(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部と、
該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部と、
前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて空燃比を検出する検出回路部と
を備えた空燃比検出装置であって、
前記駆動回路部は、
前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、
前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、
前記検出部の排気側電極と前記排気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備え、
前記検出回路部は、
前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の電圧を検出する電圧検出手段と、
該電圧検出手段によって検出された電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段によって検出された電流に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段とを備えたことを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の空燃比検出装置において、
前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧と、前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧とが共に固定されていることを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項３】
請求項２に記載の空燃比検出装置において、
前記駆動回路部は、電圧源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗から成る抵抗分圧回路を備え、
前記大気側電圧生成手段は、前記抵抗分圧回路によって抵抗分圧された電圧により大気側印加電圧を生成し、
前記排気側電圧生成手段は、前記抵抗分圧回路によって抵抗分圧された電圧により排気側印加電圧を生成することを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項４】
請求項１に記載の空燃比検出装置において、
前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧に基づいて、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を制御することにより、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を飽和させ、
前記空燃比算出手段は、前記飽和された電流値に基づいて空燃比を検出することを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項５】
請求項４に記載の空燃比検出装置において、
前記駆動回路部は、電圧源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗から成る抵抗分圧回路と、
前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧に基づいた可変電圧を生成する可変電圧生成回路とを備え、
前記大気側電圧生成手段は、前記可変電圧生成回路の生成する可変電圧により大気側印加電圧を生成し、
前記排気側電圧生成手段は、前記抵抗分圧回路によって抵抗分圧された電圧により排気側印加電圧を生成することを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項６】
請求項５に記載の空燃比検出装置において、
前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を一定値以下に抑えることにより、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧を抑制して前記検出部を保護する保護手段を備えたことを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項７】
請求項１に記載の空燃比検出装置において、
前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧に基づいて、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧と、前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧とを共に可変することにより、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を飽和させ、
前記空燃比算出手段は、前記飽和された電流値に基づいて空燃比を検出することを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の空燃比検出装置において、
前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の交流的な内部抵抗を検出し、その内部抵抗が一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御することを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項９】
請求項８に記載の空燃比検出装置において、
前記検出部のジルコニア固体電解質を加熱するヒータを備え、前記内部抵抗が一定になるように該ヒータの作動を制御することを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の空燃比検出装置において、
前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部抵抗を検出することを特徴とする空燃比検出装置。
【請求項１１】
請求項９に記載の空燃比検出装置において、
前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部抵抗を検出することを特徴とする空燃比検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は空燃比検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御するため、内燃機関の排気管に空燃比検出装置を設け、検出した空燃比に応じて燃料供給量をフィードバック制御する技術が広く用いられている。
【０００３】
このような空燃比検出装置は、空燃比の検出部（空燃比センサ）と、当該検出部を駆動する駆動回路と、当該駆動回路の出力信号を処理することにより空燃比を求めるためのＡ／Ｄ変換器およびマイクロコンピュータとから構成されており、検出部としてジルコニア固体電解質を利用したものが一般に使われている。
【０００４】
図１３は、検出部（空燃比センサ）の一例の概略構造を示す一部断面図である。
検出部１０１は、ジルコニア固体電解質１０２、ヒータ１０３、電極１０４，１０５、拡散抵抗体１０６から構成されている。
【０００５】
コップ型の検出部１０１は内燃機関の排気管（図示略）中に配置されている。
袋管状のジルコニア固体電解質１０２の内部には大気が導入されている。ジルコニア固体電解質１０２の内部に配置された棒状のヒータ１０３は、ジルコニア固体電解質１０２を少なくとも６００℃以上に加熱して酸素イオンの導電性を向上させている。
【０００６】
ジルコニア固体電解質１０２の大気雰囲気側には大気側電極１０４が形成され、排気ガス雰囲気側には排気側電極１０５が形成されている。尚、各電極１０４，１０５は膜厚が数μｍ〜数十μｍの多孔質の白金材料から形成されている。
電極１０５の表面に形成された拡散抵抗体１０６は、排気ガス雰囲気中から電極１０５へ拡散によって流入する酸素や未撚ガスである一酸化炭素などの流入を抑制する。尚、拡散抵抗体１０６はスピネルなどをプラズマ溶射することにより多孔質に形成されており、拡散抵抗率を大きくするため膜厚は数百μｍに設定されている。
【０００７】
図１４に、検出部１０１を駆動するための従来の駆動回路８１を示す。
駆動回路８１は、オペアンプ８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４から構成されている。
オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ１を介して検出部１０１の電極１０４に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，Ｒ３を介してオペアンプ８２の反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ８３の出力端子は抵抗Ｒ２を介して検出部１０１の電極１０５に接続されると共に、各抵抗Ｒ２，Ｒ４を介してオペアンプ８３の反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプ８２の非反転入力端子には大気側印加電圧ＶＡＦ＋が印加され、オペアンプ８３の非反転入力端子には排気側印加電圧ＶＡＦ−が印加されている。ここで、各オペアンプ８２，８３は、プラス側電源ＶＢおよびグランドに接続されて電源供給がなされ単電源動作を行うようになっている。以下、各抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値をそれぞれ「Ｒ１」〜「Ｒ４」と表記する。
【０００８】
