(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石モータに交流の電力を供給するインバータと、該永久磁石モータの回転角度と一定の位相関係を有する矩形波からなる位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えた永久磁石モータの制御装置において、前記ＰＷＭ制御回路は、
前記位置信号に基づいて永久磁石モータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記位置信号に基づいて永久磁石モータの回転角度を導出する第１演算手段と、
永久磁石モータの低速回転時であるか高速回転時であるかに拘わらず、永久磁石モータの回転角度を変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数、若しくは永久磁石モータの回転角度と電圧指令信号の関係を表わすテーブルに基づき、前記第１演算手段により導出された回転角度及び所定の位相進め角から電圧指令信号を生成する第２演算手段と、
前記生成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具え、前記第１演算手段は、
永久磁石モータの回転速度が低いときに、前記位置信号の位相に基づいて、粗い刻み幅で変化する回転角度を導出する低速時回転角度導出手段と、
永久磁石モータの回転速度が高いときに、前記位置信号の位相に基づいて回転角度を導出すると共に、導出された回転角度に対し補間を施して、細かい刻み幅で変化する回転角度を導出する高速時回転角度導出手段
とを具えていることを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項２】
位置センサーは、永久磁石モータの回転軸を中心とする円周上の複数箇所に配備され、第１演算手段は、複数の位置センサーから得られる複数の位置信号の位相差に基づいて、回転角度を算出する請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
第２演算手段は、永久磁石モータの複数相の巻線についての複数相の電圧指令信号を生成し、信号処理手段は、永久磁石モータの複数相の巻線についての複数相のＰＷＭ信号を作成する請求項１又は請求項２に記載の制御装置。
【請求項４】
第２演算手段には、電圧指令信号をＶ＊、電圧振幅指令をＶａ、永久磁石モータの回転角度をθ、ゼロ以上の所定の位相進め角をψとして、数１の正弦波関数が規定されている請求項１乃至請求項３の何れかに記載の制御装置。
【数１】
0003706556.tif 000003
【請求項５】
更に、前記検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令Ｖａを作成する速度制御手段を具えている請求項４に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石モータに接続されたインバータをホール素子等の位置センサーからの位置信号に基づいてＰＷＭ制御する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、洗濯機のパルスエータ駆動用のモータとして、永久磁石モータが採用されている。
図５は、一般的な永久磁石モータの構造を表わしており、該永久磁石モータは、図示の如く、円筒状の固定子(20)の中央部に形成された空間に、円柱状の永久磁石からなる回転子(21)を回転可能に収容して構成されている。固定子(20)の内周面には、複数のスロット(22)が凹設され、これら複数のスロットには、Ｕ相巻線(23)、Ｖ相巻線(24)及びＷ相巻線(25)が巻き付けられている。永久磁石モータにおいては、これら複数相の巻線(23)(24)(25)に通電することによって、回転子(21)を回転させる。
【０００３】
永久磁石モータは、例えば図６に示す制御装置によって制御される。
図６は、永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わしており、商用電源(４)からの交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力が永久磁石モータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
永久磁石モータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、ホール素子からなる位置センサー(３)が１２０度の位相差で３箇所に配備されており、これら３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ，Ｈｖ、Ｈｗ)がインバータ制御回路(７)に供給され、該インバータ制御回路(７)によってインバータ(６)が制御されている。
【０００４】
永久磁石モータの駆動方式としては、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の内、２相の巻線に順次通電を行なう所謂１２０度通電方式と、正弦波状の電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御によりＵ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の３相の巻線に同時に通電を行なう所謂正弦波駆動方式が知られている。
【０００５】
前記インバータ制御回路(７)は、１２０度通電モードと正弦波駆動モードとの間で切換えが可能であって、図７は、該インバータ制御回路(７)の具体的な構成を表わしている。
該インバータ制御回路(７)は、１２０度通電用回転数制御回路(71)と正弦波駆動用回転数制御回路(72)とを具えており、これらの回路(71)(72)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数を検出する回転数検出回路(79)が接続されている。
