(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジ形又はプッシュプル形の構成を有し、正負の電圧を交互に、外部に対して印加するスイッチング手段、
前記正負の電圧が印加されて電流が双方向に流れる１次巻線と、前記１次巻線に対して前記正負の電圧が印加される時に電圧が誘起される２次巻線と、ギャップ長の不均一なギャップが形成されたコアと、を含むトランス、
前記トランスの２次巻線に誘起された電圧が印加される時に磁気エネルギーを蓄積し、前記トランスの１次巻線に流れる電流がゼロである時に前記磁気エネルギーを放出するインダクタンス素子、を含み、前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を平滑化された直流電圧に変換して出力する平滑手段、及び、
前記トランスの１次巻線に流れる電流を検出して、前記スイッチング手段のターンオフタイミングを変化させることにより、前記電流のピーク値を制限する過電流制限手段、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスのコアのギャップが、ギャップ長方向に対して直角な一方向からは楔形に見えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
ブリッジ形又はプッシュプル形の構成を有し、正負の電圧を交互に、外部に対して印加するスイッチング手段、
前記正負の電圧が印加されて電流が双方向に流れる１次巻線と、前記１次巻線に対して前記正負の電圧が印加される時に電圧が誘起される２次巻線と、磁路の断面積が不均一であるコアと、を含むトランス、
前記トランスの２次巻線に誘起された電圧が印加される時に磁気エネルギーを蓄積し、前記トランスの１次巻線に流れる電流がゼロである時に前記磁気エネルギーを放出するインダクタンス素子、を含み、前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を平滑化された直流電圧に変換して出力する平滑手段、及び、
前記トランスの１次巻線に流れる電流を検出して、前記スイッチング手段のターンオフタイミングを変化させることにより、前記電流のピーク値を制限する過電流制限手段、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記トランスのコアでは外足断面積の和が中足断面積とは異なることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で出力の安定性が高く、高効率なスイッチング電源が強く求められている。
ブリッジ形又はプッシュプル形のスイッチング電源は、スイッチング素子間のオン期間のバランスが崩れると、トランスに徐々に励磁電流が蓄積されて、最終的にはトランスのコアが飽和して過大な電流が流れるという恐れがある。そこで、安全性の高いスイッチング電源が求められている。
【０００３】
以下に従来のスイッチング電源装置について説明する。図５はフルブリッジ形のスイッチング電源の回路構成を示す。図５において、１は入力直流電源、５１はスイッチング電源装置、１４は負荷である。入力直流電源１は、商用電源を入力して整流平滑して出力する手段又は電池で構成される。
以下、スイッチング電源装置５１を説明する。２ａ−２ｂはスイッチング電源装置５１の入力端子であり、入力直流電源１の両端が接続されている。３ａはカレントトランスの１次巻線であり、３ｂはそのカレントトランスの２次巻線である。カレントトランスの１次巻線３ａの一端は、入力端子２ａに接続され、他端はスイッチング手段（４つのスイッチング素子４，５，６，７を有する。）の一端に接続されている。スイッチング手段の他の一端は、入力端子２ｂに接続されている。
【０００４】
スイッチング手段は、ブリッジ接続された第１のスイッチング素子４、第２のスイッチング素子５、第３のスイッチング素子６、第４のスイッチング素子７を有する。
第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子５とは直列に接続されている。直列に接続された第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子５との両端は、それぞれカレントトランスの１次巻線３ａの他端と、入力端子の負端子２ｂとに接続されている。
同様に、第３のスイッチング素子６と第４のスイッチング素子７とは直列に接続されている。直列に接続された第３のスイッチング素子６と第４のスイッチング素子７との両端は、それぞれカレントトランスの１次巻線３ａの他端と入力端子の負端子２ｂとに接続されている。
スイッチング手段は、第１のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子７が導通した状態と、第２のスイッチング素子５及び第３のスイッチング素子６が導通した状態とを交互に繰り返し、トランスの１次巻線８ａに双方向に電流を流す。
【０００５】
