(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータの鉄心内部に埋め込まれた磁石の起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角度に対する磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルクを併用した同期電動機の制御装置において、
ステータ巻線に通電する３相交流電流の３相交流電流検出値とコミュテーション電気角指令値を入力とし、前記３相交流電流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発生する成分であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の位相差を持った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検出値とを出力する３相２相変換器と、
ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差およびｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に応じて前記ステータ巻線に通電する交流電流をフィードバック制御する電流制御手段と、
入力されたトルク指令値Ｔq*が所定のトルク指令しきい値Ｔrefよりも小さな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記トルク指令しきい値Ｔrefよりも大きな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電流指令算出部と、
入力された前記トルク指令値Ｔq*が所定のトルク指令しきい値Ｔrefよりも小さな場合には、
ｉd*＝０
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記トルク指令しきい値Ｔrefよりも大きな場合には、
ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて第２の係数Ｋd1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電流指令算出部と、
を備え、
これにより、出力トルクの線形性を改善した同期電動機の制御装置。
【請求項２】
ロータの鉄心内部に埋め込まれた磁石の起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角度に対する磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルクを併用した同期電動機の制御装置において、
ステータ巻線に通電する３相交流電流の３相交流電流検出値とコミュテーション電気角指令値を入力とし、前記３相交流電流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発生する成分であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の位相差を持った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検出値とを出力する３相２相変換器と、
ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差およびｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に応じて前記ステータ巻線に通電する交流電流をフィードバック制御する電流制御手段と、
入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつロータの回転速度Ｎが基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
なる演算に基づいて第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*×Ｎb÷Ｎ
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref×Ｎb÷Ｎ
なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電流指令算出部と、
前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉd*＝０
なる演算に基づいて、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）
なる演算に基づき第２の係数Ｋd0と前記回転数Ｎ、前記基底速度Ｎbによって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値Ｔq*、前記所定値Ｔrefによって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）＋Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電流指令算出部と
を備えた同期電動機の制御装置。
【請求項３】
ロータの鉄心内部に埋め込まれた磁石の起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角度に対する磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルクを併用した同期電動機の制御装置において、
ステータ巻線に通電する３相交流電流の３相交流電流検出値とコミュテーション電気角指令値を入力とし、前記３相交流電流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発生する成分であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の位相差を持った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検出値とを出力する３相２相変換器と、
ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差およびｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に応じて前記ステータ巻線に通電する交流電流をフィードバック制御する電流制御手段と、
前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の算出方式を切り換えることによって前記電動機の出力を高精度モードに切り替える制御モード切換手段と、
入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記制御モード切換手段が高精度モードでない場合には、
ｉq*＝Ｋq2×Ｔq*
なる演算に基づいて第２の係数Ｋq2と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電流指令算出部と、
