(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機と前記同期電動機を駆動するインバータと前記同期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と前記同期電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同期電動機駆動システムにおいて、
前記制御装置が、
磁極軸ｄ軸上の電動機のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電動機のインダクタンスをＬq，電動機の発電定数をＫe，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定される前記ｄ軸上の電流指令値をＩd*，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定される前記ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，前記仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、前記同期電動機の回転数指令が零以外の回転数範囲において前記ＬdとＬqとＫeとＩd*とＩq*とＩdcとＩqcとを用いてｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθを推定演算する軸誤差演算手段と、
前記軸誤差Δθの演算値に基づき前記ｄｃ-ｑｃ軸を前記ｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えたことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項２】
同期電動機と前記同期電動機を駆動するインバータと前記同期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と前記同期電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同期電動機駆動システムにおいて、
前記制御装置が、
磁極軸ｄ軸上の電動機のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電動機のインダクタンスをＬq，電動機の発電定数をＫe，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定される前記ｄ軸上の電流指令値をＩd*，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定される前記ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，前記仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、前記同期電動機の回転数指令が零以外の回転数範囲において前記同期電動機の同期電動機定数である前記インダクタンスＬｄ，Ｌｑと発電定数ＫeとＩd*とＩq*とＩdcとＩqcとの関数として軸誤差Δθを推定演算する軸誤差演算手段と、
前記軸誤差Δθの演算値に基づき前記ｄｃ-ｑｃ軸を前記ｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えたことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項３】
請求項２に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記軸誤差演算手段が、磁極軸ｄ軸上の電動機のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電動機のインダクタンスをＬq，電動機の発電定数をＫe，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定される前記ｄ軸上の電流指令値をＩd*，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定される前記ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，前記仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、前記ｄ-ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*および前記ｄｃ-ｑｃ軸上の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、数式(１)により、前記軸誤差Δθを演算する手段であることを特徴とする同期電動機駆動システム。
【数１】
0003668870.tif 000016
【請求項４】
請求項３に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記ｄｃ軸上の電流検出値Ｉdcに代えて電流指令Ｉd*を用いる
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記インバータの電源側における直流電流を検出する手段と、
検出された直流電流と前記インバータを駆動する駆動パルス信号とに基づいて前記同期電動機の交流電流を推定演算する同期電動機電流推定手段とを備え、
前記推定演算された電流を前記電流検出値として軸誤差Δθを演算する
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項６】
請求項１ないし４のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記インバータの電源側における直流電流を検出する手段と、
検出された直流電流と前記インバータの直流電圧の検出値または設定値に基づいて前記同期電動機のｑｃ軸上の電流値を推定演算するＩqc推定手段とを備え、
前記推定演算された電流を前記電流検出値として軸誤差Δθを演算する
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記軸誤差Δθの演算において前記同期電動機の回転数指令に応じて補正する補正項を設け、
前記補正項は、前記回転数指令が零に近づくに従って重みが増える関数であることを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項８】
請求項１ないし７のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記ｑ軸上の電流指令Ｉq*を前記ｑｃ軸上の電流検出値または推定値に基づいて作成する
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項９】
請求項１ないし７のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記軸誤差Δθの演算値に基づいて前記回転数指令と実際の回転数との速度偏差を推定する手段を設け、
前記速度偏差の推定値に基づいて前記同期電動機のｑ軸電流指令Ｉq*を作成する
