(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２チャンネルステレオ信号を多チャンネル音響信号に復号するための回路であって、
前記２チャンネルステレオ信号の差を取って主信号を発生するための手段と、前記主信号のレベルを動的に変化させて第１動的変化信号を生成するための第１変化手段と、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の一方のレベルが他方より高いときに前記第１動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第１動的変化信号のレベルを低下させるように前記第１変化手段の利得を制御するための第１制御手段と、
を具備することを特徴とする回路。
【請求項２】
請求項１記載の回路において、前記第１制御手段は、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の一方に比例する第１ＤＣ信号を得るための手段と、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の他方に比例する第２ＤＣ信号を得るための手段と、
前記第１ＤＣ信号と前記第２ＤＣ信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方が優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方が優勢なときに負であるＤＣ制御信号を発生するための手段と、
前記ＤＣ制御信号の正及び負の状態に応答して前記第１変化手段に正及び負の利得を与えるための手段と、
を含むことを特徴とする回路。
【請求項３】
請求項１記載の回路であって、更に、
前記主信号のレベルを動的に変化させて第２動的変化信号を生成するための第２変化手段と、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第２動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方のレベルが前記他方より高いときに前記第２動的変化信号のレベルを低下させるように前記第２変化手段の利得を制御するための第２制御手段と、
を含むことを特徴とする回路。
【請求項４】
請求項１記載の回路であって、前記主信号を動的に変化させる前に前記主信号を増強するための増強手段を更に含むことを特徴とする回路。
【請求項５】
請求項４記載の回路であって、前記増強手段は人間の耳の周波数応答特性を模擬した固定定位等化を行うための手段を含むことを特徴とする回路。
【請求項６】
請求項３記載の回路において、前記第２制御手段は、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の一方に比例する第１ＤＣ信号を得るための手段と、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の他方に比例する第２ＤＣ信号を得るための手段と、
前記第１ＤＣ信号と前記第２ＤＣ信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方が優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方が優勢なときに負であるＤＣ制御信号を発生するための手段と、
前記ＤＣ制御信号が正のときに前記第１変化手段に正の利得を与えると共に前記第２変化手段に負の利得を与え、前記ＤＣ制御信号が負のときに前記第２変化手段に正の利得を与えると共に前記第１変化手段に負の利得を与えるための手段と、
を含むことを特徴とする回路。
【請求項７】
請求項２記載の回路において、前記第１ＤＣ信号を得るための手段は、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方に高域通過フィルタ処理を施して第１フィルタ済み信号を発生するための手段と、前記第１フィルタ済み信号のレベルを感知するための手段とを含み、
前記第２ＤＣ信号を得るための手段は、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方に高域通過フィルタ処理を施して第２フィルタ済み信号を発生するための手段と、前記第２フィルタ済み信号のレベルを感知するための手段とを含むことを特徴とする回路。
【請求項８】
請求項３記載の回路において、更に、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の一方に比例する第１ＤＣ信号を得るための手段と、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の他方に比例する第２ＤＣ信号を得るための手段と、
前記第１ＤＣ信号と前記第２ＤＣ信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方が優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方が優勢なときに負であるＤＣ制御信号を発生するための手段と、
前記２チャンネルステレオ信号の前記一方のレベルが前記他方より高いときに前記第１動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第１動的変化信号のレベルを低下させるように前記第１変化手段の利得を制御すると共に、前記２チャンネル信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第２動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネル信号の前記一方のレベルが前記他方より高いときに前記第２動的変化信号のレベルを低下させるように前記第２変化手段の利得を制御するための手段と、
を含むことを特徴とする回路。
【請求項９】
請求項８記載の回路において、前記第１ＤＣ信号を得るための手段は、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方に高域通過フィルタ処理を施して第１フィルタ済み信号を発生するための手段と、前記第１フィルタ済み信号のレベルを感知するための手段とを含み、
前記第２ＤＣ信号を得るための手段は、
中域より高い周波数の情報に感応する周波数特性を有し、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方に高域通過フィルタ処理を施して第２フィルタ済み信号を発生するための手段と、前記第２フィルタ済み信号のレベルを感知するための手段とを含むことを特徴とする回路。
【請求項１０】
２チャンネルステレオ信号を多チャンネル音響信号に復号するための回路であって、
前記２チャンネルステレオ信号の差を取って主信号を発生するための手段と、
前記主信号を低域及び高域に分割するための手段と、
前記高域のレベルを動的に変化させて第１動的変化信号を発生するための第１手段と、
前記高域のレベルを動的に変化させて第２動的変化信号を発生するための第２手段と、
前記低域のレベルを動的に変化させて第３動的変化信号を発生するための第３手段と、
前記低域のレベルを動的に変化させて第４動的変化信号を発生するための第４手段と、
前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルに比例する第１感知信号を得るための手段と、
前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルに比例する第２感知信号を得るための手段と、
前記第１感知信号と前記第２感知信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルが優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルが優勢なときに負である第１制御信号を発生するための手段と、
前記２チャンネルステレオ信号の一方の低域レベルの振幅に比例する第３感知信号を得るための手段と、
前記２チャンネルステレオ信号の他方の低域レベルの振幅に比例する第４感知信号を得るための手段と、
前記第３感知信号と前記第４感知信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方が優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方が優勢なときに負である第２制御信号を発生するための手段と、
前記２チャンネルステレオ信号の前記一方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方の高周波数レベルが優勢なときに前記第２動的変化信号のレベルを低下させるように前記第１手段の利得を制御すると共に、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方の高周波数レベルが優勢なときに前記第２動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを低下させるように前記第２手段の利得を制御するための手段と、
