(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータの予め決定された定格電圧対定格周波数の比率に従って、指令周波数を、該指令周波数と前記モータの磁束成分電流の予め決定された基準値(Id_ref)とに対応する前記モータの逆起電力に相当する電圧値に変換して出力するためのV/F変換器と、
前記磁束成分電流の予め決定された基準値(Id_ref)と測定された実際の磁束成分電流値(Id_actual)との間の差による前記逆起電力の誤差を補償する補償電圧を出力するための磁束制御手段と、
測定された実際のトルク成分電流値(Iq_actual)を受けて、前記モータの固定子抵抗による電圧降下を補償する電圧を演算して出力するための固定子電圧降下演算器と、
前記磁束制御手段、前記V/F変換器及び前記固定子電圧降下演算器の各出力値を合算し、該合算された値をトルク成分指令電圧として出力する加算器と、
測定された前記実際の磁束成分電流値と実際のトルク成分電流値を受けて、磁束成分指令電圧を演算して出力するための磁束成分指令電圧発生器と、
前記加算器からのトルク成分指令電圧及び前記磁束成分指令電圧発生器からの磁束成分指令電圧によって、前記モータを制御するインバータと、を含んで構成されることを特徴とするモータのトルク制御装置。
【請求項２】
前記磁束制御手段は、
モータに供給される前記実際の磁束成分電流値と予め決定された前記磁束成分電流基準値との差値を求めるための減算器と、
該減算器からの前記差値を比例積分して、前記の実際の磁束成分電流と磁束成分基準電流とが同様になるように補償する前記補償電圧を出力する比例積分制御器と、から構成されることを特徴とする請求項１に記載のモータのトルク制御装置。
【請求項３】
前記磁束成分指令電圧発生器は、
前記実際の磁束成分電流値を受けて、該磁束成分電流値に予め決定された固定子抵抗値を掛算して、第1電圧値を発生して出力するための第1電圧発生器と、
前記実際のトルク成分電流値を受けて、該トルク成分電流値にモータの角速度と漏洩インダクタンスとを掛けた値を掛算して、第2電圧値を発生して出力するための第2電圧発生器と、
前記第1電圧発生器が出力した第1電圧値から前記第2電圧発生器が出力した第2電圧値を引いて得られた値を磁束成分指令電圧値として出力するための減算器と、から構成されることを特徴とする請求項１に記載のモータのトルク制御装置。
【請求項４】
モータに流れる実際のトルク成分電流値と磁束成分電流値を測定する段階と、
該測定された実際の磁束成分電流値と予め決定された基準磁束成分電流値との差による前記モータの逆起電力の誤差を補償する補償電圧を発生する段階と、
前記基準磁束成分電流と前記モータの速度とに対応する前記モータの逆起電力を演算するために、前記モータの定格周波数と定格電圧との比率に従って、指令周波数を該指令周波数に対応する電圧に変換する段階と、
前記モータの固定子抵抗値に、測定した実際のトルク成分電流値を掛けて、前記モータの固定子抵抗による電圧降下値を演算する段階と、
前記補償電圧の値、前記指令周波数に対応する電圧の値及び前記電圧降下値を合算してトルク成分指令電圧値を発生する段階と、
前記モータに流れる測定された実際のトルク成分電流値、前記モータに流れる測定された実際の磁束成分電流値、前記固定子抵抗値、前記指令周波数に2πを掛けて得る角速度、及び前記モータの漏洩インダクタンスに基づいて磁束成分指令電圧値を発生する段階と、
前記トルク成分指令電圧値及び磁束成分指令電圧値に従って、前記モータのトルクを制御する段階と、を含むことを特徴とするモータのトルク制御方法。
【請求項５】
前記補償電圧を発生する段階は、
前記モータに流れる測定された実際の磁束成分電流値と前記基準磁束成分電流値との差値を計算する段階と、
該計算された差値を比例積分して、前記モータに供給される前記実際の磁束成分電流値と前記基準磁束成分電流値とを同様にするための補償電圧を発生して補償する段階と、を含むことを特徴とする請求項４に記載のモータのトルク制御方法。
【請求項６】
前記磁束成分指令電圧値を発生する段階は、
前記モータに流れる測定された実際の磁束成分電流値と前記固定子抵抗値とを掛けて第1電圧を発生する段階と、
