(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁石界磁を有する回転子と発電コイルを有する固定子とを備えて内燃機関により駆動される磁石発電機を電源として、電圧蓄積手段を有する負荷に直流電流を供給する発電装置において、
ブリッジ接続された２ｎ個（ｎは２以上の整数）のダイオードからなっていて前記磁石発電機の出力を整流して前記負荷に供給するダイオードブリッジ全波整流回路と、前記２ｎ個のダイオードに対してそれぞれ逆並列接続されてブリッジ接続された２ｎ個のスイッチ素子からなるスイッチ回路とを備えた整流・スイッチ回路と、
前記発電コイルの誘起電圧に対して所定の位相角を有する交流制御電圧を前記電圧蓄積手段から前記スイッチ回路を通して前記発電コイルに印加するように、前記スイッチ回路を構成する各スイッチ素子の駆動期間と非駆動期間とを定めて、定められた駆動期間の間スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を各スイッチ素子に与えるスイッチ制御装置とを具備し、
前記スイッチ制御装置は、前記磁石発電機の入力トルク対回転数特性を被制御特性として該被制御特性を所期の特性とするべく、前記発電コイルの誘起電圧に対する前記制御電圧の位相を遅れ位相から進み位相まで変化させる位相角制御手段を備えていることを特徴とする発電装置。
【請求項２】
磁石界磁を有する回転子とｎ相（ｎは３以上の整数）の発電コイルを有する固定子とを備えて内燃機関により駆動される磁石発電機を電源として、電圧蓄積手段を有する負荷に直流電流を供給する発電装置において、
前記磁石界磁の回転角度位置を各発電コイルに対して検出する位置検出器と、
ブリッジ接続された２ｎ個のダイオードからなっていて前記磁石発電機の出力を整流して前記負荷に供給するダイオードブリッジ全波整流回路と、前記２ｎ個のダイオードに対してそれぞれ逆並列接続されてブリッジ接続された２ｎ個のスイッチ素子からなるスイッチ回路とを備えた整流・スイッチ回路と、
前記発電コイルの誘起電圧に対して所定の位相角を有するｎ相の交流制御電圧を前記電圧蓄積手段から前記スイッチ回路を通して前記発電コイルに印加するように、前記スイッチ回路を構成する各スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御装置とを具備し、
前記スイッチ制御装置は、前記磁石発電機の入力トルク対回転数特性を被制御特性として、該被制御特性を所期の特性とするように、前記位置検出器により検出された磁石界磁の回転角度位置を基準にして前記スイッチ回路の各スイッチ素子の駆動期間及び非駆動期間を定めるスイッチパターン決定手段と、前記スイッチ回路の各スイッチ素子に前記スイッチパターン決定手段により定められた駆動期間の間スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を与えるスイッチ駆動回路とを備え、
前記スイッチパターン決定手段は、前記被制御特性の状態に応じて前記制御電圧の位相を遅れ位相から進み位相まで変化させるように構成されていることを特徴とする発電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁石発電機を電源として負荷に電力を供給する発電装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
内燃機関により駆動される発電機として磁石発電機が多く用いられている。周知のように、磁石発電機は、回転子ヨークに永久磁石を取り付けることにより磁石界磁を構成した回転子と、電機子鉄心と該鉄心に巻装された発電コイルとからなる固定子とを備えている。回転子は原動機の回転軸に取り付けられ、固定子は、原動機のケースやカバー等に設けられた取り付け部に固定されて、その電機子鉄心に設けられた磁極部が回転子の磁極部に所定のギャップを介して対向させられる。
【０００３】
この種の磁石発電機からバッテリ等の電圧蓄積手段を有する負荷に電力を供給する場合（例えばバッテリを充電する場合）には、多くの場合発電コイルが３相以上の多相に構成されて、該多相の発電コイルの出力がダイオードブリッジ全波整流回路を通して負荷に供給される。
【０００４】
図１５は車両を駆動する内燃機関に取り付けた磁石発電機の出力で整流回路を通してバッテリを含む負荷に電力を供給する場合のトルク対回転数特性と充電電流対回転数特性との一例を示したものである。同図においてτp は発電機の入力トルク、τE はスロットルバルブを全開したときの機関の出力トルク、τE ´はスロットルバルブを少し絞ったときの機関の出力トルク、Ｒは車両の走行抵抗、τp は発電機の入力トルク、Ｉc はバッテリの充電電流（発電機の出力電流）、Ｎは機関の回転数［ｒｐｍ］である。
【０００５】
車両を駆動する内燃機関に図１５に示したような特性を有する磁石発電機が取り付けられている場合に、車両を発進させるためにスロットルバルブを全開にしたとすると、走行に必要なトルクはＲ＋τp ＋τo （τo は機関及び車両の機械的損失に打ち勝って車両を走行させるために必要なトルク）であるので、慣性をＪ、角速度をωとすると、加速に使われるトルクτは、下記の式により与えられる。
【０００６】
τ＝Ｊ・（ｄω／ｄｔ）＝τE −（Ｒ＋τp ＋τo ）              …（１）
スロットルバルブを全開にして発進操作を行なうと、車両は（１）式で与えられるトルクにより角加速度が与えられて加速していく。回転数が目標値に近付くと、運転者がスロットルバルブを絞るため、機関のトルクは図１５のτE ´のように低下し、このトルクτE ´が必要トルクと均衡して車両の速度がある回転速度に落ち着く。
【０００７】
（１）式より、車両の加速性能は、スロットル全開時の機関の出力トルクτE と走行に必要なトルク（Ｒ＋τp ＋τo ）との差により決まることが分かる。また（１）式から、車両を駆動する内燃機関に磁石発電機が取り付けられている場合には、磁石発電機の入力トルクτp が加速性能に影響を与えるため、該入力トルクτp を車両の走行状態に応じて適宜に変化させることができれば、必要なときに発電機の入力トルクを小さくして、機関の加速性能を向上させるといった制御が可能になることが分かる。
【０００８】
ところが、永久磁石により界磁を構成する磁石発電機においては、負荷が決まるとその出力ＶB ×Ｉc （ＶB は出力電圧）が一義的に決まってしまい、同時に必要な入力Ｋ×τp ×Ｎ（Ｋは定数）も決まってしまうため、従来は、磁石発電機の入力トルクを適宜に変化させることはできないとされており、加速性能を向上させるために磁石発電機の入力トルクを制御するようなことは全く行なわれていなかった。
【０００９】
また永久磁石により界磁を構成する磁石発電機の整流出力でバッテリを充電する場合、各回転数において流れるバッテリの充電電流を自由に変えることはできなかったため、機関の高速回転時にバッテリに過大な充電電流が流れるおそれがある場合には、磁石発電機の出力を短絡する短絡用スイッチ素子と発電機の出力に応じて該スイッチ素子をオンオフ制御する制御回路とを備えた出力短絡式のレギュレータを設けて、発電機の出力が過大になったときに該レギュレータの短絡用スイッチ素子をオン状態にして発電機の出力を短絡するようにしていた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、磁石発電機を電源としてバッテリやコンデンサ等の電圧蓄積手段を含む負荷に電力を供給する従来の発電装置においては、磁石発電機自体の特性を制御することができなかったため、加速性能を向上させるために発電機の入力トルクを制御するといった制御を行なおうとしても、それを行なうことはできなかった。
【００１１】
従来は、機関の各回転速度において磁石発電機を動作させるために必要とされる入力トルクを不変のものとして、所定の加速性能を得るために、機関の出力をできるだけ大きくするように機関の設計がなされていたが、既に機関の出力を向上させる技術は限界に近付いているため、機関の設計を工夫することにより加速性能の向上を図ることは困難になりつつある。
【００１２】
また、磁石発電機の出力を制御することができなかった従来の発電装置では、バッテリに過大な充電電流が流れるのを防ぐために、出力短絡式のレギュレータを設けて、発電機から負荷に供給される電力を制限するようにしていたが、出力短絡式のレギュレータを用いると、短絡用スイッチ素子を通して大きな短絡電流が流れるため、該スイッチ素子として電流容量が大きい高価なものを用いる必要があり、コストが高くなるという問題があった。
