(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と直流電源の電力変換器であり交流源から直流源に変換する時は昇圧コンバータとなり直流源から交流源に変換する時は降圧コンバータとして動作する電源用双方向電力変換器と、モータを力行・回生運転するモータ用インバータ変換器と、該電源用双方向電力変換器と該モータ用インバータ変換器の間に設けられ、該電源用双方向電力変換器の出力を該モータ用インバータ変換器に供給する時は降圧コンバータとなり該モータ用インバータ変換器の出力を該電源用双方向電力変換器に供給する時は昇圧コンバータとして切り換えて動作する直流電力変換器を備えた遠心機に於て、前記直流電力変換器に並列にモータ励磁回路を有し、前記モータの運転状態に対応じて前記電源用双方向電力変換器と前記モータ用インバータ変換器と前記直流電力変換器及び該モータ励磁回路の動作を制御する制御装置を設けたことを特徴とする遠心機。
【請求項２】
前記制御装置が前記モータ励磁回路により、前記モータが回生動作を開始するために必要な初期の励磁エネルギを前記電源用双方向電力変換器の還流整流ブリッジから得られるように制御することを特徴とする請求項１記載の遠心機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、遠心分離用ロータを回転駆動するモータの制御装置に係り、モータのあらゆる運転状態に対して交流電源を通過する電流の高調波成分を抑制した制御装置に於て、特にモータの回生動作の安定性向上に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の遠心分離用ロータを駆動するモータの制御装置では、本件出願人が出願した特願平０６−０５５８７４号のように、モータのあらゆる運転状態に於て交流電源を通過する電流の高調波成分を抑制し、電流波形歪み、力率の改善のため交流電源に系統連係し、電源を通過する電流の高調波成分の含有量が低下するように動作し交流源から直流源に順変換する時は昇圧コンバータとなり、一方直流源から交流源に逆変換する時は降圧コンバータとして動作する電源用双方向電力変換器と、直流源に対し電力を入出力する、モータを力行・回生運転するモータ用インバータ変換器を備え、上記電源用双方向電力変換器と上記モータ用インバータ変換器の間に、電源用双方向電力変換器の出力をモータ用インバータ変換器に供給する時は降圧コンバータとなり、逆にモータ用インバータ変換器の出力を電源用双方向電力変換器に供給する時は昇圧コンバータとして切り換えて動作する直流電力変換器と、これら３つの変換器を制御する制御装置を設けていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
かかる従来のこの種のモータの制御装置を設けた遠心機に於ては、モータの運転状態をそれまでのカ行状態から回生状態に切り換え回生動作を行なわせる場合、上記電源用双方向電動変換器は降圧コンバータとして動作させ、一方上記直流電力変換器は昇圧コンバータとして動作させ上記モータ用インバータ変換器によるモータの回生動作によって生じる直流回生電力を交流源に戻す態勢を整えるが、モータが回生動作を開始するために必要な初期の励磁エネルギが不十分なため上記モータ用インバータ変換器がモータに負のすべりを付与しても回生動作が開始できないという現象が発生し、安定した回生動作が得られないという問題があった。
【０００４】
