(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号処理機能付き放送受信機において
−−受信されたステレオ−マルチプレクス信号から第１及び第２補助信号が導出され、ここで、第１補助信号は所定信号成分の周波数に依存し上記所定信号成分の周波数はステレオ−マルチプレクス信号の有効周波数領域を上回るものであり、第２補助信号はステレオ副搬送波の側波帯の対称性に依存し、
−−第１及び打２補助信号はノイズの存在を指示するノイズ信号の形成のため組み合わされ、
−−ノイズ信号からすくなくとも１つの制御信号が導出せしめられ該制御信号によりステレオ−マルチプレクス信号のデコーディングにより得られるオーディオ信号への作用が及ぼされることを特徴とするデジタル信号処理付き放送受信機。
【請求項２】
第１及び第２補助信号は２進信号に変換せしめられ、該２進信号はノイズ信号の形成のためロジック結合される請求の範囲１記載の受信機。
【請求項３】
第１及び第２補助信号はそれぞれ１つの係数を以て重み付けて加算され、そして、それにより生じた和が限界値より大又は小であるかに依存して２進ノイズ信号が生ぜしめられる請求の範囲１記載の受信機。
【請求項４】
第１制御信号がオーディオ信号の減衰のためそして、第２制御信号がステレオデコーダにおけるチャネル分離状態低減のため、ノイズ発生の際生成され、更に、それぞれ１つの制御信号の形成のため第１及び第２補助信号は種々の係数で重み付けの後加算され、更に当該和から、限界値との比較により或１つの２進ノイズ信号が形成され、該２進ノイズ信号から第1,第２制御信号が導出される請求の範囲１記載の受信機。
【請求項５】
ノイズ信号は時間的フィルタリングを施される請求の範囲１から４までのうちいずれか１項記載の受信機。
【請求項６】
上記の時間的フィルタリング部はパルス長弁別器と、積分方向に対して異なる時定数を以ての引き続く積分器とからなる請求の範囲５記載の受信機。
【請求項７】
ろ波されたノイズ信号は制御信号の形成のため受信限界強度に依存する電界強度信号と乗算される請求の範囲５又は６記載の受信機。
【請求項８】
第１のろ波されたノイズ信号がオーディオ信号減衰のための制御信号の形成のため第１の電界強度信号と乗算され、第２のろ波されたノイズ信号が、チャネル分離状態を低減する制御信号の形成のため第２電界強度信号と乗算される請求の範囲７記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明はデジタル信号処理付き放送受信機に関する。
殊にカーラジオでは受信品質は著しく変動し得る、例えばマルチパス受信とかノイズ信号とか、又は受信された電界強度の落込（凹欠）により変動し得る。それにより生じるノイズをできるだけわずかに抑えるためにオーディオ信号における当該ノイズのマスキングのための種々の手段が公知である。例えば劣悪な受信の場合オーディオ信号を一時的に減衰したり、ステレオ−チャネル分離状態を低減することが可能である。上記手段の前提とするところは受信された信号におけるノイズが所望のように求められ得ることである。
本発明の目的ないし課題とするところは受信された信号におけるノイズ、殊に、可聴のノイズを惹起するノイズが識別され、それによりオーディオ信号の再生の制御のための信号が導出されるデジタル信号処理付き放送受信機を提供することである。
上記課題は本発明によれば次のようにして解決される、即ちデジタル信号処理機能付き放送受信機において
−−受信されたステレオ−マルチプレクス信号から第１及び第２補助信号が導出され、ここで、第１補助信号は所定信号成分の周波数に依存し上記所定信号成分の周波数はステレオ−マルチプレクス信号の有効周波数領域を上回るものであり、第２補助信号はステレオ副搬送波の側波帯の対称性に依存し、
−−第１及び打２補助信号はノイズの存在を指示するノイズ信号の形成のため組み合わされ、
−−ノイズ信号から少なくとも１つの制御信号が導出せしめられ該制御信号によりステレオ−マルチプレクス信号のデコーディングにより得られるオーディオ信号への作用が及ぼされるのである。
本発明の放送受信機において２つの補助信号の利用により得られる利点とするところは種々のノイズに対し的確に応答し得ることである。例えば第１補助信号の使用によりノイズに対する迅速敏感な応答が可能となる（被変調副搬送波を送信しない送信局波、殊に副搬送波のステレオ差信号を送信しない送信局波を受信する場合でも）。第２補助信号使用の利点とするところはノイズが実際にオーディオ信号へ悪影響を及ぼす際のみノイズが識別されることである。
本発明の放送受信機において大きな値領域、例えば256の値での補助信号の処理も可能であるが、種々の実施例ではたんにレベル０と１のみを取り得る２進信号としての処理手法を用い得る。
