(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ入力信号（Ｓ１）をディジタル出力信号（Ｓ７）に変換する方法であって、
前記アナログ入力信号から、相異なる第１と第２のアナログ部分信号（Ｓ２、Ｓ４）が導出され、
前記第１と第２のアナログ部分信号がそれぞれアナログ−ディジタル変換（５、６）されて第１と第２のディジタル部分信号（Ｓ５、Ｓ６）が生成され、
前記第１と第２のディジタル部分信号がディジタル信号プロセッサ（７）またはこれと同等に動作するディジタル回路に供給されて、前記プロセッサまたはディジタル回路によって前記第１と第２のディジタル部分信号から前記ディジタル出力信号が生成され、
特徴として、前記第２のアナログ部分信号（Ｓ４）は、閾値レベルより小さい前記入力信号（Ｓ１）からの有用な情報を実質的に含まないように歪んでおり、前記第１のアナログ部分信号（Ｓ２）は前記入力信号と前記第２のアナログ部分信号とを適切な所定の符号関係で加算することによって生成され、その結果得られる前記第１のアナログ部分信号は前記第２のアナログ部分信号に対して相補的関係で歪んだ波形を有するものである、
方法。
【請求項２】
前記第２のアナログ部分信号（Ｓ４）を歪ませるために非線形伝達特性を有する回路網が設けられていることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第２のアナログ部分信号（Ｓ４）を歪ませるために背面結合ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）が設けられていることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記第１のアナログ部分信号（Ｓ２）が前記非線形回路網または前記背面結合ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）に供給されることを特徴とする、請求項２または３に記載の方法。
【請求項５】
前記アナログ入力信号（Ｓ１）が前記非線形回路網または前記背面結合ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）に供給されることを特徴とする、請求項２または３に記載の方法。
【請求項６】
所定の適切な符号と適正な振幅で前記第１と第２のアナログ部分信号（Ｓ２、Ｓ４）の所定の増幅を可能にして、前記信号プロセッサ（７）において前記第１と第２のディジタル部分信号（Ｓ５、Ｓ６）が合成されて、歪みのない前記ディジタル出力信号（Ｓ７）が形成されることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記第２のディジタル部分信号（Ｓ６）が前記入力信号（Ｓ１）からの有用な情報を含まない限り、前記第２のディジタル部分信号が遮断されまたは用いられずに前記信号プロセッサ（７）において前記ディジタル出力信号（Ｓ７）が形成されることを特徴とする、請求項１乃至６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記第２のディジタル部分信号（Ｓ６）を遮断するための切換情報が、前記第２のディジタル部分信号を基準値と比較することによって得られることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記第２のディジタル部分信号（Ｓ６）を遮断するための切換情報が、前記第１のディジタル部分信号（Ｓ５）を基準値と比較することによって得られることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記第１と第２のディジタル部分信号（Ｓ５、Ｓ６）が信号伝送路または記憶媒体（８、９）を介して供給され、送信されたまたは読み出された前記第１と第２のディジタル部分信号が前記信号伝送路の受信側または記憶媒体において前記信号プロセッサ（７）に供給されて、そこで合成されて前記ディジタル出力信号（Ｓ７）が形成されることを特徴とする、請求項１乃至９のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
アナログ入力信号（Ｓ１）をディジタル出力信号（Ｓ７）に変換する装置であって、
前記アナログ入力信号から、相異なる第１と第２のアナログ部分信号（Ｓ２、Ｓ４）を導出する導出手段と、