入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉd*＝０
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前記制御モード切換手段が高精度モードでない場合には、
ｉd*＝Ｋd2×Ｔq*
なる演算に基づいて第４の係数Ｋd2と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電流指令算出部と
を備えた同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は工作機械の主軸駆動などに利用される同期電動機の制御装置の改良に関するものであり、特にロータ鉄心の内部に永久磁石を埋め込んだ構造を持ち、磁石の起磁力によるトルクとロータ鉄心の回転角度に対する磁気抵抗変化によって発生するリラクタンストルクを併用する方式の埋め込み磁石型同期電動機の制御装置において出力トルクの線形性を改善した同期電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械の主軸を駆動する電動機としては、構造が堅牢で高速回転が可能な誘導電動機が広く用いられている。この誘導電動機はベクトル制御によってトルク、速度を自在に制御することが可能であり、工作機械に必要な加減速運転など様々な機能を実現している。
【０００３】
図３に一般的な誘導電動機の断面構造図を示す。誘導電動機は図に示すようにロータにかご型二次導体１を持ち、この二次導体１に流れる電流とロータコア２に鎖交する磁束との間に回転トルクを発生する。このとき二次導体１に流れる電流によってロータに銅損が発生し、ステータに比べてロータは十分な冷却を行うことができないため、ロータの温度上昇が大きくなる。なおステータは鉄心内部に直接に冷却風を通したり、冷却液を通すなど十分な冷却を実現できる。逆にロータの温度上昇を適度な値に抑えるためには、十分な表面積を確保するためにロータの外形寸法を大きくする必要があり、結果としてロータイナーシャが増大して高速の加減速を実現できない。
さらにまた、近年の工作機械においては、機械の主軸に直接モータのロータを実装したビルトインモータという構造が普及しつつある。このような構造においてはロータの温度上昇によって機械精度の熱変位を発生させるという課題があり、誘導電動機に代わる電動機の採用が期待されている。
【０００４】
これら課題の解決のために、最近ではロータに二次導体つまり発熱源を持たない同期電動機を工作機械の主軸駆動に採用するという従来技術がある。特に図４に示すような断面構造を持った埋め込み磁石型同期電動機は、ロータコア２の内部に永久磁石３を埋め込んだ方式であり、漏れインダクタンスが大きいため磁石３による速度誘起電圧をステータ巻線に通電する電流によって調整することができ、弱め界磁制御を容易に実現することができるので工作機械の主軸に要求される定出力特性を実現しやすい。また、ロータコア２の磁気抵抗が、磁石による磁束と同一方向（ｄ軸方向）と磁石による磁束に直交する方向（ｑ軸方向）とで大きく異なる性質を持つため、ステータ巻線に通電する電流によってリラクタンストルクが発生する。このリラクタンストルクと磁石３によるトルクを加算合成したトルクを出力できるため、少ない磁石体積で大きな出力トルクを得ることができる。以上の特質から、埋め込み磁石型同期電動機が工作機械の主軸駆動用として従来の誘導電動機に代わって採用され始めている。
【０００５】
埋め込み磁石型同期電動機は、磁石の起磁力によるトルクとリラクタンストルクを併用することによって大きな出力トルクを実現している。これらの内、磁石の起磁力によるトルクＴmは、極対数をＰ、誘起電圧定数をＫem、磁束に直行するｑ軸電流成分をｉqとして次式によって表される。
Ｔm＝Ｐ・Ｋem・ｉq・・・（１）
すなわちＴmはｑ軸電流に比例している。またリラクタンストルクＴrは、ロータのｄ軸方向のインダクタンスをＬd、ｑ軸方向のインダクタンスをＬq、ｄ軸電流成分をｉdとして次式によって表される。
Ｔr＝Ｐ（Ｌq−Ｌd）ｉd・ｉq・・・（２）
従来の制御装置においては、ｉdはｉqに対して所定の比率αを用いて次式に基づいて制御することが一般的である。
ｉd＝α・ｉq・・・（３）
この結果、上記（２）式のリラクタンストルクＴrは次式のように表され、ｑ軸電流ｉqの振幅との関係は非線形となる。
Ｔr＝Ｐ・α（Ｌq−Ｌd）ｉq2 ・・・（４）
埋め込み磁石型同期電動機の出力トルクは、前記ＴrとＴmの合成トルクであるため、このようにリラクタンストルクＴrが電流の振幅に対して非線形となる結果、合成トルクも非線形となる。このため、入力されたトルク指令に対して単純に電流振幅を決定する場合には、トルク指令値と出力トルクの関係が非線形となる。
【０００６】
前記のようにトルク指令値と出力トルクの関係が非線形となるという問題に対して、特開平９−１４９７００号公報や特開平１０−２４３６７９号公報において、トルク指令値に対して出力トルクを線形にする電流指令値を算出する制御装置が提案されている。しかしながら、これらの従来技術においては、電流指令値の算出において平方根演算やメモリを用いた補正演算を必要としており、演算処理が複雑である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前述のように埋め込み磁石型同期電動機においては、リラクタンストルクが電流振幅に対して非線形であるため、入力されたトルク指令値に対して単純に比例した電流指令値を生成していた従来の制御装置では、トルク指令値に対して線形な出力トルクを得ることができない。その結果、同期タップなど工作機械主軸に要求される高精度な位置制御を行う場合には動作中の位置精度が悪化し、加工精度を確保できないという課題がある。また、トルク指令値に対して線形な出力トルクを得るために複雑な演算処理を行うと、制御装置が高価なものとなるという課題がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために本発明においては、ロータの鉄心内部に埋め込まれた磁石の起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角度に対する磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルクを併用した同期電動機の制御装置において、
ステータ巻線に通電する３相交流電流の３相交流電流検出値とコミュテーション電気角指令値を入力とし、前記３相交流電流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発生する成分であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の位相差を持った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検出値とを出力する３相２相変換器と、
ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差およびｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に応じて前記ステータ巻線に通電する交流電流をフィードバック制御する電流制御手段と、
