(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源部から外部へ電力を供給する電力供給装置の供給電流値を検出する電流検出装置において、
前記電力供給装置の供給電圧を分圧する抵抗分圧手段と、
この抵抗分圧手段の分圧電圧を被測定信号として入力し、前記第１電源部の供給電圧より低い電圧値の第２電源部を制御電源として有する測定手段と、
前記抵抗分圧手段より外部側で前記電力供給装置の電力供給をオン・オフ制御可能なスイッチ手段とを備え、
前記スイッチ手段がオン状態の時の前記分圧電圧と、前記スイッチ手段がオフ状態の時の前記分圧電圧を前記測定手段で測定し、これらの測定値に基づいて前記電力供給装置の供給電流値を検出する
ことを特徴とする電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通常離れた所に設置されたプリアンプ等へ同軸ケーブル等を介して電流を供給する受信機側の電源供給回路において、供給電流が正常か否かを判断する自己診断回路の一部を構成する電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、プリアンプ内蔵のアンテナと受信機間を同軸ケーブルで接続するＧＰＳ受信機などにおいては、アンテナの接続忘れや、プリアンプの故障、同軸ケーブルの短絡などの異常を、供給電流値を電流検出回路で測定することによって判断し、受信機の利用者に注意を促すための自己診断回路が設けられている。
【０００３】
図２はＧＰＳ受信装置の自己診断回路の一般的な構成図であり、１はアンテナ、２はプリアンプ、３は同軸ケーブル、４はＧＰＳ受信機である。ＧＰＳ受信機４は、コイル４１、電流検出回路４２を少なくとも有している。
【０００４】
図２のＧＰＳ受信装置のアンテナ部はアンテナ１とプリアンプ２とから成り、アンテナ部は例えば衛星を見通せる自動車の屋根等に設置される。ＧＰＳ受信機４は通常、車内に設置されるので、アンテナ部とＧＰＳ受信機４は少し離れたところに設置され、その間は同軸ケーブル３で接続される。
【０００５】
アンテナ部に内蔵のプリアンプ２の電源はＧＰＳ受信機４内の電流検出回路４２とコイル４１を通り、ＧＰＳ受信機４に接続された同軸ケーブル３を介して供給される。一方、アンテナ１で受信したＧＰＳの無線周波数信号（ＲＦ信号）はプリアンプ２で増幅された後、同軸ケーブル３を通り、ＧＰＳ受信機４へ導かれる。すなわち、同軸ケーブル３は直流電力とＲＦ信号が重畳されている。
【０００６】
ＧＰＳ受信機４の中のコイル４１は電流検出回路４２からプリアンプ２へ供給される直流電力と、プリアンプ２から送られてきた高周波のＲＦ信号を分離するための部品であり、高周波のＲＦ信号は図２には示されていないＲＦ増幅回路へ導かれる。ここでは分離するための部品としてコイル４１を例として示しているが、これに代えて、ＧＰＳ受信機４でＲＦ信号の伝送線として用いられるストリップラインやマイクロストリップライン等を利用し、そのＲＦ信号の周波数に対して所定の長さ、幅（例えば、１／４波長、極細）のストリップラインやマイクロストリップライン等で構成しても同様な効果が得られる。
【０００７】
この自己診断回路中の電流検出回路４２は、供給電流の経路中に設けた抵抗で降下した電圧を内部のＡ／Ｄ変換器でディジタル値に変換し測定している。この場合、ＧＰＳ用プリアンプ２の電源電圧は５Ｖ系であり、受信機側に設けた電流検出回路４２に含まれるＡ／Ｄ変換器も同じ５Ｖ系で動作させていたため、電源電圧は５Ｖ系で統一されており、Ａ／Ｄ変換器の使用上の問題はなかった。
【０００８】
ところで、近年ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）に使用するＣＭＯＳ回路の微細化が進んだことでＡＳＩＣの電源電圧が低下し、その結果、ＡＳＩＣに内蔵されるＡ／Ｄ変換器の基準電圧やＡ／Ｄ入力端子の許容電圧範囲もＡＳＩＣの電源電圧以下とせざるを得なくなった。例えば、設計ルール０．２５μｍのＣＭＯＳ  ＡＳＩＣの電源電圧は２．５Ｖが標準であり、この設計ルールで作成されたＡ／Ｄ変換器の電源電圧、基準電圧、Ａ／Ｄ入力端子の許容電圧範囲も０〜２．５Ｖとなる。
【０００９】
