(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、
歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成する演算制御手段を具備し、該演算制御手段により送信系及び帰還系の周波数特性を補正することを特徴とする歪補償システム。
【請求項２】
前記演算制御手段としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数特性を補正するイコライザ機能と、プリディストーション機能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されてきた変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプリディストーション処理を行なうことを特徴とする請求項１記載の歪補償システム。
【請求項３】
系の違いによって周波数特性が変化するため、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモリを配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系の周波数特性をキャンセルすることを特徴とする請求項２記載の歪補償システム。
【請求項４】
系の周波数特性の有無の切り換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することを特徴とする請求項３記載の歪補償システム。
【請求項５】
送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、
送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることを特徴とする歪補償システム。
【請求項６】
前記演算制御手段は通信中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを削減することを特徴とする請求項１記載の歪補償システム。
【請求項７】
前記演算制御手段は、Ｒｘオフセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減することを特徴とする請求項６記載の歪補償システム。
【請求項８】
前記演算制御手段は、遅延要素τを検出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調データを用いて誤差オフセットを検出することを特徴とする請求項７記載の歪補償システム。
【請求項９】
前記演算制御手段は前記遅延要素τの値がしきい値を超えることによって区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに分配するかを判別することを特徴とする請求項８記載の歪補償システム。
【請求項１０】
直交変調時における送信スプリアス成分の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことを特徴とする請求項２記載の歪補償システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線送信システムにおける歪補償システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線送信システムに於いて、近年ディジタル化による高能率転送が多く用いられるようになってきた。ディジタル化の多値振幅変調方式（ＰＳＫ変調方式）を適用する場合、送信の電力増幅器の線形特性によりその送信機の隣接チャネル漏洩電力が規格外れを起こすのを防ぐ歪補償が必要となる。
【０００３】
ここで、ＰＳＫ変調方式とは、入力音声データを位相と振幅で表わす方式である。このために、Ｉ軸とＱ軸を考え、入力データはこのＩ軸とＱ軸で構成される平面上の点として考える（図１０参照）。そして、点のＩ軸からの回転量を位相と考え、座標原点からの距離を電力とするものである。
【０００４】
歪補償の技術としては多種提案されているが、これらには回路規模や調整に大きな問題があり、実現には至っていない。しかしながら、近年のＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）信号処理の速度向上により、ディジタル信号処理によって歪補償を行なう方式の実用化が検討されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
歪補償を正確に行なう上で３つの課題があり、本発明はそれを解決しようとするものである。
【０００６】
▲１▼第１は、送信ベースバンド信号をＲＦ変調したものに対して、線形条件下の帰還系で復調されたベースバンド信号の振幅や位相のずれを比較して歪補償を行なうものである。
【０００７】
歪補償の手段として、変調後の正常な信号と帰還された信号とを比較して、パワーアンプを含む送信系のＡＭ−ＰＭ（電力対位相），ＡＭ−ＡＭ（電力対電力）特性の逆特性を演算する。その結果を基に正常な変調信号を付加するプリディストーション処理を行なう。ここで行なう演算は、入力電力に対する位相及び出力電力に関することのみを行なっている。
【０００８】
よって、周波数に依存する変化が発生した場合、例えばフィルタ等の電力に依存しないデバイスが回路上に存在すると、本来の歪補償処理は成立しなくなり、隣接チャネル漏洩電力は増大してしまう。
【０００９】
▲２▼第２は、温度変化によって帰還系フィードバックの復調Ｉ／Ｑ信号のＲｘオフセットが増大すると、被測定データが誤ってしまいプリディストーション処理が正確に行われない状態が起こる。
【００１０】
これを補正するための手段が考えられているが、何れも送信中に補正を行なうことはできなかった。基地局の連続通信の場合には、通信を一旦止めなければ補正を行なうことができないため、実用的ではなかった。
【００１１】
▲３▼第３は、コンスタレーションに歪が生じた場合、例えば直交変調器、直交検波器に直交度誤差が存在すると、送信する前のコンスタレーション上のレベルと、実際に検波した後のコンスタレーション上のレベルとの間に差異が生じ本来の歪補償は成立しない。
