(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成され、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング手段と、
ギャップが形成されていない磁心に一次巻線と二次巻線とが形成され、上記スイッチング手段により一次巻線に得られる出力を二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に対して直列に接続される一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記２石のスイッチング素子のいずれかに並列に接続され、上記２石のスイッチング素子のターンオフ時に対応するタイミングで部分共振する一次側部分共振コンデンサと、
上記２石のスイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加してスイッチング動作をさせるスイッチング駆動手段と、
上記一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続され、少なくとも、上記一次側部分共振コンデンサが接続されたスイッチング素子がターンオフするタイミングに対応してオン期間が得られるようにスイッチング動作を行う補助スイッチング素子と、所要以上の静電容量値が選定されたコンデンサとを直列に接続した直列回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、所定の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧の定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング駆動手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧の定電圧制御を行う定電圧制御手段、
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記補助スイッチング素子の導通角を可変して、上記スイッチング駆動手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧の定電圧制御を行う定電圧制御手段、
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線と、この二次側巻線に対して並列に接続される二次側部分共振コンデンサからなり、上記直流出力電圧生成手段が備える整流ダイオード素子がターンオフするタイミングに対応して部分共振する二次側部分共振回路をさらに備えると共に、
上記一次側直列共振コンデンサと上記直列回路における上記コンデンサの静電容量値を、上記二次側直流出力電圧が供給される負荷が最大の負荷電力を要するときの上記一次側共振周波数が所定以下となるようにして選定したことを特徴とする特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記スイッチング駆動手段は、
上記２石スイッチング素子を自励式によりスイッチング駆動する自励発振駆動回路によって形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記スイッチング駆動手段は、
上記２石スイッチング素子を他励式によりスイッチング駆動する他励発振駆動回路によって形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記絶縁コンバータトランスは、
一対のＥ字形磁心を接合して形成されるＥ−Ｅ字形磁心の中央磁脚に対して、上記一次巻線と上記二次巻線とを、それぞれ巻装することにより構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
上記絶縁コンバータトランスは、
一対のＵ字形磁心を接合して形成されるＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に対して、上記一次巻線と上記二次巻装とを、それぞれ巻装することにより構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１８は先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励式の電流共振形コンバータが採用されている。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力する整流平滑回路として、［整流ダイオードＤi1，Ｄi2，平滑コンデンサＣi1，Ｃi2］から成る倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣi1−Ｃi2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅiを生成する。
この電源回路のスイッチングコンバータは、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣi1の正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2にはバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用される。
【０００５】
このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤD1，ＤD2がそれぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤD1のカソードはスイッチング素子Ｑ1のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ1のエミッタと接続される。また、同様にクランプダイオードＤD2のカソードはスイッチング素子Ｑ2のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ2のエミッタと接続される。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1のベースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1、共振用コンデンサＣB1、駆動巻線ＮB1の直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に直列共振回路を形成する。
同様に、スイッチング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2、共振用コンデンサＣB2、駆動巻線ＮB2の直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発振用の直列共振回路を形成する。
【０００７】
直交形制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行うために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流を検出する共振電流検出巻線ＮDが巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮCが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構成される。
駆動巻線ＮB1の一端は、共振用コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ2のコレクタに接続される。駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデンサＣB2−抵抗ＲB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2のベースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
また、共振電流検出巻線ＮDの一端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他端は後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1の一端に対して接続される。なお、共振電流検出巻線ＮDの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【０００８】
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD、及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１（Power Isolation Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の構造としては、図２０に示すように、例えばフェライト材によるＥ字形コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥ−Ｅ字形コアが備えられ、このＥ−Ｅ字形コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ3）とが分割された状態で巻装されている。この場合、分割ボビンＢには、約６０ｍｍφのリッツ線を、がら捲きにより巻回して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ3）とをそれぞれ構成するようにしている。
またこの場合、Ｅ−Ｅ字形コアの中央磁脚に対しては０．５ｍｍ〜１．０ｍｍのギャップＧが形成されており、これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ3）の結合係数ｋが、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態が得られるようにしている。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1の一端は、共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1の他端は、例えばフィルムコンデンサからなる一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記一次側直列共振コンデンサＣr1、及び一次巻線Ｎ1は直列に接続され、この一次側直列共振コンデンサＣr1のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンスＬ1）成分とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成するようにしている。
【００１１】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側部分電圧共振用の一次側並列共振コンデンサＣr2が並列に接続されており、この一次側並列共振コンデンサＣr2によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）動作、及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）動作させるようにしている。
【００１２】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路と、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の動作を共振動作とするための一次側部分電圧共振回路とが備えられている。なお、本明細書では、このような一次側電流共振回路に対して部分電圧共振回路などの他の共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータのことを「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいう。
【００１３】
また、この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の二次側には、二次巻線Ｎ2，Ｎ3がそれぞれ独立して巻装されている。そして、二次巻線Ｎ2に対してはブリッジ整流ダイオードＤBR及び平滑コンデンサＣO1を接続することで、直流出力電圧ＥO1を生成するようにしている。また、二次巻線Ｎ3に対してはセンタータップを設けた上で、二次巻線Ｎ3に、それぞれ整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続することで［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路を形成して直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。
