(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンジンの回転により回転し、回転磁界をつくる界磁巻線と、この界磁巻線を受けて電流を発生する電機子巻線と、この電機子巻線に発生した多相交流出力を整流する多相全波整流器とを備え、上記多相全波整流器は、各相毎に高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとの直列回路で構成され、各相の直列回路が、バッテリの正極側と上記電機子巻線の対応する相の端子及びアース側に接続されている車両用充電発電機において、
上記電機子巻線の少なくとも1つの相の端子に流れる相電流を検出するための電流検出手段と、
上記電流検出手段により検出された一つの相の相電流の極性を判断し、極性が反転した時点で、出力状態が「１」と「０」とに反転する一つの相の基準信号と、この一つの相の基準信号が反転した時点から所定の経過時間後に、出力状態が「１」と「０」とに反転する他の相の基準信号とを発生し、上記一つの相の基準信号及び他の相の基準信号に基づいて、上記各相毎に設けられたＭＯＳパワートランジスタのオンオフ動作を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする車両用充電発電機の整流装置。
【請求項２】
請求項１記載の車両用充電発電機の整流装置において、上記高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとが、上記一つの相の基準信号及び他の相の基準信号から、互いに異なる２つの遅延時間だけ遅延して、オンとなるように、上記高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとを、それぞれ動作制御することを特徴とする車両用充電発電機の制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の車両用充電発電機の制御装置において、上記多相交流出力の相数をｎとし、ｋを２（ｎ−１）／ｎまでの自然数とすると、上記一つの相の基準信号が反転してから次の極性反転までの時間に２ｋ／ｎを乗じた時間を上記所定の経過時間として、他の相の基準信号を発生することを特徴とする車両用充電発電機の制御装置。
【請求項４】
請求項３記載の車両用充電発電機の制御装置において、上記多相交流出力は３相交流出力であることを特徴とする車両用充電発電機の制御装置。
【請求項５】
請求項１記載の車両用充電発電機の制御装置において、上記各ＭＯＳパワートランジスタはトレンチ型であることを特徴とする車両用充電発電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は車両用充電発電機の整流装置に係り、特にパワーＭＯＳトランジスタを使用した３相全波整流器を有する車両用充電発電機の整流装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、パワーＭＯＳトランジスタを使用する整流装置としては、特開平８−３３６２３８号公報に記載された充電発電機の整流装置がある。
【０００３】
この公報に記載された整流装置は、余分なサージ吸収回路を採用することなく、低速回転領域であっても、低整流損を確保しつつ、交流回転電気機械の出力を効率良く取り出せる車両用電源システムを提供することを目的としている。
【０００４】
そして、この公報に記載された整流装置においては、発電電圧の位相を電圧検出し、各パワーＭＯＳトランジスタのゲートをＯＮ、ＯＦＦ動作させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記公報に記載された整流装置の場合、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ動作を各相の発電電圧を検出して制御しているため、例えば、Ｕ相の低電位側のパワーＭＯＳトランジスタがＯＮとなっているとき、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗が３ｍΩとして、Ｕ相に流れ込む電流が１０Ａでは、０．０３Ｖ、５０Ａでは０．１５Ｖのみしか変動しない（電流が１０Ａの場合と３０Ａの場合との差電圧は、０．１５Ｖ−０．０３Ｖ＝０．１２Ｖの微少変化のみである）。
【０００６】
その結果、発電電圧の相電圧のみを検出してパワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ動作を制御する場合、ある程度大きな電流が流れた状態で、パワーＭＯＳトランジスタをＯＦＦさせることとなるため、大きなスイッチングサージが発生してしまう。
【０００７】
この場合、最悪ではパワーＭＯＳトランジスタの耐圧を越えたサージ電圧が発生し、パワーＭＯＳトランジスタを損傷する可能性がある。