一方、プリアンプ等のアナログ回路は低電圧化の傾向にはあるもののＡＳＩＣほど低電圧化が進んでおらず、依然として５Ｖ系の電源電圧が多い。プリアンプが５Ｖ系なので、従来の電流検出回路の電流検出電圧も５Ｖ系であり、これをＡ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ入力にそのまま入力するとＡ／Ｄ変換器の入力耐圧がもたず、ＡＳＩＣが壌れてしまう。そこで、ＡＳＩＣが壊れるのを防ぐため、５Ｖ系の電流検出電圧を抵抗分割により分圧し、電流検出電圧をＡ／Ｄ入力端子の許容電圧２．５Ｖ以下に下げる必要がある。このように分圧部を備えて構成された従来の電流検出回路を図３に示す。
【００１０】
図３において、４２１は供給電力による電圧降下を生じさせる検出用の抵抗であり、この抵抗４２１には電源部の内部抵抗も含まれる。４２３は抵抗４２３ａ・４２３ｂからなる分圧部、４２２は１０ビットのＡ／Ｄ変換器である。Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄと基準電圧Ｖｒｅｆは２．５Ｖとする。一方、出力端子Ｖｏｕｔからコイル４１、同軸ケーブル３を介して５Ｖ系、消費電流２０ｍＡのプリアンプ２が接続されるので、電源電圧Ｖｃｃは直流５Ｖとする。Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄが２．５ＶなのでＡ／Ｄ入力端子には２．５Ｖ以下の電圧しか入力できない。Ｖｃｃ端子から抵抗４２１を通った電圧Ｖａは５Ｖ系であるので、これをそのままＡ／Ｄ変換器４２２のＡ／Ｄ入力端子に入力できず、抵抗４２３ａと４２３ｂで分圧し、２．５Ｖ以下に電圧を下げて入力する必要がある。
【００１１】
図３の例では、抵抗４２１は３．３オーム、抵抗４２３ａは１３０ｋオーム、抵抗４２３ｂは１００ｋオームである。出力端子Ｖｏｕｔから流れ出る電流を２０ｍＡと仮定すると抵抗４２１で０．０６６Ｖ（＝３．３×０．０２）の電圧降下が生じ、分圧部４２３の電圧Ｖａは４．９３４Ｖ（＝５−０．０６６）となる。従って、Ａ／Ｄ入力端子の分圧電圧Ｖｄｉａｇは２．１４５Ｖ（＝４．９３４×１００／２３０）となる。Ａ／Ｄ変換器４２２の出力であるＡ／Ｄ変換値は８７７（＝２．１４５／２．５×１０２３）となる。ここで、プリアンプ電流の許容誤差を考慮して、プリアンプ電流が１０ｍＡ〜３０ｍＡであれば正常と判断する自己診断回路を構成したとすると、この電流に相当するＡ／Ｄ変換器４２２の出力は８７７土６の範囲に相当する。従って、Ａ／Ｄ変換器４２２の出力がどの程度であるか、或いは所定の範囲内（８７７土６）にあるか否か、に応じて、アンテナの接続忘れや、プリアンプの故障、同軸ケーブルの短絡などの異常を、判断することができる。
【００１２】
しかしながら、抵抗器４２３ａ、４２３ｂとして通常市販されている抵抗器を使用すると、これらの抵抗値には通常士５％以内の誤差があるのが普通である。一例として、一番厳しい条件である、抵抗４２３ａが１２３．５ｋオーム（−５％）で抵抗４２３ｂが１０５ｋオーム（＋５％）であったとする。この場合、プリアンプ電流は標準状態で２０ｍＡであるから分圧電圧Ｖｄｉａｇ電圧は電圧Ｖａの４．９３４Ｖ  を分圧した  ２．２６７Ｖ（＝４．９３４×１０５／２２８．５）となり、Ａ／Ｄ変換値は９２７となり、正常な監視範囲である、８７７土６を大きく逸脱してしまう。また、抵抗器４２３ａ、４２３ｂの誤差が、少なく士１％であったとしても、Ａ／Ｄ変換値は８８７となり、この程度の誤差でも、正常な監視範囲である、８７７土６を逸脱してしまう。このように、分圧抵抗器の抵抗値の誤差によって、プリアンプに正常な２０ｍＡの電流が流れているにもかかわらす、自己診断回路はプリアンプの異常と判断し、警報を出すことになる。なお、検出用の抵抗４２１に数％程度の誤差があったとしても、この抵抗誤差は検出値に大きく影響することはない。
【００１３】
