(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、
前記スイッチングデバイスの出力を第２の直流電圧に変換する変換回路と、
前記スイッチングデバイスの制御回路と、
前記変換回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の前記出力電圧の変化に対応した電流信号を生成するＶ−Ｉ変換回路と、
前記Ｖ−Ｉ変換回路の前記電流信号に対応した電圧を出力し、前記制御回路による前記スイッチングデバイスのスイッチング動作のＰＷＭ制御、停止および再開をするＩ−Ｖ変換回路とを備えたスイッチング電源装置。
【請求項２】
第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、前記スイッチングデバイスをオンオフ制御する信号を発生する発振器と、外部信号入力端子を有し前記外部信号入力端子を通る電流に対応した電圧を出力するＩ−Ｖ変換回路と、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧を基準電圧として前記スイッチングデバイスを流れる電流を検出し前記スイッチングデバイスをオフさせる過電流検出回路と、前記Ｉ−Ｖ変換回路の前記出力電圧が軽負荷検出下限電圧よりも小さくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を停止させ前記出力電圧が軽負荷検出上限電圧よりも大きくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を再開させる間欠発振制御回路と、前記スイッチングデバイスに接続されて前記スイッチングデバイスの出力を第２の直流電圧に変換する変換回路と、前記第２の直流電圧を検出して所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅器と、出力端子が前記Ｉ−Ｖ変換回路の前記外部信号入力端子に接続されて前記誤差増幅器の出力電圧を電流に変換するＶ−Ｉ変換回路とを備えたスイッチング電源装置。
【請求項３】
入力端子を介して供給される第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、
高電位側が前記入力端子に、低電位側がグランド端子に接続された入力側平滑用コンデンサと、
前記スイッチングデバイスをオンオフ制御する信号を発生する発振器を有し、外部信号入力端子を有し前記外部信号入力端子を通る電流に対応した電圧を出力するものであって前記入力端子に第１のレギュレータを介して接続されたＩ−Ｖ変換回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧を基準電圧として前記スイッチングデバイスを流れる電流を検出し前記スイッチングデバイスをオフさせる過電流検出回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が軽負荷検出下限電圧よりも小さくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を停止させ、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が、軽負荷検出上限電圧よりも大きくなったときに、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を再開させる間欠発振制御回路を有する制御回路と、
前記入力端子に前記第１のレギュレータを介して接続されて前記制御回路の基準電圧を生成する第１のコンデンサと、
前記グランド端子を基準として動作し、前記スイッチングデバイスの出力側に接続され、前記スイッチングデバイスによりオンオフされた出力を、前記第１の直流電圧より電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力端子に出力する変換回路と、
高電位側が前記出力端子に、低電位側が前記グランド端子に接続された出力側平滑用コンデンサと、
前記出力端子に接続された第１の抵抗と、
一方が前記第１の抵抗の他端に、他方が前記グランド端子に接続された第２の抵抗と、
前記出力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗により得られた前記出力端子の電圧の分圧を入力して所定の基準電圧に対する電位差を増幅する誤差増幅器を有し、出力端子が前記制御回路の前記外部信号入力端子に接続されて前記誤差増幅器の出力電圧を電流に変換するＶ−Ｉ変換回路を有し、前記グランド端子を基準電位として動作する出力電圧検出回路とを備えたスイッチング電源装置。
【請求項４】
出力電圧検出回路は、前記出力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサに代えて、前記入力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有する請求項３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
入力端子を介して供給される第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、
高電位側が前記入力端子に、低電位側がグランド端子に接続された入力側平滑用コンデンサと、
前記スイッチングデバイスをオンオフ制御する信号を発生する発振器を有し、外部信号入力端子を有し前記外部信号入力端子を通る電流に対応した電圧を出力するものであって前記入力端子に第１のレギュレータを介して接続されたＩ−Ｖ変換回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧を基準電圧として前記スイッチングデバイスを流れる電流を検出し前記スイッチングデバイスをオフさせる過電流検出回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が軽負荷検出下限電圧よりも小さくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を停止させ、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が、軽負荷検出上限電圧よりも大きくなったときに、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を再開させる間欠発振制御回路を有する制御回路と、
