(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータに基づく伝送フレームを構成するように、前記受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータのデータ配列を行う配列手段と、
この配列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、受信同期用の同期シンボル、基準シンボル及び情報シンボルによって構成される伝送フレームを作成する変調手段とを具備し、
前記基準シンボルは、波形が連続した２つの基準シンボルによって等価的に１基準シンボルとして前記伝送フレーム中に配列されることを特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
【請求項２】
受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータに基づく伝送フレームを構成するように、前記受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータのデータ配列を行う配列手順と、
この配列手順によって配列されたデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、受信同期用の同期シンボル、基準シンボル及び情報シンボルによって構成される伝送フレームを作成する変調手順とを具備し、
前記基準シンボルは、波形が連続した２つの基準シンボルによって等価的に１基準シンボルとして前記伝送フレーム中に配列することを特徴とするＯＦＤＭ伝送方法。
【請求項３】
受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータに対する複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって、受信同期用の同期シンボル、波形が連続した２つの基準シンボルによって等価的に１基準シンボルとして配列される基準シンボル及び情報シンボルによって構成される伝送フレームが作成されて伝送され、この伝送フレームを直交周波数分割多重復調して情報シンボルデータ及び基準データを得る復調手段と、
前記復調手段の復調出力のうち、前記２以上連続した基準シンボルに対する復調出力を用いて前記各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、
この検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデータの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、等化性能を向上させるようにしたＯＦＤＭ伝送方法、ＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、映像信号又は音声信号の伝送において、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開発されている。特に、移動体通信においては、マルチパス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ［orthogonal frequency division multiplex ］という）変調の採用が検討されている。更に、ＯＦＤＭを用いたディジタルテレビジョン（ＴＶ）放送も研究されている。このＯＦＤＭについては、非特許文献１等に詳述されている。
【０００３】
ＯＦＤＭは、伝送ディジタルデータを互いに直交する多数（約２５６乃至１０２４）の搬送波（以下、サブキャリアという）に分散し、夫々変調する方式である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴の外に、周波数利用効率が高く、また、他に妨害を与えにくいという利点も有する。
【０００４】
ＯＦＤＭの各サブキャリアはＱＰＳＫ又は多値ＱＡＭ等のシンボルデータによって変調される。この変調は逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ）回路により行われ、各サブキャリアに夫々対するＮ個のシンボルデータをＩＦＦＴ演算することでＯＦＤＭ被変調波の１シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルともいう）が作成される。
【０００５】
ＯＦＤＭシンボルを伝送する場合には、受信側における誤り訂正を考慮して、複数のＯＦＤＭシンボルによって伝送フレームを構成し、フレーム単位で伝送路特性補正用の基準となるＯＦＤＭシンボル（以下、基準シンボルという）を挿入して伝送する。
【０００６】
図８はこのフレーム単位の伝送方式を説明するための説明図であり、非特許文献２に記載されたものである。
【０００７】
図８に示すように、ＯＦＤＭの伝送フレームは周波数方向（キャリア単位）及び時間方向（ＯＦＤＭシンボル単位）の組みのデータによって構成される。フレームの各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示している。１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数は４４８であり、１フレームのＯＦＤＭシンボル数は３００である。なお、サブキャリアの数は使用するＩＦＦＴ回路のポイント数によって決定される。図８では、１フレームは周波数方向に４４８個で、時間方向に３００個のデータによって構成される。
【０００８】
