(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を三相交流電圧に変換するインバ−タ部と、交流電圧および交流電流を制御するための演算を行う電圧制御部、電流制御部から構成される電圧電流制御部および該電圧電流制御部出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部を少なくとも具備する制御部とを備え、該ＰＷＭ発生部出力を前記インバ−タ部に与えることにより交流電圧および交流電流の制御を行うインバ−タ制御装置において、前記三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の二相の正弦波に加減算した第１のバイアス波形を得るバイアス手段を設け、該バイアス波形と前記電圧電流制御部出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしたことを特徴とするインバ−タ制御装置。
【請求項２】
前記第１のバイアス波形に代え、前記三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の二相の正弦波に加減算した波形に対して交流電圧または直流電圧もしくは交流電圧および直流電圧の双方に応じた係数が乗算された第２のバイアス波形とした請求項１記載のインバ−タ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源よりまたは交流電源より得られた直流電圧より三相交流電圧を負荷に供給するインバ−タに係わり、特にその制御部の変調方式が改善されたインバ−タ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電動機駆動装置あるいは無停電電源装置（いわゆるＵＰＳ）等の電力変換装置は、交流電源電圧からコンバ−タにより直流電圧を得、再度、インバ−タにより所望の周波数の交流電圧に変換して、負荷に電力を供給している。
この際、出力される交流電圧は、極力歪の少ない波形が望ましい。
電動機駆動装置では、高調波は逆トルクを発生したり，トルクリップルの原因になるなど、好ましくない。
出力電圧波形が正弦波であることを望まれるＵＰＳでは、インバ−タに高調波歪が含まれることは、フィルタ回路の責務を増大させることになって装置の小型化を阻害する。
また、ＵＰＳでは商用電源停電時の直流電源として蓄電池が使用されている。その蓄電池を有効に使用するためには、均等充電電圧、あるいは浮動充電電圧から終止電圧までの大きな直流電圧の変動に対しても安定した動作は勿論、良質な電力，歪の少ない電圧波形を出力する必要がある。
【０００３】
図５はＵＰＳに適用されたインバ−タ装置の従来例を示し、１は三相の交流電源、２はコンバ−タ部、３はインバ−タ部、４はフィルタ部、５は負荷、６は制御部である。
すなわち、コンバ−タ部２は交流電源１を得て交流−直流変換を行う電力用半導体素子からなるコンバ−タ回路２１，コンバ−タ回路２１に並列接続された蓄電池２２および直流平滑コンデンサ２３より成る。
インバ−タ部３は、ここで制御部６により制御される電力用半導体素子からなるインバ−タ回路３１および電流検出器３２より成る。
フィルタ部４は、出力トランス４１，交流リアクトル４２およびコンデンサ４３からなり、負荷５に電力供給する。
制御部６は、電圧制御部６１および電流制御部６３からなる電圧電流制御部，波形発生部６２，搬送波発生器６４，ＰＷＭ発生部６５およびゲ−ト増幅部６６から構成されている。この動作は、つぎの如くである。
【０００４】
制御部６の電圧制御部６１において、電圧検出回路  ６１２はＵＰＳの三相交流出力電圧の実効値あるいは平均値を検出する。
電圧制御部６１では、加減算器６３と演算増幅器６４により、出力電圧設定器  ６１１出力の電圧と電圧検出回路  ６１２出力との差を演算増幅し、出力電流指令Ｉｏ＊を得て電流制御部６３に出力する。
波形発生部６２内の基準正弦波発生器  ６２１は、三相交流を形成する三つの基準正弦波波形Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを電流制御部６３に出力する。