【００１２】
ここで、直交度誤差を測定及び削減する手段を得るためには演算処理を行わなければならない。それ故、三角関数等の演算処理を用いるため、三角関数テーブルを格納するためのメモリが必要となるが、全ての演算テーブルを用いるとメモリ容量も増大し、回路規模も増大する。
【００１３】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、系の周波数特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうことができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオフセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償システムを提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
（１）図１は本発明の原理ブロック図である。図において、１０は音声入力を受けて歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成しする演算制御手段、２０は該演算制御手段１０のＩ／Ｑ出力を受けて直交変調すると共に、帰還信号を復調して演算制御手段１０に伝える直交変調・復調手段、４０は該直交変調・復調手段２０の出力を受けて送信すると共に、受信信号を受ける送受信手段、３１は変調信号が送出されるアンテナである。
【００１５】
この発明の構成によれば、演算制御手段１０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
【００１６】
（２）この場合において、前記演算制御手段１０としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数特性を補正するイコライザ機能と、プリディストーション機能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されてきた変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプリディストーション処理を行なうことを特徴としている。
【００１７】
この発明の構成によれば、ＤＳＰがイコライザ機能とプリディストーション機能を実行することにより、送出信号の直線性を保持することが可能となる。
（３）また、系の違いによって周波数特性が変化するため、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモリを配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系の周波数特性をキャンセルすることを特徴としている。
【００１８】
この発明の構成によれば、周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正データをテーブルとして持つことにより、ＤＳＰはイコライザ機能のために演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセルすることが容易になる。
【００１９】
（４）また、系の周波数特性の有無の切り換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することを特徴としている。
【００２０】
この発明の構成によれば、ＤＳＰが系の逆周波数特性をメモリテーブルに予め記憶しておくことにより、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易になる。（５）また、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることを特徴としている。
【００２１】
この発明の構成によれば、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうことが容易になる。
【００２２】
（６）また、前記演算制御手段１０は通信中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを削減することを特徴としている。
この発明の構成によれば、通信中においても、誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能となる。
【００２３】
（７）また、前記演算制御手段１０は、Ｒｘオフセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減することを特徴としている。
【００２４】
この発明の構成によれば、誤差オフセット検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。
（８）また、前記演算制御手段１０は、遅延要素τを検出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調データを用いて誤差オフセットを検出することを特徴としている。
【００２５】
この発明の構成によれば、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、誤差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
（９）また、前記演算制御手段１０は前記遅延要素τの値がしきい値を超えることによって区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに分配するかを判別することを特徴としている。
【００２６】
この発明の構成によれば、遅延要素τの値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値をＩ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの補正を正確に行なうことができる。
【００３４】
