(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子の磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系上で、電機子電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する同期電動機のベクトル制御方法であって、
該回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程において、低周波領域用の位相決定方法と高周波領域用の位相決定方法の２種の位相決定方法を用い、各々位相を生成し、該低周波領域用の位相決定方法で生成された位相と該高周波領域用の位相決定方法で生成された位相とを周波数的に加重平均して、該回転ｄｑ座標系の位相とすることを特徴とする同期電動機のベクトル制御方法。
【請求項２】
直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）の周波数特性を該低周波領域用の位相決定方法で生成された位相の主たる加重とし、低域遮断フィルタ（１ーＦ（ｓ））の周波数特性を該高周波領域用の位相決定方法で生成された位相の主たる加重として、該周波数的加重平均を行うことを特徴とする請求項１の同期電動機のベクトル制御方法。
【請求項３】
回転子の磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系上で、電機子電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する同期電動機のベクトル制御方法であって、
該回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程において、電源角周波数と電機子鎖交磁束のｄ軸成分あるいはその磁束推定近似値で表現されるｄ磁束値との積と、電機子電圧のｑ軸成分あるいはその電圧推定近似値から、電機子電流のｑ軸成分あるいはその電流推定近似値を直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じて得られた残電圧値とを、直接的に等しくすべく、該残電圧値と該ｄ磁束値との演算処理により該電源角周波数を決定し、決定した該電源角周波数の積分及び三角関数処理値を該回転ｄｑ座標系の位相の低周波領域部分に使用することを特徴とする同期電動機のベクトル制御方法。
【請求項４】
該ｄ磁束値に対し正の下限値を設定し、該ｄ磁束値が該下限値より常時大きな値を取るようにしたことを特徴とする請求項３の同期電動機のベクトル制御方法。
【請求項５】
該残電圧値の生成工程において、低域通過フィルタによるフィルタリング処理を行うことを特徴とする請求項３の同期電動機のベクトル制御方法。
【請求項６】
回転子の磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系上で、電機子電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する同期電動機のベクトル制御方法であって、
該回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程において、回転ｄｑ座標系の位相決定の基準となる固定ａｂ座標系上で電機子の電圧と電流を表現し、電機子電圧あるいはその推定近似値から、電機子電流あるいはその推定近似値を直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスに流した際に発生する降下電圧値を減じることにより得られる信号を、Ｆ（ｓ）を直流ゲインが１の低域通過フィルタとするとき（１ーＦ（ｓ））／ｓと同様の周波数特性をもつフィルタに通して残電圧値を生成し、該残電圧値のａ軸成分とｂ軸成分より該残電圧値の位相を決定し、決定した位相を該回転ｄｑ座標系の位相の高周波領域部分に使用することを特徴とする同期電動機のベクトル制御方法。
【請求項７】
該残電圧値が高周波領域に属する場合に限り該残電圧値のノルムを新たに同定し、該残電圧値のａ軸成分とｂ軸成分に対しノルムの最新同定値で除算して、該残電圧値の位相を決定することを特徴とする請求項６の同期電動機のベクトル制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機の制御方法であって、低速域と高速域との間での急激かつ不断の加速減速性能を必要とするサーボへの応用が可能なベクトル制御方法に関するものである。特に、ベクトル制御の確立に、回転子の磁束と同一方向を回転直交座標系の基軸に選定し、かつ、回転子の磁束位置検出器を必要としないベクトル制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来技術】
同期電動機を低速域と高速域との間で急激かつ不断の加減速性能を必要とするサーボ応用に用いる場合、従来よりこのための制御方法として、同期電動機の状態を回転子磁束に位相差ゼロで同期した回転ｄｑ座標系上で捕らえて制御するベクトル制御方法が知られている。
【０００３】
図１２は、このベクトル制御方法を装置化し、同期電動機に装着した場合の代表例を概略的にブロック図で示したものである。１は同期電動機を、２は回転子の磁極位置検出器を、３は電力変換器を、４は電流検出器を、５ａ、５ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、６ａ、６ｂは共にベクトル回転器を、７は電流制御器を、８は正弦信号発生器を、示している。図１２では、５ａ、５ｂから８までの諸機器がベクトル制御装置を構成している。
【０００４】
