(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、
上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御手段とを備えたアレーアンテナの制御装置において、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調手段と上記利得制御手段との間、又は上記利得制御手段と上記制御手段及び上記減算手段との間に挿入して設けられ、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行する時分割処理手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
上記利得制御手段は、トランスバーサルフィルタ回路であることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項３】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、
上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力する符号判別手段と、
上記符号判別手段から出力される符号判別値信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上記復調手段から出力されるベースバンド信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と、上記減算手段から出力される誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御手段とを備え、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調手段と上記利得制御手段との間、又は上記利得制御手段と上記制御手段及び上記減算手段との間に挿入して設けられ、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行する時分割処理手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のうちの１つに記載のアレーアンテナの制御装置において、
上記復調手段の後段に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項５】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて所定の利得で利得制御するステップと、
上記利得制御されたベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生するステップと、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御するステップの利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力するステップとを含むアレーアンテナの制御方法において、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調するステップと上記利得制御するステップとの間、又は上記利得制御するステップと上記計算するステップ及び上記誤差信号を発生するステップとの間で実行され、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行するステップをさらに含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項６】
上記利得制御するステップは、トランスバーサルフィルタ回路を用いて実行されることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
【請求項７】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を用いてそれぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて所定の利得で利得制御するステップと、
上記利得制御されたベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力するステップと、
上記符号判別値信号と、上記利得制御されたベースバンド信号との間の誤差信号を発生するステップと、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御されたベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上記復調されたベースバンド信号と、上記利得制御されたベースバンド信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力するステップとを備え、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調するステップと上記利得制御するステップとの間、又は上記利得制御するステップと上記計算するステップ及び上記誤差信号を発生するステップとの間で実行され、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行するステップをさらに含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項８】
請求項５乃至７のうちの１つに記載のアレーアンテナの制御方法において、
上記復調するステップの後に実行され、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子を備えたアレーアンテナを制御するための制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は、従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。図１０において、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎ、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、中間周波信号をベースバンド信号に復調する復調器７−１乃至７−Ｎ及びアナログ／ディジタル変換を行うＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを介してビーム制御回路９３及び可変移相器９１−１乃至９１−Ｎに出力される。可変移相器９１−１乃至９１−Ｎはそれぞれ、入力されるベースバンド信号を、ビーム制御回路９３から指示される移相量だけ移相した後、合成器９２に出力する。合成器９２は入力される複数Ｎ個のベースバンド信号を電力合成して、合成後のベースバンド信号をビーム制御回路９３に出力するとともに、外部装置に出力する。
【０００３】
ここで、ビーム制御回路９３は、Ａ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎから入力される各ベースバンド信号と、合成後のベースバンド信号とに基づいて、例えば公知のＬＭＳ（Least Mean Square）法等のＭＭＳＥ（Minimizing Mean Square Error）の基準に基づく手法などの適応ビーム制御アルゴリズムを用いて、合成後のベースバンド信号が最大となりかつアレーアンテナ１００が所定の方向に主ビームを向けるような可変移相器９１−１乃至９１−Ｎの各移相量を計算して各可変移相器９１−１乃至９１−Ｎを制御するために出力する。
【０００４】
以上のように構成された、いわゆる適応型アレーアンテナの制御装置は、複数のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎ及び無線受信機回路に、デジタル信号処理回路である可変移相器９１−１乃至９１−Ｎ、合成器９２及びビーム制御回路９３を組み合わせることにより、受信電波環境に適応した指向性パターンを得ることができる高機能なアンテナ制御装置である。図１０の従来例では、ディジタルビーム形成回路（ＤＢＦ）を用いた構成であり、アレーアンテナの主ビームを所望到来波の方向に形成したり、干渉波の方向にヌル点を形成してこれを除去するという機能を有する。
【０００５】
しかしながら、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎ毎に受信回路（低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ、ダウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、及び復調器７−１乃至７−Ｎ）並びにＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを用いる必要があるので、ハードウエア規模や消費電力が大きくなるという問題点があった。特に、アンテナ素子の素子数が多い高利得アンテナの場合に特にこの問題は深刻なものとなる。さらに、アンテナ素子毎に受信するので信号レベルが低下した環境下では動作が困難となるという欠点もある。
【０００６】
