(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスモータに交流の電力を供給するインバータと、該インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えたブラシレスモータの制御装置において、前記ＰＷＭ制御回路は、
ブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
ブラシレスモータの回転角度を検出する角度検出手段と、
前記速度検出手段によって検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
ブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角と電圧振幅指令値とを変数として電圧指令信号の変化を表わす関数に基づいて電圧指令信号を作成する演算処理手段と、
前記作成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具え、前記演算処理手段は、
前記速度制御手段によって導出された電圧振幅指令値とブラシレスモータが前記検出された回転速度で定速回転しているときの電圧振幅指令値との差を加味した電圧位相進め角を導出する位相進め角導出手段と、
前記関数に基づいて、前記角度検出手段によって検出された回転角度と前記位相進め角導出手段によって導出された電圧位相進め角と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えていることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
【請求項２】
前記位相進め角導出手段には、電圧位相進め角をψ、ブラシレスモータの回転速度をω、電圧振幅指令値をＶａ、２つの定数をそれぞれＫ２、Ｋ４として、下記数式で表わされる関数が規定されており、該位相進め角導出手段は、該関数に基づき、前記検出された回転速度と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧位相進め角を導出する請求項１に記載の制御装置。
ψ＝Ｋ２・(Ｖａ＋Ｋ４・ω)
【請求項３】
前記位相進め角導出手段には、電圧位相進め角をψ、ブラシレスモータの回転速度をω、電圧振幅指令値をＶａ、３つの定数をそれぞれＫ１、Ｋ２、Ｋ３として、下記数式で表わされる関数が規定されており、該位相進め角導出手段は、該関数に基づき、前記検出された回転速度と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧位相進め角を導出する請求項１に記載の制御装置。
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・(Ｖａ−Ｋ３・ω)
【請求項４】
前記位相進め角導出手段には、電圧位相進め角をψ、ブラシレスモータの回転速度をω、前記速度制御手段によって導出される電圧振幅指令値をＶａ、定速回転時の電圧振幅指令値をＶａｏ、２つの定数をそれぞれＫ１、Ｋ２として、下記数式で表わされる関数が規定されており、該位相進め角導出手段は、該関数に基づき、前記検出された回転速度と前記導出された電圧振幅指令値と定速回転時の電圧振幅指令値とから電圧位相進め角を導出する請求項１に記載の制御装置。
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・(Ｖａ−Ｖａｏ)
【請求項５】
パルスエータを正逆に回転駆動するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを制御する制御装置とを具え、該制御装置は、ブラシレスモータに交流の電力を供給するインバータと、該インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えている自動洗濯機において、前記ＰＷＭ制御回路は、
ブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
ブラシレスモータの回転角度を検出する角度検出手段と、
前記速度検出手段によって検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
ブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角と電圧振幅指令値とを変数として電圧指令信号の変化を表わす関数に基づいて電圧指令信号を作成する演算処理手段と、
前記作成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具え、前記演算処理手段は、
前記速度制御手段によって導出された電圧振幅指令値とブラシレスモータが前記検出された回転速度で定速回転しているときの電圧振幅指令値との差を加味した電圧位相進め角を導出する位相進め角導出手段と、
前記関数に基づいて、前記角度検出手段によって検出された回転角度と前記位相進め角導出手段によって導出された電圧位相進め角と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えていることを特徴とする自動洗濯機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータに交流の電力を供給するインバータと、該インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えたブラシレスモータの制御装置、並びに該制御装置を具えた自動洗濯機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の自動洗濯機においては、パルスエータ駆動用のモータとしてブラシレスモータが採用されている。
