(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と並列に、交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子の直列回路を接続し、一方のスイッチング素子の両端間に、少なくともコンデンサとスイッチング要素とからなり、第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ動作を徐々に早くする動作と徐々に遅くする動作を繰り返すことにより任意の脈流電圧を発生するコッククロフトウォルトン回路よりなる電圧可変手段を接続し、負荷の一端を少なくとも電圧可変手段の出力に接続したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記負荷は放電灯であることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記負荷は電力変換装置であることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
前記電圧可変手段の出力電圧を負荷の状態に応じて変化させる制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記負荷は放電灯であり、前記制御手段は放電灯負荷の予熱、始動、点灯状態に応じて前記電圧可変手段の出力電圧を変化させるように構成されていることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記負荷は放電灯であり、前記制御手段は放電灯負荷の予熱、始動、点灯状態の必要電圧に応じて前記スイッチング素子のオン・オフ動作周波数を変調して前記電圧可変手段の出力電圧を変化させるように構成されていることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項７】
前記電圧可変手段と前記負荷の間に出力電圧の極性を反転させる手段を有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項８】
前記負荷は熱陰極型の放電灯であり、前記電圧可変手段の出力により熱陰極に予熱電流を流すための予熱手段を有することを特徴とする請求項５乃至７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記負荷は放電灯であり、前記電圧可変手段は調光時に負荷の点灯状態が安定するように点灯維持のためのパルス電圧を供給する手段を備えることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項１０】
前記電圧可変手段を複数備え、各電圧可変手段の差電圧を負荷に供給するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１１】
各電圧可変手段は他の電圧可変手段が動作中は出力を短絡するスイッチを備えることを特徴とする請求項１０記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、高周波スイッチング動作によって負荷に高周波電流を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は従来の電源装置の回路図である。この電源装置は、ハーフブリッジ式のインバータ回路で構成されている。直流電源Ｅには、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ2 に対して並列に、共振用のインダクタＬと、直流電圧カット用のコンデンサＣ1 と、負荷２と共振用のコンデンサＣ2 の並列回路との直列回路が接続されている。各スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は、制御回路１からの制御信号によって交互にオン・オフ駆動されるように制御される。
【０００３】
図２１は前記回路の動作波形図である。以下、具体的な回路動作を説明する。スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は、図２１（ａ），（ｂ）に示すように、交互にオン・オフ動作を行う。インダクタＬ、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 、負荷２からなる負荷回路の共振周波数よりもスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数を高くとると、時刻ｔ0 でスイッチング素子Ｓ1 がオンし、スイッチング素子Ｓ2 がオフするとき、スイッチング素子Ｓ1 の電流は共振により負方向から始まり、やがて正方向の電流となる。インダクタＬの電流Ｉｚは、図２１（ｃ）のように流れる。時刻ｔ1 でスイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング素子Ｓ2 はオンする。インダクタＬの電流Ｉｚは流れ続けようとし、スイッチング素子Ｓ2 に逆方向に流れ、やがて正方向に流れる。時刻ｔ2 で再びスイッチング素子Ｓ1 がオンし、これら一連の動作により負荷２に高周波電流を供給できるものである。しかし、従来例においては、電力変換のためにインダクタＬを用いており、また、コンデンサＣ2 も共振によるかなり大きな電流を扱うため、大型の部品が必要となり、装置が大型となってしまう問題があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来の電源装置では、電力変換のためにインダクタを用いており、また、コンデンサも共振によるかなり大きな電流を扱うため、大型の部品が必要となり、装置が大型となってしまう問題があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電力変換のためにインダクタを必要とせずに、また、共振のためのコンデンサも必要とせずに、小型の装置で電力供給を可能とした電源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅと並列に、交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、一方のスイッチング素子Ｓ2 の両端間に、少なくともコンデンサとスイッチング要素とからなり、第１及び第２のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン・オフ動作を徐々に早くする動作と徐々に遅くする動作を繰り返すことにより任意の脈流電圧を発生するコッククロフトウォルトン回路よりなる電圧可変手段を接続し、負荷２の一端を少なくとも電圧可変手段の出力に接続したことを特徴とするものである。
