(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
系統入力を、アナログフィルタを介してＡ／Ｄ変換器に入力し、Ａ／Ｄ変換値を用いて所要のリレー演算を行うディジタルリレーにおいて、
コンピュータ処理で任意の波形または電圧値の監視用信号を生成するＤ／Ａ変換器を設け、このＤ／Ａ変換器の出力電圧を、マルチプレクサを介してＡ／Ｄ変換器に入力し、所定範囲で増減させてＡ／Ｄ変換精度をＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ全域に亘って監視するようにしたことを特徴とするディジタルリレーのアナログ監視方式。
【請求項２】
系統入力を、アナログフィルタを介してＡ／Ｄ変換器に入力し、Ａ／Ｄ変換値を用いて所要のリレー演算を行うディジタルリレーにおいて、
ディジタルフィルタ処理でソフト演算によりオフセット・ゲインの誤差補正を行う際、補正定数を求めるために全チャンネルにＤ／Ａ変換器から既知の入力をコンピュータ処理部の指令によって供給するようにしたことを特徴とするディジタルリレーの自動調整方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル形電力系統保護継電装置（ディジタルリレー）におけるアナログ部の監視方式とアナログ部のゲイン・オフセット誤差の自動調整方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタルリレーの監視方式には規定があり、(1) アナログ部Ａ／Ｄ精度監視、(2) 高調波重畳監視もその規定にある。
【０００３】
前者は、マルチプレクサの入力に１チャンネルだけ既定の電圧を入力し、その電圧をＡ／Ｄ変換して直流レベルでＡ／Ｄ変換器の精度を監視する方式である。図１２に監視回路を含むアナログ部の回路構成を示す。図中、１はアナログフィルタ、２はサンプルホールド回路、３はマルチプレクサ、４はバッファ、５はＡ／Ｄ変換器、１０はＡ／Ｄ精度監視用抵抗分圧回路で、この分圧回路１０の一定の分圧電圧をマルチプレクサ３の１入力としている。
【０００４】
後者は、高調波電圧をアナログフィルタの入力に常時重畳させ、そのディジタル変換データから高調波電圧を演算により抽出してフィルタからＡ／Ｄ変換器までの透過性を監視する方式である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
(1) アナログ部のＡ／Ｄ精度監視（その１）
アナログ部のＡ／Ｄ精度監視は、図１２に示すように抵抗分圧回路１０を付設して予め決められた電圧値を得るなど、簡単な構成で行っていたが、このような方式では、高性能、高信頼性のディジタルリレーとする場合に問題がある。その点を以下に述べる。
【０００６】
最近の電力ニーズによってディジタルリレーのダイナミックレンジの拡大が要求されるため、Ａ／Ｄ変換器は１２ビットから１６ビットへと高精度化している。ところが、Ａ／Ｄ精度監視では既知の固定的な入力を監視対象としているため、Ａ／Ｄ変換器の故障や部品劣化による直線性の変化を的確に検知できるとは保証されない。
【０００７】
例えば、±１０Ｖ、１２ビットのＡ／Ｄ変換回路（約１０Ｖで“７ＦＦ”のヘキサ値）では、監視電圧を５Ｖとすると、“３ＦＦ”のヘキサ値となる。この例では、ＭＳＢ（１１）ビット、１０ビットの０への固定故障や、１０ビット以下の１への固定故障は検出できない。１６ビットの高分解能のＡ／Ｄ変換器を使用したシステムにおいても同様である。
【０００８】
