(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器の交流側の電圧指令を発生させる交流電圧指令発生器と、交流電圧指令値を制限する交流電圧リミッタと、該交流電圧リミッタの出力に基づいて、ＰＷＭパルスを発生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、
前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、すべての相の交流電圧指令を同一比率で制限して、前記交流電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記交流電圧指令の電圧位相を計算、あるいは検出する手段を備え、前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、前記電圧位相により定義される関数に基づいて、前記交流電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項３】
三相交流に同期して回転する回転座標軸（ｄｑ座標）上において、電力変換器の交流側の電圧指令を発生するｄｑ電圧指令発生器と、前記ｄｑ座標軸上の電圧指令の値を制限するｄｑ電圧リミッタと、該ｄｑ電圧リミッタの出力に基づいて、ＰＷＭパルスを発生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、
前記電圧指令を交流電圧指令に座標変換し（ｄｑ逆変換し）、該交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、ｄｑ軸上の２つの電圧指令の値を同一比率で制限して、前記ｄｑ電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項３において、
前記ｄｑ座標軸上の電圧指令、ならびに前記ｄｑ座標軸の位相に基づいて交流側の電圧位相を計算、あるいは検出する手段を備え、前記ｄｑ軸上電圧指令のベクトル和を演算し、その大きさが、予め設定した所定値を超えた場合に、前記電圧位相により定義される関数に基づいて、前記ｄｑ電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項４において、
前記電圧リミッタにおける関数が、電圧位相θ＝０〜６０°の区間に対して、下記式で定義される関数であり、他の区間は下記式を６０°毎に繰り返す関数であることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【数３１】
0003674323.tif 000028
【請求項６】
直流を三相交流に変換する電力変換器と、該電力変換器によって駆動される交流電動機と、前記交流電動機の回転速度を検出、あるいは推定する手段と、速度指令と、前記速度の検出値あるいは推定値に基づいて、前記交流電動機の三相交流電圧指令を発生する交流電圧指令発生器と、前記交流電圧指令の値を制限する交流電圧リミッタと、該交流電圧リミッタにより制限された電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを発生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、
前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは線間電圧が予め設定した所定値を超えた場合に、すべての相の交流電圧指令を同一比率で制限して、前記交流電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする交流電動機システム。
【請求項７】
直流を三相交流に変換する電力変換器と、該電力変換器によって駆動される交流電動機と、前記交流電動機の回転速度を検出、あるいは推定する手段と、回転座標軸（ｄｑ座標軸）上において、前記速度指令と、前記速度の検出値あるいは推定値に基づいて、前記交流電動機の交流側の電圧指令を発生するｄｑ電圧指令発生器と、前記電圧指令の値を制限するｄｑ電圧リミッタと、該ｄｑ電圧リミッタにより制限された電圧指令に基づいてPWMパルスを発生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、
前記電圧指令を交流電圧指令に座標変換し（ｄｑ逆変換し）、該交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、ｄｑ軸上の２つの電圧指令の値を同一比率で制限して、前記電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする交流電動機システム。
【請求項８】
三相交流を直流に変換する電力変換器と、前記電力変換器の直流電圧を検出する電圧検出器と、直流電圧指令と、前記直流電圧に基づいて、三相交流電圧指令を演算する電圧指令演算器と、前記交流電圧指令の値を制限する交流電圧リミッタと、該交流電圧リミッタにより制限された電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを発生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、
前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、すべての相の交流電圧指令を同一比率で制限して、前記交流電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする順変換装置。
【請求項９】
三相交流を直流に変換する電力変換器と、前記電力変換器の直流電圧を検出する電圧検出器と、回転座標軸（ｄｑ座標軸）上において、直流電圧指令と、前記直流電圧に基づいて、前記電力変換器の交流側の電圧指令を発生する電圧指令発生器と、前記電圧指令の値を制限するｄｑ電圧リミッタと、該ｄｑ電圧リミッタにより制限された電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを発生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、
