(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、該全波整流回路の出力端子にそれぞれ接続したホットラインとコモンラインと、
前記ホットラインに直列に接続した低周波用のチョークコイルと該チョークコイルの出力側の前記ホットラインと前記コモンラインとの間に接続した大容量のコンデンサとからなるチョーク入力型の平滑回路と、
該平滑回路のコンデンサの両端子間に接続した高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、
該直列回路のスイッチング素子に駆動パルスを出力するパルス幅変調回路を有するスイッチング制御回路と、
該スイッチング制御回路の前記パルス幅変調回路が出力する駆動パルスに応じて前記スイッチング素子が前記１次直流電力をスイッチングすることにより、前記トランスの２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変換して出力する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御回路の電源入力端子の一端を、前記全波整流回路の入力端子にそれぞれ接続される交流電源ラインのうちのいずれか、又は前記全波整流回路と前記チョークコイルとの間のホットラインに接続し、他端を前記コモンラインに接続するとともに、
前記電源入力端子の一端と他端との間に、降圧用の抵抗と逆流防止用のダイオードの直列回路と、定電圧用のツェナダイオードと平滑用のコンデンサの並列回路とを互いに直列に接続し、その接続点から前記パルス幅変調回路へ給電するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、該全波整流回路の出力端子にそれぞれ接続したホットラインとコモンラインと、
前記全波整流回路の入力端子に接続した交流電源ラインのうちのいずれかに直列に接続した低周波用のチョークコイルと前記ホットラインとコモンラインとの間に接続した大容量のコンデンサとからなるチョーク入力型の平滑回路と、
該平滑回路のコンデンサの両端子間に接続した高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、
該直列回路のスイッチング素子に駆動パルスを出力するパルス幅変調回路を有するスイッチング制御回路と、
該スイッチング制御回路の前記パルス幅変調回路が出力する駆動パルスに応じて前記スイッチング素子が前記１次直流電力をスイッチングすることにより、前記トランスの２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変換して出力する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御回路の電源入力端子の一端を、前記交流電源ラインの前記チョークコイルより前記交流電源側に接続し、他端を前記コモンラインに接続するとともに、
前記電源入力端子の一端と他端との間に、降圧用の抵抗と逆流防止用のダイオードの直列回路と、定電圧用のツェナダイオードと平滑用のコンデンサの並列回路とを互いに直列に接続し、その接続点から前記パルス幅変調回路へ給電するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング制御回路が出力する駆動パルスに応じてスイッチングを行なうスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング電源装置においてその電源オン後の初期に作動を開始しなければならないスイッチング制御回路の電源入力端子の接続に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源から入力する交流電力（以下「１次交流電力」という）を整流平滑して１次直流電力に変換し、その１次直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータにより任意の電圧の２次直流電力に変換して負荷に出力するスイッチング電源装置は、小型軽量でコストが安く電力の変換効率が優れている。さらに、１次交流電力の電圧や周波数が大幅に変わっても、常に一定電圧の直流電力が得られるから、各種の電子機器の電源装置として広く用いられている。