また、Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄ，基準電圧Ｖｒｅｆは２．５Ｖであり、一方プリアンプの電源電圧Ｖｃｃは５Ｖであり、別の電源として構成される。従って、それぞれの電圧値も別々に変動することになる。例えば、Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄ，基準電圧Ｖｒｅｆは２．５Ｖで変化せず、プリアンプの電源電圧Ｖｃｃが５％低下したとすると、プリアンプ電流は標準状態で２０ｍＡであるから分圧電圧Ｖｄｉａｇ電圧は電圧Ｖａの４．６８４Ｖ  を分圧した２．０３６５Ｖ（＝４．６８４×１００／２３０）となり、Ａ／Ｄ変換値は８３３となり、正常な監視範囲である、８７７土６を大きく逸脱してしまう。このように、２つの電源電圧Ｖｃｃ，Ｖｄｄの変動誤差によって、プリアンプに正常な２０ｍＡの電流が流れているにもかかわらす、自己診断回路はプリアンプの異常と判断し、警報を出すことになる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、プリアンプ等へ供給する電流は通常２０ｍＡ程度の電流であり、ただ単に抵抗分圧部を構成しただけでは、分圧抵抗の抵抗値のばらつきとか、２系統の電源電圧Ｖｃｃ，Ｖｄｄの変動によって、正確な供給電流の測定ができず、正常な供給電流にもかかわらず異常な状態と判断する自己診断回路の誤動作が起こることになる。
【００１５】
本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、分圧部を構成する２つの抵抗の抵抗値のばらつきとか、２つの電源電圧Ｖｃｃ，Ｖｄｄの変動に左右されずに、供給電流値を正確に検出することができる電流検出回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の電流検出回路は、第１電源部から外部へ電力を供給する電力供給装置の供給電流値を検出する電流検出装置において、前記電力供給装置の供給電圧を分圧する抵抗分圧手段と、この抵抗分圧手段の分圧電圧を被測定信号として入力し、前記第１電源部の供給電圧より低い電圧値の第２電源部を制御電源として有する測定手段と、前記抵抗分圧手段より外部側に前記電力供給装置の電力供給をオン・オフ制御可能なスイッチ手段とを備え、前記スイッチ手段がオン状態の時の前記分圧電圧と、前記スイッチ手段がオフ状態の時の前記分圧電圧を前記測定手段で測定し、これらの測定値に基づいて前記電力供給装置の供給電流値を検出することを特徴とする。
【００１７】
この構成によれば、抵抗分圧手段より外部側に前記電力供給装置の電力供給をオン・オフ制御可能なスイッチ手段を設け、電流検出回路の供給電流出力を一時的に遮断し、抵抗分圧された電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。次に本電流検出回路のスイッチ手段を導通し外部へ電圧、電流を供給した状態で、再度分圧電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。この両測定電圧の差は外部へ供給されている電流に比例した電圧であるから、この電圧差を電流経路中に入れた抵抗で割れば外部へ供給されている電流が求められる。従って、本発明の電流検出回路では、分圧部に用いている抵抗誤差を補償し、微少電流でも正確な測定を行うことができる。また、２つの電源電圧の変動にも影響されることなく、正確な測定を行うことができる。さらに、過電流保護の機能も備えているので、プリアンプ短絡や同軸ケーブル短絡などの予期せぬ事故時でも機器の発熱を防ぐことが出来る。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る電流検出回路の好適な一実施例として、ＧＰＳ受信装置の自己診断回路を挙げ、図１を参照しながら説明する。
【００１９】
図１は本発明の一実施例に係る電流検出回路であり、従来の図３と比較して、電流検出回路４２の出力端子Ｖｏｕｔ側にスイッチ部４２４を設けている。このスイッチ部４２４は、ＰＮＰトランジスタ４２４ｃ、ＮＰＮトランジスタ４２４ｄ、抵抗４２４ａ，抵抗４２４ｂで構成され、制御端子Ｖｃｏｎｔへの制御信号によりオン、オフされる。その他の構成は、従来の図３と同様であり、対応する構成要素には同一の符号を付している。
【００２０】
さて、このように構成される本発明に係る実施例の動作を以下説明する。
【００２１】