この問題点を解決するために、本発明者らは、例えば、従来技術文献１「田野ほか，“Ｍ−ＣＭＡ（Modified Constant Modulus Algorithm），−マイクロ波信号処理による適応ビーム形成のためのディジタル信号処理アルゴリズム−”，電子情報通信学会研究報告，Ａ・Ｐ９９−６２，ｐｐ．１５−２２，１９９９年」において、このマイクロ波帯でビーム形成を行いディジタル信号処理制御を行うアダプティブアレーに適した適応アルゴリズムとして、Ｍ−ＣＭＡ（Modified Constant Modulus Algorithm）が提案されている。このＭ−ＣＭＡ法では、ハードウェア構成の簡易化のため、ビーム形成器を可変移相器と加算器で構成することを前提としている。Ｍ−ＣＭＡ法はＣＭＡ法と同じように振幅偏差の平均自乗誤差の最小化を評価基準とするため、ＣＭＡ法と同様にビームステアリングとヌルステアリングの同時制御が可能である。言うまでもなく、Ｍ−ＣＭＡ法はブラインドアルゴリズムに位置づけられるため、フレーム同期や周波数・位相同期を確立する前にビーム形成可能である。従って、種々の同期確立以前にビーム形成が行われ、ビーム形成器からはＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise Ratio）の高い信号がＩＦ段以降に供給されるため、劣悪なＳＩＮＲ環境下においても種々の同期が容易に確立できるという利点もある。原理的にＭ−ＣＭＡ法は各可変移相器の制御電圧に対する誤差平面における傾斜ベクトルを摂動を用いて推定する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、Ｍ−ＣＭＡ法では、同じ時刻の受信信号に対して摂動を与えた時のビーム形成器の出力信号（摂動項）と、与えないビーム形成器の出力信号（非摂動項）が更新式において必要になる。これを近似的に求める手段として、高速サンプリングを用いる方法がある。これは摂動をかけると同時に、ビーム形成器の出力信号をシンボルレートに対して高速にサンプリングし、この出力の隣り合った信号を「非摂動項」と「摂動項」として用いるのである。この動作原理には、雑音の影響を無視すれば、高速サンプルされたビーム形成器の出力信号の隣り合った信号の相関は非常に高く、両者の違いは摂動の有り無しの違いだけであることを利用している。ただしこの場合、ビットレートに比較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／Ｄ変換器が必要になること、サンプリングタイミング調整が困難であって、回路構成が複雑になるという問題点があった。
【０００８】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較して構成が簡単であって、時間的にかつビーム形成方向として正確に主ビームの制御やヌルの制御ができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、
上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御手段とを備えたアレーアンテナの制御装置において、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調手段と上記利得制御手段との間、又は上記利得制御手段と上記制御手段及び上記減算手段との間に挿入して設けられ、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行する時分割処理手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１０】
上記アレーアンテナの制御装置において、上記利得制御手段は、好ましくは、トランスバーサルフィルタ回路であることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、
上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力する符号判別手段と、
上記符号判別手段から出力される符号判別値信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上記復調手段から出力されるベースバンド信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と、上記減算手段から出力される誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御手段とを備え、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調手段と上記利得制御手段との間、又は上記利得制御手段と上記制御手段及び上記減算手段との間に挿入して設けられ、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行する時分割処理手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１２】
上記アレーアンテナの制御装置は、好ましくは、上記復調手段の後段に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１３】
さらに、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて所定の利得で利得制御するステップと、
上記利得制御されたベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生するステップと、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御するステップの利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力するステップとを含むアレーアンテナの制御方法において、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調するステップと上記利得制御するステップとの間、又は上記利得制御するステップと上記計算するステップ及び上記誤差信号を発生するステップとの間で実行され、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行するステップをさらに含むことを特徴とする。
【００１４】
上記アレーアンテナの制御方法において、上記利得制御するステップは、好ましくは、トランスバーサルフィルタ回路を用いて実行されることを特徴とする。
【００１５】
またさらに、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数の移相手段を用いてそれぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて所定の利得で利得制御するステップと、
上記利得制御されたベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力するステップと、
上記符号判別値信号と、上記利得制御されたベースバンド信号との間の誤差信号を発生するステップと、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御されたベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上記復調されたベースバンド信号と、上記利得制御されたベースバンド信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力するステップとを備え、
上記ベースバンド信号は複数個のサンプル信号を含む系列信号を含み、
上記復調するステップと上記利得制御するステップとの間、又は上記利得制御するステップと上記計算するステップ及び上記誤差信号を発生するステップとの間で実行され、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動されない期間における少なくとも１つのサンプル信号と、摂動された期間における上記系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行するステップをさらに含むことを特徴とする。
【００１６】
上記アレーアンテナの制御方法は、好ましくは、上記復調するステップの後に実行され、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１８】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図であり、図１０と同様のものについては同一の符号を付している。また、図２は、図１の時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０と摂動付加回路３０の詳細な内部構成を示すブロック図である。
【００１９】
この第１の実施形態のアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ１００（例えばリニアアレーであって、２次元形状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームをＭ−ＣＭＡ法を用いて制御するためのビーム制御回路２０を備えた適応制御型制御装置において、Ａ／Ｄ変換器９とビーム制御回路３０との間に、入力されるベースバンド信号に基づいて、摂動付加回路３０で摂動されない期間における１つの信号（少なくとも１つの信号でもよい。）と、摂動付加回路３０で摂動された期間におけるトレーニング信号であるＭ系列信号内の複数のサンプル信号とが異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行する時分割フィルタバンク回路１０を備えたことを特徴としている。すなわち、この実施形態では、Ｍ−ＣＭＡ法を用いたビーム制御における上述の問題を解決する方法としてポリフェーズ表現で構成された時分割フィルタバンク回路１０を利用し、これにより、同時刻における摂動項と非摂動項が厳密な形で得られるため、正確なビーム・ヌル制御を可能にする。ここで、時分割フィルタバンク回路１０内のディジタルフィルタ１３−０乃至１３−（Ｍ−１）は、例えば、ディジタル位相変調システムで帯域制限フィルタとして用いられる、ルートロールオフフィルタをポリフェーズ構成したものである。
【００２０】
