(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数信号の検出及び識別システムであって、前記信号の各々は第１及び第２の成分を有し、当該各成分は所定の周波数を有し、前記各信号は該信号の第１及び第２成分の所定の周波数に対応する識別値を有し、該対応は周波数の組合せを識別値に対応させる所定のマッピングに従っている形式のシステムにおいて、
前記システムは、
電力特性及び周波数特性を含む前記信号の信号特性の指標を得るために前記信号を処理する手段（５２）と、
前記所定のマッピングに従って前記周波数特性の指標から前記信号を識別し、前記信号の識別値を求める手段（５２）と、
前記信号を２より多くの品質レベルにより評価する手段（５４）と、
前記信号の評価の安定性に基づいて複数の期間にわたって前記信号の安定性を求める手段（５６）とを有し、
前記評価手段（５４）は、評価パラメータの複数のセットを使用し、該評価パラメータの複数のセットは、それぞれ異なる識別値グループに対する評価パラメータの別個のセットを含んでおり、前記手段（５４）は、前記評価パラメータのセットから選択されたセットを用いて、電力特性を含む前記信号の信号特性を評価することにより前記信号を評価し、前記選択されたセットは、当該セットと前記信号の求められた識別値が属する識別値グループとの間の対応に従って選択されており、
前記安定性を求める手段（５６）は安定性パラメータの複数のセットを使用し、該安定性パラメータの複数のセットは、それぞれ異なる識別値グループに対する安定性パラメータの別個のセットを含んでおり、
前記信号評価及び前記信号安定性は、前記信号の求められた識別値の信頼性の指標である、ことを特徴とする複数信号の検出及び識別システム。
【請求項２】
前記信号はＤＴＭＦ信号であり、
前記評価パラメータの複数のセットは、ＤＴＭＦ識別値｛２，３，６，Ｂ，Ｃ｝の各々に対する第１のパラメータセットと、ＤＴＭＦ識別値｛０，１，４，５，７，８，９，＊，♯，Ａ，Ｄ｝の各々に対する第２のパラメータセットとを含んでおり、
前記安定性パラメータの複数のセットは、ＤＴＭＦ識別値｛２，３，６，Ｂ，Ｃ｝の各々に対する第１のパラメータセットと、ＤＴＭＦ識別値｛０，１，４，５，７，８，９，＊，♯，Ａ，Ｄ｝の各々に対する第２のパラメータセットとを含んでいる、請求項１記載のシステム。
【請求項３】
前記信号を評価する手段（５４）は、
前記信号の電力成分の第１及び第２の測定を同時に行う手段と、
所定のパラメータに従って前記第１の測定（結果）を前記第２の測定（結果）と比較する手段とを有する、請求項１記載のシステム。
【請求項４】
前記信号を処理する手段は、前記信号の電力成分を測定するための少なくとも２つのウィンドウ手段を有し、該ウィンドウ手段のうちの１つは非矩形ウィンドウ手段である、請求項１記載のシステム。
【請求項５】
上記非矩形窓（ウィンドウ）はカイザーウィンドウ（Ｋａｉｓｅｒ  Ｗｉｎｄｏｗ）である請求項４記載のシステム。
【請求項６】
さらに、前記信号の端部を検出するための手段（５８）を有する請求項１記載のシステム。
【請求項７】
前記信号の端部を検出するための手段は、前記信号の識別上の変化を検出する手段を有する請求項６記載のシステム。
【請求項８】
前記信号の安定性を求める手段は前記信号の求められた識別値の変化を検出する手段を有する請求項１記載のシステム。
【請求項９】
前記信号の安定性を求める手段は品質レベルの変化を検出する手段を有する請求項１記載のシステム。
【請求項１０】
前記信号の安定性を求める手段は電力成分の変化を検出する手段を有し、
前記電力成分の変化を検出する手段は、
複数の期間のうちの１つにわたって前記信号の電力成分の最小値及び最大値を求める手段と、
前記最小値と前記最大値を比較する手段とを有する請求項１記載のシステム。
【請求項１１】
前記周波数の組合せの内に入らない周波数を含む周波数を減衰するバンドパスフィルタ（５０）をさらに有する請求項１記載のシステム。
【請求項１２】
複数信号の検出及び識別システムであって、各信号は第１及び第２の成分を有し、当該各成分は所定の周波数を有し、前記各信号は該信号の第１及び第２の成分の所定の周波数に対応する識別値を有し、前記対応は周波数の組合せを識別値に対応させる所定のマッピングに従っている形式のシステムにおいて、
前記システムは、
前記信号内の成分周波数を検出し、前記所定のマッピングに基づいて前記成分周波数を評価することにより前記信号を識別する手段（５２）と、
２より多くの品質レベルにより前記信号を評価する評価手段（５４）とを有し、
前記評価手段は評価パラメータの複数のセットを使用し、異なる識別値グループに対して別個の評価パラメータのセットが設けられており、前記評価手段（５４）は、評価パラメータの前記セットから選択されたセットを用いて電力特性を含む前記信号の信号特性を評価することにより前記信号を評価し、前記選択されたセットは、該セットと前記信号の識別値が属する識別値グループとの間の対応に従って選択されている（３４０）、ことを特徴とする複数信号の検出及び識別システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は複数信号の検出及び識別システムに関する。
【０００２】
本発明はＤＴＭＦ信号（押しボタンダイヤル信号；Ｄｕａｌ  Ｔｏｎｅ  Ｍｕｌｔｉｆｒｅｑｕｅｎｃｙ信号）の受信検出に関する。特に、本発明は電話装置、例えばボイスストアアンドフォワード装置（音声の蓄積、転送装置）、（Ｓｔｏｒａｙｅ  ａｎｄ  ｆｏｒｗａｒｄ）ないし（Ｖｏｉｃｅ  Ｓｔｏｒｅ  ａｎｄ
ｆｏｒｗａｒｄ  ａｐｐａｒａｔｕｓ）（ＶＳＦ）、一般にボイス（音声）２列として知られているものにおけるＤＴＭＦ受信の改良に関する。
【０００３】
【従来技術】
ＤＴＭＦは同時に音声信号を伝送するアナログ電話線上の制御情報をエンコード（符号化）するための慣用技術である。ＤＴＭＦ広汎普及にも拘らず、音声とＤＴＭＦとを精確かつ一貫性を以て識別するという問題が連綿として存在していた。人間の聴覚にとっては音声メッセージと一致するＤＴＭＦ音声信号ないし音響（トーン）を選択的に無視し得るが、現存する検出装置は屡々音声信号をＤＴＭＦ信号として受け取り、トークオフ（ｔａｌｋｏｆｆ）として知られている現象が生じる。このことが起る理由は、人間の音声はＤＴＭＦと同じスペクトルの成分を含むからである。
【０００４】
トークオフの問題は他の意味合い、影響範囲を有する。例えば音響的に結合されたＤＴＭＦ発生器はＤＴＭＦ受信中エラーを惹起し得る。音響結合におけ準直線性によってＤＴＭＦがひずまされ、音声として解釈されるおそれのあるスプリアス信号が発生され得る。他の例としては送出音声信号はトランスハイブリッド回路において入力ＤＴＭＦ信号と混合し得る。トランスハイブリッド回路における有限の損失の故に、当該音声ないし音響は付加的音声ノイズを含み、当該音響の受信を妨害するおそれがある。
【０００５】
上述の３つの問題に対処すべく種々の試みが提案されている。トークオフに対処するため或試みによれば、夫々のＤＴＭＦ信号の最小長さを増大することが提案されている。このことはトークオフの困難性を緩和するが当該問題点は解消されない。さらにＤＴＭＦ発生器の或ものに定められている最大長さは使用可能にならない程に短か過ぎる。さらに、過度の長さはユーザにとって支障を来たすおそれがある。
【０００６】
また、或試みによればＤＴＭＦ帯域外（６８０Ｈｚ以下及び２０００Ｈｚ以上）、殊にＤＴＭＦトーンの高調波周波の信号パワーの最小レベルを要件とすることによりトークオフの問題を解消することが図られている。このことにより何等かの改善がなされるけれども、トークオフの問題は完全には解消されない。また、帯域外パワーの許容可能な適格（合格）量を制限する手段によっても有限のトランスハイブリッド損失の問題が起こる。