【０００６】
【作用】
本発明の構成によれば、電力変換回路をインダクタを用いずに、また、共振用のコンデンサを用いずに、コッククロフトウォルトン回路のようにコンデンサとスイッチング要素を用いて直流電源の電圧を昇圧できる電圧可変手段を用いているので、スイッチング素子の動作周波数を高周波とすることにより、小型のコンデンサを用いても十分な昇圧作用を得ることができ、電源装置の小型軽量化を実現できるものである。
【０００７】
【実施例】
本発明の第１実施例の回路図を図１に示す。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を接続したものである。逓倍回路Ｘはスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、いわゆるコッククロフトウォルトン回路を用いている。
【０００８】
以下、逓倍回路Ｘの動作を説明する。スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は交互にオン・オフ動作する。スイッチング素子Ｓ1 が制御回路１からの制御信号でオンすると、コンデンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電される。次に、スイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング素子Ｓ2 がオンすると、コンデンサＣ1 とＣ2 がダイオードＤ2 を介して接続され、コンデンサＣ1 の電荷の一部はコンデンサＣ2 に移動し、コンデンサＣ2 が充電される。再び、スイッチング素子Ｓ2 がオフし、スイッチング素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ2 の電荷の一部はダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ3 に移動し、コンデンサＣ3 が充電される。この繰り返しで、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 が充電され、最高電圧としては各コンデンサについて電圧Ｅまで充電される。このようにして、負荷２には最大３Ｅの電圧を印加することが可能となる。また、負荷２の一端（点Ａ）を電源Ｅの正極側に接続しても最大３Ｅの電圧を印加でき、電源Ｅの負極側に接続した場合は最大４Ｅの電圧を印加できる。
【０００９】
さらに、コンデンサ間の電荷の受渡しはスイッチング素子が動作しなければ行われず、この場合、各コンデンサの電荷は各ダイオードを経由して負荷２に放電される。これによって、負荷２の電圧が低下して行く。故に、スイッチング素子の動作の繰り返し、すなわち、動作周波数を制御することによって負荷２の電圧Ｖ3 を制御することが可能となる。
【００１０】
本実施例の動作波形図を図２に示す。この図２は、図１の回路を用いて、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の制御によって略半波の波形を負荷２に供給する動作を示している。時刻ｔ0 で、スイッチング素子Ｓ1 が制御回路１からの制御信号でオンすると、コンデンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電される。時刻ｔ1 で、スイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング素子Ｓ2 がオンすると、コンデンサＣ1 とＣ2 がダイオードＤ2 を介して接続されて、コンデンサＣ1 の電荷の一部はコンデンサＣ2 に移動し、コンデンサＣ2 が充電される。時刻ｔ2 で、スイッチング素子Ｓ2 がオフし、各コンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ3 で、スイッチング素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ2 の電荷の一部はダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ3 に移動し、コンデンサＣ3 が充電される。時刻ｔ4 で、スイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング素子Ｓ2 がオンすると、コンデンサＣ3 とＣ4 がダイオードＤ4 を介して接続されて、コンデンサＣ3 の電荷の一部はコンデンサＣ4 に移動し、コンデンサＣ4 が充電される。時刻ｔ5 で、スイッチング素子Ｓ2 がオフし、各コンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ6 で、スイッチング素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ4 の電荷の一部はダイオードＤ5 を介してコンデンサＣ5 に移動し、コンデンサＣ5 が充電される。この繰り返しで、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 が充電されて行く。
【００１１】
スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作によって、時刻ｔ7 〜ｔ11にかけて負荷電圧Ｖ3 が上昇して行き、時刻ｔ12で電圧の最大値を迎え、その後、スイッチング素子の動作周波数を低下させて電圧Ｖ3 を低下させる。時刻ｔ13で電圧Ｖ3 は最小となり、その後、上昇して行く。この場合、スイッチング素子の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を図２（ａ），（ｂ）に示すように、正弦波状に変化させることによって、負荷２への供給電圧Ｖ3 を略正弦波状にすることができる。
【００１２】
このように、２つのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供給電圧Ｖ3 を略正弦波状にすることができ、また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ1 〜Ｃ5 やスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００１３】
本発明の第２実施例の回路図を図３に示した。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、逓倍回路Ｘを接続している。この逓倍回路Ｘはスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、図３の回路と同様の構成を有している。逓倍回路Ｘの出力には、スイッチング素子Ｓ3 〜Ｓ6 のブリッジ回路で構成される極性反転回路Ｙを接続し、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 の接続点とスイッチング素子Ｓ5 ，Ｓ6 の接続点の間に負荷２を接続している。
