(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ列を符号化し符号化されたデータ列を作るチャネル符号化器と、
上記符号化されたデータ列を伝送するチャネル符号化器に結合された離散時間チャネルと、
検出器の中の状態数を低減するために補足状態グループ化技術使用し、符号化されたデータ列を発生する上記離散時間チャネルの出力を復号する上記離散時間チャネルに結合された低減状態検出器、及び上記符号化されたデータ列からデータ列を再生する上記状態低減検出器に結合されたチャネル復号器とを含む、ユーザと受信者間のデータ伝送システム。
【請求項２】
上記状態低減検出器が少なくとも２つのＡＣＳユニットと、上記少なくとも２つのＡＣＳユニットの１つに結合された選択ユニットをもつ請求項１記載のシステム。
【請求項３】
上記補足状態の１対が所定の基準を満たす状態距離をもつとき、上記状態低減検出器はある超状態を形成するため１対の補足状態をグループ化する請求項１記載のシステム。
【請求項４】
上記補足状態の１対を形成する二つの状態を第１状態及び第２状態とするとき、第１状態及び第２状態の状態距離は、有る発生状態から発して上記第１状態及び第２の状態にそれぞれ終わる、２つのパス間の最小距離である請求項３記載のシステム。
【請求項５】
上記状態距離がユークリッド自由距離である請求項４記載のシステム。
【請求項６】
上記所定の基準は状態距離がある最小距離以上であることである請求項３記載のシステム。
【請求項７】
上記最小距離が最尤トレリスの最小ユークリッド自由距離である請求項６記載のシステム。
【請求項８】
各ＡＣＳユニットはある超状態の生き残りパスからの帰還を用いて各多値ブランチに１つのブランチ値を選択する請求項１ないし７のいずれかに記載のシステム。
【請求項９】
上記ブランチ値が上記ブランチに関連するチャネル入力及び無雑音チャネル出力を含む請求項１ないし２２のいずれかに記載のシステム。
【請求項１０】
上記選択ユニットは、１つのブランチに関連する非雑音チャネル出力が離散時間チャネルと異なった極性のときは、状態低減トレリスのブランチを除く請求項請求項１ないし９のいずれかに記載のシステム。
【請求項１１】
上記離散時間チャネルは、変調信号を発生するために符号化されたデータを変調する信号チャネル符号化器に結合されたディジタル変調器と、
上記変調信号を伝送するためにディジタル変調器に結合された雑音のあるチャネル媒体と
上記符号化データ列を発生するため上記変調した信号を復調するための上記雑音のあるチャネル媒体に結合された変調器とをもつ請求項１ないし１０のいずれかに記載のシステム。
【請求項１２】
上記離散時間チャネルがＥＰＲ４チャネルである請求項１ないし１０のいずれかに記載のシステム。
【請求項１３】
上記離散時間チャネルが整数係数を持つ一般化されたパーシャルレスポンスチャネルである請求項１ないし１０のいずれかに記載のシステム。
【請求項１４】
上記離散時間チャネルが非整数係数を持つ一般化されたパーシャルレスポンスチャネルである請求項１ないし１０のいずれかに記載のシステム。
【請求項１５】
上記離散時間チャネルが２値の入力のチャネルである請求項１ないし１４のいずれかに記載のシステム。
【請求項１６】
上記離散時間チャネルが多値入力のチャネルである請求項１ないし１４のいずれかに記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル通信における符号間干渉（ＩＳＩ）チャネルの信号復号のための方法及びシステムに関する。更に詳しくいえば、本発明は、ＩＳＩチャネル用ビタビ検出器（ＶＤ）の状態数を低減するためのコンプリメンタルな状態（以下、補足状態と呼ぶ）グルーピング化技術（ＣＧＳＴ：Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔ  ｓｔａｔｅｓ  ｇｒｏｕｐｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）の使用に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＳＩチャネルの復号では、よく知られたビタビ検出器を用いて実現された最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ）が行なわれ、例えば、判定帰還等化器のような他の検出技術に比べ、顕著な性能利得をもつ。