(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側電源ラインと低電位側電源ラインとの間に接続される充電素子に電力を供給する充電回路に用いられる過充電防止方法であって、
前記充電回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源とを閉ループ状態とする第１のスイッチ手段と、前記充電素子と前記充電回路とを電気的に切り離す第２のスイッチ手段とを備え、
検出された前記充電素子の充電電圧が予め定めた所定の電圧を上回る場合に、前記第２のスイッチ手段を開成してから前記第１のスイッチ手段を閉成し、前記充電電圧が前記所定の電圧を下回った場合に、前記第１のスイッチ手段を開成してから前記第２のスイッチ手段を閉成することにより、前記第１および第２のスイッチ手段は、前記第２のスイッチ手段が開成している間だけ前記第１のスイッチ手段を閉成するように制御される
ことを特徴とする過充電防止方法。
【請求項２】
請求項１記載の過充電防止方法において、
前記充電素子に供給される電力は、整流回路を介して交流を整流して得た電力である
ことを特徴とする過充電防止方法。
【請求項３】
請求項１または２記載の過充電防止方法において、
前記第１のスイッチ手段の動作時期と前記第２のスイッチ手段の動作時期とを異ならせる
ことを特徴とする過充電防止方法。
【請求項４】
高電位側電源ラインと低電位側電源ラインとの間に接続される充電素子に電力を供給する充電回路において、
前記充電素子の充電電圧を検出する充電電圧検出手段と、
前記高電位側電源と前記低電位側電源とを閉ループ状態とする第１のスイッチ手段と、
前記充電素子と前記充電回路とを電気的に切り離す第２のスイッチ手段と、
前記充電電圧が予め定めた所定の電圧を上回る場合には、前記第２のスイッチ手段を開成してから前記第１のスイッチ手段を閉成し、前記充電電圧が前記所定の電圧を下回った場合には、前記第１のスイッチ手段を開成してから前記第２のスイッチ手段を閉成することにより、前記第２のスイッチ手段が開成している間だけ前記第１のスイッチ手段を閉成するように制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする充電回路。
【請求項５】
請求項４記載の充電回路において、
前記充電素子に供給される電力は、整流回路により交流を整流して得た電力である
ことを特徴とする充電回路。
【請求項６】
請求項４または５記載の充電回路において、
前記第１のスイッチ手段の動作時期と前記第２のスイッチ手段の動作時期とを異ならせる遅延手段を備えた
ことを特徴とする充電回路。
【請求項７】
請求項４ないし請求項６のいずれかに記載の充電回路を内蔵するとともに、前記充電回路から給電される電力によって動作することを特徴とする電子機器。
【請求項８】
請求項４ないし請求項６のいずれかに記載の充電回路を内蔵するとともに、前記充電回路から給電される電力によって時刻を計測する時計回路とを備えたことを特徴とする時計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、過充電を防止するのに好適な過充電防止方法、充電回路および過充電防止方法および充電回路を用いた電子機器および時計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
発電機によって発電された交流電圧を大容量コンデンサに充電する充電回路として、ダイオードブリッジ回路が知られている。図８に従来のダイオードブリッジ回路を用いた充電回路を示す。
充電回路１００の主要部は、交流発電機ＡＧの発電電圧を整流すべくダイオードブリッジを構成するダイオードＤ1〜Ｄ4と、充電電流を蓄電する大容量コンデンサ１０１と、大容量コンデンサ１０１の充電電圧Ｖaを検出し、検出した充電電圧Ｖaに基づいて高電位側電源ラインＶDDと低電位側電源ラインＶSSとを短絡するリミットトランジスタ１０２と、逆電流を防止するための逆電流防止ダイオード１０３と、を備えて構成されている。
この場合において、リミッタトランジスタ１０２としては、Ｐチャンネルエンハスメント型トランジスタが用いられ、電源ラインＶDD，ＶSSに接続されている。この例では、Ｐチャンネルで構成されているので、制御信号CSがローレベルのときオン状態（接続）、制御信号CSがハイレベルのときオフ状態（開放）となる。したがって、充電電圧Ｖａが所定電圧を上回ると、高電位側電源ラインＶDDと低電位側電源ラインＶSSとを短絡させてリミッタ電流ILIMが流れ、大容量コンデンサ２０には充電電流ｉが流れ込まないようになる。