以下、図１に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図１において、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ１００によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎを介して可変移相器３−１乃至３−Ｎに入力される。各可変移相器３−１乃至３−Ｎはそれぞれ、入力される無線信号を、摂動付加回路３０から出力される各移相制御電圧ｖk,i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器４に出力する。合成器４は入力されるＮ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５及び中間周波信号の帯域成分のみを帯域ろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６を介して復調器７に出力する。復調器７は、入力される無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＰＳＫ、ＰＳＫ、ＦＳＫなど）に対応した復調方法を用いてベースバンド信号に復調して、所望のベースバンド信号のみを取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８を介してＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器９は、入力されるアナログのベースバンド信号をディジタルのベースバンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信号信号ｕkを外部装置に出力するとともに、時分割フィルタバンク回路１０を介してビーム制御回路２０にに出力する。
【００２１】
なお、可変移相器３−１乃至３−Ｎと合成器４とは、例えば公知の大規模ＧａＡｓＭＭＩＣにてなるマイクロ波シグナルプロセッサによって構成することができる。また、本実施形態においては、ベースバンド信号はトレーニング信号として例えばＭ系列信号を含み、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリングレートをｆｓ＝２Ｍｆｃとする。ここで、Ｍは１以上の自然数であり、ｆｃはシンボルクロック周波数である。
【００２２】
時分割フィルタバンク回路１０は、図２に示すように、互いに縦続に接続されそれぞれ１／（２Ｍｆｃ）の遅延時間を有する（Ｍ−１）個の遅延回路１１−１乃至１１−（Ｍ−１）と、それぞれ（Ｍ／２）倍のダウンサンプリングレートを有するＭ個のダウンサンプラ１２−０乃至１２−（Ｍ−１）と、それぞれ詳細後述する伝達関数を有し例えばＦＩＲフィルタで構成されるＭ個のディジタルフィルタ１３−０乃至１３−（Ｍ−１）と、それぞれ（１／４）倍のダウンサンプリングレートを有するＭ個のダウンサンプラ１４−０乃至１４−（Ｍ−１）とを備えて構成される。時分割フィルタバンク回路１０において、Ａ／Ｄ変換器９からのベースバンド信号ｕkは、ダウンサンプラ１２−（Ｍ−１）、ディジタルフィルタ１３−（Ｍ−１）及びダウンサンプラ１４−（Ｍ−１）を介して、時分割処理されたベースバンド信号Ψk,M-1としてビーム制御回路２０に出力されるとともに、互いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回路１１−（Ｍ−１）乃至１１−１を介してダウンサンプラ１２−０に出力される。ここで、遅延回路１１−（Ｍ−１）から出力されるベースバンド信号ｕkは、ダウンサンプラ１２−（Ｍ−２）、ディジタルフィルタ１３−（Ｍ−２）及びダウンサンプラ１４−（Ｍ−２）を介して、時分割処理されたベースバンド信号Ψk,M-2としてビーム制御回路２０に出力される。以下、同様にして、遅延回路１１−ｍから出力されるベースバンド信号ｕkは、ダウンサンプラ１２−ｍ、ディジタルフィルタ１３−ｍ及びダウンサンプラ１４−ｍを介して、時分割処理されたベースバンド信号Ψk,mとしてビーム制御回路２０に出力され、ここで、ｍ＝Ｍ−３，…，０である。
【００２３】
図３は、図２の時分割フィルタバンク回路１０の動作例を示すブロック図であり、本実施形態では、一例として、Ｎ＝Ｍ−１の場合を示している。
【００２４】
本実施形態では、図３に示すように、１シンボルの時間Ｔを２分割して、時間Ｔ／２において、Ｍ個のサンプル信号（これはＭ系列信号を対応する。）を含み、Ｍ個のサンプル信号は、摂動付加回路３０で摂動されない期間における１つの非摂動項のサンプル信号（Δｖ＝０）と、摂動付加回路３０で摂動された期間におけるトレーニング信号であるＭ系列信号内の複数Ｎ（＝Ｍ−１）個の摂動項のサンプル信号（摂動付加電圧Δｖが付加された）とを含む。そして、時分割フィルタバンク回路１０は、Ｍ個のサンプル信号のうち、１つの非摂動項のサンプル信号（Δｖ＝０）と、Ｍ−１個の摂動項のサンプル信号（摂動付加電圧Δｖが付加された）が異なる出力信号として出力されるように時分割処理を実行する。
【００２５】
図２において、時分割フィルタバンク回路１０から出力される時分割処理後のベースバンド信号Ψk,0は、ビーム制御部２１に直接に出力されるとともに、ビーム制御部２１により指定される制御利得ｇkを有する可変増幅器２２−０を介してビーム制御部２１及び減算器２４に入力される。また、時分割フィルタバンク回路１０から出力される時分割処理後のベースバンド信号Ψk,mは、ビーム制御部２１により指定される制御利得ｇkを有する可変増幅器２２−ｍを介してビーム制御部２１に入力され、ここで、ｍ＝１，２，…，Ｍ−１である。ここで、制御利得は正又は負の値をとりうる。一方、基準信号発生器２３は所定の一定値を有する基準信号σを発生して減算器２４に出力する。減算器２４は基準信号σから利得増幅後のベースバンド信号ｙk,0を減算して、その誤差（又は偏差）信号ｅkをビーム制御部２１に出力する。ビーム制御部２１は、入力される誤差信号ｅkと、それぞれ利得制御されたＭ個のベースバンド信号ｙk,0乃至ｙk,M-1と、利得制御前のベースバンド信号Ψk,0とに基づいて、詳細後述するように、Ｍ−ＣＭＡ法を用いて、摂動付加回路３０のスイッチングコントローラ３２を制御して各可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相制御電圧ｖk,i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を所定のシフト量だけ摂動させ、これにより対応する各移相量を所定の対応シフト量だけ摂動させ、各移相量に対する減算器２２から出力される誤差信号ｅkの電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号ｅkの電力の傾斜ベクトルに基づいてＡ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙkの電力を最大にしかつ、減算器２２から出力される誤差信号ｅkに基づいて当該誤差信号ｅkが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移相量に対応する各移相制御電圧ｖk,i及び可変増幅器２１の増幅度ｇkを計算して、計算した各移相制御電圧ｖk,iを摂動付加回路３０を介して各可変移相器３−１乃至３−Ｎに出力するとともに、計算した増幅度ｇkを可変増幅器２１に出力する。
【００２６】
摂動付加回路３０は、摂動付加電圧Δｖを発生する摂動付加電圧発生器３１と、Ｎ個のスイッチ３４−１乃至３４−Ｎと、Ｎ個の加算器３３−１乃至３３−Ｎとを備えて構成される。ここで、摂動付加電圧発生器３１により発生された摂動付加電圧Δｖはスイッチ３４−１乃至３４−Ｎの各接点ｂに入力され、スイッチ３４−１乃至３４−Ｎの各接点ａはそれぞれ接地されている。これらスイッチ３４−１乃至３４−Ｎの切り換えは、ビーム制御部２１の制御により動作するスイッチコントローラ３２により制御され、ここで、各スイッチ３４−１乃至３４−Ｎは通常接点ａ側に接続されているが、スイッチングコントローラ３２は、例えばトレーニング信号を受信しているときに、図３に示すように、１シンボルの半分の時間Ｔ／２において、Ｍ系列信号のＭ＝Ｎ＋１個のサンプル信号のうちの１つの非摂動項のサンプル信号（Δｖ＝０）に続いて、各移相器３−１乃至３−Ｎに対応する複数Ｎ（＝Ｍ−１）個の摂動項のサンプル信号（摂動付加電圧Δｖが付加された）が順次出力されるように、Ｎ個のスイッチ３４−１乃至３４−Ｎのうちの１つのスイッチのみを順次接点ｂ側に切り換えることにより、ビーム制御部２１から出力される移相制御電圧ｖk,n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して加算器３３−１乃至３３−Ｎのうちの１つで加算して付加する。摂動付加回路３０から出力される移相制御電圧は移相制御電圧ｖk,n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）としてそれぞれ移相器３−１乃至３−Ｎに出力される。
【００２７】
なお、トレーニング信号を受信しているときに、摂動付加電圧Δｖを付加するときは、ビーム制御回路２０から出力される移相制御電圧ｖk,nと、摂動付加回路３０から出力される移相制御電圧ｖk,nとは異なるが、説明の便宜上同一の記号を付す。
【００２８】
次いで、本実施形態で用いるＭ−ＣＭＡ法の原理と課題について説明する。マイクロ波信号処理によるビーム形成とディジタル信号処理を融合したアダプティブアレーの構成を示す図１では、間隔ｄで空間に配列されたアレーアンテナ１００のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎによって受信された受信信号は、ＬＮＡ２−１乃至２−Ｎを介して、ＭＭＩＣ等で構成される可変移相器３−１乃至３−Ｎによって重み付けされたのち合成器４で加算され、ビーム形成器の出力信号となる。時刻ｋにおいてｉ番目の給電素子で受信された信号をｕk,iとするとビーム形成器の出力信号ｓkは、等価低域モデル（例えば、従来技術文献２「エス．スタインほか，”現代の通信回線理論”，森北出版，１９７０年」参照。）を用いて次式ように表される。
【００２９】
【数１】
0003668419.tif 000002
【００３０】
