(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変換する変換手段と、前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対してトルク演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして第２の負荷角指令値を求める負荷角指令値演算手段と、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたときは、前記第１の負荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値から電圧指令ベクトルを演算するように切り換える切換手段とを設けたことを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。
【請求項２】
回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変換する変換手段と、前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対してトルク演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして負荷角指令値の補正値を求める補正演算手段とを備え、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたときは、前記第１の負荷角指令値に前記補正値を加算した第２の負荷角指令値を与えて電圧指令ベクトルを演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。
【請求項３】
前記電力変換器として電圧形インバータを用い、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段で制限されないときは電圧形インバータにパルス幅制御をさせ、電圧制限手段で制限されるときは電圧形インバータに方形波電圧を出力させるよう電圧形インバータへのゲートパルス信号を切り換えるゲートパルス信号切換手段を設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
【請求項４】
前記トルク演算手段では、永久磁石のつくる磁束方向の起磁力を生じるｄ軸電流およびこれに直交するｑ軸電流と、永久磁石同期電動機の電気定数とからトルクを演算することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
【請求項５】
前記永久磁石同期電動機の端子電圧を検出する検出手段を付加し、前記トルク演算手段では、永久磁石同期電動機の前記端子電圧検出値，電気定数，電流，磁極位置信号および回転速度からトルクを演算することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
【請求項６】
前記トルク演算手段では、前記電圧制限手段によって制限された電圧の大きさ指令値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算することを特徴とする請求項１または２に記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
【請求項７】
前記トルク演算手段では、前記電圧形インバータが方形波電圧を出力した場合の方形波電圧値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算することを特徴とする請求項３に記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、永久磁石同期電動機の制御装置、特に永久磁石同期電動機の弱め磁束運転制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７に永久磁石同期電動機制御装置の従来例を示す。
この回路は、コンバータ１、インバータ２、電流検出器（電流センサ）３、永久磁石同期電動機（ＰＭ）４、これにつながる磁極位置センサ５、速度センサ６、およびトルク指令を受けてインバータ２にゲートパルス信号を与える制御装置７等より構成される。
【０００３】
上記制御装置は以下のように構成される。
ここでは、回転子上の永久磁石が作り出す磁束と同期して回転する回転座標系で、磁束方向をｄ軸とし、それに直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標を考え、永久磁石同期電動機の電流検出値ＩV，ＩWをｄｑ座標電流検出値Ｉd，Ｉqに変換する３相／２相（３／２）変換器７０１、トルク指令値とコンバータの出力電圧値，速度センサの検出値ωに応じてｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値を演算する電流指令演算器７０２、ｄ軸，ｑ軸電流検出値をｄ軸，ｑ軸電流指令値に追従させる電流調節器７０３、ｄｑ座標上の２相電圧指令値Ｖd*，Ｖq*を大きさ｜Ｖ1｜，ｄ軸を基準とする角度δ1での極座標形式で表現される電圧指令ベクトルに変換する極座標変換器７０４、位置センサの検出値θと電圧指令ベクトルの角度δ1を加える加算器７０５、電圧指令ベクトルと同じ電圧をインバータで出力するための、ゲートパルス信号を演算するＰＷＭ演算器７０６等から構成される。
【０００４】
その動作について説明する。
