(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電話線に情報信号を乗せるための電話線インターフェース回路（４０）であって、
情報信号を受信する線路変調器（１４）であって、該電話線に接続され、該電話線上の電流（ＩＬＩＮＥ）を該情報信号で変調する線路変調器（１４）と、
該線路変調器に接続され、該線路変調器を流れる電流を検出する第１の検出抵抗（ＲＳ１）と、
該線路変調器内で電気的に接続され、該線路変調器内に生じるエラー電流を検出する第２の検出抵抗（ＲＳ2）と、
該第１の検出抵抗から該線路変調器までの第１のフィードバックパスであって、該第１の検出抵抗を流れる電流を該線路変調器のフィードバックループ内に結合する第１のフィードバックパスと、
該第２の検出抵抗を含む第２のフィードバックパスであって、該第２の検出抵抗を流れる電流を該線路変調器のフィードバックループ内に結合する第２のフィードバックパスとを含み、
該線路変調器は、該第１の検出抵抗を流れる電流と、該第２の検出抵抗を流れる電流と、該情報信号とを合体させるようになっている電話線インターフェース回路。
【請求項２】
請求項１記載の電話線インターフェース回路において、さらに、前記電話線に前記第１の検出抵抗と直列に接続された分路調整器を含む電話線インターフェース回路。
【請求項３】
請求項２記載の電話線インターフェース回路において、前記線路変調器が、前記電流線上の電流（ＩＬＩＮＥ）が入る第１のトランジスタを含む電話線インターフェース回路。
【請求項４】
請求項３記載の電話線インターフェース回路において、前記線路変調器が、さらに、前記第１のトランジスタのベース端子に接続され、前記第１のトランジスタのエミッタおよびコレクタ端子を介して流れる電流を制御する出力を有する増幅器を含み、上記増幅器が、その入力から前記第１の検出抵抗を流れる電流と、前記第２の検出抵抗を流れる電流と、前記情報信号とを受け取るように接続されている電話線インターフェース回路。
【請求項５】
請求項４記載の電話線インターフェース回路において、前記線路変調器が、前記増幅器の前記出力端子と前記第１のトランジスタの前記ベース端子間に接続された第２のトランジスタを含み、前記第１のトランジスタの前記エミッタおよびコレクタ端子を流れる前記電流が、前記第１の抵抗を流れる前記電流と、前記第２の抵抗を流れる前記電流と、前記情報信号とを代数演算として得られる値に基づいて制御される電話線インターフェース回路。
【請求項６】
請求項４記載の電話線インターフェース回路において、前記第１のトランジスタの前記コレクタ端子が前記第１の検出抵抗と接続され、前記エミッタ端子が前記電話線と接続されている電話線インターフェース回路。
【請求項７】
請求項６記載の電話線インターフェース回路において、前記線路変調器が、さらに、前記第１のトランジスタの前記ベース端子に接続されたコレクタと、前記第２の検出抵抗を介して前記増幅器の前記出力端子に接続されたエミッタと、前記第１のトランジスタと前記第１の検出抵抗間に接続されたベース端子とを有する第２のトランジスタを含む電話線インターフェース回路。
【請求項８】
請求項６記載の電話線インターフェース回路において、前記線路変調器が、さらに、前記増幅器の前記出力端子に接続されたベース端子と、前記第１のトランジスタの前記ベース端子に接続されたコレクタと、前記第２の検出抵抗に接続されたエミッタとを有する第２のトランジスタを含む電話線インターフェース回路。
【請求項９】
電話線に情報信号を乗せる電話線インターフェース回路であって、
分路調整器（１６）と、
該分路調整器と直列接続され、該分路調整器を流れる電流を検出する第１の検出抵抗（ＲＳ１）と、
該第１の検出抵抗と該分路調整器に電気的に接続された線路変調器（１４）と、
該線路変調器内に電気的に接続され、該線路調整器内で電話線からの電流を検出する第２の検出抵抗（ＲＳ２）と、
