(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
左右２チャンネルのステレオ入力信号が一方の入力端に各々供給される第１，第２の加算器と、前記第１，第２の加算器の出力端が反転入力端に各々供給される第１，第２の反転アンプと、前記第１の反転アンプの出力端と前記第１の加算器の他方の入力端に接続され、所定の振幅位相特性を付与する第１の振幅位相特性付与回路と、前記第２の反転アンプの出力端と前記第２の加算器の他方の入力端に接続され、所定の振幅位相特性を付与する第２の振幅位相特性付与回路と、前記第１の反転アンプの出力信号と前記第２の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第３の加算器と、前記第２の反転アンプの出力信号と前記第１の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第４の加算器とを有する音場拡大器において、
前記第１，第２の振幅位相特性付与回路は、
正転入力端が各々接地された第１，第２の反転オペアンプと、
前記第１または第２の反転アンプの出力端と第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第１のスイッチド・キャパシタと、
前記第１の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第１のコンデンサと、
前記第１の反転オペアンプの出力端と第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第２のスイッチド・キャパシタと、
前記第２の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第２のコンデンサと、
前記第２の反転オペアンプの出力信号を反転するバッファアンプと、
前記バッファアンプの出力端と前記第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第３のスイッチド・キャパシタと、
前記バッファアンプの出力端と前記第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第４のスイッチド・キャパシタと
を各々備えることを特徴とする音場拡大器。
【請求項２】
２チャンネルのステレオ入力信号の一方の信号に対して、所定の振幅位相特性を付与する第１の振幅位相特性付与回路と、前記２チャンネルのステレオ入力信号の一方の信号に対して、所定の振幅位相特性を付与する第２の振幅位相特性付与回路とを有する音場拡大器において、
前記第１，第２の振幅位相特性付与回路は、
正転入力端が各々接地された第１，第２の反転オペアンプと、
前記第１の反転オペアンプの反転入力端に入力信号を供給する第１のスイッチド・キャパシタと、
前記第１の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第１のコンデンサと、
前記第１の反転オペアンプの出力端と第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第２のスイッチド・キャパシタと、
前記第２の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第２のコンデンサと、
前記第２の反転オペアンプの出力信号を反転するバッファアンプと、
前記バッファアンプの出力端と前記第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第３のスイッチド・キャパシタと、
前記バッファアンプの出力端と前記第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第４のスイッチド・キャパシタと
を各々備えることを特徴とする音場拡大器。
【請求項３】
前記第１，第２の振幅位相特性付与回路を、各々同一構成のスイッチド・キャパシタ・フィルタによって、同一チップ上に構成したことを特徴とする請求項１または２に記載の音場拡大器。
【請求項４】
前記第１のコンデンサ、前記第２のコンデンサ、前記第１のスイッチド・キャパシタ、前記第２のスイッチド・キャパシタ、前記第３のスイッチド・キャパシタ、または前記第４のスイッチド・キャパシタのうち少なくとも一つは、複数のコンデンサとスイッチからなり、前記スイッチを制御することによって、拡大すべき音場に対応するように前記複数のコンデンサを選択、組み合わせ、または切換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載の音場拡大器。
【請求項５】