しかしながら、ＭＬＳＥ装置の複雑さは一般に他の検出技術より大きく、そして、その複雑さの増大は低電力かつ高速装置への挑戦を起こさせているといえる。それ故に、ＭＬＳＥに比較して妥当な、そして、望ましくは僅かな性能損失で、ビタビ検出器を実現する複雑さを減らすことが望まれる。
【０００３】
ビタビ検出器の複雑さは直接その状態数によるものであることは、良く知られている。その状態数は、次式（１）で決まる。
【０００４】
【数１】
0003619677.tif 000002
【０００５】
ここで、Ｍは、チャネル入力信号セットの大きさで、そして、Ｋは、全チャネルインパルス応答の長さ、即ちそのチャネルメモリの長さである。
【０００６】
ビタビ検出器の状態数を低減する古典的技術は、Ｍ．Ｖ．ＥｙｕｂｏｇｌｕとＳ．Ｕ．Ｈ．Ｑｕｒｅｓｈｉによって、文献”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  第３６巻第１号１３ないし２０頁、１月１９８９年号に参考として引用された「Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｓｅｔ  Ｐａｒｔｉｔｉｏｎｉｎｇ  ａｎｄ  Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ」、と題する章で記述されている。上記参考章で述べられている状態低減シーケンス推定（ＲＳＳＥ）技術では、状態低減（ＲＳ）トレリス内で各超状態は、元の最尤（ＭＬ）トレリスの状態を組み合わせることによって形成される。この元の最尤（ＭＬ）トレリスの状態の組合せは”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，  Ｖｏｌ．  ＩＴ−２８，  ｐｐ．  ５５−６７，  Ｊａｎｕａｒｙ  １９８２，のＧ．Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋの「多値レベル／位相信号を持つチャネル符号化」の中でだされているＵｎｇｅｒｂｏｅｃｋ風のセット分割原理を用いて行われている。
２値伝送のケースでは、この古典的ＲＳＳＥ技術は、単純に状態切詰技術となっている。そのＲＳトレリス中の各超状態は、そのＭＬ状態ベクトルを適当な長さＫ’（ここでＫ’＜Ｋ）に切詰めることによって形成される。
【０００７】
上述の技術は、複雑さと多くの通信チャネルに対する性能との間でよいトレードオフを提供するけれども、その古典的ＲＳＳＥ技術が妥当な性能損失を伴って、その複雑さが低減するという点で満足すべき解決が見い出せない数多くのアプリケーションがある。例えば、２値入力の拡張パーシャルレスポンス、クラス４、（ＥＰＲ４）チャネル、（磁気記録システムで共通に生じる）に対して、古典的ＲＳＳＥで生じる損失は、許容できないものである。それ故、必要なことは、ビタビ検出器の複雑さを低減するための性能損失を無視できるようにする状態低減技術である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、性能損失を無視できるにするＩＳＩチャネル用の状態低減ビタビ検出器を実施する方法及びシステムを提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の方法の一実施形態では、補足状態の全ての対に対する状態距離を決定するステップと、その状態距離が所定の基準を満たす補足状態の対をグループ化することによって状態低減トレリスの超状態を形成するステップを持つ。
【００１０】
