(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタと、前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力電圧に応じて前記第一の信号発生手段の出力周波数を前記受信信号の搬送波周波数と等しくなる方向に制御する周波数補正手段とで構成された受信装置。
【請求項２】
受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタと、前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段とで構成され、前記雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手段とで構成し、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、主として無線通信に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線通信における受信方式としてシングルス−パヘテロダイン方式やダブルス−パヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとして水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタが用いられている。そのため形状が大きいことや高価であること等の諸問題がある。そのため近年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方式が検討されてきている。図９に従来のダイレクトコンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段であり、第一の波形整形手段１２と第二の波形整形手段１３とＤ−フリップフロップ１４からなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５の出力端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２の出力端子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは第二の波形整形手段１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリップフロップ１４の出力端子である。さてアンテナ１に
Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t      P(t)：１または−１の符号列
ω：搬送波角周波数          Δω：角周波数偏移であり極性は正
で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考える。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。信号発生手段６では
Ｑ＝COS{ω+x}・t                x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターでは信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}・tとなる。第一のミキシング手段３では信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわれる。そして第一及び第二の低域フィルター４、９により希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅される。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
【０００３】
端子ａ：Ｓ×Ｑ＝COS{P(t)・Δωーx}・t
端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t
信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いられており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にするためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図１０に示し、図１０を参照しながら説明する。図１０から明かなように符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することにより元の符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロップを用いて図９の端子ｂ、端子ｃに示す波形より、端子ｅの出力波形を得ることができる。図１０において端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）をラッチして端子ｅに出力する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、符号列P(t)の符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。
【０００５】
（１）誤差ｘが角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合
符号列P(t)が変化しても、端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生じない。そのため符号列P(t)を再生できない。
【０００６】
（２）符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合
１ビット伝送時間内に端子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってくるため符号列P(t)正確な再生ができない。
