(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流変換器と電力変換器を接続する経路にシャント抵抗を備え、該シャント抵抗に現れる電圧から、前記電力変換器のスイッチング素子によるオン期間の中央部の電流値を検出するようにしたモータ制御装置において、
前記電力変換器に供給されている直流電圧値と該電力変換器に供給されている出力電圧指令値から、前記スイッチング素子のデューティを演算する手段を設け、
前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値を前記デューティで除算し、この演算した値を前記オン期間の中央部の電流値として検出するように構成したことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の発明において、
前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値と、前記出力電圧指令値が夫々第１の電圧平滑器と第２の電圧平滑器から与えられ、
これら第１の電圧平滑器と第２の電圧平滑器の時定数がほぼ等しくされていることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の発明において、
前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値と、前記出力電圧指令値の少なくとも一方が、予め設定してある閾値以下のときは、前記オン期間の中央部の電流値を０にするように構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の発明において、
前記オン期間の中央部の電流値に、前記電力変換器の出力周波数に依存して補正する処理が設けられていることを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置を用いたモータの制御装置に係り、特に、１２０度通電制御ＰＷＭ方式のインバータ装置を用いた場合に好適なモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インバータ装置を用い、任意の電圧で任意の周波数の交流電力を発生させ、これを誘導電動機などの交流モータに供給することにより、モータの可変速運転が行えるようにしたたモータ制御装置が広く採用されている。
【０００３】
そこで、このような従来技術によるモータ制御装置の一例について、図２により説明する。
【０００４】
この図２に示すモータ制御装置１は、順変換部として働く直流変換器１１と逆変換部として働く電力変換器１２を主な構成要素とするＰＷＭ(パルス幅変調)方式のインバータ装置を用い、これにより交流モータＭを可変速運転するようにしたものである。
【０００５】
ここで、まず、直流変換器１１は整流器とコンデンサを備え、商用電力系統から受電した交流電力ＡＣin を整流し、平滑化して電圧Ｅの直流電力に変換し、これを電力変換器１２に供給する働きをする。
【０００６】
次に、電力変換器１２は、半導体スイッチング素子を備え、ＰＷＭ発生器１７から供給されるゲート信号により、電圧Ｅの直流電力をＰＷＭ制御して所望の電圧で所望の周波数の多相、例えば三相の交流電力ＡＣout に変換し、これをモータＭに供給する働きをするものである。
【０００７】
このとき、モータＭの可変速運転制御に必要な交流電力ＡＣout の電圧と周波数は、外部から与えられる運転指令により制御されるようになっており、このため、運転指令は制御演算器１８に入力され、この制御演算器１８の出力によりＰＷＭ発生器１７が制御され、所望の電圧で所望の周波数の交流電力ＡＣout を得るのに必要なゲート信号が電力変換器１２に供給されるようになっている。
【０００８】
ところで、このようなモータ制御装置では、動作状態、例えば出力電流の大きさをモニタ(監視)し、必要に応じて過電流トリップ動作させるなどの保護機能が得られるようにするのが望ましい。
【０００９】
そこで、この図２に示した従来技術によるモータ制御装置では、直流変換器１１と電力変換器１２の間の直流電流の経路に電流検出用のシャント抵抗１３を挿入し、これにより検出される電圧Ｖi を、増幅器１９を介してサンプルアンドホールド器２０に取込み、ＰＷＭ発生器１７から供給されるゲート信号によりサンプリングし、これをホールドすることにより、検出電流ＩD を得るようにしている。
【００１０】
この図２に示されている電流検出方法は、例えば実開昭５０−１３４６１７号公報なとにより提案されているもので、ここで、サンプルアンドホールド器２０を用い、検出した電圧をサンプリングし、ホールドしているのは、シャント抵抗１３により検出される電圧が、図３に示すように、鋸歯状波形になっているからであり、この図３で、期間ＴON の中央にある●印がサンプリング点である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術は、構成の簡素化について配慮がされているとはいえず、装置のローコスト化に問題があった。
