(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無キャリヤ位相／振幅変調信号をデコードするための装置であって、
その２つの成分を分けるための１対の適応フィルタ（４，５）とこの２つの成分を比較するための手段（３４）と、
その同定又は類似の場合に動作して、
（ａ）対のうちの１つのフィルタのパラメータからその１つのフィルタのパラメータと直交する応答をもつフィルタのパラメータを計算し、また
（ｂ）対のうちの他のフィルタのパラメータをその計算したパラメータで置換するように動作する手段とから成る装置。
【請求項２】
無キャリヤ位相／振幅変調信号をデコードするための装置であって、
その２つの成分を分けるための１対の適応フィルタ（４，５）と、
該フィルタによってもたらされた相対的遅延を測定するための手段(３３)と、
該フィルタの少くとも１つを調節して該相対的遅延を減らすようにする手段とから成る装置。
【請求項３】
さらに前記フィルタによってもたらされた相対的遅延を測定するための手段と、該フィルタの少くとも１つを調節して該相対的遅延を減らすようにする手段とを含む請求項１に記載の装置。
【請求項４】
無キャリヤ位相／振幅変調信号をデコードするための装置であって、
その２つの成分を分けるための１対の適応フィルタ（４，５）と、
所定信号シーケンスの存在を検出するための手段（４３）と、
その検出がなかったことに応答して該２つのフィルタの応答を交換するように動作する手段（４４，４５，４６）とから成る装置。
【請求項５】
さらに、所定信号シーケンスの存在を検出するための手段（４３）と、その検出がなかったことに応答して該２つのフィルタの応答を交換するように動作する手段（４４，４５，４６）とを含む請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
この発明は無キャリヤ（キャリヤレス）位相及び振幅伝送に関する。
この発明を一観点でとらえると、無キャリヤ位相／振幅変調した信号をデコードするための装置が用意されており、その構成は、その２つの成分を分離するための１対の適応フィルタと、各成分に対する差分デコード手段とから成る。
この発明を別な観点でとらえると、無キャリヤ位相／振幅変調した信号をデコードするための装置が用意されており、その構成は、その２つの成分を分離するための１対の適応フィルタと、この２つの成分を比較するための手段と、そのアイデンティティ（同定）又は類似の場合に動作して
（ａ）対のうちの１つのフィルタのパラメータからその１つのフィルタと直交する応答をもつフィルタのパラメータを計算し、また
（ｂ）対のうちの他のフィルタのパラメータをその計算したパラメータで置換するように動作する手段とから成る。
さらにこの発明を別な観点でとらえると、無キャリヤ位相／振幅変調した信号をデコードするための装置が用意されており、その構成は、その２つの成分を分離するための１対の適応フィルタと、該フィルタによって導入された相対的遅延を測定するための手段と、該相対的遅延を低減させるように、該フィルタの少くとも１を調節するための手段とから成る。
またさらにこの発明を別な観点でとらえると無キャリヤ位相／振幅変調した信号をデコードするための装置が用意されており、その構成は、その２つの成分を分離するための１対の適応フィルタと、所定の信号シーケンスの存在を検出するための手段と、このような検出がないことに応答して２つのフィルタの応答を交換するように動作することができる手段とから成る。
これらの装置は組合せて採用してもよい。
この発明を別な観点でとらえると、無キャリヤ位相／振幅変調した信号をエンコードするための装置が用意されており、その構成は、第１及び第２のシーケンスの数値を供給する手段と；第１のシーケンスの差分エンコードをするための手段と；第２のシーケンスの差分エンコードをするための手段と；差分エンコードした第１のシーケンスにフィルタをかける第１のフィルタ手段と；該第１のフィルタ手段の応答と直交する応答をもち、差分エンコードした第２のシーケンスにフィルタをかけるための第２のフィルタ手段と；該２つのフィルタ手段の出力を加算するための手段とから成る。
この発明の若干の実施態様を例として添付の図面を参照しながら記述して行くとして、
図１は無キャリヤ位相及び振幅変調を例示する送信機と受信機との構成図である；
図２と３はそれぞれこの発明を実施する送信機と受信機との構成図である；
図４は図３の受信機で使用されるフィルタの構成図である。
