(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己ターン・オフ機能を持つ第１のスイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａ及び主端子ｍｔ１ｂと呼ぶとしたときに、そして、その駆動信号入力用に制御端子Ｃｔ１と主端子ｍｔ１ａが対を成すとしたときに、
第１の直流電源手段と、
前記第１のスイッチング手段と、
制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間に接続され、その電圧降下によってその間にオフ駆動電圧を供給する電圧降下手段と、
制御端子ｃｔ１側に有って、前記第１の直流電源手段の両電源端子間に主端子ｍｔ１ｂ・制御端子ｃｔ１間部分と共に直列接続される第２のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵する第１のエネルギー蓄積手段がそのエネルギーを使って制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間をオン駆動するオン駆動経路手段と、
前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第１の直流電源手段と接続される「内蔵する第２の直流電源手段」が前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段を介して前記第１のエネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する１方向の第１のエネルギー供給経路手段と、
前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段の接続点にその一端が接続されるキャパシタンス手段と、
前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵する第２のエネルギー蓄積手段がそのエネルギーを使って前記第１のスイッチング手段を介して前記キャパシタンス手段を充電する１方向の充電経路手段と、
前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第１の直流電源手段と接続される「内蔵する第３の直流電源手段」が前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段を介して前記第２のエネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する１方向の第２のエネルギー供給経路手段、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記キャパシタンス手段の前記一端を「前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段の接続点」から「前記第１の直流電源手段と前記第２のスイッチング手段の接続点」に接続し直し、
前記第２のスイッチング手段がオフのとき、前記充電経路手段が前記第２のエネルギー蓄積手段と前記第１の直流電源手段のエネルギーを使って前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段を介して前記キャパシタンス手段を充電することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
自己ターン・オフ機能を持つ第１のスイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａ及び主端子ｍｔ１ｂと呼ぶとしたときに、そして、その駆動信号入力用に制御端子ｃｔ１と主端子ｍｔ１ａが対を成すとしたときに、
第１の直流電源手段と、
前記第１のスイッチング手段と、
制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間に接続され、その電圧降下によってその間にオフ駆動電圧を供給する電圧降下手段と、
制御端子ｃｔ１側に有って、前記第１の直流電源手段の両電源端子間に主端子ｍｔ１ｂ・制御端子ｃｔ１間部分と共に直列接続される第２のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵するエネルギー蓄積手段がそのエネルギーを使って制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間をオン駆動するオン駆動経路手段と、
前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第１の直流電源手段と接続される「内蔵する第２の直流電源手段」が前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段を介して前記エネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する１方向のエネルギー供給経路手段と、
前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段の接続点にその一端が接続されるキャパシタンス手段と、
前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵する前記エネルギー蓄槓手段がそのエネルギーを使って前記第１のスイッチング手段を介して前記キャパシタンス手段を充電する１方向の充電経路手段、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記キャパシタンス手段の前記一端を「前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段の接続点」から「前記第１の直流電源手段と前記第２のスイッチング手段の接続点」に接続し直し、
