(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
配線路および負荷を接続できるようにした負荷回路と；
負荷回路にスイッチングされた電圧を印加するように接続されたスイッチング手段と；
負荷回路に１次巻線を挿入し、２次巻線をスイッチング手段が電流帰還形の自励発振動作を行うようスイッチング手段の制御回路に接続した電流変成器と；
スイッチング手段および負荷回路の間に介在する出力トランスと；
出力トランスの２次巻線と並列に接続して負荷を外した際に配線路間の浮遊静電容量による電流が実質的に電流変成器を通流しないように作用するインピーダンス手段と；
を具備していることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
インピーダンス手段は、配線路間の浮遊静電容量により形成されるインピーダンスより小さいインピーダンスを有していることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
インピーダンス手段は、コンデンサにより構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
【請求項４】
負荷は、非電源側端子間にフィラメント予熱用のコンデンサを接続した放電ランプであり；
インピーダンス手段は、フィラメント予熱用のコンデンサと直列接続されて負荷回路に並列接続されている；
ことを特徴とする請求１ないし３のいずれか一記載のインバータ装置。
【請求項５】
インピーダンス手段は、直列接続された複数のコンデンサを含み；
インピーダンス手段の一部のコンデンサの端子電圧に応動する負荷電圧検出手段を具備している；
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一記載のインバータ装置。
【請求項６】
インバータ主回路は、交流を整流して非平滑直流を得る整流手段、直列的に接続されて非平滑直流が印加される第１および第２のスイッチング手段、スイッチング手段を交流の周波数より高い周波数で交互にオン、オフさせる制御回路、一方のスイッチング手段の両端間に設けられ交流の周波数に対して平滑作用を行う第１のコンデンサおよびインダクタの直列的回路、各スイッチング手段のオン、オフに応じてインダクタと協働して共振する第２のコンデンサ、インダクタおよび第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回路、ならびに負荷電流を制御回路に帰還する電流帰還回路を備えてなることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一記載のインバータ装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか一記載のインバータ装置と；
インバータ装置の出力によって付勢される放電ランプと；
を具備していることを特徴とする放電ランプ点灯装置。
【請求項８】
照明装置本体と；
照明装置本体に配設された請求項７記載の放電ランプ点灯装置と；
を具備していることを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ装置、放電ランプ点灯装置および照明装置に関する。
【従来の技術】
図１１は、従来の電流帰還形自励発振式のインバータ装置を示す回路図である。
【０００２】
図において、１０１は交流電源、１０２は直流電源、１０３はインバータ主回路、１０４は絶縁形の出力トランス、１０５は負荷たとえば放電ランプ、１０６はランプ脱検出回路である。
【０００３】
直流電源１０２は、整流回路からなり、交流電源１０１の非平滑直流を出力する。
【０００４】
インバータ主回路１０３は、出力トランス１０４の１次巻線にスイッチングされた電圧を印加するように直列的に接続された第１および第２のスイッチング手段Ｑ1およびＱ２、スイッチング手段を交互にオンオフさせる制御回路ＢＤ１、ＢＤ２、一方のスイッチング手段の両端間に設けられた第１のコンデンサＣ１および出力トランス１０４の１次巻線の直列回路、各スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のオンオフに応じて出力トランス１０４と協働して共振する第２のコンデンサＣ２、１次巻線を出力トランス１０４の１次側回路に挿入するとともに２次巻線を制御回路ＢＤ１、ＢＤ２に挿入した電流変成器ＣＴ、ならびに起動回路Ｔｒｉｇなどから構成されている。
【０００５】
ランプ脱検出回路１０６は、負荷１０５の蛍光ランプの一方の電極の両端子間電圧を監視することにより、ランプを外したか否かを判定する。
【０００６】
そうして、上記従来のインバータ装置は、電流帰還用の電流変成器ＣＴが出力トランスの１次側の電流を帰還するため、一次側電流が増加すればスイッチング手段のドライブ電流も比例して増加するから、起動直後から安定動作に至るまで良好なスイッチング特性を示す利点がある。
【０００７】
しかしながら、いくつかの問題もある。すなわち、負荷１０５がなくても発振が継続して無駄な電力消費が発生する。このため、ランプ脱検出回路１０６を設ける必要があり、コストが高くなる。また、負荷１０５を外すと、高い２次無負荷電圧が発生する。このため、ランプの電極端子間にコンデンサＣｆを接続して２次無負荷電圧を低減させる必要がある。さらに、ランプ脱検出回路１０６にランプ再装着を検出させて再装着時に起動信号を発生させる必要がある。
【０００８】
そこで、電流帰還を出力トランス１０４の２次側から行うことが考えられる。
【０００９】
図１２は、電流帰還を出力トランス１１２の２次側から行う従来の電流帰還形自励発振式のインバータ装置を示す回路図である。
