(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを持つ複合ベースバンド信号をプレディストーションする方法において、
複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑそれぞれのｋ個のサンプルＩk及びＱkからなるｋ個の複合サンプルを得るステップと、
ｋ個の複合サンプルの各々に対して、それぞれの歪みファクタＤkを、
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk
ただし、ｕk：ベースバンド信号の複合サンプルｋの振幅
Ｃ：定数
により決定する歪みファクタ決定ステップと、
同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkに歪みファクタＤkを乗算して、プレディストーションされた同相成分サンプル及び直交成分サンプルを得るステップと、
プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各々をアップコンバートして、サンプリングされた無線周波数の同相信号及び直交信号を提供するステップと、
サンプリングされた無線周波数の同相信号及び直交信号を結合して、プレディストーションされた搬送波信号を提供するステップと
からなることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法において、歪みファクタ決定ステップは、
同相成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｑkを決定するステップと、
同相成分及び直交成分からなるｋ組の対応する複合サンプルの各々に対して、
ｘk＝Ｃｕk
＝Ｃ×（Ｉk2＋Ｑk2）1/2
を決定するステップと、
ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタ
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk
の値を決定するステップと
からなることを特徴とする方法。
【請求項３】
エンベロープがプレディストーションされた無線周波数信号を生成する方法において、
同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを持つ複合ベースバンド信号を含むエンベロープ変調された信号を提供するステップと、
複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分のサンプルＩk及び直交成分のサンプルＱkからなるｋ個の複合サンプルを得るステップと、
ｋ個のサンプルのそれぞれに対して、それぞれの歪みファクタＤkを、
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk
ただし、ｕk：ベースバンド信号の複合サンプルｋの振幅
Ｃ：定数
により決定する歪みファクタ決定ステップと、
同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkからなる各サンプルに歪みファクタＤkを乗算して、プレディストーションされた同相成分サンプル及び直交成分サンプルを得るステップと、
プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各々をアップコンバートして、サンプリングされた中間周波同相信号及び中間周波直交信号を提供するステップと、
サンプリングされた中間周波同相信号及び中間周波直交信号とを結合して、プレディストーションされた中間周波信号を提供するステップと、
プレディストーションされた中間周波信号をアナログ信号に変換するステップと
からなることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項３記載の方法において、歪みファクタ決定ステップは、
同相成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｑkを決定するステップと、
同相成分及び直交成分からなるｋ組の対応する複合サンプルの各々に対して、
ｘk＝Ｃｕk
＝Ｃ×（Ｉk2＋Ｑk2）1/2
を決定するステップと、
ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタ
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk
の値を決定するステップと
からなることを特徴とする方法。
【請求項５】
同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを有する複合ベースバンド信号をプレディストーションするための装置において、
複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑそれぞれのｋ個のサンプルＩk及びＱkからなるｋ個の複合サンプルを得るサンプリング回路と、