この場合、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。
【００１４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流として直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに供給することにより後述するようにして定電圧制御を行う。
【００１５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベースに起動電流が供給され、例えばスイッチング素子Ｑ1が先にオンになったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、共振電流検出巻線ＮD→一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣiの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2，Ｎ3に交番出力を得る。
【００１６】
また、直交形制御トランスＰＲＴによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側直流出力電圧ＥO1が変動したとすると、制御回路１では二次側直流出力電圧ＥO1の変動に応じて制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流により直交形制御トランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御トランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させるように作用するが、これにより自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波数ｆｓが変化するように制御される。
この図に示す電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1及び一次巻線Ｎ1の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数ｆｓを設定しているが、例えばスイッチング周波数ｆｓが高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数ｆｓが離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側直流出力電圧が抑制されることになって、定電圧制御が図られることになる。
なお、本明細書では、このような二次側直流出力電圧ＥO1の変動に応じて直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可変制御して行う定電圧制御方式のことを「スイッチング周波数制御方式」と呼ぶ。
【００１７】
また、図１９は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる他の電源回路の構成例を示す回路図である。なお、図１８に示した電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
この図１９に示す電源回路も、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12スイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータが備えられているが、その駆動方式は他励式とされている。この場合、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12にはＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００１８】
またこの場合は、ブリッジ整流回路Ｄi及び平滑コンデンサＣiからなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣの交流入力電圧ＶACを整流平滑化して、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成するようにされる。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートは、発振・ドライブ回路１１に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ11のドレインは、平滑コンデンサＣiの正極と接続され、ソースは一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接続される。また、スイッチング素子Ｑ12のドレインは、上記スイッチング素子Ｑ11のソースと接続され、そのソースは一次側アースに接続されている。
また、ここでも、一次側部分電圧共振用の一次側並列共振コンデンサＣr2がスイッチング素子Ｑ12のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
更に、各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続されている。
【００２０】
上記スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12は、発振・ドライブ回路１１によって、先に図１８にて説明したスイッチング動作が得られるようにスイッチング駆動される。
つまり、この場合の制御回路１は直流出力電圧ＥO1の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を、フォトカプラＰＣを介して一次側の発振・ドライブ回路１１に対して供給する。発振・ドライブ回路１１では、直流出力電圧ＥO1の安定化が図られるように制御回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して交互に出力する。これによって、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数ｆｓが可変されることになる。
【００２１】
この場合、発振・ドライブ回路１１には、起動抵抗ＲSを介して起動電圧が供給されていると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次側に追加的に巻装された巻線Ｎ4の出力をコンデンサＣ1で平滑した平滑出力が駆動電圧として供給されている。
【００２２】
図２１は、上記図１８に示した電源回路の要部の動作波形を示した図である。なお、図１９に示した電源回路の動作波形もほぼ同様とされる。
この場合、先ず、商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに起動電流が供給され、スイッチング素子Ｑ1がオンになると、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れるが、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。以降はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなるように制御される。これにより、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間ＴOFFにおけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図２１（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図２１（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れることになる。
【００２３】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図２１（ｃ）に示されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ1に負方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れると、スイッチング素子Ｑ2には正方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れることになる。このようにスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流が供給され、二次巻線Ｎ2に接続されているブリッジ整流ダイオードＤBRから図２１（ｅ）に示すような波形のブリッジ出力電圧Ｖ2が得られることになる。
【００２４】
また、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に接続されている一次側並列共振コンデンサＣr2には、図２１（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が、それぞれターンオンまたはターンオフ時の短期間のみ共振電流ＩC2が流れることになる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をＺＶＳ動作及びＺＣＳ動作としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2におけるスイッチング損失の低減を図るようにしている。
【００２５】
図２２は、上記図１８に示した電源回路の特性例として、二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏが０Ｗ〜２００Ｗまで変動した時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴONの変化特性を示した図である。
ただし、この図に示す特性は、ＡＣ２００Ｖ系の条件に対応して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数をそれぞれ４５Ｔ（ターン）、一次側直列共振コンデンサＣr1として０．０５６μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2として３３０ｐＦを選定した時の特性を示した図である。
【００２６】
この図に示すように、図１８に示した電源回路では負荷電力Ｐｏが重くなるにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONが長くなるように制御されている。
そして、この場合の電力変換効率ηAC→DCは、負荷電力Ｐｏが２００Ｗの時に約９１．８％、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗの時に約９２．４％となり、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗの時に最も効率が良いことが見て取れる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１８，図１９に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCは、図１８に示されているような倍電圧整流回路により商用交流電圧を整流した場合は約９２％、図１９に示されているような全波整流回路により整流した場合は約９０％とされるが、このようなＡＣ−ＤＣ電力変換に伴う電力損失は、できるだけ少ないほうが好ましい。
ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCを向上させる１つの手段としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１を形成するＥ−Ｅ字形磁心の中央磁脚にギャップＧを形成しないようにすることが考えられる。
【００２８】
しかしながら、上記した先行技術としての電源回路の場合、例えば図１８に示した電源回路の場合は、交流入力電圧ＶACが最小交流入力電圧（例えば９０Ｖ）、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力（例えば２００Ｗ）のときでも、所定の二次側直流出力電圧ＥO1（例えば１３５Ｖ）が得られるようにスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓの範囲を設定しておく必要がある。つまり、交流入力電圧ＶACが最小交流入力電圧を考慮して一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量と絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1の漏洩インダクタンスによって決まる直列共振周波数ｆｏの範囲を決定しておく必要がある。