電流センサ３により検出される相電流検出値は、位置センサ５により検出される磁極位置信号θを用いて、３／２変換器７０１で座標変換され、ｄ軸，ｑ軸電流検出値に変換される。一方、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉd * ，Ｉq * は、電流指令演算器７０２においてトルク指令値，コンバータ１の出力電圧値，速度センサ６の検出値ω等を用いて演算される。このｄ軸，ｑ軸電流検出値をその指令値に追従させる電流調節器７０３により、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値が得られる。この電圧指令値は、極座標変換器７０４により電圧の大きさ｜Ｖ1 ｜と角度指令値δ1 に変換される。なお、角度指令値δ1 は同期電動機の負荷角または内部相差角と呼ばれるが、上記演算にて得られるδ1 を以下では第１の負荷角指令値と呼ぶ。加算器７０５ではこの第１の負荷角指令値と磁極位置信号とが加算され、電圧の大きさ｜Ｖ1 ｜と角度（δ1 ＋θ）がＰＷＭ演算器７０６に入力され、ここで、その大きさと角度に対応するパルスパターンが演算される。このパルスパターンをインバータ２にゲートパルス信号として与えることで、永久磁石同期電動機４を所望の態様で駆動することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、永久磁石による誘起電圧は回転速度に比例して増加する。このため、高速時には誘起電圧がインバータなどの電力変換器が出力し得る最大電圧を超えて制御不能になることがある。また、定出力特性が要求される電気自動車などの用途では、電機子反作用磁束を利用した弱め磁束制御を行なうことが、電力変換器の容量を小さくする上で効果的であり、定出力特性が得られるだけでなく誘起電圧をインバータが出力し得る電圧以下にすることができる。なお、弱め磁束制御は具体的には、永久磁石のつくる磁束と逆方向の起磁力をつくる電流、すなわち負のｄ軸電流を流して行なっている。
【０００６】
図８に弱め磁束制御時の電圧ベクトル例を示す。同図の実線の半円はインバータの出力し得る最大電圧の軌跡、点線の半円は制御上の電圧余裕がある場合の出力電圧の軌跡を示し、Ｖ，Ｖ’は各場合の電圧ベクトル、Ｉ，Ｉ’は各場合の電流ベクトルを示す。
永久磁石同期電動機の誘起電圧がインバータの出力電圧よりも高い場合、その差の電圧を負のｄ軸電流を流し電機子反作用を利用することで補う、弱め磁束制御を行なっている。
【０００７】
しかし、図７に示す従来例では、誘起電圧の上限とインバータが出力し得る最大電圧との間には電圧余裕が必要である。なぜなら、誘起電圧が最大電圧を少しでも超えると所望のトルクが得られなくなり、最悪の場合は制御系が不安定となり制御不能となるからである。そのため、上記の電圧余裕はインバータの最大電圧の１０％程度にする場合もあるが、これにより出力可能な電圧が低下する。このことは、大形で高価なインバータが必要になったり、より大きなｄ軸電流を流すことになり、電動機が大形化し高価になるなどの問題が生じる。
【０００８】
上記の問題を解決するため、例えば特開平９−４７１００号に示すような方式が提案されている（提案方式ともいう）。この方式によれば、中・高速時のインバータ出力電圧をインバータが出力可能な最大電圧にし得るので、上記のような電圧余裕は必要なく、その分インバータや電動機を小形化できる。しかし、この方式は特定の永久磁石同期電動機にしか適用できない。以下にその理由を示す。ところで、永久磁石同期電動機のトルクτはＰf を極対数、ψm を磁束、Ｌd ，Ｌq をｄ軸，ｑ軸の各インダクタンスとして、次の（１）式のように表わされる。
τ＝Ｐf ｛ψm Ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）Ｉd Ｉq ｝                …（１）
【０００９】
永久磁石同期電動機の回転子の構造は、回転子表面に磁石を取り付けた表面磁石構造と、回転子内部に磁石を取り付けた埋込磁石構造が一般的である。前者ではｄｑ直交座標系で表わしたｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスは等しいが、後者ではｄ軸インダクタンスよりもｑ軸インダクタンスの方が大きくなる突極性を有している。このため、前者の場合はトルクはｄ軸電流には無関係でｑ軸電流に比例するが、後者の場合はトルクはｄ軸電流，ｑ軸電流の双方の関数となる。すなわち、上記提案方式では前者の電動機を対象としており、後者のように突極性を有する電動機には適用すると、所望のトルクを得られないという問題がある。
したがって、この発明の課題は、永久磁石同期電動機の回転子の構造に関わらず、所望のトルクを得られるようにすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決すべく、請求項１の発明では、回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変換する変換手段と、前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対してトルク演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして第２の負荷角指令値を求める負荷角指令値演算手段と、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたときは、前記第１の負荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値から電圧指令ベクトルを演算するように切り換える切換手段とを設けるようにしている。
【００１１】
請求項２の発明では、回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変換する変換手段と、前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対してトルク演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして負荷角指令値の補正値を求める補正演算手段とを備え、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたときは、前記第１の負荷角指令値に前記補正値を加算した第２の負荷角指令値を与えて電圧指令ベクトルを演算するようにしている。
【００１２】
上記請求項１または２の発明においては、前記電力変換器として電圧形インバータを用い、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段で制限されないときは電圧形インバータにパルス幅制御をさせ、電圧制限手段で制限されるときは電圧形インバータに方形波電圧を出力させるよう電圧形インバータへのゲートパルス信号を切り換えるゲートパルス信号切換手段を設けることができる（請求項３の発明）。
