(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＣＰＦＳＫ信号の周波数偏移を推定する方法であって、
ａ）該ＣＰＦＳＫ信号をスキャンする工程と、
ｂ）該工程ａ）でスキャンされた該ＣＰＦＳＫ信号の中間信号の値を決定する工程と、
ｃ）該工程ｂ）で得られた所定の数Ｌ０の連続する該中間信号の値を算出することにより、該ＣＰＦＳＫ信号の該周波数偏移の推定値（ν）を決定する工程とを含み、
整数遅延パラメータＤが特定され、
該工程ｂ）において、間隔ｋ・Ｔ＋τの該中間信号の値が、それぞれの場合に、間隔ｋ・Ｄ・Ｔ＋τおよび［ｋ−１］・Ｄ・Ｔ＋τに関して得られた該ＣＰＦＳＫ信号のスキャニングの値によって決定され、
Ｔはスキャニング周期を示し、これにより、該ＣＰＦＳＫ信号が、該工程ａ）においてスキャンされ、ｋはスキャニング指数を示し、τは遅延定数を示し、
該工程ｃ）において、ｉ＝０．．．Ｌ０−１を有する間隔ｉ・Ｄ・Ｔ＋τに関して該工程ｂ）において得られた該中間信号の値から、該周波数偏移の該推定値（ν）が決定され、
該整数遅延パラメータＤが、可変であり、該ＣＰＦＳＫ信号に用いられるＣＰＦＳＫ変調のタイプに依存して選択されることを特徴とし、
変調中の該ＣＰＦＳＫ信号の位相は、所定の位相関数に調和して変化し、該位相関数は、該ＣＰＦＳＫ信号の所定の数Ｌのシンボルの後に最終的な値に達し、該遅延パラメータに対して値Ｄ＝Ｌが選択されることを特徴とし、
該ＣＰＦＳＫ信号に割当てられる該位相関数に、Ｌ＞１が適用されることを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記工程ａ）でスキャンされた前記ＣＰＦＳＫ信号ｘ（ｋ・Ｔ＋τ）が、複素形式で存在することを特徴とし、
前記工程ｂ）において、前記中間信号の値ｚ（ｋ・Ｔ＋τ）が数式ｚ（ｋ・Ｔ＋τ）＝｛ｘ（ｋ・Ｄ・Ｔ＋τ）・ｘ＊（［ｋ−１］・Ｄ・Ｔ＋τ）｝２によって決定され、ｘ＊が該ＣＰＦＳＫ信号の複素共役形式を示すことを特徴とし、
前記工程ｃ）において、前記周波数偏移の前記推定値νが数式
【数１】
0003689043.tif 000012
によって決定されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＣＰＦＳＫ信号が、前記工程ａ）においてスキャンされる前に、低パスフィルタを通過することを特徴とする、請求項１から２のいずれかに記載の方法。
【請求項４】
前記ＣＰＦＳＫ信号が、デジタル無線システム、特に、デジタル移動式無線システム上で送信される送信信号であることを特徴とし、
該ＣＰＦＳＫ信号の前記周波数偏移（ν）を推定する前記方法が該デジタル無線システムの受信器において実行され、該推定される周波数偏移（ν）に依存して該ＣＰＦＳＫ入来信号を訂正することを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１に記載のプリアンブルによって、ＣＰＦＳＫ信号の周波数偏移を推定する方法に関する。
【０００２】
周波数または位相が変調された信号、具体的には、ＣＰＦＳＫ信号（「連続位相周波数偏移キーイング」）のためのデジタル受信器システムは、送信シンボルを正確かつ高性能に検出するために、シンボルの同期化の他に、可能な位相偏移または周波数偏移のデジタル推定および訂正も頻繁に必要とする。
【０００３】
