(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチ素子同士を直列接続した直列回路の１組または複数組の並列接続でなるスイッチング回路を平滑コンデンサを介して直流電源に接続し、前記スイッチング回路にスナバコンデンサを並列に接続する構成の電力変換装置において、
一次巻線と二次側巻線とが絶縁されている変圧器の一次巻線を、前記平滑コンデンサとスイッチング回路とを接続している正極側回路または負極側回路に挿入し、当該変圧器の二次巻線は抵抗を介して短絡することを特徴とする電力変換装置のスナバ回路。
【請求項２】
半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチ素子同士を直列接続した直列回路の１組または複数組の並列接続でなるスイッチング回路を平滑コンデンサを介して直流電源に接続し、前記スイッチング回路にスナバコンデンサを並列に接続する構成の電力変換装置において、
一次巻線と二次側巻線とが絶縁されている変圧器の一次巻線と前記スナバコンデンサとを直列に接続し、この変圧器とスナバコンデンサとの直列回路を前記スイッチング回路に並列に接続し、当該変圧器の二次巻線は抵抗を介して短絡することを特徴とする電力変換装置のスナバ回路。
【請求項３】
半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチ素子同士を直列接続してなる直列回路同士を直列接続して得られる直列スイッチング回路の１組または複数組の並列接続を平滑コンデンサを介して直流電源に接続し、この直流電源または平滑コンデンサの正電位と負電位との中間電位点と前記直列スイッチング回路を構成する直列回路同士の結合点とを中性線回路で接続し、前記各直列回路には別個のスナバコンデンサを並列に接続することで３つの電圧レベルが得られる構成の電力変換装置において、
一次巻線と二次側巻線とが絶縁されている変圧器の一次巻線を前記中性線回路に挿入し、当該変圧器の二次巻線は抵抗を介して短絡することを特徴とする電力変換装置のスナバ回路。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３に記載の発明において、前記変圧器は、中央に貫通穴を有する形状の鉄心に二次巻線のみを備え、前記貫通穴を通過する導体を当該変圧器の一次巻線とする構成を特徴とする電力変換装置のスナバ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力変換装置を構成する各半導体素子をサージ電圧から保護する電力変換装置のスナバ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７は電圧形三相インバータの従来例を示した主回路接続図である。この図７は直流を三相交流に変換する電力変換装置の例として三相インバータを図示しているが、電力変換用の半導体スイッチ素子としては、最近では大電力を高速スイッチングすることが可能な絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下ではＩＧＢＴと略記する）が多用されるようになっている。このＩＧＢＴは、一般に逆並列接続されたフリーホイーリングダイオードを内蔵して構成しているので、以下ではこのフリーホイーリングダイオードも含めてＩＧＢＴと称することにする。
【０００３】
図７の従来例回路は、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２とを直列にして直流電源１に接続するのであるが、この直列回路と直流電源１との間には平滑コンデンサ２を挿入する。ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２とを交互にオン・オフ動作させることにより、この直列回路へ入力する直流電力は交流電力に変換される。この交流電力は両ＩＧＢＴの結合点から取り出されるのであるが、主回路の配線インダクタンスに蓄えられていたエネルギーによって生じるサージ電圧を低減させるために、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２の直列回路にはスナバコンデンサ２１を並列に接続する。これらＩＧＢＴ１１，１２とスナバコンデンサ２１とでインバータの一相分が形成されるから、更に同じ構成の二相分を直流電源１に並列に接続することで、三相インバータが得られる。なお符号６は負荷である。
【０００４】
