(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換設備あるいは直流送電設備等に適用される電力変換器を余裕角制御により制御する電力変換器の制御装置において、前記電力変換器を接続する交流系統の３相交流電圧の瞬時値をサンプリングするサンプリング手段と、このサンプリング手段からのサンプリング値にデジタル演算を行うフィルタ手段と、このフィルタ手段を通過したサンプリング値を任意の数だけ記憶する第１の記憶手段と、この第１の記憶手段により記憶されたサンプリング値から電圧値を演算する第１の電圧演算手段と、前記フィルタ手段を通過していない前記サンプリング手段からの３相交流電圧のサンプリング値を任意の数だけ記憶する第２の記憶手段と、この第２の記憶手段に記憶されたサンプリング値から電圧値を演算する第２の電圧演算手段と、前記第１の電圧演算手段及び前記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択する最適電圧選択手段とを具備したことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
前記第２の電圧演算手段を複数個並列に設けたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器の制御装置。
【請求項３】
前記複数個並列に設けた第２の電圧演算手段の演算周期が各々６０°、７５°、９０°であることを特徴とする請求項２記載の電力変換器の制御装置。
【請求項４】
前記最適電圧選択手段は、前記第２の電圧演算手段の演算値と設定値とを比較する比較手段を具備し、この比較手段からの出力に基づいて、前記第１の電圧演算手段及び前記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換器の制御装置。
【請求項５】
前記最適電圧選択手段は、前記第１の電圧演算手段の演算値と設定値とを比較する比較手段を具備し、この比較手段からの出力に基づいて、前記第１の電圧演算手段及び前記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換器の制御装置。
【請求項６】
前記最適電圧選択手段は、前記第１の電圧演算手段の演算値と前記第２の電圧演算手段の演算値との偏差を演算する偏差演算手段を具備し、この偏差演算手段で演算された偏差に基づいて、前記第１の電圧演算手段及び前記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換器の制御装置。
【請求項７】
前記サンプリング手段からのサンプリング値に基づき前記３相交流電圧の波形の歪みを検出する歪み検出手段を具備し、この歪み検出手段からの出力信号に基づいて、前記最適電圧選択手段は、前記第１の電圧演算手段及び前記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換器の制御装置。
【請求項８】
前記最適電圧選択手段で選択された前記第１の電圧演算手段の演算値又は前記第２の電圧演算手段の演算値を安定化させる安定化手段を具備したことを特徴とする請求項１乃至７いずれかに記載の電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換設備や直流送電設備等の直流連携設備の電力変換器を余裕角制御により制御する電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の直流送電設備の電力変換器の制御装置を図面を用いて説明する。
図１６に示すように、電力変換器１Ａ，１Ｂの直流側は、各々直流リアクトル２を介して接続され、各変換器１Ａ，１Ｂの交流側は、変換器用変圧器３Ａ，３Ｂ、遮断器４Ａ，４Ｂを介して、各々の交流系統５Ａ，５Ｂに接続されている。
【０００３】
従来、電力変換器１Ａ，１Ｂの制御装置として、定電力制御回路（ＡＰＲ）６，定電流制御回路（ＡＣＲ）７Ａ，７Ｂ、定電圧制御回路（ＡＣＲ）８Ａ，８Ｂ、定余裕角制御回路（ＡγＲ）９Ａ，９Ｂ、制御角進み優先回路１０Ａ，１０Ｂ、位相制御回路１１Ａ，１１Ｂ、パルス増幅回路１２Ａ，１２Ｂ、有効電力検出回路１３Ａ，１３Ｂ、切換器１４、有効電力設定器１５、電圧設定器１６Ａ，１６Ｂ、電流マージン設定器１７Ａ，１７Ｂ、スイッチ１８Ａ，１８Ｂ、余裕角設定器１９Ａ，１９Ｂ、交流電圧検出器２０Ａ，２０Ｂ、直流電流検出器２１Ａ，２１Ｂを備えている。
【０００４】
定余裕角制御回路（ＡγＲ）９Ａ，９Ｂは、余裕角設定器１９Ａ，１９Ｂの余裕角基準信号に電力変換器１Ａ，１Ｂの余裕角が追従するように制御角を決定する。具体的には直流電流検出器２１Ａ，２１Ｂからの直流電流のフィードバック信号、交流系統５Ａ，５Ｂの交流電圧を検出する交流電圧検出器２０Ａ，２０Ｂの出力である交流電圧信号、変換器用変圧器３Ａ，３Ｂの転流リアクタンス及び余裕角基準信号から下記式により制御角を演算する。
【０００５】
【数１】
ＣＯＳ（β）＝ＣＯＳ（γ）−Ｘｔ−Ｉｄ／Ｅａｃ・・・（１）
但し、β＝π−α
α：制御角
γ：余裕角
Ｘｔ：転流リアクタンス
Ｉｄ：直流電流（ｐｕ値）
Ｅａｃ：交流電圧（ｐｕ値）