検出部１０１の電極１０４にはオペアンプ８２から電圧ＶＡＦ＋が印加され、電極１０５にはオペアンプ８３から電圧ＶＡＦ−が印加されるため、各電極１０４，１０５間には各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧ＶＲ（＝ＶＡＦ＋−ＶＡＦ−）が印加されることになる。
【０００９】
空気過剰率λが１より大きいリーン領域（λ＞１）においては、電極１０５の電圧が電極１０４の電圧よりもＶＲだけ低いため、この励起電圧ＶＲによって排気ガス雰囲気中の残存酸素は拡散抵抗体１０６を介して電極１０５で酸素イオンに変換され、この酸素イオンはジルコニア固体電解質１０２中を酸素ポンプ作用によって電極１０４側へ移送され、電極１０４で再び酸化されて酸素ガスになり大気雰囲気中へ放出される。このとき、酸素イオンの流れとは逆向きに電極１０４から電極１０５へセンサ電流（ポンプ電流）Ｉｐが流れる。このセンサ電流Ｉｐは、排気ガス雰囲気中から拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡散によって流入する酸素量に対応する。
【００１０】
空気過剰率λが１の理論空燃比（λ＝１）においては、拡散抵抗体１０６を介して電極１０５へ拡散で流入する排気ガス中の残存酸素の量と一酸化炭素などの残存未燃ガスの量とは化学当量比であり、電極１０５の触媒作用により両者は完全に燃焼する。そのため、電極１０５の近傍には酸素がなくなり、各電極１０４，１０５間に電圧が励起されても、ジルコニア固体電解質１０２中を移送される酸素イオンはなくなる。従って、各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐは零になる（Ｉｐ＝０）。
【００１１】
空気過剰率λが１より小さいリッチ領域（λ＜１）においては、リーン領域の場合とは逆に、電極１０４から電極１０５へ酸素イオンが流れ、この酸素イオン流は電極１０５の近傍の酸素濃度を高めるように作用し、電極１０５で再び酸化されて酸素ガスになり、この酸素ガスは、拡散抵抗体１０６を介して排気ガス雰囲気中から電極１０５へ拡散で流入する一酸化炭素などの未燃ガスを燃焼させる。従って、ジルコニア固体電解質１０２中を電極１０４側から電極１０５側へ移送される酸素イオンの量は、電極１０５へ拡散で流入する未燃ガスの量に対応した値になる。このとき、酸素イオンの流れとは逆向きに電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐが流れる。
【００１２】
抵抗Ｒ１の両端はそれぞれＡ／Ｄ変換器８４に接続されている。Ａ／Ｄ変換器８４は、マイクロコンピュータ８５の制御に従い、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８２側の電圧Ｖ１と検出部１０１側の電圧Ｖ２とをそれぞれＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコンピュータ８５に出力する。ここで、Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされている。以下、各電源ＶＢ，ＶＣの電圧をそれぞれ「ＶＢ」，「ＶＣ」と表記する。
【００１３】
マイクロコンピュータ８５は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ，Ｉ／Ｏ回路を有する周知の構成であり、式（１）に示すように、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１とに基づいて、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐを算出する。
【００１４】
Ｉｐ＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｒ１                        ………（式１）
そして、マイクロコンピュータ８５は、センサ電流Ｉｐに基づいて空燃比を算出し、算出した空燃比に応じて内燃機関への燃料供給量をフィードバック制御することにより、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御する。
【００１５】
ところで、駆動回路８１において、抵抗Ｒ２は、オペアンプ８３の非反転入力端子が電源ＶＢとショートした場合、過大な電流がオペアンプ８３の非反転入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出したりしてオペアンプ８３が破壊されるのを防止すると共に、静電気からオペアンプ８３の出力端子を保護するために設けられており、その抵抗値は４７Ω程度に設定されている。
【００１６】
尚、オペアンプ８２については抵抗Ｒ１が設けられているため、その抵抗値を４７Ω以上に設定することにより、オペアンプ８２の非反転入力端子が電源ＶＢとショートした場合、過大な電流がオペアンプ８２の非反転入力端子に流れ込んだり出力端子から流れ出したりしてオペアンプ８２が破壊されるのを防止すると共に、静電気からオペアンプ８２の出力端子を保護することができる。
【００１７】
また、各抵抗Ｒ３，Ｒ４は、静電気から各オペアンプ８２，８３の出力端子を保護するために設けられており、その抵抗値は１ｋΩ程度に設定されている。
ここで、オペアンプ８２の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ＋が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ＋と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８２にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ＋と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。
【００１８】
ところで、特開昭６１−１８０１３１号公報には、図１４に示す駆動回路８１と類似の回路が開示されている。同公報の図３に記載の回路において、駆動回路８１と異なるのは、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４が省かれて短絡されている点と、オペアンプ８３の出力端子とオペアンプ８２の非反転入力端子との間に励起電圧ＶＲの設定用の電圧源が接続されている点だけである。尚、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４の作用は上記の通りであり、各抵抗Ｒ２〜Ｒ４を省いて短絡した場合でも駆動回路８１の基本的な動作には影響を与えない。また、駆動回路８１では各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を各オペアンプ８２，８３の非反転入力端子に印加しており、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧ＶＲが励起電圧となるため、同公報に記載の電圧源と同様に機能する。従って、同公報に記載の回路は駆動回路８１と基本的には同じ動作を行う。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
近年、環境保護のために排気ガス中の二酸化炭素の削減が要求されると共に、さらなる低燃費化が要求されている。そのため、内燃機関を理論空燃比（λ＝１）で運転制御するストイキ制御に加えて、リーン領域（λ＞１）で運転制御するリーンバーン制御を行うことが必須となっている。すなわち、内燃機関の運転状態に応じてストイキ制御とリーンバーン制御とを切り替えて精密に制御することが要求されている。しかし、図１４に示す従来の駆動回路８１においては、リーンバーン制御を行うために高い領域の空燃比（例えば２５以上）を検出する際に、検出精度が低下するという問題がある。
【００２０】
前記したように、リーン領域においては、電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐが流れる。このとき、オペアンプ８３の出力可能な最低電圧をＶＣＥとする。また、各オペアンプ８２，８３の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−は、両方共に可変可能であるとする。すると、電圧ＶＡＦ−は式（２）により表される。
【００２１】
ＶＡＦ−≧ＶＣＥ＋Ｉｐ・Ｒ２                            ………（式２）
オペアンプ８２にオフセット電圧が存在しないとすると電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ＋と等しくなり、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に印加される電圧ＶＲは各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧であるため、電圧Ｖ２は式（３）により表される。
【００２２】
Ｖ２＝ＶＡＦ＋＝ＶＡＦ−＋ＶＲ                            ………（式３）
また、電圧Ｖ１は式（４）により表される。
Ｖ１＝Ｖ２＋Ｉｐ・Ｒ１                              ………（式４）
図１５に、ヒータ１０３によりジルコニア固体電解質１０２が７００℃に加熱された場合の検出部１０１における印加電圧ＶＲとセンサ電流Ｉｐの特性例を示す。
【００２３】
この特性例では、空燃比（Ａ／Ｆ）が４０のときのセンサ電流Ｉｐが２３ｍＡになる。
ここで、Ｉｐ＝２３ｍＡ、ＶＣＥ＝１．５Ｖ、ＶＲ＝０．９Ｖ、Ｒ１＝１００Ω、Ｒ２＝４７Ωとして式（２）〜（４）に代入すると、各電圧Ｖ２，Ｖ１の値は式（５）（６）に示すようになる。
【００２４】
Ｖ２≧３．４８１Ｖ                                ………（式５）
Ｖ１≧５．７８１Ｖ                                ………（式６）
Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされているため、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、Ａ／Ｄ変換値の最大値は５Ｖとなる。よって、電圧Ｖ２はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換可能であるが、電圧Ｖ１はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換することができない。従って、空燃比が４０のとき、マイクロコンピュータ８５は当該空燃比を算出することができない。
【００２５】
ところで、センサ電流Ｉｐの検出可能な最大値Ｉｐ（ｍａｘ）は、式（１）〜（３）から求められる式（７）により表される。
0003622478.tif 000002
図１５に示す特性の検出部１０１では、空燃比が３０のときのセンサ電流Ｉｐが１９ｍＡになる。従って、空燃比が３０のとき、マイクロコンピュータ８５は当該空燃比を算出することができない。
【００２６】
このように、従来の駆動回路８１では高い領域の空燃比を検出することができないため、高い領域の空燃比におけるリーンバーン制御を行うことは不可能である。
ところで、抵抗Ｒ１を１００Ωより小さくし、例えば、５６Ωにすれば、式（４）より電圧Ｖ１を４．７６９ＶにすることができるためＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換することが可能になり、式（７）よりＩｐ（ｍａｘ）を２５．２４ｍＡにすることができるため図１５に示す特性の検出部１０１でも３０，４０といった高い領域の空燃比まで検出することが可能になる。しかし、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすると、各電圧Ｖ１，Ｖ２の電位差が小さくなるため、Ａ／Ｄ変換器８４の変換精度が低下し、マイクロコンピュータ８５の算出する空燃比の精度も低下することになる。従って、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすると、高い領域の空燃比におけるリーンバーン制御を精密に制御することができない。
【００２７】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、リッチ領域，理論空燃比，リーン領域の各状態における空燃比を高精度に検出可能な空燃比検出装置を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、ジルコニア固体電解質と、該ジルコニア固体電解質の大気雰囲気側に形成された大気側電極と、該ジルコニア固体電解質の排気雰囲気側に形成された排気側電極と、排気雰囲気から該排気側電極へ拡散で流入するガスを抑制する拡散抵抗体とを備えた検出部を設けている。そして、該検出部の大気側電極および排気側電極に対してそれぞれ電圧を印加する駆動回路部を備える。また、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて空燃比を検出する検出回路部を備える。
【００２９】
従って、本発明によれば、検出部の大気側電極ではなく、排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を検出し、その電流値に基づいて空燃比を検出するため、高い領域の空燃比まで高精度に検出することが可能になり、リッチ領域および理論空燃比からリーン領域へ空燃比の検出範囲を拡大することができる。
【００３０】
具体的には、前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極に印加される大気側印加電圧を生成する大気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極に印加される排気側印加電圧を生成する排気側電圧生成手段と、前記検出部の排気側電極と前記排気側電圧生成手段との間に接続された電流検出用抵抗とを備える。また、前記検出回路部は、前記駆動回路部の電流検出用抵抗の両端の電圧のうち少なくとも前記排気側電圧生成手段側の電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段によって検出された電圧から前記電流検出用抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段によって検出された電流に基づいて空燃比を算出する空燃比算出手段とを備える。
【００３１】
従って、本発明によれば、電流検出用抵抗の抵抗値を小さくしなくても高い領域の空燃比を検出することが可能になるため、電圧検出手段をＡ／Ｄ変換器にて具体化した場合にそのＡ／Ｄ変換精度が低下するおそれがなくなり、空燃比算出手段にて算出される空燃比の精度を高めることができる。
【００３２】
次に、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の空燃比検出装置において、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧と、前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧とが共に固定されている。
従って、請求項２に記載の発明によれば、ストイキ制御に必要な範囲の空燃比を高精度に検出することができる。
【００３３】
ところで、請求項２に記載の空燃比検出装置における前記駆動回路部は、請求項３に記載の発明のように、電圧源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗から成る抵抗分圧回路を備える。そして、前記大気側電圧生成手段は、前記抵抗分圧回路によって抵抗分圧された電圧により大気側印加電圧を生成する。また、前記排気側電圧生成手段は、前記抵抗分圧回路によって抵抗分圧された電圧により排気側印加電圧を生成する。
【００３４】
従って、請求項３に記載の発明によれば、抵抗のみから成る簡単な抵抗分圧回路により得られる電圧にて、大気側印加電圧および排気側印加電圧を共に生成することができる。
次に、請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の空燃比検出装置において、前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧に基づいて、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を制御することにより、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を飽和させる。そして、前記空燃比算出手段は、前記飽和された電流値に基づいて空燃比を検出する。
【００３５】
従って、本発明によれば、空燃比に応じて検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧を変化させることが可能になり、リーン領域の広範囲の空燃比を検出することができる。
ところで、請求項４に記載の空燃比検出装置における前記駆動回路部は、請求項５に記載の発明のように、電圧源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗から成る抵抗分圧回路と、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧に基づいた可変電圧を生成する可変電圧生成回路とを備える。そして、前記大気側電圧生成手段は、前記可変電圧生成回路の生成する可変電圧により大気側印加電圧を生成する。また、前記排気側電圧生成手段は、前記抵抗分圧回路によって抵抗分圧された電圧により排気側印加電圧を生成する。
【００３６】
従って、請求項５に記載の発明によれば、排気側印加電圧を固定して大気側印加電圧を可変することにより、空燃比に応じて検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧を変化させることが可能になり、リーン領域の広範囲の空燃比を検出することができる。
【００３７】
また、請求項５に記載の空燃比検出装置は、請求項６に記載の発明のように、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を一定値以下に抑えることにより、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧を抑制して前記検出部を保護する保護手段を備える。
【００３８】
従って、請求項６に記載の発明によれば、検出部の電極間に異常な電圧が印加されるのを回避して、検出部の劣化や破壊を防止することができる。
次に、請求項７に記載の発明は、請求項１に記載の空燃比検出装置において、前記駆動回路部は、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧に基づいて、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧と、前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧とを共に可変することにより、前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流を飽和させる。そして、前記空燃比算出手段は、前記飽和された電流値に基づいて空燃比を検出する。
【００３９】
従って、本発明によれば、排気側印加電圧と大気側印加電圧とを共に可変することにより、空燃比に応じて検出部の大気側電極と排気側電極との間に印加される電圧を変化させることが可能になり、リーン領域の広範囲の空燃比を検出することができる。
【００４０】
次に、請求項８に記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の空燃比検出装置において、前記検出部の大気側電極と排気側電極との間の交流的な内部抵抗を検出し、その内部抵抗が一定になるように前記検出部のジルコニア固体電解質の温度を一定に制御する。