周波数偏移を推定するために、公知の信号特性または入来信号から導かれる信号の特性を用いる直感的な方法、ならびに、いわゆるＭＬ原理（「最尤法」）に基づく方法が用いられる。この場合、基本的には、データを援用する（ｄａｔａ−ａｉｄｅｄ）方法とデータを援用しない方法との間、ならびに、クロックを援用する方法とクロックを援用しない方法との間で区別される。さらに、フィードバックを用いずに推定する方法（フィードフォワードまたは開ループ）と、フィードバックを用いて推定する方法（閉ループ）との間で区別され得る。
【０００４】
「Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｓａｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、Ｕ．ＭｅｎｇａｌｉおよびＡ．Ｎ．Ｄ’Ａｎｄｒｅａ、Ｐｌｅｎｕｍ  Ｐｒｅｓｓ、Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ、１９９７において、デジタル周波数偏移を推定する多数の公知の方法が記載され、ここで、特に、データを援用しないがクロックを援用するＭＳＫ信号（「最小偏移キーイング」）の推定方法が提示され、この方法は、いわゆる「遅延および乗算」原理に基づく。この場合、差分復調器が必須の構成要素として使用される。請求項１に記載のプリアンブルに対応するこの公知の方法について、ある程度詳細に下記で説明する。
【０００５】
この公知の方法によって、第１に、ＭＳＫ入来信号ｒ（ｔ）が、ノイズ制限のためにフィルタリングされることが想定され、フィルタリングされた結果のＭＳＫ入来信号ｘ（ｔ）が、所定の間隔ｋＴ＋τにおいてスキャンされることが想定される。ここで、ｋはスキャニング指数を示し、Ｔは入来信号のシンボル持続時間を示し、τは遅延定数を示す。「Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｓａｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、Ｕ．ＭｅｎｇａｌｉおよびＡ．Ｎ．Ｄ’Ａｎｄｒｅａ、Ｐｌｅｎｕｍ  Ｐｒｅｓｓ、Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ、１９９７においてより詳細に説明されるように、中間信号ｚ（ｋ・Ｔ＋τ）が、下記にように、入来信号のフィルタリングかつスキャンされた複素包絡線（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｅｎｖｅｌｏｐｅ）ｘ（ｋ・Ｔ＋τ）（ならびに、対応する複素共役信号ｘ＊（ｋ・Ｔ＋τ））から導かれ得る。
ｚ（ｋ・Ｔ＋τ）＝ｘ２（ｋ・Ｔ＋τ）・｛ｘ２（［ｋ−１］・Ｔ＋τ）｝＊＝｛ｘ（ｋ・Ｔ＋τ）・ｘ＊（［ｋ−１］・Ｔ＋τ）｝２
この中間信号は、Ｌ０の受信器シンボルを含む測定間隔を算出することにより、周波数偏移の推定値νを提供する。
【０００６】
【数２】
0003689043.tif 000002
しかし、前述のように、上記の方法は、ＭＳＫ入来信号に関して開発されたモデルと関係がある。ＭＳＫ変調の間、シンボルの時間Ｔの間の搬送波の位相は、
【０００７】
【数３】
0003689043.tif 000003
のあたりで回転して、送信信号の周波数は、送信シンボルに依存して、
【０００８】
【数４】
0003689043.tif 000004
と
【０００９】
【数５】
0003689043.tif 000005
との間で変化する。ここで、ω０は名目上の搬送波周波数を示す。
【００１０】
角度変調された信号の場合、搬送波信号の位相は、適切な位相フィルタの位相関数ｑ（ｔ）と調和して変化させられる。ＭＳＫ信号に関して、位相関数は、下記にように規定される。
【００１１】
【数６】