上式（１）の演算に必要な交流電圧信号Ｅａｃは、定常状態では制御角は不必要に変動することなく、かつ交流電圧が急激に変動、特に低下したときには、高速に応答し転流失敗を防止する必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の交流電圧検出器をデジタルで行う場合、サンプリング値を数サイクル分用いて演算する。そのため交流電圧の変動に対しての応答が秒、あるいは１／１０秒のオーダとなり、次のような不具合があった。
【０００７】
交流電圧が急激に変動した場合、特に電圧が低下した場合、電力変換器１Ａ，１Ｂにとっては余裕角が急激に減少することになり、転流失敗に至る。もし交流電圧検出器２０Ａ，２０Ｂの応答が遅い場合には定余裕角制御回路９Ａ，９Ｂによる制御角の進みが遅くなるため、転流失敗が継続することになる。
【０００８】
転流失敗が継続すると、直流及び交流系統の電圧、電流が様々に変化し交流系統に対し動揺を与え悪影響を及ぼすおそれがある。
また、系統事故の直後など、基本波がなく高調波のみが残っているときには、従来の交流電圧検出器２０Ａ，２０Ｂでは電圧の積分値から求めるため、出力は零にはならないそのため定余裕角制御は電圧があると判断し制御を継続するが、実際には系続電圧に基本波がないため、転流失敗が発生し、場合によっては維続することになる。
よって、本発明は、上記問題点を鑑み、安定でかつ転流失敗の継続を防止できる電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、
請求項１に係る本発明の電力変換器の制御装置は、周波数変換設備あるいは直流送電設備等に適用される電力変換器を余裕角制御により制御する電力変換器の制御装置において、上記電力変換器を接続する交流系統の３相交流電圧の瞬時値をサンプリングするサンプリング手段と、このサンプリング手段からのサンプリング値にデジタル演算を行うフィルタ手段と、このフィルタ手段を通過したサンプリング値を任意の数だけ記憶する第１の記憶手段と、この第１の記憶手段により記憶されたサンプリング値から電圧値を演算する第１の電圧演算手段と、上記フィルタ手段を通過していない上記サンプリング手段からの３相交流電圧のサンプリング値を任意の数だけ記憶する第２の記憶手段と、この第２の記憶手段に記憶されたサンプリング値から電圧値を演算する第２の電圧演算手段と、上記第１の電圧演算手段及び上記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択する最適電圧選択手段とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
従って、電圧選択手段により定余裕角制御に最適な電圧値を選択して出力するので、平常状態では制御角は不要に動作することなく電力変換器を安定に制御でき、電圧が急変、特に低下したときには制御角を進めて転流失敗を防止できる。
【００１１】
また、請求項２に係る本発明の電力変換器の制御装置においては、第２の電圧演算手段を複数個並列に設けたことを特徴とする。従って、系統事故の直後など、基本波がなく高調波のみが残っている場合にも任意の次数の高調波の影響を受けずに、基本波電圧を検出できる。
【００１２】
更に、請求項３に係る本発明の電力変換器の制御装置においては、複数個並列に設けた第２の電圧演算手段の演算周期が各々６０°、７５°、９０゜であることを特徴とする。従って、演算周期９０°の電圧演算を並列に加えることで２倍調波に対応し、演算周期６０°の電圧演算を並列に加えることで、３倍調波に対応し、演算周期７５°の電圧演算を並列に加えることで、第５、第７調波に近似的に対応する。
【００１３】
故に、系統事故の直後など、基本波がなく高調波のみが残っている場合にも、並列数３で第２次から第１０次高調波の影響を受けずに、基本波電圧を検出できる。
【００１４】
また、請求項４に係る本発明の電力変換器の制御装置においては、最適電圧選択手段は、第２の電圧演算手段の演算値と設定値とを比較する比較手段を備え、この比較手段からの出力に基づいて、第１の電圧演算手段及び第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする。以上の構成により、第２の電圧演算手段の演算値が設定値を超えた場合は、上記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値を定余裕角制御に最適な電圧値として選択する。
【００１５】
請求項５に係る本発明の電力変換器の制御装置においては、最適電圧選択手段は、第１の電圧演算手段の演算値と設定値とを比較する比較手段を備え、この比較手段からの出力に基づいて、第１の電圧演算手段及び第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする。以上の構成により、第１の電圧演算手段の演算値が設定値を超えた場合は、上記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値を定余裕角制御に最適な電圧値として選択する。
【００１６】
また、請求項６に係る本発明の電力変換器の制御装置においては、最適電圧選択手段は、第１の電圧演算手段の演算値と第２の電圧演算手段の演算値との偏差を演算する偏差演算手段を具備し、この偏差演算手段での演算結果に基づいて、第１の電圧演算手段及び第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする。この構成により、上記偏差演算手段の演算値が所望値を超えた場合は、上記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値を定余裕角制御に最適な電圧値として選択する。
