(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル変調信号伝送システムの受信装置において、
受信信号から与えられる信号点と、復調のために設定してある中心位置の間の距離を雑音レベルとして算出する雑音レベル算出手段と、
前記雑音レベルを複数のシンボルにわたり加算平均する平均演算手段と、
前記平均演算手段から出力される雑音レベルに現われる誤差量を補正する雑音レベル補正手段と、
前記雑音レベル補正手段から出力される雑音レベルを、変調方式から決まる信号点間距離で除算して、信号点間距離対雑音比を算出する除算手段と、
前記信号点間距離対雑音比をデシベル換算する対数換算手段とを設け、
該対数換算手段の出力が所定の形式で表現されるように構成したことを特徴とするディジタル変調信号受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の発明において、
前記雑音レベル算出手段と前記平均演算手段、前記除算手段、それに前記対数換算手段がＲＯＭ変換手段で構成されていることを特徴とするディジタル変調信号受信装置。
【請求項３】
ディジタル変調信号伝送システムの受信装置において、
受信信号から与えられる信号点と、復調のために設定してある中心位置の間の距離を雑音レベルとして算出する雑音レベル算出手段と、
前記雑音レベルを複数のシンボルにわたり加算平均する平均演算手段と、
前記平均演算手段から出力される雑音レベルに現われる誤差量を補正する雑音レベル補正手段と、
前記雑音レベル補正手段から出力される雑音レベルを、変調方式から決まる信号点間距離で除算して、信号点間距離対雑音比を算出する除算手段と、
前記信号点間距離対雑音比から推定される符号誤り率を算出する符号誤り率変換手段とを設け、
該符号誤り率変換手段の出力が所定の形式で表現されるように構成したことを特徴とするディジタル変調信号受信装置。
【請求項４】
請求項３に記載の発明において、
前記雑音レベル算出手段と前記平均演算手段、前記除算手段、それに前記符号誤り率変換手段がＲＯＭ変換手段で構成されていることを特徴とするディジタル変調信号受信装置。
【請求項５】
請求項１〜請求項４の何れかに記載の発明において、
前記ディジタル変調信号の変調方式が、直交周波数分割多重変調方式であることを特徴とするディジタル変調信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル伝送システムの受信装置に係り、特に移動無線伝送によるディジタル画像データ伝送システムに好適な受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＭＰＥＧ２(Moving Picture Expert Group phase2)などの画像圧縮技術の進歩に伴い、映像信号や音声信号のディジタル化が著しいが、これは、伝送劣化が少ない、画質、音質がよい、ディジタル記録が可能であるなどの種々の利点がディジタル化により得られるからである。
【０００３】
そして、この映像信号と音声信号のディジタル化が急速に進んでいる技術の一種に、例えばマラソン競技など、被写体が移動している場合の画像中継によく用いられるＦＰＵ(フィールド・ピックアップ・ユニット：Field Pickup Unit)と呼ばれるシステムがある。
【０００４】
そこで、図２により、このＦＰＵによる画像中継について説明すると、テレビジョンカメラ２１で撮像され、これから供給される映像信号は、まず画像エンコーダ２２に入力され、ここで、上記したＭＰＥＧ２などの画像圧縮処理によりディジタル信号に変換される。
【０００５】
ところで、このＭＰＥＧ２などによる画像圧縮処理に際しては、伝送エラー補正のため、誤り訂正符号化処理が施されるのが通例であるが、ここでＭＰＥＧ２の標準規格では、誤り訂正符号方式としてリード・ソロモン符号が適用されている。
【０００６】
こうして画像圧縮処理され、ディジタル変換された映像信号は送信装置２３に供給され、ここでディジタル変調され、伝送信号として送信される。
そこで、この伝送信号が受信装置２４に伝送されることになる。
【０００７】
受信装置２４で受信された伝送信号はディジタル信号に復調され、画像デコーダ２５により元の映像信号に変換された上で、例えば、図示してない放送機器などに供給され、ＦＰＵによる中継業務が遂行されることになる。
【０００８】
