(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ系列の符号に相当するパルス列を基準クロックに同期して生成し、このＭ系列パルス列を被測定系に与え、被測定系からの応答信号の振幅をデジタルサンプリングし、そのサンプリングデータを処理して被測定系の物理量分布を求める方法において、ゴースト信号を低減させるべく、符号反転を行うか行わないかを選択するレベル信号と前記Ｍ系列パルス列とを排他的論理和回路に入力し、その排他的論理和出力を前記基準クロックに同期してフリップフロップにラッチする符号反転回路により前記Ｍ系列の符号を反転させた系列の符号に相当する反転パルス列を生成し、この反転パルス列を被測定系に与えて被測定系からの応答信号の振幅をデジタルサンプリングし、このサンプリングデータと前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータとを総合して処理することにより被測定系の物理量分布を求めることを特徴とする物理量分布の測定方法。
【請求項２】
Ｍ系列の符号に相当するパルス列を基準クロックに同期して生成するＭ系列パルス列生成回路と、被測定系からの応答信号の振幅を基準クロックの１周期毎にＡ／Ｄ変換してサンプリングするサンプリング回路と、そのサンプリングデータを処理して被測定系の物理量分布を求めるデータ処理部とを設けた物理量分布の測定装置において、ゴースト信号を低減させるべく、前記Ｍ系列パルス列の符号を反転して反転パルス列を生成する符号反転回路を設け、該符号反転回路は、符号反転を行うか行わないかを選択するレベル信号と前記Ｍ系列パルス列とを排他的論理和回路に入力し、その排他的論理和出力を前記基準クロックに同期してフリップフロップにラッチするものであり、前記データ処理部では、前記反転パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータと前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータとを総合して処理することにより被測定系の物理量分布を求めるようにしたことを特徴とする物理量分布の測定装置。
【請求項３】
前記データ処理部は、前記反転パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータと前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータとの差をサンプリングデータとして処理することにより被測定系の物理量分布を求めることを特徴とする請求項２記載の物理量分布の測定装置。
【請求項４】
前記データ処理部は、前記反転パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータを処理して求めた物理量分布と、前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータを処理して求めた物理量分布との差を被測定系の物理量分布とすることを特徴とする請求項３記載の物理量分布の測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、Ｍ系列を使用した擬似ランダム変調法による物理量分布の測定方法及びその装置に係り、特に、被測定系に与えるパルス波形が理想波形とならない場合でも正確に物理量分布が測定できる物理量分布の測定方法及びその装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
Ｍ系列を使用した擬似ランダム変調法による物理量分布の測定方法は、レーダの原理を使用した物理量の測定装置に応用できる。例えば、光ファイバに入射した光の後方散乱光を測定することにより、光ファイバの長手方向の損失分布を測定する装置などに応用できる。
【０００３】
従来の技術は、文献；上野ほか３名による「Ｍ系列を擬似ランダム変調法を用いたレーザーレーダーの応答特性」レーザー研究，Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．３，ｐｐ１０１−１１８（１９８８年）に示されている。
