(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁信号の受信装置（３）が、電磁信号から生体特有の周波数成分を取得するための装置を含んでいることを特徴とする、電磁信号および電磁信号の受信装置により、生体の生命機能、特に生きている人間の生命機能を検出するための装置であって、
前記受信装置（３）が、生体特有の周波数成分を復調するための周波数選択素子として、非直線電流／電圧特性を有している直接復調器（５）を有し、前記直接復調器（５）は受信した電磁信号の電流比を生成することによって、受信した電磁信号から直接に生体特有の周波数成分を復調することを特徴とする装置。
【請求項２】
直接復調器（３）が、周波数選択素子として、ダイオード、バイポーラ・トランジスタまたは電界効果トランジスタを含んでいることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
受信装置（３）が復調器（５）の上流に接続している周波数変換装置（６）を含んでいることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の装置。
【請求項４】
装置が、固定周波数で電磁キャリヤ信号を送信するための送信装置（１）を含んでいることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項５】
キャリヤ信号が、約１ＭＨｚから１ＴＨｚの間の周波数範囲内にあることを特徴とする請求項４に記載の装置。
【請求項６】
人体に特有の周波数成分を入手するための装置が、フィルタ（７）、サンプリング装置、アナログ−ディジタル・コンバータ（９）およびスペクトル分析用の計算装置（１０）を含んでいることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の装置。
【請求項７】
フィルタ（７）が、少なくとも一つのアナログサンプリングフィルタを含んでいることを特徴とする請求項６に記載の装置。
【請求項８】
サンプリング用フィルタが、サンプリングおよびアナログ−ディジタル変換を行う前に、電磁信号の帯域幅を高い周波数の方に制限することを特徴とする請求項７に記載の装置。
【請求項９】
送信アンテナ（２）および受信アンテナ（４）の両方が、取り外すことができるように固定することができる保持手段（１９）用の保護ハウジング（１４）内に保持されていることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の装置。
【請求項１０】
送信アンテナ（２）および受信アンテナ（４）の両方が、高さを調整することができる保持手段（２３）によって、天井（２４）に固定されている共通ハウジング（１４）内に装着されていることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の装置。
【請求項１１】
生体特有の周波数成分を受信した電磁信号から入手することを特徴とする電磁信号の受信により、生体の生命機能、特に生きている人間の生命機能を検出するための方法であって、
非直線電流／電圧特性を有する部材によって受信した電磁信号を直接に復調するステップと、
前記非直線の特性により特徴付けられた、受信された前記電磁信号の位相変調周波数の電流比を求めることにより、受信および復号化された前記電磁信号から生体機能に特有の周波数成分を求めるステップとを有する方法。
【請求項１２】
受信された電磁信号を中間周波数に変換することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
受信された信号を、アナログ的に、高い周波数および低い周波数の方向に制限することを特徴とする請求項１１乃至１２のいずれかに記載の方法。
【請求項１４】
受信された電磁信号が、ろ過後にサンプリングされ、デジタル信号に変換されることを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれかに記載の方法。
【請求項１５】
デジタル信号が、時間領域内の窓関数および受信装置の逆伝達関数により、
コンボリュートされることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
評価が行われる前および出力信号として表示される前に、デジタル信号が、
時間領域から周波数領域に変換されることを特徴とする請求項１３，１４または１５に記載の方法。
【請求項１７】
変換された信号が、約０．０１Ｈｚから約１０Ｈｚ、好適には約０．０２から約３Ｈｚの周波数範囲で、生体特有の心臓の鼓動および／または呼吸活動の周波数成分に対して分析されることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
内部にいる人の状態をモニタするための収容所内での請求項１乃至１７のいずれかに記載の装置および方法の使用方法。
【請求項１９】
部屋、建造物および／またはそれを取り巻く空き地をモニタおよび／または保護するための請求項１乃至１７のいずれかに記載の装置および／または方法の使用方法。
【発明の詳細な説明】
本発明は、請求項１の分類部分による装置および請求項１３の分類部分による方法並びに上記の方法および／または上記の装置の使用方法に関する。
発明者達は、生体は、生きている人間も、その最も重要な生命機能、すなわち、心臓の鼓動および呼吸活動が、高い周波数の電磁信号に驚くべきほどの影響を与えることを発見した。