前記２チャンネルステレオ信号の前記一方のレベルが前記他方より高いときに前記第３動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方のレベルが前記他方より高いときに前記第４動的変化信号のレベルを低下させるように前記第３手段の利得を制御すると共に、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第４動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第３動的変化信号のレベルを低下させるように前記第４手段の利得を制御するための手段と、
を具備することを特徴とする回路。
【請求項１１】
２チャンネルステレオ信号を多チャンネル音響信号に復号するための方法であって、
前記２チャンネルステレオ信号の差を取って主信号を発生するステップと、
前記主信号のレベルを動的に変化させて第１動的変化信号を生成するステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを低下させるように制御するステップと、
を具備することを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法において、前記制御するステップは、
前記２チャンネルステレオ信号の一方に比例する第１ＤＣ信号を得るステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の他方に比例する第２ＤＣ信号を得るステップと、
前記第１ＤＣ信号と前記第２ＤＣ信号の差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルが優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルが優勢なときに負であるＤＣ制御信号を発生するステップと、
前記ＤＣ制御信号の正及び負の状態に応答して、前記生成するステップに正及び負の利得を与えるステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１１記載の方法であって、更に、
前記主信号のレベルを動的に変化させて第２動的変化信号を生成するステップと、
前記第２動的変化信号を生成する手段の利得を、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方の高周波数レベルが優勢なときに第２動的変化信号のレベルを増加させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方の高周波数レベルが優勢なときに前記第２動的変化信号のレベルを低下させるように制御するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項１１記載の方法であって、前記主信号を動的に変化させる前に前記主信号を増強するステップを更に含むことを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の方法であって、前記増強するステップは人間の耳の周波数応答特性を模擬した固定定位等化を得るステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項１６】
請求項１３記載の方法において、前記制御するステップは、
前記２チャンネルステレオ信号の一方に比例する第１ＤＣ信号を得るステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の他方に比例する第２ＤＣ信号を得るステップと、
前記第１ＤＣ信号と前記第２ＤＣ信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルが優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルが優勢なときに負であるＤＣ制御信号を発生するステップと、
前記ＤＣ制御信号が正のときに、前記第１動的変化信号を生成する手段に正の利得を与えると共に前記第２動的変化信号を生成する手段に負の利得を与え、前記ＤＣ制御信号が負のときに、前記第２動的変化信号を生成する手段に正の利得を与えると共に前記第１動的変化信号を生成する手段に負の利得を与えるステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１７】
請求項１２記載の方法において、前記第１ＤＣ信号を得るステップは、
前記２チャンネルステレオ信号の前記一方に高域通過フィルタ処理を施して第１フィルタ済み信号を発生するステップと、前記第１フィルタ済み信号のレベルを感知するステップとを含み、
前記第２ＤＣ信号を得るステップは、
前記２チャンネルステレオ信号の前記他方に高域通過フィルタ処理を施して第２フィルタ済み信号を発生するステップと、前記第２フィルタ済み信号のレベルを感知するステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項１８】
請求項１３記載の方法において、更に、
前記２チャンネルステレオ信号の一方に比例する第１ＤＣ信号を得るステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の他方に比例する第２ＤＣ信号を得るステップと、
前記第１ＤＣ信号と前記第２ＤＣ信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルが優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルが優勢なときに負であるＤＣ制御信号を発生するステップと、
前記第１動的変化信号を生成する手段の利得を、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを低下させるように制御すると共に、前記第２動的変化信号を生成する手段の利得を、前記２チャンネル信号の前記他方の高周波数レベルが優勢なときに前記第２動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネル信号の前記一方のレベルが優勢なときに前記第２動的変化信号の高周波数レベルを低下させるように制御するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１９】
請求項１８記載の方法において、前記第１ＤＣ信号を得るステップは、
前記２チャンネルステレオ信号の前記一方に高域通過フィルタ処理を施して第１フィルタ済み信号を発生するステップと、前記第１フィルタ済み信号のレベルを感知するステップとを含み、
前記第２ＤＣ信号を得るステップは、
前記２チャンネルステレオ信号の前記他方に高域通過フィルタ処理を施して第２フィルタ済み信号を発生するステップと、前記第２フィルタ済み信号のレベルを感知するステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２０】
２チャンネルステレオ信号を多チャンネル音響信号に復号するための方法であって、
前記２チャンネルステレオ信号の差を取って主信号を発生するステップと、
前記主信号を低域及び高域に分割するステップと、
前記高域のレベルを動的に変化させて第１動的変化信号を発生するステップと、
前記高域のレベルを動的に変化させて第２動的変化信号を発生するステップと、
前記低域のレベルを動的に変化させて第３動的変化信号を発生するステップと、
前記低域のレベルを動的に変化させて第４動的変化信号を発生するステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルに比例する第１感知信号を得るステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルに比例する第２感知信号を得るステップと、
前記第１感知信号と前記第２感知信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方の高周波数レベルが優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方の高周波数レベルが優勢なときに負である第１制御信号を発生するステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の一方の低域レベルの振幅に比例する第３感知信号を得るステップと、
前記２チャンネルステレオ信号の他方の低域レベルの振幅に比例する第４感知信号を得るステップと、
前記第３感知信号と前記第４感知信号との差を取り、前記２チャンネルステレオ信号の一方が優勢なときに正であり、前記２チャンネルステレオ信号の他方が優勢なときに負である第２制御信号を発生するステップと、
