(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法において、
一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行ない、前記誘導電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と位相が９０°異なる第２の正弦波を発生させ、交番磁束が発生するように第１の正弦波の励磁電流指令を与え、第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定し、前記正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と同位相の第２の正弦波を発生させ、該第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、該第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の振幅差が零となるように前記誘導電動機の励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数および励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定する、誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の可変速制御として応答性と精度の両者に優れたすべり周波数制御方式が知られており、特に電動機の一次電流を励磁電流とトルク電流とに分けて制御し、二次磁束とトルク電流を常に直交するように制御することで直流電動機と同等の応答性を得ることのできるベクトル制御方式が実施され、近年、速度センサ（ＰＧ）を除去（以下、ＰＧレスと略す）し、単純化と耐環境性の向上が図られている。
通常、ＰＧレスシステムは、図６に示されているように、交流電源を直流に変換するダイオードとコンデンサからなるコンバータ（変換器）部と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電流制御器出力の電圧指令をサイリスタやＩＧＢＴ等のスイッチング素子を用いてＰＷＭ信号に変調し、交流電圧を発生するインバータ（逆変換）部からなる電圧形ＰＷＭインバータ２０１、誘導電動機２０２、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に流れる電流を検出する電流検出器２０６，２０７，２０８、Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれの相間の電圧を検出する電圧検出器２０５、ベクトル制御を行うベクトル制御装置２０３および指令発生器２０４からなる。
【０００３】
図７はベクトル制御装置２０３のブロック図である。このベクトル制御装置２０３は、係数器１０９，１２０と、積分器１１２と、位相θ１＊を入力とし、ｅｘｐ（ｊθ１＊）、つまり、ｃｏｓθ１＊＋ｊｓｉｎθ１＊を発生する関数発生器１１３と、磁束ベクトルの方向（以下、「ｄ軸」と称す。）とそれに直交する方向（以下、「ｑ軸」と称す。）に成分を持つベクトルを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の互いに１２０度の位相差を持つ方向の成分に変換する二相／三相変換器１０６と、ｄ軸成分αとｑ軸成分βに対する
【０００４】
【数１】
0003609098.tif 000002
のベクトル、つまり振幅
【０００５】
【数２】
0003609098.tif 000003
、位相ｔａｎ−１（β／α）を演算するベクトル演算器１０４と、ベクトル
【０００６】
【外１】
0003609098.tif 000004
とｅｘｐ（ｊθ１＊）を入力とし、位相をθ１＊＋ｔａｎ−１（β／α）とするベクトル回転器１０５と、励磁電流指令
【０００７】
【外２】
0003609098.tif 000005
をｄ軸成分に持ち、ｑ軸成分は零であるベクトルをつくるベクトル演算器１１１と、このベクトルとｅｘｐ（ｊθ１＊）から振幅を
【０００８】
【外３】
0003609098.tif 000006
、位相をθ１＊とする励磁電流指令ベクトル
【０００９】
【外４】
0003609098.tif 000007
を作成するベクトル回転器１１４と、電圧検出器２０５から得られた一次電圧ベクトル
【００１０】
【外５】
0003609098.tif 000008
、および電流検出器２０６，２０７，２０８から得られた一次電流ベクトル
【００１１】
【外６】
0003609098.tif 000009
により磁束を検出する磁束演算部１１６’と、該磁束演算部１１６’で得られた二次鎖交磁束ベクトル
【００１２】
【外７】
0003609098.tif 000010
と電流モデル磁束ベクトル
【００１３】
【外８】
0003609098.tif 000011
の位相偏差δを求める位相比較器１１５と、その位相偏差δが“０”になるように比例・積分制御（以下、「ＰＩ制御」と略記する。）する位相制御器１１０と、回転子電気角速度（以下、単に「速度」と略記する。）の大きさにより弱め磁界を行う磁束指令演算部１０３と、除算器１０２，１０８と、指令発生器２０４から指令されて速度指令ωｒ＊と速度推定値
【００１４】
【外９】
0003609098.tif 000012
