(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
引き続いて生ずるパワー変換サイクルの間に負荷に向けて入力電源からのエネルギーを単方向導通素子を介して転送すべく接続された誘導性素子を含んで前記負荷に前記入力電源からの電力を変換するスイッチングパワー変換装置と、
前記パワー変換サイクルの一部において、前記誘導性素子と共振してパワー変換プロセスには無関係な寄生発振を生ずる回路容量と、
前記誘導性素子の両端間に断続的に電流路を形成して前記誘導性素子におけるエネルギーをトラップして前記寄生発振を禁止するスイッチを含むクランプ回路と、を含む装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置であって、前記パワー変換装置は、シャントスイッチを含む単極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項３】
請求項２記載の装置であって、前記シャントスイッチが不連続モードにおいて生ずるパワー変換を生ずるべく制御されることを特徴とする装置。
【請求項４】
請求項１記載の装置であって、前記クランプ回路は前記インダクタ内のエネルギーをほぼ非消費的にトラップするようになされていることを特徴とする装置。
【請求項５】
請求項１記載の装置であって、前記クランプ回路は制御された期間において前記インダクタを短絡することによってエネルギーをトラップするようになされた素子を含むことを特徴とする装置。
【請求項６】
請求項１記載の装置であって、前記誘導性素子はチョークであることを特徴とする装置。
【請求項７】
請求項１記載の装置であって、前記誘導性素子はトランスであることを特徴とする装置。
【請求項８】
請求項５記載の装置であって、前記素子は前記インダクタに並列に有効接続された第２スイッチを含むことを特徴とする装置。
【請求項９】
請求項８記載の装置であって、前記第２スイッチは前記インダクタに直接的に並列に接続されていることを特徴とする装置。
【請求項１０】
請求項８記載の装置であって、前記第２スイッチは前記インダクタに並列に誘導的に結合していることを特徴とする装置。
【請求項１１】
請求項８記載の装置であって、前記第２スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トランジスタを含むことを特徴とする装置。
【請求項１２】
請求項８記載の装置であって、前記パワー変換装置はシャントスイッチ及びスイッチコントローラを含む単極性非アイソレーションブーストコンバータであって、前記スイッチコントローラは前記シャントスイッチが開放している電力転送期間を前記シャントスイッチが閉成しているシャント期間とのタイミングを制御することを特徴とする装置。
【請求項１３】
請求項１２記載の装置であって、前記シャントスイッチが非連続モードにおいてパワー変換を生ずるように制御されることを特徴とする装置。
【請求項１４】
請求項１２記載の装置であって、前記第２スイッチは装置における寄生容量を放電すべく前記シャントスイッチが閉成される前にある期間だけ前記第２スイッチが開放せしめられることを特徴とする装置。
【請求項１５】
請求項１記載の装置であって、前記パワー変換装置が単極性非アイソレーションシングルエンディッドフォワードコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項１６】
請求項１５記載の装置であって、前記パワー変換装置はバックコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項１７】
請求項１５記載の装置であって、前記パワー変換装置がフライバックコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項１８】
請求項１５記載の装置であって、前記シングルエンディッドフォワードコンバータは、ゼロ電流スイッチングコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項１９】
