(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電源の出力端子間に接続された互いに直列の第１、第２の入力コンデンサと、これら各入力コンデンサの両端に入力端子がそれぞれ接続された第１、第２のインバータと該第１、第２のインバータに１次巻線が接続され、この１次巻線と電磁的に結合された２次巻線とを有する第１、第２のトランスとからなる第１、第２のインバータ回路と、前記各２次巻線の交流電圧を直流に変換する第１、第２の整流回路とを備え、これら各整流回路の直流出力を合成してなる電力変換装置において、
前記整流回路の合成された直流出力電力、出力電圧、出力電流のいずれかの検出値に相当する信号と予め決められた基準値とから第１の誤差信号ｅ１を出力する第１の誤差増幅器と、
前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して第２の誤差信号ｅ２を出力する第２の誤差増幅器と、
前記第1の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算した信号に基づき前記第１のインバータの出力の制御を行う第１の制御回路と、
前記第1の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算した信号に基づき前記第２のインバータの出力の制御を行う第２の制御回路とを備え、
前記第２の誤差増幅器は、スイッチングレギュレータと、前記スイッチングレギュレータにおいて前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して得た差分信号を出力側と絶縁分離して出力する信号の絶縁分離回路と、前記絶縁分離回路からの信号を直流に変換するフィルタ回路とを有し、
前記第１の制御回路は、前記第１の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算して第１の補正誤差信号ｅＡを出力する減算器と、その補正誤差信号ｅＡと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第１のＰＷＭコンパレータと、前記パルス幅変調信号を前記第１のインバータに分配する信号分配器とからなり、
前記第２の制御回路は、前記第１の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算して補正誤差信号ｅＢを出力する加算器と、その補正誤差信号ｅＢと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第２のＰＷＭコンパレータと、前記パルス幅変調信号を前記第２のインバータに分配する信号分配器とからなることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流入力電源の出力端子間に接続された互いに直列の第１、第２の入力コンデンサと、これら各入力コンデンサの両端に入力端子がそれぞれ接続された第１、第２のインバータと該第１、第２のインバータに１次巻線が接続され、この１次巻線と電磁的に結合された２次巻線とを有する第１、第２のトランスとからなる第１、第２のインバータ回路と、前記各２次巻線の交流電圧を直流に変換する第１、第２の整流回路とを備え、これら各整流回路の直流出力を合成してなる電力変換装置において、
前記整流回路の合成された直流出力電力、出力電圧、出力電流のいずれかの検出値に相当する信号と予め決められた基準値とから第１の誤差信号ｅ１を出力する第１の誤差増幅器と、
前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して第２の誤差信号ｅ２を出力する第２の誤差増幅器と、
前記第1の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算した信号に基づき前記第１のインバータの出力の制御を行う第１の制御回路と、
前記第1の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算した信号に基づき前記第２のインバータの出力の制御を行う第２の制御回路とを備え、