前記第１動的変化信号を生成するステップの利得を、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方の高周波数レベルが優勢なときに前記第２動的変化信号のレベルを低下させるように制御すると共に、前記第２動的変化信号を生成するステップの利得を、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方の高周波数レベルが優勢なときに前記第２動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方の高周波数レベルが優勢なときに前記第１動的変化信号のレベルを低下させるように制御するステップと、
前記第３動的変化信号を生成するステップの利得を、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方のレベルが前記他方より高いときに前記第３動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記一方のレベルが前記他方より高いときに前記第４動的変化信号のレベルを低下させるように制御すると共に、前記第４動的変化信号を生成するステップの利得を、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第４動的変化信号のレベルを上昇させ、前記２チャンネルステレオ信号の前記他方のレベルが前記一方より高いときに前記第３動的変化信号のレベルを低下させるように制御するステップと、
を具備することを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、一般的に可聴オーディオシステムに関し、特に２チャンネルステレオ音響から、「サラウンド」音と一般的に呼ばれている少なくとも４チャンネルの音響にデコードする可聴オーディオシステムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
サラウンドシステムとは、一般的に４つの個別チャンネル信号を１つのステレオ信号に符号化し、それをマトリクス構成によって別個の４チャンネル信号に復号できるようにするものである。これら４つの復号された信号は、聴取者の周りの前方、左側、右側及び後方に配置されたラウドスピーカを通じて再生される。この原理は、ピーター・シャイバーの米国特許第３，６３２，８８６号によって具体的にはオーディオの用途に適用された。４つの別個の信号を２つの信号に符号化し、再生時に４つの信号に復号する方法は、一般的に「クォドラホニック」音として知られつつある。シャイバーのサラウンドシステムは、隣接チャンネル間に限られた分離度を生ずるのみであり、それ故、方向性情報を増強するには、動的方向性制御（ｄｙｎａｍｉｃ  ｓｔｅｅｒｉｎｇ）を更に必要とする。この基本的原理は、左前方、前方中央、右前方及び後方サラウンドに配置される映画の用途に適用されて非常に成功しており、一般的に「ドルビーステレオ（登録商標）」として知られている。前方中央スピーカは、特に映画のスクリーンから会話が発するようにする目的のために、映画スクリーンの背後に配置するように設計されている。左前方及び右前方のチャンネルは効果音を出し、後方即ちサラウンドチャンネルはアンビエンス情報（ａｍｂｉｅｎｔ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）並びに音響効果を発生する。ドルビープロロジック（Ｄｏｌｂｙ  Ｐｒｏ  Ｌｏｇｉｃ（登録商標））システム、即ち家庭で使用するために改造されたドルビーステレオシステムは、チャンネル分離度を更に高めるために、驚くべき量の動的方向性制御を行っており、信号を４つのスピーカのいずれかに独立信号として配置するのに非常に効果的である。しかしながら、同時の複合信号を用いる場合、ドルビーシステムで得られるチャンネル分離度には限度がある。
【０００３】
ドルビープロロジック（登録商標）システムはオーディオ／ビデオの用途には非常に効果的ではあるが、オーディオ専用の用途に最も望ましいものではない。後方サラウンドチャンネルは７ＫＨｚに制限されるので、許容可能な量の低周波数情報を得ることができない。モノラルの中央チャンネルは、劇場において会話に用いるのには完璧にふさわしいものであるが、オーディオ専用には望ましくない。中央チャンネルはモノーラルの前方音像を与える効果しかない。
【０００４】
高品質音の生成に用いるために特に設計された４つの方向性チャンネル情報を生成することができる多チャンネル構成を提供することが望ましい。また、システムが、標準の２チャンネルステレオで記録された信号から４つの方向性信号を直接発生する能力を有し、符号化処理の必要性をなくすことができることも望ましいことである。
【０００５】
このようなシステムにとって最も望ましい応用の１つは、左右の前及び左右の後として構成される自動車用音響システムである。現行の自動車用音響システムは、前方に供給されたのと同じ左右の情報を後方にも送出している。このようにすると、人間の耳が前方からの信号に対して後方からの信号とは異なる周波数応答を有するという事実により、４チャンネル音響の心理的音響錯覚を生じる。このため、自動車の用途に用いられている現行の４スピーカステレオシステムは、ドルビープロロジックシステム（登録商標）のような現行のサラウンドシステムを自動車の用途に適合させる試みよりも、はるかに望ましい音を発生する。更に、ドルビーのようなシステムを適用するには、いくつかの大きな欠点がある。後方スピーカには差情報のみが供給されるので、後方チャンネルには僅か７ＫＨｚの帯域しかなく、聴取者の背後で知覚される方向性情報がないという点でモノーラルになってしまう。結果として、ドルビープロロジック（登録商標）の改造版を従来の４スピーカステレオと比較すれば、多くの聴取者は、従来の４スピーカステレオシステムの音像を好むであろう。
【０００６】
情報の方向性を高めるために考案された方向性制御装置の多数は、ドルビープロロジックシステム（登録商標）と同様の方法で左、右、中央及びサラウンドの情報の方向性を高めるように設計されている。例えば、ピーター・シュライバーによって開示されたような装置を用いて、先に符号化された信号から更に方向性音像形成を増強するために、米国特許第４，５８９，２３９号においては、個別の左右後方及び中央のサラウンドチャンネルシステムを提供している。このシステムは、更に米国特許第４，６８０，７９６号において符号化の観点から更に改善されているが、これはビデオの用途に特定して考案されたものである。米国特許第４，５８９，１２９号には、符号化及び復号化用の非常に洗練された圧縮／伸長装置が雑音低減の目的で開示されている。しかしながら、この装置では、方向性制御過程が広帯域で行われ、優勢な方向性制御情報（ｓｔｅｅｒｉｎｇ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）が存在する場合、好ましくないポンピング効果が聴取者に知覚されるという重大な欠点がある。また、このシステムは、左右のサラウンド情報が櫛型フィルタで処理されるという事実により、高品質音響への応用では、重大なインパクトが殆どない。信号が左または右のサラウンドチャンネルによって処理されると、当該信号の基本周波数がそれらの櫛型フィルタの１つのノッチに該当するので、当該信号の左または右出力に現れるいかなるインパクトをも低下させてしまう。更に、櫛型フィルタを用いると、後方信号がもはや前方信号と同一位相特性を有していないので、共通信号がいずれかの側の前方及び後方において現れるシステムから側方音像形成（ｓｉｄｅ−ｉｍａｇｉｎｇ）の可能性を消滅させてしまう。加えて、櫛型フィルタは時間遅れを発生する場合、同じ時間領域特性を有さない。
【０００７】
このシステムの更に他の欠点は、サラウンド情報が厳密に左右の差によって発生され、差情報信号には通常低周波数エネルギがないので、このシステム自体自動車の用途にはふさわしくないことである。自動車用音響システムでは、後方スピーカのほうが通常は大きく、スピーカを容れる音響キャビティが更に大きいために良好な低音応答が得られるので、低音の大部分は後方チャンネルから得られる。
【０００８】
ドルビープロロジック（登録商標）は、その成功によって商用のオーディオ／ビデオ受信機の標準機構となったので、多くの製造者はオーディオに特定して応用できる別のサラウンド構成を提供しようとしている。特筆すべきは、これらの構成には聴取者の背後に人工的な遅延及び／又はアンビエンス情報が加えられたことである。信号がＤＳＰ即ちデジタル信号処理によって処理される一層精巧で洗練されたシステムが考案され実施されている。原信号にない情報を付加するのは望ましいことではない。これは、知覚される音楽は元の意図された音を正確に反映するものではないからである。
【０００９】
