(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタンス負荷と、このインダクタンス負荷に電力を供給する直流電源と、前記インダクタンス負荷を制御するための電圧制御型スイッチング素子を構成要素とするパワー回路と、このパワー回路にＰＷＭ制御信号を供給するＰＷＭ制御回路とより成るＰＷＭインバータ装置において、前記ＰＷＭ制御回路の出力と前記パワー回路の入力との間に電流−電圧変換手段とダンパ手段を介在させ、前記インダクタンス負荷とパワー回路の接続点の急激な電圧変化を抑制することを特徴としたＰＷＭインバータ装置。
【請求項２】
複数相のコイルを有するブラシレスモータと、このブラシレスモータに電力を供給する直流電源と、前記ブラシレスモータを制御するための電圧制御型スイッチング素子を構成要素とするパワー回路と、このパワー回路にＰＷＭ制御信号を供給するＰＷＭ制御回路とより成るＰＷＭインバータ装置において、前記ＰＷＭ制御回路の出力と前記パワー回路の入力との間に電流−電圧変換手段とダンパ手段を介在させ、前記ブラシレスモータとパワー回路の接続点の急激な電圧変化を抑制することを特徴としたＰＷＭインバータ装置。
【請求項３】
ＰＷＭ制御回路は、半導体集積回路により構成したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項４】
電流−電圧変換手段は、抵抗とコンデンサで構成したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項５】
ダンパ手段は、抵抗で構成したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項６】
電圧制御型スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項７】
電圧制御型スイッチング素子は、ＩＧＢＴで構成したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＰＷＭインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は家電分野、特にガスまたは石油を燃料に用いる給湯機の送風用モータのＰＷＭインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、モータに代表されるインダクタンス負荷に電力供給を行う装置として、機器の小型化，高効率化，高制御性能等の要請からＰＷＭインバータ装置が多く用いられるようになった。
【０００３】
従来、このようなＰＷＭインバータ装置としては、特開平Ｈ２−５５３３１に開示されている装置が提示されているように、商用電源の交流電源を整流平滑して直接パワー回路の電源端子に印加することにより、電源回路をＤＣ−ＤＣコンバータ等を不要としたブラシレスモータ駆動装置がある。これは、電源回路の小型化メリットから家電機器用の送風モータ制御用ＰＷＭインバータ装置として、近年用いられているものであり、パワー回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、ブラシレスモータに電力供給制御を行っている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来のＰＷＭインバータ装置で、パワー回路にＭＯＳＦＥＴ等電圧制御型スイッチング素子を用いる場合、ＰＷＭ制御のＯＮ，ＯＦＦ動作時、ＭＯＳＦＥＴ自身のスイッチングスピードが、バイポーラトランジスタ等の電流制御型スイッチング素子に比べ早いという特性から、ＰＷＭスイッチングノイズが比較的大きく、特にＭＯＳＦＥＴのＯＦＦからＯＮに切り替わるターンＯＮ時に顕著になりやすい課題がある。
【０００５】
この課題について以下、図面を用いて説明する。図５は、ＭＯＳＦＥＴターンＯＮ時の動作説明のための構成図である。図６は、ＭＯＳＦＥＴターンＯＮ時のＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧ＶＤとドレイン電流ＩＤの変化を示した動作図である。
【０００６】
図５の構成を説明する。２は第１の直流電源であり、１のインダクタンス負荷に電力供給を行う目的で設けられる。７はパワー回路であり、８のＭＯＳＦＥＴ及び９のダイオードにより構成され、ＰＷＭ制御回路３のドライブ電流出力端子４から出力されるドライブ電流ＩＤＲが電流−電圧手段５を介して前記８のＭＯＳＦＥＴのゲートに伝達されることにより、８のＭＯＳＦＥＴのＯＮ，ＯＦＦをＰＷＭ制御する。
