(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パーシャルレスポンス等化方式を利用して、記録媒体に記録した原ディジタル情報を再生する最尤復号装置であって、
記録媒体から再生された再生信号に含まれるタイミング信号を抽出して出力する前記タイミング信号抽出手段と、
前記再生信号をタイミング信号抽出手段からのタイミング信号でサンプリングした量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データをｎ個の量子化データに変換して出力するパラレルデータ変換手段と、
前記タイミング信号抽出手段から出力されたタイミング信号をｎ分の１に分周する分周手段と、
前記ｎ分の１に分周されたタイミング信号に同期して、前記ｎ個の量子化データをもとに原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、
を備えたことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項２】
パーシャルレスポンス等化方式を利用して、記録媒体に記録した原ディジタル情報を再生する最尤復号装置であって、原ディジタル情報を復号する最尤復号手段が、（ｄ，ｋ）制限（ｄ、ｋはｄ、ｋ≧０を満たす整数）を満足するランレングス制限符号のうちｄ＝２を満たす符号の変調則と、パーシャルレスポンス等化としてインパルス応答が（式１）を満たす等化方式と、を組み合わせた状態遷移則をもちいたことを特徴とする請求項１記載の最尤復号装置。
ａ（ｋ＝−１）
ｂ（ｋ＝０）
ｎ（２ｋ−１）Ｔ／２＝ｃ（ｋ＝１）
ｄ（ｋ＝２）
ｏ（ｋ≠−１，０，１，２）    （式１）
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、記録媒体から再生されたアナログ信号から原ディジタル情報を再生するディジタル情報再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
媒体上に高密度記録されたディジタル情報を復調する方式として、パーシャルレスポンス等化とビタビ復号を組み合わせたＰＲＭＬ信号処理が用いられている。媒体上に高密度記録を図ると、記録再生系の周波数特性から符号間の干渉が発生する。パーシャルレスポンス等化は、既知の符号間干渉を与えることで従来のナイキスト等化に比べてＳ／Ｎ比を改善できる。一方、ビタビ復号は符号前後に相関がある場合に有効である。パーシャルレスポンス等化は、符号間に相関を持たせて既知の符号間干渉を与えてるので、ビタビ復号との組み合わせが有効となる。このようなＰＲＭＬ信号処理方式を用いたディジタル情報再生装置は、所定のパーシャルレスポンス等化された再生信号をタイミング信号ごとに量子化するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、Ａ／Ｄ変換手段で用いられるタイミング信号を発生するタイミング信号抽出手段を備えている。これまでのスライスレベルをもちいた２値検出方式に比べ、大幅に誤り率を改善できることが知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図１はＰＲＭＬ信号処理方式の最尤復号手段の例を示したものである。最尤復号手段では、まずブランチメトリックユニット（以降ＢＭＵとする）においてＡ／Ｄ変換手段から入力された量子化データとパーシャルレスポンス等化期待値との距離、いわゆるブランチメトリックを求める。
【０００４】
つぎに加算比較選択ユニット（以降ＡＣＳとする）においてＢＭＵから入力されたブランチメトリックと１時刻前の各状態の確からしさを示すメトリック値との加算演算を行い、結果を比較し、毎時刻とりうる状態遷移のうちから確からしい状態遷移を選択し、選択した結果をサバイバルメモリユニット（以降ＳＭＵとする）へ出力する。ＳＭＵでは確からしい状態遷移を所定の長さ蓄えておき、パーシャルレスポンス等化によって定まる規則に則って時間軸方向に遷移が継続できなくなった状態遷移列を排除し、その結果残った最も確からしい状態遷移列、いわゆる生き残りパスを出力する。
【０００５】
この生き残りパスから原ディジタル情報を復号することができる。このような最尤復号手段では、演算のすべてがタイミング信号と同期して行われ、演算はタイミング信号間隔で、完結しなければならない。最尤復号手段の処理速度を上げるには、並列処理することが考えられるが、ＡＣＳにおいて、１時刻前のメトリック値を用いることから、単純な並列処理で高速化を実現できないといった問題点があった。
【０００６】
また図２は、パス帰還型最尤復号手段の例を示したものである。ＢＭＵ、ＡＣＳ、ＳＭＵについては図１の最尤復号手段と同様に動作する。ＳＭＵから出力された生き残りパス情報がローパスフィルタ（以降ＬＰＦとする）に入力される。シフトレジスタ（以降ＲＥＧとする）は、量子化データをＢＭＵとＡＣＳとＳＭＵの処理時間と同じ時間遅延させ、ＬＰＦに出力する。ＬＰＦは生き残りパス情報にしたがって量子化データを異なるメモリに格納し、量子化データの平均値を求める。求められた平均値は理想的なパーシャルレスポンス等化期待値と再生信号に含まれるレベル変動成分を含んでおり、平均値をＢＭＵにフィードバックし、また求められた平均値からタイミング信号の位相誤差量を求め、ディジタルループフィルタ（ＤＬＦ）へ出力する。ＤＬＦは位相誤差量の積分値をもとめ、位相誤差量の瞬時値と積分値の和をタイミング信号抽出手段へ出力する。
【０００７】
このようなパス帰還型最尤復号手段では、ＬＰＦにおいてレベル変動成分を含んだパーシャルレスポンス等化期待値を求めるまでに、ＢＭＵとＡＣＳとＳＭＵとＬＰＦでの処理時間だけ必要となり、フィードバック制御可能なレベル変動成分の周波数帯域が制限されるといった問題点があった。また、ＤＬＦにおいてタイミング信号抽出手段内のＶＣＯのコントロール信号を求めるまでに、ＢＭＵとＡＣＳとＳＭＵとＬＰＦとＤＬＦでの処理時間だけ必要となり、フェーズロックループのキャプチャレンジが小さくなってしまうといった問題点があった。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の最尤復号装置は、タイミング信号抽出手段から出力されたタイミング信号をｎ分の１に分周する分周器（ｎは１より大きい整数）と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データをｎ個の量子化データを分周されたクロックにあわせてパラレルに出力するパラレルデータ変換器と、パラレルデータ変換手段から入力されたｎ個の量子化データとパーシャルレスポンス等化期待値との距離を求めるＢＭＵと、ＢＭＵから入力されたブランチメトリックとｎ時刻前の各状態の確からしさを示すメトリック値との加算演算を行い、結果を比較し、毎時刻とりうる状態遷移のうちから確からしい状態遷移を選択し、選択した結果をＳＭＵへ出力するＡＣＳと、確からしい状態遷移を所定の長さ蓄えておきパーシャルレスポンス等化によって定まる規則に則って時間軸方向に遷移が継続できなくなった状態遷移列を排除し生き残りパスを出力するＳＭＵを備えた構成とした。
【０００９】
本発明のディジタル情報再生装置は、再生信号を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、最尤復号手段から出力された位相誤差情報をもとにＡ／Ｄ変換手段で用いられるタイミング信号を発生させるタイミング信号抽出手段を備えたディジタル情報再生装置において、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると、予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて、予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ、最尤復号手段から出力された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとにタイミング信号の周波数を変化させる構成とした。
【００１０】
また本発明のディジタル情報再生装置は、再生信号を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ最尤復号手段から出力された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとに発振周波数を変化させたタイミング信号を発生させるタイミング信号抽出手段を備えたディジタル情報再生装置において、ゲート信号が有効になり、Ａ／Ｄ変換手段から最初の量子化データが最尤復号手段に入力され、最尤復号手段内のＡＣＳにおいて演算が開始されるまでに、１時刻前の各状態の確からしさを示すメトリック値を所定の値に初期設定する構成とした。