又、１２０度通電用回転数制御回路(71)及び正弦波駆動用回転数制御回路(72)には、マイクロコンピュータから目標回転数信号が供給され、これらの回路(71)(72)は、該目標回転数信号と前記回転数検出回路(79)から供給される回転数検出信号とに基づいて後述のスイッチング信号の生成に必要な信号を作成する。
【０００６】
又、１２０度通電用回転数制御回路(71)及び正弦波駆動用回転数制御回路(72)には夫々、１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)及び正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)が直列に接続されている。
１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて所定の通電パターンを生成する通電パターン生成回路(75)が接続されており、該スイッチング信号生成回路(73)は、前記１２０度通電用回転数制御回路(71)から供給される信号と通電パターン生成回路(75)から供給される通電パターン信号に基づいて、インバータに対するスイッチング信号ＳＷを生成する。この様にして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのスイッチング信号が作成される。
【０００７】
一方、正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ，Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて永久磁石モータの回転子の回転位置を演算する位置演算回路(78)が接続されており、該スイッチング信号生成回路(74)は、前記正弦波駆動用回転数制御回路(72)から供給される信号と前記位置演算回路(78)から供給される位置演算信号とに基づいて、インバータに対するスイッチング信号ＳＷを生成する。この様にして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのスイッチング信号が作成される。
【０００８】
前記両スイッチング信号生成回路(73)(74)は、１つのスイッチ(77)を介して前記インバータに接続されている。スイッチ(77)は、１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)がインバータに接続された第１状態と正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)がインバータに接続された第２状態との間で切換えが可能であって、該スイッチ(77)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて該スイッチ(77)の切換えを制御する切換え制御回路(76)が接続されている。
【０００９】
上記インバータ制御回路(７)においては、モータの低速回転時には、前記スイッチ(77)は１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)がインバータに接続された第１状態に切り換えられて、該回路(73)にて上述の如く生成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング信号ＳＷがインバータに供給される。この結果、永久磁石モータが、１２０度通電方式により駆動されることになる。
一方、モータの高速回転時には、前記スイッチ(77)は正弦波駆動用ＳＷ信号生成回路(74)がインバータに接続された第２状態に切り換えられて、該回路(74)にて上述の如く生成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング信号ＳＷがインバータに供給される。この結果、永久磁石モータが、正弦波駆動方式により駆動されることになる。
この様に、モータの低速回転時には１２０度通電方式によりモータを制御する理由は、仮に低速回転時に正弦波駆動方式によりモータを制御した場合、３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の切り替わりの周期が長く、かかる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて作成された正弦波状の電圧指令信号には大きな誤差が含まれることとなって、制御精度が低下するためである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のインバータ制御回路(７)においては、モータの低速回転時と高速回転時で夫々、１２０度通電方式及び正弦波駆動方式の２つの異なる制御方式が採用されているため、図７に示す如く、低速回転時と高速回転時で異なる回転数制御回路(71)(72)及びスイッチング信号生成回路(73)(74)を構成する必要があると共に、回路系統を切り換えるためのスイッチ(77)を設ける必要があり、装置の構成が複雑となる問題があった。
又、低速回転時と高速回転時で回路系統を切り換えるため、制御の切換えをスムーズに行なうことが出来ない問題があった。
【００１１】
そこで、モータの低速回転時には矩形波状の電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御によりモータを制御する一方、モータの高速回転時には正弦波状の電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御によりモータを制御するインバータ装置が提案されている(特開平10-164886[H02P 6/14])。
