(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被加熱物を誘導加熱するための誘導コイルを擁する負荷に所望周波数の交流電力を供給するための電源装置であって、直流給電部と、その直流電力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部とを有し、該スイッチング発振部が、回路内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組んだフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備え、その制御回路が、３個所のスイッチング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によって前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを可変にしたことを特徴とする誘導加熱用電源装置。
【請求項２】
被加熱物を誘導加熱するための誘導コイルを擁する負荷に所望周波数の交流電力を供給するための電源装置であって、直流給電部と、その直流電力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部とを有し、該スイッチング発振部が、回路内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組んだフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備え、その制御回路が、前記直流給電部の負極か正極かのいずれか一方の極と前記負荷の両端との間に配置されている２個所のスイッチング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、他の１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号と常時ＯＦＦ動作を指令する信号を、切換え自在に送信し、残りの１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記他の１個所のスイッチング素子に対する指令信号の切換え及び前記残りの１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節のいずれか一方若しくは双方によって、前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを可変にしたことを特徴とする誘導加熱用電源装置。
【請求項３】
被加熱物を誘導加熱するための誘導コイルを擁する負荷に所望周波数の交流電力を供給するための電源装置であって、直流給電部と、その直流電力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部とを有し、該スイッチング発振部が、回路内の２個所にスイッチング素子を配してブリッジを組んだハーフブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備え、該制御回路が、１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、他の１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記他の１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によって前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを可変にしたことを特徴とする誘導加熱用電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング発振部に接続した負荷の通電挙動を検知する負荷通電挙動検知器を配備すると共に、その検知結果に基づいて前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを前記負荷のインピーダンスに近づけるよう制御するよう前記スイッチング発振部の制御回路を編成したことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項記載の誘導加熱用電源装置。
【請求項５】
前記制御回路から複数個所のスイッチング素子に送信する指令信号の種類を順繰りに切り換えることで、１個所のスイッチング素子に負担が集中しないように構成した、請求項１から４のいずれか１項記載の誘導加熱用電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング発振部が、その出力電流の周期挙動データを制御回路に帰還入力してスイッチング素子を発振駆動する、周波数追尾型のスイッチング発振部である、請求項１から５のいずれか１項記載の誘導加熱用電源装置。
【請求項７】
前記直流給電部が、燃料をエネルギー源とする自立型直流給電部である、請求項１から６のいずれか１項記載の誘導加熱用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、鋼材の誘導加熱などに用いる誘導加熱用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱用の電源には、通常、商用交流が使用されており、この商用交流を誘導加熱用の高周波電流に変換する手段として、ソリッドステートのスイッチング素子を用いたインバータが広く使用されている。インバータとは、本来は、素子に出力極性を切り換えるスイッチング動作を行わせて直流入力を交流に変換して出力させる機構の呼称であるが、商用交流を整流して直流にする「順変換部」が一体化された装置の一般的呼称ともなっている。因に、このように一体化された装置においては、直流を交流に変換する本来のインバータ部分は「逆変換部」と称される。本願では上記一体化装置を「インバータ」と称することとする。
【０００３】
また、場所によっては商用交流が使用できない場合があり、そのような場合には、ディーゼルエンジン或いはガソリンエンジン等の原動機で駆動される交流発電機を交流電源として使用している。以下、この場合を例にとって従来例を説明する。図１５に示すように、原動機２と交流発電機３を備えた起電部１に、順変換部５と逆変換部６を備えたインバータ４が接続され、そのインバータ４の出力が、誘導コイル１０とマッチングトランス１１等を擁する負荷７に供給されている。通常、エンジン２と交流発電機３を組み合わせた起電部１には、出力電圧及び周波数を一定値に維持するための制御装置が設けられている。
【０００４】
インバータ４の順変換部５には通常、出力電圧を調整するための手段（例えば、サイリスタの点弧角を調節する位相制御手段）及び過剰電流が流れないように規制する手段が設けられており、順変換部５からの出力電圧及び電流をそれぞれ所定値以下に調節可能としている。
【０００５】