該第１の検出抵抗から該線路変調器までの第１のフィードバックパスであって、該第１の検出抵抗を流れる電流を該線路変調器のフィードバックループ内に結合する第１のフィードバックパスと、
該線路変調器内にある該第２の検出抵抗を通しての該変調器までの第２のフィードバックパスであって、該第２の検出抵抗を流れる電流を該線路変調器のフィードバックループ内に結合する第２のフィードバックパスとを含む電話線インターフェース回路。
【請求項１０】
請求項９記載の電話線インターフェース回路において、前記線路変調器が、入来電流（ＩＬＩＮＥ）が入るバイポーラ−トランジスタを含む電話線インターフェース回路。
【請求項１１】
請求項１０記載の電話線インターフェース回路において、前記バイポーラ−トランジスタが、ｐｎｐ型バイポーラ−トランジスタからなる電話線インターフェース回路。
【請求項１２】
請求項９記載の電話線インターフェース回路において、前記電話線インターフェース回路が、電話モデム用の給電線方式データアクセス設備（ＤＡＡ）である電話線インターフェース回路。
【請求項１３】
電話線に情報信号を乗せる電話線インターフェース回路であって、
該電話線の電流（ＩＬＩＮＥ）を検出する第１の検出抵抗（ＲＳ１）と、
該第１の検出抵抗と直列の第１のトランジスタ（２０）と、
該第１の検出抵抗の電流路の外側で該電話線の電流を検出するように接続された第２の検出抵抗（ＲＳ２）と、
該第２の検出抵抗と該第１のトランジスタ間に接続された第２のトランジスタ（２２）と、
情報信号を受け入れる入力と、該第２のトランジスタに電気的に接続され、該電話線上の電流（ＩＬＩＮＥ）を該情報信号で変調する出力とを有する増幅器（２４）と、
該第１の抵抗から該増幅器までの第１のフィードバックパスと、
該第２の抵抗から該増幅器までの第２のフィードバックパスとを含み、該第１および第２の検出抵抗の各々を流れる電流を該増幅器の周囲のフィードバックループ内に結合するようになっている電話線インターフェース回路。
【請求項１４】
請求項１３記載の電話線インターフェース回路において、前記第１および第２のトランジスタがバイポーラ−トランジスタである電話線インターフェース回路。
【請求項１５】
請求項１４記載の電話線インターフェース回路において、
前記第１のトランジスタがｐｎｐ型バイポーラ−トランジスタであり、
前記第２のトランジスタがｎｐｎ型バイポーラ−トランジスタである電話線インターフェース回路。
【請求項１６】
請求項１５記載の電話線インターフェース回路において、
前記増幅器が、前記第２のトランジスタのエミッタを制御し、前記第２のトランジスタが、前記第２のトランジスタのコレクタを介して前記第１のトランジスタのベースを制御し、
それにより、前記増幅器が前記第１のトランジスタを制御するようになっている電話線インターフェース回路。
【請求項１７】
請求項１６記載の電話線インターフェース回路において、
前記第２の検出抵抗が、前記増幅器の前記出力と前記第２のトランジスタのエミッタ間に接続され、
前記第２のトランジスタのベースが、前記第１のトランジスタのコレクタに接続されている電話線インターフェース回路。
【請求項１８】
請求項１５記載の電話線インターフェース回路において、
前記増幅器が、前記第２のトランジスタのベースを制御し、前記第２のトランジスタは、前記第２のトランジスタのコレクタを介して前記第１のトランジスタのベースを制御し、それにより前記増幅器が、前記第１のトランジスタを制御するようになっている電話線インターフェース回路。
【請求項１９】
電話線に情報信号を乗せる方法であって、
該情報信号に応答して、該電話線上の電流（ＩＬＩＮＥ）を、該情報信号および該電話線上の電流を受信するよう作られた線路変調器（１４）にて変調するステップと、
該線路変調器に結合された第１の検出抵抗（ＲＳ１）を用いて該線路変調器を通過する第１の電流を検出するステップと、
該線路変調器内で電気的に接続された第２の検出抵抗（ＲＳ２）を用いて、該線路変調器内の第２の電流を検出するステップと、