前記測定された実際のトルク成分電流値、前記指令周波数に2πを掛けて得る角周波数及び前記モータの漏洩インダクタンス値を全て掛けて第2電圧を発生する段階と、
前記第1電圧値から前記第2電圧値を減算し、該減算された電圧値に対応する電圧を前記磁束成分指令電圧値として発生する段階と、を含むことを特徴とする請求項4に記載のモータのトルク制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータに係るもので、詳しくは、モータのトルクを制御する装置及びその方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、従来のモータのトルク制御装置及びその方法は、スカラ(scalar)的に単純にモータに供給される定格電圧対定格周波数の比率に周波数で表現された速度指令値を掛けて得る電圧値と、モータの固定子抵抗による電圧降下値とを加算して、この加算した値に対応する電圧をモータに出力してモータのトルクを制御した。このとき、上記の電圧降下値は、モータの固定子抵抗値とこの固定子抵抗に流れる電流値とを掛けて求められる。然し、このような制御方法は、モータの速度などの運転状態及びモータに適用される負荷の容量によっては、モータの起動を容易に行うことができなかった。
【０００３】
以下、従来のモータのトルク制御装置及びその方法について、図２〜図４(C)に基づいて説明する。
【０００４】
図２は、一般的な誘導モータ(induction  motor)の等価回路を示した図で、図示されたように、誘導モータの等価回路は、入力電圧(Vas)に対して電圧ループを構成する抵抗(rs)と各リアクタンス(Xls、Xm)と、出力電圧(Vas/S)に対して電圧ループを構成する各リアクタンス(Xlr、Xm)と抵抗(rr/S)とで構成される。即ち、入力電圧(Vas)対周波数(F)の比率を一定にして誘導モータの速度を制御すると、抵抗(rs)は、周波数と関係ないパラメータであるため、一定の値を有するが、各リアクタンス(Xm、Xls)は、周波数に比例して変化する。このとき、上記のリアクタンスと周波数との関係は、式1のように定義される。
【０００５】
Xls=2π×Ｆ×Lls、Xm=2π×Ｆ×Lm-------------式1
上式中、LlsとLmは各リアクタンス(Xls、Xm)のインダクタンス値、Ｆは周波数を夫々示したものである。式1から分かるように、電圧対周波数の比率を一定にして、周波数を下げると、リアクタンス(Xm)に印加される電圧(Eas)は減少するが、そのリアクタンス(Xm)も減少するので、それに流れる励磁電流(Im)は変らず、誘導モータの出力トルクも変らないようになる。誘導モータの出力トルク(Ｔ)は、式2のように定義される。
【０００６】
Ｔ=ｋ×Ｉm×Ｉt=---------------式2
上式中、ｋは常数、Ｉmは励磁電流(excitation  current)値、Ｉtはトルクを発生させるトルク成分電流(torque  component  current)値を夫々示したものである。上記のように定義された出力トルク(T)を利用して誘導モータを駆動する場合、この誘導モータに適用された負荷の条件に合せて適切にトルクを制御すべきである。
【０００７】
例えば、エレベータが満員になって停止した状態で、上昇運転をするためにモータを起動する場合、起動初期には多くのトルクが必要となるため、式2で示したトルクをより多くのトルクを出力するようにするために、トルクブースト電圧(torque  boost  voltage)を追加的にモータに印加すべきであるが、トルクブースト電圧を必要以上増加すると、過励磁電流(over  excitation  current)が発生し、モータが焼損したり、過電流によってモータに電気的に連結されたインバータが焼損することもある。その反面、上記のトルクブースト電圧が不足すると、モータの出力トルクが不足し、モータを起動してエレベータを上昇させることができなくなる。ここで、インバータで標準モータを運転する場合、出力周波数(F)の変化に比例して電圧(V)を変化させるため、特に、電圧の低周波数領域でモータの巻線抵抗などの電圧降下の影響が大きく、モータから発生するトルクが非常に小さくなるため、低周波数領域で上記の電圧降下に合わせて電圧を増加して、モータの出力トルクの不足を補償する電圧を上記のトルクブースト電圧という。