図５は、従来の自動洗濯機に搭載されているブラシレスモータ制御装置の構成例を表わしている。商用電源(４)からの交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力がブラシレスモータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
ブラシレスモータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、ホール素子からなる位置センサー(３)が１２０度の位相差で３箇所に配備されており、これら３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路(７)に供給され、該ＰＷＭ制御回路(７)によってインバータ(６)が制御されている。
【０００３】
図６は、上記ＰＷＭ制御回路(７)の構成を表わしている。
前記位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(75)に供給されると共に、回転数検出回路(74)に供給される。回転数検出回路(74)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(72)を構成する位相進め角導出回路(72a)、及び位置演算回路(75)に供給される。
位置演算回路(75)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(72)を構成する電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
位相進め角導出回路(72a)では、下記数１に基づいて、前記回転数ωから後述の位相進め角ψが算出される。
【０００４】
【数１】
ψ＝Ｋ・ω
Ｋ：定数
【０００５】
位相進め角導出回路(72a)にて算出された位相進め角ψは、前記電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
回転数検出回路(74)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(71)に供給され、該回路(71)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて電圧振幅指令Ｖａが作成される。
電圧振幅指令Ｖａは前記電圧指令信号生成回路(72b)に供給され、該回路(72b)においては、回転数制御回路(71)から得られる電圧振幅指令Ｖａ、位相進め角導出回路(72a)から得られる位相進め角ψ、及び位置演算回路(75)から得られる回転角度θに基づいて、下記数２から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【０００６】
【数２】
Ｖｕ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
【０００７】
上記Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°、２４０°の位相差を与えることによりＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊及びＷ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(73)に供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が作成される。
【０００８】
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図５に示すインバータ(６)に供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、ブラシレスモータ(２)が駆動されることになる。
上記ＰＷＭ制御回路(７)においては、上述の如く、電圧指令信号の位相を前記位相進め角ψだけ進ませて、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相と一致させることにより、モータ効率の向上が図られている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記ＰＷＭ制御回路(７)を具えた従来の自動洗濯機においては、充分に高いモータ効率が得られない問題があった。
本発明の目的は、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来るモータ制御装置及びこれを具えた自動洗濯機を提供することである。
【００１０】
【課題を解決する為の手段】
そこで、出願人は、従来の自動洗濯機において充分に高いモータ効率が得られない原因を次のように究明した。
自動洗濯機の洗い動作時においては、ブラシレスモータは正逆に繰り返し回転駆動される。
図７は、洗い動作時におけるブラシレスモータの回転速度の変化を表わしており、ブラシレスモータは、図示の如く、正の方向に加速されて所定の回転速度で一定時間だけ回転した後、減速され、続いて負の方向に加速されて所定の回転速度で一定時間だけ回転した後、減速される。
この様に、ブラシレスモータは、洗い動作時において、加速回転状態→定速回転状態→減速回転状態→加速回転状態・・・と変化する。
【００１１】
ブラシレスモータの加速回転時、定速回転時及び減速回転時においては、モータの回転数ωが同一であっても、その時点でモータに発生させるべきトルクの大きさはそれぞれ異なる。即ち、加速回転時には、定速回転時よりも大きなトルクをモータに発生させる必要があり、減速回転時には、定速回転時よりも小さなトルクをモータに発生させる必要がある。
ここで、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相と一致させるために電圧指令信号に与えるべき位相進め角は、ブラシレスモータに発生させるべきトルクの大きさによって異なる。
