(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電力を電圧変換してバッテリに給電するＤＣ−ＤＣコンバータと、
所定の目標電圧Ｖpに所定ゲインＧ１を掛けた値に相当する第一参照電圧Ｖs１＝Ｇ１・Ｖpを発生する定電圧回路部と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoに前記所定ゲインＧ１を掛けた値に相当する第一電圧Ｖ１＝Ｇ１・Ｖoと前記第一参照電圧Ｖs＝Ｇ１・Ｖpとの比較結果に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内蔵のスイッチング素子を断続制御して前記出力電圧Ｖoを前記目標電圧Ｖpに収束させる制御部と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの過負荷状態を検出する過負荷判定部と、
を備えるバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記過負荷検出部は、前記目標電圧Ｖpを含む許容出力電圧範囲の下限値より所定小値だけ小さい所定の過負荷判定しきい値電圧Ｖthに連動する第二参照電圧Ｖs2と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoに連動する第二電圧Ｖ２との比較結果に基づいて、前記出力電圧Ｖoが前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthよりも低下した場合に前記ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態であると判定し、
前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記バッテリの開放電圧よりも高く設定されていることを特徴とするバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記下限値と前記開放電圧とのほぼ中間値とされることを特徴とするバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記過負荷検出部は、
前記出力電圧Ｖoに前記所定ゲインＧ１より大きい所定ゲインＧ２を掛けて形成した前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・Ｖoと、前記第一参照電圧Ｖs１と等しく設定された前記第二参照電圧Ｖs2との比較結果に基づいて、前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・Ｖoが前記第一参照電圧Ｖs１＝前記第二参照電圧Ｖs2よりも低くなる場合に過負荷状態であると判定することを特徴とするバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
たとえばハイブリッド自動車などにおいて、それぞれバッテリを有する高低２つの電源系が設けられ、高圧側のバッテリから低圧側のバッテリへ電力を給電するためにＤＣ−ＤＣコンバータ装置が配置される。
【０００３】
この種の二電源型車両用電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の過負荷による障害を防止するために、図３、図４に示す過負荷検出回路３００、４００を装備していた。なお、図３、図４において１００はＤＣ−ＤＣコンバータ、２００は低圧バッテリである。Ｖｉは約３００Ｖの直流入力電圧であり、不図示の車載の高圧発電機の発電電圧を整流して形成される。Ｖｏは約１４Ｖの直流出力電圧であり、低圧バッテリ２００や不図示の低圧車載電気負荷に給電されている。高圧電源系を大地電圧からフローティングするために、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は降圧トランスを内蔵し、この降圧トランスの入力側にインバータを、この降圧トランスの出力側に整流回路を有している。
【０００４】
図３に示す過負荷検出部３００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の直流入力電圧Ｖｉに比例する入力信号電圧をフォトカプラ３０１を通じて入力される電圧比較回路３０２を有し、電圧比較回路３０２は入力信号電圧と所定の基準電圧と比較し、入力信号電圧が基準電圧より低下すれば過負荷であると判定し、比較結果を大地電圧を基準とする出力信号電圧として出力する。
【０００５】
図４に示す過負荷検出部４００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電流を非接触に検出する磁気式電流センサ４０１と、その出力信号電圧を所定の基準電圧と比較する電圧比較回路４０２とを有し、電圧比較回路４０２は、センサ４０１の出力信号電圧が基準電圧より大きければ過負荷であると判定する。
【０００６】
しかしながら、上記説明した図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の低下により過負荷を検出する過負荷検出方式では、回路構成が複雑化し、高価なフォトカプラのため製造コスト低減に限界があった。
【０００７】
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、簡素な構成で製造コスト低減が可能なバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することをその目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、入力直流電力を電圧変換してバッテリに給電するＤＣ−ＤＣコンバータと、所定の目標電圧Ｖｐに所定ゲインＧ１を掛けた値に相当する第一参照電圧Ｖｓ１＝Ｇ１・Ｖｐを発生する定電圧回路部と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏに前記所定ゲインＧ１を掛けた値に相当する第一電圧Ｖ１＝Ｇ１・Ｖｏと前記第一参照電圧Ｖｓ＝Ｇ１・Ｖｐとの比較結果に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内蔵のスイッチング素子を断続制御して前記出力電圧Ｖｏを前記目標電圧Ｖｐに収束させる制御部と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの過負荷状態を検出する過負荷判定部とを備えるバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記過負荷検出部は、前記目標電圧Ｖｐを含む許容出力電圧範囲の下限値より所定小値だけ小さい所定の過負荷判定しきい値電圧Ｖｔｈに連動する第二参照電圧Ｖｓ２と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏに連動する第二電圧Ｖ２との比較結果に基づいて、前記出力電圧Ｖｏが前記過負荷判定しきい値電圧Ｖｔｈよりも低下した場合に前記ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態であると判定することを特徴としている。
