(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号伝搬線路部分と、それに対応する接地電極とを有する伝送線路において、
前記接地電極の形成領域であって前記信号伝搬線路部分に近い領域において、信号の伝搬方向への中心間隔が前記信号伝搬線路部分の略全長の領域に亘って略等間隔となり、且つ前記信号の伝搬方向に対する垂直な方向への中心間隔が、前記信号の伝搬方向への中心間隔とは異なった間隔で且つ前記信号伝搬線路部分の幅が一定である領域では隣接するもの同士が略等間隔となるように略同一面積の電極非形成部を分布させたことを特徴とする伝送線路。
【請求項２】
前記信号伝搬線路部分は幅の異なる部分を有してステップ状に形成されており、前記信号の伝搬方向に対する略垂直な方向への電極非形成部の中心間隔が、前記信号伝搬線路部分の幅が一定である領域では隣接するもの同士が略等間隔で且つ他の幅の異なる部分とは異なる間隔となるように前記電極非形成部を分布させたことを特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の伝送線路を用いたフィルタ。
【請求項４】
請求項１または２に記載の伝送線路を共振線路として複数設け、隣接する共振線路間を結合させて成るフィルタ。
【請求項５】
請求項３または４に記載のフィルタを２組設けてなるデュプレクサ。
【請求項６】
請求項１もしくは２に記載の伝送線路、請求項３もしくは４に記載のフィルタ、または請求項５に記載のデュプレクサを用いた通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、マイクロ波帯等で用いられる伝送線路、フィルタ、デュプレクサおよびそれらを用いた通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、Vesna Radisic etc,"Novel 2-D Photonic Bandgap Structure for Microstrip Lines",IEEE MICROWAVE AND GUIDED WAVE LETTERS,Vol.8,No.2,FEBRUARY 1998 （文献１）やFei-Ran Yang etc,"A Novel Compact Microstrip Bandpass Filter with Intrisic Spurious Suppression",Asia-Pacific Microwave Conference Digest December 1998 （文献２）には、伝送線路の線路インピーダンスを、信号の伝送方向に沿って周期的に変化させることによって、伝送線路に特有の周波数特性が発現することが知られている。これらの文献１，２には、マイクロストリップ線路において、その接地面に、信号伝搬方向とそれに垂直な方向にそれぞれ等しい周期で電極削除部分を配置したものが示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような伝送線路のインピーダンスを周期的に変化させた線路を用いてフィルタを設計する場合、信号伝搬線路部分の形状が複雑になるため、線路同士を結合させて所定のフィルタ特性を備えたフィルタを設計することは困難であった。
【０００４】
また、マイクロストリップ線路等の伝送線路において、接地面に電極削除パターンを形成してインピーダンスを変化させることによって低域通過特性を持たせることは可能であるが、上記文献１，２では、信号伝搬方向とそれに垂直な方向に、それぞれ等しい間隔で電極削除パターンを配置するようにしているため、阻止帯域の周波数を任意に定めることはできなかった。例えば、阻止帯域の周波数を変えるために上記電極削除パターンの間隔を変化させると、信号伝搬方向に垂直な方向の電極削除パターンが変化することによって、伝送線路の特性インピーダンスが変化してしまい、反射特性の劣化が生じ、それに伴って通過損失が増大するという問題があった。
【０００５】
この発明の目的は、上記反射特性の劣化と通過損失の増大の問題を回避するとともに、所望の周波数特性を備えた伝送線路、フィルタ、デュプレクサおよびそれらを用いた通信装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明の伝送線路は、信号伝搬線路部分と、それに対応する接地電極とを有する伝送線路において、
前記接地電極の形成領域であって前記信号伝搬線路部分に近い領域において、信号の伝搬方向への中心間隔が前記信号伝搬線路部分の略全長の領域に亘って略等間隔となり、且つ前記信号の伝搬方向に対する垂直な方向への中心間隔が、前記信号の伝搬方向への中心間隔とは異なった間隔で且つ前記信号伝搬線路部分の幅が一定である領域では隣接するもの同士が略等間隔となるように略同一面積の電極非形成部を分布させる。
