(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧または直流電流を生成するための電流供給回路であって、スイッチングレギュレータ（１０）と、少なくとも１つの付加的回路（１４、１４’）と分離ダイオード（Ｄ３，Ｄ３’，Ｄ４）とを有し、
前記スイッチングレギュレータは、第１の出力側（１１）に第１の領域にある出力電圧（Ｕ−）を、少なくとも１つのスイッチング素子（Ｔ１）のスイッチング動作により生成し、
前記付加的回路は、スイッチングレギュレータ（１０）内の接続点（１３）に発生する交番パラメータ（１５）から第２の出力側（１７）に第２の領域にある出力電圧（Ｕ＋，Ｕ’＋）を生成し、
前記分離ダイオードは、両方の出力側（１１、１７）を共通の出力側（１８）にまとめ、
負荷（Ｌ）が、スイッチングレギュレータ（１０）の第１の出力側（１１）と前記共通の出力側（１８）との間に接続される、
ことを特徴とする電流供給回路。
【請求項２】
スイッチングレギュレータ（１０）にある接続点（１３）に少なくとも１つのコイル（Ｌ２）が接続されている、請求項１記載の電流供給回路。
【請求項３】
スイッチングレギュレータ（１０）は導通型変換器として、付加的回路（１４）は阻止型変換器として動作する、請求項１記載の電流供給回路。
【請求項４】
付加的回路（１４）は遮断可能である、請求項１記載の電流供給回路。
【請求項５】
付加的回路（１４）は、共通の出力側（１８）に印加される電圧に依存して切り替え可能であり、前記電圧は比較器（２２）により所定の閾値と比較される、請求項４記載の電流供給回路。
【請求項６】
エネルギーの供給される負荷（Ｌ）が、スイッチングレギュレータ（１０）の第１の出力側（１１）と共通の出力側（１８）に接続されている、請求項１記載の電流供給回路。
【請求項７】
スイッチングレギュレータ（１０）の第１の出力側（１１）に生成される出力電流は所定の値に制御される、請求項１記載の電流供給回路。
【請求項８】
付加的回路（１４、１４’）の第２の出力側に印加される第２の出力電圧（Ｕ＋，Ｕ’＋）は、スイッチングレギュレータ（１０）の第１の出力側に発生する第１の出力電圧よりも正の値を有する、請求項１記載の電流供給回路。
【請求項９】
エネルギーの供給される負荷（Ｌ）としてガス放電ランプが設けられている、請求項１記載の電流供給回路。
【請求項１０】
ガス放電ランプは金属添加高圧ガス放電ランプである、請求項９記載の電流供給回路。
【発明の詳細な説明】
従来の技術
本発明は、スイッチングレギュレータを有する電気負荷に給電するための電流供給回路に関する。スイッチングレギュレータは、基礎刊行物から公知である。相応の回路が例えば専門書、J.Beckmann著、“Getaktete Stromversorgung”,Franzis-Verlag,1990,9-34頁から公知である。スイッチングレギュレータは、少なくとも１つの半導体電力構成素子を有し、この素子は制御回路によって形成されたスイッチ信号により完全にスイッチオン・オフされる。誘導性および容量性構成素子との共働で、エネルギー源により形成されたエネルギーが、所定の出力電圧または所定の出力電流により形成される。既に述べた基礎刊行物に電流供給回路が記載されている。この電流供給回路は所定の入力直流電圧を比較的に低い、または高い出力直流電圧に変換する。IEEE Power Electronics Specialists Conference in Palo Alto,Colfornien,1977、６月１４〜１６日開催の専門会議についての報告書から、ステップアップ変換器およびステップダウン変換器の組合せに相応する直流電圧変換器が公知である。公知の電流供給回路では、入力直流電圧源の正の端子が第１のコイルに接続されている。第１のコイルは、第１のコンデンサに接続されている。半導体電力構成素子は、第１のコイルと第１のコンデンサとの間の接続点と、第１のコンデンサと第２のコイルとの間の接続点を交互に、入力直流電圧源と負荷との間にある共通の点に接続する。第２のコイルは負荷に直列に接続されている。負荷に並列に平滑化のための第２のコンデンサが接続されている。半導体電力構成素子は、第１のコイルに接続されたトランジスタと、第２のコイルに接続されたダイオードによって実現することができる。ここではトランジスタもダイオードも、入力側直流電圧源と負荷との間の共通の点に接続されている。