前記入力端子に前記第１のレギュレータを介して接続されて前記制御回路の基準電圧を生成する第１のコンデンサと、
出力端子を基準として動作し、前記スイッチングデバイスの出力側に接続され、前記スイッチングデバイスによりオンオフされた出力を、前記第１の直流電圧より電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して前記グランド端子に出力する変換回路と、
高電位側が前記グランド端子に、低電位側が前記出力端子に接続された出力側平滑用コンデンサと、
前記グランド端子に接続された第１の抵抗と、
一方が前記第１の抵抗の他端に、他方が前記出力端子に接続された第２の抵抗と、
前記グランド端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗により得られた前記出力端子の電圧の分圧を入力して所定の基準電圧に対する電位差を増幅する誤差増幅器を有し、出力端子が前記制御回路の前記外部信号入力端子に接続されて前記誤差増幅器の出力電圧を電流に変換するＶ−Ｉ変換回路を有し、前記出力端子を基準電位として動作する出力電圧検出回路とを備えたスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記グランド端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサに代えて、前記入力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有する請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
出力電圧検出回路および制御回路は、スイッチングデバイスがオン状態のときに流れる電流のピーク値を、出力端子における電圧変動に対して線形的に変化するように構成する請求項３から請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
Ｉ−Ｖ変換回路の外部信号入力端子にカソード端子が、スイッチングデバイスの出力端子にアノード端子が接続されたダイオードを有する請求項３から請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
スイッチングデバイスが高耐圧トランジスタである請求項３または請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
変換回路がダイオード、コイルおよびコンデンサの直列接続回路から構成される請求項３から請求項９のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
過電流保護手段を備えた請求項３から請求項１０のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
過電流保護手段と過熱保護手段とを備えた請求項３から請求項１０のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、降圧チョッパ型スイッチング電源装置などのスイッチング電源装置に関し、特に待機時の省電力化技術、及びその関連技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の降圧チョッパ型スイッチング電源装置におけるスイッチングデバイスの制御方式として、ＰＷＭ制御方式と間欠制御方式があった（特許文献１、２参照）。
【０００３】
ＰＷＭ制御方式の従来例（特許文献１参照）に関する回路図を図１０に示し、動作波形を図１１に示す。図１０および図１１において、ＶＯＵＴは出力端子ＯＵＴの電圧、ＩＯＵＴは出力端子ＯＵＴの電流、ＶＤＳはスイッチングデバイス５２のＤＲＡＩＮ端子電圧、ＩＤＳはスイッチングデバイス５２に流れるＤＲＡＩＮ端子電流、ＶＣＣは図１０中のＣＯＮＴＲＯＬ端子電圧をそれぞれ意味する。回路構成としては、入力コンデンサ５１、スイッチングデバイス５２とスイッチングデバイス５２の制御回路５３、制御回路基準電圧用コンデンサ５４、変換回路５５、出力電圧検出回路５６、および保護素子５７からなる。
【０００４】
スイッチングデバイス５２のＤＲＡＩＮ端子に、入力端子ＩＮより電圧（商用の交流電源をダイオードブリッジなどの整流器により整流された電圧を入力コンデンサ５１により平滑した電圧、または直流電圧）を印加すると、制御回路５３の内部回路電流供給回路５８により、スイッチ５９を介してＣＯＮＴＲＯＬ端子に接続された制御回路基準電圧用コンデンサ５４に電流が供給されることでＶＣＣが上昇し、起動／停止回路６０により制御回路５３がスイッチングデバイス５２のオンオフ制御を開始する。ここで、スイッチングデバイス５２のオンオフ制御は、内部の発振器６１のＣＬＯＣＫ信号６２を基準とし、フリップフロップ６３に入力される。発振器６１のＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号６４は、スイッチングデバイス５２の最大オン時間を規定している。制御回路５３のＶＣＣは規定値以上になると、シャントレギュレータ６５が動作し、抵抗６６、抵抗６７に電流が供給される。これにより、抵抗６７の両端電圧が上昇するため、コンパレータ６８の基準電圧信号である発振器６１のＳＡＷＴＯＯＴＨ信号６９（三角波）と比較され、ＯＲ回路７０を介してフリップフロップ６３のリセット端子に接続される。これによりスイッチングデバイス５２のＰＷＭ制御を行っている。
【０００５】
スイッチングデバイス５２のオンオフ制御が開始すると、ダイオード７１、コイル７２、出力コンデンサ７３から構成される変換回路５５に電力が供給され、ＶＯＵＴが上昇する。ＶＯＵＴは出力電圧検出回路５６により検出され、ＶＯＵＴが規定値以上となると、スイッチングデバイス５２がオフ状態において、ＯＵＴから制御回路５３のＣＯＮＴＲＯＬ端子に電流が流れる。これにより、ＶＣＣが上昇し、スイッチングデバイス５２のＰＷＭ制御が成される。
【０００６】
また、スイッチングデバイス５２の保護のために、ドレイン電流検出回路７４によりＤＲＡＩＮ電流ＩＤＳを検出し、ＯＲ回路７０によりフリップフロップ６３をリセットさせ、ＡＮＤ回路７５によりスイッチングデバイス５２をオフさせる。
【０００７】
