(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調波と前記変調波と略同一の周波数を持った基準波とを加算する加算部と、前記加算部から出力された信号から包絡線を検出する包絡線検出部と、前記包絡線検出部から出力された信号を二乗演算する二乗演算部とを有する系統を4系統具備し、
前記4系統のうち第1の系統の前記加算部に入力する第1の基準波は、前記4系統のうち第2の系統の前記加算部に入力する第2の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第2の基準波の位相と逆相であり更にπだけ進む位相であり、
前記4系統のうち第3の系統の前記加算部に入力する第3の基準波は、前記4系統のうち第4の系統の前記加算部に入力する第4の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第4の基準波の位相と逆相であり、
前記第1の系統の前記二乗演算部と前記第2の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の同相成分を求める第1の減算部と、
前記第3の系統の前記二乗演算部と前記第4の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の直交成分を求める第2の減算部と、
前記第1及び第2の減算部との出力を入力し、前記同相及び直交成分から前記変調波のシンボル判定を行う判定部と
を具備したことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記第1乃至第4の系統に入力する前記変調波は、受信された前記変調波を分配する分配部により分配されたものであることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。
【請求項３】
変調波と前記変調波と略同一の周波数を持った基準波とを加算する加算部と、前記加算部から出力された信号から包絡線を検出する包絡線検出部と、前記包絡線検出部から出力された信号を二乗演算する二乗演算部とを有する系統を3系統具備し、
前記3系統のうち第1の系統の前記加算部に入力する第1の基準波は、前記3系統のうち第2の系統の前記加算部に入力する第2の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第2の基準波の位相と逆相であり更にπだけ進む位相を有しており、
前記3系統のうち第3の系統の前記加算部に入力する第3の基準波は、前記第1の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第1の基準波の位相と逆相であり、
前記第1の系統の前記二乗演算部と前記第2の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の前記同相成分を求める第1の減算部と、
前記第3の系統の前記二乗演算部と前記第1の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の前記直交成分を求める第2の減算部と、
前記第1及び第2の減算部との出力を入力し、前記同相及び直交成分から前記変調波のシンボル判定を行う判定部と
を具備したことを特徴とする受信装置。
【請求項４】
前記第1乃至第3の系統に入力する前記変調波は、受信された前記変調波を分配する分配部により分配されたものであることを特徴とする請求項3に記載の受信装置。
【請求項５】
前記基準波を発生するローカル発振部が具備されることを特徴とする請求項1または3に記載の受信装置。
【請求項６】
前記変調波を遅延させるための遅延部が前記分配部の入力側に具備されることを特徴とする請求項２または４に記載の受信装置。
【請求項７】
前記遅延部は入力された前記変調波を前記変調波のシンボル間隔以下に遅延させることを特徴とする請求項6に記載の受信装置。
【請求項８】
前記変調波の周波数チャネルを選択可能なチューナブルフィルタが前記分配部の入力側に具備されることを特徴とする請求項2または4に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムにおける受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信システムの受信装置は例えば特開２０００−１０６５７７号公報に示されるような構成をしており、以下図９を参照して説明する。なお図９の無線通信システムの受信装置はダイレクトコンバージョン方式である。
【０００３】