ＤＳＰは将来非常に有望であるが、今日の標準ではとても高価なシステムであるので、ＤＳＰにおいて実施されるようなシステムのおそらく１／１０程のコストで、開示された利点を組み込んでおり、しかも集積することができるシステムを提供することが望ましい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術及び従来技術による任意のシステムを特に自動車の用途に適用させる試みの欠点に鑑み、本発明の主要な目的は、自動車用音響システムにおいて一般的に用いられている従来の４スピーカステレオシステムを大幅に改善する４チャンネル音響システムを提供することである。また、本発明の別の目的は、従来のステレオ信号から入力を受け取るようにして全てのステレオ記録データと互換性を保持すると共に、少なくとも左／右前方及び左／右後方に配置された４つのスピーカを組み込んだ可聴音システムのための信号を２チャンネルステレオ信号から復号するシステムであって、高品質可聴音システムに用いるために復号のみを行えばよいシステムを提供することである。特に、聴取者の背後で知覚されるアンビエンスを改善できることが望ましい。また、元の音源データにはない遅延、残響、位相補正または高調波発生のような人工的情報を付加する必要性なく、後方方向性情報を提供することも、本発明の目的である。また、方向性制御機能を設けて、単一帯域システムで知覚される煩わしいポンピングを生じることなく、聴取者の背後への左／右方向性音像形成を増強することも望ましい。更に、方向性を高めるために、一方の側にエンファシスを与えると共に、他方の側にはディエンファシス量を増加させることも、本発明の目的である。更に、櫛型フィルタは高品質音響用途において音楽的に満足できると思われる結果をもたらさないという事実から、櫛形フィルタをオーディオ経路内に配置する必要なく、左／右の個別の音像を形成することも、本発明の目的である。また、本発明の他の目的は、後方スピーカに同時に音像を配置する可能性を提供すること、即ち、所与の信号が左から来て同時に他の信号が右から来るように知覚することを可能にすることである。本発明の他の目的は、自動車音響において送出される低音の大部分が後方から発生されるので、自動車音響システムの後方スピーカに十分な低音情報を供給することである。本発明の更に他の目的は、本発明の基本構想を更に強化することができる将来のＤＳＰの応用にも役立つことができるシステムを定義することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る可聴音システムは、符号化されていない２チャンネルステレオから少なくとも４チャンネルの音を復号する。後方チャンネル情報を得るには、左と右との差を取り、この差を複数の帯域に分割する。簡略化した実施例では、少なくとも１つの帯域の方向性が動的に制御され、他の帯域は変化させない。これは、左／右への過渡情報を提供し方向性の増強を行いながら、知覚し得るポンピング効果を回避するためである。一好適実施例では、聴取者の背後への方向性情報を増強するように、複数の帯域の方向性が動的に左または右に制御される。両方の構成においては、左と右との入力の和に低域通過フィルタ処理を施した出力を方向性を高められた情報と組み合せ、もって、複合的な左後方及び右後方の出力を提供する。
【００１２】
従来技術のサラウンドシステムの事実上全てにおいて、中央チャンネル情報は復号マトリクスからの左及び右信号の和として得られ、別個かつ個別のチャンネルとして印加される。この結果、中央情報が従来の４スピーカシステムの４つのチャンネル全てに同等に分配されるので、中央チャンネル情報の喪失が知覚されることになる。本発明の好適実施例では中央チャンネル情報は別個のラウドスピーカを必ずしも必要としない。この中央チャンネル情報は、低周波数情報を後方チャンネルに印加し、中央チャンネルからの中域周波数及び高周波数の情報が左前方及び右前方のチャンネルに印加されて中央チャンネル情報の喪失を保証することができるように分割される。
【００１３】
本発明のその他の目的及び利点は、以下の詳細な説明を読み、図面を参照することによって明白となろう。
【００１４】
【実施例】
本発明を以下に好適実施例について説明するが、本発明をその実施例に限定する意図はない。逆に、特許請求の範囲によって定義される本発明の精神及び範囲内に含まれ得るようなの代替案、変更及び均等物を全て包含することを意図するものである。
【００１５】
まず図１において、通常の左及び右のステレオ情報が左及び右の入力９Ｌ、９Ｒに印加される。左及び右の入力信号は、バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒによってバッファされ、残りの回路を駆動するためのバッファされた信号となる。これらのバッファされた出力は加算増幅器１１Ｌ、１１Ｒに印加される。これらの増幅器は、複合信号の大部分を左前方及び右前方の出力１２Ｌ、１２Ｒに供給する。バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒからの出力は加算増幅器２０にも供給され、ここで左及び右の信号が加算された出力が発生される。この出力は更に高域通過フィルタ２１によって処理されて加算増幅器１１Ｌ、１１Ｒに供給される。加算増幅器１１Ｌ、１１Ｒは、左前方及び右前方のチャンネルに付加的情報を供給する。フィルタ処理された加算信号を付加することは、自動車の用途において、主として差信号が後方チャンネルに供給されるという事実のために生じる中央チャンネル情報の減少を補償するために役立つが、このようにフィルタ処理された加算信号の付加は、用途によっては不要なこともある。また、前方チャンネルには無変化の左／右信号情報を供給するほうが望ましい場合もある。
【００１６】
入力バッファ１０Ｌ、１０Ｒからの出力は差動増幅器３０にも印加され、その出力に左信号と右信号との間の差を発生する。増幅器１０Ｌ、１０Ｒの左及び右のバッファされた出力はそれぞれ高域通過フィルタ１３Ｌ、１３Ｒにも印加され、バッファされた左、右の入力信号から低音成分が除去される。これが好ましいのは、方向性情報はいずれも左及び右の信号内にある中域及び高域の情報から厳密に得られるからである。
【００１７】
高域通過フィルタ１３Ｌ、１３Ｒの出力は次にそれぞれレベルセンサ１４Ｌ、１４Ｒに供給される。これらのセンサは高域通過フィルタ１３Ｌ、１３Ｒからのフィルタ処理された出力の絶対値の対数を与え、センサ１４Ｌ、１４Ｒの出力に実質的にＤＣ信号を供給することが好ましい。センサ１４Ｌ、１４ＲからのＤＣ出力は差動増幅器５０に印加される。差動増幅器５０の出力は、左及び右の信号の中域情報と高域情報との振幅比の対数に実質的に比例する。ピークや平均化等の他のレベル感知方法も公知であり、ここに開示されるものの代わりに用いることができるが、恐らく最適な結果は得られないであろう。左チャンネルにおいてエネルギレベルが優勢な場合、差動増幅器５０の出力は正になる。右チャンネルにおいてエネルギレベルが優勢な場合、差動増幅器５０の出力は負となる。レベルセンサ１４Ｒ、１４Ｌは比較的速い時定数に設定され、差動増幅器５０の出力に、非常に正確な瞬時の左／右方向性情報が得られる。方向性制御信号発生器６０にはもっと穏やかな時定数が用いられている。これについては、図２に関連して後に詳細に論ずる。差動増幅器５０からの出力信号は方向性制御信号発生器６０に印加され、この差信号からＤＣ方向性制御信号が復号される。このＤＣ方向性制御信号は、左及び右の後方チャンネルのために信号経路内に設けられた電圧制御増幅器３４Ｒ、３５Ｌを制御するために必要である。これについて以下に説明する。
【００１８】
差動増幅器３０の出力は左と右との差であるオーディオ差情報を含んでおり、固定定位（ｆｉｘｅｄ  ｌｏｃａｌｉｚａｔｉｏｎ）ＥＱ２３を通じて供給される。この固定定位ＥＱ２３は、聴取者の後方及び側方に付加的な知覚される定位を与えるようにシステムを増強する。固定定位ＥＱ２３は、聴取者のいずれかの側からの音に応答する際の人間の耳の周波数応答に似た周波数応答を与える。相互聴覚差（ｉｎｔｅｒａｕｒａｌ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）の分野では多くの研究がなされており、これらの研究は、「Ａｕｄｉｏ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ  Ｈａｎｄｂｏｏｋ」（第１章、「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ｏｆ  Ｓｏｕｎｄ  ａｎｄ  Ｈｅａｒｉｎｇ」）及び雑誌「Ａｕｄｉｏ」（「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｏｕｒｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｉｍａｇｅ  Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ」、１９８５年２月）のような刊行物において文書化されている。動作において、本発明の左及び右の後方スピーカは聴取者の背後に配置されるべきであるが、前方及び後方のチャンネル間の分離度も固定定位ＥＱ２３を設けることによって達成することができる。固定定位ＥＱ２３の回路は９０°または１３５°からの周波数応答を近似した周波数応答を与える。能動フィルタの設計は一般的に公知であり、本技術の通常の知識を有するものであれば、前述の周波数応答特性を有するフィルタを設計することができる。更に、固定定位ＥＱ２３は、特定の車両または聴取環境の周波数応答特性を補正するために用いることもできる。このような固定定位回路の付加は多くの用途に恩恵を与え得るが、本発明の所望の目的を達成するためには、この回路を設けることは必ずしも必要ない。