逆変換部（以下スイッチング発振部という）６には、通常、スイッチング素子を４個所に配したフルブリッジ型のスイッチング回路、又は、２個所に配したハーフブリッジ型のスイッチング回路が用いられており、図１５では、フルブリッジ型を用いた場合を示している。このフルブリッジ型のスイッチング発振部６には、４個所（ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ）にスイッチング素子Ｔ＝（Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）がそれぞれ配備されている。パルスオシレータなどを備えた制御回路８からは、素子｛Ｔａ＝（Ｔａ1 ，Ｔａ2 ）、Ｔｂ＝（Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）｝のＯＮ／ＯＦＦ動作を指令するペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝が｛ＯＮ，ＯＦＦ｝→｛ＯＦＦ，ＯＮ｝→｛ＯＮ，ＯＦＦ｝・・・という時系列で発振され、Ｘは素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 の信号端子Ｓａ1 ，Ｓａ2 に、Ｙは素子Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 の信号端子Ｓｂ1 ，Ｓｂ2 にそれぞれ入力されて、素子Ｔａ1 →負荷７→素子Ｔａ2 を通る電路（以下、「正極性入電路」とする）と素子Ｔｂ1 →負荷７→素子Ｔｂ2 を通る電路（以下、「負極性入電路」）が代わる代わるＯＮされるスイッチング動作が行われる。このスイッチング発振部６に順変換部５から直流が入力されると、負荷７には、矢印Ａ方向とＢ方向の電流が代わる代わる流れて交流通電が行われることとなる。なお、Ｄは、スイッチング素子とは逆方向の導通を常時ＯＮさせておくためのダイオード、Ｃは負荷７に直列に配置された共振用コンデンサである。
【０００６】
図１６は、インバータ４′のスイッチング発振部６′にハーフブリッジ型を用いた場合の回路図である。ハーフブリッジ型のスイッチング発振部６′には、２個所（ａ，ｂ）にスイッチング素子Ｔ＝（Ｔａ，Ｔｂ）が配備されている。しかして、フルブリッジ型と同様に、制御回路８′からの指令信号｛Ｘ，Ｙ｝＝｛ＯＮ，ＯＦＦ｝により、素子Ｔａ→負荷７→Ｃ2 を通る正極性入電路がＯＮされて、負荷７に矢印Ａ方向の電流が流れると同時に、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 に電荷が充電される。次いで、指令信号｛Ｘ，Ｙ｝＝｛ＯＦＦ，ＯＮ｝により、素子ＴａがＯＦＦの状態で、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の電荷により負荷７→素子Ｔｂを通る矢印Ｂ方向の電流が流れる。かくして、負荷７には、指令信号｛Ｘ，Ｙ｝＝｛ＯＮ，ＯＦＦ｝→｛ＯＦＦ，ＯＮ｝→｛ＯＮ，ＯＦＦ｝・・・に従って、矢印Ａ方向と矢印Ｂ方向の電流が代わる代わる流れる交流通電が行われる。
【０００７】
さて、図１５に示すフルブリッジ型のスイッチング回路を用いた従来装置において、順変換部５の出力電圧及び出力電流はそれぞれ一定値以下に制御されているので、負荷７に対しても上記直列コンデンサを含めた系（以下「負荷回路」）に適用される電圧及び電流が一定値以下に抑えられることとなる。ここで、順変換部５の出力電圧及び出力電流の最大値をそれぞれ、Ｖ0 ，Ｉ0 とすると、フルブリッジ型のスイッチング発振部６は、入力側と同一の電圧、電流の交流に変換して出力できるので、負荷回路に適用しうる最大電圧及び最大電流もそれぞれ、Ｖ0 ，Ｉ0 となり、負荷７に供給可能な最大電力Ｐ0 は、Ｐ0 ＝Ｖ0 ×Ｉ0 となる。順変換部５からスイッチング発振部６を介して負荷７に取り込まれる電力Ｐは、上記Ｖ0 ，Ｉ0 制限下では負荷７のインピーダンスＲの大きさに応じて変化する。すなわち、スイッチング発振部６が出力しうる最大電圧Ｖ0 と最大電流  Ｉ0 の比、即ち  Ｖ0 ／Ｉ0 ＝Ｚ0 を、スイッチング発振部６の出力インピーダンスとすると、図１７に示すように、負荷７のインピーダンスＲが出力インピーダンスＺ0 に等しい場合には、負荷７には電力Ｐ＝Ｖ0 ×Ｉ0 ＝最大電力Ｐ0 が取り込まれるが、Ｒ＞Ｚ0 の場合には、電圧Ｖ0 を越える電圧を印加できないため負荷７への電流が制限され、電力Ｐ＝Ｖ02／Ｒ＜最大電力Ｐ0 となり、Ｒが大きいほどＰは小となる。一方、Ｒ＜Ｚ0 の場合には、電流Ｉ0 を越える電流を流すことができないため負荷７に印加される電圧が制限され、電力Ｐ＝Ｉ02Ｒ＜最大電力Ｐ0 となり、Ｒが小さいほどＰは小となる。よって、Ｒ＝Ｚ0 に設定しておけば、最大電力Ｐ0 を負荷７に供給でき、電源能力が最大限に生かされる。上記電力Ｐと負荷７のインピーダンスＲとの関係を図１８に示す。
【０００８】
上記したように、電源能力を最大限に生かすには負荷７のインピーダンスＲをスイッチング発振部６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設定しておくことが必要となる。そこで、誘導コイル１０の前にマッチングトランス１１を介在させて負荷７を構成し、このマッチングトランス１１の巻数比の選定により、負荷７のインピーダンスＲをインバータ４の出力インピーダンスＺ0 に等しく設定する方法が採られている。ところが、誘導加熱にあっては、被加熱物が変態点を越えて昇温すると、被加熱物の磁性の変化により誘導コイル１０のインピーダンスが大きく低下し、従って、その誘導コイル１９とマッチングトランス１１からなる負荷７のインピーダンスＲも被加熱物の昇温によって大きく低下してしまう。例えば、図１１は丸鋼を誘導加熱する際の負荷７のインピーダンスＲの変化を定性的に示すものであり、加熱中にインピーダンスが大きく変化している。このため、加熱初期における負荷７のインピーダンスＲをスイッチング発振部６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設定しておくと、被加熱物が昇温して変態点を越えてきた時にインピーダンスＲが大きく低下して供給電力が急激に低下してしまう。このため、図１３に示すように、加熱初期には被加熱物が急勾配で昇温するが、途中から昇温速度がにぶり、所定温度までの加熱に時間がかかる。また逆に、被加熱物が高温になってインピーダンスが小さくなった時における負荷７のインピーダンスＲをスイッチング発振部６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設定しておくと、被加熱物の昇温初期にはインピーダンスＲが出力インピーダンスＺ0 よりもかなり大きいため供給電力が小さく、このため、図１４に示すように昇温速度が遅く、やはり所定温度までの加熱に時間がかかる。
【０００９】
この問題は、図１６に示すハーフブリッジ型のスイッチング発振部６′においても同様に生じる。ただし、この場合には、スイッチング発振部６′の出力電圧が入力電圧Ｖ0 の１／２となり、出力電流が入力電流Ｉ0 の２倍となるので、出力インピーダンスＺ0′は、
Ｚ0′＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｖ0 ／４Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４
となり、フルブリッジの場合の１／４となる。
【００１０】
以上に説明した問題は、商用電源を用いた場合にも当然生じる。
この問題を解決するには、加熱の途中でトランスの巻数比を設定変え（タップ切り換えなど）して、所望の昇温スケジュールを確保することが考えられる。すなわち、加熱初期の負荷７のインピーダンスＲがスイッチング発振部６又は６′の出力インピーダンスＺ0 又はＺ0′にほぼ等しくなるようにトランスの巻数比を設定して誘導加熱を開始した後、被加熱物の昇温によって負荷７のインピーダンスＲが低下し、出力インピーダンスＺ0 又はＺ0′からのずれが大きくなった時点においてトランスの巻数比の設定変えして負荷７のインピーダンスＲを再び出力インピーダンスＺ0 又はＺ0′に等しくなるように修正するという動作を行うことが考えられる。しかしながら、トランス巻数比の設定変えを誘導加熱中の大電流通電下で行えるようにするには多大な設備コストを要するので、通常は、一旦通電を停めて設定変えをする。しかして、この通電停止は、誘導加熱の急速加熱メリットを大なり小なり減殺するものである。又、上記処置を行っても、なお、電源１の能力が十分に生かせたとは言えない。