前記電圧指令を交流電圧指令に座標変換し（ｄｑ逆変換し）、該交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、ｄｑ軸上の２つの電圧指令の値を同一比率で制限して、前記ｄｑ電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする順変換装置。
【請求項１０】
請求項８あるいは９において、負荷装置の消費電力が所定値以下の場合、あるいは該負荷装置の必要とする入力電圧が所定値以下である場合に、前記ＰＷＭ制御器の出力であるＰＷＭパルスをオフし、前記電力変換器をダイオード整流器として駆動することを特徴とする順変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ等の電力変換器を用いて、三相交流電動機を駆動する交流電動機駆動システム、ならびに、交流電力を直流に変換する順変換装置に関し、特に、電圧リミッタの改良による電圧利用率の拡大と、過渡時の制御システムの安定化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータを用いて交流電動機を駆動する場合、近年ではベクトル制御が広く用いられている。ベクトル制御は、交流電動機に流れる電流の大きさと位相を制御し、指令トルクに対する電動機の発生トルクを線形化するものである。ベクトル制御は、交流電流を磁束成分とトルク成分に分離し、各々の成分を制御することで実現できる。これらの電流制御の結果として、インバータの電圧は所定の位相で出力される。この技術により、交流電動機は直流電動機と同等か、それ以上の性能が得られるようになった。
【０００３】
コンバータ（順変換器）においても、交流電動機と同様に、コンバータに入力される電流の大きさと位相の制御が行われている。これは、交流電動機のベクトル制御と同等の技術であり、直流電圧の制御と同時に電源力率１が実現できる。
インバータ（コンバータ）の出力（入力）電圧には限界があり、通常は電圧が飽和しない領域で使用している。電圧の限界値は、変換器の直流電圧と、変換器を構成するスイッチング素子の特性で決定される。スイッチング素子には、最小パルス幅（オン幅，オフ幅）を確保する必要があるため、その分を電圧マージンとして確保しなければならない。また、スイッチング動作の遅れによる短絡を防止するため、アーム短絡防止期間を設ける必要がある。アーム短絡防止期間は、電流歪みの原因になるため、通常は補償電圧を加えている。この補償電圧の分も、電圧マージンとして確保しておく必要がある。これらの電圧マージンを確保するため、制御そのものに使用される電圧の限界値は、直流電圧よりも数％程度低くなる。
【０００４】
よって、上記の限界値を超えないように、交流側、あるいは、回転座標軸上  （ｄｑ座標軸上）において電圧リミッタが挿入されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
交流電動機制御においては、加速時や負荷外乱発生時に、電圧指令が大きくなる場合がある。このため、定常状態におけるインバータ出力の電圧値は、リミッタにかからないように低めに設定されている。定常時のインバータ容量を大きくするには、定常状態の電圧値を大きくすればよいが、過渡時において電圧リミッタにかかりやすくなる。
【０００６】
前述したように、現在広く用いられているベクトル制御では、電流の大きさと位相を所定の値に制御する必要があり、電圧がリミッタにかかるとこれらの関係が崩れ、過渡応答の劣化やトルク抜けが生じる場合がある。特に位相のずれは、制御上の磁束軸と、電動機の実際の磁束軸に差が生じることになり、ベクトル制御の原理そのものが崩れることになる。
【０００７】
位相ずれは、電圧リミッタが各相ごと独立に挿入されているために生じる。例えば、一相だけが制限値を超え、他の相がそのまま出力された場合に、三相のバランスが変化し、位相関係が崩れてしまう。ｄｑ座標軸上でリミッタ処理を行う場合も同様である。
【０００８】
これらの対策例として、文献１（特開平9−149699 号公報）がある。これは、ｄｑ座標軸上での電圧指令をベクトル合成し、ベクトルの位相を変えずに大きさのみを制限するように、各々の軸の電圧指令を補正する方式である。しかし、電圧ベクトルの制限値を一定にしているため、ｄｑ軸上でみたインバータの出力電圧の範囲は、制限値を半径とした円になる。
【０００９】
通常の電力変換器の出力電圧範囲は、ｄｑ軸上では六角形になる。文献１の方式では、前記六角形を内接する円が、インバータの出力電圧範囲となっており、使用されない部分が残ってしまう。この六角形と円の間の部分が利用されないため、実際に電圧指令が制限値にかかった場合には、過渡応答が遅くなる場合が生じる。
【００１０】
順変換装置においては、上記の問題に加え、次のような問題がある。電圧形のコンバータは、各々のスイッチング素子にそれぞれダイオードが逆並列接続されており、すべてのスイッチング素子をオフにすることで、ダイオード整流器として機能する。よって、負荷の必要とする電圧に応じて、コンバータ動作とダイオード整流器動作とを切り替えて使用することができ、順変換システムとしての効率の改善が可能である。しかし、ダイオード整流器として動作している時の直流電圧値は、コンバータ動作時の直流電圧値（最低値）に比べて低く、これらのスムーズな切り替えは難しい。これは、前述した電圧の制限値が、直流電圧値よりも数％少なくなるために生じる。よって、単純にコンバータ動作とダイオード整流器動作の切り替えを行うと、切り替えショックに伴う過大電流が発生し、スイッチング素子を破壊する場合がある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明による電力変換器の制御装置においては、交流電圧指令を制限する場合に、少なくとも一つの相が制限値を超えた時点で、他の相すべての電圧指令を同時に制限する。制限する割合を各相とも等しくすれば、電圧の位相は変化することなく、振幅のみが抑制される。これにより、位相ずれが抑制され、トルク抜けや過大電流が発生することを抑制できる。さらに、出力電圧範囲は変換器の最大限まで拡大する。
【００１２】
また、最終的な交流電圧指令の制限値は、電圧指令の位相により定式化されるため、これらの定式化されたテーブル（あるいは演算式）を用いて、交流電圧指令を制限（リミット処理）しても全く等しい効果が得られる。
