(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ比較器の出力信号に基づいてスイッチング動作する出力素子と、
前記出力素子の出力信号を平滑して複数の直流出力電圧及び直流出力電流を出力する平滑回路と、
前記直流出力電圧を検出して、該直流出力電圧を一定電圧に維持するように前記ＰＷＭ比較器を制御する電圧制御用アンプと、
前記直流出力電流を検出して該直流出力電流を一定値以下に維持するように前記ＰＷＭ比較器を制御する電流制御用アンプと
を備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記電圧制御用アンプは、その入力段を前記複数の直流出力電圧を入力可能とする並列に接続された複数のＰＮＰトランジスタで構成し、前記複数の直流出力電圧のうち、最も低電圧の直流出力電圧に基づいて、前記ＰＷＭ比較器を制御することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記電圧制御用アンプは、
前記入力段におけるＰＮＰトランジスタの出力電流に基づいて動作する中間段トランジスタと、
前記中間段トランジスタの出力電圧に基づいて動作する１入力増幅器と
を更に含んで構成されることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、バッテリーの充電器として使用されるＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
近年の携帯用電子機器は、小型軽量化及び低消費電力化が進み、機動性が向上している。このような携帯用電子機器では、内蔵バッテリーあるいは外付けのバッテリーを電源として動作し、そのバッテリーは専用の充電器により充電される。そして、携帯用電子機器の機動性をますます向上させるために、１個の充電器で複数のバッテリーを短時間に充電する充電器が必要となっている。
【０００３】
【従来の技術】
同時に２個のバッテリーを充電可能とした従来のＤＣ／ＤＣコンバータの一例を図５に示す。
【０００４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、１チップの集積回路上に形成される制御回路２と、多数の外付け素子とから構成される。
前記制御回路２の出力信号は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成される出力トランジスタ３のゲートに入力され、その出力トランジスタ３のソースには電源回路（図示しない）から電源Ｖccが供給される。
【０００５】
前記出力トランジスタ３のドレインは、出力コイル４及び出力電流検出用抵抗Ｒ１を介してダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに接続される。そして、前記ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続され、その出力端子Ｔ１，Ｔ２が負荷としてのバッテリーＢ１，Ｂ２に接続される。
【０００６】
前記出力トランジスタ３のドレインは、フライホイールダイオード５のカソードに接続され、そのフライホイールダイオード５のアノードは、グランドＧＮＤに接続される。
【０００７】
前記出力コイル４と前記抵抗Ｒ１間は、容量６を介してグランドＧＮＤに接続される。
前記制御回路２内の電流検出アンプ７には、前記抵抗Ｒ１の両端子の電圧が入力され、その電流検出アンプ７の出力信号は電流制御用アンプ８のマイナス側入力端子に入力される。また、前記電流制御用アンプ８のプラス側入力端子には基準電圧が入力され、同電流制御用アンプ８の出力信号はＰＷＭ比較器９のプラス側入力端子に入力される。
【０００８】
前記電流検出アンプ７のマイナス側入力端子は、抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してグランドＧＮＤに接続され、その抵抗Ｒ２，Ｒ３間が電圧制御用アンプ１０のプラス側入力端子に接続される。
【０００９】
前記電流検出アンプ７のマイナス側入力端子には、前記ダイオードＤ１，Ｄ２の入力電圧が入力されている。従って、電圧制御用アンプ１０のマイナス側入力端子にはダイオードＤ１，Ｄ２の入力電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧、すなわちダイオードＤ１，Ｄ２の入力電圧に比例した電圧が入力される。前記電圧制御用アンプ１０のプラス側入力端子には、基準電圧が入力され、同電圧制御用アンプ１０の出力信号は、前記ＰＷＭ比較器９のプラス側入力端子に入力される。
【００１０】
