(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに逆極性である第１の信号および第２の信号の対からなる差動信号を増幅するために、第１の信号および第２の信号をΔΣ変調することにより第１の量子化信号および第２の量子化信号を生成するΔΣ変調部と、定電圧電源から供給された定電圧を第１の量子化信号および第２の量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第１の量子化信号および第２の量子化信号を増幅する電力増幅部と、増幅された第１の量子化信号をΔΣ変調部へ負帰還する第１の帰還路と、第２の量子化信号をΔΣ変調部へ負帰還する第２の帰還路とを備えるディジタルスイッチングアンプにおいて、
信号を減衰させる減衰部が第１の帰還路および第２の帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、
第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するための調整手段が設けられていることを特徴とするディジタルスイッチングアンプ。
【請求項２】
上記調整手段は、第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の一方のみを変化させるようになっていることを特徴とする請求項１記載のディジタルスイッチングアンプ。
【請求項３】
複数チャンネルの音響信号を増幅するために、第１チャンネルの音響信号をΔΣ変調することにより第１チャンネルの量子化信号を生成する第１ΔΣ変調部と、第２チャンネルの音響信号をΔΣ変調することにより第２チャンネルの量子化信号を生成する第２ΔΣ変調部と、定電圧電源から供給された定電圧を第１チャンネルの量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第１チャンネルの量子化信号を増幅する第１電力増幅部と、定電圧電源から供給された定電圧を第２チャンネルの量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第２チャンネルの量子化信号を増幅する第２電力増幅部と、増幅された第１チャンネルの量子化信号を第１ΔΣ変調部へ負帰還する第１チャンネル帰還路と、増幅された第２チャンネルの量子化信号を第２ΔΣ変調部へ負帰還する第２チャンネル帰還路とを備えるディジタルスイッチングアンプにおいて、
信号を減衰させる減衰部が第１チャンネル帰還路および第２チャンネル帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、
第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するためのバランス調整手段が設けられていることを特徴とするディジタルスイッチングアンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音響信号等のアナログ信号に対して好適に実施され、該アナログ信号を高効率で増幅することができるΔΣ変調を用いるディジタルスイッチングアンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ΔΣ変調信号を用いたディジタルスイッチングアンプが知られている。ΔΣ変調信号を用いたディジタルスイッチングアンプは、音響信号等のアナログ信号を高効率で増幅することができるという利点を有している。
【０００３】
従来のΔΣ変調信号を用いたディジタルスイッチングアンプの構成の一例を図８に基づいて説明する。
【０００４】
図８に示すように、従来例のディジタルスイッチングアンプ５０は、正極性のアナログ音響信号Ｓ５１Ｐおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ５１Ｍの対からなる差動信号が入力端子５４Ｐおよび５４Ｍから入力され、アナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍを増幅して出力端子５８Ｐおよび５８Ｍから出力するものである。なお、アナログ音響信号Ｓ５１Ｍは、アナログ音響信号Ｓ５１Ｐの極性のみを反転させた信号である。
【０００５】
ディジタルスイッチングアンプ５０は、図８に示すように、減算器５５Ｐおよび５５Ｍ、ΔΣ変調回路５１、定電圧スイッチング回路５２、ローパスフィルターネットワーク回路（以下、ＬＰＦネットワーク回路と記す）５３、フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍ等を備えている。
【０００６】
減算器５５Ｐおよび５５Ｍは、入力端子５４Ｐおよび５４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍと、フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍによって定電圧スイッチング回路５２から帰還されたフィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍとを入力信号としている。減算器５５Ｐおよび５５Ｍは、アナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍからフィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍをそれぞれ減算して、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１ＭをΔΣ変調回路５１へ出力するようになっている。
【０００７】
ΔΣ変調回路５１は、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１ＭをそれぞれΔΣ変調することにより１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍを生成するものである。
【０００８】
ΔΣ変調回路５１は、積分器・加算器群６１と、量子化器６２とから構成されている。積分器・加算器群６１は、高次の積分器であり、減算器５５Ｐおよび５５Ｍで減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍを積分して、加算し、得られた信号を量子化器６２へ出力する。量子化器６２は、積分器・加算器群６１で得られた信号の極性を判定して、２値の量子化信号である１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに変換する。ここで、量子化器６２の量子化閾値は、想定されるサンプリング周波数に対して最適に設定されている。また、量子化器６２は、クロック信号に対応して作動する。
【０００９】
定電圧スイッチング回路５２には、正極性の定電圧（直流）Ｖを出力する定電圧電源５６Ｈと、定電圧Ｖと等しい大きさの負極性の定電圧（直流）−Ｖを出力する定電圧電源５６Ｌとが接続されている。定電圧電源５６Ｈおよび５６Ｌは、ディジタルスイッチングアンプ５０内部に設けてもよいが、この場合は、ディジタルスイッチングアンプ５０外部に設けられ、電力線を介して接続されている。
【００１０】
定電圧スイッチング回路５２は、定電圧電源５６Ｈおよび５６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路５２は、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍを、ＬＰＦネットワーク回路５３と、フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍとに出力するようになっている。
【００１１】
フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍは、電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３ＭをΔΣ変調回路１の入力端へ負帰還させるものである。
【００１２】
ＬＰＦネットワーク回路５３は、低周波数帯に帯域制限することで増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍを補間し、これにより増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍをアナログ音響信号Ｓ５５ＰおよびＳ５５Ｍに復調するものである。また、ＬＰＦネットワーク回路５３は、アナログ音響信号Ｓ５５ＰおよびＳ５５Ｍを出力端子５８Ｐおよび５８Ｍから出力させるようになっている。
【００１３】
次に、上記従来のディジタルスイッチングアンプの動作について説明する。
【００１４】
入力端子５４Ｐおよび５４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍから、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍがそれぞれ減算された後、得られた信号がΔΣ変調回路５１によって１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに変換される。具体的には、積分器・加算器群６１で、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍがそれぞれ減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍが積分された後、加算されて、ノイズシェーピングされ、量子化器６２で、加算された差分積分信号の極性が判定され“１”または“０”の１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに変換される。
【００１５】
１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍは、スイッチング制御信号として定電圧スイッチング回路５２に入力され、外部の定電圧電源５６Ｈおよび５６Ｌより与えられた定電圧−Ｖと定電圧Ｖとの間の電圧幅を持つ電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍへと電力増幅される。
【００１６】
