(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数多重信号に電気光変換を施した後、光伝送路に出力する光送信器であって、
前記周波数多重信号の振幅値を検出する振幅検出手段と、
前記振幅検出手段の検出結果に基づき、前記周波数多重信号の振幅値を所定の振幅値に制限する振幅制限手段と、
前記振幅制限手段の出力信号に基づき直接輝度変調を施すことにより、光信号に変換する半導体レーザ素子とを備え、
前記振幅制限手段において振幅を制限する際の時定数は、前記周波数多重信号の最低周波数の逆数、及び、前記周波数多重信号における周波数間隔のうち最小の周波数間隔の逆数のいずれに対しても長く設定されており、
前記所定の振幅値は、前記半導体レーザ素子の発光境界条件に基づき設定されていることを特徴とする、光送信器。
【請求項２】
前記振幅制限手段は、前記半導体レーザ素子でクリッピング歪を生じさせる側の極性の振幅のみを制限する、請求項１に記載の光送信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、副搬送波変調光送信器および副搬送波変調光受信器に関し、より特定的には、低歪であることが必要である副搬送波変調伝送システムに使用される副搬送波変調光送信器および副搬送波変調光受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１９は、従来の一般的な副搬送波変調（以下、ＳＣＭと略す）光送信器の構成を示した図である。図１９において、従来のＳＣＭ光送信器は、周波数多重（以下、ＦＤＭと略す）信号入力端子１１と、増幅回路１２と、バイアス回路１３と、半導体レーザ素子（以下、ＬＤと略す）１４と、伝送路光ファイバ１５とを備える。
【０００３】
ＦＤＭ信号入力端子１１には、複数（マルチ）キャリアが周波数多重されたＦＤＭ信号が入力され、そのまま増幅回路１２に入力される。増幅回路１２は、電気信号を所要の振幅まで増幅する増幅回路である。ＦＤＭ信号は、増幅回路１２で複数キャリアが所要の光変調度を得るために必要な振幅に増幅された後、バイアス回路１３に入力される。増幅されたＦＤＭ信号は、バイアス回路１３によって、ＬＤ１４から伝送に十分な平均光出力が得られる正のレベルの直流（以下、ＤＣとする）オフセットレベルのバイアスを与えられる。そして、このバイアスを与えられたＦＤＭ信号によってＬＤ１４で直接輝度変調を行い、その光出力を伝送路光ファイバ１５に出力する。
【０００４】
また、図２０は、従来のＳＣＭ光受信器の構成を示した図である。図２０において、従来のＳＣＭ光受信器は、伝送路光ファイバ１５と、フォトダイオード（以下、ＰＤと略す）１６と、増幅回路１７と、ＦＤＭ信号出力端子１８とを備える。
【０００５】
伝送路光ファイバ１５を伝播してきたＳＣＭ光送信器からの光信号は、ＰＤ１６によって電気信号のＦＤＭ信号に変換される。変換されたＦＤＭ信号は、増幅回路１７に入力され、所要の出力振幅まで増幅される。その後、このＦＤＭ信号は、ＦＤＭ信号出力端子１８から出力される。
【０００６】
従来のＳＣＭ伝送システムは、図１９に示した従来のＳＣＭ光送信器と図２０に示した従来のＳＣＭ光受送信器とが伝送路光ファイバ１５を介して接続されるという構成となっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ＳＣＭ光送信器とＳＣＭ光受信器からなるＳＣＭ伝送システムの伝送特性は、歪特性とノイズ特性によって評価される。特に、上記システム全体においては、歪特性のうちＳＣＭ光送信器の光源であるＬＤで生じる歪が支配的である。このＬＤで生ずる歪には、「固有歪」および「クリッピング歪（または、過変調歪）」と呼ばれる歪がある。
【０００８】
固有歪は、ＬＤモジュール内に実装されたＬＤチップの光電変換応答の非直線性に起因する歪である。この固有歪は、近年、ＬＤチップの応答の直線性を改善すること、あるいはＬＤの周辺に当該歪を補償する電気回路または光系を設けることで、かなり低減されてきている。
【０００９】
クリッピング歪は、ＬＤにおいて変調を行うＦＤＭ信号等の電気信号の振幅が、オフセットしたＤＣレベルに対して過大すぎ、当該振幅の値が、ＬＤが発光する境界の電圧値（以下、境界値という）を下回り、ＬＤが発光できずに光出力波形が当該境界値でクリップされてしまうことで生じる歪である。この歪は、上記ＬＤチップの応答の直線性には無関係に、ＬＤが大振幅の信号で変調されたときに不可避的に生じる。これに対し、ＦＤＭ信号の振幅は、各キャリアの大きさまたはキャリア数の増大に伴って増加する。すなわち、増加すればするほどＦＤＭ信号の振幅値が、境界値を下回る頻度と時間が大きくなり、結果、クリッピング歪が大きくなる。このため、従来では、クリッピング歪を避けるために、ＦＤＭ信号を構成するキャリア数を減らすか、または個々のキャリアレベルを小さくして実効的なＦＤＭ信号の振幅を小さくし、ＦＤＭ信号の最大振幅値が、境界値を下回らないようにし、光出力波形をクリッピングさせないようにしている。
【００１０】
以上のように、ＬＤの固有歪については改善されてきており、この点についてはシステムも、多数のキャリアを比較的大きな振幅で入力できるようになってきている。しかしその反面、そのような大きな振幅のマルチキャリアＳＣＭ光伝送においては、瞬間的ではあるが、信号の振幅値がＬＤにおける境界値を下回る時間が必ず発生するため、クリッピング歪が生じる。このため、この歪の回避のためにシステムの伝送キャリア数や伝送距離等の伝送能力が著しく制限されている。
【００１１】
一方、次世代のＣＡＴＶとして従来の振幅変調キャリアに加えてＱＡＭやＱＰＳＫ等のディジタル変調搬送波をＦＤＭして１本の光ファイバで伝送するアナログ／ディジタルハイブリッド光伝送システムが提案されている。しかし、このシステムにおいても、振幅の大きな振幅変調キャリアによってクリッピング歪が生じ、その影響で振幅の小さいディジタル信号の符号誤り率（ＢＥＲ（ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ））が劣化することが問題となってきている。
【００１２】
また、アナログ伝送特性およびディジタル伝送特性へのクリッピング歪の影響は、ＣＡＴＶシステムで用いられるＨＲＣ（Ｈｏｍｏｇｅｎｅｏｕｓｌｙ  Ｒｅｇｕｌａｔｅｄ  Ｃａｒｒｉｅｒ）等のようなキャリアの周波数をある値の整数倍とし位相を同期させた場合では、図２１に示すようにキャリアの最小周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］の逆数１／Δｆ［ｓｅｃ］の周期でＦＤＭ信号の振幅は極めて大きくなるため、特に深刻なものとなる。なお、実際のＨＲＣ等を採用していないキャリアの位相が非同期のシステムにおいても、キャリア周波数の精度誤差や不安定性等の原因で完全に位相がランダムとならず、図２１に示したのと同様に１／Δｆ［ｓｅｃ］の周期でＦＤＭ信号の振幅が大きくなる傾向を示す。特に、この傾向は、ＦＤＭ信号を構成するキャリアの内のいくつかが、周波数軸上に等間隔の状態を含むｎ・Δｆ＋ａ［Ｈｚ］（Δｆ：正数、ｎ：整数、ａ：任意の数）と表される周波数に配置されている場合に強く現れる。
