(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
障害物に接近すると、その入力インピーダンスが変化するセンサと、
前記センサの入力インピーダンスの変化によって共振周波数を変化させるインピーダンスと他の２個のインピーダンスと共に形成する発振回路と、
前記発振回路からの発振レベルの低下を検出して、前記発振レベルの低下に対応して前記発振回路を形成するインピーダンスを変化させ、前記発振回路の発振周波数を所定の周波数領域内とする発振制御回路と
を具備することを特徴とする障害物検出装置。
【請求項２】
直列接続されたインピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 と、前記インピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 の両端子に接続されたインピーダンスＺ1 によって発振条件を定め、同じ極性とするインピーダンスＺ1 とインピーダンスＺ3 の共振回路を有する発振回路を具備する障害物検出装置において、
前記共振回路のインピーダンスＺ3 は、共振周波数をｆ3 、その回路のＱファクタをＱ3 とし、また、前記共振回路のインピーダンスＺ1 は、共振周波数をｆ1 、その回路のＱファクタをＱ1 とするとき、ｆ1 ＞ｆ3 で、かつ、Ｑ3 ＞Ｑ1 となるように、インピーダンスＺ3 は電気的機械振動子とし、インピーダンスＺ1 はコイルとコンデンサで形成したことを特徴とする障害物検出装置。
【請求項３】
前記発振回路の発振レベルが一定となるようインピーダンスＺ3 の共振周波数ｆ3 と、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆ1 との共振周波数の差を制御することを特徴とする請求項２に記載の障害物検出装置。
【請求項４】
前記発振回路のインピーダンスＺ1 に、センサと障害物で形成されるコンデンサのインピーダンスを加え、発振周波数を変化させることなく、発振レベルの変化に変換することを特徴とする請求項２に記載の障害物検出装置。
【請求項５】
前記インピーダンスＺ1 に加える静電容量の変化は、並列共振回路のコイルに結合されている可変容量ダイオードによって行ったことを特徴とする請求項２に記載の障害物検出装置。
【請求項６】
前記センサと前記障害物とが所定以上接近したとき、前記障害物の検出状態を保持することを特徴とする請求項１に記載の障害物検出装置。
【請求項７】
前記センサと前記障害物とが所定以上接近したとき、前記発振回路の発振を停止させ障害物の検出状態を保持することを特徴とする請求項２乃至請求項５の何れか１つに記載の障害物検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、自動車の障害物検出装置に関するものであり、特に、アンテナを利用して人、物体、建造物、金属等の自動車の移動に障害となる障害物を検出する障害物検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の自動車の障害物検出装置に関する技術としては、特開昭５８−１１５３８４号公報、特開昭６０−１１１９８３号公報、特開平３−２３３３９０号公報、米国第３６８９８１４号明細書等の技術を挙げることができる。
【０００３】
この種の従来技術は、何れも自動車の障害物検出装置に関するものであり、その検出原理は、図９乃至図１１に集約される。
【０００４】
図９は特開昭６０−１１１９８３号公報に掲載された自動車の障害物検出装置の原理図である。図１０は特開昭５９−１１５３８４号公報に掲載された自動車の障害物検出装置の原理図である。図１１は特開平３−２３３３９０号公報に掲載された自動車の障害物検出装置の原理図である。
【０００５】
図９において、発振回路ＯＳＣの出力を抵抗Ｒ1 及びコンデンサＣ1 からなる直列回路に接続するもので、センサとして面積Ｓo なる極板Ａを用いると、障害物Ｇの有無及びその距離Ｄw により、極板Ａと障害物Ｇとの間の浮遊容量である静電容量（コンデンサ）Ｃ1 が形成される。この静電容量Ｃ1 を前述の直列回路を構成するコンデンサＣ1 となるもので、コンデンサＣ1 の容量変化により、コンデンサＣ1 の端子電圧が変化し、この電圧変化をもって障害物Ｇを検出する。なお、ここでは、浮遊容量或いはその容量性を意味するとき静電容量と記し、回路素子としての定数的な意味のとき、コンデンサと記載するが、基本的に、両者は同一意味である。
【０００６】
一般に形成される静電容量Ｃ1 は、障害物Ｇがセンサの極板Ａと近似する面積であるならば、静電容量Ｃ1 は、εo ・εr ・Ｓ／Ｄw で現わされる。但し、εo は真空中の誘電率、εr は媒質の比誘電率である。
【０００７】
しかし、天候等の環境条件により、媒質の比誘電率εr が変化し、コンデンサＣ1 の端子電圧レベルが変動する。
【０００８】
そこで、図１０に示す技術では、環境条件による静電容量Ｃ1 の変化に対して、同一条件で変化する静電容量Ｃ2 と抵抗Ｒ2 からなる直列抵抗を用意しておき、天候等の環境条件により媒質の比誘電率εr が変化すれば、コンデンサＣ2 の端子電圧も変動する。そこで、発振回路ＯＳＣの出力を抵抗Ｒ1 びコンデンサＣ1 からなる直列回路と、抵抗Ｒ2 及び環境条件として空気等を電極間に介在させたコンデンサＣ2 からなる直列回路から構成されるブリッジに接続し、両者の電位差により、障害物を検出している。
【０００９】
図１１に示す技術は、他の障害物検出を行う事例である。
【００１０】
図１１においては、複数のコンデンサＣ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 と、環境条件によって決定される静電容量Ｃ1 と共に、発振回路ＯＳＣを構成する。そして、その発振回路ＯＳＣの発振周波数をＦ／Ｖ変換回路Ｆで周波数電圧変換させ、障害物Ｇが近接すると発振回路ＯＳＣの発振条件が変化し、この結果、発振周波数が変化する。この変化を検知し、障害物Ｇの有無を検出するものである。
【００１１】
更に、前者は、変化量の大きさを判定して障害物を検出し、距離Ｄw が十分小さいまま自動車が放置されると、再度、自動車を動かすとき、距離Ｄw が一定であるため、コンデンサＣ1 も変化せず障害物Ｇの検出ができない。そこで、自動車が放置された直後の電圧レベルを記憶しておき、そのレベルから変化量の大きさを判定しようとするものである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記図９及び図１０の回路では、距離Ｄw が「０」のとき、コンデンサＣ1 が無限大となり、コンデンサＣ1 の端子電圧は非常に小さい値（無限小）となり、極板Ａに障害物Ｇが近接した状態では、端子電圧は非常に微小レベルの変化を検知することになる。
【００１３】
このような微小レベルの変化を検知する場合には、一般に、所定以上の増幅度を持つ増幅器を利用する必要がある。しかし、センサの極板Ａと障害物Ｇとの距離Ｄw が無限大のとき、コンデンサＣ1 が無限小となり、コンデンサＣ1 の端子電圧は非常に大きい値となり、増幅器の出力が飽和してしまい、増幅度を距離Ｄw の値に応じて異なる値を設定する必要がある。即ち、可変増幅器が必要となる。