このような故障があると、実際の系統事故により過大入力が入った時に上位ビットが正しくＡ／Ｄ変換されないため、ディジタルリレーが誤不動作となる可能性がある。
【０００９】
(2) 高調波重畳監視の高調波次数の変更
ディジタルリレーの適用される系統が多様化するにつれて、従来の高調波重畳方式の監視における重畳高調波次数が第３高調波が良いのか第４高調波が良いのかを選択するニーズが発生してきた。また、将来予見されるディジタルフィルタ処理の高度な波形弁別性能から、ソフト処理で任意に重畳可能な波形発生回路の必要性が望まれた。
【００１０】
(3) アナログ部のＡ／Ｄ精度監視（その２）
前記（１）項で述べたように、高精度化ニーズに対し、複数チャンネルのフィルタ入力部からの精度を監視する方法は存在しない。従来の方法は、常時監視の高調波重畳監視であっても、ダイナミックレンジ全域に入力が印加されるものではない。例えば、常時の印加では、１／１０程度（±１０Ｖのフルスケールでは１Ｖ）といった具合である。また、自動点検などで外部でＣＴを切り替えて事故相当の入力を印加する方法や、定期点検時に人為的に電圧、電流を印加して保護に必要な入力レベルとする方法である。
【００１１】
いずれもダイナミックレンジ全域を確認しているわけではない。従って、各チャンネルのフィルタ、サンプルホールドなどの回路で起こり得るゲイン、オフセット特性の変化、故障によっては、各チャンネルの直線性がずれてしまい、リレー特性の劣化となる可能性がある。
【００１２】
(4) アナログ部の誤差調整方式
前記（１）項で述べたように、高精度化ニーズに対し、アナログ部であるフィルタ、サンプルホールド回路、Ａ／Ｄ変換器にはオフセット誤差、ゲイン誤差が存在し、これらを無視することはできない。１２ビット精度の場合は、アナログ入力部のゲイン、オフセット調整は可変抵抗を用いた回路になっており、プリント板検査時に調整を行っていた。このため、工数が多くかかり、調整精度は検査員の技量によるところとなっていた。
【００１３】
１６ビットとなると、調整工程の煩雑さだけでなく、高精度化のためにこれらの個々の部品性能を上げることは、価格面、部品供給面においてデメリットとなるので、標準的な部品を使用して、ディジタルフィルタ処理でこのオフセット誤差、ゲイン誤差を自動的に補正しようとする方式が有効である。この場合、補正定数を得るために、調整工程で一度だけ既知の入力を全チャンネルに入力し補正定数を得るような自動調整工程が必要となる。
【００１４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、常時監視のＡ／Ｄ精度監視で、ダイナミックレンジの全域に亘りＡ／Ｄ変換器の直線性を保証する監視方式を提供することを目的とする。
【００１５】
本発明は、自動点検で、ダイナミックレンジの全域に亘りＡ／Ｄ変換器の直線性を保証する監視方式を提供することを目的とする。
【００１６】
本発明は、将来予見される各種の次数の高調波波形の入力が可能な監視方式を提供することを目的とする。
【００１７】
また本発明は、補正定数を得るための調整工程における既知の入力を容易に印加することが可能なアナログ部の自動調整方式を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、系統入力を、アナログフィルタを介してＡ／Ｄ変換器に入力し、Ａ／Ｄ変換値を用いて所要のリレー演算を行うディジタルリレーにおいて、コンピュータ処理で任意の波形または電圧値の監視用信号を生成するＤ／Ａ変換器を設け、このＤ／Ａ変換器の出力電圧を、マルチプレクサを介してＡ／Ｄ変換器に入力し、所定範囲で増減させてＡ／Ｄ変換精度をＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ全域に亘って監視するようにしたことを特徴とする。
