(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と、該電源に接続し、逆電流を阻止しない機能を有する複数の電圧駆動型半導体素子を備えたインバータと、該インバータの出力側にリアクトルとコンデンサを含む共振手段を有し、交流電流を供給する共振型電力変換装置において、
前記電源の正極に接続した第１の前記電圧駆動型半導体素子と前記インバータの出力端子の間および前記インバータの出力端子に接続した第２の前記電圧駆動型半導体素子と前記電源の負極の間に前記電圧駆動型半導体素子を流れる電流に応じて電圧を充電する電圧充電手段をそれぞれ設け、
前記電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段と、前記電圧充電手段の電圧と基準電圧を比較する比較手段を具備し、前記電圧充電手段の電圧に応じて前記電圧駆動型半導体素子をオン、オフすることを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、前記電圧駆動型半導体素子を逆方向に流れる電流に応じた前記電圧充電手段の電圧が第１の基準値以下になったとき、前記電圧駆動型半導体素子をオンさせ、前記電圧駆動型半導体素子を順方向に流れる電流に応じた前記電圧充電手段の電圧が第２の基準値以上になったとき、前記電圧駆動型半導体素子をオフさせることを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項３】
電源と、該電源に接続し、逆電流を阻止しない機能を有する複数の電圧駆動型半導体素子を備えたインバータと、該インバータの出力側にリアクトルとコンデンサを含む共振手段を有し、交流電流を供給する共振型電力変換装置において、
前記電源の正極に接続した第１の前記電圧駆動型半導体素子と前記インバータの出力端子の間および前記インバータの出力端子に接続した第２の前記電圧駆動型半導体素子と前記電源の負極の間に前記電圧駆動型半導体素子を流れる電流に応じて電圧を充電する電圧充電手段をそれぞれ設け、
前記電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段を具備し、前記電圧充電手段の電圧を前記制御電圧に重畳すると共に、前記電圧充電手段の電圧の大きさに基づいて前記電圧駆動型半導体素子をオン、オフすることを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項４】
請求項３において、前記電圧駆動型半導体素子を逆方向に流れる電流に応じた前記電圧充電手段の電圧が所定値以下のとき、前記電圧駆動型半導体素子をオンさせ、前記電圧駆動型半導体素子を順方向に流れる電流に応じた前記電圧充電手段の電圧が所定値以上のとき、前記電圧駆動型半導体素子をオフさせることを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかにおいて、前記駆動手段は、起動時には前記インバータを予め設定した周波数でオン、オフさせる制御電圧を前記各電圧駆動型半導体素子に印加すると共に、前記電圧充電手段の電圧が所定の電圧に達した定常時には、前記各電圧駆動型半導体素子に一定の制御電圧を印加することを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれかにおいて、前記インバータを貫通する電流が発生したとき、該電流に応じて増加する前記電圧充電手段の電圧に基づいて、少なくとも一方の前記電圧駆動型半導体素子をオフさせることを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項７】
請求項１から請求項５のいずれかにおいて、前記共振手段に直列にまたはその一方に並列に無電極ランプまたは蛍光ランプを接続することを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項８】
交流電圧を整流するコンバータと、逆電流を阻止しない機能を有する複数の電圧駆動型半導体素子を備えたインバータと、前記インバータの出力と前記コンバータの高圧或いは低圧側の一方の端子間に設けた少なくともリアクトルとコンデンサを含む共振手段と、該共振手段の電流を平滑する平滑コンデンサを備える共振型電力変換装置において、
前記コンバータの高圧側に接続した第１の前記電圧駆動型半導体素子と前記インバータの出力端子の間および前記インバータの出力端子に接続した第２の前記電圧駆動型半導体素子と前記コンバータの低圧側の端子の間に前記電圧駆動型半導体素子を流れる電流に応じて電圧を充電する電圧充電手段をそれぞれ設け、
前記電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段と、前記電圧充電手段の電圧と基準電圧を比較する比較手段を具備し、前記電圧充電手段の電圧に応じて前記電圧駆動型半導体素子をオン、オフすることを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項９】
