(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
中間周波数信号を作成し、作成した中間周波数信号から高周波信号を発生してＮＭＲ試料に照射する核磁気共鳴装置において、
入力されたΔ位相データに基づき、中間周波数出力波形の位相データを出力する位相アキュムレータと、
前記位相アキュムレータからの位相データ出力を正弦波／余弦波に変換する振幅変換器と、
前記振幅変換器で振幅変換された正弦波／余弦波データをそれぞれ実部、虚部とする正弦／余弦複素ベクトルと、所定振幅値の実部、虚部を有する外部入力複素ベクトルとを乗算して中間周波数デジタルデータを出力する複素乗算器と、
前記複素乗算器の中間周波数デジタルデータ出力をアナログ信号に変換して中間周波数信号を生成するＤ／Ａ変換器とを備え、
前記外部入力複素ベクトルの実部、虚部の振幅値を任意に設定することにより、中間周波数の振幅変調と位相変調を同時に行えるようにしたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項２】
入力されたΔ位相データに基づき中間周波数出力波形の位相データを生成する位相アキュムレータと、生成された位相データを正弦波／余弦波に振幅変換する振幅変換器と、振幅変換された正弦波／余弦波データをそれぞれ実部、虚部とする正弦／余弦複素ベクトルと、所定振幅値の実部、虚部を有する外部入力複素ベクトルとを乗算して中間周波数デジタルデータを出力する複素乗算器とを有する複素乗算器付きダイレクト・デジタル・シンセサイザと、
前記複素乗算器付きダイレクト・デジタル・シンセサイザ出力をアナログ信号に変換して中間周波数信号を生成するＤ／Ａ変換器と、
生成した中間周波数信号と局部発振信号とを混合して高周波信号を発生するミキサと、
ゲートＯＮ／ＯＦＦ回路で制御され、前記ミキサからの出力をゲートするアナログゲートと
前記ゲートＯＮ／ＯＦＦ回路で制御され、前記アナログゲートを閉じるのと同期して出力ディスエーブル状態となり、前記複素乗算器付きダイレクト・デジタル・シンセサイザへ外部入力データを出力するラッチ回路と、
を備えた核磁気共鳴装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は核磁気共鳴装置（ＮＭＲ）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＮＭＲにおいては、測定する試料に照射する高周波数（ＲＦ）電磁場を発生するため、まず中間周波数（ＩＦ）を作成し、これと周波数シンセサイザー等のローカル信号発生器からの発信周波数を適当に加算（あるいは減算）して発生している。さらに、発生したＲＦは周波数変調、位相変調、振幅変調が必要で、これらはＩＦを変調することで実現される。ＩＦは、通常、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）と呼ばれる方式、或いはデバイスでデジタル的に生成される。
【０００３】
このようなＩＦの生成について、図８、図９により説明する。
クロック発生器１でｆclock を発生し、位相アキュムレータ２でｆclock のタイミングでΔ位相データを加算する。Δ位相データは、一定振幅、一定時間幅のデータであり、これをｆclock に同期して加算することにより、図９（ａ）に示すような所定の傾きのランプ波形を生成する。Δ位相データの時間幅または振幅を変えることにより、この傾きは自由に変更できる。位相アキュムレータ２のランプ波形出力は sin／ cos振幅変換器３で sinまたは cos波に変換される。この変換器３は、通常メモリに記憶されていて入力データを対応する sin／ cosの値に変換するテーブルであり、位相アキュムレータ２の出力をアドレスとしてそれに対応する sin／ cosの値が出力され、図９（ｂ）に示すような波形に変換される。
【０００４】
ＤＡＣ５はデジタル／アナログ変換器であり、 sin／ cos振幅変換器３の出力がｆclock に同期してアナログ値に変換され、図９（ｃ）に示すような正弦波または余弦波が生成され、さらにＬＰＦ（ローパスフィルタ）６により高調波が除かれて、図９（ｄ）に示すような平滑化された正弦波または余弦波となり、さらにアッテネータで外部コントロールされて振幅変調され、ＩＦが生成される。ＩＦ出力の周波数は、Δ位相の設定値で決定され、位相変調は位相シフト量をアキュムレータ２に与え、この内部でΔ位相に加算するか、あるいはＬＰＦ６の出力側に移相器を入れて実現している。前述したように、生成されるＩＦの周波数ｆout はΔ位相データの時間幅を変えることで変化し、Δ位相データはｆout ／ｆclock で与えられる。また、位相アキュムレータ２、 sin／ cos振幅変換器３によりＤＤＳを構成している。
