(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のサンプリングレートで受信信号をサンプリングするＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器の出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート変換器と、
前記レート変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換して復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、
前記ＯＦＤＭ信号復号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路と、
前記受信信号の変調方式を検出する変調方式検出手段と
を具備し、
前記ローパスフィルタは、
前記変調方式検出手段によって検出された変調方式に基づく前記第１のサンプリングレートに応じて、周波数特性が可変可能なフィルタである
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項２】
前記ローパスフィルタは、
ＦＩＲフィルタである
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項３】
さらに、所望の時刻におけるデータがない場合、その時刻におけるデータを補間する補間処理手段を具備し、
前記レート変換器は、
前記補間されたデータを含め、前記第２のサンプリングレートでデータを抽出する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項４】
前記補間処理手段は、
前記ＡＤ変換器でサンプリングされたデータ間を、直線もしくは高次関数によって、前記所望の時刻のデータを補間する
ことを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項５】
前記検出された変調方式における伝送速度が遅い場合は、前記第１のサンプリングレートを低くする
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項６】
第１のサンプリングレートで受信信号をサンプリングするＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器の出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート変換器と、
前記レート変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換して復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、
前記ＯＦＤＭ信号復号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路と、
前記受信信号の変調方式を検出する変調方式検出手段と
を具備し、
前記ＡＤ変換器の演算器は、前記変調方式検出手段によって検出された変調方式に応じて、サンプリングビット数を変更する
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項７】
前記ローパスフィルタの演算器は、前記検出された変調方式、または前記サンプリングビット数に応じて、演算ビット数を変更する
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項８】
前記レート変換器の演算器は、前記検出された変調方式、または、前記サンプリングビット数に応じて、演算ビット数を変更する
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項９】
前記ＯＦＤＭ信号復号回路の演算器は、前記検出された変調方式、または、前記サンプリングビット数に応じて、演算ビット数を変更する
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項１０】
前記誤り訂正回路は、前記検出された変調方式、または、前記サンプリングビット数に応じて、軟判定のビット数の変更、または、硬判定に変更する
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項１１】
前記演算器は、前記検出された変調方式に応じて、
最上位ビット側に第１のデータを詰め、最下位ビット側に“０”データを詰める第１のシフト回路と、
最上位ビット側に第２のデータを詰め、最下位ビット側に“０”データを詰める第２のシフト回路と、