【００１９】
固定定位ＥＱ２３の出力は次に高域通過フィルタ３１及び低域通過フィルタ３２を供給され、音響スペクトルは２つの帯域に分割される。低域通過フィルタ３２の出力に得られる低域部分は加算増幅器４０Ｌ、４０Ｒに印加される。高域通過フィルタ３１の出力は実質的に高い側の中域（ｕｐｐｒｅ  ｍｉｄ  ｂａｎｄ）及び高域の情報を含んでおり、ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌに印加される。ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌは、それぞれ右及び左の出力の高域信号の利得を制御する。ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌの出力は、それぞれ加算増幅器４０Ｒ、４０Ｌに印加される。ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌはロックトロン製の集積回路ＨＵＳＨ（登録商標）２０５０の基本ブロックである。電圧制御増幅器は一般的に公知で利用されており、ＶＣＡ３４Ｌ、３５Ｒには多くの代替物を用いることもできる。
【００２０】
加算増幅器２０の出力は、低域通過フィルタ２２によって処理された後、加算増幅器４０Ｌ、増幅器４１Ｒに印加されて、加算されたチャンネルの低音応答を左後方及び右後方の出力４３Ｌ、４３Ｒにそれぞれ供給される。
【００２１】
レベルセンサ４２は高域通過フィルタ３１からの出力を受信する。これは、高域通過フィルタ３１の出力における信号エネルギが４０ｄＢｕ未満に低下したときにレベルセンサ４２の出力にＤＣ電圧が増加するように構成されている。尚、０ｄＢｕ＝０．７７５ＶＲＭＳである。レベルセンサ４２は本発明に対して雑音低減効果をもたらす。これが望ましいのは、動作において、後方チャンネルに供給される昇圧された差情報は、典型的にはオーディオ信号内に存在する高周波数情報の多くを含んでいるという事実のためであり、そのため、聴取者によって知覚される雑音が増大するからである。このように、レベルセンサ４２はＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌに利得低減または低レベルの下方伸長をもたらし、雑音低減効果が得られる。
【００２２】
ここで図２を参照する。方向性制御信号発生器６０は差動増幅器５０から実質的にＤＣの出力レベルを受け取る。差動増幅器５０からの出力は反転増幅器６１とダイオード６２Ｌとに印加される。反転増幅器６１の出力は差動増幅器５０とは逆極性の信号を発生するので、左チャンネルが優勢な信号エネルギを有するとき、反転増幅器６１の出力は負になる。右チャンネルが優勢な信号エネルギを有するとき、反転増幅器６１の出力は正になる。反転増幅器６１の出力は別のダイオード６５Ｒに印加される。このように、ダイオード６２Ｌ、６５Ｒは差動増幅器５０の出力からピークを検出し、左チャンネルにおいて優勢な信号エネルギがあるときには第１のダイオード６２Ｌのカソードに正方向電圧を供給し、右チャンネル信号が優勢なときには他方のダイオード６５Ｒのカソードに正方向電圧を供給する。コンデンサ６３、６６はフィルタ処理を行い、抵抗器６４、６７は正ピーク検出に解放特性（ｒｅｌｅａｓｅ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ）を与える。方向性制御用復号器の時定数は、典型的にはレベルセンサ１４Ｒ、１４Ｌにおける時定数の少なくとも２倍に設定され、復号された方向性信号におけるジッタやポンピング効果を回避する。バッファ増幅器６９Ｌ、７０Ｒはピーク検出器を絶縁すると共に、別の方向性制御回路を駆動するための駆動信号を供給する。一方のバッファ増幅器６９Ｌの出力は左チャンネル信号が優勢な場合に正のＤＣ電圧を発生し、他方のバッファ増幅器７０Ｒの出力は右チャンネル信号が優勢な場合に正のＤＣ電圧を発生する。バッファ増幅器６９Ｌ、７０Ｒの出力は、それぞれリミッタ７２Ｌ、７３Ｒに印加され、電圧制御増幅器３４Ｒ、３５Ｌを駆動するために可能な最大電圧を制限する。リミッタ７２Ｌ、７３Ｒは１つの象限に出力信号を供給する伸長器制御増幅器としてＨＵＳＨ２０５０（登録商標）ＩＣの内部に含まれる。これらの増幅器は正方向のみに振れ、０ボルトＤＣで飽和するように設計されている。また、リミッタ７２Ｌ、７３Ｒが最大の負方向変化即ち０ボルトＤＣに所望の点で達するように回路が構成されているので、ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌに望ましい最大利得を与えることができる。実際には、リミッタ７２Ｌ、７３Ｒは３ｄＢ〜１８ｄＢの間でＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌからの最大出力利得を制限する。リミッタ７２Ｌ、７３Ｒの出力は、それぞれ抵抗器７４Ｒ、７５Ｌを介してＶＣＡ３５Ｌ、３４Ｒの制御ポートに接続される。第１のバッファ増幅器６９Ｌの出力も反転増幅器６８Ｌによって反転され、抵抗器７４Ｒを介して右チャンネルのリミッタ又は制御増幅器７３Ｒに交差結合され、右チャンネルに印加される信号の雑音低減を行う。逆に、反転増幅器７１Ｒはバッファ増幅器７０Ｒの出力を反転し、負電圧を供給すると共に、右のＶＣＡ３４Ｒでの利得を低下させ、左のＶＣＡ３５Ｌによってエンファシスされている信号エネルギのディエンファシスを行う。動作において、左チャンネルに優勢な高周波数エネルギがある場合、左のレベルセンサ１４Ｌの出力におけるＤＣ電圧は、右のレベルセンサ１３Ｒの出力におけるＤＣ電圧より大きい。したがって、差動増幅器５０の出力は正となり、左のバッファ増幅器６９Ｌの出力も正となるので、左右���の振幅差に基づく利得が得られる。左のリミッタ７２Ｌは左のＶＣＡ３５Ｌによって供給される最大利得量を決定し、加算増幅器４０Ｌを通じて左後方チャンネルを強める。しかしながら、左のバッファ増幅器６９Ｌが正のとき、左の反転増幅器６８Ｌは負となり、負のＤＣ信号を抵抗器７４Ｒを介して印加して右のリミッタ７３Ｒを制御する。右のリミッタ７３Ｒは、右の加算増幅器４０Ｒを通じて右後方チャンネルを弱めるように、右のＶＣＡ３４Ｒを制御する。右チャンネルの信号エネルギが優勢となる場合、右のレベルセンサ１４Ｒの出力における電圧が正となり、差動増幅器５０の出力を負にすると共に、反転増幅器６１によって反転されるので、上述の逆となる。次いで、右のダイオード６５Ｒは導電状態となり、右のバッファ増幅器７０Ｒの出力は正となる。最大利得量は右のリミッタ７３Ｒによって決定され、この時のＤＣ電圧が右のＶＣＡ３４Ｒの制御ポートに印加される。これにより、右のＶＣＡ３４Ｒは右の加算増幅器４０Ｒを通じて右後方チャンネルを強める。次に、左前方チャンネルと左後方チャンネルとの間並びに右前方チャンネルと右後方チャンネルとの間の位相コヒーレンシーを保持するように、右の加算増幅器４０Ｒの出力を反転増幅器４１Ｒによって反転する。このコヒーレンシーによって、システムが側方音像形成（ｓｉｄｅ−ｉｍａｇｉｎｇ）の可能性を保つことができる。
【００２３】
逆に、右のバッファ増幅器７０Ｒの正出力は右の反転増幅器７１Ｒによって反転される。この負電圧は左リミッタ７２Ｌに印加され、抵抗器７７を介して左のＶＣＡ３５Ｌを制御し、左チャンネルを弱める。この場合、差動増幅器５０の出力が負なので、左のダイオード６２Ｌは導電状態にない。ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌの利得が３ｄＢ〜１８ｄＢの間に制限されるので、反対のチャンネルに与えられるディエンファシスは典型的には１５ｄＢ〜３０ｄＢである。
【００２４】
差信号が空間情報の大部分を含むという事実のため、後方アンビエンスは聴取者による一層自然な知覚のために大幅に改善される。また、ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌによって動的に方向性を制御される差情報は、高域通過フィルタ３１によって処理される高い側の中域及び高域の周波数情報のみであり、低域通過フィルタ３２を通過する低い側の中域（ｌｏｗｅｒ  ｍｉｄ  ｂａｎｄ）の情報は無変化であるという事実から、聴取者の後方からの知覚される方向性情報が存在する。このシステムは、過渡情報の強化を許容するように、非常に高速なアタック時間を設ける。しかしながら、方向性制御が広帯域な手段によって行われるのではないという事実のため、知覚されるポンピング効果はない。低い側の中域信号に含まれる方向性情報は少ないので、主観的に優れた結果を得るための方向性制御を必要としない。
