(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ信号を光パルス位置変調信号に変換するシステムにおいて、
アナログ信号を受信し、そのアナログ信号を周波数変調された電気信号に変換する周波数変調装置と、
連続波光源と、
前記周波数変調された電気信号の変調周波数に基づいて光出力パルスの位相の大きさを変化させるように前記連続波光源の発生する光を変調してパルス位置変調された光信号を生成する光変調装置とを具備していることを特徴とするシステム。
【請求項２】
前記光変調装置は電子吸収型の変調装置である請求項１記載のシステム。
【請求項３】
前記連続波光源はレーザである請求項１記載のシステム。
【請求項４】
さらに、前記周波数変調装置と前記光変調装置との間に結合され、周波数変調された電気信号を増幅する増幅器を備えている請求項１記載のシステム。
【請求項５】
アナログ信号は複数の情報チャンネルを含んでいる請求項１記載のシステム。
【請求項６】
それぞれ複数の情報のチャンネルの１つの受信する複数の周波数変調装置と、
周波数変調のための搬送波を発生する電気信号発振器と、
前記電気信号発振器と前記複数の周波数変調装置との間に結合されて各チャンネルの周波数変調装置の出力の位相をシフトさせる位相シフタと、
それぞれ位相シフトされた情報のチャンネルの１つを受信してそのチャンネルの周波数変調された電気信号の変調周波数に基づいて光出力パルスの位相の大きさを変化させるように光変調させることによりパルス位置変調された光パルス信号を生成する複数の光変調装置と、
前記光変調装置の位相シフトされた出力を組合わせてマルチチャンネル出力信号を生成する結合装置とを具備している請求項１記載のシステム。
【請求項７】
アナログ入力信号を周波数変調された電気信号に変換し、
前記周波数変調された電気信号を増幅し、
前記増幅された電気信号の変調周波数に基づいて光出力パルスの位相の大きさを変化させるように連続波光源の発生する光を変調してパルス位置変調された光パルス信号を生成し、
前記パルス位置変調された光パルス信号を圧縮して処理利得を増加させ、
圧縮されたパルス位置変調された光パルス信号を受信機へ送信することを特徴とする光パルス位置変調信号を使用する通信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般的に通信システムに関し、特に、広帯域光アナログパルス位置波形の発生に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通信衛星は多くのタイプの通信サービス、例えばデータ伝送、音声通信、テレビジョンスポットビームカバー領域、その他のデータの伝送のために広く使用されるようになっている。無線周波数（ＲＦ）通信方法に加えて、光学的方法がデータ伝送のために提案されている。その理由は光通信リンクでは高いデータ伝送速度がサポートできるためである。光通信リンクは一般的に無線周波数リンクよりも広い帯域幅を有し、データをアナログおよびデジタルの両方の形態で伝送することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
光リンクによるアナログデータ伝送は光通信のようなデジタル符号化技術では注意が払われていない。しかしながら、多くの応用では依然としてアナログフォーマットでデータ伝送を行うことが要求されている。さらに、アナログおよびデジタル光通信リンクは一般に雑音フロア係数によって劣化され、その問題を克服するために送信機のパワーが増加されている。
【０００４】
したがって、アナログフォーマットで信号を伝送することのできる通信システムが技術的に必要とされていることが認められる。また、アナログフォーマットで信号を伝送することのできる光通信リンクが技術的に必要とされていることが認められる。また、雑音の問題による制限を克服するために送信機のパワーを増加させる必要のない光通信リンクに対する技術的要求も認められる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上述のような従来技術の制限を克服し、また、本明細書を読み、理解することによって明らかにされるその他の問題を克服するために、本発明は単一およびマルチチャンネル光アナログパルス位置変調（Ａ−ＰＰＭ）波形を発生する方法およびシステムを提供する。このシステムは周波数変調装置と、連続波光源と、光変調装置とを具備している。周波数変調装置はアナログ信号を受信してそのアナログ信号を周波数変調された信号に変換する。光変調装置は連続波光源の光を周波数変調された信号によって変調し光パルス位置変調された信号を生成する。