このとき、画像デコーダ２５では、上記したリード・ソロモン符号による誤り訂正処理が施され、この結果、伝送誤りが生じた場合でも、画像のデコードに支障の虞れがなく、常に円滑な処理が得られることになる。
【０００９】
次に、このようなシステムにおけるディジタル伝送方式について、更に詳しく説明すると、送信装置２３では、上記したように、入力されてくる映像信号に対してディジタル変調が施されるが、このときの変調方式としては、主として次の２種の方式が従来から使用されている。
【００１０】
すなわち、まず第１の方式は、受信信号の絶対振幅と絶対位相を用いて復調する同期検波方式でぁり、次に第２の方式は、１シンボル前の振幅又は位相との差分を検出して復調する遅延検波方式である。
【００１１】
ここで、まず第１の同期検波方式には、複素信号空間上に１６点の信号点を格子状に配置した１６値直交振幅変調方式(１６ＱＡＭ：16Quadrature Amplitude Modulation)、６４点の信号点を配置した６４値直交振幅変調方式(６４ＱＡＭ)などの変調方式がある。
【００１２】
次に、第２の遅延検波方式には、円周上に４点の信号点を有する４相差動位相偏移変調方式(ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying)や、半径の異なる２重の円周上に夫々８点の信号点を配置した１６相差動振幅位相偏移変調方式(１６ＤＡＰＳＫ)などの変調方式がある。
【００１３】
このときの信号点の配置はコンスタレーションと称されているが、ここで各変調方式でのコンスタレーションについては、夫々図３の(a)、(b)、(c)、(d)に示すようになる。
従って、送信装置２３では、以上の何れかの変調処理によりベースバンド信号が生成され、この後、ＩＦ(中間周波数)帯域の信号からＲＦ(高周波)帯域の信号に周波数変換された上で送信されることになる。
【００１４】
また、この結果、受信装置２４では、受信信号がＲＦ帯域とＩＦ帯域を経てベースバンド帯域の信号に周波数変換され、この後、Ａ／Ｄ変換においてサンプリングし、これにより受信サンプル値系列を得る。
そして、この受信サンプル値系列に対して、このときの変調方式に対応した復調処理を施し、生成された映像信号を画像デコーダ２５に出力するのである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記したＦＰＵは無線による中継システムであり、しかもマラソンの中継など屋外で移動しながらの中継動作になるため、電波伝播状況に変化を受け易く、従って、中継動作中、受信電界強度が低下して、必要なＣ／Ｎ(Carrier／Noise)が保てなくなってしまう虞れがある。
【００１６】
また、このＦＰＵシステムの場合、反射伝播経路が生じ易いので、直接波と反射波の干渉による、いわゆるマルチパス現象も発生し、更には、マルチパスの状況変化によるフェージング環境も発生するので、かなり劣悪な電波伝播状況のもとに置かれるこどが多い。
【００１７】
従って、この場合には、雑音や反射波などにより伝送信号に歪みが生じ、このため復調に際して符号誤りが発生し易くなる。
そこで、ＦＰＵでは、上記したように、誤り訂正処理を適用し、符号誤りによる影響が発生しないようにしているのである。
【００１８】
ところで、この場合、符号誤りの発生頻度が低く、想定されている誤り訂正能力の範囲内にある限りは特に問題はないが、誤り訂正能力を越えて符号誤りの発生頻度が高くなると、誤りが訂正できなくなってしまう。
【００１９】
例えば、上記したＭＰＥＧ２の標準規格であるリード・ソロモン符号による誤り訂正の場合、符号誤り率が３×１０-4 程度までは対応が可能であるが、これ以上の符号誤り率に対しては、誤り訂正は不可能になってしまう。
【００２０】
こうして誤り訂正が不完全な状態になると、画像にブロックノイズなどによる画質の劣化が現われ、甚だしいときにはフリーズ現象(画像が一時的に中断してしまうこと)まで発生してしまう。
放送業務では画像品質の保持が優先課題であり、このことはＦＰＵシステムでも同じで、中継だからといって画質の劣化が許される訳でもない。
【００２１】
そこで、このような場合、予め別の映像素材を用意しておき、伝送状態が悪化して画質劣化が発生し易い状況になったときは、放送内容を、中継中の映像から上記別の映像素材に切換える手法が、従来から用いられている。
【００２２】
ところで、この手法の適用には、中継動作中の映像の伝送状態をモニタし、画質劣化が発生し易い状況になったことを検知する必要がある。
