(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される音声信号の低域成分を抽出するローパスフィルタと、
変更可能なフィルタ係数が設定されており、前記ローパスフィルタを通過した前記低域成分に対して前記フィルタ係数に応じたフィルタ処理を行う適応フィルタと、
前記適応フィルタから出力される信号を音響空間内に放出する第１のスピーカと、
前記音声信号を所定の遅延時間Δｔ遅延させて出力する遅延器と、
所定時間の間で各周波数成分を分散させたタイムストレッチドパルスを発生する信号発生手段と、
前記遅延器および前記信号発生手段のいずれかから入力される信号を選択的に出力するスイッチと、
前記スイッチによって選択された信号を前記音響空間内に放出する第２のスピーカと、
前記音響空間の聴取位置に設置された集音手段と、
前記ローパスフィルタを通過した前記低域成分が入力されて、前記低域成分に対し目標応答特性に基づいて目標応答信号を算出して出力する目標応答設定部と、
前記集音手段で集音された信号と前記目標応答信号との誤差信号のパワーが最小となるように前記フィルタ係数を制御する手段と、
前記集音手段から出力される信号から前記低域成分を除く高域成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタを通過した前記高域成分に、前記タイムストレッチドパルスに対して前記各周波数成分の発生順番を反対にした信号を畳み込み演算し、この畳み込み演算結果が最大となる時間を求めることにより、前記第２のスピーカに前記タイムストレッチドパルスが入力されてから対応する音波が前記集音手段によって検出されるまでの遅延時間τを算出する遅延時間算出手段と、
前記遅延時間算出手段によって算出された前記遅延時間τに基づいて、前記遅延器による前記遅延時間Δｔを設定する遅延時間設定手段と、
を備え、前記遅延時間設定手段は、前記ローパスフィルタを通すことにより生じる遅延時間をα、前記目標応答設定部を通すことにより生じる遅延時間をｔ、前記ハイパスフィルタを通すことにより生じる遅延時間をβとしたときに、前記遅延時間Δｔを、
Δｔ＝ｔ＋α＋β−τ
の関係式を用いて算出することを特徴とする適応等化システムにおける遅延時間測定方式。
【請求項２】
請求項１において、
前記信号発生手段によって発生した前記タイムストレッチドパルスを前記第２のスピーカに入力する動作が繰り返し行われたときに、前記ハイパスフィルタから繰り返し出力される前記タイムストレッチドパルスの応答信号の平均を求める平均化処理手段をさらに備えることを特徴とする適応等化システムにおける遅延時間測定方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、制御音源と非制御音源とを併用して車室内等で所望の音響特性を実現する等化システムにおける非制御音源の遅延量測定方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車室内は密閉された狭い空間であるため、短時間で反射が起こり、音波が干渉しあって聴取点までの伝達特性は非常に複雑なものとなる。また、左右非対称な場所で音楽を聴くことになるため、左右のスピーカからの伝達特性も大きく異なっている。このような車室内の悪影響を取り除き、車室内における音響特性の改善を行うことを目的としたオーディオ装置が望まれており、このような要求に応えるものとして、適応等化フィルタを用いて再生空間の複数点（制御点）において振幅や位相特性を含めて所望の音響特性となるようにする適応等化システムが提案されている。
【０００３】
図４は、車載用オーディオシステムに適用される適応等化システムの基本構成を示す図である。同図に示す適応等化システムは、目標応答設定部１００、マイクロホン１０２、加算器１０４、適応フィルタ１０６、フィルタ１０８、ＬＭＳ（Least Mean Square ）アルゴリズム処理部１１０、スピーカ１１２を含んで構成されている。目標応答設定部１００から出力される目標応答信号ｄ（ｎ）と、車室内音響空間内の聴取位置に設定されたマイクロホン１０２の出力信号ｄ′（ｎ）との差分である誤差信号ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように適応フィルタ１０６のフィルタ係数Ｗ（ｎ）が設定されるため、目標応答設定部１００に設定した目標応答特性Ｈを有する空間で音楽を聴取した場合と同様の音楽の聴取が可能となる。
【０００４】