【００２５】
制御線ＳＡはＤＣ電圧を抵抗器７８Ｌ、７９Ｒに同時に供給する。抵抗器７８Ｌ、７９Ｒは、それぞれリミッタ７２Ｌ、７３Ｒに負入力を供給すると共に、右及び左の制御線ＳＲ、ＳＬを通じてＶＣＡ３４Ｒ、３５ＬのＤＣ制御を行う。これは、高域通過フィルタ３１の出力における信号レベルが約−４０ｄＢｕ未満に低下したときに高域雑音低減を行う手段である。図２に示す構成要素の値を次の表１に例示する。
【００２６】
【表１】
0003614457.tif 000002
図６は、本発明の別の実施例を示している。これは、後方チャンネルが位相コヒーレンシーである、即ち位相ずれがないように、後方中央における音像形成を改善するものである。右後方と右前方との間の位相誤差を補償するために、全通過（ａｌｌ−ｐａｓｓ）位相シフト回路が挿入される。全通過位相シフト回路２７は固定定位ＥＱ２３の出力にある差情報の位相をシフトし、位相シフトされた信号を左後方及び右後方の出力４３Ｌ、４３Ｒに印加する。全通過位相シフト回路又はフィルタ２６Ｌ、２６Ｒは左前方及び右前方のチャンネルの位相をシフトさせ、左前方の出力１２Ｌと左後方の出力４３Ｌとの間の差を９０°とし、右前方の出力１２Ｒと右後方の出力４３Ｒとの間の差も９０°とする。これは、図１に示す増幅器４１Ｒによって得られる位相反転のない右後方出力４３Ｒに現れる、１８０°の位相シフトを補償する。本発明のこの実施例では、右後方及び左後方のチャンネルは１００パーセント位相コヒーレンシーであるという事実により、後方中央における安定性が大きく改善される。図６に開示されたような全通過位相シフト回路は当技術では一般的に公知であり、当業者であれば、全通過位相シフト回路２６Ｌ、２６Ｒ、２７によって得られる前方及び後方のチャンネル間の差の９０°位相シフトを得ることができる全通過位相シフト回路を設計することができる。
【００２７】
図１と図６とを比較すると、全通過位相シフト回路又はフィルタ２６Ｌ、２６Ｒ、２７が挿入され、右の反転増幅器４１Ｒが除去されている。右の反転増幅器４１Ｒは、図１における右後方４３Ｒと右前方１２Ｒとの間の位相誤差を補正するが、左及び右の後方チャンネル４３Ｌ，４３Ｒは位相コヒーレンシーを取り戻すという事実により、安定した後方中央での音像を回復するので、図６では除去されている。図６に示す代替方法は、全通過位相シフト回路２６Ｌ、２６Ｒ、２７を挿入することにより右後方４３Ｒと右前方１２Ｒとの間に生じる１８０°の位相誤差を補償する。低域通過フィルタ２２から後方チャンネルに供給される低音信号は、単に加算増幅器４０Ｌ、４０Ｒの入力に供給される。
【００２８】
図７は、図６に開示されたものに類似した本発明の実施例を示す。共通な機能を果たすものには、共通のブロック番号が用いられている。本実施例では、バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒのバッファされた出力信号が差動増幅器３０に供給される。差動増幅器３０の差出力は次に固定定位ＥＱ２３に供給され、更に全通過位相シフト回路２７に供給される。全通過位相シフト回路２７の出力はＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌに供給される。したがって、ＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌは広帯域な後方チャンネル方向性制御を行う。低域通過フィルタ２２の加算された低域通過出力は加算増幅器４０Ｒ、４０Ｌに供給され、低音情報を後方チャンネルに供給する。この低周波数情報は、後方チャンネルにおいて知覚される任意の音像遊走（ｉｍａｇｅ−ｗａｎｄｅｒｉｎｇ）、及び、広帯域信号の方向性を制御する時に起こり得るポンピング効果を防止するのに役立つ。
【００２９】
図８は、低周波数情報を後方チャンネルに供給する別の手段を有する本発明の更に別の実施例を開示する。共通の機能を果たすものには、共通のブロック番号が用いられている。この実施例では、バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒのバッファされた出力は個々に低域通過フィルタ２２Ｌ、２２Ｒに供給されると共に、加算増幅器４０Ｌ、４０Ｒに直接供給される。個々のバッファされた入力の低域通過フィルタ処理を行うことにより、後方チャンネルの低音成分のステレオ分離度が維持される。また、低域通過フィルタ２２Ｌ、２２Ｒのコーナー周波数（ｃｏｒｎｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を上昇させて低い側の中域の情報を含ませることにより、更に改善することができる。これは、聴取者が知覚できるステレオ分離度を高めると共に、後方チャンネルで知覚される音像遊走またはポンピング効果をも防止するのに役立つ。
【００３０】
図３は、図１に示されたものよりも洗練された本発明の実施例を開示する。図１と共通のブロック番号は、共通な機能が行われる部分に用いられている。
【００３１】
左及び右の入力９Ｌ、９Ｒは、それぞれバッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒによってバッファされる。加算増幅器１１Ｌ、１１Ｒはバッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒからバッファされた出力を受け取る。加算増幅器２０もバッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒから出力を受け取り、左右の和を発生する。加算増幅器２０からの加算された信号は高域通過フィルタ２１によってフィルタ処理され、更に加算増幅器１１Ｌ、１１Ｒによって、バッファされた左チャンネル及び右チャンネルの情報と加算されて左前方及び右前方の複合出力１２Ｌ，１２Ｒを発生する。バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒからの出力は差動増幅器３０に供給され、左と右との差に等しい信号を発生する。この差信号は、図１で開示されかつ論じられたものと同一の固定局在化ＥＱ２３に供給される。固定局在化ＥＱ２３の出力は次に高域通過フィルタ３１、帯域通過フィルタ３３及び低域通過フィルタ３２によって別個の３帯域に分割される。バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒからの出力も各々別個の３帯域に分割される。左チャンネルのバッファされた信号は高域通過フィルタ１０１Ｌ、帯域通過フィルタ１０２Ｌ及び低域通過フィルタ１０３Ｌに供給される。同様に、右チャンネルのバッファされた信号は高域通過フィルタ１０１Ｒ、帯域通過フィルタ１０２Ｒ及び低域通過フィルタ１０３Ｒに供給される。左のフィルタ１０１Ｌ−１０３Ｌ及び右のフィルタ１０１Ｒ−１０３Ｒからの出力は、次に左及び右のレベルセンサ１０４Ｌ−１０６Ｌ、１０４Ｒ−１０６Ｒにそれぞれ供給される。これらのレベルセンサは、各個別の帯域に現れるエネルギの対数の絶対値に等しい、実質的にＤＣの出力を発生する。
【００３２】
図４は、図３のブロック１００に含まれている回路を一部はブロックで、一部は概略的に示す図により、左または右のいずれかのチャンネルに対するフィルタ１０１−１０３及びレベルセンサ１０４−１０６を示している。フィルタ１０１、１０２、１０３は当技術では一般的に公知であり、高域通過フィルタ１０１は出力に２極高域通過フィルタを、低域通過フィルタ１０３は出力に２極低域通過フィルタを備えている。高域通過フィルタ１０１及び低域通過フィルタ１０３の出力は、差動増幅器１０２の負入力において加算される。直接の入力が差動増幅器１０２の正入力に供給される。この差出力は入力信号に存在する中域情報に等しい。高域通過フィルタ１０１は約４ＫＨｚより高い周波数を出力し、低域通過フィルタ１０３は約５００Ｈｚ未満の周波数を出力し、帯域通過フィルタ１０２は高域通過フィルタ１０１と低域通過フィルタ１０３との間の周波数を出力する。ここに開示したものの代りに他の周波数を用いてもよい。各フィルタからの出力はレベルセンサによって処理される。レベルセンサ１０４を高域通過フィルタ１０１のために詳細に開示するが、他のレベルセンサ１０５、１０６も事実上同一である。レベルセンサ１０４の機能は、カスタム集積回路ＨＵＳＨ２０５０（登録商標）によって実行される。ＨＵＳＨ２０５０（登録商標）ＩＣは図４に示す回路１０４を含む。高域通過フィルタ１０１の出力はコンデンサＣ１を介して対数検出器の入力に結合される。対数検出器は入力信号の絶対値の対数を発生する。対数検出器の出力は増幅器Ａ１の正入力に印加される。増幅器Ａ１は、フィードバック抵抗器Ｒ３及び利得決定抵抗器Ｒ１により、全波整流された対数検出器出力信号の利得を設定する。別の抵抗器Ｒ２はＤＣオフセットを発生し、増幅器Ａ１の出力は適当なＤＣ範囲内で動作する。増幅器Ａ１の出力は次にダイオードＤ１によってピーク検出され、コンデンサＣ２によってフィルタ処理される。フィルタ用のコンデンサＣ２及び抵抗器Ｒ４は、レベルセンサ１０４の解放特性に対する時定数を決定する。このフィルタ処理後の信号は次にバッファ増幅器Ａ２によってバッファされ、利得が１の反転増幅器Ａ３によって反転される。反転増幅器Ａ３の出力は入力抵抗器Ｒ８を介して演算増幅器Ａ４の負入力に供給される。帰還抵抗器Ｒ９は演算増幅器Ａ４に負帰還を与える。演算増幅器Ａ４の出力は正のＤＣ電圧であり、ボルト対デシベルの関係において線型でああって、レベルセンサ１０４の入力に印加される入力信号レベルに比例する。図４に開示する回路は図１のレベルセンサ１３Ｌ、１３Ｒの回路と事実上同一である。時定数は変更してもよい。図４に示す構成要素に対する値を表２に例示する。