【０００９】
なお、各ゲインは好適には１未満、更に好適には０．５とされるが、ゲインを１又はそれ以上に設定することは禁止されているわけではない。
【００１０】
すなわち、上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｐに収束させるためのフィードバック制御を行っているため、所定の入力電圧があるかあるいは過負荷でなければ出力電圧Ｖｏは目標電圧Ｖｐを含む許容出力電圧範囲内側にあり、所定の入力電圧以下になるかあるいは過負荷になると、過電流制限回路及び入力電圧不足により出力電圧Ｖｏが急激に低下する。
【００１１】
本発明は上記現象に着目してなされたものであり、出力電圧Ｖｏ又はその連動電圧である第二電圧Ｖ２が、上記許容出力電圧範囲の下限値より小さい所定の過負荷判定しきい値電圧Ｖｔｈ又はそれに連動する第二参照電圧Ｖｓ２とを比較し、小さくなれば過負荷と判定する。
【００１２】
これにより、上記した従来の過負荷検出方式の各問題点をすべて解消して実用性に優れた過負荷検出が可能となる。
【００１３】
請求項１記載の構成では更に、前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記バッテリの開放電圧よりも高く設定されていることを特徴としている。
【００１４】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが充電を行わず、放電動作している場合にＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷でないと誤判定することを防止することができる。
【００１５】
請求項２記載の構成は請求項１記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において更に、前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記下限値と前記開放電圧とのほぼ中間値とされることを特徴としている。なお、ほぼ中間値とは、下限値と開放電圧との間の電圧差をΔＶxとすれば、開放電圧＋０．４・ΔＶ〜開放電圧＋０．６・ΔＶの範囲を指定するものとする。
【００１６】
請求項３記載の構成は請求項１又は２記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において更に、前記過負荷検出部は、前記出力電圧Ｖoに前記所定ゲインＧ１より大きい所定ゲインＧ２を掛けて形成した前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・Ｖoと、前記第一参照電圧Ｖs１と等しく設定された前記第二参照電圧Ｖs2との比較結果に基づいて、前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・Ｖoが前記第一参照電圧Ｖs１＝前記第二参照電圧Ｖs2よりも低くなる場合に過負荷状態であると判定することを特徴としている。
【００１７】
本構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｐに収束させるための第一参照電圧Ｖｓ１と、出力電圧Ｖｏが所定値以上低下したかどうかにより過負荷を判定するための第二参照電圧Ｖｓ２とを同一の定電圧回路で作成でき、回路構成を簡素化することができる。
【００１８】
【発明を実施するための態様】
本発明のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の好適な実施態様を図１〜図３を参照して以下に説明する。
【００１９】
二電源式ハイブリッド自動車用のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図を図１に示す。
【００２０】
１は定格電圧約３００Ｖの高圧バッテリ、２はＤＣ−ＤＣコンバータ、３は定格電圧約１２Ｖの低圧バッテリ、４は制御回路であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２と制御回路４は本発明でいうバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を構成している。
【００２１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、平滑コンデンサ２１、インバータ回路２２、降圧トランス２３、一対の整流用ダイオード２４、２５、平滑用のチョークコイル２６、平滑コンデンサ２７からなる。
【００２２】
インバータ回路２２は、４つのＭＯＳトランジスタをブリッジ接続してなり、インバータ回路２２の出力交流電圧は降圧トランス２３で降圧される。降圧トランス２３の一対の二次コイルの接続端は中間タップを通じて接地され、両二次コイルの他端は単相全波整流回路をなすダイオード２４、２５、更には平滑用のチョークコイル２６を通じて低圧バッテリ３に給電される。
【００２３】
インバータ回路２２の各ＭＯＳトランジスタはＰＷＭ制御され（上アーム側又は下アーム側のＭＯＳトランジスタのみＰＷＭ制御し、残るＭＯＳトランジスタは所定タイミングで断続制御してもよい）、ＰＷＭ制御されるＭＯＳトランジスタのデューティ比を、低圧バッテリ３の電圧すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏと一定の目標電圧Ｖｐとの比較結果によりフィードバック制御して、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｐに収束させている。上記ＤＣ−ＤＣコンバータ２の回路構成や動作はよく知られているので、更なる詳細説明は省略する。
