(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変調の施された連続波である送信信号を送信する送信部と、複数の素子アンテナを備えた受信用アレーアンテナと、前記各素子アンテナとの接続が周期的に高速で切り換えられる切換スイッチと、前記切換スイッチで周期的に切り換えられて一系列に多重化された前記各素子アンテナで受信した受信信号に前記送信信号をミキシングしてビート信号を出力するミキサと、前記ビート信号をデジタルビート信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタルビート信号を前記素子アンテナ別のデジタルビート信号に分離した後に所定の信号処理を施してターゲット検出を行う信号処理部とを備えたＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
前記ビート信号に重畳された前記送信部の周波数変調動作に起因するＦＭ−ＡＭ変換ノイズを、前記素子アンテナ別デジタルビート信号から素子アンテナ別にデジタル形式で抽出するノイズ抽出手段と、
前記ノイズ抽出手段で抽出されたデジタル形式の素子アンテナ別ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを前記切換スイッチの切り換えタイミングおよび切り換え順に従ってサンプリングすることにより一系列の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズをデジタル形式で生成するノイズ合成手段と、
前記デジタル形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズをアナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズに変換するＤ／Ａ変換器と、
前記アナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを前記ビート信号から引き算する引き算手段とを備えたことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項２】
前記ノイズ抽出手段がデジタルローパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項３】
前記デジタルローパスフィルタから出力されるＦＭ−ＡＭ変換ノイズを平滑化する平滑手段をさらに備え、前記Ｄ／Ａ変換器に平滑化されたデジタル形式のＦＭ−ＡＭ変換ノイズを入力することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、送信信号として周波数変調された連続波信号を用い、受信信号と送信信号とのビート信号からターゲットの距離等を検知するＦＭ−ＣＷレーダ装置に関するものであり、特に、ビート信号をデジタルビート信号に変換するＡ／Ｄ変換器を備え、デジタルビート信号に対してデジタル演算処理を施してターゲット検知を行うＦＭ−ＣＷレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種のＦＭ−ＣＷレーダ装置として、特開平１１−１６０４２３号に開示されたレーダ装置がある。この従来のレーダ装置は、複数の素子アンテナを備えたアレーアンテナを受信アンテナとして備え、各素子アンテナの受信信号を高速に周期的に切り換えて一系列の受信信号とし、この一系列の受信信号を一つのミキサにおいて送信信号とミキシングすることによりダウンコンバートする構成を備えている。このような構成にすることにより、それまでは素子アンテナ毎に設けられていた高価なミキサ等の高周波回路を素子アンテナ間で共用化し、製造コストの大幅な低減を図ることを可能にした。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、ＦＭ−ＣＷレーダ装置では、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズと呼ばれる送信部に起因するノイズが発生する。ＦＭ−ＣＷレーダ装置では周波数が直線的に上下に変化する三角波変調された送信信号が一般に用いられ、この三角波変調の三角波に同期した電圧変動がビート信号上に重畳される。この電圧変動がＦＭ−ＡＭ変換ノイズであり、三角波変調の場合には特に三角波ノイズとも呼ばれる。このようなＦＭ−ＡＭ変換ノイズは、発振器パワーの周波数特性やミキサゲインの周波数特性等によりそのノイズ特性が決定されるが、各素子アンテナ毎に回り込み量および位相が相違するため、素子アンテナ毎に異なるノイズとなる。
【０００４】
ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを含んだ状態でビート信号を歪みなくデジタルビート信号に変換するためには、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを含めたビート信号の振幅がＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジに納まるようにしなければならない。しかし、この場合には、ビート信号の振幅はＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを充分に使い切ることができなくなるという問題が生じる。たとえば、１２ビットＡ／Ｄ変換器であるにもかかわらずビート信号に対しては最大９ビットまでしか使えないという事態が生じる。つまり、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズのためにＡ／Ｄ変換器の実質的なダイナミックレンジが狭くなり、Ａ／Ｄ変換器に能力に見合った十分なＳ／Ｎを確保することができなくなる。
