(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電基板の主面に少なくとも一対の櫛歯状電極を有する複数の弾性表面波共振器で構成された弾性表面波素子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一の誘電体基板とを積層し、前記弾性表面波素子と第一の誘電体基板との間にインピーダンス変換回路を形成した第二の誘電体基板を設けて成り、
前記第一の誘電体基板は積層された二つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ2 を連続したストリップラインで形成し、上側誘電体基板Ｂの主面上に前記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ1 と、前記渦巻状線路ａ2 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成し、
前記第二の誘電体基板の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ｂ2 に対応する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化するように設けたことを特徴とする弾性表面波装置。
【請求項２】
前記渦巻状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 に代えて、蛇行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 とした請求項１記載の弾性表面波装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車電話及び携帯電話等の移動体無線機器等に内蔵される周波数帯域フィルタ（以下、フィルタという）として用いられる弾性表面波装置であって、不平衡入力−平衡出力型あるいは平衡入力−不平衡出力型のものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の弾性表面波（Surface Acoustic Wave で、以下、ＳＡＷと略す）装置Ｓの基本構成をを図９に示す。同図において、９０はＡｌ等から成り櫛歯状電極のＩＤＴ（Inter Digital Transducer）電極、９１はＩＤＴ電極９０のＳＡＷ伝搬路の両端に配置されＳＡＷを効率良く共振させる反射器である。このＳＡＷ装置Ｓは、２重モード結合共振器型ＳＡＷフィルタを構成しており、９２はある周波数の高周波信号を入力する入力端子、９３は接地端子、９４及び９５は他の高周波信号を入出力する入出力端子である。尚、これらの部品はＬｉＴａＯ3 等の圧電基板（図示せず）上に形成されるものであり、またＩＤＴ電極９０の電極指の対数は数１０〜数１００対、反射器９１の電極指の本数は数１０〜数１００本に及ぶため、同図では簡略化して描いてある。
【０００３】
近年、このようなＳＡＷ装置Ｓについて、移動体通信機器等の高性能化、小型軽量化に伴い、新機能の付加が要求されてきている。その一つに、不平衡入力−平衡出力型あるいは平衡入力−不平衡出力型に構成することの要求がある。
【０００４】
ここで、図７（Ａ）に平衡型伝送線路における信号伝搬の原理を、（Ｂ）に不平衡型伝送線路における信号伝搬の原理を示す。（Ａ）において、平衡入力及び平衡出力とは、信号７２，７２が２つの伝送線路７０，７１間の電位差７３として入力あるいは出力するものであり、各伝送線路７０，７１の信号７２，７２は振幅が等しく、位相が逆位相になっている。このため、外来ノイズが２つの伝送線路７０，７１に等しく影響し、外来ノイズが相殺されその影響を受けにくいという利点がある。また、ＩＣ等の内部の回路は差動増幅器で構成されるため、ＩＣの信号の入出力端子も信号を２つの端子間の電位差として入力あるいは出力する平衡型（バランス型）であることが多い。
【０００５】
これに対して、（Ｂ）は不平衡入力あるいは不平衡出力用であり、信号７６がグランド７５電位に対する１本の伝送線路７４の電位７７として入力あるいは出力する。
【０００６】