【００４１】
従って、本発明によれば、ジルコニア固体電解質の温度を常に一定に保ち、検出部の各電極間に印加される電圧に対して排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の特性変動を防止することが可能になり、空燃比の検出精度をさらに高めることができる。
【００４２】
ところで、請求項８に記載の空燃比検出装置は、請求項９に記載の発明のように、前記検出部のジルコニア固体電解質を加熱するヒータを備え、前記内部抵抗が一定になるように該ヒータの作動を制御する。
また、請求項９に記載の空燃比検出装置は、請求項１０に記載の発明のように、前記排気側電圧生成手段の生成する排気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部抵抗を検出する。
【００４３】
また、請求項９に記載の空燃比検出装置は、請求項１１に記載の発明のように、前記大気側電圧生成手段の生成する大気側印加電圧を変化させ、その電圧の変化量と、その電圧の変化によって生じた前記検出部の排気側電極から流れ出すか又は流れ込む電流の変化量とに基づいて前記内部抵抗を検出する。
【００４４】
尚、以下に述べる発明の実施の形態において、特許請求の範囲または課題を解決するための手段に記載の「検出回路部」はＡ／Ｄ変換器８４およびマイクロコンピュータ８５から構成され、同じく「大気側電圧生成手段」はオペアンプ８２から構成され、同じく「排気側電圧生成手段」はオペアンプ８３から構成され、同じく「電圧検出手段」はＡ／Ｄ変換器８４から構成され、同じく「電流検出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ１０２の処理に相当し、同じく「空燃比算出手段」はマイクロコンピュータ８５におけるＳ１０３の処理に相当し、同じく「電圧源」は電源ＶＣに相当し、同じく「可変電圧生成回路」はＤ／Ａ変換器３２から構成され、同じく「保護手段」はダイオードＤ１から構成される。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化した各実施形態を図面と共に説明する。尚、各実施形態において、図１３〜図１５に示した従来の形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００４６】
（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した第１実施形態を図面と共に説明する。
図２に、本実施形態の空燃比検出装置を用いた自動車用内燃機関の制御装置の全体構成を示す。
【００４７】
制御装置１１は、入力バッファ１２、出力バッファ１３、駆動回路１４、Ａ／Ｄ変換器８４、マイクロコンピュータ８５から構成されている。
内燃機関の回転数を検出する回転センサからの回転数検出信号ＮＥ，自動車の車速を検出する車速センサからの車速検出信号ＳＰＤ，スタータスイッチが操作されたか否かに対応するスタータスイッチ操作検出信号ＳＴＡなどのディジタル信号は、入力バッファ１２にてノイズ除去および波形整形が施されて０Ｖまたは５Ｖの信号に変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
【００４８】
また、内燃機関の吸入空気量を検出する空気量センサからの吸入空気量検出信号ＶＧ，スロットル開度を検出するスロットル開度センサからのスロットル開度検出信号ＶＴＡ，内燃機関の冷却水温を検出する冷却水温センサからの水温検出信号ＴＨＷなどのアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
【００４９】
駆動回路１４は検出部１０１を駆動し、駆動回路１４から出力される各電圧Ｖ１，Ｖ２はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換され、マイクロコンピュータ８５に入力される。
マイクロコンピュータ８５は、入力バッファ１２およびＡ／Ｄ変換器８４から入力された各種信号に基づいて、インジェクタから内燃機関へ供給される燃料噴射量の制御信号ＩＮＪ，点火時期の制御信号ＩＧＴ，アイドル回転制御用バルブの制御信号ＩＳＣ，検出部１０１のヒータ１０３を制御するための制御信号ＨＴなどを生成する。マイクロコンピュータ８５の生成したこれらの制御信号は、出力バッファ１３を介して制御装置１１の外部へ出力される。
【００５０】
図１に、駆動回路１４の内部構成を示す。
本実施形態の駆動回路１４において、従来の駆動回路８１と異なるのは以下の点である。
（１−１）オペアンプ８２の出力端子は、抵抗Ｒ２を介して検出部１０１の電極１０４（大気雰囲気側）に接続されると共に、各抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してオペアンプ８２の反転入力端子に接続されている。
【００５１】
（１−２）オペアンプ８３の出力端子は抵抗Ｒ１を介して検出部１０１の電極１０５（排気ガス雰囲気側）に接続されると共に、各抵抗Ｒ１，Ｒ４を介してオペアンプ８３の反転入力端子に接続されている。
（１−３）Ａ／Ｄ変換器８４は、抵抗Ｒ１におけるオペアンプ８３側の電圧Ｖ１と検出部１０１側の電圧Ｖ２とをそれぞれＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値をマイクロコンピュータ８５に出力する。
【００５２】
次に、本実施形態の駆動回路１４の作用について説明する。
前記したように、リーン領域においては、電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐが流れる。このとき、オペアンプ８３の出力可能な最低電圧をＶＣＥとする。また、各オペアンプ８２，８３の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−は、両方共に可変可能であるとする。すると、電圧Ｖ１は式（８）により表される。
【００５３】
Ｖ１≧ＶＣＥ                                          ………（式８）
オペアンプ８３にオフセット電圧が存在しないとすると電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ−と等しくなり、電圧Ｖ２は式（９）により表される。
Ｖ２＝ＶＡＦ−＝Ｖ１＋Ｉｐ・Ｒ１                      ………（式９）
検出部１０１の各電極１０４，１０５間に印加される電圧ＶＲは各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−の差電圧であるため、電圧ＶＡＦ＋は式（１０）により表される。
【００５４】
ＶＡＦ＋＝ＶＡＦ−＋ＶＲ                                ………（式１０）
オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰは式（１１）により表される。
ＶＯＰ＝ＶＡＦ＋＋Ｉｐ・Ｒ２                          ………（式１１）
前記した駆動回路８１の場合と同様に、Ｉｐ＝２３ｍＡ、ＶＣＥ＝１．５Ｖ、ＶＲ＝０．９Ｖ、Ｒ１＝１００Ω、Ｒ２＝４７Ωとして式（８）〜（１１）に代入すると、各電圧Ｖ２，Ｖ１，ＶＡＦ＋，ＶＯＰの値は式（１２）〜（１５）に示すようになる。
【００５５】
0003622478.tif 000003
また、センサ電流Ｉｐの検出可能な最大値Ｉｐ（ｍａｘ）は、式（８）〜（１１）から求められる式（１６）により表される。
【００５６】
Ｉｐ（ｍａｘ）＝（ＶＣ−ＶＲ−ＶＣＥ）／Ｒ１＝２６ｍＡ    ………（式１６）
従って、式（１３）（１４）を満足するように各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を設定することにより、各電圧Ｖ１，Ｖ２を共に５Ｖ以下にすることができる。Ａ／Ｄ変換器８４はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされているため、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、Ａ／Ｄ変換値の最大値は５Ｖとなる。よって、式（１２）（１３）より、各電圧Ｖ１，Ｖ２はＡ／Ｄ変換器８４にてＡ／Ｄ変換可能になる。
【００５７】
図１５に示す特性の検出部１０１では、空燃比が４０のときのセンサ電流Ｉｐが２３ｍＡになる。従って、式（１６）より、空燃比が４０のときも、マイクロコンピュータ８５は当該空燃比を算出することができる。
尚、式（１５）より、オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰは５Ｖを越えるが、各オペアンプ８２，８３の電源ＶＢを車載バッテリから供給するようにすれば、車載バッテリの電圧は１４Ｖであることから、オペアンプ８２の出力電圧ＶＯＰの最大値は１４Ｖになり何ら問題とはならない。
【００５８】
次に、本実施形態においてマイクロコンピュータ８５が実行する処理の詳細を、図３に示すフローチャートを用いて説明する。
イグニッションスイッチがオンされて車載バッテリから電源が供給されることによりマイクロコンピュータ８５が起動すると、内蔵ＲＯＭに記録されている制御プログラムに従い、コンピュータによる各種演算処理によって、以下の各ステップの処理を実行する。
【００５９】
まず、ステップ（以下、Ｓという）１０１において、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。
次に、Ｓ１０２において、前記式（１）に示すように、駆動回路１４から出力される各電圧Ｖ１，Ｖ２と抵抗Ｒ１の抵抗値とに基づいて、検出部１０１の各電極１０４，１０５間に流れるセンサ電流Ｉｐを算出する。
【００６０】
