(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号が入力され、第１時定数を有する信号経路および第２時定数を有する信号経路を備えているフィルターユニット（ＦＩ）と、
第１時定数を有する信号経路と第２時定数を有する信号経路とを切り替えることのできる第１スイッチ（Ｓ３）と、
フィルターユニット（ＦＩ）の下流に接続されている第１コンパレータ（ＣＰ１）と、
第１コンパレータ（ＣＰ１）の出力部に接続されており、第１スイッチ（Ｓ３）を制御できる第１デコーダ（ＤＥＣ１）とを有し、
上記フィルターユニット（ＦＩ）は、第３時定数を有する信号経路を備え、
上記第３時定数を有する信号経路に切り替えるための第２スイッチ（Ｓ２）を備えており、
第２および第３コンパレータ（ＣＰ２，ＣＰ３）が、上記フィルターユニット（ＦＩ）の下流に接続されており、
これら第２および第３コンパレータ（ＣＰ２，ＣＰ３）の各出力部に接続されており、第２スイッチ（Ｓ２）を制御できる第２デコーダ（ＤＥＣ２）が備えられており、
上記第１スイッチが、入力電圧（ＵE）と制御電圧源とを切り替えるための切り替えスイッチ（Ｓ３）である、オフセットを伴う入力信号用の補償回路。
【請求項２】
上記第３時定数は、第２時定数よりも小さな第１時定数よりも小さいことを特徴とする、請求項１に記載の補償回路。
【請求項３】
上記時定数を形成するためのハイパスフィルターが備えられていることを特徴とする、請求項１または２に記載の補償回路。
【請求項４】
上記時定数を形成するためのローパスフィルターが備えられていることを特徴とする、請求項１または２に記載の補償回路。
【請求項５】
上記ハイパスフィルターまたはローパスフィルターは、アナログに構成されたＲＣ素子によって実現されていることを特徴とする、請求項３または４に記載の補償回路。
【請求項６】
上記ハイパスフィルターまたはローパスフィルターが、デジタルフィルターとして実現されていることを特徴とする、請求項３または４に記載の補償回路。
【請求項７】
上記入力信号において同じビットのシーケンスが長くなるのに応じて、上記第１スイッチが、上記入力電圧（ＵE）と上記制御電圧源の電圧との間で繰り返し切り替わることを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載の補償回路。
【請求項８】
上記第１ローパスフィルターの第１抵抗器（Ｒ１）に印加されている電圧は、入力信号（ＵE）の電圧と、閾値電圧（ＵS）の２倍から入力電圧（ＵE）を差し引いた電圧を備えている制御電圧源との間で切り替えられることを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の補償回路。
【請求項９】
上記入力信号は、差分信号であることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の補償回路。
【請求項１０】
第３スイッチ（Ｓ３Ａ，Ｓ３Ａ'，Ｓ３Ｂ，Ｓ３Ｂ'）が、フィルターユニット（ＦＩ）の上流に接続されており、入力信号の極性を変えることに用いられることを特徴とする、請求項９に記載の補償回路。
【請求項１１】
上記入力信号は、高周波数受信器（ＲＣ）に送ることができることを特徴とする、請求項１〜１０のいずれかに記載の補償回路。
【発明の詳細な説明】
本発明は、オフセットを伴う入力信号用の補償回路、および、入力信号のオフセット補償方法に関するものである。
【０００１】
電気通信におけるデジタル変調方法では、搬送周波数の有する信号の振幅，周波数または位相が、伝送されるデータ連続に応じて変調される。周波数変調または周波数偏位変調（ＦＳＫ， Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）は、異なる周波数間での偏位変調を含むものである。最も簡単な、２つの２値状態０および１のある場合には、信号通信のために、搬送周波数の近傍で対称的な２つの周波数を設ければよい。
【０００２】
