(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流モーターの回転に同期して回転する直交座標系でモーター電流の基本波成分を制御する基本波電流制御系と、
モーター電流の基本波成分の整数倍の周波数で回転する直交座標系でモーター電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御系と、
前記基本波電流制御系の出力と前記高調波電流制御系の出力とを加算して３相交流電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
直流電源電圧を前記３相交流電圧指令値に応じた３相交流電圧に変換して前記３相交流モーターへ出力する電力変換手段とを備えたモーター制御装置であって、
前記電力変換手段の出力電圧の飽和状態を検出する電圧飽和検出手段と、
前記電圧飽和検出手段により出力電圧の飽和状態が検出されると、前記高調波電流制御系の電流制御ゲインを低減するゲイン調整手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記電圧飽和検出手段は、高出力側の予め設定した運転領域内で前記３相交流モーターが運転されているときは、前記電力変換手段の出力電圧が飽和状態にあるとすることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記電圧飽和検出手段は、前記３相交流電圧指令値のいずれかが判定基準値を超えたときは、前記電力変換手段の出力電圧が飽和状態にあるとすることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記電圧飽和検出手段は、前記基本波電流制御系の出力と前記高調波電流制御系の出力とに基づいて前記電力変換手段の出力電圧の振幅を算出し、前記出力電圧の振幅が判定基準値を超えたときは、前記電力変換手段の出力電圧が飽和状態にあるとすることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかの項に記載のモーター制御装置において、
前記ゲイン調整手段は、出力電圧の飽和状態が検出されると前記高調波電流制御系の出力を０にすることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれかの項に記載のモーター制御装置において、
前記高調波電流制御系は高調波電流指令値と実電流との偏差に比例積分制御を施す制御系であり、
前記ゲイン調整手段は、出力電圧の飽和状態が検出されると、前記高調波電流制御系の積分制御ゲインを低減することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかの項に記載のモーター制御装置において、
前記ゲイン調整手段は、前記電圧飽和検出手段で出力電圧の飽和状態が検出されなくなってから所定時間の間は電流制御ゲインの低減を継続することを特徴とするモーター制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流モーターを駆動制御する装置に関し、特に３相交流モーターに流れる高調波電流を低減するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に３相交流モーターの電流制御回路では、取り扱いが煩雑な３相交流の物理量を直流の物理量に変換して制御演算が行われている（例えば、特開平０８−３３１８８５号公報参照）。
【０００３】
図１４は、一般に広く用いられている３相交流モーターの制御装置の構成を示す。この種の制御装置では、３相交流モーターの磁束の方向をｄ軸に設定するとともに、ｄ軸と直交する軸をｑ軸に設定した回転直交座標系（ｄｑ軸座標系）において、直流量で電流制御演算を行い、電流の制御偏差を小さくしている。
【０００４】
一方、交流モーターでは、小型化と高効率化を図るために、図１５に示すような内部埋め込み磁石構造のローターと、集中巻構造のステーターの採用が増加している。前者のローターは磁石トルクとリラクタンストルクを有効利用できる構造であり、このような構造のローターを有するモーターはＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ−ｍａｇｎｅｔ  Ｍｏｔｏｒ）と呼ばれている。一方、後者のステーターはコイルエンドの大幅低減が可能な構造である。上述した構造のローターとステーターを備えたモーターは集中巻ＩＰＭモーターと呼ばれ、小形で高い効率を実現できるモーターとして注目されている。
【０００５】
ところで、上述した集中巻ＩＰＭモーターは小形化と高効率化に適したモーターであるが、空間高調波が大きいという特性を有している。集中巻構造のモーターは１極当たりのスロット数が少ないため、分布巻構造のモーターに比べて磁束の分布が不均一になり、空間高調波が大きくなる。
【０００６】
また、図１６に示すようなローターの表面が磁石で覆われている表面磁石構造のＳＰＭモーターに比べ、図１５に示す内部埋め込み磁石構造のＩＰＭモーターでは、ローターの円周に沿って磁石が埋め込まれている部分と磁石が存在しない部分とがあるため、磁束の変化が大きく、したがって空間高調波成分が大きくなる。
【０００７】