前記ＰＷＭ比較器９のマイナス側入力端子には、発振器１１の出力信号が入力される。前記ＰＷＭ比較器９の出力信号は、出力部１２に入力され、その出力部１２の出力信号は、前記出力トランジスタ３のゲートに入力される。
【００１１】
このように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータは、出力部１２の出力信号に基づいて出力トランジスタ３がスイッチング動作すると、同出力トランジスタ３のドレインから出力される脈流が出力コイル４、容量６、抵抗Ｒ１及びフライホイールダイオード５で平滑され、出力端子Ｔ１，Ｔ２から直流出力電流Ｉout1, Ｉout2として出力される。
【００１２】
このとき、出力電流Ｉout1, Ｉout2により、抵抗Ｒ１の両端子間に発生する電位差が電流検出アンプ７に入力され、電流検出アンプ７は出力電流Ｉout1, Ｉout2の電流値の和に基づく電圧信号を電流制御用アンプ８に出力する。
【００１３】
電流制御用アンプ８は、電流検出アンプ７の出力電圧と、基準電圧との比較に基づいて、出力信号をＰＷＭ比較器９に出力する。
前記ダイオードＤ１，Ｄ２に入力される電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３で抵抗分割した電圧が前記電圧制御用アンプ１０に入力される。電圧制御用アンプ１０は、入力電圧と基準電圧との比較に基づく出力信号をＰＷＭ比較器９に出力する。
【００１４】
前記ＰＷＭ比較器９には、発振器１１から一定の周波数の出力信号が入力される。そして、ＰＷＭ比較器９は発振器１１の出力信号と、電流制御用アンプ８及び電圧制御用アンプ１０の出力信号に基づいて、出力部１２に出力するパルス信号のデューテイを制御し、出力部１２はＰＷＭ比較器から出力されたパルス信号に基づいて、出力トランジスタ３を駆動する。
【００１５】
このような動作により、図６に示すように、出力電流Ｉout1, Ｉout2の和が一定値を超えない範囲で、定電圧の出力電圧Ｖout が出力される。
上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータでは、同時に二つのバッテリーＢ１，Ｂ２を充電するとき、各バッテリーＢ１，Ｂ２に供給される充電電流は、一つのバッテリーを充電するときの１／２となるため、２倍の充電時間が必要となる。
【００１６】
すなわち、図７に示すように、一つのバッテリーを充電するときには、当該バッテリーに充電電流ＣＩ１が供給されて、同バッテリーの充電電圧Ｖ１が充電時間ｔ１で所定の満充電電圧Ｖｆに達する。
【００１７】
ところが、二つのバッテリーを並列に充電する場合には、各バッテリーに供給される充電電流ＣＩ２は前記充電電流ＣＩ１の１／２となり、各バッテリーの充電電圧Ｖ２が満充電電圧Ｖｆに達するまでに、前記充電時間ｔ１の２倍の充電時間ｔ２を要する。
【００１８】
一方、抵抗Ｒ１の抵抗値を１／２とすれば、供給可能な充電電流を２倍として、充電時間を短縮することが可能となる。しかし、このような構成では一つのバッテリーを充電する場合に、過剰な充電電流がバッテリーに供給されて、過充電により、バッテリーの寿命を縮めてしまう。
【００１９】
そこで、上記のような不具合を改善するために、図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている。
このＤＣ／ＤＣコンバータは、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードと出力端子Ｔ１，Ｔ２との間にそれぞれ抵抗Ｒ４，Ｒ５を接続し、バッテリーＢ１，Ｂ２の充電電流及び充電電圧をそれぞれ独立して検出可能としている。
【００２０】
そして、電流検出用アンプ７ａ，７ｂ、電流制御用アンプ８ａ，８ｂ及び電圧制御用アンプ１０ａ，１０ｂがそれぞれ二組ずつ設けられて、バッテリーＢ１，Ｂ２の充電電流及び充電電圧に基づく信号がＰＷＭ比較器９ａに出力される。
【００２１】
前記ＰＷＭ比較器９ａは、二つのプラス側入力端子に入力される入力信号のうち、低電位の入力信号に基づいて動作する。従って、充電電位の低いバッテリーに十分な充電電流が供給されるため、二つのバッテリーＢ１，Ｂ２を並行して充電しても、その充電時間は、一つのバッテリーを充電する場合とほぼ等しくなる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図８に示すようなＤＣ／ＤＣコンバータでは、二つのバッテリーＢ１，Ｂ２を並行して充電するために、電流検出用アンプ７ａ，７ｂ、電流制御用アンプ８ａ，８ｂ及び電圧制御用アンプ１０ａ，１０ｂの数が増大するため、制御回路２ａを構成するチップ面積が増大する。
【００２３】
また、並列に充電しようとするバッテリーの数が増加すれば、各アンプの数がさらに増大して、チップ面積が増大するという問題点がある。