次に、Ｓ１０３において、予め内蔵ＲＯＭに記録されているデータテーブルを用いたテーブル補間により、センサ電流Ｉｐに対応した空燃比（Ａ／Ｆ）を算出する。ここで、センサ電流Ｉｐと空燃比とは完全にリニアな直線関係にはならないため、予め何点かのセンサ電流Ｉｐに対応する空燃比を求めてデータテーブルを作成しておく必要がある。
【００６１】
次に、Ｓ１０１へ戻るが、本実施形態ではこのＳ１０１からＳ１０３のルーチンを８ｍｓのタイミングで繰り返し行う。
そして、マイクロコンピュータ８５は、算出した空燃比に応じて燃料噴射量をフィードバック制御して燃料噴射量制御信号ＩＮＪを生成することにより、内燃機関に供給される混合気の空燃比を目標値に制御する。
【００６２】
このように、本実施形態の駆動回路１４によれば、高い領域の空燃比を検出することが可能になるため、内燃機関の制御装置１１は高い領域の空燃比におけるリーンバーン制御を行うことができる。そして、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくする必要がないため、高い領域の空燃比を検出する際にも、Ａ／Ｄ変換器８４の変換精度が低下するおそれはなく、マイクロコンピュータ８５の算出する空燃比の精度を高めることができる。従って、検出精度を低下させることなく、リッチ領域および理論空燃比からリーン領域へ空燃比の検出領域を拡大することができる。
【００６３】
ここで、オペアンプ８３の非反転入力端子に印加される電圧ＶＡＦ−が固定の場合、電圧Ｖ２は電圧ＶＡＦ−と等しくなるため、マイクロコンピュータ８５は電圧Ｖ２の値を予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することが可能であり、Ａ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換する必要はない。しかし、オペアンプ８３にオフセット電圧が存在する場合など、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ−と等しくならない場合にもセンサ電流Ｉｐを正確に検出するため、上記のようにＡ／Ｄ変換器８４において電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換することが望ましい。但し、電圧Ｖ２が電圧ＶＡＦ−と等しい条件が満足されるならば、Ａ／Ｄ変換器８４における電圧Ｖ２のＡ／Ｄ変換を省くことも可能である。
【００６４】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態をより具体化した第２実施形態を図面と共に説明する。尚、本実施形態において、第１実施形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００６５】
図４に、本実施形態の駆動回路２１の内部構成を示す。
駆動回路２１において、図１に示す第１実施形態の駆動回路１４と異なるのは、電源ＶＣとグランドとの間に直列接続された各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧によって各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を生成している点である。
【００６６】
次に、本実施形態の駆動回路２１の作用について説明する。
本実施形態は、リーンバーン制御を行わず、ストイキ制御のみを行う場合に適用したものである。ストイキ制御時には、例えば、空燃比（Ａ／Ｆ）が１３から１８の間でほぼ制御されるため、図１５に示す特性の検出部１０１では、センサ電流Ｉｐを−１０ｍＡ以上１０ｍＡ以下の範囲（−１０ｍＡ≦Ｉｐ≦１０ｍＡ）で検出できれば十分である。また、図１５の点線（ａ）に示すように、印加電圧ＶＲも一定値（＝０．４Ｖ）に設定すればよい。尚、リーン領域においてセンサ電流Ｉｐが電極１０４から電極１０５へ流れる場合にセンサ電流Ｉｐは正の値をとり、リッチ領域においてセンサ電流Ｉｐが電極１０５から電極１０４へ流れる場合にセンサ電流Ｉｐは負の値をとる。
【００６７】
センサ電流Ｉｐのとる範囲が−１０ｍＡ以上１０ｍＡ以下であるため、リッチ領域におけるセンサ電流の絶対値ＩｐＲとリーン領域におけるセンサ電流の絶対値ＩｐＬとが等しくなるように電圧ＶＡＦ−を設定する。ここで、電圧Ｖ１の最大値をＶ１（ｍａｘ）とすると、センサ電流ＩｐＲの最大値ＩｐＲ（ｍａｘ）は式（１７）により表される。また、センサ電流ＩｐＬの最大値ＩｐＬ（ｍａｘ）は式（１８）により表される。
【００６８】
0003622478.tif 000004
ここで、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると最大値Ｖ１（ｍａｘ）は５Ｖになる。そこで、ＩｐＲ（ｍａｘ）＝ＩｐＬ（ｍａｘ）、Ｖ１（ｍａｘ）＝５Ｖ、ＶＣＥ＝１．５Ｖ、Ｒ１＝１００Ωとして式（１７）（１８）に代入すると、各電圧ＶＡＦ−，ＶＡＦ＋は式（１９）（２０）に示すようになる。そのため、ＩｐＲ（ｍａｘ）およびＩｐＬ（ｍａｘ）は式（２１）に示すようになる。
【００６９】
0003622478.tif 000005
従って、式（１９）（２０）を満足するように各抵抗Ｒ５〜Ｒ７の抵抗値を設定することにより、図１５に示す特性の検出部１０１を用いてストイキ制御を行うことができる。
【００７０】
尚、本実施形態においてマイクロコンピュータ８５が実行する処理は、第１実施形態と同じであるため説明を省略する。
このように、本実施形態の駆動回路２１によれば、各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による簡単な抵抗分圧回路を用いて各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を生成することにより、ストイキ制御に必要な範囲の空燃比を高精度に検出することができる。
【００７１】
また、第１実施形態の駆動回路１４に各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路を接続するだけで本実施形態の駆動回路２１を作成することができる。そのため、駆動回路１４においてオペアンプ８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４が実装されるプリント基板を駆動回路２１に流用することが可能になり、各駆動回路１４，２１にてプリント基板を共通化することができる。そして、本実施形態においてマイクロコンピュータ８５が実行する処理は第１実施形態と同じであるため、マイクロコンピュータ８５の制御プログラムについても、本実施形態と第１実施形態とで共通化することができる。従って、本実施形態によれば、第１実施形態とプリント基板および制御プログラム（ソフトウェア）を共通化することが可能になるため、コストダウンを図ることができる。
【００７２】
（第３実施形態）
以下、第１実施形態をより具体化した第３実施形態を図面と共に説明する。尚、本実施形態において、第１実施形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００７３】
図５に、本実施形態の駆動回路３１の内部構成を示す。
駆動回路３１において、図１に示す第１実施形態の駆動回路１４と異なるのは以下の点である。
（３−１）駆動回路３１は、オペアンプ８２，８３および抵抗Ｒ１〜Ｒ４に加えて、抵抗Ｒ８〜Ｒ１０、ダイオードＤ１、Ｄ／Ａ変換器３２から構成されている。
【００７４】
（３−２）Ｄ／Ａ変換器３２は、マイクロコンピュータ８５の制御に従い、Ｄ／Ａ変換値としての電圧ＶＡＦ＋を生成する。ここで、Ｄ／Ａ変換器３２はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされている。
（３−３）オペアンプ８２の非反転入力端子には、Ｄ／Ａ変換器３２から抵抗Ｒ１０を介して電圧ＶＡＦ＋が印加されている。尚、抵抗Ｒ１０は静電気からオペアンプ８２の非反転入力端子を保護するために設けられている。
【００７５】
（３−４）オペアンプ８３の非反転入力端子には、電源ＶＣとグランドとの間に直列接続された各抵抗Ｒ８，Ｒ９による抵抗分圧によって生成された電圧ＶＡＦ−が印加されている。また、オペアンプ８３の非反転入力端子はダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードはオペアンプ８２の非反転入力端子に接続されている。
【００７６】
次に、本実施形態の駆動回路３１の作用について説明する。
図１５に示す特性の検出部１０１を用いた場合、１２から４０までの広範囲の空燃比（Ａ／Ｆ）に対応するセンサ電流Ｉｐを飽和電流値にて検出しようとすると、図１５の点線（ｂ）に示すように、空燃比に応じて印加電圧ＶＲを変化させなければならない。そこで、本実施形態においては、各抵抗Ｒ８，Ｒ９による抵抗分圧によって電圧ＶＡＦ−を固定すると共に、Ｄ／Ａ変換器３２によって電圧ＶＡＦ＋を可変することにより、空燃比に応じて印加電圧ＶＲを変化させるようにしている。
【００７７】
図１５に示す特性の検出部１０１では、１２から４０の範囲の空燃比に対応するセンサ電流Ｉｐを飽和電流値にて検出する場合、センサ電流Ｉｐを−１０ｍＡ以上２５ｍＡ以下の範囲（−１０ｍＡ≦Ｉｐ≦２５ｍＡ）で検出する必要がある。
【００７８】
前記式（１７）（１８）より、式（２２）が求められる。
ＩｐＲ（ｍａｘ）＋ＩｐＬ（ｍａｘ）＝（Ｖ１（ｍａｘ）−ＶＣＥ）／Ｒ１  ………（２２）
ここで、ＩｐＲ（ｍａｘ）＝１０ｍＡ、ＩｐＬ（ｍａｘ）＝２５ｍＡ、Ｖ１（ｍａｘ）＝５Ｖ、ＶＣＥ＝１．５Ｖとして式（２２）に代入すると、抵抗Ｒ１は式（２３）に示すようになる。
【００７９】
0003622478.tif 000006
そこで、ＩｐＲ（ｍａｘ）＝１０ｍＡ、ＩｐＬ（ｍａｘ）＝２５ｍＡ、Ｖ１（ｍａｘ）＝５Ｖ、ＶＣＥ＝１．５Ｖ、Ｒ１＝１００Ωとして式（１７）（１８）に代入すると、電圧ＶＡＦ−は式（２４）に示すようになる。
【００８０】
ＶＡＦ−＝４．０Ｖ                                    ………（２４）
