(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被変調光信号を入力して２分岐し、外部からの電気信号により位相変化を与え、分岐された光を再度合波して光信号を変調出力する光変調器と、
入力電気信号の振幅をリミッティングレベルまで増幅して前記光変調器に供給するリミッティングアンプと、
前記光変調器に入力される電気信号にバイアス電圧を加えるバイアス電圧供給手段と、
バイアス制御用の低周波信号を発生する低周波発振器と、
この低周波発振器から出力される低周波信号で前記リミッティングアンプの出力電圧レベルを変調する電圧変調手段と、
前記光変調器から出力される光信号を分岐する光分岐器と、
前記光分岐器により分岐された光信号を電気信号に変換する光電変換器と、
前記光電変換器から出力される電気信号に含まれる低周波信号の周波数成分と前記低周波発振器の出力との位相を比較する位相比較回路と、
前記位相比較回路の比較結果に基づいて前記バイアス電圧供給手段で発生されるバイアス電圧をレベル制御するバイアス制御手段とを具備し、
前記リミッティングアンプは、出力段に電界効果型トランジスタが用いられ、当該トランジスタのドレインに現れる電圧をアンプ出力とし、前記電圧制御手段は、前記ドレイン電圧を変調するようにしたことを特徴とする外部変調方式の光変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信システムの光送信装置や光中継器等に用いられ、光出力波形を良好な状態に維持でき、光遮断機能を容易に実現できる外部変調方式による光変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、光通信システムにあっては、情報量の増大に伴って通信容量の飛躍的な増大が望まれており、１０Ｇｂｐｓでの伝送実験も行われている。一方、回線コストの低下を図る面から、中継間隔の増大が図られており、１００ｋｍ程度の無中継伝送が実験により確かめられている。
【０００３】
このような長距離大容量の光通信システムにおいて、光送信装置や光中継器等に用いられる光変調装置には、光出力波形を良好な状態に維持でき、確実な光遮断特性を有することが強く望まれる。
【０００４】
ここで、光変調方式としては、レーザを直接変調する方法がよく用いられる。しかしながら、この直接変調方式では、チャーピングとして知られるレーザ発振波長の変化とファイバの波長分散の影響により、受信端での光波形が劣化する。このため、チャーピングの影響の少ない外部変調方式の光変調装置を用いた光伝送が検討されている。
【０００５】
外部変調方式に用いられる光変調器としては、ニオブ酸リチウムを用いたマッハツェンダー形の光強度変調器（以下、ＭＺ変調器と記す）がよく知られている。このＭＺ変調器は入力された光を分岐し、分岐された一方の光の位相を変化させて合波することによって光のオン／オフを行う光変調器である。ＭＺ変調器の入出力特性を図６（ａ）に示す。
【０００６】
図６（ａ）中のＰｍａｘ  はＭＺ変調器から出力される光の最大値で、入力光より変調器の損失分だけ小さい値となる。通常のＭＺ変調器では、入力電気信号が０ＶレベルのときにほぼＰｍａｘ  が得られるようになっている。入力信号として図６（ｂ）に示すような振幅Ｖπの電気信号を加えた場合、図６（ｃ）に示すように逆位相の光信号が出力される。図６（ａ）から明らかなように、図６（ｃ）に示すような光信号を得るためには入力電気信号にＤＣ成分（バイアス電圧Ｖｂ）が必要である。
【０００７】
例えばチタン酸リチウムを利用したＭＺ変調器では、温度、湿度、当該変調器に加わる電圧歪等により、その入出力特性が図７（ａ）に示すようにドリフトする。このように入出力特性がドリフトした場合、図７（ｂ）に示すような電気信号が入力されると、図７（ｃ）に示すように出力光波形に折り返しが見られるようになる。そこで、入出力特性のドリフトを補償するために、バイアス電圧Ｖｂをシフトする必要がある。
【０００８】
入出力特性のドリフトを補償する方法の先行技術として、特公平３−２５１８１５号公報（以下、先行技術例と記す）に入力電気信号に低周波を重畳し、ドリフトを検出する方法が記載されている。図８にこの先行技術例の構成を示す。
【０００９】
図８において、レーザダイオード等の光源１から出射される光はＭＺ変調器２に入射される。また、入力電気信号はＡＧＣアンプ３により低周波発振器４で発生される所定の周波数の低周波信号で振幅変調され、さらにＭＺ変調器２の駆動に必要なレベルまで駆動アンプ５で増幅されて、カップリングコンデンサ６を介してＭＺ変調器２に供給される。
【００１０】