以上のように、ＰＷＭ制御方式では、出力が軽負荷になるにつれて、徐々にスイッチングデバイスのオンデューティーを小さくする（結果的にスイッチングデバイスに流れる電流ＩＤＳのピーク値は下がる）ことで、出力電圧の安定化と省電力化を図るというものである。
【０００８】
また、間欠制御方式の従来例（特許文献２参照）に関する回路図を図１２に示し、動作波形を図１３に示す。図１２および図１３において、ＶＯＵＴは出力端子ＯＵＴの電圧、ＩＯＵＴは出力端子ＯＵＴの電流、ＶＯ１はＶＯＵＴを２つの抵抗Ｒ１とＲ２で分圧された電圧、ＶＤＳはスイッチングデバイス５２のＤＲＡＩＮ端子電圧、ＩＦＢはＦＢ端子電流、ＩＤＳはスイッチングデバイス５２に流れるＤＲＡＩＮ端子電流をそれぞれ意味する。回路構成としては、入力コンデンサ５１、スイッチングデバイス５２とスイッチングデバイス５２の制御回路５３、制御回路基準電圧用コンデンサ５４、ダイオード７１とコイル７２と出力コンデンサ７３で構成される変換回路、出力電圧検出回路５６、および２つの抵抗Ｒ１とＲ２からなる。
【０００９】
スイッチングデバイス５２のＤＲＡＩＮ端子に、入力端子ＩＮより電圧（商用の交流電源をダイオードブリッジなどの整流器により整流された電圧を入力コンデンサ５１により平滑した電圧、または直流電圧）を印加すると、制御回路５３のレギュレータ７６により、ＢＹＰＡＳＳ端子に接続された制御回路基準電圧用コンデンサ５４に電流が供給されることでＢＹＰＡＳＳ端子電圧が上昇し、起動／停止回路６０により制御回路５３がスイッチングデバイス５２のオンオフ制御を開始する。ここで、スイッチングデバイス５２のオンオフ制御は、内部の発振器６１のＣＬＯＣＫ信号６２を基準とし、ＡＮＤ回路７７を介してフリップフロップ６３に入力される。発振器６１のＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号６４は、スイッチングデバイス５２の最大オン時間を規定している。ここで、制御回路５３のＢＹＰＡＳＳ端子電圧はレギュレータ７６により、常に規定値となるように制御されている。ＦＢ端子はＢＹＰＡＳＳ端子につながる定電流源７８とＡＮＤ回路７７に接続されている。フリップフロップ６３のリセット端子には発振器６１のＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号６４の反転信号とドレイン電流検出回路７４の出力信号が入力されたＯＲ回路７９の出力信号が入力されている。スイッチングデバイス５２の間欠動作は、コンデンサＣ４が接続されたＦＢ端子−ＳＯＵＲＣＥ端子間電圧差により制御される。
【００１０】
スイッチングデバイス５２のオンオフ制御が開始すると、ダイオード７１、コイル７２、出力コンデンサ７３から構成される変換回路に電力が供給され、出力端子ＯＵＴの電圧ＶＯＵＴが上昇する。ＶＯＵＴは２つの抵抗Ｒ１とＲ２、および出力電圧検出回路５６により検出され、ＶＯＵＴが規定値以上（正確にはＶＯ１端子電圧がコンパレータ８０の基準電圧以上）となると、コンパレータ８０、ＮＡＮＤ回路８１によりスイッチング素子のＰｃｈＭＯＳＦＥＴ８２がオン状態となる。これにより、２つのスイッチング素子のＮｃｈＭＯＳＦＥＴ８３、８４で構成されるカレントミラー回路への電流量が増加し、ＦＢ端子電流ＩＦＢが増加するため、コンデンサＣ４につながれたＦＢ端子の電位が下がり制御回路５３はスイッチングデバイス５２を休止、または停止状態にする。このＶＯＵＴが規定値以上になったとき、ＮＡＮＤ回路８１の出力信号がＬ（ロー）となると、スイッチング素子のＰｃｈＭＯＳＦＥＴ８５がオン状態となり、定電流源８６がＶＯ１端子を介して抵抗Ｒ２に供給される。これにより、ＶＯ１端子電圧が僅かに上昇する、即ちＶＯＵＴも僅かに上昇することで、ヒステリシス特性をもたせ、出力端子ＯＵＴの電圧制御を安定化させている。
【００１１】
スイッチングデバイス５２がオフ状態となると、出力端子ＯＵＴへの電力供給が停止するため、ＶＯＵＴは徐々に低下し、規定値以下となると、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ８２はオフ状態となり、ＩＦＢ電流は低下するため、ＦＢ端子の電位が上がり、再びスイッチングデバイス５２はオンオフ制御される。以下、この間欠制御が成される。なお、出力電圧検出回路５６の起動・停止に関して説明する。スイッチングデバイス５２のオンオフ制御が開始されると、チョークコイル７２による出力コンデンサ７３への電力供給がなされるために、出力コンデンサ７３の電圧が上昇する。出力電圧検出回路５６は出力コンデンサ７３からレギュレータ９０を介してコンデンサＣ５が接続されたＶＣＣへ電力供給が成され、コンパレータ８９の基準電圧以上になると、出力電圧検出回路５６は動作を開始し、コンパレータ８９の基準電圧以下（出力コンデンサ７３からＶＣＣへの電力供給が不足する状態、例えば出力端子が過負荷状態、短絡状態、または、入力電圧が大幅に低下した状態等）では動作を停止する。レギュレータ９０はＶＣＣの電圧を常にコンパレータ８９の基準電圧（起動電圧）となるように制御する。そのため、コンパレータ８９の出力信号は常にハイ信号となるように制御する。図１２中のコンパレータ８９は出力電圧検出回路５６の起動・停止回路を意味し、このコンパレータ８９の基準電圧にはヒステリシス特性を持たせると、出力電圧検出回路５６が安定に動作する。８７、８８は電流源である。
【００１２】
また、スイッチングデバイス５２の保護のために、ドレイン電流検出回路７４によりＤＲＡＩＮ電流ＩＤＳを検出し、スイッチングデバイス５２をオフさせる。
【００１３】
以上のように、間欠制御方式では、出力が軽負荷になるにつれて、徐々にスイッチングデバイスのスイッチング回数を減らすことで、出力電圧の安定化と省電力化を図るというものである。
【特許文献１】特開平１０−１９１６２５号公報
【特許文献２】特開２００３−１８００７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかし、上記のようにスイッチングデバイスがハイサイド側に、出力電圧検出部がローサイド側にある非絶縁電源において、現行のＰＷＭ制御、間欠制御では、更なる待機時消費電力の削減は困難であった。
【００１５】
すなわち、上記従来のＰＷＭ制御方式や間欠制御方式では、以下の理由により、待機状態、特に無負荷状態における更なる消費電力の削減は期待できない。
（１）ＰＷＭ制御方式における無負荷状態では、スイッチングデバイスに流れる電流のピーク値は下がるが、スイッチング回数は負荷状態によらず一定であるため、更なる低消費電力化は困難である。
