(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流入力を全波整流する全波整流器の出力端子に可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、かつ、商用交流入力電圧に略比例した入力電流波形となるように入力電流の目標値を作成し、
前記各キャパシタは、それぞれ対応する可変抵抗器を介して充電し、
前記各可変抵抗器は、それぞれ対応するキャパシタを充電する期間のみ前記目標値に追従した充電電流が流れるようにインピーダンスが制御され、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御されることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
全波整流器の出力端子に、さらに、可変抵抗器を並列的に接続したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
商用交流の入力端子に、正極性電圧で動作する可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続するとともに、負極性電圧で動作する可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、かつ、商用交流入力電圧に略比例した入力電流波形となるように入力電流の目標値を作成し、
正極性電圧で動作する側の各キャパシタは、正極性電圧時にそれぞれ対応する可変抵抗器を介して充電し、負極性電圧で動作する側の各キャパシタは、負極性電圧時にそれぞれ対応する可変抵抗器を介して充電し、
前記各可変抵抗器は、それぞれ対応するキャパシタを充電する期間のみ前記目標値に追従した充電電流が流れるようにインピーダンスが制御され、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御されることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
商用交流の入力端子に、さらに、正極性電圧で動作する可変抵抗器並びに負極性電圧で動作する可変抵抗器を並列的に接続したことを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
可変抵抗器をＭＯＳ型の電界効果トランジスタで構成し、この電界効果トランジスタにダイオードを直列に接続したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１記載の電源装置。
【請求項６】
電源電圧の絶対値が上昇する期間においては、あるキャパシタの充電を、そのキャパシタの電圧が前記電源電圧と等しくなったとき開始させ、次段のキャパシタの電圧が前記電源電圧と等しくなったとき停止させ、
前記電源電圧の絶対値が下降する期間においては、あるキャパシタの充電を、１つ前のキャパシタの電圧が前記電源電圧と等しくなったとき開始させ、充電電圧が前記電源電圧と等しくなったとき停止させることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１記載の電源装置。
【請求項７】
各キャパシタの充電電圧を、高い電圧に充電されるキャパシタほど隣り合うキャパシタとの充電電圧比が小さくなるように設定したことを特徴とする請求項１又は３記載の電源装置。
【請求項８】
各キャパシタの充電電圧を、各充電期間における可変抵抗器での損失がほぼ等しくなるように設定したことを特徴とする請求項１又は３記載の電源装置。
【請求項９】
各キャパシタの充電電圧を、商用交流入力の１／４サイクルを時間方向に同一極性の可変抵抗器の数によって等分したときの、各区間の入力電圧の平均値的な値に従って設定したことを特徴とする請求項１又は３記載の電源装置。
【請求項１０】
商用交流の入力電圧と入力電流が同位相で、かつ、入力電圧のピーク位置に対して入力電流のピーク位置が進相となるように可変抵抗器のインピーダンスを制御することを特徴とする請求項１又は３記載の電源装置。
【請求項１１】
入力電圧のピーク位置に対して入力電流のピーク位置を進相させる位相の上限値を約４５°に設定したことを特徴とする請求項１０記載の電源装置。
【請求項１２】
商用交流入力電圧に略比例した入力電流波形のピーク位置が入力電圧のピーク位置に対して進相となるように入力電流の目標値を作成し、この目標値に追従した充電電流が流れるように各可変抵抗器のインピーダンスを制御することを特徴とする請求項１又は３記載の電源装置。
【請求項１３】
あるキャパシタの充電を停止させるときの充電電流と、次段のキャパシタの充電を開始させるときの充電電流が等しくなるように対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御するとともに、対応する可変抵抗器間において一方の可変抵抗器のインピーダンスを無限大にし、他方の可変抵抗器のインピーダンスを有限値にするときの切替え時間を商用交流の入力電圧の周期に比べて無視できる程度に小さくしたことを特徴とする請求項６記載の電源装置。
【請求項１４】
商用交流入力電圧の位相０°から９０°の期間における各キャパシタに対する充電電荷量が、位相９０°から１８０°の期間における各キャパシタに対する充電電荷量よりも大きくなるように各可変抵抗器のインピーダンスを制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項１５】
各キャパシタにおいて、充電電圧が高いキャパシタほど電圧リプルが小さくなるように設定したことを特徴とする請求項１又は１０又は１４記載の電源装置。
