(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナで受信した同一周波数で複数の受信信号を入力する受信手段と、
所定周波数間隔の複数のローカル信号を生成するローカル信号生成手段と、
各ローカル信号を用いて前記各受信信号を異なる帯域の複数のＩＦ信号に周波数変換する手段であって、各帯域が同一周波数成分を持つことなく、かつ、前記各ＩＦ信号の中心周波数の間隔が前記ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔の整数倍に従うように周波数変換する変換手段と、
前記変換手段からの前記複数のＩＦ信号を合成するＩＦ合成手段と、
当該合成ＩＦ信号に基づいてＩＦ周波数の前記ＯＦＤＭ信号に対し一括的に所定の処理を行う一括処理手段と
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記一括処理手段は、
前記合成ＩＦ信号を直交復調する復調手段と、
当該復調出力のガード・インターバルを除く有効シンボル期間を抽出し、前記受信アンテナの数と前記ＯＦＤＭ信号のキャリア数に従い高速フーリエ変換して周波数軸データを得るＦＦＴ手段と、
前記周波数軸データのシンボル間の差分を計算して得た前記ＯＦＤＭ信号の差動復調後のキャリアデータを選択または合成して出力する選択合成出力手段と
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記復調手段は、
前記合成ＩＦ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記デジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るデジタル直交復調手段とを備え、さらに、
前記ローカル信号生成手段は、
前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力から生成したクロック信号を基準信号として入力して、各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生成するＰＬＬ手段と、
前記ＯＦＤＭ信号の周波数および前記ＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単一周波数信号を前記ＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信号と乗算することで、前記所定周波数間隔とされた前記複数のローカル信号を生成する信号生成手段とを備える
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。
【請求項４】
請求項３において、
前記デジタル直交復調手段は、前記デジタル信号を位相が９０°異なる２つのキャリア信号を用いて復調して前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得ることを特徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。
【請求項５】
請求項３において、
前記デジタル直交復調手段は、所定パターンを所定周期で繰り返す第１のパターン・データと、前記所定パータンと同一パターンを前記所定周期と同一周期で所定タイミング遅れて繰り返す第２のパターン・データとをキャリアデータとして用いて前記デジタル信号を復調して、前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得ることを特徴とするＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置に関し、特に、ＯＦＤＭ方式デジタルＦＰＵ装置において、複数の異なる受信アンテナを用いてＯＦＤＭ信号を受信し、同一周波数の複数の受信信号を用いて帯域分割ダイバーシティ受信を行い、受信性能を向上させるとともに一括ＦＦＴ方式を用いることで装置を小型化し機動性を向上させた移動伝送装置のダイバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ方式を用いたデジタルＦＰＵ装置（Field Pick-up Unit）は優れた耐マルチパス特性を有するため、例えばマラソン中継などの大規模移動中継において高い性能を示している。一方、ＯＦＤＭ信号は、特公平９−２８４１９１号公報(発明の名称「ダイバーシティ受信装置」)に示されるように帯域分割ダイバーシティ受信方式による受信が実現可能であるため、当該方式によって本来的に高い受信性能を示すＯＦＤＭ方式デジタルＦＰＵ装置のさらなる受信性能向上が可能である。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号を受信する従来のダイバーシティ受信装置の一例を図１２乃至図１３に示す。