【０００８】
また、パワーＭＯＳトランジスタがＯＮからＯＦＦする時間によっては、パワーＭＯＳトランジスタ素子が異常に発熱したり、発生するスイッチングサージにより、対ラジオノイズ特性が著しく悪化してしまう。
【０００９】
本発明の目的は、簡単な構成で安価でありながら、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ動作時における発熱が抑制され、発生ノイズも低減された車両用充電発電機の整流装置を実現することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は次のように構成される。
（１）エンジンの回転により回転し、回転磁界をつくる界磁巻線と、この界磁巻線を受けて電流を発生する電機子巻線と、この電機子巻線に発生した多相交流出力を整流する多相全波整流器とを備え、上記多相全波整流器は、各相毎に高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとの直列回路で構成され、各相の直列回路が、バッテリの正極側と上記電機子巻線の対応する相の端子及びアース側に接続されている車両用充電発電機において、上記電機子巻線の少なくとも1つの相の端子に流れる相電流を検出するための電流検出手段と、上記電流検出手段により検出された一つの相の相電流の極性を判断し、極性が反転した時点で、出力状態が「１」と「０」とに反転する一つの相の基準信号と、この一つの相の基準信号が反転した時点から所定の経過時間後に、出力状態が「１」と「０」とに反転する他の相の基準信号とを発生し、上記一つの相の基準信号及び他の相の基準信号に基づいて、上記各相毎に設けられたＭＯＳパワートランジスタのオンオフ動作を制御する制御手段とを備える。
【００１１】
（２）好ましくは、上記（１）において、上記高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとが、上記一つの相の基準信号及び他の相の基準信号から、互いに異なる２つの遅延時間だけ遅延して、オンとなるように、上記高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとを、それぞれ動作制御する。
【００１２】
（３）また、好ましくは、上記（１）、（２）において、上記多相交流出力の相数をｎとし、ｋを２（ｎ−１）／ｎまでの自然数とすると、上記一つの相の基準信号が反転してから次の極性反転までの時間に２ｋ／ｎを乗じた時間を上記所定の経過時間として、他の相の基準信号を発生する。
【００１３】
（４）また、好ましくは、上記（３）において、上記多相交流出力は３相交流出力である。
【００１４】
（５）また、好ましくは、上記（１）において、上記各ＭＯＳパワートランジスタはトレンチ型である。
【００１５】
電機子巻線の１相（Ｕ相）電流をシャント抵抗により検出し、Ｕ相端子に流れる電流の極性を判断してその極性が反転してから次ぎの極性反転までの時間を保持し、その保持時間から分割比率時間の経過時点にてＶ相のＭＯＳパワートランジスタの駆動を行う。また、上記保持時間から分割比率時間×２の経過時点にて、Ｗ相のＭＯＳパワートランジスタ駆動を行う。このように、順次パワートランジスタの駆動を実施する事で１相のみの電流検出でＵ、Ｖ、Ｗの各相電流が最も低い値の時にＭＯＳパワートランジスタの駆動を行い、ＯＮ、ＯＦＦ動作時の発熱を最小限に抑えるとともにノイズを低減することが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態である車両用充電発電機の制御装置について、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１〜図６は、本発明の一実施形態である自動車用充電発電機の充電系統を示す制御回路図である。
【００１７】
図１〜図６において、界磁巻線１３は、図示しない回転子に装着され、エンジンの回転と同期して回転し回転磁界を発生する。
【００１８】
また、界磁巻線１３に並列に接続されたフライホイールダイオード１９はスイッチングノイズを吸収するために接続されている。
【００１９】
また、上記回転子と空隙を持って対向する固定鉄心（図示せず）に巻装された電機子巻線１１は、界磁巻線１３が発生する回転磁界の大きさに応じて交流波形をもった電圧を出力する。
【００２０】
電機子巻線１１からの交流出力は、三相全波整流器１２を構成する整流用パワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９で全波整流される。
【００２１】