（２）間欠制御方式における無負荷状態では、スイッチングデバイスのスイッチング回数は減るが、スイッチングデバイスに流れる電流のピーク値は一定であるため、更なる低消費電力化は困難である。
【００１６】
また、間欠制御時の周波数が可聴領域に入った場合、スイッチングデバイスに流れる電流ピークが一定であるため、コイルからの音鳴りが発生する。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源装置は、第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、
前記スイッチングデバイスの出力を第２の直流電圧に変換する変換回路と、
前記スイッチングデバイスの制御回路と、
前記変換回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の前記出力電圧の変化に対応した電流信号を生成するＶ−Ｉ変換回路と、
前記Ｖ−Ｉ変換回路の前記電流信号に対応した電圧を出力し、前記制御回路による前記スイッチングデバイスのスイッチング動作のＰＷＭ制御、停止および再開をするＩ−Ｖ変換回路とを備えたものである。
【００１８】
また、本発明のスイッチング電源装置は、第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、前記スイッチングデバイスをオンオフ制御する信号を発生する発振器と、外部信号入力端子を有し前記外部信号入力端子を通る電流に対応した電圧を出力するＩ−Ｖ変換回路と、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧を基準電圧として前記スイッチングデバイスを流れる電流を検出し前記スイッチングデバイスをオフさせる過電流検出回路と、前記Ｉ−Ｖ変換回路の前記出力電圧が軽負荷検出下限電圧よりも小さくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を停止させ前記出力電圧が軽負荷検出上限電圧よりも大きくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を再開させる間欠発振制御回路と、前記スイッチングデバイスに接続されて前記スイッチングデバイスの出力を第２の直流電圧に変換する変換回路と、前記第２の直流電圧を検出して所定の基準電圧との電位差を増幅する誤差増幅器と、出力端子が前記Ｉ−Ｖ変換回路の前記外部信号入力端子に接続されて前記誤差増幅器の出力電圧を電流に変換するＶ−Ｉ変換回路とを備えたものである。
【００１９】
本発明のスイッチング電源装置は、入力端子を介して供給される第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、
高電位側が前記入力端子に、低電位側がグランド端子に接続された入力側平滑用コンデンサと、
前記スイッチングデバイスをオンオフ制御する信号を発生する発振器を有し、外部信号入力端子を有し前記外部信号入力端子を通る電流に対応した電圧を出力するものであって前記入力端子に第１のレギュレータを介して接続されたＩ−Ｖ変換回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧を基準電圧として前記スイッチングデバイスを流れる電流を検出し前記スイッチングデバイスをオフさせる過電流検出回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が軽負荷検出下限電圧よりも小さくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を停止させ、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が、軽負荷検出上限電圧よりも大きくなったときに、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を再開させる間欠発振制御回路を有する制御回路と、
前記入力端子に前記第１のレギュレータを介して接続されて前記制御回路の基準電圧を生成する第１のコンデンサと、
前記グランド端子を基準として動作し、前記スイッチングデバイスの出力側に接続され、前記スイッチングデバイスによりオンオフされた出力を、前記第１の直流電圧より電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力端子に出力する変換回路と、
高電位側が前記出力端子に、低電位側が前記グランド端子に接続された出力側平滑用コンデンサと、
前記出力端子に接続された第１の抵抗と、
一方が前記第１の抵抗の他端に、他方が前記グランド端子に接続された第２の抵抗と、
前記出力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗により得られた前記出力端子の電圧の分圧を入力して所定の基準電圧に対する電位差を増幅する誤差増幅器を有し、出力端子が前記制御回路の前記外部信号入力端子に接続されて前記誤差増幅器の出力電圧を電流に変換するＶ−Ｉ変換回路を有し、前記グランド端子を基準電位として動作する出力電圧検出回路とを備えたものである。
【００２０】
上記構成において、出力電圧検出回路は、前記出力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサに代えて、前記入力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有する。
【００２１】
本発明のスイッチング電源装置は、入力端子を介して供給される第１の直流電圧をオンオフするスイッチングデバイスと、
高電位側が前記入力端子に、低電位側がグランド端子に接続された入力側平滑用コンデンサと、
前記スイッチングデバイスをオンオフ制御する信号を発生する発振器を有し、外部信号入力端子を有し前記外部信号入力端子を通る電流に対応した電圧を出力するものであって前記入力端子に第１のレギュレータを介して接続されたＩ−Ｖ変換回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧を基準電圧として前記スイッチングデバイスを流れる電流を検出し前記スイッチングデバイスをオフさせる過電流検出回路を有し、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が軽負荷検出下限電圧よりも小さくなったときに前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を停止させ、前記Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧が、軽負荷検出上限電圧よりも大きくなったときに、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作を再開させる間欠発振制御回路を有する制御回路と、