【請求項１６】
商用交流入力電圧の位相０°から９０°の期間においてそれぞれ対応するキャパシタを充電するときの各可変抵抗器のインピーダンスが、位相９０°から１８０°の期間においてそれぞれ対応するキャパシタを充電するときの前記各可変抵抗器のインピーダンスよりも小さくなるように制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項１７】
各キャパシタにおいて、充電電圧が高いキャパシタほど静電容量が大きくなるように設定したことを特徴とする請求項１又は１０又は１４記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のキャパシタを電力供給源とした電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開平７−１２３７３３号公報には、キャパシタとスイッチ素子を使用して電源周波数を高周波に変換する電源装置が記載されている。この電源装置は、交流電源を全波整流器で全波整流した波形により、キャパシタを充電するが、交流電源の正極において複数のスイッチ素子を順次オン、オフ制御してそれぞれ対応するキャパシタを電源電圧に応じて充電し、また、交流電源の負極においても複数のスイッチ素子を順次オン、オフ制御してそれぞれ対応するキャパシタを電源電圧に応じて充電し、これら各キャパシタを放電用のスイッチ素子を使用し、この各スイッチ素子を高速にオン、オフ制御して放電し負荷に高周波電流を流すようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このような複数のキャパシタを電力供給源とした電源装置において、入力電流高調波を抑制して力率を改善することが要望されていた。
【０００４】
本発明は、このような要望を満たすために為されたもので、複数のキャパシタを電力供給源に使用したものにおいて、入力電流高調波を抑制して力率を改善できる電源装置を提供する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、商用交流入力を全波整流する全波整流器の出力端子に可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、かつ、商用交流入力電圧に略比例した入力電流波形となるように入力電流の目標値を作成し、各キャパシタは、それぞれ対応する可変抵抗器を介して充電し、各可変抵抗器は、それぞれ対応するキャパシタを充電する期間のみ目標値に追従した充電電流が流れるようにインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御される電源装置にある。
【０００６】
また、本発明は、商用交流の入力端子に、正極性電圧で動作する可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続するとともに、負極性電圧で動作する可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、かつ、商用交流入力電圧に略比例した入力電流波形となるように入力電流の目標値を作成し、正極性電圧で動作する側の各キャパシタは、正極性電圧時にそれぞれ対応する可変抵抗器を介して充電し、負極性電圧で動作する側の各キャパシタは、負極性電圧時にそれぞれ対応する可変抵抗器を介して充電し、各可変抵抗器は、それぞれ対応するキャパシタを充電する期間のみ目標値に追従した充電電流が流れるようにインピーダンスが制御され、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御される電源装置にある。
【０００８】
また、本発明は、さらに、電源電圧の絶対値が上昇する期間においては、あるキャパシタの充電を、そのキャパシタの電圧が電源電圧と等しくなったとき開始させ、次段のキャパシタの電圧が電源電圧と等しくなったとき停止させ、電源電圧の絶対値が下降する期間においては、あるキャパシタの充電を、１つ前のキャパシタの電圧が電源電圧と等しくなったとき開始させ、充電電圧が電源電圧と等しくなったとき停止させる電源装置にある。
【０００９】
また、本発明は、さらに、商用交流の入力電圧と入力電流が同位相で、かつ、入力電圧のピーク位置に対して入力電流のピーク位置が進相となるように可変抵抗器のインピーダンスを制御する電源装置にある。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を図面を参照して説明する。
図１に示すように、商用交流電源１に全波整流器２の入力端子を接続し、その全波整流器２の出力端子に、ダイオード３を順極性に介して可変抵抗器５を並列に接続するとともに、それぞれダイオード４-1，４-2，…，４-nを順極性に介して可変抵抗器６-1，６-2，…，６-nとキャパシタ７-1，７-2，…，７-nとの直列回路を並列に接続している。
【００１１】
前記各可変抵抗器６-1〜６-nは、それぞれインピーダンス制御回路９-1〜９-nによって、それぞれ対応するキャパシタ７-1〜７-nを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御されるようになっている。また、前記可変抵抗器５は、インピーダンス制御回路８によって、全波整流器２の出力電圧がゼロボルトから立ち上がってから初段のキャパシタ７-1の充電が開始されるまでの期間、およびキャパシタ７-1の充電が終了してから全波整流器２の出力電圧がゼロになるまでの期間だけインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御されるようになっている。
【００１２】