【０００６】
本発明の方法は、アナログ入力信号を周波数変調された信号に変換し、周波数変調された信号を増幅して大きい信号を生成し、この大きい信号によって連続波光源の発生する光を変調して光パルス位置変調信号を生成し、光パルス位置変調信号を圧縮して処理利得を増加させる。
【０００７】
本発明は、アナログフォーマットで信号を転送することのできる通信システムを提供する。本発明はまた、アナログフォーマットで信号を転送することのできる光通信リンクを提供する。本発明はまた、雑音の問題による制限を克服するために送信機のパワーを増加させる必要のない光通信リンクを提供する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が実施される好ましい実施形態を例示として示している添付図面を参照にして説明する。しかしながら他の実施形態や構造の変更も本発明の技術的範囲を逸脱することなく利用可能であることを当業者は理解するであろう。
【０００９】
［関連技術の概観］
自由空間の光通信のデジタルコード化の普及にもかかわらず、幾つかの応用では依然としてアナログフォーマットで信号を伝送することが要求されている。広帯域の衛星間光リンク（ＯＩＳＬ）を実現する鍵となるのは変調フォーマットの選択である。典型的な衛星間光リンクは、ショット雑音、例えばシステムの主要な雑音源である望遠鏡によって受取られる多数の光子のショット雑音で制限される。それ故、伝送パワーの増加は、連続波（ＣＷ）光搬送波の振幅変調（ＡＭ）を使用するシステムの信号対雑音比（ＳＮＲ）を改善する唯一の手段である。しかしながら、利用可能な光送信パワーは典型的に数ワットに制限されるため、これはＯＩＳＬに対して厳しい問題を与える。パルス位置変調（ＰＰＭ）のような広帯域変調方式はＡＭに代る魅力的な代替手段を与える。
【００１０】
送信された情報よりも広い帯域幅を利用する広帯域変調方式はＡＭに比較して改善されたＳＮＲを与えることができる。そのような技術の１つはＰＰＭであり、それにおいては個々のパルスの一時的な位置は送信される波形の振幅の連続したサンプルを与える。
【００１１】
図１は本発明で使用されるような典型的なパルス位置変調方式を示している。図１に示されているように、パルス信号104 の各パルスを変調されない位置からアナログ信号の振幅に比例した位置へシフトすることによってアナログ信号100 はパルス列102 をパルス位置変調された信号104 に変換する。例えば、変調されないパルス106 は時間的にシフトされて振幅110 に基づいたパルス108 を生成する。振幅110 が大きくなると、パルス108 は時間的に大きな量でシフトされ、振幅110 が小さくなると、パルス108 は変調されないパルス106 の位置に関して時間的に小さい量でシフトされる。
【００１２】
図２は本発明による典型的なＰＰＭ受信機を示している。
システム200 は典型的に、望遠鏡202 、光増幅器204 、光フィルタ206 、光リミタ208 、光フィルタ210 、フォトダイオード212 、ローパスフィルタ214 、および積分器216 を備えている。典型的に受信機はフォトダイオード212 、ローパスフィルタ214 、および積分器216 を備えているが、システム全体を妥協するように考えることもできる。
【００１３】
望遠鏡202 は光信号を受信し、その信号は光ファイバを通って光増幅器204 によって増幅され、光フィルタ206 によって濾波される。光フィルタ206 からの信号出力は任意の振幅であることが可能であり、そのためシステム200 中のフォトダイオード212 その他の部品を損傷させる虞があり、そのため光リミタ208 によって信号が光フィルタ210 によって再び濾波される前に光信号または光パルスの振幅を制限する。光リミタ208 はまた個々の各パルスにおけるパルスの振幅の変動を除去する。
