(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボル周波数で発生したデジタル・データによりデジタル変調され、無線周波数のキャリア周波数のパイロット信号を有する無線周波数入力信号から、デジタル変調された中間周波数信号を発生する計測用受信器であって、
上記デジタル変調された無線周波数入力信号及び局部発振器信号を受け、デジタル変調された中間周波数信号を出力するミキサと、
制御信号を受け、上記局部発振器信号を出力する局部発振器と、
上記ミキサからの上記デジタル変調された中間周波数信号を受け、上記受信器の中間周波数帯域幅に対して広帯域幅であり、上記ミキサの和周波数項と上記ミキサを通過した上記局部発振器信号とを除去して上記デジタル変調された中間周波数信号を出力するロウパス・フィルタとを具え、
上記局部発振器は、上記制御信号により上記局部発振器信号の周波数を制御して、上記デジタル変調された中間周波数信号にて上記パイロット信号を上記シンボル周波数の１倍以上の整数倍に等しい中間周波数とすることを特徴とする計測用受信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に、測定用受信器に関し、特に、デジタル変調（デジタル的に変調された）テレビジョン放送において発生される如きデジタル変調無線周波数信号の信号品質を測定する測定用受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アメリカ合衆国連邦通信委員会（Ｆｅｄｅｒａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｍｍｍｉｓｓｉｏｎ：ＦＣＣ）は、先進テレビジョン・システム委員会（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ：ＡＴＳＣ）が開発したデジタル・テレビジョン・スタンダードを採用した。このデジタル・テレビジョン・スタンダードは、６ＭＨｚのチャンネルで高品質のビデオ及びオーディオと、補助データとを伝送するように設計されている。このスタンダードでは、地上波及びケーブルのアプリケーションでのチャンネル・コード化及び変調無線周波数（ＲＦ）／伝送サブシステムについて規定している。この変調サブシステムは、デジタル・データ・ストリームを用いて、伝送された信号を変調するが、２つのモードで実施できる。１つのモードは、約１９Ｍｂｐｓで配信する地上放送モード（８−ＶＳＢ）であり、他方のモードは、信号対ノイズ比が確実に高くなるケーブル・テレビジョン・システム用で、約３８Ｍｂｐｓで配信する高データ・レート・モード（１６−ＶＳＢ）である。
【０００３】
デジタル・テレビジョン・スタンダードで実施される変調技術は、ゼニス・コーポレーションが開発した残留側波帯変調を用いている。組み合わされた送信器及び受信器の全体的なシステム応答は、レイズド・コサイン（ｒａｉｓｅｄ  ｃｏｓｉｎｅ）フィルタを用いて、シンボル間妨害を除去する。このシステム応答は、送信器及び受信器における同一のルート・レイズド・コサイン（ｉｄｅｎｔｉｃａｌ  ｒｏｏｔ  ｒａｉｓｅｄ  ｃｏｓｉｎｅ）フィルタにより実行されている。入力したデジタル・データ・ストリームは、ランダム化され、フォワード・エラー補正（ＦＥＣ）が行われ、インターリーブされる。ランダム化され、ＦＥＣコード化され、インターリーブされたデータは、８レベル（３ビット）１次元配列（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）としてコード化されたトレリス（格子）である。このトレリス・コード化回路の出力を、エンコーダが設定した−７から＋７までの８個の独立した奇整数レベルの１つであるシンボルとする。信号対ノイズ比が低いか、及び／又は高い多経路での同期を助けるために、セグメント及びフィールド同期を、１０．７６Ｍシンボル／秒の信号に付加する共に、キャリア周波数での小さなパイロット・トーンにも付加する。なお、この小さなパイロット・トーンは、データ及び同期パルスを含んだコンポジット信号の実（リアル）チャンネル又はＩチャンネルを１．２５単位だけオフセットして発生したものである。送信器において、コンポジット信号は、ルート・レイズド・コサイン（ｒｏｏｔ  ｒａｉｓｅｄ  ｃｏｓｉｎｅ）フィルタを通過し、中間周波数キャリア信号を変調する。このキャリア信号は、所望チャンネル周波数での送信のために無線周波数（ＲＦ）にアップコンバートされる（高い周波数に変換される）。このオフセットにより、パイロット・トーンは、Ｉチャンネル・キャリア周波数と同相になる。かわりに、コンポジット信号がＲＦキャリアを直接的に変調してもよい。
【０００４】
図２は、ＶＳＢ受信器の代表的なブロック図を示し、ＡＴＳＣから出版されている「ＡＴＳＣデジタル・テレビジョン・スタンダードの利用ガイド」に記載されているように、デジタル変調ＲＦ信号からデジタル・テレビジョン信号データを抽出する。受信器１０は、バンドパス・フィルタ及び広帯域トラッキング・フィルタ１２を介してＵＨＦ又はＶＨＦ信号を受ける。広帯域増幅器１４は、この信号の振幅を増加させ、第１ミキサ１６に供給する。このミキサ１６は、第１局部発振器１８により駆動される。第１局部発振器１８は、９７８ＭＨｚから１７２３ＭＨｚまでの範囲にわたって同調を行う。また、この第１局部発振器１８は、位相ロック・ループ（ＰＬＬ）により合成され、マイクロプロセッサ（図示せず）により制御される。ミキサ１６の出力信号は、アップコンバートされた９２０ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ）信号である。このＩＦ信号は、ＬＣフィルタ２０に供給される。このＬＣフィルタ２０は、中心が９２１ＭＨｚのバンドパス・セラミック共振器フィルタ（ハイパス・フィルタ）２２と従属接続されている。ＩＦ増幅器２４が、これら２個のフィルタの間に配置されている。第２局部発振器２８により駆動される第２ミキサ２６に、このＩＦ信号を供給する。第２局部発振器２８は、８７６ＭＨｚの電圧制御ＳＡＷ（表面音響波）発振器であり、周波数及び位相ロック・ループ（ＦＰＬＬ）同期検出器（同期検出器及びＰＬＬ）３０により制御される。第２ミキサ２６の出力の中心は、４５ＭＨｚである。このＩＦ信号は、定利得４４ＭＨｚ増幅器３２を駆動する。増幅器３２の出力信号をＩＦＳＡＷフィルタ３４に供給する。ＩＦＳＡＷフィルタ３４は、受信器におけるマッチしたルート・レイズド・コサイン・フィルタを近似する。ＳＡＷフィルタ３４の出力信号は、ＡＧＣ（自動利得制御）増幅器３６を介して、ＦＰＬＬ同期検出回路３０に供給する。