【０００３】
このとき、逆電流防止ダイオード１０３は、リミッタ電流ILIMが充電電流として大容量コンデンサ２０に流れ込むのを防止している。
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の充電回路１００においては、逆流防止ダイオード１０３が充電経路に設けられているため、その電圧降下により充電効率が低下してしまうという問題点があった。
そこで、本発明の目的は、簡易な構成で、確実に過充電を防止することが可能であるとともに、充電効率を向上させることが可能な過充電防止方法および確実に過充電を防止することが可能な充電回路を提供することにある。また、本発明の他の目的は、この充電回路を電子機器や腕時計に適用することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の構成は、高電位側電源ラインと低電位側電源ラインとの間に接続される充電素子に電力を供給する充電回路に用いられる過充電防止方法であって、前記充電回路は、前記高電位側電源と前記低電位側電源とを閉ループ状態とする第１のスイッチ手段と、前記充電素子と前記充電回路とを電気的に切り離す第２のスイッチ手段とを備え、検出された前記充電素子の充電電圧が予め定めた所定の電圧を上回る場合に、前記第２のスイッチ手段を開成してから前記第１のスイッチ手段を閉成し、前記充電電圧が前記所定の電圧を下回った場合に、前記第１のスイッチ手段を開成してから前記第２のスイッチ手段を閉成することにより、前記第１および第２のスイッチ手段は、前記第２のスイッチ手段が開成している間だけ前記第１のスイッチ手段を閉成するように制御されることを特徴としている。
【０００６】
請求項２記載の構成は、請求項１記載の構成において、前記充電素子に供給される電力は、整流回路を介して交流を整流して得た電力であることを特徴としている。
【０００７】
請求項３記載の構成は、請求項１または２記載の構成において、前記第１のスイッチ手段の動作時期と前記第２のスイッチ手段の動作時期とを異ならせることを特徴としている。
【０００８】
請求項４記載の発明は、高電位側電源ラインと低電位側電源ラインとの間に接続される充電素子に電力を供給する充電回路において、前記充電素子の充電電圧を検出する充電電圧検出手段と、前記高電位側電源と前記低電位側電源とを閉ループ状態とする第１のスイッチ手段と、前記充電素子と前記充電回路とを電気的に切り離す第２のスイッチ手段と、前記充電電圧が予め定めた所定の電圧を上回る場合には、前記第２のスイッチ手段を開成してから前記第１のスイッチ手段を閉成し、前記充電電圧が前記所定の電圧を下回った場合には、前記第１のスイッチ手段を開成してから前記第２のスイッチ手段を閉成することにより、前記第２のスイッチ手段が開成している間だけ前記第１のスイッチ手段を閉成するように制御する制御部と、を備えたことを特徴としている。
【０００９】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の充電回路において、前記充電素子に供給される電力は、整流回路により交流を整流して得た電力であることを特徴としている。
【００１０】
請求項６記載の構成は、請求項４または５記載の充電回路において、前記第１のスイッチ手段の動作時期と前記第２のスイッチ手段の動作時期とを異ならせる遅延手段を備えた ことを特徴としている。
【００１３】
請求項７記載の発明は、請求項４ないし請求項６のいずれかに記載の充電回路を内蔵するとともに、前記充電回路から給電される電力によって動作することを特徴とする電子機器を提供する。
【００１４】
請求項８記載の発明は、請求項４ないし請求項６のいずれかに記載の充電回路を内蔵するとともに、前記充電回路から給電される電力によって時刻を計測する時計回路とを備えたことを特徴とする時計を提供する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
次に図面を参照して本発明の好適な実施形態について説明する。
［１］  第１実施形態
［１．１］  第１実施形態の原理構成
図１は、第１実施形態に係わる腕時計に使用される充電回路の原理説明図である。
充電回路１の主要部は、交流発電機ＡＧの発電電圧を整流する整流部１０、充電電流を蓄電する大容量コンデンサ２０および逆電流を防止するための逆電流防止トランジスタ４１を有し、大容量コンデンサ２０の充電電圧Ｖaを検出し、検出した充電電圧Ｖaに基づいて高電位側電源ＶDDと低電位側電源ＶSSとを短絡する短絡部４０と、から構成されている。なお、図中に示すｄは、寄生ダイオードである。