フレームの１番目の時間スロットのＯＦＤＭシンボルは受信同期用のヌルシンボルであり、４４８個の全サブキャリアが振幅０のシンボルデータによって変調されて作成される。２番目の時間スロットは各サブキャリアの位相基準となる基準シンボルであり、３番目の時間スロットのＯＦＤＭシンボルは伝送制御用の固定データである。４番目以降の時間スロットのＯＦＤＭシンボル（情報シンボル）によって情報シンボルデータが伝送される。
【０００９】
なお、情報シンボルデータについては周波数方向及び時間方向でインターリーブを行うことがある。インターリーブによって、特定の周波数スロット及び時間スロットが妨害を受けた場合でも連続的なデータの誤りを防止することができ、受信側における誤り訂正により、データを復元することができる可能性が高くなる。
【００１０】
次に、ＯＦＤＭの等化技術について説明する。
【００１１】
ＯＦＤＭ伝送においては、マルチパスによる符号間干渉を防止するためにガード期間が設けられている。図９はＯＦＤＭ信号のガード期間を説明するための説明図である。図９においては、説明を簡略化するために１つのサブキャリアによるＯＦＤＭ信号を示してある。
【００１２】
図９に示すように、ＯＦＤＭの１シンボルの信号は、ガード期間と有効シンボル期間とによって構成される。ガード期間は有効シンボル期間の後半の信号が巡回的に複写されて形成される。マルチパス干渉の遅延時間がガード期間以内である場合には、復調時において有効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延した隣接シンボルによる符号間干渉を防止することができる。
【００１３】
図１０はこのようなガード期間による等化を説明するための説明図である。
【００１４】
いま、図１０（ａ）に示すＯＦＤＭシンボルの直接波の信号波形に対して、マルチパス干渉波の信号波形の遅延時間が図１０（ｂ）に示すようにガード期間内であるものとする。受信側では図１０（ａ）のＯＦＤＭシンボルと図１０（ｂ）の干渉波との和信号が得られる（図１０（ｃ））。この場合には、干渉波の遅延時間がガード期間以内であるので、有効シンボル期間における受信信号（和信号）は、ＯＦＤＭシンボルと同一周波数で位相及び振幅が変化したものとなる。即ち、図１０（ａ）のＯＦＤＭシンボルが例えば図１１のシンボルデータＳ0 によって変調されたものである場合には、受信信号を復調すると、例えば図１１のシンボルデータＳ1 が得られることを示している。
【００１５】
即ち、予め位相及び振幅が既知の基準シンボルを復調し、元のシンボルデータと復調シンボルデータとの位相及び振幅の変化分（オフセット）を相殺するように、復調シンボルデータを補正することにより、マルチパス干渉の影響を受けないデータ伝送が可能となる。なお、マルチパス干渉の影響は各サブキャリア毎に相違するので、基準シンボルは各サブキャリア毎に設定されている。なお、サブキャリア毎に補正のための係数を切換えることにより、オフセットの補正は１個の複素乗算器によって実現することができる。
【００１６】
しかし、受信状態によっては遅延時間がガード期間を越えるようなマルチパスが存在することが考えられる。マルチパスの遅延時間がガード期間を越えると、基準シンボルを用いても復調シンボルを等化することができない。図１２はこの問題点を説明するための説明図である。
【００１７】
図１２（ａ），（ｂ）に示すように、マルチパス干渉波の遅延時間がガード期間を越えると、所定のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル期間に隣接した前ＯＦＤＭシンボルの後半の部分がマルチパスとして加えられ、復調出力に符号間干渉がが生じる。従って、基準シンボルを用いてもマルチパスを完全に除去することはできない。更に、マルチパスの遅延時間がガード期間を越えた場合には、等化用の基準シンボルも符号間干渉によって劣化することから、等化後の復調シンボルの劣化が大きくなってしまう。基準シンボルは１フレームに１回しか伝送されないので、基準シンボルが妨害を受けた場合には復調信号が極めて劣化してしまうという問題があった。
【００１８】
なお、ガード期間を長く設定することにより等化範囲を拡大することができるが、伝送レートが低下してしまうという欠点がある。なお、図１２の例では、１シンボル期間を８０μ秒とすると、ガード期間は１６μ秒に設定されている。
【非特許文献１】ＯＦＤＭを用いた移動体ディジタル音声放送（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ  １９９３年５月）
【非特許文献２】Le Floch et al, "Digital Sound Broadcasting to Mobile Receivers", IEEE Transactios on Consumer Electronics, Vol.35, No.3, pp.493-530 1989.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
このように、従来、ガード期間を越える遅延時間のマルチパスが発生した場合には、復調信号の劣化が著しいという問題点があった。
【００２０】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、ＯＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以上波形を連続させて基準シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができるＯＦＤＭ伝送方法、ＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の請求項１に係るＯＦＤＭ送信装置は、受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータに基づく伝送フレームを構成するように、前記受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータのデータ配列を行う配列手段と、この配列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、受信同期用の同期シンボル、基準シンボル及び情報シンボルによって構成される伝送フレームを作成する変調手段とを具備し、前記基準シンボルは、波形が連続した２つの基準シンボルによって等価的に１基準シンボルとして前記伝送フレーム中に配列されることを特徴とするものであり、