そして、ＳＡＷフィルタを不平衡入力−平衡出力回路あるいは平衡入力−不平衡出力回路に使用した従来例を図８に示す。同図は携帯電話等の高周波回路の一部であり、８０はアンテナ、８１はＳＡＷフィルタ、８２はインピーダンスマッチング回路、８３は不平衡−平衡変換器であるバラン回路、８４は高周波ミキサＩＣである。ＳＡＷフィルタ８１は、一般的に不平衡入力−不平衡出力型ＳＡＷフィルタ（以下、不平衡型ＳＡＷフィルタと略す）であるため、ＳＡＷフィルタ８１後段の回路や電子部品が平衡入力型となっている場合は、ＳＡＷフィルタ８１と後段との間にバラン回路８３を挿入した回路構成を採っていた（特許第２７７３６１７号公報参照）。同様に、ＳＡＷフィルタ８１前段の回路や電子部品が平衡出力型となっている場合は、前段とＳＡＷフィルタ８１との間にバラン回路を挿入した回路構成となっていた。
【０００７】
そこで、近時、インピーダンスマッチング回路８２やバラン回路８３を削除し、部品点数を少なくして低コスト化するために、ＳＡＷフィルタ８１に不平衡入力−平衡出力変換機能あるいは平衡入力−不平衡出力変換機能を持たせた、不平衡入力−平衡出力型ＳＡＷフィルタあるいは平衡入力−不平衡出力型ＳＡＷフィルタ（以下、平衡型ＳＡＷフィルタと略す）の実用化が進められている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような、従来の不平衡型ＳＡＷフィルタとバラン回路との組合せでは、搭載される回路部品がＳＡＷフィルタとバラン回路及びインピーダンスマッチング回路を構成する複数のインダクタ及びキャパシタであり、部品点数が多く、実装コストや小型軽量化が困難である。また、図９に示した２重モード結合共振器型ＳＡＷフィルタの場合、高周波化に伴ってＩＤＴ電極９０の電極指幅が微細化され、その結果耐電力性に乏しくＧＨｚ帯高周波フィルタには不向きである。また、伝搬型ＳＡＷフィルタは原理的に挿入損失が大きくＧＨｚ帯高周波フィルタには不向きである。
【０００９】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は不平衡−平衡変換機能を有し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な耐電力性と低い挿入損失を有するものとすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の弾性表面波装置は、圧電基板の主面に少なくとも一対の櫛歯状電極を有する複数の弾性表面波共振器で構成された弾性表面波素子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一の誘電体基板とを積層し、前記弾性表面波素子と第一の誘電体基板との間にインピーダンス変換回路を形成した第二の誘電体基板を設けて成り、
前記第一の誘電体基板は積層された二つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ2 を連続したストリップラインで形成し、上側誘電体基板Ｂの主面上に前記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ1 と、前記渦巻状線路ａ2 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成し、
前記第二の誘電体基板の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ｂ2 に対応する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化するように設けたことを特徴とする。
【００１１】
本発明において、好ましくは、前記渦巻状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 に代えて、蛇行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 とする。
【００１２】
また、本発明において、前記渦巻状線路ａ1 の一端は高周波信号の入力端子に、前記渦巻状線路ａ2 の一端は開放端電極に、前記渦巻状線路ｂ1 の一端は接地電極に他端は渦巻状線路ｃ1 に、前記渦巻状線路ｂ2 の一端は接地電極に他端は渦巻状線路ｃ2 に、前記渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の各一端は前記弾性表面波素子に、各々接続して成る。
【００１３】
