(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信系フィルタと受信系フィルタを、アンテナ用端子を共通端子として並列接続してなるアンテナ共用器において、
上記送信系フィルタは、上記アンテナ用端子側から、送信帯域を通過帯域とする送信側初段弾性表面波フィルタ、送信側弾性表面波共振器フィルタ、および、送信機用端子の順番に配置され、
上記受信系フィルタは、上記アンテナ用端子側から、受信帯域を通過帯域とする受信側初段弾性表面波フィルタ、受信側弾性表面波共振器フィルタ、および、受信機用端子の順番に配置され、
上記送信側初段弾性表面波フィルタと送信側弾性表面波共振器フィルタとの間、及び、上記受信側初段弾性表面波フィルタと受信側弾性表面波共振器フィルタとの間に位相シフト回路を配置し、
上記送信系弾性表面波共振器フィルタおよび受信系弾性表面波共振器フィルタは、付加容量および付加インダクタンスのうち少なくとも一つを備える弾性表面波共振器により構成され、スイッチング素子により、上記付加容量および付加インダクタンスの少なくとも一つの値を変えることにより、通過帯域あるいは減衰帯域の周波数を変化させる機能を具備したことを特徴とする弾性表面波アンテナ共用器。
【請求項２】
上記送信系弾性表面波共振器フィルタおよび受信系弾性表面波共振器フィルタは、
直列腕の弾性表面波共振器と、該弾性表面波共振器に並列に接続した付加容量あるいは付加インダクタンスと、該付加容量あるいは付加インダクタンスに直列あるいは並列に接続したスイッチング素子を有し、
上記付加容量あるいは付加インダクタンスの値を上記スイッチング素子により変えることを特徴とする請求項１記載の弾性表面波アンテナ共用器。
【請求項３】
上記送信系弾性表面波共振器フィルタおよび受信系弾性表面波共振器フィルタは、
並列腕の弾性表面波共振器と、該弾性表面波共振器に並列に接続した付加容量あるいは付加インダクタンスと、付加容量あるいは付加インダクタンスに直列あるいは並列に接続したスイッチング素子を有し、
上記付加容量あるいは付加インダクタンスの値を上記スイッチング素子により変えることを特徴とする請求項１記載の弾性表面波アンテナ共用器。
【請求項４】
上記スイッチング素子としてピンダイオードあるいはＧａＡｓスイッチを用いることを特徴とする請求項１から３のうちのいずれかに記載の弾性表面波アンテナ共用器
【請求項５】
上記位相シフト回路は少なくとも一つ以上の集中定数形のチップ容量あるいはコイルインダクタンスを用いて構成されることを特徴とする請求項１〜４のうちいずれかに記載の弾性表面波アンテナ共用器。
【請求項６】
送信系フィルタと受信系フィルタを、アンテナ用端子を共通端子として並列接続してなるアンテナ共用器において、
上記送信系フィルタは、上記アンテナ用端子側から、送信帯域を通過帯域とする送信側初段弾性表面波フィルタ、送信側弾性表面波共振器フィルタ、および、送信機用端子の順番に配置され、
上記受信系フィルタは、上記アンテナ用端子側から、受信帯域を通過帯域とする受信側初段弾性表面波フィルタ、受信側弾性表面波共振器フィルタ、および、受信機用端子の順番に配置され、
上記送信側初段弾性表面波フィルタと送信側弾性表面波共振器フィルタとの間、及び、上記受信側初段弾性表面波フィルタと受信側弾性表面波共振器フィルタとの間に位相シフト回路を配置し、
上記送信系弾性表面波共振器フィルタおよび受信系弾性表面波共振器フィルタは、付加容量および付加インダクタンスのうち少なくとも一つを備える弾性表面波共振器により構成され、スイッチング素子により、上記付加容量および付加インダクタンスの少なくとも一つの値を変えることにより、通過帯域あるいは減衰帯域の周波数を変化させる機能を具備したことを特徴とする弾性表面波アンテナ共用器、を備えた無線端末であって、
送信周波数あるいは受信周波数が上記アンテナ共用機の送信系フィルタあるいは受信系フィルタのそれぞれ通過帯域に位置するように、ベースバンド回路からの制御信号により上記アンテナ共振器のスイッチング回路をオン・オフすることを特徴とする無線端末。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単一アンテナで送受信を行う際に好適な弾性表面波（以下SAWと称す：Surface  Acoustic  Wave）共振器フィルタを用いた携帯電話等の無線端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２に移動無線端末のブロック図である。アンテナ共用器(Antenna duplexer)４は、図１に示すように送信系フィルタ２と受信系フィルタ３をアンテナ用端子１を共通端子として並列接続して構成される。アンテナ共用器は、図２の送信機（ここでは、変調器(Mod.)から大電力増幅器(HPA)７までを指す）からの送信帯域の非常に大きな送信電力（通常0.2〜1W）とアンテナから入射する受信帯域の微弱な受信電力（通常送信電力の-100〜-150ｄB程度）を分離し、前者をアンテナへ、後者を受信機（ここでは、低雑音増幅器(LNA)８以降復調器(Demod.)までを指す）へ送る。
【０００３】