しかし、かかるインバータ装置においても、低速回転時に矩形波状の電圧指令信号を作成するための演算式と高速回転時に正弦波状の電圧指令信号を作成するための演算式とが異なるため、依然として、制御の切換えをスムーズに行なうことが出来ない問題がある。又、論理演算により矩形波状の電圧指令信号を作成するので、電圧指令信号の位相を調整することが出来ず、巻線に通電される電流と該巻線に発生する誘起電圧との間に位相のずれが生じて、磁石から発生する磁束が有効に利用されず、これによってトルクが低下する問題がある。
そこで、本発明の目的は、装置の構成が簡易で、モータの低速回転時と高速回転時で制御の切換えをスムーズに行なうことが出来、然も発生トルクを最大化することが可能なモータ制御装置を提供することである。
【００１２】
【課題を解決する為の手段】
本発明に係る永久磁石モータの制御装置は、永久磁石モータに交流の電力を供給するインバータと、該永久磁石モータの回転角度と一定の位相関係を有する矩形波からなる位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えている。
ここで、ＰＷＭ制御回路は、
前記位置信号に基づいて永久磁石モータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記位置信号に基づいて永久磁石モータの回転角度を導出する第１演算手段と、
永久磁石モータの低速回転時であるか高速回転時であるかに拘わらず、永久磁石モータの回転角度を変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数、若しくは永久磁石モータの回転角度と電圧指令信号の関係を表わすテーブルに基づき、前記第１演算手段により導出された回転角度及び所定の位相進め角から電圧指令信号を生成する第２演算手段と、
前記生成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具えている。
前記第１演算手段は、
永久磁石モータの回転速度が低いときに、前記位置信号の位相に基づいて、粗い刻み幅で変化する回転角度を導出する低速時回転角度導出手段と、
永久磁石モータの回転速度が高いときに、前記位置信号の位相に基づいて回転角度を導出すると共に、導出された回転角度に対し補間を施して、細かい刻み幅で変化する回転角度を導出する高速時回転角度導出手段
とを具えている。
【００１３】
上記本発明の永久磁石モータの制御装置においては、永久磁石モータの回転速度が低いときと高いときとで、モータの回転角度を導出する際の基礎となるデータが切り換えられる。
即ち、低速時には、前記位置信号の位相が１対１の対応関係で回転角度に変換されて、高速時よりも粗い刻み幅でレベルが変化する回転角度が導出される。これに対し、高速時には、前記位置信号の位相が１対１の対応関係で回転角度に変換されると共に、これによって得られる回転角度に対し補間が施されて、低速時よりも細かい刻み幅でレベルが変化する回転角度が導出される。
この様にして導出された回転角度には、低速時であるか高速時であるかに拘わらず、第２演算手段によって共通の正弦波関数若しくはテーブルを用いた演算が施されて、電圧指令信号が作成される。従って、低速時と高速時の間の切り替わり過程において、第２演算手段の動作に変化はない。
更に、この様にして作成された電圧指令信号には、低速時であるか高速時であるかに拘わらず、信号処理手段による共通の信号処理が施されて、ＰＷＭ信号が作成され、インバータに供給される。従って、低速時と高速時の間の切り替わり過程において、信号処理手段の動作に変化はない。
この結果、低速時と高速時で制御の切り換えがスムーズに行なわれる。
【００１４】
尚、低速時には、位置信号の切り替わりの周期が長く、該信号に基づいて導出される回転角度は、粗い刻み幅でレベルが変化するため、仮に低速時に、補間によって正弦波状に変化する回転角度を導出した場合、該回転角度の変化には、大きな誤差を伴うことになる。従って、この様な大きな誤差を伴う回転角度に基づいて電圧指令信号を生成し、ＰＷＭ制御を行なった場合、制御精度はかえって低いものとなる。これに対し、本発明においては、低速時に導出される回転角度に補間を施すことなく、第２演算手段によって、例えば矩形波状に変化する回転角度から電圧指令信号を生成するので、上述の回転角度の誤差に伴う制御精度の低下はない。一方、高速時には、位置信号の切り替わりの周期が短く、該信号に基づいて導出される回転角度は、細かい刻み幅でレベルが変化するので、補間によって例えば正弦波状に変化する回転角度を導出した場合、回転角度には高い精度が得られ、ひいては高い制御精度が実現される。
【００１５】
具体的には、第２演算手段には、電圧指令信号をＶ＊、電圧振幅指令をＶａ、永久磁石モータの回転角度をθ、ゼロ以上の所定の進め角をψとして、下記数２の正弦波関数が規定されている。
【数２】
Ｖ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
【００１６】
該具体的構成によれば、所定の進め角ψを与えることにより、電圧指令信号の位相(電圧位相)を進ませて、巻線に通電される電流と該巻線に発生する誘起電圧との位相差をゼロとすることが可能であり、これによってモータのトルクを最大化することが出来る。
【００１７】
ここで、電圧振幅指令Ｖａは、前記検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて作成される。これによって、永久磁石モータの回転速度を目標回転速度に追従させるための電圧振幅指令Ｖａが作成されて、永久磁石モータの回転速度が制御される。
【００１８】
【発明の効果】
本発明に係る永久磁石モータの制御装置によれば、低速時と高速時で共通の制御方式が採用されているので、従来の如く低速時と高速時で異なる制御回路を構成する必要はなく、これによって装置の簡易化を図ることが出来ると共に、制御の切換えをスムーズに行なうことが出来る。更に、永久磁石モータの回転角度と電圧指令信号の関係が正弦波関数若しくはテーブルによって規定されているので、該関係において電圧指令信号の位相を任意の位相差だけ進ませることが可能であり、これによって発生トルクを最大化することが出来る。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態につき、図面に沿って具体的に説明する。
