(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信された信号の瞬時周波数と局部発振信号との間の差に比例した第一及び第二の一連の出力パルスを形成する復調手段と、
前記第一及び第二の一連の出力パルスを用いて、周波数の瞬時の表現を形成する手段と、
１サンプル期間にわたって前記周波数の瞬時の表現のピーク偏位を測定する手段と、
送信偏移に比例した前記ピーク偏位間の差から少なくとも１つのシンボルスライスレベルを計算する手段とを有する、ことを特徴とするFSK受信機。
【請求項２】
請求項１記載の受信機であって、
前記ピーク偏位間の差から少なくとも１つのシンボルスライスレベルを計算する手段は、アルゴリズム
0003639595.tif 000013
を実行する手段を有し、ここで、MINは前記ピーク偏位の最小値であり,MAXは前記ピーク偏位の最大値であり、Ｍは変調レベルの数である、ことを特徴とする受信機。
【請求項３】
請求項１記載の受信機であって、
前記少なくとも１つのシンボルスライスレベルを計算する手段は、
送信された中心周波数と局部発振器周波数との間のオフセットに比例した前記ピーク偏位の平均偏移を計算する手段と、
前記シンボルスライスレベルを前記平均偏移に設定する手段とを有する、ことを特徴とする受信機。
【請求項４】
請求項３記載の受信機であって、
前記復調手段は、調整可能なシンボルスライサを有し、
前記調整可能なシンボルスライサは、
前記第一及び第二の一連の出力パルスをそれぞれ受信するように連結された増加する入力及び減少する入力を備えた非同期アップ／ダウンカウンタ手段と、
微分機能を備えたフィルタ手段と、
シンボル期間と同期が取られ、積分されたパルスカウントの離散的な微分として回復されたデータを決定する手段とを有する、ことを特徴とする受信機。
【請求項５】
請求項４記載の受信機であって、
前記少なくとも１つのシンボルスライスレベルを計算する手段は、
最大値及び最小値をそれぞれ記憶する第一及び第二の手段と、
前記第一及び第二の一連の出力パルスのカウントが現在記憶されている最大値又は最小値を適切な方向で越える場合に、記憶されている前記最大値又は最小値を置き換える手段と、
前記第一及び第二の手段に連結され、アルゴリズム
0003639595.tif 000014
に基づいて前記少なくとも１つのシンボルスライスレベルを決定する手段とを有し、ここで、MINは前記ピーク偏位の最小値であり,MAXは前記ピーク偏位の最大値であり、Ｍは変調レベルの数である、ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
請求項４記載の受信機であって、
前記少なくとも１つのシンボルスライスレベルを計算する手段は、
最大値及び最小値をそれぞれ記憶する第一及び第二の手段と、
前記第一及び第二の一連の出力パルスのカウントが現在記憶されている最大値又は最小値を関連する方向に越える場合に、記憶されている前記最大値又は最小値を置き換える手段と、
前記第一及び第二の手段に連結され、現在記憶されている前記最大値及び最小値の和の半分に基づいて前記少なくとも１つのシンボルスライスレベルを決定する手段とを有する、ことを特徴とする受信機。
【請求項７】
請求項１記載の受信機であって、
速い過渡現象をブロックする過渡現象ブロック手段を更に有し、
前記過渡現象ブロック手段は、前記周波数の瞬時の表現のピーク偏位を測定する手段の出力と前記少なくとも１つのシンボルスライスレベルを計算する手段の入力の間に連結される、ことを特徴とする受信機。
【請求項８】
局部発振器と、
受信信号の瞬時周波数と局部発振信号との間の差に比例した該受信信号の第一及び第二の一連の出力パルスを生成する復調手段と、
前記復調手段に連結され、前記第一及び第二の一連の出力パルスをカウントするカウント手段と、
微分機能を備え、前記カウント手段に連結され、前記受信信号の復調表現を提供するフィルタ手段と、
前記受信信号の前記復調表現の最大値及び最小値を記憶する手段と、
変調信号のシンボル期間又はシンボル期間一部に実質的に対応する連続した期間中に受信された出力パルス数が現在記憶されている最大値又は最小値を超えるか否かを判断する手段と、
前記最大値及び最小値の少なくとも１つの変化に応じて、周波数オフセットに比例した復調信号の平均値を計算する手段と、
前記最大値及び最小値から前記シンボルスライスレベルを決定する手段と、
前記受信信号の前記復調表現をスライスして復元データを生成する手段とを含むゼロIF段を有する、ことを特徴とするFSK受信機。
【請求項９】
請求項８記載の受信機であって、