【０００７】
さらに従来の構成では、復調可能な変調信号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のようなアナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号は復調することができないという課題があった。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するもので、簡単なスイッチ手段を用いて誤差ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能とするだけでなく、音声信号のようなアナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号も復調することのできる受信装置を実現することを目的としたものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタと、前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力電圧に応じて前記第一の信号発生手段の出力周波数を前記受信信号の搬送波周波数と等しくなる方向に制御する周波数補正手段とを備えたものでもある。
【００１２】
また、受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記第二のスイッチ手段の前段あるいは後段に設けられ前記第一及び第二のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング手段からの信号の高調波成分を減衰させるフィルタと、前記演算手段の出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段とで構成され、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力とするものでもある。
【００２０】
また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手段とで構成されたものでもある。
【００２１】
【作用】
本発明は上記構成によって、第二の信号発生手段からの信号周波数を、受信すべき搬送波周波数と第一の信号発生手段の発振周波数との角周波数誤差ｘよりも大きく設定することにより角周波数誤差ｘの影響を受けることがない。さらに、第一のミキシング手段からの信号及び第二のミキシング手段からの信号が非線形回路を通ることにより発生する高調波成分を減衰させることにより符号列P(t)を正確に再生することができることとなる。
【００２２】
【実施例】
以下本発明の実施例を図１を参照して説明する。なお図９の従来例と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、１０１は第一のリミッタアンプ、１０２は第一の高調波除去フィルタ、６は第一の信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１０３は第二のリミッタアンプ、１０４は第二の高調波除去フィルタ、１５は第一のスイッチ手段、１６は第二のスイッチ手段、１７は第二の信号発生手段、１８は９０゜移相手段、１９は加減算を行う演算手段、２０は帯域フィルタ、２１は周波数−電圧変換手段、２２は雑音除去手段、２３は周波数補正手段である。さてアンテナ１に入力する信号Ｓとして、
Ｓ＝cos{ω+Δω}・t
ω：搬送波角周波数  Δω：角周波数偏移であり正負両方の極性を有する
を考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｓは周波数変調を受けた信号である。第一の信号発生手段６では、従来例と同様
Ｑ＝COS{ω+x}・t        x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一の低域フィルタ４および第二の低域フィルタ９の出力端子ａ及びｃには
端子ａ：Ｓ×Ｑ＝COS{Δωーx}・t
端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t
なる信号が生じる。上記信号は第一のリミッタアンプ１０１及び第二のリミッタアンプ１０３で増幅され信号が大きい場合には上下対象に信号がクリップされる。すなわち矩形波信号に変換され、角周波数{Δωーx}の整数倍の角周波数成分が発生する。一方、第二の信号発生手段１７では
Ｒ＝COS{r・t}-(1/3)・COS{3・r・t}+(1/5)・COS{5・r・t)
で表される矩形波信号Ｒを発生させる。ここでｒ＞（Δωーx）に設定されている。
【００２３】
例えば最大角周波数偏移＝２．４ｋＨｚ／（２π）、最大周波数誤差＝−４ｋＨｚとすると（Δωーx）の最大値は６．４ｋＨｚであるからｒ／（２π）＝１６ｋＨｚに設定する。
【００２４】
まず説明を簡単にするためにリミッタアンプ１０１及び１０３において信号がクリップされず線形に増幅された場合を考える。端子ａの信号は第一のスイッチ手段１５において、第二の信号発生手段で発生する矩形波信号Ｒによりスイッチングされる。一方９０゜移相手段１８の出力には
Ｒ’＝SIN{r・t}+(1/3)・SIN{3・r・t}+(1/5)・SIN{5・r・t)
なる矩形波信号Ｒ’が出力する。従って、端子ｃの信号は第二のスイッチ手段１６において、矩形波信号Ｒ’によりスイッチングされる。よって第一のスイッチ手段１５の出力端子ａ’及び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｃ’には
端子ａ’：｛COS{(Δωーx)・t}｝・｛COS{r・t}-(1/3)・COS{3・r・t}+・・・・・・・｝
端子ｃ’：｛SIN{(Δωーx)・t}｝・｛SIN{r・t}+(1/3)・SIN{3・r・t}+・・・・・・・｝