図１１は、ブラシレスモータの永久磁石から発生する磁束の方向をｄ軸、該磁束方向とは直交する方向をｑ軸として、電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψを表わしている。同図(ａ)はモータに発生させるべきトルクの大きさが最も小さいときの位相進め角ψ、同図(ｃ)はモータに発生させるべきトルクの大きさが最も大きいときの位相進め角ψを表わしている。
【００１２】
モータに電圧Ｖが印加されると、巻線に電流Ｉが流れて、鎖交磁束φによる誘起電圧(ω・φ)、巻線の抵抗Ｒによる電圧(Ｒ・Ｉ)、及び巻線のインダクタンスＬによる電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が巻線に生じる。
モータに発生させるべきトルクの大きさが増大するにつれて、同図(ａ)(ｂ)(ｃ)に示す如く、トルクの発生に寄与するｑ軸方向の電流成分を増大させる必要があり、該電流成分が増大すると、巻線のインダクタンスＬによる電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が上昇する。従って、巻線に流れる電流Ｉの位相を誘起電圧(ω・φ)の位相と一致させるためには、位相進め角ψを増大させる必要がある。
この様に、電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψは、モータに発生させるべきトルクの大きさが増大するにつれて増大する。
【００１３】
ブラシレスモータの回転速度が殆ど変化しない定速回転時においては、モータの回転数ωと電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψとの間には一定の比例関係が成立する。そこで、従来の位相進め角導出回路(72a)の内蔵メモリには、上記数１によって表わされる関数式が格納されており、位相進め角ψの算出の際には、該関数式が常に用いられる。従って、ブラシレスモータの回転数ωが同一であれば、常に同一の位相進め角が算出される。
しかし、ブラシレスモータの回転数ωが同一であっても、電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψは、上述の如く、モータに発生させるべきトルクの大きさが増大するにつれて増大する。従って、ブラシレスモータの定速回転時には、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な位相進め角が得られるが、定速回転時よりも発生させるべきトルクの大きい加速回転時には、該トルクの大きさに応じた位相進め角よりも小さな位相進め角が得られることになる。一方、定速回転時よりも発生させるべきトルクの小さい減速回転時には、該トルクの大きさに応じた位相進め角よりも大きな位相進め角が得られることになる。
【００１４】
図８乃至図１０は夫々、従来のＰＷＭ制御回路(７)によって、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時にモータに印加される電圧Ｖ及び巻線に流れる電流Ｉの位相を表わしている。図８乃至図１０は、モータの回転数ωが同一であるときの印加電圧Ｖ及び電流Ｉの位相を表わしており、従来のＰＷＭ制御回路(７)によれば、上述の如く、定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても同一の位相進め角ψが与えられる。
ブラシレスモータの定速回転時においては、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な位相進め角ψが与えられるため、図８に示す如く、巻線に流れる電流Ｉの位相が誘起電圧(ω・φ)の位相と一致して、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分は発生しない。
これに対し、ブラシレスモータの加速回転時においては、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な位相進め角よりも小さな位相進め角ψが与えられるため、図９に示す如く、巻線に流れる電流Ｉの位相が誘起電圧(ω・φ)よりも遅れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分が発生する。
又、ブラシレスモータの減速回転時においては、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な位相進め角よりも大きな位相進め角ψが与えられるため、図１０に示す如く、巻線に流れる電流Ｉの位相が誘起電圧(ω・φ)よりも進んで、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分が発生する。
【００１５】
上述の如く、ブラシレスモータは、洗い動作時において頻繁に加速回転状態及び減速回転状態となる。従来のＰＷＭ制御回路(７)においては、かかる加速回転時及び減速回転時に、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な位相進め角ψが得られないためにトルクの発生に寄与しない電流成分が生じて、充分に高いモータ効率が得られないのである。
【００１６】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置は、ブラシレスモータに交流の電力を供給するインバータと、該インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えている。ここで、前記ＰＷＭ制御回路は、
ブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
ブラシレスモータの回転角度を検出する角度検出手段と、
前記速度検出手段によって検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
ブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角と電圧振幅指令値とを変数として電圧指令信号の変化を表わす関数に基づいて電圧指令信号を作成する演算処理手段と、