このようなアンテナ共用器は、例えば「1998年アジア．パシフィック．マイクロウェ―ヴ．コンファランス．プロシ―デイング．  第1445頁〜第1452頁（“How dielectric filter technologies respond to requirements of future communication systems,1998 Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings, PP.1445-1452）」に記載されている。この文献では、同軸形の誘電体共振器を多数縦続接続するフィルタを開示している。
【０００４】
なお、本発明と構成上類似しているものとして、特開平7-99463号公報がある。該公報には、SAWフィルタの入力または出力に可変容量を設けて送受信回路との間のマッチングを図る発明が記載されており、通過帯域を一定のままに特性改善する発明が記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
CDMA方式は送信と受信が常に同時に行われる。このため、アンテナ共用器の受信系フィルタは送信電力を十分抑圧し、送信電力の受信機側への回り込みを非常に小さくしなければならない。すなわち、受信系フィルタは送信帯域で大きい減衰量をもつ必要がある。また、HPAから発生する受信帯域の雑音は、アンテナからの微弱な受信電力に重畳し、受信機へ入射するため、受信機の感度特性を劣化させる。したがって、アンテナ共用器の送信系フィルタは、HPAからの受信帯域の雑音を十分抑圧しなければならない。すなわち、送信系フィルタは受信帯域で大きい減衰量をもつ必要がある。
【０００６】
また、一般に、送信帯域および受信帯域の各帯域幅が広いほど、また、送信帯域と受信帯域の間隔（ガードバンド）が狭いほど、フィルタを構成することが困難になる。しかし、CDMAを用いた携帯電話では、送信帯域および受信帯域の各帯域幅を広く、また、送信帯域と受信帯域の間隔（ガードバンド）を狭くしたい。
【０００７】
図３は、日本のCDMA携帯電話であるJ-CDMA（Japan CDMA）の周波数配置((a)図))と米国でCDMA携帯電話がサービスされているPCS(Personal Communication System) の周波数配置((b)図))である。J-CDMAでは、ガードバンドが17MHｚであり、送受信の各帯域幅は14MHzの空き周波数帯域も含め各々38MHzである。米国の800MHｚ帯携帯電話AMPS(Advanced Mobile Phone Service)の周波数配置は、送信帯域が824〜849MHz、受信帯域が869〜894MHzの各々25MHｚで、ガードバンドが20MHzである。
【０００８】
PCSは1.9GHz帯であり、送受信の各帯域幅は60MHz、ガードバンドは20MHzである。
【０００９】
従来のフィルタでは、誘電体共振器の段数を増加して、これらの周波数帯域に適合させている。しかし、段数の増加は、アンテナ共用器自体の容積を大きくかつ重いデバイスとしてしまう。
【００１０】
本発明は、小型でかつ軽量なアンテナ共用器を有する無線端末を提供する。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
アンテナ共用器の送信系あるいは受信系フィルタの少なくとも一方に弾性表面波(SAW)共振器フィルタを用いる。
【００１２】
SAW共振器フィルタは、SAW共振器と付加容量または付加インダクタンスの組み合わせで構成し、これらの容量またはインダクタンスの値を変えるスイッチング素子をさらに備える。
【００１３】
従来、SAW共振器は通過帯域が狭く、かつ低損失であるため、そのままの特性を利用することが行われてきた。しかし、本発明者らは、SAW共振器に付加容量又は付加インダクタンスを付加し、その値をスイッチング素子より変えることで、通過帯域の周波数あるいは減衰帯域の周波数を変化させることができることを見出した。
【００１４】
一般に、SAWフィルタやSAW共振器は半導体ICと同様のチップで実現され、容積、重量は共に極めて小さい。したがって、上記の帯域切替え形SAW共振器フィルタは、付加容量または付加インダクタンスさらにスイッチング素子等を含めても十分小形化が可能である。
【００１５】
さらに、従来の同軸形の誘電体共振器を多数縦続接続したフィルタや、「1998アイ．イー．イー．イー．  ウルトラソニックス  シンポジュウム  プロシーデイング、第13頁〜第16頁（“SAW  antenna duplexer module using SAW-resonator-coupled filter for PCN systems, 1998 IEEE Ultrasonics Symposium Proceedings, PP.13-16）」に記載のSAWフィルタを初段フィルタとして、帯域切替え形SAW共振器フィルタに縦続接続した場合には、従来技術に対してさらに小型にできることがわかった。例えば、初段フィルタを従来の誘電体共振器フィルタとし、帯域切替え形SAW共振器フィルタとの縦続接続で構成した場合は、従来技術に対して容積比で１／２以下、初段フィルタを上記SAWフィルタとし、帯域切替え形SAW共振器フィルタとの縦続接続で構成した場合は、容積比数分の１を実現できることが分った。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図４は本発明の基本的な実施例の一例を示す。図４は図３(a)に示すJ-CDMAの周波数配置を例に取った場合のアンテナ共用器である。受信帯域(ｆＲ)は14MHzの空き周波数をはさみ14MHzのLow band(ｆR (Ｌ)＝832〜846MHz）と10MHzのHigh band(ｆR (H)＝860〜870MHz）で与えられ、送信帯域(ｆＴ)は同じく14MHzの空き周波数をはさみ14MHzのLow band(ｆＴ(Ｌ)＝887〜901MHz）と10MHzのHigh Band（ｆT(H)＝915〜925MHz）で与えられる。ｆＲとｆＴの間隔、すなわちガードバンドは870〜887MHzの17MHzである。
