(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
複数フレームにおいてシンボル同期タイミングを検出する検出手段と、
検出されたシンボル同期タイミングのうち、フレーム先頭からの時間がしきい値以内にあるシンボル同期タイミングを選択して出力する選択手段と、
前記選択手段の出力の平均値を求める平均化手段と、
前記平均値を処理開始タイミングとして前記ＯＦＤＭ信号に対するフーリエ変換処理を行うフーリエ変換手段と、
を具備する受信装置。
【請求項２】
前記選択手段は、前記時間が前記しきい値を超えるシンボル同期タイミングについては、シンボル同期タイミングに代えて前記しきい値を出力する、
請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記選択手段は、回線品質に応じて前記しきい値を変化させる、
請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記選択手段は、複数フレーム分平均した回線品質に応じて前記しきい値を変化させる、
請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
前記平均化手段は、前回の平均値と、前記選択手段により今回選択されたシンボル同期タイミングと、を用いた加重平均を行って今回の平均値を求める、
請求項１に記載の受信装置。
【請求項６】
ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、
複数フレームにおいてシンボル同期タイミングを検出する検出手段と、
検出されたシンボル同期タイミングのうち、基準値との誤差がしきい値以内にあるシンボル同期タイミングを選択して出力する選択手段と、
前記選択手段の出力の平均値を求める平均化手段と、
前記平均値を処理開始タイミングとして前記ＯＦＤＭ信号に対するフーリエ変換処理を行うフーリエ変換手段と、
を具備する受信装置。
【請求項７】
前記選択手段は、前記誤差が前記しきい値を超えるシンボル同期タイミングについては、シンボル同期タイミングに代えて前記しきい値を出力する、
請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記選択手段は、前記誤差が前記基準値の前方に生じる場合と後方に生じる場合とで互いに異なるしきい値を用いる、
請求項６に記載の受信装置。
【請求項９】
前記選択手段は、前記誤差が前記基準値の後方に生じる場合のしきい値を、前記誤差が前記基準値の前方に生じる場合のしきい値より大きい値とする、
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記選択手段は、回線品質に応じて前記しきい値を変化させる、
請求項６に記載の受信装置。
【請求項１１】
前記選択手段は、遅延波の遅延時間に応じて前記しきい値を変化させる、
請求項６に記載の受信装置。
【請求項１２】
複数フレームにおいて検出されたシンボル同期タイミングの平均値を処理開始タイミングとしてＯＦＤＭ信号に対するフーリエ変換処理を行う同期獲得方法であって、
複数フレームにおいて検出されたシンボル同期タイミングのうち、フレーム先頭からの時間がしきい値以内にあるシンボル同期タイミングのみを用いて前記平均値を求める同期獲得方法。
【請求項１３】
複数フレームにおいて検出されたシンボル同期タイミングの平均値を処理開始タイミングとしてＯＦＤＭ信号に対するフーリエ変換処理を行う同期獲得方法であって、
複数フレームにおいて検出されたシンボル同期タイミングのうち、基準値との誤差がしきい値以内にあるシンボル同期タイミングのみを用いて前記平均値を求める同期獲得方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置に関し、特にＯＦＤＭ方式の移動体通信に用いられる受信装置およびその同期獲得方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＯＦＤＭ方式の移動体通信における同期獲得方法においては、シンボル同期タイミングの誤差を低減させる方法として、複数フレームより検出したシンボル同期タイミングを平均化して使用する方法が提案されている。
【０００３】
以下、図１３から図１７を用いて、従来のＯＦＤＭ方式の移動体通信における受信装置およびその同期獲得方法について説明する。図１３は、それぞれ、ＯＦＤＭ方式の移動体通信におけるフレームフォーマットの一例を示す模式図であり、図１４は、従来提案されている受信装置の概略構成を示す要部ブロック図である。
【０００４】
図１３において、（ａ）、（ｂ）はそれぞれフレームフォーマットの一例であり、図１３（ａ）に示すフレームフォーマットは、ＡＧＣ用シンボル１１と、位相基準シンボル１２と、ガード区間１３と、有効シンボル１４と、から構成される。ここで、位相基準シンボル１２は、例えば、パイロットシンボルである。
【０００５】
図１３（ｂ）に示すフレームフォーマットは、ＡＧＣ用シンボル１１と、同期用シンボル１５と、位相基準シンボル１２と、ガード区間１３と、有効シンボル１４と、から構成される。ここで、ＡＧＣ用シンボル１１の前半部分は同期用シンボル１５の前半部分と同じ信号であり、ＡＧＣ用シンボル１１の後半部分は同期用シンボル１５の後半部分を極性反転させた信号である。
【０００６】
図１４において、アンテナ２１は、無線信号を受信し、Ａ／Ｄ部２２は、受信信号に対してＡ／Ｄ変換処理を行う。
【０００７】
シンボル同期部２３は、Ａ）受信信号中の既知シンボルと予め保持する既知シンボルとの相関値を算出し、最大相関値を得るタイミングを検出する方法（以下、「第１の方式」という）、Ｂ）受信信号と受信信号を１シンボル遅延させた信号との相関値を算出し、最大相関値を得るタイミングを検出する方法（以下、「第２の方式」という）のいずれかを用いて、相関値の積算値が最大となるタイミング、すなわちシンボル同期タイミングを検出し、カウンタ部２４へ出力する。
なお、シンボル同期部２３については、後に詳述する。
【０００８】
ここで、第１の方式は、受信信号と既知シンボルとの相関値を算出するため、回線品質が良いときは、第２の方式に比べ精度の高い同期引き込みを行うことができる。一方、第２の方式は、受信信号同士の相関値を算出するため、回線品質が悪いときは、第１の方式に比べ精度の高い同期引き込みを行うことができる。これに鑑み、シンボル同期部２３は、回線品質が悪いときは、第２の方式を用いて相関値を算出し、回線品質が良いときは、第１の方式を用いて相関値を算出するというように、第１の方式と第２の方式とを切り替えて用いる構成としてもよい。なお、回線品質が悪いときとは、例えば、通信開始直後で周波数オフセットが充分に補償されておらず、受信信号に位相回転が生じているとき等であり、回線品質が良いときとは、例えば、通信開始からしばらくして周波数オフセットが充分に補償され、受信信号に位相回転が生じていないとき等である。
