(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マグネトロンの陽極と陰極との間に整流回路を介して高電圧を印可するための高圧トランスと、
上記マグネトロンの陰極を加熱するための陰極加熱用トランスと、
上記高圧トランスと陰極加熱用トランスとに電力を供給するフルブリッジインバータ回路と、
上記陰極加熱用トランスに一定の交流電力を供給する一方、上記高圧トランスに可変な交流電力を供給するように、上記フルブリッジインバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
さらに、上記フルブリッジインバータ回路の前段に設けられ、少なくとも第１および第２の分圧コンデンサを有する分圧回路を備え、
上記フルブリッジインバータ回路の４つのスイッチング素子のうちの前段または後段のうちの一方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の一端および陰極加熱用トランスの１次巻線の一端に接続し、
前段または後段のうちの他方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の他端に接続し、
上記陰極加熱用トランスの１次巻線の他端を上記第１の分圧コンデンサと第２の分圧コンデンサとの間の中点に接続したことを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項２】
直流電源に接続されると共に、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジインバータ回路、高圧トランス、陰極加熱用トランスおよび整流回路を備えて、マグネトロンを駆動するマグネトロン駆動電源回路において、
上記フルブリッジインバータ回路の前段に設けられ、少なくとも第１および第２の分圧コンデンサを有する分圧回路を備え、
上記フルブリッジインバータ回路の４つのスイッチング素子のうちの前段または後段のうちの一方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の一端および陰極加熱用トランスの１次巻線の一端に接続し、前段または後段のうちの他方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の他端に接続し、上記陰極加熱用トランスの１次巻線の他端を上記第１の分圧コンデンサと第２の分圧コンデンサとの間の中点に接続し、
上記高圧トランスの１次巻線の一端および陰極加熱用トランスの１次巻線の一端に接続された上記前段または後段のうちの上記一方の２つのスイッチング素子のオン時間を常に一定にして、上記２つのスイッチング素子を交互に一定時間ずつ導通させる一方、上記高圧トランスの１次巻線の他端に接続された上記前段または後段のうちの上記他方の２つのスイッチング素子のオン時間を可変にして、上記２つのスイッチング素子を交互に上記オン時間ずつ導通させるインバータ制御部を備えることを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載のマグネトロン駆動電源回路において、上記インバータ制御部は、上記フルブリッジインバータ回路を駆動する信号を生成するゲートドライブ信号生成部と、上記ゲートドライブ信号生成部に対してオン時間データを送出する制御量演算部と、上記フルブリッジインバータ回路の起動後、所定時間が経過するまでの期間、上記ゲートドライブ信号生成部に与える可変なオン時間データが設定値を超えないように制御する指令信号監視部とを備えることを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項４】
請求項３に記載のマグネトロン駆動電源回路において、上記指令信号監視部は、上記フルブリッジインバータ回路が起動してから所定時間経過するまでの期間、上記可変なオン時間データと予め定められた設定値との比較を行って、上記可変なオン時間データまたは設定値のうちのいずれか小さい方の値を上記ゲートドライブ信号生成部に出力することを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項５】
請求項２乃至４のいずれか１つに記載のマグネトロン駆動電源回路において、上記第１および第２の分圧コンデンサを有する分圧回路と上記フルブリッジインバータ回路との間に平滑コンデンサを設けたことを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１つに記載のマグネトロン駆動電源回路において、上記陰極加熱用トランスの１次巻線の一端または他端にスイッチ手段を接続して、上記陰極加熱用トランスの１次巻線への通電を制御できるようにしたことを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１つに記載のマグネトロン駆動電源回路において、上記整流回路と上記マグネトロンの陽極との間に電流検出手段を設けたことを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項８】