【０００４】
両図に示すように当該受信装置は５個の受信アンテナ１〜５を備え、併せて５系統の受信が可能であるように構成されている。受信アンテナ１〜５に続くＲＦ段以降、キャリア合成−選択回路１７０までは、受信系統の数分だけ各要素を備えている。すなわち、ＲＦ帯域のバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）６〜１０，ＲＦ増幅器１１〜１５、乗算器１６〜２０、ＩＦ帯域のバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）２１〜２５、ＩＦ増幅器１０１〜１０５、Ａ／Ｄ変換器１０６〜１１０、分配器１１１〜１１５、Ｉ軸乗算器１３１，１３３，１３５，１３７，１３９、Ｑ軸乗算器１３２，１３４，１３６，１３８，１４０、Ｉ軸ＬＰＦ１４１，１４３，１４５，１４７，１４９、Ｑ軸ＬＰＦ１４２，１４４，１４６，１４８，１５０、ガード・インターバル除去回路１５１〜１５５、ＦＦＴ処理回路１５６〜１６０を備えている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のダイバーシティ受信装置は同一要素を複数系統分備えるため、回路規模、装置寸法、装置重量が大きくなると同時に、消費電力も増大するという問題と、各系統の信号の遅延量を一致させる必要があるという課題があった。
【０００６】
また、上記従来のダイバーシティ受信装置を用いたＦＰＵ装置による中継番組制作では、受信点に設置した受信ヘッドと受信制御部の接続に数百メートル長のケーブルを敷設する場合が多く、ケーブルも受信ヘッド数（受信系統数）分だけ必要となり、装置設営の手間も多いという別の問題があった。
【０００７】
そこで本発明は上述の点に鑑みてなされたものであって、ダイバーシティ受信を実現する場合の受信系統数の増加に起因する上記各課題を解決すること、すなわち受信系統数にかかわらず装置等の規模の増大を防ぎ、敷設ケーブル数を１本にすることのできるダイバーシティ受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために請求項１の発明は、ＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナで受信した同一周波数で複数の受信信号を入力する受信手段と、所定周波数間隔の複数のローカル信号を生成するローカル信号生成手段と、各ローカル信号を用いて前記各受信信号を異なる帯域の複数のＩＦ信号に周波数変換する手段であって、各帯域が同一周波数成分を持つことなく、かつ、前記各ＩＦ信号の中心周波数の間隔が前記ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔の整数倍に従うように周波数変換する変換手段と、前記変換手段からの前記複数のＩＦ信号を合成するＩＦ合成手段と、当該合成ＩＦ信号に基づいてＩＦ周波数の前記ＯＦＤＭ信号に対し一括的に所定の処理を行う一括処理手段とを備えたＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【０００９】
また請求項２の発明は、請求項１において、前記一括処理手段は、前記合成ＩＦ信号を直交復調する復調手段と、当該復調出力のガード・インターバルを除く有効シンボル期間を抽出し、前記受信アンテナの数と前記ＯＦＤＭ信号のキャリア数に従い高速フーリエ変換して周波数軸データを得るＦＦＴ手段と、前記周波数軸データのシンボル間の差分を計算して得た前記ＯＦＤＭ信号の差動復調後のキャリアデータを選択または合成して出力する選択合成出力手段とを備えるＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１０】
また請求項３の発明は、請求項２において、前記復調手段は、前記合成ＩＦ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記デジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るデジタル直交復調手段とを備え、さらに、前記ローカル信号生成手段は、前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力から生成したクロック信号を基準信号として入力して、各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生成するＰＬＬ手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数および前記ＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単一周波数信号を前記ＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信号と乗算することで、前記所定周波数間隔とされた前記複数のローカル信号を生成する信号生成手段とを備えるＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１１】