このため、図１８に示した電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値として、どうしても小さい静電容量値に選定せざるをえず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の中央磁脚に０．５ｍｍ〜１．０ｍｍ程度のギャップＧを形成しなければ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をＺＶＳ及びＺＣＳより安定して動作させることができなくなるという欠点があった。
【００２９】
また、図２０に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の中央磁脚に形成するギャップＧは、フェライト磁心を研磨して形成するようにしているため、研磨工程が必要であり、その分のコストアップが発生するという欠点があった。
【００３０】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１のギャップ近辺の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2は、フリンジ磁束による渦電流損失によって温度が上昇するという欠点もあった。さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１は疎結合トランスであるため、トランスの外周に銅板により形成したショートリングを巻回するなどの漏洩磁束シールド対策が必要になるという欠点もあった。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成され、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング手段と、ギャップが形成されていない磁心に一次巻線と二次巻線とが形成され、スイッチング手段により一次巻線に得られる出力を二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に対して直列に接続される一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。そして、上記２石のスイッチング素子のいずれかに並列に接続され、上記２石のスイッチング素子のターンオフ時に対応するタイミングで部分共振する一次側部分共振コンデンサと、上記２石のスイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加してスイッチング動作をさせるスイッチング駆動手段と、上記一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続され、少なくとも、上記一次側部分共振コンデンサが接続されたスイッチング素子がターンオフするタイミングに対応してオン期間が得られるようにスイッチング動作を行う補助スイッチング素子と、所要以上の静電容量値が選定されたコンデンサとを直列に接続した直列回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、所定の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧の定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備えて構成することとした。
【００３２】
上記構成によれば、絶縁コンバータトランスにギャップを形成しないようにすることで、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率の向上、および漏洩磁束の低減を図るようにする。このとき一次側直列共振コンデンサと並列に接続される直列回路の補助スイッチング素子を、一次側部分共振コンデンサが並列に接続されたスイッチング素子がオンとなる期間のみ動作させ、この期間において、一次側直列共振コンデンサに直列回路のコンデンサを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスのギャップを零にした場合でも、スイッチング素子をゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチングで安定して動作させることが可能になる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に電流共振形コンバータを備えた共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００３４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力する整流平滑回路として、［整流ダイオードＤi1，Ｄi2，平滑コンデンサＣi1，Ｃi2］から成る倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣi1−Ｃi2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅiを生成する。
この電源回路のスイッチングコンバータは、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣiの正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2にはバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用される。
【００３５】
このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤD1，ＤD2がそれぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤD1のカソードはスイッチング素子Ｑ1のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ1のエミッタと接続される。また、同様にクランプダイオードＤD2のカソードはスイッチング素子Ｑ2のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ2のエミッタと接続される。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ1のベースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1、共振用コンデンサＣB1、駆動巻線ＮB1の直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に直列共振回路を形成する。
同様に、スイッチング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2、共振用コンデンサＣB2、駆動巻線ＮB2の直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発振用の直列共振回路を形成する。
【００３７】
直交形制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行うために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流を検出する共振電流検出巻線ＮDが巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮCが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構成される。
駆動巻線ＮB1の一端は、共振用コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ2のコレクタに接続される。駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデンサＣB2−抵抗ＲB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2のベースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
また、共振電流検出巻線ＮDの一端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他端は後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端に対して接続される。なお、共振電流検出巻線ＮDの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【００３８】
直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD、及び駆動巻線ＮB1，ＮB2に対して直交する方向に巻装して構成される。
【００３９】
そして、本実施の形態としての電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造が、先行技術としての絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の構造と異なるものとされる。
図２に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴもまた、上記図２０に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴ１と同様、フェライト材によるＥ字形コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥ−Ｅ字形コアを備え、このＥ−Ｅ字形コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを分割した状態で巻装するようにしているが、図２に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、Ｅ−Ｅ字形コアの中央磁脚に形成されていたギャップＧを形成しないようにした点が、上記図２０に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴ１とは異なるものとされる。
そして、この場合は分割ボビンＢに、約６０ｍｍφのリッツ線を、がら捲きにより巻回して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とをそれぞれ構成することで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋが、例えばｋ≒０．９０程度の結合状態を得るようにしている。
【００４０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1の他端は、例えばフィルムコンデンサからなる一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記一次側直列共振コンデンサＣr1、及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この一次側直列共振コンデンサＣr1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンスＬ1）成分とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成している。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側部分電圧共振用の一次側並列共振コンデンサＣr2が並列に接続される。
この一次側並列共振コンデンサＣr2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ（Zero Current Switching）動作させるために設けられる。
即ち、この図１に示す電源回路は、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を採るものとされる。
【００４２】
そして、このような第１の実施の形態としての電源回路においては、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、一次側直列共振コンデンサＣr1のキャパシタンス電圧制御用のコンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するようにしている。
補助スイッチング素子Ｑ3のドレインはコンデンサＣr3と接続され、そのドレイン−ソース間にはクランプダイオードＤD3が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ3のソースは一次側アースに対して接地される。
