(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクターエミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、このスイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率の指令を発生する電流変化率設定手段と、この電流変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第１の関数発生手段と、この第１の関数発生手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段とを有し、前記第１の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数に、前記電流変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するようにしたことを特徴とする半導体素子の駆動回路。
【請求項２】
ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクタ−エミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、このスイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率の指令を発生する電圧変化率設定手段と、この電圧変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第２の関数発生手段と、この第２の関数発生手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段とを有し、前記第２の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数に、前記電圧変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するようにしたことを特徴とする半導体素子の駆動回路。
【請求項３】
ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクタ−エミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率の指令を発生する電流変化率設定手段と、この電流変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第１の関数発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率の指令を発生する電圧変化率設定手段と、この電圧変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第２の関数発生手段と、前記第１、第２の関数発生手段を切り換えてそのいずれかの出力を出力する切り換え手段と、この切り換え手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段と、前記ゲート−エミッタ間の電圧制御による前記コレクタ−エミッタ間の導通状態から非導通状態への遷移時に前記コレクタ電流の変化が緩慢な第１の期間からそれに続くコレクタ電流の変化が急峻な第２の期間への変化点を検出する電流変化点検出手段とを有し、前記第１の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数に、前記電流変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生し、前記第２の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数に、前記電圧変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するもので、前記切り換え手段が、前記第１の期間においては前記第２の関数発生手段へ、前記第２の期間においては前記第１の関数発生手段へ切り換えるようにしたことを特徴とする半導体素子の駆動回路。
【請求項４】
ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクタ−エミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率の指令を発生する電流変化率設定手段と、この電流変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第１の関数発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率の指令を発生する電圧変化率設定手段と、この電圧変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第２の関数発生手段と、前記第１、第２の関数発生手段を切り換えてそのいずれかの出力を出力する切り換え手段と、この切り換え手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段と、前記ゲート−エミッタ間の電圧制御による前記コレクタ−エミッタ間の非導通状態から導通状態への遷移時に前記コレクタ電流の変化が急峻な第２の期間からそれに続くコレクタ電流の変化が変化が緩慢な第１の期間への変化点を検出する電流変化点検出手段とを有し、前記第１の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数に、前記電流変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生し、前記第２の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数に、前記電圧変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するもので、前記切り換え手段が、前記第２の期間においては前記第１の関数発生手段へ、前記第１の期間においては前記第２の関数発生手段へ切り換えるようにしたことを特徴とする半導体素子の駆動回路。
【請求項５】
前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量と、コレクタ電流変化率との積であることを特徴とする請求項１、請求項３、請求項４のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項６】
前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積であることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項４のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項７】
前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ電流変化率との積であることを特徴とする請求項１、請求項３、請求項４のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項８】
前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積であることを特徴とする請求項２、請求項３、請求項４のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項９】
前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数を、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ電流変化率との積とし、かつ、前記切り換え手段の切り換え動作時における第１、第２の関数発生手段の出力が互いに等しくなるように前記コンデンサの静電容量を設定したことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項１０】
前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数を、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積とし、かつ、前記切り換え手段の切り換え動作時における第１、第２の関数発生手段の出力が互いに等しくなるように前記コンデンサの静電容量を設定したことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項１１】
前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数に代えて、前記ゲート−エミッタ間電圧の一次の近似式を使用するようにしたことを特徴とする請求項５、請求項７、請求項９のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項１２】
前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数に代えて、代表値である定数で近似して使用するようにしたことを特徴とする請求項５、請求項７、請求項９のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項１３】
前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量に代えて、前記ゲート−コレクタ間電圧の一次の近似式を使用するようにしたことを特徴とする請求項６、請求項８、請求項１０のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【請求項１４】
前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量に代えて、代表値である定数で近似して使用するようにしたことを特徴とする請求項６、請求項８、請求項１０のいずれかに記載の半導体素子の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング用電圧駆動形半導体素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲート形トランジスタ）素子やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxicide Silicon Feild Effect Transistor、電界効果トランジスタ）素子などの半導体素子のゲート駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２８は例えば特開平９−６５６４４号公報に述べられた従来の半導体素子の駆動回路を示す回路図であり、図において、１は制御電極間に印加する電圧によって主電極間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子であるＩＧＢＴ素子であり、１ａは第１の制御電極であるゲート、１ｂは第１の主電極であるコレクタ、１ｃは第２の制御電極と第２の主電極を兼ねた電極であるエミッタ、２はＩＧＢＴ素子１をオンさせるための電圧を供給するオン用直流電圧源、３はＩＧＢＴ素子１をオフさせるための電圧を供給するオフ用直流電圧源、４はＩＧＢＴ素子１をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段、５はスイッチング信号発生手段４の出力によりオン用直流電圧源２とオフ用直流電圧源３を切り換えてＩＧＢＴ素子１のゲート１ａに電圧を印加するオンオフ切り換え手段、６はゲート抵抗を切り換えるゲート抵抗切り換え手段であり、ゲート抵抗切り換え手段６は、抵抗９と、抵抗１０と、切り換え手段１１から構成されている。７はＩＧＢＴ素子１の主電極に流れる電流を検出する電流検出手段、８は電流検出手段７の出力によりゲート抵抗切り換え手段６を制御する制御手段、１２は直流電圧源、１３は負荷、１４は環流ダイオード、１５は配線インダクタンスである。
【０００３】
まず図２８、図２９を用いて従来例の基本動作について説明する。図２８でスイッチング信号発生手段４がオン信号を出力すると、オンオフ切り換え手段５はオン用直流電圧源２側に切り換えられ、ＩＧＢＴ素子１のゲート１ａ−エミッタ１ｃ間にゲート抵抗切り換え手段６を介してオン電圧が印加され、ＩＧＢＴ素子１はオンする。ＩＧＢＴ素子１がオンすると、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ１ｂ−エミッタ１ｃ間電圧Ｖｃｅはほぼゼロとなる。この時、直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃは負荷１３に印加され、直流電圧源１２−配線インダクタンス１５−負荷１３−ＩＧＢＴ素子１−直流電圧源１２の経路で電流が流れる。
【０００４】
スイッチング信号発生手段４がオフ信号を出力すると、オンオフ切り換え手段５はオフ用直流電圧源３側に切り換えられ、ＩＧＢＴ素子１のゲート１ａ−エミッタ１ｃ間にゲート抵抗切り換え手段６を介してオフ電圧が印加され、ＩＧＢＴ素子１はオフする。ＩＧＢＴ素子１がオフすると、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ１ｂを流れる電流Ｉｃはほぼゼロとなる。それまでＩＧＢＴ素子１に流れていた電流は環流ダイオード１４に転流し、環流ダイオード１４−負荷１３−環流ダイオード１４の経路で電流が流れる。この時、環流ダイオード１４の端子間電圧はほぼゼロとなるため、直流電圧源１２の電圧ＶｄｃがＩＧＢＴ素子１に印加される。