１次巻線８ａと第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線８ｃとを有するトランスは、１次巻線８ａの一端を第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子５との接続点に接続し、他端を第３のスイッチング素子６と第４のスイッチング素子７との接続点に接続する。第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線８ｃは直列に接続されている。第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線８ｃとの接続点は、負側の出力端子１３ｂに接続されている。
９は第１の整流ダイオードであり、１０は第２の整流ダイオードである。第１の整流ダイオード９のアノードは第１の２次巻線８ｂに接続され、第２の整流ダイオード１０のアノードは第２の２次巻線８ｃに接続されている。第１の整流ダイオード９のカソードと第２の整流ダイオード１０のカソードとは互いに接続されている。
【０００６】
インダクタンス素子１１及び平滑コンデンサ１２は直列回路を形成し、平滑回路を構成する。この平滑回路１１、１２の両端は、それぞれ整流ダイオード９、１０のカソードと、トランスの２次巻線８ｂ及び８ｃの接続点とに接続されている。１３ａ−１３ｂはスイッチング電源装置５１の出力端子であり、直流電力を出力する。出力端子１３ａ−１３ｂは、平滑コンデンサ１２の両端に接続されている。
負荷１４はスイッチング電源装置５１の出力端子１３ａ−１３ｂに接続され電力を消費する。
【０００７】
１５は第１の抵抗であり、カレントトランスの２次巻線３ｂに接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａに電流が流れていない時に、第１の抵抗１５はカレントトランス３ａ，３ｂの励磁エネルギーを消費し、磁束をリセットする。１６はダイオードであり、１７は第２の抵抗である。ダイオード１６と第２の抵抗１７で構成される直列回路の両端は、カレントトランスの２次巻線３ｂの両端に接続されている。カレントトランスの１次巻線３ａにスイッチング電流が流れると、カレントトランスの巻数比に応じた電流が２次巻線３ｂに流れる。ダイオード１６はカレントトランスの２次巻線の両端から出力される電流を整流し、カレントトランスの１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧を第２の抵抗１７の両端に発生させる。
【０００８】
１８は基準電圧であり、１９はＯＣＬコンパレータ（ｏｖｅｒ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｌｉｍｉｔ  ｃｏｎｐａｒａｔｏｒ  過電流制限コンパレータ）である。第２の抵抗１７の両端に発生する電圧が基準電圧１８の電圧を超えると、ＯＣＬコンパレータ１９の出力信号がハイレベルになる。これにより、カレントトランスの１次巻線３ａを流れる電流が一定値を越えたこと（過電流）を検出出来る。
２０はＲＳフリップフロップであり、発振器２１によってセットされ、ＯＣＬコンパレータ１９の出力信号（ハイレベル出力）によってリセットされる。ＲＳフリップフロップ２０の出力信号がＡＮＤ回路２２に入力される。ＲＳフリップフロップ２０の出力信号は、スイッチング素子４〜７のオン期間を制限する。これにより過電流が制限される。
【０００９】
エラーアンプ２４は、スイッチング電源装置５１の出力電圧（出力端子１３ａ−１３ｂ間の電圧）と基準電圧（目標電圧）２３との誤差を増幅して、誤差増幅電圧を出力する。誤差増幅電圧はＰＷＭコンパレータ２５に入力される。
発振器２１はＲＳフリップフロップ２０にセットパルスを送ると同時にその発信出力信号に同期した三角波信号を発生する。
ＰＷＭコンパレータ２５は、発振器２１が出力する三角波信号と誤差増幅電圧とを入力して比較し、ＰＷＭ信号を生成する。
ＡＮＤ回路２２は、ＲＳフリップフロップ２０の出力信号とＰＷＭ信号とを入力し、両者の論理積信号（スイッチング素子の駆動信号）を出力する。ＡＮＤ回路２２の出力信号は、ＲＳフリップフロップ２０の出力信号とＰＷＭ信号との狭い方の信号に相当する。
【００１０】
駆動信号振り分け回路２６は、ＡＮＤ回路２２が出力した駆動信号を入力し、これを交互に振り分けてＡ位相とＢ位相の電圧を作る。Ａ位相の電圧とＢ位相の電圧とは、交互にハイレベルになる。ドライブ回路２７はＡ位相の電圧を入力し、第１のスイッチング素子４と第４のスイッチング素子７を同時に導通させる。ドライブ回路２８はＢ位相の電圧を入力し、第２のスイッチング素子５と第３のスイッチング素子６を同時に導通させる。
【００１１】
Ａ位相において第１のスイッチング素子４と第４のスイッチング素子７を同時にオンすると、カレントトランス３ａを通して、入力電圧がトランスの１次巻線８ａに印加される。トランスの２次巻線８ｂ、８ｃに電圧が発生し、第１の整流ダイオード９を通して平滑回路１１、１２に電圧が印加される。ＰＷＭ信号がロウレベルになって第１のスイッチング素子４と第４のスイッチング素子７がオフするとトランスの１次巻線電流はゼロになる。インダクタンス素子１１が蓄積した磁気エネルギーを放出して流す電流はトランスの第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線８ｃに分割して流れるので、第１の整流ダイオード９と第２の整流ダイオード１０がオンする。トランスの２次巻線８ｂ、８ｃの誘起電圧はゼロになり、トランスの２次巻線８ｂ、８ｃが平滑回路に印加する電圧もゼロになるので、インダクタンス素子１１を流れる電流は減少する。
