(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波トランスと、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線に並列に接続した共振コンデンサと、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段と、整流手段の出力を所定の周波数に変換する周波数変換回路と、周波数変換回路の出力電流の波形を検知する電流検知手段と、周波数変換回路の出力電圧の波形を検知する電圧検知手段と、前記スイッチング素子を共振駆動する共振ドライブ手段と、前記周波数変換回路を駆動する周波数変換回路ドライブ手段と、前記電流検知手段または電圧検知手段の情報を受けて周波数変換回路が出力する電流の波形が所定の波形となるように共振ドライブ手段と周波数変換回路ドライブ手段を制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、前記共振ドライブ手段に前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０または０付近のタイミングで前記スイッチング素子をオンさせるように制御し、かつ電流の出力および波形が所定の値となるように前記スイッチング素子の共振条件を制御するコンバータ。
【請求項２】
制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との差に比例するようにスイッチング素子のオン時間を決定する請求項１に記載したコンバータ。
【請求項３】
制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との所定時間の積分値に比例するようにスイッチング素子のオン時間を決定する請求項１に記載したコンバータ。
【請求項４】
制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との差の微分値に応じてスイッチング素子のオン時間を決定する請求項１に記載したコンバータ。
【請求項５】
制御手段は、比例定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定する請求項２記載のコンバータ。
【請求項６】
制御手段は、積分定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定する請求項３記載のコンバータ。
【請求項７】
制御手段は、微分定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定する請求項４記載のコンバータ。
【請求項８】
制御手段は、比例定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定する請求項２記載のコンバータ。
【請求項９】
制御手段は、積分定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定する請求項３記載のコンバータ。
【請求項１０】
制御手段は、微分定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定する請求項４記載のコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流の入力電力を接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換して、負荷に供給するコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から使用されているコンバータの一例を図１３を使用して説明する。コンバータ１は、直流電源２と、インバータ回路４・高周波トランス５からなる非共振型インバータ部と、整流ブリッジ６・コイル７・周波数変換回路８と制御回路９とによって構成している。インバータ回路４は、４個のトランジスタ４ａ・４ｂ・４ｃ・４ｄによって直流電源２の直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。このインバータ回路４の出力は、高周波トランス５の２次側に接続した整流ブリッジ６・コイル７によって整流・平滑し、周波数変換回路８を制御回路９によって６０Ｈｚで駆動することによって、６０Ｈｚの交流としている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来のコンバータは、インバータ回路４・周波数変換回路８がそれぞれ４個のスイッチング素子で構成しており、部品点数が多く、またスイッチング素子自体も高耐圧・高電流タイプのものを使用する必要があり、小型・軽量・低価格の実現が困難であるという課題を有している。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、インバータ部を共振型として、構成が簡単で、安定した制御ができるコンバータとしている。
【０００５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線の両端またはスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサとが共振型インバータを構成し、発生したインバータ出力を高周波トランスに伝達して、高周波トランスの２次巻線に接続した周波数変換回路を出力電圧または出力電流の波形情報を基に制御することによって出力電流を所定の波形となるようにし、前記制御手段は、前記共振ドライブ手段に前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０または０付近のタイミングで前記スイッチング素子をオンさせるように制御し、かつ電流の出力および波形が所定の値となるように前記スイッチング素子の共振条件を制御しているものである。