すなわち、従来技術では、図３に示すように、ＰＷＭによる鋸歯状波電圧をサンプリングし、ホールドしているため、ここで使用する増幅器やサンプルアンドホールド回路として、応答特性がかなり高速の回路を要することになり、このためローコスト化に問題が生じてしまうのである。
本発明の目的は、電流検出に高速応答特性の回路を必要としないモータ制御装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、直流変換器と電力変換器を接続する経路にシャント抵抗を備え、該シャント抵抗に現れる電圧から、前記電力変換器のスイッチング素子によるオン期間の中央部の電流値を検出するようにしたモータ制御装置において、前記電力変換器に供給されている直流電圧値と該電力変換器に供給されている出力電圧指令値から、前記スイッチング素子のデューティを演算する手段を設け、前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値を前記デューティで除算し、この演算した値を前記オン期間の中央部の電流値として検出するようにして達成される。
【００１３】
このとき、前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値と、前記出力電圧指令値が夫々第１の電圧平滑器と第２の電圧平滑器から与えられ、これら第１の電圧平滑器と第２の電圧平滑器の時定数がほぼ等しくされるようにしても、上記目的が達成され、同じくこのとき、前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値と、前記出力電圧指令値の少なくとも一方が、予め設定してある閾値以下のときは、前記オン期間の中央部の電流値を０にするようにしても、上記目的が達成され、同じく、このとき、前記オン期間の中央部の電流値に、前記電力変換器の出力周波数に依存して補正する処理が設けられているようにしても、上記目的が達成される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるモータ制御装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明によるモータ制御装置の一実施形態で、図示のように、この実施形態は、図２に示した従来技術における増幅器１９とサンプルアンドホールド器２０に代えて、第１の電圧平滑器１４と第２の電圧平滑器１５、それに電流演算器１６を設けたものである。
【００１５】
従って、この図１のモータ制御装置１においても、これら第１の電圧平滑器１４と第２の電圧平滑器１５、それに電流演算器１６以外の部分の動作は、図２の従来技術によるモータ制御装置と同じなので、詳しい説明は省略する。
【００１６】
まず、第１の電圧平滑器１４は、例えばＣＲ回路などの一次遅れ回路で構成されていて、図３に示すように、シャント抵抗１３により検出されてくる鋸歯状波の電圧Ｖi を平滑化し、その平均値を表わす電圧Ｖ1 を出力し、電流演算器１６に供給する働きをする。
【００１７】
次に、第２の電圧平滑器１５は、例えば同じくＣＲ回路などの一次遅れ回路で構成され、制御演算器１８から出力される電圧Ｖ0 に対して所定の遅れ時間を与えた電圧Ｖ2 を出力し、電流演算器１６に供給する働きをする。
なお、この第２の電圧平滑器１５が設けられている理由は、第１の電圧平滑器１４により電圧Ｖ1 に与えられてしまう遅れに合わせるためであり、従って、電圧のレベル自体には変わりがないので、以下の説明では、(Ｖ0 ＝Ｖ2)として説明する。
【００１８】
ここで、この電圧Ｖ0 は、電力変換器１２の出力である交流電力ＡＣout の電圧を決める信号であり、運転指令に基づいて制御演算器１８により演算されるものである。従って、この交流電力ＡＣout の電圧をＶout とすると、
Ｖout ＝Ｖ0＝Ｖ2
となる。
【００１９】
一方、この電圧Ｖout は、ＰＷＭ方式の場合、電力変換器１２に入力されている直流電圧Ｅに対して、
Ｖout ＝Ｅ・Ｄ  ……                ……(1)
Ｄ：定数
の関係があり、上記したように、Ｖout ＝Ｖ0＝Ｖ2 なので、
Ｖ2 ＝Ｅ・Ｄ
従って、
Ｄ＝Ｖ2 ／Ｅ  ……                  ……(2)
となる。
なお、この定数Ｄはデューティ(duty)と呼ばれるもので、詳しくは後述する。
【００２０】
そして、電流演算器１６は、これらの電圧Ｖ1 と電圧Ｖ2 、それに直流電圧Ｅを入力し、所定の演算処理により検出電流ＩD を出力する働きをする。
図５は、この電流演算器１６による演算処理を示したもので、除算処理１６Ａで、電圧Ｖ1 をシャント抵抗１３の抵抗値ｒで除して、電流Ｉ0 を計算し、除算処理１６Ｂで、電圧Ｖ2 を直流電圧Ｅで除して、デューティＤを計算し、さらに除算処理１６Ｃでは、電流Ｉ0 をデューティＤで除して、検出電流ＩD を計算するのである。