モーターの空間高調波が大きいと、モーターに流れる電流の高調波成分が大きくなり、モーターの効率改善効果が小さくなったり、トルクリップルが大きくなる上に、電流の基本波成分に高調波成分が重畳されているため、電流のピーク値が大きくなるという問題がある。
【０００８】
このような問題を解決するために、本出願人は特願２０００−３５６１１７号において、交流モーターに流れる高調波電流を低減するモーター制御装置を提案している。この発明は、モーター回転速度に同期して回転するｄｑ軸座標系においてモーター電流を制御する基本波電流制御系と、その整数倍で回転する直交座標系においてモーター電流を制御する高調波電流制御系とを備え、２つの電流制御系の出力に基づいてモーターに印加する電圧指令値を生成する制御装置である。この装置によれば、高調波成分電流を大きく低減することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した後者のモーター制御装置では、主に基本成分電流を制御する基本波電流制御系と、主に高調波電流を制御する高調波電流制御系の２つの電流制御系を備えているため、通常は高調波電流成分の制御性能が従来のモーター制御装置に比べて大きく改善されるが、電圧が飽和した場合には従来のモーター制御装置よりも電流歪みが大きくなってしまうという問題がある。
【００１０】
一般に、交流モーターを駆動制御する場合にはＰＷＭインバーターが用いられる。ＰＷＭインバーターは、直流電源から供給される直流電圧をＰＷＭにより電圧指令値と等価な交流電圧に変換し、モーターに印加する。そのため、直流電源の直流電圧値によって出力可能な最大の交流電圧値が決まることになる。
【００１１】
大きな出力のモーター運転領域では、モーターに印加すべき電圧が出力可能な最大電圧の近傍になる。また、出力を急に増加させる場合にも、過渡的に大きな電圧をモーターに印加する必要が生じる。このような状況においては、出力可能な最大電圧より大きな電圧が必要になることがあるが、出力可能な電圧より大きな電圧をモーターに印加することはできない。以後、出力可能な電圧より大きな電圧をモーターに印加する必要がある状態を「電圧飽和」の状態と呼ぶ。上述した後者のモーター制御装置では、高調波電流成分を小さくするために結果的に電圧の高調波成分が大きくなるため、電圧の飽和が発生し易くなる。
【００１２】
このような場合には出力電圧が不足するため、必要な電流をモーターに供給することができなくなるが、基本波電流制御系と高調波電流制御系という２つの電流制御系が存在するため、両方の電流制御系が必要な電流を流す方向に出力電圧指令値を変化させ続ける。そのため、電圧飽和状態から回復した後などで大きな電流歪みが発生する。
【００１３】
本発明の目的は、基本波電流制御系と高調波電流制御系とを備えたモーター制御装置において、出力電圧が飽和した場合の電流歪みを低減する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
（１）  請求項１の発明は、３相交流モーターの回転に同期して回転する直交座標系でモーター電流の基本波成分を制御する基本波電流制御系と、モーター電流の基本波成分の整数倍の周波数で回転する直交座標系でモーター電流に含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御系とを備え、前記基本波電流制御系の出力と前記高調波電流制御系の出力とを加算して３相交流電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、直流電源電圧を前記３相交流電圧指令値に応じた３相交流電圧に変換して前記３相交流モーターへ出力する電力変換手段とを備えたモーター制御装置であって、前記電力変換手段の出力電圧の飽和状態を検出する電圧飽和検出手段と、前記電圧飽和検出手段により出力電圧の飽和状態が検出されると、前記高調波電流制御系の電流制御ゲインを低減するゲイン調整手段とを備える。
（２）  請求項２のモーター制御装置は、前記電圧飽和検出手段によって、高出力側の予め設定した運転領域内で前記３相交流モーターが運転されているときは、前記電力変換手段の出力電圧が飽和状態にあるとする。
（３）  請求項３のモーター制御装置は、前記電圧飽和検出手段によって、前記３相交流電圧指令値のいずれかが判定基準値を超えたときは、前記電力変換手段の出力電圧が飽和状態にあるとする。
（４）  請求項４のモーター制御装置は、前記電圧飽和検出手段によって、前記基本波電流制御系の出力と前記高調波電流制御系の出力とに基づいて前記電力変換手段の出力電圧の振幅を算出し、前記出力電圧の振幅が判定基準値を超えたときは、前記電力変換手段の出力電圧が飽和状態にあるとする。
（５）  請求項５のモーター制御装置は、前記ゲイン調整手段によって、出力電圧の飽和状態が検出されると前記高調波電流制御系の出力を０にする。
（６）  請求項６のモーター制御装置は、前記高調波電流制御系は高調波電流指令値と実電流との偏差に比例積分制御を施す制御系であり、前記ゲイン調整手段によって、出力電圧の飽和状態が検出されると、前記高調波電流制御系の積分制御ゲインを低減する。
（７）  請求項７のモーター制御装置は、前記ゲイン調整手段によって、前記電圧飽和検出手段で出力電圧の飽和状態が検出されなくなってから所定時間の間は電流制御ゲインの低減を継続する。
