(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振器と、
受信部と、
送信部とを具備し、
前記受信部は、
到来した無線周波数信号から周波数変換された受信中間周波数信号が与えられ、この受信中間周波数信号の帯域幅を制限する帯域制限フィルタと、
前記局部発振器で生成された局部発振信号からサンプリングクロックを生成し、このサンプリングクロックをもとに前記帯域制限された受信中間周波数信号をサンプリングしてディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
このアナログ／ディジタル変換手段から送出されるディジタルデータに対して受信信号処理を施す信号処理手段とを備え、
前記送信部は、
前記局部発振器で生成された局部発振信号をもとに前記受信中間周波数信号とコヒーレントな送信中間周波数信号を生成する送信信号生成手段を備え、
前記帯域制限フィルタは、前記受信中間周波数信号の帯域幅を前記サンプリングクロックの周波数の１／２以下に制限するものであり、
前記サンプリングクロックの周波数を、前記受信中間周波数信号の最高周波数の２倍以下としたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記送信部は、
送信信号の波形データを記憶した波形メモリと、
この波形メモリに記憶された波形データを読み出し、前記局部発振器で生成された局部発振信号を変換クロックとして前記波形データをアナログ変換して送信信号波形を得るディジタル／アナログ変換手段を備え、
前記送信信号生成手段は、前記ディジタル／アナログ変換手段で得られた送信信号波形をもとに前記送信中間周波数信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記局部発振器で生成された局部発振信号を分周する分周器を備え、
前記アナログ／ディジタル変換手段は、前記分周器の出力をサンプリングクロックとして動作するものであり、
前記送信信号生成手段は、前記分周器の出力をもとに前記ディジタル／アナログ変換手段で得られた送信信号波形を周波数変換して前記送信中間周波数信号を生成するものであることを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記帯域制限された受信中間周波数信号の中心周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の４分の１の奇数倍とすべく、該サンプリングクロックの周波数を設定したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記ディジタル／アナログ変換手段から送出される送信信号波形の周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の１／２以上としたことを特徴とする請求項３に記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばパルスレーダなどのレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ信号をサンプリングする手法として、ナイキストサンプリングやオーバーサンプリングが知られている。これは、与えられる信号の周波数成分のうち最も高い周波数の２倍、またはそれ以上のサンプリング周波数にてサンプリングを行う手法である。
【０００３】
近年のレーダ装置等にあっては、受信した無線周波信号をベースバンドにまで落とさず、中間周波信号（ＩＦ信号）の状態でサンプリング処理を施すＩＦダイレクトサンプリングが使用されている。ＩＦダイレクトサンプリングによれば、極めて高精度かつ高い忠実度で信号を受信できる。
【０００４】
しかしながら従来、ＩＦ信号を上記ナイキストサンプリングまたはオーバーサンプリングによりサンプリングするには、種々の不具合があった。すなわち現状のサンプリングデバイスではせいぜい２ＭＨｚ程度までの信号しかサンプリングできないので、ＩＦ信号をこの周波数程度にまでダウンコンバートする必要がある。２ＭＨｚといえば、当該分野では通常使用されない極めて低い周波数であり、無線周波からここまで落とすのに多段の周波数変換器が必要となる。このため構成の肥大を招いたり、処理にかかる誤差が大きくなって信号再生の忠実度が損なわれるなどの不具合があった。
【０００５】
ところで、アナログ信号をサンプリングする手法として、バンドパスサンプリングが知られている。これは、入力信号周波数に対してサンプリング周波数を敢えて低くすることで出力にエイリアスを生じさせ、このエイリアスを積極的に利用することでサンプリングの際に同時に周波数ドロップも行うものである。帯域フィルタを用いて入力信号の帯域を適切に制限することで、このようなサンプリング処理が可能となる。
【０００６】
しかしながらバンドパスサンプリングを実施すると、その過程において受信信号のダウンコンバートが必然的になされてしまう。このためバンドパスサンプリングをレーダ装置に適用するには、送信信号と受信信号とのコヒーレンシーを保つ必要性から、受信信号とコヒーレンシーを保ったまま周波数の高い送信信号を生成しなければならない。このため送信信号の生成に大きな困難が伴うという不具合が有った。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来のＩＦダイレクトサンプリングによるレーダ装置には、構成の肥大を招くとともに信号再生の忠実度が損なわれるといった不具合が有った。一方、レーダ装置においてバンドパスサンプリングを実施しようとすると、送信信号の生成が困難になるという不具合が有った。
