(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチパスが生じる伝搬環境をシミュレートする伝搬シミュレータであって、
実際のフェージング環境における任意の形状のパスモデルをシミュレートして、フェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換するためのパス情報を出力するパス設定器と、
該パス設定器からのパス情報を用いて、前記等価パスモデルとされるフェージングを発生させるフェージング発生器と、
を備えていることを特徴とする伝搬シミュレータ。
【請求項２】
シンボル期間の間にガードインターバルが設けられている通信システムにおけるマルチパスが生じる伝搬環境をシミュレートする伝搬シミュレータであって、
実際のフェージング環境における任意の形状のパスモデルをシミュレートして、フェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換するためのパス情報を出力するパス設定器と、
該パス設定器からのパス情報を用いて、前記等価パスモデルとされるフェージングを発生させるフェージング発生器とを備え、
前記等価パスモデルは、前記ガードインターバル内に存在するパスと前記ガードインターバルを超える遅延時間のパスとが少なくとも存在する等価パスモデルとされていることを特徴とする伝搬シミュレータ。
【請求項３】
前記パス設定器は、全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比のパラメータが、前記シミュレートするパスモデルと前記等価パスモデルにおいてほぼ等しくなるように、前記等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延量を設定するパス情報を出力するようにしたことを特徴とする請求項１あるいは２記載の伝搬シミュレータ。
【請求項４】
前記パス設定器は、遅延スプレッド及び全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比の２つのパラメータが、前記シミュレートするパスモデルと前記等価パスモデルにおいてほぼ等しくなるように、前記等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延量を設定するパス情報を出力するようにしたことを特徴とする請求項１あるいは２記載の伝搬シミュレータ。
【請求項５】
前記パス設定器は、希望波電力、シンボル間干渉電力及びチャネル間干渉電力の３つのパラメータが、前記シミュレートするパスモデルと前記等価パスモデルにおいてほぼ等しくなるように、前記等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延量を設定するパス情報を出力するようにしたことを特徴とする請求項１あるいは２記載の伝搬シミュレータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、本発明はマルチパスが生じる実際の伝搬環境をシミュレートする伝搬シミュレータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
第３世代移動体通信方式の商用化に伴い、更なる高速化、大容量化を目標とした新世代移動体通信方式の研究開発が進められている。新世代移動体通信方式では、周波数利用効率の一層の向上や伝搬遅延の克服による通信品質の一層の向上が求められており、これを実現する伝送方式としてマルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）が有力視されている。
ＭＣ−ＣＤＭＡとしてＯＦＤＭ（Orthoganal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）とＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）とを組み合わせたものが知られており、周波数軸方向にスペクトル拡散を行う場合と、時間軸方向にスペクトル拡散を行う場合とが提案されている。時間軸方向にスペクトル拡散を行う場合は、データシンボルに対して時間軸方向に拡散符号を乗算することにより、スペクトル拡散してコード多重している。この場合、伝送路推定を行うためのパイロットシンボルを時間軸方向へスペクトル拡散を行って伝送することにより、高速フェージング時においても良好なチャネル推定を行えるようになる。
【０００３】
従来のＯＦＤＭを用いる時間軸方向拡散ＭＣ−ＣＤＭＡを、コード−周波数−時間の３次元空間で図２３に示す。ただし、図２３ではパイロットシンボルおよびデータシンボルを時間軸方向に拡散しており、パイロットシンボルおよびデータシンボルがコード軸上に配列された所定の拡散率の異なる拡散符号により時間軸上で拡散されており、コード軸上でコード多重されている。
従来の時間軸方向に拡散するＭＣ−ＣＤＭＡの送信機の構成の一例を図２１に示す。図２１に示す送信機５０は、制御チャネルを１チャネル備える制御チャネル部５１と、通信チャネルを複数チャネル備える通信チャネル部５２とを備えている。制御チャネル部５１は、変調部５１ａと拡散部５１ｂからなり、通信チャネル部５２は、変調部５２ａ、直列−並列変換部（Ｓ／Ｐ）５２ｂ、拡散部５２ｃとから構成されている。制御チャネル部５１の変調部５１ａでは制御データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調され、拡散部５１ｂでは変調シンボルが制御チャネルに割り当てられた拡散コードでスペクトル拡散される。
【０００４】
通信チャネル部５２の変調部５２ａでは、通信データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調され、変調部５２ａからシリアル出力される変調シンボルが直列−並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２ｂにおいて所定シンボルずつ並列とされる。並列とされた変調シンボルは、拡散部５２ｃにおいて通信チャネル固有のショートコードおよびセル固有のロングコードによりスペクトル拡散される。拡散部５１ｂおよび拡散部５２ｃの出力は、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）５３に供給されて逆フーリエ変換されることにより合成される。ＩＦＦＴ５３においては、制御チャネル部５１から出力されるシンボルにより制御チャネル用のサブキャリアが変調され、通信チャネル部５２から並列されて出力される各々のシンボルにより互いに直交する通信チャネル用のサブキャリアのそれぞれが変調され、変調された全てのサブキャリアが合成される。合成された信号にＧＩ付加部５４においてガードインターバルが付加されて送信信号とされ、アンテナ５５から送信される。ガードインターバルは、後述するがマルチパスの影響を防ぐために付加される。
【０００５】