上記の生命機能は、一般に、人の心臓の鼓動の場合には、約０．５−３．４Ｈｚ、普通約１−２Ｈｚ、また呼吸の場合には０．１−１．５Ｈｚという特有の周波数レンジである既知の周波数レンジ内で起こる。電磁信号を受信および記録した場合、人々が受信範囲内にある場合には、上記の周波数レンジを目で見ることができる。さらに、受信および処理した信号に基づいて、所在を確認した人々の数についての情報を提供することもできる。この場合には、個々の人の脈拍および呼吸周波数パターンがそれぞれ異なるという事実に基づいて、生物学的な違いおよび特徴が使用される。しかし、人々の数が４人になると、一般的にいって、個々の周波数が重畳するので、もはや人数をはっきりと知ることはできなくなる。人数について言えば、「少なくとも４人の人がいる」と言うことができるぐらいである。
どんな場合でも、０．０１−１０Ｈｚの周波数レンジは、人体の生命機能という点から見れば、問題のすべての周波数を含んでいる。
送信電力を放射しなくても、受信装置を生体特有の周波数成分を入手するための装置と一緒に使用すれば、生命機能に対する必要な確認をすることができたということは驚くべきことであった。
このことは、少なくとも受信装置の近くに生体が存在すれば、その点ではキャリヤ信号を使用して貫通放射を行わなくても、指定の周波数レンジ内に検出可能な信号成分がすでに存在することを意味している。
電磁信号用の受信装置および生物特有の周波数成分を入手するための装置を使用することによって、発明者達は、３メートル以上またはビルの一階を隔てて生物をすでにはっきりと検出することができた。
本発明のもっとも簡単な実施例の場合には、生物特有の周波数成分を受信するためのダイオード直接受信装置の形をしている、以下に説明する直接復調器で十分であった。
さらに、後で送信装置を使用して、検出領域を通して放射を行い、反射、送信または散乱放射を受信し、生物の存在の証拠を示す明らかな周波数成分を調査した。
厚い瓦礫を通しても、電磁放射を受信することができるので、深いところまで貫通する数百メガヘルツから約１０ギガヘルツまでの電磁放射の周波数を使用した。
電磁放射が受けた位相変調により、高周波数のキャリヤ信号に数ヘルツ側帯波の変位が生じた。従来の受信手順を使用した場合には、相互に非常に接近している周波数帯の検出は、変位が１０-12未満の短期間安定オッシレータを必要とした。今までは、このようなオッシレータは安いコストでは製造できないと思われていた。この問題は、受信する信号のレベルが低いのでさらに難しい問題になる。
添付の請求の範囲に記載した実施例のいくつかの利点については、以下に説明する。
最初は、周知の位相変調装置の使用を考えた。ホモダイン、ヘテロダインおよびＰＬＬ（位相ロック・ループ）方法およびローカル発振回路の側面を励振する方法は周知である。しかし、上記の方法のどれを使用しても、適当なコストで、必要とする性能が得られないことが分かった。直接復調器だけが、被変調周波数から変調周波数を分離し、必要とする結果を示した。しかし、適当な装置コストを掛け、改良した回路配置を使用すれば、上記の方法を、本発明に従って使用することができると思われる。
周波数選択素子として、非直線電流／電圧特性を有している構成部材を使用することにより、安価で信頼できる方法で、問題の周波数成分の復調を行うことができた。ダイオード、バイポーラ・トランジスタまたは電界効果トランジスタは、非直線特性を有している素子としてうまく作動した。
上記の構成部材は、両方とも、安価に入手することができ、容易に使用することができる。復調器の上流に接続している周波数変換装置は、これら構成部材の最適な動作範囲である約１００ｋＨｚから２００ＭＨｚを、より高い受信周波数として使用することができる。上記の周波数変換装置は、信号に時間領域内において許容できる程度の歪を与えたが、追加ノイズの量は僅かであった。
一定の周波数で電磁キャリヤ信号を送信するための送信装置を使用して、受信信号を発生させることができた。しかし、問題の周波数範囲内の望ましくない変調効果を除外するために、キャリヤ周波数の安定には特別の注意を払ってほしい。高い品質のオッシレータ回路を備えた簡単なクオーツ安定化アナログ送信回路は、驚くことに、適当な遷移または立ち上がり時間後には、オッシレータとして適当であることがわかった。
本発明の方法および装置は、また対象物のモニタおよび／または保安に使用することができる。後で、特定の実施例により静電モニタ装置を示す。
高周波ディジタル・フィルタと違って、アナログサンプリング用フィルタを使用した場合には、何等の有害な追加周波数成分は認められなかったし、得られた信号の品質に重大な影響があった。例えば、ノイズおよび重畳干渉のような望ましくない追加信号成分は、サンプリングを行う前、またアナログ−ディジタル変換から高周波の変換を行う前に、電磁信号の帯域幅を制限することによって防止された。
送信装置オッシレータおよび内部構造装置の周波数依存１／ｆノイズに関する低周波成分を防止するために、アナログ高域フィルタを使用することも、重要である。
本発明の装置および方法の動作が予想以上に良好であるので、他の領域内でも使用することができる。
自殺防止用のスタッフが絶えずモニタしていなくても、精神療法を受けていたり、精神療法用の施設に収容されていて、自殺をするおそれのある人々をモニタすることができる。
添付の図面を参照しながら、例示としての実施例により以下に本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明の装置の一実施例の主要装置のブロック図である。