【００１４】
フォトダイオード212 は光パルスを受信して光エネルギを電気エネルギに変換する。電気信号はローパスフィルタ214 に送られ、そこで高い周波数成分および雑音が除去される。その後、信号は積分器216 によって積分されて受信されたパルス列からアナログ信号を生成する。
【００１５】
所定の光パワーに対して、アナログＰＰＭは次のようにＡＭに比較して高いＳＮＲを与える。
【００１６】
【数１】
0003641218.tif 000002
ここでＴs およびτp はそれぞれ変調されないパルスの周期およびパルス継続時間である。サブピコ秒の光パルスによって、τp ＝0.3 ピコ秒(ps)であり、パルス繰返し周波数（ＰＲＦ）ｆc ＝１／Ｔs ＝４０ＧＨｚであり、それは２０ＧＨｚの情報帯域幅まで送信するのに十分である。これはＡＭ変調方式に比較して３３ｄＢの感度の改善である。
【００１７】
上述の説明から、光パルスが数十ＧＨｚの時間スケールで正確に位置されることができるならば、自由空間アナログ光通信においてＰＰＭによって顕著なＳＮＲの改善が実現できる。サブピコ秒のパルス継続時間でピコ秒の等間隔の光パルスを発生するために幾つかの技術が利用でき、それにはレーザモードロック、半導体レーザ利得スイッチング、ＣＷ光源の外部変調、互いに対する同調しない２つのＣＷ光源のビート等が含まれる。ソリトン効果および外部チップ補償を有する自己位相変調（ＳＰＭ）に基づいた非線形光パルス圧縮技術もまた利用可能である。
【００１８】
本発明は、光通信におけるアナログＰＰＭに対して有効なシステムを可能にするために光パルス列を発生するための新しい構成を提供する。本発明は、周波数変調された波形を有する半導体レーザの直接変調、ＶＯＯ／ＦＭ発生器により駆動される非線形電子吸収変調器、および２つのＦＭ搬送波のビート等を含む幾つかの実施形態を提案する。
【００１９】
［ＶＯＯ／ＦＭで駆動される半導体レーザ］
図３のＡ乃至Ｃは本発明で使用される利得スイッチ半導体レーザの特性を示している。利得スイッチ半導体レーザは光パルス列を発生するために広く使用されている。この技術では最初の周波数チャープが除去された後は、３乃至８ピコ秒（ｐｓ）の等間隔のパルス列を生成する。図３のＡは時間の関数として半導体レーザに対する入力電流300 を示している。入力電流300 はレーザは常にしきい値電流302 より上方にある。一方、このレーザの利得304 はレーザに対するしきい値利得306 に対して上昇および下降を繰り返巣。すなわち、利得304 が徐々に増加してしきい値利得306 より上に上昇し、その後しきい値利得306 よりも下に下降して上昇および下降を繰り返す。レーザからの出力光強度310 は図３のＣに示されているようにパルス状であり、レーザの利得304 が徐々に増加して点312 でしきい値利得306 に到達すると出力光強度310 は指数関数的に急激に増加して最大のピーク値に到達するが、その出力光による光放射によってエネルギが減少するためにレーザの利得304 が下降を開始し、例えば点308 まで下降してしきい値利得306 より下になると出力光強度310 は急速に低下し、非常に低い、しかしゼロではない値に低下する。その後、レーザ媒体の利得は電流308 によって与えられるエネルギに比例して再びゆっくりと上昇する。利得304 が再び点312 でしきい値利得306 に到達すると、次の光パルス310 が発生する。このようなパルス動作は電流変調に関するレーザ力学における不安定性から生じる弛張振動である。重要なことは、利得スイッチレーザのパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）は連続するパルス間で利得媒体中へ与えられるエネルギの量によって制限され、通常レーザ弛張振動周波数と呼ばれている。
【００２０】
【数２】
0003641218.tif 000003
ここで、Ｉth＝しきい値電流
τn ＝キャリア寿命時間
τp ＝光子寿命時間である。
【００２１】
３９ＧＨｚの高い弛張振動周波数が得られ、それは本発明を数十ＧＨｚの範囲のパルス列を発生させるために利用可能にする。
【００２２】