【００１７】
図５はアンテナ共用器に要求される周波数特性を示す。送信系フィルタの特性はTX→Ant.で示される。送信系フィルタの特性とは、送信機用端子６とアンテナ用端子１間の周波数特性である。この特性には、▲１▼0.2〜1Wの大きな送信電力を減衰させないために1〜2.5dB程度の低損失特性が、また、▲２▼HPAで発生する受信帯域の雑音を低減するため、同帯域では30〜45dB程度の大きい減衰量が要求される。受信フィルタの特性はAnt.→RXで示される。受信フィルタの特性はアンテナ用端子１と受信機用端子５間の周波数特性である。この特性には、▲１▼送信電力より−100〜−150ｄB小さい微弱な受信電力をなるべく減衰させないために、2.5〜4dB程度の低損失特性が、また、▲２▼送信電力が受信機へ回り込むのを防ぐため送信帯域では45〜60dB程度の大きな減衰量が要求される。
【００１８】
図４の本発明のアンテナ共用器は、送受信系フィルタ共に初段フィルタと帯域切替えSAW共振器フィルタとで構成した例である。スイッチング素子１３は、ピンダイオード、GaAsスイッチ等の非線形素子のため送信電力により歪みを発生する。歪みは、受信機の感度劣化を引き起こす。そのため、初段フィルタがその歪みを補正するために設けられる。送信系および受信系の初段フィルタ（図のRX-top filter１１ と TX-top filter１２）は、アンテナ用端子１を共通端子として並列接続する。これらのフィルタは、従来の誘電体共振器フィルタでもSAWフィルタでも良い。これらのフィルタに要求される基本性能のひとつは、共通端子から見た各々のフィルタのインピーダンスが、互いの帯域、すなわち送信初段フィルタ１２は受信帯域で、受信初段フィルタ１１は送信帯域で十分大きな値を持つことである。これにより、図４に示すようにアンテナ用端子１を共通端子として送受信系初段フィルタの並列接続が可能となる。
【００１９】
図６は初段フィルタに要求される周波数特性の一例を示す。送信初段フィルタ１２は送信帯域の全帯域、受信初段フィルタ１１は受信帯域の全帯域をカバーし、かつ前者に対しては受信帯域で、後者に対しては送信帯域である程度の減衰量が確保されていなければならない。これらの各減衰量は、送信電力とシステムで規定されるスプリアス感度仕様等によって決まる。
【００２０】
図4の受信初段フィルタ１１の送信帯域での減衰量は次のとおり決定される。送信周波数(ｆＴ)と受信周波数(ｆＲ)との差をΔｆ＝ｆＴ−ｆＲとする。また、アンテナからはｆSP＝ｆＴ＋Δｆのスプリアス信号(妨害波)が入射しているとする。受信初段フィルタ１１である程度減衰した送信機からの送信電力とアンテナからのスプリアス信号はSAW共振器フィルタに入射する。ここで、スイッチング素子１３の３次の非線形歪みにより、送信周波数の２倍からスプリアス信号周波数を引いた周波数の信号、すなわち２ｆＴ−ｆSPの信号が発生する。２ｆＴ−ｆSP＝２ｆＴ−(ｆＴ＋Δｆ)＝ｆＴ−Δｆ＝ｆＲの関係より、この信号は受信信号と周波数が一致する疑似的な受信信号のため、受信機の感度劣化の原因となる（スプリアス感度の劣化）。基礎実験とシミュレーションにより種々の検討を行った結果、現在のCDMA方式による移動通信のスプリアス感度仕様は、図６に示すように、受信初段フィルタが送信帯域で20〜25dB程度の減衰量を実現できれば十分満足されることが分った。
【００２１】
送信初段フィルタ１２の受信帯域での減衰量は、次の通り決まる。ｆＴ、ｆＲ、ｆSPおよびΔｆは上記定義と同一とする。送信機からの送信電力は送信系のSAW共振器フィルタに入射する。また、アンテナからはｆSP＝ｆＴ＋Δｆのスプリアス信号(妨害波)が入射しているとする。スイッチング素子の３次の非線形歪みにより、同様にして２ｆＴ−ｆSP＝ｆＲの周波数、すなわち受信帯域の疑似的な受信信号が発生する。この疑似受信信号は、再び送信初段フィルタを通って受信系に回り込むため、同様に受信機の感度劣化となる。したがって、送信初段フィルタは疑似受信信号を抑圧する必要があり、これが送信初段フィルタの受信帯域での減衰量を規定する。基礎実験とシミュレーションにより種々の検討を行った結果、図６に示すように10〜15dBの値が実現できれば、十分仕様を満足されることが分った。
【００２２】
図６の周波数特性は、現在のデジタル方式の携帯電話で用いられているアンテナ共用器と同等かむしろ緩い特性である。図6は図５の周波数特性に比べると大幅に緩和されており、従来の誘電体共振器フィルタで実現する場合は、図５の周波数特性を実現する場合に比べて容積的には１／３程度で構成できる。また、従来のSAWフィルタを初段フィルタに用いた場合はさらに大幅な小型化が可能である。
【００２３】
