(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ、主インダクタンスおよび漏れインダクタンスを有する一次巻線と二次巻線とを有するエネルギー蓄積変圧器を通じて出力回路に結合された入力回路を備え、前記入力回路が、前記一次巻線の励磁を調節するように接続された切替装置と、前記切替装置の周期的なオン・オフ操作を制御する制御手段とを備え、
前記出力回路が、前記二次巻線に直列接続されたダイオードと、二次巻線と前記ダイオードとの直列組合せに並列接続され、それを横切って変換器出力が生成されるリザーバ・コンデンサとを備えるフライバック変換器であって、交流に関して、それぞれ、前記一次巻線および二次巻線に並列する、一次および二次同調キャパシタンスが提供され、これらの同調キャパシタンスが、
・前記ダイオードが導通状態の場合、一次漏れインダクタンスおよび前記一次同調キャパシタンスが重要な役割を果たす共振周波数ＦRを有する第１の共振回路が形成されるような値を有し、
・前記ダイオードが非導通状態の場合、前記一次漏れインダクタンスおよび前記二次同調キャパシタンスが重要な役割を果たし、前記共振周波数ＦRにほぼ等しい共振周波数を有するが、前記第１の共振回路とは互いに逆位相の電圧／電流位相関係が存在する、第２の共振回路が形成されるような値を有し、
前記出力回路は、前記切替装置をオフ操作した後に前記第１および第２の共振回路によって生成されるリンギングの逆位相成分を組み合わせるように動作する非線形装置を含み、それによって、前記一次漏れインダクタンスに蓄積されているエネルギーが、二次回路としての前記出力回路へ少なくとも部分的に送られ、前記変換器出力の直流成分に変換されることを特徴とするフライバック変換器。
【請求項２】
前記一次同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、前記一次巻線を横切る位置に接続されたコンデンサによってもたらされることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項３】
前記切替装置がＭＯＳＦＥＴであり、前記一次同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、ＭＯＳＥＴのドレーン・ソース・キャパシタンスによってもたらされることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項４】
前記二次同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、前記二次巻線を横切る位置に接続されたコンデンサによってもたらされることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項５】
前記二次同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、前記ダイオードを横切る位置に接続されたコンデンサによってもたらされることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項６】
変換器が、それぞれ、変圧器のそれぞれの前記二次巻線を通して前記一次巻線に結合された、複数の前記出力回路を備え、前記二次同調キャパシタンスが前記出力回路間で分割されることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項７】
前記非線形装置が前記ダイオードで構成されることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項８】
前記非線形装置が、前記ダイオードに直列接続されたＭＯＳＦＥＴと、前記リンギングに同期してＭＯＳＦＥＴをオン・オフ操作する手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項９】
前記制御手段は、前記切替装置がオフになったときに前記切替装置を横切る電圧を検知する検知手段と、前記検知手段によって検知された電圧の最小値を判定する判定手段と、前記判定手段によって判定された、前記切替装置を横切る電圧の前記最小値で前記切替装置をオン操作するターンオン手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載のフライバック変換器。
【請求項１０】
前記検知手段が、前記一次巻線および二次巻線と共に巻かれた検知巻線を備え、前記判定手段が、前記検知巻線によって検知された電圧を積分する積分手段と、前記切替装置を横切る電圧の前記最小値を示す、前記積分手段によって積分された電圧の零交差を検出する手段とを備えることを特徴とする請求項９に記載のフライバック変換器。
【請求項１１】
前記制御手段がさらに、変換器出力電圧をほぼ一定に維持するように変換器の出力で生成された電圧に応じて切替装置のオン時間の継続時間を制御する手段を備えることを特徴とする請求項９に記載のフライバック変換器。
【請求項１２】
前記制御手段がさらに、前記切替手段が前記ターンオン手段によってより早い時間に再びオン操作されないかぎり、前記切替装置が最後にオンであったときから所定の時間後に前記切替装置のオン操作を開始するタイムアウト手段を備えることを特徴とする請求項９に記載のフライバック変換器。