0003689043.tif 000006
従って、位相関数ｑ（ｔ）は、送信シンボルの持続時間Ｔの後の最終的な値を想定する。
【００１２】
しかし、ＣＰＦＳＫ信号は、概して、ＭＳＫ信号と異なる位相関数を有する。この位相関数は、Ｌ＞１の場合の時間間隔Ｌ・Ｔの後で、その最終的な値に達する。すなわち、ＣＰＦＳＫ信号の位相関数ｑ（ｔ）は、下記のように規定される。
【００１３】
【数７】
0003689043.tif 000007
上記の当該分野の技術水準に基づいて、本発明の目的は、周波数偏移を推定する一般的に有効な方法をＣＰＦＳＫ信号に提供することである。
【００１４】
この目的は、本発明によって、請求項１に記載の特徴を有する方法によって達成される。従属項は、本発明の好適かつ有利な実施形態を規定する。
【００１５】
本発明によって、ＣＰＦＳＫ信号の周波数偏移を推定するために、整数遅延パラメータＤが導入され、この整数遅延パラメータＤは、それぞれの場合に選択されるＣＰＦＳＫ信号のタイプまたは変調のタイプによって、適切に調整され得る。
【００１６】
ＣＰＦＳＫ信号は、間隔ｋ・Ｔ＋τにおいてスキャンされる。ここで、Ｔはスキャニング周期を示し、ｋはスキャニング指数を示し、τは遅延定数を示す。それぞれの場合の中間信号の値は、間隔ｋ・Ｄ・Ｔ＋τおよび［ｋ−１］・Ｄ・Ｔ＋τから得られるＣＰＦＳＫ信号のスキャニングの値から計算される。次いで、周波数偏移の推定値は、間隔ｉ・Ｄ・Ｔ＋τ（ｉ＝．．．Ｌ０−１）に関して以前に決定された多数のＬ０の中間信号の値から得られる。
【００１７】
特に、周波数偏移の推定値は、下記の数式を計算することにより得られ得る。
【００１８】
【数８】
0003689043.tif 000008
ここで、ｚ（ｉ・Ｄ・Ｔ＋τ）は、間隔ｉ・Ｄ・Ｔ＋τに関して得られた中間信号の値を示す。
【００１９】
本発明による推定方法は、概して、ＣＰＦＳＫ信号に関して有効であり、複雑性に関しても好適に実施されるべきである。さらに、短期間の測定に関して、すなわち、Ｌ０の最低値に関しても、非常によい推定結果が達成され得る。
【００２０】
本発明は、添付の図面を参照して、下記により詳細に説明される。
【００２１】
デジタル受信器によって受信される信号ｒ（ｔ）の周波数偏移または周波数オフセットνを推定するための構成が図１に示される。
【００２２】
入来信号ｒ（ｔ）が、必要とされる部分以外にノイズ部分も有するため、入来信号ｒ（ｔ）は、アンチエイリアスフィルタ（通常、低パスフィルタの形式のフィルタ）を最初に通過して、できる限りノイズを抑制する。フィルタリングされた結果の入来信号ｘ（ｔ）は、次いで、クロック１／Ｔおよび遅延定数τを有するデバイス２においてスキャンされる。フィルタリングかつスキャンされた入来信号ｘ（ｋ）から、次いで、中間信号ｚ（ｋ）が、差分変調器として機能するデバイス３を援用して得られ、推定デバイス４によって周波数偏移νを推定するための基準として使用される。
【００２３】
周波数偏移を推定するために推定デバイス４によって用いられる方法について、下記により詳細に説明する。
【００２４】
入来信号ｒ（ｔ）は、ノイズを抑制するためにフィルタ１を通過したが、フィルタリングされた結果の入来信号ｘ（ｔ）は、必要とされる部分以外に残りのノイズ部分も有する。従って、フィルタリングかつスキャンされた入来信号の複素包絡線に関して、下記が適応される。
ｘ（ｋ・Ｔ＋τ）＝ｓ（ｋ・Ｔ＋τ）＋ｎ（ｋ・Ｔ＋τ）
この場合、ｓ（ｋ・Ｔ＋τ）は、必要とされる信号の部分を示し、ｎ（ｋ・Ｔ＋τ）は、残りのノイズ部分を示す。ＣＰＦＳＫ複素信号の必要とされる信号の部分ｓ（ｋ・Ｔ＋τ）は、下記にように規定される。
