(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチ駆動回路からの信号により主スイッチをオン，オフすることにより直流電源からの入力電圧を昇圧または降圧して出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子と前記スイッチ駆動回路の電源端子との間を接続する信号線に介在されたダイオードと、前記直流電源と前記スイッチ駆動回路の電源端子との間を接続する信号線に介在されたスイッチと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが起動後、その出力電圧が定常値に達するまでは前記スイッチをオンし、定常値に達すると前記スイッチをオフするスイッチ切換手段とを具備し、
起動時には前記直流電源からの入力電圧で前記スイッチ駆動回路を動作させて前記主スイッチに信号を供給し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が定常値に達すると前記直流電源を前記スイッチ駆動回路から切り離して前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧で前記スイッチ駆動回路を動作させて前記主スイッチに信号を供給することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する
【背景技術】
【０００２】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を図５に示す。図示するように、ＤＣ−ＤＣコンバータは、バイポーラ型トランジスタやＭＯＳ型トランジスタ等の半導体素子を用いた主スイッチ１と、この主スイッチ１をオン，オフさせるためのパルス信号を発生するスイッチ駆動回路２と、前記主スイッチ１のオン，オフにより発振動作して直流電源からの入力電圧Ｖinを昇圧または降圧して所定の出力電圧Ｖoutを得るコンバータ回路３とから構成されている。
【０００３】
コンバータ回路３は、トランス、コイル、キャパシタ、抵抗、ダイオード等で構成され、その回路構成と主スイッチ１の接続方法とによって多くの方式がある。その代表的なものに、トランスをエネルギー蓄積や転送に用いるフライバックやフォワード型、コイルをエネルギー蓄積に用いるバック（降圧）、ブースト（昇圧）、バック・ブースト（昇降圧）型がある。いずれの方式においても、主スイッチ１にはバイポーラ型トランジスタ又はＭＯＳ型トランジスタを用い、スイッチ駆動回路２からの方形波パルス信号で駆動して主スイッチ１のオン・オフを行なっている。主スイッチ１をオン・オフさせるのに必要なパルス信号の振幅は、バイポーラ型トランジスタの場合約１ボルトであり、ＭＯＳ型トランジスタでは３〜４ボルトである。
【０００４】
一方、主スイッチ１の駆動にはRCCのような自励式を除くと、パルス発振器を含むスイッチ駆動回路２が用いられている。上記スイッチ駆動回路２に電源を供給する従来の回路を図６に示す。図６において、トランスＴ，キャパシタＣ０及びダイオードＤ０は、コンバータ回路３を構成する。バイポーラ型のトランジスタＴｒは、主スイッチ１を構成する。なお、主スイッチ１としてＭＯＳ型トランジスタを用いてもよい。
【０００５】
かかる構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、従来は、抵抗Ｒと定電圧ダイオードＺＤとからなるクランプ回路４を形成していた。そして、このクランプ回路４の入力端子にコンバータ回路３の出力端子を接続し、クランプ回路４の出力端子をスイッチ駆動回路２の電源端子に接続していた。また、コンバータ回路３の入力端子にダイオードＤ１のアノードを接続し、同ダイオードＤ１のカソードをクランプ回路４の入力端子に接続していた。これにより、コンバータ回路３の起動時には、コンバータ回路３への入力直流電圧ＶinがダイオードＤ１及びクランプ回路４を介してスイッチ駆動回路２の電源Ｖccとして供給され、コンバータ回路３の出力直流電圧Ｖoutが規定の電圧に達した定常時には、その出力直流電圧Ｖoutがクランプ回路４を介してスイッチ駆動回路２の電源Ｖccとして供給される。すなわち、スイッチ駆動回路２は、起動時には入力直流電圧Ｖinで動作し、定常時にはコンバータ回路３の出力直流電圧Ｖoutで動作していた（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平０５−４０５５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図６に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチ１としてバイポーラ型トランジスタＴｒ１を用いた場合には、その駆動パルス振幅には約１ボルト必要であり、ダイオードＤ１の順方向電圧降下は約０．７ボルトあるので、ＤＣ−ＤＣコンバータを起動するには２ボルト以上の入力直流電圧Ｖinが必要であった。その一方で、スイッチ駆動回路２の電源電圧Ｖccは一般に３〜５ボルトの範囲内である。このため、入力直流電圧Ｖinが５ボルト以上の場合も想定されるので、従来は、５ボルト以上の電圧を３〜５ボルトに定電圧化するためのクランプ回路４を利用していた。しかし、クランプ回路４は、抵抗Ｒと定電圧ダイオードＺＤによって構成されるので、抵抗による電圧降下のため起動最低電圧が上ってしまうとともに、その熱損失のためＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が低下するという問題があった。
【０００７】