【０００８】
以下、従来のモータのトルク制御装置について、図３に基づいて説明する。
【０００９】
図３は従来のモータのトルク制御装置の構成を示した図で、図示されたように、従来のモータのトルク制御装置には、速度指令値に相応する目標周波数(または、出力周波数)(F*)に基づいて角周波数(ωe)を演算する角速度(angular  velocity)演算部1と、上記の目標周波数(F*)を予め格納された記憶手段から、または使用者の設定から受けて、入力電圧(V)対入力周波数(F)の予め決定された比率(V/F)に従って、目標周波数(F*)を電圧指令値(Instruct  Voltage)(V*)に変換して出力するV/F変換部2と、モータ6の固定子巻線(stator  winding；以下、固定子と略称する)に流れる電流(Ias)を予め格納された記憶手段から、または使用者の設定から入力を受けて、この入力された電流(Ias)値とモータ6の固定子抵抗(Rs)値とを掛けて電圧降下値を演算する電圧降下演算部3と、V/F変換部2からの電圧指令値(V*)と電圧降下演算部3からの電圧降下値とを加算して出力する加算部4と、上記の角周波数(ωe)と加算部4から発生した電圧に従って、モータ6を運転制御するインバータ5と、を含んで構成されている。即ち、従来のモータのトルク制御装置においては、V/F変換部2により目標周波数(F*)を電圧指令値(V*)に変換した電圧にモータ6の固定子抵抗による電圧降下成分を補償し、この補償された電圧をインバータ5に印加することによって、モータ6のトルクを制御する。
【００１０】
図４(A)〜(C)は、従来のモータに適用される負荷及び運転方向によって、ブーストされた指令電圧をモータに出力するV/Fプロフィール(profile)を示したグラフである。例えば、モータの定格電圧が220ボルトで、定格周波数が60Hzであると、電圧対周波数の比率は220/60で約3.7になり、この電圧対周波数の比率によって定格周波数に到達する時まで、従来のモータのトルク制御装置は、指令電圧をインバータ(具体的には、パルス幅変調器(Pulse  Width  Modulator)及びスイッチング素子)を通してモータに供給する。
【００１１】
図４(A)は、コンベヤ(conveyor)と、電気で駆動する小型貨物車等に適用される電圧対周波数のプロフィールであって、トルクブースト量(boost  quantity)と所定の電圧対周波数の比率による出力電圧を比較して示したグラフである。この場合、コンベヤまたは電気駆動貨物車(無人運搬車等)は、水平方向に前進及び後進する負荷であって、前進と後進時では同様なトルクが必要になる。従って、従来のモータのトルク制御装置は、前進時も後進時も、同様にモータの定格周波数に到達する時まで、所定の電圧対周波数の比率による指令電圧を出力し、これが図４(A)で点線で示したプロフィールである。然し、実際には、初期起動時(即ち、速度の低い低周波数の時)多くのトルクが必要となるため、実線で示したプロフィールのように、指令電圧をブーストして出力し、モータが定格周波数に近接した周波数で回転する時、即ち、負荷の速度が定格速度に近接した速度になる時、ブースト電圧は小さくなり、最終的にモータが定格周波数に到達した時はゼロとなる。
【００１２】