【００１３】
しかも、本願発明のための実験において、上記クリッピング歪以外にも以下の歪が生じることが判明した。光出力は、ＦＤＭ信号の振幅が大きいとき、オフセットＦＤＭ信号の信号レベルが小さくなり、境界値レベル近傍で変化することによって、ＬＤの励起率の低下が緩和振動周波数等の劣化を招き、図２２に示すような光出力波形の立上がりの遅れおよびリンギング等の波形劣化を生じる。すなわち、ＦＤＭ信号の信号レベルが、境界値を下回ると、下回っている時間のみ発光が無いのではなく、当該信号レベルが大きくなり当該境界値を上回ってからでもＬＤが発光し始めるのに遅れを生じ、光出力に歪が生じるということである（図２２参照、図では発光遅れと共にリンギングも示している）。この出力波形歪を以後本明細書中では「低励起歪」と呼ぶことにする。この低励起歪は、図２２（ａ）のキャリア周波数０．２ＧＨｚの場合の波形と、図２２（ｂ）のキャリア周波数０．５ＧＨｚの場合の波形とを比べれば分かるように、キャリア周波数が高周波数であるほど顕著に大きくなる。また、図２２には光変調度が１００％以上の場合のクリップした光出力波形を示したが、光変調度が１００％以下のＦＤＭ信号の信号レベルが、境界値を下回ることがなくても、当該境界値に近付くことによる励起率の低下によって光出力には歪劣化が生じることも確認している。
【００１４】
前述のような構成の従来のＳＣＭ光送信器では、大振幅信号のマルチキャリアＦＤＭ信号に何の処理を施されることなく、当該ＦＤＭ信号によりＬＤにおいてそのまま変調を行うため、クリッピング歪や低励起歪が生じ、その伝送特性への影響を回避することができなかった。
【００１５】
それ故、本発明の目的は、大振幅信号がＳＣＭ光送信器に入力された場合においても、クリッピング歪や低励起歪を低減し、結果として高品質なＳＣＭ光送信器およびそれらに対応可能なＳＣＭ光受信器を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
第１の発明は、周波数多重信号に電気光変換を施した後、光伝送路に出力する光送信器であって、周波数多重信号の振幅値を検出する振幅検出手段と、振幅検出手段の検出結果に基づき、周波数多重信号の振幅値を所定の振幅値に制限する振幅制限手段と、振幅制限手段の出力信号に基づき直接輝度変調を施すことにより、光信号に変換する半導体レーザ素子とを備え、振幅制限手段において振幅を制限する際の時定数は、周波数多重信号の最低周波数の逆数、及び、周波数多重信号における周波数間隔のうち最小の周波数間隔の逆数のいずれに対しても長く設定されており、所定の振幅値は、半導体レーザ素子の発光境界条件に基づき設定されていることを特徴とする。
【００１７】
第２の発明は、第１の発明における振幅制限手段が、半導体レーザ素子でクリッピング歪を生じさせる側の極性の振幅のみを制限することを特徴とする。
【００１９】
上記のように、本発明では、ＬＤでクリッピング歪を生じさせるような大振幅部分において、入力信号の振幅制限を行っている。これにより、大振幅のＦＤＭ信号を光伝送する場合、ＬＤにおけるクリッピング歪や低励起歪の少ないＳＣＭ光送信器を実現することができる。また、ＳＣＭ伝送システムの伝送可能キャリア数・伝送容量または伝送距離の増大や光変調度の増加によるＣＮＲの改善などが可能となる。尚、上記振幅制限の応答の速度を問題としない場合は、当該応答の周波数を、入力される上記ＦＤＭ信号の最低キャリア周波数もしくは最小キャリア周波数の間隔のいずれよりも低くすれば、当該周波数全てに対応した振幅制限が可能になる。
【００２０】
また、本発明では、ＬＤにおけるクリッピング歪や低励起歪に影響する側の極性の振幅のみを制限するため、第１発明の効果に加え、さらに送信信号の品質劣化または情報欠如の防止が図れる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図１から図１８を用いて説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示したブロック図である。図１において、第１の実施形態のＳＣＭ光送信器は、ＦＤＭ信号入力端子１１と、増幅回路１２と、バイアス回路１３と、ＬＤ１４と、伝送路光ファイバ１５と、ＦＤＭ信号振幅検出回路１０１と、振幅制限回路１０２とを備えている。
【００５１】
ＦＤＭ信号入力端子１１には、マルチキャリアからなるＦＤＭ信号が入力され、そのまま増幅回路１２に入力される。増幅回路１２の出力は、２つに分岐し、一方はＦＤＭ信号振幅検出回路１０１に、他方は振幅制限回路１０２に入力される。ＦＤＭ信号振幅検出回路１０１の出力は、振幅制限回路１０２の制御端子に入力される。振幅制限回路１０２の出力は、バイアス回路１３に入力される。バイアス回路１３の出力は、ＬＤ１４に入力され、その光出力が伝送路光ファイバ１５に出力される。
【００５２】
以上のような構成の第１の実施形態の動作を以下に説明する。
ＦＤＭ信号入力端子１１を介し、増幅回路１２に入力されたＦＤＭ信号は、各キャリアが所要の光変調度を得るために必要な振幅に増幅される。増幅されたＦＤＭ信号は、ＦＤＭ信号振幅検出回路１０１と振幅制限回路１０２にそれぞれ入力される。ここで、ＦＤＭ信号振幅検出回路１０１は、入力されたＦＤＭ信号の振幅を検出する。そして、ＦＤＭ信号振幅検出回路１０１は、振幅検出した結果に応じて、振幅制限回路１０２に入力されるＦＤＭ信号の振幅を制御する信号を出力する。この制御は、振幅制限回路１０２からの出力信号の次段バイアス回路１３でバイアスを付与された後のＦＤＭ信号振幅が、ＬＤが発光しないすなわちクリッピング歪を生じさせる境界値より大きくなるようにする制御である。振幅制限回路１０２は、この制御信号に応じてＦＤＭ信号振幅を圧縮する。振幅制限回路１０２によって振幅のピーク値が圧縮されたＦＤＭ信号は、バイアス回路１３によって正のバイアス（ＬＤ１４の固有歪が小さく、しかも伝送に十分な平均光出力が得られる変調電流の順方向を正とした場合）を与えられる。そして、このバイアスを与えられたＦＤＭ信号によって、ＬＤ１４で直接輝度変調を行い、これにより得られた光出力が、伝送路光ファイバ１５に出力される。
【００５３】
なお、ＦＤＭ信号振幅検出回路１０１および振幅制限回路１０２で行われる振幅制限動作は、当該動作後のＦＤＭ信号が、ＬＤ１４の光出力が十分な光変調度を有し、なおかつ、ＬＤ１４の光出力波形歪が小さくなるような値になるように行われる。また、ＦＤＭ信号の振幅制限の時定数は、キャリアの最低周波数ｆｍｉｎ［Ｈｚ］の逆数１／ｆｍｉｎ［ｓｅｃ］およびＦＤＭ信号の最小キャリア周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］の逆数１／Δｆ［ｓｅｃ］より長くしておく。