この場合、コンデンサＣr3の静電容量値は、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍以上のものが選定される。また、補助スイッチング素子Ｑ3には、ＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００４３】
補助スイッチング素子Ｑ3の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ1−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。またゲートと一次側アースとの間には抵抗Ｒｇ2が接続されている。このような直列接続回路は、補助スイッチング素子Ｑ3のための自励発振駆動回路を形成する。
また、ドライブ巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に独立するようにして形成される。なお、ドライブ巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、ドライブ巻線Ｎｇのターン数は１Ｔに限定されるものではない。
【００４４】
また、この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2，Ｎ3がそれぞれ巻装されている。そして、二次巻線Ｎ2に対してはブリッジ整流ダイオードＤBR及び平滑コンデンサＣO1を接続することで、直流出力電圧ＥO1を生成する。また、二次巻線Ｎ3に対してはセンタータップを設けた上で、それぞれ整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続することで［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路を形成して直流出力電圧ＥO2を生成する。
この場合、直流出力電圧ＥO1は、制御回路１に対しても分岐して入力される。
【００４５】
制御回路１は、例えば二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を、制御電流として直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに供給することにより後述するようにして定電圧制御を行う。
【００４６】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベースに起動電流が供給されるが、例えばスイッチング素子Ｑ1が先にオンになったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、共振電流検出巻線ＮD→一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣiの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2，Ｎ3に交番出力を得る。
【００４７】
また、直交形制御トランスＰＲＴによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側直流出力電圧ＥO1が変動したとすると、制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1の変動に応じて制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流により直交形制御トランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御トランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させるように作用して、自励発振回路の条件が変化し、スイッチング周波数ｆｓが変化するように制御される。
この図１に示す電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1及び一次巻線Ｎ1の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数ｆｓを設定しているため、例えばスイッチング周波数ｆｓが高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数ｆｓが離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側直流出力電圧ＥO1が抑制され、二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧制御が図られることになる。
【００４８】
図３及び図４は、上記図１に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。なお、図３には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時の動作波形が示され、図４には交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時の動作波形が示されている。
【００４９】
先ず、図３に示すように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時においては、商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに起動電流が供給され、スイッチング素子Ｑ1がオンになると、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れる。そして共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。以降はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなるように制御される。
これにより、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間におけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図３（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図３（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
【００５０】
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図３（ｃ）に示されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ1に負方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れると、スイッチング素子Ｑ2には正方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れることになる。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流が供給され、二次巻線Ｎ2に接続されているブリッジ整流ダイオードＤBRでは、図３（ｈ）に示すような波形のブリッジ出力電圧Ｖ2が得られることになる。
【００５１】
また、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に接続されている一次側並列共振コンデンサＣr2には、図３（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が、それぞれターンオンまたはターンオフする短期間のみ共振電流ＩC2が流れることになる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と一次側並列共振コンデンサＣr2とにより、一次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
【００５２】
さらに、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に接続されている補助スイッチング素子Ｑ3には、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に施したドライブ巻線Ｎｇから抵抗Ｒ１−コンデンサＣｇを介して、ゲート閾値電圧ＶGS（th）が供給される。
補助スイッチング素子Ｑ3は、ゲート閾値電圧ＶGS（th）が所定電圧（例えば３．５Ｖ）より高い時にオン、所定電圧以下の時にオフとなる。このため、補助スイッチング素子Ｑ3のオン時間Ｔ’ONは、ドライブ巻線Ｎｇから得られるゲート閾値電圧ＶGS（th）と、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート入力容量Ｃissの放電時間によって決定されることになる。
【００５３】
ここで、ドライブ巻線Ｎｇに誘起される誘起電圧は、交流入力電圧ＶACの電圧レベル、及び負荷電力Ｐｏによって変化し、交流入力電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐｏが増加するにしたがって大きくなる。従って、補助スイッチング素子Ｑ3のオン時間Ｔ’ONは、交流入力電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐｏが増加するにしたがって長くなるように制御されることになる。
この結果、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間電圧ＶQ3、及び補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン電流ＩQ3の波形は、それぞれ図３（ｅ），（ｆ）のように示される。また、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONでは、一次側直列共振コンデンサＣr1に対してコンデンサＣr3が並列を接続された状態になることから共振電流波形は図３（ｇ）に示されることになる。
【００５４】
一方、図４に示すように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時においても、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間ＴOFFにおけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図４（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図４（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図４（ｃ）に示されているような正弦波となる。
また、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に接続されている一次側並列共振コンデンサＣr2には、図４（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が、それぞれターンオンまたはターンオフ時の短期間のみ共振電流ＩC2が流れることになる。
【００５５】
ただし、この場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのドライブ巻線Ｎｇから得られるゲート閾値電圧ＶGS（th）が所定電圧（例えば３．５Ｖ）以下となり、補助スイッチング素子Ｑ3のオフ状態のままとなっている。このことから、補助スイッチング素子Ｑ3は、負荷電力Ｐｏに応じてオン期間Ｔ’ONが変化していることがわかる。
【００５６】
そして、これら図３及び図４の波形図と、上記図２１に示した波形図とを比較すると、図１に示した電源回路におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作は、図１８，図１９に示した先行技術としての電源回路におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作とほぼ同様のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ動作になっている。
【００５７】
即ち、例えば図１８に示した電源回路においては、先においても説明したように、交流入力電圧ＶACが低い時でも、所定の二次側直流出力電圧ＥO1が得られるように、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値が小さい値になるため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に０．５ｍｍ〜１．０ｍｍ程度のギャップＧを形成しなければ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることができなかった。
【００５８】