前記第１と第２のアナログ部分信号をそれぞれ第１と第２のディジタル部分信号（Ｓ５、Ｓ６）にアナログ−ディジタル変換するアナログ−ディジタル変換手段（５、６）と、
前記第１と第２のディジタル部分信号が供給され、前記第１と第２のディジタル部分信号から前記ディジタル出力信号を生成する手段（７）と、
を具え、
特徴として、前記第２のアナログ部分信号（Ｓ４）は、閾値レベルより小さい前記入力信号（Ｓ１）からの有用な情報を実質的に含まないように歪んでおり、前記第１のアナログ部分信号（Ｓ２）は前記入力信号と前記第２のアナログ部分信号とを適切な所定の符号関係で加算することによって生成され、その結果得られる前記第１のアナログ部分信号は前記第２のアナログ部分信号に対して相補的関係で歪んだ波形を有するものである、
装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、請求項１の前文部分による方法に関するものである。この形式の方法は一般に知られている。
【０００２】
【発明の背景】
所謂デルタ−シグマ変換器（delta-sigma converter）は、特にオーディオ領域のアナログ有効信号の高解像度（resolution、分解能）変換に好んで使用される。これらの変換器は変調器制御回路において極めて高いパルス率（パルス周波数）をもったデータの流れを生じさせ、この場合ディジタル出力信号のディジタル状態の面積はアナログ情報を表わす。従って、ディジタル情報は最初時間面（time plane）で受信され、有効信号の達成可能な解像度はパルス周波数の関数を表わす。しかしながら、ジッタの形の信号パルス・エッジの不正確さおよびエッジ・ノイズが有効情報に直接入り込むので、パルス周波数を任意に高く選択することはできない。現在利用できる技術を使用することにより、２４ビット解像度と約１１７ｄＢ（Ａ−重付け：A-weighted）のダイナミック（ノイズとフル制御スケール間の信号間隔）の解像度がデルタ−シグマ変換器で達成される。しかしながら、これらの値は、プロフェッショナル用のオーディオ信号処理の分野で必要とされるダイナミック・データよりも約１５乃至２５ｄＢ低い。
【０００３】
占有ダイナミック・レンジ（動的範囲）を幾つか、図１に具体的に示すように好ましくは２つの部分レンジ（範囲）に分割することは、アナログ−ディジタル変換時のダイナミック・レンジを拡大するために一般に知られている。図１は、入力信号Ｓ１が第１の信号路中で加算器２を経て増幅器３に伝送されることを示しており、ここで低レベル信号は例えば＋３０ｄＢアナログ増幅される。増幅された信号Ｓ２は第１の信号路でアナログ−ディジタル変換器５に供給される。入力信号Ｓ１はさらに第２の信号路に供給され、増幅されることなく第２のアナログーディジタル変換器６に供給される。次に、第１の信号路と第２の信号路からの２つのディジタル化された信号Ｓ５とＳ６はディジタル信号プロセッサ７に供給されて、さらに信号処理される。このプロセッサの出力側で信号Ｓ５とＳ６を組み合わせることにより最終ディジタル出力信号Ｓ７が発生される。
【０００４】
第１の信号路中の増幅器３またはアナログ−ディジタル変換器５をオーバードライブ（過励振）することのない小さな信号振幅の場合は、出力信号Ｓ７を発生するために、ディジタル信号Ｓ５はディジタル信号プロセッサ７の助けを借りて増幅器３の増幅度だけ減衰される。その結果、アナログ−ディジタル変換器５からのディジタル・ノイズは同じ大きさだけ減少する。増幅器３の増幅度だけ減衰したディジタル信号Ｓ５は、次にディジタル信号プロセッサ７によって切り換えられて出力信号Ｓ７として通過させられる。これに対して、アナログ−ディジタル変換器６の出力におけるディジタル信号Ｓ６はディジタル信号プロセッサ７によって遮断（ターン・オフ）された状態にある。
【０００５】
第１のアナログ−ディジタル変換器５によってもはや処理することができないより大きな信号振幅の場合は、この変換器５のディジタル出力信号Ｓ５は、ディジタル信号プロセッサ７によって遮断（ターン・オフ）または消去される。増幅されていない入力信号Ｓ１から得られたアナログ−ディジタル変換器６からのディジタル出力信号Ｓ６は、ディジタル信号プロセッサ７によって出力信号Ｓ７として使用される。
【０００６】