該第１および第２の電流を該線路変調器のフィードバックループにフィードバックするステップであって、該第１の電流が該第１の検出抵抗からフィードバックされ、および該第２の電流が該第２の検出抵抗からフィードバックされるようなステップを含む方法。
【請求項２０】
電話線に情報信号を乗せる電話線インターフェース回路であって、
電話線から電力を引き出す手段（２０）と、
該電話線上の電流（ＩＬＩＮＥ）を情報信号で変調する手段（１４）であって、該電力を引き出す手段と直列に接続された手段（１４）と、
該電話線インターフェース回路中のエラー電流を検出する第１の手段（ＲＳ１）であって、該電力を引き出す手段と該変調手段とに直列に接続された第１の手段（ＲＳ１）と、
該電話線インターフェース回路中のエラー電流を検出する第２の手段（ＲＳ２）であって、該変調手段内に接続された第２の手段（ＲＳ２）と、
該第１の検出エラー電流と上記第２の検出エラー電流を該電話線インターフェース回路にフィードバックする手段とを備える電話線インターフェース回路。
【請求項２１】
電話線に情報信号を乗せる電話線インターフェース回路であって、
情報信号を受信する線路変調器であって、該電話線に接続され、該電話線上の電流（ＩＬＩＮＥ）を該情報信号で変調する線路変調器（１４）と、
該線路変調器に接続され、該線路変調器を流れる電流を検出する第１の検出抵抗（ＲＳ１）と、
該線路変調器内に電気的に接続され、該線路変調器より導入されるエラー電流を検出する第２の検出抵抗（ＲＳ２）とを備え、
該線路変調器は、該第１の検出抵抗を流れる該電流と、該第２の検出抵抗を流れる該電流と、該情報信号とを合体させるようになっている電話線インターフェース回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、データアクセス設備（ＤＡＡ）用ローノイズ電話線インターフェースに関し、特に、従来技術よりかなり改善された直線性および正確さを有する給電線方式ＤＡＡに関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
合衆国や他の国の住宅の電話線は、１００Ｖ以上のコモンモード電圧を持つことができ、ＦＣＣは、電話線が、（たとえば、モデムを介して）電話線に接続されるなにか主に電気的にパワーが与えられる装置（たとえば、ＰＣ）から絶縁されることにより電話網へのダメージを防ぐように要求している。４７ＣＦＲ６８．３０２，４（１０−１−９７版）。データアクセス設備（ＤＡＡ）は、たとえば図３に示されるような、主に電気的にパワーが与えられる装置から電話線を絶縁するようにＦＣＣで指定されている。音声帯域モデム信号は、１００乃至３６００Ｈｚ帯に制限されているので、ＤＡＡは、主に電気的にパワーが与えられる装置から電話線を絶縁するバンドパスフィルタとして動作する変圧器を使用して構築することができる。
【０００３】
電話線より小型のサイズとコストがもっと下がる可能性のある解決法は、能動回路を使用して中央電話局と通信し、また、種々の変調技術を使用してＤＡＡを小さなコンデンサを介してＰＣに接続する。
【０００４】
図４は、能動回路を使用して電話線上のデータ信号を変調する既知の給電線方式電話線インターフェース回路を示す。この回路は、この出願（代理人事件Ｈｏｌｌｅｎｂａｃｋ８−２２−１０）と同じ譲受人に譲渡され、参照によりここに含まれる、フィードバックを用いたローノイズ給電線方式と題するＤＡＡ１９９８年２月２６日出願の米国特許出願第０９／０２８，０６１号に開示され、十分に説明されている。この回路は、低電圧ＣＭＯＳ技術で設計され、小電圧のみで処理することができる。この回路の主機能は、電話会社より供給される到来電流ＩLINEを受けて、線路変調器を用いて差動データ信号源を処理することにより発生したデータ信号で変調することにより、電話線にデータ信号を乗せることである。従来技術回路は、線路変調器としてトランジスタＱ1を使用し、線路変調器Ｑ1と直列に分路調整器を含む。分路調整器に流れる電流を監視するための検出抵抗ＲS1が、線路変調器Ｑ1と分路調整器間に直列に配置されている。