【００１１】
電源能力に十分余裕を持たせれば、トランス巻数比を設定変えしなくても、思い通りの昇温速度を確保できる。しかしながら、この場合、設備コスト増となる。特に、電源として、商用交流ではなく、発電機等を用いた自立型のものを用いた場合には、能力増に伴う重量増或いは寸法増により、フィールドその他での利用性が減殺される。また、この種の電源装置は使用場所に常設するというよりは、必要な時に運搬してきて使用することが多いので、能力増に伴う重量増或いは寸法増は運搬に対する大きい制限となる。しかも、電源能力の非利用率が、能力に余裕のない場合よりも更に大となるのである。電源装置の規模に係る上記諸問題は、商用交流を利用する装置、自立型装置の両者に共通するが、商用交流が利用できないようないわば難所で用いることになる自立型装置においてとりわけ大問題である。
【００１２】
なお、出力電流の周期挙動データをスイッチング素子の制御回路に帰還入力してスイッチング発振部の発振駆動を行う、周波数追尾型のインバータにおいては、負荷７のインピーダンスＲとスイッチング発振部６又は６′の出力インピーダンスＺ0 又はＺ0′が大きく異なる不整合状態では、発振駆動自体に支障をきたすこともあるので、この点からも回路の出力インピーダンスと負荷インピーダンスの整合は重要である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、誘導加熱用電源装置の電力能力等に係る上記事情に鑑みてなされたものであって、通電中でも、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスと負荷のインピーダンスとの整合を行うことを可能とし、これによって、負荷に対する供給電力の低下を抑制し、電源能力を最大限に利用可能とした誘導加熱用電源装置の提供を課題とした。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明者等は上記課題を解決すべく検討の結果、電源装置のスイッチング発振部でのパルス発振モードの変更によって、該スイッチング発振部の出力インピーダンスが変化することに着目し、負荷のインピーダンス変化に対して、スイッチング発振部のパルス発振モードを変更して許容最低出力インピーダンスを調節することで両者の整合を図り、負荷への供給電力を最大限に確保できることを見出し、本発明を完成した。
【００１５】
【００１６】
すなわち、本願第一の発明は、直流電力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組んだフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備えた構成とし、更にその制御回路を、３個所のスイッチング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によって前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを多段階に可変としたものである。
【００１７】
本願第二の発明は、直流電力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組んだフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備えた構成とし、更にその制御回路を、前記直流給電部の負極か正極かのいずれか一方の極と前記負荷の両端との間に配置されている２個所のスイッチング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、他の１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号と常時ＯＦＦ動作を指令する信号を、切換え自在に送信し、残りの１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記他の１個所のスイッチング素子に対する指令信号の切換え及び前記残りの１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節のいずれか一方若しくは双方によって、前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを多段階に可変としたものである。
【００１８】
本願第三の発明は、直流電力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路内の２個所にスイッチング素子を配してブリッジを組んだハーフブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備えた構成とし、更にその制御回路を、１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、他の１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記他の１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によって前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを多段階に可変としたものである。
【００１９】
本願第四の発明は、上記第一〜第三の発明のいずれかの電源装置において、前記スイッチング発振部に接続した負荷の通電挙動を検知する負荷通電挙動検知器を配備すると共に、その検知結果に基づいて前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを前記負荷のインピーダンスに近づけるよう制御するよう前記スイッチング発振部の制御回路を編成したものである。
【００２０】
なお、ここで云うスイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスとは、負荷に印加される電圧ＶOUT と、その際負荷に供給しうる最大電流ＩMAX の比、すなわち、ＶOUT ／ＩMAX ≡Ｚ  と改めて定義しておく。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の電源装置に用いる直流給電部は、直流を供給しうるものであればその構成は任意であり、商用交流電源とインバータの順変換部の組み合わせでもよいし、燃料をエネルギー源とする自立型の直流給電部でもよい。自立型の直流給電部の例としては、次のような組み合わせを挙げることができる。
【００２２】
１．ガソリンエンジン、ディーゼルエンジン、マイクロガスタービン等の原動機で駆動される交流発電機＋インバータの順変換部。
この場合、交流発電機には出力電圧を概ね安定化させる程度の低レベルの制御は必要であるが、周波数を厳密に安定化させるといった高レベルの制御は必要としない。また、順変換部は、交流を直流に変化する機能さえあればよく、後述するようにスイッチング発振部で負荷への供給電力を調整できるので、順変換部には伝達電力を制御する機能は必須ではない。これらの点で、直流給電部の規模やコストを従来よりも小さくできる。
【００２３】
２．ガソリンエンジン、ディーゼルエンジン、マイクロガスタービン等の原動機で駆動される直流発電機。