【００２１】
また本発明は、系統入力を、アナログフィルタを介してＡ／Ｄ変換器に入力し、Ａ／Ｄ変換値を用いて所要のリレー演算を行うディジタルリレーにおいて、
ディジタルフィルタ処理でソフト演算によりオフセット・ゲインの誤差補正を行う際、補正定数を求めるために全チャンネルにＤ／Ａ変換器から既知の入力をコンピュータ処理部の指令によって供給するようにしたことを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の実施形態１を示す。図中、１はアナログフィルタ、２はサンプルホールド回路、３はマルチプレクサ、５はＡ／Ｄ変換器、６はコンピュータ処理部、７はコンピュータ処理で任意の波形または電圧値の信号を生成するＤ／Ａ変換器であり、Ｄ／Ａ変換器７の出力を精度監視信号として前記マルチプレクサ３の１入力としている。Ｄ／Ａ変換器７は、監視対象となるＡ／Ｄ変換器５の精度との関係から決定される。１６ビット精度のＡ／Ｄ変換器を精度良く監視しようとするならば１６ビットＤ／Ａ変換器を使用すれば良いが、簡易的に１２ビットＤ／Ａ変換器を使用しても２4／２16＝０．５％の精度となり、精度管理的には十分である。
【００２３】
このようにマルチプレクサ３の１チャンネルを監視用チャンネルとし、Ｄ／Ａ変換器７の出力端を接続すると、（Ｎ＋１）チャンネル毎にコンピュータで設定した直流の電圧値が入力される。これによって、Ａ／Ｄ変換器５のダイナミックレンジ（例えば、−１０Ｖから１０Ｖ）の全ての任意の電圧レベルで精度の監視が可能となる（図２参照）。
【００２４】
また、サンプリングタイミング毎に−１０Ｖから１０Ｖにかけてｎ等分に分割した電圧レベルＶ1からＶn（Ｖ1＝１０ＶからＶn＝−１０Ｖ：＋、−のフルスケール値）とすれば、図３に示すようにｎ等分の精度でＡ／Ｄ変換器５の直線性を評価可能となる。
【００２５】
例えば、１６ビットＡ／Ｄ変換器の直線性をビット重み単位の１６段階で評価するとすれば、１ＬＳＢ＝１０／３２７６７＝０．３ｍＶだから、１６ビットＤ／Ａ変換器を使用し、図４に示す電圧レベルを発生させて監視すれば、Ａ／Ｄ変換器５のビット重みがセットされているか否かで直線性を評価できる。
【００２６】
なお、負極性についても同様に実施することが可能である。また、Ｄ／Ａ変換器を１２ビットで使用しても、ビット４からＭＳＢにかけて実用的なダイナミックレンジ全域の監視が可能である。
【００２７】
１２ビットの直線性をチェックする場合のフロー例を図５に示す。まず、監視用データをセットし（ステップＳ１）、直線性チェックの要否を判断する（Ｓ２）。チェック要（Ｙｅｓ）の時は直線性監視のルーチンを実行し（Ｓ３）、全ｂｉｔの終了を確認する（Ｓ４）。Ｎｏの時はｂｉｔn更新を行う（Ｓ５）。直線性監視時には、ｂｉｔnがｏｎか否かを判断する（Ｓ６）。Ｙｅｓであればｂｉｔnのｏｎは正常であり（Ｓ７）、Ｎｏであればｂｉｔnのｏｆｆ故障である（Ｓ８）。ｏｎ正常の場合は、ｂｉｔn-1がｏｆｆか否かを判断する（Ｓ９）。Ｙｅｓであればｂｉｔn-1のｏｆｆは正常であり（Ｓ１０）、Ｎｏであればｂｉｔn-1のｏｎ故障である（Ｓ１１）。
【００２８】
即ち、前述の電圧範囲にＤ／Ａ変換器７の出力をセットすれば、マルチプレクサ３の監視チャンネルから入力したＡ／Ｄ変換値は特定のｂｉｔnがｏｎとなり、その下位ビットのｂｉｔn-1はｏｆｆとなるべきであるから、ｂｉｔnのｏｆｆ故障、ｂｉｔn-1のｏｎ故障の有無を全ビットについてチェックして直線性を評価するようにしている。
