(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル情報列をＲＬＬ符号化した後ＮＲＺＩ符号化する符号化変調手段と、その符号記号列を情報記録媒体に記録し、その情報記録媒体から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形列として再生する記録再生手段と、前記符号記号列のセル幅Ｔｂ  を遅延時間とする遅延演算子をＤとすると、所定の遅延時間の遅延素子を持つトランスバーサル形フィルタであり、前記符号記号の素子波形を伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（１，２，２，１）＝（１＋２Ｄ＋２Ｄ２  ＋Ｄ３  ）で演算した波形になるよう前記記録再生手段からの素子波形を波形等化する波形等化手段と、その等化波形列を標本化して量子化するＡ／Ｄ変換手段と、そのディジタル出力を所定の期待値と対比して最尤パスを復号記号列とするビタビ復号手段と、その復号記号列に対しＲＬＬ符号及びＮＲＺＩ符号の逆変換を施して復号ディジタル情報列を復調する復調手段と、前記波形等化手段又は前記Ａ／Ｄ変換手段の後段でその出力から高周波雑音を除去する低域通過フィルタと、を有することを特徴とする情報記録再生装置。
【請求項２】
ディジタル情報列をＲＬＬ符号化した後ＮＲＺＩ符号化する符号化変調手段と、その符号記号列を情報記録媒体を記録し、その情報記録媒体から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形列として再生する記録再生手段と、その再生素子波形列を前記符号記号列のセル幅Ｔｂ  の１／ｍ（但しｍは自然数）のサンプリング周期で標本化して量子化するＡ／Ｄ変換手段と、所定の遅延時間間の遅延素子を持つトランスバーサル形フィルタであり、前記セル幅Ｔｂ  を遅延時間とする遅延演算子をＤとすると、前記符号記号の素子波形を前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号を伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（１，２，２，１）＝（１＋２Ｄ＋２Ｄ２  ＋Ｄ３  ）で演算した波形になるよう前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号を波形等化する波形等化手段と、波形等化した信号から高周波雑音を除去する低域通過フィルタと、そのフィルタ出力を所定の期待値と対比して最尤パスを復号記号列とするビタビ復号手段と、を有することを特徴とする情報記録再生装置。
【請求項３】
請求項２に記載の情報記録再生装置において、前記低域通過フィルタの遮断周波数は１／２Ｔｂ  〜１／６Ｔｂ  の範囲内にあることを特徴とする情報記録再生装置。
【請求項４】
請求項２又は請求項３に記載の情報記録再生装置において、前記ビタビ復号手段は、前記記録再生手段及び前記等化手段を畳み込み符号器として見てその入力である前記符号記号の状態をも内部状態として含ませ、これから（１，７）ＲＬＬ符号及びＮＲＺＩ符号で禁止される状態推移を差し引いて、状態数１０の内部状態Ｓ０  〜Ｓ９  とし、その状態推移を基にしたトレリス線図を用いて成ることを特徴とする情報記録再生装置。
【請求項５】
請求項４に記載の情報記録再生装置において、前記内部状態Ｓ０  〜Ｓ９  の状態推移図は、状態Ｓ０  で前記記録再生手段への入力０のとき状態Ｓ０  のままで前記波形等化手段の出力０，状態Ｓ０  で該入力１のとき状態Ｓ１  へ推移し該出力１，状態Ｓ１  で該入力１のとき状態Ｓ２  へ推移し該出力３，状態Ｓ２  で該入力０のとき状態Ｓ８  へ推移し該出力４，状態Ｓ２  で該入力１のとき状態Ｓ３  へ推移し該出力５，状態Ｓ３  で該入力０のとき状態Ｓ５  へ推移し該出力５，状態Ｓ３  で該入力１のとき状態Ｓ４  へ推移し該出力６，状態Ｓ４  で該入力０のとき状態Ｓ５  へ推移し該出力５，状態Ｓ４  で該入力１のとき状態Ｓ４  のままで該出力６，状態Ｓ５  で該入力０のとき状態Ｓ６  へ推移し該出力３，状態Ｓ６  で該入力０のとき状態Ｓ７  へ推移し該出力１，状態Ｓ６  で該入力１のとき状態Ｓ９  へ推移し該出力２，状態Ｓ７  で該入力０のとき状態Ｓ０  へ推移し該出力０，状態Ｓ７  で該入力１のとき状態Ｓ１  へ推移し該出力１，状態Ｓ８  で該入力０のとき状態Ｓ６  へ推移し該出力３，及び状態Ｓ９  で該入力１のとき状態Ｓ２  へ推移し該出力３であることを特徴とする情報記録再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、光磁気記録再生装置，光記録再生装置等の光ヘッドにより情報を再生する情報記録再生装置に関し、特に、高密度記録及び誤り訂正率の改善を目的に、ビタビ復号器と組み合わせて用いるに好適なＰＲ（パーシャルレスポンス）方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最近、ディジタル磁気記録の再生系信号処理技術においては、特開平４−２２１４６４号や特開平５−２８４２号に開示されているように、信号検出法としてピーク検出方式（レベル検出方式）の代わりに高密度記録などの改善を目的にパーシャルレスポンス（Partial Response：ＰＲ）方式が提案されている。また、誤り率特性の改善を目的に最尤復号法（誤り訂正復号法）としてビタビ復号法を復調系に加味することが有効な手段として注目されている。他方、光記録，光磁気記録の分野においてパーシャルレスポンス方式及びビタビ復号法を適用した例として、大沢，山内，田崎の論文「新たな可変長ブロック符号とｄ制約を利用したビタビ復号法の光磁気記録への応用」テレビ誌，44,10,pp1369〜1375  (1990)が知られている。
【０００３】
図１１はパーシャルレスポンス方式及びビタビ復号法を用いた従来の光磁気記録再生システムの構成を示すブロック図である。
【０００４】
