(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信方式において、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素合成信号とから第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号をとる手段と、
第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎの複素受信信号から複素合成信号を加重合成する手段とを有し、
加重合成された複素合成信号を前記複素相互相関信号をとる手段に逐次フィードバックすることを特徴とするマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式。
【請求項２】
マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信方式において、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素合成信号とから、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々の遅延量を走査しつつ第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる手段と、
第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる手段の出力の第１、第２、…、第ｎの最適遅延量に応じて第１、第２、…、第ｎの複素受信信号を各々遅延する第１、第２、…、第ｎの遅延手段と、
第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎの遅延された複素受信信号から複素合成信号を加重合成する手段とを有し、
加重合成された複素合成信号を前記スライディング相関信号をとる手段に逐次フィードバックすることを特徴とするマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式。
【請求項３】
マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナと、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素合成信号とから第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号をとる複素相互相関演算部と、
第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎの複素受信信号から複素合成信号を加重合成する複素加重演算部とを有し、
加重合成された複素合成信号を前記複素相互相関演算部に逐次フィードバックすることを特徴とするマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置。
【請求項４】
マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナと、
第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素合成信号とから、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々の遅延量を走査しつつ第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとるスライディング相関演算部と、
第１、第２、…、第ｎのスライディング相関演算部の出力の第１、第２、…、第ｎの最適遅延量に応じて第１、第２、…、第ｎの複素受信信号を各々遅延する第１、第２、…、第ｎの遅延回路と、
第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎの遅延された複素受信信号から複素合成信号を加重合成する複素加重合成部とを有し、
加重合成された複素合成信号を前記スライディング相関演算部に逐次フィードバックすることを特徴とするマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は多数の搬送波（キャリア）を用いるマルチキャリア変調用受信方式及びマルチキャリア変調用受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えばシングルキャリア変調の受信方式に検波後ダイバーシチ受信を適用した受信回路として特開平９−２４７０６６、特開平１０−２２９３６０、特開平１０−２５６９６６などが知られている。これらは受信波を検波したのち、各々のアンテナでの先行波と遅延波の合成信号の位相を揃え、振幅に比例した重み付けを行うことで最大比合成を行うものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、例えば直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）のようなマルチキャリア変調方式の受信装置に上述の検波後ダイバーシチ受信を適用しようとすれば、各キャリアごとに位相のずれが異なるため、最適なダイバーシチ受信を行うためにはアンテナ毎に直交変換回路（高速フーリエ変換器など）が必要で且つ各キャリア毎にダイバーシチ回路を１つずつ組み込む必要があり、回路規模が膨大となるという問題があった。
【０００４】
よって本発明の目的は、マルチキャリア変調用受信方式或いはマルチキャリア変調用受信装置に適用できるダイバーシチ受信方式を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の手段によれば、マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信方式において、第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素合成信号とから第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号をとる手段と、第１、第２、…、第ｎの複素相互相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎの複素受信信号から複素合成信号を加重合成する手段とを有し、加重合成された複素合成信号を複素相互相関信号をとる手段に逐次フィードバックすることを特徴とする。