本発明は、上記した従来技術の欠点に鑑みなされたものであり、その目的は、この種の制御装置に於て、モータの回生動作を安定させたモータの制御装置を設けた遠心機を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、交流電源と直流電源の電力変換器であり交流源から直流源に変換する時は昇圧コンバータとなり直流源から交流源に変換する時は降圧コンバータとして動作する電源用双方向電力変換器と、モータを力行・回生運転するモータ用インバータ変換器と、該電源用双方向電力変換器と該モータ用インバータ変換器の間に設けられ、該電源用双方向電力変換器の出力を該モータ用インバータ変換器に供給する時は降圧コンバータとなり該モータ用インバータ変換器の出力を該電源用双方向電力変換器に供給する時は昇圧コンバータとして切り換えて動作する直流電力変換器を備えた遠心機に於て、前記直流電力変換器に並列にモータ励磁回路を有し、前記モータの運転状態に対応じて前記電源用双方向電力変換器と前記モータ用インバータ変換器と前記直流電力変換器及び該モータ励磁回路の動作を制御する制御装置を設けた遠心機によって達成される。
【０００６】
さらに、前記制御装置が前記モータ励磁回路により、前記モータが回生動作を開始するために必要な初期の励磁エネルギを前記電源用双方向電力変換器の還流整流ブリッジから得られるように制御することによって達成される。
【０００７】
【作用】
上記のように構成されたモータの制御装置を設けた遠心機は、モータの運転状態をそれまでのカ行状態から回生状態に切り換え回生動作を行なわせる場合、上記電源用双方向電力変換器は降圧コンバータとして動作させ、一方上記直流電力変換器は昇圧コンバータとして動作させ上記モータ用インバータ変換器によるモータの回生動作によって生じる直流回生電力を交流源に戻す態勢を整え、この時モータ励磁回路を動作させモータが回生動作を開始するために必要な初期の励磁エネルギをモータに与えるように動作する。
【０００８】
また上記のように構成されたモータの制御装置を設けた遠心機は、同様にしてモータ運転状態をそれまでのカ行状態から回生状態に切り換え回生動作を行なわせる場合、上記電源用双方向電力変換器は降圧コンバータとして動作させ、一方上記直流電力変換器は常時昇圧コンバータ、降圧コンバータとして動作しているため、上記モータ用インバータ変換器がモータの回生動作態勢に入ると、モータが回生動作を開始するために必要な初期の励磁エネルギは上記の直流電力変換器の降圧コンバータとしての動作により与えられ、モータが回生動作を始めると上記の直流電力変換器の昇圧コンバータとしての動作によりモータから回生された電力は上記電源用双方向電力変換器を介して交流源に戻されるように動作する。
【０００９】
【実施例】
本発明の具体的実施例を図面に基づき以下詳細に説明する。
【００１０】
本発明の具体的実施例となる図１に示すブロック図に於て、２１は交流電源、２２は交流側はリアクトル２３を介して交流電源２１に接続され、直流側は平滑用コンデンサ２４に接続される環流整流回路に、該環流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列にトランジスタ、ｉＧＢＴ、ＦＥＴ、ＧＴＯ等の電力スイッチング素子を接続した電源用双方向電力変換器であり、２６は交流側は誘導モータ等の遠心分離用ロータ２７を駆動するモータ２８に接続され、直流側は平滑用コンデンサ２０に接続される環流整流回路に該環流整流回路を構成する夫々の整流素子に電源用双方向電力変換器２２と同様の種類のスイッチング素子を接続したモータ用インバータ変換器であり、１９は平滑用コンデンサ２４と２０の間の双方向の直流電力の電圧変換を行なう直流電力変換器であり平滑用コンデンサ２４の陽極性ライン２４ａと陰極性ライン２４ｂに互いに直列に接続され夫々環流整流器を持つ電源用双方向電力変換器２２と同様の種類のスイッチング素子から成るスイッチング素子を並列に接続し、その直列接続の接続点と平滑用コンデンサ２０の陽極性ライン２０ａの間にはチョークコイル１８が設けられており２５は平滑用コンデンサ２４と２０の間に直流電力変換器１９に並列に設けられたモータ励磁回路である。
【００１１】