少なくとも１つの半導体電力構成素子の相応の制御によって、設定すべき出力電圧または設定すべき出力電流を所定の限界内で変化することができる。設定すべき領域を大きくすることは、部分領域での電流供給回路の作用効率が低下するという欠点を伴う。さらに少なくとも部分領域において電磁障害輻射の形成が上昇することを考慮しなければならない。
発明の利点
本発明の電流供給回路は、電流供給回路の出力側に接続された負荷が使用する電圧または電流がさらに広い領域を有することができるという利点を有する。
スイッチングレギュレータは、第１の出力側に第１の電圧領域にある出力電圧を、少なくとも１つの半導体電力構成素子のスイッチング動作によって生成する。付加的回路が、スイッチングレギュレータ内に発生する交番パラメータから第２の出力側に、第２の出力電圧領域にある出力電圧を生成する。ここで第２の電圧領域は第１の出力電圧領域よりも高い。２つの出力側は分離ダイオードを介して共通の出力側に導かれており、この出力側に負荷が接続されている。
２つの出力電圧を設定する代わりに、同じように２つの異なる出力電流を設定することもできる。その場合は負荷の内部抵抗が電圧を設定する。電圧または電流の設定は、比較的高い電圧が印加される出力側で比較的に小さな電流が使用される場合も含む。
本発明の重要な利点は、電気素子を多重利用することにより得られる簡単な実現可能性である。これら電位素子はいずれにしろ、第１の出力側を有するスイッチングレギュレータに設けられている。付加的回路に対する交番パラメータの出力結合はすべての変換器形式で可能である。少なくともスイッチングレギュレータの半導体電力構成素子は付加的回路において節約することができる。本発明の電流供給回路は、導通型変換器としてのスイッチングレギュレータの実現を可能にし、一方付加的回路は阻止型変換器として実現される。
選択自由な実現可能性に基づき、本発明の電流供給回路は種々異なる出力電圧領域または出力電流領域への要求、並びに使用すべきエネルギーに適合することができる。
本発明の電流供給回路の有利な実施例および構成は従属請求項に記載されている。
スイッチングレギュレータ内で、付加的回路に対して導出される交番パラメータは、有利にはスイッチングレギュレータの誘導性素子から取り出される。誘導性構成素子には場合により、半導体電力構成素子よりも高い電圧跳躍が発生する。付加的回路に出力される電流を制限するための付加的チョークは従って、適切なスイッチングレギュレータでは省略することができる。
有利な実施例では、付加的回路の遮断手段が設けられる。遮断は、接続された負荷に給電するために比較的高い電圧が必要なくなったときに行うことができる。遮断は、電流供給回路の効率を、付加的回路での損失をなくすことで向上させる。
この実施例の構成では、付加的回路の手段が共通の出力側に印加される電圧に依存して行われる。出力電圧は比較器で所定の閾値と比較される。閾値を越える場合には、遮断信号が電気機械的スイッチまたは半導体スイッチを開放する。有利にはトランジスタが付加的回路の手段のために設けられ、このトランジスタのスイッチ区間は本発明の電流供給回路の第２の出力側に直列に接続される。
本発明の電流供給回路はとくに可変の内部抵抗を有する電気的負荷のエネルギー供給に適する。この種の負荷は例えばガス放電ランプである。ガス放電ランプでは印加される電圧とランプ電流の関係が線形ではない。ガス放電ランプを点弧し駆動するためには種々異なる電圧が必要である。ガス放電ランプの点弧には高電圧パルスが必要である。この高電圧パルスはランプ充填圧に依存して数ｋＶに達することもある。点弧直後にはガス放電ランプは、後続の燃焼電圧よりも高い移行電圧を必要とする。移行フェーズでは、ランププラズマが点弧スパークチャネルから始めって形成される。移行電圧は燃焼電圧より係数１０倍上にあることもある。本発明の電流供給回路は、移行電圧と燃焼電圧両方の形成に特に適する。付加的回路から出力された電圧は移行電圧に相応し、スイッチングレギュレータから出力された電圧は後続の燃焼電圧に相応する。付加的回路により形成された比較的に高い第２の電圧は別個の点弧回路にエネルギー供給するのに用いることができる。比較的に高い電圧レベルは、点弧回路に設けるべき変換比を比較的に小さくすることができるという利点を有する。
本発明の電流供給回路により生成された直流電圧は有利には後置接続されたＤＣ／ＡＣコンバータにより交流電圧に変換される。交流電圧はガス放電ランプの駆動に直流電圧よりも適する。
本発明の電流供給回路の有利な実施例は従属請求項と以下の説明から明らかである。
図面
図は本発明の電流供給回路の回路図を示す。
