(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列接続された複数の電力変換器を用いて、３相交流電動機を駆動する場合の並列多重電力変換器の制御装置において、
前記複数の電力変換器のそれぞれに対し、その出力電流を電動機の磁束または磁極に平行な第１の電流と、これと直交する第２の電流と、零相成分である第３の電流とに分解し、それぞれの電流成分を独立してフィードバック制御し、かつ前記零相電流を零に制御する制御手段を設けたことを特徴とする並列多重電力変換器の制御装置。
【請求項２】
並列接続された複数の電力変換器を用いて、３相交流負荷に給電する場合の並列多重電力変換器の制御装置において、
複数の電力変換器のそれぞれに対し、その出力電流を定常状態では直流電流となる２組の回転座標系の第１，第２の電流と、零相成分である第３の電流とに分解し、それぞれの電流成分を独立してフィードバック制御し、かつ前記零相電流を零に制御する制御手段を設けたことを特徴とする並列多重電力変換器の制御装置。
【請求項３】
前記零相電流の制御手段として比例調節器を用いることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の並列多重電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数の電力変換器（例えばインバータ）により、３相交流電動機などの多相交流負荷を駆動するための制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多重インバータを構成する方法として、複数の電圧形インバータを並列に接続し、これら各インバータの同相出力間に相間リアクトルを接続するものが知られている。図４は３相出力の２多重インバータを、また、図５は３相出力の３多重インバータの構成例をそれぞれ示す（例えば特開昭６０−９８８７５号参照）。ここで、図４の相間リアクトル９と、図５の相間リアクトル９１〜９３は、複数のインバータ間を流れる循環電流（ｉk ）の高調波成分を抑制する作用を有している。
【０００３】
相間リアクトルは循環電流の高調波成分を抑制できるが、制御誤差などの原因で生じる直流成分や低周波成分の循環電流は抑制できない。このため、低周波の循環電流が過大になる場合があり、この現象によりインバータが過電流で故障することがある。これを解決するため、例えば特開平３−２５３２９３号に記載された方法では、一方のインバータでそのインバータの出力電流を制御し、他方のインバータで２組のインバータの出力電流の平均値を制御し、結果として循環電流を零とするようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
多重インバータを構成する場合、複数のインバータおよび制御装置を単に組み合わせて多重化できれば、開発費や設計費を低減できるだけでなく、製品の低コスト化が達成できるので好ましい。しかるに、上記特開平３−２５３２９３号に記載の方法では、２組の電流の平均値を演算する機能が付加されるので、ただ単に２組のインバータを組み合わせて多重化するわけには行かない。また、３多重化の場合には、２多重化の場合と異なる機能が必要になることが考えられる。このように、２多重用の制御装置，３多重用の制御装置など、多重数に応じた制御装置の開発と設計が必要となり、コストアップの要因となる。
したがって、この発明の課題は、多重数に応じた特別な開発や設計を要することなく、複数のインバータを組み合わせて多重インバータを構成できる低コストの制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
例えば、多相交流機の制御では、多相交流電流を電動機の磁束の方向に平行する磁化電流成分と、それに直交するトルク電流成分に分解して制御するベクトル制御が良く知られている。この制御では磁化電流をフィードバックする磁化電流制御系と、トルク電流をフィードバックするトルク電流制御系が用いられる。
一方、従来の並列多重インバータの制御では、複数のインバータの出力電流を平均化するという発想のもとに制御系を構成するのが一般的であった。
【０００６】
この発明は、上記の磁化電流とトルク電流の制御に加え、インバータの出力電流に含まれる零相電流を検出し、この零相電流が零となるように制御すれば、自ずと複数のインバータの出力電流が平均化されることに着目したもので、零相電流の制御を比例増幅器を用いて安定に行なうようにしている。
すなわち、零相電流が零となるよう比例増幅器によりフィードバック制御することにより、各インバータ間を還流する循環電流を零に、しかも安定に制御することができる。また、多重数が任意のインバータでも、各インバータの制御は同じとなり、多重数を増やしてもそのための開発や設計が不要になる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図で、３相誘導電動機をベクトル制御にて駆動する２多重インバータの制御ブロック図を示す。
同図において、１１は磁化電流調節器、１２はトルク電流調節器、１３は零相電流調節器、２１〜２３は座標変換器、３はＰＷＭ（パルス幅変調）制御装置、４１，４２はインバータ、５は誘導電動機（誘導機，ＩＭ）、６は積分器、７はすべり演算器である。すなわち、インバータ４１に対して磁化電流調節器１１、トルク電流調節器１２、零相電流調節器１３、座標変換器２１〜２３、ＰＷＭ制御装置３、積分器６、すべり演算器７等からなる制御手段を設けたもので、インバータ４２についても同様の機能が付与される。
【０００８】
図１のｉM * は磁化電流の指令値、ｉT * はトルク電流の指令値であり、３相電流の検出値は座標変換器２１で下記数１を用いて、直交座標系における２相交流ｉα，ｉβと零相電流ｉ０に変換される。なお、零相電流の定義として、数１の比例係数（１／３）1/2 の代わりに１／３を用いる場合もあるが、各相の電流の和に比例する電流が検出できれば、いずれを用いても良い。