無キャリヤ位相及び振幅伝送の基本原理は図１に示されている。間隔Ｔの離散的数値であるシーケンスであって伝送されようとしているもの（信号ａn）が図では理想化されて、一連の＋１と−１のインパルスとしてあり、２進数値１、０を表わしており（もっとも、多レベル信号も可能ではある）、この信号がインパルス応答ｇa（ｔ）をもつディジタル整形用フィルタ１に供給される。別の同種のシーケンスｂnが第２の整形用フィルタ２でインパルス応答ｇb（ｔ）をもつものに供給され、２つのフィルタの出力が加算器３で加算される。
受信機では、結果である組合された信号が、何がしかの信号経路を経て受信され、第２の対のフィルタ４，５によってデコードされ、その出力がもとのインパルス周期Ｔと同期して（同期系統は図示していない）スライサ６，７によってサンプルされ、その後段には決定装置８，９があり、そこで信号が許容されたレベル（この例では±１）に量子化される、各フィルタは実質的に１／Ｔを超えるレート、例えば４／Ｔで動作する。２つの信号シーケンスが効率的に分離できるということは次のように証明される。
もしある瞬間ｉＴで第１と第２のシーケンスがそれぞれ振幅ａiとｂjのインパルスを含んでいれば、フィルタ１，２の出力はａi・ｇa（ｔ−ｉＴ）、ｂj・ｇb（ｔ−ｉＴ）である。加算器３の出力での信号ｓ（ｔ）に対する一般形式は：
0003730261.tif 000002
この信号がひずみなしに（あるいは伝送でひずみかつ反対等量の等化の後に）受信され、かつ受信フィルタ４，５がインパルス応答ｈa（ｔ），ｈb（ｔ）を有すると仮定する。我々はたたみ込み積分を使ってこれらのフィルタの各々の出力（それぞれｒa（ｔ），ｒb（ｔ））を時間の関数として計算できる。ｒaに対する式は次のように与えられ、また、ｒbに対しても同様に求めることができる：
0003730261.tif 000003
スライサ６の出力では、離散的な間隔ｊＴでのｒaの値のみに関心をもつ必要がある。
0003730261.tif 000004
受信フィルタ応答ｈaが次の関係が真であるように選ばれるとすると：
0003730261.tif 000005
そのときはｒa（ｊＴ）＝ａjである。
同様に、受信フィルタｈbが次の関係が真であるように選ばれるとすると：
0003730261.tif 000006
0003730261.tif 000007
そのときはｒb（ｊＴ）＝ｂjである。
このようにして同じシーケンスの要素間もしくはシーケンス間で干渉なしに送られたものとシーケンスを判断することが可能である。
積分の無限限界はインパルス応答が無限であるとすると理論上必要となるが、実用上は削除することができ、その条件は関係するインパルス応答の重要な項がそこに含まれていることであることに注目しておきたい。
ｇaとｇbとが次のように選ばれることを条件に、必要とされる性質をもつｈaとｈbとを見付けることが可能である。すなわちすべてのｉに対して
0003730261.tif 000008
これは（ｉ＝０に対してだけこれが真であることを要件とする）直交性の拡張である。
この場合、ｈa（ｔ）≡ｇa（−ｔ）とｈb（ｔ）≡ｇb（−ｔ）とを式４、５、６、７に代入することによって（すなわち、送信フィルタと整合しているフィルタを受信機で使用することにより）、我々は式８、９、１０の少い要件のものを得る：
0003730261.tif 000009
適切なフィルタはHilbert変換対（で周波数応答Ｈ（ω）とｊＨ（ω）、ただしｊ2＝−１であるもの）を形成するものである。
この種のシステムは、しかしながら、チャンネルひずみと雑音とにむしろ敏感で、インパルス応答Ｇa（ｔ），Ｇb（ｔ）をもつ受信フィルタ４，５を用いることが必要であり、この応答はフィルタ１，２の特性に依存するだけでなく、信号経路の特性（すなわち、整合した応答ｇa（ｔ），ｇb（ｔ）とチャンネル等化との組合せ効果を表わしている）にも依存する。これを得るには適応フィルタ手法を用いることであり、この手法は制御部１０（又は１１）が減算器１２（又は１３）から決定装置８（又は９）の入力と出力との差を受取り、Wienerの最小自乗アルゴリズムのような適応アルゴリズムを関係するフィルタ４（又は５）に適用して、この差を最小となるようにし、フィルタ４，５が所望の応答Ｇa（ｔ），Ｇb（ｔ）に収束するようにする。