【００１７】
更に、請求項７に係る本発明の電力変換器の制御装置においては、サンプリング手段からのサンプリング値に基づき３相交流電圧の波形の歪みを検出する歪み検出手段を具備し、この歪み検出手段からの出力信号に基いて、最適電圧選択手段は、第１の電圧演算手段及び第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値のうち定余裕角制御に最適な電圧値を選択することを特徴とする。この構成により、上記歪み検出手段からの出力信号が所望値を超えた場合は、上記第２の電圧演算手段により演算算出された電圧値を定余裕角制御に最適な電圧値として選択する。
【００１８】
また更に、請求項８に係る本発明の電力変換器の制御装置は、上記最適電圧選択手段で選択された第１の電圧演算手段の演算値又は第２の電圧演算手段の演算値を安定化させる安定化手段を備えたことを特徴とする。従って、サンプリング手段からのサンプリング値、即ち３相交流電圧の波形に高調波が重畳している場合でも最適電圧選択手段の出力をほとんど振動させることがない。
【００１９】
【実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、第１の実施の形態を図面を用いて説明する。
【００２０】
図１において、制御装置１９Ａは、交流系統の３相交流電圧の瞬時値を１サイクル当たりＮ回サンプリングするＡ／Ｄ変換回路１９１ＡＲ〜１９１ＡＴと、このＡ／Ｄ変換回路１９１ＡＲ〜１９１ＡＴにてサンプリングされた値を後述の演算に必要な数だけ記憶する記憶回路１９２Ａと、この記憶回路１９２Ａに記憶された値に基づいて電圧検出の演算を行うマイクロコンピュータ１９３Ａと、このマイクロコンピュータ１９３Ａにて演算された検出電圧値ＶACをＡＶＲ制御回路（図示せず）に送信する出力インターフェース１９４Ａとから構成されている。
【００２１】
このように構成された本実施の形態においては、交流系統の３相交流電圧の瞬時値を１サイクル当たりＮ回サンプリングし、サンプリングされた値は後述の演算に必要な数だけ記憶される。そして、このサンプリング値はサンプリングが行われるごとに更新される。その後、記憶された値に基づき、電圧検出の演算が行われ、演算算出された検出電圧値ＶACはＡＶＲ制御回路（図示せず）に送られる。
【００２２】
次に、マイクロコンピュータ１９３Ａについて図２を用いて詳細に説明する。図２において、マイクロコンピュータ１９３Ａは、デジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔ、高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔ、高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔ、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔ、高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔから構成される。
【００２３】
そして、このように構成されたマイクロコンピュータ１９３Ａでは、まずＡ／Ｄ変換器１９１ＡＲ〜１９１ＡＴでサンプリングされた各相の電圧ＶＲ* ，ＶＳ* ，ＶＴ* が入力される。デジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔは、入力されたサンプリング値から不要な周波数成分を削除する。ここではフィルタリング処理を行うため、遅れを生じる。高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔは、後述する電圧演算で必要になる数の各相のサンプリング値を記憶し、高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔでは、高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔに記憶されたサンプリング値に基づいて、以下の方法で電圧を算出する。
【００２４】
ここで、この電圧算出方法を図３に基づいて説明する。
入力電圧が単一周波数の正弦波であることを前提とし、任意の２つのサンプルデータＶ１及びＶ２から、下記演算により入力電圧のピーク値Ｖｐを計算する方式である。
【００２５】
【数２】
0003699227.tif 000002
【００２６】
つまり上式のΔｔの大きさを変えることにより、演算周期は自由に変えることができる。
ここで出力される電圧値は、デジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔを介したため高調波等の少ない、遅延を伴った高精度な電圧値（以下「高精度電圧値」という）である。
【００２７】