【０００４】
この方法によると、Ｍ系列でレーザを変調した光を大気中に送出し、後方散乱光成分を受信光学系で集光し、受信した信号をサンプリングし、サンプリングした値に対して復調計算を行うことにより、大気中の散乱係数の分布を測定することができる。なお、Ｍ系列については公知であるから詳しい説明は省略するが、例えば、複数段のシフトレジスタにフィードバック回路を取り付けることにより周期的に発生される複数の符号“１”，“０”の組み合わせからなる数列（系列）と考えることができる。
【０００５】
上記方法を実現する測定装置は、図１０に示されるように、基準クロックの１周期毎にＭ系列の符号を保持することにより、Ｍ系列の符号に相当するパルス列を基準クロックに同期して生成するＭ系列パルス列生成回路（Ｍ系列生成回路）１と、被測定系からの応答信号の振幅を基準クロックの１周期毎にＡ／Ｄ変換してサンプリングするサンプリング回路（Ａ／Ｄ変換器）５と、そのサンプリングデータを処理して被測定系の物理量分布を求めるデータ処理部（ＣＰＵ）７とを備える。８は基準クロックを発生するクロック回路、６はサンプリングデータを格納するメモリである。Ｍ系列パルス列生成回路１の出力側には、レーザドライバ２１とレーザ２２とからなる発信器３が接続されている。受光器２３とアンプ２４とからなる受信器４がＡ／Ｄ変換器５の入力側に接続されている。被測定系は、発信器３及び受信器４を含む大気中ということになる。
【０００６】
Ｍ系列パルス列生成回路１は、図１１に示されるように、例えば、３個のＤフリップフロップで構成された３段のシフトレジスタに排他的論理和回路からなるフィードバック回路を設けたものである。
【０００７】
ここで、大気中の散乱係数の分布が、図１２に示されるように、１箇所からの散乱（又は反射）のみ存在する分布であり、その散乱箇所の距離が基準クロックの１周期分に相当する場合を仮定し、この分布を測定する動作を説明する。
【０００８】
Ｍ系列パルス列生成回路１によりＭ系列パルス列が生成される。この例では、符号長＝７、即ち、基準クロックの７周期分を１周期とするＭ系列パルス列が繰り返し生成される。各フリップフロップの初期値が“１”であるとすると、Ｍ系列の具体的な符号パターンは、図１３（ａ）に示されるように、基準クロックの立上がりに同期して１周期毎に“１，１，１，０，１，０，０”の順で符号が変化する。
【０００９】
Ｍ系列パルス列生成回路１の出力により発信器３が変調され、変調光が大気中に送出される。大気中に送出される変調光の発信波形は、図１３（ａ）に示されるように、Ｍ系列の符号“１”に対応して送信強度が所定値となり、符号“０”に対応して送信強度がゼロとなる。
【００１０】
大気による後方散乱光は、受信器４で電気信号に変換される。図１２の散乱係数の分布のため、後方散乱光の受信波形は、図１３（ａ）に示されるように、発信波形より基準クロックの１周期分遅れる。
【００１１】
受信器４の出力は、Ａ／Ｄ変換器５で基準クロック毎にデジタル値Ｘn （ｎ＝１，２，…，７は、サンプル順を示す）に変換され、サンプリングデータとして順次メモリ６に格納される。サンプリングタイミングは、図１３（ａ）に黒丸で示したように、基準クロックの１周期の途中、例えば、クロック立下がりタイミングである。
【００１２】
メモリ６に格納された時系列に対してＣＰＵ７では式（１）に示す復調計算が行われ、図１３（ｂ）に示される散乱係数の分布ｒn （ｎは分布位置の順を示す）が求められる。
【００１３】
【数１】
0003641976.tif 000002
【００１４】
ここで、ｍn は、Ｍ系列の符号“１”，“０”にそれぞれ値“１”，“−１”を対応させた符号であり、符号列“ｍ1 ，ｍ2 ，ｍ3 ，…，ｍ7 ”＝“１，１，１，−１，１，−１，−１”である。
【００１５】
