(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動対を構成する１組のトランジスタを有し、
上記差動対を構成するトランジスタのエミッタ間に第１の抵抗を接続し、
上記差動対を構成するトランジスタのコレクタ間に第２の抵抗を接続し、
上記コレクタ間の第２の抵抗に対して上記エミッタ間の第１の抵抗が負性の抵抗として帰還されるように上記差動対を構成するトランジスタのコレクタを互いに他方のトランジスタのベースに所定のバイアスを設けて帰還すると共に、
上記エミッタ間の第１の抵抗とコレクタ間の第２の抵抗との並列抵抗値が負とならない関係とすることによりハイインピーダンスバイアスを形成し、
上記形成されるハイインピーダンスバイアス部分にコンデンサを接続して上記ハイインピーダンスバイアス部分に交流電流を流し込むことにより９０度の位相シフトを得る
ことを特徴とする９０度移相器。
【請求項２】
請求項１記載の９０度移相器において、
上記ハイインピーダンスバイアス部分のバイアス用の直流シフトを第３の抵抗を用いて行い、
上記ハイインピーダンスバイアス部分に接続されるコンデンサを第１として上記直流シフト用の第３の抵抗に並列に第２のコンデンサを接続し、
上記エミッタ間の第１の抵抗とコレクタ間の第２の抵抗と直流シフト用の第３の抵抗とを実効的に等しい値とすると共に、
上記ハイインピーダンスバイアス部分の第１のコンデンサと上記直流シフト用の第３の抵抗に並列な第２のコンデンサとを実効的に等しい値として上記ハイインピーダンスバイアス部分に交流電流を流し込むことにより９０度の位相シフトを得る
ことを特徴とする９０度移相器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ラジオ受信機、テレビジョン受信機、衛星放送受信機、ビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）、移動体通信機等に使用して好適な９０度移相器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ラジオ受信機、テレビジョン受信機、衛星放送受信機、ビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）、移動体通信機等に使用される９０度移相器としては、従来から例えば図３に示すような回路が使用されて来た。
【０００３】
すなわち図３のＡにおいて、信号源電流源５０からの入力交流電流ｉ＝Ｖin×ｇｍの電流路が、電流値Ｉの電流源５１と容量値Ｃのコンデンサ５２の並列回路を介して電源Ｖccの電源路５３に接続される。またこの信号源電流源５０からの電流路がトランジスタ５４のベースに接続され、このトランジスタ５４のエミッタが電流源５５を通じて接地される。
【０００４】
さらにこのトランジスタ５４のエミッタが差動対を構成する一方のトランジスタ５６のベースに接続され、この差動対を構成する他方のトランジスタ５７のベースが電圧値Ｖe の電圧源５８に接続される。またこれらのトランジスタ５６及び５７のエミッタが互いに接続されてこの接続中点が電流値２Ｉの電流源５９を通じて接地される。
【０００５】
そしてこのトランジスタ５７のコレクタが電源Ｖccの電源路５３に接続され、トランジスタ５６のコレクタがトランジスタ５４のベースに接続される。
【０００６】
ここでこの図３のＡの回路において、入力信号としているのは交流電流ｉ＝Ｖin×ｇｍであり、これはこの回路を電流でドライブしていることを示している。
すなわちこのことは、この図３のＡの回路を高いインピーダンスでドライブしていることを意味しているものであり、そこでこの図３のＡの回路を電圧ドライブ形式に書き直すと、図３のＢに示すようになる。
【０００７】
すなわち図３のＢにおいて、入力電圧ｖinの信号源電圧源６０が抵抗値Ｒinのドライブ抵抗６１を通じて信号路６２に接続される。この信号路６２が、電流源６３を通じて電源Ｖccの電源路６４に接続されると共に、容量値Ｃのコンデンサ６５を介して接地される。またこの信号路６２がトランジスタ６６のベースに接続され、このトランジスタ６６のエミッタが電流源６７を通じて接地される。