請求項７に記載のマグネトロン駆動電源回路において、上記スイッチ手段が導通状態で、上記電流検出手段からの出力が所定値以上であるときに、上記スイッチ手段を非導通状態にする制御量監視部を備えたことを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【請求項９】
請求項８に記載のマグネトロン駆動電源回路において、上記制御量監視部は、上記スイッチ手段が非導通状態で、上記電流検出手段からの出力が所定値以下であるときに、上記ゲートドライブ信号生成部に対して上記フルブリッジインバータ回路の駆動を停止させる停止信号を出力することを特徴とするマグネトロン駆動電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池等の直流電源が発生する低圧の直流電力を高圧の直流電力に変換してマグネトロンを駆動するマグネトロン駆動電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、マグネトロン駆動電源回路は、マイクロ波を用いて誘導加熱を行う電子レンジ等の高周波加熱装置に使用されている。この種のマグネトロン駆動電源回路としては、特開平９−１１５４５４号公報に開示されているものがある。このマグネトロン駆動電源回路は、図１１に示すように、商用電源３２からの交流を整流する整流回路２２と、この整流回路２２からの直流を所定周波数の交流に変換するインバータ回路２３と、このインバータ回路２３を駆動制御する制御回路２４と、上記インバータ回路２３が出力する交流を昇圧するトランス２５と、このトランス２５の２次側から得られる高圧交流を整流する高圧整流回路２６とから構成していて、この高圧整流回路２６が供給する高圧直流電力でマグネトロン３からマイクロ波を発振させるようにしている。上記トランス２５の２次側巻線は、マグネトロン３の陽極と陰極との間に印加する高電圧を作るための高圧巻線２７と、マグネトロンの陰極を加熱するための陰極加熱用巻線２８とから構成していて、１つのトランス２５が、陽極に対する高電圧印加と、マグネトロン３の陰極フィラメントに対する電力供給という２つの役割を担っている。また、上記インバータ回路２３の動作周波数は２０〜５０ｋＨｚ程度まで高めていて、トランス２５の軽量、小型化に貢献している。上記高圧整流回路２６としては、マグネトロン３の陽極に高圧の直流電圧を印加する必要があるため、倍電圧整流回路を用いている。上記制御回路２４は、インバータ回路２３内のスイッチング素子のオン（ＯＮ）・オフ（ＯＦＦ）制御を行って、整流回路２２側からトランス２５側へ実質的に電力を伝達するＯＮ期間を調節することによって、マグネトロン３に印加される電圧を制御して、マイクロ波出力を変化させている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のマグネトロン駆動電源回路では、１つのトランス２５が、マグネトロン３の陽極に対する高電圧印加と、マグネトロン３の陰極フィラメントに対する電力供給という２つの役割を担っているため、次のような課題がある。すなわち、上記マグネトロン３の陽極への印加電圧を低めてマイクロ波の出力を低下させようとした場合、インバータ回路２３内のスイッチング素子のＯＮ期間を短くする必要があるが、このＯＮ期間を短くすると、陰極加熱用巻線２８側に供給される高周波電力も減少するため、マグネトロン３の陰極フィラメントの温度が低下してしまう。この陰極フィラメントの温度がマグネトロン３の正常発振に必要な温度以下に低下すると、モーディング(異常発振状態)が発生して、発振効率の低下や真空度劣化によるマグネトロンの短寿命化をもたらす。一方、マイクロ波出力を大きくしようとして、インバータ回路２３内のスイッチング素子のＯＮ期間を長くしてマグネトロン３の陽極への印加電圧を高くすると、陰極加熱用巻線２８側に供給する高周波電力も増大することになるため、陰極フィラメントの温度がマグネトロン３の正常発振に必要な温度以上に上昇して、陰極フィラメントの短寿命化のみならず、発振マイクロ波のスペクトルの広帯域化をももたらす。
【０００４】
したがって、本発明の課題は、モーディングの発生を抑えることができ、かつ、発振マイクロ波のスペクトルが狭帯域でノイズが少ないマグネトロン駆動電源回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解消するため、本発明のマグネトロン駆動電源回路は、
マグネトロンの陽極と陰極との間に整流回路を介して高電圧を印可するための高圧トランスと、
上記マグネトロンの陰極を加熱するための陰極加熱用トランスと、
上記高圧トランスと陰極加熱用トランスとに電力を供給するフルブリッジインバータ回路と、
上記陰極加熱用トランスに一定の交流電力を供給する一方、上記高圧トランスに可変な交流電力を供給するように、上記フルブリッジインバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
