(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子、エネルギー蓄積素子、整流、平滑回路等を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって入力直流電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、
入力直流電圧を電流に変換し、この電流でキャパシタを充電することによって鋸歯状波を発生し、該キャパシタをクロック信号で一定周期ごとにリセットし、該鋸歯状波を基準電圧と比較することによってスイッチング素子を駆動するスイッチング信号のパルス幅を入力直流電圧で変調するフィードフォワード制御と、出力直流電圧を基準電圧と比較し、その結果に応じて前記スイッチング素子を間欠動作するフィードバック制御とを組み合わせて、出力直流電圧を制御するスイッチングレギュレータの駆動方法。
【請求項２】
スイッチング素子、エネルギー蓄積素子等を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって入力直流電圧を所望の交流電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、
入力直流電圧を電流に変換し、この電流でキャパシタを充電することによって鋸歯状波を発生し、該キャパシタをクロック信号で一定周期ごとにリセットし、該鋸歯状波を基準電圧と比較することによってスイッチング素子を駆動するスイッチング信号のパルス幅を入力直流電圧で変調するフィードフォワード制御と、出力交流電圧を基準電圧と比較し、その結果に応じて前記スイッチング素子を間欠動作するフィードバック制御とを組み合わせて、出力交流電圧を制御するスイッチングレギュレータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣインバータのスイッチングレギュレータの駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータからなるスイッチングレギュレータは、図７に示すように、直流電圧Ｖｉｎを出力する直流電源１にＤＣ−ＡＣインバータ２を接続し、このＤＣ−ＡＣインバータ２に整流・平滑回路３を接続したものが知られている。ＤＣ−ＡＣインバータ２は、トランジスタからなるスイッチング素子とトランスやコイルやキャパシタ等のエネルギー蓄積素子等を設け、スイッチング素子を高周波スイッチング動作させることでエネルギー蓄積素子を駆動し交流電圧を出力する。整流・平滑回路３はＤＣ−ＡＣインバータ２から出力される交流電圧を整流し、さらに平滑して所望の直流電圧ＶＯを出力する。
【０００３】
このようなスイッチングレギュレータは、スイッチング素子とエネルギー蓄積素子との接続の仕方によって動作が異なり、例えば、エネルギー蓄積素子としてコイルを使用した場合は、非絶縁型で降圧、昇圧或は昇降圧のＤＣ−ＤＣコンバータが実現でき、また、エネルギー蓄積素子としてトランスを使用した場合は、絶縁型フォワード、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータやプッシュプル、ハーフ・ブリッジ、或はフル・ブリッジＤＣ−ＡＣインバータが実現できる。
【０００４】
このようなスイッチングレギュレータ、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法として、パルス幅変調（以下、ＰＷＭと称する。）方式や間欠動作方式が知られている。ＰＷＭ方式は、図８に示すように、出力電圧ＶＯと所望の電圧Ｖｒとの差ΔＶＯ（＝ＶＯ−Ｖｒ）を一定振幅の鋸歯状波ｖｓと比較し、これによってパルス幅変調された信号をスイッチング素子のスイッチング信号とするものであり、フィードバック制御方式になっている。このようなフィードバック制御方式によるＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧ＶＯは、一般に次のように表される。
【０００５】
ＶＯ＝Ｋ1・ｆ(d)・Ｖｉｎ                              …(1)
ここで、Ｋ１は比例定数、Ｖｉｎは入力直流電圧、ｆ(d)は時比率（デューティ比）ｄの関数で、τをスイッチング信号の周期、τｏｎをスイッチング素子のオン時間とすると、
