(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量性負荷の充放電を行う駆動回路において、容量性負荷に接続された充電用負荷駆動素子と放電用負荷駆動素子があり、前記充電用負荷駆動素子に対する電荷の供給源として、第１のキャパシタおよび電源があり、前記第１のキャパシタと前記電源と前記充電用負荷駆動素子との間に介在する充電電荷供給源切り替え回路を有し、前記充電電荷供給源切り替え回路は前記電源に第１の相互インダクタの１次側を通して接続され、前記第１の相互インダクタの２次側は第１の整流器を通して前記第１のキャパシタに接続され、
前記充電電荷供給源切り替え回路は、前記容量性負荷の充電時、前記第１のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より高い場合は電荷を前記第１のキャパシタより前記充電用負荷駆動素子に供給し、前記第１のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より低い場合は、電荷を前記電源より前記充電用負荷駆動素子に供給し、前記充電電荷供給源切り替え回路が前記電源より電流を流し込むとき、前記第１の相互インダクタの１次側に流れる電流の変化する際、前記第１のキャパシタを充電することを特徴とする容量性負荷駆動回路。
【請求項２】
容量性負荷の充放電を行う駆動回路において、容量性負荷に接続された充電用負荷駆動素子と放電用負荷駆動素子があり、前記放電用負荷駆動素子に対する電荷の放出先として、第２のキャパシタおよびグランドがあり、前記第２のキャパシタと前記グランドと前記放電用負荷駆動素子との間に介在する放電電荷流入先切り替え回路を有し、前記放電電荷流入先切り替え回路は前記グランドに第２の相互インダクタの１次側を通して接続され、前記第２の相互インダクタの２次側は第２の整流器を通して前記第２のキャパシタに接続され、
前記放電電荷流入先切り替え回路は、前記容量性負荷の放電時、前記第２のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より低い場合は電荷を前記第２のキャパシタに前記放電用負荷駆動素子から放出し、前記第２のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より高い場合は、電荷をグランドに前記放電用負荷駆動素子から放出し、前記放電電荷流入先切り替え回路がグランドに電流を流し込むとき、前記第２の相互インダクタの１次側に流れる電流の変化する際、前記第２のキャパシタを充電することを特徴とする容量性負荷駆動回路。
【請求項３】
請求項２記載の容量性負荷駆動回路を備える請求項１記載の容量性負荷駆動回路。
【請求項４】
容量性負荷の充放電を行う駆動回路において、容量性負荷に接続された充電用負荷駆動素子と放電用負荷駆動素子があり、前記充電用負荷駆動素子に対する電荷の供給源として、第３のキャパシタおよび電源があり、前記第３のキャパシタと前記電源と前記充電用負荷駆動素子との間に介在する充電電荷供給源切り替え回路を有し、前記放電用負荷駆動素子に対する電荷の放出先として、第４のキャパシタおよびグランドがあり、前記第４のキャパシタと前記グランドと前記放電用負荷駆動素子との間に介在する放電電荷流入先切り替え回路を有し、
前記充電電荷供給源切り替え回路は前記電源に第３の相互インダクタの１次側を通して接続され、前記第３の相互インダクタの２次側は第３の整流器を通して前記第４のキャパシタに接続され、前記放電電荷流入先切り替え回路は前記グランドに第４の相互インダクタの１次側を通して接続され、前記第４の相互インダクタの２次側は第４の整流器を通して前記第３のキャパシタに接続され、前記充電電荷供給源切り替え回路は、前記容量性負荷の充電時、前記第３のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より高い場合は電荷を前記第３のキャパシタより前記充電用負荷駆動素子に供給し、前記第３のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より低い場合は、電荷を前記電源より前記充電用負荷駆動素子に供給し、前記充電電荷供給源切り替え回路が電源より電流を流し込むとき、前記第３の相互インダクタの１次側に流れる電流の変化する際、前記第４のキャパシタを充電し、