図２９は、ＩＧＢＴ素子１がオン状態からオフ状態に遷移するターンオフ時の波形を示したものであり、（ａ）はゲート抵抗の抵抗値が小、（ｂ）は大、（ｃ）は図２９のように切り換える場合を示す。ＩＧＢＴ素子１のターンオフ動作は、まずコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが増加することから始まる。この期間中コレクタ電流Ｉｃはほぼ一定であり、コレクタ電流の変化が緩慢な第１の期間が形成される。コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが増加して直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃに達すると、環流ダイオード１４がオンして負荷１３を流れる電流が環流ダイオード１４に流れ始める。負荷１３の持つインダクタンスの作用で電流は一定と見なせるため、環流ダイオード１４に流れる電流Ｉｄの分だけコレクタ電流Ｉｃは減少する。従って図２９に示したように、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃに達した後はコレクタ電流Ｉｃは急速に減少し、コレクタ電流の変化が急峻な第２の期間が形成される。
【０００５】
この第２の期間においてコレクタ電流Ｉｃは配線インダクタンス１５に流れる電流と等しいので、コレクタ電流Ｉｃが急速に減少すると配線インダクタンス１５に流れる電流も減少する。このため、配線インダクタンス１５は（配線インダクタンス×電流減少率）で表されるサージ電圧を発生する。このサージ電圧は直流電圧源１２の電圧と同極性であるため、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅには、直流電圧源１２に配線インダクタンス１５が発生するサージ電圧が重畳された波形となる。コレクタ電流Ｉｃがゼロに達すると、負荷１３の電流は全て環流ダイオード１４に流れるようになり、ターンオフ動作が完了する。
【０００６】
次に、制御手段８の動作について説明する。以上に示したＩＧＢＴ素子１がオンからオフに遷移するターンオフ動作の際に、制御手段８は電流検出手段７によって検出されたＩＧＢＴ素子１のコレクタ電流Ｉｃの微分値を求め、その値が基準値より小さいか否かを判別する。コレクタ電流の微分値が基準値より小さい場合、すなわちコレクタ電流の変化が緩慢な第１の期間においては、制御手段８は切り換え手段１１を短絡状態にし、抵抗９をゲート抵抗として使用する。コレクタ電流の微分値が基準値より大きい場合、すなわちコレクタ電流の変化が急峻な第２の期間においては、制御手段８は切り換え手段１１を開放状態にし、抵抗９と抵抗１０をゲート抵抗として使用する。抵抗９と抵抗１０は直列接続されるため、合成抵抗値は抵抗９の抵抗値よりも大きくなる。この動作により、コレクタ電流の変化が緩慢な第１の期間においてはゲート抵抗が小さい状態でＩＧＢＴ素子１が駆動され、コレクタ電流の変化が急峻な第２の期間においては、ゲート抵抗が大きい状態でＩＧＢＴ素子１が駆動される。
【０００７】
次に、図２９を用いて従来例におけるゲート抵抗切り換えの効果について説明する。図２９は、ＩＧＢＴ素子１のターンオフ時におけるＩＧＢＴ素子１のコレクタで電流Ｉｃと、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅと、ＩＧＢＴ素子１のスイッチング損失Ｐとを図示しており、（ａ）はゲート抵抗が小さい場合すなわち切り換え手段１１を短絡状態でＩＧＢＴ素子１を駆動した場合を、（ｂ）はゲート抵抗が大きい場合すなわち切り換え手段１１を開放状態でＩＧＢＴ素子１を駆動した場合を、（ｃ）はコレクタ電流Ｉｃの変化が緩慢な第１の期間と急峻な第２の期間とでゲート抵抗を切り換えた場合をそれぞれ示している。図２９（ａ）、（ｂ）の比較より、ゲート抵抗を大きくする程ターンオフ時のコレクタ電流Ｉｃの減少率が緩やかになり、配線インダクタンスに前記コレクタ電流Ｉｃの減少率が印加されることによって生じるコレクタ−エミッタ間のサージ電圧は低減されるが、同時にコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの増加率も緩やかになるため、コレクタ電流Ｉｃとコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの乗算で表されるスイッチング損失Ｐの時間積算値は増加することがわかる。このように、サージ電圧の抑制は単純にゲート抵抗を大きくすることでも実現できるが、スイッチング損失が増加するという欠点がある。
【０００８】
図２８に示した従来の半導体素子の駆動回路によれば、コレクタ電流Ｉｃの変化が緩慢な第１の期間においては、図２９（ａ）のゲート抵抗が小さい状態でＩＧＢＴ素子１が駆動され、コレクタ電流Ｉｃの変化が急峻な第２の期間においては、図２９（ｂ）のゲート抵抗が大きい状態でＩＧＢＴ素子１が駆動される。この結果、図２９（ｃ）に示したように、第１の期間においては図２９（ａ）と等価な電圧、電流波形が得られ、第２の期間においては図２９（ｂ）と等価な電圧、電流波形が得られる。従って、サージ電圧に関係しない第１の期間においてはＩＧＢＴ素子１を高速で駆動してスイッチング損失Ｐの時間積分値を低減し、かつ、サージ電圧に関係する第２の期間においてはＩＧＢＴ素子１を低速で駆動してサージ電圧を抑制することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の半導体素子の駆動回路は以上のように構成されていて、第１の期間と第２の期間とでゲート抵抗を切り換えてはいるが、第１の期間中および第２の期間中それぞれにおいては一定の直流電圧源と一定のゲート抵抗でＩＧＢＴ素子を駆動している。ＩＧＢＴ素子のゲート−エミッタ間電圧とコレクタ電流およびコレクタ−エミッタ間電圧との関係は非線形であるため、一定の直流電圧源と一定のゲート抵抗で駆動した場合には図２９に示したように第１の期間中のコレクタ−エミッタ間電圧の変化率および第２の期間中のコレクタ電流の変化率が時間と共に変化し、第１の期間と第２の期間の切換点近傍にて局所的に高い変化率が発生する。このため、サージ電圧が所望の値以下となるように電流変化率の最大値を制限した場合、電流変化率の平均値は必要以上に低減されることになり、スイッチング損失の低減が充分に果たせないという問題点があった。また、コレクタ−エミッタ間電圧の変化率およびコレクタ電流の変化率は、コレクタ電流およびコレクタ−エミッタ間電圧の値によっても変化するため、負荷や電源電圧の変動により電圧／電流動作点がゲート抵抗値を選定した電圧／電流動作点からずれるとスイッチング損失の低減およびサージ電圧の抑制が充分に機能せず、電圧／電流の動作範囲が広い用途においては効果が少ないという問題点があった。
【００１０】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、スイッチング動作中における主電極の電流の変化率あるいは主電極間電圧の変化率を、負荷や電源電圧の変動によらず常に概ね一定に保つなど所望のスイッチング特性が得られる半導体素子の駆動回路を得ることを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る半導体素子の駆動回路は、ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクターエミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、このスイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率の指令を発生する電流変化率設定手段と、この電流変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第１の関数発生手段と、この第１の関数発生手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段とを有し、前記第１の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数に、前記電流変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するようにしたものである。
【００１２】
請求項２に係る半導体素子の駆動回路は、ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクタ−エミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、このスイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率の指令を発生する電圧変化率設定手段と、この電圧変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第２の関数発生手段と、この第２の関数発生手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段とを有し、前記第２の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数に、前記電圧変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するようにしたものである。
【００１３】
請求項３に係る半導体素子の駆動回路は、ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクタ−エミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率の指令を発生する電流変化率設定手段と、この電流変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第１の関数発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率の指令を発生する電圧変化率設定手段と、この電圧変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第２の関数発生手段と、前記第１、第２の関数発生手段を切り換えてそのいずれかの出力を出力する切り換え手段と、この切り換え手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段と、前記ゲート−エミッタ間の電圧制御による前記コレクタ−エミッタ間の導通状態から非導通状態への遷移時に前記コレクタ電流の変化が緩慢な第１の期間からそれに続くコレクタ電流の変化が急峻な第２の期間への変化点を検出する電流変化点検出手段とを有し、前記第１の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数に、前記電流変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生し、前記第２の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数に、前記電圧変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するもので、前記切り換え手段が、前記第１の期間においては前記第２の関数発生手段へ、前記第２の期間においては前記第１の関数発生手段へ切り換えるようにしたものである。
【００１４】
請求項４に係る半導体素子の駆動回路は、ゲート−エミッタ間に印加する電圧によってコレクタ−エミッタ間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子の前記ゲート−エミッタ間に接続される駆動回路において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率の指令を発生する電流変化率設定手段と、この電流変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第１の関数発生手段と、前記スイッチング信号発生手段の出力により一定値の前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率の指令を発生する電圧変化率設定手段と、この電圧変化率設定手段の出力により前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート電流の指令を発生する第２の関数発生手段と、前記第１、第２の関数発生手段を切り換えてそのいずれかの出力を出力する切り換え手段と、この切り換え手段の出力により前記ゲート電流を発生するゲート電流発生手段と、前記ゲート−エミッタ間の電圧制御による前記コレクタ−エミッタ間の非導通状態から導通状態への遷移時に前記コレクタ電流の変化が急峻な第２の期間からそれに続くコレクタ電流の変化が変化が緩慢な第１の期間への変化点を検出する電流変化点検出手段とを有し、前記第１の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数に、前記電流変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生し、前記第２の関数発生手段は、前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数に、前記電圧変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を発生するもので、前記切り換え手段が、前記第２の期間においては前記第１の関数発生手段へ、前記第１の期間においては前記第２の関数発生手段へ切り換えるようにしたものである。