【０００６】
請求項２に記載した発明は、制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との差に比例するようにスイッチング素子のオン時間を決定して、安定した制御が出来るコンバータとしている。
【０００７】
請求項３に記載した発明は、制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との所定時間の積分値に比例するようにスイッチング素子のオン時間を決定して、定常偏差による影響を解決でき、出力電流の波形を安定させることが出来るコンバータ安定した制御が出来るコンバータとしている。
【０００８】
請求項４に記載した発明は、制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との差の微分値に応じてスイッチング素子のオン時間を決定して、応答性が良く、安定した制御が出来るコンバータとしている。
【０００９】
請求項５に記載した発明は、制御手段は、比例定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定するようにして、出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータとしている。
【００１０】
請求項６に記載した発明は、制御手段は、積分定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定するようにして、定常偏差による影響が無く、かつ出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータとしている。
【００１１】
請求項７に記載した発明は、制御手段は、微分定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定するようにして、応答性が高く、かつ出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータとしている。
【００１２】
請求項８に記載した発明は、制御手段は、比例定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定するようにして、電圧波形の変動による影響を直接受けずに、出力電流をきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータとしている。
【００１３】
請求項９に記載した発明は、制御手段は、積分定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定するようにして、電圧波形の変動による影響を直接受けずに、定常偏差による影響が無く、出力電流をきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータとしている。
【００１４】
請求項１０に記載した発明は、制御手段は、微分定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定するようにして、電圧波形の変動による影響を直接受けず、応答性が高く、出力電流をきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータとしている。
【００１５】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第一の実施例について説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。１１は本実施例のコンバータで、太陽電池等による直流電源２の出力を変換して負荷３に商用周波数の正弦波の交流電力を供給している。コンバータ１１は、高周波トランス１６と、高周波トランス１６の１次巻線の両端に接続した共振コンデンサ１４と、ＩＧＢＴで構成したスイッチング素子１２と、高周波トランス１６の２次巻線に接続したダイオード１７ａとコンデンサ１７ｂで構成した整流手段１７と、波形平滑用のコイル１８と、整流手段１７の出力を所定の周波数に変換する周波数変換回路１９と、周波数変換回路１９の出力電流の波形を検知するカレントトランス等で構成した電流検知手段２２と、周波数変換回路１９の出力電圧の波形を検知するトランス等によって構成した電圧検知手段２３と、スイッチング素子１２を共振駆動する共振ドライブ手段２０と、周波数変換回路１９を駆動する周波数変換回路ドライブ手段２１と、電流検知手段２２または電圧検知手段２３の情報を受けて周波数変換回路１９が出力する電流の波形が所定の波形となるように共振ドライブ手段２０と周波数変換回路ドライブ手段２１を制御する制御手段２４とを備えている。スイッチング素子１２のコレクタ・エミッタ間には逆導通ダイオード１３を接続している。周波数変換回路１９は４個のトランジスタ１９ａ・１９ｂ・１９ｃ・１９ｄから成っており、周波数変換ドライブ手段２１の指示によって動作している。つまり、トランジスタ１９ａ・トランジスタ１９ｄと、トランジスタ１９ｂ・トランジスタ１９ｃとが対になって順次導通するものである。共振ドライブ手段２０はスイッチング素子１２を共振発振領域でＰＷＭ制御しており、制御手段２４は電流検出手段２２で検出する電流の出力および波形が所定の値となるようにスイッチング素子１２の共振条件を制御するためにマイコン・ＤＳＰ・ＩＣ・ディスクリート部品等によって構成している。
【００１６】
以下本実施例の動作について説明する。図示していないスイッチをオンしてコンバータ１１に直流電源２の出力を接続すると、コンバータ１１は動作を開始する。高周波トランス１６の１次巻線には、スイッチング素子１２によってスイッチングされた高周波電圧が供給され、高周波トランス１６の２次巻線にこの高周波電圧が所定の大きさに変換されて出力される。この２次電圧は、整流手段１７によって整流され波形平滑用のコイル１８によって波形を平滑されて、周波数変換回路１９によって、商用周波数に変換される。負荷３には、この商用周波数の交流電力が供給される。