【００１３】
さらに、ｄｑ座標軸上における電圧指令値を制限する場合には、これらの電圧指令を一旦交流電圧指令に座標変換し、所定の制限値と比較し、少なくとも１つの相が制限値を超えた場合に、ｄｑ座標軸上の２つの電圧指令を等しい比率で制限すればよい。
【００１４】
また、最終的なｄｑ座標上の電圧指令の制限値は、電圧指令の位相により定式化されるため、これらの定式化されたテーブル（あるいは演算式）を用いて、  ｄｑ座標軸上の電圧指令を制限すればよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明の第１の実施例を示す。
【００１６】
図１は、ＰＷＭインバータにより三相誘導電動機を駆動する誘導電動機駆動装置である。
【００１７】
図１において、１は、誘導電動機に印加される電圧指令を演算する交流電圧指令演算器、２は、インバータの出力電圧最大値を向上させるための零相電圧を演算し、三相すべてに加算する零相加算器、３は、三相交流電圧指令の大きさを制限値（最大値、ならびに最小値）に従って制限するＡＣ電圧リミッタ、４は、３の制限値を演算する電圧制限値演算器、５は、交流電圧指令に基づいてＰＷＭ  （パルス幅変調）信号を発生するＰＷＭ制御器、６は、ＰＷＭ信号により駆動されるインバータ、７は、誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出器、８は、インバータにより駆動される誘導電動機、９は誘導電動機の回転速度を検出する速度検出器、１１は、誘導電動機の回転速度ωｍと、回転速度指令ωｒに基づいて、誘導電動機の電流指令Ｉｄｒ，Ｉｑｒ、ならびに一次角周波数ω１を演算する速度制御器、１２は、ω１を積分して、位相角φを演算する積分器、１３は、位相角φに基づいて、誘導電動機の電流検出値をｄｑ座標軸に変換するｄｑ座標変換器、１４は、ｄｑ座標軸上の電流検出値Ｉｄ,Ｉｑと、前記のＩｄｒ,Ｉｑｒに基づいて、ｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０を演算する電流制御器である。
【００１８】
図１におけるＡＣ電圧リミッタ、ならびに電圧制限値演算器の構成を、図２に示す。部品番号３１は、交流電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１と電圧制限値演算器から出力される係数Ｋlim を掛け算する乗算器、３２は、２つの入力信号を切り替えるスイッチであり、制御信号Ｓｗが「１」の時に１側へ、「０」の時に０側へ切り替えられる。４１は、Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のそれぞれの絶対値を演算する絶対値演算器、４２は、３つの入力信号の中から大きさが最大のものを選択して、出力する最大値選択器、４３は、インバータの一つの相が出力できる最大値Ｖmaxをセットする最大電圧設定器、４４は、Ｖmaxを４２の出力で割り算する除算器、４５は、２つの入力信号を比較し、「＋」側の値が「−」側の値よりも大きな場合に「１」、逆の場合には「０」を出力する比較器である。
【００１９】
図１の動作を簡単に説明すると以下のようになる。交流電圧指令演算器１は、誘導電動機８をベクトル制御するための制御器である。誘導電動機の回転速度指令，回転速度、ならびに誘導電動機に流れる電流値を読み込み、それらの値に基づいて誘導電動機が必要とする交流電圧指令（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）を演算し出力する。これらの交流電圧指令に基づいてインバータが制御され、指令な準じた電圧を誘導電動機に印加し、ベクトル制御が実現される。ベクトル制御を精度よく実現するためには、交流電圧指令演算器１での演算も重要であるが、交流電圧指令から実際の印加電圧までの誤差をできるだけ少なくすることもまた重要である。
【００２０】
交流電圧指令演算器１で演算される交流電圧指令の振幅値は、定常状態では速度にほぼ比例して大きくなるが、誘導電動機の速度指令が急変した場合、あるいは、誘導電動機の負荷が急変した場合等の過渡時においては、振幅値が急激に増加あるいは減少する。この時、インバータの出力できる電圧範囲を超えてしまう場合があり、問題である。
【００２１】
２の零相加算器は、インバータの出力電圧を向上させるための電圧指令補正器であり、上記の問題を少なくする技術の一つである。近年では一般的に使用されているものである（詳細は後述する）。３，４が、本発明の特徴部分である電圧リミッタである。電圧が急変し、インバータの許容値を超えた場合においても、できるだけベクトル制御を成立させるように、電圧値のリミット処理を行う。
【００２２】
次に図１の動作について、詳細を説明する。
【００２３】
図１において、電流検出器７によって検出された交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、ｄｑ変換器において、下記の数１，数２に従って、ｄｑ座標軸上の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換される。
【００２４】
【数１】
0003674323.tif 000002
【００２５】
【数２】
0003674323.tif 000003
【００２６】
一方、速度検出器によって検出された速度検出値ωｍは、速度制御器１１において速度指令値ωｒと比較され、その値に基づいて電動機に必要なトルク電流指令が演算される。また、電動機の磁束電流指令も、速度に応じて変化させる場合もある。通常は、トルク電流指令をＩｑｒ、励磁電流指令をＩｄｒとして、電流制御器へ出力する。同時に、Ｉｑｒ，Ｉｄｒに基づいて、電動機の一次角周波数ω１を演算する。
【００２７】
【数３】
0003674323.tif 000004
【００２８】
上式において、ｒ２ならびにＬ２は、電動機の定数である。
【００２９】