前記入力端子に前記第１のレギュレータを介して接続されて前記制御回路の基準電圧を生成する第１のコンデンサと、
出力端子を基準として動作し、前記スイッチングデバイスの出力側に接続され、前記スイッチングデバイスによりオンオフされた出力を、前記第１の直流電圧より電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して前記グランド端子に出力する変換回路と、
高電位側が前記グランド端子に、低電位側が前記出力端子に接続された出力側平滑用コンデンサと、
前記グランド端子に接続された第１の抵抗と、
一方が前記第１の抵抗の他端に、他方が前記出力端子に接続された第２の抵抗と、
前記グランド端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗により得られた前記出力端子の電圧の分圧を入力して所定の基準電圧に対する電位差を増幅する誤差増幅器を有し、出力端子が前記制御回路の前記外部信号入力端子に接続されて前記誤差増幅器の出力電圧を電流に変換するＶ−Ｉ変換回路を有し、前記出力端子を基準電位として動作する出力電圧検出回路とを備えたものである。
【００２２】
上記構成において、前記グランド端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサに代えて、前記入力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成する第２のコンデンサを有する。
【００２３】
上記構成において、出力電圧検出回路および制御回路は、スイッチングデバイスがオン状態のときに流れる電流のピーク値を、出力端子における電圧変動に対して線形的に変化するように構成する。
【００２４】
上記構成において、Ｉ−Ｖ変換回路の外部信号入力端子にカソード端子が、スイッチングデバイスの出力端子にアノード端子が接続されたダイオードを有する。
【００２５】
上記構成において、スイッチングデバイスが高耐圧トランジスタである。
【００２６】
上記構成において、変換回路がダイオード、コイルおよびコンデンサの直列接続回路から構成される。
【００２７】
上記構成において、過電流保護手段を備えている。
【００２８】
上記構成において、過電流保護手段と過熱保護手段とを備えている。
【発明の効果】
【００２９】
本発明のスイッチング電源装置は、上記構成を有し、従来例と比較して、待機状態、特に無負荷状態における更なる消費電力の削減を実現することができる。
【００３０】
また、出力負荷の状態が軽負荷になるとＤＲＡＩＮ電流ピークが低下した後で、間欠発振制御されるため、コイルからの音鳴りを大幅に抑制できる。
【００３１】
第２のコンデンサが入力端子側に第２のレギュレータを介して接続されて電源電圧を生成するため、出力電圧の低電圧化に対応することができる。
【００３２】
スイッチングデバイスがオン状態のときに流れる電流のピーク値を、出力端子における電圧変動に対して線形的に変化するように構成したため、待機状態、特に無負荷状態における更なる消費電力削減を安定して実現できる。
【００３３】
好ましくは、Ｉ−Ｖ変換回路の外部信号入力端子にカソード端子が、スイッチングデバイスの出力端子にアノード端子が接続されたダイオードを有する。これにより、Ｉ−Ｖ変換回路の外部信号入力端子電圧を固定できるため、待機状態、特に無負荷状態における更なる消費電力削減を安定して実現できる。
【００３４】
更に、好ましくは、過電流保護手段を備えるため、または、過電流保護手段と過熱保護手段とを備えるため、スイッチングデバイスの保護が実現でき、スイッチング電源装置の安全性を向上させる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置を、図２は本発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置の出力の負荷状態が重負荷から軽負荷に移行したときの動作波形を表す。図１および図２において、ＶＯＵＴは出力端子ＯＵＴの電圧、ＩＯＵＴは出力端子ＯＵＴの電流、ＶＤＳはスイッチングデバイス２のＤＲＡＩＮ端子電圧、ＩＦＢはＦＢ端子電流、ＩＤＳはスイッチングデバイス２に流れるＤＲＡＩＮ端子電流をそれぞれ意味する。回路構成としては、入力コンデンサ１、スイッチングデバイス２とスイッチングデバイス２の制御回路３、制御回路基準電圧用コンデンサ４、ダイオード５とコイル６と出力コンデンサ７からなる変換回路、出力電圧検出回路８、および２つの抵抗Ｒ１とＲ２からなる。スイッチングデバイス２は例えば高耐圧トランジスタを用いる。
【００３６】
制御回路３は、図１に示すように、ＤＲＡＩＮ端子に接続され、ＢＹＰＡＳＳ端子電圧（制御回路３の基準電圧）を常に一定に制御するレギュレータ９、ＢＹＰＡＳＳ端子電圧が規定値以上になると制御回路３を起動し、規定値以下になると制御回路３を停止させる起動／停止回路１０、電源電圧をＢＹＰＡＳＳ端子から供給し、ＦＢ端子から制御回路３の外部に流れ出す電流を出力電圧信号ＶＬとして出力するＩ−Ｖ変換回路１１、スイッチングデバイス２の最大オンデューティーを規定するＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号１２と内部基準信号であるＣＬＯＣＫ信号１３を出力する発振器１４、Ｉ−Ｖ変換回路１１の出力電圧信号ＶＬを基準電圧としてスイッチングデバイス２に流れるＤＲＡＩＮ電流を検出し、スイッチングデバイス２をオフさせる過電流検出回路１５、Ｉ−Ｖ変換回路１１の出力電圧信号ＶＬが基準電圧Ｖｐ１よりも低くなるとスイッチングデバイス２のオンオフ制御を休止または停止させ（このとき基準電圧Ｖｐ１はＶｐ２となる）、Ｉ−Ｖ変換回路１１の出力電圧信号ＶＬがＶｐ２よりも高くなるとスイッチングデバイス２のオンオフ制御を再開させる間欠発振制御回路１６、間欠発振制御回路１６の出力と発振器１４のＣＬＯＣＫ信号１３を入力信号とし、出力をフリップフロップ１９のセット端子に出力するＡＮＤ回路１７、発振器１４のＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号１２の反転信号と過電流検出回路１５の出力信号を入力し、フリップフロップ１９のリセット端子に出力するＯＲ回路１８、フリップフロップ１９、起動／停止回路１０の出力信号と発振器１４のＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号１２とフリップフロップ１９の出力信号を入力し、スイッチングデバイス２のＧＡＴＥ端子を制御するＡＮＤ回路２０から構成されている。Ｉ−Ｖ変換回路１１のＦＢ端子とＳＯＵＲＣＥ端子間にはコンデンサ２１とダイオード２２が接続されている。