前記作成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具え、前記演算処理手段は、
前記速度制御手段によって導出された電圧振幅指令値とブラシレスモータが前記検出された回転速度で定速回転しているときの電圧振幅指令値との差を加味した電圧位相進め角を導出する位相進め角導出手段と、
前記関数に基づいて、前記角度検出手段によって検出された回転角度と前記位相進め角導出手段によって導出された電圧位相進め角と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている。
【００１７】
上述の如く、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時においては、回転速度が同一であっても、モータに発生させるべきトルクの大きさは異なる。即ち、ブラシレスモータの回転速度が同一であっても、該回転速度の変動状態の相違によって、モータに発生させるべきトルクの大きさは異なる。又、上述の如く、モータに発生させるべきトルクの大きさが増大するにつれて、電圧指令信号に与えるべき電圧位相進め角は増大する。
そこで、本発明に係るブラシレスモータの制御装置においては、電圧位相進め角の導出の際、ブラシレスモータの回転速度の変動状態を表わす状態量が加味されて、加速回転時には、定速回転時よりも大きな電圧位相進め角が導出される。一方、減速回転時には、定速回転時よりも小さな電圧位相進め角が導出される。
【００１８】
ここで、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時においては、回転速度が同一であっても、速度制御手段により導出される電圧振幅指令値は異なる。即ち、加速回転時には、定速回転時よりも大きな電圧振幅指令値が導出され、減速回転時には、定速回転時よりも小さな電圧振幅指令値が導出される。又、加速回転時或いは減速回転時の電圧振幅指令値と定速回転時の電圧振幅指令値との差が増大するにつれて、モータの回転速度の変動は大きくなる。従って、速度制御手段により導出された電圧振幅指令値と、ブラシレスモータがその導出時点での回転速度で定速回転しているときの電圧振幅指令値との差によって、モータの回転速度の変動状態を表わすことが出来る。そこで、上記の状態量として前記差を加味した電圧位相進め角が導出される。
本発明に係るブラシレスモータの制御装置によれば、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても電圧指令信号の位相(電圧位相)をモータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な電圧位相進め角だけ進ませることが可能である。従って、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相に一致させて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが可能であり、これによって、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来る。
【００１９】
第１の具体的構成において、前記位相進め角導出手段には、電圧位相進め角をψ、ブラシレスモータの回転速度をω、電圧振幅指令値をＶａ、２つの定数をそれぞれＫ２、Ｋ４として、下記数式で表わされる関数が規定されており、該位相進め角導出手段は、該関数に基づき、前記検出された回転速度と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧位相進め角を導出する。
ψ＝Ｋ２・(Ｖａ＋Ｋ４・ω)
【００２０】
第２の具体的構成において、前記位相進め角導出手段には、電圧位相進め角をψ、ブラシレスモータの回転速度をω、電圧振幅指令値をＶａ、３つの定数をそれぞれＫ１、Ｋ２、Ｋ３として、下記数式で表わされる関数が規定されており、該位相進め角導出手段は、該関数に基づき、前記検出された回転速度と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧位相進め角を導出する。
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・(Ｖａ−Ｋ３・ω)
【００２１】
第３の具体的構成において、前記位相進め角導出手段には、電圧位相進め角をψ、ブラシレスモータの回転速度をω、前記速度制御手段によって導出される電圧振幅指令値をＶａ、定速回転時の電圧振幅指令値をＶａｏ、２つの定数をそれぞれＫ１、Ｋ２として、下記数式で表わされる関数が規定されており、該位相進め角導出手段は、該関数に基づき、前記検出された回転速度と前記導出された電圧振幅指令値と定速回転時の電圧振幅指令値とから電圧位相進め角を導出する。
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・(Ｖａ−Ｖａｏ)
【００３３】
本発明に係る自動洗濯機は、パルスエータを正逆に回転駆動するブラシレスモータと、該ブラシレスモータを制御する制御装置とを具え、該制御装置は、ブラシレスモータに交流の電力を供給するインバータと、該インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えている。ここで、前記ＰＷＭ制御回路は、
ブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
ブラシレスモータの回転角度を検出する角度検出手段と、
前記速度検出手段によって検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
ブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角と電圧振幅指令値とを変数として電圧指令信号の変化を表わす関数に基づいて電圧指令信号を作成する演算処理手段と、