【００１７】
このとき本実施例では、スイッチング素子１２・共振コンデンサ１４・高周波トランス１６の１次コイルは、共振型のインバータ部となっているため、従来のものに比べて構成が非常に簡単となっている。
【００１８】
以下図２および図３に基づいて、本実施例の共振動作について説明する。図２において、ＶＧＥはスイッチング素子１２のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＰは高周波トランス１６の１次巻線の電圧波形を、ＩＰは同電流波形を、ＩＬはコイル１８の電流波形を示している。共振ドライブ手段２０の指示に基づいてスイッチング素子１２がオン期間ＴＯＮでオンすると、高周波トランス１６の１次巻線には直線的に増加する電流ＩＰが流れる。このときＶＰは、直流電源２の出力電圧Ｅとなっている。また共振ドライブ手段２０の指示によってスイッチング素子１２がオフ期間ＴＯＦＦでオフすると、高周波トランス１６の１次巻線のインダクタンスと共振コンデンサ１４とは共振回路を形成するものである。従って、この期間ではＶＰ・ＩＰは高周波の共振波形となる。つまり、共振時の１次巻線のインダクタンスをＬ１、共振時の共振コンデンサ１４の容量をＣとすると、ＴＯＮ期間中に１次巻線に貯えられたエネルギーＬ１ＩＰ２／２が共振コンデンサ１４によってＣＶＰ２／２の蓄積電荷のエネルギーに変換され、更にこの共振コンデンサ１４が貯えたエネルギーが高周波トランス１６の１次巻線に変換されるものである。こうして高周波トランス１６の１次コイルには高周波の電流ＩＰが流れ、この波形と相似の高周波の電圧が発生している。従って高周波トランス１６の２次コイルには、前記１次コイルに発生した電圧と相似の高周波の電圧が発生する。ＴＯＮの時間を変えるとことで、ＩＰの電流量およびＶＣＥのピーク電圧値を変えることができる。以上の発振動作を第３図をもとにマクロ的に説明する。制御手段２４は、電流検出手段２２から得られる電流波形を電圧検出手段２３から得られる電圧波形に一致するように前記ＴＯＮの時間を制御しているものである。このときＶＣＥの包絡線はＴＯＮの時間を制御することで、図３に示しているような商用周波数の負側が反転したような正弦波形となる。高周波トランス１６の２次側のコイルにはこのＶＣＥと同様の電圧が発生し、同図にＩＰ２として示している電流が流れる。この電流ＩＰ２を整流手段１７によって整流することで、波形平滑用のコイル１８には前記電流ＩＰ２の包絡線部のみとなった波形の電流ＩＬが流れる。この電流ＩＬは周波数変換回路ドライブ手段２１の指示によって駆動される周波数変換回路１９によって周波数変換される。すなわち、トランジスタ１９ａと１９ｄまたはトランジスタ１９ｂと１９ｃとが交互に駆動されるものである。このため、電流ＩＬは図３に示している電流Ｉａと電流Ｉｂとに分割され、正負が反転されて商用周波数の正弦波である出力電流ＩＯが負荷３に供給される。
【００１９】
ここで制御手段２４は、共振ドライブ手段２０にＶＣＥが０または０付近のタイミングでスイッチング素子１２をオンさせるように制御しているものである。このため、発生する電磁ノイズのレベルは極めて低くなり、またスイッチング素子１２に発生するスイッチング損失も非常に小さいものとなっている。
【００２０】
以上のように本実施例は、高周波トランス１６の１次巻線と共振コンデンサ１４とスイッチング素子１２とが共振型インバータとして作用し、高周波トランス１６の２次巻線と整流手段１７・波形平滑用のコイル１８・周波数変換回路１９を介して負荷３に電力を供給するコンバータとしているものである。こうして、特にインバータ部に使用するスイッチング素子１２をただ１個とした簡単な構成で、発生する電磁ノイズのレベルの低いコンバータを実現しているものである。
【００２１】
（実施例２）
続いて本発明の第２の実施例について説明する。図４は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例では制御手段２４は、電圧検出手段２３が検出する負荷３の両端の電圧波形を基準波形ｒとして、また電流検出手段２２が検出する出力電流の波形をｙとして使用している。つまり、前記ｒとｙの波形が一致するように、すなわちｒとｙとの偏差ｅを０とするように制御しているものである。このため、共振ドライブ手段２０に対する操作量ｕを数１に示すような制御則を使用して決定している。
【００２２】
ｕ＝Ｋｐ・ｅ    （Ｋｐ：比例定数）              （数１）
数１は、操作量ｕが偏差ｅに比例していることを示している。つまり本実施例は、電圧検知手段２３が検知する電圧信号と電流検知手段２２が検知する電流信号との差に比例するようにスイッチング素子１２のオン時間を決定するものである。
【００２３】
このため、本実施例によれば出力電流の波形を安定させることが出来るコンバータを実現できるものである。
【００２４】
（実施例３）
続いて本発明の第３の実施例について説明する。図５は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例では制御手段２４は、電圧検出手段２３が検出する負荷３の両端の電圧波形を基準波形ｒとして、また電流検出手段２２が検出する出力電流の波形をｙとして使用している。つまり、前記ｒとｙの波形が一致するように、すなわちｒとｙとの偏差ｅを０とするように制御しているものである。このため、共振ドライブ手段２０に対する操作量ｕを数２に示すような制御則を使用して決定している。
【００２５】
ｕ＝Ｋｉ・∫ｅｄｔ    （Ｋｉ：積分定数）        （数２）