前記第１，第２の振幅位相特性付与回路におけるスイッチド・キャパシタは、当該振幅位相特性付与回路の電圧利得、カットオフ周波数またはＱを制御する抵抗として機能することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１の請求項に記載の音場拡大器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２チャンネルステレオの音場を拡大する音場拡大器に関し、ＬＳＩ化に好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般の２チャンネルステレオでは、音の分布の範囲は左右のスピーカの間に限られている。音場拡大器は、これをスピーカの外側まで拡大しようとするものである。２チャンネルステレオにおける音場拡大は、それぞれ一方のチャンネルの信号に特定の振幅特性または位相特性を与えて、他方のチャンネルに加算しあうことで得られる。
【０００３】
例えば、Ｌチャンネルの音声信号に所定の振幅位相特性を付与した場合には、その逆特性をＬチャンネルの音声信号に付与し、この信号をＲチャンネルの音声信号に混合することが行われる。ところで、正確に逆特性を得るには、振幅位相特性を付与する回路と逆特性を付与する回路の定数を厳密に設定する必要がある。しかし、実際の回路では、素子のバラツキ等により、これを実現することは難しい。
【０００４】
そこで、本出願人は、係る問題を解決すべく、図５に示す音場拡大器を先に提案した（特公平３−８０４００号）。この音場拡大器は、同様に構成されたＬチャンネル用音場拡大回路ＡとＲチャンネル用音場拡大回路Ｂとからなる。ここで、振幅位相特性付与回路３７は、反転アンプ３６の出力信号にＸ（ｆ）ｅｊθ（ｆ）という振幅位相特性（Ｘ：振幅利得、θ：位相変化量）を付与して、反対側チャネルの加算器４６，４８に出力している。また、反転アンプ３６は、反転アンプ３６の出力端→振幅位相特性付与回路３７→加算器４４→加算器３４→反転アンプ３６の反転入力端、といったフィードバックループを有しており、その出力信号Ｖ２は以下の式で与えられる。
Ｖ２＝−Ｖ１／｛１＋Ｘ（ｆ）ｅｊθ（ｆ）｝
ここで、入力端子３３ａ，３３ｂに入力信号Ａｉｎ，Ｂｉｎとして信号Ｌ，Ｒをそれぞれ入力すれば、出力端子５０，５２には次の出力信号Ａｏｕｔ，Ｂｏｕｔが得られる。
Ａｏｕｔ＝｛Ｌ＋Ｒ・Ｘ（ｆ）ｅｊθ（ｆ）｝／｛１＋Ｘ（ｆ）ｅｊθ（ｆ）｝
Ｂｏｕｔ＝｛Ｒ＋Ｌ・Ｘ（ｆ）ｅｊθ（ｆ）｝／｛１＋Ｘ（ｆ）ｅｊθ（ｆ）｝
【０００５】
また、振幅位相特性付与回路３７は、例えば、図６に示すような２次の低域通過アクティブフィルタ等で構成される。この場合、抵抗値と容量値が図に示すものであるならば、カットオフ角周波数Ｗは、音場拡大の効果が得られるように音声信号帯域に設定され、その値は次式で与えられる。
Ｗ＝１／（Ｒ２・Ｒ３・Ｃｘ・Ｃｙ）１／２
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、部品点数の削減および信頼性の向上等を目的として、上述した音場拡大器をＬＳＩ化したいとの要請がある。この場合には、振幅位相特性付与回路３７を構成する抵抗やコンデンサをＩＣチップ上で実現する必要がある。
しかし、上述したように振幅位相特性付与回路３７のカットオフ角周波数Ｗは音声信号帯域に設定されるので、抵抗やコンデンサの値が大きくなり、例えば、コンデンサの容量値は、数百ＰＦ〜数千ＰＦになってしまう。このため、音場拡大器をＬＳＩで構成すると、ＩＣチップ上のコンデンサの面積が非常に大きくなり、ＬＳＩのコストが高くなってしまう。
【０００７】
また、音場拡大の効果を切り換えたい場合には、所望の特性を付与できるように振幅位相特性付与回路３７の抵抗やコンデンサを予め複数設けておき、これらを特性に応じて切り換える必要がある。この場合には、より多くのコンデンサが必要とされるため、ＬＳＩ化が極めて困難となる。
【０００８】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、容易にＬＳＩ化を行うことができ、かつ振幅位相特性を切り換えることができる音場拡大器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決するため、この発明は、左右２チャンネルのステレオ入力信号が一方の入力端に各々供給される第１，第２の加算器と、前記第１，第２の加算器の出力端が反転入力端に各々供給される第１，第２の反転アンプと、前記第１の反転アンプの出力端と前記第１の加算器の他方の入力端に接続され、所定の振幅位相特性を付与する第１の振幅位相特性付与回路と、前記第２の反転アンプの出力端と前記第２の加算器の他方の入力端に接続され、所定の振幅位相特性を付与する第２の振幅位相特性付与回路と、前記第１の反転アンプの出力信号と前記第２の