ここで、従来技術としては、直接波と反射波のレベルを監視する遅延プロファイル測定による検知方法や、受信電界強度を測定する検知方法などが知られていた。
【００２３】
しかしながら、上記従来技術による検知方法は、画質劣化が引き起こされるタイミングの正確な検知について配慮がされているとは言えず、画像の的確な切換動作を得る点に問題があった。
【００２４】
すなわち、従来技術は、伝送状態から画質劣化が発生し易い状況になったことを検出しているため、画質劣化が引き起こされるタイミングの検知の点からすれば、いわば間接的な検知になってしまい、このため、的確な切換タイミングを得る点に問題が残ってしまうのである。
【００２５】
本発明の目的は、画質劣化が発生するタイミングを常に精度良く測定できるようにしたディジタル変調信号受信装置を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、ディジタル変調信号伝送システムの受信装置において、受信信号から与えられる信号点と、復調のために設定してある中心位置の間の距離を雑音レベルとして算出する雑音レベル算出手段と、前記雑音レベルを複数のシンボルにわたり加算平均する平均演算手段と、前記平均演算手段から出力される雑音レベルに現われる誤差量を補正する雑音レベル補正手段と、前記雑音レベル補正手段から出力される雑音レベルを、変調方式から決まる信号点間距離で除算して、信号点間距離対雑音比を算出する除算手段と、前記信号点間距離対雑音比をデシベル換算する対数換算手段とを設け、該対数換算手段の出力が所定の形式で表現されるようにして達成される。
【００２７】
このとき、前記雑音レベル算出手段と前記平均演算手段、前記除算手段、それに前記対数換算手段がＲＯＭ変換手段で構成されているようにしてもよい。
【００２８】
また、上記目的は、ディジタル変調信号伝送システムの受信装置において、受信信号から与えられる信号点と、復調のために設定してある中心位置の間の距離を雑音レベルとして算出する雑音レベル算出手段と、前記雑音レベルを複数のシンボルにわたり加算平均する平均演算手段と、前記平均演算手段から出力される雑音レベルに現われる誤差量を補正する雑音レベル補正手段と、前記雑音レベル補正手段から出力される雑音レベルを、変調方式から決まる信号点間距離で除算して、信号点間距離対雑音比を算出する除算手段と、前記信号点間距離対雑音比から推定される符号誤り率を算出する符号誤り率変換手段とを設け、該符号誤り率変換手段の出力が所定の形式で表現されるようにしても達成される。
【００２９】
このとき、前記雑音レベル算出手段と前記平均演算手段、前記除算手段、それに前記符号誤り率変換手段がＲＯＭ変換手段で構成されているようにしてもよく、前記ディジタル変調信号の変調方式が、直交周波数分割多重変調方式であるようにしてもよい。
【００３０】
ここで、何れの場合でも、前記ディジタル変調信号の変調方式が、直交周波数分割多重変調方式であるようにしてもよい。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるディジタル変調信号受信装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示したもので、この実施形態は、信号点間距離対雑音演算部１０と復調部１１、それに表示部１８で構成されている。
【００３２】
この実施形態の場合、復調部１１は、例えば図２で説明したＦＰＵシステムにおける受信装置２４に接続されていて、この復調部１１に上記した受信サンプル値系列が入力されるようになっているが、受信装置２４に含まれている本来の復調装置と共通になっているものでもよい。
【００３３】
以下、一例として、ここで対象としている変調方式が同期検波方式の場合について説明する。
復調部１１では、振幅と位相が既知であるパイロット信号を用い、入力された受信サンプル値系列から各搬送波の絶対振幅と絶対位相を算出し、更に、図４に示すように、信号空間上にしきい値(閾値)を設定し、これから受信信号点に対する復調領域を決定する。
【００３４】
そして、受信信号が特定の復調領域に存在したとき、該復調領域に対応する符号を復調結果として出力する。なお、この図４は、変調方式が１６ＱＡＭの場合について示したものである。
ここで、この１６ＱＡＭなどＱＡＭ系の変調方式の場合、信号点は格子上に乗るようにして配置される。
【００３５】
従って、図示のように、信号点間距離ＢはＩ軸方向とＱ軸方向で等しくなるのが一般的で、また、この場合、しきい値は信号点間の中心に位置するように設定されるので、しきい値間の距離も信号点間距離Ｂに等しくなっているのが一般的である。
