(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方では第１ダイオード（Ｄ５）を介して入力電圧（ＵＥ）を供給するための端子と連結されており、他方では回路結線（Ｋ）と連結されている第１充電蓄積部（Ｃ１）と、
一方では供給電位（ＶＤＤ）を供給するための端子と連結されており、他方では、第２ダイオード（Ｄ６）を介して第１充電蓄積部に連結されるとともに出力電圧（ＵＡ）を生成するための端子と接続されている第２充電蓄積部（Ｃ２）と、
一方では供給電位端子（ＶＤＤ）と連結されており、他方では回路結線（Ｋ）と連結されている第１切り替え手段（Ｔ３）と、
一方では基準電位（ＧＮＤ）用の端子と接続されており、他方では回路結線（Ｋ）と接続されている第２切り替え手段（Ｔ２）とを備え、
第１，第２切り替え手段（Ｔ２，Ｔ３）は、バイポーラトランジスタを含み、このバイポーラトランジスタを制御するため、高周波数信号（ＣＬＫ）を供給するための端子と連結されている、充電ポンプ回路の供給電圧（ＶＤＤ，ＧＮＤ）よりも大きな出力電圧（ＵＡ）を生成するための充電ポンプ回路。
【請求項２】
上記第１ダイオード（Ｄ５）が、入力電圧（ＵＥ）用の端子と、第１充電蓄積部（Ｃ１）との間に順方向に接続されており、上記第２ダイオード（Ｄ６）が、第１充電蓄積部（Ｃ１）と、第２充電蓄積部（Ｃ２）との間に順方向に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の充電ポンプ回路。
【請求項３】
上記第１および第２切り替え手段（Ｔ３，Ｔ２）が、各１つのバイポーラトランジスタを含んでおり、この各１つのバイポーラトランジスタに、第１および第２飽和防止回路（ＡＳ１，ＡＳ２）が接続されていることを特徴とする、請求項１または２に記載の充電ポンプ回路。
【請求項４】
上記バイポーラトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）の制御入力部に、駆動回路（Ｓ１，Ｓ２）が接続されており、これら駆動回路に、切り替え増幅器として構成されているバイポーラトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）を交互にスイッチオンすることで、高周波数信号（ＣＬＫ）を供給できることを特徴とする、請求項３に記載の充電ポンプ回路。
【請求項５】
上記制御入力部において補助電圧（ＵＨ）を入力でき、駆動回路（Ｓ１，Ｓ２）を、供給電圧（ＶＤＤ）用の端子と接続するとともに高電圧（Ｔ１）から保護するための手段が備えられていることを特徴とする、請求項４に記載の充電ポンプ回路。
【請求項６】
上記飽和防止回路（ＡＳ１，ＡＳ２）が、対向して接続されている各２つのダイオード（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ３，Ｄ４）を含み、これらダイオードは、バイポーラトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）のベース端子とコレクタ端子との間に接続されており、飽和防止回路（ＡＳ１，ＡＳ２）が、駆動回路（Ｓ１，Ｓ２）と接続されていることを特徴とする、請求項４または５に記載の充電ポンプ回路。
【請求項７】
上記抵抗器（Ｒ１）が、バイポーラトランジスタ（Ｔ３）のベース端子と、供給電位（ＶＤＤ）用の端子との間に接続されいることを特徴とする、請求項６に記載の充電ポンプ回路。
【請求項８】
電流反射部（Ｔ４，Ｔ５）が、トランジスタ（Ｔ３）のベース端子、および、供給電圧（ＶＤＤ）に接続されており、また、補助電圧（ＵＨ）用の端子と連結されていることを特徴とする、請求項６に記載の充電ポンプ回路。
【請求項９】
上記充電蓄積部（Ｃ１，Ｃ２）が、誘電体によって相互に分断されている各２つのポリシリコン領域を含むことを特徴とする、請求項１ないし８のいずれかに記載の充電ポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