また請求項４の発明は、請求項３において、前記デジタル直交復調手段は、前記デジタル信号を位相が９０°異なる２つのキャリア信号を用いて復調して前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１２】
また請求項５の発明は、請求項３において、前記デジタル直交復調手段は、所定パターンを所定周期で繰り返す第１のパターン・データと、前記所定パータンと同一パターンを前記所定周期と同一周期で所定タイミング遅れて繰り返す第２のパターン・データとをキャリアデータとして用いて前記デジタル信号を復調して、前記Ｉ軸信号およびＱ軸信号の復調出力を得るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置を提供する。
【００１３】
【作用】
上記構成の本発明によれば、 所定周波数間隔の複数のローカル信号を用い、ＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナで受信して得られた同一周波数で複数の受信信号を異なる帯域の、同一周波数成分を持たない複数のＩＦ信号に周波数変換し、さらにこれら複数のＩＦ信号を合成することにより、ＩＦ周波数の一つの合成信号に対し一括的に所定の処理を行うことができるので、ＩＦ合成手段以降、敷設するケーブル数を受信系統数にかかわらず一本にすることができ、装置サイズ、消費電力、重量を軽減できる。
【００１４】
また、合成ＩＦ信号を変換して生成したデジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号を得て、当該信号から生成したクロック信号を基準信号として各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生成するＰＬＬ手段を備え、ＯＦＤＭ信号の周波数およびＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単一周波数信号をＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信号と乗算することで所定周波数間隔の複数のローカル信号を生成するので、ＩＦ信号において周波数多重された受信系統数分の各ＯＦＤＭ信号間の周波数同期を高い精度で実現でき、良好な帯域分割ダイバーシティ効果が得られる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００１６】
(第１実施形態)
図１乃至図２は本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置のブロック構成図である。同図の構成は、図１２〜図１３に示した従来構成における５個の受信アンテナからの信号を受信するダイバーシティ受信装置に本発明に係る一括ＦＦＴ（fast Fourier transform）方式を適用した構成例である。
【００１７】
受信アンテナ１〜５に入来する信号は同一または複数の送信機からの互いに同期したＯＦＤＭ信号であり、その各キャリアの変調方式はたとえばＤＱＰＳＫ（差動４相位相シフト・キーイング）である。
【００１８】
５個の受信アンテナ１〜５は空間的に距離を置いて配置され、さらに偏波面を変えて配置されてもよい。）からの受信信号は、それぞれＲＦ帯の所定通過帯域のＢＰＦ６〜１０に入力され、不要な帯域外成分を除去された後に出力される。所定帯域の信号は、それぞれＲＦ増幅器１１〜１５で増幅された後、アナログ乗算器１６〜２０に入力される。このとき、各アンテナを入力とする５つの受信系統に対応する各信号は同一周波数ｆrの信号であるが、伝送路で受ける歪みは各アンテナの空間配置が異なるためにそれぞれ異なる。
【００１９】
アナログ乗算器１６〜２０に入力された信号は、従来のＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置では（図１２参照）、一つの局部発振器１１９から出力され分配器１２０で分配された同一周波数のローカル信号（局部発振信号）を用いて、乗算器１６〜２０が同一ＩＦ周波数に周波数変換していた。
【００２０】
ここで、図１〜図２に示した本実施形態に係る一括ＦＦＴ方式を実現したダイバーシティ受信装置において、アンテナｎ（ｎは１〜５の整数）を入力とする受信系統を第ｎ系統（ＣＨｎ）とすると、当該装置では、例えば図３中にＣＨ１〜ＣＨ５で示す異なる周波数ｆL1〜ｆL5の各ローカル信号を用いて、各乗算器１６〜２０が異なる周波数のＩＦ信号に変換する。