（１０）更に、直交変調時における送信スプリアス成分の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことを特徴としている。
【００３５】
この発明の構成によれば、送信スプリアス成分を除去することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。
先ず、前記３つの課題を解決するための構成について説明する。
【００３７】
▲１▼に対して
送信系、帰還系も含めて送信部全体の伝送帯域内の周波数特性を演算制御部１０で測定し、理想値と比較して伝送路の逆特性を予め付加して送受信手段４０から送信するようにする。
【００３８】
この実施の形態例によれば、演算制御手段１０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
【００３９】
▲２▼に対して
ＲｘオフセットがＩ／Ｑ軸それぞれに存在する場合、送信し、復調されたＩ軸，Ｑ軸データの常時比較した差分にも誤差のオフセットが存在する。この誤差オフセットを無くすように帰還側（フィードバック側）のＲｘオフセット値を可変していくことによりＲｘオフセットを除去していく。
【００４０】
このような構成をとることにより、前歪補償を行ない正確な歪補償を行なうことができる。
しかしながら、帰還された復調Ｉ軸，Ｑ軸データには送信路及び復信路において、遅延要素τ（角度）が存在するため、単純に送信データと帰還データとを比較することができない。
【００４１】
図２は遅延要素τによる送信／復調Ｉ，Ｑデータ誤差の説明図である。図のＩ軸とＱ軸が本来の軸（送信する際の軸）であるものとする。ここで復調時に遅延要素τが存在すると、Ｉ／Ｑ軸が角度τだけ回転し、Ｉ’軸，Ｑ’軸となる。
【００４２】
Ｉ軸上の点Ａが、回転によりＡ’点に移動する結果、Ａ点とＡ’点との差分ΔＩが遅延要素対によるＩチャネル誤差となる。
一般的に遅延要素τの値を検出補正する手段は原理的に知られている。ここで、τ検出を行なった後に前述したＲｘオフセットを補正する手段を設ける方法をとることにする。
【００４３】
先ず、復調されたＩ’，Ｑ’信号を演算制御手段１０により−τ補正演算を行ないＩ’’，Ｑ’’信号を生成する。次に、Ｒｘオフセットを補正する。しかしながら、Ｒｘオフセット補正は、基本的にＩ’，Ｑ’信号に対して処理を施すものであるため、τの値によっては、Ｉ’’＝±Ｉ’、Ｑ’’＝±Ｑ、Ｉ’’＝±Ｑ、Ｑ’’＝±Ｉ’に相当することになる。このため、τの値によって誤差オフセットＩ’’，Ｑ’’の符号及び補正対象のＩ／Ｑを切り換える方法をとることにより、回避が可能である。
【００４４】
▲３▼について
直交変調器及び直交検波器の直交度誤差を補正する方法と演算メモリを削減する方法を以下に示す。
（ａ）直交変調器の直交度誤差を検出し、ベースバンド信号に補正を施す。
（ｂ）直交検波器の直交度誤差を検出し、ベースバンド信号に補正を施す。
（ｃ）市場で使用されている直交変調／検波器デバイスの直交度誤差はトータルで±３゜（ｍａｘ）であるため、０゜±Ｘ゜（Ｘ≧３）だけの三角関数テーブルを作成することにより、演算メモリを削減することができる。
【００４５】
図３は本発明の第１の実施の形態例を示すブロック図である。図において、２１は音声信号をディジタル信号に変換するコーデック（ＣＯＤＥＣ）、２２は該コーデック２１の出力を受けて送信データを転送するＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓｏｒ）部、２３は送られてきたデータを一時記憶するＲＡＭ（入力バッファ）である。
【００４６】
２４は、ＲＡＭ２３の出力を受けて歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成する演算制御部である。該演算制御部２４は、図１の演算制御手段１０に相当する。演算制御部２４において、１０１は送信信号に帰還系からの補正信号を乗算してプリディストーションを行なうプリディストーション演算制御部、１０２は帰還Ｉ／Ｑ信号に対してイコライザ演算を施すイコライザ演算制御部である。該演算制御部２４としては、例えばＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）が用いられる。
【００４７】
入力信号は、該演算制御部２４によりＩ軸とＱ軸の信号に分解され、Ｉｋ，Ｑｋとなる。２６は演算制御部２４の出力を受けるバッファとしてのＲＡＭ、２７は該ＲＡＭ２６から読み出されたＩｋ，Ｑｋ信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。該Ｄ／Ａ変換器２７にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）機能も付加されている。
【００４８】
２８はＤ／Ａ変換器２７の出力であるＩ／Ｑ信号を直交変換して１つの変調信号に合成する直交変調器である。２９は該直交変調器２８の出力を受ける周波数変換器（ＦＣ）である。３０は該周波数変換器２９の出力を増幅するアンプ、３１は該アンプ３０と接続されるアンテナである。３２はアンプ３０の出力段に設けられた方向性結合器である。
【００４９】
５０は方向性結合器３２からの帰還信号を受ける遅延要素である。３３は該遅延要素５０の出力を受ける周波数変換器（ＦＣ）である。３４は周波数変換器３３の出力からＩ／Ｑ成分を分離する直交検波器である。４３は直交変調器２８及び直交検波器３４に基準搬送波を与える基準搬送波発生部である。
【００５０】
３５は直交検波器３４の出力であるＩ／Ｑ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器で、該Ａ／Ｄ変換器３５からはＩ軸とＱ軸の信号Ｉｋ，Ｑｋが出力される。３７は該Ａ／Ｄ変換器３５の出力を一時記憶する帰還バッファとしてのＲＡＭである。該ＲＡＭ３７のＩ／Ｑ出力信号は、演算制御部２４に与えられる。
【００５１】