特に、５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂ、７の３種の機器は、主として、電機子電流を、回転ｄｑ座標系上でｄ軸成分とｑ軸成分に分割し各々を制御する手段を構成するものである。電流検出器４で検出された３相電流は、３相２相変換器５ａで固定ａｂ座標系上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器６ａでｄｑ座標系の２相電流ｉｄ，ｉｑに変換され。電流制御器７へ送られる。電流制御器は、変換電流ｉｄ，ｉｑが、外部から指令された各々の指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊に追随すべくｄｑ座標系上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を生成しベクトル回転器６ｂへ送る。６ｂでは、この２相信号を固定ａｂ座標系の２相指令電圧に変換し、２相３相変換器５ｂへ送る。５ｂでは、２相信号を３相指令電圧に変換し、電力変換器３への指令値として出力する。電力変換器３は、指令に応じた電力を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動する。
【０００５】
また、正弦信号発生器８は、回転ｄｑ座標系の位相決定の手段を構成している。即ち、正弦信号発生器８は、磁極位置検出器２から磁極位置情報が送られると、この信号を用いて複数の正弦信号（ｃｏｓ、ｓｉｎ信号）を生成し、回転ｄｑ座標系の位相情報として、ベクトル回転器６ａ，６ｂへ向け出力する。同図では、簡明のため、複数の正弦信号を１つの位相ベクトルとして捕らえ、１本の太線で表現している。なお、以下、他の図においても、太線はベクトル信号線を示すものとする。正弦信号の形の位相情報が電力変換器３に通じるベクトル回転器６ｂに与えられたことより容易に理解されるように、この位相情報は、電源角周波数を決定することになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のベクトル制御方法においては、同図が明確に示すように、回転ｄｑ座標系の位相決定に、回転子の磁極位置情報が不可欠である。このため、アブソリュートエンコーダに代表される磁極位置検出器を中心とした磁極位置検出系を構成しなければならなかった。しかし、磁極位置検出器を含む磁極位置検出系は同期電動機本体に比較すると極めて脆弱であり、同期電動機含む全駆動システムの信頼性を著しく低下させていた。例えば、磁極位置検出器は電動機が受ける衝撃に対し著しく弱く、また、磁極位置検出器の信号は一般に数ボルトであり送信時にはノイズに対する特別の配慮が必要であり、更には、磁極位置検出器の電源線や信号線の安全な配線にも配慮が求められた。また、脆弱な磁極位置検出系が異常を起こした場合の対策も要求された。このような磁極位置検出系の実装はコスト面でも不利であった。加えて、検出器の実装に際しては、電動機の軸方向の寸法が大きくなるなど、電動機の設置においても不利であった。
【０００７】
このため、エンコーダ等の磁極位置検出器を用いないで、磁極位置を推定するような方法が研究されてきたが、これらは、基本的に、単一の方法で回転子磁極位置あるいは回転ｄｑ軸座標の位相を決定しようとするものであり、これが主原因の１つとなり、検出磁極位置の検出精度、検出範囲、検出安定性等の諸問題の内の幾つかを誘発し、低速域と高速域との間での急激かつ不断の加速減速性能を必要とするサーボへの応用は進んでいない。ベクトル制御は元来急激な加減速を伴うサーボ応用を狙ったものであり、従来より磁極位置検出器の使用に起因する諸問題がベクトル制御の解決すべき課題として残置されてきた。
【０００８】
本発明は、以上の背景のもとになされたものであり、その目的は、磁極位置検出器の使用に起因する諸問題を解決すべく、磁極位置検出器を一切必要としないしかも高い加減速性能を発揮し得るベクトル制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、回転子の磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系上で、電機子電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する同期電動機のベクトル制御方法であって、該回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程において、低周波領域用の位相決定方法と高周波領域用の位相決定方法の２種の位相決定方法を用い、各々位相を生成し、該低周波領域用の位相決定方法で生成された位相と該高周波領域用の位相決定方法で生成された位相とを周波数的に加重平均して、該回転ｄｑ座標系の位相とすることを特徴とするものである。
【００１０】
請求項２の発明は、請求項１の同期電動機のベクトル制御方法であって、直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）の周波数特性を該低周波領域用の位相決定方法で生成された位相の主たる加重とし、低域遮断フィルタ（１ーＦ（ｓ））の周波数特性を該高周波領域用の位相決定方法で生成された位相の主たる加重として、該周波数的加重平均を行うことを特徴とするものである。