【００１０】
図において、１１１はインバータ主回路、１１２は出力トランス、１１３は負荷たとえば放電ランプ、ＣＴは電流変成器、１１４はランプ電圧検出回路、１１５は安全回路である。
【００１１】
インバータ主回路１１１は図１１のそれと同様な構成である。
【００１２】
このインバータ装置は、電流帰還を出力トランス１１２の２次側から行うので、前述のような問題はなくなった。
【００１３】
図１３は、電流帰還を負荷回路から行う従来の電流帰還形自励発振式で直結形のインバータ装置を示す回路図である。
【００１４】
図において、１２１はインバータ主回路、１２２は負荷回路、１２３は負荷の放電ランプ、１２４はフィラメント加熱用コンデンサ、１２５はインバータケース、ＣＴは電流変成器、ｌ1、ｌ2、ｌ3、ｌ4は配線路、ＣSは浮遊静電容量である。
【００１５】
インバータ主回路１２１は、基本的に図１１と同様な構成である。
【００１６】
負荷回路１２２は、限流用のインダクタ１２２ａ、直流カットコンデンサ１２２ｂから構成され、放電ランプ１２３を直列接続して閉回路になり、この負荷回路にはインバータ主回路１２１によって発生したスイッチングされた電圧が印加される。
【００１７】
フィラメント加熱用コンデンサ１２４は、放電ランプ１２３の非電源側端子間に接続され、始動時に所要のフィラメント加熱電流をフィラメントに通流させてフィラメントを予熱する。
【００１８】
電流変成器ＣＴは、１次巻線が負荷回路１２２に直列に挿入され、２次巻線が図１１および図１２と同様にインバータ主回路１２１のスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のそれぞれの制御回路ＢＤ１、ＢＤ２に接続されている。
【００１９】
インバータケース１２５は、インバータ主回路１２１、負荷回路１２２、電流変成器ＣＴ、フィラメント加熱用コンデンサ１２４およびインバータ主回路の直流電源などを収納している。
【００２０】
配線路ｌ１、ｌ２、ｌ３、ｌ４は、インバータケース１２５と放電ランプ１２３との間を接続する線路である。配線路ｌ１、ｌ２は、負荷回路１２２を放電ランプ１２３に接続している線路である。配線路ｌ３、ｌ４は、フィラメント加熱用コンデンサ１２５の両端を放電ランプ１２３の非電源側端子に接続する線路である。これらの配線路ｌ１〜ｌ４の距離が長い場合に浮遊静電容量ＣＳの問題が生じる。
【００２１】
浮遊静電容量ＣＳは、実際にはＣＳ１〜ＣＳ６からなる。すなわち、配線路ｌ１およびｌ２の間の浮遊静電容量ＣＳ１、配線路ｌ３およびｌ４間の浮遊静電容量ＣＳ２、配線路ｌ１およびｌ３間の浮遊静電容量ＣＳ３、配線路ｌ２およびｌ４間の浮遊静電容量ＣＳ４、配線路路ｌ１およびｌ４間の浮遊静電容量ＣＳ５、配線路ｌ２およびｌ３間の浮遊静電容量ＣＳ６が主な浮遊静電容量である。これらの各浮遊静電容量ＣＳ１〜ＣＳ６の合成静電容量が配線路ｌ１およびｌ２間から見ると、に浮遊静電容量ＣＳが接続されているのと等価である。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１２において、負荷１１３に至る配線路間に無視し得ない浮遊静電容量ＣSが存在している場合、負荷を外している状態において微弱な帰還電流が発生し、これによって発振が継続することがある。この状態の発振は、帰還電流が少ないので、インバータ主回路１１１内のスイッチング手段に対してドライブ不足となるため、異常発振となる。すなわち異常発振時にはドライブが少ないので、スイッチング手段の電圧降下が大きく、したがってスイッチング損失が増大し、スイッチング手段の温度上昇が過大となり、ときにはスイッチング手段が破壊される。
【００２３】
この問題は、図１３においても存在する。すなわち、絶縁形の出力トランスの有無にかかわらず、配線路に無視し得ない浮遊静電容量ＣＳが存在していると、負荷の放電ランプ１２５を取り外したことにより、本来開放しているはずの負荷回路１２２の開放端間に浮遊静電容量ＣＳが接続される。このため、負荷回路１２２のインダクタ１２２ａと浮遊静電容量ＣＳとが共振して共振電流が通流する。この共振電流を電流変成器ＣＴが検出してしまい、スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２を駆動する。
【００２４】
図１４は、図１２においてランプ脱時の各部の電圧、電流波形を示す波形図である。
【００２５】
すなわち、時間ＴＤにおいて負荷１１３すなわちランプを外した場合、スイッチング手段Ｑ２のコレクタ電圧ＶＣＱ２は残存し、コレクタ電流ＩＣＱ２も若干ではあるが流れ続けるので、スイッチング損失が発生することを示している。一方、２次開放電圧ＶＯＵＴは非常に高くなる。そして、起動信号発生回路が作用して起動信号電圧ＶＴｔｉｇが再び発生し、これがスイッチング手段Ｑ２に印加されることを示している。なお、電圧ＶＣ３と電流ＩＰＣ１については後述する。
【００２６】
また、浮遊静電容量の値によっては浮遊静電容量と出力トランスの２次側インダクタンスとの共振点近くでインバータ装置が動作することになり、２次開放電圧が極端に高くなり、ランプ交換の際に人体に電撃を与えるという問題がある。
【００２７】
さらに、ランプ脱時における起動から安定動作に至るまでの間のスイッチング特性が良好でないという問題もある。
【００２８】
本発明は、出力トランスの２次側から電流帰還する場合において、負荷に至る配線路間に無視し得ない浮遊静電容量が存在していても負荷を外した際に確実にインバータ動作を停止するインバータ装置、放電ランプ点灯装置および照明装置を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を達成するための手段】
