(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力電圧をリアクトル、逆流素子用ダイオード及びチョッピング用スイッチング素子を利用して昇圧するようにしたスイッチングレギュレータ方式の電源装置において、
昇圧比をｎ倍（ｎは２以上の整数）に設定する場合に、並列接続されたｎ個のリアクトルとこれらリアクトルとそれぞれ対応されたｎ個のチョッピング用スイッチング素子を設け、
前記ｎ個のチョッピング用スイッチング素子を、２π／ｎずつ位相がずれた状態でスイッチング動作させる制御手段を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記ｎ個のチョッピング用スイッチング素子のオンタイミングを決定するための２π／ｎずつ位相がずれた状態のｎ種類の駆動パルスを発生するパルス発生手段と、
出力電圧が設定電圧以上となったときに前記チョッピング用スイッチング素子をオフさせるための信号を発生する電圧検知手段とにより構成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リアクトル、逆流素子用ダイオード及びスイッチング素子を使用したスイッチングレギュレータ方式の昇圧型スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３には、従来の昇圧型スイッチング電源装置の一例が示されている。この図３に示した装置は、車載用のバッテリ１の出力電圧（１２ｖ）を４倍の４８ｖに昇圧して出力端子Ｔｏｕｔ  から出力するためのもので、基本的な構成要素として、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ  との間に接続されたリアクトル２及び逆流阻止用のダイオード３と、ダイオード３のアノード側とグランド端子との間に接続されたチョッピング用トランジスタ４（ｎｐｎ形）とを備えて成る。
【０００３】
トランジスタ４は、ＡＮＤ回路５からベース信号を受けるようになっており、そのＡＮＤ回路５の一対の入力端子には、信号発生器６及び比較回路７からの各出力が与えられるようになっている。この場合、信号発生器６は、トランジスタ４のオンタイミングを決定するための駆動パルスＰｚ（図４（ａ）参照）を出力する。また、比較回路７は、ハイインピーダンスの分圧回路８を介して与えられる分圧電圧Ｖｄ（出力端子Ｔｏｕｔ  からの出力電圧に比例）と、図示しない基準電圧発生回路から与えられる基準電圧Ｖｒｅｆ  （出力端子Ｔｏｕｔ  からの出力電圧レベル（＝４８ｖ）を決定するために設定される電圧）とを比較し、Ｖｄ≦Ｖｒｅｆ  の関係にある期間のみハイレベル信号を出力する構成となっている。
【０００４】
さらに、出力端子Ｔｏｕｔ  側には周知の平滑用コンデンサ９が接続され、入力端子Ｔｉｎ側には入力電流の脈動を抑制するための平滑用コンデンサ１０が接続される。尚、Ｒは出力端子Ｔｏｕｔ  とグランド端子との間に接続された負荷である。
【０００５】
上記のような構成では、信号発生回路６から出力される駆動パルスＰｚが立ち上がった状態にあり、且つ出力電圧レベルが４８ｖ未満にある期間（Ｖｄ≦Ｖｒｅｆ  の関係にある期間）のみ、ＡＮＤ回路５からハイレベル信号が出力されてトランジスタ４がオンされる。トランジスタ４のオン期間には、バッテリ１からリアクトル２及びトランジスタ４を通じて電流が流れ、トランジスタ４のオフ期間には、リアクトル２に蓄積されたエネルギに応じた電流がダイオード３を通じて流れることになる。
【０００６】
出力端子Ｔｏｕｔ  に抵抗性の負荷Ｒが接続された状態においては、トランジスタ４が、図４（ｂ）に示すように周期的にオンオフ動作されるようになり、これに応じてリアクトル２に流れる電流Ｉ１  は図４（ｃ）に示すように変動することになる。尚、図４には、信号発生器６からの駆動パルスＰｚの波形、トランジスタ４のオンオフ波形、リアクトル２に流れる電流Ｉ１  の波形、バッテリ１のからの入力電流Ｉｉｎの波形、ダイオード３を通じて流れる出力電流Ｉｏｕｔ  の波形（コンデンサ９による平滑前の波形）を示す。
【０００７】