本発明は、充電ポンプ回路（Ｌａｄｕｎｇｓｐｕｍｐｅｎｓｃｈａｌｔｕｎｇ）に関するものである。
【０００１】
充電ポンプ回路は、充電ポンプ回路に供給可能な供給電圧よりも高い出力電圧を生成するために使用される。
【０００２】
電子システムでは、回路部分（Ｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｔｅｉｌｅ）のために、電子システムの実際の作動電圧よりも高い供給電圧を頻繁に生成する必要がある。このため、充電ポンプ回路が使用される。
【０００３】
刊行物米国特許公報第５，０６６，８７１号（ＵＳ５，０６６，８７１）に、充電ポンプ回路の原理と、ＣＭＯＳテクノロジーおよびバイポーラ回路技術での充電ポンプ回路の実施例が記載されている。ここでは、コンデンサが備えられている。コンデンサは、その端子によって、一方では、供給電位に接続されており、他方では、接地または供給電位に切り替え可能なように接続されている。
【０００４】
刊行物米国特許公報第５，０５９，８１５号（ＵＳ５，０５９，８１５）に、ＣＭＯＳ技術によって形成された多段式構造（Ｋａｓｋａｄｅｎｓｔｒｕｋｔｕｒ）を備えた充電ポンプ回路が記載されている。ここでは、２つの充電ポンプ回路が連続して接続されている。これら２つの充電ポンプ回路は、キャパシタダイオードに対して直列に、充電蓄積部として１つのコンデンサをそれぞれ有している。しかし、この回路は、標準ＣＭＯＳ部品が使用される場合、小さな電圧にだけしか適さないものである。
【０００５】
充電ポンプ回路を実現するためのＣＭＯＳ（相補型金属酸化膜半導体）テクノロジーは、例えば自動車技術に関する課題（Ｎａｃｈｔｅｉｌ）を有している。この課題とは、このような充電ポンプ回路が、時折生じるピーク電圧（Ｓｐａｎｎｕｎｇｓｐｉｔｚｅｎ）に起因する、かなり悪質な破壊特性（Ｄｕｒｃｈｂｒｕｃｈｓｅｉｇｅｎｓｃｈａｆｔｅｎ）を有するということである。
【０００６】
刊行物米国特許公報第５，０６６，８７１号（ＵＳ５，０６６，８７１）に記載されている、バイポーラ技術によって形成される充電ポンプ回路は、生じるピーク電圧に関しては改善されている。また、通常、パイポーラトランジスタに発生する可能性のある飽和効果（Ｓａｅｔｔｉｇｕｎｇｓｅｆｆｅｋｔｅｎ）が原因で、充電ポンプ回路の迅速な切断もしくは迅速な切り替えが不可能であるという不都合がある。しかしながら、この刊行物には、充電ポンプ回路におけるＮＰＮトランジスタの特に強い飽和を回避する回路だけしか記載されていない。
【０００７】
文献ドイツ特許公報第２６２１６９４（ＤＥ２６２１６９４）に、電圧ダブラー回路（Ｓｐａｎｎｕｎｇｓｖｅｒｄｏｐｐｌｕｎｇｓｓｃｈａｌｔｕｎｇ）が記載されている。この電圧ダブラー回路は、１つの入力部および１つの出力部、ならびに、２つのダイオード，２つの充電蓄積部および出力電圧が入力電圧の約２倍に相当するように相互に交差接続されて（ｖｅｒｓｃｈａｌｔｅｔ）いる２つの回路トランジスタを有している。この構成では、使用される充電ポンプ回路の電圧破壊強度（Ｓｐａｎｎｕｎｇｓｆｅｓｔｉｇｋｅｉｔ）を、入力電圧よりも高める必要がある。
【０００８】
本発明の目的は、使用する充電蓄積部の電圧破壊強度の合計よりも大きな電圧を生成する充電ポンプ回路を提供することにある。
【０００９】
この目的は、本発明に基づく充電ポンプ回路によって達成される。すなわち、この充電ポンプ回路は、充電ポンプ回路の供給電圧よりも大きな出力電圧を生成するためのものであり、
一方では第１ダイオードを介して入力電圧を供給するための端子と連結されており、他方では回路結線（Ｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｋｎｏｔｅｎ）と連結されている第１充電蓄積部と、