請求項１の発明のインバータ装置は、配線路および負荷を接続できるようにした負荷回路と；負荷回路にスイッチングされた電圧を印加するように接続されたスイッチング手段と；負荷回路に１次巻線を挿入し、２次巻線をスイッチング手段が電流帰還形の自励発振動作を行うようスイッチング手段の制御回路に接続した電流変成器と；スイッチング手段および負荷回路の間に介在する出力トランスと；出力トランスの２次巻線と並列に接続して負荷を外した際に配線路間の浮遊静電容量による電流が実質的に電流変成器を通流しないように作用するインピーダンス手段と；を具備していることを特徴としている。
【００３０】
本発明および以下の各発明において、特に指定しない限り用語の定義および技術的意味は次による。
【００３１】
配線路は、インバータ装置と負荷との間を接続する線路であって、その具体的な構成は問わない。しかし、実際上配線路の亘長が長くなると、浮遊静電容量が数ｐＦないし数百ｐＦになり得るものである。
【００３２】
負荷は、どのようなものでもよいが、放電ランプ特に蛍光ランプを負荷とするときに上記の問題が発生しやすい。
【００３３】
負荷回路は、出力トランスを介して負荷が接続される回路であって、スイッチングされ、かつ負荷に印加される値の電圧が印加される。出力トランスがスイッチング手段と負荷との間に介在しているので、出力トランスの２次側が負荷回路となる。そして、この負荷回路から負荷が取り外され、配線路の浮遊静電容量が前記の値である場合に、本発明のインピーダンス手段がないと、電流変成器が電流帰還を継続して行ってインバータ装置が停止しない可能性がある。
【００３４】
スイッチング手段は、インバータ装置において使用されている各種のスイッチング手段たとえば内蔵している寄生ダイオードを逆電流通流に利用することができる電界効果トランジスタなどを全て許容するものであるが、負荷回路の開放電圧の変化に安全手段を応動させる場合には、特にバイポーラ形トランジスタはスイッチング手段として好適である。バイポーラ形トランジスタを用いる場合には、逆電流を通流させるために、トランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆接続することができる。
【００３５】
スイッチング手段を用いてインバータ主回路を構成するに当たり、通常使用されるインバータ回路は全て許容する。すなわち、ハーフブリッジ形回路、一石式回路、並列形回路などを用いることができる。また、ハーフブリッジ形回路の変形として同一出願人の出願にかかわる特開平８−９８５５５号に記載の回路もまた用いることができる。この回路構成によれば、入力電圧を平滑化して出力電圧の脈動を小さくするとともに、入力力率を高くして、入力電流の高調波を低減することができる。
【００３６】
制御回路は、スイッチング手段を交互にオン、オフするものであればどのような回路構成のものであってもよい。交互にオン、オフするとは、一方がオンからオフし、他方がオフからオンする間に実質的に両者がオフしている期間があってもよいし、なくてもよい。また、オン、オフの周波数は交流電源の周波数より高いものであり、数ＫＨｚ以上好ましくは２０ＫＨｚ以上とする。
【００３７】
インピーダンス手段は、負荷を外した際に配線路間の浮遊静電容量による電流が実質的に電流変成器に通流しなければ、どのような回路構成であってもよい。ここで実質的とは、多少の電流が電流変成器に流れてもスイッチング手段がスイッチングを継続し得ない程度までをいう。インピーダンスの種類も抵抗、キャパシタンスまたはインダクタンスのいずれでもよく、特に制限がない。
【００３８】
インピーダンス手段の接続の態様としては、たとえば浮遊静電容量が形成するインピーダンスより小さいインピーンダンスを呈するインピーダンス手段を電流変成器に対して並列的な関係に配設することによって、電流が帰還されないようにすることは容易に実現できる。この場合、インピーダンス手段は、浮遊静電容量およびインピーダンス手段によって負荷回路側のインダクタンスとの共振条件を外れさせるか、共振が発生してもその程度を緩和する。また、このときに通流する電流をインピーダンス手段にバイパスすることで、電流変成器に流れる電流を少なくする。
【００３９】
そうして、本発明においては、負荷を外したときにたとえ配線路間に無視し得ない浮遊静電容量が存在していても、インピーダンス手段の作用によって電流変成器には実質的に電流が通流しないので、電流帰還がなされないから、インバータ装置は確実にそのインバータ動作を停止する。
【００４０】
また、本発明においては、スイッチング手段および負荷回路の間に介在する出力トランスを具備し、インピーダンス手段が出力トランスの２次巻線と並列に接続されているので、インピーダンス手段の接続がいろいろ考えられる中で比較的回路構成が簡単である。
【００４１】
請求項２の発明のインバータ装置は、請求項１記載のインバータ装置において、インピーダンス手段は、配線路間の浮遊静電容量により形成されるインピーダンスより小さいインピーダンスを有していることを特徴としている。
【００４２】
本発明は、負荷を外した場合に、インピーダンス手段のインピーダンスが浮遊静電容量によるインピーダンスより小さいから、負荷を外したときには電流変成器に殆ど電流が流れない。したがって、インバータ動作は確実に停止する。
【００４３】
請求項３の発明のインバータ装置は、請求項１または２記載のインバータ装置において、インピーダンス手段は、コンデンサにより構成されていることを特徴としている。
【００４４】