【００２５】
【数９】
0003689043.tif 000009
この場合、νは、推定される周波数偏移を示し、θは、特定できない位相のずれを示す。さらに、Ｅｂは、各送信ビットのビットエネルギーを示し、ψ（ｋ・Ｔ、＜αｋ＞）は、間隔ｋ・Ｔにおける位相角を示す。位相角は、下記のように各送信器シンボルおよび変調インデックスηに割当てられている位相変化αｉに依存する。
【００２６】
【数１０】
0003689043.tif 000010
中間信号ｚ（ｋ・Ｔ＋τ）は、下記の方法で、スキャンされた複素包絡線ｘ（ｋ・Ｔ＋τ）およびその複素共役包絡線ｘ＊（ｋ・Ｔ＋τ）によって決定される。ここで、ＣＰＦＳＫ信号に関して遅延パラメータＤが導入され、この遅延パラメータＤは、例えば、ＭＳＫ信号の場合、Ｄ＝１の値を有する。
ｚ（ｋ・Ｔ＋τ）＝ｘ２（ｋ・Ｄ・Ｔ＋τ）・｛ｘ２（［ｋ−１］・Ｄ・Ｔ＋τ）｝＊＝｛ｘ（ｋ・Ｄ・Ｔ＋τ）・ｘ＊（［ｋ−１］・Ｄ・Ｔ＋τ）｝２
この方法で得られた中間信号ｚ（ｋ・Ｔ＋τ）のＬ０値を有する測定期間にわたる、周波数偏移の推定νの結果は下記のようである。
【００２７】
【数１１】
0003689043.tif 000011
遅延パラメータＤを導入することにより、ＣＰＦＳＫ信号に関して一般的に有効な式がこのように得られて、周波数偏移νが推定される。ＣＰＦＳＫ信号（Ｌ＞１）の周波数偏移νを推定するために、遅延パラメータＤの可能な値は、例えば、Ｄ＝Ｌである。ここで、Ｌは、対応する位相関数ｑ（ｔ）がその最終的な値に達するまでのシンボルの数に等しい（上記を参照）。
【００２８】
図２において、本発明による方法を用いて推定される平均周波数偏移νが、実際の周波数偏移ｆｏｆｆｓｅｔと比較して記録される。これは、１２ｄＢの信号対ノイズの距離とη＝０．５の変調指数とを有するＧＭＳＫ信号（「ガウスの最小偏移キーイング」）に関して行われるシミュレーションの結果に関する。フィルタ１はＢ・Ｔ＝０．５の帯域幅を有し、遅延パラメータのために値Ｄ＝３が選択される。さらに、周波数偏移νを推定するために、長さＬ０＝３２の測定間隔が想定される。図２の例示から、比較的短い測定期間に関しても、非常によい推定結果が達成され得ることが理解され得る。
【００２９】
本発明による推定方法は、例えば、パラメータｘ、Ｔ、Ｄ、およびＬ０を用いて呼び出される「ＤＭ＿ＣＡ＿Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ」として下記に示されるｍａｔ−ｌａｂ関数を援用することにより簡単に実施され得、結果として、ｆは、周波数偏移の推定値を生成する。
ｆｕｎｃｔｉｏｎ［ｆ］＝ＤＭ＿ＣＡ＿Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ｘ、Ｔ、Ｄ、Ｌ０）
ｚ＝（ｘ（１：Ｄ：Ｌ０）．＊ｃｏｎｊ（ｘ（１＋Ｄ：Ｄ：Ｌ０＋Ｄ）））．＾２；
ｆ＝−ａｎｇｌｅ）（−ｓｕｍ（ｚ））／（４＊ｐｉ＊Ｄ＊Ｔ）；
この関数において、第１に、差分変調器またはデバイス３（図１を参照）のヘルプ変数ｚが規定されて、これにより、ヘルプ変数ｚのＬ０値にわたる加算によって、周波数偏移の推定値が最終的に得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、信号の周波数偏移を推定するための構成の主要な構造を示す。
【図２】  図２は、本発明の利点を強調するために、実際の周波数偏移と比較して、本発明による方法を用いて推定される平均周波数偏移を示す。
【図１】
0003689043.tif 000013
【図２】
0003689043.tif 000014