但し、式（２４）にて求めた電圧ＶＡＦ−により必要な印加電圧ＶＲが得られるか否かを確認する必要がある。Ｄ／Ａ変換器３２はプラス側電源ＶＣおよびグランドに接続されて電源供給がなされているため、電源電圧ＶＣを５Ｖとすると、Ｄ／Ａ変換値の最大値は５Ｖとなる。ここで、図１５の点線（ｂ）より印加電圧ＶＲの最大値ＶＲ（ｍａｘ）を０．９Ｖとすると、式（２４）より電圧ＶＡＦ−は４．０Ｖであるため、前記式（１０）より電圧ＶＡＦ＋の最大値は４．９Ｖとなり、Ｄ／Ａ変換器３２の出力の最大値である５Ｖより小さいため何ら問題とはならない。
【００８１】
しかし、式（２４）にて求めた電圧ＶＡＦ−により必要な印加電圧ＶＲが得られない場合には、抵抗Ｒ１および電圧ＶＡＦ−を再設定する。すなわち、前記式（１６）より求められる式（２５）に各値ＶＣ，ＶＲ（ｍａｘ），ＶＣＥ，ＩｐＬ（ｍａｘ）を代入して抵抗Ｒ１を求める。
【００８２】
Ｒ１＝（ＶＣ−ＶＲ（ｍａｘ）−ＶＣＥ）／ＩｐＬ（ｍａｘ）          ………（２５）
また、電源電圧ＶＣを５ＶとするとＤ／Ａ変換器３２の出力の最大値（すなわち、電圧ＶＡＦ＋の最大値）は５Ｖとなるため、ＶＡＦ＋＝５Ｖと必要な印加電圧ＶＲの値とを前記式（１０）に代入して電圧ＶＡＦ−を求める。
【００８３】
従って、求めた電圧ＶＡＦ−が得られるように各抵抗Ｒ８，Ｒ９の抵抗値を設定することにより、図１５に示す特性の検出部１０１を用いて、１２から４０の範囲の空燃比に対応するセンサ電流Ｉｐを飽和電流値にて検出することができる。次に、本実施形態においてマイクロコンピュータ８５が実行する処理の詳細を、図６に示すフローチャートを用いて説明する。
【００８４】
図６に示すＳ１０１〜Ｓ１０３の各ステップについては、図３に示すそれと同じである。
そして、Ｓ１０３に続くＳ１０４において、予め内蔵ＲＯＭに記録されている検出部１０１における印加電圧ＶＲとセンサ電流Ｉｐの特性データ（図１５の点線（ｂ））に基づき、Ｓ１０２にて算出したセンサ電流Ｉｐに対応する印加電圧ＶＲを算出する。
【００８５】
次に、Ｓ１０５において、算出した印加電圧ＶＲと電圧ＶＡＦ−（＝Ｖ２）とを前記式（１０）に代入して電圧ＶＡＦ＋を算出し、その電圧ＶＡＦ＋をＤ／Ａ変換器３２から生成させる。
次に、Ｓ１０１へ戻るが、本実施形態ではこのＳ１０１からＳ１０５のルーチンを８ｍｓのタイミングで繰り返し行う。
【００８６】
このように、本実施形態の駆動回路３１によれば、各抵抗Ｒ８，Ｒ９による簡単な抵抗分圧回路を用いて固定した電圧ＶＡＦ−を生成すると共に、Ｄ／Ａ変換器３２によって電圧ＶＡＦ＋を可変することにより、空燃比に応じて印加電圧ＶＲを変化させることが可能になり、リーン領域の広範囲の空燃比を検出することができる。
【００８７】
尚、電圧ＶＡＦ−を生成するＤ／Ａ変換器を加え、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を共に可変することにより印加電圧ＶＲを可変するようにしてもよいが、その場合はＤ／Ａ変換器が２つ必要となりコストが増大することになる。
ところで、ダイオードＤ１は検出部１０１を保護するために設けられている。すなわち、センサ電流Ｉｐが飽和電流値にならない領域で検出部１０１を使用すると、検出部１０１が劣化したり破壊されたりする。そのため、図１５に示す特性の検出部１０１を用いた場合には、印加電圧ＶＲを±１Ｖ以内にする必要がある。しかし、Ｄ／Ａ変換器３２またはマイクロコンピュータ８５が異常な動作を起こした場合や、Ｄ／Ａ変換器３２とマイクロコンピュータ８５とを接続する配線に異常が生じた場合などには、異常に高いか又は低い電圧ＶＡＦ＋が生成されることがあり、印加電圧ＶＲが±１Ｖを越えることがある。
【００８８】
例えば、生成された電圧ＶＡＦ＋が電圧ＶＡＦ−よりも低い場合（ＶＡＦ＋＜ＶＡＦ−）、電圧ＶＡＦ＋は式（２５）により表される。
ＶＡＦ＋＝ＶＡＦ−−ＶＦ                                ………（式２５）
そのため、印加電圧ＶＲ（＝ＶＡＦ＋−ＶＡＦ−）はしきい値電圧ＶＦと等しくなり、通常、しきい値電圧ＶＦは１Ｖ以下であるため、印加電圧ＶＲを±１Ｖ以内におさめることができる。従って、ダイオードＤ１によって各オペアンプ８２，８３の非反転入力端子間をクランプすることにより、電圧ＶＡＦ＋が電圧ＶＡＦ−よりも低い場合に印加電圧ＶＲが異常に高くなるか又は低くなるかして検出部１０１に劣化や破壊が起こるのを回避することができる。
【００８９】
また、生成された電圧ＶＡＦ＋が異常に高い場合、検出部１０１に劣化や破壊が起こらない印加電圧ＶＲの最大値ＶＲ（ｍａｘ）を１Ｖとし、電源電圧ＶＣを５ＶとしてＤ／Ａ変換器３２の出力の最大値（すなわち、電圧ＶＡＦ＋の最大値）を５Ｖとすると、前記式（１０）より電圧ＶＡＦ−を４Ｖ以上に設定しておけば、前記最大値ＶＲ（ｍａｘ）を１Ｖ以下におさめることができる。ここで、前記式（２４）より電圧ＶＡＦ−は４．０Ｖであるため、実用上、最大値ＶＲ（ｍａｘ）を１Ｖ以下にすることができる。従って、前記最大値ＶＲ（ｍａｘ）および電圧ＶＡＦ＋の最大値に応じて電圧ＶＡＦ−を最適に設定することにより、電圧ＶＡＦ＋が異常に高い場合に印加電圧ＶＲが異常に高くなるか又は低くなるかして検出部１０１に劣化や破壊が起こるのを回避することができる。
【００９０】
（第４実施形態）
以下、第３実施形態を一部変更した第４実施形態を図面と共に説明する。尚、本実施形態において、第３実施形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【００９１】
図７に、本実施形態の駆動回路４１の内部構成を示す。
駆動回路４１において、図５に示す第３実施形態の駆動回路３１と異なるのは以下の点である。
（４−１）駆動回路４１は、オペアンプ８２，８３、抵抗Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ８〜Ｒ１０、ダイオードＤ１、Ｄ／Ａ変換器３２に加えて、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４、コンデンサＣ１、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２から構成されている。
【００９２】
（４−２）オペアンプ８３の非反転入力端子とグランドとの間に、コンデンサＣ１が接続されている。
（４−３）直列に接続されたＰＮＰトランジスタＴｒ１および抵抗Ｒ１１が抵抗Ｒ８と並列に接続され、直列に接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ２および抵抗Ｒ１２が抵抗Ｒ９と並列に接続されている。各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２はそれぞれ各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介してマイクロコンピュータ８５に接続され、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフはマイクロコンピュータ８５によって制御される。尚、各抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は静電気から各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を保護するために設けられている。
【００９３】
次に、本実施形態の駆動回路４１の作用について説明する。
検出部１０１において、ジルコニア固体電解質１０２の温度が変化すると、印加電圧ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性が変動するため、空燃比の検出精度が低下するという問題がある。ジルコニア固体電解質１０２の温度を一定に保つには、検出部１０１の交流的な内部抵抗を検出し、当該内部抵抗が一定値になるようにヒータ１０３をオン・オフ制御すればよい。
【００９４】
駆動回路４１において、空燃比を検出するためにセンサ電流Ｉｐを検出する際には各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を共にオフさせる。すると、駆動回路４１は第３実施形態の駆動回路３１と同じ構成となり、オペアンプ８３の非反転入力端子には各抵抗Ｒ８，Ｒ９による抵抗分圧によって生成された電圧ＶＡＦ−が印加され、オペアンプ８２の非反転入力端子にはＤ／Ａ変換器３２から抵抗Ｒ１０を介して電圧ＶＡＦ＋が印加される。従って、駆動回路４１においても、駆動回路３１と同様に、各抵抗Ｒ８，Ｒ９による簡単な抵抗分圧回路を用いて固定した電圧ＶＡＦ−を生成すると共に、Ｄ／Ａ変換器３２によって電圧ＶＡＦ＋を可変することにより、空燃比に応じて印加電圧ＶＲを変化させることが可能になり、リーン領域の広範囲の空燃比を検出することができる。
【００９５】
尚、本実施形態において、空燃比を検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理は、第３実施形態と同じであるため説明を省略する。
次に、本実施形態において、検出部１０１の交流的な内部抵抗を検出する際にマイクロコンピュータ８５が実行する処理の詳細を、図８に示すフローチャートを用いて説明する。
【００９６】
図９に、検出部１０１の交流的な内部抵抗を検出する際における、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフ状態および各電圧ＶＡＦ−（＝Ｖ２），Ｖ１の時間変位を示す。尚、オペアンプ８３にオフセット電圧が存在しないとしているため、電圧ＶＡＦ−は電圧Ｖ２と等しくなる。
【００９７】
図８に示すように、まず、Ｓ２０１において、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。このとき、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は共にオフさせておく。図９に示すように、ここで検出した電圧Ｖ１の電圧値を電圧Ｖ１０と表記し、電圧Ｖ２の電圧値を電圧Ｖ２０と表記する。また、このときに流れるセンサ電流Ｉｐ（以下、「Ｉ０」と表記する）は、式（２６）により表される。