【請求項１３】
前記入力回路がさらに、前記切替装置に直列接続されたコイルと、前記切替装置を横切って前記一次巻線に直列接続されたコンデンサとを備えることを特徴とする請求項９に記載のフライバック変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フライバック変換器の形の切替モード電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
フライバック変換器は当技術分野において周知であり、添付の図１は、基本的なフライバック変換器１０の主要な構成要素を示す。変換器１０は、一次巻線１４と二次巻線１５のそれぞれを有するエネルギー蓄積変換器１３を介して出力回路１２に結合された入力回路１１を備える。入力回路１１は、変換器一次巻線１４に直列接続された切替装置１６（図１ではＭＯＳＦＥＴとして示されている）と、切替装置１６の循環的なオン・オフ操作を制御する制御ブロック１７とを備える。出力回路１２は、変換器二次巻線１５に直列接続されたダイオード１８と、二次巻線１５とダイオード１８の直列組合せに並列接続され、リザーバ・コンデンサ自体を横切って変換器出力が生成されるリザーバ・コンデンサ１９とを備える。変換器出力を横切って負荷２０が接続される。
【０００３】
図の変換器の基本的な動作はかなり単純であり、次に、図２の時間プロットを参照してこれを簡単に説明する。ＭＯＳＦＥＴ切替装置１６は、そのゲートに印加される波形Ｖgsによって循環的にオン操作され、ゲート電圧波形Ｖgsがハイになったときにオンになる（波形Ｖds、すなわちＭＯＳＦＥＴを横切る電圧を参照されたい）。ＭＯＳＦＥＴがオンであるとき、変圧器一次巻線１４を通じて一定の率で電流Ｉd が生成され、変圧器コア中の磁束にエネルギーが蓄積される。このフェーズ中には、ダイオード１８が逆バイアスされるので二次巻線に電流は流れず、リザーバ・コンデンサ１９からの電流が負荷２０に供給される。
【０００４】
ゲート電圧Ｖgsがローになると、ＭＯＳＦＥＴがオフになり、変圧器中の磁束が漸次、破壊され、二次巻線１５およびダイオード１８中の電流Ｉrectが負荷２０の方へ送られる。この例では、変圧器コア中の磁束が、ＭＯＳＦＥＴが再びオンになり動作サイクルを再開する前に零に低下することはない。その結果、サイクルが再開する前に電流Ｉrectが零に達することもない。この動作モードは連続モードとして知られている。変換器が、ＭＯＳＦＥＴが再びオンになる前に変圧器が完全に放電される不連続モードで動作することも可能であり、この場合、電流Ｉrectは、ＭＯＳＦＥＴがオンになる前に零に低下する。
【０００５】
変換器１０の出力電圧は、出力電圧の制御ブロック１７への帰還によって同調される。一般に、出力回路は入力回路から電気的に絶縁され、そのため、帰還経路は通常、絶縁素子を含む（これは、点線の楕円形を使用して、帰還ループを出力回路に間接的にしか接続されていないものとして示すことによって、図１に示されている）。通常、切替装置１６の切替周波数は固定され、制御ブロック１７は出力電圧を一定にするように切替装置のデューティ・サイクルを制御する（すなわち、パルス幅変調制御を行う）。
【０００６】
ＭＯＳＦＥＴを横切る電圧Ｖdsの波形では、ＭＯＳＦＥＴがオフになった直後に電圧スパイクが見られる。このスパイクは、ＭＯＳＦＥＴを横切って供給電圧が現れたときに存在する電圧ステップに重畳される。この電圧スパイクは、ＭＯＳＦＥＴがオンであり、かつ変圧器が充電していた直前の周期中に一次漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーが消失するためのものである。漏れインダクタンス中のエネルギーは、変圧器の二次側で放電することができないので、一次側にダミー負荷（「スナバ」）を設けないかぎり変圧器またはＭＯＳＦＥＴ内で消失される。スナバ回路の設置は通常の慣行であり、図１に点線で示してある。
【０００７】
主電力を供給される低電圧電源装置（たとえば、電子機器用の５ｖ供給源）用のフライバック変換器中の変圧器の場合、様々な安全規制に従う必要があるということは、漏れインダクタンスが最大で主インダクタンスの５分の１であることを意味する。したがって、この場合の電源の効率は、この現象だけのために直接８０％に制限される。その場合、実際の効率は低ライン動作では約６０％になる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、一次漏れインダクタンスのためのエネルギー損失が低減されたフライバック変換器を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、一次漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーの少なくとも一部が出力回路へ送られ、変換器出力の直流成分に変換され、そのため、負荷での有用なエネルギーとして消失される。
【００１０】
さらに具体的には、本発明によれば、交流に関して、それぞれ、フライバック変換器変圧器の一次巻線および二次巻線に並列する、一次および二次同調キャパシタンスが提供されるフライバック変換器が提供される。これらの同調キャパシタンスは、