【００１５】
【発明の効果】
（１）  請求項１の発明によれば、出力電圧の飽和状態が検出されると高調波電流制御系の電流制御ゲインを低減するようにしたので、出力電圧に含まれる高調波電圧成分が少なくなって出力電圧の飽和が発生しにくくなり、電流歪みの発生頻度が少なくなる上に、出力電圧の飽和が発生した場合でも電流歪みを小さく抑制することができる。
（２）  請求項２の発明によれば、高出力側の予め設定した運転領域内で３相交流モーターが運転されているときは出力電圧が飽和状態にあるとした。大きな電源電圧が必要なモーターの最大出力付近では出力電圧の飽和が発生しやすく、したがって電流歪みが大きくなる。そのため、請求項２の発明では出力電圧飽和の可能性が高いモーター出力の大きな運転領域では、高調波電流制御系の電流制御ゲインを低減するようにした。これにより、請求項１の上記効果に加え、出力電圧の飽和状態を正確に検出することができる。
（３）  請求項３の発明によれば、３相交流電圧指令値のいずれかが判定基準値を超えたときは出力電圧が飽和状態にあるとした。これにより、請求項１の上記効果に加え、どの相の出力電圧が飽和状態になっても確実に検出することができる。
（４）  請求項４の発明によれば、基本波電流制御系の出力と高調波電流制御系の出力とに基づいて出力電圧の振幅を算出し、出力電圧の振幅が判定基準値を超えたときは出力電圧が飽和状態にあるとした。これにより、請求項１の上記効果に加え、出力電圧の振幅により出力電圧の飽和状態を判定するので、短時間で飽和状態と非飽和状態とを繰り返すような場合でも、頻繁に飽和と非飽和の判定が切り換わるのを防止でき、出力電圧の飽和状態を安定に検出することができる。
（５）  請求項５の発明によれば、出力電圧の飽和状態が検出されると高調波電流制御系の出力を０にしたので、請求項１の上記効果をさらに増大させることができる。
（６）  請求項６の発明によれば、出力電圧の飽和状態が検出されると高調波電流制御系の積分制御ゲインを低減するようにした。通常、制御系の積分制御ゲインを上げると、定常状態における制御出力の精度はよくなるが、過渡状態における応答性は低下する。したがって、出力電圧飽和時に積分制御ゲインを低減することによって、高調波電流制御系の応答性の低下が避けられ、電流歪みをさらに低減することができる。
（７）  請求項７の発明によれば、出力電圧の飽和状態が検出されなくなってから所定時間の間は電流制御ゲインの低減を継続するようにしたので、短時間の間に頻繁に電流制御ゲインが切り換わるのを防止することができ、モーターのトルク変動を抑制できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
《発明の第１の実施の形態》
図１は第１の実施の形態の構成を示す。この実施の形態のモーター制御装置は、ベクトル制御により３相交流モーターを駆動制御するものであって、基本波電流制御系と高調波電流制御系とを備え、高調波電流を低減するとともに、相電圧が飽和したときの電流歪みを低減する。
【００１７】
基本波電流制御系は、３相交流モーターＭに流れる３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、モーター回転に同期して回転する直交座標系（以下、ｄｑ軸座標系と云う）のｄ軸電流成分とｑ軸電流成分に変換し、それらのｄｑ軸電流を制御することによってモーターＭに流れる３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの主に基本波成分を制御する回路である。
【００１８】
これに対し高調波電流制御系は、基本波電流制御系のみでモーター電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（以下、高調波座標系またはｄｈｑｈ軸座標系と呼ぶ）、換言すれば、モーター電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する高調波座標系において、モーター電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波成分を制御する回路である。
【００１９】
基本波電流制御系は、トルク制御回路１、基本波電流制御回路（ｄｑ軸電流制御回路）２、ｄｑ／３相変換回路３、電力変換装置４、位相・速度計算回路５および３相／ｄｑ変換回路８を備えている。この基本波電流制御系の構成は図１４に示す従来のモーター制御装置と同様である。
【００２０】
トルク制御回路１は、トルク指令値Ｔｅ＊およびモーター回転速度ωｅに基づいて、電流指令値テーブルからｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊とを演算する。基本波電流制御回路（ｄｑ軸電流制御回路）２は、ｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑをそれぞれ電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に一致指させるためのｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ１＊、ｖｑ１＊を演算する。つまり、減算器２ａ、２ｂによりｄ軸とｑ軸の電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊から実電流ｉｄ、ｉｑを減算して電流偏差を求め、電流制御回路２に内蔵される演算増幅器により電流偏差を０にするためのｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ１＊、ｖｑ１＊を演算する。