例えばＧＳＭ（汎欧州デジタル自動車・携帯電話方式）のような現在の通信方法では、いわゆるＧＭＳＫ（ガウスの最小偏位変調）方法が使用される。この方法では、デジタル情報を符号化するため、長方形パルスの代わりにガウス型のパルスが使用される。ＧＭＳＫ方法は、位相の連続したＦＳＫ方法である。無線電話通信に使用されるＤＥＴＣ（デジタル高度コードレステレコミュニケーション）方法も、同様に、ＧＳＭのようなＦＳＫ方法である。
【０００３】
周波数変調信号を復調器によって復調するため、受信器では、搬送周波数に中間電圧を割り当る。受信器における復調器の出力電圧は、論理値１を伝送する場合には、中間電圧よりも大きい。一方、この出力電圧は、論理値０を伝送する場合には、中間電圧よりも小さい。周波数変調信号では、搬送周波数は、１を伝送するため、特定の周波数幅（Ｆｒｅｑｕｅｎｚｈｕｂ）だけ上昇され、また、０を伝送するため、特定の周波数幅だけ減少される。
【０００４】
周波数変調信号の搬送周波数については、例えば、送信器の温度変化に応じた変化を許容するような許容誤差がある。このことから、搬送周波数に割り当てられた中間電圧も、復調器の出力部に直流電圧オフセットが存在するように変化できる。受信器もしくは復調器自体の許容誤差（例えば、製造または温度に関連した許容誤差）によって、中間電圧はさらに揺れ動く。論理値１に応じた電圧を、論理値０に応じた電圧から区別し、両方の状態を区別する決定的な閾値（Ｅｎｔｓｃｈｅｉｄｕｎｇｓｓｃｈｗｅｌｌｅ）を確定するために、中間電圧の直流電圧（ＤＣ）オフセットを補償する閾値電圧の確定が必要である。
【０００５】
既知の通信システム（例えば、ＤＥＣＴ規格）では、１と０とが交互に並んだＤＣオフセット補償用の１６ビットシーケンスのプリアンブルを、各ユーザーデータブロックの前に置くことによって、閾値電圧を規定している。簡易ローパスフィルター（ｅｉｎｆａｃｈｅｎ Ｔｉｅｆｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）を用いて、第１の１６ビットに応じた信号シーケンスの平均電圧値を確認し、１６ビットプリアンブルの最後に、このようにして獲得した値を、例えば、コンデンサの電圧値として蓄積する。このような平均化（Ｍｉｔｔｅｌｕｎｇ）または閾値生成の制御は、通例、ＤＥＣＴ受信器のデジタルベースバンド部分で行われる。
【０００６】
いわゆる、ブルートゥースシステムは、短距離通信用の情報・通信システムにおける部品間の無線インターフェースである。例えば、プリンタ，マウス，キーボード，携帯電話，モデムなどの周辺機器を、ケーブルなしでポータブルコンピュータに接続できる。ブルートゥースシステムは、２．４ギガヘルツＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ ａｎｄ Ｍｅｄｉｃａｌ）帯域で稼働している。世界の大抵の国々（例えば、アメリカ合衆国およびヨーロッパ）では、ＩＳＭ帯域は、２４００〜２４８３．５メガヘルツまでの周波数範囲を含んでいる。この際、チャネルは、式ｆ＝２４０２＋ｎＭＨｚによって確定されている。ただし、ｆは該当チャネルの搬送周波数であり、不確定数ｎは、０〜７８までの整数である。
【０００７】
タイムスリット方法により稼働しているブルートゥースシステムの問題は、実際のユーザー信号（ペイロード）の前に置かれた、通常７２ビットのアクセスコードのプリアンブルが、たった４ビットの長さであることである。さらに、この４ビットの長さのプリアンブルにおける時間的な位置は、ビットシーケンス内で１０ビットまでに変化できる。しかし、４ビットの長さのプリアンブルは、論理値状態を確実に区別するための適切な決定的閾値を確定するには短すぎる。
【０００８】
デジタル信号処理によってブルートゥースでの切り替え閾値を特定するため、デジタル化され復調されたデータ信号を用いることで、決定的な閾値を特定することが既に知られている。しかし、このために必要な回路は、非常に複雑（ａｕｆｗｅｎｄｉｇ）であり、デジタル信号処理の方法によっては信頼性を得られない。
【０００９】
刊行物；米国特許公報第４８２１２９２号（ＵＳ４８２１２９２）に記載の検出器は、平均化（ドットパターン）用の信号プリアンブル中に、より短い時定数で切り替わるものである。これにより、迅速な閾値の再調整（Ｎａｃｈｆｕｅｈｒｕｎｇ）を行うようになっている。
