(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ライン線と中立線とを介して給電される交流電圧を整流し、平滑する第１の整流平滑手段と、該第１の整流平滑手段で得られた直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランスの１次巻線に直列に接続されたスイッチング手段と、前記スイッチングトランスの２次巻線の両端にそれぞれ接続される出力線及び出力帰線と、前記出力線と前記出力帰線との間に直流電圧を出力する第２の整流平滑手段と、前記出力帰線とグランド線間に挿入されたインピーダンス手段と、前記出力線の電圧に応じて前記スイッチング手段を制御する制御手段とをさらに備え、
前記スイッチング手段の１次巻線側とは反対側と前記グランド線との間にコンデンサを接続し、
前記１次巻線のスイッチング手段側の端と前記２次巻線の出力帰線側の端との間の位相進み補償用コンデンサは除去されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
ライン線と中立線とを介して給電される交流電圧を整流し、平滑する第１の整流平滑手段と、該第１の整流平滑手段で得られた直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランスの１次巻線に直列に接続されたスイッチング手段と、前記スイッチングトランスの２次巻線の両端にそれぞれ接続される出力線及び出力帰線と、前記出力線と前記出力帰線との間に直流電圧を出力する第２の整流平滑手段と、前記出力帰線とグランド線間に挿入されたインピーダンス手段と、前記出力線の電圧に応じて前記スイッチング手段を制御する制御手段とをさらに備え、
前記第１の整流平滑手段を構成する平滑用コンデンサの前記スイッチング手段側の端と前記グランド線との間にコンデンサを接続し、
前記１次巻線のスイッチング手段側の端と前記２次巻線の出力帰線側の端との間の位相進み補償用コンデンサは除去されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
ライン線と中立線とを介して給電される交流電圧を整流し、平滑する第１の整流平滑手段と、
該第１の整流平滑手段の出力側にスイッチング手段を介して１次巻線が接続されるスイッチングトランスと、
該スイッチングトランスの２次巻線の両端にそれぞれ接続される出力線及び出力帰線と、
前記出力線と前記出力帰線との間に直流電圧を出力する第２の整流平滑手段と、
前記出力線の電圧に応じて前記スイッチング手段を制御し前記第２の整流平滑手段の出力を略一定に制御する制御手段と、
前記出力帰線と前記グランド線との間に接続されたコンデンサと抵抗との並列回路と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記第１の整流平滑手段を構成する平滑用コンデンサの前記スイッチング手段側の端と前記グランド線との間にコンデンサを接続し、
前記１次巻線のスイッチング手段側の端と前記２次巻線の出力帰線側の端との間の位相進み補償用コンデンサは除去されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流電源から所定の直流電圧を得るためのスイッチング電源装置に関し、特にアウトプットリターン線（以下、出力帰線とも記す）をインピーダンス素子を介してグランド線に接続したスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２は従来のスイッチング電源装置の第１の例を示すブロック図であり、商用の交流電源から電力の供給を受けて、所定の直流電圧を出力する直流電圧源の第１の従来例を示す。