【００３６】
なお、このようなディジタル変調方式は一応周知と考えられるので、詳しい説明は割愛するが、必要なら、例えば、
「ディジタル無線通信の変復調」  斉藤  洋一著  電子情報通信学会
に詳細な説明がある。
【００３７】
そして、復調部１１からは、図５に示すように、各搬送波に対する複素受信信号点Ｒと、受信信号点が存在する復調領域の中心位置Ｓ、つまり、受信信号が歪みを受けてない理想的な状態のとき信号点が存在することになるであろう本来の位置Ｓ、それに図４で説明した信号点間距離Ｂとが出力され、これらは信号点間距離対雑音演算部１０に入力される。
【００３８】
図６は、信号点間距離対雑音演算部１０の詳細で、ここに復調部１１から入力された出力の内、受信信号点(複素受信信号点)Ｒと中心位置Ｓは雑音レベル算出部１２に供給され、ここで、図５に示すように、これら複素受信信号点Ｒと中心位置Ｓの間の幾何学的な距離Ｌが算出される。
【００３９】
そうすると、この距離Ｌは受信信号の雑音レベルを表わすものとなる。
何故なら、もしも雑音がなけれは、つまり雑音レベルがゼロなら、複素受信信号点Ｒは中心位置Ｓになる筈だからである。
【００４０】
そこで、このように雑音レベルをＬとすると、雑音レベル算出部１２における雑音レベルＬの算出は、以下に説明するようにして行なわれる。
いま、複素受信信号点ＲのＩ軸方向への投影分をＲI、Ｑ軸方向への投影分をＲQ とすると、Ｒ＝ＲI＋ｊＲQ となる。ここで、ｊは複素数を表わす。
【００４１】
同様に、中心位置ＳのＩ軸方向への投影分をＳI、Ｑ軸方向への投影分をＳQ とすると、Ｓ＝ＳI＋ｊＳQ となる。
そうすると、雑音レベルＬは、次の(1)式で与えられることになり、従って、雑音レベル算出部１２は、この(1)式による演算を実行するのである。
【００４２】
【数１】
0003701851.tif 000002
なお、この(1)式を用いて雑音レベルＬを演算した場合には、正確な演算結果が得られるが、この場合、演算処理が複雑になり、回路規模の大きなハードウエアを要する。
そこで、次の(2)式から雑音レベルＬを演算するように雑音レベル算出部１２を構成してもよい。
Ｌ＝｜ＲI−ＳI｜＋｜ＲQ−ＳQ ………… (2)
【００４３】
この(2)式から雑音レベルＬを演算するようにした場合、上記(1)式の場合よりも回路規模は小さくできるが、しかし近似式であるため、誤差が多くなるのはやむを得ない。
【００４４】
雑音レベル算出部１２では、(1)式の演算を採用した場合も、(2)式の演算を採用した場合でも、受信信号の各シンボル毎、或いは数シンボル毎に雑音レベルＬの演算を行ない、次々と平均演算部１３に供給してゆく。
【００４５】
但し、このように受信信号の各シンボル毎、或いは数シンボル毎に次々と雑音レベルＬを演算した場合、それらにはバラツキが現われてしまうのが避けられない。
そこで、平均演算部１３を設け、これにより平均化する。
【００４６】
このときの平均演算部１３による平均化には、複数のシンボルにわたる加算平均化処理を用いればよく、例えば２５６シンボルの雑音レベルＬを加算した後、この加算結果を２５６のシンボル数で除算して平均値とするのである。
【００４７】
ここで、加算すべきシンボル数を、２のべき乗からなる数値になるようにしてやれば、上記した除算のための処理をビットシフト処理で得ることができ、平均演算部１３の構成が簡略化できる。
平均演算部１３から出力される雑音レベルの平均値は、次に雑音レベル補正部１４に入力される。
【００４８】
ここで、この雑音レベル補正部１４の機能は、実際に検出された雑音レベルの平均値と、理論的に与えられる雑音レベルの平均値との間に可否的に現われてしまう誤差を補正することである。
ここで、この誤差には、雑音自体が有する性質から発生するものと、雑音レベルの算出に際して発生してしまうものとの２種があるが、以下、まず、この誤差が発生する理由について説明する。
【００４９】
このような雑音は、ガウス分布を呈するのが一般的であるので、以下、ガウス雑音と呼ぶが、このガウス雑音が混入した場合での誤差の発生について、図７により説明する。
いま、送信側では、図示の信号点Ｓ１の信号を送信したとし、これがガウス雑音の混入により、受信側では、受信信号点Ｒになってしまったとする。
【００５０】