前記第１および第２のシフト回路の出力データを乗算または加算する演算回路と
を具備することを特徴とする請求項７乃至１０のいずれかに記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【請求項１２】
さらに、前記検出された変調方式に応じて電源電圧を制御する電源電圧制御手段を具備し、
前記演算器のクリティカルパスが短縮された場合は、電源電圧を下げる
ことを特徴とする請求項１１に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式を用いた通信システムに関する。例えば無線ＬＡＮのようなシステムで、伝送レートがスケーラブルなシステムに使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮは、ＯＦＤＭ変調方式を用いることを前提としている。ＯＦＤＭ変調方式による受信処理は次のように行われる。受信されたＯＦＤＭ信号は、ＡＤ変換器でディジタル信号としてサンプリングされる。サンプリングされたデータは、ディジタル信号処理によるローパスフィルタにおいて隣接チャネルの周波数成分が除去される。そして、レート変換器で必要なサンプリングレートに間引き処理される。間引き処理されたデータは、ＯＦＤＭ信号復号回路にてフーリエ変換される。そして、ビタビデコーダで変換されたデータの誤り訂正がされ、受信されたＯＦＤＭ信号は復号される。
【０００３】
ＯＦＤＭ変調方式では、隣接チャネルの信号をディジタルフィルタ（ローパスフィルタ）により除去するため、実効的な周波数帯域幅よりも広い帯域のデータをサンプリングする（オーバーサンプリング）必要があり、高サンプリングレートのデータを必要とする。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリア信号を重畳するため、信号の最大振幅と平均的な振幅の比がＰＳＫ（ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）信号やＦＳＫ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）信号に比べて大きくなる。したがって、ＯＦＤＭ信号によって受信処理を行うベースバンドＬＳＩへのサンプリングデータは、多ビットのものを必要とする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このように、ディジタル信号処理技術を用いたＯＦＤＭ信号を受信するシステムでは、多ビットで高速（高サンプリングレート）なＡＤ変換器が必要となる。しかしながら、このようなＡＤ変換器は消費電力が大きくなることから、モバイル環境で使用する通信機器に用いることは適していない。
【０００６】
また、無線ＬＡＮに使用するＯＦＤＭ変調方式では、伝送路の状態に適応してデータの伝送速度を選択し、これに応じてサブキャリアの変調方式を変化させる。そのため、受信処理では、受信したＯＦＤＭ信号の変調方式に合わせて、必要となるサンプリングレートやサンプリングビット数を何段階かに変化する。
【０００７】
例えば、５４Ｍｂｐｓのデータ伝送速度の場合には、６４ＱＡＭ変調方式を取る。しかし、データ伝送速度が低下するに従い、変調方式は１６ＱＡＭ，ＱＰＳＫと変化し、最低データ伝送速度６Ｍｂｐｓの場合には、ＢＰＳＫ変調方式となる。ＢＰＳＫ変調方式の場合には、ＡＤ変換器以下のデータは８ビット程度で十分と考えられる。また、ビタビデコーダの判定も軟判定のビット数を削減するか、あるいは、１ビットの硬判定でも十分な性能を得ることが可能であると考えられる。
【０００８】
しかしながら、従来では、サンプリングレートやサンプリングビット数が最大である場合の仕様に合わせて回路を設計、実装している。従来の回路では、設計や実装の容易さを優先して、データ伝送速度が最大である５４Ｍｂｐｓの場合の回路が採用されている。例えば、ＡＤ変換器は１２ビット／４０ＭＳＰＳ、ＦＦＴは１２ビット／２０ＭＳＰＳ、ビタビデコーダは６ビット軟判定となる。
【０００９】
そのため、データの伝送速度が低下し変調方式が変わっても、ＡＤ変換器やディジタル信号処理を行う回路で消費する電力を削減することができなかった。
【００１０】
本発明の目的は、このようなサブキャリア変調方式の変化に対応して、受信処理に伴う回路の消費電力を低減するＯＦＤＭ信号受信システムを提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明によるＯＦＤＭ信号受信システムは、第１のサンプリングレートで受信信号をサンプリングするＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート変換器と、前記レート変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換して復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、前記ＯＦＤＭ信号復号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路とを具備し、前記ローパスフィルタは、前記第１のサンプリングレートに応じて、周波数特性が可変可能なフィルタであることを特徴としている。