【００１３】
更に出力短絡式のレギュレータでは、短絡用スイッチ素子からの発熱が多くなるため、スイッチ素子の冷却のために大形のヒートシンクを必要とし、発電装置が大形になるという問題もあった。
【００１４】
本発明の目的は、磁石発電機を電源として電圧蓄積手段を含む負荷に電力を供給する発電装置において、磁石発電機の入力や出力の制御を行うために、磁石発電機自体の特性を制御することができるようにすることにある。
本発明の他の目的は、磁石発電機を電源として電圧蓄積手段を含む負荷に電力を供給する発電装置において、機関の加速性能を制御するために磁石発電機の入力トルクを変化させることができるようにすることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、磁石界磁を有する回転子と発電コイルを有する固定子とを備えて内燃機関により駆動される磁石発電機を電源として、電圧蓄積手段を有する負荷に直流電流を供給する発電装置に係わるものである。
【００１６】
本発明においては、発電コイルと負荷との間にインバータ形のスイッチ回路を設けて、負荷側からスイッチ回路を通して発電コイル側に所定の位相を有する交流制御電圧を印加することにより、負荷に出力電流を流す状態にある相の発電コイルと鎖交する磁束を増減させることを基本とする。
【００１７】
本発明においては、ブリッジ接続された２ｎ個（ｎは２以上の整数）のダイオードからなっていて磁石発電機の出力を整流して負荷に供給するダイオードブリッジ全波整流回路と、２ｎ個のダイオードに対してそれぞれ逆並列接続されてブリッジ接続された２ｎ個のスイッチ素子からなるスイッチ回路とを備えた整流・スイッチ回路と、上記発電コイルの誘起電圧に対して所定の位相角を有する交流制御電圧を電圧蓄積手段からスイッチ回路を通して発電コイルに印加するように、スイッチ回路を構成する各スイッチ素子の駆動期間（スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を各スイッチ素子に与える期間）と非駆動期間（スイッチ素子をオフ状態に保つ期間）とを定めて、定められた駆動期間の間スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を各スイッチ素子に与えるスイッチ制御装置とを設ける。
【００１８】
上記スイッチ制御装置には、磁石発電機の入力トルク対回転数特性を被制御特性として該被制御特性を所期の特性とするべく、発電コイルの誘起電圧に対する制御電圧の位相を遅れ位相から進み位相まで変化させる位相角制御手段を設けておく。
【００１９】
スイッチ素子としては、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形トランジスタ）などの、オンオフ制御が可能な半導体スイッチ素子を用いる。
【００２０】
上記のように、磁石発電機から負荷に供給される電流を整流するダイオードブリッジ全波整流回路を構成する２ｎ個のダイオードにそれぞれ逆並列接続してブリッジ接続した２ｎ個のスイッチ素子によりスイッチ回路を構成して、該スイッチ回路を構成するスイッチ素子のオンオフのタイミングを制御することにより、発電コイルの誘起電圧に対して所定の位相角を有する交流制御電圧を、電圧蓄積手段側からスイッチ回路を通して発電コイルに印加するようにしておくと、発電コイルに作用する磁界は、磁石界磁の回転に伴って生じる回転磁界と、交流制御電圧によって流れる制御電流により発電コイルから生じる制御用磁界とを合成したものとなる。この場合、発電コイルの誘起電圧に対する交流制御電圧の位相を遅れ位相とすると、（交流制御電圧の位相を誘起電圧に対して遅らせると）、発電コイルと鎖交する磁束が増加して発電機の出力が増大し、発電機の入力トルクが大きくなる。逆に発電コイルの誘起電圧に対する交流制御電圧の位相を進み位相とすると（交流制御電圧の位相を発電コイルの誘起電圧の位相に対して進ませると）、発電コイルと鎖交する磁束が減少して、発電機の出力が減少し、入力トルクが小さくなる。
【００２１】
上記のように、負荷に電圧蓄積手段が含まれている場合に、該電圧蓄積手段側から発電コイル側に交流制御電圧を印加する手段を設けて、発電コイルの誘起電圧に対する制御電圧の位相を変化させるようにすると、発電コイルと鎖交する磁束を変化させて、発電機の出力や入力トルクを変化させるこができる。したがって、磁石発電機の特定の特性を被制御特性として、制御電圧の位相を制御することにより、被制御特性を所期の特性とする制御を行なわせることができる。
【００２２】
被制御特性として制御の対象とすることができる磁石発電機の特性は、例えば、出力（電圧または電流）対回転数特性や、入力トルク対回転数特性である。
【００２３】
上記の構成において、スイッチ制御装置は、手動操作されるダイアル等の変位に応じて制御電圧の位相を変化させるように構成してもよく、また磁石発電機の被制御特性の変量（出力電圧、出力電流、入力トルクなど）の現在値を検出する検出器の出力を入力として、該検出器の検出値と目標値との偏差を零にするように制御電圧の位相を変化させるように構成してもよい。
【００２４】
上記のように、本発明によれば、発電コイルに作用する磁界を制御して磁石発電機の入力トルクを変化させることができるため、機関の低速時等に機関の負担を少くするように発電機の入力トルクを制御して、機関の加速性能を向上させることができる。
【００２５】
磁石発電機がｎ相（ｎは３以上の整数）の発電コイルを有している場合、上記スイッチ制御装置は、スイッチ回路の各スイッチ素子の駆動期間及び非駆動期間を定めるスイッチパターン決定手段と、スイッチ回路の各スイッチ素子にスイッチパターン決定手段により定められた駆動期間の間スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を与えるスイッチ駆動回路とにより構成できる。この場合スイッチパターン決定手段は、被制御特性の状態に応じて制御電圧の位相を遅れ位相から進み位相まで変化させるように構成する。
【００２６】
各スイッチ素子の駆動期間及び被駆動期間の決定を容易にするため、磁石界磁の回転角度位置を各発電コイルに対して検出する位置検出器を設けて、該位置検出器により検出された磁石界磁の回転角度位置を基準にして各スイッチ素子の駆動期間と被駆動期間とを定めるように、スイッチパターン決定手段を構成することが好ましい。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係わる発電装置の要部の構成例を示したもので、同図において１は磁石回転子１Ａと固定子１Ｂとからなる磁石発電機、２は全波整流回路とインバータ形のスイッチ回路とからなる整流・スイッチ回路、３は負荷、４はスイッチ制御装置である。
【００２８】
磁石回転子１Ａは、カップ状に形成された鉄製のフライホイール（回転子ヨーク）１０１と、フライホイール１０１の周壁部の内周に固定された永久磁石１０２及び１０３とを備えた周知のものである。図示してないが、フライホイール１０１はその底壁部の中央にボス部を有していて、該ボス部が図示しない内燃機関の回転軸に結合されている。永久磁石１０２及び１０３はそれぞれの内周部にＮ極及びＳ極の磁極が現れるように、かつ該Ｎ極及びＳ極の中心が互いに１８０度の角度間隔をもって配置されるように、互いに極性を異にしてフライホイールの径方向に着磁され、これらの磁石により、２極の磁石界磁が構成されている。磁石１０２及び１０３は、１８０度に近い極弧角を有するように形成されている。図示の例では、この磁石回転子１Ａが内燃機関により図面上時計方向に回転駆動される。
【００２９】
固定子１Ｂは、１２０度間隔で放射状に配置された３つの突極部Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを有する電機子鉄心１０４と、該電機子鉄心の突極部Ｐｕ〜Ｐｗにそれぞれ巻回された３相の発電コイルＬｕ〜Ｌｗとを備えたもので、発電コイルＬｕ〜Ｌｗは星形結線されている。
【００３０】
固定子１Ｂは内燃機関のケースなどに設けられた固定子取付け部に取り付けられていて、突極部Ｐｕ〜Ｐｗのそれぞれの先端に形成された磁極面が磁石回転子１Ａの磁極に所定の空隙を介して対向させられている。図示の例では、突極部Ｐｕ〜Ｐｗのそれぞれの先端に形成された磁極面の極弧角が６０度に設定されている。
【００３１】
なお図１においては、発電コイルの結線を示す都合上電機子鉄心１０４の中央部が中実であるかのように図示されているが、実際には、電機子鉄心１０４の中央部に機関の回転軸（磁石回転子の回転軸）を貫通させるための孔が設けられている。
