(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
低電圧の１次側回路と高電圧の２次側回路をトランスを介して結合し、
前記１次側回路は、前記トランスの１次側端子間に、直流電源と、前記直流電源からの電力の供給を断続するスイッチ機能を果たすトランジスタ等の半導体素子と前記トランスの２次側で消費されなかった電力を前記直流電源側に回収する機能を果たすダイオードが電流の流れる方向を相互に逆にして並列接続して構成されるエネルギ回収型スイッチ回路とを直列接続して構成し、
前記２次側回路は、前記トランスの２次側端子間にインダクタとコンデンサを直列接続し、前記インダクタと前記コンデンサの接続点に高電圧用スイッチ素子の一方の端子を接続して構成し、
前記トランスに３次巻線を設け、前記１次側回路と前記２次側回路の動作に伴う前記トランスの偏励磁を打ち消すための直流バイアス電流を前記３次巻線に供給する３次側直流電源を設けて、
前記高電圧用スイッチ素子の他方の端子と、前記コンデンサと前記トランスの２次側端子との接続点とを出力端子対とするエネルギ回収型のプラズマ発生用パルス電源装置。
【請求項２】
低電圧の１次側回路と高電圧の２次側回路をトランスを介して結合し、
前記１次側回路は、直流電源からの電力の供給を断続するスイッチ機能を果たすトランジスタ等の半導体素子と前記トランスの２次側で消費されなかった電力を前記直流電源側に回収する機能を果たすダイオードが電流の流れる方向を相互に逆にして並列接続して構成されるエネルギ回収型スイッチ回路を２段２列に同方向に直並列に接続してなるブリッジ回路と、そのブリッジ回路の両端に接続した前記直流電源とを備え、前記ブリッジ回路の各直列回路部分の中間点を夫々前記トランスの１次側端子と接続して構成し、
前記２次側回路は、前記トランスの２次側端子間にインダクタとコンデンサを直列接続し、前記インダクタと前記コンデンサの接続点に高電圧用スイッチ素子の一方の端子を接続して構成し、
前記高電圧用スイッチ素子の他方の端子と、前記コンデンサと前記トランスの２次側端子との接続点とを出力端子対とするエネルギ回収型のプラズマ発生用パルス電源装置。
【請求項３】
前記高電圧用スイッチ素子の他方の端子に第２インダクタの一方の端子を接続して構成し、前記第２インダクタの他方の端子と、前記コンデンサと前記トランスの２次側端子との接続点とを出力端子対とする請求項１または２記載のプラズマ発生用パルス電源装置。
【請求項４】
前記高電圧用スイッチ素子がギャップスイッチである請求項１、２または３記載のプラズマ発生用パルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高電圧パルス荷電によりプラズマを発生させてガス中のダスト、有害ガス等の除去を行う排ガス処理に使用可能なパルス電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のパルス電源装置の多くは、コンデンサを高電圧に充電し、その静電エネルギを急激に反応負荷へ放電することによってプラズマを発生させるものがあった。例えば、図６に示すように、コンデンサＣP を直流電源Ｅ0 で所定電圧Ｖ0 まで充電しておき、スイッチＳＷを閉じて負荷に、負荷容量ＣL とインダクタＬF の共振電圧を印加する回路構成のものがある。前記スイッチＳＷには、ロータリ型または自爆型のギャップスイッチ、サイリスタ、サイラトロン等が使用される。しかし、そのプラズマ生成のために負荷で使用されるエネルギは前記静電エネルギの一部でしかなく、大半を抵抗等で消費しているためエネルギ効率が良くないという問題があった。
【０００３】
そこで、エネルギ効率を改善するために、図６に示す回路構成に対して、図７に示すような改良を施したものがある。