請求項１ないし３のいずれかに記載の発明では、前記トルク演算手段では、永久磁石のつくる磁束方向の起磁力を生じるｄ軸電流およびこれに直交するｑ軸電流と、永久磁石同期電動機の電気定数とからトルクを演算することができ（請求項４の発明）、または、前記永久磁石同期電動機の端子電圧を検出する検出手段を付加し、前記トルク演算手段では、永久磁石同期電動機の前記端子電圧検出値，電気定数，電流，磁極位置信号および回転速度からトルクを演算することができる（請求項５の発明）。
【００１３】
上記請求項１または２の発明においては、前記トルク演算手段では、前記電圧制限手段によって制限された電圧の大きさ指令値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算することができ（請求項６の発明）、上記請求項３の発明においては、前記トルク演算手段では、前記電圧形インバータが方形波電圧を出力した場合の方形波電圧値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算することができる（請求項７の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図７に示す従来例と異なる点は、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値を或る値に制限する電圧制限手段としての電圧リミッタ７０７と、トルクを推定演算するトルク演算器７１２と、トルク指令値とトルク推定（演算）値との偏差を無くすように負荷角を調整し、第２の負荷角指令値を出力する負荷角調節器７１０と、第２の負荷角指令値の急激な変化を抑えるためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）７１１と、第１の負荷角指令値δ1 と第２の負荷角指令値δ2 とを切り換える切換器７０８と、負荷角の切り換えを判断する角度切換判断器７０９とを付加した点にある。
このような構成により、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大きい場合は、電圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０７により電圧リミッタ値に制限されるとともに、このことを角度切換判断器７０９で判断して、負荷角指令値を第１の負荷角指令値δ1 の代わりに、第２の負荷角指令値δ2 を用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトルを演算するようにしている。
【００１５】
すなわち、図８で説明したように弱め磁束制御時には常に負のｄ軸電流を流す必要があるが、インバータの出力し得る電圧を高くすることで、誘起電圧とインバータ出力電圧との差を小さくし、その分、ｄ軸電流を減少させるものである。このため、図８に示すように、制御上の電圧余裕がある場合の電流ベクトルＩ’のｄ軸電流成分Ｉd ’よりも、電流ベクトルＩのｄ軸電流成分Ｉd の方が小さくなっている。
また、弱め磁束制御を行ない、出力電圧Ｖが一定の場合でのトルクと負荷角との関係は、例えば図２に示すように、負荷角が０度から９０度の範囲では、トルクは負荷角に応じて単調増加であるため、トルク指令値に対するトルク演算値の偏差を無くすように負荷角を調節する構成とすることにより、出力電圧一定の条件下でトルクを安定に制御することができる。なお、トルクを検出するのにトルクメータ等の機器を用いると、コスト等の関係から適用できる範囲が限定されることもあるため、ここでは以下のようにしている。
【００１６】
トルクを演算により求める第１の方法は、ｄ軸，ｑ軸電流検出値を先の（１）式に代入して求める方法である。
第２の方法は、ｄ軸，ｑ軸電圧を下記数１として示される（２）式によって求め、ｄ軸，ｑ軸の電圧，電流から下記数２として示される（３）式によって出力Ｐを求め、これを下記数３として示される（４）式の如く回転速度ωで除算して求める方法である。
【数１】
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【数２】
0003674741.tif 000003
【数３】
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【００１７】
図３はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
図７に示す従来例と異なる点は、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値を或る値に制限する電圧リミッタ７０７と、トルクを推定演算するトルク演算器７１２と、トルク指令値とトルク推定値との偏差を無くすように負荷角指令値を補正するための補正値を演算する負荷角補正器７２０と、負荷角指令値の急激な変化を抑えるためのローパスフィルタ７２１と、第１の負荷角指令値δ1 に負荷角指令の補正値を加算する加算器７２２とを付加した点である。
このような構成により、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大きい場合は、電圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０７により電圧リミッタ値に制限されるとともに、加算器７２２により第１の負荷角指令値δ1 に、負荷角補正器７２０からの補正値が加算されて第２の負荷角指令値δ2 を得、これを用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトルを演算する。
【００１８】
図４はこの発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
これは図１に示すものに対し、ＰＷＭ演算器７０６の入力である電圧指令ベクトルの大きさと角度とを用い、方形波電圧を出力するのに必要な同期ＰＷＭのゲートパルス信号を作成する方形波電圧演算器７１３と、この方形波電圧演算器７１３の出力とＰＷＭ演算器７０６の出力との切り換えを行なう切換器７２４と、コンバータの出力電圧値と電圧リミッタ値と角度切換判断器７０９の出力とから、インバータ２に入力するゲートパルス信号を選択する切換器７１５とを付加して構成される。