また、図４(B)〜(C)は、エレベータ及びホイスト(hoist)のような昇降負荷用電圧対周波数のプロフィールであって、トルクブースト量と所定の電圧対周波数の比率による出力電圧を比較して示したグラフである。昇降負荷の場合、下降方向の運転時、及び起動時は大きなトルクが不必要であるため、モータのトルクブースト、即ち、ブースト電圧が不必要になる。従って、昇降負荷を上昇方向に駆動するためのモータの回転方向が正方向の場合は、このような昇降負荷を上昇させる時、低周波数で所定の電圧対周波数の比率による出力電圧より大きなブースト電圧が加算されて指令電圧が出力され、このような電圧対周波数のプロフィールは、図４(B)の上側プロフィールのようになり、この昇降負荷を下降させる時は、ブースト電圧が不必要であるため、出力電圧は所定の電圧対周波数の比率による出力電圧で制御されて、図４(Ｂ)の下側プロフィールのように制御される。その反面、昇降負荷を上昇方向に駆動するためのモータの回転方向が逆方向の場合は、このような昇降負荷を上昇させる時、低周波数で所定の電圧対周波数の比率による出力電圧より大きなブースト電圧が加算されて指令電圧が出力され、このような電圧対周波数のプロフィールが図４(C)の上側プロフィールのようになり、この昇降負荷を下降させる時、即ち、モータを正方向に駆動する時はブースト電圧が不必要であるため、出力電圧は所定の電圧対周波数の比率による出力電圧で制御されて、図４(C)の下側プロフィールのように制御される。
【００１３】
以上のように、従来のモータのトルク制御方法は、式3により計算された出力電圧(V)をモータに供給する方法であり、モータの励磁電流を一定に制御することはできなかった。
【００１４】
出力電圧(V)=Rs×Is+(定格電圧/定格周波数)×指令周波数-------式3
上式中、Rsはモータの固定子抵抗値、Isはモータの固定子抵抗に流れる電流値を夫々示したものである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来のモータのトルク制御方法においては、定格電圧対定格周波数の比率に対応する電圧値に、固定子抵抗に流れる電流による電圧降下値を補償した電圧のみに基づいてモータのトルクを制御した。従って、図４(A)〜(C)に示したように、ブースト電圧を出力電圧に加算した電圧でトルクを制御しても、実際のモータの励磁電流は過度であるか不足であるかして、過励磁電流によりモータが焼損されることもあり、不足励磁電流により所望のトルク量を発生し得ないこともあるという不都合な点があった。
【００１６】
また、従来のモータのトルク制御装置及びその方法においては、モータに適用された負荷の容量が、予め決定された電圧対周波数の比率による電圧指令に係るモータのトルクより、またはブーストされた電圧指令に係るモータのトルクより大きい場合はモータを起動することができなかった。即ち、モータに適用された負荷が大きい場合、モータの起動時、そのモータが目的にする一方向でなく、正方向と逆方向に回転する振動をするだけで、起動しないという不都合な点があった。
【００１７】
また、従来のモータのトルク制御装置及びその方法においては、固定子抵抗値が不正確な場合、所望の正確なモータのトルク制御が不可能であるため、正確な固定子抵抗値の測定及び設定が要求されるという不都合な点があった。
【００１８】
本発明は、このような従来の課題に鑑みてなされたもので、モータに適用された負荷の容量に関係なく、最適のトルクブースト電圧を発生し、この発生させた最適のブースト電圧に基づいて、モータのトルクを精密かつ安定に制御し得るモータのトルク制御装置及びその方法を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するため、本発明に係るモータのトルク制御装置は、モータの予め決定された定格電圧対定格周波数の比率に従って、指令周波数を電圧値に変換して出力するための電圧(V)対周波数(F)変換器(以下、V/F変換器と略称する)と、磁束成分電流の予め決定された基準値(Id_ref)と測定された実際の磁束成分電流値(Id_actual)間の差を補償する補償電圧を出力するための磁束制御手段と、測定された実際のトルク成分電流値(Iq_actual)を受けて、前記モータの固定子抵抗による電圧降下を補償する電圧を演算して出力するための固定子電圧降下演算器と、前記磁束制御手段、前記V/F変換器及び前記固定子電圧降下演算器の各出力値を合算し、該合算された値をトルク成分指令電圧として出力する加算器と、測定された前記実際の磁束成分電流値及び実際のトルク成分電流値を受けて、磁束成分指令電圧を演算して出力するための磁束成分指令電圧発生器と、前記加算器からのトルク成分指令電圧及び前記磁束成分指令電圧発生器からの磁束成分指令電圧に従って