出力回路ダイオードが導通状態の場合、一次漏れインダクタンスおよび第１の同調キャパシタンスが重要な役割を果たす共振周波数ＦR を有する第１の共振回路が形成され、
出力回路ダイオードが非導通状態の場合、一次漏れインダクタンスおよび第２の同調キャパシタンスが重要な役割を果たすが、第１の共振回路の場合とは逆位相の電圧／電流位相関係が共振のどちらかの側に存在する、周波数ＦR にほぼ等しい共振周波数を有する第２の共振回路が形成されるような値を有する。出力回路が、入力回路切替装置をオフ操作した後に第１および第２の共振回路によって生成されるリンギングの逆位相成分を組み合わせるように動作する非線形装置を含み、それによって、一次漏れインダクタンスに蓄積されているエネルギーが、少なくとも部分的に二次回路に送られ、変換器出力の直流成分に変換される。
【００１１】
第１の同調キャパシタンスは少なくとも部分的に、一次巻線を横切る位置に接続されたコンデンサによってもたらすことができる。しかし、切替装置がＭＯＳＦＥＴである場合、ＭＯＳＦＥＴのソース・ドレーン・キャパシタンスは少なくとも部分的に、第１の同調キャパシタンスをもたらす。第２の同調キャパシタンスに関しては、二次巻線とダイオードのどちらかを横切る位置に接続されたコンデンサによって少なくとも部分的にもたらすことができる。さらに、変換器が複数の出力回路を有する場合、出力回路間で第２の同調キャパシタンスを分割することができる。
【００１２】
非線形装置は一般に、出力回路ダイオードで構成される。しかし、ダイオードに直列接続されたＭＯＳＦＥＴや、前記リンギングに同期してＭＯＳＦＥＴをオン・オフ操作する手段など他の構造を使用することも可能である。
【００１３】
従来型のＰＷＭ制御ブロックを使用して入力回路切替装置の循環的なオン・オフ操作を制御する場合には、切替装置を通して放電されるかなりの量のエネルギーを同調キャパシタンス自体が蓄積する可能性がある。この潜在的な問題に対処するには、切替装置のオン操作タイミングを、切替装置を横切る電圧の最小値に一致するように制御することが好ましい。したがって、切替装置制御手段は好ましくは、切替装置がオフになったときに切替装置を横切る電圧を検知する検知手段と、検知手段によって検知された電圧の最小値を判定する判定手段と、判定手段によって判定された切替装置を横切る電圧の前記最小値で切替装置をオン操作するターンオン手段とを備える。検知手段が、変圧器の一次巻線および二次巻線と共に巻かれた検知巻線を備え、これに対して判定手段は、検知巻線によって検知された電圧を積分する積分手段と、切替装置を横切る電圧の前記最小値を示す、積分手段によって積分された電圧の零交差を検出する手段とを備えるようにすると、いっそう有利である。
【００１４】
最小電圧が検出されない異常な状況で切替装置がオン操作されるように、制御手段はさらに、切替手段がターンオン手段によってより早い時間に再びオン操作されないかぎり、切替装置が最後にオンであったときから所定の時間後に切替装置のオン操作を開始するタイムアウト手段を備えることが好ましい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例の説明に直ちに入るのではなく、むしろ次の最初の部分の目標は、一定の寄与効果を検討することによって本発明を理解することにある。
【００１６】
従来技術の議論から想起されることは、通常のフライバック変換器においては、一次漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは、電流を負荷に通過させるようにして有益に使用されることが出来ず、その代わりに、変換器入力回路内で消失されなければならない、ということである。
【００１７】
このような無駄なエネルギー損失に対する解決策を提供するため、本発明は、まず、一次漏れインダクタンスに蓄積されているエネルギーを出力回路で使用できるようにし、次いで、このエネルギーを変換器出力の直流成分として負荷へ送ることとして特徴づけることができる。
【００１８】
高周波数増幅器の世界では、エネルギーは、有限結合を有するコイル間で送られることができることが知られている。図３は、結合因子ｋによって結合されたコイル２２とコイル２３との間のそのような伝導を可能にする同調タンク・コイル回路を示す。図３の構成では、インピーダンスＲs を有する交流電源２４が、コイル２２とコンデンサ２５とを備える同調回路に電流Ｉ1 を送る。コイル２３は負荷Ｒloadに接続されている。
【００１９】
Ｒload＝ＲS であると仮定すると、電力が完全に負荷へ送られる場合、Ｉ1 はＩ2 に等しくなる必要がある。Ｉres が同調回路中の電流であり、Ｑが同調回路およびソース・インピーダンスＲS のＱである場合、次式が成立する。
Ｉres ＝Ｑ. Ｉ1
Ｉ2 ＝ｋ. Ｉres
上式から、次式が成立する場合にＩ1 はＩ2 に等しくなる。
ｋ. Ｑ＝１
これは、結合係数ｋが不良であればあるほど、必要なＱが高くなることを意味する。コイル２２および２３のインダクタンスが一定である場合、結合係数が不良であればあるほど、コンデンサ２５の必要な値は高くなる。
【００２０】