前記ダイオード４-1〜４-n、可変抵抗器６-1〜６-n、キャパシタ７-1〜７-n、インピーダンス制御回路９-1〜９-nからなる回路部の構成を具体的に示すと、例えば、図２に示すように構成される。なお、ここでは可変抵抗器をＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で構成した場合を示し、ＭＯＳＦＥＴ６-kとし、また、ダイオード４-k、キャパシタ７-k、インピーダンス制御回路９-kとして説明する。
【００１３】
ＭＯＳＦＥＴ６-kとキャパシタ７-kとの間に電流検出器１０を直列に接続している。インピーダンス制御回路９-kは、バッファ１１、比較器１２及び目標値設定回路１３を設け、これらを駆動するためのドライブ電源１４をキャパシタ７-kの充電電圧を基準電圧として作り出し、前記バッファ１１及び比較器１２にそれぞれ供給している。また、前記目標値設定回路１３には基準電圧が入力している。
【００１４】
前記目標値設定回路１３には、図４の(a)に示す全波整流器２からの入力電圧波形に対して図４の(b)に示す正弦波状の入力電流波形が得られるようにするために、この入力電流波形の一部が目標値として設定されている。
【００１５】
前記比較器１２は、非反転入力端子(+)に前記目標値設定回路１３に設定されている入力電流波形の目標値を入力すると共に反転入力端子(-)に前記ＭＯＳＦＥＴ６-kと電流検出器１０との接続点から得られる実際の電流波形を入力し、両者を比較しつつバッファ１１を介してＭＯＳＦＥＴ６-kを制御するようになっている。
【００１６】
前記ＭＯＳＦＥＴ６-kは、図３に示すような特性を有し、ゲート、ソース間のバイアスを制御して図中点線の左側の非飽和領域で駆動され、一種の可変抵抗器として動作するようになっている。
【００１７】
この電源装置においては、全波整流器２からの入力電圧波形がゼロボルトから立ち上がると、ダイオード３を介して可変抵抗器５に電流が流れる。そして、入力電圧とキャパシタ７-1の充電電圧が等しくなると、可変抵抗器５のインピーダンスが無限大となるように制御されると共に可変抵抗器６-1のインピーダンスが有限値に制御される。なお、可変抵抗器５のインピーダンスが無限大になるということはＭＯＳＦＥＴ６-kの場合は非導通制御されることを意味する。
【００１８】
こうして、キャパシタ７-1は可変抵抗器６-1を介してゆっくりと充電されその充電電圧を上昇させる。このキャパシタ７-1に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６-1のインピーダンスは増加するように制御され、入力電流を制御する。そして、入力電圧と次のキャパシタ７-2の充電電圧が等しくなると、可変抵抗器６-1のインピーダンスが無限大となるように制御されると共に可変抵抗器６-2のインピーダンスが有限値に制御される。こうして、キャパシタ７-2は可変抵抗器６−2を介してゆっくりと充電されその充電電圧を上昇させる。このキャパシタ７-2に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６-2のインピーダンスは増加するように制御され、入力電流を制御する。
【００１９】
このようにして全波整流器２からの入力電圧波形が上昇している期間においては、可変抵抗器６-1〜６-nのインピーダンスが所定のタイミングで無限大から有限値に切り替わり、さらに、インピーダンスが可変制御されて各キャパシタ７-1〜７-nへの充電が順次行われる。
【００２０】
また、全波整流器２からの入力電圧波形が下降する期間においては、キャパシタ７-nの充電電圧が入力電圧に等しくなると、可変抵抗器６-nのインピーダンスが無限大に切り替わるとともに可変抵抗器６-(n-1)のインピーダンスが有限値に切り替わり、キャパシタ７-nに代わってキャパシタ７-(n-1)への充電が開始される。このキャパシタ７-(n-1)に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６-(n-1)のインピーダンスは減少するように制御され、入力電流を制御する。
【００２１】
このような動作を行うことで、図５の(a)に示すように、あるキャパシタ７-i，７-(i+1)の電圧ＶＣi、ＶＣi+1は図中点線で示す入力電圧波形Ｖrecの変化に対して図中実線で示すように変化し、図中ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4で示す期間においてキャパシタはゆっくりと充電が行われる。
【００２２】
そして、ｔ1及びｔ3の期間においてキャパシタに流れる電流を示すと図５の(b)に実線で示すようになり、この時の可変抵抗器のインピーダンス変化を示すと図５の(c)に示すようになる。そして、このような動作が複数のキャパシタに対して順次連続して行われることで、全波整流器２からの入力電流波形Ｉinは図５の(b)に点線で示すようになり、入力電圧波形とほぼ同位相の正弦波となる。このようにして、入力電流における高調波成分を充分に抑制し力率を改善することができる。
【００２３】
これに対し、従来公報のように、可変抵抗器ではなくオン、オフするスイッチを使用してキャパシタへの充電を制御するものでは、入力電圧波形Ｖrecの変化に対してキャパシタの電圧は図５の(d)に実線で示すように入力電圧波形の立ち上がりにおいてはその立ち上がり波形に沿った急激な充電が行われ、その結果、入力電流波形は図５の(e)に点線の波形Ｉinで示すように入力電圧波形に対して９０°の進相波形となり、また、入力電圧波形の立ち下がりにおいてはさらに急激な充電が行われ、その結果、入力電流波形は図５の(e)に波形Ｉin´で示すようなパルス波形となる。すなわち、入力電流に高調波成分が多く含まれて力率が低くなる。