シンボルマッパ（記号写像器）１４も示してあり、ここでは２値信号（すなわち、０と１と）をビットシリアル形式を受けて、それらを２つのシーケンスに変換して整形用フィルタに加えるようにする。一番簡単な形式では、２つのチャンネルへ交番するビットを流すようにし、０と１とを±１に変換（ほん訳）することである。逆のマッピングが受信機でシンボルマッパ１５内で生ずる。
コーディング用のビットはスクランブル用構成を経てシンボルマッパ１４へ送られ、例えばこの構成は自己同期した擬似ランダムシーケンス生成器の形式をとり、そこではビットが、２２ビット直列入力並列出力シフトレジスタ１７から得られる帰還を備えた、排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）ゲート１６内で直列に組合される。帰還はシフトレジスタ１７の第１及び第２２段の出力を受取るように接続されたＥＸ−ＯＲゲート１８を経て得られ、シフトレジスタ１７はその入力をＥＸ−ＯＲゲート１６の出力からとっている。このスクランブル機能は信号の相関を解いて、受信機での適応フィルタの満足な動作ができるようにするためである。対応するデスクランブラが受信機に用意され、マッピングユニット１５の出力が別の直列入力並列出力シフトレジスタ１９へ供給され、ＥＸ−ＯＲゲート２０内でシフトレジスタ１９の第１と第２２段の出力を受けるように接続されているＥＸ−ＯＲゲートの出力と結合される。
運悪く、フィルタ４と５の収束ができないというある場合が生じ得る：
（１）フィルタの一方又は両方が−Ｇa（ｔ）又は−Ｇb（ｔ）に収束し、それによって反転出力が作られる；
（２）フィルタの一方又は両方が時間シフトした応答に収束でき、そのために出力信号がＴの倍数だけ遅れる（又は進む）ことになる；
（３）２つのフィルタ４，５が同じ応答に収束できて、そのために両方のチャンネルが（例えば）信号ｒa（ｔ）を作り、かつ他の信号シーケンスｒb（ｔ）が再生されなくなる；
（４）フィルタ４，５がそれぞれ応答Ｇb（ｔ）とＧa（ｔ）とに収束し、それによりチャンネルが置換えされる。
図２と３とはそれぞれ送信機と受信機とを示しており、これらの問題を解決するためにその備えがされている。項目１から２１までは図１と同じ機能を実行する。すべての処理はディジタルで行なわれると仮定している；したがって、送信機にはディジタル／アナログ変換器２２があって、アナログライン２３上での伝送に備え、また受信機にはアナログ／ディジタル変換器２４がある。この例では、６Ｍシンボル／秒のシンボルレート（すなわちＴ＝１６７ｎｓ）が仮定され、各シンボルはその２つのチャンネルの各々上で単一ビットを運ぶようにして、６×２＝１２ビット／ｓのビットレートを与えている。フィルタ１，２の出力とフィルタ３，４の入力とはこのビットレートの４倍、すなわち６×４＝２４Ｍサンプル／ｓで動作する。フィルタ１，２は一般に１６タップをもつディジタルトランスバーサルフィルタであり、またフィルタ４，５は３２タップをもつ。フィルタＤ／ＡとＡ／Ｄ変換器に対する一般的な分解能は１０ビットとなる。
負出力を作る応答に対するフィルタ４又は５のいずれかあるいはその両方の収束に起因した受信信号内での誤りを回避するために、差分符号化が採用される。したがって、整形用フィルタ１の入力がシンボルマッパ１４から得られるが、これはＥＸ−ＯＲゲート２５と遅延期間Ｔの帰還遅延線２６とで成る差分符号化構成を経由しており、その一方で同じようなＥＸ−ＯＲゲート２７と遅延線２８とで成る構成が整形用フィルタ２の入力で用意されている。差分コーディングはサンプルの符号ビットにだけ適用されることに留意したい。受信機での対応する差分デコーダにはＥＸ−ＯＲゲート２９，３０と遅延線３１，３２とがある。
フィルタ４，５の一方または双方での好ましくない時間シフトに対応する状態が認識され、次の段階で補正される：
（ａ）フィルタ４の群遅延ｄRを計算する；
（ｂ）もし遅延が１０タップよりも小さいか、１４タップよりも大きければ、そのときはフィルタ係数をこれを補正するのに十分な量だけシフトさせる。すなわちシフトｋR＝４．Round［（ｄR−ｄD／４］とする。ここで、“Round［ｘ］”は“ｘに一番近い整数”を、またｄDは所望すなわち目標遅延、一般に１２タップである。
（ｃ）フィルタ５の群遅延ｄQを計算する。
（ｄ）もし遅延ｄQがフィルタ４の補正した遅延ｄRの±２内でなければ、そのときはフィルタ５の係数をシフトｋQ＝４．Round［ｄQ−ｄR）／４］だけシフトする。
もちろん、群遅延は、一般には、周波数と独立してはいない；実際にはしかし、群遅延がフィルタの通過帯域の真中もしくは中程で計算されていれば十分であることが見付かっている。