【００１６】
ここで、整流部１０の構成について説明する。
整流部１０は、アノードが交流発電機ＡＧの端子AG1に接続され、カソードが電源ＶDDに接続された第１ダイオードＤ1と、アノードが交流発電機ＡＧの端子AG2に接続され、カソードが電源ＶDDに接続された第２ダイオードＤ2と、ドレインＤが端子AG1に接続され、ソースＳが電源ＶSSに接続され、ゲートＧが端子AG2に接続されて交流発電機ＡＧの端子AG1の端子電圧Ｖ1が下降し、端子AG2の端子電圧Ｖ2が上昇した場合にオンする第１トランジスタＱ1と、ドレインＤが端子AG2に接続され、ソースＳが電源ＶSSに接続され、ゲートＧが端子AG1に接続されて交流発電機ＡＧの端子AG1の端子電圧Ｖ1が上昇し、端子AG2の端子電圧Ｖ2が下降した場合にオンする第２トランジスタＱ2と、を備えて構成されている。
次に短絡部４０の構成について説明する。
短絡部４０は、ソースＳが電源ＶDDに接続され、ドレインＤが電源ＶSSに接続されたリミッタトランジスタ４２と、大容量コンデンサ２０の充電電圧Ｖaを検出し、検出した充電電圧Ｖaに基づいて逆流防止トランジスタ４１およびリミッタトランジスタ４２をオン／オフ制御するための制御信号CSを出力する制御部４３と、を備えて構成されている。
【００１７】
逆流防止トランジスタ４１としては、Ｎチャネルエンハンスメント型トランジスタが用いられ、リミッタトランジスタとしては、Ｐチャネルエンハンスメント型トランジスタが用いられる。
この例では、逆流防止トランジスタ４１はＮチャネル、リミッタトランジスタ４２はＰチャネルで構成されているので、制御信号CSが“Ｌ”レベルのとき逆流防止トランジスタがオフ状態（開放）、リミッタトランジスタ４２がオン状態（接続）となり、制御信号CSが“Ｈ”レベルのとき逆流防止トランジスタがオン状態（接続）、リミッタトランジスタ４２がオフ状態（開放）となる。
したがって、充電電圧Ｖａが所定電圧を上回ると、高電位側電源ラインＶDDと低電位側電源ラインＶSSとを短絡させてリミッタ電流ILIMが流れるとともに、大容量コンデンサ２０は整流部１０から電気的にほぼ切り離され、大容量コンデンサ２０には充電電流ｉが流れ込まないようになる。
このとき、逆電流防止トランジスタ４１の寄生ダイオードｄを介して低効率で大容量コンデンサ２０には充電が行われる。
【００１８】
［１．１．１］  過充電防止動作
次に、過充電防止動作について、その概略を説明する。
交流発電機ＡＧが発電し、そのの発電電圧が整流部１０により整流されると、充電が行われ、大容量コンデンサ２０に充電電流ｉが流れ込むので、その充電電圧Ｖaが次第に上昇する。
この場合において、制御部４３は、充電電圧Ｖaが予め定めた電圧を超過した場合に、電源ＶDD、ＶSSを短絡するとともに、逆流防止トランジスタ４１をオフするための制御信号CSが出力されるように構成され、あるいは、充電電圧Ｖaが予め定めた電圧を超過したか否かを判別し、超過していると判別した場合に電源ＶDD、ＶSSを短絡するとともに、逆流防止トランジスタ４１をオフするための制御信号CSが出力されるように構成されている。
なお、逆流を確実に防止すべく、逆流防止トランジスタ４１がオフした後にリミッタトランジスタ４２をオフする必要がある。
これにより、短絡部４０が動作し、電源ＶDD、ＶSSが短絡されるとともに、逆流防止トランジスタ４１がオフされ、その後、リミッタトランジスタ４２がオンすると、例えば、端子AG1の端子電圧Ｖ1が上昇し、端子AG2の端子電圧Ｖ2が下降した場合は、図中の矢印で示す経路でリミッタ電流ILIMが流れる。
従って、大容量コンデンサ２０に充電電流ｉが流れ込むことがなくなり、過充電を防止できるのである。
【００１９】
［１．２］  第１実施形態の構成
図２は、第１実施形態に係わる腕時計に使用される充電回路の回路図である。充電回路１Ａの主要部は、交流発電機ＡＧの発電電圧を整流する整流部１０、充電電流を蓄電する大容量コンデンサ２０、および検出される大容量コンデンサ２０の充電電圧Ｖaに対応する電圧Ｖa’を基準電圧Ｖrefと比較し比較結果信号ＳCOMを出力する比較部３０、比較部３０の比較結果信号ＳCOMに基づいてリミッタトランジスタ４２を制御して電源ＶDD、ＶSSを短絡するとともに、逆流防止トランジスタ４１をオフするための制御信号CS（＝CS1＋CS2）を出力する短絡制御部４４から構成されている。なお、図中に示すｄは、寄生ダイオードである。