【００２１】
これらＣＨ１〜ＣＨ５の各ローカル信号の周波数は、周波数変換後の各ＩＦ信号スペクトルが重ならないようにするとともに、それぞれ受信系統に対応するＩＦ信号の中心周波数の間隔が、ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔の整数倍になるように設定する必要がある。
【００２２】
以下、必要とされる上記周波数条件について具体的に説明する。
【００２３】
受信したＯＦＤＭ信号のキャリア数をＮc、キャリア間隔をΔｆとし、さらに、図３に示すように、受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrと各受信系統のローカル信号ｆL1〜ｆL5との周波数差をそれぞれｉｆ1〜ｉｆ5とする。ここでｍは受信系統数とし、本実施形態では５である。以下の説明では表記の簡単化のためにｍは奇数とするが、偶数の場合も、本発明に係る一括ＦＦＴ方式を実現可能である。また、Ｃは次の（数１）式を満足する整数とする。
【００２４】
【数１】
0003717038.tif 000002
【００２５】
【数２】
0003717038.tif 000003
【００２６】
【数３】
0003717038.tif 000004
【００２７】
説明の簡単化のため、直交復調後の複素ＦＦＴ処理において、正の周波数のキャリア数と負の周波数のキャリア数が等しくなるように直交復調時のローカル信号周波数ｆQDEMを設定すると、次の（数４）式が成立する。
【００２８】
【数４】
0003717038.tif 000005
【００２９】
（数３）式は各受信系統のＩＦ信号のスペクトルがお互いに重ならないようにするための条件である。ＣＨ１〜ＣＨ５の隣り合うローカル信号間の周波数差をｆdi（ｉ＝１〜ｍ−１）と記すると、ｇi（ｉ＝１〜ｍ−１）を０より大きい整数として次の（数５）式が成立する。
【００３０】
【数５】
0003717038.tif 000006
【００３１】
さらに、周波数変換に伴って発生するイメージ成分と本来のスペクトルが直交復調時に互いに重なり合わないようにするための条件を次の（数６）式に示す。
【００３２】
【数６】
0003717038.tif 000007
【００３３】
ここで、ｇi×Δｆ（ｉ＝１〜ｍ−１）は、図４に示すＩＦ信号スペクトルにおいて、隣合う受信系統のスペクトル間（例えば、それぞれ斜線部が示すｉｆ1を中心周波数とするスペクトルとｉｆ2を中心周波数とするスペクトル間）のガードバンドＧｂ１〜Ｇｂ４に相当する周波数幅である。ｇi（ｉ＝１〜ｍ−１）は必ずしも同一値である（各ガードバンドが同一帯域幅である）必要はない。
【００３４】
このとき、後段のＦＦＴ（fast Fourier transform）処理回路３８では次の（数７）式で表されるポイント数の複素ＦＦＴ処理を実行することになる。（数７）式において、ＬはＦＦＴの次数を表す正の整数である。
【００３５】
【数７】
0003717038.tif 000008
【００３６】
アナログ乗算器１６〜２０に入力するＣＨ１〜ＣＨ５の各ローカル信号の発生方法については後述する。
【００３７】
アナログ乗算器１６〜２０から出力され、ＩＦ帯の所定通過帯域のＢＰＦ２１〜２５によってイメージ成分を除去された各受信系統の信号は、加算器によって加算合成されて一系統の合成信号とされる。すなわち、第１系統（ＣＨ１）と第２系統（ＣＨ２）の信号がアナログ加算器２６で加算され、その加算結果がアナログ加算器２８に入力される。第３系統（ＣＨ３）の信号は、そのままアナログ加算器２８に入力される。また、第４系統（ＣＨ４）と第５系統（ＣＨ５）の信号はアナログ加算器２７で加算され、その加算結果がアナログ加算器２８に入力される。
【００３８】
アナログ加算器２８により上記３入力を加算した出力は、合せて５系統のＩＦ信号が合成された結果である。合成ＩＦ信号のスペクトルは図４に示すように各チャンネルの中心周波数ｉｆ1〜ｉｆ5が所定周波数間隔で配置され、それぞれの間に所定幅のガードバンドＧｂ１〜Ｇｂ４が配置されている。当該スペクトルの合成信号に対して、ＩＦ増幅器２９以降の一系統の処理回路によって、一括ＦＦＴ、復調を含む処理が行われる。
【００３９】
アナログ加算器２８の出力信号はＩＦ増幅器２９で増幅された後、図２のＡ／Ｄ変換器３０でデジタル信号に変換される。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数ｆsをＦＦＴクロック周波数ｆFFTの４倍とし、ＩＦ信号の中心周波数、すなわちｆQDEMを、ＦＦＴクロック周波数ｆFFTに設定している。ＦＦＴクロック周波数ｆFFTは、ＦＦＴのポイント数をＮFFT、ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔をΔｆとして次の（数８）式で表される。