このような誘電体基板の積層構造により、高い耐電力性が得られ、挿入損失の小さいＧＨｚ帯高周波用ＳＡＷフィルタと成り、更に不平衡−平衡変換機能を有する平衡型ＳＡＷフィルタを構成できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明のＳＡＷ装置について以下に説明する。図１は、本発明のＳＡＷ装置Ｓ１を各誘電体基板毎に分離した分解斜視図である。ＳＡＷ装置Ｓ１は、誘電体セラミック、耐熱性ガラスエポキシ樹脂等から成る誘電体基板２，３，４，５，６（Ａ，Ｂ），７，８を積層し、その最上部にＡｌ，Ｃｕ等の金属、誘電体セラミック又は耐熱性ガラスエポキシ樹脂等から成る蓋体１を被せた構成である。１０はＳＡＷ素子であり、ＬｉＮｂＯ3 等の圧電基板の主面上に、少なくとも一対のＩＤＴ電極を有する複数のＳＡＷ共振器を形成して成る。このような積層型のＳＡＷ装置Ｓ１は高い耐電力性があり、挿入損失の小さいＧＨｚ帯高周波用ＳＡＷフィルタとして使用できると共に、本発明では更に不平衡−平衡変換機能を付与し、かつ渦巻状にストリップライン（以下、ＳＬと略す）を形成したことにより極めて小型軽量化されたものとなる。
【００１５】
更に具体的に説明すると、２はＳＡＷ素子１０の上面側の振動部を妨げないように枠状（リング状）にし空洞部を形成した誘電体基板、３はＳＡＷ素子１０を載置するための空洞部を形成し、入力用のＳＬ１５，１６及び出力用のＳＬ１３，１４を設けた誘電体基板である。４は、ＳＡＷ素子１０載置部（誘電体基板１〜３側）とその下側の誘電体基板５上のＳＬとの電磁結合を遮断する接地電極１７が形成された誘電体基板である。
【００１６】
ここで、６は平衡−不平衡変換回路を形成した第一の誘電体基板であり、積層された二つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ2 を連続したＳＬで形成し、上側誘電体基板Ｂの主面上に前記渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ1 を一本のＳＬで、前記渦巻状線路ａ2 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 をもう一本のＳＬでもって形成して成る。
【００１７】
また、５は、前記第一の誘電体基板６とＳＡＷ素子１０との間に積層されインピーダンス変換回路を形成した第二の誘電体基板であり、第二の誘電体基板５の主面に前記渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化する二本のＳＬで形成している。
【００１８】
前記渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 は、インピーダンスを調整する上で線路幅を漸次変化させており、例えば渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の中途で線路幅を部分的に大きくするとインピーダンスが離散的に大きく変化し、インピーダンス整合が困難になる。
【００１９】
また、前記渦巻状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 は、これらが電磁結合する上で電磁場が集中して結合効率が良好な形状である。この渦巻状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 に代えて、蛇行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 としても良く、その場合にもほぼ同様に良好な結合効率が得られる。また、蛇行状線路ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ，ｃ1 ，ｃ2 として、単に蛇行させた形状に限らず、蛇行しつつその蛇行部にループを形成するような形状等でも構わない。
【００２０】
そして、前記渦巻状線路ａ1 の一端は、誘電体基板７の主面上に形成され高周波信号の入力端に続くＳＬ１１に接続され、前記渦巻状線路ａ2 の一端は、誘電体基板７の主面上に形成され開放端電極用のＳＬ１２に接続される。前記渦巻状線路ｂ1 の一端は接地電極４に他端は渦巻状線路ｃ1 に、前記渦巻状線路ｂ2 の一端は接地電極４に他端は渦巻状線路ｃ2 に、前記渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の各一端はＳＡＷ素子１０の入力用のＳＬ１５，１６に、各々接続している。尚、これらの接続は、公知のビアホール電極、スルーホール電極等により容易に行うことができる。
【００２１】