他の実施形態では、離散システムの状態低減トレリスを作る方法であって、複数対の補足状態の各対の状態距離を決定するステップと、複数対の補足状態の１対の補足状態の状態距離が所定の基準を満たすとき、１対の補足状態から超状態を形成するステップと、複数対の補足状態の第２の対の状態距離が所定の基準を満たさないとき、その第２対各状態を保持するステップをもつ。さらに他の実施形態では、本発明の方法は、離散チャネルの１対の補足状態に対する状態距離を決定するステップと、もし上記補足状態の対の状態距離が所定の基準を満たすとき、その補足状態対をグループ化することによって状態低減トレリスの超状態を形成するステップと、上記補足状態の対の状態距離が所定の基準を満たさないとき、その補足状態対の各状態をそのまま維持するステップとをもつ。
【００１１】
本発明のシステムの一実施形態では、データ列を符号化して符号化データ列を作るチャネル符号器と、上記チャネル符号器に結合され、上記符号化データ列を伝送する離散時間チャネルと、上記離散時間チャネルに結合された状態低減検出器（上記検出器は検出器内の状態数を減らす補足状態グループ化技術（ＣＳＧＴ）を使い、そして上記離散時間チャネル出力シーケンスを復号し、上記符号化データ列を発生する）と、上記状態低減検出器に結合され、列上記符号化データ列から上記ユーザデータを再生するチャネル復号器とをもつ。
【００１２】
本発明で達成される１つの利点は、ビタビ検出器の状態数を低減することであって、それによりビタビ検出器の複雑さを低減することである。大抵のチャネルでは、その状態数は、およそ１／２の率ごとで低減できる。
【００１３】
本発明で達成される他の利点は、ＭＬＳＥに比較して、性能損失を無視できるようにすることである。それは、ＥＰＲ４チャネルのようなチャネルに対して上記古典的ＲＳＳＥ技術では達成し得ないものである。
【００１４】
本発明で達成される更に他の利点は、他の状態低減技術で共通する問題である余分な誤り伝搬を一般的に生じないことである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１に関して、ディジタル通信システム（全体を１０で示す）は、ユーザ（図示せず）から受信器（図示せず）のデータ伝送を表している。システム１０は、上記ユーザからの受信入力データ（図示せず）を受け、その入力データをチャネル符号化器１４に転送する線路１２含む。チャネル符号化器１４は、リードソロモン符号のような誤り訂正符号化あるいは、（１，７）符号のようなランレングス制限（ＲＬＬ）符号化を施すものであってもよい。チャネル符号化器１４は、符号化されたデータ（図示せず）を線路１６から等価的離散チャネル１８に出力する。等価的離散チャネル１８は、その符号化されたデータを受信し、その符号化されたデータを以下にのべるような方法で１つのチャネルで運び、そして復調されたデータ（図示せず）を線路２０を介して補足状態グループ化技術（ＣＳＧＴ）を採用する状態低減ビタビ検出器（ＲＳＶＤ）２２に出力する。以下更に詳細に述べるように、ＲＳＶＤ２２は、線路２０で等価離散チャネル１８から信号を受信し、線路１６の入力データの最尤推定を与えるためにリカーシブアルゴリズムを使い、推定データを線路２４を介してチャネル復号器２６に出力する。チャネル復号器２６は、チャネル符号化器１４の逆の操作を行い、そして線路２８を介して、上記受信器に復号されたデータを出力する。
【００１６】
等価的離散チャネル１８は、線路１６で電気的に結合され線路１６の符号化されたデータを受信し、その符号化されたデータを変調するディジタル変調器３０を持つ。変調器３０は、変調されたデータを線路３２を介して、サテライト遠距離通信リンク又は磁気ディスクのようなチャネル媒体３４に出力する。チャネル媒体３４は、その変調されたデータを線路３６を介して、ディジタル復調器３８に出力するように動作する。ディジタル復調器３８は、その変調されたデータを復調し、そして線路２０を介してその復調されたデータをＲＳＶＤ２２に出力するように構成されている。
【００１７】