一方では供給電位を供給するための端子と連結されており、他方では、第２ダイオードを介して第１充電蓄積部と連結されているとともに出力電圧を生成するための端子と接続されている第２充電蓄積部と、
一方では供給電位端子と連結されており、他方では回路結線と連結されている第１切り替え手段と、
一方では基準電位（Ｂｅｚｕｇｓｐｏｔｅｎｔｉａｌ）用の端子と接続されており、他方では回路結線と接続されている第２切り替え手段とを備え、
第１および第２切り替え手段は、バイポーラトランジスタを含み、その制御のために、高周波数信号を供給するための端子と連結されている。
【００１０】
供給電圧は、供給電位と基準電位との間の電圧差（Ｓｐａｎｎｕｎｇｓｄｉｆｆｅｒｅｎｚ）である。
【００１１】
充電ポンプ回路の入力電圧は、通常、数ボルトの領域である。従って、第１充電蓄積部を、小さな電圧破壊強度を有するキャパシタとして構成できる。同じく、第２充電蓄積部には、電圧による小さな負荷がかかる。なぜなら、第２充電蓄積部において、出力電圧と供給電圧との電圧差（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｚｓｐａｎｎｕｎｇ）のみ下降するからである。それゆえ、充電蓄積部を、小さな所要面積で実現でき、小さな所要電流で作動できる。その上、充電蓄積部の電圧負荷が小さいので、供給電圧におけるピーク過電圧（Ｕｅｂｅｒｓｐａｎｎｕｎｇｓｓｐｉｔｚｅｎ）により生じるショートに関する、充電蓄積部の高い安全性を期待できる。例えば、自動車技術の応用において充電ポンプ回路を使用する場合、例えば、原動機付車両におけるスタート過程、架橋過程（Ｕｅｂｅｒｂｒｕｅｃｋｕｎｇｓｖｏｒｇａｅｎｇｅｎ）、または切り替え過程による、供給電圧の強いピーク電圧および電圧変動が予測される。上記の充電ポンプ回路は、個々の充電蓄積部の電圧破壊強度よりも大きな出力電圧を生成できる。この出力電圧は、入力電圧と供給電圧との合計にほぼ相当する。
【００１２】
また、入力電圧は、供給電圧よりも小さいことが好ましい。
【００１３】
例えば、入力電圧が４Ｖ、供給電圧が２５Ｖでもよい。そうすると、この例では、両方の充電蓄積部の電圧破壊強度が１２Ｖである一方、この回路は、約２８Ｖの出力電圧を生成できる。
【００１４】
本発明の好ましい実施形態（Ａｕｓｆｕｅｈｒｕｎｇｓｆｏｒｍ）には、各１つのダイオードが備えられている。この各１つのダイオードは、入力電圧用の端子と、第１充電蓄積部との間、および、第１充電蓄積部と、第２充電蓄積部との間に、順方向に接続されている。ダイオードにより、第１クロック位相（Ｔａｋｔｐｈａｓｅ）の間に第１充電蓄積部に入力電圧を充電し、第２クロック位相の間に、第１充電蓄積部に蓄積されている電荷を第２充電蓄積部に充電しなおすことを、簡単に実現できる。
【００１５】
本発明の更なる、好ましい実施形態では、第１および第２切り替え手段は、各１つのバイポーラトランジスタを含んでいる。この各１つのバイポーラトランジスタに、各１つの第１もしくは第２飽和防止回路（Ａｎｔｉ−Ｓａｅｔｔｉｇｕｎｇｓｓｃｈａｌｔｕｎｇｅｎ）が接続されている。バイポーラトランジスタを、充電ポンプ回路の第１クロック位相と第２クロック位相との間を切替えるために使用する場合、飽和防止回路は、バイポーラトランジスタの飽和を回避し、その結果、回路の電流消費を減少でき、高周波数信号によって入力できるポンプ周波数（Ｐｕｍｐｆｒｅｑｕｅｎｚ）を上昇させられる。
【００１６】
本発明の更なる好ましい実施形態では、バイポーラトランジスタの制御入力部に、駆動回路が接続されている。そして、この駆動回路に、切り替え増幅器として構成されているバイポーラトランジスタを交互にスイッチオンするため、高周波数信号を供給できるようになっている。高周波数信号が矩形信号（Ｒｅｃｈｔｅｃｋｓｉｇｎａｌ）であれば、矩形信号の第１クロック位相の間は、第１バイポーラトランジスタがスイッチオンされ、第２バイポーラトランジスタがスイッチオフされている。第２クロック位相の間は、この逆である。