【００１０】
本発明の目的は、プリアンブル部分の短い信号に適切な、オフセットを伴う入力信号用の補償のための回路構造、および、入力信号のオフセット補償方法を提供することである。
【００１１】
上記の構造に関して、上記の目的は、オフセットを伴う入力信号用の補償回路において、
入力信号が入力され、第１時定数を有する信号経路および第２時定数を有する信号経路を備えているフィルターユニットと、
第１時定数を有する信号経路と第２時定数を有する信号経路とを切り替えることのできる第１スイッチと、
フィルターユニットの下流に接続されている第１コンパレータ（Ｋｏｍｐａｒａｔｏｒ）と、
第１コンパレータの出力部に接続されており、第１スイッチを制御できる第１デコーダとを有し、
上記フィルターユニットが、第３時定数を有する信号経路を備え、
上記第３時定数を有する信号経路に切り替えるための第２スイッチを備えており、
第２および第３コンパレータが、フィルターユニットの下流に接続されており、
これら第２および第３コンパレータの各出力部に接続されており、第２スイッチを制御するための第２デコーダを備えている補償回路によって達成される。
【００１２】
また、上記の方法に関して、上記の目的は、入力信号のオフセット補償方法において、
第１時定数を用いた入力信号のフィルタリング工程と、
フィルタリングされた出力信号を、閾値電圧またはフィルタリングされていない入力信号と比較することにより、別個の状態の（ｍｉｔ ｄｉｓｋｒｅｔｅｎ Ｚｕｓｔａｅｎｄｅｎ）出力信号を形成する工程と、
出力信号が、少なくとも２つの同じ相互に連続した状態を示す場合、そして、この状態を示している限り、セッティングモードにおいて、第１時定数よりも長い第２時定数に切り替える工程と、
セッティングモードに続く通常モードにおいて、第２時定数を設定する工程と、
を有する方法によって達成される。
【００１３】
本発明の特徴は、第１時定数と第２時定数との間の切り替えを行えること、および、このために、入力信号のオフセットを、第１コンパレータおよび第１デコーダによって補償できることにある。この際、第１デコーダは、コンパレータ出力部での出力信号のビット列に応じて、第１スイッチＳ１対して適切に作用できる。
【００１４】
入力信号は、ビット毎に符号化された連続的な信号でもよい。決定的な閾値を特定するため、セッティングモードで第１スイッチが閉じれ、その結果、第１時定数が有効となる。適切で決定的な閾値が設定された後、ユーザーデータの伝送される間に、第１スイッチは開放され、他の第２時定数に切り替えられる。第２時定数は、第１時定数よりも大きくてもよい。しかし、第１スイッチは、ユーザー操作より前の決定的な閾値の設定の間に、既に開放されてもよい。従って、このことは、例えば、入力信号が、直接相互に連続した複数の同じ状態の連続を有している場合に、意味がある。これは、これらの状態が、状態レベル（Ｚｕｓｔａｎｄｐｅｇｅｌ）の区別のためには適していないことによる（決定的な閾値は、１つの状態（０または１）の値となるので）。このことから、上記の特徴は、プリアンブルの短い信号にも適用できる。
【００１５】
第１および第２時定数は、ローパスフィルター（Ｔｉｅｆｐａｓｓ）あるいはハイパスフィルター（Ｈｏｃｈｐａｓｓ）を用いて生成されてもよい。
【００１６】
ローパスフィルターを使用する場合、ローパスフィルターは、抵抗器およびコンデンサとによってアナログに構成されていても、あるいは、デジタルに実施されていてもよい。
【００１７】
より迅速または正確なオフセット補償を行うために、他の時定数、コンパレータ、およびデコーダを用いてもよい。
【００１８】
例えば、高周波数受信器に送ることのできるフィルタリングされた入力信号を、第１コンパレータに入力してもよい。
【００１９】
上記の特徴は、直列キャパシタを用いた分離が不可能な場合でも、簡単な、そして信頼性の置ける、受信器の出力部での直流電圧オフセットの補償を可能にする。
【００２０】