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項１０】
請求項１ないし７のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記軸誤差Δθの演算値に基づいて前記同期電動機の回転数を推定する手段を設け、
前記推定値と前記回転数指令との偏差に基づいて前記同期電動機のｑ軸電流指令Ｉq*を作成する
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項１１】
請求項８ないし１０のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記ｑ軸の電流指令Ｉq*に基づいて前記ｄ軸の電流指令Ｉd*を作成する
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【請求項１２】
請求項１ないし１１のいずれか一項に記載の同期電動機駆動システムにおいて、
前記同期電動機が、非突極型の同期電動機である
ことを特徴とする同期電動機駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機駆動システムに係り、特に、同期電動機の回転速度および磁極位置を検出するセンサを用いずに、高精度・高性能な同期電動機駆動システムを実現する制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機の回転速度および磁極位置を検出することなく、同期電動機を制御する方法は、これまで多数開発されている。この種の制御方法は、大きく二種類に分類できる。
【０００３】
第一の制御方法は、同期電動機の速度・位置センサ付きベクトル制御に基づいた制御方法であり、速度・位置センサを用いる代わりに、磁極位置推定器および速度推定器を設ける。例えば、文献１：発明者ら：坂本潔＝岩路善尚＝遠藤常博「No.SPC-00-67：軸誤差の直接推定によるＩＰＭモータの位置センサレス制御」『電気学会半導体電力変換／産業電力電気応用合同研究会資料』(2000/11)などの方法が知られている。この方式はベクトル制御型センサレス方式と呼ばれている。
【０００４】
第二の制御方法は、Ｖ／Ｆ制御方式と呼ばれる制御方法であり、同期電動機を開ループで制御する。
【０００５】
ベクトル制御型センサレス方式の場合、位置・速度センサがないことを除けば、制御系統の構成自体は、センサ付きのベクトル制御方式と同じ構成であるから、高性能な同期電動機ドライブシステムを実現できる。
【０００６】
図１５は、同期電動機の磁極軸を基準としたｄ-ｑ座標軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸との関係をベクトルで示す図である。ベクトル制御は、図１５に示すように、同期電動機の磁極軸をｄ軸，それに直交する軸をｑ軸とし、各々の軸上で同期電動機の印加電圧および電流を適切に制御して、同期電動機性能を最大限に活かした高性能な制御を実現する。このベクトル制御型センサレス方式によれば、トルクの線形化や効率の最大化が可能になる。
【０００７】
ベクトル制御型センサレス方式の場合は、制御上のｄ-ｑ軸を仮定してｄｃ-ｑｃ軸とし、実際のｄ-ｑ軸との偏差(軸誤差)Δθを推定演算し、これが零になるようにｄｃ-ｑｃ軸位相を調整している。したがって、ベクトル制御型センサレス方式の場合、制御性能を決める上で、軸誤差Δθの推定方法が最も重要な要素となる。
【０００８】
これまでの公知例としては、同期電動機の回転速度域に応じて、いくつかの軸誤差Δθの推定方法が提案されており、実際には、それらの制御方法を併用して全速度域をカバーしている。
【０００９】
一方、Ｖ／Ｆ制御方式の場合は、速度や電流の自動調整部を持たず、同期電動機への印加電圧を決定する。その従来例としては、特開２０００-２３６６９４号公報に記載された制御方法などが挙げられる。Ｖ／Ｆ制御の場合、ベクトル制御型センサレス方式とは異なり、磁極軸などを推定しない。そのため、制御系統の構成は、極めて単純化される。ただし、駆動中に負荷が急変すると、過渡振動などが生じる場合がある。これを抑制するために、特開２０００-２３６６９４号公報では、電流検出値から速度を補正する制御方式を提案している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ベクトル制御型センサレス方式の場合、同期電動機の駆動速度に応じて、センサレス方式を切り替える必要がある。文献１における方法は、原理的には、同期電動機の速度起電圧から軸誤差Δθを推定演算する方法であり、中・高速域でしか実現できないという問題がある。特開平８-３０８２８６などにおける方法にも、同様の問題がある。
【００１１】
一方、低速域におけるセンサレス方式としては、同期電動機のインダクタンスの差(突極性)を利用する方法が多数提案されている。例えば、特開平７-２４５９８１号公報に記載されているように、電圧指令に高調波を重畳し、その結果生じる高調波電流成分から軸誤差を演算する方法がある。
【００１２】
しかし、この方法では、高調波を重畳する必要があるため、同期電動機電流に脈動成分が発生し、同期電動機の効率が著しく低下する。また、重畳波による電磁騒音が大きくなる。特に、軸誤差を高感度に検出するには、重畳波の注入量を増やす必要があるので、これらの課題の解決と制御の高性能化とは、両立が困難である。
【００１３】
また、同期電動機の突極性を利用しているために、非突極型の同期電動機には適用できない。さらに、低速域方式と中・高速域方式と併用する場合には、速度に応じて方式を切り替える必要があり、切り替えに伴い発生するショックの問題も残る。
【００１４】
これに対して、Ｖ／Ｆ制御の場合は、単一の制御系統の構成で低速域から高速域まで同期電動機を駆動できる。
【００１５】
しかし、Ｖ／Ｆ制御では、基本的に同期電動機内のｄ-ｑ軸と制御上のｄｃ-ｑｃ軸とは一致していないので、高性能な制御を実現することは困難である。例えば、回転数指令の変化に対する高速応答化，トルクの線形制御，効率最大制御などを実現することが難しく、負荷トルク変動などの外乱によって振動や過電流などの不具合が発生する恐れがある。
【００１６】
本発明の目的は、高調波などを重畳することなく、制御系統を安定させ、低速域から高速域までを連続した方法により制御し、ベクトル制御型センサレス方式を実現する手段を備えた同期電動機駆動システムを提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、同期電動機内の磁極軸と、制御上の磁極軸との偏差である軸誤差Δθを同期電動機の駆動電流指令と、同期電動機の電流検出値と、同期電動機のインダクタンス定数と、同期電動機の発電定数の関数として演算する手段を設け、前記軸誤差演算手段を、前記同期電動機の零以外の全速度域で適用して軸誤差を演算し、前記軸誤差に基づいて、前記制御上の磁極軸を補正するとで実現できる。
【００１８】