前記第２の誤差増幅器は、スイッチングレギュレータと、前記スイッチングレギュレータにおいて前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して得た差分信号を出力側と絶縁分離して出力する信号の絶縁分離回路と、前記絶縁分離回路からの信号を直流に変換するフィルタ回路とを有し、
前記第１の制御回路は、前記第１の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算して補正誤差信号ｅＡを出力する減算器と、その補正誤差信号ｅＡの大きさに対応する周波数の周波数信号を発生する第１の電圧制御発振器と、その周波数信号を前記第１のインバータに分配する信号分配器とからなり、
前記第２の制御回路は前記第１の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算して補正誤差信号ｅＢを出力する加算器と、その補正誤差信号ｅＢの大きさに対応する周波数の周波数信号を発生する第２の電圧制御発振器と、その周波数信号を前記第２のインバータに分配する信号分配器とからなることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２において、
前記第１の誤差信号ｅ１の極性を反転して信号−ｅ１を出力する第１の極性反転増幅器と、前記第２の誤差信号ｅ２の極性を反転して信号−ｅ２を出力する第２の極性反転増幅器と、第１の誤差信号ｅ１の極性の反転された信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２の極性の反転された信号−ｅ２とを反転し、加算する第１の反転加算回路と、前記信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２とを反転し、加算する第２の反転加算回路との組み合わせによる回路で、補正誤差信号ｅＡ及び補正誤差信号ｅＢを形成することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流スパッタ装置に使用されるスパッタ電源など、特にＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの商用高電圧交流電源系の電力変換を行うのに適した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流スパッタ装置は、真空チャンバー内にアルゴンガスなどの不活性ガスを導入すると共に、ターゲット電極に数１００Ｖの負極性電圧を印加し、プラズマ放電を発生させることによって不活性ガスを正イオン化する。そして、これは前記正イオンを加速してターゲット表面に衝突させることによりターゲット材料を蒸発させ、この蒸気を半導体表面、光デスクなどの基板上に沈着させてターゲット材料の薄膜を形成する薄膜形成装置として用いられる。真空または絶縁ガス中において、比較的低い電圧でプラズマ放電を発生させるスパッタ電源装置の定格電力は、数ｋＷ〜数１０ｋＷと広範囲である。
【０００３】
このようなスパッタ電源装置は、図示しないが、一般に商用交流電圧を直流に変換する整流回路とその直流出力電圧を高周波交流電圧に変換する単一のインバータ回路を備える。そのインバータ回路には高周波交流電圧を昇圧するトランスが含まれており、そのトランスの２次巻線間の交流高電圧は整流回路によって直流に変換され、所定の直流高電圧を得る。（例えば、下記特許文献１がある。）
【０００４】
図３は紫外線照射機構におけるディスク基板受台の従来のセンタリング手段１及びその関連部分を示す図である。その(Ａ)はセンタリング部材２の上面図を示し、その(Ｂ)はディスク基板受台４にセンタリング手段１が装着され、更にディスク基板Ｄが載置された図を示し、その(Ｃ)、(Ｄ)、(Ｅ)はそれらの組み立て図を示す。従来のセンタリング手段は大きく分けて図３に示すように、ディスク基板Ｄの中央孔に対し挿脱し易くするために上側の径が下側よりも幾分小さくなっている円筒状の形状であって、上面、つまりディスク基板受台の平面と平行な断面が円形であるセンタリング部材２とこれに係合する固定用部材３とからなる。
【０００５】