【００１７】
本発明の更なる、好ましい実施形態では、駆動回路を高電圧から保護するための手段が備えられている。この手段は、制御入力部において補助電圧を入力でき、駆動回路を供給電圧用の端子と接続する。この高電圧から保護するための手段を実現するためには、高ボルト固定バイポーラトランジスタ（ｈｏｃｈｖｏｌｔ−ｆｅｓｔｅｒ Ｂｉｐｏｌａｒ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）だけで十分である。このことにより、電位的にその下にある回路部分、例えば、駆動回路のスイッチおよび電流源を、電流および面積を節約できる標準ＣＭＯＳ部品によって確実に実現できる。このことは、例えば、過電圧になりやすいアプリケーション、例えば自動車の分野に、充電ポンプ回路を使用する際に有利である。
【００１８】
本発明の更なる、好ましい実施形態では、飽和防止回路が、対向して接続されている各２つのダイオードを含んでいる。これらダイオードは、切り替え手段のバイポーラトランジスタのベース端子とコレクタ端子との間に接続されている。この場合、これらのダイオードは、その接続結線において、駆動回路とそれぞれ接続されている。このことにより、エミッタ回路において作動するバイポーラトランジスタが、負のコレクタ−ベース電圧を有することを回避できる。従って、トランジスタの深い飽和だけでなく、トランジスタの軽い飽和さえも回避される。このことは、高いポンプ周波数を可能にし、また、このような効果的な飽和回路は、充電ポンプ回路の電流消費を、飽和充電とポンプ周波数との積だけ減少する。同時に回避される基板電流の（特に、高い温度での）注入によって、回路の電流消費をさらに減少させる。なお、ダイオードの代わりに、抵抗器または別のトランジスタを部分的に使用できる。ダイオードのそれぞれの代わりに、複数のダイオードの直列回路を使用できる。
【００１９】
本発明の更なる、好ましい実施形態では、上記の抵抗器が、第２切り替え手段のトランジスタのベース端子と供給電位用の端子との間に接続されている。この抵抗器は、高オームであるように設計されていることが好ましく、これにより、第２切り替え手段のトランジスタを確実に切断できる。
【００２０】
本発明の更なる、好ましい実施形態では、抵抗器の代わりに、電流反射部（Ｓｔｒｏｍｓｐｉｅｇｅｌ）が備えられていてもよい。この電流反射部は、供給電位用端子、および、第２切り替え手段のトランジスタのベース端子に接続されており、また、補助電圧用の端子と連結されている。抵抗器の代わりに、別のトランジスタによって、この切り替え増幅器として設計されているトランジスタを確実に切断できるため、バイポーラトランジスタを迅速に切断できる。
【００２１】
本発明の更なる、好ましい実施形態では、充電蓄積部が、誘電体によって相互に分断されている各２つのポリシリコン領域を含んでいる。いわゆるポリ−ポリ−キャパシタは、所要面積が特に小さく、さらに、その第１端子との交差接続（Ｖｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇ）が、充電ポンプ回路の出力電圧用の端子において可能となっている。これにより、基板および回路の基準電位端子に対する拡散キャパシタを付加的に使用できる。この拡散キャパシタは、例えば、公称キャパシタの１０％でもよい。第１充電蓄積部と、基準電位端子との間の拡散キャパシタは、この場合、付加的なフィルターコンデンサ（Ｇｌａｅｔｔｕｎｇｓｋｏｎｄｅｎｓａｔｏｒ）として作用する。
【００２２】
本発明の更なる詳細については、従属請求項に記載する。
【００２３】
本発明を以下に複数の実施例について、図を参考に詳しく説明する。
【００２４】
図１は、本発明の充電ポンプ回路における、第１実施形態の接続図である。図２は、本発明の充電ポンプ回路の第２実施形態の接続図である。図３は、本発明の充電ポンプ回路の第３実施形態の接続図である。図４は、本発明の充電ポンプ回路の第４実施形態の接続図である。図５は、本発明の充電ポンプ回路の第５実施形態のブロック接続図である。図６は、本発明の充電ポンプ回路の第６実施形態のブロック接続図である。