本発明の第１の発展形態では第１及び第２補助信号は２進信号に変換せしめられ、該２進信号はノイズ信号の形成のためロジック結合されるのである。当該発展形態により２進信号の比較的簡単な処理のほかに得られる利点とするところはロジック結合（アンド結合又はオア結合）の選定又は補助信号のうちの１つのもっぱらの利用がプログラミング可能であることである。例えば当該実施形態により作成された放送受信機では、ステレオ信号伝送の行われない州（地域）向けに提供される放送受信機は次のようにプログラミングされ得る、即ち、第１補助信号のみが評価され得るようにプログラミングされ得る。
本発明の第２の発展形態によれば、第１及び第２補助信号はそれぞれ１つの係数を以て重み付けて加算され、そして、それにより生じた和が限界値より大又は小であるかに依存して２進ノイズ信号が生ぜしめられるのである。当該形態が第１形態に対して有する利点とすることところは両補助信号の比較的多数の組合せ（結合）可能性が実現されることである。
更に第３の発展形態によれば第１制御信号がオーディオ信号の減衰のためそして、第２制御信号がステレオデコーダにおけ得るチャネル分離状態低減のため、ノイズ発生の際生成され、更に、それぞれ１つの制御信号の形成のため第１及び打２補助信号は種々の係数で重み付けの後加算され、更に当該和から、限界値との比較により或１つの２進ノイズ信号が形成され、該２進ノイズ信号から第1,第２制御信号が導出されるのである。上記形態は種々の制御信号の生成のため第1,第２補助信号の種々の組合せ（結合）を可能にする。
ノイズはその原因に応じて異なった時間的経過を有するが、オーディオ信号へ与える作用には限界がセッティングされ、それにより付加的なノイズが生じないようになる。更に本発明の別の形態によればノイズ信号は時間的フィルタリングを施されるのである。ここにおいて有利には上記の時間的フィルタリング部はパルス長弁別器と、積分方向に対して異なる時定数を以ての引き続く積分器とからなるのである。それにより、一方では著しく短いノイズに基づき既にオーディオ信号への干渉の起こるのが回避される。他方ではノイズの始めでのチャネル分離状態の低減ないし音量の低減が可及的に速やかに行われ得るようになり、一方もとのレベルへの戻りが徐々に行われ得るようになる。
受信された信号におけるノイズの作用は受信限界強度に依存する。従って更なる発展形態によればろ波されたノイズ信号は制御信号の形成のため受信限界強度に依存する電界強度信号と乗算されるのである。
上記形態の有利な態様によれば第１のろ波されたノイズ信号がオーディオ信号減衰のための制御信号の形成のため第１の電界強度信号と乗算され、第２のろ波されたノイズ信号が、チャネル分離受胎を低減する制御信号の形成のため第２電界強度信号と乗算されるのである。それにより制御信号の受信限界強度への依存性を相互に無関係に選定できる。
本発明の実施例を複数の図を用いて説明してあり、以下詳述する。
図１は第１実施例を示し
図２は本発明の説明のための放送受信機の重要部分を示し、
図３は第２実施例を示し、
図４は図３の実施例にて使用されるロジック網を示し、
図５は当該実施例にて使用される時間フィルターの一部を示し、
図６は時間フィルタのさらなる部分を示し、
図７は第３実施例を示し、
図８は第４実施例を示す。
各図中同じ部分には同じ参照符号を付す。本発明の放送受信機は種々の手法で実現できる。例えば図示のブロックの個々のもの又は群を適当な回路、殊にICにより実現し得る。著しく高い集積度の場合、受信器のデジタル処理機能全体をIC回路で実現することも可能であり、ここにおいて信号処理ステップ、例えばフィルタ処理、又は非直線的重み付けが計算操作により実施される。IC内では本発明の受信機の実現のためデジタル信号プロセッサ及びその他のデジタル回路例えばシフトレジスタ、フリップフロップ等を共に配置し得る。
図1,3,7,8を用いて説明した実施例はデジタル信号処理付き受信機の構成部分である。該構成部分の実施例を図２に示す。実施例とその動作をより一層良好に説明するため先ず図２に示す放送受信機について説明する。
アンテナ１を介して受信された受信部（チューナ）２における信号はそれ自体公知の要領で増幅され、選別され、復調される。受信部２の出力側には456KHzの走査レートのステレオ−マルチプレクス信号MPX1が得られる。引き続いての228KHzへの走査レート低減−低減デシメーションとも称される−をエリアスノイズなしで行わせ得るために、走査レート低減部４の前にLPFフィルタ５が設けられている。ステレオ−マルチプレクス信号の所望のさらなる処理において、それ自体通過域にて平坦な周波数特性を有するLPFフィルタが必要である。そのために必要なコストを、殊に456KHzの走査レートの場合に節減するために実施例では低下する周波数特性を有する比較的に簡単なLPFフィルタが設けられている。周波数特性低下は勿論引きつづいての補助信号６にて補償される。