【０００５】
図４に示される従来技術回路は、増幅器Ａを回るフィードバックループで検出抵抗ＲS1に流れる電流を監視することにより働く。抵抗ＲT１およびＲB1は、RS1の両端の差電圧を検出する。ＲT1＝ＲB1と設定することにより、抵抗ＲT1およびＲB1を流れる電流は、ＲS1を流れる電流を正確にモデルにする。変調されるのに望ましい信号は、差動信号源ＶDDより導入される。差動信号は、ＶCMにＶDD／２を加算してＶPを作りかつＶCMからＶDD／２を減算してＶNを作ることにより作り出される。次いで、この差動信号は、抵抗ＲIPおよびＲINを駆動し、差動信号入力電流を供給する。差動信号電流の発生は、従来技術上周知であり、ここではさらに説明しない。制御増幅器は、トランジスタＱ1のベースを制御するようにトランジスタＱ2を調整することにより、抵抗ＲS1を流れる電流が望ましい信号電流と等しくなるように動作する。次いで、トランジスタＱ1は、トランジスタＱ1のソース−エミッタパスを流れる電流を調整し、それにより、抵抗ＲS1を流れる電流を調整する。この回路において、トランジスタＱ1のコレクタ電流は、制御増幅器Ａによって良好に制御される。しかしながら、この配置は、高速データモデム等の新しい通信装置に対して問題となる程度のエラーを招く。
【０００６】
理想的には、抵抗ＲS1を流れる電流は、電話会社によってシステムに導入された電流ＩLINEと等しくなるだろう。図４の従来技術の線路変調装置では、ＲS1における全電流ＩLINEの一部だけの包含に起因するエラーが存在する。電話会社からの電流（以後、ＩE1とする）は、トランジスタＱ1のエミッタを介してシステムに導入される。図４に示される従来技術回路では、ＩE1はＩLINEに等しく、ＲT1およびＲB1の抵抗値は数百キロオームであり、ＲS1の抵抗値は１０〜２０オームである。ＲT1およびＲB1の抵抗値の比較的高いレベルのため、ＲT1およびＲB1を流れる電流は、回路分析上無視することができる。電流が回路を流れるとき、ＩE1は、トランジスタＱ1 のベース電流（以後ＩB1とする）とコレクタ電流（以後ＩC1とする）に分割される。抵抗ＲS1を流れる電流ＩC1は、ＩLINE上で望ましい信号を変調するためのフィードバックループにおいて増幅器Ａで使用される。電流ＩB1は、フィードバックループ外にあるので、ＩB1の量におけるエラー項が回路に導入される。すなわち、抵抗ＲS1を流れる電流ＩC1は、ＩLINEに等しくならず、ＩE1−ＩB1、つまりＩLINE−ＩB1になる。
【０００７】
ＩB1が、フィードバックループ外にあることから、さらなる問題が起こる。ＩC1およびＩB1は、トランジスタＱ1 のベータによって関係付けられ、トランジスタのベータは、実際の信号レベルの関数となるので、フィードバックループにおける電流ＩB1を原因とすることなく導入されるエラー項は、信号に依存したものになる。信号に依存するエラー項は、通信装置にとって問題となる高調波歪みの源となる。現行の５６ｋモデム（Ｖ．９０規格）を機能させるために、８０ｄＢ以上の信号対歪み比が必要である。不幸にも、ＩB1を無視することによって導入されたエラーに起因して、図４の回路は、高品質部品が使用された場合でさえ、約７０ｄＢだけの信号対歪み比を提供することがある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、給電線方式電話線インターフェースまたはデータアクセス設備（ＤＡＡ）における信号対歪み比を増大させるための新規な方法および装置を提供する。本発明は、フィードバック回路に電話会社によって供給された全線路電流をより多量に含むように図４の回路を適応させることにより、従来技術回路に固有のエラーの量を減少させることによって、この課題を達成している。本発明は、線路変調器を流れるが分路調整器を流れない電流を検出する追加の検出抵抗を挿入することにより、従来技術の回路を改良している。