図２は、その主要装置を含んでいる、本発明の装置のより簡単な実施例のブロック図である。
図３は、評価チェーンの構造のブロック図である。
図４は、実行処理ステップのフローチャートである。
図５および図６は、本発明の生きている人体の生命機能に特有の周波数成分を含んでいる検出電磁信号スペクトルである。
図７は、上流にコンバータが接続されていないダイオード直接受信装置である。
図８ａは、アナログ高域フィルタおよび低域フィルタの形をしている偽信号防止フィルタの回路図である。
図８ｂは、電圧対称化の回路図である。
図９は、側面から見た、本発明の生命機能をモニタするための第一の実施例の図面である。
図１０は、下から見た図９の実施例の頭部の図面である。
図１１は、側面からみた、本発明の据置型の第二の実施例を示す。
図１２は、図１１に示す、本発明の第二の実施例のＡ−Ａ線に沿って切断した断面図である。
図１３は、本発明のルーム・モニタ用の第三の実施例である。
図１４は、図１３に示す複数のビルの階をモニタするためのもう一つの装置である。
図１５は、ルームおよび／またはビルをモニタするための別の装置である。
図１６は、ルーム・モニタおよびビルの正面の部分をモニタするためのさらに別の装置である。
本発明を、個々の実施例を参照しながら、最初は全体的に、その後で、より詳細に説明する。
図１は、送信装置１と、好適には約１００ＭＨｚから約１０ＧＨｚまでの周波数レンジの固定周波数で送信を行う送信アンテナ２を備えた装置を示す。
送信アンテナ２は、好適にはローブ型の固定方向特性を有していることが望ましい。本発明の送信装置１およびアンテナ２は、実施例によって異なり、ポータブル型していたり、据置型をしていたりする。全体を参照番号３で示し、図２により簡単な実施例の形で示した受信装置は、受信した電磁信号から、生物特有の周波数成分を復調する直接復調器５に接続している受信アンテナ４を含んでいる。復調は、位相復調または周波数復調の形で行われ、直接復調器５の出力のところで、必要な周波数成分を供給することができる。
図７に示す直接復調器の実施例と比較すると、この復調器も二倍電圧または多重倍電圧の有用な信号を発生させる、周知の整流ブリッジを含んでいる。
他の構成の場合には、受信装置３は、復調器５の上流に接続していて、コンバータとして約２００ＭＨｚからテラヘルツ以上の受信信号を、直接復調器５の受信電力が高い周波数レンジに変換する周波数変換装置を含んでいる。適当なダイオード、バイポーラ・トランジスタまたは電界効果トランジスタを使用する場合には、低い周波数に変換された最適な作業レンジは、約１００ｋＨｚから２００ＭＨｚである。
不必要な信号成分をろ過するためにフィルタは、直接復調器の下流に接続していて、サンプリングが行われる前に（アナログ−ディジタル変換動作が行われる前に）、電磁信号の帯域幅を、高い周波数の方向に制限する。フィルタ７も、帯域幅を低い周波数の方向に制限する。フィルタ７の下流に接続しているアンプ８は、電圧を増大させるか、他の構成の場合には、受信信号の電流を増大させ、サンプリングのためにアナログ−ディジタル・コンバータ９にその電流を送る。
アナログ−ディジタル変換の後に、生物特有の周波数成分が、スペクトル分析を行うためにコンピュータ装置によって処理され、スペクトルの形で表示される。この場合、生物特有の周波数成分は、検出された人体の生きているかどうかについての情報を提供する。
時間に関する信号を評価する場合には、その歪を除去するためのディジタル信号は、受信装置３の逆伝達関数によって、折り曲げられたり、展開されたりする。
上記の信号を信頼できるように検出するのは極めて困難なので、非直線性素子を備えている直接受信装置については、ダイオード直接受信装置に基づいて以下に説明する。
（ダイオード直接受信装置）
反射信号は、位相変調または周波数変調されている。上記の変調の検出はできないか、できるとしても、ＦＭ（周波数変調）およびＰＭ（位相変調）に使用する通常の受信手順では非常に難しい。０．２Ｈｚで位相変調された信号を、例えば、、１０ＧＨｚを使用して、正確に０．２±０．０２Ｈｚで検出できるようにするためには、１０-12未満の偏差を有している短期安定同期化オッシレータが必要である。従来は、このようなオッシレータを製造することは、技術的見地から不可能であると思われた。
それ故、受信信号の変調の直接検出の方法が研究されてきた。
この目的に適した方法としては、例えば、実質的に本当の二次特性を有している構成部材がある。このような構成部材として、とりわけ適しているのは、電界効果トランジスタ、すなわち、指数的な特性を有している構成部材である。この指数的特性は、部分的に二次ダイオードおよびトランジスタとして近似することができる。周波数の合計が、印加、受信された電圧として加えられると、それは高次のものとなる。
二次項が存在する場合には、整流電流のほかに差周波数も発生する。検出される人が反射する位相変調信号を復調するためには、周波数行動について非常に高い要件が課せられるが、驚くべきことに、従来の整流器を使用することができる。
位相変調信号は、非直線特性の上に加えられ、それが位相変調周波数Ωおよびその倍数ｋ＊Ωに比例する電流となる。復調の原理を考慮した場合、変調曲線の形は、保持されない。しかし、曲線の形内の上記の変化は、本発明の大部分の使用に対しては重要でないことがわかっている。何故なら、上記の使用には、変調の検出だけで十分だからである。