この場合、本来の信号点はＳ１なので、雑音レベルは、信号点Ｓ１と信号点Ｒの間の距離Ｌ’であり、従って、これか雑音レベルＬとして算出されるべきであるが、図示のように、この場合、受信信号点Ｒは中心位置Ｓ２に近いため、実際には、受信信号点Ｒと中心位置Ｓ２の間の距離Ｌ”を雑音レベルとして算出してしまう。
【００５１】
これは、ガウス雑音が、図示のように、裾野が大きく広がった分布を呈していて、たとえレベルが僅かでも、確率的には容易に隣り合う領域にまで受信点が侵入してしまうからであるが、更に雑音のレベルが高くなれば、それだけでも隣り合う領域に侵入してしまうノイズ成分が多くなるので、誤差量も増加してしまうのである。
【００５２】
この誤差は、上記した雑音自体が有する性質によるものであるが、これによる誤差量は雑音のレベルに関連する量なので、従って、誤差量を雑音レベルの関数として表わすことができるので、予め計算しておくことで対応可能である。
【００５３】
次に、雑音レベル算出に際して発生する誤差について説明すると、これは、端的に言えば、例えば、上記(1)式による雑音レベルＬの演算に代えて、近似式である(2)式を用いた場合に発生する誤差のことである。
【００５４】
しかも、この場合の平均的な誤差量は、(1)式を用いた場合の逓倍になることが知られている。
従って、これによる誤差も、採用した近似式の関数として与えられる量になるので、予め計算しておくことで対応が可能である。
【００５５】
以上の結果、雑音レベル補正部１４では、上記した各関数の逆関数による補正を施こしてやれば、雑音レベルに現われる誤差量の補正ができることになるが、この逆関数による補正を演算により実行しようとすると、一般的にはかなり複雑な演算を要する。
【００５６】
そこで、例えば逆関数による補正値が予め書き込まれているＲＯＭ(リード・オンリ・メモリ：Read Onry Memory)を用い、入力される補正前の雑音レベルによるテーブル検索処理により、補正値が与えられるように構成した雑音レベル補正部１４を用いてやればよい。
【００５７】
雑音レベル補正部１４から出力された正確な雑音レベルＮは除算部１５に供給される。
一方、この除算部１５には、復調部１１(図１)から信号点間距離Ｂも入力されていて、これにより、雑音レベルＮと信号点間距離Ｂの除算が実行される。
【００５８】
上記したように、復調部１１で復調処理する際に設定してあるしきい値間の距離は、図４で説明したように、各信号点間の距離に等しく、これが信号点間距離Ｂとして出力され、除算部１１に供給されている。
【００５９】
そこで、この除算部１１では、次の(3)式により、雑音レベルＮに対する信号点間距離Ｂの比率、すなわち信号点間距離対雑音比ＢＮＲが計算される。
ＢＮＲ＝Ｂ／Ｎ ……  …… (3)
従って、この除算部１４は、簡単な除算回路で構成することができる。
【００６０】
ここで、この実施形態では、信号点間距離対雑音比ＢＮＲを算出している理由は、次の通りである。
信号点間距離Ｂは、適用されている変調方式により、その値が異なっているので、使用されている変調方式の多値数を下げ、点間距離Ｂを上げてやれば、雑音耐性が増す。
【００６１】
従って、同じ雑音レベルでも、使用されている変調方式が異なれば、符号誤り特性も異なってしまう。
しかしながら、この実施形態のように、信号点間距離対雑音比ＢＮＲを用いてやれば、変調方式にかかわらず、同じ符号誤り特性として把握できることになるからである。
【００６２】
ここで、画像デコーダ(図２)に供給される復調結果については、既に説明したように、画像に劣化が生じるか否かの判定のためのしきい値として、符号誤り率が３×１０-4 程度が目安にしている。
【００６３】
従って、この３×１０-4 程度の符号誤り率に対応する値である信号点間距離対雑音比ＢＮＲが、変調方式にかかわらず同じ値を示すことは、画質の劣化を判定する上で極めて有利で、判定が容易になるであろうことは簡単に理解できる筈である。
【００６４】
除算部１５から出力された信号点間距離対雑音比ＢＮＲは対数変換部１６に供給される。
ここで、信号点間距離対雑音比ＢＮＲは線形特性で与えられるが、このような比率を表わす量の単位としては、デシベル表示が実用的であり判り易い。
そこで対数変換部１６を設け、対数変換された信号点間距離対雑音比ＢＮＲが得られるようにしているのである。
【００６５】
このとき、この対数変換処理をハードウエアで実現させようとすると、膨大な回路規模になる。
そこで、ここでも対数演算部１６としては、ＲＯＭによる対数変換テーブルを用意し、テーブル検索により対数変換値が与えられるように構成したものを使用すればよく、この対数演算部１６の出力は、最終的に信号点間距離対雑音演算部１０(図１)の出力となり、表示部１８に供給される。
