(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機の電圧指令値と電流検出値及び角速度から磁束オブザーバにより誘導電動機の一次電流と二次磁束を推定し、この推定値から速度推定機構が電動機速度を推定し、前記各推定値を使って間接型又は直接型のベクトル制御を行う速度センサレスベクトル制御装置において、
前記磁束オブザーバは、誘導機の状態を現す連続系の演算式を離散化系に変換し、誘導機の角速度を使って二次側を回転子の速度進み分の回転座標に変換することで一次電流推定値と二次磁束推定値及び二次磁束角度推定値を求め、
前記速度推定機構は、前記磁束オブザーバから得る一次電流推定値と一次電流検出値との差と二次磁束推定値との積で誤差トルクを求め、この誤差トルクをＰＩ制御演算して前記角速度の推定値を求めることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に係り、特に速度検出器を不要にして誘導電動機を可変速制御する間接型又は直接型の速度センサレスベクトル制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の可変速制御には、速度検出器による速度フィードバックを適用したベクトル制御方式が採用されている。しかし、使用環境の制限や速度検出器のメンテナンス性、コストの問題等から速度検出器に代えて速度推定によるベクトル制御を行う速度センサレスベクトル制御方式が注目されている。
【０００３】
速度センサレスベクトル制御方式には、いくつかの手法があるが、その１つに誘導電動機のモデルとオブザーバフィードバックを用いた磁束オブザーバを適用した方式がある。この磁束オブザーバは、電圧指令値と電流検出値から一次電流と二次磁束値を推定するものであり、これらの推定値から電動機速度を推定してベクトル制御を行う。
【０００４】
一方、ベクトル制御方式には、すべり周波数を用いて出力周波数を計算する間接型と、二次磁束から直接に出力周波数を得る直接型があり、従来では、二次磁束情報を得るのが困難であったため、間接型ベクトル制御方式が主流であった。しかし、二次磁束を推定する磁束オブザーバの適用により、直接型ベクトル制御方式も可能になってきている。特に、トルク精度の観点からは間接型に比べて直接型の方が優れており、トルク精度を問題とする分野では直接型ベクトル制御方式の実現が要望されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
磁束オブザーバをプロセッサを使ったディジタル制御で実現する場合、連続系で表現された電動機モデルを離散系で近似することになる。この離散系への近似をオイラー法による一次近似で行った場合、電動機の高速回転領域で離散化による誤差が発生し、ベクトル制御が不安定もしくは制御不能になってしまう。
【０００６】
また、離散系への近似を高次で行う方法も提案されているが、パラメータが複雑になったり、演算時間が長くなってしまうため、他の制御との関係上で不都合が生じる。
【０００７】
本発明の目的は、電動機モデルを離散系で近似した同一次元磁束オブザーバによる速度センサレスベクトル制御を行い、高速回転領域でも安定制御ができるベクトル制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高速回転領域でも安定に磁束推定ができる同一次元磁束オブザーバと、このオブザーバから得られる一次電流と二次磁束の推定値及び一次電流検出値から得る誤差トルクからＰＩ制御形の速度推定機構により誘導機の角速度推定値を得、これらオブザーバと速度推定機構を使って間接型又は直接型の速度センサレスベクトル制御装置を構成するものであり、以下の構成を特徴とする。
【０００９】
誘導電動機の電圧指令値と電流検出値及び角速度から磁束オブザーバにより誘導電動機の一次電流と二次磁束を推定し、この推定値から速度推定機構が電動機速度を推定し、前記各推定値を使って間接型又は直接型のベクトル制御を行う速度センサレスベクトル制御装置において、
前記磁束オブザーバは、誘導機の状態を現す連続系の演算式を離散化系に変換し、誘導機の角速度を使って二次側を回転子の速度進み分の回転座標に変換することで一次電流推定値と二次磁束推定値及び二次磁束角度推定値を求め、
前記速度推定機構は、前記磁束オブザーバから得る一次電流推定値と一次電流検出値との差と二次磁束推定値との積で誤差トルクを求め、この誤差トルクをＰＩ制御演算して前記角速度の推定値を求めることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態における磁束オブザーバと速度推定機構のブロック図である。同図において、磁束オブザーバは、連続系で表現された電動機モデルの演算式をサンプル周期毎に演算する離散系で近似した同一次元オブザーバに構成し、二次回路部分を回転座標系に変換したものである。この磁束オブザーバは、本願出願人は既に提案しており、その概略を以下に説明する。