交流電圧を整流するコンバータと、逆電流を阻止しない機能を有する複数の電圧駆動型半導体素子を備えたインバータと、前記インバータの出力と前記コンバータの高圧或いは低圧側の一方の端子間に設けた少なくともリアクトルとコンデンサを含む共振手段と、該共振手段の電流を平滑する平滑コンデンサを備える共振型電力変換装置において、
前記コンバータの高圧側に接続した第１の前記電圧駆動型半導体素子と前記インバータの出力端子の間および前記インバータの出力端子に接続した第２の前記電圧駆動型半導体素子と前記コンバータの低圧側の端子の間に前記電圧駆動型半導体素子を流れる電流に応じて電圧を充電する電圧充電手段をそれぞれ設け、
前記電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段を具備し、前記電圧充電手段の電圧を前記制御電圧に重畳すると共に、前記電圧充電手段の電圧の大きさに基づいて前記電圧駆動型半導体素子をオン、オフすることを特徴とする共振型電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振型電力変換装置に係わり、特に、共振周波数が高い照明用点灯装置或いは高調波抑制用の共振型アクティブフィルタに採用する共振型電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、蛍光ランプは負性抵抗を有するため、ランプに流れる交流電流を安定化するためには安定器が必要である。近年、ランプのちらつきを防止すると共に発光効率を向上させるため、ランプ電流を高周波化する電子式安定装置として共振型インバータが用いられている。この共振型インバータは、逆電流を阻止しない機能を備えた２個のパワー半導体スイッチング素子を直列に接続し、その接続箇所にあたる出力端子に共振用のリアクトル（チョークコイルと呼ばれる。）とコンデンサ及びランプを直列に接続した構成が一般的である。共振用のリアクトルを流れる電流はインバータの動作周波数を変えることによって制御する。
２個のパワー半導体素子を交互にオン、オフさせるスイッチング周波数をｆ、上記リアクトルとコンデンサで決まる共振周波数をｆｏとするとき、ｆｏに対してｆが一定でなければ、ランプ電流も変化する。そこで、スイッチング素子の駆動周波数を安定化させるために、特開平８−９６５５号公報に開示されるような制御回路がある。この制御回路は、パワー半導体スイッチング素子が具備する還流ダイオード（逆電流を阻止しない機能を果たす。）の両端電圧を検知してパワー半導体スイッチング素子をオンさせ、パワー半導体スイッチング素子の電流を積分器によって積分し、この値が基準値よりも高い場合に素子をオフさせるという制御法によって、ランプを流れる共振電流に同期したスイッチングを行うことに特徴がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
一般的な蛍光ランプ点灯用インバータのスイッチング周波数は、約５０ｋＨｚであり、ランプの両端に設けられた電極間に高周波交流電圧を印加し、ランプ管内に発生する高電界によってプラズマを維持している。近年、周波数を数ＭＨｚまで高くして高周波交流電流により高周波磁界を発生させ、この磁界でランプ管内のプラズマを維持させる無電極ランプが報告されている。或いは、一般的な共振型電源においても共振用のリアクトル、コンデンサは、周波数に応じて体積が小型化できることから、スイッチング周波数をＭＨｚまで高くすることが検討されている。
こうした数ＭＨｚの共振型インバータになると、前述の公知例のように電流の積分値を基準値と比較して素子をオフさせる方法では動作遅延が懸念される。公知例では、パワー半導体スイッチング素子を流れる電流の一部を積分器内のコンデンサに充電し、充電電圧を基準値と比較する。充電された電圧は次のスイッチング時までに積分器自体によって放電される。ここで、積分器が充電電圧を放電する時間は積分器内部の素子の抵抗値で決まるが、素子特性のばらつき或いは温度上昇による抵抗値変化で放電時間が変わる。この放電時間のばらつきが例えば０．１μｓとすると、素子のオン期間に対する動作遅延は５０ｋＨｚの周波数に対しては１波長の０．５％にすぎないが、２ＭＨｚに対しては１波長の２０％にも達する。
このように、数ＭＨｚの高周波共振型インバータを従来の方法で制御すると、動作遅延によるスイッチング周波数のばらつきが相当大きくなる、という問題がある。
【０００４】
ランプ点灯装置の場合、インバータのスイッチング周波数ｆとリアクトルとコンデンサで決まる共振周波数ｆｏの間には図８（ａ）に示すような関係があり、共振点の動作（ｆ＝ｆｏ）を境にしてｆ＞ｆｏを遅れ位相、ｆ＜ｆｏを進み位相と呼ぶ。遅れ位相であっても、進み位相であっても共振回路の電流ＩＬは共振点の値に比べて減少する。そこで、インバータは共振点付近で動作させたいが、進み位相の場合は、インバータを貫通する電流が流れる問題が起きる。以下に、進み位相の場合の問題点を具体的に述べる。