の偏差を“０”にするために設けられ、ＰＩ制御を行う速度制御器１０１と、磁束指令ψ２＊と検出された磁束ψ２  の磁束偏差（△ψ２  ）を“０”にするために設けられ、Ｉ制御を行う磁束制御器１０７と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相毎に一次電流の指令値と検出値の偏差を“０”にするように設けられたＰ制御を行う電流制御器１１７１  〜１１７３  と、減算器１１８１  〜１１８５  と、加算器１１９１  ，１１９２  からなる。トルク電流指令
【００１５】
【外１０】
0003609098.tif 000013
は、速度制御器１０１の出力であるトルク指令Ｔ＊  を磁束指令演算部１０３の出力である磁束指令ψ２＊で除算することにより求められる。励磁電流指令
【００１６】
【外１１】
0003609098.tif 000014
は、磁束制御器１０７の出力と磁束指令ψ２＊と係数器１２０の積の和として求められる。また、速度推定値
【００１７】
【外１２】
0003609098.tif 000015
は、位相制御器１１０の出力で与えられる。
次に、動作について説明する。
誘導電動機２０２の電圧、電流の関係は、モータ定数を図５に示す非対称Ｔ形等価回路とすると、静止座標系において（１）式で表される。
【００１８】
【数３】
0003609098.tif 000016
また、電動機磁束ベクトル
【００１９】
【外１３】
0003609098.tif 000017
，励磁電流ベクトル
【００２０】
【外１４】
0003609098.tif 000018
についてはそれぞれ（２），（３）式で示される。
【００２１】
【数４】
0003609098.tif 000019
（１）式は、（２），（３）式を用いて（４），（５）式に展開される。
【００２２】
【数５】
0003609098.tif 000020
次に、磁束の回転座標上で考えると、一次電流
【００２３】
【外１５】
0003609098.tif 000021
，二次電流
【００２４】
【外１６】
0003609098.tif 000022
は、（６），（７）式で表わされる。
【００２５】
【数６】
0003609098.tif 000023
となる。（６）式のうち、
【００２６】
【数７】
0003609098.tif 000024
に対応する指令の演算はベクトル演算器１０４、
【００２７】
【外１７】
0003609098.tif 000025
は関数発生器１１３によりそれぞれ演算される。ベクトル回転器１０５は、これら２つの要素を入力とし、一次電流指令
【００２８】
【外１８】
0003609098.tif 000026
を（６）式に対応する指令値として演算し、出力する。
また、トルク電流指令
【００２９】
【外１９】
0003609098.tif 000027
と滑り角速度指令ωｓ＊は次の（８）式の関係にあり、
【００３０】
【数８】
0003609098.tif 000028
除算器１０８および係数器１０９を用いて演算され、磁束ベクトルの角度
【００３１】
【外２０】
0003609098.tif 000029
は（９）式により、
【００３２】
【数９】
0003609098.tif 000030
位相制御器１１０の出力である速度推定値
【００３３】
【外２１】
0003609098.tif 000031
と（８）式で求められた滑り角速度指令ωｓ＊の和を積分器１１２により積分することで求められる。
ベクトル回転器１０５の出力値である一次電流指令
【００３４】
【外２２】
0003609098.tif 000032
は二相／三相変換器１０６によりＵ，Ｖ，Ｗ相に変換され、電流検出器２０６，２０７，２０８で検出された各相の電流検出値とのそれぞれの差を電流制御器１１７１  ，１１７２  ，１１７３  に入力し、Ｐ制御された結果を電圧形ＰＷＭインバータ２０１への電圧指令値として出力する。電圧形ＰＷＭインバータ２０１ではその値をＰＷＭ信号に変調し、誘導電動機２０２へ出力する。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相間の電圧は、電圧検出器１０５により検出され、一次電流検出値とともに磁束演算部１１６’の入力となる。
次に、磁束演算部１１６’の動作を説明する。
（２），（５）式により一次電流
【００３５】
【外２３】
0003609098.tif 000033
に対する電流モデル磁束式（１０）式が導かれ、速度ωｒ  を速度推定値
【００３６】
【外２４】
0003609098.tif 000034
に置き換えると、（１１）式に変形される。
【００３７】
【数１０】
0003609098.tif 000035
また、（４）式により誘導電動機２０２の電圧、電流を基にした電動機磁束式（１２）式が導かれるので
【００３８】
【数１１】
0003609098.tif 000036
磁束演算部１１６’は図８の構成となっている。一次電流
【００３９】
【外２５】
0003609098.tif 000037
の一次抵抗Ｒ１＊および漏れインダクタンス
【００４０】
【外２６】
0003609098.tif 000038
を補償回路１２４により補償し、一次電圧
【００４１】
【外２７】
0003609098.tif 000039
との差分を積分器１２７１  により積分し、電動機磁束ベクトル
【００４２】
【外２８】
0003609098.tif 000040
を求める。振幅演算部１２３は
【００４３】