次に、従来の時間軸方向に拡散するＭＣ−ＣＤＭＡの受信機の構成の一例を図２２に示す。図２２に示す受信機６０は、制御チャネル部６４と通信チャネル部６５とを備えている。アンテナ６１により受信された受信信号は、ＧＩ除去部６２においてガードインターバルが除去されて高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）６３に供給される。ＦＦＴ６３において逆フーリエ変換されることにより、各サブキャリアが抽出される。抽出されたサブキャリアの内の制御チャネル用のサブキャリアは制御チャネル部６４に供給され、逆拡散部６４ａにおいて制御データを拡散した拡散コードと同じ拡散コードにより逆拡散される。次いで、復調部６４ｂにおいてＢＰＳＫやＱＰＳＫされた変調信号が復調されて制御データが出力される。また、複数の通信チャネル用のサブキャリアは通信チャネル部６５に供給される。この並列に供給されたサブキャリアは通信チャネル部６５の逆拡散部６５ａに供給され、通信チャネル固有のショートコードおよび在圏するセル固有のロングコードにより逆拡散される。逆拡散された並列信号は、並列−直列変換部（Ｐ／Ｓ）６５ｂにおいてシリアル信号に変換され復調部６５ｃに供給される。復調部６５ｃにおいては、ＢＰＳＫやＱＰＳＫされた変調信号が復調されて、当該通信チャネルの通信データが出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このようなＯＦＤＭを用いる時間軸方向拡散ＭＣ−ＣＤＭＡの受信評価を行う際には、実際の伝搬環境に図２１に示す送信機５０および図２２に示す受信機６０を設置して受信信号を解析することにより受信評価を行っていた。しかし、実際の伝搬環境に送信機や受信機を設置して受信評価を行うには、設置作業や多大の測定作業が必要となる。そこで、実際の伝搬環境をシミュレートする伝搬シミュレータを用いることにより、実際の伝搬環境に送信機や受信機を設置することなく実際の伝搬環境における受信評価を簡易に行えることが知られている。
ところで、実際の伝搬環境においてはマルチパスが生じている。マルチパスは、直線で最短距離を結ぶ直接波のほかに、反射波や透過波および回折波などが発生するために生じる。従って、マルチパスが生じると送信された電波が相手に受信されるまでに、複数の経路をたどって受信されるようになる。反射波の多くは、高層ビルなどの建造物や山によって発生する。すなわち、アンテナから送信された電波がビルや山で反射を繰り返しながら進行することによって、直接波よりも若干遅れて受信機に到着するようになる。反射波は、直接波に対して障害を与える干渉波となる。また、障害物で電波が反射されずに透過してくるものが透過波であり、障害物の角を通過する電波が屈折によって方向が変わるものが回折波である。透過波および回折波はいずれも直接波に対して障害となり、このようなマルチパスそのものが干渉波となる。直接波より若干遅れて到達するマルチパスは、遅延波と呼ばれる。
【０００７】
このようなマルチパスは、例えば図２４に示すようになる。パスＰ0は直接波のパスであり、一般に受信電力が最大となる。パスＰ1は第１の遅延波のパスであり受信電力が直接波より減衰していると共に時間τ1だけ遅延している。パスＰ2ないしパスＰM-1も同様に遅延波のパスであり受信電力が直接波より減衰していると共に時間τ2ないし時間τM-1だけ遅延している。このようなマルチパスの影響を防止するために、図２５に示すようにＯＦＤＭを用いる時間軸方向拡散ＭＣ−ＣＤＭＡでは、シンボル期間Ｔｓの前に期間Ｔｇのガードインターバル（ＧＩ：Guard Intarval）を付加している。このＧＩの期間Ｔｇには、シンボル期間Ｔｓにおける終わりのＴｇの長さの波形がコピーされる。これにより、ＧＩの波形とシンボルの波形との位相が連続するようになり、ＧＩを付加しても波形の直交性を維持することができるようになる。第１の遅延波のパスＰ1はＧＩ長よりも小さい遅延時間τ1だけ遅延しており、マルチパス伝搬によってもＯＦＤＭにおけるサブキャリア間の直交性が維持され、伝送特性の劣化を抑えることができる。しかし、第Ｍ’ないし第（Ｍ−１）の遅延波のパスＰM'〜ＰM-1はＧＩ長を超える遅延時間τM'ないし遅延時間τM-1だけ遅延しており、マルチパス伝搬によってＯＦＤＭにおけるサブキャリア間の直交性が保てなくなり、受信信号の特性が大幅に劣化する。このように、ＧＩ長を超えるマルチパスフェージング環境における伝送特性は、仮定する遅延プロファイルの形状に大きく依存するようになる。
【０００８】
ＧＩ長を超えるマルチパスフェージング環境において、時間軸方向に拡散したＭＣ−ＣＤＭＡの伝送特性を評価する際に、これまではある形状のパスモデルを仮定して、そのパスモデルを伝搬シミュレータでシミュレートすることにより受信特性の評価を行っていた。例えば、形状が指数関数形やべき乗形のパスモデルが典型とされている。しかしながら、形状の異なる多くの種類のパスモデルをシミュレートすることにより、ＧＩ長を超えるマルチパスフェージング環境の受信特性を評価するには膨大な時間を要するという問題点があった。
また、パスモデルをシミュレートする従来の伝搬シミュレータでは、実際のフェージング環境をできるだけ正確に表すため、非常に多くの数のパスを発生させるフェージング発生器が必要となる。すなわち、図２４に示すようなパスモデルをシミュレートするフェージング発生器では、図２６に示すように非常に多くのパス数分の減衰素子７０ａ〜７０ｐと遅延素子７１ａ〜７１ｐが必要となり、伝搬シミュレータの装置規模が増大してしまうという問題点があった。この場合、装置規模の観点から遅延素子等の数を有限とすると、実際のフェージング環境における多くのパスを正確に表現できないという問題点が生じることになる。
【０００９】
そこで、本発明は実際のフェージング環境を正確に表現することのできる装置規模が小さい伝搬シミュレータを提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の伝搬シミュレータは、マルチパスが生じる伝搬環境をシミュレートする伝搬シミュレータであって、実際のフェージング環境におけるシミュレートする任意の形状のパスモデルを、フェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換するためのパス情報を出力するパス設定器と、該パス設定器からのパス情報を用いて、前記等価パスモデルとされるフェージングを発生させるフェージング発生器とを備えている。
【００１１】
また、上記目的を達成することのできる本発明の他の伝搬シミュレータは、シンボル期間の間にガードインターバルが設けられている通信システムにおけるマルチパスが生じる伝搬環境をシミュレートする伝搬シミュレータであって、実際のフェージング環境における任意の形状のパスモデルをシミュレートして、フェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換するためのパス情報を出力するパス設定器と、該パス設定器からのパス情報を用いて、前記等価パスモデルとされるフェージングを発生させるフェージング発生器とを備え、前記等価パスモデルは、前記ガードインターバル内に存在するパスと前記ガードインターバルを超える遅延時間のパスとが少なくとも存在する等価パスモデルとされている
【００１２】
そして、上記本発明の伝搬シミュレータにおいて、前記パス設定器は、全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比のパラメータが、前記シミュレートするパスモデルと前記等価パスモデルにおいてほぼ等しくなるように、前記等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延量を設定するパス情報を出力するようにしてもよい。