まず、制御端子Ｖｃｏｎｔをロー電位（０．５Ｖ以下）にすると、トランジスタ４２４ｄがオフし、その結果トランジスタ４２４ｃもオフするので、出力端子Ｖｏｕｔから外部へ流れ出す電流が零になる。そうすると、分圧部４２３の電圧Ｖａは電源電圧Ｖｃｃと同一の５Ｖとなり、分圧電圧ＶｄｉａｇはＶｃｃ×Ｒ４２３ｂ／（Ｒ４２３ａ＋Ｒ４２３ｂ）となり、抵抗４２３ａ、４２３ｂに誤差がなければ、分圧電圧Ｖｄｉａｇは２．１７３９Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換値は８８９となる。
【００２２】
次に、制御端子Ｖｃｏｎｔをハイ電位（２．１Ｖ以上）にすると、トランジスタ４２４ｄがオンし、その結果トランジスタ４２４ｃもオンするので、出力端子Ｖｏｕｔから外部のプリアンプ２へ電流を供給できる。出力端子Ｖｏｕｔから外部へ２０ｍＡの電流が流れると、分圧電圧Ｖｄｉａｇは前述のように２．１４５２Ｖ、Ａ／Ｄ変換値は８７７となるから、この差１２（＝８８９‐８７７）に相当する電圧降下が抵抗４２１で生じていることがわかる。従って、プリアンプ２の許容電流を  ２０ｍＡ士１０ｍＡとすると、抵抗４２１で生じる電圧降下が１２±６以内に入っていれば、正常と判断することに等しい。
【００２３】
次に、分圧抵抗に±５％の許容誤差があった場合について説明する。一例として、抵抗４２３ａが１２３．５ｋオーム（−５％）で、抵抗４２３ｂが１０５ｋオーム（＋５％）であったとする。まず、制御端子Ｖｃｏｎｔをロー電位（０．５Ｖ以下）にすると、分圧部４２３の電圧ＶａはＶｃｃと同一の５Ｖとなり、分圧電圧Ｖｄｉａｇは２．２９７６Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換値は９４０となる。次に制御端子Ｖｃｏｎｔをハイ電位（２．１Ｖ以上）にし、出力端子Ｖｏｕｔから外部のプリアンプ２へ２０ｍＡの電流を供給すると、分圧電圧Ｖｄｉａｇ電圧は２．２６７Ｖ、Ａ／Ｄ変換値は９２７となるので、抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値は１３（＝９４０−９２７）が得られる。前述のように、本実施例の電流検出回路では抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値が１２土６以内に入っていれば、正常と判断するようにしている。Ａ／Ｄ値１３はこの中に入っており、抵抗４２３ａ、４２３ｂ  にそれぞれ、‐５％、＋５％の誤差があったにもかかわらず、抵抗の誤差を補償することが出来、誤差１．６７３ｍＡ（１ＬＳＢ×２３０／１００／３．３）という精度で電流が測定できる。
【００２４】
抵抗４２３ａ、４２３ｂの誤差を補償するための測定は、ＧＰＳ受信装置の電源を投入した直後に制御端子Ｖｃｏｎｔを一度ロー電位にし、その時のＡ／Ｄ変換値をＲＡＭに記憶すれば良く、上記の例ではＡ／Ｄ値９４０をＲＡＭに記憶する。その後、制御端子Ｖｃｏｎｔ  をハイ電位にし、プリアンプ２に電源を供給すると、上記の例ではＡ／Ｄ値９２７が得られ、その差は１３（＝９４０−９２７）となり、６〜１８に入っているので、プリアンプへの電流値は正常であることが検出できる。
【００２５】
また、このＡ／Ｄ値が例えば９００になった場合には、その差は４０（＝９４０−９００）であり、１８（＝１２＋６）を越えているから、何らかの原因で過電流が流れていると判断する。この判断に基づいて、制御端子Ｖｃｏｎｔをロー電位にし、トランジスタ４２４ｃ、４２４ｄをオフにすることにより、出力端子Ｖｏｕｔから流れ出る過電流を遮断することが出来る。その結果トランジスタ４２４ｃの発熱を防ぐことが出来ると同時に無駄な消費電流をなくすことが出来る。
【００２６】
この場合には、制御端子Ｖｃｏｎｔを定期的にハイ電位にし、９４０とその時のＡ／Ｄ値との差が１２±６以内に入っていない場合には再び、制御端子Ｖｃｏｎｔをロー電位にする。もし、１２土６以内に入っていれば制御端子Ｖｃｏｎｔをそのまま  ハイ電位に保つことで、プリアンプを通常の使用状態とすることができる。
【００２７】
また、このＡ／Ｄ値が例えば９４０のまま、或いは少ししか変化しない場合には、プリアンプ２への電流供給経路に、接続ミスなどの異常があると判断する。この判断に基づいて接続箇所などの点検を行う。
【００２８】