請求項１５記載の装置であって、前記シングルエンディッドフォワードコンバータは、ＰＷＭコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項２０】
請求項１記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項２１】
請求項１記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項２２】
請求項１記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項２３】
請求項１記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項２４】
請求項１記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバータであることを特徴とする装置。
【請求項２５】
引き続いて生ずるパワー変換サイクルにおいて入力電源からのパワーを変換して負荷に転送し、かつ前記入力電源から前記負荷に単方向導通素子を介してパワーを転送すべく接続された誘導性素子及び前記パワー変換サイクルの一部において前記誘導性素子と共振してパワー変換プロセスとは無関係な寄生発振を生ずる回路容量を含むパワーコンバータにおける前記寄生発振の禁止方法であって、
前記誘電素子の両端間に断続的に電流路を形成して前記パワー変換サイクルの一部において前記誘導素子内のエネルギーをトラップするスイッチを含むクランプ回路を設けるステップからなることを特徴とする方法。
【請求項２６】
請求項２５記載の方法であって、前記インダクタからエネルギーを非消費的に解放するステップを更に有することを特徴とする方法。
【請求項２７】
請求項２５記載の方法であって、該エネルギーのトラップは制御された期間において前記誘導性素子を短絡することによってなされることを特徴とする方法。
【請求項２８】
請求項２７記載の方法であって、該短絡は前記誘導性素子に並列に有効接続された第２スイッチによってなされることを特徴とする方法。
【請求項２９】
請求項２８記載の方法であって、前記パワー変換サイクルの一部において前記第２スイッチを開放して寄生容量を放電するステップを更に含むことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、パワーコンバータにおけるエネルギー損失及びノイズの低減に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１及び２に示すように、不連続モードにて動作する、典型的なＰＷＭ非アイソレーションＤＣ−ＤＣシャントブーストコンバータ２０は、例えば、連続して生ずるパワー変換サイクル１０において、パワーすなわち電力が処理される。スイッチ２２が開状態であって各パワー変換サイクル１０の電力転送帰還１２において、単極性入力電圧源２６からの入力電圧Ｖｉｎにおいて受信した電力は、ダイオード２４を介して入力インダクタ２１から単極性負荷（図示せず）に流れる電流として電圧Ｖｏｕｔに転送される。Ｖｏｕｔは入力電圧、Ｖｉｎよりも高い。
【０００３】
図２（Ａ）及び２（Ｂ）は、寄生容量や寄生インダクタンスの無いかつダイオード２４の逆リカバリ時間がゼロである理想的なコンバータの波形を示している。電力転送期間１２の間、インダクタの電流は、リニアに減少して時刻ｔｃｒｏｓｓにおいてゼロ値に達する。時刻ｔｃｒｏｓｓにおいて、理想的ダイオードは、直ちにスイッチオフして、負荷から入力源に向けて電流が戻ることを禁止する。そして、インダクタの電流は、スイッチ２２が時刻ｔｓ１ｏｆｆのおいて再び閉成するまでゼロに維持される。よって、時刻ｔｃｒｏｓｓからｔｓ１ｏｎまでの間においてはエネルギーの蓄積は無い。
【０００４】
前記サイクルの各々におけるシャント期間１４において、スイッチ２２は閉成し、ダイオードの左側（ノード２３）は接地され、ダイオードの中には電流が流れない。代わりに、シャント電流（Ｉｓ）が閉成したスイッチ２２を介して電源２６からインダクタ２１に流入する。理想的な部品の組み合わせを用いた回路においては、スイッチ２２がターンオフして新たな電力転送期間１２が始まると、インダクタを流れる電流がゼロから流れ始めて時刻ｔｓｌｏｆｆまでリニアに増大する。