【００１２】
次にＢ位相において第２のスイッチング素子５と第３のスイッチング素子６がオンすると、トランスの１次巻線８ａにはＡ位相時とは逆向きに入力電圧が印加される。トランスの２次巻線８ｂ、８ｃに電圧が誘起され、第２の整流ダイオード１０を通して平滑回路１１、１２に電圧が印加される。第２のスイッチング素子５と第３のスイッチング素子６がオフすると、トランスの１次巻線電流はゼロになる。インダクタンス素子１１が蓄積した磁気エネルギーを放出して流す電流はトランスの第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線８ｃに分割して流れるので、第１の整流ダイオード９と第２の整流ダイオード１０がオンする。トランスの２次巻線８ｂ、８ｃの誘起電圧はゼロになり、トランスの２次巻線８ｂ、８ｃが平滑回路１１、１２に印加する電圧は０Ｖになる。インダクタンス素子１１を流れる電流は減少する。
【００１３】
この動作を繰り返すことでスイッチング電源装置は負荷に電力を供給する。エラーアンプ２４は、スイッチング電源装置の出力電圧と基準電圧２３とを比較し、誤差を増幅して、誤差増幅電圧を出力する。誤差増幅電圧は、発振器２１が出力する三角波信号と比較され、変調される。スイッチング電源装置は、通常動作ではその出力電圧が一定になるようにＰＷＭ制御される。負荷抵抗が極端に小さくなる等の異常時には、スイッチング電流が異常に増加する。カレントトランスの２次巻線３ｂにはスイッチング電流に比例した電圧が発生し、第２の抵抗１７の両端に基準電圧１８を超える電圧が生じる。これによりＲＳフリップフロップ２０がリセットされるので、駆動信号は狭くなり、出力は絞られる。
【００１４】
図６は、従来のスイッチング電源装置のトランス（図５の８ａ、８ｂ、８ｃ）の構造を示す。ブリッジ形又はプッシュプル形コンバータのトランスは励磁電流を小さくするために通常動作時のインダクタンスを大きくすることを目的として、図６のようにコアがギャップを持っていないか又は均一でできるだけ狭いギャップ長を有し、且つ磁路中の断面積が中足６１でも外足６２，６３でも一様になるように設計される。磁束は、中足６１をまとまって流れ、外足６２、６３を２分して流れる故に、断面積が一様であるとは、下記の式が成立することをいう。中足６１の断面積＝外足６２の断面積＋外足６３の断面積
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来の構成では、若干のバラツキなどにより２組のスイッチング素子のオン期間に差が生じると、Ａ位相とＢ位相とでトランスの１次巻線に印加される電圧時間積がバランスされなくなり、励磁電流が蓄積される（偏磁と言う。）。励磁電流が次第に増加すると、トランスが急激に飽和して、過大な電流が流れる問題がある。
【００１６】
０又はできるだけ小さいギャップ長を有し、磁路中の断面積が一様なトランスを使用した従来のスイッチング電源装置では、偏磁が発生した時には、磁路の全ての部分が同時に飽和するので、トランスのインダクタンスは急激に減少する。
図７は、図６のトランスを使用した従来のスイッチング電源装置において偏磁状態になった時の、トランスの１次巻線８ａの電流波形を示す。図７に示すように、偏磁状態になるとトランスのコアが飽和した時点で１次巻線電流が急峻に立ち上がる（７１の部分）。
スイッチング電源装置では図５のように過電流制限回路が設けられる。しかし、１次巻線電流が急峻に立ち上がってから過電流制限回路が動作するまでには、ある程度遅れ時間がある。従来のスイッチング電源装置では、偏磁状態になってトランスのコアが飽和した時の１次巻線電流の立ち上がりが急峻すぎる故に、過電流制限回路が十分に過電流を防止できないという問題があった。
【００１７】
本発明は、偏磁状態になってもトランスの１次巻線電流が急峻に増加せず、過電流保護回路が有効に機能するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。これにより、偏磁が進むことを防止し、急激な飽和電流が流れるのを防止し、安定して安全なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために以下の構成を有する。
第１の発明は、
ブリッジ形又はプッシュプル形の構成を有し、正負の電圧を交互に、外部に対して印加するスイッチング手段、
前記正負の電圧が印加されて電流が双方向に流れる１次巻線と、前記１次巻線に対して前記正負の電圧が印加される時に電圧が誘起される２次巻線と、ギャップ長の不均一なギャップが形成されたコアと、を含むトランス、
前記トランスの２次巻線に誘起された電圧が印加される時に磁気エネルギーを蓄積し、前記トランスの１次巻線に流れる電流がゼロである時に前記磁気エネルギーを放出するインダクタンス素子、を含み、前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を平滑化された直流電圧に変換して出力する平滑手段、及び、