前記放電電荷流入先切り替え回路は、前記容量性負荷の放電時、前記第４のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より低い場合は電荷を前記第４のキャパシタに前記放電用負荷駆動素子から放出し、前記第４のキャパシタの電位が前記容量性負荷の電位より高い場合は、電荷をグランドに前記放電用負荷駆動素子から放出し、前記放電電荷流入先切り替え回路がグランドに電流を流し込むとき、前記第４の相互インダクタの１次側に流れる電流の変化する際、前記第３のキャパシタを充電することを特徴とする容量性負荷駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ピエゾ圧電素子を用いたインクジェットプリンタヘッドの駆動回路のように容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路に関するものである。さらに詳しくは、この駆動回路における電源側からみたときの低消費電力化技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ピエゾ圧電素子を用いたインクジェットプリンタヘッドの駆動回路では、インクジェットノズルのピエゾ圧電素子に台形波状のパルス電圧を印加し、インク室内の体積変化によりインクの吸引と吐出を行うように構成されている。このような駆動回路としては、従来、図４のように２つのトランジスタＱ１、Ｑ２をプッシュプル接続した電流増幅回路を用いている。本図で、Ｃ１が容量性負荷でありピエゾ圧電素子は容量性負荷と考えられる。この電流増幅回路では、前段に構成されている台形波電圧生成回路（図示せず）から出力される台形波状のパルス電圧（入力）に基づいて一方のトランジスタＱ１を介して電源から容量性負荷（ピエゾ圧電素子）Ｃ１に充電を行うと共に、他方のトランジスタＱ２を介して容量性負荷からグランドへの放電をおこなう。このときの電圧波形および電流波形を図５に示す。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の駆動回路では、容量性負荷への充電に必要な電荷をすべて電源からの電力供給により行っているため、消費電力が大きいという問題点がある。それらの電力のほとんどがトランジスタで消費され熱となるため、トランジスタの破壊を防ぐための大きな放熱装置が必要であるという問題点もある。
【０００４】
以上の問題点に鑑みて、本発明の課題は、負荷が容量性であることを利用して、電源からみたときの低消費電力化を図るとともに、駆動素子の発熱を抑えることの出来る容量性負荷駆動回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明では、入力信号に基づいて容量性負荷に充電と放電とを繰り返させる容量性負荷駆動回路において、充電用負荷駆動素子が容量性負荷に充電を行う際に、電荷の供給源として、電源か、あるいは電源とグランドの間の電位に充電されている充電用キャパシタからかを選択する充電電荷供給源切り替え回路を、あるいは放電用負荷駆動素子が容量性負荷から放電を行う際に、電荷の放出先として、グランドか、あるいは放電用キャパシタを選択する放電電荷流入先切り替え回路を、あるいは、上記充電電荷供給源切り替え回路と上記放電電荷流入先切り替え回路を共に有し、充電電荷供給源切り替え回路を備える構成では、充電時、前記容量性負荷の電位が、充電用キャパシタの電位より低い場合には、充電用キャパシタより充電用負荷駆動素子を通して電荷を供給し、容量性負荷の電位が、充電用キャパシタの電位より高い場合には、電源から電荷を供給し、放電電荷流入先切り替え回路を有している構成では、放電時には前記容量性負荷の電位が、前記放電用キャパシタの電位より高い場合には、前記放電用キャパシタへ放電用負荷駆動素子を通して、負荷から電荷を放出し、前記容量性負荷の電位が、前記キャパシタの電位より低い場合には、グランドへ放電用負荷駆動素子を通して電荷を放出する。