【００２４】
また、目標値設定回路１３に正弦波状の入力電流波形が得られるように目標値を設定し、この目標値に従ってＭＯＳＦＥＴ６-kのインピーダンスを可変制御するので、入力電流を略正弦波にでき、力率を改善できる。また、全波整流器２の出力端子にキャパシタのないダイオード３と可変抵抗器５との直列回路を並列に接続しているので、電源電圧のゼロボルト付近においても連続的に入力電流を流すことができ、この点においても入力電流を略正弦波にでき、力率を改善できる。
【００２５】
また、このような構成の電源装置において、全波整流器２の出力端子に並列に接続される、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を適切に設定することで変換効率を向上させることができる。すなわち、直列回路の数をｎ、電源電圧のピーク値をＶ0とすると、各キャパシタの充電電圧値は、Ｖ0×１／（ｎ＋１）、Ｖ0×２／（ｎ＋１）、…、Ｖ0×ｎ／（ｎ＋１）と設定することになる。このとき、入力電流波形の目標を電源電圧と同位相の正弦波とした場合に、直列回路の数と変換効率との関係を調べたところ図６に示す結果が得られた。
【００２６】
このグラフから８５％以上の変換効率を得るには少なくとも５個の直列回路を使用すればよく、また、９０％以上の変換効率を得るには少なくとも７個の直列回路を使用すればよく、また、９５％以上の変換効率を得るには少なくとも１４個の直列回路を使用すればよいことが分かった。
このように全波整流器２の出力端子に並列に接続される、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を増やすことで変換効率を高めることができる。
【００２７】
また、可変抵抗器５の回路から可変抵抗器６-1の回路に、可変抵抗器６-1の回路から可変抵抗器６-2の回路に、可変抵抗器６-2の回路から可変抵抗器６-3の回路に、…というように、回路から次の回路に電流が転流するときの時間を、入力電圧の周期に対して無視できる程度に小さくすることで、入力電流を連続して流すことができる。
【００２８】
次に、直列回路の数を増やすことなく変換効率を高めることができる場合について述べる。
例えば、全波整流器２の出力端子に並列に接続される、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を５個とした場合、図７に示すように、各キャパシタ７-1〜７-5に対する充電電圧を、高い電圧に充電されるキャパシタほど隣り合うキャパシタとの充電電圧の比が小さくなるように各キャパシタの充電電圧を設定する。
【００２９】
すなわち、使用するキャパシタの数が５個の場合には、充電区間は６区間に分けられる。そして、例えば、電源電圧のピーク値Ｖ0を、1+2+3+4+5+6=21の２１等分する。そして、充電電圧の低い方から、Ｖ0×６／２１、Ｖ0×（６＋５）／２１、Ｖ0×（６＋５＋４）／２１、Ｖ0×（６＋５＋４＋３）／２１、Ｖ0×（６＋５＋４＋３＋２）／２１のように設定する。
【００３０】
これにより、キャパシタ７-1と７-2との充電電圧の比に対してキャパシタ７-2と７-3との充電電圧の比は小さく、キャパシタ７-2と７-3との充電電圧の比に対してキャパシタ７-3と７-4との充電電圧の比は小さく、キャパシタ７-3と７-4との充電電圧の比に対してキャパシタ７-4と７-5との充電電圧の比は小さくなる。
【００３１】
このように設定することにより、単純に電源電圧のピーク値Ｖ0を等分割して各キャパシタの充電電圧を設定した場合に比べて約４ポイント変換効率を向上させることができる。
【００３２】
また、時間等分割する方法もある。例えば、使用するキャパシタの数が５個の場合、電源電圧の位相０°〜９０°を時間方向に６分割する。電源周波数を５０Ｈｚとすると、位相０°〜９０°は１／４サイクルで５msあるから、これを、０ms〜５／６ms、５／６ms〜２×５／６ms、２×５／６ms〜３×５／６ms、３×５／６ms〜４×５／６ms、４×５／６ms〜５×５／６ms、５×５／６ms〜５msの６区間に分割する。
【００３３】
そして、例えば、各区間の境界の時間における電源電圧値を各キャパシタ７-1〜７-5の充電電圧として設定する。すなわち、時間ｔ＝５／６msにおける電源電圧値を最も低い充電電圧値として設定し、時間ｔ＝５×５／６msにおける電源電圧値を最も高い充電電圧値として設定すればよい。これにより、単純に電源電圧のピーク値Ｖ0を等分割して各キャパシタの充電電圧を設定した場合に比べて約４ポイント変換効率を向上させることができる。
【００３４】
なお、充電電圧の設定としては、その他、５／６ms〜２×５／６msにおける平均値的な値を最も低い充電電圧値として設定し、５×５／６ms〜５msにおける平均値的な値を最も高い充電電圧値として設定してもよい。
【００３５】
さらに、損失値を等しくする方法もある。この方法は、各キャパシタ７-1〜７-5を充電する際に、可変抵抗器６-1〜６-5により損失が発生するが、その損失が略等しくなるように各キャパシタの充電電圧を設定する方法である。図８は位相０°〜９０°の１／４サイクルにおける可変抵抗器の損失の瞬時値を示している。三角波状の波形は各充電区間での可変抵抗器の瞬時損失を表わしている。すなわち、ｔ＝０〜１．１msの波形Ｓ1は、キャパシタが接続されていない可変抵抗器５の瞬時損失を表わし、ｔ＝１．１ms〜１．８msの波形Ｓ2は、可変抵抗器６-1の瞬時損失を表わし、ｔ＝１．８ms〜２．５msの波形Ｓ3は、可変抵抗器６-2の瞬時損失を表わし、ｔ＝２．５ms〜３．２msの波形Ｓ4は、可変抵抗器６-3の瞬時損失を表わし、ｔ＝３．２ms〜３．９msの波形Ｓ5は、可変抵抗器６-4の瞬時損失を表わし、ｔ＝３．９ms〜５．０msの波形Ｓ6は、可変抵抗器６-5の瞬時損失を表わしている。各波形Ｓ1〜Ｓ6の面積が可変抵抗器での損失に相当するが、これらの面積が各区間でほぼ等しくなるように設定する。これにより、単純に電源電圧のピーク値Ｖ0を等分割して各キャパシタの充電電圧を設定した場合に比べて約４ポイント変換効率を向上させることができる。