【００２５】
以下の図の説明では、参照番号によって、相互に対応している部材および機能ブロックを示している。
【００２６】
図１は、充電ポンプ回路の接続図を示す。この充電ポンプ回路は、出力電圧ＵＡを生成する。この出力電圧ＵＡは、充電ポンプ回路が供給する供給電位ＶＤＤと基準電圧ＧＮＤとの間の、供給電圧よりも大きい。第１充電蓄積部（ｅｒｓｔｅｒ Ｌａｄｕｎｇｓｓｐｅｉｃｈｅｒ）Ｃ１は、一方では、ダイオードＤ５を介して入力電圧ＵＥの供給端子と接続されており、他方では、回路結線Ｋと接続されている。第２充電蓄積部Ｃ２は、一方では、ダイオードＤ６を介して第１充電蓄積部と接続されており、他方では、抵抗器Ｒ３を介して供給電圧用の端子に接続されている。結線Ｋは、切り替え増幅器として実施されており、エミッタ回路において作動しているバイポーラトランジスタＴ２・Ｔ３に、供給電位ＶＤＤと基準電位ＧＮＤとに応じて交互に繋がる。このため、バイポーラトランジスタＴ２・Ｔ３のベース端子は、ポンプ周波数ＣＫＬを有する高周波数信号の供給端子に連結されている。この構成では、第１クロック位相における高周波数信号ＣＬＫ＝０の間に、駆動回路Ｓ１・Ｓ２によって、トランジスタＴ２がスイッチオンされ、トランジスタＴ３がスイッチオフもしくは遮断されるように駆動される。それゆえ、回路結線Ｋは、実際には基準電位ＧＮＤに繋がっている。第１充電蓄積部Ｃ１には、ダイオードＤ５を介して入力電圧ＵＥが充電される。また、第２クロック位相において、すなわち、高周波数信号ＣＬＫ＝１のとき、トランジスタＴ２は遮断され、トランジスタＴ３はスイッチオンされる。従って、回路結線Ｋは、供給電圧ＶＤＤの電位と低オームに接続され、基準電位ＧＮＤと高オームに接続される。それゆえ、結線Ｋは、第２クロック位相の間、実際には供給電圧ＶＤＤの電位と繋がっている。従って、充電蓄積部Ｃ１に蓄積されている電荷は、順方向（Ｆｌｕｓｓｒｉｃｈｔｕｎｇ）に極性化されているダイオードＤ６を介して、第２充電蓄積部Ｃ２に転送される。また、供給電圧ＶＤＤと入力電圧ＵＥとの合計に相当する出力電圧ＵＡを利用できる。この場合、出力電圧は、個々の充電蓄積部Ｃ１・Ｃ２の破壊電圧よりも高い。充電蓄積部Ｃ２と、供給電圧ＶＤＤ用の端子との間には、抵抗器Ｒ３が備えられている。この抵抗器Ｒ３は、第２充電蓄積部Ｃ２を、電磁気入力連結（ｅｌｅｋｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｓｃｈｅｎ Ｅｉｎｋｏｐｐｌｕｎｇｅｎ）または静電放電（ｅｌｅｋｔｒｏｓｔａｔｉｓｃｈｅｎ Ｅｎｔｌａｄｕｎｇｅｎ）から保護するものである。第２充電蓄積部Ｃ２は、ポリ−ポリ−キャパシタ（Ｐｏｌｙ−Ｐｏｌｙ−Ｋａｐａｚｉｔａｅｔ）として構成されており、その第１端子によって、出力電圧ＵＡ用の端子に接続されている。その結果、第２充電蓄積部Ｃ２の端子と基板との間に生じる拡散キャパシタは、付加的なフィルターコンデンサＣ４として、出力電圧ＵＡ用の端子と基準電位ＧＮＤとの間に接続されている。付加的な寄生拡散キャパシタ（ｐａｒａｓｉｔａｅｒｅ Ｓｔｒｅｕｋａｐａｚｉｔａｅｔ）Ｃ３は、第１充電蓄積部Ｃ１と基準電位端子ＧＮＤとの間に配されている。
【００２７】
バイポーラトランジスタＴ２，Ｔ３に、このバイポーラトランジスタＴ２，Ｔ３を含む各１つの飽和防止回路ＡＳ１，ＡＳ２が接続されている。この構成では、飽和防止回路ＡＳ１，ＡＳ２は、トランジスタＴ２，Ｔ３の飽和を回避する。ＰＮＰトランジスタとして形成されているバイポーラトランジスタＴ３のために、２つのダイオードＤ３，Ｄ４が備えられている。これらダイオードＤ３，Ｄ４は、その陰極端子によって相互に接続されており、その陽極端子によって、トランジスタＴ３のベース端子もしくはコレクタ端子と接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４の共通の陰極端子には、高周波数信号ＣＬＫによって第３トランジスタＴ３を駆動するために、駆動回路が接続されている。