また、ＭＺ変調器２の変調に供された電気信号はインダクタＬ及びキャパシタＣによるバイアスＴ回路７を介して終端抵抗８に導かれる。ＭＺ変調器２からの光出力の一部は光分岐回路９で取り出され、フォトダイオード等の光電変換器１０で検出され、その検出信号はバッファアンプ１１で増幅されて乗算器１２に入力され、低周波発振器４からの低周波信号と混合される。
【００１１】
すなわち、光電変換器１０で検出された信号にはＡＧＣアンプ３で重畳された低周波信号が乗っており、乗算器１２で参照低周波と混合することで位相検波することができる。この位相検波出力は低域通過フィルタ１３で不要な高周波成分が除去され、レベル比較器１４で基準レベル（例えばグランドレベル）と比較される。この比較結果は誤差信号としてバイアスＴ回路７に供給され、誤差を修正するようバイアス値が可変制御される。
【００１２】
上記構成において、バイアスが最適の場合、図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、出力光には重畳した低周波信号が現れない。入出力特性が図１０（ａ）に示すように、高電圧側（特性Ａ）または低電圧側（特性Ｂ）にドリフトしたときには、図１０（ｃ１），（ｃ２）に示すように、出力光に重畳した低周波信号が、ドリフト方向の違いにより位相が反転して現れる。このため、乗算器１２からの低周波混合信号でバイアス電圧を制御することで、入出力特性のドリフトを補償することができる。
【００１３】
ところで、伝送速度が高速になると、光出力波形の立ち上がり時間ｔｒ、立ち下がり時間ｔｆがデータ１タイムスロットの長さに比べて無視できない時間となる。ｔｒ、ｔｆが長くなると光送信波形の開口部の面積が小さくなって伝送特性に重大の影響を与えることになる。このため、高速の光伝送システムではｔｒ、ｔｆをできる限り短くする必要がある。
【００１４】
しかしながら、上述の先行技術例に示される外部変調方式の光変調装置では、可変利得アンプと駆動アンプを用いている。可変利得アンプはその性質上リニアアンプで構成される。駆動アンプも低周波で振幅変調された信号を増幅するためにリニアアンプで構成される。リニアアンプでは、入力信号の振幅に応じてｔｒ、ｔｆが変化し、同じアンプをリミッティング動作させた場合に比べて長くなる。前述したように、伝送特性の観点からｔｒ、ｔｆは短いことが望ましいので、何らかの処置が望まれる。
【００１５】
また、前述のように低周波信号を重畳するためにＡＧＣアンプを使用しているが、伝送速度が高速になると、ＡＧＣアンプは構成が難しくなる。信頼性の向上、低価格化の観点から、できるだけ簡単な構成のアンプを使用することが望ましい。
【００１６】
一方、光変調装置の保守点検を行う際に作業者の目を保護する観点から、保守作業中に光出力を遮断する機能が必要となっている。このことはＣＣＩＴＴ（国際電信電話諮問委員会）でも勧告されている。光出力の遮断方法としては、入力電気信号が遮断されたときに自動的に光出力も遮断される方法が望ましい。
【００１７】
ところが、前記先行技術例の装置では、ＡＧＣアンプのゲインを変えて変調器のバイアス制御信号を重畳しており、入力電気信号が遮断された場合、バイアスには制御信号が現れない。このため、バイアスの制御は行われず、変調器の光信号出力レベルを定めることができず、自動的に光出力を遮断することはできない。
【００１８】
さらに、前記先行技術例の装置ではＡＧＣアンプをバイアス制御信号の重畳手段として使用しており、出力振幅を一定にする手段がない。従って、入力信号の振幅の変化に伴って、出力光波形が変化してしまう。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、従来の外部変調方式の光変調装置では、入力電気信号の増幅部にリニアアンプの使用が前提となっているため、光送信波形の立上がり時間、立下がり時間が比較的長く、かつ入力電気信号の振幅依存性が高い。よって、伝送速度の高速化に対応するためには入力増幅部の構成が複雑となる。しかも、入力電気信号遮断時に自動的に光遮断をすることができないため、保守作業時の安全性が問題となっている。
【００２０】