ここで、リアクトル２のインダクタンスをＬ、その両端電圧をＶ、リアクトル２に流れる電流の時間微分値をΔＩ／Δｔとした場合、Ｖ＝Ｌ・ΔＩ／Δｔという関係が成立するから、トランジスタ４のオン期間における電流Ｉ１  の勾配は、１２ｖ／Ｌで得られる。また、トランジスタ４のオフ期間における電流Ｉ１  の勾配は、（４８ｖ−１２ｖ）／Ｌ＝３６ｖ／Ｌとなる。従って、その電流Ｉ１  の立上がり時の勾配の傾きは、立ち下がり時の勾配の１／３倍になる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来構成においては、出力側に出力電流Ｉｏｕｔ  を平滑するための平滑用コンデンサ９を設けることは勿論のこと、入力側にも平滑用コンデンサ１０を接続する必要がある。即ち、コンデンサ１０を接続しない構成では、入力電流Ｉｉｎが大きく脈動することに起因して電源ラインに大きなノイズが誘起されることになるため、このノイズが他の電子回路装置に悪影響を及ぼす可能性が高くなる。従って、このような事情に対処するために、入力側にもコンデンサ１０を接続して、入力電流Ｉｉｎの脈動を図４（ｄ）に示すように抑制する必要が出てくる。
【０００９】
ところで、上述したような入力電流Ｉｉｎの脈動抑制機能を十分に発揮するためには、平滑用コンデンサ１０として大容量のものを使用する必要が出てくるが、一般的に大容量のコンデンサは、回路部品として比較的高価でしかも大形の部品であるため、これが装置全体の小形化やコストダウンの障害になるという問題点となっていた。
【００１０】
本発明は上記のような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力電流の脈動を抑制するために大容量のコンデンサを用いる必要がなくなって、装置全体の小形化及びコストダウンを実現可能になるなどの効果を奏するスイッチング電源装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
一般的に、直流電源の出力電圧をリアクトル、逆流素子用ダイオード及びチョッピング用スイッチング素子を利用して昇圧するようにしたスイッチングレギュレータ方式の電源装置は、チョッピング用スイッチング素子のオン期間に直流電源からリアクトル及び当該スイッチング素子を通じて電流が流れ、上記スイッチング素子のオフ期間にリアクトルに蓄積されたエネルギに応じた電流が逆流素子用ダイオードを通じて流れるという動作が繰り返されることにより、直流電源の出力電圧が昇圧されるものである。
【００１２】
請求項１記載の構成によれば、並列接続されたｎ個のリアクトルとそれぞれ対応されたｎ個のチョッピング用スイッチング素子が、制御手段によって２π／ｎずつ位相がずれた状態でスイッチング動作され、これに応じてｎ倍の昇圧比が得られる。このようなスイッチング動作が行われた場合、各リアクトルに流れる電流の増減タイミングが互いにずれた状態となるため、それらリアクトルに流れる電流の合成電流、つまり直流電源からの入力電流の波形は、全体として脈動が少ない状態の波形となる。この結果、入力電流の脈動に起因して電源ラインに大きなノイズを誘起する虞が小さくなるため、従来構成のように大容量の平滑用コンデンサを設ける必要がなくなり、以て装置全体の小形化及びコストダウンを実現できるようになる。
【００１３】
請求項２記載の構成によれば、パルス発生手段が発生する駆動パルスによって、ｎ個のチョッピング用スイッチング素子のオンタイミングの位相が２π／ｎずつずれるように制御され、また、出力電圧が設定電圧以上となったときに、電圧検知手段が発生する信号により上記チョッピング用スイッチング素子がオフされるようになる。このため、チョッピング用スイッチング素子のオン期間の制御が正確に行われるようになって、出力電圧レベルの制御精度が高くなる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例について図１及び図２を参照しながら説明する。
即ち、この実施例は、電気自動車内に設けられる各種の回路装置を駆動するためのスイッチング電源装置を対象としたものであり、電源電圧を１２ｖから４８ｖに昇圧する例（昇圧比が４倍の例）を示している。
【００１５】