【００１１】
また本発明のディジタル情報再生装置は、再生信号を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として量子化データから位相誤差情報を求める位相比較手段と、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ、位相比較手段から出力された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとに発振周波数を変化させたタイミング信号を発生させるタイミング信号抽出手段を備える構成とした。
【００１２】
また本発明のディジタル情報再生装置は、再生信号を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ最尤復号手段から出力された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとにタイミング信号の周波数を変化させるタイミング信号抽出手段を備えたディジタル情報再生装置において、最尤復号手段が異なる長さのパスメモリを持ち、異なる生き残りパス情報から、異なる位相誤差情報を求め、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントするカウンタ回路の出力値によって位相誤差情報を選択し位相誤差量を求め、タイミング信号抽出手段へ出力する構成とした。
【００１３】
また本発明のディジタル情報再生装置は、再生信号を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として量子化データから位相誤差情報を求める位相比較手段と、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ検出された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとにタイミング信号の周波数を変化させるタイミング信号抽出手段を備えたディジタル情報再生装置において、最尤復号手段が、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントするカウンタ回路の出力値によって最尤復号手段の位相誤差情報と位相比較手段の位相誤差情報を選択し位相誤差量を求め、タイミング信号抽出手段へ出力する構成とした。
【００１４】
また本発明のディジタル情報再生装置は、再生信号を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ検出された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとにタイミング信号の周波数を変化させるタイミング信号抽出手段を備えたディジタル情報再生装置において、タイミング信号抽出手段が、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントするカウンタ回路の出力値によってディジタルループフィルタの係数を変化させる構成とした。
【００１５】
また本発明のディジタル情報再生装置は、再生信号を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力された量子化データを入力として原ディジタル情報を復号する最尤復号手段と、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ検出された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとにタイミング信号の周波数を変化させるタイミング信号抽出手段を備えたディジタル情報再生装置において、タイミング信号抽出手段が、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントし、所定の値に達すると最尤復号手段のブランチメトリック演算に用いられるパーシャルレスポンス等化期待値を、固定のパーシャルレスポンス等化初期期待値から、最尤復号手段が検出したパーシャルレスポンス等化期待値に切り換える構成とした。
【００１６】
また本発明の位相比較方式は、特定の原ディジタル情報パターンが記録されている領域の再生信号を量子化し、量子化データと所定の値を減算する減算器と、前記減算器出力を格納するシフトレジスタと、前記シフトレジスタの出力値と前記減算器の出力値を乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を格納するレジスタと、入力された量子化データ数をカウントするカウンタ回路と、前記乗算器の出力と前記レジスタの出力をカウンタ回路の出力値によって選択するセレクタ回路を備える構成とした。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の最尤復号方式の実施の形態について述べる。変調符号としていわゆる（ｄ，ｋ）制限（ｄ、ｋはｄ、ｋ≧０を満たす整数）を満足するランレングス制限符号（以後ＲＬＬ符号とする）であって、特に最小のランレングスの条件（ｄ＝２）を満たす符号を用いる。記録符号は変調符号をＮＲＺＩ(Non Return to Zero Inverted)変調する。またパーシャルレスポンス等化としてインパルス応答ｈ(t)が（数１）を満たす等化方式をもちいることとする。
【００１８】
【数１】
0003674142.tif 000002
【００１９】
なお本実施の形態では以降、簡単のため、いわゆるＰＲ（１，３，３，１）等化を取り上げ、インパルス応答における定数をそれぞれａ＝ｄ＝１、ｂ＝ｃ＝３とする。本実施の形態のように最小極性反転距離が３の記録符号とＰＲ（１，３，３，１）等化方式を組み合わせた場合、原ディジタル情報ｂt（ｔは時刻を表し、０以上の整数とする）とパーシャルレスポンス等化出力の振幅値ｘtは図３の状態遷移図に従う。
【００２０】
図３では、各状態に記号Ｓ（ｌ，ｍ，ｎ）が付加されており、Ｓ（ｌ，ｍ，ｎ）は１ビット前の記録符号ｃt-1がｌで、２ビット前の記録符号ｃt-2がｍで、３ビット前の記録符号ｃt-3がｎであること示している。また、記録符号ｃtのシンボルを０または１としている。図３の各状態遷移に付加されたｖ／ｕは、ｖは現時刻に入力されたの原ディジタル情報ｂtの値を、ｕはパーシャルレスポンス等化出力の振幅期待値ｘtを示している。図３の状態遷移図を時間軸方向に展開したものが図４のようなトレリス線図となる。最尤復号を行う上で各状態の確からしさを表す指標として、再生信号を再生信号から抽出したタイミング信号でサンプリングした結果得られる値を量子化データｙtとすると、量子化データｙtとパーシャルレスポンス等化期待値ｘtの距離をもとめ累積加算し、常に最小値をとるように状態遷移の選択を行う。毎時刻の累積加算値がメトリック値と呼ばれている。このメトリック値はＬ(l,m,n)tとしてトレリス線図の各時刻ｔの各状態に付加されている。時刻ｔの各状態において、時刻ｔ−１からのとりうる状態遷移のうち、最尤な状態遷移を選択する。同様に時刻ｔ−１について考えると、再生信号を再生信号から抽出したタイミング信号でサンプリングした結果得られる値を量子化データｙt-1とすると、時刻ｔ−１の各状態においてとりうる時刻ｔ−２からの状態遷移のうち、最尤な状態遷移を選択する。
【００２１】
したがって、時刻ｔの各状態において時刻ｔ−２からのとりうる状態遷移のうち最尤な状態遷移を選択することが可能である。一般に時刻ｔの各状態において時刻ｔ−ｎ（ｎは１以上の整数）からのとりうる状態遷移のうち最尤な状態遷移を選択することが可能となる。
【００２２】
いま、簡単のためにｎ＝２とした実施の形態について説明する。図３のように時刻ｔ−１から時刻ｔへの状態遷移は８つのとりうる状態遷移が存在した。これを時刻ｔ−２から時刻ｔへの状態遷移について考えると、図５のように１２本の状態遷移が存在することになる。ここで状態遷移をpathｉ（ｉは０から１１までの整数）とおき、各状態遷移を次のように定義する。
【００２３】