また、渦巻状線路ａ1 ，ａ2 用のＳＬは、通過させる高周波信号の波長λの約２分の１の線路長を持ち、渦巻状線路ｂ1 ，ｂ2 用の各ＳＬは約λ／４の線路長であり、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用の各ＳＬは約λ／４の線路長である。これらのＳＬの厚さは５μｍ〜５０μｍが良く、５μｍ未満では誘電体基板をグリーンシートで作成する際に断線し易くなり、５０μｍを超えると誘電体基板を積層する際に全体の厚さが大きくなる。
【００２２】
更に、８は、外部との電磁結合を遮断するために一主面のほぼ全面に接地電極１８が形成された誘電体基板である。
【００２３】
上記誘電体基板３〜８に形成されたＳＬ、電極等は、上下方向の隣接する誘電体基板のＳＬ、電極等に直接接触しないように、一様に上側又は下側の主面上に形成されている。
【００２４】
本発明において、第二の誘電体基板５上に形成されたインピーダンス変換回路用のＳＬは、図２に示すように、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路幅が徐々に変化するように構成される。図２（Ａ）は、渦巻状線路ｃ1a，ｃ2aの線路幅が、折り曲げ部を境に段階的に変化しており、ＳＡＷ素子１０の入力部（中心部の端部）へ向かって小さくしたものである。（Ｂ）は、渦巻状線路ｃ1b，ｃ2bの線路幅が、連続的（テーパ状）に変化しており、ＳＡＷ素子１０の入力部（中心部の端部）へ向かって小さくしたタイプである。
【００２５】
このように、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路幅を変化させることにより、インピーダンス整合特性が非常に良好なものとなる。例えば、従来、線路幅２５０μｍで一定のＳＬで形成した場合、ＳＬの長さが設計値から±１％程度ずれただけでインピーダンス整合がとれなくなっていた。これに対し、例えば図２（Ａ）の場合、線路幅を４００μｍ，３５０μｍ，３００μｍ，２５０μｍ，２００μｍ，１５０μｍ，１００μｍのように変化させると、ＳＬの長さが設計値から±１０％程度ずれてもインピーダンス整合をとることができる。即ち、約１０倍のインピーダンス整合特性が得られる。同様に、図２（Ｂ）の場合、最大線路幅４００μｍ、最小線路幅１００μｍで、最大線路幅から最小線路幅に向かって連続的に変化するようにしており、（Ａ）とほぼ同じインピーダンス整合特性が得られる。
【００２６】
また、本発明においては、上記の理由で渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 の線路長をレーザ等によりカットすることにより、容易に高精度のインピーダンス調整が可能になる。
【００２７】
ここで、図３は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の等価回路図であり、３１は高周波信号の入力端子、３２は開放端、３３は入力端子３１及び開放端３２側のＳＬ、３４は一端が接地電極４０に他端がインピーダンス調整用ＳＬ３６に接続され且つＳＬ３３に電磁結合したＳＬ、３５は一端が接地電極４０に他端がインピーダンス調整用ＳＬ３７に接続され且つＳＬ３３に電磁結合したＳＬである。これらはバラン回路部５０を構成する。
【００２８】
また、３６，３７はインピーダンス調整用ＳＬであり、インピーダンス変換回路部５１である。４１はＳＡＷ共振器であり、ラダー型及びブリッジ型に接続され、ＳＡＷフィルター部５２を構成する。３８，３９は高周波信号の出力端子である。同図において、入力端子３１から入力された不平衡信号は、不平衡−平衡変換部のバラン回路部５０を通り、平衡信号に変換される。この平衡信号はインピーダンス変換回路部５１を通り、ＳＡＷ素子にマッチする低インピーダンスに変換され、ＳＡＷフィルター部５２にて急峻なフィルタリングが施される。
【００２９】
更に、図４は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１を用いた携帯電話等の高周波回路のブロック図であり、６０はアンテナ、６１はＳＡＷ装置Ｓ１を用いた平衡型ＳＡＷフィルター、６２は高周波用ミキサＩＣである。このように、バラン回路及びインピーダンス変換回路を別個に設ける必要がなくなる。
【００３０】
本発明の誘電体基板２〜８は、その厚さは５０μｍ〜５００μｍが良く、５００μｍ未満では誘電体基板をグリーンシートで作成するのが困難になり、５００μｍを超えるとＳＡＷ装置Ｓ１全体が厚くなりすぎる。