【００４０】
【数８】
0003717038.tif 000009
【００４１】
Ａ／Ｄ変換後の信号スペクトルを図５に示す。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器３０から出力された上記スペクトルを有するデジタル信号はＩ軸側信号とＱ軸側信号に２分配され、Ｉ軸側信号はデジタル乗算器３１に、Ｑ軸側信号はデジタル乗算器３２にそれぞれ入力される。デジタル乗算器３１および３２にはさらに、キャリア再生回路４１にて再生された各キャリア信号がそれぞれ入力される。このとき、Ｉ軸側のデジタル乗算器３１に供給される再生キャリア信号に対して、Ｑ軸側のデジタル乗算器３２に供給される再生キャリア信号は９０度の位相遅れがあり、かつ、両キャリアは互いに直交している。
【００４３】
上記キャリアを用いてデジタル乗算器３１，３２により周波数変換することでデジタル直交復調が行われる。復調して得られたＩ軸信号、Ｑ軸信号のスペクトルをスカラー表現するとそれぞれ図６に示す通りになる。すなわち、サンプリング周波数ｆsの周りと周波数０の周りの成分、および両成分の間のイメージ成分で表される。
【００４４】
デジタル乗算器３１の出力はデジタルＬＰＦ３３に、デジタル乗算器３２の出力はデジタルＬＰＦ３４に入力され、それぞれ不要な上記イメージ成分を除去されて出力される。すなわち、デジタルＬＰＦ３３，３４はそれぞれ上記イメージ成分を含まない所定帯域を通過し、それぞれ図７に示すスペクトルの信号を出力する。
【００４５】
デジタルＬＰＦ３３から出力されたＩ軸信号は２分配され、一方はサブサンプル回路３５に入力される。もう一方はさらに２分配され、クロック再生回路４２とキャリア再生回路４１にそれぞれ供給される。同様に、デジタルＬＰＦ３４から出力されたＱ軸信号も２分配され、一方はサブサンプル回路３６に入力される。もう一方はさらに２分配され、クロック再生回路４２とキャリア再生回路４１にそれぞれ供給される。
【００４６】
分配されてサブサンプル回路３５，３６に入力されたＩ軸信号とＱ軸信号はそれぞれ４：１に間引かれ、図８に示す通りサンプリング周波数をｆsの１／４とされる。
【００４７】
サブサンプル回路３５，３６から出力されたＩ軸信号、Ｑ軸信号はガード・インターバル除去回路３７にそれぞれ入力され、ここで有効シンボル期間を抽出されてＦＦＴ処理回路３８に入力される。ＦＦＴ処理回路３８は、シンボル単位の時間軸信号を周波数軸上の複素信号に変換する。受信したＯＦＤＭ信号のキャリア数をＮc、ダイバーシティによる受信系統数をｍとすると、１シンボルにつきＮc×ｍ個の複素数データが得られ、当該データは差動復調回路３９に入力される。
【００４８】
ＦＦＴ処理回路３８から出力される複素キャリアデータをＣi，j，k（ｉ：受信系統番号、ｊ：キャリア番号、ｋ：シンボル番号）とすると、差動復調回路３９では、これらＣi，j，kについて次の（数９）式で表される演算を行う。（数９）式のＤi，j，kは差動復調回路３９から出力されるＮc×ｍ個の複素データを表し、Ｃi，j，k-1に付された＊は複素共役を表す。
【００４９】
【数９】
0003717038.tif 000010
【００５０】
差動復調回路３９から出力された１シンボル当たりＮc×ｍ個の複素データはキャリア選択／合成処理回路４０に入力され、ここでは、各受信系統に対してキャリア単位で、次の（数１０）式に示すような合成処理が行われる。
【００５１】
【数１０】
0003717038.tif 000011
【００５２】
（数１０）式のＯj，kはキャリア選択／合成処理回路４０からの出力複素データを表し、ｊ＝１〜Ｎc、ｋはシンボル番号である。すなわち、キャリア選択／合成処理回路４０はＮc個の複素データを、以降の判定復号処理部（図示せず）へと送出する。
【００５３】
本実施形態では、ダイバーシティ効果を得るために、各受信系統のそれぞれのキャリアに対してベクトル合成を行ったが、この他に、キャリア振幅が最も大きい受信系統のキャリアデータを選択して出力する方式なども考えられる。
【００５４】
次に、各受信系統のＲＦ信号のＩＦ信号への周波数変換に使用したｆL1〜ｆL5の各ローカル信号の発生方法について説明する。
【００５５】
ローカル信号発生の概略動作を説明すると、デジタル直交復調後のＩ軸信号、Ｑ軸信号を入力したクロック再生回路４２は、当該入力に基づきシンボル・クロック、ＦＦＴクロック、Ａ／Ｄ変換に用いるサンプリング・クロック等、種々処理の基準として必要な各種クロック信号を再生し、これらクロックを装置各部に供給する。クロック再生回路４２におけるクロック再生は、各種公知技術、すなわちガード・インターバル相関法やチャープ信号などの基準シンボルを用いる方法により行うことができる。ここでは、これら公知の技術の詳しい説明は省略する。