図１において、直流電源である車載用バッテリ１１（定格出力電圧１２ｖ）のプラス側端子に接続された入力端子Ｔｉｎには、合計４個のリアクトル１２ａ〜１２ｄの一端側が接続されており、これらリアクトル１２ａ〜１２ｄの他端側は、それぞれ逆流阻止用ダイオード１３ａ〜１３ｄを個別に介して出力端子Ｔｏｕｔ  に接続されている。また、ダイオード１３ａ〜１３ｄの各アノード側とグランド端子との間には、チョッピング用スイッチング素子としてのｎｐｎ形トランジスタ１４ａ〜１４ｄのコレクタ・エミッタ間が接続されている。尚、バッテリ１１のマイナス側端子はグランド端子に接続される。
【００１６】
上記トランジスタ１４ａ〜１４ｄは、それぞれと対応されたＡＮＤ回路１５ａ〜１５ｄからベース信号を受けるようになっている。ＡＮＤ回路１５ａ〜１５ｄは、各一方の入力端子に、信号発生器１６の出力端子Ｑａ〜Ｑｄからの出力がそれぞれ与えられると共に、各他方の入力端子に、比較回路１７からの出力が与えられるようになっている。
【００１７】
上記信号発生器１６は、本発明でいうパルス発生手段に相当するもので、その出力端子Ｑａ〜Ｑｄから、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオンタイミングを決定するための駆動パルスＰａ〜Ｐｄ（図２（ａ）、（ｄ）、（ｇ）、（ｊ）参照）を出力する構成となっている。この場合、各駆動パルスＰａ〜Ｐｄは、互いの位相がπ／２（９０°）ずつずれた状態とされている。
【００１８】
また、比較回路１７は、分圧回路１８とで本発明でいう電圧検知手段１９を構成するもので、その分圧回路１８を介して与えられる分圧電圧Ｖｄ（出力端子Ｔｏｕｔ  からの出力電圧に比例）と、図示しない基準電圧発生回路から与えられる基準電圧Ｖｒｅｆ  （出力端子Ｔｏｕｔ  からの出力電圧レベル（＝４８ｖ）を決定するために設定される電圧）とを比較し、Ｖｄ≦Ｖｒｅｆ  の関係にある期間のみハイレベル信号を出力する構成となっている。尚、上記分圧回路１８は、出力端子Ｔｏｕｔ  とグランド端子との間に抵抗１８ａ及び１８ｂの直列回路を接続することにより構成されたもので、そのインピーダンスは十分に高く設定されている。
【００１９】
出力端子Ｔｏｕｔ  側には、ダイオード１３ａ〜１３ｄを通じた出力電流を平滑するための平滑用コンデンサ２０が接続されており、この出力端子Ｔｏｕｔ  とグランド端子との間には負荷Ｒが接続される。
【００２０】
上記のような構成によれば、トランジスタ１４ａ〜１４ｄとそれぞれ対応されたＡＮＤ回路１５ａ〜１５ｄからは、信号発生回路１６から出力される駆動パルスＰａ〜Ｐｄが立ち上がった状態にあり、且つ出力電圧レベルが４８ｖ未満にある期間（Ｖｄ≦Ｖｒｅｆ  の関係にある期間）のみハイレベル信号が出力される。この場合、上記駆動パルスＰａ〜Ｐｄは、その位相がπ／２ずつずれた状態となっているから、各トランジスタ１４ａ〜１４ｄは、図２に示すように、π／２ずつ位相がずれた状態でオンされるようになる。
【００２１】
各トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオン期間には、バッテリ１１からリアクトル１２ａ〜１２ｄに電流が供給され、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオフ期間には、リアクトル１２ａ〜１２ｄに蓄積されたエネルギに応じた電流がそれぞれに対応したダイオード１３ａ〜１３ｄを通じて流れることになる。
【００２２】
出力端子Ｔｏｕｔ  に抵抗性の負荷Ｒが接続された状態においては、トランジスタ１４ａ〜１４ｄが周期的にオンオフ動作されるようになり、これに応じてリアクトル１２ａ〜１２ｄにそれぞれ流れる電流Ｉａ〜Ｉｄは図２（ｃ）、（ｆ）、（ｉ）、（ｌ）に示すように変動することになる。尚、図２には、信号発生器１６からの駆動パルスＰａ〜Ｐｄの波形、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオンオフ波形、リアクトル１２ａ〜１２ｄに流れる電流Ｉａ〜Ｉｄの波形、バッテリ１１のからの入力電流Ｉｉｎの波形、ダイオード１３ａ〜１３ｄを通じて流れる合計出力電流Ｉｏｕｔ  の波形（平滑用コンデンサ２０による平滑前の波形）を示す。
【００２３】