【００３６】
図９は、単純に等分割した場合、比率を小さくした場合、時間等分割にした場合、損失値を等しくした場合のそれぞれの変換効率を比較したグラフである。これからも分かるように、比率を小さくした場合、時間等分割にした場合、損失値を等しくした場合の変換効率は、単純に等分割した場合に比べて約４ポイント変換効率を向上させることができる。
【００３７】
次に、入力電流のピーク位相を入力電圧のピーク位相に対して進相となるように可変抵抗器のインピーダンスを制御して変換効率を向上させる場合について述べる。
図１０の(a)は入力電流波形を示し、図１０の(b)は入力電圧波形を示し、また、点線は各キャパシタの端子電圧を示している。このように、入力電流と入力電圧が相似形で同位相の正弦波の場合、電源電圧のピークに対して入力電流波形は対称であるから、全波整流電圧が上昇する期間における各キャパシタの充電電流と、全波整流電圧が下降する期間における充電電流とは電源電圧のピークに対して対称である。すなわち、充電に伴う損失は、整流電圧の上昇期間と下降期間とで等しい。この場合の変換効率は９０．３％となる。
【００３８】
これに対し、入力電流波形のピーク位置を電源電圧のピーク位置に対して進み位相あるいは遅れ位相の位置に設定すると、入力電流波形は非対称になる。全波整流電圧が上昇する期間においては充電効率を１００％とすることができる。また、全波整流電圧が下降する期間においては入力電流を流すためにキャパシタ電圧の方が低い時点で充電を開始させる必要が有り、このため必ず損失を伴う。
【００３９】
従って、全波整流電圧が上昇する期間の方が、全波整流電圧が下降する期間に比べて充電効率を高くすることができる。すなわち、全波整流電圧が上昇する期間に入力電流のピークが位置するようにピーク位置を進相にすれば変換効率を向上させることができる。
【００４０】
例えば、入力電圧波形のピーク位置に対して入力電流波形のピーク位置を約３０°進相させると、入力電流波形は図１１の(a)に示す波形になる。図１１の(b)は入力電圧波形で、これは図１０の(b)と同一である。このように、入力電流波形のピーク位置を約３０°進相させることで変換効率が９１．４％となり、図１０の(a)に示す正弦波の場合に比較して変換効率を１．１％程度向上させることができた。このときの入力力率は０．９４であり、入力電流の総合歪み率は１６．３％であった。
【００４１】
入力電流のピーク位相を入力電圧のピーク位相に対して進めすぎると、逆に変換効率が低下する。これは、入力電圧ゼロ付近で可変抵抗器５に流れる入力電流が増加するためである。このことと、入力力率、入力電流の高調波限度値とから、位相の進め具合は約４５°が上限となる。
【００４２】
入力電圧波形のピーク位置に対して入力電流波形のピーク位置を約４５°進相させると、入力電流波形は図１２の(a)に示す波形になる。図１２の(b)は入力電圧波形で、これは図１０の(b)と同一である。このように、入力電流波形のピーク位置を約４５°進相させることで変換効率が９０．９％となり、約３０°進相させた場合に比較して変換効率が若干低下する。また、このときの入力力率は０．８６であり、入力電流の総合歪み率は２６．８％、特に、３次高調波成分が２４．５％と大きく、限度値（３０×入力力率＝２５．８％）に対してマージンが少なくなってしまう。
【００４３】
次に、全波整流器２の出力端子からの入力電圧の位相０°〜９０°の期間における充電電荷量が、位相９０°〜１８０°の期間における充電電荷量よりも大きくなるように各可変抵抗器５、６-1〜６-5のインピーダンスを制御して変換効率を向上させる場合について述べる。
【００４４】
すなわち、全波整流器２の出力端子からの入力電圧が上昇する期間は、入力電圧が下降する期間に比べて充電効率を高くできるので、この期間において充電電荷量が大きくなるようにすれば変換効率を向上できることになる。すなわち、図１３の(b)に示す入力電圧波形における入力電圧が上昇する位相０°〜９０°の期間において多くの充電電流が流れるように、すなわち、入力電流波形が図１３の(a)に示す電流波形となるように各可変抵抗器５、６-1〜６-5のインピーダンスを制御する。このようにすることで、位相０°〜９０°の期間と位相９０°〜１８０°の期間とで充電電荷量を変えない場合に比べて変換効率を向上させることができる。
【００４５】
次に、各キャパシタ７-1〜７-nにおいて、充電電圧が高いキャパシタほど電圧リプルが小さくなるように設定し、変換効率を向上させる場合について述べる。
例えば、５個のキャパシタ７-1〜７-5を使用した場合を例として述べると、充電電圧が最も低いキャパシタはキャパシタ７-1であり、充電電圧が最も高いキャパシタはキャパシタ７-5である。
【００４６】
そこで、入力電流のピーク位相に対してリプル電圧の上限値と下限値との範囲を、キャパシタ７-1については図１４に示すように設定し、キャパシタ７-2については図１５に示すように設定し、キャパシタ７-3については図１６に示すように設定し、キャパシタ７-4については図１７に示すように設定し、キャパシタ７-5については図１８に示すように設定する。そして、この範囲内において充電電圧が高いキャパシタほど電圧リプルが小さくなるように設定することで変換効率を向上させることができる。
【００４７】