モータ用インバータ変換器２６の６コのスイッチング素子、２６Ｕ、２６Ｖ、２６Ｗ、２６Ｘ、２６Ｙ、２６ＺのＰＷＭインバータコントロールに於て、２９は上記スイッチング素子のオン・オフのパルスパターンを記憶しているＲＯＭであり、ＲＯＭ２９のデータ出力ラインのデータの「１」、「０」の論理値がパルスパターンとなっており、これらのデータはそのアドレスラインに接続されたカウンタ３０の出力により逐次読み出され、カウンタ３０のクロックは、ＰＬＬパルスジェネレ−タ３１のクロック出力により印加されるようになっており、タイマＬＳＩ３２によりＰＬＬパルスジェネレータ３１のクロック出力周波数が制御される。３３はＲＯＭ２９から読み出されるデータの時間不揃いを防止し同期をかけるラッチであり、３４はラッチ３３の出力論理に対応してフォトカプラ３５をドライブするゲート・ドライバであり、フォトカプラの信号出力によりモータ用双方向電力変換器２６の６コのスイッチング素子のオン・オフが制御される。
【００１２】
電源用双方向電力変換器２２の４コのスイッチング素子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｘ、２２Ｙのコントロールに於て、３６は例えば富士電機（株）製ＦＡ５３３１のような力率改善制御用ＩＣであり、このＩＣのパルスは幅制御出力は、パターン切換器３７を介してゲート・ドライバ３８で増幅されフォトカプラ３９をドライブする。フォトカプラ３９の信号出力により、電源用双方向電力変換器２２の４コのスイッチング素子のオン・オフが制御される。力率改善制御用ＩＣ３６は、電源用双方向電力変換器２２がリアクトル２３と協同して交流電源２１の電圧波形に相似な高調波電流含有量が低い電流でモータ２８がカ行中に平滑用コンデンサ２４を一定の電圧に充電する昇圧コンバータとなる順方向運転及び、モータ２８が回生中に平滑用コンデンサ２４の充電電荷を放電し一定の電圧に保つ降圧コンバータとなる逆方向運転を行なう。そのため、絶縁トランス等によるＶセンサ４０により電源電圧波形が、ホールカレントセンサ等によるＩセンサ４１により電源電流波形が、フォトカプラ等で絶縁されたＶ−Ｆ、Ｆ−Ｖコンバータの組み合わせによるＣＶ１センサ４２による平滑用コンデンサ２４の充電電圧信号がセンサ入力信号として与えられている。４３はアナログスイッチであり、電源用双方向電力変換器２２の上記の順方向運転、逆方向運転が力率改善制御用ｉＣの同一の制御作用により行なえるようｉセンサ４１の信号出力は減衰器４４により信号の大きさを切換選択し、ＣＶ１センサ４２の信号出力は差動増幅器４５により基準電圧源４６を基準にした引算信号との切換選択ができるようにするために設けられており、Ｉ／Ｏ  ＬＳＩ４７の信号出力によりパターン切換器３７と連動して切換が行なわれる。
【００１３】
４８は交流電源２１の正・負のサイクル状態を検出し論理信号をパターン切換器３７に出力する電源の正・負サイクル検出器であり、５１はその信号出力をタイマＬＳＩ３２に出力するＰＬＬパルスジェネレータ３１等の基準クロック源となる発振器である。
【００１４】
直流電力変換器１９の２コのスイッチング素子１９Ａ、１９Ｂのコントロールに於て、１７はスイッチング素子１９Ｂのオン・オフを制御する昇圧コンバータＩＣ、１６はスイッチング素子１９Ａのオン・オフを制御する降圧コンバータＩＣであり、一例として昇圧コンバータＩＣ１７、降圧コンバータＩＣ１６は共に日立製のＨＡ１７５２４、日本電気（株）製のμｐｃ４９４等の周知のＤＣ−ＤＣコンバータ用ＩＣを用いる例を示しており、１５はＣＶ１センサ４２と同様の手段により平滑用コンデンサ２０の充電電圧を計測するＣＶ２センサであり、ＣＶ１センサ４２、ＣＶ２センサ１５の信号出力は夫々昇圧コンバータＩＣ１７及び降圧コンバータＩＣ１６に直流電圧制御用フィードバック信号として入力されると共にＤ−Ａ変換、Ａ−Ｄ変換機能を有するＤ−Ａ／Ａ−Ｄ  ＬＳＩ４９のＡ−Ｄ変換端子に入力され、一方、このＬＳＩ４９のＤ−Ａ変換端子からは夫々昇圧コンバータＩＣ１７、降圧コンバータＩＣ１６に直流電圧制御用基準信号として出力され、遠心機制御用ＣＰＵ５５から昇圧コンバータＩＣ１７、降圧コンバータＩＣ１６を介して平滑用コンデンサ２４の昇圧制御、平滑用コンデンサ２０の降圧制御が行なえるようになっている。