【００２４】
制御回路４は、本発明で言う定電圧回路部、制御部及び過負荷判定部を構成しており、実際にはＤＣ−ＤＣコンバータ２と一体に構成されている。
【００２５】
４１は電圧制御用抵抗分圧回路、４２は電圧制御用コンパレータ、４３はゲート電圧発生回路、４４は過負荷検出用抵抗分圧回路、４５は過負荷検出用コンパレータ、４６は定電圧回路である。電圧制御用抵抗分圧回路４１、電圧制御用コンパレータ４２及びゲート電圧発生回路４３は本発明で言う制御部を構成し、過負荷検出用抵抗分圧回路４４及び過負荷検出用コンパレータ４５は本発明で言う過負荷判定部を構成し、定電圧回路４６は本発明で言う定電圧回路部を構成している。
【００２６】
電圧制御用抵抗分圧回路４１は、抵抗素子ｒ１、ｒ２を直列接続してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏは電圧制御用抵抗分圧回路４１で分圧されてコンパレータ４２のー入力端に入力される。
【００２７】
定電圧回路４６は、低圧バッテリ３の電圧（実質的にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏに等しいとする）をたとえば抵抗素子とツェナダイオードとの直列回路に印加し、低位端が接地されたツェナダイオードの高位端電位を参照電圧Ｖｒｅｆとしてコンパレータ４２、４５の＋入力端に印加している。
【００２８】
コンパレータ４２は、電圧制御用抵抗分圧回路４１から入力される出力電圧Ｖｏの分圧Ｖ１と、参照電圧Ｖｒｅｆとを比較して比較結果をゲート電圧発生回路４３に出力する。
【００２９】
ゲート電圧発生回路４３は所定搬送周波数のＰＷＭゲート電圧を作成し、インバータ回路２２の各ＭＯＳトランジスタに印加する。ゲート制御回路４３は入力される上記比較結果に基づいて上記ＰＷＭゲート電圧のデューティ比を制御して上記ＭＯＳトランジスタのオン時間を調整し、インバータ回路２２から出力される出力電圧の平均振幅を制御して、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｐに収束させる。上記したコンパレータ４２によるフィードバック制御においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏは目標電圧Ｖｐを中心としてその上下に所定幅だけすなわち本発明で言う許容出力電圧範囲内で変動することになる。
【００３０】
ここで、Ｖ１＝Ｇ１・Ｖｏ、Ｇ１＝ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）、Ｖｒｅｆ＝Ｇ１・Ｖｐに設定されている。
【００３１】
過負荷検出用抵抗分圧回路４４は、抵抗素子ｒ３、ｒ４を直列接続してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏは電圧制御用抵抗分圧回路４４で分圧されてコンパレータ４５のー入力端に入力される。
【００３２】
コンパレータ４５は、過負荷検出用抵抗分圧回路４４から入力される出力電圧Ｖｏの分圧Ｖ２と、参照電圧Ｖｒｅｆとを比較し、出力電圧Ｖｏの分圧Ｖ２が参照電圧Ｖｒｅｆより低い場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は過負荷状態であると判定して、ハイレベル電位信号を過負荷警報信号として出力する。
【００３３】
ここで、Ｖ２＝Ｇ２・Ｖｏ、Ｇ２＝ｒ３／（ｒ３＋ｒ４）、Ｖｒｅｆ＝Ｇ１・Ｖｐに設定され、特に、Ｇ２はＧ１より所定値だけ大きく設定されている。したがって、出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｐが低下し、許容出力電圧範囲の下限値に達するとまずコンパレータ４２が反転し、出力電圧Ｖｏを増大するデューティ比アップ制御を開始する。この時点では、コンパレータ４５に入力される第二電圧Ｖ２はまだ参照電圧Ｖｒｅｆよりも大きく、コンパレータ４５は反転せず、過負荷警報信号を出力しない。
その後、更に出力電圧Ｖｏが低下すると、コンパレータ４５に入力される第二電圧Ｖ２は参照電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなり、コンパレータ４５は反転し、過負荷警報信号を出力する。
【００３４】
図２にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流と出力電圧Ｖｏとの関係を示し、図３にＤＣ−ＤＣコンバータ２の等価ブロック回路を示す。
【００３５】
この実施例では、参照電圧Ｖｒｅｆは、本発明で言う第一参照電圧Ｖｓ１及び第二参照電圧Ｖｓ２に相当している。
【００３６】
ここで、Ｖ１＝Ｇ１・Ｖｏ、Ｇ１＝ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）、Ｖｒｅｆ＝Ｇ１・Ｖｐに設定されている。また、Ｖ２＝Ｇ２・Ｖｏ、Ｇ２＝ｒ３／（ｒ３＋ｒ４）、Ｖｒｅｆ＝Ｇ１・Ｖｐに設定され、特に、Ｇ２はＧ１より所定値だけ大きく設定されている。
【００３７】
また、この実施例では、コンパレータ４５が上記反転する時点の出力電圧Ｖｏの値に等しい過負荷判定しきい値電圧Ｖｔｈはバッテリの開放電圧よりも高く設定されているので、誤判定を防止することができる。
【００３８】
また、この実施例では、目標電圧Ｖｐは１４．４Ｖに設定され、低圧バッテリ３の開放電圧は１２．８Ｖとされ、過負荷判定しきい値電圧Ｖｔｈは１３．５Ｖとされている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流ー出力電圧関係を示す特性図である。
【図３】従来のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を示すブロック回路図である。
【図４】従来のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１  高圧バッテリ
２  ＤＣ−ＤＣコンバータ
３  低圧バッテリ（バッテリ）
４  制御回路（定電圧回路部、制御部及び過負荷判定部）
【図１】
0003622906.tif 000002
【図２】
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【図３】
0003622906.tif 000004
【図４】
0003622906.tif 000005