請求項３の発明は、回転子の磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系上で、電機子電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する同期電動機のベクトル制御方法であって、該回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程において、電源角周波数と電機子鎖交磁束のｄ軸成分あるいはその磁束推定近似値で表現されるｄ磁束値との積と、電機子電圧のｑ軸成分あるいはその電圧推定近似値から、電機子電流のｑ軸成分あるいはその電流推定近似値を直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じて得られた残電圧値とを、直接的に等しくすべく、該残電圧値と該ｄ磁束値との演算処理により該電源角周波数を決定し、決定した該電源角周波数の積分及び三角関数処理値を該回転ｄｑ座標系の位相の低周波領域部分に使用することを特徴とするものである。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項３の同期電動機のベクトル制御方法であって、該ｄ磁束値に対し正の下限値を設定し、該ｄ磁束値が該下限値より常時大きな値を取るようにしたことを特徴とするするものである。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項３の同期電動機のベクトル制御方法であって、該残電圧値の生成工程において、低域通過フィルタによるフィルタリング処理を行うことを特徴とするものである。
【００１３】
請求項６の発明は、回転子の磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系上で、電機子電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する同期電動機のベクトル制御方法であって、該回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程において、回転ｄｑ座標系の位相決定の基準となる固定ａｂ座標系上で電機子の電圧と電流を表現し、電機子電圧あるいはその推定近似値から、電機子電流あるいはその推定近似値を直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスに流した際に発生する降下電圧値を減じることにより得られる信号を、Ｆ（ｓ）を直流ゲインが１の低域通過フィルタとするとき（１ーＦ（ｓ））／ｓと同様の周波数特性をもつフィルタに通して残電圧値を生成し、該残電圧値のａ軸成分とｂ軸成分より該残電圧値の位相を決定し、決定した位相を該回転ｄｑ座標系の位相の高周波領域部分に使用することを特徴とするものである。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項６の同期電動機のベクトル制御方法であって、該残電圧値が高周波領域に属する場合に限り該残電圧値のノルムを新たに同定し、該残電圧値のａ軸成分とｂ軸成分に対しノルムの最新同定値で除算して、該残電圧値の位相を決定することを特徴とするものである。
【００１５】
つぎに本発明の作用について説明する。請求項１の本発明によれば、低周波領域の位相決定にはこれに適した低周波領域用の位相決定方法を用いることができ、高周波領域の位相決定にはこれに適した高周波領域用の位相決定方法を用いることができる。しかも、本発明によれば、各々適した方法で決定された２種の位相が周波数的な加重平均により周波数的に連続に結合され得るので、この最終的な位相を回転ｄｑ座標系の位相とすることにより、低速域と高速域との間での急激かつ不断の加減速性能を要求するサーボ応用のためのベクトル制御に利用可能な位相を生成できるという作用が得られる。
【００１６】
請求項２の本発明によれば、請求項１のベクトル制御方法であって、周波数的な加重平均用の主たる加重として、直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）の周波数特性と低域遮断フィルタ（１ーＦ（ｓ））の周波数特性を利用するので、２つの位相決定方法で生成された各々の位相を、単にこれらのフィルタでフィルタリング処理するだけで、周波数的な加重を簡単に付加できるという作用が得られる。しかも、フィルタの周波数特性を単に変更するだけで、この周波数的な加重を簡単に変更できるという作用が得られる。例えば、フィルタの遮断特性を極低周波に設定すると、極低周波領域用と低中高周波領域用との２種の加重を簡単に設定することができる。
【００１７】
請求項３の本発明によれば、回転子磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系に必要な位相確立のための電源角周波数が、回転子の磁極位置情報を用いることなく、生成されると言う作用が得れることを、先ずノイズ等を含まない正確な信号を用いて説明する。
【００１８】
電源角周波数をω１、電機子鎖交磁束のｄ軸成分をφｄ、電機子電圧のｑ軸成分をｖｑ、電機子電流のｄ軸成分をｉｄ、またｑ軸成分をｉｑと表現するならば、本発明は、回転子の磁極位置信号を一切含まない次の関係式（１）が成立するように、式（１）の右辺で示される信号を信号φｄによる除算等の演算により、直接的に電源角周波数ω１を生成しようとするものである。
【数１】
0003612636.tif 000002
ここに、ここにＲは電機子抵抗を、Ｌは電機子インダクタンスを、ｓは微分演算子ｄ／ｄｔを示している。上式右辺第２項の信号は、電機子電流ｑ軸成分を、直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスに流した際に発生する降下電圧を示しており、また右辺全体の信号は、電機子電圧ｑ軸成分からこの降下電圧を減じて得られた残電圧値を示している。また、このときの電機子鎖交磁束ｄ軸成分φｄは、直接検出することなく、電機子電流ｄ軸成分ｉｄを用いたつぎの式（２）に従い推定近似しようとするものである。
【数２】
0003612636.tif 000003
なお、上式におけるΦは、回転子磁束を２軸直交座標系で表現した場合の最大値である。
【００１９】
ところで、同期電動機においては、内部状態において、一般に次式（３）に示す関係が成立している。