上記数１において、ｖk,iはｉ番目のアンテナ素子１−ｉに接続された可変移相器３−ｉに印加される制御電圧であり、θ（・）は可変移相器３−ｉの制御電圧に対する移相特性関数であり、Ｎはアンテナ素子の数，ｊは虚数単位を示している。このビーム形成器の出力信号はダウンコンバータ５によりベースバンド帯に変換され、Ａ／Ｄ変換器９によりＡ／Ｄ変換される。ここで、周波数変換された信号ｓk’とビーム形成器の出力信号ｓkは全く異なったものであるが、周波数変換とフィルタリングが理想的に行われたとすると、両者の違いはｅｘｐ（ｊ２ｐｆｔ）の有無だけである。ただし、ｆは搬送波周波数で、ｉは虚数単位、ｔは時刻を表している。本実施形態では、ビーム形成器の理論上の特性の上界を検証するため、ＲＦ帯の不完全性等は考慮しない。この場合、ｅｘｐ（ｊ２ｐｆｔ）の有無は本質的な問題ではないので、本実施形態では周波数変換された信号ｓk’とビーム形成器の出力信号ｓkを同一視して説明を行う。
【００３１】
Ａ／Ｄ変換された受信信号はベースバンド帯のＡＧＣ増幅器である可変増幅器２２−０乃至２２−（Ｍ−１）により増幅される。増幅後の信号ｙkと所望レベルσとの誤差は誤差信号ｅkとして次式のように定義される。
【００３２】
【数２】
ｅk＝σp−ｇkp｜ｓk｜p＝σp−｜ｙk｜p
ただし、
【数３】
ｙk＝ｇkｓk
【００３３】
ここで、ｇkは時刻ｋにおける可変増幅器２２−０乃至２２−（Ｍ−１）の利得である。また、上記数２における｜・｜は、複素数の絶対値をとることを意味している。一方、ｐはＭ−ＣＭＡ法における乗数であり、１以上の自然数をとり、本実施形態では例えばｐ＝２である。この、可変増幅器の利得ｇkを下記の評価基準によって最適化する。
【００３４】
【数４】
Ｊ＝Ｅ［｜ｅk｜q］→ｍｉｎ
【００３５】
上記数４において、Ｊはコスト関数であり、Ｅ［・］は集合平均を取る関数であり、ｑはｐと共にＭ−ＣＭＡ法の乗数を意味している。従って、数４は、コスト関数Ｊを最小化する評価基準を表している。この解を公知のＳＧＤ（Stochastic Gradient Decent）の原理に基づいて求めると、可変増幅器の利得ｇkに関しては以下の式を繰り返すことにより最適値が求められる。
【００３６】
【数５】
0003668419.tif 000003
【００３７】
上記数５のｍはステップサイズパラメータと呼ばれる係数である。さらに、上記数４の評価基準に基づいて、上記数１のビーム形成器の制御電圧まで最適化を図るなら、ＳＧＤの原理から次式を繰り返すことにより最適値が求まる。
【００３８】
【数６】
0003668419.tif 000004
【００３９】
ここで、Δi｜・｜はｉ番目のアンテナ素子１−ｉに接続された可変移相器３−ｉの制御電圧に対する微係数を表しており、以下のように近似的に求める。
【００４０】
【数７】
0003668419.tif 000005
【００４１】
上記数６を用いることにより、可変増幅器の利得ｇkだけでなく、通常のＣＭＡ法と同様に数２で定義された振幅偏差までも抑圧することができる。ただし、上記数６及び数７から制御電圧の最適値を求めるには同時刻の「摂動項」と「非摂動項」が必要になる。これは、摂動をかけると同時に、シンボルレートに比較して高速にＡ／Ｄ変換し、隣あった信号を利用することで解決できる。すなわち、隣り合った信号は信号相関が高いため、ほとんど同一と見なせ、かつその片方が摂動を受けているため上記の要求条件を満足できる。しかしながら、精度を上げるには、かなり高速でサンプルする必要があり、今後ビットレートが高速化することを考慮するとハードウェアの実現が困難となる。そこで、本実施形態では、このサンプリングレートを低減でき、高精度な「非摂動項」、「摂動項」を得るために時分割フィルタバンク回路１０を利用しており、次いで、これについて詳述する。
【００４２】
上記数１で示されたビーム形成器の出力信号はダウンコンバータ５によって周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器９によってディジタル信号に変換されるが、その時のサンプリングレートを情報レートのＭ倍で行い、ディジタルフィルタで不要信号の除去を行い、デシメーションを行うことで復調信号を得るシステムを利用する。このディジタルフィルタをＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタで構成する場合、一般にその伝達関数Ｔ（ｚ-1/M）は以下のようにポリフェーズ表現することができる。
【００４３】
【数８】
0003668419.tif 000006
【００４４】
ただし、Ｔl（ｚ-1），ｌ＝０，…，Ｍ−１は各ポリフェーズフィルタを構成するフィルタバンクであり、次式のように定義される。
【００４５】
【数９】
0003668419.tif 000007
【００４６】
各フィルタの入力信号は、バンク内の各フィルタの動作速度がナイキストレート以上であれば、サンプリングレートに関わらず一定のスペクトラム情報を保持している。このとき、雑音がなければすべてのフィルタバンクからは、同一の信号が出力される。ただし、以下の条件を満足させる必要がある。
【００４７】
【数１０】
Ｔl（ｚ-1）＝Ｔm（ｚ-1）；ｌ，ｍ＝０，…，Ｍ−１
【００４８】
ここで、当該フィルタバンクにより同一の信号が得られることを示す。入力信号をｕk-(i+l/M)とすると、上記数１０で定義されたポリフェーズフィルタの出力信号は次式のように表される。
【００４９】
【数１１】
0003668419.tif 000008
【００５０】
この信号をＤＦＴ（Digital Furrier Transform）すると次式のように表される。
【００５１】
【数１２】
0003668419.tif 000009
【００５２】
ただし、Ｆ（・）は・のＤＦＴ後の信号を表している。すなわち、全てのポリフェーズフィルタからは同一の周波数スペクトラムを持つ信号が得られる。従って、この出力をＩＤＦＴ（Inverse DFT）すれば疑いもなく同一の時系列が得られる。
【００５３】
次いで、ポリフェーズ表現のフィルタバンクの伝達関数を行列表現するため、次式で定義する遅延行列Ｆ（ｌ）を導入する。
【００５４】
【数１３】
Φ（ｌ）≡ｄｉａｇ［ｚ-l  ｚ-l-1/M  …  ｚ-l-(M-1)/M］
ｌ＝−Ｌ，…，Ｌ−１
【００５５】
ここで、≡は「定義する」ことを意味し、ｄｉａｇ（・）は括弧内ベクトルを対角要素とする対角行列を意味している。この遅延行列を用いることで、フィルタバンクの伝達関数は次式のようにベクトル表現できる。
【００５６】
【数１４】
0003668419.tif 000010
【００５７】
ただし、Ｈ＝［ｈ-L，ｈ-L+1/M，…，ｈL+(M-1)/M］Tはポリフェーズ化される前のフィルタのインパルス応答を表している。一方、数１で表されるビーム形成器において、１番目のアンテナ素子１−１から順次摂動をかけていく場合、その出力信号は以下のように数式表現できる。
【００５８】
【数１５】
0003668419.tif 000011
【００５９】
上記数１５におけるＵk,iとＷk,iはそれぞれｉ番目のアンテナ素子１−ｉの出力信号と、その出力信号に対する重み係数行列であり、次式のように表される。
【００６０】
【数１６】
0003668419.tif 000012
【数１７】
Ｕk,i＝ｄｉａｇ［ｕk,i  ｕk-1/M,i  …  ｕk-(M-1)/M,i］
【００６１】
このビーム形成器の出力信号を上記数１４で表されたポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０に入力すると、可変増幅器２２−０乃至２２−（Ｍ−１）への入力信号が得られる。すなわち上記数１４に出力信号を入力して逆ｚ変換すると、その出力信号ベクトルΨkは上記数１５で定義された行列を用いて次式のように表される。
【００６２】
【数１８】
0003668419.tif 000013
【００６３】
ここで、ベクトルΘk,iを
【数１９】
Θk,i≡［Ｕk+L,i，…，Ｕk-(L-1),i］Ｈ
と導入する。ここで、雑音の影響がなく、上記数１０の条件が満足されていれば、上述のようにベクトルΘk,iの要素は全て同一となる（数１１及び数１２を用いて上述した通りである。）そこで、その値をθk,iとおくと、ベクトルＰ＝［１，…，１］を用いて、ベクトルΘk,iは
【数２０】
Θk,i≡θk,iＰ
と表される。すると上記数１８も次式のように書き換えられる。
【００６４】
【数２１】
0003668419.tif 000014
【００６５】
上記数２１は各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎからの信号を一旦、ベースバンド帯に変換し、伝達関数Ｔ（ｚ）のディジタルフィルタを通過した後に、重み係数
【数２２】
ＷkT＝［ｅｘｐ（−ｊ２θ（ｖk,i），…，ｅｘｐ（−ｊ２θ（ｖk+l/M,i）），…］で重み付けしたものと等価な信号が、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０のｌ／Ｍ番目のフィルタから出力されることを意味している。そこで、重み係数Ｗk,iを次式のように動作させる。ただし、Ｍ≧Ｎ＋１とする（図１乃至図３の実施形態では、Ｍ＝Ｎ＋１としている。）。
【００６６】
【数２３】
ｖk+l/M,i＝ｖk,i；ｉ≠ｌのとき
ｖk+l/M,i＝ｖk,i＋Δｖ；ｉ≠ｌのとき
ここで、ｉ＝１，…，Ｎ，及びｌ＝０，…，Ｍ−１である。
【００６７】
すなわち、Ｍ個の連続した入力信号系列において、最初のサンプル信号には全く摂動を与えず、その次のサンプルから各素子に接続された可変移相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧に摂動を順次かけていく。具体的には、ｌ番目のサンプル信号では、ｌ番目の可変移相器３−ｌの制御電圧にだけ摂動を与える。これにより、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０の０番目のフィルタ（図２の時分割フィルタバンク回路１０では、ディジタルフィルタ１３−０及びダウンサンプラ１４−０）からは非摂動項の信号Ψk,0が出力され、ｌ番目のフィルタ（図２の時分割フィルタバンク回路１０では、ディジタルフィルタ１３−ｌ及びダウンサンプラ１４−ｌ）からはｌ番目のアンテナ素子１−ｌに対する摂動項の信号Ψk,lが出力される。従って、ポリフェーズフィルタを応用することで、上述した問題が解決できることがわかる。すなわち、ポリフェーズフィルタを応用したＭ−ＣＭＡ法のアダプティブアレーは以下の逐次的な係数更新式に基づき最適係数を求めることができる。
【００６８】
【数２４】
