(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力と出力とを異なるインピーダンスに整合させる必要がある高周波フィードバック増幅器において、
前段の増幅器となる第一の高周波フィードバック増幅器と、
後段の増幅器となる第二の高周波フィードバック増幅器と、
前記第一の高周波フィードバック増幅器の出力端に入力端が接続され、前記第二の高周波フィードバック増幅器の入力端に出力端が接続される段間、入力及び出力の各インピーダンス整合用と利得調整用を兼ねた抵抗ネットワークと、
を備えることを特徴とする高周波フィードバック増幅器。
【請求項２】
前記抵抗ネットワークはπ型またはＴ型抵抗ネットワークであることを特徴とする請求項１記載の高周波フィードバック増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波フィードバック増幅器に係り、特に入力と出力とを異なるインピーダンスに整合させなければならない高周波フィードバック増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６に従来の一般的な電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）を用いた高周波フィードバック増幅器の一例を示す。
図６において、ＺiおよびＺoはそれぞれ高周波フィードバック増幅器の入力および出力インピーダンスを示し、ＲiおよびＲoは信号源および負荷インピーダンスを示す。ここで、ＦＥＴを理想的なものとし、その相互コンダクタンスをｇｍとし、フィーバック抵抗をＲf、ソース抵抗をＲSとすると、負荷インピーダンスＲｏが接続されたとき、この高周波フィードバック増幅器の入力インピーダンスＺiは次の式（１）で表わすことができる。
【０００３】
【数１】
0003657528.tif 000002
【０００４】
逆に入力インピーダンスをＺiにしたいときの負荷インピーダンスＲoは式（１）を変形して次の式（２）で表わすことができる。
【０００５】
【数２】
0003657528.tif 000003
【０００６】
出力インピーダンスＺoと信号源インピーダンスＲiとの関係もまったく同じ式で表わされ、式（１）および式（２）において、入力インピーダンスＺiを出力インピーダンスＺoに負荷インピーダンスＲoを信号源インピーダンスＲiに読み替えることにより求めることができる。ここで増幅器の入出力整合がとれるということは、Ｚi＝ＲiかつＺo＝Ｒo（整合条件）が成り立つことである。
【０００７】
式（１）、（２）から次のことが言える。
Ｒi＝Ｒoの場合は整合条件を満たすＲf、Ｒsおよびｇｍの組み合わせは無数にあり、利得を考慮しながら任意に決めることができるが、Ｒi≠Ｒoの場合は整合条件を満たすＲf、Ｒsおよびｇｍの組み合わせは存在しない。
【０００８】
例えば、図６のフィードバック増幅器において、Ｒf＝６００Ω、Ｒs＝８Ω、ｇm＝１Ｓとした場合について考察すると次の通りである。
Ｒo＝１２０Ωとすると、式（１）からＺi＝５０．２Ωとなる。このときＲi＝５０．２Ωとすると、入力側の整合条件は満たすが、同じく式（１）よりＺo＝９８．８Ωとなり、Ｒo＝１２０Ωとの整合がとれなくなってしまう。
反対に、Ｚo＝１２０Ωとなるには式（２）からＲi＝３９Ωとなるから、Ｒi＝３９Ωとすれば出力側の整合はとれるが、このとき前に計算した通りＺi＝５０．２Ωであるため入力側の整合はとれていない。このようにＲi≠Ｒoの場合は入出力を同時に整合をとることができない。
【０００９】
このような問題点を解決するために、図７に示されるような高周波フィードバック増幅器が考案されている。この回路がＲi≠Ｒoの場合でも整合条件を満たすことを高周波フィードバック増幅器の回路定数が前述と同じであるとした場合について説明する。