【数３】
0003612636.tif 000004
ここに、φｍｑは回転子磁束φｍのｑ軸成分である。
【００２０】
さてここで、本発明の基本を示す式（１）を式（３）に用いると、ｓφｍｑ＝０なる結果が得られる。ｓφｍｑ＝０なる結果は、φｍｑ＝一定を意味し、回転子磁束が電源角周波数に同期して回転していることを示している。特に、式（２）に示したように、φｄを構成する回転子磁束分としてその最大値Φを利用する場合には、φｍｑ＝０が平衡状態の唯一の解となる。φｍｑ＝０は、とりもなおさず、回転子の磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系ための位相が確立されることを意味している。以上の説明より明らかなように、請求項３の本発明によれば、本質的に、回転子磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系の位相確立に必要な電源角周波数が、回転子の磁極位置情報を用いることなく、生成されると言う作用が得れる。更に付言するならば、回転子の磁極位置の推定が困難あるいは実質的に不可能な停止あるいは低速回転領域で使用しうる電源角周波数が生成されるという作用が得られる。
【００２１】
請求項３の本発明では、電機子電圧のｑ軸成分、電機子電流のｄ軸成分、ｑ軸成分がノイズ等の影響により正確な値が入手できない場合には、これらの近似推定値により電源角周波数を生成するようにしている。本発明は、回転ｄｑ座標系の位相確立に必要な本質的条件を直接満足させることを電源角周波数の生成原理としているのでいるので、ノイズ等の影響が強い場合にも、上記信号の近似推定値を利用することにより、現実的な電源角周波数を生成できると言う作用が得られる。
【００２２】
請求項４の本発明によれば、請求項３の発明におけるベクトル制御方法であって、ｄ磁束値に対し正の下限値を設定し、ｄ磁束値が該下限値より常時大きな値を取るようにするので、電源角周波数の生成を、残電圧値のｄ磁束値による除算という簡単な演算で実施する場合にも、ゼロあるいは極小値で除算を行うというゼロ割り現象を確実に回避することができるという作用が得られる。
【００２３】
請求項５の本発明によれば、請求項３の発明におけるベクトル制御方法であって、残電圧値の生成工程に、低域通過フィルタによるフィルタリング処理を行うので、残電圧値を与える式（１）の右辺が示すように電機子インダクタンスＬが関与する電圧生成には純粋微分が要求されるが、この純粋微分を回避することができると言う作用が得られる。ひいては、残電圧値が現実的な信号に対して不必要な過大値を示したり、ノイズ等の外乱に対し不都合な過激反応することを回避することができると言う作用が得られる。
【００２４】
請求項６の本発明によれば、回転子磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する回転ｄｑ座標系に必要な位相が、高周波領域に限定されるが、生成されると言う作用が得れることを、先ずノイズ等を含まない正確な信号を用いて説明する。
【００２５】
固定ａｂ座標系上では、電機子電圧、電機子電流、電機子鎖交磁束の回転子磁束分を２次元のベクトル量として夫々ｖ、ｉ、φｍと表現するとき、つぎの関係が成立している。
【数４】
0003612636.tif 000005
【００２６】
式（４）の右辺は、電機子電圧から、電機子電流を直列接続された電機子抵抗Ｒと電機子インダクタンスＬに流した際に発生する降下電圧値を減じることにより得られる信号を示している。式（４）で表現した信号に対し、例えば直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）としてα／（ｓ＋α）を考え（１ーＦ（ｓ））／ｓ＝１／（ｓ＋α）なるフィルタを用意し、フィルタリング処理すると次式（５）に示す信号、すなわち残電圧値が得られる。
【数５】
0003612636.tif 000006
【００２７】
式（５）の左辺が明確に示すように、上式右辺の残電圧値は、結果として回転子磁束φｍを低域遮断フィルタｓ／（ｓ＋α）でフィルタリング処理した信号そのものとなっている。このときの回転子磁束φｍに関してはつぎの関係式（６）が成立している。
【数６】
0003612636.tif 000007
【００２８】
式（５）、式（６）より明白なように、式（５）右辺の信号を、回転子磁束の最大値Φで除算すれば、回転ｄｑ座標系に必要な位相（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）が、高周波領域に限定されるが、生成されるという作用が得られる。即ち、高周波領域に限定されるが、磁極位置検出器を用いることなく、電機子の電圧及び電流の情報から回転ｄｑ座標系に必要な位相を生成することができるという作用が得られる。
【００２９】
請求項６の本発明では、回転子磁束φｍに対しては、実質的に、低域遮断フィルタによるフィルタリングと同等な処理を行っているので、本発明の位相生成法によれば、低周波領域のオフセット、ドリフトに頑健であるという作用も得られる。
【００３０】
また、請求項６の本発明では、電機子電圧、電機子電流が高周波領域のノイズ等の影響により正確な値が入手できない場合には、これらの近似推定値により回転ｄｑ座標系に必要な位相を生成するようにしているので、高周波領域のノイズ等の影響が強い場合にも、上記信号の近似推定値を利用することにより、現実的な位相を生成できると言う作用が得られる。
【００３１】