本発明の一実施例では、ＲＳＶＤ２２は、ＥＰＲ４伝達関数をもち、｛−１、＋１｝の信号セットを持つ２値入力の等価的離散チャネル１８の出力を復号するように構成されている。しかしながら、本発明は、限られたインパルス応答をもち、非整数の係数の伝達関数を持つこれらのチャネルも含むあらゆる離散チャネルに適用できることに注意すべきである。更に、そのチャネル入力は、２値信号対に限定されず、多値レベル信号の対であってもよい。
【００１８】
図２において、一般的に４０で表された最尤（ＭＬ）トレリスの１ステージは、上記ＥＰＲ４チャネルの復号のために示されている。ＭＬトレリス４０は、当業者に良く知られた方法で描かれている。左側のノード（節）は、ノード４２のように、時刻ｋのＭＬ状態（ＭＬ状態は、ＭＬトレリス４０内の状態として定義されている。）を表している。右側のノード、例えば、ノード４４は、時刻ｋ＋１におけるＭＬ状態を表している。時刻ｋでのＭＬ状態のそれぞれは、次式のように定義される。
【００１９】
【数２】
0003619677.tif 000003
【００２０】
ここでａｋは、時刻ｋにおけるチャネル入力を表し、２値伝送では、ａｋ∈｛−１、＋１｝である。そして、Ｋは、そのチャネルの長さで、ＥＰＲ４チャネルでは、Ｋ＝３で、式（３）の伝達関数を持つ。
【００２１】
【数３】
0003619677.tif 000004
【００２２】
ＥＰＲ４チャネルでは以下のように８個のＭＬ状態がある。
【００２３】
［−１，−１，−１］
［−１，−１，＋１］
［−１，＋１，−１］
［−ｌ，＋１，＋１］
［＋１，−１，−１］
［＋１，−１，＋１］
［＋１，＋１，−１］
［＋１，＋１，＋１］
上記８個のＭＬ状態は、それぞれ０、１、２、．．．、７と番号付けされている。
【００２４】
ブランチ（枝）４６の１つのような、各ブランチは、ノード４２の１つで表された時刻ｋでの１状態から、ノード４４の１つで表された時刻ｋ＋１での１状態への遷移を表す。各ブランチは、ｘk／ａk又は（チャネル出力）／（チャネル入力）で表されている。例えば、ブランチ４６ａは、時刻ｋの状態０から、チャネル入力ak＝−１でチャネル出力ｘh＝０である時刻ｋ＋１の状態０への遷移を描いている。ビタビ検出器は、次式で定義される最小“蓄積パスメトリック”を持つＭＬトレリス４０中の１つのパスを選択する。
【００２５】
【数４】
0003619677.tif 000005
【００２６】
ここで、ｙｋは、図１の線路２０での雑音のあるチャネル出力で、ｘＫは、時刻ｋでの１つのパスに対するその雑音のないチャネル出力である。このようにして選択されたパスは、最尤推定である。そのような推定の誤り確率は、最小自由距離、ｄｍｉｎで表される。ｄｍｉｎは、１つの状態から発散し、１つの状態に終端するＭＬトレリス内の各２つのパス間の最小ユークリッド距離として定義される。例えば、ＥＰＲ４チャネルでは、ｄｍｉｎ＝４である。
【００２７】
本発明に関連し、図３は、状態低減トレリスを設計するために用いられる前述のＣＳＧＴ方法のフローチャートを示す。ステップ１００に関して、１対の補足状態は、以下のように定義される。
【００２８】
【数５】
0003619677.tif 000006
【００２９】
ここで、ａｋ−ｌの上にバーを付したものは、ａｋ−ｌのコンプリメンタルであることを示す記号である。例えば、チャネル入力が信号対｛−１、＋１｝のとき、
ａｋ−ｌ（オーバーバー）＝−ａｋ−ｌである。もしチャネル入力が信号対｛−３、−１、＋１、＋３｝であるならば、上記定義は、：
【００３０】
【数６】
0003619677.tif 000007
【００３１】
である。
【００３２】
ステップ１００で、状態距離Ｄｉｊは、補足状態の全ての対に対して決定される。上記状態距離Ｄｉｊは、１つのパスが状態ｉに終端し、他のパスが状態ｊに終端するような共通状態から発散するＭＬトレリス４０内の各２つのパス間の最小ユークリッド距離と定義される用語である。
【００３３】
ステップ１００はコンピュータを使用した網羅的な探索により行うことができる。
【００３５】