【０００７】
このように電極非形成部を信号の伝搬方向に略等間隔に配置することによって、その間隔と伝送線路上の波長に応じた周波数を阻止帯域の中心周波数に定めることができ、信号の伝搬方向に対して垂直な方向の電極非形成部の間隔を、信号の伝搬方向の間隔とは独立して定めることによって、線路のインピーダンスおよび阻止帯域の減衰量を定めることができる。
【０００８】
また、この発明の伝送線路は、前記信号伝搬線路部分は幅の異なる部分を有してステップ状に形成されており、前記信号の伝搬方向に対する略垂直な方向への電極非形成部の中心間隔が、前記信号伝搬線路部分の幅が一定である領域では隣接するもの同士が略等間隔で且つ他の幅の異なる部分とは異なる間隔となるように前記電極非形成部を分布させる。
【０００９】
また、この発明のフィルタは、上記伝送線路を用いて構成する。すなわち伝送線路自体が備える帯域阻止特性をフィルタとして用いる。
【００１０】
また、この発明のフィルタは上記伝送線路を共振線路として複数設け、隣接する共振線路同士を結合させて構成する。これにより、上記電極非形成部による帯域阻止特性と、共振線路による周波数特性とを併せ持った特性を得る。
【００１１】
この発明のデュプレクサは、上記のフィルタを２組設けて構成する。例えば送信フィルタと受信フィルタとして設けて、アンテナ共用器として構成する。
【００１２】
また、この発明の通信装置は、上記伝送線路、フィルタまたはデュプレクサを用いて構成する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
この発明の第１の実施形態に係る伝送線路の構成を図１および図２を参照して説明する。
図１において（Ａ）は誘電体板に構成した伝送線路の上面図、（Ｂ）は下面図である。ここで１は誘電体板であり、上面に導体線路２を形成している。誘電体板１の下面には接地電極３を略全面に形成している。ただし導体線路２による信号の伝搬方向（以下、単に「伝搬方向」という。）に間隔ａで、信号の伝搬方向に対して垂直な方向（以下、「幅方向」という。）に間隔ｂで、それぞれ電極非形成部４を周期的に分布させている。
【００１４】
上記誘電体板１の上面の導体線路２と、下面の接地電極３とによってマイクロストリップ線路を構成している。そして、電極非形成部４の伝搬方向の中心間隔（以下、伝搬方向の間隔または単に間隔という。）ａと、誘電体板１の誘電率により定まる伝送線路上の波長とによって、通過特性に減衰域が生じる。また、幅方向の中心間隔（以下、幅方向の間隔または単に間隔という。）ｂによって上記阻止帯域の減衰量を定める。
【００１５】
上記伝送線路の周波数特性を図２に示す。ここで誘電体板１を、比誘電率１０．３、厚さ０．６３５ｍｍの誘電体セラミック基板とし、導体線路２の寸法を、長さ２５．４ｍｍ、幅０．６１ｍｍとし、電極非形成部４の寸法を１．５×１．５ｍｍとし、伝搬方向の間隔ａを３．０ｍｍとして３行９列設けている。そして、幅方向の間隔ｂを３．０ｍｍまたは１．５５ｍｍとする。図２に示すように、電極非形成部４を設けずに、全面の接地電極を設けた場合には、Ｓ２１特性には減衰域が生じないが、電極非形成部４の存在により、この例では１５〜２１ＧＨｚに減衰域が生じていて、１５ＧＨｚ付近を遮断周波数とする低域通過特性を示す。またこのＳ２１特性とＳ１１特性から明らかなように、幅方向の電極非形成部の間隔ｂを小さくすることによって減衰域の減衰量が大きくなり、間隔ｂによって阻止帯域の周波数とは独立に減衰量が変えられることが判る。
【００１６】
なお、伝搬方向の間隔ａと阻止帯域の中心周波数ｆとの関係は、次式で表される。
【００１７】
ｆ＝Ｖｃ／｛２・√( εreff) ・ａ｝
ここで、
Ｖｃ：光速
√( εreff) ：実効誘電率
である。
【００１８】
この構造により、電極非形成部４の長手方向の間隔ａに応じて定まる周波数帯域で通過損失が増大し、この伝送線路を伝搬させようとする信号の周波数帯域の高域側に阻止帯域が現れるように定めることによって、伝送させるべき信号より高周波の伝搬モードなどを阻止する。
【００１９】
次に、第２の実施形態に係る伝送線路の構成を図３を参照して説明する。