【００３２】
固定子１Ｂの鉄心１０４の突極部Ｐｕ，Ｐｖ及びＰｗの先端部付近にはそれぞれホールＩＣなどの磁気検出素子からなる位置検出器ｈｖ，ｈｗ及びｈｕが配置されていて、これらの位置検出器ｈｕ〜ｈｗにより、発電コイルＬｕ〜Ｌｗのそれぞれに対する磁石界磁の回転角度位置が検出されるようになっている。図示の例では、位置検出器ｈｕ，ｈｖ及びｈｗがそれぞれ突極部Ｐｕ，Ｐｖ及びＰｗの磁極面の中心位置よりも電気角で９０度位相が進んだ位置に配置されている。
【００３３】
整流・スイッチ回路２は、ダイオードＤｕ〜ＤｗとＤｘ〜Ｄｚとを３相ブリッジ接続して構成した周知の３相ダイオードブリッジ整流回路と、この整流回路のダイオードＤｕ〜Ｄｗ及びＤｘ〜Ｄｚにそれぞれ逆並列接続されてブリッジ接続されたスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚとからなっていて、ブリッジ接続されたスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚによりスイッチ回路が構成されている。
【００３４】
なおスイッチ素子とダイオードとを逆並列接続するとは、スイッチ素子及びダイオードをそれぞれの順方向を互いに異なる方向に向けて並列接続することを意味する。図示の例では、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜ＦｚとしてＭＯＳＦＥＴが用いられていて、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをそれぞれ構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン及びソースがダイオードＤｕ〜Ｄｗ及びＤｘ〜Ｄｚのカソード及びアノードに接続されている。
【００３５】
整流・スイッチ回路２においては、ダイオードＤｕとＤｘとの接続点、ダイオードＤｖとＤｙとの接続点、及びダイオードＤｗとＤｚとの接続点がそれぞれ整流回路のＵ相、Ｖ相及びＷ相の入力端子となっていて、これらの入力端子にＵ相、Ｖ相及びＷ相の発電コイルの中性点と反対側の端子が接続されている。
【００３６】
またダイオードＤｕ〜Ｄｗのカソードの共通接続点及びダイオードＤｘ〜Ｄｚのアノードの共通接続点がそれぞれ整流回路の正極側出力端子及び負極側出力端子となっていて、これら正極側出力端子及び負極側出力端子の間に負荷２が接続されている。
【００３７】
図１に示した整流・スイッチ回路２において、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚのブリッジ回路からなるスイッチ回路は、直流電圧（または電流）を交流電圧（または電流）に変換するために広く用いられているものと同様のインバータ形のスイッチ回路であり、ｎ相のブラシレス直流電動機において駆動電流をｎ相の電機子コイルに転流させるために用いられるドライバ回路と同じものである。
【００３８】
整流・スイッチ回路２において、図示のように、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをブリッジ接続すると、ＭＯＳＦＥＴの構造上そのドレインソース間に存在する寄生ダイオードがブリッジ接続されて全波整流回路が構成される。この場合、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをそれぞれ構成するＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをそれぞれダイオードＤｕ〜Ｄｗ及びＤｘ〜Ｄｚとして用いてダイオードブリッジ全波整流回路を構成するようにしてもよく、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをそれぞれ構成するＭＯＳＦＥのドレインソース間にそれぞれ別個にダイオードＤｕ〜Ｄｗ及びＤｘ〜Ｄｚを逆並列接続することによりダイオードブリッジ全波整流回路を構成してもよい。
【００３９】
本明細書においては、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをそれぞれスイッチ回路のブリッジの上辺のスイッチ素子及び下辺のスイッチ素子と呼び、ダイオードＤｕ〜Ｄｗ及びＤｘ〜Ｄｚをそれぞれ全波整流回路のブリッジの上辺のダイオード及び下辺のダイオードと呼ぶ。
【００４０】
負荷３はバッテリＢ1 と該バッテリの両端に並列に接続されたコンデンサＣ1 とからなり、バッテリＢ1 とコンデンサＣ1 との並列回路が整流回路の出力端子間に接続されている。この例では、バッテリＢ1 及びコンデンサＣ1 が電圧蓄積手段を構成している。
【００４１】
なお図示してないが、バッテリＢ1 にはランプや、内燃機関用点火装置、あるいは、本発明に係わる発電装置の制御部に電源を与える直流定電圧電源回路などの負荷が接続されている。
【００４２】
スイッチ制御装置４は、発電コイルＬｕ〜Ｌｗの誘起電圧に対して所定の位相角を有する３相の交流制御電圧を、負荷に含まれる電圧蓄積手段から整流・スイッチ回路２のスイッチ回路を通して発電コイルＬｕ〜Ｌｗに印加するように、スイッチ回路を構成するスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをオンオフ制御する。
【００４３】
このように、本発明においては、負荷に含まれる電圧蓄積手段側からスイッチ回路を通して発電コイルに交流制御電圧を印加するため、磁石発電機の発電コイルの誘起電圧と交流制御電圧との差の電圧により負荷に電流が供給される。
【００４４】
なお本明細書において、「誘起電圧」は磁石発電機の発電コイルＬｕ〜Ｌｗの誘起電圧を意味する。
【００４５】
スイッチ制御装置４は、磁石発電機１の特定の特性を被制御特性として、該被制御特性を所期の特性とするように、位置検出器Ｈｕ〜Ｈｗにより検出された磁石界磁の回転角度位置を基準にしてスイッチ回路を構成するスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚのそれぞれの駆動期間及び非駆動期間を定めるスイッチパターン決定手段と、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚを、スイッチパターン決定手段により決定された駆動期間及び非駆動期間の間それぞれオン状態及びオフ状態にするように、各スイッチ素子に駆動信号を与えるスイッチ駆動回路とを備えていて、磁石発電機の被制御特性を所期の特性とするようにスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚにそれぞれ駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚを与える。
【００４６】
ここで、「駆動信号」は、スイッチ素子をオン状態にするために該スイッチ素子の制御端子に与える信号を意味する。
【００４７】
また「駆動期間」とは、スイッチ素子に駆動信号を与える期間を意味し、「非駆動期間」とは、スイッチ素子に駆動信号を与えずに該スイッチ素子をオフ状態に保持する期間を意味する。
【００４８】
なお本発明においては、「駆動期間」の全期間に亘ってスイッチ素子をオン状態に保つとは限らない。駆動期間において、必要に応じて駆動信号を所定のデューティ比で断続させることにより、スイッチ素子がオフ状態になる期間を生じさせることもある。
【００４９】
本明細書において、磁石発電機の被制御特性とは、磁石発電機の出力電圧対回転数特性、出力電流対回転数特性、入力トルク対回転数特性などの各種の特性のうち、制御の対象とする特定の特性を意味する。
【００５０】
磁石発電機１の出力電流対回転数特性を被制御特性として制御の対象とする場合のスイッチ制御装置４の構成例を図２に示した。図２において４０１はマイクロコンピュータのＣＰＵで、ＣＰＵ４０１には、位置検出器ｈｕ〜ｈｗがそれぞれ出力する位置検出信号Ｈｕ〜Ｈｗと、負荷に供給される出力電流（バッテリＢ1 の充電電流）の指示値を与える出力電流指示信号を発生するコントローラ４０２の出力とが入力されている。
【００５１】
図示のコントローラ４０２は図示しない直流定電圧電源回路から一定の電圧が印加された可変抵抗器ＶＲ1 からなっていて、直流定電圧を可変抵抗器ＶＲ1 によって分圧することにより得た電圧信号を出力電流指示信号としてＣＰＵ４０１のアナログ入力ポートに与える。