ここで、前述のようなスパッタ電源のＡＣ入力電圧は、ＡＣ２００Ｖ〜２２０Ｖが一般的であるが、大容量のスパッタ用直流電源ではＡＣ入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖであり、ここでは高電圧商用交流電源電圧という。ＡＣ２００Ｖ〜２２０Ｖでは、前記整流回路の整流出力電圧が３００Ｖ程度なので、インバータ回路のスイッチング半導体素子として安価、低オン抵抗、低耐圧、例えば５００Ｖ耐圧のＦＥＴが使用される。しかし、入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの高電圧商用交流電源電圧の場合には、前記整流回路の整流出力電圧は変動分を考慮して最大でほぼ６２０Ｖ〜７４４Ｖの直流高電圧になるので、インバータ回路のスイッチング半導体素子の耐圧は少なくとも１０００Ｖ程度は必要となり、１０００Ｖ以上の耐圧のＦＥＴ、又はＩＧＢＴが必要となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの４００Ｖ系商用高電圧交流電源の場合には、１０００Ｖ以上の耐圧のＦＥＴ又はＩＧＢＴが使用されるが、一般に高耐圧のＦＥＴはオン抵抗が高く、電力損失が大きくなる。また、ＩＧＢＴは高耐圧、大電流のものが容易に入手できるが、スイッチング速度が遅く、高周波化が困難である。このため、電力変換装置が大型化すること、リプル電圧を低減し難いことなどの問題点がある。
【０００７】
したがって本発明は、低耐圧のスイッチング半導体素子、特にＦＥＴを使用してＡＣ４００Ｖ系の商用高電圧交流電源電圧の電力変換にも適用できるものであり、入力直流電源に跨って２個の入力コンデンサを直列接続すると共に、低耐圧のＦＥＴにより構成された２個のインバータを前記入力コンデンサの両端にそれぞれ接続し、かつ各インバータの入力電圧が入力直流電源電圧のほぼ１/２となるように、各インバータに供給される制御信号を変調することにより、電圧平衡をとり、前記入力直流電源電圧よりも低い耐圧以下でＦＥＴのようなスイッチング半導体素子を使用するものである。
【０００８】
この課題を解決するために、本発明に係る請求項１の発明では、直流入力電源の出力端子間に接続された互いに直列の第１、第２の入力コンデンサと、これら各入力コンデンサの両端に入力端子がそれぞれ接続された第１、第２のインバータと該第１、第２のインバータに１次巻線が接続され、この１次巻線と電磁的に結合された２次巻線とを有する第１、第２のトランスとからなる第１、第２のインバータ回路と、前記各２次巻線の交流電圧を直流に変換する第１、第２の整流回路とを備え、これら各整流回路の直流出力を合成してなる電力変換装置において、前記整流回路の合成された直流出力電力、出力電圧、出力電流のいずれかの検出値に相当する信号と予め決められた基準値とから第１の誤差信号ｅ１を出力する第１の誤差増幅器と、前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して第２の誤差信号ｅ２を出力する第２の誤差増幅器と、前記第1の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算した信号に基づき前記第１のインバータの出力の制御を行う第１の制御回路と、前記第1の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算した信号に基づき前記第２のインバータの出力の制御を行う第２の制御回路とを備え、前記第２の誤差増幅器は、スイッチングレギュレータと、前記スイッチングレギュレータにおいて前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して得た差分信号を出力側と絶縁分離して出力する信号の絶縁分離回路と、前記絶縁分離回路からの信号を直流に変換するフィルタ回路とを有し、
前記第１の制御回路は、前記第１の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算して第１の補正誤差信号ｅＡを出力する減算器と、その補正誤差信号ｅＡと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第１のＰＷＭコンパレータと、前記パルス幅変調信号を前記第１のインバータに分配する信号分配器とからなり、前記第２の制御回路は、前記第１の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算して補正誤差信号ｅＢを出力する加算器と、その補正誤差信号ｅＢと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第２のＰＷＭコンパレータと、前記パルス幅変調信号を前記第２のインバータに分配する信号分配器とからなることを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【０００９】