ここで、図５の周波数特性を従来のSAWフィルタのみで実現する場合について説明する。SAWフィルタに用いられる圧電基板は、アンテナ共用器等の用途においては、ＬｉＴａＯ3，ＬｉＮｂＯ3等の２〜３種類のみである。一般に、これらの圧電基板は温度特性が-30〜-80ppm／℃あり、この値は上記誘電体共振器フィルタで用いられるセラミック等の誘電体に比べると数倍大きな値である。したがって、これらの圧電基板を用いたアンテナ共用器は、周波数特性に対する要求の緩い米国800MHz帯携帯電話AMPS用や同様に要求の緩い上記デジタル方式の携帯電話用のみである。図５の周波数特性は、送受信の各帯域幅が広く、かつガードバンドが狭いため、従来のSAWフィルタ技術では不可能である。
【００２４】
一方、本実施例は、上記の送受信フィルタ内のSAW共振器フィルタは、SAW共振器と付加容量あるいは付加インダクタンス、及び容量あるいはインダクタンス値を切替えるスイッチング素子を有する。このスイッチング素子は、フィルタの通過帯域あるいは減衰帯域を切替える。これにより、従来の圧電基板を用いても、図５で要求される極めて困難な周波数特性も等価的に実現できるものである。
【００２５】
図７の(a)、(b)はSAW共振器の一般的な構成例を示す。図7(a)図は、多数対の電極指より成るIDT(Interdigital Transducer)１５で構成されたIDT形の共振器であり、図7(b)図はIDT１５の両側に同様に多数対の電極指より成る反射器１６を配置する反射器形の共振器である。図７の(c)はSAW共振器１７の簡略記号と単純化した等価回路を示す。C0１８は電極指間の静電容量、L1１９、C1２０およびｒ２１は共振により生ずる等価インダクタンス、等価容量および等価抵抗である。図7(c)図の共振器のインピーダンスをZとすると、その虚部の周波数特性は図７(d)に示す特性となる。共振周波数(fr)ではＩｍ(Ｚ)≒０、反共振周波数(fa)ではＩｍ(Ｚ)≒∞となる。frとfaの間隔は用いる基板の圧電効果（電気機械結合定数ｋ2）に依存し、通常相対値（fa- fr）／faで数％である。このことは、数％程度の周波数間隔で共振器のインピーダンスがほぼ０から∞まで変化することを意味している。SAW共振器フィルタは、SAW共振器のこの様な性質を利用し、極めて急峻な周波数特性を実現するものである。
【００２６】
図８の(a)および図９の(a)はそれぞれ図４の送受信系の各SAW共振器フィルタ部の例を示す。図８の(b)および図９の(b)はそれらの周波数特性例を示す。図８の(a)においてVcont=0とすると、スイッチング素子１３（図ではピンダイオード）がオフする。そのため、図8(a)の回路はSAW共振器１７に直列に外部インダクタンスLse２２を付加した素子をパスコンC∞２３を介して信号線とアースの間の並列腕に導入した回路と等価になる。外部インダクタンスLsh２４はスイッチング素子１３がオフのため、フィルタの特性には影響を与えない。また、外部インダクタンスL∞２５はコントロール電流の帰還用で理想的にはインピーダンスは∞である。
【００２７】
並列腕インピーダンスは、Ｚ（SAW共振器１７のインピーダンス）とLseの直列インピーダンスＺ＋jωLseで与えられるため、Ｉｍ(Ｚ＋jωLse)≒０となるのは、図７の(d)を参照して、frより若干低い周波数fr-δrとなる。この周波数が図８の(b)の実線で示すように、Vcont=0条件でのフィルタの減衰極となる。
【００２８】
Ｉｍ(Ｚ＋jωLse)≒∞となるのは、図７の(d)を参照して、Lseとは無関係に周波数faで与えられる。したがって、この周波数の近傍が図７の(b)の実線で示すように、フィルタの通過帯域となる。
【００２９】
図８の(a)においてVcont＞0とすると、スイッチング素子１３がオンする。この場合、信号線とアースの間の並列腕インピーダンスは、ＺとLshの並列接続Ｚ‖Lsh(＝jωLshＺ/(Ｚ＋jωLsh）)で与えられる。したがって、Ｉｍ(Ｚ‖Lsh)≒０となるのは、図７の(d)を参照して、Lshとは無関係にfrで与えられる。この周波数が図８の(b)の破線で示すように、Vcont＞0条件でのフィルタの減衰極となる。また、Ｉｍ(Ｚ‖Lsh)≒∞となるのは、図７の(d)を参照して、faより若干高い周波数fa＋δaとなり、この周波数の近傍が図８の(b)の破線で示すように、Vcont＞0条件でのフィルタの通過帯域となる。
【００３０】
図８の(b)は、Vcontの制御により、通過帯域と減衰帯域を対にして帯域切替えが可能なことを示している。一般に、SAW共振器フィルタでは図８の(b)に示すように、減衰帯域は減衰極のある急峻な周波数特性、通過帯域は比較的広帯域な緩やかな周波数特性となる特徴がある。図８の(b)の周波数特性を基本に図８の(a)のSAW共振器１７、Lse２２、Lsh２４等を最適化し、周波数関係を合せ、必要な減衰量を確保し実現したSAW共振器フィルタの周波数特性例を図１０の(a)に示す。図より、Vcont=0とVcont＞0に対応し、送受信帯域(ｆＴ,ｆＲ)のLow band(ｆＴ(Ｌ),ｆＲ(Ｌ))とHigh band(ｆＴ(H),ｆＲ(H))を対にし、それぞれLow bandとHigh band内に通過帯域、減衰帯域を有する周波数特性が実現されていることが分かる。
【００３１】