【００１４】
更に、図９乃至図１１に示す自動車の障害物検出装置では、距離Ｄw が至近距離を対象としているため、一般に、微小レベルの検出となり、微小レベルの信号処理を行なうため、帯域炉波器により雑音を除去する必要が生じ、回路の部品点数の増加等が余儀なくされる。
【００１５】
例えば、前述した従来の技術では、距離Ｄw を４０ｃｍ以上に設定することができない。また、センサの大きさに起因する初期の静電容量は、並列共振回路への結合量を大きくし、その検出精度を低下、即ち、分解能を低下させることになる。
【００１６】
一方、米国第３６８９８１４号明細書の技術では、一端を接地したコイルの他端にセンサとしての金属からなるループ状のアンテナが接続されている。一方、モータで上昇・下降制御される窓の枠の上部端部には、金属箔が設置されており、この金属箔とループ状のアンテナ間に形成される静電容量を検出するものである。この種の技術では、ごく至近距離または接触でなければ、この静電容量を検出することができない。形成される静電容量は、取付けのための電極面積に比較して等価的な面積が極めて小さいからである。また、環境変化（温度，湿度等）と障害物の接近の区別ができない。
【００１７】
一般に、発振回路ＯＳＣの発振条件は振幅に関する条件と、周波数に関する条件を同時に満たす必要がある。しかし、極板Ａに障害物Ｇが接近すると、周波数が変化すると同時に、振幅も変化する。更に、２つの条件を満たすことができないときは発振停止となる。
【００１８】
特に、図１１の技術では、周波数の変化を電圧レベルに変えるＦ／Ｖ変換回路Ｆを利用しており、一般に、Ｆ／Ｖ変換回路Ｆは振幅を一定としたとき、周波数の変化に対応した電圧出力が得られるが、振幅と周波数が同時に変化した場合、障害物Ｇとの距離Ｄw が一定であっても、得られたＦ／Ｖ変換後の信号のレベルはフラクチュエーションを伴うから、この不確定さを考慮した判定が必要となる。更に、温度、湿度等の環境条件、周囲条件の影響による周波数と振幅の変化、即ち、Ｆ／Ｖ変換後の電圧出力からこれらの影響によるフラクチュエーションをも取り除く必要があり、常に零点補正が必要となる。この種の対応は、現状技術では可能であるが、量産性、コストを考慮した場合、計測器等の分野を除くと、商品価値が乏しくなる。また、電源の投入直後の障害物Ｇの検出は、零点補正後行なわれることになるため、遅延時間が伴う。
【００１９】
このように、センサを構成する電極と障害物で形成される静電容量（コンデンサＣ1 ）の値及びその変化は、一般には、極めて小さい値となり、その結果、検出距離が数ｃｍのオーダーとなり、この静電容量を発振回路ＯＳＣの発振定数の一部として用いると、発振周波数及び振幅ともに障害物に接近するに伴い変動するため、その判定が複雑となってしまう。
【００２０】
そこで、本発明は、４０ｃｍ前後の距離にある障害物の検出が可能で、簡単な回路でそれが実現できる障害物検出装置の提供を課題とするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
請求項１にかかる障害物検出装置は、障害物に接近すると、その入力インピーダンスが変化するセンサと、前記センサの入力インピーダンスの変化によって共振周波数を変化させるインピーダンスと他の２個のインピーダンスと共に形成する発振回路と、前記発振回路からの発振レベルの低下を検出して、前記発振レベルの低下に対応して前記発振回路を形成するインピーダンスを変化させ、前記発振回路の発振周波数を所定の周波数領域内とする発振制御回路とを具備するものである。
【００２２】
請求項２にかかる障害物検出装置は、直列接続されたインピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 と、前記インピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 の両端子に接続されたインピーダンスＺ1 によって発振条件を定め、同じ極性とするインピーダンスＺ1 とインピーダンスＺ3 の共振回路を有する発振回路を具備する障害物検出装置において、前記共振回路のインピーダンスＺ3 は、共振周波数をｆ3 、その回路のＱファクタをＱ3 とし、また、前記共振回路のインピーダンスＺ1 は、共振周波数をｆ1 、その回路のＱファクタをＱ1 とするとき、ｆ1 ＞ｆ3 で、かつ、Ｑ3 ＞Ｑ1 となるように、インピーダンスＺ3 は電気的機械振動子とし、インピーダンスＺ1 はコイルとコンデンサで形成したものである。
【００２３】
請求項３にかかる障害物検出装置は、前記発振回路の発振レベルが一定となるようインピーダンスＺ3 の共振周波数ｆ3 と、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆ1 との共振周波数の差を制御するものである。
【００２４】
請求項４にかかる障害物検出装置は、前記発振回路のインピーダンスＺ1 に、センサと障害物で形成されるコンデンサのインピーダンスを加え、発振周波数を変化させることなく、発振レベルの変化に変換するものである。
【００２５】
請求項５にかかる障害物検出装置は、前記インピーダンスＺ1 に加える静電容量の変化は、並列共振回路のコイルに結合されている可変容量ダイオードによって行ったものである。
【００２６】
請求項６にかかる障害物検出装置は、前記センサと前記障害物とが所定以上接近したとき、前記障害物の検出状態を保持するものである。
【００２７】
請求項７にかかる障害物検出装置は、前記センサと前記障害物とが所定以上接近したとき、前記発振回路の発振を停止させ障害物の検出状態を保持するものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を説明する。
【００２９】
図１は本発明の第一実施形態の障害物検出装置を説明するための公知の発振回路の基本的原理説明図で、（ａ）はＦＥＴを使用した発振回路図であり、（ｂ）はトランジスタを使用した発振回路図、（ｃ）は等価回路図である。
【００３０】
ここでは、（ａ）に示すＦＥＴを用いた回路で原理を説明するが、基本的動作はトランジスタについても同様である。
【００３１】
図１（ａ）に示す発振回路は、電界効果型トランジスタ（以下、単に『ＦＥＴ』と記す）のドレインＤとゲートＧ間に接続されたインピーダンスＺ2 と、ＦＥＴのソースＳとゲートＧ間に接続されたインピーダンスＺ3 と、前記インピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 の両端子間、即ち、ＦＥＴのドレインＤとソースＳ間に接続されたインピーダンスＺ1 によって発振条件を定める。
【００３２】
この等価回路は図１（ｃ）のよう、増幅回路Ａと帰還回路Ｆの組合わせとして相互コンダクタンスｇm 、ドレイン抵抗ｒd を用いて、等価回路に表わすことができる。ここでは原理を明らかにするため、ソース接地型とし、ゲート抵抗ＲG は十分大きいものとして等価回路から省略し、インピーダンスＺ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 は純虚数とした。