【００５４】
上記のように、第１の実施形態では、振幅制限回路１０２によって入力のＦＤＭ信号の振幅のピーク値が圧縮される。この圧縮されたＦＤＭ信号の振幅値が、ＬＤ１４における境界値よりも大きくなるように、バイアス回路１３でＦＤＭ信号に与えるバイアスが調整されていれば、クリッピング歪や低励起歪を起こしにくくなる。また、第１の実施形態は、キャリア数やキャリアレベルが増減しても、再調整が不要なＳＣＭ光送信器となる。尚、第１の実施形態は、瞬間的な歪劣化もＢＥＲの劣化につながるディジタル変調搬送波信号をＳＣＭで伝送する場合に有効である。
【００５５】
なお、クリッピング歪や低励起歪は、ＬＤ１４で変調を行う信号振幅が境界値以下もしくは境界値近傍となった（ＬＤ１４における変調電流が境界の電流値以下もしくは境界の電流値近傍となった）場合に発生する。従って、入力の信号振幅は、クリッピング歪等を生じさせる側となる極性の振幅部分だけを制限すれば十分であり、反対側の極性の振幅まで制限する必要はない。このことから、振幅制限回路１０２では、送信信号の品質劣化また情報欠如を考慮すると、あえてＬＤ１４でクリッピング歪を生じさせる側となる極性の振幅部分だけを制限する方がよい。
【００５６】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示したブロック図である。図２において、第２の実施形態のＳＣＭ光受信器は、伝送路光ファイバ１５と、ＰＤ１６と、増幅回路１７と、パイロットキャリア検出回路１０３と、振幅復元回路１０４と、ＦＤＭ信号出力端子１８とを備えている。
【００５７】
本第２の実施形態は、第１の実施形態で示したＳＣＭ光送信器を使ったＳＣＭ伝送システムに使用され得るＳＣＭ光受信器である。なお、本第２の実施形態は、第１の実施形態のＳＣＭ光送信器において、ＦＤＭ信号が振幅制限の時定数の逆数の周波数より高い周波数のパイロットキャリアを含み、このパイロットキャリアを含んだＦＤＭ信号が上記振幅制限回路１０２に入力され、パイロットキャリアも同様の振幅制限を受けている光信号の場合に対応するものである。
【００５８】
伝送路光ファイバ１５に、上記パイロットキャリアを含んだＦＤＭ信号であって振幅制限された光信号が伝播される。この光信号は、ＰＤ１６に入力され、電気ＦＤＭ信号に変換される。ＰＤ１６からの電気ＦＤＭ信号は、増幅回路１７に入力される。増幅回路１７の出力は、２つに分岐し、一方はパイロットキャリア検出回路１０３に、他方は振幅復元回路１０４に入力される。パイロットキャリア検出回路１０３の出力は、振幅復元回路１０４の制御端子に入力される。振幅復元回路１０４の出力は、ＦＤＭ信号出力端子１８から出力される。
【００５９】
以上のような構成の第２の実施形態の動作を以下に説明する。
送信側において、元の無変調の状態から上記振幅制限回路１０２による振幅変動を受けているパイロットキャリアを含む光送信信号が、伝送路光ファイバ１５で伝送される。この送信信号は、ＰＤ１６で光信号から電気ＦＤＭ信号に変換される。この電気ＦＤＭ信号は、増幅回路１７で所要の値まで増幅された後、２つに分岐し、一方がパイロットキャリア検出回路１０３に入力され、他方が振幅復元回路１０４に入力される。パイロットキャリア検出回路１０３は、上記パイロットキャリアの振幅変動を検出し、検出した結果に基づいた制御信号を振幅復元回路１０４へ出力する。上記制御信号は、上記パイロットキャリアの振幅変動がなくなるように振幅復元回路１０４の利得を制御する。よって、振幅復元回路１０４の出力には、上記制御により上記振幅制限される前の元のＦＤＭ信号が復元され出力される。
【００６０】
上記のように、第２の実施形態では、送信側において無変調で振幅制限を受けたＦＤＭ信号にパイロットキャリアが含まれている場合、パイロットキャリアの振幅変動を検出しその結果に基づいて振幅復元することで容易に上記振幅制限前の元の信号振幅に戻すことができる。
【００６１】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示したブロック図である。図３において、第３の実施形態のＳＣＭ光送信器は、前述の第１の実施形態の構成（図１参照）に対し、ＦＤＭ信号振幅検出回路１０１および信号振幅制限回路１０２を、同期正弦波発振回路２０１および加算回路２０２に置き換えたものである。第３の実施形態のその他の構成は、図１に示す第１の実施形態と同様であり、相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【００６２】
本第３の実施形態のＳＣＭ光送信器は、周波数軸上に等間隔の状態を含めたｎ・Δｆ＋ａ［Ｈｚ］（Δｆ：正数、ｎ：整数、ａ：任意の数、以下同一の式において同一の条件である）と表される周波数に配置されているいくつかのキャリアを含むＦＤＭ信号が入力される場合に対応するものである。
【００６３】
増幅回路１２からのＦＤＭ信号出力は、２つに分岐し、一方は同期正弦波発振回路２０１に、他方は加算回路２０２の２つある入力端の内の一方に入力される。同期正弦波発振回路２０１は、入力された周期的に振幅変化する電気信号と同一周期でかつ位相同期した正弦波信号を出力する。その正弦波信号を加算回路２０２の２つある入力端の内の他方に入力し、上記ＦＤＭ信号と当該正弦波信号を加算する。そして、当該正弦波信号と上記ＦＤＭ信号との加算信号は、バイアス回路１３によって正のバイアスを与えられる。このバイアスを与えられた加算信号によって、ＬＤ１４で直接輝度変調を行い、これにより得られた光出力が伝送路光ファイバ１５に出力される。
【００６４】
ここで、ＦＤＭ信号を構成しているいくつかのキャリアが「周波数軸上に等間隔の状態を含めたｎ・Δｆ＋ａ［Ｈｚ］と表される周波数に配置されている」という条件を有している場合、従来の課題で前述したようにＦＤＭ信号の振幅は、キャリアの最小周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］の逆数の周期１／Δｆ［ｓｅｃ］で増減する傾向がある（図２１参照）。そして、ＦＤＭ信号振幅の最大値（ピーク値）は、各キャリアの位相関係によって変化するが、位相同期しているキャリア数が多いほど振幅の最大値は図２１に示すように周期１／Δｆ［ｓｅｃ］に急峻で大きなピークが生じる。これに対し、ピーク前後以外の時間では、ＦＤＭの振幅は割合小さい値となる。
【００６５】