ｙk,i＝ｇkΨk,i
ここで、ｉ＝０，１，…，Ｍ−１
【数２５】
ｅk＝σp−｜ｙk,0｜p
【数２６】
ｖk,i＝ｖk-1,i＋μ｜ｅk｜q-2ｅk｜ｙk,0｜p-1（｜ｙk,i｜−｜ｙk,0｜）
ここで、ｉ＝０，…，Ｍ−１
【数２７】
ｇk-1＝ｇk-1＋μ｜ｅk｜q-2ｅk｜ｙk,0｜p-1｜Ψk,0｜
【００６９】
一般に、ポリフェーズフィルタとしてはアンチエリアジングフィルタが適用されるが、通信システムではＡ／Ｄ変換器９の前にアナログ低域通過フィルタが備えられているため、アンチエリアジングフィルタは不要である。そこで、本実施形態では、例えば、位相変調システムでしばしば利用されるナイキストフィルタ系における、受信機のルートロールオフフィルタをポリフェーズ化することにより時分割フィルタバンク回路１０を構成する。
【００７０】
図１において、Ａ／Ｄ変換器９によるＡ／Ｄ変換前にエリアジングフィルタである低域通過フィルタ８を経た後にポリフェーズフィルタである時分割フィルタバンク回路１０に入力される。図２の時分割フィルタバンク回路１０であるポリフェーズフィルタバンク内の各ルートロールオフフィルタであるディジタルフィルタ１３−０乃至１３−（Ｍ−１）は、信号にエリアジング歪みを与えないようにナイキストレートの２倍以上で動作させる必要がある。従って、ルートロールオフトフィルタをＭ−フェーズ化する場合には、Ａ／Ｄ変換器９はナイキストレートの２Ｍ倍以上でサンプルする必要がある（本実施形態では、サンプリングレートを上述のように、ｆ＝２Ｍｆｃとしている。）。そして、縦続接続された遅延回路１１−１乃至１１−（Ｍ−１）により時分割した後、Ｍ／２倍のダウンサンプラ１２−０乃至１２−（Ｍ−１）でＭ／２倍にデシメーションし、ディジタルフィルタ１３−０乃至１３−（Ｍ−１）を経た後、４倍のダウンサンプラ１４−０乃至１４−（Ｍ−１）で４倍にデシメーションすることにより、時分割処理された並列でＭ個のサンプル信号からなるＭ系列の復調信号を得る。なお、ダウンサンプラ１２−０乃至１２−（Ｍ−１）の倍数と、ダウンサンプラ１４−０乃至１４−（Ｍ−１）の倍数は、好ましくは、それらの積が２Ｍとなるように選択される。
【００７１】
時分割フィルタバンク回路１０の動作例を示す図３では、１シンボル内を２（Ｎ＋１）倍、すなわちアンテナの素子数Ｎ＋１の２倍でオーバサンプルし、Ｎ＋１個のフィルタバンクに分配する。各フィルタバンクはシンボルレートの２倍で演算を行う。一方、同期して１／２シンボル内で順次、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎに接続された可変移相器３−１乃至３−Ｎに対して摂動を与える。ただし、必ず１／２シンボル毎に摂動をリセットし、すなわち、非摂動項の信号を発生させる。なお、図３では１シンボル内で全ての摂動を行ったが、１シンボルの信号を受信する毎に１つのアンテナ素子の可変移相器への摂動を与え、これを１素子ずつ行いことで演算速度を低減させることも可能である。この場合、Ｎ個のシンボル信号を受信して初めて、全素子の摂動を終了する。ただし、摂動を与えない期間を１／２シンボルに挿入する必要があることを考慮すると、サンプリングレートはシンボルレートの４倍まで低減できる。
【００７２】
以上説明したように、本実施形態によれば、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０を用いることにより、処理すべき信号のレートを低下させかつ各アンテナ素子に対応する複数の摂動項の信号を正確に取り出すことができる。従って、ビットレートに比較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／Ｄ変換器を必要とせず、低速となるのでサンプリングのタイミング調整も容易となる。それ故、回路構成が簡単であって、時間的正確にかつ、ビーム形成方向として正確に主ビームの制御やヌルの制御ができる。
【００７３】
＜第１の変形例＞
図４は、第１の実施形態の変形例である、本発明に係る第１の変形例のアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ａの構成を示すブロック図であり、図１及び図２と同一のものは同一の符号を付している。
【００７４】
第１の実施形態においては、Ｍ個の可変増幅器２２−０乃至２２−（Ｍ−１）を時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御部２１との間に備えていたが、これに代えて、ビーム制御部２１で指定される制御利得ｇkを有する１個の可変増幅器２２をＡ／Ｄ変換器９と、時分割フィルタバンク回路１０との間に挿入したことを特徴としている。ここで、ビーム制御部２１は、Ｍ−ＣＭＡ法によるビーム制御処理において、利得制御前のベースバンド信号ｙk,0（図２のベースバンド信号Ψk,0）を必要とするが、これは、図４の時分割フィルタバンク回路１０から出力されるベースバンド信号Ψk,0を制御利得ｇkで除算することにより計算することができる。また、これにとって代わって、図４において１点鎖線で示すように、Ａ／Ｄ変換器９からのベースバンド信号ｕkから利得制御前のベースバンド信号ｙk,0（図２のベースバンド信号Ψk,0）を時分割分離して取り出してもよい。
【００７５】
以上のように構成された第１の変形例によれば、第１の実施形態における作用効果に加えて、可変増幅器２２の個数を大幅に減少させることができ、これにより、回路構成をより簡単にできるという特有の効果を有する。
【００７６】
＜第２の実施形態＞
図５は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｔの構成を示すブロック図であり、図５のＴＲＦ回路６１−１乃至６１−（Ｍ−１）（以下、総称して、符号６１を付す。）の詳細な内部構成を示すブロック図であり、図１乃至図４及び図１０と同一のものについては同一の符号を付している。この第２の実施形態のアレーアンテナの制御装置は、第１の実施形態に係る図１及び図２のビーム制御回路２０に代えて、ＴＤＬ（Tapped Delay Line;タップ付き遅延線）回路７０を有するトランスバーサルフィルタ回路（以下、ＴＲＦ回路という。）６１を備えるとともに、詳細後述する時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法を用いて適応型のビーム制御を行うビーム制御部２１ｔを備えるビーム制御回路２１ｔを備えたことを特徴としている。その他の構成は第１の実施形態と同様であり、ここで詳細説明を省略する。
【００７７】
図５において、Ａ／Ｄ変換器９から時分割フィルタバンク回路１０を介して出力されるベースバンド信号Ψk,m（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ−１）は、ビーム制御部２１ｔ及びＴＲＦ回路６１内の可変増幅器７２−０に入力されるとともに、複数（Ｌ−１）個の遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）が縦続接続されてなるＴＤＬ回路７０の第１段の遅延回路７１−１に入力される。上記ベースバンド信号Ψk,mは可変増幅器７２−０を介して加算器７３に出力されるとともに、複数（Ｌ−１）段の遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）及び可変増幅器７２−（Ｌ−１）を介してビーム制御部２１ｔ及び加算器７３に出力される。ＴＤＬ回路７０において、各遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）はそれぞれ入力される信号を所定の遅延時間τだけ遅延して出力する。ここで、遅延時間τは、好ましくは１シンボル時間の１／２に設定されるが、例えば１シンボル時間、もしくはそれ以下に設定されてもよい。
【００７８】
遅延回路７１−１から出力される、ベースバンド信号Ψk,m＝ｂｐkの遅延信号ｂｐk-1はビーム制御部２１ｔに出力されるとともに、可変増幅器７２−１を介して加算器７３に出力される。また、遅延回路７１−２から出力されるベースバンド信号ｂｐkの遅延信号ｂｐk-2はビーム制御部２１ｔに出力されるとともに、可変増幅器７２−２を介して加算器７３に出力される。さらに、遅延回路７１−３から出力されるベースバンド信号ｂｐkの遅延信号ｂｐk-3はビーム制御部２１ｔに出力されるとともに、可変増幅器７２−３を介して加算器７３に出力される。さらに同様にして、遅延回路７１−（Ｌ−２）から出力されるベースバンド信号ｂｐkの遅延信号ｂｐk-Lはビーム制御部２１ｔに出力されるとともに、可変増幅器７２−（Ｌ−２）を介して加算器７３に出力される。ここで、可変増幅器（又は利得制御器）７２−０乃至７２−（Ｌ−１）はそれぞれ、ビーム制御部２１ｔにより設定される増幅度ｗ0乃至ｗL-1で入力される信号を増幅（又は利得制御）して出力し、ここで、増幅度（又は利得）は正又負の値をとる。そして、加算器７３は入力されるベースバンド信号ｂｐk及びその複数（Ｌ−１）個の遅延信号ｂｐk-1乃至ｂｐk-L+1を加算して加算結果の信号を出力信号ｙk,m（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ−１）としてビーム制御部２１ｔに出力する。なお、出力信号ｙk,0は、減算器２４にも出力される。このように構成することにより、ＴＤＬ回路７０と、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）と、加算器７３とを備えたＴＲＦ回路６１を構成する。すなわち、第２の実施形態では、第１の実施形態における各可変増幅器２２−０乃至２２−（Ｍ−１）を図６のＴＲＦ回路６１で構成している。
【００７９】