【０００３】
１次交流電力を１次直流電力に変換する時に、整流回路は殆んどダイオードブリッジによる全波整流型であり、平滑回路としてはコンデンサ入力型とチョーク入力型とが広く知られている。
コンデンサ入力型平滑回路は構成が簡単でコストも安いが、交流電流の導通角が狭くそのピーク値が大きくなって力率が悪いため、コンデンサの寿命を短くすると共に瞬間的な電源電圧の低下を招き、発生する電気ノイズも大きいから交流電源及びそれに接続された他の機器に悪影響を及ぼす。
【０００４】
一方、チョーク入力型平滑回路は導通角が広くなり、電流のピーク値やノイズが抑制されて力率が向上するが、商用電源周波数のような低周波でもその結果が得られるためには、数ｍＨ乃至数十ｍＨものインダクタンスが必要になるから、チョークコイルが大きく重くなって電源装置全体の大型化とコスト上昇が避けられないという問題がある。
【０００５】
しかしながら、最近では電子機器の種類と共に同一電源に接続される機器の数が増大するに従って、ノイズや電源電圧低下等の他の機器に及ぼす悪影響が無視出来なくなり、力率向上やノイズの抑制が厳しくなっているので、電源入力部にノイズフィルタを設けたり、１次直流電力の平滑回路としてコンデンサ入力型平滑回路の前にアクティブフィルタを設けたり、チョーク入力型平滑回路に換えて力率を向上させたものが増えている。
【０００６】
図７及び図８は、チョーク入力型平滑回路を用いたスイッチング電源装置の従来例の構成を示す回路図である。
一般に、スイッチング電源装置はＤＣ−ＤＣコンバータ５のスイッチングによって直流電力を出力するものであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ５内の後述するスイッチング制御回路が先ず作動して駆動パルスを出力する必要があり、そのための電源電力をどこから入力するかが問題になる。
【０００７】
図７は、チョークコイルＣＨをダイオードブリッジ３の下流すなわち１次直流電力のホットライン４ｐに直列に設けた場合の一例を示し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５内の図示しないスイッチング制御回路の、他端がコモンライン４ｎに接続された電源入力端子の一端に接続されたソースラインＳＬが、それぞれチョークコイルＣＨの下流（コンデンサＣ１）側のホットライン４ｐに接続されている。
【０００８】
すなわち、ソースラインＳＬは、図７の（Ａ）ではチョークコイルＣＨとコンデンサＣ１の間のホットライン４ｐに直列に挿入された共振防止用のダイオードＤ１の下流に、図７の（Ｂ）ではチョークコイルＣＨとダイオードＤ１との間にそれぞれ接続されて、スイッチング制御回路のための電力が供給されている。
【０００９】
図８は、チョークコイルＣＨをダイオードブリッジ３の上流すなわち交流電源ライン（以下「ＡＣライン」という）のいずれか、例えばＡＣライン１ａに直列に設けた場合の一例を示し、ソースラインＳＬは、図８の（Ａ）ではダイオードブリッジ３の正の出力端子に、図８の（Ｂ）ではチョークコイルＣＨが接続されていないＡＣライン１ｂに、それぞれ接続されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、既に説明したように、低周波用のチョークコイルＣＨは大きなインダクタンスを必要とし、インダクタンスが大きくなるほどコアのサイズが大きくなると共にコイルの巻数も多くなるため、必然的にコイルの抵抗が大きくなることは避けられない。
【００１１】
また、平滑回路のコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃを交流電源電圧の実効値を１として表わし、理想的すなわちチョークコイルＣＨの抵抗分もコンデンサＣ１の損失もゼロとすれば、図９に示すように、出力電流がゼロの時は電圧Ｖｃが１．４１になる。出力電流が増えるに従って、コンデンサ入力型では電圧Ｖｃが次第に低下してゆくが、チョーク入力型では始めに急激に低下し、１に達すると安定化する。インダクタンスが大きいほど初期の低下が著しいが、速やかに安定化する。
【００１２】