電流制御部６３においては、掛け算器  ６３１は、三つの基準正弦波波形Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの各々と出力電流指令Ｉｏ＊との乗算を行い、振幅が出力電流指令であって三相交流を形成する各相正弦波波形のインバ−タ電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を発生する。
加減算器  ６３２と演算増幅器  ６３３は、インバ−タ電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と電流検出器３２から得られた各相インバ−タ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの誤差を演算増幅し、インバ−タ電圧指令Ｖｉｕ＊，Ｖｉｖ＊，Ｖｉｗ＊を発生する。
またＰＷＭ発生部６５は、その比較器部分にてインバ−タ電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と搬送波発生器６４からの搬送波ＴＷとを比較し、各相毎のＰＷＭ波形ＰＷｕ，ＰＷｖ，ＰＷｗを出力する。
このＰＷＭ波形がゲ−ト増幅部６６を介してインバ−タ回路３１の各電力用半導体素子に送られ、したがって、ＵＰＳは三相正弦波交流電圧を発生する。
【０００５】
この種のインバ−タ装置において、インバ−タ出力電圧に含まれる高調波には、基準正弦波に基ずく基本波の他、搬送波とその搬送波および基本波に基ずく側帯波が含まれる。
その側帯波は搬送波の周波数に近く高周波であるため、これは比較的小さなフィルタ回路にて除去することができる。
一方、基本波は、インバ−タ電圧指令が正弦波波形であってその波高値が搬送波のピーク値以下の場合、すなわち変調率が１以下の場合には正弦波の大きさに比例して現れる。
しかし、正弦波の波高値が搬送波のピ−ク値を超えた状態、すなわち変調率が１を超えた状態においては、基本波は正弦波の大きさに対して線形には現れず、第３，５，７，９，１１などの低次の高調波が現れる。
そして、これらの低次の高調波を除去するためのフィルタ回路は、大きなものとなる。
また、変調率が１を境にして基本波の現れ方が変化するということは、前述の正弦波に対する出力電圧のゲインが変化することを意味し、制御上も安定した制御を阻害する要因となる。
さらに、変調率が１の付近ではＰＷＭ変調したパルス幅が極めて短くなり、電力用半導体素子やゲート回路の応答がパルス幅に追従できなくなり、インバ−タ装置の出力波形が一定しない状態が生じ、歪の発生の原因となるとともに制御の不安定を誘起する。
【０００６】
このように、変調率が１を超える制御は出力波形に低次の高調波歪が発生する点から、さらには、制御上からも問題が多い。
そして、変調率の上限を１以下に制限すると、直流電圧Ｖｄｃと出力される交流電圧の基本波電圧Ｖａｃとの関係は、つぎのように制限される。
Ｖａｃ＜｛Ｖｄｃ・（３／２）の（１／２）乗｝／２＝０．６１２Ｖｄｃ  ──（１）
したがって、直流電圧が定められると、低次の高調波歪のない正弦波電圧を出力できる範囲も、式（１）に制限される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
かようにして従来技術においては、変調率が１を超えるような動作ではインバ−タ出力に低次の高調波が発生し、あるいは、変調率が１付近ではインバ−タ素子のオンオフ動作が不規則になり、安定した制御を阻害したり，歪を発生するものであった。
また変調率を１以下に制限すると、出力電圧の範囲が狭められる。
【０００８】
しかして本発明の目的とするところは、より低い変調度にてより高い出力電圧が得られ、直流電圧に対してより広い範囲の交流電圧を波形歪や制御の不安定なく得られる格別なインバ−タ制御装置を提供する、ことにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成したものである。すなわち、