【０００５】
図１０に示すように、生成されたＩＦは周波数シンセサイザーからの出力（Local ）とミキサー８で混合され、両者の周波数の差または和によりＲＦを発生させ、ゲート９を通してＮＭＲの試料に照射するようにしている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図８に示すＤＤＳによるＩＦの生成において、従来、周波数、位相、振幅の各データの設定はコンピュータから書き込まれる。この時、各データのビット幅は通常１６〜３２ビット程度必要であるため、同時に設定することはできない。これらのデータ設定の高速化は僅かなものであっても、ＮＭＲのパルスシーケンスのより高速な実行のためには極めて重要である。また、位相変調と振幅変調が別回路で実行される場合には、切り変え時間内に差異が生ずるため、これがＮＭＲ信号の乱れる原因となる場合がある。
【０００７】
また、図１０に示すＲＦの生成方式では、アナログゲート回路９を用いてゲートコントロールを行っているが、高周波のアナログ信号のゲート回路は主性能であるＯＮ／ＯＦＦ比にどうしても限界が生ずる。それはゲート回路の入出力におけるアイソレーションに限界があるため、高い周波数の信号になるほどリークにより入力信号が出力に漏れ込むことによるアイソレーシュンの悪化があるためである。
本発明は上記課題を解決するためのもので、ＩＦの振幅変調と位相変調を同時に実現でき、さらに理想的なゲートコントロールを行うことができる核磁気共鳴装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、中間周波数信号を作成し、作成した中間周波数信号から高周波信号を発生してＮＭＲ試料に照射する核磁気共鳴装置において、入力されたΔ位相データに基づき、中間周波数出力波形の位相データを出力する位相アキュムレータと、前記位相アキュムレータからの位相データ出力を正弦波／余弦波に変換する振幅変換器と、前記振幅変換器で振幅変換された正弦波／余弦波データをそれぞれ実部、虚部とする正弦／余弦複素ベクトルと、所定振幅値の実部、虚部を有する外部入力複素ベクトルとを乗算して中間周波数デジタルデータを出力する複素乗算器と、前記複素乗算器の中間周波数デジタルデータ出力をアナログ信号に変換して中間周波数信号を生成するＤ／Ａ変換器とを備え、前記外部入力複素ベクトルの実部、虚部の振幅値を任意に設定することにより、中間周波数の振幅変調と位相変調を同時に行えるようにしたことを特徴とする。
また、本発明は、入力されたΔ位相データに基づき中間周波数出力波形の位相データを生成する位相アキュムレータと、生成された位相データを正弦波／余弦波に振幅変換する振幅変換器と、振幅変換された正弦波／余弦波データをそれぞれ実部、虚部とする正弦／余弦複素ベクトルと、所定振幅値の実部、虚部を有する外部入力複素ベクトルとを乗算して中間周波数デジタルデータを出力する複素乗算器とを有する複素乗算器付きダイレクト・デジタル・シンセサイザと、前記複素乗算器付きダイレクト・デジタル・シンセサイザ出力をアナログ信号に変換して中間周波数信号を生成するＤ／Ａ変換器と、生成した中間周波数信号と局部発振信号とを混合して高周波信号を発生するミキサと、ゲートＯＮ／ＯＦＦ回路で制御され、前記ミキサからの出力をゲートするアナログゲートと、前記ゲートＯＮ／ＯＦＦ回路で制御され、前記アナログゲートを閉じるのと同期して出力ディスエーブル状態となり、前記複素乗算器付きダイレクト・デジタル・シンセサイザへ外部入力データを出力するラッチ回路とを備えたことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図１は本発明の実施の形態の例を示し、図２は波形図である。なお、図１において、図８と同一参照数字は同一内容を示している。
位相アキュムレータ２は、一定振幅、一定時間幅のΔ位相データをクロック発生器からのｆclock に同期して加算し、図２（ａ）に示すような所定傾斜で直線的に振幅が増大するランプ波形データを出力する。 sin／ cos振幅変換器３は、通常、メモリに記憶された変換テーブルであり、入力データを正弦波または余弦波の値に変換する。従って、図２（ａ）に示すような直線的に増加する積算データは、図２（ｂ）、図２（ｃ）に示すような sin／ cos波形を示すデータに変換される。振幅変換器３からの sin／ cos出力は、複素乗算器１０において外部入力Ｒin，Ｉinの複素ベクトルと乗算される。複素乗算器１０のＲｅａｌ（実部）またはＩｍａｇ（虚部）出力データをＤＡＣ５でアナログデータに変換し、さらにＬＰＦ６で不要の高周波成分を除去し、正弦波または余弦波からなるｆout を出力する。