実際の回路では、チョーク入力型は主としてチョークコイルＣＨの抵抗分による電圧降下が加わって破線で示したようになり、コンデンサ入力型もコンデンサＣ１の損失等によって図示した曲線よりも低くなるが、チョーク入力型の方がコンデンサ入力型に比べて、出力電流が大きければ出力電流による電圧Ｖｃの変動が少ないが、出力電流が少ない間は逆に変動が大きくなる傾向は変らない。
【００１３】
すなわち、端子間電圧Ｖｃの降下分を出力電流によって微分した値である平滑回路の出力インピーダンス（絶対値）は、チョーク入力型においては出力電流が大きい時には殆んどチョークコイルＣＨの抵抗値で決定され、出力電流が小さい時はインダクタンスに応じた値が抵抗値に加わってくる。
【００１４】
一般に、スイッチング電源装置は交流電源電圧が大きく変動しても応じられるため、スイッチング制御回路に供給される電源電圧の変動が大きい上に、駆動パルスが出力されるまではスイッチングが行なわれず、実効的に平滑回路の負荷がゼロであるから、スイッチング制御回路の電源電圧として、許容入力電圧（交流）の最大値の１．４倍という極めて高い電圧が入力する場合がある。その高い電源電圧でもスイッチング制御回路は破壊されることなく、駆動パルスを出力する必要がある。
【００１５】
一方、スイッチングが開始された後は、スイッチング電源装置に接続された負荷に直流電力を供給するために、１次整流平滑回路の出力電流すなわち１次直流電流が増大する。したがって、接続された負荷が大きくなればなるほど、１次直流電流が大きくなるから、チョークコイルＣＨの抵抗分による電圧降下が無視出来なくなる。
【００１６】
図７及び図８に示した従来例では、いずれもＤＣ−ＤＣコンバータ５の図示しないスイッチング制御回路に供給される直流電流はチョークコイルＣＨを通ったものであるから、交流電源１０の電圧が許容入力電圧の最小値であってしかも負荷が最大であるような場合には、スイッチング制御回路の電源電圧が低くなり過ぎて駆動パルスの発振が停止する恐れがある。
【００１７】
なお、図８の（Ｂ）に示した従来例の場合は、チョークコイルＣＨを通らない交流電流が入力するように思われ易いが、ＡＣライン１ｂがＡＣライン１ａに対して負の時は、コモンライン４ｎとＡＣライン１ｂとが同電位になるから、スイッチング制御回路の電源電圧はゼロで電流が流れず、ＡＣライン１ｂが正の時はコモンライン４ｎがチョークコイルＣＨ以降のＡＣライン１ａと同電位になるから、電源電圧が正になって電流が流れ、その電流がチョークコイルＣＨを通って交流電源１０に戻ることになる。
【００１８】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、１次直流電力を平滑するチョーク入力型の平滑回路を備えたスイッチング電源装置において、スイッチング制御回路が負荷の変動に影響されることなく常に安定に駆動パルスを出力出来るようにすることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、該全波整流回路の出力端子にそれぞれ接続したホットラインとコモンラインと、該ホットラインとコモンラインとの間に接続した大容量のコンデンサと低周波用のチョークコイルとからなるチョーク入力型の平滑回路と、該平滑回路のコンデンサの両端子間に接続した高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、該直列回路のスイッチング素子に駆動パルスを出力するパルス幅変調回路を有するスイッチング制御回路と、該スイッチング制御回路の上記パルス幅変調回路が出力する駆動パルスに応じてスイッチング素子が１次直流電力をスイッチングすることにより、上記トランスの２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力へに変換して出力する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、それぞれ次のようにしたものである。
【００２０】
すなわち、上記チョークコイルを上記全波整流回路と上記コンデンサとの間の上記ホットラインに直列に接続した場合には、上記スイッチング制御回路の電源入力端子の一端を、上記全波整流回路の入力端子にそれぞれ接続される交流電源ラインのうちのいずれか、又は上記全波整流回路と上記チョークコイルとの間の上記ホットラインに接続し、他端を上記コモンラインに接続する。
【００２１】