【０００８】
本発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、バンドパスサンプリングによる受信処理を可能とし、これにより受信性能の向上を図りつつ構成の簡易化を図ったレーダ装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、局部発振器と、受信部と、送信部とを具備するものであって、
前記受信部に、到来した無線周波数信号から周波数変換された受信中間周波数信号が与えられ、この受信中間周波数信号の帯域幅を制限する帯域制限フィルタと、前記局部発振器で生成された局部発振信号からサンプリングクロックを生成し、このサンプリングクロックをもとに前記帯域制限された受信中間周波数信号をサンプリングしてディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手段と、このアナログ／ディジタル変換手段から送出されるディジタルデータに対して受信信号処理を施す信号処理手段とを備え、
前記送信部は、前記局部発振器で生成された局部発振信号をもとに前記受信中間周波数信号とコヒーレントな送信中間周波数信号を生成する送信信号生成手段を備え、
前記帯域制限フィルタを、前記受信中間周波数信号の帯域幅を前記サンプリングクロックの周波数の１／２以下に制限するものとし、前記サンプリングクロックの周波数を、前記受信中間周波数信号の最高周波数の２倍以下としたことを特徴とする。
【００１０】
このようにすると、アナログ／ディジタル変換手段において、受信中間周波数信号に対していわゆるバンドパスサンプリングが施される。すなわち受信中間周波数信号は、ディジタル変換されるとともに信号の折り返しにより等化的にダウンコンバートされる。これにより受信信号の周波数を落とすダウンコンバータの段数を削減でき、構成の簡易化を図れるとともに信号再生の忠実度を向上させることが可能となる。
【００１１】
しかも、前記送信信号生成手段において、前記局部発振器で生成された局部発振信号をもとに送信中間周波数信号を生成するようにしているので、受信部にて処理される受信信号と、送信部にて生成される送信信号との間にコヒーレントな関係を持たせることが可能となる。また、コヒーレンシーを保ったまま周波数の高い送信中間周波数信号を、容易に生成できるようになる。
【００１２】
レーダ装置において、送信系と受信系とにコヒーレンシーを保つことは必須であり、上記手段を採ることによって初めてレーダ装置としての機能を満たすことが可能となる。
【００１３】
また本発明では、前記送信部に、送信信号の波形データを記憶した波形メモリと、この波形メモリに記憶された波形データを読み出し、前記局部発振器で生成された局部発振信号を変換クロックとして前記波形データをアナログ変換して送信信号波形を得るディジタル／アナログ変換手段を備え、
前記送信信号生成手段は、前記ディジタル／アナログ変換手段で得られた送信信号波形をもとに前記送信中間周波数信号を生成するものとしたことを特徴とする。
【００１４】
このような手段を採ることで、送信信号の波形を任意に設定することができるようになり、例えばパルス内変調レーダとしても応用できる。
【００１５】
また、前記局部発振器で生成された局部発振信号を分周する分周器を備え、前記アナログ／ディジタル変換手段を、前記分周器の出力をサンプリングクロックとして動作するものとし、前記送信信号生成手段を、前記分周器の出力をもとに前記ディジタル／アナログ変換手段で得られた送信信号波形を周波数変換して前記送信中間周波数信号を生成するものとしても良い。
【００１６】
このようにすると、発振周波数の高い局部発振器を使用でき、ディジタル／アナログ変換手段の変換クロックを高くできる。これにより送信波形の生成が容易となる。
【００１７】
また特に、前記帯域制限された受信中間周波数信号の中心周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の４分の１の奇数倍とすべく、該サンプリングクロックの周波数を設定するようにしても良い。
【００１８】
また特に、前記ディジタル／アナログ変換手段から送出される送信信号波形の周波数を、前記サンプリングクロックの周波数の１／２以上としても良い。
【００１９】
このようにすると、信号処理手段における受信信号処理の負担を軽くすることができるので、これによっても構成の簡易化を図れる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本実施形態に係わる送受信装置の要部構成を示すブロック図である。図１においては、中間周波数（ＩＦ）信号に係わる処理を行う部分についてのみ表示している。実際には図示した部分の外側に、無線周波信号を受信してＩＦ信号に変換するＲＦ受信部と、生成されたＩＦ信号を無線周波信号に変換するＲＦ送信部とが接続される。
【００２１】
図示しないＲＦ受信部から送出される３０ＭＨｚ〜６０ＭＨｚのＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１を介してアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２に与えられ、ディジタルデータに変換される。このディジタルデータはディジタルフィルタ４に与えられ、Ｉ／Ｑ信号の生成などの種々の信号処理を施される。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換器２はサンプリング機能を内蔵するもので、局部発振器３で生成されたローカル周波数信号をサンプリングクロックとして動作する。このローカル周波数信号は周波数変換器５にも与えられ、ここで送信用の中間周波数信号に変換される。このようにして生成された３０ＭＨｚ〜６０ＭＨｚのＩＦ信号は、バンドパスフィルタ６を介して図示しないＲＦ送信部に与えられる。
