(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電流源によりキャパシターを充電し放電制御信号に従い前記キャパシターを放電する充放電手段と、
前記キャパシター両端の電圧を基準電圧と比べる電圧比較器と、
前記電圧比較器の出力によりトリガーされ放電制御信号を発生する単安定マルチバイブレーターを具備することにより、
前記単安定マルチバイブレーターの時定数に従い放電期間を決定し正確に制御されたデューティ比を有する矩形波を発生する発振器であって、
前記電圧比較器は、前記基準電圧を提供するための基準電圧発生器と、前記基準電圧と前記キャパシター両端の電圧を比べる差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号により前記単安定マルチバイブレーターをトリガーする出力駆動器を具備しており、
前記基準電圧発生器は前記出力駆動器の出力信号により、前記充放電手段の充電の際は第１基準電圧を前記基準電圧として提供し、前記充放電手段の放電の際は前記第１基準電圧より低い第２基準電圧を前記基準電圧として提供し、
前記差動増幅器は、前記キャパシター両端の電圧が前記基準電圧より高いとき、前記出力駆動器をオンにして前記単安定マルチバイブレーターによる前記放電制御信号の発生を可能にすることを特徴とする発振器。
【請求項２】
前記充放電手段は前記キャパシターに所定の定電流を提供するための電流ミラー形定電流源と、
前記放電制御信号に従い前記キャパシターに充電された電荷を放電させる放電スイッチを具備することを特徴とする請求項１記載の発振器。
【請求項３】
単安定マルチバイブレーターの時定数を可変して前記矩形波信号のパルス幅を調整することを特徴とする請求項１記載の発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は低周波発振用半導体集積回路装置に係り、特に矩形波出力信号のデューティ比（ｄｕｔｙ  ｒａｔｉｏ）調節の容易な発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的に、定電流源（ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｓｏｕｒｃｅ  ）を使用した発振器は定電流源の電流によりキャパシターが充／放電（ｃｈａｒｇｅ／ｄｉｓｃｈａｒｇｅ  ）して望むパルス波形を得る。このように定電流の充電と放電を利用する発振器はキャパシターを充電する第１定電流源と放電する第２定電流源が必要である。単一半導体チップ上にキャパシターと抵抗等を共に具現した従来の発振器の例は米国特許  ４，６４２，５７９（Ｆｅｂ．  １０，  １９８７）  に良く開示してある。
【０００３】
図１は従来の一般的な発振器を示した概略図であり、第１定電流源２０と第２定電流源２１とシュミットトリガー２２とキャパシターＣとを具備する。電源電圧Ｖｃｃに連結されている第１定電流源２０の出力はキャパシターＣ、第２定電流源２１およびシュミットトリガー２２の入力端子で連結され、キャパシターＣおよび第２定電流源２１の他の端子は接地される。シュミットトリガー２２の出力は第２定電流源２１を制御するように帰還される。端子２３はキャパシターＣを充電することにより発生する充電電圧Ｖ１  をモニターする試験端子であり（図２参照）、端子２４はシュミットトリガー２２の発振出力電圧Ｖ２  が検出される出力端子である。このような従来の発振器において、第１定電流源２０はＰＮＰ形トランジスタを以て具現され、第２定電流源２１はＮＰＮ形トランジスタを以て具現され、両者が共に同一の半導体上に具現される。第１定電流源２０の定電流Ｉ１  はキャパシターＣの両端の電圧がシュミットトリガー２２の上位スレショルド電圧ＶＢ  に達するまでキャパシターＣを充電させ、この充電期間（ｃｈａｒｇｉｎｇ  ｄｕｒａｔｉｏｎ  ）の間第２定電流源２１は非導電（ｎｏｎ−ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ）状態を保つ。充電電圧Ｖ１  が上位スレショルド電圧（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  ｖｏｌｔａｇｅ  ）ＶＢ  に達すればシュミットトリガー２２の出力が上昇し第２定電流源２１をオン状態に転換し、キャパシターＣに充電された電荷は第２定電流源２１を経由して放電される。この放電動作はキャパシターＣの電圧Ｖ１  がシュミットトリガー２２の下位スレショルド電圧ＶＡ  と等しくなるまで続けられ、Ｖ１  ＝ＶＡ  になると、シュミットトリガー２２の出力が低電圧状態に落ちる。従って、第２定電流源２１がオフ状態に変わりキャパシターＣが第１定電流源２０により新しく充電され得るようにした。ここで、放電電流値は第１定電流源２０の電流値Ｉ１  と第２定電流源２１の電流値Ｉ２  の差となり、前記のような過程が継続的に反復されることによりキャパシターＣが充放電を繰り返す。