一方、基準信号発生器２３は所定の一定値を有する基準信号σを発生して減算器２４に出力する。減算器２４は基準信号σから出力信号ｙk,0を減算して、その誤差（又は偏差）信号ｅkをビーム制御部２１ｔに出力する。ビーム制御部２１ｔは、入力される誤差信号ｅkと、ベースバンド信号ｂｋkと、その遅延信号ｂｋk-1乃至ｙk-L+1と、ＴＲＦ回路６１−０乃至６１−（Ｍ−１）の通過後のベースバンド信号ｙk,m（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ−１）とに基づいて、時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法を用いて、各可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相制御電圧ｖk,i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を摂動付加回路３０を制御することにより所定のシフト量だけ摂動させ、これにより対応する各移相量を所定の対応シフト量だけ摂動させ、各移相量に対する減算器２４から出力される誤差信号ｅkの電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号ｅkの電力の傾斜ベクトルに基づいて、減算器２４から出力される誤差信号ｅkに基づいて当該誤差信号ｅkが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移相量に対応する各移相制御電圧ｖk,i及び各可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度ｗ0乃至ｗL-1を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び各可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）に出力して設定する。
【００８０】
以上のように構成された第２の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御回路２０ｔは、誤差信号ｅkが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に向けかつ、干渉波方向にヌルを向けるように、適確に適応ビーム制御することができる。また、マルチパス伝送路において生じる希望波の遅延波をＴＲＦ回路６１を用いて取り込んで同相合成することができ、希望波における信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することができる。また、第２の実施形態では、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構成要素は１つのみで済む。従って、図１０に示す従来例に比較して、従来例に比較してハードウエア構成が簡単であって、回路構成要素の数が少ないので消費電力が少ない。
【００８１】
次いで、第２の実施形態で用いる適応ビーム処理について以下に説明する。第２の実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成において、ベースバンド信号ｙk＝ｙk（ｖk,1，…，ｖk,N）は公知の等価低域モデルを用いて上記の数１のように表わすことができる。このベースバンド信号ｙkは、ＴＤＬ回路７０を有するＴＲＦ回路６１に入力される。ＴＲＦ回路６１では、ＴＤＬ回路７０の各タップから出力される信号はそれぞれ、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）によりタップ係数である増幅度ｗk（ｉ）で重み付けされた後、加算器７３で加算されて、以下に示す出力信号ｙk,m（＝ｚkとおく。）を出力する。
【００８２】
【数２８】
0003668419.tif 000015
【００８３】
ここで、ビームとヌルのブラインド制御を行うため、公知のＣＭＡ法と同様に、ＴＲＦ回路６１の出力信号ｚkの振幅偏差の最小化を図る。すなわち、出力信号ｙk,0＝ｚkと基準信号σとの誤差を次式のように定義すると、
【数２９】
ｅk＝σp−｜ｚk（ｖk,1，…，ｖk,N）｜p
以下の式を満足することが必要条件となる。ただし、σは基準信号のレベルであり、所望の振幅レベルを示している。
【００８４】
【数３０】
0003668419.tif 000016
【数３１】
0003668419.tif 000017
【００８５】
ここで、ｐとｑはＣＭＡ法の推定の次元を示すもので、実際は、ｐ＝ｑ＝２のときがＣＭＡ法と呼ばれ、それ以外はゴダードのアルゴリズムと呼ばれる。数３０の偏微分は、上記数１と数２８によりＣＭＡ法では求めることができない。そこで、本実施形態においては、第１の実施形態に係るＭ−ＣＭＡと同様に、可変移相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧ｖk,1，…，ｖk,Nを摂動させて、これにより各移相量を摂動させて求める。また、上記数３１は通常のＣＭＡ法と同様に求めることができる。ここで、出力信号ｚkをｚk＝ｚk（ｖk（１），…，ｖk（Ｎ））として、係数更新処理を以下のように行う。
【００８６】
上記数２９を誤差関数とし、上記数３０及び数３１を満足する解を探すアルゴリズムは、公知の最急降下法の原理を適用すれば、次式のように表わすことができる。
【００８７】
【数３２】
0003668419.tif 000018
【数３３】
0003668419.tif 000019
【００８８】
上記数３２と数３３はそれぞれ、上記数３０及び数３１を満足するさせるためのアルゴリズムの式である。上記数３２における偏微分項は、上記数２６の偏微分の近似式を用いて得ることができる。一方、上記数３１における偏微分項は、上記数２８の両辺を偏微分することによって直接的に求めることができる。従って、上記数３２及び数３３は次式となり、次式の係数更新式を用いて収束処理を実行する。
【００８９】
【数３４】
ｖk,i＝ｖk-1,i＋μvｅkq-1｜ｚk｜p-2Δi｜ｚk｜，
（ｉ＝１，…Ｎ）
【数３５】
ｗk（ｉ）＝ｗk-1（ｉ）＋μwｅkq-1｜ｚk｜p-2ｚk*ｙk，
（ｉ＝０，…Ｌ−１）
【００９０】
ただし、
【数３６】
0003668419.tif 000020
である。
【００９１】
上記数４６において、Δｖは摂動のための微少項であり、上記数３４及び数３５におけるμvとμwはそれぞれ、移相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧と、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度であるタップ係数のステップサイズである。本実施形態に係る時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法のアルゴリズムを正しい収束させるには、この２種類のステップサイズは以下の条件を満足する必要がある。
【００９２】
【数３７】
μw＝μvΔｖ
ここで、Δｖの単位はラジアンである。
【００９３】
以上説明したように、本実施形態によれば、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０を用いることにより、処理すべき信号のレートを低下させかつ各アンテナ素子に対応する複数の摂動項の信号を正確に取り出すことができる。従って、ビットレートに比較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／Ｄ変換器を必要とせず、低速となるのでサンプリングのタイミング調整も容易となる。それ故、回路構成が簡単であって、時間的正確にかつ、ビーム形成方向として正確に主ビームの制御やヌルの制御ができる。
【００９４】
＜第２の変形例＞
図７は、第２の実施形態の変形例である、本発明に係る第２の変形例のアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｔａの構成を示すブロック図であり、図５及び図６と同一のものは同一の符号を付している。
【００９５】
第２の実施形態においては、Ｍ個のＴＲＦ回路６１−０乃至６１−（Ｍ−１）を時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御部２１ｔとの間に備えていたが、これに代えて、ビーム制御部２１ｔで指定される重み係数を有する１個のＴＲＦ回路６１をＡ／Ｄ変換器９と、時分割フィルタバンク回路１０との間に挿入したことを特徴としている。ここで、ビーム制御部２１ｔは、時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法によるビーム制御処理において、利得制御前のベースバンド信号ｙk,0（図５のベースバンド信号Ψk,0）を必要とするが、これは、図７の時分割フィルタバンク回路１０から出力されるベースバンド信号Ψk,0を重み付け係数で除算することにより計算することができる。また、これにとって代わって、図７において１点鎖線で示すように、Ａ／Ｄ変換器９からのベースバンド信号ｕkから利得制御前のベースバンド信号ｙk,0（図７のベースバンド信号Ψk,0）を時分割分離して取り出してもよい。
【００９６】
以上のように構成された第２の変形例によれば、第２の実施形態における作用効果に加えて、ＴＲＦ回路６１の個数を大幅に減少させることができ、これにより、回路構成をより簡単にできるという特有の効果を有する。
【００９７】
＜第３の実施形態＞
図８は、本発明に係る第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｍの構成を示すブロック図であり、図１乃至図７及び図１０と同一のものについては同一の符号を付している。本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、ビーム制御部２１ｍを有するビーム制御回路２０ｍを備えたことを特徴としている。
【００９８】