図３の（Ａ）は伝送線路を構成した誘電体板の上面図、（Ｂ）はその下面図である。（この（Ａ）が上面図、（Ｂ）が下面図であることは、以下の各図において共通である。）ここで１は誘電体板であり、上面に導体線路２を形成している。基板１の下面には接地電極３を形成している。図１に示した伝送線路と異なり、この例では、電極非形成部４を伝搬方向に対して垂直な方向に５行分設けている。また、導体線路２の導体幅を途中でステップ状に変化させていて、この導体線路の幅の変化に合わせて電極非形成部の幅方向の間隔も変化させている。すなわち導体線路の導体幅の細い部分に対向する領域では幅方向の間隔をｂ１とし、導体線路２の導体幅の広い部分に対向する領域では、幅方向の電極非形成部４の間隔をｂ２として広くしている。なお、導体線路の対向領域から離れた位置では、電極非形成部４を伝搬方向に沿って直線状に配置している。そのため、導体線路の幅の狭い部分に対向する、中央から離れた部分での電極非形成部の幅方向の間隔ｃ１は、導体線路の導体幅の広い部分に対向する間隔ｃ２より広くなっているが、線路導体２と接地電極３との間に生じる電磁界の分布は、導体線路２の近傍に集中するため、線路インピーダンスは導体線路に近い領域での電極非形成部４の幅方向の間隔ｂ１，ｂ２に影響を受ける。
【００２０】
一般に、電極非形成部を設けない、全面の接地電極を有するマイクロストリップ線路においては、導体線路の導体幅が広くなるほど、分布定数のうち容量成分が増すが、この実施形態に示すように、導体線路の導体幅の広い部分に対応して電極非形成部４の幅方向の間隔を広くすることによって容量成分がさらに増し、ステップ構造の線路インピーダンスの差をさらに大きくすることができる。
【００２１】
図４は第３の実施形態に係る伝送線路の上面図である。このように誘電体板１の上面に導体線路２とともに、その両脇に接地電極３を配置することによってコプレーナ線路を構成している。誘電体板１の下面には特に電極を形成していない。接地電極３には伝搬方向に間隔ａ、幅方向に間隔ｂで、複数の電極非形成部４を分布させている。この構造により、電極非形成部４の長手方向の間隔ａに応じて定まる周波数帯域で通過損失が増大し、この伝送線路を伝搬させようとする信号の周波数帯域の高域側に阻止帯域が現れるように定めることによって、通過帯域の高域側に低域通過特性をもたせる。
【００２２】
なお、図４に示したものと同様の電極パターンを誘電体板１の上面に形成し、誘電体板１の下面に全面の接地電極を設ければ、グラウンデッドコプレーナ線路を構成することができる。
【００２３】
図５はグラウンデッドコプレーナ線路についての例であるが、誘電体板の下面にも、伝搬方向と幅方向に分布する電極非形成部４を設けている。この例では、導体線路２の導体幅の広い部分に対向する電極非形成部４の幅方向の間隔をｂ２として、導体幅の狭い部分に対向する電極非形成部４の幅方向の間隔ｂ１より広くしている。このため、導体線路２と接地電極３との間に生じる容量成分は、導体線路２の導体幅の広い部分で、より大きくなる。この構造により、ステップ構造の線路インピーダンスの差をより大きくしている。
【００２４】
図６はスロット線路に適用した例であり、誘電体板１の上面に接地電極の存在しないスロット部５を設け、接地電極３に、伝搬方向に間隔ａ、幅方向に間隔ｂで、電極非形成部４を分布させている。なお、誘電体板１の下面には接地電極を形成していない。
【００２５】
図７は同軸線路構造の伝送線路の例を示している。図７において（Ｂ）は信号の伝搬方向を見た正面図、（Ａ）はその上面図である。ここで６は内部に内導体形成孔７を設けた誘電体ブロックであり、その正面と背面を開放面とし、他の四面に接地電極３を形成している。この四面の他の三面も（Ａ）に示すものと同様の配置パターンで電極非形成部４を形成している。
【００２６】
内導体形成孔７は、その内径を中央部で細くしたステップ構造としている。このため、仮に接地電極３が全面の電極であれば、内導体形成孔の細くなった部分で線路インピーダンスが高くなるが、この例では、内導体形成孔の細くなった部分に対応する電極非形成部４の幅方向の間隔をｂ２とし、これを内導体形成孔の太い部分での間隔ｂ１より広くして、線路インピーダンスを略一定としている。
【００２７】
図８はストリップ線路に適用した例を示している。ここで（Ａ）は上面図、（Ｂ）は下面図、（Ｃ）は右側面図である。このように誘電体板１の上下面に接地電極３を設けるとともに、中間層部分に導体線路２を設けることによってストリップ線路を構成するが、上面の接地電極３に対して伝搬方向と幅方向に所定の間隔で分布する電極非形成部４を設けることによって、伝搬すべき信号の周波数帯域の高域側に低域通過特性を持たせている。また、導体線路２の導体幅に応じて、電極非形成部４の幅方向の間隔を変えることによって、図３に示した場合と同様に線路各部のインピーダンスを定めている。
【００２８】
図９もストリップ線路の例であるが、誘電体板１の上下面の接地電極３にそれぞれ電極非形成部４を分布させている。これにより、周波数の高域側の阻止特性を向上させている。