直接検出の場合には、ＳＮ比によって、感度の限界が決まる。呼吸数の数値の場合には、ＳＮ比は４６ｄＢ以上にもなった。一方、脈拍の数値の場合には、距離が３メートル、オッシレータの電力が約５ｍＷの場合、２６ｄＢになった。
心臓が球面波を出していると仮定した場合には、送信電力と受信電力との間には、距離の自乗に反比例するという関係がある。それ故、ノイズＵＮと呼吸数ＵＡの振幅との間の比、またはノイズと脈拍ＵＨとの間の比に対して、それ故、１Ｗの送信電力に対する受信限界は、脈拍に関しては約５０メートル、そして呼吸に関しては、通常１６０メートルであると推定できる。
利得の高いアンテナおよび低雑音構成部材を使用すれば、それにより本発明の上記の数値を増大することができる。このことは、地層の厚さが数メートルあっても、位置の確定の際に十分信号を受信することができることを意味する。
飽和電流ＩＯおよび温度電圧の点で理想的であるダイオードは、シリコン・パワー・トランジスタ１Ｎ４００４であるが、その整流器としての適合性は、バリヤ層の大きな容量により、高い周波数のところで制限を受ける。その他のものを適合性の高い順に列挙すると、低信号シリコン・ダイオード、１Ｎ４１４８、シリコン・ショットキー・ダイオード、ＢＡＴ４６、および最後に二つのゲルマニウム・ダイオードＡＡ１１６およびＡＡ１４４がある。
ダイオード直接受信装置はそれぞれ、４４０ＭＨｚ、１．３ＧＨｚ、２．４ＧＨｚ、５．６ＧＨｚおよび１０ＧＨｚに調整された。４または５の周波数に対して、直接ダイオード受信と一緒に使用するために設計されたアンテナは、以下のとおりである。
４４０ＭＨｚ：ｖ＝０．９４０、ｚ＝６０．５ΩおよびＢＡＴ４６の半波ダイポール
１．３ＧＨｚ：ｖ＝０．９０６、ｚ＝５７．４ΩおよびＢＡＴ４６の半波ダイポール
２．４ＧＨｚ：ｖ＝９．４０、ｚ＝６０．５ΩおよびＢＡＴ４６の半波ダイポール
５．６ＧＨｚ：ｖ＝０．７３、ｚ＝１４０ΩおよびＢＡＴ４６の全波ダイポール
２．４ＧＨｚの受信装置と比較すると、感度のレベルが非常に低下した受信装置がすでに発見されている。１０ＧＨｚのダイオード直接受信装置の製造が断念されたので、役に立つ電圧を検出することはもはや不可能であった。入手できるダイオードは、この種の高い周波数で役に立つ整流効果を有していなかった。
本発明の信号が、専門家により測定限界以下であると分類されるので、使用する種々のタイプのアンテナに大きな注意が向けられている。
（アンテナ）
主放射方向から見て反対方向から入射する信号を受信しないようにするため、また位置確認のために、前後比はできるだけ大きくする必要がある。上記の理由で、二次ローブも最小にしなければならない。それ故、全放射図は、できるだけ狭いローブを持ち、二次ローブを持ってはならない。
アンテナの入力インピーダンスは、本発明に従って、送信装置およびノイズの適応が受信装置の場合に達成された場合には、電力の適合が達成されるような方法で、実際のまたは複合インピーダンスに適応させることができるし、適応させなければならない。しかし、アンテナ設計によって、上記の要件を同時に満たすことは不可能である。
導波管構造物は後方に励振しなければならないのに、比較することができる寸法のバックファイア・アンテナが、どれも悪い前後比を有しているので、使用したすべてのアンテナは、エンド・ファイア・アンテナである。調整を行わなければならないので、アンテナの帯域幅はできるだけ広くなければならない。対数周期構造体は、非常に良好な前後比を有している広帯域アンテナとして周知である。導波管構造物の対数減衰のおかげで、一方では、広帯域を実現でき、他方では、優れた方向特性を実現できる。比較可能な大きさの共鳴アンテナと比較すると、利得が低いという事実は、一般的にいって、本発明による使用の状況に関する問題ではない。
波長の１／１０以下のパラボロイドの形状からの偏差が、アンテナの性能に悪影響を与えない場合には、多円錐アンテナを回転パラボロイド・アンテナの代わりに使用することができる。波長の１／５の長さの場合でも、増幅の損失は２ｄＢ以下であり、ほとんどの場合無視することができる。
それ故、技術的に達成することが難しいパラボロイド反射器の設計形状の代わりに、製造が容易な多円錐反射器を使用することができる。この場合は、不都合なことは起こらない。しかし、給電は比較的高価でありまた複雑であり、前後比は、波長に対して大きく、その照明が内部領域に限定される反射器に関してのみ前後比が改善される。
偏波による問題を解決するために、本発明の二つの高い周波数（５．６ＧＨｚおよび１０．３６８ＧＨｚ）を有している実施例の場合には、円形偏波アンテナが、一方の場合には、受信アンテナとして、他方の場合には、送信アンテナとして、両方の場合に使用された。確かに通常３ｄＢ損失は増加するけれども、相互回転偏波アンテナの場合に起こる恐れがある損失と比較すると、上記の損失は小さい。
一本の送信／受信共有アンテナしか有していない実施例の場合には、外から入ってくる電波および外へ出て行く電波を、サーキュレータによりうまく分離することができる。
この場合も、測定手順という面から克服しなければならない困難な条件を考慮にいれて、高周波装置に特別な注意を払う必要がある。
（高周波装置）
必要な周波装置について以下に説明する。この装置は、モジュールおよび周辺素子間で必要となると思われるリンクを考慮に入れている。これらのリンクは、本発明者が設計した本発明の形状に対応している。
直接変調装置は、コンバータが１３７．５ＭＨｚの中間周波数に変換した後に、より高い周波数で使用される。すなわち、約２００ＭＨｚ以上の周波数で使用される。使用されている両方のダイオードもトランジスタも、この周波数で動作する。