【００２１】
ｄｑ／３相変換回路３は、３相交流モーターＭの基本波電流の位相θｅに基づいてｄｑ軸の電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。電流変換装置（インバーター）４は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子により３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊にしたがってバッテリーなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングし、３相交流電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを生成して３相交流モーターＭに印加する。
【００２２】
エンコーダーＰＳは、３相交流モーターＭに連結され、モーターＭの回転位置θｍを検出する。位相・速度計算回路５は、エンコーダーＰＳからの回転位置信号θｍに基づいてモーターＭの回転速度ωｅ、磁束の基本波成分の位相すなわちｄ軸の位相θｅおよび磁束の高調波成分の位相すなわちｄｈ軸の位相θｅｈを演算する。また、電流センサー６，７は、３相交流モーターＭのＵ相とＶ相の実電流ｉｕ、ｉｖを検出する。３相／ｄｑ変換回路８は、基本波電流位相θｅに基づいて３相交流モーターＭの実電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（＝−ｉｕ−ｉｖ）をｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑへ変換する。
【００２３】
一方、高調波電流制御系は、３相／ｄｑ変換回路８、ハイパス・フィルター９、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路１０、高調波電流制御回路（ｄｈｑｈ軸電流制御回路）１１およびｄｈｑｈ／ｄｑ変換回路１２を備えている。ハイパス・フィルター９は、ｄｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑにフィルター処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路１０は、上述した基本波電流制御系のみでモーター電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄｈｑｈを有し、ｄｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑの高調波成分を高調波座標系ｄｈｑｈの実電流ｉｄｈ、ｉｑｈに変換する。
【００２４】
高調波電流制御回路（ｄｈｑｈ軸電流制御回路）１１は、ｄｈ軸とｑｈ軸の実電流ｉｄｈ、ｉｑｈをそれぞれ電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊に一致させるためのｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ＊、ｖｑｈ＊を演算する。ここで、高調波電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊はともに０であり、高調波電流制御部１１はモーター電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波成分の内の上記所定次数の高調波成分が０となるように高調波電流を制御する。
【００２５】
ｄｈｄｑ／ｄｑ変換回路１２は、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ＊、ｖｑｈ＊をｄ軸とｑ軸の高調波電圧指令値ｖｄ２＊、ｖｑ２＊に変換する。加算器１３，１４は、基本波電流制御系で生成された基本波電圧指令値ｖｄ１＊、ｖｑ１＊と、高調波電流制御系で生成された高調波電圧指令値ｖｄ２＊、ｖｑ２＊とを加算し、最終的なｄ軸電圧指令値ｖｄ＊（＝ｖｄ１＊＋ｖｄ２＊）とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊（＝ｖｑ１＊＋ｖｑ２＊）を算出する。
【００２６】
図１に示す第１の実施の形態のモーター制御装置から、ハイパス・フィルター９、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路１０、高調波電流制御回路１１、ｄｈｑｈ／ｄｑ変換回路１２および加算器１３，１４を除くと、図１４に示す従来のモーター制御装置の電流制御系、つまりモーター回転に同期して回転するｄｑ軸座標系でモーター電流を制御する電流制御系となる。ｄｑ軸座標系のみの電流制御演算では、モーターの空間高調波に起因する高調波電流の周波数帯域まで電流指令値に対する実電流の追従性を確保するのは困難であり、上述したように集中巻ＩＰＭモーターの効率改善効果が小さくなったり、トルクリップルが大きくなったり、あるいは電流のピーク値が大きくなるという問題がある。