受信装置１００は、アンテナ素子１０１、ローノイズアンプ１０２（ＬＮＡ）、ＲＦフィルタ１０３、ミキサ１０４ａ，１０４ｂ、ローカル発振部１０５、ローパスフィルタ１０６ａ，１０６ｂ（ＬＰＦ）、自動ゲインコントローラ１０７ａ，１０７ｂ（ＡＧＣ）、Ａ／Ｄ変換部１０８ａ，１０８ｂとデジタルシグナルプロセッサ１０９（ＤＳＰ）とを有する。
【０００４】
アンテナ素子１０１で受信された変調波は、ＬＮＡ１０２で増幅された後ＲＦフィルタ１０３で所望の高周波のみが通過される。ここで変調波は例えばＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）やＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調されておりＡｃｏｓ（ωｔ＋φ）と表す。ただしＡは変調波の振幅、ωは角周波数、ｔは時間、φは位相である。
【０００５】
ＲＦフィルタ１０３を通過した変調波はミキサ１０４ａ，１０４ｂにそれぞれ入力され、ローカル発振部１０５で生成された２つのローカル信号とミキシング（乗算）される。ここでローカル信号は変調波の周波数と同一であり、Ａｃｏｓ（ωｔ）である。このときミキサ１０４ａに入力されるローカル信号の位相はミキサ１０４ｂに入力される発振信号の位相よりもπ／２遅れている。ミキシングされて周波数が変換された変調波はＬＰＦ１０６ａ，１０６ｂにて高周波成分が取り除かれて低周波数帯域のベースバンド信号のみが通過される。ここでベースバンド信号はＡｓｉｎφとＡｃｏｓφである。ＬＰＦ１０６ａ，１０６ｂを通過したベースバンド信号はＡＧＣ１０７ａ，１０７ｂによってゲインコントロールされ、Ａ／Ｄ変換部１０８ａ，１０８ｂにてデジタル変換される。デジタル変換された２つのベースバンド信号はＤＳＰ１０９に入力されて各変調方式に応じた演算手法で復調され、例えば「０００１」，「０１０１」等のデジタルデータとして後段に送られる。
【０００６】
このような従来の構成では変調波の周波数変換を行う場合、つまりダウンコンバートを行う場合にはローカル発振部１０５とミキサ１０４ａ，１０４ｂとが必要であった。
【０００７】
しかしながら、ミキサ１０４ａ，１０４ｂに入力されるローカル信号は受信された変調波の電力に比べ非常に大きく（例えば１０ｄＢ）その結果消費電力が大きくなるという問題があった。この問題は携帯電話などの移動通信端末においては使用時間が短くなることであり致命的であった。
【０００８】
また、ローカル発振部１０５は発振時に発生するスプリアスが問題であった。これはスプリアスが受信機内にリークすることで雑音を発生させて受信障害をおこすからである。このような受信障害を防ぎ受信状態を上げるためにはローカル発振部１０５を鉄等でシールドする必要があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このように上述した従来の受信装置では、ベースバンド信号を得るためには変調波のダウンコンバートを行う際にミキサとローカル発振部とが必要であった。しかしながら、ローカル発振部を設けた場合には受信障害を無くすためのシールドを具備しなければならず、またミキサを設けた場合には消費電力が大きくなるといった問題があった。またシールドを設けた場合には受信装置を小型化、低コスト、製造簡易にすることが困難であった。
【００１０】
そこで本発明は上記従来の問題点に鑑みてなされたもので、変調波のダウンコンバートを行うためのミキサを使わずにベースバンド信号を得ることができ、小型、低コストで簡易に製作でき消費電力を抑制する受信装置の提供を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明の受信装置は、変調波と前記変調波と略同一の周波数を持った基準波とを加算する加算部と、前記加算部から出力された信号から包絡線を検出する包絡線検出部と、前記包絡線検出部から出力された信号を二乗演算する二乗演算部とを有する系統を４系統具備し、前記４系統のうち第１の系統の前記加算部に入力する第１の基準波は、前記４系統のうち第２の系統の前記加算部に入力する第２の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第２の基準波の位相と逆相であり更にπだけ進む位相であり、前記４系統のうち第３の系統の前記加算部に入力する第３の基準波は、前記４系統のうち第４の系統の前記加算部に入力する第４の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第４の基準波の位相と逆相であり、前記第１の系統の前記二乗演算部と前記第２の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の同相成分を求める第１の減算部と、前記第３の系統の前記二乗演算部と前記第４の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の直交成分を求める第２の減算部と、前記第１及び第２の減算部との出力を入力し、前記同相及び直交成分から前記変調波のシンボル判定を行う判定部とから構成される。