【０００９】
カウンタ部２４は、例えば受信信号のフレームの先頭を起点に周期を１フレーム長に相当する時間として任意の間隔でカウント値を循環させるカウンタであり、シンボル同期部２３から出力される相関値の積算値が最大となるタイミングでカウント値をラッチし、そのカウント値をカウンタ平均部２５へ出力する。
【００１０】
カウンタ平均部２５は、任意に設定された一定の時間間隔で、カウンタ部２４がラッチしたカウント値の平均値を算出し、タイミング生成部２６へ出力する。
【００１１】
タイミング生成部２６は、カウンタ平均部２５から出力されたカウント値の平均値に基づいて、シンボル同期タイミングを示す制御信号を生成し、ＦＦＴ部２７へ出力する。
【００１２】
ＦＦＴ部２７は、Ａ／Ｄ変換処理後の受信信号に対して、タイミング生成部２６から出力されるシンボル同期タイミングにより同期をとってＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を行う。その後、復調部２８が復調処理を行い、判定部２９が判定を行って、復調信号を得る。
【００１３】
次いで、図１５から図１７を用いて、シンボル同期部２３について詳述する。まず、従来提案されている第１の方式を用いたシンボル同期部２３について説明する。図１５は、従来提案されている第１の方式を用いたシンボル同期部２３の概略構成を示す要部ブロック図である。図１５において、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部３１は、予め保持する既知シンボルに対してＩＦＦＴ処理を行う。
【００１４】
硬判定部３２は、ＩＦＦＴ処理後の各信号に対して硬判定を行い、１ビットから成る判定結果を後述する乗算器３４にそれぞれ出力する。
【００１５】
なお、硬判定部３２は、後述する乗算器３４における演算量を減らすために設けられたものであり、ＩＦＦＴ部３１の出力をそのまま後述する乗算器３４に出力するようにしてもよい。
【００１６】
遅延部３３は、複数個設けられ、これらはカスケード接続され、入力されたＡ／Ｄ変換処理後の受信信号を一定時間遅延して次の段の遅延部３３に出力すると共に、遅延部３３に対応して設けられる乗算器３４に出力する。
【００１７】
乗算器３４は、それぞれ、受信信号中の既知シンボル部分の信号のうち、遅延部３３における遅延時間分の信号が入力され、硬判定部３２の出力ビットを乗ずる。
【００１８】
加算器３５は、遅延部３３および乗算器３４に対応して設けられ、各乗算器３４の出力である相関結果の総和を演算し、最大値検出部３６に出力する。
【００１９】
最大値検出部３６は、算出された相関値の積算値が最大となるタイミング、すなわちシンボル同期タイミングを検出し、カウンタ部２４へ出力する。なお、第１の方式によれば、受信信号中の既知シンボルと予め保持する既知シンボルとの相関値の積算値は、ガード区間の先頭において最大となる。
【００２０】
次いで、従来提案されている第１の方式を用いた別のシンボル同期部２３について説明する。図１６は、従来提案されている第１の方式を用いたシンボル同期部２３の別の概略構成を示す要部ブロック図である。但し、図１５におけるシンボル同期部２３と同一の構成となるものについては同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００２１】
図１６において、硬判定部３２における硬判定結果は、各相関値算出部４１に出力される。各相関値算出部４１は、極性反転器４２と、硬判定部３２の出力を切替制御信号とするセレクタ部４３と、から成る。
【００２２】
各相関値算出部４１は、受信信号中の既知シンボル部分の信号のうち、遅延部３３における遅延時間分の信号が入力され、硬判定部３２の出力ビットを乗じて相関値を算出した場合と同等の値を出力する。
【００２３】
すなわち、セレクタ部４３は、硬判定部３２の出力である硬判定結果に基づき、硬判定結果が「１」のときは、相関値算出部４１への入力信号をそのまま相関値として出力し、硬判定結果が「−１」のときは、極性反転器４２の出力である相関値算出部４１への入力信号を極性反転させた信号を相関値として出力する。
【００２４】
このように、従来提案されている第１の方式においては、受信信号中の既知シンボルと予め保持する既知シンボルとの相関を取ることによって、ＦＦＴ処理開始タイミングとして用いるシンボル同期タイミングを獲得する。
【００２５】
また、予め保持する既知シンボルをＩＦＦＴ処理後に硬判定してから乗算器に出力することにより、複数ビットから成るＩＦＦＴ処理後の既知シンボルの代わりに、硬判定結果を表わす１ビットのみを乗算器における乗算処理に用いるため、演算量を減らすことができる。
【００２６】
更に、図１６に示したような構成を採ることによって、回路規模低減および処理速度向上を図ることができる。
【００２７】
次いで、従来提案されている第２の方式を用いたシンボル同期部２３について説明する。図１７は、従来提案されている第２の方式を用いたシンボル同期部２３の概略構成を示す要部ブロック図である。
【００２８】
図１７において、遅延部５１は、Ａ／Ｄ変換処理後の受信信号を１シンボル分遅延させ、乗算部５２は、Ａ／Ｄ部２２の出力である受信信号と、遅延部５１の出力である１シンボル遅延された受信信号と、を乗算処理し、相関値を算出する。
【００２９】
積算部５３は、乗算部５２の出力を積算し、最大値検出部５４は、算出された相関値の積算値が最大となるタイミング、すなわちシンボル同期タイミングを検出し、カウンタ部２４へ出力する。なお、第２の方式によれば、受信信号と、受信信号を１シンボル遅延させた信号との相関値の積算結果は、ガード区間の先頭において最大となる。
【００３０】
このように、従来提案されている第２の方式においては、受信信号と、受信信号を１シンボル遅延させた信号との相関を取ることによって、ＦＦＴ処理開始タイミングとして用いるシンボル同期タイミングを獲得する。
【００３１】
なお、上記二方式においては、既知シンボルとしてパイロットシンボルを用いることが可能であり、また、パイロットシンボルの前段に設けられた専用の同期用シンボルを用いることも可能である。
【００３２】
このように、従来提案されている受信装置によれば、複数フレームより検出したシンボル同期タイミングを平均化して使用することによって、シンボル同期タイミングの誤差をある程度低減させることが可能である。