２５ｃは演算制御部２４の動作プログラムを格納するＲＯＭ、２５ａはワークエリアとして動作するＥ2ＰＲＯＭ、２５ｂは送信系及び帰還系の周波数特性をキャンセルする周波数特性データを記憶するメモリである。３９は各種のコマンドを入力する操作部、３８は該操作部３９からのコマンド入力を受けてシステムの制御を行なうマイコンである。該マイコン３８は、ＴＤＭＡ２２及び演算制御部２４に指令信号を与える。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００５２】
音声コーデック２１から送出されるデータ群は、ＴＤＭＡ部２２においてバースト処理され、ＲＡＭ２３を介して演算制御部２４に送られる。該演算制御部２４で、それぞれのデータはＩ／Ｑ信号に分けられ、プリディストーション演算制御部１０１で通常にプリディストーションされ出力される。この演算制御部２４の出力が送信ベースバンド信号である。演算制御部２４の出力データはＲＡＭ２６を介してＤ／Ａ変換器２７に送られる。
【００５３】
Ｄ／Ａ変換器２７からは、アナログベースバンド信号Ｉ／Ｑが出力される。この信号は続く直交変調器２８に入り、同時に該直交変調器２８には、基準搬送波発生部４３より搬送波が入力されているので、この搬送波は該ベースバンド信号で直交変調され、この変調波は周波数変換器２９を介して電力増幅アンプ３０に入り、所要電力まで増幅され、アンテナ３１を介して送信される。
【００５４】
また、方向性結合器３２を通じて分岐された送信波は遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直交検波器３４に入力される。該検波器３４には、基準搬送波発生部４３から基準搬送波が入力されているので、ここで送信したベースバンド信号が再生される。このベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器３５でディジタルデータに変換した後、ＲＡＭ３７を介して演算制御部２４にフィードバックする。
【００５５】
演算制御部２４に帰還された復調信号（復調ベースバンド信号）には、経路上の周波数特性が含まれるので、帰還信号の振幅と位相を比較する前に、イコライザ演算制御部１０２において、テーブル２５ｂに記憶されている周波数特性データを基に送信系と帰還系の周波数特性と逆特性を持たせるための演算を行なう。そして、この補正後のデータについて振幅、位相を比較することにより、送信系及び帰還系の周波数特性による歪補償の劣化を補正することが可能となる。
【００５６】
この場合において、演算制御部２４に接続されたメモリ２５ｂには、イコライザ演算用の演算テーブルが記憶されている。そして、系によって周波数特性が変化する場合には、このテーブルを書き換えることで対応する。
【００５７】
この実施の形態例によれば、演算制御部（ＤＳＰ）２４がイコライザ機能と、プリディストーション機能を実行することにより、送出信号の直線性を保持することが可能となる。
【００５８】
また、系の周波数特性が異なる場合に対応して、周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正データをテーブルとして持つことにより、演算制御部（ＤＳＰ）２４は、イコライザ機能のために演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセルすることが容易になる。
【００５９】
図４は本発明の第２の実施の形態例を示すブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。２４は演算制御部で、プリディストーション演算制御部１０１とイコライザ演算制御部１０２を含んでいる。該演算制御部２４には、イコライザ用メモリ２５ｂが接続されている。演算制御部２４としては、例えばＤＳＰが用いられる。
【００６０】
２６は演算制御部２４の出力データを一時記憶するＲＡＭ出力バッファ、２７ａは各軸毎のデータをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、２７ｂはこれらＤ／Ａ変換器２７ａの出力から高周波成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００６１】
２８は該ローパスフィルタ２７ｂの出力を受けて直交変調する直交変調器、４０は該直交変調器２８の出力を受ける送受信部、３１は該送受信部４０で起動されるアンテナである。３４は方向性結合器から出力される帰還信号をＩ／Ｑ軸信号に復調する直交復調器である。３５は直交復調器３４の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。
【００６２】
ＳＷ１とＳＷ２は直交復調器３４とＡ／Ｄ変換器３５との間に設けられたスイッチである。これらスイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ側に設定すると、送信信号はＤ／Ａ変換器２７ａの出力で折り返され、Ａ／Ｄ変換器３５に入るようになっている。
【００６３】
３７はＡ／Ｄ変換器３５の出力を受けて、一時記憶するＲＡＭ帰還バッファである。該ＲＡＭ帰還バッファ３７の出力は、演算制御部２４に入る。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００６４】
先ず演算制御部２４は、特定の周波数スペクトルを持つ信号を送出する。ここで、スイッチＳＷ１とＳＷ２の状態はＢ接点側に接続され、ローパスフィルタ２７ｂを介して直交変調器２８に入り、直交変調され、アンテナ３１から送出される。演算制御部２４は、この時の帰還信号をサンプリングしてＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行ない、送出信号のスペクトル解析を行なう。
【００６５】
図５は第２の実施の形態例の特性を示す図である。（ａ）のｆ２はこの場合の周波数スペクトルを示す図である。横軸は周波数、縦軸は電力である。
次に、スイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ接点側に接続し、ローパスフィルタ２７ｂの前で折り返され、演算制御部２４に入力する。該演算制御部２４は、帰還信号をサンプリングしてＦＦＴ解析を行なう。図５の（ａ）のｆ１はこの時の周波数スペクトルを示す図である。