時刻ｔ−２の各状態のメトリック値Ｌ(1,1,1)t-2，Ｌ(1,1,0)t-2，Ｌ(1,0,0)t-2，Ｌ(0,1,1)t-2，Ｌ(0,0,1)t-2，Ｌ(0,0,0)t-2，と時刻ｔの量子化データｙtと時刻ｔ−１の量子化データｙt-1が与えられると、とりうる１２本の状態遷移のうち６本の状態遷移が選択される。
【００２４】
ここで状態Ｌ(1,1,1)t-2からＬ(1,1,1)tへの状態遷移をpath１１、状態Ｌ(1,1,0)t-2からＬ(1,1,1)tへの状態遷移をpath１０、状態Ｌ(1,0,0)t-2からＬ(1,1,1)tへの状態遷移をpath９、状態Ｌ(0,0,0)t-2からＬ(1,1,0)tへの状態遷移をpath８、状態Ｌ(0,0,1)t-2からＬ(1,0,0)tへの状態遷移をpath７、状態Ｌ(0,0,0)t-2からＬ(1,0,0)tへの状態遷移をpath６、状態Ｌ(1,1,1)t-2からＬ(0,0,1)tへの状態遷移をpath５、状態Ｌ(1,1,0)t-2からＬ(0,1,1)tへの状態遷移をpath４、状態Ｌ(1,1,1)t-2からＬ(0,0,1)tへの状態遷移をpath３、状態Ｌ(0,1,1)t-2からＬ(0,0,0)tへの状態遷移をpath２、状態Ｌ(0,0,1)t-2からＬ(0,0,0)tへの状態遷移をpath１、状態Ｌ(0,0,0)t-2からＬ(0,0,0)tへの状態遷移をpath０と呼ぶことにする。
【００２５】
このように１時刻おきにメトリック値を求め、最尤な状態遷移を選択する。選択結果を所定の長さのレジスタに格納し、状態遷移列のうち、時間軸方向にトレリス線図に従う状態遷移列がただ１つ求まる。これが最尤な状態遷移列、いわゆる生き残りパスｐtとなる。生き残りパスｐtから原ディジタル情報ｂtとｂt-1が一意に求まり、１時刻おきの演算によって最尤復号が実現できる。
【００２６】
図６は本発明の最尤復号方式のブロック図である。本実施の形態の最尤復号方式はＢＭＵ１とＡＣＳ２とＳＭＵ３とタイミング抽出手段から出力されたタイミング信号をｎ分周する分周器４とＡ／Ｄ変換手段から入力された量子化データをｎ分周されたタイミング信号にあわせてｎ個出力するパラレルデータ変換器５で構成されている。
【００２７】
本発明の最尤復号方式の動作について詳細に述べる。ＢＭＵには、量子化データｙt，ｙt-1と８つのパーシャルレスポンス等化期待値が入力される。ＢＭＵに入力される８つのパーシャルレスポンス等化出力の振幅期待値をｘi,t（ｉは０から７までの整数を表し、またｔは時刻を示している。）で表す。本実施の形態では、通常用いられる２剰和でなく、（数２）のように量子化データｙt、ｙt-1とパーシャルレスポンス等化期待値ｘi,tの差の絶対値をブランチメトリックとして算出する。
【００２８】
【数２】
0003674142.tif 000003
【００２９】
パーシャルレスポンス等化期待値ｘi,tは記録再生系の応答特性において各状態遷移が生じた場合のパーシャルレスポンス等化後の振幅値を表している。例えば、理想的なＰＲ（１，３，３，１）等化の場合、ｘ7,t＝８，ｘ3,t＝ｘ6,t＝７，ｘ2,t＝ｘ5,t＝４，ｘ1,t＝ｘ4,t＝１，ｘ0,t＝０となる。
【００３０】
時刻ｔの各状態において、時刻ｔ−２からのとりうる状態遷移のうち、最尤な状態遷移を選択する方法について説明する。（数２）を用いると（数３）が得られる。
【００３１】
【数３】
0003674142.tif 000004
【００３２】
ここでmax[α，β]はα，βのうち大きな値をとるものを選択する演算子
同様に（数２）を用いると（数４）が得られる。
【００３３】
【数４】
0003674142.tif 000005
【００３４】
さらに（数５）のように各状態のメトリック値の差Ｍj,t（ｊは１から６の整数）を定義する。
【００３５】
【数５】
0003674142.tif 000006
【００３６】
（数３）、（数４）を（数５）に代入すると、（数６）が得られる。
【００３７】
【数６】
0003674142.tif 000007
【００３８】
図７は本発明の最尤復号方式の実施の形態におけるＢＭＵ１のブロック図である。ＢＭＵ１は、絶対値演算器と減算器（ｓｕｂ）で構成されており、量子化データｙt，ｙt-1とパーシャルレスポンス等化出力の振幅期待値ｘi,tの差の絶対値を算出し、さらに（数７）の演算を行い、演算結果Ｅ01a,t，Ｅ04a,t，Ｅ14a,t，Ｅ20a,t，Ｅ21a,t，Ｅ32a,t，Ｅ45a,t，Ｅ56a,t，Ｅ57a,t，Ｅ63a,t，Ｅ73a,t，Ｅ76a,t，Ｅ01b,t，Ｅ02b,t，Ｅ04b,t，Ｅ12b,t，Ｅ14b,t，Ｅ20b,t，Ｅ21b,t，Ｅ30b,t，Ｅ31b,t，Ｅ32b,t，Ｅ45b,t，Ｅ46b,t，Ｅ47b,t，Ｅ56b,t，Ｅ57b,t，Ｅ63b,t，Ｅ65b,t，Ｅ73b,t，Ｅ75b,t，Ｅ76b,tをＡＣＳ２に出力する。
【００３９】
【数７】
0003674142.tif 000008
【００４０】
図８は本発明の最尤復号方式の実施の形態におけるＡＣＳ２のブロック図である。ＡＣＳ２は加算器（ａｄｄ）と比較器（ｃｏｍｐ）とセレクタ（ｓｅｌ）とレジスタ（ｒｅｇ）で構成されており、ＡＣＳ２は、時刻ｔにおいて常に、時刻ｔ−２でのメトリック値の差Ｍj,t-2（ｊは１から６の整数）をレジスタに格納しており、時刻ｔの（数６）で表される入力信号Ｅ01a,t，Ｅ04a,t，Ｅ14a,t，Ｅ20a,t，Ｅ21a,t，Ｅ32a,t，Ｅ45a,t，Ｅ56a,t，Ｅ57a,t，Ｅ63a,t，Ｅ73a,t，Ｅ76a,t，Ｅ01b,t，Ｅ02b,t，Ｅ04b,t，Ｅ12b,t，Ｅ14b,t，Ｅ20b,t，Ｅ21b,t，Ｅ30b,t，Ｅ31b,t，Ｅ32b,t，Ｅ45b,t，Ｅ46b,t，Ｅ47b,t，Ｅ56b,t，Ｅ57b,t，Ｅ63b,t，Ｅ65b,t，Ｅ73b,t，Ｅ75b,t，Ｅ76b,tと時刻ｔ−２でのメトリック値の差Ｍ1,t-2，Ｍ2,t-2，Ｍ3,t-2，Ｍ4,t-2，Ｍ5,t-2，Ｍ6,t-2から（数８）の演算によって時刻ｔでのメトリック値の差Ｍ1,t，Ｍ2,t，Ｍ3,t，Ｍ4,t，Ｍ5,t，Ｍ6,tをもとめる。
【００４１】
ＡＣＳ２はメトリック値の差を求めると同時に、１２本の状態遷移のうちいずれの６本の状態遷移を選択したかを１２ビットの情報としてＳＭＵ３に出力する。１２ビットの出力信号を選択信号と呼び、SELi（ｉは０から１１までの整数）とする。ＡＣＳ２は（数８）に従って選択信号SELiをＳＭＵ３へ出力する。ただし（数８）中のHIGHは、選択信号がハイレベルであることを示し、LOWは選択信号がローレベルであることを示している。
【００４２】
【数８】
0003674142.tif 000009
【００４３】
図９は本発明の最尤復号方式の実施の形態におけるＳＭＵ３のブロック図である。ＳＭＵ３の動作について詳細に説明する。ＳＭＵ３は、１２×所定の長さ（以後パスメモリ長ｍとする）のレジスタ（以後パスメモリとする）を持ち、ＡＣＳ２から入力された選択信号に基づき、状態遷移の選択結果をパスメモリに格納する。１２本の状態遷移が起こりうるので、１つの状態遷移につきパスメモリ長ｍ個のレジスタを用意する。このパスメモリをMEMi,j（ｉは状態遷移ｐａｔｈi（ｉは０から１１までの整数）を表し、簡単のため添え字には整数ｉのみを付加することとする。
【００４４】
またｊはパスメモリのアドレスを示し、１からパスメモリ長ｍの値をとる。）で表す。ＳＭＵ３は、論理回路Ａ（ＬｏｇｉｃＡ）と論理回路Ｂ（ＬｏｇｉｃＢ）と論理回路Ｃ（ＬｏｇｉｃＣ）とレジスタで構成されている。論理回路Ａ，Ｂ，Ｃの構成図をそれぞれ図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す。論理回路Ａは４つの入力Ａ，Ｂ，Ｃ，ＤからＹ＝Ａ×（Ｂ＋Ｃ＋Ｄ）を満たす信号Ｙを出力する。記号×は論理積を表し、記号＋は論理和を表している。また論理回路Ｂは３つの入力Ａ，Ｂ，ＣからＹ＝Ａ×（Ｂ＋Ｃ）を満たす信号Ｙを出力する。
【００４５】
また論理回路Ｃは２つの入力Ａ，ＢからＹ＝Ａ×Ｂを満たす信号Ｙを出力する。論理回路Ａと論理回路Ｂと論理回路Ｃにより、時刻ｔと時刻ｔ＋２の状態遷移選択結果から、時刻ｔの状態遷移選択結果のうち時刻ｔ＋２では生き残らない状態遷移をパスメモリから取り除くことができる。
【００４６】
たとえば、ＡＣＳ２において時刻ｔ、時刻ｔ＋２、時刻ｔ＋４に選択信号が（表１）のように出力されたとする。（表１）は時刻ｔから時刻ｔ＋４までのＳＭＵ３の入力信号をあらわす。
【００４７】
【表１】
0003674142.tif 000010
【００４８】
ただし”Ｈ”は信号がハイレベルであること、”Ｌ”はローレベルであることを示す。