本発明の請求項２に係るＯＦＤＭ伝送方法は、受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータに基づく伝送フレームを構成するように、前記受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータのデータ配列を行う配列手順と、この配列手順によって配列されたデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、受信同期用の同期シンボル、基準シンボル及び情報シンボルによって構成される伝送フレームを作成する変調手順とを具備し、前記基準シンボルは、波形が連続した２つの基準シンボルによって等価的に１基準シンボルとして前記伝送フレーム中に配列することを特徴とするものであり、
本発明の請求項３に係るＯＦＤＭ受信装置は、受信同期用のシンボルデータ、基準データ及び情報シンボルデータに対する複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって、受信同期用の同期シンボル、波形が連続した２つの基準シンボルによって等価的に１基準シンボルとして配列される基準シンボル及び情報シンボルによって構成される伝送フレームが作成されて伝送され、この伝送フレームを直交周波数分割多重復調して情報シンボルデータ及び基準データを得る復調手段と、前記復調手段の復調出力のうち、前記２以上連続した基準シンボルに対する復調出力を用いて前記各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、この検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデータの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備したことを特徴とするものである。
【００２２】
本発明においては、隣接する基準シンボル間で波形を連続させながら１伝送フレーム中で２以上の基準シンボルを連続させて伝送することにより、伝送フレーム中に、等価的に期間が長い１基順シンポルを配列することになる。これにより、遅延時間が長いマルチパスが発生した場合でも、受信側における等化性能を向上させることができ、復調シンボルの劣化が抑制される。
【発明の効果】
【００２３】
以上説明したように本発明によれば、ＯＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以上波形を連続させて基準シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができるという効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ伝送方法の一実施例を示す説明図である。なお、図１では、１乃至Ｍの各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示している。
【００２５】
１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数はＮである。ＯＦＤＭの伝送フレームはＭ個のＯＦＤＭシンボルによって構成される。即ち、１伝送フレームは、周波数方向にＮ個で時間方向にＭ個のデータによって構成される。
【００２６】
図１に示すように、伝送フレームの先頭の時間スロットは受信同期用のヌルシンボルであり、全サブキャリアに振幅０のシンボルデータが割当てられる。本実施例においては、第２及び第３番目の時間スロットは、各サブキャリアの等化基準信号として基準シンボルＡ、基準シンボルＢが割当てられている。４番目の時間スロット以降は情報シンボルが割当てられている。
【００２７】
図２は図１中の基準シンボルＡ，Ｂの具体的な伝送方法を示す説明図である。なお、図２では、説明を簡略化するために、１つのサブキャリアのみの波形を示している。
【００２８】
基準シンボルＡはガード期間Ｇ1 及び有効シンボル期間Ｒ1 を有している。ガード期間Ｇ1 は有効シンボル期間Ｒ1 の後半部分の波形が複写されたものである。また、基準シンボルＢはガード期間Ｇ2 及び有効シンボル期間Ｒ2 を有している。ガード期間Ｇ2 は有効シンボル期間Ｒ2 の後半部分の波形が複写されたものである。本実施例においては、図２に示すように、基準シンボルＡの終端の波形に基準シンボルＢの波形が連続するように、有効シンボル期間Ｒ1 、Ｒ2 の波形の振幅及び位相を設定するようになっている。これにより、これらの２つの基準シンボルＡ，Ｂは、等価的にガード期間が長くなった１つの基準シンボルとみなすことができる。
【００２９】
ところで、各サブキャリアは直交条件を満足しているので、各サブキャリアの波数は有効シンボル期間において整数となる。例えば、図２に示すサブキャリアは、有効シンボル期間の波数が２であることが示されている。従って、基準シンボルＢを基準シンボルＡに連続させるためには、ガード期間の長さに対応する位相だけ基準シンボルＡ，Ｂの開始位相をずらせばよい。例えば、図２では、ガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 の長さが有効シンボル期間Ｒ1 ，Ｒ2 の１／４であるので、基準シンボルＡ，Ｂの相互の開始位相を１８０度ずらせばよい。