【００１５】
請求項５に係る半導体素子の駆動回路は、請求項１、請求項３、請求項４のいずれかにおいて、前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量と、コレクタ電流変化率との積である。
【００１６】
請求項６に係る半導体素子の駆動回路は、請求項２、請求項３、請求項４のいずれかにおいて、前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積である。
【００１７】
請求項７に係る半導体素子の駆動回路は、請求項１、請求項３、請求項４のいずれかにおいて、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ電流変化率との積である。
【００１８】
請求項８に係る半導体素子の駆動回路は、請求項２、請求項３、請求項４のいずれかにおいて、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数が、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積である。
【００１９】
請求項９に係る半導体素子の駆動回路は、請求項３または請求項４において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数を、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ電流変化率との積とし、かつ、前記切り換え手段の切り換え動作時における第１、第２の関数発生手段の出力が互いに等しくなるように前記コンデンサの静電容量を設定したものである。
【００２０】
請求項１０に係る半導体素子の駆動回路は、請求項３または請求項４において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間に接続されたコンデンサを有すると共に、前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数を、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量および前記コンデンサの静電容量の和と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積とし、かつ、前記切り換え手段の切り換え動作時における第１、第２の関数発生手段の出力が互いに等しくなるように前記コンデンサの静電容量を設定したものである。
【００２１】
請求項１１に係る半導体素子の駆動回路は、請求項５、請求項７、請求項９のいずれかにおいて、前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数に代えて、前記ゲート−エミッタ間電圧の一次の近似式を使用するようにしたものである。
【００２２】
請求項１２に係る半導体素子の駆動回路は、請求項５、請求項７、請求項９のいずれかにおいて、前記第１の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数に代えて、代表値である定数で近似して使用するようにしたものである。
【００２３】
請求項１３に係る半導体素子の駆動回路は、請求項６、請求項８、請求項１０のいずれかにおいて、前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量に代えて、前記ゲート−コレクタ間電圧の一次の近似式を使用するようにしたものである。
【００２４】
請求項１４に係る半導体素子の駆動回路は、請求項６、請求項８、請求項１０のいずれかにおいて、前記第２の関数発生手段で使用する前記ゲート電流から前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数において、前記電圧駆動形自己消弧半導体素子のゲート−コレクタ間の静電容量に代えて、代表値である定数で近似して使用するようにしたものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
この発明の実施の形態の具体的説明に先行して、基本的動作について説明する。図２５は、制御電極間に印加する電圧によって主電極間の導通状態を制御する電圧駆動形自己消弧半導体素子であるＩＧＢＴ（絶縁ゲート形トランジスタ）素子１の駆動回路（スイッチング回路）の一例を示す回路図である。１ａ〜１ｃはＩＧＢＴ素子１の各電極であって、１ａは第１の制御電極であるゲート、１ｂは第１の主電極であるコレクタ、１ｃは第２の制御電極と第２の主電極を兼ねた電極であるエミッタである。２はＩＧＢＴ素子１をオンさせるための電圧を供給するオン用直流電圧源、３はＩＧＢＴ素子１をオフさせるための電圧を供給するオフ用直流電圧源、４はＩＧＢＴ素子１をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段、５はスイッチング信号発生手段４の出力によりオン用直流電圧源２とオフ用直流電圧源３を切り換えてＩＧＢＴ素子１のゲート１ａに電圧を印加するオンオフ切り換え手段、９はゲート抵抗、１２は直流電圧源、１３は負荷、１４は環流ダイオード、１５は配線インダクタンスである。なお、図ではオフ用直流電圧源３を負電圧として図示しているが、ここではゼロであるものとする。また、半導体素子の材料のＰＮ極性の構成などによって両直流電圧源の正負極性が逆になることもある。
【００２６】
まず、ＩＧＢＴ素子を導通状態（オン状態）から非導通状態（オフ状態）へ遷移させるターンオフ動作について説明する。
図２６は、図２５の駆動回路におけるターンオフ時のＩＧＢＴ素子１の電圧、電流の波形図である。図２５において、スイッチング信号発生手段４がオン信号を出力すると、オンオフ切り換え手段５はオン用直流電圧源２側に切り換えられ、ＩＧＢＴ素子１のゲート１ａ−エミッタ１ｃ間にゲート抵抗９を介してオン電圧が印加され、ＩＧＢＴ素子１はオンする。ＩＧＢＴ素子１がオンすると、直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃが負荷１３に印加され、直流電圧源１２−配線インダクタンス１５−負荷１３−ＩＧＢＴ素子１−直流電圧源１２の経路で電流が流れる。
【００２７】
この時のＩＧＢＴ素子１の電圧、電流を図２６では時刻０の点で表している。時刻０においてＩＧＢＴ素子１はオンしているため、コレクタ１ｂ−エミッタ１ｃ間電圧Ｖｃｅはほぼゼロであり、コレクタ電流Ｉｃは負荷１３の電流ＩＬと等しい。オンオフ切り換え手段５の出力Ｖｓは、オン用直流電圧源２の電圧と等しい。そして、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間はコンデンサであるため、オン時間が十分長ければゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはオンオフ切り換え手段５の出力Ｖｓすなわちオン用直流電圧源２の電圧まで充電され、ゲート電流Ｉｇはゼロとなる。
【００２８】
次いで、時刻ｔ１においてスイッチング信号発生手段４がオフ信号を出力すると、オンオフ切り換え手段５はオフ用直流電圧源３側に切り換えられ、ＩＧＢＴ素子１のゲート１ａにゲート抵抗９を介してオフ電圧が印加される。ここでは、オフ用直流電圧源３をゼロボルトとしているため、オンオフ切り換え手段５の出力Ｖｓはゼロとなる。そして、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはゼロに向かって（ゲート抵抗９×ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間コンデンサ）の時定数で減少を開始する。しかし、通常はオン用直流電圧源２は負荷電流ＩＬを流すために必要とされるオン電圧Ｖｏｎに対して十分に高く設定されているため、時刻ｔ２においてゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが負荷電流ＩＬを流すのに必要とされる電圧Ｖｏｎに達するまでは、ＩＧＢＴ素子１の実際のターンオフ動作は行われない。
【００２９】
時刻ｔ２において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが負荷電流ＩＬを流すのに必要とされる電圧Ｖｏｎに達すると、ＩＧＢＴ素子１はターンオフ動作を開始し、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが増加する。この時、負荷１３に印加される電圧は直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃからコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを減算した電圧となるが、負荷１３の持つインダクタンスの作用で流れる電流ＩＬは急変しない。このため、コレクタ電流Ｉｃも急変せず、コレクタ電流Ｉｃは電流の変化が緩慢な第１の期間を形成する。この第１の期間においては、コレクタ電流Ｉｃを変化させないようにゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを負荷電流ＩＬを流すのに必要とされる電圧Ｖｏｎに保とうとするフィードバック作用が働き、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはほぼ一定の電圧となる。このフィードバック作用は、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの増加によりＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間コンデンサを介してコレクタからゲートに変位電流が流れ、この変位電流がゲート抵抗９で電圧降下を生じることにより実現される。
【００３０】
時刻ｔ３において、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃに達すると環流ダイオード１４がオンして、負荷１３を流れる電流の一部が環流ダイオード１４に転流を開始する。環流ダイオード１４に転流した電流Ｉｄの分だけコレクタ電流Ｉｃは減少するため、コレクタ電流Ｉｃは電流の変化が急峻な第２の期間を形成する。この第２の期間においては、上記のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを一定に保とうとするフィードバック作用は失われ、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは再びゼロに向かって減少を開始する。また、コレクタ電流Ｉｃは配線インダクタンス１５に流れる電流と等しいので、この第２の期間において配線インダクタンス１５に流れる電流も減少する。このため、配線インダクタンス１５は（配線インダクタンス×電流減少率）で表される電圧を発生する。この電圧は直流電圧源１２の電圧と同極性であるため、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅには、直流電圧源１２に配線インダクタンス１５が発生するサージ電圧が重畳された波形となる。
【００３１】
時刻ｔ４において、ゲート−エミッタ間電圧ＶｇｅがＩＧＢＴ素子１のゲート閾電圧Ｖｔｈに達するとコレクタ電流Ｉｃはゼロとなり、ＩＧＢＴ素子１はターンオフ動作を完了する。時刻ｔ４において実際のターンオフ動作は完了しているが、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはまだゼロに達していないため、引き続きゼロに向かって減少を続ける。時刻ｔ５においてゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅがゼロに達して、全ての動作を完了する。以上のＩＧＢＴ素子１のターンオフ動作において、コレクタ電流Ｉｃは変化が緩慢な第１の期間（ｔ２からｔ３）と、それに引き続いて発生するコレクタ電流Ｉｃの変化が急峻な第２の期間（ｔ３からｔ４）を形成する。なお、第１の期間および第２の期間は、これらが生じる時間的順序を意味するものではなく、後述のターンオンの場合は発生順序が逆になる。
【００３２】
次に、ＩＧＢＴ素子をオフ状態からオン状態に遷移させるターンオン動作について説明する。図２７は、図２５のスイッチング回路におけるＩＧＢＴ素子１のターンオン時の電圧、電流の波形図である。図２５において、スイッチング信号発生手段４がオフ信号を出力すると、オンオフ切り換え手段５はオフ用直流電圧源３側に切り換えられ、ＩＧＢＴ素子１のゲート１ａ−エミッタ１ｃ間にゲート抵抗９を介してオフ電圧が印加され、ＩＧＢＴ素子１はオフする。ＩＧＢＴ素子１がオフすると、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ１ｂを流れるコレクタ電流Ｉｃはほぼゼロとなる。それまでＩＧＢＴ素子１に流れていた電流は環流ダイオード１４に転流し、環流ダイオード１４−負荷１３−環流ダイオード１４の経路で電流が流れる。この時、環流ダイオード１４の端子間電圧はほぼゼロとなるため、直流電圧源１２の電圧ＶｄｃがＩＧＢＴ素子１に印加される。
【００３３】