ｋ個の複合サンプルの各々に対して、それぞれの歪みファクタＤkを決定する歪み決定回路であって、それぞれの歪みファクタＤkを、
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk
ただし、ｕk：ベースバンド信号の複合サンプルｋの振幅
Ｃ：定数
により決定する歪み決定回路と、
同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkに歪みファクタＤkを乗算して、プレディストーションされた同相成分サンプル及び直交成分サンプルを得る第１の乗算回路と、
プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各々をアップコンバートして、サンプリングされた無線周波数の同相信号及び直交信号を提供する第２の乗算回路と、
サンプリングされた無線周波数の同相信号及び直交信号を結合して、プレディストーションされた搬送波信号を提供する加算回路と
からなることを特徴とする装置。
【請求項６】
請求項５記載の装置において、歪み決定回路は、
ｋ個の複合サンプルの各々についての、同相成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｑkに対して、
ｘk＝Ｃｕk
＝Ｃ×（Ｉk2＋Ｑk2）1/2
を決定する第１の計算回路と、
ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタファクタ
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk
の値を決定する第２の計算回路と
を含むことを特徴とする装置。
【請求項７】
請求項６記載の装置において、第１の計算回路が、
Ｉk及びＱkのより大きいものを判定することによって、Ｉk及びＱkの最大値を検出するための第１の手段と、
Ｉk及びＱkのより小さいものを判定することによって、Ｉk及びＱkの最小値を検出するための第２手段と、
ｙk＝１／２｛（検出された最大値）／（検出された最小値）｝2の値を計算する第３の手段と、
ｙkの関数として（Ｉk2＋Ｑk2）1/2の値を計算する第４の手段と
からなることを特徴とする装置。
【請求項８】
エンベロープ・プレディストーションされた無線周波数信号を発生するための装置において、
同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを有する複合ベースバンド信号を含むエンベロープ変調された信号を発生する信号源と、
複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑそれぞれのｋ個のサンプルＩk及びＱkからなるｋ個の複合サンプルを得るサンプリング回路と、
ｋ個の複合サンプルのそれぞれに対して、それぞれの歪みファクタＤkを決定する歪み決定回路であって、ｋ個のサンプルのそれぞれに対して、それぞれの歪みファクタＤkを、
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk
ただし、ｕk：ベースバンド信号の複合サンプルｋの振幅
Ｃ：定数
により決定する歪み決定回路と、
同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkに歪みファクタＤkを乗算して、プレディストーションされた同相成分サンプル及び直交成分サンプルを得る第１の乗算回路と、
プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各々をアップコンバートして、サンプリングされた中間周波数の同相信号及び直交信号を提供する第２の乗算回路と、
サンプリングされた中間周波数の同相成分及び直交信号を結合して、プレディストーションされた中間周波数信号を提供する加算回路と、
プレディストーションされた中間周波数信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と
からなることを特徴とする装置。
【請求項９】
請求項８記載の装置において、歪み決定回路は、
同相成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｑkを決定する手段と、
同相成分及び直交成分からなるｋ組の対応する複合サンプルの各々に対して、
ｘk＝Ｃｕk
＝Ｃ×（Ｉk2＋Ｑk2）1/2
を決定する第１の計算回路と、
ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタ
Ｄk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk
の値を決定する第２の計算回路と
からなることを特徴とする装置。
【請求項１０】
請求項１１記載の装置において、第１の計算回路は、
Ｉk及びＱkのより大きいものを判定することによって、Ｉk及びＱkの最大値を検出するための第１の手段と、
Ｉk及びＱkのより小さいものを判定することによって、Ｉk及びＱkの最小値を検出するための第２手段と、