図７において、スイッチＳＷを閉じた後、負荷容量ＣL とインダクタＬF の共振による共振電流がダイオードＤを介してコンデンサＣP 側に流れる半周期の間に前記スイッチＳＷを開き、共振を終了させると、負荷で使用されなかったエネルギの一部をコンデンサＣP に回収できる。この場合、印加電圧側を共振させてエネルギ回収を行うため、前記インダクタＬF を大きく設定する必要がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来のパルス電源装置を排ガス処理装置に使用する場合、特に、窒素酸化物やダイオキシン等を効率良く除去する必要がある場合には、出力パルスをプラズマ発生に必要な所定の高電圧まで約２００ｎｓ以下の短時間で高速に立ち上げる必要があり、図６及び図７に示すスイッチＳＷとしては、高電圧仕様で応答速度の早いものが要求される。この要求を満たす高電圧スイッチ素子として、従来よりサイラトロンが一般に使用されるが、スイッチング制御用電圧も同様に高電圧を要するため、スイッチング制御が困難であるばかりか、スイッチング制御系回路も高耐圧の絶縁が要求され大型化し、サイラトロン自体が大型で非常に高価であることと合わせて、製造コストが高騰するという問題点や、サイラトロンの最大スイッチング回数が１億回〜１０億回であることから通常の使用条件で寿命が約１年と短い点が指摘されていた。
【０００５】
また、サイラトロン以外の高電圧スイッチ素子としてサイリスタを使用した場合は、半導体の特性上、高電圧を高速にスイッチングできず、パルス電圧の立ち上がり時間が数マイクロ秒以上になり、上記のパルス電源装置に適用できないという欠点がある。
更に、ロータリ型ギャップスイッチは回転部を有する機械構造のため、耐久性の点で問題があるとともに、最大スイッチング周波数もミリ秒オーダであり、約２００ｎｓ以下という短時間のパルス電圧の立ち上がりを共振で実現した場合、エネルギ回収も同程度に短時間の共振周期内で行わなければならず、エネルギ回収型のパルス電源装置に直接使用することができないという問題がある。
【０００６】
本発明の目的は、上述の問題点を解消し、製造コストが安価で、排ガス処理装置に適した立ち上がりの高速な高電圧パルスが出力でき、且つ、エネルギ回収型のパルス電源装置を提供する点にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するための本発明によるパルス電源装置の第一の特徴構成は、特許請求の範囲の欄の請求項１に記載した通りであり、低電圧の１次側回路と高電圧の２次側回路をトランスを介して結合し、前記１次側回路は、前記トランスの１次側端子間に、直流電源と、前記直流電源からの電力の供給を断続するスイッチ機能と前記トランスの２次側で消費されなかった電力を前記直流電源側に回収する機能を併せ持ったエネルギ回収型スイッチ回路とを直列接続して構成し、前記２次側回路は、前記トランスの２次側端子間にインダクタとコンデンサを直列接続し、前記インダクタと前記コンデンサの接続点に高電圧用スイッチ素子の一方の端子を接続して構成し、前記トランスに３次巻線を設け、前記１次側回路と前記２次側回路の動作に伴う前記トランスの偏励磁を打ち消すための直流バイアス電流を前記３次巻線に供給する３次側直流電源を設けて、前記高電圧用スイッチ素子の他方の端子と、前記コンデンサと前記トランスの２次側端子との接続点とを出力端子対とする点にある。
【０００８】
同第二の特徴構成は、特許請求の範囲の欄の請求項２に記載した通りであり、低電圧の１次側回路と高電圧の２次側回路をトランスを介して結合し、前記１次側回路は、直流電源からの電力の供給を断続するスイッチ機能を果たすトランジスタ等の半導体素子と前記トランスの２次側で消費されなかった電力を前記直流電源側に回収する機能を果たすダイオードが電流の流れる方向を相互に逆にして並列接続して構成されるエネルギ回収型スイッチ回路を２段２列に同方向に直並列に接続してなるブリッジ回路と、そのブリッジ回路の両端に接続した前記直流電源とを備え、前記ブリッジ回路の各直列回路部分の中間点を夫々前記トランスの１次側端子と接続して構成し、前記２次側回路は、前記トランスの２次側端子間にインダクタとコンデンサを直列接続し、前記インダクタと前記コンデンサの接続点に高電圧用スイッチ素子の一方の端子を接続して構成し、前記高電圧用スイッチ素子の他方の端子と、前記コンデンサと前記トランスの２次側端子との接続点とを出力端子対とする点にある。