次に、プリアンプの電源電圧Ｖｃｃに５％の電圧低下があった場合について説明する。まず、制御端子Ｖｃｏｎｔをロー電位（０．５Ｖ以下）にすると、分圧部４２３の電圧ＶａはＶｃｃと同一の４．７５Ｖとなり、分圧電圧Ｖｄｉａｇは２．０６５Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換値は８４５となる。次に制御端子Ｖｃｏｎｔをハイ電位（２．１Ｖ以上）にし、出力端子Ｖｏｕｔから外部のプリアンプ２へ２０ｍＡの電流を供給すると、分圧電圧Ｖｄｉａｇ電圧は２．０３６５Ｖ、Ａ／Ｄ変換値は８３３となるので、抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値は１２（＝８４５−８３３）が得られる。前述のように、本実施例の電流検出回路では抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値が１２土６以内に入っていれば、正常と判断するようにしている。Ａ／Ｄ値１２はこの中に入っており、プリアンプの電源電圧Ｖｃｃに５％の電圧低下があったにもかかわらず、電源電圧の変動の誤差を補償することが出来、高精度で電流が測定できる。
【００２９】
なお、プリアンプの電源電圧Ｖｃｃ及びＡ／Ｄ変換器の電源電圧Ｖｄｄは、使用状況などに応じて変動することが考えられるから、電源電圧Ｖｃｃ、Ｖｄｄの変動の誤差を補償するための測定は、ＧＰＳ受信装置の使用中に、適当な時間間隔で、制御端子Ｖｃｏｎｔを一度ロー電位にし、その時のＡ／Ｄ変換値をＲＡＭに記憶し、その後、制御端子Ｖｃｏｎｔ  をハイ電位にし、プリアンプ２に電源を供給して、そのＡ／Ｄ値の差が一定値以内にあることを、確認することが好ましい。
【００３０】
そして、Ａ／Ｄ値の差が一定値以内にない場合には、アンテナ１の接続忘れや、プリアンプ２の故障、同軸ケーブルの短絡などの異常状態にあると判断する。特に、Ａ／Ｄ値の差が大きく、過電流が流れていると判断された場合には、前述と同様に、制御端子Ｖｃｏｎｔをロー電位にし、トランジスタ４２４ｃ、４２４ｄをオフにすることにより、出力端子Ｖｏｕｔから流れ出る過電流を遮断することが出来る。その結果トランジスタ４２４ｃの発熱を防ぐことが出来ると同時に無駄な消費電流をなくすことが出来る。
【００３１】
なお、以上の実施例では、供給電流値を検出するためにプリアンプ２への電流経路に、低抵抗の抵抗器４２１を設けているが、この抵抗器を別に設けることなく、電源装置の内部抵抗で代用することも可能である。
【００３２】
【発明の効果】
本発明によれば、抵抗分圧手段より外部側に電力供給装置の電力供給をオン・オフ制御可能なスイッチ手段を設け、電流検出回路の供給電流出力を一時的に遮断し、抵抗分圧された電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。次に本電流検出回路のスイッチ部を導通し外部へ電圧、電流を供給した状態で、再度分圧電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。この両測定電圧の差は外部へ供給されている電流に比例した電圧であるから、この電圧差を電流経路中に入れた抵抗で割れば外部へ供給されている電流が正確に求められる。
【００３３】
従って、本発明の電流検出回路では、分圧部に用いている抵抗誤差を補償し、微少電流でも正確な測定を行うことができる。また、過電流保護の機能も備えているので、プリアンプ短絡や同軸ケーブル短絡などの予期せぬ事故時でも機器の発熱を防ぐことが出来る。さらに、２系統の電源電圧の変動にも影響されることなく、正確な測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例による分圧部を備えた電流検出回路。
【図２】ＧＰＳ受信装置の自己診断回路の一般的な構成図。
【図３】従来の、分圧部を備えた電流検出回路。
【符号の説明】
１  アンテナ
２  プリアンプ
３  同軸ケーブル
４  ＧＰＳ受信機
４１  コイル
４２  電流検出回路
４２２  Ａ／Ｄ変換器
４２３  分圧部
４２４  スイッチ部
【図１】
0003627038.tif 000002
【図２】
0003627038.tif 000003
【図３】
0003627038.tif 000004