請求項７の本発明によれば、請求項６の発明におけるベクトル制御方法であて、該残電圧値のノルム値を同定するので、回転子磁束の最大値Φが不明の場合にも、同定したノルム値を回転子磁束の最大値Φとして利用することができるので、回転ｄｑ座標系の位相を生成できるという作用が得られる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。本発明のベクトル制御方法を適用したベクトル制御装置と同期電動機の１実施形態例の基本的構造を図１に示す。図１における電動機等の１、２、３は、従来のベクトル制御方法を適用した図１２と同一である。同図の１２は、回転ｄｑ座標系上で、電機子電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程を司るベクトルコントローラの基本部であり、これも従来のベクトル制御方法による場合と同様である。図１では、同期電動機に磁極位置検出器は装着されておらず、これに代わって、回転ｄｑ座標系の位相を決定する工程を司る機器として、低周波領域位相生成器９、高周波領域位相生成器１０及び位相合成器１１が新たに用意されている。低周波位相生成器では、回転ｄｑ座標系の位相の低周波領域部分を生成している。一方、高周波領域位相生成器は、回転ｄｑ座標系の位相の高周波領域部分を生成している。位相合成器は、これらの２種の位相を合成して、最終的な位相（ｃｏｓθｆ，ｓｉｎθｆ）を生成し、ベクトルコントローラ基本部１２へ詳細にはベクトルコントローラ基本部内のベクトル回転器６ａ、６ｂへ出力している。このときの２種の位相の合成は、以下詳しく説明するように、周波数的加重平均により実行している。
【００３３】
図２は、図１における低周波領域位相生成器９、高周波領域位相生成器１０、位相合成器１１とベクトルコントローラ基本部１２との関係の詳細を示したものである。本実施形態例では、低周波領域位相生成器９には、電機子電流のｄ軸成分ｉｄ、ｑ軸成分ｉｑ、及び電機子電圧ｑ軸成分の近似推定値としてその指令値ｖｑ＊が、入力されている。また、高周波領域位相生成器１０には、電機子電流のａ，ｂ軸成分及び電機子電圧の近似推定値としてその指令値ｖ＊のａ、ｂ軸成分が、入力されている。
【００３４】
図３は、低周波領域位相生成器９の内部を示したものである。９ａは電源角周波数生成器を、９ｂは積分器を、９ｃは正弦信号発生器を、９ｄは直流ゲインが１の２個の低域通過フィルタＦ（ｓ）を示している。電源角周波数生成器で電源角周波数ω１を生成すると、これは積分器にて積分処理され電源角θ１として出力される。電源角は正弦信号発生器にて複数の正弦信号（ｃｏｓθ１、ｓｉｎθ１）に変換される。この複数の正弦信号は、直流ゲインが１の２個の低域通過フィルタ９ｄに各々入力される。低域通過フィルタ９ｄの役割は、正弦信号（ｃｏｓθ１、ｓｉｎθ１）に、フィルタＦ（ｓ）の周波数特性に応じた、低周波を中心とした周波数的な加重を付加することにある。こうして、低域通過フィルタ９ｄから低周波領域用の位相情報が最終的に出力される。直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）として、例えば簡単な１次フィルタ（α／（ｓ＋α））を２個用意するならば（図３の９の出力はこの例を示している）、つぎの信号が、低周波領域用の位相情報として出力される。
【数７】
0003612636.tif 000008
【００３５】
図４は、電源角周波数生成器９ａの内部の構成を示したものである。同図の９ａａは、電機子電圧ｑ軸成分指令値から電機子電流のｑ軸成分を直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じた残電圧値を生成する残電圧生成部である。９ａｂは、電機子電流ｄ軸成分ｉｄと回転子磁束の最大値とから電機子鎖交磁束ｄ軸成分の磁束推定近似値を生成するｄ磁束生成部であり、９ａｃは、ｄ磁束生成部の出力信号と電源角周波数との積が上記残電圧生成部の出力信号と直接的に等しくなるように電源角周波数を決定する電源角周波数演算部である。
【００３６】
図５は、残電圧値生成部９ａａの１実施形態例を示したものである。図５の例では、低域通過フィルタｆ／（ｓ＋ｆ）によるフィルタリング処理を実施している点に特徴がある。残電圧生成部の構成は、基本的には式（１）の右辺に従っており、この右辺が示すように電機子インダクタンスＬが関与する電圧生成には理想的状況では純粋微分が要求されるが、図５の例は、低域通過フィルタｆ／（ｓ＋ｆ）によりこの純粋微分を回避していることを、明確に示している。
【００３７】
図６は、ｄ磁束生成部の１実施形態例の詳細を示したものである。ｄ磁束生成部は、基本的は式（２）に示した信号処理を行い、ｄ磁束値をその出力信号としている。この例では、理解を容易にするため、機能別に構成を分けた３段構成で、ｄ磁束生成部を構成している。ｄ磁束生成部第１段は基本部９ａｂａであり、式（２）に示した関係を忠実に具現化したものである。ｄ磁束生成部第２段９ａｂｂはバランス部であり、前述の残電圧生成部の出力信号に対しゲインと位相のバランスを保つことを目的に用意されている。したがって、この１例では、簡単には、残電圧生成部に導入した低域通過フィルタｆ／（ｓ＋ｆ）と同一のものを設置すればよい。ｄ磁束生成部第３段はリミッタ部９ａｂｃであり、これにより、ｄ磁束生成部の最終的な出力信号であるｄ磁束値が予め設定した正の下限値より、常時大きな値を取ることができる。
【００３８】
電源角周波数演算部９ａｃの働きは、ｄ磁束生成部の出力信号と電源角周波数との積が該残電圧生成部の出力信号と直接的に等しくなるように電源角周波数を決定することにあるが、本例では、残電圧生成部の出力信号をｄ磁束生成部の出力信号により除算すると言う最も簡単な決定法を利用している。除算による場合にも、前述のｄ磁束生成部においてｄ磁束値が予め設定した下限値より常時大きな値を取るようにしているので、ゼロあるいは極小値で除算を行うというゼロ割り現象を確実に回避することができる。
【００３９】