さらに、上記フルブリッジインバータ回路の前段に設けられ、少なくとも第１および第２の分圧コンデンサを有する分圧回路を備え、
上記フルブリッジインバータ回路の４つのスイッチング素子のうちの前段または後段のうちの一方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の一端および陰極加熱用トランスの１次巻線の一端に接続し、
前段または後段のうちの他方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の他端に接続し、
上記陰極加熱用トランスの１次巻線の他端を上記第１の分圧コンデンサと第２の分圧コンデンサとの間の中点に接続したことを特徴としている。
【０００６】
また、本発明のマグネトロン駆動電源回路は、
直流電源に接続されると共に、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジインバータ回路、高圧トランス、陰極加熱用トランスおよび整流回路を備えて、マグネトロンを駆動するマグネトロン駆動電源回路において、
上記フルブリッジインバータ回路の前段に設けられ、少なくとも第１および第２の分圧コンデンサを有する分圧回路を備え、
上記フルブリッジインバータ回路の４つのスイッチング素子のうちの前段または後段のうちの一方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の一端および陰極加熱用トランスの１次巻線の一端に接続し、前段または後段のうちの他方の２つのスイッチング素子の間の中点を上記高圧トランスの１次巻線の他端に接続し、上記陰極加熱用トランスの１次巻線の他端を上記第１の分圧コンデンサと第２の分圧コンデンサとの間の中点に接続し、
上記高圧トランスの１次巻線の一端および陰極加熱用トランスの１次巻線の一端に接続された上記前段または後段のうちの上記一方の２つのスイッチング素子のオン時間を常に一定にして、上記２つのスイッチング素子を交互に一定時間ずつ導通させる一方、上記高圧トランスの１次巻線の他端に接続された上記前段または後段のうちの上記他方の２つのスイッチング素子のオン時間を可変にして、上記２つのスイッチング素子を交互に上記オン時間ずつ導通させるインバータ制御部を備えることを特徴としている。
【０００７】
上記構成によれば、上記第１および第２の分圧コンデンサを有する分圧回路は、直流電源から出力された直流電力の変動を抑制すると共に、直流電源の出力電圧を分圧して陰極加熱用トランスに供給する。一方、上記フルブリッジインバータ回路には、直流電源の出力電圧が印可されて、このフルブリッジインバータ回路はインバータ制御部によって駆動制御されて、このフルブリッジインバータ回路から、高圧トランスに可変の交流電力が供給されながら、上記陰極加熱用トランスに常に一定の交流電力が供給される。したがって、上記マグネトロンの陰極には常に一定の電力が供給されて、その陰極の温度が安定する。したがって、モーディングの発生が抑えられる。
【０００８】
１実施形態では、上記インバータ制御部は、上記フルブリッジインバータ回路を駆動する信号を生成するゲートドライブ信号生成部と、上記ゲートドライブ信号生成部に対してオン時間データを送出する制御量演算部と、上記フルブリッジインバータ回路の起動後、所定時間が経過するまでの期間、上記ゲートドライブ信号生成部に与える可変なオン時間データが設定値を超えないように制御する指令信号監視部とを備える。
【０００９】
１実施形態では、上記指令信号監視部は、上記フルブリッジインバータ回路が起動してから所定時間経過するまでの期間、上記可変なオン時間データと予め定められた設定値との比較を行って、上記可変なオン時間データまたは設定値のうちのいずれか小さい方の値を上記ゲートドライブ信号生成部に出力する。
【００１０】
上記構成によれば、上記フルブリッジインバータ回路の起動後、所定時間が経過するまでの期間、上記指令信号監視部によって、上記ゲートドライブ信号生成部に与える可変なオン時間データが設定値を超えないように制御される。したがって、上記フルブリッジインバータ回路の起動直後には、導通時間が可変な側のスイッチング素子のオン時間が一定時間以下になって、高圧トランス側に供給される交流電力が小さく抑えられて、マグネトロンの陽極電流が小さい低出力の運転状態が維持される。このように、マグネトロンの陰極の温度が上昇するまで、マグネトロンの陽極電流が制限されるため、モーディングの発生が防止される。
【００１１】
１実施形態では、上記第１および第２の分圧コンデンサを有する分圧回路と上記フルブリッジインバータ回路との間に平滑コンデンサを設けている。
【００１２】
上記構成によれば、上記平滑コンデンサによって、上記フルブリッジインバータ回路に対して流れ込む電流の変動が抑えられて、サージ電流の流入によるスイッチング素子の破壊が防がれる。
【００１３】
１実施形態では、上記陰極加熱用トランスの１次巻線の一端または他端にスイッチ手段を接続している。