【０００８】
さらにこのトランジスタ６６のエミッタが差動対を構成する一方のトランジスタ６８のベースに接続され、この差動対を構成する他方のトランジスタ６９のベースが電圧値ＶE の電圧源７０に接続される。またこれらのトランジスタ６８及び６９のエミッタが互いに抵抗値Ｒe の抵抗７１及び７２を通じて接続され、この接続中点が電流値２Ｉの電流源７３を通じて接地される。
【０００９】
そしてこのトランジスタ６８のコレクタがトランジスタ６６のベースに接続され、またこのトランジスタ６６のベースから出力電圧ｖo の出力端子７４が導出されるものである。
【００１０】
従ってこの図３のＢの回路において、信号源電圧源６０（ｖin）から見た入力インピーダンスＺinを求めると、
【数１】
0003700338.tif 000002
となる。
【００１１】
すなわちこの図３のＢの回路において、ドライブ抵抗６１の後方には、概念的に例えば図３のＣに示すように、容量値Ｃのコンデンサと抵抗値２Ｒe の抵抗が並列に接続されていることになる。
【００１２】
そこでこの回路の入出力の伝達関数を求めると、
【数２】
0003700338.tif 000003
となる。
【００１３】
そしてＲin≫２Ｒe とすれば、
【数３】
0003700338.tif 000004
とすることができる。
【００１４】
従ってこの図３の回路において、抵抗値Ｒe を大きくして行くことによって、回路はカットオフ周波数の低いローパスフィルタとなり、９０度移相器となる積分器を構成することができるものである。
【００１５】
ところがこの回路において、抵抗値Ｒe を大きくすると、図３のＢでトランジスタ６８及び６９によって構成されるアンプの帰還能力が低下し、出力電圧ｖo の直流バイアスにばらつきが生じて、結果として回路のオフセット電圧となってしまう。これに対して抵抗値Ｒe を小さくすると、出力電圧ｖo のレベルが減少すると共に、カットオフ周波数の高いローパスフィルタとなるため、９０度移相器としては利用できなくなってしまう。
【００１６】
従って、従来のこの回路の使用方法としては、コンデンサ６５の容量値Ｃと、エミッタ間抵抗７１及び７２の抵抗値２Ｒe とで形成される１次遅れ要素を持つフィルタとして使用されるものであり、独立の９０度移相器として使用されるものではなく、回路のループを用いて結果として９０度移相器が存在しているように扱われるにすぎないものである。
【００１７】
さらに以下にこの点について詳述する。ここで図４のＡは、上述の図３のＢの回路の電圧値ＶE の電圧源７０を入力（ｖin）として扱ったものである。すなわち図４のＡにおいて、入力電圧ｖinの信号源電圧源８０が差動対を構成する一方のトランジスタ８１のベースに接続され、この差動対を構成する他方のトランジスタ８２とのエミッタが互いに抵抗値Ｒe1の抵抗８３及び８４を通じて接続されて、この接続中点が電流源８５を通じて接地される。
【００１８】
そしてこのトランジスタ８２のコレクタが電流源８６を通じて電源路８７に接続されると共に、容量値Ｃ1 のコンデンサ８８を通じて接地され、このトランジスタ８２のコレクタがトランジスタ８９のベースに接続される。さらにこのトランジスタ８９のエミッタが電流源９０を通じて接地されると共に、このエミッタがトランジスタ８２のベースに接続される。そしてこのトランジスタ８９のエミッタから出力電圧ｖo の出力端子９１が導出されるものである。
【００１９】
従ってこの回路において、入出力間の伝達関数は、
【数４】
0003700338.tif 000005
となる。
【００２０】
そこでこの図４のＡの回路を用いて、いわゆるバイカッド型フィルタを形成すると、その回路は図４のＢに示すようになる。すなわち図４のＢにおいて、上述のトランジスタ８９がさらに差動対を構成する一方のトランジスタとされ、この差動対を構成する他方のトランジスタ９２とのエミッタが互いに抵抗値Ｒe2の抵抗９３及び９４を通じて接続されて、この接続中点が電流源９５を通じて接地される。
【００２１】