【００１０】
次に作用を説明する。
Δ位相データは出力波形（ｆout ）の周波数を決めるデジタルデータであるため、位相アキュムレータ２の出力はデジタル的なランプ波（図２（ａ））になり、振幅変換器３ではこのランプ波のデータを受けて sinと cosへの振幅変換を行う。従来は、 sinまたは cosのいずれかのデータをＤＡＣ５に入力して正弦波を生成していた。ここでは、 sinと cosの両方のデータを使用する。 sinと cosは互いに９０度位相が異なるため、ベクトル成分と考えられ、複素ベクトルとして（ cos＋ｉ sin）と表現できる。複素乗算器１０では（ cos， sin）ベクトルと外部複素ベクトル（Ｒin＋ｉＩin）との乗算を行う。ＲinとＩinは符号付きのデジタルデータで、コンピュータ等から与えられる。複素乗算器１０での演算は次のようになる。
【００１１】
（ cos＋ｉ sin）×（Ｒin＋ｉＩin）
＝（ cos×Ｒin− sin×Ｉin）＋ｉ（ cos×Ｉin＋ sin×Ｒin）
従って、ベクトル出力として
Ｒｅａｌ（実部）＝ cos×Ｒin− sin×Ｉin
Ｉｍａｇ（虚部）＝ cos×Ｉin＋ sin×Ｒin
を生成する。
【００１２】
ＮＭＲのＩＦを作るにはＲｅａｌかＩｍａｇどちらか一方のデータがあれば良い。ＲｅａｌとＩｍａｇの出力ベクトルは、Ｒｉｎ─Ｉｉｎ平面上でそれぞれ図３（ａ）、図３（ｂ）のように表される。但し、図３において、ＲinとＩinとは正の等しい値としている。ＲｅａｌとＩｍａｇはＲｉｎ─Ｉｉｎ平面上の回転ベクトルであるから、例えば、Ｒｅａｌ出力を使用し、そのデータをアナログに変換してやれば、ＩＦを生成することができる。図１におけるＤＡＣ５においてこれが行われる。こうして生成されるアナログ出力をＬＰＦ６で不要周波数成分を除去し、その中心周波数のみを取り出すようにすればｆout が得られる。
【００１３】
図４はＩＦの生成装置とＮＭＲ信号の検波回路を説明する図である。
前述したように、複素乗算器４でＲｅａｌ、Ｉｍａｇを生成し、それぞれＤＡＣ５ａ，ＤＡＣ５ｂでアナログデータに変換し、さらにＬＰＦ６ａ，ＬＰＦ６ｂで不要周波数成分を除去し、中心周波数成分のみ取り出して、ＩＦを生成する。ここでは図示を省略しているが、Ｒｅａｌ成分から作成したＩＦからＲＦを生成し、ＮＭＲの試料に照射する。その結果得られたＮＭＲ信号（ＲＦ）をミキサー７で局発信号Ｌｏｃａｌと混合し、その差またはその和信号により、ＩＦ信号を生成する。ＮＭＲでは、Ｑ─Ｄ検波法を用いているため、ここで、互いに９０°位相の異なる２つのＩＦを用い、検波器８ａ，８ｂで位相検波し、さらにＡＤＣ９ａ，ＡＤＣ９ｂでそれぞれＡ／Ｄ変換し、Ｒｅａｌデータ、Ｉｍａｇデータが得られる。
【００１４】
ところで、ＩＦは周波数／位相／振幅の各変調ができることが必要である。図１、図４の装置では、位相と振幅を同時にコントロールし、切り換え時間を短縮するようにしている。即ち、複素乗算器１０の出力は
Ｒｅａｌ＝ cos×Ｒin− sin×Ｉin
Ｉｍａｇ＝ cos×Ｉin＋ sin×Ｒin
であることから分かるように、それぞれの出力は外部入力データＲin、Ｉinによりそれぞれの合成ベクトルの振幅と位相を同時にコントロールすることができる。例えば、Ｒｅａｌの場合、位相を＋９０°回転する場合は、Ｉinデータを−Ｉinに設定すればよい。すなわち、
Ｒｅａｌ′＝ cos×Ｒin＋ sin×Ｉin
となり、図５に示すようにベクトルが９０°回転する。同様にＲinとＩinを同量、同方向に変えれば位相を変えずに振幅を変調することができる。また、同じ量でなければ振幅変調と位相変調を同時に実現することができる。このように、振幅変調と位相変調は複素乗算器１０の中だけで行われるため、切り換え時間のずれは原理的に発生しない。なお、周波数変調は位相アキュムレータ２のΔ位相データを変えることにより行われる。
【００１５】
次に、ＮＭＲの試料に照射するＲＦのゲートコントロールの例について説明する。