増幅器３の好ましくないオーバードライブを回避するために、増幅器３の負帰還路中に例えば背面結合（ｂａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃｋ）ダイオードＤ１、Ｄ２の形式の非線形回路網を接続することができる。その結果、アナログ−ディジタル変換器５の変調範囲を超過する大きな信号振幅に対しては増幅器３の増幅度が低下し、制限（減衰）される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図１を参照して説明した方法は、“ゲイン・ステージング（ｇａｉｎ  ｓｔａｇｉｎｇ）”として専門部会で知られており、特に次に示すような欠点がある。
−  第１または第２の信号路からのディジタル化された信号Ｓ５、Ｓ６の引継ぎ（引渡し、テイクオーバー：ｔａｋｅｏｖｅｒ）期間中の転換（切換え：ｃｈａｎｇｅｏｖｅｒ）点におけるディジタル出力信号Ｓ７中の有効情報の解像度が急激に変化する。転換点は、典型的には有効信号に対するダイナミック動作レンジの中心にある。この解像度の急激な変化は、特に高レベルおよび非常に低レベルの音声が同時に生じるオーディオ・プログラミング信号に影響を及ぼす。
−  特に高周波信号成分に関して変化するディジタル化された有効信号から転換点（切換え点）を時間的に適正に検出することは、特にアナログ−ディジタル変換器の原理による極端な帯域幅の制限があることにより、少なからず問題がある。
−  相補的な影響をもつアナログ信号処理とディジタル信号処理との間の増幅と時間的動作に関するバランスの精度は、歪みを防止するために特に高くなければならない。
−  第１の信号路中の増幅器３の意図的なオーバードライブ（過励振）には高い要求が課せられる。これには全く遅延を伴うことなく動作する必要があり、特にオーバードライブ状態から正規の動作状態への変換は重要である（厳密である）。
−  第１の信号路中の増幅器３の意図的なオーバードライブがたとえ全く問題なく行われたとしても、信号Ｓ６からＳ５への転換の瞬間におけるエラーを避けることができない。これは、アナログ−ディジタル変換器５中のディジタル・デシメーション（ｄｉｇｉｔａｌ  ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）フィルタが、アナログ−ディジタル変換器５のオーバードライブによる誤りのあるデータを含み、０．５乃至１ミリ秒の範囲の典型的な処理時間（通過時間、スループット）後まで問題なしに動作を開始することはないという事実によるものである。
【０００８】
従って、本発明の目的は、上述の形式の方法を使用して、有効な信号に対する信号解像度およびスイッチング（切換え）動作の急激な変化を防止することにある。さらに、本発明の目的は、２個の信号路を一層有効に利用して、より大きい信号振幅に対してより高いあるいは最大可能な信号解像度を実現し、従ってダイナミック・レンジを拡大し、同時にディジタル後処理に関して単純でエラーのない臨界的でない（重要でない）信号処理を可能にすることにある。
【０００９】
本発明の目的は、請求項１の特徴をなす構成、動作によって達成される。請求項１による本発明の好ましい方法の実施形態、変形例は従属請求項から理解することができよう。
【００１０】
以下、図示の実施形態を参照しつつ本発明をさらに詳細に説明する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明による方法を実施するための図２に示す回路構成には、図１の回路構成と同様に第１および第２の信号路が設けられている。第１の信号路は図１による回路構成と同じ様に構成されており、すなわち加算器２、増幅器３およびアナログ−ディジタル変換器５を含んでいる。第２の信号路はさらにアナログ−ディジタル変換器６を含み、第１のアナログ−ディジタル変換器５と第２のアナログ−ディジタル変換器６のディジタル化された出力信号Ｓ５およびＳ６はディジタル信号プロセッサ７に供給され、該ディジタル信号プロセッサ７は所望のディジタル出力信号Ｓ７を発生する。第１の信号路中の増幅器３はまた小さな信号成分を増幅するように作用し、この信号成分は、第１のアナログ−ディジタル変換器５のノイズレベル以上と表されるべきものである。このため、アナログ−ディジタル変換器５をオーバードライブする信号成分は、増幅器３の負帰還分枝路中の非線形回路網Ｄ１、Ｄ２の作用により振幅の増大に伴って予め小さく増幅される。非線形負帰還の結果として、増幅器３の出力信号Ｓ２は特定の信号振幅以上で歪んだ信号形状を呈し、これは負帰還分枝路中の背面結合ダイオードＤ１、Ｄ２の対数的特性曲線に追従する。図において、破線および破線に結合されたダイオードは、図１との比較のために図１から削除されたことを示している。