また、前述したように、主スイッチ１にはバイポーラ型またはＭＯＳ型のいずれかのトランジスタが用いられていた。バイポーラ型トランジスタの場合はそのオン・オフに必要なパルス振幅は約１ボルトであるので、低い入力直流電圧Ｖinで起動できる。しかし、オンさせるにはベース駆動電力が必要であり、また、オンからオフに移る際に遅延があり、この遅延時間内はコレクタ・エミッタ間に入力直流電圧Ｖinがかかっているにも拘らずコレクタ電流が流れるので、大きな電力損失が生じる。このため高い電力変換効率は望めなかった。
【０００８】
一方、ＭＯＳ型トランジスタはオンさせるためのゲート電力は殆ど必要とせず、また、オンからオフに高速で遷移することができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチ１として適しており、極めて高い電力変換効率が期待できる。しかしながら、オン・オフさせるゲート駆動パルスとして３〜５ボルトの振幅が必要であり、このため、３ボルト以下の入力直流電圧Ｖinでは起動できないという問題があった。
【０００９】
本発明はこのような事情に基づいてなされたもので、その目的とするところは、低い入力直流電圧で動作し得、しかも高い電力変換効率が得られるＤＣ−ＤＣコンバータを提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、主スイッチをオン，オフすることにより直流電源からの入力電圧を昇圧または降圧して出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータに関し、請求項１に係る発明は、起動時には前記直流電源からの入力電圧でスイッチ駆動回路を動作させて主スイッチにオン，オフさせるための信号を供給し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が定常値に達すると直流電源をスイッチ駆動回路から切り離してＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧でスイッチ駆動回路を動作させて主スイッチにオン，オフさせるための信号を供給するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１２】
かかる手段を講じたことにより、本発明によれば、低い入力直流電圧で動作し得、しかも高い電力変換効率が得られるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。  
はじめに、低い入力直流電圧で動作し得、しかも高い電力変換効率が得られるＤＣ−ＤＣコンバータを得るための第１の手法として、主スイッチ１を駆動するスイッチ駆動回路２に電源を供給する電源回路を改良した第１の実施の形態について、図１を用いて説明する。
【００１４】
図１は、本実施の形態における電源回路の概略図であり、図６と共通する部分には同一符号を付している。すなわちこの電源回路は、コンバータ回路３の出力端子にダイオードＤ２のアノードを接続し、同ダイオードＤ２のカソードをスイッチ駆動回路２の電源端子に接続している。また、コンバータ回路３の入力端子とスイッチ駆動回路２の電源端子との間を短絡する信号線にスイッチＳＷを介在させている。このスイッチＳＷは、コンバータ回路３が起動後その出力直流電圧Ｖoutが規定の電圧に達するまではオン、出力直流電圧Ｖoutが規定の電圧に達した後の定常状態ではオフとなるように、出力直流電圧Ｖoutで制御されるものである。
【００１５】
このような構成を採用することにより、コンバータ回路３の起動時には、コンバータ回路３への入力直流電圧ＶinがスイッチＳＷを介してスイッチ駆動回路２の電源Ｖccとして供給される。一方、コンバータ回路３の出力直流電圧Ｖoutが規定の電圧に達した定常時には、その出力直流電圧ＶoutがダイオードＤ２を介してスイッチ駆動回路２の電源Ｖccとして供給される。
【００１６】
ここで、スイッチＳＷとして例えばｐｎｐトランジスタを用いることにより、オン時の端子間電圧降下はコレクタ・エミッタ間飽和電圧の約０．１ボルトである。したがって、ダイオードＤ１を用いた従来の電源回路と比べ、より低い入力電圧でＤＣ−ＤＣコンバータを起動することができる。
【００１７】
また、コンバータ回路３の出力直流電圧Ｖoutが規定の電圧に達した定常時は、スイッチＳＷがオフするので、入力直流電圧Vinはスイッチ駆動回路２の電源から切り離される。このため、ダイオードＤ２の順方向電圧降下分をＶbeとすると、スイッチ駆動回路２の電源電圧Ｖccは、一定値（Ｖout-Ｖbe）となる。したがって、スイッチ駆動回路２の電源回路にクランプ回路４のような電圧安定化回路は不要となるので、高い電力変換効率が得られるようになる。
【００１８】
この第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの一具体例を図２に示す。同図において、３０は一般的なフライバック方式のコンバータ回路、２０は２つのインバータ２１，２２からなるスイッチ駆動回路、５０はスイッチＳＷの機能を実現するスイッチング回路である。スイッチング回路５０は、３つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３と、４つの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４と、キャパシタＣ１とから構成されている。
【００１９】
かかる構成のスイッチング回路５０は、コンバータ回路３０の出力直流電圧Ｖoutが規定電圧に達するまでの起動期間ではトランジスタＴｒ２はオフ、トランジスタＴｒ３はオンとなっており、トランジスタＴｒ１のベース電流が抵抗Ｒ５を通って流れるので、トランジスタＴｒ１はオンとなる。これにより、スイッチ駆動回路２０の２つのインバータ２１，２２に入力直流電圧Vinが電源として供給されて動作し、主スイッチ１にパルス信号が供給されて、主スイッチ１がオン，オフを繰返す。
【００２０】