【０００５】
ＦＰＬＬ同期検出回路３０が、パイロット信号で、キャリアの回収を実行する。この回路３０の動作は、例えば、ゼニス・コーポレーションに譲渡されたアメリカ合衆国特許第４０９１４１０号に記載されている。この構成により、キャリアの高速取り込みを確実にできる非常に広い引き込み範囲を有する位相ロック・ループ（ＰＬＬ）が得られる。ＦＰＬＬ同期検出回路３０からのＩチャンネル・コンポジット・ベースバンド・データ信号は、ロウパス・フィルタ５４を介して、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器５６に供給される。このＡ／Ｄ変換器５６は、適切に位相調整された１０．７６ＭＨｚシンボル・クロック発生器５８からのクロック信号によりクロックされる。Ａ／Ｄ変換器５６からのデジタル・データをデータ・セグメント同期（ＤＳＳ）検出器６０に供給する。ゼニス・コーポレーションに譲渡されたアメリカ合衆国特許第５４１６５２４号に記載のように、この検出器６０は、狭い帯域幅のフィルタを具えており、同期的に検出されたランダム・データから繰り返しデータ・セグメント同期を検出する。データ・セグメント同期検出器６０からの制御電圧エラー信号は、シンボル・クロックを入力データ・クロック周波数にロックする。
【０００６】
テレビジョン放送をデジタル伝送用に変換するので、送信器の性能をモニタするために精密な試験装置が必要になる。アナログ放送において、送信した信号の品質に注意を向けるのは、主に、操作者のプライドであり、また、いくらかは、競争的圧力である。伝送信号の品質が貧弱な結果、劣化しているが、受信器において画像を見ることはできる。デジタル放送においては、送信器により信号に挿入されたどんなアーティファクトも、受信器はノイズとみなす。送信器の信号対ノイズ比が２７ｄＢ未満になると、送信器のエラーとして、受信可能範囲が大幅に狭まり、通常環境下のノイズと組合わさって、送信器から離れた周辺領域では、受信器の動作が受信しきい値未満になる。デジタル・テレビジョン受信器のフォワード・エラー補正がデジタル・テレビジョン信号のエラーを連続的に補正するが、ノイズ・レベルが増加するか、信号レベルが低下すると、しきい値の影響により、フォワード・エラー補正回路が総合的な画像損失を生じてしまう。これは、「クリフ効果」と呼ばれている。アナログＮＴＳＣ信号の信号対ノイズ比を下げると、画像品質が不十分になるが、信号対ノイズ比が下がることにより、クリフ効果がなくなって画像が失われるまで、画像品質の劣化はない。したがって、デジタル放送において、受信可能範囲が狭まることは、送信器の信号品質が不十分であるためによる直接的な実用上の結果である。デジタル・テレビジョン送信器を測定し、適切なレベルに維持することが強く望まれている。
【０００７】
上述のＶＳＢデジタル・テレビジョン受信器には多くの欠点があり、かかる受信器は、デジタル・テレビジョン送信器を正確に測定するには適さない。受信器においてデジタル信号を広範囲にろ波（フィルタ処理）することは、送信器で生じた位相及び振幅の変動や、位相ノイズが測定できなくなり、送信器測定が不正確になる。さらに、受信器の最終段でデジタル信号をベースバンドに下げるように混合することにより、Ａ／Ｄ変換器の出力において、相互変調積及び直流オフセットの如きスプリアス応答が生じる。デジタル信号内のパイロット信号や、受信器自体により、直流オフセットが生じるかもしれず、これら２つの間の差を区別する方法がない。また、ベースバンドに変換する際に、平坦さや包絡線遅延の厳しい規格を維持することは、更に困難である。Ｉチャンネルのみがベースバンドに変換されると、スペクトルの折り重なりやエリアシングが適度に存在するが、測定エラーが増加する。
【０００８】
ヒューレット・パッカード社製ＨＰ８９４４Ａ型ベクトル信号アナライザを用いて、８−ＶＳＢ信号の測定を行った。このＨＰ８９４４Ａ型は、スーパーヘテロダイン受信器を含んでおり、その第１局部発振器（ＬＯ）及びミキサが、入力信号を第１中間周波数（ＩＦ）にアップコンバートする。第２及び第３局部発振器及びミキサは、夫々４０ＭＨｚ及び１０ＭＨｚの第２及び第３のＩＦ信号を発生する。１０ＭＨｚのＩＦ信号をアナログ・デジタル変換器によりデジタル化して、このデジタル化したデータをベースバンドの実及び虚（Ｉ）データにダウンコンバートする（周波数を下げる）。実及び虚データ値は、デジタル信号プロセッサを通過して、ＦＦＴ変換及び付加的な信号処理が行われる。スーパーヘテロダイン型受信器の制限は、望ましくないミキサ信号出力が次のＩＦ段に入力するのを避けるために、ＩＦ段間に帯域幅制限フィルタを設ける必要がある点である。かかるフィルタにより、送信器信号内のアーティファクトがマスクされて、動作状態の測定が不正確になる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ＶＳＢデジタル・テレビジョン信号の如きデジタル変調無線周波数（ＲＦ）信号に対する計測用受信器であって、伝送信号内のアーティファクトをマスクする（隠す）ことなく、入力信号を中間周波数（ＩＦ）信号に変換できる受信器が望まれている。この計測用受信器は、スーパーヘテロダイン型受信器に関連した部品及びフィルタの数を減らし、設計の複雑さが軽減したものでなければならない。また、この計測用受信器は、多くの異なる型式のデジタル変調ＲＦ信号を受信できるように設計に融通性のあるものでなければならない。さらに、この計測用受信器は、ソフトウェアをベースにした変調処理の利用を容易にして、異なる変調標準の設計に適合させるのにわずかなハードウェアの変更のみが必要でなければならない。