つまり本実施例では、制御手段２４は、電圧検知手段２３が検知する電圧信号ｒと電流検知手段２２が検知する電流信号ｙとの所定時間の積分値に比例するようにスイッチング素子のオン時間を決定するようにしているものである。このため本実施例によれば、実施例２での課題である定常偏差が残るという問題を解消でき、出力電流の波形を安定させることが出来るコンバータを実現できるものである。
【００２６】
（実施例４）
続いて本発明の第４の実施例について説明する。図６は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例では、制御手段２４は電圧検知手段２３が検知する電圧信号と電流検知手段２２が検知する電流信号との差の微分値に応じて操作量を決定するようにしているものである。つまり、数３に示す制御則を使用して共振ドライブ手段２０に対する操作量ｕを決定しているものである。
【００２７】
ｕ＝Ｋｄ・ｄｅ／ｄｔ    （Ｋｄ：微分定数）      （数３）
このため本実施例によれば、偏差の増減の動向を操作量の決定に反映でき、実施例３での課題である応答特性が悪いという問題を解決でき、出力電流の波形を安定させることが出来るコンバータを実現できるものである。
【００２８】
（実施例５）
続いて本発明の第５の実施例について説明する。図７は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例では制御手段２４は、実施例２で説明した比例定数Ｋｐを電圧検知手段２３から得た電圧によって決定するようにしているものである。つまり、図８に説明しているフローチャートに従ってＫｐを決定している。
【００２９】
先ずステップ１で、電流検知手段２２が検知する電流信号ｒを受け、ステップ２でこの値ｒが図９に示している所定値Ｖａ以上であるかどうかを判断する。結果がＹＥＳであれば、ステップ３に進んで操作量ｕを数４に決定する。また結果がＮｏであれば、ステップ４に進んで操作量ｕを数５に決定する。
【００３０】
ｕ＝ＫｐＨｉ・ｅ          （ＫｐＨｉ：比例定数）  （数４）
ｕ＝ＫｐＬｏｗ・ｅ        （ＫｐＬｏｗ：比例定数）（数５）
以上のように本実施例によれば、比例定数Ｋｐの値を電流信号ｒの大きさに応じてＫｐＨｉとＫｐＬｏｗの２種類に使い分けているものである。このため、出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータを実現できるものである。
【００３１】
なお本実施例では、比例定数ＫｐをＫｐＨｉとＫｐＬｏｗの２種類に分けているが、必要に応じて３種類以上に分けることも容易に出来るものである。
【００３２】
また図８に示したフローチャートの思想を実施例３に適用することもできる。このときの操作量ｕは、数６・数７に示すとおりとなる。
【００３３】
ｕ＝ＫｉＨｉ・∫ｅｄｔ    （ＫｉＨｉ：比例定数）  （数６）
ｕ＝ＫｉＬｏｗ・∫ｅｄｔ  （ＫｉＬｏｗ：比例定数）（数７）
当然この制御とした場合にも、出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータを実現できるものである。
【００３４】
また同様に、図８に示したフローチャートの思想を実施例４に適用することもできる。このときの操作量ｕは、数８・数９に示すとおりとなる。
【００３５】
ｕ＝ＫｄＨｉ・ｄｅ／ｄｔ  （ＫｄＨｉ：微分定数）  （数８）
ｕ＝ＫｄＬｏｗ・ｄｅ／ｄｔ（ＫｄＬｏｗ：微分定数）（数９）
（実施例６）
続いて本発明の第６の実施例について説明する。図１０は本実施例で使用している制御手段の構成を示すブロック図である。本実施例では制御手段２４は、位相検出手段２６と波形制御手段２７を有している。位相検出手段２６は、電圧検知手段２３が検知する電圧信号ｒの位相Ｔを検出している。波形制御手段２７は、図１１のフローチャートに示す動作プログラムを有している。
【００３６】
以下波形制御手段３３の動作について説明する。ステップ１で、位相検出手段３２が電圧検知手段２３から得た電圧から検知した位相情報Ｔを受け、ステップ２でこの位相情報Ｔが所定範囲内であるかどうかをチェックしている。つまり、Ｔａ≦Ｔ≦Ｔｂであるかどうかをチェックしている。前記Ｔａ・Ｔｂは、図１２に示しているように交流電圧のゼロクロス点からの位相角によって分類しているものである。本実施例では０≦Ｔａ＜π／６、π／６≦Ｔｂ＜５／６π、５／６π≦Ｔａとしているが、特にこれに限定する必要はないものである。このチェックの結果がＹＥＳである場合は、ステップ３で比例定数ＫｐをＫｐＨｉと決定している。またチェックの結果がＮｏである場合は、ステップ４で比例定数ＫｐをＫｐＬｏｗと決定している。従ってそれぞれの場合の操作量ｕは、前記数３・数４に示したものとなる。
【００３７】
このように、比例定数Ｋｐをゼロクロス点からの位相角によって決定するようにすれば、実施例５が有している課題を解決できるものである。すなわち、実施例５では所定電圧Ｖａを基準電圧として基準電圧よりの上下によって比例定数Ｋｐを決定しているものである。従ってノイズの影響等によって出力電圧が激しく上下したような場合には、安定した制御が出来ないものである。この点本実施例によれば、ゼロクロス点からの位相角によって比例定数Ｋｐを決定するようにしているため、電圧波形の変動による影響を直接受けないものである。
【００３８】
また図１０に示した動作プログラムを実施例３・実施例４に適用することもできる。このときの操作量ｕは、数６・数７・数８・数９に示したとおりとなる。