【００２７】
この問題を詳しく説明する。ｄｑ軸座標系はモーターの回転に同期して回転する座標系であるから、ｄｑ軸座標系ではモーターの基本波電流は直流量になる。一方、高調波電流の角周波数をωｅｈとし、モーターの角速度すなわち基本波電流の角周波数をωｅとすると、ｄｑ軸座標系における高調波電流の角周波数ωｅｈ＿ｄｑは（ωｅｈ−ωｅ）となり、モーター電流の高調波成分はｄｑ軸座標系でも直流量にならない。そのため、モーターの回転速度が高くなってモーター電流の周波数が高くなると、モーター電流の基本波成分の追従性は良好であるが、高調波成分はモーターの回転速度に応じて周波数が高くなり、電流指令値に対して実電流が追従できなくなる。
【００２８】
そこで、この第１の実施の形態では、図１に示す高調波電流制御系８〜１２と加算器１３，１４によって、所定次数の高調波成分の電流追従性を改善して所定次数の高調波成分を低減する。説明を分かりやすくするために、この第１の実施の形態ではｋ次高調波成分を低減するものとする。３相／ｄｑ変換回路８から出力されるｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑは、その基本波成分は直流量であるが、高調波成分は交流量であるから、まずハイパス・フィルター９により実電流ｉｄ、ｉｑから高周波成分のみを抽出する。ｋ次高調波電流の位相をθｅｈとし、ｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑに含まれるｋ次高調波成分を、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路１０により位相（θｅｈ−θｅ）で回転するｄｈｑｈ軸座標系の実電流ｉｄｈ、ｉｑｈに変換すると、これらは直流量になる。したがって、ｄｈｑｈ軸座標系で電流制御演算を行えば、ｋ次高調波電流の電流指令値（＝０）に対する追従性は大きく改善される。その結果、モーター電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波電流を低減することができる。特に、ｋ次およびその近傍の高調波電流を大幅に低減できる。
【００２９】
空間高調波成分の大きい集中巻ＩＰＭモーターを従来のモーター制御装置で駆動した場合の、Ｕ相電流指令値に対するＵ相電流の波形を図２に示す。また、この第１の実施の形態のモーター制御装置で駆動した場合のＵ相電流指令値に対するＵ相電流の波形を図３に示す。従来のモーター制御装置で駆動した場合は、図２から明らかなようにモーター電流に大きな高調波成分が含まれている。これに対しこの第１の実施の形態のモーター制御装置で駆動した場合は、図３から明らかなように高調波成分が大きく低減されている。このように、モーター電流に含まれる所定次数を中心とする高調波成分を低減することができる。
【００３０】
ところで、電流歪みを低減するには必要な電圧がモーターに印加されなければならない。しかし、インバーターが出力できる電圧は有限であり、モーターを高回転かつ高出力で運転したり、出力を急激に増加させると、電流指令値に追従するために必要な電圧を出力できないことがある。つまり、基本波電流制御系と高調波電流制御系の和から求める出力電圧指令値に相当する電圧を出力できなくなる。このように一実施の形態では２種類の電流制御系を備えているため、基本波電流制御系のみを備えたモーター制御装置で駆動した場合より、電流歪みが大きくなってしまう。この問題を解決するのが、ｄｈｑｈ軸座標系の高調波電流制御回路１１である。
【００３１】
図４は、高調波電流制御回路（ｄｈｑｈ軸電流制御回路）１１の詳細な構成を示す。高調波電流制御回路１１は、ｄｈ軸電流成分とｑｈ軸電流成分とにそれぞれ比例積分（ＰＩ）演算制御を施す。ｄｈ軸電流成分において、減算器２１はｄｈ軸電流指令値ｉｄｈ＊（＝０）からｄｈ軸実電流ｉｄｈを減算し、電流偏差（ｉｄｈ＊−ｉｄｈ）を求める。比例演算増幅器２２は電流偏差（ｉｄｈ＊−ｉｄｈ）を増幅する。積分器２３は電流偏差（ｉｄｈ＊−ｉｄｈ）を積分し、積分演算増幅器２４は電流偏差（ｉｄｈ＊−ｉｄｈ）の積分値を増幅する。同様にｑｈ軸電流成分において、減算器２５はｑｈ軸電流指令値ｉｑｈ＊（＝０）からｑｈ軸実電流ｉｑｈを減算し、電流偏差（ｉｑｈ＊−ｉｑｈ）を求める。比例演算増幅器２６は電流偏差（ｉｑｈ＊−ｉｑｈ）を増幅する。積分器２７は電流偏差（ｉｑｈ＊−ｉｑｈ）を積分し、積分演算増幅器２８は電流偏差（ｉｑｈ＊−ｉｑｈ）の積分値を増幅する。
【００３２】
ゲイン決定回路２９は、トルク指令値Ｔｅ＊とモーター回転速度ωｅとに基づいて電流制御ゲインを調整する値Ｋを決定する。この電流制御ゲインの調整値Ｋは、図５に示すように、大きな電源電圧が必要になる最大出力付近、すなわちモーター出力（∝ωｅ・Ｔｅ＊）が大きくなる図中のハッチング領域では電圧飽和時の電流歪みを低減するため、予めゲイン調整値Ｋが小さくなるように設定されている。これにより、ｄｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＊とｑｈ軸電圧指令値ｖｑｈ＊を演算する際に用いる電流制御ゲインが、高出力領域では小さい値に設定されて電流歪みが抑制することができる。