【０００７】
個々のＤＴＭＦ受信機フィルタの帯域幅を狭めることにより、トークオフ特性のいささかの改善がなされ得る。上述の他の２つの試案によってもトークオフ問題は完全には解消されない。さらに、当該手法をどの程度有効に実施し得るかについての限界が存在する、それというのは、電子産業協会（Ｅｌｅｃｔｉｏｎｉｃｓ  Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｓｓｏｃｏａｔｉｏｎ）（ＥＩＡ）−標準規格により要求されているところによれば個々のＤＴＭＦトーンにおける周波数変動に対応する理由から中心周波数の１．５％の最小帯域幅を各フィルタが有するべきであるからである。
【０００８】
音響結合発生器の性能を改善するため幾つかの装置構成が提案されている。マイクロホンにより発生されるＤＴＭＦの高調波（倍音）はＤＴＭＦ帯域の周波数成分を有する傾向を呈するので、帯域外成分を減衰することが示唆されている。このことによって改善はなされるが完全に信頼性のあるものではない。また、当該手法はトークオフの問題についての改善をするための最小の帯域外パワーを要求する前述の減案、手法と相容れない（両立し得ない）。
【０００９】
音響結合された発生器の性能はユーザー（操作者）に対して延長された期間の間各ボタンを押し下げ状態にするよう指示することにより当該トーンの長さを増大させることによっても改善され得る。この技術の欠点によれば長いトーンは２つの別個のデジットとして解釈され得ることである。例えばこのことが起るのは当該線路上にノズルのバーストが存在し、伝送されるトーンを“遮断（中断）”する場合である。
【００１０】
さらに、硬い表面上にハンドセットのマイクロホンを文字通り打ちつけることにより音響送信器を改善し得る。この動作によっては当該マイクロホン動作に基づく移動及び湿気により詰め込まれているマイクロホンダイヤフラム中のカーボン粒が取除かれたり又はゆるみの状態におかれ得る。このことは有用であるが、多くのユーザーはこのことを行なうのを嫌がる。
【００１１】
第３の問題の焦点となるのは有限のトランスハイブリッド損失により惹起される検出エラーである。米国特許第４，４３１，８７２号明細書に記載されている上記損失の効果を最小化する１つの手法は入力ＤＴＭＦ信号を検出する際出力（送出）信号をブロックすることである。このことは時により早期検出と称される。このことにより統計的に性能かが改善されるものの、当該識別（認識）は全面的に信頼できるものではない。出力（送出）信号自体により、セルフ−トークオフが惹起され当該送出信号がひずまされ得る。
【００１２】
米国特許第４５２１  ６４７号明細書はトランスハイブリッド損失の問題の別の解決法が記載されている。短いＤＴＭＦ信号が評価されるときはいつでも（早期）送出信号を変更修整することにより、セルフトークオフによる出力のひずみの問題が著しく低減される。然じ乍ら達成された成果は先行段落において記載された方法のそれより劣っている。
【００１３】
トランスハイブリッド損失の問題を最小化する歴然たる白明の手法はトランスハイブリッド損失を減少させることである。このことをスタチックに又はダイナミックに選択的に行ない得るがいずれも高価なものである。有限のトランスハイブリッド損失の効果を最小化する別の方法は帯域外周波の減衰である。それによりいささかの改善がなされる。
【００１４】
上述のように、前述の方法いずれによっても、何等かの改善はなされるが、問題の解決は完全にはなされ得ない。更に、当該の３つの問題のうちの１方に対する個別の手法によっては他の問題のうちの１つ又は双方に対して支障を来たすおそれがある。
【００１５】
【発明の目的】
本発明の目的はＶＳＦ装置のような電話装置のトークオフ性能を改善することにある。
【００１６】
本発明の別の目的は音響結合されたＤＴＭＦ発生器で用いられるＤＴＭＦ受信器の識別（認識）性能を改良することにある。
【００１７】
本発明のさらなる別の目的は有限のトランスハイブリッド損失の効果を減少させることである。
【００１８】
本発明のさらに別の目的はデジタル信号処理技術を用いて本発明をインプリメント（具現化）することにある。
【００１９】
【発明の構成】
上述の目的は請求の範囲に規定された構成要件により解決され、即ち改善されたＤＴＭＦシステムにより解決される。第一に、ＤＴＭＦ受信器（レシーバ）コアにより最小の処理パワー及び時間を用いたＤＴＭＦの識別がなされる。ＤＴＭＦ信号の識別のほかに当該レシーバコア（ここに示されている）は信号のパワーの測定及びそれの個々の成分の測定をも行なう。
【００２０】
当該受信器（レシーバ）コアは幾つかの出力−信号パワー（電力）、成分パワー、ＤＴＭＦ値−を有し、これらは評価アルゴリズムに供給される。当該評価アルゴリズムは入力信号の品質を評価し、その際、経験的に展開されたＤＴＭＦ−値−固有パラメータ１セットを用いる。品質パラメータ評価が完了すると当該アルゴリズムによっては１〜４の評価がなされ、４は最も低い評価であり、非ＤＴＭＦと見做される。
【００２１】
１と３との間の評価を仮定すると、当該情報（ＤＴＭＦ識別固定、品質評価、パワー）はタイミング／安定アルゴリズムへ転送され、このアルゴリズムは受信されたＤＴＭＦ信号の安定性を評価する。このアルゴリズムは変化する周期期間に亘って入力の履歴（時間的に経過する入力）を収集し、次いで、それのＤＴＭＦ−値固有パラメータセットを用いて当該データを評価する。ＤＴＭＦ値の変化がある場合、又は評価又はパワーが問題の間隔に亘って許容し得ないほど変化する場合当該信号は不合格に（非許容状態に）される。そうでない場合は当該信号は安定性評価を受け、そして、ＤＴＭＦ値は許容（合格に）されて転送される。第２のタイミングアルゴリズムは瞬時の信号ドロップアウトにより惹起される２重デジット検出に対する防止保護を行なう。
【００２２】
他の特徴的事項は有限のトランスハイブリッド損失に係わる。受信器コアの前にバンドパスフィルタを挿入することにより有限のトランスハイブリッド損失から生じるエラーが最小化される。
【００２３】
次に、図を用いて本発明の一層の完璧な理解が図られ他の目的並びに利点が図を用いて明らかにされる。
【００２４】
【実施例】
本発明を考案するに当り、それの３つの側面を検討するとよい。ＤＴＭＦ受信器コア−アルゴリズム（非常に高いトークオフに係わる性能を以ての）、トークオフエラーを減少させ音響結合されたＤＴＭＦ送信器と共働するように設計された特別検出アルゴリズム、有限のトランスハイブリッド損失を改善するためのフィルタリング。上記の検討の目的のため本発明はボイスストアフォワード（Ｖｏｉｃｅ  Ｓｔｏｒｅ  ｆｏｒｗａｒｄ）（ＶＳＦ）システムに適用されるが、ＤＴＭＦトーンがデコードされるべき任意の装置に容易に適用され得る。
【００２５】
図１に示すような当該ＶＳＦシステムが機能する適用分野は電話線１２に接続された公衆通信網１０である。仮説のカストマ（顧客）仕様の前提条件のもとに、電話線１２はＶＳＦ１４に接続されている。ＶＳＦ１４の内部にはトランスハイブリッド回路１６（これは受信線２２を介してサンプリング回路１８に接続されている）が設けられている。サンプリング装置１８は入力信号の８０００サンプル（毎秒）を送出する。それらサンプルは図２におけるブロックで示すＤＴＭＦ検出システム２０への入力を形成する。さらにトランスハイブリッド回路１６はまた伝送線２６を介して音声（ボイス）出力装置２４に接続されている。
【００２６】