次に図９を用いて受信系のSAW共振器フィルタを説明する。図９の(a)でVcont=0の場合、スイッチング素子１３はオフする。したがって、SAW共振器１７に直列に外部インダクタンスLse２２を付加した素子をパスコンC∞２３を介して信号線の直列腕に導入した回路と等価になる。直列腕インピーダンスは、ＺとLseの直列接続インピーダンスＺ＋jωLseとなり、その虚部がゼロ、すなわちＩｍ（Ｚ＋jωLse）≒０となる周波数fr−δrの近傍が図８の(b)の実線で示すように、Vcont=0条件でのフィルタの通過帯域となる。逆に、Ｉｍ（Ｚ＋jωLse）≒∞となる周波数、すなわちfaがフィルタの減衰極となる。
【００３２】
Vcont＞0の場合は、スイッチング素子１３はオンする。この場合直列腕インピーダンスはＺとLshの並列接続インピーダンスＺ‖Lshとなり、その虚部がゼロ、すなわちＩｍ（Ｚ‖Lsh）≒０となる周波数frの近傍が図９の(b)の破線で示すように、Vcont＞0条件でのフィルタの通過帯域となる。逆に、Ｉｍ（Ｚ‖Lsh）≒∞となる周波数、すなわちfa＋δaがフィルタの減衰極となる。
【００３３】
以上の関係は、図８の(b)と相対の関係にあり、図８の(b)の減衰極の近傍が図９の(b)では通過帯域、逆に図９の(b)の減衰極の近傍が図８の(b)では通過帯域に対応する。これらの事実は、図８の(a)の回路構成と図９の(a)の回路構成がほぼ互いに相対の関係にあることからも容易に理解できることである。
【００３４】
図９の(b)の周波数特性を基本に図９の(a)のSAW共振器１７、Lse２２、Lsh２４等を最適化し、周波数関係を合せ、必要な減衰量を確保し実現したSAW共振器フィルタの周波数特性例を図１０の(b)に示す。図より、Vcont=0、Vcont＞0に対応し、送受信帯域(ｆＴ、ｆＲ)のLow band(ｆＴ(Ｌ),ｆＲ(Ｌ))とHigh band(ｆＴ(H),ｆＲ(H))を対にし、Low bandとHigh band内にそれぞれ通過帯域、減衰帯域を有する周波数特性が実現されていることが分かる。
【００３５】
又、図８(a)、図９(a)では、スイッチング素子により付加インダクタンスそのものを切替えたが、例えば、インダクタンスを複数に分割し、スイッチングによりその内の一部を切替えることで、全体としてインダクタンス値を制御することも可能である。この場合、周波数特性的にもより細かい制御が実現できる。
【００３６】
送受信系フィルタの総合特性に関して説明する。初段フィルタとSAW共振器フィルタを図４に示すように接続した場合の送受信機用の各端子とアンテナ用端子間の周波数特性を図１１の(a)、(b)に示す。(a)図は、Vcont(1)= Vcont(2)=0の場合であり、送受信帯域の各々Low bandが通過帯域または減衰帯域に対応する。(b)図は、Vcont(1)＞0、Vcont(2)＞0の場合であり、送受信帯域の各々High bandが通過帯域または減衰帯域に対応する。図１１の周波数特性は、通過帯域の損失あるいは減衰帯域の減衰量等の点において、図５のアンテナ共用器に要求される周波数特性と同等である。すなわち、本アンテナ共用器を用いた無線端末は、システム的な面で図５の特性のアンテナ共用器を用いた端末と同等の性能を保証できるものである。
【００３７】
ここで、Low bandとHigh bandの切替えに関して説明する。一般に図２に示す携帯電話等の無線端末では、電源の投入と同時に特定の周波数で基地局から送られてくるコントロールチャネルを復調し、呼び出し等の自端末に関係する情報の有無をモニターしている。着呼または発呼により基地局との間で通話チャネルが接続する場合、基地局は回線状況を基に送受信帯域内の任意の周波数を端末に指定することができる。この周波数指定情報は、端末のベースバンド／ロジック回路１０により、図２に示すようにシンセサイザ９の制御信号となり、ローカル信号を所定の周波数に設定する。ベースバンド／ロジック回路では周波数情報が全て把握されており、通話チャネルがLow bandにある時はVcont=0、High bandにある時はVcont＞0の切替え用のコントロール電圧を発生することは極めて容易である。つまり、通話チャネルの存在する周波数帯域に従ってSAW共振器フィルタの付加容量またはインダクタンスの値を変えることは可能である。したがって、図１１に示した特性の帯域切替え形アンテナ共用器は、図５に示した特性のアンテナ共用器と本質的に同等の性能を提供することができる。
【００３８】
次に、図６、図１０に示す送受信系初段フィルタ、SAW共振器フィルタの各々の周波数特性と図１１の送受信系フィルタの総合特性の関係に関して説明する。一般に、２種類のフィルタを縦続接続すると通過帯域の損失および減衰量は共に個々のフィルタの損失の和および減衰量の和で与えられると考えられている。しかし、各フィルタのインピーダンス特性と全体の周波数特性の関係を詳細に検討した結果、縦続接続点から各フィルタを見たインピーダンスが、接続後の全体の周波数特性の特に減衰量に大きな影響を与えることが分かった。
【００３９】