この時のＩＧＢＴ素子１の電圧、電流を図２７では時刻０の点で表している。時刻０においてＩＧＢＴ素子１はオフしているため、コレクタ電流Ｉｃはほぼゼロであり、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃと等しい。オンオフ切り換え手段５の出力Ｖｓは、オフ用直流電圧源３の電圧と等しい。ここでは、オフ用直流電圧源３をゼロボルトとしているため、オンオフ切り換え手段５の出力Ｖｓはゼロとなる。そして、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間はコンデンサであるため、オフ時間が十分長ければゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはオンオフ切り換え手段５の出力Ｖｓすなわちゼロとなり、ゲート電流Ｉｇもゼロとなる。
【００３４】
次いで、時刻ｔ６においてスイッチング信号発生手段４がオン信号を出力すると、オンオフ切り換え手段５はオン用直流電圧源２に切り換えられ、ＩＧＢＴ素子１のゲート１ａにゲート抵抗９を介してオン電圧が印加される。そして、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはオン用直流電圧源２の電圧に向かって（ゲート抵抗９の抵抗値×ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間コンデンサの静電容量）の時定数で増加を開始する。しかし、ゲート−エミッタ間電圧ＶｇｅがＩＧＢＴ素子１のゲート閾電圧Ｖｔｈに達するまではコレクタ電流は流れないため、ＩＧＢＴ素子１の実際のターンオン動作は行われない。
【００３５】
時刻ｔ７において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅがゲート閾電圧Ｖｔｈに達すると、ＩＧＢＴ素子１はターンオン動作を開始してコレクタ電流Ｉｃが増加し、コレクタ電流Ｉｃは電流の変化が急峻な第２の期間を形成する。この第２の期間中、負荷１３の持つインダクタンスのため流れる電流ＩＬは急変しない。このため、環流ダイオード１４の電流Ｉｄはほぼ一定の負荷電流ＩＬからコレクタ電流Ｉｃを減算した値となる。環流ダイオード電流Ｉｄが正の期間は環流ダイオード１４がオンしているため、直流電圧源１２の電圧はＩＧＢＴ素子１と配線インダクタンス１５に印加される。この第２の期間において、配線インダクタンス１５に流れる電流はコレクタ電流Ｉｃと等しいので、配線インダクタンス１５に流れる電流もコレクタ電流Ｉｃと共に増加する。このため、配線インダクタンス１５は（配線インダクタンス×電流増加率）で表される電圧を発生する。この電圧は直流電圧源１２の電圧と逆極性であるため、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは、直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃから配線インダクタンス１５が発生する電圧を減算した波形となる。このターンオン動作中の第２の期間は本質的に前述のターンオフ動作中の第２の期間と同様のものである。
【００３６】
時刻ｔ８において、環流ダイオード１４の電流Ｉｄがゼロに達した後もしばらくの間は環流ダイオード１４はオンを維持する。この動作は、ダイオードのリカバリ動作として知られている。このリカバリ動作中は、環流ダイオード１４に負の電流が流れるため、コレクタ電流Ｉｃは負荷１３の電流ＩＬに環流ダイオード１４のリカバリ電流を加算した電流となる。
【００３７】
時刻ｔ９において環流ダイオード１４のリカバリ動作が完了すると環流ダイオード１４はオフとなり、直流電圧源１２−配線インダクタンス１５−負荷１３−ＩＧＢＴ素子１−直流電圧源１２の経路で電流が流れるようになる。負荷１３の持つインダクタンスのためその電流ＩＬは急変しないので、同一電流経路にあるコレクタ電流Ｉｃも急変せず、コレクタ電流Ｉｃは電流の変化が緩慢な第１の期間を形成する。この第１の期間においては、コレクタ電流Ｉｃを変化させないようにゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを負荷電流ＩＬを流すのに必要とされる電圧Ｖｏｎに保とうとするフィードバック作用が働き、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはほぼ一定の電圧となる。このフィードバック作用は、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの減少によりＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間コンデンサを介してゲートからコレクタに変位電流が流れ、この変位電流がゲート抵抗９で電圧降下を生じることにより実現される。このターンオン動作中の第１の期間は本質的に前述のターンオフ動作中の第１の期間と同様のものである。
【００３８】
時刻ｔ１０において、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅがゼロボルトに達すると、以後コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅがゼロボルト一定となり変位電流を生じないため、上記のフィードバック作用は失われゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは再びオン用直流電圧源２の電圧に向かって増加を開始する。時刻ｔ１０において実際のターンオン動作は完了しているが、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅがまだオン用直流電圧源２の電圧に達していないため、引き続きゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは増加を続ける。時刻ｔ１１においてゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅがオン用直流電圧源２の電圧に達して、全ての動作を完了する。以上のＩＧＢＴ素子１のターンオン動作において、コレクタ電流Ｉｃは変化が急峻な第２の期間（ｔ７からｔ８）と、環流ダイオードのリカバリ動作を間に挟んで、引き続いて発生するコレクタ電流Ｉｃの変化が緩慢な第１の期間（ｔ９からｔ１０）を形成する。
【００３９】
次に、この発明の実施の形態を図１について説明する。図１は、この発明の実施の形態における半導体素子の駆動回路の一つの基本的な構成を示すブロック図であり、図において、４はＩＧＢＴ素子１をオン／オフする信号を発生するスイッチング信号発生手段、１６はスイッチング信号発生手段４の出力によりＩＧＢＴ素子１のスイッチング特性に関する指令を発生するスイッチング特性設定手段である。１７はスイッチング特性設定手段１６の出力によりＩＧＢＴ素子１のゲート１ａへ供給する電流の指令を発生する関数発生手段であり、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流からスイッチング特性設定手段１６で設定したスイッチング特性への伝達関数の逆関数を発生する。１８はＩＧＢＴ素子１のゲート１ａに関数発生手段１７の出力に応じた電流を供給する電流発生手段としてのゲート電流発生手段である。以上のスイッチング信号発生手段４、スイッチング特性設定手段１６、関数発生手段１７およびゲート電流発生手段１８で、ＩＧＢＴ素子１の駆動回路を構成している。その他については図２５と同様であるので説明を省略する。
【００４０】
図１、図２６により動作について説明する。ここではスイッチング特性設定手段１６が発生するスイッチング特性に関する指令として、ターンオフ時のコレクタ電流の変化率を設定する場合を取り上げる。ＩＧＢＴ素子１のターンオフの際にコレクタ電流が変化するのは図２６の第２の期間である。この第２の期間において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが減少し、コレクタ電流Ｉｃも減少する。この第２の期間において、コレクタ電流Ｉｃとゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅとは関数関係にあり（１）式が成り立つ。（１）式でｆはゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅからコレクタ電流Ｉｃへの伝達関数である。
Ｉｃ＝ｆ（Ｖｇｅ）                                    ・・・（１）
【００４１】
また、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間はコンデンサであるため、ゲート−エミッタ間静電容量をＣｇｅとすると、ゲート電流Ｉｇとゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅの間には（２）式が成り立つ。正確には、ゲート電流Ｉｇはゲート−エミッタ間静電容量Ｃｇｅだけではなくゲート−コレクタ間静電容量Ｃｇｃにも流れるが、第２の期間においてはコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅすなわちゲート−コレクタ間電圧Ｖｇｃが高いため、電圧依存性が強いゲート−コレクタ間静電容量Ｃｇｃはゲート−エミッタ間静電容量Ｃｇｅに対して充分に小さな値となり無視できる。
Ｉｇ＝Ｃｇｅ・（ｄＶｇｅ／ｄｔ）                      ・・・（２）
（１）、（２）式より、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流Ｉｇからコレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔへの伝達関数は（３）式となる。さらに、（３）式の逆関数を求めると（４）式となる。（４）式において、ｄＩｃ／ｄｔを一定値Ａとした場合、（５）式となる。
【００４２】
【数１】
0003650264.tif 000002
【００４３】
逆関数の定義から明らかなように、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流Ｉｇからコレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔへの伝達関数（３）式の逆関数（５）式から得られたゲート電流Ｉｇを、（３）式の伝達関数を有するＩＧＢＴ素子１に流すと、コレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔは一定（ｄＩｃ／ｄｔ＝Ａ）となる。従って、図１において、スイッチング信号発生手段４の出力により、スイッチング特性設定手段１６が一定値Ａの指令を発生し、関数発生手段１７が（５）式に従って、ゲート電流Ｉｇからコレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔへの伝達関数の逆関数からゲート電流指令を発生し、ゲート電流発生手段１８が（３）式の伝達関数を有するＩＧＢＴ素子１に関数発生手段１７の出力通りの電流を流せば、コレクタ電流変化率を一定に保つことができる。
【００４４】
以上はターンオフの際の動作のみについて述べたが、ターンオンに関してもＩＧＢＴ素子１各部の電圧、電流の変化率の極性が逆になるだけであるため、同様の効果が得られることは明らかである。また、以上はＩＧＢＴ素子１のコレクタ電流変化率を一定に保つことについて述べたが、必要とあればスイッチング特性設定手段１６の出力を変化させることで、コレクタ電流変化率を所望の関数に従わせることが可能である。さらに、以上は例としてコレクタ電流変化率のみについて述べたが、逆関数の定義から、コレクタ−エミッタ間電圧など、その他のスイッチング特性についても同様の効果が得られることは明らかである。
実施の形態における具体的構成について、以下に説明する。
【００４５】
実施の形態１．
図２は、この発明の実施の形態１における半導体素子の駆動回路を示すブロック図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ電流の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図２において、１９はスイッチング特性設定手段としての電流変化率設定手段、２０は第１の関数発生手段、１８はＩＧＢＴ素子１のゲート１ａへ第１の関数発生手段２０の出力に応じた電流を供給する電流発生手段としてのゲート電流発生手段である。その他については図１の場合と同様であるため説明は省略する。図３は、図２の第１の関数発生手段２０とＩＧＢＴ素子１の内部の機能構成を含めて示したブロック図である。図３において、第１の関数発生手段２０は２０ａと２０ｂから構成され、２０ａはＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数、２０ｂはＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量である。１ｄ、１ｅ、１ｆ、１ｇはＩＧＢＴ素子１の特性を表す手段であり、１ｄ、１ｅは（２）式を表す手段で、それぞれＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量の逆数と積分手段である。１ｆは（１）式を表す伝達関数、１ｇは微分手段である。
【００４６】
次に、図３および図２６により動作について説明する。図２６は前述したように、ＩＧＢＴ素子１のターンオフ時の電圧、電流を示す波形図である。図３において、スイッチング信号発生手段４の出力により、電流変化率設定手段１９が指令ｄＩｃ／ｄｔ＊を発生した場合、第１の関数発生手段２０の出力Ｉｇ＊は、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数ｆの微分の逆数２０ａと、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量２０ｂと、電流変化率設定手段１９の出力の積となり、（６）式で表される。この出力Ｉｇ＊は、ゲート電流指令であり、（４）式と同じとなる。