【００６６】
表示部１６は、指針形計器や、ランプ、ＬＥＤ、液晶などを用いたアナログ表示手段又は数値によりディジタル表示する手段、或いはオシロスコープなどの信号波形を表示する手段を備え、これにより、対数変換された信号点間距離対雑音比ＢＮＲが視覚的に把握認識できる形で表現されるようにする。ここで、信号波形表示手段による場合には、信号点間距離対雑音比ＢＮＲ値を一旦、映像信号に変換する必要がある。
【００６７】
従って、この実施形態によれば、表示された信号点間距離対雑音比ＢＮＲから符号誤り率が推測でき、デコーダで画像劣化が発生するタイミングを確実に知ることができるので、的確なタイミングでのプログラム切換を容易に、しかも確実に得ることができ、この結果、放送画質の低下を充分に抑えることができる。
【００６８】
ここで、表示部１６は、上記した視覚的な表示による符号誤り率の表現と併用して、或いは、それと独立して、信号点間距離対雑音比ＢＮＲの値に応じて音階が変化する音響発生手段による聴覚形式による表現を用いてもよく、このとき、信号点間距離対雑音比ＢＮＲが画質の劣化が予想される値になったとき、警告ランプやブザー音などにより警報が発生されるように構成してもよい。
【００６９】
また、信号点間距離対雑音比ＢＮＲの表現と併用して、或いは独立に、それをコンピュータなどによる処理が可能なデータ形式に変換し、データ形式で表現されて出力されるように構成してもよい。
【００７０】
従って、この表示部１６による信号点間距離対雑音比ＢＮＲの表現は、視覚的な形式による表現に限らず、聴覚的な形式による表現でも、或いはコンピュータなどでのデータ処理に適合したデータ形式による表現など、所定の形式による表現なら、何れの形式によってもよい。
【００７１】
一方、上記したことと併用して、或いは、それと独立して、信号点間距離対雑音比ＢＮＲの値に応じて制御される切換回路を設け、符号誤りが発生する虞れが生じたときは、自動的に上記したプログラムの切換えが得られるようにしてもよい。
【００７２】
このとき、プログラムの切換から戻るときの制御も信号点間距離対雑音比ＢＮＲの値に応じて制御されるようにしてもよく、戻るときは手動操作で切換るように構成してもよい。
【００７３】
次に、本発明の他の実施形態について説明する。
まず、図８は、本発明の第２の実施形態で、この実施形態は、図６の実施形態における対数変換部１６に代えて、ＢＥＲ変換部１７を設けたものである。
ここで、このＢＥＲ変換部１７は、入力された信号点間距離対雑音比ＢＮＲを符号誤り率に変換して出力しる働きをするものである。
【００７４】
上記したように、ここでの符号誤り率は信号点間距離対雑音比ＢＮＲと強い相関があり、信号点間距離対雑音比ＢＮＲから予測可能であるから、これらを予めＲＯＭにテーブルとして書込んでおき、信号点間距離対雑音比ＢＮＲによるテーブル検索により、容易に符号誤り率を出力させることができる。
【００７５】
ここで、図２に示したシステムにおいて、画像デコーダ２５による符号誤り訂正処理とは別に、内符号として畳み込み訂正符号を用いるようにした符号誤り訂正方式を適用する場合がある。
【００７６】
この場合、上記図８の実施形態では、ＢＥＲ変換部１７による変換処理に、この畳み込み訂正符号での誤り率特性も考慮した変換が与えられるように構成してやれば、畳み込み訂正後での符号誤り率の予想値も得ることができる。
【００７７】
従って、上記実施形態によれば、信号点間距離対雑音比ＢＮＲ、或いは推定符号誤り率の検出が可能になるので、画像劣化が発生する限界点を容易にしることができ、的確なタイミングで画像の切換えを行なうことができる。
【００７８】
ところで、本発明の実施形態としては、上記した実施形態に限らず、他の構成も可能である。
まず、本発明の実施形態における平均演算部１３としては、上記した加算平均による構成以外にも、平均値を求める対象シンボルを逐次移動させながら平均値を求めるようにした、移動平均処理を用いるようにしてもよく、更には、ＦＩＲ(Finite Impulse Response)フィルタ又はＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタを用いて平均化するようにしても良い。
【００７９】
次に、除算部１５の他の実施形態について説明する。
上記したように、この除算処理は、それをハードウエアにより実現させようとすると、一般に回路規模が膨大になってしまう。