第１の例として、Ｒi＝５０．２Ω、Ｒo＝１０９．４Ω、Ｒb＝１０．６Ω、Ｒa＝∞とする。Ｒi＝５０．２Ωであるから、式（１）よりＺo＝９８．８Ωとなる。従って図７の▲４▼から左を見たインピーダンスは１０９．４Ωとなり、Ｒoと一致し、出力側の整合条件を満たしている。また、▲３▼から右を見たインピーダンスは１２０Ωであるから、式（１）からＺi＝５０．２Ωとなり、Ｒiと一致しており入力側の整合条件も満たしている。つまり、Ｒi≠Ｒoでありながら、入出力整合条件も満たしている。
【００１０】
第２の例として、Ｒi＝４３．９Ω、Ｒo＝１２０Ω、Ｒb＝０Ω、Ｒa＝３４６．９Ωとする。Ｒi＝４３．９Ωであり、Ｒa＝３４６．９Ωであるから、▲２▼から左を見たインピーダンスは３９．０Ωであるから、式（１）よりＺo＝１２０Ωとなる。従って図７の▲４▼から左を見たインピーダンスは１２０Ωとなり、Ｒo＝１２０Ωと一致し、出力側の整合条件を満たしている。また、▲３▼から右を見たインピーダンスは１２０Ωであるから、式（１）からＺi＝５０．２Ωとなる。Ｚi＝５０．２Ωであり、Ｒa＝３４６．９Ωであるから、▲１▼から右を見たインピーダンスは４３．９Ωであり、Ｒiと一致しており、入力側の整合条件も満たしている。つまり、Ｒi≠Ｒoでありながら、入出力整合条件も満たしている。
増幅器外部に接続される素子（例えば、フィルタやトランス）にＲaやＲbと等価な損失が含まれている場合等には、それらを有効に使った設計も可能だが、これらの損失は任意の値を選べないし、周波数特性を持っていたりするので、できればない方がよい
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前述の例はＲi＜Ｒoの場合であるが、Ｒi＞Ｒoの場合は、Ｒaを直列抵抗に、Ｒbを並列抵抗にしなければならない。従って、図７の高周波フィードバック増幅器をより一般的な表現に直すと図８に示すように入力側と出力側双方に抵抗ロスを挿入したものとなる。このような回路構成とすることによって、インピーダンス整合はとることはできるが、入力側の抵抗ロスは雑音指数の悪化を招き、出力側の抵抗ロスは消費電力を増大させるという欠点があった。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、増幅器を２段構成とし、段間にπ型抵抗ネットワークを挿入することで段間、入力及び出力の各インピーダンス整合をとることができる高周波フィードバック増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
本発明になる高周波フィードバック増幅器は、入力と出力とを異なるインピーダンスに整合させる必要がある高周波フィードバック増幅器において、前段の増幅器となる第一の高周波フィードバック増幅器と、後段の増幅器となる第二の高周波フィードバック増幅器と、前記第一の高周波フィードバック増幅器の出力端に入力端が接続され、前記第二の高周波フィードバック増幅器の入力端に出力端が接続される段間、入力及び出力の各インピーダンス整合用と利得調整用を兼ねた抵抗ネットワークと、を備えることを特徴とするものである。
そして、前記抵抗ネットワークはπ型またはＴ型抵抗ネットワークであることを特徴とするものである。
【００１２】
本発明によれば、増幅器を２段構成とし、段間にインピーダンス整合用のπ型またはＴ型抵抗ネットワークを挿入したので入出力間のインピーダンスの整合をとることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下本発明について、図を用いて詳しく説明する。
図１は、本発明の一実施の形態を示す高周波フィードバック増幅器の要部回路図である。