ｄ＝τｏｎ／τ                                      …(2)
で与えられる。因みに、スイッチングレギュレータで多用されているトランスを用いた連続モードフライバック方式では、
Ｋ１＝Ｎｓ／Ｎｐ                                    …(3)
ｆ(d)＝ｄ／（１−ｄ）                            …(4)
となる。ここで、ＮｐとＮｓはそれぞれトランスの１次及び２次の巻線数である。
【０００６】
このＰＷＭ方式はスイッチング信号の一周期毎に出力電圧の制御を行うので、即応性に優れているが、出力電圧ＶＯが所望の電圧Ｖｒよりも高い場合でも回路は常に動作しているので、次に述べる間欠動作方式に比較して電力交換効率が低い。もう一つの問題点は小型化にある。近年、電源の小型化が強く要望されており、この要望に応える有力な手段はスイッチング周波数を高くし、これによってコイル、トランス或はキャパシタを小さくすることである。しかしながら、スイッチング素子であるトランジスタの立ち上がり時間、立ち下がり時間、遅延時間は有限であるため、スイッチング周波数を高くすると、広い範囲でデューティ比を制御することは困難になる。
【０００７】
間欠動作方式は、図９にその原理を示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＶＯが所望の電圧Ｖｒよりも低い場合のみ、一定パルス幅のスイッチング信号によってスイッチング素子を駆動してコンバータを動作させる方式であり、この場合の出力電圧ＶＯは次式で与えられる。
【０００８】
ＶＯ＝Ｋ２・Ｖｉｎ・Ｄ                              …(5)
ここで、Ｋ２は比例定数、Ｄは、
Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝Ｔｏｎ／Ｔ            …(6)
で、ＴｏｎとＴｏｆｆはそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータの動作期間と休止期間であり、Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆは間欠周期である。この方式は、ＶＯ＞Ｖｒの期間は回路が停止しているのでエネルギーはほとんど消費せず、従って、極めて高い電力変換効率が得られ、また、スイッチング信号のパルス幅は一定であるためスイッチング周波数を高くすることができるので、小型化にも有利である。このため、この間欠動作方式は省電力のスイッチングレギュレータに広く用いられている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この間欠動作方式を、入力電圧Ｖｉｎが広い範囲で変化する、トランスを用いたフライバック方式のスイッチングレギュレータに適用すると、以下に述べる問題が生じる。
【００１０】
例えば、入力電圧範囲を、Ｖｍｉｎ＜Ｖｉｎ＜Ｖｍａｘとすると、上記(6)式のＤは、０＜Ｄ≦１となるので、Ｖｉｎ＝Ｖｍｉｎのとき、Ｄ＝１とすると、
Ｋ２＝ＶＯ／Ｖｍｉｎ                                …(7)
となり、ＤはＶｉｎ＝Ｖｍａｘの時に最小となる。すなわち、
Ｄｍｉｎ＝Ｖｍｉｎ／Ｖｍａｘ                            …(8)
となる。従って、Ｖｉｎ＝ＶｍａｘでＶｍａｘ＞＞Ｖｍｉｎの場合、Ｔｏｎは短く、Ｔｏｆｆは極めて長くなるので、出力のリップル電圧は極めて大きくなる。また、この場合の間欠動作周波数ｆ＝１／Ｔは往々にして可聴周波数となり、トランスの取付けによっては可聴音を発する。
【００１１】
さらに、ピーク電力の問題がある。すなわち、Ｖｉｎ＝ＶｍｉｎでＤ＝１のとき、フライバック方式では次の関係が成り立つ。
【００１２】
ＰＯ＝（１／２η）・Ｖｍａｘ２／Ｌｐ・τｏｎ／τ          …(9)
ここで、ＰＯは要求される出力電力、ηは電力変換効率、Ｌｐはトランスの１次巻線のインダクタンス、τｏｎはスイッチング素子のオン時間、τはスイッチング周期である。Ｖｉｎが、Ｖｉｎ＝Ｖｍａｘとなった場合、動作期間Ｔｏｎにおける瞬時電力Ｐｉは、
Ｐｉ＝（１／２η）・Ｖｍａｘ２／Ｌｐ・τｏｎ／τ＝ＰＯ（Ｖｍａｘ／Ｖｍｉｎ）２      …(10)