【０００６】
さらに、充電電荷供給源切り替え回路を備えている場合には、充電用相互インダクタンスの１次側が電源と充電電荷供給源切り替え回路との間に挿入されており、充電電荷供給源切り替え回路が電源より電流を流し入れるとき、充電用相互インダクタンスの２次側に接続された充電用キャパシタが充電され、１次側も電圧が生じ、電源電圧より低い電圧が充電電荷供給源切り替え回路にかかるため、充電電荷供給源切り替え回路で発生する熱が小さい。すなわち充電用相互インダクタンスがなかった場合にはすべて熱になっていたエネルギーの一部を電界のエネルギーとして蓄えておき、後の、充電動作時に、このエネルギーを利用する。
【０００７】
こうして、充電時に、電源から供給するエネルギーが従来より小さくなり、充電用負荷駆動素子での発熱が小さくなる。放電電荷流入先切り替え回路を有する場合にも、放電電荷流入先切り替え回路とグランドとの間に放電用相互インダクタンスを挿入しておく事により、充電時と同様の効果を得る。
【０００８】
また、充電電荷供給源切り替え回路と放電電荷流入先切り替え回路を共に用いる場合には、充電電荷供給源切り替え回路と電源の間に挿入した相互インダクタンスを放電用キャパシタに接続したり、放電電荷流入先切り替え回路とグランドの間に挿入した相互インダクタンスを充電用キャパシタに接続しても同様の効果を得る。
【０００９】
このように、本発明では、相互インダクタンスを用い、従来ならば熱になってしまうエネルギーの一部をキャパシタに電界のエネルギーとして蓄え、後に利用することにより、電源から流す電流を減らし、省電力になり、発熱が減る。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１１】
（実施例１）
図１は、請求項第１記載の発明に係わる容量性負荷駆動回路の第１の実施例の回路図である。
【００１２】
Ｃ１は容量性負荷であり、Ｃ１を充電するための電流を流すために、トランジスタＱ１のエミッタが、Ｃ１から放電するための電流を流すためにトランジスタＱ２のエミッタが、それぞれＣ１に接続されている。トランジスタＱ１、Ｑ２のベースには、前段に構成されている台形波電圧生成回路（図示せず）から出力される台形波状のパルス電圧が印加される。Ｃ２、Ｃ３はキャパシタで、負荷Ｃ１に充電する電流の一部はキャパシタＣ２から供給され、負荷Ｃ１から放電される電流の一部はキャパシタＣ３に流れ込む。Ｃ２、Ｃ３は負荷の静電容量より十分大きく、たとえば、負荷の５倍以上である。
【００１３】
ツェナーダイオードＤ３、キャパシタＣ４、抵抗Ｒ１、トランジスタＱ５、ダイオードＤ５、トランジスタＱ３、ダイオードＤ１が充電電荷供給源切り替え回路を構成している。ツェナーダイオードＤ４、キャパシタＣ５，抵抗Ｒ２、トランジスタＱ６、ダイオードＤ６、トランジスタＱ４、ダイオードＤ２が放電電荷流入先切り替え回路を構成している。
【００１４】
ＴＸ１は相互インダクタで、１次側が電源とＱ３のコレクタに接続され、二次側がグランドおよびダイオードＤ３を通してキャパシタＣ２に接続されている。電源はたとえば４０Ｖ程度である。 ＴＸ２は相互インダクタタで、１次側がグランドとＱ４のコレクタに接続され、二次側が電源およびダイオードＤ４を通してキャパシタＣ３に接続されている。
【００１５】
図２は本形態の駆動回路における出力電圧と出力電流を示した図である。図２は負荷を充電している過程を示している。図２で負荷駆動電位は負荷Ｃ１を駆動する出力の電位で、Ｑ１のエミッタおよびＱ２のエミッタの電位を示している。負荷駆動電位は図１の入力端子と概ね同電位である。図２で、Ｃ２の電位はＣ２の端子でグランドに接続されていない側の電位、すなわちＤ１のアノード、Ｄ３のカソードの電位である。図２中ｉ１は図１で示した電流ｉ１である。図２中ｉ２は図１で示した電流ｉ２である。
【００１６】