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来提案されている受信装置においては、マルチパス環境下における遅延波の影響を考慮することなく、複数フレームより検出したすべてのシンボル同期タイミングを平均化して使用していたため、後方へのシンボル同期タイミング誤差が大きくなるという問題がある。すなわち、マルチパス環境化においては、遅延波のフレームより検出したシンボル同期タイミングについて後方への誤差が大きくなる場合があり、その後方へ大きくずれたシンボル同期タイミングまで含めて平均化を行うと、平均化された後のシンボル同期タイミングについても後方への誤差が大きくなってしまい、良好なシンボル同期引き込み特性（同期獲得精度）を得られないという問題がある。
【００３３】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、シンボル同期引き込み特性を向上させた受信装置を提供することを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明者は、マルチパス環境化において、平均化されたシンボル同期タイミングの後方への誤差が大きくなってしまう原因は、各フレームのシンボル同期タイミングの後方への誤差の大きさにかかわらず、複数フレームより検出したすべてのシンボル同期タイミングを使用して平均化を行っていることにあると着目して、後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングを除外して平均化を行うことによって、平均化されたシンボル同期タイミングの後方への誤差を小さくできることを見出し、本発明をするに至った。
【００３５】
すなわち、本発明では、複数フレームより検出したシンボル同期タイミングのうち後方への誤差が大きいものを除外して、特定の時間的範囲内にあるシンボル同期タイミングのみを使用してシンボル同期タイミングを平均化する。
【００５８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００５９】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１にかかる受信装置は、任意のしきい値を超えるような後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングを除外してシンボル同期タイミングを平均化するものである。
【００６０】
以下、図１を用いて、本発明の実施の形態１にかかる受信装置について説明する。図１は、本発明の実施の形態１にかかる受信装置の概略構成を示す要部ブロック図である。
【００６１】
図１において、アンテナ１０１は、無線信号を受信し、Ａ／Ｄ部１０２は、受信信号に対してＡ／Ｄ変換処理を行う。
【００６２】
シンボル同期部１０３は、受信信号中の既知シンボルと予め保持する既知シンボルとの相関値を算出し、最大相関値を得るタイミングを検出する方法、すなわち前述の第１の方式、または、受信信号と受信信号を１シンボル遅延させた信号との相関値を算出し、最大相関値を得るタイミングを検出する方法、すなわち前述の第２の方式を用いて、相関値の積算値が最大となるタイミングを検出し、カウンタ部１０４へ出力する。
【００６３】
カウンタ部１０４は、例えば受信信号のフレームの先頭を起点に周期を１フレーム長に相当する時間として任意の間隔でカウント値を循環させるカウンタであり、シンボル同期部１０３から出力される相関値の積算値が最大となるタイミングでカウント値をラッチする。
【００６４】
スイッチ１０５は、カウンタ部１０４がラッチしたカウント値のうち、特定のカウント値のみがカウンタ平均部１０７へ出力されるように接続制御される。
【００６５】
比較部１０６は、カウンタ部１０４がラッチしたカウント値と、あらかじめ保持する任意のしきい値とを比較し、この比較結果に基づいてスイッチ１０５の接続制御をする。すなわち、比較部１０６は、カウント値がその任意のしきい値を超えた場合にスイッチ１０５を切断する。なお、比較部１０６は、カウント値がその任意のしきい値以下の場合にスイッチ１０５を接続するようにしてもよい。
これにより、後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングを除外することができる。すなわち、特定の時間的範囲内にあるシンボル同期タイミング（後方への誤差が小さいシンボル同期タイミング）のみが選択されることになる。
【００６６】
カウンタ平均部１０７は、任意に設定された一定の時間間隔で、スイッチ１０５を通過した任意のしきい値以下のカウント値について平均値を算出し、タイミング生成部１０８へ出力する。すなわち、カウンタ平均部１０７は、特定の時間的範囲内にあるシンボル同期タイミング（後方への誤差が小さいシンボル同期タイミング）のみを使用して、シンボル同期タイミングの平均値を算出する。
【００６７】
タイミング生成部１０８は、カウンタ平均部１０７から出力されたカウント値の平均値に基づいて、シンボル同期タイミングを示す制御信号を生成し、ＦＦＴ部１０９へ出力する。
【００６８】
ＦＦＴ部１０９は、Ａ／Ｄ変換処理後の受信信号に対して、タイミング生成部１０８から出力されるシンボル同期タイミングにより同期をとってＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を行う。その後、復調部１１０が復調処理を行い、判定部１１１が判定を行って、復調信号を得る。
【００６９】
次いで、上記構成を有する受信装置の動作について説明する。
アンテナ１０１によって受信されたＯＦＤＭ信号は、Ａ／Ｄ部１０２によってディジタル信号に変換される。
【００７０】
受信信号は、シンボル同期部１０３によって、第１の方式または第２の方式を用いて相関値が算出され、積算された相関値が最大値を採るタイミングを検出され、カウンタ部１０４へ出力され、その検出タイミングでカウンタ部１０４がカウント値をラッチする。
【００７１】
ラッチされたカウント値のうち、任意のしきい値以下のカウント値のみがスイッチ１０５を通過し、これにより、後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングが除外される。そして、カウンタ平均部１０７によって、後方への誤差が小さいシンボル同期タイミングのみを使用して、シンボル同期タイミングの平均値が算出される。
【００７２】
その後、タイミング生成部１０８によって、その平均値に基づきシンボル同期タイミングを示す制御信号が生成されＦＦＴ部１０９に出力され、受信信号に対するＦＦＴ処理開始タイミングとして用いられる。
【００７３】