【０００４】
図２は図１に示した発振器の端子２３での充電電圧Ｖ１  を示した波形図であり、横軸ｔは時間を表し、縦軸は充電電圧Ｖ１  の大きさ（単位：Ｖ）を表す。この際、ＶＢ  はシュミットトリガー２２の上位スレショルド電圧であり、ＶＡ  は下位スレショルド電圧である。
図３は図１に示したシュミットトリガー２２の出力端子２４での出力電圧Ｖ２  を示した波形図であり、横軸ｔは時間軸を表し、縦軸は出力電圧Ｖ２  の大きさを表す。ここで、図２の三角形波から矩形波が得られ出力されることが分かる。
【０００５】
図２および図３において、充放電する工程は反復的である。Ｔ１  は（下位スレショルド電圧ＶＡ  から上位スレショルド電圧ＶＢ  まで）キャパシターＣの充電期間を表し、Ｔ２  は（上位スレショルド電圧ＶＢ  から下位スレショルド電圧ＶＡ  まで）キャパシターＣの放電期間を表す。ここで、充電期間Ｔ１  および放電期間Ｔ２  を計算する公式は次の式▲１▼、▲２▼で表される。充電期間Ｔ１  および放電期間Ｔ２  の単位は秒である。
【０００６】
Ｔ１  ＝Ｃ（ＶＢ  −ＶＡ  ）／Ｉ２                …▲１▼
Ｔ２  ＝Ｃ（ＶＢ  −ＶＡ  ）／（Ｉ２  −Ｉ１  ）    …▲２▼
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の発振器では、前記式▲１▼および式▲２▼に示した通り、充電期間Ｔ１  および放電期間Ｔ２  を定めることにおいて第２定電流源２１の電流値Ｉ２  の大きさを調節することが非常に重要な要素であることが分かる。しかしながら、第１定電流源２０および第２定電流源２１はそれぞれＰＮＰトランジスタおよびＮＰＮトランジスタにより独立的に構成されるので、両トランジスタ間に供給電圧の変動と微細な電流差による不測の電流の不規則性が発生する。そのため、電流値Ｉ１  と電流値Ｉ２  との電流比を調節しにくいので簡単に正確なデューティ比が得にくい短所がある。
【０００８】
本発明はこのような問題点を解決するためになされたもので、比較的に簡単な回路構成で出力波形のデューティ比調節の容易な発振器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するための本発明の発振器は、
定電流源によりキャパシターを充電し放電制御信号に従い前記キャパシターを放電する充放電手段と、
前記キャパシター両端の電圧を基準電圧と比べる電圧比較器と、
前記電圧比較器の出力によりトリガーされ放電制御信号を発生する単安定マルチバイブレーターを具備することにより、
前記単安定マルチバイブレーターの時定数に従い放電期間を決定し正確に制御されたデューティ比を有する矩形波を発生する発振器であって、
前記電圧比較器は、前記基準電圧を提供するための基準電圧発生器と、前記基準電圧と前記キャパシター両端の電圧を比べる差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号により前記単安定マルチバイブレーターをトリガーする出力駆動器を具備しており、
前記基準電圧発生器は前記出力駆動器の出力信号により、前記充放電手段の充電の際は第１基準電圧を前記基準電圧として提供し、前記充放電手段の放電の際は前記第１基準電圧より低い第２基準電圧を前記基準電圧として提供し、
前記差動増幅器は、前記キャパシター両端の電圧が前記基準電圧より高いとき、前記出力駆動器をオンにして前記単安定マルチバイブレーターによる前記放電制御信号の発生を可能にすることを特徴とする。
【００１０】
前記充放電手段は前記キャパシターに所定の定電流を提供するための電流ミラー形定電流源と、
前記放電制御信号に従い前記キャパシターに充電された電荷を放電させる放電スイッチを具備することが望ましい。
【００１１】
単安定マルチバイブレーターの時定数を可変して前記矩形波信号のパルス幅を調整することが望ましい。
【００１２】