【０００７】
図５において、ＭＯＳＦＥＴ８のターンＯＮ時の動作を図６を用いて説明する。図６において今、時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ１では、ＰＷＭ制御回路３において、制御ＬＯＧＩＣ１７の作用により、正側ＳＷ１４はＯＦＦ，負側ＳＷ１５はＯＮ状態にあり、ドライブ電流出力端子４は、ＬレベルとなってＭＯＳＦＥＴ８はＯＦＦ状態になり、ＭＯＳＦＥＴ８のドレイン電流ＩＤ＝０、インダクタンス負荷１を流れる電流は、ダイオード９の順方向電流ＩＦとして、ダイオード９のアノードからカソードに接続された正側電源ラインへ流れている。
【０００８】
次に、時刻ｔ＝ｔ１になると、制御ＬＯＧＩＣ１７は、ＭＯＳＦＥＴ８をターンＯＮさせるために、負側ＳＷ１５をＯＦＦ，正側ＳＷ１４をＯＮするよう作用して、ドライブ電流出力端子４から、電流源１６からの一定電流ＩＤＲが出力される。ＩＤＲは、１１の抵抗Ｒ１を介して、１３のコンデンサＣ１に充電される。
【０００９】
時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２においては、ＩＤＲによるＣ１への充電のため、８のＭＯＳＦＥＴのゲート電圧ＶＧが増大し、ドレイン電流ＩＤが流れ始める。
【００１０】
時刻ｔ＝ｔ２では、ゲート電圧ＶＧが、ＭＯＳＦＥＴ８のしきい値に達し、ドレイン電圧ＶＤは、極めて短い時間△ｔでＨレベルからＬレベルに急激に変化し、ターンＯＮ状態になる。たとえば第１の直流電源２の正側出力電圧ＶＤＣが、１４０Ｖである場合には、数ｎｓｅｃ以内の時間になる。このドレイン電圧ＶＤの変化により、ダイオード９はＯＮからＯＦＦに切り替わろうとするが、切り替わりにはある一定時間、すなわち逆回復時間ｔｒｒ（１０ｎｓｅｃ〜２００ｎｓｅｃ）が必要であり、ＶＤのＨレベルからＬレベルに変化する時間がｔｒｒよりはるかに早いために、ダイオード９のカソードからアノードを通じてＩＤＰなる極めて急峻なピーク状の電流が発生する。このＩＤＰは、ノイズ源となってしまう。
【００１１】
時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３では、ＩＤＰが収束する際にリンキングを生じてしまい、これもノイズ源となってしまう。
【００１２】
時刻ｔ＝ｔ３以降、インダクタンス負荷１のインピーダンスにより定まる電流値にドレイン電流ＩＤは、収束する。
【００１３】
以上のように、従来のＰＷＭインバータ装置に、ＭＯＳＦＥＴ等の電圧制御型スイッチング素子を用いた場合には、ターンＯＮ時にスイッチング素子とインダクタンス負荷との接続点の電圧が急激に低下することによって発生する急峻なピーク電流ＩＤＰがノイズとなって、ＰＷＭ制御回路を誤動作させたり、またＩＤＰの値が大きすぎると、ダイオードやスイッチング素子を破壊にいたらしめるという問題点があった。
【００１４】
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、ターンＯＮ時にスイッチング素子とインダクタンス負荷との接続点の電圧降下速度を遅くしてピーク電流ＩＤＰのピーク値を抑制し、ＰＷＭ制御回路が誤動作することを防いで、動作の安定した信頼性の高いＰＷＭインバータ装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明のＰＷＭインバータ装置は、インダクタンス負荷と、第１の直流電源と、該インダクタンス負荷に、前記第１の直流電源から電力供給を制御する目的で設けられるＰＷＭ制御回路と、前記ＰＷＭ制御回路のドライブ電流出力端子が、電流−電圧変換手段とダンパ手段を介して、電圧制御型スイッチング素子を構成要素とするパワー回路に接続される構成を有している。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、インダクタンス負荷と、該インダクタンス負荷に電力を供給する直流電源と、前記インダクタンス負荷を制御するための電圧制御型スイッチング素子を構成要素とするパワー回路と、該パワー回路にＰＷＭ制御信号を供給するＰＷＭ制御回路とより成るＰＷＭインバータ装置において、前記ＰＷＭ制御回路の出力と前記パワー回路の入力との間に電流−電圧変換手段とダンパ手段を介在させ、前記インダクタンス負荷とパワー回路の接続点の急激な電圧変化を抑制することを特徴としたＰＷＭインバータ装置であり、ダンパ手段により、パワー回路のスイッチング素子のターンＯＮ時に、インダクタンス負荷とパワー回路との接続点の電圧降下を遅くして、ノイズ源となるピーク電流の発生を抑制し、パワー回路のＰＷＭスイッチング制御を安定に行うことができるという作用を有する。