本発明は、上記のように構成することにより、加えて無負荷時の負荷回路の共振周波数を低い方へシフトさせる、すなわち無負荷時に共振点から大きく外すことができる。このため、負荷を外した際に負荷回路の開放電圧の異常な上昇を回避することが可能となる。このことは、無負荷時に電流変成器に通流する電流をさらに低減することができるという効果を伴うものである。
【００４５】
請求項４の発明のインバータ装置は、請求１ないし３のいずれか一記載のインバータにおいて、負荷は、非電源側端子間にフィラメント予熱用のコンデンサ接続した放電ランプであり；インピーダンス手段は、フィラメント予熱用のコンデンサと直列接続されて負荷回路に並列接続されている；ことを特徴としている。
【００４６】
本発明は、負荷が蛍光ランプのようにフィラメントを備えた放電ランプであって、電極の非電源側端子間に予熱用のコンデンサを接続する点灯回路の場合に好適である。
【００４７】
請求項５の発明のインバータ装置は、請求項１ないし３のいずれか一記載のインバータ装置において、インピーダンス手段は、直列接続された複数のコンデンサを含み；インピーダンス手段の一部のコンデンサの端子電圧に応動する負荷電圧検出手段を具備している；ことを特徴としている。
【００４８】
本発明は、負荷を外したときの電流変成器を電流が流れないためのインピーダンス手段と負荷電圧検出手段の入力回路とを兼用している。負荷電圧検出手段は、負荷の端子電圧を監視して負荷の異常を検出するもので、たとえば負荷が放電ランプの場合、寿命末期の半波放電を検出するようにすることができる。また、負荷が外れた場合に、負荷回路の開放電圧が上昇したのを検出し、これに応じてインバータ装置を動作停止させることもできる。
【００４９】
請求項６の発明のインバータ装置は、請求項１ないし５のいずれか一記載のインバータ装置において、インバータ主回路は、交流を整流して非平滑直流を得る整流手段、直列的に接続されて非平滑直流が印加される第１および第２のスイッチング手段、スイッチング手段を交流の周波数より高い周波数で交互にオン、オフさせる制御回路、一方のスイッチング手段の両端間に設けられ交流の周波数に対して平滑作用を行う第１のコンデンサおよびインダクタの直列的回路、各スイッチング手段のオン、オフに応じてインダクタと協働して共振する第２のコンデンサ、インダクタおよび第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回路、ならびに負荷電流を制御回路に帰還する電流帰還回路を備えてなることを特徴としている。
【００５０】
本発明は、インバータ主回路が高調波歪を低減するものである。
【００５１】
請求項７の発明の放電ランプ点灯装置は、請求項１ないし６のいずれか一記載のインバータ装置と；インバータ装置の出力によって付勢される放電ランプと；を具備していることを特徴としている。
【００５２】
本発明は、請求項１ないし６の作用および特徴を有する放電ランプ点灯装置である。
【００５３】
請求項８の発明の照明装置は、照明装置本体と；照明装置本体に配設された請求項７記載の放電ランプ点灯装置と；を具備していることを特徴としている。
【００５４】
本発明は、照明器具などの照明装置において、請求項１ないし６の作用および特徴を有している。
【００５５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００５６】
図１は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第１の実施形態を示す回路図である。
【００５７】
図において、１は交流電源、２は直流電源、３はインバータ主回路、４は負荷たとえば放電ランプ、５は負荷電圧検出手段、６はインピーダンス回路である。
【００５８】
直流電源２は、交流を非平滑整流して得る形式のものである。
【００５９】
インバータ主回路３は、絶縁形の出力トランスＴ、出力トランスＴの１次巻線にスイッチングされた電圧を印加するように直列的に接続された第１および第２のスイッチング手段Ｑ１およびＱ２たとえばバイポーラ形トランジスタ、スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２を交互にオン、オフさせる制御回路ＢＤ１、ＢＤ２、一方のスイッチング手段Ｑ１の両端間に設けられた第１のコンデンサＣ１および出力トランスＴの１次巻線の直列回路、各スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のオン、オフに応じて出力トランスＴと協働して共振する第２のコンデンサＣ２、１次巻線を出力トランスＴの２次側回路に挿入するとともに、一対の２次巻線を制御回路ＢＤ１、ＢＤ２に挿入した電流変成器ＣＴ、ならびに起動信号発生回路Ｔｒｉｇなどから構成されている。なお、各スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２と逆並列に接続されているのは逆電流を通流させるダイオードＤである。
【００６０】
負荷４は、図においては取り外した状態を示している。なお、Ｃｆは負荷４のフィラメント予熱用のコンデンサである。
【００６１】
負荷電圧検出手段５は、負荷電圧を監視して異常電圧が現れたときには、インバータ装置を停止させるか、出力低減または間欠発振させて安全を図るか、異常を表示するように作用する。
【００６２】
インピーダンス回路６は、配線路間の浮遊静電容量ＣＳより容量が大きいコンデンサＣＢからなり、出力トランスＴの２次巻線と並列に接続されている。なお、負荷が蛍光ランプで照明用途の場合、通常配線路間の浮遊静電容量は数ｐＦないし数１００ｐＦ程度である。
【００６３】