【００１０】
よって、本発明の目的は、デジタル変調無線周波数信号からデジタル変調中間周波数（ＩＦ）信号を発生して、ＩＦ信号の周波数がデジタル変調ＲＦ信号と確実な信号関係になるのに最適化されている計測用受信器の提供にある。
本発明の他の目的は、ＶＳＢデジタル・テレビジョン信号からデジタル変調ＩＦ信号を発生する計測用受信器の提供にある。
本発明の更に他の目的は、ＩＦ信号を変調するデジタル変調信号のシンボル周波数に拘束（ロック）されたＩＦ周波数でパイロット信号を有するデジタル変調ＩＦ信号を発生する計測用受信器の提供にある。
本発明の別の目的は、ＩＦ信号を変調するデジタル信号のシンボルの時点にロックされたＩＦ信号内で、ＩＦ周波数でパイロット信号を有するデジタル変調ＩＦ信号を発生する計測用受信器の提供にある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、本発明の計測用受信器の利点は、アナログ・デジタル変換器を用いて、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍でサンプリングされたデジタル変調ＩＦ信号のデジタル値を発生できる点である。
【００１２】
本発明の計測用受信器の他の利点は、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍で、クロック遷移の位相がデジタル・シンボルのシンボル時点と一致するサンプル・クロック信号により、アナログ・デジタル変換器がサンプリングしたデジタル変調ＩＦ信号のデジタル値を発生できることである。
【００１３】
本発明の計測用受信器の別の利点は、アナログ・デジタル変換器を用いて、デジタル変調ＩＦ信号をベースバンド・デジタル・データ信号に変調できることである。
【００１４】
本発明の計測用受信器は、ＲＦ周波数のパイロット信号及びシンボル周波数で発生したデジタル・データを有するデジタル変調無線周波数入力信号を受信するのに適する。この計測用受信器は、デジタル変調無線周波数入力信号と、局部発振器からの局部発振周波数信号とを受けるミキサを具えている。局部発振器は、シンボル周波数の整数倍に等しい中間周波数のパイロット信号を有するデジタル変調中間周波数信号を発生する。なお、この整数倍は、広帯域ロウパス・フィルタに供給される中間周波数信号に対して１倍以上である。このフィルタは、ミキサの和周波数項（sum products）と、局部発振器からミキサを通過した信号とを除去する。この局部発振器は、位相ロック・ループを用いて実現してもよい。位相ロック・ループは、デジタル・データ周波数の整数倍に等しい周波数の信号源信号を基準信号として用いて、中間周波数信号を受ける位相検出器を具えている。なお、整数倍は、１倍以上である。この位相検出器は、位相差信号を発生し、局部発振器に供給して、ミキサへの局部発振信号の周波数を制御して、パイロット信号の周波数を基準信号の周波数にロックする。
【００１５】
アナログ・デジタル変換器は、ミキサから中間周波数（ＩＦ）信号と、基準発振器からオプションとしての（必要に応じて）分周器を介してのサンプリング・クロック信号とを受ける。このアナログ・デジタル変換器は、中間周波数信号を表すデジタル値を発生するが、基準発振器のサンプリング・クロック信号は、シンボル周波数の整数倍である。なお、この整数倍は、１倍以上である。基準発振器信号は、オプションとしての分周器を介して位相検出器にも供給される。この分周器は、上述の如く用いる基準信号を発生し、デジタル変調ＩＦ信号のパイロット信号をロックする。
【００１６】
局部発振器を本発明に用いるが、第１位相ロック・ループは、中間周波数信号と、シンボル周波数の整数倍に等しい基準信号とを受ける位相検出器を有し、位相エラー信号を発生して、周波数シンセサイザを制御する。なお、整数倍は、１倍以上である。この周波数シンセサイザは、第２位相ロック・ループを具えている。この位相ロック・ループは、制御値を受けて、ある周波数範囲内で周波数シンセサイザを同調させると共に、位相エラー信号を受けて、ミキサへの局部発振器信号を制御して、パイロット信号を基準信号にロックする。
【００１７】
本発明の計測用受信器は、更に、位相検出回路を具えている。この位相検出回路は、ＩＦ信号を表すデジタル値を受けて、基準発振器への制御信号を発生して、サンプリング・クロック信号を、デジタル変調中間周波数信号内のシンボル・データのシンボル瞬間（時点）にサンプリング・クロック信号を同相にロックする。
【００１８】
本発明による計測用受信器の別の実施例では、第１信号経路及び第２信号経路を具えている。第１信号経路は、ＩＦ帯域幅であり、増幅器利得段及びフィルタからの位相及び振幅エラーによるグループ遅延変動は最小である。第２信号経路は、高いダイナミック・レンジで狭いＩＦ帯域幅であり、増幅器利得段及び狭帯域フィルタからの位相及び振幅エラーによるグループ遅延変動がある。シンボル周波数の１倍以上の整数倍に等しい基準信号にロックされた中間周波数のパイロット信号を用いるミキサからの中間周波数信号を受ける広帯域幅のロウパスフィルタに選択的に第１信号経路を結合する。局部発振器は、制御信号を受けて、パイロット信号を基準信号にロックさせる。第２信号経路を広帯域幅のロウパス・フィルタに選択的に結合する。局部発振器は、可変信号ソース（信号源）を具えており、局部発振器への制御信号を発生して、この制御信号に応答して、ある周波数範囲を掃引する。アナログ・デジタル変換器は、第１及び第２信号経路に選択的に結合しており、中間周波数信号及びサンプリング・クロック信号を受けて、各信号チャンネルからの中間周波数信号を表すデジタル値を発生する。サンプリング・クロック信号は、シンボル周波数の整数倍であり、この整数倍は、１倍以上である。
【００１９】