さらに、フィルターユニットは、第３時定数を備えている。この際、第２スイッチによる第３時定数への切り替えが考えられる。第２および第３コンパレータは、フィルターユニットの下流に接続されている。第２デコーダは、第２および第３コンパレータの各出力部に接続されており、第２スイッチを駆動できる。第２および第３コンパレータは、ウインドウコンパレータをともに構成する。入力信号の電圧値が、上限を上回る、または下限を下回ると、存在する非常に大きな直流電圧オフセットを迅速に平均化するため、第２スイッチを第３時定数に切り替える。第３時定数は、第１および第２時定数よりも小さいことが好ましく、また、オフセット電圧を迅速に補償できるものである。
【００２１】
第２および第３コンパレータの出力部に接続されている第２デコーダは、上限を上回っていること、または、下限を下回っていることを認識し、場合によっては第２スイッチにより、第３時定数を接続する。
【００２２】
ウインドウコンパレータの臨界値は、電圧源によってそれぞれ設定できる。上限は、閾値電圧を適切に選択したときに生じる入力電圧の値より少し上、また、下限は、これより少し下でなければならない。
【００２３】
全体に３つの切り替え可能な時定数によって、ユーザーデータの伝送中では、平均時定数を、より長い時定数に切り替えることが可能となる。一方、第１コンパレータにおいて決定的な閾値を特定するときにも、依然として０または１が連続的に生じる場合には、長い時定数に切り替えることが好ましい。この場合に平均時定数を保持すると、閾値の誤りに繋がる。
【００２４】
上記の特徴は、例えば、ブルートゥース規格に好適である。この場合、はじめに述べたように、０と１との交互の連続から構成されるプリアンブルは、ほんの４ビットの長さで、その結果、それに続く、いわゆるアクセスコードも、閾値特定のために用いる必要がある。しかし、アクセスコードは、０と１とをランダムな順序で含んでいるので、相互に連続した複数の０または１のある場合、より長い時定数に切り替えないと、閾値の誤りが生じてしまうであろう。
【００２５】
本発明の実施形態では、第３時定数は、第１時定数よりも小さく、第１時定数は、第２時定数よりも小さいことが好ましい。
【００２６】
本発明の他の実施形態では、時定数の形成のために、ハイパスフィルターが備えられていることが好ましい。
【００２７】
本発明のほかの実施形態では、時定数の形成のために、ローパスフィルターが備えられていることが好ましい。
【００２８】
アナログのローパスフィルターは、下流に接地コンデンサの接続された直列抵抗器によって実現できる。複数の時定数を形成するための複数のＲＣ素子は、共通のキャパシタを備えている。
【００２９】
アナログのハイパスフィルターは、下流に接地抵抗の接続された直列コンデンサによって構成できる。複数の時定数を形成するための複数のハイパスフィルターは、共通のキャパシタを備えている。
【００３０】
本発明の他の実施形態では、ハイパスフィルターまたはローパスフィルターが、デジタルフィルターとして実現できることが好ましい。このために、減速素子が備えられていてもよい。この際、デジタルフィルターの時定数に影響を与えるために、第１および第２デコーダは、フィードバックループにおける増幅係数を変化させることができる。
【００３１】
本発明の他の実施形態では、入力信号の電圧と制御電圧源とを切り替えられることが好ましい。従って、このことは、例えば、オフセット補償値を特定する間に、符号化された複数の同じ２値の状態が、入力信号において相互に連続している場合に意味がある（この場合、設定された時定数によって、補償値の誤りが生じることがある）。直接相互に連続した同じビットのシーケンスが長い場合、入力電圧と制御電圧とを複数回繰り返して切り替えてもよい。
【００３２】
入力信号が差分信号として存在している場合、差分信号配線（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｚｓｉｇｎａｌ−Ｌｅｉｔｕｎｇｅｎ）の極性を変えることによって、入力電圧を切り替えられる。このことからも、入力信号において同じ状態が長く続くことによる補償値の誤りを回避できる。第１デコーダは、直接相互に連続した同じ状態の連続を検出し、極性を適切に変化させる。例えば、相互に連続している１０個の論理値１が符号化されている場合、差分信号として存在している入力信号は、それぞれ３つのビット毎に、その極性を変化させることが可能である。