つぎに、高周波領域位相生成器１０の１実施形態について説明する。図７は、高周波領域位相生成器１０の本実施形態での詳細を示したものである。この高周波領域位相生成器内では、簡明のため、作用の説明で使用したフィルタを用い、式（４）、（５）、（６）に準じた処理を実施する例を示した。また、本実施形態では、固定ａｂ座標系の電機子電圧指令値ｖ＊と電機子電流情報ｉがベクトル信号として入力され、それぞれａ軸成分、ｂ軸成分の信号としてまとめられ、例えばａ軸成分の信号に関しては、まず次式に示した処理がフィルタ部１０ａで実施される。
【数８】
0003612636.tif 000009
図８はフィルタ部１０ａにおけるフィルタリング処理のための具体的なフィルタの１実現例をブロックで示したものであり、このフィルタの出力信号が、残電圧値となる。式（８）および図８より明白なように、この処理は、電機子電圧の推定近似値の１つである電機子電圧指令値から、電機子電流を直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスに流した際に発生する降下電圧値を減じることにより得られる信号を、直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）＝α／（ｓ＋α）と（１ーＦ（ｓ））／ｓなる関係をもつフィルタ（１／（ｓ＋α））に通して残電圧値を生成している。
ａ軸成分を例に残電圧値生成の説明したが、フィルタ部１０ｂによるｂ軸成分の残電圧値生成はａ軸成分の場合と同一であるので、説明は省略する。
【００４０】
ａ軸成分、ｂ軸成分の両成分について残電圧値が生成されたならば、図７に示すように、この両信号に対し、演算部１０ｃにおいて回転子磁束の最大値Φで単に除算することにより、該残電圧値の位相を決定する。こうして決定された残電圧値の位相は、図７及び次式（９）に示すように、既に式（７）に双対の周波数的加重を付与したものとなっている。
【数９】
0003612636.tif 000010
低周波遮断の周波数特性を加重として付与されたこの位相が、回転ｄｑ座標系の位相の高周波領域部分として使用される。
【００４１】
位相合成器１１には、低周波領域位相生成器９によって生成された位相（式（７）参照）が、また高周波領域位相生成器１０によって生成された位相（式（９）参照）が、入力されている。位相合成器の入力信号は既に周波数的な加重が付与されているので、位相合成器では、次式が示すように、これらの入力信号を各成分ごとに単純に加算することにより平均化し、回転ｄｑ座標系の最終的な位相ベクトル［ｃｏｓθｆ，ｓｉｎθｆ］を生成し、これをベクトル回転器６ａ，６ｂに出力している。
【数１０】
0003612636.tif 000011
【００４２】
図９は、本発明を用いた上記実施形態のベクトル制御装置により、同期電動機を駆動制御した場合の実験結果の１例を示したものである。左上が電機子電流ｑ軸成分の指令値を、右上が生成された回転ｄｑ座標系用の最終的位相ベクトルの１つであるｃｏｓθｆを、左下が発生トルクを、右下が回転子の速度を、各々５秒間表示している。実験結果は、α＝２０と設計した１例であるが、力行・回生性能、１３００（ｒ／ｍ）の正転逆転を１．５秒という加減速性能、正確なトルク発生性能と言ったサーボの重要性能を示しており、これから容易に理解されるように、優れたサーボ性能が得られている。
【００４３】
以上、１実施形態を説明したが、上記の例に代わって、以下に示すような実施形態も可能であることを、低周波領域位相生成器９、高周波領域位相生成器１０、位相合成器１１に分けて、指摘しておく。
【００４４】
低周波領域位相生成器９に関しては、第１に、電源角周波数生成器９ａに使用する電流信号として上の例では電機子電流のｄ軸成分ｉｄ及びｑ軸成分ｉｑを用いたが、この近似推定値の１つとしてこれらの電流指令を用いてもよく、また、電機子電圧ｑ軸成分の信号として上の例ではその指令値ｖｑ＊を用いたが、当然のことながら、電圧の実測値あるいはこの他の推定近似値を用いてよいことを指摘しておく。
【００４５】
また、残電圧生成部９ａａに使用したフィルタの次数は１次である必要はなく、２次、３次の高次であってよい。また、このフィルタの第１義的目的は、純粋微分の回避であるので、これが回避できる他の方法・手段によっても差し支えないことを指摘しておく。
【００４６】
ｄ磁束生成部９ａｂに関しては、第１、２、３段に分けて構成する１例を示したが、第１段と第２段は順序を入れ替えることが可能である。また、ｄ磁束生成部を第１、２、３段のように分けることなく、一体的に構成するこも可能であることを指摘しておく。また、ｄ磁束生成部内のバランス部は、残電圧生成部で使用したフィルタに対し、両生成部出力信号間のゲインと位相を保つために導入されたものであり、この帯域が十分広い場合、あるいは電機子電流ｄ軸成分の指令値ｉｄ＊が常時一定の場合には、省略可能であることも指摘しておく。当然のことながら、残電圧生成部でフィルタを使用しない場合には、バランス部は必要ない。同期電動機のベクトル制御では、電機子電流ｄ軸成分の指令値ｉｄ＊を常時ゼロに設定する場合が多いが、この場合には、ｄ磁束生成部の出力信号は、回転子磁束の最大値Φそのものであり、回転子磁束の最大値Φが既知であればバランス部もリミッタ部も不要で、極めて簡単にｄ磁束生成部を構成することができる。
【００４７】
回転子磁束の最大値Φが未知の場合には、これを何等かの方法で同定し、ｄ磁束生成部９ａｂではこの同定値を回転子磁束の最大値Φに代わって使用すればよい。回転子磁束の最大値Φの同定方法の１例に関しては、図１０、１１に関連して、後に詳しく説明する。
【００４８】
残電圧生成部９ａａの出力信号に対し、スケーリング処理を実施する場合には、ｄ磁束生成部９ａｂの出力信号に対しても、同様なスケーリング処理が当然必要であることを指摘しておく。
【００４９】
