(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１チャンネルが１３セグメントで構成され、中央の１セグメントが部分受信用に構成されている、ＯＦＤＭ方式で変調されたアナログ信号のうち、部分受信用の１セグメントを復調するダイレクトコンバージョン受信機であって、
ＯＦＤＭ方式で変調されたアナログ信号を、部分受信対象セグメントの占有周波数内のいずれかの周波数を零とし、前記部分受信対象セグメントの両隣の隣接セグメントの周波数を多重するように周波数変換するダウンコンバータ、
前記ダウンコンバータによって得られたダウンコンバート信号に存在する、前記周波数変換後の部分受信対象セグメントのみならず、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメントの少なくとも一部をも通過させる、緩やかな特性を持つローパスフィルタ手段、
前記ローパスフィルタ手段の出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段、
前記ＡＤ変換手段の出力に対して、高速フーリエ変換を施して、時間軸を周波数軸に変換するＦＦＴ手段、および
前記ＦＦＴ手段の出力から、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメント成分を除去する不要成分除去手段、
を備えていることを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ダイレクトコンバージョン受信機に関し、特に、地上デジタルＴＶ放送における１セグメントのみを受信する部分受信に利用できるダイレクトコンバージョン受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、映像信号または音声信号を伝送するシステムにおいて、高品質な伝送や周波数利用効率の向上に優れた方式として、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：  Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が提案されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に多数のサブキャリアを立てる変調方式である。例えば、アナログＴＶ信号をデジタル信号に変換した後、ＭＰＥＧ(Moving Picture Experts Group)でデータ圧縮を施す。このデータ信号にノイズなどの伝送路におけるエラー発生原因を分散させるなどのためにバイトインタリーブ、ビットインタリーブを行い、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying) 、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) などの変調方式に応じたマッピングを行う。
【０００４】
マッピングが行われたデータは、フェージングなど伝送路におけるエラー発生原因を分散させるための時間インタリーブ、周波数インタリーブを行った後、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）を行い、直交変調後、ＲＦ周波数に周波数変換して、伝送される。
【０００５】
図１は、デジタルテレビ受信機の構成を示している。
【０００６】
デジタルテレビ受信機では、送信側と全く逆の操作を行ってＴＶ信号を復調する。
【０００７】
アンテナから入力されるＲＦ入力は、ミキサ２１に入力する。ミキサ２１には局部信号発生器２２から選局に応じた信号も入力され、希望周波数がＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２３の帯域内に入るように周波数変換された信号が出力される。ＢＰＦ２３では、希望周波数成分のみを抜き出す。
【０００８】
ＢＰＦ２３の出力は、ミキサ２４、２５にそれぞれ入力する。ミキサ２４、２５には、局部信号発生器２６からの信号を入力とする９０度位相器２７からコサイン信号およびサイン信号が入力されている。ミキサ２４、２５は、ＩＦ周波数であるＢＰＦ２３の出力をダウンコンバートして、実軸（Ｉ軸）成分と虚軸（Ｑ軸）成分からなるＬｏｗ  ＩＦ信号に変換し、アナログ／デジタル変換器７、８に出力する。
【０００９】
アナログ／デジタル変換器７、８では、アナログ信号（Ｉ軸成分、Ｑ軸成分）をデジタル信号に変換してＦＦＴ回路９に出力する。ＦＦＴ回路９では、入力信号に対して高速フーリエ変換を行い、時間軸データを周波数データに変換して、周波数デインタリーブ回路１２に出力する。
【００１０】