【００３７】
また、出力電圧検出回路８は、出力電圧ＶＯＵＴから基準電圧ＶＣＣを一定に制御するレギュレータ２３、ＶＣＣが規定値以上になると出力電圧検出回路８を起動し、規定値以下になると出力電圧検出回路８を停止させる起動／停止回路２４、出力電圧ＶＯＵＴの電圧を２つの抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した信号を入力し、内部の基準電圧との電位差を増幅して出力する誤差増幅回路２５、誤差増幅回路２５の入力電圧信号をＦＢ端子電流ＩＦＢに変換するＶ−Ｉ変換回路２６、起動／停止回路２４の出力信号がＨ（ハイ）となると誤差増幅回路２５の信号をＶ−Ｉ変換回路２６に伝達させるスイッチであるＰｃｈＭＯＳＦＥＴ２７から構成される。
【００３８】
スイッチングデバイス２のＤＲＡＩＮ端子に、入力端子ＩＮより電圧（商用の交流電源をダイオードブリッジなどの整流器により整流された電圧を入力コンデンサ１により平滑した電圧、または直流電圧）を印加すると、制御回路３のレギュレータ９により、ＢＹＰＡＳＳ端子に接続された制御回路基準電圧用コンデンサ４に電流が供給されることで、ＢＹＰＡＳＳ端子電圧が上昇し、起動／停止回路１０により制御回路３が動作し、スイッチングデバイス２のオンオフ制御を開始する。スイッチングデバイス２のオンオフ制御が開始すると、ダイオード５、コイル６、出力コンデンサ７から構成される変換回路に電力が供給され、出力端子ＯＵＴの電圧ＶＯＵＴが上昇する。ＶＯＵＴが上昇すると、レギュレータ２３が動作し、コンデンサＣ５に電流が供給され、出力電圧検出回路８の基準電圧ＶＣＣが上昇する。基準電圧ＶＣＣが起動／停止回路２４の規定値以上では出力電圧検出回路８が起動し、誤差増幅回路２５による出力端子ＯＵＴの電圧検出が開始される。電圧ＶＯＵＴは２つの抵抗Ｒ１とＲ２、および出力電圧検出回路８により検出され、電圧ＶＯＵＴが所望する電圧以上（正確にはＶＯ１端子電圧が誤差増幅回路２５の基準電圧値以上）となると、誤差増幅回路２５の基準電圧とＶＯ１端子電圧差を増幅してＶ−Ｉ変換回路２６に信号を伝達する。電圧ＶＯＵＴが所望する電圧以上において、電圧ＶＯＵＴが上昇すると誤差増幅回路２５の出力電圧信号は線形的に減少し、そしてＶ−Ｉ変換回路２６でＦＢ端子電流が増加するように変換され、更にＩ−Ｖ変換回路１１の出力電圧信号ＶＬが減少する。出力電圧信号ＶＬは過電流検出回路１５の基準電圧となっており、出力電圧信号ＶＬが減少することで、スイッチングデバイス２に流れるＤＲＡＩＮ電流ピーク値を減少させるため、電流モードによるＰＷＭ制御となる。
【００３９】
そして、更に電圧ＶＯＵＴが所望する電圧以上（出力負荷状態としては軽負荷状態）となり、Ｉ−Ｖ変換回路１１の出力電圧信号ＶＬが間欠発振制御回路１６の軽負荷検出下限電圧すなわち規定値Ｖｐ１以下になると（図２（ｅ））、出力負荷状態を軽負荷と判断し、間欠発振制御回路１６はスイッチングデバイス２を休止、または停止させる。スイッチングデバイス２のオンオフ制御が停止することで、出力への電力供給が停止するため、電圧ＶＯＵＴは徐々に低下する。電圧ＶＯＵＴの低下により、出力電圧信号ＶＬは徐々に上昇し、間欠発振制御回路１６の軽負荷検出上限電圧すなわち規定値Ｖｐ２以上となると、スイッチングデバイス２のオンオフ制御が再開され、出力へ電力が供給される。これにより、ＶＯＵＴは再び上昇し、スイッチングデバイス２のオンオフ制御は停止する。軽負荷状態においては、これを繰り返す間欠制御となる。
【００４０】
このような本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置を使用した場合、出力負荷状態が軽負荷になるほどスイッチングデバイス２に流れる電流のピーク値が減少することでＰＷＭ制御され、更に無負荷状態に近くなると間欠制御されるため、待機状態での更なる省電力化が実現できる。そして、スイッチングデバイス２に流れる電流のピーク値が減少するため、コイルからの音鳴りも軽減される。
（実施の形態２）
図３は、本発明の第２の実施形態であるスイッチング電源装置を示す。第１の実施の形態において、図１のダイオード５のアノードに接続されている入力コンデンサ１の（−）端子を出力コンデンサ７の（＋）端子に接続することにより、負出力電源を実現したものであり、電源動作としては本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置と同じである。
【００４１】
このような本発明の第２のスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られると共に、容易に出力電圧の極性を変えることが出来る。
（実施の形態３）
図４は、本発明の第３の実施形態であるスイッチング電源装置を示す。第１の実施の形態において、図１の出力電圧検出回路８のレギュレータ２３への電力供給源を出力端子ＯＵＴからではなく、直接入力端子ＩＮから得ているものであり、電源動作としては本発明の第１のスイッチング電源装置と同じである。
【００４２】
このような本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られると共に、出力の低電圧化に容易に対応することが可能となる。
【００４３】
なお、図３に示す第２の実施の形態についても、レギュレータ２３への電力供給源を出力端子ＯＵＴからではなく、直接入力端子ＩＮから得てもよい。
（実施の形態４）