ここで記載されているＤＴＭＦシステム２０は汎用デジタル信号プロセッサでインプリメント（具現化）されるように構成される。適当なプロセッサは次のものの１つである。ＡＤＳＰ２１００  ｓｅｒｉｅｓ（Ａｎａｌｏｇ  Ｄｅｖｉｃｅｓ，Ｉｎｃ．社製Ｎｏｒｗｏｏｄ，Ｍａｓｓａｃｈｕｓｅｔｔｓ，同社刊行“ＤＳＰ  Ｐｒｏｄｕｃｔｓ  Ｄａｔａｂｏｏｋ”１９８７年に記載）勿論、当該の選択されたプロセッサの仕様に対して同意設定された情報を適合させる異なるプロセッサを用い得る。
【００２７】
ＤＴＭＦ検出システム２０は５つのコンポーネントを有する：バンドパスフィルタ５０、ＤＴＭＦ受信器（レシーバ）コア５２、評価アルゴリズム５４、タイミング／安定アルゴリズム、５６、第２タイミングアルゴリズム５８。バンドパスフィルタ５０はサンプリング装置１８からのサンプリングされた信号入力を受取り、フィルタリングされた出力をＤＴＭＦ受信器コア５２へ供給する。フィルタ５０の詳細は以下説明する。各機能及び段のグループ分けは便宜上のものであって、必ずそうでなければならないというところではない。斯くて、ここで説明されているエレタント（構成要素）の多くは当該の基本的ブロックのうちの一方又は他方の１部として構成され得、又は全く当該基本的ブロックの外部に設けられ得る。
【００２８】
ＤＴＭＦ受信器（レシーバ）コア
図３のブロック図に示すＤＴＭＦ受信器コア５２は２つの機能を有する。上記コア５２は当該入力信号をデコードし、それのＤＴＭＦ値（これは当該セット｛０，１，２，３，４，５，６，７，８，９，＊，＃，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ｝，。のものであり得る）を決定し、そして入力信号におけるパワー（電力）を計算する。入力側１１０に供給される、ＤＴＭＦ受信器コア５２への入力信号は２つのルートに従う；パワー計算経路１２０とフィルタ経路１４０。
【００２９】
パワー（電力）計算
パワー計算経路１２０は入力信号をパワー計算ステップ１２２へ供給し上記パワーステップ１２２は２つの窓−−矩形窓１２４及びカイザー（Ｋａｉｓｅｒ）窓１２６を利用する。これらの両窓はデジタル信号処理技術において公知である。  上記の２つの窓関数によっては受信された信号におけるパワーの異なった測定が行なわれる。矩形窓１２４によっては入力信号の２乗（平方）の和から導出されたパワーが生成されランダム信号の信号パワーの最良の推定がなされる。さらに、矩形窓は非ＤＴＭＦトーンを不合格にするのに最適である。
【００３０】
カイザー（Ｋａｉｓｅｒ）窓ないしカイザーウィンドウ（Ｋａｉｓｅｒ  Ｗｉｎｄｏｗ）によってはＤＴＭＦ信号の信号パワーの最良の推定がなされる。カイザー窓はデジタル信号処理技術において周知である。カイザー窓の基本的理論及び設計は下記の刊行物に記載されている。
【００３１】
Ｒａｂｉｎｅｒ，Ｒ．Ｌ．，ａｎｄ  Ｇｏｌｄ，Ｂ．，“Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，”Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ，Ｎｅｗ  Ｊｅｒｓｅｙ（１９７５）．勿論他の型のウィンドウ、例えばバントレット、ハミンング又はブラックマン窓を使用し得る。
【００３２】
以下の解析により示されているように、カイザー窓が純粋なＤＴＭＦ信号におけるパワーを決定するのに理想的である。ここで任意にｆ（ｎ），と表わされるＤＴＭＦ信号は次のように表現され得る。
【００３３】
ｆ（ｎ）＝Ａｃｏｓ（ω１ｎ）＋Ｂｃｏｓ（ω２ｎ）
但し、ＡとＢは２つの周波数成分の夫々の振幅である。
【００３４】
ω１及びω２はラジアル（ｒａｄｉａｌ）周波数、
ω１＞ω２、
ｎは時間インデックス
２つの信号の相対位相は当該解析に関連せず、斯くして省かれる。ＤＴＭＦ信号の２乗ｆ（ｎ）２，は次のようになる。
【００３５】
ｆ（ｎ）２＝Ａ２ｃｏｓ２（ω１ｎ）＋Ｂ２ｃｏｓ２（ω２ｎ）＋２ＡＢｃｏｓ（ω１ｎ）ｃｏｓ（ω２ｎ）
然し乍ら、
【００３６】
【数１】
0003623973.tif 000002
【００３７】
及び
【００３８】
【数２】
0003623973.tif 000003
【００３９】
であるので、
【００４０】
【数３】
0003623973.tif 000004
【００４１】
ＤＴＭＦトーン信号における実際のパワーは１／２（Ａ２＋Ｂ２）である。カイザー窓によってはＤＣを伝送している際は周波数２ω１ｎ，２ω２ｎ，ω１＋ω２，及びω１−ω２，の最大減衰度が生ぜしめられる。ＤＴＭＦに対してω１−ω２の最も低い値は１２０９−９４１＝２６８Ｈｚである。（当該表１参照）。上記方程式における第１の成分を除いてすべてがドロップアウト（脱着）し、１／２（Ａ２＋Ｂ２）のみが残る。８０−タップカイザー窓により、ＤＣが伝送されている間、２６８〜４０００Ｈｚ外で良好なストップバンドリジェクション（阻止域−不合格）機能が生ぜしめられる。
【００４２】
２つの窓１２４及び１２６の出力は個々のデシメータ１２８，１３０に供給される。デシメータ１２８，１３０は８０の順次の（シリアル）入力ごとに１つの入力をそれの夫々の出力側１３２，１３４に出力する。
【００４３】
フィルタデザイン（設計）
フィルタ経路１４０は２：１のデシメータ１４２に接続されている。上述の８０：１デシメータと異なって、
２：１デシメータ１４２はサンプルを破棄しない。寧ろ、偶数のサンプルを下方のフィルタバンク１５０に伝送し、奇数のサンプルを比較的に上方のフィルタバンク１８０に伝送する。説明と検討の簡単化のため、２つの異なったフィルタバンク１５０，１８０が示してある。しかし乍ら、フィルタセットを用いて、適宜必要な入力を適正時期に当該のフィルタへ経路選択して供給して同じ成果を挙げることができる。
【００４４】
フィルタバンク１５０，１８０は夫々低いバンドセクション１５２，１８２及び高いバンドセクション１５４，１８４を有する。低いバンドセクション１５２，１８２は４つの個別フィルタ１５６，１５８，１６０，１６２並びに１８６，１８８，１９０，１９２，を、４つの低いバンド周波数６９７，７７０，８５２，９４１Ｈｚ．に対して有する。高い（ハイ）バンドセクション１５４，１８４は夫々４つの個別フィルタ１６４，１６６，１６８，１７０，並びに１９４，１９６，１９８，２００，を有し、それらは４つの高い（ハイ）バンド周波数１２０９，１３３６，１４７７，ａｎｄ１６３３Ｈｚ．の各々に向けられている。
【００４５】
ＤＴＭＦ受信器コア５２は狭いバンド（帯域）周波数選択フィルタを有する。その種のフィルタによってはＤＴＭＦ受信器コア５２が２つのタスク（役割）を遂行することが可能になる。第１のタスク（役割）は或１つのＤＴＭＦ信号が存在するときその信号のＤＴＭＦ値を決定又は当該信号を同定（識別）することである。換言すれば、それがＤＴＭＦ１又は２又は３であるのを識別する。第２の役割は或１つのＤＴＭＦ信号が存在するときＤＴＭＦ信号を形成する個々のトーンの振幅を決定することである。上述のように、トーン振幅は入力サンプルを有効ＤＴＭＦ信号として品質評価するために用いられる。
【００４６】
フィルタの各々は８２−タップ複素ＦＩＲフィルタとしてインプリメントされる。８２の長さは周波数と時間分解能との間のトレードオフとして選ばれている。
【００４７】
当該フィルタは有効ＤＴＭＦ信号から単一の複素エクスポネンシャル（指数関数）成分の分離のために最適化されている。
【００４８】
ＤＴＭＦ受信器コア５２にて用いられているフィルタは問題となるマッチドフィルタとは区別さるべきであり、該マッチドフィルタでは白色ノイズ中に埋もれている所定の波形を検出することが試みられる。ここにおいて、入力信号は次の式に表わされる。
【００４９】
ｆ（ｎ）＝Ａｃｏｓ（ω１ｎ）＋Ｂｃｏｓ（ω２ｎ）＋ｑ（ｎ）