【００６６】
そして、先に送出した信号スペクトルを基準として、後で送出した信号スペクトルと比較し、そのスペクトル差分を検出し、その逆特性の演算を行ない、この特性データをイコライザメモリ２５ｂに記憶させる。その後、スイッチＳＷ１とＳＷ２の状態をＢ側に戻し、通常の系にする。この場合に、演算制御部２４はイコライザ演算制御部１０２により周波数補正を行ない、次にプリディストーション演算制御部１０１は、プリディストーションを行ない、Ｉ／Ｑ信号を送出する。
【００６７】
図５の（ｂ）のｆ３は（ａ）のｆ２−ｆ１のスペクトル、ｆ４はｆ３の逆特性を示すスペクトルである。このｆ４の特性を用いて信号送出時のプリディストーションを行なう。
【００６８】
この実施の形態例によれば、演算制御部（ＤＳＰ）２４がｆ４に示すような系の逆周波数特性をイコライザ用メモリ２５ｂに予め記憶しておくことにより、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易になる。
【００６９】
この場合において、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることができる。
【００７０】
この発明の構成によれば、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうことが容易になる。
【００７１】
図６は本発明の第３の実施の形態例を示すブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。この実施の形態例は、直交検波器３４の出力を変換するイコライザをハードウェアで設けたものである。図中４１がこのイコライザであり、直交検波器３４とＡ／Ｄ変換器３５との間に設けられている。この結果、演算制御部２４内のイコライザ演算制御部１０２（図３参照）は不要となっている。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００７２】
送出部から送出された信号を方向性結合器３２から抽出し、帰還系に出力する。この帰還信号は、遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直交検波器３４に入り、Ｉ／Ｑ信号に復調される。この復調された帰還信号は、イコライザ４１に入り、送信系及び帰還系の逆特性の周波数補正が行なわれる。
【００７３】
周波数特性の補正が行なわれた帰還信号は、Ａ／Ｄ変換器３５によりディジタルデータに変換された後、ＲＡＭバッファ３７を介して演算制御部２４に入る。該演算制御部２４は、イコライザ４１により周波数補正がなされた信号に対して振幅と位相を補正する。補正後にプリディストーション演算制御部１０１でプリディストーションを行ない、送信信号Ｉ／Ｑを出力する。
【００７４】
この実施の形態例によれば、送信系及び帰還系の周波数特性による歪補償の劣化を補正することができる。
図７，図８は本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。図１０はＲｘオフセットが存在した際の読み取り誤差の説明図である。縦軸はＱ軸、横軸はＩ軸である。実線で示す座標はＤＳＰ部２４のＩ／Ｑ軸、破線で示す座標はＲｘオフセットが存在した場合の誤Ｉ／Ｑ軸である。実線で示す座標の原点をＯ、破線で示す座標の原点をＯ’とする。この時、原点ＯからＯ’までのベクトルをＡとして｜Ａ｜が誤測定電力となる。
【００７５】
図３の演算制御部２４でプリディストーション処理前に生成されるＩ／Ｑ変調ベースバンドデータＡを保持する（Ｓ１）。このＡに対してプリディストーション処理を施し（Ｓ２）、ＲＡＭバッファ２６→Ｄ／Ａ変換器２７→直交変調器２８→周波数変換器２９→アンプ３０→アンテナ３１の順に送出する。
【００７６】
送出された信号を方向性結合器３２を介して帰還信号として抽出し、周波数変換器３３→直交検波器３４→Ａ／Ｄ変換器３５→ＲＡＭバッファ３７のルートで演算制御部２４にフィードバックＩ／Ｑ信号データを入力する。演算制御部２４は、フィードバックＩ／Ｑ信号からＩ／Ｑ信号データＢを測定する（Ｓ３）。
【００７７】
次に、演算制御部２４は、ＢデータにＲｘオフセット値Ｃを付加し、Ｄを検出する（Ｓ４）。Ｄは次式で表される。
Ｄ＝Ｂ＋Ｃ                                          （１）
このＤに対して、先に演算されたＡの値との差分をとり誤差を検出する（Ｓ５）。該誤差値より誤差の最大値と最小値を検出する（Ｓ６）。最大値、最小値から誤差オフセットＥを次式により求める（Ｓ７）。
【００７８】
誤差オフセットＥ＝誤差最小値＋（誤差最大値−誤差最小値）／２    （２）図１１はＲｘオフセットが存在した際のＩ／Ｑの誤差オフセットの説明図である。誤差のｍａｘ値とｍｉｎ値の差（図のハッチング領域）がＡＭ−ＰＭ、ＡＭ−ＡＭ成分による誤差である。ここでは、（２）式に示すようにある値Ｋから誤差ｍａｘ値とｍｉｎ値の真ん中までの値を誤差オフセットとしている。
【００７９】
（２）式に示すＥは、Ｉ軸，Ｑ軸がそれぞれ独立して持っている。ここで、Ｉ軸の誤差オフセット値をＥｉ、Ｑ軸の誤差オフセット値をＥｑとする。上より求めた誤差オフセット値Ｅとしきい値とを比較してＲｘオフセット値に±ｎ（ｎは任意の整数）を付加する。
【００８０】
例えば、＋しきい値とＥとを比較し（Ｓ８）、＋しきい値＜ＥならばＣの値から１を減算する（Ｓ９）。＋しきい値＜Ｅでないならば、−しきい値とＥとを比較する（Ｓ１０）。−しきい値＞ＥならばＣの値に１を付加する（Ｓ１１）。そうでない時には、処理を終了する。ここでは、ｎの値として１を用いている。
【００８１】
上述の処理を式で示すと以下のようになる。
正しきい値＜ならば    Ｃ＝Ｃ−ｎ
負しきい値＜Ｅならば  Ｃ＝Ｃ＋ｎ                      （３）
上述の処理を繰り返すことにより、Ｒｘオフセット値を小さくしていくことができる。
【００８２】