【００２９】
上記例ではＡ／Ｄ変換器のビット単位のチェックを示しているが、−１０Ｖから＋１０Ｖの間をｍ等分してｙ＝ａｘ＋ｂの１次関数（直線性の真値ａ＝１，ｂ＝０）との相関関係（ａ，ｂの許容値）から直線性の良否を判定してもよい。実際の処理方法としては、図６に示すように入力基本周波数の周期のｎ倍（例えば、１２倍、９６倍）のサンプリング周期ｔに同期して、監視チャンネルの監視用電圧を順次更新するようにＤ／Ａ変換器のデータを用意し、サンプリング周期毎に監視チャンネルのＡ／Ｄ変換データをチェックする。
【００３０】
このような監視方式を採用することにより、Ａ／Ｄ変換器のビット単位の故障を検出することが可能となり、Ａ／Ｄ変換器の直線性を保証できるようになる。
【００３１】
図７に本発明の実施形態２を示す。実施形態２は、高調波重畳監視時に高調波次数を変更する場合である。図中、１´は入力部に系統入力と監視信号を合成するアナログ回路を有するアナログフィルタ、２はサンプルホールド回路、３はマルチプレクサ、５はＡ／Ｄ変換器、６はコンピュータ処理部、７はコンピュータ処理で任意の波形または電圧値の信号を生成するＤ／Ａ変換器であり、Ｄ／Ａ変換器７の出力を精度監視信号Ｄｎとして前記アナログフィルタ１´に系統入力Ｉｎと共に入力している。従って、マルチプレクサ３は全チャンネルが計測用となる。また、コンピュータ処理部６には、系統入力に重畳する高調波の監視用信号の波形パターンの瞬時値をアナログ部のサンプリング周期に同期して自動的にＤ／Ａ変換器７にセットできるようなＤＭＡ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｍｅｍｏｒｙ  Ａｃｃｅｓｓ）方式のＲＡＭ（例えば、ＣＰＵ側から書き込み可能であり、Ｄ／Ａ変換器側から読み出し可能な２ポートメモリなど）を装備させている。
【００３２】
このようにＤ／Ａ変換器７から任意の波形の信号Ｄｎをフィルタ１´の前段に供給して交流入力Ｉｎに重畳すれば、ソフトウェアによって重畳高調波次数の変更が容易であり、あらゆる次数の高調波監視が可能となる。つまり、アナログフィルタ１´とコンピュータ処理部６のディジタルフィルタ処理により既知の波形データをキャンセルし、各チャンネルの透過性を保証可能とする。
【００３３】
例えば、アナログフィルタ１´がローパスフィルタである場合、基本波成分以下の周波数は減衰せずに通過するので、基本波の１／２や１／ｎの周波数成分をＤ／Ａ変換器７で生成し、それを重畳させれば、Ａ／Ｄ変換器５にはその成分が加算された状態で入力される。この場合、印加データとローパスフィルタの位相遅れが既知であるから、コンピュータ処理部６において基本波の１／ｎの周波数の周期で既知の値を減算すれば、系統入力のみとなる。つまり、入力にＤ／Ａ変換器７の出力（低次周波数）を重畳させ（Ａｎ＝Ｉｎ＋Ｄｎ）、コンピュータ処理部６でそれをキャンセルする（Ｉｎ´＝Ａｎ´−Ｄｎ´）。但し、Ｉｎ´，Ａｎ´，Ｄｎ´はＩｎ，Ａｎ，Ｄｎのフィルタの位相遅れを考慮した瞬時値である。図８に各電圧の関係を示す。図中、Ａｎはｎ時点のフィルタ後の瞬時値、Ｉｎはｎ時点の系統入力値、Ｄｎはｎ時点のＤ／Ａ変換器７の出力（基本波以下の周波数成分）の瞬時値である。
【００３４】
このような基本波より低周波数の信号を重畳する方式では、系統に発生する高調波の影響を受けずに処理が可能となる。
【００３５】