【００１２】
次に、本発明の受信装置は、変調波と前記変調波と略同一の周波数を持った基準波とを加算する加算部と、前記加算部から出力された信号から包絡線を検出する包絡線検出部と、前記包絡線検出部から出力された信号を二乗演算する二乗演算部とを有する系統を３系統具備し、前記３系統のうち第１の系統の前記加算部に入力する第１の基準波は、前記３系統のうち第２の系統の前記加算部に入力する第２の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第２の基準波の位相と逆相であり更にπだけ進む位相を有しており、前記３系統のうち第３の系統の前記加算部に入力する第３の基準波は、前記第１の基準波の振幅と略同一で、かつ前記第１の基準波の位相と逆相であり、前記第１の系統の前記二乗演算部と前記第２の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の前記同相成分を求める第１の減算部と、前記第３の系統の前記二乗演算部と前記第１の系統の前記二乗演算部との出力を入力し、これらを減算して前記変調波の前記直交成分を求める第２の減算部と、前記第１及び第２の減算部との出力を入力し、前記同相及び直交成分から前記変調波のシンボル判定を行う判定部とから構成される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１４】
図１は第１の実施の形態のブロック線図である。
【００１５】
受信装置１は、アンテナ素子２、低雑音増幅用の増幅部３、ＲＦフィルタ４、第２の分配部５、ローカル発振部６、重み付け部７ａ〜７ｄ、第１の分配部８、加算部９ａ〜９ｄ、包絡線検出部１０ａ〜１０ｄ、Ａ／Ｄ変換部１１ａ〜１１ｄ、二乗演算部１２ａ〜１２ｄ、減算部１３ａ〜１３ｂと判定部１４とからなる。
【００１６】
また受信装置１には４つの系統が設けられ、加算部９ａ、包絡線検出部１０ａ、Ａ／Ｄ変換部１１ａ、二乗演算部１２ａを第１の系統とし、加算部９ｂ、包絡線検出部１０ｂ、Ａ／Ｄ変換部１１ｂ、二乗演算部１２ｂを第２の系統とし、加算部９ｃ、包絡線検出部１０ｃ、Ａ／Ｄ変換部１１ｃ、二乗演算部１２ｃを第３の系統とし、加算部９ｄ、包絡線検出部１０ｄ、Ａ／Ｄ変換部１１ｄ、二乗演算部１２ｄを第４の系統としている。
【００１７】
第２の分配部５はローカル発振部６からのローカル信号（基準波）を４つのローカル信号に分配し、各信号を４つの重み付け部７ａ〜７ｄに伝送する。
【００１８】
また第１の分配部８はアンテナ素子２、増幅部３、ＲＦフィルタ４を通過した変調波を４つに分配する。基準波と変調波の周波数成分は略同一である。
【００１９】
加算部９ａには、重み付け部７ａからの信号と第１の分配部８で分配された第１の変調波とが入力される。同様に加算部９ｂは重み付け部７ｂからの信号と第１の分配部８で分配された第２の変調波とが入力される。同様に加算部９ｃは重み付け部７ｃからの信号と第１の分配部８で分配された第３の変調波とが入力される。同様に加算部９ｄは重み付け部７ｄからの信号と第１の分配部８で分配された第４の変調波とが入力される。
【００２０】
加算部９ａの後段には、包絡線検出部１０ａ、Ａ／Ｄ変換部１１ａ、二乗演算部１２ａが順に設けられる。同様に加算部９ｂの後段には、包絡線検出部１０ｂ、Ａ／Ｄ変換部１１ｂ、二乗演算部１２ｂが順に設けられる。同様に加算部９ｃの後段には、包絡線検出部１０ｃ、Ａ／Ｄ変換部１１ｃ、二乗演算部１２ｃが順に設けられる。同様に加算部９ｄの後段には、包絡線検出部１０ｄ、Ａ／Ｄ変換部１１ｄ、二乗演算部１２ｄが順に設けられる。
【００２１】
二乗演算部１２ａ，１２ｂは減算部１３ａ（第１の減算部）に接続される。つまり第１の系統と第２の系統が減算部１３ａで一つの系統にまとめられる。また二乗演算部１２ｃ，１２ｄは減算部１３ｂ（第２の減算部）に接続される。つまり第３の系統と第４の系統が減算部１３ｂで一つの系統にまとめられる。
【００２２】
減算部１３ａ，１３ｂは判定部１４に接続される。
【００２３】
このような構成からなる第１の実施の形態の動作について説明する。
【００２４】
アンテナ素子２により変調波が受信される。受信された変調波は増幅部３にて電力増幅される。電力増幅された変調波はＲＦフィルタ４に入力され所望の高周波のみが通過される。
【００２５】