【００１７】
本発明の請求項２に記載の発明は、複数相のコイルを有するブラシレスモータと、該ブラシレスモータに電力を供給する直流電源と、前記ブラシレスモータを制御するための電圧制御型スイッチング素子を構成要素とするパワー回路と、該パワー回路にＰＷＭ制御信号を供給するＰＷＭ制御回路とより成るＰＷＭインバータ装置において、前記ＰＷＭ制御回路の出力と前記パワー回路の入力との間に電流−電圧変換手段とダンパ手段を介在させ、前記ブラシレスモータとパワー回路の接続点の急激な電圧変化を抑制することを特徴としたＰＷＭインバータ装置であり、ダンパ手段により、パワー回路のスイッチング素子のターンＯＮ時に、ブラシレスモータとパワー回路との接続点の電圧降下を遅くして、ノイズ源となるピーク電流の発生を抑制し、パワー回路のＰＷＭスイッチング制御を安定に行うことができるという作用を有する。
【００１８】
本発明の請求項３に記載の発明は、ＰＷＭ制御回路は、半導体集積回路により構成したことを特徴とする請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置であり、半導体集積回路を用いることにより、請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置の小型化を可能とする作用を有する。
【００１９】
本発明の請求項４に記載の発明は、電流−電圧変換手段は、抵抗とコンデンサで構成したことを特徴とする請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置であり、請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置の電流−電圧変換手段を簡単な構成で実現できる作用を有する。
【００２０】
本発明の請求項５に記載の発明は、ダンパ手段は、抵抗で構成したことを特徴とする請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置であり、請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置のダンパ手段を簡単な構成で実現できる作用を有する。
【００２１】
本発明の請求項６に記載の発明は、電圧制御型スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置であり、請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置を、ＰＷＭスイッチング周波数（キャリア周波数とも呼ばれる）を１０ｋＨｚ以上の高い周波数に設定して、ＰＷＭ制御可能とする作用を有する。
【００２２】
本発明の請求項７に記載の発明は、電圧制御型スイッチング素子は、ＩＧＢＴで構成したことを特徴とする請求項１または請求項２記載のＰＷＭインバータ装置であり、ＰＷＭスイッチング周波数（キャリア周波数とも呼ばれる）を１０ｋＨｚ以上の高い周波数に設定し、かつインダクタンス負荷またはブラシレスモータに供給する電流を１０Ａ以上の大電流をＰＷＭ制御可能とする作用を有する。
【００２３】
【実施例】
以下本発明の実施例について、図面を参照して説明する。
【００２４】
（実施例１）
図１において、６のダンパ手段が、電流−電圧変換手段５とパワー回路７間に設けられていること以外は、図５に示す従来技術と同じであるので、その他の構成についての説明は省く。
【００２５】
図１において、８のＭＯＳＦＥＴターンＯＮ時の動作を図２を用いて説明する。図２において今、時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ１では、図５の従来技術同様、ＰＷＭ制御回路３の制御ＬＯＧＩＣ１７の作用により、正側ＳＷ１４はＯＦＦ，負側ＳＷ１５はＯＮ状態にあり、ドライブ電流出力端子４は、ＬレベルとなってＭＯＳＦＥＴ８はＯＦＦ状態になり、ＭＯＳＦＥＴ８のドレイン電流ＩＤ＝０、インダクタンス負荷１を流れる電流は、ダイオード９の順方向電流ＩＦとして、ダイオード９のアノードからカソードに接続された正側電源ラインへ流れている。