、前記モータを制御するインバータと、を含んで構成されることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係るモータのトルク制御方法においては、モータに流れる実際の磁束成分電流値を測定する段階と、該測定された実際の磁束成分電流値と予め決定された基準磁束成分電流値との差値を補償する補償電圧を発生する段階と、前記モータの定格電圧対定格周波数の比率に従って、指令周波数を対応する電圧に変換する段階と、前記モータの固定子抵抗値に、測定した実際のトルク成分電流値を掛けて、前記モータの固定子抵抗による電圧降下値を演算する段階と、前記差値の補償電圧値、前記指令周波数の変換電圧値及び前記電圧降下値を合算して、トルク成分指令電圧値を発生する段階と、前記モータに流れる測定された実際のトルク成分電流値、前記モータに流れる測定された実際の磁束成分電流値、前記固定子抵抗値、前記指令周波数に2πを掛けて得る角速度、及び前記モータの漏洩インダクタンスに基づいて磁束成分指令電圧値を発生する段階と、前記トルク成分指令電圧値及び磁束成分指令電圧値に従って、前記モータのトルクを制御する段階と、を含むことを特徴とする、
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に対し、図面を用いて説明する。
【００２２】
図１は、本発明に係るモータのトルク制御装置を示した図で、図示されたように、本発明に係るモータのトルク制御装置は、予め決定されたモータ70の定格電圧(V)対定格周波数(F)の比率(V/F比率)に従って、指令周波数(即ち、目標速度)(F)を、その速度における所望の逆起電力に相当する電圧値に変換して出力するためのV/F変換器20と、磁束成分電流の予め決定された基準値(Id_ref)と測定された実際の磁束成分電流値(Id_actual)間の差値を補償する補償電圧を出力するための磁束制御手段10と、測定された実際のトルク成分電流値(Iq_actual)を受けて、モータ70の固定子抵抗による電圧降下を補償する電圧を演算して出力するための固定子電圧降下演算器30と、磁束制御手段10、V/F変換器20及び固定子電圧降下演算器30の各出力値を合算し、この合算された値をトルク成分指令電圧(Torque  Component  Instructing  Voltage；以下、q軸指令電圧とも略称する)(Vqs)として出力する加算器40と、測定された実際の磁束成分電流(Id_actual)及び実際のトルク成分電流(Iq_actual)の値を受けて、磁束成分指令電圧(Magnetic  Flux  Component  Instructing  Voltage；以下、d軸指令電圧とも略称する)(Vds)を演算して出力するための磁束成分指令電圧発生器50と、加算器40からのq軸指令電圧(Vqs)及び磁束成分指令電圧発生器50からのd軸指令電圧(Vds)に従って、モータ70を制御するインバータ60と、を含んで構成されている。
【００２３】
上記のV/F変換器はモータの所定の磁束(V/F比率)と速度とに比例する逆起電力に相当する電圧を出力するもので、この場合の予め決定されたV/F比率は、モータ70毎に予め決定された定格電圧(例えば、220ボルト)を定格周波数(例えば、60ヘルツ)で割算した比率であって、予め演算して記憶させた値である。
【００２４】
モータに対して、上記の磁束成分電流は、所定の磁束、従って所定の速度で所定の逆起電力を確立するように、予め決定された値であるべきであるが、実際には変動するため、予め決定されて格納された基準値と実際の測定値とを比較して差を補償する。以下、実際の磁束成分電流値(Id_actual)と実際のトルク成分電流値(Iq_actual)を測定する方法について説明する。インバータ60からモータ70に接続される3相交流出力線の各相の線路毎に変流器(Current  Transformer；CT)を設置して、この変流器によりモータ70に流れる3相電流を測定する。上記の変流器により測定された3相交流電流値を3相/2相変換器により磁束軸とトルク軸、即ちd軸とq軸の座標系で2相電流値に変換することによって、実際の磁束成分電流値及び実際のトルク成分電流値を得ることができる。このとき、3相/2相変換器は、3相電流を予め決定された周知の演算式を利用して2相電流値に変換して、それを本発明に係るトルク制御装置に与えるが、図中では、このような変流器及び3相/2相変換器は示されてない。