【００３３】
このときの発振条件を求めると、次式のようになる。
【００３４】
0003671264.tif 000002
式（１）の左辺は実数で振幅条件となり、右辺は虚数で周波数条件となる。
【００３５】
ｒd ・ｇm ・Ｚ1 ・Ｚ3 ＋Ｚ1 ・Ｚ3 ＋Ｚ1 ・Ｚ2 ≦０  ・・・・  （２）
Ｚ1 ＋Ｚ2 ＋Ｚ3 ＝０                              ・・・・・  （３）
ここで、式（２）は振幅に関係し、式（３）は周波数の変化に対応する条件となる。式（２），（３）から周波数が変化すると振幅が変化することがわかる。一般に、インピーダンスＺ1 ，Ｚ3 を誘導性、インピーダンスＺ2 を容量性とする場合をハートレー型、その逆のインピーダンスＺ1 ，Ｚ3 を容量性、インピーダンスＺ2 を誘導性とするインピーダンスの組合わせをコルピッツ型と呼ばれている。
【００３６】
なお、本発明を実施する場合には、ハートレー型、コルピッツ型の何れであっても用いることができるが、ここではハートレー型の場合で説明を進めることとする。
【００３７】
また、図１（ｂ）のトランジスタＴＲを使用した発振回路についても、実質的動作は同一であるのでその説明を省略する。
【００３８】
図２は本発明の第一実施形態の障害物検出装置を説明するためのハートレー型発振回路の基本的原理説明図である。図３は図２のインピーダンスＺ3 の等価回路図であり、図４は図３の周波数とリアクタンスとの関係を示す特性図である。
【００３９】
図２において、抵抗ＲG はＦＥＴのゲートＧの直流バイアスのための抵抗で、抵抗Ｒs はＦＥＴのソースＳの直流バイアスのための抵抗で、コンデンサＣs ，コンデンサＣc はバイパス用のコンデンサである。故に、発振条件を決める要素はインピーダンスＺ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 となる。本実施の形態では、インピーダンスＺ2 が容量性、即ち、コンデンサＣdgで、インピーダンスＺ3 をクリスタル振動子等からなる誘導性とした。インピーダンスＺ1 を誘導性及び容量性のインダクタンスＬ及びコンデンサＣからなる共振回路で形成した。
【００４０】
インピーダンスＺ3 は、図３の等価回路に示すように、抵抗Ｒ3 及びコンデンサＣ3 及びリアクタンスＬ3 からなる直列回路と、その回路に並列接続されてコンデンサＣ0 で表される。この抵抗Ｒ3 及びコンデンサＣ3 及びリアクタンスＬ3 からなる直列回路の共振周波数ｆ3sは、
ｆ3s＝１／２π√（Ｌ3 ・Ｃ3 ）
となり、また、並列回路の共振周波数ｆ3pは、
ｆ3s＝１／２π√｛（Ｌ3 ・Ｃ3 ・Ｃ0 ）／（Ｃ3 ＋Ｃ0 ）｝
となる。即ち、図４の実線に示すように共振周波数ｆ3sと共振周波数ｆ3pの間で誘導性となる。
【００４１】
そこで、図５の破線で示されるインピーダンスＺ1 のリアクタンスを誘導性とすれば、周波数ｆ3s乃至周波数ｆ3pの間で発振することがわかる。即ち、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆ1 ＝１／２π√（Ｌ・Ｃ）をｆ1 ＞ｆ3p、ｆ1 ＞ｆ3sと調整すれば発振することになる。
【００４２】
一般に、電気的機械振動子のＱファクタは非常に大きく、共振周波数ｆ3p≒ｆ3sであり、この発振周波数ｆ3 とすれば、発振回路の発振周波数ｆ1 はｆ1 ＞ｆ3 であれば、式（３）を満足し、式（２）を満たす任意の周波数差Δｆ＝ｆ1 −ｆ3 の範囲で、発振周波数ｆ3 で発振する。即ち、発振周波数を固定すれば、発振レベルの変化を検出することができる。しかし、式（２）を満たす周波数差Δｆは、所定の周波数範囲を持つため、発振レベルは一定値とならない。
【００４３】
そこで、共振回路を構成するインピーダンスＺ1 の共振周波数ｆ1 を周波数条件の式（３）を満たす範囲、即ち、ｆ1 ＞ｆ3 で変化させ、発振レベルＶ0 を常に一定になるようにして、発振レベルの変化を検出し、それを脱したとき、障害物Ｇの検出とするものである。
【００４４】
図５は本発明の第一実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【００４５】
図５において、ＦＥＴのドレインＤとゲートＧ間に接続されたインピーダンスＺ2 はコンデンサＣz2と、ＦＥＴのソースＳとゲートＧ間に接続された水晶振動子ＸTAL からなるインピーダンスＺ3 と、前記インピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 の両端子間、即ち、ＦＥＴのドレインＤとソースＳ間に接続されたインピーダンスＺ1 によって発振条件を定めている。これら、ＦＥＴとインピーダンスＺ1 、インピーダンスＺ2 、インピーダンスＺ3 によって発振回路を構成している。基本的回路構成は、図２に示す回路と共通しているのでその説明を省略する。
【００４６】
また、カップリングコンデンサＣ10を介してＦＥＴのドレインＤ側に接続された検波回路１は、ダイオードＤ11及びダイオードＤ12及び抵抗Ｒ11、コンデンサＣ11からなり、抵抗Ｒ11に印加された電圧がダイオードＤ12を介してコンデンサＣ11に充電される。この回路によって、発振レベルは検波回路１で直流電圧Ｖ0 に変換され、判定回路２と発振制御回路３に伝送される。
【００４７】
判定回路２は、一方に、定電圧電源Ｖccから供給した電圧を直列接続された抵抗Ｒ21及び抵抗Ｒ22に印加し、分圧した所定の閾値電圧ＶT1を入力し、他方に検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 を入力し、両者を比較回路ＣＯＭＰで比較している。閾値電圧ＶT1よりも検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が大きいとき、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”となり、閾値電圧ＶT1よりも直流電圧Ｖ0 が小さいとき、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｈ”となる。なお、通常状態の閾値電圧ＶT1は直流電圧Ｖ0 よりも小さく、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”となっている。
【００４８】