図８はインバータ回路の基本動作を示すチョッパ回路の構成を示した主回路接続図である。この図８において、逆並列接続されたフリーホイーリングダイオードを内蔵しているＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２とを直列接続し、これを平滑コンデンサ２を介して直流電源１に接続する。ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２との直列回路にはスナバコンデンサ２１を並列に接続し、これらＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２との結合点には負荷６を接続するが、負荷６は一般に電動機などの誘導性負荷であることが多い。そこで以下では誘導性負荷を対象にして説明する。なお符号４は、ＩＧＢＴ１１と１２の直列回路と平滑コンデンサ２との間の主回路に存在する配線インダクタンスを表している。
【０００５】
図９は図８で既述のチョッパ回路の動作を示した動作波形図であって、図９▲１▼はＩＧＢＴ１１の電圧ＶCEと電流ＩC の変化、図９▲２▼はスナバコンデンサ２１の電圧ＶS と電流ＩS の変化、図９▲３▼はＩＧＢＴ１２の電圧ＶD と電流ＩD の変化、をそれぞれが示している。
図９において、期間ＡはＩＧＢＴ１１がオンでＩＧＢＴ１２がオフの状態であり、このとき負荷６へは平滑コンデンサ２からＩＧＢＴ１１を介して電流ＩD が流れ込んでいる。この時点でのスナバコンデンサ２１の電圧ＶS は平滑コンデンサ２の電位圧と等しい。次いで期間ＢでＩＧＢＴ１１がターンオフを開始する。それまでＩＧＢＴ１１に流れていた負荷電流はＩＧＢＴ１２内部のフリーホイーリングダイオードに転流して、負荷電流を従来の値に維持する。このとき配線インダクタンス４に貯えていたエネルギーによるサージ電圧は、スナバコンデンサ２１に吸収される。期間ＣでＩＧＢＴ１１のターンオフが完了すると、スナバコンデンサ２１と配線インダクタンス４とが共振して、スナバコンデンサ２１の電圧ＶS と電流ＩS とが振動する（図９▲２▼参照）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前述したように、図９に図示のチョッパ回路でＩＧＢＴ１１がターンオフするのに伴って、配線インダクタンス４とスナバコンデンサ２１との間で共振現象を生じるのであるが、このとき、 (a)共振による電流が平滑コンデンサ２のリップル電流を増加させるので、平滑コンデンサ２の温度が上昇して劣化を促進させ、その寿命を短かくする。 (b)共振を回避するべく配線インダクタンス４の値を小さくしようとして近接バー方式を採用すると、この近接バーが装置の価格を上昇させる。 (c)主回路に抵抗を挿入すれば共振電流を減衰させる効果があるが、この挿入抵抗に常時主回路電流が流れるので、この主回路電流による抵抗の大きな発熱を放散させる工夫が必要になって装置全体を大形化・複雑化させるし、電力損失により装置の効率が低下する。など、いろいろの不具合を生じる。
【０００７】
そこでこの発明の目的は、電力変換装置の主回路配線に存在する配線インダクタンスとサージ電圧抑制用スナバコンデンサとの共振を、装置の大形化・複雑化や、電力損失による装置効率の低下、などを招くことなしに効率的に抑制てきるようにすることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するためにこの発明の電力変換装置のスナバ回路において、第１の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチ素子同士を直列接続した直列回路の１組または複数組の並列接続でなるスイッチング回路を平滑コンデンサを介して直流電源に接続し、前記スイッチング回路にスナバコンデンサを並列に接続する構成の電力変換装置において、一次巻線と二次側巻線とを絶縁している変圧器の一次巻線を、前記平滑コンデンサとスイッチング回路とを接続する主回路の正極側または負極側に挿入し、当該変圧器の二次巻線は抵抗を介して短絡する。変圧器の巻数比を適切に選定することで、二次巻線短絡抵抗の発生損失を小さくしながら主回路に抵抗を直接挿入して共振振動を抑制するのと同じ効果を得る。
【０００９】
第２の発明は、一次巻線と二次側巻線とを絶縁している変圧器の一次巻線とコンデンサとを直列に接続し、この変圧器とコンデンサとの直列回路を前記スナバコンデンサの代わりに前記スイッチング回路に並列に接続すれば、このコンデンサがスナバコンデンサになってサージ電圧を抑制すると共に、当該変圧器の二次巻線短絡抵抗が共振電流を抑制するので、変圧器の巻数比を適切に選定することで、二次巻線短絡抵抗の発生損失を小さくしながら主回路に抵抗を直接挿入して共振振動を抑制するのと同じ効果を得る。
【００１０】
第３の発明は、前記直列回路同士を更に直列接続して得られる直列スイッチング回路の１組または複数組の並列接続を平滑コンデンサを介して直流電源に接続し、この直流電源または平滑コンデンサの正電位と負電位との中間電位点と前記直列スイッチング回路を構成している直列回路同士の結合点とを中性線回路で接続すると共に、２つのスイッチング素子の直列回路のそれぞれには別個のスナバコンデンサを並列に接続することにより、正電位，負電位及び中性点電位の３つの電圧レベルが得られる構成の電力変換装置では、一次巻線と二次側巻線とを絶縁している変圧器の一次巻線を前記中性線回路に挿入し、当該変圧器の二次巻線は抵抗を介して短絡するが、この変圧器の巻数比を適切に選定することで、二次巻線短絡抵抗の発生損失を小さくしながら主回路に抵抗を直接挿入して共振振動を抑制するのと同じ効果を得る。