この場合において、比較部３０および短絡制御部４０は、制御部４３を構成し、逆流防止トランジスタ４１、リミッタトランジスタ４２および制御部４３は、短絡部４０を構成している。
まず、整流部１０は、ブリッジ型の全波整流回路として構成されており、端子AG1，AG2に交流発電機ＡＧの発電電圧が給電されるようになっている。
具体的には、整流部１０は、アノードが交流発電機ＡＧの端子AG1に接続され、カソードが電源ＶDDに接続された第１ダイオードＤ1と、アノードが交流発電機ＡＧの端子AG2に接続され、カソードが電源ＶDDに接続された第２ダイオードＤ2と、ドレインＤが端子AG1に接続され、ソースＳが電源ＶSSに接続され、ゲートＧが端子AG2に接続されて交流発電機ＡＧの端子AG1の端子電圧Ｖ1が下降し、端子AG2の端子電圧Ｖ2が上昇した場合にオンする第１トランジスタＱ1と、ドレインＤが端子AG2に接続され、ソースＳが電源ＶSSに接続され、ゲートＧが端子AG1に接続されて交流発電機ＡＧの端子AG1の端子電圧Ｖ1が上昇し、端子AG2の端子電圧Ｖ2が下降した場合にオンする第２トランジスタＱ2と、を備えて構成されている。
逆流防止トランジスタ４１としては、Ｎチャネルエンハンスメント型トランジスタが用いられ、リミッタトランジスタとしては、Ｐチャネルエンハンスメント型トランジスタが用いられる。
【００２０】
また、第１トランジスタＱ1および第２トランジスタＱ2は、Ｎチャネルエンハンスメント型トランジスタが用いられ、同一の電気的特性を有しており、それらのしきい値電圧はＶtとなっている。
したがって、交流発電機ＡＧから発電電圧が給電され、端子電圧Ｖ2が端子電圧Ｖ1を上回り、端子電圧Ｖ2が閾値電圧Ｖtを越えると、第１トランジスタＱがオン状態になる。
このとき、第２トランジスタＱ2はオフ状態である。また、発電電圧の振幅がごく小さければダイオードＤ2はオフ状態となっている。
ここで、発電電圧が次第に高くなり、端子電圧Ｖ2が、充電電圧ＶaとダイオードＤ2の降下電圧Ｖfとの合計値を上回ると、ダイオードＤ2がオン状態になる。すると、充電電流ｉが「端子AG2→ダイオードＤ2→電源ＶDD→大容量コンデンサ２０→電源ＶSS→第１トランジスタＱ1→端子AG1」の経路で流れ、大容量コンデンサ２０に電荷が充電される。また、逆に端子電圧Ｖ1が端子電圧Ｖ2を上回る場合には、「端子AG1→ダイオードＤ1→電源ＶDD→大容量コンデンサ２０→電源ＶSS→第２トランジスタＱ2→端子AG2」の経路で充電電流ｉが流れ、大容量コンデンサ２０に電荷が充電される。
この整流部１０は、従来のダイオードブリッジと比較して、電圧損失が少ないので、発電電圧の振幅が小さくても効率良く充電できるという利点がある。
次に、大容量コンデンサ２０は、例えば充電可能な二次電池から構成されており、一定の耐圧を有する。仮に、耐圧を越えて充電を行うと、過充電の状態となり大容量コンデンサ２０が劣化して充電効率が低下する。
次に、比較部３０は、コンパレータCOM、充電電圧Ｖaを分圧する抵抗Ｒ1，Ｒ2、および基準電圧Ｖrefを発生する基準電圧発生回路３１から構成されている。
【００２１】
コンパレータCOMの正入力端子には基準電圧Ｖrefが供給され、一方、その負入力端子には、抵抗Ｒ1，Ｒ2によって分圧された電圧Ｖa'（=Ｖa・Ｒ2／(Ｒ1+Ｒ2)）が供給されている。コンパレータCOMは、基準電圧Ｖrefと電圧Ｖa'とを比較して比較結果信号ＳCOMを生成する。電圧Ｖa'が基準電圧Ｖrefを上回るならば比較結果信号ＳCOMは“Ｌ”レベルになり、一方、電圧Ｖa'が基準電圧Ｖrefを下回るならば比較結果信号ＳCOMは“Ｈ”レベルになる。
ここで、基準電圧Ｖrefは、大容量コンデンサ２０の耐圧を考慮して、大容量コンデンサ２０が過充電にならないように設定する。なお、充電電圧Ｖaを基準電圧Ｖrefと直接比較せずに、電圧Ｖa'と比較するようにしたのは基準電圧Ｖrefの作り易さを考慮したためである。
次に、短絡制御部４４は、比較結果信号ＳCOMが“Ｌ”レベルになると、まず逆流防止トランジスタ４１をオフとすべく、制御信号CS1を“Ｌ”レベルとし、その後、リミッタトランジスタ４２をオンとすべく、制御信号CS2を“Ｌ”レベルとする。
その後、比較結果信号ＳCOMが再び“Ｈ”レベルになると、まずリミッタトランジスタ４２をオフとすべく、制御信号CS2を“Ｈ”レベルとし、その後、逆流防止トランジスタ４１をオンとすべく、制御信号CS1を“Ｈ”レベルとする。
したがって、充電電圧Ｖａが所定電圧を上回ると、電源ＶDD、ＶSSが接続されリミッタ電流ILIMが流れ、大容量コンデンサ２０には充電電流ｉが流れ込まないようになる。