【０００９】
同第三の特徴構成は、特許請求の範囲の欄の請求項３に記載した通りであり、上述の第一または第二の特徴構成に加えて、前記高電圧用スイッチ素子の他方の端子に第２インダクタの一方の端子を接続して構成し、前記第２インダクタの他方の端子と、前記コンデンサと前記トランスの２次側端子との接続点とを出力端子対とする点にある。
【００１０】
同第四の特徴構成は、特許請求の範囲の欄の請求項４に記載した通りであり、上述の第一、第二または第三の特徴構成に加えて、前記高電圧用スイッチ素子がギャップスイッチである点にある。
【００１１】
【００１２】
以下に、作用並びに効果について説明する。
第一の特徴構成によれば、前記２次側回路の前記高電圧用スイッチ素子が開放状態において、前記エネルギ回収型スイッチ回路の前記スイッチ機能をオンさせ前記直流電源からの電力供給が開始すると、前記トランスの２次側に電流が流れ、前記２次側回路の前記インダクタと前記コンデンサのＬＣ回路で共振が発生し、前記コンデンサの両端には前記直流電源の出力電圧に対して１次側と２次側の巻線比に応じた電圧値の約２倍のピーク電圧が発生する。前記コンデンサの両端電圧が最大値または最大値に近い所定値以上になった時点で、前記高電圧用スイッチ素子を外部制御によって閉成するか、または、前記高電圧用スイッチ素子の両端に印加される電圧値に自動的に応答して閉成すると、前記コンデンサの両端に充電されていた電荷が負荷に放電される。この時、前記コンデンサの容量と負荷容量との間で電荷の分配が発生し、負荷に現れる出力電圧は、前記コンデンサの容量と負荷容量の総和に対する負荷容量の比を乗じた電圧まで充電される。尚、通常は出力端子と負荷を接続する配線に浮遊インダクタンスが存在するため、この浮遊インダクタンスと前記コンデンサと負荷容量との間で共振回路が形成され、前記浮遊インダクタンスが前記インダクタのインダクタンスよりも小さく、更に前記コンデンサと負荷容量の直列キャパシタンスが前記コンデンサのキャパシタンスより小さいので前記２次側回路内の共振より高周波の共振が発生し、負荷に現れる出力電圧が急峻に立ち上がり、ピーク値も前記浮遊インダクタンスが存在しない場合以上に高電圧となる。
【００１３】
前記２次側回路内の低周波の共振が開始してから第２半周期に当たる期間内に、つまり、前記コンデンサの両端電圧が最大値となった直後から、前記負荷で消費されない電力は前記トランスを介してその１次側端子間に前記エネルギ回収型スイッチ回路の前記スイッチ機能をオンさせた時とは逆方向の電流として現れ、前記エネルギ回収型スイッチ回路を通して前記直流電源側に電力が回収される。この第２半周期内に前記スイッチ機能をオフすると、前記２次側回路内の低周波の共振が停止する。
【００１４】
以上の如く、エネルギ回収のためのスイッチング動作は低電圧の前記１次側回路において行うため、前記スイッチ機能を実現するための回路素子としてバイポーラトランジスタ等の低電圧用の半導体素子が使用でき、スイッチング制御も低電圧で行え、そのため高速スイッチング動作も可能となり、スイッチング素子選択の自由度が大幅に広がるのである。一方、前記２次側回路の高電圧用スイッチ素子はエネルギ回収のためのスイッチング動作に関与しないため、低電圧側と同様に種々の高電圧用スイッチ素子の中から選択可能となる。
また、第一の特徴構成の場合、エネルギ回収型の構成のため前記トランスには交番電流が流れるが、前記エネルギ回収型スイッチ回路の前記スイッチ機能をオンさせて前記２次側回路内の低周波の共振を開始させてからのその共振の第１半周期の電流と第２半周期のエネルギ回収時の逆極性の電流では、後者の電流値が前者に比べて当然に小さいため、前記トランスに偏励磁が生じてしまうが、第一の特徴構成によれば、前記後者の電流値を補完することで、偏励磁の発生を防止して、装置の電気的特性の劣化を未然に防止できるのである。