周波数デインタリーブ回路１２では、電波の反射などによる特定周波数信号の欠落を補うために行われた周波数インタリーブを元に戻す。周波数デインタリーブ回路１２の出力は、時間デインタリーブ回路１３に送られる。時間デインタリーブ回路１３は、耐フェージングなどのために施された時間インタリーブを元に戻す。
【００１１】
時間デインタリーブが行われたＩ軸およびＱ軸信号はデマッピング回路１４に送られ、２ビット（ＱＰＳＫ）、４ビット（１６ＱＡＭ）または６ビット（６４ＱＡＭ）に変換される。デマッピングが行われた信号はビットデインタリーブ回路１５に送られる。ビットデインタリーブ回路１５は、誤り耐性を増す目的で行われたビットインタリーブを解除する。ビットデインタリーブ回路１５の出力は、ビタビ復号回路１６に送られる。ビタビ復号回路１６は、送信側で行われた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行う。
【００１２】
ビタビ復号が行われた信号は、バイトデインタリーブ回路１７に送られる。バイトデインタリーブ回路１７は、ビットインタリーブ同様誤り耐性を増す目的で行われたバイトインタリーブを解除する。バイトデインタリーブ回路１７の出力は、ＲＳ復号回路１８に送られる。ＲＳ復号回路１８は、ＲＳ（リードソロモン）復号を行って誤り訂正を行う。誤り訂正された信号は、ＭＰＥＧデコード回路１９に送られる。ＭＰＥＧデコード回路１９は、誤り訂正された信号（圧縮信号）を伸長し、デジタル／アナログ変換２０に出力する。デジタル／アナログ変換２０は、ＭＰＥＧデコード回路１９から送られてきた信号を、アナログ映像及びアナログ音声信号に変換して出力する。
【００１３】
日本の地上デジタル放送方式においては、セグメント分割された信号形式が採用され、テレビ放送の場合は、１３セグメントを１まとめにして６ＭＨｚの帯域内に伝送している。また、１３セグメントの内の中央の１セグメントにおいては１セグメントのみでデータ放送などが行える部分受信が可能である。１３セグメント受信に対して、部分受信においては帯域が１／１３になるのみであり、ほぼ同じ構成で受信が可能である。
【００１４】
図２は、部分受信を行った場合の図１の各部のスペクトラムを示している。
【００１５】
図２（ａ）は、地上デジタル放送（ＵＨＦ）に対するＲＦ信号スペクトラムを示している。図２（ａ）では、ＵＨＦ１４〜１６チャンネルに対するスペクトラムが図示されている。１チャンネルは６ＨＭｚで、１チャンネルは１３セグメントのセグメントで構成されている。このうちの中央のセグメントは部分受信用の信号である。
【００１６】
図２（ｂ）は、ＵＨＦ１５のＲＦ信号のスペクトラムを示し、１３セグメントのうち、中央部の６つのセグメントＳ１５−０〜Ｓ１５−６に対するスペクトラムを示している。
【００１７】
図２（ｃ）は、ミキサ２１から出力されるＵＨＦ１５に対するＩＦ信号のスペクトラムを示し、１３セグメントのうち、中央部の６つのセグメントＳ１５−０〜Ｓ１５−６に対するスペクトラムを示している。
【００１８】
図２（ｄ）は、部分受信時において、ＢＰＦ２３から出力されるＩＦ信号のスペクトラムを示している。部分受信時においては、ＢＰＦ２３によって、ＵＨＦ１５のＩＦ信号のスペクトラムのうち、中央部の１つの部分受信対象セグメントＳ１５−０に対するスペクトラムのみが抽出される。
【００１９】
図２（ｅ）は、部分受信時において、ミキサ２４、２５から出力されるＬｏｗ  ＩＦ信号のスペクトラムを示している。
【００２０】
受信方式として、上述の説明では、ＩＦ周波数に一旦変換し、その後Ｌｏｗ  ＩＦに変換する所謂スーパヘテロダイン方式について説明を行った。ＱＰＳＫ変調など単一キャリア伝送方式では、この他の受信方式として、ＲＦ信号を直接ベースバンド信号に変換するダイレクトコンバージョン方式も用いられる。ダイレクトコンバージョン方式では、通常ＳＡＷフィルタで実現されるバンドパスフィルタ２３などが不要になるため、部品点数の削除が可能である。
【００２１】
図３は、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の構成を示している。
図３において、図１と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。図３の従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機と図１のスーパヘテロダイン方式の受信機との相違点は、次の通りである。
【００２２】
（１）ＲＦ信号をＩＦ信号に変換し、さらにＬｏｗ  ＩＦ信号に変換するための回路（ミキサ２１、局部信号発生器２２、ＢＰＦ２３、局部信号発生器２６、ミキサ２４、２５および９０度位相器２７）を削除したこと。
（２）部分受信対象セグメントの占有周波数の中心周波数が周波数零（直流成分）となるように、ＲＦ信号を周波数変換するダウンコンバータ（局部信号発生器１、ミキサ２、３、９０度位相器４）およびＬＰＦ５、６を追加したこと。
【００２３】