ＮＰＮトランジスタとして形成されているバイポーラトランジスタＴ２は、飽和を防止するために、２つのダイオードＤ１，Ｄ２を備えている。これらダイオードＤ１，Ｄ２は、その陽極端子によって相互に接続されており、その陰極端子によって、トランジスタＴ２のベース端子もしくはコレクタ端子と接続されている。トランジスタＴ２も、駆動回路と接続されており、高周波数信号ＣＬＫによって駆動される。
【００２８】
高周波数信号ＣＬＫによってトランジスタＴ２，Ｔ３を駆動するための駆動回路は、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２を含んでいる。第１および第２電流源Ｉ１，Ｉ２と同じく、これら第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２は、高周波数信号ＣＬＫによって駆動される。制御側で補助電圧端子ＵＨと接続されている別のバイポーラトランジスタＴ１により、スイッチＳ１，Ｓ２および電流源Ｉ１，Ｉ２は、高電圧から保護されている。従って、これらを、電流および面積を節約した方法で標準ＣＭＯＳ部品により構成できる。付加的なバイポーラトランジスタＴ１のエミッタ端子は、抵抗器Ｒ２を介して、基準電位ＧＮＤと接続されている。これにより、トランジスタＴ１を調節して静電流を非常に小さくすることで（例えば、１μＡ）、高ボルトＮＰＮトランジスタＴ１のエミッタ−ベース経路を常に確実に順方向に極性化しておくことが可能となる。補助電圧ＵＨは、供給電圧ＶＤＤの変動に関連して安定化されている。
【００２９】
この飽和防止回路ＡＳ１，ＡＳ２を有するこの充電ポンプ回路は、全ての作動状態において、トランジスタＴ２，Ｔ３のコレクタ−エミッタ電圧を、３００ｍＶより大きな電圧値に制限している。その結果、この効果的な飽和防止によって、回路構造の電流消費は、飽和充電と高周波数信号ＣＬＫのポンプ周波数との積だけ減少されている。その上、この飽和防止回路によって、基板電流の（特に、高温度での）注入を回避できる。従って、充電ポンプ回路の電流消費をさらに減少でき、温度推移（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｇａｎｇ）を改善できる。図１に基づく充電ポンプ回路は、小さな内部抵抗と僅かな電圧波形（Ｓｐａｎｎｕｎｇｓｒｉｐｐｅｌ）とを有する出力電圧ＵＡを生成するため、高いポンプ周波数（例えば１ＭＨｚより大きい）によって作動される。入力電圧ＵＥおよび補助電圧ＵＨは、同じであってもよく、例えば、３ボルトである。供給電圧ＶＤＤは、数１０ボルトの大きさでもよい。抵抗器Ｒ１を、高オーム、例えば、５０〜１００ｋオームの抵抗値を有するように設計できる。この抵抗器Ｒ１は、トランジスタＴ３を確実に切断するために使用される。
【００３０】
バイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ３およびダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６は、高ボルトに適しているように設計できる。キャパシタＣ１，Ｃ２は、入力電圧ＵＥと同程度の電圧破壊強度が必要である。
【００３１】
飽和防止回路ＡＳ２では、Ｔ２にかかっているコレクタ−ベース電圧が負になるとすぐに、トランジスタＴ２を駆動するベース電流が、ダイオードＤ２を通って流される。フィードバック連結（Ｒｕｅｃｋｋｏｐｐｌｕｎｇ）は、ダイオードＤ２もしくは飽和防止回路ＡＳ１にあるダイオードＤ４のみを介して行われるので、反応時間を改善でき、調節構造（Ｒｅｇｅｌａｎｏｒｄｎｕｎｇ）の変動を減らせる。トランジスタＴ２またはＴ３は、スイッチＳ２もしくは抵抗器Ｒ１によってスイッチオフされる。
【００３２】