前記ゼロIF段は、
直交関係にある第一及び第二の信号を生成する手段を有し、
前記第一及び第二の一連の出力パルスを生成する手段は、
前記第一及び第二の信号を反転させたものをそれぞれ第三及び第四の信号として提供する手段と、
前記第一、第二、第三、及び第四の信号の所定のエッジが出現したときに１パルスを生成する手段と、
前記第一の信号が前記第二の信号より位相が進んでいるときに前記第一の一連の出力パルスを生成し、前記第二の信号が前記第一の信号より位相が進んでいるときに前記第二の一連の出力パルスを生成する手段とを有する、こと特徴とする受信機。
【請求項１０】
請求項９記載の受信機であって、
前記受信信号の前記復調表現をスライスする手段は、
非同期アップ／ダウンカウンタ手段を有する調整可能なシンボルスライサを有し、
前記非同期アップ／ダウンカウンタ手段は、
前記第一の一連の出力パルスを受信するように連結されたインクリメント入力と、
前記第二の一連の出力パルスを受信するように連結されたデクリメント入力とを有し、
前記フィルタ手段は、
所定の期間ごとに分離された前記カウント手段の出力カウントを観測するスライド窓を提供する手段と、
シンボル期間と同期が取られ、積分されたパルスカウントの離散的な微分として前記復元データを決定する手段とを有する、ことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は調整可能なシンボルスライス復調器を有する受信機に関し、より詳細には、しかしこれには限定されないが、FSK信号用のゼロIF受信機に関する。そのような受信機では復調器の出力は信号がスライス閾値レベルより上か下かに依存して２レベル変調の場合にはシンボルが例えば二進数の１又は二進数の０であるかの決定をなすシンボルスライサーに供給される。
背景の技術
一般に受信機での問題は局部発振周波数は温度及び水晶の加齢によりドリフトし、これは送信機の中心周波数と受信機の局部発振周波数との間に時間変化するオフセットが存在することを意味する。ドリフトを試し、対処するためにこのオフセットが存在するときに送信されたデータを受信可能にするために受信機はヘルツで表される許容量を有する。しかしながらオフセットが非常に大きくなると受信機は送信されたデータを受信できなくなる。UHF帯域（900MHz付近）のようなより高い周波数で百万分率（ppm）で表される水晶の加齢と発振器温度ドリフトはより低い周波数とほとんど同じであるが、ヘルツで表された実際のドリフトはより大きく、その結果としてデータを受信する受信機の許容性を越えてしまい、そのために受信機がそのような条件下で機能し続けるかを確認するために余分な測定が必要とされる。
通常受信機設計者は受信機のオフセット性能を拡張するために自動周波数制御（AFC）を付加する。そのようなAFC技術は測定される周波数オフセットをしばしば必要とし、これを使用するために局部発振器周波数を周波数オフセットを最小化するような方法で制御する。AFSを使用することは局部発振器を制御するために付加的な回路を設けなければならず、受信された信号がそのオフセットが測定しようとしたものかを確認することを含むその欠点なしにはできない。送信機が恒常的にオンでないシステムでは局部発振器に対する制御信号がチャンネルノイズに応答しないことを確実にし、AFC制御システムが高レベルの隣接チャンネル信号に応答しないことを確実にすることが必要である。
本発明の開示
本発明の目的はゼロIF受信機内の送信中心周波数と受信局所発振器とのと間の大きな周波数オフセットの影響に対抗することである。
本発明によれば受信された信号の瞬時周波数と局部発振信号との間の差に比例するパルスのような表現を形成する手段と、周波数の瞬時の表現を形成するためにパルスのような表現を用いる手段と、ピーク偏位間の差は送信偏移に比例する周波数の瞬時の表現のピーク偏位を測定する手段と、ピーク偏位間の差から少なくとも一つのシンボルスライスレベルを計算する手段とからなるFSK受信機が提供される。
（Ｍ−１）シンボルスライスレベルを要求するＭ−ary変調スキームに対してその又は複数のシンボルスライスレベルを計算する手段はアルゴリズム
0003639595.tif 000002
を実施する手段からなり、ここでMINは最小ピーク偏位,MAXは最大ピーク偏位、Ｍは変調レベルの数である。
２レベル信号の場合にはシンボルスライスレベルを計算する手段は送信された中心周波数と局部発振器周波数との間のオフセットに比例するピーク偏位の平均偏移を計算する手段と、スライスレベルを平均偏移に設定する手段とを簡単化するアルゴリズムを用いる。