【００１２】
図２による回路構成によって実施される方法の基本的な考え方は、増幅器３の出力における制限されたあるいは歪んだ信号Ｓ２が、あたかも線形相互接続によって、または加算器２で２個の信号、すなわち線形入力信号Ｓ１と歪んだ信号Ｓ４とを加算することによって発生されたもの、と見ることができるというものである。従って、生成された信号Ｓ２は歪んだ信号Ｓ４に対して相補的に歪んだ信号形式になる。歪んだ信号Ｓ４は第２の信号路中で後程説明する態様で発生され、この第２の信号路中のアナログ−ディジタル変換器６に供給される。従って、ディジタル信号プロセッサ７には相補的に歪んだ２個のディジタル信号Ｓ５とＳ６が供給され、これらの各信号はディジタル信号プロセッサ７中で適正な数学的符号と適正な振幅で、すなわち増幅器３の選択された増幅度の比で組み合わされる。その結果、信号プロセッサ７の出力において歪みのないディジタル出力信号Ｓ７が生成される。ディジタル信号プロセッサ７は、これと同じように動作する任意のディジタル回路構成と置換できることを理解することができよう。
【００１３】
第２の信号路中には図示の実施例の歪んだ信号Ｓ４を発生させるための２個の背面結合されたダイオードＤ１およびＤ２が設けられている。増幅器３の出力における増幅された信号Ｓ２は、該増幅器３の負帰還分枝路中の背面結合されたダイオードＤ１およびＤ２に対する場合と同様に、上記２個の背面結合されたダイオードに供給される。背面結合ダイオードＤ１とＤ２によって第２の信号路中で歪まされた信号Ｓ３は増幅器４の入力に供給され、該増幅器４はその出力に歪んだ信号Ｓ４を発生する。前述のように、この歪んだ信号Ｓ４は第２の信号路中のアナログ−ディジタル変換器６に供給され、また加算器２に供給される。加算器２で歪んだ信号Ｓ４を線形入力信号Ｓ１に加算することにより、負帰還路の目的（意図）の範囲内で線形で且つ適正な数学的符号が生じる。その結果、歪んだ信号Ｓ４の負帰還路を経由する閉制御回路が形成され、これによって自動的に信号Ｓ２に対して相補的に歪まされた、相補的に歪んだ信号Ｓ３およびＳ４が生成される。相補的に歪んだ信号Ｓ３とＳ４との間の信号振幅比をバランスさせるために増幅器４の増幅度は例えば増幅度２（＋６ｄＢ）に調整される。
【００１４】
図４に相補的に歪んだ信号Ｓ２およびＳ４の信号曲線が示されている（単に特性、性質を示したもので、可能な尺度（スケーリング）については考慮していない）。これから明らかなように、信号Ｓ４は、第２の信号路中で背面結合ダイオードＤ１、Ｄ２の閾値以下の如何なる情報も担持していない。従って、アナログ−ディジタル変換器６の出力における対応するディジタル化された信号Ｓ６もまた如何なる有効情報も含まず、内部ノイズのみを含む。ディジタル信号プロセッサ７でディジタル化された信号Ｓ５、Ｓ６を処理することにより、この場合はディジタル信号Ｓ６を遮断（スイッチ・オフ）することにより、すなわちディジタル出力信号Ｓ７を発生させるためにそのディジタル信号Ｓ６を使用しないことにより、帰還路が全く存在しない場合の内部ノイズを抑制することができる。
【００１５】
アナログ−ディジタル変換器５中のノイズをアナログ入力信号のノイズよりも遙かに小さくなるように低下させるために、増幅器３の増幅度を任意に選択することができ、アナログとディジタル・ノイズとの間に言及するに足りる程度のノイズが付加されることはない。このことから、ディジタル信号Ｓ５とＳ６の加算に当たって、じゃまな（干渉性の）ディジタル・ノイズ成分を含む状態では、アナログ−ディジタル変換器５の出力において、信号Ｓ５は増幅器３の増幅度だけ減衰（低減）される。
【００１６】
第２の信号路中で増幅器４の入力の前に設置（インストール）された非線形回路網は背面結合ダイオード以外の方法によっても実現できることは明らかである。いずれの場合も、適正に相補的に歪んだ信号Ｓ３は歪んだ信号Ｓ４を加算器２に線形状態で供給することによって自動的に発生されるから、非線形回路網は伝送特性および公差（トレランス）に関して全く重要でない（厳密なものではない）。信号Ｓ３とＳ４の間の所望の振幅比に関して、信号Ｓ３から歪んだ信号Ｓ４を発生させ、信号Ｓ４を加算器２に負帰還的に供給することは、これによって閉制御回路の安定化効果を生じさせることから有効である。
【００１７】