【数１２】
0003609098.tif 000041
の演算を行ない、その結果を磁束検出値ψ２  として出力する。また、励磁電流指令ベクトル
【００４４】
【外２９】
0003609098.tif 000042
は係数器１２５１  で励磁インダクタンスＭ＊  が補償された後、積分器１２７２  と係数器１２５２からなる一次遅れフィルタを通って電流モデル磁束ベクトル
【００４５】
【外３０】
0003609098.tif 000043
として出力される。
以上のようにしてＰＧレスでのベクトル制御が行われるため、制御対象となる誘導電動機２０２のモータ定数（例えば一次、二次抵抗、漏れインダクタンス、二次回路時定数）から演算によって、速度、磁束、滑り角速度等を求める必要があり、従来は、誘導電動機の設計値あるいは測定値によるモータ定数を用いて演算を行っていた。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術では、誘導電動機の設計値からの演算や測定に手間がかかるだけでなく精度のよい測定が難しいという問題点がある。
本発明の目的は、誘導電動機のモータ定数である、二次回路時定数と励磁インダクタンスの設定を精度よく自動的に行うことのできる、誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法を提供することである。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
本発明の、誘導電動機のベクトル装置におけるモータ定数同定方法は、一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行ない、前記誘導電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と位相が９０°異なる第２の正弦波を発生させ、交番磁束が発生するように第１の正弦波の励磁電流指令を与え、第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定し、前記正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と同位相の第２の正弦波を発生させ、該第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、該第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の振幅差が零となるように前記誘導電動機の励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数および励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定する。
【００４８】
【作用】
（１１）式で表わされる電流モデルは、図９（ａ）のブロック図のようになり、特に速度ωｒ  ＝０のとき、（１１）式は（１３）〜（１５）式に、ブロック図は図９（ｂ）に変形される。
【００４９】
【数１３】
0003609098.tif 000044
モータ定数を図５に示す非対称Ｔ形等価回路とすると、一次電圧ベクトル
【００５０】
【外３１】
0003609098.tif 000045
は（１６）式で与えられる。
【００５１】
【数１４】
0003609098.tif 000046
これを（１２）式に代入すると、（１７）式が導かれる。
【００５２】
【数１５】
0003609098.tif 000047
ここで、漏れインダクタンス
【００５３】
【外３２】
0003609098.tif 000048
の補償値
【００５４】
【外３３】
0003609098.tif 000049
と一次抵抗Ｒ１の補償値Ｒ１＊が予め正確に設定されていれば、（１８）式が導かれる。
【００５５】
【数１６】
0003609098.tif 000050
ここで、（１５），（１８）式を用いて、
【００５６】
【外３４】
0003609098.tif 000051
のベクトル積をとると、
【００５７】
【数１７】
0003609098.tif 000052
【００５８】
となり、ｓｉｎ（γ−γ＊  ）が正で電流モデルの二次回路時定数Ｔ２＊を大に、ｓｉｎ（γ−γ＊  ）が負で二次回路時定数Ｔ２＊を小に制御し、ｓｉｎ（γ−γ＊  ）が零になれば、γ＊  ＝γ、つまりＴ２＊＝Ｔ２  が実現される。
二次回路時定数Ｔ２  の同定ののち、２つのベクトル
【００５９】
【外３５】
0003609098.tif 000053
の振幅の差を考えると、
【００６０】
【数１８】
0003609098.tif 000054
となり、振幅差が正で電流モデルの励磁インダクタンスＭ＊  を大に、振幅差が負で励磁インダクタンスＭ＊  を小に制御し、零になれば、Ｍ＊  ＝Ｍが実現される。
以上により、励磁インダクタンスＭと二次回路時定数Ｔ２  が独立に同定できるので、Ｒ２  ＝Ｍ／Ｔ２  の関係により二次抵抗Ｒ２  についても同定できる。
【００６１】
【実施例】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図１は本発明の一実施例のベクトル制御装置のブロック図、図２は位相判別モードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図、図３は二次回路時定数チューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図、図４は励磁インダクタンスチューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。図１においては、図７の構成要素と同一のものには同じ番号がつけられている。