ところで、上述した適応等化システムのようにオーディオ信号の全帯域に対して等化処理を行おうとすると、演算量が膨大なものとなり、リアルタイムの処理が困難となる。例えば、リアルタイムで処理を行おうとすると、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）が数百個程度必要になる。そこで、特定の周波数のみ、例えば２００Ｈｚ以下の低音のみに対して処理を行う適応等化システムが提案されている。
【０００５】
図５は、低音のみに対して適応処理を行う適応等化システムの構成を示す図である。同図に示す等化システムは、図４に示した等化システムに対して、▲１▼入力側に低音域を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２０を挿入し、その出力を目標応答設定部１００と適応フィルタ１０６等に入力している点と、▲２▼全可聴帯域のオーディオ信号が入力されて、これを車室内音響空間に放射する第２のスピーカ１２２を設けた点と、▲３▼第２のスピーカ１２２の前段にオーディオ信号を遅延させる遅延器１２４を挿入した点とが異なっている。この適応等化システムにおいてオーディオ信号の低音域のみを対象に等化処理を行うことにより、次のような利点がある。
【０００６】
▲１▼サンプリング周波数、すなわち必要な計算量を減らすことができる。▲２▼車室内のような小さな空間では、低音域において、モードのオーバーラップが少なく、壁の反射率が高いため、定在波の影響が顕著にでる。また、車載用オーディオ装置に用いられるスピーカは、その寸法や取り付け状態に制限があり、低音域で効率的な音響再生が難しい。このため、低音域に制御を集中することにより、小さなハードウエア規模の割に大きな制御効果を期待できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、低音域を対象に適応等化処理を行う上述した適応等化システムにおいては、制御帯域である低音域の音声を適応フィルタ１０６に通すことによる遅延が生じるため、この遅延時間を調整するために非制御音源であるスピーカ１２２の前段に遅延器１２４が設けられている。
【０００８】
また、適応フィルタ１０６を通った音声がスピーカ１１２から車室内空間に放射されてマイクロホン１０２に到達するまでの時間は、目標応答設定部１００による遅延時間に等しくなり、ローパスフィルタ１２０を通すことによる遅延時間もあらかじめ測定しておくことが可能である。したがって、オーディオ信号ｘ（ｎ）が入力されて、対応する音波が制御音源としてのスピーカ１１２から放射されてマイクロホン１０２に到達するまでの時間は既知の値となる。ところが、非制御音源としてのスピーカ１２２から車室内空間に放射された音波がマイクロホン１０２に到達するまでの時間が分からないため、制御帯域の音波と非制御帯域の音波とが同時にマイクロホン１０２に到達するように遅延器１２４の遅延時間を設定しようとすると、スピーカ１２２から放射された音波がマイクロホン１０２に到達するまでの遅延時間を測定する必要がある。
【０００９】
この遅延時間を測定する方法としては、スピーカ１２２にインパルスを入力して、マイクロホン１０２で検出されるインパルス応答を調べる方法が考えられる。しかし、この方法はノイズに弱く、正確な遅延時間が求まらないおそれがある。例えば、この遅延時間の測定は実際の車両で行う必要があるが、通常の環境下（一般の駐車場に車両を停車させたような場合）では、突発的に発生する騒音や音圧レベルの高い騒音の発生を防止することができないため、これらの音がマイクロホン１０２に到達すると、遅延時間測定のために検出したインパルス応答であるか、それ以外の音に対応するインパルス応答であるかが判断できずに、遅延時間が誤って測定されるおそれがある。また、スピーカ１２２にインパルスを入力すると、瞬間的に大きなエネルギーがスピーカ１２２に加わることになるため、スピーカ１２２が損傷するおそれがある。