図２において、ライン端子１１、中立端子１３間には商用電源である交流１００〜２４０ボルトが印加される。ライン線、グランド線間には同相成分のノイズを除去するＹコンデンサＣ１，Ｃ２が接続される。前記中立線（以下、ニュートラル線とも記す）とグランド線とが通常は外部で接続されている。前記交流電圧はダイオードブリッジ１７で両波整流され、平滑用コンデンサＣ３の正極には、スイッチングトランス１９の１次巻線の一端が接続され、１次巻線の他端はＭＯＳ  ＦＥＴ２１のドレインに接続される。ＭＯＳ  ＦＥＴ２１のソースは平滑用コンデンサＣ３の負極に接続される。前記スイッチングトランス１９の１次巻線と２次巻線とは直流的には完全に分離されている。
【０００３】
スイッチングトランス１９の２次巻線に誘起された交流電圧は整流用ダイオードＤ１と平滑用コンデンサＣ４とにより、整流され、平滑される。平滑用コンデンサＣ４の正極は出力線（以下、アウトプット線とも記す）を介して出力端子２９に接続され、平滑用コンデンサＣ４の負極は電流検出用抵抗器Ｒ０と出力帰線（以下、アウトプットリターン線とも記す）とを介して出力帰線端子３１に接続される。即ち、平滑用コンデンサＣ４の正極は出力線と出力端子（＋Ｏｕｔｐｕｔ端子）２９を介して負荷となる外部装置に接続され、平滑用コンデンサＣ４の負極は出力帰線と出力帰線端子（Ｏｕｔｐｕｔ  Ｒｅｔｕｒｎ端子）３１とを介して負荷となる外部装置に接続される。
【０００４】
出力帰線端子３１はグランド端子１５と直接接続されており、出力帰線３１を基準とした出力端子２９の電圧と抵抗Ｒ０の電圧とが制御手段２３に与えられる。制御手段２３では、所定の電圧と出力端子２９の電圧とが比較され、その差分に応じた信号が光カプラー２５を介してパルス幅変調器２７に与えられる。パルス幅変調器２７では入力された光信号を電気信号に変換し、更にパスル幅変調をしてＭＯＳ  ＦＥＴ２１のゲートに与える。ＭＯＳ  ＦＥＴ２１はゲートに印加された信号に応じてスイッチング動作を行うが、そのスイッチング周波数は例えば１５０ＫＨｚ程度に設定される。
【０００５】
前記したダイオードブリッジ１７と平滑用コンデンサＣ３とにより、第１の整流平滑手段が構成され、整流用ダイオードＤ１と平滑用コンデンサＣ４とにより第２の整流平滑手段が構成されている。
また、前記記したように、出力端子２９の電圧を一定に保つための負帰還ループは、制御手段２３、光カプラー２５、パルス幅変調器２７、ＭＯＳ  ＦＥＴ２１、スイッチングトランス１９、第２の整流平滑手段によって構成される。
さらに、制御手段２３では負荷電流の大きさが抵抗Ｒ０の端子間電圧により検出され、負荷電流値が所定値を超えないように光カプラー２５へ与える信号を制御する。
【０００６】
ところで、図２に示すスイッチング電源装置には一般的に次のような性能が要求される。即ち、出力端子２９の電圧が入力される交流電圧の変動や負荷電流の変動に対して安定していること、後述するグランドループの問題をクリアしていること、例えばＭＰＲ−ＩＩなどの各種の安全規格を満たしていること、オーディオ信号の必要なＳ／Ｎが確保できることなどが要求される。前記ＭＰＲ−ＩＩはスウェーデンの公的機関が制定した、モニタから漏洩する電磁界波の測定方法又はそのガイドライン（規制）である。
【０００７】
図２に示すスイッチング電源装置２０は、前記した複数の要求のうち、ＭＰＲ−ＩＩとオーディオ性能については問題ないが、グランドループの問題があり、且つ出力電圧を略一定に制御する制御ループの安定度が劣るという問題がある。図２に示すスイッチング電源装置２０では、出力電圧を一定に制御する制御ループのループ特性が、該制御ループを構成する各要素による時間遅れ（位相遅れ）のために、振動気味になることが多い。
【０００８】
図７は出力帰線とグランド線を直結した場合のグランドループの問題を説明する図である。即ち、図７に示すＡＣアダプター１は出力帰線とグランド線とが直結されている直流電源であり、電子機器１はＡＣアダプター１の直流電源により駆動される。また、ＡＣアダプター２は同様に出力帰線とグランド線とが直結されている直流電源であり、電子機器２はＡＣアダプター２の直流電源により駆動される。ＡＣアダプター１のグランド線１とＡＣアダプター２のグランド線２とがケーブル３を介して接続されている。前記電子機器１と電子機器２とは破線で示す信号ケーブルを介して接続される。
【０００９】