【０００９】
本発明の一態様によれば、従来技術は、線路変調器内に見出される、トランジスタＱ2のエミッタ出力と直列に追加の検出抵抗を挿入することによって改良が加えられる。従来技術回路において、電話線電流ＩLINEは、トランジスタＱ1のエミッタを介してＤＡＡに入る。Ｑ1を流れるのが許される電流は、Ｑ1のベース電流ＩB1とコレクタ電流ＩC1になる。従来技術は、増幅器のフィードバックパスにＩC1を含むだけであり、ＩB1は、フィードバックパス外に留まっている。トランジスタＱ2は、Ｑ1のベースに電気的に接続されているので、電流ＩB1は、トランジスタＱ2を流れる。したがって、トランジスタＱ2のエミッタは、従来技術の検出抵抗、すなわち等価的に分路調整器を流れない全回路電流ＩLINEのほとんどのパスとなる。
【００１０】
本発明のこの態様によれば、トランジスタＱ2のエミッタ出力に追加の検出抵抗を直列に接続し、フィードバックパスに、原検出抵抗を横切る電流に加えて、追加の検出抵抗を横切る電流を含めることにより、増幅器は、回路内のＩLINEの実質的に全部を検出し、それに応じてノイズおよび歪みを除去することができる。この配置は、回路における全信号対歪み比の増加になる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の動機付けは、従来技術に勝る改善された信号対歪み比特性を有する給電線方式データアクセス設備（ＤＡＡ）を提供することであった。本発明は、従来技術の給電線方式ＤＡＡでは達成が困難であった８０ｄＢ以上の信号対歪み比を必要とする最新の電話モデム（Ｖ．９０規格）に特に有用である。
【００１２】
図１は、差動信号源１２、線路変調器１４、分路調整器６および第１の検出抵抗１８を有する電話線インターフェース４０を示す。線路変調器１４は、分路調整器１４を流れない実質的に全ての電流の責任を持つことによって、電話線インターフェース４０におけるエラーを減少させるために使用される第二の検出抵抗２を含む。
【００１３】
本発明の第１の好適な実施例の回路図である図１を参照すると、差動信号源１２は、望ましい信号電圧３１の半分をコモンモード電圧３４に加算して電圧レベル３０を生成し、信号電圧３１の半分をコモンモード電圧３４から減算して電圧レベル３２を生成することによって機能する。次いで、これらの差動信号３０および３２は、入力抵抗２６および２８を駆動し、それぞれ、増幅器２４の非反転入力２７および反転入力２９へ差動信号入力電流を供給する。差動信号電流の発生は、従来技術上周知であるのでさらには説明しない他の手段でも行なうことができる。
【００１４】
分路調整器１６は、電話線から引き出された電力を、電話線のＤＣ終端およびＡＣ変調を提供するのに必要な他のモデムおよび／またはデータ処理回路ばかりでなく、線路変調回路１４にも供給する。分路調整器１６は、分路調整器と並列のシステム部品の両端電圧を電圧レベルＶDDAに制限する。分路調整器は、増幅器２４および他の回路が、５ボルト以上の電圧に耐えられない低電圧ＣＭＯＳ技術（または、低電圧条件を伴う他の製作技術）で製作される場合に特に重要である。電話線チップ電圧３６と電話線リング電圧３８の電圧差は、５ボルトから５６ボルトの範囲になることがあるので、ＤＡＡは、分路調整器１６がない場合には破壊されることがある。
【００１５】