【０００５】
この問題に関して、素子アンテナ毎にミキサ等の高周波回路が設けられているＦＭ−ＣＷレーダ装置であれば、適切なハイパスフィルタ等をミキサの直後に設けることでＦＭ−ＡＭ変換ノイズを除去することができる。
【０００６】
しかし、上述した素子アンテナ切り換え型のＦＭ−ＣＷレーダ装置の場合には、ミキサの後段に単にローパスフィルタを設けるだけではＦＭ−ＡＭ変換ノイズを除去することはできない。なぜなら、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズは素子アンテナ毎に異なっており、それらのＦＭ−ＡＭ変換ノイズがビート信号と一緒に高速で切り換えられているため、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズの周波数は元々の三角波変調周波数とは全く異なる高速切り換え周波数近辺の周波数域に移っているからである。
【０００７】
そこで、素子アンテナ切り換え型のＦＭ−ＣＷレーダ装置であっても、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを除去してからビート信号をＡ／Ｄ変換器に入力することができるＦＭ−ＣＷレーダ装置が求められていた。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置はこのような課題を解決するためになされたものであり、周波数変調の施された連続波である送信信号を送信する送信部と、複数の素子アンテナを備えた受信用アレーアンテナと、各素子アンテナとの接続が周期的に高速で切り換えられる切換スイッチと、切換スイッチで周期的に切り換えられて一系列に多重化された各素子アンテナで受信した受信信号に送信信号をミキシングしてビート信号を出力するミキサと、ビート信号をデジタルビート信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタルビート信号を素子アンテナ別のデジタルビート信号に分離した後に所定の信号処理を施してターゲット検出を行う信号処理部とを備えたＦＭ−ＣＷレーダ装置において、ビート信号に重畳された送信部の周波数変調動作に起因するＦＭ−ＡＭ変換ノイズを、素子アンテナ別デジタルビート信号から素子アンテナ別にデジタル形式で抽出するノイズ抽出手段と、ノイズ抽出手段で抽出されたデジタル形式の素子アンテナ別ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを切換スイッチの切り換えタイミングおよび切り換え順に従ってサンプリングすることにより一系列の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズをデジタル形式で生成するノイズ合成手段と、デジタル形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズをアナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズに変換するＤ／Ａ変換器と、アナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズをビート信号から引き算する引き算手段とを備えたことを特徴とする。
【０００９】
ＦＭ−ＡＭ変換ノイズは変調周期の一周期毎に大幅に変化することはない。すなわち、ノイズ抽出手段、ノイズ合成手段およびＤ／Ａ変換器を経て生成されたアナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズは、その後しばらくは、任意の一周期において取得されるビート信号に重畳されているＦＭ−ＡＭ変換ノイズと実質的に同じものといえる。したがって、このアナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを引き算回路で後続のビート信号から除去すれば、実質的にＦＭ−ＡＭ変換ノイズを含まないビート信号を取得できる。
【００１０】