【００１０】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、ノイズによる影響を受けにくく、スピーカの損傷を防止することができる遅延時間測定方式を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の遅延時間測定方式では、聴取位置に集音手段が設置されており、音響空間内に設置されたスピーカに信号発生手段によってタイムストレッチドパルスを入力し、これに対応する集音手段の出力信号に対して、タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号の畳み込み演算を行い、この畳み込み演算結果が最大となる時間を遅延時間算出手段によって求めている。このような畳み込み演算を行うことによりインパルス応答を求めることができるため、その最大値を検出することにより、スピーカから放射された音波が集音手段に到達するまでの遅延時間を測定（算出）することができる。このように、遅延時間を測定する際にタイムストレッチドパルスを用いているため、測定音のエネルギーを分散させてスピーカの損傷を防止することができる。また、測定音のエネルギーを分散させており、各周波数のエネルギーを大きくすることができるため、ノイズの影響を受けにくい。
【００１２】
特に、適応等化システムにおける非制御帯域側のスピーカについて、上述した遅延時間の測定を行うことにより、制御帯域の音波の到達タイミングと非制御帯域の音波の到達タイミングとを一致させることができる。具体的には、非制御帯域のスピーカの前段に遅延手段を接続し、上述した遅延時間算出手段による算出結果に基づいて、遅延時間設定手段によってこの遅延手段の遅延時間の設定を行うことにより、制御帯域の音波の到達タイミングと非制御帯域の音波の到達タイミングとを一致させることが可能になる。
【００１３】
また、スピーカに対して上述したタイムストレッチドパルスの入力を繰り返し行って、対応する応答信号の平均を求め、この結果に対して畳み込み演算を行うことが好ましい。このように、繰り返し得られた応答信号を平均化することにより、さらにノイズの影響を除去することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明を適用した一実施形態の等化システムは、タイムストレッチドパルス（時間引き延ばしパルス）を用いて非制御音源側の遅延時間の測定を行うことに特徴がある。以下、一実施形態の等化システムについて、図面を参照して説明する。
【００１５】
図１は、本発明を適用した一実施形態の等化システムの構成を示す図である。同図に示す等化システムは、入力される音声信号の低域成分に対して適応等化処理を行うために、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０、目標応答設定部１２、マイクロホン１４、加算器１６、フィルタ１８、スピーカ２０、２８、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２、適応フィルタ２４、遅延器２６を備えている。上述したマイクロホン１４が集音手段に、遅延器２６が遅延手段にそれぞれ対応する。
【００１６】
ローパスフィルタ１０は、入力されるオーディオ信号の中から制御帯域である低周波成分のみを分離する。目標応答設定部１２は、目標応答特性Ｈが設定されており、ローパスフィルタ１０から出力される制御帯域のオーディオ信号が入力されて、これに対応する目標応答信号を出力する。マイクロホン１４は、車室内音響空間の聴取位置に設置されており、この聴取位置に到達した音波を検出する。加算器１６は、マイクロホン１４から出力される音楽信号と目標応答設定部１２から出力される目標応答信号との誤差を演算して誤差信号ｅを出力する。フィルタ１８は、ローパスフィルタ１０から出力される制御帯域のオーディオ信号にスピーカ２０から聴取位置までの音響伝搬系の伝搬特性（伝達特性）Ｃ＾を畳み込んで適応信号処理に用いる参照信号（フィルタードリファレンス信号）を生成する。ＬＭＳアルゴリズム処理部２２は、聴取位置における誤差信号ｅとフィルタ１８から出力されるフィルタードリファレンス信号とが入力されており、これらの信号を用いて誤差信号ｅのパワーが最小となるように、ＬＭＳアルゴリズムを用いて適応フィルタ２４のフィルタ係数（タップ係数ベクトル）Ｗを設定する。適応フィルタ２４は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のデジタルフィルタ構成を有しており、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２によって設定されたタップ係数ベクトルＷを用いて、ローパスフィルタ１０から出力されるオーディオ信号に対してデジタルフィルタ処理による所定の補正処理を行う。補正後のオーディオ信号が制御音源としてのスピーカ２０から車室内音響空間に放射される。遅延器２６は、非制御帯域のオーディオ信号が入力されて、これを所定の遅延時間Δｔだけ遅延させて出力する。この遅延時間Δｔは任意に設定可能であり、遅延後のオーディオ信号が非制御音源としてのスピーカ２８から車室内音響空間に放射される。