一方、高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔはサンプリングされた各相の電圧ＶＲ* ，ＶＳ* ，ＶＴ* をデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔを介さず直接記憶する。高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔはデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔを介していないサンプリング値を用いて高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔと同一の計算を行う。ここで出力される電圧値は高精度電圧値より遅れが少ない電圧値（以下「高速電圧値」という）である。
【００２８】
次に、最適値選択回路１９３Ａ４により定余裕角制御に最適な電圧値を選択して出力する。
よって、図４に示すように、平常状態においては、高精度電圧値と高速電圧値はほぼ一致するので、安定した電圧が出力される。また、電圧が急変、特に低下したときには高速電圧検出値を検出電圧値ＶACとすることで、高速応答を実現する。
【００２９】
以上述べたように、本実施の形態によれば、平常状態では制御角は不要に動作することなく、安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく低下したときには、高速電圧検出値に切り替えて高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止できる。
【００３０】
［第２の実施の形態］
本発明による第２の実施の形態について、図面を用いて説明する。
本実施の形態では、高速電圧演算回路の並列数が「２」の場合について説明する。
【００３１】
図５において、信号線・ブロックは、３相を一括して表すとする。つまり、図１におけるデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔは、図５では、１９３Ａ１と表す。以下、高精度メモリ１９３Ａ２、高精度電圧演算回路１９３Ａ３、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５、第１高速電圧演算回路１９３Ａ６１、第２高速電圧演算回路１９３Ａ６２からなる。
【００３２】
ここでは、それぞれ異なる演算周期の電圧演算を行う２つの高速電圧演算回路が並列に組み合わされている。それぞれの電圧演算に必要なサンプリング値は高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔに記憶されている。
【００３３】
ここで、図６及び図７を用いて、地絡事故等の後で系統電圧が高調波のみ（基本波なし）となった場合について説明する。
本来転流に有効な電圧がないので、出力値が零になるべきである。しかし、高速電圧演算回路が１つだけの場合、図６に示すように、高調波の次数により異なるが、零にはならず、一定の値を出力してしまう場合がある。例えば、演算周期を９０°とし、３次高調波が重畳したときには３次高調波の電圧値が高速電圧演算回路から出力される。これは基本波の９０°がちょうど３次高調波の２７０°に相当するため、上式（２）の分母は１、分子のｃｏｓωΔｔは０となり、ωΔｔ＝２７０°で第３高調波の電圧演算を行っているのと同じになるためである。
【００３４】
よって、演算周期が異なる電圧演算を並列に加えることで、図７に示すように、特定の高調波を電圧演算から除去する。つまり演算周期を高調波の１８０°にすることにより、出力は一時的に０にできる。例えば、３倍調波は演算周期６０°で行うことで出力は一時的に０となる。そのため最適値選択回路１９３Ａ４で０が選択され、一次遅れ等によってその値が維持される。よって、制御回路１９Ａの出力はほぼ０となる。また、並列数は任意により設定できるので、希望の高調波の影響を全て削除できる。従って、図８に示すように、本実施の形態での事故（系統事故）直後の動作において、基本波がなく高調波のみが残っている場合にも任意の次数の高調波の影響を受けずに、高速電圧検出値を検出電圧値ＶACとするので、転流に有効な電圧を検出できる。
【００３５】
［第３の実施の形態］
本発明による第３の実施の形態を図９を用いて説明する。
図９において、３相を一括して表すものとする。即ち、図１におけるデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔは、図９では、１９３Ａ１として表す。
【００３６】
図９に示したように、第３の実施の形態は、デジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１、高精度メモリ１９３Ａ２、高精度電圧演算回路１９３Ａ３、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５、９０°周期高速電圧演算回路１９３Ａ６、７５°周期高速電圧演算回路１９３Ａ７、６０°周期高速電圧演算回路１９３Ａ８とから構成されている。
【００３７】
本実施の形態の効果によれば、演算周期９０°の電圧演算を並列に加えることで２倍調波に対応することができる。演算周期６０°の電圧演算を並列に加えることで、３倍調波に対応することができる。演算周期７５°の電圧演算を並列に加えることで、第５、第７調波に近似的に対応することができる。
【００３８】
高速電圧演算回路を３つ並列に設けることにより、系統事故の後など、基本波がなく高調波のみが残っている場合にも第２次から第１０次高調波の影響を受けずに、転流に有効な電圧を検出できる。