ところで、グランド線１の電位とグランド線２の電位とは、通常は略一致していることが多いが、ＡＣアダプター１とＡＣアダプター２とが別々のコンセントから給電されている場合等には、必ずしも一致していないことがある。かかる場合には、前記した２つのＡＣアダプタと２つの電子機器とケーブル３で形成されるループに電流が流れることがある。本明細書ではこの問題をグランドグループの問題と記す。
【００１０】
図３は従来のスイッチング電源装置の第２の例を示すブロック図であり、図２に示したスイッチング電源装置２０における出力電圧制御ループの安定度を上げるために、スイッチングトランス１９の１次巻線と２次巻線間に位相補償用のコンデンサＣｐｓを接続したものであり、その他は図２に示すスイッチング電源装置２０と同じであるから、説明を省略する。スイッチング電源装置２０によればコンデンサＣｐｓによる位相進み補償によって、出力電圧制御ループの開ループ特性が変更され、閉ループ特性も振動気味にならない安定な特性に改善される。図３に示すスイッチング電源装置３０によれば、スイッチング電源装置に対する前記した複数の要求のうち、出力電圧制御ループの安定度、ＭＰＲ−ＩＩとオーディオ性能については問題ないが、グランドループの問題は依然として解決されない。
【００１１】
図４に示すスイッチング電源装置４０は、図３に示したスイッチング電源装置３０の問題点を解決するようにしたスイッチング電源装置である。図４のスイッチング電源装置４０と図３のスイッチング電源装置３０との主たる違いは、スイッチング電源装置４０では出力帰線（Ｏｕｔｐｕｔ  Ｒｅｔｕｒｎ線）とグランド線（ＧＮＤ）が直結されずに、抵抗ＲｓとコンデンサＣｓの並列回路からなるインピーダンス手段を介して接続されている点である。
図４において、例えば抵抗Ｒ０は０．５オーム、Ｃｐｓは１０００ｐＦであり、抵抗Ｒｓは１ＭΩ、コンデンサＣｓは０．１μＦである。また、Ｃ１＝Ｃ２＝３３００ｐＦである。
【００１２】
しかしながら、この対策をもってしても、ＭＰＲ−ＩＩとオーディオ性能についての改善は十分ではない。以下、この点について述べる。
図６は図３のＢ点の電圧ＶＢを示す図であり、平滑用コンデンサＣ３の負極側端子とグランド線との間の電圧を示す。この例は中立線（Ｎｅｕｔｒａｌ線）の平均電位とグランド線の電位とが等しい場合の例であり、負側のピーク値は日本の場合約−１４０ボルトである。この電圧は図に示すようにライン端子１１とニュートラル端子１３間に給電される交流電圧のうちの半波だけの電圧波形であり、この電圧をＶＢとする。
電圧ＶＢはＭＯＳ  ＦＥＴ２１、Ｃｐｓ、Ｒ０を介して出力帰線端子３１に与えられ、同相ノイズ電圧となる。前記同相ノイズ電圧はグランド線と出力帰線端子３１との間の電圧であり、これをＶＲｓとすると、概略ＶＲｓ＝ＶＢ×Ｃｐｓ／Ｃｓとなる。
【００１３】
スイッチング電源装置４０の負荷となる例えばモニタ装置から出る漏洩電界を少なくするためには、或いはスイッチング電源装置４０の負荷となるオーディオ装置のバックグラウンドノイズを小さくするためには、前記したコモンモードノイズ（同相ノイズ）ＶＲｓを小さくする必要がある。そして、前記した式から明らかなように、抵抗Ｒｓの端子間に現れる同相ノイズ電圧ＶＲｓを小さくするためには、コンデンサＣｓを大きくする必要がある。
【００１４】
しかしながらコンデンサＣｓはスイッチング電源装置４０の耐圧テストに耐えるために、特に高耐圧のコンデンサでなければならず、例えば１００ボルト〜２００ボルト程度の耐圧のコンデンサを使用する必要がある。したがって、コンデンサの容量を大きくすればその分物理的な形状が大きくなるという問題がある。さらにコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃｐｓも高耐圧のコンデンサである必要がある。このため、コンデンサＣｓの値はむやみに大きくすることが出来ず、０．１μＦ程度に設定されるが、結果的に出力帰線端子３１とグランド端子１５間に比較的大きな同相ノイズ電圧が重畳されることになり、この電圧が原因でグランド線やシャーシにノイズ電流が流れることにより、ノイズを外部に放射したり、オーディオ装置にノイズを与えてＳ／Ｎを劣化させたりすることになる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