あるいは、上記チョークコイルを上記全波整流回路の入力端子に接続した交流電源ラインのうちのいずれかに直列に接続してもよく、その場合は、上記スイッチング制御回路の電源入力端子の一端を上記交流電源ラインの上記チョークコイルより上記交流電源側に接続し、他端を上記コモンラインに接続する。
そして、上記いずれの場合も、上記電源入力端子の一端と他端との間に、降圧用の抵抗と逆流防止用のダイオードの直列回路と、定電圧用のツェナダイオードと平滑用のコンデンサの並列回路とを互いに直列に接続し、その接続点から上記パルス幅変調回路へ給電するようにしたものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照しながら具体的に説明する。
図１は、この発明の第１の実施形態であるチョークコイルが全波整流回路の下流すなわち１次直流電力側に設けられたチョーク入力型の平滑回路を備えたスイッチング電源装置の構成の各例を示す回路図である。
【００２３】
図１の（Ａ）乃至（Ｃ）にそれぞれ示したスイッチング電源装置は、いずれも交流電源１０から交流電力が入力するノイズフィルタ２と、全波整流回路であるダイオードブリッジ３と、チョークコイルＣＨと大容量のコンデンサＣ１とからなるチョーク入力型の平滑回路と、チョークコイルＣＨとコンデンサＣ１の間に接続した共振防止用のダイオードＤ１と、コンデンサＣ１から平滑された１次直流電力を入力して正負の出力端子６ｐ，６ｎに接続された負荷１１に２次直流電力を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ５とにより構成されている。
【００２４】
交流電源１０から供給される交流電力が入力する交流電源ラインであるＡＣライン１ａ，１ｂは、それぞれ双方向のノイズを遮断するノイズフィルタ２を介して、ダイオードブリッジ３の各交流入力端子に接続され、ダイオードブリッジ３の正負の出力端子には、それぞれホットライン４ｐとコモンライン４ｎとが接続されている。ホットラインとコモンラインはいずれが正であってもよいが、以下の実施形態においては正のラインをホットライン４ｐ、負のラインをコモンライン４ｎとしている。
【００２５】
コモンライン４ｎはそのままＤＣ−ＤＣコンバータ５の負の入力端子に、ホットライン４ｐは順に直列にチョークコイルＣＨと、ダイオードブリッジ３からの電流がＤＣ−ＤＣコンバータ５に流れる向きのダイオードＤ１とを介してＤＣ−ＤＣコンバータ５の正の入力端子にそれぞれ接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の正負の入力端子間にコンデンサＣ１が接続されている。
【００２６】
後述するように、ＤＣ−ＤＣコンバータ５内の図示しないスイッチング制御回路の、他端がコモンライン４ｎに接続された電源入力端子の一端に接続されたソースラインＳＬの先端が、上記の回路のうちのいずれかに接続されるが、その接続点だけが図１の（Ａ）乃至（Ｃ）でそれぞれ異なっている。
【００２７】
図２は、図１に示したノイズフィルタ２の構成の一例を示す回路図であり、図２に示したノイズフィルタ２は、ＡＣライン１ａ，１ｂの間に、コンデンサＣ４と中点がフレームグランドに落されたコンデンサＣ５，Ｃ６からなる直列回路とが互いに並列に接続され、その下流にそれぞれＡＣライン１ａ，１ｂに直列に接続された互いにコアを共有する高周波用のインダクタＬ１，Ｌ２が設けられている。
【００２８】
ＡＣライン１ａ又は１ｂ上の高周波のノイズは、その対称波形（逆相）成分がコンデンサＣ４によって打ち消され、残りの同相及び非対称波形成分はそれぞれコンデンサＣ５又はＣ６を介してフレームグランドにバイパスされる。一方、インダクタＬ１，Ｌ２はそれぞれ双方向から入力するＡＣライン１ａ，１ｂ上のノイズを遮断して、他方に伝わらないように作用する。
【００２９】
したがって、ノイズフィルタ２は、交流電源１０から入力するノイズの進入を防止すると共に、スイッチング電源装置内で発生するノイズを交流電源１０及びそれに接続された他の機器にリークさせることもない。
インダクタＬ１，Ｌ２はいずれも高周波用であるからインダクタンスが小さく、したがってその抵抗分も極めて小さいから、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流による電圧降下は問題にならない。