この光磁気記録再生システムにおいては、後述する記録・再生系（光磁気ドライブ）３の帯域制限による素子波形（読取波形）の干渉（符号間干渉）の抑制や素子波形列からの同期情報の抽出の容易化などを図るため、記録・再生系３の特性などに適合した符号化則に従って符号化する所要の符号化変調器１を備えており、例えばこの符号化変調器１としては、記録すべき入力データビット列（ディジタル情報列）｛Ａi ｝を、同一の符号記号の連なりであるラン（Run)の最小値パラメータｄ＝２, 最大値パラメータｋ＝７とするＲＬＬ（Run-Length-Limited) 符号に符号化するための（２，７）ＲＬＬ符号器と、更にその（２，７）ＲＬＬ符号列をＮＲＺＩ（Non Return to Zero Inversion) 符号へ変換する（シンボル０のときはレベル反転せず、シンボル１のときだけセル前端でレベル反転を行う) ＮＲＺＩ変調器とから成る。（２，７）ＲＬＬ符号則のｋ制約（＝７）は符号間干渉（波形干渉）を抑圧できる利点がある。またＮＲＺＩ変調器のマーク長変調は高記録密度の向上に資する利点を有している。
【０００５】
更に、図１１の光磁気記録再生システムでは、符号化変調器１から生起する符号化データ列｛ａi ｝は、後述する波形等化器４の逆伝達特性を持たせた回路であるところの特性〔１／（１＋Ｄ）〕ｍｏｄ２のプリコーダ（Precoder）２に予め入力させて、波形等化器４の出力において後段のビタビ復号器７には記録・再生の特性が打ち消され誤り波及（誤り伝搬）を起こさないように配慮されている。プリコーダ２からの記録符号系列｛ｄi ｝は記録素子波形列として記録・再生系３の半導体レーザなどの熱効果を用いて光磁気記録媒体の磁性薄膜に記録される。
【０００６】
一方、再生処理においては、記録・再生系３の光ヘッドにより光磁気記録媒体から読み出されてプリアンプで増幅されて得た再生素子波形列ｅ（ｔ）が、高密度記録化を図るために、波形を修正して波形干渉を補償する波形等化器４で波形等化される。この波形等化器４の一般的構成としては、トランスバーサルフィルタ（Transversal Filter）が用いられ、図１２に示すように、遅延時間Ｔの遅延回路４a を（２Ｌ）段だけ直列に接続した直列遅延段（ＳＲ）と、信号の識別点となる各タップからその出力に重み係数ｃj （ｊ＝−Ｌ，…，−１，０，＋１，…，＋Ｌ）を掛ける（２Ｌ＋１）個の重み付け回路（乗算器）４ｂと、それらの総和を求める加算器４ｃとから構成されている。なお、遅延回路４ａの遅延時間Ｔは符号記号列のセル幅Ｔb と同一である必要がなく、波形等化の等化誤差を少なくするには、例えば遅延時間Ｔ＝Ｔb ／ｍの遅延回路４ａを用いることができる。但し、ｍは自然数である。
【０００７】
ところで、ここに再生素子波形列ｅ（ｔ）を正しく標本点ｋＴb でのみ標本化したとき、サンプル値が当該符号記号に対応する素子波形だけに依存し、隣接の素子波形に影響されないよう波形間干渉を無くするためには、次のナイキスト（Nyquist ）の条件（ナイキストの第１無歪み条件）を満足しなけらばならない。
【０００８】
【数１】
0003704752.tif 000002
【０００９】
但し、Ｔｂ  は符号記号列の時間単位であるセル幅である。δｋ０は周知のクロネッカー（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ）のデルタ記号で、δｉｊ＝１（ｉ＝ｊ），δｉｊ＝０（ｉ≠ｊ）である。このナイキストの条件を満足する素子波形ｅ０  には、方形パルス波形，ナイキスト波形等の様々なものが知られているが、最も基本的な波形は次のナイキスト波形（標本化関数）ｒ（ｔ）である。
【００１０】
【数２】
0003704752.tif 000003
【００１１】
しかし、素子波形としてナイキスト波形ｒ（ｔ）を用いたとしても、装置毎の精度バラツキや高密度記録では分解能が悪くなり、なおも波形間干渉を不可避的に生じて符号間干渉を招くため、むしろＰＲ方式では波形等化器４で波形間干渉を積極的に利用している。即ち、ここにプリコーダ２，記録・再生系３及び波形等化器４の総合伝達関数に対して、プリコーダ２の入力にインパルスを加えたときの波形等化器４の出力波形（インパルス応答波形）をｈ（ｔ）とすれば、一般に、プリコーダ２への入力が符号化データ列｛ａi ｝のとき、波形等化器４の出力ｘ（ｔ）は次式で与えられる。
【００１２】
【数３】
0003704752.tif 000004
【００１３】
但し、ａk は時点ｋでのデータ入力とし、Ｔ＝Ｔb としてある。
【００１４】
ここに、波形等化器４は図１２に示す如く遅延時間Ｔの遅延回路４ａを持つトランスバーサルフィルタであると、ｈ（ｔ）は、ナイキスト波形ｒ（ｔ）の畳み込みで表される。
【００１５】
【数４】
0003704752.tif 000005
【００１６】
ここに、ｎ≠０のときナイキスト波形は遅延演算による応答部分に相当しており、パーシャルレスポンスと称するが、数式３，４により、結局、
【００１７】
【数５】
0003704752.tif 000006
【００１８】
である。ここに、
【００１９】
【数６】
0003704752.tif 000007
【００２０】
であり、数式１より、
【００２１】
【数７】
0003704752.tif 000008
【００２２】
として検出できる。
【００２３】
つまり、波形等化器４の出力ｘ（ｔ）は時間離散的な識別点（ｋＴb ）で、信号レベルが（ｍｏｄ  Ｎ）の多値として識別される。ここで一般に、各重み係数ｃj 間は適当な整数比に設定される。このように重み係数ｃj が整数比になるように設定された波形等化器４はＰＲ（パーシャルレスポンス）回路とも称され、ＰＲ方式ではこのＰＲ回路の重み係数ｃj を用いて、ＰＲ（ｃo,ｃ1,…, ｃL ）と一般化表現される。なお必要な場合、重み係数ｃj は実数まで拡張しても良い。因に、ＰＲ方式の発案者Kretzmerは代表的なＰＲ方式として、５つの形式、即ち、ＰＲ（１，１），ＰＲ（１，２，１），ＰＲ（２，１，−１），ＰＲ（１，０，−１），ＰＲ（−１，０，２，０，−１）を示している。
【００２４】