定電圧スイッチング回路５２にて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍは、ＬＰＦネットワーク回路５３に入力され、ＬＰＦネットワーク回路５３でアナログ音響信号Ｓ５５ＰおよびＳ５５Ｍに復調されて出力端子５８Ｐおよび５８Ｍから出力される。また、電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍは、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４ＭとしてΔΣ変調回路５１の入力端に負帰還される。
【００１７】
ところが、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０では、出力端５８Ｐ・５８Ｍから出力される出力信号（アナログ音響信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍ）には、さまざまな理由によりオフセット電圧（出力端子５８Ｐ・５８Ｍでの２つのアナログ音響信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍの間のレベル差）が生じ、その結果として低周波帯にノイズが発生する。
【００１８】
オフセット電圧が生じる主な理由としては、ΔΣ変調回路２１内でのオフセット電圧の発生、定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌから定電圧スイッチング回路５２に供給される定電圧Ｖおよび−Ｖのずれ、差動フィードバック信号のプラス側の信号（フィードバック信号Ｓ５４Ｐ）とマイナス側の信号（フィードバック信号Ｓ５４Ｍ）とのレベル差、配線パターンのばらつきによる電圧特性のずれ等がある。
【００１９】
そこで、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０では、定電圧スイッチング回路５２に供給する定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌの定電圧Ｖおよび−Ｖを調整する方法で、出力信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍ（アナログ音響信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍ）に生ずるオフセット電圧をキャンセルすることが行われている。
【００２０】
上記従来のディジタルスイッチングアンプにおけるオフセット電圧調整方法を図９に基づいて説明する。
【００２１】
この方法では、ディジタルスイッチングアンプ５０を、図８に示すように直接的に定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌへ接続するのではなく、図９に示すように電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌを介して定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌへ接続する。そして、ディジタルスイッチングアンプ５０の製造時、あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧を測定しながら電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌを調整することにより、定電圧スイッチング回路５２へ供給する定電圧Ｖおよび−Ｖをオフセット電圧がキャンセルされるような電圧Ｖ’および−Ｖ’に調整する。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のオフセット電圧調整方法では、定電圧電源５６から定電圧スイッチング回路５２へ供給される定電圧Ｖおよび−Ｖ（電源電圧）を電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌで調整しているので、次のような問題がある。
【００２３】
まず、アンプという機器の特性上、スイッチングする定電圧Ｖおよび−Ｖは、実際には、数十Ｖという比較的高い電圧値になるのが一般的である。この電圧を調整するには、数十Ｖという比較的高い電圧に耐えうる部品、すなわち、耐電圧が数十Ｖ以上と高い部品を用いて電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌを構成する必要がある。このような耐電圧が高い部品は、比較的大型で高価な部品になりがちである。そのため、アンプの大型化やコストの増大を招くという問題がある。
【００２４】
また、スイッチングする定電圧Ｖおよび−Ｖを調整する方法では、数十Ｖという比較的高い電圧値を変化させる必要があり、微調整が困難である。そのため、このオフセット電圧をキャンセルするための調整作業は、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０を使用に供するうえで大きな負担となっていた。
【００２５】
また、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０を２チャンネル分、並列に接続して、ステレオ音響信号を増幅するためのステレオアンプとして用いた場合、左右のチャンネル間で音量差が生じることがある。左右のチャンネル間で音量差が生じる原因としては、（１）増幅される信号自体のチャンネル間でのレベル差、および（２）フィードバック信号（Ｓ５４Ｐ・Ｓ５４Ｍ）のチャンネル間でのレベル差から生じる信号のゲインの差がある。また、上記原因（１）（２）を生じさせる要因としては、基板上の配線パターンのばらつきによる抵抗成分や容量成分のばらつき、抵抗やコンデンサ、集積回路（ＩＣ）等の素子そのものの特性のばらつき、等が挙げられる。
【００２６】
現状ではディジタルスイッチングアンプは製品としてあまり存在していないが、通常のオーディオ用ステレオアンプでは、信号が外部から入力された時点で左右のバランスを調節する回路を設け、この回路で予め調節している。そのため、上記従来のディジタルスイッチングアンプをステレオ音響信号の増幅に用いる場合にも、信号が外部から入力された時点で左右のバランスを調節する回路を設け、この回路で予め調節しておく手法が採用できると考えられる。
【００２７】
ところが、上記の音量バランス調整方法は、左右のバランス調節専用の回路を用いることが必要であり、アンプの構成を簡素化できない。
【００２８】
本発明は、上記従来の問題に鑑みなされたものであり、その第１の目的は、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生が容易に防止できるディジタルスイッチングアンプを提供することにある。また、本発明の第２の目的は、チャンネル間での出力音響信号のバランスを簡素な構成で調整できるディジタルスイッチングアンプを提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明のディジタルスイッチングアンプは、上記の課題を解決するために、互いに逆極性である第１の信号および第２の信号の対からなる差動信号を増幅するために、第１の信号および第２の信号をΔΣ変調することにより第１の量子化信号および第２の量子化信号を生成するΔΣ変調部と、定電圧電源から供給された定電圧を第１の量子化信号および第２の量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第１の量子化信号および第２の量子化信号を増幅する電力増幅部と、増幅された第１の量子化信号をΔΣ変調部へ負帰還する第１の帰還路と、第２の量子化信号をΔΣ変調部へ負帰還する第２の帰還路とを備えるディジタルスイッチングアンプにおいて、信号を減衰させる減衰部が第１の帰還路および第２の帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するための調整手段が設けられていることを特徴としている。
【００３０】
上記構成によれば、アンプ出力にオフセット電圧が生じても、製造時あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧を測定しながら調整手段によって第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差を調整することで、オフセット電圧をキャンセルする（打ち消す）ことができる。そして、一般に第１の帰還路および第２の帰還路の両方に何らかの信号レベル減衰手段が必須のものとして設けられるので、調整手段によって調整される第１の帰還路および第２の帰還路上の電圧は、定電圧電源の出力電圧よりも低くなる。これにより、定電圧電源の出力電圧を調整していた従来の構成と比較して、調整する電圧が低いレベルの電圧であり、扱いやすいので、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。それゆえ、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生を容易に防止できる。したがって、上記構成によれば、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生が防止されたディジタルスイッチングアンプを容易に提供できる。
【００３１】
本発明のディジタルスイッチングアンプの好ましい形態は、上記調整手段は、第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の一方のみを変化させるようになっている構成である。
【００３２】
上記構成によれば、調整手段が第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の一方のみを変化させるようになっているので、調整手段が第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の両方を変化させる場合と比較して、調整箇所を減らすことができる。これにより、オフセット電圧をキャンセルするための調整作業の簡素化を図ることができる。
【００３３】
また、上記構成によれば、第１の帰還路および第２の帰還路の一方のみに減衰率が可変な減衰部（例えば半固定形可変抵抗器）を設ければよく、他方については、減衰率が固定の減衰部（例えば固定抵抗）を設けるか、あるいは減衰部を設けなくてもよい。したがって、ディジタルスイッチングアンプの構成の簡素化も図ることができる。
【００３４】
