(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一の変圧器のコアに設けられた１次及び２次巻線の二つの組からなり、異なる組からの１次巻線（１６，２６）の間のカップリングは同一の組にある１次巻線と２次巻線（例えば、１次巻線１６と２次巻線３１）の間のカップリングよりも弱く、上記二つの組の上記１次巻線は同一周波数で動作する二つのインバータ（１，２）に接続されている高圧変圧器（３）でＸ線管に給電する電源部よりなるＸ線装置であって、
上記インバータ（１，２）を固定周波数で個別に制御可能なデューティサイクルで作動させる手段（５３，１０３，２０３）が設けられていることを特徴とするＸ線装置。
【請求項２】
上記インバータ作動手段は、二つの電圧パルス（Ｕ1 ，Ｕ2 ）の中の短い方の電圧パルス（Ｕ2 ）が長い方の電圧パルス（Ｕ1 ）の周期内で常に発生するよう上記二つのインバータによって発生された電圧パルス（Ｕ1 ，Ｕ2 ）が時間的に重なるよう構成され、上記二つの電圧パルスは上記変圧器のコアに磁束の同一方向の時間的変化を生じさせることを特徴とする請求項１記載のＸ線装置。
【請求項３】
上記インバータ作動手段は、上記二つのインバータによって供給される上記電圧パルスの中心が時間的に一致するよう構成されていることを特徴とする請求項２記載のＸ線装置。
【請求項４】
上記インバータ作動手段は、各インバータ用のパルス幅変調器（１０３，２０３）よりなることを特徴とする請求項１記載のＸ線装置。
【請求項５】
上記二つの組の上記１次巻線（１６，２６）は上記２次巻線（３１，３２）と共に互いに隣接して配置され、上記２次巻線（３１，３２）は夫々の同一の組にある上記１次巻線を囲むことを特徴とする請求項１記載のＸ線装置。
【請求項６】
直流電圧に対し直列に接続された整流器（６，７）は上記２次巻線（３１，３２）に接続されていることを特徴とする請求項１記載のＸ線装置。
【請求項７】
上記インバータ（１，２）は直列共振インバータとして構成され、上記インバータが動作する周波数は上記直列共振周波数と少なくとも実質的に一致することを特徴とする請求項１記載のＸ線装置。
【請求項８】
上記各インバータは、関係する上記１次巻線（１６，２６）のリアクタンス（Ｌ16，Ｌ26）と組合されて直列共振を形成するキャパシタ（１５，２５）よりなることを特徴とする請求項７記載のＸ線装置。
【請求項９】
ロード側はアノード電流がカソード電流と異なるＸ線管によって形成されることを特徴
とする請求項１記載のＸ線装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同一の変圧器のコアに設けられた１次及び２次巻線の二つの組からなり、異なる組からの１次巻線の間のカップリングは同一の組にある１次巻線と２次巻線の間よりも弱く、上記二つの組の上記１次巻線は同一周波数で動作する二つのインバータに接続されている高圧変圧器でＸ線管に給電する電源部よりなるＸ線装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記種類のＸ線装置はドイツ国特許出願第32 18 535 号明細書により周知である。周知のＸ線装置は、金属製エンベロープにより構成されているカソード電流がアノード電流を上回るＸ線管に対称的に電力を供給するために適当である。これに伴って、二つのインバータの間に非対称的な電力配分がなされ、上記電流が同一の組の巻線のカップリングと比較して別の組からの変圧器の巻線の弱いカップリングによって阻止されない場合に変圧器の等化電流は妨害される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
サイリスタを用いて直列共振インバータとして構成されたインバータからなる周知のＸ線装置は、上記二つのインバータのスイッチング素子の遅延されたスイッチオンによって非対称的な電力配分を実現する。電力は二つのインバータが動作する周波数の変化によって変わる。しかし、Ｘ線発生器において供給された電力は１０の数乗で変化させられる必要があるので、対応する大きな周波数変化が現れる。しかし、Ｘ線装置は、必ず可聴周波数レンジで動作し、可聴性かつ妨害性の動作ノイズと、更に、出力電圧上の不所望の高いリップルを生じさせる。種々の電圧が調整されるとき、インバータは別々のスイッチング回路によってロードされ、上記動作モードにおける性能が制限されるという更なる欠点がある。