【００２１】
次に、この実施形態において、従来技術と同じ検出電流ＩD が得られる理由について説明する。
【００２２】
まず、第１の電圧平滑器１４に入力される電圧Ｖi は、図３に示すように、鋸歯状波形になる。
これは、特にＰＷＭ１２０度通電方式のインバータ装置では、図６に示すように、ＵＶＷの各相毎に、区間▲１▼では或る相、例えばＵ相の上アームのスイッチング素子と、他の相、例えばＷ相の下アームのスイッチング素子をオン(導通)にして、太い実線で示すように電流を流し、この後の区間▲２▼では、上アームのスイッチング素子だけをオフ(遮断)して、破線で示す循環電流を流すように制御しているためである。
【００２３】
ここで、区間▲１▼の時間をＴON とし、区間▲２▼の時間をＴOFF とすると、上記したデューティＤは、次の(3)式で表わされる。
Ｄ＝ＴON ／(ＴON＋ＴOFF)  ……      ……(3)
次に、シャント抵抗１３で検出されてくる電流(＝Ｖi÷ｒ)は、図４に示すように、図３に示した電圧Ｖi と相似の鋸歯状波形になり、その平均値が電流Ｉ0 となり、●印がサンプリング点である。
【００２４】
そうすると、この図４から明らかなように、サンプリング点での検出電流ＩD は、平均値である電流Ｉ0 とデューティＤについて、次の(4)式が成立する。
Ｉ0 ＝(ＩD ×ＴON＋０×ＴOFF)／(ＴON＋ＴOFF)  ……(4)
ここで、デューティＤは(3)式の通りなので、この(4)式から、次の(5)式が導き出される。
ＩD ＝Ｉ0 ／Ｄ  ……                  ……(5)
よって、この実施形態によれば、電流演算器１６から検出電流ＩD を得ることができるのである。
【００２５】
ここで、上記したように、電圧平滑器１４、１５は、単なる時定数処理機能を持つだけであり、同じく電流演算器１６も、平滑化された電圧を単に除算処理するだけで済む。
従って、この実施形態によれば、高速応答処理が不要なので、充分なローコスト化を容易に得ることができる。
【００２６】
ところで、上記実施形態では、第２の電圧平滑器１５が設けてあり、これにより電圧Ｖ1 と電圧Ｖ2 の時間的な違いによる誤差が抑えられるので、高い精度が保てるが、精度の低下がそれほど問題にならない場合には、第２の電圧平滑器１５を省略してもよい。
なお、これらの電圧平滑器１４、１５の時定数については、電力変換器１２のスイッチング周期の３倍以上にするのが望ましい。
【００２７】
また、上記実施形態では、デューティＤを電流演算器１６が計算するようになっているが、このようなモータ制御装置では、ゲート信号を発生させるため、制御演算器１８がデューティＤを計算して出力するようになっているのが通例なので、この場合には、電流演算器１６は、制御演算器１８からデューティＤを入力するだけで済むことになり、さらにローコスト化を得ることができる。
【００２８】
ところで、既に説明したように、本発明の実施形態によって得た検出電流ＩD は、例えば過電流トリップ動作など保護機能に用いられるが、このとき、過電流になったか否かを判定する必要がある。
【００２９】
図８は、この場合に付加すべき異常判定機能の一例を示したもので、予め正常値判定用の閾値が設定してある比較器(コンパレータ)２２を用い、これに検出電流ＩD を印加し、それが正常値を越えたとき、出力が得られるようにしたものである。
【００３０】
なお、ここで、検出電流ＩD は、電流とは呼ばれているものの、信号形態は電圧なので、そのまま比較器２２に印加されるようになっているのである。
【００３１】
さらに、このとき、モニタ対象を電力変換器１２から出力される電力にすることもでき、この場合には、図９に示すように、乗算器２３を用い、これに検出電流ＩD と、電力変換器１２に入力される直流電圧Ｅを供給し、両者の積を電力Ｗとしてやればよい。
【００３２】
次に、上記の実施形態を第１の実施形態として、本発明の他の実施形態について説明する。
まず、本発明の第２の実施形態について説明すると、本発明では、上記第１の実施形態から明らかなように、電力変換器１２の負荷が軽いときには、電圧Ｖ2 が小さく、デューティＤも小さな値になっている。
従って、このときは、(5)式から明らかなように、電圧Ｖ2 が僅かに変動しても、検出電流ＩD が大きく変化してしまうので、誤差が大きくなってしまう。
【００３３】
そこで、このような場合に好適な実施形態が、以下に説明する第２の実施形態で、これは、電流演算器１６の処理に、図７に示す処理を付加したものである。
【００３４】
この図７の処理が付加された結果、この第２の実施形態では、電流演算器１６に入力される電圧Ｖ1 と電圧Ｖ2 が、予め設定してある所定の閾(しきい)値と比較され(処理１、処理２)、ここで何れか一方でも閾値以下のときは、電流演算器１６の出力に代えて、０を出力し、これを検出電流ＩD とする(処理３)動作が行われることになる。