電流制御器では、Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、検出値Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、ｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０が演算される。Ｖｄ０，Ｖｑ０の演算には、通常は、ＰＩ制御（比例積分補償）が使用される。最近では、電流応答の改善のため、非干渉補償を付加する場合が多いが、本実施例では何れの制御方法であっても適用できる。Ｖｄ０，Ｖｑ０は、ｄｑ逆変換器１５において、数４，数５に従って、三相交流電圧指令Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０に変換される。
【００３０】
【数４】
0003674323.tif 000005
【００３１】
【数５】
0003674323.tif 000006
【００３２】
上式におけるＶｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０は、定常状態では歪みのない正弦波になる。この交流電圧指令値でも誘導電動機を駆動することができるが、近年では、零相加算器２を付加して、全ての相に共通の信号（零相電圧）を加算し、インバータの出力電圧最大値を向上させることがほぼ常識的になっている（参考文献２：電気学会論文集Ｄ，１０９巻１１号，Ｐ．８０９−８１６，平成元年）。零相加算の詳細については後述する。
【００３３】
零相を加算された電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１は、ＡＣ電圧リミッタにおいて最大値、ならびに最小値が制限され、最終的にはＶｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２として出力される。各相の制限値は、電圧制限値演算器４により演算される。
【００３４】
ＰＷＭ制御器５では、Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の値に従い、三角波比較方式等によりＰＷＭ信号を発生し、インバータのスイッチング素子をドライブする。インバータは、Ｖｕ２〜Ｖｗ２に相当する電圧を出力し、誘導電動機を駆動する。
次に電圧制限値演算器４の動作を、図２を用いて説明する。
【００３５】
図２の最大電圧設定器４３において、インバータの出力可能な最大値Ｖmax が設定される。Ｖmax は、
【００３６】
【数６】
0003674323.tif 000007
【００３７】
の関係にある。上式において、Ｖｄｃはインバータの直流電圧、Ｍmax は、インバータの最大変調率である（Ｍmaxは、０≦Ｍmax≦１）。Ｍmax は、インバータに使用されるスイッチングデバイスにより、０.９〜１.０程度に設定される。
【００３８】
交流電圧指令と、Ｖmax の関係を図３に示す。インバータの直流電圧Ｖｄｃの１／２の値が、理想的には最大電圧になるが、スイッチング素子の最小オフ時間を確保するため、ならびに、アーム短絡防止期間（デッドタイム）の影響による電圧降下分を補償するため、ＶmaxはＶｄｃ／２よりも数％低めに設定される。
絶対値演算器４１では、Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のそれぞれの絶対値を演算し、その中から大きさが最大のものを選択して（これをＶuvwmaxとする）、次式に示す係数Ｋlim を演算する。
【００３９】
【数７】
0003674323.tif 000008
【００４０】
Ｋlimは、Ｖｕ１〜Ｖｗ１の少なくとも１相が、Ｖmaxを超えた場合に１より小さな値になる。よって、Ｋlimの値と１とを比較器４５で比較し、Ｋlim＜１の場合にＳｗ信号を１にする（Ｋlim＞１の時は、Ｓｗ＝０）。
【００４１】
ＡＣ電圧リミッタでは、Ｓｗ信号が「１」となった場合に、スイッチ３２を  「１」側に切り替えて、電圧指令を入力に対して一定比率に制御（制限）する。その場合、三相全ての電圧指令がＫlim倍に制限されることになる。Ｋlimは、三相の中で最も大きな値の相と、Ｖmax の比であるため、すべての相の電圧指令をＫlim倍することで、三相すべてが±Ｖmaxの範囲内に必ず制限されることになる。また、三相とも共通の比率で制限されるため、電圧指令の位相ずれは生じない。
【００４２】
次に、本発明の動作原理を従来方式と比較して説明する。図４（ａ）の３Ａが、一般的に使用されている従来方式の電圧リミッタの構成図である。図中の３２，４３，４５は、図２の同一番号のものと同じものである。Ｖｕ１が、Ｖmaxの値を超えた場合には、出力がＶmaxに制限され、−Ｖmax より下がった場合には−Ｖmax に制限される。この電圧リミッタの入力電圧Ｖｕ１と出力電圧Ｖｕ２の関係は、図４(ｂ)のようになる。仮に、図４(ｃ)のように、三相の中で一相の交流電圧指令が制限値を超えた場合を考えてみる。図において、Ｖｕ１がＶmax を超えた期間は、Ｖｕ２は図のようにＶmax に制限される。しかし、この間Ｖｖ１とＶｗ１は制限されることはなく、そのまま電圧リミッタを素通りしてしまう。この関係をαβ軸上で見てみると、図５の様になる。αβ変換は、
【００４３】
【数８】
0003674323.tif 000009
【００４４】
によって定義される。図４（ｃ）のＶｕ１がリミッタにかかっている期間は、
Ｖｖ１，Ｖｗ１が変化しないため、数８よりＶβは変化しない。よって、図５  （ａ）のように、ベクトルとして電圧指令をみた場合、位相ずれが生じることになる（図のΔθ）。
【００４５】
一方、本発明による電圧リミッタ方式では、三相すべての電圧指令を等しい比率で制限するため、Ｖα，Ｖβとも同時に等しい比率で制限される。結果として、図５（ｂ）のように、位相ずれは生じない。よって、位相ずれによる電動機トルクの過不足がなくなり、高応答で安定な電動機制御が実現できる。
【００４６】
次に、零相加算の原理と、零相加算を行った場合の本実施例の動作について説明する。
【００４７】
図１における零相加算器２の構成を図６に示す。２１は、三相交流電圧指令  Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０の値に基づいて、零相電圧Ｖ０を演算して出力する零相発生器である。Ｖ０は三相共通の値であるため、どのような波形であっても線間電圧への影響は原理的に生じない。何通りものＶ０が考えられるが、その代表例について説明する。
【００４８】