図５は、本発明の第４の実施形態であるスイッチング電源装置を示す。第１の実施の形態において、図１の制御回路３に過熱保護回路２８と再起動トリガ回路２９を追加している。すなわち、スイッチングデバイス２のジャンクション温度が規定温度以上になると、スイッチングデバイス２のオンオフ制御を強制的に停止させる保護機能を果たす過熱保護回路２８と、過熱保護回路２８による停止状態を解除するための再起動トリガ回路２９がＡＮＤ回路２０の入力に接続されている。電源動作としては本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置と同じである。
【００４４】
このような本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られると共に、スイッチングデバイスの保護と、スイッチング電源装置の安全性確保が実現できる。
（実施の形態５）
図６（ａ）は、本発明の第５の実施形態であるスイッチング電源装置を示す。第１の実施の形態において、図１の制御回路３における起動／停止回路１０とＩ−Ｖ変換回路１１と過電流検出回路１５、ならびに出力電圧検出回路８の起動／停止回路２４と誤差増幅回路２５とＶ−Ｉ変換回路２６をそれぞれ第１の具体的回路により構成したものであり、電源動作としては本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置と同じである。
【００４５】
Ｉ−Ｖ変換回路１１において、９４、９５はミラー回路、９６、９８は抵抗、９７は定電流源、９９はトランジスタである。過電流検出回路１５において、１００は定電流源、１０１はコンパレータ、１０２はトランジスタである。起動／停止回路１０および出力電圧検出回路８の起動／停止回路２４はヒステリシス特性を有するコンパレータにより構成され、誤差増幅回路２５はオペアンプと抵抗により構成されている。Ｖ−Ｉ変換回路２６において、９０、９１は定電流源、９２はＰｃｈＭＯＳＦＥＴ、９３はミラー回路である。
【００４６】
このような本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られる。
【００４７】
図６（ｂ）は、図６（ａ）に示した第５の実施の形態の装置の変形形態を示す図である。図６（ａ）と図６（ｂ）との違いは、Ｖ−Ｉ変換回路２６中の定電流源９０とＰｃｈＭＯＳＦＥＴ９２との間に抵抗１０３を挿入した点にある。
【００４８】
抵抗１０３をこの位置に挿入することで、Ｖ−Ｉ変換回路の応答線形性を向上させられ、所望の動作をより得やすくすることができる。
【００４９】
この点について以下に具体的に説明する。まず、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ９２を駆動させる場合、予めドレイン側にＶＣＣが印加されているため、ゲート電圧がＶＣＣとほぼ同じ値になるとドレイン電流が飽和し始め、ＭＯＳＦＥＴの特性上、この電圧近傍で入力信号であるゲート電圧に対して出力信号であるドレイン電流がリニアには増加しなくなる。
【００５０】
ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ９２の電流駆動能力が十分でないと、入力信号が高い場合において、Ｖ−Ｉ変換の線形性が損なわれることとなる。
【００５１】
しかし、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ９２の電流駆動能力を単純に向上させると、Ｖ−Ｉ変換の感度が高くなりすぎ、電流モードによるＰＷＭ制御がうまく行えないおそれがある。
【００５２】
そこで、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ９２の電流駆動能力を向上させるとともに、そのドレイン側に抵抗１０３を接続させて、流れる電流値に制限を加えることで、広い入力電圧範囲で応答線形性を向上させられるとともに、ＰＷＭ制御の安定性も図れるものである。
【００５３】
なお、本変形形態に示した抵抗１０３の接続は、以降の実施の形態において適用しても同様の効果が得られるものである。
（実施の形態６）
図７は、本発明の第６の実施形態であるスイッチング電源装置を示す。図３の本発明の第２の実施形態と同様に、図６（ａ）のスイッチング電源装置の出力を負出力としたものであり、電源動作としては本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置と同じである。
【００５４】
このような本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られる。
（実施の形態７）
図８は、本発明の第７の実施形態であるスイッチング電源装置を示す。図１の制御回路３における起動／停止回路１０とＩ−Ｖ変換回路１１と過電流検出回路１５、並びに出力電圧検出回路８の起動／停止回路２４と誤差増幅回路２５とＶ−Ｉ変換回路２６をそれぞれ第２の具体的回路により構成したものであり、過電流検出回路１５において、センスＭＯＳＦＥＴ方式を使用している。１０１はコンパレータ、１０５〜１０７は抵抗、１０８はセンスＭＯＳＦＥＴである。その他、図６と共通する部分に同一符号を付している。電源動作としては本発明の第１の実施の形態スイッチング電源装置と同じである。
【００５５】
ここで、図６（ａ）と比較すると、図６（ａ）は、スイッチングデバイス２のオン電圧を直接過電流検出回路１５への入力検出信号として過電流検出しているのに対し、図８はスイッチングデバイス２とある一定のセンス比を持つセンスＭＯＳＦＥＴ１０８に流れる電流をセンスＭＯＳＦＥＴ１０８のＳＯＵＲＣＥ端子に直列接続された抵抗１０７により変換した電圧信号を過電流検出回路１５への入力検出信号としている点が相違している。図６（ａ）のようにオン電圧を直接入力検出信号とする場合、オン電圧を高くすることも可能であるが、図８のセンスＭＯＳＦＥＴ１０８を使用した場合、現実的には、変換された電圧は非常に低いものでなければセンスＭＯＳＦＥＴ１０８のＤＲＡＩＮ−ＳＯＵＲＣＥ電圧が低くなるために動作が不安定となるという違いがある。そして、スイッチングデバイス２が高耐圧素子であると、図６（ａ）の場合、過電流検出回路１５への入力検出信号部を高電圧より保護するための何らかの手段を講じる必要があるのに対し、図８では、センスＭＯＳＦＥＴをスイッチングデバイス２と同じ高耐圧素子で形成すれば良いことになる。
【００５６】
なお、図８中の過電流検出回路１５において、コンパレータ１０１の『−』端子（基準電圧端子）は２つの抵抗１０５、１０６で分圧したものとしているが、分圧せずに１つの抵抗とした場合、または、抵抗を使用せずにＩ−Ｖ変換回路１１の出力信号をコンパレータ１０１の基準電圧端子に入力してもよい。