【００１１】
（磁束オブザーバの説明）
誘導機の固定子座標上の状態方程式は、次式で表現される。なお、ベクトルになるｉ1は誘導機の一次電流、ｖ1は一次電圧、λ2は二次磁束である。
【００１２】
【数１】
0003704940.tif 000002
【００１３】
ここで、各係数等は以下の通りである。
【００１４】
【数２】
0003704940.tif 000003
【００１５】
上記の式において、電圧や電流、磁束成分は、二軸成分であるが、式の表現を簡略化するためにベクトルで表現している。実際には、次式のように、α−βの二軸成分を意味している。
【００１６】
【数３】
0003704940.tif 000004
【００１７】
また、誘導機の定数は次の値を表している。
【００１８】
Ｒ1：一次抵抗
Ｒ2：二次抵抗
Ｌ1：一次インダクタンス
Ｌ2：二次インダクタンス
Ｍ：相互インダクタンス
前記の方程式の各係数をＴ−Ｉ形等価回路に置き換えるため、Ｔ形等価回路定数とＴ−Ｉ形等価回路定数との間の下記の変換式を前記の状態方程式に代入する。
【００１９】
【数４】
0003704940.tif 000005
【００２０】
この関係式を誘導機の状態方程式の係数に代入すると、以下のようになる。
【００２１】
【数５】
0003704940.tif 000006
【００２２】
次に、オブザーバのフィードバック項ｇ1〜ｇ4を誘導機定数で現すように変更すると、次式になる。
【００２３】
【数６】
0003704940.tif 000007
【００２４】
したがって、これらの式をブロック図で表すと、図４のものを得ることができる。
【００２５】
さらに、二次磁束を励磁電流成分（λ2／Ｍ）に変更するために、前記状態方程式（２−１）の２列目の要素をＭ倍し、２行目の要素を１／Ｍ倍すると、次式のようになる。
【００２６】
【数７】
0003704940.tif 000008
【００２７】
また、オブザーバのフィードバック項ｇ1〜ｇ4は、次式になる。
【００２８】
【数８】
0003704940.tif 000009
【００２９】
これら式で現せるオブザーバのうち、積分項の直前に１／Ｌσと１／Ｍ’の項をまとめると図５の簡略化ブロック図を得ることができる。
【００３０】
図６は、前記の７式及び８式に基づいた磁束オブザーバのブロック図である。この演算ブロックの離散化を行うため、同図を単純に近似すると図７のように、１サンプル時間だけ遅延させるｚ-1演算子を用いると、積分項１／ｓは前回値に変化分を加算するブロック図に近似して表すことができる。
【００３１】
しかし、交流機は正弦波状の電圧や電流が流れるため、周波数が高くなると、時間に対する変化率が大きくなる。そのため、正確に正弦波を推定しようとすると、演算きざみを短くする必要があり、数十Ｈｚの周波数成分を１％以下の精度まで推定するためには数十μｓという短い演算周期を設定する必要がある。
【００３２】
この誤差の要因としては。離散化する際の誤差が影響しているものと考えられる。特に二次磁束が回転子と共に回転するという特殊な条件にあり、二次回路については単純な積分でなく、この回転成分をいかに正確に演算できるかが問題であるともいえる。
【００３３】
この問題に対して、一次回路は固定子座標上で演算するのに対し、二次側は回転座標系に変換してから積分演算することにより、電源周波数での回転成分が正確に演算できるため、離散化のきざみ時間を比較的に長く設定でき、また、推定誤差も小さくなる利点がある。
【００３４】
しかし、回転座標変換が複数箇所存在すると、演算量が多くなる。特に、回転座標変換を多く適用すると、ディジタル演算の桁数の制限によるビット落ちという演算誤差も発生してしまう。従って、回転座標演算は極力少ないほうが好ましい。
【００３５】
そこで、演算ブロックの離散化に際して、固定座標系に基づいた演算方式の一部分に回転座標の概念を取り入れることには変わりないが、二次側を電源と同期した回転座標に変換するのではなく、かわりに、回転子の速度進み分の回転座標変換を適用する。
【００３６】
これにより、回転座標変換が１回のみとなり、演算ブロックを離散化したディジタル演算に磁束推定の誤差を少なくした磁束オブザーバを実現することができる。
【００３７】
まず、図６の二次側の積分項にかかっているフィードバック項をＩ，Ｊ項に分離すると、図８に示すブロック図になる。さらに、１／τ2＝Ｍ’／Ｒ2’の関係より、Ｍ’成分をまとめてＲ2’に変形すると図９のブロック図になる。