となり、Ｖｍａｘ＞＞Ｖｍｉｎの場合、極めて大きな瞬時電力、従って、極めて大きなピーク電流が流れることになり、入力電源としてバッテリを使用した場合にはその消耗を早めることになる。
【００１３】
そこで、本発明は、入力電圧範囲を広くしても出力リップル電圧やピーク電力が大きくなることが無く、従って、入力電圧範囲を広くすることができ、しかも、スイッチング周波数の高周波化により小型化を図ることができるスイッチングレギュレータの駆動方法を提供する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、スイッチング素子、エネルギー蓄積素子、整流、平滑回路等を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって入力直流電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、入力直流電圧を電流に変換し、この電流でキャパシタを充電することによって鋸歯状波を発生し、該キャパシタをクロック信号で一定周期ごとにリセットし、該鋸歯状波を基準電圧と比較することによってスイッチング素子を駆動するスイッチング信号のパルス幅を入力直流電圧で変調するフィードフォワード制御と、出力直流電圧を基準電圧と比較し、その結果に応じてスイッチング素子を間欠動作するフィードバック制御とを組み合わせて、出力直流電圧を制御することにある。
【００１５】
また、本発明は、入力直流電圧を電流に変換し、この電流でキャパシタを充電することによって鋸歯状波を発生し、該キャパシタをクロック信号で一定周期ごとにリセットし、該鋸歯状波を基準電圧と比較することによってスイッチング素子を駆動するスイッチング信号のパルス幅を入力直流電圧で変調するフィードフォワード制御と、出力交流電圧を基準電圧と比較し、その結果に応じてスイッチング素子を間欠動作するフィードバック制御とを組み合わせて、出力交流電圧を制御することにある。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。なお、この実施の形態は、本発明をフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータに適用したものについて述べる。
【００１７】
図１に示すように、直流電源１１にＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力端子ａ，ｂを接続している。この直流電源１１は、例えば、交流電源を整流し、平滑して得られる直流電源である。前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、キャパシタ１２１、抵抗１２２、ダイオード１２３からなるスナバ回路１２４とエネルギー蓄積素子であるトランス１２５とスイッチング素子であるトランジスタ１２６とで構成されたＤＣ−ＡＣインバータと、整流用ダイオード１２７と平滑用キャパシタ１２８とで構成された整流・平滑回路１２９によって構成されている。
【００１８】
すなわち、前記入力端子ａ，ｂ間に、トランス１２５の１次巻線を介してトランジスタ１２６を接続し、前記トランス１２５の１次巻線にスナバ回路１２４を並列に接続している。そして、前記トランス１２５の２次巻線に、ダイオード１２７を介してキャパシタ１２８を並列に接続し、そのキャパシタ１２８の両端を端子ｃ，ｄに接続している。前記端子ｃ，ｄは出力端子ｅ，ｆにそれぞれ接続している。
前記入力端子ａ，ｂと端子ｃ，ｄとの間に、比較部１３を接続し、また、前記入力端子ａ，ｂにＰＷＭ（パルス幅変調）回路１４を接続している。
【００１９】
前記比較部１３は、図２に示すように、端子ｃ，ｄ間に抵抗１３１，１３２の直列回路を接続し、抵抗１３１と抵抗１３２との接続点をコンパレータ１３３の反転入力端子(-)に接続している。前記コンパレータ１３３の非反転入力端子(+)には、基準電圧源１３４から基準電圧Ｖｒが印加されている。そして、前記端子ｃとコンパレータ１３３の出力端子との間にフォトカプラ１３５の発光ダイオード１３５Ｄを接続している。
【００２０】