文献に記載されているように、Ｍ系列を使用した擬似ランダム変調法による測定では、小パワーのレーザ光源でＳ／Ｎ比のよい測定ができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術の問題点は、文献の７．２節に記載されているように、光パルスの発信波形が理想波形（歪みのない方形波）と異なった場合、測定した散乱係数の分布に偽の応答ピーク（ゴースト信号）が発生し、このゴースト信号が測定誤差となることである。図１３の各波形は理想的な場合のものであり、実際の測定装置では、例えば、図１４（ａ）に示されるように、発信波形の立下がり部が乱れたりする。この場合に図１２の散乱係数の分布を持つ被測定系を測定すると、測定結果は、図１４（ｃ）に示されるように、本来の応答ピークから一定距離だけ離れた箇所にゴースト信号が発生する。
【００１７】
散乱係数の分布を高精度に測定するためには、このゴースト信号を低減させることが必要である。
【００１８】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、被測定系に与えるパルス波形が理想波形とならない場合でも正確に物理量分布が測定できる物理量分布の測定方法及びその装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明の方法は、Ｍ系列の符号に相当するパルス列を基準クロックに同期して生成し、このＭ系列パルス列を被測定系に与え、被測定系からの応答信号の振幅をデジタルサンプリングし、そのサンプリングデータを処理して被測定系の物理量分布を求める方法において、ゴースト信号を低減させるべく、符号反転を行うか行わないかを選択するレベル信号と前記Ｍ系列パルス列とを排他的論理和回路に入力し、その排他的論理和出力を前記基準クロックに同期してフリップフロップにラッチする符号反転回路により前記Ｍ系列の符号を反転させた系列の符号に相当する反転パルス列を生成し、この反転パルス列を被測定系に与えて被測定系からの応答信号の振幅をデジタルサンプリングし、このサンプリングデータと前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータとを総合して処理することにより被測定系の物理量分布を求めるものである。
【００２０】
また、本発明の装置は、Ｍ系列の符号に相当するパルス列を基準クロックに同期して生成するＭ系列パルス列生成回路と、被測定系からの応答信号の振幅を基準クロックの１周期毎にＡ／Ｄ変換してサンプリングするサンプリング回路と、そのサンプリングデータを処理して被測定系の物理量分布を求めるデータ処理部とを設けた物理量分布の測定装置において、ゴースト信号を低減させるべく、前記Ｍ系列パルス列の符号を反転して反転パルス列を生成する符号反転回路を設け、該符号反転回路は、符号反転を行うか行わないかを選択するレベル信号と前記Ｍ系列パルス列とを排他的論理和回路に入力し、その排他的論理和出力を前記基準クロックに同期してフリップフロップにラッチするものであり、前記データ処理部では、前記反転パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータと前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータとを総合して処理することにより被測定系の物理量分布を求めるようにしたものである。
【００２２】
前記データ処理部は、前記反転パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータと前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータとの差をサンプリングデータとして処理することにより被測定系の物理量分布を求めてもよい。
【００２３】
前記データ処理部は、前記反転パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータを処理して求めた物理量分布と、前記Ｍ系列パルス列を被測定系に与えたときのサンプリングデータを処理して求めた物理量分布との差を被測定系の物理量分布としてもよい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【００２５】