【００３８】
【数９】
0003704940.tif 000010
ここで、図９のＡ部分の回路のみを抽出すると図１０の（ｂ）のようになり、同図の（ａ）のように、ある初期値があったとすると、その振幅成分は一定で、位相のみωrで回転するベクトルを意味している。
【００３９】
従って、図１０の（ｂ）の回路であれば、離散時間ΔＴの間に回転することを表すには、図１１の（ｂ）のようにΔθだけ回転する回転座標変換を適用しても等価になる。ここで、回転位相角は次式で計算できる。
【００４０】
【数１０】
Δθ＝ωｒ×ΔＴ
しかし、図９のＡ部分にはそれ以外に入力項ｕ（ｔ）があるため、実際には図１２のようなブロック構成となっている。これを図１１の（ａ）の回転座標変換と組み合わせて表すためには、何らかの近似が必要となる。そこで、図１３のような近似が考えられる。
【００４１】
同図の（ａ）は回転座標変換をする前にｕ（ｔ）を加算した構成である。また、（ｂ）は、回転座標変換をした後でｕ（ｔ）を加算した構成である。また（ｃ）は、回転座標変換をの前と後でｕ（ｔ）にそれぞれαと（１一α）の重みを掛けて加算した構成である。ここで、重み係数αは、１〜０の範囲である。
【００４２】
なお、（ｃ）が一般形で表したもので、この構成でα＝０とすれば（ａ）と等価になるし、α＝１とすれば（ｂ）と等価になる。
【００４３】
図１３の３種類の方式は、どの方式についても離散化の際に誤差が入ってしまうが、単純に一次近似で離散化した場合より、回転を正確に近似している分だけ精度がよい。
【００４４】
この２次回路を、回転座標変換で前述の近似を行った積分項に置き換え，さらに、他の積分項も一次近似により離散化すると図１の構成を得ることができる。
【００４５】
なお、図９の部分Ｂに相当するωrＪ・ｉ2・ΔＴの項を近似するために、回転座標の前後のデータの差分を取る構成としている。また、図１の各記号は、以下の通りである。
【００４６】
Ｒ１：一次抵抗
Ｒ２：二次抵抗
Ｌσ：漏れインダクタンス
Ｍ’：相互インダクタンス
ΔＴ：磁束オブザーバ演算周期
ωｔｒｑ：定格角速度（＝ω）
ｋ：オブザーバゲイン
Ｖ１＿ｃｍｄ：電圧指令値（ベクトル）
Ｉ１＿ｄｅｔ：一次電流検出値（ベクトル）
Ｉ１＿ｅｓｔ：一次電流推定値（ベクトル）
Ｉ２＿ｅｓｔ：二次磁束推定値（ベクトル）
Ｗｒ＿ｅｓｔ：誘導機の角速度推定値
以上のようにして求められた同一次元磁束オブザーバは、回転座標変換を適用し、高速回転領域でも安定に磁束推定が可能となる。なお、二次磁束推定値Ｉ２＿ｅｓｔからは極座標変換部により二次磁束角度推定値θｒ＿ｅｓｔを求めることができる。
【００４７】
（速度推定機構の説明）
図１における速度推定機構は、ＰＩ（比例積分）制御形の速度適応機能を持たせることで、高速回転領域でも安定な速度推定ができるようにしたものである。
【００４８】
この速度推定機構の入力は磁束オブザーバから得る一次電流推定値Ｉ１＿ｅｓｔと一次電流検出値Ｉ１＿ｄｅｔとの差と二次磁束推定値Ｉ２＿ｅｓｔとの積で誤差トルクを求め、この誤差トルクに対して速度推定比例ゲインＫｐと速度推定積分ゲインＫｉによるＰＩ演算結果として角速度推定値Ｗｒ＿ｅｓｔを求める。なお、誤差トルクは、図１で示されるα，β軸のパラメータで表現すると、以下の式になる。
【００４９】
0003704940.tif 000011
α軸電流推定誤差：Ｉ１＿ｄｅｔ（α軸）−Ｉ１＿ｅｓｔ（α軸）
β軸二次磁束推定値：Ｉ２＿ｅｓｔ（β軸）
β軸電流推定誤差：Ｉ１＿ｄｅｔ（β軸）−Ｉ１＿ｅｓｔ（β軸）
α軸二次磁束推定値：Ｉ２＿ｅｓｔ（α軸）
（第１の実施形態）
図２は、本発明の実施形態を示すブロック図であり、間接型速度センサレスベクトル制御装置を実現するものであり、磁束オブザーバ１及び速度推定機構２は、図１のブロック図に構成されるディジタル演算回路又はソフトウェア構成にされる。
【００５０】
間接型ベクトル制御装置は、速度制御アンプ３から得られるトルク指令Ｔｒｑから誘導機の回路定数を用いてすべり演算部４にすべり周波数ωｓｌｉｐを求め、これに誘導機回転数（磁束オブザーバ１による速度推定値ωｒ＿ｅｓｔ）を加算することにより電源角周波数ω１を求め、さらに積分器５により積分演算することにより二次磁束推定角度θ１を求め、この二次磁束推定角度θ１を基準（ｄ軸）として回転座標を固定座標に変換し、誘導機６の一次電圧制御を行う。
【００５１】
ベクトル制御のための磁束指令λｄは、磁束演算部７により速度（推定速度）に応じた値として求める。この磁束指令λｄと速度制御アンプ３からのトルク指令Ｔｒｑは、係数演算部８、９による係数演算でｄ，ｑ軸（α，β座標上で二次磁束がｄ軸になるよう回転させて得られる座標）の電流指令Ｉｄ，Ｉｑとして求め、電流制御アンプ１０においてそれぞれの電流検出値ｉｄ，ｉｑとの偏差をＰＩ（比例積分）演算し、電圧指令ｖｄ，ｖｑとして求める。