すなわち、本発明は、上記目的を達成するために、同期電動機と同期電動機を駆動するインバータと同期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と同期電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同期電動機駆動システムにおいて、制御装置が、磁極軸ｄ軸上の電動機のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電動機のインダクタンスをＬq，電動機の発電定数をＫe，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定されるｄ軸上の電流指令値をＩd*，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定されるｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期電動機の回転数指令が零以外の回転数範囲においてＬdとＬqとＫeとＩd*とＩq*とＩdcとＩqcとを用いてｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθを推定演算する軸誤差演算手段と、軸誤差Δθの演算値に基づきｄｃ-ｑｃ軸をｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えた同期電動機駆動システムを提案する。
【００１９】
本発明は、また、上記目的を達成するために、同期電動機と同期電動機を駆動するインバータと同期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と同期電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同期電動機駆動システムにおいて、制御装置が、磁極軸ｄ軸上の電動機のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電動機のインダクタンスをＬq，電動機の発電定数をＫe，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定されるｄ軸上の電流指令値をＩd*，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定されるｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期電動機の回転数指令が零以外の回転数範囲において同期電動機の同期電動機定数であるインダクタンスＬｄ，Ｌｑと発電定数ＫeとＩd*とＩq*とＩdcとＩqcとの関数として軸誤差Δθを推定演算する軸誤差演算手段と、軸誤差Δθの演算値に基づきｄｃ-ｑｃ軸をｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えた同期電動機駆動システムを提案する。
【００２０】
軸誤差演算手段は、磁極軸ｄ軸上の電動機のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電動機のインダクタンスをＬq，電動機の発電定数をＫe，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定されるｄ軸上の電流指令値をＩd*，ベクトル制御するために制御装置内部で生成または設定されるｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸上の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、数式(１)により、軸誤差Δθを演算する手段とすることができる。
【００２１】
この場合、ｄｃ軸上の電流検出値Ｉdcに代えて電流指令Ｉd*を用いることも可能である。
【００２２】
また、インバータの電源側における直流電流を検出する手段と、検出された直流電流とインバータを駆動する駆動パルス信号とに基づいて同期電動機の交流電流を推定演算する同期電動機電流推定手段とを備え、推定演算された電流を電流検出値として軸誤差Δθを演算するようにしてもよい。
【００２３】
インバータの電源側における直流電流を検出する手段と、検出された直流電流とインバータの直流電圧の検出値または設定値に基づいて同期電動機のｑｃ軸上の電流値を推定演算するＩqc推定手段とを備え、推定演算された電流を電流検出値として軸誤差Δθを演算することもできる。
【００２４】
上記いずれかの同期電動機駆動システムにおいても、軸誤差Δθの演算において同期電動機の回転数指令に応じて補正する補正項を設け、補正項は、回転数指令が零に近づくに従って重みが増える関数であるようにしてもよい。
【００２５】
ｑ軸上の電流指令Ｉq*をｑｃ軸上の電流検出値または推定値に基づいて作成することもできる。
【００２６】
軸誤差Δθの演算値に基づいて回転数指令と実際の回転数との速度偏差を推定する手段を設け、速度偏差の推定値に基づいて同期電動機のｑ軸電流指令Ｉq*を作成することも可能である。
【００２７】
軸誤差Δθの演算値に基づいて同期電動機の回転数を推定する手段を設け、推定値と回転数指令との偏差に基づいて同期電動機のｑ軸電流指令Ｉq*を作成するようにしてもよい。
【００２８】
直前３種類の同期電動機駆動システムにおいては、ｑ軸の電流指令Ｉq*に基づいてｄ軸の電流指令Ｉd*を作成することもできる。
【００２９】
本発明においては、同期電動機は、突極型の同期電動機でも、非突極型の同期電動機でもよい。
【００３０】
【発明の実施の形態】
次に、図１ないし図１５を参照して、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態を説明する。
【００３１】
【実施形態１】
図１は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態１の系統構成を示すブロック図である。本実施形態１の同期電動機駆動システムは、同期電動機に回転数指令ωr*を与える回転数指令発生器１と、同期電動機の印加電圧の振幅，周波数，位相を演算する制御装置２と、電圧指令Ｖ１*に基づいてインバータ４を駆動するパルスを生成するＰＷＭ(パルス幅変調)発生器３と、同期電動機を駆動するインバータ４と、制御対象である同期電動機５と、同期電動機５の電流を検出する電流検出器６と、Ｐを同期電動機の極数として回転数指令ωr*を同期電動機の電気角周波数指令ω１*に変換する変換ゲイン７と、制御装置内部の交流位相θcを演算する積分器８と、三相交流軸上の電流値を回転座標軸であるｄｃ-ｑｃ軸上の成分に変換するｄｑ座標変換器９と、同期電動機のｄ軸成分の電流指令Ｉd*を与えるＩd*発生器１０と、同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)の電流指令Ｉq*を与えるＩq*発生器１１と、ω１*，Ｉd*，Ｉq*に基づいてｄｃ-ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*を演算する電圧指令演算器１２と、ｄｃ-ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*を三相交流軸上の値に変換するｄｑ逆変換器１３と、同期電動機のｄ-ｑ軸と制御軸ｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差を推定演算する軸誤差演算器１４と、軸誤差に零指令を与える零発生器１５と、信号を加算または減算する加算器１６と、軸誤差を用いて電気角周波数指令ω１*への修正量を演算する磁極軸推定ゲイン１７とからなる。インバータ４は、インバータ４の主回路電源を構成する直流電源部４１と、インバータの主回路部４２と、主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ４３と、インバータ４に電力を供給する三相交流電源４１１と、三相交流電源を整流するダイオード・ブリッジ４１２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４１３とを備えている。