その中で、図１１の光磁気記録再生システムにおいては、光磁気記録での光学的伝達関数ＯＴＦがsinc関数を呈するところから、これと似た周波数特性を持つＰＲ（１，１）方式を採用している。ＰＲ（１，１）方式ではｃo ＝ｃ1 ＝１であるから、波形等化器４の出力波形（インパルス応答）ｈ（ｔ）は、ｒ（ｔ／Ｔb ）とその遅延波ｒ（ｔ／Ｔb −１）の合成波である。識別点はＴb 毎であるから、その振幅値は０→１→１→０と推移するので、これを識別することでインパルス入力を検出できることになる。ＰＲ（１，１）方式の場合、遅延演算子Ｄを用いると、ディジタルではＧ（Ｄ）＝１＋Ｄとして表し得るので、入力がｄk のとき、その出力は（ｄk ＋ｄk -1）と表現できる。ｄk ＝ｄk -1＝１のとき、出力は２となるので、波形等化器４の出力レベルは３値（０，１，２）である。
【００２５】
ＰＲ方式は、記憶される単一の素子波形に対して、再生信号の複数の識別点でその応答が零でない波形（相関波形：Correlative Waveform）を積極的に活用したもので、波形間干渉があってもレベルの一定時間推移の相関性を検出することであり、（２，７）ＲＬＬ符号等のようなレベル相関符号に関する記録再生特性に適合した等化方法として注目されている。
【００２６】
次に、図１１の波形等化器４の出力ｘ（ｔ）は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５において再生過程及び等化過程で相加した白色雑音が除去された後、Ａ／Ｄ変換器６においてセル幅の時間離散点で標本化されると共に、サンプル値の量子化が行われる。
【００２７】
ところで、波形等化器４には雑音が相加されて実際には誤り系列として出力される。このため、Ａ／Ｄ変換器６で量子化された再生ディジタル信号はビタビ（Viterbi ）復号器７でビタビアルゴリズムにより最尤復号（Maximum Likelihood :ＭＬ）法が行われる。最尤復号とは、識別及び復号処理において、各識別点ごとの信号値を対象とするのではなく、ある有限長の信号系列（拘束長）を対象とするものである。ビタビアルゴリズムは最尤復号法の一形式であり、受信（再生）信号系列が有限オートマトン・モデルで表現できることを前提としている。図１２に示すトランスバーサルフィルタの波形等化器４はいわば畳み込み符号器と言えるので、その出力も有限オートマトン・モデル（出力が内部状態と入力で決まるマシン）の表現ができる。そして、ビタビアルゴリズムとは、有限状態マシンである符号器のトレリス線図（入力情報系列に従って符号器の状態変化過程で生成する出力符号系列を表した線図）の時間推移点毎に、各時点に入力するメトリック値（尤度の基準）が最小になるパス（内部状態の推移経路）を求めることである。
【００２８】
図１１に示す光磁気記録再生システムでは、（２，７）ＲＬＬ符号とＰＲ（１，１）方式の組合せに対し、ビタビ復号法を用いている。そこで、記録・再生系３及び波形等化器４を有限状態マシン（畳み込み符号器）として捉えると、その内部状態の状態推移図を図１３に示す。入力情報系列はプリコーダ２の出力ｄt （＝０，１）であり、出力符号系列は波形等化器４の出力ｘt である。波形等化器４がＰＲ（１，１）回路であり、その検出される出力ｘt は０，１，又は２である。また唯一の遅延素子を含むので、内部状態は２1 ＝２通りとなり、内部状態をｕt-1 で表すと、ここでｕt-1 ＝０のときを状態Ｓ1 、ｕt-1 ＝１のときを状態Ｓ2 に対応させる。因に、状態Ｓ1 の場合、入力０のときは状態Ｓ1 のままで、その出力は０となる。かかる場合、図１３では入力／出力＝ｄt ／ｘt を０／０として表してある。入力１のときは状態Ｓ2 に推移し、その出力は１となる。状態Ｓ2 の場合、入力１のときは状態Ｓ2 のままで、出力は２となる。入力０のときは状態Ｓ1 に推移し、その出力は１となる。
【００２９】
図１４は図１３の状態推移図を基にした時間的な内部状態の変化過程を表すトレリス（格子）線図である。図１４の破線の有向線は入力０による推移を示し、実線の有向線は入力１による推移を示しており、有向線上にはｄt ／ｘt が付されている。ビタビアルゴリズムを簡単に説明すると、まず、各時点（ｔ−２〜ｔ＋２）で状態に合流する複数の枝のメトリックを計算する。この枝メトリックとして例えばハミング距離を用いる。その中で最小の枝メトリック値の持つパスを生き残りパスとする。枝メトリック値が同一のときは任意のパスを選択する。始期状態，符号列の相関性の目安である拘束長，及び終期状態は復調側でも既知であるので、唯一の終期状態から生き残りパスを過去に遡り、唯一の始期状態に辿り着くことができ、最尤パスを定めることができる。このような状態推移の相関性を考慮すると、記録・再生系３及び波形等化器４のビット誤りを克服して、正確な情報系列が復調されることになる。
【００３０】
ビタビ復号器７の構成の詳細な説明は割愛するが、一般に、図１５に示すように、拘束長に対応したビット数のデータ列の波形から求められた期待値を格納する仮定パスメモリ７ａ、加算器（Ａ），比較器（Ｂ）及びセレクタ（Ｃ）を含み、Ａ／Ｄ変換器６からのサンプル値と仮定パスメモリ７ａからの期待値との差の２乗出力と、前回算出したパスメトリック値との和を加算器（Ａ）で求め、加算出力を比較器（Ｃ）により比較し、小さい方をセレクタ（Ｃ）から選択出力するＡＣＳ回路７ｂ、選択された仮定パスの最後尾の値が格納されるパスメモリ７ｃ、及び、パスメトリック値の最小値のパスを選択して最後尾のデータを復調データとするパスセレクタ７ｄから構成されている。
【００３１】
なお、図１１におけるシステムの最終段の復調器８は、ビタビ復号器７で得られた誤り訂正符号｛ａi ｝を復調して情報列｛Ａi ｝に戻すもので、（２，７）ＲＬＬ符号化及びＮＲＺＩ符号化の逆変換に相当している。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の光磁気記録再生システムにあっては、次のような問題点があった。
【００３３】
▲１▼  図１１の光磁気記録再生システムにおける記録・再生系（光磁気ドライブ）３の伝達関数をＨ（ｆ）、波形等化器４の伝達関数をＥ（ｆ）とすれば、パーシャルレスポンスＰＲ（１，１）の場合、次式を満たすように波形等化器４の重み係数ｃj を決定する必要がある。
【００３４】
【数８】
0003704752.tif 000009
【００３５】