図４は、図３の各部のスペクトラムを示している。
【００２４】
図４（ａ）は、地上デジタル放送（ＵＨＦ）に対するＲＦ信号スペクトラムを示している。
【００２５】
図４（ｂ）は、ＵＨＦ１５の拡大図で、部分受信対象セグメントをＳ１５−０、前後のセグメントをＳ１５−１〜Ｓ１５−１２とし、そのうちのＳ１５−０〜Ｓ１５−６が図示されている。
【００２６】
図４（ｃ）は、ダウンコンバータ（局部信号発生器１、ミキサ２、３、９０度位相器４）による周波数変換後のスペクトラムを示している。このダウンコンバータは部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の中心周波数が周波数零（直流成分）となるようにＲＦ信号を周波数変換するため、部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の半分の周波数は折り返しが発生し、折り返した信号が多重されることになる。
【００２７】
図４（ｄ）は、ＬＰＦ５、６によって、部分受信対象セグメントＳ１５−０より高い周波数成分（不要成分）が除去された後のスペクトラムを示している。
【００２８】
図４（ｅ）は、ＦＦＴ９にて、時間軸データが周波数軸データに変換された後のスペクトラムを示しており、部分受信対象セグメントＳ１５−０に対する信号のみが得られる。
【００２９】
このように、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機では、ＬＰＦ５、６によって、部分受信対象セグメントＳ１５−０以外の不要成分を除去しているため、ＬＰＦ５、６として急峻な特性を持つアナログのフィルタが必要となる。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は、受信対象セグメント以外の不要成分を除去するために急峻なアナログフィルタを用いる必要がなくなるダイレクトコンバージョン受信機を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
この発明によるダイレクトコンバージョン受信機は、１チャンネルが１３セグメントで構成され、中央の１セグメントが部分受信用に構成されている、ＯＦＤＭ方式で変調されたアナログ信号のうち、部分受信用の１セグメントを復調するダイレクトコンバージョン受信機であって、ＯＦＤＭ方式で変調されたアナログ信号を、部分受信対象セグメントの占有周波数内のいずれかの周波数を零とし、前記部分受信対象セグメントの両隣の隣接セグメントの周波数を多重するように周波数変換するダウンコンバータ、前記ダウンコンバータによって得られたダウンコンバート信号に存在する、前記周波数変換後の部分受信対象セグメントのみならず、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメントの少なくとも一部をも通過させる、緩やかな特性を持つローパスフィルタ手段、前記ローパスフィルタ手段の出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段、前記ＡＤ変換手段の出力に対して、高速フーリエ変換を施して、時間軸を周波数軸に変換するＦＦＴ手段、および前記ＦＦＴ手段の出力から、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメント成分を除去する不要成分除去手段を備えていることを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、図５および図６を参照して、 この発明の実施の形態について説明する。
【００３４】
図５は、部分受信を行うためのデジタルテレビ受信機の構成を示している。図６は、図５の各部のスペクトラムを示している。
【００３５】
図５において、図３と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。図５の受信機と図３の従来例との相違点は、次の通りである。
【００３６】
（１）ＬＰＦ５、６として、従来例に比べて、緩やかな特性を持つアナログフィルタを用いていること。
（２）不要成分除去回路１０、１１を追加したこと。
【００３７】
地上デジタル放送では、図６（ａ）に示すようなスペクトラムで送信される。図６（ａ）では、ＵＨＦ１４〜１６チャンネルに対するスペクトラムが図示されている。１チャンネルは６ＨＭｚで、１チャンネルは１３セグメントのセグメントで構成されている。このうちの中央のセグメントは部分受信用の信号で、部分受信部のみの受信が可能である。ＵＨＦ１５を部分受信する場合について説明する。
【００３８】
図６（ｂ）は、ＵＨＦ１５の拡大図で、部分受信対象セグメントをＳ１５−０、前後のセグメントをＳ１５−１〜Ｓ１５−１２とし、そのうちのＳ１５−０〜Ｓ１５−６が図示されている。
【００３９】