また、請求項２の発明では、直流入力電源の出力端子間に接続された互いに直列の第１、第２の入力コンデンサと、これら各入力コンデンサの両端に入力端子がそれぞれ接続された第１、第２のインバータと該第１、第２のインバータに１次巻線が接続され、この１次巻線と電磁的に結合された２次巻線とを有する第１、第２のトランスとからなる第１、第２のインバータ回路と、前記各２次巻線の交流電圧を直流に変換する第１、第２の整流回路とを備え、これら各整流回路の直流出力を合成してなる電力変換装置において、前記整流回路の合成された直流出力電力、出力電圧、出力電流のいずれかの検出値に相当する信号と予め決められた基準値とから第１の誤差信号ｅ１を出力する第１の誤差増幅器と、前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して第２の誤差信号ｅ２を出力する第２の誤差増幅器と、前記第1の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算した信号に基づき前記第１のインバータの出力の制御を行う第１の制御回路と、前記第1の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算した信号に基づき前記第２のインバータの出力の制御を行う第２の制御回路とを備え、前記第２の誤差増幅器は、スイッチングレギュレータと、前記スイッチングレギュレータにおいて前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を比較して得た差分信号を出力側と絶縁分離して出力する信号の絶縁分離回路と、前記絶縁分離回路からの信号を直流に変換するフィルタ回路とを有し、前記第１の制御回路は、前記第１の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算して補正誤差信号ｅＡを出力する減算器と、その補正誤差信号ｅＡの大きさに対応する周波数の周波数信号を発生する第１の電圧制御発振器と、その周波数信号を前記第１のインバータに分配する信号分配器とからなり、前記第２の制御回路は前記第１の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算して補正誤差信号ｅＢを出力する加算器と、その補正誤差信号ｅＢの大きさに対応する周波数の周波数信号を発生する第２の電圧制御発振器と、その周波数信号を前記第２のインバータに分配する信号分配器とからなることを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【００１０】
また、請求項３の発明では、請求項１又は請求項２において、前記第１の誤差信号ｅ１の極性を反転して信号−ｅ１を出力する第１の極性反転増幅器と、前記第２の誤差信号ｅ２の極性を反転して信号−ｅ２を出力する第２の極性反転増幅器と、第１の誤差信号ｅ１の極性の反転された信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２の極性の反転された信号−ｅ２とを反転し、加算する第１の反転加算回路と、前記信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２とを反転し、加算する第２の反転加算回路との組み合わせによる回路で、補正誤差信号ｅＡ及び補正誤差信号ｅＢを形成することを特徴とする電力変換装置を提供するものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面により本発明の一実施例について説明する。図１は、本発明によるスパッタ電源装置の回路を示す。１は三相ＡＣ４００Ｖの商用高電圧交流電源を整流する三相整流器であり、整流電圧は入力電源電圧変動を考慮すると最大６２０Ｖとなる。