次に、入力電圧の位相０°〜９０°の期間における各可変抵抗器５、６-1〜６-nのインピーダンスが、位相９０°〜１８０°の期間における各可変抵抗器５、６-1〜６-nのインピーダンスに比べて小さくなるように制御することで変換効率を向上させる場合について述べる。
各可変抵抗器５、６-1〜６-nのインピーダンスは、入力電圧の位相０°〜９０°の期間においては可変抵抗器５→６-1→６-2→…→６-nの順に制御され、入力電圧の位相９０°〜１８０°の期間においては可変抵抗器６-n→…→６-2→６-1→５の順に制御される。
【００４８】
そして、図１９の(a)に示す入力電圧Ｖinの位相０°〜９０°の期間において各可変抵抗器５、６-1〜６-nのインピーダンスを図１９の(b)に示すように位相９０°〜１８０°の期間に比べて相対的に小さくなるように制御することによって、位相０°〜９０°の期間における充電電荷量が増加する。このように、入力電圧が上昇する期間における各可変抵抗器のインピーダンスを相対的に小さくすることで充電電荷量を大きくでき、変換効率を向上できることになる。
【００４９】
その他、高い電圧に充電されるキャパシタの静電容量を、低い電圧に充電されるキャパシタの静電容量よりも大きくすることにより、高い電圧に充電されるキャパシタの電圧リプルが低い電圧に充電されるキャパシタの電圧リプルよりも小さくすることができ、これにより変換効率を向上できることになる。
【００５０】
なお、前述した実施の形態は商用交流電源１を全波整流器２で全波整流した電圧を入力電圧波形とした場合について述べたが必ずしもこれに限定するものではなく、商用交流電源１からの交流電圧を直接、入力電圧波形としてもよい。
【００５１】
これを実現する電源装置は、図２０に示す構成になっている。すなわち、商用交流電源１に、ダイオード３Ｐを介して可変抵抗器５Ｐを並列に接続するとともに、それぞれダイオード４Ｐ-1，４Ｐ-2，…，４Ｐ-nを介して可変抵抗器６Ｐ-1，６Ｐ-2，…，６Ｐ-nとキャパシタ７Ｐ-1，７Ｐ-2，…，７Ｐ-nとの直列回路を並列に接続している。
【００５２】
また、前記商用交流電源１に、前記ダイオード３Ｐとは逆極性のダイオード３Ｎを介して可変抵抗器５Ｎを並列に接続するとともに、それぞれダイオード４Ｐ-1〜４Ｐ-nとは逆極性のダイオード４Ｎ-1，４Ｎ-2，…，４Ｎ-nを介して可変抵抗器６Ｎ-1，６Ｎ-2，…，６Ｎ-nとキャパシタ７Ｎ-1，７Ｎ-2，…，７Ｎ-nとの直列回路を並列に接続している。
【００５３】
前記各可変抵抗器６Ｐ-1〜６Ｐ-nは、それぞれインピーダンス制御回路９Ｐ-1〜９Ｐ-nによって、それぞれ対応するキャパシタ７Ｐ-1〜７Ｐ-nを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御されるようになっている。また、前記可変抵抗器５Ｐは、インピーダンス制御回路８Ｐによって、電源電圧の立ち上がりから初段のキャパシタ７Ｐ-1の充電が開始されるまでの間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御されるようになっている。
【００５４】
前記可変抵抗器５Ｐ、６Ｐ-1〜６Ｐ-n及び５Ｎ、６Ｎ-1〜６Ｎ-nはＭＯＳＦＥＴによって構成されている。前記インピーダンス制御回路８Ｐ、９Ｐ-1〜９Ｐ-nは、図２と同様の構成になっている。また、前記インピーダンス制御回路８Ｎ、９Ｎ-1〜９Ｎ-nは、図２１に示す構成になっている。なお、ここではＭＯＳＦＥＴを６Ｎ-k、ダイオードを４Ｎ-k、キャパシタを７Ｎ-k、インピーダンス制御回路を９Ｎ-kとして説明する。
【００５５】
前記ダイオード４Ｎ-kとＭＯＳＦＥＴ６Ｎ-kとの間に電流検出器１５を直列に接続している。前記インピーダンス制御回路９Ｎ-kは、バッファ１６、比較器１７及び目標値設定回路１８を設け、これらを駆動するためのドライブ電源１９を、ダイオード４Ｎ-kのアノードの電圧を基準電圧として作り出し、前記バッファ１６及び比較器１７にそれぞれ供給している。また、前記目標値設定回路１８には基準電圧が入力している。
【００５６】
前記目標値設定回路１８には、正弦波状の入力電流波形が得られるようにするために、前記目標値設定回路１３に設定された半サイクルの入力電流とは逆極性の半サイクルにおける入力電流波形の一部が目標値として設定されている。
【００５７】
この電源装置においては、交流電源１からの入力電圧波形の半サイクルにおいてゼロボルトから立ち上がると、ダイオード３Ｐを介して可変抵抗器５Ｐに電流が流れる。そして、入力電圧とキャパシタ７Ｐ-1の充電電圧が等しくなると、可変抵抗器５Ｐのインピーダンスが無限大となるように制御されると共に可変抵抗器６Ｐ-1のインピーダンスが有限値に制御される。
【００５８】
こうして、キャパシタ７Ｐ-1は可変抵抗器６Ｐ-1を介してゆっくりと充電されその充電電圧を上昇させる。このキャパシタ７Ｐ-1に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６Ｐ-1のインピーダンスは増加するように制御され、入力電流を制御する。そして、入力電圧と次のキャパシタ７Ｐ-2の充電電圧が等しくなると、可変抵抗器６Ｐ-1のインピーダンスが無限大となるように制御されると共に可変抵抗器６Ｐ-2のインピーダンスが有限値に制御される。こうして、キャパシタ７Ｐ-2は可変抵抗器６Ｐ−2を介してゆっくりと充電されその充電電圧を上昇させる。このキャパシタ７Ｐ-2に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６Ｐ-2のインピーダンスは増加するように制御され、入力電流を制御する。
【００５９】