【００３３】
【表２】
0003614457.tif 000003
再び図３において、全てのレベルセンサ１０４Ｌ−１０６Ｌ、１０４Ｒ−１０６Ｒの出力はフィルタ１０１Ｌ−１０３Ｌ、１０１Ｒ−１０３Ｒの出力における出力信号エネルギに比例する正のＤＣ電圧である。差動増幅器５０は、左チャンネルの高域部分において信号エネルギが優勢な場合に正の出力を発生し、右チャンネルの高域部分において信号エネルギが優勢な場合に負の出力を発生する。また、差動増幅器５１は左チャンネルの中域部分において信号エネルギが優勢な場合に正の出力を発生し、右チャンネルの中域部分において信号エネルギが優勢な場合に負の出力を発生する。同様に、差動増幅器５２は、左チャンネルの低域部分において信号エネルギが優勢な場合に正の出力を発生し、右チャンネルの低域部分において信号エネルギが優勢な場合に負の出力を発生する。差動増幅器５０、５１、５２の出力は、それぞれ方向性制御用復号器８０の方向性制御信号発生器６０Ｈ、６０Ｂ、６０Ｌに供給される。方向性制御信号発生器６０Ｈ、６０Ｂ、６０Ｌは図２に開示された方向性制御信号発生器６０と事実上同一である。高域方向性制御信号発生器６０Ｈは音響スペクトルの高域部分の左／右方向性制御特性を決定し、中域方向性制御信号発生器６０Ｂは中域の左／右方向性制御特性を決定し、低域方向性制御信号発生器６０Ｌは低域の左／右方向性制御特性を決定する。これら方向性制御信号発生器の各々の出力は、右及び左の後方出力に対して音響信号経路に配置されたＶＣＡ３４−３９を制御するための適切なＤＣ電圧となる。これらのＶＣＡは、左及び右の後方出力４３Ｌ，４３Ｒに対する方向性情報を高めるように、音響スペクトルの高域、中域、低域の部分を制御する。高域ＶＣＡ３４、３５へのオーディオ入力は高域フィルタ３１から供給され、中域ＶＣＡ３６、３８へのオーディオ入力は帯域通過フィルタ３３から供給され、低域ＶＣＡ３７、３９へのオーディオ入力は低域通過フィルタ３２から供給される。右のＶＣＡ３４、３６、３７の出力は増幅器４０Ｒによって加算され、フィルタ３１、３２、３３によって複数の帯域に分割された差情報の全スペクトルの複合出力を発生する。同様に、加算増幅器４１Ｌは左のＶＣＡ３５、３８、３９のオーディオ出力を結合し、フィルタ３１、３２、３３によって処理された差情報の全スペクトルの複合出力を発生する。
【００３４】
また、加算増幅器２０において加算された信号は低域通過フィルタ２２によって低域通過フィルタ処理を受け、左の加算増幅器４０Ｌの入力に供給されて、左の後方出力４３Ｌの信号の一部として低音成分を供給する。低域通過フィルタ２２の出力は差動増幅器４１Ｒの正入力にも供給され、右後方出力４３Ｒの信号の一部として低音成分を供給する。差動増幅器４１Ｒは、低域通過フィルタ２２の低域通過フィルタ処理を受けた出力と右の加算増幅器４０Ｒの出力との差を取り、右後方チャンネル４３Ｒと右前方チャンネル１２Ｒとの間の適当な位相コヒーレンシーを保持する。
【００３５】
動作において、バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒからの左及び右のバッファされた出力は、各々高域通過、低域通過及び帯域通過のフィルタによって処理されて３つの帯域スペクトルに分割される。これらのフィルタの出力を受けるレベルセンサ１０４Ｌ−１０６Ｌ、１０４Ｒ−１０６Ｒは、各チャンネルの各帯域におけるスペクトルエネルギを表わすＤＣ信号レベルを発生する。これらのＤＣ信号レベルは差動増幅器５０、５１、５２に供給される。差動増幅器５０、５１、５２は、スペクトルの各部分に含まれる優勢な信号エネルギに基づいて、正または負の方向性制御情報を供給する。次に、方向性制御用復号器８０は右及び左の後方出力４３Ｒ、４３Ｌに対して信号経路に配置されたＶＣＡに、適切なＤＣ方向性制御信号を供給する。
【００３６】
バッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒによってバッファされた左及び右の入力信号は、それぞれフィルタ３１、３２、３３によって高域、中域及び低域に分割される。これらのフィルタの出力は次にＶＣＡ３４−３９の入力に印加される。ＶＣＡ３４−３９は、各チャンネル内の各帯域に適切なエンファシスまたはディエンファシスを与える。図３に開示したような複合システムにおいては、左高域ＶＣＡ３５によって左チャンネルにおける優勢な高周波数信号がエンファシスされると共に、左高域ＶＣＡ３５によって右チャンネルはディエンファシスされる。同時に、右中域ＶＣＡ３６によって右チャンネルにおける優勢な中域周波数信号をエンファシスすると共に、左中域ＶＣＡ３８によって左チャンネルにおける当該中域周波数信号をディエンファシスする。このように、本実施例では、音響スペクトルの種々の部分における信号エネルギに基づいて、左及び右の後方チャンネル４３Ｌ，４３Ｒに瞬時的なエンファシスを付与することができる。
【００３７】
図５は、復号されたオーディオ信号の定位を改善するために増強手段を組み込んだ本発明の更に別の実施例を示している。他の図と共通する回路機能を示すために、共通な番号が用いられている。
【００３８】
左／右のオーディオ入力９Ｌ、９Ｒはバッファ増幅器１０Ｌ、１０Ｒによってバッファされる。バッファされた出力信号は次に高域通過フィルタ処理を受け、高域通過フィルタ１３Ｌ、１３Ｒの出力において、実質的に高い側の中域及び高域の周波数情報を供給する。復号マトリクスはマトリクス回路１５Ｌ、１６Ｌ、１６Ｒ、１５Ｒを含み、この中で、１５Ｌは高域通過フィルタ処理を受けた利得１の左信号に含まれる情報を、１５Ｒは高域通過フィルタ処理を受けた利得１の右信号に含まれる情報を、１６Ｌは（左×０．８９１）＋（右×０．３１６）を、１６Ｒは（右×０．８９１）＋（左×０．３１６）をそれぞれ発生する。復号マトリクスからの出力は各々レベルセンサ１７Ｌ、１７ＬＲ、１７ＲＬ、１７Ｒに供給され、これらレベルセンは、復号マトリクスの出力に含まれる信号エネルギの絶対値の対数に比例する実質的にＤＣの出力を発生する。レベルセンサ１７Ｌの出力は厳密に左信号情報を反映し、差動増幅器５０Ｌの正入力に供給する。一方、差動増幅器５０Ｌの負入力には、レベルセンサ１７ＬＲによって、左信号情報の方が右信号情報よりも多く含まれた信号が供給される。レベルセンサ１７Ｌ、１７Ｒからの左及び右のみの出力は、図１に開示されたものと事実上同一の差動増幅器５０の正及び負の入力にそれぞれ供給される。差動増幅器５０の出力は、左チャンネルにおける信号エネルギが優勢な場合は正に、右チャンネルにおける信号エネルギが優勢な場合は負となる。レベルセンサ１７ＲＬの出力には、右信号情報の方が左信号情報よりも多く含まれた信号を表わすＤＣ信号が発生され、差動増幅器５０Ｒの負入力に供給される。一方、厳密に右チャンネル情報を表わすレベルセンサ１７Ｒの出力は増幅器５０Ｒの正入力に供給される。復号マトリクス、レベルセンサ及び差動増幅器は一体的に動作し、差動増幅器５０にＤＣ出力を供給する。このＤＣ出力は、優勢な信号エネルギが左チャンネルにある時は正となり、優勢な信号エネルギが右チャンネルにあるときは負となる。差動増幅器５０Ｌは、左の信号エネルギが右チャンネル入力の信号エネルギよりも１０ｄＢ以上優勢なときにのみ正となるＤＣ出力を発生する。逆に、差動増幅器５０Ｒは、右の信号エネルギが左チャンネル入力の信号エネルギよりも１０ｄＢ以上優勢な時にのみ正となるＤＣ出力を発生する。
【００３９】
方向性制御信号発生器１６０は図２に開示されたものと同様である。しかしながら、ここでは、リミッタ又は制御増幅器１７２Ｌ、１７３Ｒが後方チャンネルＶＣＡ３４Ｒ、３５Ｌに１の利得を供給するように、即ち、左及び右の入力の間の信号エネルギの差が１０ｄＢより少ないときに左後方チャンネル又は右後方チャンネルに上方への伸長即ちエンファシスを与えないように構成されている。しかしながら、優勢な信号エネルギ（１０ｄＢ未満）が一方のチャンネルで検出されたとき、反対のチャンネルのディエンファシスが反転増幅器１６８、１７１によって達成される。例えば、優勢な信号エネルギが左チャンネルにおいて検出されたとき（右よりも大きいが１０ｄＢ未満）、出力ＳＬには制御電圧が現れないが、出力ＳＲには制御信号が現れて右チャンネルのスペクトルの高域部分内の信号を減衰させる。逆に、優勢な信号エネルギが右チャンネルにおいて検出された場合（左よりも大きいが１０ｄＢ未満）、出力ＳＲには制御信号は現れないが、出力ＳＬには制御電圧が現れて左チャンネルのスペクトルの高域部分内の信号を減衰させる。