図７（ａ）が、零相加算を行う前の交流電圧指令である。この波形を式で表わすと次のようになる。
【００４９】
【数９】
0003674323.tif 000010
【００５０】
次に、三相の電圧指令の中で、大きさが中間である相の１／２を零相電圧とした場合の波形を図７（ｂ）に示す。図７（ａ）において、θ１の区間では、Ｗ相が中間の大きさである。この時の零相電圧Ｖ０１は、
【００５１】
【数１０】
0003674323.tif 000011
【００５２】
となる。次の９０°から１２０°の区間ではＶ相が中間相となる。このように、６０°毎に零相電圧の関数が変化して行く。Ｖ０１を加算すると、それぞれの電圧指令は図７（ｂ）のようになり、正弦波のピーク付近が下がった波形になる。この零相加算により、インバータの出力電圧最大値は、約１.１５倍（２／√３ 倍）に増加する（参考文献２：電気学会論文集Ｄ，１０９巻１１号，Ｐ．８０９−８１６，平成元年）。尚、この「１.１５倍 」という値は、電圧指令のピーク値がＶmax に一致する時点での比率（波形が歪まない条件での出力電圧最大値の比率）である。
【００５３】
図７（ｃ）は、三相の電圧指令の中で、絶対値の最も大きなものと、Ｖｄｃ／２、あるいは−Ｖｄｃ／２との差を取り、その値を零相電圧として各相に加算したものである。図７のθ２の期間においては、
【００５４】
【数１１】
0003674323.tif 000012
【００５５】
が零相電圧になる。図７（ｃ）からわかるように、この零相加算を行うと、交流電圧指令の最大値，最小値が±Ｖmax を超えて±Ｖｄｃ／２の値に継続的に張り付いている期間が生じる。電圧指令が±Ｖｄｃ／２となる期間は、その相のスイッチング動作を行わないことを意味している。よって、数１１の零相加算を行うと、スイッチング回数が１／３減少する。また、この方式においても、図７(ａ)の正弦波に比べて、インバータの出力電圧は約１.１５倍(２／√３倍）に増加する（参考文献２：電気学会論文集Ｄ，１０９巻１１号，Ｐ．８０９−８１６，平成元年）。図７（ｃ）のように、三相の内２つの相のみがスイッチングする方式を「二相スイッチング」と呼ぶ。零相加算の方式としては、大きく別けて図７  （ｂ）のような三相スイッチングになるものと、同図（ｃ）のような二相スイッチングになるものに分類できる。
【００５６】
図１に示した電圧リミッタ方式は、図７（ｂ）に示す零相加算方式（三相スイッチング方式）にはそのまま適用できる。三相の電圧指令の中で、２つの相が同時にＶmaxと−Ｖmaxを超えることになるが、問題はない。
【００５７】
図７（ｃ）のような二相スイッチング方式の場合は工夫が必要である。
【００５８】
図８に、二相スイッチング方式を考慮した場合の実施例を示す。図１と比べると、零相加算器２とＡＣ電圧リミッタ３の処理が入れ替わっている。電圧制限値演算器４Ｂでは、Ｖmax がＫ０倍されている。
【００５９】
Ｖｕ０〜Ｖｗ０は、純粋な正弦波である。よって、零相加算の前に予めリミッタ処理を施してしまうと、零相加算による出力電圧の向上効果が得られなくなる。そこで、零相加算を考慮し、Ｖmaxの値を大きく(Ｋ０倍）設定しておく。Ｋ０を、
【００６０】
【数１２】
0003674323.tif 000013
【００６１】
とすれば、零相加算の効果を活かし、位相ずれをなくすリミッタが実現できる。また、この図８の方式は、図７（ｂ）の零相加算に対しても、そのまま適用できる。
【００６２】
次に、線間電圧を使って、交流電圧指令を制限する方法を示す。これまでの実施例では、各相電圧の絶対値を演算し、その中から最大のものを選択し、係数  Ｋlim を演算していたが、線間電圧を使用しても同じ効果が得られる。図９に、その電圧制限値演算器４Ｃの構成を示す。図の４２〜４６は、図２における同一の番号のものと同じものである。４７は、３つの入力から一番小さな電圧を選択し、出力する最小値選択器である。この出力と、最大値選択器４２の出力の差を取ることで、線間電圧の最大値ＶＬmax が得られる。線間電圧が、インバータの直流電圧と一致する条件が、インバータ出力電圧の最大値であるから、ＶＬmax を１／２し、Ｖmaxとの比を計算することでＫlimが求められる。
【００６３】
尚、係数Ｋ０は、零相加算を行う場合はＫ０＝１とし、行わない場合はＫ０＝√３／２に設定する。これにより、図１，図８と同様に、位相を変えずに電圧指令を制限することができるようになる。
【００６４】
次に、交流電圧指令の位相情報のみを使用して、交流電圧指令を制限する実施例を説明する。図１０にその構成図を示す。
【００６５】
図１０において、１０は、Ｖｄ０，Ｖｑ０とｄｑ座標軸の位相φから、交流電圧指令の位相θを演算する電圧位相演算器、４Ｄは、θの値のみに依存して決定される各相の出力最大値、ならびに最小値を演算する電圧制限値演算器、３Ｄは、各相の最大値ならびに最小値に基づいて、電圧指令を制限するＡＣ電圧リミッタである。他の符号は、図１の発明における同一符号のものと同じものである。
次に、図１１を用いて、図１０の実施例の動作原理について説明する。図１１において、電圧位相演算器１０では、Ｖｄ０，Ｖｑ０の値を用いて、
【００６６】
【数１３】
0003674323.tif 000014
【００６７】
が演算され、さらに、
【００６８】
【数１４】
θ＝φ＋δｄｑ                                     …（数１４）
として、電圧位相θを計算する。電圧制限値演算器４Ｄでは、θで定まる各相の上限値（Ｖｕmax〜Ｖｗmax）と下限値（Ｖｕmin〜Ｖｗmin）を出力する。ＡＣ電圧リミッタでは、これらの制限値と電圧指令を各相毎に比較し、指令値が上限値を超えた場合には上限値に、下限値を下回った場合は下限値に切り替えて出力する。本実施例においては、図２の実施例のように、すべての相をＫlim 倍に制限するような処理は行わず、図４（ａ）の従来例におけるＶmax（−Ｖmax）の値を、位相θの値に応じて変化させることに相当する。
【００６９】
次に、これらの制限値とθの関係について説明する。
【００７０】
図１２（ａ）は、図１、あるいは図８の実施例において、一部の区間で交流電圧指令が過大になった場合のリミッタ処理後の波形である。この時、零相加算は数１０のもの（図７（ｂ））を使用している。交流電圧指令の振幅をさらに大きくしていくと、最終的には、図１２（ｂ）のようになる。これ以上、振幅を増やしても、リミット後の波形は図１２（ｂ）のままである。