【００２３】
なお図１において、サンプリング機能をＡ／Ｄ変換器２の外部に設けても良い。またディジタルフィルタ４としては、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を用いた高速畳み込み演算処理を行うもののほか、例えば特許第２６５９９６３号公報に記載のものも適用できる。上記公報に記載のディジタルフィルタは、受信信号のＡ／Ｄ変換処理までを単一の系にて行い、同相成分および直交成分をそれぞれ演算するためのフィルタを有したディジタルフィルタを用いてこのＡ／Ｄ変換信号のＩ／Ｑ検波を行う受信装置を対象として、上記ディジタルフィルタを構成するフィルタに０周波数成分を除去するフィルタを持たせるようにすることで、Ａ／Ｄ変換によって生じるＤＣオフセットを除去するようにしたものである。
【００２４】
またディジタルフィルタ４においてＩ／Ｑ信号の生成は必須ではなく、データの間引き、もしくはリサンプル（補間処理により、出力データレートが入力データレートの１／自然数に限定されない間引き処理）のみを行うことも用途によっては可能である。また図１では３０ＭＨｚ及び６０ＭＨｚを中間周波数としたが、必ずしもこの数値に限定されるものではない。
【００２５】
次に、上記構成における作用を説明する。まず、図２を参照してバンドパスサンプリングの原理について説明する。通常のサンプリングにおいては、図２（ａ）のごとくバンドパスフィルタを通過後の入力信号の帯域幅をサンプリング周波数ｆｓの１／２以下に制限するとともに、入力信号の最高周波数もダウンコンバートによりｆｓ／２以下とする。よって入力信号の中心周波数ｆ０はｆｓ／２以下となる。
【００２６】
これに対しバンドパスサンプリングでは、入力信号の帯域幅をｆｓ／２以下に制限することは上記と同じであるが、その最高周波数をｆｓ／２以下とせず、図２（ｂ）のエイリアスを生じる領域にて入力信号を与える。このようにしてサンプリングを行った結果、Ａ／Ｄ変換器２の出力には図２（ｃ）のごとく折り返しを生じ、ダウンコンバートを行ったと等価的に同じ結果を得られる。しかも入力信号の帯域幅ｔがｆｓ／２以下であるので、図２（ｂ）に示したエイリアス成分が出力にて加算されることはなく、ただ一つの成分のみが取り出される。よってサンプリング出力にノイズ成分を生じることはない。
【００２７】
特にｆ０をｆｓ／４の奇数倍とすると、すなわちｆｓをｆ０の（４／奇数）倍とすると図２（ｄ）のような配列を得る。本実施形態ではこれにならい、局部発振器３のローカル周波数を１７．１４ＭＨｚ（３０ＭＨｚ×４／７）および１８．４６ＭＨｚ（６０ＭＨｚ×４／１３）とする。したがってＡ／Ｄ変換器２のサンプリング周波数ｆｓも、入力信号の周波数の４／７または４／１３となる。
【００２８】
このようにバンドパスフィルタ１の通過帯域およびＡ／Ｄ変換器２のサンプリング周波数を設定することで、入力信号に対するバンドパスサンプリングを施すことができ、等価的にダウンコンバートと同じ結果を得られる。したがってＡ／Ｄ変換器１に与えられる信号を中間周波数（ＩＦ）のまま与えることができ、受信後のダウンコンバートの段数を減らすことができる。これにより特にＲＦ受信段およびディジタルフィルタの構成の簡易化を図れ、ひいてはレーダ装置全体としての構成簡易化にも寄与できる。また信号再生の忠実度の向上を図れる。
【００２９】
一方、上記構成では局部発振器３で生成されたローカル周波数信号を周波数変換器５に与え、この周波数変換器５で送信中間周波数信号を生成するようにしている。すなわち同一の発振源で生成された周波数信号を受信側と送信側との両方に導くようにしているので、受信部にて処理される受信信号と、送信部にて生成される送信信号との間にコヒーレントな関係を持たせることが可能となる。
【００３０】
このように本実施形態では、同一の局部発振器３のローカル周波数信号を受信側のＡ／Ｄ変換器２と、送信側の周波数変換器５とにそれぞれ導き、これにより受信部にて処理される受信信号と、送信部にて生成される送信信号との間にコヒーレントな関係を持たせるようにしている。また入力信号の帯域を制限するバンドパスフィルタ１の通過帯域幅をＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数のｆｓ／２とするともに、局部発振器３のローカル周波数を１７．１４ＭＨｚ（３０ＭＨｚ×４／７）および１８．４６ＭＨｚ（６０ＭＨｚ×４／１３）とし、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリング周波数ｆｓを入力信号の周波数の４／７または４／１３とすることでバンドパスサンプリングを行えるようにしている。
【００３１】
このようにすることで、送信系と受信系とのコヒーレンシーを保ったままバンドパスサンプリングの行えるレーダ装置を提供できる。
【００３２】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図３を参照して説明する。図３において図１と共通する部分には同一の符号を付し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。