【００３１】
上記誘電体基板２〜８としては、アルミナセラミック、ガラスセラミック、窒化アルミニウムセラミック等が好適であり、その製法は以下のようなものである。セラミック原料粉末に適当な有機溶剤、溶媒を添加混合して泥漿水になすとともにこれを公知のドクターブレード法、カレンダーロール法等によりシート状に成すことによってセラミックグリーンシートを得、その後、複数枚のセラミックグリーンシートの各々を打ち抜き加工法等で加工してこれらを積層する。そして、アルミナセラミックの場合は１５００〜１７００℃、ガラスセラミックの場合は８５０〜１０００℃、窒化アルミニウムセラミックの場合は１６００〜１９０００℃の温度で焼成することによって製造される。
【００３２】
また、ＳＬとしては、誘電体基板２〜８がアルミナセラミックから成る場合、タングステン等の金属粉末にアルミナ、シリカ、マグネシア等の酸化物や有機溶剤、溶媒等を添加混合してペースト状にしたものを厚膜印刷法によりセラミックグリーンシート上に印刷し、その後、約１６００℃で焼成し、厚さ１０〜１５μｍ程度に形成する。また、上記金属粉末は、ガラスセラミックの場合はＣｕ，Ａｕ，Ａｇ等が、窒化アルミニウムセラミックの場合はタングステン・モリブデンが好適である。
【００３３】
また、本発明のＳＡＷ共振器は、ＩＤＴ電極がＡｌあるいはＡｌ合金（Ａｌ−Ｃｕ系，Ａｌ−Ｔｉ系等）からなるのが良く、特にＡｌが励振効率が高く、材料コストが低いため好ましい。また、ＩＤＴ電極は蒸着法、スパッタリング法又はＣＶＤ法等の薄膜形成法により形成する。
【００３４】
そして、ＩＤＴ電極の電極指の対数は５０〜２００程度、電極指の線幅は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指の間隔は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指の開口幅（交差幅）は１０〜１００μｍ程度、ＩＤＴ電極の厚みは０．２〜０．４μｍ程度とすることが、ＳＡＷ共振子あるいはＳＡＷフィルタとしての所期の特性を得るうえで好適である。また、ＩＤＴ電極の電極指間に酸化亜鉛，酸化アルミニウム等の圧電材料を成膜すれば、ＳＡＷの共振効率が向上し好適である。
【００３５】
圧電基板としては、３６°±１０°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 単結晶、６４°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ3 単結晶、４５°Ｘカット−Ｚ伝搬のＬｉＢ4 Ｏ7 単結晶等が、電気機械結合係数が大きく且つ群遅延時間温度係数が小さいため好ましく、特に電気機械結合係数の大きな３６°±１０°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 単結晶が良い。また、結晶Ｙ軸方向におけるカット角は３６°±１０°の範囲内であれば良く、その場合十分な圧電特性が得られる。圧電基板の厚みは０．１〜０．５ｍｍ程度がよく、０．１ｍｍ未満では圧電基板が脆くなり、０．５ｍｍ超では材料コストが大きくなる。
【００３６】
かくして、本発明は不平衡−平衡変換機能を有し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な耐電力性と低い挿入損失、更に良好なインピーダンス整合特性を有するという作用効果を有する。
【００３７】
尚、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更は何等差し支えない。
【００３８】
【実施例】
本発明の実施例を以下に示す。
【００３９】
（実施例）
図１のＳＡＷ装置Ｓ１及び図２（Ａ）の第二の誘電体基板５を以下のように構成した。ガラスセラミックから成り、３ｍｍ×３ｍｍ×０．１ｍｍの寸法で、厚さ０．１ｍｍの誘電体基板２〜８を用い、渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用のＳＬ以外のＳＬについて、Ｃｕの材料で１５μｍの厚さで形成した。蓋体１は誘電体基板２〜８とほぼ同じ寸法のＡｌ板とした。
【００４０】
渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 用のＳＬは、Ｃｕの材料を用い１５μｍの厚さで、中心部に向かって折り曲げ部を境に線路幅を、４００μｍ，３５０μｍ，３００μｍ，２５０μｍ，２００μｍ，１５０μｍ，１００μｍのように変化させ形成した。