【０００４】
本発明の目的は上記の形の装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記本発明の目的は、固定周波数を用いて個別に制御可能なデューティサイクルでインバータを作動させる手段が設けられている本発明によって達成される。デューティサイクルは、インバータが切り換えられる固定周波数の周期間隔に対するインバータにより１次巻線に印加された電圧パルスのパルス幅の比を意味するものと理解される。固定周波数の動作によって、この周波数は可聴性周波数レンジよりも高くなるよう選択することができるので、妨害性の動作ノイズは発生しないという利点が得られる。デューティサイクルの変化による電力調整によって、ユーザ側(user)の一定電流の動作点において、（２次巻線の両端の）出力電圧とデューティサイクルの間に実質的に線形な関係が生じるという利点が得られる。この利点はより高次の制御システムの魅力的な面である。
【０００６】
上記の如く、等化電流は、請求項に記載された同一の組にある巻線と異なる組にある巻線の間のカップリング比の構成、即ち、異なる組にある巻線のカップリングは同一の組にある巻線のカップリングよりも小さいという構成によって低減される。しかし、電圧パルスの挙動が好ましくない場合、実質的な等化電流が依然として生じる可能性がある。本発明の他の実施例によれば、上記インバータ作動手段は、二つの電圧パルスの中の短い方の電圧パルスが長い方の電圧パルスの周期内で常に発生するように上記二つのインバータによって発生された電圧パルスが時間的に重なるよう構成され、上記二つの電圧パルスは上記変圧器のコアの磁束の同一方向に時間的変化を生じさせる点で上記等化電流が低減される。二つの組の１次巻線が同一の巻線方向を有する場合、同一方向の磁束の時間的変化は、同一極性の電圧パルスにより得られ；巻線が反対向きの巻線方向を有する場合、同一方向の磁束の時間的変化は、印加された電圧パルスが反対の極性をなすとき得られる。
【０００７】
本発明の上記実施例において、二つのインバータのデューティサイクルは、依然として高度に別個に制御可能であるが、電圧パルスは幾分同期させられる。例えば、二つのパルスの前縁又は後縁を同時に生じさせることが基本的に可能である。しかし、上記例において、等化電流は依然として生じ、短い方の夫々のパルスを発生させるインバータにはもう一方のインバータよりも大きいスイッチング電流がロードさせられ、高い無効電力がインバータ間で交換される。従って、本発明の好ましい一実施例において、インバータ作動手段は、上記二つのインバータによって供給される上記電圧パルスの中心が時間的に一致するよう構成されている。かくして、二つのインバータによって発生させられた電圧パルスは互いに関し時間的に対称性がある。等しくない長さの電圧パルスは二つのインバータ間の無効電力の僅かな交換だけを生じさせ、従って、二つのインバータのスイッチング電流は略同一の最大値を有する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明を詳細に説明する。
図１には直列共振インバータとして構成された二つの交流電圧源１，２によって変圧器３を介して給電されたＸ線管４が示されている。各インバータは夫々の直流電圧源５ａ，５ｂに接続されている。各インバータは、完全なブリッジを形成するよう周知の形で接続され、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）形又は他のディアクティベイタブル(deactivatable) 電力半導体である４個のスイッチ１１．．．１４及び２１．．．２４とにより周知の形で構成される。スイッチ１１、１２からなるブリッジの分岐の接合は、変圧器３の第１の巻線の組にあるキャパシタ１５と１次巻線１６の直列接続を介して、ブリッジのもう一方の分岐のスイッチ１３、１４の接合に接続されている。同様に、スイッチ２１と２２の接合は、変圧器３の第２の巻線の組にあるキャパシタ２５と１次巻線２６の直列接続を介して、スイッチ２３、２４の接合に接続されている。変圧器３の２次側は、第１及び第２の巻線の組に夫々ある二つの同一構造の２次巻線３１及び３２により形成されている。
【０００９】