【０００７】
また、請求項２に記載の手段によれば、マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信方式において、第１、第２、…、第ｎ（ｎは２以上の整数）アンテナの、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々と複素合成信号とから、第１、第２、…、第ｎの複素受信信号の各々の遅延量を走査しつつ第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる手段と、第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号をとる手段の出力の第１、第２、…、第ｎの最適遅延量に応じて第１、第２、…、第ｎの複素受信信号を各々遅延する第１、第２、…、第ｎの遅延手段と、第１、第２、…、第ｎのスライディング相関信号を重みとして第１、第２、…、第ｎの遅延された複素受信信号から複素合成信号を加重合成する手段とを有し、加重合成された複素合成信号をスライディング相関信号をとる手段に逐次フィードバックすることを特徴とする。
【０００８】
請求項３又は請求項４に記載の手段は、それぞれ請求項１又は請求項２に記載のマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信方式を適用したマルチキャリア変調用ダイバーシチ受信装置としたものである。
【０００９】
【作用及び発明の効果】
マルチキャリア変調信号の受信において、最大比合成によるダイバーシチ受信を行う際、合成信号をフィードバックして、各アンテナの受信信号の合成のためのパラメータを算出する。ここで言うパラメータとは、例えば振幅（増幅率）、位相、更には実時間上での遅延時間などである。このパラメータにより、受信信号の所望波が強めあった合成信号を得ることができる。こうして合成信号が逐次フィードバックされることにより、所望波の合成信号を強くすることができる。
【００１０】
受信信号を複素信号として扱い、相関信号を位相情報の乗った複素相互相関信号とすれば、所望波の位相を揃えることができる。また、遅延量を走査しつつスライディング相関信号を取ることで、各アンテナでの所望波の遅延時間差をも揃えた、より強い合成信号を得ることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
〔第１実施例〕
図１は、本発明に係るマルチキャリア変調用受信装置のダイバーシチ受信回路１００を示したブロック図である。ｎ本のアンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々パラメータ演算回路１０−１、１０−２、…、１０−ｎと合成回路１１に出力される。パラメータ演算回路１０−１、１０−２、…、１０−ｎでは、パラメータの組（ベクトル）ｗ1、ｗ2、…、ｗnを合成回路１１に出力する。ここでパラメータとは、所望波を強くするための振幅（増幅率）と位相の組（複素数）、実時間上での遅延時間などから選ばれる。合成回路１１は信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnとパラメータの組（ベクトル）から例えば複素演算により合成信号Ｓを出力する。合成信号Ｓは検波部１０００に提供されるとともにパラメータ演算回路１０−１、１０−２、…、１０−ｎにもフィードバックされる。これにより所望波が次第に強まるようフィードバック制御することが可能となる。
【００１２】
パラメータ演算回路でパラメータを決定する際、例えばトレーニング信号（既知の参照信号）を含むマルチキャリア信号の場合は、信号部分の誤差を小さくするように決定される。また、ガードインターバルを含むマルチキャリア信号の場合はガードインターバルとその複写もとであるシンボル後端部との波形比較により誤差を小さくするように決定される。また、合成信号と受信信号の相関をとることで、相関値に比例した複素振幅（増幅率と位相）として決定することもできる。
【００１３】
〔第２実施例〕
本発明のダイバーシチ受信としては、合成回路をｎ個の乗算器と１個の加算器の組み合わせとし、乗算器を複素乗算器とし、パラメータ演算回路を複素相互相関演算により複素重みを計算するものとしても良い。これを図２にダイバーシチ回路２００として示す。
【００１４】
図２のダイバーシチ回路２００は、ｎ本のアンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々複素相互相関演算部２０−１、２０−２、…、２０−ｎと複素乗算器２１−１、２１−２、…、２１−ｎとに出力される。各々複素相互相関演算部２０−１、２０−２、…、２０−ｎでは複素重みｗ1'、ｗ2'、…、ｗn'を算出し、複素乗算器２１−１、２１−２、…、２１−ｎに出力する。複素乗算器２１−１、２１−２、…、２１−ｎは信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnを複素信号として扱い、複素重みｗ1'、ｗ2'、…、ｗn'とから信号ｗ1'Ｒ1、ｗ2'Ｒ2、…、ｗn'Ｒnを複素加算器２２に出力する。複素加算器２２は信号ｗ1'Ｒ1、ｗ2'Ｒ2、…、ｗn'Ｒnの和Ｓ＝ｗ1'Ｒ1＋ｗ2'Ｒ2＋…＋ｗn'Ｒnを検波部２０００と複素相互相関演算部２０−１、２０−２、…、２０−ｎとに出力する。
【００１５】
今、右肩の＊で複素共役を示すとすれば、複素重みｗi'は、次の式で示されるものである。
ｗi'＝∫ＲiＳ*dt    …（１）
【００１６】