【００３９】
［第４の実施の形態］
本発明による第４の実施の形態を図１０を用いて説明する。
図１０に示すように、本実施の形態は、系統周波数のデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔ、高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔ、高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔ、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔ、高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔから構成され、更に、最適値選択回路１９３Ａ４は、第１最小値選択回路１９３Ａ４１、第２最小値選択回路１９３Ａ４２、レべル検出器１９３Ａ４３、スイッチ１９３Ａ４４から構成されている。
【００４０】
そして、このように構成された本実施の形態においては、第１最小値選択回路１９３Ａ４１は高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択し、第２最小値選択回路１９３Ａ４２は高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択する。また、第２最小値選択回路１９３Ａ４２の出力が設定値以下になったとき、レベル検出回路１９３Ａ４３が動作し、スイッチ１９３Ａ４４を切換えることにより、第１最小値選択回路１９３Ａ４１の出力から第２最小値選択回路１９３Ａ４２の出力を最適値選択回路１９３Ａ４の出力として選択する。これにより第１の実施の形態と同様な作用を得ることができる。
【００４１】
従って、平常状態では制御角は不要に動作することなく、安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく低下したときには、高精度電圧演算値から高速電圧演算値に基づく電圧値に切替えることにより、高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止できる。また、比較的単純なシーケンスで最適値選択を実現できる。
【００４２】
［第５の実施の形態］
本発明による第５の実施の形態を図１１を用いて説明する。
図１１に示すように、本実施の形態は、系統周波数のデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔ、高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔ、高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔ、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔ、高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔから構成され、更に、最適値選択回路１９３Ａ４は、第１最小値選択回路１９３Ａ４１、第２最小値選択回路１９３Ａ４２、レべル検出器１９３Ａ４５、スイッチ１９３Ａ４６から構成されている。
【００４３】
そして、このように構成された本実施の形態においては、第１最小値選択回路１９３Ａ４１は高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択し、第２最小値選択回路１９３Ａ４２は高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択する。また、第１最小値選択回路１９３Ａ４１の出力が設定値以下になったとき、レベル検出回路１９３Ａ４５が動作し、スイッチ１９３Ａ４６を切換えることにより、第１最小値選択回路１９３Ａ４１の出力から第２最小値選択回路１９３Ａ４２の出力を最適値選択回路１９３Ａ４の出力として選択する。これにより第１の実施の形態と同様な作用を得ることができる。
【００４４】
従って、平常状態では制御角は不要に動作することなく、安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく低下したときには、高精度電圧演算値から高速電圧演算値に基づく電圧値に切替えることにより、高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止できる。また、比較的単純なシーケンスで最適値選択を実現できる。
【００４５】
［第６の実施の形態］
本発明による第６の実施の形態を図１２を用いて説明する。
図１２に示すように、本実施の形態は、系統周波数のデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔ、高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔ、高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔ、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔ、高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔから構成され、更に、最適値選択回路１９３Ａ４は、第１最小値選択回路１９３Ａ４１、第２最小値選択回路１９３Ａ４２、比較器１９３Ａ４７、スイッチ１９３Ａ４８から構成されている。