また、本発明のディジタルスイッチングアンプは、上記の課題を解決するために、複数チャンネルの音響信号を増幅するために、第１チャンネルの音響信号をΔΣ変調することにより第１チャンネルの量子化信号を生成する第１ΔΣ変調部と、第２チャンネルの音響信号をΔΣ変調することにより第２チャンネルの量子化信号を生成する第２ΔΣ変調部と、定電圧電源から供給された定電圧を第１チャンネルの量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第１チャンネルの量子化信号を増幅する第１電力増幅部と、定電圧電源から供給された定電圧を第２チャンネルの量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第２チャンネルの量子化信号を増幅する第２電力増幅部と、増幅された第１チャンネルの量子化信号を第１ΔΣ変調部へ負帰還する第１チャンネル帰還路と、増幅された第２チャンネルの量子化信号を第２ΔΣ変調部へ負帰還する第２チャンネル帰還路とを備えるディジタルスイッチングアンプにおいて、信号を減衰させる減衰部が第１チャンネル帰還路および第２チャンネル帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するためのバランス調整手段が設けられていることを特徴としている。
【００３５】
上記構成によれば、第１チャンネルと第２チャンネルとの間で出力音響信号のバランス（音量バランス）の狂いが生じても、製造時あるいは製造後の検査時に、各チャンネルに既知レベルの信号を入力して各チャンネルの出力信号を測定しながら、バランス調整手段によって第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差を調整することで、第１チャンネルと第２チャンネルとの間での出力音響信号のバランス（音量バランス）を所望のバランスに調整することができる。ステレオ音響信号を出力する場合であれば、右チャンネルと左チャンネルとの間に出力音響信号のレベル差（音量差）が生じても、各チャンネルに同一レベルの信号を入力して各チャンネルの出力信号を測定しながらバランス調整手段によって右チャンネルの帰還路の減衰率と左チャンネルの帰還路の減衰率との差を調整することで、右チャンネルと左チャンネルの出力音響信号のレベル（音量）を等しくすることができる。そして、バランス調整手段としては、オフセット調節のための回路（調整手段）を利用することができる。特に、オフセット調節のための回路が必須である場合、この回路を利用することによって、チャンネル間のバランス調整のための回路を別途追加することなくバランス調整に応用できる。したがって、上記構成によれば、チャンネル間での出力音響信号のバランスが調整されたディジタルスイッチングアンプを簡素な構成で実現できる。
【００３６】
なお、上述した２つの構成のディジタルスイッチングアンプは、「信号を減衰させる減衰部が２つの帰還路（第１帰還路および第２帰還路、あるいは第１チャンネル帰還路および第２チャンネル帰還路）の少なくとも一方に設けられているとともに、一方の帰還路の減衰率と他方の帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するための手段（調整手段またはバランス調整手段）が設けられている」という主要部（解決しようとする課題に対応した新規な構成に係る事項）が共通している。
【００３７】
【発明の実施の形態】
〔実施の形態１〕
本発明の実施の一形態について図１ないし図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００３８】
図１に示すように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ１０は、正極性のアナログ音響信号（第１の信号）Ｓ１Ｐおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ１Ｍ（第２の信号）の対からなる差動信号が入力端子４Ｐおよび４Ｍから入力され、アナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍを増幅して出力端子８Ｐおよび８Ｍから出力するものである。なお、アナログ音響信号Ｓ１Ｍは、アナログ音響信号Ｓ１Ｐの極性のみを反転させた信号である。
【００３９】
ディジタルスイッチングアンプ１０は、図１に示すように、減算器５Ｐおよび５Ｍ、ΔΣ変調回路（ΔΣ変調部）１、定電圧スイッチング回路（電力増幅部）２、ＬＰＦネットワーク回路３、フィードバックライン（第１の帰還路）７Ｐ、フィードバックライン（第２の帰還路）７Ｍ、減衰・調整部（減衰部・調整手段）９等を備えている。
【００４０】
減算器５Ｐおよび５Ｍは、入力端子４Ｐおよび４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍと、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍによって定電圧スイッチング回路２から減衰・調整部９を経て帰還されたフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍとを入力信号としている。減算器５Ｐおよび５Ｍは、アナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍからフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍをそれぞれ減算して、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１ＭをΔΣ変調回路１へ出力するようになっている。
【００４１】
ΔΣ変調回路１は、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１ＭをそれぞれΔΣ変調することにより１ビット信号Ｓ２Ｐ（第１の量子化信号）および１ビット信号Ｓ２Ｍ（第２の量子化信号）を生成するものである。
【００４２】
ΔΣ変調回路１は、積分器・加算器群１１と、量子化器１２とから構成されている。積分器・加算器群１１は、高次の積分器であり、減算器５Ｐおよび５Ｍで減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍを積分して、加算し、得られた信号を量子化器１２へ出力する。量子化器１２は、積分器・加算器群１１で得られた信号の極性を判定して、２値の量子化信号である１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに変換する。ここで、量子化器１２の量子化閾値は、想定されるサンプリング周波数に対して最適に設定されている。また、量子化器１２は、クロック信号に対応して作動する。
【００４３】
定電圧スイッチング回路２には、正極性の定電圧（直流）Ｖを出力する定電圧電源６Ｈと、定電圧Ｖと等しい大きさの負極性の定電圧（直流）−Ｖを出力する定電圧電源６Ｌとが接続されている。定電圧電源６Ｈおよび６Ｌは、ディジタルスイッチングアンプ１０内部に設けてもよいが、この場合は、ディジタルスイッチングアンプ１０外部に設けられ、電力線を介して接続されている。
【００４４】
定電圧スイッチング回路２は、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路２は、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを、ＬＰＦネットワーク回路３と、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍとに出力するようになっている。
【００４５】
フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍは、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３ＭをΔΣ変調回路１の入力端へ負帰還させるものである。減衰・調整部９は、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを減衰させるようになっている。また、減衰・調整部９は、その減衰率が独立して調整できるようになっている可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍからなり、フィードバックライン７Ｐの減衰率およびフィードバックライン７Ｍの減衰率をそれぞれ独立して調整できるようになっている。これにより、減衰・調整部９は、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックライン７Ｍの減衰率との差を調整できるようになっている。なお、減衰・調整部９の詳細については後述する。
【００４６】
ＬＰＦネットワーク回路３は、低周波数帯に帯域制限することで増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを補間し、これにより増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍをアナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍに復調するものである。また、ＬＰＦネットワーク回路３は、アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍを出力端子８Ｐおよび８Ｍから出力させるようになっている。
【００４７】
次に、上記構成のディジタルスイッチングアンプの動作について説明する。
【００４８】
入力端子４Ｐおよび４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍから、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍがそれぞれ減算された後、得られた信号がΔΣ変調回路１によって１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに変換される。具体的には、積分器・加算器群１１で、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍがそれぞれ減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍが積分された後、加算されて、ノイズシェーピングされ、量子化器１２で、加算された差分積分信号の極性が判定され“１”または“０”の１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに変換される。