図１２の(a)、(b)に一例として図４の送信系フィルタで、送信初段フィルタとSAW共振器フィルタの縦続接続点側から見たインピーダンスを各々スミスチャートで示す。図１２の(a)より、初段フィルタは送信帯域(ｆＴ)ではほぼ５０Ωであるが、受信帯域(ｆＲ)では低インピーダンスであることが分かる。一方、SAW共振器フィルタは、同様にｆＴではほぼ５０Ωであるが、ｆＲでの減衰は並列腕インピーダンスの虚部がほぼゼロとなることで形成されるため、(b)図に実線で示すように、ｆＲで抵抗性の低インピーダンスとなる。ここで、実際に初段フィルタとSAW共振器フィルタを直接縦続接続したところ、通過帯域の損失は各フィルタの損失の和にほぼ等しいが、ｆＲでの減衰量は各減衰量の和より約５dB程度劣化することが分かった。原因は、ｆＲでは初段フィルタ、SAW共振器フィルタ共にインピーダンスが抵抗性に近い低インピーダンスのため、接続点ではインピーダンス整合の条件が成り立ち、逆に減衰量が少なくなったものと思われる。
【００４０】
次に、図４に示すように初段フィルタとSAW共振器フィルタの間に位相シフト回路すなわち移相器１４(Phase Shifter)を導入した。すなわち、移相器１４を介してSAW共振器フィルタを見たインピーダンスが、図１２の(b)に一点鎖線で示すインピーダンスとなるようにスミスチャート上で回転させた。図から分るように、ｆＴではほぼ５０Ωのままであるが、ｆＲでは高インピーダンスを実現した。この条件で初段フィルタとSAW共振器フィルタを移相器１４を介して縦続接続したところ、通過帯域の損失は各フィルタの損失の和にほぼ等しいが、ｆＲでの減衰量は各フィルタの減衰量の和より約５dB程度増加することが分かった。原因は、初段フィルタとSAW共振器フィルタの間で、ｆＲにおいて非常に大きなインピーダンス不整合が発生し、その結果が減衰量の増加となったものと思われる。
【００４１】
図１１の周波数特性は、移相器を含む特性である。移相器の回路形成は、図１２の(c)、(d)に示すように容量２６とインダクタンス２７のπ形あるいはT形回路で十分であることを確認している。また、容量とインダクタンスにチップコン、チップインダクタ等の集中定数素子を用いると、これらの移相器は極めて小形に実現できる。ただし、注意すべき点は、移相器の効果は、初段フィルタとSAW共振器フィルタのインピーダンスの相対関係に依存するため、効果の大きい時と小さい時があり、効果が小さい場合は当然移相器は不要である。
【００４２】
なお、本実施例では、送受信系フィルタの両方にSAW共振器フィルタを導入する例に関して説明したが、一方のみに導入しても同様の効果が得られることは自明である。
【００４３】
（実施例２）
図３の(b)の米国PCSシステムは、送受信の周波数(ｆＴ,ｆＲ)配置が逆で、ｆＴはｆＲより低い点で、日本J-CDMAシステムと異なる。また、ｆＴ、ｆＲは各々Low band、High bandで構成されるのではなく、各々60MHzの全帯域がｆＴ、ｆＲとして用いられている。
【００４４】
本発明に用いるアンテナ共用器を実現するには、始めに、ｆＴ、ｆＲの各々60MHzを例えば30MHzづつ仮想的に分離し、下をLow band(ｆＴ(L)=1850〜1880MHz,ｆR(L)=1930〜1960MHz)、上をHigh band(ｆＴ(H)=1880〜1910MHz,ｆR(H)=1960〜1990MHz)とする。図４の本発明の構成で、送信機用端子と受信機用端子を互いに交換することにより、J-CDMAの場合とまったく同様にして、小形のアンテナ共用器が実現できる。ただし、Low bandとHigh bandが連続しているため、一般に各々のSAW共振器フィルタの減衰帯域幅は、Low bandとHigh bandが一部オーバーラップするように、J-CDMA対応より若干広く設計する必要がある。しかし、例えば中心周波数に対する相対帯域幅の最も広い送信帯域のLow bandでも、相対帯域幅は30MHz／1865MHz=1.6086％であり、J-CDMAの受信帯域のLow bandの相対帯域幅が14MHz／839MHz=1.6687％であるのに比べ小さい。したがって、SAW共振器フィルタ用のSAW共振器の設計には、特に大きな課題はなく、実施例１と同様に小形のアンテナ共用器が本発明により実現できるものである。
【００４５】
（実施例３）
図７の(d)のSAW共振器のインピーダンス特性を参照して、SAW共振器フィルタの構成例に関して説明する。SAW共振器に外部に直列容量（Cse）あるいは直列インダクタンス（Lse）を付加すると、反共振周波数（fa）は変化しないが、容量を付加した場合は共振周波数（fr）が高い周波数（fr＋δr）へ、インダクタンスを付加した場合は低い周波数（fr−δr）へシフトする。また、SAW共振器に外部に並列容量（Csh）あるいは並列インダクタンス（Lsh）を付加すると、共振周波数（fr）は変化しないが、容量を付加した場合は反共振周波数（fa）が低い周波数（fa−δa）へ、インダクタンスを付加した場合は高い周波数（fa＋δa）へシフトする。
【００４６】
以上の原理にのっとり、インダクタンスを付加素子として用いたSAW共振器フィルタの回路構成例が図８、図９である。これらに関しては、（実施例１）で詳しく説明した。同様に容量を付加素子として用いたSAW共振器フィルタの回路構成例を図１３、図１４に示す。図１３の(a)、図１４の(a)に回路、図１３の(b)、図１４の(b)にフィルタの周波数特性を示す。
【００４７】