【００３０】
いま、図３に示すように、ＯＦＤＭシンボルのＮ本のサブキャリアのキャリア番号ｋを周波数順に−Ｎ／２〜０〜（Ｎ／２）−１とする。また、有効シンボル期間の長さを１とした場合におけるガード期間の長さをｘとする。そうすると、ｋ番目のサブキャリアにおけるガード期間分の位相差Δθk は下記（１）式によって表わされる。
【００３１】
Δθk ＝ｘ・ｋ・２π                      …（１）
ｋ番目のキャリアにおける基準シンボルＡ，Ｂの位相を夫々θ1k，θ2kとすると、２つの基準シンボルＡ，Ｂを連続させるためには、下記（２）式を満足する必要がある。
【００３２】
θ1k＝θ2k−Δθk 
＝θ2k−ｘ・ｋ・２π                    …（２）
なお、基準シンボルＡ，Ｂの振幅は等しくする。
【００３３】
例えば、図４では、有効シンボル期間の波数が１のサブキャリアについて示してある。即ち、ｋ＝１である。また、ガード期間の間隔は有効シンボル期間の１／４に設定されている。従って、これらの条件を上記（２）式に代入すると、下記（３）式が得られる。
【００３４】
θ1k＝θ2k−１／４・１・２π
＝θ2k−π／２                          …（３）
この（３）式から明らかなように、この場合には、基準シンボルＢの位相を基準シンボルＡよりも９０度だけ進めればよい（図４参照）。
【００３５】
次に、本実施例のＯＦＤＭ伝送方法の作用について説明する。
【００３６】
１ＯＦＤＭシンボルはＮ本のサブキャリアを有している。各サブキャリアは例えば０シンボルデータ、所定の基準データ又は情報シンボルデータによって変調される。Ｍ個のＯＦＤＭシンボルによって伝送フレームを構成する。０シンボルデータで変調されたＯＦＤＭシンボル（ヌルシンボル）は伝送フレームの先頭の時間スロットにおいて伝送される。各時間スロットはガード期間及び有効シンボル期間によって構成されており、ガード期間の波形は有効シンボル期間の後半の波形が複写されたものである。
【００３７】
次の２番目の時間スロットでは、サブキャリアが所定の基準データによって変調された基準シンボルＡが伝送される。次の３番目の時間スロットにおいては、基準シンボルＢが伝送される。基準シンボルＢの位相は基準シンボルＡの位相に対して上記（３）式を満足する。これにより、各サブキャリア毎に、基準シンボルＡのガード期間Ｇ1 及び有効シンボル期間Ｒ1 の波形に連続して基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シンボル期間Ｒ2 の波形が伝送される。即ち、基準シンボルＢのガード期間が等価的にガード期間Ｇ1 ＋有効シンボル期間Ｒ1 ＋ガード期間Ｇ2 だけ長くなったことに相当する。４乃至Ｍ番目の時間スロットでは、情報シンボルデータによって変調された情報シンボルが伝送される。
【００３８】
いま、マルチパス干渉波の遅延時間がガード期間よりも長いものとする。しかし、この場合でも、遅延時間がガード期間Ｇ1 ＋有効シンボル期間Ｒ1 ＋ガード期間Ｇ2 よりも短い場合には、基準シンボルＢの有効シンボル期間Ｒ2 におけるマルチパス干渉波は、有効シンボル期間Ｒ2 と同一波形となる。従って、この場合の受信波は、基準シンボルＢと同一周波数で位相及び振幅が変化したものとなる。基準シンボルＢの位相及び振幅は既知であるので、復調信号を変化分だけ補正することによって、マルチパスの影響を受けない基準データを再生することができる。
【００３９】
次に、復調した基準データを用いて、情報シンボルの復調シンボルを各サブキャリア毎に等化する。基準信号がマルチパスの影響を受けていないので、復調シンボルの劣化を抑制することができる。
【００４０】
このように、本実施例においては、連続した２つの時間スロットにおいて基準シンボルを伝送すると共に、これらの基準シンボルの位相及び振幅を調整することにより、２つの基準シンボルが連続するように設定しており、等価的にガード期間を十分に延長することができる。このため、基準シンボルについてはマルチパスの影響を受けない復調が可能であり、マルチパスによる復調シンボルの劣化を抑制することができる。
【００４１】
なお、基準シンボルＡのガード期間として基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シンボル期間Ｒ2 を用いることができるので、前ゴーストにも対応することができるという利点もある。
【００４２】
図５は本発明に係るＯＦＤＭ送信装置の一実施例を示すブロック図である。
【００４３】
入力端子１を介して入力された２ビットの情報データはＳ／Ｐ変換回路２に与えられる。Ｓ／Ｐ変換回路２はシリアルデータをパラレルデータに変換してシンボルマッピング回路３に与える。シンボルマッピング回路３は、例えばＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調等によって、情報データを情報シンボルデータ（Ｉデータ，Ｑデータ）に変換する。シンボルマッピング回路３からの情報シンボルデータはマルチプレクス回路４に与えられる。
【００４４】
マルチプレクス回路４にはＲＯＭ５，６，７の出力も与えられるようになっている。ＲＯＭ５，６，７には夫々０シンボルデータ、基準データＡ及び基準データＢが格納されている。なお、基準データＡ，Ｂはこれらの基準データＡ，Ｂに基づいて作成されたＯＦＤＭシンボル（基準シンボルＡ，Ｂ）の波形が連続するように、値が設定されている。マルチプレクス回路４はシンボルマッピング回路３の出力及びＲＯＭ５乃至７の出力を伝送フレームの各時間スロットに対応して選択してインターリーブ回路８に出力する。インターリーブ回路８は、入力されたデータをインターリーブさせてＩＦＦＴ回路９に出力する。
【００４５】