【００４１】
このＳＡＷ装置Ｓ１を、図４のような高周波回路に組み込み、１．６４ＧＨｚ〜２．０４ＧＨｚ帯域の高周波信号を入力し、その通過特性（フィルタ特性）、定在波比（インピーダンス特性）を測定した結果を図５、図６に示す。
【００４２】
図５において、（Ａ）は本発明品、（Ｂ）は図８のようにＳＡＷ素子単独をＳＡＷフィルタ８１として用いた従来品の特性であり、本発明品は中心周波数１．８４ＧＨｚ近傍の通過帯域の損失が小さくなり、通過帯域の平坦性が改善され、また特に高周波側で急峻なフィルタ特性が得られた。
【００４３】
図６の定在波比は、｜（１＋｜入出力インピーダンス／公称終端抵抗｜）／（１−｜入出力インピーダンス／公称終端抵抗｜）｜で表され、１に近いほど良好なインピーダンス特性、即ち良好な信号通過特性となる。同図において、（Ａ）は本発明品、（Ｂ）は図８のようにＳＡＷ素子単独をＳＡＷフィルタ８１として用いた従来品の特性であり、同図の実線部はＳＡＷ装置の入力側の定在波比、破線部はＳＡＷ装置の出力側の定在波比を示す。同図に示すように、本発明品は、入力側と出力側のいずれにおいても、従来品に比較して極めて良好なインピーダンス特性が得られた。
【００４４】
【発明の効果】
本発明は、圧電基板の主面に形成した弾性表面波素子と、平衡−不平衡変換回路を形成した第一の誘電体基板とを積層し、弾性表面波素子と第一の誘電体基板との間にインピーダンス変換回路を形成した第二の誘電体基板を設け、
第一の誘電体基板は積層された二つの下側誘電体基板Ａと上側誘電体基板Ｂから成り、下側誘電体基板Ａの主面上に対称的な二つの渦巻状線路ａ1 ，ａ2 を連続したストリップラインで形成し、上側誘電体基板Ｂの主面上に渦巻状線路ａ1 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ1 と、渦巻状線路ａ2 に対応し且つ電磁結合する渦巻状線路ｂ2 とを形成し、
第二の誘電体基板の主面に渦巻状線路ｂ1 ，ａ2 に対応する渦巻状線路ｃ1 ，ｃ2 を、線路幅が漸次変化するように設けることにより、極めて小型軽量で低コストな上、不平衡−平衡変換機能を有し、ＧＨｚ帯高周波用として十分な耐電力性と小さな挿入損失を有するという作用効果を有する。また、インピーダンス整合特性に優れ、従来の約１０倍程度の高精度でインピーダンス整合ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の分解斜視図である。
【図２】本発明の第二の誘電体基板の平面図であり、（Ａ）はストリップラインが段階的に変化するタイプ、（Ｂ）はストリップラインが連続的に変化するタイプである。
【図３】本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の等価回路図である。
【図４】本発明のＳＡＷ装置Ｓ１を携帯電話等の高周波回路に組み込んだ場合のブロック回路図である。
【図５】（Ａ）は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の通過特性（フィルタ特性）を示すグラフ、（Ｂ）は従来品の通過特性を示すグラフである。
【図６】（Ａ）は本発明のＳＡＷ装置Ｓ１の定在波比特性を示すグラフ、（Ｂ）は従来品の定在波比特性を示すグラフである。
【図７】（Ａ）は平衡型伝送線路の信号伝搬の原理を示す説明図、（Ｂ）は不平衡型伝送線路の信号伝搬の原理を示す説明図である。
【図８】従来のＳＡＷ装置を携帯電話等の高周波回路に組み込んだ場合のブロック回路図である。
【図９】従来の２重モード結合共振器型ＳＡＷフィルタの基本構成の平面図である。
【符号の説明】
１：蓋体
２〜８：誘電体基板
１０：ＳＡＷ素子
１１：入力端に続くストリップライン
１２：開放端電極用のストリップライン
１３：出力用のストリップライン
１４：出力用のストリップライン
１５：入力用のストリップライン
１６：入力用のストリップライン
１７：接地電極
１８：接地電極
Ａ：下側誘電体基板
Ｂ：上側誘電体基板
ａ1 ：渦巻状線路
ａ2 ：渦巻状線路
ｂ1 ：渦巻状線路
ｂ2 ：渦巻状線路
ｃ1 ：渦巻状線路
ｃ2 ：渦巻状線路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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