図に示されたスイッチングレギュレータ１０は第１の出力側に第１の出力電圧Ｕ−を生成する。エネルギーはエネルギー源Ｂにより生成される。本発明の電流供給回路の電圧はアース１２に接地される。
アース１２に接続されたエネルギー源Ｂは第１のコイルＬ１と接続されている。第１のコイルＬ１の他方の端子は第１のトランジスタＴ１を介してアース１２と接続されている。第１のコイルＬ１も第１のトランジスタＴ１も第２のコイルＬ２を介して接続点１３に接続されている。この接続点には第１のコンデンサＣ１も接続されている。第１と第２のコイルＬ１．Ｌ２は変成器として結合されている。第１のコンデンサＣ１の他方の端子は一方では第１のダイオードＤ１を介してアース１２に、他方では第３のコイルＬ３を介して第１の出力側１１と接続されている。第１の出力側１１とアース１２との間には第２のコンデンサＣ２が接続されている。
付加的回路１４に含まれる第４のコイルＬ４はスイッチングレギュレータ１０の接続点１３に接続されている。スイッチングレギュレータ１０内の接続点１３に発生する交番パラメータ１５は付加的回路１４に供給される。交番パラメータ１５は第４のコイルＬ４、第２のダイオードＤ２および第２のトランジスタ１６を介して第２の出力側１７に達する。この出力側は付加的回路１４の出力側に相応する。第２のダイオードＤ２と第２のトランジスタ１６との間の接続点には、アース１２に対して接続された第３のコンデンサＣ３が接続されている。第２の出力側１７には第２の出力電圧Ｕ＋が発生する。
第１の出力側１１と第２の出力側１７は共通の出力側１８に接続されており、この出力側１８には負荷Ｌが接続されている。両方の出力側１１、１７は第３と第４のダイオードＤ３，Ｄ４によって相互に分離されている。第３のダイオードＤ３は第２の出力側１７を共通の出力側１８に接続する。第４のダイオードＤ４は共通の出力側１８とアース１２との間の接続されている。負荷Ｌは共通の出力側１８と第１の出力側１１との間に接続されている。
スイッチングレギュレータ１０に含まれる第１のトランジスタＴ１をスイッチングするために制御回路１９が設けられている。この制御回路は第１の制御信号２０を、第１の出力側１１に流れる電流に依存して形成する。この電流は電流センサ２１により検出される。
付加的回路１４に含まれるスイッチングトランジスタ１６を操作するために比較器２２が設けられている。この比較器は第２の制御信号２３を出力する。比較器２２は、共通の出力側１８に印加される電圧を所定の閾値と比較する。
交番パラメータ１５は別の付加的回路１４’に供給することもできる。この別の付加的回路は相応の出力電圧Ｕ’＋を形成し、別のダイオードＤ３’を介して共通の出力側１８に結合する。
本発明の電流供給回路は次のように動作する。
スイッチングレギュレータ１０は第１の出力側１１に第１の出力電圧Ｕ−を生成する。この第１の出力電圧は図示の実施例では、接地されたエネルギー源Ｂの電圧に対して負である。まず第１のトランジスタＴ１は閉じていると仮定する。従って第１のコイルＬ１はエネルギー源Ｂに接続されている。電流が第１のコイルＬ１を流れだし、このコイルは相応の磁気的エネルギーを蓄える。第１のトランジスタＴ１が開放した後、第１のトランジスタを流れていた電流は第２のコイルＬ２に転流し、第１のコンデンサＣ１を導通した第１のダイオードＤ１を介して充電する。
第１のトランジスタＴ１が閉成した後、第１のコイルＬ１には再び入力電圧が印加される。一方第１のコンデンサＣ１には第２のコイルＬ２と第１のトランジスタＴ１を介して負の電圧が印加される。この負の電圧は、変成器を形成する第１のコイルと第２のコイルＬ１，Ｌ２との間の変換比に依存する。第１のダイオードには今度負の電圧が印加され、従ってダイオードは阻止する。第２のコンデンサＣ２には第３のコイルＬ３を介してこの負の電圧が印加される。第３のコイルＬ３に誘導された電圧は、第１のコイルＬ１と第３のコイルＬ３との間の変換比に依存する。これらのコイルは（部分）変成器を形成する。第１の出力側１１に生じた第１の出力電圧Ｕ−は所定の値を有しており、この値は図示しないセンサによって検出され、制御回路１９に供給することができる。制御回路１９は第１のトランジスタＴ１を第１の制御信号２０により次のようにスイッチングする。すなわち例えば第１の出力電圧が所定の値に制御されるようにスイッチングする。第１の出力電圧Ｕ−の所定の値に制御する代わりに、同じように電流制御を行うこともできる。その際、第１の出力電圧Ｕ−は第１の所定の電圧領域にあり、第１の出力側１１で得られる出力電流が所定の値に制御される。図では例として電流制御が行われる。ここでは第１の出力側１１を流れる電流が電流センサ２１により検出される。電流センサ２１は例えば、僅かなオーム抵抗を有する直列抵抗である。または例えば磁界検知素子であり、電流の流れる線路の周囲の磁界を検出する。