ダイオードＤ１，Ｄ３の代わりに、抵抗器を使用してもよい。この抵抗器によって、トランジスタＴ２，Ｔ３のコレクタ端子における電圧差は、任意に調節される。あるいは、ダイオードＤ１もしくはＤ３の代わりに、複数のダイオードを直列に接続することもできる。この場合、トランジスタＴ２，Ｔ３のコレクタ端子における電圧差もしくは電圧振幅（Ｓｐａｎｎｕｎｇｓｈｕｂ）が、適切に減少される。
【００３３】
この充電ポンプ回路では、キャパシタＣ１，Ｃ２の電圧付加が小さいので、回路がショートしにくく、高い信頼性を実現できる。
【００３４】
バイポーラトランジスタＴ２，Ｔ３のベース電流駆動により、小さなベース電流によってコンデンサＣ１およびＣ３を充電するため、トランジスタＴ２，Ｔ３の大きなコレクタ電流を得られる。トランジスタＴ３において、例えば、３００マイクロアンペアのコレクタ電流を得るためには、電流増幅βが３０の場合、１０マイクロアンペアのベース制御電流が必要である。それゆえ、結線Ｋに接続されている、コンデンサＣ１のコンデンサ端子に、
Ｔｒ＝Ｃ３・（ＶＤＤ−２・ＵＢＥ）／ＩＣ＝１００ｎｓ
の上昇時間。ただし、Ｔｒ＝上昇時間、Ｃ３＝コンデンサＣ３の容量値、ＵＢＥ＝トランジスタＴ３のベース−エミッタ電圧、ＩＣ＝第３トランジスタＴ３のコレクタ電流であり、Ｃ３＝２ｐＦ、ＶＤＤ＝１７ＶおよびＵＢＥ＝０．６５Ｖである。トランジスタＴ２，Ｔ３を良好に遮断することにより、全電流消費の減少に関して更なる利点が生じる。また、これらトランジスタＴ２，Ｔ３では、スイッチオフされている状態のとき、コレクタ電流＝０である。
【００３５】
図２は、充電ポンプ回路の他の実施形態を示し、図１の回路構造にほぼ相当しているが、ここでは、抵抗器Ｒ１の代わりにトランジスタＴ４が使用されている。このトランジスタＴ４は、別のトランジスタＴ５とともに電流反射部を構成している。この電流反射部は、供給電圧ＶＤＤとエミッタ側で接続されている。さらに、トランジスタＴ６は、制御側で補助電圧ＵＨに繋がり、負荷側で、一方ではスイッチＳ１と接続されており、他方では電流反射部のトランジスタＴ５と接続されている。このことから、トランジスタＴ３の遮断は、スイッチオフされている状態においてさらに改善される。なぜなら電流反射部Ｔ４，Ｔ５を介して、ベース制御電流が印加されるからである。このベース制御電流は、トランジスタＴ３のベースを効果的に遮断する。さらに、電流反射部Ｔ４，Ｔ５によって、トランジスタＴ３を抵抗器Ｒ１と比べてより迅速に切断できる。
【００３６】
充電ポンプ回路のほかの実施形態（Ｒｅａｌｉｓｉｅｒｕｎｇ）を、ブロック接続図を参考に図３に示す。図３は、飽和防止回路ＡＳ１にあるダイオードＤ４の代わりに、ＰＮＰトランジスタＴ７が備えられている点が図２と異なっている。このトランジスタＴ７は、そのベースによってダイオードＤ３の陰極端子に接続されており、そのエミッタによってトランジスタＴ３のコレクタに接続されており、そのコレクタによって付加的な電流反射部Ｔ８，Ｔ９に接続されている。電流反射部Ｔ８，Ｔ９は、基準電位ＧＮＤにエミッタ側で接続されている。トランジスタＴ３におけるコレクタ電位が、そのベース電位を超えて上昇するとすぐに、トランジスタＴ７が伝導する。次にトランジスタＴ７を通って流れる付加電流が、電流反射部Ｔ８，Ｔ９およびＴ４，Ｔ５を介して反射され、トランジスタＴ３をスイッチオフする。それゆえ、トランジスタＴ７，Ｔ８，Ｔ９，Ｔ４，Ｔ５は、トランジスタＴ３用の調節ループを形成する。
【００３７】
図４は、図３の充電ポンプ回路の発展形態を示す。この図４では、電流反射部Ｔ８，Ｔ９は、トランジスタＴ７、および、電流反射部Ｔ４，Ｔ５に接続されておらず、トランジスタＴ７、および、コレクタ側でトランジスタＴ３に接続されている。トランジスタＴ３のための飽和防止回路ＡＳ１をこのように実現することにより、より急速なフィードバック連結が行われる。なぜなら、調節ループは、３つのトランジスタＴ７，Ｔ８，Ｔ９のみによって構成されているからである。トランジスタＴ７のコレクタ電流は、電流反射部Ｔ８，Ｔ９のみによって大きく上昇され、トランジスタＴ３のコレクタから直接引き出される（ａｂｇｅｚｏｇｅｎ）からである。