ここで、パワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９は、高電位側をＰチャネル形、低電位側をＮチャネル形のパワーＭＯＳトランジスタで構成しているが、高電位側もＮチャネル形で構成し、ゲートの電圧駆動をチャージポンプ回路で構成した、昇圧電圧を利用する駆動方式でも良い。
【００２２】
ここで、抵抗１２４、１２７、１２３は、Ｐチャネル形のパワーＭＯＳトランジスタ１２８、１２５、１２１のプルアップ用抵抗である。
【００２３】
次に、整流用パワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９は、制御回路２１によって、各ゲート信号が制御される。この制御回路２１は各相の高電位側、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９を制御する為の、ゲート駆動回路２１１、２１２、２１３を有する。
【００２４】
ゲート駆動回路２１１は、Ｗ相用のゲート駆動回路であり、このゲート駆動回路２１１は、図２に示すように、抵抗２１１２、２１１４、２１１５、２１１７、２１１８及びトランジスタ２１１１、２１１３、２１１９、動作スイッチ２１１６、ディレー時間発生回路２１１０で構成される。
【００２５】
抵抗２１１２はトランジスタ２１１１のベースに接続され、抵抗２１１４は、トランジスタ２１１３のベースに接続される。また、スイッチ２１１６は、抵抗２１１５を介してトランジスタ２１１３のコレクタに接続される。また、抵抗２１１８はトランジスタ２１１９のコレクタに接続され、抵抗２１１４及び２１１２は共にディレー時間発生回路２１１０に接続される。このディレー時間制御回路２１１０は、トランジスタ２１１９のコレクタにも接続されている。
【００２６】
同様に、Ｖ相用ゲート駆動回路２１２は、図３に示すように、抵抗２１２２、２１２４、２１２５、２１２７、２１２８及びトランジスタ２１２１、２１２３、２１２９、動作スイッチ２１２６、ディレー時間発生回路２１２０で構成される。
【００２７】
また、Ｕ相用ゲート駆動回路２１３は、図４に示すように、抵抗２１３２、２１３４、２１３５、２１３７、２１３８及びトランジスタ２１３１、２１３３、２１３９、動作スイッチ２１３６、ディレー時間発生回路２１３０で構成される。
【００２８】
なお、精度良く各相電流を切り替え動作させる為に、整流器１２のＵ相に電流検出用シャント抵抗１２０１が設けられ、このシャント抵抗１２０１に流れる電流を検出し、各相に配置された、パワーＭＯＳトランジスタの各動作タイミングを制御するため、制御回路２１が電流検出回路２１５を有している。
【００２９】
電流検出回路２１５は図５に示すように、電流検出部として、抵抗２１５２、２１５３、２１５４、２１５６、ＯＰアンプ２１５１を備えるとともに、この電流検出部により検出された電流から極性判定し、各相に時間配分した信号を発生するゲート信号発生回路２１５０を備える。
【００３０】
また、制御回路２１は、界磁巻線１３に流れる電流を制御し、発電機出力電圧を一定電圧に制御するための電圧制御用回路２１４を有する。
【００３１】
図６は、電圧制御回路２１４の回路構成図であり、この電圧制御回路２１４は電圧制御を行うパワースイッチ部２０をコントロールする。
【００３２】
パワースイッチ部２０のパワースイッチであるパワーＭＯＳトランジスタ２０２、抵抗２０３は界磁巻線１３の制御用であり、パワーＭＯＳトランジスタ２０２は、図６に示す電圧制御回路２１４の抵抗５８、５９、５７、基準電源６０、コンパレータ６１で構成された電圧検出回路で出力電圧を一電圧に制御する。
【００３３】
電圧制御回路２１４で制御された出力は、出力端子”Ｂ”を介してバッテリ１４に供給され、バッテリ１４が充電される。また、同時に、三相全波整流器１２の出力はこの出力端子”Ｂ”から、負荷スイッチ１８を介して、ランプ等の電気負荷１７に供給される。
【００３４】
充電表示灯１６は、抵抗１６１、１６３、発光ダイオード１６２、ダイオード１６４を備えており、キースイツチ１５に接続され、このキースイッチ１５を閉じる事により、パワースイッチ部２０んｐＭＯＳトランジスタ２０１が閉じるため充電表示灯１６が点灯する。
【００３５】
電源の起動、停止回路は、キースイッチ１５が閉じた時に電源を起動し、各回路に電流を供給する電源電圧ＶＣＣを発生させるための回路であり、また、キースイッチ１５が開いた時に電源の停止をおこなうための回路である。
【００３６】
電源の起動、停止回路としては、充電表示灯１６とＭＯＳトランジスタ２０１のドレインに接続されているＬ端子に接続された、図６に示す、抵抗７７、８１、ダイオード７８、７９、８０、コンパレータ７６、基準電圧７５、とＮＯＲ回路８２で構成されている。
【００３７】
なお、電源の起動保持として、発電機が発電中は、充電表示灯１６が断線しても、電源がダウンしない様に、電機子巻線１１の１相電圧をＰＶ端子により検出し、図６に示す、抵抗６２、６３、６８、ダイオード６４、６６、コンデンサー６５、トランジス６７で構成された回路にて、１相電圧が発生している間、電源を保持する。