前記作成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具え、前記演算処理手段は、
前記速度制御手段によって導出された電圧振幅指令値とブラシレスモータが前記検出された回転速度で定速回転しているときの電圧振幅指令値との差を加味した電圧位相進め角を導出する位相進め角導出手段と、
前記関数に基づいて、前記角度検出手段によって検出された回転角度と前記位相進め角導出手段によって導出された電圧位相進め角と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている。
【００３４】
自動洗濯機の洗い動作時において、ブラシレスモータは、上述の如く加速回転状態→定速回転状態→減速回転状態→加速回転状態・・・と変化する。
本発明に係る自動洗濯機においては、ブラシレスモータを制御するために、上記本発明のモータ制御装置が構成されており、かかるモータ制御装置によれば、上述の如く、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な電圧位相進め角を得ることが出来る。従って、ブラシレスモータの電圧指令信号の位相(電圧位相)を適切な電圧位相進め角だけ進ませることにより、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相と一致させて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって、従来よりも高いモータ効率を得ることが可能であり、その結果、消費電力が低減する。
【００３５】
【発明の効果】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置及びこれを具えた自動洗濯機によれば、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来る。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態につき、２つの実施例に基づいて具体的に説明する。
第１実施例
本実施例に係る自動洗濯機は、パルスエータ駆動用のブラシレスモータと、該ブラシレスモータを制御するモータ制御装置とを具えている。
該モータ制御装置の全体構成は、ＰＷＭ制御回路を除いて、図５に示す従来の制御装置と同一であって、ブラシレスモータの円周上に配備された３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路に供給され、該ＰＷＭ制御回路によってインバータ(６)が制御されている。
【００３７】
図２(ａ)は、ブラシレスモータの３相巻線に鎖交磁束φにより誘起される電圧(Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ)の波形を表わしており、各電圧波形は、３６０度を１周期として正弦波状に変化し、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
又、同図(ｂ)は、３つの位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の波形を表わしている。各位置信号は、３６０度を１周期として、ハイとローに切り替わる矩形波であって、３つの位置信号は互いに１２０度の位相差を有している。
【００３８】
図１は、上記ＰＷＭ制御回路(１)の構成を表わしている。
前記位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(15)に供給されると共に、回転数検出回路(14)に供給される。回転数検出回路(14)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(12)を構成する位相進め角導出回路(12a)、及び位置演算回路(15)に供給される。
位置演算回路(15)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(12)を構成する電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
【００３９】
回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(11)に供給され、該回路(11)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて電圧振幅指令Ｖａが作成される。回転数制御回路(11)は伝達関数Ｃ(ｓ)を有しており、電圧振幅指令Ｖａは、該伝達関数Ｃ(ｓ)を用いて、下記数３から算出される。
【００４０】
【数３】
Ｖａ＝Ｃ(ｓ)・(ω＊−ω)
【００４１】
ここで、伝達関数Ｃ(ｓ)は、例えば下記数４によって表わされ、電圧振幅指令ＶａはＰＩ制御される。
【００４２】
【数４】
Ｃ(ｓ)＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ
Ｋｐ、Ｋｉ：定数
【００４３】
上述の如く作成された電圧振幅指令Ｖａは、位相進め角導出回路(12a)に供給される。
位相進め角導出回路(12a)では、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωと、回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａの変化量、即ち前回の演算周期にて回転数制御回路(11)から得られた電圧振幅指令との偏差ΔＶａとに基づいて、下記数５から、位相進め角ψが算出される。
【００４４】
【数５】
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・ΔＶａ
Ｋ１、Ｋ２：正の定数
【００４５】