【００２５】
本発明に係るモータのトルク制御装置は1つのインバータで製作することができ、このインバータは、スイッチングにより3相の交流電流を発生してモータに供給するための3相のスイッチング手段(通常、相毎に1対のパワートランジスタで構成される)と、上記のq軸指令電圧(Vqs)及びd軸指令電圧(Vds)を受けて、上記のスイッチング手段のスイッチングを制御する信号として、パルス幅変調信号をこのスイッチング手段に与えるためのパルス幅変調器とから構成することができる。
【００２６】
磁束制御手段10は、モータ70に供給される実際の磁束成分電流(actual  magnetic  flux  component  current)値(Id_actual)と予め決定された基準磁束成分電流(Id_ref)値との差を求めるための減算器11と、この減算器11からの差値を比例積分(Proportional  Integral；PI)して、実際の磁束成分電流(Id_actual)と基準磁束成分電流(Id_ref)とが同じになるように補償電圧を出力する比例積分制御器(以下、PI制御器と略称する)12と、から構成されている。
【００２７】
磁束成分指令電圧発生器50は、実際の磁束成分電流値(Id_actual)を受けて、これに予め決定された固定子抵抗値を掛算して、第1電圧を発生して出力するための第1電圧発生器50-1と、実際のトルク成分電流値(Iq_actual)を受けて、これに角速度(ωe)とモータ70の漏洩インダクタンス(δLs)を掛けた値に掛算して、第2電圧を発生して出力するための第2電圧発生器50-2と、第1電圧発生器50-1が出力した第1電圧値から第2電圧発生器50-2が出力した第2電圧値を引いて、その結果値を磁束成分指令電圧値(Vds)として出力するための減算器50-3と、から構成されている。
【００２８】
上記の予め決定された固定子抵抗値は、予め測定して記憶させる値であり、角速度(ωe）は、周知の演算式ωe=2πFを利用して演算されて提供される値であり、この式中のFは上記の指令周波数(F)を示し、図では演算手段は示されていない。また、上記の漏洩インダクタンス(δLs)は、モータ毎に予め決定された固有の値であって、モータ毎に予め測定した固定子及び回転子の各漏洩インダクタンス値および/または相互インダクタンス値と予め決定した後述する演算式により求められて、予め記憶される値である。
【００２９】
以下、本発明に係るモータのトルク制御装置の動作に対して説明する。
【００３０】
まず、磁束制御手段10の減算器11は、前述の通り、変流器が検出した3相電流を3相/2相変換器を通して2相変換して得たモータ70に流れる実際の磁束成分電流値(Id_actual)と予め設定された基準磁束成分電流値(Id_ref)とを比較して、実際の電流値(Id_actual)と基準電流(Id_ref)値との差値を計算し、この計算された結果値を磁束制御手段10のPI制御器12に出力する。
【００３１】
PI制御器12は、減算器11から計算された差値を比例積分(Proportional  Integral)して、実際の磁束成分電流値(Id_actual)と予め設定された基準磁束成分電流値(Id_ref)とを一致させるための補償電圧を加算器40に出力する。
【００３２】
V/F変換器20は、モータ70の速度を指令する指令周波数(F)を予め決定されたV/F比率によって電圧値に変換して加算器40に出力する。
【００３３】
また、固定子電圧降下演算器30は、予め決定されて記憶されている固定子抵抗値(Rs)に、上記の変流器が検出した3相電流を3相/2相変換器により2相変換して得たモータ70に流れる実際のトルク成分電流値(Iq_actual)を掛けて電圧降下値を得て、この得られた電圧降下値を補償電圧値として加算器40に出力する。
【００３４】