ここで、バッテリ１１の出力電圧１２ｖを４８ｖに昇圧する場合、従来構成の説明で述べたと同様に、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオン期間における電流Ｉａ〜Ｉｄの各立上がり勾配は、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオフ期間における電流Ｉａ〜Ｉｄの各立ち下がり勾配の１／３倍になることが分かる。
【００２４】
ところで、入力電流Ｉｉｎは、各リアクトル１２ａ〜１２ｄに流れる電流Ｉａ〜Ｉｄの総和に相当するものであるが、上記構成のように、同じ割合で直線的な増減を繰り返す各電流Ｉａ〜Ｉｄの位相がπ／２ずつずれた状態となっていた場合には、入力電流Ｉｉｎ（＝Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＋Ｉｄ）の波形は図２（ｍ）に示すようにフラットな直流となる。この結果、入力電流Ｉｉｎの脈動に起因して電源ラインに大きなノイズが誘起される事態を招く虞がなくなる。
【００２５】
従って、入力電流Ｉｉｎの変動を抑制するために、従来構成のように大容量の平滑用コンデンサ１０（図３参照）を設ける必要がなく、また、平滑用のコンデンサを設けるとしても小容量のもので済むから、装置全体の小形化及びコストダウンを実現できるようになる。尚、本実施例では、トランジスタ１４ａ〜１４ｄなどの回路素子数が従来構成より増えているが、例えば、トランジスタ１４ａ〜１４ｄ自体は従来構成のトランジスタ４（図３参照）より小容量のもので済むようになるから、トータルで見ればコストダウンを実現できる。
【００２６】
また、信号発生器１６から出力される４種類の駆動パルスＰａ〜Ｐｄによって、４個のトランジスタ１４ａ〜１４ｄのオンタイミングの位相がπ／２ずつずれるように制御し、また、出力電圧が４８ｖ以上となったときに、電圧検知手段１９内の比較回路１７から出力される信号（ローレベル信号）により上記トランジスタ１４ａ〜１４ｄをオフする制御を行う構成としたから、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオン期間の制御を正確に実行できるようになる。この結果、出力電圧レベルの制御精度が高くなると利点もある。
【００２７】
さらに、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのスイッチング周波数を小さくした場合でも従来と同等の出力を得る構成が可能であり、このようにスイッチング周波数を下げた場合には、スイッチングノイズの発生を抑制できると共に、全体のスイッチング損失を低減できる利点が出てくる。しかも、トランジスタ１４ａ〜１４ｄ或いはダイオード１３ａ〜１３ｄの何れかで故障が発生した場合でも、出力レベルがある程度以上のレベルに保持されるから、フェイルセーフ機能が得られるという副次的効果も期待できるようになる。
【００２８】
尚、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
上記実施例では、昇圧比を４倍に設定する例で説明したが、整数倍であれば任意に設定可能である。つまり、昇圧比をｎ倍（ｎは２以上の整数）に設定する場合には、リアクトル、逆流素子用ダイオード及びチョッピング用スイッチング素子をｎ個ずつ設ければ良い。また、チョッピング用スイッチング素子としてはバイポーラトランジスタに限らず、他の半導体スイッチング素子を利用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す電気回路構成図
【図２】各部波形を示すタイミングチャート
【図３】従来例を示す電気回路構成図
【図４】
各部波形を示すタイミグチャート
【符号の説明】
図面中、１１は車載用バッテリ（直流電源）、１２ａ〜１２ｄはリアクトル、１３ａ〜１３ｄは逆流阻止用ダイオード、１４ａ〜１４ｄはトランジスタ（チョッピング用スイッチング素子）、１６は信号発生器（パルス発生手段）、１７は比較回路、１８は分圧回路、１９は電圧検知手段を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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