しかる後ステレオ−マルチプレクス信号MPX2は自動的ノイズ抑圧用回路７を介して導かれこの回路７は殊に火花ノイズの発生の際ノイズの開始前の走査値をノイズの終了まで繰り返す。当該回路にはステレオレコーダ８がつづいており、これにより２つのオーディオ信号L,Rが生ぜしめられる。上記オーディオ信号は乗算器9,10を介して出力側11,12へ導かれる。該出力側からはオーディオ信号がNF（低周波）アンプを介してスピーカに供給される。
ステレオ−マルチプレクス信号MPX1からはHPFフィルタ13及び低減デシメーション14を用いて次のような信号が生ぜしめられ、即ち、ステレオ−マルチプレクス信号の有効周波数領域の上方に存在する信号が生ぜしめられ、但し上記信号成分は低減デシメーションにより下方周波数領域に変換される。上記信号MPX3は種々のノイズを指示する。例えば車両の点火火花により生じるノイズを指示する。一方では自動的ノイズ抑圧用回路７の制御のため、他方では15にて9.5KHzへの走査レートの低減デシメーションにより補助信号H1の形成のための上記信号は使用される。
さらなる補助信号（それの走査レートは同様に9,5KHzである）は16にてLPFフィルタ処理及び17にて低減デシメーションにより対称性信号から形成される。上記信号は同じくステレオデコーダ８にて生成される。そこでは周知のように副搬送波は差信号Ｌ−Ｒの形成のため振幅復調される。このことは次のようにして行われる、即ち副搬送波付き放送受信機にて再生される同位相位置の副搬送波に乗算される。ステレオデコーダ８では副搬送波は付加的に、基本搬送波に対して90゜回転した搬送波に乗算され、それにより次のような信号が生じる、即ち副搬送波の対称的側帯波のもとで０であり非対称の場合は０とは異なる信号が生じる。当該信号からは16におけるLPFフィルタ処理及び17における低減デシメーションにより更なる補助信号H2が形成される。
出力側18にて受信部２は信号AM（これはFM中間周波数信号の振幅変調により生じる）を送出する。当該信号は図示の実施例では同様に456KHzの走査レートを有し、20にてLPFフィルタ19にてLPFフィルタ処理後係数48分だけ低減デシメーションされ、その結果相応の第３の補助信号H3は9.5KHzの走査レートを有する。
回路21では補助信号H1,H2,H3は相互に組み合わされて制御信号Ｄ及びAFE−AMUが形成され、上記制御信号の走査レートは先ず9.5KHzであるが、22及び23にて228KHzに逓昇される。このことはそれぞれに24の走査値の補間により行われ、その際最も簡単な場合は各走査値は24回繰り返される。制御信号Ｄはステレオデコーダ８の制御入力側に供給され、ノイズを伴う受信の場合におけるモノ動作モードへの切換のために使用される。信号AFE−AMUは乗算器9,10に供給され、それによりノイズ生起の際の音量の低減（マスキング）が行われる。
図１は回路21（図２）の１実施例を示す。入力側25,26,27には補助信号H1,H2,H3が供給される。受信電界強度を表す補助信号H3は２つのLPEフィルタ28,29にて異なった時定数での平均化を施される。切換スイッチ30は後述すべき信号DD2に依存してLPFフィルタ28,29の出力信号の１つを信号AMCとして転送する。この信号は31にてノイズ特性カーブの形態でノイズ減衰度AFEの形成のため重み付けされる。更に比較的小さい時定数を有する電界強度信号は32にて同様に重み付けされる（信号WF2）。この信号は33にて信号AT1と乗算され制御信号Ｄが形成され、このＤは出力側34にて取出される。
先ず25,26にて供給された補助信号H1,H2に対して35,36にてそれぞれ絶対値が形成される。このことは例えば補助信号の２乗化によっても行われ得る。絶対値形成部35にはLPEフィルタ37がつづいている。それにより生じるOAD,SD1は38にて組合（結合）される。その際信号DD1＝F1（OHD,SD）が生じる。当該関数は例えば式形態F1＝a1.OHD＋b1.SDをとり、ここで係数a1,b1は可調整であり得る。他の関数、機能についてはさらなる実施例に関連して説明する。
信号DD1はなお極めて短いノイズ信号を含み、従ってマスキングのためにオーディオ信号に作用を与えるのに適していない。従って上記信号は時間フィルタ39を介して導かれ、それの出力側にはろ波されたノイズ信号AMU、AT1が出力される。信号AMUは40にて関数F2（AFE−AMU）に従って重み付けされた電界強度信号AFEと結合されて、信号AFE−AMUが形成されこの信号は出力側41にて取出可能である。関数F3（AT1,WF2）によっては制御信号Ｄが形成される。有利にはF2＝AMU・AFE,F3＝AT1・WF2。