ＵＨＦ１５のＲＦ信号は、図５のダウンコンバータ（局部信号発生器１、９０度位相器４およびミキサ２、３）によって周波数変換される。局部信号発生器１からは、部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の中心周波数が周波数零となるようにＲＦ信号を周波数変換するための周波数の信号が出力される。また、９０度位相器４からは、実軸および虚軸成分を出力するため、コサイン信号およびサイン信号がミキサ２、３に出力されている。
【００４０】
ダウンコンバータによる周波数変換後のスペクトラムは、図６（ｃ）に示すようになる。ダウンコンバータは部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の中心周波数が周波数零（直流成分）となるようにＲＦ信号を周波数変換するため、部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の半分の周波数は折り返しが発生し、折り返した信号が多重されることになる。
【００４１】
この信号に対してＬＰＦ５、６で高調波成分を取り除く。ＬＰＦ５、６による高調波成分除去後の出力信号のスペクトラムは、図６（ｄ）に示すようになる。
ＬＰＦ５、６として、従来例に比べて、緩やかな特性を持つアナログフィルタを用いているため、ＬＰＦ５、６による高調波成分除去後の出力信号のスペクトラムには、部分受信対象セグメントＳ１５−０以外に、それに隣接するセグメントＳ１５−１、Ｓ１５−２も残っている。
【００４２】
この信号に対してＦＦＴ９にて、時間軸データを周波数軸データに変換する。
ＦＦＴ９の出力信号のスペクトラムは図６（ｅ）に示すようになる。
【００４３】
ＦＦＴ９の出力を不要成分除去回路１０、１１にて、部分受信対象セグメントＳ１５−０以外の不要成分であるセグメントＳ１５−１、Ｓ１５−２を除去し、周波数デインタリーブ回路１２に出力する。したがって、不要成分除去回路１０、１１の出力信号のスペクトラムは図６（ｆ）に示すように、部分受信対象セグメントＳ１５−０のみとなる。周波数デインタリーブ回路１２以降の信号処理は図１の受信機と同じである。
【００４４】
参考のため、部分受信対象セグメントＳ１５−０の折り返った信号成分を、ＦＦＴ回路９によって分離できる原理について述べる。
【００４５】
簡単のため、部分受信対象セグメントＳ１５−０の中心の周波数をwcとし、wcから上下に±α離れた部分にキャリアが１本づつあるとすると、セグメントＳ１５−０の信号Ｓ０は、次式（１）で表される。
【００４６】
Ｓ０＝A*cos((wc+α)t) + B*sin((wc-α)t))  …(1)
【００４７】
ここで、A 〜B は信号の振幅である。
【００４８】
この信号に、実軸、虚軸それぞれのＲＦ信号の中心をＤＣに変換するため、cos(wct)、sin(wct)を掛けた後、高調波成分を除くと（係数は１／２は省略）、実軸成分Ｉは次式（２）で示すようになり、虚軸成分Ｑは次式（３）で示すようになる。
【００４９】
Ｉ＝A*cos(αt) + B*sin(-αt)  …(2)
Ｑ＝A*sin (-αt) + B*cos (αt)  …(3)
【００５０】
この信号をＦＦＴするため、この信号に cos(-αt) -jsin(-αt)を掛けて１周期分積分するとＡが得られ、また、cos(αt) - jsin(αt)を掛け１周期分積分すると、Ｂが得られるので、正の周波数成分と負の周波数成分は完全に分離が可能である。
【００５１】
【発明の効果】
この発明によれば、受信対象セグメント以外の不要成分を除去するために急峻なアナログフィルタを用いる必要がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のスーパヘテロダイン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の各部のスペクトラムを示す模式図である。
【図３】従来のダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】図３の各部のスペクトラムを示す模式図である。
【図５】この発明の実施の形態のダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図６】図５の各部のスペクトラムを示す模式図である。
【符号の説明】
１  局部信号発生器
２、３  ミキサ
４  ９０度位相器
５、６  ＬＰＦ
９  ＦＦＴ回路
１０、１１  不要成分除去回路
【図１】
0003696147.tif 000002
【図２】
0003696147.tif 000003
【図３】
0003696147.tif 000004
【図４】
0003696147.tif 000005
【図５】
0003696147.tif 000006
【図６】
0003696147.tif 000007