【００１２】
また、第１のサンプリングレートで受信信号をサンプリングするＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート変換器と、前記レート変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換して復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、前記ＯＦＤＭ信号復号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路と、前記受信信号の変調方式を検出する変調方式検出手段とを具備し、前記ＡＤ変換器の演算器は、前記変調方式手段によって検出された変調方式に応じて、サンプリングビット数を変更することを特徴としている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施の形態）
無線ＬＡＮに用いられる５ＧＨｚ帯の無線チャネルは、ＯＦＤＭ変調した信号を用いることを前提として、２０ＭＨｚ間隔で設定されている。１チャネル当たりの実効的な帯域幅は約１７ＭＨｚであり、隣接チャネルとの間におよそ３ＭＨｚの緩衝帯域があるにすぎない。このため、ＲＦやＩＦで実装されるチャネル選択フィルタでは、十分に隣接チャネルの信号成分を除去することは難しい。したがって、現実的には、ベースバンド信号をアナログ−ディジタル変換してサンプリングした後、ディジタル信号処理によるローパスフィルタ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：以下、ＬＰＦ）を実現して、隣接チャネルの信号成分を除去している。
【００１４】
図１は、第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図である。本実施の形態のＯＦＤＭ信号受信システムは、Ｉ，Ｑの直交信号を第１のサンプリングレートでディジタル信号としてサンプリングするＡＤ変換器１と、ＡＤ変換器１のサンプリングレートに応じて、サンプリングされたデータからノイズを除去するＬＰＦ２と、ノイズが除去されたデータから第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート変換器３と、演算可能なサンプリングレートに変換されたデータをフーリエ変換により時間領域から周波数領域のデータに変換するＯＦＤＭ信号復号回路４（以下、ＦＦＴ）と、誤り訂正を行うビタビデコーダ（誤り訂正回路）５とからなる。尚、各ブロック内は、Ｉ，Ｑの直交信号それぞれに対応した回路が存在する。
【００１５】
図２（ａ）〜（ｄ）は、チャネルの帯域を模式的に示した図であり、また、図２（ｂ）〜（ｄ）は、ＡＤ変換器１でのサンプリングによるＡｌｉａｓｉｎｇを模式的に示した図である。ここで、図２（ａ）に示すような、選択チャネルとノイズである隣接チャネルの場合を考える。ベースバンド信号をサンプリングする際には、サンプリング定理が示すように、信号がもつ最大周波数成分の２倍以上のサンプリングレートを用いればよい。すなわち、１チャネルあたり±８．５ＭＨｚの信号成分をサンプリングするためには、２０ＭＳＰＳ程度のサンプリングレートを用いればよい。
【００１６】
しかしながら、図２（ｂ）に示すように、２０ＭＳＰＳのサンプリングレートを用いた場合、Ａｌｉａｓｉｎｇ（折り返し）の効果で、隣接チャネルの信号が選択チャネルの信号にノイズとして重なってしまう。
【００１７】
これを回避するために、４０ＭＳＰＳ程度のサンプリングレートでオーバーサンプリングした信号を取り込む手法がある。図２（ｃ）に示すように、４０ＭＳＰＳのサンプリングレートを用いた場合、Ａｌｉａｓｉｎｇの効果で、ほぼ隣接チャネルの中心周波数で折り返され、選択チャネルの信号にノイズとして重なる信号が少ない。
【００１８】
ＡＤ変換器１において４０ＭＳＰＳのサンプリングレートで取り込まれた信号を、ＬＰＦ２でディジタル信号処理によるＬＰＦ処理を施して、隣接チャネルの信号成分を除去する。さらに、後段のＦＦＴ４で、チャネル信号の実効帯域幅に即した２０ＭＳＰＳのサンプリングデータを処理するため、ＬＰＦ処理後のデータから、レート変換器３で２０ＭＳＰＳ分のデータを間引き処理によって抽出する。図３は、４０ＭＳＰＳのサンプリングデータを時間軸上に示したグラフの一例である。図３に示した丸印は、サンプリングされたデータを表している。その中で、黒い丸印は、間引き処理によって抽出されるデータを表している。