【００３３】
本発明の更なる詳細を、従属請求項に示す。
【００３４】
以下に図を参照して、２つの実施例で本発明を詳述する。
【００３５】
図１は、本発明の第１実施例をブロック図で示す。図２は、ブルートゥース仕様書に基づくアクセスコードの構成を示す。図３は、本発明の第２実施例をブロック図に示す。図４は、アナログ的に作動するハイパスフィルターを有する本発明の実施例を示す。図５は、デジタル的に作動するローパスフィルターを有する本発明の実施例を示す。図６は、アナログに形成されたローパスフィルターおよび入力信号用切り替え装置を有する本発明の実施例を示す。図７は、差分信号として存在する入力信号用に、アナログに形成されたローパスフィルターを有する本発明の実施例を示す。
【００３６】
図１に、第１コンパレータＣＰ１の第１入力部に接続されているとともに、入力電圧ＵＥを有する信号を受信する受信器ＲＣを示す。入力信号は、さらに、第１抵抗器Ｒ１に直列に接続されている第１スイッチＳ１へ入力される。第１スイッチＳ１と第１抵抗器Ｒ１とに並列に、第２抵抗器Ｒ２が接続されている。結合点Ｋによって相互に接続されている第１および第２抵抗器Ｒ１，Ｒ２の空いているほうの端子には、コンデンサＣが、アースＧＮＤとは反対側で接続されている。第１コンパレータＣＰ１の第２入力部に入力可能な閾値電圧ＵＳを、コンデンサＣによって降下させられる。第１コンパレータＣＰ１の出力部には、第１スイッチＳ１に作用する第１デコーダＤＥＣ１が接続されている。
【００３７】
受信器ＲＣは、周波数変調信号を復調するブルートゥース受信器である。この場合、周波数変調信号の搬送周波数は、受信器ＲＣの出力側で、中間電圧（Ｍｉｔｔｅｎｓｐａｎｎｕｎｇ）を割り当てられる。しかし、中間電圧は、ブルートゥース仕様書では±７５ｋＨｚの搬送信号許容誤差による直流電圧オフセットを備えている。従って、適切な閾値電圧ＵＳを特定するため、多数の連続ビットを平均化しなければならない。このため、ブルートゥース仕様書では、セッティングモード（Ｅｉｎｓｔｅｌｌｂｅｔｒｉｅｂ）において、６８または７２ビットの長さであるアクセスコードを平均化するようになっている。平均電圧値（Ｓｐａｎｎｕｎｇｓｍｉｔｔｅｌｗｅｒｔ）は、コンデンサＣに蓄積され、閾値電圧ＵＳとしてコンパレータＣＰ１に付与される。その結果、コンパレータＣＰ１は、入力信号ＵＥの電圧を、閾値電圧ＵＳと比較することによって、２値の符号化された状態を検出できる。第１抵抗器Ｒ１は、セッティングモードの際に、通常有効な第１時定数をコンデンサＣとともに形成する。このため、セッティングモードでは、通常スイッチＳ１は閉じている。コンデンサＣが中間電圧になるように充電された後、セッティングモードの後に続くユーザーデータを伝送する通常モードのために、スイッチＳ１は開放される。その結果、コンデンサＣとともに抵抗器Ｒ２によって形成される第２時定数が有効となる。この第２時定数は、第１時定数に比較して大きい。このことにより、コンデンサＣで設定された閾値電圧ＵＳは、タイムスロット（バースト）における全ユーザー信号の間では、ほぼ変化しない。しかし、実際のセッティングモード時に、つまり、アクセスコード中に、直接相互に連続している複数のビットが同じ状態を示している場合、スイッチＳ１は、次の状態変化が起こるまで開放されている。このため、第１デコーダＤＥＣ１が備えられている。デコーダＤＥＣ１の機能性（Ｆｕｎｋｔｉｏｎａｌｉｔａｅｔ）は、ブルートゥース受信器のベースバンド部分に配置されている。ただし、ベースバンド部分は、図示していない。入力信号の各電圧値が割り当てられている複数の０または１の連続する場合に第１スイッチＳ１を開放しない場合、コンデンサＣの電圧値は、もはや正確な中間電圧ではなく、論理値０または論理値１に割り当てられている電圧値となる。
【００３８】