また、発振制御回路３では、定電圧電源Ｖccから供給した電圧を直列接続された抵抗Ｒ31及び抵抗Ｒ32に印加し、分圧した所定の閾値電圧Ｖ1 を入力し、他方に検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 を入力抵抗Ｒ30を介して入力し、その出力Ｖ2 として、Ｖ2 ＝Ｖ1 −Ｖ0 がオペアンプＯＰの出力として得られ、それが出力抵抗Ｒ33及びＲ35を介して可変容量ダイオードＶＤに印加される。オペアンプＯＰの出力の抵抗Ｒ33と抵抗Ｒ35の接続点には、抵抗Ｒ34とコンデンサＣ31の並列回路によって定電圧電源Ｖccに接続され、また、ダイオードＤ31がアースとの間に接続されており、オペアンプＯＰの出力が負にならないようにし、かつ、その変化速度を高くしている。閾値電圧Ｖ1 に設定されたオペアンプＯＰにより、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が閾値電圧Ｖ1 と等しくなるよう、制御電圧Ｖ2 が作られる。制御電圧Ｖ2 は、インピーダンスＺ1 に接続された可変容量ダイオードＶＤに加えられ、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆ1 を、Ｖ2 ＝Ｖ0 の一定値となるよう制御される。
【００４９】
インピーダンスＺ1 は、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣからなる共振回路となっており、このインダクタンスＬとしては１：ｎの巻線比の相互インダクタンスで構成されている。インダクタンスＬの巻線比１側はコンデンサＣが接続されている。インダクタンスＬの巻線比ｎ側はコンデンサＣz1及び可変容量ダイオードＶＤの直列回路が接続されている。また、インダクタンスＬの巻線比ｎ側とコンデンサＣz1との接続点には、板材または線材からなるセンサＳが配設されている。
【００５０】
次に、この実施形態の障害物検出装置の動作を説明する。
【００５１】
まず、人、建造物、金属等の障害物Ｇに近付くと、その周囲の媒介定数が変化し、アンテナとして機能するセンサＳの入力インピーダンスが変化し、それが容量の変化となってインピーダンスＺ1 に加えられ、発振回路の共振周波数ｆが変化し、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 も低下し、障害物Ｇを検出し続ける。ここで発振制御回路３は直流電圧Ｖ0 と所定の閾値電圧Ｖ1 と比較し、本来の検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 にするために、オペアンプＯＰの出力Ｖ2 を変化させ、その出力Ｖ2 の変化は可変容量ダイオードＶＤに加えられ、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆを、一定値となるよう制御される。このように、所定の閾値電圧Ｖ1 の変化を環境の変化のみに応答させ、その発振回路の発振周波数ｆを一定とすることにより、発振レベルも一定となる。これにより、センサＳの容量が経時変化等の障害物Ｇに寄与しない変化を、自動的に補正することができる。また、センサＳの大きさに起因する初期容量は、並列共振回路への結合量を可変することで任意に設定できる。
【００５２】
また、センサＳと障害物Ｇが接近した位置に停止しているとき、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が低下し、障害物Ｇを検出し続ける。しかし、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 の低下は環境の変化と同様の現象となる。このため、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 を所定の閾値電圧Ｖ1 と等しくするようにオペアンプＯＰの出力Ｖ2 を変化させる。これによって、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 は徐々に所定の閾値電圧Ｖ1 に等しくなるので障害物Ｇが無いものとみなされる。結果、障害物Ｇに接近した位置に停止したとき、時間の経過とともに障害物Ｇを検出しなくなり、その状態が環境の状態として初期状態となる。
【００５３】
一方、障害物Ｇに所定以上に近づくと、アンテナとして機能しているセンサＳのインピーダンスが変化し、その結果、それが容量の変化となってインピーダンスＺ1 に加えられ、発振回路の共振周波数ｆが変化し、周波数条件式（３）が満たされなくなり、発振が停止する。これにより、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 も低下し、比較回路ＣＯＭＰの閾値電圧ＶT1よりも直流電圧Ｖ0 が小さくなり、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｈ”となり、障害物Ｇに所定以上接近していることが検出される。
【００５４】
また、センサＳの入力インピーダンスが変化し、その変化がインピーダンスＺ1 に加えられ、発振回路の共振周波数ｆが変化するよりも速く、障害物Ｇに急激に接近したとき、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が低下し、比較回路ＣＯＭＰの閾値電圧ＶT1よりも直流電圧Ｖ0 が小さくなり、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｈ”となり、障害物Ｇの検出状態となる。
【００５５】
この実施の形態では、障害物Ｇに接近した位置に停止したとき、時間の経過とともに障害物Ｇを検出しなくなり、その状態が環境の状態と判定するものであるが、障害物Ｇの検出を記憶しておくこともできる。
【００５６】
図６は本発明の第二実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【００５７】
なお、図中、第一実施形態と同一符号及び記号は第一実施形態の構成部分と同一または相当する構成部分を示すものであるから、ここでは重複する説明を省略する。
【００５８】
図６において、インピーダンスＺ1 は、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣからなる共振回路となっており、このインダクタンスＬとしては１個のコイルを１：ｎの巻線比の個所で端子を出し、インダクタンスＬz10 及びインダクタンスＬz11 からなる単巻コイルで構成されている。インダクタンスＬから引出した端子には、コンデンサＣz1及び可変容量ダイオードＶＤの直列回路が接続されている。また、インダクタンスＬの端子とコンデンサＣz1との接続点には、板材または線材からなるセンサＳが配設されており、また、コンデンサＣz1と可変容量ダイオードＶＤの接続点には、発振制御回路３のオペアンプＯＰの出力Ｖ2 が入力されている。
【００５９】
なお、この回路の動作は、基本的に第一実施形態の動作と同一であるから、その説明を省略する。
【００６０】
図７は本発明の第三実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【００６１】
なお、図中、上記実施形態と同一符号及び記号は上記実施形態の構成部分と同一または相当する構成部分を示すものであるから、ここでは重複する説明を省略する。
【００６２】