前述のことは、一次漏れインダクタンスおよび二次漏れインダクタンスをそれぞれ、有限結合ｋを有するコイル２２およびコイル２３とみなし、変圧器一次漏れインダクタンスを横切る位置に同調コンデンサを提供し結合係数ｋに妥当なＱを与えることによって、フライバック変換器に応用することができる。もちろん、フライバック変換器の場合、交流電源２４と直接等価なものはないが、入力回路切替装置をオフ操作したときに同調回路でリンギングを発生させるエネルギーが一次漏れインダクタンス中にある。また、同調コンデンサは、一次漏れインダクタンスを横切る位置に簡単に結合することはできないが、必然的に主一次インダクタンス（これについては下記でさらに説明する）にも並列する。
【００２１】
図４は、前述のリンギング状態を発生させるために一次巻線１４に並列する位置に同調コンデンサ３０が追加された図１のフライバック変換器１０を示す。図５は、図１の変換器に関して図２に示したのと同じである、図４の変換器に関する電圧・電流時間プロットを示す。図から分かるように、一次同調コンデンサが存在することにより、ＭＯＳＦＥＴ１６のドレーン電圧Ｖdsおよび出力回路ダイオード１８中の電流Ｉrectで大きなリンギングが発生する。
【００２２】
コンデンサ３０の効果をよりよく理解するために、次に、図５の変換器の変圧器１３および同調コンデンサ３０に関する、図６に示した簡略化された等価回路を参照されたい。同調コンデンサ３０は、値Ｃのキャパシタンスで表される。変圧器は、一次側から見た値”ｌ”の漏れインダクタンスおよび値”Ｌ”の主インダクタンスとして表される。これらのインダクタンスは、一次および二次漏れインダクタンスと主インダクタンスとのそれぞれの組合せである。実際の変圧器をより完全に表すために必要な抵抗素子および磁化力素子は、説明を簡単にするために省略してある。同じ理由で、下記では、変圧器１３の巻数比”ｎ”が１であると仮定され、そのため、インピーダンスを変圧器の一方の側から他方の側へ送るときに係数ｎ2 を導入する必要が回避される。巻数比が１以外であり、変圧器の抵抗素子および磁化力素子が考慮に入れられるケースに下記の説明のうちの大部分が同様に当てはまることが、当業者には容易に明らかになろう。
【００２３】
ＭＯＳＦＥＴ１６をオフ操作した後、ダイオード１８は導通を開始する。交流に関しては、ダイオード１８が導通すると、二次巻線１５が短絡し、そのため、図６を参照すると分かるように、等価回路の応答を決定するうえでインダクタンスＬは何の役割も果たさない。実際上、コンデンサ３０および変圧器１３は、キャパシタンスＣおよび漏れインダクタンスｌからなる並列共振回路を形成する。この共振回路は、ＭＯＳＦＥＴ１６のオフ操作時に漏れインダクタンス中のエネルギーによって発生するリンギングの周波数ＦR を決定する。図７は、ダイオードが導通状態である（ＯＮ）ケースに関して変圧器一次巻線から見た図４の変換器の電流／電圧位相応答特性３１を示す。予期されるように、リンギング周波数ＦR で位相反転が発生する。図７でＦR に関して与えた式はもちろん、近似的なものに過ぎない。
【００２４】
ダイオード１８が非導通状態である周期では、インダクタンスＬは、図６の等価回路の応答を決定するうえで十分な役割を果たす。特にこの場合、キャパシタンスＣならびにインダクタンスｌおよびＬは、リンギング周波数ＦR よりも低いＦO を有する異なる共振回路を形成する。もちろん、ＭＯＳＦＥＴの切替周波数が周波数ＦO から十分に離隔されているかぎり、周波数ＦO でのこの共振は一般に、図４の変換器の動作には影響を及ぼさない。図７は、ダイオード１８が非導通状態である（ＯＦＦ）ケースに関する図４の変換器の位相応答特性３２を示す。ＦR の場合と同様に、図７でＦO に関して与えた式は近似的なものに過ぎない。
【００２５】
前記のことから、変換器変圧器の一次巻線１４を横切る位置に同調コンデンサ３０を設けることが、ＭＯＳＦＥＴ１６のオフ操作時に一次漏れインダクタンスから放出されるエネルギーを変圧器の二次側で周波数ＦRでのリンギングとして見えるようにする効果を有することが分かる。しかし、この場合、図３の構成とは異なり、図４の変換器が直流負荷を有し、リンギングが交流現象であるため、実際には、一次漏れインダクタンスから負荷２０へはエネルギーは送られない。したがって、所望のエネルギー伝達を行うにはさらに何かを実行する必要がある。
【００２６】
一般的に言えば、本発明は、リンギング周波数成分と同じ周波数であるが、位相が逆である成分を二次電流の一部として生成できるようにする。この成分は次いで非線形装置（一般に、整流器ダイオード自体である）で混合され、負荷に電力を供給するうえで有用な直流成分がもたらされる。
【００２７】
この逆位相周波数成分の生成は、変換器変圧器の二次巻線を横切る位置に、適切に値付けされた第２の同調コンデンサを設けることによって行われる。図８は、図４の変換器に追加されるそのような同調コンデンサ３５を設けることを示す。
【００２８】
図９は、コンデンサ３５を追加することによって作製された変圧器等価回路を示す。この等価回路は、図６の等価回路に対応するものであるが、コンデンサ３５の値に対応するキャパシタンスＣ’が追加されている（話を簡単にするために、変圧器の巻数比ｎが１であると仮定したことを想起されたい）。
【００２９】
第２の同調コンデンサの効果は、図９の等価回路と、ダイオードの導通（ＯＮ）状態および非導通（ＯＦＦ）状態の場合の図８の変換器に関して図１０に示した位相応答特性を参照することによって数量的に理解することができる。