【００４０】
動作において、左のリミッタ１７２Ｌは１０ｄＢ未満の差情報を０ｄＢと＋３ｄＢとの間の所定の最大ＶＣＡ利得に制限する。信号エネルギが左で優勢で１０ｄＢより大きいときのみ、ダイオードＤ１０１によって処理された差動増幅器５０Ｌの出力が左のリミッタ７２の制限点を上昇させ、左チャンネルのエンファシスを増加させる。逆に、右のリミッタ７３Ｒも、ＶＣＡの利得を０ｄＢと＋３ｄＢとの間に制限するように構成されている。信号エネルギが右で優勢で１０ｄＢより大きいときのみ、ダイオードＤ１０２によって処理された差動増幅器５０Ｒの出力が右のリミッタ７３Ｒの制限点を上昇させ、右チャンネルのＶＣＡ３４Ｒによる右チャンネルのエンファシスを増加させる。
【００４１】
図５に開示された実施例は、与えられた信号が左または右の入力にパン（ｐａｎ）される量に応じて、与えられた個々の信号を聴取者の３６０°以内の任意の位置に定位させることを可能にする。複合入力信号は、一方のチャンネルにおけるエネルギレベルが少なくとも１０ｄＢ他方のチャンネルよりも大きくなってから後方チャンネル情報にエンファシスが与えられ始めることを要求する。
【００４２】
図９は、後方チャンネルにおける広帯域信号及び帯域制限信号の方向性制御を更に改善する、図１、５−８の高域通過フィルタ１３Ｒ、１３Ｌ典型的な周波数応答特性をグラフである。図示のように、曲線は約１８ＫＨｚのコーナー周波数Ｆｃを有するが、特定の用途の要件にしたがって、約６ＫＨｚから２０ＫＨｚまでの範囲にわたることができる。重要な要因は、レベルセンサ１４Ｒ、１４Ｌが特に高域周波数に鋭敏となるように、又は中域周波数情報よりも高域周波数情報に一層感応するように、レベルセンサ１４Ｒ、１４Ｌの周波数応答を重み付けすることである。このような周波数応答は、高域情報のみを左及び右の後方チャンネルに対して方向性制御するように、例えば図１に示したような実施例に適用できる。この方法を図１のような実施例に適用することによって、信号が左及び右の後方チャンネルに対して方向性制御するときに生じるジッタや音像遊走のような望ましくない副作用を除去することができる。
【００４３】
しかしながら、図１０に開示されている本発明の別の実施例では、図９に示した周波数応答特性を有する高域通過フィルタ１３ＬＨ、１３ＲＨがレベルセンサ１４Ｒ、１４Ｌに接続されている。レベルセンサ１４Ｒ、１４Ｌをこのように方向性制御検出器に対して重み付けすることによって、左及び右の方向性制御は、主として高域周波数情報を基づいて行われるようになる。例えば、優勢な中域情報があって左または右の方向性制御を必要とし、僅かな高周波数情報が突然チャンネル９Ｌまたは９Ｒに現われた場合、この僅かな高周波数情報が信号の方向性をその方向に制御する主要な要因となる。このようにレベルセンサ１４Ｒ、１４Ｌを重み付けすることにより、広帯域な信号の方向性を制御する時に生じる前述の望ましくない副作用を大幅に改善することができる。
【００４４】
レベルセンサの重み付けの原理を、前述の帯域分割の実施例の回路に応用する場合が、図１１に示されている。差増幅器３０の出力は固定定位ＥＱ（等化回路）２３によって増強され、主信号が生成される。この主信号は、高域通過フィルタ３１及び低域通過フィルタ３２によって高域及び低域に分割される。高域通過フィルタ３１の出力信号は次に右高域ＶＣＡ３４及び左高域ＶＣＡ３５によって動的に変更される。一方、低域通過フィルタ３２の出力は右低域ＶＣＡ３７及び左低域ＶＣＡ３９によって動的に変更される。ＶＣＡによって付与される利得を制御するために、一方のステレオ入力信号９Ｒが高域通過フィルタ１０１Ｒ及び低域通過フィルタ１０３Ｒに供給されると共に、他方のステレオ入力信号９Ｌが高域通過フィルタ１０１Ｌ及び低域通過フィルタ１０３Ｌに供給される。前述のように、これらのフィルタの出力の各々はレベル感知され、レベル感知された高域通過出力の間の差を用いて第１の制御信号が発生される。一方、レベル感知された低域通過出力の間の差を用いて第２の制御信号が得られる。感知された高域通過出力の差は高域ＶＣＡを制御するために方向性制御用復号器８０によって用いられ、感知された低域通過信号から得られた制御信号は低域ＶＣＡを制御するために用いられる。高域通過フィルタ１０１Ｒ、１０１Ｌは、図９に示した周波数応答曲線のように、中域周波数情報よりも高域周波数情報に応答する周波数応答を与えるように選択される。これらの信号の中域周波数成分ではなく高域周波数成分に対する空間感度は、システムの可聴方向性において予想外に望ましい改善をもたらす。
【００４５】
多数の実施例を、本発明の基本的概念を増強するための種々の構成と共に開示したが、本発明は、ＤＳＰソフトウエアアルゴリズムとしての実施に適するものである。ＤＳＰとして実施する場合、音響スペクトルを一層多くの周波数帯域に分割して更に良好な周波数解像度を得ることによって、音響スペクトル内の特定の周波数帯域において良好な定位を得ることができる。当業者には、ＤＳＰとして実施することによって更に改善が可能であることは明白であり、これも本発明の範囲以内である。
【００４６】
ここに開示された発明は、回路機能の多くがカスタム集積回路ＨＵＳＨ２０５０（登録商標）によって実行される実例に限定されている。２０５０ＩＣはロックトロン社が開発し特許権を有するＩＣであり、対数を基本とした検出回路、電圧制御増幅器及びＶＣＡ制御回路を含んでいる。２０５０ＩＣの全体的なブロックの基本機能は当業者には公知である。多くの代替品が大多数のＩＣ製造業者から標準製品ＩＣとして及びディスクリートな回路設計として提供されている。
【００４７】
本発明は、当業者には明白なそのような修正物及び代替物全てを包含することを意図している。開示された本発明の範囲から逸脱することなく、上述の装置において多くの変更を行うことができるので、上述の説明及び添付図面に含まれる全ての事項は、例示の意味で解釈されるべきであり、限定的な意味で解釈されるべきではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の簡略化した実施例を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図２】図１の方向性制御信号発生器を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図３】本発明の３帯域分割構成を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図４】図３の複数帯域レベルセンサを一部はブロックで一部は概略的に示す図。
【図５】復号された音響信号の定位を改善するために増強手段を組み込んだ本発明の別の実施例を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図６】位相コヒーレンシーを実現する本発明の実施例を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図７】位相コヒーレンシーの本発明の別の実施態様を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図８】位相コヒーレンシーの本発明の更に別の実施例を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図９】中域周波数情報よりも高域周波数情報に感応する本発明の実施例の周波数応答曲線を示す図。
【図１０】図９の周波数応答を利用した本発明の実施例を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【図１１】図９の周波数応答を利用する帯域分割の実施例を一部はブロックで、一部は概略的に示す図。
【符号の説明】
１０Ｌ、１０Ｒ．．．バッファ増幅器
１１Ｌ、１１Ｒ、２０．．．加算増幅器
１３Ｌ、１３Ｒ．．．高域通過フィルタ
１４Ｌ、１４Ｒ．．．レベルセンサ
２１．．．高域通過フィルタ
２３．．．固定定位ＥＱ
３０、５０．．．差動増幅器
３１．．．高域通過フィルタ
３２．．．低域通過フィルタ
３４Ｒ、３５Ｌ．．．ＶＣＡ
４０Ｌ、４０Ｒ．．．加算増幅器
４２．．．レベルセンサ
６０．．．方向性制御信号発生器
６１．．．反転増幅器
６９Ｌ、７０Ｒ．．．バッファ増幅器
７２Ｌ、７３Ｒ．．．リミッタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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