【００１１】
第４の発明は、前記第１乃至第３の発明に使用する変圧器では、中央に貫通穴のある鉄心に二次巻線を巻付け、この貫通穴を通過する導体が一次巻線となる構成にするものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
電力変換装置を構成する半導体スイッチ素子とその電源とを接続する主回路配線には配線インダクタンスが存在し、その配線インダクタンスに貯えられたエネルギーから生じるサージ電圧が前記半導体スイッチ素子を破壊する恐れがあるので、半導体スイッチ素子にはスナバコンデンサを並列に接続してこのサージ電圧を抑制する。しかし、スイッチング動作時にこのスナバコンデンサと配線インダクタンスとで共振現象を生じ、共振電流が流れる。そこでこの共振電流が流れる回路に抵抗を挿入して、共振現象を抑制する。但し抵抗をこの回路に直接挿入すると、電力変換装置運転中の電流による発熱や電力損失が大となるから、一次巻線と二次巻線とが絶縁されている変圧器の二次巻線を抵抗で短絡し、その変圧器の一次巻線を前記抵抗の代わりに回路へ挿入することで、二次側抵抗における発熱や電力損失を抑制しつつ共振現象を減衰させる。
【００１３】
二次巻線を抵抗で短絡している変圧器の一次巻線は、第１の発明では、平滑コンデンサと半導体スイッチ素子とを接続する正極側か負極側の主回路に挿入する。第２の発明では、正負極間に接続しているスイッチ回路に並列しているスナバコンデンサに直列に挿入する。第３の発明では、正電位，負電位及び中性点電位の３レベルを持つ電力変換装置の中性線回路に挿入する。
【００１４】
【実施例】
図１は本発明の第１実施例を表した主回路接続図であって、請求項１に対応するが、この第１実施例回路の大部分は図８で既述の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。前述した従来例回路と異なるのは、平滑コンデンサ２とスナバコンデンサ２１とを接続している負極側主回路に変圧器３１の一次巻線を挿入していることである。この変圧器３１の二次巻線は二次側抵抗器３２で短絡している。
【００１５】
図２は図１に図示の第１実施例回路の動作を表した動作波形図であって、図２▲１▼はＩＧＢＴ１１の電圧ＶCEと電流ＩC の変化、図２▲２▼はスナバコンデンサ２１の電圧ＶS と電流ＩS の変化、図２▲３▼はＩＧＢＴ１２の電圧ＶD と電流ＩD の変化、をそれぞれが示している。
図２の動作波形図において、期間ＡはＩＧＢＴ１１がオン状態で、平滑コンデンサ２からＩＧＢＴ１１を経て負荷６へ電流が流れている。ＩＧＢＴ１１がターンオフするのがＢなる期間であって、ＩＧＢＴ１１の電流はＩＧＢＴ１２に逆並列接続しているフリーホイーリングダイオードに転流して、負荷６の電流を一定に維持する。またスナバコンデンサ２１へ電流ＩS が流れ込み、配線インダクタンス４に蓄積していたエネルギーを吸収し、各ＩＧＢＴのターンオフ責務を軽減する。ＩＧＢＴ１１のターンオフ完了後の期間Ｃでは、ターンオフ中に流れ込んだ電流により、配線インダクタンス４とスナバコンデンサ２１とで共振振動を生じ、共振電流が流れる。この共振電流は交流回路として取り扱うことができるので、この共振電流が流れる回路、例えば図１に図示の負極側主回路に変圧器３１の一次巻線を挿入し、その二次巻線を抵抗で短絡する。これにより、前記の共振電流を減衰させることができる。図２▲１▼に図示のＩＧＢＴ１１の電圧ＶCEと、図２▲２▼に図示のスナバコンデンサ２１の電圧ＶS と電流ＩS の破線は共振電流を抑制しない場合であり、実線は変圧器３１を負極側主回路に挿入し、二次側抵抗器３２で共振電流を減衰させた場合を表している。
【００１６】
図３は本発明の第２実施例を表した主回路接続図であって、請求項２に対応するが、この第２実施例回路の大部分も図８で既述の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。前述した従来例回路と異なるのは、スナバコンデンサ２１に直列に変圧器３１の一次巻線を挿入していることである。この変圧器３１の二次巻線は二次側抵抗器３２で短絡している。
【００１７】
図３の第２実施例回路も、配線インダクタンス４とスナバコンデンサ２１との共振による共振電流が流れる回路に、二次側抵抗器３２を備えた変圧器３１の一次巻線を挿入して、共振電流を減衰させている。