昇圧コンバータＩＣ１７、降圧コンバータＩＣ１６のパルス幅制御出力は昇降圧切換器５０に出力され、ここで昇圧、降圧動作を選択し、ゲート・ドライバ１４に送られフォトカプラ１３の信号出力により、２コのスイッチング素子１９Ａ、１９Ｂが選択されオン・オフが制御され、平滑用コンデンサ２４の直流電圧を降圧し平滑用コンデンサ２０に充電する場合は、スイッチング素子１９Ａが動作し、平滑用コンデンサ２０の直流電圧を昇圧し平滑用コンデンサ２４に充電する場合はスイッチング素子１９Ｂが動作する。
【００１５】
モータ励磁回路２５に於て、図２を参照しながら説明すると１２はモータ励磁回路内のＩＧＢＴ、ＧＴＯ、トランジスタ等のスイッチング素子６０のオン・オフを制御するフォトカプラであり、１１はフォトカプラ１２を駆動するゲート・ドライバであり、スイッチング素子６０にはインピーダンス調節用の抵抗器６１及び逆流を防止するダイオード６２が直列に接続される。
【００１６】
ゲート・ドライバ１１は遠心機制御用ＣＰＵ５５によってＩ／Ｏ  ＬＳＩ４７を介して制御され、図１と同一の機能の部分には同一の番号が符してある。
【００１７】
電源コントロール回路５２は、ゲート・ドライバ３４、３８、１４にドライブ電力を供給する回路であり、モータ用インバータ変換器２６、直流電力変換器１９、電源用双方向電力変換器２２を構成するスイッチング素子の過電流、アーム短絡等の異常発生時、或いは交流電源２１の電源投入後制御装置全体の動作準備が完了するまで、またその他運転中のコントロール状態の切換時に上記変換器を構成するスイッチング素子にオン記号が加えられるのを防止するために設けてある。５３はロータ２７の回転を検知する回転センサ、５４はロータ２７の回転数を計測するためのカウンタ回路であり、遠心機制御用ＣＰＵ５５によりタイマＬＳＩ３２、Ｉ／ＯＬＳＩ４７、Ｄ−Ａ／Ａ−Ｄ  ＬＳＩ４９、カウンタ回路５４が制御される。モータ用インバータ変換器２６、直流電力変換器１９、電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子のオン・オフ制御を行なう制御装置を１で示す。
【００１８】
なお、上述の如く、Ｖセンサ４０、Ｉセンサ４１、ＣＶ１センサ４２、ＣＶ２センサ１５、フォトカプラ３５、３９、１３、１２の信号アイソレーション手段により、電力回路となるモータ用インバータ変換器２６、直流電力変換器１９、電源用双方向電力変換器２２及びモータ励磁回路２５と信号回路となる制御手段１の間には基準電位の絶縁が図られており、上記変換器内のスイッチング素子の高速スイッチング動作に伴い発生するノイズにより制御装置１が誤動作等の影響を受けるのを防止している。
【００１９】
上記のように構成された本発明の動作について、モータ励磁回路２５以外の部分については本件出願人が出願した特願平０６−０５５８７４号とほぼ同様であり、図３は本発明になる遠心機用モータの制御装置に好適な遠心分離用ロータ２７の回転数すなわちモータ２８の回転数Ｎ、モータ用インバータ変換器２６のモータ２８に出力する周波数ｆ及びモータ２８に出力する電圧ＶＭの時間経過をモードＩ、ＩＩ、ＩＩＩ、ＩＶ、Ｖに分けて表したグラフであり、図３を参照しながら以下説明する。