【００３３】
図２においては、局部発振器３からのローカル周波数信号を２分岐し、一方をディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ変換器）８に与えるとともに、他方を分周器７を介してＡ／Ｄ変換器２と周波数変換器５とに与えるようになっている。周波数変換器５の出力はミキサ１１に与えられ、バンドパスフィルタ１０を介したＤ／Ａ変換器８の出力と混合されてバンドパスフィルタ６を介して送信ＩＦ信号として出力される。
【００３４】
Ｄ／Ａ変換器８は、波形メモリ９に記憶された波形データを与えられるクロックに従って読み出してこれをアナログに変換するものである。本実施形態では波形メモリ９にパルス内変調のかかった波形を記憶するようにし、これによりチャープレーダとしての実現を図っている。
【００３５】
上記構成においては、局部発振器３のローカル周波数を３４．２９ＭＨｚ（３０ＭＨｚ×８／７）および３６．９２ＭＨｚ（６０ＭＨｚ×８／１３）とし、これをＤ／Ａ変換器８の変換クロックとしている。またこのローカル周波数を１／２に分周し、これをＡ／Ｄ変換器の変換クロックとしている。よってＤ／Ａ変換器のクロック速度はＡ／Ｄ変換器のクロック速度の２倍となり、波形読出しを高速で行える。また一般にＤ／Ａ変換器に高速の読出しクロックを与えることは容易であり、Ａ／Ｄ変換器のクロック速度の２倍に限定されるものではない。
【００３６】
このようにすると、Ｄ／Ａ変換器８出力の中心周波数は、サンプリング周波数の３／４倍（局部発振器３のローカル周波数の３／８倍）となる。これは、受信時のサンプリング後の周波数の３倍であるため、比帯域を１／３に狭めることが可能となる。この信号を、局部発振器５で生成される差周波数信号と混合したのちバンドパスフィルタ６を介して送信信号が取り出される。なお、バンドパスフィルタ６の帯域設定によっては、局部発振器５で和周波数信号を生成しても良い。
【００３７】
比帯域が１／３となることから、バンドパスフィルタ６を実現することが従来に比して極めて容易となる。すなわち従来のＩＦダイレクトサンプリング方式では、Ｄ／Ａ変換器８の出力信号をサンプリング周波数の１／４としていたため比帯域が１００％以上であり、バンドパスフィルタ６を実現することが難しかった。これに対し本実施形態では、Ｄ／Ａ変換器８に周波数の高いクロックを与えることでより高い周波数の信号を生成するようにしているので、比帯域を小さくでき、この結果送信系のフィルタを容易に実現できるようになる。
【００３８】
また、送信系と受信系とのコヒーレンシーを保ったまま、周波数の高い送信中間周波数信号を容易に生成できることは上記第１の実施形態と同様であり、またバンドパスサンプリングを実施していることも同様である。そのうえで、本実施形態では波形メモリ９にパルス内変調のかかった波形データを記憶しているので、チャープレーダとしての実現を図れる。
【００３９】
すなわち本実施形態では、チャープレーダにおいてバンドパスサンプリングによる受信処理が可能となり、これにより受信性能の向上を図りつつ構成の簡易化を図ることができる。
【００４０】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。本発明の基本思想の一つに、送信系と受信系とに同一の発振器で生成した信号を与える点がある。これによれば、さらに簡易化を図った図４のような構成を考えることができる。図４では、局部発振器３にて直接に送信ＩＦ信号を生成するとともに、これをＡ／Ｄ変換器２の変換クロックとしている。これによっても、局部発振器３のローカル周波数およびバンドパスフィルタ１の通過帯域を適宜設定することで、上記第１の実施形態と同様の効果を得られる。
【００４１】
また上記第２の実施形態では分周器７を使用しているが、ローカル周波数の設定によってはＤ／Ａ変換器８の前に逓倍器を接続することも考えられる。要するに、同一の発信源で生成した信号を送信系と受信系とに導くようにすれば良い。
【００４２】
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施を行うことができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、レーダ装置においてバンドパスサンプリングによる受信処理を行うことができるようになり、これにより高精度かつ忠実な受信処理が可能となると共に、構成の簡易化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態に係わる送受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】  バンドパスサンプリングの原理を説明するために用いた図。
【図３】  本発明の第２の実施形態に係わる送受信装置の構成を示すブロック図。
【図４】  本発明の実施の形態の他の例を示すブロック図。
【符号の説明】
１、６、１０…バンドパスフィルタ
２…アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
３…局部発振器
４…ディジタルフィルタ
５…周波数変換器
７…分周器
８…ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器
９…波形メモリ
１１…ミキサ
【図１】
0003639146.tif 000002
【図２】
0003639146.tif 000003
【図３】
0003639146.tif 000004
【図４】
0003639146.tif 000005