第一に、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバ−タ部と、交流電圧および交流電流を制御するための演算を行う電圧電流制御部分および電圧電流制御部分出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部を少なくとも具備する制御部とを備え、ＰＷＭ発生部出力を前記インバ−タ部に与えることにより交流電圧および交流電流の制御を行うインバ−タ制御装置において、三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、リミット動作により減少した分を他の二相の正弦波に加減算した第１のバイアス波形を得るバイアス手段を設け、バイアス波形と電圧電流制御部分出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしてなるるものである。
第二に、前記第１のバイアス波形に代え、三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、リミット動作により減少した分を他の二相の正弦波に加減算した波形に対して交流電圧または直流電圧もしくは交流電圧および直流電圧の双方に応じた係数が乗算された第２のバイアス波形としてなるものである。
第三に、さらには三相正弦波の頭部のリミット値を１未満でかつ０．８６６  （正弦波の電気角６０度の値）以上に設定してなるものである。
【００１０】
かかる解決手段により、三相各相の基準バイアス波形の振幅を正弦波の０．８６６  倍（＝ｓｉｎ  ６０°）に制限することによって、従来技術における制御部の電圧電流制御部分出力に現れていたインバータ電圧指令に比べて、バイアス波形の最大値は約１３％小さく抑えられ、広い範囲の直流電圧，交流出力電圧に対して過変調にならなく制御できる。
よって、ＰＷＭ波形のパルス幅は広くなり、電力用半導体素子やゲ−ト回路の動作も安定し、出力や制御も安定できる。
ここで、三相バイアス波形は頭部が平らな波形であるため、電源電圧の中性点からみた各相の電圧は、頂部が平らな波形となって正弦波とはならないが、三相の相互の差の波形は、従来の電圧電流制御部の出力と同等の正弦波となっているため、線間電圧としては正弦波となって波形の歪率を損なうこともない。
【００１１】
【発明の実施の形態】
具体的には、制御部の波形発生部分に設けられたバイアス手段と、そのバイアス手段出力と制御部の電圧電流制御部分出力の和をとる加減算手段とを、具備して構成したものである。
そのバイアス手段は、三つの基準正弦波に対して正弦波の最大である相の波形をピーク値の０．８６６  倍（＝ｓｉｎ  ６０°）に制限するとともに、最大である相の波形が０．８６６  倍を超えた分を他の二相の基準正弦波形から加減算した基準バイアス波形を得るものである。
これを、実施例図面を参照して、詳細説明する。
【００１２】
図１は本発明によるＵＰＳに適用した場合の一例を図５に類して示したものであって、６’は制御部である。
制御部６’は、電圧制御部６１’，波形発生部６２’，電流制御部６３’，搬送波発生器６４’，ＰＷＭ発生部６５’，ゲ−ト増幅部６６’および加減算器６７’よりなる。
すなわち、図５に示される制御部６に対して、制御部６’は波形発生部６２’部分のバイアス回路６２Ｂ’と加減算器６７’とが加えられて成るものである。
さらには、バイアス回路６２Ｂ’において、  ６２２’は基準バイアス波形発生器、
６２３’はバイアス変調率算出器、  ６２４’は掛け算器である。
【００１３】
バイアス回路６２Ｂ’においては、基準バイアス波形発生器  ６２２’は、基準正弦波発生器  ６２１’出力のの基準正弦波波形Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの入力に後述の処理を加えて、基準バイアス波形Ｓｂｕ，ＳｂＶ，ＳｂＷを発生する。
これを、図２を用いて説明する。
図２は図１の基準正弦波発生器出力と基準バイアス波形発生器出力例を示し、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは基準正弦波発生器  ６２１’出力の基準正弦波波形、Ｓｂｕ，ＳｂＶ，ＳｂＷは基準バイアス波形発生器  ６２２’出力の基準バイアス波形、Ｔｅは期間である。
すなわち、図示の期間Ｔｅでは、基準正弦波波形Ｓｕは、他の基準正弦波波形Ｓｖ，Ｓｗと比べて最も大きい絶対値となっている。
ここで、基準正弦波波形Ｓｕが最も大きい絶対値を有する６０度の期間Ｔｅは、基準バイアス波形Ｓｂｕは０．８６６  （＝ｓｉｎ  ６０°）一定とする。
さらに、この期間Ｔｅ中に基準バイアス波形Ｓｂｕが基準正弦波波形Ｓｕより低下した分だけ、基準バイアス波形ＳｂＶ，ＳｂＷを基準正弦波波形Ｓｖ，Ｓｗより減少（絶対値としては増加）させる。