【００４７】
【数２】
0003650264.tif 000003
【００４８】
ゲート電流発生手段１８はＩＧＢＴ素子１に第１の関数発生手段２０の出力通りの電流を流すため、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流Ｉｇは次の（７）式となる。
Ｉｇ＝Ｉｇ＊                                          ・・・（７）
ＩＧＢＴ素子１のターンオフの際にコレクタ電流Ｉｃが変化する図２６の第２の期間において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅとゲート電流Ｉｇとは（２）式の関係にあるため、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは、ゲート−エミッタ間静電容量の逆数１ｄ、積分手段１ｅより（８）式で与えられる。
【００４９】
【数３】
0003650264.tif 000004
【００５０】
また、コレクタ電流Ｉｃとゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅとは（１）式の関係にあるため、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ電流Ｉｃは、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数１ｆにより（９）式で与えられる。そして、コレクタ電流Ｉｃを微分手段１ｇで微分したのが、コレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔであり、（１０）式のように変形できる。
【００５１】
【数４】
0003650264.tif 000005
【００５２】
従って、図３の構成において、電流変化率設定手段１９の出力ｄＩｃ／ｄｔ＊を一定に保てば、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ電流変化率を一定に保つことができる。
【００５３】
図４は図３のブロック図を、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数が下記の（１１）式で表される場合について、書き換えた図である。図４において、２０ｃはＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数、２０ｄは２０ｃの出力と電流変化率設定手段１９の出力の積を得るための乗算手段、２０ｅは２０ｃで使用するゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを得るための検出器である。その他については図３と同じである。
【００５４】
次に、図４により動作について詳しく説明する。ＩＧＢＴ素子１のターンオフの際にコレクタ電流が変化する図２６の第２の期間において、コレクタ電流Ｉｃとゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅとは概ね次の（１１）式の関数関係にある。ここで、Ｋｐはトランスコンダクタンス、Ｖｔｈはゲート閾電圧である。
Ｉｃ＝Ｋｐ・（Ｖｇｅ−Ｖｔｈ）２                  ・・・（１１）
また（２）式と同様に、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅとゲート電流Ｉｇとは（１２）式の関数関係にある。
Ｉｇ＝Ｃｇｅ・（ｄＶｇｅ／ｄｔ）                  ・・・（１２）
（１１）、（１２）式より、ＩＧＢＴ素子１のゲート電極Ｉｇからコレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔへの伝達関数は（１３）式となる。そして（１３）式の逆関数を求めると、（１４）式となる。
【００５５】
【数５】
0003650264.tif 000006
【００５６】
（１４）式は（４）式と同様に、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数２０ｃと、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量２０ｂと、電流変化率設定手段１９の出力の積となっており、（４）式から図３の第１の関数発生手段２０の構成を得たのと同様に、（１４）式から図４の第１の関数発生手段２０の構成が得られる。
【００５７】
以上、ターンオフの際の動作のみについて述べたが、ターンオンに関してもＩＧＢＴ素子各部の電圧、電流の変化率の極性が逆になるだけであるため、同様の効果が得られることは明らかである。この方法は、コレクタ電流変化率以外のＩＧＢＴ素子のスイッチング特性に制約が無い場合には最も簡便な構成を提供する。なお、（１）〜（１４）式は、図２６における第２の期間のようにコレクタ電流が急峻に変化する期間に適用したが、他の期間においても（１）〜（１４）式を用いて得られるゲート電流でＩＧＢＴ素子を駆動することは可能である。
【００５８】
実施の形態２．
図５は、この発明の実施の形態２における半導体素子の駆動回路を示すブロック図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図５において、２１はスイッチング特性設定手段としての電圧変化率設定手段、２２は第２の関数発生手段、１８はＩＧＢＴ素子１のゲート１ａへ第２の関数発生手段２２の出力に応じた電流を供給する電流発生手段としてのゲート電流発生手段である。その他については図１の場合と同様であるため説明は省略する。図６は、図５の第２の関数発生手段２２とＩＧＢＴ素子１の内部の機能構成を含めて示したブロック図である。図６において、第２の関数発生手段２２はＩＧＢＴ素子１のゲート−コレクタ間静電容量である。１ｈ、１ｉ、１ｊ、１ｋ、１ｍ、１ｎはＩＧＢＴ素子１の特性を表す手段であり、１ｈはゲート−コレクタ間静電容量（ｇは関数を表す）、１ｉは逆数手段、１ｊは乗算手段、１ｋは積分手段、１ｍは加算手段、１ｎは微分手段である。
【００５９】
次に、図６および図２６により動作について説明する。図２６はＩＧＢＴ素子１のターンオフ時の電圧、電流を示す波形図である。ＩＧＢＴ素子１のターンオフの際にコレクタ−エミッタ間電圧が大きく変化するのは図２６の第１の期間である。この第１の期間においては、コレクタ電流１ｃを変化させないようにゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを負荷電流ＩＬを流すのに必要とされる電圧Ｖｏｎに保とうとするフィードバック作用が働き、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはほぼ一定の電圧となる。このフィードバック作用は、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの増加によりＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間コンデンサを介してコレクタからゲートに変位電流が流れ、この変位電流がゲート駆動回路で電圧降下を生じることにより実現される。ｄＶｇｅ／ｄｔはほぼゼロでありゲート−エミッタ間の電流は無視できるので、この変位電流はゲート電流に他ならず、次の（１５）式が成り立つ。
Ｉｇ＝Ｃｇｃ・ｄＶｇｃ／ｄｔ                      ・・・（１５）
【００６０】
また、ＩＧＢＴ素子１のゲート、コレクタ、エミッタの３端子間電圧には次の（１６）式が成り立つ。
Ｖｃｅ＝Ｖｇｃ＋Ｖｇｅ                            ・・・（１６）
（１５）、（１６）式より、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流Ｉｇからコレクタ−エミッタ間電圧変化率ｄＶｃｅ／ｄｔへの伝達関数およびその逆関数はそれぞれ（１７）式、（１８）式となる。
ｄＶｃｅ／ｄｔ＝Ｉｇ／Ｃｇｃ＋ｄＶｇｅ／ｄｔ      ・・・（１７）
Ｉｇ＝Ｃｇｃ・（ｄＶｃｅ／ｄｔ−ｄＶｇｅ／ｄｔ）  ・・・（１８）
【００６１】
上述のように、この第１の期間においてはゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはほぼ一定の電圧となるため、ゲート−エミッタ間電圧の変化率ｄＶｇｅ／ｄｔは充分に小さな値となり無視できる。よって、（１９）式、（２０）式が得られる。
ｄＶｃｅ／ｄｔ＝Ｉｇ／Ｃｇｃ                      ・・・（１９）
Ｉｇ＝Ｃｇｃ・ｄＶｃｅ／ｄｔ                      ・・・（２０）
この（２０）式を発生する手段が、第２の関数発生手段２２である。図６において、スイッチング信号発生手段４の出力により、電圧変化率設定手段２１が指令ｄＶｃｅ／ｄｔ＊を発生した場合、第２の関数発生手段２２の出力Ｉｇ＊は（２１）式となる。この出力Ｉｇ＊は、ゲート電流指令である。
Ｉｇ＊＝Ｃｇｃ・ｄＶｃｅ／ｄｔ＊                    ・・・（２１）
【００６２】
ゲート電流発生手段１８はＩＧＢＴ素子１に第２の関数発生手段２２の出力通りの電流を流すため、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流Ｉｇは（２２）式となる。
Ｉｇ＝Ｉｇ＊                                      ・・・（２２）
上述のように、ＩＧＢＴ素子１のターンオフの際にコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが大きく変化する図２６の第１の期間において、ゲート−コレクタ間電圧Ｖｇｃとゲート電流Ｉｇとは（１５）式の関係にあるため、ＩＧＢＴ素子１のゲート−コレクタ間電圧Ｖｃｅは、ゲート−コレクタ間静電容量１ｈ、逆数手段１ｉ、乗算手段１ｊ、積分手段１ｋより（２３）式で与えられる。
【００６３】
【数６】
0003650264.tif 000007
【００６４】
また、ゲート−コレクタ間電圧Ｖｇｃとコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとは（１６）式の関係にあるため、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは加算手段１ｍにより（２４）式で与えられる。そして、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを微分手段１ｎで微分したのが、コレクタ−エミッタ間電圧変化率ｄＶｃｅ／ｄｔであり、上述のように、この第１の期間においてはゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅはほぼ一定の電圧となるため（２５）式の様に変形できる。
【００６５】
【数７】
0003650264.tif 000008
【００６６】
従って、図６の構成において、電圧変化率設定手段２１の出力ｄＶｃｅ／ｄｔ＊を一定に保てば、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧変化率を一定に保つことができる。
【００６７】
図７は図６のブロックを、ゲート−コレクタ間静電容量の電圧特性が下記の（２６）式で表される場合について、書き換えた図である。図７において、２２ａはＩＧＢＴ素子１のゲート−コレクタ間静電容量、２２ｂは２２ａの出力と電圧変化率設定手段２１の出力の積を得るための乗算手段、２２ｃは２２ａで使用するゲート−コレクタ間電圧Ｖｇｃを得るための検出器である。その他については図６と同じである。次に、図７により動作について説明する。ＩＧＢＴ素子１のターンオフの際にコレクタ−エミッタ間電圧が大きく変化する図２６の第１の期間において、ゲート−コレクタ間静電容量Ｃｇｃは概ね（２６）式の電圧依存性を持つ。ここで、Ｃｊｏはゼロバイアス容量、Ｖｊは接合電位差、Ｍは接合傾斜係数である。（２６）式の電位依存性を（１５）式に適用した場合にも（１５）〜（２５）式の関係は成り立つ。
【００６８】
【数８】
0003650264.tif 000009
【００６９】
以上、ターンオフの際の動作のみについて述べたが、ターンオンに関してもＩＧＢＴ素子各部の電圧、電流の変化率の極性が逆になるだけであるため、同様の効果が得られることは明らかである。この方法は、コレクタ−エミッタ間電圧変化率以外のＩＧＢＴ素子のスイッチング特性に制約が無い場合には最も簡便な構成を提供する。なお、（１５）〜（２６）式は、図２６における第１の期間のようにコレクタ電流がほぼ一定でコレクタ−エミッタ間電圧が大きく変化する期間に適用したが、他の期間においても（１５）〜（２６）式を用いて得られるゲート電流でＩＧＢＴ素子を駆動することは可能である。
【００７０】
実施の形態３．
この実施の形態は、ターンオフのスイッチング動作中において、コレクタ−エミッタ間電圧が大きく変化する第１の期間ではコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を概ね一定に保つとともに、コレクタ電流Ｉｃの変化が急峻な第２の期間ではコレクタ電流の変化率を概ね一定に保つものである。