【００３２】
図２は、図１の実施形態１を実装した同期電動機駆動システムの概略構造を示す斜視図である。本発明による同期電動機駆動システムは、大きく分けて、交流電源部，制御・インバータ部と、同期電動機とに分けられる。図２に示すように、制御ボードは、図１の回転数指令発生器１，制御装置２，ＰＷＭ(パルス幅変調)発生器３の機能を備えており、実際には、マイクロ・プロセッサを中心としたディジタル回路である。また、インバータ主回路４，電流検出器６なども、一つのユニット内に実装されている。
【００３３】
次に、図１により、本実施形態１の動作原理を説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１から回転数指令ωr*に基づき、同期電動機の電気角周波数ω１*を演算し出力する。
【００３４】
一方、軸誤差演算器１４では、電流指令および電流検出値に基づいて、軸誤差Δθを推定演算する。磁極軸推定ゲイン１７は、推定された軸誤差Δθcに基づき、速度の補正量Δω１を演算する。加算器１６は、ω１*とΔω１を加算し、ω１cを得る。位相演算器８は、ω１cを積分し、制御器内部での交流位相θcを得る。結果として、Δθcにより、交流位相θcが補正されることになる。このθcに基づき、三相交流電流の検出値を座標変換すると、ｄｃ軸成分であるＩdcと、ｑｃ軸成分であるＩqcとが得られる。Ｉd*発生器１０およびＩq*発生器１１では、同期電動機５の各軸成分の電流指令を与える。Ｉd*およびＩq*の発生方法は、後で詳細に説明する。
【００３５】
電圧指令演算器１２では、回転速度ω１*および電流指令Ｉd*，Ｉq*に基づいて、同期電動機５への印加電圧であるＶdc*およびＶqc*を数式(２)により演算する。ただし、Ｒ：電動機抵抗，Ｌd:ｄ軸インダクタンス，Ｌq：ｑ軸インダクタンス，Ｋe：電動機の発電定数である。
【００３６】
【数２】
0003668870.tif 000002
数式(２)は、通常のベクトル制御で用いられている演算式と同じである。数式(２)は、例えば、文献２：杉本英彦著『ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際』(1990/05)総合電子出版，７８頁に、数式(４.６)として記載されている。
【００３７】
ｄｑ逆変換器１３は、数式(２)により得られたＶdc*およびＶqc*を三相交流軸上の電圧指令値Ｖ１*に座標変換する。次に、ＰＷＭ発生器３において、電圧指令Ｖ１*をパルス幅に変換する。ゲートドライバ４３は、このパルス信号に基づいてスイッチング素子を駆動し、同期電動機５にＶdc*，Ｖqc*に相当する電圧を印加する。
【００３８】
図３は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態１における電圧指令演算器１２の内部構成を示すブロック図である。電圧指令演算器１２は、同期電動機の抵抗値(Ｒ)に相当するゲイン１２１と、ｄ軸インダクタンス(Ｌd)に相当するゲイン１２２と、ｑ軸インダクタンス(Ｌq)に相当するゲイン１２３と、乗算器１２４と、発電定数(Ｋe)に相当するゲイン１２５とを含んでいる。
【００３９】
数式(２)および図３に示すように、電圧指令は、同期電動機の定数であるＲ，Ｌd，Ｌq，Ｋeを用いて演算する。これらの同期電動機定数が正確であれば、同期電動機は、指令値通りの回転速度，電流値で駆動する。
【００４０】
また、軸誤差演算器１４および磁極軸推定ゲイン１７によって、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)が形成されており、ω１*を修正すると、位相角θcが補正され、結果的に、軸誤差Δθが零に制御される。軸誤差を零に収束させる制御応答時間は、磁極軸推定ゲイン１７の設定応答により決定される。なお、磁極軸推定ゲインは、図１の制御系統の構成の場合には、比例ゲインでよい。
【００４１】
次に、本発明の特徴部分である軸誤差演算器１４の動作を説明する。文献１によると、軸誤差Δθは、電圧指令，電流検出値と、同期電動機定数を用いて、数式(３)のように演算できる。
【００４２】
【数３】
0003668870.tif 000003
数式(３)におけるＶdc*，Ｖqc*は、数式(２)に示すパラメータであり、どちらも電気角周波数ω１に強く依存する。Ｉd*，Ｉq*が一定であれば、Ｖdc*，Ｖqc*は、ω１*にほぼ比例して変化することになる。したがって、ω１*が零付近においては、数式(３)の分母・分子が零に近くなり、演算精度が著しく低下する。
【００４３】
また、ω１*が零付近においては、抵抗Ｒの項の依存性が強くなる。抵抗Ｒは、温度の依存性，半導体デバイスによる非線形性などの影響が強いため、抵抗Ｒを精度よく設定することは難しく、数式(３)が成立しなくなる。したがって、数式(３)を用いて、広い速度範囲で軸誤差を推定することは、非常に困難である。数式(３)に、数式(２)を代入し、整理すると、数式(４)となる。
【００４４】
【数４】
0003668870.tif 000004
数式(４)における分母・分子の各項をみると、ω１に関する項とＲに関する項との２種類の項が存在することがわかる。
【００４５】
分子のＲの項(＝-Ｒ(Ｉdc-Ｉd*))は、ＩdcとＩd*の偏差に応じた電圧降下分である。Ｉdは、非突極型の同期電動機では、通常は零に制御されている。また、突極型の場合でも、定常状態では、同期電動機定格の２０〜３０％程度の範囲でしか変化しない。したがって、この項の電圧降下分は、１％程度以下の小さな値になり、無視しても問題はない。
【００４６】
分母におけるＲの項(＝-Ｒ(Ｉqc-Ｉq*))は、定格電流時においても１％以下の電圧降下であり、Ｋe・ω１の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視できる。さらに、近年の同期電動機への強い要望として、高い効率が求められているため、同期電動機の抵抗Ｒは、ますます小さく設計される傾向にある。
【００４７】
以上の理由により、数式(４)におけるＲの項を無視すると、数式(４)は、数式(５)のように簡略化できる。すなわち、ｄ軸インダクタンスをＬd[Ｈ]，ｑ軸インダクタンスをＬq[Ｈ]，モータの発電定数をＫe[Ｗb]，磁極軸ｄ軸の電流指令値をＩd*，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電流指令をＩq*，磁極軸を仮定した軸ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，ｄｃ軸に直交する軸ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸上の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、数式(５)により、軸誤差Δθを演算する。