【００１７】
また、図１に示す等化システムは、非制御音源としての上述したスピーカ２８から放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの時間を測定して、遅延器２６の遅延時間を設定するために、タイムストレッチドパルス（ＴＳＰ）発生器３０、スイッチ３２、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３４、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３６、メモリ制御部３８、メモリ４０、平均化処理部４２、畳み込み演算部４４、インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６、遅延時間設定部４８を備えている。上述したタイムストレッチドパルス発生器３０が信号発生手段に、平均化処理部４２が平均化処理手段に、畳み込み演算部４４、インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６が遅延時間算出手段に、遅延時間設定部４８が遅延時間設定手段にそれぞれ対応する。
【００１８】
タイムストレッチドパルス発生器３０は、スピーカ２８と遅延器２６との間に挿入されたスイッチ３２の接続状態を切り替えた後に、タイムストレッチドパルスを繰り返し発生してスピーカ２８に入力する。
【００１９】
タイムストレッチドパルスは、その周波数特性Ｈ（ｋ）が以下のように表される信号である。
【００２０】
【数１】
0003657770.tif 000002
【００２１】
ここで、ｍはタイムストレッチドパルス内で各周波数毎の位相をずらす度合いを示す係数であり、任意の整数値をとる。Ｎはタイムストレッチドパルスの発生時間を規定する係数である。また、ｋは０からＮ−１までの整数であり、ａはｍとＮが決まれば（１）式に含まれる第３式によって定まる。例えば、ｍ＝０の場合にはａ＝０となるため、全てのｋについてＨ（ｋ）＝ｅｘｐ（０）＝１となって、各周波数成分が分散せずに集中したインパルスとなる。
【００２２】
タイムストレッチドパルス発生器３０から出力される実際のタイムストレッチドパルスは、上述した（１）式を逆フーリエ変換して得られる信号であり、その一例を図２に示す。図２に示すタイムストレッチドパルスは、Ｎ＝２５６の場合であって、このＮの値とｍの値に応じた所定時間の間で各周波数成分が分散した信号となる。したがって、Ｎの値を大きく設定し、かつｍの値も大きく設定することにより、長時間にわたって各周波数成分のエネルギーを分散させることができるため、ノイズの影響を受けにくくなるが、タイムストレッチドパルスの発生時間が長くなればなるほど遅延時間の測定に要する時間も長くなるため、発生時間があまり長くならない範囲で適切なＮとｍの値を設定する必要がある。
【００２３】
ハイパスフィルタ３４は、マイクロホン１４の出力信号の中から高域成分のみを抽出するためのものである。適応等化される制御帯域の信号（オーディオ信号の低域成分）が、遅延時間の測定に影響を及ぼすことを防止するために設けられている。
【００２４】
Ａ／Ｄ変換器３６は、ハイパスフィルタ３４の出力信号に対して、所定の時間間隔で標本化および量子化を行って、所定ビット数のデータを出力する。メモリ制御部３８は、所定の時間間隔でＡ／Ｄ変換器３６から出力されるデータを順次メモリ４０に格納する。タイムストレッチドパルスが１回出力されると、このタイムストレッチドパルスに対する応答としてハイパスフィルタ３４から出力されるアナログ信号波形がＡ／Ｄ変換器３６によってデジタル波形データ（以後、このデータを「タイムストレッチドパルス応答データ」と称する）に変換され、メモリ４０の所定領域に格納される。メモリ４０には、このような格納領域がＬ個分確保されており、タイムストレッチドパルス発生器３０からＬ個のタイムストレッチドパルスが繰り返し出力されたときに、それぞれに対応するタイムストレッチドパルス応答データが上述したＬ個の格納領域のそれぞれに格納される。
【００２５】
平均化処理部４２は、メモリ４０に格納されているＬ個のタイムストレッチドパルス応答データの平均化処理を行う。平均化された応答データをｑ（ｎ）、ｉ個目の応答データをｑi （ｎ）とすると、
【００２６】
【数２】
0003657770.tif 000003
【００２７】
となる。平均化処理部４２は、この（２）式にしたがって、Ｌ個のタイムストレッチドパルス応答データの平均化処理を行うことにより、突発的なノイズの影響を除去した応答データが得られる。