【００１９】
従来のＯＦＤＭ信号受信システムでは、２０ＭＳＰＳの整数倍レート、すなわち、４０ＭＳＰＳのサンプリングレートでサンプリングし処理を行うように、ＡＤ変換器１、ＬＰＦ２等を設計、実装している。
【００２０】
しかしながら、ＡＤ変換器は、サンプリングレートの高速化に伴って、消費電力が増加する。したがって、低消費電力を実現するためには、低いサンプリングレートでサンプリングすることが望ましい。
【００２１】
そこで、本実施の形態では、サンプリングレートが、例えば３０ＭＳＰＳのように、必ずしも２０ＭＳＰＳの整数倍でない場合でも、ＬＰＦ処理や間引き処理ができるように対応する。
【００２２】
図４は、第１の実施の形態におけるＬＰＦの回路図であり、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されている。本実施の形態では、ＦＩＲフィルタにおいて、各タップの係数をプログラマブルな構成にし、サンプリングレートに応じてＬＰＦの周波数特性を変更する。
【００２３】
例えば、ＡＤ変換器で３０ＭＳＰＳのサンプリングレートでディジタル信号に変換されたデータは、３０ＭＳＰＳのサンプリングレートに応じてタップの係数を変えたＬＰＦにて、ＬＰＦ処理される。
【００２４】
ＬＰＦ処理において、ＦＩＲフィルタのタップ係数をサンプリングレートに応じて変更することで、所望の周波数特性を得ることができる。したがって、サンプリングレートが３０ＭＳＰＳであっても、隣接チャネル等によるノイズを除去することができ、所望の周波数帯（選択チャネル）を得ることができる。
【００２５】
尚、３０ＭＳＰＳでサンプリングした場合、Ａｌｉａｓｉｎｇの効果は図２（ｄ）に示すようになる。４０ＭＳＰＳのサンプリングレートに比べ、ノイズとして重なる信号は多くなる。しかしながら、図示されていない前段のＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）で隣接チャネルの高い周波数成分は除去することができる。すなわち、ＡＤ変換器１にてサンプリングされるときには、図２（ｄ）中にノイズとして表されている部分の周波数は除去されている。したがって、３０ＭＳＰＳのサンプリングレートでも、Ａｌｉａｓｉｎｇの効果を受けずに所望の周波数帯を得ることができる。
【００２６】
また、補間処理手段を有し、サンプリングデータの間引き処理において、抽出時刻に対応するサンプリングデータが無い場合は、サンプリングデータ間の線形、もしくは、高次関数によるデータの補間処理を行う。図５（ａ）は、３０ＭＳＰＳのサンプリングデータを時間軸上に示したグラフの一例である。図５に示した丸印は、ＡＤ変換器１でサンプリングされたデータを表している。
【００２７】
また、図５（ｂ）は、図５（ａ）において、さらに補間したデータを示したグラフである。図中の角印は、補間したデータを表している。この補間処理により、所望の抽出時刻におけるデータの抽出を行うことができる。図中、黒い丸印および角印が抽出されるデータである。
【００２８】
そして、３０ＭＳＰＳのサンプリングデータ、且つ、補間処理されたサンプリングデータは、レート変換器３において、例えば２０ＭＳＰＳのサンプリングレートに抽出される。抽出されたデータは、ＦＦＴ４において、フーリエ変換により時間領域から周波数領域のデータに変換される。フーリエ変換されたデータからサブキャリア毎のＩＱ平面上での信号点が抽出される。そしてさらに、ビタビデコーダ５によってデータの誤り訂正を行って、データが復号される。
【００２９】
本実施の形態では、ＬＰＦのタップ係数を可変にすることにより、サンプリングレートに対応して所望の周波数特性を得ることができ、ＯＦＤＭ変調方式における受信処理が可能である。従来に比べ、サンプリング数を減らすことができるので、消費電力を削減することができる。また、サンプリング数が減ることにより、抽出時刻に対応するサンプリングデータが無い場合でも、抽出時刻におけるデータの補間処理を施し、間引き処理を行うことで、低いサンプリングレートでの動作が可能となり、受信信号を所望のデータに復号することができる。
【００３０】
尚、本実施の形態において、ＬＰＦの例としてＦＩＲフィルタを用いて説明したが、ＬＰＦは周波数特性を可変にできるフィルタであればよい。
（第２の実施の形態）
５ＧＨｚ帯で、ＯＦＤＭ変調方式を用いた無線ＬＡＮには、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＨＩＰＥＲＬＡＮＴｙｐｅ２等の規格がある。さらに、データの伝送速度には、６，９，１２，１８，２７，３６，５４Ｍｂｐｓの７種類があり、サブキャリアの変調方式には、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの４種類がある。