このような構成により、電圧指令ベクトルの大きさがＰＷＭ演算器７０６の最大出力電圧よりも大きくなるときは、インバータ２に入力するゲートパルス信号として、ＰＷＭ演算器７０６の出力から方形波電圧演算器７１３の出力へ切り換えるようにする。
【００１９】
すなわち、出力電圧一定の条件下でトルクの制御をするために、インバータの最大基本波電圧である方形波電圧を用いるものである。方形波電圧とＰＷＭ方式による線間電圧波形例を図５に示す。同図（ａ）は方形波電圧の例、（ｂ）はＰＷＭ電圧の例である。
つまり、コンバータの出力電圧をＥｄとすると、方形波電圧の線間基本波電圧Ｖl1は次の数４として示される（５）式で表わされる。一方、通常用いられているＰＷＭ方式である正弦波，三角波比較ＰＷＭ方式の線間基本波電圧Ｖp1（変調度＝１）は次の数５として示される（６）式で表わされる。
【００２０】
【数４】
0003674741.tif 000005
【数５】
0003674741.tif 000006
すなわち、方形波電圧の線間基本波電圧はＰＷＭ方式の線間基本波電圧に比べて２７％も高くなり、この電圧増加により同一のトルクまたは出力を得るための電流を低減でき、機器の小型化が可能となる。また、方形波電圧を用いることにより、スイッチング回数の減少によるスイッチング損失を低減でき、機器の高効率化が可能となる。
【００２１】
図６はこの発明の第４の実施の形態を示す構成図である。
これは図１に示すものに対し、インバータの出力電圧を検出する電圧検出器８を設けた点が特徴である。トルク演算器７１２に、電圧検出器８で検出された電動機の端子電圧，電動機の電気定数，電流，磁極位置および回転速度を入力し、検出された端子電圧値の基本波振幅を電圧の大きさ｜Ｖ｜とし、この検出電圧の位相と電動機の位置から負荷角δを求め、これら諸量を（２）〜（４）式に代入してトルクを演算するようにしたものである。
【００２２】
トルクの演算を、図６では（２）〜（４）式を利用して行なうようにしているが、図１，図３の例のように、電圧検出器８を設けず、電圧リミッタ７０７によって電圧の大きさが制限される場合は、その制限値を電圧の大きさ｜Ｖ｜として用いることができ、または、図４の例のようにインバータが方形波電圧を出力する場合は、その方形波電圧値を電圧の大きさ｜Ｖ｜として用いることが可能であることは言うまでもない。
【００２３】
【発明の効果】
請求項１または２の発明によれば、永久磁石同期電動機を弱め磁束制御するに当たり、第１の負荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値、または第１の負荷角指令値に補正値を加算したものを用いることで、出力電圧一定の条件の下でトルクを制御することが可能となり、従来必要であった電圧余裕を不要にし得るという利点が得られる。その結果、出力電圧が増加し、弱め磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一のトルクまたは出力を得る場合の機器の小型化，低コスト化が可能となる。
請求項３の発明では、請求項１または２の発明において、インバータの最大基本波電圧である方形波電圧を用いることで、ＰＷＭ方式よりも出力電圧が増加し弱め磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一のトルクまたは出力を得る場合の機器の小型化，低コスト化が可能になるだけでなく、スイッチング損失が低減し、機器効率を高めることが可能となる。
【００２４】
請求項４の発明では、請求項１ないし３の発明において、ｄ軸，ｑ軸電流検出値を用いることで、掛算のみの簡単な演算でトルク演算が可能となり、高速かつ高価な演算器が不要となる。
請求項５の発明では、請求項１ないし３の発明において、電動機の端子電圧，電動機の電機子抵抗，電流，磁極位置信号，回転速度を用いてトルクを演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最小にすることができる。
【００２５】
請求項６の発明では、請求項１または２の発明において、電圧リミッタ値，第２の負荷角指令値，電動機電流，巻線抵抗および回転速度からトルクを演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最小にすることができる。
請求項７の発明では、請求項３の発明において、方形波電圧の出力電圧，第２の負荷角指令値，電動機の巻線抵抗および回転速度からトルクを演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最小にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】弱め磁束制御時の負荷角とトルクの関係説明図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図４】この発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
【図５】方形波電圧波形とＰＷＭ電圧波形の説明図である。
【図６】この発明の第４の実施の形態を示す構成図である。
【図７】従来例を示す構成図である。
【図８】弱め磁束制御時の電圧ベクトル説明図である。
【符号の説明】
１…コンバータ、２…インバータ、３…電流センサ、４…永久磁石同期電動機（ＰＭ）、５…磁極位置センサ、６…速度センサ、７…制御装置、７０１…３相／２相（３／２）変換器、７０２…電流指令演算器、７０３…電流調節器、７０４…極座標変換器、７０５，７２２…加算器、７０６…ＰＷＭ演算器、７０７…電圧リミッタ、７０８，７１４…切換器、７０９…角度切換判断器、７１０…負荷角調節器、７１１，７２１…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、７１２…トルク演算器、，７１５…パルス切換判断器、７２０…負荷角補正器、８…電圧検出器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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