入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電流指令算出部と、
入力された前記トルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合には、
ｉd*＝０
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合には、
ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて第２の係数Ｋd1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電流指令算出部とを備えることを特長とする。
また本発明の別の実施態様においては、前記ｑ軸電流指令算出部およびｄ軸電流指令算出部として、入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつロータの回転速度Ｎが基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
なる演算に基づいて第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*×Ｎb÷Ｎ
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref×Ｎb÷Ｎ
なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電流指令算出部と、前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉd*＝０
なる演算に基づいて、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）
なる演算に基づき第２の係数Ｋd0と前記回転数Ｎ、前記基底速度Ｎbによって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、
ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値Ｔq*、前記所定値Ｔrefによって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、
ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）＋Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電流指令算出部を備えることを特長とする。
さらに本発明の別の実施態様においては、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の算出方式を切り換えることによって前記電動機の出力を高精度モードに切り替える制御モード切換手段を備えて、また前記ｑ軸電流指令算出部およびｄ軸電流指令算出部として、入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記制御モード切換手段が高精度モードでない場合には、
ｉq*＝Ｋq2×Ｔq*
なる演算に基づいて第２の係数Ｋq2と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電流指令算出部と、
入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉd*＝０
なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、
ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前記制御モード切換手段が高精度モードでない場合には、
ｉd*＝Ｋd2×Ｔq*
なる演算に基づいて第４の係数Ｋd2と前記トルク指令値Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電流指令算出部を備えることを特長とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る同期電動機の制御装置の一実施形態を示すブロック図である。図中のモータ５は前述した埋め込み磁石型同期電動機であり、インバータ６によって可変電圧、可変周波数の３相交流電圧を印加して駆動している。なお、インバータ６は直流電源８を入力として３相電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に応じてモータ５に印加する電圧を制御している。
モータ５に流れる３相電流は電流検出器７によって検出されており、この検出値ｉu、ｉv、ｉwを入力として３相２相変換器９は次の演算を行って２相信号ｉd、ｉqを出力する。
【数１】
ｉd＝ｉu・sｉnθ＋ｉv・sｉn(θ−120°)＋ｉw・sｉn(θ＋120°)
【数２】
ｉq＝ｉu・cosθ＋ｉv・cos(θ−120°)＋ｉw・cos(θ＋120°)
ここでθはロータの回転角度に極対数（ポール数の１／２）を乗じた電気角であり、磁石によって発生する磁束の位置を０度としている。このようにして得られたｉdは、ステータ巻線に流れる交流電流のうち磁極位置に同期した磁束を発生する成分を表す直流量であり、ｄ軸電流検出値と称する。またｉqは磁極位置と９０度の位相差を持った磁束を発生させる成分を表す直流量であり、ｑ軸電流検出値と称する。
これらｉd、ｉqはｄｑ軸電圧指令算出部１０に入力され、それぞれの指令値であるｉd*、ｉq*との偏差に応じてｄ軸電圧指令ｅd*、ｅq*を演算している。さらにｅd*、ｅq*は２相３相変換器１１において次の演算によって３相交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に変換される。
【数３】
ｅu*＝ｅd*・sｉnθ＋ｅq*・cosθ
【数４】
ｅv*＝ｅd*・sｉn(θ−120°)＋ｅq*・cos(θ−120°)
【数５】
ｅw*＝ｅd*・sｉn(θ＋120°)＋ｅq*・cos(θ＋120°)
このようにステータに通電される３相交流電流をｄ軸電流、ｑ軸電流のそれぞれに分配してフィードバック制御することによって、モータの発生トルクはｄ軸電流指令値ｉd*とｑ軸電流指令値ｉq*とによって任意に制御することが可能となる。
【００１０】
図１の同期電動機の制御装置に対して外部からの入力指令としてはトルク指令Ｔq*が入力されている。このトルク指令Ｔq*を入力として第１の電流指令算出部１２においては、所定のトルク指令しきい値ＴrefとＴq*を比較し、その比較結果に基づいて以下のようにｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*を算出する。すなわち、トルク指令Ｔq*がＴrefよりも小さな場合にはｑ軸電流定数をＫq1として、
【数６】
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
【数７】
ｉd*＝０
と算出する。また、トルク指令Ｔq*がＴrefよりも大きな場合には、ｄ軸電流定数をＫd1として、