このように、本実施形態によれば、任意のしきい値を超えるような後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングを除外して、後方への誤差が小さいシンボル同期タイミングのみを使用してシンボル同期タイミングを平均化するため、平均化された後のシンボル同期タイミングについて後方への誤差が大きくなってしまうことを防止することができ、シンボル同期引き込み特性を向上させることができる。
【００７４】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２にかかる受信装置は、実施の形態１と略同一の構成を有し、回線品質に応じてしきい値を可変とする点において異なる。
【００７５】
回線品質が悪くなると、任意のしきい値を超えるような後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングが多くなる。そこで、しきい値を固定とした場合、シンボル同期タイミングの平均化に用いるシンボル同期タイミングの数が少なくなってしまうために、平均化された後のシンボル同期タイミングについて後方への誤差が大きくなってしまうことがある。
【００７６】
以下、図２を用いて、本発明の実施の形態２にかかる受信装置について説明する。図２は、本発明の実施の形態２にかかる受信装置の概略構成を示す要部ブロック図である。但し、実施の形態１と同一の構成となるものについては同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００７７】
図２において、セレクタ部２０１は、図示しない検出部によって検出された回線品質情報を切替制御信号とし、回線品質が悪い場合にはしきい値Ａを比較部１０６に出力し、回線品質が良い場合にはしきい値Ｂを比較部１０６に出力する。
【００７８】
なお、ここでは、しきい値として、しきい値Ａおよびしきい値Ｂ（しきい値Ａ＞しきい値Ｂ）の２値を設けるものとし、回線品質が悪い場合にはしきい値Ａを用いてカウンタ平均部１０７に入力されるカウント値の数を多くし、回線品質が良い場合にはしきい値Ｂを用いてカウンタ平均部１０７に入力されるカウント値の数を少なくするものとする。
【００７９】
回線品質情報を得る方法については、既に様々な方法が提案されているため、ここでは詳細な説明は省略するが、例えば、判定部１１１の入力信号と出力信号との差、すなわち判定誤差を用いてもよく、また、いわゆるＣＲＣチェックの判定結果等を用いてもよい。
【００８０】
このように、本実施の形態によれば、回線品質が悪い場合にはしきい値を大きくすることによって平均化処理に用いられるシンボル同期タイミングの数を増加させるため、回線品質が悪い場合にもシンボル同期引き込み特性を向上させることができる。
【００８１】
なお、ここでは、予め保持され選択的に用いられるしきい値として大小２値を設ける場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、回線品質が悪いときほどカウンタ平均部１０７に入力されるカウント値の数を多くすることができるのであれば、しきい値の数および各値は任意に定めることができる。
【００８２】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３にかかる受信装置は、実施の形態２と略同一の構成を有し、回線品質情報を複数フレーム分平均化してから用いる点において異なる。
【００８３】
以下、図３を用いて、本発明の実施の形態３にかかる受信装置について説明する。図３は、本発明の実施の形態３にかかる受信装置の概略構成を示す要部ブロック図である。但し、実施の形態２と同一の構成となるものについては同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００８４】
図３において、品質情報平均部３０１は、図示しない検出部によってフレーム毎に検出された回線品質情報を、複数フレーム分平均化して、セレクタ部２０１に出力する。
【００８５】
このように、本実施の形態によれば、複数フレームにおいて検出された回線品質情報を平均化してから用いるため、回線品質推定精度が向上し、しきい値設定がより適切に行われ、シンボル同期引き込み特性を向上させることができる。
【００８６】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４にかかる受信装置は、実施の形態１と略同一の構成を有し、カウンタ平均部１０７におけるカウント値の平均値の算出を、今回カウンタ部１０４から出力されたカウント値と、前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値との加重平均により行う点において異なる。
【００８７】
以下、図４を用いて、本発明の実施の形態４にかかる受信装置について説明する。図４は、本発明の実施の形態４にかかる受信装置のカウンタ平均部１０７の概略構成を示す要部ブロック図である。
【００８８】
平均化処理を行うカウント値の数を多くすれば、シンボル同期タイミングについての後方への誤差を小さくすることができるが、一方で必要なメモリ容量が増大する。そこで、本実施の形態においては、次式を用いてカウント値の平均化処理を行う。
ａｖｅ｛Ｃ（ｎ）｝＝（ｌ−α）×ａｖｅ｛Ｃ（ｎ−ｌ）｝＋α×Ｃ（ｎ）  …（１）
ここで、Ｃ（ｎ）は今回カウンタ部１０４から出力されたカウント値を、ａｖｅ｛Ｃ（ｎ）｝は今回カウンタ平均部１０７から出力される平均カウント値を、ａｖｅ｛Ｃ（ｎ−ｌ）｝は前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値を、αは加重平均化処理に用いる係数（例えば、０.１）を、それぞれ表わす。なお、ｎは０、１、２・・・の整数値を採る。
【００８９】
上式（１）を実現するためのカウンタ平均部１０７の構成および動作を説明する。乗算器４０１は、今回カウンタ部１０４から出力されたカウント値Ｃ（ｎ）にα（例えば、０.１）を乗ずる。これは、上式（１）におけるα×Ｃ（ｎ）に相当する。
【００９０】
メモリ４０２は、前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値ａｖｅ｛Ｃ（ｎ−ｌ）｝を格納するメモリである。この前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値ａｖｅ｛Ｃ（ｎ−ｌ）｝は、乗算器４０３によってｌ−α（例えば、０.９）が乗ぜられる。これは、上式（１）における（ｌ−α）×ａｖｅ｛Ｃ（ｎ−ｌ）｝に相当する。
【００９１】
加算器４０４は、乗算器４０１の出力と乗算器４０３の出力とを加算し、平均カウント値ａｖｅ｛Ｃ（ｎ）｝を出力する。
【００９２】