そしてこのトランジスタ９２のコレクタが電流源９６を通じて電源路８７に接続されると共に、容量値Ｃ2 のコンデンサ９７を通じて接地され、このトランジスタ９２のコレクタがトランジスタ９８のベースに接続される。さらにこのトランジスタ９８のエミッタが電流源９０を通じて接地されると共に、このエミッタがトランジスタ８２、９２のベースに接続される。そしてこのトランジスタ９８のエミッタから出力電圧ｖo の出力端子９１が導出されるものである。
【００２２】
そしてこの回路において、入出力間の伝達関数を求めると、
【数５】
0003700338.tif 000006
となり、この式 (1)は２次のローパスフィルタを示している。
【００２３】
この時、入力電圧ｖin、出力電圧ｖo により流れる電流をｉinとして考えると、
【数６】
0003700338.tif 000007
となる。
【００２４】
従ってｖinからみた入力インピーダンスＺinは、
【数７】
0003700338.tif 000008
となる。
【００２５】
すなわち上述の式 (1)、 (2)から明らかなように、フィルタの伝達関数の中にはｓ関数が示すように積分器が存在してはいるが、それは単独では存在することができず、バイアスの安定をとるための回路の帰還ループ内に等価的に存在しているだけである。この基本的な原因は、積分器がシングル入力のシングル出力であるためにバイアスが不安定な回路となり、直流帰還をかけた回路としてしか使用できないものである。
【００２６】
また上述の直流帰還の能力を上げるために、例えば図３のＢにおいて、電源Ｖccから流し込む電流源６３としてＰＮＰトランジスタを用いると同時に、エミッタ間抵抗７１、７２を小さくして利得を稼ぐことになるが、この場合には出力振幅のダイナミックレンジを狭くすることになってしまうものである。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
すなわち従来の回路では、９０度移相を行うためのハイインピーダンス成分をトランジスタのコレクタインピーダンスに頼ることになり、従って回路の上下に直流電流源を設けるためのバイアスが必要となり、電源Ｖccと接地から約１ボルト以上のダイナミックレンジのロスを生じて、低電圧での動作には不都合となってしまうものである。
【００２８】
また、上述の従来の回路では、シングル入力のシングル出力であるために、入力バイアスと出力バイアスを分離することができず、このため設計の自由度が低下されると共に、差動性がくずれてしまう恐れもある。
【００２９】
この出願はこのような点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問題点は、従来の回路では、ダイナミックレンジのロスを生じて低電圧での動作には不都合であり、また入出力のバイアスを分離できないために設計の自由度が低下してしまうというものである。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
このため本発明においては、差動対のエミッタ間に接続された抵抗が負性の抵抗となるようにしてハイインピーダンスバイアス回路を形成し、このハイインピーダンスバイアス部分にコンデンサを接続して９０度移相を行うようにしたものであって、これによれば、この回路の単独で９０度移相を行うことができると共に、特にＰＮＰトランジスタの直流電流源を必要としないのでダイナミックレンジが狭められる恐れもなく、低電圧での動作にも充分に対応することができる回路を、ＩＣ内等に構築することができる。
【００３１】
また本発明においては、差動ドライブの差動出力の回路としたものであり、これにより入力のバイアスに対して出力のバイアスを独立に設定することができ、設計の自由度が増し、これによっても回路のダイナミックレンジを広く取ることができると共に、差動出力が得られることによって回路の性能、特にＳ／Ｎを向上させることができ、結果として回路の低消費電力化、商品性能の向上、製造コストの削減、基盤面積の縮小等の利益をもたらす。
【００３２】
【発明の実施の形態】