図１に示されるように、本発明に係る測定装置は、基準クロックの１周期毎にＭ系列の符号を保持することにより、Ｍ系列の符号に相当するパルス列を基準クロックに同期して生成するＭ系列パルス列生成回路（Ｍ系列生成回路）１と、このＭ系列パルス列生成回路１が生成したＭ系列パルス列の符号反転／非反転を選択的に行う符号反転回路（符号反転選択回路）２と、符号反転選択回路２が出力するＭ系列パルス列又は反転パルス列により駆動され変調光を大気中に送出する発信器３と、大気中から戻る光を受信する受信器４と、受信器４の出力である被測定系からの応答信号の振幅を基準クロックの１周期毎にＡ／Ｄ変換してサンプリングするサンプリング回路（Ａ／Ｄ変換器）５と、符号反転選択回路２で符号反転をしないときのサンプリングデータを格納するメモリ６ａと、符号反転選択回路２で符号反転をしたときのサンプリングデータを格納するメモリ６ｂと、これらメモリ６ａ，６ｂのサンプリングデータを読み出し、総合的な復調計算処理を行うデータ処理部（計算機）７と、基準クロックを発生するクロック回路８とを備える。
【００２６】
図１の測定装置の具体的動作を説明する前に、本発明におけるゴースト信号除去原理を説明しておく。
【００２７】
本出願人は、発信波形の立上がり部と立下がり部との非対称性に着目した。発信波形を作る回路（発信器３）が理想的であれば、図２に示されるように、発信波形は理想波形（歪みのない方形波）となる。この発信波形の立上がり部波形Ｔ１と立下がり部波形Ｔ２とのうち一方の波形を上下反転し、クロックの立上がりタイミングを基準として他方の波形に重ね合わせれば両者は一致する。しかし、実際の回路においては、伝搬遅延や出力特性などが立上がり部と立下がり部とで異なることが原因となり、図２に示されるように、立上がり部波形Ｔ３と立下がり部波形Ｔ４とについて前記と同様の重ね合わせを行っても両者は一致しない。以下、立上がり部波形Ｔ１（Ｔ３）と立下がり部波形Ｔ２（Ｔ４）との一方を上下反転した重ね合わせが一致することを発信波形のトランジェント部が対称であると呼び、一致しないことをトランジェント部が非対称であると呼ぶことにする。
【００２８】
発信波形のトランジェント部の対称性とゴースト信号との関係をシミュレーションにより検討した結果、トランジェント部が非対称である場合にゴースト信号が発生し、対称である場合にはゴースト信号が発生しないことがわかった。以下、このシミュレーションについて説明する。
【００２９】
発信波形のトランジェント部の波形を変化させたときに、散乱係数の分布の測定結果がどのように変化するかをシミュレーションにより計算した。シミュレーションを簡単にするため、図１２に示す１箇所からの散乱のみ存在する分布を仮定し、また、受信器４は理想的であり線形性があると仮定した。これらの仮定をすると、受信波形は、発信波形を時間軸方向に平行移動し、強度軸方向に拡大又は縮小した波形となる。また、受信器４に線形性があれば、複数箇所からの散乱がある場合にも本シミュレーション結果を容易に拡張できる。シミュレーションの結果、以下のことがわかった。
【００３０】
（１）受信波形の平坦部でＡ／Ｄ変換が行われた場合
図３（ｂ）に黒丸で示すように、全てのサンプリングが受信波形の平坦部で行われた場合には、サンプリングデータは、発信波形のトランジェント部の影響を受けない。従って、散乱係数の分布は、図４（ｂ）に示されるように、１箇所に応答ピークがあるものとなる。平坦部であれば、どのタイミングでサンプリングしても同じ結果になる。なお、図３（ａ）の理想的な受信波形については、図４（ａ）の結果が得られることは既に述べた通りである。
【００３１】
（２）受信波形のトランジェント部でＡ／Ｄ変換が行われた場合
図３（ｃ）、図３（ｄ）に黒丸で示すように、一部のサンプリングが受信波形のトランジェント部で行われた場合には、立上がり部のサンプリング値をＡ、立下がり部のサンプリング値をＢ、平坦部のサンプリング値をＨとすると、
１）Ａ＋Ｂ＝Ｈ（図３（ｃ）の場合）であれば、散乱係数の分布は、図４（ｃ）に示されるように、応答ピークが隣接する２箇所に分割されて現れる。
【００３２】
２）Ａ＋Ｂ≠Ｈ（図３（ｄ）の場合）であれば、散乱係数の分布は、図４（ｄ）に示されるように、応答ピークが隣接する２箇所に分割されて現れ、さらにゴースト信号が現れる。また、ゴースト信号の大きさはＡ＋Ｂ−Ｈの絶対値に比例する。
【００３３】