これに対して、図１に示した電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値は小さい値となるが、この一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、コンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するように構成したうえで、コンデンサＣr3の静電容量値を一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍より大きい値を選定しておくようにしている。
このようにすれば、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時に補助スイッチング素子Ｑ3が導通すると、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して、静電容量値の大きいコンデンサＣr3が並列接続されることから、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成しなくても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることが可能になる。
【００５９】
また、図１に示す電源回路の二次側直流電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏを０Ｗ〜２００Ｗまで変化させた時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3の期間Ｔ’ONの変化特性は図５に示すようになる。
【００６０】
この図５に示すように、図１に示す電源回路においては、負荷電力Ｐｏが重くなるに従い、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONも長くなっており、二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧動作が行われていることが分かる。
さらに補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONも長くなるように制御されており、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時において一次側直列共振コンデンサＣr1に対してコンデンサＣr3が並列に接続されている期間が長くなっていることが分かる。
【００６１】
そしてこのような図１に示す実施の形態の電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを形成しないようにしたことで、一次巻線Ｎ1の巻数を増加することができるため、一次側直流共振電流Ｉ1を低減することが可能になる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことで、ギャップ近辺の一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2がフリンジ磁束による渦電流損失によって温度が上昇するのを防止することが可能になる。
これにより、図１に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCを約９１．８％から９２．５％まで向上させることができる。また、最も効率の良い負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCも約９２．４％から９３．３％まで向上させることができる。
この結果、図１に示した電源回路では、図１８に示した先行技術としての電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．７％向上し、交流入力電圧ＶACを約０．７Ｗ低減することが可能になる。
【００６２】
また、負荷変動時（Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗ）に対するスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチ周波数ｆｓの制御範囲は、図１８に示した電源回路ではｆｓ＝５６．８ＫＨｚ〜１７２．４ＫＨｚであったのに対して、図１に示した電源回路ではｆｓ＝６１ＫＨｚ〜１４７ＫＨｚとなるため、スイッチ周波数ｆｓの制御範囲を約７５％まで縮小することが可能になる。
さらに、交流入力電圧変動（ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖ）に対するスイッチ周波数ｆｓの制御範囲は、図１８に示した電源回路ではｆｓ＝５０ＫＨｚ〜６９ＫＨｚであったのに対して、図１に示した電源回路ではｆｓ＝５６ＫＨｚ〜７０ＫＨｚとなるため、入力電圧変動に対するスイッチ周波数ｆｓの制御範囲も約７５％まで縮小することが可能になる。
【００６３】
実験によれば、図１に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことで、一次巻線Ｎ1の巻数を４５Ｔから５２Ｔまで増加することができる。そしてこの場合は、二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０３３μＦ、コンデンサＣr3＝０．１５μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2＝３３０ｐＦ、抵抗Ｒｇ1＝３３Ω、コンデンサＣｇ＝０．３３μＦ、ドライブ巻線Ｎｇ＝１Ｔを選定すれば実現することができる。
【００６４】
図６は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示した図である。なお、図１と同一部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図６に示す電源回路は、上記図１に示した電源回路と同様に、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対してギャップＧを形成しないように構成したうえで、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、コンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するようにしている。
【００６５】
ただし、図１に示した電源回路が直交形制御トランスＰＲＴによってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓを制御して定電圧制御を行うようにしていたのに対して、図６に示す電源回路では、直交形制御トランスＰＲＴによるスイッチング周波数制御を行うことなく、補助スイッチング素子Ｑ3の導通角を制御して定電圧制御を行うようにした点が異なっている。
【００６６】
このため、図６に示す電源回路では、上記図１に示した電源回路において定電圧制御のために設けられていた直交形制御トランスＰＲＴの代わりにコンバータトランスＣＴＤが設けられている。なお、コンバータトランスＣＴＤは、直交形制御トランスＰＲＴに比べて相当に小型軽量なものとなる。
【００６７】
この場合の制御回路２は、例えば直流出力電圧ＥO1のレベルに応じたＰＷＭ制御信号（誤差電圧信号）をフォトカプラＰＣを介して補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに供給するように構成されている。
このため、制御回路２には、フォトカプラＰＣのフォトダイオードのアノードが接続される。また、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタが補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに接続されている。
【００６８】
この図６に示す電源回路の補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御は次のようになる。
この場合は、制御回路２からは二次側直流出力電圧ＥO1レベルに応じてフォトカプラＰＣのフォトダイオードに流れる電流が変化することになる。これにより、一次側のフォトトランジスタを流れる電流レベルも変化し、これに伴って、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート電圧レベルを変化させることが可能になる。
このようにして、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて変化するゲート電圧により補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御を行うようにすれば、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONを二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて可変することが可能になる。これにより、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3を含む直列共振回路のキャパシタンスを可変する作用が得られることになる。この結果、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して、補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御を行うことが可能になる。
【００６９】
つまり、この図６に示す電源回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の安定したＺＶＳ及びＺＣＳを実現するために設けられている直列回路の補助スイッチング素子Ｑ3を利用して、二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧制御を行うようにしたものである。
【００７０】
図７は、図６に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。
なお、図６に示す電源回路の交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時の動作波形は、図３とほぼ同様の波形になるので、ここでは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時の動作波形だけが示されている。
【００７１】
この図７に示すように、図６に示した電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時においては、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間におけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図７（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図７（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図７（ｃ）に示されているような正弦波となる。
また、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に接続されている直列回路の補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間電圧ＶQ3、及びドレイン電流ＩQ3の波形は、それぞれ図７（ｄ）（ｅ）のように示され、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONは図示するようになる。
【００７２】
従って、図６に示す電源回路の軽負荷時の動作波形（図７）と、図１に示す電源回路の軽負荷時の動作波形（図４）を比較すれば分かるように、図６に示す電源回路では、負荷電力Ｐｏが軽負荷の時も補助スイッチング素子Ｑ3が導通する導通期間Ｔ’ONが発生しており、補助スイッチング素子Ｑ3の導通期間Ｔ’ONが制御回路２からの二次側直流出力電圧ＶO1のレベルに応じた制御電圧によって制御されていることが分かる。
【００７３】
また図６に示す電源回路の重負荷時の動作波形である図３と、図１８に示す先行技術としての電源回路の重負荷時の動作波形である図２１とを比較すると、図６に示した電源回路におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作は、図１８に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作とほぼ同様のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ動作になっている。
【００７４】