ステップ１０２で、補足状態の対は、補足状態ijの状態距離Ｄijが最小ユークリッド距離Ｄmin以上なら、状態低減トレリスの超状態にグループ化され、さもなくば、ステップ１０４では、ループ化は行われない。ステップ１０６で、状態低減トレリスは、超状態とＲＳトレリスで述べた対にされないＭＬ状態とを使用して作られる。ＣＳＧＴは、性能損失をＭＬトレリス４０に基づくビタビ検出器に比較して無視できる様にする。
【００３６】
さて、図４に関して、本発明では、状態低減トレリスは、（一般的に番号５０で表されている）ＥＰＲ４チャネルに対してＣＳＧＴを使用することによって得られる。表記は、図２と同様である。ノード５２（超状態“ａ”）のように、いくつかのノードは、状態低減トレリス内の超状態を表す。ブランチ（枝）のいくつかは、可能なブランチ値の対を持つ。例えば、ブランチ５４は、２つの可能な枝値：２／１と−２／−１をもつ。このブランチ値の曖昧さを解決するため、各超状態の１つの生き残りパスからの帰還が使用される。例えば、超状態“ａ”の生き残りパス中で、ａｋが−ｌのとき、超状態“ａ”の対応するＭＬ状態は、［−１、−１、−１］となるように決定される。従って、２／１がブランチ５４に対して選択され、そして超状態“ｃ”に対する次ぎのステージＭＬ状態は、［−１、−１、＋１］として更新される。同様に、超状態“ａ”の生き残りパス中で、ａｋ−３＝＋１のとき、その対応するＭＬ状態は、［＋１、＋１、＋１］となるように決定される。
【００３７】
従って、−２／−１がブランチ５４のために選択され、そして超状態“ｃ”に対する次ぎのステージＭＬ状態が［＋１、＋１、−１］となるように更新される。ブランチ（枝）５６と５８に対するブランチラベル“＃”は、無効な遷移を表す。例えば、超状態“ｃ”の生き残りパス中で、ａｋ−３＝＋１のとき、ブランチ５６は、無効な遷移である。同様に、超状態“ｃ”の生き残りパス中で、ａｋ−３＝＋１のとき、ブランチ５８は、無効な遷移である。
【００３８】
図５及び図６は、更に単純化、低減された図４のトレリス５０を示している。化したものである。１つのブランチのチャネル出力が雑音のあるチャネル出力線２０上の雑音のあるチャネル出力と逆特性を持つとき、その時このブランチは、一般的にありえないブランチで、性能損失なく除かれる。従って、ｙｋ、すなわち図１の線２０上の雑音のあるチャネル出力がゼロより大きいと、図４でのトレリス５０のブランチ５６とブランチ６０が除かれ、そして対応する単純化されたトレリス６２が図５に示されている。同様に、ｙｋがゼロより少ないとき、図４のブランチ５８とブランチ６４は、除かれ、そして対応する単純化されたトレリス６６が図６に示されている。トレリス５０の複雑さを軽減するとともに、上記技術は、ＥＰＲ４チャネルでの性能損失を無視できるようにする。
【００３９】
チャネル符号化器１４は、ＭＬトレリス４０と状態低減トレリス５０の両方に対して影響を与えることは注目すべきである。例えば、（１、７）ＲＬＬ符号は、チャネル状態［＋１、−１、＋１］とともにチャネル状態［−１、＋１、−１］を排除する。一方、レート８／９ＲＬＬ符号は、ＭＬトレリス４０及び状態低減トレリス５０に影響を与えない。
【００４０】
図７において、状態低減検出器７０は、以下詳細に述べられているように、選択ユニット７２によって与えられる状態低減トレリス５０の複雑さを少なくするためｙｋの極性を使用して状態低減トレリス５０をつくる。検出器７０はそのパスメトリック更新を行う回路であることは注目すべきである。その生き残りパス回路（図示せず）は、従来のビタビ検出器におけるものと同じであり、そしてその加算−比較−選択（ＡＣＳ）ユニット（図示せず）からのデータを受信し、線路２４にデータを出力する。検出器７０は、２つの基数（ｒａｄｉｘ）−２  ＡＣＳユニット７４及び７６と選択ユニット７２を含む。基数−２  ＡＣＳユニット７４と７６のそれぞれは、２つの２−ウエイＡＣＳユニットの組合せである。基数−２  ＡＣＳユニット７４と７６は、ビタビアルゴリズムに対する古典的構成ユニットである。基数−２  ＡＣＳユニット７４と７６は、基数−２  ＡＣＳユニット７４と７６の中で、各状態の生き残りパスが上述のように、ブランチ値の１つを選択するための帰還として使用されるという点において従来の基数−２  ＡＣＳユニットとは異なる。