検出抵抗１８は、フィードバックループにおいて、線路変調回路１４内にある制御増幅器２４で使用される。フィードバックループで検出抵抗１８を流れる電流を監視することにより、増幅器２４は、ＤＡＡにおける歪みを補正することができる。抵抗１７および１９は、検出抵抗１８の両端の差電圧を検出する。抵抗１７の抵抗値を抵抗１９の抵抗値に等しく設定することによって、抵抗１７および１９を流れる電流は、抵抗１８を流れる電流を正確にモデルとしている。抵抗１７および１９の抵抗値は、数百キロオームであるが、検出抵抗１８の抵抗値は約１０〜２０オームである。抵抗１７および１９の抵抗値が比較的大きいため、これらの抵抗を流れる電流は、回路分析上無視することができる。抵抗１７および１９を流れる電流を無視すると、抵抗１８を流れる電流は、検出抵抗１８と直列に接続された分路調整器１６を流れる電流に等しくなる。
【００１６】
本発明は、分路調整器１６を流れない、したがって図４の従来技術回路において検出抵抗１８により検出されない迷走電流を含むことに向けられている。以下に説明され図１および図２に示される２つの実施例においては、追加の検出抵抗４２が、トランジスタ２２のエミッタに直列に接続される。次いで、抵抗４２を流れる電流が、線路変調回路１４内にある制御増幅器２４のフィードバックループに結合される。追加の検出抵抗４２の目的は、変調回路を流れるＤＡＡ電流を検出することである。さもなければ、このＤＡＡ電流は、分路調整器１６電流路外になるだろう。抵抗４１および４３は、抵抗４２の両端の差電圧を検出する。抵抗４１を抵抗４３に等しく設定することにより、抵抗４１および４３を流れる電流は、抵抗４２を流れる電流を正確にモデルとするだろう。抵抗４１および４３の抵抗値は数百キロオームであり、抵抗４２の抵抗値は約１０〜２０オームである。抵抗４１および４３の抵抗値が比較的大きいため、これらの抵抗を流れる電流は、回路分析上無視することができる。抵抗４１および４３を流れる電流を無視すると、抵抗４２を流れる電流は、検出抵抗４２に直列に接続されたトランジスタ２２のエミッタを流れる電流に等しくなる。
【００１７】
検出抵抗１８および検出抵抗４２の両方を流れる電流を結合することによって、この回路は、全ＤＡＡ電流のより多くを制御増幅器２４のフィードバックループに結合し、それによりＤＡＡ内の高調波歪みを減少させることができる。制御増幅器２４は、検出抵抗１８および４２を流れる電流をフィードバックループで検出し、以下の方法で回路を制御しようとする。抵抗１７および１９は、検出抵抗１８の両端の差電圧を検出し、抵抗４１および４３は、検出抵抗４２の両端の差電圧を検出する。抵抗１７を抵抗１９に等しく設定し、かつ抵抗４１を抵抗４３に等しく設定すると共に、抵抗１８対抵抗１７の比を抵抗４２対抵抗４１の比に等しく設定することによって、抵抗１７および４１を介して制御増幅器２４の非反転入力２７に流れ込む電流の和と、抵抗１９および４３を介して制御増幅器２４の反転入力２９に流れ込む電流の和は、検出抵抗１８および４２を流れる電流の和を正確にモデルとするだろう。この和は、ほぼＩLINEをモデルとし、制御されるべきパラメータとなる。増幅器２４、トランジスタ２２およびトランジスタ２０からなるループのフィードバック作用は、抵抗１７および４１を流れる電流の和が、差動信号源１２から抵抗２８を介して流れる電流に等しくなり、かつ、抵抗１９および４３を流れる電流の和が、差動信号源１２から抵抗２６を介して流れる電流に等しくなるように、抵抗１８を流れる電流を調整する。
【００１８】
図１に示される本発明の一実施例においては、増幅器２４の出力は、追加の検出抵抗４２を介してトランジスタ２２のエミッタに電気的に接続され、トランジスタ２２のコレクタは、トランジスタ２０のベースに電気的に接続され、トランジスタ２２のベースは、トランジスタ２０のエミッタに電気的に接続されている。この構成では、第１の検出抵抗１８を流れる原検出抵抗電流ＩS1は、トランジスタ２２ベース電流ＩB2より少ないトランジスタ２０コレクタ電流ＩC1に等しくなる。したがって、トランジスタ２２ベース電流ＩB2は、原検出抵抗電流ＩS1より少ないトランジスタ２０コレクタ電流ＩC1に等しくなる。追加の検出抵抗４２を流れる電流は、トランジスタ２２エミッタ電流ＩE2であり、すなわち等価的に、トランジスタ２２ベース電流ＩB2とコレクタ電流ＩC2の和となる。