【００３０】
図３は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ５の構成の一例を示す回路図であり、図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ５は、１次乃至３次巻線Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３を有する高周波用のトランス７と、スイッチング素子であるトランジスタ（ＦＥＴでもよい）Ｑと、トランジスタＱに駆動パルスを出力してスイッチングさせるスイッチング制御回路（ＳＷＣ）８と、トランジスタＱのスイッチングによって２次巻線Ｎ２に誘起される２次交流電力を整流平滑して２次直流電力に変換し、出力端子６ｐ，６ｎを介して負荷１１に出力する整流平滑回路９とにより構成されている。
【００３１】
トランス７の１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路は、コンデンサＣ１（図１）からホットライン４ｐ，コモンライン４ｎを介して供給される平滑された１次直流電力の電流を、スイッチング制御回路８から入力する駆動パルスに応じてトランジスタＱがスイッチングするから、１次巻線Ｎ１に流れる電流のオン・オフによってトランス７の２次巻線Ｎ２及び３次巻線Ｎ３にそれぞれ２次及び３次交流電力が誘起される。
【００３２】
スイッチング制御回路８は、ソースラインＳＬを介して供給される電力及び３次巻線Ｎ３に誘起される３次交流電力を電源として、出力端子６ｐ，６ｎ間の電圧すなわちスイッチング電源装置の出力電圧を検出して予め設定された基準電圧と比較し、検出された出力電圧が高ければ駆動パルスのオンデューティ比を下げ、低ければオンデューティ比を上げることにより、負荷１１の変動に関係なく出力電圧が定電圧を維持するように、フィードバック制御する。
【００３３】
図４は、図３に示したスイッチング制御回路８の構成の第１の例を示す回路図であり、図４に示したスイッチング制御回路８は、出力端子６ｐ，６ｎから入力する出力電圧に応じたオンデューティ比の駆動パルスを出力するＰＷＭ（パルス幅変調）回路１４と、ＰＷＭ回路１４の電源部をそれぞれ構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２とダイオードＤ２，Ｄ３及び定電圧用のツェナダイオードＺＤ，平滑用のコンデンサＣ３とからなっている。
【００３４】
スイッチング制御回路８の一方の電源入力端子である端子８ａ，８ｂの間には、降圧用の抵抗Ｒ１と逆流防止用のダイオードＤ２の直列回路と、定電圧用のツェナダイオードＺＤと平滑用のコンデンサＣ３の並列回路とが、互いに直列に接続されており、その接続点からＰＷＭ回路へ給電する。電源入力端子の一端である端子８ａにはソースラインＳＬが、他端である端子８ｂにはコモンライン４ｎが、それぞれ接続されている。
【００３５】
スイッチング制御回路８の他方の電源入力端子は、トランス７の３次巻線Ｎ３の両端に接続され、トランジスタＱのスイッチングによって３次巻線Ｎ３に誘起される３次交流電力は、整流用のダイオードＤ３により整流され、電流制限用の抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ３を充電する。
【００３６】
スイッチング電源装置の電源オンの直後は、コンデンサＣ１（図１）の充電が始まってもコンデンサＣ３の電圧はゼロであり、ＰＷＭ回路１４が作動しないからスイッチングが行なわれず、３次巻線Ｎ３の起電力はゼロのままである。したがって、ＰＷＭ回路１４が駆動パルスを出力し始めるための電源は、専らコモンライン４ｎに対して正のソースラインＳＬから供給される（ＰＷＭ回路１４が必要とする電圧より遥かに高い電圧の）直流電力によっている。
【００３７】
ソースラインＳＬを介して端子８ａに入力する高い電圧の直流電力は、抵抗Ｒ１によって電圧降下され、ツェナダイオードＺＤによって定電圧化されてコンデンサＣ３を充電する。コンデンサＣ３の端子間電圧が或る電圧以上になると、ＰＷＭ回路１４が駆動パルスを出力し始め、トランジスタＱがスイッチングを開始するから、コンデンサＣ３の充電は３次巻線Ｎ３からダイオードＤ３を介して入力する電流がメインになる。
【００３８】