【００２８】
畳み込み演算部４４は、（２）式で計算された平均化したタイムストレッチドパルス応答データｑ（ｎ）に、タイムストレッチドパルスｐ（ｎ）を時間軸上で反転させたデータｐ（−ｎ）を畳み込み演算する。図３は、タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転させた信号を示す図であり、図２に示すＮ＝２５６に対応するタイムストレッチドパルスを反転した波形が示されている。なお、実際に畳み込み演算部４４で用いられるデータｐ（−ｎ）は、図３に示した信号波形をデジタル波形データに変換したものであり、その標本化間隔はＡ／Ｄ変換器３６における標本化間隔と同じである。
【００２９】
畳み込み演算部４４による畳み込み演算は、以下の式に基づいて行われる。
【００３０】
【数３】
0003657770.tif 000004
【００３１】
この（３）式にしたがって、タイムストレッチドパルス応答信号と、元のタイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号とを畳み込み演算することによりインパルス応答が得られる。なお、畳み込み演算部４４は、平均化処理部４２から出力されるデータを順次ずらしていってそれぞれのＮ個のデータを用いて畳み込み演算を行い、複数の演算結果を出力する。
【００３２】
インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６は、畳み込み演算部４４による複数の演算結果が入力されており、インパルス応答が最大となる演算結果を検索することにより、この演算結果に対応するタイムストレッチドパルス応答データの到達タイミングを求めて、スピーカ２０から放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを算出する。ただし、ここで算出された遅延時間τには、ハイパスフィルタ３４を通すことにより生じる遅延時間βも含まれるため、あらかじめハイパスフィルタ３４の遅延時間βを測定しておいて、（τ−β）を改めてτと置き直す必要がある。
【００３３】
遅延時間設定部４８は、インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６によって算出されたスピーカ２８からマイクロホン１４までの遅延時間τに基づいて、遅延器２６の遅延時間Δｔの設定を行う。
【００３４】
図１に示した本実施形態の等化システムでは、遅延器２６の遅延時間をΔｔ、スピーカ２８からマイクロホン１４までの音波の到達時間（遅延時間）をτとすると、非制御帯域のオーディオ信号が入力されて、これに対応する音波がマイクロホン１４に到達するまでの全体の遅延時間がΔｔ＋τとなる。また、ローパスフィルタ１０を通った後の信号は、適応フィルタ２４を通った後にスピーカ２０に入力され、これに対応する音波が車室内空間に放出されてマイクロホン１４に到達するが、このローパスフィルタ１０から信号が出力されてから、対応する音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間が目標応答特性Ｈによる遅延時間と等しくなるように適応フィルタ２４が動作するため、結局この遅延時間は既知の値ｔとして与えられる。
【００３５】
ローパスフィルタ１０を通すことにより生じる遅延時間をαとし、あらかじめ測定しておくものとすると、非制御帯域の音波と制御帯域の音波とが同じタイミングでマイクロホン１４に到達するためには、Δｔ＋τ＝ｔ＋αの関係を満たすΔｔ（＝ｔ＋α−τ）を遅延器２６の遅延時間として設定すればよく、この設定動作が遅延時間設定部４８によって行われる。
【００３６】
本実施形態の等化システムでは、タイムストレッチドパルス発生器３０で発生したタイムストレッチドパルスを非制御帯域用のスピーカ２８に入力し、対応する音波をマイクロホン１４で検出して、この検出結果であるタイムストレッチドパルス応答信号の波形データがメモリ４０に順次格納される。この格納された波形データに、元のタイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号の波形データを畳み込み演算することにより、インパルス応答が得られるため、このインパルス応答が最大となるタイミングを検索することにより、スピーカ２８から車室内空間に放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを算出することができる。このようにして遅延時間τの測定（算出）が行われると、それ以外の既知の値を用いて、遅延器２６の遅延時間Δｔの設定が行われる。