本発明はまた局部発振器と、受信された信号の瞬時周波数と局部発振信号との間の差に比例する受信された信号のパルスのような表現を形成する手段を有する復調手段と、パルスをカウントする復調手段に結合される手段と、信号の復調された表現を提供する該カウント手段に結合される微分関数を有するフィルター手段と、信号の復調された表現の最大及び最小値を記憶する手段と、変調信号のシンボル期間又はシンボル期間の部分に実質的に対応する連続する期間中に受信されたパルス数が現在記憶されている最大又は最小値を超えるかどうかを決定する手段と、周波数オフセットに比例する復調信号の平均値を計算するために最大及び最小値の少なくとも一つの変化に応答する手段と、最大及び最小値からシンボルスライスレベルを決定する手段と、回復されたデータを形成する信号の復調された表現をスライスする手段とを含むゼロIF段からなるFSK受信機を提供する。
それ自体の調整可能なシンボルスライス復調は積分型の閉ループ制御AFCシステム上で多くの利点を有する。調整可能なビットスライス復調は不正確な値を記憶する関連する危険を有するループ制御を要求しない。更にまたそれは速く動作し、自己補正するものであり、この両者は高データレート信号を扱うときに重要である。比較として、閉ループAFCシステムは搬送波が存在しないときに有害に影響し、データレートに関して信号を捕捉するのが遅く、捕捉時間はrf信号レベル及びオフセットで偏移する。
本発明の実施例ではシンボルスライス閾値レベルは２レベル変調システムに対して最大及び最小パルスカウントの和の半分を計算することにより決定される。
図の説明
本発明は以下に図を参照して例により説明される。
図１は送信された二進FSK信号（ダイアグラムＡ）及び送信機と受信機の発振器の間のドリフトの影響（ダイアグラムＢからＥ）を示す一連のダイアグラムＡからＥである。
図２はヨーロッパ特許EP−Ａ−0405679に記載される型のゼロIF受信機のブロック図である。
図３は図２に示される回路の動作に関する波形ダイアグラムＡからＮを示す。
図４は調整可能なシンボルスライサーの２つの代替的な実施例のブロック図である。
図５はNRZ送信された二進波形を示す。
図６はチャンネルノイズと共に受信されたときの図５に示される波形を表す図１の受信機からのＲ及びＳパルスを示す。
図７は図３のアップ／ダウンカウンタ54の出力のグラフである。
図８はアップ／ダウンカウンタの出力の現在のカウントと一シンボル期間早いカウントとの間の差と回復されたデータとを共に示すグラフである。
図８から11は可変シンボルスライスレベルがオフセット周波数で異なるシフトに対していかにして得られるかを示すグラフであり、入力及び回復されたデータは２レベルの各グラフの上に示される。
図12は２レベルに対する最大及び最小値を更新し、シンボルスライスレベルを形成するアルゴリズムの実施のブロック図である。
図13は４レベル変調信号に対するＲ及びＳを示す。
図14は図13のＲ及びＳパルスが印加されたときにカウンタの瞬時の値を示す。
図15は瞬時のカウンタ出力と一シンボル期間早い出力との間の差を３つのスライスレベルと共に示すグラフである。
図では同じ符号は対応する特徴を示すために用いられている。
本発明の実施の態様
図１を参照するにダイアグラムＡは送信機中心周波数fCに関するFSK信号として送信された二進「０」及び「１」を示す。ダイアグラムＢは受信機チャンネルフィルタ包絡線RCFを示し、fCに対応する局部発振周波数fLに関して同じ信号を示す。ここではfL,fC間に周波数オフセットはない。周波数包絡線の右のスケッチは図２に示される回路により形成されるこれらの二進信号のパルスのような表現に対応する。これらのパルスのような表現は受信信号の瞬時周波数と局部発振周波数との間の差に比例する。図１で二進数「０」、「１」のパルス表現はそれぞれＲ、Ｓに同定される。ダイアグラムＣ、D,Eは送信機の中心周波数fCと受信機の局部発振周波数fLとの間のオフセットが二進「１」がダイアグラムＥの右のスケッチで「Ｓ」パルスの欠如により示されるようにもはや検出可能ではないところまでＣからＥへ増加するようにドリフトする局部発振周波数fCの影響を示す。斯くして固定されたシンボルスライス回路が図２の受信機の出力に結合される場合には二進「１」は検出されず、斯くして回復されたデータである送信信号の復調された表現が不正確になる。AFCが適用される場合には局部発振周波数は送信機中心周波数fCに向かってプルされる。しかしながら上記のようにAFCを用いると幾つかの不都合がある。