図１において、Ｑ1は初段増幅を担うＦＥＴ、Ｑ2は後段増幅を担うＦＥＴ、Ｒiは信号源インピーダンス、Ｒf1はＱ1のフィードバック抵抗、Ｒs1はＱ1のソース抵抗、Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3は段間、入力及び出力の各インピーダンス整合用であり、利得調整用のπ型抵抗ネットワーク、Ｒf2はＱ2のフィードバック抵抗、Ｒs2はＱ2のソース抵抗である。
【００１４】
図１の高周波フィードバック増幅器をその構成要素に分けて説明する。
この回路は図１に示すように、初段増幅部である第一の高周波フィードバック増幅器と後段増幅部である第二の高周波フィードバック増幅器の段間にπ型の利得調整用の抵抗ネットワーク挿入する構成となっている。
これらの第一の高周波フィードバック増幅器と第二の高周波フィードバック増幅器は、従来例の図７で述べたものと同じ構成をしている。
【００１５】
第一の高周波フィードバック増幅器において、Ｒi＝２０Ω、Ｒa＝∞、Ｒf1＝１００Ω、Ｒs1＝５Ω、Ｒb＝２０Ω、ｇｍ1＝０．２Ｓ、Ｒo＝６０Ωとすると、式（１）からＺo＝４０Ωとなる。従って図７の「ニ」から左を見たインピーダンスは６０Ωとなり、Ｒoと一致し、出力側の整合条件を満たしている。また、「ハ」から右を見たインピーダンスは８０Ωであるから、式（１）からＺi＝２０Ωとなり、Ｒiと一致しており、入力側の整合条件も満たしている。このように第一の高周波フィードバック増幅器は、入力インピーダンスが２０Ωで出力インピーダンスが６０Ωにそれぞれ整合がとれた入力側にロスのない高周波フィードバック増幅器となる。
【００１６】
同様に、第二の高周波フィードバック増幅器において、Ｒi＝６０Ω、Ｒa＝１６１９Ω、Ｒf2＝５３７Ω、Ｒs2＝４Ω、Ｒb＝０Ω、ｇｍ2＝０．２、Ｒo＝８０Ωとすると、図７の「ロ」から左を見たインピーダンスは５７．９Ωであるから、式（１）からＺo＝８０．０Ωとなる。従って図７の「ニ」から左を見たインピーダンスは８０Ωとなり、Ｒo＝８０Ωと一致し、出力側の整合条件を満たしている。また、「ハ」から右を見たインピーダンスは８０Ωであるから、式（１）からＺi＝６２．４Ωとなる。Ｚi＝６２．４Ωであり、Ｒa＝１６１９Ωであるから、「イ」から右を見たインピーダンスは６０．０Ωであり、Ｒiと一致しており、入力側の整合条件も満たしている。従って、入力インピーダンスが６０Ωで出力インピーダンスが８０Ωにそれぞれ整合がとれた出力側にロスのない高周波フィードバック増幅器が作成できる。
【００１７】
この２つの高周波フィードバック増幅器の間にπ型の抵抗ネットワークを挿入したものが図２に示す２段高周波フィードバック増幅器である。ここで、このπ型の抵抗ネットワークの入出力インピーダンスをそれぞれ６０Ωとすれば、インピーダンス整合がとれた２段の高周波フィードバック増幅器を構成できる。
ここで、図３は図２の「ロ」と「ニ」間の抵抗ネットワーク部分を抜き出した回路図である。この抵抗ネットワークはΔＹ変換手法を用いて単純なπ型ネットワークに変換することができる。まず、図４に示すような抵抗ネットワークに変換し、しかる後図５に示すような求める単純なπ型の抵抗ネットワークに変換できる。
図４の各抵抗定数Ｒ21、Ｒ22およびＲ23はＲb、Ｒ11およびＲ12を用いて、それぞれ式（３）、式（４）および式（５）で表わすことができる。
【００１８】
【数３】
0003657528.tif 000004
【００１９】
【数４】
0003657528.tif 000005
【００２０】
【数５】
0003657528.tif 000006
【００２１】