図８はこの発明の実施の形態３における半導体素子の駆動回路を示すブロック図であり、図において、２３は第１の関数発生手段２０の出力と第２の関数発生手段２２の出力とを切り換えてゲート電流発生手段１８に供給する切り換え手段、２４はＩＧＢＴ素子１をオン状態からオフ状態に遷移させる際にＩＧＢＴ素子１に流れる電流の変化が緩慢な第１の期間からそれに続く電流の変化が急峻な第２の期間に遷移する時の電流の変化点を検出する電流変化点検出手段、１８は電流発生手段としてのゲート電流発生手段であり、切り換え手段２３により切り換えられて、第１または第２の関数発生手段２０、２１の出力に応じた電流を、ＩＧＢＴ素子１のゲート１ａへ供給する。その他については実施の形態１または実施の形態２と同様であるため説明は省略する。
【００７１】
次に、動作について説明する。切り換え手段２３を、第１の関数発生手段２０の側にした場合の動作については実施の形態１と同じであるため説明を省略する。また、第２の関数発生手段２２の側にした場合の動作については実施の形態２と同じであるため説明を省略する。ここでは、切り換え手段２３と電流変化点検出手段２４について説明する。ＩＧＢＴ素子１のターンオフ波形を示した図２６において、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧が大きく変化するのは図２６の第１の期間であり、この期間にはコレクタ電流は変化しない。コレクタ電流が変化するのは図２６の第２の期間であり、この期間にはコレクタ−エミッタ間電圧が大きくは変化しない。このように、実施の形態１が効果を発揮する第２の期間と、実施の形態２が効果を発揮する第１の期間とは、図２６の時刻ｔ３で切り分けられる。
【００７２】
このため、電流変化点検出手段２４が第１の期間と第２の期間の境目にあたる時刻ｔ３を検出し、時刻ｔ３以前の第１の期間においては第２の関数発生手段２２の出力を使用するように切り換え手段２３を制御し、時刻ｔ３以後の第２の期間においては第１の関数発生手段２０の出力を使用するように切り換え手段２３を制御すれば、それぞれの期間において実施の形態２および実施の形態１と同じ効果が得られる。よって、図８の構成によれば、ＩＧＢＴ素子１のターンオフ中の第１、第２の期間においてそれぞれコレクタ−エミッタ間電圧の変化率あるいはコレクタ電流の変化率を概ね一定に保つことができる。
【００７３】
図９〜図１６は、電流変化点検出手段２４の第１〜第７の構成例を示すブロック図である。まず、図９を用いて、電流変化点検出手段２４の第１の構成例について説明する。２４ａはＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを検出する第１の電圧検出手段、２４ｂは直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃを検出する第２の電圧検出手段、２４ｃは比較手段である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅと直流電圧源１２の電圧Ｖｄｃは交差するため、比較手段２４ｃにより、第１の電圧検出手段２４ａと第２の電圧検出手段２４ｂの出力を大小比較することで時刻ｔ３を検出することができる。直流電圧源１２の電圧が一定の用途においては、第２の電圧検出手段２４ｂを比較の基準となる別の直流電圧源に置き換えても同じ効果が得られる。
【００７４】
次に、図１０を用いて、電流変化点検出手段２４の第２の構成例について説明する。２４ａはＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを検出する電圧検出手段、２４ｃは比較手段、２４ｄは比較の基準となる直流電圧源である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは、負荷電流ＩＬを流すのに必要とされるゲート電圧Ｖｏｎから低下を始めるため、直流電圧源２４ｄの電圧をＶｏｎより若干低く設定しておくことで、比較手段２４ｃにより時刻ｔ３を検出することができる。
【００７５】
次に、図１１を用いて、電流変化点検出手段２４の第３の構成例について説明する。２４ａはＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを検出する電圧検出手段、２４ｅは電圧検出手段２４ａの出力を微分する微分手段、２４ｃは比較手段、２４ｄはゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅの電圧変化率の比較の基準となる直流電圧源である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは、負荷電流ＩＬを流すのに必要とされるゲート電圧Ｖｏｎから低下を始めるため、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを微分してその変化率を求め、直流電圧源２４ｄによる基準値と大小比較することで時刻ｔ３を検出することができる。
【００７６】
次に、図１２を用いて、電流変化点検出手段２４の第４の構成例について説明する。２４ｆはＩＧＢＴ素子１のコレクタ電流Ｉｃを検出する第１の電流検出手段、２４ｇは負荷１３の電流ＩＬを検出する第２の電流検出手段、２４cは比較手段である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、コレクタ電流Ｉｃは負荷１３の電流ＩＬから低下を始めるため、比較手段２４ｃにより、第１の電流検出手段２４ｆと第２の電圧検出手段２４ｇの出力を比較することで時刻ｔ３を検出することができる。
【００７７】
次に、図１３を用いて、電流変化点検出手段２４の第５の構成例について説明する。２４ｆはＩＧＢＴ素子１のコレクタ電流Ｉｃを検出する電流検出手段、２４ｃは比較手段、２４ｈは比較の基準となる直流電圧源である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、コレクタ電流Ｉｃは負荷１３の電流ＩＬから低下を始めるため、直流電圧源２４ｈの電圧を負荷電流ＩＬより若干低く設定しておくことで、比較手段２４ｃにより時刻ｔ３を検出することができる。
【００７８】
次に、図１４を用いて、電流変化点検出手段２４の第６の構成例について説明する。２４ｆはＩＧＢＴ素子１のコレクタ電流Ｉｃを検出する電流検出手段、２４ｅは電流検出手段２４ｆの出力を微分する微分手段、２４ｃは比較手段、２４ｈはコレクタ電流Ｉｃの電流変化率の比較の基準となる直流電圧源である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、コレクタ電流Ｉｃは、負荷電流ＩＬから低下を始めるため、コレクタ電流Ｉｃを微分してその変化率を求め、直流電圧源２４ｈによる基準値と大小比較することで時刻ｔ３を検出することができる。
【００７９】
次に、図１５を用いて、電流変化点検出手段２４の第７の構成例について説明する。２４ｆはダイオード１４の電流Ｉｄを検出する電流検出手段、２４ｃは比較手段、２４ｈは比較の基準となる直流電圧源である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、ダイオード１４の電流Ｉｄはゼロから増加を始めるため、直流電圧源２４ｈの電圧をゼロより若干高く設定しておくことで、比較手段２４ｃにより時刻ｔ３を検出することができる。
【００８０】
次に、図１６を用いて、電流変化点検出手段２４の第８の構成例について説明する。２４ｆはダイオード１４の電流Ｉｄを検出する電流検出手段、２４ｅは電流検出手段２４ｆの出力を微分する微分手段、２４ｃは比較手段、２４ｈはダイイオード１４の電流Ｉｄの電流変化率の比較の基準となる直流電圧源である。図２６より、第１の期間と第２の期間の境目である時刻ｔ３において、ダイオード１４の電流Ｉｄはゼロから増加を始めるため、ダイオード１４の電流Ｉｄを微分してその変化率を求め、直流電圧源２４ｈによる基準値と大小比較することで時刻ｔ３を検出することができる。
【００８１】
実施の形態４．
この実施の形態は、ターンオンのスイッチング動作中において、第１の期間ではコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を概ね一定に保つとともに、第２の期間ではコレクタ電流の変化率を概ね一定に保つものである。
この実施の形態における構成は、図８に示したのと同様である。図８において、２４はＩＧＢＴ素子１をオフ状態からオン状態に遷移させる際にＩＧＢＴ素子１に流れる電流の変化が急峻な第２の期間からそれに続く電流の変化が緩慢な第１の期間に遷移する時の電流の変化点を検出する電流変化点検出手段である。電流変化点検出手段２４の具体的な構成については、図９〜図１６と同じもしくは相当する構成とすることができ、両者は比較の基準となる直流電圧源２４ｄ、２４ｈの電圧、もしくは微分手段２４ｅの出力極性が異なるのみである。その他については実施の形態３と同様であるので説明を省略する。
【００８２】
次に、動作について説明する。切り換え手段２３を、第１の関数発生手段２０の側にした場合の動作については実施の形態１と同じであるため説明を省略する。また、第２の関数発生手段２２の側にした場合の動作については実施の形態２と同じであるため説明を省略する。ここでは、切り換え手段２３と電流変化点検出手段２４について説明する。ＩＧＢＴ素子１のターンオン波形を示した図２７において、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧が大きく変化するのは図２７の第１の期間であり、この期間にはコレクタ電流は変化しない。コレクタ電流が変化するのは図２７の第２の期間であり、この期間にはコレクタ−エミッタ間電圧が大きくは変化しない。このように、実施の形態１が効果を発揮する第２の期間と、実施の形態２が効果を発揮する第１の期間とは、図２７の時刻ｔ８から時刻ｔ９の間の環流ダイオード１４のリカバリ動作期間で切り分けられる。
【００８３】
このため、電流変化点検出手段２４が第１の期間と第２の期間の境目にあたる環流ダイオード１４のリカバリ動作期間（ｔ８〜ｔ９）を検出し、時刻ｔ８以前の第２の期間においては第１の関数発生手段２０の出力を使用するように切り換え手段２３を制御し、時刻ｔ９以後の第１の期間においては第２の関数発生手段２２の出力を使用するように切り換え手段２３を制御すれば、それぞれの期間において実施の形態１および実施の形態２と同じ効果が得られる。よって、図８の構成によれば、ＩＧＢＴ素子１のターンオン中の第２、第１の期間においてそれぞれコレクタ電流の変化率あるいはコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を概ね一定に保つことができる。
なお、実施の形態３および４ではそれぞれターンオン、ターンオフに適用したが、これらを組み合わせてターンオン、ターンオフの両方に適用することもできる。
【００８４】
実施の形態５．
図１７は、この発明の実施の形態５における半導体素子の駆動回路のブロック図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ電流の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図において、２５はＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間に接続された第１のコンデンサであり、その他については実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
次に、動作について説明する。図１７は、第１のコンデンサ２５以外は図２と同じであり、第１のコンデンサ２５はＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量Ｃｇｅと並列に接続される。このため、第１のコンデンサ２５の静電容量をＣ１とすると、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量がＣｇｅから（Ｃｇｅ＋Ｃ１）に増加したことと等価である。従って、第１の関数発生手段２０の出力Ｉｇ＊を（６）式のゲート−エミッタ間電圧静電容量Ｃｇｅを変更して得られる（２７）式とすれば、図１７の構成においても実施の形態１と同様の効果が得られる。
【００８５】
【数９】
0003650264.tif 000010
【００８６】
この実施の形態によれば、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流ＩｇをＣ１により調整できるため、ゲート電流Ｉｇをコレクタ電流変化率の指令値ｄＩｃ／ｄｔ＊、およびＩＧＢＴ素子１の特性ｆ、Ｃｇｅと独立に、駆動回路の都合でゲート電流値を設定することが可能となる。また、実施の形態３、実施の形態４のように切り換えを行う用途では、切り換え前後のゲート電流Ｉｇが等しくなるように第１のコンデンサ２５の静電容量を設定することで、切り換え時のゲート電流Ｉｇの急変を防止し滑らかな切り換えを実現できる。
【００８７】
実施の形態６．
図１８は、この発明の実施の形態６における半導体素子の駆動回路のブロック図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図において、２６はＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間に接続された第２のコンデンサ、その他については実施の形態２と同様であるので説明を省略する。
次に、動作について説明する。図１８は、第２のコンデンサ２６以外は図５と同じであり、第２のコンデンサ２６はＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃと並列に接続される。このため、第２のコンデンサ２６の静電容量をＣ２とすると、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量がＣｇｃから（Ｃｇｃ＋Ｃ２）に増加したことと等価である。従って、第２の関数発生手段２２の出力Ｉｇ＊を（２１）式のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃを変更して得られる（２８）式とすれば、図１８の構成においても実施の形態２と同じ効果が得られる。