【００３８】
なお、ＰＶ端子電圧が、ある設定電圧以下か以上かで、充電表示灯の点灯、消灯を行う為に、図６に示すように、トランジスタ６９、７２抵抗７０、７１で回路を構成している。
【００３９】
以上の構成において、整流装置の動作の詳細について、図７及び図８を参照して説明する。
キースイッチ１５が閉じるとＬ端子電圧はほぼバッテリー１４の電圧と等しくなり、電圧制御回路２１４のダイオード７８、７９、８０が導通しＮＯＲ回路８２の入力が“１”となるため、  ＮＯＲ回路８２のもう１方の入力信号とは無関係に  ＮＯＲ回路８２の出力は“０”となるため、トランジスタ５２が導通する。
【００４０】
トランジスタ５２の導通により電源電圧ＶＣＣが発生し、ＶＣＣから抵抗７３（図６）を介してＭＯＳトランジスタ２０１にゲート電圧が印加され、パワースイッチ部２０のＭＯＳトランジスタ２０１は導通を開始する。
【００４１】
ここで、ＭＯＳトランジスタ２０１がＯＮ時のドレイン電圧は、基準電圧７５より高い電圧となるように、基準電圧７５を設定しているため、コンパレータ７６の出力は“１”が出力され、ＮＯＲ回路８２の出力には“０”が出力される。なお、ＭＯＳトランジスタ２０１の導通により、充電表示灯１６は点灯する。
【００４２】
ここで、Ｂ端子の電圧を抵抗５８、５９（図６）で分圧した電圧は、基準電圧６０より低い電圧であるため、コンパレータ６１の出力は“０”となる結果、ＭＯＳトランジスタ２０２は、オン状態となり界磁巻線１３に励磁電流が供給される。
【００４３】
次に、エンジンが始動し、発電機の回転数が徐々に増加すると、電機子巻線１１は、界磁巻線１３が発生する回転磁界の大きさに応じて交流波形をもった電圧を出力する。
【００４４】
この発生電圧をＰＶ端子から入力し、抵抗６２、６３で分圧し、分圧した電圧をダイオード６４で半波整流して、正極成分のみ取り出し、コンデンサ６５で平滑化する。
【００４５】
平滑された電圧はトランジスタ６９で電流増幅され、抵抗７０を介して、トランジスタ７２を動作させることによりＭＯＳトランジスタ２０１はオフとなり、充電警告灯１６は消灯する。
【００４６】
また、コンデンサ６５で平滑された電圧は、抵抗６８、ダイオード６６を介してトランジスタ６７をオンとして動作させる結果、ＮＯＲ回路８２の出力端子電圧は“０”となる。
【００４７】
その結果、充電表示灯１６が切れる、または、キースイッチ１５が誤ってオフとされた場合でも、電源電圧ＶＣＣは安定して供給されため、各制御回路は正常に動作を行い、発電機は発電を続行する。
【００４８】
ここで、さらにエンジン回転が上昇し、発電機の出力電流がＢ端子を経由して、バッテリ１４に供給されると、バッテリ１４に印加される電圧が上昇する。この上昇した電圧をＢ端子を経由して検出し、抵抗５８、５９の分圧電圧と基準電圧６０とが、コンパレータ６１で比較される。
【００４９】
抵抗５８、５９の分圧電圧と基準電圧６０とが比較された結果、分圧電圧が基準電圧６０より高い時、コンパレータ６１の出力は“１”となり、その結果、ＭＯＳトランジスタ２０２はオフし、界磁巻線１３に流れている電流は遮断され、発電機は発電を停止する。
【００５０】
この様に、バッテリー１４の電圧をＢ端子で検出し、界磁巻線１３に流れている電流をコントロールする結果、調整電圧は一定に制御される。
【００５１】
以上が、界磁巻線１３に流れる電流を制御し、出力電圧を一定に保つための動作である。
【００５２】
次に、整流装置の動作を説明する。
まず、エンジンが始動し、発電機の回転数が徐々に増加すると、電機子巻線１１には、界磁巻線１３が発生した回転磁界の大きさに応じて交流波形をもった電圧を出力する。
【００５３】
ここで、Ｕ相電流検出用シャント抵抗１２０１に交流電流が流れ始め、その発生電流を、ＯＰアンプ２１５１、抵抗２１５２、電流検出回路２１５の抵抗２１５３、２１５４、２１５６で構成した増幅回路にて増幅し、ゲート信号発生回路２１５０に入力する。
【００５４】
そして、シャント抵抗１２０１の増幅電流が入力されたゲート信号発生回路２１５０にて、相電流の流れる方向及びその切替わりタイミングを検出し、図７に示すような時間軸ｔ０にて、基本となるＶＧ１出力信号を発生させる。
【００５５】
ここで、本来、高電位側のパワーＭＯＳトランジスタと低電位側パワーＭＯＳトランジスタとは、互いに相反する動作を行い、高電位側がＯＮの場合、低電位側がＯＦＦという動作を行う。
【００５６】
本発明の一実施形態では、高電位側にＰチャネル形パワーＭＯＳトランジスタを、低電位側にＮチャネル形パワーＭＯＳトランジスタを使用しているため、双方のトランジスタに印加するゲート電圧のＯＮ、ＯＦＦタイミング動作は、基本的に同一である。
【００５７】