本発明は、正確な位置の光パルスを発生するために上述の技術を拡張する。パルスとパルスの間のインターバルを変化させるためには利得スイッチレーザの動特性に基づいた２つの条件が満足されなければならない。第１の条件は、インターバルを減少させる必要がある場合には、高いパワーがパルスの間に放出されなければならず、時間間隔を増加させる必要がある場合には、パルスの間に放出されるパワーは低くする必要がある。これらの要求は、所定の出力パルスを与えるために低いパルス間強度レベルから同じピクパワーまで成長させることが高い共振器利得に対して必要であることから生じたものである。第２の条件は、変調期間が所望のパルスインターバルにしたがって変化されなければならないことである。
【００２３】
図４は本発明の第１の実施形態を示している。前記第１の要求を満たすために、典型的な波形402 に対して図４の接続404 に示されるように入力アナログ電流400 の一部が直接半導体レーザのＤＣバイアスに付加される。その結果、高い波形振幅に対しては高いパワーが利得媒体に与えられ、低い波形振幅に対しては低いパワーが利得媒体に与えられる。入力アナログ電流400 の残りの電流はＶＯＯまたはＦＭ変調器406 を駆動し、ＡＭをＦＭに変換する。ＦＭ波形の中心周波数は変調されないＰＰＭパルス列の所要のパルス反復周波数（ＰＲＦ）であり、その周波数は出力408 によって示されているように供給されるアナログ電圧に比例して変化する。ＦＭ出力の周期はこの周波数の逆数に比例して変化するから周期の長いほど利得媒体に与えられるパワーは低くなる。このＦＭ電気信号は加算器410 においてレーザダイオード電流に加算され、レーザパルス発生を同期化する。それによってレーザダイオード412 はアナログＰＰＭパルス列であるパルス列414 を生成する。
【００２４】
ＰＰＭパルス列の生成は、電気パルス発生器、例えばステップ再生ダイオードの使用から利点が得られる可能性がある。このステップ再生ダイオードは入力波形がしきい値に到達すると同一のパルスを生成する。この形態において、ＶＯＯ／ＦＭ発生器406 はステップ再生ダイオードを駆動し、このステップ再生ダイオードは半導体レーザ410 を駆動する。パルス発生器は、そのパルス継続時間が変調されない位置からの最大量よりも小さい時に最も有効である。この場合、接続404 によるレーザ電流の付加的なＡＭ変調は必要ない。それは同一のパワーがパルスインターバルと無関係に各光サイクルでパルス発生器によってレーザに供給されるからである。パルス発生器の使用の制限は電気パルスの比較的長いパルス継続時間、例えば約５０ｐｓによるものであり、それは数ＧＨｚのＰＲＦにそのような装置の適用を制限する。
【００２５】
［ＦＭ駆動非線形電子吸収（ＥＡ）変調装置］
図５は本発明によるアナログＰＰＭ波形を発生する別の装置を示している。この図に示されるようにシステム500 はサンプル波形504 で示されるようなアナログ入力502 をＦＭソース中に受信する。必要があれば、増幅器508 が使用されて波形512 で示されるようなＦＭ信号510 を増幅する。
【００２６】
連続波（ＣＷ）レーザ源514 からの連続波が外部変調器516 に供給され、この変調器516 においてＦＭ信号510 と結合されて波形520 で示されるような出力518 を生成する。変調器516 は電子吸収（ＥＡ）効果に基づくものであることが好ましく、その理由は、ＥＡ変調器516 の非線形特性は、供給された電圧、例えばＦＭ信号510 の継続時間より短い光パルスを生成することが知られているからである。ＥＡ変調器516 の送信は、ＥＡ材料のバンドギャップ付近で電圧によりほぼ対数的に立上がる。この技術を使用することにより、ほぼ１０乃至２５％のデューティサイクルの出力波形520 の光パルスが２０ＧＨｚまでのＰＲＦにおいて発生される。もっと速いＥＡ変調器516 、例えば約５０ＧＨｚで動作するＥＡ変調器516 では、6.2 ｐｓの光パルスが３０乃至５０ＧＨｚのＰＲＦにおいて発生されることができる。これらのパルスはソリトン効果、または外部圧縮による自己位相変調（ＳＰＭ）を使用することによってさらに短縮されることができる。本発明のこの技術の利点には、パルス振幅の良好な制御が含まれるが、約４０ＧＨｚのＰＲＦに適用が制限される若干の制約を有している。
【００２７】
［２つのレーザ信号のビート］