ブラシレスモータの回転数ωが殆ど変化しない定速回転時においては、モータの回転数ωと電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψとの間には一定の比例関係が成立し、かかる比例関係に基づいて、ブラシレスモータの回転数ωから位相進め角ψを算出することが出来る。上記数５の第１項(Ｋ１・ω)は、かかる比例関係を表わしている。ここで、定数Ｋ１は、予め実験的或いは理論的に求められる。
【００４６】
ブラシレスモータの回転数ωが殆ど変化しない定速回転時、回転数ωが増大する加速回転時、及び回転数ωが減小する減速回転時においては、回転数ωが同一であっても、モータに発生させるべきトルクの大きさはそれぞれ異なる。即ち、加速回転時には、定速回転時よりも大きなトルクをモータに発生させる必要があり、減速回転時には、定速回転時よりも小さなトルクをモータに発生させる必要がある。この様に、モータの回転数ωが同一であっても、回転数ωの変動状態の相違によって、モータに発生させるべきトルクの大きさは異なる。
又、モータに発生させるべきトルクの大きさが増大するにつれて、電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψは増大する。
【００４７】
ブラシレスモータの加速回転時においては、モータに発生するトルクの大きさが増大するにつれて、一定時間当りの回転数ωの増大量は増大する。又、上述の如く、モータに発生させるべきトルクの大きさが増大するにつれて、電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψは増大する。従って、回転数ωの増大量が増大するにつれて、電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψは増大することになる。ここで、定速回転時にて与えるべき位相進め角ψに対して増大させるべき角度は、回転数ωの増大量に比例する。
一方、ブラシレスモータの減速回転時においては、モータに発生するトルクの大きさが減小するにつれて、一定時間当りの回転数ωの減小量は増大する。又、モータに発生させるべきトルクの大きさが減小するにつれて、電圧指令信号に与えるべき位相進め角は減小する。従って、回転数ωの減小量が増大するにつれて、電圧位相進め角に与えるべき位相進め角は減小することになる。ここで、定速回転時にて与えるべき位相進め角に対して減小させるべき角度は、回転数ωの減小量に比例する。
【００４８】
ブラシレスモータの加速回転時には、電圧振幅指令Ｖａが増大することによってモータの回転速度が上昇し、減速回転時には、電圧振幅指令Ｖａが減小することによってモータの回転速度が低下する。ここで、一定時間当りの電圧振幅指令Ｖａの増大量が増大すると回転数ωの上昇量が増大し、電圧振幅指令Ｖａの減小量が増大すると回転数ωの低下量が増大する。従って、定速回転時にて与えるべき位相進め角に対して増大或いは減小させるべき角度は、電圧振幅指令Ｖａの増大量或いは減小量にも比例することになる。
この様に、定速回転時にて与えるべき位相進め角に対して増大或いは減小させるべき角度と電圧振幅指令Ｖａの変化量との間には一定の比例関係が成立し、かかる比例関係に基づいて、電圧振幅指令Ｖａの変化量から前記増大或いは減小させるべき角度を算出することが出来る。上記数５の第２項(Ｋ２・ΔＶａ)は、かかる比例関係を表わしている。ここで、定数Ｋ２は、予め実験的或いは理論的に求められる。
【００４９】
ブラシレスモータの定速回転時においては、回転数制御回路(11)にて作成される電圧振幅指令Ｖａは略一定の値となる。従って、電圧振幅指令Ｖａの変化量、即ち偏差ΔＶａは、略ゼロとなり、位相進め角ψとして、上記数５の第１項(Ｋ１・ω)の演算によって得られる値が算出される。
この様にして、ブラシレスモータの定速回転時には、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた位相進め角ψが得られる。
【００５０】
又、ブラシレスモータの加速回転時においては、回転数制御回路(11)にて作成される電圧振幅指令Ｖａは増大する。従って、電圧振幅指令Ｖａの偏差ΔＶａは正の値となり、位相進め角ψとして、上記数５の第１項(Ｋ１・ω)の演算によって得られる値に第２項(Ｋ２・ΔＶａ)の演算によって得られる値を加算した値が算出される。
この様にして、ブラシレスモータの加速回転時には、加速回転時に発生させるべきトルクと定速回転時のトルクとの差に応じた角度だけ、定速回転時のトルクの大きさに応じた位相進め角よりも大きな位相進め角ψが得られる。
【００５１】
又、ブラシレスモータの減速回転時においては、回転数制御回路(11)にて作成される電圧振幅指令Ｖａは減小する。従って、電圧振幅指令Ｖａの偏差ΔＶａは負の値となり、位相進め角ψとして、上記数５の第１項(Ｋ１・ω)の演算によって得られる値から第２項(Ｋ２・ΔＶａ)の演算によって得られる値を減算した値が算出される。
この様にして、ブラシレスモータの減速回転時には、定速回転時に発生させるべきトルクと減速回転時に発生させるべきトルクとの差に応じた角度だけ、定速回転時のトルクの大きさに応じた位相進め角よりも小さな位相進め角ψが得られる。
上記位相進め角導出回路(12a)では、上述の如く、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても、モータに発生させるべきトルクの大きさに応じた適切な位相進め角ψが算出される。
【００５２】
位相進め角導出回路(12a)から得られる位相進め角ψは、電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
又、上述の如く回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａは、電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
電圧指令信号生成回路(12b)においては、前記電圧振幅指令Ｖａ、位置演算回路(15)から供給される回転角度θ、及び前記位相進め角ψに基づいて、上記数２から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【００５３】