【００４６】
そして、このように構成された本実施の形態においては、第１最小値選択回路１９３Ａ４１は高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択し、第２最小値選択回路１９３Ａ４２は高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択する。その後、比較器１９３Ａ４７において、第１最小値選択回路１９３Ａ４１の出力値と第２最小値選択回路１９３Ａ４２の出力値とを比較し、第２最小値選択回路１９３Ａ４２の出力値が第１最小値選択回路１９３Ａ４１の出力値より設定値以上下がった場合、系統電圧低下が起こったと判断して危険信号を出力する。そして、スイッチ１９３Ａ４８は常時は第１最小値選択回路１９３Ａ４１の出力値を最適値選択回路１９３Ａ４の出力とするが、比較器１９３Ａ４７からの危険信号を検出すると第２最小値選択回路１９３Ａ４２の出力値を最適値選択回路１９３Ａ４の出力として選択する。
【００４７】
これにより、平常状態では制御角は不要に動作することなく、安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく低下したときには高精度電圧演算値から高速電圧演算値に基づく電圧値に切替えることにより、高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止できる。また、比較的簡単なシーケンスで最適値選択を実現できる。
【００４８】
［第７の実施の形態］
本発明による第７の実施の形態を図１３を用いて説明する。
図１３に示すように、本実施の形態は、系統周波数のデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔ、高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔ、高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔ、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔ、高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔ、波形歪み検出回路１９３Ａ７から構成され、また最適値選択回路１９３Ａ４は、第１最小値選択回路１９３Ａ４１，第２最小値選択回路１９３Ａ４２、スイッチ１９３Ａ４９から構成される。
【００４９】
そして、このように構成された本実施の形態においては、第１最小値選択回路１９３Ａ４１は高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択し、第２最小値選択回路１９３Ａ４２は高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔにて演算された電圧値の中から最小電圧値を選択する。また、波形歪み検出回路１９３Ａ７では、交流系統の３相交流電圧の瞬時値を１サイクル当たりＮ回サンプリングするＡ／Ｄ変換回路（図示せず）からの出力電圧を入力し、入力した電圧波形に歪みを検出すると、波形歪み信号をスイッチ１９３Ａ４９に出力する。そして、スイッチ１９３Ａ４９では、波形歪み検出回路１９３Ａ７からの波形歪み信号を入力すると、第２最小値選択回路１９３Ａ４２の出力値を最適値選択回路１９３Ａ４の出力として選択する。
【００５０】
以上により、図１４に示すように、平常状態では制御角は不要に動作することなく、交流電圧が急激に大きく低下したとき、また系統電圧に高調波が重畳し転流失敗の可能性が高くなったときは、高速電圧演算値に切替えて高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止できる。また、波形歪み検出回路１９３Ａ７からの波形歪み信号により、スイッチ１９３Ａ４９のみで最適電圧値を選択することができる。
【００５１】
［第８の実施の形態］
本発明による第８実施例を図１５を用いて説明する。
尚、本実施の形態は、第５の実施の形態にリミッタ付き一次遅れ回路１９３Ａ５０を付加したものである。
【００５２】
図１５に示すように、本実施の形態は、系統周波数のデジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔ、高精度メモリ１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔ、高精度電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔ、最適値選択回路１９３Ａ４、高速メモリ１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔ、高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔから構成され、更に最適値選択回路１９３Ａ４は、第１最小値選択回路１９３Ａ４１、第２最小値選択回路１９３Ａ４２、レベル検出回路１９３Ａ４５、スイッチ１９３Ａ４６、リミッタ付き一次遅れ回路１９３Ａ５０から構成されている。