電源に直流発電機を用いると、順変換部の搭載が全く不要になり、給電部の規模やコストを更に小さくできる。
【００２４】
３．燃料電池。
燃料電池は高効率で且つクリーンであり、環境負荷を極小化できる。順変換部は無論不要である。
【００２５】
４．上記１、２又は３に記載の直流給電部の後段に電気二重層コンデンサ（大容量コンデンサ）を並列配備した形態。
電気二重層コンデンサを配備したことにより、負荷の起動時等の際の一過的な大電流ディマンドが電気二重層コンデンサのアキュームレータ機能によってカバーされ、このため、一過的な大電流ディマンド迄をも考慮した電流容量設定が不要となって給電部が小規模で済むばかりでなく、負荷変動にレスポンスよく適応できるという利点も得られる。
【００２６】
前記直流給電部の出力電圧は一定に保持される構成としてもよいが、この出力電圧を調節自在としてもよい。この出力電圧を調節自在としておくと、負荷供給電力の調節を大元の燃料消費を加減して行うこととなり、起電部使用燃料の節約が可能となる。
【００２７】
本発明の電源装置のスイッチング発振部に用いるスイッチング素子としては、その代表的なものとして、ＳＩＴ（静電誘導型トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）を例示できる。要は、少なくとも基本の３端子を有し、その内２端子間の特定方向の導通が残りの１端子（前記信号端子Ｓ）に入力された信号に応じてＯＮ／ＯＦＦされる伝達特性を備えた素子であればよく、各種素子の中からインバータの仕様上の要請（出力周波数、電力規模、電圧、小型化など）に適したものを選定して用いればよい。
【００２８】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を更に詳細に説明する。まず、実施形態を説明する前に、本発明者らが先に開発した参考電源装置を本発明の実施形態の理解を容易にするために説明する。図１は参考電源装置を示す回路図であり、図１５に示す従来例と同一部品には同一符号を付して示す。図１に示す電源装置も、図１５に示す従来例と同様に、ガソリンエンジン等の原動機２と交流発電機３を備えた起電部１に、順変換部５と逆変換部（スイッチング発振部）６Ａを備えたインバータ４Ａを接続した構成となっており、インバータ４Ａの出力側に負荷７（誘導加熱用のコイル１０及びマッチングトランス１１等）が接続されている。起電部１には、出力電圧を一定値に維持し、出力電流を一定値以下に抑えるための制御装置が設けられている。インバータ４Ａの順変換部５は、交流を脈流に変換する整流回路５ａとそれに並列に設けられたコンデンサ５ｂを備えており、起電部１と順変換部５の整流回路５ａとが直流起電部を構成し、起電部１と順変換部５とが直流給電部９を構成する。直流起電部に並列配置されたコンデンサ５ｂは、整流回路５ａからの脈流を平滑化して直流にするためのものであり、従来使用されているものと同程度の１ｍＦ以下の容量のものを用いてもよいし、それよりも容量のはるかに大きい電気二重層コンデンサ（１Ｆ以上といった大容量コンデンサ）を用いてもよい。大容量コンデンサを用いると、負荷の起動時等の際に一過的に要する大電流を大容量コンデンサから出力することができ、このため直流起電部の電流容量を、上記一過的な大電流ディマンド迄は考慮しない規模に留め得るばかりでなく、急激な負荷変動にレスポンスよく適応できる。なお、この電源装置における順変換部５には、出力電力を調整するための手段は設けられていない。
【００２９】
スイッチング発振部６Ａは、フルブリッジ型のスイッチング回路を備えており、その回路内の４個所（ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ）にスイッチング素子Ｔ＝（Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）がそれぞれ配備されており、且つ、各スイッチング素子に該素子をＯＮ／ＯＦＦさせるパルス状の指令信号を送信するための制御回路８Ａが設けられている。この制御回路８Ａは、１個所のスイッチング素子（例えば、Ｔｂ1 ）以外のスイッチング素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ2 には通常のフルブリッジ型のスイッチング発振部と同様のＯＮ／ＯＦＦ動作を指令するペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝を出力し、残りの１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 には、指令信号Ｙ* として、パルス信号Ｙと同一の信号か、常時ＯＦＦ信号を自在に切り換えて出力可能な編成としている。
【００３０】
いま、スイッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を、スイッチング素子Ｔｂ2 へのパルス信号Ｙと同一（同一位相でＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせる信号）とすると、スイッチング発振部６Ａには従来のフルブリッジ型のものと同様に、正極性入電路と負極性入電路が交互に形成されて、スイッチング発振部６はフルブリッジとして機能する。すなわち、直流給電部９の出力電圧、出力最大電流及び最大供給電力（能力）をそれぞれ、Ｖ0 、Ｉ0 、Ｐ0 （Ｖ0 ×  Ｉ0 ＝Ｐ0 ）とすると、負荷回路には、マッチングトランス１１の一次側ベースで、図２のＶ−ｔ図に示すように、直流給電部９に由来する半波電圧Ｖ0 が、極性を半波単位で変えながら常時印加されて（即ち、前記ＶOUT ＝Ｖ0 ）、ＩMAX ＝Ｉ0 までの電流を供給できる。即ち、スイッチング発振部６Ａの許容最低出力インピーダンスＺは、
Ｚ＝ＶOUT ／ＩMAX ＝Ｖ0 ／Ｉ0 ≡Ｚ0 
となり、負荷７のインピーダンスＲがこの許容最低出力インピーダンスＺ0 に一致している時に、Ｐ0 一杯までの電力を負荷７に供給できる。
【００３１】
これに対して、スイッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を常時ＯＦＦ信号とした時には、スイッチング発振部６には正極性入電路のみが半波おきに形成されて、スイッチング発振部６Ａはハーフブリッジとして機能する。即ち、スイッチング発振部６Ａは、図３のＶ−ｔ図に示すように、正極側の半波電圧Ｖ0 のみが出力される。このため、負荷７には、同じく半波電圧Ｖ0 が印加されるが、その極性が常に同じであって反対極性の半波電圧Ｖ0 が印加されないことから、負荷への出力電圧（実効値）ＶOUT ＝  ０．５Ｖ0 となり、電流の方は、出力電圧ＶOUT が１／２であるため、連続供給できる電流Ｉ0 の２倍の電流、２Ｉ0 を負荷７に供給できることになる。これは、直流給電部９の平滑回路の時定数がスイッチングの周期よりも十分に大きく、負担すべき電流が時間的にならされるからである。即ち、この場合、許容最低出力インピーダンスＺは、
Ｚ＝ＶOUT ／ＩMAX ＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４