図１３の(a)において、Vcont=0条件では、スイッチング素子１３がオフするため、信号線とアース間の並列腕にＺとCse２８の直列、すなわちＺ＋1／jωCseを導入した構成となる。したがって、フィルタの減衰極は(b)図の実線で示すようにfrより若干高い周波数fr＋δrに生ずる。また、反共振周波数は変化しないためフィルタの通過帯域は同様に実線で示すようにfaの近傍となる。一方、図１３の(a)において、Vcont＞0の条件では、スイッチング素子１３はオンするため、並列腕にＺとCsh２９の並列、すなわちＺ‖Csh=Ｚ/(1＋jωCshＺ)を導入した構成となる。したがって、共振周波数は変化しないため、フィルタの減衰極は(b)図の破線で示すようにfrに生じ、通過帯域はfaより若干低い周波数fa−δaの近傍となる。
【００４８】
図１４の(a)において、Vcont=0条件では、スイッチング素子がオフするため、信号線の直列腕にＺ＋1／jωCseを導入した構成となる。したがって、反共振周波数は変化しないため、フィルタの減衰極は(b)図の実線で示すようにfaで与えられ、フィルタの通過帯域はfrより若干高い周波数fr＋δrの近傍となる。Vcont＞0の条件では、スイッチング素子はオンするため、直列腕にＺ‖Cshを導入した構成となる。したがって、フィルタの減衰極は(b)図の破線で示すようにfaより若干低いfa−δaで与えられ、通過帯域は共振周波数が変化しないためfrの近傍となる。
【００４９】
以上のように、SAW共振器を基本回路素子として、外部付加素子として容量を用いても（図１３，１４）、インダクタンスを用いても（図８，９）、帯域切替え形SAW共振器フィルタが実現できることが分る。当然のことであるが、容量とインダクタンスを組合せても良く、また、SAW共振器も１ヶに限る必要はなく複数ヶ用いる場合、さらにスイッチング素子も複数ヶ用いても本発明の範疇に入ることは自明である。また、インダクタンスの場合と同様に、容量を複数に分割し、スイッチングによりその内の一部を切替えることで、周波数的にもより細かい制御が実現できる。
【００５０】
（実施例４）
小形アンテナ共用器の具体的な構成法に関して説明する。図１５に図５のアンテナ共用器の具体的な構成例の一例を示す。送信系フィルタすなわち送信初段フィルタとSAW共振器フィルタを共にSAWで形成する。これら２つのフィルタは、別々のSAWチップの形でも単一のSAWチップの形でも形成することができる。さらに、これらのチップは場合によっては単一パッケージに実装することができる。
【００５１】
図１６の(a)、(b)に単一チップ３１化あるいは単一パッケージ３０化の具体的な実装法に関して一例を示す。(a)図はパッケージの蓋を取った上面図、(b)図は断面図である。(a)図に示すように、SAWチップの左半分が初段フィルタ部３２、右半分がSAW共振器フィルタ用のSAW共振器３３である。初段フィルタとSAW共振器を別チップで形成し、単一パッケージ３０に実装しても結果は同じである。(b)図は、ボンデイングワイヤ３４を用いてSAWチップとパッケージの信号用パッドあるいはアース用パッド間との接続を取った例である。ここで、接続には必ずしもワイヤボンデイングを用いる必要はなく、バンプボンデイング等のさらに小形、薄型化が実現できる接続法も可能である。同様のことは受信系フィルタすなわち受信初段フィルタとSAW共振器フィルタに関しても成り立ち、単一チップ化あるいは単一パッケージ化が可能である。
【００５２】
図１７の(a)、(b)に図１５に示すブロック図のより具体的な実現例に関して断面図の形で示す。(a)図は、裏面にポケット状の空間を設けたガラエポ、セラミック等のモジュールのベース基板３６の空間部分に、図１６のパッケージに実装したSAWフィルタ３８を下面から半田付け等で固定したものである。さらに上面に、スイッチング素子、容量、インダクタンス等３７を実装し、必要によってはモジュール上部をさらにケース等４０で蓋をするものである。フィルタ部はSAWにより小形化し、単一パッケージに搭載したSAWフィルタとSAW共振器を下面から、スイッチング素子、外部付加素子等３７を上面から実装するいわゆる両面実装技術を用いることにより超小形のアンテナ共用器モジュールを実現できるものである。また、(b)図はパッケージに実装したSAWフィルタではなく、SAWチップ３１をダイレクトにバンプボンデイング３９によりモジュールのベース基板３６の空間部分に下面から固定したものである。さらに気密性を保つため、モジュールの最下面に蓋３５をした状態を表している。モジュールの上部にスイッチング素子、外部付加素子等３７を実装するのは(a)図と同様である。(b)図の場合は、さらにモジュールの上部にケースにより蓋をした状態を示す。(a)図に比べて、SAWチップ３１のバンプボンデイング３９によりさらにモジュールの小形化が図れるものである。当然のことであるが、(a)図と(b)図の中間的な実装法として、(b)図でワイヤボンデイングによりSAWチップとベース基板との接続を行うなど種々の組合せが可能である。
【００５３】
以上の実施例では、SAW共振器フィルタとして図８，９および図１３，１４に示すように、SAW共振器は１ヶのみを用いるフィルタ構成に関して説明したが、SAW共振器を複数ヶ用いてもまったく同様にしてSAW共振器フィルタを構成できる。一例として、図８，９および図１３，１４の構成を各々複数個縦続接続することにより、より高い減衰量が実現できる。また、図８と図１３、図９と図１４の構成を互いに組合せることにより、通過帯域と減衰帯域に対してより自由度の高い設計が可能である。さらに、図８と図９あるいは図１４の構成の組合せ、図９と図１３の構成の組合せ、または図１３と図１４の構成の組合せ等により、単に低周波側あるいは高周波側に減衰極を持つ周波数特性以外に低周波側と高周波側の両方に減衰極を持つ周波数特性も実現できる。これ等の構成も本発明の範疇に入ることは明白である。