図９に本発明の実施形態３を示す。実施形態３は、アナログ部のＡ／Ｄ変換精度監視を点検時に入力切り替えによって行う場合である。図中、１はアナログフィルタ、２はサンプルホールド回路、３はマルチプレクサ、５はＡ／Ｄ変換器、６はコンピュータ処理部、７はコンピュータ処理で任意の波形または電圧値の信号を生成するＤ／Ａ変換器、８は前記アナログフィルタ１の入力側に設けた入力選択回路であり、系統入力とＤ／Ａ変換器７の出力（精度監視信号）を入力選択回路８の入力とし、コンピュータ処理部６からの入力選択信号により点検時にＤ／Ａ変換器７側に切り替えるようにしている。入力選択回路８は、電子スイッチなどにより構成する。
【００３６】
点検時にコンピュータ処理部６から入力選択回路８に入力選択信号を与えて監視入力側（Ｄ／Ａ変換器７側）に切り替える。監視入力は予め直線性を監視できる電圧にセットしておき、コンピュータ処理部６で直線性確認のための電圧レベルを順次変更する。例えば、−１０Ｖから＋１０Ｖまでを全チャンネル分チェックする。このコンピュータ処理部６の監視例を図１０にフローで示す。
【００３７】
まず、点検の要否を判断し（Ｓ２１）、Ｙｅｓであれば監視入力選択（Ｓ２２）、Ｎｏであれば入力選択（Ｓ２３）とする。監視入力選択の処理の後、直線性監視を実行する（Ｓ２４）。直線性監視時には、電圧初期値セット（Ｓ２５）を行ってから、電圧チェック（Ｓ２６）を開始する。チェック後に全電圧終了か否かを判断し（Ｓ２７）、Ｎｏであれば電圧変更（Ｓ２８）を行って電圧チェック（Ｓ２６）を実施する。電圧チェック時には、該当チャンネルチェックを行い（Ｓ２９）、全チャンネル終了か否かを判断する（Ｓ３０）。Ｎｏであれば次チャンネルに変更し（Ｓ３１）、チャンネルチェック（Ｓ２９）を実施する。
【００３８】
なお、電圧チェックは、前述の実施形態１のように行ってもよい。
【００３９】
次に、アナログ部の誤差調整方式を実施形態４として説明する。この説明にも実施形態３の回路構成（図９のブロック図）を用いる。誤差調整時には、コンピュータ処理部６からの入力選択信号で入力選択回路８の入力切り替えを行い、ゲイン・オフセット誤差補正用の定数を求めるために既知の入力を印加する。自動調整時にはＤ／Ａ変換器７の出力に全チャンネルの入力を切り替えて、全チャンネルに共通の入力を印加する。例えば、全チャンネルに０Ｖを入力して全チャンネルのオフセット誤差補正値を求める。また、全チャンネルにフルスケール近傍の値を入力してゲイン誤差補正値を求める。
【００４０】
このように、コンピュータ処理部６で自動的に入力をＤ／Ａ変換器出力に切り替え、オフセット、ゲイン誤差を補正する値をソフト演算で求めるようにしており、そのフローを図１１に示す。
【００４１】
まず、自動調整か否か判断し（Ｓ４１）、Ｙｅｓであれば自動調整（Ｓ４２）、Ｎｏであれば入力切り替え（Ｓ４３）とする。自動調整時には、入力をＤ／Ａ変換器出力に切り替え（Ｓ４４）、オフセットチェック（Ｓ４５）、ゲインチェック（Ｓ４６）を順次実施する。オフセットチェック時は、電圧０Ｖセット（Ｓ４７）、該当チャンネルオフセット補正値算出（Ｓ４８）の順に処理し、全チャンネル終了か否かを判断する（Ｓ４９）。未終了（Ｎｏ）であれば次チャンネル変更を行い（Ｓ５０）、補正値算出（Ｓ４８）を再度実施する。ゲインチェック時は、電圧＋１０Ｖセット（Ｓ５１）、該当チャンネルゲイン補正値算出（Ｓ５２）の順に処理し、全チャンネル終了か否かを判断する（Ｓ５３）。未終了（Ｎｏ）であれば次チャンネル変更を行い（Ｓ５４）、補正値算出（Ｓ５２）を再度実施する。
【００４２】
ところで、Ａ／Ｄ変換値ｙと入力ｘの関係は
ｙ＝ｆ（ｘ）
となる。ｆは入力値をＡ／Ｄ変換した直線性関数であり、ゲイン１、オフセット０の関数、つまり