モードＩは、ロータ２７を静止状態から最高回転数まで加速する過程であり、この加速に対応するため遠心機制御用ＣＰＵ５５がＩ／Ｏ  ＬＳＩ４７、Ｄ−Ａ／Ａ−Ｄ  ＬＳＩ４９、タイマＬＳＩ３２を制御し電源用双方向電力変換器２２の順方向運転により交流電源２１の電源電圧を昇圧した電圧で充電される平滑用コンデンサ２４の充電電圧を直流電力変換器１９の降圧コンバータ作用により電圧を下げ平滑用コンデンサ２０にモータ２８に印加される電圧ＶＭに比例する電圧として充電し、一方モータ用インバータ変換器２６はプラス滑り周波数制御を行ない、これらの組み合わせによりモータの回転数の上昇に対応して制御するｖ／ｆ制御を行なう。また、回転数Ｎの上昇によりモータ２８に印加される電圧ＶＭがモータ２８の定格電圧に達すると、ｆは増加するからＶＭは一定値を待つ。なお、この場合、電源用双方向電力変換器２２は力率改善制御用ＩＣ３６の動作及びＶセンサ４０、Ｉセンサ４１、ＣＶ１センサ４２の信号入力により、電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子２２Ｘ、２２Ｙが力率改善制御用ＩＣ３６により、オン・オフ制御され、交流電源２１に系統連係し交流電源２１の電圧波形に相似な高調波電流成分の含有量が低下するように電流が流れる昇圧コンバータとして動作し、直流電力変換器１９の降圧コンバータ動作は、遠心機制御用ＣＰＵ５５がＤ−Ａ／Ａ−Ｄ  ＬＳＩ４９を介して降圧コンバータＩＣ１６に基準電圧を出力し、これがＣＶ２センサ１５のフィードバック電圧に等しくなるように降圧コンバータＩＣ１６が動作しスイッチング素子１９Ａがオン・オフ動作することによりモータ２８に印加される電圧ＶＭが調節される。モードＩＩは、ロータ２７を最高回転数に維持する過程でありモードＩと同様電源用双方向電力変換器２２は昇圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２４は一定の電圧に充電され、直流電圧変換器１９は降圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２０を平滑用コンデンサ２４よりも低い一定の電圧に制御され、モータ２８の電圧がＶＭＯに保たれる。そして、モータ２８の回転数を目標整定回転数に一定に維持する制御方法は、目標回転数と回転センサ５３とカウンタ５４から得られるロータ２７すなわちモータ２８の回転数の差を遠心機制御用ＣＰＵ５５がＰＩＤ演算し、その結果からモータ用インバータ変換器２６がモータ２８に印加すべき周波数ｆを決定し、タイマＬＳＩ３２に指令出力し、ＰＬＬパリスジェネレータ３１から所定の周波数信号をカウンタ３０に出力することによりなされる。
【００２０】
本発明の要点となるモードＩＩＩ及びモードＩＶでは、回生制動によりロータ２７すなわちモータ２８を急速に減速する過程であり、電源用双方向電力変換器２２は交流電源２１に系統連係し、交流電源２１の電圧波形に相似な電流が交流電源２１に戻るように力率改善制御用ＩＣ３６が電力スイッチング素子２２Ｕ、２２Ｖをオン・オフ動作させて降圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２４の充電電圧の上昇を抑え一定の電圧に維持する逆方向運転を行ない、モータ用インバータ変換器２６はマイナス滑り周波数制御及びｖ／ｆ制御によりロータ２７、モータ２８の回転によるエネルギを電気エネルギに回生して変換し、平滑用コンデンサ２０を充電し、直流電力変換器１９は昇圧コンバータＩＣ１７の制御により電力スイッチング素子１９Ｂをオン・オフ動作させて昇圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２０の電圧を昇圧し平滑用コンデンサ２４に充電する。
【００２１】
この時直流電力変換器１９が昇圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２４を充電維持する電圧は、電源用双方向電力変換器２２が降圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２４の充電電圧の上昇を抑え一定の電圧に維持する電圧よりも若干高く設定しておく。