【００５２】
ＣＰＵ４０１はスイッチ回路のスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚにそれぞれ対応する出力端子を有していて、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚにそれぞれ対応する出力端子からバッファ回路４０３を通してスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをそれぞれ導通させることを指令する駆動指令信号ｓｕ〜ｓｗ及びｓｘ〜ｓｚを出力する。これらの駆動指令信号ｓｕ〜ｓｗ及びｓｘ〜ｓｚは駆動信号出力回路４０４に与えられる。駆動信号出力回路４０４は、駆動指令信号ｓｕ〜ｓｗ及びｓｘ〜ｓｚがそれぞれ入力される入力端子と、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚのそれぞれの制御端子（図示の例ではＦＥＴのゲート）に接続された出力端子とを有していて、駆動指令信号ｓｕ〜ｓｗ及びｓｘ〜ｓｚがそれぞれ発生したときにスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚの制御端子に駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚを与える。
【００５３】
本発明においては、これらの駆動信号をスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚに与えることにより、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚを所定のタイミングでオンオフさせて、負荷に含まれる電圧蓄積手段（図示の例ではバッテリＢ1 及びコンデンサＣ1 ）から磁石発電機１の発電コイルＬｕ〜Ｌｗに印加される交流制御電圧の位相と大きさ（平均値）とを制御する。
【００５４】
負荷３側からスイッチ回路を構成するＦＥＴに流れる電流を検出するため、ダイオードブリッジ全波整流回路のブリッジの下辺を構成するダイオードＤｘ〜Ｄｚのアノードの共通接続点と接地間に電流検出用抵抗Ｒ1 が接続され、該抵抗Ｒ1 の両端に現れる電流検出信号Ｖi が比較器ＣＰ1 の非反転入力端子に与えられている。
【００５５】
また図示しない直流定電圧電源回路の出力電圧を抵抗Ｒ2 及びＲ3 の直列回路からなる分圧回路により分圧して、抵抗Ｒ3 の両端に基準電圧Ｖｒを発生する基準電圧発生回路４０５が設けられ、基準電圧Ｖｒが比較器ＣＰ1 の反転入力端子に入力されている。
【００５６】
バッファ回路４０３の出力端子（駆動信号出力回路４０４の入力端子）のうち、スイッチ回路のブリッジの下辺のスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚをオン状態にすることを指令する駆動指令信号ｓｘ，ｓｙ，ｓｚをそれぞれ出力する端子にカソードが共通接続されたダイオードＤ1 ，Ｄ2 及びＤ3 のアノードが接続されている。ダイオードＤ1 ，Ｄ2 及びＤ3 のカソードの共通接続点はエミッタが接地されたＮＰＮトランジスタＴＲ1 のコレクタに接続され、トランジスタＴＲ1 がオン状態になっている間、駆動指令信号ｓｘ，ｓｙ及びｓｚが該トランジスタＴＲ1 を通して駆動信号出力回路４０４から側路されてスイッチ回路のブリッジの下辺のスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚに駆動信号Ｓｘ〜Ｓｚが与えられるのが阻止されるようになっている。
【００５７】
トランジスタＴＲ1 のベースには、ＣＰＵ４０１から与えられるＰＷＭ信号Ｓpwm と、比較器ＣＰ1 の出力とがオア回路４０６を通して与えられている。ＰＷＭ信号は、スイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚをオン状態にする期間低レベルの状態（「０」の状態）を保持し、スイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚをオフ状態にする期間高レベルの状態（「１」の状態）を保持するパルス波形の信号である。
【００５８】
スイッチ回路を構成するスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚを通して流れる電流が設定値よりも小さく、比較器ＣＰ1 の出力が低レベルの状態（「０」の状態）にあるときには、ＰＷＭ信号Ｓpwm が高レベルの状態にある期間トランジスタＴＲ1 がオン状態になって駆動指令信号ｓｘ〜ｓｚが駆動信号出力回路４０４に与えられるのを阻止し、ＰＷＭ信号が低レベルの状態にある期間トランジスタＴＲ1 がオフ状態になって、駆動信号出力回路４０４に駆動指令信号ｓｘ〜ｓｚが与えられるのを許容する。これにより、負荷３のバッテリＢ1 から発電コイルＬｕ〜Ｌｗに制御電圧を与えるスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚが所定のデューティ比でオンオフ制御される。
【００５９】
バッテリＢ1 からスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚを通して流れる電流が制限値を超えると、電流検出信号Ｖｉが基準電圧信号Ｖｒを超えて比較器ＣＰ1 の出力が高レベルの状態に反転し、トランジスタＴＲ1 がオン状態に保持される。これによりスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚに駆動信号Ｓｘ〜Ｓｚが与えられなくなり、これらのスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚがオフ状態に保持される。この状態では、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚからなるスイッチ回路に電流が流れなくなるため、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚが過電流により破損するのが防止される。
【００６０】
図２に示した例では、バッファ回路４０３と駆動信号出力回路４０４とによりスイッチ駆動回路が、ダイオードＤ1 〜Ｄ3 とトランジスタＴＲ1 とオア回路４０６とによりデューティ制御回路がそれぞれ構成されている。また電流検出用抵抗Ｒ1 と比較器ＣＰ1 と抵抗Ｒ2 及びＲ3 とによりスイッチ素子を過電流から保護する過電流保護回路が構成され、これらスイッチ駆動回路、デューティ制御回路及び過電流保護回路と、ＣＰＵ４０１及びコントローラ４０２とにより、スイッチ制御装置４が構成されている。
【００６１】
ＣＰＵ４０１は位置検出器ｈｕ〜ｈｗが出力する位置検出信号Ｈｕ〜Ｈｗを入力として、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをそれぞれ所定のタイミングでオン状態にするための駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚを発生する。
【００６２】
図１のように位置検出器ｈｕ〜ｈｗが取り付けられている場合、永久磁石１０２及び１０３の極弧角を１８０度とみなし、位置検出器がＮ極を検出したときに高レベルの信号を出力するものとすると、位置検出器ｈｕ〜ｈｗがそれぞれ発生する位置検出信号Ｈｕ〜Ｈｗの波形は、図９の（Ａ）〜（Ｃ）のようになる。図９の横軸に示したθは回転子の回転角を示している。位置検出信号Ｈｕ〜Ｈｗは電気角で１２０度の位相差をもって順次発生する。図示の例では、回転子が２極に構成されているため、発電コイルに鎖交する磁束及び発電コイルの誘起電圧の電気角（磁束波形及び誘起電圧波形上の位相角）は機械角（回転子の回転角度で表した位相角）に一致している。また図示の例では、位置検出器ｈｕ〜ｈｗがそれぞれ固定子のＵ相ないしＷ相の磁極の中心に対して９０度位相が進んだ位置に配置されているため、位置検出器Ｈｕ〜Ｈｗが低レベルになっている期間及び高レベルになっている期間がそれぞれＵ相ないしＷ相の発電コイルＬｕ〜Ｌｗに誘起する誘起電圧の一方の半サイクルの期間及び他方の半サイクルの期間に一致している。例えば位置検出信号Ｈｕが低レベルになっている期間がＵ相の発電コイルＬｕの誘起電圧の正の半サイクルの期間に一致し、Ｈｕが高レベルになっている期間がＵ相の発電コイルＬｕの誘起電圧の負の半サイクルの期間に一致している。
【００６３】