今、抵抗ネットワークの減衰量を３ｄＢとし、前述のように入力、出力インピーダンスを６０Ωとすると、Ｒ11＝Ｒ13＝３５０Ω、Ｒ12＝２１．２Ωとなる。またＲb＝２０Ωであるから、式（３）、式（４）および式（５）からＲ21＝７００Ω、Ｒ22＝４２．４Ω、Ｒ23＝７４２Ωとなる。次に、並列接続されているＲ23、Ｒ13、Ｒaを一つにまとめてＲ33とすると、Ｒ23＝７４２Ω、Ｒ13、＝３５０Ω、Ｒa＝１６１９ΩであるからＲ33＝２０７Ωとなる。この定数を図１のπ型抵抗ネットワークにあてはめると、Ｒ1＝７００Ω、Ｒ2＝４２．４Ω、Ｒ3＝２０７Ωとなる。
【００２２】
次に、図１の高周波フィードバック増幅回路において、入出力それぞれのインピーダンス整合がとれることを説明する。
第１に出力インピーダンス（図１において「ニ」から左を見たインピーダンス）について説明する。この出力インピーダンスを算出するには、「ロ」から左を見たインピーダンスを算出し、次に「ハ」から左を見たインピーダンスを算出し、最後に求める出力インピーダンスである「ニ」から左を見たインピーダンスを算出する。Ｒi＝２０Ω、Ｒf1＝１００Ω、Ｒs1＝５Ω、ｇｍ1＝０．２Ｓであるから、式（１）から、「ロ」から左を見たインピーダンスは４０Ωと算出される。
【００２３】
「ロ」から左を見たインピーダンスが４０Ωであり、Ｒ1＝７００Ω、Ｒ2＝４２．４Ω、Ｒ3＝２０７Ωであるから、「ニ」から左を見たインピーダンスは５７．８Ωと算出される。「ニ」から左を見たインピーダンスが５７．８Ωであり、Ｒf2＝５３７Ω、Ｒs2＝４Ω、ｇｍ2＝０．２Ｓであるから、式（１）から出力インピーダンスは８０．１Ωと算出され、Ｒo＝８０Ωとインピーダンス整合がとれている。
【００２４】
第２に入力インピーダンス（図１において「イ」から右を見たインピーダンス）について説明する。この入力インピーダンスを算出するには、「ハ」から右を見たインピーダンスを算出し、次に「ロ」から右を見たインピーダンスを算出し、最後に求める入力インピーダンスである「イ」から右を見たインピーダンスを算出する。各回路定数は前述の通りであるから、式（１）から「ハ」から右を見たインピーダンスは６２．４Ωと算出される。「ロ」から右を見たインピーダンスは「ハ」から右を見たインピーダンスが６２．４Ωであるから、８０．０Ωと算出される。「ロ」から右を見たインピーダンスが８０．０Ωであるから、式（１）から、求める入力インピーダンスは２０．０Ωと算出され、Ｒi＝２０Ωとインピーダンス整合がとれている。
【００２５】
続いて、抵抗ネットワークの減衰量を０ｄＢとし、前述のように入力、出力インピーダンスを６０Ωとすると、Ｒ11＝Ｒ13＝∞、Ｒ12＝０Ωとなる。またＲb＝２０Ωであるから、式（３）、式（４）および式（５）からＲ21＝∞、Ｒ22＝２０Ω、Ｒ23＝∞となる。次に、並列接続されているＲ23、Ｒ13、Ｒaを一つにまとめてＲ33とすると、Ｒ23＝∞、Ｒ13＝∞、Ｒa＝１６１９ΩであるからＲ33＝１６１９Ωとなる。この定数を図１のπ型抵抗ネットワークにあてはめると、Ｒ1＝∞、Ｒ2＝２０Ω、Ｒ3＝１６１９Ωとなる。
【００２６】
前述の減衰量３ｄＢのときと同様にこの減衰量が０ｄＢのときも、図１の高周波フィードバック増幅回路において、インピーダンス整合がとれることを説明する。
第１に出力インピーダンス（図１において「ニ」から左を見たインピーダンス）について説明する。この出力インピーダンスを算出するには、前述したように「ロ」から左を見たインピーダンスを算出し、次に「ハ」から左を見たインピーダンスを算出し、最後に求める出力インピーダンスである「ニ」から左を見たインピーダンスを算出する。Ｒi＝２０Ω、Ｒf1＝１００Ω、Ｒs1＝５Ω、ｇｍ1＝０．２Ｓであるから、式（１）から、「ロ」から左を見たインピーダンスは４０Ωと算出される。
【００２７】