【００３１】
ＯＦＤＭ信号受信システムでは、各サブキャリアの変調方式に応じて、演算に必要なビット数は異なる。例えば、最大伝送速度となる５４Ｍｂｐｓ時に使用される６４ＱＡＭ変調に対応するため、ＡＤ変換器では１２ビットのサンプリングを行う必要がある。一方、最小伝送速度６Ｍｂｐｓ時に使用されるＢＳＰＫ変調では、８ビットのサンプリングデータがあれば十分である。同様に、１６ＱＡＭでは１０ビット、ＱＰＳＫでは８ビットのサンプリングデータがあれば十分である。
【００３２】
表１は、各変調方式におけるビット数と伝送速度との関係を示している。
【００３３】
【表１】
0003607238.tif 000002
【００３４】
演算に必要なビット数は、受信したＯＦＤＭ信号の変調方式を検出することによって得ることができる。
【００３５】
図６は、第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図である。本実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムは、Ｉ，Ｑの直交信号を第１のサンプリングレートでディジタル信号としてサンプリングするＡＤ変換器１と、ＡＤ変換器１のサンプリングレートに応じて、サンプリングされたデータからノイズを除去するＬＰＦ２と、ノイズが除去されたデータから第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート変換器３と、演算可能なサンプリングレートに変換されたデータをフーリエ変換により時間領域から周波数領域のデータに変換するＯＦＤＭ信号復号回路４（以下、ＦＦＴ）と、誤り訂正を行うビタビデコーダと、変調方式検出手段６を備えている。
【００３６】
第２の実施の形態における変調方式検出手段６は、受信信号の変調方式を検出し、この変調方式に応じて、各演算に必要なビット数を変化させる。
【００３７】
次に、第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムの動作について説明する。例えば、ＡＤ変換器１でのサンプリングビット数を変化させる場合について考える。受信されたＯＦＤＭ信号は、ＡＤ変換器１でサンプリングされたデータに対して、ＬＰＦ２で選択しているチャネル信号を抽出するためのＬＰＦ処理を施し、レート変換器３でサンプリングデータの間引き処理を行う。続いて、ＦＦＴ４によってデータを時間領域から周波数領域に変換し、このデータをビタビデコーダ５にかけて誤り訂正を行う。これにより、受信データが復号される。
【００３８】
また、ビタビデコーダ５で誤り訂正されたデータは、変調方式検出手段６において、どの変調方式で送られたか検出される。変調方式は、フレームのヘッダに記載されている。変調方式検出手段６では、先ずフレームのヘッダを受信解析し、後続のデータ部分の変調方式を検出する。フレームとは、無線ＬＡＮにおける通信の単位である。
【００３９】
そして、検出された変調方式に応じてＡＤ変換器１では、後続のデータ部分の受信処理においてサンプリングビット数を変化させ、サンプリング処理を行う。
【００４０】
図７は、本実施の形態における演算器のブロック図である。図６におけるＡＤ変換器１内の演算器として用いられる。本実施の形態の演算器は、第１のデータを入力とする第１のシフト回路１１と、第２のデータを入力とする第２のシフト回路１２と、第１および第２のシフト回路１１，１２から出力されたデータを演算する演算回路１３からなる。第１および第２のシフト回路１１，１２は、変調方式に応じて、ＭＳＢ（most significant bit：最上位ビット）側に有効データを詰め、ＬＳＢ（least significant bit：最下位ビット）側に“０”データを詰める。
【００４１】
ここで、変調方式検出手段６において検出された変調方式が、１６ＱＡＭであった場合を考える。例えば、演算回路１３は、最大１２ビットのデータの演算が可能なものとする。ＯＦＤＭ信号の変調方式が１６ＱＡＭであった場合、ＡＤ変換器の演算において必要なサンプリングビット数は１０ビットとなる。第１および第２のシフト回路１１，１２では、検出された変調方式に応じて、ＭＳＢ側に有効データを詰め、ＬＳＢ側に“０”データを詰める。１６ＱＡＭの場合、ＬＳＢ側に２ビットの“０”データが入る。
【００４２】
このように、信号処理に関するビット数の削減、すなわち、演算器の活性化する領域の削減が可能であれば、回路の消費電力の削減が可能である。
【００４３】