すなわち本発明においては、差動対を構成する１組のトランジスタを有し、差動対を構成するトランジスタのエミッタ間に第１の抵抗を接続し、差動対を構成するトランジスタのコレクタ間に第２の抵抗を接続し、コレクタ間の第２の抵抗に対してエミッタ間の第１の抵抗が負性の抵抗として帰還されるように差動対を構成するトランジスタのコレクタを互いに他方のトランジスタのベースに所定のバイアスを設けて帰還すると共に、エミッタ間の第１の抵抗とコレクタ間の第２の抵抗との並列抵抗値が負とならない関係とすることによりハイインピーダンスバイアスを形成し、形成されるハイインピーダンスバイアス部分にコンデンサを接続してハイインピーダンスバイアス部分に交流電流を流し込むことにより９０度の位相シフトを得るものである。
【００３３】
【実施例】
以下、図面を参照して本発明を説明するに、図１は本発明を適用した９０度移相器の一の実施の形態の構成を示す接続図である。
【００３４】
この図１において、差動の入力電圧Ｖinと−Ｖinを形成する信号源電圧源１、２が設けられ、これらの電圧源１、２の一端が互いに接続されてその接続中点が接地されると共に、信号源電圧源１、２の他端がそれぞれ差動対を構成するトランジスタ３、４のベースに接続される。そしてこれらのトランジスタ３、４のエミッタがそれぞれ電流値Ｉe の電流源５、６を通じて接地されると共に、これらのトランジスタ３、４のエミッタ間に抵抗値２Ｒe の抵抗器７が接続される。
【００３５】
また、これらのトランジスタ３、４のコレクタから差動の出力電圧−Ｖout とＶout の出力端子８、９が導出されると共に、これらのトランジスタ３、４のコレクタがそれぞれトランジスタ１０、１１のベースに接続される。さらにこれらのトランジスタ１０、１１のエミッタがそれぞれ電流値Ｉ1 の電流源１２、１３を通じて接地されると共に、これらのトランジスタ１０、１１のエミッタがそれぞれ差動対を構成するトランジスタ１４、１５のベースに接続される。
【００３６】
さらにこれらのトランジスタ１４、１５のエミッタがそれぞれ電流値Ｉ0 の電流源１６、１７を通じて接地されると共に、これらのトランジスタ１４、１５のエミッタ間に抵抗値２Ｒ1 の抵抗器１８が接続される。さらにトランジスタ１４、１５のコレクタがそれぞれ抵抗値Ｒ2 の負荷抵抗器１９、２０を通じて電源Ｖccの電源路２１に接続されると共に、これらのトランジスタ１４、１５のコレクタが互いに他方のトランジスタ１１、１０のベースに接続される。
【００３７】
なお、トランジスタ１４、１５のコレクタがそれぞれ抵抗値Ｒ2 の負荷抵抗器１９、２０を通じて電源Ｖccの電源路２１に接続されることによって、交流的にはこれらのトランジスタ１４、１５の負荷抵抗が接続されたのと同等の作用となる。さらに、これらのトランジスタ１４、１５のコレクタ間に容量値Ｃ／２のコンデンサ２２が接続される。
【００３８】
すなわちこの回路において、トランジスタ１４、１５の差動対のエミッタ間に２Ｒ1 の抵抗器１８が接続され、トランジスタ１４、１５の各ベースはトランジスタ１０、１１のエミッタに接続されている。これらのトランジスタ１０、１１は直流シフトを兼ねたエミッタフォロアであって、トランジスタ１４、１５のトランジスタ１０、１１のベース側から見た入力インピーダンスを高めるためのバッファーの役目も兼ねている。
【００３９】
そして入力信号（Ｖin、−Ｖin）はトランジスタ３、４の差動対に印加され、この差動対のエミッタ間の抵抗器７によって、図示のように信号電流ｉe に変換される。さらにトランジスタ１４、１５の差動対のエミッタ間の抵抗器１８に流れる信号電流ｉ1 、負荷抵抗器１９、２０に流れる信号電流ｉ2 、コンデンサ２２に流れる信号電流ｉc がそれぞれ図示のように流れるものとすると、出力電圧Ｖout の出力端子９から見た伝達関数は、次の〔数８〕に示すようになる。
【００４０】
【数８】
0003700338.tif 000009
【００４１】