上記Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°、２４０°の位相差を与えることによりＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊及びＷ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(13)に供給される。ＰＷＭ信号生成回路(13)では、図２(ｃ)に示す如く、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいて、同図(ｄ)に示すＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。
【００５４】
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図５に示すインバータ(６)に供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、ブラシレスモータ(２)が駆動されることになる。
【００５５】
本実施例の自動洗濯機においては、上述の如く、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても、位相進め角ψとして、モータに発生させるべきトルクに応じた適切な値が算出される。従って、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相に一致させて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって、従来よりも高いモータ効率を得ることが可能であり、その結果、消費電力が低減する。
又、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても、上記数５で表わされる関数式を用いて適切な位相進め角ψを算出することが出来る。
【００５６】
第２実施例
本実施例のＰＷＭ制御回路の構成は、位相進め角導出回路を除いて、図１に示す第１実施例のＰＷＭ制御回路(１)と同一である。
本実施例の位相進め角導出回路は、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωと、回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａに基づいて、下記数６から位相進め角ψを算出する。
【００５７】
【数６】
ψ＝Ｋ２・(Ｖａ＋Ｋ４・ω)
Ｋ２：正の定数、Ｋ４：負の定数
【００５８】
ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時においては、回転数ωが同一であっても、回転数制御回路(11)によって算出される電圧振幅指令Ｖａは異なる。即ち、加速回転時には、定速回転時よりも大きな電圧振幅指令Ｖａが算出され、減速回転時には、定速回転時よりも小さな電圧振幅指令Ｖａが算出される。又、加速回転時或いは減速回転時の電圧振幅指令値と定速回転時の電圧振幅指令値との差が増大するにつれて、モータの回転数ωの変動が大きくなる。
従って、回転数制御回路(11)によって算出された電圧振幅指令Ｖａからブラシレスモータがその算出時点での回転数で定速回転しているときの電圧振幅指令(以下、基準電圧振幅指令という)Ｖａｏを減算した値によって、モータの回転数ωの変動状態を表わすことが可能であり、位相進め角ψは下記数７によって表わすことが出来る。
【００５９】
【数７】
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・(Ｖａ−Ｖａｏ)
Ｋ１、Ｋ２：正の定数
【００６０】
上記数７の第１項(Ｋ１・ω)は、第１実施例で用いられる上記数５の第１項と同様に、定速回転時におけるモータの回転数ωと電圧指令信号に与えるべき位相進め角ψとの間の比例関係を表わしている。
【００６１】
ブラシレスモータの加速回転時においては、上述の如く、定速回転時にて与えるべき位相進め角ψに対して増大させるべき角度は、回転数ωの増大量に比例する。一方、ブラシレスモータの減速回転時においては、定速回転時にて与えるべき位相進め角に対して減小させるべき角度は、回転数ωの減小量に比例する。
上述の如く、加速回転時或いは減速回転時の電圧振幅指令値と定速回転時の電圧振幅指令値との差が増大するにつれて、モータの回転数ωの変動は大きくなる。従って、定速回転時にて与えるべき位相進め角に対して増大或いは減小させるべき角度は、加速回転時或いは減速回転時にて回転数制御回路(11)によって算出された電圧振幅指令Ｖａからブラシレスモータがその算出時点での回転数で定速回転しているときの基準電圧振幅指令Ｖａｏを減算した値(Ｖａ−Ｖａｏ)に比例することになる。
この様に、定速回転時にて与えるべき位相進め角に対して増大或いは減小させるべき角度と上記減算値(Ｖａ−Ｖａｏ)との間には一定の比例関係が成立し、かかる比例関係に基づいて、前記減算値(Ｖａ−Ｖａｏ)から前記増大或いは減小させるべき角度を算出することが出来る。上記数７の第２項[Ｋ２・(Ｖａ−Ｖａｏ)]は、かかる比例関係を表わしている。ここで、定数Ｋ２は、予め実験的或いは理論的に求められる。
【００６２】
上記基準電圧振幅指令Ｖａｏは、巻線に流れる電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさをＩｑ、巻線のインダクタンスをＬ、巻線の抵抗をＲ、巻線の鎖交磁束数をφとすると、下記数８によって表わされる。
【００６３】
【数８】
Ｖａｏ＝√｛(ω・Ｌ・Ｉｑ)２＋(ω・φ＋Ｒ・Ｉｑ)２｝
【００６４】
ブラシレスモータの高速回転時、即ち回転数ωが大きいとき、ω・φはＲ・Ｉｑに比べて大幅に大きな値となり、Ｒ・Ｉｑをゼロとして基準電圧振幅指令Ｖａｏを算出することが出来る。従って、基準電圧振幅指令Ｖａｏは、近似的に下記数９によって表わされる。
【００６５】
【数９】
Ｖａｏ≒Ｋ３・ω
Ｋ３：正の定数