【００２２】
［１．３］ 交流発電機とその周辺機構の構成
次に、交流発電機ＡＧとその周辺機構の構成を説明する。
図３は交流発電機ＡＧとその周辺機構の構成を示す斜視図である。図３に示すように、交流発電機ＡＧは、ロータ１４とステータ１５を備えており、２極磁化されたディスク状のロータ１４が回転するとステータ１５の出力用コイル１６に起電力が発生し、交流出力が取り出せるようになっている。
また、図３において、回転錘１３は腕時計本体ケース内で旋回運動を行い、輪列機構１１は回転錘１３の回転運動を発電機ＡＧに伝達する。この場合において、回転錘１３は腕時計を装着した人の腕の振りに応じて回転し、これに伴って交流発電機ＡＧから起電力が得られるようになっている。
交流発電機ＡＧから出力された交流は、充電回路１Ａで整流され、処理装置９に供給される。処理装置９は、充電回路１Ａから放電される電力によって時計装置７を駆動する。なお、交流発電機AGが非発電状態であっても、大容量コンデンサ２０から供給される電力によって処理装置９および時計装置７が駆動される。この時計装置７は、水晶発振器やカウンタ回路等で構成されており、水晶発振器で生成されるマスタクロック信号をカウンタ回路で分周し、この分周結果に基づいて時刻を計測している。
【００２３】
［１．４］  第１実施形態の動作
次に、第１実施形態に係わる腕時計の動作を図面を参照しつつ説明する。
［１．４．１］  充電動作
図５は、充電回路の充電動作を示すタイミングチャートである。交流発電機ＡＧが発電を開始すると、発電電圧が両入力端子AG1，AG2に給電される。この場合、入力端子AG1の端子電圧Ｖ1と入力端子AG2の端子電圧Ｖ2は、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、位相が反転している。なお、図中のＶtknは、第１トランジスタＱ1、第２トランジスタＱ2のしきい値電圧である。
図に示すように端子電圧Ｖ1が時刻Ｔ1で閾値電圧Ｖtknを越えると、第２トランジスタＱ2がオン状態となる。この後、端子電圧Ｖ1が上昇し、時刻Ｔ2で電源ＶDDの電圧を越え、さらに時刻Ｔ3においてダイオードＤ1の降下電圧Ｖfだけ上昇すると、ダイオードＤ1がオン状態となる。このとき、端子電圧Ｖ2はしきい値電圧Ｖtknを下回っているので、第１トランジスタＱ1はオフ状態になっている。したがって、ダイオードＤ1がオン状態となる期間（＝Ｔ3〜Ｔ4)において、「端子AG1→ダイオードＤ1→電源ＶDD→大容量コンデンサ２０→電源ＶSS→第２トランジスタＱ2」の経路で充電電流ｉが流れ、大容量コンデンサ２０に電荷が充電される。
この後、端子電圧Ｖ1が下降すると逆に端子電圧Ｖ2が上昇し、端子電圧Ｖ2は時刻Ｔ5において閾値電圧Ｖtknを越える。すると、第１トランジスタＱ1がオン状態となる。この後、端子電圧Ｖ2が上昇し、時刻Ｔ6で電源ＶDDの電圧を越え、さらに時刻Ｔ7においてダイオードＤ2の降下電圧Ｖfだけ上昇すると、ダイオードＤ2がオン状態となる。このとき、端子電圧Ｖ1はしきい値電圧Ｖtknを下回っているので、第２トランジスタＱ2はオフ状態になっている。したがって、ダイオードＤ2がオン状態となる期間（＝Ｔ7〜Ｔ8）において、「端子AG2→ダイオードＤ2→電源ＶDD→大容量コンデンサ２０→電源ＶSS→第１トランジスタＱ1」の経路で充電電流ｉが流れ、大容量コンデンサ２０に電荷が充電される。これにより、発電電圧は全波整流され、図５（ｃ）に示す充電電流ｉが得られることになる。
【００２４】
［１．４．２］    過充電防止動作
次に、過充電防止動作について、図２および図４の処理フローチャートを参照しつつ説明する。
上述した充電が行われると、大容量コンデンサ２０に充電電流ｉが流れ込むので、その充電電圧Ｖaが次第に上昇する。比較部３０のコンパレータCOMは、充電電圧Ｖaを抵抗Ｒ1，Ｒ2で分圧した電圧Ｖa'（=Ｖa・Ｒ2／(Ｒ1+Ｒ2)）と基準電圧Ｖrefとを比較して（ステップＳ１）、前者が後者を上回ると（ステップＳ１；Ｙｅｓ）比較結果信号ＳCOMを“Ｌ”レベルにする。
これにより短絡制御部４４は、比較結果信号ＳCOMが“Ｌ”レベルになると、まず逆流防止トランジスタ４１をオフとすべく、時刻Ｔ9において、制御信号CS1を“Ｌ”レベルとする（ステップＳ２）。
そして、逆流防止トランジスタ４１が確実にオフ状態となった、時刻Ｔ10において、リミッタトランジスタ４２をオンとすべく、制御信号CS2を“Ｌ”レベルとする（ステップＳ３）。