ｙ＝ａｘ＋ｂ    （ａ＝１，ｂ＝０）
となるものである。
【００４３】
今、オフセットチェックで得られた０Ｖ入力の瞬時値ｙ´は、オフセットｂとなる。即ち、ｘ´＝０の時、ｙ´＝ｂとなる。
【００４４】
また、ゲインチェックで得られた１０Ｖ（但し、オーバーフローしない任意の電圧でよい）のゲイン（傾き）ａは、ｘ´＝１０Ｖの時、ｙ´＝ａ（１０Ｖ）＋ｂから
ａ＝（ｙ´−ｂ）／（１０Ｖ）
となる。
【００４５】
以上から、補正定数ｂ，ａをもって、常時の入力瞬時値ｘに対し、ゲイン・オフセット補正後の真値＝（入力瞬時値ｘ−オフセット値ｂ）／傾きａを処理すると、誤差調整が行われる（図３参照）。
【００４６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、
(1) アナログ部のＡ／Ｄ変換精度監視（その１）
ａ．所定の電圧範囲にＤ／Ａ変換器の出力をセットした時、マルチプレクサの監視チャンネルから入力したＡ／Ｄ変換値は特定のｂｉｔnがｏｎとなり、
その下位ビットのｂｉｔn-1はｏｆｆとなることから、Ａ／Ｄ変換器のビット誤り（ｏｆｆ故障、ｏｎ故障）を検出可能である、
ｂ．全ビットのチェックによりＡ／Ｄ変換器の直線性を評価可能である、
(2) 高調波重畳監視の高調波次数の変更
ａ．コンピュータ処理で任意波形または電圧値の信号を生成するＤ／Ａ変換器を搭載したので、将来予見される各種の次数の高調波波形の監視信号を入力可能である、
ｂ．系統に発生する高調波の影響を受けない低周波数の監視が可能である、
ｃ．重畳波形弁別機能に有用な任意の波形の監視信号を発生できる、
(3) アナログ部のＡ／Ｄ変換精度監視（その２）
ａ．自動点検で、チャンネル毎にダイナミックレンジの全領域に亘るアナログ入力の直線性を保証する監視が可能である、
(4) アナログ部の誤差調整方式
ａ．誤差をソフト補正するための基準量に、コンピュータ処理部で設定した既知のＤ／Ａ変換器出力を用い、これを全チャンネルに共通に入力するため、補正定数を得るための調整工程における既知の入力を容易に印加可能であり、しかも補正の自動化も可能である、
といった利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すブロック図。
【図２】実施形態１におけるＤ／Ａ変換器出力によるＡ／Ｄ変換精度監視状況を示す説明図。
【図３】実施形態１におけるＡ／Ｄ変換器の直線性評価を説明するためのグラフ。
【図４】実施形態１におけるビット重みに対応する電圧レベルでの直線性評価を示す説明図。
【図５】実施形態１において１２ビットの直線性をチェックする場合のフロー図。
【図６】実施形態１における監視チャンネルの入力レベルの変更例を示す波形図。
【図７】本発明の実施形態２を示すブロック図。
【図８】実施形態２の系統入力、監視入力及びその合成波の関係を示す波形図。
【図９】本発明の実施形態３（実施形態４）を示すブロック図。
【図１０】実施形態３におけるコンピュータ処理部の監視例を示すフロー図。
【図１１】実施形態４における誤差補正動作のフロー図。
【図１２】ディジタルリレーのアナログ部監視方式の従来例を示すブロック図。
【符号の説明】
１，１´…アナログフィルタ
２…サンプルホールド回路
３…マルチプレクサ
５…Ａ／Ｄ変換器
６…コンピュータ処理部
７…Ｄ／Ａ変換器
８…入力選択回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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