このように、本実施の形態によれば、今回カウンタ部１０４から出力されたカウント値Ｃ（ｎ）と、前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値ａｖｅ｛Ｃ（ｎ−ｌ）｝との加重平均を行う場合、メモリには前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値ａｖｅ｛Ｃ（ｎ−ｌ）｝のみを格納しておけばよいため、複数のカウント値を用いて平均化処理を行う際に、メモリ容量を増大させずにシンボル同期引き込み特性を向上させることができる。
【００９３】
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５にかかる受信装置は、実施の形態４と略同一の構成を有し、加重平均に用いる系数を可変とする点において異なる。
【００９４】
以下、図５を用いて、本発明の実施の形態５にかかる受信装置について説明する。図５は、本発明の実施の形態５にかかる受信装置のカウンタ平均部１０７の概略構成を示す要部ブロック図である。但し、実施の形態４と同一の構成となるものについては同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００９５】
加重平均化処理に用いる係数の値は、小さいほど平均化処理後のシンボル同期タイミングについて後方への誤差を小さくすることができるが、収束速度が遅くなってしまう。また、系数の値が大きいほど収束速度は速くなるが、誤差が大きくなる。そこで、本実施の形態では、系数の値を、最初の数個のカウント値については、大きい値α（例えば、０.５）とし、それ以降は小さい値β（例えば、０.１）とする。
【００９６】
スイッチ５０１は、最初の数個のカウント値については大きい値α（例えば、０.５）を、それ以降は小さい値β（例えば、０.１）を乗算器４０１に出力するようにする。同様に、スイッチ５０２は、最初の数個のカウント値については１−α（例えば、０.５）を、それ以降は１−β（例えば、０.９）を、乗算器４０３に出力するようにする。
【００９７】
このように、本実施の形態によれば、加重平均に用いる係数を可変とするため、実施の形態４に比べ、平均化処理後のシンボル同期タイミング誤差の減少と収束速度の上昇の両立を図ることができる。
【００９８】
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６にかかる受信装置は、実施の形態４と略同一の構成を有し、加重平均に用いる係数をビットシフトと加算器により実現可能な値とする点において異なる。
【００９９】
以下、図６を用いて、本発明の実施の形態６にかかる受信装置について説明する。図６は、本発明の実施の形態６にかかる受信装置のカウンタ平均部１０７の概略構成を示す要部ブロック図である。但し、実施の形態４と同一の構成となるものについては同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【０１００】
ビットシフト演算を使用すれば、カウント値を１ビット右にシフトすることにより半分の値にすることができ、カウント値を２ビット右にシフトすることにより値を０.２５倍、３ビット右にシフトすることにより値を０.１２５倍にすることができる。従って、これを利用し、上式（１）において加重平均化処理に用いる係数αの値を、ビットシフトと加算により実現できる値（例えば、０.２５）とすることにより、カウンタ平均部１０７から乗算器を省くことができる。
【０１０１】
２ビットシフト器６０１は、今回カウンタ部１０４から出力されたカウント値を２ビット右にシフトさせ、そのカウント値を０.２５倍する。２ビットシフト器６０２および１ビットシフト器６０３は、メモリ４０２の出力である前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値を、それぞれ２ビット右にシフト、１ビット右にシフトさせ、それぞれ０.２５倍、０.５倍する。
【０１０２】
加算器６０４は、２ビットシフト器６０２および１ビットシフト器６０３の出力を加算し、前回カウンタ平均部１０７から出力された平均カウント値の０.７５倍のカウント値を生成する。最後に加算器４０４が、２ビットシフト器６０１の出力と加算器６０４の出力とを加算することにより、α＝０.２５とする場合の上式（１）を回路上で実現することができる。
【０１０３】
このように、本実施の形態によれば、カウンタ平均部１０７において加重平均を行う場合に、乗算器を用いずに、ビットシフトと加算器のみによって加重平均を行うことができるため、実施の形態４および実施の形態５に比べ、回路規模を小さくすることができる。
【０１０４】
上記実施の形態１から６にかかる受信装置は、無線通信システムにおける移動局装置のような通信端末装置や基地局装置に適用することができる。この場合、通信端末装置や基地局装置はシンボル同期引き込み特性を向上させることができる受信装置を搭載するため、通信中の誤差を低減させ、通信品質を向上させることができる。
【０１０５】
なお、上記実施の形態１から６においては、既知シンボルとしてパイロットシンボルを用いることが可能であり、また、パイロットシンボルの前段に設けられた専用の同期用シンボルを用いることも可能である。
【０１０６】
また、上記実施の形態１から６においては、シンボル同期部１０３の構成は、第１の方式を用いた構成としてもよく、また、第２の方式を用いた構成としてもよい。さらに、上記実施の形態１から６においては、シンボル同期部１０３の構成は、回線品質が悪いときは、第２の方式を用いて相関値を算出し、回線品質が良いときは、第１の方式を用いて相関値を算出するというように、第１の方式と第２の方式とを切り替えて用いる構成としてもよい。
【０１０７】
（実施の形態７）
上述した実施の形態１〜６においては、ある上限値（しきい値）を超えるシンボル同期タイミング（カウント値）を、シンボル同期タイミングの平均化に用いていない。ところが、この場合には平均化の母数が少なくなる。例えば、１６フレームを用いて平均化する際に、シンボル同期タイミングがしきい値を超えるフレーム数が６であるときには、平均化の母数が１０となる。シンボル同期タイミングの精度（ひいてはシンボル同期引き込み特性の精度）を向上させるためには、平均化の母数が多い方が好ましい。
【０１０８】
そこで、本実施の形態においては、ある上限値を超えるシンボル同期タイミングについては、この上限値をシンボル同期タイミングとして用いるようにする。以下、本実施の形態にかかる受信装置について、図７を参照して説明する。図７は、本発明の実施の形態７にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図７における実施の形態１（図１）と同様の構成については、図１におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【０１０９】