【００７１】
三相交流の場合、位相θが定まると、三相電圧の瞬時値の比率は一義的に定まる。よって、ＡＣ電圧リミッタにより電圧指令値を制限したとしても、すべての相を等しい比率で制限する限り、リミット後の最終的な波形も一義的に定まることになる。この関係を定式化すれば、位相から制限値が求められることになる。
図１２の波形のθ１の区間においては、Ｕ相の上限値はＶmax 、Ｖ相の下限値は−Ｖmax となり、中間相のＷ相のみが複雑な関数になる。
【００７２】
Ｗ相の制限値は以下のようになる。
【００７３】
θ１の区間(３０°≦θ≦９０°)においては、零相加算により、指令値Ｖｗ１は、
【００７４】
【数１５】
0003674323.tif 000015
【００７５】
となる。また、Ｕ相は、
【００７６】
【数１６】
0003674323.tif 000016
【００７７】
である。この期間では、Ｕ相とＷ相が同時にＶmaxと−Ｖmaxに到達する。一方を代表して、Ｕ相で係数Ｋlimを計算すると、
【００７８】
【数１７】
0003674323.tif 000017
【００７９】
となる。これに数１５を掛けたものが、Ｗ相の制限値である。上限値Ｖｗmax は、
【００８０】
【数１８】
0003674323.tif 000018
【００８１】
下限値Ｖｗmin は、
【００８２】
【数１９】
0003674323.tif 000019
【００８３】
となる。よって、Ｖｐ（振幅）には全く依存せず、θのみの関数であることがわかる。
【００８４】
ここで、数１８（数１９）を一般化し、
【００８５】
【数２０】
0003674323.tif 000020
【００８６】
として、各位相区間における各相の制限値を計算すると、図１３のようになる。図１３からわかるように、電圧位相が定まると、各相ともＶmaxかＶminの何れか一方のみが規定されるが、残りの制限値は規定されない（定義不要）。
【００８７】
この図１３の関係を、電圧制限値演算器４Ｄにテーブルとして保存し、与えられたθに対して各制限値を出力すればよい。
【００８８】
尚、本実施例の場合、すべての相が必ず同時にリミットされることになるので、図１１における比較器４５は、一つの相だけに備え、出力を各相共通とすることができる。
【００８９】
以上、本発明の実施例として、交流電圧指令に対してリミット処理を行う手法を説明した。前述したように、図１、ならびに図８の実施例を用いて、電圧指令の振幅を増加させていくと、最終的には図１２（ｂ）の波形となる。よって、図１、ならび図８の実施例は、図１０のものと効果は等しい。
【００９０】
図１２（ｂ）の波形の状態で誘導電動機を駆動すると、波形の歪みは大きくなるが、インバータの出力電圧最大値は平均的に大きくなる。また、この時の位相ずれは生じていない。よって、過渡時等、一時的に大きな電圧が必要な場合に、本発明は極めて有効である。
【００９１】
従来方式（図４）において電圧指令の振幅を増加させていくと、振幅の増加に伴って、中間相（図１２のθ１の区間ではＷ相に相当）の値が変化し続け、最終的には中間相の値もＶmaxか−Ｖmaxに張り付く形になる。この場合にも、インバータの出力電圧最大値は大きくはなるものの、位相ずれは最大で±３０°に達する。よって、軸ずれが発生し、過渡応答が劣化する。
【００９２】
次に本発明の他の実施例について、図１４を用いて説明する。
【００９３】
図１４において、１Ｅは、誘導電動機に印加される電圧指令を演算する電圧指令演算器、３Ｅは、電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０の大きさを制限するＤＣ電圧リミッタ、４Ｅは、電圧位相θに基づいて、Ｖｄ０，Ｖｑ０の制限値を演算する電圧制限値演算器、１５Ｅは、ｄｑ座標軸上の電圧指令をαβ軸上の電圧指令に変換するｄｑ−αβ座標変換器、５Ｅは、αβ軸上の電圧指令に基づいて、ＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ制御器である。他の符号は、図１、ならびに図１０の実施例の同一符号のものと同じものである。
【００９４】
本実施例では、電圧指令を三相交流に座標変換していない点に特徴がある。その代り、電圧指令のリミッタ処理を、ｄｑ軸上の電圧指令に対して行う。この際、電圧位相θにより、電圧制限値を変化させている。また、ＰＷＭ制御器５Ｅにおいては、αβ軸の電圧指令に基づいて、直接ＰＷＭ信号を作成している。このようなＰＷＭ制御は、空間ベクトル方式と呼ばれており、インバータの出力電圧を二軸の空間に表現して、パルスの出力時間を計算するものである。詳細は後述する。
【００９５】
図１５に、ＤＣ電圧リミッタ３Ｅ、ならびに電圧制限値演算器４Ｅの構成を示す。図の４３Ｅは、ｄｑ軸上の電圧制限値の設定器、４８は、ルート演算器、  ４９は、θに対して所定の関数を発生させる関数発生器である。他の部品は、これまでの実施形態における同一の符号のものと同じものである。
【００９６】
次に、本発明の動作原理を説明する。電圧制限値設定器４３Ｅの値Ｖdqlimit は、
【００９７】
【数２１】
0003674323.tif 000021
【００９８】
のように設定する。この値は、線間電圧の最大値をＶｄｃ・Ｍmax として（つまり数９において、Ｖｐ＝Ｖｄｃ・Ｍmax／√３ として）電圧をｄｑ変換した時の、ｄｑ座標上におけるベクトルの大きさに相当する。すなわち、正弦波を出力するための最大値に一致する。
【００９９】
ＶdqlimitとＫｖを掛け算し、電圧制限値Ｖlimitを得ている。Ｋｖは、電圧位相θの関数になっており、その関数を図１６に示す。Ｋｖの値は６０°周期で変化する。
【０１００】
一方、Ｖｄ０とＶｑ０は、それぞれ二乗された後に加算され、ルート演算器  ４８によりベクトルの大きさ（｜Ｖ｜）が出力される。電圧を制限する係数
Ｋlimは、｜Ｖ｜とＶlimitの比から求められる。
【０１０１】
ＤＣ電圧リミッタ３Ｅの処理は、ＡＣ電圧リミッタと同様に、ｄｑそれぞれの電圧指令を、Ｋlimが１より小となった場合にＫlim倍して制限する。
【０１０２】
次に本実施例の動作原理を説明するが、まず初めに二軸上でのインバータの出力電圧表現について説明する。
【０１０３】