【００３５】
このときの閾値については、例えば電力変換器１２に使用されている半導体素子の遅れ時間をＴD、キャリヤ周波数の周期をＴC として、Ｄ＝ＴD ／ＴC 程度となるときの電圧Ｖ2 の値と同じ電圧にしてやればよい。
なお、このときの遅れ時間ＴD は、バイポーラトランジスタの場合、２０〜３０〔μＳ〕、ＩＧＢＴの場合は２〜５〔μＳ〕、ＭＯＳの場合は１〜５〔μＳ〕程度である。
【００３６】
従って、この図７に示した処理を付加した実施形態によれば、軽負荷時には検出電流ＩD が０にされるだけで、信頼性の低い検出電流ＩD が得られてしまうことがなくなり、この結果、誤った異常判定がなされてしまう虞れを充分に回避することができ、異常判定の信頼性を充分に高めることができる。
【００３７】
ところで、上記実施形態による検出電流ＩD は、基本的には、デューティＤに依存しているので、電力変換器１２に使用されている半導体素子のスイッチング特性などの影響を受け、電力変換器１２の出力周波数ｆに依存して誤差が変化する虞れがある。
【００３８】
そこで、次に説明する第３の実施形態では、図１０に示すように、電流演算器１６から得られる検出電流ＩD を表示器２４により表示させる際、乗算器２５を経由させ、ここで、ゲイン調整器２６から供給されるゲイン係数ｇにより、ゲイン補正が施されるようにしている。
【００３９】
ここで、このゲイン係数ｇは、出力周波数ｆに依存し、出力周波数ｆの関数Ｆ(f)として与えられるようになっており、この結果、図１１に示すように、出力周波数ｆに応じて決まる補正ゲインが検出電流ＩD に与えられた上で、表示器２４に供給されることになる。
【００４０】
従って、この第３の実施形態によれば、常に充分な精度で検出電流ＩD を表示させることができる。
ここで、この図１１では、電力変換器１２の出力周波数ｆが、例えば６０Ｈｚの定格周波数ｆ2 のときと、例えば６Ｈｚの周波数ｆ1 のときの２点で補正を施し、周波数ｆ2 のとき補正ゲインｇ2 が与えられ、周波数ｆ1 のときには、補正ゲインｇ1 が与えられるように構成してあるが、これら補正すべき点の数は２点に限らず、点数が多くなるほど、細かく補正することができることはいうまでもない。
【００４１】
また、この図１１では、補正ゲインｇ1 と補正ゲインｇ2 について、その大小関係が(ｇ1 ＞ｇ2)になっているが、これは単なる例示に過ぎず、更に、補正ゲインｇも周波数ｆに比例している(直線変化になっている)が、これも単なる例示にすぎない。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によれば、高速応答の増幅器やサンプルアンドホールド器を用いることなく、検出電流を得ることができるので、保護機能や表示機能の付与にも容易に対応することができるモータ制御装置をローコストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】従来技術によるモータ制御装置の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明による電流検出動作を説明するための電圧波形図である。
【図４】本発明による電流検出動作を説明するための電流波形図である。
【図５】本発明の実施形態における電流演算処理を説明するためのブロック図である。
【図６】電力変換器における電流の通流動作を説明するための回路図である。
【図７】本発明の一実施形態における演算処理の動作流れ図である。
【図８】本発明の実施形態における異常判定機能の一例を示すブロック図である。
【図９】本発明の一実施形態における電力検出機能の一例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態における電流表示機能を説明するためのブロック図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態における補正ゲイン調整を説明するための特性図である。
【符号の説明】
１  モータ制御装置
１１  直流変換器
１２  電力変換器
１３  シャント抵抗
１４  第１の電圧平滑器
１５  第２の電圧平滑器
１６  電力演算器
１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃ  除算器
１７  ＰＷＭ発生器
１８  制御演算器
２２  比較器(コンパレータ)
２３、２５  乗算器
２４  表示器
２６  ゲイン調整器
【図１】
0003657818.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003657818.tif 000008
【図８】
0003657818.tif 000009
【図９】
0003657818.tif 000010
【図１０】
0003657818.tif 000011
【図１１】
0003657818.tif 000012