【００４８】
【数５】
0003668870.tif 000005
数式(５)では、ω１の項がキャンセルされ、電気角周波数に依存せず、軸誤差Δθを演算できることになる。数式(４)における抵抗分を無視ので、１〜２％以下の極低速域では、推定誤差が生じることになるが、軸誤差の有無は、検出可能である。図１の制御系統の構成であれば、若干の推定誤差があったとしても、最終的にΔθを零にすることが可能であるため、ほぼ全速度範囲においてベクトル制御型センサレス方式を実現できる。
【００４９】
なお、１〜２％以下の極低速域では、必然的に軸誤差の推定が困難になるため、例えば、零速度で定格トルクを出力することは、不可能である。しかし、同期電動機を加速／減速する途中で、上記の極低速域を通過することは、可能である。
【００５０】
図４は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態１における軸誤差演算器１４の内部構成を示すブロック図である。すなわち、図４は、数式(５)を用いた軸誤差演算器１４の構成を示している。軸誤差演算器１４は、発電定数設定器１２６と、アークタンジェント演算器１２７とを含んでいる。
【００５１】
発電定数設定器１２６は、発電定数(Ｋe)を出力し、アークタンジェント演算器１２７は、２つの入力Ｘ0，Ｙ0に対してＹ0／Ｘ0のアークタンジェントを演算する。図４によれば、電流指令Ｉd*およびＩq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcとを入力すると、ω１に依存せずに、軸誤差Δθを演算することが可能である。
【００５２】
数式(５)において、ｘが小さい範囲で、tan(ｘ)＝ｘの近似を用いれば、数式(６)として、近似的に軸誤差を求めることも可能である。
【００５３】
【数６】
0003668870.tif 000006
また、非突極型の同期電動機では、数式(５)または数式(６)において、Ｌd，Ｌqを一つのインダクタンスに置き換えると、より簡単に軸誤差演算が可能になる。さらに、非突極型の同期電動機の場合は、Ｉdを通常零に制御するため、各演算式におけるＩd*をＩd*＝０とおくことで、演算は、さらに簡略化される。
【００５４】
次に、軸誤差演算式をより簡略化するため、数式(５)，数式(６)を更に吟味する。両式における分子の項は、トルク電流Ｉqに関連し、同期電動機の負荷変動などにより大きく変化する。すなわち、分子の項が、軸誤差発生の有無および誤差方向(極性)に大きく影響していることがわかる。
【００５５】
一方、分母の項は、発電定数ＫeおよびＩdに関連する。Ｋeは永久磁石磁束であり、Ｉdによって生じる磁束よりも大きいから、通常は、Ｋeが支配的になる。したがって、過渡時にＩdが多少変化したとしても、分母の値が大きく変動することは、少ないと考えられる。そこで、厳密に軸誤差を演算するよりも、演算の簡便性を優先する場合は、Ｉdcの代わりにＩd*を用いることも可能である。その場合、例えば、数式(５)は、数式(７)となる。
【００５６】
【数７】
0003668870.tif 000007
数式(７)を用いると、軸誤差をより簡便に演算でき、制御演算処理の負荷を減らすことが可能である。
【００５７】
【実施形態２】
図５は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態２の系統構成を示すブロック図である。本実施形態２の同期電動機駆動システムは、インバータ４Ｂと、直流電源部４１からインバータ主回路部に流れる電流Ｉ0を検出する直流電流検出器４４と、電流Ｉ0の検出値から同期電動機電流を推定演算する同期電動機電流推定器１８とを含んでいる。
【００５８】
図５の実施形態２は、図１の制御系統の構成から、電流検出器６を削除し、代わりに直流電流検出器４４と、同期電動機電流推定器１８を付加している。直流電流検出器４４には、ホールＣＴやシャント抵抗などを用いて電流を検出する。同期電動機電流推定器１８では、Ｉ0の検出値と、ＰＷＭ発生器３が出力するパルス波形に基づいて同期電動機電流を推定する。
【００５９】
制御装置２は、この推定値Ｉ１cを同期電動機の電流検出値とみなして同期電動機を制御する。したがって、制御装置２自体の動作は、実施形態１と同様である。
【００６０】
図６は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態２における同期電動機電流推定器１８の動作を説明する図である。図６において、(ａ)ないし(ｃ)は、各相のＰＷＭパルス波形を示しており、それぞれ１の時にはプラス側のスイッチ(Ｓup，Ｓvp，Ｓwp)をオンし、０の時にはマイナス側のスイッチ(Ｓun，Ｓvn，Ｓwn)をオンする。
【００６１】
今、同期電動機電流が図６(ｄ)のような場合を仮定すると、インバータの直流電流Ｉ0は、同図(e)のような波形になる。(e)の波形には、次の４つのモード
(１)モード１：
Ｓup＝ON,Ｓvp＝ON,Ｓwp＝ON→Ｉ0＝０
(２)モード２：
Ｓup＝ON,Ｓvp＝ON,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝Ｉu+Ｉv＝-Ｉw
(３)モード３：
Ｓup＝ON,Ｓvp＝OFF,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝Ｉu
(４)モード４：
Ｓup＝OFF,Ｓvp＝OFF,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝０
がある。
【００６２】
したがって、モード３のスイッチ状態で直流電流Ｉ0を検出すればＩuを検出でき、また、モード２の状態では、Ｉwを検出できる。Ｉvは、ＩuとＩwから演算して求めればよい。同期電動機電流推定器の基本的な動作は、例えば、特開平６-１５３５２６号公報、特開平８-１９２６３号公報などに開示されている方法と同様である。
【００６３】
しかし、従来のベクトル制御型センサレス方式に対して、この同期電動機電流推定器を用いるには、大きな問題があった。既に述べたように、低速域においてベクトル制御型センサレス方式を実現するには、同期電動機の突極性を利用した方法、すなわち、電圧に高調波を重畳し電流の高調波成分から軸誤差を推定する方法を用いるしかないため、同期電動機に流れる高調波を正確に検出する必要があった。
【００６４】
図５の制御系統の構成では、図６に示すように、電流検出のタイミングが、ＰＷＭパルスの状態に依存してしまうため、電流の高調波成分を精度よく検出することが難しくなってしまう。基本波成分に対しては、ＰＷＭパルス周波数に比べて十分周波数が低いので、問題なく検出できるから、高調波成分の検出が問題となる。検出精度を上げるには、高調波の重畳量を増やすかまたは重畳波の周波数を下げるなどの改良が必要であり、どちらにしても、効率を低下させ騒音を著しく増加させる原因になる。
【００６５】
これに対して、本発明による軸誤差演算では、高調波重畳の必要がなく、数式(５)または数式(６)の演算式を用いることで、ほぼ全速度域において正確な軸誤差演算が可能であるため、高性能な制御範囲をほぼ全域にまで拡大できる。
【００６６】
【実施形態３】