複素相互相関演算部２０−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）においては、次の方式で信号Ｒiと和Ｓから複素重みｗi'を計算する。アンテナＲＸ−ｉで受信された信号Ｒiを、先行波Ｄiと遅延波Ｕiの和であるとする。また、フィードバックされた和Ｓを、先行波の和による部分と遅延波の和による部分とに分け、Ｄ0＋Ｕ0と置く。受信された信号Ｒi＝Ｄi＋Ｕiと、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の相関信号を取れば次の通りである。尚、積分区間は任意であるので示さないが積分は定積分を示す。
∫ＲiＳ*dt＝∫(ＤiＤ0*＋ＵiＵ0*)dt＋∫(ＤiＵ0*＋ＵiＤ0*)dt  …（２）
【００１７】
式（２）で、右辺の第２の積分は相関が小さいので、確率論的に極めて小さい値を取ると考えて良い。すると、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の、Ｄ0が大きい場合は式（２）は、
∫ＲiＳ*dt≒∫ＤiＤ0*dt    …（３−１）
また、和Ｓ＝Ｄ0＋Ｕ0の、Ｕ0が大きい場合は式（２）は、
∫ＲiＳ*dt≒∫ＵiＵ0*dt    …（３−２）
となることがわかる。このような相関信号∫ＲiＳ*dtに比例するように複素重みｗi'を決定することで、図２のようなダイバーシチ回路２００は、ｎ本のアンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号の、先行波が全体として強い場合は先行波が大きく、遅延波が全体として強い場合は遅延波が強くなるよう、フィードバックによりダイバーシチ合成されることとなる。複素重みｗi'を用いることにより、位相情報も相関を取ることとなり、相関度のより高い信号が複素空間でより大きな重みを以て複素加重合成される。
【００１８】
図３は本発明の効果を示すため、シミュレーションを行った結果である。横軸ＤＵＲは先行波と遅延波の比を示し、右側ほど先行波の割合が高い。図３では、比較例として、フィードバックの無い、入力信号から位相を回転させ、各入力信号電力を元に重み付けすることによりダイバーシチ合成を行うものを示している。図３によれば、本発明は、比較例、ダイバーシチ無しに比較して、ビット誤り率（ＢＥＲ）が著しく改善されていることがわかる。
【００１９】
〔第３実施例〕
図４は、本発明の第３の実施例を示す発明に係るマルチキャリア受信装置のダイバーシチ回路３００を示したブロック図である。ｎ本のアンテナＲＸ−１、ＲＸ−２、…、ＲＸ−ｎで受信された信号Ｒ1、Ｒ2、…、Ｒnが、各々スライディング相関演算部３０−１、３０−２、…、３０−ｎと遅延回路３３−１、３３−２、…、３３−ｎに出力される。遅延素子３３−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）は、スライディング相関演算部３０−ｉから得られる遅延量τiだけ遅延された信号Ｒi'を複素乗算器３１−ｉに出力する。複素乗算器３１−ｉではスライディング相関演算部３０−ｉから得られる複素重みｗi'と遅延信号Ｒi'の積を複素加算器３２に出力する。複素加算器３２は、複素乗算器３１−１、３１−２、…、３１−ｎの出力ｗ1'Ｒ1'、ｗ2'Ｒ2'、…、ｗn'Ｒn'の和Ｓ'＝ｗ1'Ｒ1'＋ｗ2'Ｒ2'＋…＋ｗn'Ｒn'をとり、和Ｓ'は検波部３０００に提供されるとともにスライディング相関演算部３０−１、３０−２、…、３０−ｎにもフィードバックされる。
【００２０】
スライディング相関演算部３０−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）においては、次の方式で遅延されていない信号Ｒiと和Ｓ'から重みｗi'を計算する。アンテナＲＸ−ｉで受信された信号Ｒiを、先行波Ｄiと遅延波Ｕiの和であるとする。また、フィードバックされた和Ｓ'を、先行波の和による部分と、受信時の遅延波の和による部分とに分け、Ｄ0'＋Ｕ0'と置く。受信された信号Ｒi＝Ｄi＋Ｕiと、和Ｓ＝Ｄ0'＋Ｕ0'の相関信号を取れば次の通りである。尚、積分区間は任意であるので示さないが積分は定積分を示す。また、右肩の＊で複素共役を示す。
∫ＲiＳ'*dt
＝∫（ＤiＤ0'*＋ＵiＵ0'*）dt＋∫（ＤiＵ0'*＋ＵiＤ0'*）dt    …（４）
【００２１】
式（４）で、右辺の第２項の積分は相関が小さい場合は、確率論的に極めて小さい値を取ると考えて良い。しかし遅延量τiを走査することで右辺第１項の積分よりも第２項の積分を大きくできる可能性もある。そこで遅延量τiを走査し、式（４）を最大とする遅延量τiと、そのときの複素積分から複素重みｗi'を求めることで，より強いダイバーシチ合成を行うことができる。式（４）を更に次のように展開する。
∫ＲiＳ'*dt
＝∫（ＤiＤ0'*＋ＵiＵ0'*）dt＋∫ＤiＵ0'*dt＋∫ＵiＤ0'*dt    …（５）
【００２２】
スライディング相関演算部内で、遅延量をあらかじめ走査し、式（５）の第２項或いは第３項の積分値として第１項の積分値よりも大きな値が得られた場合、その時の遅延量τiを出力することで、同様なダイバーシチ合成を行うことができる。
【００２３】
本発明は、マルチキャリアの受信装置において、最大比合成を検波前に行うものである。上述の３実施例はその典型例を示したものであり、回路構成は上述の３実施例に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の具体的な第１の実施例に係るダイバーシチ回路の構成を示したブロック図。
【図２】本発明の具体的な第２の実施例に係るダイバーシチ回路の構成を示したブロック図。
【図３】第２の実施例のダイバーシチ回路と比較例のビット誤り率を比較したシミュレーションを示したグラフ図。
【図４】本発明の具体的な第３の実施例に係るダイバーシチ回路の構成を示したブロック図。
【符号の説明】
１００、２００、３００…ダイバーシチ回路
ＲＸ−ｉ…ｉ番目のアンテナ
１０−ｉ…ｉ番目のパラメータ演算回路
２０−ｉ…ｉ番目の複素相互相関演算部
３０−ｉ…ｉ番目のスライディング相関演算部
２１−ｉ、３１−ｉ…ｉ番目の複素乗算器
１１…合成回路
２２、３２…複素加算器
３３−ｉ…ｉ番目の遅延回路
【図１】
0003696013.tif 000002
【図２】
0003696013.tif 000003
【図３】
0003696013.tif 000004
【図４】
0003696013.tif 000005