前記トランスの１次巻線に流れる電流を検出して、前記スイッチング手段のターンオフタイミングを変化させることにより、前記電流のピーク値を制限する過電流制限手段、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置である。
【００１９】
第２の発明は、前記トランスのコアのギャップがギャップ長方向に対して直角な一方向からは楔形に見える、第１の発明のスイッチング電源装置である。
【００２０】
第３の発明は、
ブリッジ形又はプッシュプル形の構成を有し、正負の電圧を交互に、外部に対して印加するスイッチング手段、
前記正負の電圧が印加されて電流が双方向に流れる１次巻線と、前記１次巻線に対して前記正負の電圧が印加される時に電圧が誘起される２次巻線と、磁路の断面積が不均一であるコアと、を含むトランス、
前記トランスの２次巻線に誘起された電圧が印加される時に磁気エネルギーを蓄積し、前記トランスの１次巻線に流れる電流がゼロである時に前記磁気エネルギーを放出するインダクタンス素子、を含み、前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を平滑化された直流電圧に変換して出力する平滑手段、及び、
前記トランスの１次巻線に流れる電流を検出して、前記スイッチング手段のターンオフタイミングを変化させることにより、前記電流のピーク値を制限する過電流制限手段、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置である。
【００２１】
第４の発明は、前記トランスのコアでは外足断面積の和が中足断面積とは異なることを特徴とする第３の発明のスイッチング電源装置である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施例について、図面とともに記載する。
【００２３】
《実施例１》
図１、３、４、５を用いて、本発明の実施例１によるスイッチング電源装置を説明する。実施例１のスイッチング電源装置は、使用するトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構造が従来例のスイッチング電源装置に使用されているトランスの構造と異なる点を除き、従来例のスイッチング電源装置と同一の構成を有する（図５）。従来例のスイッチング電源装置と同一の構成については、説明を省略する。
【００２４】
図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置に用いられるトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構造を示す図である。従来のトランス（図６）はギャップを有していないか又は均一でできるだけ狭いギャップを有していた。図１に示すように、トランスのギャップ長方向に対して直角の方向から見たとき、実施例１のトランスは楔状の形状のギャップを有する。
図３は、実施例１のトランスの直流重畳特性３１と、従来例のトランスの直流重畳特性３５とを比較したものである。直流重畳特性とは、１次巻線の直流励磁電流を横軸にとり、トランスのインダクタンスを縦軸にとった特性である。
従来例のトランスにおいては、３６の部分で示されるように、コアが飽和すると急峻にインダクタンスが減少する。実施例１のトランスにおいては、３２の部分で示されるように、コアが飽和するとインダクタンスはゆるやかに低下する。
【００２５】
実施例１のトランスにおいて励磁電流が増加してコアが飽和した時インダクタンスがゆるやかに低下するのは、１次巻線電流が徐々に大きくなると、ギャップの狭い部分に近い部分の方から徐々にコアが飽和するからである。
トランスの励磁電流が少ない時は磁束がコアギャップ（図１に示すように横から見て楔型の形状を有する。）の最も狭い部分を集中して通る。このギャップが狭い部分では磁気抵抗が十分に小さい。励磁電流が小さい時（電流が０からインダクタンスが低下し始める前まで）の実施例１のトランスのインダクタンスは、従来のトランスのインダクタンスよりも小さいが、それ故に、その低下の度合いは小さい（図３の３１及び３５）。
【００２６】
図４は実施例１のスイッチング電源装置において偏磁状態になった時の、トランスの１次巻線の電流波形を示す。図４に示すように、偏磁状態になるとトランスのコアが飽和した時点での１次巻線電流の立ち上がりは従来例（図７の７１の部分）に較べてはるかにゆるやかである（４１の部分）。
スイッチング電源装置では図５のように過電流制限回路が設けられる。１次巻線電流がゆるやかに立ち上がる故に、過電流制限回路が動作するまでの遅れは問題にならない。実施例１のスイッチング電源装置では、偏磁状態になってトランスのコアが飽和した時の１次巻線電流の立ち上がりがゆるやかである故に、過電流制限回路が過電流を確実に防止できる。
なお、実施例１ではフルブリッジ形スイッチング電源について示したが、実施例１に示すトランスをプッシュプル形スイッチング電源に適用することにより、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【００２７】
《実施例２》