なお、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを含まないビート信号振幅に合わせて設定している場合、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを含むビート信号がＡ／Ｄ変換器に最初に入力される時点では、その入力信号はＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを飽和してしまう。したがって、ノイズ抽出手段で抽出される当初の素子アンテナ別ＦＭ−ＡＭ変換ノイズは本来のノイズレベルよりも低い値を示し、結果として、Ｄ／Ａ変換器で生成される合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズも本来のレベルよりも低くなる。しかし、引き算手段において繰り返し合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズの引き算を行うことにより、徐々にＦＭ−ＡＭ変換ノイズを低下させることができるので、複数回の引き算処理を重ねれば、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズをほぼ完全に除去することができる。したがって、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを含まないビート信号振幅に合わせて狭く設定しても、飽和なくＡ／Ｄ変換を行うことが可能となる。
【００１１】
ノイズ抽出手段の具体例としては、デジタルローパスフィルタが考えられる。また、デジタルローパスフィルタから出力されたデジタル形式のＦＭ−ＡＭ変換ノイズに揺らぎが残る場合があるので、この揺らぎを除去するための平滑手段を設けることが望ましい。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施形態であるＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。このＦＭ−ＣＷレーダ装置は、複数の素子アンテナからなる受信用アレーアンテナを備え、各素子アンテナの受信信号をデジタル演算により合成することによりアンテナビームの形成および走査を行うＤＢＦレーダ装置でもある。つまり、各素子アンテナで受信した受信信号に対して適当な移相処理を施して合成することにより所望の方位にアンテナビームを形成する。そして、ビーム方位を順にずらしてゆくことによりビーム走査を達成する。素子アンテナ別の受信信号移相処理および合成処理はデジタル演算により行われる。すなわち、ディジタル・ビーム・フォーミング（ＤＢＦ）技術を用いてアンテナビームの形成および走査が電子的に行われる。
【００１３】
このＦＭ−ＣＷレーダ装置は送信部１および受信部２を備える。送信部１は、中心周波数がｆ０（たとえば７６ＧＨｚ）の電圧制御型発振器（ＶＣＯ）１１と、バッファアンプ１２と、送信アンテナ１３と、ＲＦアンプ１４と、分配器１５とを備えている。ＶＣＯ１１は、図示省略した変調制御手段から出力される制御電圧によって、ｆ０±ΔＦ／２の三角波周波数変調された被変調波（送信信号）を出力する。周波数変調幅ΔＦは例えば１００ＭＨｚ程度であり、変調周波数（三角波の周波数）は一例として数百Ｈｚ程度である。被変調波はバッファアンプ１２で増幅され、送信アンテナ１３から電磁波として広範囲に放射される。なお、分配器１５で分波された送信信号の一部はＲＦアンプ１４で増幅され受信検波用のローカル信号として出力される。
【００１４】
受信部２は、受信用アレーアンテナ２１、切換スイッチ２２、ＲＦアンプ２３、ミキサ２４、アンプ２５、フィルタ２６、引き算回路２７、Ａ／Ｄ変換器２８、デジタル信号処理部２９、Ｄ／Ａ変換器３０およびスイッチコントローラ３１を備えている。
【００１５】
受信用アレーアンテナ２１は３個の素子アンテナを備え、各素子アンテナは切換スイッチ２２の固定端子に接続されている。この例では簡単のために素子アンテナ数を３個としたが、アンテナビームの生成精度を高めるためには、素子アンテナ数は大きいほど好ましい。車載用レーダ装置として利用する場合には、配置スペースの制約等もあるので、１０個前後が平均的である。
【００１６】
切換スイッチ２２は、素子アンテナと同数の固定端子とこれらのいずれかと選択的に接続される一つの可動端子とを備えている。切り換え動作は切換スイッチコントローラ３１からの切換信号に基づいて行われ、３つの固定端子のいずれかと可動端子とが周期的に数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高速で切り換えられる。
【００１７】
切換スイッチ２２により周期的に素子アンテナの接続が切り換えられることにより可動端子から一系列になって出力される受信信号は、ＲＦアンプ２３で増幅されミキサ２４に入力される。ミキサ２４は、一系列になった受信信号を送信信号とミキシングしてダウンコンバートし、数十から数百ＫＨｚ程度の周波数を持つビート信号を生成する。
【００１８】
このビート信号はアンプ２５で増幅されフィルタ２６でＦＭ−ＡＭ変換ノイズ以外の各種のノイズが除去される。フィルタ２６から出力されたビート信号は引き算回路２７に入力され、後述するデジタル信号処理部２９およびＤ／Ａ変換器３０で生成されたアナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズが引き算される。これにより、ビート信号から実質的にＦＭ−ＡＭ変換ノイズが除去される。ＦＭ−ＡＭ変換ノイズが除去されたビート信号は、Ａ／Ｄ変換器２８でデジタルビート信号に変換されてデジタル信号処理部２９に入力される。
【００１９】
デジタル信号処理部２９では、一系列のデジタルビート信号を切換信号に同期した切換スイッチコントローラ３１からの信号に基づいて、素子アンテナ別のデジタルビート信号に変換し、これを一時的に記憶する。このようにして得られた素子アンテナ別デジタルビート信号に対して種々の処理を施してターゲット情報すなわちターゲットの距離、相対速度、方位、幅等を取得する。