【００６６】
上記数９を上記数７に代入すると、位相進め角ψは下記数１０によって表わされる。
【数１０】
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・(Ｖａ−Ｋ３・ω)
＝Ｋ２・｛Ｖａ＋(Ｋ１／Ｋ２−Ｋ３)・ω｝
【００６７】
上記数１０において、(Ｋ１／Ｋ２−Ｋ３)をＫ４に置き換えると、上記数６が得られることになる。
本実施例の位相進め角導出回路では、上記数６から位相進め角ψが算出され、位相進め角ψは、電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。電圧指令信号生成回路(12b)では、上述の如く、電圧振幅指令Ｖａと回転角度θと位相進め角ψとに基づいて電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【００６８】
本実施例の自動洗濯機においては、ブラシレスモータの定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても、上記数６によってモータに発生させるべきトルクに応じた適切な位相進め角ψを算出することが出来る。
【００６９】
尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、第１実施例においては、上記数５から位相進め角ψを算出する構成を採用しているが、これに限らず、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωと、回転数ωの変化量、即ち前回の演算周期にて回転数検出回路(14)から得られた回転数ωとの偏差Δωとに基づいて、下記数１１から位相進め角ψを算出する構成を採用することも可能である。
【００７０】
【数１１】
ψ＝Ｋ１・ω＋Ｋ２・Δω
Ｋ１、Ｋ２：正の定数
【００７１】
又、第２実施例においては、上記数６のＫ４を負の定数に設定する構成を採用しているが、位相進め角導出回路の内蔵メモリに回転数ωとＫ４との関係を表わすテーブルを格納しておき、Ｋ４の値を回転数ωに応じて設定する構成を採用することも可能である。例えば、図３に示す如く、回転数ωが所定の回転数以上である高速回転時には上記数６のＫ４・ωが一定値となる様にＫ４を設定して、Ｋ４を負の定数に設定する構成よりも電圧指令信号の位相を進ませることが可能である。
【００７２】
又、図４に示す如く、回転数ωが所定の回転数以下である低速回転時には回転数ωとＫ４・ωとの関係を表わす直線の傾きが高速回転時における該関係を表わす直線の傾きよりも緩やかとなる様にＫ４を設定して、Ｋ４を負の定数に設定する構成よりも電圧指令信号の位相を遅らせることが可能である。この様に、低速回転時にＫ４を負の定数に設定する構成よりも電圧指令信号の位相を遅らせる理由は、仮にＫ４を負の定数に設定した場合、低速回転時に上記数８のＲ・Ｉｑをゼロとして近似的に上記数９により基準電圧振幅指令Ｖａｏを算出するため、低速回転時にはかかる基準電圧振幅指令Ｖａｏは真の値よりも大幅に小さな値となって、上記数６を用いて算出された位相進め角ψは、電圧指令信号に与えるべき真の位相進め角よりも大幅に大きな値となり、巻線に発生する誘起電圧の位相が該巻線に流れる電流の位相よりも進むことになるからである。かかる構成によれば、低速回転時においても、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相に一致させて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって、更に高いモータ効率を得ることが出来、その結果、消費電力が更に低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図２】ＰＷＭ制御回路において作成される各種信号の波形図である。
【図３】他の実施例における回転数ωとＫ４・ωとの関係を表わすグラフである。
【図４】上記実施例以外の他の実施例における回転数ωとＫ４・ωとの関係を表わすグラフである。
【図５】ブラシレスモータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図６】従来のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図７】自動洗濯機の洗い動作時におけるブラシレスモータの回転速度の変化を表わすグラフである。
【図８】ブラシレスモータの定速回転時にモータに印加される電圧と巻線に流れる電流の位相を表わす図である。
【図９】ブラシレスモータの加速回転時にモータに印加される電圧と巻線に流れる電流の位相を表わす図である。
【図１０】ブラシレスモータの減速回転時にモータに印加される電圧と巻線に流れる電流の位相を表わす図である。
【図１１】ブラシレスモータに発生させるべきトルクの大きさと電圧指令信号に与えるべき位相進め角との関係を表わす図である。
【符号の説明】
(１)  ＰＷＭ制御回路
(２)  ブラシレスモータ
(３)  位置センサー
(４)  商用電源
(５)  整流回路
(６)  インバータ
(11)  回転数制御回路
(12)  電圧指令制御回路
(12a) 位相進め角導出回路
(12b) 電圧指令信号生成回路
(13)  ＰＷＭ信号生成回路
(14)  回転数検出回路
(15)  位置演算回路
【図１】
0003711061.tif 000002
【図２】
0003711061.tif 000003
【図３】
0003711061.tif 000004
【図４】
0003711061.tif 000005
【図５】
0003711061.tif 000006
【図６】
0003711061.tif 000007
【図７】
0003711061.tif 000008
【図８】
0003711061.tif 000009
【図９】
0003711061.tif 000010
【図１０】
0003711061.tif 000011
【図１１】
0003711061.tif 000012