上記のシミュレーションの結果、一部のサンプリングが受信波形のトランジェント部で行われた場合で、かつＡ＋Ｂ≠Ｈの場合にゴースト信号が発生することがわかった。従って、ゴースト信号が発生するのを避けるためには、次の（１）、（２）の条件のいずれかが成り立つようにすればよい。
【００３４】
（１）受信波形のトランジェント部をサンプリングしない。
【００３５】
（２）Ａ＋Ｂ＝Ｈが成り立つ。
【００３６】
しかし、実際の応用においては、複数箇所から散乱がある被測定系に対して（１）の条件を満たすのは難しい。また、（２）の条件は、発信波形のトランジェント部を対称とすれば満たされるが、ハードウェア上の調整などでこの条件を満たすことは困難である。
【００３７】
そこで、本発明では、測定装置に以下の動作を行わせることでトランジェント部を対称にする。
【００３８】
（１）まず、符号反転選択回路２で符号反転しないようにレベル信号を設定し、そのときのサンプリングデータをメモリ６ａに格納する。
【００３９】
（２）次に、符号反転選択回路２で符号反転するようにレベル信号を設定し、そのときのサンプリングデータをメモリ６ｂに格納する。
【００４０】
（３）データ処理部７がメモリ６ａ，６ｂのサンプリングデータを読み出し、メモリ６ａの値からメモリ６ｂの値を減算する。減算されたサンプリングデータに対して復調計算を行い、散乱係数の分布を求める。
【００４１】
上記の動作により、ゴースト信号が低減できることを説明する。
【００４２】
図５（ａ）に示される符号非反転時発信波形から図５（ｂ）に示される符号反転時発信波形を減算して図５（ｃ）に示される波形を得る。この波形を減算後発信波形と呼ぶことにする。減算後発信波形の立上がり部波形Ｔ５は、符号非反転時発信波形の立上がり部波形Ｔ６と符号反転時発信波形の立下がり部波形Ｔ７との影響を受け、減算後発信波形の立下がり部波形Ｔ８は、符号非反転時発信波形の立下がり部波形Ｔ９と符号反転時発信波形の立上がり部波形Ｔ１０との影響を受ける。このため、符号非反転時発信波形の立上がり部波形Ｔ６及び立下がり部波形Ｔ９と、符号反転時発信波形の立下がり部波形Ｔ７及び立上がり部波形Ｔ１０と等しい場合には、減算後発信波形の立上がり部波形Ｔ６と立下がり部波形Ｔ８とは同じ影響を受けることになるので、減算後発信波形のトランジェント部は対称となる。
【００４３】
符号非反転時の受信波形から符号反転時の受信波形を減算した結果得られる波形を減算後受信波形と呼ぶことにする。減算後受信波形は、減算後発信波形を発信した場合に受信される波形と見なせる。減算後発信波形のトランジェント部が対称であるから、減算後受信波形に対して復調処理を行えば、ゴースト信号が含まれない散乱係数の分布を測定することができる。
【００４４】
発信波形の立下がり部波形及び立上がり部波形が符号非反転時と符号反転時とで等しい場合には、上記のようにゴースト信号が除去できる。発信波形の立下がり部波形及び立上がり部波形が符号非反転時と符号反転時とで等しくない場合には、ゴースト信号を完全に除去することはできないが、減算後発信波形のトランジェント部の対称性が元の発信波形よりも向上するのであれば、元の発信波形のみを用いた場合よりゴースト信号が低減することが期待できる。
【００４５】
発信波形の立下がり部波形及び立上がり部波形が符号非反転時と符号反転時とで等しくならない原因は、主に発信器３にパルス列を供給する回路の出力特性にある。本発明のように、符号反転選択回路２の出力段にフリップフロップを使用することで、発信波形の立下がり部波形及び立上がり部波形を符号非反転時と符号反転時とで等しくすることができる。その理由を図６により説明する。
【００４６】
図６に示されるように、本発明に係る測定装置の符号反転選択回路２は、従来と同様のＭ系列生成回路１からのＭ系列パルス列と符号反転選択信号と呼ばれるレベル信号とを排他的論理和回路（ＸＯＲ回路）３１に入力し、その排他的論理和出力を基準クロックに同期してＤフリップフロップ３２にラッチするようになっている。
【００４７】