図２において、Ｔ１から充電が始まる。 Ｔ１とＴ２の間で電流が直ちに立ち上がらないのは、負荷Ｃ１とＱ１を結ぶ結線に抵抗やインダクタンスがあるからである。ここでＣ２はすでに充電されており、ある程度の電位を有するものとする（後述するように、図２のパルスの以前に同様のパルスが何発かあると、この状態になる）。Ｔ１からＴ４の間は、出力電位がＣ２の電位より低い。Ｑ１はベース電位の上昇にしたがい、エミッタ電流を、したがってコレクタ電流を流すが、このときの電荷のほとんどはＣ２よりＤ１を通して供給される。これは充電電荷供給源切り替え回路が制御しているが、充電電荷供給源切り替え回路の振る舞いを説明する。
【００１７】
Ｑ５のベース電位はＲ１とＤ３により、Ｄ３固有のツェナー電圧分だけ入力の電位より高くなっている。ツェナー電圧は４Ｖ程度とする。
【００１８】
Ｑ５のエミッタ電位はベース・エミッタ電圧分（約０．６Ｖ）だけベース電位より低くなっているから、Ｑ５のエミッタ、従ってＤ５のアノードの電位は入力の電位より約３．４Ｖ高い（４Ｖ−０．６Ｖ）。もし、Ｑ３のエミッタの電位が、Ｄ５のアノード電位より、１．２Ｖ程度（Ｄ５の順方向電圧とＱ３のベース・エミッタ間電圧の和）低い、すなわち「Ｑ３のエミッタの電位が、入力より約２．２Ｖ（３．４Ｖ−１．２Ｖ）高い」（状態１）ならば、Ｄ５に順方向電流が、そしてＱ３にベース電流が流れる。
【００１９】
ところで、時刻Ｔ１からＴ３までの間、上記状態１にならない（ここで、時刻Ｔ３は入力の電位がＣ２の電位から約２．２Ｖ低い電位になった時刻である）。なぜなら、Ｔ１とＴ３の間では、入力の電位が低く、状態１だったとすると、Ｑ３のエミッタの電位は入力より２．２Ｖ高いだけであるから、Ｃ２の電位より、低い電位であり、したがって、ダイオードＤ１がＯＮし、Ｑ３のエミッタの電位は、Ｃ２の電位よりＤ１の順方向電圧分低い電圧になってしまうからである。すなわち、Ｔ１からＴ３までの間は、Ｑ３のエミッタ電位従ってＱ１のコレクタ電位は、Ｃ２の電位からＤ１の順方向電圧分低い電位となる。したがって、状態１にはならないから、Ｑ３はＯＦＦであり、Ｑ３を流れる電流ｉ２は流れず、Ｄ１を流れるｉ１のみが流れる。
【００２０】
次にＴ３からＴ４のあいだの充電電荷供給源切り替え回路の動作を説明する。Ｔ３で、上記状態１が成立するので、Ｑ３が電流を流し始めるが、Ｄ１も逆バイアスがかかるわけではないので、電流を流す。しかし、入力の電位の上昇とともに、Ｑ３のエミッタの電位が上昇し、Ｄ１の端子間電圧が小さくなり、Ｄ１を流れる電流ｉ１は減少し、それを補うために電流ｉ２が増加する。
【００２１】
次にＴ４からＴ６までの充電電荷供給源切り替え回路の動作を説明する。Ｔ４でＤ１の端子間電圧が０Ｖになり、Ｔ３以降は、逆バイアスがかかる。従って、Ｄ１は電流を流さず、ｉ１は０である。Ｄ１が電流を流さないので、負荷Ｃ１に流す電流はすべて、Ｑ３を通して、電源ＶＣＣから供給される。Ｔ５において入力の電位の上昇が終了し、Ｔ６において電流も流れなくなる。Ｔ５とＴ６の間で電流が直ちに０にならないのは、負荷Ｃ１とＱ１を結ぶ結線に抵抗やインダクタンスがあるからである。この間、Ｑ１のコレクタ電位すなわちＱ３のエミッタ電位は、入力より約２．２Ｖ高い状態で上昇する。
【００２２】
次にＴＸ１の効果を説明する。
【００２３】
図２のＴ３とＴ４の間では、電流ｉ２が増加している。この電流は相互インダクタＴＸ１の１次側を流れるが、ｉ２の時間変化率が０でないため、ＴＸ１の１次側の両端に電位差を生じる。このため、Ｑ３のコレクタの電位は、電源ＶＣＣの電位より低くなる。したがって、ＴＸ１がないときと比べ、Ｑ３のコレクタからＱ１のエミッタまでの電圧が低くなり、この電圧とｉ２の積で表される損失が小さくなり、省電力につながる。ＴＸ１があってもなくても、電源から見れば同じｉ２を流すので、電源が供給する電力という観点では、同様であるが、ＴＸ１がある場合は、ＴＸ１がない場合に熱になる分が、一時的に磁界のエネルギーに変換されている。ＴＸ１の１次側の●がついている端子がついていない端子より電位が低い場合には、２次側の●がついている端子も２次側で●がついていない端子より電位が低いように線が巻かれている。したがって、Ｔ３からＴ４の区間においては、Ｄ３のアノードはグランドより低い電位であり、したがって、Ｄ３に電流は流れない。
【００２４】
図２のＴ４からＴ６にかけてはｉ２の時間変化率は０なので、ＴＸ１の１次側、２次側ともに電圧を発生しない。