但し、ｑ（ｎ）は白色ノズルである。ω１検出フィルタに対して、所望の信号は次のようになる。
【００５０】
【数４】
0003623973.tif 000005
【００５１】
斯くて、ノイズは下記から成る。
【００５２】
【数５】
0003623973.tif 000006
【００５３】
理想的には当該フィルタは良好な合体的なストップバンド（阻止域）を有していてｑ（ｎ）は最小化し、−ω１，ω２，−ω２にて高い減衰度を有するべきである。当該フィルタは最小２乗平均（ＬＭＳ）再帰、マッチドフィルタの零位置の手動操作、又は他の任意の適当な方法を用いて設計され得る。故％内の精度を以ての良好な性能が手動操作を用いて得られた。
【００５４】
当該フィルタを設計するため、打切り複素指数を用いてマッチドフィルタを表わす関数からスタートし得る。これは所望の中心周波数へシフトされた複素周波数特性を有していた矩形ローパスフィルタと等価である。この種のフィルタは実質的なサイドローブを有し、多くのローブは不都合なノイズ周波数（−ω１，ω２，−ω２を含む）と一致する。
【００５５】
当該サイドローブはテーパの付いたウィンドウを用いることにより、又はウィンドウ長を増大させることにより、低減され得る。然し乍ら、ＤＴＭＦ処理時間仕様によっては実質的に、利用され得る長さが制限される。また、テーパの付いたウィンドウは周波数応答の主ローブの帯域幅を増大する。比較的低いＤＴＭＦ周波数に対して、当該幅拡大は許容され得ない。
【００５６】
当該実施例において、サンプリングレートに基づく１０ｍｓの長さが最適であることが判明した。比較的短い長さ（５ｍｓ）によってはＤＴＭＦトーンの検出が行なわれず、比較的長い長さ（２０ｍｓ）によっては厳しいトークオフの問題が生じた。
【００５７】
フイルム関数からスタートして、当該ゼロ（零）が位置付けられ、次いで、所望の周波数応答（レスポンス）を得るため調整される。ｚ領域においてＮの長さを仮定すると、当該フィルタは次のように表わされ得る。
【００５８】
【数６】
0003623973.tif 000007
【００５９】
但し、０＜ｍ＜Ｎ、ｉは−１の平方根である。
【００６０】
項（１−ｚ￣１）はｚ＝１のとき０（零）であり、分子の項におけるｍ＝０に対する零（０）に相応する。
【００６１】
それによって次式が生ぜしめられる。
【００６２】
【数７】
0003623973.tif 000008
【００６３】
矩形ウィンドウ複素フィルタは次のパルス応答（レスポンス）を有する。
【００６４】
【数８】
0003623973.tif 000009
【００６５】
ｈ（ｎ）のｚ変換は次のようになる。
【００６６】
【数９】
0003623973.tif 000010
【００６７】
しかし、Ｃは当該設計に関連性はない、それというのは単位量の定数であるからである。
【００６８】
フィルタに対するｚ−変換を展開すると、周波数レスポンスは一般に利用可能なコーティリティプログラム、例えばＩＬＳ（Ｓｉｇｎａｉ  Ｔｅｃｈｎｏｌｇｙ，Ｉｎｃ．，Ｇｏｌｅｔａ，ＣＡ）。を用いてプロットされ得る。これによりどの０（零）が移動されねばならないかが識別される。零（０）を除くためのツールとして多次除法を用い、零（０）を加えるのに多次乗法を用い得る。
【００６９】
当該目的は交番周波数グループの正及び負の周波数の近くに零（０）を集めるないし集群化（クラスリング）することである。例えば当該フィルタが低い帯域周波数、（即ち６９７，７７０，８５２，ｏｒ  ９４１  Ｈｚ）に対しては当該零（ゼロ）は高い帯域周波数（即ち１２０９，１３３６，１４７７，１６３３  Ｈｚ）の周りに集めるないし集群化（クラスタリング）するべきである。また、幾つかの零（０）は当該フィルタの主ローブ周波数の負値の近くに集められるないし集群化（クラスタリング）されるべきである。当該零（０）の実際の位置は試行錯誤により決定され、大幅、コーザにより所望される性能に依存する。
【００７０】
フィルタ動作
２：１デシメータ１４２、により生成される偶数入力サンプルは比較的低いフィルタバンク１５０の入力側、ローバンド及びハイバンドセクション１５２，１５４に供給される。ローバンド（低域）フィルタ１５６，１５８，１６０，１６２のうちの各々の出力は個々のローバンド値２乗化（関数）機能部２１０，２１２，２１４，２１６によるり作用を受ける（作用を与えられる）。同様にしてハイ（高域）バンドフィルタのうちの各々の出力１６４，１６６，１６８，１７０は個々のハイバンド値２乗化（関数）機能部２１８，２２０，２２２，２２４により作用を受ける。
【００７１】
ローバンド値２乗化（関数）機能部２１０，２１２，２１４，２１６の出力はローバンド選択アルゴリズム２３０への入力であり、一方ハイバンド値２乗化（関数）機能部２１８，２２０，２２２，２２４の出力はハイバンド選択アルゴリズム２３０への入力を成す。ローバンド選択アルゴリズムによってはローバンド周波数６９７，７７０，８５２，９４１ Ｈｚの１つを表わすどの入力が最大の値を有するかが決定される。同様に、ハイバンド選択アルゴリズム２３２によってはハイバンド周波数１２０９，１３３６，１４７７，１６３３を表わす入力のうちどれが最大の値を有するかが決定される。それらの２つの結果はもとの（当初の）入力信号の夫々のＤＴＭＦトーンであると見做される。例えばローバンドからの最大値信号が７７０Ｈｚを有しハイバンドからの最大値信号が１２０９Ｈｚを有する場合ＤＴＭＦ受信器コア５２は当該サンプリング入力はＤＴＭＦ４信号（当該表１参照）であると応答通知することとなる。
【００７２】
そこで２：１デシメータ１４０の奇数サンプル出力がフィルタリングされる。然し乍ら、ＤＴＭＦ信号の予備的識別（固定）がなされているので、他の６つのトーンに対するフィルタをイネーブリングする（動作可能状態にする）意味はない。それ故に、上方フィルタバンク１８０における唯２つの個別フィルタのみ、１つはローバンド周波数６９７，７７０，８５２，９４１  Ｈｚのうちの１つに対するもの、もう１つはハィバンド周波数１２０９，１３３６，１４７７，１６３３  Ｈｚに対するもののみがイネーブルされる。これにより処理時間が相当節減され、ＤＴＭＦ受信器コア５２に対する総合的要求、要件ほぼ半分に低減される。斯して、入力信号を２部分に分けフィルタのセット全体を信号の半分に対してだけ、即ち偶数サンプルに対してだけイネーブルすることによりＤＴＭＦ受信器コア５２の計算効率が著しく改善される。
【００７３】
ロー及びハイバンド選択アルゴリズム２３０，２３２の結果によって上方フィルタバンク１８０にてローバンドセクション１８２（個別フィルタ１８６，１８８，１９０又は１９２）及びハイバンドセクション１８４（個別フィルタ１９４，１９６，１９８，２００）において個別フィルタのどれが作動されるか決定される。ＤＴＭＦ受信器コアアルゴリズム５２において当該選択はローバンドフィルタセレクタ２４０及びハイバンドフィルタセレクタ２４２により実行され、上記セレクタ２４０はローバンド選択アルゴリズム２３０ａ出力２３４に応答し、上記セレクタ２４２はハイバンド選択アルゴリズムの出力２３６に応答する。
【００７４】
当該個所にて、奇数及び偶数サンプリングは再結合されて、毎秒８０００のもとの（最初の）サンプルを再形成する。ローバンドフィルタセレクタ２４０は下方のフィルタバンク１５０のローバンドセクション１５２の選択された出力と、上方のフィルタバンク１８０のローバンドセクション１８２をローバンド値２乗化（関数）機能部２４４に結合する。ハイバンドフィルタセレクタ２４２は下方のほうのフィルタバンク１５０のハイバンドセクション１５４と、上方のフィルタバンク１８０のハイバンドセクション１８４をハイバンド値２乗化（関数）機能部２４６に結合（接続）する。