【００２６】
次に、時刻ｔ＝ｔ１になると、制御ＬＯＧＩＣ１７は、図５の従来技術同様、ＭＯＳＦＥＴ８をターンＯＮさせるために、負側ＳＷ１５をＯＦＦ，正側ＳＷ１４をＯＮするよう作用して、ドライブ電流出力端子４は、電流源１６からの一定電流ＩＤＲが出力される。ＩＤＲは、１１の抵抗Ｒ１を介して、１３のコンデンサＣ１に充電される。
【００２７】
時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２においては、これも図５の従来技術同様、ＩＤＲによるＣ１への充電のため、８のＭＯＳＦＥＴのゲート電圧ＶＧが増大し、ドレイン電流ＩＤが流れ始める。
【００２８】
時刻ｔ＝ｔ２では、ゲート電圧ＶＧが、ＭＯＳＦＥＴのしきい値に達し、ドレイン電圧ＶＤは、降下し始める。
【００２９】
時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３では、ドレイン電圧ＶＤの電圧降下は、ダンパ手段６の作用により、図５の従来技術と比較して、比較的長い時間△ｔでＨレベルからＬレベルに変化し、ターンＯＮ状態になる。たとえば第１の直流電源２の正側出力電圧ＶＤＣが、１４０Ｖである場合には、２０〜４０ｎｓｅｃ程度の時間となる。このドレイン電圧ＶＤの変化により、ダイオード９はＯＮからＯＦＦに切り替わる。切り替わりにはある一定時間、すなわち逆回復時間ｔｒｒ（１０ｎｓｅｃ〜２００ｎｓｅｃ）が必要であるが、ドレイン電圧ＶＤのＨレベルからＬレベルに変化する時間が、２０〜４０ｎｓｅｃと比較的長いために、ダイオード９が完全にＯＦＦするのに要する時間に、ダイオード９のカソードからアノードを通じて流れるピーク状の電流ＩＤＰのピーク値は小さい値に抑制される。このＩＤＰは、ピーク値が小さいためノイズ源とはならず、ＩＤＰが収束する際にリンキングもほとんど生じなくなり、ノイズ源とはならない（ダンパ手段６を構成する抵抗１２により、ターンＯＮ時、ＭＯＳＦＥＴ８自身の接合容量への充電速度が遅くなる結果、前述の効果が得られる。）。
【００３０】
時刻ｔ＝ｔ３以降、インダクタンス負荷１のインピーダンスにより定まる電流値にドレイン電流ＩＤは、収束する。
【００３１】
（実施例２）
図３において、１９はブラシレスモータであり、三相のコイル４４，４５，４６（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）により構成され、各コイルの一端は共通に接続され、他端は三相全波パワー回路３０の出力端子に各々接続される。回転子は図示しない。２は第１の直流電源であり、正側出力端子は正側電源ラインと接続され、その電圧はＶＤＣである。負側出力端子は接地される。
【００３２】
１８は第２の直流電源であり、正側出力端子の電圧ＶＣＣは、ブラシレスモータＰＷＭ制御回路２０の制御電源として供される。負側出力端子は接地される。
【００３３】
３０は三相全波パワー回路であり、ＰＮＰトランジスタ３４，３５，３６（Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）は、エミッタが正側電源ラインに各々接続され、ベースはブラシレスモータＰＷＭ制御回路２０により、制御信号が入力される。各ベースとブラシレスモータＰＷＭ制御回路２０の接続回路は図示しない。コレクタは、コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３に接続されるとともに、３７，３８，３９のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３のアノードに各々接続される。Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３のカソードは、各々正側電源ラインに接続される。ＭＯＳＦＥＴ３１，３２，３３（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）は、ソースがそれぞれ共通に接続されて、電流検出抵抗４３を介して接地される。電流検出抵抗の検出量は、ブラシレスモータＰＷＭ制御回路２０に入力される。ドレインは、コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３に接続されるとともに、４０，４１，４２のダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６のカソードに各々接続される。Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６のアノードは、各々接地される。Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３の各ドレイン及びＱ４，Ｑ５，Ｑ６の各コレクタは、三相全波パワー回路３０の出力端子をなす。