なお、上述した実施の形態１〜６においては、後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングを除外する場合について説明したが、本実施の形態においては、後方への誤差が大きいシンボル同期タイミングを除外するだけでなく前方への誤差が大きいシンボル同期タイミングをも除外する場合について説明する。
図７を参照するに、カウンタ部１０４によりラッチされたカウント値は、比較部７０１および選択部７０２に送られる。比較部７０１および選択部７０２には、第１上限値が入力されている。
【０１１０】
比較部７０１は、まず第１に、カウンタ部１０４によりラッチされたカウント値から基準カウント値（基準値）を減ずる。以下、この結果の絶対値を「タイミング誤差」と称する。なお、基準カウント値は適宜変更が可能なものである。
【０１１１】
比較部７０２は、第２に、タイミング誤差と第１上限値との比較を行い、比較の結果に基づいて、選択部７０２によるカウンタ平均部１０７へのカウンタ値の出力動作を制御する。すなわち、比較部７０２は、タイミング誤差が第１上限値以下となるカウンタ値についてはそのままカウンタ平均部１０７に出力し、逆に、タイミング誤差が第１上限値を超えるカウンタ値については、このカウンタ値に代えて第１上限値をカウンタ平均部１０７に出力するように、選択部７０２を制御する。
【０１１２】
選択部７０２は、上記のような比較部７０２による制御に従って、カウンタ平均部７０２に対して、カウンタ部１０４によりラッチされたカウント値または第１上限値のいずれかを出力する。ただし、選択部７０２は、カウンタ平均部７０２に対して第１上限値を出力する際に、カウント値が基準カウント値より小さい場合には、第１上限値を負の値とする。
【０１１３】
選択部７０２がカウンタ平均部１０７に出力する値についての具体例は、次の通りである。ここでは一例として第１上限値を「３」とするが、第１上限値に限定はない。
▲１▼カウント値−基準カウント値≦−３の場合；−３
▲２▼カウント値−基準カウント値＝−２の場合：−２
▲３▼カウント値−基準カウント値＝−１の場合；−１
▲４▼カウント値−基準カウント値＝０の場合；０
▲５▼カウント値−基準カウント値＝１の場合；１
▲６▼カウント値−基準カウント値＝２の場合；２
▲７▼カウント値−基準カウント値≧３の場合；３
ここで、▲１▼〜▲３▼は、シンボル同期タイミングが前方へずれた場合に相当し、▲５▼〜▲７▼は、シンボル同期タイミングが後方へずれた場合に相当する。
【０１１４】
この後、カウンタ平均部１０７は、上述した実施の形態１〜６と同様に、任意に設定された一定の時間間隔で、選択部７０２からのカウント値または第１上限値を用いて平均値を算出し、算出した平均値をタイミング生成部１０８に出力する。
【０１１５】
このように、本実施の形態によれば、ある上限値を超えるシンボル同期タイミングが発生した場合、このシンボル同期タイミングを平均化に用いないようにするのではなく、このシンボル同期タイミングに代えて上記上限値を用いて平均化を行うことにより、平均化の母数が少なくなることを防止することができる。これにより、シンボル同期タイミングの精度、ひいてはシンボル同期引き込み特性の精度を向上させることができる。
【０１１６】
（実施の形態８）
本実施の形態では、実施の形態７において、シンボル同期タイミングが後方へずれた場合と前方へずれた場合とにおいて、異なる上限値を用いる場合について説明する。
【０１１７】
マルチパス環境下においては、一般に、シンボル同期タイミングが後方へずれる確率が、シンボル同期タイミングが前方へずれる確率よりも高くなる。また、シンボル同期タイミングが後方へずれた場合には、ずれる値も大きくなる。
【０１１８】
したがって、シンボル同期タイミングが後方へずれた場合および前方へずれた場合のそれぞれに対して、相互に異なる上限値を用意すること（具体的には、シンボル同期タイミングが後方へずれた場合における上限値を大きい値にしておくこと）により、平均化したシンボル同期タイミングの精度をさらに向上させることができる。
【０１１９】
以下、本実施の形態にかかる受信装置について、図８を参照して説明する。図８は、本発明の実施の形態８にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図８における実施の形態７（図７）と同様の構成については、図７におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【０１２０】
図８を参照するに、カウンタ部１０４によりラッチされたカウント値は、第１比較部８０１、第２比較部８０２および選択部８０３に送られる。第１比較部８０１および選択部８０３には、第１上限値が入力されており、また、第２比較部８０２および選択部８０３には、第２上限値が入力されている。
【０１２１】
第１比較部８０１は、まず第１に、基準カウント値からカウンタ部１０４によりラッチされたカウント値を減ずる。以下、この結果を「前方タイミング誤差」と称する。
【０１２２】
第１比較部８０１は、第２に、前方タイミング誤差と第１上限値との比較を行い、比較結果に基づいて、選択部８０３によるカウンタ平均部１０７へのカウンタ値の出力動作を制御する。すなわち、第１比較部８０１は、前方タイミング誤差が第１上限値以下の正の数となるカウンタ値についてはそのままカウンタ平均部１０７に出力し、逆に、前方タイミング誤差が第１上限値を超えるカウンタ値については、このカウンタ値に代えて第１上限値をカウンタ平均部１０７に出力するように、選択部８０３を制御する。
【０１２３】
第２比較部８０２は、まず第１に、カウンタ部１０４によりラッチされたカウント値から基準カウント値を減ずる。以下、この結果を「後方タイミング誤差」と称する。
【０１２４】
第２比較部８０２は、第２に、後方タイミング誤差と第２上限値との比較を行い、比較結果に基づいて、選択部８０３によるカウンタ平均部１０７へのカウンタ値の出力動作を制御する。すなわち、第２比較部８０２は、後方タイミング誤差が第２上限値以下の正の数となるカウンタ値についてはそのままカウンタ平均部１０７に出力し、逆に、後方タイミング誤差が第２上限値を超えるカウンタ値については、このカウンタ値に代えて第２上限値をカウンタ平均部１０７に出力するように、選択部８０３を制御する。
【０１２５】
なお、上述したように、マルチパス環境下においては、シンボル同期タイミングが後方にずれる確率が高く、さらにずれる値も大きくなるため、第２上限値を大きく設定することが好ましい。
【０１２６】