以上のように、従来より問題となっていたスイッチング素子に対する条件が大幅に緩和されるため、高性能な電気的特性を維持しながらも、装置全体の小型化、低コスト化が図れるのである。
【００１５】
第二の特徴構成によれば、前記ブリッジ回路において、同じ直列回路内になく夫々別の前記トランス１次側端子に接続している二つの前記エネルギ回収型スイッチ回路を１対の組として２組の前記エネルギ回収型スイッチ回路の組を形成し、同じ組に属する前記スイッチ機構のオン・オフのスイッチング制御を同時に行い、何方か一方の組だけが同時にオンするように、各組交互に前記スイッチ機構をオン・オフさせることで、一連の動作を各部の電圧・電流の極性を交互に反転させながら実行できる。結果として、高電圧出力パルスを極性を交互に反転させながら発生させることができるのである。
この場合、各サイクル毎に、エネルギ回収時に回収しきれなかったエネルギが、残留電圧として前記前記２次側回路の前記コンデンサの両端に残っても、次のサイクル開始時に逆方向に共振が開始するので、前記残留電圧によってピーク電圧値が低下しないので、前記残留電圧を除去するための特別な回路を設ける必要がないことに注意を要する。
第三の特徴構成は、第三の特徴構成の前記２次側回路が前記第２インダクタを備えている点で第一または第二の特徴構成と相違するものの、前記第２インダクタの存在は、前記第一または第二の特徴構成の使用形態における出力端子と負荷を接続する配線に存在する浮遊インダクタンスと等価であると見なせば、両特徴構成は実質同一であるため、第三の特徴構成の作用並びに効果も基本的に第一または第二の特徴構成のものと同じである。
しかしながら、第三の特徴構成は積極的に前記第２インダクタを前記２次側回路の構成要素として具備しているため、出力端子と負荷を接続する配線に存在する浮遊インダクタンスのバラツキ等を含めた総インダクタンスを所定の立ち上がり時間を満足する共振周波数になるように調整することができるのである。
【００１６】
第四の特徴構成によれば、各種高電圧用スイッチ素子の中ではギャップスイッチが小型で構造が単純であるため、装置全体の小型化、且つ、低コスト化が図れる。また、自爆型ギャップスイッチの場合は、オン・オフのスイッチング制御が不要のため、特別な制御回路を設ける必要がなく、更に小型化・低コスト化が図れる。
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明に係わるパルス電源装置（以下、本発明装置という）の基本構成を示すブロック回路図である。
図１に示すように、本発明装置は低電圧の１次側回路１と高電圧の２次側回路２をトランス３を介して結合した構成となっている。
前記１次側回路１は、前記トランス３の１次側端子３０、３１間に、直流電源１０と、前記直流電源１０からの電力の供給を断続するスイッチ機能と前記トランス３の２次側で消費されなかった電力を前記直流電源１０側に回収する機能を併せ持ったエネルギ回収型スイッチ回路１１とを直列接続して構成される。
また、前記２次側回路２は、前記トランス３の２次側端子３２、３３間に第１インダクタ２１とコンデンサ２２を直列接続し、前記第１インダクタ２１と前記コンデンサ２２の接続点Ｎ1 に高電圧用スイッチ素子２３の一方の端子を接続して構成される。
前記高電圧用スイッチ素子２３の他方の端子と、前記コンデンサ２２と前記トランスの２次側端子３３との接続点を、夫々出力端子２４、２５とする。
【００２０】
図２は、図１に示すブロック回路図を基に、より具体化した本発明装置の第１実施形態の回路構成を示す等価回路図で、前記出力端子２４、２５に負荷４を接続した状態を示す。尚、各部の符号は、共通するものについては、図１と図２で共通して使用している。
【００２１】
