(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
遠隔ソースから伝送された受信信号の直交位相成分信号から波形のフレーム・タイミングを回復させるための、前記受信信号にはアナログ・セグメントおよびデジタル・セグメントが含まれ、前記デジタル・セグメントには少なくとも１対の一定包絡線キャリアを有するOFDM波形が含まれ、前記１対の一定包絡線キャリアの合計はアナログ・セグメント・キャリアと直交位相である、フレーム・タイミングを回復する装置であって、
第１安定参照信号を生成する第１安定参照手段と、
前記第１安定参照信号から一定して直角にずれた第２安定参照信号を生成する第２安定参照手段と、
前記直交位相成分信号を受けるように結合され、前記第１安定参照信号を参照して第１混合信号を生成する第１混合手段と、
前記直交位相成分信号を受けるように結合され、前記第２安定参照信号を参照して第２混合信号を生成する第２混合手段と、
前記第１混合信号を受けるように結合され、フレームの持続時間の整数倍である時間周期にわたって前記第１混合信号を積分し、第１積分器出力信号を生成する第１積分器と、
前記第２混合信号を受けるように結合され、前記時間周期にわたって前記第２混合信号を積分し、第２積分器出力信号を生成する第２積分器と、
前記第１積分器出力信号および前記第２積分器出力信号を受けるよう結合され、前記第１積分器出力信号と前記第２積分器出力信号とを乗算し、フレーム時間のずれの符号および振幅を表すエラー値信号を生成する乗算手段と
を備えている、フレーム・タイミングを回復する装置。
【請求項２】
前記第１積分器に結合された、第１積分器出力信号の絶対値を確立する絶対値手段と、
前記絶対値手段の出力を受けるように結合され、前記第１積分器出力信号の絶対値の分散を測定する手段と、
前記分散の値を受けるように結合され、前記分散の値をしきい値と比較して積分区間の位相を２分の１シンボル時間だけスリップさせる命令信号をトリガする手段と
をさらに含む、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
遠隔ソースから伝送された受信信号の直交位相成分信号から波形のフレーム・タイミングを回復させるための、前記受信信号にはアナログ・セグメントおよびデジタル・セグメントが含まれ、前記デジタル・セグメントには少なくとも１対の一定包絡線キャリアを有するOFDM波形が含まれ、前記１対の一定包絡線キャリアの合計はアナログ・セグメント・キャリアと直交位相である、フレーム・タイミングを回復する装置であって、
第１安定参照信号を提供する数値制御発振器と、
前記第１安定参照信号を受けるように結合され、前記第１安定参照信号から一定して90゜位相がずれた第２安定参照信号を生じる移相器と、
前記直交位相成分信号および前記第１安定参照信号を受けるよう結合され、第１混合信号を生成する第１混合手段と、
前記直交位相成分信号および前記第２安定参照信号を受けるよう結合され、第２混合信号を生成する第２混合手段と、
前記第１混合信号を受けるように結合され、１フレームの持続時間を含むフレームの持続時間の整数倍となる時間周期にわたって積分を実行して第１積分器出力信号を生成する第１積分器と、
前記第２混合信号を受けるように結合され、前記時間周期にわたって積分を実行して第２積分器出力信号を生成する第２積分器と、
前記第１積分器出力信号および前記第２積分器出力信号を受けるよう結合され、エラー値信号を生成する乗算手段と、
前記第１積分器出力信号を受信するように結合され、前記第１積分器出力信号の絶対値を確立する絶対値手段と、
前記絶対値手段の出力を受けるように結合され、前記第１積分器出力信号の絶対値の分散を測定する手段と、
前記分散の値を受けるように結合され、前記分散の値をしきい値と比較して積分区間の位相を２分の１シンボル時間だけスリップさせる命令信号をトリガする手段と
をを備えている、フレーム・タイミングを回復する装置。
【請求項４】
前記第１積分器出力信号を受けるように結合され、１フレームの間に一定包絡線信号の出力を測定する一定包絡線信号出力測定手段と、
前記一定包絡線信号出力測定手段に結合され、自動的にスケーリングを行う手段と