Ｉｇ＊＝（Ｃｇｃ＋Ｃ２）・ｄＶｃｅ／ｄｔ＊        ・・・（２８）
【００８８】
この実施の形態によれば、ＩＧＢＴ素子１のゲート電流ＩｇをＣ２により調整できるため、ゲート電流Ｉｇをコレクタ−エミッタ間電圧変化率の指令値ｄＶｃｅ／ｄｔ＊、およびＩＧＢＴ素子１の特性Ｃｇｃと独立に、駆動回路の都合でゲート電流値を設定することが可能となる。また、実施の形態３、実施の形態４のように切り換えを行う用途では、切り換え前後のゲート電流Ｉｇが等しくなるように第２のコンデンサ２６の静電容量を設定することで、切り換え時のゲート電流Ｉｇの急変を防止し滑らかな切り換えを実現できる。さらに、第２のコンデンサ２６は一定の静電容量Ｃ２を持つコンデンサであるため、（２６）式で示したようなコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃの電圧依存性の影響を抑制し、ゲート電流Ｉｇの変化を軽減する効果がある。
【００８９】
実施の形態７．
図１９は、この発明の実施の形態７における半導体素子の駆動回路を示す回路図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ電流の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図１９において、ゲート電流発生手段１８は、カレントミラー回路を構成するトランジスタ１８ａと１８ｂから成り、電流変化率設定手段１９は、直流電圧源１９ａとトランジスタ１９ｂから成り、そして第１の関数発生手段２０は、抵抗２０ｆとカレントミラー回路を構成するトランジスタ２０ｇ、２０ｈから成る。その他は実施の形態１と同様であるので説明を省略する。図１９では、簡単化のため、ターンオフ用の回路部分のみを示した。
【００９０】
次に、動作について説明する。スイッチング信号発生手段４がオフ信号を出力すると、トランジスタ１９ｂがオフする。トランジスタ２０ｇ、２０ｈから成るカレントミラー回路は直流電圧源１９ａの電圧Ｖｃｃに接続されており、トランジスタ２０ｇは抵抗２０ｆを介してＩＧＢＴ素子１のゲートに接続されているため、トランジスタ２０ｈのコレクタ電流Ｉｇ＊は、トランジスタのベース−エミッタ間電圧降下を無視すれば（２９）式で与えられる。ここで、Ｋ１はカレントミラー回路の電流ゲイン、Ｒ１は抵抗２０ｆの抵抗値、ＶｇｅはＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧である。
Ｉｇ＊＝Ｋ１・（Ｖｃｃ−Ｖｇｅ）／Ｒ１            ・・・（２９）
【００９１】
上式のトランジスタ２０ｈのコレクタ電流Ｉｇ＊は、第１の関数発生手段２０の出力であり、ゲート電流指令である。トランジスタ１９ｂがオフしているため、トランジスタ２０ｈのコレクタ電流Ｉｇ＊は、全てトランジスタ１８ａに流れる。トランジスタ１８ａと１８ｂはカレントミラー回路を構成しているため、ＩＧＢＴ素子１のゲートにはトランジスタ２０ｈのコレクタ電流Ｉｇ＊にトランジスタ１８ａと１８ｂとから成るカレントミラー回路のゲインを乗算した電流が流れる。（２９）式を実施の形態１の（６）式と比較すると、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量Ｃｇｅとコレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔ＊を定数とし、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数として、ゲート−エミッタ間電圧の１次式を使用していることがわかる。
図２０の（ａ）は、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧と、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数との関係を示すグラフである。実施の形態１で示した（１４）式から、コレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔ＊を定数Ａとした時のゲート電流指令Ｉｇ＊は次の（３０）式となる。
【００９２】
【数１０】
0003650264.tif 000011
【００９３】
ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数は、（３０）式右辺の１／（２・Ｋｐ・（Ｖｇｅ−Ｖｔｈ））の部分であり、双曲線関数となっている。図２０の（ａ）からわかるように、例えば（２９）式のようなゲート−エミッタ間電圧の１次式により良好な近似が可能である。従って、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数としてゲート−エミッタ間電圧の１次式を用いることで、実施の形態１と同様の効果を簡単な回路で実現できる。
【００９４】
実施の形態８．
図２１は、この発明の実施の形態８における半導体素子の駆動回路を示す回路図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ電流の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図２１において、ゲート電流発生手段１８は、カレントミラー回路を構成するトランジスタ１８ａと１８ｂから成り、電流変化率設定手段１９は、直流電圧源１９ａとトランジスタ１９ｂから成る。２０ｊは第１の関数発生手段としての抵抗である。その他は実施の形態１と同じであるので説明を省略する。図２１では、簡単化のため、ターンオフ用の回路部分のみを示した。
【００９５】
次に、動作について説明する。スイッチング信号発生手段４がオフ信号を出力すると、トランジスタ１９ｂがオフする。抵抗２０ｊは直流電圧源１９ａの電圧Ｖｃｃに接続されているため、抵抗２０ｊを流れる電流Ｉｇ＊は、トランジスタのベース−エミッタ間電圧降下を無視すれば（３１）式で与えられる。ここで、Ｒ１は抵抗２０ｊの抵抗値である。
Ｉｇ＊＝Ｖｃｃ／Ｒ１                              ・・・（３１）
上式の抵抗２０ｊの電流Ｉｇ＊は、第１の関数発生手段の出力であり、ゲート電流指令である。トランジスタ１９ｂがオフしているため、抵抗２０ｊの電流Ｉｇ＊は、全てトランジスタ１８ａに流れる。トランジスタ１８ａと１８ｂはカレントミラー回路を構成しているため、ＩＧＢＴ素子１のゲートには抵抗２０ｊの電流Ｉｇ＊にトランジスタ１８ａと１８ｂとから成るカレントミラー回路のゲインを乗算した電流が流れる。（３１）式を実施の形態１の（６）式と比較すると、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間静電容量Ｃｇｅとコレクタ電流変化率ｄＩｃ／ｄｔ＊を定数とし、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数にも、定数を使用していることがわかる。
【００９６】
図２０の（ｂ）は、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧と、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数との関係を示すグラフである。ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数は、実施の形態７で説明したように、双曲線関数となっている。図２０の（ｂ）からわかるように、ＩＧＢＴ素子１のゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数が双曲線関数の場合、定数では良好な近似とはいえない。しかし、ＩＧＢＴ素子が変化の小さい特性を有する場合、定数でも概ね良好な結果を得ることが可能である。このような場合、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数として、代表値である定数を用いることで、実施の形態１と同様の効果を簡単な回路で実現できる。
【００９７】
実施の形態９．
図２２は、この発明の実施の形態９における半導体素子の駆動回路を示す回路図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図２２において、ゲート電流発生手段１８は、カレントミラー回路を構成するトランジスタ１８ａと１８ｂから成り、電圧変化率設定手段２１は、直流電圧源２１ａとトランジスタ２１ｂから成り、そして第２の関数発生手段２２は、抵抗２２ｄ、２２ｅとカレントミラー回路を構成するトランジスタ２２ｆ、２２ｇから成る。その他は実施の形態２と同様であるので説明を省略する。図２２では、簡単化のため、ターンオフ用の回路部分のみを示した。
【００９８】
次に、動作について説明する。スイッチング信号発生手段４がオフ信号を出力すると、トランジスタ２１ｂがオフする。抵抗２２ｄは直流電圧源２１ａの電圧Ｖｃｃに接続されており、トランジスタ２２ｇは抵抗２２ｅを介してＩＧＢＴ素子１のコレクタに接続されているため、第２の関数発生手段２２の出力は、トランジスタのベース−エミッタ間電圧降下を無視すれば（３２）式で与えられる。ここで、Ｋ２はカレントミラー回路の電流ゲイン、Ｒ２は抵抗２２ｄの抵抗値、Ｒ３は抵抗２２ｅの抵抗値、ＶｃｅはＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧である。
Ｉｇ＊＝Ｖｃｃ／Ｒ２−Ｋ２・Ｖｃｅ／Ｒ３          ・・・（３２）
【００９９】
上式のＩｇ＊は、第２の関数発生手段２２の出力であり、ゲート電流指令である。トランジスタ２１ｂがオフしているため、（３２）式のゲート電流指令Ｉｇ＊は、全てトランジスタ１８ａに流れる。トランジスタ１８ａと１８ｂはカレントミラー回路を構成しているため、ＩＧＢＴ素子１のゲートにはゲート電流指令Ｉｇ＊にトランジスタ１８ａと１８ｂとから成るカレントミラー回路のゲインを乗算した電流が流れる。（３２）式を実施の形態２の（２１）式と比較すると、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧変化率ｄＶｃｅ／ｄｔ＊を定数とし、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃとして、コレクタ−エミッタ間電圧の１次式を使用していることがわかる。
【０１００】
図２３の（ａ）は、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃの電圧依存性を示したグラフである。実施の形態２の（２６）式から、コレクタ−エミッタ間電圧変化率ｄＶｃｅ／ｄｔ＊を定数Ｂとした時のゲート電流指令Ｉｇ＊は（３３）式となる。
【０１０１】
【数１１】
0003650264.tif 000012
【０１０２】
ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃは、（３３）式右辺のＣｊｏ・（１＋Ｖｇｃ／Ｖｊ）−Ｍの部分であり、双曲線関数となっている。図２３の（ａ）からわかるように、例えば（３２）式のようなコレクタ−エミッタ間電圧の１次式により良好な近似が可能である。従って、コレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃとしてコレクタ−エミッタ間電圧の１次式を用いることで、実施の形態２と同様の効果を簡単な回路で実現できる。また、図２２の回路は、抵抗２２ｅの接続点をＩＧＢＴ素子１のコレクタからゲートに変更することで、図１９で示した実施の形態７と同様の機能を実現できる。
【０１０３】
実施の形態１０．
図２４は、この発明の実施の形態１０における半導体素子の駆動回路を示す回路図であり、スイッチング動作中におけるコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を概ね一定に保つ場合の構成を示す。図２４において、ゲート電流発生手段１８は、カレントミラー回路を構成するトランジスタ１８ａと１８ｂから成り、電圧変化率設定手段２１は、直流電圧源２１ａとトランジスタ２１ｂから成る。２２ｈは第２の関数発生手段としての抵抗である。その他は実施の形態２と同様であるので説明を省略する。図２４では、簡単化のため、ターンオフ用の回路部分のみを示した。
【０１０４】
次に、動作について説明する。スイッチング信号発生手段４がオフ信号を出力すると、トランジスタ１９ｂがオフする。抵抗２２ｈは直流電圧源１９ａの電圧Ｖｃｃに接続されているため、抵抗２２ｈを流れる電流Ｉｇ＊は、トランジスタのベース−エミッタ間電圧降下を無視すれば（３４）式で与えられる。ここで、Ｒ２は抵抗２２ｈの抵抗値である。
Ｉｇ＊＝Ｖｃｃ／Ｒ２                              ・・・（３４）
上式の抵抗２２ｈの電流Ｉｇ＊は、第２の関数発生手段の出力であり、ゲート電流指令である。トランジスタ１９ｂがオフしているため、抵抗２２ｈの電流Ｉｇ＊は、全てトランジスタ１８ａに流れる。トランジスタ１８ａと１８ｂはカレントミラー回路を構成しているため、ＩＧＢＴ素子１のゲートには抵抗２２ｈの電流Ｉｇ＊にトランジスタ１８ａと１８ｂとから成るカレントミラー回路のゲインを乗算した電流が流れる。（３４）式を実施の形態２の（２１）式と比較すると、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−エミッタ間電圧変化率ｄＶｃｅ／ｄｔ＊を定数とし、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃにも、定数を使用していることがわかる。