図７において、判定回路２は、一方に、所定の閾値電圧ＶT1を入力し、他方に検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 を入力し、両者を比較回路ＣＯＭＰで比較し、閾値電圧ＶT1よりも検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が大きいとき、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”となり、閾値電圧ＶT1よりも直流電圧Ｖ0 が小さいとき、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｈ”となる。なお、通常状態の閾値電圧ＶT1は直流電圧Ｖ0 よりも小さく、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”となっている。
【００６３】
また、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０は、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”でプリセットされている。クロック入力はカウンタ制御ロジック１３のクロックスタート・ストップで開閉されるＡＮＤゲートを介して入力され、発振回路の出力を図示しない波形成形回路を介したものを使用している。また、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０はカウンタ制御回路１３から加算または減算指令となるカウンタ制御信号及びｎビットアップ／ダウンカウンタ１０を動作状態とするイネーブル信号を入力している。なお、ＡＮＤゲートのクロック信号入力は、本実施の形態では自己の発振回路の信号を使用しているが、本発明を実施する場合には、他のクロック発生器からクロック信号を入力してもよい。
【００６４】
Ｄ／Ａ変換回路１１は、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０のカウンタ出力を受けてアナログ出力Ｖ01を出力している。
【００６５】
また、出力制御回路１２は、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 とＤ／Ａ変換回路１１からのアナログ出力Ｖ01を受けて、出力差Ｖ0 −Ｖ01を補償するもので、抵抗Ｒ35を介して可変容量ダイオードＶＤに加えられ、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆを、一定値となるよう制御される。
【００６６】
一方、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 とＤ／Ａ変換回路１１からのアナログ出力Ｖ01は、カウンタ制御回路１３に入力されており、出力差Ｖ0 −Ｖ01の極性によってｎビットアップ／ダウンカウンタ１０のカウンタ出力の増減を決定し、出力差Ｖ0 −Ｖ01の大きさが所定の範囲以上になったとき、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０を動作状態とするイネーブル信号を出力し、かつ、ＡＮＤゲートを開き、インピーダンスＺ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 で構成される発振回路から図示しない波形成形回路を介してｎビットアップ／ダウンカウンタ１０のクロック信号としている。
【００６７】
ここで、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０、Ｄ／Ａ変換回路１１、出力制御回路１２、カウンタ制御回路１３は、発振制御回路３０を構成する。
【００６８】
次に、この実施形態の障害物検出装置の動作を説明する。
【００６９】
まず、人、建造物、金属等の障害物Ｇに近付き、徐々に環境条件が変化すると、センサＳの入力インピーダンスが変化し、それが容量の変化となってインピーダンスＺ1 に加えられ、発振回路の共振周波数ｆが変化し、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が低下し、障害物Ｇを検出する。ここで出力制御回路１２は直流電圧Ｖ0 とＤ／Ａ変換回路１１からの所定の閾値電圧Ｖ01と比較し、本来の検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 にするために、出力制御回路１２の出力Ｖ2 を変化させ、その出力Ｖ2 の変化は可変容量ダイオードＶＤに加えられ、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆを、一定値となるよう制御される。当然、発振周波数ｆが一定であり、発振レベルも一定となる。センサＳと障害物Ｇが所定の接近した位置に停止しても、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が低下し、障害物Ｇを検出し、それを環境の変化として補正された状態を維持する。これにより、センサＳの容量が経時変化等の障害物Ｇに寄与しない変化を、自動的に補正することができる。また、センサＳの大きさに起因する初期容量は、並列共振回路への結合量を可変することで任意に設定できる。
【００７０】
しかし、障害物Ｇに所定以上に近づくと、センサＳの入力インピーダンスが変化し、その結果、容量の変化となってインピーダンスＺ1 に加えられ、発振回路の共振周波数ｆが変化し、周波数条件が満たされなくなり、発振が停止したり発振レベルが急激に低下する。これにより、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 も低下し、判定回路２を構成する比較回路ＣＯＭＰの閾値電圧ＶT1よりも直流電圧Ｖ0 が小さくなり、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｈ”となり、障害物Ｇの検出状態となる。
【００７１】
同時に、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０をプリセットし、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 とＤ／Ａ変換回路１１からのアナログ出力Ｖ01は、カウンタ制御回路１３に入力され、出力差Ｖ0 −Ｖ01の極性によってｎビットアップ／ダウンカウンタ１０のカウンタ出力の増減を決定し、出力差Ｖ0 −Ｖ01の絶対値の大きさが所定の範囲以上のとき、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０を動作状態とするイネーブル信号を出力し、かつ、ＡＮＤゲートを開き、インピーダンスＺ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 で構成される発振回路から図示しない波形成形回路を介してｎビットアップ／ダウンカウンタ１０のクロック信号としている。出力差Ｖ0 −Ｖ01によってｎビットアップ／ダウンカウンタ１０が計数を行い、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０の計数値はＤ／Ａ変換回路１１によってアナログ値に変換され、出力差Ｖ0 −Ｖ01が所定の値以下になるまでｎビットアップ／ダウンカウンタ１０が計数を行い、そのｎビットアップ／ダウンカウンタ１０の計数値はＤ／Ａ変換回路１１によってアナログ値に変換され、所定の出力差Ｖ0 −Ｖ01、例えば、Ｖ0 −Ｖ01が略零になったとき、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０による制御を停止する。