図４は本発明の第３実施例を表した主回路接続図であって、請求項３に対応する。図４の第３実施例回路は３レベル電力変換装置の部分を表していて、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２とでなる第１直列回路と、ＩＧＢＴ１７とＩＧＢＴ１８とでなる第２直列回路とを直列に接続して直列スイッチング回路を形成させ、この直列スイッチング回路の両端に直流電源１を接続する。負荷６は前記第１直列回路と第２直列回路の結合点に接続する。またスナバコンデンサ２１とスナバコンデンサ２４とを直列に接続して前記直列スイッチング回路に並列に接続し、平滑コンデンサ２と平滑コンデンサ３とを直列に接続して直流電源１に並列に接続する。ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２の結合点とスナバコンデンサ２１とスナバコンデンサ２４の結合点との間にクランプダイオード１９を接続し、ＩＧＢＴ１７とＩＧＢＴ１８の結合点とスナバコンデンサ２１とスナバコンデンサ２４の結合点との間にクランプダイオード２０を接続する。更に平滑コンデンサ２と平滑コンデンサ３の結合点とスナバコンデンサ２１とスナバコンデンサ２４の結合点との間を中性線回路で接続する。かくして正電位と負電位と中性点電位の３レベルを備えた電力変換装置が得られる。
【００１８】
この第３実施例回路においても、前記中性線回路に次側抵抗器３２を備えた変圧器３１の一次巻線を挿入することにより、前述の各実施例回路と同様に、配線インダクタンスとスナバコンデンサとの共振現象により流れる共振電流を減衰させることができる。
図５は共振電流抑制用に使用する変圧器の等価回路を表した等価回路図であって、変圧器３１の一次巻線３４と二次巻線３５とは絶縁されており、二次巻線３５は二次側抵抗器３２を介して短絡されていることを示している。
【００１９】
図６は第１実施例回路乃至第３実施例回路に使用している変圧の構造の例を表した構造図であって、請求項４に対応する。
共振電流を減衰させるために回路に挿入する変圧器３１は、鉄心３３，一次巻線３４，二次巻線３５及び二次側抵抗器３２で構成しているが、鉄心３３は中央に貫通穴を有し、この貫通穴を通過する導体が一次巻線３４となる。なお鉄心３３は図示のドーナッツ形状以外の四角形など任意の形状にすることができるし、鉄心材料と形成とは、珪素鋼板の積み重ね，リボン状電気鋼板の渦巻き状巻き重ね，あるいは酸化鉄粒子の焼結などにより得られる。
【００２０】
【発明の効果】
電力変換装置とその電源との間に存在する配線インダクタンスに貯えられたエネルギーが原因で、電力変換装置を構成する半導体スイッチ素子に大きなサージ電圧が印加されてこれを破壊する恐れがある。そこで当該半導体スイッチ素子にはスナバコンデンサを接続してこのサージ電圧を抑制する。ところがこのスナバコンデンサが前記配線インダクタンスと共振して各種の不都合を生じるので、共振電流が流れる回路に抵抗を挿入して共振電流の減衰を図るが、この抵抗に運転時の電流も流れるので、発熱や電力損失の発生が大きくなる不都合を有する。
【００２１】
そこで本発明は、一次巻線と二次巻線とが絶縁されている変圧器の二次巻線を抵抗を介して短絡し、その一次巻線を共振電流が流れる回路に挿入する。このとき変圧器二次側の抵抗に電流が流れて損失を生じるが、その損失は抵抗を直接挿入する場合に比べてはるかに小さくできるので、抵抗の発熱を放散させる工夫が不要になって装置全体を小形化できるし、電力損失が僅かであって装置の効率を低下させないなどの効果も得られるし、共振電流の減衰効果が大きいなどの利点もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を表した主回路接続図
【図２】図１に図示の第１実施例回路の動作を表した動作波形図
【図３】本発明の第２実施例を表した主回路接続図
【図４】本発明の第３実施例を表した主回路接続図
【図５】共振電流抑制用に使用する変圧器の等価回路を表した等価回路図
【図６】第１実施例回路乃至第３実施例回路に使用している変圧の構造の例を表した構造図
【図７】電圧形三相インバータの従来例を示した主回路接続図
【図８】インバータ回路の基本動作を示すチョッパ回路の構成を示した主回路接続図
【図９】図８で既述のチョッパ回路の動作を示した動作波形図
【符号の説明】
１        直流電源
２，３    平滑コンデンサ
４，５    配線インダクタンス
６        負荷
１１，１２  半導体スイッチ素子としてのＩＧＢＴ
１７，１８  半導体スイッチ素子としてのＩＧＢＴ
１９，２０  クランプダイオード
２１，２４  スナバコンデンサ
３１        変圧器
３２        二次側抵抗器
３３        鉄心
３４        一次巻線
３５        二次巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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