このようにして半サイクルにおいて入力電圧波形が上昇している期間においては、可変抵抗器６Ｐ-1〜６Ｐ-nのインピーダンスが所定のタイミングで無限大から有限値に切り替わり、さらに、インピーダンスが可変制御されて各キャパシタ７Ｐ-1〜７Ｐ-nへの充電が順次行われる。また、入力電圧波形が下降する期間においては、キャパシタ７Ｐ-nの充電電圧が入力電圧に等しくなると、可変抵抗器６Ｐ-nのインピーダンスが無限大に切り替わるとともに可変抵抗器６Ｐ-(n-1)のインピーダンスが有限値に切り替わり、キャパシタ７Ｐ-nに代わってキャパシタ７Ｐ-(n-1)への充電が開始される。このキャパシタ７Ｐ-(n-1)に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６Ｐ-(n-1)のインピーダンスは減少するように制御され、入力電流を制御する。
【００６０】
また、交流電源１からの入力電圧波形の逆の半サイクルにおいてゼロボルトから立ち上がると、ダイオード３Ｎを介して可変抵抗器５Ｎに電流が流れる。そして、入力電圧とキャパシタ７Ｎ-1の充電電圧が等しくなると、可変抵抗器５Ｎのインピーダンスが無限大となるように制御されると共に可変抵抗器６Ｎ-1のインピーダンスが有限値に制御される。
【００６１】
こうして、キャパシタ７Ｎ-1は可変抵抗器６Ｎ-1を介してゆっくりと充電されその充電電圧を上昇させる。このキャパシタ７Ｎ-1に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６Ｎ-1のインピーダンスは増加するように制御され、入力電流を制御する。そして、入力電圧と次のキャパシタ７Ｎ-2の充電電圧が等しくなると、可変抵抗器６Ｎ-1のインピーダンスが無限大となるように制御されると共に可変抵抗器６Ｎ-2のインピーダンスが有限値に制御される。こうして、キャパシタ７Ｎ-2は可変抵抗器６Ｎ−2を介してゆっくりと充電されその充電電圧を上昇させる。このキャパシタ７Ｎ-2に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６Ｎ-2のインピーダンスは増加するように制御され、入力電流を制御する。
【００６２】
このようにして逆の半サイクルにおいても入力電圧波形が上昇している期間においては、可変抵抗器６Ｎ-1〜６Ｎ-nのインピーダンスが所定のタイミングで無限大から有限値に切り替わり、さらに、インピーダンスが可変制御されて各キャパシタ７Ｎ-1〜７Ｎ-nへの充電が順次行われる。また、入力電圧波形が下降する期間においては、キャパシタ７Ｎ-nの充電電圧が入力電圧に等しくなると、可変抵抗器６Ｎ-nのインピーダンスが無限大に切り替わるとともに可変抵抗器６Ｎ-(n-1)のインピーダンスが有限値に切り替わり、キャパシタ７Ｎ-nに代わってキャパシタ７Ｎ-(n-1)への充電が開始される。このキャパシタ７Ｎ-(n-1)に対して充電が行われている最中に可変抵抗器６Ｎ-(n-1)のインピーダンスは減少するように制御され、入力電流を制御する。
【００６３】
このような動作を行うことで、各キャパシタ７Ｐ-1〜７Ｐ-n、７Ｎ-1〜７Ｎ-nはそれぞれ可変抵抗器６Ｐ-1〜６Ｐ-n、６Ｎ-1〜６Ｎ-nを介して入力電圧の半サイクルにおける０°〜９０°の間の電圧上昇時には入力電圧の立ち上がりよりも傾斜が緩い充電速度で充電され、また、入力電圧の半サイクルにおける９０°〜１８０°の間の電圧下降時においてもゆっくりとした充電速度で充電されるので、この場合も、入力電流波形は、入力電圧波形とほぼ同位相の正弦波となる。従って、全波整流器を使用しない場合においても、入力電流における高調波成分を充分に抑制し力率を改善することができる。
【００６４】
そして、このような電源装置においても、前述した全波整流器を使用した電源装置の場合と同様に、回路から次の回路に電流が転流するときの時間を、入力電圧の周期に対して無視できる程度に小さくすることで、入力電流を連続して流すことができる。
【００６５】
また、各種設定により変換効率を向上させることができる。
すなわち、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を適切に設定することで変換効率を向上させることができる。また、各キャパシタ７Ｐ-1〜７Ｐ-n、７Ｎ-1〜７Ｎ-nに対する充電電圧を、高い電圧に充電されるキャパシタほど隣り合うキャパシタとの充電電圧の比が小さくなるように各キャパシタの充電電圧を設定することでも変換効率を向上させることができる。その他、時間等分割や損失値を等しくする方法を利用することによっても変換効率を向上させることができる。
【００６６】
さらに、入力電流のピーク位相を入力電圧のピーク位相に対して進相となるように可変抵抗器のインピーダンスを制御することでも変換効率を向上させることができる。また、入力電圧の位相０°〜９０°、１８０°〜２７０°の期間における充電電荷量が、位相９０°〜１８０°、２７０°〜３６０°の期間における充電電荷量よりも大きくなるように各可変抵抗器５Ｐ、６Ｐ-1〜６Ｐ-n及び５Ｎ、６Ｎ-1〜６Ｎ-nのインピーダンスを制御することでも変換効率を向上させることができる。また、各キャパシタ７Ｐ-1〜７Ｐ-n、７Ｎ-1〜７Ｎ-nにおいて、充電電圧が高いキャパシタほど電圧リプルが小さくなるように設定することで変換効率を向上させることができる。
【００６７】
さらにまた、入力電圧の位相０°〜９０°の期間における各可変抵抗器５Ｐ、６Ｐ-1〜６Ｐ-nのインピーダンス及び入力電圧の位相１８０°〜２７０°の期間における各可変抵抗器５Ｎ、６Ｎ-1〜６Ｎ-nのインピーダンスが、位相９０°〜１８０°の期間における各可変抵抗器５Ｐ、６Ｐ-1〜６Ｐ-nのインピーダンス及び位相２７０°〜３６０°の期間における各可変抵抗器５Ｎ、６Ｎ-1〜６Ｎ-nのインピーダンスに比べて小さくなるように制御することでも変換効率を向上させることができる。その他、高い電圧に充電されるキャパシタの静電容量を、低い電圧に充電されるキャパシタの静電容量よりも大きくすることによっても、変換効率を向上させることができる。