【００４９】
１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍは、スイッチング制御信号として定電圧スイッチング回路２に入力され、外部の定電圧電源６Ｈおよび６Ｌより与えられた定電圧−Ｖと定電圧Ｖとの間の電圧幅を持つ電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍへと電力増幅される。
【００５０】
定電圧スイッチング回路２にて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍは、ＬＰＦネットワーク回路３に入力され、ＬＰＦネットワーク回路３でアナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍに復調されて出力端子８Ｐおよび８Ｍから出力される。
【００５１】
また、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍは、可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍからなる減衰・調整部９に入力されて減衰された後、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４ＭとしてΔΣ変調回路１の入力端に負帰還される。
【００５２】
次に、減衰・調整部９の構成および動作を図２に基づいて詳細に説明する。
【００５３】
減衰・調整部９は、図２に示すように、可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍからなり、可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍは、それぞれ、その一端Ａが接地された半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍからなっている。また、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの他端は、定電圧スイッチング回路２に接続されている。さらに、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍはそれぞれ、その両端ＡおよびＢの間の一点を接点ＣとしてΔΣ変調回路１に接続されている。そして、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍは、この接点Ｃの位置を移動させることにより抵抗値の調節、すなわち減衰率の調整ができるようになっている。
【００５４】
定電圧スイッチング回路２にて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍは、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの端Ｂに入力されるようになっている。半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの端Ａは接地されているので、これにより、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの接点Ｃにはその両側の抵抗比（端Ａと接点Ｃとの間の抵抗と端Ｂと接点Ｃとの間の抵抗との比）に応じた電圧値のフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍが生じる。したがって、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの中点Ｃの位置を調節することによって、すなわち半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの中点Ｃの両側の抵抗比を調整することによって、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの電圧レベルを無段階で調整することが可能になっている。なお、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍは、抵抗値を多段階で段階的に調整することができるようなものであってもよい。
【００５５】
次に、ディジタルスイッチングアンプ１０におけるオフセット電圧の調整方法について説明する。
【００５６】
本発明にかかるディジタルスイッチングアンプ１０は、オフセット電圧が発生しない場合、減衰・調整部９にて電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを両者ともに一定の減衰率で減衰させてフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４ＭとしてΔΣ変調回路１の入力端にフィードバックするようになっている。
【００５７】
ところが、実際には、通常、ΔΣ変調回路２１内でのオフセット電圧の発生、定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌから定電圧スイッチング回路５２に供給される定電圧Ｖおよび−Ｖのずれ等の要因によりアンプ出力（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）にオフセット電圧が発生する。一方、オフセット電圧は、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックライン７Ｍの減衰率との差に起因する差動のフィードバック信号Ｓ４Ｐおよびフィードバック信号Ｓ４Ｍの間のレベル差によっても生じる。
【００５８】
そのため、ディジタルスイッチングアンプ１０では、オフセット電圧が発生した場合、フィードバック信号Ｓ４Ｐの電圧レベルとフィードバック信号Ｓ４Ｍの電圧レベルとをあえてずらすことで、オフセット電圧をキャンセルすることが可能である。
【００５９】
具体的には、製造時あるいは製造後の検査時に、無信号状態（アナログ音響信号Ｓ１Ｐおよびアナログ音響信号Ｓ１Ｍとのレベルが０である状態）でアンプ出力におけるオフセット電圧（アナログ音響信号Ｓ５Ｐとアナログ音響信号Ｓ５Ｍとのレベル差）を電圧測定器によって測定し、オフセット電圧が検出された場合、オフセット電圧がキャンセルされる方向に減衰・調整部９の調整、すなわち、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの接点Ｃの位置の調整を行えばよい。これにより、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックライン７Ｍの減衰率との差が０からオフセット電圧のキャンセルされる方向にずらされ、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの差が０からオフセット電圧のキャンセルされる方向にずらされる。その結果、アンプ出力のオフセット電圧をキャンセルすることができる。
【００６０】
このオフセット電圧調整方法では、そして、一般にフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの両方に何らかの信号レベル減衰手段が必須のものとして設けられるので、調整手段によって調整される第１の帰還路および第２の帰還路上の電圧は、定電圧電源の出力電圧よりも低くなる。これにより、定電圧電源の出力電圧を調整していた従来の構成と比較して、調整する電圧が低いレベルの電圧であり、扱いやすいので、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。それゆえ、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生を容易に防止できる。
【００６１】
なお、ここで問題となっているオフセット電圧は、各素子の特性のばらつきや各回路固有の要因から生じる。したがって、オフセット電圧は、一度調節を行ったら、基本的には大きく変化することはない。よって、オフセット電圧は、製造時または製造後の検査時に手動で一度のみ調節すればよく、使用時に調節する必要はない。
【００６２】
以上のように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ１０では、アンプ出力（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）にオフセット電圧が生じても、可変減衰器によってフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの電圧レベルをオフセット電圧がキャンセルされる方向に調整することにより、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。
【００６３】
本願発明者等は、オフセット電圧のキャンセルの効果を確認するためにオフセット電圧の有無による周波数特性の変化を調べた。ディジタルスイッチングアンプ１０においてオフセット電圧が生じたときのアンプ出力信号（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）の周波数特性をＦＦＴ分析器（高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いた周波数分析器）で分析した結果を図３のグラフに示す。また、ディジタルスイッチングアンプ１０において、前述した方法でオフセット電圧をキャンセルする調整を行った後のアンプ出力信号（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）の周波数特性をＦＦＴ分析器で分析した結果を図４のグラフに示す。
【００６４】
図３および図４に示す結果から、オフセット電圧が生じているときには図４に示すように２００Ｈｚ以下という低い周波数帯にノイズが発生している一方、前述した方法でオフセット電圧をキャンセルする調整を行うことにより、このようなノイズが除去されていることが分かる。なお、オフセット電圧によって２００Ｈｚ以下という低い周波数帯にノイズが発生するのは、オフセット電圧が直流電圧（通常は数Ｖ）であるためにＦＦＴ分析器上では０Ｈｚ付近のノイズとして現れるからである。
【００６５】