【００９８】
Ｉｐ＝Ｉ０＝（Ｖ２０−Ｖ１０）／Ｒ１              ………（式２６）
次に、Ｓ２０２において、トランジスタＴｒ２をオンさせると共に、マイクロコンピュータ８５の内蔵カウンタのカウンタ値をクリアする。
次に、Ｓ２０３において、Ｓ２０２にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから１３５μｓ経過したか否かを判定し、１３５μｓ経過した時点でＳ２０４へ移行する。
【００９９】
Ｓ２０４において、抵抗Ｒ１の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２のＡ／Ｄ変換をＡ／Ｄ変換器８４に実行させ、そのＡ／Ｄ変換値を受け取る。
このとき、トランジスタＴｒ１はオフ、トランジスタＴｒ２はオンされているため、各抵抗Ｒ９，Ｒ１２が並列に接続される。その結果、電圧ＶＡＦ−は各抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１２の直並列回路により算出される電圧値となり、その電圧値は、図９に示すように、前記電圧Ｖ２０より低い電圧Ｖ２１になる。また、電圧ＶＡＦ−の低下に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も低下して前記電圧Ｖ１０より低い電圧Ｖ１１になる。従って、リッチ領域の場合と同様に、電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐが流れる。このときに流れるセンサ電流Ｉｐ（以下、「Ｉ１」と表記する）は、式（２７）により表される。
【０１００】
Ｉｐ＝Ｉ１＝（Ｖ２１−Ｖ１１）／Ｒ１              ………（式２７）
式（２６）（２７）より、電圧ＶＡＦ−の変化に伴うセンサ電流Ｉｐの変化量ΔＩは式（２８）により表される。また、電圧ＶＡＦ−の変化量ΔＶは式（２９）により表される。
【０１０１】
0003622478.tif 000007
式（２８）（２９）より、検出部１０１の交流的な内部抵抗Ｚは式（３０）により表される。
【０１０２】
Ｚ＝ΔＶ／ΔＩ                                    ………（式３０）
従って、内部抵抗Ｚが一定値になるように、検出部１０１のヒータ１０３をオン・オフ制御するための制御信号ＨＴを生成する。
次に、Ｓ２０５において、Ｓ２０２にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２０６へ移行する。
【０１０３】
次に、Ｓ２０６において、トランジスタＴｒ１をオン、トランジスタＴｒ２をオフさせると共に、内蔵カウンタのカウンタ値をクリアする。このとき、各抵抗Ｒ８，Ｒ１１が並列に接続され、電圧ＶＡＦ−は各抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１１の直並列回路により算出される電圧値となり、その電圧値は、図９に示すように、前記電圧Ｖ２０より高い電圧Ｖ２２になる。また、電圧ＶＡＦ−の上昇に伴い、電圧Ｖ１の電圧値も上昇して前記電圧Ｖ１０より高い電圧Ｖ１２になる。
【０１０４】
次に、Ｓ２０７において、Ｓ２０２にて内蔵カウンタのカウンタ値をクリアしてから２００μｓ経過したか否かを判定し、２００μｓ経過した時点でＳ２０６へ移行する。
次に、Ｓ２０８において、トランジスタＴｒ１をオフさせる。
【０１０５】
このとき、Ｓ２０６にて各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１はそれぞれ各電圧Ｖ２２，Ｖ１２と高い電圧値にされているため、センサ電流Ｉｐは速やかに元の電流値Ｉ０に復帰する。すなわち、Ｓ２０４にて各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１はそれぞれ各電圧Ｖ２１，Ｖ１１と低い電圧値にされているため、Ｓ２０６にて各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を共にオフさせたとしても、センサ電流Ｉｐは元の電流値Ｉ０にすぐには復帰しない。そこで、Ｓ２０４にて一旦低下させた各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１をＳ２０６にて上昇させて逆方向に振ることにより、センサ電流Ｉｐを速やかに元の電流値Ｉ０に復帰させることができる。
【０１０６】
次に、Ｓ２０１へ戻るが、本実施形態ではこのＳ２０１からＳ２０８のルーチンを１２８ｍｓのタイミングで繰り返し行う。
尚、Ｓ２０１からのルーチンを開始するタイミングは、図６に示すＳ１０１からのルーチンを開始するタイミングの中間のタイミングに設定する。すなわち、図６に示すＳ１０１からのルーチンは８ｍｓのタイミングで繰り返されるため、Ｓ２０１からのルーチンを開始するタイミングは、Ｓ１０１からのルーチンを開始してから４ｍｓ後に設定する。これは、Ｓ２０１からのルーチンにより各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１が変化してから安定化するまでにある程度の時間を要するためであり、各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１が安定化した後にＳ１０１からのルーチンを行うことでセンサ電流Ｉｐを正確に検出することができる。
【０１０７】
ところで、コンデンサＣ１は、図９に示すように、各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍らせるために設けられている。すなわち、コンデンサＣ１を省いた場合には、各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１の波形にオーバーシュートやリンギングが生じ、そのオーバーシュートやリンギングにより各電圧Ｖ２１，Ｖ１１の電圧値が変動するおそれがある。そこで、コンデンサＣ１を設けることにより、各抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１２およびコンデンサＣ１により規定される時定数によって各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１の波形の立ち下がりを鈍らせ、オーバーシュートやリンギングの発生を防止して、各電圧Ｖ２１，Ｖ１１を安定化することができる。
【０１０８】
このように、本実施形態の駆動回路４１によれば、検出部１０１の交流的な内部抵抗Ｚを検出し、当該内部抵抗Ｚが一定値になるようにヒータ１０３をオン・オフ制御することにより、ジルコニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保ち、印加電圧ＶＲに対するセンサ電流Ｉｐの特性変動を防止することが可能になる。そのため、第３実施形態の駆動回路３１の効果に加えて、マイクロコンピュータ８５の算出する空燃比の精度をさらに高めることができる。
【０１０９】
尚、本実施形態においては、トランジスタＴｒ１をオフ、トランジスタＴｒ２をオンさせて各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１を低下させ、リッチ領域の場合と同様に電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めている。しかし、本実施形態とは逆に、トランジスタＴｒ１をオン、トランジスタＴｒ２をオフさせて各電圧ＶＡＦ−，Ｖ１を上昇させ、リーン領域の場合と同様に電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるようにしてもよい。
【０１１０】
但し、前記のように、センサ電流Ｉｐの検出範囲には制限がある。そのため、リーン領域に対応する空燃比を検出する際に、リーン領域の場合と同様に電極１０５から電極１０４へセンサ電流Ｉｐを流すと、センサ電流Ｉｐが検出範囲を越えるおそれがある。また、リッチ領域に対応する空燃比を検出する際に、リッチ領域の場合と同様に電極１０４から電極１０５へセンサ電流Ｉｐを流すと、センサ電流Ｉｐが検出範囲を越えるおそれがある。
【０１１１】
従って、リーン領域に対応する空燃比を検出する際には、本実施形態のように、リッチ領域の場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるのが望ましい。また、リッチ領域に対応する空燃比を検出する際には、リーン領域の場合と同じ方向にセンサ電流Ｉｐを流すことにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるのが望ましい。
【０１１２】
ところで、第３実施形態の駆動回路３１において、Ｄ／Ａ変換器３２により電圧ＶＡＦ＋を可変させたときの抵抗Ｒ１の両端の電圧と抵抗Ｒ２の検出部１０１側の電圧を検出することにより、前記変化量ΔＩ，ΔＶを求めるようにしてもよい。
【０１１３】
但し、この場合には、抵抗Ｒ２の検出部１０１側の電圧を検出するＡ／Ｄ変換器を追加する必要があり、コストが増大することになる。
また、この場合、マイクロコンピュータ８５は、Ｄ／Ａ変換器３２により電圧ＶＡＦ＋を可変させたときの抵抗Ｒ２の検出部１０１側の電圧値の変化量ΔＶを予め内蔵ＲＯＭに記憶しておくことにより認知することも可能であり、このようにすれば、抵抗Ｒ２の検出部１０１側の電圧を検出するＡ／Ｄ変換器を追加する必要はない。しかし、Ｄ／Ａ変換器３２の出力に誤差が存在する場合や、オペアンプ８２にオフセット電圧が存在する場合などを考慮すると、前記変化量ΔＩ，ΔＶを正確に求めるには、抵抗Ｒ２の検出部１０１側の電圧をＡ／Ｄ変換器にて検出するのが望ましい。
【０１１４】