となり、フルブリッジ回路として機能した時の許容最低出力インピーダンスＺ0 の１／４に低下し、負荷のインピーダンスＲがＺ0 ／４の時に、Ｐ0 一杯までの電力を負荷７に供給できる。従って、一つのスイッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を上記のように切り換えることによって、スイッチング発振部６Ａの許容最低出力インピーダンスを４：１の２段階に可変にでき、ひいては、直流給電部９の能力をフルに生かした高能率の通電が上記２段階の負荷インピーダンスに亘って行えることになる。例えば、誘導加熱初期の負荷インピーダンスが大きい時の負荷インピーダンスＲを、スイッチング発振部６Ａがフルブリッジ回路として機能する時の許容最低出力インピーダンスＺ0 に等しくなるように設定して最大電力Ｐ0 を供給可能としておき、誘導加熱の進行につれて負荷インピーダンスＲが低下して供給電力が低下した時には、スイッチング発振部６Ａをハーフブリッジ回路として機能するように切り換えることで、スイッチング発振部６Ａの許容最低出力インピーダンスを負荷インピーダンスに近づけ、供給電力を再び最大電力Ｐ0 に近づくように増大させることができ、直流給電部９の能力を十分に生かした通電を行うことができる。ここで、上記許容最低出力インピーダンス調節のためのスイッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* の切り換えは、弱電信号処理であって電流が微弱であるから、インバータの通電を停止せずに行うことができる。
【００３２】
なお、上記したようにスイッチング素子Ｔｂ1 を常時ＯＦＦとしてスイッチング発振部６Ａをハーフブリッジ回路として機能させた場合において、スイッチング素子Ｔａ1 をＯＮとした時には正極性入電路が形成されて負荷７にはＡ方向の電流が流れるが、スイッチング素子Ｔａ1 をＯＦＦとした時にはスイッチング素子Ｔｂ1 もＯＦＦ状態となっているため、直流給電部９から負荷７へは電流が流れない。しかしながら、この時にはスイッチング素子Ｔｂ2 がＯＮとなるため負荷７からスイッチング素子Ｔｂ2 、スイッチング素子Ｔａ2 に並列なダイオードＤ、及びコンデンサＣを通って元の負荷７に戻る回路が形成されるため、コンデンサＣに蓄積された電荷により、負荷７をＢ方向に流れる回生電流が生じる。このため、負荷７には交番電流が流れることとなり、支障なく誘導加熱を行うことができる。
【００３３】
上記したように制御回路８Ａは、スイッチング素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ2 には通常のフルブリッジ型のスイッチング発振部と同様のＯＮ／ＯＦＦ動作を指令するペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝を送信し、残りの１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 には、指令信号Ｙ* として、パルス信号Ｙと同一の信号か、常時ＯＦＦ信号を自在に切り換えて送信可能な機能を備えている。これらの機能を備えさせるため、制御回路８Ａには、所望周波数の発振を行うパルスオシレータ、又は、スイッチング発振部６Ａの出力電流の周期挙動データを位相を合わせて帰還させるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop ）機構、これらの信号を素子を駆動できるレベルに増幅するためのブースタアンプ、正極性入電路の素子と負極性入電路の素子が同時にＯＮしているラップ期間が生じないようにするためのデッドタイム調整機構、及び必要に応じて素子への前記動作指令等を編成するためのマイクロコンピュータを配備している。これらの各要素は通常のフルブリッジ型のスイッチング発振部に設けられているものとほとんど同一であり、単に、動作指令等を編成するためのマイクロコンピュータに、１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を、パルス信号Ｙと同一の信号か、常時ＯＦＦ信号かを切り換える機能を付与するのみで、制御回路８Ａを構成できる。かくして、この参考電源装置は、制御回路８Ａを、従来のものに簡単な変更を加えるのみで実現できるという利点を有している。
【００３４】
上記参考電源装置において、スイッチング発振部６Ａの許容最低出力インピーダンス調節のためのスイッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* の切り換えは、手動操作で行ってもよいし、プログラムを組んでおいて実施してもよいし、更には、後述する図９の実施形態に示すように、負荷系通電挙動検知器からの信号に基づいて自動的に行ってもよい。
【００３５】
なお、上例ではスイッチング素子Ｔｂ1 への指令信号を切り換えることで許容最低出力インピーダンスを調節しているが、この代わりに他のスイッチング素子への信号を、ＯＮ／ＯＦＦモードと、ＯＦＦモードに切り換えるようにしてもよい。
【００３６】
次に、本願の第一発明の実施形態を説明する。図４は第一発明の一実施形態を示す回路図である。この実施形態では、スイッチング発振部６Ｂの制御回路８Ｂを、１個所のスイッチング素子Ｔａ1 を除いた他の３個所のスイッチング素子に対しては、通常のフルブリッジ型のスイッチング回路と同様にＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせるためのペアのパルス信号（Ｘ、Ｙ）を送信し、残りの１個所のスイッチング素子Ｔａ1 には、指令信号Ｘ* として、スイッチング素子Ｔａ2 へのパルス信号Ｘと同一位相でＯＮ／ＯＦＦ動作させるパルス信号ではあるが、ＯＮ信号の出現頻度を変更自在とした信号を送信するように編成している。その他の構成は、図１に示す参考電源装置と同様である。
【００３７】
この構成のスイッチング発振部６Ｂでは、スイッチング素子Ｔａ1 へのパルス信号Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻度を削減しない場合（従って信号Ｘ* は信号Ｘと同一となる）には、スイッチング発振部６Ｂは通常のフルブリッジ型のスイッチング回路として機能し、従って、許容最低出力インピーダンスはＺ0 （＝  Ｖ0 ／Ｉ0 ）となる。一方、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度をｍ／ｎ（但し、ｍ，ｎは整数で且つｍ＜ｎ）に調節した場合、スイッチング素子Ｔａ1 を通る正極性入電路による負荷回路に電圧Ｖ0 が印加されて電流Ｉ0 が流せる頻度がｍ／ｎ、電圧０．５Ｖ0 が印加されて電流２Ｉ0 が流せる頻度が（ｎ−ｍ）／ｎになり、ついては、許容最高出力アドミタンスの実効値は、
Ｇ＝ｍＩ0 ／ｎＶ0 ＋２（ｎ−ｍ）Ｉ0 ／０．５ｎＶ0
＝（４ｎ−３ｍ）／ｎＺ0 、
故に最低許容出力インピーダンスの実効値は、
Ｚ＝１／Ｇ＝Ｚ0 ｎ／（４ｎ−３ｍ）
となる。図７に例示したケースでは、Ｚ（実効値）＝Ｚ0 ／３となっている。因みに、通常のフルブリッジとして機能している状態に相当するｍ／ｎ＝１のケースでは、ｍ＝ｎ、よってＺ＝Ｚ0 となり、ハーフブリッジとして機能している状態に相当するｍ／ｎ＝０のケースでは、ｍ＝０、よってＺ＝Ｚ0 ／４  となる。このように、スイッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺは、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎによって変化し、従って、この出現頻度ｍ／ｎを変更することにより、スイッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺを多段階（頻度調節の母数ｎが大であれば実質的に無段階）に調節可能である。かくして、誘導加熱中において、負荷インピーダンスＲが変化しても、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎを調整してスイッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺを負荷インピーダンスＲに整合させることができ、それによって、直流給電部９の能力をフルに生かした高能率の通電が、トランス巻数比の設定変えなしに行えることになる。