トランジスタ２２コレクタ電流ＩC2は、トランジスタ２０ベース電流ＩB1と等しいので、追加の検出抵抗４２を流れる電流は、同様に、電流ＩB1およびＩB2の和になるということができる。したがって、両検出抵抗１８および４２を流れる電流の和は、（ＩB1＋ＩB2＋ＩC1−ＩB2）、すなわち等価的に、ＩLINEに等しいＩB1＋ＩC1に等しくなる。この配置は、事実上歪みのない回路になる。第１の検出抵抗１８は、分路調整器を流れる電流とその関連歪みを検出し、第２の検出抵抗４２は、全ての他の意味ある電流と関連歪みを検出し、フィードバックパスにＩLINEの全てを結合することにより、増幅器にＩLINEを制御させることができるので、この回路は歪みがなくなる。
【００１９】
図２に示されるような本発明の他の実施例においては、増幅器２４は、トランジスタ２２のベースを制御し、トランジスタ２２のコレクタは、トランジスタ２０のベースを制御するのに使用される。この構成では、トランジスタ２０ベース電流ＩB1は、トランジスタ２２コレクタ電流ＩC2である。トランジスタ２２のエミッタ電流ＩE2は、追加の検出抵抗４２を含む電流路であり、トランジスタ２２ベース電流ＩB2とトランジスタ２２コレクタ電流ＩC2からなる。増幅器２４は、トランジスタ２２ベース電流ＩB2を供給し、トランジスタ２２コレクタ電流ＩC2は、トランジスタ２０ベース電流ＩB1より供給される。フィードバックパスは、原検出抵抗１８を横切る電流ＩC1と、電流ＩE2を含み、つまり等価的には、追加の検出抵抗４２を横切るＩB1＋ＩB2となるので、フィードバックパスの電流は、ＩC1＋ＩB1＋ＩB2に等しくなる。したがって、フィードバックパスの電流は、ＩLINE＋ＩB2に等しくなり、新しいエラー項はＩB2となる。システム内にはまだある程度のエラーがあるが、このエラーは、ＩB1からＩB2に軽減されている。ＩB1とＩB2の大きさの差は、トランジスタ２２のベータ（ベータは典型的には５０より大きい）である。この配置は、まだわずかな量のエラーを含むとしても、現在の通信装置に適する信号対歪み比（＞８０ｄＢ）を提供する。また、この配置は、増幅器２４がトランジスタ２２をエミッタよりむしろベースを介して制御するので、図１の実施例と比較した場合、増幅器２４から電力をほとんど必要としない。
【００２０】
結び
したがって、本発明は、高い信号対歪み比を必要とする最新のモデムに特に有用な優れたローノイズＤＡＡを提供する。ＤＡＡにおける歪み量をかなり軽減させることにより、本発明は、トランジスタ２０および２２が、最小限度のベータ必要条件を伴って絶縁破壊電圧に基づいて指定されるのを可能にする。非常に特殊なベータ必要条件を伴うトランジスタの必要性を軽減することは、あまり高価でない部品の使用を見越して、全体コスト減少を達成する。
【００２１】
本発明のいくつかの特定の実施例を説明したが、種々の変更、修正および改良が、当業者には容易に浮かぶだろう。この開示により明らかになされるような変更、修正および改良は、ここでは明確に述べられていないがこの説明の一部のつもりであり、本発明の精神および範囲内にあるつもりである。したがって、前述の説明は、単なる例のつもりであり、制限ではない。本発明は、付随の請求項で定義されるものとその同等物にのみ制限される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるローノイズ給電線方式ＤＡＡの一実施例の回路図である。
【図２】本発明によるローノイズ給電線方式ＤＡＡの第２の実施例の回路図である。
【図３】従来技術による電話網と主に電気的にパワーが与えられる装置間の従来のインターフェースのブロック図である。
【図４】従来技術によるデータアクセス設備（ＤＡＡ）の回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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