図２は、プリアンブルＰＲＥＡＭＢＬＥ、合成データＳＹＮＣ ＷＯＲＤおよび必ずしも伝送されるわけではない付録部ＴＲＡＩＬＥＲを有する、ブルートゥース仕様書に基づくアクセスコードの構造を示す。第１ビットがＬＳＢ（最下位ビット）であるプリアンブルは４ビットであり、シンクワード（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｓａｔｉｏｎｓｗｏｒｔ）は６４ビットであり、付録部は４ビットであり、そのうち最後のビットがＭＳＢ（最上位ビット）である。プリアンブルの４ビットは、正確な中間電圧、すなわち、後に続くユーザーデータの評価用の適切な閾値を信頼できるように特定するには、十分ではないことが明らかである。むしろ、アクセスコードのシンクワードのビットをさらに使用する必要がある。しかし、これらは、状態変化なしに、２８までの直接相互に連続したビットを備えることができる。従って、図１に示す２つの時定数間の切り替えは、それでも正確な閾値電圧ＵＳを決定するために適している。
【００３９】
図３は、図１の実施例に加えて、ウインドウコンパレータ、および、入力信号のより大きな直流電圧オフセットの迅速な均等化（Ａｕｓｒｅｇｅｌｕｎｇ）のための第３時定数が備えられている他の実施例を示す。このため、受信器ＲＣと結合点Ｋとの間に、第２スイッチＳ２が、第３抵抗器Ｒ３に対して直列に接続されている。入力信号は、第２コンパレータＣＰ２および第３コンパレータＣＰ３の各第１入力部に入力される。第２コンパレータＣＰ２および第３コンパレータＣＰ３の第２入力部は、各電圧源を介して結合点Ｋに接続している。この場合、各電圧ＵＦは、電圧源を介して下降する。電圧ＵＦは、図３に基づく回路が通常モードにある場合、つまり、閾値電圧ＵＳが正確に設定されている場合に、コンパレータＣＰ２もコンパレータＣＰ３も反応（ａｎｓｐｒｅｃｈｅｎ）しないように選択されるべきである。セッティングモードの始めに、第２コンパレータＣＰ２によって検出できる上限を上回っている、あるいは第３コンパレータＣＰ３によって設定できる下限を下回っているような高い直流電圧オフセットが生じると、第３時定数を活性化する第２スイッチＳ２に作用する第２デコーダＤＥＣ２によって、このことが検出される。その結果、コンデンサＣは、これに適合された閾値電圧が充電しなおされる。第３抵抗器とコンデンサＣとによって形成される第３時定数は、第１時定数よりも短い、短時定数でなければならない。同様に、第１時定数は、第２時定数よりも短くなければならない。従って、抵抗器には、Ｒ３＜Ｒ１＜Ｒ２の関係がある。ブルートゥースシステムの条件を満たすため、第３時定数は、約２ビットの同値（Ａｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ）に相当し、第１時定数は１５ビットの同値に相当し、第２時定数は、４００ビットの同値に相当していなければならない。従って、プリアンブルが非常に短い場合でも、信頼性のおける閾値電圧を設定できる。第３時定数を加えることで、大きなＤＣオフセットを迅速に補償可能である。
【００４０】
図４は、アナログに構成されたハイパスフィルターを有する本発明の実施例を示す。受信器ＲＣに接続されているキャパシタＣに、入力信号を入力できる。キャパシタＣの下流には、アースＧＮＤに接続された複数の抵抗器Ｒ２，Ｒ１，Ｒ３が接続されている。さらに、キャパシタＣは、第１コンパレータＣＰ１の第１入力部に接続されている。時定数間の切り替えは、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とによって行われる。第１デコーダＤＥＣ１は、第１コンパレータＣＰ１の出力部に接続されており、第１スイッチＳ１に作用する。第２コンパレータＣＰ２と第３コンパレータＣＰ３とによって、ウインドウコンパレータ（Ｆｅｎｓｔｅｒｋｏｍｐａｒａｔｏｒ）が実現されている。加えて、第２および第３コンパレータＣＰ２およびＣＰ３の第２入力部は、電圧源ＵＦを介してそれぞれアースに接続されている。第２および第３コンパレータＣＰ２，ＣＰ３の第１入力部は、第１コンパレータＣＰ１の第１入力部にそれぞれ接続されている。第２デコーダＤＥＣ２は、第２および第３コンパレータＣＰ２，ＣＰ３の出力部にそれぞれ接続されており、第２スイッチＳ２に作用する。入力信号の電圧ＵＥが、上の臨界値を上回っている、あるいは下の臨界値を下回っている場合、デコーダＤＥＣ２は、存在する直流電圧オフセットを迅速に均等化（ａｕｓｇｅｒｅｇｅｌｔ）できるように第２スイッチＳ２を閉じる。このため、第３抵抗器Ｒ３とコンデンサＣとによって形成されるハイパスフィルターの時定数は小さくなる。