が生じる。
【００２５】
端子ａ’及び端子ｃ’の信号は、演算手段１９において加算される。従って演算手段１９の出力端子ｆには
端子ｆ：COS｛n・{{r+x}ーΔω}・t｝-(1/3)・COS｛{{3・r-x}+Δω}・t｝+…  (1)式
なる信号が出力する。帯域フィルタ２０は、第一のスイッチ手段１７及び第二のスイッチ手段１８で発生する角周波数ｒの高調波成分に関係する項、すなわち(1)式の第二項以上を除去するためのものである。従って帯域フィルタ２０の出力端子ｆ’には
端子ｆ’：COS｛{{r+x}ーΔω}・t｝                                  (2)式
なる信号が出力する。ここでr＞（Δω-x）に設定されているため、(2)式の位相は正の時間において常に正である。すなわち負の周波数が生じることはない。よって(2)式から明かなように端子ｆ’に生じる出力信号は{r+x}なる角周波数を有する搬送波信号がΔωの周波数偏移を受けた周波数変調信号とみなすことができる。従って周波数に比例した出力電圧を発生する周波数−電圧変換手段２１により端子ｆ’に生じた周波数変調信号を復調することができる。さらに端子ｆ’に生じた復調信号は雑音除去手段２２でＦＭ復調において発生するＦＭ復調特有のパルス状の雑音が除去され端子ｇに出力される。帯域フィルタ２０は中心周波数が１６ｋＨｚ付近と低いためモノリシックＩＣで構成することができる。なお第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイッチ構成によっては、角周波数ｒの成分がスイッチ手段１５、１６の出力に生じる場合がある。この時第二の信号発生手段１７からの矩形波信号を第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、角周波数ｒの成分を打ち消すようにする。また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイッチ構成によっては、端子ａあるいは端子ｃの信号が第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６に生じることがある。この端子ａあるいは端子ｃの信号は、帯域フィルタ２０で取り除くことができるが、帯域フィルタ２０の代わりにローパスフィルタを用いた場合には、端子ａあるいは端子ｃの信号を第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、端子ａあるいは端子ｃの信号を打ち消すようにすればよい。
【００２６】
次に、リミッタアンプ１０１及び１０３において信号がクリップされ矩形波信号に変換された場合を考える。矩形波信号は立ち上がり、立ち下がりの変化点において位相が不連続に変化する。従って高調波除去フィルタ１０２及び１０４がない場合、演算手段１９の出力信号は端子ａ、端子ｃの矩形波信号の立ち上がり及び立ち下がり点において周波数がインパルス的に変化することになる。すなわち演算手段１９の出力信号は広帯域の周波数成分を有することになる。そのため次段の帯域フィルタ２０において帯域制限された時、端子ａ、端子ｃの矩形波信号の立ち上がり及び立ち下がり点のタイミングにおいて振幅が大きく下がるという現象を生じさせ周波数−電圧変換手段２１における周波数復調出力に歪を発生させることになる。データ伝送においてはビット誤り率を悪化させることになる。そこで本発明では第一の高調波除去フィルタ１０２及び第二の高調波除去フィルタ１０４を用いて、端子ａ、端子ｃの矩形波信号の高調波成分を除去することにより矩形波信号の立ち上がり及び立ち下がりをなめらかにしている。これにより演算手段１９の出力信号は周波数がインパルス的に変化することはないため、帯域フィルタ２０で帯域制限を行っても出力信号の振幅が大きく下がることはなくなる。したがって周波数−電圧変換手段２１における周波数復調出力に歪が生じることはない。
【００２７】
このように本発明の構成を用いれば、第一の信号発生手段６で発生する信号の周波数安定度が悪くアンテナ入力信号の周波数との誤差角周波数ｘが大きくても第二の信号発生手段１７で発生する矩形波信号の角周波数ｒをｒ＞（Δω±ｘの最大値）に選ぶことにより誤差角周波数ｘの影響を受けることなく元のデータあるいは音声信号を復調することができる。本発明の構成を用いれば、周波数補正手段２３を用いなくても信号を復調できるが、さらに受信における安定度を向上させるために、端子ｇの信号の直流電圧を周波数補正手段２３で検出し、端子ｇの直流電圧がある基準値Ｋになるように第一の信号発生手段６の信号周波数を制御するようにすればなお効果的である。基準値Ｋは誤差角周波数ｘ＝０の時に端子ｇより出力する電圧値に等しいように設定される。周波数補正手段２３は抵抗とコンデンサより構成されるローパスフィルタを用い、ローパスフィルタの出力で第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する構成でもよいし、図１には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信したことを検知すると、端子ｇの電圧をＡ／Ｄ変換した後マイクロコンピュータ処理により第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧をＤ／Ａ変換で発生する構成にしてもよい。さらに図１には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信したことを検知すると、第一の低域フィルタ４及び第二の低域フィルタ９の遮断周波数を低くするように切り換える。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することができる。
【００２８】
また図１における演算手段１９を加算動作として説明したが引算動作を行ってもかまわない。この場合端子ｆ’の信号は、COS｛{{rーx}+Δω}・t｝となる。