選択部８０３は、上記のような第１比較部８０１および第２比較部８０２による制御に従って、カウンタ平均部１０７に対して、カウンタ部１０４によりラッチされたカウント値、第１上限値、または第２上限値のいずれかを出力する。
【０１２７】
選択部８０３がカウンタ平均部１０７に出力する値についての具体例は、次の通りである。ここでは、一例として、第１上限値および第２上限値をそれぞれ「３」および「５」とするが、第１上限値および第２上限値に限定はない。
▲１▼カウント値−基準カウント値≦−３の場合；−３
▲２▼カウント値−基準カウント値＝−２の場合；−２
▲３▼カウント値−基準カウント値＝−１の場合；−１
▲４▼カウント値−基準カウント値＝０の場合；０
▲５▼カウント値−基準カウント値＝１の場合；１
▲６▼カウント値−基準カウント値＝２の場合；２
▲７▼カウント値−基準カウント値＝３の場合；３
▲８▼カウント値−基準カウント値＝４の場合；４
▲９▼カウント値−基準カウント値≧５の場合；５
ここで、▲１▼〜▲３▼は、シンボル同期タイミングが前方へずれた場合に相当し、▲５▼〜▲９▼は、シンボル同期タイミングが後方へずれた場合に相当する。
【０１２８】
この後、カウンタ平均部１０７は、実施の形態７と同様に、任意に設定された一定の時間間隔で、選択部８０３からのカウント値、第１上限値、または第２上限値のいずれかを用いて平均値を算出し、算出した平均値をタイミング生成部１０８に出力する。
【０１２９】
このように、本実施の形態によれば、シンボル同期タイミングが後方へずれた場合および前方にずれた場合のそれぞれに対して、相互に異なる上限値を用意することにより、実施の形態７に比べて、平均化したシンボル同期タイミングの精度をさらに向上させることができる。
【０１３０】
（実施の形態９）
本実施の形態では、実施の形態７または実施の形態８において、回線品質に応じて上限値を変更する場合について説明する。
一般に、回線品質が悪くなるにつれて、シンボル同期誤差は大きくなる。そこで、本実施の形態では、回線品質が良い場合には上限値を小さい値に設定し、回線品質が悪い場合には上限値を大きい値に設定する。これにより、平均化したシンボル同期タイミングの精度を向上させることができる。
【０１３１】
以下、本実施の形態にかかる受信装置について、図９を参照して説明する。図９は、本発明の実施の形態９にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図９における実施の形態８（図８）と同様の構成については、図８におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【０１３２】
図９を参照するに、比較部９０１は、回線品質情報と第１しきい値とを比較することにより、回線品質が良好であるか否かを判断する。判断の結果は、選択部９０２および選択部９０３に送られる。なお、回線品質情報を得るためには、例えば、受信レベル情報を用いる方法や実施の形態２で説明した方法を用いることができる。
【０１３３】
選択部９０２には、例えば第１上限値および第１’上限値（ただし、第１上限値＜第１’上限値）が入力され、また、選択部９０３には、例えば第２上限値および第２’上限値（ただし、第２上限値＜第２’上限値）が入力されている。
選択部９０２は、比較部９０１による判断の結果が「回線品質が良い」旨を示す場合には、出力すべき上限値として第１上限値を設定し、逆に、上記判断の結果が「回線品質が悪い」旨を示す場合には、出力すべき上限値として第１’上限値を設定する。また、選択部９０２は、このように設定した上限値を第１比較部８０１および選択部８０３に出力する。
【０１３４】
選択部９０３は、比較部９０１による判断の結果が「回線品質が良い」旨を示す場合には、出力すべき上限値として第２上限値を設定し、逆に、上記判断の結果が「回線品質が悪い」旨を示す場合には、出力すべき上限値として第２’上限値を設定する。また、選択部９０３は、このように設定した上限値を第２比較部８０２および選択部８０３に出力する。
第１比較部８０１、第２比較部８０２および選択部８０３の動作は、実施の形態８で説明したものと同様である。
【０１３５】
このように、本実施の形態によれば、回線品質に応じて上限値を変更することにより、実施の形態７および実施の形態８に比べて、平均化したシンボル同期タイミングの精度をさらに向上させることができる。
【０１３６】
なお、本実施の形態においては、第１比較部８０１および第２比較部８０２のそれぞれに、相互に異なる２種類の上限値を用意した場合を例にとり説明したが、本発明は、これに限定されず、回線品質の程度に応じた３種類以上の上限値を用意した場合にも適用可能であることはいうまでもない。
【０１３７】
また、本実施の形態においては、回線品質の良好を判断するために、比較部９０１において１つのしきい値を用いた場合について説明したが、本発明は、これに限定されず、比較部９０１において２以上のしきい値を用いて、回線品質をさらに細かく判断する場合にも適用可能である。
【０１３８】
さらに、本実施の形態においては、回線品質に応じて選択部９０２および選択部９０３の両方における上限値を変更する場合について説明したが、本発明は、これに限定されず、回線品質に応じて選択部９０２または選択部９０３のいずれか一方における上限値を変更する場合についても適用可能である。
【０１３９】
（実施の形態１０）
本実施の形態では、実施の形態９において、回線品質情報として、受信レベル情報に加えてさらに遅延波の遅延時間に関する情報を用いる場合について説明する。
【０１４０】
遅延波の遅延時間が大きい場合には、シンボル同期タイミングが後方へずれるとともに、ずれる値も大きくなる。逆に、遅延波の遅延時間が小さい場合には、シンボル同期タイミングの後方へのずれが小さくなる。すなわち、遅延波の遅延時間は、回線品質を示す指標として用いることができるものである。
【０１４１】
遅延波の遅延時間は、次のようにして推定することが可能である。図１０は、ＯＦＤＭ方式の通信における受信レベルが変動する周期（遅延波の遅延時間が小さい場合）の一例を示す模式図である。図１１は、ＯＦＤＭ方式の通信における受信レベルが変動する周期（遅延波の遅延時間が大きい場合）の一例を示す模式図である。
【０１４２】
マルチパスフェージングによる周波数軸方向における受信レベルの変動周期は、遅延波の遅延時間により決定されるものである。すなわち、遅延波の遅延時間が小さい場合には、図１０に示すように、受信レベルの周波数方向における変動周期は長くなり、逆に、遅延波の遅延時間が大きい場合には、図１１に示すように、受信レベルの周波数方向における変動周期は短くなる。
【０１４３】
したがって、隣接するサブキャリア間の受信レベルの差の絶対値を算出することにより、遅延波の遅延時間を推定することができる。すなわち、上記絶対値が小さい場合には、遅延波の遅延時間が小さいと推定でき、逆に上記絶対値が大きい場合には、遅延波の遅延時間が大きいと推定できる。