本実施例が図７の従来例と異なる点は、ｓｉｎ波とｓｉｎ波、ｓｉｎ波とｃｏｓ波のように、同位相と９０°位相差の２つの正弦波を発生可能な正弦波発生器１２１と、励磁電流指令
【００６２】
【外３６】
0003609098.tif 000055
に正弦波発生器１２１の一方の出力を乗算し、ベクトル演算器１０４に出力する乗算器１２２１  と、励磁電流指令
【００６３】
【外３７】
0003609098.tif 000056
に正弦波発生器１２１の他方の出力を乗算し、ベクトル乗算器１１１に出力する乗算器１２２２  を有し、磁束演算部１１６が、自動測定のモードにより、図２，図３，図４の構成に切替えられるようになっている点である。図２，図３，図４において励磁電流ベクトルをスカラで表現しているのは、電動機２０２の磁束は回転していない状態にあるからである。図２，図３，図４の構成および動作を説明する。
（１）位相判別モード（図２）
まず、位相判別モードでは、速度制御器１０１のＰＩのゲインを共に零にすることでトルク電流指令
【００６４】
【外３８】
0003609098.tif 000057
及び滑り角速度指令ωｓ＊を零にし、また正弦波発生器１２１の２出力をｓｉｎ波とｓｉｎ波の同位相とし、励磁電流指令
【００６５】
【外３９】
0003609098.tif 000058
に一方のｓｉｎ波を掛けこれを新しく励磁電流指令とすることで交番磁束を発生させる。この状態では電動機２０２は回転しないので、図９（ｂ）が成立する。磁束演算部１１６は図２の構成とし、正弦波発生器１２１の出力の他方のｓｉｎ波を磁束演算部１１６内の電流磁束モデルに入力し、電流モデル磁束ベクトル
【００６６】
【外４０】
0003609098.tif 000059
を得る。また、電動機磁束ベクトル
【００６７】
【外４１】
0003609098.tif 000060
を二相／三相変換器１０６と逆変換を行なう三相／二相変換器１３１に入力し、直交する二軸α，βに射影して得られた二出力
【００６８】
【外４２】
0003609098.tif 000061
と、電動機磁束ベクトル
【００６９】
【外４３】
0003609098.tif 000062
は互いにほぼ同位相または逆位相の関係にある。トルク電流指令
【００７０】
【外４４】
0003609098.tif 000063
を零にしているので
【００７１】
【数１９】
0003609098.tif 000064
より、
【００７２】
【外４５】
0003609098.tif 000065
は（２２）式に、電流モデル磁束ベクトル
【００７３】
【外４６】
0003609098.tif 000066
は（２３）式に示される信号となる。
【００７４】
【数２０】
0003609098.tif 000067
電流モデル磁束ベクトル
【００７５】
【外４７】
0003609098.tif 000068
とα軸とのなす角θの大きさにより同位相か逆位相かが決まる。いま、
【００７６】
【外４８】
0003609098.tif 000069
とψαがほぼ同位相であることを仮定しスイッチ１２９１  を▲１▼側にし、積分器１２７３  出力と零を比較器１２８１  で比較し、その出力値が負であればスイッチ１２９１  を▲３▼側にして位相反転器１３０１  の出力を乗算器１２６１  の入力値とする。これにより乗算器１２６１  の２つの入力値はほぼ同位相となる。
【００７７】
【外４９】
0003609098.tif 000070
と
【００７８】
【外５０】
0003609098.tif 000071
についても、位相反転器１３０２  、乗算器１２６２  、積分器１２７４  、比較器１２８２  により全く同様にしてスイッチ１２９２  の方向が決められる。
（２）二次回路時定数Ｔ２  のチューニングモード
次に、二次回路時定数Ｔ２  のチューニングモードとし、磁束演算部１１６を図３に示す構成にする。この図ではスイッチ１２９１  ，１２９２  および位相反転器１３０１  ，１３０２  が省略されている。正弦波発生器１２１の２出力として、ｓｉｎ波とｃｏｓ波の９０°位相差の正弦波を発生させ、励磁電流指令
【００７９】
【外５１】
0003609098.tif 000072
側の乗算器１２２の入力をｃｏｓ波、磁束演算部１１６内の電流磁束モデル指令の入力をｓｉｎ波とし、同位相とした
【００８０】
【外５２】
0003609098.tif 000073
の和ψαβと
【００８１】
【外５３】
0003609098.tif 000074
の積を乗算器１２６１  で行うことで、（２４）式を実行する。
【００８２】
【数２１】
0003609098.tif 000075
（２４）式の第１項の交流成分を落す目的で通したフィルタ１２２１  出力と零を比較器１２８１  で比較し、その出力値が正であれば係数器１２５２  を大きく、負であれば係数器１２５２  を小さくして、その結果（２４）式の値を零にすることでγ＊  ＝γを成立させ、二次回路時定数Ｔ２  の逆数を係数器１２５２  の値として測定する。
（３）励磁インダクタンスＭのチューニングモード