【０００９】
〔数１〕
ｉα＝（２／３）1/2 （ｉａ−ｉｂ／２−ｉｃ／２）
ｉβ＝（２／３）1/2 （３1/2 ｉｂ／２−３1/2 ｉｃ／２）
ｉ０＝（１／３）1/2 （ｉａ＋ｉｂ＋ｉｃ）
【００１０】
ｉα，ｉβはさらに、座標変換器２２により次の数２で回転磁束上の電流に座標変換され、ｉM とｉT が求まる。ここで、θはすべり演算器と積分器から求まる誘導機の固定子軸（α軸）と磁束軸（Ｍ）軸との交角を示す。
〔数２〕
ｉM ＝ｉαｃｏｓθ＋ｉβｓｉｎθ
ｉT ＝−ｉαｓｉｎθ＋ｉβｃｏｓθ
【００１１】
座標変換されたｉM ，ｉT とｉα，ｉβの関係を図２に示す。
α−β軸とＭ−Ｔ軸の交角θは、以下のように求める。すなわち、ｉM ，ｉT からすべり演算器７で、まず誘導電動機５のすべり角速度を求め、これに速度検出器から求めた速度を加算すると、誘導電動機５の２次磁束の角速度が求まり、これを積分器６で積分することで、α−β軸に対する２次磁束軸、つまりＭ−Ｔ軸の角度が求められることになる。
【００１２】
ｉM とｉT の両検出値は、それぞれの指令値ｉM * ，ｉT * に一致するよう、磁化電流調節器１１とトルク電流調節器１２でフィードバック制御される。両調節器の出力は、それぞれＭ軸電圧指令値ｖM * とＴ軸電圧指令値ｖT * である。また、零相電流の指令値は零であり、零相電流が零となるようフィードバック制御される。零相電流調節器１３の出力は零相電圧ｖ０* である。
【００１３】
ｖM * ，ｖT * およびｖ０* から、下記数３，数４を用いて座標変換器２３で３相の電圧指令ｖａ* ，ｖｂ* およびｖｃ* が求められる。
〔数３〕
ｖα* ＝ｖM * ｃｏｓθ−ｖT * ｓｉｎθ
ｖβ* ＝ｖM * ｓｉｎθ＋ｖT * ｃｏｓθ
〔数４〕
ｖａ* ＝（２／３）1/2 （ｖα* −ｖ０* ／２1/2 ）
ｖｂ* ＝（２／３）1/2 （−ｖα* ／２＋３1/2 ｖβ* ／２＋ｖ０* ／２1/2 ）
ｖｃ* ＝（２／３）1/2 （−ｖα* ／２−３1/2 ｖβ* ／２＋ｖ０* ／２1/2 ）
【００１４】
さらに、上記３相の電圧指令をパルス幅変調（ＰＷＭ）して、インバータの制御が行なわれる。もう一方のインバータに関しても制御は全く同じなので、説明は省略する。
以上の構成によれば、ｉM ，ｉT および零相電流ｉ０が制御されるので、等価的に３相電流が制御でき、インバータ間に循環電流が流れることもない。さらに上記構成では各インバータの制御は同じなので、３多重以上と多重数が増えてもインバータの制御を変更する必要がない。また、誘導電動機の駆動について説明したが、同期電動機の制御についても同様である。
【００１５】
図３はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図で、負荷５Ａが抵抗やインダクタンスの場合の例である。
すなわち、２相発振器８は周波数指令ω*からθ＝ω*ｔ（ｔ：時間）で与えられる位相θを出力する。電流の大きさＩは、第１の電流指令ｉ1*と第２の電流指令ｉ2*に対し次の数５で与えられるので、例えばｉ1*は電流Ｉの大きさに等しくし、ｉ2*は零に設定すれば良い。その他は図１と同様なので、説明は省略する。
〔数５〕
Ｉ＝（ｉ1*2＋ｉ2*2）1/2
以  上
【００１６】
ところで、図１，図３の電流調節器１１，１２は、定常偏差を零にするため、一般には比例要素と積分要素からなる比例積分調節器（ＰＩ調節器）とされることが多い。これに対し、零相電流調節器１３は比例調節器（Ｐ調節器）とすることが望ましい。その理由は以下のとおりである。
図１，図３の例では、電流の独立変数の数は５である。このことは、例えば図１の第１のインバータ４１のｉM ，ｉT ，ｉ０と、第２のインバータ４２のｉM ，ｉT が制御されれば、第２のインバータ４２のｉ０は一義的に決定されることを示している。したがって、第１のインバータ４１のｉM ，ｉT ，ｉ０と、第２のインバータ４２のｉM ，ｉT ，ｉ０とを互いに独立にＰＩ調節器でフィードバック制御すると、制御誤差が原因で制御不能となる場合が生じるおそれがある。そこで、零相電流調節器をＰ調節器とすれば、定常偏差が生じて上記の問題を回避することができる。なお、この定常偏差はＰ調節器のゲインを高めれば非常に小さくできるので、実用上の問題はない。
【００１７】
【発明の効果】
この発明によれば、零相電流のフィードバック制御を行なうようにしたので、多重インバータを構成する各インバータの制御を同じにすることができ、多重数を増やしてもインバータの制御を変更する必要がない。つまり、インバータの多重数によって新たな開発や設計を行なう必要がないため、製品の低コスト化が達成できるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】図１の各電流と座標軸の関係を説明する説明図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図４】並列２多重インバータの従来例を示す構成図である。
【図５】並列３多重インバータの従来例を示す構成図である。
【符号の説明】
１１…磁化電流調節器、１２…トルク電流調節器、１３…零相電流調節器、２１〜２３…座標変換器、３…ＰＷＭ制御装置、４１，４２…インバータ、５…誘導電動機（誘導機，ＩＭ）、５Ａ…負荷、６…積分器、７…すべり演算器、８…発振器。
【図１】
0003676056.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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