この発明の目的は、複数のバッテリーを並行して充電する際、充電時間の短縮を図りながら、チップ面積の増大を防止し得るＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
図１は請求項１の原理説明図である。すなわち、出力素子３は、ＰＷＭ比較器９の出力信号に基づいてスイッチング動作する。平滑回路２４は、前記出力素子３の出力信号を平滑して複数の直流出力電圧Ｖo1，Ｖo2及び直流出力電流Ｉo1，Ｉo2を出力する。電圧制御用アンプ２１は、前記直流出力電圧Ｖo1，Ｖo2を検出して、該直流出力電圧を一定電圧に維持するように前記ＰＷＭ比較器９を制御する。電流制御用アンプ８は、前記直流出力電流Ｉo1，Ｉo2を検出して該直流出力電流を一定値以下に維持するように前記ＰＷＭ比較器９を制御する。前記電圧制御用アンプ２１は、その入力段を前記複数の直流出力電圧を入力可能とする並列に接続された複数のＰＮＰトランジスタで構成し、前記複数の直流出力電圧のうち、最も低電圧の直流出力電圧に基づいて、前記ＰＷＭ比較器９を制御する。
【００２５】
請求項２では、前記電圧制御用アンプは、前記入力段におけるＰＮＰトランジスタの出力電流に基づいて動作する中間段トランジスタと、前記中間段トランジスタの出力電圧に基づいて動作する１入力増幅器とを更に含んで構成されている。
【００２６】
（作用）
請求項１では、一つの電圧制御用アンプ２１の入力段には複数の直流出力電圧Ｖo1，Ｖo2が入力され、その直流出力電圧のうち最も低電圧の直流出力電圧に基づいて、前記ＰＷＭ比較器９が制御されるので、十分な出力電流が出力され、出力電圧が速やかに一定に維持される。
【００２８】
請求項２では、入力段のＰＮＰトランジスタにそれぞれ直流出力電圧が入力され、その直流出力電圧のうち最も低電圧の直流出力電圧が入力された入力段トランジスタの動作に基づいて中間段トランジスタが動作し、その中間段トランジスタの出力信号に基づいて動作する１入力増幅器の出力信号により、ＰＷＭ比較器が制御される。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（第一の実施の形態）
図２は、この発明を具体化した第一の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータを示す。
【００３０】
この実施の形態は、図８に示す前記従来例の電圧制御用アンプ１０ａ，１０ｂを一つの電圧制御用アンプ２１に置換した構成であり、その他の構成は前記従来例と同様である。前記従来例と同一構成部分は、同一符号を付してその説明を省略する。
【００３１】
前記電圧制御用アンプ２１は、第一及び第二のマイナス側側入力端子と、プラス側入力端子とを備え、プラス側入力端子には基準電圧Ｖｓが入力される。前記第一のマイナス側入力端子には、出力端子Ｔ１の出力電圧を抵抗Ｒ６，Ｒ７で分圧した電圧がノードＮ１から入力される。前記第二のマイナス側入力端子には、出力端子Ｔ２の出力電圧を抵抗Ｒ８，Ｒ９で分圧した電圧がノードＮ２から入力される。
【００３２】
前記電圧制御用アンプ２１の具体的構成を図３に示す。前記ノードＮ１，Ｎ２は、ＰＮＰトランジスタＴr1，Ｔr2のベースに入力され、前記基準電圧ＶｓはＰＮＰトランジスタＴr3のベースに入力される。前記トランジスタＴr1〜Ｔr3のエミッタには、電流源２２ａから定電流が供給される。
【００３３】
前記トランジスタＴr1，Ｔr2のコレクタは、電流源２２ｂに接続される。電流源２２ｂは、トランジスタＴr1，Ｔr2のコレクタからグランドＧＮＤに定電流を流す。
【００３４】
前記トランジスタＴr3のコレクタは、電流源２２ｃに接続される。電流源２２ｃは、トランジスタＴr3のコレクタからグランドＧＮＤに定電流を流す。前記電流源２２ｂ，２２ｃは、同一の電流駆動能力を備える。従って、前記トランジスタＴr1〜Ｔr3及び電流源２２ｂ，２２ｃにより差動回路が構成される。
【００３５】
ＰＮＰトランジスタＴr4，Ｔr5のエミッタには、定電圧電源Ｖref が供給され、同トランジスタＴr4，Ｔr5のベースは互いに接続されるとともに、トランジスタＴr4のコレクタに接続される。
【００３６】
前記トランジスタＴr4のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴr6のコレクタに接続され、同トランジスタＴr6のエミッタは、前記電流源２２ｂに接続される。
前記トランジスタＴr5のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴr7のコレクタに接続され、同トランジスタＴr7のエミッタは、前記電流源２２ｃに接続される。前記トランジスタＴr6，Ｔr7のベースには、内部電源が供給されて、同一の電流駆動能力を備える。従って、前記トランジスタＴr4〜Ｔr7及び電流源２２ｂ，２２ｃによりカレントミラー回路が構成される。