【００７２】
この状態で、例えば、Ｖ0 ＞Ｖ01になったとき、発振回路は発振周波数ｆで再度発振を継続し、この間にｎビットアップ／ダウンカウンタ１０はプリセットされｎビットアップ／ダウンカウンタ１０は初期値に戻る。
【００７３】
しかし、この状態で、例えば、Ｖ0 ＞Ｖ01にならないとき、発振回路は発振周波数ｆで発振できなくなり、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０は停止状態となり、センサＳと障害物Ｇが接近した検出状態を維持する。即ち、センサＳと障害物Ｇが接近した障害物検出状態が維持される。
【００７４】
この実施の形態では、ｎビットアップ／ダウンカウンタ１０を用いて、Ｄ／Ａ変換回路１１からのアナログ出力Ｖ01の精度を高くしている。しかし、本発明を実施する場合には、最小カウンタ値に設定することもできる。しかし、このときには、回路的に簡単化することもできる。
【００７５】
図８は本発明の第四実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【００７６】
なお、図中、上記実施形態と同一符号及び記号は上記実施形態の構成部分と同一または相当する構成部分を示すものであるから、ここでは重複する説明を省略する。
【００７７】
図８において、判定回路２は、一方に、所定の閾値電圧ＶT1を入力し、他方に検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 を入力し、両者を比較回路ＣＯＭＰで比較し、閾値電圧ＶT1よりも検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が大きいとき、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”となり、閾値電圧ＶT1よりも直流電圧Ｖ0 が小さいとき、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｈ”となる。なお、通常状態の閾値電圧ＶT1は直流電圧Ｖ0 よりも小さく、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”となっている。
【００７８】
また、ラッチ回路２０は、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”でリセットされている。ラッチ回路２０は、そのセットまたはリセットによって選択回路２１の切替を行う。ラッチ回路２０のセット信号は、一方に、所定の閾値電圧ＶT2を入力し、他方に検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 を入力し、両者を比較回路ＣＯＭＰ２で比較し、閾値電圧ＶT2よりも検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が小さいとき、比較回路ＣＯＭＰ２の出力は“Ｌ”でセット信号となり、閾値電圧ＶT2よりも直流電圧Ｖ0 が大きいとき、比較回路ＣＯＭＰ２の出力は“Ｈ”となる。なお、通常状態の閾値電圧ＶT2は直流電圧Ｖ0 よりも大きく、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｌ”となっている。ここで、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 と閾値電圧ＶT1、閾値電圧ＶT2との関係は、Ｖ0 ＞ＶT1＞ＶT2である。
【００７９】
選択回路２１は、ラッチ回路２０がリセット状態のとき、その出力を出力Ｖ02とし、ラッチ回路２０がセット状態のとき、その出力を出力Ｖ03として、出力制御回路２２の入力としている。ここで、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 と閾値電圧ＶT1、閾値電圧ＶT2との関係及び選択回路２１の出力の関係は、Ｖ02＞ＶT1＞Ｖ03＞ＶT2である。
【００８０】
また、出力制御回路２２は、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 と選択回路２１の出力Ｖ02または出力Ｖ03を受けて、出力差Ｖ0 −Ｖ02または出力差Ｖ0 −Ｖ03を補償するもので、それが抵抗Ｒ35を介して可変容量ダイオードＶＤに加えられ、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆを、一定値となるよう制御される。
【００８１】
障害物Ｇがないとき、或いはその影響が少ないとき、ラッチ回路２０がリセット状態で、出力制御回路２２の入力は選択回路２１の出力は出力Ｖ02で、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 との関係は、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 と閾値電圧ＶT1、閾値電圧ＶT2との関係及び選択回路２１の出力の関係は、Ｖ0 ≒Ｖ02＞ＶT1＞Ｖ03＞ＶT2である。
【００８２】
まず、人、建造物、金属等の障害物Ｇに近付き、徐々に環境条件が変化すると、センサＳの入力インピーダンスが変化し、それが容量の変化となってインピーダンスＺ1 に加えられ、発振回路の共振周波数ｆが変化し、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が低下し、障害物Ｇを検出する。ここで出力制御回路２２は直流電圧Ｖ0 と選択回路２１からの所定の閾値電圧Ｖ02と比較し、本来の検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 にするために、出力制御回路２２の出力Ｖ2 を変化させ、その出力Ｖ2 の変化は可変容量ダイオードＶＤに加えられ、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆを、一定値となるよう制御される。このように、発振周波数ｆが一定であり、発振レベルも一定となる。センサＳと障害物Ｇが所定の接近した位置に停止しても、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 が低下し、障害物Ｇを検出し、それを環境の変化として補正された状態を維持する。これにより、センサＳの容量が経時変化等の障害物Ｇに寄与しない変化を、自動的に補正することができる。また、センサＳの大きさに起因する初期容量は、並列共振回路への結合量を可変することで任意に設定できる。
【００８３】