【００３８】
なお、この実施形態においても、スイッチング素子Ｔａ1 をＯＮすべき時にＯＮ信号を削減してＯＦＦ状態に保持した時、直流給電部９からスイッチング素子Ｔａ1 を通って負荷７に流れる電流は阻止されるが、この時にはスイッチング素子Ｔａ2 がＯＮ状態となっているので、負荷７からコンデンサＣ、スイッチング素子Ｔａ2 、スイッチング素子Ｔｂ2 に並列のダイオードＤを通って元の負荷７に戻る回路が形成され、この回路をＡ方向にコンデンサＣの電荷による回生電流が流れることとなる。かくして、負荷７には、常に交番電流が流れることとなり、支障なく誘導加熱を行うことができる。
【００３９】
図４に示す実施形態では、ＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎの調節によってスイッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺを調節するものであるので、整数ｍ，ｎの選択によってきわめて多段階に許容最低出力インピーダンスＺを変化させることができ、精密な調節が可能となる利点が得られる。
【００４０】
なお、図４のスイッチング発振部においても、スイッチング素子Ｔａ1の上記役割を他の個所のスイッチング素子に持たせるようにしてもよい。
【００４１】
スイッチング発振部６Ｂに上記動作を行わせる制御回路８Ｂには、図１に示す制御回路８Ａの諸機構に加えて、パルス信号Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻度を調節自在とするための機構として、例えば、レートジェネレータを配備している。レートジェネレータは、母数Ｎ中のＭ回のサンプリングを所望のＭ／Ｎ比で指令するレート信号を、時系列的にほぼ均等に分散させて発振することのできる機構であって、上記制御回路８Ｂにおいては、例えば、前記ブースタアンプの前段に配して、Ｍ＝Ｎ×ｍ／ｎの設定下でパレスオシレータ等からの発振駆動指令をｍ／ｎの頻度で通過させる関門として機能する。
【００４２】
次に、第二発明の実施形態を説明する。図５は第二発明の一実施形態を示す回路図である。この実施形態では、図１に示す電源装置におけるスイッチング素子Ｔｂ1 の動作モードの切り換えと、図４に示す電源装置におけるスイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度の調節とを合わせて行うようにしたものであり、制御回路８Ｃは、スイッチング回路の４個所のスイッチング素子のうち、直流給電部９の負極か正極かのいずれか一方の極と負荷７の両端との間に配置されている２個所のスイッチング素子（この実施形態では負極側に配置されているスイッチング素子Ｔａ2 とスイッチング素子Ｔｂ2 ）には、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせるためのペアのパルス信号（Ｘ、Ｙ）を送信し、他の１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 には、スイッチング素子Ｔｂ2 へのパルス信号Ｙと同一位相のＯＮ／ＯＦＦ動作用の信号か常時ＯＦＦ信号かを切り換えて指令する指令信号Ｙ* を送信し、残りの１個所のスイッチング素子Ｔａ1 には、スイッチング素子Ｔａ2 へのパルス信号Ｘと同一位相ではあるがＯＮ信号の出現頻度を変更自在としたパルス信号Ｘ* を送信するように編成している。
【００４３】
この実施形態では、スイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度の調節とスイッチング素子Ｔｂ1 の動作モードの切り換えとを適当に使うことで、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを広い範囲に亘って所望の値に設定可能である。例えば、負荷７のインピーダンスがＲ0 →０．５Ｒ0 →０．２５Ｒ0 のように順次半減してゆく負荷を例にとると、上記半減時期に対応して、スイッチング発振部６Ｃの動作モードを、
（１）Ｔａ1 ：１００％ＯＮ、Ｔｂ1 ：ＯＮ／ＯＦＦモード、即ち回路を通常のフルブリッジとして機能させた状態で、マッチングトランスの巻数比をＲ0 にマッチングさせて通電を開始………即ち、Ｚ＝Ｒ0 
（２）Ｔａ1 ：６６％ＯＮ、Ｔｂ1 ：ＯＮ／ＯＦＦモード……Ｚ＝０．５Ｒ0
（３）Ｔａ1 ：１００％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモード……Ｚ＝０．２５Ｒ0
（４）Ｔａ1 ：５０％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモード……Ｚ＝０．１２５Ｒ0
（５）Ｔａ1 ：２５％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモード……Ｚ＝０．０６２５Ｒ0
のように設定変えして行けばよい。
【００４４】
このように、スイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度の調節とスイッチング素子Ｔｂ1 の動作モードの切り換えとを組み合わせたことにより、きわめて低い許容最低出力インピーダンスを実現できる。しかも、上例では出力インピーダンスを大まかに変更する例を示したが、実際にはスイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度の調節を小刻みに行うことで、更に小刻みの変更も可能であり、負荷への通電がより円滑に行えるようになる。
【００４５】
なお、図５の実施形態においても、スイッチング素子Ｔａ1 或いはＴｂ1 の上記役割を素子の動作が相容れる範囲で他のスイッチング個所の素子に受け持たせてもよい。
【００４６】
次に、第三発明の実施形態を説明する。図６は第三発明の実施形態を示す回路図である。この実施形態はハーフブリッジ型のスイッチング回路を備えたスイッチング発振部６Ｄを用いたものであり、そのスイッチング発振部６Ｄの制御回路８Ｄを、１個所のスイッチング素子ＴａをＯＮ／ＯＦＦさせるために送信する指令信号（パルス信号）Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻度を変更自在とするように編成している。なお、他のスイッチング素子Ｔｂに対しては、スイッチング素子Ｔａに対するパルス信号Ｘ* と位相が１８０°ずれた、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせるためのパルス信号Ｙを供給するように編成している。
【００４７】
図６に示すスイッチング発振部６Ｄにおいては、スイッチング素子Ｔａへのパルス信号Ｘ* における、ＯＮ信号の出現頻度を１／１とした場合（ＯＮ信号を削除しない場合）には、図１６に示す通常のハーフブリッジ回路として機能し、前述したように、許容最低出力インピーダンスＺ0′は、
Ｚ0′＝ＶOUT ／ＩMAX ＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｖ0 ／４Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４
となり、フルブリッジの場合の１／４となる。
【００４８】