図４は、図３中の各点Ａ、Ｂ、Ｃにおける電気波形（ａ）、（ｂ）、（ｃ）をそれぞれ示したものである。以下、図４を参照して、第３の実施形態の動作を説明する。前述の条件でＦＤＭ信号のキャリアが配置されている場合、多数のキャリアが振幅加算されるため、ＦＤＭ信号の振幅は１／Δｆ［ｓｅｃ］周期で大きくなる（図４（ａ））。同期正弦波発振回路２０１は、１／Δｆ［ｓｅｃ］周期で振幅変化をするＦＤＭ信号と位相同期する周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号を出力する（図４（ｂ））。この場合、この正弦波信号とＦＤＭ信号は、図４（ａ）および（ｂ）に示すような位相同期関係となる。また、正弦波信号とＦＤＭ信号の振幅を、ＦＤＭ信号振幅の大きいときには正の方向に振幅が大きくなるように調整しておく。加算回路２０２は、同期正弦波発振回路２０１からの上記正弦波信号と上記ＦＤＭ信号とをひとつに加算する。バイアス回路１３は、（ＬＤ１４の変調電流の順方向を正としたとき、ＬＤ１４の固有歪が小さくしかも伝送に十分な平均光出力が得られるように調整された）正のバイアスを上記加算信号に与える（図４（ｃ））。このとき、同期正弦波発振回路２０１からの正弦波信号の振幅レベルは、図４（ｃ）に示すようにバイアスを与えられた後の上記加算信号の最小値が、ＬＤ１４における境界値を下回ることがないように十分大きく、なおかつ、ＬＤ１４からの光出力波形歪が十分小さくなるように設定されている。このバイアスを与えられた正弦波信号とＦＤＭ信号との加算信号によって、ＬＤ１４で直接輝度変調を行う。
【００６６】
上記のように、第３の実施形態では、従来ではＬＤ１４でクリッピング歪を生じさせるような信号振幅の大きい時間において、加算する正弦波信号の振幅レベルを正の方向に大きくしているので、ＬＤ１４において変調される加算信号の波形は、図４（ｃ）に示すようになる。従って、第３の実施形態は、振幅レベルが小さくなり過ぎたり、ＬＤ１４における境界値を下回ることがなくなり、ＬＤ１４からの光出力波形にクリッピング歪や低励起歪が生じない。
【００６７】
（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。第４の実施形態は、第３の実施形態で示したＳＣＭ光送信器を使ったＳＣＭ伝送システムに使用され得るＳＣＭ光受信器である。図５において、第４の実施形態のＳＣＭ光受信器は、伝送路光ファイバ１５と、ＰＤ１６と、増幅回路１７と、信号抽出回路２０３と、移相回路２０４と、振幅調整回路２０５と、減算回路２０６と、ＦＤＭ信号出力端子１８とを備えている。
【００６８】
伝送路光ファイバ１５によって、周波数Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号とＦＤＭ信号の加算信号の光信号が伝播される。この光信号は、ＰＤ１６に入力され、光信号から電気信号に変換される。ＰＤ１６からの電気信号出力は、２つに分岐し、一方は増幅回路１７に、他方は信号抽出回路２０３に入力される。信号抽出回路２０３の出力は、移相回路２０４に入力される。移相回路２０４の出力は、振幅調整回路２０５に入力される。この振幅調整回路２０５と増幅回路１７の出力は、減算回路２０６の２つの入力のそれぞれに入力される。この減算回路２０６の出力は、ＦＤＭ信号出力端子１８から出力される。
【００６９】
以上のような構成の第４の実施形態の動作を以下に説明する。
ＰＤ１６によって光電変換された周波数Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号とＦＤＭ信号との加算信号（図４（ｃ）参照）は、一方が信号抽出回路２０３に入力され、もう一方が増幅回路１７に入力される。信号抽出回路２０３は、当該加算信号から周波数Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号のみを抽出し、抽出正弦波信号として出力する。移相回路２０４および振幅調整回路２０５は、上記抽出正弦波信号の位相および振幅を調整する。この調整は、減算回路２０６の入力において、上記抽出正弦波信号の位相および振幅が、増幅回路１７の出力の上記加算信号の中の正弦波信号の位相および振幅と同じになるように行われる。そして、減算回路２０６で、移相回路２０４および振幅調整回路２０５によって同位相および同振幅となった抽出正弦波信号（図４（ｂ）参照）と上記加算信号中の正弦波信号を減算することで上記加算信号からＦＤＭ信号（図４（ａ）参照）のみを分離し出力する。
【００７０】
上記のように、第４の実施形態では、正弦波信号がＨＰＦ等のフィルタでは簡単に上記加算信号から分離することができない周波数（周波数Δｆ［Ｈｚ］がＦＤＭ信号を構成するキャリアの最低周波数より大きいか、または、最低周波数より小さいが僅差である等）の場合でも、上記加算信号から上記正弦波信号を分離し、元のＦＤＭ信号を得ることができる。これは、ＦＤＭ信号と多重されている信号が単純な一つの正弦波信号であるので、上述のような簡単な回路構成でＦＤＭ信号のみを分離し出力することが可能となる。
なお、本実施形態では、減算回路を使用したが、上記加算信号に対する上記正弦波信号の位相を上述とは逆の位相にすることで、代わりに加算回路を使用することも可能である。
【００７１】
（第５の実施形態）
図６は、本発明の第５の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。第５の実施形態は、第３の実施形態で示したＳＣＭ光送信器を使ったＳＣＭ伝送システムに使用され得るＳＣＭ光受信器である。図６において、第５の実施形態のＳＣＭ光受信器は、伝送路光ファイバ１５と、ＰＤ１６と、増幅回路１７および２１２と、フィルタ回路２１１とを備えている。
【００７２】
伝送路光ファイバ１５によって、周波数Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号とＦＤＭ信号の加算信号の光信号が伝播される。この光信号は、ＰＤ１６に入力され、光信号から電気信号に変換される。ＰＤ１６からの電気信号出力は、増幅回路１７に入力される。増幅回路１７の出力は、フィルタ回路２１１に入力される。このフィルタ回路２１１の出力は、更に増幅回路２１２に入力される。そして、増幅回路２１２において所要の振幅に増幅されたＦＤＭ信号は、ＦＤＭ信号出力端子１８から出力される。ここで、フィルタ回路２１１は、ＦＤＭ信号を構成するキャリア信号成分は通過させるが周波数Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号成分は遮断するフィルタ回路である。
【００７３】
上記のように、第５の実施形態では、正弦波信号とＦＤＭ信号との加算信号をフィルタ回路２１１に入力することで、伝送情報に必要のない正弦波信号成分の出力は遮断され、伝送すべき情報の載ったＦＤＭ信号成分のみを簡単に通過分離し、取り出すことができる。なお、第５の実施形態は、ＦＤＭ信号に１／Δｆ［ｓｅｃ］周期の正弦波信号が加算されているだけで、しかも、正弦波信号の周波数であるキャリア周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］がＦＤＭ信号を構成するキャリアの最低周波数より十分小さい場合に有効である。
【００７４】
（第６の実施形態）