【０００５】
寄生回路容量が存在したりダイオードが非理想的（例えば、バイポーラダイオードにおいては逆リカバリ時間が存在しショットキーダイオードにおいてはダイオード容量が存在する）であるような非理想的コンバータにおいては、振動的リンギングが時刻ｔｃｒｏｓｓの後に生ずる。
一つの例においては、図１において示された種類の非理想的コンバータについての波形が図２（Ｃ）及び２（Ｄ）において示されている。ダイオードの逆リカバリ特性の故に当該ダイオードは時刻ｔｃｒｏｓｓにおける逆電流を阻止しない。代わりに、ダイオード２４を通って逆方向に電流が流れ期間１８の間インダクタ２１にこの電流が流れ込む。時刻ｔｄｏｆｆにおいて、ダイオードは完全にオフしてダイオード内の逆電流はゼロになる。
【０００６】
ダイオード逆リカバリ期間における逆電流の故に、時刻ｔｄｏｆｆにおいて、エネルギーがインダクタに蓄積される（リカバリエネルギー）。加えて、図示はしていないが、スイッチ２２、ダイオード２４及びインダクタ２４の寄生容量などの寄生回路容量も時刻ｔｄｏｆｆにおいてエネルギーを蓄積する。（例えば、スイッチ２２の寄生容量がＶｏｕｔに略等しい電圧にまで充電される。
【０００７】
時刻ｔｄｏｆｆの後、エネルギーが回路内における寄生容量とインダクタとの間でやり取りされる。図２（Ｃ）及び２（Ｄ）において示したように、該エネルギーのやり取りは、回路における振動的リンギングノイズの原因となる。更に、かかる振動的電流の存在が、時刻ｔｓｌｏｎにおいてスイッチが閉成して、次のシャント期間のスタートにおける回路内のエネルギーの無駄な消費の原因となる。該エネルギー損失は１つのサイクルにおいて処理される全エネルギーのスーパーセントに達し得る。
【０００８】
【発明の概要】
本発明の１つの特徴は、（ａ）次々と表われるパワー変換サイクルの間に入力源から負荷へ単方向導電素子を介してエネルギーを転送する誘導性素子と、該パワー変換サイクルの１部の間において該誘導性素子と共振して寄生発振を生ずる回路容量と、を含むスイッチングパワー変換回路、及び（ｂ）該誘導性素子のエネルギーをトラップして該寄生発振を抑制するクランプ回路を含む装置にある。
【０００９】
本発明の実施例としては次のいくつかを含んでいる。すなわち、パワー変換回路は、シャントスイッチを含む単極性非アイソレーションブーストコンバータからなる。該パワー変換回路は不連続モードによって動作せしめられる。該クランプ回路は該インダクタにおけるエネルギーを非消費的にトラップするようになっている。該クランプ回路は制御された期間において該インダクタを短絡することによって該エネルギーをトラップするようになっている。該誘導性素子は、チョークもしくはトランスからなっている。該素子はインダクタに並列に接続された第２スイッチを含んでいる。該第２スイッチは、該インダクタに直接的に並列接続されているか又は該インダクタに並列に誘導的に結合している。該第２スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トランジスタからなっている。
【００１０】
本発明によるパワー変換回路は、シャントスイッチを含み、単極性かつ非アイソレーションブーストコンバータとスイッチコントローラとからなり、該スイッチコントローラは、該シャントスイッチが開放されている電力転送期間と該シャントスイッチが閉成されているシャント期間とのタイミングを制御するようになっている。
【００１１】
該シャントスイッチは、パワー変換が不連続モードにおいて生ずるように制御される。該第２スイッチは、該シャントスイッチが閉成する前の期間において開放せしめられて装置内の寄生容量を放電する。該パワー変換回路は、少なくとも１つの単極性アイソレーションシングルエンディッドフォワードコンバータ、バック（buck）コンバータ、フライバックコンバータ、ゼロ電流スイッチングコンバータ、ＰＷＭコンバータ、双極性非アイソレーションブーストコンバータ、双極性非アイソレーションバックコンバータ、双極性アイソレーションブーストコンバータ及び双極性アイソレーションバックコンバータの少なくとも１つからなる。