【作用】
本発明の発振器は、ＰＮＰトランジスタからなる単一の電流ミラー形定電流源により充電周期が決定され、単安定マルチバイブレーターのＲＣ時定数の調節により放電期間が決められるので、このような発振器のデューティ比はこれ以上定電流源の特性変化により影響を受けず、よって、正確に制御されたデューティ比が得られる。
【００１３】
【実施例】
本発明による発振器の一実施例を図４〜図８に示す。
図４は、本発明による発振器の一実施例を示すブロック図であり、充放電装置１と電圧比較器２と単安定マルチバイブレーター３とインバーター４とを具備する。充放電装置１は定電流源１１、キャパシターＣ２および放電スイッチ１２を具備し、電圧比較器２は差動増幅器１３、基準電圧発生器１４および出力駆動器１５を具備する。定電流源１１は、キャパシターＣ２と定電流源１１間の連結点であるノード７に電流を流すことによりキャパシターＣ２を充電させる。キャパシターＣ２のノード７のおける充電電圧Ｖｃは信号線８を通じて差動増幅器１３の逆相入力端子（−）に入力される。差動増幅器１３は正相入力端子（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆと充電電圧Ｖｃとを比べ、もし充電電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆを超過すればこれを感知することにより出力駆動器１５を通じて単安定マルチバイブレーター３をトリガーする。基準電圧発生器１４は、出力駆動器１５の制御によりキャパシターＣ２を充電する間はＶｃｃ電圧に近い高い電圧の第１基準電圧Ｖｒｅｆ１  を出力して正相入力端子（＋）にこの第１基準電圧Ｖｒｅｆ１  を入力し、キャパシターＣ２が放電を開始すれば相対的に低い電圧の第２基準電圧Ｖｒｅｆ２  を出力して正相入力端子（＋）にこの第二基準電圧Ｖｒｅｆ２  を入力する。単安定マルチバイブレーター３は、出力駆動器１５によりトリガーされて安定状態（通常、ロー状態）から準安定状態（通常、ハイ状態）に移行した後、内部の抵抗とキャパシターとのネットワークにより決定されるＲＣ時定数に対応する時間が経過した後で再び安定状態に復帰する。単安定マルチバイブレーター３は、放電制御信号のノード６から放電スイッチ１２に出力することにより、キャパシターＣ２に充電された電荷を放電させる。また、単安定マルチバイブレーター３の出力はインバーター４で反転され、低周波発振信号を出力端子５を通じて出力する。この際キャパシターＣ２の放電期間Ｔｄは単安定マルチバイブレーター３が準安定状態を保つ期間に従い定められる。
【００１４】
図５は本発明による図４の発振器の望ましい実施例を示したもので、充放電装置１のキャパシターＣ２を充電させるための電流ミラー形の定電流源１１はＰＮＰトランジスタＱ１３、ＰＮＰトランジスタＱ１４および抵抗Ｒ１０から構成されており、ＰＮＰトランジスタＱ１３のコレクターはキャパシターＣ２の一端子に連結され、キャパシターＣ２の他の端子は接地される。ＰＮＰトランジスタＱ１３のベースはＰＮＰトランジスタＱ１４のベースおよびコレクターと共通に接続され抵抗Ｒ１０を通じて接地されている。また、充放電装置１の放電スイッチ１２はＮＰＮトランジスタＱ１２および抵抗Ｒ９を有する。エミッターの接地されたＰＮＰトランジスタＱ１２のコレクターは、抵抗Ｒ９を通じてＰＮＰトランジスタＱ１３のコレクターとキャパシターＣ２との連結点であるノード７に連結される。単安定マルチバイブレーター３の出力はノード６を通じてＮＰＮトランジスタＱ１２のベースに連結される。ノード７における充放電装置１の出力は、信号線８を通じて充放電電圧レベルを感知する電圧比較器２のＮＰＮトランジスタＱ５のベースに連結される。
【００１５】
電圧比較器２の差動増幅器１３は共通成分除去比（Ｃｏｍｍｏｎ−ｍｏｄｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｒａｔｉｏ  ）を大きくするためのものであり、ＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッター側に連結される定電流源を有する。前記定電流源はＰＮＰトランジスタＱ１、Ｑ２、ＮＰＮトランジスタＱ３、Ｑ４および電流源Ｉｒｅｆからなる。ＮＰＮトランジスタＱ４のエミッターは接地され、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクターはＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッターに共通接続されており、ＮＰＮトランジスタＱ４のベースはＮＰＮトランジスタＱ３のコレクターとベースの共通接続点およびＰＮＰトランジスタＱ２のコレクターに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ２のベースはＰＮＰトランジスタＱ１のコレクターおよびベースの共通接続点に連結されている。電流源Ｉｒｅｆは抵抗や他の抵抗と類似した受動素子を使用し容易に具現できる。