ＲＦフィルタ４を通過した変調波は第１の分配部８に入力され、周波数成分が変調波の周波数と同一である４つの変調波に分配される。分配された変調波の信号を式（１）のように表す。
【数１】
0003618657.tif 000002
ところで、ローカル発振部６で生成されたローカル信号は第２の分配部５に入力され４つのローカル信号に分配される。なおローカル発振部６で生成されたローカル信号の周波数はＲＦフィルタ４を通過後の変調波の周波数と略同一である。またローカル発振部６で生成されたローカル信号の周波数と、第２の分配部５で４つに分配された後の４つのローカル信号の周波数とは同一である。
【００２６】
４つに分配されたローカル信号は重み付け部７ａ〜７ｄにそれぞれ入力され、ローカル信号ごとに少なくとも相互に位相が異なるウェイトによって重み付けがなされる。重み付けとは各ローカル信号に異なる成分（複素数）のウェイトが加算されることである。
【００２７】
ここで重み付け部７ａ〜７ｄに設定されたウェイト１〜４は、以下の表１のとおりに設定されている。
【表１】
0003618657.tif 000003
つまり第１の系統の加算部９ａに入力する第１の基準波は、第２の系統の加算部９ｂに入力する第２の基準波の振幅と略同一であり、かつ第２の基準波の位相と逆相であり更にπだけ進んだ位相を持っている。また、第３の系統の加算部９ｃに入力する第３の基準波は、第４の系統の加算部９ｄに入力する第４の基準波の振幅と略同一であり、かつ第４の基準波の位相と逆相を持っている。
【００２８】
図２は各ウェイトの実部と虚部との関係を示すグラフであり、ウェイト１とウェイト２とは振幅が同じで位相のみ異なる関係を有し、虚軸に対して対称な位置関係である。またウェイト３とウェイト４とは振幅が同じで位相のみ異なる関係を有し、実軸に対して対称な位置関係である。なお各線の原点からの長さが各振幅に相当する。
【００２９】
このように重み付けされた各ローカル信号は、時刻ｔにおけるローカル信号Ｕ（ｔ）を式（２）のように表した場合、式（３）〜（６）の通りになる。
【００３０】
なお、式（3）〜（6）は重み付け部7a〜7dに対応するものである。
【数２】
0003618657.tif 000004
【数３】
0003618657.tif 000005
重み付け部7a〜7dから出力されたローカル信号をそれぞれ第1のローカル信号〜第4のローカル信号とする。したがって、第1及び第2のローカル信号は虚部の符合が同一で実部の符合が異なる関係にあり、第3及び第4のローカル信号は虚部の符合が異なり実部の符合が同一なる関係にある。
【００３１】
さて、第１の分配部８で分配された第１〜第４の変調波は加算部９ａ〜９ｄに入力される。また第１のローカル信号〜第４のローカル信号は加算部９ａ〜９ｄに入力される。
【００３２】
加算部９ａ〜９ｄでは第１〜第４の変調波と第１〜第４のローカル信号との加算が行われる。例えば加算部９ａでは第１の変調波と第１のローカル信号との加算が行われる。加算演算はアナログ領域で行われる。
【００３３】
加算部9a〜9dから出力される信号X1〜X4は、式（7）〜（10）のように表すことができる。
【数４】
0003618657.tif 000006
信号X1〜X4は、包絡線検出部10a〜10dにそれぞれ入力され各信号の包絡線が検出される。例えば信号X1は包絡線検出部10aに入力され信号X1の包絡線が検出される。
【００３４】
包絡線検出部10a〜10dにて検出された包絡線A1〜A4は式（11）〜（14）のように表すことができる。例えば包絡線A1は包絡線検出部10aによって検出されたものである。
【数５】
0003618657.tif 000007
包絡線A1〜A4は、A/D変換部11a〜11dにそれぞれ入力されデジタル信号への変換が行われる。例えば包絡線A1はA/D変換部11aに入力されアナログ信号からデジタル信号へ変換される。
【００３５】
デジタル信号に変換された包絡線Ａ１〜Ａ４は、二乗演算部１２ａ〜１２ｄにそれぞれ入力されて各包絡線の二乗値が計算される。例えばデジタル信号に変換された包絡線Ａ１は二乗演算部１２ａに入力され包絡線Ａ１（デジタル信号）の二乗値が計算される。
【００３６】
二乗演算部１２ａから出力される包絡線Ａ１の二乗値と二乗演算部１２ｂから出力される包絡線Ａ２の二乗値とが減算部１３ａに入力される。また、二乗演算部１２ｃから出力される包絡線Ａ３の二乗値と二乗演算部１２ｄから出力される包絡線Ａ４の二乗値とが減算部１３ｂに入力される。
【００３７】
減算部１３ａ，１３ｂでは、それぞれに入力された２つの包絡線の二乗値の差、言い換えれば減算部１３ａでは変調波の同相成分とローカル信号の同相成分との相対値が、減算部１３ｂでは変調波の直交成分とローカル信号の直交成分との相対値がそれぞれ計算して求められる。この差がそれぞれＩもしくはＱ信号に相当する。減算部１３ａ，１３ｂで計算され求められた信号Ｙ１，Ｙ２は式（１５），（１６）のように表すことができる。