計算とシフト演算とは図３に示されており、処理ユニット３３により実行され、ここでは、フィルタ係数ＣRi，ＣQi（ｉ＝１…ｎ、ただしｎはフィルタのタップ数）をフィルタ４，５から受取って、またそこへ戻すように接続されている。実際には、この機能だけでなく、フィルタ、量子化及び試験といった動作も実行するために単一のディジタル信号処理デバイスを採用する方が便利である。
群遅延を計算するための１つの可能なアルゴリズムを記述して行く。フィルタ４又は５の構造は図４に示してあり、ここでは機関Ｔ／４の遅延５０をもつ有限インパルス応答フィルタをもって、入力サンプルｘの３２の遅延バージョンを供給するものと、それらに係数Ｃiを乗算する乗算器５１とがあって、その積が加算器５２で加算される。
信号遅延の良い指標（インジケータ）がフィルタの正規の群遅延ｄ（ω）から計算される。ここでΦ（ω）をフィルタの位相応答とすると、
0003730261.tif 000010
ＦＩＲフィルタの伝送応答Ｇ（ω）は受け入れられている理論によると次式で与えられる：
0003730261.tif 000011
ここでＣiは図中にある係数であり、またＺは単一遅延素子の性質を表わしている。
遅延Ｚは代わって、角周波数ωにおける正弦状刺戟に対する、その実数部（同相）と虚数部（直交部）応答成分によって表現することもできる。すなわち、
z＝cos(ω)−j sin(ω)……………………………………………（式13）
Demoivreの規則により、
zi＝cos(iω)−j sin(iω)………………………………………（式14）
これがＧ（ω）の表式に代入できて、
0003730261.tif 000012
この表現の実数部と虚数部とは分離できて、
0003730261.tif 000013
また、位相応答Φ（Φ）はｔａｎ-1（虚数部／実数部）として得られ、
0003730261.tif 000014
関数の関数を用いるこの表現を微分することにより、商規則が可能となってフィルタの群遅延に対する閉じた形の表現（clored fome expression）が得られる：
0003730261.tif 000015
この表現は積の６つの和を含むが、そのうちの４つだけが独特のものであり、それらをＳ０n，Ｓ１n，Ｃ０n，Ｃ１nと名付ける：すなわち、
0003730261.tif 000016
群遅延はそこで次のように表わされる：
0003730261.tif 000017
ここで
0003730261.tif 000018
上のいずれもが周波数ωの関数としてフィルタ遅延の計算ができるようにする。フィルタの遅延が“良い”か“悪い”かを決めたり、あるいはフィルタ対の遅延が“等しい”か“等しくないか”を決める目的で、遅延の尺度を単一の数に減らすのが望ましい。これをする方法はいくつもあり、周波数のある範囲について平均をとるとか、ｒｍｓ値をとるとか、中央値をとるとか、あるいは別の妥協をする。実用上は、フィルタの通過帯域の中心付近のどこかの単一の周波数点で遅延を算出することで大抵は十分である。これはどの周波数でもよいが、広帯域応用では、特に便利な周波数はしばしばNyquist周波数の半分、すなわちω＝π／２である。この便利さを示すために、我々はＳ０，Ｓ１，Ｃ０，Ｃ１に対する和を、ω＝π／２を代入して、副レンジに分解する：
0003730261.tif 000019
一般に、ｎが４の倍数であるときにこれができるが、同じ方法は、値零の余分な係数を与えることにより、係数の組を次の４の倍数まで仮想的に展開することで一般に使うことができる。三角関数２πｉの偏角の増分はその値に影響を及ぼさないので落すことができる。残った偏角、ｋπ／２は、内積の場合に２つだけの簡単な零でない値を生じ、上記表現が簡単化できる。
0003730261.tif 000020
上記計算方法は若干の加算、４つの乗算及び１つの除算に問題を縮少し、計算は最新の信号処理装置によって簡単に実行できる。
遅延計算をするためのFortranコード断片を下記に示す（ここではｉは式１８で使われた指数ｉの４倍となっている）：
0003730261.tif 000021
フィルタ４と５とが類似もしくは同一の応答に収束した条件を検出するために、量子化器８，９の出力間で比較がされて、量子化器からの２つのシンボルシーケンス出力が同一かどうかを判断する。第２の比較がされて、一方が他方の補数かどうかを判断する（２つのフィルタは実質的に同じではあるが、その係数の符号に違いがあることを暗黙のうちに仮定している）。無論必然的に、これらの比較の結果はいずれかの時間シフトの補正後に限り有用なものとなる。