【００８０】
そこで、一応は上記したが、復調部１１で復調に際して設定すべきしきい値間の距離、すなわち信号点間距離Ｂについて、それが２のべき乗の数値になるように規格化してやる方法があり、この場合、(3)式で示した演算処理は、データのビットシフト処理だけで実現できるので、除算部１５に必要な回路規模を大幅に抑えることができる。
【００８１】
更に、本発明における信号点間距離対雑音演算部１０の他の実施形態として、図９に示す構成がある。
この図９の実施形態は、雑音レベル補正部１４と除算部１５、それに対数変換部１６又はＢＥＲ変換部１７による処理を、全てＲＯＭ変換部１９により、まとめて与えられるようにしたものである。
【００８２】
上記したように、これら雑音レベル補正部１４と除算部１５、それに対数変換部１６又はＢＥＲ変換部１７は、何れも夫々ＲＯＭテーブルに置換が可能であるから、これらを１個のＲＯＭ変換部１９に集約可能なことは明らかである。
【００８３】
そして、この場合、雑音レベルＮと信号点間距離Ｂの２種のデータから対数変換された信号点間距離対雑音比ＢＮＲ又は符号化率を出力するので、マトリクステーブル形式のＲＯＭを用いてＲＯＭ変換部１９を構成してやればよい。
従って、この図９の実施形態によれば、回路規模を大幅に削減することができる。
【００８４】
更に、この実施形態の場合、適用された変換方式における信号点間距離Ｂは、その変換方式により一義的に決まる筈であり、この場合、適用される変換方式の種類はさほど多くはなく、通常は数種に過ぎない。
【００８５】
従って、ＲＯＭ変換部１９に入力すべき信号点間距離Ｂに代えて、変換方式の種別を表わすデータを用いてやれば、ＲＯＭ変換部１９の入力データのビット数が削減でき、更に回路規模の削減を得ることができる。
【００８６】
次に、本発明の更に別の実施形態について説明する。
本発明が対象とするシステムの変調方式の一種に、直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ：Orthgonal Frequency Dvision Multiplexing)があるが、このシステムに本発明を適用した場合には更に効果的である。
【００８７】
ここで、まず、この直交周波数分割多重変調方式について説明すると、この方式はマルチキャリア変調方式の一種で、互いに位相が直交するｎ(ｎは数１０から数１００にわたる数値)の搬送波(キャリア)を用い、これらの搬送波に夫々ディジタル変調を施すようにした伝送方式であり、移動体伝送に適しているという特性がある。
【００８８】
既に説明した１６ＱＡＭなどＱＡＭ系のディジタル変調方式では搬送波の数は１本であり、この場合、図２で説明したＦＰＵシステムなどの移動体伝送には、実のところ、あまり適しているとは言えず、固定回線による伝送に適用されるのが一般的である。
【００８９】
固定回線の場合、その伝送路での伝播状況が変動することは少なく、安定しているため、一旦、画質劣化のない伝送路が選択された後は、画質劣化が発生する虞れは、まず無いといえる。
【００９０】
そこで、このようなシステムでは、上記したように、移動体伝送に適している直交周波数分割多重変調方式が採用されることが多いが、この場合でも、伝送路の伝播状況の変動による影響が全て免れられる訳ではなく、画質の劣化の可能性は多かれ少なかれ残ってしまう。
【００９１】
従って、この直交周波数分割多重変調方式を用いたシステムに本発明を適用して、画質劣化の発生タイミングを的確に検出することが極めて有効になるのであり、以下、この場合の本発明の実施形態について説明する。
【００９２】
ここで、この直交周波数分割多重変調方式を用いたシステムに本発明を適用する場合でも、上記実施形態における平均演算部１３の構成と演算処理が異なるだけで、その他は同じでよい。
従って、以下、主として、この平均演算部１３について説明する。
【００９３】
この平均演算部１３が異なっている理由は、直交周波数分割多重変調方式の場合、複数本の搬送波が存在することによる。
ここで、まず、本発明の実施形態としては、第１に複数本の有効搬送波の全てを平均化演算の対象とする場合と、第２にそれらの一部を間引いた残りの搬送波を対象にする場合とがある。
【００９４】
第１の実施形態では、１シンボル内に含まれる全ての有効搬送波の雑音レベルを加算し、加算結果を全ての有効搬送波の本数で除算するという平均加算処理を行なうものである。