【００６８】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、複数のキャパシタを電力供給源に使用したものにおいて、入力電流高調波を抑制して力率を改善できる電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態を示す回路構成図。
【図２】同実施の形態における要部の具体的回路構成を示す図。
【図３】同実施の形態におけるＭＯＳＦＥＴのインピーダンス制御を説明するための静特性グラフ。
【図４】同実施の形態における入力電圧波形と目標値設定に使用する入力電流波形を示す図。
【図５】同実施の形態におけるキャパシタの充電電圧の変化、入力電流、ＭＯＳＦＥＴのインピーダンス変化と従来例におけるキャパシタの充電電圧の変化、入力電流を対比した波形図。
【図６】同実施の形態における可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数と変換効率との関係を示すグラフ。
【図７】同実施の形態において、高い電圧に充電されるキャパシタほど隣り合うキャパシタとの充電電圧の比が小さくなるように設定したときの各キャパシタの充電電圧を示す図。
【図８】同実施の形態において、可変抵抗器による損失をほぼ等しくなるように設定したときの各充電区間での可変抵抗器の瞬時損失の変化を示す図。
【図９】同実施の形態における、比率を小さくした場合、時間等分割にした場合、損失値を等しくした場合のそれぞれの変換効率と、単純に等分割した場合の変換効率を比較したグラフ。
【図１０】入力電流と入力電圧が相似形で同位相の正弦波を示す波形図。
【図１１】同実施の形態において、入力電圧波形のピーク位置に対して入力電流波形のピーク位置を約３０°進相させたときの波形図。
【図１２】同実施の形態において、入力電圧波形のピーク位置に対して入力電流波形のピーク位置を約４５°進相させたときの波形図。
【図１３】同実施の形態において、入力電圧が上昇する期間において充電電荷量が大きくなるように設定したときの入力電流波形と入力電圧波形との関係を示す波形図。
【図１４】同実施の形態において、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を５個としたときの、充電電圧が最も低いキャパシタにおける入力電流のピーク位相に対するリプル電圧の上限値と下限値との範囲を示すグラフ。
【図１５】同実施の形態において、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を５個としたときの、充電電圧が２番目に高いキャパシタにおける入力電流のピーク位相に対するリプル電圧の上限値と下限値との範囲を示すグラフ。
【図１６】同実施の形態において、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を５個としたときの、充電電圧が３番目に高いキャパシタにおける入力電流のピーク位相に対するリプル電圧の上限値と下限値との範囲を示すグラフ。
【図１７】同実施の形態において、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を５個としたときの、充電電圧が４番目に高いキャパシタにおける入力電流のピーク位相に対するリプル電圧の上限値と下限値との範囲を示すグラフ。
【図１８】同実施の形態において、可変抵抗器とキャパシタとの直列回路の数を５個としたときの、充電電圧が最も高いキャパシタにおける入力電流のピーク位相に対するリプル電圧の上限値と下限値との範囲を示すグラフ。
【図１９】同実施の形態において、入力電圧の位相０°〜９０°の期間において可変抵抗器のインピーダンスを位相９０°〜１８０°の期間に比べて相対的に小さくなるように制御するときの入力電圧とインピーダンス変化との関係を示す波形図。
【図２０】本発明の他の実施の形態を示す回路構成図。
【図２１】同実施の形態における要部の具体的回路構成を示す図。
【符号の説明】
１…商用交流電源
２…全波整流器
５，６-1〜６-n…可変抵抗器
７-1〜７-n…キャパシタ
８，９-1〜９-n…インピーダンス制御回路
【図１】
0003700639.tif 000002
【図２】
0003700639.tif 000003
【図３】
0003700639.tif 000004
【図４】
0003700639.tif 000005
【図５】
0003700639.tif 000006
【図６】
0003700639.tif 000007
【図７】
0003700639.tif 000008
【図８】
0003700639.tif 000009
【図９】
0003700639.tif 000010
【図１０】
0003700639.tif 000011
【図１１】
0003700639.tif 000012
【図１２】
0003700639.tif 000013
【図１３】
0003700639.tif 000014
【図１４】
0003700639.tif 000015
【図１５】
0003700639.tif 000016
【図１６】
0003700639.tif 000017
【図１７】
0003700639.tif 000018
【図１８】
0003700639.tif 000019
【図１９】
0003700639.tif 000020
【図２０】
0003700639.tif 000021
【図２１】
0003700639.tif 000022