さらに、上記本発明の伝搬シミュレータにおいて、前記パス設定器は、遅延スプレッド及び全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比の２つのパラメータが、前記シミュレートするパスモデルと前記等価パスモデルにおいてほぼ等しくなるように、前記等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延量を設定するパス情報を出力するようにしてもよい。
さらにまた、上記本発明の伝搬シミュレータにおいて、前記パス設定器は、希望波電力、シンボル間干渉電力及びチャネル間干渉電力の３つのパラメータが、前記シミュレートするパスモデルと前記等価パスモデルにおいてほぼ等しくなるように、前記等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延量を設定するパス情報を出力するようにしてもよい。
【００１３】
このような本発明によれば、実際のフェージング環境におけるシミュレートする任意の形状のパスモデルを、フェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換するようにしたので、実際のフェージング環境を正確に表現することができると共に、その装置規模を小さくすることができるようになる。
また、ガードインターバル内に存在するパスとガードインターバルを超える遅延時間のパスとが少なくとも存在する等価パスモデルとすることにより、シンボル期間の間にガードインターバルが設けられている通信システムにおけるガードインターバルを超える遅延波による影響を評価することができるようになる。
【００１４】
さらに、シミュレートするパスモデルと等価パスモデルにおいて、全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比のパラメータがほぼ等しくなるように等価変換したり、遅延スプレッド及び全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比の２つのパラメータがほぼ等しくなるように等価変換したり、希望波電力、シンボル間干渉電力及びチャネル間干渉電力の３つのパラメータがほぼ等しくなるように等価変換することで、パス数を少なくした等価パスモデルにより実際のフェージング環境のパスモデルを正確にシミュレートすることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の伝搬シミュレータを用いて受信特性の評価を行う構成を図１に示す。
図１に示す本発明にかかる伝搬シミュレータ１は、マルチパスフェージングを発生するフェージング発生器１１と、マルチパスフェージングのパス情報をフェージング発生器１１に供給するパス設定器１２とを備えている。パス設定器１２は、任意の形状の実際のパスモデルをシミュレートして、パス数が少ない等価パスモデルに等価的に変換するパス情報を出力している。送信機１０の送信信号はフェージング発生器１１に供給されており、フェージング発生器１１はパス設定器１２からのパス情報に応じてマルチパスフェージングを発生させて、受信機１３に出力している。そして、受信機１３における受信特性を測定することにより、実際のマルチパスフェージングにおける通信システムの伝送特性を評価することができるようになる。なお、以下に説明する本発明の伝搬シミュレータ１は、通信システムをＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡとして説明しており、送信機１０の構成は上記図２１に示す構成とすることができると共に、受信機１３の構成は上記図２２に示す構成とすることができる。
【００１６】
パス設定器１２の構成例を図２に示すが、パス設定器１２は実際のフェージング環境における任意の形状のパスモデルのパス数、電力および遅延量と、このパスモデルをおきかえる等価パスモデルのパス数とを少なくとも設定する設定部２１と、設定部２１からの設定値に基づいて任意の形状のパスモデルを等価パスモデルに変換する等価変換部２２を備えている。この等価変換部２２からは、変換された等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延量からなるパス情報が出力されて、フェージング発生器１１に供給されるようになる。本発明にかかる伝搬シミュレータ１のパス設定器１２では、少なくともガードインターバル内外にそれぞれ１パスずつ存在する等価パスモデルにおけるパス情報を出力するようにしている。本発明にかかる伝搬シミュレータ１における等価パスモデルは、例えば図３に示すようにガードインターバル内に存在する直接波のパスＰ'0と、ガードインターバルを超えて存在する遅延波のパスＰ'1とからなるパスの数が２パスとされる等価パスモデルとされる。そして、本発明の伝搬シミュレータ１を用いて伝送特性を評価する通信システムはＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡとされ、図４に示すようにシンボル期間Ｔｓの前に期間Ｔｇのガードインターバルが付加されている。従って、直接波のパスＰ'0に対する遅延波のパスＰ'1の遅延時間Δτは、ガードインターバルの期間Ｔｇを超える遅延時間とされる。
【００１７】
このような２パスの等価パスモデルとすることにより、フェージング発生器１１の構成は図５に示す構成とすることができる。すなわち、図５に示すフェージング発生器１１において、直接波のパスＰ'0は減衰素子３１ａで電力が制御され、遅延時間が遅延素子３２ａで制御されて発生され、遅延波のパスＰ'1は減衰素子３１ｂで電力が制御され、遅延時間が遅延素子３２ｂで制御されて発生される。このように、フェージング発生器１１におけるパスを発生するための減衰素子および遅延素子の数を大幅に削減することができる。なお、直接波のパスＰ'0の遅延時間を「０」とすることができることから、遅延素子３２ａを省略することができる。この場合、遅延波のパスＰ'1を発生するための遅延素子３２ｂの遅延時間はΔτとされる。また、２パスとされることから受信機１３における受信特性の評価も短時間で行えるようになる。
なお、位相や振幅をランダムに変動させてフェージング変動を発生させる複素包絡線発生手段を各パスの経路に設けるようにして、実際の伝搬環境に合わせてフェージングを変動させるようにしてもよい。
【００１８】
本発明の伝搬シミュレータ１におけるパス設定器１２の第１の実施例においては、シミュレートする任意の形状のパスモデルから遅延スプレッド及び全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比を求め、続いて、これら２つのパラメータが等しくなるように等価パスモデルにおける直接波および遅延波の電力、並びに、遅延波の遅延量を算出することにより等価変換している。
以下に、この第１の実施例について詳細に説明する。