ＩＦＦＴ回路９は入力されたＮ個のデータを用いてＩＦＦＴ処理することにより、ＯＦＤＭ被変調波（ＯＦＤＭシンボル）を作成してガード期間付加回路10に出力する。
【００４６】
ガード期間付加回路10はマルチパスの影響を低減するために、ＯＦＤＭ被変調波にガード期間を付加し、Ｉ軸，Ｑ軸の信号を夫々Ｄ／Ａ変換器11，12に出力する。Ｄ／Ａ変換器11，12は入力されたディジタル信号をアナログ信号に変換してローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）13，14に出力する。ＬＰＦ13，14は夫々入力信号出力の高調波成分を除去して直交変調回路15の乗算器18，19に出力する。
【００４７】
直交変調回路15は、局部発振器16、移相器17、乗算器18、19及び加算器20によって構成されている。局部発振器16は所定周波数のキャリアを発生して移相器17に出力すると共に、乗算器18に同相軸キャリアとして出力する。移相器17は局部発振器16の発振出力を９０度移相させて直交軸キャリアを作成して乗算器19に出力する。乗算器18はＬＰＦ13の出力と同相軸キャリアとの乗算によって同相軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗算器19はＬＰＦ14の出力と直交軸キャリアとの乗算によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。加算器20は乗算器18，19の出力を加算して、直交変調出力を周波数変換回路21に出力する。
【００４８】
周波数変換回路21はバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという）22、増幅器23、乗算器24、局部発振器25及びＢＰＦ26によって構成されている。直交変調出力はＢＰＦ22に与えられ、ＢＰＦ22は直交変調出力を帯域制限して増幅器23を介して乗算器24に与える。局部発振器22は中間周波数帯に周波数変換するための所定周波数の局部発振出力を乗算器24に与える。乗算器24は増幅器23の出力と局部発振出力との乗算によってＯＦＤＭ被変調波の直交変調出力を高周波数帯に変換してＢＰＦ26に出力する。ＢＰＦ26は乗算器24の出力を帯域制限してＲＦ信号として出力する。
【００４９】
なお、入力端子27を介してタイミング回路28にクロックが供給されるようになっている。タイミング回路28は、入力されたクロックに基づいて、所定周波数のクロックを発生すると共に、各種タイミング信号を発生して各回路に供給する。
【００５０】
次に、このように構成された実施例の動作について説明する。
【００５１】
入力端子１を介して入力された情報データはＳ／Ｐ変換器２によってパラレルデータに変換された後、シンボルマッピング回路３によってＩデータ及びＱデータから成る情報シンボルデータに変換される。シンボルマッピング回路３からの情報シンボルデータはマルチプレクス回路４に供給される。マルチプレクス回路４にはＲＯＭ５，６，７から夫々０シンボルデータ、基準データＡ及び基準データＢも入力されており、マルチプレクス回路４は、図１の伝送フレームの各時間スロットに対応させて情報シンボルデータ、０シンボルデータ及び基準データＡ，Ｂを切換えてインターリーブ回路８に与える。インターリーブ回路８は入力されたデータをインターリーブした後ＩＦＦＴ回路９に出力する。
【００５２】
なお、入力端子27にはクロックが入力されており、タイミング回路28はこのクロックに基づいて所定周波数のクロック及び各種タイミング信号を発生して各回路に供給している。
【００５３】
ＩＦＦＴ回路９は、入力されたＮ個のシンボルを用いてＩＦＦＴ演算を行う。これにより、Ｎ個のシンボルに対するＯＦＤＭ変調が行われて、ＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍがガード期間付加回路10に出力される。
【００５４】
マルチプレクス回路４がＲＯＭ５を選択することにより、ＩＦＦＴ回路９からはヌルシンボルが出力される。また、マルチプレクス回路４がＲＯＭ６，７を選択することにより、夫々基準シンボルＡ，ＢがＩＦＦＴ回路９から出力される。同様に、マルチプレクス回路４がシンボルマッピング回路３の出力を選択することにより、情報シンボルが得られる。マルチプレクス回路４が図１の伝送フレームの時間スロットに対応して選択を行うことにより、ＩＦＦＴ回路９からは図１に示す伝送フレームが出力される。
【００５５】
ガード期間付加回路10は入力されたＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに夫々マルチパスの影響を低減するためのガード期間を付加して、Ｄ／Ａ変換器11，12に出力する。基準データＡ，Ｂは、サブキャリア周波数及びガード期間の長さに基づいて設定されており、基準シンボルＡのガード期間及び有効シンボル期間の波形に連続して基準シンボルＢのガード期間及び有功シンボル期間の波形が続く。
【００５６】
Ｄ／Ａ変換器11，12は入力された信号をアナログ信号に変換して夫々ＬＰＦ13，14に与え、ＬＰＦ13，14はＯＦＤＭシンボルを帯域制限して夫々直交変調回路15の乗算器18、19に出力する。局部発振器16は所定周波数のキャリアを発生しており、移相器17はこのキャリアを９０度移相させる。局部発振器16からの発振出力は同相軸キャリアとして乗算器18に供給され、乗算器18は同相軸キャリアとＬＰＦ13の出力との乗算によって同相軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗算器19は移相器17からの直交軸キャリアとＬＰＦ14の出力との乗算によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗算器18、19の出力は加算器20によって加算されて直交変調出力が得られる。