図２を参照するに受信機はFSK信号fC±δｆを受信するアンテナ10からなり、ここでfCは公称搬送周波数であり、δｆは偏移周波数であり、例えば1200ビット／秒のデータ信号に対して4.8kHzである。これらの信号は第一及び第二のミキサー12、14の第一の入力に供給される。理想的にはfC＝fLである周波数fLを発生する局部発振器16は第一及び第二のミキサー12、14の第二の入力に係合される。ミキサー14の場合には90゜の位相シフター18が局部発振器16とミキサー14との間の信号路に結合される。第一及び第二のミキサーの周波数出力の差は入力信号がfC＋δｆであるときはfL−（fC＋δｆ）であり、入力信号がfC−δｆであるときはfL−（fC−δｆ）である。
受信機のフロントエンドの図示されない配置で位相シフター18はアンテナ10と第一又は第二のミキサー12又は14との間の信号路の一つに挿入され、局部発振器16はミキサー12、14の第二の入力に直接結合される。受信機のフロントエンドの他の図示されない配置は＋45゜と−45゜の位相シフターがそれぞれの局部発振器路又はそれぞれの入力信号路のいずれかに配置される。
直交関係の差信号は低域通過フィルター20、22でフィルターされ、それからＩ及びＱの方形波信号を供給するそれぞれの制限増幅器24、25でハードリミットされる。
Ｉ及びＱ信号はそれから復調器DEMに印加される。最初にパルスシーケンス
0003639595.tif 000003
は単安定回路26、28、30、32及びインバータ27、31を用いて振幅制限されたＩ及びＱ方形波信号から得られる。復調器回路は２つの入力ANDゲート対36、37;38、39;40、41;42、43からなる。Ｉ信号はANDゲート36、39に印加され、
0003639595.tif 000004
信号はゲート37、38に、Ｑ信号はゲート40、43に、
0003639595.tif 000005
信号はゲート41、42に印加される。
パルスシーケンス
0003639595.tif 000006
はそれぞれANDゲート40、40;ゲート42、43;ゲート38、39;ゲート36、37に印加される。
２つの４入力ORゲート46、48が設けられる。ORゲート46の入力ＡからＤはそれぞれANDゲート36、38、40、42に接続され、ORゲート48の入力ＡからＤはそれぞれANDゲート37、39、41、43に接続される。ORゲート46、48は出力R,Sをそれぞれ有する。
図２に示される回路の動作は1200bd（baud）のシンボルレートと局部発振器及び公称中心周波数のドリフトがないときにシンボル毎に４サイクルを与える±4.8KHzの偏移周波数を有する理想化された２レベルNRZ信号を数値例として参照する図3A、3BのダイアグラムＡからＮに示される波形を参照にして説明する。参照を容易にするためにダイアグラムＡからＮは二進「Ｉ」と「Ｏ」との間の遷移に焦点を絞る。ダイアグラムＡからＤはそれぞれ振幅制限された非ゼロ復帰（NRZ）方形波
0003639595.tif 000007
を示す。ダイアグラムＥからＨはそれぞれ単安定回路26、28、30、32の出力で生ずるパルスシーケンスである。各シーケンスのパルスはそれぞれの方形波信号での正にいくエッジに対応し、各パルスの持続時間は関連する方形波のそれと比べて小さい。ANDゲートのついで入力方形波信号はそれらのエッジから実質的に90゜時間位相シフトされた点でサンプルされる。それぞれA46、B46、C46、D46の符号のダイアグラムＩからＬはORゲート46の入力ＡからＤを示す。ORゲート48の入力ＡからＤは示されていないが、ダイアグラムＡからＨの考察により推定可能である。ダイアグラムＭ及びＮはそれぞれNORゲート46、48の出力R,Sを示す。
上記の数値例では例えば二進数「１」が7.2kHzにより表されるように偏移周波数でのオフセットが存在する場合にはシンボル当たり24のゼロクロスが生ずるシンボル当たり６サイクルが存在し、二進数「０」が2.4kHzにより表される場合にはこれはシンボル当たり２サイクルと等価であり、シンボル当たり８パルスである。パルスが各ゼロ交差上で形成され、これらのパルスがカウントされる場合にはFSK信号の周波数オフセットを決定する手段となる。