「ロ」から左を見たインピーダンスが４０Ωであり、Ｒ1＝∞、Ｒ2＝２０Ω、Ｒ3＝１６１９Ωであるから、「ハ」から左を見たインピーダンスは５７．９Ωと算出される。「ハ」から左を見たインピーダンスが５７．９Ωであり、Ｒf2＝５３７Ω、Ｒs2＝４Ω、ｇｍ2＝０．２Ｓであるから、式（１）から出力インピーダンスは８０．０Ωと算出され、Ｒo＝８０Ωとインピーダンス整合がとれている。
【００２８】
第２に入力インピーダンス（図１において「イ」から右を見たインピーダンス）の算出について説明する。この入力インピーダンスを算出するには前述のように「ハ」から右を見たインピーダンスを算出し、次に「ロ」から右を見たインピーダンスを算出し、最後に求める入力インピーダンスである「イ」から右を見たインピーダンスを算出する。各回路定数は前述の通りであるから、式（１）から「ハ」から右を見たインピーダンスは６２．４Ωと算出される。「ロ」から右を見たインピーダンスは「ハ」から右を見たインピーダンスが６２．４Ωであるから、８０．０Ωと算出される。「ロ」から右を見たインピーダンスが８０．０Ωであるから、式（１）から、求める入力インピーダンスは２０．０Ωと算出され、Ｒi＝２０Ωとインピーダンス整合がとれている。
【００２９】
以上説明したように、減衰量に合わせてπ型抵抗ネットワークの回路定数を変更すること、すなわちＲ1、Ｒ2、Ｒ3のみを変更することで入出力インピーダンス整合を保ったまま簡単に利得の調整が可能である。
【００３０】
この実施の形態では、説明を簡単にするために図２の「ハ」の両側のインピーダンスを等しくしたが、これは任意でよく、両側のインピーダンスが等しくなくとも問題はない。また、抵抗ネットワークとしてπ型のものを用いたが、Ｔ型のものでもよいことは勿論である。また、増幅素子としてＦＥＴを使用したが、ＢＪＴや他の増幅素子を使用できることは勿論である。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、以上説明したように、増幅器を２段構成とし、段間にπ型抵抗ネットワークを挿入する構成としたので、π型抵抗ネットワークの回路定数を変更することで入出力及び段間のインピーダンスの整合保ったまま簡単に利得調整が可能な高周波フィードバック増幅器を提供することができる。また、単純な抵抗ネットワークであるから周波数特性に影響がなく、またこの抵抗ネットワークは段間に挿入されるので入力の雑音指数の悪化や消費電力の増大への影響が少ない高周波フィードバック増幅器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施の形態を示す高周波フィードバック増幅器の要部回路図である
。
【図２】  図１の高周波フィードバック増幅器の前段階の構成を示す２つの高周波フィー
ドバック増幅器の間にπ型の抵抗ネットワークを挿入した要部回路図である。
【図３】  図２の「ロ」と「ニ」間の抵抗ネットワーク部分を抜き出した回路図である。
【図４】  図３の抵抗ネットワークにΔＹ変換を施した後の回路図である。
【図５】  最終的に求めるπ型の抵抗ネットワークに変換した後の回路図である。
【図６】  従来のフィードバック増幅器の要部回路図である。
【図７】  他の従来のフィードバック増幅器の要部回路図である。
【図８】  他の従来のフィードバック増幅器の要部回路図である。
【図１】
0003657528.tif 000007
【図２】
0003657528.tif 000008
【図３】
0003657528.tif 000009
【図４】
0003657528.tif 000010
【図５】
0003657528.tif 000011
【図６】
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【図７】
0003657528.tif 000013
【図８】
0003657528.tif 000014