しかし、障害物Ｇに所定以上に近づくと、センサＳの入力インピーダンスが変化し、その結果、容量の変化となってインピーダンスＺ1 に加えられ、発振回路の共振周波数ｆが変化し、周波数条件が満たされなくなり、発振が停止したり発振レベルが急激に低下する。これにより、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 も低下し、判定回路２を構成する比較回路ＣＯＭＰの閾値電圧ＶT1よりも直流電圧Ｖ0 が小さくなり、比較回路ＣＯＭＰの出力は“Ｈ”となり、障害物Ｇの検出状態となる。
【００８４】
更に、発振レベルが低下し、直流電圧Ｖ0 が比較回路ＣＯＭＰ２の閾値電圧ＶＴ2 よりも小さくなると、比較回路ＣＯＭＰ２の出力が“Ｌ”となり、ラッチ回路２０はセットされ、その出力によって選択回路２１からの出力は出力Ｖ03に切替えられ、検波回路１で得られた直流電圧Ｖ0 と選択回路２１からの出力Ｖ03は、出力制御回路２２に入力されており、出力差Ｖ0 −Ｖ03のによって出力Ｖ2 を得て、その出力Ｖ2 の変化は可変容量ダイオードＶＤに加えられ、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆを、一定値となるよう制御される。所定の出力差Ｖ0 −Ｖ03、例えば、Ｖ0 −Ｖ03が略零になったとき、発振回路は発振周波数ｆで再度発振を継続し、センサＳと障害物Ｇが接近した検出状態を維持する。即ち、センサＳと障害物Ｇが接近した障害物検出状態が維持される。しかし、この状態で、例えば、直流電圧Ｖ0 が比較回路ＣＯＭＰの閾値電圧ＶT1よりも大きくなると、ラッチ回路２０はリセットされ初期値に戻る。
【００８５】
しかし、この状態で、例えば、Ｖ0 −Ｖ01が略零にならないとき、発振回路は発振周波数ｆで発振できなくなり、ラッチ回路２０はリセット状態を維持し、センサＳと障害物Ｇが接近した検出状態を維持する。即ち、センサＳと障害物Ｇが接近した障害物検出状態が維持される。
【００８６】
このように、本実施の形態における障害物検出装置は、障害物Ｇに接近すると発振回路のアンテナとしてのセンサＳの周囲の媒介定数が変化し、センサＳの入力インピーダンスの変化によって共振周波数を変化させるインピーダンスＺ1 と他の２個のインピーダンスＺ2 ，Ｚ3 と共に形成する発振回路と、前記発振回路からの発振レベルの低下を判定回路２で検出して、発振制御回路３で前記発振レベルの低下に対応して前記発振回路を形成するインピーダンスを変化させ、前記発振回路３の発振周波数を所定の周波数領域内とし、所定の発振レベルが維持できるか否かで障害物Ｇの検出を行うものであり、これを請求項に対応する実施の形態とすることができる。
【００８７】
したがって、アンテナとして機能するセンサＳの入力インピーダンスは、自由空間と異なる媒質が接近すると変化し、この入力インピーダンスの変化を、発振周波数を補償できるコンデンサＣz1と可変容量ダイオードＶＤからなる共振回路に加え、発振レベルの変化のみで障害物Ｇが検出できるものであるから、電圧レベルの単位時間当たりの変化量の大きさを判定し、障害物Ｇを検出することができる。或いは電圧レベルの所定量の低下を判定し、障害物Ｇを検出することができる。本発明者等の実験によれば、アンテナとして機能するセンサＳのインピーダンスの変化で検出するものであるから、４０ｃｍ前後の障害物Ｇの検出距離が維持でき、簡単な回路でそれが実現できる。そして、センサＳの容量が経時変化等障害物の寄与でない場合の変化を、自動的に補正することができる。センサＳの大きさに起因する初期の容量は、並列共振回路への結合量を可変することで任意に設定できる。
【００８８】
また、この実施の形態においては、直列接続されたインピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 と、前記インピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 の両端子に接続されたインピーダンスＺ1 によって発振条件を定め、同じ極性とするインピーダンスＺ1 及びインピーダンスＺ3 の共振回路を有する発振回路と、前記共振回路のインピーダンスＺ3 は、共振周波数をｆ3 、回路のＱファクタをＱ3 とし、また、インピーダンスＺ1 は、共振周波数をｆ1 、回路のＱファクタをＱ1 とするとき、ｆ1 ＞ｆ3 で、かつ、Ｑ3 ＞Ｑ1 となるように、インピーダンスＺ3 は電気的機械振動子とし、インピーダンスＺ1 はコイルとコンデンサで形成し、前記発振回路の発振周波数を所定の周波数領域内とし、所定の発振レベルが維持できるか否かで障害物Ｇの検出を行うものであり、これを請求項に対応する実施の形態とすることができる。
【００８９】
即ち、共振回路のインピーダンスＺ3 を共振周波数をｆ3 、回路のＱファクタをＱ3 とし、インピーダンスＺ1 を共振周波数をｆ1 、回路のＱファクタをＱ1 としたとき、ｆ1 ＞ｆ3 とすることにより、周波数の調整領域の幅を持たせ、その調整範囲を広くし、かつ、Ｑ3 ＞Ｑ1 とすることにより、周波数ｆ1 を変更してもＱ1 の変化を少なくする。当然、周波数ｆ1 を変更してもＱ1 の変化を少なくする回路のＱファクタとしてはＱ3 ＞＞Ｑ1 が好適である。
【００９０】
したがって、アンテナとして機能するセンサの入力インピーダンスは、自由空間と異なる媒質が接近すると変化し、この入力インピーダンスの変化を、発振周波数を補償できる共振回路に加え、発振レベルの変化のみで障害物Ｇが検出できるから、電圧レベルの単位時間当たりの変化量の大きさを判定し、障害物Ｇを検出することができる。故に、アンテナとして機能するセンサＳのインピーダンスの変化で検出するものであるから、４０ｃｍ前後の障害物Ｇの検出距離が維持でき、簡単な回路でそれが実現できる。そして、センサＳの容量が経時変化等障害物の寄与でない場合の変化を、自動的に補正することができる。センサＳの大きさに起因する初期の容量は、並列共振回路への結合量を可変することで任意に設定できる。
【００９１】
そして、この実施の形態においては、前記発振回路の発振レベルが一定となるようインピーダンスＺ3 の共振周波数ｆ3 と、インピーダンスＺ1 の共振周波数ｆ1 との共振周波数の差を制御するものであり、これを請求項に対応する実施の形態とすることができ、発振回路の発振周波数の制御及びそれによる発振レベルが既知となり、発振回路の発振制御が容易になる。
【００９２】
更に、この実施の形態においては、発振回路のインピーダンスＺ1 に、センサＳと障害物Ｇで形成されるコイルＬとコンデンサＣのインピーダンスに加え、発振周波数を変化させることなく、発振レベルの変化に変換するものであるから、発振回路の周波数特性に左右されることなく、発振レベルの変化速度及び変化量の大きさによって障害物Ｇの検出ができる。
【００９３】
更にまた、この実施の形態においては、インピーダンスＺ1 に加える静電容量の変化は、並列共振回路のコイルに結合されている可変容量ダイオードＶＤによって行うものであるから、前記並列共振回路の相互インダクダンスとして設定でき回路設計の自由度が高くなる。
【００９４】