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第３の加算器と、前記第２の反転アンプの出力信号と前記第１の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第４の加算器とを有する音場拡大器において、前記第１，第２の振幅位相特性付与回路は、正転入力端が各々接地された第１，第２の反転オペアンプと、前記第１または第２の反転アンプの出力端と第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第１のスイッチド・キャパシタと、前記第１の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第１のコンデンサと、前記第１の反転オペアンプの出力端と第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第２のスイッチド・キャパシタと、前記第２の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第２のコンデンサと、前記第２の反転オペアンプの出力信号を反転するバッファアンプと、前記バッファアンプの出力端と前記第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第３のスイッチド・キャパシタと、前記バッファアンプの出力端と前記第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第４のスイッチド・キャパシタとを各々備えることを特徴とする音場拡大器を提供する。
また、この発明は、２チャンネルのステレオ入力信号の一方の信号に対して、所定の振幅位相特性を付与する第１の振幅位相特性付与回路と、前記２チャンネルのステレオ入力信号の一方の信号に対して、所定の振幅位相特性を付与する第２の振幅位相特性付与回路とを有する音場拡大器において、前記第１，第２の振幅位相特性付与回路は、正転入力端が各々接地された第１，第２の反転オペアンプと、前記第１の反転オペアンプの反転入力端に入力信号を供給する第１のスイッチド・キャパシタと、前記第１の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第１のコンデンサと、前記第１の反転オペアンプの出力端と第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第２のスイッチド・キャパシタと、前記第２の反転オペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第２のコンデンサと、前記第２の反転オペアンプの出力信号を反転するバッファアンプと、前記バッファアンプの出力端と前記第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第３のスイッチド・キャパシタと、前記バッファアンプの出力端と前記第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された第４のスイッチド・キャパシタとを各々備えることを特徴とする音場拡大器を提供する。
好ましい態様において、前記第１，第２の振幅位相特性付与回路は、各々同一構成のスイッチド・キャパシタ・フィルタによって、同一チップ上に構成されている。
また、好ましい態様において、前記第１のコンデンサ、前記第２のコンデンサ、前記第１のスイッチド・キャパシタ、前記第２のスイッチド・キャパシタ、前記第３のスイッチド・キャパシタ、または前記第４のスイッチド・キャパシタのうち少なくとも一つは、複数のコンデンサとスイッチからなり、前記音場拡大器は、前記スイッチを制御することによって、拡大すべき音場に対応するように前記複数のコンデンサを選択、組み合わせ、または切換える。
また、好ましい態様において、前記第１，第２の振幅位相特性付与回路におけるスイッチド・キャパシタは、当該振幅位相特性付与回路の電圧利得、カットオフ周波数またはＱを制御する抵抗として機能する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
１．全体の構成
本発明に係わる音場拡大器は、振幅位相特性付与回路を除いて、従来の音場拡大器と同様であるため、ここでは新たな振幅位相特性付与回路３７’について図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明の一実施形態に係わる音場拡大器に用いられる振幅位相特性付与回路の回路図である。
【００１３】