そして、このパルス信号Ｘ* における、ＯＮ信号の出現頻度をｍ／ｎに調節した場合、負荷７への出力電圧印加頻度は、本来の頻度のｍ／ｎ倍となる。すなわち、ｍ／ｎ＝１／３のケースにおける出力電圧印加頻度を例示した図８のＶ−ｔ図に見る通り、負荷７には前出図３のケース（ハーフブリッジ回路）のｍ／ｎの頻度で半波電圧Ｖ0 が印加される。このため、負荷回路への印加電圧ＶX ＝Ｖ0 ／２の状態で、印加頻度が減少する分だけ、負荷７への出力可能な最大電流が増加し、最大電流ＩMAX ＝２Ｉ0 ／（ｍ／ｎ）  となる。従って、この時の許容最低出力インピーダンスＺは、
Ｚ＝０．５Ｖ0 ÷ＩMAX ＝（Ｚ0 ／４）×（ｍ／ｎ）＝Ｚ0′×（ｍ／ｎ）
となる。
【００４９】
このように、この実施形態においても、スイッチング発振部６Ｄの最低許容出力インピーダンスＺは、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎによって変化するので、この出現頻度ｍ／ｎを調節することにより、スイッチング発振部６Ｄの許容最低出力インピーダンスＺを多段階に調節でき、負荷インピーダンスＲに整合させることができる。
【００５０】
【００５１】
図６のスイッチング発振部６Ｄに上記動作を行わせる制御回路８Ｄも、図４に示す制御回路８Ｂと同様な、パルス信号Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻度を調節自在とするための機構を配備している。
【００５２】
なお、以上に説明した各実施形態において、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスＺを、負荷への印加電圧ＶOUT 及び最大電流ＩMAX から求めているが、実際には、許容最低出力インピーダンスＺは負荷７の特性（加熱コイルの純抵抗分をＲ、インダクタンス分をωＬとした時に、Ｑ＝ωＬ／Ｒで定義されるＱ値）によっても影響を受けている。従って、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを負荷インピーダンスに整合させる際には、このＱ値による補正を加えてスイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスＺを求めることが好ましい。この補正は計算により、或いは実験により求めることができる。
【００５３】
次に第四発明の実施形態を説明する。図９は、図５に示す実施形態において、スイッチング素子Ｔｂ1 の動作モード切り換えないしはスイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度調節を、負荷インピーダンスの変化に応じて自動的に行うように構成した実施形態を示すものである。この実施形態では、負荷７を含む出力回路２０に負荷の通電挙動を検出するための負荷系通電挙動検知器として電流検知器２１が取り付けられており、負荷７を流れる出力電流の振幅ＩX がその電流検知器２１によって把握され、これが帰還路２２を経て制御回路８Ｇに入力される。次いで、スイッチング発振部６Ｇのその時点での動作状態（前記スイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度ｍ／ｎなど）から特定されるＩMAX （負荷７に供給できる最大電流）と前記ＩX との差ΔＩ（ないしはΔＩ／ＩMAX 等）に基づいて、該ΔＩを縮小すべく編成された前記指令信号Ｘ* ないしは指令信号Ｙ* が発信されるように、制御回路８Ｇ内のマイクロコンピュータをプログラムしておくものである。なお、図９には、図５のスイッチング発振部に上記帰還制御方式を導入する例を示したが、該制御方式は、図１、図４、図６のスイッチング発振部にも導入できる。
【００５４】
上記構成により、ＩMAX ≒ＩX ＝ＶOUT ／Ｒを瞬時に実現する許容最低出力インピーダンス制御が刻々行われ、負荷７に対して、直流給電部９の能力を最大限に生かした給電が始終行えることになる。なお、ここでは許容最低出力インピーダンスと負荷インピーダンスの差を、出力電流振幅を把握して検知する例を示したが、他の手段によって上記インピーダンス差を検知するようにしてもよい。
【００５５】
上記した各実施形態の電源装置において、スイッチング発振部内の複数個所にスイッチング素子が配置されている場合、前記モード切り換え或いはＯＮ状態頻度調節を受け持たせる素子が、特定個所の素子に固定されていると、スイッチング素子に並列接続されたダイオードＤ（図１など参照）を含めて、素子の耐用期間に配置個所による差が生じ、保守性の点で好ましくないことになる。
【００５６】
そこで、図１０に例示したように、各個所の素子の信号端子｛Ｓａ1 ，Ｓａ2 ，Ｓｂ1 ，Ｓｂ2 ｝に送信する指令信号を、適当な周期で、例えば、｛Ｘ* ，Ｘ，Ｙ* ，Ｙ｝→｛Ｘ，Ｘ* ，Ｙ，Ｙ* ｝→｛Ｙ，Ｙ* ，Ｘ，Ｘ* ｝→｛Ｙ* ，Ｙ，Ｘ* ，Ｘ｝→｛Ｘ* ，Ｘ，Ｙ* ，Ｙ｝→・・・のように入れ替えて、各個所毎の素子の役割分担にローテーションを組むと、配置個所による素子耐用期間差が生じなくなり、優れた保守性が確保される。上記指令信号の入れ替えも、制御回路８Ｈ内のマイクロコンピュータのプログラムにより行える。なお、ここでは、図５のスイッチング発振部に上記ローテーション方式を導入する例を示したが、図１、図４、図６、図９などのスイッチング発振部にも該方式を導入できる。
【００５７】
以上に述べた各電源装置のスイッチング発振部において、各スイッチング素子の発振駆動手段は限定されない。即ち、別設のパルスオシレータ等で駆動してもよいし、出力電流の周期挙動データを帰還入力して駆動してもよい。しかし、誘導加熱のように、電力効率の良否が操業コストを支配する用途では、帰還駆動方式が推奨される。
【００５８】
帰還方式の発振駆動は、たとえば、図９の回路において、電流検知器２１から帰還路２２を経て制御回路８Ｇに送信された出力電流データの中の周期挙動に関するデータを、制御回路内に配した前記ＰＬＬ機構（位相調整機構）等により加工した上で、スイッチング素子の信号端子Ｓに送信して行う。これにより、誘導コイルに由来するインダクタンスＬ（トランス一次側ベース）とコンデンサのキャパシタンスＣとで決まる出力回路の共振周波数ｆ＝１／２π√（ＬＣ）で素子が発振駆動され、ひいては負荷７への通電が行われる。即ち、共振状態の通電となり、最大限の電力効率が確保される。帰還駆動方式においては、前述のように、許容最低出力インピーダンスと負荷インピーダンスの不整合による発振動作の停止が起こり得るが、本発明のスイッチング発振部で実現される高度のインピーダンス整合は、帰還駆動動作の安定化にも有利に作用する。
【００５９】
すなわち、帰還駆動方式を採用した実施形態の電源装置にあっては、本発明による給電部能力の最大限利用と帰還駆動による電力効率の最大限確保が合わせて実現される。
【００６０】
本発明の電源装置における負荷への投入電力の調節は、たとえば、以下のようにして行うことができる。まず、許容最低出力インピーダンスの変更にスイッチング素子のＯＮ状態頻度調節を利用するケースでは、インピーダンス変更のための上記ＯＮ頻度調節機構を、そのまま、投入電力調節にも利用できる。すなわち、ｍ／ｎのＯＮ頻度で電源能力が最大限に引き出せる場合、ＯＮ頻度をｍ／Ｎ＝ｍ／ｐｎとすることによって、投入電力を電源能力の１／ｐに調節できる。
【００６１】
又、上記ＯＮ状態頻度調節を利用しないケースでは、図１等に示す直流給電部９内に公知の電力調節手段（３相位相制御など）を配設すればよい。
【００６２】
なお、本発明の電源装置のスイッチング発振部においては、スイッチング素子の電流容量について以下のように配慮する。
【００６３】