【００５７】
このような本発明の第７の実施の形態のスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られる。
（実施の形態８）
図９は、本発明の第８の実施形態であるスイッチング電源装置を示す。図３の本発明の第２の実施形態と同様に、図８のスイッチング電源装置の出力を負出力としたものであり、電源動作としては本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置と同じである。
【００５８】
このような本発明の第８の実施の形態のスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られる。
【００５９】
尚、実施の形態において、ＭＯＳＦＥＴ素子以外の素子、例えばバイポーラトランジスタでも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明のスイッチング電装置源は、待機状態、特に無負荷状態における更なる消費電力の削減を実現することができ、また出力負荷の状態が軽負荷になると電流ピークが低下した後で、間欠制御されるため、コイルからの音鳴りを大幅に抑制できる等の効果があり、非絶縁電源を使用する製品、たとえば家庭電化製品、照明機器、モーター電源用として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の動作を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図４】本発明の第３の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図５】本発明の第４の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図６（ａ）】本発明の第５の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図６（ｂ）】本発明の第５の実施形態を示すスイッチング電源装置の変形形態の回路ブロック図である。
【図７】本発明の第６の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図８】本発明の第７の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図９】本発明の第８の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図１０】第１の従来のスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図１１】図１０のスイッチング電源装置の動作を示す図である。
【図１２】第２の従来のスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
【図１３】図１２のスイッチング電源装置の動作を示す図である。
【符号の説明】
【００６２】
１  入力コンデンサ
２  スイッチングデバイス
３  制御回路
４  制御回路基準電圧用コンデンサ
５  ダイオード
６  コイル
７  出力コンデンサ
８  出力電圧検出回路
９  レギュレータ
１０  起動／停止回路
１１  Ｉ−Ｖ変換回路
１２  ＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号
１３  ＣＬＯＣＫ信号
１４  発振器
１５  過電流検出回路
１６  間欠発振制御回路
１７  ＡＮＤ回路
１８  ＯＲ回路
１９  フリップフロップ
２０  ＡＮＤ回路
２１  コンデンサ
２２  ダイオード
２３  レギュレータ
２４  起動／停止回路
２５  誤差増幅回路
２６  Ｖ−Ｉ変換回路
２７  ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
２８  過熱保護回路
２９  再起動トリガ回路
５１  入力コンデンサ
５２  スイッチングデバイス
５３  制御回路
５４  制御回路基準電圧用コンデンサ
５５  変換回路
５６  出力電圧検出回路
５７  保護素子
５８  内部回路電流供給回路
５９  スイッチ
６０  起動／停止回路
６１  発振器
６２  ＣＬＯＣＫ信号
６３  フリップフロップ
６４  ＭＡＸ  ＤＵＴＹ信号
６５  シャントレギュレータ
６６  抵抗
６７  抵抗
６８  コンパレータ
６９  ＳＡＷＴＯＯＴＨ信号（三角波）
７０  ＯＲ回路
７１  ダイオード
７２  コイル
７３  出力コンデンサ
７４  ドレイン電流検出回路
７５  ＡＮＤ回路
７６  レギュレータ
７７  ＡＮＤ回路
７８  定電流源
７９  ＯＲ回路
８０  コンパレータ
８１  ＮＡＮＤ回路
８２  ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
８３  ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
８４  ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
８５  ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
８６  定電流源
８７  定電流源
８８  定電流源
８９  コンパレータ
９０  レギュレータ
【図１】
0003691500.tif 000002
【図２】
0003691500.tif 000003
【図３】
0003691500.tif 000004
【図４】
0003691500.tif 000005
【図５】
0003691500.tif 000006
【図６（ａ）】
0003691500.tif 000007
【図６（ｂ）】
0003691500.tif 000008
【図７】
0003691500.tif 000009
【図８】
0003691500.tif 000010
【図９】
0003691500.tif 000011
【図１０】
0003691500.tif 000012
【図１１】
0003691500.tif 000013
【図１２】
0003691500.tif 000014
【図１３】
0003691500.tif 000015