【００１４】
本実施例の動作波形図を図４に示す。第１実施例で説明したような半波の脈流電圧Ｖ3 を図４（ａ）に示すように発生し、この脈流電圧Ｖ3 に応じて、図４（ｂ），（ｃ）に示すように、１つの半波に対して、まず、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ6 をオンし、図４（ｄ）に示すように、負荷２に正極性の電圧Ｖ4 を供給する。時刻ｔ1 まで、電圧Ｖ3 ，Ｖ4 は略正弦波状に低下し、ゼロ電圧の付近でスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ6 がオフし、スイッチング素子Ｓ4 ，Ｓ5 がオンして負荷２への電圧Ｖ4 の極性が反転し、負極性の電圧Ｖ4 が供給される。この場合、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって、負荷２への供給電圧Ｖ4 を略正弦波状にすることができる。
【００１５】
このように、２つのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に極性反転回路Ｙを接続し、極性反転回路Ｙの出力に負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供給電圧Ｖ3 を略正弦波状にすることができ、また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ1 〜Ｃ5 やスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００１６】
本発明の第３実施例の回路図を図５に示す。本実施例では、逓倍回路Ｘが直流電源Ｅの負極性側に接続されており、負荷２が逓倍回路Ｘの出力と直流電源Ｅの負極側との間に接続されている。また、本発明の第４実施例の回路図を図６に示す。本実施例では、逓倍回路Ｘが直流電源Ｅの負極性側に接続されており、負荷２が逓倍回路Ｘの出力と直流電源Ｅの正極側との間に接続されている。これらの実施例の場合も上述の実施例と同様に、２つのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供給電圧Ｖ3 を略正弦波状にすることができ、また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ1 〜Ｃ5 やスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００１７】
本発明の第５実施例の回路図を図７に示す。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 とダイオードＤ1 〜Ｄ5 よりなる逓倍回路を接続している。この逓倍回路はスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様に動作する。逓倍回路の出力には、スイッチング素子Ｓ3 〜Ｓ6 のブリッジ回路で構成される極性反転回路を接続し、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 の接続点とスイッチング素子Ｓ5 ，Ｓ6 の接続点の間に負荷２として放電灯を接続している。放電灯の一方のフィラメントＦ1 は、スイッチング素子Ｓ7 とＳ3 を介してコンデンサＣ5 の電荷により予熱される。また、放電灯の他方のフィラメントＦ2 は、スイッチング素子Ｓ8 とＳ6 を介してコンデンサＣ1 の電荷により予熱される。
【００１８】
本実施例の動作波形図を図８に示す。第１実施例で説明したような半波の脈流電圧Ｖ3 を図８（ａ）に示すように発生し、この脈流電圧Ｖ3 に応じて、図８（ｂ），（ｃ）に示すように、１つの半波に対して、まず、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ6 をオンし、図８（ｄ）に示すように、負荷２に正極性の電圧Ｖ4 を供給する。時刻ｔ1 まで、電圧Ｖ3 ，Ｖ4 は略正弦波状に低下し、ゼロ電圧の付近でスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ6 がオフし、スイッチング素子Ｓ4 ，Ｓ5 がオンして負荷２への電圧Ｖ4 の極性が反転し、負極性の電圧Ｖ4 が供給される。この場合、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって、負荷２への供給電圧Ｖ4 を略正弦波状にすることができる。また、電圧Ｖ4 が正の半波の期間において、図８（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 のオン時間Ｔｘが所定のデューティとなるように制御することにより各フィラメントＦ1 ，Ｆ2 に所定の予熱電力を供給可能としている。
【００１９】
このように、２つのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路を接続し、逓倍回路の出力にスイッチング素子Ｓ3 〜Ｓ6 よりなる極性反転回路を介して負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって、負荷となる放電灯への供給電圧Ｖ3 を略正弦波状にすることができ、さらに、スイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 を介して、放電灯のフィラメントＦ1 ，Ｆ2 の予熱電力を供給することができるものである。また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ1 〜Ｃ5 やスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２０】