図２に示すように、前記１次側回路１の前記エネルギ回収型スイッチ回路１１は前記直流電源１０からの電力の供給を断続するスイッチ機能を果たすバイポーラトランジスタ１２と前記トランス３の２次側で消費されなかった電力を前記直流電源１０側に回収する機能を果たすダイオード１３が、電流の流れる方向を相互に逆にして並列接続して構成されている。
更に、前記１次側端子３０、３１間に抵抗１４とバイポーラトランジスタ１５が直列接続した残留電圧除去回路１６が設けられている。前記１次側端子３０、３１間の残留電圧を前記残留電圧除去回路１６を介して放電することで、前記２次側端子３２、３３間の残留電圧、つまりは、前記コンデンサ２２の両端の残留電圧を除去することができる。
尚、各バイポーラトランジスタ１２、１５のベース端子は、夫々のスイッチング制御用端子である。
【００２２】
前記２次側回路２内で、第２インダクタ２６が前記高電圧用スイッチ素子２３と前記出力端子２４の間に設けられている。
尚、前記高電圧用スイッチ素子２３として、自爆型スパークギャップスイッチの使用を想定している。また、この第２インダクタ２６は前記出力端子２４、２５と前記負荷４の間の浮遊インダクタンス成分を含んで等価的に表示されており、更に、前記第１インダクタ２１も前記トランス３の漏れインダクタンスを含んで表示されている。
【００２３】
前記負荷４は負荷容量４０と負荷抵抗４１で等価的に表している。前記負荷４が排ガス処理装置の場合、この負荷抵抗４１は、プラズマ発生前後で、高抵抗値から低抵抗値に変化する可変抵抗である。
【００２４】
図２に示すように、前記トランス３に３次巻線３４が設けられ、その３次側端子３５、３６間に第２直流電源５０と第３インダクタ５１、５２を直列接続して設けてある。この回路構成により、前記１次側回路１と前記２次側回路２の動作に伴う前記トランス３の偏励磁を打ち消すための直流バイアス電流を前記３次巻線３４に供給することができる。尚、前記第３インダクタ５１、５２は前記負荷４で発生するサージから前記第２直流電源５０を保護するために設けられている。
【００２５】
次に、第１実施形態の回路動作について、図３に示す電圧波形図に基づいて説明する。尚、図３において、電圧波形Ａは前記接続点Ｎ1 の電位変化を、電圧波形Ｂは前記出力端子２４の電位変化を示す。
【００２６】
前記１次側端子３０、３１間、前記２次側端子３２、３３間、及び、前記出力端子２４、２５間に電位差が無く、前記バイポーラトランジスタ１２がオフで、前記高電圧用スイッチ素子２３が開放状態であるのを初期状態として、時刻ｔ0 において、前記バイポーラトランジスタ１２のベース端子を外部から電流制御して、前記バイポーラトランジスタ１２をオンさせると、前記トランス３の１次側で電流が流れ、２次側にその誘導電流が流れ、前記第１インダクタ２１と前記コンデンサ２２からなるＬＣ共振回路で共振が発生し、前記接続点Ｎ1 の電位が周期Ｔ0 の正弦波形で上昇し、時刻ｔ1 （＝ｔ0 ＋Ｔ0 ／２）で最大値に達する。
【００２７】
前記高電圧用スイッチ素子２３である自爆型スパークギャップスイッチの自己放電を開始してオンする電圧を前記最大値に設定することで、時刻ｔ1 で前記高電圧用スイッチ素子２３が閉成する。尚、一旦オンした自爆型スパークギャップスイッチはギャップ間のイオンが消滅するまでは導通状態が維持され、この時間は約１ミリ秒以上ある。
【００２８】
時刻ｔ1 で前記高電圧用スイッチ素子２３が閉成すると、前記コンデンサ２２、前記負荷容量４０と前記第２インダクタ２６からなるＬＣ共振回路で周期Ｔ1 の共振が開始し、前記出力端子２４に電圧波形Ｂに示す電圧が現れ、前記負荷４に印加される。
尚、電圧波形Ｂは電圧波形Ａに周期Ｔ1 の共振が重畳されたものであるが、その共振の振幅は前記第２インダクタ２６の両端電圧と共に減衰していく。
ここで、時刻ｔ1 から前記出力端子２４の出力電圧がピーク値に達するまでの時間が２００ｎｓ以下になるように周期Ｔ1 を設定すべく、前記負荷容量４０と前記出力端子２４、２５と前記負荷４の間の浮遊インダクタンスの値から、前記コンデンサ２２と前記第２インダクタ２６の定数を決定されている。