添付図を参照した以下の説明から、本発明の計測用受信器の目的、利点及び新規な他の特徴が明らかになろう。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による計測用受信器８０の簡略化したブロック図である。この計測用受信器８０は、広帯域幅で、単一変換スーパーヘテロダイン受信であり、図３〜図８に示すように、デジタル変調（デジタル的に変調された）無線周波数（ＲＦ）入力信号８４から、デジタル変調中間周波数（ＩＦ）信号８２を発生する。なお、デジタル変調ＲＦ入力信号及びデジタル変調ＩＦ信号との関係は、図３及び図４が対になっており、図５及び図６が対になっており、図７及び図８が対になっている。デジタル変調ＲＦ信号８４の特徴は、周波数スペクトル８８で示すように、ＲＦキャリア周波数ｆRFのパイロット信号（周波数がｆpilot）８６を有し、ＲＦキャリア（周波数がｆRF）を変調するシンボル周波数、即ち、レートｆsymによる変調があることである。なお、図１のミキサ９２の入力側で「ｆpilot ＝ ｆRF」と記載されているが、この場合のｆpilotは、上述の如くＲＦキャリア上でのパイロット信号の周波数を表す。局部発振器９０は、その出力信号をミキサ９２に供給し、このミキサ９２は、デジタル変調ＲＦ信号８４を受ける。制御信号９３は、局部発振器９０の周波数を調整して、ＩＦパイロット信号９４の周波数ｆpilot及びシンボル周波数ｆsymを基にしたＩＦ信号８２の周波数ｆIFの関係を確立する。デジタル変調ＩＦ信号（周波数がｆIF）８２内のＩＦパイロット信号の周波数ｆpilotは、中間周波数であり、周波数スペクトル９６で示すように、ＩＦ信号（周波数がｆIF）を変調するシンボルの周波数ｆsymの整数（ｍ）倍に等しい。なお、この整数倍は、１倍以上である。デジタル変調ＩＦ信号（周波数がｆIF）８２は、非常に広帯域のロウパス・フィルタ９７を通過して、ミキサ９２の和周波数項（sum products）を除去し、局部発振器９０の任意の信号でミキサ９２を通過したものも除去する。なお、図１のロウパス・フィルタ９７の出力側で「ｆpilot ＝ ｆIF ＝ ｍ・ｆsym」と記載されているが、この場合のｆpilotは、上述の如くＩＦ信号上でのパイロット信号の周波数を表す。よって、このｆpilotと、ミキサ９２の入力側のｆpilotとは、同じパイロット信号の周波数を示すが、ＩＦ信号上かＲＦキャリア上かの違いがあり、同一ではない点に留意されたい。かかるデジタル変調ＲＦ信号の例は、デジタル・テレビジョン放送の物理層変調（physical layer modulation）及び送信用に立案されたものである。デジタル・テレビジョン放送用の物理層変調は、４、８又は１６レベルのトレリス（trellis:格子状）コード化を用いて、１０．７６Ｍシンボル／秒のシンボル・レートｆsymでシンボル・データを発生して、ＲＦキャリア（周波数がｆRF）を変調する。直流レベルを、発生したシンボルの各々に適用して、キャリア周波数の小さなパイロット信号（周波数がｆpilot）を発生する。なお、シンボル周波数ｆsymが特定の値にもかかわらず、図３〜図８においてシンボル周波数ｆsymが周波数幅をもっているのは、キャリアをシンボルで変調する際の変調方式と、シンボル周波数（シンボル・レート）とに応じて、変調結果においてシンボルが周波数幅を持つためである。
【００２１】
パイロットを導入する他の方法を他のフォーマットについて用いてもよい。計測用受信器８０の以下の実施例は、８−ＶＳＢ地上デジタル・テレビジョン信号を用いるが、上述した特徴を有する他のデジタル変調ＲＦ信号を本発明と共に利用できる。これを代表的に図３〜図８に示すが、図３、図５及び図７は、デジタル変調ＲＦ信号を表し、図４、図６及び図８は、計測用受信器８０内のフィルタ９７からのデジタル変調ＩＦ信号を表す。図３及び図５において、ＶＳＢＲＦキャリア（周波数がｆRF）８４のデジタル変調が、周波数スペクトル８８を発生するが、このスペクトルは、上側波帯又は下側波帯のいずれかに生じる。パイロット信号８６の周波数ｆpilotは、キャリア周波数ｆRFと同じに示されている。図４及び図６は、対応するＶＳＢ ＩＦ信号８２の周波数スペクトル９６を示し、パイロット信号９４の周波数ｆpilotは、シンボル周波数ｆsymの整数（ｍ）倍である。ＶＳＢ ＩＦ信号の周波数スペクトル９６は、上側波帯又は下側波帯のいずれかを占めてもよい。ＲＦ信号の上又は下に局部発振器９０の周波数を配置することにより、ＲＦ信号の上側波帯又は下側波帯のいずれから上側波帯信号又は下側波帯信号のいずれかを発生している。図７において、ＲＦキャリア（周波数がｆRF）８４でのデジタル変調が、二重側波帯周波数スペクトル９８を発生する。図８は、ＩＦ信号８２の対応する二重側波帯周波数スペクトル９９を示し、パイロット信号９４の周波数は、シンボル周波数ｆsymの整数ｍ倍である。
【００２２】
図９は、計測用受信器８０が発生した８−ＶＳＢ  ＩＦ信号を簡略化したものを示す。８−ＶＳＢ信号は、８個の整数シンボル・レベル、即ち、−７から＋７までの値を有するトレリス・コード化信号であり、送信器内のルート・レイズト・コサイン・フィルタを通過している。この図は、シンボル周波数と等しいＲＦキャリアが変調した後のシンボル・データの一部としてのパイロット信号１１０を有する５つの代表的な残留側波帯フィルタ処理したシンボル１００、１０２、１０４、１０６及び１０８のレイズト・コサイン・フィルタのインパルス応答を示す。これら６つの信号の合計を波形１１２で示す。代表的なシンボル・データ値は、シンボル・レベルとして示す。実際には、パイロット信号１１０は、１．２５のピーク値で存在し、その周波数は、シンボル周期に対応するので、シンボル時点での信号振幅は、１．２５ユニットである。これにより、シンボル１００のシンボル・レベルは６．２５であり、シンボル１０２は−２．７５であり、シンボル１０４は８．２５であり、シンボル１０６は−６．７６であり、シンボル１０８は４．２５である。
【００２３】