最後に、励磁インダクタンスＭのチューニングモードとし、磁束演算部１１６を図４に示す構成にする。この図においてもスイッチ１２９１  ，１２９２  および位相反転回路１３０１  ，１３０２  が省略されている。正弦波発生器１２１から、励磁電流指令
【００８３】
【外５４】
0003609098.tif 000076
側の乗算器１２２１  および磁束演算部１１６内の電流磁束モデル指令の両者にｓｉｎ波を入力し、同位相とした
【００８４】
【外５５】
0003609098.tif 000077
の平方和を乗算器１２６４  ，１２６５  の和として求め、フィルタ１２２３  に入力し、その出力値から
【００８５】
【外５６】
0003609098.tif 000078
の平方値である乗算器１２６３  のフィルタ１２２２  出力値を引き、その値と零を比較器１２８１  で比較する。前のモードでγ＝γ＊  が実現されているので、（２２），（２３）式よりＭ＝Ｍ＊  のとき、この比較値が零となる。その比較値が正であれば係数器１２５１  の係数を大きく、負であれば係数器１２５１  の係数を小さくすることで、励磁インダクタンスＭを測定し、係数器１２５１  にその値を設定すると共に、係数器１２５１  と１２５２  の積で二次抵抗Ｒ２  が求まるので係数器１０９の値をその値に変更する。
チューニング終了後、磁束演算部１１６を図８に示す構成にし、速度制御器１０１のゲインを元に戻し、正弦波発生器１２１をはずし、構成を従来の構成図である図７に戻す。
【００８６】
以上の動作により、電動機の定数のうち、二次回路時定数Ｔ２  、励磁インダクタンスＭ、二次抵抗Ｒ２  の測定及び設定を行なうことができる。
本実施例では、磁束位相基準形のベクトル制御方式について説明したが、電動機の停止状態でのチューニングであるため、速度検出方式が異なるトルク帰還形ベクトル制御でも、また、ＰＧレスで説明を行なったが同様な理由でＰＧ付きの場合でも同様に適用できる。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行ない、誘導電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生器により、交番磁束が発生するように正弦波の励磁電流指令を与え、電動機磁束と電流指令値から導かれる電流モデル磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定し、電動機磁束と電流モデル磁束の振幅差が零となるように誘導電動機の励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数および励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定することにより、手間のかかるモータ定数の設定が精度よく、しかも簡単に行え、ひいてはＰＧレスのベクトル制御での静、動特性等の制御精度を向上させる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のベクトル制御装置のブロック図である。
【図２】図１の実施例における、位相判別モードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。
【図３】図１の実施例における、二次回路時定数チューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。
【図４】図１の実施例における、励磁インダクタンスチューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。
【図５】誘導電動機の非対称Ｔ形等価回路の回路図である。
【図６】従来のＰＧレスシステムの概略ブロック図である。
【図７】図６中のベクトル制御装置２０３のブロック図である。
【図８】図７中の磁束演算部１１６’のブロック図である。
【図９】同図（ａ）は電流磁束モデル指令を説明するブロック図、同図（ｂ）は特に速度が零のときの電流磁束モデル指令のブロック図である。
【符号の説明】
１０１    速度制御器
１０２，１０８    除算器
１０３    磁束指令演算部
１０４，１１１    ベクトル演算器
１０５，１１４    ベクトル回転器
１０６    二相／三相変換器
１０７    磁束制御器
１０９，１２０    係数器
１１０    位相制御器
１１２    積分器
１１３    関数発生器
１１５    位相比較器
１１６    磁束演算部
１１７１  ，１１７２  ，１１７３      電流制御器
１１８１  〜１１８５          減算器
１１９１  ，１１９２          加算器
１２１        正弦波発生器
１２２１  ，１２２２  ，１２２３          フィルタ
１２３        振幅演算部
１２４        補償回路
１２５１  ，１２５２          係数器
１２６１  〜１２６５          乗算器
１２７１  〜１２７４          積分器
１２８１  ，１２８２          比較器
１２９１  ，１２９２          スイッチ
１３０１  ，１３０２          位相反転器
１３１        三相／二相変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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