【００２９】
一方、前記トランス３の１次側及び２次側で流れる電流は、前記電圧波形Ａと同周期で四分の一周期位相が進んで発振しており、時刻ｔ0 から時刻ｔ1 の間、前記１次側端子３０から前記１次側端子３１へ、また、前記２次側端子３３から前記２次側端子３２へ電流が流れ、時刻ｔ1 でその極性が反転する。
よって、時刻ｔ1 以降は前記１次側回路１では、前記負荷４で消費されない電力に相当する電流が前記ダイオード１３を通して前記直流電源１０側に流れ、前記負荷４で消費されないエネルギの回収がなされる。時刻ｔ2 （＝ｔ1 ＋Ｔ0 ／２）で共振の１周期が終了して、電流の極性が再度反転するため、回収したエネルギが逆戻りするのを防止するために、時刻ｔ1 から時刻ｔ2 までの間に前記バイポーラトランジスタ１２をオフすることで時刻ｔ2 からの次周期の共振の開始を阻止する。
【００３０】
以上のように、時刻ｔ2 で一連のパルス発生にかかる動作が終了し、前記高電圧用スイッチ素子２３である自爆型スパークギャップスイッチが絶縁回復した後、次のパルス発生サイクルを上記と同じ手順で繰り返す。
ところで、実際には前記負荷４で消費されなかったエネルギの回収が完全に行われることはなく、時刻ｔ2 において、前記接続点Ｎ1 に残留電圧が生じるため、この残留電圧を放置したまま、次のパルス発生サイクルを繰り返していくと、徐々に電圧波形Ａの振幅が減衰して最終的に共振しなくなる不都合がある。かかる不都合を取り除くために、図３に示すように、前記残留電圧除去回路１６のバイポーラトランジスタ１５を時刻ｔ2 以降の時刻ｔ3 でオンさせて前記１次側端子３０、３１間を短絡して、前記接続点Ｎ1 の残留電圧を除去する。
【００３１】
次に、本発明装置の第１実施形態を変形して得られる第２実施形態について、第１実施形態と比較しながら説明する。
図４に示すように、前記２次側回路２及び前記負荷４は第１実施形態と同じである。前記２次側回路２及び前記負荷４については説明を省略する。
第１実施形態との相違点は、第一に１次側回路６内の回路構成が前記１次側回路１と異なる点であり、第二に前記トランス３が前記３次巻線３４並びにそれに付随する回路を具備していない点である。
【００３２】
図４に示すように、第１実施形態における前記エネルギ回収型スイッチ回路１１と全く同じ構成でバイポーラトランジスタとダイオードが並列に接続して形成されたエネルギ回収型スイッチ回路６１、６２、６３、６４が、前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６２とエネルギ回収型スイッチ回路６３、６４を夫々、各回路の極性が同方向に向くように直列接続したものを２列並列に、更に各回路の極性が同方向に向くように接続し、その直並列回路の両端に直流電源６０が接続している。更に、前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６２の接続点Ｎ2 と前記トランス３の前記１次側端子３０とを接続し、前記エネルギ回収型スイッチ回路６３、６４の接続点Ｎ3 と前記トランス３の前記１次側端子３１とを接続してある。
前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６２、６３、６４は相互に全く等価で、且つ、夫々のバイポーラトランジスタとダイオードの機能並びに動作も、第１実施形態における前記エネルギ回収型スイッチ回路１１のものと全く同じである。
【００３３】
次に、第２実施形態の回路動作について、図５に示す電圧波形図に基づいて説明する。尚、図５において、図３と同様に、電圧波形Ａは前記接続点Ｎ1 の電位を、電圧波形Ｂは前記出力端子２４の電位を示す。
【００３４】