実施形態２では、電流センサの数を低減でき、制御系統の構成を簡略化できるメリットがあったが、次のような課題がある。同期電動機の回転速度が低く、出力電圧が低い場合に、図６におけるモード２および３の期間が短くなり、非常に狭いパルス状の電流を読み込む必要が生じる。図６の波形は、原理説明図であり、Ｉ0は、振動のない階段波を示しているが、実際の電流波形には、スイッチングに伴うリンギングが重畳しており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視できなくなる。
【００６７】
図７は、この実施形態２の問題を解決するための本発明による同期電動機駆動システムの実施形態３の系統構成を示すブロック図である。実施形態３の同期電動機駆動システムは、制御装置２Ｃと、直流電流Ｉ0に含まれる脈動成分を除去するフィルタ１９と、制御軸上のｑ軸電流Ｉqcを推定演算するＩqc推定器２０とを含んでいる。
【００６８】
図７の実施形態３は、図５の実施形態２とほぼ同様の系統構成であるが、図５における同期電動機電流推定器１８が削除されており、代わりにフィルタ１９，Ｉqc推定器２０が付加されている。
【００６９】
また、制御装置２Ｃでは、図１の実施形態１と比べて、ｄｑ座標変換器９が削除されており、同期電動機電流からＩdc，Ｉqcを演算しない系統構成になっている。
【００７０】
その代わりに、Ｉqc推定器２０を用いて、制御に必要なＩqcを得ている。なお、Ｉdcの検出・推定はしていない。そのため、軸誤差演算器１４では、Ｉdcを用いず、数式(７)に従って、Δθを推定演算する。
【００７１】
次に、フィルタ１９およびＩqc推定器２０の動作原理を説明する。フィルタ１９では、直流電流Ｉ0から、ＰＷＭパルス成分を除去し、Ｉ0の平均値を抽出する。このフィルタは、ＰＷＭに用いるキャリア周波数の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカットオフ周波数をキャリア周波数の数分の１ないし十数分の１程度に設定しておけばよい。これによって、スイッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。したがって、フィルタ１９の出力からは、高調波分が取り除かれた直流成分としてのＩ0が得られる。Ｉqc推定器２０は、高調波分が取り除かれた電流Ｉ0を用いて、Ｉqcを推定演算する。
【００７２】
次に、このＩqc推定演算の原理を説明する。同期電動機のｄ-ｑ軸上の電圧・電流と、インバータの直流電源電圧Ｖ0と直流電流Ｉ0の関係は、電力に関して数式(８)の関係が成立する。
【００７３】
【数８】
0003668870.tif 000008
右辺の係数３／２は、ｄ-ｑ座標変換として相対変換を用いている場合の係数であり、絶対変換の場合には、係数は、１になる。数式(８)の右辺は、どのような座標でも成立するので、ｄｃ-ｑｃ軸上で、数式(９)と考えることも可能である。
【００７４】
【数９】
0003668870.tif 000009
Ｖdc，Ｖqcは、インバータが理想的であると仮定すると、Ｖdc*，Ｖqc*に置き換え、電圧指令で代用することが可能である。数式(９)より、Ｉqcを求めると、数式(１０)となる。
【００７５】
【数１０】
0003668870.tif 000010
数式(１０)において、Ｉdcの検出はできないので、指令値Ｉd*で代用すると、数式(１１)となる。
【００７６】
【数１１】
0003668870.tif 000011
ＩdcをＩd*に置き換えると、推定誤差は若干増えるが、同期電動機の出力はｑ軸(ｑｃ軸)が支配的なので、あまり大きな誤差にはならない。Ｉqc推定器では、数式(１１)の演算を用いて、Ｉqcを推定演算する。なお、直流電圧Ｖ0は、センサを用いて電圧を直接検出してもよいが、直流電圧の変動が少ない場合には、直流電圧の設定値(指令値)を用いても問題ない。
【００７７】
また、数式(８)は、インバータの変換効率を１と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはその分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上げるには、インバータの変換効率を考慮してＩqcを推定するようにしてもよい。
【００７８】
本実施形態３によれば、同期電動機の電流センサを用いることなく、さらに単純な系統構成で高性能なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００７９】
【実施形態４】
図８は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態４における軸誤差演算器１４Ｄの内部構成を示すブロック図である。本実施形態４は、上記実施形態１ないし３における軸誤差演算器１４に代えて、図９に示した関数を発生する関数発生器２１を含む軸誤差演算器１４Ｄを用いる。
【００８０】
本発明による軸誤差演算は、既に述べたように、数式(４)におけるＲの項を削除すると、実現できる。この演算方式では、回転速度が１〜２％以下の極低速の場合に、軸誤差演算結果に誤差が生じる恐れがあった。そこで、極低速域での軸誤差演算精度を改善するため、演算式を補正する。数式(４)を変形すると、数式(１２)となる。
【００８１】
【数１２】
0003668870.tif 000012
数式(１２)において、ω１が小さくなるほど、Ｒの項の影響が大きくなることがわかる。
【００８２】
しかし、数式(１２)をそのまま用いると、ω１が極小の場合に演算誤差が極端に増える恐れがあり、最悪の場合は、零で除算する恐れがある。そこで、数式(１２)を下記のように変形する。
【００８３】
【数１３】
0003668870.tif 000013
数式(１２)における分母の項は、Ｋeの項が支配的であるため、分子についてのみ関数Ｋrxで補正する。
【００８４】
図９は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態４における関数発生器の動作を説明する図である。Ｋrxは、例えば、図９のような関数にしておく。ω１*がω１L以上の領域では、Ｋrx＝０とし、Ｒに関する項を削除する。ω１*が、ω１L以下においてのみ、軸誤差演算を補正し、軸誤差推定精度を向上させる。ただし、ω１*＝０の時のＫrxを有限値(Ｋrx0)に制限しておき、零による除算などの演算上の問題を回避するようにする。この結果、極低速域においても、軸誤差演算の精度が向上し、さらに広い範囲においてベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００８５】
【実施形態５】
図１０は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態５における制御装置２Ｅの内部構成を示すブロック図である。本実施形態５は、同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)の電流指令Ｉq*を与えるＩq*発生器１１に代えて、Ｉq*発生器１１Ｅを備えている。本実施形態５のＩq*発生器１１Ｅは、電流検出値Ｉqcに基づいてｑ軸電流指令Ｉq*を演算する。
【００８６】
ベクトル制御の場合、同期電動機の印加電圧と同期電動機電流とを常に数式(２)の関係に制御する必要がある。Ｉd*は、直接的には、同期電動機負荷には無関係であり、任意の値に設定可能である。これに対して、Ｉq*の方は、負荷トルクおよび回転数に応じて適宜変化させる必要がある。