【０１０５】
図２３の（ｂ）は、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃの電圧依存性を示したグラフである。ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃは、実施の形態９で説明したように双曲線関数となっている。図２３の（ｂ）からわかるように、ＩＧＢＴ素子１のコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃが双曲線関数の場合、定数では良好な近似とはいえない。しかし、ＩＧＢＴ素子が変化の小さい特性を有する場合、定数でも概ね良好な結果を得ることが可能である。また、実施の形態６に示したようにコレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃにコンデンサを並列接続する場合には、コレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃの変化の影響が軽減されるため、定数でも概ね良好な結果を得ることが可能である。従って、コレクタ−ゲート間静電容量Ｃｇｃとして、代表値である定数を用いることで、実施の形態２と同様の効果を簡単な回路で実現できる。
【０１０６】
なお、実施の形態７〜１０ではコレクタの電流変化率を制御する場合、またはコレクタ−エミッタ間電圧変化率を制御する場合について示したが、両方を組み合わせてもよい。また、ターンオフ用の回路で示したが、ターンオン用でも同様に簡単な回路で近似的に制御することができ、さらに両方を併せて用いることもできる。
【０１０７】
【発明の効果】
請求項１に係る発明によれば、ゲート電流から電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数に電流変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を、第１の関数発生手段が発生するようにしたので、負荷や電源電圧の変動にかかわらず半導体素子の非線形性を補正して、設定した所望のスイッチング特性である、コレクタ電流の変化率一定の特性が得られる。また、請求項２に係る発明によれば、ゲート電流から電圧駆動形自己消弧半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数に電圧変化率設定手段の出力を代入して得られるゲート電流の指令を、第２の関数発生手段が発生するようにしたので、負荷や電源電圧の変動にかかわらず半導体素子の非線形性を補正して、設定した所望のスイッチング特性である、コレクタ−エミッタ間電圧の変化率一定の特性が得られる。このため、スイッチング動作中における不要に高いもしくは低い電圧および電流の変化率を抑制することができ、スイッチング損失の低減、ターンオフ時のサージ電圧の低減、ターンオン時の環流ダイオードのリカバリ電流の低減に効果がある。さらに、スイッチングに起因するノイズや漏洩電流の低減にも効果がある。
【０１０８】
請求項３、請求項４に係る発明によれば、コレクタ電流の変化が緩慢な第１の期間で電圧変化率設定手段と第２の関数発生手段を利用し、コレクタ電流の変化が急峻な第２の期間で電流変化率設定手段と第１の関数発生手段を利用するようにしたので、所望のスイッチング特性、例えば第１の期間でコレクタ−エミッタ間電圧の変化率を一定に保つとともに、第２の期間でコレクタ電流の変化率を一定に保つなどの特性が得られる。
【０１０９】
請求項５に係る発明によれば、第１の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数が、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量と、コレクタ電流変化率との積であるので、請求項１、３、４のものと同様の効果が得られる。
請求項６に係る発明によれば、第２の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数が、ゲート−コレクタ間の静電容量と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積であるので、請求項２、３、４のものと同様の効果が得られる。
【０１１０】
請求項７に係る発明によれば、ゲート−エミッタ間に接続されるコンデンサを有し、第１の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数が、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数と、ゲート−エミッタ間の静電容量およびコンデンサの静電容量の和と、コレクタ電流変化率との積であるので、駆動回路の都合に合わせた適切なゲート電流値を設定することができる。
請求項８に係る発明によれば、ゲート−コレクタ間に接続されるコンデンサを有し、第２の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数が、ゲート−コレクタ間の静電容量およびコンデンサの静電容量の和と、コレクタ−エミッタ間電圧変化率との積であるので、駆動回路の都合に合わせた適切なゲート電流値を設定することができる。
【０１１１】
請求項９に係る発明によれば、ゲート−エミッタ間に接続されるコンデンサを有し、第１、第２の関数発生手段の切り換え時に、両方の出力が互いに等しくなるように前記コンデンサの静電容量を設定したので、滑らかな切り換えをすることができる。
請求項１０に係る発明によれば、ゲート−コレクタ間に接続されるコンデンサを有し、第１、第２の関数発生手段の切り換え時に、両方の出力が互いに等しくなるように前記コンデンサの静電容量を設定したので、滑らかな切り換えをすることができる。
【０１１２】
請求項１１に係る発明によれば、第１の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数において、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数に代えて、ゲート−エミッタ間電圧の一次式で近似して使用するようにしたので、簡単な回路でコレクタ電流変化率を制御することができる。
請求項１２に係る発明によれば、第１の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ電流変化率への伝達関数の逆関数において、ゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電流への伝達関数の微分の逆数に代えて、代表値である定数で近似して使用するようにしたので簡単な回路でコレクタ電流変化率を制御することができる。
請求項１３に係る発明によれば、第２の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数において、ゲート−コレクタ間の静電容量に代えて、ゲート−コレクタ間電圧の一次式で近似して使用するようにしたので簡単な回路でコレクタ−エミッタ間の電圧変化率を制御することができる。
請求項１４に係る発明によれば、第２の関数発生手段で使用するゲート電流からコレクタ−エミッタ間電圧変化率への伝達関数の逆関数において、ゲート−コレクタ間の静電容量に代えて、代表値である定数で近似して使用するようにしたので簡単な回路でコレクタ−エミッタ間の電圧変化率を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態における半導体素子の駆動回路の基本的構成を示すブロック図である。
【図２】  この発明の実施の形態１における半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図３】  この発明の実施の形態１における半導体素子とその駆動回路の内部の機能構成を示すブロック図である。
【図４】  この発明の実施の形態１における半導体素子とその駆動回路の内部の機能構成を示すブロック図である。
【図５】  この発明の実施の形態２における半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図６】  この発明の実施の形態２における半導体素子とその駆動回路の内部の機能構成を示すブロック図である。
【図７】  この発明の実施の形態２における半導体素子とその駆動回路の内部の機能構成を示すブロック図である。
【図８】  この発明の実施の形態３および４における半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図９】  この発明の実施の形態３における電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１０】  この発明の実施の形態３おける電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１１】  この発明の実施の形態３における電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１２】  この発明の実施の形態３における電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１３】  この発明の実施の形態３における電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１４】  この発明の実施の形態３における電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１５】  この発明の実施の形態３における電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１６】  この発明の実施の形態３における電流変化点検出手段の構成例を示すブロック図である。
【図１７】  この発明の実施の形態５における半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図１８】  この発明の実施の形態６における半導体素子の駆動回路のブロック図である。
【図１９】  この発明の実施の形態７における半導体素子の駆動回路の回路図である。
【図２０】  この発明の実施の形態７および８におけるゲート−エミッタ間電圧からコレクタ電圧への伝達関数の微分の逆数を示すグラフである。
【図２１】  この発明の実施の形態８における半導体素子の駆動回路の回路図である。
【図２２】  この発明の実施の形態９における半導体素子の駆動回路の回路図である。
【図２３】  この発明の実施の形態９および１０におけるコレクタ−ゲート間静電容量の電圧依存性を示すグラフである。
【図２４】  この発明の実施の形態１０における半導体素子の駆動回路の回路図である。
【図２５】  ＩＧＢＴ素子のスイッチング特性を説明するための回路図である。
【図２６】  ＩＧＢＴ素子のターンオフ動作を示す波形図である。
【図２７】  ＩＧＢＴ素子のターンオン動作を示す波形図である。
【図２８】  従来の半導体素子の駆動回路の回路図である。
【図２９】  従来の半導体素子の駆動回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１  ＩＧＢＴ素子、１ａ  ゲート、１ｂ  コレクタ、１ｃ  エミッタ、
４  スイッチング信号発生手段、１６  スイッチング特性設定手段、
１７  関数発生手段、１８  ゲート電流発生手段、１９  電流変化率設定手段、
２０  第１の関数発生手段、２１  電圧変化率設定手段、
２２  第２の関数発生手段、２３  切り換え手段、２４  電流変化点検出手段、
２５  第１のコンデンサ、２６  第２のコンデンサ。
【図１】
0003650264.tif 000013
【図２】
0003650264.tif 000014
【図３】
0003650264.tif 000015
【図４】
0003650264.tif 000016
【図５】
0003650264.tif 000017
【図６】
0003650264.tif 000018
【図７】
0003650264.tif 000019
【図８】
0003650264.tif 000020
【図９】
0003650264.tif 000021
【図１０】
0003650264.tif 000022
【図１１】
0003650264.tif 000023
【図１２】
0003650264.tif 000024
【図１３】
0003650264.tif 000025
【図１４】
0003650264.tif 000026
【図１５】
0003650264.tif 000027
【図１６】
0003650264.tif 000028
【図１７】
0003650264.tif 000029
【図１８】
0003650264.tif 000030
【図１９】
0003650264.tif 000031
【図２０】
0003650264.tif 000032
【図２１】
0003650264.tif 000033
【図２２】
0003650264.tif 000034
【図２３】
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【図２４】
0003650264.tif 000036
【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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