【００４１】
図５は、フィルターユニットＦＩにデジタルローパスフィルターを備えた実施例を示す。ローパスフィルターをデジタルに実施していること以外では、図５の実施例は、アナログに構成された図３の実施例に相当している。切り替え可能な時定数を有するデジタルローパスフィルターは、例えば、減速されて係数Ｋだけ増幅された入力信号が加算される加算結線部（Ｓｕｍｍｉｅｒｋｎｏｔｅｎ）に、デジタル符号化された入力信号が入力されることによって実現される。このため、減速部ＤＬおよびデジタル増幅器は、調節可能な乗算器（Ｍｕｌｔｉｐｌｉｋａｔｏｒ）Ｋによって示されている（ａｎｇｅｇｅｂｅｎ ｍｉｔ）。この構造は、図５の表示では、第１比較器（Ｖｅｒｇｌｅｉｃｈｅｒｓ）ＣＰ１の第２入力部に接続されている。ウインドウコンパレータＣＰ２，ＣＰ３の閾値は、それぞれデジタルコード化された定数＋ＣＯＮおよび−ＣＯＮである。
【００４２】
図６に、本発明の他の実施例を示す。この例では、切り替えスイッチＳ３として実現されている第１スイッチが、第１抵抗器Ｒ１を介して降下する電圧を切り替えられるようになっている。これは、切り替えスイッチＳ３が、入力信号の電圧ＵＥを、２ＵＳ−ＵＥの電圧だけ下降させる制御電圧源に切り替えられるからである。このことにより、第１抵抗器Ｒ１を介して下降する電圧は、ＵＥ−ＵＳからＵＳ−ＵＥに切り替えられる。コンデンサＣは、既に電圧ＵＳになるように充電されているので、制御電圧源は、値２ＵＳ−ＵＥを示す。この追加の電圧源２ＵＳ−ＵＥ以外、図６の実施例は、図３に示す実施例に相当している。
【００４３】
図７に、差分信号として存在する入力信号ならびにアナログＲＣ素子によって実現されているフィルターユニットＦＩを有する実施例を示す。第２デコーダＤＥＣ２と、第１スイッチＳ１，Ｓ１’および第２スイッチＳ２、ＳＳ’の駆動とは、図７では、明確化のためにに省略している。スイッチＳ３Ａ，Ｓ３Ａ’，Ｓ３Ｂ，Ｓ３Ｂ’によって、フィルターユニットに入力する入力信号の極性を変えることができる。このことは、同じ状態の多数の直接相互に連続したビットが原因で生じることもある、誤りのある補償を回避するために使用される。例えば、第１デコーダＤＥＣ１が、同じ状態の３つの直接相互に連続したビットを検出すると、通常状態では閉じているスイッチＳ３Ａ、Ｓ３Ａ′が開放され、スイッチＳ３Ｂ，Ｓ３Ｂ′が閉じることによって、入力電圧ＵＥの極性が変えられる。このため、第１デコーダＤＥＣ１は、２つの相補的な出力部を備えている。第１デコーダが出力部に接続されている第１コンパレータＣＰ１は、入力電圧ＵＥと、コンデンサＣを介して下降する閾値電圧ＵＳとの差分電圧ＵＥ−ＵＳを備えている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示すブロック図である。
【図２】ブルートゥース仕様書に基づくアクセスコードの構成を示す図である。
【図３】本発明の第２実施例を示すブロック図である。
【図４】アナログ的に作動するハイパスフィルターを有する本発明の実施例を示す図である。
【図５】デジタル的に作動するローパスフィルターを有する本発明の実施例を示す図である。
【図６】アナログに形成されたローパスフィルターおよび入力信号用切り替え装置を有する本発明の実施例を示す図である。
【図７】差分信号として存在する入力信号用に、アナログに形成されたローパスフィルターを有する本発明の実施例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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