本発明の第６実施例の動作説明図を図９に示す。本実施例の回路図は図７と同様である。本実施例では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を変化させることによって、予熱動作時には、徐々に放電灯への印加電圧を上昇させることによって予熱電流を増大して行き、予熱のためのスイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 のオン期間Ｔｘは長く設定しておく。そして、スイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 を時刻ｔ1 でオフし、時刻ｔ1 からｔ2 で一気にパルス数を増加させることにより、放電灯への印加電圧を一気に増加させて放電灯を始動点灯させる動作を示している。その後、パルス数を正弦波的に変化させ、時刻ｔ3 で電圧をゼロとして、その後、増加させて、略正弦波の出力を得るものである。この場合も、放電灯のフィラメントＦ1 ，Ｆ2 の予熱電力を供給可能であり、さらに、放電灯の始動電圧も供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２１】
本発明の第７実施例の動作説明図を図１０に示す。本実施例の回路図も図７と同様である。本実施例では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を変化させることによって、調光動作を実現するものである。すなわち、調光動作時には、全点灯動作時に比べて動作パルス数を全体的に減少させることによって、ランプ電流を減少して行くものである。図１０に示した例では、時刻ｔ1 〜ｔ2 で次第にパルス数を減少させることにより、放電灯への印加電圧を次第に減少させて放電灯を調光点灯する動作を示している。全点灯動作時並びに調光点灯動作時のいずれの場合においても、パルス数を正弦波的に変化させて略正弦波の出力を得るものである。この場合も、ランプ電力を調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２２】
本発明の第８実施例の動作説明図を図１１に示す。本実施例では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を変化させることによって、負荷の異常検出時における出力制限の機能を実現するものである。すなわち、負荷の異常検出時には、動作パルス数を全体的に減少させることによってランプ電流を減少して行き、放電灯への印加電圧を次第に減少させて放電灯を消灯するか、或いは低光束で点灯する動作を行う。これにより、異常検出時の回路の保護が可能となる。この場合も、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２３】
本発明の第９実施例の動作説明図を図１２に示す。本実施例では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス数）を変化させることによって、調光動作時の再点弧を確実に行えるようにしたものである。すなわち、調光動作時には、全点灯動作時に比べて動作パルス数を全体的に減少させることによって、ランプ電流を減少して行くものであるが、時刻ｔ1 〜ｔ2 で一気にパルス数を増加させることにより、放電灯負荷に印加される半波電圧波形の最初の所定の位相でパルス電圧を供給し、放電灯への印加電圧を全点灯動作時に比べて減少しながらも、点灯維持のために必要な電圧を供給し、放電灯を安定して調光点灯させるものである。この場合も、ランプ電力を調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できる。
【００２４】
本発明の第１０実施例の回路図を図１３に示す。本実施例は、コンデンサＣ5 の次の段としてコンデンサＣ6 〜Ｃ9 、ダイオードＤ6 〜Ｄ9 を接続し、ダイオードＤ10によってコンデンサＣ5 までの電圧を負荷２に供給し、スイッチング素子Ｓ9 によってコンデンサＣ9 までのより高い電圧を負荷２に供給できるように構成されている。これにより、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数の変化が同じであっても、スイッチング素子Ｓ9 がオンのときには、放電灯負荷の全点灯動作を行い、スイッチング素子Ｓ9 がオフのときには、調光点灯動作を行うようなことが可能となる。また、図１２の時刻ｔ1 〜ｔ2 で、スイッチング素子Ｓ9 をオンとすることによって、放電灯負荷を安定して調光点灯させる動作を実現することもできる。すなわち、調光動作時には、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作パルス数を全体的に減少させることによってランプ電流を減少して行き、さらに、時刻ｔ1 〜ｔ2 でスイッチング素子Ｓ9 をオンにして一気に高いパルス電圧を供給することにより安定して点灯状態を維持して、放電灯を調光点灯させることが可能となる。この場合、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数とスイッチング素子Ｓ9 のオン・オフの組み合わせによって、ランプ電力を広範囲で調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２５】
本発明の第１１実施例の回路図を図１４に示す。本実施例は、コンデンサＣ5 の次の段として、コンデンサＣ6 〜Ｃ9 、ダイオードＤ6 〜Ｄ9 を接続し、ダイオードＤ10によって、コンデンサＣ5 までの電圧を負荷に供給し、ダイオードＤ11によってコンデンサＣ9 までのより高い電圧を負荷に供給できるように構成されており、上段のコンデンサＣ6 〜Ｃ9 、ダイオードＤ6 〜Ｄ9 の回路をスイッチング素子Ｓ10で動作させるようにしている。これにより、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数の変化が同じであっても、スイッチング素子Ｓ10がオンのときには、放電灯負荷の全点灯動作を行い、スイッチング素子Ｓ10がオフのときには、調光点灯動作を行うようなことが可能となる。また、図１２の時刻ｔ1 〜ｔ2 で、スイッチング素子Ｓ10をオンとすることによって、放電灯負荷を安定して調光点灯させる動作を実現することもできる。すなわち、調光動作時には、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作パルス数を全体的に減少させることによってランプ電流を減少して行き、さらに、時刻ｔ1 〜ｔ2 でスイッチング素子Ｓ10をオンにして一気に高いパルス電圧を供給することにより安定して点灯状態を維持して、放電灯を調光点灯させることが可能となる。この場合、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数とスイッチング素子Ｓ10のオン・オフの組み合わせによって、ランプ電力を広範囲で調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２６】