この〔数８〕から明らかなように、この回路の負荷インピーダンスは、容量値Ｃのコンデンサと、抵抗値Ｒ1 、Ｒ2 の抵抗器の並列回路であることがわかる。さらに抵抗値Ｒ1 にマイナスが付いていることから、この抵抗値Ｒの抵抗器は負性の抵抗器として存在している。すなわち、ここで言う負性の抵抗とは、例えば電圧の上昇と共に電流がその電源から流れ出ることを正極性とし、流れ込むことを負極性と定義した場合に、負性とは印加電圧の上昇と共にその印加電圧電源に向けて、電流が回路から流れ出ることであり、印加電圧の下降と共にその印加電圧電源から回路により多く電流が流れ出ると言うものである。
ただし、この場合に抵抗値Ｒ1 、Ｒ2 の並列抵抗値がマイナスにならないための条件が必要となる。その条件はＲ1 ＞Ｒ2である。
【００４２】
そこで今、ある使用周波数ωにおいて、
【数９】
0003700338.tif 000010
を満たす場合を考えると、上述の〔数８〕の式は次の〔数１０〕となる。
【００４３】
【数１０】
0003700338.tif 000011
従ってこの〔数１０〕からも明らかなように、上述の回路において出力電圧Ｖout には入力電圧Ｖinに対して９０度遅れた位相を出力するものである。
【００４４】
またこの〔数１０〕において、入力角周波数が１／（Ｃ×Ｒe ）に等しい場合に出力レベルは入力レベルに等しくなり、入力角周波数が１／（Ｃ×Ｒe ）より高い場合に出力レベルは入力レベルより小さくなり、入力角周波数が１／（Ｃ×Ｒe ）より低い場合に出力レベルは入力レベルより大きくなる。
【００４５】
従ってこの回路において、差動対のエミッタ間に接続された抵抗が負性の抵抗となるようにしてハイインピーダンスを形成し、このハイインピーダンスにコンデンサを接続して９０度移相を行うことによって、この回路の単独で９０度移相を行うことができると共に、特にＰＮＰトランジスタの直流電流源を必要としないのでダイナミックレンジが狭められる恐れもなく、低電圧での動作にも充分に対応することができる。
【００４６】
またこの回路においては、差動ドライブの差動出力の回路としたことにより、入力のバイアスに対して出力のバイアスを独立に設定することができ、設計の自由度が増すと共に、これによっても回路のダイナミックレンジを広く取ることができる。従って、回路の低消費電力化、及び回路をＩＣ化した場合のチップ面積の縮小が期待でき、ＩＣコストの削減及び製造コストの削減を可能にすることができるものである。
【００４７】
さらに図２には、本発明を適用した９０度移相器の他の実施の形態の構成を示す。なおこの図２において、上述の図１と対応する部分には同一の符号を附して説明を省略する。
【００４８】
この図２においては、上述の図１に示した回路におけるバッファー用のトランジスタ１０、１１に代えて、直流シフトを兼ねた抵抗値Ｒ3 の抵抗器２３、２４と、それに並列に接続された容量値Ｃ1 のコンデンサ２５、２６を、それぞれトランジスタ１５のコレクタとトランジスタ１４のベース間、及びトランジスタ１４のコレクタとトランジスタ１５のベース間に設けるものである。
【００４９】
従って図示のように各部の電流をｉe 、ｉ1 、ｉ2 、ｉ3 、ｉc とし、トランジスタ１４、１５のコレクタ電圧をＶc 、−Ｖc と置くと、入力電圧Ｖinに対する出力電圧Ｖout の伝達関数は次のようになる。
【００５０】
すなわちｉe ＝−ｉ3 、ｉ3 ＋ｉc ＝ｉ2 ＋ｉ1 より、
【数１１】
0003700338.tif 000012
である。
【００５１】
また、
【数１２】
0003700338.tif 000013
である。
【００５２】
【数１３】
0003700338.tif 000014
【００５３】
そこで条件として、Ｃ1 ＝Ｃ、Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒ3 ＝Ｒとすると、
【数１４】
0003700338.tif 000015
となる。そしてこの〔数１４〕から明らかなように、上述の回路において出力電圧Ｖout には入力電圧Ｖinに対して９０度遅れた位相を出力するものである。
【００５４】
またこの〔数１４〕において、入力レベルに対する出力レベルの関係は、上述の図１の回路における〔数１０〕の関係と同じであるが、〔数１４〕から明らかなように、９０度移相器のカットオフ周波数が図１の回路の２倍になっている。このことは実際の回路設計において、高いカットオフ周波数にする場合には容量値を小さくする必要があるが、トランジスタのコレクタ浮遊容量等によって制限される場合に、元のカットオフ周波数が２倍になっていることは有利である。