但し、ＰＲ11（ｆ）はＰＲ（１，１）の伝達関数である。遅延演算子Ｄ＝ｅｘｐ（−ｊωＴb ）を用いると、ＰＲ（１，１）はＧ（ω）＝（１＋Ｄ）と表現できる。但し、ω＝２πｆである。従って、伝達関数ＰＲ11（ｆ）は｜Ｇ（ｆ）｜＝｜２cos(πｆＴb ）｜である。ここで遮断周波数はｆ11＝１／２Ｔb である。図１６は記録密度が低い場合の伝達関数の周波数特性を示す。記録密度が低いため、記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）の遮断周波数ｆH はＰＲ11（ｆ）の遮断周波数ｆ11よりも高い。かかる場合、遮断周波数ｆ11で零となる伝達関数Ｅ（ｆ）を持つ波形等化器４を構成すれば、原理的に等化誤差の無い状態を実現できる。
【００３６】
しかし、記録密度を上げて行くと、波形間干渉により伝達関数Ｈ（ｆ）の遮断周波数ｆH が低下し、図１７に示す如く、ついにはＰＲ11（ｆ）の遮断周波数ｆ11よりも相対的に低くなる。かかる場合、数式８を満足しない領域（ｆH ≦ｆ≦ｆ11）が存在することとなり、原理的に等化誤差が大きくなるという問題がある。等化誤差が大きくなることは符号間干渉の是正が弱くなることを意味し、それ故、自ずと高密度記録再生の限界が生じる。
【００３７】
▲２▼  図１６に示す如く、記録密度が比較的に低い場合でも、伝達関数をＥ（ｆ）の高域側は１以上の値を呈しており、このため、雑音を強調する作用を成している。また、等化誤差（最小二乗誤差）を低減させるため遅延時間の短い遅延回路４ａを用い波形等化器４のタップ数をハードウェア的に増やすことは可能であるが、波形等化器４の構成の複雑さが増すことは勿論のこと、遅延素子数の増大により雑音の相加が一層顕著になり、雑音の高域強調が起こり、却って等化誤差の抑制はさほど有効的ではなくなる。むしろ、ビット誤り率が高くなり、ビタビ復号を施してもビット誤り率は顕著に改善されないという問題があった。
【００３８】
そこで上記▲１▼及び▲２▼の問題点に鑑み、本発明の課題は、符号側，記録・再生系及び復調側から成るシステム全体を一括した最適特性となるように、ビタビ復号と組み合わせ得る最適のＰＲ方式を見出すことにより、高密度記録の向上及びビット誤り率の低減が可能の情報記録再生装置を提供することにある。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、光磁気記録再生装置，光記録再生装置等の光ヘッドにより情報を再生する情報記録再生装置において重み係数を特殊化したパーシャルレスポンス（ＰＲ）方式を採用したものである。
【００４０】
即ち、本発明の第１の手段は、ディジタル情報列をＲＬＬ符号化した後ＮＲＺＩ符号化する符号化変調手段と、その符号記号列を情報記録媒体に記録し、その情報記録媒体から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形列として再生する記録再生手段と、上記符号記号列のセル幅Ｔb を遅延時間とする遅延演算子をＤ，重み係数をそれぞれｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn とすると、例えばＴb ／ｍなどの所定の遅延時間の遅延素子を持つトランスバーサル形フィルタであり、上記符号記号の素子波形を伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn ）＝（ｃ0 ＋ｃ1 Ｄ＋ｃ2 Ｄ2 ＋…＋ｃn Ｄn ）で演算した波形になるよう上記記録再生手段からの素子波形を波形等化する波形等化手段と、その等化波形列を例えばサンプリング周期Ｔb ／ｍで標本化して量子化するＡ／Ｄ変換手段と、そのディジタル出力を所定の期待値と対比して最尤パスを復号記号列とするビタビ復号手段と、その復号記号列に対しＲＬＬ符号及びＮＲＺＩ符号の逆変換を施して復号ディジタル情報列を復調する復調手段と、上記波形等化手段又は上記Ａ／Ｄ変換手段の後段でその出力から高周波雑音を除去する低域通過フィルタと、を有する情報記録再生装置において、上記重み係数の数値列｛ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn ｝は実数値列であり、且つ列添字の昇順列と降順列とは同一列であって、少なくとも重み係数ｃ0 ，ｃ1 ，ｃ2 ≠０であることを特徴とする。
【００４１】
また本発明の第２の手段は、ディジタル情報列をＲＬＬ符号化した後ＮＲＺＩ符号化する符号化変調手段と、その符号記号列を情報記録媒体を記録し、その情報記録媒体から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形列として再生する記録再生手段と、その再生素子波形列を上記符号記号列のセル幅Ｔb の１／ｍ（但しｍは自然数）のサンプリング周期で標本化して量子化するＡ／Ｄ変換手段と、例えばＴb ／ｍなどの所定の遅延時間間の遅延素子を持つトランスバーサル形フィルタであり、セル幅Ｔb を遅延時間とする遅延演算子をＤ，重み係数をそれぞれｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn とすると、上記符号記号の素子波形を前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号を伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn ）＝（ｃ0 ＋ｃ1 Ｄ＋ｃ2 Ｄ2 ＋…＋ｃn Ｄn ）で演算した波形になるよう上記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号を波形等化する波形等化手段と、波形等化した信号から高周波雑音を除去する低域通過フィルタと、そのフィルタ出力を所定の期待値と対比して最尤パスを復号記号列とするビタビ復号手段と、を有する情報記録再生装置において、上記重み係数の数値列｛ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn ｝は実数値列であり、且つ列添字の昇順列と降順列では同一列であって、少なくとも重み係数ｃ0 ，ｃ1 ，ｃ2 ≠０であることを特徴とする。
【００４２】
ここで、本発明では、Ｇ（Ｄ）を特にＰＲ（１，２，２，１）としてある。
【００４３】
このような情報記録再生装置においては、低域通過フィルタの遮断周波数は１／２Ｔb 〜１／６Ｔb の範囲内にすることができる。
【００４４】