図１７は、三相フルブリッジ形の電圧形インバータの構成図である。図において、Ｕ〜Ｗ相の各相のスイッチング素子は、上側か下側の必ずどちらか一方のみがオンしている。仮に、Ｕ相は上側(Ｓｕｐ)がオン、Ｖ相，Ｗ相は下側（ＳｖｎとＳｗｎ）がオンしているものとすると、各相電圧Ｖｕｉ〜Ｖｗｉは、
【０１０４】
【数２２】
0003674323.tif 000022
【０１０５】
となる。これを数８に従い、αβ軸上の電圧にすると、
【０１０６】
【数２３】
0003674323.tif 000023
【０１０７】
となる。数２３をベクトルＶ１として、αβ空間に図示すると、図１８のようになる。同様に、
【０１０８】
【数２４】
0003674323.tif 000024
【０１０９】
とすると、
【０１１０】
【数２５】
0003674323.tif 000025
【０１１１】
となる。このようにして空間ベクトルを計算すると、インバータの出力できる電圧は、図１８に示す８つのベクトル（内、零ベクトルが二つ）になる。
【０１１２】
ＰＷＭ信号を作成するには、電圧指令も空間ベクトルで表現する。図１８に示すように、電圧指令のベクトルＶｒが、Ｖ０（零ベクトル）、Ｖ１，Ｖ２で囲まれる三角形の空間内部にあるものとする。この場合、微小時間Ｔ内において、ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ２をそれぞれｔ０，ｔ１，ｔ２時間だけ出力し、近似的にＶｒを出力する。電圧指令と、各ベクトルの出力時間の関係は、
【０１１３】
【数２６】
Ｖｒ＝ｔ１・Ｖ１＋ｔ２・Ｖ２＋ｔ０・Ｖ０           …（数２６）
【０１１４】
【数２７】
Ｔ＝ｔ１＋ｔ２＋ｔ０                               …（数２７）
の二つであり、この２式より、ｔ０〜ｔ２が求められる。つまり、空間ベクトルでＰＷＭ制御を行う場合は、電圧指令を空間ベクトルで表現し、それを近似するためのインバータのベクトルを選択し、それぞれの出力時間を演算して、最終的にＰＷＭパルスへ変換する。
【０１１５】
次に、空間ベクトルでインバータを制御する場合の出力電圧範囲を考察してみる。電圧指令が正弦波である場合、Ｖｒは、円を描いて一定速度(角周波数速度)で回転する。よって、インバータの出力電圧を正弦波に限定するのであれば、インバータの出力電圧範囲は図１８に示す円の内側になる。この円内に電圧ベクトルを制限すると、従来技術（特開平9−149699 号）の方式になる。本実施例においても、図１５における関数発生器４９の出力Ｋｖを、常に「１」とすると参考文献１と同等になる。
【０１１６】
本実施例においては、インバータの出力電圧を最大に利用し、高応答化を実現するため、Ｋｖをθに応じて１以上に可変させている。出力電圧を正弦波に限定しなければ、インバータの出力電圧範囲は、図１８に示す六角形の内側になる。すなわち、正弦波に限定した場合の出力範囲よりも、広い範囲の電圧が出力可能である。この六角形の領域すべてを利用するため、Ｋｖの値をθに応じて可変としている。
【０１１７】
次に、θとＫｖの関係を図１９を用いて説明する。図において、出力し得る最大のベクトルの大きさをｘとする。図１９の関係より、
【０１１８】
【数２８】
ｙ＝ｘcos（３０°−θ）                            …（数２８）
となる。よって、
【０１１９】
【数２９】
0003674323.tif 000026
【０１２０】
となる。ここで、ｙは正弦波出力範囲の最大値に一致するので、ｙ＝Ｖdqlimit である。よって、
【０１２１】
【数３０】
0003674323.tif 000027
【０１２２】
となる。ただし、上式は、０≦θ≦６０°の範囲で成立する。他のθの区間でも同様にＫｖの値を求めることができる。結果として、図１６に示す関数となる。
以上、図１４の実施例により、ｄｑ座標軸上において、インバータ出力電圧を最大限に利用し、かつ、ベクトル位相を変化させずに指令値を制限することができるようになる。
【０１２３】
次にｄｑ座標軸上の電圧指令を制限する他の実施例について説明する。
【０１２４】
図２０における電圧制限値演算器４Ｆが、本実施例の特徴である。この電圧制限値演算器４Ｆを、図１４における電圧制限値演算器４Ｅの代りに適用し、さらに図１４の電圧位相演算器を排除して使用する。他は図１４と同じである。
【０１２５】
次に、本実施例の動作原理について説明する。図２０において、電圧制限値演算器４Ｆでは、電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０を入力し、ｄｑ座標軸位相φで一旦三相交流電圧に座標変換する。その後、図９の実施例と同様に、線間電圧の最大値を計算し、その値の１／２とＶmaxの値から係数Ｋlimを演算する。前述したように、線間電圧とインバータの直流電圧が一致した場合が、インバータの最大出力範囲になるため（図１８の六角形に相当）、この演算により、出力電圧範囲は最大限まで活用され、かつ、電圧位相は変化しないことになる。本発明は、図１４の発明と等価になるが、ルート演算が不要であるため、演算時間が短くて済むようになる。
【０１２６】
次に本発明による順変換装置の実施例について、図２１を用いて説明する。
【０１２７】
図２１において、１Ｇは、コンバータ６Ｇ（順変換装置）の入力電圧指令を演算する電圧指令演算器、８Ｇは、三相交流電源、９Ｇは、三相交流電源の電源位相を検出する位相検出器、５０は、コンバータ６Ｇの出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、５１は、コンバータ６Ｇの出力電圧Ｖｄｃの電圧を検出する電圧検出器、５２は、コンバータに接続された負荷装置、１７は、コンバータ出力電圧指令Ｖｄｃｒと、検出値Ｖｄｃの値から、コンバータの入力電流指令を演算する電圧制御器である。その他の部品は、これまでの実施例における部品と同一のものである。
【０１２８】
コンバータの制御においては、交流電源の位相φを検出し、電源電圧と同位相の電流成分をＩｑ、９０°位相のずれた成分をＩｄとして、入力電流の制御を行う。この時、Ｉｄ＝０となるように制御することで、常に電源力率１が達成できる。また、直流電圧Ｖｄｃの制御は、Ｉｑを用いて行うようにする。Ｉｑｒには、負荷装置５２が必要とする電流をフィードフォワードして加える場合もある。本実施例においても、電圧制限値演算器４、並びにＡＣ電圧リミッタ３を付加することで、コンバータの入力電圧を最大限に利用することができるようになる。これまで説明したインバータの制御に関する各実施例が、そのまま適用できる。