【００４９】
ＳＭＵ３は時刻ｔにおいて選択信号が入力されると、パスメモリMEM9,1とMEM8,1とMEM6,1とMEM5,1とMEM3,1とMEM0,1に’１’を格納し、MEM11,1とMEM10,1とMEM7,1とMEM4,1とMEM2,1とMEM1,1に’０’を格納する。ここで’１’はレジスタに格納されたデータがハイレベルであることを示し、’０’はレジスタに格納されたデータがローレベルであることを示す。
【００５０】
時刻ｔ＋２において選択信号が入力されると、パスメモリMEM11,1，MEM10,1，MEM9,1，MEM8,1，MEM7,1，MEM6,1，MEM5,1，MEM4,1，MEM3,1，MEM2,1，MEM1,1，MEM0,1に格納されていたデータをパスメモリMEM11,2，MEM10,2，MEM9,2，MEM8,2，MEM7,2，MEM6,2，MEM5,2，MEM4,2，MEM3,2，MEM2,2，MEM1,2，MEM0,2に格納し、パスメモリMEM11,1とMEM8,1とMEM6,1とMEM5,1とMEM3,1とMEM0,1に’１’を、MEM10,1とMEM9,1とMEM7,1とMEM4,1とMEM2,1とMEM1,1に’０’を格納する。
【００５１】
さらに時刻ｔ＋４において選択信号が入力されると、論理回路Ａの入力Ａは、MEM11,2のデータ’０’となり、論理回路Ａの入力Ｂは、MEM3,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｃは、MEM5,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｄは、MEM11,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM11,3に格納する。
【００５２】
また、論理回路Ａの入力Ａは、MEM10,2のデータ’０’となり、論理回路Ａの入力Ｂは、MEM3,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｃは、MEM5,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｄは、MEM11,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM10,3に格納する。また、論理回路Ａの入力Ａは、MEM9,2のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｂは、MEM3,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｃは、MEM5,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｄは、MEM11,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの出力は、Ｙ＝’１’となり、これをMEM9,3に格納する。
【００５３】
また、論理回路Ｂの入力Ａは、MEM8,2のデータ’１’となり、論理回路Ｂの入力Ｂは、MEM4,1のデータ’０’となり、論理回路Ｂの入力Ｃは、MEM10,1のデータ’０’となり、論理回路Ｂの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM8,3に格納する。
【００５４】
また、論理回路Ｃの入力Ａは、MEM7,2のデータ’０’となり、論理回路Ｃの入力Ｂは、MEM9,1のデータ’０’となり、論理回路Ｃの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM7,3に格納する。
【００５５】
また、論理回路Ｃの入力Ａは、MEM6,2のデータ’１’となり、論理回路Ｃの入力Ｂは、MEM9,1のデータ’０’となり、論理回路Ｃの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM6,3に格納する。
【００５６】
また、論理回路Ｃの入力Ａは、MEM5,2のデータ’１’となり、論理回路Ｃの入力Ｂは、MEM2,1のデータ’０’となり、論理回路Ｃの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM5,3に格納する。
【００５７】
また、論理回路Ｃの入力Ａは、MEM4,2のデータ’０’となり、論理回路Ｃの入力Ｂは、MEM2,1のデータ’０’となり、論理回路Ｃの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM4,3に格納する。
【００５８】
また、論理回路Ｂの入力Ａは、MEM3,2のデータ’１’となり、論理回路Ｂの入力Ｂは、MEM1,1のデータ’０’となり、論理回路Ｂの入力Ｃは、MEM7,1のデータ’０’となり、論理回路Ｂの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM3,3に格納する。また、論理回路Ａの入力Ａは、MEM2,2のデータ’０’となり、論理回路Ａの入力Ｂは、MEM0,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｃは、MEM6,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｄは、MEM8,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM2,3に格納する。
【００５９】
また、論理回路Ａの入力Ａは、MEM1,2のデータ’０’となり、論理回路Ａの入力Ｂは、MEM0,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｃは、MEM6,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｄは、MEM8,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM1,3に格納する。
【００６０】
また、論理回路Ａの入力Ａは、MEM0,2のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｂは、MEM0,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｃは、MEM6,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの入力Ｄは、MEM8,1のデータ’１’となり、論理回路Ａの出力は、Ｙ＝’０’となり、これをMEM0,3に格納する。
【００６１】
以上の演算により、時刻ｔから時刻ｔ＋２に遷移する状態遷移のうちpath３とpath５とpath６とpath８が除去された。
【００６２】
さらにパスメモリMEM11,1，MEM10,1，MEM9,1，MEM8,1，MEM7,1，MEM6,1，MEM5,1，MEM4,1，MEM3,1，MEM2,1，MEM1,1，MEM0,1に格納されていたデータをパスメモリMEM11,2，MEM10,2，MEM9,2，MEM8,2，MEM7,2，MEM6,2，MEM5,2，MEM4,2，MEM3,2，MEM2,2，MEM1,2，MEM0,2に格納し、パスメモリMEM11,1とMEM8,1とMEM7,1とMEM5,1とMEM3,1とMEM1,1に’１’を、MEM10,1とMEM9,1とMEM6,1とMEM4,1とMEM2,1とMEM0,1に’０’を格納する。パスメモリMEMi,3（ｉは０から１２までの整数）における演算をMEMi,n（ｎは４以上パスメモリ長以下の整数）についても行うと、十分にパスメモリ長が大きい場合、１２のパスメモリMEMi,m（ｍはパスメモリ長）のうちただ１つのパスメモリに’１’が格納されることになる。
【００６３】
これが生き残りパスとなる。図５のトレリス線図で説明したようにパスメモリMEM3,mまたはパスメモリMEM8,mに’１’が格納されていれば、ＳＭＵ３は復号結果として’１０’を出力し、パスメモリMEM4,m、パスメモリMEM5,m、パスメモリMEM6,mまたはパスメモリMEM7,mに’１’が格納されていれば、ＳＭＵ３は復号結果として’０１’を出力し、それ以外であれば、ＳＭＵ３は復号結果として’００’を出力する。これにより原ディジタル情報ｂt-1ｂtが再生される。
【００６４】