をさらに含む、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記エラー値および前記命令信号を受けるように結合され、変換周期値を記憶し、前記変換周期値の調節を可能にするタイミング手段と、
クロッキング信号を生成するクロック生成回路と、
前記クロッキング信号を受けるように結合され、前記クロック信号から数値計数を生成するカウンタと、
前記変換周期値および前記数値計数を受けるように結合され、前記変換周期値と前記数値計数とを比較することによって前記時間領域信号を変換するタイミングを制御する手段と
をさらに含む、請求項３に記載の装置。
【請求項６】
受信信号の直交位相成分信号から波形のフレーム・タイミングを回復させる方法であって、
第１安定参照信号を生成するステップと、
前記第１安定参照信号から一定して90゜位相がずれた第２安定参照信号を生成するステップと、
前記第１安定参照信号と受信した前記直交位相成分信号とを混合して第１混合信号を生成するステップと、
前記第２安定参照信号と受信した前記直交位相成分信号とを混合して第２混合信号を生成するステップと、
単一のフレーム区間を含むフレーム区間の整数倍にわたって前記第１混合信号を積分し、第１積分器出力信号を生成するステップと、
単一のフレーム区間を含むフレーム区間の整数倍にわたって前記第２混合信号を積分し、第２積分器出力信号を生成するステップと、
前記第１および第２積分器出力信号を乗算してエラー値を生成するステップと、
前記第１積分器出力信号の絶対値の分散を測定するステップと、
前記分散の値を予め設定したしきい値と比較して積分区間の位相を２分の１シンボル時間だけスリップさせる命令信号を選択的に生成するステップと
を備える、フレーム・タイミングを回復する方法。
【請求項７】
前記第１積分器出力信号で信号のスケーリングを制御することを含む、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記エラー値および前記命令信号に従って周期レジスタに記憶した値を変更するステップと、
クロック信号から数値を生成するステップと、
前記周期レジスタ中の数値計数と前記クロック信号からの前記数値計数とを比較して、前記受信信号のデジタル変換に同期する変換器クロック信号を生成するステップと
をさらに含む、請求項６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、1995年８月31日に出願された米国仮出願第60/003017号からの優先権を主張するものである。
本発明は波形復調に関し、さらに詳細には、デジタル変調された信号を受信して復調する際にフレーム・タイミングを回復させ、フレーム同期出力を測定する方法および装置に関する。
デジタル・コード化信号を放送して受信し、改善されたオーディオ忠実度を実現する可能性への関心が高まっている。特に、アウト・オブ・バンド（帯域外）技術〔これでは、特に指定した周波数帯域でデジタル無線信号が放送される。〕と、イン・バンド（帯域内）技術〔これでは、既存の放送帯域中の隣接するチャネル間の利用できるスペクトル・スロットの範囲内（間隙手法）で、または、民間放送局が現在使用しているスペクトル割り当ての範囲内（in−band on−channelすなわちIBOC手法）で無線周波数信号が放送される。〕とを含む、いくつかの手法が提案されている。IBOC手法は、周波数の追加についての調整を行う必要なく、また既存のアナログ信号を目立って劣化させることなく既存の伝送器機を比較的わずかに変更することで実施することができる。
デジタルオーディオ放送のIBOC手法は、FM帯域（88Mhz〜108Mhz）で提案されている。AMチャネルの割り当て可能な帯域幅は、FM帯域と比較して非常に狭いので、AM帯域（530kHz〜1700kHz）でデジタルオーディオ放送を使用することは特に困難なこととなる。AM帯域での信頼性の高い高忠実度（ハイ・フィデリティ）のIBOC手法の場合は、カセット・テープやコンパクト・ディスク・プレイヤなどの高品質の携帯用オーディオ・ソースに匹敵する実行可能な手段をAM放送ステーションに提供することになる。したがって、IBOC放送の概念をAM放送周波数まで拡大し、既存のアナログAM受信機での受信に影響を及ぼすことなくデジタル信号化することによって、向上した忠実度を提供することが望ましい。