回路１５、１６及び２５、２６の直列共振周波数は、夫々、キャパシタ１５及び２５のキャパシタンスと、変圧器の同一構造の１次巻線１６、２６と２次巻線３１、３２の漂遊インダクタンスとによって定められ；付加的なインダクタンスは原理的に必要とされない。２次巻線の巻線キャパシタンス９１、９２は直列共振回路の一部として使用され得る。インバータ１及び２のスイッチ１１．．．１４及び２１．．．２４は、夫々、直列共振周波数に対応する同一の一定周波数で動作する。
【００１０】
夫々の整流器６、７は、２次巻線３１、３２に接続され、上記整流器の出力電圧は、夫々キャパシタ６１、７１  によって平滑化される。絶縁の目的で、二つの２次巻線は屡々更に分割され、各２次巻線は専用の整流器を有する。整流器６及び７は直列接続され、平滑化された出力はＸ線管４のカソード及びアノードに印加される。直列接続のため、２次巻線３１及び３２と、整流器６及び７と、キャパシタ６１及び７１は、Ｘ線管の両端の高圧の最大値の半分のためだけに設計される必要がある。
【００１１】
Ｘ線管４は図に概略的に示されているように接地された金属製エンベロープにより構成してもよい。上記の場合、カソード電流の一部はアノードに流れ、別の部分は金属製エンベロープを介して接地に流れるので、カソード電流はアノード電流よりも大きい。整流器が時間的に同一の変化を示す電圧パルスを発生する高圧発生器において、上記電流の不一致のため、カソード電圧はアノード電圧よりも低くなる。特にアノードとカソードの間に低い電圧がある場合、Ｘ線管の空電効果によるカソード電流の制限が生じるので、低いアノード電圧に対し熱的負荷許容性が完全に利用される訳ではない。少なくとも高い管電圧に対し、アノードと接地の間の電圧はカソードと接地の間の電圧と全く同一の絶対値を有する動作を実現することが望ましい。低い管電圧の場合、カソード電圧をアノード電圧よりも高くさせることさえ効果的であるので、空電効果が回避されＸ線管の熱的負荷許容性がより良く利用され得る。
【００１２】
上記の制御可能性のため、インバータ１の電圧パルスはインバータ２の幅よりも異なる（長い）幅を有することが必要である。しかし、このような場合、巻線間で等化電流の妨害が生じる。
等化電流の影響は、変圧器がインダクタンスＬ12、Ｌ1S、Ｌ2s及びＬh によって置き換えられた図２の簡単化された等化回路に基づいて説明することができる。インダクタンスＬ1S及びＬ2sは、夫々２次側に対する１次巻線１６及び２６の漏れインダクタンスを表わし、インダクタンスＬ12は二つの１次巻線間の漏れインダクタンスを表わし、これにより、インバータ１、２の出力は互いに結合される。Ｌh は上記インダクタンスよりも高い主インダクタンスである。
【００１３】
１次巻線１６、２６が、この種の変圧器で通常望まれるように相互に強結合されている場合、インダクタンスＬ12は、インダクタンスＬ1s、Ｌ2sよりも小さくなる。インバータ１、２によって供給された電圧が、一方のスイッチ１１．．．１４と、他方のスイッチ２１．．．２４のスイッチング時間の間隔が等しくないため時間的に互いに逸れる場合、インバータ１の完全な出力電圧は最初インダクタンスＬ12の両端に生じ、変化のレートが上記電圧とインダクタンスＬ12の比率に一致する差動電流を発生させる。次いで、二つの電流が再び等しくなる場合、Ｌ12を流れる電流は、キャパシタ１５、１６とインダクタンスＬ12によって形成された回路内で変動し；Ｌ12はＬ1s又はＬ2sよりも小さいので、共振周波数はインバータの直列共振周波数よりも実質的に高くなる。従って、高周波及び大振幅の等化電流が流れる。
【００１４】
等化電流の振幅及び周波数は、以下の二つの段階：
ａ）別々の巻線の組にある変圧器の巻線間のカップリングを減少させる段階
ｂ）二つのインバータのスイッチングパルスを同期させる段階
を採用することにより妨害性のないレベルまで低下される。上記二つの段階について以下に詳細に説明する。
【００１５】
二つの１次巻線１６、２６の相互のカップリングは、上記１次巻線の各々と２次巻線の全体（即ち、巻線３１と３２の直列接続）との間、又は、関連する巻線１６又は２６と同一の巻線の組にある２次巻線３１又は３２の間のカップリングよりも弱められる。これは、図３に概略的に示されている変圧器を構成することにより実現される。同図において、１次巻線１６及び２６は、例えば、巻磁心のような変圧器のコア３０上に隣合わせで相互にある間隔が離されて配置されている。１次巻線１６及び２６は、夫々２次巻線３１及び３２によって取り囲まれている。