また、上記ＰＲ（１，２，２，１）方式のためのビタビ復号手段としては、上記記録再生手段及び上記波形等化手段を畳み込み符号器として見てその入力である上記符号記号の状態をも内部状態として含ませ、これから（１，７）ＲＬＬ符号及びＮＲＺＩ符号で禁止される状態推移を差し引いて、状態数１０の内部状態Ｓ0 〜Ｓ9 とし、その状態推移を基にしたトレリス線図を用いて成ることが望ましい。具体的に、このような記内部状態Ｓ0 〜Ｓ9 の状態推移図は、状態Ｓ0 で上記記録再生手段への入力０のとき状態Ｓ0 のままで上記波形等化手段の出力０, 状態Ｓ0 で該入力１のとき状態Ｓ1 へ推移し該出力１, 状態Ｓ1 で該入力１のとき状態Ｓ2 へ推移し該出力３, 状態Ｓ2 で該入力０のとき状態Ｓ8 へ推移し該出力４, 状態Ｓ2 で該入力１のとき状態Ｓ3 へ推移し該出力５, 状態Ｓ3 で該入力０のとき状態Ｓ5 へ推移し該出力５, 状態Ｓ3 で該入力１のとき状態Ｓ4 へ推移し該出力６, 状態Ｓ4 で該入力０のとき状態Ｓ5 へ推移し該出力５, 状態Ｓ4 で該入力１のとき状態Ｓ4 のままで該出力６，状態Ｓ5 で該入力０のとき状態Ｓ6 へ推移し該出力３, 状態Ｓ6 で該入力０のとき状態Ｓ7 へ推移し該出力１，状態Ｓ6 で該入力１のとき状態Ｓ9 へ推移し該出力２, 状態Ｓ7 で該入力０のとき状態Ｓ0 へ推移し該出力０，状態Ｓ7 で該入力１のとき状態Ｓ1 へ推移し該出力１, 状態Ｓ8 で該入力０のとき状態Ｓ6 へ推移し該出力３, 及び状態Ｓ9 で該入力１のとき状態Ｓ2 へ推移し該出力３である。
【００４５】
【作用】
ＰＲ方式の重み係数の数値列｛ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn ｝が実数数値列であり、且つ列添字の昇順列と降順列では同一列であって、少なくとも係数ｃ0 ，ｃ1 ，ｃ2 ≠０であるようなＰＲ方式を採用すると、記憶再生手段の伝達関数Ｈ（ｆ）と波形等化手段自体の伝達関数Ｅ（ｆ）の積が採用されたＰＲ方式の伝達関数に良く一致するようになり、等化誤差を低減させることができ、高密度記録が達成される。従前のＰＲ（１，１）に比べ、拘束長が長くなるので、ビタビ復号手段によりビット誤り訂正の改善が達成される。
【００４６】
その中でも、ＰＲ（１，２，２，１）を採用してあるので、高密度記録及びビット誤り訂正に優れていることが判明した。
【００４７】
ＰＲ（１，１）の伝達関数の遮断周波数は１／２Ｔb であるのに対し、ＰＲ（１，２，２，１）の伝達関数の遮断周波数は１／３Ｔb で低い値となっているため、等化手段のタップ数を増やさなくても等化誤差を頗る低い値に抑えることができ、波形間干渉を抑制力が高い。等化手段のタップ数を増やさなくても良いことは、等化手段の構成の簡素さに資することは勿論、雑音相加を避けることができ、ビット誤りを抑制できる。この点からも復調能力を向上させることができる。
【００４８】
ＰＲ（１，２，２，１）の伝達関数の遮断周波数が１／３Ｔb であるため、低域通過フィルタの遮断周波数を１／２Ｔb 以下（１／２Ｔb 〜１／６Ｔb ）に設定可能となり、雑音除去の効果も顕著である。それ故、誤り訂正率の向上に資する。
【００４９】
ビタビ復号手段において、記録再生手段及び波形等化手段を畳み込み符号器として見てその入力である符号記号の状態をも内部状態として含ませ、これから（１，７）ＲＬＬ符号及びＮＲＺＩ符号で禁止される状態推移を差し引いて、状態数１０の内部状態Ｓ0 〜Ｓ9 とし、その状態推移を基にしたトレリス線図を用いた場合には、内部状態数が増える分、最小自由距離が長くなるので、符号の相関性が強くなり、誤り訂正率が向上する。
【００５０】
【実施例】
次に、本発明の実施例を添付図面に基づいて説明する。
【００５１】
〔実施例１〕
図１は本発明に係る光磁気記録再生装置の実施例１の全体構成を示すブロック図である。
【００５２】
本例の符号化変調器１１は、入力データビット列（ディジタル情報列）｛Ａi ｝を、ラン（Run)の最小値パラメータｄ＝１, 最大値パラメータｋ＝７として符号化する（１，７）ＲＬＬ符号器と、更にその（１，７）ＲＬＬ符号列をＮＲＺＩ符号へ変換するＮＲＺＩ変調器とから成る。（１，７）ＲＬＬ符号則のｋ制約（＝７）は符号間干渉を抑圧できる利点がある。またＮＲＺＩ変調器のマーク長変調は高記録密度の向上に資する利点を有している。符号化変調器１１から出力される符号列｛ａi ｝は記録素子波形列として記録・再生系（光磁気ドライブ）３の半導体レーザなどの熱効果を用いて光磁気記録媒体の磁性薄膜に記録される。情報再生処理においては、記録・再生系３の光ヘッドから読み出された再生素子波形列ｅ（ｔ）は信号検出系としての後述する波形等化器１４で波形等化される。本例の波形等化器１４もトランスバーサルフィルタが用いられ、図１２に示すように、タップを有する一定間隔（遅延時間）Ｔの遅延回路４a を（２Ｌ）段だけ直列に接続した直列遅延段（ＳＲ）と、信号の識別点となる各タップからその出力に重み係数ｃj （ｊ＝−Ｌ，…，−１，０，＋１，…，＋Ｌ）を掛ける（２Ｌ＋１）個の重み付け回路（乗算器）４ｂと、それらの総和を求める加算器４ｃとから構成されている。なお、遅延回路４ａの遅延時間Ｔは符号記号列のセル幅Ｔb と同一である必要がなく、波形等化の等化誤差を少なくするには、Ｔ＝Ｔb ／ｍの遅延回路４ａを用いることができる。
【００５３】
そして、本例の波形等化器１４はそれ自身も含めた記録・再生系がパーシャルレスポンスＰＲ（１，２，２，１）特性を実現するように等化器１４の重み係数ｃj が設定されている。ＰＲ（１，２，２，１）では、ｃ0 ＝１，ｃ1 ＝２，ｃ2 ＝２，ｃ3 ＝１であるから、式４により、記録・再生系３の入力にインパルスを加えたときの波形等化器４の出力波形（インパルス応答波形）であるｈ（ｔ）は、次式で与えられる。
【００５４】
【数９】
0003704752.tif 000010
【００５５】
ここでは、Ｔ＝Ｔb としてあるから、応答波形の識別点はＴb 毎であり、インパルス応答の振幅値は、図２に示す如く、０→１→２→２→１→０と推移するので、これを識別することでインパルス入力を検出できることになる。ここで遅延演算子Ｄ＝ｅｘｐ（−ｊωＴb ）を用いると、ＰＲ（１，２，２，１）はデジタルではＧ（Ｄ）＝（１＋２Ｄ＋２Ｄ2 ＋Ｄ3 ）と表現できる。但し、ω＝２πｆである。時点ｋでの入力がａk のとき、その出力は（ａk ＋２ａk -1＋２ａk -2＋ａk-3 ）と表現できる。ａk ＝ａk -1＝ａk -2＝ａk-3 ＝１のとき、出力は６となるので、波形等化器１４の出力信号レベルは７値（０，１，２，３，４，５，６）である。従って、ＰＲ（１，２，２，１）の伝達関数ＰＲ1221（ｆ）は、