図８（ｂ）に示すように、パワー半導体スイッチング素子をＱ１、Ｑ２、それぞれが内蔵する環流ダイオードをＱＤ１、ＱＤ２とし、Ｑ１とＱ２の接続位置から取り出す出力電圧をＶｏとすれば、進み位相の場合の動作は図８（ｃ）のようになる。この図８（ｃ）において、インバータの出力電圧Ｖｏの波形に対して共振電流ＩＬの波形は位相ψだけ進んでいる。この進み位相の場合、１サイクルの動作として、Ｑ１のオン期間に共振電流ＩＬが正から負に切り替わり、電流はＱＤ１を流れる。次に、制御回路がＱ１をオフさせ、逆にＱ２をオンさせると、その以前に順方向電流を流していたＱＤ１には急に逆電圧が印加される。この結果、ＱＤ１内部に蓄積された電子と正孔（以後、残留キャリアと呼ぶ。）が排出され、ＱＤ１にはカソードからアノードの向きに逆電流（以後、逆回復電流と呼ぶ。）が流れる。この電流はＱ２を通って流れ、インバータにとっては貫通電流となる。残留キャリアが排出される時間はダイオードの逆回復時間として素子の仕様に記載されており、高速ダイオードと呼ばれる逆回復時間の短い素子でも０．０５〜０．１μｓである。
数ＭＨｚの共振型インバータを共振点付近で動作させる場合、スイッチング周波数のばらつきによって進み位相が生じる可能性が高く、周波数も高いため、貫通電流による損失がインバータ装置の熱的な動作限界を決める要因となる。
【０００５】
本発明の課題は、数ＭＨｚの動作周波数を考慮した共振型電力変換装置において、共振電流に同期した安定な動作を保証し、スイッチング損失の原因となる進み位相を防止することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、電源と、該電源に接続し、逆電流を阻止しない機能を有する複数の電圧駆動型半導体素子を備えたインバータと、インバータの出力側にリアクトルとコンデンサを含む共振手段を有し、交流電流を供給する共振型電力変換装置において、電源の正極に接続した第１の電圧駆動型半導体素子とインバータの出力端子の間および前記インバータの出力端子に接続した第２の電圧駆動型半導体素子と電源の負極の間に電圧駆動型半導体素子を流れる電流に応じて電圧を充電する電圧充電手段をそれぞれ設け、
電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段と、電圧充電手段の電圧と基準電圧を比較する比較手段を具備し、電圧充電手段の電圧に応じて電圧駆動型半導体素子をオン、オフする。
また、電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段を具備し、電圧充電手段の電圧を制御電圧に重畳すると共に、電圧充電手段の電圧の大きさに基づいて電圧駆動型半導体素子をオン、オフする。
また、交流電圧を整流するコンバータと、逆電流を阻止しない機能を有する複数の電圧駆動型半導体素子を備えたインバータと、インバータの出力とコンバータの高圧或いは低圧側の一方の端子間に設けた少なくともリアクトルとコンデンサを含む共振手段と、該共振手段の電流を平滑する平滑コンデンサを備える共振型電力変換装置において、コンバータの高圧側に接続した第１の電圧駆動型半導体素子とインバータの出力端子の間および前記インバータの出力端子に接続した第２の電圧駆動型半導体素子とコンバータの低圧側の端子の間に電圧駆動型半導体素子を流れる電流に応じて電圧を充電する電圧充電手段をそれぞれ設け、
電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段と、電圧充電手段の電圧と基準電圧を比較する比較手段を具備し、電圧充電手段の電圧に応じて電圧駆動型半導体素子をオン、オフする。
また、電圧駆動型半導体素子の各々の制御電圧印加用端子にそれぞれ任意のタイミングで制御電圧を印加する駆動手段を具備し、電圧充電手段の電圧を制御電圧に重畳すると共に、電圧充電手段の電圧の大きさに基づいて電圧駆動型半導体素子をオン、オフする。
【０００７】
本発明は、電圧充電手段によってインバータの電圧駆動型半導体素子が共振電流に同期してオン、オフする。また、高電位側及び低電位側素子のいずれの素子も、具備される還流ダイオードに電流が流れることによって、オンし、逆に、素子に電流が流れることによって、オフする。これは、低電位側の素子がオンする直前に高電位側の還流ダイオードに電流が流れているという状態はないことを保証しており、進み位相で動作することはなく、必ず遅れ位相で動作することになる。この結果、ダイオードの逆回復電流は流れず、スイッチング損失を低減できると共に、共振電流に同期したインバータの安定な動作を保証することができる。
また、無電極ランプおよび蛍光ランプの点灯装置に本発明を適用することによって、新たに調光機能を付加することができると共に、アーム短絡時の短絡電流を自動的に絞り込み、また、ランプ寿命末期の異常を避けるための保護機能として、共振型電力変換装置の動作を停止するので、装置保護を図ることができる。