この実施の形態例によれば、誤差オフセット検出値としきい値によりＲｘオフセットの値を加減し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。
本発明によれば、演算制御部２４は、通信中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを削減することができる。従って、通信中においても、誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能となる。
【００８３】
次に、遅延要素τの補正について説明する。上記検出においての条件は、図３における直交検波器３４出力のＩ軸とＱ軸と、直交変調器２８入力のＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）の軸が同相の場合にのみ成立する。しかしながら、遅延要素τが往復経路区間において必ず発生するために、演算制御部２４において遅延要素τをキャンセルする方法が必要となる。
【００８４】
具体的には、直交検波器３４の出力のＩｋ，Ｑｋ信号にＲｘオフセット値Ｃを付加する。この生成信号をＩｋ’，Ｑｋ’とし、このＩｋ’，Ｑｋ’に対して遅延要素τ（角度）を補正し、Ｉｃ，Ｑｃを生成する。Ｉｃ，Ｑｃはそれぞれ次式で表される。
【００８５】
Ｉｃ＝Ｉｋ’ｃｏｓτ−Ｑｋ’ｓｉｎτ
Ｑｃ＝Ｑｋ’ｃｏｓτ＋Ｉｋ’ｓｉｎτ                （４）
このＩｃ，Ｑｃを（１）式に示すように上記Ｒｘオフセット誤差測定用信号としてＡとの差分をとり、（２）式に示す処理を行なう。しかしながら、軸回転後のＩｋ’，Ｑｋ’を誤差比較するが、実際にＲｘオフセット付加を行なうのは直交復調後のＩｋ，Ｑｋであるため、単純に前記（３）式による処理を行なうことができない。軸回転によって、Ｉ，Ｑそれぞれが補正する符号と対象Ｉ，Ｑが異なることによる。
【００８６】
そこで、τによるしきい値を設けて、それによってＣｉ，Ｃｑに対する演算を下記のように行ない、（３）式を変更する。
しきい値は  −π／４≦τ＜＋π／４  ……      α
＋π／４≦τ＜＋３π／４…        β
＋３π／４≦τ＜−３π／４…      γ
−３π／４≦τ＜−π／４  …      ε
と設定する。
【００８７】
Ｃｉ＝Ｃｉ＋−ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ＋−ｎ（αの場合）
Ｃｉ＝Ｃｑ＋−ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ−＋ｎ（βの場合）
Ｃｉ＝Ｃｉ−＋ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ−＋ｎ（γの場合）
Ｃｉ＝Ｃｑ−＋ｎ，Ｃｑ＝Ｃｉ−＋ｎ（εの場合）
ここで、＋−は±の意味であり、−＋はその逆の意味である。
【００８８】
図９はτによるしきい値分解の説明図である。τが第１象現〜第４象現のどの範囲にあるかにより、Ｒｘオフセット値の計算を変えていることが分かる。
このような処理機構を演算制御部２４内に設けることにより、信号送信中においてもＲｘオフセット補正が可能となる。
【００８９】
この実施の形態例によれば、遅延要素τの値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値をＩ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの補正を正確に行なうことができる。
【００９０】
また、本発明によれば、前記演算制御部２４は、遅延要素τに基づく補正の後の復調データを用いて誤差オフセットを検出するようにすることができる。これにより、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、Ｉ軸とＱ軸の回転が補正され、誤差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
【００９１】
次に、本発明の第５の実施の形態例による直交度誤差補正回路について図３を用いて説明する。演算制御部（ＤＳＰ）２４内に、送信系及び帰還系の直交度を補正するための機構をプリディストーション演算制御部１０１に付加する。
【００９２】
外部にプリディストーション演算用の演算テーブルメモリ２５ｂを設け、接続した系によって特性が変化する場合には、このテーブル２５ｂを書き換えることで対応可能とする。
【００９３】
通常、プリディストーションされた変調信号は、演算制御部２４→直交変調器２８→アンプ３０のルートを通り、帰還系の直交検波器３４→Ａ／Ｄ変換器３５のルートからフィードバックされて再び演算制御部２４に帰還する。この帰還した信号には、直交変調器２８、直交検波器３４の直交度誤差が含まれる。
【００９４】
以下に、この直交変調器２８の直交度誤差調整方法を示す。
最初に、アンテナ３１に送信の直交度誤差（位相誤差）が測定可能な測定器を接続する。次に、この直交度誤差が最小になるように直交度誤差Δφを外部から変更してやる。この時の補正式は、Ｉ／Ｑ平面上の補正後の点を（ｘ，ｙ）、補正前の点を（ｘ’，ｙ’）とすると下記のような関係となる。
【００９５】
ｘ＝ｘ’＋ｙ’ｔａｎΔφ
ｙ＝ｙ’／ｃｏｓΔφ                              （５）
この式を用い、Δφが存在する直交変調器に関しては、変調器入力信号に対しｃｏｓΔφ並びにｔａｎΔφのデータテーブルをメモリ２５ｂから読み出し、（５）式の演算を施すことにより、直交変調器２８の直交度誤差を無くすことが可能である。
【００９６】
次に、直交検波器３４における直交度誤差補正方法を、図１２を用いて説明する。図１２は直交度誤差αが存在する場合のコンスタレーション差の説明図である。図１２において、縦軸はＱ、横軸はＩである。実線座標が直交度誤差α＝０゜の時の軸と真円、○は直交度誤差０゜の点である。破線座標が直交度誤差αが存在する時のΔφの軸と楕円、●は直交度誤差Δφの点である。
【００９７】
先ず、演算制御部２４は、円を出力するようなデータＩ／Ｑを出力する。ここで、フィードバックしたＩ，Ｑ信号をｘ，ｙとすると、そのデータに対してＲｘオフセット補正を行なう。補正後のデータをｘ’，ｙ’とする。