これにより、リミッタトランジスタ４２がオフ状態からオン状態に移行するため（ステップＳ２）、電源ＶDD，ＶSSが短絡され、例えば、端子電圧AG1（Ｖ1）が上昇し、端子電圧AG2（Ｖ2）が下降した場合は、図中の矢印Ｘで示す経路でリミッタ電流ILIMが流れる。
その後、比較部３０のコンパレータCOMは、充電電圧Ｖaを抵抗Ｒ1，Ｒ2で分圧した電圧Ｖa'（=Ｖa・Ｒ2／(Ｒ1+Ｒ2)）と基準電圧Ｖrefとを再び比較して（ステップＳ４）、前者が後者を下回ると（ステップＳ４；Ｙｅｓ）比較結果信号ＳCOMを“Ｈ”レベルにする。
これにより短絡制御部４４は、時刻Ｔ11において、まずリミッタトランジスタ４２をオフとすべく、制御信号CS2を“Ｈ”レベルとする（ステップＳ５）
そして、リミッタトランジスタ４２が確実にオフ状態となった、時刻Ｔ12において、逆流防止トランジスタ４１をオンとすべく、制御信号CS2を“Ｈ”レベルとする（ステップＳ６）。
これにより、再び充電電流ｉが流れ、大容量コンデンサ２０に電荷が充電されることとなる。
【００２５】
ここで、短絡制御部４４について説明する。
図６に短絡制御部４４の概要構成ブロック図を示す。
短絡制御部４４においては、比較結果信号ＳCOMは遅延回路４４ａに供給されるとともに、そのまま、ＡＮＤ回路４４ｂの一方の入力端子とＯＲ回路４４ｃの一方の入力端子に入力される。
遅延回路４４ａでは、比較結果信号ＳCOMが所定時間だけ遅延され、遅延比較結果信号ＳCOM’としてＡＮＤ回路４４ｂの他方の入力端子とＯＲ回路４４ｃの他方の入力端子に供給される。
従って、短絡制御部４４からは、比較信号ＳCOMと同一のタイミングで、“Ｌ”レベルとなる制御信号ＣＳ1が出力されるとともに、比較結果信号ＳCOMから所定時間だけ遅延されて“Ｌ”レベルとなる制御信号ＣＳ2が出力されることとなる。
これにより確実に逆流防止トランジスタ４１がオフの間だけ、リミッタトランジスタ４２がオンするようになる。
【００２６】
なお、過電圧検出は、常時検出していない場合であっても、サンプリング的に検出動作を行っても良い。具体的には、コンパレータＣＯＭおよび抵抗Ｒ1、Ｒ２はトランジスタスイッチで電源供給を停止するように構成し、数秒周期でトランジスタスイッチをオンしてコンパレータＣＯＭと抵抗Ｒ１、Ｒ2に電源供給して過電圧検出を行うことで検出動作に拘わる消費電流を削減することができる。また、その場合は、サンプリング周期の間、コンパレータ出力信号を保持しておくためにコンパレータ出力にラッチ回路を設けておくと良い。
リミッタ電流ILIMが交流発電機ＡＧに流れると、そのロータ１４の回転に電磁ブレーキがかかる。したがって、腕時計を激しく動かしてもロータ１４には負荷がかかるので回転数が減少し、端子電圧Ｖ1，Ｖ2が低下する。換言すれば、この充電回路１Ａは、短絡する経路を形成することによってリミッタ電流ILIMが小さくなるという自己制御特性を有している。
ところで、過充電を防止する方法としては、リミッタトランジスタLIMTrを整流部１０と大容量コンデンサ２０との間に設け、充電電圧Ｖaが所定の電圧を越える場合にリミッタトランジスタLIMTrをオフ状態にして、整流部１０と大容量コンデンサ２０を切断することも考えられる。しかしながら、そのように構成すると、入力端子AG1,AG2には大きな発電電圧が発生し、リミッタトランジスタ４２の耐圧を大きくする必要があるが、腕時計のように小型携帯機器の充電回路では、耐圧の小さいトランジスタを用いてＩＣ化するので、大きな耐圧のリミッタトランジスタ４２はＩＣ化に適さない。
【００２７】
この点、本第１実施形態では充電電圧Ｖaが所定電圧を越えると電源ＶDD，ＶSSを短絡するように構成したので、リミッタトランジスタ４２として耐圧の低いものを使用することができ、容易にＩＣ化できるという利点がある。
以上、説明したように第１実施形態によれば、整流部１０にトランジスタを用いているので、ダイオードブリッジに比較して損失が小さく、整流効率を高くすることができる。
また、短絡部４０において、充電電圧Ｖaを分圧した電圧Ｖa'が基準電圧Ｖrefを上回ると、リミッタトランジスタ４２がオン状態になるように制御したので、充電電圧Ｖaが大容量コンデンサ２０の耐圧を越えることが無く、大容量コンデンサ２０の過充電を防止できる。
この場合、短絡部４０は、整流部１０と大容量コンデンサ２０を切断するのではなく、電源ＶDDおよび電源ＶSSを短絡して発電電流を流すようにしたので、短絡部４０に用いられるリミッタトランジスタ４２に耐圧の低いものを使用でき、ＩＣ化が容易になる。また、電源ＶDDおよび電源ＶSSを短絡した場合には、ショートブレーキが掛かるので、端子電圧Ｖ1，Ｖ2の振幅を自動的に下げることができる。