【数６】
0003618657.tif 000008
信号Ｙ１，Ｙ２は判定部１４に入力されてシンボル判定が行われる。シンボル判定はローカル信号と変調波との間の同相及び直交成分の各相対値の正負の符号を検出することで行われる。ここで同相成分は式（１７）でありＩ信号を示し、直交成分は式（１８）でありＱ信号を示す。
【数７】
0003618657.tif 000009
ＩおよびＱ信号の符号から例えば「０００１」なるベースバンド信号を後段の信号処理部に出力する。
【００３８】
以上述べたような第１の実施の形態では、ミキサ回路を用いることなく検波を行うこと（Ｉ、Ｑ成分を求めること）ができるため、ミキサ回路を用いた場合による消費電力の増大を抑制し、低コスト、小型化が達成できる。また製造を簡単に行うことができる。
【００３９】
次に、本発明の第２の実施の形態の構成について図３を参照して説明する。
【００４０】
なお、以下の各実施の形態において同一構成要素は同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００４１】
第２の実施の形態の特徴は、３種類のウェイトを用いてＩ，Ｑ成分を求めたことである。
【００４２】
図３は第２の実施の形態を示すブロック図であり、図１の第１の実施の形態の構成において第４の系統、つまり加算部９ｄ、包絡線検出部１０ｄ、Ａ／Ｄ変換部１１ｄ、二乗演算部１２ｄと重み付け部７ｄがなく、それ以外の構成は略同一である。
【００４３】
ただし第１乃至第３の系統に入力する変調波は第１の分配部８により分配されたものであり、第１乃至第３の系統に入力する基準波は第２の分配器５により分配されたものである。また二乗演算部１２ａの出力は、減算部１３ａと減算部１３ｂとに入力されている。
【００４４】
また、３つに分配された基準波に付加されるウェイトの関係を以下に示す表２のように設定する。ただし重み付け部７ａで加算されるウェイトは第１のウェイトであり、重み付け部７ｂで加算されるウェイトは第２のウェイトであり、重み付け部７ｃで加算される信号は第３のウェイトである。
【表２】
0003618657.tif 000010
ただしＢｒはウェイトの振幅であり、φｒはウェイトの位相とする。
【００４５】
つまり第１の系統の加算部９ａに入力する第１の基準波は、第２の系統の加算部９ｂに入力する第２の基準波の振幅と略同一であり、かつ第２の基準波の位相と逆相であり更にπだけ進んだ位相を持っている。また、第３の系統の加算部９ｃに入力する第３の基準波は、第１の基準波の振幅と略同一であり、かつ第１の基準波の位相と逆相を持っている。
【００４６】
図４は各ウェイトの実部と虚部との関係を示すグラフである。
【００４７】
このような第１のウェイトが付加された基準波は加算部９ａに入力される。また第２のウェイトが付加された基準波は加算部９ｂに入力される。また第３のウェイトが付加された基準波は加算部９ｃに入力される。
【００４８】
また、減算部１３ａには二乗演算部１２ａ，１２ｂからの出力が入力され、減算部１３ｂには二乗演算部１２ａ，１２ｃからの出力が入力される。減算部１３ａではＩ信号（実部）の相対値が求められ、減算部１３ｂではＱ信号（虚部）の相対値が求められる。求められたＱ，Ｉ信号の相対値は判定部１４に入力されシンボル判定が行われる。
【００４９】
以上述べた様な第２の実施の形態では、第１の実施の形態の比べ構成要素を少なくすることができるため低コスト、小型化に寄与する。
【００５０】
次に、本発明の第３の実施の形態の構成について図５を参照して説明する。
【００５１】
第３の実施の形態の特徴は、遅延部１５が設けられたことである。
【００５２】
図５の第２の実施の形態のブロック図に示す通り、遅延部１５をＲＦフィルタ４と第１の分配部８との間に設ける。また減算部１３ａ，１３ｂの出力側には遅延検波を行うための判定部１６が設けられる。
【００５３】
ＲＦフィルタ４を通過した変調波は以下に示す式（１９）のように表すことができる。
【数８】
0003618657.tif 000011
また、ＲＦフィルタ４を通過した変調波は遅延部１５に入力され、例えば２ｎπ／ωｃの遅延量をもって遅延される。なお遅延量は変調波のシンボル間隔以下になるようにｎ（整数）を設定する。遅延部１５に入力される前の変調波の振幅及び位相成分は第１の分配部８に入力される変調波の成分と同一である。
【００５４】
ここで時刻ｔにおける遅延部１５によって遅延された遅延信号Ｄ（ｔ）は以下に示す式（２０）のように表すことができる。
【数９】
0003618657.tif 000012