【０１４４】
以下、本実施の形態にかかる受信装置について、図１２を参照して説明する。図１２は、本発明の実施の形態１０にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図１２における実施の形態９（図９）と同様の構成については、図９におけるものと同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【０１４５】
図１２を参照するに、復調部１１０は、復調処理後の各サブキャリアにより伝送された信号を遅延部１２０１および減算部１２０２に送る。遅延部１２０１は、復調部１１０からの信号を、１サブキャリアに対応する時間だけ遅延させて減算部１２０２に送る。減算部１２０２は、復調部１１０からの信号と遅延部１２０２からの信号との減算を行うことにより、隣接するサブキャリア間の受信レベルの差を算出し、算出結果を絶対値検出部１２０３に出力する。
【０１４６】
絶対値検出部１２０３は、減算部１２０２からの算出結果の絶対値を算出することにより、隣接するサブキャリア間の受信レベルの差の絶対値を検出する。検出された絶対値は比較部１２０４に送られる。なお、検出された絶対値を平均化した後比較部１２０４に送るようにしてもよい。これにより、遅延波の遅延時間の推定精度をさらに向上させることができる。
【０１４７】
比較部１２０４は、絶対値検出部１２０３からの絶対値としきい値とを比較することにより、遅延波の遅延時間が大きいか小さいかを判断する。すなわち、比較部１２０４は、上記絶対値がしきい値より大きい場合には、「遅延波の遅延時間が大きい」と判断し、上記絶対値がしきい値より小さい場合には、「遅延波の遅延時間が小さい」と判断する。判断の結果は論理積部１２０５に送られる。
【０１４８】
論理積部１２０５には、比較部１２０４からの判断の結果と比較部９０１からの判断の結果とが入力されている。なお、比較部９０１からの判断の結果については、実施の形態９で説明した通りである。
【０１４９】
論理積部１２０５は、比較部９０１からの判断の結果が「回線品質が良い」旨を示し、かつ、比較部１２０４からの判断の結果が「遅延波の遅延時間が小さい」旨を示す場合には、最終的に「回線品質が良い」旨を示す判断の結果を上述した選択部９０２および選択部９０３に送る。また、論理積部１２０５は、上記以外の場合には、最終的に「回線品質が悪い」旨を示す判断の結果を上述した選択部９０２および選択部９０３に送る。
選択部９０２、選択部９０３、第１比較部８０１、第２比較部８０２および選択部８０３の動作は、実施の形態９で説明したものと同様である。
【０１５０】
なお、本実施の形態においては、遅延波の遅延時間の大きさを判断するために、比較部１２０４において１つのしきい値を用いた場合について説明したが、本発明は、これに限定されず、比較部１２０４において２以上のしきい値を用いて、遅延波の遅延時間をさらに細かく判断する場合にも適用可能である。
【０１５１】
このように、本実施の形態によれば、回線品質情報として、受信レベル情報に加えてさらに遅延波の遅延時間に関する情報を用いることにより、実施の形態９に比べて、平均化したシンボル同期タイミングの精度をさらに向上させることができる。
【０１５２】
なお、本実施の形態においては、回線品質情報として受信レベル情報および遅延波の遅延時間の両方を用いた場合について説明したが、本発明は、これに限定されず、回線品質情報として遅延波の遅延時間のみを用いた場合にも適用可能であることはいうまでもない。
【０１５３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、シンボル同期引き込み特性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる受信装置の概略構成を示す要部ブロック図
【図２】本発明の実施の形態２にかかる受信装置の概略構成を示す要部ブロック図
【図３】本発明の実施の形態３にかかる受信装置の概略構成を示す要部ブロック図
【図４】本発明の実施の形態４にかかる受信装置のカウンタ平均部の概略構成を示す要部ブロック図
【図５】本発明の実施の形態５にかかる受信装置のカウンタ平均部の概略構成を示す要部ブロック図
【図６】本発明の実施の形態６にかかる受信装置のカウンタ平均部の概略構成を示す要部ブロック図
【図７】本発明の実施の形態７にかかる受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態８にかかる受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態９にかかる受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】ＯＦＤＭ方式の通信における受信レベルが変動する周期（遅延波の遅延時間が小さい場合）の一例を示す模式図
【図１１】ＯＦＤＭ方式の通信における受信レベルが変動する周期（遅延波の遅延時間が大きい場合）の一例を示す模式図
【図１２】本発明の実施の形態１０にかかる受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】（ａ）ＯＦＤＭ方式の移動体通信におけるフレームフォーマットの一例を示す模式図
（ｂ）ＯＦＤＭ方式の移動体通信におけるフレームフォーマットの別の一例を示す模式図
【図１４】従来提案されている受信装置の概略構成を示す要部ブロック図
【図１５】従来提案されている受信装置のシンボル同期部の概略構成を示す要部ブロック図
【図１６】従来提案されている受信装置のシンボル同期部の別の概略構成を示す要部ブロック図
【図１７】従来提案されている受信装置のシンボル同期部のさらに別の概略構成を示す要部ブロック図
【符号の説明】
１０３  シンボル同期部
１０４  カウンタ部
１０５  スイッチ
１０６  比較部
１０７  カウンタ平均部
１０８  タイミング生成部
２０１  セレクタ部
３０１  品質情報平均部
【図１】
0003678972.tif 000002
【図２】
0003678972.tif 000003
【図３】
0003678972.tif 000004
【図４】
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【図５】
0003678972.tif 000006
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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