本発明の他の特徴は、パワー変換サイクルの一部において誘導性素子内のエネルギーをトラップすることによって寄生発振を抑制する方法である。
【００１２】
本発明の実施例は該インダクタから非電力消費形態にてエネルギーを解放するステップを含んでいる。該エネルギーは、制御された期間において該誘導性素子を短絡することによってトラップされる。該短絡は、該誘導性素子に並列に有効接続された第２スイッチによってなされる。該第２スイッチは、パワー変換サイクルの１部において解放せしめられて寄生容量を放電せしめる。本発明は、コンバータ内の誘導性素子及び容量性素子の間におけるエネルギーの振動的転送によって該コンバータ内の生成される望ましくないリンギングノイズを減少させることであり、かつこのエネルギーをリサイクルして、コンバータ内のスイッチング素子のターンオンに伴うエネルギーの消費的損失を減少させることである。
【００１３】
他の利点もしくは特徴は以下の説明および特許請求の範囲の記載から明らかとなる。
【００１４】
【実施の形態】
図１、２（Ｃ）及び２（Ｄ）に示したように、時刻ｔｄｏｆｆにおいて、スイッチ２２の両端の寄生容量がＶｉｎより大なる電圧（ほぼＶｏｕｔに等しい）に充電されて、ダイオード２４内の逆リカバリによってＬ１内を電流が流れる。
時刻ｔｄｏｆｆの後、スイッチ２２が開放状態であってダイオードが非導通であるとき、回路寄生容量とインダクタＬ１によって形成される共振回路内に蓄積されるエネルギーがＩｉｎ及びＶｓにおける振動的リンギングを生ずる。この振動（ここでは「寄生振動」又は単に「ノイズ」と称される）は電力変換プロセスには無関係であり、コンバータにノイズフィルタリング部品（図示せず）を追加することを必要とする。更に、時刻ｔｄｏｆｆの後に、スイッチ２２が閉じると、このエネルギーの部分もしくは全ての無駄な損失が生ずる（スイッチングロス）。
【００１５】
この回路電圧をクランプするメカニズムを加えることによって、当該ノイズを抑制することができ、蓄えられたエネルギーをインダクタにトラップする事が出来、ほぼ損失なしに回路に戻すことが出来る。このエネルギーの捕捉及びその後の解放は制御された時間内においてインダクタの両端を短絡しかつ非短絡とすることによって達成する事が出来る。
【００１６】
図３に示した実施例においては、単極性非アイソレーション不連続ブーストコンバータ回路２８がリカバリスイッチＲｓ３０及びダイオード３２からなる直列回路を含み、この直列回路はインダクタ３４の両端に接続され、制御回路３６がリカバリスイッチ３０及びシャントスイッチ３８のオンオフ期間を制御する。
リカバリスイッチ３０は次のようなサイクルでターンオン・オフせしめられる。このスイッチは、インダクタの両端電圧ＶＢ（図３）が負であるパワー転送期間１２の間のいずれかにおいてターンオンせしめられる。なんとなればこれはダイオード３２が逆バイアスされることになるからである。逆リカバリ期間において、ダイオード３２はダイオード３８からリカバリスイッチ３０に電流が流れ込むのを禁止する。かわりに逆リカバリエネルギーがインダクタに蓄積される。
【００１７】
ダイオードがオフとなった後、回路寄生容量内に蓄積されたエネルギーがインダクタとの間でやり取りされ、シャントスイッチ２２の両端電圧Ｖｓがリングダウンする。電圧Ｖｓが入力電圧Ｖｉｎにまでリングダウンしたとき、電圧ＶＢはゼロに等しく、リカバリダイオード３２が導通し、リカバリスイッチ３０及びダイオード３２がインダクタ３４の両端を短絡する。この状態において、インダクタ３４は他のどの回路部品ともエネルギーのやり取りをする事ができない。よってエネルギーはインダクタ内に“トラップ（trap）”され、主回路におけるリンギングがほぼ取り除かれる。
【００１８】
その後、シャントスイッチが閉成されてシャント期間が始まる前に、リカバリスイッチが開放せしめられる。インダクタにトラップされた電流が入力源に向かって逆に流れるので、リカバリスイッチ３０の開放によって寄生回路容量のロスのない充放電およびシャントスイッチ両端の電圧Ｖｓの低減が得られる。シャントスイッチ電圧Ｖｓの減少によって、寄生容量の放電に伴うシャントスイッチにおけるロス（ターンオンロス）が抑制され、あるいは場合によってはほぼ取り除かれる。
【００１９】