【００５４】
本アンテナ共用器を採用することで小形化を図ったポータブル端末、さらに将来のカード形あるいは腕時計形の無線端末も本発明の範疇に入ることは自明である。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、アンテナ共用器の超小形化、軽量化をすることで、無線端末の小形化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】アンテナ共用器のブロック図である。
【図２】移動無線端末の回路ブロック図である。
【図３】日本J-CDMAおよび米国PCSシステムの送受信周波数配置を示す図である。
【図４】本発明による移動無線端末用アンテナ共用器のブロック図である。
【図５】  J-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器に要求される周波数特性図である。
【図６】  J-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器の送受信初段フィルタの周波数特性図である。
【図７】  (a)、(b)はSAW共振器の構成図、(c)はSAW共振器の等価回路図、(d) はSAW共振器のインピーダンス特性図である。
【図８】  (a)は外部付加素子としてインダクタンスを用いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図である。
【図９】  (a)は外部付加素子としてインダクタンスを用いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図である。
【図１０】  (a)はJ-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器の送信系SAW共振器フィルタ部の周波数特性図、(b)はJ-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器の受信系SAW共振器フィルタ部の周波数特性図である。
【図１１】  (a)は本発明によるJ-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器のLow band側の周波数特性図、(b)は本発明によるJ-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器のHigh band側の周波数特性図である。
【図１２】  (a)は送信系フィルタの初段フィルタを縦続接続点側から見たインピーダンス（スミスチャート）、(b)は送信系フィルタのSAW共振器フィルタ部を縦続接続点側から見たインピーダンス（スミスチャート）、(c)、 (d)は移相器のブロック図である。
【図１３】  (a)は外部付加素子として容量を用いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図である。
【図１４】  (a)は外部付加素子として容量を用いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図である。
【図１５】本発明によるアンテナ共用器の具体的な構成図の一例である。
【図１６】  (a)は単一パッケージにSAWチップを実装した上面図、(b)は断面図である。
【図１７】  (a)は本発明によるパッケージに実装したSAWフィルタを用いたアンテナ共用器モジュールの一例の断面図、(b)は本発明によるSAWチップをバンプボンデイングにより実装したアンテナ共用器モジュールの一例の断面図である。
【符号の説明】
１…アンテナ用端子、２…送信系フィルタ、３…受信系フィルタ、４…アンテナ共用器、
５…受信機用端子、６…送信機用端子、７…大電力増幅器、８…低雑音増幅器、９…シンセサイザ、１０…ベースバンド／ロジック回路、１１…受信系初段フィルタ、１２…送信系初段フィルタ、１３…スイッチング素子、１４…移相器、１５…多数対電極指(IDT)、１６…反射器、１７…SAW共振器、１８…電極指間容量、１９…共振により生ずる等価インダクタンス、２０…共振により生ずる等価容量、２１…共振により生ずる等価抵抗、２２…SAW共振器に直列に付加するインダクタンス、２３…パスコン、２４…SAW共振器に並列に付加するインダクタンス、２５…コントロール電流帰還用インダクタンス、２６…移相器形成用容量、２７…移相器形成用インダクタンス、２８…SAW共振器に直列に付加する容量、２９…SAW共振器に並列に付加する容量、３０…パッケージ、３１…SAWチップ、３２…SAWチップ上の初段フィルタ部、３３…SAWチップ上のSAW共振器フィルタ用SAW共振器部、３４…ボンデイングワイヤ、３５…蓋、３６…モジュール用ベース基板、３７…集中定数回路素子、スイッチング素子、３８…パッケージに実装したSAWフィルタ、３９…バンプボンデイング、４０…ケ−ス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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