【００２８】
［２］  第２実施形態
［２．１］  第２実施形態の構成
図７は、第１実施形態の比較部３０に代えて用いられる電圧検出判別部３０Ａの回路図である。図７において、図２の第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付す。
電圧検出判別部３０Ａは、一端が電源ＶDDに接続された定電流源ＣCNSTと、定電流源ＣCNSTの他端にソースＳ及びゲートＧが共通接続されたトランジスタＱ11と、トランジスタＱ11のドレインＤにソースＳ及びゲートＧが共通接続されたトランジスタＱ12と、一端が電源ＶDDに接続されたプルダウン抵抗ＲPDと、プルダウン抵抗ＲPDの他端に入力端子が接続された第１インバータＩＮＶ1と、第１インバータＩＮＶ1の出力端子に入力端子が接続され、比較結果信号ＳCOMと同機能を有する制御信号ＳCOM’を出力する第２インバータＩＮＶ2と、トランジスタＱ2のドレインＤ及びプルダウン抵抗ＲPDの他端並びに電源ＶSSの間に接続されたカレントミラー回路ＣＭＣと、を備えて構成されている。
カレントミラー回路ＣＭＣは、トランジスタＱ11のドレインＤにソースＳ及びゲートＧが共通接続され、ドレインＤが電源ＶSSに接続されたトランジスタＱDと、プルダウン抵抗ＲPDの他端にソースＳが接続され、トランジスタＱDのゲートＧにゲートＧが接続され、ドレインＤが電源ＶSSに接続されたトランジスタＱCと、を備えて構成されている。
【００２９】
［２．２］  第２実施形態の動作
次に第２実施形態の電圧検出判別部３０Ａの動作を図２及び図７を参照して説明する。
電源電圧（ＶDD−ＶSS）が低いうち、すなわち、図７においては、トランジスタＱ11、トランジスタＱ12及びトランジスタＱDのしきい値電圧の合計電圧未満の場合には、定電流源ＣCNSTから電流は流れず、カレントミラー回路ＣＭＣのトランジスタＱD及びトランジスタＱCはオフ状態であり、第１インバータＩＮＶ1の入力端子には、電源ＶDDをプルダウン抵抗ＲPDによりプルダウンした電圧Ｖ1（＝“Ｈ”レベル相当）が印加され、第１インバータＩＮＶ1は、“Ｌ”レベルの信号を出力する。
【００３０】
これにより第２インバータＩＮＶ2は、制御信号ＳCOM’を“Ｈ”レベルとするので、リミッタトランジスタ４０は、オフ状態を保持する。
一方、電源電圧（ＶDD−ＶSS）が大きくなって、所定の電圧（図７においては、トランジスタＱ11、トランジスタＱ12及びトランジスタＱDのしきい値電圧の合計電圧）を超過すると、定電流源ＣCNSTからトランジスタＱ11、Ｑ12、ＱDを介して電源ＶSS側に電流が流れ、トランジスタＱDのソースＳ−ドレインＤ間の電流と同じ大きさの電流がトランジスタＱCのソースＳ−ドレインＤ間を流れる。
ここで、トランジスタＱCに流れる電流はプルダウン抵抗ＲPDに流れ得る電流よりも大きくなるように設定されており、この結果、電圧Ｖ1は“Ｌ”レベルに相当する電圧となる。
これにより、第１インバータＩＮＶ1は、“Ｈ”レベルの信号を出力し、第２インバータＩＮＶ2は、制御信号ＳCOM’を“Ｌ”レベルとするので、リミッタトランジスタ４０は、オン状態となり、リミッタ電流が流れることとなる。
このように本第２実施形態の電圧検出判別部３０Ａは、電源電圧が低い場合には、ほとんど電流を消費することがなく、電池駆動されている携帯用電子機器などにおいて、過電圧を防止する回路として好適となっている。
【００３１】
［３］  変形例
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に述べる各種の変形が可能である。
【００３２】
［３．１］  第１変形例
上述した各実施形態の充電回路は、電源ＶDDと電源ＶSSを逆転させた構成とすることも可能である。
つまり、整流部１０の整流ダイオードがＶSS側に接続され、整流トランジスタがＶDD側に接続されていても良い。
【００３３】
［３．２］  第２変形例
上述した各実施形態においては、充電回路１、１Ａを用いた電子機器の一例として腕時計を取り上げ説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、置き時計、クロック等の時計、携帯型の血圧計、携帯電話機、ページャ、万歩計、電卓、携帯用パーソナルコンピュータ、電子手帳、携帯ラジオ等に適用することができる。要は電力を消費する電子機器であればどのようなものに適用してもよい。このような電子機器においては、電池がなくてもそこに内蔵される電子回路や機構系を継続して動作させることができるので、何時でも電子機器を使用することができ、また、煩わしい電池の交換を不要にできる。さらには、電池の廃棄に伴う問題が生ずることもない。