整流電圧を平滑する電解コンデンサは、通常の電解コンデンサは４５０Ｖ程度であるため、４００Ｖの電解コンデンサ２Ａ、２Ｂを２個直列接続している。以下、コンデンサ２Ａに接続される回路をＡ系回路、入力コンデンサ２Ｂに接続される回路をＢ系回路と称する。Ａ系回路、Ｂ系回路は同一構成なので、Ｂ系回路の部品には、Ａ系回路の相当する部品と同一の符号にＢを付ける。以下、Ａ系回路について説明する。３Ａは入力コンデンサ２Ａに接続された電圧型のパルス幅制御（ＰＷＭ）ブリッジインバータであり、直流電源電圧を高周波交流に変換する。インバータ３Ａは、安価な５００Ｖ程度の耐圧をもつ４個のＦＥＴ４Ａ〜７Ａからなる。ＩＧＢＴの場合には、逆並列ダイオードが必要である。８Ａはインバータ３Ａの交流出力に接続された電流制限インダクタンス、９Ａはインバータ３Ａの出力高周波電圧を適当な電圧に変換するとともに、商用電源系と負荷装置系を絶縁分離するトランスである。これらでＡ系回路のインバータ回路は構成される。１０Ａはトランス９Ａの２次巻線１１Ａに接続されたブリッジ整流回路である。Ａ系、Ｂ系回路の出力であるブリッジ整流回路１０Ａ、1０Ｂの出力は同一のフィルタコンデンサ１２に接続され、スパッタ装置負荷１３に直流電力が供給される。
【００１７】
直流出力電圧は電圧検出回路１４により接続され、出力電流は電流検出回路１５により検出されて乗算器１６で乗算され、電力信号として検出される。この検出電力に相当する電圧は、第１誤差増幅器１７により設定基準電力に相当する基準電圧値Ｖｒと比較され、第１の誤差増幅器１７は第１の誤差信号ｅ１を発生する。従来の制御であれば、この誤差信号は、直接コンパレータで三角波と比較されてＰＷＭ信号を発生し、そのＰＷＭ信号でＦＥＴのオン信号とするが、本発明では、つぎの構成となる。
【００１８】
入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの両端電圧Ｖ１と中点電圧Ｖ２が、１：２の割合で検出抵抗２０、２１で検出される。例えば、両端電圧Ｖ１は、６００Ｖのとき５Ｖで検出され、中点電圧Ｖ２は３００Ｖのとき５Ｖとなる比率で検出される。そして、それら二つの検出電圧は第２の誤差増幅器２２で比較され、第２の誤差信号ｅ２を発生する。この結果、第２の誤差信号ｅ２は、Ａ系の回路のコンデンサ２Ａの電圧がＢ系回路のコンデンサ２Ｂに比べて相対的に高いときには＋５Ｖになり、低いときに−５Ｖの電圧となるよう変化し、平衡しているときは、その中間の値、つまりほぼゼロとなる。
実際のスパッタ電源では、商用電源系と直流出力系、すなわち負荷装置系の絶縁分離が必要なために、この第２の誤差増幅器の入力信号側、または出力信号側に信号絶縁分離手段、たとえばフォトカプラ、絶縁アンプなどが必要であるが、ここでは、動作原理説明のため省略した。
【００１９】
第１の誤差信号ｅ１と第２の誤差信号ｅ２は減算器２３と加算器２４とに加えられ、減算器２３では第1の誤差信号ｅ1から第２の誤差信号ｅ２が減算され、Ａ系回路の補正誤差信号ｅＡとなる。加算器２４では第１の誤差信号ｅ１と第２の誤差信号ｅ２とが加算されてＢ系回路の補正誤差信号ｅＢとなる。Ａ系回路の補正誤差信号ｅＡは、ＰＷＭコンパレータ２５Ａでその反転端子に与えられる三角波と比較されてＰＷＭ信号を発生する。Ｂ系回路の補正誤差信号ｅＢは、ＰＷＭコンパレータ２５Ｂでその反転端子に与えられる三角波と比較されてＰＷＭ信号を発生する。この三角波は同一の三角波発生器から発生され、その周波数はインバータ回路の変換周波数の２倍である。なぜならば、後述するように、信号分配器２６Ａ、２６Ｂにより、各インバータにおいて２相に分配されて三角波の周波数の１/２になるからである。ＰＷＭコンパレータ２５ＡのＰＷＭ信号は、信号分配器２６Ａによりインバータ３Ａの２対のＦＥＴに交互に分配される。同様に、ＰＷＭコンパレータ２５ＢのＰＷＭ信号は、信号分配器２６Ｂによりインバータ３Ｂの２対のＦＥＴに交互に分配される。
【００２０】