ビーム制御回路２０ｍは、復調器７及び時分割フィルタバンク回路１０を介してＡ／Ｄ変換器９からの出力信号であるベースバンド信号Ψk,m（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ−１）に基づいて、詳細後述する変形された最小平均二乗法（以下、Ｍ−ＬＭＳ法という。）を用いて、可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相量を摂動付加回路３０を制御することによりそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）から出力されるベースバンド信号ｙk,mの摂動前後の変化量Δｙk,mを計算し、計算された変化量Δｙk,mと、Ａ／Ｄ変換器９から時分割フィルタバンク回路１０を介して出力されるベースバンド信号Ψk,0と、可変増幅器８２から出力されるベースバンド信号ｙk,mと、ベースバンド信号Ψk,0を可変増幅器８２により利得制御されたベースバンド信号ｙk,0とそれの符号判別値ｄk（符号判別器８３の出力である。）との間の誤差信号ｅkとに基づいて、当該誤差信号ｅkの自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得ｇkを計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）に出力することを特徴としている。
【００９９】
ビーム制御回路２０ｍは、ビーム制御部２１ｍと、可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）と、符号判別器８３と、減算器８４とを備えて構成される。ここで、各可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）は、入力されるベースバンド信号Ψk,mを、ビーム制御部８１により示される制御利得ｇkで増幅して、利得制御されたベースバンド信号ｙk,mをビーム制御部２１ｍに出力し、また、そのうちベースバンド信号ｙk,0を符号判別器８３、減算器８４及びビーム制御部２１ｍに出力する。次いで、符号判別器８３は、後述するように、入力されるベースバンド信号ｙkの符号判別値ｄkを演算して減算器８４に出力する。さらに、減算器８４は、符号判別値ｄkからベースバンド信号ｙk,0を減算して減算結果の誤差信号ｅkをビーム制御部８１に出力する。そして、ビーム制御部８１は、入力されるベースバンド信号Ψk,0及びｙk,m、並びに誤差信号ｅkに基づいてＭ−ＬＭＳ法を用いて制御利得ｇkを演算して可変増幅器８２に出力するとともに、可変制御電圧ｖk,i（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を演算してそれぞれ可変移相器３−１乃至３−Ｎに出力する。
【０１００】
このビーム制御回路８０では、Ａ／Ｄ変換後のベースバンド信号Ψkのみに基づいて、Ｍ−ＬＭＳ法を用いて、例えば、データ伝送を行う前の所定のトレーニング期間において、各可変移相器３−１乃至３−Ｎに対する各移相制御電圧ｖk,iを摂動付加回路３０を制御することにより所定のシフト量だけ摂動させることにより、各移相量に対する、可変増幅器８２から出力されるベースバンド信号ｙk,mの摂動前後の変化量Δｙk,mを計算し、計算された変化量Δｙk,mと、Ａ／Ｄ変換器９から時分割フィルタバンク回路１０を介して出力されるベースバンド信号Ψk,0と、可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）から出力されるベースバンド信号ｙk,mと、ベースバンド信号ｙk,0の符号判別値ｄk（符号判別器８３の出力である。）とベースバンド信号ｙk,0との間の誤差信号ｅkとに基づいて、当該誤差信号ｅkの自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）に出力する。
【０１０１】
以上のように構成されたアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御回路２０ｍは、ビーム制御回路２０ｍの減算器８４で発生される誤差信号ｅkの自乗平均が最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを適応的に所定の方向に形成する。構成されたアレーアンテナの制御装置では、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構成要素は１つのみで済む。従って、図１０に示す従来例に比較して、ハードウエア構成が簡単であって、回路構成要素の数が少ないので消費電力が少ない。
【０１０２】
次いで、ビーム制御回路２０ｍにおける制御アルゴリズムについて説明する。まず、可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）から出力される利得制御されたベースバンド信号ｙk,mは次式で表される。
【０１０３】
【数３８】
ｙk,m＝ｇkΨk,m
【０１０４】
ここで、Ψk,mはＡ／Ｄ変換器９から時分割フィルタバンク回路１０を介して出力され複素数で表されたベースバンド信号であり、ｇkは実数で表された可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）の利得であり、ｙk,mは複素数で表された可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）の各出力信号を示している。このとき、誤差信号ｅkを次式のように定義される。
【０１０５】
【数３９】
ｅk＝ｄk−ｙk,0
【０１０６】
ここで、ｄkは符号判別器８３からの、符号判別値を示す出力信号であり、次式のように求められる。
【０１０７】
【数４０】
ｄk＝ｓｇｎ［Ｒｅ（ｙk）］＋ｊ・ｓｇｎ［Ｉｍ（ｙk）］
【０１０８】
ここで、Ｒｅ［・］は引数の実数を示す関数であり、Ｉｍ［・］は引数の虚数を示す関数である。また、ｓｇｎ［ｘ］は符号判別関数であり、以下のように定義される。
【０１０９】
【数４１】
0003668419.tif 000021
【０１１０】
この時、各可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）の利得は次式のように更新される。
【０１１１】
【数４２】
ｇk＝ｇk-1＋μＲｅ［Ψk,0ｅk*］
【０１１２】
ここで、μはステップサイズパラメータと呼ばれ、０＜μ＜１での適当な定数である。また、＊は複素共役を示す。一方、可変位相器３−ｉの制御電圧は次式のように更新される。
【０１１３】
【数４３】
ｖk,i＝ｖk-1,i＋μＲｅ（ｅk*Δｙk,i）
【０１１４】
このとき、変化量Δｙk,iは次式のように求められる。
【０１１５】
【数４４】
Δｙk,i＝ｙk,0（ｖk-1,1，…，ｖk-1,i＋Δｖ，…，ｖk-1,N）−ｙk,0（ｖk-1,1，…，ｖk-1,i，…，ｖk-1,N）
【０１１６】
数４４の右辺の第２項は、摂動電圧を付加しないときの時刻ｋ−１の移相制御電圧ｖk-1,1，…，ｖk-1,i，…，ｖk-1,Nを各可変移相器３−１乃至３−Ｎに印加したときの利得制御されたベースバンド信号ｙkを示す。また、数４４の右辺の第１項は、時刻ｋ−１の移相制御電圧ｖk-1,1，…，ｖk-1,i，…，ｖk-1,Nに加えて、第ｉ番目のアンテナ素子１−ｉに対応する可変移相器３−ｉのみに摂動電圧Δｖを余分にかけたときの利得制御されたベースバンド信号ｙk,0を示す。そして、数４４で表されるΔｙk,iはこれら２つの信号の変化量、すなわち、摂動前後のベースバンド信号ｙk,0の変化量である。
【０１１７】
従って、数４３から明らかなように、計算した摂動前後のベースバンド信号ｙk,0の変化量Δｙk,iと、誤差信号ｅkとに基づいて移相制御電圧ｖk,iを演算して設定する。そして、数４２から明らかなように、誤差信号ｅkの自乗平均が最小となるように、可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）の利得ｇkを決定して設定する。このようにビーム制御することにより、当該アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けることができ、特に、ＴＤＭＡ等で利用されるプリアンブルやＣＤＭＡ等で利用されるパイロット信号を所望信号として用いることで、搬送波対干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス、すなわち、所望信号が干渉波よりもレベルが低い場合にも、所望波方向にビームを向け、干渉波方向にヌルを形成できる。
【０１１８】
本実施形態においては、振幅制御は、Ａ／Ｄ変換器９から時分割フィルタバンク回路１０を介した出力ベースバンド信号ｙk,mに対してディジタル信号処理により行い、マイクロ波帯（ＲＦ帯）の可変移相器制御では、移相器入力信号を観測できないため、摂動により係数の更新量を求める。また、振幅制御では、出力ベースバンド信号ｙk,mがディジタル信号として得られるため、数４２の形式で、振幅推定アルゴリズムが得られる。また、発明したアルゴリズムは誤差信号ｅkの二乗平均の最小化という公知のＬＭＳ法と同様の規範を用いているため、発明したアルゴリズムを「Ｍ−ＬＭＳ法」と呼んでいる。
【０１１９】
以上説明したように、本実施形態によれば、Ｍ−ＬＭＳ法を用いてビーム制御するので、ＤＢＦ回路で実現されたアダプティブアレーと同様に、ビーム、ヌル制御が可能で有ることに加えて、ＲＦ帯でビーム形成が行えるため、従来例に比較して回路規模やコストの削減が可能になるという利点がある。従って、構成が簡単であって消費電力が少ない。また、ＴＤＭＡ等で利用されるプリアンブルやＣＤＭＡ等で利用されるパイロット信号を所望信号として用いることで、搬送波対干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス、すなわち、所望信号が干渉波よりもレベルが低い場合にも、所望波方向にビームを向け、干渉波方向にヌルを形成できる。従って、劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができる。
【０１２０】
また、本実施形態によれば、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク回路１０を用いることにより、処理すべき信号のレートを低下させかつ各アンテナ素子に対応する複数の摂動項の信号を正確に取り出すことができる。従って、ビットレートに比較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／Ｄ変換器を必要とせず、低速となるのでサンプリングのタイミング調整も容易となる。それ故、回路構成が簡単であって、時間的正確にかつ、ビーム形成方向として正確に主ビームの制御やヌルの制御ができる。