【００１６】
ＮＰＮトランジスタＱ６のベースには直列に接続した抵抗Ｒ２およびＲ３とＮＰＮトランジスタＱ８とから構成された基準電圧発生器１４が連結され、基準電位は抵抗Ｒ３を通じてトランジスタＱ６のベースに入力される。
出力駆動器１５はＰＮＰトランジスタＱ７、ＮＰＮトランジスタＱ９および抵抗Ｒ４を含む。ＰＮＰトランジスタＱ７のベースはＮＰＮトランジスタＱ５のコレクターに連結され、ＰＮＰトランジスタＱ７のコレクターは抵抗Ｒ４の一端子とＮＰＮトランジスタＱ９のベースに連結され、ＮＰＮトランジスタＱ９のコレクターは単安定マルチバイブレーター３に連結される。
【００１７】
単安定マルチバイブレーター３はＮＰＮトランジスタＱ１０、Ｑ１１と抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８とキャパシターＣ１とから構成されており、ＮＰＮトランジスタＱ１０、Ｑ１１のエミッターは接地されている。ＮＰＮトランジスタＱ１０のコレクターは抵抗Ｒ５およびキャパシターＣ１の一端子の共通接続点に連結され、この接続点でＮＰＮトランジスタＱ９のコレクター出力が受信される。ＮＰＮトランジスタＱ１０のベースは抵抗Ｒ８を経由してＮＰＮトランジスタＱ１１と抵抗Ｒ７との連結点に接続され、この連結点はノード６を通じて充放電装置１のＮＰＮトランジスタＱ１２のベースに連結されている。ＮＰＮトランジスタＱ１１のベースはキャパシターＣ１の他の端子と抵抗Ｒ６とに共通接続されている。
【００１８】
このような構成の本発明の装置が動作することを見れば、電流ミラー形の定電流源１１によりキャパシターＣ２が充電されノード７の電圧が増加すれば差動増幅器１３のトランジスタＱ５のベース電圧も共に増加する。ノード７の電圧が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１  より高くなれば、トランジスタＱ７は差動増幅器１３により順方向バイアスされトランジスタＱ７のコレクターが‘ハイ’となり、これによりトランジスタＱ９のベースにも順方向のバイアスが印加されトランジスタＱ９が瞬間的に‘オン’されながら単安定マルチバイブレーター３をトリガーする。この際、トランジスタＱ８も導通されトランジスタＱ６のベースに第２基準電圧Ｖｒｅｆ２  を印加する。従って、基準電圧発生器１４は充電期間中はＶｃｃ電圧に近い第１基準電圧Ｖｒｅｆ１  を発生し、放電開始の後には相対的に低い第２基準電圧Ｖｒｅｆ２  を発生する。単安定マルチバイブレーター３がトランジスタＱ１０のコレクターで電圧比較器２の出力によりトリガーされると、トランジスタＱ１１のコレクターは安定状態から準安定状態に遷移され、抵抗Ｒ６とキャパシターＣ１との時定数により決定される放電期間Ｔｄ中は準安定状態を保ってから再び安定状態に復帰する。従って、この準安定状態の保たれる放電期間Ｔｄ中において、単安定マルチバイブレーター３の出力はＮＰＮトランジスタＱ１２のベースに印加され、放電スイッチ１２のＮＰＮトランジスタＱ１２を準方向バイアスさせてオン状態に転換させる。従って、ノード７に充電された電荷は抵抗Ｒ９とＮＰＮトランジスタＱ１２を通じて放電される。単安定マルチバイブレーター３の準安定状態の放電期間Ｔｄが過ぎれば単安定マルチバイブレーター３の出力は安定状態に復帰され、トランジスタＱ１２に逆方向のバイアスを印加して放電を中止させ、再び充電が開始できるようにする。このように放電スイッチ１２は単安定マルチバイブレーター３の放電制御信号により放電し、この放電期間Ｔｄは抵抗Ｒ６とキャパシターＣ１の時定数により決定される。ノード７の電圧が放電により第２基準電圧Ｖｒｅｆ２  以下に小さくなれば出力駆動器１５のトランジスタＱ７はオフされ、これに従いトランジスタＱ９とトランジスタＱ８もオフされる。電圧比較器２の基準電圧発生器１４は高い電圧の第１基準電圧Ｖｒｅｆ１  を提供する。単安定マルチバイブレーター３の出力はノード６を経てトランジスタＱ１５で構成されたインバーター４により反転された後、出力端子５に出力される。