【００９８】
Ｒｘオフセット補正の手順は、前述した実施の形態例３の方式を用いるものとする。続いて、直交度誤差Δφの補正手順を図１３に示す。先ず、ＲｘオフセットとＩ／Ｑゲインの補正を行なう（Ｓ１）。次に、円コンスタレーションを出力する（Ｓ２）。次に、演算制御部２４は、Ｉ2＋Ｑ2を演算してｍａｘ値とｍｉｎ値を検出する（Ｓ３）。次に、ｍａｘ値とｍｉｎ値がほぼ同一値であるかどうか、即ちｍａｘ値とｍｉｎ値の差が所定のしきい値以内であるかどうかチェックする（Ｓ４）。
【００９９】
ｍａｘ値とｍｉｎ値の差が所定のしきい値以内である場合には、処理は終了する。ｍａｘ値とｍｉｎ値の差が所定のしきい値以上である場合には、ｍａｘ値が第１象現と第３象現にあるかどうかチェックする（Ｓ５）。第１象現と第３象現でない場合には、Δφ＝Δφ−βを演算する（Ｓ６）。ここで、βは直交度ステップサイズである。
【０１００】
第１象現と第３象現である場合には、Δφ＝Δφ＋βを演算する（Ｓ７）。ステップＳ７とステップＳ６を演算し、次にステップＳ２に戻り、同様の処理を繰り返す。このような手順により、直交度誤差Δφは順次小さくなっていき、直交度補正が実現される。
【０１０１】
前述した補正により求められたΔφを用いてｘ’，ｙ’から更にΔ補正した信号ｘ，ｙを下記式にて求める。
ｘ＝ｘ’
ｙ＝ｙ’／ｃｏｓΔφ＋ｘ’ｔａｎΔφ              （６）
これにより、求められたｘ，ｙをプリディストーション演算の要因として処理することにより、正確なプリディストーションが可能となる。
【０１０２】
上述の実施の形態例によれば、直交変調器２８、直交検波器３４の直交度誤差を補正する演算制御部を設けることにより、送信系及び帰還系の直交度誤差を正確に補正することが可能となる。
【０１０３】
また、前記演算制御部２４としてＤＳＰを用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプリディストーションすることで直交度補正を行ない、アンプ３０で受ける電力差を最小にすることができ、歪補償を正確に改善することができる。
【０１０４】
また、上述した直交度補正演算用の三角関数テーブルを具備し、該三角関数テーブルを任意の角度に限定することにより、テーブルのメモリの容量を小さく抑えることができる。
【０１０５】
また、前記直交軸補正のステップサイズ（β）を任意に設定することにより、テーブルメモリ２５ｂの容量を調整可能とすることができる。
前述した実施の形態例は、データ通信中にΔφを検出することができないという欠点があるが、図１４に示すような処理に置換することにより、データ通信中においても、Δφの検出が可能である。
【０１０６】
図１４はデータ通信中におけるΔφ検出と補正動作を示すフローチャートである。先ず、通常の変調処理を行なう（Ｓ１）。次に、プリディストーション処理を行なう（Ｓ２）。この処理には、送信直交度補正を含む。次に、フィードバックされてきたＩ／Ｑを測定する（Ｓ３）。
【０１０７】
次に、Ｒｘオフセットを付加し、Ｒｘゲイン補正を行なう（Ｓ４）。次に、受信直交度補正を行なう（Ｓ５）。次に、Ｉ2＋Ｑ2の演算を行ない、コンスタレーション上の点までの距離を求める。コンスタレーション図において、Ａ点はコンスタレーション上の軌跡が集中する点、Ｂはコンスタレーション上の軌跡が集中する点、ＯはＩ／Ｑ軸の原点、θは直交度ステップサイズである。
【０１０８】
演算制御部２４は、Ｏ−Ａ（ＯからＡまでの距離）とＯ−Ｂを比較し、差が所定のしきい値以内であるかどうかチェックする（Ｓ６）。所定のしきい値以内でない場合には、演算制御部２４はＩ2＋Ｑ2の演算を行ない、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂであるかどうかチェックする（Ｓ７）。
【０１０９】
Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂでない場合には、Δφ＝Δφ−θの演算を行ない（Ｓ８）、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂである場合には、Δφ＝Δφ＋βの演算を行なう（Ｓ９）。次に、Ｏ−ＡとＯ−Ｂとの差が所定のしきい値以内に入ったかどうかチェックする（Ｓ１０）。所定のしきい値以内に入った場合には処理は終了し、そうでない場合にはステップＳ１まで戻り、同様の処理を行なう。
【０１１０】
この実施の形態例によれば、通信サービス中にも直交軸のずれを補正することができる。
また、演算制御部２４はコンスタレーション上の２点の原点からの距離を演算し、その距離を比較することにより、直交度誤差を正確に補正することが可能となる。
【０１１１】
また、直交変調時における送信スプリアス成分（直交変調時に発生するノイズ成分）の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことにより、送信スプリアス成分を除去することができる。
【０１１２】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、
（１）送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成する演算制御手段を具備し、該演算制御手段により送信系及び帰還系の周波数特性を補正することにより、
演算制御手段が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
【０１１３】
（２）この場合において、前記演算制御手段としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数特性を補正するイコライザ機能と、プリディストーション機能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されてきた変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプリディストーション処理を行なうことにより、