そうして、インバータ装置が発振しているときに負荷４を外すと、電流変成器ＣＴと浮遊静電容量との直列回路はインピーダンス回路６によって側路ないし短絡されたような状態となり、さらにはインピーダンス回路の加入によって出力トランスの２次側の共振周波数のシフトによって２次開放電圧の上昇を回避することにより、電流変成器ＣＴには電流が殆ど流れない。このため、電流帰還は実質的になくなるので、インバータ主回路３のインバータ動作は停止する。したがって、異常発振は発生しない。
【００６４】
本実施形態のインバータ主回路３は、特願平７−７３７５４号に記載のものと同様である。
【００６５】
すなわち、第１のコンデンサＣ１により非平滑化直流をある電圧レベルで平滑化する。また、第２のコンデンサＣ２および出力トランスのインダクタンスとは一対のスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて共振電圧を発生する。この共振電圧は非平滑直流電圧の谷部を持ち上げ高周波出力電圧の包絡線を平滑化したものである。共振電圧の作用により第１のコンデンサＣ１および第２のコンデンサＣ２の両端電圧または第１のコンデンサＣ１の両端電圧を一対のスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のスイッチングの一周期中に非平滑化直流電圧より低くしようとする。
したがって、一対のスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のスイッチングの一周期中に第１のコンデンサＣ１に交流電源から充電電流が流入する。このように第１のコンデンサＣ１に交流電源から充電電流が流入することにより、交流電源の電圧の波高値が低い期間にも入力電流を確保して入力力率を高めるとともに、入力電流を低歪化して入力電流の高調波を減少させる。
【００６６】
図２は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第２の実施形態を示す回路図である。
【００６７】
図１と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
【００６８】
本実施形態は、インピーダンス回路６'が第１の実施形態と異なる。
【００６９】
すなわち、負荷４がフィラメント予熱用のコンデンサＣfを非電源側端子間に接続した放電ランプである場合に、コンデンサＣfの両端と出力トランスＴの２次巻線の両端との間に一対のコンデンサＣｆ'、Ｃｆ'からなるインピーダンス回路６'を接続している。
【００７０】
したがって、電流変成器ＣＴはインピーダンス回路６'のコンデンサＣｆ'によって短絡されるようになっている。
【００７１】
なお、電流変成器ＣＴは制御回路ＢＤ１、ＢＤ２ごとに分離した一対を用いている。そして、コンデンサＣｆ'はＣｆに比べ十分大きな容量のものとしている。
【００７２】
そうして、電流変成器ＣＴはインピーダンス回路６'によって側路される結果、放電ランプ４を外したときには電流変成器ＣＴには電流が実質的に流れないので、インバータ主回路３のインバータ動作は停止する。
【００７３】
図３は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第３の実施形態を示す回路図である。
【００７４】
図１と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
【００７５】
本実施形態は、インピーダンス回路６"が先行する実施形態と異なる。
【００７６】
すなわち、インピーダンス回路６"が複数のコンデンサＣＢ１、ＣＢ２の直列回路を含み、そのうちの一部のコンデンサＣＢ２の端子電圧に応動するように負荷電圧検出手段５'を設けている。
【００７７】
また、負荷電圧検出手段５'は、コンデンサＣB2と並列に接続された第１のダイオードＤ１、第１のダイオードＤ１と互いに順方向の閉回路を形成するような極性にした第２のダイオードＤ２およびコンデンサＣ１からなり、第１のダイオードＤ１と並列に接続された直列回路、コンデンサＣ１の両端間に接続されたツェナーダイオードＤＺおよびフォトカプラＰＣ１の直列回路、ならびにコンデンサＣ１に並列接続された放電用の抵抗器ＲＤから構成されている。
【００７８】
本実施形態において、インピーダンス回路６"は、配線路間に無視し得ない浮遊静電容量が存在しても、負荷４を外した際にインピーダンス回路６"が側路を提供して電流変成器ＣＴに電流が通流しないようにする作用と、負荷電圧検出手段５'の入力用の分圧器としての作用とを兼ねている。
【００７９】
負荷電圧検出手段５'は、倍電圧整流方式であるため、放電ランプのランプ電圧のピーク間電圧を検出することができ、このため負荷４が放電ランプの場合に寿命末期に発生する半波放電を検出することができる。このピーク間電圧が、ツェナーダイオードＤZによって設定された所定値を超えると、フォトカプラＰＣ1が発光して、負荷の放電ランプが寿命末期になったことを示す。
【００８０】
また、負荷４を外していてインバータ動作が停止していない場合に、浮遊静電容量ＣＳと出力トランスのインダクタンスとの共振点近傍の非常に高い電圧が発生されるが、負荷電圧検出手段５'は、この高い電圧を検出することができる。インバータ装置側に上記高い電圧が検出されたときに応動してインバータ装置を安全方向に制御する手段を配設すれば、このような場合に安全化を図ることが可能である。
【００８１】
図４は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第４の実施形態を示す回路図である。
【００８２】
図３と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
【００８３】
本実施形態は、負荷電圧検出手段５"、制御回路ＢＤ１'、ＢＤ２'および安全手段７を配設している点において、図３に示す第３の実施形態と異なる。