【００３４】
２４，２５，２６は第１，第２，第３の電流−電圧変換手段であり、各々Ｒ１１，Ｃ１１及びＲ１２，Ｃ１２及びＲ１３，Ｃ１３により構成されている。
【００３５】
２７，２８，２９は、第１，第２，第３のダンパ手段であり、各々Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３により構成されている。
【００３６】
２１，２２，２３は、第１，第２，第３のドライブ電流出力端子であり、各々ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３の各々各ゲートと、第１，第２，第３の電流−電圧変換手段及び第１，第２，第３のダンパ手段を介して接続される。
【００３７】
２０のブラシレスモータＰＷＭ制御回路には、第１の正側ＳＷ５３，第１の負側ＳＷ５４が設けられ、三相制御ＬＯＧＩＣ５６の作用により、５３の正側ＳＷがＯＮ，５４の負側ＳＷがＯＦＦすれば、５５の第１の電流源から出力される一定電流が、２１のドライブ電流出力端子より出力されて、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンＯＮに供される。逆に、５３の正側ＳＷがＯＦＦ，５４の負側ＳＷがＯＮすれば、第１の電流−電圧変換手段２４のコンデンサＣ１１の電荷が放電され、ＭＯＳＦＥＴＱ１はターンＯＦＦする構成となっている。２２，２３の第２，第３のドライブ電流出力端子に供されるブラシレスモータＰＷＭ制御回路の構成は図示しない。
【００３８】
図３において、図４を用いブラシレスモータ１９のＰＷＭ制御の動作について簡単に説明する。
【００３９】
図４は、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３の各ドレイン電圧ＶＤ１，ＶＤ２，ＶＤ３の変化を示したものである。
【００４０】
図３のパワー回路３０の構成要素であるＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３及びＰＮＰトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６は、ブラシレスモータ１９を三相全波駆動するため、ブラシレスモータＰＷＭ制御回路２０の作用により、図４に示す互いに１２０度位相の異なる通電切り替えを行い、ブラシレスモータ１９にトルクを発生させる。以下、ＰＮＰトランジスタＱ４及びＭＯＳＦＥＴＱ１に着目し、説明を行う。
【００４１】
時刻ｔ＝ｔ１１〜ｔ１２の区間は、ＰＮＰトランジスタＱ４の通電区間である。
時刻ｔ＝ｔ１２〜ｔ１３の区間は、Ｑ４，Ｑ１ともにＯＦＦの区間である。
【００４２】
時刻ｔ＝ｔ１３〜ｔ１４の区間は、ＭＯＳＦＥＴＱ１の通電区間であるが、Ｑ１はブラシレスモータＰＷＭ制御回路２０の作用により、ＰＷＭ制御によるＯＮ，ＯＦＦ動作が繰り返される。ＭＯＳＦＥＴＱ１がターンＯＮする際の第１のダンパ手段２７の効果については、実施例１と同様であり、図２のＶＤをＶＤ１，ＩＤをＩＤ１と置き換え説明する。
【００４３】
図２において今、時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ１では、ブラシレスモータＰＷＭ制御回路２０の三相制御ＬＯＧＩＣ５６の作用により、第１の正側ＳＷ５３はＯＦＦ，第１の負側ＳＷ５４はＯＮ状態にあり、第１のドライブ電流出力端子２１は、ＬレベルとなってＭＯＳＦＥＴＱ１はＯＦＦ状態になり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流ＩＤ１＝０、ブラシレスモータ１９を流れる電流は、３７のダイオードＤ１の順方向電流ＩＦとして、ダイオードＤ１のアノードからカソードに接続された正側電源ラインへ流れている。
【００４４】