ＳＭＵ３は生き残りパスを示す１２ビットの情報ｐi,t（ｉは０から１１までの整数、ｔは時刻を示す整数）としてｐi,t＝MEMi,m（ｍはパスメモリ長）を満たすように出力する。ＢＭＵ１とＡＣＳ２とＳＭＵ３はすべて、チャネルクロックの２分の１の周波数で、同期動作する構成となっており、ディジタル情報再生装置の高転送レート化が図れる。なお本発明の実施の形態１のＳＭＵ３では、論理回路Ａと論理回路Ｂと論理回路Ｃにより、時刻ｔと時刻ｔ＋２の状態遷移選択結果から、時刻ｔの状態遷移選択結果のうち時刻ｔ＋２では生き残らない状態遷移をパスメモリから取り除く構成としたが、時刻ｔから時刻ｔ＋２ｒ（ｒは１以上の整数）までの状態遷移選択結果から、時刻ｔの状態遷移選択結果のうち時刻ｔ＋２から時刻ｔ＋２ｒでは生き残らない状態遷移をパスメモリから取り除く構成にしても同様の効果が得られる。
【００６５】
また本発明の実施の形態１では、（数２）のように量子化データｙt、ｙt-1とパーシャルレスポンス等化期待値ｘi,tの差の絶対値をブランチメトリックとしたが、量子化データｙt、ｙt-1とパーシャルレスポンス等化期待値ｘi,tの差の２乗をブランチメトリックとする方式であっても同様の効果が得られる。また本発明の実施の形態１では、時刻ｔの各状態において時刻ｔ−２からのとりうる状態遷移のうち最尤な状態遷移を選択する方法を示したが、一般に時刻ｔの各状態において時刻ｔ−ｎ（ｎは１以上の整数）からのとりうる状態遷移のうち最尤な状態遷移を選択する方式であっても同様の効果が得られる。
【００６６】
次に、本発明の位相比較回路の実施の形態について説明する。図２４は本発明の位相比較器のブロック図である。位相比較器は減算器と乗算器とセレクタとカウンタとレジスタで構成されている。Ａ／Ｄ変換手段から入力された量子化データｙtは減算器１００に入力される。減算器１００は入力された量子化子化データｙtと量子化データの直流成分がゼロとなるように設定されたスライスレベル信号levelとの差を求める。減算器１００の演算結果をレジスタに格納する。乗算器１０１は減算器１００の演算結果ｙt−levelとレジスタ出力値ｙt-2−levelから（数９）で表される乗算を行い、乗算結果とその補数を出力する。
【００６７】
【数９】
0003674142.tif 000011
【００６８】
カウンタ１０２はタイミング信号抽出手段から入力されたゼロフェーズスタート信号からカウンタをリセットしＡ／Ｄ変換手段の量子化回数をカウントする。カウント結果counttをセレクタ１０３へ出力する。セレクタ１０３は、（数９）の乗算器１０１の出力信号と１時刻前のセレクタ出力phase#errort-1とカウンタ１０２のカウンタ値counttを入力とし、（数１０）に示される演算を行う。演算結果を位相誤差情報phase#errortをレジスタに格納する。（数１０）は、図２５のタイミングチャートのように８Ｔ周期の単一信号が入力された場合の位相誤差の演算方法を示している。位相誤差情報Ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒはＶＣＯの出力信号と再生信号の位相差を示している。望ましくは０になるよう制御する必要がある。
【００６９】
【数１０】
0003674142.tif 000012
【００７０】
つぎに、位相比較器の動作を詳細に説明する。図２５は本発明の位相比較器のタイミングチャートである。タイミング信号抽出手段において図２５（ａ）のような再生信号が入力され、図２５（ｃ）のゼロフェーズスタート信号のタイミングとゼロフェーズスライスレベルにより図２５（ｂ）のようなＶＣＯ出力が得られ、これをタイミング信号とし、Ａ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化し、量子化データが得られたとする。
【００７１】
図２５（ｄ）は減算器１００の出力信号、図２５（ｅ）はレジスタの出力信号を示している。ゼロフェーズスタート信号の立ち上がりエッジから図２５（ｆ）のカウンタリセット信号をつくりだし、カウンタを同期リセットする。カウンタ１０２の出力counttは図２５（ｇ）のようになる。セレクタ１０３は、カウンタ出力値counttをもとに３つの信号を選択しレジスタに出力する。出力結果は図１０２（ｈ）に示される。図２５（ａ）に量子化データｙtが示されている。タイミング信号の位相のズレがない場合には、減算器１００の出力Ｓtはｔ＝４ｊ＋３（ｊは０以上の整数）のとき、ゼロとなるので、位相比較器出力の位相誤差情報phase_errortは常にゼロの値をとる。
【００７２】
図２５（ｊ）のようにタイミング抽出手段のＶＣＯ出力信号の位相が遅れている場合を考える。減算器１００の出力Ｓtはｔ＝４ｊ＋３（ｊは０以上の整数）のときゼロとはならず、位相比較器出力の位相誤差情報phase_errortは常に負の値をとる。同様に図２５（ｌ）のようにタイミング抽出手段のＶＣＯ出力信号の位相が進んでいる場合を考える。減算器１００の出力Ｓtはｔ＝４ｊ＋３（ｊは０以上の整数）のときゼロとはならず、位相比較器出力の位相誤差情報phase_errortは常に正の値をとる。
【００７３】
したがって特定の記録パターンを再生した場合、再生信号を量子化した量子化データから位相誤差情報を取り出すことができる。この位相誤差情報phase_errortの正負は、タイミング信号の位相の進み遅れを示し、位相誤差情報phase_errortの絶対値は、タイミング信号の位相ズレの絶対値を示している。
【００７４】
なお、本実施の形態では記録パターンとしてチャネルクロックの８分の１の周波数を基本波としてもつ単一信号の場合を示したが、記録パターンによって位相比較器の構成を変更することで、どのような記録パターンであっても量子化データから位相誤差情報を検出することができる。
【００７５】
次に、本発明のディジタル情報再生装置の第１の実施の形態について説明する。図１１は本発明のディジタル情報再生装置のブロック図である。記録媒体から再生された再生信号はＡ／Ｄ変換手段６によって入力されたタイミング信号でサンプリングし量子化データを出力する。入力された量子化データから、最尤復号手段７は最尤な状態遷移を推定し、原ディジタル情報を再生し出力する。また最尤復号手段７は復号結果から位相誤差量をタイミング信号抽出手段８に出力する。タイミング信号抽出手段８は、位相誤差量から、発振周波数を求め、タイミング信号をＡ／Ｄ変換手段６へ出力する。ディジタル情報再生装置のタイミング抽出手段８の動作を詳細に述べる。
【００７６】
図１２は本発明のディジタル情報再生装置の第１の実施の形態のタイミング信号抽出手段８の構成図である。中心周波数制御信号はＶＣＯ９の中心周波数を設定し、また増幅率制御信号はＶＣＯ９のゲインを設定している。コンパレータ１０は、入力された再生信号を、コンパレータスライスレベルで２値に変換し、ＶＣＯ制御回路１１へ出力する。ＶＣＯ制御回路１１は、リードゲートと２値変換結果からコンパレータ１０が検出した位相にあわせて、ＶＣＯを発振させるゼロフェーズスタート信号をＶＣＯ９へ出力する。Ｄ／Ａ変換器１２は、入力された位相誤差量をアナログ信号に変換する。ＶＣＯ９はＤ／Ａ変換器１２の出力信号をもとに発振周波数を変化させ、タイミング信号をＡ／Ｄ変換手段６と最尤復号手段７へ出力する。次にタイミング抽出手段８の時間方向の動作について説明する。
【００７７】
通常記録媒体から原ディジタル情報を再生する際、例えばディスクでは、回転速度、あるいはテープでは、テープとヘッドの相対速度に変動がある。このような変動があっても確実に原ディジタル情報を再生できるように記録媒体には連続的な繰り返しパターンが記録されている。このような繰り返しパターンが記録されている領域をＶＦＯ領域と呼んでいる。ＶＦＯ領域にチャネルクロックの８分の１の周波数をもつ単一信号が記録されている場合について動作を説明する。
【００７８】
図１３に本発明のディジタル情報再生装置のタイミング信号抽出手段８のタイミングチャートを示す。図１３（ａ）へＶＦＯ領域の再生信号を示している。リードゲート（図１３（ｃ））が有効でないとき、ＶＣＯ出力（図１３（ｂ））は記録クロックにロックしている。また、ＶＣＯ制御回路１１はゼロフェーズスタート信号（図１３（ｅ））は無効にする。リードゲートが有効になると、ＶＣＯ制御回路１１はＶＣＯの発振を停止させ、コンパレータ１０が検出した位相にあわせてＶＣＯ９の発振するようにゼロフェーズスタート信号を出力する。ＶＣＯ９はゼロフェーズスタート信号の立ち上がりエッジにあわせて発振を開始する。
【００７９】