【数８】
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
【数９】
ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
と算出する。
【００１１】
上記ようにｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*を算出した場合の出力トルクＴは以下のように表される。まずＴq*≦Ｔrefの場合は、数１、数２、数６、数７より、
【数１０】
0003676944.tif 000002
となる。すなわち出力トルクＴはトルク指令Ｔq*に比例する。次にＴq*＞Ｔrefの場合は数１、数２、数８、数９より、
【数１１】
0003676944.tif 000003
となる。すなわち、この場合においても出力トルクＴはトルク指令Ｔq*に対して線形であるので、適切なＴref、Ｋd1を選定すれば正確な出力トルクを得ることができる。
【００１２】
次に本発明に基づく高精度なトルク制御方式において、定出力制御を行う方式について説明する。モータの回転速度をＮ、基底回転速度をＮbとするとき、Ｎ≧ＮbかつＴq*≦Ｔrefの場合は、ｄ軸界磁弱め電流定数をＫd0として、
【数１２】
ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*×Ｎb÷Ｎ
【数１３】
ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）
なる演算によって電流指令を算出する。数１３は磁石による磁束を打ち消すための界磁弱め電流である。またＮ≧ＮbかつＴq*＞Ｔrefの場合は、
【数１４】
ｉq*＝Ｋq1×Ｔref×Ｎb÷Ｎ
【数１５】
ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）＋Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref）
なる演算によって電流指令を算出する。
【００１３】
上述した数６、数７、数８、数９に基づくｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*によって出力トルクＴを高精度に制御することができるが、その反面においてモータの端子電圧が比較的高くなり、限られたインバータ６の出力電圧範囲の中においては最大出力が確保できない場合がある。そこで図１の実施形態において、制御モード切換手段１３は外部より指定されたモード信号に従って、当該モード信号が高精度モードである場合には第１の電流指令算出部１２の算出したｉd*、ｉq*をｄｑ軸電圧指令算出部１０に対して出力し、また高精度モードでない場合には第２の電流指令算出部１４が算出したｉd*、ｉq*をｄｑ軸電圧指令算出部１０に対して出力している。ここで第２の電流指令算出部１４におけるｉd*、ｉq*の算出方法は従来の一般的な埋め込み磁石型同期電動機の制御装置と同様であり、ｑ軸電流定数をＫq2、ｄ軸電流定数をＫd2として次式によって算出する。これらＫq2、Ｋd2は一般的に最も大きなトルクを発生するように算出された係数である。
【数１６】
ｉq*＝Ｋq2×Ｔq*
【数１７】
ｉd*＝Ｋd2×Ｔq*
このように出力トルクの精度要求が比較的低い場合には、モード信号によってｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*の演算方式を切り換えることによって、最も小さな電流値で効率よくトルクを出力できるため、モータの巻線抵抗によって発生する銅損を最小にすることができ、モータの発熱を低く抑えることができる。
【００１４】
図１におけるそのほかの構成要素の動作を説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部１０では入力された電流指令ｉd*、ｉq*および電流検出値ｉd、ｉq、ロータ回転速度Ｎを元にｄ軸電圧指令値Ｅd*、ｑ軸電圧指令値Ｅq*を算出しており、その内部構成を図２に示す。
減算器１６はｄ軸電流指令ｉd*とｄ軸電流検出値ｉdとを減算してｄ軸電流誤差を算出している。Ｐｉ演算増幅器１７はｄ軸電流誤差を比例積分演算によってｄ軸電圧指令値を算出しているが、その出力には加算器１８および１９によって電流指令ｉd*およびｉq*から算出したｄ軸電圧の予測値をフィードフォワード補償している。同様に減算器２０ではｑ軸電流指令ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqを減算してｑ軸電流誤差を求め、これをＰｉ演算増幅器２１によって増幅した結果に、加算器２２、２３および２４においてｑ軸電圧の予測値をフィードフォワード補償している。なお、ｑ軸電圧には磁石による速度誘起電圧成分も含まれているので乗算器２５において誘起電圧定数Ｋemを回転速度Ｎに乗算して速度誘起電圧を予測演算している。これらフィードフォワード補償値のｄ軸成分をＥdff、ｑ軸成分をＥqffとすると、これらの演算は巻線抵抗をＲ1、ｄ軸電流に対する巻線インダクタンスをＬd、ｑ軸電流に対するインダクタンスをＬqとして次式によって算出する。
【数１８】
Ｅdff＝Ｒ1・ｉd*＋Ｎ・Ｌq・ｉq*
【数１９】
Ｅqff＝Ｒ1・ｉq*−Ｎ・Ｌd・ｉd*＋Ｎ・Ｋem
【発明の効果】
本発明による同期電動機の制御装置においては、入力されたトルク指令値に対してモータの出力トルクを線形に制御できるため、常に高精度なトルク制御が可能となり、かつ複雑な演算処理を必要としないため、安価で信頼性の高い制御装置を実現することができる。この結果、位置制御を行う場合に位置誤差の発生を極小にできるので、工作機械の主軸における同期タップなどの用途において加工精度を向上できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による同期電動機の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】  ｄｑ軸電圧指令算出部の動作を示すブロック図である。
【図３】  従来の誘導電動機の断面構造図である。
【図４】  本発明の同期電動機の制御装置によって駆動される埋め込み磁石型同期電動機の断面構造図である。
【符号の説明】
１  二次導体、２  ロータコア、３  磁石、４  エンコーダ、５  モータ、６インバータ、７  電流検出器、８  直流電源、９  ３相２相変換器、１０  ｄｑ軸電圧指令算出部、１１  ２相３相変換器、１２  第１の電流指令算出部、１３  制御モード切換手段、１４  第２の電流指令算出部、１５  微分器、１６  減算器、１７  Ｐｉ演算増幅器、１８  加算器、１９  加算器、２０  減算器、２１  Ｐｉ演算増幅器、２２  加算器、２３  加算器、２４  加算器、２５  乗算器、２６  乗算器、２７  乗算器、２８  乗算器、２９  乗算器、３０  乗算器、３１  乗算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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