【００３７】
前記トランジスタＴr5，Ｔr7のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴr8のベースに接続され、同トランジスタＴr8のコレクタ・ベース間には容量Ｃが接続される。
【００３８】
前記トランジスタＴr8のコレクタには電流源２２ｄから定電流が供給され、エミッタはＮＰＮトランジスタＴr9のベースに接続される。前記トランジスタＴr9のコレクタには、前記電流源２２ｄからダイオードＤを介して定電流が供給され、同トランジスタＴr9のエミッタはグランドＧＮＤに接続される。従って、トランジスタＴr8，Ｔr9はダーリントン接続されている。
【００３９】
前記トランジスタＴr9のコレクタは、ＰＮＰトランジスタＴr10 のベースに接続され、同トランジスタＴr10 のエミッタには電流源２２ｅから定電流が供給される。前記トランジスタＴr10 のコレクタはグランドＧＮＤに接続される。そして、前記トランジスタＴr10 のエミッタから出力信号ＯＵＴが出力される。
【００４０】
上記のように構成された電圧制御用アンプ２１は、ノードＮ１，Ｎ２の少なくともいずれかが基準電圧Ｖｓより低くなれば、トランジスタＴr1，Ｔr2がトランジスタＴr3よりオン状態となるため、トランジスタＴr6のコレクタ電流が減少し、トランジスタＴr7のコレクタ電流が増加するため、トランジスタＴr8，Ｔr9がオフされる。
【００４１】
そして、トランジスタＴr8，Ｔr9のオフ動作に基づいて、トランジスタＴr10 のベース電流が遮断され、トランジスタＴr10 がオフされる。すると、出力信号ＯＵＴはＨレベルとなる。
【００４２】
一方、ノードＮ１，Ｎ２がともに基準電圧Ｖｓより高くなれば、トランジスタＴr3がトランジスタＴr1，Ｔr2よりオン状態となり、トランジスタＴr6のコレクタ電流が増加し、トランジスタＴr7のコレクタ電流が減少するため、トランジスタＴr8，Ｔr9がオンされる。
【００４３】
そして、トランジスタＴr8，Ｔr9のオン動作に基づいて、トランジスタＴr10 のベース電流が増大し、トランジスタＴr10 がオンされる。すると、出力信号ＯＵＴはＬレベルとなる。
【００４４】
このように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチング動作する出力トランジスタ３から供給される充電電流でバッテリーＢ１，Ｂ２が充電される。このとき、出力端子Ｔ１，Ｔ２の出力電圧は、電圧制御用アンプ２１で検出されて、出力端子Ｔ１，Ｔ２の出力電圧を定電圧とするように、ＰＷＭ比較器９ａにより出力トランジスタ３のスイッチング動作のデューテイが設定される。
【００４５】
また、バッテリーＢ１，Ｂ２に流れる充電電流が許容値を越えないようにするために、抵抗Ｒ４，Ｒ５の両端子電圧が電流検出アンプ７ａ，７ｂで検出され、その電流検出アンプ７ａ，７ｂの出力信号による電流制御用アンプ８ａ，８ｂの出力信号に基づいて、ＰＷＭ比較器９ａにより出力トランジスタ３のスイッチング動作のデューテイが設定される。
【００４６】
上記のように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータでは、次に示す作用効果を得ることができる。
（イ）バッテリーＢ１，Ｂ２には、それぞれ独立した抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して供給される充電電流が供給される。従って、抵抗Ｒ４，Ｒ５の値を小さくすることなく、バッテリーＢ１，Ｂ２に十分な充電電流を供給することができるとともに、一つのバッテリーのみを接続して充電する場合にも、過充電となることはない。
【００４７】
（ロ）バッテリーＢ１，Ｂ２に流れる充電電流を、抵抗Ｒ４，Ｒ５の両端子電圧に基づいてそれぞれ独立して検出することができるので、バッテリーＢ１，Ｂ２に流れる充電電流のいずれかが許容値を越えた場合には、出力トランジスタ３のオン時間が短縮されるようにスイッチング動作のデューテイが設定される。従って、各バッテリーＢ１，Ｂ２に供給される充電電流が許容値を越えない範囲で十分な充電電流が供給されるので、図８に示す前記従来例と同様に、バッテリーＢ１，Ｂ２を効率よく充電することができる。
【００４８】
（ハ）バッテリーＢ１，Ｂ２の充電電圧をそれぞれ電圧制御用アンプで検出して、その充電電圧が一定となるように出力トランジスタ３のスイッチング動作のデューティを制御することができる。従って、各バッテリーＢ１，Ｂ２を充電する充電電圧が一定に維持されるので、図８に示す前記従来例と同様に、バッテリーＢ１，Ｂ２を効率よく充電することができる。