即ち、図６に示すように電源回路を構成した場合も、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値として小さい値を選定したとしても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時には、補助スイッチング素子Ｑ3が導通して、一次側直列共振コンデンサＣr1に対してコンデンサＣr3が並列接続されるので、コンデンサＣr3の静電容量値を、例えば一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍より大きい値を選定しておけば、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成しなくても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることが分かる。
【００７５】
実験によれば、図６に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零としたことで、一次巻線Ｎ1の巻数を５２Ｔ、二次巻線Ｎ2の巻数を４５Ｔ、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０２２μＦ、コンデンサＣr3＝０．１５μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2＝３３０ｐＦを選定すれば、実現することができる。
【００７６】
この場合の負荷電力Ｐｏ（０〜２００Ｗ）に対する、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3の期間Ｔ’ONの変化特性は図８に示すようになる。
【００７７】
この図８に示すように、図６に示す電源回路においては、負荷電力Ｐｏが重くなっていくに従って、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONも長くなるように制御されている。
【００７８】
そしてこのような図６に示す電源回路においても、上記図１に示した電源回路と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻数を、従来の４５Ｔから５２Ｔまで増加を図ることができるため、この一次巻線Ｎ1の増加による一次側直流共振電流Ｉ1の低減、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことにより、ギャップ近辺の一次巻線Ｎ1 ，二次巻線Ｎ2 がフリンジ磁束による渦電流損失によって発生する温度上昇を防止することが可能になる。
これにより、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCを約９１．８％から９２．５％まで向上させることができる。
また、最も高効率となる負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCも約９２．４％から９３．０％まで向上させることができる。
この結果、図６に示した電源回路では、図１８に示した電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．４％向上し、交流入力電圧ＶACを約１．０Ｗ低減することができる。
【００７９】
また、負荷電力Ｐｏ（０〜２００Ｗ）における補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONは４μ〜２μであり、これに伴うスイッチング周波数ｆｓの変化はｆｓ＝７１．４ＫＨｚ〜９６．２ＫＨｚとなる。従って、スイッチ周波数ｆｓの制御範囲を図１８に示した電源回路の約２１．５％に縮小することができる。
さらに、交流入力電圧ＶAC（９０Ｖ〜１２０Ｖ）におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチ周波数ｆｓの制御範囲は、図１８に示した電源回路ではスイッチング周波数ｆｓの制御範囲が５０ＫＨｚ〜６９ＫＨｚであったのに対して、図６に示す電源回路ではスイッチング周波数ｆｓの制御範囲を７３．５ＫＨｚ〜６５．８ＫＨｚとすることができ、制御範囲を約４６％に縮小することが可能になる。
【００８０】
図９は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示した図である。なお、図６と同一部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図９に示す電源回路も、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12スイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータが備えられているが、その駆動方式は他励式となっている点が、上記図１に示した電源回路とは異なるものとされる。この場合、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12にはＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００８１】
またこの場合は、ブリッジ整流回路Ｄi及び平滑コンデンサＣiからなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣの交流入力電圧ＶACを整流平滑化して、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成するようにされる。
【００８２】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートは、発振・ドライブ回路１１に接続されている。この場合、発振・ドライブ回路１１に対しては、起動抵抗ＲSを介して起動電圧が供給されていると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された巻線Ｎ4の出力をコンデンサＣ1で平滑した平滑出力が駆動電圧が供給されている。
【００８３】
また、スイッチング素子Ｑ11のドレインは、平滑コンデンサＣiの正極と接続され、ソースは一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接続される。また、スイッチング素子Ｑ12のドレインは、上記スイッチング素子Ｑ11のソースと接続され、そのソースは一次側アースに接続されている。また、ここでも、一次側並列共振コンデンサＣr2がスイッチング素子Ｑ12ドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
更に、各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続されている。
【００８４】
この場合、制御回路１は直流出力電圧ＥO1の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を、フォトカプラＰＣを介して一次側の発振・ドライブ回路１１に対して供給する。発振・ドライブ回路１１では、直流出力電圧ＥO1の安定化が図られるように制御回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して交互に出力する。これによって、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数ｆｓが可変されることになる。これにより、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12は、発振・ドライブ回路１１によって、先に図１にて説明したような直流出力電圧ＥO1の安定化が図られることになる。
【００８５】
従って、このように構成した場合も、上記図１に示した電源回路と同様の作用効果が得られ、図１８に示した電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．５％向上し、交流入力電圧ＶACを約０．６Ｗ低減することができる。つまり、図１に示した電源回路を交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄi及び平滑コンデンサＣiにより全波整流して直流入力電圧を得るようにした場合もＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCの向上が図られるものである。
【００８６】
また、図示は省略するが、上記図６に示した自励式の電源回路を、他励式の電源回路によって構成した場合も、上記図１に示した電源回路と同様の作用効果が得られ、この場合も図１８に示した電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．４％向上し、交流入力電圧ＶACを約０．５Ｗ低減することができ、図６に示した電源回路を交流入力電圧ＶACを全波整流して直流入力電圧を得るようにした場合もＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCの向上が図られるものである。
【００８７】
図１０は、本発明の第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示した図である。なお、図６と同一部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図１０に示す電源回路もまた、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対してギャップＧを形成しないように構成したうえで、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、コンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するようにしている。そして、この補助スイッチング素子Ｑ3の導通角をフォトカプラＰＣを介して制御回路２により制御するようにしている。
【００８８】
ただし、図１０に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側部分電圧共振用の二次側並列共振コンデンサＣ2を接続するようにした点が上記図６に示す電源回路と異なっている。
また、上記図６に示した電源回路では、コンデンサＣr3の静電容量値が、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍より大きい値が選定されていたのに対して、この図１０に示す電源回路では、重負荷時における一次側共振回路の一次側共振周波数が、例えば７０ＫＨｚ以下となるように、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3の静電容量値を選定するようにしている点も上記図６に示した電源回路とは異なるものとされる。なお、二次側並列共振コンデンサＣ2は、例えばフィルムコンデンサによって形成される。
【００８９】
即ち、この図１０に示す電源回路は、一次側電流共振回路に対して一次側部分電圧共振回路と、二次側部分電圧共振回路とが備えられて動作する「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を採るものとされる。
【００９０】
この図１０に示す電源回路の定電圧制御は次のようになる。
この場合も、上記図６に示した電源回路と同様、制御回路２からは二次側直流出力電圧ＥO1レベルに応じてフォトカプラＰＣのフォトダイオードに流れる電流が変化する。これにより、一次側のフォトトランジスタを流れる電流レベルが変化し、これに伴って、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート電圧レベルを変化させることが可能になる。これにより、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3を含む直列共振回路のキャパシタンスを可変する作用が得られることになる。この結果、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して、補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御を行うことが可能になる。
このようにして、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて変化するゲート電圧により補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御を行うことで、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONを二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて可変することが可能になる。これにより、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3を含む直列共振回路のキャパシタンスを可変する作用が得られる。