【００５２】
座標変換部１１は、電圧指令ｖｄ，ｖｑから３相の電圧信号に変換し、これを電力変換器としてのインバータ１２により電力増幅して誘導機６の一次電圧として供給する。電流検出値ｉｄ，ｉｑは、誘導機６の３相の一次電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（又は２相の検出値）から座標変換部１３によりｄ，ｑ軸の回転座標系の電流に変換することで求められる。これら座標変換部１１、１３の変換には、二次磁束推定角度θ１が用いられる。
【００５３】
３相／２相変換部１４は、誘導機の一次電流検出値からα，β軸（Ｕ相をα軸として３相２相変換した座標）の固定座標系の検出電流ｉａ，ｉｂとして求め、磁束オブザーバ１に検出電流Ｉ１＿ｄｅｔとして与える。また、座標変換部１５は、電圧指令ｖｄ，ｖｑをα，β軸の電圧に変換し、磁束オブザーバ１に電圧指令Ｖ１＿ｃｍｄとして与える。
【００５４】
以上の構成になる間接型速度センサレスベクトル制御装置によれば、回転座標変換になる磁束オブザーバ１とＰＩ制御形速度推定機構２により速度センサレス構成にしながら高速回転領域でも安定したベクトル制御ができる。
【００５５】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の実施形態を示すブロック図であり、直接型速度センサレスベクトル制御装置を実現するものであり、磁束オブザーバ１及び速度推定機構２は、図１のブロック図に構成されるディジタル演算回路又はソフトウェア構成にされる。
【００５６】
図３が図２と異なる部分は、磁束オブザーバ１が図１の極座標変換部をもつものとし、速度推定値ωｒ＿ｅｓｔに代えて、二次磁束角度推定値θｒ＿ｅｓｔを基準位相推定値θ１＿ｅｓｔとして使用し、図２のすべり演算部４を省略する。この直接型に適用した本実施形態では、すべり演算誤差をなくし、トルク制御精度を向上させることができる。
【００５７】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、誘導機の状態を現す連続系の演算式を離散化系に変換し、誘導機の角速度を使って二次側を回転子の速度進み分の回転座標に変換することで一次電流推定値と二次磁束推定値及び二次磁束角度推定値を求める同一次元磁束オブザーバと、このオブザーバに得られる一次電流及び二次磁束の推定値から得る誤差トルクからＰＩ制御形の速度推定機構により誘導機の角速度推定値を得、これらオブザーバと速度推定機構を使って間接型又は直接型の速度センサレスベクトル制御装置とするため、高速回転領域でも安定に磁束推定ができると共に安定な速度推定ができ、高速回転領域でも安定したベクトル制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態における磁束オブザーバと速度推定機構のブロック図。
【図２】本発明の実施形態を示す間接型ベクトル制御装置。
【図３】本発明の実施形態を示す直接型ベクトル制御装置。
【図４】Ｔ−１形等価回路を使用した同一次元磁束オブザーバ。
【図５】二次変数を励磁電流成分（λ2／Ｍ）に変更した同一次元磁束オブザーバ。
【図６】Ｔ−１形等価回路を用いた磁束オブザーバのブロック図。
【図７】磁束オブザーバの離散化したブロック図。
【図８】磁束オブザーバの変形過程（１）。
【図９】磁束オブザーバの変形過程（２）。
【図１０】連続系の回転ベクトルとブロック図。
【図１１】回転座標による回転ベクトルとブロック図。
【図１２】入力を考慮したブロック図。
【図１３】入力を考慮した回転座標によるブロック図。
【符号の説明】
１…磁束オブザーバ
２…速度推定機構
４…すべり演算部
６…誘導機
７…磁束演算部
１１、１３、１５…座標変換部
１４…３相／２相変換部
【図１】
0003704940.tif 000012
【図２】
0003704940.tif 000013
【図３】
0003704940.tif 000014
【図４】
0003704940.tif 000015
【図５】
0003704940.tif 000016
【図６】
0003704940.tif 000017
【図７】
0003704940.tif 000018
【図８】
0003704940.tif 000019
【図９】
0003704940.tif 000020
【図１０】
0003704940.tif 000021
【図１１】
0003704940.tif 000022
【図１２】
0003704940.tif 000023
【図１３】
0003704940.tif 000024