【００５６】
クロック再生回路４２から出力されたシンボル・クロック周波数の基準信号は分配器４３で５分配され、それぞれが基準信号としてＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路４４〜４８に入力される。位相同期ループを持つＰＬＬ回路４４〜４８はそれぞれ、入力基準信号の周波数とそれぞれ異なる整数比の関係を有する周波数の正弦波信号を生成、出力する。本明細書において整分数比とは、入力基準信号の周波数のｂ／ａ倍で表される値を意味し、ここでａとｂはそれぞれ整数である。単一の周波数成分を持った各正弦波信号はそれぞれ、アナログ乗算器５１〜５５に入力される。
【００５７】
一方、基準局部発振器（Signal Generator；ＳＧ）４９から出力された正弦波信号は分配器５０により５分配され、それぞれがアナログ乗算器５１〜５５に印加される。各アナログ乗算器５１〜５５では、印加された正弦波信号とＰＬＬ回路４４〜４８からのそれぞれの正弦波信号をそれぞれ乗算して、異なる周波数への周波数変換を行う。各周波数変換信号は、それぞれ異なる通過帯域のＬＯ−ＢＰＦ５６〜６０によって周波数変換に伴い発生したイメージ成分を除去された後、それぞれ異なる周波数のローカル信号ｆL1〜ｆL5としてアナログ乗算回路１６〜２０に入力される。
【００５８】
続いて、上述したローカル信号発生に関連する各部の周波数関係の一例を説明する。
【００５９】
説明の簡単化のため、ここではＯＦＤＭ信号のキャリア数Ｎcを奇数とし、ＩＦ信号スペクトルにおいて隣合う受信系統のスペクトル間のガードバンド幅を規定するｇi（ｉ＝１〜ｍ−１）を同一値ｇとする。本実施形態では、一例としてＣ番目（５系統のうち３番目）の受信系統の中心周波数をＩＦ信号の中心周波数と一致させる場合を想定している。また前述した通り、デジタル直交復調処理を想定しているために、ＩＦ信号の中心周波数（すなわち、直交復調後に直流に変換される信号の周波数）はＦＦＴクロック周波数と同一とし、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数ｆsをＦＦＴクロック周波数ｆFFTの４倍の周波数４ｆFFTとしている。
【００６０】
受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrと各受信系統に対応するローカル信号の周波数ｆL1〜ｆL5との差の周波数ｉｆ1〜ｉｆ5は、周波数変換後のＩＦ信号（図４参照）におけるそれぞれの受信系統に対応するスペクトルの中心周波数に等しい。したがって、各受信系統に対応するローカル信号の周波数ｆL1〜ｆL5は、次の（数１１）式で表される。
【００６１】
【数１１】
0003717038.tif 000012
【００６２】
ここで、ｉｆ1〜ｉｆ5は次の（数１２）式で表される。
【００６３】
【数１２】
0003717038.tif 000013
【００６４】
（数１２）式を（数１１）式に代入して、次の（数１３）式が得られる。
【００６５】
【数１３】
0003717038.tif 000014
【００６６】
一方、各受信系統に対応するローカル信号は、ＳＧ４９の出力信号を分配器５０で分配し、それぞれアナログ乗算器５１〜５５で周波数変換を行った結果として得られ、その周波数はそれぞれ（数１３）式で表される。また、アナログ乗算器５１〜５５にそれぞれ入力されるＰＬＬ回路４４〜４８からの各正弦波信号の周波数は、クロック再生回路４２からの基準信号周波数との比率を前述した通りの整分数比とされている。
【００６７】
クロック再生回路４２からの基準信号の周波数をＦＦＴクロック周波数ｆFFTとし、Ｐi、Ｑi（ｉ＝１〜ｍ）をそれぞれ整数とすると、ＰＬＬ回路４４〜４８からの各出力信号の周波数は次の（数１４）式で表される。
【００６８】
【数１４】
0003717038.tif 000015
【００６９】
また、ＳＧ４９からの出力信号である局部発振の周波数をｆSGとすると、次の（数１５）式が成立する。
【００７０】
【数１５】
0003717038.tif 000016
【００７１】
（数１５）式に（数１３）式、（数１４）式を代入すると次の（数１６）式が得られる。
【００７２】
【数１６】
0003717038.tif 000017
【００７３】
ここで、ＳＧ４９による局部発振周波数ｆSGと受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数ｆrとＦＦＴクロック周波数ｆFFTが次の（数１７）式に示す関係となるようにｆSGの値を設定すると、（数１６）式を書き換えて続く（数１８）式が得られる。
【００７４】
【数１７】
0003717038.tif 000018
【００７５】
【数１８】
0003717038.tif 000019