【００７５】
ローバンド値２乗化（関数）機能部２４４の出力は８０：１のローバンドデシメータ２６０によりデシメートされ、一方ハイバンド値２乗化（関数）機能部２４６の出力は８０：１のハイバンドデシメータ２６２によりデシメートされる。更にそれらデシメータは後続段に対して信号処理及びフィルタ処理の必要性を低減する。最大の処理必要性低減度はフィルタ出力を８０：１でデシメートすることにより得られる。更に８０：１のシート（比）が選ばれたのは８２タップフィルタで用いられ得る最大のデジメーション量であるからである。デシメーション度をもっと少なくすると性能の改善度はわずかになる。当該構成のさらなる詳細は米国特許第５０７３９４１号明細書に記載されている。
【００７６】
評価アルゴリズム
ＤＴＭＦ受信器コアアルゴリズム５２の出力側２７０は評価アルゴリズム５４に対する入力側を形成する。ＤＴＭＦ受信器コアアルゴリズム５２に対する入力側は毎秒８０００をサンプルであるので、当該アルゴリズム５２の８０：１のデシメーションにより、１０ｍｓごとに評価アルゴリズム５４に対する１入力セットが生ぜしめられる。６つの入力が存在する：
・デシメータ１２８の出力１３２―総合信号パワー“ｐ”の矩形ウインドウ測定、・デシメータ１３０の出力１３４―総合信号電力（パワー）（“Ｗ”）のカイザー窓測定、
・ローバンド選択アルゴリズム２３０の出力２３４―ローバンドトーンの識別（固定）、
・ハイバンド選択アルゴリズム２３２の出力２３６、―ハイバンドトーンの識別（固定）、
・８０：１フィルタ出力デシメータ２８０の出力２６４（これはローバンドトーンパワー（“Ｘ”）を表わす）
・８０：１フィルタ出力デシメータ２６２の出力２６６（これは離散的ハイバンドトーン信号パワー（“Ｙ”）を表わす）
評価アルゴリズム５４は当該複数入力間の多数の関係に対してチェックを行なう周波数領域アルゴリズムである。ＤＴＭＦ信号が存在するとき、それらの関係性は限られた値をとす。トークオフはそれらの規格（標準）に合わない信号を破棄することにより最小化され得る。種々の入力に対する許容されるレインジは経験的に定められた値を以て拡げられ得る。これによりアルゴリズムを用いて低い品質のＤＴＭＦが識別されることとなる。
【００７７】
評価アルゴリズム５４によりチェックされた各サンプルは次のスケール（尺度）に従って評価１−４を受け取る
１＝測定可能なひずみを有しない純然たるＤＴＭＦ
２＝少量の測定可能なひずみを有するＤＴＭＦ
３＝有意の（相当の）ひずみ量を有するＤＴＭＦ
４＝信号はＤＴＭＦでない
評価アルゴリズム５４により実行される各テスト（チェック）は３つのレベルを有する。各レベルには独特のパラメータセットが割当てられている。レベル１は極めて制限的であり、レベル３は最小である。勿論３つより多くの許容（合格）レベルを設け得る。
【００７８】
動作中１つのサンプルはレベル１のパラメータを用いたすべてのテスト（チェック）を受ける。当該サンプルがテスト（チェック）に合格すれば、そのサンプルには評価１が割当てられる。然し乍ら当該サンプルがレベル１のテスト（チェック）のいずれにも不合格であった場合にはレベル２に対してテスト（チェック）が実行される。他方ではレベル２のテスト（チエック）に不適格（不合格）であった場合にはレベル３のテスト（チェック）が実行される。当該サンプルがレベル３のテスト（チェック）に不合格の場合にはそのサンプルには評価４が割当てられる。最終的評価は最も高いレベル（即ち最も低い数値）であって、ここにおいては当該サンプルがすべてのテスト（チェック）に合格するようなレベルである。
【００７９】
評価アルゴリズム５４により課せられるテスト（チェック）に合格するには当該システムはＤＴＭＦ信号又はそれの等価信号（情報）を要求する。人間の音声が２つの純粋な正弦波を生じさせるのは極めて困難であるので、評価アルゴリズム５４はほとんどの音声信号に評価４を与え、斯くしてトークオフを阻止する。
【００８０】
評価アルゴリズム５４には７つのテスト（チェック）が存在する：即ち、ＳＳＮＲと称される信号対信号＋ノイズ比チェック、
夫々Ｓａｎｉｔｙｌ，Ｓａｎｉｔｙ２，Ｓａｎｉｔｙ３，と称される３つの正常性チェック（テスト）、夫々Ｔｗｉｓｔｌ，Ｔｗｉｓｔ２，と称される２つのトウィストチェック（テスト）、Ｔｏｔａｌｐｏｗｅｒ．と称される１つのパワーチェック（テスト）。ＳＳＮＲ，Ｔｗｉｓｔｌ，Ｔｗｉｓｔ２，ＴｏｔａｌＰｏｗｅｒはすべてのＤＴＭＦ信号が有すべき属性（特性）を検証する。当該の７つのテスト（チェック）は以下のようにリストアップされる。
【００８１】
0003623973.tif 000011
但し、
Ｘはローバンドフィルタの値２乗化出力
Ｙはハイバンドフィルタの値２乗化出力
Ｐは矩形ウィンドウ総合（トータル）信号パワー
Ｗはカイザーウィンドウ総合（トータル）信号パワー
正常性テストによってはトータル（総合）信号パワー（電力）が各トーンの寄与成分の和のみを含み、他のスプリアス成分を含まないことが確保される。
【００８２】
当該正常性テストによっては次のような属性が検証される、即ち非定常信号は有していないで定常信号は有している属性が検証される。例えば信号パワーが非ＤＴＭＦ信号を検証する最初と最後の群のサンプル中に集中される場合、カイザーウィンドウ処理の施された信号パワー推定値Ｗは低くなる。然し乍、矩形ウィンドウ処理の施されたパワーＰは実際のパワーレベルを検証するためのチェックとして用いられる。
【００８３】
トウイスト（ｔｗｉｓｔ）はＤＴＭＦ信号の高及び低周波成分の振幅内の差である。高周波は電話線上の低周波より迅速して低減するので、高周波トーンは通常２ｄＢより高くセットされる。斯くて、トウイストは公称上２ｄＢである。ＥＩＡ仕様によれば、許容（適格）−ＤＴＭＦ信号は＋４〜−８ｄＢに亘るトウイストを有し得る。従って、レベル１のパラメータを、そのような変化の度合を許容するために選ぶべきである。
【００８４】
パラメータ（ｐａｒａｍ１，ｐａｒａｍ２，ｐａｒａｍ３，ｐａｒａｍ４，ｐａｒａｍ５，ｐａｒａｍ６，及びＭｉｎＰｏｗｅｒ）の値は経験上トークオフ性能を最適化するために経験上選択される。それらのパラメータの値を得るため、７つのテストの各々が、ＤＴＭＦ、音声によるＤＴＭＦ音響カプラＤＴＭＦのサンプル合成体を用いて実行される。当該パラメータは３つのレベルの各々にて所望の性能に対してテストで合格するまで調整される。当該選択プロセスの目標はトークオフを最小化することであることに留意すべきである。
【００８５】
純然たるＤＴＭＦを表わす第１のレベルにて、入力サンプルはＥＴＡ標準（スタンダード）ＤＴＭＦである。各パラメータは当該サンプルが最小限夫々のテストに合格するまで調整される。次に当該テストは音響カプラＤＴＭＦを表わす第３のレベルで実行される。音響カプラ発生−ＤＴＭＦのサンプルを用いて、当該パラメータはテストに合格するまで再び調整され、当該値は最小限通過のなされるように選択される。さらに、音声によるＤＴＭＦの入力サンプルを用いて当該パラメータは第２レベル（中位品質ＤＴＭＦ）に対して選択される。当該システムの特性を観測し近似を用いることにより、そのような信号に対して最適なパラメータセットを選択できる。
【００８６】
さらに、所定の関連する周波が評価アルゴリズム５４のテストの各々に対して異なる特性を示すので、各ＤＴＭＦ値に対して別個のパラメータを特定してもよい。それにより各性能レベルに対して１６のパラメータセットが生ぜしめられ、相応のメモリが必要とされる。２つのパラメータセットを設けることにより、即ち１つのセットとしては｛２，３，６，Ｂ，Ｃ｝のＤＴＭＦ値を、そして、もう１つのセットとしては｛０，１，４，５，７，８，９，＊，＃，Ａ，Ｄ｝を設けることにより良好な性能を達成できる。この選択の理由は音響送信器を論議検討している説明内容から明らかとなる。