【００１４】
上記構成によれば、上記スイッチング手段によって、陰極加熱用トランスの１次巻線への通電を停止することが可能である。
【００１５】
１実施形態では、上記整流回路と上記マグネトロンの陽極との間に電流検出手段を設けている。
【００１６】
上記構成によれば、上記電流検出手段の出力に基づいて、マグネトロンの陽極の電流に応じた制御をすることが可能である。
【００１７】
１実施形態は、上記スイッチ手段が導通状態で、上記電流検出手段からの出力が所定値以上であるときに、上記スイッチ手段を非導通状態にする制御量監視部を備えている。
【００１８】
上記構成によれば、上記制御量監視部は、上記スイッチ手段が導通状態で、電流検出手段から出力される出力が所定値以上であることを検出したとき、上記スイッチ手段を非導通状態にする。このようにして、マグネトロンの陽極電流が所定値以上流れているときに、上記スイッチ手段を非導通状態にして、マグネトロンの陰極に対する電力供給を遮断するから、マグネトロンは自励的な発振状態に移行して、マグネトロンの陽極電流はさらに安定する。したがって、マイクロ波の発振スペクトル特性を改善することができる。
【００１９】
１実施形態では、上記制御量監視部は、上記スイッチ手段が非導通状態で、上記電流検出手段からの出力が所定値以下であるときに、上記ゲートドライブ信号生成部に対して上記フルブリッジインバータ回路の駆動を停止させる停止信号を出力する。
【００２０】
上記構成によれば、上記制御量監視部は、スイッチ手段が非導通状態のときに、電流検出手段からの出力が所定値以下であるときに、上記ゲートドライブ信号生成部に対して上記フルブリッジインバータ回路の駆動を停止させる。このように、上記スイッチ手段が非導通状態のときに、マグネトロンの陽極電流が所定値以下に減少すると、上記フルブリッジインパータ回路の駆動を停止するから、マグネトロンが自励的な発振状態を維持できなくなることによるモーディングの発生を防ぐことができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のマグネトロン駆動電源回路を図示の実施形態により詳細に説明する。この実施形態のマグネトロン駆動電源回路は、太陽電池で得られた電力を無線で効率良く負荷システム側に伝送する無線電力伝送システムに用いるものである。
【００２２】
(実施形態１)
図２は、本実施形態１のマグネトロン駆動電源回路１を利用したマイクロ波による無線電力伝送システムを示す図である。この無線電力伝送システムは、マグネトロン駆動電源回路１、太陽電池２およびマグネトロン３より構成されるモジュールにて光エネルギーをマイクロ波電力に変換し、空間中を伝送したマイクロ波電力をレクテナ(整流アンテナ)１４で受電して直流電力に再変換することにより、無線での長距離電力伝送を行うものである。上記無線電力伝送システムにおいて高効率の電力伝送を実現するために、伝送の媒介となるマイクロ波には、発振周波数スペクトル中のサイドローブレベルが低い、すなわち、低ノイズで発振スペクトルの周波数帯域の広がり幅が狭いことが求められる。このような要求を満たすために、上記マグネトロン駆動電源回路１は下記のような構成をしている。
【００２３】
上記マグネトロン駆動電源回路１の回路構成を図１に示す。このマグネトロン駆動電源回路１は、第１および第２の分圧コンデンサ４および５からなる分圧回路と、フルブリッジインバータ回路６と、高圧トランス７と、陰極加熱用トランス８と、全波倍電圧整流回路９と、インバータ制御部１０とを備えている。上記第１および第２の分圧コンデンサ４および５は、太陽電池２から出力された直流電力の変動を抑制すると共に、太陽電池２の出力電圧を半分に分圧して陰極加熱用トランス８に供給している。上記フルブリッジインバータ回路６は、太陽電池２から入力された直流電力を高周波交流（数１０〜１００ｋＨｚ）に変換している。上記フルブリッジインバータ回路６を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としては、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等を用いている。上記高圧トランス７は、フルブリッジインバータ回路６が出力する低圧高周波交流（１００〜３００Ｖ）を昇圧（１〜３ｋＶ）して全波倍電圧整流回路９に供給すると共に、太陽電池２側（一次側）とマグネトロン３側（二次側）とを絶縁する役割を担っている。上記陰極加熱用トランス８は、第１および第２の分圧コンデンサ４および５からなる分圧回路およびフルブリッジインバータ回路６から出力される低圧高周波交流（５０〜１５０Ｖ）を降圧（３〜９Ｖ）して、マグネトロン３の陰極フィラメント１１に供給する。上記全波倍電圧整流回路９は、高圧トランス７の出力する高周波交流を整流および倍圧して、マグネトロン３に高圧直流電力（２〜６ｋＶ）を供給する。
【００２４】