ｙk＝１／２｛（検出された最大値）／（検出された最小値）｝2の値を計算する第３の手段と、
ｙkの関数として（Ｉk2＋Ｑk2）1/2の値を計算する第４の手段と
からなることを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の技術分野】
本発明は、複合ベースバンド信号をプレディストーションするための装置及び方法に関し、特に、本発明は、ベースバンドの同相及び直交信号のエンベロープに基づく値の逆双曲線正接（ハイパーボリック・タンジェント）を用いて、そのベースバンド信号をプレディストーションすることにより、振幅変調無線周波数信号を生成するための装置及び方法に関係する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの半導体電力増幅器からの出力は、ハイパーボリック・タンジェント関数によって特徴づけられる歪みを含む。商用の定期航空機によって利用されるＶＨＦデータ無線のような様々な無線の用途は、アメリカ合衆国連邦通信委員会等の監督官庁によって課されるスペクトル・マスク要件を満たさなければならない。伝送される信号のエンベロープが一定でない場合、特に、送信器の電力増幅器が滑らかな飽和（ソフト・サチレーション）状態で運転される場合、無線信号の送信スペクトルが所要の信号バンド近くに広がることがある。出力電力増幅器へ伝送の前に、無線周波数信号エンベロープをプレディストーションすることによって、スプリアス放射が減少されるが、これにはアナログ乗算器が必要となる。その場合でも、ノイズが乗算回路の中でピックアップされると、そのノイズが所要の信号を変調し、出力を通過してしまう。
従って、本発明の目的は、非線形の電力増幅器を通過した後に生じるスペクトル内の好ましくないスプリアス放射を減少させことが可能な、無線周波数の振幅変調を生成する装置及び方法を提供することである。
【０００３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを持つ、複合振幅変調ベースバンド信号が、同相成分のサンプルＩk及び直交成分のサンプルＱkを得るためにサンプリングされ、そして、ベースバンド・サンプルのエンベロープの大きさが、同相成分サンプル及び直交成分サンプルの２乗の合計の平方根を求めることにより、決定される。複合ベースバンド・サンプルの振幅の基準値のハイパーボリック・タンジェントあるいはアークハイパーボリック・タンジェント（「ａｔａｎｈ」）をそのスケーリング（基準化）されたサンプルの大きさで割ったものに等しい歪みファクタが、プレディストーションされた成分を提供するために、同相成分及び直交成分の各サンプルに乗算されるために用いられる。その後、これらプレディストーションされた成分は、プレディストーションされた中間周波数（「ＩＦ」）搬送波信号を提供するために、アップサンプリングされ、アップコンバートされ、そして結合されるが、該搬送波信号は、さらにアナログ無線周波数（「ＲＦ」）信号にアップコンバートされ、フィルタリングされ、これにより、所望のアップコンバートされた信号が得られる。
【０００４】
必要ならば、そのスケーリングのためのファクタは、フィード・バック回路内の歪んでいないエンベロープと出力信号エンベロープの一部を組み合わせることにより得られる。フィード・バック回路は、歪んでいないエンベロープと出力信号エンベロープの間の平均二乗誤差を計算するよう構成されることが望ましい。平均二乗誤差が正確に計算されるようにするために、両方のエンベロープが正規化されることが望ましい。平均二乗誤差は、一定の利得制御によって調整され統合され、その結果、アークハイパーボリック・タンジェント関数の決定の前に、歪んでいないエンベロープをスケーリングするために用いられる。
このように、ベースバンド信号のエンベロープは、アップコンバートされる前に、デジタル・エンベロープ・プレディストーションされる。これにより、伝送されるエンベロープ上にピックアップ・ノイズが加えられるのを回避する。フィルタリングは、歪められた信号スペクトルが電力増幅器を通り抜けることができるように広い帯域幅を持つので、無線周波数信号のＩＦ及びＲＦバンドパス・フィルタリングの前に、プレディストーションを行うことが可能である。
【０００５】
従来の技術では、プレディストーションを行うことは、その信号を逆非線形下に置くことによって、例えば、線形信号ｙ（ｔ）に、ｆ（ｙ（ｔ））＝ａｔａｎｈ（Ｃｙ（ｔ））を生成するための逆非線形のプレディストータ（ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）を通過させることによって、達成されてきた。
一方、本発明では、ｙ（ｔ）に｛ａｔａｎｈ（Ｃｙ（ｔ））｝／Ｃｙ（ｔ）を乗算する。この関数は、拡張関数である。本発明のプレディストーション装置は、フィールド・プログラム可能なゲート・アレイ等のゲート・アレイ内で実現される。
【０００６】
【発明の実施の態様】