また、高調波抑制用高効率コンバータに本発明を適用することによって、交流電源から入力する電流の高調波を抑制することができ、さらに、アーム短絡時の保護を図ることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明による共振型電力変換装置の一実施形態を示す構成図である。図１において、ブリッジ接続されたＱ１、Ｑ２は、パワーＭＯＳＦＥＴであり、電流を入力するドレイン端子、電流を出力するソース端子及び制御電圧が印加或いは除去されるゲート端子を備え、ゲート端子に制御電圧を印加或いは除去することにより、ドレイン、ソース間に流れる電流を通流或いは遮断する。ＭＯＳＦＥＴは、ソース端子からドレイン端子に向かう方向にダイオードを内蔵しており、以後、Ｑ１が内蔵するダイオードをＱＤ１、Ｑ２が内蔵するダイオードをＱＤ２とする。Ｑ１のドレイン端子は電源１５の正極と接続し、Ｑ１のソース端子とＱ２のドレイン端子間にはコンデンサＣ１（電圧充電手段）を接続し、Ｃ１とＱ２の接続箇所をインバータの出力端子Ｏとする。Ｑ２のソース端子と電源１５の負極の間にはコンデンサＣ２（電圧充電手段）を接続し、コンデンサＣ２と電源１５の負極の接続箇所をコモン電位とし、Ｎと呼ぶ。出力端子Ｏとコモン電位Ｎの間には共振用リアクトルＬｒ、共振用コンデンサＣｒを直列に接続し、Ｃｒには並列に負荷抵抗Ｒを備える。
【０００９】
次に、インバータの制御回路１６を説明する。まず、Ｑ１の駆動回路は、出力点Ｏを基準電位として駆動用電源１３を供え、この駆動用電源１３の正極と負極間には各々の制御端子が共通接続された素子１と２からなる相補型スイッチ手段を供え、素子１と２の接続箇所から出力を取り出し、Ｑ１のゲートに接続する。相補型スイッチ手段は、ＣＭＯＳインバータ或いはその類似した手段であり、素子１がオンすると（この時２はオフ）、Ｑ１のゲート端子に制御電圧を印加させる電流を流し、素子２がオンすると（この時１はオフ）、Ｑ１のゲート端子に充電された電荷を放電させる電流を流す。素子１と２からなる相補型スイッチ手段の制御端子にはＮＡＮＤ回路７から信号を与える。
ＮＡＮＤ回路７は、比較器９によってＣ１の電圧と基準電圧１１を比較した信号と、レベルシフト手段５の信号を入力する。
比較器９は、ヒステリシスを持つ特性が望ましく、比較器９の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに変化するための基準電圧をＶLH、逆にＨｉｇｈからＬｏｗに変化するための基準電圧をＶHLとする。ここでは、Ｃ１の電圧が基準電圧１１（ＶLH）より低い場合に、比較器９の出力はＨｉｇｈとなることにし、ＶHL＞ＶLHの関係を設定する。
レベルシフト手段５は、下アームのコモン電位Ｎを基準とする信号を上アームの出力Ｏを基準とする信号に変換する手段であり、起動時には、所定の周波数でインバータの電圧駆動型半導体素子をオン、オフさせる信号を発生する。
次に、Ｑ２の駆動回路は、コモンＮを基準電位として駆動用電源１４を供え、駆動用電源１４の正極と負極間には、制御端子が共通接続された素子３と４からなる相補型スイッチ手段を供え、素子３と４の接続箇所から出力を取り出し、Ｑ２のゲートに接続する。素子３と４で構成される相補型スイッチ手段の制御端子にはＮＡＮＤ回路８から信号を与える。
ＮＡＮＤ回路８は、比較器１０によってＣ２の電圧と基準電圧１２を比較した信号と、起動停止手段６の信号を入力する。
比較器１０は、前述の比較器９と同様にヒステリシスを持ち、Ｃ２の電圧が基準電圧１２（ＶLH）より低い場合に、比較器１０の出力がＨｉｇｈになることは比較器９と同じであり、ＶHL＞ＶLHの関係も同様である。
起動停止手段６は、起動停止時にトリガ信号を発する機能を有する。
【００１０】
図２及び図３を用いて、起動停止手段６の動作及び共振回路全体の動作を説明する。
（１）起動時の動作
起動停止手段６は、信号Ｓが入力されると、図２に示すように、所定の周波数ｆｓの信号を出力する。ここで、周波数ｆｓは、図１のＬｒとＣｒで決まる共振周波数ｆｏに比べて高く選ぶ。また、Ｖｏは出力端子Ｏ点の電圧、ＩＬは共振電流を表わす。起動停止手段６は、同時に周波数ｆｓの信号のＨｉｇｈとＬｏｗを反転した信号Ｌ、Ｈをレベルシフト手段５に供給する。これらの信号によって、Ｑ１とＱ２からなるインバータは、共振周波数ｆｏに対して遅れ位相ψで起動を開始する。
即ち、Ｃ１とＣ２のコンデンサに充電される電圧をそれぞれＶＣ１、ＶＣ２とすると、まず、レベルシフト手段５のＨ信号によって、Ｑ１ゲートに信号が印加され、Ｑ１がオンし、Ｑ１を流れる電流によってＣ１が充電され、ＶＣ１は増加する。起動時の周波数ｆｓを定常動作時の周波数ｆに比べて高く設定しておけば、Ｑ１のオン期間中にＣ１に充電した電圧は比較器９の基準電圧ＶHLに達せず、Ｑ１のオン期間は、レベルシフト手段５によって伝えられた駆動信号で決まる。次に、レベルシフト手段５のＬ信号によってＱ１をオフすると共に、起動停止手段６のＨ信号によって、Ｑ２ゲートに制御電圧を印加すると、共振電流ＩＬはＱ２に内蔵される還流ダイオードＱＤ２を流れ、前のサイクルにおいてＣ２に充電した電圧ＶＣ２を減少させる。共振電流ＩＬの極性が変わると、電流はＱ２を流れ、Ｃ２はこの電流を充電して、ＶＣ２は増加するが、前述のように周波数ｆｓを定常動作時の周波数ｆに比べて高く設定しているため、Ｑ２のオン期間中にＶＣ２は比較器１０の基準電圧ＶHLに達しない。Ｑ２のオン期間は起動停止手段６によって伝えられた駆動信号で決まり、その後、Ｑ２はオフされ、レベルシフト手段５を介してＱ１に制御電圧が印加される。共振電流ＩＬはＱ１に内蔵される還流ダイオードＱＤ１を流れ、前のサイクルにおいてＣ１に充電した電圧ＶＣ１を減少させる。共振電流ＩＬの極性が変わると、電流はＱ１を流れる。以上が１サイクルの動作であり、Ｑ１とＱ２は起動停止手段６が供給する周波数ｆｓに応じてスイッチングする。