【００８４】
負荷電圧検出手段５"は、ツェナーダイオードＤZに抵抗器Ｒ１を直列接続し、抵抗器Ｒ１の端子電圧に応動するようＰＵＴを配設し、さらにＰＵＴのオン時に発光するようフォトカプラＰＣ１を接続して構成されている。
【００８５】
制御回路ＢＤ１'、ＢＤ２'は、コンデンサの容量をＦＥＴＱ５、Ｑ６によって変化させることができるように構成されている。すなわち、制御回路中の並列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の一方Ｃ２をＦＥＴＱ５、Ｑ６と直列接続してある。
【００８６】
安全手段７は、以下のように構成されている。すなわち、起動信号発生回路Ｔｒｉｇの点ＡとフォトカプラＣＰ２に応動するようにトランジスタＱ３を配設している。また、直流電源２からツェナーダイオードＤＺ１により所定電圧に充電される電解コンデンサＣ３とこのコンデンサの充電電圧および電圧分割回路ＶＤの電圧とを比較して決定されるレベルでオンされるトランジスタＱ４とを配設し、トランジスタＱ４がオンとしているときに、前記一方のＦＥＴＱ６がオンされるように接続されている。他方のＦＥＴＱ５は前記トランジスタＱ３がオフしているときにオンされるように接続されている。なお、ＲＤはコンデンサＣＤの放電抵抗である。
【００８７】
そうして、負荷電圧検出手段５"は、負荷４を外した際に高い２次開放電圧が発生した場合、ツェナーダイオードＤＺが導通する。ツェナーダイオードＤＺの導通に伴ってＰＵＴがオンする。すると、フォトカプラＰＣ１が発光する。
【００８８】
なお、ＰＵＴはその保持電流が流れている間オン状態を維持すなわちラッチし、これによって安全手段７がラッチされる。この状態では帰還電流がなくなっているのに加え、スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のオンデューティが小さくなるので、インバータ主回路３の発振は急速に減衰し、やがて停止する。インバータ主回路３のインバータ動作が停止して保持電流が遮断されると、ＰＵＴはリセットされ、これによって安全手段７のラッチが解除される。
【００８９】
負荷電圧検出手段５"が上記のように作動すると、安全回路７は次のように作動する。すなわち、フォトカプラＰＣ１が発光すると、それをフォトカプラＰＣ２が受光するので、トランジスタＱ３がオンする。これによりＦＥＴＱ５はオフする。したがって、コンデンサＣ２開路するので、制御回路ＢＤ１の容量が減少する。一方、トランジスタＱ３のオンに伴い電解コンデンサＣ３の充電電荷はトランジスタＱ３によって短絡されるので、電位が低下し、このためトランジスタＱ４はオフする。これによってＦＥＴＱ６はオフするから、制御回路ＢＤ２の容量も減少する。
制御回路ＢＤ１、ＢＤ２の容量減少により、スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２の制御信号はオンデューティが短くなるので、インバータ装置の出力は低下するから、安全を図れる。
【００９０】
次に、スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２のスイッチング異常に対する安全手段の安全化作用について説明する。
【００９１】
スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２が正常動作時においては、起動信号発生回路ＴｒｉｇのＡ点は、コンデンサＣ４の電荷がスイッチング手段Ｑ２のオン時に放電されるため、実質的に０である。
【００９２】
ところが、負荷４を外した際に電流帰還が減少して制御信号電流が低下すると、スイッチング手段Ｑ２は十分にオンできないため、電圧降下を生じ、これに伴ってＡ点電位も上昇する。すると、安全回路７のＢ点電位も上昇し、トランジスタＱ３がオンする。トランジスタＱ３がオンすると、以後は前述と同様の作動が行われ、インバータ装置の出力は低下し、安全を図れる。
【００９３】
図５は、図４における負荷を外した状態の各部の電圧、電流波形を示す波形図である。
【００９４】
すなわち、時間ＴＤにおいて負荷すなわち放電ランプを外した場合、スイッチング手段Ｑ１のコレクタ電流ＩＣＱ２は非常に少なくなるが、インバータ動作は継続するためにインバータ装置の出力電圧ＶＯＵＴは一時的に高くなり、スイッチング手段Ｑ２のコレクタ電圧も残存するが、負荷電圧検出手段５"および安全手段７が作動するため、その時以降インバータ主回路３はインバータ動作を停止する。そして、出力電圧ＶＯＵＴは消滅する。
【００９５】
インバータ装置の出力がなくなると、起動信号発生回路Ｔｒｉｇが再動作して起動電圧ＶＴｒｉｇが発生するが、負荷電圧検出手段５"が検出動作をラッチしているため、トランジスタＱ３はオン状態を維持して電解コンデンサＣ３の電位ＶＣ３が０状態を継続しているから、インバータ装置は停止を継続する。フォトカプラＰＣ１の電流波形ＩＰＣ１から理解できるように負荷電圧検出手段５"したがって安全手段のラッチ時間が起動信号の発生期間より長いので、インバータ装置は再動作しない。なお、図５はスイッチング手段の数サイクルの間においてインバータ主回路３の動作が停止することを示しているが、この時間は主として負荷電圧検出手段５"および安全手段７の回路部品の定数により定まるものであり、したがって回路部品の定数を変えることにより、動作時間の遅速を任意に設定することができる。
【００９６】
これに対して、図１２に示す従来のインバータ装置においては、負荷電圧検出回路が放電ランプの非電源側端子間に接続されているから、ランプを外した場合には作動しないため、ランプ電圧検出回路のフォトカプラに応動する図４におけるのと同様な安全回路１１５を設けていても図１３に示すようにＩＰＣ１は０、電解コンデンサＣ３の電位は変化しない。