タイミング抽出手段８はＡ／Ｄ変換手段７へタイミング信号を出力し、Ａ／Ｄ変換手段出力（図１３（ｆ））が得られる。タイミング抽出手段８がＶＦＯ領域において再生信号から検出された位相情報にあわせてＶＣＯ９を発振させるので、発振開始時にはＶＣＯの発振出力には、位相誤差が含まれず確実な同期動作が得られる。ディジタル情報再生装置の第１の実施の形態について最尤復号手段７の動作を詳細に述べる。簡単のために時刻ｔの各状態において、時刻ｔ−１からのとりうる状態遷移のうち、最尤な状態遷移を選択する方式について説明する。
【００８０】
図１４は本発明のディジタル情報再生装置の第１の実施の形態の最尤復号手段７のブロック図である。Ａ／Ｄ変換手段６から入力された量子化データはＢＭＵ１３とＲＥＧ１４に入力される。ＢＭＵ１３はブランチメトリックを求め、ＡＣＳ１６へ出力する。ＡＣＳ１６はブランチメトリックと１時刻前のメトリック値から確からしい６つの状態遷移を選択し、ＳＭＵ１７へ出力する。ＳＭＵ１７は状態遷移選択結果を所定の長さ格納し、状態遷移則に従わない選択結果を取り除く、この結果生き残りパスが求まり、ＬＰＦ１」５へ出力する。ＲＥＧ１４はＢＭＵ１３とＡＣＳ１６とＳＭＵ１７の処理時間分だけ、シフトレジスタによって遅延させた量子化データｙtをＬＰＦ１５に出力する。ＬＰＦ１５は量子化データを生き残りパスに従って平均値処理を行い、求められた平均値をパーシャルレスポンス等化期待値としてＢＭＵ１３へ出力する。
【００８１】
また、ＬＰＦ１５は平均値から位相誤差情報をもとめ、これをディジタルループフィルタ（以降ＤＬＦとよぶ）１８へ出力する。ＤＬＦ１８はタイミング抽出手段８の発振周波数を定める位相誤差量を求める。各ブロックの動作について説明する。図１５に本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段７のＢＭＵ１３のブロック図を示す。ＢＭＵ１３には、量子化データｙtとＬＰＦ１５からの８つのパーシャルレスポンス等化期待値が入力される。ＢＭＵ１３に入力される８つのパーシャルレスポンス等化出力の振幅期待値をｘi,t（ｉは０から７までの整数を表し、またｔは時刻を示している。）で表す。（数２）のように量子化データｙt、とパーシャルレスポンス等化期待値ｘi,tの差の絶対値をブランチメトリックとして算出する。（数２）、（数３）、（数４）から、（数１１）が得られる。
【００８２】
【数１１】
0003674142.tif 000013
【００８３】
さらに、（数７）を代入すると（数１２）が得られる。
【００８４】
【数１２】
0003674142.tif 000014
【００８５】
図１６に本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段７のＡＣＳ１６のブロック図を示す。ＡＣＳ１６では、１時刻前のメトリック値Ｍi,t-1（ｉは１から６までの整数）とＢＭＵの出力信号Ｅ01a,t，Ｅ04a,t，Ｅ14a,t，Ｅ20a,t，Ｅ21a,t，Ｅ32a,t，Ｅ45a,t，Ｅ56a,t，Ｅ57a,t，Ｅ63a,t，Ｅ73a,t，Ｅ76a,tから（数１２）したがって時刻ｔでのメトリック値を求め、８つの状態遷移のうち確からしい６つの状態遷移を選択しＳＭＵ１７へ選択結果を出力する。
【００８６】
ＡＣＳ１６は１時刻前の各状態の確からしさから、毎時刻８つのとりうる状態遷移のうち確からしい６つの状態遷移を選択する。タイミング信号抽出手段８はＶＦＯ領域でリードゲートが有効になると、検出された位相にあわせてＶＣＯを発振させるので、リードゲートが有効になった最初の量子化データｙ0が最尤復号手段７に入力されると、メトリック値Ｍi,-1（ｉは１から６までの整数）を設定しなければならない。ＶＦＯ領域では決まったパターンが記録されているので、量子化データｙi（ｉは−１以下の整数）を推定することができる。
【００８７】
したがって推定される量子化データｙiに基づき、時刻ｔ＝−１のときのメトリック値を設定することで少ないメモリ長のＳＭＵで、確実な最尤復号結果が得られる。つぎに時刻ｔ＝−１のときのメトリック値の設定方法について説明する。ＶＦＯ領域では、チャネルクロックの８分の１の単一信号が記録されており、時刻ｔ＝０以前に、最尤復号手段７へ理想的なＰＲ（１，３，３，１）等化された量子化データが入力されていたとする。図１７に本発明のディジタル情報再生装置の第１の実施の形態の最尤復号手段の動作模式図を示す。
【００８８】
図１７（ａ）はＶＦＯ領域のパーシャルレスポンス等化された再生信号を示している。この再生信号をＡ／Ｄ変換手段６によって量子化すると、図１７（ｃ）の量子化データが得られる。これを最尤復号手段７に入力すると、図１７（ｄ）のようなトレリス図が得られる。実線はＡＣＳ１６が選択した状態遷移を示している。また破線はＡＣＳ１６が選択しなかった状態遷移を示している。太実線はＳＭＵ１７が推定した生き残りパスを示している。時刻ｔ＝−１以前の再生信号についてもＡ／Ｄ変換手段７によって量子化され、Ａ／Ｄ変換手段７によって量子化データが図１７（ｅ）のようにに得られたと仮定すると、図１７（ｆ）のような最尤復号結果が得られる。量子化データＳtは（数１３）の値をとる。
【００８９】
【数１３】
0003674142.tif 000015
【００９０】
つぎに、図１７（ｆ）において時刻ｔ＝−１における各状態Ｓ(1,1,1)、Ｓ(1,1,0)、Ｓ(1,0,0)、Ｓ(0,1,1)、Ｓ(0,0,1)、Ｓ(0,0,0)のメトリック値を推定し、レジスタに初期値を設定する。図１７において破線で囲んだ領域について注目する。図１８は図１７を拡大したものである。時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(1,1,0)について考えると、最尤復号手段７によって推定された状態遷移列上にある。また、時刻ｔ＝−１以前では理想的なパーシャルレスポンス等化がなされているので生き残りパス上の各状態は常に最も確からしさが高く、実施の形態ではメトリック値が常に０の値をとる。
【００９１】
つぎに時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(1,1,1)について考えると、最尤復号手段７では、図１８（ｂ）のように太破線で示される各ブランチメトリック値を累積加算したものが時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(1,1,1)のメトリック値となる。同様に時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(1,0,0)について考えると、最尤復号手段７では、図１８（ｃ）のように太破線で示される各ブランチメトリック値を累積加算したものが時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(1,0,0)のメトリック値となる。同様に時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(0,1,1)について考えると、最尤復号手段７では、図１８（ｄ）のように太破線で示される各ブランチメトリック値を累積加算したものが時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(0,1,1)のメトリック値となる。同様に時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(0,0,1)について考えると、最尤復号手段７では、図１８（ｅ）のように太破線で示される各ブランチメトリック値を累積加算したものが時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(0,0,1)のメトリック値となる。同様に時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(0,0,0)について考えると、最尤復号手段７では、図１８（ｆ）のように太破線で示される各ブランチメトリック値を累積加算したものが時刻ｔ＝−１における状態Ｓ(0,0,0)のメトリック値となる。各時刻のブランチメトリックと加算結果を（表２）に示す。
【００９２】
【表２】
0003674142.tif 000016
【００９３】
したがって、（数２）より時刻ｔ＝−１における各状態のメトリックの差がもとまり、時刻ｔ＝−１において（数１４）の値をレジスタに設定することでＳＭＵ１７がいち早く生き残りパスを推定でき、メモリ長を短くすることができる。またディジタル情報再生装置の第１の実施の形態では、（数２）のように量子化データｙt、ｙt-1とパーシャルレスポンス等化期待値ｘi,tの差の絶対値をブランチメトリックとしたが、量子化データｙt、ｙt-1とパーシャルレスポンス等化期待値ｘi,tの差の２乗をブランチメトリックとする方式であっても同様の効果が得られる。