前記比較部１３は、また、入力端子ａ，ｂ間に抵抗１３６を介して前記フォトカプラ１３５のホトトランジスタ１３５Ｔを接続すると共にＤ型フリップフロップ１３７を接続している。そして、前記抵抗１３６とホトトランジスタ１３５Ｔとの接続点をＤ型フリップフロップ１３７のＤ入力端子に接続している。前記Ｄ型フリップフロップ１３７はＤ入力端子がハイレベルのときにクロック入力端子にクロック信号ＣＬＫが入力するとＱ出力端子からハイレベルなイネーブル信号ＥＮを出力し、Ｄ入力端子がローレベルのときにクロック信号ＣＬＫが入力すると／Ｑ出力端子からハイレベルなディスエーブル信号ＤＩＳを出力するようになっている。
【００２１】
前記ＰＷＭ回路１４は、図３に示すように、一定パルス幅で一定周期のクロック信号ＣＬＫを発生するクロック発生部１４１と、Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２と、定電流回路１４３とキャパシタ１４４と制御用トランジスタ１４５からなり、キャパシタ１４４の両端間から鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生部を設けている。
【００２２】
また、一定電圧Ｖｃを発生する電圧発生源１４６と、前記鋸歯状波発生部からの鋸歯状波を非反転入力端子(+)に入力し、前記電圧発生源１４６からの一定電圧Ｖｃを反転入力端子(-)に入力して比較し、鋸歯状波電圧が一定電圧Ｖｃに達するまでは出力をローレベルとし、鋸歯状波電圧が一定電圧Ｖｃに達すると出力をハイレベルに反転するコンパレータ１４７とを設けている。
【００２３】
そして、前記クロック発生部１４１からのクロック信号ＣＬＫを前記Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２のＳ入力端子に入力すると共に、反転回路１４８で反転し、さらに２入力オアゲート１４９を介して前記Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２のＲ入力端子に入力している。また、前記コンパレータ１４７の出力を、前記２入力オアゲート１４９を介して前記Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２のＲ入力端子に入力している。
【００２４】
また、前記クロック発生部１４１からのクロック信号ＣＬＫを前記比較部１３におけるＤ型フリップフロップ１３７のクロック入力端子(CLK)に供給している。
前記比較部１３からのイネーブル信号ＥＮを、定電流回路１４３を構成するトランジスタのゲートに入力し、前記比較部１３からのディスエーブル信号ＤＩＳをＲ−Ｓフリップフロップ１４２のＲ入力端子に入力している。
【００２５】
前記鋸歯状波発生部は、ハイレベルなイネーブル信号ＥＮが定電流回路１４３に入力すると動作し、キャパシタ１４４を充電することでそのキャパシタ１４４の両端子間からランプ波ｓ(t)を発生するようになっている。
【００２６】
このような構成においては、直流電源１１が投入されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２、比較部１３及びＰＷＭ回路１４は動作を開始する。この動作において、ＰＷＭ回路１４のクロック発生部１４１は図４の(a)に示すように、一定パルス幅、一定周期のクロック信号ＣＬＫを発生する。このクロック信号ＣＬＫは比較部１３のＤ型フリップフロップ１３７のクロック入力端子(CLK)に入力される。また、このクロック信号ＣＬＫはその立ち上がりでＲ−Ｓフリップフロップ１４２をセットする。
【００２７】
比較部１３は、図４の(b)に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から出力される直流電圧ＶＯを抵抗１３１，１３２で分圧した電圧ｋＶＯをコンパレータ１３３に入力し、基準電圧Ｖｒと比較する。そして、ｋＶＯ＜Ｖｒのときコンパレータ１３３の出力はハイレベルとなって発光ダイオード１３５Ｄの発光は停止し、ｋＶＯ≧Ｖｒのときコンパレータ１３３の出力はローレベルとなつて発光ダイオード１３５Ｄは発光する。
【００２８】