比較器３４は２つのシーケンスをビット毎に比較して、もし２つのビットが違っていれば、カウンタ３５を歩進させて、ビットが連続して同一であればカウンタを零に留まるようにする。同じように、２つのビットが同じであれば、カウンタ３６を歩進させて、ビットが連続して違っていればカウンタが零に留まるようにする。検出器３７，３８は４ｍｓの期間後にいずれかのカウンタが零であるかどうかを検出し、もしそうであれば、１つのフィルタ（例えば図示のようにフィルタ４）から係数をダウンロードするプロセスを開示して、係数のHilbert変換を計算して、これらをフィルタ５にロードして既存の係数を置換える。この機能は計算ユニット３９により実行されるが、ユニット３３と共働することができる。この例では各シンボルはチャンネル当り１ビットだけを運び、もしビットの一群が運ばれるのであれば、そのときは比較器３４はビット群を比較する必要がある。
実際には、試験を省略することが可能で、受信機の始動時でフィルタ４の収束後に、このコピイをするプロセスを無条件で実行することが可能である。これは好ましい方法ではなく、その理由は後の動作の際に誤まった収束を認識してはならないからである：周期的なこの種の変換はこれを解決することになるが、しかし負担を生ずることになり、そのわけは、実際の条件下では、他のフィルタ係数のHilbert変換コピイは、システム内の不完全が原因で、最適化されておらずしたがってフィルタが収束する際に僅かな非最適動作の期間を生じさせることになりそうなことによる。（もし余裕が特定のシステム内に作られて、コピイが受入れられるようであると、無論このコピイをルーチンとして実行して、フィルタ５のための適応化構成と一対で省略することができる。）
チャンネルの置換えの検出はデータ内に含まれる所定ビットシーケンスの助けを得て実行される。これはフレーム同期についても使用できるという意味で、同期用ワードと呼ばれる。もっとも現在の状況（コンテキスト）ではたまたまのことである。したがって、図２の送信機は入力４０で入力データを受取り、１９２０ビットフレームの最初の６４ビットを占有する同期用ワードと一緒にレジスタ４１内のデータフレームに入力テセータのフォーマットを作る。図３の受信機はレジスタ４２内のフレームのまとめを再度行って、同期検出器４３は、このフレーム構造とフレームクロックパルスとが同期したことの判断瞬間に（通常手段による、図示せず）、レジスタ内容の同期部分の終りの４０ビット（デスクランブラの同期用に十分な時間がとれるようにするため）を所定のビットシーケンスと比較する。
タイマ４４は同期用ビットが認識される各時間にリセットされて、もし同期用ビットが予め設定したタイムアウト期間（例えば３２ｍｓ）の間欠落していれば、“同期失敗”出力を作る。同期の欠損が認識されると、これはチャンネル置換えを示すものとされて、プロセスが開始され、このプロセスではフィルタ４の係数がフィルタ５についてコピイされて、フィルタ５の係数がフィルタ４にコピイされる。これが図３に示されており、ゲート４５，４６により実行される。
こういった各種の監視及び補正プロセスは、それらが連続して発生するように記述されてきた。しかし実際には、そこではディジタル計算が必要であり、それ故に繰返し発生する。初めの方で簡単にほのめかしたように、結果を比較し、またフィルタ係数をコピイするか再計算するプロセスは−実は完全なフィルタ作用とフィルタ適応プロセスは−適切にプログラムされた単一のディジタル信号処理装置で実行してよい。一般にこのような装置は１サイクルを毎４ｍｓで実行でき、実際上は始動もしくは何らかの妨害後に正規の動作までの急速な収束を得るのには十分すぎるほど適している。
最後に、（チャンネルのシフトしたバージョンも比較されるのでなければ）チャンネルの同一性とか類似性をチェックすることはフィルタ４と５での相対的な時間シフトの補正後に行なわれなければならないことに留意しなければならない（前に生ずることもできるが、意味ある結果を生じないことになろう）。同様に、“同期失敗”信号を使用してフィルタ応答の置換えを始めることはチャンネルの同一性又は類似性の補正がされた後に生じなければならない（同一条件に従う）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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