【０１２９】
現在広く用いられているコンバータの構成を、図２２に示す。仮に、ＰＷＭ制御器の出力であるＰＷＭパルスをすべてオフして、コンバータを構成するすべてのスイッチング素子のゲート信号をオフしたとする。すると、入力電流は、各スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイールダイオードを介して流れることになり、ダイオード整流器として動作する。
【０１３０】
ダイオード整流器は、コンバータのようにスイッチング動作が伴わないために、効率が非常によい。負荷装置の消費電力が大きくなると、入力電流波形のひずみが大きくなり、力率も悪くなるが、軽負荷状態であれば問題はない。
【０１３１】
よって、負荷装置の消費電力に応じて、ダイオード整流器と、コンバータ動作とを切り替えれば、総合的に効率の良い順変換システムが実現できる。
【０１３２】
しかし、実際にダイオード整流器動作からコンバータ動作へ切り替えると、従来のコンバータでは、図２３（ａ）に示すような突入電流が発生する。これは、ダイオード整流器の出力電圧が、コンバータの出力電圧の最低値よりも低く、図のようにΔＶの差があることに問題がある。図２２の構成のコンバータは昇圧形の変換器であるため、コンバータ入力電圧と、出力直流電圧との関係は反比例になる。つまり、直流電圧を最小にするには、コンバータ入力電圧を最大にする必要がある。しかし、従来のコンバータでは、入力電圧範囲が図１８の円内であったため、電圧マージンを考慮すると、最大電圧を得ることは困難であった。
【０１３３】
しかし、本発明による順変換装置においては、コンバータの入力電圧範囲を図１８の六角形にまで拡大することができるので、入力電圧の平均値を増加することができ、図２３（ｂ）のように、Ｖｄｃをスムーズに立ち上げることが可能になる。よって、切り替わりに伴う突入電流も少なくなる。
【０１３４】
尚、上記の実施例におけるインバータ、およびコンバータは、三相フルブリッジのものを使用したが、３レベル変換器や、その他の多重変換器についても同様に適用できる。
【０１３５】
また、電動機駆動システムとして誘導電動機の例を説明したが、同期電動機等、他のすべての交流電動機に対しても適用可能である。
【０１３６】
【発明の効果】
本発明によれば、インバータの出力電圧を最大限にまで活用し、かつ、電圧位相の誤差を零に制御することができるようになる。
【０１３７】
本発明をコンバータ（順変換装置）に適用した場合、コンバータの出力電圧範囲が拡大し、順変換システムとして、装置の高効率化が実現できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置の構成図。
【図２】ＡＣ電圧リミッタと電圧制限値演算器の構成図。
【図３】交流電圧指令と電圧制限値との関係を示す図。
【図４】従来の電圧リミッタの構成図。
【図５】従来方式と本発明による方式の効果を示す図。
【図６】零相加算器の構成図。
【図７】零相加算の原理を示す図。
【図８】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置の構成図。
【図９】電圧制限値演算器の構成図。
【図１０】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置の構成図。
【図１１】電圧位相演算器，電圧制限値演算器とＡＣ電圧リミッタの構成図。
【図１２】図１０の実施例の動作原理を説明する図。
【図１３】位相θに対する電圧制限値を示す図。
【図１４】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置の構成図。
【図１５】電圧制限値演算器とＤＣ電圧リミッタの構成図。
【図１６】図１４の実施例において使用される関数を表わす図。
【図１７】三相フルブリッジ電圧形インバータの主回路構成図。
【図１８】インバータの出力電圧、ならびに電圧指令の空間ベクトル表示を示す図。
【図１９】図１４の実施例の原理を示す図。
【図２０】ＤＣ電圧リミッタと電圧制限値演算器の構成図。
【図２１】本発明の一実施例である順変換装置の構成図。
【図２２】三相フルブリッジ電圧形コンバータの主回路構成図。
【図２３】従来方式と本発明によるコンバータの動作を示す図。
【符号の説明】
１…交流電圧指令演算器、２…零相加算器、３…ＡＣ電圧リミッタ、４…電圧制限値演算器、５…ＰＷＭ制御器、６…インバータ、７…電流検出器、８…誘導電動機、９…速度検出器、１１…速度制御器、１２…積分器、１３…ｄｑ座標変換器、１４…電流制御器。
【図１】
0003674323.tif 000029
【図２】
0003674323.tif 000030
【図３】
0003674323.tif 000031
【図４】
0003674323.tif 000032
【図５】
0003674323.tif 000033
【図６】
0003674323.tif 000034
【図７】
0003674323.tif 000035
【図８】
0003674323.tif 000036
【図９】
0003674323.tif 000037
【図１０】
0003674323.tif 000038
【図１１】
0003674323.tif 000039
【図１２】
0003674323.tif 000040
【図１３】
0003674323.tif 000041
【図１４】
0003674323.tif 000042
【図１５】
0003674323.tif 000043
【図１６】
0003674323.tif 000044
【図１７】
0003674323.tif 000045
【図１８】
0003674323.tif 000046
【図１９】
0003674323.tif 000047
【図２０】
0003674323.tif 000048
【図２１】
0003674323.tif 000049
【図２２】
0003674323.tif 000050
【図２３】
0003674323.tif 000051