【００３８】
充電ポンプ回路の更なる回路変化形を図５に示す。図５は、図４の充電ポンプ回路の発展形態を示し、この図５では、電流反射部Ｔ８，Ｔ９が省かれている。また、トランジスタＴ７のコレクタ端子は、トランジスタＴ２のベース端子のみに直接供給される。このことにより、図４の場合と同じ電流消費であるものの、トランジスタＴ２，Ｔ７だけで構成されている調節ループは、その位相補助（Ｐｈａｓｅｎｒｅｓｅｒｖｅ）に関して改善されている。充電ポンプ回路は、いずれにも備えられているトランジスタＴ２を使用することによって、トランジスタＴ３を非常に迅速に切断できる。その結果、電流反射部Ｔ８，Ｔ９を省略できる。図５に基づく充電ポンプ回路の更なる長所は、コンデンサＣ２を保護している抵抗器Ｒ３を省くことができ、それゆえ、コンデンサＣ２を、出力電圧ＵＡ用の端子と、トランジスタダイオードＴ５を介して供給電圧ＶＤＤとの間に、直接接続できることである。また、このため、コンデンサＣ２の端子を、充電ポンプ回路の任意のほかの回路点（Ｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｐｕｎｋｔｅ）または供給電圧ＶＤＤと低オームで接続されている同じ集積回路におけるほかの回路部分に配置することもできる。
【００３９】
最後に、図６は、充電ポンプ回路の最後の実施例を示す。この図６は、図１と比べて、ダイオードＤ４の代わりに、バイポーラＰＮＰトランジスタＴ１０が使用されているという違いがある。このパイポーラＰＮＰトランジスタＴ１０のベース端子は、トランジスタＴ３のベース端子と接続されており、そのコレクタ端子は、トランジスタＴ３のコレクタ端子と接続されており、そのエミッタ端子は、ダイオードＤ３の陰極端子と接続されている。トランジスタＴ１０は、この場合、逆作動（ｉｎｖｅｒｓｅｎ Ｂｅｔｒｉｅｂ）において使用される。このことにより、同じくトランジスタＴ３の飽和が防止される。
【００４０】
また、他の実施形態では、ダイオードＤ３の代わりに抵抗器が使用される。あるいは、ダイオードＤ３に抵抗器を直列に接続してもよい。同じ方法で、ダイオードＤ２の代わりに、トランジスタＴ１０の接続と同様のＮＰＮトランジスタが使用される。この場合、さらに、ダイオードＤ１は、抵抗器を代用すること、あるいは、抵抗器を直列に接続することにより省略できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の充電ポンプ回路の第１実施形態の接続図である。
【図２】本発明の充電ポンプ回路の第２実施形態の接続図である。
【図３】本発明の充電ポンプ回路の第３実施形態の接続図である。
【図４】本発明の充電ポンプ回路の第４実施形態の接続図である。
【図５】本発明の充電ポンプ回路の第５実施形態のブロック接続図である。
【図６】本発明の充電ポンプ回路の第６実施形態のブロック接続図である。
【符号の説明】
ＡＳ１    第１飽和防止回路
ＡＳ２    第２飽和防止回路
Ｃ１      第１充電蓄積部
Ｃ２      第２充電蓄積部
Ｃ３      付加キャパシタ
ＣＬＫ    高周波数信号
ＧＮＤ    基準電位
Ｒ１      第１抵抗器
Ｒ２      第２抵抗器
Ｒ３      第３抵抗器
Ｓ１      第１スイッチ
Ｓ２      第２スイッチ
Ｔ２      第２切り替え手段
Ｔ３      第１切り替え手段
ＵＡ      出力電圧
ＵＥ      入力電圧
ＵＨ      補助電圧
ＶＤＤ    供給電位
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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