【００２９】
次に、上記各種の伝送線路を共振線路として用いて構成したフィルタの例を示す。
図１０はマイクロストリップ線路によるフィルタであり、誘電体板１の上面に３つの共振線路導体８ａ，８ｂ，８ｃをおよび入出力結合線路９ａ，９ｂを形成している。誘電体板１の下面には接地電極３を形成するとともに、伝搬方向と幅方向に所定の間隔で電極非形成部４を分布させている。
【００３０】
共振線路導体８ａ，８ｂ，８ｃはそれぞれ両端開放の半波長共振器として作用し、隣接する共振線路導体による共振器同士が結合して、また共振線路導体８ａ，８ｃと入出力結合線路９ａ，９ｂとが結合して、３段の共振器から成る帯域通過型のフィルタとして作用する。また、接地電極３に電極非形成部４を設けたことによって、その伝搬方向の間隔ａと誘電体板上での波長とにより定まる周波数を中心周波数とする帯域で通過損失が増大する特性が生じる。したがって、所定周波数を中心周波数とする帯域通過特性と、所定周波数を中心周波数とする帯域阻止特性とを併せ持ったフィルタとなる。たとえば上記阻止帯域を、スプリアスモードが生じる帯域とすることによって、スプリアス特性に優れたフィルタを容易に得ることができる。
なお、上記阻止帯域の減衰量および共振線路の線路インピーダンスは、電極非形成部４の幅方向の間隔ｂ１，ｂ２によって定める。
【００３１】
図１１はコプレーナ線路による例であり、誘電体板１の上面に共振線路導体８ａ，８ｂ，８ｃおよび入出力結合線路９ａ，９ｂを形成し、電極非形成部４を分布させた接地電極３を、その両脇に設けている。誘電体板１の下面に接地電極を形成しなければ、共振線路導体８ａ，８ｂ，８ｃは通常のコプレーナ線路による共振器として作用し、接地電極を形成すれば、共振線路導体８ａ，８ｂ，８ｃはグラウンデッドコプレーナ線路による共振器として作用する。これらの共振器は隣接する共振器間が結合し、入出力結合線路９ａ，９ｂは共振線路導体８ａ，８ｃにそれぞれ結合する。この構造により、３段の共振器から成る帯域通過型のフィルタとして作用する。また、接地電極３に電極非形成部４を設けたことによって、所定周波数帯域で通過損失が増大する特性が生じる。これにより、所定周波数を中心周波数とする帯域通過特性と、所定周波数を中心周波数とする帯域阻止特性とを併せ持ったフィルタとなる。
【００３２】
図１２も共振線路をコプレーナ線路で構成した例であるが、誘電体板１の下面の接地電極３にも、伝搬方向と幅方向に所定間隔で分布する電極非形成部４を設けている。これにより、電極非形成部により生じる阻止帯域の減衰量を大きくすることができる。
【００３３】
図１３は共振線路をスロット線路で構成した例であり、誘電体板１の上面に接地電極３を形成するととともに、共振スロット部１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、入出力結合スロット部１１ａ，１１ｂおよび電極非形成部４を設けている。このようにして、スロット線路の３段の共振器による帯域通過特性と、電極非形成部４による帯域阻止または低域通過特性とを併せ持った特性を得る。
【００３４】
図１４は同軸共振器による例である。ここで１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄはそれぞれ同軸共振器であり、１６はこれらをマウントする基板である。同軸共振器１２ａ〜１２ｄは角柱状の誘電体ブロックの内部に内導体形成孔を設け、外面に接地電極を形成するとともに、電極非形成部４を設けたものである。各同軸共振器の内導体形成孔には、内導体引き出し端子１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄを挿入していて、その端部を基板上の結合用電極１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄにそれぞれ半田付けしている。これらの結合用電極１４ａ〜１４ｄは、隣接する結合用電極間で静電容量を生じさせて、容量結合させている。また入出力用電極１５ａ，１５ｂと結合用電極１４ａ，１４ｄとの間にもそれぞれ静電容量を生じさせて外部結合をとっている。
【００３５】
このようにして、それぞれ所定の周波数で共振し、他の所定の周波数帯域で減衰する４つの共振器で、帯域通過特性および帯域阻止特性を備えるフィルタを得る。
【００３６】
図１５はストリップ線路による例であり、誘電体板１の上下面に接地電極３を形成し、内部に共振線路導体８ａ，８ｂ，８ｃおよび入出力結合線路９ａ，９ｂを形成している。そして、上面の接地電極３には電極非形成部４を分布させている。