【００４９】
（ニ）複数のバッテリーＢ１，Ｂ２の充電電圧を、一つの電圧制御用アンプ２１で検出して、その充電電圧が一定となるように出力トランジスタ３を制御することができる。従って、バッテリーＢ１，Ｂ２の充電電圧を共通の電圧制御用アンプ２１で検出することができるので、制御回路２ｂを構成するアンプの数を削減して、制御回路２ｂを搭載するチップの面積を縮小することができる。この結果、一枚のウェハから製造されるチップ数を増大させることができるので、歩留まりを向上させることができる。
（第二の実施の形態）
図４は、前記電圧制御用アンプ２１の第二の実施の形態を示す。この実施の形態は、通常の二入力の比較器を使用して多入力の電圧制御用アンプを構成するものである。
【００５０】
ＰＮＰトランジスタＴr11 ，Ｔr12 のエミッタには、電流源２２ｆから定電流が供給される。前記トランジスタＴr11 のベースは、前記ノードＮ１に接続され、前記トランジスタＴr12 のベースは、前記ノードＮ２に接続される。前記トランジスタＴr11 ，Ｔr12 のコレクタは、グランドＧＮＤに接続される。
【００５１】
前記トランジスタＴr11 ，Ｔr12 のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴr13 のベースに接続され、同トランジスタＴr13 のコレクタには電源Ｖccが供給される。
【００５２】
前記トランジスタＴr13 のエミッタは、電流源２２ｇに接続されるとともに、比較器２３のマイナス側入力端子に接続される。前記電流源２２ｇは、前記トランジスタＴr13 のエミッタからグランドＧＮＤに定電流を流す。
【００５３】
前記比較器２３のプラス側入力端子には、基準電圧Ｖｓが入力され、出力端子から出力信号ＯＵＴが出力される。
上記のように構成された電圧制御用アンプは、ノードＮ１，Ｎ２の少なくともいずれかが低電位となるほど、トランジスタＴr13 のベース電流が減少して、同トランジスタＴr13 のコレクタ電流が減少することにより、比較器２３のマイナス側入力端子電圧が低下し、そのマイナス側入力端子電圧が基準電圧Ｖｓより低くなれば比較器２３からＨレベルの出力信号ＯＵＴが出力される。
【００５４】
一方、ノードＮ１，Ｎ２の電位が上昇すると、トランジスタＴr11 ，Ｔr12 のコレクタ電流が減少して、トランジスタＴr13 のベース電流が増大することにより同トランジスタＴr13 のコレクタ電流が増大して、比較器２３のマイナス側入力端子電圧が上昇する。
【００５５】
そして、比較器２３のマイナス側入力端子電圧が基準電圧Ｖｓより高くなると、比較器２３の出力信号ＯＵＴはＬレベルとなる。
このような動作により、この電圧制御用アンプは前記第一の実施の形態の電圧制御用アンプと同様に動作する。
【００５６】
この実施の形態の電圧制御用アンプを備えたＤＣ／ＤＣコンバータは、前記実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータの作用効果に加えて、通常の比較器を使用して、多入力の電圧制御用アンプを容易に構成することができる効果がある。
【００５７】
【発明の効果】
以上詳述したように、この発明は複数のバッテリーを並行して充電する際、充電時間の短縮を図りながら、チップ面積の増大を防止し得るＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の原理説明図である。
【図２】  第一の実施の形態を示す回路図である。
【図３】  第一の実施の形態の電圧制御用アンプを示す回路図である。
【図４】  第二の実施の形態の電圧制御用アンプを示す回路図である。
【図５】  従来例を示す回路図である。
【図６】  充電電圧・充電電流特性を示す特性図である。
【図７】  充電特性を示す特性図である。
【図８】  別の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
３        出力素子（出力トランジスタ）
９        ＰＷＭ比較器
２１      電圧制御用アンプ
２４      平滑回路
Ｉo1，Ｉo2    直流出力電流
Ｖo1，Ｖo2    直流出力電圧
【図１】
0003652830.tif 000002
【図２】
0003652830.tif 000003
【図３】
0003652830.tif 000004
【図４】
0003652830.tif 000005
【図５】
0003652830.tif 000006
【図６】
0003652830.tif 000007
【図７】
0003652830.tif 000008
【図８】
0003652830.tif 000009