【００８７】
必要な場合には矩形ウィンドウ又は他の何等かのパワー検出パターン（手法）を用いてＳＳＮＲ及びＳａｎｉｔｙ１テストを実施し得る。斯くて、矩形ウィンドウ出力に対して、当該テストは次のようになる。
【００８８】
0003623973.tif 000012
然し乍らカイザー窓の出力を用いて一層良好な結果が得られる。
【００８９】
タイミング／安定性アルゴリズム
評価アルゴリズム５４は６つの出力を送出する。１〜４のサンプル評価、ＤＴＭＦ値｛０，１，２，３，４，５，６，７，８，９，＊，＃，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ｝矩形ウィンドウ−信号パワーＰ、カイザーウィンドウ−信号パワーＷ、ローバンドフィルタＸの値２乗化出力、ハイバンドフィルタＹの値２乗化出力それらの出力はタイミング／安定性アルゴリズム５６への入力を形成する。
【００９０】
タイミング／安定性アルゴリズム５６は次のことを検証する、即ち、当該信号がＤＴＭＦ信号であるのに十分長く、かつ、十分一貫性と以て存在していることを検証する。例えばＤＴＭＦ信号は注目（重要な）期間（インターバル）全体に亘って同じであることを要求される。人間の声は長い期間一定の出力を維持できず一方ＤＴＭＦ発生器は安定した（定常的）信号を送出するので、当該アルゴリズムは音声とＤＴＭＦとを区別するのに役立ち、評価アルゴリズム５４により捕捉されないトークオフ事象を阻止する。また、音声のような不安定な信号によっては選択されたＤＴＭＦ値が変化せしめられるので、トークオフ性能をさらに改善するためタイミングアルゴリズムにより変化入力を検出できる。
【００９１】
周波数領域評価アルゴリズム５４と対照的に、タイミング／安定性アルゴリズム５６は時間領域アルゴリズムである。動作中当該入力の順次サンプルは固定の時間間隔（例えば３０ｍｓ）中履歴的特性を生成するために記憶される。次いで、最小値及び最大値が、当該入力Ｐ，Ｗ，Ｘ，Ｙの各々に対して得られる。また、上記アルゴリズム５６も、当該の時間間隔中報知されたＤＴＭＦ値及び品質評価情報を収集する。
【００９２】
当該入力Ｐ，Ｘ，Ｙ，Ｚに対して次のような経験的に定められたパラメータが存在する、即ち、所定入力（この所定入力に対しては、ＤＴＭＦが有効となっている）の最小値と最大値との比である経験的に定められたパラメータが存在する。当該実施態様では次のような３つのレベルが存在する、即ち、そこにて、許容（適格）ＤＴＭＦの最高品質から最低品質までに亙るＤＴＭＦの品質格（段階）付の３つのレベルが存在する。従ってタイミング／安定性アルゴリズム５６により監視される各入力は３つのパラメータから成る１セットを有する。更に、各レベルに対して、アルゴリズム５６はキャプチャ（捕捉）期間、
レベル１に対して３０ｍｓ、
レベル２に対して４０ｍｓ、
レベル３に対して７０ｍｓを変化
させる。入力最小値／最大値比が所与レベルに対して設計仕様で特定されたパラメータを越えると、当該アルゴリズムは次のことを仮定、想定する、即ち、当該入力信号は当該レベルには合格せず（適格でなく）、次のレベルへ移行、進行する（レベル（非−ＤＴＭＦ）に達するまで）。
【００９３】
実際上最小／最大比は次のような定式ないし関係性を用いたパラメータに比せられる即ち最小値＞パラメータ最大値という定式ないし関係性を用いたパラメータに比せられる。
【００９４】
品質評価の安定性を評価する際（評価アルゴリズム５４により）アルゴリズム５６は履歴特性において最も低い評価（最も大きい数）を探索する。第１のレベルから開始して、アルゴリズム５６はレベル１より低い報知（応答）があるか否かをしらべる（走査する）。そのように応答があれば、レベル１のテスト（チェック）に不合格となり、アルゴリズム５６はそれより大の（比較的に大きな）サンプルセットをチェックし（４０ｍｓの期間で）、レベル２を下回る報知（応答）（例えば３）があるか否かをチェックしてしらべる。レベル２が充足されない場合、アルゴリズム５６はレベル３へ移り、７０ｍｓの履歴特性をしらべる。
【００９５】
ＤＴＭＦ値の安定性に対するテストにより、キャプチャ期間中（３０，４０，又は７０ｍｓ）値の変化があるか否かがしらべられる。ＤＴＭＦ値が当該レベルに対して当該期間中いつか変化すると、当該信号はトークオフとして受付不能に（不合格）にされ、次のレベルがテストされる。
【００９６】
当該分析が完了されると、タイミング／安定性アルゴリズム５６はどのレベルが首尾よく完了されたかに依存して、各入力に対して安定性評価１〜４を発する。留意さるべきは品質評価安定性テストによりタイミング／安定性評価が履歴特性における評価のいずれをも越えないということが要求されることである。斯くて当該履歴特性が一連の評価（１，２，３，４）である場合にはそれにより発せられる最高の評価は３である。
【００９７】
ＤＴＭＦ、音声によるＤＴＭＦ、トークオフ、音響カプラＤＴＭＦの同じサンプリング合成体を用いたアルゴリズム５６を実行することにより、Ｐ，Ｗ，Ｘ，Ｙに対する比の値が経験的に選択される。所定のＤＴＭＦ値に対して３つのレベルの各々にて所望される性能に対して当該テスト（チェック）に合格するまで当該比は調整される。
【００９８】
タイミング／安定性アルゴリズム５６は安定性評価の選択的手段を使用し得る。例えば最大値及び最小値の比を用いる代わりに、Ｐ，Ｗ，Ｘ，Ｙの標準偏差を使用することもできる。
【００９９】
第２タイミングアルゴリズム
タイミング／安定性アルゴリズム５６の出力は第２タイミングアルゴリズム５８へ供給される。当該アルゴリズムはＤＴＭＦ信号の始めと終りを検出し、それにより電話キー押圧ごとに単一のＤＴＭＦ応答が生ぜしめられる。それの機能は短い“ドロップアウト”により惹起される不必要な機能停止を回避することである。
【０１００】
第２のタイミングアルゴリズム５８は２つの状態を有する：即ち、アイドル及びアクティブの状態を有する。アイドル状態では当該アルゴリズム５８はＤＴＭＦ評価１，２，又は３に応答するのである。１，２，又は３の評価の受信の際当該アルゴリズム５８はアクティブ状態に切換わり、現在のＤＴＭＦ値を記録し、報知する。一旦アクティブ状態におかれると、当該アルゴリズムは最小の時間間隔に対するＤＴＭＦ評価４の受信により指示されるＤＴＭＦ信号の終り、“ドロッアウト時間”又は最小の時間間隔に対し再び記録された値からの当該ＤＴＭＦ値の変化を走査探知する。当該アルゴリズムは１０ｍｓごとにＤＴＭＦ値及び評価の現在値をチェックする。いずれの事象（レベル４の評価又はドロップアウト期間に対するＤＴＭＦ値の変化）によっても、当該ＤＴＭＦ信号が終了したことが指示される。そのとき当該アルゴリズムはアイドル状態に戻る。ユーザは性能要求に選択できる。
【０１０１】
アルゴリズムの相互作用
４つのアルゴリズム（５２，５４，５６，５８）によりトークオフ阻止がどのように達成されるかをチェックする（しらべる）ため、当該アルゴリズムのテストのコンテキストにおける人間の音声を検討するのが有利である。人間の音声は時変性フィルタ特性を与える時変性パルス列発生器としてモデル化され得る。
【０１０２】
パルス列発生器は等振幅の狭幅のスペクトルに線を形成する。当該フィルタによってはスペクトル線が事なる高さを有するようになり、当該フィルタは限られたｑを有するので、隣接するスペクトル線は比較可能な振幅を有する。然し乍ら、幅広く離れたスペクトル線は幅広く異なった振幅を有し得る。さらに当該フィルタはローパスフィルタ特性を有する（低周波は高周波（ｆ＞２０００Ｈｚ）より大きな振幅を有するので）。
【０１０３】