【００１６】
上記構成によれば、１次巻線１６と２６の間、及び、２次巻線３１と３２の間の磁性又は誘導カップリングは、１次巻線の一方（例えば、巻線１６）と、周囲の２次巻線（３１）の間のカップリングよりも実質的に弱い。
周知の如く、二つの巻線Ｌ1 とＬ2 の間の磁性又は誘導カップリングは、カップリング係数：
【００１７】
【数１】
0003683318.tif 000002
【００１８】
によって定められ、式中、Ｍは二つの巻線Ｌ1 とＬ2 の間の相互インダクタンスを表わしている。二つの巻線の間の漏れインダクタンスは係数（１−ｋ2 ）に比例する。
１次巻線間のカップリングは、１次巻線と２次巻線３１、３２の間のカップリングよりも弱いので、Ｌ1 又はＬ2 よりも大きいＬ12が得られる。例えば、１次巻線間のカップリング係数が０．９７３に達し、１次巻線と２次巻線の間のカップリング係数が０．９９３に達する場合、Ｌ12は、Ｌ1s及びＬ2sよりも略４倍大きくなる。この場合、低減された、一般的に言うと周波数が増加させられなかった等化電流だけが流れる。
【００１９】
１次巻線相互及び２次巻線相互のカップリングは、同一のリム側の代わりに反対のリム側に囲い込む２次巻線を備えた１次巻線を配置することにより更に低減される。しかし、これにより、変圧器のコアの寸法は別々になる。
上記変圧器の構成において、実質的な等化電流は、二つのインバータ１、２のスイッチのためのスイッチングパルスの時間的位置が不都合な場合に依然として生じる可能性がある。上記等化電流は、二つのインバータによって発生された電圧パルスが二つの電圧パルスの中の短い方が長い方の電圧パルスの間隔中に常に発生するよう時間的に互いに重なり、二つの電圧パルスが変圧器のコアと同一方向に磁束の時間的変化を生じさせることによって実質的に低減される。
【００２０】
二つの電圧パルスの前縁又は後縁は原則的に一致する。しかし、上記例の場合、等化電流は依然として生じる可能性があるので、短い方のパルスを発生させるインバータには、もう一方のインバータよりも大きいスイッチング電流がロードされ、大きい無効電力がインバータの間で交換される。これは出力電圧の時間的に対称な変化によって回避することができる。
【００２１】
図４には上記観点から適切な回路が示されている。アノードと接地の間の電圧は、抵抗２０１と２０２からなる高圧測定分圧器によって測定され、カソードと接地の間の電圧は、抵抗１０１と１０２からなる高圧測定分圧器によって測定される。高圧測定分圧器のタップ上の測定電圧は、二つの測定電圧（及び、必要があればその合計）をＸ線管の両端の電圧の所定の基準値だけではなく制御戦略にも依存する基準値と比較する制御装置５０に供給される。
【００２２】
アノードとカソードの電圧を常に一致させることだけが望まれる場合、二つの相互に依存する簡単な制御装置がアノード端及びカソード端の電圧を夫々の予め設定可能な基準値に調整するため使用される。しかし、アノードとカソードの間の電圧の配分が上記電圧の値に依存している必要がある場合、制御回路５０は二つの測定信号を共に処理する必要がある。制御装置５０の第１の出力は、パルス幅変調器１０３を制御するための第１の制御信号を供給し、第２の出力はパルス幅変調器２０３を制御するための第２の制御信号を供給する。パルス幅変調器１０３及び２０３は、固定周波数と、関連するパルス幅変調器の入力の制御信号に依存するデューティサイクル又はパルス幅からなるパルスを供給する。互いに時間的に対称性がある上記パルスは、インバータ１及び２によって供給された電圧パルスが夫々関連するパルス幅変調器１０３及び２０３によって予め定められたパルス幅を有するよう、夫々ＰＬＤ（プログラマブル論理装置）１０４及び２０４を用いて関連するインバータ１及び２夫々の４個のスイッチ１１．．．１４及び２１．．．２４のためのスイッチングパルスのパターンに変換される。
【００２３】
パルス幅変調器１０３及び２０３は、制御信号だけではなく、関数発生器５３によって発生された対称的デルタ電圧Ｕd を受ける。時間的変化が図５（最初のライン）に示されたデルタ電圧Ｕd の周波数は、インバータ１、２夫々の回路１５、１６及び２５、２６の直列共振周波数の２倍に達する。その上、関数発生器５３は、図４に破線で示されているように、上記コンポーネント１０４及び２０４のためのクロック信号を供給する。
【００２４】