【００２９】
また第一の高調波除去フィルタ１０２及第二の高調波フィルタ１０４を第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６の前段に挿入しているが、第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６の後段でかつ演算手段の前段に挿入してもよい。
【００３０】
図２は図１における第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手段の構成を示す。図２において、２４は端子ａの信号あるいは端子ｃの信号が入力する入力端子、２５は第二の信号発生手段１７からの矩形波信号ＲあるいはＲ’が入力する入力端子、２６は出力端子、２７は増幅度１の反転回路、２８は電子スイッチである。電子スイッチ２８は入力端子２５に入力する矩形波信号Ｒあるいは矩形波信号Ｒ’の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接続が切り替わる。このような電子スイッチ２８はアナログスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。
【００３１】
図３は図１における周波数−電圧変換手段２１及び雑音除去手段２２の構成を示す図及び波形図である。図１では周波数−電圧変換手段２１の後段に雑音除去手段２２を配置しているが、図３の例では周波数−電圧変換手段２１の中に雑音除去手段２２を組み込んでいる。図３Ａにおいて４０は端子ｆ’に示す周波数変調信号が入力する入力端子、２９は増幅手段、３０はコンパレータで構成された二値化手段、３１は第一の遅延手段であり、抵抗３２とコンデンサ３３とコンパレータ３４で構成される。３５は排他的論理和手段、３６は第二の遅延手段、３７はパルス挿入手段、３８はパルス発生手段、３９はローパスフィルタ、４１は復調出力端子である。入力端子４０に入力した信号の周波数が高くなると排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が狭くなり、入力周波数が低くなると排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が広くなる。従ってローパスフィルタ３９で不要な高周波成分を取り除くと排他的論理和手段３５の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができる。復調感度を上げるためには第一の遅延手段３１での遅延量を大きくすればよい。さて次に雑音除去方法について図３Ｂの波形図を用いて説明する。ｈ及びｉは排他的論理和手段３５の入力である。従って排他的論理和３５の出力はｊに示すようなパルス列となる。さて入力端子４０に入力する信号に雑音が含まれている場合、雑音の影響により信号ｈ及びｉのパルス列が不規則になり、１パルス分欠落する場合がある。このように信号ｈ及びｉのパルスが欠落すると排他的論理和手段３５の出力ｊのパルスも欠落する。従って、ｊの信号をローパスフィルタに通すとパルスが欠落した部分で大きなパルス状の雑音が生じる。パルス発生手段３８では、信号ｊに通常のパルス間隔Ｔ１より充分長い時間Ｔ２（例えばＴ２＝２・Ｔ１）の間にパルスがなければＴ１毎にHIGH／LOWを繰り返すパルス出力ｌを発生する。パルス出力ｌはｊにパルスが生じるとストップする。信号ｊは第二の遅延手段３６により遅延され、信号ｋとなる。パルス挿入手段３７では、パルス出力ｌの立ち上がり及び立ち下がりエッジにあわせて信号ｋのパルス幅に等しいパルスを信号ｋに挿入する。図３Ｂの波形図における信号ｍの○印のパルスが挿入されたパルスである。信号ｍをローパスフィルタに通し復調信号を得る。このようにパルスを挿入することによりパルスの欠落がなくなり復調出力からパルス状の雑音が発生することはなくなる。なお信号ｊにパルスを挿入したが信号ｈにパルスを挿入した後、第一の遅延手段３１で信号ｉをつくり、排他的論理和手段３５でパルスの欠落のない信号ｊを作成するようにしてもよい。
【００３２】
図４は図１における周波数−電圧変換手段２１の他の構成を示す図である。図４において図３と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。４２はエッジ検出手段、４３は単安定マルチバイブレータである。エッジ検出手段４２は図３における遅延手段３１と排他的論理和手段３５で構成されている。単安定マルチバイブレータ４３の出力は、端子４０に入力する信号の周波数に応じてパルス間隔が狭くなったり広くなったりする。従って図３の場合と同様ローパスフィルタ３９で不要な高周波成分を取り除くと単安定マルチバイブレータ４３の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができる。図４の構成の利点は遅延手段３１での遅延量を大きくとる必要がないという点である。そのためコンデンサ３３と抵抗３２で構成される回路の時定数を大きくする必要がない。そして復調感度は単安定マルチバイブレータ４３の出力のパルス幅を適当に選べば復調感度を最適に設定できる。雑音除去の方法については図３と同じである。
【００３３】
図５は雑音除去手段２２の他の構成及び波形図を示す。図５Ａにおいて４４は周波数−電圧変換手段２１の復調出力が入力する入力端子、４５はデータ信号等の希望信号を取り除いて雑音成分だけを取り出すハイパスフィルタ、４６はあるレベル以上の雑音を取り出すコンパレータ、４７はパルス幅延長手段であり、４５、４６、４７でパルス発生手段４８を構成している。４９は遅延手段、５０は保持手段、５１は出力端子である。図５Ｂの波形図を参照しながら雑音除去手段２２の動作を説明する。入力端子４４に入力した信号ｖはハイパスフィルタ４５により信号ｗとなる。コンパレータ４６でパルス状の雑音だけが取り出され信号ｘとなる。信号ｘはパルス幅延長手段４７でパルス幅が広げられ信号ｙとなる。一方信号ｖは遅延手段４９で遅延され、保持手段５０では信号ｙのパルス出力期間中、遅延された信号ｖの値がサンプリングホールドされる。従って出力端子５１の出力は信号ｚとなる。この信号ｚを図示していないがローパスフィルタを通すことによりなめらかな変化にすることができる。また保持手段５０の代わりに引算手段を用い、信号ｚと信号ｙの引算を行って雑音を除去するように構成してもよい。なおパルス発生手段の出力信号ｙとして図３の信号ｌを用いてもよい。