【００９４】
なお、ＶＦＯ領域の記録パターン、パーシャルレスポンス等化方式にしたがって、同様な手順で各状態の時刻ｔ＝−１におけるメトリック差を求め、初期値として設定すれば、同様の効果が得られる。
【００９５】
【数１４】
0003674142.tif 000017
【００９６】
図１９に本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＳＭＵ１７のブロック図を示す。ＳＭＵ１７では、論理回路Ａと論理回路Ｂにより、ＡＣＳ１６で得られた時刻ｔと時刻ｔ＋１の状態遷移選択結果から、図３の状態遷移規則に則って時刻ｔの状態遷移選択結果のうち時刻ｔ＋１では生き残らない状態遷移をパスメモリから取り除く。その結果生き残りパスが求められ、生き残りパスをＬＰＦ１５へ出力する。
【００９７】
図２０に本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＬＰＦ１５のブロック図を示す。ＬＰＦ１５はＳＭＵ１７の生き残りパスＰi,t（ｉは０から７までの整数）にしたがって（数１５）を満たす演算を行い、各レジスタに演算結果を格納する。演算結果はＢＭＵ１３へパーシャルレスポンス等化期待値として出力される。
【００９８】
生き残りパス  Ｐi,tがHIGHであれば、
【００９９】
【数１５】
0003674142.tif 000018
【０１００】
生き残りパス  Ｐi,tがLOWであれば、Ｘi,t-1 ＝ Ｘi,t（ｉは０から７までの整数）
またＬＰＦ１５は位相誤差情報phase_errortとして（数１６）をみたす演算を行い、ＤＬＦ１８へ出力する。
【０１０１】
【数１６】
0003674142.tif 000019
【０１０２】
図２１に本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＤＬＦ１８のブロック図を示す。ＤＬＦ１８は２つの乗算器と２つの加算器とレジスタで構成されている。ＬＰＦ１５から入力された位相誤差情報phase_errortから（数１７）をもとに位相誤差量VCOCTLtを求める。これをタイミング抽出手段８へ出力する。
【０１０３】
【数１７】
0003674142.tif 000020
【０１０４】
つぎにディジタル情報再生装置の第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態は図１１の第１の実施の形態と同じ構成となっている。Ａ／Ｄ変換手段、タイミング信号抽出手段については、同じ動作をするのでここでは第２の実施の形態の最尤復号手段について説明する。図２２は本発明のディジタル情報再生装置の第２の実施の形態の最尤復号手段のブロック図である。Ａ／Ｄ変換手段６から入力された量子化データはＢＭＵ１９とＲＥＧ２０と位相比較器２１に入力される。ＢＭＵ１９はパーシャルレスポンス等化期待値と量子化データの距離を求め、ＡＣＳ２２へ出力する。ＡＣＳ２２では、１時刻前のメトリック値とブランチメトリックからとりうる状態遷移のうち確からしい状態遷移を選択し、各状態のメトリック値を求めレジスタに格納する。またＡＣＳ２２は状態遷移選択結果をＳＭＵ２３へ出力する。
【０１０５】
ＳＭＵ２３は状態遷移則に則って、つじつまの合わなくなった状態遷移系列を取り除き、生き残りパスを推定する。生き残りパスから原ディジタル情報を復号する。ＳＭＵ２３は生き残りパスをＬＰＦ２４へ出力する。ＲＥＧ２０は入力された量子化データをＢＭＵ１９とＡＣＳ２２とＳＭＵ２３で必要となる処理時間だけレジスタに格納し、ＬＰＦ２４へ量子化データを出力する。ＬＰＦ２４は生き残りパスにしたがって量子化データを平滑化処理し、パーシャルレスポンス等化期待値をセレクタ２５へ、位相誤差情報をセレクタ２６へ出力する。
【０１０６】
位相比較器２１は量子化データから位相誤差情報をもとめ、セレクタ２６へ出力する。カウンタ２７はゼロフェーズスタート信号がタイミング信号抽出手段から入力されると、カウンタ値をリセットし、量子化データ数をカウントする。フェーズロックループの引き込み動作が完了する時間になるとセレクタ２５とセレクタ２６とＤＬＦ２８へ選択信号を出力する。セレクタ２５はＰＬＬの引き込み動作中は、パーシャルレスポンス等化期待値としてパーシャルレスポンス等化初期期待値を選択し、ＢＭＵ１９へ出力し、ＰＬＬ引き込みが完了するとＬＰＦ２４から出力されたパーシャルレスポンス等化期待値を選択しＢＭＵ１９へフィードバックする。
【０１０７】
セレクタ２６は，ＰＬＬの引き込み動作中は、位相比較器２１から出力された位相誤差情報をＤＬＦ２８へ出力し、ＰＬＬの引き込みが完了するとＬＰＦ２４から出力された位相誤差情報をＤＬＦ２８へ出力する。ＤＬＦ２８はＰＬＬ引き込み動作中は（数１７）の係数α、βの値をループゲインが高くなるように設定し、ＰＬＬ引き込み動作完了時にはα、βの値をループゲインが低くなるように設定する。ＶＦＯ領域でのＰＬＬ引き込み動作において処理時間の短い位相比較器２１の位相誤差情報を用い、さらにループゲインを高くすることで、ＰＬＬ引き込み動作時間を短く、またキャプチャレンジを広くすることができる。
【０１０８】
また有効なデータを再生する際には、ＬＰＦ２４から出力された最尤復号結果を用いた位相誤差情報を用い、さらにループゲインを低くすることで、再生信号の品質が低下してもロックはずれの可能性が低く押さえられる。
【０１０９】
つぎにディジタル情報再生装置の第３の実施の形態について説明する。第３の実施の形態は図１１の第１の実施の形態と同じ構成となっている。Ａ／Ｄ変換手段、タイミング信号抽出手段については、同じ動作をするのでここでは第３の実施の形態の最尤復号手段について説明する。図２３は本発明のディジタル情報再生装置の第３の実施の形態の最尤復号手段のブロック図である。Ａ／Ｄ変換手段６から入力された量子化データはＢＭＵ２９とＲＥＧ３０とＲＥＧ３１に入力される。ＢＭＵ２９はパーシャルレスポンス等化期待値と量子化データの距離を求め、ＡＣＳ３２へ出力する。
【０１１０】
ＡＣＳ３２では、１時刻前のメトリック値とブランチメトリックからとりうる状態遷移のうち確からしい状態遷移を選択し、各状態のメトリック値を求めレジスタに格納する。またＡＣＳ３２は状態遷移選択結果をＳＭＵ３３とＳＭＵ３４へ出力する。ＳＭＵ３３とＳＭＵ３４は状態遷移則に則って、つじつまの合わなくなった状態遷移系列を取り除き、生き残りパスを推定する。ただしＳＭＵ３３はパスメモリ長が短く、ＳＭＵ３４はパスメモリ長が長い構成となっている。ＳＭＵ３３とＳＭＵ３４は生き残りパスから原ディジタル情報を復号する。
【０１１１】
ＳＭＵ３３とＳＭＵ３４はそれぞれ生き残りパスをＬＰＦ３５とＬＰＦ３６へ出力する。ＲＥＧ３０は入力された量子化データをＢＭＵ２９とＡＣＳ３２とＳＭＵ３３で必要となる処理時間だけレジスタに格納し、ＬＰＦ３５へ量子化データを出力する。同様にＲＥＧ３１は入力された量子化データをＢＭＵ２９とＡＣＳ３２とＳＭＵ３４で必要となる処理時間だけレジスタに格納し、ＬＰＦ３６へ量子化データを出力する。ＬＰＦ３５は生き残りパスにしたがって量子化データを平滑化処理し、位相誤差情報をセレクタ３８へ出力する。ＬＰＦ３６は生き残りパスにしたがって量子化データを平滑化処理し、パーシャルレスポンス等化期待値をセレクタ３７へ、位相誤差情報をセレクタ３８へ出力する。カウンタ３９はゼロフェーズスタート信号がタイミング信号抽出手段から入力されると、カウンタ値をリセットし、量子化データ数をカウントする。フェーズロックループの引き込み動作が完了する時間になるとセレクタ３７とセレクタ３８とＤＬＦ４０へ選択信号を出力する。
【０１１２】
セレクタ３７はＰＬＬの引き込み動作中は、パーシャルレスポンス等化期待値としてパーシャルレスポンス等化初期期待値を選択し、ＢＭＵ２９へ出力し、ＰＬＬ引き込みが完了するとＬＰＦ３６から出力されたパーシャルレスポンス等化期待値を選択しＢＭＵ２９へフィードバックする。セレクタ３８は，ＰＬＬの引き込み動作中は、ＬＰＦ３５から出力された位相誤差情報をＤＬＦ４０へ出力し、ＰＬＬの引き込みが完了するとＬＰＦ３６から出力された位相誤差情報をＤＬＦ４０へ出力する。ＤＬＦ４０はＰＬＬ引き込み動作中は（数１７）の係数α、βの値をループゲインが高くなるように設定し、ＰＬＬ引き込み動作完了時にはα、βの値をループゲインが低くなるように設定する。ＶＦＯ領域でのＰＬＬ引き込み動作において処理時間の短いループの位相誤差情報を用い、さらにループゲインを高くすることで、ＰＬＬ引き込み動作時間を短く、キャプチャレンジを広くすることができる。また有効なデータを再生する際には、ＬＰＦ３６から出力された位相誤差情報を用い、さらにループゲインを低くすることで、再生信号の品質が低下してもロックはずれの可能性が低く押さえられる。