【００１９】
従って、出力波形の繰り返される充放電期間は決定され得る。放電期間Ｔｄは単安定マルチバイブレーター３の抵抗Ｒ６とキャパシターＣ１との時定数により次の式▲３▼に示すように決定され、充電期間Ｔｃは次の式▲４▼により決定される。
Ｔｄ＝０．６９×Ｒ６′×Ｃ１′          …▲３▼
Ｔｃ＝（Ｖｍ−Ｖｎ）Ｃ２′／Ｉｃ      …▲４▼
ここで、Ｒ６′は抵抗Ｒ６の抵抗値ｏｈｍであり、Ｃ１′はキャパシターＣ１の定電容量Ｆであり、Ｃ２′はキャパシターＣ２の定電容量Ｆであり、ＶｍはＣ２の充電電圧であり、ＶｎはＣ２の放電電圧であり、Ｉｃ  はＰＮＰトランジスタＱ１３のコレクター電流Ａである。
【００２０】
図６は図４および図５に示したノード７で現れる充電電圧を示した波形図であり、横軸は時間（単位：ｍｓｅｃ）を表し、縦軸は充電電圧（単位：Ｖ）を表す。図６において、ノード７の電圧は充電期間Ｔｃに約０Ｖから５Ｖ（Ｖｃｃ）近くまで増加し、放電期間Ｔｄに急激に減少し、全体的な波形がのこぎり波と類似に現れることが分かる。このような充放電動作を反復することにより発振するようになり、充放電期間は前記の式▲３▼および式▲４▼により計算される。
【００２１】
図７は図４および図５に示したノード６で現れる単安定マルチバイブレーター３の出力電圧を示した波形図であり、横軸は時間（単位：ｍｓｅｃ）を表し、縦軸は単安定マルチバイブレーター３の出力電圧（単位：ｍＶ）を示す。図７において、ノード６の電圧は充電期間の間安定状態（ロー）を保ってからノード７の充電電圧が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１  より高くなれば単安定マルチバイブレーター３をトリガーし、ノード６の電圧を準安定状態（ハイ）に遷移させ、この準安定状態を所定の放電期間Ｔｄ維持した後に安定状態に復帰する。従って、図７の波形は充電期間には‘ロー’であり、放電期間には‘ハイ’である矩形波である。また、放電期間Ｔｄは単安定マルチバイブレーター３の抵抗Ｒ６とキャパシターＣ１との時定数により可変されるので矩形波のデューティ比は容易に調節できる。
【００２２】
図８は図７の信号を反転し、出力端子５に現れる電圧を示した波形図であり、横軸ｔは図７の場合と同様に時間（単位：ｍｓｅｃ）を表し、縦軸は出力端子５の出力電圧（単位：Ｖ）を表す。この波形は本実施例では（開放されたコレクター端子で表現された）出力端子に連結された電圧により決定され、簡単に代表的な波形を表した。
【００２３】
【発明の効果】
本発明の発振器はＰＮＰトランジスタからなる１つの定電流源によって充電周期が決定され、単安定マルチバイブレーターのＲＣ時定数の調節により放電周期が決められるので、従来の定電流源の特性変化によるデューティ比の変化を排除し正確なデューティ比を有する発振器が提供できる。
【００２４】
このような回路は、ＦＥＴをバイポーラトランジスタの替わりにして構成可能であり、また単安定回路を論理ゲート回路と遅延回路により構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の発振器の構成図である。
【図２】図１の端子２３での充電電圧を示す波形図である。
【図３】図１に示したシュミットトリガーの出力電圧を示す波形図である。
【図４】本発明による発振器を示すブロック図である。
【図５】本発明による発振器の望ましい実施例である。
【図６】図４および図５に示すノード７で現れる充電電圧を示す波形図である。
【図７】図４および図５に示すノード６で現れるマルチバイブレーターの出力電圧を示す波形図である。
【図８】図４および図５で出力端子５に現れる電圧を示す波形図である。
【符号の説明】
２  電圧比較器
３  単安定マルチバイブレーター
１１  定電流源（電流ミラー形定電流源）
１３  差動増幅器
１４  基準電圧発生器
１５  出力駆動器
【図１】
0003607309.tif 000002
【図２】
0003607309.tif 000003
【図３】
0003607309.tif 000004
【図４】
0003607309.tif 000005
【図５】
0003607309.tif 000006
【図６】
0003607309.tif 000007
【図７】
0003607309.tif 000008
【図８】
0003607309.tif 000009