ここで、スイッチ回路を構成する各スイッチ素子を電気角で１８０度の期間オン状態にし、残りの１８０度の期間をオフ状態にするように各スイッチ素子のオンオフ制御（１８０度スイッチング制御）を行わせるものとする。この場合、例えば図９（Ｄ）ないし（Ｉ）のように、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚの基準のスイッチングパターンを定める。
【００６４】
図９（Ｄ）ないし（Ｉ）はスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚの基準スイッチパターンをそれぞれのスイッチ素子に与えられる駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚの波形で示したもので、図９（Ｄ）ないし（Ｉ）にそれぞれ示された高レベルの矩形波信号が駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚである。これらの駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚが発生している期間がスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚの駆動期間であり、駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚが発生していない期間がスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚの非駆動期間である。
【００６５】
図９に示した１８０度スイッチング制御の基準スイッチパターンにおいては、Ｕ相ないしＷ相の発電コイルＬｕないしＬｗに対してそれぞれ磁石界磁の回転角度位置を検出する位置検出器ｈｕないしｈｗから得られる位置検出信号ＨｕないしＨｗがそれぞれ高レベルになっている期間（それぞれの位置検出器が磁石界磁の一方の磁極を検出している期間）をブリッジの上辺の対応するスイッチ素子ＦｕないしＦｗの非駆動期間とし、位置検出信号ＨｕないしＨｗがそれぞれ低レベルになっている期間をブリッジの上辺の対応するスイッチ素子ＦｕないしＦｗの駆動期間とする。またスイッチ回路のブリッジの上辺のスイッチ素子ＦｕないしＦｗのそれぞれの非駆動期間（位置検出器ｈｕないしｈｗがそれぞれ磁石界磁の他方の磁極を検出している期間）をブリッジの下辺の対応するスイッチ素子ＦｘないしＦｚの駆動期間とし、ブリッジの上辺のスイッチ素子ＦｕないしＦｗの駆動期間をそれぞれブリッジの下辺の対応するスイッチ素子ＦｘないしＦｚの非駆動期間とする。
【００６６】
図９（Ｄ）ないし（Ｉ）に示したような基準スイッチパターンでスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚをオンオフさせると、負荷３に含まれる電圧蓄積手段（図示の例では主としてバッテリＢ1 ）からスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚにより構成されたスイッチ回路を通して磁石発電機の発電コイルＬｕ〜Ｌｗに、該発電コイルの誘起電圧と同位相の交流制御電圧が印加される。
【００６７】
本発明においては、図９（Ｄ）ないし（Ｉ）に示した基準スイッチパターンを基準にして、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚのスイッチパターンの位相を変化させることにより、負荷側からスイッチ回路を通して発電コイルに印加される交流制御電圧の誘起電圧に対する位相を進み位相から遅れ位相まで変化させる。これにより発電コイルに鎖交する磁束の量を増加または減少させて、磁石発電機の特性を変化させる。
【００６８】
なお以下の説明において、単に交流制御電圧の位相または位相角という場合、その位相または位相角は、交流制御電圧の誘起電圧に対する位相または位相角を意味する。
【００６９】
磁石発電機１から負荷３に供給される電流を整流するダイオードブリッジ全波整流回路を構成するダイオードＤｕ〜Ｄｗ及びＤｘ〜Ｄｚにそれぞれスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚを逆並列接続することにより、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚのブリッジ回路からなるスイッチ回路を構成して、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚのオンオフのタイミングを制御することにより、負荷側から発電コイル側に印加する交流制御電圧の位相を制御するようにすると、磁石発電機の発電コイルに作用する磁界は、磁石界磁の回転に伴って生じる回転磁界と、交流制御電圧によって流れる制御電流により発電コイルから生じる制御用磁界とを合成したものとなるため、磁石発電機の各種の特性を変化させることができる。
【００７０】
ここで、発電コイルの誘起電圧に対して交流制御電圧の位相を遅らせると、発電コイルが巻かれた鉄心中を流れる磁束を増加させようとする磁束の量が増加するため、発電機の出力が増大すると同時に、発電機の入力トルクが大きくなる。逆に発電コイルの誘起電圧に対して交流制御電圧の位相を進ませると、発電コイルが巻かれた鉄心中の磁束を増加させようとする磁束の量が減少するため、発電機の出力が低下すると同時に、入力トルクが小さくなる。
【００７１】
図１に示した発電装置において、実際に発電コイルＬｕ，Ｌｖ及びＬｗをそれぞれ通して流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ及びＩｗの波形と、全波整流回路により反転させられた相電流の負の半サイクルＩｕ´，Ｉｖ´及びＩｗ´の波形とを示すと図１０（Ａ）のようになる。
【００７２】
図１及び図２に示した発電装置において、図９に示したようなスイッチパターンで１８０度スイッチング制御を行なわせる場合には、スイッチ回路を構成するスイッチ素子を、ブリッジの上辺のスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗと下辺のスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚとに分けた場合、必ず、上辺及び下辺のうちの一方で１つのスイッチ素子がオン状態になっており、他方では２つのスイッチ素子がオン状態になっている。
【００７３】
上記のように、整流・スイッチ回路のスイッチ素子をオンオフ制御した場合の電流の流れを説明すると下記の通りである。
【００７４】
一例として図１０（Ｂ）の期間Ｔ1 について見ると、この期間Ｔ1 においては、図９より、上辺のスイッチ素子Ｆｖがオン状態にあり、下辺のスイッチ素子Ｆｘ及びＦｚがオン状態にある。このような状態で、Ｕ相の相電圧が正の半サイクルにあるとき、Ｕ相の相電流Ｉｕは、図３に破線で示したように、発電コイルＬｕからスイッチ素子Ｆｘ及びダイオードＤｚと発電コイルＬｗとを通して還流し、出力側には流れない。そのため、整流・スイッチ回路２から負荷３に流れる電流はＶ相の電流Ｉｖのみとなる。また上辺のスイッチ素子Ｆｖがオン状態にあり、下辺のスイッチ素子Ｆｘ及びＦｚがオン状態にあるＴ1 の期間において、Ｕ相の相電圧が負の半サイクルにあるときには、図４に破線で示したように、Ｖ相の発電コイルＬｖから流れ出した相電流Ｉｖが、ダイオードＤｖ−負荷３−ダイオードＤｘ−発電コイルＬｕ−発電コイルＬｖの経路、及びダイオードＤｖ−負荷３−ダイオードＤｚ−発電コイルＬｗ−発電コイルＬｖの経路で流れる。従って、図１０（Ｂ）の期間Ｔ1 においては、常にＶ相の相電流のみが負荷側に流れている。
【００７５】
同様に、２つの上辺のスイッチ素子Ｆｖ及びＦｗと１つの下辺のスイッチ素子Ｆｘとがオン状態になる図１０の期間Ｔ2 においては、Ｕ相の負方向の相電流Ｉｕ´が負荷側に流れる。また１つの上辺のスイッチ素子Ｆｗと２つの下辺のスイッチ素子Ｆｘ及びＦｙとがオン状態になる図１０の期間Ｔ3 においては、Ｗ相の相電流Ｉｗが負荷３側に流れ、２つの上辺のスイッチ素子Ｆｕ及びＦｗと１つの下辺のスイッチ素子Ｆｙとがオン状態になる図１０の期間Ｔ4 においては、Ｖ相の負方向の相電流Ｉｖ´が負荷側に流れる。
【００７６】
このようにして、負荷３側に流れ相電流は、オン状態になるスイッチ素子の組み合わせが切り替わるごとに、Ｉｖ→Ｉｕ´→Ｉｗ→Ｉｖ´→Ｉｕ→Ｉｗ´→Ｉｖのように切り替わっていき、これらの電流がバッテリＢ1 に充電電流Ｉｃとして流れる。この充電電流Ｉｃの波形を図示すると、図１０（Ａ）に太線で示した波形のようになる。