なお、図１に示すディジタルスイッチングアンプ１０では、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックラインの７Ｍの減衰率との両方が調整可能な構成となっていたが、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックラインの７Ｍの減衰率との一方のみが調整可能であり他方が固定されている構成の方がより好ましい。すなわち、図１に示す２つのフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍのフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの両方が調整可能な構成よりも、２つのフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍのフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍのうち、一方の電圧レベルのみが調整可能であり他方の電圧レベルが固定されている構成の方が好ましい。
【００６６】
フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックラインの７Ｍの減衰率との一方のみを調整可能とするためには、図１に示すように２本のフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの両方に可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍを設ける代わりに、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの一方にのみ可変減衰器（１３Ｐまたは１３Ｍ）を設ければよい。これによって、オフセット電圧調整の箇所が２箇所から１箇所に削減でき、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。また、ディジタルスイッチングアンプを複数チャネル分、並列に接続した場合にも、オフセット電圧調整の箇所が１チャンネルあたり２箇所から１チャンネルあたり１箇所に削減でき、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。
【００６７】
フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの一方にのみに可変減衰器（１３Ｐまたは１３Ｍ）を設ける場合、他方のフィードバックライン（７Ｐおよび７Ｍ）には、減衰器を設けなくてもよいが、一定の減衰率で信号を減衰させる固定減衰器を設けることが好ましい。また、固定減衰器は、電力増幅１ビット信号（Ｓ３ＰまたはＳ３Ｍ）を抵抗分割により減衰させてフィードバック信号（Ｓ４ＰまたはＳ４Ｍ）を生成する構成であることが好ましい。
【００６８】
本発明にかかる一方のフィードバックラインにのみに可変減衰器を有するディジタルスイッチングアンプの好ましい形態を、図６に示す。
【００６９】
図６に示すように、このディジタルスイッチングアンプ２０は、図１に示すディジタルスイッチングアンプ１０における片側のフィードバックライン７Ｍに可変減衰器１３Ｍに代えて固定減衰器１５を用い、可変減衰器１３Ｐと固定減衰器１５とで減衰・調整部１９を構成したものであり、他の構成は、図示していないが、図１に示すディジタルスイッチングアンプ１０と全く同一である。
【００７０】
また、固定減衰器１５は、電力増幅１ビット信号Ｓ３Ｍを固定抵抗１５ａおよび固定抵抗１５ｂの抵抗分割により減衰させてフィードバック信号Ｓ４Ｍを生成するものである。固定減衰器１５は、直列に接続された二つの固定抵抗１５ａおよび１５ｂからなっており、フィードバックライン７Ｍ上に設けられている。固定抵抗１５ａは、一端が定電圧スイッチング回路２の出力端に導通しており、他端が固定抵抗１５ｂと接続されている。上記固定抵抗１５ｂは、固定抵抗１５ａと接続された一端の反対端が接地されている。そして、固定抵抗１５ａおよび固定抵抗１５ｂの連結部位がフィードバックライン７Ｍを介して減算器５Ｍの入力端に導通されている。
【００７１】
上記構成によれば、フィードバック信号Ｓ４Ｍのレベルが所定の値に固定されるので、フィードバックライン７Ｐ上の半固定形可変抵抗器１３Ｐでフィードバック信号Ｓ４Ｐのレベルを調整するだけで、オフセット電圧の調整を行うことができる。したがって、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。
【００７２】
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、説明の便宜上、実施の形態１において示した構成と同一の部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。
【００７３】
図６に示すように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ３０は、Ｌチャンネルのアナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号）Ｓ１ＬおよびＲチャンネルのアナログ音響信号Ｓ１Ｒ（第２チャンネルの音響信号）の対からなるステレオ音響信号が入力端子４Ｌおよび４Ｒから入力され、アナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒを増幅して出力端子８Ｌおよび８Ｒから出力するものである。
【００７４】
ディジタルスイッチングアンプ３０は、図６に示すように、減算器５Ｌおよび５Ｒ、ΔΣ変調回路（第１ΔΣ変調部）１Ｌ、ΔΣ変調回路（第２ΔΣ変調部）１Ｒ、定電圧スイッチング回路（第１電力増幅部）２Ｌ、定電圧スイッチング回路（第２電力増幅部）２Ｒ、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒ、フィードバックライン（第１チャンネル帰還路）７Ｌ、フィードバックライン（第２チャンネル帰還路）７Ｒ、減衰・調整部（減衰部・バランス調整手段）２９等を備えている。
【００７５】
減算器５Ｌおよび５Ｒは、入力端子４Ｌおよび４Ｒに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒと、フィードバックライン７Ｌおよび７Ｒによって定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒから減衰・調整部２９を経て帰還されたフィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒとを入力信号としている。減算器５Ｌおよび５Ｒは、アナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒからフィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒをそれぞれ減算して、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１ＲをΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒへ出力するようになっている。
【００７６】
ΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒは、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１ＲをそれぞれΔΣ変調することによりＬチャンネルの１ビット信号Ｓ２Ｌ（第１チャンネルの量子化信号）およびＲチャンネルの１ビット信号Ｓ２Ｒ（第２チャンネルの量子化信号）を生成するものである。
【００７７】
ΔΣ変調回路１Ｌは、積分器・加算器群１１Ｌと、量子化器１２Ｌとから構成されており、ΔΣ変調回路１Ｒは、積分器・加算器群１１Ｒと、量子化器１２Ｒとから構成されている。積分器・加算器群１１Ｌおよび１１Ｒは、高次の積分器であり、減算器５Ｌおよび５Ｒで減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒを積分して、加算し、得られた信号を量子化器１２Ｌおよび１２Ｒへ出力する。量子化器１２Ｌおよび１２Ｒは、積分器・加算器群１１Ｌおよび１１Ｒで得られた信号の極性を判定して、２値の量子化信号である１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒに変換する。ここで、量子化器１２Ｌおよび１２Ｒの量子化閾値は、想定されるサンプリング周波数に対して最適に設定されている。また、量子化器１２Ｌおよび１２Ｒは、クロック信号に対応して作動する。
【００７８】
定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒにはそれぞれ、正極性の定電圧（直流）Ｖを出力する定電圧電源６Ｈと、定電圧Ｖと等しい大きさの負極性の定電圧（直流）−Ｖを出力する定電圧電源６Ｌとが接続されている。定電圧電源６Ｈおよび６Ｌは、ディジタルスイッチングアンプ３０内部に設けてもよいが、この場合は、ディジタルスイッチングアンプ３０外部に設けられ、電力線を介して接続されている。
【００７９】
定電圧スイッチング回路２Ｌは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ２Ｌに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ２Ｌをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ２Ｌを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路２Ｌは、１ビット信号Ｓ２Ｌの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３Ｌを、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌと、フィードバックライン７Ｌとに出力するようになっている。
【００８０】
定電圧スイッチング回路２Ｒは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ２Ｒに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ２Ｒをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ２Ｒを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路２Ｒは、１ビット信号Ｓ２Ｒの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３Ｒを、ＬＰＦネットワーク回路３Ｒと、フィードバックライン７Ｒとに出力するようになっている。