図１０は、本発明による計測用受信器８０の一実施例のブロック図である。計測用受信器８０は、マイクロプロセッサ制御の受信器であり、８−ＶＳＢや、キャリア周波数でのパイロット信号を有する他の広帯域デジタル信号を受ける。なお、これらデジタル信号は、デジタル・シンボル・データがシンボル周波数で発生し、複合的にデジタル変調されたＩＦキャリアを表すデジタル・データ値を発生する。第１局部発振器（１st ＬＯ）１２０は、マイクロプロセッサ（図示せず）により所定周波数範囲にわたって同調可能であり、ミキサ１２２で入力デジタル変調ＲＦ信号と混合される出力信号を発生する。ロウパス・フィルタ１２３は、受信器が利用するＩＦ帯域幅に対して非常に広い帯域幅であり、ミキサ１２２の和周波数項を除去すると共に、ミキサ１２２を経由して供給される（即ち、リークされる）局部発振器１２０のいかなる信号も除去する。ロウパス・フィルタ１２３の出力は、シンボル周波数の１倍以上の整数倍の周波数ｆpilotのパイロット信号を有するデジタル変調中間周波数信号である。このＩＦ信号を、Ａ／Ｄ変換器１２４及び第２ミキサ１２６の入力端に供給する。なお、ミキサ１２６は、位相検出器として動作する。位相検出器１２６は、基準発振器信号を発生する基準発振器（REF OSC）１２８からの基準信号（周波数がｆref）を受ける。この基準信号の周波数は、シンボル周波数の整数倍であり、この整数倍は、シンボル周波数の１倍以上である。
【００２４】
基準信号がシンボル周波数の１倍よりも大きい整数倍のとき、Ｍ分の１に分周する（÷Ｍ）Ｍ分周回路１３０を基準発振器１２８及び位相検出器１２６の間に設けて、基準信号を分周してもよい。位相検出器１２６からの位相差信号は、位相ロック・ループ（ＰＬＬ）補償フィルタ１２７を通過して、第１局部発振器１２０を制御し、ＩＦキャリアを基準信号に位相ロックする。ＰＬＬフィルタ１２７の帯域幅は、位相差の帯域幅よりも大幅に狭い２ＫＨｚの範囲内であるので、このループは、広帯域幅の「ノイズ状」である供給されたデジタルＩＦ信号とのロックを維持できる。基準発振器１２８の出力信号をＡ／Ｄ変換器１２４のクロック入力端に供給して、このＡ／Ｄ変換器１２４の入力端におけるＩＦ信号をサンプリングする。基準発振器信号がシンボル周波数の１倍よりも大きい整数倍のとき、Ｎ分の１に分周するＮ分周回路１３２を基準発振器１２８とＡ／Ｄ変換器１２４のクロック入力端との間に設けて、基準発振器信号を低いサンプリング・レートに下げてもよい。Ａ／Ｄ変換器１２４は、ＩＦ信号を表すデジタル・データ値を発生する。このデジタル・データ値は、更に処理されるために、メモリ（図示せず）に蓄積される。
【００２５】
上述の如く、中間周波数のパイロット信号の周波数ｆpilotは、シンボル周波数ｆsymの整数倍にロックされる。なお、この整数倍は、１倍以上である。基準信号（周波数がｆref）は、位相検出器１２６に供給され、この位相検出器１２６は、第１局部発振器１２０を制御して、ＩＦ信号をロックするので、基準発振器１２８は、分周器１３０を介して、基準信号に対するパイロットを供給する。上述を基にした基準発振器の最大周波数ｆoscmaxは、次式のようになる。
ｆoscmax＝ｆsym・Ｍ・Ｎ    （１）
基準信号の周波数ｆrefのパイロット信号周波数ｆpilot及びシンボル周波数ｆsymに対する関係は、次式のようになる。
ｆref＝ｆpilot＝（ｆsym・Ｍ・Ｎ）／Ｍ＝ｆsym・Ｎ    （２）
Ａ／Ｄ変換器１２４のクロック入力の周波数ｆA/Dと、分周器１３２を通過する基準発振器１２８の周波数ｆoscとの関係は、次式のようになる。
ｆA/D＝（ｆsym・Ｍ・Ｎ）／Ｎ＝ｆsym・Ｍ    （３）
ある場合には、２、３、５・・・などの共通係数を、ｆoscの周波数を下げる係数として利用できる。例えば、基準発振器１２８の周波数ｆoscがシンボル周波数ｆsymの４倍ならば、Ｍ分周回路が分周するＭの値は、１、２又は４に設定して、基準信号を位相検出器１２６に供給してもよい。これにより、基準信号の周波数ｆrefは、シンボル周波数ｆsymの４倍、２倍又は１倍となる。
【００２６】
図１１は、本発明による計測用受信器８０の他の実施例のブロック図である。８ＶＳＢデジタル・テレビジョン信号は、８３２シンボル毎に生じる＋５、−５、−５、＋５のシンボル・パターンを有するデータ・セグメント同期パルスを含んでいる。データ・セグメント同期パルスを表すデジタル・データ値を用いて、制御信号を発生し、基準発振器をシンボル周波数の１倍以上の整数倍にロックし、基準発振器信号の遷移をシンボル・データに時間的に整列（アライメント）させるので、シンボル時点が基準発振器信号の遷移に生じる。これは、「シンボル・ロック」を得るのに参照される。シンボル・ロックを得る均等な方法が存在し、スタンダードをベースにしたデジタル変調ＲＦ信号を受信する際に用いることができる。
【００２７】
上述の実施例に関して述べたように、第１局部発振器（ＬＯ）１２０は、出力信号を発生し、この出力信号は、ミキサ１２２で入力デジタル変調ＲＦ信号と混合（ミックス）される。ミキサ１２２からのＩＦ信号は、ロウパス・フィルタ１２３によりろ波されて、ミキサ１２２の和周波数項と、ミキサ１２２を通過した発振器１２０のいかなる信号も除去する。フィルタ１２３からのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器１２４及び第２ミキサ１２６の入力端に供給する。このミキサ１２６は、位相検出として動作する。位相検出器１２６は、基準発振器１２８からの基準信号を、Ｍ分周回路１３０を介して受け、位相検出器１２６から位相差信号を発生する。位相検出器１２６からの位相差信号は、位相ロック・ループ（ＰＬＬ）補償フィルタ１２７を通過し、第１局部発振器１２０を制御して、ＩＦキャリアを基準信号に位相ロックする。基準発振器１２８からの信号出力は、Ａ／Ｄ変換器１２４のクロック入力端に直接的に供給されて（即ち、図１０の分周器１３２に対応する回路が存在すれば、Ｎが１）、Ａ／Ｄ変換器１２４の入力端のＩＦ信号をサンプリングする。なお、Ｎは、０でない任意の値にできる。Ａ／Ｄ変換器１２４の出力端のデジタル・データ値は、データ・セグメント同期（ＤＳＳ）検出器１４０に供給され、このＤＳＳ検出器１４０は、データ・セグメント同期パルスを表すデジタル値から制御信号を発生し、基準発振器を、デジタル変調データのシンボル周波数の１倍以上の整数倍に位相ロックする。