加算器40は、PI制御器12からの磁束成分電流補償電圧値、V/F変換器20からのV/F変換値、及び固定子電圧降下演算器30からの電圧降下値を全て合算し、この合算された値をq軸成分指令電圧値(Vqs)としてインバータ60に出力する。
【００３５】
ところで、上記のq軸指令電圧(Vqs)は、式4のように定義される。
【００３６】
Vqs=(Rs×Iqs)＋(ωe×Ls×Ids)-------------------式4
上式中、Vqsはq軸指令電圧値、Lsは固定子自己インダクタンス値、ωeは角速度、Rsはモータの固定子抵抗値、Iqsはモータに流れる実際のq軸成分電流値、Idsはモータに流れる実際のd軸成分電流値を夫々示したものである。式4で、ωe、Ls及びIdsを掛けた値は、逆起電力(Eq)とも称され、Eq=ωe×Ls×Idsである。従って、式4において、変化してモータのトルクに影響を与える上記の逆起電力(Eq)、特に、磁束成分電流を制御すると、q軸指令電圧(Vqs)を制御し得るという点に注目して本発明がなされたものである。このような観点から出発して、本発明は、予め決定された基準磁束成分電流値(Id_ref)によって確立される磁束（即ち電圧対指令周波数の比率V/F）と速度（即ち指令周波数）とに比例するモータの逆起電力(Eq)に相当する電圧をV/F変換器により与え、更に上記の予め決定された基準磁束成分電流値(Id_ref)と実際に測定された磁束成分電流値(Id_actual)との差値を比例積分して得た補償電圧値を用いて上記のV/F変換器の出力を補正してq軸指令電圧を得ることによって、磁束成分電流、即ち、励磁電流を過度であったり不足したりすることなく、一定に制御することができる。また、上記の比例積分して得た補償電圧値と、測定して得る実際のトルク成分電流値と固定子抵抗値とを掛算して得る固定子電圧降下補償電圧値とを、電圧対指令周波数(V/F)の比率によって指令周波数から変換された電圧に自動的に加算してトルク成分指令電圧を発生することによって、自動的にトルクブーストされる。そして、磁束がモータの速度に関係なく一定に制御されることによって、モータの起動初期(低速時)にも高いトルクを発生させることができる。
【００３７】
以下、磁束成分指令電圧発生器50の動作について説明する。磁束成分指令電圧発生器50内の第1電圧発生器50-1は、予め決定されて記憶されている上記の固定子抵抗値(Rs)に、前記の変流器で検出した3相電流を3相/2相変換器により2相変換して得たモータ70に流れる実際の磁束成分電流値(Id_actual)を掛けて、その結果値を第1電圧値として出力する。このとき、磁束成分指令電圧発生器50内の第2電圧発生器50-2は、上記の変流器が検出した3相電流を3相/2相変換器により2相変換して得た実際のトルク成分電流値(Iq_actual)を受けて、これに角速度(ωe)とモータ70の漏洩インダクタンス(δLs)とを掛けた値を掛算して、その結果値を第2電圧値として発生して出力する。減算器50-3は、第1電圧発生器50-1が出力した第1電圧値から第2電圧発生器50-2が出力した第2電圧を引いて、その結果値を磁束成分指令電圧値（即ちd軸指令電圧）(Vds)としてインバータ60に出力する。
【００３８】
上記のd軸指令電圧(Vds)は、式5のように定義される。
【００３９】
Vds=(Rs×Ids)−(ωe×δLs×Iqs)------------------式5
上式中、Vdsはd軸の電圧値、ωeは角周波数、Rsはモータの固定子抵抗値、Idsはモータに流れる磁束成分電流値、Iqsはモータに供給されるq軸成分電流値、またδLsはモータの漏洩インダクタンス値を夫々示したものである。
【００４０】
上記の漏洩インダクタンス(δLs)は次式で表現することができる。即ち、
δLs=Ls-Lm2/Lr------------------式6
上式中、Lsは固定子自己インダクタンス、Lmは相互インダクタンス、Lrは回転子インダクタンスを夫々示したものである。また、δLsはLls、Llrの合計とほぼ同じである。ここで、Llsは固定子漏洩インダクタンス、Llrは回転子漏洩インダクタンスを夫々示したものである。
【００４１】