図において、１００，２００は反転アンプ、３００は反転型のバッファアンプである。また、１０，２０…６０はコンデンサであって、それらの容量値はＣ１，Ｃ２…Ｃ６である。また、Ａ１０，Ａ１１，Ａ２０，Ａ２１，Ａ５０，Ａ５１，Ａ６０，Ａ６１は、第１のクロックＣＫ１で制御される第１のスイッチ群ＳＷａであり、一方、Ｂ１０，Ｂ１１，Ｂ２０，Ｂ２１，Ｂ５０，Ｂ５１，Ｂ６０，Ｂ６１は、第２のクロックＣＫ２で制御される第２のスイッチ群ＳＷｂである。また、第１，第２のスイッチ群ＳＷａ，ＳＷｂは、各コンデンサ１０，２０，５０，６０の両端に各々接続される。また、第１のクロックＣＫ１と第２のクロックＣＫ２は、図２に示すように位相が１８０度ずれており、それらの周波数はｆＨｚである。ここで、第１，第２のスイッチ群ＳＷａ，ＳＷｂは、第１，第２のクロックＣＫ２がハイレベル（Ｈ）のときにオン状態となり、一方、それらがローレベル（Ｌ）のときにオフ状態となるように構成されている。
【００１４】
この場合、コンデンサ１０，２０，５０，６０と第１，第２のスイッチ群ＳＷａ，ＳＷｂによって、周知のスイッチド・キャパシタが構成される。このため、コンデンサ１０，２０，５０，６０は、等価的に抵抗として機能し、それらの等価抵抗値は、１／（ｆ・Ｃ１），１／（ｆ・Ｃ２），１／（ｆ・Ｃ５），１／（ｆ・Ｃ６）となる。
【００１５】
したがって、図１に示す振幅位相特性付与回路３７’は図３に示す回路と等価である。この回路において、電圧利得Ａｖ，カットオフ周波数ｆｃ、およびＱは、以下の式で与えられる。
Ａｖ＝Ｃ１／Ｃ５……式１
ｆｃ＝（ｆ／２π）・｛（Ｃ２・Ｃ５）／（Ｃ３・Ｃ４）｝１／２……式２
Ｑ＝｛（Ｃ２・Ｃ４・Ｃ５）／（Ｃ６２・Ｃ３）｝１／２……式３
【００１６】
まず、式１から明らかなように、電圧利得Ａｖは、Ｃ１とＣ５の比によって定まる。また、カットオフ周波数ｆｃは、式２より、Ｃ２・Ｃ５とＣ３・Ｃ４の比およびクロック周波数ｆによって定まる。この場合、クロック周波数ｆは、Ｃ２〜Ｃ５を低く押さえＩＣチップにコンデンサを組み込むことができるように設定される。また、ＱはＣ２・Ｃ４・Ｃ５とＣ６２・Ｃ３の比によって定まる。
【００１７】
したがって、所定の位相振幅特性を実現しようとする場合、図１に示す各コンデンサ１０〜６０には、各素子間の相対的な精度が確保されれば十分であり、個々の素子について絶対的な精度は不要である。ところで、ＩＣチップ上でのコンデンサは、バイポーラプロセスでは接合容量として、ＭＯＳプロセスではＭＯＳ容量として実現されるが、いずれのプロセスにおいても、その容量値は、電極面積に比例する。また、電極面積はＩＣを作成する際のマスク面積によって定まる。このため、ＩＣチップ上では相対的に精度の高いコンデンサを作成することができる。したがって、この振幅位相特性付与回路３７’によれば、振幅位相特性を高い精度で実現することができる。また、図５に示すＬチャンネル用音場拡大器ＡとＲチャンネル用音場拡大器Ｂには、振幅位相特性付与回路３７ａ，３７ｂが各々設けられているが、これらの回路の特性は、同一であることが望ましい。この場合、本実施形態の振幅位相特性付与回路３７’を同一ＩＣチップ上で構成すると、２つの回路の振幅位相特性は、これらの回路を構成するコンデンサの相対的な容量値で定まるので、両回路の振幅位相特性を高い精度で一致させることができる。
【００１８】
２．振幅位相特性の切換
次に、振幅位相特性の切換について、図４を参照しつつ説明する。図４は、図１に示す各コンデンサ１０〜６０の詳細な構成を示す回路図である。図において、Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ…はコンデンサである。また、Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ…はスイッチであって、セレクト信号ＳＬａ，ＳＬｂ，ＳＬｃ…によって各々独立に制御される。コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の一端は接続点ＣＣで各々接続され、一方、それらの他端はスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…を介して接続点ＳＳで各々接続される。ここで、コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の容量値は、これらを適宜選択、組み合わせ、またはスイッチング周波数ｆに同期して切換えることによって、各種の音場拡大の効果が得られるように選ばれている。したがって、セレクト信号ＳＬａ，ＳＬｂ，ＳＬｃ…がスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…に供給されると、コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の選択または組み合わせが行われ、これにより、各種の音場拡大効果を実現することができる。
【００１９】