【００７７】
本発明のように、スイッチ回路のスイッチ素子をオンオフするタイミングを制御することにより、負荷側から発電コイルに印加する交流制御電圧の位相（発電コイルの誘起電圧に対する位相）を進み位相から遅れ位相まで変化させると、各相の相電流の半波において、負荷に充電電流として流れる期間が交流制御電圧の位相の変化に伴って変化し、この変化に伴って充電電流が増大したり減少したりする。
【００７８】
図１１は交流制御電圧の位相を種々変化させた場合に、充電電流Ｉｃが流れる期間が変化する様子を、実測データに基づいて示したものである。交流制御電圧の位相角を零とした場合には、図１１のａ点からｂ点まで、ｔo の期間に亘って充電電流Ｉｃが流れるが、交流制御電圧の位相を進み位相としてその進み角を１２度とすると、充電電流が流れる期間は図１１のｔ12のように進み角が零の場合よりも左側にシフトする。また交流制御電圧の位相を遅れ位相として、その遅れ角を１２度とした場合には、図１１のｔ-12 のように充電電流が流れる期間が右側にシフトする。さらに、交流制御電圧の位相を遅れ位相としてその遅れ角を２４度及び３６度とすると、充電電流が流れる期間はそれぞれｔ-24 及びｔ-36 のように更に右側にシフトする。
【００７９】
また図１１には図示してないが、交流制御電圧の位相を進ませると相電流の位相自体が右側にシフトし、交流制御電圧の位相を遅らせると、相電流の位相自体が左側にシフトする。
【００８０】
これらのことから、交流制御電圧の位相角を進角側に変化させると充電電流が小さくなり、該位相角を遅角側に変化させると、充電電流が増加することが分かる。
【００８１】
また図１の発電装置において、スイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗ及びＦｘ〜Ｆｚの全てをオフ状態にして、整流・スイッチ回路２をダイオードブリッジ全波整流回路としてのみ機能させた場合と、スイッチ回路のスイッチ素子をオンオフ制御して、交流制御電圧の誘起電圧に対する位相を種々変化させた場合とについて、回転数に対する相電圧の位相の変化を示すと、図１２のようになる。
【００８２】
図１２において、「整流器」と表示されている直線は、整流・スイッチ回路２の全てのスイッチ素子をオフ状態に保持して、該整流・スイッチ回路を整流回路としてのみ機能させた場合の相電圧の位相の回転数に対する変化を示している。また図１２において「進角０°」、「進角１２°」と表示されている直線はそれぞれ交流制御電圧の位相を進み位相として、その進み角を０度及び１２度とした場合の相電圧の位相の回転数に対する変化を示している。また「遅角１２」、「遅角２４°」及び「遅角３６°」と表示されている直線はそれぞれ交流制御電圧の位相を遅れ位相として、その遅れ角を１２度、２４度及び３６度とした場合の、相電圧の位相の回転数に対する変化を示している。
【００８３】
図１２から明らかなように、回転数が１０００［rpm ］のとき、交流制御電圧の誘起電圧に対する遅れ位相角を３６度とした場合の方が、整流・スイッチ回路２を整流回路としてのみ機能させた場合よりも、相電圧の位相が遅れている。ここで、発電コイルの誘起電圧の位相が整流・スイッチ回路２を整流回路としてのみ機能させた場合の相電圧の位相と同一であるとすると、交流制御電圧の位相を遅れ位相としてその遅れ角を３６度とした場合の方が、制御交流電圧を印加しない場合よりも相電圧が遅れ側にあるため、誘起電圧と制御交流電圧との差の電圧により負荷に流れる電流は、遅れ角を３６度した交流制御電圧を印加した場合の方が、制御電圧を印加しない場合よりも進むことになる。そのため、遅れ位相の制御電圧を印加すると、制御電圧を印加しない場合よりも、磁石発電機の鉄心を通る磁束を増加させようとする磁束の量が多くなり、充電電流が増大する。
【００８４】
これに対し、回転数が上昇していくと、交流制御電圧を印加しない場合の相電圧の位相が直線的に遅れていくのに対し、誘起電圧に対して３６度遅れた交流制御電圧を印加した場合の相電圧の位相は殆ど変化しない。そのため、回転数が上昇していくと、交流制御電圧を印加しない場合に比べて、該制御電圧を印加した場合の方が相電圧の位相が相対的に進むことになり、鉄心に流れる磁束を増加させようとす磁束の量が減少する。そのため、回転数が上昇していくと、整流・スイッチ回路２からバッテリＢ1 に供給される充電電流Ｉｃが減少する。
【００８５】
交流制御電圧の誘起電圧に対する位相角を種々変化させた場合について、負荷のバッテリＢ1 に流れる充電電流Ｉｃの回転数Ｎに対する特性を測定した結果の一例を示すと、図１３（Ｂ）のようになる。同図から明らかなように、交流制御電圧の位相を進ませていくと充電電流が減少していき、交流制御電圧の位相を遅らせていくと、充電電流が増加していく。
【００８６】
また交流制御電圧の位相角を変化させると、以下に示す理由で磁石発電機の入力トルクが変化する。
【００８７】
いずれの回転数においても、交流制御電圧を誘起電圧に対して遅角させると、誘起電圧が高くなるため、相電流も大きくなり、その分発電機の入力トルクが増大する。
【００８８】
また低回転域においては、交流制御電圧の位相を進み位相とした場合よりも、交流制御電圧の位相を遅れ位相とした場合の方が相電流の位相が進み側にあるため、より早い時期から磁石回転子に逆転方向の力がかかるようになり、交流制御電圧の位相を遅れ位相とした場合の方が、大きい入力トルクが必要になる。
【００８９】
これに対し、回転数が上昇していくと、交流制御電圧の位相が進み位相の場合も、遅れ位相の場合も、相電流の位相に差がなくなり、高回転域では、主として発電コイルの誘起電圧の大きさの差に基づく相電流の大小により入力トルクの差が決まるようになる。高回転域では、回転数の上昇に伴って相電流が遅れていき、磁石回転子に逆転方向の力が加わる期間が短くなっていくため、交流制御電圧の位相を遅れ位相とした場合（例えば遅れ角を３６度した場合）でも、入力トルクは整流・スイッチ回路２を整流回路としてのみ機能させた場合よりも小さくなっていく。入力トルクの回転数Ｎに対する変化の一例を、図１３（Ａ）に示した。
【００９０】
上記の説明では、スイッチ回路の各スイッチ素子のオンオフのタイミングを制御して交流制御電圧の位相角制御を行わせることにより、磁石発電機の出力及び入力トルクを変化させ得ることを示したが、交流制御電圧の位相を一定として、スイッチ回路のブリッジの上辺のスイッチ素子Ｆｕ〜Ｆｗまたは下辺のスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚを所定のデューティ比Ｄｆでオンオフさせるデューティ制御を行わせることによっても、磁石発電機の出力及び入力トルクを変化させることができる。
【００９１】
なおデューティ比Ｄｆは、スイッチパターンにより決まるスイッチ素子の駆動期間をＴ、該駆動期間Ｔにおけるスイッチ素子のオン期間及びオフ期間をそれぞれＴon及びＴoff とすると、Ｄｆ＝｛Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）｝×１００＝（Ｔon／Ｔ）×１００［％］で与えられる。
【００９２】
ここで図９に示したスイッチパターンの内、上辺のスイッチ素子Ｆｖと、下辺のスイッチ素子Ｆｘ及びＦｚとがオン状態にされる図１０のＴ1 の期間を例にとって、スイッチ回路の下辺のスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚを所定のデューティ比でオンオフさせた場合の充電電流の経路の変化について考える。
【００９３】
この場合、Ｔ1 の期間は、更にスイッチ素子Ｆｘ，Ｆｚのオンオフの状態と、Ｕ相の電圧とＶ相の電圧との大小と、Ｕ相の電圧の正負の極性とにより、以下に示す４つの期間に分けることができる。
【００９４】
期間（１）：スイッチ素子Ｆｘ及びＦｚがオフ状態で、Ｕ相の相電圧がＶ相の相電圧よりも大きいとき。
【００９５】
期間（２）：スイッチ素子Ｆｘ及びＦｚがオフ状態で、Ｕ相の電圧がＶ相の相電圧よりも小さいとき。
【００９６】
期間（３）：スイッチ素子Ｆｘ及びＦｚがオン状態で、Ｕ相の相電圧が正のとき。
【００９７】
期間（４）：スイッチ素子Ｆｘ及びＦｚがオン状態で、Ｕ相の相電圧が負のとき。
【００９８】
上記の期間（１）ないし（４）におけるスイッチ回路の状態をそれぞれ図５ないし図８に示した。期間（１）においては、Ｕ相の相電圧がＶ相の相電圧よりも大きいため、図５に示すように、Ｕ相からブリッジの上辺のダイオードＤｕを通った電流がスイッチ素子Ｆｖを通してＶ相に流れ込む。従って、Ｕ相から流れ出した電流からＶ相に流れ込んだ電流を差し引いた電流が負荷に充電電流として流れる。