下記の特許出願は、本発明と関連してAM放送周波数の割り当てに適用することができるデジタル放送技術の開発に関する。
その出願は、1994年３月７日に出願された米国特許出願第08/206368号「Method and Apparatus for AM Compatible Digital Broadcasting」であり、本発明に関係した環境が記載されている。その開示は、波形変調フォーマット、ならびに変調および復調のための装置を記載するものである。複合変調方式について、本発明に関係するものとして以下に説明する。
AM帯域で実行可能なIBOC手法を開発する１つの試みとして、放送信号からフレーム・タイミングを回復させ、信号の干渉性および同期を維持するというものがある。本発明はこの問題を扱うものである。
発明の概要
本発明によれば、デジタル放送システムでは、波形のデジタル変調セグメント（具体的には信号のバイナリ位相変調（BPSK）部分）を処理することにより、フレーム・タイミングを回復させ、AM互換で複合のデジタルオーディオ放送（DAB）波形のデジタル部分のフレーム同期出力を測定する。このようにして受信した信号から適当な復調に必要なフレーム・タイミングが回復され、スケーリングのための信号出力の測定が実現される。複合のAM互換のDAB波形は、オーディオ信号のデジタル表現をアナログ振幅変調（AM）信号とともにコード化し、同じ周波数チャネルで同時に伝送する変調方法によって生成される。（適切なAM互換のDAB波形についての説明、および復調を実行する方法についての説明は、参照により本明細書に組み込まれ、ある程度まで以下に説明する、1994年３月７日に出願された前記米国特許第08/206368号に記載されている。）
本発明によるフレーム・タイミングを回復させ、フレーム同期出力を測定する装置は、フレームの同期およびスケーリングのための信号を提供するフレーム・シンクロナイザおよびフレーム出力測定回路を含み、フレーム・シンクロナイザは、第１安定参照信号を提供する数値制御発振器と、第１安定参照信号から固定的に90゜位相がずれた第２安定参照信号を提供する移相器と、第１安定参照信号と受信した直交位相成分信号とを混合して第１混合信号を生成する第１ミキサと、第２安定参照信号と受信した直交位相成分信号とを混合して第２混合信号を生成する第２ミキサと、１フレームの区間にわたって第１混合信号を積分して第１積分器出力信号を生成する第１積分器と、１フレームの区間にわたって第２混合信号を積分して第２積分器出力信号を生成する第２積分器と、第１および第２積分器出力信号の積を形成して、受信信号のアナログ・デジタル（A/D）変換のタイミングを変更するために使用するエラー値を生成する乗算器と、第１積分器出力信号の絶対値を測定する絶対値測定回路と、絶対値回路の出力信号の分散を測定する分散測定回路と、分散値をしきい値と比較して、A/D変換クロックの位相を２分の１シンボル時間だけスリップさせる２分の１スリップ命令信号を生成するコンパレータ回路とを含む。
本発明は、AM周波数帯域内でのデジタルオーディオ放送（DAB）にインバンド・オンチャネル（IBOC）の解決策を提供する。具体的に言うとDAB信号を復調する際の助けとなる。
本発明の利点としては、（１）変換タイミングが安定していること、（２）２分の１シンボルだけ位相外れになったフレーム・タイミングを検出および補正すること、および（３）スケーリング回路を制御するためのフレーム同期出力測定を生成することがある。
添付の図面を参照すれば、本発明は当業者にはさらに容易に理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明が動作する代表的な環境の１例を示す、受信機の一部分のブロック・ダイアグラムである。
第２図は、本発明でフレーム・タイミングの回復およびフレーム同期出力の測定を実行する方法を示す図である。
第3A図ないし第3E図は、第２図のフレーム・シンクロナイザ中の選択した試験点における１組の波形を示す図である。
第４図は、この環境のデジタル放送信号のスペクトル表現を示す図である。