図４に示される調整可能なシンボルスライサーの代替的な実施例は２レベル復調信号で用いられる。この実施例は微分関数でフィルタ52A又は52Bを実施することに関して異なる。復調器（DEM）の出力は図２のORゲート46、48のR,S出力を受けるよう接続される入力55、56を有する非同期アップ／ダウンカウンタ54に接続される。カウンタ54は受信機により受信される信号（図２）のビット期間の８倍でクロック信号CLによりクロックされる９ステージシフトレジスタ58からなるフィルタ52Aに接続される６ビットパラレル出力を有する。前のシンボル期間にわたるパルスカウントの増加を得るためにシフトレジスタ58の出力と入力との間の差が得られる。これをおこなう一つの方法はシフトレジスタ58のパラレル出力を２の補数回路60に印加することである。回路60のパラレル出力はシフトレジスタ58の第一段のパラレル出力と共に加算回路62に印加される。２つのカウント間の差はパラレルバス63を経由して１ビット比較器64に印加され、これはまた段66からスライスレベルの現在の表現を受ける（図12を参照して説明される）。それぞれの入力上の値は比較され、２レベルデータ出力は端子68上に形成される。
フィルタ52Bの代替実施例ではカウンタ54の出力は１ビット遅延段53と減算段58の一の入力に印加され、第二の入力は遅延段53の出力に結合される。段53、57の組合せは１ビット微分を提供する。段57の出力はIIR（無限インパルス応答）フィルタ59に結合される。フィルタ59の出力は１ビット比較器64と段66のそれぞれの入力に結合される。
代替的な図示されない実施例では前のシンボル期間の部分に対するパルスカウント内での増加はより小さなシフトレジスタを有するか又はより高いレートでシフトレジスタ58をクロッキングするかのいずれかにより得られる。
調整可能なシンボルスライサーの動作の原理は図５から８を参照して以下に説明される。図５は二進値0110010の送信されたシーケンスのNRZ二進波形表現を示す。図６はノイズの存在下で送信されたシーケンスが受信されたときのR,S信号を示す。rf信号レベルは受信された閾値に近いと仮定される。また受信機局部発振器周波数fLと送信機中心周波数fCとの間の比較的大きな周波数オフセットがある（図１のダイアグラムＤを参照）。
カウンタ54は負のカウントは対応する正のカウントの２の補数からなる６ビットカウンタである。カウンタ54がカウントアップ中に最大値に達すると図７に示すようにそれはそれ自体をリセツトし、カウントを続ける。同様にしてカウンタがカウントダウンしてその最小値に達した場合にはそれはそれ自体をリセットして、トップから下方にカウントを続ける。フィルタ54A（図４）の場合ではカウンタ54内のカウントにより量を決定するためにシンボル期間、シフトレジスタ58、２の補数段60、加算回路62内で変化し、加算回路62は１シンボル期間より早く対応する最も長く保持されたカウントから最も新しいカウントを減算することによりスライド窓を集中的に形成する。シフトレジスタ58がクロックレートの８倍でクロックされる故に各シンボル期間で８つの異なるカウントが存在する。異なるカウントは図８の上の曲線上に点により示される。この例では局部発振器と送信機周波数との間に実質的なオフセットが存在する故に曲線はゼロ以下にはならない。図８では７の値を有するようにシンボルスライスレベルを段66（図４）から配置することにより、データ出力は図５に示される入力データの遅延されたバージョンである。２レベルに対するシンボルスライスレベルは異なるカウントの最大及び最小値を確認することにより決定され、それらの平均をとる。図８では最大及び最小値はそれぞれ14及び０であり、平均は７であり、これは７のシンボルスライスレベルを与える。図８の下のダイアグラムではシンボルスライサーによりなされた決定は図５に示されるNRZ二進波形の遅延されたバージョンを形成する。
図９から11は局部発振周波数のシフトの差に対してシンボルスライスレベルを調整する例を示すグラフである。各図は送信機での入力データi/pと、受信機での出力データo/pと、最大（MAX）及び最小（MIN）値での変化と、シンボルスライスレベル（SL）とを表す３つのダイアグラムからなる。これらの図で下方を指す矢の頭は最大値の更新を示し、上方を指す矢の頭は最小値の更新を示す。より多くのデータが受信されるので最大MAX及び最小MINの値と、シンボルスライスレベルSLとは入力及び出力波形が相互に似ている結果を安定させる傾向にある。２レベル信号に対して最大及び最小値を更新する簡単なアルゴリズムは：
一定値、Ｋ＝2x4x偏移／ビットレート
開始時はMAX＝０、MIN＝０
プログラムループは以下のようである：
0003639595.tif 000008
図12は最大及び最小値を更新するアルゴリズムのハードウエア実施を実線で示す。加算回路62又はIIR59（図４）の出力はバス63により最大（MAX）値レジスタ70及び最小（MIN）値レジスタ72に印加され、それらのいずれかは現在のMAX及びMIN値を記憶する。現在のシンボルスライスレベルSLは段階74でMAX及びMIN値の和の平均を得て、それを比較器64（図４）に印加することにより得られる。