【００３０】
ダイオード導通状態では、第２の同調コンデンサ３５が実際上短絡されるので、図８の変換器の周波数特性は図４の変換器とほぼ同じである。したがって、キャパシタンスＣ（第１の同調コンデンサ３０）および漏れインダクタンスｌを伴う並列共振回路が存在し、この共振回路の共振周波数はＦR である。図１０でダイオード・オン状態に関して示した位相応答特性３６から分かるように、周波数ＦRで位相反転が発生する。
【００３１】
ダイオード非導通状態では、第２の同調コンデンサＣ’は、図４の変換器に比べて図８の変換器の周波数特性に対して顕著な効果を有する。主インダクタンスＬを伴うローエンド共振が依然として存在する。しかしこの場合、キャパシタンスＣとキャパシタンスＣ’の両方を伴い、そのため、この共振の周波数ＦO は、図４の変換器に関する対応する周波数ＦO よりも低い。図１０でダイオード・オフ状態に関して示した位相応答特性３７から分かるようにこの共振周波数ＦO で位相反転が発生する（この場合も、漏れインダクタンスｌを省略したことから分かるように、図１０でＦO に関して与えた公式は極めて近似的なものである）。周波数ＦO でのローエンド共振だけでなく、より高い第２の共振、すなわち、漏れインダクタンスｌおよびキャパシタンスＣ’（第２の同調コンデンサ３５）を伴う直列共振もある。Ｃ’の値は、この共振が周波数ＦR 、すなわちダイオード・オン共振と同じ周波数で発生するように選択される。実際には、Ｃ’を選択するには一般に、回路で使用される特定の成分値およびタイプに関する妥当な値を見つけるための試行錯誤が必要である。図１０でダイオード・オフ状態に関して示した位相応答特性３７から分かるように、第２の共振周波数ＦR で位相反転が発生する。第３の共振もダイオード・オフ状態で発生するが、これは、より高い周波数で発生し、図８の変換器の機能には関連せず、したがって、これ以上検討しない。
【００３２】
留意すべき重要な点は、ダイオード・オフ状態およびダイオード・オン状態で、リンギング周波数の近傍で発生する位相応答が逆位相であることである。この場合、ＭＯＳＦＥＴ１６をオフ操作した後に発生するリンギング時に、十分に大きな下向きスイングが発生してダイオードが導通状態でなくなる場合、動作がダイオード・オン状態からダイオード・オフ状態に切り替わったときに電流の位相が直ちに反転し、これによってダイオードが導通状態に戻されることが分かる。その結果、ある形の同期検出が行われ、リンギングが、負荷内で有用に消失できる直流成分に変換される。
【００３３】
もちろん、リンギングは必ずしも、ダイオードを導通状態でなくするほど大きな振幅のものであるとは限らない。しかし、ダイオードが導通状態の場合でも、実際には、変圧器二次巻線を横切る短絡が完全なものではないため、回路の特性は完全にダイオード・オン状態の特性であるわけではない。したがって、ダイオード導通状態とダイオード非導通状態が有効に共存し、前者が優越する。このような逆位相成分の存在自体はそれほど重要ではない（このような成分は単に零平均波形を生成するに過ぎない）が、直流成分を生成するにはこのような成分を混合しなければならない。この混合は、図８の変換器では、ダイオード１８によって非線形順電圧／電流特性の結果として行われる。さらに具体的には、ダイオード１８は下記の近似形の順抵抗Ｒf を有する。
Ｒf ＝０．０２５／Ｉf 
上式で、Ｉf はダイオード中の順電流である。次に、ダイオード中の電流が、リンギング周波数の卓越成分（すなわち、都合上、以下で「位相」成分と呼ばれるダイオード・オン成分。これに対して、他の成分は「逆位相」成分と呼ばれる）のネガティブ・ゴーイング・スイング（負方向に向かう振れ。）と共に低下を開始したときにどうなるかを考える。ダイオードの電流が低下するにつれて、ダイオードの抵抗が増大し、回路特性がダイオード・オフ状態の方へ移り、リンギングの逆位相成分が増加していく。この結果、リンギングの下向きスイングが漸次、減少し、下向きスイングが深くなればなるほど、リンギングの補償逆位相成分が大きくなる。逆位相成分の漸次補償寄与の結果として生成されたリンギング波形４０を極めて概略的に示した図１１にこの効果を示す。また、図１１で、線４１は逆位相成分の漸次補償効果なしのリンギングの平均を示し、これに対して、線４２は波形４０の平均を示す。平均値が上がっており、このことが、この場合、リンギングに直流成分が存在することに相当することが分かる。この直流成分は、ダイオードを通過し、負荷中の一次漏れインダクタンスからエネルギーを消失させる。
【００３４】
リンギングは前述の機構によって完全に直流成分に変換されるわけではないが、一次漏れインダクタンスに蓄積されているエネルギーの大部分は依然として負荷へ送ることができる。Ｖds波形およびＩrect波形に対する効果は、リンギング波形の大きさが、図５に示した波形から大幅に小さくなることである。
【００３５】
前述の機構の効果が、ダイオードの順方向特性上のどこでリンギングが発生するかにある程度依存することに留意されたい。言い換えると、ある程度の効果は変換器の負荷に依存する。したがって、予期される変換器負荷を設計において検討する必要があり、これは、ダイオード・タイプの選択に影響を与えることがある。
【００３６】