図１は、本発明に係る永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わしており、商用電源(４)から得られる交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力が永久磁石モータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
永久磁石モータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、ホール素子からなる位置センサー(３)が１２０度の位相差で３箇所に配備されており、これら３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路(１)に供給され、該ＰＷＭ制御回路(１)によってインバータ(６)が制御されている。
【００２０】
図３(ａ)は、永久磁石モータの３相巻線に誘起される電圧(Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ)の波形を表わしており、各電圧波形は、３６０度を１周期として正弦波状に変化し、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
又、同図(ｂ)は、３つの位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の波形を表わしている。各位置信号は、３６０度を１周期として、ハイとローに切り替わる矩形波であって、３つの位置信号は互いに１２０度の位相差を有している。
【００２１】
図２は、ＰＷＭ制御回路(１)の具体的な構成を表わしている。
前記位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(13)へ供給されると共に、回転数検出回路(14)へ供給される。回転数検出回路(14)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数が検出され、その結果が正弦波／矩形波駆動制御回路(12)を構成する位相制御回路(12a)、位置演算回路(13)、及びモード切換え制御回路(15)に供給される。
モード切換え制御回路(15)では、回転数検出回路(14)から供給される回転数ωが所定の閾値以下の低速モードであるか、回転数ωが所定の閾値を越える高速モードであるかを判断し、その判断結果を位置演算回路(13)へ供給する。
【００２２】
位置演算回路(13)では、低速モードにおいては、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相からモータの回転角度θを算出する。例えば、下記表１は、モータの回転に伴って得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)のハイ(“１”)及びロー(“０”)の組合せと回転角度θとの関係を表わしており、この表に基づいて、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相に対応するモータの回転角度θを導出することが出来る。これによって、６０°を刻み幅として矩形波状に変化する回転角度θが得られることになる。
【００２３】
【表１】
0003706556.tif 000002
【００２４】
高速モードにおいては、低速モードと同様に３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相からモータの回転角度を導出すると共に、これらの回転角度θを正弦波に基づいて補間することにより、６０°よりも十分に小さな刻み幅(例えば１°)で正弦波状に変化する回転角度θを算出する。尚、図２に示す回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、前記補間処理に利用される。
低速モード或いは高速モードにて、前述の如く算出された回転角度θは、位相制御回路(12a)へ供給される。
【００２５】
回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(11)へ供給され、該回転数制御回路(11)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づき、電圧振幅指令Ｖａが作成される。
電圧振幅指令Ｖａは位相制御回路(12a)へ供給され、位相制御回路(12a)においては、回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａと、位置演算回路(13)から供給される回転角度θとに基づき、下記数３から、永久磁石モータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【００２６】
【数３】
Ｖｕ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
尚、ψは、位相進め角であって、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωに応じてゼロ以上の適切な値に設定される。
【００２７】
これによって、低速モードにおいては、図３(ｃ)に示す如く６０°の粗い刻み幅で矩形波状に変化する電圧指令信号Ｖｕ＊が得られる。一方、高速モードにおいては、図４(ｃ)に示す如く細かい刻み幅で正弦波状に変化する電圧指令信号Ｖｕ＊が得られる。
そして、このＵ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°の位相差を与えることによって、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊が作成され、更にこのＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊に対して１２０°の位相差を与えることによって、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成される。