【００３７】
このように、スピーカ２８から放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを測定する際に、所定の時間幅を有するタイムストレッチドパルスを用いることにより、スピーカ２８に加わるエネルギーの集中を防ぐことができるため、瞬間的に大きなインパルスが入力された場合のようにスピーカ２８を損傷させるおそれがない。また、時間的に各周波数成分が分散しているため、単一のインパルスを入力する場合に比べてタイムストレッチドパルス全体のパワーを大きく設定することができ、良好なＳＮ比を確保してノイズによる影響を少なくすることができる。
【００３８】
また、このようなタイムストレッチドパルスの出力を複数回行って、その結果得られるタイムストレッチドパルス応答信号を平均化した結果を用いて上述した遅延時間τの測定を行うことにより、さらにノイズの影響を除去することが可能になる。
【００３９】
また、上述した遅延時間τの測定は、単にタイムストレッチドパルス応答信号を取り込んで、この応答信号に元のタイムストレッチドパルスを畳み込み演算することにより行われるため、適応フィルタを用いてインパルス応答を測定するシステムに比べて、特にサンプリング周波数が高い場合に、測定に必要な演算量を低減することができる。特に、上述した等化システムの各種の演算処理はＤＳＰによって実現されるが、適応フィルタを用いたインパルス応答の測定手法を高いサンプリング周波数で動作させると、高速演算が可能なＤＳＰが必要になるが、本実施形態の測定動作ではＤＳＰに対する負担を軽減することができる。
【００４０】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態では、タイムストレッチドパルスをＬ回出力して、対応する応答信号の波形データの平均化処理を行って遅延時間τを測定するようにしたが、必ずしも複数回の平均を取る必要はなく、応答信号の波形データを１回だけ取り込んで遅延時間τを測定するようにしてもよい。また、上述した実施形態では、等化システムの非制御帯域のスピーカ２８から放射される音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを算出するようにしたが、等化システム以外に使用されるスピーカから聴取位置までの遅延時間を算出する際に、上述したタイムストレッチドパルスを用いた本発明を広く適用することができる。
【００４１】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、遅延時間を測定する際にタイムストレッチドパルスを用いているため、測定音のエネルギーを分散させてスピーカの損傷を防止することができる。また、測定音のエネルギーを分散させており、各周波数のエネルギーを大きくとることができるため、ノイズの影響を受けにくい。特に、適応等化システムにおける非制御帯域側のスピーカについて、上述した遅延時間の測定を行うことにより、制御帯域の音波の到達タイミングと非制御帯域の音波の到達タイミングとを一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した一実施形態の等化システムの構成を示す図である。
【図２】タイムストレッチドパルスの一例を示す図である。
【図３】タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転させた信号を示す図である。
【図４】車載用オーディオシステムに適用される適応等化システムの基本構成を示す図である。
【図５】低音のみに対して適応処理を行う適応等化システムの構成を示す図である。
【符号の説明】
１４  マイクロホン
２０、２８  スピーカ
２６  遅延器
３０  タイムストレッチドパルス（ＴＳＰ）発生器
３４  ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
３６  Ａ／Ｄ変換器
３８  メモリ制御部
４０  メモリ
４２  平均化処理部
４４  畳み込み演算部
４６  インパルス応答最大値／遅延時間検索部
４８  遅延時間設定部
【図１】
0003657770.tif 000005
【図２】
0003657770.tif 000006
【図３】
0003657770.tif 000007
【図４】
0003657770.tif 000008
【図５】
0003657770.tif 000009