上記の固定子インダクタンス(Ls)、相互インダクタンス(Lm)及び回転子インダクタンス(Lr)は、モータ毎の固有特性として、測定と周知の演算式によって求めることができ、このように得たこれらの特性の常数値と式6のδLs=Ls-Lm2/Lrまたは、δLsはLls、Llrの合計とほぼ同じであるということを利用して、モータの漏洩インダクタンス(δLs)を演算して得て、その結果値を予め記憶させることによって、測定された実際のトルク成分電流値(Iqs)と、ωe=2πFの式によって演算された指令周波数の角速度への変換値と、上記の予め記憶させた漏洩インダクタンス(δLs)とを掛けて、第2電圧発生器50-2が第2電圧を算出する。
【００４２】
一方、上記の式5では、角周波数(ωe)を省略し、式Vds=(Rs×Ids)-(δLs×Iqs)を利用して磁束成分指令電圧を得ることもできる。このとき、第2電圧発生器50-2は、測定された実際のトルク成分電流値(Iqs)に、前記の予め記憶させた漏洩インダクタンス(δLs)のみを掛けて、その結果値を第2電圧値として出力する。もちろん、この場合、減算器50-3は、第1電圧発生器50-1が出力した第1電圧値から、実際のトルク成分電流値(Iqs)に予め記憶させた漏洩インダクタンス(δLs)のみを掛けて得た前記第2電圧値を引いて、その結果値を磁束成分指令電圧値(Vds)として出力する。
【００４３】
インバータ60は、前述の通り、q軸指令電圧、即ち、トルク成分指令電圧値(Vqs)及びd軸指令電圧、即ち、磁束成分指令電圧値(Vds)を受けて、パルス幅変調してインバータのスイッチング手段のスイッチングを制御することによってモータ70を制御する。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るモータの制御装置及びその方法おいては、予め決定された基準磁束成分電流値(Id_ref)と実際に測定された磁束成分電流値(Id_actual)との差値を比例積分して得た補償電圧の値を用いてq軸指令電圧を得ることによって、磁束成分電流、即ち、励磁電流を過度であったり不足したりすることなく、所望の値に制御し得るという効果がある。
【００４５】
また、上記の比例積分して得た補償電圧値と、測定して得る実際のトルク成分電流値と固定子抵抗値とを掛算して得る固定子電圧降下補償電圧値とを、電圧対指令周波数(V/F)変換器の出力電圧に自動的に加算して、トルク成分指令電圧を発生することによって、自動的にトルクがブーストされるという効果がある。
【００４６】
また、磁束がモータの速度に関係なく一定に制御されることによって、モータの起動初期(低速時)にも高いトルクを発生させることができ、低速から高速までの全ての運転範囲でモータのトルクを円滑に制御し得るという効果がある。
【００４７】
また、電圧指令を磁束成分とトルク成分とにベクトル的に分離して、それぞれを独立にモータを制御することによって、モータの初期起動時、磁束振動によるトルク振動を防止して、大きな負荷が印加された状態でも容易に起動し得るという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータのトルク制御装置を示した図である。
【図２】一般的な誘導モータの等価回路を示した図である。
【図３】従来のモータのトルク制御装置の構成を示した図である。
【図４】   (A)〜(C)はモータが適用される負荷について、従来のトルク制御装置の出力電圧対周波数のプロフィールとブーストされた電圧のプロフィールとを比較して示した出力電圧対周波数のグラフで、(A)はコンベヤ及び電気で駆動する小型貨物車等に適用される電圧対周波数のプロフィールで、(B)〜(C)はエレベータ及びホイストのような昇降負荷用電圧対周波数のプロフィールである。
【符号の説明】
10…磁束制御手段
20…V/F変換器
30…固定子電圧降下演算器
40…加算器
50…磁束成分指令電圧発生器
60…インバータ
70…モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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