これは、他の６０°の期間においても、その期間中に絶対値が最大の基準正弦波波形の相の基準バイアス波形を０．８６６  に固定するとともに、その相の基準バイアス波形と基準正弦波波形との差を他の二相の基準正弦波波形から加減算したものを、基準バイアス波形とする。
なお、このような基準バイアス波形は、電子回路によるリミッタ回路や加減算回路によっても実現できるが、マイコンを使用した制御回路ではメモリ−テ−ブルを設けることにより簡単に実現できる。
【００１４】
バイアス回路６２Ｂ’において、バイアス変調率算出器  ６２３’は、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧設定器  ６１１’出力の出力電圧指令Ｖ＊から、バイアス変調率Ｋｂを算定する。具体的には、出力交流電圧の実効値Ｖｒｍｓ  （あるいは平均値）と直流電圧Ｖｄｃから、出力交流電圧と直流電圧が平衡するようなバイアス変調率Ｋｂは、（Ｋｂ＝Ｖｒｍｓ  ／Ｖｄｃ）に比例した値となる。
また掛け算器  ６２４’は、基準バイアス波形Ｓｂｕ，ＳｂＶ，ＳｂＷとバイアス変調率Ｋｂとの積をとり、バイアス波形Ｖｂｕ＊，Ｖｂｖ＊，Ｖｂｗ＊を出力する。
このバイアス波形Ｖｂｕ＊，Ｖｂｖ＊，Ｖｂｗ＊は、基準バイアス波形Ｓｂｕ，ＳｂＶ，ＳｂＷと同じ形状をし、かつ、波高値がバイアス変調率Ｋｂの０．８６６  倍の波形である。
【００１５】
さらに図１においては、加減算器６７’は、バイアス回路６２Ｂ’出力のバイアス波形Ｖｂｕ＊，Ｖｂｖ＊，Ｖｂｗ＊と電圧電流制御部の電流制御部６３’出力のインバ−タ電圧指令Ｖｉｕ＊，Ｖｉｖ＊，Ｖｉｗ＊との二入力を加算し、その和をインバ−タ電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊としてＰＷＭ発生部６５’に与える。
また、ＰＷＭ発生部６５’は加減算器６７’出力と搬送波発生器６４’出力との比較よってＰＷＭ波形を発生し、そのＰＷＭ波形によりゲ−ト増幅部６６’を介してインバ−タ回路３１を駆動する。
【００１６】
かかる構成においては、バイアス波形Ｖｂｕ＊，Ｖｂｖ＊，Ｖｂｗ＊が直流電圧Ｖｄｃから出力電圧設定器  ６１１’で指令される出力交流電圧を出力する変調率をもつため、電流制御部６３’出力のインバ−タ電圧指令Ｖｉｕ＊，Ｖｉｖ＊，Ｖｉｗ＊は、制御すべきインバータ出力電流によってフィルタ部４に発生する電圧降下分のみを制御すればよく、電圧電流制御部出力の振幅はバイアス波形に対しては極小さくなって、変調度はほぼバイアス波形で決まる。
また、基準バイアス波形およびバイアス波形は、波高値が従来の電圧電流制御部出力よりも１３％低い状態でも、三相の基準バイアス波形およびバイアス波形の相互の差は  １００％の波高値の正弦波となっているため、線間電圧には従来通りの電圧が出力される。
すなわち、従来よりも１３％低い変調度にて従来通りの線間電圧を出力することができ、しかも、線間電圧波形は正弦波が保たれる。このことは、同じ直流電圧で従来よりも１３％高い交流線間電圧を、歪なく出力できることを意味する。
【００１７】
なお、かくの如き制御部は、電圧電流制御部によりインバータ出力電流や電圧を制御するル−プを構成している場合によるものであるが、電流制御ル−プを内部にもち交流電流を電流指令に一致させるように制御する構成の制御回路や、電圧制御ループを内部にもち交流電圧を電圧指令に一致させるように制御構成の制御回路に対して適用でき、さらには  電流指令・電圧指令の形状や発生手段にかかわらず適用できる。
つぎに、図３および図４の例を示す。
【００１８】
さて、電源補償装置として、アクティブフィルタ（以下ＡＦと称する）が慣用されている。
ＡＦは、負荷に並列接続されて、基本的に負荷が発生する歪電流波形から歪電流成分を検出し、その歪電流成分を発生して負荷に供給することにより、電源には歪の無い正弦波電流のみが流れるようにするものである。
図３は本発明によるＡＦに適用した場合の一例を示し、７は交流電源、８は負荷、９はＡＦ、１０はＡＦの制御を行う制御部である。
【００１９】
図３においては、交流電源７に歪電流を発生する負荷８が接続され、交流電源７の系統に、負荷８にＡＦ９が並列接続されて成る。