ただし、高電位側のＰチャネル形パワーＭＯＳトランジスタと、低電位側のＮチャネル形パワーＭＯＳトランジスタとが同時にＯＮ動作した場合、バッテリ１４からの短絡電流が流れ込むのを防止するために、同時ＯＮ防止として、ディレー時間ｔ１を設けている。
【００５８】
また、キースイッチ１５がＯＦＦで車両としてエンジンが停止した状態では、高電位側、低電位側双方のパワーＭＯＳトランジスタはＯＦＦしていることが消費電流の点からも望ましく、本発明の一実施形態においては、図２、図３、図４に示すゲート駆動回路２１１、２１２、２１３に、エンジンが停止した状態でオフとなるスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を設けている。
【００５９】
まず、基本となるＶＧ１出力信号を発生すると同時に、ＳＷ１信号をＯＮさせる。
【００６０】
次に、時間ＴＡを計測し、この時間ＴＡを基準として、時間ＴＡ×２／３時間後に、ＶＧ２出力信号を出力し、時間ＴＡ×４／３時間後にＶＧ３出力信号を出力する。
【００６１】
なお、高電位側の動作開始用スイッチＳＷ２及びＳＷ３は、ＶＧ２出力信号の出力と同時にＯＮさせる。
【００６２】
３相全波整流の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の位相差は１２０°であるため、Ｕ相を基準として、Ｖ相、Ｗ相の動作時間を基準時間×２／３、基準時間×４／３だけ遅らせて動作させる。
【００６３】
電流検出回路２１５のゲート信号発生回路２１５０は、Ｕ相に流れる電流の変化を連続的に検出して計測し、基準時間ＴＡの次ぎに基準時間ＴＢを計測し、次ぎに基準時間ＴＣというように、発電機の回転数変化を順次取り込み、ＶＧ１出力信号を発生させると共に、計測した時間の２／３、４／３時間ずれた信号をＶＧ２、ＶＧ３の出力信号として発生させる。
【００６４】
次ぎに、発生したＶＧ１信号はＵ相用ゲート駆動回路２１３に入力され、ディレー時間発生回路２１３０にて、ＭＮ１出力信号とＭＰ１出力信号とに遅れを持たせた信号が出力され、ＭＮ１出力信号で、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２２を動作させ、ＭＰ１出力信号で、高電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２１を動作させる。
【００６５】
ここで、ＭＮ１出力信号は、０（Ｌｏｗ）から１（Ｈｉｇｈ）に変化する際にディレー時間ｔ１を有し、ＭＰ１出力信号は、１（Ｈｉｇｈ）から０（Ｌｏｗ）に変化する際にディレー時間ｔ２を有する。その結果、高電位側と低電位側のパワーＭＯＳトランジスタが同時にＯＮとなることを防止する。
【００６６】
Ｖ相も同様に、ＶＧ２出力信号が、Ｖ相用ゲート駆動回路２１２に入力され、ディレー時間発生回路２１２０にて、ＭＮ２出力信号とＭＰ２出力信号とに遅れを持たせた信号が出力され、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２６及び高電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２５を動作させる。
【００６７】
Ｗ相も同様に、ＶＧ３出力信号が、Ｗ相用ゲート駆動回路２１１に入力され、ディレー時間発生回路２１１０にて、ＭＮ３出力信号とＭＰ３出力信号とに遅れを持たせた信号が出力され、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２９及び高電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２８を動作させる。
【００６８】
さらにエンジン回転が上昇し、発電機の出力電流がＢ端子を経由して各電気負荷に消費された場合も上記と同様に整流装置が動作する。
【００６９】
図８に、３相全波整流の発生電圧、電流を各相別に表わした波形、及び基本出力信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３の動作タイミングを表した波形を示す。
【００７０】
図８において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、各相の電圧変化は急峻であるのに比べ、各相の相電流の変化は緩やかである。このため、一相の電流を検出して、その電流の切り替えタイミングを基準として、残りの２相を駆動する方式は、電圧検出のみで切り替えタイミングを制御する方式に対し、精度良く各パワーＭＯＳトランジスタの切り替え動作が可能となる。
【００７１】
したがって、パワーＭＯＳトランジスタの低損失領域を有効に使用できると共に、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ−ＯＦＦ切り替え時のノイズも低減可能である。
【００７２】