（２）起動から定常動作への移行
定常動作への移行は、周波数ｆｓを徐々に低下させて行う。起動停止手段６が出力する信号の周波数ｆｓが定常動作時の周波数ｆに比べてわずかに低い場合を仮定した動作を次に述べる。下記の動作モード（ａ）〜（ｄ）を図示した説明図が図３である。
モード（ａ）：Ｑ１のオン時に、Ｑ１を流れる電流によりＣ１に充電される電圧ＶＣ１が比較器９の基準電圧ＶHLに達すると、比較器９の出力はＬｏｗに変化し、レベルシフト手段５の出力に関わらず、ＮＡＮＤ回路７の出力はＨｉｇｈになり、素子１、２からなる相補型スイッチの出力はＬｏｗとなって、Ｑ１のゲート電圧は素子２によって放電され、Ｑ１はオフする。
モード（ｂ）：Ｑ１のオフによって、共振電流ＩＬはＱ２の還流ダイオードＱＤ２を流れ、前のサイクルにおいてＣ２に充電した電圧ＶＣ２を減少させる。ＱＤ２に電流が流れる期間は起動時に比べて長く、ＶＣ２は減少を続け、ＶLH以下になると、比較器１０の出力はＨｉｇｈに変化し、起動停止手段６の信号がＨであれば、ＮＡＮＤ回路８の出力はＨｉｇｈになり、Ｑ２はオンする。なお、電流がＱＤ２を流れ続ける限り、ＶＣ２は減少し、逆極性に充電されるが、比較器１０の出力はＨｉｇｈであることに変わりない。
モード（ｃ）：共振電流ＩＬの極性が変わると、電流はＱ２を流れ、Ｃ２の電圧ＶＣ２が比較器１０の基準電圧ＶHLに達すると、比較器１０の出力はＬｏｗに変わり、起動停止手段６の出力に関わらず、ＮＡＮＤ回路８の出力はＨｉｇｈになり、Ｑ２はオフする。
モード（ｄ）：Ｑ２のオフによって、共振電流ＩＬはＱ１の還流ダイオードＱＤ１を流れ、前のサイクルにおいてＣ１に充電した電圧ＶＣ１を減少させる。ＱＤ１に電流が流れる期間は長く、ＶＣ１は減少を続け、ＶLH以下になると、比較器９の出力はＨｉｇｈに変化し、レベルシフト手段５の信号がＨであれば、ＮＡＮＤ回路７の出力はＨｉｇｈになり、Ｑ１はオンする。電流がＱＤ１を流れ続ける限り、Ｖｃ１は減少し、逆極性に充電される。
ここで、コンデンサＣ１及びＣ２の容量は、共振用コンデンサＣｒに比べて数十倍以上に大きければ、Ｃ１、Ｃ２を合成した値はほぼＣｒに等しくなるため、共振電流に与える影響はほとんどない。また、Ｃ１及びＣ２の容量がＱ１、Ｑ２のゲート・ソース間容量Ｃｇｓに対して８倍以上大きければ、駆動用電源１３及び１４の電圧をＣ１とＣｇｓ或いはＣ２とＣｇｓで分圧してもＣｇｓには十分な制御電圧が印加されるため、問題はない。
【００１１】
このように、本実施形態では、Ｃ１、Ｃ２を設け、Ｑ１、Ｑ２のいずれの素子も具備する還流ダイオードに流れる電流によってＣ１、Ｃ２の充電電圧を減少させ、この充電電圧が基準値より低くなると、Ｑ１、Ｑ２をオンし、逆に、素子に電流が流れ、Ｃ１、Ｃ２の充電電圧が増加し、この充電電圧が基準値より高くなると、Ｑ１、Ｑ２をオフする。この結果、インバータの電圧駆動型半導体素子Ｑ１、Ｑ２は共振電流ＩＬに同期してオン、オフすることになり、また、これは、Ｑ２（または、Ｑ１）がオンする直前にＱ１（または、Ｑ２）の還流ダイオードに電流が流れているという状態はないことを保証しており、進み位相で動作することはなく、必ず遅れ位相ψになることを意味する。これにより、本実施形態においては、ダイオードの逆回復電流は流れず、スイッチング損失を低減することができる。
【００１２】
図４は、本発明の他の実施形態を示す。（ａ）は本実施形態による共振型電力変換装置の構成図、（ｂ）はその動作図である。本実施形態は、図１の実施形態に示すＣ１及びＣ２の電圧を基準値ＶLH或いはＶHLと比較する比較器を削除する点、図１の実施形態の起動停止手段６を制御手段６とした点において相違する。制御手段６は、図２で述べた起動時のシーケンスに限定されることなく、信号Ｓに応じてランダムな制御指令をＱ１とＱ２に伝える機能を有する。他の構成は図１の実施形態と同じである。
ＭＯＳＦＥＴのような電圧駆動型素子は、年々、微細化が進み、素子のオン抵抗が低くなっているため、ゲート・ソース間電圧がしきい値電圧を少し上回る値になると、素子が飽和することなく、十分な電流を流すことが可能になった。図４（ａ）の実施形態において、駆動用電源１３及び１４の電圧値をＶｃｃとすると、Ｑ１のゲート・ソース間電圧には（Ｖｃｃ−ＶＣ１）のゲート電圧（制御電圧）が印加される。ＶＣ１はＱ１に流れる電流に応じて増加することは先に述べた通りであり、（Ｖｃｃ−ＶＣ１）がＱ１のゲートしきい値電圧Ｖｔｈに比べて大きいか小さいかによって、Ｑ１はオン、オフする。図４（ａ）の実施形態は、（Ｖｃｃ−ＶＣ１）が共振電流ＩＬに応じて増減することを利用して、特別な比較器を用いずに共振周波数に同期したインバータ動作を継続させることが特徴である。Ｑ２のオン、オフについても同様である。
【００１３】
図４（ｂ）を用いて動作を説明する。ＶＣ１、ＶＣ２は、共振電流ＩＬに応じて正負に変化し、Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間に逆極性で印加される。この結果、（Ｖｃｃ−ＶＣ１）がＱ１のしきい値電圧Ｖｔｈ以下になると、Ｑ１はオフし、電流はＱＤ２を流れる。ＱＤ２の電流によってＶＣ２が減少することは図１の実施形態と同じであり、（Ｖｃｃ−ＶＣ２）がＱ２のしきい値電圧Ｖｔｈ以上になると、Ｑ２はオン可能となる。１サイクルでは上述の動作を繰り返す。