前記１次側端子３０、３１間、前記２次側端子３２、３３間、及び、前記出力端子２４、２５間に電位差が無く、前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６２、６３、６４の夫々のバイポーラトランジスタがオフで、前記高電圧用スイッチ素子２３が開放状態であるのを初期状態として、時刻ｔ0 において、前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６４のバイポーラトランジスタを第１実施形態の場合と同様にオンさせると、前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６４の中間に位置する前記トランス３の１次側で電流が流れ、以下、第１実施形態の場合と同様に、２次側にその誘導電流が流れ、前記第１インダクタ２１と前記コンデンサ２２からなるＬＣ共振回路で共振が発生し、前記接続点Ｎ1 の電位が周期Ｔ0 の正弦波形で上昇し、時刻ｔ1 （＝ｔ0 ＋Ｔ0 ／２）で最大値に達する。
尚、前記エネルギ回収型スイッチ回路６２、６３のダイオードは逆バイアス状態であるため電流は流れない。
【００３５】
更に、第１実施形態の場合と同様に、時刻ｔ1 で前記高電圧用スイッチ素子２３が閉成すると、前記コンデンサ２２、前記負荷容量４０と前記第２インダクタ２６からなるＬＣ共振回路で周期Ｔ1 の共振が開始し、前記出力端子２４に電圧波形Ｂに示す電圧が現れ、前記負荷４に印加される。
【００３６】
一方、時刻ｔ1 から時刻ｔ2 （＝ｔ1 ＋Ｔ0 ／２）の期間に前記負荷４で消費されない電力に相当する電流が前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６４のダイオードを通して、前記直流電源６０側に流れ、前記負荷４で消費されないエネルギの回収がなされる。第１実施形態の場合と同様に、時刻ｔ1 から時刻ｔ2 までの間に前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６４のバイポーラトランジスタをオフすることで時刻ｔ2 からの次周期の共振の開始を阻止し、時刻ｔ2 で一連のパルス発生にかかる動作が終了し、最終的に、前記高電圧用スイッチ素子２３である自爆型スパークギャップスイッチが絶縁回復した後の時刻ｔ3 で１サイクルが終了する。
【００３７】
引き続き、時刻ｔ3 において、前記エネルギ回収型スイッチ回路６２、６３のバイポーラトランジスタを前サイクルの時刻ｔ0 と同様にオンさせると、前記エネルギ回収型スイッチ回路６２、６３の中間に位置する前記トランス３の１次側で電流が前サイクルとは逆方向に流れ、図５に示すように、時刻ｔ3 以降、前サイクルとは極性の反転した同じ共振現象が前記２次側回路２及び前記負荷４で発生する。時刻ｔ3 で、前記第１インダクタ２１と前記コンデンサ２２からなるＬＣ共振回路で共振が発生し、前記接続点Ｎ1 の電位が周期Ｔ0 の正弦波形で下降し、時刻ｔ4 （＝ｔ1 ＋Ｔ0 ／２）で最小値に達する。
【００３８】
更に、第１実施形態の場合と同様に、時刻ｔ4 の直前で前記高電圧用スイッチ素子２３の両端電圧が放電開始電圧に達し閉成すると、前記コンデンサ２２、前記負荷容量４０と前記第２インダクタ２６からなるＬＣ共振回路で、前記サイクルとは極性が反転した周期Ｔ1 の共振が開始し、前記出力端子２４に電圧波形Ｂに示す負電圧が現れ、前記負荷４に印加される。
【００３９】
時刻ｔ4 から時刻ｔ5 （＝ｔ4 ＋Ｔ0 ／２）の期間に、前サイクルと同様に、前記負荷４で消費されない電力に相当する電流が前記エネルギ回収型スイッチ回路６２、６３のダイオードを通して、前記直流電源６０側に流れ、前記負荷４で消費されないエネルギの回収がなされる。時刻ｔ4 から時刻ｔ5 までの間に前記エネルギ回収型スイッチ回路６２、６３のバイポーラトランジスタをオフすることで時刻ｔ5 からの次周期の共振の開始を阻止し、時刻ｔ5 で一連の負極性パルス発生にかかる動作が終了する。
【００４０】