第５図は、本発明によるタイミング回復および出力測定を行う対象となる複合AM・DAB信号を生成するために使用する変調方式を概念的に示すブロック図である。
実施の形態の詳細な説明
本発明は、特定態様のAM互換のDAB信号の、フレーム・タイミング情報を回復し、フレーム同期出力を測定する技術を提供するものである。
第４図に示すのは、本発明に関連して使用するタイプのAM・DAB波形と本明細書では呼ぶ波形のスペクトル５である。これは直交周波数分割多重化方式（orthogonal frequency division multiplexing,OFDM）を利用する。AM・DAB波形はパルス振幅変調（pulse amplitude modulation,PAM）、位相変調（phase−shift keying,PSK）、直交振幅変調（qudrature amplitude modulation,QAM）、およびその他の形態の変調を含む可能性がある。これらは一般に使用されるデジタル変調形式である。
スペクトル５は、同相成分および直交成分からなる。様々なスペクトル領域の包絡線はブロックとしてその輪郭が描かれている。エネルギーはこれらの包絡線の範囲内の任意の位置に含まれる可能性があるが、以下に説明するように位相による制限を受ける。同相成分は、従来のアナログAM信号10、ならびに第１同相チャネル16および第２同相チャネル18中のデジタル・キャリアを含む。しかし、同相デジタル・キャリアは、アナログAM信号10が占めるスペクトル領域中ではエネルギーも持たない。スペクトル５の直交成分は、中央チャネル14、第１チャネル16、および第２チャネル18中にデジタル・キャリアの形態の信号を含む。中央チャネル14中のデジタル・キャリアはアナログ・キャリアと同相になる成分を持たず、それによりアナログ信号の歪みを最小限に抑える。中央チャネル14中のキャリアは補的（complementary）キャリアと呼ばれる。これは、アナログ・キャリアから等間隔ずつ周波数が離れたキャリアの各セットが、アナログ・キャリアと同相になる成分が存在しないように変調されるためである。さらに、位相に基づく検出は、アナログおよびデジタル情報をより容易に分離することができなければならない。
第１および第２チャネル16および18中のキャリアはともに同相および直交成分を有し、これらは非補的キャリアである。アナログAM信号10のキャリア周波数（中央チャネル14の中央に位置する）に位置するデジタル・キャリアはない。
バイナリ移相変調（BPSK）を使用して、最も内側の２つのデジタル・キャリア、すなわちアナログ信号10のキャリア周波数の両側のキャリア信号11を変調することができる。合計デジタル信号75（第５図のように生成されるソースないしオリジナルのデジタル信号）のフレーム・タイミングは、キャリア信号11（第４図）から回復することができ、伝送波形170のデジタル部分75を適切に復調することができる。
第５図は、AM・DAB波形を生成する方法を概念的に示す図である。この波形は従来のアナログAM波長およびデジタル成分からなる。伝送されるデジタル・ビット105はBPSKおよびその他のタイプのデジタル信号を変調する。OFDMタイプの変調では、デジタル信号は、チャネルの中央周波数の両側に等間隔ずつ周波数が離れたキャリアを使用して生成される。キャリア信号11はBPSK形式を使用して変調され、そしてそれらの合計が、アナログ・キャリア周波数付近（チャネル14）に位置する追加の補的デジタル・キャリアと同様にアナログAMキャリアに対して直交位相になるように変調される。デジタル変調器出力140ないし165は第１加算器70で合計され、デジタル・アナログ（D/A）変換機80によって合計アナログ信号180で変換され、第２加算器90によって従来のAM信号100に加算される。
合計デジタル信号180はフレームと呼ばれる時間間隔で伝送される。フレームごとに、異なる組合せのデジタル・ビットを使用してデジタル・キャリアを変調する。毎秒伝送されるビット数は、フレームあたり伝送されるビット数に毎秒伝送されるフレーム数をかけた数に等しい。
本発明による復調器（第１図および第２図）は、デジタル・キャリアを適切に復調するために受信波形のフレーム・タイミングと同期させなければならない。以下に、キャリア信号11を使用してフレーム・タイミングを回復し、受信信号のデジタル部分の出力のフレーム同期測定を提供する方法について説明する。