【００９７】
図６は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第５の実施形態を示す回路図である。
【００９８】
図４と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
【００９９】
本実施形態は、インバータ主回路３'および直流電源２が異なる。
【０１００】
すなわち、インバータ主回路３'は、トランジスタＱ７をスイッチング手段とする一石式のもので、これに伴って直流電源２'は平滑化直流を供給する。トランジスタＱ７のコレクタを出力トランスＴの１次巻線を介して直流電源の正極に、エミッタを負極にそれぞれ接続し、１次巻線と並列に共振用のコンデンサＣ５を接続している。トランジスタＱ７の制御回路ＢＤのコンデンサＣ１、Ｃ２のうちＣ２をＦＥＴＱ８により開路できるようにしている点は図４と同様である。
【０１０１】
電流変成器ＣＴは、１次巻線が出力トランスの２次側に挿入され、２巻線が制御開路ＢＤに挿入されている点も図４と同様である。
【０１０２】
安全手段７'は、トランジスタＱ３、Ｑ４を備えて図４と同様な作用をするように構成されている。
【０１０３】
直流電源２'は、整流回路および平滑化回路から構成される平滑化直流を出力する。
【０１０４】
そうして、本実施形態の作用もまた図４と基本的には同様である。
【０１０５】
図７は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第６の実施形態を示す回路図である。
【０１０６】
図１と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
【０１０７】
本実施形態は負荷を外した際に異常発振を生じたら、これを検出してインバータ装置をして自励発振を維持できなくさせることにより、インバータ動作を停止させようとするものである。
【０１０８】
すなわち、図４のときと同様の理由で異常発振時には起動信号発生回路ＴｒｉｇのＡ点の電位が上昇するので、トランジスタＱ１０がオフし、これに伴ってＦＥＴＱ９がオフするから、コンデンサＣ２が開路されて制御回路ＢＤの容量がスイッチング手段Ｑ２がスイッチングできない程度に小さくなり、インバータ動作は停止する。
【０１０９】
図８は、図７における負荷を接続した状態での各部の電圧、電流波形を示す波形図である。
【０１１０】
図９は、同じく負荷を外した状態での各部の電圧、電流波形を示す波形図である。
【０１１１】
各図において、ＶＴｒｉｇは起動時の起動信号電圧、ＶＣＱ２はスイッチング手段Ｑ２のコレクタ電圧、ＩＣＱ２は同じくコレクタ電流、ＩＢＱ２はベース電流、ＶＧＱ９はＦＥＴＱ９のゲート電圧である。
【０１１２】
図８において起動直後はスイッチング特性が若干良好でないが、すぐ良好な状態で安定動作に移行する。
【０１１３】
図９において負荷を外すと、最初はスイッチング特性が良好でない状態でスイッチングが行われるが、起動信号発生回路のＡ点の電位が上昇し、制御回路ＢＤの容量が減少するため、インバータ動作は停止する。
【０１１４】
図１０は、本発明の照明装置の一実施形態を示す照明器具の斜視図である。
【０１１５】
図において、８は照明器具本体で、９は蛍光ランプである。
【０１１６】
照明器具本体８は、蛍光ランプ９を支持するとともに、本発明のインバータ装置（図示しない。）を内蔵している。
【０１１７】
図１５は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第７の実施形態を示す回路図である。
【０１１８】
図において、図１と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。
【０１１９】
本実施形態は、インピーダンス手段６R1として負荷回路１０と直列に抵抗器を接続したものである。
【０１２０】
インピーダンス手段６Ｒ１の抵抗器は、その抵抗値が０．５Ωである。
【０１２１】
なお、Ｌは負荷回路１０に直列接続した限流用のインダクタである。
【０１２２】
そうして、配線路ｌ1、ｌ2間に浮遊静電容量として１００ｐＦのコンデンサを接続して、
負荷４を取り外すた結果、インピーダンス手段６Ｒ１の抵抗が浮遊静電容量によるインダクタＬとの共振を制動するために、電流変成器ＣＴからの電流帰還は実質的に発生しなかった。
【０１２３】
また、負荷４にＦＬＲ４０Ｓ・Ｗ形蛍光ランプ（東芝製）をランプ電流３３０ｍＡで点灯し、始動時のフィラメント加熱電流を３３０ｍＡ通流したが、その合成電流は４４６ｍＡとなり、インピーダンス手段６R1による電力損失は０．１Ｗであった。
【０１２４】
さらに、インピーダンス手段６Ｒ１に抵抗値を１Ωに代えたところ、電力損失は０．２Ｗであった。この程度の電力損失ならば、実際上問題にならない。
【０１２５】
図１６は、本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第８の実施形態を示す回路図である。
【０１２６】
図において、図１５と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
【０１２７】
本実施形態は、負荷回路１０と直列接続のインピーダンス手段６Ｒ１に代えて負荷４と並列にインピーダンス手段６Ｒ２を接続したものである。
【０１２８】
負荷４としてＦＬ４０Ｓ・Ｗ形蛍光ランプを用いて、調光点灯させた場合、ランプ電流が１２５ｍＡ、ランプ電圧が１２０Ｖのときの負荷抵抗は９６０Ωである。
【０１２９】
そこで、インピーダンス手段６Ｒ２として８０ＫΩの抵抗器を用いた。