【００５７】
直交変調回路15の直交変調出力は、周波数変換回路21のＢＰＦ22によって帯域制限された後、増幅器23によって増幅されて乗算器24に与えられる。乗算器24には局部発振器25から局部発振出力が与えられており、乗算器24は直交変調出力を高周波数（ＲＦ）帯の信号に周波数変換する。乗算器24の出力はＢＰＦ26によって帯域制限されてＲＦ信号として出力される。
【００５８】
このように、本実施例においては、伝送フレームを構成する場合に、２番目の時間スロットで基準シンボルＡを伝送し、次いで３番目の時間スロットで基準シンボルＢを伝送するようにしている。基準シンボルＡ，Ｂの各サブキャリアを変調する基準データＡ，Ｂは、各サブキャリア周波数及びガード期間付加回路10によるガード期間の長さに基づいて設定されており、基準シンボルＡ，Ｂは各サブキャリア毎に波形が連続する。
【００５９】
図６は本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の一実施例を示すブロック図である。
【００６０】
入力端子31にはＮ本のサブキャリアを有するＯＦＤＭ被変調波（ＯＦＤＭシンボル）が伝送フレーム単位で入力される。伝送フレームの先頭の時間スロットではヌルシンボルが伝送され、２番目の時間スロットでは基準シンボルＡが伝送され、３番目の時間スロットでは基準シンボルＢが伝送される。４乃至Ｍ番目の時間スロットにおいて情報シンボルが伝送されるようになっている。また、基準シンボルＡ，Ｂは連続した波形となっている。これらのＯＦＤＭシンボルは、所定のキャリア周波数で直交変調された後にＲＦ帯に周波数変換されて入力されるようになっている。
【００６１】
このＲＦ帯のＯＦＤＭシンボルはＢＰＦ32に供給される。ＢＰＦ32は帯域外の雑音を除去して増幅器33に出力する。増幅器33はＢＰＦ32の出力を増幅して乗算器34に出力する。局部発振器35はＲＦ帯の信号を周波数変換するための局部発振出力を乗算器34に出力する。乗算器34は増幅器33の出力と局部発振出力との乗算によってＯＦＤＭ被変調波を所定の周波数に周波数変換してＢＰＦ36に出力する。ＢＰＦ36はＯＦＤＭシンボルの高調波成分を除去して利得可変増幅器37に出力する。
【００６２】
利得可変増幅器37は後述するエンベロープ検出回路50に制御されて、ＢＰＦ36の出力を一定振幅に変換して直交検波回路38に出力する。直交検波回路38は乗算器39，40、局部発振器41及び移相器42によって構成されている。局部発振器41は後述するキャリア再生回路43に制御されて、所定周波数の再生キャリアを発生して乗算器39及び移相器42に出力するようになっている。局部発振器41の出力は同相軸キャリアとして乗算器39に供給される。移相器42は局部発振出力を９０度移相して直交軸キャリアを再生して乗算器40に与える。乗算器39は可変利得増幅器37の出力に同相軸キャリアを乗算して同相軸検波出力を得、乗算器40は可変利得増幅器37の出力に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出力を得る。乗算器39，40の出力は夫々ＬＰＦ44，45に与えられる。
【００６３】
ＬＰＦ44，45は夫々乗算器39，40の直交検波出力であるベースバンドのＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍの帯域を制限してＡ／Ｄ変換器46，47に出力する。Ａ／Ｄ変換器46，47は夫々ＬＰＦ44，45の出力をディジタル信号に変換してガード期間除去回路48に出力する。ガード期間除去回路48はガード期間の信号を除去してＦＦＴ回路49に出力する。ＦＦＴ回路49は、ガード期間除去回路48からのＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処理することによりＯＦＤＭ復調を行って、Ｎ本のサブキャリアから０シンボルデータ、基準データＡ，Ｂ及び情報シンボルデータのＩ，Ｑデータを得る。ＦＦＴ回路49からのＩデータ及びＱデータは等化回路55に出力されると共に、キャリア再生回路43にも出力される。
【００６４】
キャリア再生回路43は復調されたＩデータ及びＱデータが与えられ、キャリアを再生して直交検波回路38の局部発振器41に出力する。これにより、局部発振器41の発振出力に基づいてキャリア同期が得られるようになっている。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力は、同期再生回路51にも入力される。同期再生回路51はＡ／Ｄ変換器46，47の出力からヌルシンボルを検出することによりフレーム同期及びシンボル同期のための信号を再生してタイミング回路52に出力する。タイミング回路52は入力された信号に基づいて、所定周波数のクロック及び各回路へのタイミング信号を発生するようになっている。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力はエンベロープ検出回路50にも与えられる。エンベロープ検出回路50はＡ／Ｄ変換器46，47の出力のエンベロープを検出して可変利得増幅器37の利得を調整して一定振幅が得られるようにしている。
【００６５】