ここでは、シミュレートする任意のパスモデルを図２４および図２５に示す到来するパス数Ｍのパスモデルとし、このパスモデルをシミュレートする等価パスモデルを図３および図４に示す２パスを有する等価２パスモデルとする。そして、図２４および図２５に示す任意のパスモデルにおいて、ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）番目のパスの電力をＰm、ｍ（１≦ｍ≦Ｍ−１）番目のパスの遅延量をτmとする。また、ＯＦＤＭシンボル長をＴｓ、ガードインターバル（ＧＩ）長をＴｇとする。ただし、遅延量τmは次に示す（１）式の関係を満たして次のシンボルのガードインターバルまでは遅延波が遅延しないものとする。
【数１】
0003696603.tif 000002
【００１９】
まず、シミュレートするパスモデルにおける遅延スプレッドρsを求める。遅延スプレッドρsは次に示す（２）式で表すことができる。
【数２】
0003696603.tif 000003
ただし、（２）式においてτaveは平均遅延時間であり、次に示す（３）式で表される。
【数３】
0003696603.tif 000004
次に、１つ前のシンボル成分の干渉電力の全受信電力に対する比βを求める。
遅延波の遅延量がＧＩ長を超えた場合、図２５に示すようにＦＦＴ時に１つ前のＯＦＤＭシンボル成分のハッチングした一部が加わる。図２５に示すＭ’番目のパスから（Ｍ−１）番目のパスの遅延量がＧＩ長を超えた遅延量であるとすると比βは次に示す（４）式で表せる。
【数４】
0003696603.tif 000005
【００２０】
次に、図３および図４に示す等価２パスモデルにおいて、直接波の電力をＰ'0、遅延波の電力をＰ'1とし、パスの遅延量をΔτとする。ここでは、Ｐ'0＞Ｐ'1であるとし、Ｔｓ＜Δτ≦（Ｔｓ＋Ｔｇ）と仮定する。直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との電力比をΔｋ'（＜０）［ｄＢ］とおくと直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との関係は次に示す（５）式で示される。
【数５】
0003696603.tif 000006
【００２１】
この等価２パスモデルにおける遅延スプレッドρ'sと１つ前のシンボルの干渉電力の全信号電力に対する比β'を計算する。この場合、平均遅延時間τ'aveは次に示す（６）で示される。
【数６】
0003696603.tif 000007
したがって、遅延スプレッドρ'sは次に示す（７）式で、比β'は次に示す（８）式でそれぞれ示されるようになる。
【数７】
0003696603.tif 000008
【数８】
0003696603.tif 000009
【００２２】
ここで、図２４および図２５に示すパス数Ｍのパスモデルを図３および図４に示す等価２パスモデルでシミュレートするために、遅延スプレッドρsと遅延スプレッドρ'sとを等しくおくと共に、比βと比β'とを等しくおく。すなわち、上式においてρs＝ρ'sおよびβ＝β'とおいて、等価２パスモデルにおける遅延波の遅延量Δτと電力比Δｋ'とを求める。
なお、上記（８）式を電力比をΔｋ'について解くと次に示す（９）式が得られる。
【数９】
0003696603.tif 000010
そして、上記（９）式を上記（７）式に代入して整理すると、次に示す（１０）式が得られる。
【数１０】
0003696603.tif 000011
【００２３】
このようにして、パス設定器１２は等価２パスモデルにおける電力比Δｋ'と遅延波の遅延量Δτとを上記（９）式および（１０）から算出することができる。なお、直接波の電力Ｐ'0を規定値として、この規定値と求めた電力比Δｋ'により遅延波の電力Ｐ'1を決定することができる。パス設定器１２は、直接波の規定値とされている電力Ｐ'0の値と「０」とされる遅延量、および、遅延波の電力Ｐ'1の値と遅延量Δτの値をパス情報としてフェージング発生器１１に供給する。フェージング発生器１１では、電力Ｐ'0の値で減衰素子３１ａが設定され、遅延素子３２ａの遅延量は「０」と設定され、電力Ｐ'1の値で減衰素子３１ｂが設定され、遅延素子３２ｂの遅延量はΔτと設定される。これにより、伝搬シミュレータ１により多数のパスを有するパスモデルのマルチパスフェージングを等価的におきかえた等価２パスモデルのマルチパスフェージングが発生されるようになる。
【００２４】
このような本発明にかかる伝搬シミュレータ１において第１の実施例を用いた場合の受信特性と、従来の多数のパスを備えるパスモデルの受信特性とを以下に対比して示す。ただし、シミュレーション諸元は図６に示す通りであり、通信システムはＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡとされている。ここでは、有効シンボル長が２５μｓとされ、ＧＩ長は１／４シンボル長である６．２５μｓとされている。また、拡散率ＳＦはデータシンボルおよびパイロットシンボル共に１６とされ、同時利用ユーザ数（Ｋ−１）を１５として評価している。さらに、合成法として等利得合成法（ＥＧＣ：Equal Gain Combining）が用いられている。ここでシミュレートする多数のパスを備えるパスモデルの一例を図７に示す。図７に示すパスモデルにおいて、パスは離散的であり、パス数はＭとされている。各パスの平均受信電力は、傾きがΔｋ［ｄＢ］である指数分布に従い減衰し、各パスの瞬時レベルは最大ドップラー周波数がｆDである独立なレイリーフェージングを受けて変動しているものとする。
【００２５】
ここでシミュレートしている多数のパスを備えるパスモデルは、図７に示すパスモデルにおいてＭ＝５とされて直接波と４つの遅延波からなる５パスとされており、パスの傾きがΔｋ［ｄＢ］である指数分布に従い減衰しているものとする（以下、「指数パスモデル」という）。この場合、４番目の遅延波の遅延量が最大となり、その遅延量τ4が、τ4≦（Ｔｓ＋Ｔｇ）を満たすように１番目の遅延波ないし４番目の遅延波の遅延量が設定されているものとする。
ここで、上記（２）式ないし（４）式を用いて指数パスモデルの遅延スプレッドρsおよび１つ前のシンボル成分の干渉電力の全受信電力に対する比βを算出する。
【００２６】
次に、この指数パスモデルを等価２パスモデルに変換するために、ρs＝ρ'sおよびβ＝β'として、上記式（１０）により等価２パスモデルの遅延波の遅延量Δτを算出する。次いで、算出された解の内の実数解のみを選択し上記（９）式に代入して等価２パスモデルにおける直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との電力比Δｋ'を求める。ここで、電力比Δｋ'の条件はΔｋ'＜０であることから、負の値になる電力比Δｋ'が選択される。これにより、等価２パスモデルの遅延波の遅延量Δτ、および電力比Δｋ'が求められる。
【００２７】
本発明の伝搬シミュレータ１において第１の実施例により求められたパラメータを用いて等価２パスモデルのマルチパスフェージングを発生した際の誤り率と、上記したシミュレートする５パスの指数パスモデルのマルチパスフェージングにおける誤り率との比較を行う。ただし、誤り率の評価では各ユーザのＥb／Ｎ0（１ビットあたりの電力対雑音電力密度比）にパイロットシンボルの電力は考慮しておらず、パイロットシンボルと１ユーザ当たりのデータシンボルの電力は等しいものとしている。