なお、蓄電作用のない電池と充電回路１，１Ａとを兼用してもよく、この場合は、電子機器を長時間持ち歩かなっかった場合に、電池からの電力により即座に電子機器を動作させることができ、その後、使用者が電子機器を持ち歩くことによって、発電された電力によって電子機器を動作させることができる。
【００３４】
［３．３］  第３変形例
上述した各実施形態においては、Ｐチャネル電界効果トランジスタあるいはＮチャネル電界効果トランジスタを用いていたが、Ｐチャネルトランジスタに代えてＰＮＰ型のトランジスタ、Ｎチャンネルトランジスタに代えてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを使用してもよい。ただし、これらのバイポーラトランジスタにあっては、エミッタ・コレクタ間の飽和電圧が０．３Ｖ程度あるのが通常であるから、交流発電機ＡＧの起電圧が小さい場合には、上述した実施形態のように電界効果トランジスタを使用することが望ましい。
【００３５】
［３．４］  第４変形例
上述した各実施形態において、コンパレータCOMをＦＥＴを使用して構成し、充電回路１全体を１チップのＩＣに内蔵するようにしてもよい。また、ダイオードＤ1、Ｄ2は、一方向に電流を流す一方向性素子であればどのようなものであってもよく、その種類は問わない。例えば、ゲルマニウムダイオードの他、ショットキーダイオードを使用してもよい。特に、ショットキーダイオードは、降下電圧が０．３Ｖと小さいので、交流発電機ＡＧの起電圧が小さい場合に好適である。
［３．５］  第５変形例
上述した各実施形態に係わる充電回路１、１Ａは、ゼンマイ式発電機を備えた電子制御機械時計に応用してもよい。
ゼンマイ式発電機を備えた電子制御機械時計は、ゼンマイはリューズに連結されており、リューズを巻くことによって、ゼンマイに機械エネルギが蓄積されるようになっている。
ゼンマイと発電機のロータの間には、分針が固定されている二番車、三番車、および秒針が固定されている四番車等から構成され増速輪列が設けられている。そして、この増速輪列によってゼンマイの運動が発電機のロータに伝達され、発電が行われるようになっている。
［３．６］  第６変形例
以上の説明においては、リミッタ動作時に整流回路出力を短絡状態として閉ループを形成していたが、短絡経路に抵抗素子を直列に挿入する構成とすることも可能である。この場合には、リミッタ動作状態において、短絡経路を流れる短絡電流の電流量を制限する効果が得られる。
【００３６】
【発明の効果】
上述したように本発明によれば、第１のスイッチ手段により高電位側電源と低電位側電源とを短絡させるリミッタ構成とし、第２のスイッチ手段により充電素子から充電回路への逆流を防止する逆流防止構成とし、さらに前記第２のスイッチ手段が開成している間だけ前記第１のスイッチ手段を閉成するように制御されるため、逆流防止状態中に過充電防止を確実に行うことができる。また、スイッチ手段の動作を制御する所定の電圧を低く定めることにより、リミッタの耐圧を低くすることができ、ＩＣ化が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１実施形態の原理説明図である。
【図２】  本発明の第１実施形態に係わる腕時計に使用される充電回路の回路図である。
【図３】  第１実施形態に係わる交流発電機とその周辺機構の構成を示す斜視図である。
【図４】  第１実施形態に係わるリミッタトランジスタの動作説明のための処理フローチャートである。
【図５】  第１同実施形態に係わる充電回路の充電動作を示すタイミングチャートである。
【図６】  短絡制御部の概要構成ブロック図である。
【図７】  第２実施形態の電圧検出判別部を示す回路図である。
【図８】  従来の充電回路の回路図である。
【符号の説明】
１  充電回路
ＡＧ  交流発電機
１０  整流部
２０  大容量コンデンサ
４１  逆電流防止トランジスタ
４０  短絡部
ｄ  寄生ダイオード
AG1、AG2  端子
Ｑ1  第１トランジスタ
Ｑ2  第２トランジスタ
４１  逆流防止トランジスタ
４２  リミッタトランジスタ
４３  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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