【００５５】
こうして上述の９０度移相器によれば、差動対を構成する１組のトランジスタを有し、差動対を構成するトランジスタのエミッタ間に第１の抵抗を接続し、差動対を構成するトランジスタのコレクタ間に第２の抵抗を接続し、コレクタ間の第２の抵抗に対してエミッタ間の第１の抵抗が負性の抵抗として帰還されるように差動対を構成するトランジスタのコレクタを互いに他方のトランジスタのベースに所定のバイアスを設けて帰還すると共に、エミッタ間の第１の抵抗とコレクタ間の第２の抵抗との並列抵抗値が負とならない関係とすることによりハイインピーダンスバイアスを形成し、形成されるハイインピーダンスバイアス部分にコンデンサを接続してハイインピーダンスバイアス部分に交流電流を流し込むことにより９０度の位相シフトを得ることにより、単独で９０度移相を行うことができると共に、特にＰＮＰトランジスタの直流電流源を必要としないのでダイナミックレンジが狭められる恐れもなく、低電圧での動作にも充分に対応することができる回路を、ＩＣ内等に構築することができるものである。
【００５６】
また、上述の９０度移相器によれば、差動ドライブの差動出力の回路としたものであり、これにより入力のバイアスに対して出力のバイアスを独立に設定することができ、設計の自由度が増し、これによっても回路のダイナミックレンジを広く取ることができると共に、差動出力が得られることによって回路の性能、特にＳ／Ｎを向上させることができ、結果として回路の低消費電力化、商品性能の向上、製造コストの削減、基盤面積の縮小等の利益をもたらす。
【００５７】
さらにこの回路を積分器として用いることによって、例えば位相ロックループや、ＡＭ復調器、ＦＭ復調器、フィルター等の用途にも本発明を応用することができるものである。
【００５８】
【発明の効果】
従って請求項１の発明によれば、差動対のエミッタ間に接続された抵抗が負性の抵抗となるようにしてハイインピーダンスバイアス回路を形成し、このハイインピーダンスバイアス部分にコンデンサを接続して９０度移相を行うことによって、この回路の単独で９０度移相を行うことができると共に、特にＰＮＰトランジスタの直流電流源を必要としないのでダイナミックレンジが狭められる恐れもなく、低電圧での動作にも充分に対応することができるものである。
【００５９】
また本発明によれば、差動ドライブの差動出力の回路としたことにより、入力のバイアスに対して出力のバイアスを独立に設定することができ、設計の自由度が増すと共に、これによっても回路のダイナミックレンジを広く取ることができる。従って、回路の低消費電力化、及び回路をＩＣ化した場合のチップ面積の縮小が期待でき、ＩＣコストの削減及び製造コストの削減を可能にすることができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】0003700338.tif 000016
【図２】本発明の適用される９０度移相器の他の例の構成図である。
【図３】従来の９０度移相器の説明のための図である。
【図４】従来の９０度移相器の説明のための図である。
【符号の説明】
１，２…差動の入力電圧Ｖinと−Ｖinを形成する信号源電圧源、３，４…差動対を構成するトランジスタ、５，６…電流値Ｉe の電流源、７…抵抗値２Ｒe の抵抗器、８，９…差動の出力電圧−Ｖout とＶout の出力端子、１０，１１…トランジスタ、１２，１３…電流値Ｉ1 の電流源、１４，１５…差動対を構成するトランジスタ、１６，１７…電流値Ｉ0 の電流源、１８…抵抗値２Ｒ1 の抵抗器、１９，２０…抵抗値Ｒ2 の負荷抵抗器、２１…電源Ｖccの電源路、２２…容量値Ｃ／２のコンデンサ
【図１】
0003700338.tif 000017
【図２】
0003700338.tif 000018
【図３】
0003700338.tif 000019
【図４】
0003700338.tif 000020