｜Ｇ（ｆ）｜＝｜２cos(πｆＴ）｛１＋２cos(２πｆＴ）｝1/2 ｜
である。ここで遮断周波数はｆ1221＝１／３Ｔb である。
【００５６】
次に、波形等化器１４の出力ｘ（ｔ）は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１５において再生過程及び等化過程で相加した白色雑音が除去される。フィルタ１５の遮断周波数は、伝達関数ＰＲ1221（ｆ）の遮断周波数がｆ1221＝１／３Ｔb であるので、１ビット分の遅延時間（セル幅）をＴb とすると、１／３Ｔb 〜１／６Ｔb の範囲とする。好ましくは１／４Ｔb 〜１／６Ｔb とする。そして、次のＡ／Ｄ変換器１６においてはセル幅の時間離散点で標本化されると共に、サンプル値の量子化が行われる。
【００５７】
この後、Ａ／Ｄ変換器１６で量子化された再生ディジタル信号はビタビ復号器１７でビタビアルゴリズムにより最尤復号法が行われる。本例では（１，７）ＲＬＬ符号，ＮＲＺＩ符号とＰＲ（１，２，２，１）方式の組合せに対し、それに適合したビタビ復号法を用いている。ここで、記録・再生系３及び波形等化器４を有限状態マシン（拘束長４のトレリス符号器）として捉えると、その内部状態の状態推移図を図３に示す。入力情報系列は符号化変調器の出力ａt （＝０，１）であり、出力符号系列は波形等化器４の出力ｘt である。波形等化器１４の出力ｘt のレベルは０，１，２，３，４，５又は６である。また３つの遅延素子Ｔを含むので、内部状態は最大２3 ＝８通りであるが、（１，７）ＲＬＬのｄ＝１の制約により実際の内部状態は６通りである。内部状態を（ｕt-1 ，ｕt-2 ，ｕt-3 ）で表すと、状態Ｓ0 ＝（０, ０，０）、状態Ｓ1 ＝（１, ０，０）、状態Ｓ2 ＝（１, １，０）、状態Ｓ3 ＝（１, １，１）、状態Ｓ4 ＝（０, １，１）、状態Ｓ5 ＝（０，０，１）は存在し、状態（１, ０，１）と状態（０, １，０）は存在しない。
【００５８】
因に、状態Ｓ0 の場合、入力０のときは状態Ｓ1 のままで、その出力は０となる。なお、入力／出力＝ａt ／ｘt を０／０として表す。また入力１のときは状態Ｓ1 に推移し、その出力は１となる。状態Ｓ1 の場合、次の入力も１となり、状態Ｓ2 に推移し、その出力は３となる。状態Ｓ2 の場合、入力１のときは状態Ｓ3 に推移し、その出力は５となり、入力０のときは状態Ｓ4 に推移し、その出力は４となる。状態Ｓ3 の場合、入力１のときは状態Ｓ3 のままで、その出力は６となり、入力０のときは状態Ｓ4 に推移し、その出力は５となる。状態Ｓ4 の場合、次の入力も０となり、状態Ｓ5 に推移し、その出力は３である。状態Ｓ5 の場合、入力０のときは状態Ｓ0 に推移し、その出力は１であり、入力１のときは状態Ｓ1 に推移し、その出力は２である。
【００５９】
図４は図３の状態推移図を基にした時間的な内部状態の変化過程を表すトレリス線図である。図４の破線の有向線は入力０による推移を示し、実線の有向線は入力１による推移を示しており、有向線上には入力／出力＝ａt ／ｘt が付されている。このようなトレリス線図を持つ畳み込み符号系に対するビタビアルゴリズムも前述した手法と同様であり、まず各時点（ｔ−３〜ｔ＋３）で状態に合流する複数の枝のメトリックを計算し、その中で最小の枝メトリック値の持つパスを生き残りパスを見つけ、終期状態から生き残りパスを過去に遡り、唯一の始期状態に辿り着くことで最尤パスを決定する。なお、このビタビ復号器１７も、図１５に示す構成と同様な構成である。
【００６０】
他方、誤り訂正率を向上させる目的で、現入力ｄt ＝ｕt をも含めた内部状態を状態（ｕt ，ｕt-1 ，ｕt-2 ，ｕt-3 ）で表すと、拘束長５の畳み込み符号器（トレリス符号器）と見做すことができる。この符号系の内部状態は最大２4 ＝１６通りであるが、（１，７）ＲＬＬのｄ＝１の制約により実際の内部状態数は１０通り（Ｓ0 〜Ｓ9 ）である。図３の場合に比べて内部状態数が４通りだけ増えている分、最小自由距離（トレリス線図上で初期状態から出発して他の状態を経由して再び初期状態に戻るパスのハミング重みの最小値）が長くなっており、符号の相関性が強くなり、誤り訂正率が向上する。
【００６１】
図５はこのような拡張された内部状態の時間変化過程を表すトレリス線図である。この状態推移図において、状態Ｓ0 で入力符号０のとき状態Ｓ0 のままで等化器出力０であり、状態Ｓ0 で入力１のとき状態Ｓ1 へ推移して出力１であり、状態Ｓ1 で入力１のとき状態Ｓ2 へ推移して出力３であり、状態Ｓ2 で入力０のとき状態Ｓ8 へ推移して出力４であり, 状態Ｓ2 で入力１のとき状態Ｓ3 へ推移して出力５であり、状態Ｓ3 で入力０のとき状態Ｓ5 へ推移して出力５であり、状態Ｓ3 で入力１のとき状態Ｓ4 へ推移して出力６であり、状態Ｓ4 で入力０のとき状態Ｓ5 へ推移して出力５であり、状態Ｓ4 で入力１のとき状態Ｓ4 のままで出力６であり、状態Ｓ5 で入力０のとき状態Ｓ6 へ推移して出力３であり、状態Ｓ6 で入力０のとき状態Ｓ7 へ推移して出力１であり、状態Ｓ6 で入力１のとき状態Ｓ9 へ推移して出力２であり、状態Ｓ7 で入力０のとき状態Ｓ0 へ推移して出力０であり、状態Ｓ7 で入力１のとき状態Ｓ1 へ推移して出力１であり, 状態Ｓ8 で入力０のとき状態Ｓ6 へ推移して出力３であり, そして状態Ｓ9 で入力１のとき状態Ｓ2 へ推移して出力３である。
【００６２】
図１における最終段の復調器１８は、ビタビ復号器１７で得られた誤り訂正符号｛ａi ｝を復調して情報列｛Ａi ｝に戻すもので、（１，７）ＲＬＬ符号化及びＮＲＺＩ符号化の逆変換に相当している。なお、復調器１８には波形等化器１４の逆伝達特性を持たせたポストコーダ回路が含まれている。
【００６３】