次に、エンジンが停止し、キースイッチ１５がＯＦＦされると、ＮＯＲ回路８２の出力が“１”となり、かつ、発電機の回転が停止しているため、トランジスタ６７がＯＦＦであり、トランジスタ５２がＯＦＦとなることで、ＶＣＣを発生させていた電源電圧回路はＶＣＣの発生を停止する。
【００７３】
電源であるＶＣＣが発生しなくなったことで、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタはＯＦＦし、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がＯＦＦすることで、高電位側のパワーＭＯＳトランジスタもＯＦＦし、発電機の制御部は動作を停止する。
【００７４】
その結果、暗電流は最小限に抑えられ、エンジン停止時のバッテリ１４の放電を最小限に抑えることが出来る。
【００７５】
なお、上述した例は３相交流を整流する場合の例であるが、本発明は、３相のみならず、その他の多相交流も整流可能であり、上述した例と同様な効果をうることができる。
【００７６】
多相の場合、１相の電流を検出して、極性が反転してから次の極性が反転するまでの基準時間Ｔに対して、相数をｎ、ｋを、１からｎ−１までの自然数とすれば、他の相のトランジスタは、１相目のトランジスタのオンオフ動作制御時から、Ｔ×２ｋ／ｎ時間遅延して、オンオフ動作制御されることとなる。
【００７７】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成されているため、次のような効果がある。
すなわち、標準的なパワーＭＯＳトランジスタを整流素子として使用し、整流装置の１相の電流のみを検出して、１相のパワーＭＯＳトランジスタのオンオフ動作を制御し、他の相は、上記１相の電流の検出に従って、所定のタイミングでパワーＭＯＳトランジスタのオンオフ動作を制御するように構成した。
【００７８】
したがって、電流検出手段は一相分のみで、他の相には不要であり、構成が簡単で安価でありながら、相電流が最も低下した時点でパワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ制御を行う事ができるため、ＯＮ、ＯＦＦ動作時の発熱を最小限に抑えるとともに、従来のＰ／Ｎ接合タイプのダイオードにて発生する、転流サージの発生が抑えられ、ノイズも低減された車両用充電発電機の整流装置を実現することができる。
【００７９】
なお、当然の事ながら、整流素子として、ダイオードの代わりに、パワーＭＯＳトランジスタを使用する事により、発熱ロスを抑え、高効率な充電発電機の整流装置を安価に実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態である車両用充電発電機の整流装置の概略構成図である。
【図２】図１に示したゲート駆動回路の回路構成図である。
【図３】図１に示したゲート駆動回路の回路構成図である。
【図４】図１に示したゲート駆動回路の回路構成図である。
【図５】図１に示した電流検出回路の回路構成図である。
【図６】図１に示した電圧制御回路の回路構成図である。
【図７】本発明の一実施形態における整流動作の信号タイミングチャートである。
【図８】本発明の一実施形態における各動作電圧及び電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１１            電機子巻線
１２            整流器
１３            界磁巻線
１４            バッテリ
１５            キースイッチ
１６            充電警告灯
１９            フライホイール・ダイオード
２１            制御回路
１２１、１２５  Ｐチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
１２８          Ｐチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
１２２、１２６  Ｎチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
１２９          Ｎチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
２０２          パワーＭＯＳトランジスタ
２１１、２１２  ゲート信号発生回路
２１３          ゲート信号発生回路
２１５          電流検出回路
１２０１        相電流検出用シャント抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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