尚、検出部１０１の交流的な内部抵抗を検出し、当該内部抵抗が一定値になるようにヒータ１０３を制御する技術については、特開昭５９−２１４７５６号公報に開示されている。しかし、同公報に記載の技術は、酸素センサ（本実施形態の検出部１０１に相当する）の出力側に所定周波数のバイアス電圧を抵抗を介して印加し、酸素センサの合成出力電圧の振幅レベルを検出し、当該振幅レベルに基づいてヒータの作動を制御するというものであり、本実施形態とは全く異なるものである。
【０１１５】
（第５実施形態）
以下、第２実施形態を一部変更した第５実施形態を図面と共に説明する。尚、本実施形態において、第２，第４実施形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【０１１６】
図１０に、本実施形態の駆動回路５１の内部構成を示す。
駆動回路５１においては、第２実施形態の駆動回路２１と同様に、各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路を用いて電圧ＶＡＦ＋を生成すると共に、第４実施形態の駆動回路４１と同様に、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１１〜Ｒ１４、コンデンサＣ１、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を備えており、空燃比を検出するためにセンサ電流Ｉｐを検出する際には、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を共にオフさせ、各抵抗Ｒ８，Ｒ９による抵抗分圧回路を用いて電圧ＶＡＦ−を生成する。そして、駆動回路５１において、検出部１０１の交流的な内部抵抗を検出する際には、第４実施形態と同様に、図８および図９にて説明したように各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２をオン・オフ制御する。
【０１１７】
従って、本実施形態の駆動回路５１によれば、第２実施形態の駆動回路２１の効果に加えて、第４実施形態の駆動回路４１と同様に、ヒータ１０３をオン・オフ制御してジルコニア固体電解質１０２の温度を常に一定に保つことにより、マイクロコンピュータ８５の算出する空燃比の精度をさらに高めることができる。
【０１１８】
（第６実施形態）
以下、第５実施形態を一部変更した第６実施形態を図面と共に説明する。尚、本実施形態において、第５実施形態と同じ構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略する。
【０１１９】
図１１に、本実施形態の駆動回路６１の内部構成を示す。
駆動回路６１においては、各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路を用いて各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を生成し、電圧ＶＡＦ−については、オペアンプ６２から構成されるボルテージホロワから抵抗Ｒ１５を介してオペアンプ８３の非反転入力端子に印加している。また、駆動回路６１は、第５実施形態の駆動回路５１と同様に、Ｒ１１〜Ｒ１４、コンデンサＣ１、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を備えており、検出部１０１の交流的な内部抵抗を検出する際には、図８および図９にて説明したように各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２をオン・オフ制御する。
【０１２０】
ところで、第５実施形態の駆動回路５１において、電圧ＶＡＦ＋については各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路を用いてを生成し、電圧ＶＡＦ−については各抵抗Ｒ８，Ｒ９による抵抗分圧回路を用いて生成している。そのため、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を正確に設定するには各抵抗Ｒ５〜Ｒ８の抵抗値を正確に設定する必要があり、各抵抗Ｒ５〜Ｒ８の抵抗値に誤差が存在する場合には、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を正確に設定することができずセンサ電流Ｉｐの検出精度が低下するという欠点がある。
【０１２１】
それに対して、本実施形態の駆動回路６１においては、各抵抗Ｒ５〜Ｒ７による抵抗分圧回路を用いて各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を生成しているため、各電圧ＶＡＦ＋，ＶＡＦ−を正確に設定することが可能になり、センサ電流Ｉｐの検出精度を向上させることができる。但し、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン・オフ制御時に各抵抗Ｒ５〜Ｒ７が影響を及ぼすのを防止するために、オペアンプ６２から構成されるボルテージホロワを設ける必要があり、第５実施形態の駆動回路５１に比べてコストが増大することになる。尚、抵抗Ｒ１５は静電気からオペアンプ８３の非反転入力端子を保護するために設けられている。
【０１２２】
ところで、本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように変更してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。
［１］センサ電流Ｉｐに対して各オペアンプ８２，８３の出力電流の供給能力が不足する場合には、各オペアンプ８２，８３の出力端子に、プッシュプル構成のトランジスタによる電流増幅回路を接続し、その電流増幅回路にて各オペアンプ８２，８３の出力電流を必要なレベルまで増幅すればよい。
【０１２３】
［２］検出部１０１のジルコニア固体電解質１０２の形状については、袋管状のものだけでなく、電極１０４に大気を導入できる形状であればどのような形状でもよく、例えば、図１２に示すように平板状にしてもよい。尚、図１２に示す検出部１０１において、図１３に示すものと同じ構成部材については符号を等しくしてある。
【０１２４】
図１２において、平板状のジルコニア固体電解質１０２には、通路１１１および拡散室１１２が設けられている。通路１１１の内壁におけるジルコニア固体電解質１０２には電極１０４が形成され、拡散室１１２の内壁におけるジルコニア固体電解質１０２には電極１０５が形成されている。また、拡散室１１２には外部と連通する１個の孔が設けられており、この孔により拡散抵抗体１０６が構成されている。そして、大気は通路１１１を介して電極１０４へ導入され、排気ガス中の残存酸素や未燃ガスは拡散抵抗体１０６から拡散室１１２を介して電極１０５へ拡散で流入する。また、ジルコニア固体電解質１０２にはアルミナから成る絶縁層１１３が固着され、その絶縁層１１３内には線状のヒータ１０３が配置されている。そして、ヒータ１０３は、絶縁層１１３を介してジルコニア固体電解質１０２を加熱して酸素イオンの導電性を向上させる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を具体化した第１実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図２】本発明を具体化した第１〜第６実施形態の空燃比検出装置を用いた自動車用内燃機関の制御装置を示すブロック図。
【図３】第１，第２、第５，第６実施形態におけるマイクロコンピュータの処理内容を説明するためのフローチャート。
【図４】第２実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図５】第３実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図６】第３，第４実施形態におけるマイクロコンピュータの処理内容を説明するためのフローチャート。
【図７】第４実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図８】第４，第５，第６実施形態におけるマイクロコンピュータの処理内容を説明するためのフローチャート。
【図９】第４，第５，第６実施形態の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図１０】第５実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図１１】第６実施形態の駆動回路を示す回路図。
【図１２】検出部の概略構造を示す一部断面図。
【図１３】検出部の概略構造を示す一部断面図。
【図１４】従来の駆動回路を示す回路図。
【図１５】検出部の特性図。
【符号の説明】
１４，２１，３１，４１，５１，６１…駆動回路    ３２…Ｄ／Ａ変換器
８２，８３…オペアンプ    ８４…Ａ／Ｄ変換器
８５…マイクロコンピュータ    １０１…検出部
１０２…ジルコニア固体電解質    １０３…ヒータ    １０４…大気側電極
１０５…排気側電極    １０６…拡散抵抗体    Ｄ１…ダイオード
Ｒ１〜Ｒ１５…抵抗    Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ
【図１】
0003622478.tif 000008
【図２】
0003622478.tif 000009
【図３】
0003622478.tif 000010
【図４】
0003622478.tif 000011
【図５】
0003622478.tif 000012
【図６】
0003622478.tif 000013
【図７】
0003622478.tif 000014
【図８】
0003622478.tif 000015
【図９】
0003622478.tif 000016
【図１０】
0003622478.tif 000017
【図１１】
0003622478.tif 000018
【図１２】
0003622478.tif 000019
【図１３】
0003622478.tif 000020
【図１４】
0003622478.tif 000021
【図１５】
0003622478.tif 000022