ここで、上記した式１〜式３を参照すると、Ｃ１は電圧利得Ａｖを与える式１のみに現れ、また、Ｃ６はＱを与える式３のみに現れる。したがって、カットオフ周波数ｆｃとＱを一定にして電圧利得Ａｖのみを切り換える場合には、図１に示すコンデンサ１０のみを切り換えればよい。また、電圧利得Ａｖとカットオフ周波数ｆｃを一定にしてＱのみを切り換える場合には、コンデンサ６０のみを切り換えればよい。また、カットオフ周波数を切り換える場合には、クロック周波数ｆを切り換えるか、コンデンサ２０，３０，４０，５０を適宜切り換えればよい。
【００２０】
３．まとめ
上述したように本実施形態によれば、振幅位相特性付与回路３７’をスイッチド・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）を用いて構成したので、音場拡大器のＬＳＩ化を図ることができ、その部品点数の削減や信頼性を向上させることができる。
また、音場拡大器の振幅位相特性は、振幅位相特性付与回路３７’を構成するコンデンサ１０〜６０の相対的な容量値とクロック周波数ｆに依存するので、振幅位相特性の精度を向上させることがきる。また、ＬチャンネルとＲチャンネルの特性差をなくすことができ、より自然な音場拡大を演出することができる。
また、コンデンサ１０〜６０の容量値Ｃ１〜Ｃ６を適宜切り換えることにより、各種の振幅特性・位相特性を実現することができ、これにより、例えば、クラシックやポップスといった曲の種類、あるいは室内や車内といった再生する場所によって、音場拡大の効果を選択できる音場拡大器を提供することができる。
【００２１】
４．変形例
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、以下に述べる各種の変形が可能である。
▲１▼上述した実施形態においては、各コンデンサ１０〜６０を、図４に示すようにコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…とスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…とから構成するようにしたが、全てのコンデンサ１０〜６０を切り換えるように構成しなくともよい。要は、所望の振幅位相特性を実現するのに必要なコンデンサについて、その容量値を切り換えることができるように構成すればよい。
【００２２】
▲２▼上述した実施形態において、カットオフ周波数ｆｃを切り換えるには、クロック周波数ｆｃｋの切換とコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の切換を適宜組み合わせてもよい。また、スイッチド・キャパシタを構成する各スイッチに異なるクロックを供給してもよい。例えば、図１において、スイッチＡ１０，Ａ１１，Ｂ１０，Ｂ１１およびスイッチＡ５０，Ａ５１，Ｂ５０，Ｂ５１のクロック周波数がｆｃｋ１である場合に、スイッチＡ１０，Ａ１１，Ｂ１０，Ｂ１１のクロック周波数を２・ｆｃｋ１に変化させれば、電圧利得Ａｖを２倍にすることができる。
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の発明特定事項によれば、容易にＬＳＩ化を行うことができ、かつ振幅位相特性を切り換えることができる。また、所望の振幅位相特性を精度よく付与することができる。この結果、左右チャンネルに付与する振幅位相特性を精度よく一致させ、左右チャンネルのバランスを常に良好に保つことができるので、より自然な音の広がりを感じられる音場を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係わる音場拡大器に用いられる振幅位相特性付与回路の回路図である。
【図２】同実施形態の第１，第２のクロックを説明するための波形図である。
【図３】同実施形態に係わる振幅位相特性付与回路の等価回路を示す回路図である。
【図４】同実施形態に係わる振幅位相特性付与回路の各コンデンサの構成を説明するための回路図である。
【図５】従来の音場拡大器の回路図である。
【図６】従来の音場拡大器に用いられる振幅位相特性付与回路の回路図である。
【符号の説明】
３４…加算器（第１，第２の加算器）、３６…反転アンプ（第１，第２の反転アンプ）、３７…振幅位相特性付与回路（第１，第２の振幅位相特性付与回路）、４６…加算器（第３の加算器）、４８…加算器（第４の加算器）、１００，２００…反転アンプ（第１，第２の反転オペアンプ）、１０，２０，５０，６０…コンデンサ（第１〜第４のスイッチド・キャパシタ）、３０，４０…コンデンサ（第１，第２のコンデンサ）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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