１．ダイオード・ミクサ
ダイオード・ミクサは、入力のところに共振装置を持ち、出力のところに低域フィルタを有している対称的な電圧乗算回路からなっている。
ここでは、ダイオードを直接受信装置として使用した場合に達成することができる電圧と比較して、４倍の出力電圧を達成するために、電源を直列に接続することができる。それによって生じる内部抵抗の増大は、機能の点では問題にならない。
実際に動作している場合には、ダイオード・ミクサは、ＳＮ比の点で、他の周知のミクサより優れていることが分かった。
（低周波装置）
低い周波数レンジで動作するすべてのモジュールは、それ自身の電源を有している。その目的は、電圧モニタ回路およびオン・スイッチを有している１２Ｖ／２Ａｈの個々の鉛蓄電池を使用することにより達成される。主装置の使用により、かなりの干渉および問題が起こっているので、すべての電源が厳重に分離しなければならないことが分かっている。
それ故、全装置は、送信装置側および受信装置側で完全に絶縁されていて、パソコンだけによってメインに接続している。しかし、このパソコンは、ポータブル・ケース内に収容されているバッテリを電源とする装置である。
１．プリアンプ
プリアンプは、低雑音４倍オペアンプを使用している。プリアンプの一つは、作動電圧対称化手段として接続している。残りの三台のプリアンプは、帯域フィルタとして接続していて、高域フィルタを通して一緒に接続している。
低域フィルタは、初段のノイズを制限している。オプションとしての抵抗によって、ダイオード直接受信装置は、プリアンプから予備条件電流の供給を受けることができた。異なるレベルの利得を有している二台のプリアンプ・モジュールが使用された。全装置の感度が高過ぎて、アナログ−ディジタル・コンバータを過度に駆動し、データの紛失を起こす恐れがあるので、制御されたアンプが必要になる。
２．サンプリングフィルタ（偽信号防止フィルタ）
時間に従属する信号のサンプリングは、入力信号内に含まれている最も高い周波数の二倍以上の周波数で行わなければならない。それ故、入力信号のスペクトルは、アナログ−ディジタル変換ステップが行われる前に、制限される。驚くべきことだが、本発明の目的のために、上記の制限動作はアナログ・フィルタで行わなければならないし、ディジタル処理で代行することはできない。このことを考慮にいれないと、この状況でサンプリング周波数より１／２高いスペクトル成分のサブサンプリングを行うことになる。それらは、混合されてより低い周波数レンジとなり、信号を非可逆的に偽信号にするので、本発明の目的を達成することはできない。
アナログ−ディジタル・コンバータを通過した後に、ユーザが帯域幅制限を行うことができると思われるいわゆるディジタル偽信号防止フィルタは、驚くべきことに、懸案の問題の解決に全然役に立たないことが分かっている。サブサンプリングに関連するすべてのエラーが発生した。信号の内容が破壊されてしまったので、その後のディジタル修正は、もはやできなかった。
一般的にいって、当業者の間では、アナログおよびディジタル・パラメータに関して、メーカの仕様に基づいて、アナログ・パラメータのディジタル処理を行うための測定システムの設計、およびそれによって提供されるハードウエアおよびソフトウェアを独占的に使用しても、必要な目的を達成することができないという誤った考えがあるということは注目すべきことである。
アナログ偽信号防止低域フィルタに関する要件は、関連するその後の各処理によって、非常に厳しいものである。それ故、ダイナミック・レンジは、後続のアナログ−ディジタル・コンバータのダイナミック・レンジより、少なくとも１ビット良くなければならず、同様に、直線および非直線歪効果もアナログ−ディジタル・コンバータより少なくとも１ビット良くなければならない。実際に使用されているＮビット・アナログ−ディジタル・コンバータのダイナミック・レンジは、大部分２ビットにしか過ぎない。このことを銘記されたい。サンプリングの定理も、この点を同様に考慮にいれた場合には、切り替え容量フィルタを使用することができ、達成したダイナミック・レンジも十分である。
サンプリング用フィルタで入力信号をフォールディングおよびコンボリューションすると、フィルタの群遷移または遅延時間によって、振幅および位相の歪および包絡線の歪が生じる。サンプリング用フィルタの逆伝達関数が、コンピュータ内のサンプリングした信号でフォールデングまたはコンボリューションされる手順を必要とする場合は、これら信号の変化を考慮にいれることができる。サンプリングが正しく行われた場合に限って、この手順を行うことができる。対照的に、サブサンプリングの場合には、エラーがさらに増大する。
高い方の信号周波数ｆｓとサンプリング周波数ｆａ、サンプリング用フィルタＮの漸近線の勾配またはオーダ、および過度サンプリング計数ｋとの間には、ビットでの達成可能な精度または解像度Ａに関して、下記の関係がある。
ｋ＝（（１ｎ（ｆａ）−１ｎ（ｆｓ））／１ｎ（２ｎ））−１
Ａ＝Ｋ＊Ｎ＋１
例えば、以下の可能な構成を与える、Ａ＝１３ビットの解像度を有しているｆｓ＝２Ｈｚの制限周波数の場合には、
一次フィルタ（Ｎ＝１）＝＝＞サンプリング周波数  ｆａ＝１６３８４Ｈｚ
三次フィルタ（Ｎ＝３）＝＝＞サンプリング周波数  ｆａ＝６４Ｈｚ
六次フィルタ（Ｎ＝６）＝＝＞サンプリング周波数  ｆａ＝１６Ｈｚ