第２実施形態では、第１実施形態と同様に、時刻ｔ2 の時点で前記接続点Ｎ1 に正の残留電圧が生じ、時刻ｔ3 まで、リークによる低下分を除き略同電位で推移する。第１実施形態では、次サイクル以降も同極性のパルスを発生させるため、この残留電圧が徐々に共振振幅を減衰させるが、第２実施形態では、次サイクルで極性が反転するため、この正の残留電圧は極性が反転した共振に対しては、寧ろ共振の振幅を増大させる方向に働くため、残留電圧を各サイクル毎に除去する必要が無くなり、第１実施形態で設けてあった前記残留電圧除去回路１６は第２実施形態の前記１次側回路６には設けていない。
【００４１】
また、前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６４と前記エネルギ回収型スイッチ回路６２、６３を交互に動作させるため、前記トランス３が偏励磁されることがなくなり、第１実施形態で設けてあった偏励磁防止用の回路も設ける必要がない。
【００４２】
尚、前記エネルギ回収型スイッチ回路６１、６４と前記エネルギ回収型スイッチ回路６２、６３のオン・オフは必ずしも１サイクル毎に交番する必要はなく、前記残留電圧の影響が顕著に現れない程度に複数サイクル毎に交番しても構わない。
【００４３】
以下に、別実施形態を説明する。
前記各エネルギ回収型スイッチ回路１１、６１、６２、６３、６４、は第１実施形態及び第２実施形態の構成に限定されるものではない。例えば、夫々の回路におけるバイポーラトランジスタとダイオードの機能を兼ね備えた双方向スイッチ素子を使用しても構わない。但し、この場合は、スイッチング制御に対してタイミング精度が要求されることに注意を要する。
【００４４】
第１実施形態では正のパルス電圧を発生していたが、前記トランス３の１次側または２次側の接続を反転することで負の出力パルスとしても構わない。また、前記直流電源１０の極性を反転させても構わない。但し、この場合、前記バイポーラトランジスタ１２とダイオード１３の極性も合わせて反転させる必要がある。
【００４５】
上記の実施形態では、前記高電圧用スイッチ素子２３として、自爆型スパークギャップスイッチの使用を想定していたが、他のタイプのギャップスイッチを使用しても構わない。
また、前記高電圧用スイッチ素子２３は、本発明装置の仕様に応じて、ギャップスイッチ以外の高電圧用スイッチ素子に適宜変更しても構わない。
【００４６】
本発明装置は、排ガス処理装置への応用を前提として説明したが、プラズマ発生用のパルス電源装置であれば構わない。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、排ガス処理装置に適した立ち上がりの高速な高電圧パルスが出力できるエネルギ回収型のパルス電源装置が、高電圧スイッチ素子として種々のものが使用できる設計自由度の広い、且つ、製造コストの安価なものとして提供できるようになった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るパルス電源装置の基本構成のブロック回路図
【図２】本発明に係るパルス電源装置の第１実施形態の等価回路図
【図３】本発明に係るパルス電源装置の第１実施形態の回路動作を示す電圧波形図
【図４】本発明に係るパルス電源装置の第２実施形態の等価回路図
【図５】本発明に係るパルス電源装置の第２実施形態の回路動作を示す電圧波形図
【図６】従来のパルス電源装置の回路構成図
【図７】従来のパルス電源装置の回路構成図
【符号の説明】
１          １次側回路
２          ２次側回路
３          トランス
４          負荷
１０        直流電源
１１        エネルギ回収型スイッチ回路
２１        インダクタ
２２        コンデンサ
２３        高電圧用スイッチ素子
２４、２５  出力端子
３０、３１  １次側端子
３２、３３  ２次側端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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