スイッチングレギュレータ１０の詳細な機能は冒頭に述べた従来技術および会議記録に詳しく述べられている。
本発明では少なくとも１つの付加的回路１４、１４’が設けられている。この付加的回路は、スイッチングレギュレータ１０内で発生する交番パラメータ１５から第２の出力側１７に第２の出力電圧Ｕ＋、Ｕ’＋を形成する。交番パラメータ１５は接続点１３から取り出される。この接続点は第２のコイルＬ２と第１のコンデンサＣ１との間にある。接続点１３には電圧跳躍が発生し、この電圧跳躍はアース１２を基準にして正から負の電圧になる。交番パラメータ１５は図示に実施例では、少なくとも近似的に矩形電圧であり、付加的回路１４の第２のダイオードＤ２にこれが導通するように電位が印加されている限り、付加的回路１４の第４のコイルＬ４に電流を流す。付加的回路１４の構成素子、コイルＬ４，第２のダイオードＤ２並びに第３のコンデンサＣ３は共に阻止型変換器構造体を形成し、その機能は冒頭に述べた従来技術、J.Beckmann著の専門書に詳細に説明されている。阻止型変換器に対する特徴は、第２の出力側１７への非連続的エネルギー伝達である。ここでは第３のコンデンサＣ３での中間蓄積部が第２の出力電圧Ｕ＋、Ｕ’＋を維持するために設けられている。
図示の実施例では、付加的回路１４、１４’は、第２の出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋を制御するための別の手段を含んでいない。制御は専らスイッチングレギュレータ１０の第１のトランジスタＴ１を介して行われる。場合により付加的回路１４は相応の電圧安定部を付加的に有することができる。実施例のように第２の出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋を設定する代わりに、同じように第２の出力側１７を流れる電流をスイッチングレギュレータ１０の構成に相応して設定することができる。
さらに本発明で重要なことは、第１と第２の出力側１１、１７を第３、第４、および別のダイオードＤ３，Ｄ３’，Ｄ４を介して共通の出力側１８にまとめることである。図示の実施例では、負荷Ｌは第１の出力側１１と共通の出力側１８との間に接続されている。負荷Ｌのこの構成は、第１の出力側に印加される第１の出力電圧Ｕ−がアース１２に対して負であるとき、第２の出力側１７に印加される第２の出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋がアースに対して正であるとき、第３のダイオードＤ３，Ｄ３’のアノード端子が第２の出力側１７に、カソード端子が共通の出力側１２８に接続されているとき、および第４のダイオードＤ４のアノード端子がアース１２に、カソード端子が共通の出力側１８に接続されているときに可能である。これらの前提の下で、第２の出力電圧Ｕ＋は絶対値で第１の出力電圧Ｕ−より大きくてはならない。第２の出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋は単にアース１２を基準にして符号的に第１の出力電圧Ｕ−より上にある。
実施例で示したように２つの出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋；Ｕ’の設定し、ダイオードＤ３，Ｄ３’；Ｄ４を介して共通の出力側１８にまとめる代わりに同じように、ダイオードＤ３，Ｄ３’；Ｄ４のアノード端子をそれぞれ出力側１１、１７に接続し、ダイオードＤ３，Ｄ３’；Ｄ４のカソードを共通の出力側１８に接続することもできる。
負荷Ｌに接続されるのはいずれの場合でも、スイッチングレギュレータ１０か、または付加的回路１６である。このことはどの出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋；Ｕ−がアース１２を基準にして高いかに依存している。ダイオードＤ３，Ｄ３’；Ｄ４の極性が反転する際には、この関係はそれぞれ逆になる。