ＡＦ９において、９１はコンバ−タ回路、９２はコンバ−タ回路９１の直流側に設けられたコンデンサ、９３はコンバ−タ回路９１の入力側に設けられた交流リアクトル、９４，９５は負荷電流検出器，ＡＦ電流検出器である。
制御部１０において、  １０１は電圧制御部、  １０２は波形発生部、  １０３は電流制御部、  １０４は搬送波発生器、  １０５はＰＷＭ発生部、  １０６はゲ−ト増幅部、  １０７は加減算器である。さらには、その波形発生部  １０２において、  １０２Ｂはバイアス回路である。
ここでは、図３における主回路接続構成は周知であるので、説明を省略する。
すなわち、制御部１０においては、電圧電流制御部は電圧制御部  １０１および電流制御部  １０３からなり、波形発生部  １０２は基準正弦波発生器１０２１およびバイアス回路  １０２Ｂからなり、加減算器  １０７を具備して成るものである。
【００２０】
電圧制御部  １０１では、加減算器１０１３および演算増幅器１０１４により、ＡＦ直流の出力電圧設定器１０１１の出力とＡＦ直流電圧との差を演算増幅し、直流電流指令Ｉｄ＊を出力する。
波形発生部  １０２の基準正弦波発生器１０２１は、電源電圧に同期した三相交流を形成する三つの基準正弦波波形Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔを出力する。
また、バイアス回路  １０２Ｂは、図１に示されるバイアス回路６２Ｂ’と同様に、効用されるものである。
バイアス回路  １０２Ｂにおいて基準バイアス波形発生器１０２２では、三相交流を形成する基準正弦波波形から、最大値の現れている相の基準バイアス波形を基準正弦波のピーク値の０．８６６  倍に制限し、また、制限により低下した量を他の二相の基準正弦波に加減算した基準バイアス波形Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔを得る。
バイアス変調率算出器１０２３では、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと出力電圧設定器１０１１出力のＶｄ＊とから、電源電圧とＡＦ直流電圧が平衡するようなバイアス変調率Ｋｂｃを算出する。
掛け算器１０２４は、基準バイアス波形Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔとバイアス変調率Ｋｂｃとを乗算して、バイアス波形Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊を得る。
【００２１】
電流制御部  １０３では、掛け算器１０３１にて、電圧制御部  １０１出力の直流電流指令Ｉｄ＊と、三つの基準正弦波波形Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔとを乗算し、各相用の三つの電流指令Ｉｄｒ＊，Ｉｄｓ＊，Ｉｄｔ＊を得る。この電流指令は、ＡＦ直流電圧を一定に制御するため必要な信号である。
高調波検出器１０３４は、負荷電流検出器９４により検出された負荷８の電流から高調電流のみを検出して、高調波補正指令Ｉｈｒ＊，Ｉｈｓ＊，Ｉｈｔ＊を発生する。
加減算器１０３５は、電流指令Ｉｄｒ＊，Ｉｄｓ＊，Ｉｄｔ＊と高調波補正指令Ｉｈｒ＊，Ｉｈｓ＊，Ｉｈｔ＊とを加算し、交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊を発生する。加減算器１０３２および演算増幅器１０３３は、交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊とＡＦ電流検出器９５の出力との誤差増幅を得て、電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊を出力する。
【００２２】
そして、加減算器  １０７にて、電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊はバイアス波形Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊に重畳され、各相のコンバ−タ電圧指令Ｖｒ＊，Ｖｒ＊，Ｖｒ＊としてＰＷＭ発生部  １０５に送られる。
これは、さらにＰＷＭ発生部  １０５にて搬送波発生器  １０４からの搬送波ＴＷと比較される。