【００９９】
期間（２）においては、Ｖ相の相電圧がＵ相の相電圧よりも大きいため、図６に示すように、普通の全波整流回路を通して流れる充電電流と同じ大きな充電電流が流れる。
【０１００】
期間（３）においては、Ｕ相の下辺のスイッチ素子Ｆｘがオン状態になっているため、図７に示すように、Ｕ相の誘起電圧はスイッチ素子ＦｘとダイオードＤｚとを通して短絡され、Ｕ相の相電流はバッテリＢ1 には流れない。このときＶ相の相電流のみがバッテリＢ1 に充電電流として流れる。
【０１０１】
また期間（４）においては、Ｕ相の相電圧が負になるため、図８に示すように、スイッチ素子Ｆｖ，Ｆｘ及びＦｚがオン状態にあっても、回路は整流回路と同様な状態になっており、全波整流回路を通して流れる電流と同じ大きな充電電流が流れる。
【０１０２】
ブリッジの下辺のスイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚを所定のデューティ比でオンオフさせると、これらのスイッチ素子がオフ状態になっている期間が生じ、スイッチ素子Ｆｘ〜Ｆｚがオフ状態になっている期間は、発電コイルからダイオードブリッジ全波整流回路を通して負荷に電流が流れる状態と同じ状態になるため、スイッチ素子のデューティ比Ｄｆを１００％とした場合に比べて、充電電流が大きくなる。充電電流は、スイッチ素子のオンデューティ比を小さくしていけばいくほど大きくなっていく。また充電電流の増加にともなっ入力トルクが大きくなっていく。
【０１０３】
交流制御電圧の誘起電圧に対する位相を進み位相としてその進角度を１２度とした場合について、ブリッジの下辺のスイッチ素子のデューティ比をｄo 〜ｄ4 （ｄo ＜ｄ1 ＜ｄ2 ＜ｄ3 ＜ｄ4 ）とした場合の発電機の入力トルクと回転数Ｎとの関係、及び充電電流（発電機の出力電流）と回転数との関係をそれぞれ図１４（Ａ）及び（Ｂ）に示した。
【０１０４】
上記の例では、スイッチ回路のブリッジの下辺のスイッチ素子を所定のデューティでオンオフさせてデューティ制御を行わせるようにしたが、ブリッジの上辺のスイッチ素子を所定のデューティでオンオフさせるようにしても同じ結果が得られる。
【０１０５】
上記のように、交流制御電圧の位相角制御を行うことにより、磁石発電機の出力特性及び入力トルク特性を変化させることができ、またスイッチ回路のブリッジの下辺のスイッチ素子または上辺のスイッチ素子のデューティ制御を行わせることによっても、磁石発電機の出力特性及び入力トルク特性を変化させることができる。
【０１０６】
従って、交流制御電圧の位相角制御を行わせるか、またはスイッチ回路のブリッジの上辺または下辺のスイッチ素子のデューティ制御を行わせることにより、発電機の出力を制御したり、発電機の入力トルクを制御したりすることができる。
【０１０７】
例えば、図２において、コントローラ４０２が発生する出力電流指示信号に応じて、スイッチ回路のスイッチ素子のスイッチングのタイミングを変化させて交流制御電圧の位相角制御を行わせるか、またはブリッジの上辺または下辺のスイッチ素子のデューティ制御を行わせることにより、整流・スイッチ回路２から負荷３に与えられる出力電流を出力電流指示信号に相応した大きさにするように制御することができる。
【０１０８】
この場合、出力電流の検出信号をＣＰＵ４０１に与えて、出力電流の指示値と検出値との偏差を零にするように位相角制御またはデューティ制御を行わせることもできる。
【０１０９】
また必要なときにＣＰＵ４０１に磁石発電機の入力トルクを低減させることを指示する入力トルク低減指示信号を与えるようにしておいて、該入力トルク低減指示信号が与えられたときに、磁石発電機の入力トルクを小さくするように交流制御電圧の位相角制御を行わせたり、スイッチ素子のデューティ制御を行わせたりすることにより、磁石発電機の入力トルクを低減させて、機関にかかる負担を少なくする制御を行わせることができる。
【０１１０】
例えば、車両等の乗物を駆動する内燃機関に磁石発電機１が取り付けられている場合には、乗物を発進させる際などのように、加速性能を向上させる必要がある状況が検出されたときに、ＣＰＵ４０１に入力トルク低減指示信号を与えて、該指示信号に応じて制御電圧の位相角制御を行わせたり、スイッチ素子のデューティ制御を行わせたりすることにより、磁石発電機の入力トルクを低減させて、加速性能を向上させるようにすることができる。
【０１１１】
また内燃機関の回転速度が低いときには磁石発電機の入力トルクを小さくし、回転速度が上昇したときには該入力トルクを大きくするように制御電圧の位相角制御またはスイッチ素子のデューティ制御を行わせることにより、機関の回転速度の変動を抑制するようにすることもでき、機関の高速回転時に磁石発電機の入力トルクを大きくするように制御を行わせることにより、機関の過回転を防止するようにすることもできる。
【０１１２】
整流・スイッチ回路２のスイッチ素子のスイッチングのタイミングを変化させる方法としては、位置検出器ｈｕ〜ｈｗを磁石発電機の回転方向に回動し得る台板に取り付けておいて、該位置検出器の取付け位置を変化させる方法と、ＣＰＵ４０１に所定の演算処理を行わせることによりスイッチ素子の駆動信号の発生位置を変化させる方法とが考えられるが、制御の応答性を高め、また磁石発電機の機械的構成を簡単にするためには、ＣＰＵ４０１によりスイッチ素子の駆動信号の発生位置を変化させる方法をとることが好ましい。
【０１１３】
以下、ＣＰＵ４０１によりスイッチ素子のスイッチングのタイミングを制御して交流制御電圧の位相を制御する方法の一例を説明する。
【０１１４】
図１に示したように、位置検出器ｈｕ〜ｈｗが設けられている場合には、先ず位置検出信号Ｈｕ〜Ｈｗに基いて各スイッチ素子の基準の駆動期間（各スイッチ素子に駆動信号を与える期間）と基準の非駆動期間（各スイッチ素子をオフ状態に保つ期間）とを与える基準スイッチパターンを定める。図１６（Ａ）は位置検出信号Ｈｕを示し、同図（Ｂ）は該位置検出信号Ｈｕにより定められたスイッチ素子Ｆｕのスイッチパターンを示している。図１６（Ｂ）において「ＯＮ」と表示されている期間は駆動期間を示し、「ＯＦＦ」と表示されている期間は非駆動期間を示している。
【０１１５】
また各スイッチ素子の非駆動期間と駆動期間との境界点ｔ1 及びｔ2 を各スイッチ素子のスイッチングポイントとし、基準スイッチパターンにおけるスイッチングポイントを計測開始点として、磁石発電機の被制御特性を所期の特性とするために必要とされる各スイッチ素子の実際のスイッチングポイントを、計測開始点の検出時刻から実際のスイッチングポイントの検出時刻までの間にタイマが計数する計数値（スイッチングポイント計数値）の形で演算する。
【０１１６】
例えば図１６に示した例では、交流制御電圧を誘起電圧に対して遅角させる場合に、基準スイッチパターンにおいて、スイッチ素子をオフ状態からオン状態に切換えるスイッチングポイントｔ1 及びスイッチ素子をオン状態からオフ状態に切換えるスイッチポイントｔ2 をそれぞれ駆動期間の開始点を計測するための計測開始点及び非駆動期間の開始点を計測するための計測開始点として、これらの計測開始点から実際のスイッチングポイントｔon及びｔoff までの間にタイマに計数させる計数値をスイッチングポイント計数値Ｔｄ（図１６Ｃ参照）として演算させる。
【０１１７】
また、交流制御電圧を誘起電圧に対して進角させる場合には、スイッチ素子をオン状態からオフ状態に切換えるスイッチングポイントｔ2 及びスイッチ素子をオフ状態からオン状態に切換えるスイッチングポイントｔ1 をそれぞれ駆動期間の開始点を計測するための計測開始点及び非駆動期間の開始点を計測するための計測開始点として、これらの計測開始点から実際のスイッチングポイントｔon´及びｔoff ´までの間にタイマに計数させる計数値をスイッチングポイント計数値Ｔｄ´（図１６Ｄ参照）として演算させる。
【０１１８】
そして、基準スイッチパターンにより与えられる各スイッチ素子のスイッチングポイントｔ1 （制御電圧を遅角させる場合）またはｔ2 （制御電圧を進角させる場合）が検出されたときに、演算された各スイッチ素子のスイッチングポイント計数値をタイマにセットして該タイマに計数動作を行わせ、該タイマが計数動作を完了したときに各スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を発生させる。また基準スイッチパターンにより与えられる各スイッチ素子のスイッチングポイントｔ2 （制御電圧を遅角させる場合）またはｔ1 （制御電圧を進角させる場合）が検出されたときに、演算された各スイッチ素子のスイッチングポイント計数値をタイマにセットして該タイマに計数動作を行わせ、該タイマが計数動作を完了したときに各スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を消滅させる。