以下重み付け部７ａ〜７ｄから二乗演算部１２ａ〜１２ｄまでの計算は第１の実施の形態と略同一である。
【００５５】
減算部１３ａ，１３ｂから出力される信号Ｚ１，Ｚ２は、以下に示す式（２１），（２２）に示す通りである。
【数１０】
0003618657.tif 000013
信号Ｚ１，Ｚ２が判定部１６に入力されて遅延検波による変調波のシンボル判定が行われる。なお遅延信号と変調波との間の相対値の実部はＡｃｏｓ（θ）なるＱ信号であり、虚部はＡｓｉｎ（θ）なるＩ信号である。
【００５６】
以上述べたような第３の実施の形態では、遅延検知によって検波を行うため、ローカル発振部を必要とせずスプリアスなどの影響がなくなり、したがって受信障害のない受信を行うことができる。またミキサ回路が不要であるため消費電力を低減できる。
【００５７】
次に、本発明の第４の実施の形態の構成について図６を参照して説明する。
【００５８】
第４の実施の形態の特徴は、第１の実施の形態のＲＦフィルタ４の代わりにチューナブルフィルタが設けられたことである。
【００５９】
図６は第４の実施の形態のブロック図であり、増幅部３と第１の分配部８との間にチューナブルフィルタ１７が設けられている。チューナブルフィルタ１７は例えば超伝導フィルタ等の超高Ｑ値を有するフィルタである。
【００６０】
増幅器２からの変調波がチューナブルフィルタ１７に入力されて、この入力された変調波の周波数チャネルが選択される。周波数チャネルが選択された後の変調波は第１の分配部８に入力される。
【００６１】
以上述べたような第４の実施の形態では、チューナブルフィルタ１７を用いることによって複数の周波数チャネルを使用するような受信装置であっても特定の周波数を選択し受信することができる。
【００６２】
なお、本発明は上記各実施の形態には限定されず、その主旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることは言うまでもない。
【００６３】
また、重み付け部の特性をφｒ＝０［ｒａｄ］，φｉ＝π／２［ｒａｄ］とすれば、図７に示すような９０度ハイブリッドカプラ１８，１９と１８０度ハイブリッドカプラ２０なる構成とすることができ、低コストで広帯域な位相特性を得ることができる。
【００６４】
また変調波及びローカル信号はアナログで加算部にて加算が行われた後デジタルに変換されるが、加算部に入力される前にＡ／Ｄ変換部を設けてデジタルに変換した後加算を行っても良い。この場合には第１の分配部と加算部との間及び重み付け部と加算部との間に設けられることが考えられる。なお重み付け部と加算部との間でなく重み付け部と第２の分配部との間でも良い。また，遅延部１５の前後であってもよい。
【００６５】
また、包絡線検出部は図８に示すような構成であっても良いが、包絡線を検出可能であればどのような回路構成であっても構わない。
【００６６】
また変調波を遅延することができれば、遅延部は第２の分配部と各重み付け部との間に４つ設けることも、各重み付け部と各加算部との間に４つ設けることもできる。
【００６７】
また、自動車、携帯電話用基地局における受信装置として設置することもできる。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、変調波を受信し復調を行う際に消費電力を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信装置の第１の実施の形態のブロック図。
【図２】本発明の受信装置の第１の実施の形態の各ウェイトの実部と虚部との関係を示すグラフ。
【図３】本発明の受信装置の第２の実施の形態のブロック図。
【図４】本発明の受信装置の第２の実施の形態の各ウェイトの実部と虚部との関係を示すグラフ。
【図５】本発明の受信装置の第３の実施の形態のブロック図。
【図６】本発明の受信装置の第４の実施の形態のブロック図。
【図７】本発明の受信装置の重み付け部のブロック図。
【図８】本発明の受信装置の包絡線検出部の回路図。
【図９】従来の受信装置のブロック図。
【符号の説明】
１  受信装置
２  アンテナ素子
３  増幅器
４  ＲＦフィルタ
５  第２の分配部
６  ローカル発振部
７ａ〜７ｄ  重み付け部
８  第１の分配部
９ａ〜９ｄ  加算部
１０ａ〜１０ｄ  包絡線検出部
１１ａ〜１１ｄ  Ａ／Ｄ変換部
１２ａ〜１２ｄ  二乗演算部
１３ａ，１３ｂ  減算部
１４，１６  判定部
１５  遅延部
１７  チューナブルフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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