したがって、ＰＷＭ発生部  １０５出力により、ゲ−ト増幅器  １０６を介してＡＦのコンバ−タ回路９１を、駆動できる。
かようにＡＦの電源電流は、コンデンサ９２の電圧を一定にするための電流に加えて、負荷８に流れる高調波電流を重畳させた電流に制御される。よって、負荷８への高調波補償電流の供給より、交流電源７には高調波が流れない。
【００２３】
かようにして図３例においても、バイアス回路  １０２Ｂにより得られるバイアス波形の機能により、電圧電流制御部出力の電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔは、負荷８の発生する歪電流による交流リアクトル９３に生じる電圧降下分のみを制御できる極小さな信号となって、変調率はほぼバイアス波形Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊により決まる。
しかも、バイアス波形Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊は、前述の如くに正弦波信号に比べ１３％低い変調率にて必要な線間電圧を発生し得る波形であるため、より大きな線間電源電圧に対しても歪を発生せずに制御することができる。
【００２４】
図４は本発明によるＵＰＳに適用した場合の他の例を図１に類して示したものであって、６”は制御部である。
制御部６”は、電圧制御部６１”，波形発生部６２”，搬送波発生器６４”，ＰＷＭ発生部６５”，ゲ−ト増幅部６６”および加減算器６７”よりなる。
すなわち、制御部６”にあっては電圧電流制御部が電圧制御部６１”のみで構成されており、電流制御部を有しない。
また、波形発生部６２”部分のバイアス回路６２Ｂ”と加減算器６７”とが加えられて成るものである。
【００２５】
電圧制御部６１”は、出力電圧設定器  ６１１”，掛け算器  ６３１”，ノッチフィルタ  ６１２”，加減算器  ６１３”および演算増幅器  ６１４”から構成される。
その掛け算器  ６３１”は、出力電圧設定器  ６１１”出力の出力電圧指令Ｖ＊と波形発生部６２”の基準正弦波発生器  ６２１”から出力され三相交流を形成する三つの基準正弦波波形Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとを乗算し、交流出力波形指令Ｓｕ＊，Ｓｖ＊，Ｓｗ＊を出力する。
加減算器  ６１３”および演算増幅器  ６１４”により、交流出力波形指令Ｓｕ＊，Ｓｖ＊，Ｓｗ＊とノッチフィルタ  ６１２”を介して検出された出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの誤差演算を行い、電圧偏差Ｖｄｕ，Ｖｄｖ，Ｖｄｗが得られる。
なお、ッチフィルタ  ６１２”は、電圧制御系の共振を防ぐために設けられており、電圧制御系の共振周波数を減衰させる特性を有する。
【００２６】
また、図１と同様に、波形発生部６２”のバイアス回路６２Ｂ”からのバイアス波形Ｖｂｕ＊，Ｖｂｖ＊，Ｖｂｗ＊と電圧制御部６１”からの電圧偏差Ｖｄｕ，Ｖｄｖ，Ｖｄｗとの和を、加減算器６７”にて得てＰＷＭ発生部６５”に送られる。
かようにして、電圧制御部にて得た交流出力波形指令Ｓｕ＊，Ｓｖ＊，Ｓｗ＊と出力電圧との偏差を、バイアス波形Ｖｂｕ＊，Ｖｂｖ＊，Ｖｂｗ＊に重畳させてなるものである。
【００２７】
かくの如くに、電圧電流制御部は、交流電圧を制御しさらに交流電流を制御するマイナ−ル−プをもつ場合、直流電圧を制御しさらに交流電流を制御するル−プをもつ場合、交流電圧を制御ループのみの例を示した。
しかして、本発明は上記の場合に限らず、交流電源と直流電源との間の電力変換において、電流制御ル−プや電圧制御ル−プを内部にもち、任意の形状の電流に制御する場合に適用できる。
すなわち、三相交流を形成する三つの基準正弦波波形信号に対して、最大値の現れている相の値を基準正弦波のピ−ク値の０．８６６  倍に制限し、その制限により低下した量を他の二相に加減算した基準バイアス波形を得て、この基準バイアス波形の振幅を、直流電圧または交流電圧もしくはその両方から、算出したバイアス変調率により変化させたバイアス指令に、電圧制御ル−プや電流制御ル−プの出力を重畳させた信号にて、ＰＷＭ信号を得るようにするものである。