【００３７】
図１６もストリップ線路によるフィルタの例であるが、誘電体板１の下面にも電極非形成部４を分布させている。但し、上面の電極非形成部４と下面の電極非形成部４とは、そのパターンを異ならせている。このことにより、上面の電極非形成部の伝搬方向の間隔ａ１により定まる阻止帯域と下面の電極非形成部の伝搬方向の間隔ａ２により定まる阻止帯域とを異ならせている。例えばこの２つの阻止帯域を、抑圧すべきスプリアスの生じる帯域に定めれば、多数のスプリアスを効果的に抑圧することができる。また、２つの阻止帯域を連続的に配置することによって、より広帯域に亘って減衰特性を得ることができる。
【００３８】
次に、デュプレクサおよび通信装置の構成例を図１７を参照して説明する。
ここで、受信フィルタと送信フィルタはそれぞれ帯域通過特性と帯域阻止特性を有するフィルタであり、以上に示したいずれかの構成のフィルタを用いる。そして、送信フィルタの通過帯域と阻止帯域を送信信号帯域と受信信号帯域にそれぞれ合わせ、受信フィルタの通過帯域と阻止帯域を受信信号帯域と送信信号帯域にそれぞれ合わせている。このようなデュプレクサに対して受信回路と送信回路を接続し、アンテナを接続することによって、通信装置を構成している。
【００３９】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、線路のインピーダンスおよび阻止帯域の減衰量を阻止帯域の中心周波数とは独立して定めることができるため、所望の伝送特性を備えた伝送線路を構成することができる。
【００４０】
請求項２に記載の発明によれば、例えば伝送線路途中でインピーダンスマッチングをとったり、伝送線路の途中でインピーダンスが変化するステップ構造を採ったりすることが容易にでき、さらに線路インピーダンスの変化を拡大または縮小することができる。
【００４１】
請求項３に記載の発明によれば、伝送線路自体が備える特性で、帯域阻止特性または低域通過特性を有するフィルタとして用いることができるため、全体の構成を非常に簡略化することができる。
【００４２】
請求項４に記載の発明によれば、電極非形成部により生じる周波数特性と、共振線路による周波数特性とを併せ持った特性が得られるため、小型でありながら、機能性の高いフィルタが得られる。
【００４３】
請求項５に記載の発明によれば、小型で機能性の高い、アンテナ共用器などのデュプレクサが得られる。
【００４４】
請求項６に記載の発明によれば、小型化された通信装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】マイクロストリップ線路による伝送線路の構造を示す図
【図２】同伝送線路の周波数特性を示す図
【図３】他のマイクロストリップ線路による伝送線路の構造を示す図
【図４】コプレーナ線路による伝送線路の構成を示す図
【図５】グラウンデッドコプレーナ線路による伝送線路の構成を示す図
【図６】スロット線路による伝送線路の構成を示す図
【図７】同軸線路による伝送線路の構成例を示す図
【図８】ストリップ線路による伝送線路の構成例を示す図
【図９】ストリップ線路による伝送線路の構成例を示す図
【図１０】マイクロストリップ線路によるフィルタの構成例を示す図
【図１１】コプレーナ線路によるフィルタの構成例を示す図
【図１２】グラウンデッドコプレーナ線路によるフィルタの構成例を示す図
【図１３】スロット線路によるフィルタの構成例を示す図
【図１４】同軸共振器を用いたフィルタの構成例を示す図
【図１５】ストリップ線路によるフィルタの構成例を示す図
【図１６】他のストリップ線路によるフィルタの構成例を示す図
【図１７】デュプレクサおよび通信装置の構成を示す図
【符号の簡単な説明】
１−誘電体板
２−導体線路
３−接地電極
４−電極非形成部
５−スロット部
６−誘電体ブロック
７−内導体形成孔
８−共振線路導体
９−入出力結合線路
１０−共振スロット部
１１−入出力結合スロット部
１２−同軸共振器
１３−内導体引出端子
１４−結合用電極
１５−入出力用電極
１６−基板
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0003650957.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
0003650957.tif 000016
【図１６】
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【図１７】
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