図６は本発明の別の実施形態を使用するＰＰＭパルス列の発生を示している。システム600 は入力部604 において入力波形602 を受信する。バイアス電圧606 は２個の直列接続されたレーザダイオード608 および610 に供給され、入力部604 はそれらのダイオード608 と610 との間の接続部に接続されている。レーザダイオード608 および610 の駆動電流は電流のミリアンペア当り約０．３乃至１ＧＨｚ程度レーザダイオード608 および610 の動作波長をシフトする。所要のＰＲＦの半分の周波数シフトに対応する異なった波長で動作する２つのレーザは所望のＰＲＦを生成する。中間点入力部604 にＡＭ入力波形602 を供給することによってレーザダイオード608 および610 の波長は反対方向に移動し、それは供給された入力波形602 にしたがって結合された光フィールドのビート周期を変化させる。それ故、ビート周波数における７ＧＨｚのスイングはレーザ当たり３．５ＧＨｚの周波数スイングを必要とするに過ぎず、それは約１０ミリアンペアの入力波形602 の電流によって得ることができる。図示のようにレーザダイオード608 は出力612 を生成し、レーザダイオード610 は出力614 を生成する。
【００２８】
図７は本発明の別の実施形態を使用するアナログＰＰＭパルス列の発生を示している。システム700 は入力部704 において入力波形702 を受信して連続波レーザ源706 に入力させる。第２の連続波レーザ源708 からの出力は連続波レーザ706 からの出力と結合されて結合器710 から出力される。連続波レーザ源706 の出力はフィルタ712 によって濾波される。
【００２９】
２つのレーザ源706 および708 の結合された出力は、位相変調器714 において２つのレーザ源706 および708 の差周波数の光ビート信号を生成し、それは約５０％のデューティサイクルパルス列を生成する。
【００３０】
変調された信号は増幅器718 で増幅され、圧縮光ファイバ720 によって短いデューティサイクル、典型的には１２％のデューティサイクルに圧縮される。圧縮光ファイバ720 は典型的なソリトン圧縮光ファイバである。約１００ＭＨｚにおける付加的な位相変調が入力716 においてビート信号に対して供給されることができ、不所望な刺激ブリアン散乱（ＳＢＳ）を抑制することができる。その代りに、単一のレーザ源、すなわちレーザ源706 が使用されて２つの位相のずれた側帯波でるを生成し、これら２つの位相のずれた側帯波出力が互いにビートを生じて位相変調器714 に対する光入力を生成する。この方式は１００ＭＨｚにおいて7.2 ：１のデューティサイクルを有する1.3 ｐｓのパルス幅を生成する。
【００３１】
［マルチチャンネル光アナログＰＰＭ］
本発明はまた、多重化またはインターリーブ方式で使用されることができる。その場合にはアナログ信号を送信するためにピコ秒のパルスのＰＰＭを使用する自由空間光リンクのスループットを増加させるためのインターリーブ技術を含むマルチパルス列がインターリーブされる。アナログ信号がピコ秒のパルス流においてＰＰＭに変換されると、ＰＰＭ情報を伝送する変調されない位置からの非常に短いパルスの大きいエクスカーションに対してより高いＳＮＲが得られる。パルス時間エクスカーションは最大のＳＮＲの利点に対して変調されないパルス間分離に近付く。他方、信号相互変調歪（ＩＭＤ）はまたパルスエクスカーションの増加した延長部分によって増加する。実際に、全体のパルスエクスカーションは許容可能なＩＭＤレベルに対してパルスインターバルの２０〜４０％に設定される。この場合に、パルス間の時間スパンの一部は使用されず、情報を伝送しない。これはＰＰＭパルス列の“帯域幅”の利用可能な容量の半分を無駄にする。本発明は、ＰＰＭ信号の第２の独立したシーケンスを帯域の不使用部分にインターリーブするために使用され、したがって、いずれのチャンネルのＩＭＤもさらに劣化させることなくリンク容量を増加させる。各チャンネルに対する時間インターバルの部分的な使用に応じて、この技術はさらに容量を増加させるためにインターパルス時間スパンを共用する高いシーケンス数に拡張できる。２またはそれより高いオーダーのチャンネルの時間インターリーブは２進位相シフトキーイング、例えばＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、または高いオーダーのＱＡＭ変調フォーマットに類似している。これはＰＰＭ変調方式におけるピコ秒パルス列の容量のさらに効率のよい使用を可能にする。