摩擦音及び破裂音は考慮されない、というのもピッチを有さず経験上トークオフを惹起しないことが知られているからである。人間の音声は限られた高い周波数成分を有し、電話送話器は限られた低周波（５００Ｈｚを下回る）応答特性を有するので、電話によって低周波成分が制限される。それ故、音声信号に対する信号電力の殆どがＤＴＭＦ信号と同じ帯域幅に集中される。
【０１０４】
４つのアルゴリズム（５２，５４，５６，５８）の目的はＤＴＭＦ周波帯域のいずれか又は双方の近くにあり得る、即ち有効なＤＴＭＦ信号とではない有意信号電力の存在を検出することである。非有効信号がＤＴＭＦ周波数に過度に近い（近接）している場合には当該周波数に対する振幅推定値の中に含まれることとなる。然しな乍ら当該フィルタは１つでなく２つの複合エクポネンシャル（指数関数成分）を含み、Ｓａｎｉｔｙｌ又はＳＳＮＲテストのいずれか又は双方に不合格にさせる（当該２周波の相対位相に依存して）。当該信号も、タイミング／安定性アルゴリズム５６に不合格となる。
【０１０５】
妨害信号が十分な振幅を有する場合、ＤＴＭＦ値は変動に得る。信号電力が、フィルタにより分離される程十分にＤＴＭＦ帯域からずっと離れている場合にはＳＳＮＲテストは不合格になる。
【０１０６】
音響（アクスティック）送信機適合調整
当該発生器が音響結合装置である場合はＤＴＭＦ検出を改善するために４つのアルゴリズム（５２，５４，５６，５８）を増強する（高める）ことができる。音響結合ＤＴＭＦ発生器は図８に示すように非直線性部６２の後続するＤＴＭＦ発生器６０としてモデリングされ得る。上記発生器の出力付ＤＴＭＦ信号のほかに和、差、発生されたＤＴＭＦ成分の第２調波を含む。経験的に確定されていることはＤＴＭＦ周波と同じ帯域内の入る調波は最大の振幅を有するということである。
【０１０７】
音響送信器からのＤＴＭＦ信号は他の源により発生されたＤＴＭＦ信号に比して通常長いので、音響送信器からのＤＴＭＦは通常評価アルゴリズム５４及びタイミング／安定性アルゴリズム５６の双方から３つの評価で有効になる。然し、３の評価ですべての信号を合格とするのは信頼性のないものとなり、エラーを惹起するおそれがある。その理由はタイミング／安定性アルゴリズム５６における最小値及び最大値は極めて広い範囲に亙って変動（スイング）するからである。
【０１０８】
ＤＴＭＦ受信器コアアルゴリズム５２における周波数領域解析は１０ｍｓ長さのフィルタウィンドウで行われるので、周波数分解能は１００Ｈｚより少ない。ＤＴＭＦ周波の１００Ｈｚ内に実質的な調波が存在する場合、この調波はＤＴＭＦ周波からは分離されない。さらに、２つのトーン、１つは有効、もう１つはスプリアスのトーンがＤＴＭＦフィルタを通過する場合、タイミング／安定性アルゴリズム５６は当該両トーン間の位相差の故に、検出信号の実質的時間変化を報知する。下記のテーブルから分るように、２，３，６，Ｂ，ＣのＤＴＭＦ値は有効トーンの１００Ｈｚ間で差周波数及びロー（低）周波第２調波を有し斯くて当該現象を呈する。
【０１０９】
【表１】
0003623973.tif 000013
【０１１０】
それらの周波は発生ＤＴＭＦ周波数のうちの１つの１００Ｈｚ内にある。
【０１１１】
当該アルゴリズムにより行なわれるテストはＤＴＭＦ値２，３，６，Ｂ，Ｃに対する比較的制限的でないパラメータを用いることにより緩和され得る。それ故に、別個のパラメータセット、即ち１つのセットは｛２，３，６，Ｂ，Ｃ｝のＤＴＭＦに対するセット、もう１つのセットは｛０，１，４，５，７，８，９，＊，＃，Ａ，Ｄ｝、のＤＴＭＦ値が設けられる。第１のセットは第２のセットより厳しくなく、アルゴリズムにより課せられるチェック（テスト）を緩和する。
【０１１２】
了解し得るように、当該テストの厳しさの緩和によりトークオフ現象の一層の頻発生起を来たす。トークオフ関連した障害の増大を回避するため、トークオフのクリティカルな期間中用いられ得る有効ＤＴＭＦ信号数が制限され得る。例えばそのような時間間隔中、１例として音声記録の際、２，３，６，Ｂ，ＣのＤＴＭＦ値を不合格にするようにユーザインターフェースを設計できる。他の１１のＤＴＭＦ信号（０，１，４，５，７，８，９，＊，＃，Ａ，及びＤ）は利用可能な状態に得られ（ユーザが話中であっても）、当該システムは猶、依然としてＤＴＭＦを受容し得なければならない。さらなる留意事項として、許容（合格）可能なＤＴＭＦ信号を当該時間中ＸとＯに制限するとよい。さらに、有限のトランスハイブリッド損失バンドパスフィルタの調節により相互の改善がなされ得る。
【０１１３】
有限のトランスハイブリッド損失フィルタリング
有限のトランスハイブリッド損失により惹起される性能欠損は帯域外周波の除去により減少され得る。ＤＴＭＦ受信器コアアルゴリズム５２の前に挿入されている２００〜２０００Ｈｚのパス（通過）帯域を有するバンドパスフィルタ５０はそれらの不都合な周波数の信号成分を減衰するのに役立つ。経験的に確定されたとろによれば、フィルタは実質的にトークオフ性能に影響を与えず、阻止域における１５〜２０ｄＢ減衰により秀れた性能が与えられる。それよりもっと大なる減衰によっても改善は殆どなされない。それよりわずかな（少ない）減衰にすると受信器は一層多くのエラーを生じるようになる。
【０１１４】
動作
図４〜図７におけるフローチャートを参照して装置の動作を説明する。以下の説明において、括弧内の数はフローチャートのボックスの数を表わし、一方、括弧の中に入っていない数は図１〜図３に示された及び上に述べた素子（要素）を示す。
【０１１５】
先ず図４から始めると、アナログ入力がサンプリングされ毎秒８０００のデジタル信号が生ぜしめられての信号はＤＴＭＦ受信器コア（３００）へ供給される。この信号はバンドパスフィルタ５０を通り有限トランスハイブリッド損失の効果を最小化する（３０２）。そこで、当該信号は電力及び周波数含有成分につて測定される。
【０１１６】
２つの電力計算が実施される。矩形ウィンドウ測定１２４及びカイザーウィンドウ測定１２６（３０４）。各計算は８０：１のデシメーションレートで実施される（デシメータ１２８，１３０）。矩形ウィンドウ計算の結果は“Ｐ”と称され、一方、カイザー定計算の結果は“Ｗ”と称される。
【０１１７】
周波数測定フェーズは２：１デシメータ１４２により奇数及び偶数サンプルに分割される信号から始まる。偶数サンプルは下方のフィルタバンク１５０におけるローバンドセクション１５２のフィルタ及びハイバンドセクション１５４のフィルタによりフィルタリングされる（３２２）。各フィルタの出力はその値が２乗化され（３２４）、次いで、各バンドにて最も高い値の決定のためロー及びハイバンド選択アルゴリズム２３０及び２３２へ供給される。この決定の結果はＤＴＭＦ音声周波であり、斯くて所定のＤＴＭＦ信号の識別（固定）がなされる。次に、２：１デシメータ１４２からの入力信号の奇数サンプルがフィルタリングされるが、選択アルゴリズム２３０，２３２により指示された２つの周波数に相応するフィルタによってのみフィルタリングされる。（３３０）。次いで、偶数及び奇数サンプルのフィルタ出力が組合されて、１つのフィルタリングされた（ろ波）ＤＴＭＦサンプリングストリングが形成される。このステップによってはフィルタ出力にて当該サンプリングの完全な相補成分が再生され次のに信号量が遅滞なく達成される、即ち当該入力信号がデシメータされなかったらフィルタの出力となる筈の信号量が達成される。これにより、評価、タイミング／安定性、第２タイミングアルゴリズム（５４，５６，５８）によるテストの後続の実行の精度が改善される。
【０１１８】
次いで、組合された出力は値が２乗化され、２つのＤＴＭＦ信号トーンのおのおのにおける夫々の電力を指示する。この信号も８０：１デシメータ２６０，２６２によりデシメートされる（２３６）。当該出力は“Ｘ”，“Ｙ”と称され、ロー及びハイバンドを夫々に表わす。