【００８７】
定常状態においては、必ずＩq*＝Ｉqcの関係が成り立たないと、軸誤差Δθが残留し、ベクトル制御が成立しなくなる。本実施形態５の発明によれば、極めて簡単な系統構成により、Ｉq*とＩqcとを一致させることが可能になる。Ｉq*発生器１１Ｅは、数式(１４)を演算している。ここで、Ｔrは時定数であり、ｓはラプラス演算子である。
【００８８】
【数１４】
0003668870.tif 000014
数式(１４)は、一次遅れ要素であり、原理的には、Ｉqcの定常的な値をＩq*としている。したがって、最終的にＩqc＝Ｉq*となり、ベクトル制御が成立する。通常の制御における電流指令は、実際の電流検出値よりも先行して与えられ、それに検出値が一致していくというイメージであるが、図１０の系統構成では、通常とは異なり、必要な電流値すなわち実際に流れた電流値に指令の方を後から一致させ、電圧および電流のバランスを保つようにしている。
【００８９】
図１０の制御装置を用いると、制御定数の調整箇所としては、磁極軸推定ゲイン１７と数式(１４)における時定数Ｔrとの２箇所となり、極めて単純化された系統構成により、ベクトル制御を実現できる。さらに、軸誤差演算器１４により、ほぼ全速度範囲において、高性能な制御を実現可能であるため、速度域毎の方式切り替えなどの問題もなく、調整箇所を最小限にしたベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００９０】
図１１は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態５を図７の実施形態３に適用した場合の制御装置２Ｆの内部構成を示すブロック図である。図１１においては、Ｉq*発生器１１Ｅは、図１０のｄｑ座標変換器９からではなく、図７のＩqc推定器２０から、推定された電流検出値を取り込む。ここでも、電流検出値Ｉqcに基づいてｑ軸電流指令Ｉq*を演算するので、より単純な系統構成により、ベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００９１】
【実施形態６】
図１２は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態６における制御装置２Ｇの内部構成を示すブロック図である。実施形態６の制御装置２Ｇは、ｄ軸電流を制御するＩd電流制御器２２と、ｑ軸電流を制御するＩq電流制御器２３と、Δω１の符号を反転する符号反転器２４と、Ｐを同期電動機の極数としてΔω１を速度偏差に換算する換算ゲイン２５と、速度偏差を零にする速度制御器２６とを含んでいる。
【００９２】
実施形態５で説明したように、ベクトル制御においては、電流指令Ｉq*をどのように作成するかが非常に重要である。実施形態５では、実際の電流検出値(推定値)から、Ｉq*を求めているため、非常に簡便ではあるが、逆に、速度や負荷変動に対する高速応答は難しい。
【００９３】
これに対して、図１２に示した制御装置２Ｇを用いれば、高速応答可能なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００９４】
磁極軸推定ゲイン１７の出力Δω１は、軸誤差を零にするための速度の修正量である。見方を変えれば、この出力は、実際の回転数指令ωr*と実速度ωrの偏差とに対応した量である。したがって、この出力Δω１が零になるように、Ｉq*を与えると、同期電動機の速度制御の応答を改善できる。
【００９５】
出力Δω１は、符号反転器２４により極性が反転され、さらに換算ゲイン２５により２／Ｐ倍され、速度偏差Δωr(＝ωr*-ωr)が求められる。速度制御器２６は、比例・積分補償要素などにより構成され、速度偏差Δωrに基づいてトルク電流指令Ｉq*を演算する。
【００９６】
さらに、同期電動機の応答特性を改善するため、ｄｃ，ｑｃ各軸に電流制御器２２，２３を付加して、電流を高速に制御している。
【００９７】
その結果、速度変動，トルク外乱などに対して高速応答可能な同期電動機駆動システムを実現できる。また、軸誤差演算機器をほぼ全速度範囲で適用できるため、従来のベクトル制御型センサレス方式に比べ、制御性能が著しく向上したベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００９８】
【実施形態７】
図１３は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態７における制御装置２Ｈの内部構成を示すブロック図である。図１３において、磁極軸推定ゲイン１７Ｈは、比例・積分要素で構成されている。図１３の制御装置２Ｈは、実施形態６の制御装置２Ｇとほぼ同じ系統構成であるが、制御装置２Ｈにおけるω１の作成方法が異なっている。
【００９９】
上記実施形態１ないし６では、回転数指令ωr*からω１*を直接演算し、それにΔω１を加え、駆動周波数を修正していた。
【０１００】
これに対して、本実施形態７においては、磁極軸推定ゲインの出力をω１として制御演算に用いている点に特徴がある。
【０１０１】
速度制御器２６は、回転数指令ωr*と実際の速度(推定値)ωrとの偏差Δωrに基づいて、Ｉq*を演算する。Ｉq*は、実際の電流値Ｉqcと比較され、両者が一致するようにＩq電流制御器２３により電流が制御される。実際に同期電動機にトルク電流が発生し、同期電動機の回転数が変化して軸誤差が発生すると、軸誤差演算器１４が、その軸誤差を検出する。磁極軸推定ゲイン１７Ｈは、その軸誤差を受けて、ω１を修正して出力する。
【０１０２】
制御系統をこのように構成にすると、同期電動機の最大トルクによる加速／減速が可能になる。同期電動機に流せる電流は、同期電動機定格やインバータの容量で制限される。その範囲内の最大条件で加速／減速すれば、最も高速に同期電動機を制御することが可能である。
【０１０３】
そこで、Ｉq*に最大電流のリミッタを設けておき、トルク電流を最大限に流した状態で、同期電動機を加速する。その場合、速度ω１は、トルクを与えた結果の速度である必要があり、図１２のように回転数指令からフィードフォワード的に速度を与えることはできない。したがって、最大トルクにより加速／減速しようした場合、図１３の系統構成が必要になる。
【０１０４】
本実施形態７の軸誤差演算器１４を導入すると、広範囲にわたり高速な加速／減速特性を実現できる。
【０１０５】
なお、図１２および図１３における制御装置２Ｇ，２Ｈを図５または図７の系統構成のシステムに適用することも可能である。図５の系統構成に適用する場合は、そのまま置き換えればよい。図７の系統構成に適用する場合は、フィルタ１９とＩqc推定器２０とを制御装置内に設ければよい。ただし、図７の系統構成では、Ｉdcを検出できないので、Ｉd電流制御器は設置しない。
【０１０６】
本実施形態７によれば、さらに高速応答性を改善した高性能なセンサレスンサレス方式に比べ、制御性能が著しく向上した同期電動機駆動システムを実現できる。
【０１０７】
【実施形態８】
図１４は、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態８における制御装置２Ｊの内部構成を示すブロック図である。本実施形態８は、実施形態１〜７におけるＩd*発生器１０に代えて、Ｉd*発生器１０Ｊを用いている。図１４のＩd*発生器１０Ｊは、Ｉq*に基づいてＩd*の値を決定する。すなわち、本実施形態８は、図１０の実施形態５における制御装置とほぼ同じ構成であるが、電流指令Ｉd*の作成方法に特徴がある。