【００２８】
この様にして算出された３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、図２に示す正弦波／矩形波駆動制御回路(12)を構成するＰＷＭ信号生成回路(12b)へ供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が生成される。
即ち、低速モードにおいては、図３(ｃ)に示す如く、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいて、同図(ｄ)に示すＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。高速モードにおいても同様に、図４(ｃ)に示す如く、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいて、同図(ｄ)に示すＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。
【００２９】
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図１に示す如くインバータ(６)へ供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、永久磁石モータ(２)は、低速モードにおいては３つの位置センサーの出力から作成された矩形波状の電圧指令信号に基づいて駆動される一方、高速モードにおいては３つの位置センサーの出力から作成された正弦波状の電圧指令信号に基づいて駆動されることになる。
【００３０】
上述の永久磁石モータの制御装置においては、低速モードの制御、即ち、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相差に基づいて、粗い刻み幅(６０°)でレベルが変化する矩形波状の回転角度θを導出し、該回転角度θに基づいて電圧指令信号を作成する制御と、高速モードの制御、即ち、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相差に基づいて回転角度を導出すると共に、これらの回転角度を補間して、細かい刻み幅(例えば１°)でレベルが変化する正弦波状の回転角度を導出し、該回転角度θに基づいて電圧指令信号を作成する制御とが、永久磁石モータ(２)の回転数に応じて切り換えられるが、何れのモードにおいても、正弦波／矩形波駆動制御回路(12)の位相制御回路(12a)は、前記数３に示す共通の正弦波関数を用いた演算を実行して、電圧指令信号を作成する動作を行なうので、低速モードと高速モードの間の切り替わりに伴う動作の変化はない。
【００３１】
又、正弦波／矩形波駆動制御回路(12)のＰＷＭ信号生成回路(12b)は、何れのモードにおいても、電圧指令信号からＰＷＭ信号を作成してインバータに供給する動作を行なうので、低速モードと高速モードの間の切り替わりに伴う動作の変化はない。
【００３２】
従って、図７に示す従来のインバータ制御回路(７)の如く２つのスイッチング信号生成回路(73)(74)や２つの回転数制御回路(71)(72)を設けて低速時と高速時で回路系統を切り換える方式に比べて、構成が簡易となるばかりでなく、低速時と高速時の間の制御の切換えがスムーズに行なわれる。
【００３３】
又、図２に示す正弦波／矩形波駆動制御回路(12)の位相制御回路(12a)においては、前記数３の正弦波関数に規定されている位相進め角ψを回転数ωに応じた適切な値に設定することによって、永久磁石モータ(２)の巻線に通電される電流と該巻線に発生する誘起電圧との位相差をゼロに設定することが可能であり、これによってモータのトルクを最大化することが出来る。
【００３４】
尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、上記実施の形態においては、永久磁石モータ(２)に３つの位置センサー(３)(３)(３)を設けているが、これに拘わらず、任意の個数の位置センサーを設けることが可能である。永久磁石モータ(２)に２つの位置センサーを設けた場合には、９０°を刻み幅として矩形波状に変化する回転角度θが得られることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図２】該制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図３】該ＰＷＭ制御回路において低速時に作成される各種信号の波形図である。
【図４】該ＰＷＭ制御回路において高速時に作成される各種信号の波形図である。
【図５】永久磁石モータの構造を示す図である。
【図６】従来の永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図７】従来のインバータ制御回路を表わすブロック図である。
【符号の説明】
(１)  ＰＷＭ制御回路
(２)  永久磁石モータ
(３)  位置センサー
(４)  商用電源
(５)  整流回路
(６)  インバータ
(11)  回転数制御回路
(12)  正弦波／矩形波駆動制御回路
(12a) 位相制御回路
(12b) ＰＷＭ信号生成回路
(13)  位置演算回路
(14)  回転数検出回路
(15)  モード切換え制御回路
【図１】
0003706556.tif 000004
【図２】
0003706556.tif 000005
【図３】
0003706556.tif 000006
【図４】
0003706556.tif 000007
【図５】
0003706556.tif 000008
【図６】
0003706556.tif 000009
【図７】
0003706556.tif 000010