フレーム・タイミングの回復
第１図は、AM・DAB復調器の一部分を示す図である。受信信号200は、自動ゲイン制御回路205（AGC205）により、そのレベルが調節されて比較的一定振幅の信号201とされてシステムの他の残りの部分に提供される。AGC205は、制御関数で使用するために受信信号中の全出力を測定する全出力測定回路203によって制御される。次いで信号201はI/Qミキサ210によって周波数が混合され、Ｉ（同相）信号211およびＱ（直交）信号212が発生される。I/Qミキサ210を駆動する発振器は、周波数も位相もアナログRFキャリアにロックされていない。したがって、信号211および212は直交するが、それらは伝送される同相および直交信号ではない。次いでＩ（同相）信号211は第１アナログ・デジタル（A/D）変換器220でデジタル形式に変換される。同様に、Ｑ（直交）信号212も第2A/D変換機230でデジタル形式に変換される。補償回路260は、I/Qミキサ210ならびにA/D変換器220および230のDCオフセットや、ゲイン不均衡や、位相のずれなどの異常を補償し、Ｉ信号272およびＱ信号274を生じる。次いでＩ信号272およびＱ信号274はデジタル・ダウンコンバータ280でベースバンドに変換され、Ｉチャネル信号282およびＱチャネル信号284として出力される。デジタル・ダウンコンバータ280はアナログRFキャリアに周波数および位相ロックされる。したがって、Ｉチャネル信号282およびＱチャネル信号284はそれぞれ回復された同期信号および直交信号である。
スケーリング回路242は、乗算器（ミキサ）240および乗算器250が出力信号を正規化するために使用するスケーリング信号245を生成する。スケーリングされたＩチャネル信号（286）およびスケーリングされたＱチャネル信号（288）は、次いでAM・DAB受信機／復調器（図示せず）の残部に送られ、後続の処理および情報抽出が行われる。Ｑチャネル信号284はまた、フレーム・シンクロナイザおよび出力測定回路290にも送られる。これはA/D変換器に送るA/Dクロック信号292、およびスケーリング回路242に送るフレーム同期出力測定信号294を生成する。
フレーム・シンクロナイザおよび出力測定回路290のブロック・ダイアグラムを、第２図に示す。ダウンコンバータ280（第１図）からのＱチャネル信号284はI/Qダウンコンバータ540に入力される。I/Qダウンコンバータ540は、キャリア信号11のキャリア周波数に等しい周波数で動作して安定参照信号501を出力する数値制御発振器500（NCO  500）を有する。I/Qダウンコンバータ540はまた、安定参照信号501の位相を90゜シフトさせて移相された安定参照番号502を生成する移相器520も有する。ミキサ510およびミキサ530は、それぞれの入力からＱチャネル信号284を受信する。ミキサ（乗算器）510はＱチャネル信号284と安定参照信号501とを混合して、第１混合信号511を生成する。ミキサ（乗算器）530はＱチャネル信号284と移相された安定参照信号502とを混合して、第２混合信号531を生成する。第１混合信号511および第２混合信号531はそれぞれ第１積分器550および第２積分器560によって、１フレームの区間に等しい持続時間について積分される。第１積分器550および第２積分器560は、それぞれ第１積分信号551および第２積分信号561を生成する。
第3A図ないし第3E図は、NCO  500ならびに第１積分器550および第２積分器560のタイミングがフレーム・タイミングに同期されていると想定した場合の、安定参照信号501および移相された安定参照信号502、第１混合信号511および第２混合信号531、ならびにキャリア信号11についての波形を示す図である。第３図の考察から分かるように、１フレームについての信号511の積分をして第１積分信号551（第２図）を生成すると、正または負に固定された出力を生じることになり、１フレームについての信号531の積分をして（例えば加重平均で）第２積分信号561（第２図）を生成すると、出力はゼロになることになる。重要なことは、フレーム・タイミングが同期している場合には、Ｑチャネル信号284中のその他のデジタル・キャリアは、ミキサ510および530それぞれの参照信号501および502と混合されていれば、キャリア11の周波数の整数倍の周波数を有するから、積分器550および560で積分されてゼロになることである。