【０１１９】
上記の処理をＣＰＵ４０１により行わせる場合のプログラムの一例を示すフローチャートを図１７ないし図２１に示した。
【０１２０】
図１７はメインルーチンを示したもので、このメインルーチンにおいては、まず各部の初期化を行うとともに、スイッチングポイント計数値ＴｄまたはＴｄ´の初期値を読み込む。次いで、コントローラ４０２から与えられている電流指示値を読み込み、位置検出信号Ｈｕ〜Ｈｗの立上がりのエッジ及び立下がりのエッジを検出して、位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの信号幅または発生間隔から磁石発電機の回転数を演算する。次いで、被制御特性を所期の特性とするために交流制御電圧の位相を遅れ位相とすべきか、進み位相とすべきかを判定し、遅れ位相とする場合には、図１６に示したスイッチングポイント計数値Ｔｄを、進み位相とする場合には、図１６に示したスイッチングポイント計数値Ｔｄ´をそれぞれ予め作成してＲＯＭに記憶されたマップを用いて演算する。
【０１２１】
また位置検出信号Ｈｕ〜Ｈｗのそれぞれの立上がりエッジまたは立下がりエッジが検出されるごとに、図１８（Ａ）〜（Ｃ）の割込みルーチンを実行させ、タイマＵないしタイマＷに演算されたスイッチングポイント計数値ＴｄまたはＴｄ´をセットしてメインルーチンに復帰する。タイマＵないしＷは計数値がセットされると同時にその計数値の計数を開始する。
【０１２２】
そして、タイマＵないしＷがそれぞれセットされた計数値の計数を完了したときに、図１９ないし図２１の割込みルーチンを実行させて、駆動信号Ｓｕ〜Ｓｗ及びＳｘ〜Ｓｚを発生させる。
【０１２３】
駆動信号を発生させるための割込みルーチンにおける処理を、タイマＵが計数動作を完了したときに実行される図１９の割込みルーチンを例にとって説明する。この割込みルーチンにおいては、まず交流制御電圧を進角させるのか遅角させるのかを判定し、遅角させる場合には、位置検出信号Ｈｕのレベルが高レベル（「１」の状態）であるか否かを判定する。その結果、位置検出信号Ｈｕのレベルが高レベルである場合には、駆動信号Ｓｕを消滅させ、駆動信号Ｓｘを発生させる。また位置検出信号Ｈｕのレベルが低レベルであると判定された場合には、駆動信号Ｓｕを発生させ、駆動信号Ｓｘを消滅させる。同様に、交流制御電圧を進角させる場合にも、位置検出信号Ｈｕのレベルを判定し、位置検出信号Ｈｕのレベルが高レベルである場合には、駆動信号Ｓｕを発生させ、駆動信号Ｓｘを消滅させる。また位置検出信号Ｈｕのレベルが低レベルであると判定された場合には、駆動信号Ｓｕを消滅させ、駆動信号Ｓｘを発生させる。
【０１２４】
同様にして、図２０の割込みルーチンにより、駆動信号ＳｖとＳｙとを発生させ、図２１の割込みルーチンにより、駆動信号ＳｗとＳｚとを発生させる。
【０１２５】
上記の説明では、整流・スイッチ回路のスイッチ素子の駆動期間を１８０度とする１８０度スイッチング制御を行わせるとしたが、本発明の目的を達成するためには、負荷側からスイッチ回路を通して発電コイル側に印加する交流制御電圧の位相を制御するか、またスイッチ回路のスイッチ素子のデューティ制御を行わせることにより、負荷に出力電流を流す状態にある相の発電コイルと鎖交する磁束を増減させることができればよく、スイッチ回路のスイッチングパターンは、必ずしも１８０度スイッチング制御におけるスイッチングパターンでなくてもよい。
【０１２６】
図１に示した例では、負荷３にバッテリが含まれているが、バッテリの代りに、電圧蓄積手段として機能し得る十分に容量が大きいコンデンサが負荷に含まれている場合にも本発明を適用することができる。
【０１２７】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、発電コイルの誘起電圧に対して所定の位相角を有する交流制御電圧を電圧蓄積手段からスイッチ回路を通して発電コイルに印加するように、スイッチ回路を構成する各スイッチ素子の駆動期間と非駆動期間とを定めて、定められた駆動期間の間スイッチ素子をオン状態にするための駆動信号を各スイッチ素子に与えるスイッチ制御装置を備えて、該スイッチ制御装置に、磁石発電機の被制御特性を所期の特性とするべく、発電コイルの誘起電圧に対する制御電圧の位相を遅れ位相から進み位相まで変化させる位相角制御手段を設けることにより、発電コイルに作用する磁界を適宜に変化させて、磁石発電機自体の特性を変化させることができるようにしたため、磁石発電機の制御に多様性を持たせることができる利点がある。
【０１２８】
特に、本発明によれば、磁石発電機の入力トルクを制御することができるため、磁石発電機を駆動する内燃機関の負担を軽減するように入力トルクを制御することにより、機関の加速性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係わる発電装置の全体的な構成の一例を示した回路図である。
【図２】  図１のスイッチ制御装置の更に具体的な構成例を示した構成図である。
【図３】  本発明の動作を説明するための回路図である。
【図４】  本発明の動作を説明するための回路図である。
【図５】  本発明の動作を説明するための回路図である。
【図６】  本発明の動作を説明するための回路図である。
【図７】  本発明の動作を説明するための回路図である。
【図８】  本発明の動作を説明するための回路図である。
【図９】  本発明の発電装置で用いる位置検出器の出力信号の波形と該位置検出信号を基にして発生させられる駆動信号の波形とを示した波形図である。
【図１０】  図１の発電装置において流れる相電流とバッテリの充電電流とＵ相の位置検出信号の波形とを示した波形図である。
【図１１】  本発明の動作を説明する説明図である。
【図１２】  図１の発電装置において、交流制御電圧の位相を種々変化させた場合について、回転数に対する相電圧の位相の変化を示した線図である。
【図１３】  （Ａ）は図１の発電装置の入力トルクと回転数との関係の一例を交流制御電圧の位相角をパラメータにとって示した線図である。（Ｂ）は図１の発電装置の負荷電流（充電電流）と回転数との関係の一例を交流制御電圧の位相角をパラメータにとって示した線図である。
【図１４】  （Ａ）は図１の発電装置の入力トルクと回転数との関係の一例を、デューティ制御におけるデューティ比をパラメータにとって示した線図である。（Ｂ）は図１の発電装置の負荷電流（充電電流）と回転数との関係の一例を、デューティ制御におけるデューティ比をパラメータにとって示した線図である。
【図１５】  界磁の制御が行われない従来の磁石発電機の特性を示した線図である。
【図１６】  本発明で用いるスイッチ制御装置からスイッチ素子の駆動信号を発生させる方法の一例を説明するための線図である。
【図１７】  図１６に示した方法により駆動信号を発生させる際にマイクロコンピュータにより実行させるプログラムのメインルーチンのアルゴリズムの一例を示したフローチャートである。
【図１８】  （Ａ）〜（Ｃ）は同プログラムの割込みルーチンのアルゴリズムの一例を示したフローチャートである。
【図１９】  同プログラムの他の割込みルーチンのアルゴリズムの一例を示したフローチャートである。
【図２０】  同プログラムの更に他の割込みルーチンのアルゴリズムの一例を示したフローチャートである。
【図２１】  同プログラムの更に他の割込みルーチンのアルゴリズムの一例を示したフローチャートである。
【符号の説明】
１  磁石発電機
２  整流・スイッチ回路
３  負荷
４  スイッチ制御装置
Ｂ1   バッテリ（電圧蓄積手段）
Ｃ1   コンデンサ（電圧蓄積手段）
Ｆｕ〜Ｆｗ  ブリッジの上辺のスイッチ素子
Ｆｘ〜Ｆｚ  ブリッジの下辺のスイッチ素子
Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚ  駆動信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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