【００３２】
［マルチチャンネル送信機アーキテクチャおよび動作］
図８は、本発明によるマルチチャンネルアナログＰＰＭ方式を示している。変調されないパルス列800 は長さＴP の周期またはパルスインターバルを有している。そのようにパルス列800 の大部分は何等パルスを有しておらず、それはパルス列800 の大部分が何等情報を含んでいないことを意味している。本発明は周期802 を小さいセグメント804 および806 に分割し、もとのパルス列800 のパルス間に別のパルス列800 を位置させることを許容する。図示のように、セグメント804 および806 は周期802 のほぼ半分であり、その結果２つのチャンネルシステムを生じる。しかしながら、７チャンネルのシステムに対してはセグメント804 および806 は全周期802 のほぼ１／７であろう。
【００３３】
パルスを含む区域808 および810 に加えて、ガード帯域812 が隣接する区域810 の情報と干渉しないように１つの区域808 中の情報を保護している。各区域808 および810 に対する最大パルス変位は隣接するガード帯域812 と重ならないように設定される。例えば、ガード帯域812 は、ガード帯域812 の幅814 が周期802 の約５％であり、各チャンネル808 および810 が周期802 の約４５％であるように設計されることができ、それによって変調されないパルス位置の周囲で周期802 の±22.5％チャンネル変調深度が可能になる。
【００３４】
［多信号のインターリーブ］
図９は本発明による２チャンネルＰＰＭ信号をインターリーブするための機能ブロック図を示している。システム900 は多数の入力信号902 および904 を入力部906 および908 で受信する。２つの入力部906 および908 が示されているが、システム900 に応じて異なった数の入力部も使用可能である。信号902 および904 は別々のＦＭ変調器910 および912 に供給され、それらのＦＭ変調器910 および912 は共通の発振器914 によって周波数ｆcarrier で駆動され、チャンネル906 または908 の１つに対して周期の半分ＴP ／２に等しい時間遅延を有している。発振器914 は正弦波波形を生成するから、真の時間遅延は発振器周波数においてほぼ１８０度だけブランチの一方の位相をシフトする位相シフタを使用することによって得られる。もしも、さらにチャンネル906 および908 が存在するならば、位相シフトは存在するチャンネル906 および908 の数に応じて変化されるであろう。異なる速度および異なる帯域幅を有することができる各アナログチャンネル906 および908 は変調されないパルス周期ＴP のある割合、２つの信号の場合には半分をガード帯域を含んで占有するように設計される。各チャンネルで発生されたＦＭ信号はこの明細書に記載された技術によってブロック918 および920 において光ＰＰＭに変換される。ブロック918 および920 の光出力は結合器922 において結合され、全てのチャンネル906 および908 の単一の出力924 を生成する。図９に示されるように、信号902 は信号904 とは異なったサブチャンネルを含むことができる。
【００３５】
［マルチチャンネル受信機アーキテクチャおよび動作］
図１０は、本発明によるマルチチャンネル受信機を示している。システム1000は入力1004で入力波形1002を受信する。入力波形1002は単一のＰＰＭ信号のデータの多数のチャンネルを含んでいる。入力1004はキャリア再生ブロック1006に供給され、このキャリア再生ブロック1006は入力波形1002からクロック波形1008を再生する。このクロック波形1008は入力波形1002をチャンネル波形1010および1012にデマルプレクスするために使用され、それらのチャンネル波形1010および1012はデマルプレクサ1018から出力1014および1016に出力される。これらの波形1010および1012はその後図２に示されたような個々の受信機に送られる。