第２図を参照すると、乗算器570は第１積分信号551および第２積分信号561を乗算して、進み／遅れ回路580を駆動するエラー値信号571を生成する。積分のタイミングが受信信号200のフレーム・タイミングに同期されていない場合は、第２積分信号561はゼロにはならず、結果エラー値584を使用して積分区間のタイミング（移相）の進みまたは遅れを行わせることができる。特に、エラー値信号571の符号および振幅は、周期レジスタ632の内容を修正するために進み／遅れ回路580で使用することができる。カウンタ640は、システム・クロック630によって生成されたサイクル数を計数するために利用される。周期レジスタ632には、第1A/D変換機220および第2A/D変換機230の変換間隔あたりのシステム・クロック630の周期の数が入っている。コンパレータ680は、周期レジスタ632およびカウンタ640の内容を比較して、A/Dクロック信号292を生成する。
本発明によれば、エラー値584は周期レジスタ632の内容を修正し、A/Dクロック信号292の進みまたは遅れのどちらが望ましいかによって、A/D変換が、すぐに、または遅れて、行われるようにする。しかし、積分区間が信号200のフレーム・タイミングと正確に２分の１フレーム・タイミング区間分だけずれている場合には、エラー信号584の値はゼロになり、フレーム・シンクロナイザおよび出力測定回路290は周期レジスタ632の内容を調節しないことになる。
本発明によるこの問題の解決策は、積分器の一方の出力を使用するものである。２分の１フレーム・タイミングだけタイミングがずれているときには、第１積分信号551の絶対値はタイミングが正確である場合よりも大きな分散（variance）を有する。したがって第２図に示すように、第１積分信号551の絶対値（絶対値回路582で生成される）の分散は、絶対値回路582および分散測定回路590を使用して測定し、有効な信号を提供することができる。積分信号551の絶対値の分散が所定のしきい値より大きい場合には、「２分の１シンボルのスリップ」信号610が、同期を制御する周期レジスタ632に送られる。この信号は、A/D変換タイミングを正確に２分の１シンボル時間だけ単にスリップさせる（シフトさせる）。
フレーム同期に基づく受信出力の測定
キャリア信号11は一定の包絡線を有するので、これらのキャリアについての任意のフレーム中の出力は一定となる。これに対して、その他のデジタル・キャリアには変化する出力を有するものがある可能性がある。もっとも、デジタル・キャリアを変調させるために使用するビットはランダムであり、いくつかの信号は合計されるから、AM・DAB波形のデジタル成分で伝送される出力は比較的一定となる。
伝送信号の全体的な出力は比較的一定であるが、受信信号中の全体的な出力は伝搬の影響によって変化する可能性がある。AM・DAB信号のデジタル成分を適切に復調する場合には、受信機／復調器はこれらの効果影響を補償しなければならない。AM互換DAB波形の場合は、本発明によれば、受信後のキャリア信号11中の一定出力を単に維持することによって、その補償を達成することができる。第２図を参照すると、本発明によれば、第１積分信号551は、１つのフレーム中のBPSKシンボルの出力を測定するために使用される。１つのフレームにわたってBPSK出力を測定することは、スケーリング回路242の制御に適している。エラー信号は、第１積分器550の出力を介してフレーム・シンクロナイザ290から、信号線294を介して受信される。
本発明を、分かりやすくするために、例示を目的としていくつかの詳細について説明したが、一定の変更および修正を添付の請求の範囲の範囲内で実施することができることは明らかであろう。
【図１】
0003635662.tif 000002
【図２】
0003635662.tif 000003
【図３】
0003635662.tif 000004
【図４】
0003635662.tif 000005
【図５】
0003635662.tif 000006