図５は従来のスイッチング電源装置の問題点を比較するための図であり、前記した従来のスイッチング電源装置の第１の例、第２の例、第３の例について、性能の比較をするために示す図である。
前記したように、図２に示すスイッチング電源装置２０を改善した図３の電源装置でも図４の電源装置でも、出力電圧制御ループの安定度の問題と、グランドループの問題と、ＭＰＲ−ＩＩ＆オーディオ性能との全てにわたって解決することは出来なかった。
【００１６】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧制御ループの安定度の問題と、グランドループの問題と、ＭＰＲ−ＩＩ＆オーディオ性能の問題とを共に解決したスイッチング電源装置を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は前記課題を解決するために、次のように構成されている。
すなわち、第１の発明のスイッチング電源装置は、ライン線と中立線とを介して給電される交流電圧を整流し、平滑する第１の整流平滑手段と、該第１の整流平滑手段で得られた直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチングトランスの１次巻線に直列に接続されたスイッチング手段と、前記スイッチングトランスの２次巻線に接続され、出力線と出力帰線間に直流電圧を出力する第２の整流平滑手段と、前記出力帰線とグランド線間に挿入されたインピーダンス手段と、前記出力線の電圧に応じて前記スイッチング手段を制御する制御手段とをさらに備え、前記スイッチングトランスの１次巻線の一端と前記グランド線との間にコンデンサを接続するようにしたスイッチング電源装置である。
【００１８】
第２の発明のスイッチング電源装置は、ライン線と中立線とを介して給電される交流電圧を整流し平滑する第１の整流平滑手段と、該第１の整流平滑手段で得られた直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチングトランスの１次巻線に直列に接続されたスイッチング手段と、前記スイッチングトランスの２次巻線に接続され、出力線と出力帰線間に直流電圧を出力する第２の整流平滑手段と、前記出力帰線とグランド線間に挿入されたインピーダンス手段と、前記出力線の電圧に応じて前記スイッチング手段を制御する制御手段とをさらに備え、前記第１の整流平滑手段を構成する平滑用コンデンサの一端と前記グランド線との間にコンデンサを接続するようにしたスイッチング電源装置である。
【００１９】
第３の発明のスイッチング電源装置は、ライン線と中立線とを介して給電される交流電圧を整流し、平滑する第１の整流平滑手段と、該第１の整流平滑手段の出力側にスイッチング手段を介して接続されるスイッチングトランスと、該スイッチングトランスの２次巻線に接続される第２の整流平滑手段と、該第２の整流平滑手段で得られる電圧を負荷側へ与える出力線及び出力帰線と、前記出力線の電圧に応じて前記スイッチング手段を制御し前記第２の整流平滑手段の出力を略一定に制御する制御手段と、前記出力帰線と前記グランド線との間に接続されたコンデンサと抵抗との並列回路と、を備えるスイッチング電源装置であって、前記第１の整流平滑手段を構成する平滑用コンデンサの一端と前記グランド線との間にコンデンサを接続するようにしたスイッチング電源装置である。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明のスイッチング電源装置は、商用電源の交流電圧を整流、平滑する第１の整流平滑手段とスイッチングトランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータとにより、一定の直流電圧を出力する直流電圧源を構成するようにしたものであって、アウトプットリターン線（出力帰線）とグランド線とを直結せずに、抵抗ＲｓとコンデンサＣｓとの並列回路からなるインピーダンス手段を介して接続し、スイッチングトランスの１次巻線−２次巻線間にコンデンサを接続せずに、スイッチングトランス１９の１次巻線の一端とグランド線との間にコンデンサを接続することにより、出力電圧制御ループの開ループ特性を補正し、閉ループ特性を安定化させたものである。