図４に示すように、リカバリスイッチ３０の開放とシャントスイッチ２２の閉成との間の遅延時間は調整されて、シャントスイッチの閉成がリカバリスイッチの開放に続く時刻ｔｒｓｏｆｆに続く電圧Ｖｓの最初の極小値の生ずるタイミングにほぼ等しいタイミングにおいて生ずる。図４における破線は、シャントスイッチ２２がその時点においてターンオンされなかった場合に電圧Ｖｓが、時刻ｔｓｌｏｎの後に振動をどのように続けるかを示している。すなわち図示していないが、該電圧がゼロに向かってリングダウンする場合は、シャントスイッチにおけるターンオンロスがほぼ取り除かれる。容量エネルギーは電圧の二乗に比例する故、いかなる電圧低減も重要である。
【００２０】
図５に示したように、インダクタの両端に直接リカバリスイッチ及びダイオードの回路を設ける代わりに、リカバリスイッチ５０及びダイオード５２がインダクタに変圧器結合した二次巻線５４に直列に接続されている。この直列回路はスイッチの制御の容易さの為に回路の接地側に接続されている。この制御スイッチはダイオードに直列なＭＯＳＦＥＴとして実現できる。ターンオンロスがスイッチ５０の本体キャパシタの結果として生ずるが、スイッチダイが比較的小さいので、該容量も比較的小さい。
【００２１】
図６の実施例においては、双極性入力電源Ｖａｃによって動作する双極性不連続ブーストコンバータ６０において、図４に示されたトランス結合スイッチング技術が用いられている。しかしながら、この場合、巻線６６の両端に２つのリカバリスイッチ６２、６４が接続されている。これらのリカバリスイッチのうちの一方は、入力電源Ｖａｃの１つの極性の為に常にオンとなっており、残りのリカバリスイッチは図４に示したと同じ技術を用いてターンオン及びターンオフせしめられる。入力電源の極性が逆になるとシナリオは逆となる。
【００２２】
このシャントスイッチとリカバリスイッチとは同時にオンとされると電源を短絡してしまうので、そうならないように注意すべきである。
上記したエネルギートラップ技術は誘導性および容量性回路素子においてエネルギーが蓄積されてコンバータ内の寄生振動を生ずるようなアイソレーションもしくは非アイソレーション、ＰＷＭ、もしくは共振型のどのようなパワーコンバータにも適用され得る。
【００２３】
図７は、例えば、ＰＷＭ単極性アイソレーションバックコンバータ７０を示しており、このコンバータはクランプ回路７６を含んでいる。かかるコンバータにおいて、入力電源７２から供給される電圧Ｖｉｎは負荷８１に供給される直流出力電圧Ｖｏｕｔよりも高電圧である。コンバータ動作サイクルの最初の１部において、スイッチ７４が閉成せしめられ、エネルギーが出力インダクタ８２を介して入力電源７２から負荷に向けて転送される。コンバータ動作サイクルの第２の部分において、該スイッチが開放せしめられ、インダクタ８２内に蓄積されたエネルギーが出力電流Ｉｏとしてダイオード７５を介して負荷に供給される。負荷の値がある下限値よりも大きい限り、出力電流Ｉｏが出力インダクタＬｏ８２内を連続して流れる。しかしながら、該下限値を下回ると、出力インダクタ８２を流れる電流の瞬時値がゼロに低下し、逆に流れようとする。このような状態において、もしクランプ回路７６が存在しないならば、ダイオードがブロックして、インダクタ８２と回路寄生容量との間をエネルギーが行き来して振動が生ずる。この回路寄生容量は、図示していないが、例えばスイッチ７４、ダイオード７５、インダクタ８２及びクランプ回路７６に伴う寄生容量である。クランプ回路を伴う図７のコンバータにおける波形が図８（Ａ）及び８（Ｂ）に示されている。
【００２４】
図８（Ａ）及び８（Ｂ）において、時刻t＝０において、スイッチ７４がオンとなり、電圧ＶＤがＶｉｎにほぼ等しく、電流ＩｏがＬｏの両端に印加される電圧の極性の故に増大する。時刻ｔｓｏｆｆにおいて、スイッチ７４がターンオフし電圧ＶＤが、ダイオード７５の寄生容量が放電せしめられて、ダイオードが導通するのでほぼゼロに低下する。クランプスイッチ７８は電圧ＶＤがＶｏｕｔ以下に低下した後のタイミングにおいてターンオンせしめられ得る。
【００２５】