図６は本発明のゲートコントロール回路の例を示す図である。１１〜１４はＩＦをデジタル的に発生する回路で、ＤＤＳはＩＦの周波数をデジタルデータとして発生するもので、前述したように位相アキュムレータ、 sin／ cos振幅変換器からなっている。バッファ１２はＩＦデータを通す出力イネーブル入力付きのゲートで、ゲートＯＮ／ＯＦＦ回路１８により出力ディスエーブル状態にされると、ＩＦデータ出力を閉じるようになっている。１３はＩＦデータをアナログ信号に変換するためのＤＡＣであり、ＬＰＦ１４は不要周波数を除去するためのローパスフィルターである。１７は周波数シンセサイザー等のローカル信号発生器、１５はＩＦとローカル信号を混合して両者の差または和の信号によりＲＦを生成する混合器であり、１６はＲＦ用のアナログゲートである。
【００１６】
次に作用を説明する。
アナログゲート１６は従来のものであるので、説明は省略する。ＤＤＳ１１の出力は十数ビットのデジタル信号で、ＩＦを作り出す。実際には、ＤＡＣ１３でアナログ信号に変換された後、混合器１５で混合されるが、ＤＤＳ１１とＤＡＣ１３との間に出力イネーブル入力付きのバッファ１２を挿入することにより、理想に近いゲートコントロールが可能となる。すなわち、ゲートＯＮ／ＯＦＦ回路１８でバッファ１２を出力ディスエーブル状態にし、ＤＡＣ１３の入力データを全て０にすると、ＩＦは完全に発生しなくなるからである。つまり、信号源がなくなってしまうのであるから、リークの心配もなく、理想的なゲートを構成するこができる。
【００１７】
図７はゲートコントロール回路の他の例を示す図である。
２１は複素乗算器付きのＤＤＳで図１の位相アキュムレータ、 sin／ cos振幅変換器、複素乗算器からなり、ラッチ回路２７よりＲin、Ｉinが外部入力され、この外部データ入力により振幅コントロールが可能である。図１で説明したように、複素乗算器付きＤＤＳではその乗算器内部でＩＦデータに対し、振幅入力データ（Ｒin、Ｉin）を乗算しているので、振幅入力データがもし０であれば、近似的にＩＦは全く発生しない。なお、図７において、２２はＤＡＣ，２３はローパスフィルター、２４は混合器、２５は従来のアナログゲート、２６はローカル信号を発生する周波数シンセサイザー、２７は外部入力振幅データを保存するためのラッチ回路で出力イネーブル入力を有している。ラッチ回路２７にデータが保存されていても、ゲートＯＮ／ＯＦＦ回路２８からの信号で、出力をディスエーブルにされている間はＤＤＳ２１への振幅データは全て０となるため、ＩＦは全く発生しない。従って、同様に理想的なゲートコントロールが可能である。
【００１８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、複素乗算器付きＤＤＳを用いることにより、振幅変調と位相変調とを同時に行うことができ、しかも、切り換え時間のずれは原理的に発生させることがない。また、通常のＤＤＳとＤＡＣの間に出力イネーブル付きのバッファを挿入し、ゲートＯＮ／ＯＦＦ信号でこの出力イネーブル入力をコントロールしたり、複素乗算器付きのＤＤＳの振幅データ入力に出力イネーブル付きのラッチ回路を使用して同様にゲートＯＮ／ＯＦＦ信号でこの出力イネーブル入力をコントロールすることにより、ＩＦそのものを発生させなくすることができるため、理想的なゲートコントロールを行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態の例を示す図である。
【図２】  波形図である。
【図３】  複素乗算器の出力ベクトルを示す図である。
【図４】  ＩＦの生成装置とＮＭＲ信号の検波回路を説明する図である。
【図５】  位相変調、振幅変調を説明する図である。
【図６】  本発明のゲートコントロール回路の例を示す図である。
【図７】  ゲートコントロール回路の他の例を示す図である。
【図８】  従来のＩＦ生成装置の例を示す図である。
【図９】  波形図である。
【図１０】  従来のＲＦの生成装置の例を示す図である。
【符号の説明】
１…クロック発生器、２…位相アキュムレータ、３… sin／ cos振幅変換器、４…複素乗算器、５…ＤＡＣ、６…ＬＰＦ、１１〜１４…ＩＦ発生回路、１２…バッファ、１３…ＤＡＣ、１４…ローパスフィルター、１５…混合器、１６…アナログゲート、１７…ローカル信号発生器、２１…複素乗算器付きＤＤＳ、２２…ＤＡＣ，２３…ローパスフィルター、２４…混合器、２５…アナログゲート、２６…周波数シンセサイザー、２７…ラッチ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003691964.tif 000009
【図９】
0003691964.tif 000010
【図１０】
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