しかしながら、スイッチング開始直後は出力端子６ｐ，６ｎの電圧がゼロであるから、駆動パルスのオンデューティ比は最大になっている。したがって、３次巻線Ｎ３に誘起される３次交流電力をダイオードＤ３で整流したままでコンデンサＣ３とツェナダイオードＺＤとの並列回路に供給すると、ツェナダイオードＺＤに過大な電流が流れて焼損する恐れがある。そのため、電流制限用の抵抗Ｒ２を設け、過大な電流が流れないようにしてツェナダイオードＺＤの焼損を防止している。
【００３９】
スイッチング制御回路の構成の第２の例は、特には図示しないが、３次巻線Ｎ３を備えてないトランスが用いられた場合の例であって、図４に示したスイッチング制御回路８において、３次巻線Ｎ３と共に、スイッチング制御回路８内のダイオードＤ３と抵抗Ｒ２との直列回路を省いたものであるから、詳しい説明は省略する。このスイッチング制御回路の場合は、トランジスタＱのスイッチング開始後も、ＰＷＭ回路１４の電源は常にソースラインＳＬを介して供給される電力のみである。
【００４０】
したがって、このようなスイッチング制御回路は、スイッチング開始後のＰＷＭ回路１４の電源が一部はソースラインＳＬを介して供給され続けるが、主として３次巻線Ｎ３から供給されるスイッチング制御回路８に比べて、構成が簡単でトランスを含めたコストが安いから、特に廉価なスイッチング電源装置に採用されることが多いが、ソースラインＳＬの電圧変動の影響を受け易いという問題がある。
【００４１】
図６は、交流電源１０の電圧とソースラインＳＬの電圧の一例を示す波形図であり、交流電源電圧はＡＣライン１ｂを基準としたＡＣライン１ａの電圧で表わし、ソースラインＳＬの電圧はコモンライン４ｎを基準として、Ａ，Ｂ，Ｃ３種類の電圧波形を示している。
図６に示したソースライン電圧Ａ，Ｂ，Ｃの各波形は、説明を容易にするため、交流電源電圧に対して、チョークコイルＣＨによる位相ズレがないものとして示している。
【００４２】
図１の（Ａ），（Ｂ）又は（Ｃ）は、第１の実施形態におけるそれぞれソースラインＳＬをＡＣライン１ａ，１ｂ又はダイオードブリッジ３の正の出力端子に接続した場合の例を示し、ソースライン電圧はそれぞれ図６のＢ，Ｃ又はＡに示した波形になる。
【００４３】
すなわち、ソースラインＳＬを、図１の（Ａ）に示したようにＡＣライン１ａ（ノイズフィルタ２以前でも同じ）に接続すると、ソースライン電圧は図６のＢに示したように、交流電源電圧が正の間はコモンライン４ｎとＡＣライン１ｂとが同電位になるから、ソースライン電圧はＡＣライン１ａと共に正になって電流が流れる。逆に、交流電源電圧が負の間はコモンライン４ｎとＡＣライン１ａとが同電位になるから、ソースライン電圧はゼロになって電流が流れない。
【００４４】
ソースラインＳＬを、図１の（Ｂ）に示したようにＡＣライン１ｂ（ノイズフィルタ２以前でも同じ）に接続すると、ソースライン電圧は図６のＣに示したように、交流電源電圧が正の間はコモンライン４ｎとＡＣライン１ｂとが同電位になるから、ソースライン電圧はゼロになって電流が流れない。逆に、交流電源電圧が負の間はコモンライン４ｎとＡＣライン１ａとが同電位になるから、ソースライン電圧はＡＣライン１ｂと共に正になって電流が流れる。
【００４５】
ソースラインＳＬを、図１の（Ｃ）に示したようにダイオードブリッジ３の正の出力端子、すなわちダイオードブリッジ３とチョークコイルＣＨとの間のホットライン４ｐに接続すると、該ホットライン４ｐの電圧はコモンライン４ｎに対して正弦波形の絶対値すなわち全波整流波形を示すから、ソースライン電圧は図６のＡに示した波形になる。
【００４６】
図１に示した各実施形態のうち特に図１の（Ｃ）に示した実施形態が、図７の（Ａ），（Ｂ）に示した従来例と異なるところは、ソースラインＳＬのホットライン４ｐに対する接続点がチョークコイルＣＨの前にあるか後にあるかという点である。ＤＣ−ＤＣコンバータ５のスイッチング開始以前は負荷１１の影響がゼロであるから、両者の差は殆んどない。
【００４７】
しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ５のスイッチングが開始されると、負荷１１の変動によってチョークコイルＣＨに流れる電流が大きく変化するから、図７に示した従来例においてはソースラインＳＬの電圧が交流電源電圧の変動に加えて負荷１１の変動に大きく影響されるが、図１に示した実施形態では全く影響されることがなく、交流電源電圧の変動のみになる。