ここでＤフリップフロップ３２を除去してＸＯＲ回路３１のみで符号反転選択回路２を構成したとする。この場合、ＸＯＲ回路３１の出力が立ち上がるのは、符号非反転時（符号反転選択信号が低レベルのとき）にはＸＯＲ回路３１の入力であるＭ系列パルス列が立ち上がるときであり、符号反転時（符号反転選択信号が高レベルのとき）にはＭ系列パルス列が立ち下がるときである。符号非反転時と符号反転時とでＸＯＲ回路３１の入力の変化の方向が、一方は立ち上がりとなり、他方は立ち下がりとなり互いに異なるため、ＸＯＲ回路３１の応答特性により、ＸＯＲ回路３１の出力の立ち上がり波形は符号非反転時と符号反転時とで同じ波形になるとは限らない。従って、発信波形の立下がり部波形及び立上がり部波形が符号非反転時と符号反転時とで等しくなるとは限らない。
【００４８】
本発明では、Ｄフリップフロップ３２が符号反転選択回路２の出力段を構成しているので、発信波形の立下がり部波形及び立上がり部波形は、ＸＯＲ回路３１の出力の立下がり部波形及び立ち上がり波形の影響を受けなくなり、Ｄフリップフロップ３２の出力の立下がり部波形及び立ち上がり波形の影響を受けるようになる。Ｄフリップフロップ３２の出力の立下がり部波形及び立ち上がり波形は、ＸＯＲ回路３１の出力を基準クロックに同期してラッチしているため、符号非反転時でも符号反転時でも同じ波形である。従って、発信波形の立下がり部波形及び立上がり部波形が符号非反転時と符号反転時とで等しくなる。
【００４９】
次に、本発明の測定装置を応用した監視システムについて説明する。
【００５０】
図７に示されるように、図１で説明した測定装置の発信器３と受信器４との間に、光ファイバ１１ａ，１１ｆを介して被測定物が接続されている。被測定物内では、光ファイバ１１ａ，１１ｆに光カプラ１２ａ，１２ｂを介して長さの異なる光ファイバ１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅが接続されており、光ファイバ１１ｂ，１１ｅ間にセンサ１３ａが設けられ、光ファイバ１１ｃ，１１ｄ間に１３ｂが設けられている。この監視システムは、監視対象物の状態により透過光量が変化するセンサ１３ａ，１３ｂを使用し、これらのセンサ１３ａ，１３ｂの透過光量を本発明の測定装置で測定することで監視対象物の状態を遠隔監視するものである。測定装置の発信器３から送信された光は、各センサまでの往復距離に対応する時間だけ遅れて受信器４に到着するので、この往復距離がセンサ毎に異なるように光ファイバ長を設定することで、各センサの透過光量を測定することができる。
【００５１】
このシステムの動作を説明する。Ｍ系列生成回路１の出力は、符号反転選択回路２を経て発信器３に送られる。レーザドライバ２１、レーザ２２などからなる発信器３から送られるレーザ光は、光ファイバ１１ａ、光カプラ１２ａを経て光ファイバ１１ｂ，１１ｃに分岐される。分岐されたレーザ光は、それぞれセンサ１３ａ，１３ｂを透過し、光ファイバ１１ｄ，１１ｅにより光カプラ１２ｂに導かれ、光ファイバ１１ｆに結合される。このレーザ光が受信器４内の受光器２３で電気信号に変換される。受光器２３の出力はアンプ２４で増幅された後に、Ａ／Ｄ変換器５でデジタル値に変換される。このデジタル値は、符号反転選択回路２で符号反転していない場合はメモリ６ａに記憶され、符号反転している場合はメモリ６ｂに記憶される。計算機７において、メモリ６ａの値からメモリ６ｂの値を減算した値に対して復調計算を実行し、センサ１３ａ，１３ｂの透過光量を求める。
【００５２】
図７の監視システムにおいて、クロック周波数を２５ＭＨｚ、Ｍ系列符号長を２０４７、センサ１３ａ，１３ｂまでの片道の光ファイバ長をそれぞれ約２０ｍ、約２８０ｍとした。この条件で各センサの透過光量を測定した結果を図８に示す。図示されるように、各センサを透過した信号が約２０ｍ、約２８０ｍの地点に見られる。ゴースト信号は見られない。一方、符号反転選択信号を非反転に固定することで従来技術と同等の構成とし、前記の条件において測定した結果を図９に示す。約２０ｍ、約２８０ｍの地点に各センサを透過した信号は見られるが、約２０８０ｍ、約２３４０ｍの地点にゴースト信号が発生している。
【００５３】
これらの結果の比較により本発明のゴースト信号低減の効果が確認された。
【００５４】
次に、本発明の測定装置の他の実施形態を説明する。
【００５５】
図１の測定装置を以下のように動作させることでも同一の結果が得られる。
【００５６】