図１は、本発明の望ましい第１の実施例に従って、エンベロープがプレディストーションされた無線周波数信号を生成するための装置を示している。信号源１０は、正規化され、例えば毎秒１０．５キロサンプル（ＫＳＰＳ）でサンプリングされる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを含む、複合ベースバンド信号を提供する。信号源１０からのサンプルは、ディファレンシャル８フェーズ・シフトキーイング（Ｄ８ＰＳＫ）変調を形作るための、１つは同相成分用フィルタで１つは直交成分用フィルタである１組のコサイン・フィルタを含むフィルタ回路１２に供給される。フィルタ回路１２は、５２．５ＫＳＰＳの再サンプリング・レートとして図１に示すように、信号源１０の複数のサンプリング・レートで、提供される信号を再サンプリングする。その同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkのサンプルは、フィルタ１２から利得制御増幅器ペア１４へ供給される。該増幅器１４は、システム・ソフトウェアのような適宜の信号源から、一定値である利得制御又は基準化（スケーリング）信号を受け取る。利得制御増幅器ペアの代わりに乗算器ペアが用いられてもよい。利得制御増幅器ペア４の出力は、計算回路１６に供給され、該計算回路１６において、基準化された同相成分サンプル及び基準化された直交成分サンプルの二乗の合計の平方根を求めることによって、基準化された複合ベースバンド・エンベロープ・サンプルの振幅を計算する。
【０００７】
図２は、ベースバンド信号の複合サンプルｋそれぞれの振幅の概算を決定するための装置の１つの望ましい実施例のブロック図である。図２では、５２．５ＫＳＰＳ等の適宜のサンプリングレートでサンプリングされた、正規化されたベースバンド信号の同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkは第１の検出器１８に供給され、該検出器において、Ｉk成分あるいはＱk成分のどちらがより大きいか、各サンプル・ペアに対して判定することによって、これらの成分の最大値を決定する。またＩk成分及びＱk成分サンプルは、第２の検出器２０にも供給され、該検出器において、Ｉk成分あるいはＱk成分のどちらがより小さいか、各サンプル・ペアに対して判定することによって、これらの成分の最小値が決定される。各サンプル・ペアに対して検出された最大値（「ｍａｘk」）、及び検出された最小値（「ｍｉｎk」）は、値ｙk＝１／２（ｍｉｎk／ｍａｘk）2を計算する計算回路２２に供給される。
【０００８】
計算回路２２からのｙk出力は、５つの乗算器２４、２６、２８、３０及び３２の各々に、入力として供給される。またｙk出力は、乗算器２４の第２の入力に供給される。結果として、乗算器２４は、値ｙk2を出力として提供する。乗算器２４からのこのｙk2出力は、乗算器２６の第２の入力及び合計回路３４へのマイナス入力に供給される。従って乗算器２６の出力は、値ｙk3である。この出力は、乗算器２８の第２の入力及び加算回路３４のプラス入力に供給される。従って、乗算器２８は、乗算器３０への第２の入力として用いられ、かつ加算回路３４へのマイナス入力に供給される、出力ｙk4を提供する。それから、乗算器３０は、乗算器３２の第２の入力に、及び加算回路３４へのプラス入力に出力ｙk5を提供する。乗算器３２は、加算回路３４へのマイナス入力に出力ｙk6を提供する。
【０００９】
加算回路３４は、これら入力の合計を１／２にして、その出力として値１／２（−ｙk2＋ｙk3−ｙk4＋ｙk5−ｙk6）を提供する。この信号は、定数１、及び計算回路２２からのｙk信号を入力として受け取る加算回路３６への入力として供給される。従って、加算回路３６の出力は、値｛１＋ｙk＋１／２（−ｙk2＋ｙk3−ｙk4＋ｙk5−ｙk6）｝である。これは、値｛（１＋ｙk）／２＋１／２（１＋ｙk−ｙk2＋ｙk3−ｙk4＋ｙk5−ｙk6）｝に等しい。この信号は、加算回路３６から乗算器３８に供給される。乗算器３８は、また、その第２の入力で検出器１８からのｍａｘk信号を受け取る。その結果、乗算器３８の出力は、
（ｍａｘk）×｛（１＋ｙk）／２＋１／２（１＋ｙk−ｙk2＋ｙk3−ｙk4＋ｙk5−ｙk6）｝
となり、これは（Ｉk2＋Ｑk2）1/2＝ｕkの概算であり、従ってサンプルｋの大きさの概算である。
【００１０】
図１に戻って、計算回路１６への入力は、Ｃ×Ｉk及びＣ×Ｑkであり、計算回路からの出力は、Ｃ×（Ｉk2＋Ｑk2）1/2＝Ｃ×ｕk＝ｘkである。このｘk出力が、値｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１の概算である
ｘk2／３＋ｘk4／５＋ｘk6／７＋  ……
を決定する計算回路４０に供給される。計算回路４０は、１６ビットまでの値を持つ、参照テーブルで構成してもよい。計算回路４０の出力は、その第２の入力で定数１を受け取る加算回路４２の１つの入力に加印される。参照テーブルの形式である場合に、計算回路４０がセグメント｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１の値を計算することが好ましく、そして、適度なサイズの参照テーブルを維持する一方で、所要の精度を提供するために、定数１が加算回路４２に加算されることが好ましい。