【０１１３】
【発明の効果】
本発明によれば、最尤復号方式はｎ個の量子化データとパーシャルレスポンス等化期待値との距離を求めるＢＭＵと、ＢＭＵから入力されたブランチメトリックとｎ時刻前の各状態の確からしさを示すメトリック値との加算演算を行い、結果を比較し、毎時刻とりうる状態遷移のうちから確からしい状態遷移を選択し、選択した結果をＳＭＵへ出力するＡＣＳと、確からしい状態遷移を所定の長さ蓄えておきパーシャルレスポンス等化によって定まる規則に則って時間軸方向に遷移が継続できなくなった状態遷移列を排除し生き残りパスを出力するＳＭＵを備えたており、チャネルクロックのｎ分の１の周波数で、同期動作する構成となっており、ディジタル情報再生装置の高転送レート化を図ることができる。
【０１１４】
また、ディジタル情報再生装置は、タイミング信号抽出手段が信号処理の開始タイミングを示すゲート信号が有効になると、予め設定されたしきい値に再生信号が達する瞬間にあわせて、予め設定された中心周波数でタイミング信号を発生させ、最尤復号手段から、あるいは位相比較手段から出力された位相誤差量と予め設定された増幅率制御信号と中心周波数制御信号をもとにタイミング信号の周波数を変化させる構成とした。
【０１１５】
また、最尤復号手段が異なる長さのパスメモリを持ち、異なる生き残りパス情報から、異なる位相誤差情報を求め、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントするカウンタ回路の出力値によって位相誤差情報を選択し位相誤差量を求め、タイミング信号抽出手段へ出力する構成とした。また最尤復号手段が、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントするカウンタ回路の出力値によって最尤復号手段の位相誤差情報と位相比較手段の位相誤差情報を選択し位相誤差量を求め、タイミング信号抽出手段へ出力する構成とした。またタイミング信号抽出手段が、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントするカウンタ回路の出力値によってディジタルループフィルタの係数を変化させる構成とした。
【０１１６】
またタイミング信号抽出手段が、タイミング信号抽出手段の信号処理開始タイミングを示すゲート信号が有効になった時点からＡ／Ｄ変換手段が再生信号を量子化した回数をカウントし、所定の値に達すると最尤復号手段のブランチメトリック演算に用いられるパーシャルレスポンス等化期待値を、固定のパーシャルレスポンス等化初期期待値から、最尤復号手段が検出したパーシャルレスポンス等化期待値に切り換える構成とした。
【０１１７】
またゲート信号が有効になり、Ａ／Ｄ変換手段から最初の量子化データが最尤復号手段に入力され、最尤復号手段内のＡＣＳにおいて演算が開始されるまでに、１時刻前の各状態の確からしさを示すメトリック値を所定の値に初期設定する構成とした。このような構成によって、ＶＦＯ領域でのＰＬＬ引き込み動作において処理時間の短い位相誤差情報を用い、さらにループゲインを高くすることで、ＰＬＬ引き込み動作時間を短く、またキャプチャレンジを広くすることができる。また有効なデータを再生する際には、最尤復号結果を用いた位相誤差情報を用い、さらにループゲインを低くすることで、再生信号の品質が低下してもロックはずれの可能性が低く押さえられる。
【０１１８】
また位相比較方式は、特定の原ディジタル情報パターンが記録されている領域の再生信号を量子化し、量子化データと所定の値を減算する減算器と、前記減算器出力を格納するシフトレジスタと、前記シフトレジスタの出力値と前記減算器の出力値を乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を格納するレジスタと、入力された量子化データ数をカウントするカウンタ回路と、前記乗算器の出力と前記レジスタの出力をカウンタ回路の出力値によって選択するセレクタ回路を備えており、量子化データから位相誤差情報を取り出すことができ、キャプチャレンジの広いディジタルフェーズロックループが実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の最尤復号方式の構成例を示す図
【図２】従来のパス帰還型最尤復号方式の構成例を示す図
【図３】最小極性反転距離が３の記録符号とＰＲ（１，３，３，１）等化方式を組み合わせた場合の状態遷移図
【図４】最小極性反転距離が３の記録符号とＰＲ（１，３，３，１）等化方式を組み合わせた場合のトレリス線図
【図５】本発明の最尤復号方式のトレリス線図
【図６】本発明の最尤復号方式の実施の形態のブロック図
【図７】本発明の最尤復号方式の実施の形態におけるＢＭＵのブロック図
【図８】本発明の最尤復号方式の実施の形態におけるＡＣＳのブロック図
【図９】本発明の最尤復号方式の実施の形態におけるＳＭＵのブロック図
【図１０】論理回路Ａ，Ｂ，Ｃの構成図
【図１１】本発明のディジタル情報再生装置のブロック図
【図１２】本発明のディジタル情報再生装置のタイミング信号抽出手段の構成図
【図１３】本発明のディジタル情報再生装置のタイミング信号抽出手段のタイミングチャート
【図１４】本発明のディジタル情報再生装置の第１の実施の形態の最尤復号手段のブロック図
【図１５】本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＢＭＵのブロック図
【図１６】本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＡＣＳのブロック図
【図１７】本発明のディジタル情報再生装置の第１の実施の形態の最尤復号手段の動作模式図
【図１８】本発明のディジタル情報再生装置の第１の実施の形態の最尤復号手段の動作模式図を拡大した図
【図１９】本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＳＭＵのブロック図
【図２０】本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＬＰＦのブロック図
【図２１】本発明のディジタル情報再生装置の最尤復号手段のＤＬＦのブロック図
【図２２】本発明のディジタル情報再生装置の第２の実施の形態の最尤復号手段のブロック図
【図２３】本発明のディジタル情報再生装置の第３の実施の形態の最尤復号手段のブロック図
【図２４】本発明の位相比較器のブロック図
【図２５】本発明の位相比較器のタイミングチャート
【符号の説明】
１  ブランチメトリックユニット
２  加算比較選択ユニット
３  サバイバルメモリユニット
４  分周期
５  パラレルデータ変換器
６  Ａ／Ｄ変換手段
７  最尤復号手段
８  タイミング信号抽出手段
９  ＶＣＯ
１０  コンパレータ
１１  ＶＣＯ制御回路
１２  Ｄ／Ａ変換器
１３  ブランチメトリックユニット
１４  シフトレジスタ
１５  ローパスフィルタ
１６  加算比較選択ユニット
１７  サバイバルメモリユニット
１８  ディジタルループフィルタ
１９  ブランチメトリックユニット
２０  シフトレジスタ
２１  位相比較器
２２  加算比較選択ユニット
２３  サバイバルメモリユニット
２４  ローパスフィルタ
２５  セレクタ
２６  セレクタ
２７  カウンタ
２８  ディジタルループフィルタ
２９  ブランチメトリックユニット
３０  シフトレジスタ
３１  シフトレジスタ
３２  加算比較選択ユニット
３３  サバイバルメモリユニット
３４  サバイバルメモリユニット
３５  ローパスフィルタ
３６  ローパスフィルタ
３７  セレクタ
３８  セレクタ
３９  カウンタ
４０  ディジタルループフィルタ
１００  減算器
１０１  乗算器
１０２  カウンタ
１０３  セレクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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