【００２０】
距離および相対速度については通常のＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理により取得する。すなわち、変調サイクルのアップ区間およびダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を次式（１）（２）に代入してターゲットの相対速度が零のときのビート周波数ｆｒおよび相対速度に基づくドップラ周波数ｆｄを求め、ｆｒおよびｆｄを次式（３）（４）に代入してターゲットの距離Ｒと速度Ｖを求める。
【００２１】
ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２      …（１）
ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２      …（２）
Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ  …（３）
Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ  …（４）
ここに、Ｃは光の速度である。
【００２２】
また、方位については、ＤＢＦ技術によるアンテナビームの電子走査により取得する。
【００２３】
デジタル信号処理部２９はターゲット検出手段として機能する他に、ノイズ抽出手段およびノイズ合成手段としても機能する。ここに、ノイズ抽出手段とは、ビート信号に重畳された送信部１の周波数変調動作に起因するＦＭ−ＡＭ変換ノイズを素子アンテナ別デジタルビート信号から素子アンテナ別にデジタル形式で抽出する手段である。また、ノイズ合成手段とは、ノイズ抽出手段で抽出されたデジタル形式の素子アンテナ別ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを切換スイッチ２２の切り換えタイミングおよび切り換え順に従ってサンプリングすることにより一系列の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズをデジタル形式で生成する手段である。
【００２４】
ノイズ抽出手段で生成されたデジタル形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズは、Ｄ／Ａ変換器３０によってアナログ形式の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズに変換され、引き算回路２７においてビート信号から引き算される。
【００２５】
図２は本実施形態のＦＭ−ＣＷレーダ装置の動作タイミングを示すタイミングチャートであり、波形４０および４１は送信信号の三角波変調を示している。ＤＢＦ合成計算等を含むターゲット検出処理のための１演算周期は１００ｍｓ程度であり、１演算周期の先頭において三角波変調の１周期分のビート信号を取り込みＡ／Ｄ変換する。三角波変調の変調周波数は数百Ｈｚであり、したがって、たとえば１周期は数ｍｓ程度である。
【００２６】
図３はビート信号の一例を示すものであり、横軸に時間、縦軸に電圧をとっている。図３（ａ）〜図３（ｃ）はそれぞれ各素子アンテナで受信した受信信号を個別に送信信号とミキシングしたと仮定した場合のビート信号であり、図３（ｄ）は、切換スイッチ２２によって一系列に変換された受信信号を送信信号とミキシングしたときのビート信号である。
【００２７】
区間５０は、図２の波形４０あるいは４１に相当する三角波変調の１周期分に相当し、左半分が周波数増加区間（アップ区間）、右半分が周波数減少区間（ダウン区間）となっている。この１周期における第１素子アンテナのビート信号は、図３（ａ）に示すように、アップ区間においてビート信号の包絡線は比較的高い電圧で直線的に単調減少し、ダウン区間において直線的に単調増加している。このような三角波変調の変調周期に同期した低周波成分がＦＭ−ＡＭ変換ノイズ（三角波ノイズ）である。ＦＭ−ＡＭ変換ノイズは素子アンテナ毎に異なっており、第２素子アンテナのビート信号および第３素子アンテナのビート信号は、この例ではそれぞれ図３（ｂ）および図３（ｃ）に示すように、アップ区間において単調増加しダウン区間において単調減少している。
【００２８】
もしＦＭ−ＡＭ変換ノイズが重畳されていなければ、素子アンテナ別の各ビート信号の包絡線は、いずれもほぼ同じ電圧レベルで水平になっている。しかし、実際には素子アンテナ別の各ビート信号は、図３（ａ）〜図３（ｃ）に示されているようにＦＭ−ＡＭ変換ノイズが重畳されているのである。したがって、ミキサ２４から出力される切り換えビート信号は図３（ｄ）に示すような波形となる。図３（ｄ）において、垂直に引かれた縞状の直線群は、ビート信号の切り換えの様子を模式化して示したものである。
【００２９】
つぎに、このようなＦＭ−ＡＭ変換ノイズの除去手順を説明する。引き算回路２７では、デジタル信号処理部２９で生成されＤ／Ａ変換器３０でアナログ形式に変換された合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズを減算するのだが、最初の演算周期における合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズは零であるため、図３（ｄ）に示すようなＦＭ−ＡＭ変換ノイズが重畳されたままの切り換えビート信号が出力される。この切り換えビート信号はＡ／Ｄ変換器２８でデジタル信号に変換されデジタル信号処理部２９に入力される。