【００８１】
フィードバックライン７Ｌおよび７Ｒは、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３ＲをΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒの入力端へ負帰還させるものである。減衰・調整部２９は、フィードバックライン７Ｌおよび７Ｒ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒを減衰させるようになっている。また、減衰・調整部２９は、その減衰率が独立して調整できるようになっている可変減衰器１３Ｌおよび１３Ｒからなり、フィードバックライン７Ｌの減衰率およびフィードバックライン７Ｒの減衰率をそれぞれ独立して調整できるようになっている。これにより、減衰・調整部２９は、フィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックライン７Ｒの減衰率との差を調整できるようになっている。なお、減衰・調整部２９の構成は、減衰・調整部９と同様である。
【００８２】
ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒは、低周波数帯に帯域制限することで増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒを補間し、これにより増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒをアナログ音響信号Ｓ５ＬおよびＳ５Ｒに復調するものである。また、ＬＰＦネットワーク回路３は、アナログ音響信号Ｓ５ＬおよびＳ５Ｒを出力端子８Ｌおよび８Ｒから出力させるようになっている。
【００８３】
次に、上記構成のディジタルスイッチングアンプの動作について説明する。
【００８４】
入力端子４Ｌおよび４Ｒに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒから、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒがそれぞれ減算された後、得られた信号がΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒによって１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒに変換される。具体的には、積分器・加算器群１１Ｌおよび１１Ｒで、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒがそれぞれ減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒが積分された後、加算されて、ノイズシェーピングされ、量子化器１２Ｌおよび１２Ｒで、加算された差分積分信号の極性が判定され“１”または“０”の１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒに変換される。
【００８５】
１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒは、スイッチング制御信号として定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒに入力され、外部の定電圧電源６Ｈおよび６Ｌより与えられた定電圧−Ｖと定電圧Ｖとの間の電圧幅を持つ電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒへと電力増幅される。
【００８６】
定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒにて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒは、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒに入力され、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒでアナログ音響信号Ｓ５ＬおよびＳ５Ｒに復調されて出力端子８Ｌおよび８Ｒから出力される。
【００８７】
また、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒは、可変減衰器１３Ｌおよび１３Ｒからなる減衰・調整部２９に入力されて減衰された後、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４ＲとしてΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒの入力端に負帰還される。
【００８８】
次に、ディジタルスイッチングアンプ３０における左右のチャンネル間の音量差の調整方法について説明する。
【００８９】
左右のチャンネル間の音量差、すなわちアナログ音響信号Ｓ５Ｌとアナログ音響信号Ｓ５Ｒとの電圧レベル差は、増幅される信号自体の間のレベル差等によって生じる一方、左チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｌと右チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｒとの電圧レベル差によっても生じる。
【００９０】
したがって、ディジタルスイッチングアンプ３０では、左チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｌと右チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｒとの電圧レベル差とをあえてずらすことにより、左右のチャンネル間の音量差をキャンセルすることができる。
【００９１】
具体的には、まず、製造時あるいは製造後の検査時に、左右のチャンネルに同じレベルのテスト信号を入力する。すなわち、左チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１Ｌと右チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１Ｒとを同じレベルに保つ。この状態で、左チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｌ）と右チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｒ）とのレベルを電圧測定器によって測定する。そして、両者の間にレベル差が検出された場合、レベル差がキャンセルされる方向に減衰・調整部２９の調整、すなわち、可変減衰器１３Ｌおよび可変減衰器１３Ｒにおける減衰率の調整を行えばよい。これにより、フィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックライン７Ｒの減衰率との差が、０から左右チャンネルの出力レベル差のキャンセルされる方向にずらされ、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒの差が、０から左右チャンネルの出力レベル差のキャンセルされる方向にずらされる。その結果、左右チャンネルの出力レベル差をキャンセルし、左チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｌ）のレベルと右チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｒ）のレベルとを等しくすることができる。
【００９２】
本実施形態の構成では、減衰・調整部２９として、実施の形態１のオフセット調節のための減衰・調整部９を利用することができるので、チャンネル間のバランス調整専用の回路を設ける場合と比較して簡素な構成でバランス調整が可能である。
【００９３】
なお、チャンネル間の音量バランスのずれは、前述したように、素子そのものや配線パターンのばらつきが主な原因であると考えられるため、製造時あるいは製造後に一度調節してしまえば、その後に変化するということは考えにくい。そのため、チャンネル間の音量バランスの調整は、生産もしくは検査の段階で前述した方法によって一度だけ行えばよく、何度も行う必要はない。したがって、減衰・調整部２９は、使用時に調節できるようになっている必要はない。
【００９４】
また、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ３０では、フィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックラインの７Ｒの減衰率との両方が調整可能な構成となっていたが、前述したディジタルスイッチングアンプ２０と同様に、ィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックラインの７Ｒの減衰率との一方のみが調整可能であり他方が固定されている構成の方がより好ましい。したがって、例えば、片側のフィードバックライン７Ｌに可変減衰器１３Ｌに代えて固定減衰器１５を用いるとよい。これにより、フィードバックライン７Ｒの減衰率を調整するだけでオフセット電圧の調整を行うことができる。したがって、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。
【００９５】
〔実施の形態３〕
本発明のさらに他の実施の形態について図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、なお、説明の便宜上、実施の形態１および２において示した構成と同一の部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。
【００９６】
本実施形態のディジタルスイッチングアンプは、実施の形態１の構成と実施の形態２の構成と組み合わせることにより、電圧のキャンセルと音量バランスの調整との両方を行えるようにしたものである。
【００９７】