図６は本例のＰＲ（１，２，２，１）の伝達関数ＰＲ1221（ｆ）を示すグラフである。ｆb ＝ｆＴとした規格化周波数としてある。前述したように、伝達関数ＰＲ1221（ｆ）は｜２cos(πｆb ）｛１＋２cos(２πｆb ）｝1/2 ｜であり、その遮断周波数はｆb 1221＝１／３Ｔb ≒０．３３である。他方、ＰＲ（１，１）の伝達関数ＰＲ11（ｆ）は｜２cos(πｆb ）｜であり、その遮断周波数はｆb 11＝１／２＝０．５である。従って、遮断周波数はｆb 1221は遮断周波数はｆb 11より必ず低周波数側になっている。従って、高密度記録により波形間干渉が生じ、記録・再生系３の伝達関数Ｈ（ｆ）の周波数特性の遮断周波数ｆbHがＰＲ11（ｆ）の遮断周波数ｆb11 よりも相対的に低くなっても、ｆbHがｆb 1221以下になるまでは次式を満足する波形等化器１４の伝達関数Ｅ（ｆ）が存在する。
【００６４】
【数１０】
0003704752.tif 000011
【００６５】
従って、波形等化の保証により従来に比して一層の高密度記録を実現することができる。また、図６では伝達関数ＰＲ11（ｆ）よりもＰＲ1221（ｆ）の方が記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）に添って接近しているので、波形等化器１４の伝達関数Ｅ（ｆ）は従前のＰＲ（１，１）のそれに比して低くでき、より１近くに寄せることができる。その分、ノイズの高域強調を抑制でき、ビット誤りの低減に寄与する。
【００６６】
図７は、（１，７）ＲＬＬのＮＲＺＩ符号を再生した場合の波形等化器１４の等化波形の理想的なアイパターン（アイダイヤグラム）を示す。周知の通り、これは素子波形列の単位間隔（セル幅）Ｔb の２つの隣接セルについて起こり得るすべての波形の組み合わせを重ね合わせたものであり、例えばｔ／Ｔb ＝１の時点で明らかなように、７値（０，１，２，３，４，５，６）の離散点において曲線群が集中的に交差しており、離散点間に曲線群が通過していない。このため、マージンが十分広くなっており、各整数値間に閾値を持つ閾値素子を設けることにより信号識別が容易となっている。
【００６７】
図８は波形等化器のタップ数に対する等化誤差の依存性を示すグラフである。
【００６８】
従前のＰＲ（１，１）方式では等化誤差（理想ＰＲ（１，１）波形と現実の波形等化器の出力波形との最小二乗誤差）の値が高くなっている。これは図６の伝達関数の曲線形の比較で判るように、ＰＲ（１，１）方式の伝達関数は記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）からなおも大きく乖離しており、波形等化し難くなっているためである。波形等化器のタップ（識別点）数が５の場合は約０．１３であり、タップ数を増やして波形等化器を構成すると、勿論、等化誤差は減少するものの、因にタップ数が２１のときでも約０．０３と高い値になっている。タップ数を増大させることは遅延回路４ａの数を増やすことを意味するので、等化器自体の構成の複雑さを招き、また雑音相加が問題となり、ビット誤りを誘発することにもなる。これに対して、本例のＰＲ（１，２，２，１）方式では、タップ（識別点）数が５の場合、等化誤差は既に０．０２以下であり、ＰＲ（１，１）方式に比べて格段に優れていることが判る。タップ数が少なくても等化誤差を僅少にできるので、符号間干渉を頗る抑制でき一層の高密度記録化を実現できると共に、波形等化器１４自体の構成の簡略化が可能で、波形等化器でも雑音相加を低減できる。
【００６９】
図９は本例装置において記録データとして最大長周期系列（Ｍ系列）の０，１のデータを用いて０．２５μｍ／bit 〜０．３５μｍ／bit の記録密度で光記録媒体に記録し、その再生信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）と、その再生信号の復調後のデータのビット誤り率（ＢＥＲ）との関係を示すグラフである。ビット誤り率は、ＰＲ（１，１）→ＰＲ（１，２，１）→ＰＲ（１，３，３，１）≒ＰＲ（１，４，６，４，１，）→ＰＲ（１，２，２，１）の順で低減している。これらの点から類推できることは、ＰＲ方式の重み係数の数値列｛ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃn ｝に関し、列添字の昇順列と降順列とは同一の中高分布列（ｃ0 ＝ｃn ，ｃ1 ＝ｃn-1 ，ｃ2 ＝ｃn-2 ，…）であって、少なくとも係数ｃ0 ，ｃ1 ，ｃ2 ≠０であることが望ましい。なお必要な場合、重み係数は整数に限らず、実数としても良い。
【００７０】
特に、ＰＲ（１，２，２，１）の場合はＰＲ（１，１）の場合に比して数ｄＢ以上の顕著な改善が見られた。図９では中間的な改良のパーシャルレスポンスが数種示されている。この図から理解できるように、ＰＲ（１，３，３，１），ＰＲ（１，４，６，４，１，）も好適に採用できる。重み係数の数値列は正の実数の中高列が良好であると推察できる。ただ、ＰＲ（１，３，３，１）が９値であるのに比し、ＰＲ（１，４，６，４，１，）は１７値であるため、波形等化器の遅延素子数の増大やＡ／Ｄ変換器の構成の複雑さが増すと共に、雑音の相加によりＳ／Ｎ比の低下を補う必要がある。従って、ＰＲ（１，４，６，４，１，）よりもＰＲ（１，３，３，１）の方を採用するのが望ましい。従って、一般に重み係数の数値列は正の実数の中高列で、４元要素（ｃ0 ，ｃ1 ，ｃ2 （＝ｃ1 ），ｃ3 （＝ｃ0 ））であることが良好であると推察できる。因みに、ＰＲ（１，４，４，１），ＰＲ（２，３，３，２）では１１値であり、ＰＲ（１，５，５，１）では１３値であり，ＰＲ（１，６，６，１），ＰＲ（２，５，５，２），ＰＲ（３，４，４，３）では１５値であり、ＰＲ（１，７，７，１，），ＰＲ（３，５，５，３）では１７値である。なお必要な場合、重み係数は整数に限らず、実数としても良い。
【００７１】
また、上記実施例では、低域通過フィルタ１５はアナログフィルタとして波形等化器１４の直後に設けてあるが、Ａ／Ｄ変換器１６の直後にディジタルフィルタとして設けても良い。
【００７２】
〔実施例２〕
図１０は本発明に係る光磁気記録再生装置の実施例２の全体構成を示すブロック図である。なお、図１０において図１に示す部分と同一部分には同一参照符号を付し、その説明は省略する。
【００７３】