図７は、本発明の第６の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示したブロック図である。図７において、第６の実施形態のＳＣＭ光送信器は、前述の第３の実施形態の構成（図３参照）に対し、加算回路２０２を振幅変調を行う振幅変調回路３０１に置き換えたものである。第６の実施形態のその他の構成は、図３に示す第３の実施形態と同様であり、相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。また、入力されるＦＤＭ信号も第３の実施形態と同様に、周波数軸上に等間隔Δｆ［Ｈｚ］もしくはｎ・Δｆ＋ａ［Ｈｚ］と表される周波数に配置されている幾つかのキャリアを含むＦＤＭ信号である。
【００７５】
図８は、図７中の各点Ａ、Ｂ、Ｃにおける電気波形（ａ）、（ｂ）、（ｃ）をそれぞれ示したものである。以下、図８を参照して、第６の実施形態の動作を説明する。第３の実施形態で前述したように、ＦＤＭ信号のキャリアが配置されている場合、多数のキャリアが振幅加算されるため、ＦＤＭ信号の振幅は１／Δｆ［ｓｅｃ］周期で大きくなる（図８（ａ））。同期正弦波発振回路２０１は、１／Δｆ［ｓｅｃ］周期で振幅変化をするＦＤＭ信号と位相同期する周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号を出力する（図８（ｂ））。この場合、この正弦波信号とＦＤＭ信号は、図８（ａ）および（ｂ）に示すような位相同期関係となる。また、正弦波信号とＦＤＭ信号の振幅を、ＦＤＭ信号振幅の大きいときには負の方向に振幅が大きくなるように調整しておく。振幅変調回路３０１は、ＦＤＭ信号を当該正弦波信号によって１００％以下の変調度で振幅変調する。これにより、振幅ピークの小さくなった振幅変調ＦＤＭ信号が得られる（図８（ｃ））。バイアス回路１３は、（ＬＤ１４の変調電流の順方向を正としたとき、ＬＤ１４の固有歪が小さくしかも伝送に十分な平均光出力が得られるように調整された）正のバイアスをこの振幅変調ＦＤＭ信号に与える。このとき、振幅変調ＦＤＭ信号の振幅変調度は、バイアスを与えられた後の上記振幅変調ＦＤＭ信号の振幅の最小値が、ＬＤ１４における境界値を下回ることがないように十分に大きく、なおかつ、ＬＤ１４からの光出力波形歪が十分小さくなるように調整されている。このバイアスされた振幅変調ＦＤＭ信号によって、ＬＤ１４で直接輝度変調を行う。
【００７６】
上記のように、第６の実施形態では、ＬＤ１４における境界値を下回り、クリッピング歪もしくは低励起歪を生じさせる原因となるＦＤＭ信号の振幅が大きい時間に、同期正弦波発振回路２０１からの正弦波信号の振幅の負のピークを同期させる。振幅変調回路３０１は、当該正弦波信号の振幅レベルに応じた変調をするため、振幅変調ＦＤＭ信号の振幅ピークが図８（ｃ）のようには小さくなる。従って、バイアス付与後の振幅変調ＦＤＭ信号の振幅の最小値は、ＬＤ１４における境界値を下回らない値となり、ＬＤ１４からの光出力波形にはクリッピング歪や低励起歪を生じない。
なお、上記ＦＤＭ信号の振幅が大きい時間に同期させる同期正弦波発振回路２０１からの正弦波信号は、本実施形態とは逆に正弦波信号の振幅の正のピークを同期させてもよい。
【００７７】
（第７の実施形態）
図９は、本発明の第７の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示したブロック図である。図９において、第７の実施形態のＳＣＭ光送信器は、前述の第６の実施形態の構成（図７参照）に対し、加算回路２０２を加えたものである。第７の実施形態のその他の構成は、図７に示す第６の実施形態と同様であり、相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【００７８】
本実施形態では、加算回路２０２の２つの入力には、同期正弦波発振回路２０１からの正弦波信号と振幅変調回路３０１で振幅変調された振幅変調ＦＤＭ信号が入力される。加算回路２０２は、当該正弦波信号と当該振幅変調ＦＤＭ信号を加算し出力する。
【００７９】
上記のように、第７の実施形態では、振幅変調ＦＤＭ信号に振幅変調の基準となる上記正弦波信号を加算し、一つの信号として出力する。これにより、上記加算した信号を光送信した後に、光受信器で受信する場合、第７の実施形態で、この送信側で加算された正弦波信号を利用して振幅変調ＦＤＭ信号を簡単に復調し、元のＦＤＭ信号を得ることが可能になる。
【００８０】
なお、第６および第７の実施形態では、図８（ｃ）に示すような振幅変調ＦＤＭ信号による変調電流を得るために振幅変調回路３０１を使用したが、振幅変調回路３０１の代わりに２つの異なる入力電気信号の乗算を出力する乗算回路を用いても同様に上記変調電流を得ることができる。具体的には、同期正弦波発振回路２０１からの正弦波信号がＡ・ｓｉｎ（２π・Δｆ・ｔ＋φ）（Ａ：正数、ｔ：時間、φ：任意、以下同一の式において同一の条件である）と表される場合に、同期正弦波発振回路２０１からの正弦波信号に基づいてＣ・｛１＋Ｂ・ｓｉｎ（２π・Δｆ・ｔ＋φ）｝（Ｃ：正数、Ｂ＜１、以下同一の式において同一の条件である）と表される信号を作成する。このＣ・｛１＋Ｂ・ｓｉｎ（２π・Δｆ・ｔ＋φ）｝信号と上記入力ＦＤＭ信号を上記乗算回路に入力し乗算させる。そうすれば、振幅変調回路３０１を使用した場合と同様となる。
【００８１】
（第８の実施形態）
図１０は、本発明の第８の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。第８の実施形態は、第７の実施形態で示したＳＣＭ光送信器を使ったＳＣＭ伝送システムに使用され得るＳＣＭ光受信器である。図１０において、第８の実施形態のＳＣＭ光受信器は、前述の第４の実施形態の構成（図５参照）に対し、第２の移相回路３０４と第２の振幅調整回路３０５とをそれぞれ一ずつ増やし、新たにバイアス調整回路３０６と除算回路３０７とを設けたものである。第８の実施形態のその他の構成は、図５に示す第４の実施形態と同様であり、相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【００８２】
以上のような構成の第８の実施形態の動作を以下に示す。
送信器から送られてくる信号は、振幅変調ＦＤＭ信号とその変調の基準となった周波数Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号が加算された信号である。信号抽出回路２０３は、上記加算信号の一部から周波数Δｆ［Ｈｚ］の正弦波信号（なお、Ａ・ｓｉｎ（２π・Δｆ・ｔ＋φ）と表せるものとする）を抽出する。ここで、まず第８の実施形態は、第４の実施形態において前述したように、第１の移相回路２０４および第１の振幅調整回路２０５および減算回路２０６にて、上記加算信号から図８（ｃ）に示すような振幅変調ＦＤＭ信号のみを取り出す。一方、新たに設けた構成側において、第２の移相回路３０４は、信号抽出回路２０３によって抽出された正弦波信号の位相を加算信号の位相と同期させる。第２の振幅調整回路３０５およびバイアス調整回路３０６は、上記加算信号と同期された抽出正弦波をＣ・｛１＋Ｂ・ｓｉｎ（２π・Δｆ・ｔ＋φ）｝で表される除算信号に変換し出力する。そして、除算回路３０７にて、上記除算信号と減算回路２０６の出力の振幅変調ＦＤＭ信号を除算処理する。この除算処理により、振幅変調ＦＤＭ信号を復調したのと同様の効果を得ることができ、すなわち、簡単にＳＣＭ光送信器に入力された元のＦＤＭ信号を得ることが可能である。