ところで、この実施の形態においては、インピーダンスＺ1 のコイルＬに可変容量ダイオードＶＤを並列接続し、機械的変位を使用することなく静電容量の変化を得ているが、本発明を実施する場合には、発振制御回路３の出力を可変コンデンサの可変出力、または、可変リアクタンスの可変出力とすることができる。
【００９５】
また、この実施の形態においては、障害物Ｇの接近に伴うこの入力インピーダンスの変化を、発振周波数を一定として発振レベルの変化として検出するとき、センサの入力インピーダンスの変化を図６では共振回路コイルの２次側に加えたが、図７のように中間タップに加えても同様に使用できる。
【００９６】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１の障害物検出装置は、障害物に接近すると、その入力インピーダンスが変化するセンサの入力インピーダンスの変化によって共振周波数を変化させるインピーダンスと他の２個のインピーダンスと共に形成する発振回路と、前記発振回路からの発振レベルの低下を検出して、発振制御回路で前記発振レベルの低下に対応して前記発振回路を形成するインピーダンスを変化させ、前記発振回路の発振周波数を所定の周波数領域内とし、所定の発振レベルが維持できるか否かで障害物の検出を行うものである。
【００９７】
したがって、アンテナとして機能するセンサの入力インピーダンスは、自由空間と異なる媒質が接近すると変化し、この入力インピーダンスの変化を、発振周波数を補償できる共振回路に加え、発振レベルの変化のみで障害物が検出できるものであるから、電圧レベルの単位時間当たりの変化量の大きさを判定し、障害物を検出することができる。故に、４０ｃｍ前後の障害物の検出距離が維持でき、簡単な回路で実現できる。
【００９８】
請求項２の障害物検出装置は、直列接続されたインピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 と、前記インピーダンスＺ2 及びインピーダンスＺ3 の両端子に接続されたインピーダンスＺ1 によって発振条件を定め、同じ極性とするインピーダンスＺ1 及びインピーダンスＺ3 の共振回路を有する発振回路を具備し、前記インピーダンスＺ3 を、共振周波数をｆ3 、回路のＱファクタをＱ3 とし、また、前記インピーダンスＺ1 を、共振周波数をｆ1 、回路のＱファクタをＱ1 とするとき、ｆ1 ＞ｆ3 で、かつ、Ｑ3 ＞Ｑ1 となるように、インピーダンスＺ3 は電気的機械振動子とし、インピーダンスＺ1 はコイルとコンデンサで形成し、前記発振回路の発振周波数を所定の周波数領域内とし、所定の発振レベルが維持できるか否かで障害物の検出を行うものである。
【００９９】
したがって、アンテナとして機能するセンサの入力インピーダンスは、自由空間と異なる媒質が接近すると変化し、この入力インピーダンスの変化を、発振周波数を補償できる共振回路に加え、発振レベルの変化のみで障害物が検出できるから、電圧レベルの単位時間当たりの変化量の大きさを判定し、障害物を検出することができる。故に、４０ｃｍ前後の障害物の検出距離が維持でき、簡単な回路で実現できる。
【０１００】
請求項３の障害物検出装置は、前記発振回路はその発振レベルが一定となるようインピーダンスＺ1 の誘導性と容量性の並列回路の各共振周波数の差を制御するものであるから、請求項２の効果に加えて、発振回路の発振周波数の制御及びそれによる発振レベルが既知となり、制御が容易になる。
【０１０１】
請求項４の障害物検出装置は、前記発振回路のインピーダンスＺ1 に、センサと障害物で形成される静電容量を加え、発振周波数を変化させることなく、発振レベルの変化に変換するものであるから、請求項２の効果に加えて、発振回路の周波数特性に左右されることなく、障害物検出ができる。
【０１０２】
請求項５の障害物検出装置は、前記インピーダンスＺ1 に加える静電容量の変化は、並列共振回路のコイルに結合されているものであるから、請求項２の効果に加えて、前記並列共振回路の相互インダクダンスとして設定でき回路設計の自由度が高くなる。
【０１０３】
請求項６の障害物検出装置は、前記センサと前記障害物とが所定以上接近したとき、前記障害物の検出状態を保持するものであるから、請求項１の効果に加えて、障害物検出装置の動作が確認でき、それ以上に接近させるような無理な移動には応答しなくなる。
【０１０４】
請求項７の障害物検出装置は、前記センサと前記障害物とが所定以上接近したとき、前記発振回路の発振を停止させ障害物の検出状態を保持するものであるから、請求項２乃至請求項５の何れか１つに記載の効果に加えて、障害物検出装置の動作が確認でき、それ以上に接近させるような無理な移動には応答しなくなり、かつ、その検出によって発振が停止し、無用な電力消費がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は本発明の第一実施形態の障害物検出装置を説明するための公知の発振回路の基本的原理説明図である。
【図２】  図２は本発明の第一実施形態の障害物検出装置を説明するためのハートレー型発振回路の基本的原理説明図である。
【図３】  図３は図２のインピーダンスＺ3 の等価回路図である。
【図４】  図４は図３の周波数とリアクタンスとの関係を示す特性図である。
【図５】  図５は本発明の第一実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【図６】  図６は本発明の第二実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【図７】  図７は本発明の第三実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【図８】  図８は本発明の第四実施形態の障害物検出装置の全体回路図である。
【図９】  図９は第１の従来例の自動車の障害物検出装置の原理図である。
【図１０】  図１０は第２の従来例の自動車の障害物検出装置の原理図である。
【図１１】  図１１は第３の従来例の自動車の障害物検出装置の原理図である。
【符号の説明】
ＦＥＴ    電界効果型トランジスタ
Ｚ1       インピーダンス
Ｚ2       インピーダンス
Ｚ3       インピーダンス
ＣＯＭＰ      比較回路
ＣＯＭＰ２    比較回路
ＯＰ      オペアンプ
ＶＤ      可変容量ダイオード
Ｌ        インダクタンス
Ｃ        コンデンサ
１        検波回路
２        判定回路
３，３０  発振制御回路
【図１】
0003671264.tif 000003
【図２】
0003671264.tif 000004
【図３】
0003671264.tif 000005
【図４】
0003671264.tif 000006
【図５】
0003671264.tif 000007
【図６】
0003671264.tif 000008
【図７】
0003671264.tif 000009
【図８】
0003671264.tif 000010
【図９】
0003671264.tif 000011
【図１０】
0003671264.tif 000012
【図１１】
0003671264.tif 000013