等化回路55は基準データ検出回路56、誤差検出回路57、ＲＯＭ58、複素乗算器59、メモリ60及び平均回路61によって構成されている。ＦＦＴ回路49の復調出力は基準データ検出回路56に入力される。基準データ検出回路56は復調シンボルから基準データＢを検出して誤差検出回路57に出力する。誤差検出回路57にはＲＯＭ58に格納されているデータも与えられる。ＲＯＭ58には送信側の基準データＢと同一データが格納されており、誤差検出回路57はマルチパス及び雑音によって発生した各サブキャリアの振幅及び位相のずれによる復調基準データＢの振幅及び位相誤差を検出して平均回路61に出力する。平均回路61は数フレームに亘って誤差検出回路57の出力を平均化することにより、雑音による誤差分を除去してＳ／Ｎを改善し、マルチパスによる誤差を誤差信号としてメモリ60に出力する。メモリ60は誤差信号を各サブキャリア毎に記憶し、記憶した誤差信号を複素乗算器59に出力する。複素乗算器59はＦＦＴ回路49からの復調シンボルとメモリ60からの誤差信号とを複素乗算することにより、マルチパスによる誤差を補正してデインターリーブ回路62に出力する。
【００６６】
デインターリーブ回路62は等化された復調シンボルをデインターリーブしてデマルチプレクス回路63に出力する。デマルチプレクス回路63は入力された復調シンボルをデマルチプレクスして、情報シンボルデータをシンボルデマッピング回路64に出力する。シンボルデマッピング回路64は情報シンボルデータを復調して情報データをＰ／Ｓ変換器65に出力し、Ｐ／Ｓ変換器65は入力されたパラレルデータを２ビットのシリアルデータに変換して出力するようになっている。
【００６７】
次に、このように構成された実施例の動作について説明する。
【００６８】
入力端子31を介して入力されたＲＦ信号はＢＰＦ32によって帯域外の雑音が除去され、増幅器33によって増幅された後乗算器34に供給される。乗算器34は局部発振器35からの局部発振出力との乗算によって、ＲＦ帯の信号を所定周波数に周波数変換してＢＰＦ36に出力する。乗算器34の出力はＢＰＦ36によって高調波成分が除去された後、可変利得増幅器37によって一定振幅に制御されて直交検波回路38の乗算器39，40に与えられる。
【００６９】
乗算器39は局部発振器41からの同相軸再生キャリアとの乗算によって同相軸検波出力を得てＬＰＦ44に出力し、乗算器40は移相器42からの直交軸再生キャリアとの乗算によって直交軸検波出力を得てＬＰＦ45に出力する。こうして、直交検波回路38からベースバンドのＯＦＤＭ被変調波が得られる。
【００７０】
直交検波回路38からの同相検波軸出力及び直交検波軸出力は、夫々ＬＰＦ44、45によって帯域制限された後、Ａ／Ｄ変換器46，47によってディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換されたＯＦＤＭ被変調波は、ガード期間除去回路48によってガード期間の信号が除去されて、有効シンボル期間の信号のみがＦＦＴ回路49に与えられる。ＦＦＴ回路49はＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処理することにより、Ｎ個の復調シンボルを得る。復調シンボルは等化回路55に与えられる。
【００７１】
なお、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力は、同期再生回路51にも入力されており、同期再生回路51によってフレーム同期及びシンボル同期のための信号が再生される。同期再生回路51の出力はタイミング回路52に供給され、タイミング回路52は所定周波数のクロック及び各回路へのタイミング信号を生成する。また、ＦＦＴ回路49の出力はキャリア再生回路43にも与えられており、キャリア再生回路43の出力に基づいて局部発振器41が局部発振出力を出力することによりキャリア同期が得られる。
【００７２】
ＦＦＴ回路49からの復調シンボルは等化回路55の複素乗算器59及び基準データ検出回路56に与えられる。基準データ検出回路56によって復調シンボルのうちの基準データＢが検出されて誤差検出回路57に供給される。一方、誤差検出回路57にはＲＯＭ58に予め格納されている基準データＢのデータも入力される。誤差検出回路57は復調シンボルのうちの基準データＢについて、マルチパスの影響による振幅及び位相のずれを示す誤差信号（複素信号）を検出して平均回路61に出力する。平均回路61によって誤差信号は数フレームに亘って平均化され、これにより誤差信号のＳ／Ｎが改善されてメモリ60に供給される。
【００７３】
メモリ60は各サブキャリア毎の誤差信号を格納すると共に、複素乗算器59に出力する。複素乗算器59はＦＦＴ回路49の出力と誤差信号とを複素乗算する。これにより、復調シンボルはマルチパスによる誤差分だけ位相が回転すると共に振幅が補正され、マルチパスの影響を受けていない復調シンボルがデインターリーブ回路62に出力される。
【００７４】
送信側において、基準シンボルＡ，Ｂは連続した波形となっているので、基準シンボルＢについては等価的にガード期間が長くなっており、基準データＢについては略確実にマルチパスの影響を受けない復調データを得ることができる。
【００７５】
等化回路55からの復調シンボルは、デインターリーブ回路62によってデインターリーブ処理され、デマルチプレクス回路63によってデマルチプレクスされて、情報シンボルデータがシンボルデマッピング回路64に入力される。情報シンボルデータは、シンボルデマッピング回路64によって復調され、Ｐ／Ｓ変換器65によって２ビットのシリアルデータに変換されて情報データとして出力される。
【００７６】
このように、本実施例においては、ガード期間が等価的に長くなった基準データＢを等化回路によって等化しており、基準データＢについては略確実な等化を可能であることから、復調シンボルのマルチパスによる影響を抑制することができる。
【００７７】
図７は本発明の他の実施例を示すブロック図である。本実施例は等化回路のみが図６の実施例と異なる。図７において図６と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００７８】