一方、上記フルブリッジインバータ回路６を駆動制御するインバータ制御部１０は、制御量演算部１２とゲートドライブ信号生成部１３とから構成している。上記ゲートドライブ信号生成部１３は、制御量演算部１２から送られるＯＮ時間データｔonに従って、フルブリッジインバータ回路６のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動信号を生成する。
【００２５】
次に、上記構成のマグネトロン駆動電源回路１の動作について、図３、図４および図５を用いて説明する。
【００２６】
上記ゲートドライブ信号生成部１３は、スイッチングの１周期（Ｔ秒）毎に制御量演算部１２から送られてきたＯＮ時間データｔonの値を読み込んで、フルブリッジインバータ回路６を構成する４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４それぞれの駆動信号を生成する。図３に、上記駆動信号、すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４それぞれのスイッチングタイミングを示す。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、スイッチング周期の半分の時間Ｔ／２毎に交互にＯＮするようにゲートドライブ信号生成部１３によりＯＮ・ＯＦＦ制御される。スイッチング素子Ｑ３およびＱ４についても同様である。図３中の斜線部分の期間ＣおよびＦは、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４がそれぞれ同時にＯＮすることを防ぐために設けられたデッド・タイムであって、上記期間ＣおよびＦ中は全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＯＦＦすることになる。仮に、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、または、スイッチング素子Ｑ３とＱ４が同時にＯＮすると、太陽電池２がフルブリッジインバータ回路６内で短絡されてスイッチング素子Ｑ１とＱ２、または、Ｑ３とＱ４に短絡電流が流れるため、過電流でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が破壊されることになる。
【００２７】
まず、スイッチング素子Ｑ１とＱ４がＯＮすると（図３のＡの期間）、図４（ａ）に示すように、太陽電池２正側→スイッチング素子Ｑ１→高圧トランス７の１次巻線→スイッチング素子Ｑ４→太陽電池２負側の経路で電流が流れる。すなわち、フルブリッジインバータ回路６を介して太陽電池２側から高圧トランス７側に電力が供給される。このとき、高圧トランス７の２次巻線側には図４（ａ）中の矢印の向きに電圧が誘起されて、高圧コンデンサ１５は図４（ａ）中にプラス記号で示したように充電される。したがって、高圧コンデンサ１５の電圧と、半周期（Ｔ／２秒）前のサイクルで充電された高圧コンデンサ１４の電圧との和の電圧がマグネトロン３に印加される。その後、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦして（図３のＢの期間）、図４（ｂ）の状態に移行し、太陽電池２側から高圧トランス７側に電力が供給されなくなる。したがって、太陽電池２から高圧トランス７に電力が供給されるのは、実質、パルス幅ｔonの期間のみである。
【００２８】
一方、図３のＡ、Ｂ両期間にわたって、図４（ａ），（ｂ）に示すように、太陽電池２正側→第１の分圧コンデンサ４→陰極加熱用トランス８の１次巻線→スイッチング素子Ｑ４→太陽電池２負側の経路で電流が流れて、陰極加熱用トランス８に太陽電池２の出力電圧の半分の電圧（第２の分圧コンデンサ５の両端の電圧）が印加される。その後、スイッチング素子Ｑ４がＯＦＦして、全スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＯＦＦの状態（図３のＣの期間）になる。したがって、陰極加熱用トランス８には、パルス幅ｔmaxの期間にわたって太陽電池２側から電力が供給されることになる。
【００２９】
次に、スイッチング素子Ｑ２とＱ３がＯＮすると（図３のＤの期間）、図５（ａ）に示すように、太陽電池２正側→スイッチング素子Ｑ３→高圧トランス７の１次巻線→スイッチング素子Ｑ２→太陽電池２負側の経路で電流が流れて、フルブリッジインバータ回路６を介して太陽電池２側から高圧トランス７側に電力が供給される。このとき、高圧トランス７の２次巻線側には図５（ａ）中の矢印の向きに電圧が誘起されて、高圧コンデンサ１４は図５（ａ）中にプラス記号で示したように充電される。したがって、高圧コンデンサ１４の電圧と、半周期（Ｔ／２秒）前のサイクルで充電された高圧コンデンサ１５の電圧との和の電圧がマグネトロン３に印加される。その後、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦして（図３のＥの期間）、図５（ｂ）の状態に移行して、太陽電池２側から高圧トランス７側に電力が供給されなくなる。したがって、太陽電池２から高圧トランス７に電力が供給されるのは、実質、パルス幅ｔonの期間のみである。