尚、通常、フレームのヘッダは、最も安定に受信することができるＢＰＳＫ変調方式で送られる。したがって、新たなフレームの受信の待機時、および、ヘッダの解析時は、ＢＰＳＫ変調方式対応の演算ビット数で回路を動作させる。こうすることにより、最も消費電力を低く抑えることができる。そして、ヘッダの解析結果に応じて、動的に演算器における演算ビット数を変化させ、消費電力の削減を実現することができる。
【００４４】
同様に、ＬＰＦ２、レート変換器３、ＯＦＤＭ信号復号回路４内の演算器においても、図７に示したような演算器と同様に構成することができる。例えば、補間処理に用いる演算器、ＦＦＴ処理に用いる演算器等である。これらの場合、ＡＤ変換器１と同様に、変調方式検出手段６で検出された変調方式に応じて演算ビット数を変化させてもよいし、あるいは、ＡＤ変換器１のサンプリングビット数に応じて演算ビット数を変化させてもよい。
【００４５】
同様に、演算器の活性化する領域を削減することができ、消費電力の削減が可能である。
【００４６】
また、ビタビデコーダ５においても、変調方式に応じて、あるいは、ＡＤ変換器１のサンプリングビット数に応じて、あるいは、伝送路符号の符号化率に応じて、軟判定でのビット数を変化させたり、硬判定に切り替えたりしてもよい。これにより、同様な効果を得ることができる。
【００４７】
尚、伝送路符号の符号化率は、伝送速度に応じて変化する。したがって、伝送速度、すなわち、変調方式がわかれば、符号化率に応じて、ビタビデコーダ５において軟判定または硬判定の切り替えをすることができる。
【００４８】
本実施の形態では、変調方式検出手段６において変調方式を検出することにより、ＡＤ変換器でのサンプリングビット数、ＬＰＦ〜ビタビデコーダでの演算ビット数を変化させる。削減されたビット数に応じて、演算器におけるクリティカルパスを短縮し、演算器の活性化する領域を削減するので、消費電力を削減することができる。
（第３の実施の形態）
また、伝送速度の遅い信号はノイズに強いため、低いサンプリングレートでも復号が容易である。したがって、伝送速度に応じて、ＡＤ変換器１でのサンプリングレートを替えて動作させてもよい。
【００４９】
表１に示したように、伝送速度は、受信したＯＦＤＭ信号の変調方式を検出することによって得ることができる。
【００５０】
第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図は、第２の実施の形態で示した図６と同じである。第３の実施の形態における変調方式検出手段６は、受信信号の変調方式を検出し、この変調方式に応じて、ＡＤ変換器１のサンプリングレートを切り替える。例えば、ＡＤ変換器１において、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫは３０ＭＳＰＳのサンプリングレート、１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭは４０ＭＳＰＳのサンプリングレートで動作させる。
【００５１】
本実施の形態では、伝送速度（変調方式）に応じてサンプリングレートを替えるので、伝送速度が遅い変調方式では、低いサンプリングレートで動作させることにより消費電力を削減することができる。また、伝送速度が速い変調方式では、高いサンプリングレートで動作させることにより、ノイズの影響をあまり受けずに安定して復号することができる。
【００５２】
尚、本実施の形態におけるＡＤ変換器１は、異なるサンプリングレート用のＡＤ変換器、例えば、３０ＭＳＰＳ用のＡＤ変換器と４０ＭＳＰＳ用のＡＤ変換器を別々に構成してもよいし、４０ＭＳＰＳのサンプリングが可能なＡＤ変換器を構成し、４０ＭＳＰＳ用のＡＤ変換器において３０ＭＳＰＳのサンプリングレートでサンプリングさせてもよい。
【００５３】
伝送速度に応じてサンプリングレートを切り替えても、第１の実施の形態で示したＬＰＦ２の周波数特性を可変にすることにより、ＯＦＤＭ変調方式における受信処理が可能である。
【００５４】
４０ＭＳＰＳでサンプリングされたデータは、４０ＭＳＰＳに対応した周波数特性に変更されたＬＰＦ２で、ＬＰＦ処理がされる。続いて、レート変換器３で、間引き処理によって２０ＭＳＰＳのサンプリングデータが抽出される。そして、抽出されたデータは、ＦＦＴ４、ビタビデコーダ５で各処理が施される。
【００５５】
また、３０ＭＳＰＳでサンプリングされたデータは、３０ＭＳＰＳに対応した周波数特性に変更されたＬＰＦ２で、ＬＰＦ処理がされる。続いて、レート変換器３で、抽出時刻におけるデータの補間処理、および、間引き処理がされる。そして、抽出されたデータは、ＦＦＴ４、ビタビデコーダ５で各処理が施される。
【００５６】