電源角周波数演算部９ａｃにおける演算処理に関して、除算による方法を上に例示したが、除算を一切使用しない繰り返し的方法で電源角周波数を決定できることを指摘しておく。
【００５０】
低周波領域位相生成器９内の低域通過フィルタ９ｄは、直流ゲインが１で、かつ高周波領域位相生成器１０内のフィルタと周波数加重としての周波数特性に関して合致していれば、上の示した実施形態例のように１次フィルタに限定する必要はない。２次、３次のフィルタを利用してよいことを指摘しておく。
【００５１】
ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑが異なる突極性を有する同期電動機に対しては、これまで説明における電機子電流のｄ軸成分に関連したインダクタンスＬをＬｄに、電機子電流のｑ軸成分に関連したインダクタンスＬをＬｑに置換すれば、これまでの説明してきた方法がそのまま成立することを指摘しておく。
【００５２】
つぎに、高周波領域位相生成器１０に関する他の実施形態について指摘しておく。高周波領域位相生成器１０で使用するフィルタとしては、Ｆ（ｓ）を直流ゲインが１の低域通過フィルタとするとき（１ーＦ（ｓ））／ｓと同様の周波数特性をもつフィルタであればよく、正確に（１ーＦ（ｓ））／ｓである必要はない。Ｆ（ｓ）に比較し十分に通過帯域が広くかつ直流ゲインが１の低域通過フィルタをＧ（ｓ）とするとき、高周波領域位相生成器１０で使用するフィルタとしてＧ（ｓ）（１ーＦ（ｓ））／ｓを用いてよいことを指摘しておく。
【００５３】
高周波領域位相生成器１０では、回転子磁束の最大値Φが未知の場合には、これを同定し、所要の高周波領域の位相を出力することが可能であることを指摘しておく。図１０は、この１実施形態をブロック図で示したものである。図１０と図９の違いは、新たにノルム同定器１０ｄが付加されている点にある。図１１は、このノルム同定器１０ｄの同定処理の内容を流れ図で示したものである。起動前にすなわちステップｓ１で先ずノルムの同定初期値を可能な限り適切に与えておく。起動後、ステップｓ２で１０ａ、１０ｂから残電圧値のａ軸成分、ｂ軸成分を取得する。シテップｓ３でこの取得信号の周波数を検査する。つぎのステップｓ４で検査した周波数が高周波領域に属するか否かを判定する。このときの高周波領域とは、高周波位相生成器が位相生成を担う周波数領域である。周波数が高周波領域に問題なく属すると判定された場合に限りつぎのステップｓ５へ進み、取得信号からノルム値を新たに計算し、これを用いて旧ノルム値を更新する。更新された最新のノルム同定値がつぎのステップｓ６で演算部１０ｃへ向け出力される。ステップｓ４で周波数が高周波領域に問題なく属さないと判定された場合には、旧ノルム値の更新は行われず、ステップｓ６では、最新のノルム同定値として、旧ノルム値がそのまま出力される。以下、ステップｓ２に戻り、同様な処理が繰り返される。図１０に示すように、演算部１０ｃでは、最新の同定値をノルム同定器１０ｄより受け取ると、これを用いて残電圧値のａ軸成分、ｂ軸成分を除算して、該残電圧値の位相を決定する。この残電圧値の位相は、これまでの説明で明白なように、回転ｄｑ座標系の位相の高周波領域部分として使用される。
【００５４】
本高周波領域位相生成器に図３ー６に示した低周波領域位相生成器を併用する実施形態では、ステップｓ３における周波素の領域判定に使用する周波数は、図３の電源角周波数生成器９ａの出力信号ω１を利用すればよい。また、本高周波領域位相生成器で同定したノルム値は、電源角周波数生成器９ａ内のｄ磁束生成部９ａｂで必要とされる回転子磁束の最大値Φが未知の場合には、この同定値として利用することができる。
【００５５】
図２を用いて説明した実施形態では、低周波領域用の位相決定方法を装置化した低周波領域位相生成器９として、図３ー６に示したものを使用した。また、高周波領域用の位相決定方法を装置化した高周波領域位相生成器１０として、図７、８、１０に示したものを使用した。本発明の基本構成を示した図１においては、低周波領域位相生成器９、高周波領域位相生成器１０としてはこれら２個の位相生成器いずれか１つまたは全部を、他のものと置換してよいことを指摘しておく。
【００５６】
図２を用いて説明した実施形態では、低周波領域位相生成器９、高周波領域位相生成器１０の内部で位相に周波数的加重を付加した。このため、位相合成器では、単に２種の加重付き位相を加算すれば、加重平均を実施できた。例示した実施形態以外の低周波領域位相生成器あるいは高周波領域位相生成器による場合には、位相合成器内で周波数加重を実施し、加重平均する方が合理的であり得る可能性があることを指摘しておく。
【００５７】
以上説明した低周波領域位相生成器９、高周波領域位相生成器１０、位相合成器１１の実現は、連続時間的な実現と同様に、離散時間的実現も可能であることを指摘しておく。離散時間的実現に際しては、ｚ演算子による離散時間表現が必要であるが、これには、例えば簡単には、これまでの説明で使用したｓ演算子をオイラー近似、台形近似等を用いてｚ演算子の表現に置換すればよい。離散時間的実現に際しては、ハードウェアー的実現のみならず、ソフトウェアー的実現も、当然ながら、可能であることを指摘しておく。特に、本発明の実行に要する演算量は、最近のマイクロプロセッサ等の演算素子によれば、何等の問題なくソフトウェアー的実現を達成することができる。
【００５８】
【発明の効果】
低速域と高速域との間での急激かつ不断の加速減速性能を必要とする同期電動機のベクトル制御方法においては、回転ｄｑ座標系の位相の決定は不可欠であり、従来よりこれに関連して回転子の磁極位置検出器が使用されており、この使用に起因する種々の問題が不可避的に残置されてきた。しかし、以上の説明より明白なように、本発明によれば、磁極位置検出器を一切必要としない、かつ低速域と高速域との間での急激かつ不断の加速減速性能を達成できるベクトル制御方法を実現できるので、従来の方法が不可避的に内臓していた磁極位置検出器に起因する種々の問題を解決でき、本発明の目的を十分に達成し得る優れた効果が得られる。