現在のMAX及びMIN値の間の差は段76で得られ、その出力がＫの値と共に比較器段78に印加される。MAX−MINがＫより大きい場合には「１」の値を有する出力はレジスタ70、72に結合されるライン80上に供給される。レジスタ70の場合は一の値が新たなMAXを与えるためにMAXの現在の値から減算され、それは新たなMAX＝（現在の）MAX−１である。レジスタ72に一の値が新たなMINを与えるためにMINの現在の値に加算され、それは新たなMIN＝（現在の）MIN＋１である。
図12はまた最大及び最小値を更新するアルゴリズムの基本的なハードウエア実施の補強を破線で示す。補強はそこから段66への入力が得られるジャンクション86の後にバス63及び、最小値と最大値レジスタ70、72の入力が接続されるジャンクション86とジャンクション90との間のバス88にフィルタ82、84を設けることからなる。フィルタ82、84はデジタル的に設けられたフィルタである。フィルタ82の場合は１ビット比較器64にデータ信号を通すよう設計される。フィルタ84はその主な機能がレジスタ70、72にいかなる早い過渡現象を入れ、段74のスライスレベル出力を混乱し、故に比較器64がシンボルを不正確に検出することをブロックすることである。フィルタ84のカットオフ周波数はデータの最大周波数と同じ又はより若干高く、このカットオフ周波数は２より大きいＭの値に対してより大きくなる。
以下にCCIRラジオページングコードNO.1、さもなければPOCSAGとして知られるものに見られるような２レベル変調を説明する。しかしながら本発明の教示はＭ−ary変調スキームに印加されうる。例としてＭ＝４を考える。A4レベル変調スキームはETSI（ヨーロッパ通信規格協会）により作られたERMESページングコードに用いられ、種々のシンボルは概念的な中心周波数に関する以下の周波数偏移により示される。
0003639595.tif 000009
Ｍ＝４に対して３つのスライスレベルSL1.SL2,SL3（図15）は４シンボル間の識別を要求される。最大（MAX）及び最小（MIN）レベルからスライスレベルを計算する一般的なアルゴリズムは
0003639595.tif 000010
ここでＭはレベルの数である。
斯くしてＭ＝４に対して
0003639595.tif 000011
で与えられる３つのスライスレベルｉ＝1,2,3がある。
0003639595.tif 000012
図13は４レベル信号に関するR,S出力（図２）を示し、送信された中心周波数fCと受信された局部発振周波数fLとの間の周波数偏移はなく、受信信号上にノイズはないことを仮定する。
図14はカウンタ54（図４）内のカウントのグラフである。
図15はスライスレベルSL1,SL2,SL3を示す差カウントのグラフである。データ信号のゼロ交差で決定をなすことにより元のデータ値は回復されるものである。
本発明の開示から他の改良は当業者には明白である。そのような改良は設計、製造ですでに知られた他の特徴を含み、ゼロIF受信機及びその構成部品を用い、それはここに既に記載された特徴に加えて、又はその代わりに用いられる。請求項は特徴の特定の組合せに対してこの明細書で形成されているが本発明の開示の範囲はどのような新たな特徴又はここに開示された特徴の新たな組合せをも明示的又は暗に又はその一般化として含み、どの請求項でここに請求したような同じ発明に関係するかどうか、本発明でなしたような同じ技術的な問題の幾つか又は全てを緩和するかどうかをまた含む。出願人はここにより新たな請求項は本発明又はそれから派生する更なるあらゆる出願の係属中にそのような特徴及び／又はそのような特徴の組合せに対して形成される。
産業上の応用
データ受信機、特に、しかしこれには限定されないが、デジタルページング受信機。
【図１】
0003639595.tif 000015
【図５】
0003639595.tif 000016
【図６】
0003639595.tif 000017
【図４】
0003639595.tif 000018
【図８】
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【図２】
0003639595.tif 000020
【図３】
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【図７】
0003639595.tif 000022
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
0003639595.tif 000029