図１２は、ＭＯＳＦＥＴ５０が、リンギング電流から直流成分を生成する非線形装置として使用される図８の変換器の変形例を示す（ダイオード１８は依然として存在するが、位相リンギング成分と逆位相リンギング成分の混合を行うためには使用されない）。ＭＯＳＦＥＴ５０は、ダイオード１８の後に続けて出力回路に挿入され、（線５２上で検知された）リンギングと同期的にオン・オフ操作されるように制御ブロック５１によって制御される。リンギングのポジティブ・ゴーイング・ピーク（正方向に向かう最大値）時には、ＭＯＳＦＥＴ５０がオン操作され、これに対して、リンギングの谷の間には、ＭＯＳＦＥＴ５０がオフ操作され、あるいはこの逆になり、それぞれ、負荷内に正電流または負電流が生成される。
【００３７】
一次および二次同調コンデンサを使用して変圧器漏れインダクタンスのエネルギー損失問題を解決することによって、他のエネルギー消失問題が発生する可能性が生じた。特に、同調コンデンサ３０および３５はかなりの量のエネルギーを含むことができ、ＭＯＳＦＥＴ切替装置１６が通常の固定周波数ＰＷＭモードで制御される場合、ＭＯＳＦＥＴ１６がオン操作されたときに同調コンデンサがＭＯＳＦＥＴ１６を通じて放電される。状況に応じて、結果として生じるエネルギー消失は、通常のフライバック変換器における漏れインダクタンスに関係する最初のエネルギー損失を超える可能性がある。
【００３８】
ＭＯＳＦＥＴ切替装置１６中のエネルギー消失を最小限に抑えるには、ドレーン電圧をできるだけ低くしたときにＭＯＳＦＥＴ１６をオン操作するのが最も良い。こうなるのは、変圧器コアが放電した後に、電圧がローエンド・ダイオード・オフ共振周波数ＦO に戻る瞬間である。図１３は、ＭＯＳＦＥＴ１６のオン操作がＭＯＳＦＥＴドレーン電圧のこの最小電圧点で行われるように制御される図８のフライバック変換器の変形例を示す。図１４は図１３の変換器に関するＶgs波形、Ｉd 波形、Ｖds波形、Ｉrect波形を示す。
【００３９】
図１４のＶds波形を参照すると、波形の立下りが正弦形であることが分かる。これは、変圧器コアの放電の直後に周波数ＦO で発生する電圧スイングである。この電圧スイングの最小値は、図１３の変換器では、変圧器コア上に巻かれた検知コイル６０と、正弦スイングを実際上９０°にわたって移相させる積分器６１と、検知された波形の最小値に対応する積分器出力の零交差を検出する零交差検出器６２とを備える構造によって検知される。零交差検出器の出力は、ＭＯＳＦＥＴ１６のオン操作を開始するためにＯＲ回路６３を介してオン時間制御ブロック６４へ送られるトリガ信号の形をとる。実際のオン時間継続時間は帰還出力電圧のレベルによって決定される。この場合の目的も帰還出力電圧を一定に維持することである。
【００４０】
ＭＯＳＦＥＴ１６がもはや固定周波数ではオンオフ操作されず、この場合、切替周波数が実際上、負荷に依存することに留意されたい。図１３の変換器が連続動作モードと不連続動作モードとの間の境界で動作することが図１３の変換器の動作に固有のことであることにも留意されたい。したがって、ダイオード１８中の電流Ｉrectは、ＭＯＳＦＥＴ１６が再びオン操作される直前に零に低下する。
【００４１】
検出すべきドレーン電圧最小値がない状況（始動など）をカバーするために、ＭＯＳＦＥＴが零交差検出器６２からのトリガ信号によってより早い時間に再びオン操作されないかぎり、ゲート信号Ｖgsが最後にハイになってから所定の時間後にオン時間制御ブロックへターンオン・トリガ信号が送られるようにタイムアウト回路６５を提供する。
【００４２】
図１５は、主要成分の例示的な値を有する図１３の変換器の実施態様を示す。一次および二次同調キャパシタンスＣおよびＣ’の構成を考える。特に、図１３では、一次巻線１４を横切る位置に接続されたコンデンサ３０によってもたらされるものとして表された一次同調キャパシタンスＣは、コンデンサ３０Ａによって、ＭＯＳＦＥＴ１６のソース・ドレーン・キャパシタンス３０Ｂと共に巻線１４を横切ってもたらされる。ソース・ドレーン・キャパシタンス３０Ｂは、交流に関してはコンデンサ３０Ａに並列する（リザーバ・コンデンサ６９によってこれが保証される）。キャパシタンス３０Ｂの値が十分なものである場合、まったくコンデンサ３０Ａなしで済ますことができる。図１３では、二次巻線１５を横切る位置に接続されたコンデンサ３５によってもたらされるものとして表された二次同調キャパシタンスＣ’に関しては、図１５では、このキャパシタンスＣ’は、ダイオード１８を横切る位置に接続されたコンデンサ３５Ａによってもたらされる。この場合も、この構成は、交流に関しては、コンデンサと二次巻線１５を並列接続することと等価である（コンデンサ１９が、ダイオードがオフのときコンデンサ３５Ａと直列接続されてもインピーダンスが無視できるほど大型であり、ダイオードがオンのとき、このコンデンサが有効な交流短絡をもたらすことに留意されたい）。二次巻線１５およびダイオード１８を横切る位置に接続されたコンデンサの組合せを使用して、キャパシタンスＣ’をもたらすこともできる。さらに、変換器が複数の出力回路１２を有する場合、これらの出力回路間でキャパシタンスＣ’を分配することができる。
【００４３】