【００２１】
以下、本発明の実施例について図と共に説明する。図１は本発明スイッチング電源装置の実施例を示すブロック図である。図１と図４とで、構成と作用が同一の要素には同一の符号を付し、その説明を省略することがある。図１に示すスイッチング電源装置１０と図４に示すスイッチング電源装置４０との主たる違いは、スイッチング電源装置１０ではスイッチングトランス１９の１次巻線、２次巻線間に接続されていたＣｐｓがなく、平滑用コンデンサＣ３の陰極とグランド線との間にコンデンサＣｐが接続されている点である。
【００２２】
図１に示すスイッチング電源装置１０は、ライン線と中立線とを介して給電される交流電圧を整流し、平滑する第１の整流平滑手段と、該第１の整流平滑手段で得られた直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えるスイッチング電源装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランス１９と、該スイッチングトランス１９の１次巻線に直列に接続されたスイッチング手段２１と、前記スイッチングトランス１９の２次巻線に接続され、出力線と出力帰線間に直流電圧を出力する第２の整流平滑手段と、該第２の整流平滑手段の出力を他の機器に与えるための出力線及び出力帰線と、該出力帰線とグランド線間に挿入されたインピーダンス手段と、前記出力線の電圧に応じて前記スイッチング手段２１を制御する制御手段２３とを備える。
【００２３】
前記第１の整流平滑手段はダイオードブリッジ１７と平滑用コンデンサＣ３とで構成され、前記第２の整流平滑手段は整流用ダイオードＤ１と平滑用コンデンサＣ４とで構成される。前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記した構成の他に、制御手段２３、光カプラー２５、パルス幅変調器２７などを備える。また、前記第１の整流平滑手段を構成する平滑用コンデンサＣ３の一端とグランド線との間にコンデンサＣｐが接続される。
【００２４】
以下、スイッチング電源装置１０について詳細に説明する。
図１において、ライン端子１１、中立端子１３間には商用電源である交流１００ボルト〜２４０ボルトが印加される。ライン線とグランド線間、中立線とグランド線間には同相成分のノイズを除去するＹコンデンサＣ１，Ｃ２が夫々接続される。第１の整流平滑手段はダイオードブリッジ１７と平滑用コンデンサＣ３とで構成され、前記交流電圧は前記第１の整流平滑手段で直流電圧に変換される。ＭＯＳ  ＦＥＴ２１とスイッチングトランス１９の直列回路が、平滑用コンデンサＣ３の端子間に接続される。平滑用コンデンサＣ３の負極とグランド線との間には、コンデンサＣｐが接続される。スイッチングトランス１９の１次巻線側と２次巻線側とは、磁気、或いは浮遊容量により結合されるが、直流的には図に示す点線の位置を境にして完全に分離されている。
【００２５】
スイッチングトランス１９の１次巻線と２次巻線との間には、浮遊容量が存在するものの、位相補償用の外付けコンデンサは設けられていない。また、スイッチング電源装置１０では出力帰線（Ｏｕｔｐｕｔ  Ｒｅｔｕｒｎ線）とグランド線（ＧＮＤ）とが、抵抗ＲｓとコンデンサＣｓとの並列回路を介して接続されている。図１において、例えば抵抗Ｒ０は０．５オーム、Ｃｐは１０００ｐＦであり、抵抗Ｒｓは１ＭΩ、コンデンサＣｓは０．１μＦである。また、Ｃ１＝Ｃ２＝３３００ｐＦである。
【００２６】