【００３０】
一方、図３のＤ、Ｅ両期間にわたって、図５（ａ），（ｂ）に示すように、太陽電池２正側→スイッチング素子Ｑ３→陰極加熱用トランス８の１次巻線→第２の分圧コンデンサ５→太陽電池２負側の経路で電流が流れて、陰極加熱用トランス８に太陽電池２の出力電圧の半分の電圧（第１の分圧コンデンサ４の両端の電圧）が印加される。その後、スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦして、全スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＯＦＦの状態（図３のＦの期間）になる。したがって、陰極加熱用トランス８には、パルス幅ｔmaxの期間にわたって太陽電池２側から電力が供給されることになる。
【００３１】
以上のように、このマグネトロン駆動電源回路１は、図３のＡ〜Ｆまでの６つの期間を１周期としてスイッチングを繰り返していく。図１の示すゲートドライブ信号生成部１３は、その１周期（Ｔ秒）毎に、制御量演算部１２から受け取るＯＮ時間データｔonに基づいて、新たなゲートドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の駆動信号の生成のために使われるパルス幅ｔmaxの値は、ゲートドライブ信号生成部１３内部で設定されていて、不変である。
【００３２】
ここで、上記制御量演算部１２からゲートドライブ信号生成部１３に与えられるＯＮ時間データｔonの値が１周期前から変化した場合の動作を考えてみる。まず、ＯＮ時間データｔonの値が大きくなった場合、太陽電池２から高圧トランス７に電力が供給される期間が長くなるため、全波倍電圧整流回路１２の高圧コンデンサ１４および１５の充電期間が長くなる。したがって、マグネトロン３に印加される電圧が上昇して、その陽極電流が増加してマイクロ波出力も増大する。同様の原理で、逆にＯＮ時間データｔonの値が小さくなった場合は、マグネトロン３に印加される電圧は低下して、その陽極電流が減少してマイクロ波出力も低下する。一方、上述したように、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の駆動信号はＯＮ時間データｔonによって変化しないので、太陽電池２から陰極加熱用トランス８に供給される電力は常に一定である。したがって、マグネトロン３の陰極フィラメント１１にも常に一定の電力が供給されるため、フィラメント温度は一定に保たれる。
【００３３】
上述のスイッチング制御による利点を、以下に述べる。
【００３４】
第１の利点は、マグネトロン３を低出力で運転するとき、図１１に示したような従来のマグネトロン駆動電源回路で生じていたモーディングの発生を抑えることができることである。すなわち、フルブリッジインバータ回路６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ時間ｔonの長短に関わらずマグネトロン３の陰極フィラメント１１の温度が一定であるため、低出力運転（ＯＮ時間データｔonが小）のときでも安定した正常発振が可能である。したがって、モーディングの発生を抑えることができる。
【００３５】
さらに、フルブリッジインバータ回路６の起動直後、すなわち、マグネトロン３の陰極フィラメント１１の温度がまだ低い状態のとき、制御量演算部１２が生成するＯＮ時間データｔonに上限を設けて、陰極フィラメント１１の温度が上昇するまでの期間、低出力運転を行うように制御すると、マグネトロン３の起動時に発生しやすいモーディングの発生を確実に抑えることができる。図６（ａ）は上記制御を行うためのインバータ制御部３１の構成を示し、このインバータ制御部３１は図１に示すインバータ制御部１０とは指令信号監視部１６を備える点のみが異なる。この新たに設けた指令信号監視部１６は、制御量演算部１２がゲートドライブ信号生成部１３に対して送出するＯＮ時間データｔonを監視する。この指令信号監視部１６は、図６（ｂ）のフローチャートに示すシーケンスに従って、フルブリッジインバータ回路６の起動後、τst秒経過するまで、ＯＮ時間データｔonとあらかじめ定められた設定値ｔlimとの比較を行って、いずれか小さい方の値を新たなＯＮ時間データｔonとして再設定して、ゲートドライブ信号生成部１３に与える。ここでτstは、マグネトロン起動から陰極フィラメント１１の温度が一定になるまでに要する時間より大きい値であればよい。こうすることによって、ＯＮ時間データｔonを上記設定値ｔlim以下に抑えることができる。上記指令信号監視部１６は、上に述べたシーケンスをスイッチング周期Ｔ毎に繰り返す。
【００３６】