【００３０】
図４はデジタル信号処理部２９内でなされる合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズの生成手順を示すものであり、各波形６０、７１〜７３、８１〜８３、９１〜９３および１００は、アップ区間の信号波形を示している。波形６０は、デジタル信号処理部２９に入力されたデジタルビート信号のうちのアップ区間を示している。この信号はスイッチコントローラ３１の切換信号に同期した信号を用いて、第１素子アンテナのデジタルビート信号７１、第２素子アンテナのデジタルビート信号７２、第３素子アンテナのデジタルビート信号７３に分離される。
【００３１】
つぎに、各デジタルビート信号７１〜７３に対して、デジタルローパスフィルタを掛けることによりビート信号レベルを低下させて、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズ８１〜８３を抽出する。デジタルローパスフィルタにてＦＭ−ＡＭ変換ノイズを抽出する場合、カットオフ周波数を下げすぎると、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズ（三角波ノイズ）自体が鈍ったり減衰したりするため、カットオフ周波数をある程度高めに設定せざるを得ない。その結果、ＦＭ−ＡＭ変換ノイズだけでなくビート信号もある程度残るため、揺らぎのあるノイズ抽出となる。
【００３２】
そこで、抽出されたＦＭ−ＡＭ変換ノイズ８１〜８３から近似直線を求めて揺らぎのない平滑なＦＭ−ＡＭ変換ノイズ９１〜９３を作り出す。なお、本実施形態のように周波数変調が直線的に単調増加と単調減少を繰り返す三角波変調である場合には通常は直線近似を求めることになるが、変調方法等によっては曲線近似する必要がある場合も考えられる。
【００３３】
このようにして求めた素子アンテナ別のＦＭ−ＡＭ変換ノイズ９１〜９３を切換スイッチ２２の切り換えタイミングおよび切り換え順に従ってサンプリングして、一系列の合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズ１００を生成する。この合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズ１００はデジタル形式のままなので、これをＤ／Ａ変換器３０に送ってアナログ形式に変換し、次の演算周期において取得したビート信号から減算する。
【００３４】
次回の演算周期の際には、引き算回路２７において合成ＦＭ−ＡＭ変換ノイズの引き算が行われるので、Ａ／Ｄ変換器２８ではほぼビート信号だけの状態でＡ／Ｄ変換することが可能となる。
【００３５】
なお、上記の説明では、説明を簡単にするために、初回の演算周期においてもＡ／Ｄ変換入力が飽和しないものと仮定し、一回でＦＭ−ＡＭ変換ノイズの抽出を達成している。しかし、本願発明の目的からＡ／Ｄ変換器２８のダイナミックレンジはビート信号だけで使い切るように狭く設定されているので、一回のノイズ引き算処理でビート信号からＦＭ−ＡＭ変換ノイズを除去できない。つまり、このようなダイナミックレンジの狭いＡ／Ｄ変換器を用いた場合には、初回の演算周期において取得したビート信号はＦＭ−ＡＭ変換ノイズを含んだままＡ／Ｄ変換器２８に入力されるので飽和し、後段で取得するＦＭ−ＡＭ変換ノイズレベルも低くなってしまう。
【００３６】
しかし、この問題は、演算周期毎に引き算回路２７での減算を繰り返すことにより、ノイズ成分の差分という形でノイズ抽出が行われ、徐々にＦＭ−ＡＭ変換ノイズレベルを低下させることができるので、いずれは飽和なくＡ／Ｄ変換することが可能となる。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置によれば、ビート信号をＡ／Ｄ変換器に入力する前にＦＭ−ＡＭ変換ノイズを実質的に除去するので、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジをビート信号のために有効に利用することができ、ビート信号のＳ／Ｎの向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態であるＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図２】変調周期と演算周期との関係を示すタイミングチャート。
【図３】ＦＭ−ＡＭ変換ノイズが重畳されたビート信号を示す波形図。
【図４】ＦＭ−ＡＭ変換ノイズ抽出過程を示す図。
【符号の説明】
１…送信部、２…受信部、２１…受信用アレーアンテナ、２２…切換スイッチ、２４…ミキサ、２７…引き算回路、２８…Ａ／Ｄ変換器、２９…デジタル信号処理部、３０…Ｄ／Ａ変換器、３１…スイッチコントローラ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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