【００７６】
次に、Ｑi＝ＮFFT，ｉ＝１〜ｍとすると、次の（数１９）式の関係を用いて（数１８）式を書き換えることで、続く（数２０）式が得られる。
【００７７】
【数１９】
0003717038.tif 000020
【００７８】
【数２０】
0003717038.tif 000021
【００７９】
（数２０）式より、ＰＬＬ回路４４〜４８における基準入力信号周波数ｆFFTと出力信号周波数の前述した整分数比を求めることができる。また、アナログ乗算器５１〜５５が出力する周波数変換信号には、ＳＧ４９からの出力信号周波数であるｆSGとＰＬＬ回路４４〜４８の出力信号周波数であるｆPi（ｉ＝１〜ｍ）の和の周波数を持つ信号と、ｆSGとｆPiの差の周波数を持つ信号の両方が含まれる。
【００８０】
（数２０）式より求められるＰi（ｉ＝１〜ｍ）が正の整数の場合は上記和の周波数に相当する信号成分を、負の整数の場合は上記差の周波数に相当する信号成分を、それぞれ所定通過帯域とされたＬＯ−ＢＰＦ５６〜６０により抽出して不要信号成分を除去することで、前述の、それぞれ異なる所望周波数のｍ個のローカル信号を得ることができる。ただし、ｉ＝Ｃの場合は（数２０）式よりＰi＝Ｏとなるため、ＳＧ４９の出力信号を直接ＬＯ−ＢＰＦに供給して周波数変換は行わず、ＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換を行うための乗算器に当該ＬＯ−ＢＰＦの出力をローカル信号として供給する。
【００８１】
なお、ここで説明した周波数関係は一例にすぎず、本発明を実現可能な周波数パラメータは、例示した他にも多く存在する。
【００８２】
これらの周波数パラメータの条件として、各受信系統に相当するスペクトルがＩＦ信号において互いに重ならないこと、すなわち同一周波数成分を持たないことが必要である。さらに、図９に示すような周波数関係のＩＦ信号スペクトルを得ることで、直交復調後の各受信系統に相当するＯＦＤＭ信号の各キャリア周波数をＦＦＴ処理における周波数軸上のサンプリング点の周波数と一致させることも必要である。図９は一例として受信系統数ｍ＝５の場合の、ＩＦ信号の各受信系統におけるＯＦＤＭ信号の各キャリアの周波数関係を示している。
【００８３】
(第２実施形態)
また、図１０乃至図１１は、本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置の第２実施形態を示すブロック構成図である。
【００８４】
図１０乃至図１１の構成例では、Ａ／Ｄ変換器３０の出力に対するデジタル直交復調において、第１実施形態のようにキャリア再生回路４１（図２）からの再生キャリア信号を用いるのではなく、２つのパターン・データ発生回路６１，６２が発生する一定パターンのデータを用いた復調方式を採用している。
【００８５】
この方式はＩＦ信号の中心周波数がＡ／Ｄ変換回路のクロック周波数の１／４であることを利用したもので、次のようにローカル信号を生成する。パターン・データ発生回路６１は、Ａ／Ｄ変換器３０のＡ／Ｄ変換クロック信号と同期して一定パターン｛１，０，−１，０．．．．｝のデータを発生してＩ軸側のデジタル乗算器３１にローカル信号として供給する。パターン・データ発生回路６２は、当該Ａ／Ｄ変換クロック信号と同期して一定パターン｛０，１，０，−１．．．．｝で、Ｉ軸側より遅れたタイミングのデータを発生してＱ軸側のデジタル乗算器３２にローカル信号として供給する。
【００８６】
また、実際の伝送系では、送信側の周波数ずれや受信装置のローカル信号の周波数ドリフトなどが存在する。このため本実施形態では、第１実施形態で使用していたキャリア再生回路４１の代わりに周波数／位相誤差検出回路６３を用い、デジタルＬＰＦ３３，３４を通過した直交復調後のＩ軸、Ｑ軸信号から周波数誤差、位相誤差を検出し、ここで得られた周波数誤差情報に基づきＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）６４を制御することで、受信信号の周波数ずれを補正する方式を採用している。
【００８７】
上記実施形態を開示された本発明に係るＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置は、地上デジタル放送の規格であるＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号にも適用可能であり、これにより、著しい装置の大型化や消費電力の増大なしに、移動受信特性の性能向上を実現することができる。
【００８８】
また、上述した２つの実施形態では直交復調処理をデジタル回路で実現しているが、アナログ直交復調回路を用いて直交復調処理を行うことも当然可能である。
【００８９】
【発明の効果】