まず、パスの傾きΔｋを−３ｄＢとした５パスの指数パスモデルと等価２パスモデルについての遅延スプレッドρsに対する誤り率を図８、図９、図１０に示す。これらの図に示す誤り率は、ドップラー周波数ｆDを１Ｈｚ、Ｅb／Ｎ0をそれぞれ１０ｄＢ、２０ｄＢ、３０ｄＢとした場合の誤り率特性である。図の横軸は遅延スプレッドρsであり、縦軸はビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）とされている。また、これらの図に１つ前のシンボルの干渉電力の全信号電力に対する比βも併せて示している。これらの図を参照すると、遅延スプレッドρsが大きくなるに従い誤り率特性が劣化することが分かる。また、Ｅb／Ｎ0を変化させても５パスの指数パスモデルと等価２パスモデルの誤り率特性はほぼ一致した特性となっていることが分かる。
【００２８】
次に、５パスの指数パスモデルの傾きΔｋを変化させた場合における等価２パスモデルとの遅延スプレッドρsに対する誤り率特性の比較を示す。図１１、図１２、図１３にｆD＝１００Ｈｚ、Ｅb／Ｎ0＝１５ｄＢとし、傾きΔｋをそれぞれ−３ｄＢ、−５ｄＢ、０ｄＢとした場合の誤り率特性を示す。これらの図を参照すると、傾きΔｋを変化させても５パスの指数パスモデルと等価２パスモデルの誤り率特性はほぼ一致した特性を示していることが分かる。また、図１４にｆD＝１Ｈｚ，Ｅb／Ｎ0＝１５ｄＢとし、パスの傾きΔｋを変化させた場合における等価２パスモデルの比βの値と誤り率との関係を示す。この図を参照すると、パスの傾きΔｋの値に関わらず比βの値により誤り率が決まることが分かる。
このように、本発明の伝搬シミュレータ１においてフェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換する際に、シミュレートする多数のパスを有するパスモデルと少ないパスを有する等価パスモデルとの遅延スプレッド及び全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比の２つのパラメータをほぼ等しくすることにより、正確にシミュレートすることができるようになり、実際のフェージング環境の情報を正確に表現することができる。また、パス数を少なくできるため、伝搬シミュレータ１におけるフェージング発生器１１に必要な素子の数を大幅に削減することが可能となる。
【００２９】
次に、本発明の伝搬シミュレータ１におけるパス設定器１２の第２の実施例について説明する。第２の実施例においては、シミュレートする任意の形状のパスモデルから希望波電力、シンボル間干渉電力、チャネル間干渉電力を求め、続いて、これら３つのパラメータが等しくなるように等価パスモデルにおける直接波および遅延波の電力、並びに、遅延波の遅延量を算出することにより等価変換している。
以下に、この第２の実施例について詳細に説明する。
第２の実施例においても、シミュレートする任意のパスモデルを図２４および図２５に示す到来するパス数Ｍのパスモデルとし、このパスモデルをシミュレートする等価パスモデルを図３および図４に示す等価２パスモデルとする。そして、図２４および図２５に示す任意のパスモデルにおいて、ｍ（０≦ｍ≦Ｍ−１）番目のパスの電力をＰm、ｍ（１≦ｍ≦Ｍ−１）番目のパスの遅延量をτmとする。また、ＯＦＤＭシンボル長をＴｓ、ガードインターバル（ＧＩ）長をＴｇとする。ただし、遅延量τmは上記（１）式の関係を満たして次のガードインターバルまでは遅延波が遅延しないものとする。
【００３０】
次に、図３および図４に示す等価２パスモデルにおいて、直接波の電力をＰ'0、遅延波の電力をＰ'1とし、パスの遅延量をΔτとする。ここでは、Ｐ'0＞Ｐ'1であるとし、Ｔｓ＜Δτ≦（Ｔｓ＋Ｔｇ）と仮定する。直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との電力比をΔｋ'（＜０）［ｄＢ］とおくと直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との関係は上記（５）式で示される。また、シミュレートする任意のパスモデルと等価２パスモデルの電力の関係を次に示す（１１）式のように定める。
【数１１】
0003696603.tif 000012
（１１）式において、Ｐは全てのパスの受信電力の和を示している。
【００３１】
次に、シミュレートする任意のパスモデルにおけるＯＦＤＭの受信シンボルＳ（ｌ）（０≦ｌ≦Ｎc−１）は次に示す（１２）式で表される。ただし、ＮcはＯＦＤＭのサブキャリア数である。
【数１２】
0003696603.tif 000013
【００３２】
（１２）式においては、Ｍ'番目のパスから（Ｍ−１）番目のパスの遅延量がＧＩ長を超えた遅延量であるとしている。また、τmはＧＩ長Ｔｇを超えた遅延時間に対し、１シンボルをＮ・Δｆでサンプリングした時間間隔により規格化した時間である。遅延サンプル数Ｔm［sample］は次に示す（１３）式で表すことができる。
【数１３】
0003696603.tif 000014
（１３）式において、Δｆ［Ｈｚ］はキャリア間隔を表している。また、（１２）式のｄ1,lはｌ番目のサブキャリアにおける希望シンボルであり、ｄ0,lはｌ番目のサブキャリアにおける１つ前のシンボルであり、ｒmはｍ番目のパスの複素振幅を表している。すなわち、（１２）式の第１項は希望シンボル成分を示し、第２項はシンボル間干渉成分を示し、第３項はチャネル間干渉成分を示している。
【００３３】
ここで、チャネル間干渉成分は非常に多くのシンボルを含むため正規分布とみなすことができ、この分散をσICI,X，σICI,Yとすると、分散σICI,X，σICI,Yは次に示す（１４）式のように表わされる。
【数１４】
0003696603.tif 000015
（１４）式において、Ｅ＜＞はアンサンブル平均を与えている。
【００３４】
上記（１２）式および（１４）式より、希望波電力ＰD、シンボル間干渉電力ＰISI、チャネル間干渉電力ＰICIは次に示す（１５）式、（１６）式、（１７）式でそれぞれ表される。
【数１５】
0003696603.tif 000016
【数１６】
0003696603.tif 000017
【数１７】
0003696603.tif 000018
【００３５】
この希望波電力ＰD、シンボル間干渉電力ＰISI、チャネル間干渉電力ＰICIが、シミュレートするパスモデルと等しくなるように等価２パスモデルのパスの電力および遅延量を決定する。すなわち、上記（１５）式、（１６）式、（１７）式において、Ｍ'＝１，Ｍ＝２とおいて等価２パスモデルの希望波電力Ｐ'D、シンボル間干渉電力Ｐ'ISI、チャネル間干渉電力Ｐ'ICIを求めると、次に示す（１８）式、（１９）式、（２０）式でそれぞれ示される。
【数１８】
0003696603.tif 000019
【数１９】
0003696603.tif 000020
【数２０】
0003696603.tif 000021
この場合、等価２パスモデルにおける遅延波の遅延サンプル数Ｔ'1［sample］は、次に示す（２１）式で表される。
【数２１】
0003696603.tif 000022
【００３６】
次いで、等価２パスモデルとシミュレートするパスモデルとで希望波電力、シンボル間干渉電力、チャネル間干渉電力が等しくなるように、Ｐ'D＝ＰD、Ｐ'ISI＝ＰISIおよびＰ'ICI＝ＰICIとおいて上式を解くと、等価２パスモデルにおける遅延波のパスの遅延量Δτと、直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との電力比Δｋ'を求めることができる。この場合、まず等価２パスモデルにおける遅延波の遅延サンプル数Ｔ'1、直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1とを求めると、次に示す（２２）式、（２３）式、（２４）式に示すようになる。