この発明は上記の課題を解決するためになされたもので、比較的簡単な構成で伝送速度の高速化に対応することができ、光送信波形の立上がり時間、立下がり時間が短く、入力電気信号の振幅依存性が少なく、入力電気信号の遮断時に自動的に光遮断をすることのできる外部変調方式の光変調装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明に係る外部変調方式の光変調装置は、被変調光信号を入力して２分岐し、外部からの電気信号により位相変化を与え、分岐された光を再度合波して光信号を変調出力する光変調器と、入力電気信号の振幅をリミッティングレベルまで増幅して前記光変調器に供給するリミッティングアンプと、前記光変調器に入力される電気信号にバイアス電圧を加えるバイアス電圧供給手段と、バイアス制御用の低周波信号を発生する低周波発振器と、この低周波発振器から出力される低周波信号で前記リミッティングアンプの出力電圧レベルを変調する電圧変調手段と、前記光変調器から出力される光信号を分岐する光分岐器と、前記光分岐器により分岐された光信号を電気信号に変換する光電変換器と、前記光電変換器から出力される電気信号に含まれる低周波信号の周波数成分と前記低周波発振器の出力との位相を比較する位相比較回路と、前記位相比較回路の比較結果に基づいて前記バイアス電圧供給手段で発生されるバイアス電圧をレベル制御するバイアス制御手段とを具備し、前記リミッティングアンプは、出力段に電界効果型トランジスタが用いられ、当該トランジスタのドレインに現れる電圧をアンプ出力とし、前記電圧制御手段は、前記ドレイン電圧を変調するようにしたことを特徴とする。
【００２３】
上記構成による外部変調方式の光変調装置では、入力電気信号をリミッティングアンプでリミッティングレベルまで増幅して光変調器に供給し、バイアスを制御するための低周波信号を光変調器の入力電圧を変調することで光信号に重畳しているため、ＡＧＣアンプを用いる必要がなく、比較的簡単な装置構成で光信号の立上がり、立下がり時間を短くすることができ、入力信号の振幅依存性の少ない光出力波形が得られる。また、入力電気信号が遮断された場合にも、リミッティングアンプの出力電圧に重畳された低周波信号を検出できるため、自動的に光遮断状態を得ることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施形態を図１乃至図４を参照して詳細に説明する。
図１はこの発明に係る外部変調方式の光変調装置の構成を示すもので、２１は光変調器であり、入力される光信号を２分岐し、分岐された光に外部から入力される電気信号で位相変化を与えた後、再度合波することにより、光信号を変調出力する。
【００２５】
２２は光変調器２１に電気信号を供給する駆動アンプであり、前置増幅部２２１とソース接地のＦＥＴ（電界効果型トランジスタ、図中Ｄはドレイン、Ｇはゲート、Ｓはソースを意味する）増幅部２２２で構成され、入力電気信号の振幅を前置増幅部２２１でリミッティングレベルまで増幅してＦＥＴのゲートＧに入力し、そのドレインＤから出力する。この駆動アンプ２２から出力される電気信号は、インダクタＬ及びキャパシタＣによる第１のバイアスＴ回路２３で適当なドレイン電圧が加算された後、光変調器２１に供給される。尚、ＦＥＴのドレインＤにつながるＬは省略することもできる。
【００２６】
２４はバイアス制御用の低周波信号を発生する低周波発振器であり、その出力はドレイン電圧変調回路２５に供給される。このドレイン電圧変調回路２５は、図２に示すように、差動アンプ２５１の（＋）入力端を接地し、出力端及び（−）入力端間に帰還抵抗２５２を接続し、さらに（−）入力端を抵抗２５３を介して可変電圧源２５４に接続すると共に抵抗２５５を介して低周波発振器２４の出力端に接続して構成される。
【００２７】
すなわち、上記構成によるドレイン電圧変調回路２５は、低周波発振器２４からの低周波信号に応じてＦＥＴ増幅部２２２のドレイン電圧をバイアスＴ回路２３、直流負荷抵抗３５を通じて制御することで、光変調器２１に供給される電気信号に低周波信号を重畳する。重畳レベルは可変電圧源２５４の出力調整によって可変できる。光変調器２１に入力された電気信号は光信号変調後、インダクタＬ及びキャパシタＣによる第２のバイアスＴ回路２６を介して終端抵抗２７に導びかれる。
【００２８】
上記光変調器２１から出力される光信号は光分岐回路２８で２系統に分岐され、一方は光変調出力となり、他方は光電変換器２９に導かれて電気信号に変換される。ここで得られた電気信号はバッファアンプ３０で増幅された後、乗算器３１に供給される。
【００２９】
この乗算器３１は上記低周波発振器２４で発生された低周波信号を移相器３２を介して入力し、バッファアンプ３０からの光電変換信号と混合する。尚、移相器３２はバイアス制御ループの時間遅れを補償するためのものである。
【００３０】
乗算器３１で低周波信号が混合された信号は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３３で不要な高周波成分が除去された後、レベル比較器３４で基準レベル（例えばグランドレベル）と比較される。この比較結果は誤差信号として第２のバイアスＴ回路２６に供給され、誤差を修正するようバイアス値が可変制御される。
【００３１】