【００５９】
特に、請求項１の本発明によれば、回転子の磁極位置検出器を用いない場合にも、低速域と高速域との間での急激かつ不断の加速減速性能を必要とするサーボ性能を発揮し得るベクトル制御に必要な回転ｄｑ座標系の位相を生成できるので、この結果、回転子の磁極位置検出器を用いることなく、サーボ応用に必要な低速域と高速域との間での急激かつ不断の加速減速性能を発揮し得るベクトル制御を実現できるという効果が得られる。
【００６０】
特に、請求項２の本発明によれば、位相信号にフィルタリング処理を施すという簡単処理で位相信号に周波数的な加重を付加できるので、周波数的な加重平均を通じて最終位相を生成する請求項１のベクトル制御方法を簡単に実現できるという効果が得られる。
【００６１】
特に、請求項３の本発明によれば、回転ｄｑ座標系の位相確立に必要な電源角周波数が、回転子の磁極位置の推定が困難あるいは実質的に不可能な停止あるいは低速回転領域で使用しうる電源角周波数が生成されるという作用が得られるので、この作用の結果、磁極検出器を一切用いない低周波領域用のベクトル制御方法を実現できるという効果が得られる。
【００６２】
特に、請求項４の本発明によれば、電源角周波数の生成を、残電圧値にｄ磁束値による除算という簡単な演算で実施する場合にも、ゼロあるいは極小値で除算を行うというゼロ割り現象を確実に回避することができるという作用が得られるので、この結果、請求項３のベクトル制御方法を簡単に実現できるようになるという効果が得られる。
【００６３】
特に請求項５の本発明によれば、残電圧値の生成工程において、純粋微分を回避することができると言う作用が、ひいては、残電圧値が現実的な信号に対して不必要な過大値を示したり、ノイズ等の外乱に対し不都合な過激反応することを回避することができると言う作用が得られるので、この結果、請求項３のベクトル制御方法の実現に、ノイズ等の外乱に対しロバスト性を付与できると言う効果が得られる。
【００６４】
特に、請求項６の本発明によれば、回転子の磁極位置検出器を用いない場合にも、回転ｄｑ座標系に必要な位相が、高周波領域に限定されるが、生成されると言う作用が得れるので、この結果、回転子検出器を一切用いないで高周波領域用のベクトル制御方法を実現できるという効果が得られる。
【００６５】
特に、請求項７の本発明によれば、回転子磁束の最大値Φを正の有意の値で近似同定できるので、回転子磁束の最大値Φが不明の場合にも、請求項６のベクトル制御方法を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】１実施形態に係わるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図２】１実施形態に係わるベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図３】同ベクトル制御装置の低周波領域位相生成器内部の概略構成を示すブロック図
【図４】同低周波領域位相生成器内部の電源角周波数生成器の概略構成を示すブロック図
【図５】同電源角周波数生成器を構成する残電圧生成部の概略構成を示すブロック図
【図６】同電源角周波数生成器を構成するｄ磁束生成部の概略構成を示すブロック図
【図７】図２における高周波領域位相生成器の概略構成を示すブロック図
【図８】同高周波領域位相生成器内部のフィルタ部の構成を示すブロック図
【図９】実施形態に係わる実験結果の１例
【図１０】図２における高周波領域位相生成器の他の実施形態による概略構成を示すブロック図
【図１１】同高周波領域位相生成器内のノルム同定部における処理内容を示す流れ図
【図１２】従来のベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【符号の説明】
１        同期電動機
２        磁極位置検出器
３        電力変換器
４        電流検出器
５ａ      ３相２相変換器
５ｂ      ２相３相変換器
６ａ      ベクトル回転器
６ｂ      ベクトル回転器
７        電流制御器
８        正弦信号発生器
９        低周波領域位相生成器
９ａ      電源角周波数生成器
９ａａ    残電圧生成部
９ａｂ    ｄ磁束生成部
９ａｂａ  基本部
９ａｂｂ  バランス部
９ａｂｃ  リミッタ部
９ａｃ    電源角周波数演算部
９ｂ      積分器
９ｃ      正弦信号発生器
９ｄ      低域通過フィルタ
１０      高周波領域位相生成器
１０ａ    フィルタ部
１０ｂ    フィルタ部
１０ｃ    演算部
１０ｄ    ノルム同定部
１１      位相合成器
１２      ベクトルコントローラ基本部
【図１】
0003612636.tif 000012
【図２】
0003612636.tif 000013
【図３】
0003612636.tif 000014
【図４】
0003612636.tif 000015
【図５】
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【図６】
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【図７】
0003612636.tif 000018
【図８】
0003612636.tif 000019
【図９】
0003612636.tif 000020
【図１０】
0003612636.tif 000021
【図１１】
0003612636.tif 000022
【図１２】
0003612636.tif 000023