【数２２】
0003696603.tif 000023
【数２３】
0003696603.tif 000024
【数２４】
0003696603.tif 000025
【００３７】
これにより、上記（２１）式と（２２）式とから遅延量Δτが求められ、上記（５）式、（２３）式および（２４）式とから電力比Δｋ'が求められる。求めた遅延量Δτを次に示す（２５）式で示し、電力比Δｋ'を次に示す（２６）式で示す。
【数２５】
0003696603.tif 000026
【数２６】
0003696603.tif 000027
【００３８】
このようにして、第２の実施例においてもパス設定器１２は等価２パスモデルにおける直接波の電力Ｐ'0、遅延波の電力Ｐ'1および遅延量Δτとを算出することができる。そして、算出された直接波の電力Ｐ'0の値と「０」とされる遅延量、および、遅延波の電力Ｐ'1の値と遅延量Δτの値を、パス設定器１２はフェージング発生器１１に供給する。フェージング発生器１１では、電力Ｐ'0の値で減衰素子３１ａが設定され、遅延素子３２ａの遅延量は「０」と設定され、電力Ｐ'1の値で減衰素子３１ｂが設定され、遅延素子３２ｂの遅延量はΔτと設定される。これにより、伝搬シミュレータ１により多数のパスを有するパスモデルのマルチパスフェージングを等価的におきかえた等価２パスモデルのマルチパスフェージングが発生されるようになる。
【００３９】
このような本発明にかかる伝搬シミュレータ１において第２の実施例を用いた場合の受信特性と、従来の多数のパスを備えるパスモデルの受信特性とを以下に対比して示す。ただし、シミュレーション諸元は上記図６に示す通りであり、通信システムはＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡとされている。また、シミュレートする多数のパスを備えるパスモデルは前述した図７に示す通りとされている。
ここでシミュレートする多数のパスを備えるパスモデルは、上記図７に示すパスモデルにおいてＭ＝５とされて直接波と４つの遅延波からなる５パスとされており、傾きがΔｋ［ｄＢ］である指数分布に従い減衰しているものとする（以下、「指数パスモデル」という）。この場合、４番目の遅延波の遅延量が最大となり、その遅延量τ4が、τ4≦（Ｔｓ＋Ｔｇ）を満たすように１番目の遅延波ないし４番目の遅延波の遅延量が設定されているものとする。次いで、上記（１５）式ないし（１７）式を用いて指数パスモデルの希望波電力ＰD、シンボル間干渉電力ＰISI、チャネル間干渉電力ＰICIを算出する。
【００４０】
次に、この指数パスモデルを等価２パスモデルに変換するために、Ｐ'D＝ＰD、Ｐ'ISI＝ＰISIおよびＰ'ICI＝ＰICIとおいて、上記（２５）式により等価２パスモデルの遅延波の遅延量Δτの算出する。ただし、遅延量Δτの条件はＴｓ＜Δτ≦（Ｔｓ＋Ｔｇ）とされている。また、上記（２６）式により等価２パスモデルにおける直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との電力比Δｋ'を算出する。ただし、電力比Δｋ'の条件はΔｋ'＜０とされている。これにより、等価２パスモデルの遅延波の遅延量Δτ、および電力比Δｋ'が求められる。
【００４１】
本発明の伝搬シミュレータ１において第２の実施例により求められたパラメータを用いて等価２パスモデルのマルチパスフェージングを発生した際の誤り率と、上記した５パスの指数パスモデルのマルチパスフェージングにおける誤り率との比較を行う。ただし、誤り率の評価では各ユーザのＥb／Ｎ0（１ビットあたりの電力対雑音電力密度比）にパイロットシンボルの電力は考慮しておらず、パイロットシンボルと１ユーザ当たりのデータシンボルの電力は等しいものとしている。
まず、Ｅb／Ｎ0を１５ｄＢとした５パスの指数モデルと等価２パスモデルについての干渉電力成分の全受信電力に対する比γに対する誤り率を図１５、図１６、図１７に示す。これらの図に示す誤り率は、パスの傾きΔｋが−３ｄＢでドップラー周波数ｆDが１Ｈｚ、パスの傾きΔｋが−３ｄＢでドップラー周波数ｆDが１００Ｈｚ、パスの傾きΔｋが−５ｄＢでドップラー周波数ｆDが１Ｈｚと変化させた場合の誤り率特性とされている。これらの図の横軸は干渉電力成分の全受信電力に対する比γを示しており、比γは次に示す（２７）式で定義される。
【数２７】
0003696603.tif 000028
【００４２】
これらの図を参照すると、パスの傾きΔｋおよびドップラー周波数ｆDにかかわらず、干渉電力成分の全受信電力に対する比γが等しい場合の５パスモデルと等価２パスモデルの誤り率特性はほぼ一致した特性となっていることが分かる。
このように、本発明の伝搬シミュレータ１においてフェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換する際に、シミュレートする多数のパスを有するパスモデルと少ないパスを有する等価パスモデルとの希望波電力、シンボル間干渉電力、チャネル間干渉電力の３つのパラメータをほぼ等しくすることにより、正確にシミュレートすることができるようになり、実際のフェージング環境の情報を正確に表現することができる。また、パス数を少なくできるため、伝搬シミュレータ１におけるフェージング発生器１１に必要な素子の数を大幅に削減することが可能となる。
【００４３】
次に、本発明の伝搬シミュレータ１におけるパス設定器１２の第３の実施例について説明する。第３の実施例においては、シミュレートする任意の形状のパスモデルから全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比を求め、続いて、このパラメータが等しくなるように等価パスモデルにおける直接波および遅延波の電力、並びに、遅延波の遅延量を算出することにより等価変換している。
以下に、この第３の実施例について詳細に説明する。
本発明の伝搬シミュレータ１における第１の実施例にかかる等価２パスモデルの１つ前のシンボルの干渉電力の全信号電力に対する比β'を示す上記（８）式を、上記（１６）式、上記（１７）式、上記（２１）式を用いて変形すると、次に示す（２８）式の如くなる。
【数２８】
0003696603.tif 000029
【００４４】
（２８）式を参照すると、上述した第１の実施例における１つ前のシンボルの干渉電力の全信号電力に対する比βを等しくおくことは、上述した第２の実施例におけるシンボル間干渉電力ＰISIとチャネル間干渉電力ＰICIとを等しくおくことと、干渉成分を等しくするという点で等価の関係ということになる。ここで、この関係を確認するためシミュレートするパスモデルを同一として上述した第１の実施例および第２の実施例により変換した等価２パスモデルの誤り率特性を比較してみる。図１８に示す誤り率は、パスの傾きΔｋが−３ｄＢでドップラー周波数ｆDが１Ｈｚ、Ｅb／Ｎ0を１５ｄＢとした場合のシミュレートする５パスの指数モデルと、第１の実施例および第２の実施例における等価２パスモデルについての誤り率とされている。図の横軸は比β（＝比γ）とされている。この図を参照すると、第１の実施例および第２の実施例における等価２パスモデルについての誤り率特性はほぼ一致していることがわかる。