図７に示すように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ４０は、実施の形態２のディジタルスイッチングアンプ３０をディジタルスイッチングアンプ２０と同様の差動信号増幅用の構成に変更するとともに、減衰・調整部２９を減衰・調整部３９に変更したものである。
【００９８】
すなわち、ディジタルスイッチングアンプ４０では、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるＬチャンネルの音響信号Ｓ１Ｌとして、正極性のアナログ音響信号（第１の信号）Ｓ１ＬＰおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ１ＬＭ（第２の信号）の対からなる差動信号が入力端子４ＬＰおよび４ＬＭから入力されるようになっている。ディジタルスイッチングアンプ４０は、アナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭを増幅し、得られたアナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびＳ５ＬＭを出力端子８ＬＰおよび８ＬＭから出力するようになっている。また、ディジタルスイッチングアンプ４０では、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるＲチャンネルの音響信号Ｓ１Ｒとして、正極性のアナログ音響信号（第１の信号）Ｓ１ＲＰおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ１ＲＭ（第２の信号）の対からなる差動信号が入力端子４ＲＰおよび４ＲＭから入力されるようになっている。ディジタルスイッチングアンプ４０は、アナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭを増幅し、得られたアナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびＳ５ＲＭを出力端子８ＲＰおよび８ＲＭから出力するようになっている。なお、アナログ音響信号Ｓ１ＬＭおよびＲＭは、アナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＲＰの極性のみを反転させた信号である。
【００９９】
ディジタルスイッチングアンプ４０では、減算器５Ｌとして、入力端子４ＬＰおよび４ＬＭに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭからフィードバック信号Ｓ４ＬＰおよびＳ４ＬＭを減算する減算器５ＬＰおよび５ＬＭが設けられている。また、減算器５Ｌとして、入力端子４ＲＰおよび４ＲＭに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭからフィードバック信号Ｓ４ＲＰおよびＳ４ＲＭを減算する減算器５ＲＰおよび５ＲＭが設けられている。
【０１００】
ΔΣ変調回路１Ｌは、アナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭをΔΣ変調することにより１ビット信号（第１の量子化信号）Ｓ２ＬＰおよび１ビット信号（第２の量子化信号）Ｓ２ＬＭを生成するようになっており、ΔΣ変調回路１Ｒは、アナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭをΔΣ変調することにより１ビット信号（第１の量子化信号）Ｓ２ＲＰおよび１ビット信号（第２の量子化信号）Ｓ２ＲＭを生成するようになっている。
【０１０１】
定電圧スイッチング回路２Ｌは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖを１ビット信号Ｓ２ＬＰおよびＳ２ＬＭに基づいてスイッチングすることにより１ビット信号Ｓ２ＬＰおよびＳ２ＬＭを増幅し、得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＰおよびＳ３ＬＭを出力するようになっている。また、定電圧スイッチング回路２Ｒは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖを１ビット信号Ｓ２ＲＰおよびＳ２ＲＭに基づいてスイッチングすることにより１ビット信号Ｓ２ＲＰおよびＳ２ＲＭを増幅し、得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＰおよびＳ３ＲＭを出力するようになっている。
【０１０２】
さらに、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるフィードバックライン７Ｌとして、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＰをフィードバック信号Ｓ４ＬＰとしてΔΣ変調回路１Ｌへ負帰還するフィードバックライン（第１の帰還路）７ＬＰと、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＭをフィードバック信号Ｓ４ＬＭとしてΔΣ変調回路１Ｌへ負帰還するフィードバックライン（第２の帰還路）７ＬＭとが設けられている。また、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるフィードバックライン７Ｒとして、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＰをフィードバック信号Ｓ４ＲＰとしてΔΣ変調回路１Ｒへ負帰還するフィードバックライン（第１の帰還路）７ＲＰと、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＭをフィードバック信号Ｓ４ＲＭとしてΔΣ変調回路１Ｒへ負帰還するフィードバックライン（第２の帰還路）７ＲＭとが設けられている。
【０１０３】
減衰・調整部３９は、フィードバックライン７ＬＰ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＰを一定の減衰率で減衰させる固定減衰器１５と、フィードバックライン７ＬＭ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＭを可変の減衰率で減衰させる可変減衰器１３ＬＭと、フィードバックライン７ＲＰ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＰを可変の減衰率で減衰させる可変減衰器１３ＲＰと、フィードバックライン７ＲＭ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＭを可変の減衰率で減衰させる可変減衰器１３ＲＭとを備えている。なお、減衰・調整部３９において、固定減衰器１５の構成は、図５に示す固定減衰器１５と同様であり、可変減衰器１３ＬＭ、１３ＲＰ、および１３ＲＭの構成は、図２に示す可変減衰器１３Ｍおよび１３Ｐと同様である。
【０１０４】
さらに、減衰・調整部３９は、Ｌチャンネルのフィードバックライン７ＬＰおよび７ＬＭの減衰率とＲチャンネルのフィードバックライン７ＲＰおよび７ＲＭの減衰率との差を調整するためのバランス調整手段としての機能と、フィードバックライン７ＬＰの減衰率とフィードバックライン７ＬＭの減衰率との差を調整するための第１の調整手段としての機能と、フィードバックライン７ＲＰの減衰率とフィードバックライン７ＲＭの減衰率との差を調整するための第２の調整手段としての機能とを兼ね備えている。
【０１０５】
このように、本実施形態の構成では、オフセット調節のための減衰・調整部３９が、チャンネル間のバランス調整のための調整手段としての機能を兼ね備えているので、チャンネル間のバランス調整のための回路を別途追加することなくバランス調整に応用できる。それゆえ、オフセット調節のための回路とは別にチャンネル間のバランス調整のための回路を設ける場合と比較して、簡素な構成でバランス調整が可能である。
【０１０６】
次に、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ４０において、製造時あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧のキャンセルと音量バランスの調整との両方を行うための減衰・調整部３９の減衰率の調整方法について説明する。
【０１０７】
まず、無信号状態（アナログ音響信号Ｓ１ＬＰ、Ｓ１ＬＭ、Ｓ１ＲＰ、およびＳ１ＲＭのレベルが０である状態）で、左チャンネルのアンプ出力におけるオフセット電圧（アナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびアナログ音響信号Ｓ５ＬＭとのレベル差）を電圧測定器で測定する。そして、オフセット電圧が検出されると、オフセット電圧の測定を続けながら減衰・調整部３９によりフィードバックライン７ＬＰの減衰率とフィードバックライン７ＬＭの減衰率との差をオフセット電圧がキャンセルされるように調整する。ここでは、フィードバックライン７ＬＰに固定減衰器１５が設けられているので、フィードバックライン７ＬＰの減衰率が固定されている。そこで、フィードバックライン７ＬＭに設けられた可変減衰器１３ＬＭの減衰率を調整することによりフィードバックライン７ＬＭの減衰率を調整する。
【０１０８】
次に、無信号状態のまま、右チャンネルのアンプ出力におけるオフセット電圧（アナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびアナログ音響信号Ｓ５ＲＭとのレベル差）を電圧測定器で測定する。そして、オフセット電圧が検出されると、オフセット電圧の測定を続けながら減衰・調整部３９によりフィードバックライン７ＲＰの減衰率とフィードバックライン７ＲＭの減衰率との差をオフセット電圧がキャンセルされるように調整する。例えば、フィードバックライン７ＲＰに設けられた可変減衰器１３ＲＰの減衰率を固定し、フィードバックライン７ＲＭに設けられた可変減衰器１３ＲＭの減衰率を調整することによりフィードバックライン７ＲＭの減衰率を調整する。
【０１０９】
さらに、左右のチャンネルに同じレベルのテスト信号を入力した状態（左チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭと右チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭとが同じレベルである状態）で、左チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびＳ５ＬＭ）と右チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびＳ５ＲＭ）とのレベルを電圧測定器によって測定する。そして、両者の間にレベル差が検出された場合、オフセット電圧がキャンセルされる方向に減衰・調整部３９の調整を行う。