【００１１】
加算回路４２の出力は、歪みファクタ（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk＝Ｄkである。この歪みファクタは、フィルタ回路１２からの同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkのｕkサンプルも受け取る乗算器ペア４４の１つの入力に供給される。これにより、同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkの各サンプルが、歪みファクタＤkによって修正される。その結果、乗算器ペア４４の出力は、ｅjθk（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃである。その後、修正された信号のこれらのサンプルが、再サンプリング回路４６において毎秒５０メガサンプル（ＭＳＰＳ）のような高いレートで再サンプリングされ、その結果得られたサンプルが乗算器ペア４８に供給される。信号ジェネレータ（発生器）５０は、サンプリング回路５２にｓｉｎ（サイン）及びｃｏｓ（コサイン）の出力を供給する。信号ジェネレータ５０は、図１で示した再サンプリング回路４６のサンプリング・レートの半分未満の２１．４ＭＨｚの周波数で動作する。サンプリング回路５２は、図１で示したサンプリング回路４６によって用いられるのと同じサンプリング・レート５０ＭＳＰＳで、信号ジェネレータ５０からのｓｉｎ及びｃｏｓの出力を、サンプリングする。サンプリング回路５２からサンプリングされたｓｉｎ及びｃｏｓ信号は、乗算器ペアが中間周波信号Ｄk×Ｉkｓｉｎ２１．４ＭＨｚ及びＤk×Ｑkｃｏｓ２１．４ＭＨｚを出力として提供できるように、乗算器ペア４８に供給される。これらの信号は、加算回路５４に供給され、出力ライン５６上にプレディストーションされアップコンバートされた中間周波信号を提供するために加算される。
【００１２】
このプレディストーションされた中間周波信号は、５０ＭＳＰＳとして図１に示されるように、サンプリング回路４６と同じレートでサンプリングするデジタル−アナログ変換器５８に供給される。デジタル−アナログ変換器５８の出力は、バンドパス・フィルタ６０に供給される。バンドパス・フィルタ６０は、図１に示した信号ジェネレータ５０の周波数２１．４ＭＨｚに中心周波数を有し、プレディストーションされたエンベロープの歪みを回避するのに十分な帯域幅、例えば３０ｋＨｚ位の帯域幅を持つ。バンドパス・フィルタ６０からの信号は、電力レベルを設定するために、システム・ソフトウェアから定数値の入力を受け取る無線周波数（ＲＦ）減衰器６２に供給される。該減衰器６２の出力は、Ｖ（ｔ）＝ｅjθ(t)（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃ）である。その後、この信号は、ｂが定数である、ｂ×ｔａｎｈ（Ｃ×Ｖ（ｔ））の伝達関数を持つ電力増幅器６４に供給される。電力増幅器６４からの出力は、ｂ×Ｃｕ（ｔ）ｅjθ(t)である。利得制御増幅器ペア１４に供給される利得制御あるいは基準化信号は、Ｃに等しいことが望ましい。
【００１３】
図３は、スケーリング・ファクタが、電力増幅器からの信号の平均二乗誤差の平方根に基づく適宜のフィードバック・ループによって決定される、本発明の望ましい第２の実施例に従った、エンベロープがプレディストーションされた無線周波数信号を生成するための装置を示している。信号源１０は、正規化されサンプリングされ、フィルタ回路１２に供給される、複合ベースバンド信号を提供する。同相成分及び直交成分のサンプルは、図２の計算回路１６に供給される。従って、計算回路１６の出力は、（Ｉk2＋Ｑk2）1/2＝ｕkである。図３の装置からの出力は、電力増幅器６４によって提供され、無線周波数カップラ７０が、線形エンベロープ検出器７２へ、出力の一部を供給する。検出されたエンベロープは、アナログーデジタル変換器７４に供給され、該変換器は、５０ＭＳＰＳとして図１に示したデジタル−アナログ変換器５８と同じレートでサンプリングする。
【００１４】
アナログ−デジタル変換器７４からのサンプリングされた出力は、ノーマライザすなわち正規化回路７６により最大量に正規化される。計算回路１６の出力が加算回路７８のプラス入力に供給される一方で、正規化回路７６からの出力が加算回路７８のマイナス入力に供給される。計算回路１６からの加算回路７８への入力が歪み前のエンベロープを表し、正規化回路７６からの加算回路７８への入力は、歪み後のエンベロープを表している。その結果生じる信号は、加算回路７８から、第２の入力において−λの重み係数を受け取る乗算器８０の１つの入力に供給される。乗算器８０からの出力は、乗算器８２に供給され、該乗算器８２の第２の入力には、正規化回路７６からの出力が供給される。乗算回路８２からの出力は、低域フィルタ８４を介してサンプラ８６に供給される。サンプラ８６は、定期的な、例えば１分の間隔で、入力をサンプリングして積分器８８に供給する。積分器８８の出力は、スケーリング・ファクタＷであり、そして、乗算回路９０に供給される。乗算回路９０は、第２の入力に計算回路１６からの出力ｕkを受け取る。従って、乗算器回路９０の出力は、Ｗ×ｕk＝ｘkである。この出力は、図１の実施例に関して説明したように、値｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１を計算する計算回路４０に供給される。