時刻ｔｃｒｏｓｓにおいて、電流Ｉｏがゼロに低下して逆に流れようとする。ダイオード７５が導通を停止した後、電圧ＶＤがＤｏｕｔにほぼ等しいとき時刻ｔｃにおいてクランプダイオード８０が導通を始めるまでリングアップする。時刻ｔｃ及びｔｃｏｆｆの間において、該クランプ回路はインダクタをクランプして寄生振動を禁止する。時刻ｔｃｏｆｆにおいて、クランプスイッチが開放せしめられ、電圧ＶＤがＶｉｎに向けてリングアップする。時刻ｔｓｏｎにおいて、スイッチ７４が閉成し、次のコンバータ動作サイクルが始まる。スイッチングコントローラ７７は２つのスイッチ７４、７８の相対的タイミングを制御する。図４に関連して検討されたタイミングについて、クランプスイッチ７８の開放とスイッチ７４の間の遅延が、調整されて、スイッチ７４の閉成がクランプスイッチ７８の開放に続く電圧Ｖｓの第１の極大値の生ずる時点にほぼ対応する。これはスイッチ７４の閉成に伴うスイッチングロスを最小にするかもしくは取り除く。
【００２６】
回路５のトランス結合クランプ回路は図７のコンバータにおいても用いられ得る。
他の実施例は特許請求の範囲の範囲内にある。たとえば、上記した技術は、クランプされない誘導性及び容量性エネルギー蓄積素子の間を行き来するエネルギーの結果として生ずる好ましくない振動が生ずる時間があるどのようなスイッチングパワーコンバータにも適用され得る。
【００２７】
例えば、図９（Ａ）乃至９（Ｄ）は、本発明によるクランプ回路７６を含むアイソレーションシングルエンディッドコンバータを示している。図９（Ａ）は単極性シングルエンディッドフォワードＰＷＭコンバータを示し、図９（Ｂ）は単極性シングルエンディッドゼロ電流スイッチングフォワードコンバータ（この明細書に組み込まれる米国特許第４，４１５，９５９号に記載されている）を示している。図９（Ｃ）は、フライバックトランスの１次巻線１０５に接続されたクランプ回路７６を含む単極性シングルエンディッド フライバックコンバータを示している。図９（Ｄ）はフライバックトランス の二次巻線１０４に接続されたクランプ回路を含む単極性シングルエンディッドフライバックコンバータを示している。
【００２８】
クランプ回路は図５において示した如き磁気的結合のものに変形する事が出来る。また、この技術にさらに適用され得る技術は共振、擬似共振非アイソレーションブーストバック及びバックブーストコンバータである。図６の双極性クランプ回路及びこれに等価な回路を用いることによって本発明による技術が単極性ＰＷＭ共振及び擬似共振非アイソレーションブーストバック及びバックブーストコンバータの双極性均等物に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  パワー変換回路を示す回路図。
【図２】  タイミングダイヤグラム。
【図３】  リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示す回路図。
【図４】  タイミングダイヤグラム。
【図５】  リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示す回路図。
【図６】  リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示す回路図。
【図７】  クランプ回路を含むパワー変換回路を示す回路図。
【図８】  タイミングダイヤグラム。
【図９】  クランプ回路を含むパワー変換回路の例を示す回路図。
【符号の説明】
２２        シャントスイッチ
３０        リカバリスイッチ
３２        リカバリダイオード
３４        インダクタ
５０        リカバリスイッチ
５２        ダイオード
５４        二次巻線
６２,６４   ２つのリカバリスイッチ
【図１】
0003663388.tif 000002
【図２】
0003663388.tif 000003
【図３】
0003663388.tif 000004
【図４】
0003663388.tif 000005
【図５】
0003663388.tif 000006
【図６】
0003663388.tif 000007
【図７】
0003663388.tif 000008
【図８】
0003663388.tif 000009
【図９】
0003663388.tif 000010