【００３６】
図１１は、本発明によるデマルプレクスされたチャンネルを示している。入力1004は図１０に関して説明したようなマルチチャンネル情報を含んでいる。チャンネル１の情報を伝送する入力1100と、チャンネル２の情報を伝送する入力1102とに対して、クロック1104は出力1014および1016に入力を切換えるために使用されなければならない。スイッチ1110はクロック信号1104によって同期化されて入力1100を同期して適切なチャンネルに切替えなければならない。スイッチ1110は典型的に半導体光増幅器、ニオブ酸リチウムスイッチまたはＥＡまたはその他の光スイッチングメカニズムのような光ゲートまたはスイッチである。
【００３７】
［プロセチャート］
図１２は本発明を実施するために使用される例示的な過程を示すフローチャートである。
ブロック1200は、アナログ信号を周波数変調された信号に変換するステップを行う。
ブロック1202は、周波数変調された信号を増幅してそこに大きい信号を生成するステップを行う。
ブロック1204は、連続波光源を大きい信号で変調して光パルス位置変調信号を生成するステップを行う。
ブロック1206は、光パルス位置変調信号を圧縮してそこにおける処理利得を増加させるステップを行う。
【００３８】
［結論］
これにより本発明の好ましい実施形態の説明を終わる。以下の説明は同じ目的を達成するための別のいくつかの方法を述べている。本発明は、２つのチャンネルのインターリーブについて説明したが、マルチチャンネル信号を生成するために３つ、４つ、或いは任意の数のチャンネルのインターリーブで使用することも可能である。さらに、他の送信および受信システムがここに記載された同じ機能を行うために本発明により使用されることができる。
【００３９】
要約すると、本発明は単一およびマルチチャンネル光アナログパルス位置変調波形を発生するための方法およびシステムを提供する。このシステムは、周波数変調器、連続波光源、および光変調器を含んでいる。周波数変調器はアナログ信号を受信し、そのアナログ信号を周波数変調された信号に変換する。光変調器は連続波光源からの連続波光を周波数変調された信号によって変調して光パルス位置変調された信号を生成する。
【００４０】
本発明の方法は、アナログ入力信号を周波数変調された信号に変換し、周波数変調された信号を増幅してそこに大きな信号を生成し、その大きな信号によって連続波光源の発生する光を変調して光パルス位置変調信号を生成し、光パルス位置変調信号を圧縮して処理利得を増加させるステップを含んでいる。
【００４１】
以上、本発明の好ましい実施形態について図示し説明したが、本発明が開示された構成のものに正確に一致する必要があることを意図したものではない。当業者には種々の変更および変形が上述の説明から可能であろう。したがって、本発明の技術的範囲はこれらの説明によって限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明で使用される典型的なパルス位置変調方式の説明図。
【図２】本発明による典型的なＡ−ＰＰＭ受信機の概略図。
【図３】本発明で使用される利得切替え半導体レーザの特性図。
【図４】本発明の第１の実施形態の概略図。
【図５】本発明によるＡ−ＰＰＭ波形を発生するための別の装置の概略図。
【図６】本発明の別の実施形態を使用するＡ−ＰＰＭパルス列の発生を示す概略図。
【図７】本発明の別の実施形態を使用するアナログＰＰＭ信号の発生を示す概略図。
【図８】本発明によるマルチチャンネルアナログＰＰＭ方式を示す説明図。
【図９】本発明による２チャンネルＰＰＭ信号をインターリーブするための機能ブロック図。
【図１０】本発明によるマルチチャンネル受信機アーキテクチャの実施形態の説明図。
【図１１】本発明による２つのＡ−ＰＰＭチャンネルを分離するためのデマルチプレクサに対するクロックデータ整列の説明図。
【図１２】本発明の実施に使用される例示的なステップを示すフローチャート。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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