すなわち、上記構成による光変調装置では、入力電気信号は前置増幅部２２１及びＦＥＴ増幅部２２２を用いた駆動アンプ２２によってリミッティングレベルまで増幅され、第１のバイアスＴ回路２３を介して光変調器２１に供給される。この場合、駆動アンプ２２では低周波信号を重畳する必要がないため、構成の比較的簡単なリミッティングアンプを使用することができる。また、リミッティング動作のため、立ち上がり時間ｔｒ、立ち下がり時間ｔｆは、同じアンプをリニア動作で使用したより短くなる。
【００３２】
ここで、駆動アンプ２２において、ソース接地ＦＥＴ増幅部２２２の立ち上がり時間をｔｒ、前置増幅部２２１の立ち上がり時間を、リニア動作させたときにはＦＥＴ増幅部２２２と同じｔｒ、リミッティング動作をさせたときには（ｔｒ−δｔｒ）と仮定する。このとき、前置増幅部２２１とＦＥＴ増幅部２２２を合わせたときの立ち上がり時間は、
【００３３】
【数１】
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となる。上式より、同じアンプをリニア動作させて用いるよりもδｔｒ／２ｔｒだけ立ち上がり時間が短くなることがわかる。
【００３４】
また、前置増幅部２２１をリミッティングアンプとして使用しているために、入力される電気信号の振幅が多少変動しても、ＦＥＴ増幅部２２２に入力される信号の振幅は常に一定となる。このため、出力信号振幅の入力信号振幅に対する依存性を小さくすることができる。
【００３５】
低周波の重畳は低周波発振器２４の出力をＤＣ電圧に重畳し、直流負荷抵抗３５を通してＦＥＴ増幅部２２２のドレインＤに印加することによって行うことができる。このＦＥＴ増幅部２２２の出力信号は光変調器２１に入力され、ここで変調された光信号はその一部が光分岐回路２８で取り出され、光電変換器２９で電気信号に変換される。変換された電気信号はバッファアンプ３０で増幅されて、低周波発振器２４の出力と乗算器３１に入力される。
【００３６】
光変調器２１のバイアス電圧が最適状態にあるときの光出力波形は、図９に示したように、光変調器２１の入出力特性から、低周波発振器２４から出力された低周波の成分が含まれない。また、光変調器２１の入出力特性が左右にずれた場合の光出力波形は図１０に示した通りであり、ずれる方向に応じて光出力波形の位相が反転する。
【００３７】
そこで、乗算器３１において、低周波発振器２４からの低周波信号と混合し、その出力を低域通過フィルタ３３で濾波する。これにより、バイアス電圧が最適であれば、フィルタ３３の通過後の電圧として“０”となり、入出力特性のずれる方向により極性が反転するバイアス制御電圧を得ることができる。
【００３８】
このフィルタ３３で炉波された電圧により、光変調器２１の静特性の変動を検出し、第２のバイアスＴ回路２６を通じてバイアス電圧を制御することで、最適状態を保つことが可能となる。
【００３９】
したがって、上記構成による光変調装置によれば、入力電気信号をリミッティングレベルまで増幅して光変調器２１に供給すると共に、バイアスを制御するための低周波信号を、光変調器２１の入力電圧を変調することで光信号に重畳しているので、ＡＧＣアンプを用いる必要がない。しかも、比較的簡単な装置構成で光信号の立上がり、立下がり時間を短くすることができ、入力信号の振幅依存性の少ない光出力波形が得られるようになる。また、入力電気信号が遮断された場合にも、リミッティング出力電圧に重畳された低周波信号を検出できるため、自動的に光遮断状態を得ることができる。
【００４０】
ところで、上記実施形態ではバイアスＴ回路を２つ使用しているが、図３に示すように、ＦＥＴ増幅部２２２のドレインＤをキャパシタＣ１を介して光変調器２１の電気信号入力端に接続し、キャパシタＣ１の入力側をインダクタＬ１を介して直流負荷抵抗３５に接続し、レベル比較器３４の出力端をインダクタＬ２を介してキャパシタＣ１の出力側に接続し、光変調器２１の電気信号出力端をキャパシタＣ２を介して終端抵抗２７に接続するようにしてもよい。この場合も、前述のようにドレインＤにつながるＬ１を省略することもできる。
【００４１】
すなわち、上記構成によっても、入力電気信号が遮断されたとき、バイアス制御用の低周波信号がＦＥＴのドレイン電極Ｄに印加されているので、図３中に示すキャパシタＣ１を通じて光変調器２１のバイアスに重畳される。従って、入力電気信号を遮断した瞬間の光出力波形は、図４（ａ）〜（ｃ）に示すようにバイアス制御用の低周波信号がそのまま出力される。
【００４２】
ここで、光変調器２１を入力電圧−光出力特性の傾きが負の領域で使用してれば、入力電気信号が遮断されたときに自動的に光出力を遮断することができる。また、電気信号が入力されているとき、バイアス電圧が最適電圧からずれていれば、図１０（ｃ１），（ｃ２）に示すように光出力に低周波信号成分が出力される。図１０（ａ）の特性Ｂのように最適点より低電圧側にずれていた場合には、バイアス電圧を大きくする方向に制御電圧が加わり、最適バイアスになるようにバイアス電圧を制御する。