【０１２１】
＜第３の変形例＞
図９は、第３の実施形態の変形例である、本発明に係る第３の変形例のアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｍａの構成を示すブロック図であり、図８と同一のものは同一の符号を付している。
【０１２２】
第３の実施形態においては、可変増幅器８２−０乃至８２−（Ｍ−１）を時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御部２１ｍとの間に備えていたが、これに代えて、ビーム制御部２１ｍで指定される重み係数を有する１個の可変増幅器８２をＡ／Ｄ変換器９と、時分割フィルタバンク回路１０との間に挿入したことを特徴としている。ここで、ビーム制御部２１ｍは、Ｍ−ＬＭＳ法によるビーム制御処理において、利得制御前のベースバンド信号ｙk,0（図８のベースバンド信号Ψk,0）を必要とするが、これは、図９の時分割フィルタバンク回路１０から出力されるベースバンド信号Ψk,0を制御利得ｇkで除算することにより計算することができる。また、これにとって代わって、図９において１点鎖線で示すように、Ａ／Ｄ変換器９からのベースバンド信号ｕkから利得制御前のベースバンド信号ｙk,0（図９のベースバンド信号Ψk,0）を時分割分離して取り出してもよい。
【０１２３】
以上のように構成された第３の変形例によれば、第３の実施形態における作用効果に加えて、可変増幅器８２の個数を大幅に減少させることができ、これにより、回路構成をより簡単にできるという特有の効果を有する。
【０１２４】
＜他の変形例＞
以上の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器９を用いてベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した後、その後の回路においてディジタル信号処理を行っているが、Ａ／Ｄ変換器９を挿入せず、その後の回路においてアナログで信号処理を実行してもよい。
【０１２５】
以上の実施形態においては、摂動付加回路３０は、各ビーム制御回路２０，２０ａ，２０ｔ，２０ｔａ，２０ｍ，２０ｍａとは別の回路で構成されているが、摂動付加回路３０の機能を各ビーム制御回路２０，２０ａ，２０ｔ，２０ｔａ，２０ｍ，２０ｍａ内においてソフトウエア又はハードウエア回路で統合して構成してもよい。
【０１２６】
【実施例】
さらに、本発明者らは、第１の実施形態に係る、ポリフェーズフィルタを応用したＭ−ＣＭＡ法のアダプティブアレーの干渉抑圧特性を計算機シミュレーションにより実験したので、その実験方法及び実験結果について以下に詳述する。
【０１２７】
変調方式としてＱＰＳＫ変調方式を用い、検波器には遅延検波を適用した送受信機構成を前提とした。また，伝送路はＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）チャネルを適用した。アンテナは半波長間隔のリニアアレーアンテナで、その素子数は４とした。また、リニアアレーアンテナの正面方向を０度とすると、希望波は−５０度の方向から、干渉波は３０度の方向から等レベルで入射する環境を想定した。また、Ｍ−ＣＭＡ法の乗数をｐ＝ｑ＝１に設定し、ステップサイズμ＝０．０００１とした。処理速度の低減のためオーバサンプルはシンボルレートの４倍とした。また、アレーアンテナの初期状態は正面方向にビームを形成している。
【０１２８】
図１１は、第１の実施形態のシミュレーション結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の指向性パターンを示すグラフである。図１１から明らかなように、希望波方向に理論限界の１２ｄＢ程度のアレーファクタを持つビームを形成している。干渉波方向には深いヌルを形成できていることがわかる。ただし，ＳＮＲが低い場合には、若干ヌルの位置がずれている。これは、ＳＮＲが低い場合には、ビームを形成する方に制御が集中し、ヌルには多少感度が落ちるためと考えられる。
【０１２９】
図１２は、第１の実施形態のシミュレーション結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の搬送波／雑音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）の特性を示すグラフである。図１２においては、理論値として、干渉がない条件での４素子最大比合成ダイバーシチ受信時の遅延検波の特性を示している。Ｍ−ＣＭＡ法を用いたアダプティブアレーは希望波にビームを向けるだけでなく干渉波方向に鋭いヌルを形成できるため、すべてのＣＮＲ条件において、理論値に１．５ｄＢにまで漸近する優れた特性が得られることが分かる。この１．５ｄＢの劣化は上述したヌルに対する感度低下によるものと考えられる。
【０１３０】
以上説明したように、小型・低価格化が可能なアナログビーム形成型アダプティブアレーにおいて適応ビーム制御を可能とするＭ−ＣＭＡ法の効果的な実現方法として、ポリフェーズフィルタを利用した。原理的にＭ−ＣＭＡ法の係数更新式においては同時刻の「摂動項」と「非摂動項」が必要となる。この信号を簡易に得る方法として、ポリフェーズフィルタを構成する各フィルタバンクを備えた時分割フィルタバンク回路１０が同時刻に全く同じ波形を出力することを利用する。すなわち、時分割フィルタバンク回路１０内の各ポリフェーズフィルタには摂動を受けた信号と受けない信号を振り分けることで、フィルタ毎に異なった摂動あるいは、非摂動項が出力されるのである。
【０１３１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、ポリフェーズフィルタバンクである時分割フィルタバンク回路を用いることにより、処理すべき信号のレートを低下させかつ各アンテナ素子に対応する複数の摂動項の信号を正確に取り出すことができる。従って、ビットレートに比較して非常に高速なサンプリングを行えるＡ／Ｄ変換器を必要とせず、低速となるのでサンプリングのタイミング調整も容易となる。それ故、回路構成が簡単であって、時間的正確にかつ、ビーム形成方向として正確に主ビームの制御やヌルの制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  図１の時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０と摂動付加回路３０の詳細な内部構成を示すブロック図である。
【図３】  図２の時分割フィルタバンク回路１０の動作例を示すブロック図である。
【図４】  第１の実施形態の変形例である、本発明に係る第１の変形例のアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ａの構成を示すブロック図である。
【図５】  本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｔの構成を示すブロック図である。
【図６】  図５のＴＲＦ回路６１の詳細な内部構成を示すブロック図である。
【図７】  第２の実施形態の変形例である、本発明に係る第２の変形例のアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｔａの構成を示すブロック図である。
【図８】  本発明に係る第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｍの構成を示すブロック図である。
【図９】  第３の実施形態の変形例である、本発明に係る第３の変形例のアレーアンテナの制御装置における時分割フィルタバンク回路１０とビーム制御回路２０ｍａの構成を示すブロック図である。
【図１０】  従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】  第１の実施形態のシミュレーション結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の指向性パターンを示すグラフである。
【図１２】  第１の実施形態のシミュレーション結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の搬送波／雑音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）の特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、
２−１乃至２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
３−１乃至３−Ｎ…可変移相器、
４…合成器、
５…ダウンコンバータ、
６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
７…復調器、
８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
９…Ａ／Ｄ変換器、
１０…時分割フィルタバンク回路、
１１−１乃至１１−（Ｍ−１）…遅延回路、
１２−０乃至１２−（Ｍ−１）…ダウンサンプラ、
１３−０乃至１３−（Ｍ−１）…ディジタルフィルタ、
１４−０乃至１４−（Ｍ−１）…ダウンサンプラ、
２０，２０ａ，２０ｔ，２０ｔａ，２０ｍ，２０ｍａ…ビーム制御回路、
２１，２１ｔ，２１ｍ…ビーム制御部、
２２−０乃至２２−（Ｍ−１）…可変増幅器、
２３…基準信号発生器、
２４…減算器、
３０…摂動付加回路、
３１…摂動付加電圧発生器、
３２…スイッチコントローラ、
３３−１乃至３３−Ｎ…加算器、
３４−１乃至３４−Ｎ…スイッチ、
６１，６１−０乃至６１−（Ｍ−１）…トランスバーサルフィルタ回路（ＴＲＦ回路）、
７０…ＴＤＬ回路、
７１−１乃至７１−（Ｌ−１）…遅延回路、
７２−０乃至７２−（Ｌ−１）…可変増幅器、
７３…加算器、
１００…アレーアンテナ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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