【００４５】
以上の結果から等価２パスモデルに変換する際のキーパラメータは、ＧＩ長を超えた干渉波から生ずる１つ前のシンボル成分の干渉電力の全受信電力に対する比（ここでは比β）であることが予想できる。そこで、本発明の伝搬シミュレータ１における第３の実施例においては、シミュレートする任意の形状のパスモデルからＧＩ長を超えた干渉波から生ずる１つ前のシンボル成分の干渉電力の全受信電力に対する比を求め、続いて、このパラメータが等しくなるように等価パスモデルにおける直接波および遅延波の電力、並びに、遅延波の遅延量を算出することにより等価変換している。
【００４６】
具体的には、上記式（４）よりシミュレートする任意の形状のパスモデルにおける１つ前のシンボル成分の干渉電力の全受信電力に対する比βを求め、等価２パスモデルにおける１つ前のシンボル成分の干渉電力の全受信電力に対する比β'と等しいとおく。そして、等価２パスモデルにおける直接波の電力Ｐ'0と、遅延波の遅延量Δτとを条件（Ｔｓ＜Δτ≦Ｔｓ＋Ｔｇ）を満足するよう設定することにより、上記（８）式により遅延波の電力Ｐ'1を算出することができる。これにより、任意の形状のパスモデルをシミュレートした等価２パスモデルにおける直接波および遅延波の電力および遅延量を算出することができる。なお、直接波の電力Ｐ'0と遅延波の電力Ｐ'1との電力比Δｋ'を用いると、比βと遅延量Δτとの関係は次に示す（２９）式で与えられる。
【数２９】
0003696603.tif 000030
【００４７】
このようにして、第３の実施例においてもパス設定器１２は等価２パスモデルにおける直接波の電力Ｐ'0、遅延波の電力Ｐ'1および遅延量Δτとを算出することができる。そして、算出された直接波の電力Ｐ'0の値と「０」とされる遅延量、および、遅延波の電力Ｐ'1の値と遅延量Δτの値を、パス設定器１２はフェージング発生器１１に供給する。フェージング発生器１１では、電力Ｐ'0の値で減衰素子３１ａが設定され、遅延素子３２ａの遅延量は「０」と設定され、電力Ｐ'1の値で減衰素子３１ｂが設定され、遅延素子３２ｂの遅延量はΔτと設定される。これにより、伝搬シミュレータ１により多数のパスを有するパスモデルのマルチパスフェージングを等価的におきかえた等価２パスモデルのマルチパスフェージングが発生されるようになる。
【００４８】
このような本発明にかかる伝搬シミュレータ１において第３の実施例を用いた場合の受信特性と、従来の多数のパスを備えるパスモデルの受信特性とを以下に対比して示す。ただし、シミュレーション諸元は上記図６に示す通りであり、通信システムはＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡとされている。また、シミュレートする多数のパスを備えるパスモデルは前述した図７に示す通りとされている。
ここでシミュレートする多数のパスを備えるパスモデルは、上記図７に示すパスモデルにおいてＭ＝５とされて直接波と４つの遅延波からなる５パスとされており、傾きがΔｋ［ｄＢ］である指数分布に従い減衰しているものとする（以下、「指数パスモデル」という）。この場合、４番目の遅延波の遅延量が最大となり、その遅延量τ4が、τ4≦（Ｔｓ＋Ｔｇ）を満たすように１番目の遅延波ないし４番目の遅延波の遅延量が設定されているものとする。
【００４９】
図１９にドップラー周波数ｆDを１Ｈｚ、Ｅb／Ｎ0を１５ｄＢとした場合における第２の実施例および第３の実施例による等価２パスモデルのマルチパスフェージングを発生した際の誤り率と、シミュレートする５パスの指数パスモデルのマルチパスフェージングにおける誤り率とを示す。ただし、誤り率の評価では各ユーザのＥb／Ｎ0（１ビットあたりの電力対雑音電力密度比）にパイロットシンボルの電力は考慮しておらず、パイロットシンボルと１ユーザ当たりのデータシンボルの電力は等しいものとしている。
図１９を参照すると、第３の実施例における誤り率特性はシミュレートする５パスの指数パスモデルにほぼ一致しており、横軸で示す比βの値により誤り率が決定されていることが分かる。
【００５０】
次に、ドップラー周波数ｆDを１Ｈｚ、Ｅb／Ｎ0を１５ｄＢとし、β＝０．０１と一定にして、遅延量Δτを変化させた場合の第３の実施例における誤り率特性およびパスの傾きΔｋの特性を図２０に示す。この図を参照すると、比βの値が一定であれば誤り率が変化しないことが分かる。これらの結果から、等価パスモデルに変換する際のキーパラメータは全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比であることが分かる。
このように、本発明の伝搬シミュレータ１においてフェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換する際に、シミュレートする多数のパスを有するパスモデルと少ないパスを有する等価パスモデルとの全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比のパラメータをほぼ等しくすることにより、正確にシミュレートすることができるようになり、実際のフェージング環境の情報を正確に表現することができる。また、パス数を少なくできるため、伝搬シミュレータ１におけるフェージング発生器１１に必要な素子の数を大幅に削減することが可能となる。
【００５１】
なお、上記説明した本発明の伝搬シミュレータ１におけるパス設定器１２の等価変換部２２には演算手段が備えられており、シミュレートする任意の形状のパスモデルにおけるパス数、各パスの電力および遅延時間のパス情報と、等価パスモデルにおけるパス数とが設定部２１から等価変換部２２に与えられる。これにより、等価変換部２２の演算手段が等価パスモデルプログラムを実行することにより等価パスモデルにおける各パスの電力および遅延時間のパス情報を上述したように算出して、フェージング発生器１１に出力するようにされている。
【００５２】
以上の説明では本発明の伝搬シミュレータを用いて伝送特性を評価する通信システムをＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡとして説明したが、本発明の伝搬シミュレータはＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡに限らず通信システムをＯＦＤＭとしても、その伝送特性を正確に評価することができるようになる。本発明の伝搬シミュレータを用いて伝送特性を評価する通信システムとして、シンボル期間の間にガードインターバルが設けられている通信システムが好適であるが、特にＯＦＤＭおよび時間軸方向にスペクトル拡散を行うＯＦＤＭを用いるＭＣ−ＣＤＭＡに適用して好適となる。なお、直接波と所定時間遅延している遅延波からなる２パス以上の等価パスモデルとすることにより、ガードインターバルを設けない通信システムに適用することもできる。