この結果、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御を行うことが可能になる。
【００９１】
ただし、図１０に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に二次側並列共振コンデンサＣ2を設けたことで、二次側負荷が軽負荷になるにしたがって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路が一次側直列共振回路の共振インピーダンスに影響を与え、コンバータトランスＣＴＤの共振電流検出巻線ＮDを流れる共振電流が変化することになる。この結果、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓを可変させる作用が得られることになる。
即ち、図１０に示す電源回路では、重負荷時は補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御によって定電圧制御が行われ、軽負荷時はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓの可変制御と補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御との複合動作によって定電圧制御が行われることになる。
【００９２】
図１１は、図１０に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。
なお、図１１には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時の動作波形が示されている。
この図１１に示すように、図１０に示す電源回路においても、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間におけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図１１（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図１１（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図１１（ｃ）に示するような波形となり、スイッチング素子Ｑ1に負方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れると、スイッチング素子Ｑ2には正方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れることになる。
また、一次側直列共振コンデンサＣr1の両端電圧Ｖ1、及び補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン電流ＩQ3の波形は、それぞれ図１１（ｄ）（ｅ）に示すような波形になる。
【００９３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2を接続したことで、二次側並列共振コンデンサＣ2には、図１１（ｆ）に示されているブリッジ整流ダイオードＤBRのブリッジ出力電圧Ｖ2の極性が反転するタイミングで、図１１（ｇ）に示すような共振電流ＩC3が流れ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。この結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側を流れる二次側電流Ｉ2は図１１（ｆ）に示すような波形となる。
【００９４】
この図１１に示す動作波形と、上記図２１に示した動作波形を比較すれば分かるように、図１０に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作は、図１８に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作とほぼ同様のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ動作になっていることが分かる。従って、この場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成しなくても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることができることになる。
【００９５】
また、図１０に示した電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2を接続したことで、一次側直流共振電流Ｉ1のピーク値（図１１（ｃ））は、図１８に示した電源回路の一次側直流共振電流Ｉ1（図２１（ｃ））の約６８％まで低減することができる。
【００９６】
即ち、図１０に示した電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2を接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にした場合でも、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作が、交流入力電圧ＶACと負荷電力Ｐｏの変動に対して、ＺＶＳ動作又はＺＣＳ動作を安定して行うことが可能になる。また同時に、一次側を流れる一次側直流共振電流Ｉ1と、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に流れる電流のピーク値を流れる電流の低減を図るようにしたものである。
【００９７】
また、図１０に示す電源回路の二次側直流電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏを０Ｗ〜２００Ｗまで変化させた時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3の期間Ｔ’ONの変化特性は図１２に示すようになる。
【００９８】
この図１２に示すように、図１０に示す電源回路においては、負荷電力Ｐｏが２００Ｗ（重負荷）〜１００Ｗまでの期間では、スイッチング周波数ｆｓは７２ＫＨｚでほぼ一定しており、補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONが長くなるように制御されている。
また、負荷電力Ｐｏが１００Ｗ〜２５Ｗの期間では、スイッチング周波数ｆｓが急激に変化し、またこれに伴って補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONが急激に短くなるように制御されている。
このことからも、図１０に示す電源回路は、先に説明したように、重負荷時の時は補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御によって定電圧制御が図られ、軽負荷時の時はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓの可変制御と補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御によって二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧制御が図られていることが分かる。
【００９９】
従って、図１０に示す電源回路においても、一次側直流共振電流Ｉ1の低減及び絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことにより、ギャップ近辺の一次巻線Ｎ1 ，二次巻線Ｎ2 がフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇するのを防止することが可能になる。
これにより、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCを約９１．８％から９２．８％まで向上させることができる。
また、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCも約８７．０％から９０．０％まで向上させることができる。
【０１００】
この結果、図１０に示した電源回路と図１８に示したように電源回路とを比較すると、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約１．０％向上し、交流入力電圧ＶACを約２．４Ｗ低減することができる。
また、図１０に示した電源回路の入力整流回路を図１９に示したような全波整流回路により構成した場合は、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約２．０％向上し、交流入力電圧ＶACを約３．０Ｗ低減することができる。
【０１０１】
また、図１８に示した電源回路の負荷電力Ｐｏ（０〜２００Ｗ）における補助スイッチング素子Ｑ3のスイッチング周波数ｆｓの制御に伴う変化は約１０７ＫＨｚであったのに対して、図１０に示した電源回路のスイッチング周波数ｆｓの制御に伴う変化は約２５ＫＨｚとなり、スイッチ周波数ｆｓの制御範囲を図１８の電源回路の約２３．３％に縮小することができる。
【０１０２】
実験によれば、図１８に示した電源回路では、一次側直列共振周波数は５０ＫＨｚ程度であり、最小交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時において、二次側直流出力電圧ＥO1を１３５Ｖで定電圧化を図るには、スイッチング周波数ｆｓを５３ＫＨｚにする必要があるため、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０５６μＦ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを１ｍｍ〜２ｍｍとしなければ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳで動作させることができなかった。
【０１０３】
これに対して、図１０に示した電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にすることができるため、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2をそれぞれ４５Ｔ、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０２２μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2＝６８０ｐＦ、コンデンサＣr3＝６８００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣr4＝０．０４７μＦを選定すれば、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳで動作させることが可能になる。
【０１０４】
図１３は、上記図１０に示した電源回路の二次側回路の他の構成例を示した図である。
この図１３（ａ）に示す二次側回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2にセンタータップを設けたうえで、二次巻線Ｎ2に対して、それぞれ整流ダイオードＤO11，ＤO12、及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続して全波整流回路を形成し、二次側直流出力電圧ＥO1を生成するようにされる。このように二次側回路を構成した場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2の静電容量を１５００ＰＦに小容量化することができる。
【０１０５】
また図１３（ｂ）に示す二次側回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、それぞれ整流ダイオードＤO21，ＤO22、及び平滑コンデンサＣO11，ＣO12を図のように接続することで、倍電圧整流回路を形成して二次側直流出力電圧ＥO1を生成するようにされる。このように二次側化回路を構成した場合は、二次側並列共振コンデンサＣ2の静電容量が０．０２２μＦまで増加するものの、二次巻線Ｎ2の巻線数を２３Ｔまで低減することが可能になる。
【０１０６】
また、図示は省略するが、上記図１０に示した自励式の電源回路を、他励式の電源回路によって構成した場合も、上記図１０に示した電源回路と同様の作用効果が得られることになる。ただし、他励式の場合は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓは固定とされるため、負荷が軽負荷になったとしても補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御により定電圧制御が図られることになる。