【００５３】
このように構成された本実施の形態においては、リミッタ付き一次遅れ回路１９３Ａ５０は下限の値は零だが、上限の値は入力で制限されるため、電圧値が小さくなるときには遅れはないが、大きくなるときには予め設定した遅れを伴う。
【００５４】
これにより、検出電圧値ＶACは電圧低下に対しては高速応答し、かつ常時の細かい振動が抑えられる。そして、入力される電圧波形に高調波等の歪みがないときには、高精度電圧値と高速電圧値との差はほとんどない。そのため、通常は高精度電圧値が最適値選択回路１９３Ａ４の出力ＶACとなる。逆に、電圧波形に高調波等の歪みが重畳しているときには、高速電圧演算回路１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔで演算される高精度電圧値は、デジタルバンドパスフィルタ１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔにより高調波成分が取り除かれているため、基本波の電圧値を正確に演算するが、高速電圧演算回路１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔで演算される高速電圧値は、高調波が重畳した分だけ振動する。
【００５５】
その振動幅がレベル検出回路１９３Ａ４５に設定されていた設定値を超えると、スイッチにより高速電圧値が検出電圧値ＶACとなる。そのとき、リミッタ付き一次遅れ回路１９３Ａ５０の定数を高調波の振動周期に対して十分に大きく取っておけば、検出電圧値ＶACが振動することはない。また、一次遅れによって維持される電圧値は高調波による歪みの最小値を選択しているので、転流失敗することはない。従って、平常状態では制御角は不要に動作することなく変換器を安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく低下したときには、高速電圧検出値に切り替えて高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止できる。また、高調波が重畳しているときにも検出電圧値ＶACを振動させることなく、変換器を安定に制御できる。
【００５６】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、平常状態では制御角は不要に動作することなく安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく低下したときには、高速電圧演算値に切替えて高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止できる。更に、高調波が重畳しているときにも、本装置の出力が安定、かつ電力変換器が転流失敗しない電圧値を出力するので電力変換器は安定して運転できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】    本発明の第１の実施の形態の要部のみを示す概要構成図。
【図２】    本発明の第１の実施の形態を示す概要構成図。
【図３】    本発明の第１の実施の形態での電圧演算方法を説明する図。
【図４】    本発明の第１の実施の形態の動作を示す図。
【図５】    本発明の第２の実施の形態を示す概要構成図。
【図６】    高速電圧演算回路が１つの場合の波形図。
【図７】    高速電圧演算回路が２つの場合の波形図。
【図８】    本発明の第２の実施の形態の事故直後の動作を示す図。
【図９】    本発明の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図１０】  本発明の第４の実施の形態を示す概要構成図。
【図１１】  本発明の第５の実施の形態を示す概要構成図。
【図１２】  本発明の第６の実施の形態を示す概要構成図。
【図１３】  本発明の第７の実施の形態を示す概要構成図。
【図１４】  本発明の第７の実施の形態での歪みが重畳された波形図。
【図１５】  本発明の第８の実施の形態を示す概要構成図。
【図１６】  従来の電力変換器の制御装置を示す概要構成図。
【符号の説明】
１９Ａ……制御装置    １９１ＡＲ〜１９１ＡＴ……Ａ／Ｄ変換回路
１９２Ａ……記憶回路    １９３Ａ……マイクロコンピュータ
１９３Ａ１，１９３Ａ１Ｒ〜１９３Ａ１Ｔ……デジタルバンドパスフィルタ
１９３Ａ２，１９３Ａ２Ｒ〜１９３Ａ２Ｔ……高精度メモリ
１９３Ａ３，１９３Ａ３Ｒ〜１９３Ａ３Ｔ……高精度電圧演算回路
１９３Ａ４……最適値選択回路
１９３Ａ４１……第１最小値選択回路
１９３Ａ４２……第２最小値選択回路
１９３Ａ４３……レべル検出器
１９３Ａ４４……スイッチ
１９３Ａ５，１９３Ａ５Ｒ〜１９３Ａ５Ｔ……高速度メモリ
１９３Ａ６……９０°周期高速電圧演算回路
１９３Ａ６１……第１高速電圧演算回路
１９３Ａ６２……第２高速電圧演算回路
１９３Ａ６Ｒ〜１９３Ａ６Ｔ……高速電圧演算回路
１９３Ａ７……７５°周期高速電圧演算回路
１９３Ａ８……６０°周期高速電圧演算回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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