本例では、記録・再生形３の直後にＡ／Ｄ変換器２６を接続し、その後にディジタル型の波形等化器２４を設けてある。１５はディジタル型の低域通過フィルタである。Ａ／Ｄ変換器２６のサンプリング周波数はセル幅Ｔb でも良いが、等化誤差を低減するためには、Ｔb ／ｍ（但し、ｍは自然数）とするのが良い。ディジタル型の波形等化器２４は一般に非巡回形ディジタルフィルタ（ＦＩＲ）であり、それを構成する複数の遅延回路の遅延時間はＴb ／ｍである。
【００７４】
このように波形等化器をディジタル回路で構成することによっても、高密度記録の向上と誤り訂正率の改善を図ることができる。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、ＰＲ（１，２，２，１）方式を採用しているので、高密度記録及びビット誤り訂正に頗る優れている。ＰＲ（１，２，２，１）の伝達関数の遮断周波数は１／３Ｔｂ  で低い値となるため、波形等化手段のタップ数を増やさなくても等化誤差を頗る低い値に抑えることができ、符号間干渉の抑制力が高い。波形等化手段のタップ数を増やさなくても良いことは、等化手段の構成の簡素さに資することは勿論、雑音相加を避けることができ、ビット誤りを抑制できる。また、他の遅延演算子Ｄの３次の伝達関数に比してＰＲ（１，２，２，１）方式は７値で符号検出できるので、波形等化器の遅延素子数の増大やＡ／Ｄ変換器の構成の複雑さを抑えることができる。
【００７６】
また（１，７）ＲＬＬ符号則，ＮＲＺＩ符号則及びＰＲ（１，２，２，１）方式を採用する場合、ビタビ復号手段において、入力である符号記号の状態をも内部状態として拡張し、その状態推移を基にしたトレリス線図を用いた場合には、内部状態数が増える分、最小自由距離が長くなるので、符号の相関性が強くなり、誤り訂正率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る光磁気記録再生装置の実施例１の全体構成を示すブロック図である。
【図２】ＰＲ（１，２，２，１）方式を含むＰＲ方式を説明する波形図である。
【図３】同実施例１において、記録・再生系及び波形等化器を拘束長４のトレリス符号器として捉えた場合の内部状態の状態推移図である。
【図４】図３の状態推移図を基にした時間的な内部状態の変化過程を表すトレリス線図である。
【図５】同実施例１において、記録・再生系及び波形等化器を拘束長５のトレリス符号器として捉えた場合の内部状態の状態推移図を基にしたトレリス線図である。
【図６】同実施例１において、記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ），及びＰＲ方式の伝達関数ＰＲ11（ｆ），ＰＲ1221（ｆ）を示すグラフである。
【図７】同実施例１において、（１，７）ＲＬＬのＮＲＺＩ符号を再生した場合の波形等化器の等化波形の理想的なアイパターン（アイダイヤグラム）である。
【図８】同実施例１において、ＰＲ（１，２，２，１）方式とＰＲ（１，１）に関し、波形等化器のタップ数に対する等化誤差の依存性を示すグラフである。
【図９】同実施例１において、記録データとして最大長周期系列（Ｍ系列）の０，１のデータを用いて０．２５μｍ／bit 〜０．３５μｍ／bit の記録密度で光記録媒体に記録し、その再生信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）と、その再生信号の復調後のデータのビット誤り率（ＢＥＲ）との関係を示すグラフである。
【図１０】本発明に係る光磁気記録再生装置の実施例２の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】従来の光磁気記録再生装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図１２】光磁気記録再生装置に用いるトランスバーサル形波形等化器の一般的構成を示すブロック図である。
【図１３】図１１における記録・再生系及び波形等化器を有限状態マシン（拘束長１の畳み込み符号器）として捉えた場合の内部状態の状態推移図である。
【図１４】図１３の状態推移図を基にしたトレリス線図である。
【図１５】光磁気記録再生装置に用いるビタビ復号器の一般的構成を示すブロック図である。
【図１６】図１１において、記録密度が低い場合について記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ），波形等化器の伝達関数Ｈ（ｆ），及びＰＲ（１，１）方式の伝達関数ＰＲ11（ｆ）を示すグラフである。
【図１７】図１１において、記録密度が高い場合について記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ），波形等化器の伝達関数Ｈ（ｆ），及びＰＲ（１，１）方式の伝達関数ＰＲ11（ｆ）を示すグラフである。
【符号の説明】
１，１１…符号化変調器
３…記録・再生系（光磁気ドライブ）
４，１４，２４…波形等化器
４ａ…遅延回路
４ｂ…重み付け回路（乗算器）
４ｃ…加算器
５，１５…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
６，１６，２６…Ａ／Ｄ変換器
７，１７…ビタビ復号器
８，１８…復調器。
【図１】
0003704752.tif 000012
【図２】
0003704752.tif 000013
【図３】
0003704752.tif 000014
【図４】
0003704752.tif 000015
【図５】
0003704752.tif 000016
【図６】
0003704752.tif 000017
【図７】
0003704752.tif 000018
【図８】
0003704752.tif 000019
【図９】
0003704752.tif 000020
【図１０】
0003704752.tif 000021
【図１１】
0003704752.tif 000022
【図１２】
0003704752.tif 000023
【図１３】
0003704752.tif 000024
【図１４】
0003704752.tif 000025
【図１５】
0003704752.tif 000026
【図１６】
0003704752.tif 000027
【図１７】
0003704752.tif 000028