次に動作について説明する。電力変換回路そのものは慣用技術であり、動作については良く知られているので、省略する。２つの系、Ａ系とＢ系の電力変換回路は、スイッチング半導体素子であるＦＥＴやトランスなどの部品特性差異があるので、双方のインバータに同一のＰＷＭ信号を与えても、変換電力に差異が生じ、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂから取り出す電力が異なってしまう。この結果として入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧は必ず不平衡となり、不平衡が大きくなり過ぎると、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧がＦＥＴ４Ａ−７Ａの耐圧を越え、ＦＥＴを破壊する。
【００２１】
本発明では、第２の誤差信号ｅ２で補正された第１の誤差信号ｅ１を利用してパルス幅制御を行うことにより、入力コンデンサの電圧が相対的に高い系のＰＷＭ信号を広げて電流を多く取り出すことにより入力コンデンサの電圧を下げ、同時に、入力コンデンサの電圧が相対的に低い系の電力変化印回路のＰＷＭ信号を狭めて、電流を少なく取り出すことにより入力コンデンサの電圧を上昇させる。第２の誤差信号ｅ２は、Ａ系回路の入力コンデンサ２Ａの電圧が、Ｂ系回路の入力コンデンサ２Ｂの電圧よりも高いときに、正極性電圧を発生するので、この信号を第1の誤差信号ｅ１に加算して、（ｅ１＋ｅ２）なる補正誤差信号ｅＡをＰＷＭコンパレータ２５ＡなどからなるＡ系回路のＰＷＭ回路に送る。ＰＷＭコンパレータ２５Ａは補正誤差信号ｅＡが三角波より高いときＨレベルのパルスを発生するので、（ｅ１＋ｅ２）なる補正誤差信号ｅＡはＰＷＭ信号のパルス幅を広げる。同時に、第２の誤差信号ｅ２を第1の誤差信号ｅから減算して、（ｅ１−ｅ２）なる補正誤差信号ｅＢをＢ系回路のＰＷＭ回路に送り、ＰＷＭ信号のパルス幅を狭める。
【００２２】
この結果、ＰＷＭ信号のパルス幅を広げたＡ系の電力変換回路では入力コンデンサ２Ａから取り出される電力の量は多くなるので、入力コンデンサ２Ａの電圧が低下し、ＰＷＭ信号のパルス幅を狭めたＢ系の入力コンデンサ２Ｂから取り出される電力は少ないので、入力コンデンサ２Ｂの電圧は上昇する。逆にＡ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ａの電圧が、Ｂ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ｂの電圧よりも低いときには、第２の誤差増幅器２２は負極性の第２の誤差信号ｅ２を発生し、逆の補正動作を行う。このようなパルス幅の補正動作を繰り返すことにより、Ａ、Ｂ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧が平衡し、一方のインバータのＦＥＴのみに過電圧がかかることが無く、インバータのＦＥＴの耐圧を超えることがないので、直流入力電圧よりも低い耐圧のスイッチング半導体素子を用いても過電圧によって破壊されることがない。
【００２３】
図２により、インバータを周波数制御する別の実施例について簡単に説明する。周波数制御の場合には、図１に示したＰＷＭコンパレータ２５Ａ、２５Ｂそれぞれに代えて電圧制御発振器２７Ａ、２７Ｂを用いる。電圧制御発振器（ＶＣＯ）は入力電圧信号の大きさに対応して変化する周波数の出力電圧信号を発生するものであり、したがって、電圧制御発振器２７Ａ、２７Ｂは補正誤差信号ｅＡ及び補正誤差信号ｅＢの大きさに応じた周波数の制御信号を発生する。入力コンデンサの電圧が相対的に高い系の電力変換回路の制御信号の周波数を高くして、電流を多く取り出すことにより入力コンデンサの電圧を下げ、同時に、入力コンデンサの電圧が相対的に低い系の電力変換回路の制御信号の周波数を低くして、電流を少なく取り出すことにより入力コンデンサの電圧を上昇させて、双方の入力コンデンサの電圧の平衡化を行うのは前述実施例と同様である。このような制御信号の周波数の補正動作を繰り返すことにより、Ａ系、Ｂ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧が平衡し、一方のインバータのＦＥＴのみに過電圧がかかることが無く、インバータのＦＥＴの耐圧を超えることがないので、直流入力電圧よりも低い耐圧のスイッチング半導体素子を用いても過電圧によって破壊されることがない。
【００２４】