【００３３】
ゲイン決定回路２９で決定された電流制御ゲイン調整値Ｋは乗算器３０〜３３へ送られ、これら乗算器３０〜３３により調整値Ｋに応じた電流制御ゲインが設定される。電流制御ゲインがｄｈ軸の比例演算増幅器２２の出力と積分演算増幅器２４の出力、およびｑｈ軸の比例演算増幅器２６の出力と積分演算増幅器２８の出力にそれぞれ乗ぜられる。加算器３５は、電流制御ゲインが乗ぜられた比例演算増幅器２２の出力と積分演算増幅器２４の出力を加算し、ｄｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＊を生成する。また、加算器３６は、電流制御ゲインが乗ぜられた比例演算増幅器２２の出力と積分演算増幅器２４の出力を加算し、ｑｈ軸電圧指令値ｖｑｈ＊を生成する。
【００３４】
このように、大きな電源電圧が必要なモーターの最大出力付近では出力電圧の飽和が発生しやすく、したがって電流歪みが大きくなる。そのため、この第１の実施の形態では、モーターＭの回転速度ωｅとトルク指令値Ｔｅ＊とに基づいてモーター出力（∝ωｅ・Ｔｅ＊）を把握し、出力電圧飽和の可能性が高いモーター出力の大きな運転領域では、高調波電流制御系の電流制御ゲインを低減するようにした。これにより、電力変換装置（インバーター）４の出力電圧に含まれる高調波電圧成分が少なくなって出力電圧の飽和が発生しにくくなり、電流歪みの発生頻度が少なくなる上に、出力電圧の飽和が発生した場合でも、高調波電流制御系の制御ゲインを低減するので電流歪みを小さく抑制することができる。
【００３５】
《発明の第２の実施の形態》
上述した第１の実施の形態ではモーターの出力状態を把握して出力電圧の飽和を検知する例を示したが、相電圧指令値により出力電圧の飽和を検知するようにした第２の実施の形態を説明する。
【００３６】
図６に第２の実施の形態の構成を示す。なお、図１に示す制御ブロックと同様な機能のブロックに対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００３７】
電圧飽和判定回路１５は、３相の相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて出力電圧が飽和状態か否かを判定する。この電圧飽和判定回路１５の詳細を図７に示す。絶対値回路４１は３相の相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の絶対値を求める回路であり、最大値回路４２は３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の中から最大値を求める回路である。判定回路４３は、３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の中の最大値がメモリ４４に記憶されている電圧飽和判定基準値よりも大きいか否かを判定する回路である。３相電圧指令値の最大値が判定基準値よりも大きい場合は、出力電圧が飽和状態にあると判断して０を出力し、３相電圧指令値の最大値が判定基準値よりも小さい場合は、出力電圧は飽和状態でないと判断して１を出力する。遅延回路４５は、判定回路４３の出力が０から１に立ち上がる時点、すなわち出力電圧の飽和状態が解消された時点を所定の時間だけ遅延して電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔを出力する。
【００３８】
電圧飽和判定回路１５により出力電圧が飽和状態にあると判定されたときは電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔが０になり、出力電圧が飽和状態にないと判定されたときは電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔが１になる。この電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔは高調波電流制御回路（ｄｈｑｈ軸電流制御回路）１１Ａへ入力される。図８に高調波電流制御回路１１Ａの詳細を示す。図８において、図４に示す第１の実施の形態の高調波電流制御部１１と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。乗算器３７は、ｄｈ軸の電流制御ゲインが乗ぜられた比例演算増幅器２２の出力と積分演算増幅器２４の出力の加算値に対して電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔを乗算し、ｄｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＊を生成する。また、乗算器３８は、ｑｈ軸の電流制御ゲインが乗ぜられた比例演算増幅器２６の出力と積分演算増幅器２８の出力の加算値に電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔを乗算し、ｑｈ軸電圧指令値ｖｑｈ＊を生成する。これにより、出力電圧の飽和状態が検知された場合には、ｄｈ軸電圧指令ｖｄｈ＊とｑｈ軸電圧指令ｖｑｈ＊とがともに０になる。これは、電圧飽和が発生したときに高調波電流制御系の電流制御ゲインを０にするのと等価である。