この場合、平均加算処理が正確に得られるが、しかし、ハードウエアとしての回路規模が大きくなってしまうのはやむを得ない。
【００９５】
一方、第２の実施形態では、複数本の搬送波を所定の本数毎に間引いた上で平均化処理するのであるが、このときの処理としては、間引かれて残った搬送波の雑音レベルを加算した上で、同じ本数で除算する平均加算処理と、間引かれて残った搬送波の雑音レベルに対して、ＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタを適用した平均化処理とがある。
【００９６】
従って、この第２の実施形態の場合は、間引いた本数分、ハードウエアとしての回路規模が縮小できることになる。
ここで、この第２の実施形態の場合、更に、間引きすべき搬送波の本数を、直交周波数分割多重変調方式における有効搬送波の本数の約数に含まれない適当な素数に設定してあるが、以下、その理由について説明する。
【００９７】
直交周波数分割多重変調方式では、マルチパスが発生した場合、特定の搬送波にだけ減衰が生じるという周波数選択性フェージング現象が引き起こされるが、この場合、間引きの結果として、周波数選択性フェージングにより減衰を受けている搬送波だけが常に平均加算処理に用いられている状態になってしまったとすると、相対的に雑音レベルは高く測定されてしまう。
【００９８】
また、反対に、減衰を受けていない搬送波だけにより平均加算処理が行なわれている状態になったとすると、今度は雑音レベルが低く測定されてしまうことになり、この結果、何れの場合でも、全有効搬送波による平均雑音レベルから誤差を生じてしまう。
【００９９】
この事態は、間引く搬送波の本数が、直交周波数分割多重変調方式における有効搬送波の本数の約数になっていた場合に発生する。
従って、この事態が発生しないようにするためには、間引きすべき搬送波の本数を、直交周波数分割多重変調方式における有効搬送波の本数の約数に含まれない適当な素数に設定してやればよい。
【０１００】
この場合、雑音レベル測定のために使用する搬送波の間引き本数を設定することにより、雑音レベル測定に使用される搬送波はシンボル毎にずれて行くようになり、従って、上記事態の発生が抑えられるのである。
【０１０１】
従って、この実施形態によれば、雑音レベル測定用の搬送波がシンボル毎に同じ搬送波になってしまう虞れが無く、ほぼ全ての有効搬送波を雑音レベルの測定対象とすることができ、この結果、常に正確に雑音レベルの測定を得ることができる。
【０１０２】
【発明の効果】
本発明によれば、ディジタル変調方式での信号点間距離対雑音比を算出するようにしたので、容易に、しかも正確に符号誤り率を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル変調信号受信装置の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の一実施形態が適用対象とするＦＰＵシステムの一例を示すブロック構成図である。
【図３】ディジタル変調方式におけるコンスタレーションの説明図である。
【図４】１６ＱＡＭ変調方式における復調しきい値の説明図である。
【図５】１６ＱＡＭ変調方式における受信信号点の説明図である。
【図６】本発明の実施形態における信号点間距離対雑音演算部の一例を示すブロック構成図である。
【図７】ディジタル変調方式での雑音による誤差の説明図である。
【図８】本発明の実施形態における信号点間距離対雑音演算部の他の一例を示すブロック構成図である。
【図９】本発明の実施形態における信号点間距離対雑音演算部の更に別の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１０  信号点間距離対雑音演算部
１１  復調部
１２  雑音レベル算出部
１３  平均演算部
１４  雑音レベル補正部
１５  除算部
１６  対数換算部
１７  ＢＮＲ変調部
１８  表示部
１９  ＲＯＭ変調部
【図１】
0003701851.tif 000003
【図２】
0003701851.tif 000004
【図３】
0003701851.tif 000005
【図４】
0003701851.tif 000006
【図５】
0003701851.tif 000007
【図６】
0003701851.tif 000008
【図７】
0003701851.tif 000009
【図８】
0003701851.tif 000010
【図９】
0003701851.tif 000011