パルス幅変調器１０３及び２０３において、デルタ電圧Ｕd は、（図５に破線で示された）制御信号Ｓ1 及びＳ2 と夫々比較され、パルス幅変調器の出力にはパルスＰＷＭ1 及びＰＷＭ2 が夫々発生される。パルスＰＷＭ1 及びＰＷＭ2 の前縁はデルタ電圧Ｕd が制御信号Ｓ1 及びＳ2 を上回るのと一致し、後縁はデルタ電圧Ｕd が制御信号Ｓ1 及びＳ2 よりも低下するのと夫々一致する。
【００２５】
パルス幅変調されたパルスＰＷＭ1 とＰＷＭ2 を夫々インバータ１及び２のスイッチ１１．．．１４及び２１．．．２４のスイッチングパルスに変換した後、図５に示す如くパルス状の時間的変化を示す反転電圧Ｕ1 とＵ2 が得られる（ここで、Ｕ1 とＵ2 は直列接続１５、１６及び２５、２６夫々の上の各電圧を示している）。
【００２６】
Ｕ1 及びＵ2 は、２番目毎のパルスの極性が反転されている点で、夫々ＰＷＭ1 及びＰＷＭ2 から逸れているので、出力電圧Ｕ1 及びＵ2 に含まれている基本発振はデルタ発振Ｕd の周波数の半分に達する周波数を有する。デルタ発振の周波数はインバータ１、２の直列共振周波数の２倍に達するので、上記基本発振の周波数は直列共振周波数と一致する。図５には、電圧パルスＵ1 とＵ2 が時間的に対称性があること、即ち、上記パルスの時間的な中心は一致することが示されている。電圧パルスＵ1 とＵ2 は、１次巻線１６及び２６が同一の巻線方向を有する場合、常に同一の極性を有する。１次巻線１６及び２６が反対の巻線方向を有する場合、上記パルスは逆の極性をなす必要がある。
【００２７】
上記条件が満たされた場合、等化電流は最小限に抑えられ、僅かな無効電力だけが巻線の間で交換される。更に、図５から分かるように、１次巻線１６及び２６を流れる電流Ｉ1 及びＩ2 は、夫々、実質的に同一の最大値を有するので、即ち、スイッチ１１．．．１４の電流負荷は、たとえ、Ｕ1 のデューティサイクルがＵ2 のデューティサイクルの略２倍であるとしてもスイッチ２１．．．２４の電流負荷と略一致するので、Ｕ1 から得られるカソード電圧はＵ2 から得られるアノード電圧の略２倍に達する。
【００２８】
一定の管電流の動作点において、カソード電圧とアノード電圧は、パルス幅変調された信号ＰＷＭ1 及びＰＷＭ2 のデューティサイクル又はパルス幅に実質的に線形に依存する。しかし、カソード電圧と、パルス幅変調された信号ＰＷＭ2 のデューティサイクルの間には小さい依存しかなく；アノード電圧の信号ＰＷＭ1 に対する依存も同様に小さい。高い電圧のデューティサイクルに対する線形的な依存は制御の挙動として魅力的である。
【００２９】
図４及び５にはパルス幅変調器１０３及び２０３はアナログ回路として示されている。しかし、パルス幅変調器と、場合によってはコンポーネント１０４及び２０４によるスイッチングパルスの発生をプログラマブル制御装置のコンポーネントを使用して実現することが可能である。
本発明はＸ線装置又はＸ線発生器に基づいて説明されている。しかし、所定の方法でユーザ側に対する電圧を制御する必要のあるユーザ電源用の他の配置のため使用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ｘ線装置の部分回路図である。
【図２】Ｘ線装置の一部分の等化回路を示す図である。
【図３】変圧器コア上の１次及び２次巻線の配置を示す図である。
【図４】上記配置の他の一部分を示す図である。
【図５】上記配置の種々の信号の時間的変化を示す図である。
【符号の説明】
１，２    インバータ
３    変圧器
４    Ｘ線管
５ａ，５ｂ    直流電圧源
６，７    整流器
１１，１２，１３，１４，２１，２２，２３，２４    スイッチ
１５，２５，６１，７１    キャパシタ
１６，２６    １次巻線
３０    コア
３１，３２    ２次巻線
５３    関数発生器
９１，９２    巻線キャパシタンス
１０１，１０２，２０１，２０２    抵抗
１０３，２０３    ＰＷＭ（パルス幅変調器）
１０４，２０４    ＰＬＤ（プログラマブル論理装置）
【図１】
0003683318.tif 000003
【図２】
0003683318.tif 000004
【図３】
0003683318.tif 000005
【図４】
0003683318.tif 000006
【図５】
0003683318.tif 000007