【００４８】
したがって、ソースラインＳＬからの電源のみに依存するスイッチング制御回路の第２の例では、そのちがいが極めて大きく、従来例では駆動パルスの発振停止の恐れが生じるような場合でも、この実施形態においては負荷の変動による発振停止は発生しない。
【００４９】
また、第１の例の３次巻線Ｎ３からも電力供給を受けるスイッチング制御回路８であっても、第２の例と同様にソースライン電圧の変動が少なければ、電圧降下用の抵抗Ｒ１の抵抗値の決定が容易で、電力容量の少ないツェナダイオードＺＤを選択することが出来るから、抵抗Ｒ１の電圧降下による電力ロスを小さくすることが出来る。
【００５０】
図５は、この発明の第２の実施形態であるチョークコイルが全波整流回路の上流すなわち交流電源１０側に設けられたチョーク入力型の平滑回路を備えたスイッチング電源装置の構成の各例を示す回路図であり、図１に示した第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５１】
図５に示したスイッチング電源装置が、図１に示したスイッチング電源装置と異なるところは、ダイオードブリッジ３の出力側にあったチョークコイルＣＨをその入力側に移すと共に、不要になった共振防止用のダイオードＤ１を廃止したことである。チョークコイルＣＨは、ＡＣライン１ａ，１ｂのいずれに設けてもよいが、図５に示したスイッチング電源装置では、ノイズフィルタ２とダイオードブリッジ３との間のＡＣライン１ａに直列に設けている。
【００５２】
図５に示したスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の（スイッチング制御回路８の）ソースラインＳＬが、チョークコイルＣＨを設けたＡＣライン１ａのチョークコイルＣＨより交流電源１０側に接続され、図５の（Ａ）はノイズフィルタ２とダイオードブリッジ３との間に、図５の（Ｂ）はノイズフィルタ２より交流電源１０側にそれぞれ接続した例を示している。
【００５３】
図２に示したノイズフィルタ２の説明で述べたように、ノイズフィルタ２のインダクタＬ１又はＬ２による電圧降下は、インダクタＬ１，Ｌ２の抵抗値がチョークコイルＣＨの抵抗値に比べて遙かに小さく、問題にならないから、図５の（Ａ）と（Ｂ）に示した例は、実際的に同じものと考えてもよい。
【００５４】
図５に示した第２の実施形態であるスイッチング電源装置を、図８に示した従来例と比較すると、図８の（Ｂ）に示した従来例とのちがいは、ソースラインＳＬの接続先がＡＣライン１ａであるか、ＡＣライン１ｂであるかのちがいであり、その結果としてソースライン電圧は、図５の（Ａ），（Ｂ）に示した実施形態では図６のＢに示した波形を示し、図８の（Ｂ）に示した従来例では図６のＣに示した波形を示す。
【００５５】
図８の（Ａ）に示した従来例は、図５の（Ａ），（Ｂ）に示した実施形態及び図８の（Ｂ）に示した従来例と異なり、ソースラインＳＬの接続先がＡＣライン１ａ，１ｂではなく、ダイオードブリッジ３の正の出力端子又はホットライン４ｐであって、ソースライン電圧は図６のＡに示した波形になっている。
【００５６】
図５の（Ａ），（Ｂ）に示した実施形態は、図６のＢに示したように、交流電源電圧が正の間だけチョークコイルＣＨを通らずにＡＣライン１ａから直接にソースラインＳＬを介して電流が流れるのに対して、図８の（Ｂ）に示した従来例は、図６のＣに示したように、交流電源電圧が負の間だけＡＣライン１ｂからソースラインＳＬを介して電流が流れる。
【００５７】
したがって、スイッチング制御回路に流れた電流は、コモンライン４ｎからＡＣライン１ａとチョークコイルＣＨを通って交流電源１０に戻る。
図８の（Ａ）に示した従来例も、交流電源電圧が正であっても負であっても、ソースラインＳＬに流れる電流は必ずチョークコイルＣＨを通って交流電源１０に戻る。
【００５８】
すなわち、従来例のソースライン電圧がチョークコイルＣＨによる電圧降下の影響を受けるのに対して、第２の実施形態ではソースライン電圧がチョークコイルＣＨによる電圧降下すなわち負荷の変動の影響を受けないことは、第１の実施形態と同様であり、したがってその効果も第１の実施形態と同じである。
【００５９】