最後の組み合わせが、本発明の実施例で使用した構成である。伝達関数に関して「良い」性能を有している低次フィルタの場合には、驚くべきことに、使用することができる結果を得るためには、非常に過度のサンプリング速度を使用しなければならない。１６ｋＨｚ以上の高いサンプリング周波数の使用にもかかわらず、２Ｈｚまでのスペクトル成分だけが正確にサンプリングされる。（サンプリングの定理に従って、サンプリングを行うために、Ａ＝１６ビットにおいて、１０９オーダのｆｓ＝２０ｋＨｚおよびｆａ＝４４ｋＨｚのフィルタが必要である。）
過度サンプリングは、もう一つ他の利点を持っている。各アナログ−ディジタル・コンバータが、特性の点で理想的なものであっても、このコンバータは、サンプリングされる信号に量子化ノイズを加え、その結果、信号は、量子化操作、すなわち、振幅値の離散化によって偽信号になるばかりでなく、さらにノイズが増大する。
ノイズは、ほぼホワイト・ノイズと見なすことができるので、より広いサンプリング帯域幅を使用すれば、すなわち、過度サンプリングを行えば、それに応じて、信号帯域幅に入るノイズも減少し、その結果、信号はそれに比例して改善されないが、コンバータのＳＮ比はそれに比例して改善される。
使用した６次サンプリング低域フィルタは、二つの三次の低減フィルタを直列に接続してつくることができる（漸近縁部の勾配１８ｄＢ／オクターブまたは１０当たり６０ｄＢ）。各低域フィルタは、電圧フォロワとして接続しているオペアンプおよびＲ−Ｃ回路からなっている。
すべてのフィルタおよびグループ遅延または遷移時間の周波数および位相特性による振幅、位相および包絡線曲線の歪は、ある手順によって反転することができ、それにより、先行する信号経路Ｔ（ｗ）の逆伝達関数Ｔ−１でフォールディングまたはコンボリューションされ、その結果、完全なポールゼロ一補正が行われる。もとの時間信号を再度組み立てる必要があり、そのためコンバータおよび送信チェーンの素子による時間信号の歪を避けなければならないときには、このような補正が必要な場合がある。スペクトル線を有意に検出する必要がある場合には、上記の歪は無視することができる。
本発明のような構造を有しているある実施例の場合には、時間信号は、測定チェーン（直接ミクサ、プリアンプ、２＊低域フィルタ、２＊高域フィルタ、アナログ−ディジタル・コンバータ）の個々の素子の伝達関数の積からの、少なくとも一つの１５次高域フィルタおよび２１次低域フィルタを通して、コンバータ（受信アンテナ）からパソコン（アナログ−ディジタル・コンバータ）へ送られる。
必要な場合には、電子システムのアナログ部分の動的行動も、ポールゼロ位置補正を直接行う装置によって改善することができる。それにより、ノイズを減らすことができ、一定の基準に従って、最適な送信特性を達成することができる。
３．高域フィルタ
本発明による低い周波数に対する入力信号のスペクトルの制限は、以下の三つの理由で望ましいものである。
１．１／ｆノイズ
１／ｆノイズの振幅は、周波数に対して相互的に増大する。それ故、測定時間が長くなると、低い方の周波数のところでノイズ成分が発生し、測定する信号が偽信号になる。１／ｆノイズの主たる発生源は、送信オッシレータ、コンバータ・オッシレータおよびオペアンプである。
２．遅い移動
検出対象の人体の移動速度が一定である場合には、ドップラー周波数シフトが起こり、その結果、調査対象の周波数帯域に入るスペクトル成分にも同じシフトが起こる。運動が不規則である場合には、追加の広い帯域幅が発生する。動きが遅ければ遅いほど、スペクトルの周波数はそれにつれて低くなり、ノイズ成分からそれを分離するのがますます困難になる。
３．評価時間
周波数ｆのスペクトル線を確認するために、少なくともｔ＝１／ｆのインタバルで測定を行わなければならない。すなわち、検出する対象の周波数が低ければ低いほど、より長い周期で測定を行わなければならない。測定時間が、問題のスペクトル成分の整数倍であるとは必ずしも限らないので、フーリエ分析の際には、漏洩効果が発生する。その結果、スペクトル幅が広がる。それ故、低い周波数を分析する場合に、周期の倍数である測定時間を守る必要がある。そのような場合には、精度は測定時間に比例して高くなる。スペクトルの解像度に１０％の誤差があり、周波数が０．２％低い場合には、通常測定時間を５０秒にする必要がある。
図３に、評価チェーンの一般的構造を示す。関連する仕事にその能力が適しているので、事務所からのＩＢＭ−ＰＣ互換タイプのパソコンを中央装置として使用している。
図４および図４ａに示す平面図は、実行処理ステップの概略図である。この図の中で、Ｆ｛｝はフーリエ変換を、Ｆ−１｛｝は逆フーリエ変換を示す。
（結果）
種々の予備試験の後で、１３ビット（全解像度１４ビット）のユニポーラ解像度を有しているサンプリング速度が適していることが分かった。スペクトル分析用に選ばれた窓の幅は、約３３秒に対応する５１２であった。ハミング窓を窓として選んだ。
図５は、呼吸を止めた状態での試験を受ける人の脈拍を示す。スペクトル成分は、周囲から極めてはっきりと際だっているので、試験を受ける人の脈拍を検出するために、その後の処理は必要ない。任意の単位での定量的スペクトルの曲線が、ヘルツ単位の周波数に対して描かれた。測定は２．４ＧＨｚで行われ、ダイオード直接受信装置、すなわち、１／２ダイポールが、受信装置として使用された。ローカル・オッシレータが、呼吸を止めた状態で送信装置として使用された。
図６は、ダイオード直接受信装置および対数周期八木アンテナおよびソースとして１．３ＧＨｚ送信オッシレータを使用した場合の、呼吸をしている人から反射された信号のスペクトルを示す。両方の脈拍も、呼吸をしている状態のものである。