第２の利点は、モーディングが抑えられてマグネトロン３の陽極電流が安定することにより、マグネトロン３の発振周波数スペクトル特性が改善されることである。図７（ａ），（ｂ）に、それぞれ、図１１に示した従来のマグネトロン駆動電源回路におけるマイクロ波発振周波数スペクトルと、上記マグネトロン駆動電源回路１におけるマイクロ波発振周波数スペクトルとを示す。図７（ａ），（ｂ）の周波数スペクトルにおいて、マイクロ波出力の最大値（ｄＢ）から３０ｄＢ低い値までの出力範囲内に入っているマイクロ波周波数帯域を比べてみると、前者は２．４２８ＧＨｚから２．４６２ＧＨｚまでの３４ＭＨｚの範囲であるのに対して、後者は２．４３７ＧＨｚから２．４５１ＧＨｚまでの１４ＭＨｚの範囲である。したがって、後者は前者より、余分な周波数成分であるサイドローブレベルが低く抑えられて、周波数帯域の広がりが狭く、マイクロ波発振源として、上記マグネトロン駆動電源回路１は従来のマグネトロン駆動電源回路より優れていると言える。
【００３７】
ところで、本マグネトロン駆動電源回路１において、図４（ａ）および図５（ａ）の状態では、フルブリッジインバータ回路６を介して高圧トランス７と陰極加熱用トランス８の両方に電力が供給されるため、第１および第２の分圧コンデンサ４および５とフルブリッジインバータ回路６との間には１０Ａを超える振幅の電流が流れる場合がある。そこで、図８に示すように、第１および第２の分圧コンデンサ４および５からなる分圧回路とフルブリッジインバータ回路６との間に平滑コンデンサ１７を接続することにより、フルブリッジインバータ回路６に対して流れ込む電流の変動を抑えて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対するサージ電流を小さくして、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の破壊を防ぐことができる。
【００３８】
（実施形態２）
一般的には、陰極フィラメントからマグネトロンの真空管中に熱電子を放出させるために、マグネトロンには強制的に陰極加熱用電流が流されているが、実際は、ある閾値以上の陽極電流が流れているような発振状態においては、陰極に対する電子の衝突のみによって、陰極フィラメントは充分加熱されているから、外部から陰極フィラメントに加熱用の電流を送り込んで、陰極フィラメントを加熱しなくても発振を持続できる。したがって、実施形態１のマグネトロン駆動電源回路１において、陰極加熱用トランス８に対する電力供給をオンオフするスイッチ手段を設けて、適当なときに陰極への電力供給を遮断することにより、マグネトロンの陰極の温度の変動をほとんどなくして、周波数特性をさらに改善することが可能である。
【００３９】
図９は本発明の実施形態２のマグネトロン駆動電源回路１９を示す回路図である。このマグネトロン駆動電源回路１９は、実施形態１のマグネトロン駆動電源回路１とは次の点のみが異なる。すなわち、第１の分圧コンデンサ４と第２の分圧コンデンサ５との接続点と陰極加熱用トランス８の１次巻線との間にスイッチ手段１８を設けると共に、全波倍電圧整流回路９とマグネトロン３の陽極との間にマグネトロン３の陽極電流値を検出する電流検出手段２０を設け、さらに、上記電流検出手段２０から出力される電圧値を監視する制御量監視部２１をインバータ制御部３０内に設けたものである。ここで、例えば、スイッチ手段１８にはリレー等を用いることができる。
【００４０】
上記マグネトロン駆動電源回路１９では、制御量演算部１２は、電流検出手段２０が出力する電圧値Ｖanの値を読み込んで、この電圧値Ｖanと出力指令値Ｖrefとの偏差にゲインを乗じてインバータの制御量であるＯＮ時間データｔonに対して負帰還を行うことによって、電圧値Ｖanが一定になるようにフィードバック制御を行う。したがって、制御量演算部１２に対して適当な出力指令値Ｖrefを与えることによって、マグネトロン３の動作状態を制御し、マグネトロン３に所望の陽極電流が流れるような発振状態を得ることができる。
【００４１】
次に、上記構成のマグネトロン駆動電源回路１９の動作について、図１０のフローチャートに基づいて具体的に説明する。
【００４２】
まず、上記スイッチ手段１８が導通状態のとき、制御量監視部２１は、マグネトロン３の陽極電流が所定値以上か否かを調べる。すなわち、スイッチ手段１８が導通状態のとき、電流検出手段２０が出力する電圧値Ｖanが設定値Ｖh以上かどうかを調べる。電圧値Ｖan≧設定値Ｖhが満たされているとき、マグネトロン３の陽極電流が充分流れていて、陰極フィラメント１１への電流を遮断しても発振は持続すると判断して、スイッチ手段１８を非導通状態にする。そして、スイッチ手段１８が非導通状態のときは、制御量監視部２１は、マグネトロン３の陽極電流が所定値以下か否かを調べる。すなわち、電流検出手段２０が出力する電圧値Ｖanが設定値Ｖl以下かどうかを調べる。電圧値Ｖan≦設定値Ｖlが満たされているとき、マグネトロン３の陽極電流が不足していて、発振継続が不可能であると判断して、ゲートドライブ信号生成部１３に対してフルブリッジインバータ回路６を停止させる信号を送出する。上記制御量監視部２１は、以上に述べたシーケンスをスイッチング周期Ｔ毎に繰り返す。
【００４３】