図１６および図１７は、図１５の変換器のＭＯＳＦＥＴ１６のドレーン電圧のオシログラムを示し、図１６の波形は、図４の変換器の場合と同様にかなりのリンギングがもたらされるように二次同調コンデンサを切り離したケースに関するものである。図１７のオシログラムは、二次同調コンデンサが接続されており、図から分かるように、リンギングがほぼ消失したケースに関するものである。図１６および図１７は明らかに波形の立下りが正弦形であることも示している。
【００４４】
本発明の前述の実施例には多数の変形例が可能であることが理解されよう。したがって、切替装置１６は一般に一次巻線１４と直列接続されるが、この切替装置が一次巻線の励磁を制御できるようにする他の構成も可能である。コイル７０が切替装置１６に直列接続され、一次巻線１４が切替装置を横切ってコンデンサ７１を通じて接続されるそのようなある構成を図１８に示す。コンデンサ７１の値は、装置１６の切替周波数で、コンデンサ７１が交流短絡として働き、したがって実際上、一次巻線をコイル７０と並列させるような値である。切替装置１４は、図１３の回路の場合と同様に制御され、ＭＯＳＦＥＴ切替装置のドレーン上の電圧波形および二次巻線を横切る電圧波形は、図１３の回路の場合とほぼ同じである。同調コンデンサ３０および３５の効果も図１３の回路の場合と同じである（交流に関しては、一次巻線１４は実際上コイル７０に並列されるので、同調コンデンサ３０を一次巻線ではなくコイル７０を横切る位置に接続しても同調コンデンサの動作に影響が及ばないことに留意されたい）。図１８の回路は、整流された交流主電源入力から同調された直流出力をもたらすために使用したときに良好な力率特性を与えるうえで特に有用である。そのような応用例では、コンデンサ７１は主電源リップルを遮断する値と共に選択される。その場合でも一般に、出力電圧帰還ループに低域フィルタを含める必要がある。図１８の回路の基本構成は、”Switched Mode Power Supply with Power Factor Correction ”と題する同じ日付の関連欧州特許出願の主題を形成している。図１８の回路の動作の詳細な説明に関しては、その出願を参照されたい。
【００４５】
以上、本発明の実施の態様について縷々説明してきたことを、まとめると以下のように要約することができる。
１）  それぞれ、主インダクタンスおよび漏れインダクタンスを有する、一次巻線と二次巻線とを有するエネルギー蓄積変圧器を通じて出力回路に結合された入力回路を備え、入力回路が、前記一次巻線の励磁を同調するように接続された切替装置と、切替装置の循環的なオンオフ操作を制御する制御手段とを備え、出力回路が、前記二次巻線に直列接続されたダイオードと、二次巻線とダイオードの直列組合せに並列接続され、それを横切って変換器出力が生成されるリザーバ・コンデンサとを備えるフライバック変換器であって、交流に関して、それぞれ、前記一次巻線および二次巻線に並列する、一次および二次同調キャパシタンスが提供され、これらの同調キャパシタンスが、
ダイオードが導通状態の場合、一次漏れインダクタンスおよび前記第１の同調キャパシタンスが重要な役割を果たす共振周波数ＦRを有する第１の共振回路が形成され、
ダイオードが非導通状態の場合、一次漏れインダクタンスおよび前記第２の同調キャパシタンスが重要な役割を果たすが、前記第１の共振回路の場合とは逆位相の電圧／電流位相関係が共振のどちらかの側に存在する、周波数ＦR にほぼ等しい共振周波数を有する第２の共振回路が形成されるような値を有し、
出力回路が、切替装置をオフ操作した後に前記第１および第２の共振回路によって生成されるリンギングの逆位相成分を組み合わせるように動作する非線形装置を含み、それによって、一次漏れインダクタンスに蓄積されているエネルギーが、少なくとも部分的に二次回路に送られ、変換器出力の直流成分に変換されることを特徴とするフライバック変換器。
【００４６】
２）  前記第１の同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、前記一次巻線を横切る位置に接続されたコンデンサによってもたらされることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００４７】
３）  前記切替装置がＭＯＳＦＥＴであり、前記第１の同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、ＭＯＳＥＴのドレーン・ソース・キャパシタンスによってもたらされることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００４８】
４）  前記第２の同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、前記二次巻線を横切る位置に接続されたコンデンサによってもたらされることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００４９】
５）  前記第２の同調キャパシタンスが少なくとも部分的に、前記ダイオードを横切る位置に接続されたコンデンサによってもたらされることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００５０】