４４０ＭＨｚの周波数のところで試験を行うことが困難であることが分かった。何故なら、全装置の感度が極度に高くなったからである。ほとんどすべての試験記録は、過度駆動現象および外部事象に対する反動を示していた。
過度駆動の問題は、適当な減衰を行うことにより解決することができる。呼吸および心臓の活動の検出は、それによって影響を受けなかった。
サーキュレータを使用した場合には、すでに説明したように、同時に送受信を行うアンテナを使用することができる。
いくつかの例は、生きている人の検出が可能であることを証明している。この点に関しては、１０メートル前後の壁があろうと、距離があろうと、問題になるほどの障害にならない。１．３ＧＨｚおよび２．４ＧＨｚの動作周波数が非常に適していることが分かった。制御することができるアンテナを使用した場合、適当な強さの信号をすでに受信しているので、高度の数字処理ステップを行わなくても、感度レベルは十分に高く、脈拍や呼吸がはっきりしている、再現可能な結果を達成することができる。
（高域フィルタおよび偽信号防止低域フィルタの回路図）
図８ａおよび図８ｂに、帯域幅制限に使用した装置の回路図を示す。三次の高域フィルタは、低い周波数のノイズ成分、特に１／ｆノイズを抑制する。下記の三次低減フィルタは、より高い周波数に対するスペクトルを制限する。レベルを整合するために、その後にリニア・アンプが接続してある。ユニポーラ供給が十分に行われるように、動作電圧は、電子的に対称的な形に調整される。カスケード接続のこれら装置の内の二台は、サンプリングの定理により設定された要件を実行する。
（ダイオード復調器回路図）
図７にその回路を示すダイオード検出装置は、中間周波数と混合している受信信号の位相復調を行い、広げた受信アンテナに対して直接復調器としての働きをする。この回路は代表的な電力計に対応する。予備条件または入力電流は、出力から印加することができる。入力インピーダンスは、ＩＦミクサまたはアンテナにマッチさせることができる。
（ダイオード直接受信装置回路図）
ダイオード直接受信装置は、対応する短縮係数によって乗算が行われる１／２波長または１波長のダイオード検出器からなっていて、上流のところに適当に接続されている。予備条件または入力電流を出力に印加することができる。
さらに、各装置は、それ自身の安定化した電源およびそれ自身のオン−オフ・スイッチを有していて、長い時定数を有している装置（ローカル・オッシレータ、プリアンプ、低域フィルタ）を連続的に動作させることができ、熱的にも電気的にも平衡状態にあり、一方、大きな電流を消費する消費回路または負荷（最終送信段、コンバータ）は使用中にオフにすることができる。
本発明の好適実施例について以下に説明する。本発明の第一の実施例は、医療部門の呼吸および／または心臓の鼓動の生命機能をモニタするためのシステムを含んでいる。ハウジング１４内には、それぞれ自らの反射装置を有している送信アンテナ２および受信アンテナ４が収容されている。送信アンテナとして使用されるアンテナ２は、正確に３７７Ωの代替品または等価負荷として２０ｍＷの電力を出力する送信機１に接続している。アンテナの水平および垂直方向の開口部の角度は、それぞれの使用目的に適合している。集中医療装置をモニタする場合には、少なくとも受信アンテナの受信特性は、小さな第二のローブを持つと同時に、その主要検出領域はほぼ人間の胸郭の大きさを持っている。受信アンテナ４  Ｒｘは、コンバータ６により受信装置に接続していて、この受信装置は、入力信号を上記の周波数レンジに変換する。その後ろに、復調器５、アンプ、フィルタ７、および信号送信用ドライバが接続している。
信号は遮蔽ライン（図示せず）を通して、離れた場所に設置されているアナログ−デジタル・コンバータ９に送られる。アナログ−デジタル・コンバータ９および、さらに上記の電子評価システムは、ポータブル装置、好適には小型のスーツケース、または装置の静電主電力装置内に収容されているか、または診療モニタ・ステーションの図５および図６に示すスペクトルの形で生命機能を中央で表示する中央モニタ装置の一部となっている。時間領域内で信号を正しく評価できるように、アナログ−デジタル変換操作の上流に配置されている信号経路の逆伝達機能によりコンボリューションが行われる。それ故、生命機能の実質的に瞬間的な状態、または適当な映像記憶装置を使用する場合には、その病歴を中央モニタ・ステーションまたはポータブル装置のモニタに表示することができる。
図１０に示すもっと簡単な実施例の場合には、フロント・プレート１５は、オン／オフ・スイッチ１６、光学的インジケータ１７および／または音響インジケータ１８を備えている。光学的インジケータ１７は、図１０に示すように、フロント・パネル１５の透明な部分の下に配置することもできるし、または図９に示すように、ハウジング１５上に配置することもできる。図９だけに示す、ネジ式クランプ装置の形をしたクランプ接続装置１９によって、本発明のこの第一の実施例をモニタの対象である患者のベッドの近くに手早く、容易に固定することができる。さらに、固定装置としては、例えば、機械的結合装置またはそれぞれ固定状態の補助部材を有している差し込み装置のような任意の他の周知の別の構造体を使用することも本発明の範囲に含まれる。このような方法で、家庭的な雰囲気で、装置をモニタの対象の人のベッドの上またはその近くに固定することができる。
ヒンジ・アーム２１と、このアーム２１の端部に装着されている回転ピボット・ジョイント２２とを一緒に使用して、それ自身周知の方法で装置の方を制御することができる。