次に、時刻ｔ＝ｔ１になると、三相制御ＬＯＧＩＣ５６は、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮさせるために、第１の負側ＳＷ５４をＯＦＦ，第１の正側ＳＷ５３をＯＮするよう作用して、第１のドライブ電流出力端子２１から、第１の電流源５５からの一定電流ＩＤＲが出力される。ＩＤＲは４７の抵抗Ｒ１１を介して、５０のコンデンサＣ１１に充電される。
【００４５】
時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２においては、ＩＤＲによるＣ１１への充電のため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧ＶＧ１が増大し、ドレイン電流ＩＤ１が流れ始める。
【００４６】
時刻ｔ＝ｔ２では、ゲート電圧ＶＧ１が、ＭＯＳＦＥＴＱ１のしきい値に達し、ドレイン電圧ＶＤ１は降下し始める。
【００４７】
時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３では、ドレイン電圧ＶＤ１の電圧降下は、第１のダンパ手段２７の作用により、図５の従来技術と比較して、比較的長い時間△ｔでＨレベルからＬレベルに変化し、ターンＯＮ状態になる。たとえば第１の直流電源２の正側出力電圧ＶＤＣが１４０Ｖである場合には、２０〜４０ｎｓｅｃ程度の時間となる。このドレイン電圧ＶＤ１の変化により、ダイオードＤ１はＯＮからＯＦＦに切り替わる。切り替わりにはある一定時間、すなわち逆回復時間ｔｒｒ（１０ｎｓｅｃ〜２００ｎｓｅｃ）が必要であるが、ドレイン電圧ＶＤ１のＨレベルからＬレベルに変化する時間が、２０〜４０ｎｓｅｃと比較的長いために、ダイオードＤ１が完全にＯＦＦするのに要する時間に、ダイオードＤ１のカソードからアノードを通じて流れるピーク状の電流ＩＤＰのピーク値は小さい値に抑制される。このＩＤＰは、ピーク値が小さいためノイズ源とはならず、ＩＤＰが収束する際にリンキングもほとんど生じなくなり、ノイズ源とはならない。
【００４８】
時刻ｔ＝ｔ３以降、ブラシレスモータ１９のインピーダンスにより定まる電流値にドレイン電流ＩＤ１は、収束する（第１のダンパ手段２７を構成する抵抗５７により、ターンＯＮ時、ＭＯＳＦＥＴＱ１自身の接合容量への充電速度が遅くなる結果、前述の効果が得られる。）。
【００４９】
【発明の効果】
以上のように本発明は、インダクタンス負荷と、第１の直流電源と、該インダクタンス負荷に、前記第一の直流電源から電力を供給する目的で設けられるＰＷＭ制御回路と、前記ＰＷＭ制御回路のドライブ電流出力端子が、電流−電圧変換手段とダンパ手段を介して、電圧制御型スイッチング素子を構成要素とするパワー回路に接続される構成を有することにより、ダンパ手段の作用により、パワー回路のスイッチング素子のターンＯＮ時に、インダクタンス負荷とパワー回路の接続点の電圧降下を遅くして、ノイズ源となるピーク電流の発生を抑制し、パワー回路のスイッチング制御を安定に行うことができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例におけるＰＷＭインバータ装置の構成図
【図２】本発明の第１の実施例におけるＰＷＭインバータ装置の動作説明図
【図３】本発明の第２の実施例におけるＰＷＭインバータ装置の構成図
【図４】本発明の第２の実施例におけるＰＷＭインバータ装置の動作説明図
【図５】従来技術の課題説明のためのＰＷＭインバータ装置の構成図
【図６】従来技術の課題説明のためのＰＷＭインバータ装置の動作説明図
【符号の説明】
１  インダクタンス負荷
２，１８  直流電源
３，２０  ＰＷＭ制御回路
４，２１，２２，２３  ドライブ電流出力端子
５，２４，２５，２６  電流−電圧変換手段
６，２７，２８，２９  ダンパ手段
７，３０  パワー回路
８  ＭＯＳＦＥＴ
９  高速ダイオード
１０  コイル
１４，５３  正側ＳＷ
１５，５４  負側ＳＷ
１７，５６  制御ＬＯＧＩＣ
１９  ブラシレスモータ
【図１】
0003612894.tif 000002
【図２】
0003612894.tif 000003
【図３】
0003612894.tif 000004
【図４】
0003612894.tif 000005
【図５】
0003612894.tif 000006
【図６】
0003612894.tif 000007