【００４１】
基数−２  ＡＣＳユニット７４からの出力は、線路７８を介してパスメトリックレジスタ８０ａに入力される。基数−２  ＡＣＳユニット７４からの第２の出力は、線路８２を介してパスメトリックレジスタ８０ｃに入力される。同様に、基数−２ＡＣＳユニット７６からの１つの出力は、線路８４を介してパスメトリックレジスタ８０ｂに入力される。基数−２ＡＣＳユニット７６からの第２の出力は、線８６を介して選択ユニット７２に入力される。各パスメトリックレジスタは、パスメトリックを格納するために使用される。特に、パスメトリックレジスタ８０ａ、８０ｂ、８０ｃ、８０ｄ及び８０ｅは、それぞれ図４におけるトレリス５０の状態ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅのパスメトリックを格納するために使用される。各パスメトリックレジスタは、そのパスメトリックを表すために必要なビット数によって決まるある数の蓄積ビットをもつ。
【００４２】
パスメトリックレジスタ８０ａからの出力は、線路８８を介して、基数−２ＡＣＳユニット７４の１入力に結合されている。パスメトリックレジスタ８０ｂからの出力は、線路８９を介して、基数−２  ＡＣＳユニット７４の第２の入力に結合されている。
【００４３】
同様に、パスメトリックレジスタ８０ｃからの出力は、線路９０を介して、基数−２  ＡＣＳユニット７６の１入力に結合されている。選択ユニット７２からの出力は、線路９１を介して、基数−２  ＡＣＳユニット７６の第２入力に結合されている。  基数−２  ＡＣＳ  ユニット７４及び７６のそれぞれは、線２０を介して、チャネル出力に結合されている第３入力（図示せず）を持っていること、そしてそのチャネル出力は基数−２  ＡＣＳユニット７４と７６のブランチメトリックを計算するために使われていることに注目すべきである。
【００４４】
選択ユニット７２は、３個の選択器９２ａ、９２ｂ及び９２ｃを持つ。選択器９２ａの入力１及び選択器９２ｂの入力２は、線８６を介して、基数−２  ＡＣＳユニット７６からの第２の出力に結合されている。選択器９２ｂの入力１及び選択器９２ｃの入力２は、線路９３を介して、パスメトリックレジスタ８０ｄの出力に結合されている。選択器９２ａの入力２及び選択器９２ｃの入力ｌは線路９４を介して、パスメトリックレジスタ８０ｅの出力に結合されている。選択器９２ａからの出力は、線路９５を介して、パスメトリックレジスタ８０ｄに入力されている。選択器９２ｂからの出力は、線路９６を介してパスメトリックレジスタ８０ｅに入力される。極性ユニット９７からの出力は、線路９８を介して、選択器９２ａ、９２ｂ、９２ｃの制御入力、入力３に入力される。極性ユニット９７の入力は、線路２０のチャネル出力ｙｋに結合されている。極性ユニット９７の出力は、ｙｋの極性ビットである。更に具体的に説明すると、極性ユニット９７の出力は、極性ユニット９７の入力が０より大きければ、＋１で、極性ユニット９７の入力が、０より小さければ、−１である。
【００４５】
図８は、選択器９２ａ、９２ｂ及び９２ｃの出力と入力の関係を示す。制御入力、入力３が正の１（＋１）ならその選択器の出力は、入力１での値である。他方、制御入力、入力３が負の１（−１）ならその選択器の出力は入力２での値である。
【００４６】
図９及び図１０は、図７の検出器７０の性能を評価するために使用されるコンピュータシミュレーションの結果を示す。そのシミュレーションシステムは、チャネル記録密度２．５で、加法的白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）を有するローレンツチャネルでモデル化した磁気記録システムである。等価的離散チャネル１８は、そのローレンツチャネルをＥＰＲ４チャネルに等化することにより得られる。レート８／９  ＲＬＬ符号がチャネル符号化器１４に使用されるが、図４のトレリス５０に影響を与えない。それ故に、検出器７０にも影響を与えない。その性能は、誤り率１０−５を達成するために必要な信号／雑音比（ＳＮＲ）によって評価され、その結果は、図９に示されている。