図１１に示す他の実施例の場合には、ハウジング１５は、プル装置または結合装置２３と一緒に、ビルの天井２４のほぼ中央に固定されている。装置２３により、高さを調整することができるし、特に、ハウジング１５を下向きに移動されることができるので、その結果、装置に下に横たわっている人を最適な方法で検出することができる。一方、装置は上方に自由に移動させることができる。
関連する診療項目を信頼できる方法で検討するために、周波数の検出帯域幅は０．０２−６Ｈｚのレンジに制限される。このようにして、１６６ｍｓ−５０ｓの呼吸周期および１分間１．２−３６０の脈拍を検出することができる。下流に設置してある電子評価システムは、スペクトル的に制限された信号の高さを検出する一方で、生命機能に対する警告を行う信号がない場合に、光学的および／または音響的アラームを発するか、またはモニタ・システムに内蔵されている場合には、上記のシステムにアラーム状態を送信する域値設定値を有している。
他の実施例の場合には、検出可能な周期は、３０秒以下に制限されていて、その結果、信号の評価周期も３０秒より若干短い。
上記の実施例の主な用途としては、自殺する恐れがある人々のモニタ、昏睡状態にある人々および火傷を負った人々のケーブルを使わないですむモニタがある。家庭での診療の場合には、医療を必要とする人々および集中治療を必要とする人々をモニタすることができる。一方、小児の場合には、急な死亡を防止するために、生命機能の喪失をモニタすることができる。集中治療室でよく起こるし、またケーブルの配置によって起こる睡眠障害は、純粋な機械的妨害および障害は別にして、部分的に軽減することができるし、心理的な緊張も減少するので、根治することもできる。
妊娠の調査の場合には、胎児の心臓の脈動数を検出することもできる。それにより、従来は装着する必要があった電極を使用しないで、故障を起こさず継続的にモニタを行うこともできる。
本発明の他の実施例の場合には、図１３に示すように、ルーム２５は天井の一隅に設置されている送／受信装置によりモニタされる。上記の実施例のところで説明したように、送信アンテナ２および受信アンテナ４は、信号を評価するために上記の電子装置に接続している。
送信装置１は、好適には３００ＭＨｚ−３ＧＨｚの周波数レンジ内で送信し、正確に５０Ωまたは正確に３７７Ωの代替品または等価負荷のところから数ｍＷ−数Ｗの電力を出力する。ルーム・モニタの場合には、アンテナ２および４は、図１３に示すように、三極プリズムの形をしている。
図１４に示すさらに他の実施例の場合には、円形の偏波送／受信アンテナ２、４が、ビル２７の一番上の階２６に配置されている。送信アンテナ２の空間送信特性およびアンテナ４の空間受信特性が適当な形をしているので、これらアンテナは、必要な検出領域、一般的にはモニタの対象のビルの大きさに適合している。また、モニタ対象の領域内に、複数の送信アンテナ２と複数の受信アンテナ４を配置して、それぞれを電子評価システムに接続することもできる。
図１５に示す実施例の場合には、送／受信アンテナ２、４は、吊り天井２８の背後に配置されている。アンテナが大きく広がっているので、検出領域の正確な指定を簡単に行える。図１５は、また側壁２９内の密閉モニタ装置を示す。
図１６は、ルーム３０のモニタの他に、ビルの正面部分をモニタするための送／受信アンテナの組み合わせ２、４を示す。この場合、略図で示した領域３０は個人の家の前庭であってもいいし、好適にはビルの前庭であってもいい。それ故、例えば、全面をカバーするような継続的なモニタを、精神治療の場または犯罪検出の場で使用することができる。さらに、後に接続されている電子評価システムは、使用対象の医療領域のところですでに説明したように、自動的に信号を送信することもできる。
本発明のもう一つの重要な用途は、化学工業の分野であり、原子エネルギー供給業者または原子燃料製造業者の放射能に曝される施設の分野である。放射能または化学薬品の影響を受ける領域を、全体をカバーする方法でモニタすることができる。そのため、前もって知らせておけば、アラームを起動しないで、人々はこの領域に入ることができるし、また危険物が漏れた場合には、そのような危険物が漏れた場所の付近の生きている人々の存在を検出することができる。
もう一つの重要な用途は、制御された方法または特定の方法での防火の分野である。重要な施設の損傷（例えば、印刷およびコンピュータ産業での火災）を防止するために、従来の消火剤または手段の代わりに、防火用の酸素と結合する消火剤または特殊消火手段を使用する場合には何時でも、ビルの内部にいる人々の生命を危険に曝さないように、生きている人々がいるかどうかを確認するために、火災の場所をチェックした後でだけ、始めて消火手段の使用を始めることができる。特定の消火剤の使用に対しては、法令によりモニタが規定されているが、これは非常に論議の的になっている。何故なら、消火活動に従事する人々の生命および身体に悪影響があるからである。一方、火災現場にまだ生きている人がいるかどうかを、外部から、すなわち、燃えている構内の外側から効率的に、迅速に行うことができる。それ故、火に包まれている構内にいる人々を、より迅速に検出でき、より迅速に救助でき、出火場所にいる消防隊員の危険が軽減する。さらに、一般的に、火災の損害の程度を、より迅速に開始した消火活動により最小限度に止めることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図４ａ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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