【０１０８】
永久磁石型同期電動機の中には、永久磁石によるトルクと同期電動機の突極性(逆突極性)によるリラクタンストルクとを組み合わせて、同期電動機トルクを発生する種類がある。この種の同期電動機の場合、Ｉdをマイナスの値に制御した領域に、同期電動機の最大トルク点があり、Ｉd＝０に制御するのは、効率の面で得策ではない。したがって、最大効率で同期電動機を駆動したい場合は、常に最大トルクとなる状態で同期電動機を駆動するのがよい。特に、産業・家電の分野では、省エネルギー化が叫ばれており、効率の最大化は重要な課題である。
【０１０９】
最大トルクを得る条件は、例えば、文献３「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」『電気学会論文誌Ｄ』平成６年，114巻６号，pp.662-667などに報告されている。文献３の数式(６)に従うと、数式(１５)となり、Ｉqが定まれば、最大トルクを得るＩdが決まる。ただし、Φmは永久磁石磁束であり、Ｌd≠Ｌqである。
【０１１０】
【数１５】
0003668870.tif 000015
本実施形態８では、Ｉd*発生器１０Ｊにおいて、Ｉq*を用いて数式(１５)の演算処理を実施する。その結果、常に最大トルク(最大効率)で同期電動機を駆動することが可能になる。なお、数式(１５)の演算に、Ｉq*でなくＩqcを用いてもよいが、過渡時におけるＩqcの変動は激しいので、制御系全体が不安定になる恐れがある。
【０１１１】
また、効率の最大化は、定常状態で機能すれば、装置の省エネ化には貢献できるので、Ｉq*発生器の出力であるＩq*を用いても何ら問題はない。
【０１１２】
さらに、本実施形態８におけるＩd*発生器１０Ｊを他の実施形態１ないし７に適用しても何ら問題はない。
【０１１３】
このように、本実施形態８を用いると、同期電動機効率を最大で運転できるベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを提供できる。
【０１１４】
【発明の効果】
本発明によれば、効率の低下や騒音の増大を伴うことなく、低速域から高速域までの広範囲にわたるベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。さらに、制御対象である同期電動機の突極性の有無にも無関係であり、高性能・高精度なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態１の系統構成を示すブロック図である。
【図２】図１の実施形態１を実装した同期電動機駆動システムの概略構造を示す斜視図である。
【図３】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態１における電圧指令演算器１２の内部構成を示すブロック図である。
【図４】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態１における軸誤差演算器１４の内部構成を示すブロック図である。
【図５】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態２の系統構成を示すブロック図である。
【図６】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態２における同期電動機電流推定器１８の動作を説明する図である。
【図７】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態３の系統構成を示すブロック図である。
【図８】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態４における軸誤差演算器１４Ｄの内部構成を示すブロック図である。
【図９】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態４における関数発生器の動作を説明する図である。
【図１０】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態５における制御装置２Ｅの内
部構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態５を図７の実施形態３に適用
した場合の制御装置２Ｆの内部構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態６における制御装置２Ｇの内
部構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態７における制御装置２Ｈの内
部構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明による同期電動機駆動システムの実施形態８における制御装置２Ｊの内
部構成を示すブロック図である。
【図１５】同期電動機の磁極軸を基準としたｄ-ｑ座標軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸と
の関係をベクトルで示す図である。
【符号の説明】
１  回転数指令発生器
２  制御装置
３  ＰＷＭ(パルス幅変調)発生器
４  インバータ
５  同期電動機
６  電流検出器
７  変換ゲイン(Ｐは同期電動機の極数)
８  積分器
９  ｄｑ座標変換器
１０  Ｉd*発生器
１１  Ｉq*発生器
１２  電圧指令演算器
１３  ｄｑ逆変換器
１４  軸誤差演算器
１５  零発生器
１６  加算器
１７  磁極軸推定ゲイン
１８  同期電動機電流推定器
１９  脈動成分除去フィルタ
２０  Ｉqc推定器
２１  関数発生器
２２  Ｉd電流制御器
２３  Ｉq電流制御器
２４  符号反転器
２５  換算ゲイン
２６  速度制御器
４１  直流電源部
４２  インバータ主回路部
４３  ゲート・ドライバ
４４  直流電流検出器
１２１  ゲイン
１２２  ゲイン
１２３  ゲイン
１２４  乗算器
１２５  ゲイン
１２６  発電定数設定器
１２７  アークタンジェント演算器
４１１  電源
４１２  ダイオード・ブリッジ
４１３  平滑コンデンサ
【図１】
0003668870.tif 000017
【図２】
0003668870.tif 000018
【図３】
0003668870.tif 000019
【図４】
0003668870.tif 000020
【図５】
0003668870.tif 000021
【図６】
0003668870.tif 000022
【図７】
0003668870.tif 000023
【図８】
0003668870.tif 000024
【図９】
0003668870.tif 000025
【図１０】
0003668870.tif 000026
【図１１】
0003668870.tif 000027
【図１２】
0003668870.tif 000028
【図１３】
0003668870.tif 000029
【図１４】
0003668870.tif 000030
【図１５】
0003668870.tif 000031