さらには、基準バイアス波形の波高値を０．８６６  倍（＝ｓｉｎ  ６０°）の場合について説明したが、この波高値は適用に応じて、１未満の０．８６６  以上の任意の値に設定しても、効果が得られることは明らかである。
また、インバ−タの制御に限らず、ＡＦの例からも明らかなように、コンバ−タの制御においても有効なことは勿論である。
【００２８】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、従来よりも低い変調率にて所望の制御し得るため、直流電圧や交流電圧のより広い変化に対しても歪のない制御が可能になり、また変調率が１より小さくなるため、過変調に基ずく歪をなくしかつ変調率１付近で発生するゲート信号や電力用半導体素子の不安定な動作に基ずく制御の不安定や波形歪をなくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明によるＵＰＳに適用した場合の一例を示す回路図である。
【図２】図２は図１の基準正弦波発生器出力と基準バイアス波形発生器出力例を示す波形図である。
【図３】図３は本発明によるＡＦに適用した場合の一例を示す回路図である。
【図４】図４は本発明によるＵＰＳに適用した場合の他の例を示す回路図である。
【図５】図５はＵＰＳに適用した場合の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１        交流電源
２        コンバ−タ部
２１        コンバ−タ回路
２２        蓄電池
２３        直流平滑コンデンサ
３        インバ−タ部
３１        インバ−タ回路
４        フィルタ部
４１        出力トランス
４２        交流リアクトル
４３        コンデンサ
５        負荷
６’      制御部
６１’      電圧制御部
６１１’      出力電圧設定器
６１２’      電圧検出回路
６２’      波形発生部
６２１’      基準正弦波発生器
６２Ｂ’      バイアス回路
６２２’      基準バイアス波形発生器
６２３’      バイアス変調率算出器
６３’      電流制御部
６４’      搬送波発生器
６５’      ＰＷＭ発生部
６６’      ゲ−ト増幅部
６”      制御部
６１”      電圧制御部
６２Ｂ”      バイアス回路
６１２”      ノッチフィルタ
７        交流電源
８        負荷
９        アクティブフィルタ（ＡＦ）
９１          コンバ−タ回路
９２        コンデンサ
９３        交流リアクトル
１０        制御部
１０１        電圧制御部
１０１１        出力電圧設定器
１０１２        電圧発生回路
１０２        波形発生部
１０２Ｂ        バイアス回路
１０３        電流制御部
１０３４        高調波検出器
１０５        ＰＷＭ発生部
Ｖ＊      出力電圧指令
Ｉｏ＊    出力電流指令
Ｓｕ      基準正弦波波形
Ｉｕ＊    インバ−タ電流指令
Ｉｕ      インバ−タ電流
Ｖｉｕ＊    インバ−タ電圧指令
ＴＷ      搬送波
ＰＷｕ      ＰＷＭ波形
Ｖｄｃ        直流電圧
Ｓｂｕ          基準バイアス波形
Ｋｂ      バイアス変調率
Ｖｂｕ＊        バイアス波形
Ｖｕ＊    インバ−タ電圧指令
Ｉｄ＊    直流電流指令
Ｖｒ      電源電圧
Ｓｒ      基準正弦波波形
Ｉｄｒ＊    電流指令
Ｉｈｒ＊    高調波補正指令
Ｓｕ＊    交流出力波形指令
Ｖｕ      出力電圧
Ｉｃｒ＊    交流電流指令
Ｖｉｒ＊    電圧指令
Ｓｂｒ          基準バイアス波形
Ｋｂｃ      バイアス変調率
Ｖｂｒ＊        バイアス波形
Ｖｒ＊    コンバ−タ電圧指令
Ｖｄｕ        電圧偏差
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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