即ち、インバータの高電位側の電圧駆動型半導体素子Ｑ１がオンし、共振回路Ｌｒ、Ｃｒに流れ込む電流を正の方向として、正方向の電流が素子Ｑ１を流れると、Ｃ１にはこの電流が充電され、Ｑ１のゲート・ソース間電圧には（Ｖｃｃ−ＶＣ１）のゲート（制御）電圧が印加される。この結果、電流が流れると、Ｑ１のゲート電圧は減少してＱ１のオン抵抗が増加し、さらに電流が流れると、Ｑ１をオフさせるように働く。次に、Ｑ１がオフすると、共振電流ＩＬは低電位側の電圧駆動型半導体素子Ｑ２の還流ダイオードＱＤ２を流れる。この電流はＱ２対しては逆方向電流であり、Ｃ２が一つ前のサイクルにおいて充電していた充電電圧をこの逆方向電流によって放電し、さらには逆極性の電圧を充電する。この電圧はＱ２のゲート（制御）電圧に対して正の電圧を重畳させることになり、この電圧がＱ２のゲートしきい値を越えると、Ｑ２はオン状態へと向かう。但し、還流ダイオードＱＤ２に電流が流れる限りにおいてはＱ２に順方向の電流は流れない。次に、共振電流の極性が変わると、電流はＱ２を流れ、Ｃ２にはこの電流が充電され、Ｑ２のゲート（制御）電圧に負の電圧を重畳することになり、Ｑ２のゲート（制御）電圧を減少させる。さらに電流が流れ、Ｑ２のゲート（制御）電圧がＱ２のゲートしきい値以下になると、Ｑ２はオフする。この結果、共振電流ＩＬはＱ１の還流ダイオードＱＤ１を流れる。逆方向電流によってＣ１の前のサイクルに充電した電圧を減少させる。その後、充電電圧は逆極性に変わり、Ｑ１のゲート（制御）電圧に対して正の電圧を重畳させ、この電圧がＱ１のゲートしきい値を越えると、Ｑ１はオン状態へと向かう。
以上が１サイクルの動作であり、Ｃ１、Ｃ２によってインバータの電圧駆動型半導体素子Ｑ１、Ｑ２は共振電流ＩＬに同期してオン、オフする。また、Ｑ１、Ｑ２のいずれの素子も、具備される還流ダイオードＱＤ１、ＱＤ２に電流が流れることによって、オンし、逆に、Ｑ１、Ｑ２に電流が流れることによって、オフする。これは、低電位側の素子Ｑ２がオンする直前に高電位側の還流ダイオードＱＤ１に電流が流れているという状態はないことを保証しており、進み位相で動作することはなく、必ず遅れ位相になる。
図１の実施形態との大きな違いとして、本実施形態は、上下アームの相補型スイッチ手段の素子１及び３をそれぞれオンに維持して、ＶＣ１とＶＣ２の電圧だけによってＱ１とＱ２をオン、オフさせることが特徴である。この動作によれば、比較器、ＮＡＮＤ回路を経由することなく、Ｑ１とＱ２をスイッチングするため、時間遅延が少なく、数ＭＨｚ以上の高周波共振型インバータに適する。
【００１４】
このように、本実施形態では、Ｃ１、Ｃ２を設け、Ｑ１、Ｑ２のいずれの素子も具備する還流ダイオードに流れる電流によってＣ１、Ｃ２の充電電圧を減少させ、この充電電圧に基づくＱ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧（ゲート（制御）電圧）がそれぞれのゲートしきい値電圧より低くなると、Ｑ１、Ｑ２をオンし、逆に、素子に電流が流れ、Ｃ１、Ｃ２の充電電圧が増加し、この充電電圧に基づくＱ１、Ｑ２のゲート電圧がそれぞれのゲートしきい値電圧より高くなると、Ｑ１、Ｑ２をオフする。この結果、本実施形態においても、図１の実施形態と同様に、インバータの電圧駆動型半導体素子Ｑ１、Ｑ２は共振電流ＩＬに同期してオン、オフすることになり、また、必ず遅れ位相ψで動作することになる。このため、ダイオードの逆回復電流は流れず、スイッチング損失を低減することができる。
【００１５】
図５は、本発明を無電極ランプの点灯装置に適用した実施形態を示す。図５において、Ｒが無電極ランプであり、無電極ランプは、水銀もしくはアマルガムと不活性ガスを封入した放電バルブに近接してコイルを巻き、高周波電流を流すことによって、バルブ内に高周波磁界を発生させ、ランプを点灯させる。通常の蛍光ランプに比べてフィラメントがないことが特徴である。この無電極ランプを駆動するインバータは図１に示した構成と同様に、それぞれソース側にコンデンサＣ１、Ｃ２を備えたＱ１、Ｑ２であり、Ｑ１とＱ２を駆動する制御手段１６は図１と同じ構成である。なお、Ｑ１とＱ２を駆動する制御手段１６は図４（ａ）と同じ構成であってもよい。
インバータの出力ＯとコモンＮの間には共振用のリアクトルＬｒとコンデンサＣｒを直列に接続し、Ｃｒの両端に無電極ランプＲと補助コンデンサＣ４を直列に接続する。また、インバータは、交流電源１７から受電する交流電流をローパスフィルタ１８とダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路を通して整流し、この電流を平滑コンデンサＣＥに充電すると共に、ＣＥからインバータへ電流を供給する。
【００１６】
無電極ランプＲを効率よく点灯させるには、インバータから共振回路Ｌｒ、Ｃｒに数ＭＨｚ以上の交番電圧を印加することが重要である。図５の構成によれば、図２の動作説明で述べたように、共振電流ＩＬに同期してインバータを駆動し、かつ、数ＭＨｚ以上の高周波の交番電圧であっても遅れ位相を保証することができるので、本実施形態は、スイッチング損失を低減し、効率よく無電極ランプＲを点灯させることができる。