ＤＳＰがイコライザ機能とプリディストーション機能を実行し、送出信号の直線性を保持することが可能となる。
【０１１４】
（３）また、系の違いによって周波数特性が変化するため、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモリを配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系の周波数特性をキャンセルすることにより、
周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正データをテーブルとして持ち、ＤＳＰはイコライザ機能のために演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセルすることが容易になる。
【０１１５】
（４）また、系の周波数特性の有無の切り換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することにより、
ＤＳＰが系の逆周波数特性をメモリテーブルに予め記憶し、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易になる。
【０１１６】
（５）また、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることにより、
Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設け、周波数特性の歪補正を正確に行なうことが容易になる。
【０１１７】
（６）また、前記演算制御手段は通信中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを削減することにより、
通信中においても、誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能となる。
【０１１８】
（７）また、前記演算制御手段は、Ｒｘオフセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減することにより、
誤差オフセット検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。
【０１１９】
（８）また、前記演算制御手段は、遅延要素τを検出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調データを用いて誤差オフセットを検出することにより、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、誤差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
【０１２０】
（９）また、前記演算制御手段は前記遅延要素τの値がしきい値を超えることによって区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに分配するかを判別することにより、
遅延要素τの値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値をＩ軸とＱ軸に分配し、Ｒｘオフセットの補正を正確に行なうことができる。
【０１２７】
（１０）更に、直交変調時における送信スプリアス成分の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことにより、送信スプリアス成分を除去することができる。
【０１２８】
このように、本発明によれば、系の周波数特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうことができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオフセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】遅延要素τによる送信／復調Ｉ，Ｑデータ誤差の説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態例を示すブロック図である。
【図５】第２の実施の形態例の特性を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態例を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。
【図８】本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。
【図９】τによるしきい値分解の説明図である。
【図１０】Ｒｘオフセットが存在した際の読み取り誤差の説明図である。
【図１１】Ｒｘオフセットが存在した際のＩ／Ｑの誤差オフセットの説明図である。
【図１２】直交度誤差αが存在する場合のコンスタレーション差の説明図である。
【図１３】直交検波器の直交度補正動作を示すフローチャートである。
【図１４】データ通信中におけるΔφ検出動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０  演算制御手段
２０  直交変調・復調手段
３１  アンテナ
４０  送受信手段
【図１】
0003710253.tif 000002
【図２】
0003710253.tif 000003
【図３】
0003710253.tif 000004
【図４】
0003710253.tif 000005
【図５】
0003710253.tif 000006
【図６】
0003710253.tif 000007
【図７】
0003710253.tif 000008
【図８】
0003710253.tif 000009
【図９】
0003710253.tif 000010
【図１０】
0003710253.tif 000011
【図１１】
0003710253.tif 000012
【図１２】
0003710253.tif 000013
【図１３】
0003710253.tif 000014
【図１４】
0003710253.tif 000015