【００２５】
図２のＴ５からＴ６にかけて、電流ｉ２は減少している。そのため、 ＴＸ１の１次側の●がついている端子がついていない端子より電位が高くなる。すると、２次側の●がついている端子も２次側で●がついていない端子より電位が高くなり、１次側と２次側の巻線比に応じた電位差が２次側にも生ずるが、この電位差が、Ｃ２の電位より高い場合には、Ｄ３はＯＮしｉ５が流れ、Ｃ２が充電される。２次側の巻線数が１次側の巻線数より十分多ければ、磁界のエネルギーの多くがＣ２に電界のエネルギーとして変換される。こうしてＣ２に蓄えられた電荷は後の充電で用いられる。
【００２６】
以上、見てきた通り、Ｃ２が充電されていれば、負荷Ｃ１の充電時に、電源からだけでなく、Ｃ２からもＣ１に電荷を供給するので、図２のように電源が電流を供給する時間が従来に比べ短くなるので（従来は、ｉ１とｉ２の和を電源が供給していた）、省電力となる。
【００２７】
先に保留しておいた、Ｃ２が充電されていなかった場合について説明する。この場合は、図２におけるＴ１からＴ４に対応する期間がなく、当初より、電源ＶＣＣより電流を供給するが、このとき、ＴＸ１に磁界のエネルギーが蓄えられ、上述と同様に、後でＣ２に電荷が蓄えられる。したがって、何回か負荷Ｃ１の充放電を繰り返していくうちに、Ｃ２の電位は高くなり、やがて安定した電位に達する。
【００２８】
以上が、負荷Ｃ１の充電時の動作であるが、負荷Ｃ１の放電時も、同様の動作を行う。ただし、放電時の省電力の効果は、ＴＸ２の２次側において、Ｃ３に蓄えられた電荷で電源ＶＣＣよりも低い電位にあるものを、電源ＶＣＣに流し込むという動作に由来している。
【００２９】
以上のように、本実施例では、相互インダクタンスを用い、従来は熱になっていたエネルギーの一部を電界のエネルギーに変換する事により、省電力を達成している。
【００３０】
なお、本発明の省電力の機構は、充電側のみあるいは放電側のみに用いてもかまわない。
【００３１】
また、ＴＸ１とＴＸ２を、ＴＸ２の２次側で●のついた端子をＤ３のアノードに接続し、他の端子をグランドに接続し、ＴＸ１の２次側で●のついた端子を電源に接続し、他の端子をＤ４のカソードに接続すれば、Ｃ２とＣ３を充電するタイミングが異なるだけで、上記と同様の効果を得る。
【００３２】
（実施例２）
図３は本発明の第２の実施例の回路図である。図１と比較して、部品としてはキャパシタＣ６およびＣ７が追加されている。Ｃ６およびＣ７は電源ＶＣＣとグランドの間に直列に接続されている。図１ではＣ２の端子のひとつはグランドに接続されていたが、本実施例では、Ｃ２の端子の一方はＣ６とＣ７が接続されている結線Ｎｏｄｅ１につながっている。また、図１ではＣ３の端子のひとつは電源ＶＣＣに接続されていたが、本実施例では、Ｃ３の端子もＮｏｄｅ１につながっている。Ｃ６とＣ７はＣ２、Ｃ３より大きな容量であることが望ましい。
【００３３】
本形態の駆動回路における出力電圧と出力電流を示した図は、実施例１と同様に図２である。
【００３４】
図３における回路の動作を説明する。後述するように、 Ｃ６とＣ７が接続されている結線Ｎｏｄｅ１は、動作中、電源ＶＣＣとグランドの間のほぼ一定の電位にある。動作中、Ｃ２、Ｃ３は実施例１と同様に充電されており、Ｃ２のＤ１に接続されている端子は、Ｎｏｄｅ１より高い電位で、Ｃ３のＤ２に接続されている端子はＮｏｄｅ１より低い電位である。
【００３５】
本実施例においても、実施例１と同様に、Ｔ５からＴ６の間に、Ｃ２が充電されるが、Ｃ２の一方の端子はＮｏｄｅ１に接続されており、Ｄ１ののアノードの電位を実施例１と同じレベルにするために、Ｃ２の端子間の電位差は実施例１と比較して小さくてよい。したがって、ＴＸ１の２次側は実施例１ほど大きな電圧を発生させる必要がない。特に実施例１では、ＴＸ１は１次側より２次側の方に大きな電圧が発生するようにしてあるが、Ｔ３とＴ４の期間でＴＸ１の１次側に大きな電圧が発生し、２次側には（電流は流れないが)、さらに大きな電圧が生じ、Ｄ３の逆電圧に対する耐圧等の高電圧に対する注意をしなければならない。本実施例では、Ｄ３にかかる逆電圧は実施例１より低くてよい。
【００３６】