図１に示すスイッチング電源装置１０によれば、平滑用コンデンサＣ３の負極とグランド線との間にコンデンサＣｐを接続することにより、出力端子２９に出力される出力電圧を制御するための制御ループは、その開ループ特性が変更され、その閉ループ特性は振動的でない安定した特性に改善される。
これにより、前記したようなスイッチング電源装置に対する複数の要求又は問題について、出力電圧（端子２９と端子３１間の電圧）を制御するフィードバックループの安定度の問題も、グランドループの問題も、ＭＰＲ−ＩＩとオーディオ性能についての問題も、共に解決される。
【００２７】
前記したように、出力電圧を制御するフィードバックループの安定度の問題は、位相補償用コンデンサＣｐにより、フィードバックループが安定化される。また、グランドループの問題は抵抗ＲｓとコンデンサＣｓとの並列回路を出力帰線とグランド線との間に設けることで解決される。さらに、ＭＰＲ−ＩＩとオーディオ性能に関しては、スイッチング電源装置４０と比較して、コンデンサＣｐｓが無いために、出力帰線端子３１とグランド線間の同相ノイズ電圧ＶＲｓは、コンデンサＣｓの容量を０．１μＦ程度にした場合には極めて小さなものとなって、問題が解決される。
【００２８】
なお、前記した実施例では、コンデンサＣｐを平滑用コンデンサＣ３の負極とグランド線との間に接続したが、平滑用コンデンサＣ３の正極とグランド線との間に接続しても同様の効果が得られる。また、コンデンサＣｐをＭＯＳ  ＦＥＴ２１のドレインとグランド線との間に接続してもほぼ同様の効果が得られる。即ちコンデンサＣｐは実質的にスイッチングトランス１９の一端とグランド線との間に設けられる。
【００２９】
以上、詳細に説明したように、本発明を適用した実施の形態によれば、商用電源を用いて一定の直流電圧を出力するスイッチング電源装置において、アウトプットリターン線（出力帰線）とグランド線を直結せずに、抵抗ＲｓとコンデンサＣｓの並列回路を介して接続し、スイッチングトランスの１次巻線−２次巻線間にコンデンサを接続せずに、実質的に前記スイッチングトランスの１次巻線の一端とグランド線との間にコンデンサを接続することにより、出力電圧を制御するフィードバックループの安定度の問題も、グランドループの問題も、ＭＰＲ−ＩＩとオーディオ性能の問題も、共に解決することができる。
なお、前記した実施例のスイッチング電源装置１０にモニタ装置を負荷として接続した例では、モニタ装置から放射される電磁界のレベルは１／２以下になり、そのオーディオ装置のＳ／Ｎが１０デシベル改善された。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明スイッチング電源装置の実施例を示すブロック図である。
【図２】従来のスイッチング電源装置の第１の例を示すブロック図である。
【図３】従来のスイッチング電源装置の第２の例を示すブロック図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の第３の例を示すブロック図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の問題点を比較するための図である。
【図６】図３のＢ点の電圧ＶＢを示す図である。
【図７】出力帰線とグランド線とを直結した場合のグランドループの問題を説明する図である。
【符号の説明】
１１    ライン端子
１３    中立端子（ニュートラル端子）
１５    グランド線
１７    ダイオードブリッジ
１９    スイッチングトランス
２１    スイッチング手段（ＭＯＳ  ＦＥＴ）
２３    制御手段
２５    光カプラー
２７    パルス幅変調器
２９    出力端子（アウトプット端子）
３１    出力帰線端子（アウトプットリターン端子）
Ｃ１、Ｃ２    Ｙコンデンサ
Ｃ３、Ｃ４    平滑用コンデンサ
Ｃｐｓ、Ｃｐ、Ｃｓ    コンデンサ
Ｒ０、Ｒｓ    抵抗器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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