【００４７】
図７の検出器７０に要求されるチャネル信号雑音比は、２１．７ｄＢで、（従来のビタビ検出器に要求されるチャネル信号雑音比は、２１．６ｄＢ）それは無視できる性能損失である。
【００４８】
図１０は、誤り率１０−５及びｌ０−４での図７の検出器７０及び従来のビタビ検出器に対する誤り事象のヒストグラムを比較するテーブルである。列４００内の数は、誤り事象の長さを示し、列４０２、４０４、４０６、４０８内の数は、列４００内の数で示されている長さを持つ誤り事象が欄４１０に表されている対応する検出器で検出される個数（頻度）を示す。上記比較は、帰還メカニズムが、他の状態低減技術と同様に、本発明で使用されているけれども、ＣＳＧＴによる状態低減技術は、誤り伝搬を無視できるものにしていることを示している。
【００４９】
本発明は、多数の利点を持つ。例えば、従来のビタビ検出器に必要とされる基数−２  ＡＣＳユニットは４個であるのに比較し、ＥＰＲ４チャネルの復号に必要とする基数−２  ＡＣＳユニットはわずか２個である。その性能損失は、無視できる。ＥＰＲ４  チャネルに対する本発明では、余分の誤り伝播がない。このことは、古典的ＲＳＳＥでは達成できないことである。
【００５０】
本発明の図示的実施例が示され、それについて述べられたけれども、広範囲の修正、変更や代替は、前述の開示やいくつかの例のなかに考えられ、本発明のいくつかの特徴は他の特徴の対応する使用を行うことなく採用できる。従って、特許請求の範囲は幅広く、そしてここに開示した実施例の範囲と一致する様に解釈されることが妥当である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル通信チャネルの機能的構成ダイアグラムである。
【図２】拡張パーシャルレスポンスクラス４（ＥＰＲ４）チャネルに関連する最尤トレリスである。
【図３】状態低減トレリスの設計に使用される補足状態グループ化技術（ＣＳＧＴ）の方法のフローチャートである。
【図４】本発明によるＥＰＲ４チャネルに対する状態低減トレリスである。
【図５】チャネル出力が０以上のときの図４の変形である。
【図６】チャネル出力が０以下のときの図４の変形である。
【図７】本発明による状態低減ビタビ検出器（ＲＳＶＤ）の構成ブロック図である。
【図８】図７のＲＳＶＤで使用される選択器ユニットの構成ブロック図である。
【図９】図７のＲＳＶＤに要求されるチャネルＳＮＲと従来のビタビ検出器のそれとを比較するシュミレーション結果を示すグラフである。
【図１０】ＲＳＶＤの誤り事象ヒストグラムと従来のビタビ検出器のそれとを比較するシュミレーション結果を示すテーブルである。
【符号の説明】
１０：ディジタル通信システム、１４：チャネル符号化器、
１８：等価的離散チャネル、２２：ビタビ検出器、２６：チャネル復号器、
３０：ディジタル変調器、３４：チャネル媒体、３８：ディジタル復調器、
４０：トレリス、４２：トレリス、４４：ノード、４６：ブランチ（枝）、
５０：トレリス、５２：ノード、５４、５６、５８、６０、６４：ブランチ（枝）６２：トレリス、６６：トレリス、７２：選択ユニット、７４：ＡＣＳユニット、７６：ＡＣＳユニット、７０：検出器、
８０ａ…８０ｅ：パスメトリックレジスタ、９２ａ…９２ｃ：選択器、
９７：極性ユニット。
【図１】
0003619677.tif 000008
【図２】
0003619677.tif 000009
【図３】
0003619677.tif 000010
【図４】
0003619677.tif 000011
【図５】
0003619677.tif 000012
【図６】
0003619677.tif 000013
【図７】
0003619677.tif 000014
【図８】
0003619677.tif 000015
【図９】
0003619677.tif 000016
【図１０】
0003619677.tif 000017