【００２２】
モードＩＩＩに於いて、電源用双方向電力変換器２２が逆方向運転、直流電力変換器１９が昇圧コンバータとして動作を開始すると、モータ用インバータ変換器２６がマイナス滑り制御を行なっても平滑用コンデンサ２０に蓄えられているエネルギが小さいためモータ２８の励磁が不十分となり回生動作は開始されない。そのため、遠心機制御用ＣＰＵ５５はモータ励磁回路２５を動作させ、Ｉ／Ｏ  ＬＳＩ４７に指令を出力し、ゲート・ドライバ１１、フォトカプラ１２を介してスイッチング素子６０をオンさせダイオード６２、抵抗器６１を通して平滑用コンデンサ２４から平滑用コンデンサ２０を充電しモータ２８の励磁電流を作る。この時平滑用コンデンサ２４の充電動作は、電源用双方向電力変換器２２を構成する電力スイッチング素子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｘ、２２Ｙに夫々並列に内蔵して接続されている環境整流ダイオードブリッジによって行われる。
【００２３】
モータ２８による回生制動が開始されると、モータ２８の電圧がＶＭ１からＶＭ２に上昇し、ここからモードＩＶに移行し、この時遠心機制御用ＣＰＵ５５はスイッチング素子６０をオフし、モータ励磁回路２５の動作を停止し、一方モータ用インバータ変換器２６はマイナス滑り制御を行なうことによりロータ２７、モータ２８の回転に伴なう機械的エネルギは電気的エネルギに変換され電力として交流電源２１から出力されていき、それによりモータ２８の回転数も急速に下降する。なお、このモードＩＶに於いて、モータ２８の電圧ＶＭを高く維持するために、ＲＯＭ２９の出力パターンをＩ／Ｏ  ＬＳＩ４７の出力により切り換えモータ用インバータ変換器２６のＰＷＭ制御のパルス幅を狭く搾ってもよい。モードＩＶの終わりの部分ではモータ２８の回転数が低下し回生制動が保てなくなりそれに従ってモータ２８の電圧ＶＭが低下する状態を示し、この時点でモードＩＶからモードＶに移行する。
【００２４】
モードＶでは、これまでの回生制動から直流制動に換えてモータ２８を減速する過程を示し、これに伴い遠心機制御用ＣＰＵ５５の制御動作により電源用双方向電力変換器２２は逆方向運転から順方向運転に運転モードを切り換え、また同時に直流電力変換器１９も昇圧コンバータ動作から降圧コンバータ動作に切り換わり、一方モータ用インバータ変換器２６は一例として電力スイッチング素子２６Ｖ、２６Ｘ、２６Ｚがオンその他がオフと逆に２６Ｕ、２６Ｗ、２６Ｙがオンその他がオフとなる２つのパターンを切り換えることによりモータ２８に直流制動電流を流し、このモードに於いては図３のｆの意味は滑り周波数ではなく、切り換え周波数を示し、モータ２８の回転数Ｎの低下に従って平滑用コンデンサ２０の電圧も下降させ、その意味でモータ２８への印加電圧ＶＭも低下させながらモータ２８の回転を停止させる。
【００２５】
上記のようなモータ用インバータ変換器２６のモータ２８への励磁パターンの切り換えは、Ｉ／Ｏ  ＬＳＩ４７の制御出力ラインにより、ＲＯＭ２９のカウンタ３０によりサイクリックに読み出されるアドレスブロックを切り換えることによりなされる。
【００２６】
本発明のその他の実施例を示す図４に於いて、図１と同一の機能の部分には同一の符号が付してあり、図１と異なる所は、直流電力変換器１９の内部構成の違いにある。上記図１では直流電力変換器１９は降圧コンバータとして動作する時は、電力スイッチング素子１９Ａ、チョークコイル１８、平滑用コンデンサ２０及び電力スイッチング素子１９Ｂの環流整流ダイオードが作用し、一方昇圧コンバータとして動作する時は、電力スイッチング素子１９Ｂ、チョークコイル１８、平滑用コンデンサ２４及び電力スイッチング素子１９Ａの環流整流ダイオードが作用するため昇圧コンバータ、降圧コンバータとしての機能を同時に発揮することはできないため、モータ２８の回生動作開始時のモータ２８の励磁のためにモータ励磁回路２５を一時的に動作させモータ２８の回生動作が安定して行なえるようにしていた。