【００８３】
上記のように、第８の実施形態では、振幅変調ＦＤＭ信号に合成されて伝送された正弦波信号を利用する。これにより、第８の実施形態は、受信側では振幅変調信号である正弦波信号が抽出されにくい波形の振幅変調ＦＤＭ信号から、ＦＤＭ信号を簡単に復調することができる。また、ＦＤＭ信号を変調しているのが単純なひとつの正弦波信号であるので、上述のような回路構成でＦＤＭ信号のみを分離、復調、出力することが可能となる。
【００８４】
なお、振幅変調ＦＤＭ信号と正弦波信号の分離には、正弦波信号の周波数Δｆ［Ｈｚ］がＦＤＭ信号を構成するキャリアから十分離れていれば、フィルタ回路を使用することも可能である。
また、第６および第７の実施形態に示したＳＣＭ光送信器に、同期正弦波発振回路２０１からの正弦波信号周波数より高い周波数のパイロットキャリアを発生するパイロットキャリア発生回路を新たに設けることで、より簡単に振幅変調ＦＤＭ信号の変調信号である前記正弦波に同期させることができる。すなわち、加算回路にてパイロットキャリア発生回路からのパイロットキャリアとＦＤＭ信号とを加算する。この加算信号を振幅変調回路または乗算回路に入力し、パイロットキャリアにＦＤＭ信号と同様の振幅変調がなされる構成とする。これにより、振幅変調ＦＤＭ信号が、振幅変調の基準である正弦波信号が抽出されにくい波形であっても、パイロットキャリアの振幅の変動から当該正弦波信号の位相を検出できる。そして、この検出結果から簡単に上記信号抽出回路２０３での抽出正弦波を振幅変調ＦＤＭ信号の振幅変調の基準である正弦波信号に同期させることができる。
【００８５】
（第９の実施形態）
図１１は、本発明の第９の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。図１１において、第９の実施形態のＳＣＭ光送信器は、複数のキャリア入力端子４０１〜４０Ｎと、複数の同期信号電気クリップ回路４１１〜４１Ｎと、加算回路４２１と、増幅回路１２と、バイアス回路１３と、ＬＤ１４と、伝送路光ファイバ１５とを備えている。
【００８６】
第９の実施形態は、入力信号がそれぞれのキャリアの周波数が互いに異なり、水平・垂直同期信号を有する映像信号によって振幅負変調されている振幅負変調キャリアである場合（図１２（ａ）参照）に対応するＳＣＭ光送信器である。また、本第９の実施形態は、これまでの実施形態と異なり、ＦＤＭ信号としてではなく、キャリアが別々に入力され内部で多重された後、光信号に変換し伝送路光ファイバ１５に出力する構成のＳＣＭ光送信器である。
【００８７】
複数のキャリア入力端子４０１〜４０Ｎには、それぞれ異なる周波数のキャリアが一つずつ入力される。複数のキャリア入力端子４０１〜４０Ｎは、それぞれ一対一に対応した複数の同期信号電気クリップ回路４１１〜４１Ｎの入力端子に接続されている。複数の同期信号電気クリップ回路４１１〜４１Ｎのそれぞれの出力は、全て加算回路４２１に入力される。加算回路４２１の出力以降は、従来回路と同様の構成であり、相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【００８８】
以上のような構成の第９の実施形態の動作を以下に示す。
複数のキャリア入力端子４０１〜４０Ｎには、図１２（ａ）に示すような水平・垂直同期信号を有する映像信号によって振幅負変調された振幅負変調キャリアの波形が、異なるキャリア周波数ごとにそれぞれ一つずつ入力される。入力された上記それぞれのキャリア周波数は、複数の同期信号電気クリップ回路４１１〜４１Ｎにそれぞれ入力される。この複数の同期信号電気クリップ回路４１１〜４１Ｎは、入力された振幅負変調キャリア信号のレベルの小さい側の水平・垂直同期信号に相当する部分を電気クリップしてなくすものである（図１２（ｂ）参照）。そして、この電気クリップ処理されたそれぞれのキャリア信号は、加算回路４２１においてＤＣレベルも含め加算され、ひとつのＦＤＭ信号となる。以後ＦＤＭ信号を伝送するまでは従来のＳＣＭ光送信器と同様である。
【００８９】
上記のように、第９の実施形態では、複数の同期信号電気クリップ回路４１１〜４１Ｎにおいて、振幅負変調キャリアの水平・垂直同期信号がバイアス回路１３でバイアスを与えられたとき、ＬＤ１４におけるクリッピング歪を生じる境界値側の極性となる部分を電気的にクリップしてなくしてしまう。すなわちレベルの小さい側の極性となる上記同期信号に相当する部分である（図１２（ｂ）参照）。この動作は、加算回路４２１で加算されるＦＤＭ信号の最小値を大きくする（言い換えるとＦＤＭ信号の振幅値を小さくする）ことになる。従って、第９の実施形態は、従来に対し、入力信号の振幅がＬＤ１４における境界値を下回ることによってクリッピングを起こす可能性が減少し、光出力波形の歪劣化を低減することができる。なお、具体的には、第９の実施形態によって、振幅変調キャリアの振幅のピークトウピーク値（信号振幅の最大値から最小値までの値幅）は、１２．５％（＝２５／２）減少させることができる。
【００９０】
なお、水平・垂直同期信号は、図１２（ｂ）に示すように、ＬＤ１４における境界値に遠い側のレベル（反対側の極性）は残っているので、受信および復調後のベースバンド映像信号には、多少損なわれはすれども、同期信号が無くて映像の同期がとれない等の弊害は生じない。
【００９１】
（第１０の実施形態）
図１３は、本発明の第１０の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示したブロック図である。図１３において、第１０の実施形態のＳＣＭ光送信器は、図１９の従来回路の増幅回路１２とバイアス回路１３との間に電気クリップ回路５００を挿入したものである。第１０の実施形態のその他の構成は、図１９に示す従来回路と同様の構成であり、相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【００９２】
以上のような構成の第１０の実施形態の動作を以下に説明する。