しかしながら、実際には歪んだ信号Ｓ４を線形入力信号Ｓ１から直接得ることによってもこの方法を実施することができる。この形式の回路が図３に示されている。この変形例では、入力信号Ｓ１は増幅器４の前で非線形回路網（例えば、背面結合ダイオードＤ１、Ｄ２）に直接供給される。
【００１８】
全体からみて、本発明による方法は次のような有利な特徴を有している。
−  増幅器３とアナログ−ディジタル変換器５を具えた高分解能（resolution、解像度）の第１の信号路は常に動作状態（有効状態）にあり、決して遮断または消去されることはなく、このため如何なる瞬間においてもディジタル出力信号Ｓ７を発生するのに寄与している。
−  増幅器３の差動増幅用の尺度（基準、メジャー）としての分解能は、非線形回路網が有効になる時点で減少し始める。図２また図３に示す実施例では、背面結合ダイオードＤ１／Ｄ２の閾値で分解能が低下し始める。この分解能の低下は、振幅が増大するに従ってゆっくりと、連続的に、自動的に、常に必要な最少程度だけ生じ、正規の動作をするダイナミック・レンジでは分解能の低下はないか、僅かな分解能の低下が生じるのみである。その結果、信号の振幅の各点は理論的に可能な分解能でもって伝送される。
−  変調範囲に制限がある場合でも、両方の信号路は有効な信号を示すのに寄与し、高分解能でより低い総合ノイズを実現することができる。
−  アナログ−ディジタル変換器６の出力において、そこに存在するノイズを抑制するためのディジタル化された信号Ｓ６のスイッチングは、有効な信号がスイッチングされないことにより重要でなく（厳密でなく）、または反動（反作用）を呈することもない。スイッチング情報は、２個の信号路から、好ましくは常に動作状態にある第１の信号路の有効な信号から容易に且つ適正なタイミングで得ることができる。
−  ディジタル信号プロセッサ７におけるディジタル化された信号Ｓ５、Ｓ６の組み合わせ（合成）は、純粋に数字で且つ補間による汚染のない純粋な状態で行われ、それによってディジタル出力信号Ｓ７には歪みは殆ど生じない。場合によっては、補間キャラクタを適用することにより、ディジタル信号プロセッサ７にフェージング（オーバラップ）・アルゴリズムを必要としない。
−  全ダイナミック・レンジにわたって２個のアナログ−ディジタル変換器５、６のオーバードライブが生じることはなく、その結果、アナログ−ディジタル変換器中のデシメーション・フィルタは時間的に任意の点で数学的に正しいデータを含むことになる。
【００１９】
本発明の方法によれば、基本的には入力信号Ｓ１を２個以上の信号路に分割することも可能で、このより多くの信号路に対応する幾つかの部分信号から相補的に歪んだ信号Ｓ４が生成される。これらの幾つかの部分信号、歪んだ信号Ｓ４に対応するその和、または信号Ｓ２の相補歪み成分は、対応する数のアナログ−ディジタル変換器に供給される。
【００２０】
部分信号は、もし必要があればこれらの部分信号を発生させるための非線形回路網用の異なる伝送特性をもって図２また図３に示す回路の信号Ｓ４と同様に発生される。
【００２１】
図５の実施例を参照して示すように、本発明による方法は、一般に任意の信号伝送用のダイナミック・レンジを拡大するために使用される。この場合、通常の制限されたダイナミック（＝チャンネル８、９）をもった任意の伝送路または記憶媒体がアナログ−ディジタル変換器５、６と信号プロセッサ７の入力側との間に設けられている。勿論、チャンネル８、９に各別のアナログ−ディジタル変換器が設けられておれば、アナログ−ディジタル５、６を省略することができる。この場合、これらの両方のチャンネル８、９が広い範囲にわたって基本的に同じ形式の動作（振舞い）を呈する限り、個々のチャネル８、９の伝送特性は何の役割も果たさない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１はアナログ−ディジタル変換方法を実施するための従来の回路構成の一例を示す図である。
【図２】  図２は本発明による方法を実施するための回路構成の例を示す図である。
【図３】  図３は本発明による方法を実施するための他の回路構成の例を示す図である。
【図４】  図４は、図２または図３による回路構成の第１および第２の信号路中の相補的に歪んだ信号に関する信号曲線を示す図である。
【図５】  図５は本発明による方法を実施するための回路構成の変形例を示す回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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