【００１７】
また、現状の無電極ランプ点灯装置において、ランプの調光機能を持つ例はないが、通常のフィラメント付き蛍光ランプと同様に、図５の構成によれば、インバータのスイッチング周波数を変えることにより、調光させることが可能である。即ち、図８（ａ）に示したように、インバータのスイッチング周波数ｆを共振周波数ｆｏに対して高くするほど、遅れ位相のまま共振電流は小さくなる。しかしながら、無電極ランプの場合、共振点の周波数が数ＭＨｚであることから、その何倍ものスイッチング周波数でインバータを駆動させることは容易でない。特に、高周波インバータではＱ１とＱ２が同時にオン状態となるアーム短絡が予想され、その防止策が課題であった。
ここでは、図５に示す図１の制御回路１６を図４（ａ）に示す制御回路１６に変え、制御手段６とレベルシフト手段５によって通常点灯時の数倍高い周波数でインバータを駆動したとして、アーム短絡が発生した場合の保護処理について説明する。
Ｑ１とＱ２が同時にオン状態となると、平滑コンデンサＣＥからＱ１とＱ２を通る電流が流れ、この電流はＱ１或いはＱ２の飽和電流で決まる値まで達する。一方、この短絡電流も必ずＣ１とＣ２を通り、Ｃ１とＣ２は点灯時に比べて大きな電流により充電され、それぞれの電圧増加が速くなる。電圧駆動型素子の飽和電流はゲート電圧が小さいほど低いが、Ｑ１とＱ２のゲート電圧は、前述のようにそれぞれ（Ｖｃｃ−ＶＣ１）と（Ｖｃｃ−ＶＣ２）で表わされ、短絡電流に応じてＶＣ１、ＶＣ２が大きくなろうとするほど、逆にゲート電圧が減少して、飽和電流（即ち、短絡電流）を減少させる。この現象は負帰還作用であり、この負帰還作用により、短絡電流は自動的に絞り込まれることになる。
このように、本発明の共振型インバータでは、アーム短絡による装置の破壊等は発生しないことが保証され、この結果、アーム短絡時の装置保護の点からも好適であると言える。
【００１８】
図６は、本発明を蛍光ランプの点灯装置に適用した実施形態を示す。図６において、Ｒはフィラメント付き蛍光ランプであり、フィラメント付き蛍光ランプの場合、インバータの出力ＯとコモンＮの間に接続されるランプを含む共振回路の構成が図５の構成と若干異なるが、その他の構成は図５と同じであり、図５の高周波用の無電極ランプ点灯装置と同じ効果を有する。なお、Ｑ１とＱ２を駆動する制御手段１６は図４（ａ）と同じ構成であってもよい。
フィラメント付き蛍光ランプの場合、寿命末期においては片方或いは両方のフィラメントからのエミッションがなくなる状態が発生する。例えば図６において、両フィラメントのエミッションが無くなると、ランプＲは高抵抗に等しくなり、出力ＯとコモンＮの間にはＬｒとＣｒ及び補助コンデンサＣ４が直列に接続された構成となる。ＣｒとＣ４の合成容量によって、共振周波数ｆｏが高くなるため、従来の点灯装置ではｆ＜ｆｏの進み位相の状態に到る。
こうしたランプ寿命末期の状態においても、本実施形態によれば、進み位相による損失の発生或いは共振点が変わることによる過電流を抑制することができる。即ち、ＣｒとＣ４の合成容量によって、共振周波数ｆｏが高くなり、共振電流も増加した場合には、Ｑ１或いはＱ２を流れる電流によってＣ１とＣ２を充電する時間も短くなり、これらの素子に電流が流れている期間内にＣ１とＣ２の電圧を検知して、Ｑ１或いはＱ２をオフする動作が保たれる。即ち、これは、共振周波数の変化に追従して遅れ位相状態を維持することになる。
ところで、仮に、進み位相に到ったと仮定すると、片側の還流ダイオードを流れる逆回復電流はＣ１とＣ２を貫通して流れるため、ＶＣ１、ＶＣ２はいずれも増加する。図１の実施形態の場合、逆回復電流が大きい程ＶＣ１とＶＣ２の電圧が基準値ＶHLを越え、比較器９、１０によってＱ１、Ｑ２をオフさせる動作が働く。また、図４の実施形態の場合、（Ｖｃｃ−ＶＣ１）と（Ｖｃｃ−ＶＣ２）がゲートしきい値電圧以下となり、Ｑ１とＱ２はオフする。このように、本実施形態のインバータは、共振のサイクルに同期せず、動作を停止するが、ランプ寿命末期の異常を避けるための保護機能として、この動作停止は効果がある。
【００１９】
図７は、本発明を高調波抑制用高効率コンバータに適用した実施形態を示す。図７（ａ）にその構成を示す。
近年、電源高調波に関する規制が実施されるにあたり、高調波抑制用高効率コンバータが数多く報告されている。その一つは電流断続型と呼ばれるコンバータであり、交流電源１７から受電する交流電流をローパスフィルタ１８とダイオードＤ１〜Ｄ４を用いた整流回路を通して整流し、チョークコイルＬｒに流す。通常の電流断続型コンバータでは、Ｌｒに流れる電流をパワー半導体スイッチ素子で高周波にチョッピングし、Ｌｒに蓄えたエネルギーを電源コンデンサＣＥに供給する。Ｌｒを流れる電流はその振幅が交流電圧に応じて変化するため、この高周波電流をローパスフィルタ１８に通した波形は正弦波に近い形となる。
本実施形態では、整流回路の高電位側とインバータの出力Ｏの間にダイオードＤ５、チョークコイルＬｒ、共振用コンデンサＣｒを直列に接続すると共に、Ｄ５とＬｒの接続箇所をアノード側、電源コンデンサＣＥの高電位側をカソード側とする向きにダイオードＤ６を設け、共振型の高効率コンバータとする。インバータの構成及びＱ１とＱ２を駆動する制御手段１６は図１と同じであり、説明は省略する。また、ＣＥの両端に設けたＲは負荷である。なお、Ｑ１とＱ２を駆動する制御手段１６は図４（ａ）と同じ構成であってもよい。