増幅回路１２で所要の値に増幅されたＦＤＭ信号は、電気クリップ回路５００に入力される。電気クリップ回路５００は、上記ＦＤＭ信号を所要のクリップレベルで電気クリップする。その後、電気クリップ処理されたＦＤＭ信号は、バイアス回路１３によってバイアスを与えられる。このバイアスを与えられたＦＤＭ信号によって、ＬＤ１４で直接輝度変調を行う。この光出力は、伝送路光ファイバ１５に出力される。このとき、電気クリップ回路５００によってＦＤＭ信号の最小レベルＦＤＭｍｉｎより大きい負のクリップレベルで電気クリップした後、ＦＤＭ信号にバイアス回路１３によって正のバイアス（ＬＤ１４の変調電流の順方向を正としたとき）を与える。ここで、当該バイアスレベルは、ＬＤ１４の固有歪が小さくかつ伝送に十分な平均光出力が得られるレベルに調整する。また、上記クリップレベルは、当該クリップ処理後にバイアスを与えた信号振幅の最小値が、ＬＤ１４における境界値より十分高く、かつＬＤ１４の光出力の波形歪が十分小さくなるレベルになるよう調整する。図１４に、正弦波信号が入力された場合における、電気クリップ処理を行いオフセットレベルのバイアスを与えた後のＦＤＭ信号波形の一例を示す（図中破線は、電気クリップをしない場合の波形を示している）。
【００９３】
上記のように、第１０の実施形態では、ＦＤＭ信号によってＬＤ１４で直接輝度変調を行う前段において、ＦＤＭ信号振幅の最小値が、ＬＤ１４における境界値を下回ることがないレベルで、所要の電気クリップを行う。従って、入力のＦＤＭ信号によってクリッピング歪は当然生じない。また、電気クリップ処理による歪が新たに生じるものの、ＬＤ１４の励起率が大きく低下しないので、図２２に示したような低励起歪は生じない。よって、第１０の実施形態は、上記クリップレベルの設定を最適化することで、結果、光出力の総歪量を小さくすることが可能となる。但し、上記クリップレベルはそれぞれのキャリア周波数、キャリア数、キャリア振幅およびＬＤの緩和振動周波数のバイアス依存性等の諸特性を考慮して、任意に調整する必要がある。
【００９４】
また、本第１０の実施形態では、多数キャリア数のＦＤＭ信号の場合は、図２１に示すように、振幅が大きくピークを示すのは一瞬で、その瞬間のみ信号を電気クリップさせるので画質・ＢＥＲなどに与える影響は小さい。また第１０の実施形態は、低励起歪低減の効果ばかりでなく、ＬＤ１４の励起率の低下に伴う光出力の線幅、波長チャープ量の増大および相対強度雑音（ＲＩＮ）の劣化も防ぎ、伝送特性への悪影響を回避することができる。
【００９５】
なお、第１０の実施形態での増幅回路１２とバイアス回路１３との間に挿入した電気クリップ回路５００を、バイアス回路１３とＬＤ１４の間の位置に挿入して構成した場合でも、上述と同様の効果を得ることができる。
【００９６】
（第１１の実施形態）
図１５は、本発明の第１１の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示したブロック図である。図１５において、第１１の実施形態のＳＣＭ光送信器は、ＦＤＭ信号入力端子１１と、分波回路４３１と、複数の電気クリップ回路４４１〜４４Ｎと、加算回路４２１と、増幅回路１２と、バイアス回路１３と、ＬＤ１４と、伝送路光ファイバ１５とを備えている。
【００９７】
第１１の実施形態のＳＣＭ光送信器の構成が従来の実施形態のＳＣＭ光送信器の構成と異なる点は、入力されたＦＤＭ信号を一旦、分波回路４３１によって各キャリアの周波数の順に複数のＦＤＭ信号に分割する（以下、分割ＦＤＭ信号と略す）ことである。そして、当該それぞれの分割ＦＤＭ信号に一対一に対応する複数の電気クリップ回路４４１〜４４Ｎを設けている。ここで、ＬＤ１４の変調電流の順方向を正とした場合、当該複数の電気クリップ回路４４１〜４４Ｎにおける各々のクリップレベルは、より高周波数の分割ＦＤＭ信号ほど大きくし、低周波数の分割ＦＤＭ信号は小さくし、出力光波形の歪が最小になるように調整する。この周波数とクリップレベルの関係を模式的に示したものを図１６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す。この各電気クリップ処理の後、ＦＤＭ信号は、再び加算回路４２１で加算され、増幅、バイアス付与、ＬＤ変調を経て伝送路光ファイバ１５から出力される。
【００９８】
従来の課題で前述したように、同じ振幅の信号でＬＤ１４において直接輝度変調したときでも、高周波数のキャリアの場合ほど励起率の低下による光出力波形の歪が大きい。そこで、上記のように、第１１の実施形態では、ＦＤＭ信号を周波数ごとの複数のＦＤＭ信号に分けることによって各信号群におけるすなわち各周波数帯における最適なクリップレベルで電気クリップすることが可能になる。その結果、第１１の実施形態では、電気クリップによって生じる波形歪の総量を小さくすることができる。
【００９９】
なお、第１１の実施形態では、ＦＤＭ信号としてＳＣＭ光送信器に入力される場合について述べたが、一つのＦＤＭ信号として入力されるのではなく、周波数帯別のＦＤＭ信号群として、あるいは、キャリアとして別々に入力されれば、分波回路４３１が不要となって構成も簡単となる。
【０１００】
（第１２の実施形態）
図１７は、本発明の第１２の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示したブロック図である。図１７において、第１２の実施形態に係るＳＣＭ光送信器は、複数のディジタルデータ源５０１〜５０Ｎと、複数のダミーデータ挿入回路５１１〜５１Ｎと、複数のディジタル搬送波変調回路５２１〜５２Ｎと、加算回路４２１と、増幅回路１２と、バイアス回路１３と、ＬＤ１４と、伝送路光ファイバ１５とを備えている。
【０１０１】
第１２の実施形態に係るＳＣＭ光送信器は、特にディジタル信号で変調されたディジタル搬送波からなるＦＤＭ信号を伝送する際に使用するＳＣＭ光送信器である。第１２の実施形態では、前述までの実施形態と異なり、ＦＤＭ信号が入力されるのでなく、複数のディジタルデータ源５０１〜５０Ｎからのディジタル信号で、互いに周波数の異なるキャリアをディジタル変調し、そのディジタル搬送波をＦＤＭした後、光信号に変換し伝送路光ファイバ１５に出力する。
【０１０２】
複数のディジタルデータ源５０１〜５０Ｎは、それぞれ一対一に対応した複数のダミーデータ挿入回路５１１〜５１Ｎに入力される。次に、複数のダミーデータ挿入回路５１１〜５１Ｎそれぞれの出力は、それぞれ一対一に対応した複数のディジタル搬送波変調回路５２１〜５２Ｎにそれぞれ入力される。そして、複数のディジタル搬送波変調回路５２１〜５２Ｎの出力は、全て加算回路４２１に入力され加算される。加算回路４２１の出力以降は、第９の実施形態と同様の構成であり、相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【０１０３】
ここで、複数のディジタルデータ源５０１〜５０Ｎは、それぞれのベースバンドのディジタル・ビット列を発生するものである。また、複数のダミーデータ挿入回路５１１〜５１Ｎは、それぞれ入力されたディジタル・ビット列を時間軸圧縮し、一定周期毎に決められたビット数だけビットエラーを起こしても問題のないダミーディジタルデータを挿入するものである。そして、複数のディジタル搬送波変調回路５２１〜５２Ｎは、それぞれ入力したディジタル・ビット列による互いに周波数の異なるキャリアをディジタル変調するものである。なお、複数のディジタル搬送波変調回路５２１〜５２Ｎの発するそれぞれのディジタル搬送波のキャリアの内、いくつかが周波数軸上に等間隔の状態を含めたｎ・Δｆ＋ａ［Ｈｚ］と表される周波数に配置されているものとする。