【０１３０】
また、浮遊静電容量として３００ｐＦのコンデンサを配線路ｌ１、ｌ２間に接続して点灯した。
【０１３１】
そうして、蛍光ランプを取り外した結果、電流変成器ＣＴからの電流帰還は問題にならなかった。
【０１３２】
また、インピーダンス手段による電力損失は約０．２Ｗであった。
【０１３３】
さらに、負荷４としてＦＬＲ１１０Ｈ・Ｄ／Ａ形蛍光ランプ（東芝製）をランプ電流０．２２Ａ、ランプ電圧１９０Ｖで調光点灯したときの負荷抵抗は８６０Ωであるが、この場合の点灯において、蛍光ランプを取り外したときにも問題なかった。なお、電力損失は０．４５Ｗであった。
【０１３４】
【発明の効果】
請求項１ないし６の各発明によれば、出力トランスを介してスイッチング手段に接続する負荷回路から電流帰還する場合において、出力トランスの２次巻線と並列にインピーダンス手段を接続したことにより、負荷に至る配線路間に無視し得ない浮遊静電容量が存在していても、回路構成が簡単でありながら負荷を外した際に確実にインバータ動作を停止するインバータ装置を提供することができる。
【０１３５】
請求項２の発明によれば、加えてインピーダンス手段が配線路間の浮遊静電容量のインピーダンスより小さいインピーダンスを有していることにより、負荷回路に並列接続した場合に電流を側路して電流変成器に流れにくくしたインバータ装置を提供することができる。
【０１３６】
請求項３の発明によれば、加えてインピーダンス手段がコンデンサからなることにより、電力損失が少ないインバータ装置を提供することができる。
【０１３７】
請求項４の発明によれば、加えて非電源側端子間にフィラメント加熱用コンデンサを接続した放電ランプを負荷とし、出力トランスの２次巻線にインピーダンス手段を並列接続したことにより、負荷を取り外した場合に電流を側路して電流変成器に流れにくくした放電ランプ点灯装置用として好適なインバータ装置を提供することができる。
【０１３８】
請求項５の発明によれば、加えてインピーダンス回路を負荷電圧検出手段の一部として兼用することによって構成を簡単化したインバータ装置を提供することができる。
【０１３９】
請求項６の発明によれば、加えて高調波歪を低減したインバータ装置を提供することができる。
【０１４０】
請求項７の発明によれば、請求項１ないし６の効果を有する放電灯点灯装置を提供することができる。
【０１４１】
請求項８の発明によれば、請求項１ないし６の効果を有する照明装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第１の実施形態を示す回路図
【図２】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第２の実施形態を示す回路図
【図３】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第３の実施形態を示す回路図
【図４】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第４の実施形態を示す回路図
【図５】  図４における負荷を外した状態の各部の電圧、電流波形を示す波形図
【図６】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第５の実施形態を示す回路図
【図７】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第６の実施形態を示す回路図
【図８】  図７における負荷を接続した状態での各部の電圧、電流波形を示す波形図
【図９】  同じく負荷を外した状態での各部の電圧、電流波形を示す波形図
【図１０】  本発明の照明装置の一実施形態を示す照明器具の斜視図
【図１１】  従来の電流帰還形自励発振式のインバータ装置を示す回路図
【図１２】  電流帰還を出力トランスの２次側で行う従来の電流帰還形自励発振式のインバータ装置を示す回路図
【図１３】  電流帰還を負荷回路から行う従来の電流帰還形自励発振式で直結形のインバータ装置を示す回路図
【図１４】  図１２においてランプ脱時の各部の電圧、電流波形を示す波形図
【図１５】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第７の実施形態を示す回路図
【図１６】  本発明のインバータ装置および放電ランプ点灯装置の第８の実施形態を示す回路図
【符号の説明】
１…交流電源
２…直流電源
３…インバータ主回路
４…負荷
５…負荷電圧検出手段
６…インピーダンス回路
Ｔ…絶縁形の出力トランス
Ｑ１、Ｑ２…スイッチング手段
ＢＤ１、ＢＤ２…制御回路
Ｔ…電流変成器
【図１】
0003726408.tif 000002
【図２】
0003726408.tif 000003
【図３】
0003726408.tif 000004
【図４】
0003726408.tif 000005
【図５】
0003726408.tif 000006
【図６】
0003726408.tif 000007
【図７】
0003726408.tif 000008
【図８】
0003726408.tif 000009
【図９】
0003726408.tif 000010
【図１０】
0003726408.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0003726408.tif 000014
【図１４】
0003726408.tif 000015
【図１５】
0003726408.tif 000016
【図１６】
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