【００２７】
これに対して本実施例の図４では、直流電力変換器１９は昇圧コンバータ、降圧コンバータとしての機能を同時に発揮できるよう独立したチョークコイル５６及び５８、フライバック用ダイオード５７、５９により構成され、降圧コンバータとしての動作は、電力スイッチング素子１９Ａ、チョークコイル５６、平滑用コンデンサ２０、フライバック用ダイオード５７が作用し、一方昇圧コンバータとしての動作は、電力スイッチング素子１９Ｂ、チョークコイル５８、平滑用コンデンサ２４、フライバック用ダイオード５９が作用するため、昇圧コンバータ、降圧コンバータとしての機能を同時に発揮することが可能となっている。図５にその他の実施例図４に対応するモータ２８の回転数Ｎ、モータ用インバータ変換器２６のモータ２８に出力する電圧ＶＭの時間経過を図３と同様に各モードに分けてグラフで表す。
【００２８】
図５に於いて、モードＩ、モードＩＩ及びモードＶは図３のモードＩ、モードＩＩ及びモードＶに夫々対応しており、図５のモードＩＶは図３のモードＩＩＩ及びモードＩＶに対応している。
【００２９】
図５のモードＩＶは、回生制動によりロータ２７すなわちモータ２８を急速に減速する過程であり、電源用双方向電力変換器２２は逆方向運転を行ない交流電源２１の電圧波形に相似な電流が交流電源２１に戻るように降圧コンバータとして動作するのは図３の場合と同様であるが、直流電力変換器１９は昇圧コンバータ、降圧コンバータの両方の機能が同時に作用しており、モータ用インバータ変換器２６がマイナス滑り制御を行なうと、モータ２８が回生動作を開始するための励磁エネルギは直流電力変換器１９の降圧コンバータ機能により補給され、比較的短い時間の内に回生動作が開始され、回生された電力は直流電力変換器１９の昇圧コンバータ機能により昇圧されて平滑用コンデンサ２４を高い電圧に充電し、電源用双方向電力変換器２２により交流電源２１に戻される。なお、上記の電源用双方向電力変換器２２の逆方向運転中の直流電力変換器１９が降圧コンバータとして作用する場合の交流電源２１からの電力の供給は、図３のモードＩＩＩの場合と同様であり、電源用双方向電力変換器２２を構成する電力スイッチング素子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｘ、２２Ｙに夫々並列に内蔵して接続せれている環流整流ダイオードブリッジによって行なわれる。
【００３０】
【発明の効果】
本発明によれば、直流電力変換器に並列にモータの励磁回路を接続し、モータが回生動作を開始するために必要な初期の励磁エネルギを電源用双方向電力変換器の環流整流ブリッジから得られるようにしたので、この種の遠心機用モータ制御装置に於いて安定したモータの回生運転動作を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明になる遠心機用制御装置のブロック図を示したものである。
【図２】図１のモータ励磁回路の詳細を示した回路図である。
【図３】本発明になるモータの運転状態の時間経過を示したグラフである。
【図４】本発明の他の実施例になる遠心機用制御装置のブロック図を示したものである。
【図５】本発明の他の実施例になるモータの運転状態の時間経過を示したグラフである。
【符号の説明】
１は制御装置、１９は直流電力変換器、２１は交流電源、２２は電源用双方向電力変換器、２５はモータ励磁回路、２６はモータ用インバータ変換器である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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