【０１０４】
図１８は、ＦＤＭ信号とディジタル搬送波を変調するディジタル・ビット列の関係を示した図である。以上のような構成の第１２の実施形態の動作を、図１８を参照して以下に説明する。
第１のディジタルデータの経路で説明する。第１のディジタルデータ源５０１で発生した第１のディジタル・ビット列は、第１のダミーデータ挿入回路５１１に入力される。ここで、前述のように複数キャリアの加算後のＦＤＭ信号振幅は、キャリアの最小周波数間隔の逆数１／Δｆ［ｓｅｃ］と等しい周期で大きくなり（図１８（ａ）参照）、クリッピング歪や低励起歪が生じ得る。これに対応するため、第１のダミーデータ挿入回路５１１は、上記ＦＤＭ信号振幅が大きくなる期間に対応するビット数だけダミーディジタルデータを挿入する（図１８（ｂ１）参照）。その後、ダミーディジタルデータを挿入された第１のディジタルビット列は、ディジタル搬送波変調回路５２１に入力され、キャリアをディジタル変調する。なお、他のディジタルデータの経路においても上記と同様の操作を行い、図１８（ｂ２）および（ｂｎ）のようなディジタル・ビット列を得る。このディジタル・ビット列により、それぞれディジタル搬送波変調回路において、互いに周波数の異なるキャリアをディジタル変調する。
【０１０５】
上記のように、第１２の実施形態では、１／Δｆ［ｓｅｃ］の周期で生じるＦＤＭ信号の振幅が大きくなる時間に有用な情報を載せていないので、その時間におけるＦＤＭ信号振幅の値が、ＬＤにおける境界値に近付いたり下回ったりしてクリッピング歪や低励起歪が発生しても、伝送すべき情報には何ら影響がない。
【０１０６】
なお、第１２の実施形態は、全てのキャリアがディジタル信号で変調されていればよく、伝送速度の異なるディジタル・ビット列をＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＶＳＢ等の異なる変調方式でディジタル搬送波変調しても上記の効果には変わりはない。また、伝送するＦＤＭ信号を構成するキャリアの位相を互いに同期させる、または、キャリア周波数をｎ・Δｆ＋ａ［Ｈｚ］に配置すれば、そのキャリアの数が多いほど図２１に示したＦＤＭ信号の周波数Δｆ［Ｈｚ］での振幅のピークはより急峻に、かつ、より大きくなるが、その時間は短くまたそれ以外の時間では振幅が小さくなる。このためＦＤＭ信号が、上記「キャリアの位相を互いに同期させる」および「キャリア周波数をｎ・Δｆ＋ａ［Ｈｚ］に配置する」という条件のうちのどちらかもしくは両方を満たした場合に、第１２の実施形態の効果は高まる。さらにキャリア数を増して多重度を上げることができる等有利となる。
【０１０７】
また、第１２の実施形態では、入力部は、複数のディジタルデータ源５０１〜５０Ｎとしているが、単なるディジタルデータ入力端子であっても外部からディジタル・ビット列が入力されれば、上記第１２の実施形態の効果に何ら変わりはない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図４】図３に示したＳＣＭ光送信器の各点における電気信号波形を示す図である。
【図５】本発明の第４の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第５の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第６の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図８】図７に示したＳＣＭ光送信器の各点における電気信号波形を示す図である。
【図９】本発明の第７の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第８の実施形態に係るＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第９の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第９の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成における場合の、電気クリップ前後の映像信号波形を示す図である。
【図１３】本発明の第１０の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第１０の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成における場合の、電気クリップとバイアス後の電気信号波形の一例を示す図である。
【図１５】本発明の第１１の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第１１の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成における場合の、それぞれの周波数帯別分割ＦＤＭ信号の電気クリップとバイアス後の電気信号波形を示す図である。
【図１７】本発明の第１２の実施形態に係るＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の第１２の実施形態に係るＳＣＭ光送信器のＦＤＭ信号とディジタル搬送波を変調するディジタル・ビット列の関係を示す図である。
【図１９】従来のＳＣＭ光送信器の構成を示すブロック図である。
【図２０】従来のＳＣＭ光受信器の構成を示すブロック図である。
【図２１】ＨＲＣのように各キャリアの位相同期がとられているＦＤＭ信号の波形を示す図である。
【図２２】従来のＳＣＭ光送信器に、大振幅の高周波電気信号が入力されたときの光出力波形の実測値を示す図である。
【符号の説明】
１１…ＦＤＭ信号入力端子
１２、１７、２１２…増幅回路
１３…バイアス回路
１４…半導体レーザ素子（ＬＤ）
１５…伝送路光ファイバ
１６…フォトダイオード（ＰＤ）
１８…ＦＤＭ信号出力端子
１０１…ＦＤＭ信号振幅検出回路
１０２…振幅制限回路
１０３…パイロットキャリア検出回路
１０４…振幅復元回路
２０１…同期正弦波発振回路
２０２、４２１…加算回路
２０３…信号抽出回路
２０４、３０４…移相回路
２０５、３０５…振幅調整回路
２０６…減算回路
２１１…フィルタ回路
３０１…振幅変調回路
３０６…バイアス調整回路
３０７…除算回路
４０１、４０２、４０Ｎ…キャリア入力端子
４１１、４１２、４１Ｎ…同期信号電気クリップ回路
４３１…分波回路
４４１、４４２、４４Ｎ、５００…電気クリップ回路
５０１、５０２、５０Ｎ…ディジタルデータ源
５１１、５１２、５１Ｎ…ダミーデータ挿入回路
５２１、５２２、５２Ｎ…ディジタル搬送波変調回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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