また、通信システムにおける変調をＢＰＳＫ変調に限らず、ＱＰＳＫ変調や１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の多値変調としても、本発明の伝搬シミュレータは通信システムの伝送特性を正確に評価することができるようになる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように、実際のフェージング環境におけるシミュレートする任意の形状のパスモデルを、フェージング環境が等価となるパス数が少ない等価パスモデルに変換するようにしたので、実際のフェージング環境を正確に表現することができると共に、その装置規模を小さくすることができるようになる。また、ガードインターバル内に存在するパスとガードインターバルを超える遅延時間のパスとが少なくとも存在する等価パスモデルとすることにより、シンボル期間の間にガードインターバルが設けられている通信システムにおけるガードインターバルを超える遅延波による影響を評価することができるようになる。
【００５４】
さらに、シミュレートするパスモデルと等価パスモデルにおいて、全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比のパラメータがほぼ等しくなるように等価変換したり、遅延スプレッド及び全受信電力に対する１つ前のシンボル成分による干渉電力比の２つのパラメータがほぼ等しくなるように等価変換したり、希望波電力、シンボル間干渉電力及びチャネル間干渉電力の３つのパラメータがほぼ等しくなるように等価変換することで、パス数を少なくした等価パスモデルにより実際のフェージング環境のパスモデルを正確にシミュレートすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の伝搬シミュレータを用いて受信特性の評価を行う構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態の伝搬シミュレータにおけるパス設定器の構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータにおける等価２パスモデルを示す図である。
【図４】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータにおける等価２パスモデルをガードインターバルを付加して示す図である。
【図５】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータにおけるフェージング発生器の構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータにおけるシミュレーション諸元を示す図表である。
【図７】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータにおけるシミュレートするパスモデルを示す図である。
【図８】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとのパスの傾きを変化させた際の誤り率を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとのパスの傾きを変化させた際の誤り率を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとのパスの傾きを変化させた際の誤り率を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの１つ前のシンボル成分の干渉電力の全受信電力に対する比に対する誤り率を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第２の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第２の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第２の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第１の実施例および第２の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第２の実施例および第３の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態にかかる伝搬シミュレータの第３の実施例におけるシミュレートするパスモデルと等価２パスモデルとの誤り率を示す図である。
【図２１】従来の時間軸方向に拡散したＭＣ−ＣＤＭＡの送信機の構成の一例を示す図である。
【図２２】従来の時間軸方向に拡散したＭＣ−ＣＤＭＡの受信機の構成の一例を示す図である。
【図２３】従来の時間軸方向に拡散したＭＣ−ＣＤＭＡをコード−周波数−時間の３次元空間で示す図である。
【図２４】従来の時間軸方向に拡散したＭＣ−ＣＤＭＡにおける多数のパスを有するパスモデルを示す図である。
【図２５】従来の時間軸方向に拡散したＭＣ−ＣＤＭＡにおける多数のパスを有するパスモデルをガードインターバルを付加して示す図である。
【図２６】従来の伝搬シミュレータにおけるフェージング発生器の構成を示す図である。
【符号の説明】
１  伝搬シミュレータ、１０  送信機、１１  フェージング発生器、１２  パス設定器、１３  受信機、２１  設定部、２２  等価変換部、３１ａ  減衰素子、３１ｂ  減衰素子、３２ａ  遅延素子、３２ｂ  遅延素子、５０  送信機、５１制御チャネル部、５１ａ  変調部、５１ｂ  拡散部、５２  通信チャネル部、５２ａ  変調部、５２ｂ  Ｓ／Ｐ、５２ｃ  拡散部、５３  ＩＦＦＴ、５４  ゲートインターバル付加部、５５  アンテナ、６０  受信機、６１  アンテナ、６２  ゲートインターバル除去部、６３  ＦＦＴ、６４  制御チャネル部、６４ａ逆拡散部、６４ｂ  復調部、６５  通信チャネル部、６５ａ  逆拡散部、６５ｂ  Ｐ／Ｓ、６５ｃ  復調部、７０ａ  〜７０ｐ減衰素子、７１ａ〜７１ｐ  遅延素子
【図１】
0003696603.tif 000031
【図２】
0003696603.tif 000032
【図３】
0003696603.tif 000033
【図４】
0003696603.tif 000034
【図５】
0003696603.tif 000035
【図６】
0003696603.tif 000036
【図７】
0003696603.tif 000037
【図８】
0003696603.tif 000038
【図９】
0003696603.tif 000039
【図１０】
0003696603.tif 000040
【図１１】
0003696603.tif 000041
【図１２】
0003696603.tif 000042
【図１３】
0003696603.tif 000043
【図１４】
0003696603.tif 000044
【図１５】
0003696603.tif 000045
【図１６】
0003696603.tif 000046
【図１７】
0003696603.tif 000047
【図１８】
0003696603.tif 000048
【図１９】
0003696603.tif 000049
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
0003696603.tif 000052
【図２３】
0003696603.tif 000053
【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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