【００３９】
このように第２の実施の形態によれば、３相の相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて出力電圧が飽和状態か否かを検知し、出力電圧の飽和状態が検知されると、高調波電流制御系で生成されるｄｈｑｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＊、ｖｑｈ＊を０にする、つまり高調波電流制御系の電流制御ゲインを０にする。これにより、電力変換装置（インバーター）４の出力電圧に含まれる高調波電圧成分が少なくなって出力電圧の飽和が発生しにくくなり、電流歪みの発生頻度が少なくなる上に、出力電圧の飽和が発生した場合でも、高調波電流制御系の制御ゲインを０にするので電流歪みを低減することができる。また、３相の相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて出力電圧が飽和状態か否かを検知するので、どの相の出力電圧が飽和状態になっても確実に検出することができる。
【００４０】
《発明の第３の実施の形態》
上述した第２の実施の形態では３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて出力電圧の飽和状態を検知する例を示したが、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ１＊、ｖｑ１＊とｄｈｑｈ軸電圧指令値ｖｄ２＊、ｖｑ２＊とに基づいて出力電圧の飽和状態を検知することもできる。その第３の実施の形態を説明する。
【００４１】
図９に第３の実施の形態の構成を示す。なお、図１および図６に示す制御ブロック図と同様な機能を有する制御ブロックに対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００４２】
電圧飽和判定回路１５Ａは、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ１＊、ｖｑ１＊とｄｈｑｈ軸電圧指令値ｖｄ２＊、ｖｑ２＊とに基づいて出力電圧が飽和状態か否かを判定する。図１０に第３の実施の形態の電圧飽和判定回路１５Ａの詳細を示す。振幅演算回路５１は、次式により３相電圧の振幅ｓを演算する。
【数１】
ｓ＝√〔２／３｛（｜ｖｄ１＊｜＋｜ｖｑ１＊｜）２＋（｜ｖｄ２＊｜＋｜ｖｑ２＊｜）２｝〕
この振幅ｓは、１周期おける３相電圧の最大値である。
【００４３】
図１１は、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊とｄｈｑｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＊、ｖｑｈ＊との関係を示す。ｄｑ軸はモーターＭの角速度ωｅで回転する基本波電流の座標系であり、ｄｈｑｈ軸は基本波の整数倍の角速度ωｅｈで回転する高調波電流の座標系である。これらの座標系は互いに回転速度が異なるため、相電圧は時々刻々と変化するが、上記数式１により容易に１周期における相電圧の最大値を求めることができる。
【００４４】
図１０の判定回路５２は、振幅演算回路５１により求めた１周期における相電圧の最大値がメモリ５３に記憶されている電圧飽和判定基準値よりも大きいか否かを判定する回路である。１周期における相電圧の最大値が判定基準値よりも大きい場合は、出力電圧が飽和状態にあると判断して０を出力し、１周期における相電圧の最大値が判定基準値よりも小さい場合は、出力電圧は飽和状態にないと判断して１を出力する。遅延回路５４は、判定回路５３の出力が０から１に立ち上がる時点、すなわち出力電圧の飽和状態が解消された時点を所定の時間だけ遅延して電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔを出力する。
【００４５】
電圧飽和判定回路１５Ａにより出力電圧が飽和状態にあると判定されたときは電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔが０になり、出力電圧が飽和状態にないと判定されたときは電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔが１になる。この電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔは高調波電流制御回路（ｄｈｑｈ軸電流制御回路）１１Ａ（図８参照）へ入力され、高調波電流制御回路１１Ａは上述したように電圧飽和信号ｆ＿ｓａｔに応じて電流制御ゲインを変える。
【００４６】