６）  変換器が、それぞれ、変圧器のそれぞれの前記二次巻線を通して前記一次巻線に結合された、複数の前記出力回路を備え、前記第２の同調コンデンサが前記出力回路間で分割されることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００５１】
７）  前記非線形装置が前記ダイオードで構成されることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００５２】
８）  前記非線形装置が、前記ダイオードに直列接続されたＭＯＳＦＥＴと、前記リンギングに同期してＭＯＳＦＥＴをオン・オフ操作する手段とを備えることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００５３】
９）  前記制御手段が、切替装置がオフになったときに切替装置を横切る電圧を検知する検知手段と、前記検知手段によって検知された電圧の最小値を判定する判定手段と、前記判定手段によって判定された切替装置を横切る電圧の前記最小値で切替装置をオン操作するターンオン手段とを備えることを特徴とする上記１に記載のフライバック変換器。
【００５４】
１０）  前記検知手段が、前記一次巻線および二次巻線と共に巻かれた検知巻線を備え、前記判定手段が、前記検知巻線によって検知された電圧を積分する積分手段と、切替装置を横切る電圧の前記最小値を示す、前記積分手段によって積分された電圧の零交差を検出する手段とを備えることを特徴とする上記９に記載のフライバック変換器。
【００５５】
１１）  前記制御手段がさらに、変換器出力電圧をほぼ一定に維持するように変換器の出力で生成された電圧に応じて切替装置のオン時間の継続時間を制御する手段を備えることを特徴とする上記９に記載のフライバック変換器。
【００５６】
１２）  前記制御手段がさらに、切替手段が前記ターンオン手段によってより早い時間に再びオン操作されないかぎり、切替装置が最後にオンであったときから所定の時間後に切替装置のオン操作を開始するタイムアウト手段を備えることを特徴とする上記９に記載のフライバック変換器。
【００５７】
１３）  前記入力回路がさらに、前記切替装置に直列接続されたコイルと、切替装置を横切って前記一次巻線に直列接続されたコンデンサとを備えることを特徴とする上記９に記載のフライバック変換器。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明してきたように、本発明によれば、一次漏れインダクタンスのためのエネルギー損失が低減されたフライバック変換器を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】既知のフライバック変換器の回路図である。
【図２】図１の変換器の動作を示す電圧・電流時間プロットを示す図である。
【図３】同調されたタンク・コイルを使用して、有限結合を有するコイル間で電力を送ることを示す図である。
【図４】変換器変圧器の一次漏れインダクタンスに対するリンギング効果を発生させる、変圧器一次巻線を横切る位置に同調コンデンサを備えるフライバック変換器の回路図である。
【図５】図４の変換器の動作を示す電圧・電流時間プロットを示す図である。
【図６】図４のフライバック変換器の変圧器・同調コンデンサ構成用の簡略化された等価回路を示す図である。
【図７】変圧器一次巻線を横切る位置で見た図４の回路の位相応答を示す図である。
【図８】本発明を具体化し、一次巻線と二次巻線の両方を横切る同調コンデンサと、出力回路ダイオードで構成された出力回路中の非線形装置とを備える第１の態様のフライバック変換器の回路図である。
【図９】図８のフライバック変換器の変圧器・同調コンデンサ構成用の簡略化された等価回路を示す図である。
【図１０】変圧器一次巻線を横切る位置で見た図８の回路の位相応答を示す図である。
【図１１】図８の変換器の出力回路中の非線形構成要素の効果を示す図である。
【図１２】本発明を具体化するものであり、図８に示した変換器に類似しているが、変換器出力回路中の非線形装置として使用されるＭＯＳＦＥＴを備える第２の態様のフライバック変換器の回路図である。
【図１３】本発明を具体化するものであり、図８に示した変換器に類似しているが、入力回路切替装置のオン操作が、装置を横切る電圧の最小値で行われるように制御される第３の態様のフライバック変換器の回路図である。
【図１４】図１３の回路の動作を示す電圧・電流時間プロットを示す図である。
【図１５】図１３の回路の実施態様の回路図である。
【図１６】二次同調コンデンサが取り外された、図１５の回路用の入力回路切替装置を横切る電圧を示す電圧／時間グラフである。
【図１７】二次同調コンデンサが接続された、図１６に類似している電圧／時間グラフである。
【図１８】入力回路切替装置用の異なる接続構成を示す図１３の回路の変形例の回路図である。
【符号の説明】
１０  フライバック変換器
１１  入力回路
１２  出力回路
１３  エネルギー蓄積変換器
１４  一次巻線
１５  二次巻線
１６  ＭＯＳＦＥＴ切替装置
１７  制御ブロック
１８  ダイオード
１９  リザーバ・コンデンサ
２０  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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