（１）符号反転選択信号を非反転にして発信器３を変調し、サンプリングデータをメモリ６ａに記憶する。
【００５７】
（２）符号反転選択信号を反転にして発信器３を変調し、サンプリングデータをメモリ６ｂに記憶する。
【００５８】
（３）データ処理部７は、メモリ６ａのサンプリングデータに対して復調計算を行うと共に、メモリ６ｂのサンプリングデータに対して復調計算を行い、一方の計算結果から他方の計算結果を減算して散乱係数の分布を求める。
【００５９】
このように、サンプリングデータの差を復調処理するのではなく、サンプリングデータを復調処理した物理量分布の差をとっても、ゴース信号のない物理量分布が求まる。
【００６０】
また、図１の測定装置からメモリ６ｂを削除し、以下のように動作させることでも同一の結果が得られる。
【００６１】
（１）符号反転選択信号を非反転にして発信器３を変調し、サンプリングデータをメモリ６ａに記憶する。
【００６２】
（２）データ処理部７により、メモリ６ａのサンプリングデータを読み出してデータ処理部７内のメモリに記憶する。
【００６３】
（３）符号反転選択信号を反転にして発信器３を変調し、サンプリングデータをメモリ６ａに記憶する。
【００６４】
（４）データ処理部７により、データ処理部７内のメモリのサンプリングデータからメモリ６ａのサンプリングデータを減算し、復調計算を行う。
【００６５】
この場合、データ処理部７内のメモリにサンプリングデータを記憶するための空きが必要であるが、クロックに同期して動作するメモリの量を削減することができる。
【００６６】
本発明は、ファイバの長手方向の損失や温度や歪みなどの物理量分布の測定に適用することができる。
【００６７】
【発明の効果】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【００６８】
Ｍ系列符号を反転させずにパルス列を被測定系に与えた場合と、符号反転を行うか行わないかを選択するレベル信号と前記Ｍ系列パルス列とを排他的論理和回路に入力し、その排他的論理和出力を前記基準クロックに同期してフリップフロップにラッチする符号反転回路によりＭ系列符号を反転させてパルス列を被測定系に与えた場合との２つの場合でサンプリングを行い、両者のデータ総合して処理することにより、トランジェント部の対称性が改善され、ゴースト信号が低減されるので、より正確に物理量分布が測定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す測定装置のブロック構成図である。
【図２】トランジェント部を説明するための波形図である。
【図３】トランジェント部を有する波形をサンプリングする様子を説明するための波形図である。
【図４】図３の波形に対応する散乱係数の分布図である。
【図５】ゴースト信号低減の原理を説明するための波形図である。
【図６】本発明に好適な符号反転選択回路の回路図である。
【図７】本発明の測定装置を応用した監視システムの構成図である。
【図８】図７の監視システムによる測定結果を示す分布図である。
【図９】図７の監視システムに従来技術を用いた場合の測定結果を示す分布図である。
【図１０】従来の測定装置のブロック構成図である。
【図１１】Ｍ系列生成回路の回路図である。
【図１２】散乱係数の分布測定技術を簡単に説明するための散乱係数の分布図である。
【図１３】理想的な測定装置における各部の信号波形を示す波形図である。
【図１４】実際の測定装置における各部の信号波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１  Ｍ系列パルス列生成回路（Ｍ系列生成回路）
２  符号反転回路（符号反転選択回路）
３  発信器
４  受信器
５  サンプリング回路（Ａ／Ｄ変換器）
７  データ処理部（計算機）
３１  排他的論理和回路（ＸＯＲ回路）
３２  フリップフロップ（Ｄフリップフロップ）
【図１】
0003641976.tif 000003
【図２】
0003641976.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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