本発明の第１２実施例の回路図を図１５に示し、その動作説明図を図１６に示す。本実施例では、直流電源Ｅ1 と並列にスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 とダイオードＤ1 〜Ｄ5 よりなる逓倍回路を接続している。この逓倍回路はスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅ1 より高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様に動作する。また、直流電源Ｅ2 と並列にスイッチング素子Ｓ11，Ｓ12の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ12と並列に、コンデンサＣ11〜Ｃ15とダイオードＤ11〜Ｄ15よりなる逓倍回路を接続している。この逓倍回路はスイッチング素子Ｓ11とＳ12の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅ2 より高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様に動作する。これら２つの逓倍回路の出力間に負荷２を接続し、負荷２の各一端をスイッチング素子Ｓ21，Ｓ22を介して直流電源Ｅ1 ，Ｅ2 のグランドに接続したものである。
【００２７】
各逓倍回路はそれぞれ正弦半波の電圧波形を発生し、時刻ｔ0 〜ｔ1 の期間では、直流電源Ｅ1 側の逓倍回路が動作し、直流電源Ｅ2 側の逓倍回路は動作を停止し、スイッチング素子Ｓ22がオンし、スイッチング素子Ｓ21はオフしている。このとき、負荷への供給電圧Ｖ4 は正極性となる。また、時刻ｔ1 以降の期間では、直流電源Ｅ2 側の逓倍回路が動作し、直流電源Ｅ1 側の逓倍回路は動作を停止し、スイッチング素子Ｓ21がオンし、スイッチング素子Ｓ22はオフしている。このとき、負荷への供給電圧Ｖ4 は負極性となる。このように、逓倍回路を２つ用いることによって、フルブリッジ構成の極性反転回路を用いずに、負荷への電圧Ｖ4 を略正弦波状にしながら交流電力を供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２８】
本発明の第１３実施例の回路図を図１７に示す。本実施例は、図１５の回路において、直流電源Ｅ1 と直流電源Ｅ2 を１つの直流電源Ｅで兼用したものである。このように、２つの逓倍回路を用いる場合において、各逓倍回路の直流電源を共通化することによって、より小型化することが可能となり、負荷への供給電圧を略正弦波状にしながら交流電力を供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチを小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２９】
本発明の第１４実施例の回路図を図１８に示す。本実施例は、第１３実施例と同様に、図１５の回路において、直流電源Ｅ1 と直流電源Ｅ2 を１つの直流電源Ｅで兼用し、さらにスイッチング素子Ｓ1 とＳ11を１つのスイッチング素子Ｓ1 で兼用したものである。このように、２つの逓倍回路を用いる場合において、各逓倍回路の直流電源を共通化すると共に、さらにスイッチング素子を共有化することによって、より小型化することが可能となり、負荷への供給電圧を略正弦波状にしながら交流電力を供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチを小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００３０】
本発明の第１５実施例の回路図を図１９に示す。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ2 と並列に、逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に他の電力変換手段Ｕを介して負荷２を接続したものである。逓倍回路Ｘはスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様の動作を行う。他の電力変換手段Ｕとしては、インバータ回路やチョッパー回路など、任意の手段を用いることができる。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、電源電圧を昇圧できる電圧可変回路をコンデンサとスイッチング要素の組み合わせで構成したので、電力変換のためのインダクタを必要とせずに、また、共振用の大型のコンデンサを必要とせずに、脈流電圧発生と極性反転を行うように制御する手段を用いて、高周波電圧を発生でき、小型のコンデンサを用いて高周波電圧を供給することができるため、電源装置の小型化が可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第２実施例の動作説明図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】本発明の第５実施例の回路図である。
【図８】本発明の第５実施例の動作説明図である。
【図９】本発明の第６実施例の動作説明図である。
【図１０】本発明の第７実施例の動作説明図である。
【図１１】本発明の第８実施例の動作説明図である。
【図１２】本発明の第９実施例の動作説明図である。
【図１３】本発明の第１０実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第１１実施例の回路図である。
【図１５】本発明の第１２実施例の回路図である。
【図１６】本発明の第１２実施例の動作説明図である。
【図１７】本発明の第１３実施例の回路図である。
【図１８】本発明の第１４実施例の回路図である。
【図１９】本発明の第１５実施例の回路図である。
【図２０】従来例の回路図である。
【図２１】従来例の動作説明図である。
【符号の説明】
１    制御回路
２    負荷
Ｘ    逓倍回路
Ｅ    直流電源
Ｓ1   スイッチング素子
Ｓ2   スイッチング素子
【図１】
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【図２】
0003657014.tif 000003
【図３】
0003657014.tif 000004
【図４】
0003657014.tif 000005
【図５】
0003657014.tif 000006
【図６】
0003657014.tif 000007
【図７】
0003657014.tif 000008
【図８】
0003657014.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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