データ・セグメント同期検出器は、上述のアメリカ合衆国特許第５４１６５２４号に記載された回路を用いて、ＡＳＩＣ（用途限定集積回路）として実現してもよい。データ同期検出器の応答が、シンボル周波数ｆsymよりも高い周波数でサンプリングされたデジタル・データを扱うのに充分でない場合、ＡＳＩＣは、Ａ／Ｄ変換器１２４からのデジタル・データ出力を決めるデシメータ（デシメーション回路）１４２を含んでもよい。同期検出器が、相互シンボル干渉によりシンボル同期シーケンスを検出できない場合、ルート・レイズド・コサイン関数にマッチする周波数領域応答を有するマッチしたフィルタをＡＳＩＣ内に含ませてもよい。上述したL.G.Semicon Co., Ltd.がパーツ番号ＧＤＣ２１Ｄ００として製造販売しているＶＳＢ変調チップ・セット内でデータ・セグメント同期検出器１４０を実施してもよい。L.G.Semicon 社製チップ・セット内のデータ・セグメント・同期検出器は、１０．７６Ｍシンボル／秒のシンボル周波数で、デジタル・データを受け取る。シンボル周波数よりも高い周波数で基準発振器１２８がＡ／Ｄ変換器１２４をクロックする計測用受信器８０の実施において、オプションとしてのデシメータ１４２は、Ａ／Ｄ変換器１２４のデジタル・データ出力を、ゼニス復調器チップ・セットと互換性のあるシンボル周波数にデシメーションする。
【００２８】
基準発振器１２８をシンボル周波数の１倍以上の整数倍に、基準発振器１２８をロックすることにより、大きな利点がある。基準発振器１２８は、基準信号を位相検出器１２６に供給するので、ＩＦ信号内のパイロット信号がシンボル周波数の１倍以上の整数倍にロックされ始める。このパイロット信号をシンボル周波数又はその整数倍にロックしてあるので、ＩＦ信号のサンプリングの時間のアライメントをとり、少なくとも１つのサンプリング時点が各シンボル時点に生じる。これは、図９に波形として示すように、パイロット信号１１０上に点１４４がある。デジタル信号の適切なデシメーションにより、Ａ／Ｄ変換器１２４は、Ａ／Ｄ変換器及び変調器の両方として動作して、ＩＦ信号をベースバンド・デジタル・データ値にダウンコンバート（周波数を下げる）できる。現在の受信器設計の上に更にこの設計を加味して、回路を実質的に減らせる。
【００２９】
図１２は、本発明による計測用受信器８０の好適実施例の詳細なブロック図である。計測用受信器８０を用いて、送信器及びそのアンテナの間の伝送線内に挿入された方向性結合器から直接得た適切に高振幅の８−ＢＳＢデジタル・テレビジョン信号を受信する。方向性結合器は、１〜２ワットのオーダーで適切な高出力レベルなので、計測用受信器に入力した８ＶＳＢ信号を２０ｄＢ電力減衰器１５０に供給する。電力減衰器１５０は、伝送線に特にマッチし、その信号振幅を、低電力可変減衰器１５２に供給できるレベルにまで減らす。減衰した８−ＶＳＢ信号をミキサ１５４に供給する。このミキサ１５４は、マイクロプロセッサ制御周波数シンセサイザ１５６からの局部発振器入力信号を受ける。このシンセサイザ１５６は、局部発振器として機能し、中間周波数ＩＦ信号を発生する。局部発振器１５６は、地上テレビジョン標準に割り当てられた周波数スペクトルをカバーする周波数範囲にわたって同調可能である。８−ＶＳＢ信号のシンボル・レートに等しい周波数にパイロット信号を配置し、テレビジョン（ＴＶ）信号の残りがパイロット周波数の上になるようにＩＦ周波数を選択する。このＩＦ信号は、広帯域ロウパス・フィルタ１５７を通過して、このＩＦチャンネルから、ミキサ１５４を通過した局部発振器１５６のいかなる電力も除去すると共に、ミキサ１５４からの和周波数項（sum frequency terms）も除去する。
【００３０】
可変増幅器１５８として示す複数の利得段は、ロウパス・フィルタ処理されたＩＦ信号を増幅する。増幅したＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器１６０の入力端及びミキサ１６２に供給する。このミキサ１６２は、位相検出器として動作する。位相検出器１６２は、基準発振器１６６からの基準信号を、Ｍ分周回路１６４を介して受ける。本発明の計測用受信器８０の好適実施例において、基準発振器１６６は、８−ＶＳＢのシンボル周波数の４倍である出力信号を発生し、Ｎは、１となる。Ｍ分周回路１６４のＭの値は、４であり、ミキサ１６２にて、シンボル周波数である基準信号を発生する。位相検出器１６２は、ＩＦ信号及び基準信号の位相差に比例するエラー信号を発生する。このエラー信号は、位相ロック・ループ（ＰＬＬ）補償フィルタ１６８で処理されて、スイッチ１９６を介して周波数シンセサイザ１５６に供給される。詳細に後述するように、スイッチ１９６の他の接点を介して、直列基準信号をシンセサイザ１５６に供給する。周波数シンセサイザ１５６は、種々の回路設計により実施することができ、以下の説明は、これらの１つである。多くの設計の特徴は、デジタル変調ＲＦ入力信号周波数の範囲と互換性のある周波数範囲にわたって同調できることであり、ＩＦ信号周波数を発生する。なお、ＩＦ信号内のパイロット信号は、シンボル周波数の整数倍にロックされている。さらに、シンセサイザは、ＩＦ信号周波数の変化に追従して、周波数シンセサイザをロック状態に維持する必要がある。また、シンセサイザは、低い位相ノイズを提示して、過度の位相変動が被試験信号に付加されないようにする必要がある。
【００３１】