【００４３】
すなわち、入力電気信号が遮断された直後の場合は、図４（ｃ）中実線で示すような光信号が出力される。このときの乗算器３１に入力される電気信号の位相は図１０（ｃ１）と同じであり、バイアス電圧を大きくする方向に制御が働く。この場合には、図４（ｃ）中点線で示すようにＶπで示した電圧で光出力に低周波信号成分が現れなくなるため、この電圧によりバイアスを制御することで光出力を遮断することができる。
【００４４】
また、駆動アンプ２２が複数のＦＥＴで構成される場合、最終段がオープンドレインのＦＥＴであれば、最終段のドレイン電圧を変調することによりバイアス制御用の低周波信号を重畳することができる。
【００４５】
他の実施形態として、図５に示すように、駆動アンプとしてＦＥＴ増幅部２２３を設けると共に、そのＦＥＴのソースＳ、ゲートＧのバイアスを制御するバイアス制御回路３６を設け、ドレイン電圧変調回路２５の出力で各Ｓ，Ｇ電位をドレインＤの電位と共に可変するようにすれば、ＦＥＴの出力振幅を一定にしたまま出力ＤＣレベルのみ変化させることができる。さらに、位相比較回路３１の出力でＦＥＴのソースＳ、ゲートＧ、ドレインＤの電圧を制御することにより、ＦＥＴと光変調器２１を結合するキャパリシタＣを省略して光変調器２１のバイアス制御を行うことができる。
この発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形しても同様に実施可能であることはいうまでもない。
【００４６】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、比較的簡単な構成で伝送速度の高速化に対応することができ、光送信波形の立上がり時間、立下がり時間が短く、入力電気信号の振幅依存性が少なく、入力電気信号の遮断時に自動的に光遮断をすることのできる外部変調方式の光変調装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る外部変調方式の光変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図２】同実施形態のドレイン電圧変調回路の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】この発明に係る外部変調方式の光変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図４】この発明による自動出力遮断の制御動作を説明するための波形図である。
【図５】この発明に係る外部変調方式の光変調装置の第３の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図６】光変調器の制御動作を説明するための波形図である。
【図７】光変調器のドリフト発生時の動作を説明するための波形図である。
【図８】先行技術例に記載される外部変調方式の光変調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図９】図８の構成において、バイアス電圧が適正レベルの時の動作を説明するための波形図である。
【図１０】図８の構成において、光変調器の入出力特性にドリフトが生じた場合の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１…光源、２…ＭＺ変調器、３…ＡＧＣアンプ、４…低周波発振器、５…駆動アンプ、６…キャパシタ（カップリングコンデンサ）、７…バイアスＴ回路、８…終端抵抗、９…光分岐回路、１０…光電変換器、１１…バッファアンプ、１２…乗算器、１３…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１４…レベル比較器、２１…光変調器、２２…駆動アンプ、２２１…入力増幅部、２２２，２２３…ＦＥＴ増幅部、２３…バイアスＴ回路、２４…低周波発振器、２５…ドレイン電圧変調回路、２５１…差動アンプ、２５２，２５３，２５５…抵抗、２５４…可変電圧源、２６…バイアスＴ回路、２７…終端抵抗、２８…光分岐回路、２９…光電変換器、３０…バッファアンプ、３１…乗算器、３２…移相器、３３…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、３４…レベル比較器、３５…直流負荷抵抗、３６…バイアス制御回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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