図３の実施例では信号OAD,SDから限界値比較部42,43により２進信号AHD,ASDが形成され、上記２進信号は例えばレベル１によりノイズの生起を指示しレベル０によりノイズの非存在生起を指示する。上記信号はロジック回路網44にて供給され、これについては図４で詳述する。時間フィルタ39（図１）は図３の実施例ではパルス幅弁別器45と２つの非対称積分器46,47により形成される。当該回路に対する実施例を図５及び図６に示してある。
パルス幅弁別器によっては所定の幅を下回る信号DD1のパルスのみが転送されないでただ、所定幅を越えるパルスのみが転送されるようになる。非対称的積分器46,47を用いては信号AMU,AT1は信号DD2のそれぞれのパルスの開始後、減衰に必要な値へもたらされ、一方、信号DD2の各パルスの終端後緩慢な低下が行われる。
図４のロジック網は両信号AMD,ASDの選択的結合を可能にする。入力側51,52からの両信号はアンド回路53ないしオア回路54を介して、又直接的に４つの入力側を有する切換スイッチ55に供給される。供給された制御信号LN1,LN2を用いてアンド回路53の出力側、オア回路の出力側、又は入力側51,52のうちの１つが、出力信号56と接続され得る。出力側56とアンド回路53の出力側との接続の場合、出力信号DD1は入力信号AHD,ASDがレベル１を有する際のみレベル１をとる。有効周波数領域を上回るノイズ信号のみならず、副搬送波の側帯波の非対称特性も存在する場合のみノイズが通報される。出力側56がオア回路54の出力側と接続されている場合はノイズに対する２つのマーキング情報のうちの１つが生じる時に既にノイズが通報される。
図５に示すパルス幅変調弁では加算器61,乗算器62、メモリ63は各１つの走査値に対してアキュムレータを形成する。加算器61と乗算器62には信号DD1が入力値64から供給される。信号DD1が０に等しき限り、比較器65には値零も供給される。信号DD1が値に跳躍的に変化すると、アキュムレーション（累積）が開始され、ここでメモリ63における値は走査時点からその都度１だけ増大する。入力側66に供給された定数に達すると比較器65はインバータ67を介して信号を出力側67に送出する。桁数により与えられる値域を越えての積分器の出力信号のオーバーフローを阻止するために図６には示されていない制限機能部が設けられている。
図６に示す非対称積分器46,47の実施例（図３）では同様に、加算器71と乗算器72とメモリ73と（走査値向け）からなるアキュムレータが設けられる。74にて供給される信号DD2に依存して、75にて供給される定数K1が、各クロック毎にメモリ73の内容に加えられる（信号DD2が値１を有する限り）。その結果は更なる乗算器76にて定数K2で重み付けされ、そこで、加算器77が、さらなる定数K3の加算器のためつづいている。その際出力側78からは積分された信号が取出可能であり、
−−非対称積分器46の場合信号AMU、そうでない場合は信号AT1が取出可能である。
図７の実施例では関数F1＝a1.OHD＋b1.SDを用いての信号OHD及びSDの結合が行われる。それにつづいて38にて２進信号が生成され、この２進信号は更に図３の実施例におけるように処理される。
図８に示す実施例では尊号OHD及びSDは減衰及びチャネル分離のため種々の関数により結合され、即ち38に対してF1.1＝a1.OHD＋b1.OHDにより、そして38′にてF1.2＝a2.OHD＋b2.SDにより結合される。それにより生じた信号DD1,1及びDD1.2のさらなる処理が図３の実施例におけるように48,45,46にて、ないし48′,45′,46′にて行われ、信号AMU,AT1が形成される。
信号処理の際使用される種々の係数ないし定数は本発明の放送受信機の作成の際固定的にプログラミング又は可変の手法で記憶可能である。可変係数を用いる本発明の放送受信機は例えばサービス工場により変化する必要性に適合化され得、−例えば本発明により構成されるカーラジオの利用を或州にて異なる送信規格を以て行おうとする場合、又は利用の個所にて所定のノイズが屡々生じる場合適合化され得る。
【図３】
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【図１】
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【図７】
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【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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