周波数シンセサイザ１５６は、ＰＬＬ補償フィルタ１６８からのエラー信号を受ける可変発振器１７０を含んでいる。可変発振器１７０は、シンセサイザ１７２に供給される約１０ＭＨｚの範囲の可変出力信号を発生する。このシンセサイザ１７２は、フィリップス・インコーポレイテッドが製造販売しているＳＡ８０５２型シンセサイザＩＣでもよい。シンセサイザ１７２は、制御器からのデジタル値を受け、周波数シンセサイザ１５６用の同調レベルを設定する。シンセサイザ１７２の出力信号は、ＰＬＬ補償回路１７４を介して、２０ＭＨｚの範囲で動作する可変基準発振器１７６に供給される。可変基準発振器１７６の出力信号は、位相／周波数検出器（Ｆ／Ｏ）１７８に供給される。局部発振器１８２からの局部発振器信号は、可変分周器１８４で分周されて、位相／周波数検出器１７８に供給される。局部発振器１８２の周波数範囲は、１６２ＭＨｚから７９５ＭＨｚまでの範囲内であり、この局部発振器は、二重発振器として実施できる。なお、一方の動作は、低い周波数帯域内であり、他方の動作は、係数が２、４、８・・・２kである分周器と組合わさった高い周波数帯域内での動作である。可変分周器１８４の値Ｄは、制御器により設定され、局部発振器信号を、可変基準発振器信号の範囲に分周する。周波数／位相検出器１７８は、分周されて周波数の低くなった局部発振器信号と可変基準発振器信号との間の位相差に比例するエラー信号を発生する。このエラー信号は、ＰＬＬ補正フィルタ（検出器１７８及び局部発振器１８２の間に接続されている）により処理されて、局部発振器１８２への制御信号を発生する。この局部発振器１８２は、ミキサ１５４への局部発振器信号を可変して、ＩＦ信号を基準信号にロックする。
【００３２】
基準発振器１６６からの基準発振器信号をＡ／Ｄ変換器１６０のクロック入力端に供給して、このＡ／Ｄ変換器１６０の入力端のＩＦ信号のサンプリング時点を決める。このサンプリング周波数は、シンボル・レートの４倍である。Ａ／Ｄ変換器１６０の出力信号は、ＩＦ信号を表すデジタル・データ値であり、更に処理するためにメモリ１８６に蓄積される。図示の如く、基準発振器１６６は、シンボル・データ周波数にロックされておらず、図９のパイロット信号１１０上での点１８９で示すシンボル時点にないサンプリング時点を発生する。ＩＦ信号を表すデジタル・データ値は、シンボル時点をサンプリング時点に合わせるために（アライメントをとるために）、更に復調器での処理を必要とする。上述したオプションのデシメータ１４２及びデータ・セグメント同期（ＤＳＳ）検出器１４０は、基準発振器１６６をシンボル周波数にロックして、シンボル時点でのサンプリング時点を発生する。
【００３３】
図１３は、本発明による計測用受信器８０の更に別の実施例を示す。計測用受信器８０は、デジタル変調信号を正確に復調するために、歪みが最小の広帯域信号経路１９０と、従来のスペクトラム・アナライザと同様な測定のために、高いダイナミック・レンジで、狭帯域幅の信号経路１９２とを具えている。これら信号経路１９０及び１９２の選択的された一方は、連動したスイッチ１９６の１つを介して広帯域ロウパス・フィルタ２００からの中間周波数信号を受けると共に、連動したスイッチ１９６の他の１つを介して、選択的に信号経路の出力信号をＡ／Ｄ変換器１９８に供給する。ミキサ１９４の出力端に設けた広帯域ロウパス・フィルタ２００は、局部発振器１５６の電力と、ミキサの和周波数項とをＩＦチャンネル（信号経路）１９０及び１９２から除去する。高いダイナミック・レンジで、狭帯域の信号経路１９２は、フィルタ・ブロック２０２で示す３０ＫＨｚの狭帯域幅フィルタの如き多数のフィルタ要素と、可変増幅器２０４として示す増幅段とを含んでいる。増幅段２０４は、利得制御要素を含んでおり、最小のノイズで高振幅信号を発生する。歪みが最小の帯域幅信号経路１９０は、可変増幅器２０６として示す利得段のみを含んでおり、狭帯域フィルタがなく、受信器が発生した線形歪みを最小にできる。
【００３４】
ＩＦ信号経路内の高いダイナミック・レンジで狭い信号経路１９２により、周波数シンセサイザ１５６は、連動されたスイッチ１９６を介して制御器からの基準信号を受ける。この周波数シンセサイザ１５６の内部は、図１２に示す周波数シンセサイザ１５６と同様である。制御器からの基準信号により、一定の直流出力信号をシンセサイザ１７２に供給する。制御器は、デジタル値をシンセサイザ１７２に供給して、従来のスペクトラム・アナライザの測定ができる周波数範囲にわたって発振器１８２を掃引させ得る。ＩＦチャンネル内で歪みが最小で広帯域幅の信号経路１９０により、ミキサ２１２は、ＩＦ信号と、基準発振器２１４からＭ分周回路２１６を介しての基準信号とを受ける。基準発振器２１４は、シンボル周波数の１倍以上の整数倍である周波数の基準発振器信号を発生する。基準発振器周波数がシンボル周波数の１倍よりも大きい整数倍であるとき、Ｍ分周回路２１６を用いて、基準周波数信号を分周する。上述の如く、基準発振器は、シンボル周波数の４倍の基準発振器出力信号と、シンボル周波数であるミキサ２１２用の基準信号とを発生する。この実施では、Ｍの値を４に設定し、Ｎの値を１に設定する。ミキサ２１２は、位相差信号を発生するが、この位相差信号は、位相ロック・ループ（ＰＬＬ）補償フィルタ２１３により処理され、スイッチ１９６を介して周波数シンセサイザ１５６に供給されて、局部発振器信号でミキサ１９４を制御して、パイロット信号を基準信号にロックする。
【００３５】
基準発振器２１４の出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１９８のクロック入力端にも供給される。このＡ／Ｄ変換器１９８は、歪みが最小の広帯域信号経路１９０と高いダイナミック・レンジで狭帯域幅信号経路１９２とを介して供給されたＩＦ信号を、これら経路の各々を通過したＩＦ信号を表すデジタル・データ値に変換する。これらデジタル・データ値は、後での処理のために、メモリに蓄積される。
【００３６】
上述の計測用受信器は、デジタル変調ＲＦ信号を受け、ＩＦ周波数のパイロット信号を有するデジタル変調中間周波数（ＩＦ）信号を発生する。このＩＦ周波数は、シンボル周波数の整数倍であり、この整数倍は、１倍以上である。この計測用受信器は、デジタル変調無線周波数入力信号と、局部発振器からの局部発振器信号とを受けるミキサを具えている。この局部発振器は、制御信号を受け、局部発振器信号を調整する。よって、ミキサは、デジタル変調入力信号をデジタル変調中間周波数信号に変換する。このデジタル変調中間周波数信号は、デジタル変調のシンボル周波数の整数倍の中間周波数のパイロット信号を有し、この整数倍は１倍以上である。局部発振器は、位相ロック・ループを含んでいる。この位相ロック・ループは、位相検出器を有し、この位相検出器は、中間周波数信号とシンボル周波数の整数倍の基準信号とを受ける。なお、この整数倍は１倍以上である。位相検出器は、位相差信号を発生し、この位相差信号を局部発振器に供給して、ミキサへの局部発振器信号を制御し、パイロット信号を基準信号にロックする。