【０１１０】
この際の調整は、各チャンネルのオフセット電圧をキャンセルした状態を保ちながら行う。すなわち、フィードバック信号Ｓ４ＬＰとフィードバック信号Ｓ４ＬＭとのレベル差、およびフィードバック信号Ｓ４ＲＰとフィードバック信号Ｓ４ＲＭとのレベル差を一定に保ちながら行う。具体的には、可変減衰器１３ＬＭの減衰率を一定に保つことによりフィードバックライン７ＬＰおよび７ＬＭの減衰率を一定に保った状態で、フィードバック信号Ｓ４ＲＰおよびフィードバック信号Ｓ４ＲＭが同じレベルだけ変化するように、かつ、アナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびＳ５ＬＭとアナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびＳ５ＲＭとのレベルが等しくなるように可変減衰器１３ＲＰおよび１３ＲＭの減衰率を調整する。これにより、チャンネル間の音量差をキャンセルすることができる。
【０１１１】
以上のように、本実施の形態の構成によれば、フィードバックライン７ＬＰの減衰率とフィードバックライン７ＬＭの減衰率との差を調整するための第１の調整手段としての機能と、フィードバックライン７ＲＰの減衰率とフィードバックライン７ＲＭの減衰率との差を調整するための第２の調整手段としての機能とを備える減衰・調整部３９を設けたことにより、ＬチャンネルおよびＲチャンネルのオフセット電圧を容易にキャンセルできる。さらに、Ｌチャンネルのフィードバックライン７ＬＰおよび７ＬＭの減衰率とＲチャンネルのフィードバックライン７ＲＰおよび７ＲＭの減衰率との差を調整するためのバランス調整手段としての機能を備える減衰・調整部３９を設けたことにより、オフセット電圧をキャンセルした状態でチャンネル間の音量差を容易にキャンセルすることができる。したがって、オフセット電圧のキャンセルと音量バランスの調整との両方を容易に行うことができる。
【０１１２】
なお、上記の説明では、オフセット電圧をキャンセルする調整を行った後、チャンネル間のバランス調整を行うようにしたが、調整順序は、逆にしてもよい。また、上の例では、１つのフィードバックライン７ＬＰの減衰率を固定していたが、全てのフィードバックライン７ＬＰ・７ＬＭ・７ＲＰ・７ＰＭの減衰率を調整するようにしてもよい。ただし、上の例のように１つのフィードバック信号７ＬＰの減衰率を固定する方が調整作業が簡便となるので、好ましい。
【０１１３】
また、上記各実施形態の構成では、ディジタルスイッチングアンプ外部から入力された差動信号を増幅するようになっていたが、ディジタルスイッチングアンプ外部から入力された１つの信号から差動信号を生成し、該差動信号を増幅する構成にすることも可能である。
【０１１４】
さらに、上記各実施形態の構成は、増幅された１ビット信号をアナログ音響信号に復調するためのＬＰＦネットワーク回路を備えていたが、増幅された１ビット信号をアナログ信号に復調するための復調部として、ＬＰＦネットワーク回路以外の回路を備えていてもよい。さらに、増幅された１ビット信号をアナログ音響信号に復調するための復調部を省き、増幅された１ビット信号をそのままディジタル出力する構成としてもよい。
【０１１５】
【発明の効果】
本発明のディジタルスイッチングアンプは、以上のように、信号を減衰させる減衰部が第１の帰還路および第２の帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するための調整手段が設けられている構成である。
【０１１６】
これにより、アンプ出力にオフセット電圧が生じても、製造時あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧を測定しながら調整手段によって第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差を調整することで、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。それゆえ、上記構成は、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生が容易に防止できるディジタルスイッチングアンプを提供することができるという効果を奏する。
【０１１７】
本発明のディジタルスイッチングアンプの好ましい形態は、上記調整手段は、第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の一方のみを変化させるようになっている構成である。
【０１１８】
これにより、調整箇所を減らすことができる。それゆえ、上記構成は、オフセット電圧をキャンセルするための調整作業の簡素化、およびアンプの構成の簡素化を図ることができるという効果を奏する。
【０１１９】
また、本発明のディジタルスイッチングアンプは、以上のように、信号を減衰させる減衰部が第１チャンネル帰還路および第２チャンネル帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するためのバランス調整手段が設けられている構成である。
【０１２０】
これにより、第１チャンネルと第２チャンネルとの間で出力音響信号のバランス（音量バランス）の狂いが生じても、各チャンネルに既知レベルの信号を入力して各チャンネルの出力信号を測定しながら、バランス調整手段によって第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差を調整することで、第１チャンネルと第２チャンネルとの間での出力音響信号のバランスを簡素な構成で所望のバランスに調整することができる。また、バランス調整手段として、オフセット調節のための回路（調整手段）を利用することができる。それゆえ、上記構成は、チャンネル間での出力音響信号のバランスを簡素な構成で調整できるディジタルスイッチングアンプを提供することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかるディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すディジタルスイッチングアンプの減衰・調整部の構成を示す回路図である。
【図３】図１に示すディジタルスイッチングアンプにおいてオフセット電圧が生じたときのアンプ出力信号の周波数特性を示すグラフである。
【図４】図１に示すディジタルスイッチングアンプにおいてオフセット電圧をキャンセルする調整を行った後のアンプ出力信号の周波数特性を示すグラフである。
【図５】図１に示すディジタルスイッチングアンプの変形例を示すブロック図である。
【図６】本発明のさらに他の実施の形態にかかるディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図７】本発明のさらに他の実施の形態にかかるディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図８】従来のディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示すディジタルスイッチングアンプに対して、オフセット電圧をキャンセルするための電圧調整器を外部に設けた様子を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  ΔΣ変調回路（ΔΣ変調部）
１Ｌ  ΔΣ変調回路（第１ΔΣ変調部）
１Ｒ  ΔΣ変調回路（第２ΔΣ変調部）
２  定電圧スイッチング回路（電力増幅部）
２Ｌ  定電圧スイッチング回路（第１電力増幅部）
２Ｒ  定電圧スイッチング回路（第２電力増幅部）
６Ｈ  定電圧電源
６Ｌ  定電圧電源
７Ｐ  フィードバックライン（第１帰還路）
７Ｍ  フィードバックライン（第２帰還路）
７Ｌ  フィードバックライン（第１チャンネル帰還路）
７Ｒ  フィードバックライン（第２チャンネル帰還路）
７ＬＰ  フィードバックライン（第１チャンネル帰還路、第１帰還路）
７ＬＭ  フィードバックライン（第１チャンネル帰還路、第２帰還路）
７ＲＰ  フィードバックライン（第２チャンネル帰還路、第１帰還路）
７ＲＭ  フィードバックライン（第２チャンネル帰還路、第２帰還路）
９  減衰・調整部（減衰部、調整手段）
１０  ディジタルスイッチングアンプ
１９  減衰・調整部（減衰部、調整手段）
２０  ディジタルスイッチングアンプ
２９  減衰・調整部（減衰部、バランス調整手段）
３０  ディジタルスイッチングアンプ
３９  減衰・調整部（減衰部、調整手段、バランス調整手段）
４０  ディジタルスイッチングアンプ
Ｓ１Ｐ  アナログ音響信号（第１の信号）
Ｓ１Ｍ  アナログ音響信号（第２の信号）
Ｓ１Ｌ  アナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号）
Ｓ１Ｒ  アナログ音響信号（第２チャンネルの音響信号）
Ｓ１ＬＰ  アナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号、第１の信号）
Ｓ１ＬＭ  アナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号、第２の信号）
Ｓ１ＲＰ  アナログ音響信号（第２チャンネルの音響信号、第１の信号）
Ｓ１ＲＭ  アナログ音響信号（第２チャンネルの音響信号、第２の信号）
Ｓ２Ｐ  １ビット信号（第１の量子化信号）
Ｓ２Ｍ  １ビット信号（第２の量子化信号）
Ｓ２Ｌ  １ビット信号（第１チャンネルの量子化信号）
Ｓ２Ｒ  １ビット信号（第２チャンネルの量子化信号）
Ｓ２ＬＰ  １ビット信号（第１チャンネルの量子化信号、第１の量子化信号）
Ｓ２ＬＭ  １ビット信号（第１チャンネルの量子化信号、第２の量子化信号）
Ｓ２ＲＰ  １ビット信号（第２チャンネルの量子化信号、第１の量子化信号）
Ｓ２ＲＭ  １ビット信号（第２チャンネルの量子化信号、第２の量子化信号）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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