図３は、本発明に係る電力変換回路に用いられる第２の誤差信号回路の具体的な例を示す。入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧は、検出抵抗３０、３１、３２、３３で検出される。検出電圧は、スイッチングレギュレータＩＣ３４、例としてＭＢ３７５９（富士通）内の誤差増幅器３５の反転入力、非反転入力に接続される。ＭＢ３７５９は内部に三角波発生回路、コンパレータなどからなるＰＷＭ回路を内蔵しており、電圧検出信号をＰＷＭ信号に変換し、２個の並列接続された出力トランジスタ３６、３７のオープンコレクタ端子でフォトカプラ３８をＰＷＭ駆動する。２個の出力トランジスタ３６、３７が並列接続されているので、オンデューティは０％からほぼ１００％までに達する。フォトカプラ３８はフォトダイオード３９とフォトダイオード３９からの光信号を増幅して電気信号に変換する受信側増幅器４０とからなる。４１はフォトダイオード３９の駆動電流を制限する直列抵抗である。受信側増幅器４０は、制御電源電圧が±１５Ｖとすれば、±１５Ｖに振れるＰＷＭ信号を出力する。このフォトカプラ回路が上述した商用電力系と直流出力系の信号の絶縁分離回路である。ＰＷＭ信号は、抵抗４２とコンデンサ４３からなるフィルタ回路により直流に変換される。２個の逆極性接続されたゼナーダイオード４４、４５は信号レベルを±５Ｖに制限する。この信号レベルは、ＰＷＭ信号のオンデューティが０％のときは−５Ｖ、オンデューティが１００％のときは＋５Ｖとなる。この信号電圧がバッファ増幅器４６を通して第２の誤差信号ｅ２となる。
【００２５】
Ａ系、Ｂ系の電力変換回路の入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧の不平衡を検出する別の例を図４に示す。図４では、検出回路を誤差増幅器５３と入力抵抗５４、帰還抵抗５５で構成し、その基準電位をコンデンサ２Ａ、２Ｂの中点Ｘとしている。また、直流電源に跨って等しい抵抗５１、抵抗５２を２個直列接続して、その中点Ｙの電圧を誤差増幅器５３に接続する。誤差増幅器５３は、抵抗５１、５２の中点Ｙの電圧が基準電位、すなわち中点Ｘの電位と等しくなるように誤差信号ｅ２を発生する。この信号は絶縁されてインバータの制御回路に送られる。
【００２６】
図５は別の例である。直流電源に跨って等しい抵抗６１、６２を２個直列接続し、その中点Ｙと入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの中点Ｘとの間にホール素子を使用した電流検出器としてホールＣＴ６３を接続する。入力コンデンサの中点Ｘと抵抗の中点Ｙとの間の電圧に差があれば、電位の高い方から低い方に向かってホールＣＴ６３に電流が流れ、ホールＣＴ６３の検出電流の極性によりどちらの中点の電圧が高いか判別できる。誤差増幅器６４は、入力抵抗６５、帰還抵抗６６と共にこの検出電流がゼロ、すなわち両中点電圧がバランスするように誤差信号ｅ２を発生する。この例では、ホールＣＴ６３により商用電源系と直流電力系とが電気的に絶縁される。
【００２７】
図６は、図１における加算部、減算部を演算増幅器（オペアンプμＰＣ４５１／ＮＥＣ）で形成した具体例を示す。１７は図１における第１の誤差増幅器に相当するものであり、誤差信号ｅ１を出力する。その誤差信号ｅ１が高レベルになるときこの電力変換装置の直流出力レベルを高くするよう働く。２２は図１における第２の誤差増幅器に相当するものであり、誤差信号ｅ２を出力する。その誤差信号ｅ２は、入力コンデンサ２Ａの電圧が入力コンデンサ２Ｂよりも高レベルになるとき高くなる。７１、７２は、同一の抵抗値を持つ抵抗７３と７４、７５と７６と組み合わされてなる周知の極性反転増幅器であり、それぞれ誤差信号ｅ１、ｅ２を反転してなる誤差信号−ｅ１、誤差信号−ｅ２を出力する。７７、７８は、同一の抵抗値を持つ抵抗７９と８０、８１と８２と組み合わされてなる周知の反転加算回路である。反転加算回路７７は誤差信号−ｅ１と誤差信号−ｅ２とが入力され、それら誤差信号を反転し、加算して補正誤差信号ｅＡ（ｅ１＋ｅ２）を出力する。また、反転加算回路７８は誤差信号−ｅ１と誤差信号ｅ２とが入力され、それら誤差信号を反転し、加算して補正誤差信号ｅＢ（ｅ１−ｅ２）を出力する。これら補正誤差信号ｅＡ、ｅＢは、図１におけるＰＷＭコンパレータ２５Ａ、２５Ｂに相当するＰＷＭコンパレータに入力され、それらＰＷＭコンパレータは図１と同様にＰＷＭ信号を信号分配器に与える。