【０１１９】
これを以てＤＴＭＦ受信器コア５２による処理が終了される。上記コア５２の出力、矩形窓電力計算Ｐ、カイザー窓計算Ｗ、ローバンド電力Ｘハイバンド電力Ｙ、夫々―のトーン値は評価（付け）アルゴリズム５４への入力である順次のサンプリングセットを成す。図５のフローチャートに示されている評価アルゴリズム５４は上述のように各サンプルセットに対して７つのテストを実行する。
【０１２０】
当初において、評価アルゴリズム５４はレベル１に初期化され（３３８）、次いで、所定のＤＴＭＦ値に対してレベル１に対するパラメータを選択する。次いで、アルゴリズム５４はＳＳＮＲ、トウイスロ（Ｔｗｉｓｔ）、総合電力テスト（Ｔｏｔｄｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ｔｅｓｔ）（３４２〜３４８）を実行する。図示のテストの順序は上述のようにするとよいが任意のものである。すべてのテストに合格すると（３５０）、評価アルゴリズム５４は当該のサンプリングセットに、パラメータの現在レベルに相応する評価付け（これはスタートにて１でありを割当て（３５２）、データはタイミング／安定性アルゴリズム５６へ転送される（３６８）。
【０１２１】
然し乍ら、当該サンプルから上記テストのいずれかに不合格になると、パラメータレベルはレベル４に達するまでインクリメントされ、そして、当該テストは所定のＤＴＭＦ値に対する新たなレベルにて実行される（３４２〜３４８）。当該サンプルが当該テストのすべてに合格すると、評価アルゴリズム５４は適当な評価付けを割当てる。そのようにならないと当該プロセスはレベル４に達するまで継続される。この点においては当該サンプルセットは非ＤＴＭＦであると見做される。
【０１２２】
タイミング／安定性アルゴリズム５６は図６に示すように、次の入力を受け取る；評価アルゴリズム５４により指定された評価付け、ＤＴＭＦ値、Ｐ，Ｗ，Ｘ，Ｙ（これは１つのサンプルを含む）。タイミング／安定性アルゴリズムはセット期間に亙ってそれらの入力の安定性を決定する。
【０１２３】
当初、アルゴリズムはレベル１に初期設定される。当該入力は受信され記憶され、履歴特性量が累積され（３７０）、当該アルゴリズムはＤＴＭＦ値及び所定レベルに対するパラメータを選択する。次いで、各入力は所定のＤＴＭＦ値に対して前述のように、最大値と最小値との比を用いて安定性に対してテストされる。
【０１２４】
各レベルに対して所定の時間間隔及びパラメータが存在する。当該入力の各々は第１のレベルにてしらべられ、当該テストを充足するか否かが決定される。当該入力がテストの第１レベルに合格する場合（３８０）、タイミング／安定性アルゴリズム５６は１の評価を割当てる（３８２）。テストのすべてに合格しなかった場合、アルゴリズム５６は次のレベルに落ち、履歴を更新し（３８４，３８８）、等にする（第４のレベルに到達するまで）（３８６）。然し乍ら、割当てられた安定性評価付けに拘らず、最終的評価付けは評価アルゴリズム５４により発せられる品質評価付けより高くない。
【０１２５】
タイミング／安定性アルゴリズム５６は１〜４の評価付けに合格し、第２タイミングアルゴリズム５８に移行する。当初、（初期的に）、第２タイミングアルゴリズム５８はアイドル状態（遊休状態）にある（４００）。然し乍ら、１，２又は３の評価付けを受信すると、当該アルゴリズムはアクティブモードに移り（４０４）、ＤＴＭＦ値が発せられ、信号ドロップアウトを監視するカウンタがゼロカウントに初期設定される（４０６）。
【０１２６】
一旦アクティブ状態になると、第２タイミングアルゴリズム５８はＤＴＭＦ値又は４の評価付けの変化をしらべることによりＤＴＭＦ信号の終りに対するチェックを開始する。新たなサンプルを受信する度ごとに、即ち、１０ｍｓごとに、上記アルゴリズムは上記のサーチ（探索動作）をサイクリックに行なう（４０８）。変化がないものと仮定すると、カウンタはゼロに維持され（４１０）、当該チェックは１０ｍｓごとに連続的に繰返される。
【０１２７】
第２タイミングアルゴリズム５８がＤＴＭＦ値又は４の評価付けの変化を見出すと、当該カウンタは動作を開始し、１のカウントインクリメントされる。当該カウンタは当該評価付けが４にとどまりおよび／又は現在のＤＴＭＦ値がもとの（当初の）値と異なる間はインクリメントし続ける。当該のカウンタの各インクリメント後ごとに第２タイミングアルゴリズム５８は当該カウントがドロップアウトカウントに達したか否かをチェックする（４１４）。上記ドロップアウトカウントに達したということはＤＴＭＦ信号が終了したことを示す（４１６）。そこで、当該アルゴリズムはアイドル状態に戻る（４００）。
【０１２８】
ドロップアウトカウントに達する前に（４１４）評価付けが１，２又は３および／又はＤＴＭＦ値がもとの（当初の）値に戻る場合、第２タイミングアルゴリズム５８は当該変化を検出し（４０８）、カウンタを零（０）にリセットし（４１０）、別の変化についてチェックを再開する（４０８）。
【０１２９】
本発明の有利な実施例について説明して来たが、本発明の精神を逸脱することなく他の及びさらなる変形改良が行なわれ得ることは当業者には明らかであり、請求項中では本発明の範囲内に入る実施態様が包括されることとなる。例えば、評価付けパラメータ、タイミング値、バンドパスフィルタ性能を変化させ得る。また、強化アルゴリズム５４は周波数及びノイズ測定のような付加的入力を受容し得るように変化改良され得る。周波数は２つの順次連結する１０ｍｓフィルタ出力における位相に着目し、当該周波数を指示する位相の変化により直接的に測定され得る。ノイズは振幅、周波数、位相測定を共に用い推定値正弦波を再形成することにより測定され得る。それらの正弦波は入力から差引かれ、残りがノイズとなる。ノイズ電力は窓（５４）処理された２乗（平方）和として測定され得る。選択された実施例にて付加的測定を採用しなかったのはＤＴＭＦに対するＥＩＡ仕様により周波数安定性が保証されておらず、ノイズ計算は乗中的な計算を要するからである。然し、それらによって相当のトークオフ特性上の改善がなされ得る。
【０１３０】
【発明の効果】
本発明によればＶＳＦ装置のような電話装置トークオフ性能を改善すること、及び音響結合されたＤＴＭＦ発生器で用いられたＤＴＭＦ受信器の識別（認識）性能を改良すること並びに有限のトランスハイブリッド損失の効果を減少させることでディジタル信号処理技術を用いて有効に当該システムないし手法をインプリメント（具現化））することの利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電話システムの構成のブロック接続図である。
【図２】ＤＴＭＦ検出システムのブロック接続図である。
【図３】ＤＴＭＦ受信器コアのブロック接続図である。
【図４】ＤＴＭＦ受信器コアアルゴリズムの流れ図である。
【図５】サンプリング及びバンドパスフィルタリング機能動作の先行する評価アルゴリズムの流れ図である。
【図６】タイミング／安定性アルゴリズムの流れ図である。
【図７】第２タイミングアルゴリズムの流れ図である。
【図８】音響結合ＤＴＭＦ送信器のブロック接続図である。
【符号の説明】
１０    公衆通信網
１２    電話線
１４    ＶＳＦ
１６    トランスハイブリッド回路
１８    サンプリング装置
２０    ＤＴＭＦ検出システム
２４    音声出力装置
２６    伝送線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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