【００３７】
アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器は、アナログＩＦ信号を、デジタル変調ＩＦ信号を表すデジタル・データ値に変換する。基準発振器は、シンボル周波数の１倍以上の整数倍である出力信号を発生し、Ａ／Ｄ変換器をクロックし、位相検出器用の基準信号を発生する。デジタル・データ値をデータ・セグメント同期検出器に供給して、制御信号を発生し、基準発生器をシンボル周波数にロックする。代わりに、高いダイナミック・レンジで狭帯域幅の信号経路を設けると共に、最小の歪みの広帯域信号経路も設けて、ＩＦ信号を発生し、スペクトラム・アナライザ型式の測定を実行できるようにしてもよい。
【００３８】
本発明の好適実施例について説明したが、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形変更を可能なことが当業者に明らかであろう。さらに、本発明の好適実施例として、ＦＣＣが採用した８−ＶＳＤシステムを拡張的に用いて、図示し説明したが、本発明は、ＲＦキャリア周波数のパイロット・トーンを含む任意のデジタル変調信号にも適用できることが当業者には明らかであろう。
【００３９】
【発明の効果】
上述の如く、本発明によれば、デジタル変調無線周波数信号からデジタル変調中間周波数信号を発生する際、中間周波数信号周波数とデジタル変調無線周波数信号との関係を確実に関係付けられる。また、アナログ・デジタル変換器を用いて、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍でサンプリングされたデジタル変調ＩＦ信号のデジタル値を発生できる。さらに、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍で、クロック遷移の位相がデジタル・シンボルのシンボル時点と一致するサンプル・クロック信号により、アナログ・デジタル変換器がサンプリングしたデジタル変調中間周波数信号のデジタル値を発生できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による計測用受信器の簡略化したブロック図である。
【図２】８−ＶＳＢデジタル・テレビジョン信号を受ける従来のデジタル・テレビジョン受信器のブロック図である。
【図３】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調ＲＦ入力信号又は対応するデジタル変調ＩＦ出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図４】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調ＲＦ入力信号又は対応するデジタル変調ＩＦ出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図５】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調ＲＦ入力信号又は対応するデジタル変調ＩＦ出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図６】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調ＲＦ入力信号又は対応するデジタル変調ＩＦ出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図７】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調ＲＦ入力信号又は対応するデジタル変調ＩＦ出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図８】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調ＲＦ入力信号又は対応するデジタル変調ＩＦ出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図９】本発明による計測用受信器が発生した８−ＶＳＢＩＦ信号を簡略化して示す図である。
【図１０】本発明による計測用受信器の一実施例ブロック図である。
【図１１】本発明による計測用受信器の他の実施例のブロック図である。
【図１２】本発明による計測用受信器の更に他の実施例のブロック図である。
【図１３】本発明による計測用受信器の更に別の実施例のブロック図である。
【符号の説明】
８０  計測用受信器
９０  局部発振器
９２  ミキサ
９３  制御信号
９７  フィルタ
【図１】
0003619387.tif 000002
【図２】
0003619387.tif 000003
【図３】
0003619387.tif 000004
【図４】
0003619387.tif 000005
【図５】
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【図６】
0003619387.tif 000007
【図７】
0003619387.tif 000008
【図８】
0003619387.tif 000009
【図９】
0003619387.tif 000010
【図１０】
0003619387.tif 000011
【図１１】
0003619387.tif 000012
【図１２】
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【図１３】
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