【０１０７】
続いて、図１４に、本発明における第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示す。なお、これまでに説明した各実施の形態の電源回路と同一となる部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図１４に示す第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路も、上記図１０に示した電源回路と同様、一次側電流共振回路に対して一次側部分電圧共振回路と、二次側部分電圧共振回路とが備えられて動作する「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を採るものとされる。そして、重負荷時における一次側共振回路の一次側共振周波数が、例えば７０ＫＨｚ以下となるように、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3の静電容量値を選定するようにしている点も上記図１０に示した電源回路と同様となる。
【０１０８】
但し、この図に示す電源回路では、二次側直流出力電圧ＥO1についての定電圧制御回路系として、先に図１において示した電源回路と同様に、図のような制御回路１と直交形制御トランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer)とを備えるようにされる。
すなわち、この図１４に示す電源回路における定電圧制御動作としても、図１の場合と同様、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線Ｎｃに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を可変制御するようにされる。そして、これにより、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件を変化させて、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変するようにされているものである。
【０１０９】
また、この場合、この第５の実施の形態の電源回路には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対し、図１に示した電源回路と同様に二次巻線Ｎ3が巻回される。そして、この二次巻線Ｎ3に対してはセンタータップが設けられた上で、それぞれ整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続することで［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路を形成して直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。
【０１１０】
図１５は、上記のようにして構成される第５の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。この図に示す波形は、これまでの各実施の形態の波形図と同様に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の条件での実験結果を示している。
また、図１６には、この第５の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
なお、図１５及び図１６に示す実験結果を得るのにあたっては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子を選定した。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ
コンデンサＣ4＝０．０３３μＦ
【０１１１】
先ず、図１５の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．２Ａｐ−ｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．４Ａｐ−ｐとなっている。これに対して、先行技術として示した図１８の電源回路における一次巻線電流Ｉ1は、６．０Ａｐ−ｐである。つまり、この第５の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図１８の電源回路よりも、一次巻線電流Ｉ1が低減されている。
【０１１２】
また、この図においても、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられている。
【０１１３】
また、図１６に示す特性図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図１８に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第５の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．６％にまで向上している。また、第５の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図１８に示した電源回路に対して、４．２Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１１４】
このようにして、第５の実施の形態において電力変換効率が向上されるのは、これまでの各実施の形態の説明と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップを形成しないことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失などが解消されることと、上記図１５の波形図にも示したように、一次巻線電流Ｉ1が低減されたことによる。つまり、渦電流損失による電力損失が解消されたと共に、スイッチング損失が低減されたことによるものである。
さらにこの場合には、二次巻線Ｎ2に対して並列接続した部分電圧共振のための二次側並列共振コンデンサＣ2と、高速リカバリ型整流ダイオードから成るブリッジ整流回路ＤBRとの組み合わせにより、二次側の全波整流回路（ＤBR，ＣO1）が整流動作を行う際の、上記高速リカバリ型整流ダイオードのスイッチング損失が低減されることも、電力変換効率向上の要素となっている。
【０１１５】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
【０１１６】
また、第５の実施の形態の電源回路としては、第４の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図１３（ａ）及び図１３（ｂ）に示した回路構成を採ることができる。図１３（ａ）に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７０ｐＦを選定するようにされる。
また、図１３（ｂ）に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦを選定するようにされる。
【０１１７】
なお、これまで説明した本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴをＥ−Ｅ字形コアによって形成する場合を例に挙げて説明したがこれはあくまでも一例であり、例えば図１７に示すような、各Ｕ型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部分にギャップＧが形成されていないＵ−Ｕ字形コアＣＲを用いて構成することも勿論可能である。この場合は、Ｕ−Ｕ字形コアＣＲの一方の磁脚に対して、分割ボビンＢとを取り付け、この分割ボビンＢに対してそれぞれ一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが分割して巻装されることになる。
【０１１８】
また、本発明としては、上記各実施の形態として各図に示した構成に限定されるものではない。例えば、二次側の構成は図示した以外の回路構成による整流回路が備えられて構わないものである。
【０１１９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、２石構成のスイッチング素子のハーフブリッジ結合による共振形コンバータにおいて、絶縁コンバータトランスにギャップを形成しないことで、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率の向上を図ると共に、一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続される直列回路の補助スイッチング素子を、一次側部分共振コンデンサが並列に接続されたスイッチング素子がオンとなる期間のみ動作させて、直列コンデンサに直列回路のコンデンサが並列に接続されるようにしている。これにより、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチ及びゼロ電流スイッチの安定動作を確保しつつ、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率の向上を図ることができる。
【０１２０】
また、絶縁コンバータトランスの中央磁脚にギャップを形成する必要がないため、フェライト磁心の研磨工程が不要になり、その分のコストアップを削減することができる。
また、絶縁コンバータトランスは、Ｅ−Ｅ字形コア、またはＵ−Ｕ字形コアを用いて構成することが可能になるため、コアの選択の自由度を広げることができる。
【０１２１】
さらに、絶縁コンバータトランスにギャップを形成しないことにより、絶縁コンバータトランスの結合係数を約０．９程度まで向上させることができる。
これにより、絶縁コンバータトランスの漏洩磁束を低減させることができるため、ショートリングを巻回するなどの漏洩磁束シールド対策が不要になる。
また、ギャップ近辺の一次巻線と二次巻線に発生するフリンジ磁束による局部的な温度上昇も解消することができ、スイッチング電源回路の信頼性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態としての電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】第１の実施の形態としての電源回路の重負荷時における動作を示す波形図である。
【図４】第１の実施の形態としての電源回路の軽負荷時における動作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図６】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】第２の実施の形態としての電源回路の軽負荷時における動作を示す波形図である。
【図８】第２の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図９】第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】第４の実施の形態としての電源回路の動作を示す波形図である。
【図１２】第４の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図１３】第４の実施の形態としての電源回路の二次側整流回路の他の構成例を示した図である。
【図１４】第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】第５の実施の形態としての電源回路の動作を示す波形図である。
【図１６】第５の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図１７】第１〜第５の実施の形態としての電源回路に適用可能な絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す断面図である。
【図１８】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１９】先行技術としての電源回路の他の構成を示す回路図である。
【図２０】先行技術としての電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図２１】先行技術としての電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図２２】先行技術としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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