【００２０】
図７（ｂ）と（ｃ）に、本実施形態の動作モードを示す。図７（ｂ）において、Ｑ２がオンすると、電流は整流回路からＤ５、Ｌｒ、Ｃｒ、Ｑ２、Ｃ２を通り、交流側に帰る経路で流れる。この電流はＬｒとＣｒで共振周波数が決まる共振電流であり、波形は正弦波状であり、振幅は交流電源１７の振幅に比例する。この電流によってＣ２の電圧ＶＣ２は増加し、その値がＶＨＬを越えると、Ｑ２はオフする。Ｌｒを流れていた電流は、（ｂ）の破線で示すように、Ｑ１の還流ダイオードＱＤ１、ＣＥを通って交流側に戻り、ＣＥを充電する。この電流によって前のサイクルで充電していたＣ１の電圧ＶＣ１は減少し、その値がＶＬＨ以下になると、Ｑ１はオン可能となる。次に、図７（ｃ）において、共振電流の極性が変わり、図７（ｂ）でＣｒに充電された電圧を放電するため、Ｃｒ、Ｌｒ、Ｄ６、Ｑ１、Ｃ１の経路で電流が流れ、この電流によってＣ１の電圧は増加し、その値がＶＨＬを越えると、Ｑ１はオフする。そして、（ｃ）の破線で示すように、電流はＣｒ、Ｌｒ、Ｄ６、ＣＥ、Ｃ２、ＱＤ２を通る経路に変わり、Ｃ２の電圧ＶＣ２を減少させてＱ２をオン可能とする。
この動作は、図１の実施形態と同様であり、違いは共振電流の振幅が交流電源１７の振幅に比例することである。この影響はＱ１とＱ２のオン期間に現れる。即ち、交流電源１７の振幅が低い場合には電流も小さいため、ＶＣ１とＶＣ２がＶＨＬに達する時間が長くなり、Ｑ１とＱ２のオン期間が増加する。逆に、交流電源１７の振幅が高い場合には電流も大きく、ＶＣ１とＶＣ２がＶＨＬに達する時間が短くなり、Ｑ１とＱ２のオン期間は減少する。この場合、Ｑ１とＱ２は、交流電源１７の正弦波に応じて自動的にパルス幅変調された動作となり、交流電源１７から入力する電流は、通常の電流断続型コンバータによるチョッピングされた電流に比べて正弦波に近づき、高調波を低減する。
このように、本実施形態は、Ｃ１、Ｃ２を設けた共振型インバータを用いることにより、交流電源１７から入力する電流の高調波を抑制することができ、また、図１の実施形態で述べたように、還流ダイオードＱＤ１、ＱＤ２の逆回復が起きないため、スイッチング損失は低減し、また、図５の実施形態で述べたように、アーム短絡時の保護も合わせ持つことになる。
【００２１】
なお、本実施形態では、ダイオードＤ５、チョークコイルＬｒ、共振用コンデンサＣｒを整流回路の高電位側とインバータの出力Ｏの間に直列に接続することとしたが、整流回路の低電位側とインバータの出力Ｏの間に直列に接続してもよい。
【００２２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高周波共振型電力変換装置において、進み位相を防止して必ず遅れ位相で動作することになるため、ダイオードの逆回復電流は流れず、スイッチング損失を低減すると共に、共振電流に同期したインバータの安定な動作を保証することができる。
また、数ＭＨｚ以上で動作する無電極ランプの点灯装置において、新たに調光機能を付加することができると共に、スイッチング損失を低減し、効率よく無電極ランプＲを点灯させることができ、さらに、アーム短絡時の短絡電流を自動的に絞り込み、装置保護を図ることができる。
また、通常の蛍光ランプ点灯装置において、ランプ寿命末期に共振周波数が変化しても、その共振周波数に追従して遅れ位相状態を維持することができると共に、ランプ寿命末期の異常を避けるための保護機能として、共振型電力変換装置の動作を停止し、保護を実現することができる。
また、高調波抑制用高効率コンバータにおいて、交流電源から入力する電流の高調波を抑制することができ、また、スイッチング損失を低減し、さらに、アーム短絡時の保護を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による共振型電力変換装置の構成図
【図２】図１の実施形態の動作シーケンス
【図３】図１の実施形態の動作モード
【図４】本発明の他の実施形態による共振型電力変換装置の構成図
【図５】本発明を用いた無電極ランプ点灯装置の構成図
【図６】本発明を用いた蛍光ランプ点灯装置の構成図
【図７】本発明を用いた高調波抑制用高効率コンバータの構成図
【図８】共振型電力変換装置の説明図
【符号の説明】
Ｑ１、Ｑ２……パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｄ１〜Ｄ６……ダイオード
Ｃ１〜Ｃ４、Ｃｒ、ＣＥ……コンデンサ
Ｌｒ……共振用リアクトル
Ｒ……負荷、無電極ランプ或いは蛍光ランプ
１〜４……半導体スイッチ素子
５……レベルシフト手段、  ６……起動停止手段（制御手段）
７、８……ＮＡＮＤ回路
９、１０……電圧比較器、  １１、１２……基準電源
１３〜１５……駆動用電源
１６……インバータの制御手段
１７……交流電源、  １８……ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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