Ｄ型フリップフロップ１３７は発光ダイオード１３５Ｄの発光が停止している時にクロック信号ＣＬＫが入力するとＤ入力端子に入力するハイレベル状態をセットしＱ出力端子出力をハイレベル、／Ｑ端子出力をローレベルにし、また、発光ダイオード１３５Ｄが発光している時にクロック信号ＣＬＫが入力するとＤ入力端子に入力するローレベル状態をセットしＱ出力端子出力をローレベル、／Ｑ端子出力をハイレベルにする。こうして、Ｄ型フリップフロップ１３７のＱ出力端子からは図４の(c)に示すようなイネーブル信号ＥＮが出力され、ＰＷＭ回路１４の定電流回路１４３を構成するトランジスタのゲートに入力され、また、Ｄ型フリップフロップ１３７の／Ｑ出力端子からはディスエーブル信号ＤＩＳが出力され、ＰＷＭ回路１４のＲ−Ｓフリップフロップ１４２のＲ入力端子に入力される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から出力される直流電圧ＶＯを基準電圧Ｖｒと比較し、その結果を帰還するフィードバック制御が行われる。
【００２９】
従って、イネーブル信号ＥＮがハイレベル期間（Ｔｏｎ）、定電流回路１４３が動作してキャパシタ１４４を充電する。そして、クロック信号ＣＬＫがローレベルになった瞬間、制御用トランジスタ１４５はオン動作してキャパシタ１４４を瞬時に放電する。こうして、キャパシタ１４４から図４の(e)に示すようなランプ波ｓ(t)が発生し、コンパレータ１４７に入力される。
【００３０】
また、定電流回路１４３には図４の(d)に示すようなある程度脈流状になっている直流の入力電圧Ｖｉｎが入力されるので、定電流回路１４３の電流値は入力電圧Ｖｉｎによって変化する。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが大きい時にはランプ波のピーク値は大きく傾きは急になり、逆に入力電圧Ｖｉｎが小さい時にはランプ波のピーク値は小さく傾きは緩やかになる。すなわち、ランプ波ｓ(t)の傾きは入力電圧Ｖｉｎの変化よって変化する。
【００３１】
コンパレータ１４７はこのようなランプ波ｓ(t)の電圧と電圧発生源１４６からの一定電圧Ｖｃを比較し、ランプ波の振幅が一定電圧Ｖｃに達すると、コンパレータ１４７の出力がハイレベルとなり、Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２はリセットされる。また、ランプ波の振幅がクロック信号ＣＬＫのパルス幅内で一定電圧Ｖｃに達しない時には、Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２はクロック信号ＣＬＫの立ち下がりによってリセットされる。
【００３２】
このようして、Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２のセット出力端子からは、図４の(f)に示すように、入力電圧Ｖｉｎによってパルス幅変調されたスイッチング信号ＳＷが出力される。これにより、入力電圧に応じてトランジスタ１２６を駆動するためにパルス幅変調するフィードフォワード制御が行われる。そして、このスイッチング信号ＳＷによってＤＣ−ＤＣコンバータ１２のトランジスタ１２６がスイッチング駆動される。
【００３３】
また、イネーブル信号ＥＮがローレベル期間（Ｔｏｆｆ）においては定電流回路１４３の動作が停止されると共に、Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２はディスエーブル信号ＤＩＳによってリセットされる。これにより、Ｒ−Ｓフリップフロップ１４２からのスイッチング信号ＳＷの出力が停止され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は動作が停止される。
このような一連の動作を繰り返すことによって、比較部１３とＰＷＭ回路１４はｋＶＯ＝ＶｒとなるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１２を制御する。
【００３４】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、直流電源１１からの入力直流電圧Ｖｉｎを入力し、出力端子ｅ（ｃ），ｆ（ｄ）間に直流電圧ＶＯを出力する。また、比較部１３は入力直流電圧Ｖｉｎと出力直流電圧ＶＯを入力し、ＰＷＭ回路１４は入力直流電圧Ｖｉｎを入力する。
【００３５】
この構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧ＶＯは、
ＶＯ＝Ｋ３・ｆ(d)Ｖｉｎ・Ｄ                        …(11)