有利な実施例では第２のトランジスタ１６が使用される。このトランジスタは、比較器２２が出力する第２の制御信号２３により制御される。比較器２２は共通の出力側１８に発生する電圧と固定の所定の閾値とを比較する。この手段は、付加的回路１４が共通の出力側１８に印加される電圧に依存してオン・オフされるので有利である。遮断は、スイッチングレギュレータ１０と付加的回路１４からなる装置全体の効率を向上させる。効率の上昇は、スイッチングレギュレータ１０からの交番パラメータ１５を介してエネルギー損失が付加的回路の１４の遮断の際にはなくなることによる。
本発明の回路装置は、可変の電圧供給領域を有する負荷Ｌにエネルギーを供給するのにとくに適する。この種の負荷Ｌは例えばガス放電ランプである。このようなランプは点弧後にまず、安定した燃焼動作に移行しなければならない。点弧過程に直接続くこの移行フェーズでは、比較的高い電圧と比較的小さな電流が必要である。比較的高い電圧を比較的小さな電流の下で形成することは、付加的回１４、１４’により引き受けることができる。従って、第２の出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋は、課せられた課題に十分な値に設定される。ランプの駆動動作のための比較的い小さな電流は付加的回路１４を阻止型変換器として構成することを可能にする。このフェーズの間、スイッチングレギュレータ１０は第１の出力側１１で使用されるエネルギーをとりあえず必要としない。負荷Ｌが第１の出力側１０に直接接続されている図示の実施例では、付加的回路１４、１４’から出力された電流は同じように第１の出力側１１を流れる。第１の出力電圧Ｕ−は従ってこの実施例では、第２の出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋に直接加算される。負荷Ｌを流れる電流が付加的回路１４によって生成できない限り、負荷Ｌのエネルギー供給は完全にスイッチングレギュレータ１０に切り替わる。前記の実施例では負荷Ｌはガス放電ランプである。このことは、第１の出力電圧Ｕ−がランプの燃焼電圧を形成し、ランプ駆動電流は専らスイッチングレギュレータ１０により第１の出力側１１を介して生成されることを意味する。この電流はランプと第４のダイオードＤ４を介してアース１２に流れる。共通の出力側１８における電圧はランプのこの動作状態では、アース１２を基準にしてまず正の値から僅かに負の値に低下する。この負の値は第４のダイオードＤ４の順方向電圧に依存する。共通の出力側１４における電圧が所定の限界値を下回ることを比較器２２は検知する。比較器は共通の出力側１８の出力電圧を固定の所定閾値と比較する。ランプの安定した燃焼駆動に到達した後、第２のトランジスタ１６は開放し、従って付加的回路１４は遮断される。
実施例での電圧設定は、負荷Ｌとして提案されたガス放電ランプについて次のような利点を有する。すなわち、ガス放電ランプがアース１２を基準にして実質的に負の電位により駆動され、この負の電位はガス放電ランプ内で有害イオンがランプ本体へ漂遊するのを阻止するのである、負荷Ｌとして設けられたガス放電ランプを実施例のように直流電圧で駆動すると、一般的には電極が急速に磨耗することとなる。従って有利には共通の出力側１８にはＤＣ／ＡＣコンバータを接続する。このＤＣ／ＡＣコンバータはランプ電極を基準にして交流電圧を形成する。負荷Ｌとして例えば有利には金属添加高圧放電ランプを使用することができる。この放電ランプはとくに自動車での前照灯として使用するのに適する。このようなランプの燃焼電圧はスイッチングレギュレータ１０により第１の出力電圧Ｕ−として生成される。この電圧はほぼ１００Ｖである。このときに流れる約３５０ｍＡの電流が、有利に制御されるランプ出力を設定する。制御されるパラメータは例えばランプを流れる電流であり、この電流は電流センサ２１により検出される。電流は、所定のランプ出力に達するまで追従制御される付加的回路１４、１４’により生成された第２の出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋は例えば５００から１０００Ｖである。この電圧はランプの点弧直後に必要になる。ここでは電流はわずか数ｍＡである。負荷Ｌとしてガス放電ランプを有するこの実施例では、付加的回路１４、１４’の第２出力側１７において電流の制御も電圧の制御も必要ない。
異なる領域にある出力電圧Ｕ＋，Ｕ’＋をそれぞれ出力する複数の付加的回路１４、１４’を使用することにより、負荷Ｌに対して必要な電圧をさらに分配することができ、このことはさらなる効率の向上につながる。別の付加的回路１４’は例えば付加的回路１４に相応して実現することができる。
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