【００３９】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスと、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線に並列に接続した共振コンデンサと、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段と、整流手段の出力を所定の周波数に変換する周波数変換回路と、周波数変換回路の出力電流の波形を検知する電流検知手段と、周波数変換回路の出力電圧の波形を検知する電圧検知手段と、前記スイッチング素子を共振駆動する共振ドライブ手段と、前記周波数変換回路を駆動する周波数変換回路ドライブ手段と、前記電流検知手段または電圧検知手段の情報を受けて周波数変換回路が出力する電流の波形が所定の波形となるように共振ドライブ手段と周波数変換回路ドライブ手段を制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、前記共振ドライブ手段に前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０または０付近のタイミングで前記スイッチング素子をオンさせるように制御し、かつ電流の出力および波形が所定の値となるように前記スイッチング素子の共振条件を制御する構成として、インバータ部を共振型として、構成が簡単で、安定した制御ができるコンバータを実現するものである。
【００４０】
請求項２に記載した発明は、制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との差に比例するようにスイッチング素子のオン時間を決定するようにして、安定した制御が出来るコンバータを実現するものである。
【００４１】
請求項３に記載した発明は、制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との所定時間の積分値に比例するようにスイッチング素子のオン時間を決定するようにして、定常偏差による影響を解決でき、出力電流の波形を安定させることが出来るコンバータ安定した制御が出来るコンバータを実現するものである。
【００４２】
請求項４に記載した発明は、制御手段は、電圧検知手段が検知する電圧信号と電流検知手段が検知する電流信号との差の微分値に応じてスイッチング素子のオン時間を決定するようにして、応答性が良く、安定した制御が出来るコンバータを実現するものである。
【００４３】
請求項５に記載した発明は、制御手段は、比例定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定する構成として、出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータを実現するものである。
【００４４】
請求項６に記載した発明は、制御手段は、積分定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定する構成として、定常偏差による影響が無く、かつ出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータを実現するものである。
【００４５】
請求項７に記載した発明は、制御手段は、微分定数を電圧検知手段から得た電圧によって決定する構成として、応答性が高く、かつ出力電流をよりきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータを実現するものである。
【００４６】
請求項８に記載した発明は、制御手段は、比例定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定する構成として、電圧波形の変動による影響を直接受けずに、出力電流をきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータを実現するものである。
【００４７】
請求項９に記載した発明は、制御手段は、積分定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定する構成として、電圧波形の変動による影響を直接受けずに、定常偏差による影響が無く、出力電流をきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータを実現するものである。
【００４８】
請求項１０に記載した発明は、制御手段は、比例定数を電圧検知手段から得た電圧の位相によって決定する構成として、電圧波形の変動による影響を直接受けず、応答性が高く、出力電流をきめ細かく制御でき、安定した出力波形を得ることが出来るコンバータとしている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図２】  同、各部の動作を示す波形図
【図３】  同、各部の動作を示す波形図
【図４】    本発明の第２の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図５】  本発明の第３の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図６】  本発明の第４の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図７】  本発明の第５の実施例であるコンバータを示すブロック図
【図８】  同、制御手段が有している制御プログラムを示すフローチャート
【図９】  同、基準値Ｖａを説明する出力電圧の波形図
【図１０】  本発明の第６の実施例であるコンバータが有している制御手段の構成を示すブロック図
【図１１】  同、制御手段が有している制御プログラムを示すフローチャート
【図１２】  同、位相角を説明する波形図
【図１３】  従来例であるコンバータを示すブロック図
【符号の説明】
１２  スイッチング素子
１４  共振コンデンサ
１６  高周波トランス
１７  整流手段
１９  周波数変換回路
２０  共振ドライブ手段
２１  周波数変換回路ドライブ手段
２２  電流検知手段
２３  電圧検知手段
２４  制御手段
２６  位相検出手段
２７  波形整形手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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