以上説明した通り本発明によれば、たとえばダイバーシティ受信を行うＯＦＤＭ方式デジタルＦＰＵ装置に適用して、所定周波数間隔の複数のローカル信号を用い、ＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナで受信して得られる同一周波数で複数の受信信号を異なる帯域の、同一周波数成分を持たない複数のＩＦ信号に周波数変換し、さらにこれら複数のＩＦ信号を合成し、ＩＦ周波数の一つの合成信号に対し一括的に所定の処理を行うようにしたので、Ａ／Ｄ変換器、直交復調器、ガード・インターバル除去回路、ＦＦＴ回路などの処理回路を一系統に簡略化することが可能で、受信装置のサイズ、重量、消費電力を大幅に削減するとともに、敷設するケーブル数を受信系統数にかかわらず一本にすることで運用性を改善できる効果がある。
【００９０】
さらに、合成ＩＦ信号を変換して生成したデジタル信号を直交復調し、Ｉ軸信号およびＱ軸信号を得て、当該信号から生成したクロック信号を基準信号として各周波数が所定の関係にある単一周波数信号を複数生成するＰＬＬ手段を備え、ＯＦＤＭ信号の周波数およびＦＦＴ手段のクロック周波数と所定の関係にある別の単一周波数信号をＰＬＬ手段からの複数の単一周波数信号と乗算することで所定周波数間隔の複数のローカル信号を生成するようにしたので、上記効果と併せて、ＩＦ信号において周波数多重された受信系統数分の各ＯＦＤＭ信号間の周波数同期を高い精度で実現でき、良好な帯域分割ダイバーシティ効果が得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置の第１実施形態を示すブロック図である。
【図３】第１実施形態のダイバーシティ受信装置における、受信信号のスペクトルと周波数変換用局部発振器周波数の関係を示す説明図である。
【図４】第１実施形態のダイバーシティ受信装置における周波数変換および各チャンネル合成後のＩＦ信号スペクトルの特性図である。
【図５】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけるＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号スペクトルの特性図である。
【図６】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけるデジタル直交復調後の信号スペクトルの特性図である。
【図７】第１実施形態のダイバーシティ受信装置におけるＬＰＦ処理後の信号スペクトルの特性図である。
【図８】第１実施形態のダイバーシティ受信装置における間引き後の信号スペクトルの特性図である。
【図９】第１実施形態のダイバーシティ受信装置における、ＩＦ信号における各受信系統のＯＦＤＭ信号の各キャリアの周波数関係を示す説明図である。
【図１０】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置の、第２実施形態を示すブロック図である。
【図１１】本発明に係る一括ＦＦＴ方式を用いたＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置の、第２実施形態を示すブロック図である。
【図１２】従来のＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置の一例を示すブロック図である。
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信装置の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１〜５  受信アンテナ
６〜１０  ＲＦ−ＢＰＦ
１１〜１５  ＲＦ増幅器
１６〜２０  アナログ乗算器
２１〜２５  ＩＦ−ＢＰＦ
２６〜２７  ２入力合成器
２８  ３入力合成器
２９  ＩＦ増幅器
３０  Ａ／Ｄ変換器
３１，３２  デジタル乗算器
３３，３４  デジタルＬＰＦ
３５，３６  ４：１サブサンプル回路
３７  ガード・インターバル除去回路
３８  ＦＦＴ（fast Fourier transform）処理回路
３９  差動復調回路
４０  キャリア選択・合成回路
４１  キャリア再生回路
４２  クロック再生回路
４３，５０  ５分配器
４４〜４８  ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路
４９  基準局部発振器（ＳＧ）
５１〜５５  アナログ乗算器
５６〜６０  ＬＯ−ＢＰＦ
６１  Ｉ軸用パターン・データ発生回路
６２  Ｑ軸用パターン・データ発生回路
６３  周波数／位相誤差検出回路
６４  ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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