その後、コンバータ回路３０の出力直流電圧Ｖoutが規定の電圧に達すると、トランジスタＴｒ２はオン、トランジスタＴｒ３はオフとなり、トランジスタＴｒ１のベース電流経路は開放となるので、トランジスタＴｒ１はオフとなる。これにより、スイッチ駆動回路２０の２つのインバータ２１，２２には、ダイオードＤ２を介してコンバータ回路３０の出力直流電圧Ｖoutが供給されて動作が維持され、主スイッチ１にパルス信号が供給され続ける。
【００２１】
なお、この第１の実施の形態では、バイポーラ型トランジスタＴｒを主スイッチ１として使用したが、ＭＯＳ型トランジスタを主スイッチ１として使用しても、同様な作用効果を奏し得る。
【００２２】
次に、同じく低い入力直流電圧で動作し得、しかも高い電力変換効率が得られるＤＣ−ＤＣコンバータを得るための第２の手法として、主スイッチ１を改良した第２の実施の形態について、図３を用いて説明する。
【００２３】
図３は、本実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスＴ，ダイオードＤ０及びキャパシタＣ０を有し、入力直流電圧Ｖinを昇圧または降圧して出力直流電圧Ｖoutを得るコンバータ回路３と、このコンバータ回路３の主スイッチとして機能する主スイッチ回路１０と、主スイッチ回路１０をオン，オフさせるためのパルス信号を発生するスイッチ駆動回路２とで構成されている。
【００２４】
主スイッチ回路１０は、バイポーラ型トランジスタ１１とＭＯＳ型トランジスタ１２とを、コンバータ回路３におけるトランスＴの一次巻線に並列に接続するとともに、バイポーラ型トランジスタ１１のベースとスイッチ駆動回路２との間にスイッチング素子１３を介挿して構成されている。この主スイッチ回路１０において、スイッチング素子１３は、コンバータ回路３の起動時にはオン、コンバータ回路３の出力直流電圧Ｖoutが規定電圧に達した後の定常時はオフとなるように、出力直流電圧Ｖoutで制御されている。
【００２５】
このような構成を採用することにより、コンバータ回路３の起動時にはスイッチング素子１３がオンするので、バイポーラ型トランジスタ１１とＭＯＳ型トランジスタ１２の両方が動作可能となる。ここで、バイポーラ型トランジスタ１１はそのオン・オフに必要なパルス振幅は約１ボルトであるのに対し、ＭＯＳ型トランジスタ１２はゲート駆動パルスとして３〜５ボルトの振幅が必要である。したがって、入力直流電圧Ｖinが１〜２ボルト程度の低電圧であってもバイポーラ型トランジスタ１１はオン，オフ動作するので、コンバータ回路３を起動させることができる。
【００２６】
一方、コンバータ回路３の出力直流電圧Ｖoutが規定電圧に達した後の定常時にはスイッチング素子１３がオフするので、バイポーラ型トランジスタ１１は動作しなくなり、ＭＯＳ型トランジスタ１２のみが動作可能となる。この時点では、ＭＯＳ型トランジスタ１２の動作に必要な３〜５ボルトのゲート駆動パルスが供給されているので、定常時はＭＯＳ型トランジスタ１２がオン，オフすることによって、コンバータ回路３が動作し続ける。したがって、高効率の電圧変換が可能となる。
【００２７】
この第２の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの一具体例を図４に示す。同図において、３０は一般的なフライバック方式のコンバータ回路、２０は２つのインバータ２１，２２からなるスイッチ駆動回路、１０はバイポーラ型トランジスタ１１とＭＯＳ型トランジスタ１２とをトランスＴの一次巻線に並列に接続してなる主スイッチ回路１０である。主スイッチ回路１０のスイッチング素子１３は、ＮＯＲゲート１３１と定電圧ダイオード１３２と抵抗１３３とによって構成されている。
【００２８】
かかる構成の主スイッチ回路１０は、コンバータ回路３０の出力直流電圧Ｖoutが規定電圧に達するまでの起動期間では、ＮＯＲゲート１３１がインバータとして動作するので、バイポーラ型トランジスタ１１が主スイッチとして動作する。一方、コンバータ回路３０の出力直流電圧Ｖoutが規定の電圧に達すると、定電圧ダイオード１３２が導通する。これにより、ＮＯＲゲート１３１の出力がほぼ０ボルトとなるので、バイポーラ型トランジスタ１１は動作しなくなる。その結果、定常状態に達した以後は、ＭＯＳ型トランジスタ１２が主スイッチとして動作する。
【００２９】
なお、本発明は、その応用範囲として直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ−ＡＣインバータにも適用できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図。
【図２】同第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータを具現化した回路構成図。
【図３】本発明の第２の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図。
【図４】同第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータを具現化した回路構成図。
【図５】従来の一般的なＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図。
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチ駆動回路の電源回路図。
【符号の説明】
【００３１】
１…主スイッチ、２，２０…スイッチ駆動回路、３，３０…コンバータ回路、１０…主スイッチ回路、５０…スイッチング回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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