Ｃ６とＣ７が接続されている結線Ｎｏｄｅ１は、動作中、電源ＶＣＣとグランドの間のほぼ一定の電位にあると前述したが、この説明をする。もし、Ｎｏｄｅ１の電圧がたとえばグランド付近であるとすると、Ｃ１の充電時、Ｄ１のアノードの電位も低く、ｉ１が流れる期間がないか短い。ｉ１が流れると、Ｃ２が放電されるため、Ｎｏｄｅ１においては、Ｃ６とＣ７からＣ２に向かう方向に電流が流れる。したがって、Ｃ６は充電、Ｃ７は放電され、結果としてＮｏｄｅ１の電位は下がる。しかし、今の場合、ｉ１が流れないか、ほとんど流れないので、Ｎｏｄｅ１の電位はＴ１からＴ２の間では下がらないか、ほとんど下がらない。
【００３７】
一方、Ｃ１の放電時においては、Ｎｏｄｅ１の電位が低いと、Ｄ２のカソードの電位も低いので、ｉ３は、ｉ１と比較して長い時間長すことができる。このとき、Ｃ３は放電されるので、 Ｃ３よりＣ６とＣ７へ電流が流れ、Ｎｏｄｅ１の電位を高くする。
【００３８】
以上より、Ｎｏｄｅ１の電位が低いときには、充放電のサイクルの前後でＮｏｄｅ１の電位が高くなる。同様の考え方で、Ｎｏｄｅ１の電位が高目にあるときは、充放電の前後でＮｏｄｅ１の電位が低くなる。このようにして、Ｎｏｄｅ１の電位は、充放電を繰り返す事により、駆動波形の振幅の中央付近に近づいていく。
【００３９】
以上のように、本実施例においては、キャパシタを用いＶＣＣとグランドの中間的な電位を作る事により、相互インダクタンスが高い電圧を発生しないようにしている。
【００４０】
なお、本実施例においては、Ｃ６とＣ７の二つのキャパシタを用いたがどちらか片方だけでもよい。
【００４１】
また、ＴＸ１とＴＸ２を、ＴＸ２の２次側で●のついた端子をＤ３のアノードに接続し、他の端子をＮｏｄｅ１に接続し、ＴＸ１の２次側で●のついた端子をＮｏｄｅ１に接続し、他の端子をＤ４のカソードに接続すれば、Ｃ２とＣ３を充電するタイミングが異なるだけで、上記と同様の効果を得る。
【００４２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係わる容量性負荷駆動回路では、電源から流れる電流、あるいはグランドに流れる電流が相互インダクタの１次側を流れるときに生ずる磁界のエネルギーを電界のエネルギーとして蓄え、後で利用する。その分、電源から流す電荷が減るため、省電力になる。この省かれた電力は従来では駆動素子の熱になっていたため、駆動素子の熱設計という面でも容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明実施例１にかかわる容量性負荷駆動回路の回路図である。
【図２】本発明実施例１にかかわる電圧波形および電流波形である。
【図３】本発明実施例２にかかわる容量性負荷駆動回路の回路図である。
【図４】従来例にかかわる容量性負荷駆動回路の回路図である。
【図５】従来例にかかわる電圧波形および電流波形である。
【符号の説明】
Ｃ１  容量性負荷
Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７  キャパシタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６  ダイオード
ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５、ｉ６  電流の流れる方向
Ｎｏｄｅ１  Ｃ２とＣ３とＣ６とＣ７とＴＸ１とＴＸ２が接続されている結線
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６  トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２  抵抗
ＴＸ１、ＴＸ２  相互インダクタ
ＶＣＣ  電源
【図１】
0003663982.tif 000002
【図２】
0003663982.tif 000003
【図３】
0003663982.tif 000004
【図４】
0003663982.tif 000005
【図５】
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