このように、スイッチング制御回路８の電源電圧の変動が、交流電源１０の電圧変動の影響のみで負荷変動の影響を受けなければ、それだけ変動幅が少なくなるため、その変動を吸収するツェナダイオードＺＤの負担が少なくなるのみならず、ツェナダイオードＺＤと電圧降下用の抵抗Ｒ１の発熱すなわち電力損失を予め小さく設定することが出来るから、省エネルギの効果も得られる。
【００６０】
なお、参考ながら、図１の（Ｃ）に示した実施形態は、ソースラインＳＬをダイオードブリッジ３とチョークコイルＣＨとの間に接続した点で、例えば特開平６−９８５４２号公報の図１に示された回路に、また図５の（Ｂ）に示した実施形態は、ソースラインＳＬをノイズフィルタ２の前段ＡＣライン１ａに接続した点で、例えば特開平６−７８５４２号公報の図１に示された回路に、それぞれ類似しているように見える。
【００６１】
しかしながら、前者の特開平６−９８５４２号公報の図１に示された回路は、昇圧型コンバータ回路であるから、チョークコイルＬ１はスイッチング周波数に対応する高周波用のものであり、インダクタンスも抵抗値も小さいから電圧降下が問題になるものではない。さらに、ＰＷＭ制御回路５からのラインは、整流器ＲＣ１の出力端電圧を検出するためのものであって、電源ラインとして電力を入力するものではない。したがって、図１の（Ｃ）に示した実施形態とは全く異なるものである。
【００６２】
また、後者の特開平６−７８５４２号公報の図１に示された回路は、力率を改善するための回路であり、コンデンサ入力型の平滑回路であるからチョークコイルは存在しない。したがって、制御回路１０の電源ラインを交流入力電源１からのＡＣラインのいずれに接続しても変らないから、図５の（Ｂ）に示した実施形態とは全く異なるものである。
【００６３】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明による１次直流電力を平滑するチョーク入力型の平滑回路を備えたスイッチング電源装置は、スイッチング制御回路が負荷の変動に影響されることなく駆動パルスを出力するから、常に安定したスイッチングを行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態であるチョークコイルを全波整流回路の下流に設けたスイッチング電源装置の構成の例を示す回路図である。
【図２】図１に示したノイズフィルタの構成の一例を示す回路図である。
【図３】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路図である。
【図４】図３に示したスイッチング制御回路の構成の一例を示す回路図である。
【図５】この発明の第２の実施形態であるチョークコイルを全波整流回路の上流に設けたスイッチング電源装置の構成の例を示す回路図である。
【図６】交流電源電圧と各実施形態ならびに従来例におけるソースライン電圧の例とを示す波形図である。
【図７】チョークコイルを全波整流回路の下流に設けたスイッチング電源装置の従来例の構成を示す回路図である。
【図８】チョークコイルを全波整流回路の上流に設けたスイッチング電源装置の従来例の構成を示す回路図である。
【図９】チョーク入力型及びコンデンサ入力型の平滑回路の出力電流に対するコンデンサの端子間電圧の変化の一例を示す線図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ：ＡＣライン（交流電源ライン）
２：ノイズフィルタ
３：ダイオードブリッジ（全波整流回路）
４ｐ：ホットライン          ４ｎ：コモンライン
５：ＤＣ−ＤＣコンバータ    ７：トランス
８：スイッチング制御回路
８ａ，８ｂ：（スイッチング制御回路の）電源入力端子
９：整流平滑回路            １０：交流電源
１１：負荷                  １４：ＰＷＭ回路
Ｃ１，Ｃ３：コンデンサ      ＣＨ：チョークコイル
Ｎ１〜Ｎ３：（トランスの）１次巻線〜３次巻線
Ｑ：トランジスタ（スイッチング素子）
ＳＬ：ソースライン          ＺＤ：ツェナダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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