として表わすことができる。ここで、Ｋ３は定数で、Ｋ１と同様上記(3)式で与えられる。なお、トランスの代りにコイルを用いる非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータではＫ３＝１となる。ｆ(d)は、デューティ比ｄの関数で、ｄはＶｉｎの関数、Ｄは間欠動作におけるデューティ比で上記(6)式で与えられる。デューティ比を図５に示すように、入力電圧Ｖｉｎによって変化させ、ｆ(d)をｄの単調減少関数とすれば、Ｖｉｎとｆ(d)Ｖｉｎの関系は図６に示すようになり、
｛ｆ(dｍｉｎ)Ｖｍａｘ｝／｛ｆ(dｍａｘ)Ｖｍｉｎ｝＜Ｖｍａｘ／Ｖｍｉｎ…(12)
となる。上記(12)式は、入力電圧Ｖｉｎが広い範囲で変化しても、ＤＣ−ＤＣコンバータへの等価入力電圧ｆ(d)Ｖｉｎの範囲がＰＷＭによって狭い範囲に限定されることを示している。従って、間欠動作周波数も狭い範囲に限定され、出力リップル電圧が大きくなることはなく、また、トランス１２５が可聴音を発生するおそれも無い。
【００３６】
また、ｆ(dｍｉｎ)＜１とすることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータへの等価最大入力電圧ｆ(dｍｉｎ)ＶｍａｘはＶｍａｘよりも小さくなるので、瞬時電力の問題も緩和され、ピーク電力が大きくなることはない。さらに、従来のＰＷＭ方式では入力電圧Ｖｉｎの全範囲に亘ってスイッチング信号のパルス幅を精度よく制御する必要があったが、本方式では図５に示すようにその必要はなく、従って、スイッチング周波数の高周波化、それに伴う電源の小型化が実現できる。
【００３７】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２、比較部１３、ＰＷＭ回路１４からなるスイッチングレギュレータは、入力電圧範囲を広くしても出力リップル電圧やピーク電力が大きくなることが無く、従って、入力電圧範囲を広くすることができ、しかも、スイッチング周波数の高周波化により小型化を図ることができる。
【００３８】
なお、この実施の形態は、絶縁形のフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータに適用したものについて述べたがこれに限定するものではなく、非絶縁型で降圧、昇圧或は昇降圧のＤＣ−ＤＣコンバータや絶縁型フォワードＤＣ−ＤＣコンバータなどにも適用できるものである。
【００３９】
また、この実施の形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を有するスイッチングレギュレータについて述べたがこれに限定するものではなく、例えば、整流・平滑回路１２９を省略したＤＣ−ＡＣインバータを有するスイッチングレギュレータにおいても適用できる。この場合は比較部内に整流・平滑回路を設ければ良い。その他、プッシュプル、ハーフ・ブリッジ、或はフル・ブリッジＤＣ−ＡＣインバータにも適用できるものである。
【００４０】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、入力電圧範囲を広くしても出力リップル電圧やピーク電力が大きくなることが無く、従って、入力電圧範囲を広くすることができ、しかも、スイッチング周波数の高周波化により小型化を図ることができるスイッチングレギュレータの駆動方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態を示す全体の回路図。
【図２】  図１における比較部の具体的構成を示す回路図。
【図３】  図１におけるＰＷＭ回路の具体的構成を示す回路図。
【図４】  同実施の形態における各部の入力及び出力波形を示す図。
【図５】  同実施の形態における入力電圧とデューティ比との関係を示すグラフ。
【図６】  同実施の形態における入力電圧と等価入力電圧との関係を示すグラフ。
【図７】  従来例を示すブロック図。
【図８】  従来のＰＷＭ方式の原理を説明するための電圧波形図。
【図９】  従来の間欠動作方式の原理を説明するための図。
【符号の説明】
１１…直流電源、１２…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１３…比較部、１４…ＰＷＭ回路、１２５…トランス、１２６…トランジスタ、１２９…整流・平滑回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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