【００１５】
図１の実施例におけるのと同様に、計算回路４０の出力は、定数１が追加される加算回路４２に供給され、その結果、加算回路４２は、乗算器ペア４４に、歪みファクタＤk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk＝（ａｔａｎｈ（Ｗｕk））／Ｗｕkを供給する。また同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkのサンプルｕkが、乗算器ペア４４に供給される。従って、同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkの各サンプルは、それぞれの歪みファクタＤkによって修正され、その結果、乗算器ペア４４の出力は、ｅjθk（ａｔａｎｈ（Ｗｕk））／Ｗとなる。修正された信号のこれらのサンプルは、５０ＭＳＰＳのサンプリング・レートとして、図３で示されるように、高い再サンプリング・レートで再サンプリング回路４６において、再サンプリングされる。
【００１６】
再サンプリング回路４６からの再サンプリングされた出力は、乗算器ペア４８に供給される。信号ジェネレータ５０’は、１７ＭＨｚの周波数として図３に示すように、再サンプリング回路４６のサンプリング・レートの１／２未満の周波数の中間周波信号を提供する。サンプリング回路５２は、５０ＭＳＰＳサンプリング・レートとして図３に示されるように、再サンプリング回路４６と同じサンプリング・レートで信号ジェネレータ５０’からのｓｉｎ及びｃｏｓ出力をサンプリングする。これらのサンプリングされたｓｉｎ及びｃｏｓ信号は、乗算器ペアが中間周波信号Ｄk×Ｉkｓｉｎ１７ＭＨｚ及びＤk×Ｉkｃｏｓ１７ＭＨｚを出力として提供できるように、乗算器ペア４８に供給される。これらの信号は、加算回路５４に加えられ、その結果生じるプレディストーションされアップコンバートされた中間周波信号が、再サンプリング回路４６と同じ５０ＭＳＰＳのレートでサンプリングするデジタル−アナログ変換器５８にライン５６上で供給される。
【００１７】
デジタル−アナログ変換器５８からの出力は、信号ジェネレータ５０’の１７ＭＨｚ周波数に中心を置き、かつ、プレディストーションされたエンベロープの歪みを回避するのに十分な帯域幅、例えばＭＨｚの帯域幅を持つ、バンドパス・フィルタ６０’に供給される。帯域通過フィルタ６０’からの出力は、アップコンバータ６１において無線周波数にアップコンバートされ、ドライバ増幅器６３及び電力増幅器６４を介して、アンテナ６６に供給される。必要に応じて、アップコンバータ６１及びドライブ増幅器６３ではなく、図１の実施例におけるのと同様に、無線周波数減衰器が利用されることができる。同様に、必要に応じて、図１の実施例中で、アップコンバータ及びドライバ増幅器が使用されることができる。
【００１８】
図３におけるフィード・バック回路は、積分器８８から乗算器９０に供給される信号Ｗが、出力増幅器６４の伝達関数であるＣの現在の値に収束する結果となる。少しの繰返しでこの収束が生じるように、フィードバック・ループの利得を設定することが可能である。安定した変換を保証するフィードバック利得λの値は、正規化回路すなわちノーマライザ７６によって正規化された後のフィードバック・エンベロープの平均平方値によって、上限が決められる。
【００１９】
本発明に従って、デジタル−アナログ変換によって後続する、無線周波数へのアップコンバートの前に、ベースバンド信号のデジタル・エンベロープをプレディストーションすることによって、エンベロープ修正が無線周波数アナログ信号上で実行されれば生じる可能性がある、伝送されたエンベロープ上にアナログ・ピックアップ・ノイズがダイレクトに加わることが回避される。
本発明は、大規模なハードウェアを必要とせず、ソフトウェア又はファームウエア内で達成することができる。フィールド・プログラムが可能なゲート・アレイ等のゲート・アレイ上で実現することが有効である。
【００２０】
本発明を望ましい実施例に関して説明したが、様々な修正及び変更が可能であることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適な第１の実施例に従う、エンベロープ・プレディストーションされた無線周波数信号を生成するための装置のブロック図である。
【図２】図１に示した装置での使用に適した回路の望ましい実施形態のブロック図である。
【図３】本発明の望ましい第２の実施例に従う、エンベロープ・プレディストーションされた無線周波数信号を生成するための装置のブロック図である。
【図１】
0003655851.tif 000002
【図２】
0003655851.tif 000003
【図３】
0003655851.tif 000004