【００２８】
以上述べたように、本発明は基本的には入力直流電源に跨って２個の入力コンデンサを直列接続すると共に、低耐圧のＦＥＴにより構成された２個のインバータを前記入力コンデンサの両端にそれぞれ接続し、かつ各インバータの入力電圧が入力直流電源電圧のほぼ１/２となるように、各インバータに供給される制御信号を制御することにより、電圧平衡をとり、前記入力直流電源電圧よりも低い耐圧以下でＦＥＴのようなスイッチング半導体素子を使用するものである。したがって、入力直流電源に跨ってｎ個の入力コンデンサを直列接続すると共に、低耐圧のＦＥＴにより構成されたｎ個のインバータを前記入力コンデンサの両端にそれぞれ接続し、かつ各インバータの入力電圧が入力直流電源電圧のほぼ１/ｎとなるように、各インバータに供給される制御信号を制御してｎ個の直列接続された入力コンデンサの電圧平衡をとっても勿論良い。例えば、直流入力電源の出力端子間に接続された互いに直列のｎ（ｎは２以上の整数）個の入力コンデンサと、これら各入力コンデンサの両端に入力端子が接続されたインバータとこのインバータに１次巻線が接続され、この１次巻線と電磁的に結合された２次巻線とを有するトランスとからなるｎ個のインバータ回路と、各２次巻線の交流電圧を直流に変換する各整流回路とを備え、これら各整流回路の直流出力を合成してなる電力変換装置であってもよい。この場合において、ｎ個のインバータ回路にそれぞれ用いられる各スイッチング半導体素子は、直流入力電源の最大出力電圧値よりも低い耐圧を持つこととし、ｎ個のインバータ回路の入力電圧が前記直流入力電源の出力電圧をほぼ均等にｎ分割した電圧と等しくなるように、ｎ個のインバータ回路を制御して入力コンデンサの電圧平衡をとりながら運転することにより、各スイッチング半導体素子に耐圧以上の電圧が印加されないようにすることができる。
【００２９】
なお、以上の実施例では負荷電圧と負荷電流を検出し、これらを乗算して出力電力を求め、その出力電圧に相当する電圧信号と基準電圧とから第１の誤差信号ｅ１を得たが、単に負荷電圧と負荷電流のいずれか一方の検出値に相当する電圧信号と基準電圧とから第１の誤差信号ｅ１を得て、定電圧制御、あるいは定電流制御を行っても良く、また二つのインバータの直流出力を並列としたが、直列にして合成しても勿論よい。
【００３０】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、４００Ｖ系などの商用高電圧交流電圧を整流した直流電圧の変動分を考慮しても、その最大値よりも耐圧の低い安価で順方向電圧降下の低いＦＥＴのようなスイッチング半導体素子を使用して電力変換装置を構成でき、高周波化、高効率化、低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る電力変換装置の一実施例を示す図である。
【図２】  本発明に係る電力変換装置の別の一実施例を示す図である。
【図３】  本発明の電力変換装置に用いられる入力コンデンサ間電圧を誤差信号として検出する回路例を示す。
【図４】  本発明の電力変換装置に用いられる入力コンデンサ間電圧を誤差信号として検出する他の回路例を示す。
【図５】  本発明の電力変換装置に用いられる入力コンデンサ間電圧を誤差信号として検出する他の回路例を示す。
【図６】  本発明の電力変換装置に用いられる補正誤差信号を得る回路例を示す。
【符号の説明】
１・・・整流器
２Ａ、２Ｂ・・・入力コンデンサ
３Ａ、３Ｂ・・・それぞれＡ系、Ｂ系の電力変換回路
４Ａ―７Ａ・・・スイッチング半導体素子
４Ｂ―７Ｂ・・・スイッチング半導体素子
８Ａ、８Ｂ・・・電流制限インダクタンス
９Ａ、９Ｂ・・・トランス
１０Ａ、１０Ｂ・・・ブリッジ整流回路
１３・・・負荷
１４・・・出力電圧検出用の抵抗
１５・・・出力電流検出回器
１６・・・乗算器
１７・・・誤差増幅器
２３・・・減算器
２４・・・加算器
２５Ａ、２５Ｂ・・・コンパレータ
２６Ａ、２６Ｂ・・・信号分配器
２７Ａ、２７Ｂ・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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