本実施の形態では、変調方式検出手段６において変調方式を検出することにより、ＡＤ変換器１でのサンプリングレートを変化させる。変調方式に対応した伝送速度に応じて、サンプリングレートを変化させるので、遅い伝送速度の場合には、サンプリングレートを低くし、消費電力を削減することができる。また、早い伝送速度の場合には、サンプリングレートを高くし、安定した復号が可能である。
（第４の実施の形態）
第２の実施の形態では、変調方式に対応して、各演算器における演算ビット数を変化させることについて説明した。変調方式に対応して、データのサンプリングビット数、および、各演算器に必要な演算ビット数がわかれば、ＬＳＢ側からのキャリーの発生を抑えることができる。したがって、クリティカルパスの短縮量も予め知ることができる。
【００５７】
そこで、第４の実施の形態ではさらに、演算ビット数に応じて、すなわち、クリティカルパスが動作するために必要なレベルに応じて、電源電圧を制御することを特徴とする。図８は、第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図である。本実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムは、図６に示した第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムに加え、さらに、各ブロックの電圧量を制御する電源電圧制御手段７とからなる。
【００５８】
電源電圧制御手段７は、変調方式検出手段６で検出された変調方式に応じて、各ブロックの電圧量を制御する。
【００５９】
次に、本実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムの動作について説明する。受信されたＯＦＤＭ信号は、ＡＤ変換器１でサンプリングされたデータに対して、ＬＰＦ２で選択しているチャネル信号を抽出するためのＬＰＦ処理を施し、レート変換器３でサンプリングデータの間引き処理を行う。続いて、ＦＦＴ４によってサブキャリア毎の信号点を抽出し、このデータをビタビデコーダ５にかけて誤り訂正を行う。これにより、受信データが復号される。
【００６０】
また、ビタビデコーダ５で誤り訂正されたデータは、変調方式検出手段６において、どの変調方式で送られたか検出される。そして、検出された変調方式に応じて、電源電圧制御手段７は、各ブロックにおける電圧を調整する。
【００６１】
これにより、短縮されたクリティカルパスが動作するに十分なレベルまで、電源電圧を低下することができる。
【００６２】
また、フレームのヘッダはＢＰＳＫ変調方式なので、待機時およびヘッダの解析時は、必要とする最も低い電圧で動作させることにより、消費電力を削減することができる。
【００６３】
本実施の形態によれば、変調方式に応じて、各ブロックにおける電圧を制御することにより、必要最低限レベルの電圧で回路を動作させることができる。したがって、従来に比べて、消費電力を削減することができる。
【００６４】
その他、この発明の要旨を変えない範囲において、種々変形実施可能なことは勿論である。
【００６５】
【発明の効果】
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号受信システムにおけるＬＰＦの周波数特性を可変にすることにより、低いサンプリングレートでも復号が可能となり、消費電力を削減することができる。また、変調方式に応じて、ＡＤ変換器におけるサンプリングレート、各ブロックにおける演算ビット数、あるいは、各ブロックでの電源電圧を変えることにより、消費電力を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図。
【図２】チャネルの帯域を模式的に示した図。
【図３】４０ＭＳＰＳのサンプリングデータを時間軸上に示したグラフ。
【図４】第１の実施の形態におけるＬＰＦの回路図。
【図５】（ａ）３０ＭＳＰＳのサンプリングデータを時間軸上に示したグラフ。
（ｂ）３０ＭＳＰＳのサンプリングデータおよび補間したデータを時間軸上に示したグラフ。
【図６】第２および第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図。
【図７】第２の実施の形態における演算器のブロック図。
【図８】第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図。
【符号の説明】
１…ＡＤ変換器
２…ＬＰＦ
３…レート変換器
４…ＦＦＴ
５…ビタビデコーダ
６…変調方式検出手段
７…電源電圧制御手段
１１…第１のシフト回路
１２…第２のシフト回路
１３…演算回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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