先ず、スイッチング素子の電流定格は、通常、連続通電条件で定められているから、本発明においてスイッチング素子のＯＮ状態頻度がｍ／ｎとなって素子に流れる最大電流が（ｎ／ｍ）Ｉ0 （Ｉ0 はｍ／ｎ＝１／１即ち連続通電時の値）となっても、素子への通電頻度がｍ／ｎであるから、一応は許容される。
【００６４】
又、インバータ設計においては、市販素子仕様の自由度にもよるが、通常は、上記電流定格が２Ｉ0 前後の素子を充てるので、これにより電流許容度が２倍に補強される。
【００６５】
更には、通電仕様、素子特性、耐用実績などを考慮して電流定格が３Ｉ0 〜４Ｉ0 の素子を充てるとか、あるいは、所要の素子を２基並列構成にすることにより、万全を期すことができる。
【００６６】
【実施例】
図９の構成の電源装置を製作し、丸鋼表層部を９００°Ｃに急速加熱する誘導加熱実験を行った。
［電源１の仕様］
原動機：ガソリンエンジン  出力８０ＫＷ
交流発電機：出力電圧２００Ｖ
定格電流２００Ａ
周波数  ５０／６０Ｈｚ
［インバータの仕様］
・発振駆動：帰還駆動方式
・電源能力：２５０Ｖ×２００Ａ＝５０ＫＷ
・出力インピーダンス：１．４〜０．１７５Ω可変（１．４〜０．３５Ωの範囲、０．３５〜０．１７５Ωの範囲それぞれについて２５０段階の自動切換え式）
［丸棒の仕様］
・１００ｍｍφ。これの短区間（約２０ｍｍ）を加熱するようにした。１０００°Ｃまでの昇温過程における負荷インピーダンスの変化を図１１に定性的に示す。
【００６７】
［実験結果］
・インバータを本発明の動作仕様で稼働させた時（本発明実施例）の昇温カーブを図１２に示す。
・インバータの出力インピーダンスを１・４Ωに固定して稼働させた時（比較例１）の昇温カーブを図１３に、また、０．３５Ωに固定して稼働させた時（比較例２）の昇温カーブを図１４に、それぞれ示す。
【００６８】
図１２〜図１４の結果に見る通り、比較例１、２では９００°Ｃまでの昇温に約３０秒を要しているのに対し、本発明実施例では約１５秒で９００°Ｃに達している。この差異は、本発明実施例では上記昇温過程において前記給電部能力を終始フル活用できているのに対し、比較例１では電圧能力が、比較例２では電流能力が、それぞれ一部の温度域（比較例１では低温域、比較例２では高温域）でしかフルには生かせていないことに起因している。なお、本発明実施例と同様な昇温速度を確保するには、電源能力を大きくする必要があり、必要とされる電源能力を計算して求めると、２５０Ｖ×４００Ａ＝１００ＫＷ  程度必要となる。このため、電源１をかなり大型化する必要がある。上記実験例だけを見ても本発明の電源装置の優位性が明らかである。
【００６９】
【発明の効果】
以上のように、本発明の電源装置は、直流給電部からの直流電力をパルス交流電力に変換するためのインバータのスイッチング発振部内のスイッチング素子の動作状態を可変として許容最低出力インピーダンスを可変としたことを特徴とする。
【００７０】
スイッチング発振部を備えた電源装置を、鋼材の誘導加熱のような急速な大電力入力を要する用途に用いた場合、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスと負荷インピーダンスの整合が、加熱を高能率に行うための要件である。しかしながら、加熱が進むにつれて大きく変化する負荷インピーダンスを、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスに整合させるために、マッチングトランスの巻数比の設定替えを手動で行うといった従来のインピーダンス整合操作は、加熱の中断による加熱能力の低下を招き、しかも加熱の全過程に亘る整合が行えるわけではなかった。
【００７１】
本発明の電源装置によれば、前記スイッチング素子動作状態の選定がスイッチング素子への信号端子への弱電指令によって行えることから、加熱を中断しなくても許容最低出力インピーダンスの変更ができ、更には、インピーダンス整合の自動化が容易に行える結果、加熱の全過程に亘って終始整合状態を確保した高能率通電も可能になった。
【００７２】
更に、高能率通電が可能となったため、燃料をエネルギー源とする自立型の直流給電部を用いた場合には、その直流給電部を従来に比べて小型化、軽量化することが可能となり、低価格の且つ運搬しやすい電源装置を提供できた。
即ち、誘導加熱を始めとする高能率通電の要請に、余す所なく答えた電源装置を提供できたものであり、産業界への貢献が絶大である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の説明の参考とする電源装置及びそれに接続した負荷を示す回路図
【図２】  図１の電源装置におけるスイッチング発振部をフルブリッジ態様で動作させた時の電圧出力を示すグラフ
【図３】  図１の電源装置におけるスイッチング発振部をハーフブリッジ態様で動作させた時の電圧出力を示すグラフ
【図４】  本発明の実施形態に係る電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図５】  本発明の他の実施形態に係る電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図６】  本発明の更に他の実施形態に係る電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図７】  図４の電源装置におけるスイッチング発振部の電圧出力を示すグラフ
【図８】  図６の電源装置におけるスイッチング発振部の電圧出力を示すグラフ
【図９】  本発明の更に他の実施形態に係る電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図１０】  図９のスイッチング発振部における素子動作割り振りのローテーションを例示した回路図
【図１１】  供試負荷のインピーダンスの変化を定性的に示すグラフ
【図１２】  本発明実施例における昇温カーブを示すグラフ
【図１３】  比較例１における昇温カーブを示すグラフ
【図１４】  比較例２における昇温カーブを示すグラフ
【図１５】  従来のフルブリッジ型スイッチング発振部を備えた電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図１６】  従来のハーフブリッジ型スイッチング発振部を備えた電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図１７】  従来のスイッチング発振部の出力インピーダンスと負荷インピーダンスとの整合の良否を示すグラフ
【図１８】  従来のスイッチング発振部における出力電力と負荷インピーダンスとの関係を示すグラフ
【符号の説明】
１  起電部
２  原動機
３  交流発電機
４、４′、４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ、４Ｇ、４Ｈ  インバータ
５  順変換部
６、６′、６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ、６Ｇ、６Ｈ  スイッチング発振部
７  負荷
８、８′、８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、８Ｄ、８Ｇ、８Ｈ  制御回路
９  直流給電部
１０  誘導コイル
１１  マッチングトランス
２０  出力回路
２１  電流検出器（負荷系通電挙動検知器）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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