【００３４】
図６に周波数−電圧変換手段の他の実施例の構成を示す。図６において、６０は図１における演算手段１９の出力信号が入力する入力端子、６１は１１ｋＨｚ付近に中心周波数を有するバンドパスフィルタで構成された第一のフィルタ、６２は２１ｋＨｚ付近に中心周波数を有するバンドパスフィルタで構成された第二のフィルタ、６３はダイオードで構成された整流回路からなる第一の信号出力手段、６４はダイオードで構成された整流回路からなる第二の信号出力手段、６５は引算手段、３９はローパスフィルタ、６６は出力端子である。図７は図６の動作を説明するための周波数に対する出力レベルの特性を示す特性図である。図７−Ａにおける特性１は第一のフィルタ６１の出力特性、特性２は第二のフィルタ６２の出力特性である。図７−Ｂは引算手段６５の出力特性である。図７−Ｂの特性より入力端子６０に入力する信号の周波数変化を電圧変化として出力端子６６より出力することができる。３９はローパスフィルタであり１６ｋＨｚ付近及びその高調波成分を取り除くためのフィルタである。図６の周波数−電圧変換手段を用いれば図１における帯域フィルタ２０を省略できる。すなわち第一のフィルタ６１と第二のフィルタ６２が不要な１６ｋＨｚの高調波成分を取り除く帯域フィルタ２０を兼ねている。さらに図３及び図４に示す周波数−電圧変換手段の構成で発生するパルス状の雑音が発生しにくいため雑音除去手段２２を用いなくても誤り発生の少ないデータ復調を行うことができるという利点がある。なお第一のフィルタ６１及び第二のフィルタ６２は抵抗とコンデンサ及びトランジスタを用いたアクティブフィルタで構成することができる。
【００３５】
図８に第二の信号発生手段１７と９０゜移相手段１８の構成を示す。５２はマイクロコンピュータの基準クロックより作成したクロック信号が入力する入力端子、５３、５４、５５はＤ−フリップフロップであり、それぞれ１／２分周器を構成している。５６、５７は出力端子であり、端子５６から矩形波信号Ｒ、端子５７から矩形波信号Ｒに直交した矩形波信号Ｒ’が出力する。図８の回路を用いれば簡単にＩＣ化が可能である。なお入力端子５２に入力する信号として双安定マルチバイブレータ等で発振させた信号を用いてもよい。
【００３６】
なお図１の実施例では周波数変調信号の復調について説明したが、周波数変調信号だけでなく振幅変調信号や位相変調信号の復調も図１の周波数−電圧変換手段２１のかわりに入力する変調信号に対応した復調手段を用いることにより可能である。
【００３７】
高周波増幅手段２からの信号を本発明の構成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成装置の入力信号としてもかまわない。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の受信装置によれば、簡単な構成の電子スイッチを用いて第一の信号発生手段の周波数安定度が悪くても正確な復調を行うことができる。従って周波数安定度の良い高価な水晶発振器を第一の信号発生手段に用いる必要がなく、また高価なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすいため安価に受信装置を実現できることとなる。加えてアンテナに大きなレベルの信号が入力し、受信回路でクリップした場合でも復調することが可能であるためＡＧＣ回路を必要としないという効果がある。
【００３９】
また周波数補正手段を用いればさらに周波数安定度の悪い場合であっても、正確に周波数変調信号の復調を行うことができる。
【００４０】
また雑音除去手段を用いれば周波数変調信号の復調において、パルス状の雑音を取り除くことができるためＳ／Ｎ特性の改善をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック図
【図２】本発明の一実施例におけるスイッチ手段のブロック図
【図３】（Ａ）は本発明の一実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段のブロック図
（Ｂ）は波形図
【図４】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段の他のブロック図
【図５】（Ａ）は本発明の一実施例における雑音除去手段のブロック図（Ｂ）は波形図
【図６】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手段の他のブロック図
【図７】図６における周波数−電圧変換手段の特性図
【図８】本発明の一実施例における第二の信号発生手段と９０゜移相手段のブロック図
【図９】従来の受信装置のブロック図
【図１０】従来の受信装置における各出力端子の出力図
【符号の説明】
１  アンテナ
２  高周波増幅手段
３  第一のミキシング手段
４  第一の低域濾波手段
６  第一の信号発生手段
７  ９０゜シフター
８  第二のミキシング手段
９  第二の低域濾波手段
１５  第一のスイッチ手段
１６  第二のスイッチ手段
１７  第二の信号発生手段
１８  ９０゜移相手段
１９  演算手段
２１  周波数−電圧変換手段
２２  周波数補正手段
２２  雑音除去手段
１０２  高調波除去フィルタ
１０４  高調波除去フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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