図２、３、４、５を用いて、本発明の実施例２によるスイッチング電源装置を説明する。実施例２のスイッチング電源装置は、使用するトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構造が従来例のスイッチング電源装置に使用されているトランスの構造と異なる点を除き、従来例のスイッチング電源装置と同一の構成を有する（図５）。従来例のスイッチング電源装置と同一の構成については、説明を省略する。
【００２８】
図２は本発明の実施例２のスイッチング電源装置に用いられるトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構造を示す図である。
従来のトランス（図６）においてはトランスのコア断面積は一様であった。従って、トランスの２つの外足断面積の和と中足断面積とは同一であった。図２に示すように、実施例２のトランスにおいては、外足断面積（ＳＡ２＋ＳＡ３）と中足断面積ＳＡ１とは異なる。
ＳＡ１≠ＳＡ２＋ＳＡ３
図３は、実施例２のトランスの直流重畳特性３３と、従来例のトランスの直流重畳特性３５とを比較したものである。
従来例のトランスにおいては、３６の部分で示されるように、コアが飽和すると急峻にインダクタンスが減少する。実施例２のトランスにおいては、３４の部分で示されるように、コアが飽和するとインダクタンスはゆるやかに低下する。
【００２９】
実施例２のトランスにおいて励磁電流が増加してコアが飽和した時インダクタンスがゆるやかに低下するのは、１次巻線電流が徐々に大きくなると、断面積の狭い部分から徐々にコアが飽和するからである。
トランスの励磁電流が少ない時は断面積が狭い部分においてもコアは飽和しない。励磁電流が小さい時（電流が０からインダクタンスが低下し始める前まで）の実施例２のトランスのインダクタンスは、従来のトランスのインダクタンスよりも小さいが、それ故に、その低下の度合いは小さい（図３の３３及び３５）。
【００３０】
図４は実施例２のスイッチング電源装置において偏磁状態になった時の、トランスの１次巻線の電流波形を示す。図４に示すように、偏磁状態になるとトランスのコアが飽和した時点での１次巻線電流の立ち上がりは従来例（図７の７１の部分）に較べてはるかにゆるやかである（４１の部分）。
スイッチング電源装置では図５のように過電流制限回路が設けられる。１次巻線電流がゆるやかに立ち上がる故に、過電流制限回路が動作するまでの遅れは問題にならない。実施例２のスイッチング電源装置では、偏磁状態になってトランスのコアが飽和した時の１次巻線電流の立ち上がりがゆるやかである故に、過電流制限回路が過電流を確実に防止できる。
なお、実施例２ではフルブリッジ形スイッチング電源について示したが、実施例２に示すトランスをプッシュプル形スイッチング電源に適用することにより、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【００３１】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、コアが飽和してもインダクタンスがゆるやかに低下するトランスを採用することにより、過電流保護回路が有効に働くスイッチング電源装置を実現できるという有利な効果が得られる。これにより、偏磁が進んで急激な飽和電流が流れるのを防止し、安定して安全なスイッチング電源装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置のトランスの構造図
【図２】本発明の実施例２のスイッチング電源装置のトランスの構造図
【図３】従来例のトランス及び本発明のトランスの直流重畳特性を示す図
【図４】本発明のスイッチング電源装置において偏磁状態になった時の、トランスの１次巻線の電流波形を示す図
【図５】フルブリッジコンバータの回路構成図
【図６】従来のスイッチング電源装置のトランスの構造を示す図
【図７】従来のスイッチング電源装置において偏磁状態になった時の、トランスの１次巻線の電流波形を示す図
【符号の説明】
１      入力直流電源
２ａ−２ｂ  入力端子
３ａ、３ｂ      カレントトランスの１次巻線及び２次巻線
４      第１のスイッチング素子
５      第２のスイッチング素子
６      第３のスイッチング素子
７      第４のスイッチング素子
８ａ、８ｂ、８ｃ      トランスの１次巻線及び２次巻線
９      第１の整流ダイオード
１０    第２の整流ダイオード
１１    インダクタンス素子
１２    平滑コンデンサ
１３ａ−１３ｂ  出力端子
１４    負荷
１５    第１の抵抗
１６    ダイオード
１７    第２の抵抗
１８    基準電圧
１９    ＯＣＬコンパレータ
２０    ＲＳフリップフロップ
２１    発振器
２２    ＡＮＤ回路
２３    基準電圧
２４    エラーアンプ
２５    ＰＷＭコンパレータ
２６    振り分け回路
２７、２８    ドライブ回路
５１    スイッチング電源装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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