このように第３の実施の形態よれば、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ１＊、ｖｑ１＊とｄｈｑｈ軸電圧指令ｖｄ２＊、ｖｑ２＊とに基づいて出力電圧が飽和状態か否かを検知し、出力電圧の飽和状態が検知されると、高調波電流制御系で生成されるｄｈｑｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＊、ｖｑｈ＊を０にする、つまり高調波電流制御系の電流制御ゲインを０にする。これにより、電力変換装置（インバーター）４の出力電圧に含まれる高調波電圧成分が少なくなって出力電圧の飽和が発生しにくくなり、電流歪みの発生頻度が少なくなる上に、出力電圧の飽和が発生した場合でも、高調波電流制御系の制御ゲインを０にするので電流歪みを低減することができる。また、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ１＊、ｖｑ１＊とｄｈｑｈ軸電圧指令ｖｄ２＊、ｖｑ２＊とに基づいて出力電圧の振幅を求め、出力電圧の振幅により出力電圧の飽和状態を判定するので、短時間で飽和状態と非飽和状態とを繰り返すような場合でも、頻繁に飽和と非飽和の判定が切り換わるのを防止でき、出力電圧の飽和状態を安定に検出することができる。
【００４７】
《発明の第４の実施の形態》
上述した各実施の形態では、高調波電流制御回路（ｄｈｑｈ軸電流制御回路）１１（図４参照）と１１Ａ（図８参照）において、電流制御ゲインの内の比例制御（Ｐ）ゲインと積分制御（Ｉ）ゲインの両方を変化させる例を示したが、図１２（図４に対応）および図１３（図８に対応）に示すように積分制御（Ｉ）ゲインのみを変化させ、出力電圧の飽和状態が検出されたときは積分制御（Ｉ）ゲインのみを低減するようにしてもよい。通常、制御系の積分制御（Ｉ）ゲインを上げると、定常状態における制御出力の精度はよくなるが、過渡状態における応答性は低下する。したがって、出力電圧飽和時に積分制御ゲインを低減または０にすることによって、高調波電流制御系の応答性の低下が避けられ、電流歪みをさらに低減することができる。
【００４８】
以上の実施の形態の構成において、基本波電流制御回路２、減算器２ａ，２ｂ、電流センサー６，７および３相／ｄｑ変換回路８が基本波電流制御系を、電流センサー６，７、３相／ｄｑ変換回路８、ハイパス・フィルター９、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路１０、高調波電流制御回路１１およびｄｈｑｈ／ｄｑ変換回路１２が高調波電流制御系を、加算器１３，１４およびｄｑ／３相変換回路３が電圧指令値生成手段を、電力変換装置４が電力変換手段を、ゲイン決定回路２９または電圧飽和判定回路１５，１５Ａが電圧飽和検出手段を、ゲイン決定回路２９と乗算器３０〜３３、または乗算器３７，３８がゲイン調整手段をそれぞれ構成する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図２】従来のモーター制御装置による電流制御結果を示す図である。
【図３】第１の実施の形態のモーター制御装置による電流制御結果を示す図である。
【図４】第１の実施の形態の高調波電流制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図５】電流制御ゲイン調整値Ｋの決め方を示す図である。
【図６】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図７】第２の実施の形態の電圧飽和判定回路の詳細な構成を示す図である。
【図８】第２の実施の形態の高調波電流制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図９】第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図１０】第３の実施の形態の電圧飽和判定回路の詳細な構成を示す図である。
【図１１】ｄｑ軸およびｄｈｑｈ軸との関係を示す図である。
【図１２】第４の実施の形態の高調波電流制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図１３】第４の実施の形態の高調波電流制御回路の他の構成を示す図である。
【図１４】従来のモーター制御装置の構成を示す図である。
【図１５】内部埋め込み磁石構造のＩＰＭモーターの断面図である。
【図１６】表面磁石構造のＳＰＭモーターの断面図である。
【符号の説明】
１  トルク制御回路
２  基本波電流制御回路
２ａ，２ｂ  減算器
３  ｄｑ／３相変換回路
４  電力変換装置
５  位相・速度計算回路
６，７  電流センサー
８  ３相／ｄｑ変換回路
９  ハイパス・フィルター
１０  ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路
１１，１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ  高調波電流制御回路
１２  ｄｈｑｈ／ｄｑ変換回路
１３，１４  加算器
１５，１５Ａ  電圧飽和判定回路
２１，２２  減算器
２２，２６  比例演算増幅器
２３，２７  積分器
２４，２８  積分演算増幅器
２９  ゲイン決定回路
３０〜３３  乗算器
３５，３６  加算器
３７，３８  乗算器
４１  絶対値回路
４２  最大値回路
４３  判定回路
４４  電圧飽和判定基準値メモリ
４５  遅延回路
５１  振幅演算回路
５２  判定回路
５３  電圧飽和判定基準値メモリ
５４  遅延回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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