ＦＦＴ回路からの復調シンボルは複素乗算器59に与えられると共に、基準データ検出回路70にも与えられる。基準データ検出回路70は復調シンボルから基準データＡ，Ｂを検出して誤差検出回路73及びパワー検出回路71に出力する。本実施例においては、基準データＢを格納するＲＯＭ58の外に、基準データＡと同一データを格納するＲＯＭ74も設けられている。誤差検出回路73にはこれらのＲＯＭ58，74からの基準データＡ，Ｂが与えられるようになっている。
【００７９】
パワー検出回路71は基準データ検出回路70によって検出された基準データＡ，Ｂの全サブキャリアのパワーを検出して合計を求める。これにより、パワー検出回路71は、基準データＡ，Ｂが例えばインパルス雑音により劣化していないかを検出する。パワー検出回路71の出力は基準データ選択回路72に供給される。基準データ選択回路72は、パワーの検出結果を所定の基準値と比較することにより、基準データＡ，Ｂのうちいずれの基準データを用いて等化を行ったほうがよいかを判断し、一方の基準データを選択するための選択信号を誤差検出回路73に出力する。例えば、基準データ選択回路72は、２つの基準データのいずれも妨害を受けていない場合には基準データＢを選択し、２つの基準データの一方が妨害を受けている場合には妨害を受けていない基準データを選択し、２つの基準データのいずれも妨害を受けている場合には、いずれの基準データも選択しない。
【００８０】
誤差検出回路73は選択信号によって指定された基準データをＲＯＭ58，74から読出し、基準データ検出回路70からの基準データとの誤差を求めて平均回路71に出力するようになっている。なお、基準データ選択回路72によっていずれの基準データも選択されない場合には、誤差検出回路73は前回の誤差検出結果を出力する。
【００８１】
次に、このように構成された実施例の動作について説明する。
【００８２】
図６の実施例においては、遅延時間がガード期間を越えるマルチパスが存在する場合においても基準データを等化するために、基準データＢを誤差検出に用いている。しかし、マルチパスの遅延時間がガード期間以内である場合には、基準データＡを用いても同様の効果を得ることができる。また、マルチパスの遅延時間がガード期間を越えた場合に基準データＡを用いても、ある程度の等化は可能である。この理由から、本実施例においては、基準データＢが劣化を受けた場合、例えば、基準データＢがインパルス雑音等によって妨害を受けた場合に、基準データＢに代えて基準データＡを用いて等化を行うことを可能にしたものである。
【００８３】
基準データ検出回路70は、復調シンボルから基準データＡ及び基準データＢを検出する。パワー検出回路71は、基準データＡ，Ｂについて、全サブキャリアのパワーの合計を求める。パワー検出回路71のパワー検出結果は、基準データ選択回路72に入力されて、所定の基準値と比較される。
【００８４】
いま、基準データＢのパワー検出結果が基準値よりも大きいものとする。この場合には、基準データ選択回路72からは基準データＢを選択するための選択信号が誤差検出回路73に出力され、誤差検出回路73は、ＲＯＭ58から読出したデータと基準データ検出回路70が検出した基準データＢとの誤差を求める。即ち、この場合には、図６の実施例と同様の動作となる。
【００８５】
一方、基準データＢのパワー検出結果が基準値よりも小さく、基準データＡのパワー検出結果が基準値よりも大きい場合には、基準データ選択回路72は基準データＡを選択するための選択信号を出力する。これにより、誤差検出回路73はＲＯＭ74のデータを読出して、基準データ検出回路70が検出した基準データＡとの誤差を求める。
【００８６】
他の作用は図６の実施例と同様である。
【００８７】
このように、本実施例においては、基準データＢがインパルス雑音等によって妨害を受けた場合に、基準データＡを用いて等化を行うようになっており、インパルス雑音等による誤差信号の誤検出によって等化性能が劣化することを防止している。
【００８８】
なお、上記各実施例においては、基準シンボルを２シンボル連続して伝送する例を示したが、基準シンボルを３シンボル以上連続して伝送してもよいことは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ伝送方法の一実施例を示す説明図。
【図２】実施例を説明するための説明図。
【図３】２つの基準シンボルを連続させる条件を説明するための説明図。
【図４】２つの基準シンボルを連続させる条件を説明するための説明図。
【図５】本発明に係るＯＦＤＭ送信装置の一実施例を示すブロック図。
【図６】本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の一実施例を示すブロック図。
【図７】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【図８】従来のＯＦＤＭ伝送方法を説明するための説明図。
【図９】ガード期間を説明するための説明図。
【図１０】等化を説明するための説明図。
【図１１】等化を説明するための説明図。
【図１２】従来例の問題点を説明するための説明図。
【符号の説明】
【００９０】
Ａ，Ｂ…基準シンボル
代理人      弁理士      伊  藤    進
【図１】
0003688697.tif 000002
【図２】
0003688697.tif 000003
【図３】
0003688697.tif 000004
【図４】
0003688697.tif 000005
【図５】
0003688697.tif 000006
【図６】
0003688697.tif 000007
【図７】
0003688697.tif 000008
【図８】
0003688697.tif 000009
【図９】
0003688697.tif 000010
【図１０】
0003688697.tif 000011
【図１１】
0003688697.tif 000012
【図１２】
0003688697.tif 000013