上述したように、発振の途中にスイッチ手段１８を非導通状態にすることによって得られる効果について、以下に説明する。スイッチ手段１８を非導通状態にすると、マグネトロン３に陰極電流が全く流れなくなるため、陰極フィラメント１１からの熱電子の放出状態が安定化して、マグネトロン３の陽極電流はより一層安定して一定になる。このときのマイクロ波発振周波数スペクトルを図７（ｃ）に示す。マイクロ波出力の最大値（ｄＢ）から３０ｄＢ低い値までの出力範囲内に入っているマイクロ波周波数帯域は、２．４４０ＧＨｚから２．４４８ＧＨｚまでの８ＭＨｚの範囲である。したがって、図７（ｃ）のマイクロ波発振周波数スペクトルは、図７（ｂ）のマイクロ波発振周波数スペクトルと比べて余分な周波数成分であるサイドローブレベルが低く抑えられていて、さらに、周波数スペクトル特性が改善されていることが分かる。
【００４４】
このような発振状態が持続するためには、上記閾値以上のマグネトロン３の陽極電流が必要であって、陽極電流が閾値以下に低下した場合は、陰極フィラメント１１の温度がマグネトロン３の正常発振に必要な温度以下に低下してモーディングが生じる。上述したように、それを防ぐために、制御量監視部２１は、スイッチ手段１８が非導通状態のときに、電流検出手段２０が出力する電圧値Ｖanが所定値以下であることを検出したときに、フルブリッジインバータ回路６を停止する。
【００４５】
上述したように、本実施形態２のマグネトロン駆動電源回路１９では、従来のマグネトロン駆動電源回路に比べて、マグネトロン３の発生するマイクロ波周波数スペクトルの広がりを約４分の１にまで狭めて、マイクロ波の品質を向上させると共に、モーディングの発生を抑えることができる。
【００４６】
上記実施形態１，２では、分圧回路は第１および第２の分圧コンデンサ４，５により構成したが、２個以上の分圧コンデンサで分圧回路を構成してもよい。この場合、陰極加熱用トランスの１次巻線が接続される接続点の両側の分圧コンデンサが第１および第２の分圧コンデンサになる。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、次のような効果が得られる。
【００４８】
マグネトロンの陰極フィラメントの温度をマグネトロンの動作状態の変化に関わらず一定に保つことができるため、起動時や低出力運転時のモーディングの発生を抑えると共に、ノイズの少ないマイクロ波出力を得ることができる。
【００４９】
また、ある閾値以上のマグネトロンの陽極電流が流れているときに、陰極電流をＯＦＦにできるので、陰極フィラメントの熱電子放出状態が安定化して、マグネトロンの陽極電流をより一層安定に一定にして、さらに、マイクロ波出力中のノイズを低減して、発振周波数スペクトル特性を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態１のマグネトロン駆動電源回路の回路図である。
【図２】  図１に示す実施形態１のマグネトロン駆動電源回路を利用したマイクロ波による無線電力伝送システムを示す図である。
【図３】  図１の実施形態１におけるゲートドライブ信号生成部が生成する駆動信号Ｑ１〜Ｑ４のタイミング図である。
【図４】  図４（ａ）は図３のＡの期間におけるマグネトロン駆動電源回路の動作状態図で、図４（ｂ）は図３のＢの期間におけるマグネトロン駆動電源回路の動作状態図である。
【図５】  図５（ａ）は図３のＤの期間におけるマグネトロン駆動電源回路の動作状態図で、図４（ｂ）は図３のＥの期間におけるマグネトロン駆動電源回路の動作状態図である。
【図６】  図６（ａ）はインバータ制御部の改良例を示す構成図であリ、図６（ｂ）は図６（ａ）に示すインバータ制御部の動作シーケンスを示すフローチャートである。
【図７】  図７（ａ）は従来のマグネトロン駆動電源回路におけるマイクロ波発振周波数スペクトルを示す図であリ、図７（ｂ）は本発明の実施形態１のマグネトロン駆動電源回路におけるマイクロ波発振周波数スペクトルを示す図であリ、図７（ｃ）は本発明の実施形態２のマグネトロン駆動電源回路におけるマイクロ波発振周波数スペクトルを示す図である。
【図８】  図１に示す実施形態１のマグネトロン駆動電源回路の改良例を示す回路図である。
【図９】  本発明の実施形態２のマグネトロン駆動電源回路の回路図である。
【図１０】  図９に示すマグネトロン駆動電源回路のインバータ制御部の動作シーケンスを示すフローチャートである。
【図１１】  従来のマグネトロン駆動電源回路の回路図である。
【符号の説明】
１，１９  マグネトロン駆動電源回路
２  太陽電池
３  マグネトロン
４，５  分圧コンデンサ
６  フルブリッジインバータ回路
７  高圧トランス
８  陰極加熱用トランス
９  全波倍電圧整流回路
１０，３０，３１  インバータ制御部
１２  制御量演算部
１３  ゲートドライブ信号生成部
１６  指令信号監視部
１７  平滑コンデンサ
１８  スイッチ手段
２０  電流検出手段
２１  制御量監視部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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