前記第２のスイッチング手段がオフのとき、前記充電経路手段が前記エネルギー蓄積手段と前記第１の直流電源手段のエネルギーを使って前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段を介して前記キャパシタンス手段を充電することを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
第１発明は、「キャパシタンス手段（例：コンデンサ。）、インダクタンス手段（例：コイル。）もしくはエネルギー蓄積手段」とスイッチング手段等を使って、その入力電源電圧を昇圧したり、その入力電源電圧と逆極性の電圧に変換したり、あるいは、出力電源電位を入力電源電位より引き上げたり又は引き下げたり等ＤＣ−ＤＣ変換する際に『そのスイッチング手段のオン電圧を小さくできるオン駆動ができて、しかも、ＤＣ−ＤＣ変換した電力が無駄に消費されるのを無くすことができる』ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。
【０００２】
第２発明は、第１発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において部品点数を少なくすることができるＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。従って、回路中に多数のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を構成する場合、特に、集積回路中に多数のチャージ・ポンプ回路などを構成する場合、総部品点数が少なくて済むので、第２発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は大変便利である。
【０００３】
【第１発明の背景技術】
従来技術として特開昭５１−３８０１９号に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータ回路を図２に示す。３はトランジスタ１９にオン・オフ信号を出力するオン・オフ信号出力手段（例：無安定マルチバイブレータ回路を含む発振回路）で、これがトランジスタ１８、１９を交互にオン、オフさせる。その動作は理想的には次の通りである。トランジスタ１９がオンで、トランジスタ１８がオフのとき、直流電源２１がダイオード１５、２２及びトランジスタ１９を介してコンデンサ１４をその電源電圧まで充電し、同時に直流電源２１がダイオード１５、７を介してコンデンサ２０をその電源電圧まで充電する。その後、トランジスタ１９がオフで、トランジスタ１８がオンのとき、直流電源１とコンデンサ１４の直列回路が抵抗２３、トランジスタ１８及びダイオード７を介してコンデンサ２０を直流電源１、２１の両電源電圧の和まで充電する。後は同じ事の繰返しである。
【０００４】
尚、両直流電源１、２１を共通化して１つにまとめ、ダイオード１５のアノードを直流電源１のプラス電源端子に接続してももちろん構わない。また、トランジスタ１８の代わりに自己ターン・オフ機能（＝自己消弧機能）を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。ただし、ノーマリィ・オン型を用いる場合、ダイオード２２の代わりに電圧降下手段としてもっと電圧降下の大きいもの（例：抵抗、ツェナー・ダイオード。）を使う必要がある。さらに、トランジスタ１９の代わりに機械的なスイッチング手段を用いて手動でこれをオン、オフさせる等する場合、オン・オフ信号出力手段３は要らない。それから、コンデンサ２０のマイナス側端子はアースされているが、後述する図１の実施例の様にそのマイナス側端子を直流電源１のプラス電源端子に接続し直した回路も考えられる。そして、図２７（ａ）〜（ｂ）に無安定マルチバイブレータ回路の従来例を示す。図２７（ｂ）の回路では各コンデンサの充電をコレクタ接地の各トランジスタが行うので、各出力電圧の立上りが急峻で、各出力電流が大きいという利点が有る。      （参照：特開昭４８−１０３２６４号、実開昭６２−２３７６号）
【０００５】
しかしながら、図２の回路ではトランジスタ１８のオン電圧は抵抗２３の電圧降下とトランジスタ１８のベース・エミッタ間電圧の和になり、大きくなるため、トランジスタ１９のオン電圧やダイオード７、１５、２２の各順電圧による各電圧損失を除いてもＤＣ−ＤＣ変換する際に変換中の電力がトランジスタ１８の大きなオン電圧によって余計に無駄に消費されてしまう。しかも、「電力変換動作に使うエネルギー蓄積手段」にコンデンサ１４を使用する場合、トランジスタ１９やダイオード７、１５、２２による各電圧損失を除いてもトランジスタ１８の大きなオン電圧分コンデンサ２０の電圧が小さくなってしまう。
従って、ＤＣ−ＤＣ変換する際に『そのスイッチング手段（例：トランジスタ１８。）のオン電圧を小さくできるオン駆動が望まれる』という第１の問題点が図２の様な従来回路に有る。                        （  第１の問題点  ）
【０００６】
この様にトランジスタ１８のオン電圧が大きくなるのは図２の回路が図２６（ａ）の３端子スイッチを使っているからである。オン電圧を小さくできる図２６（ｂ）の３端子スイッチを使えば上記第１の問題点を解決できるから、図２６（ｂ）の３端子スイッチを応用した図３の回路が考えられる。ただし、起動直後などはコンデンサ２０の電圧は直流電源１の電圧より大きくないため、コンデンサ２０はトランジスタ２３に充分な高さのベース順バイアス電位を供給できないから、コンデンサ２０が充分に充電されるまで上記第１の問題点は解決されない。尚、図３の回路ではコンデンサ２０のマイナス側端子はアースされているが、後述する図１の実施例の様にそのマイナス側端子を直流電源１のプラス電源端子に接続し直した回路も考えられる。
【０００７】
ところが、図３の回路ではせっかくコンデンサ２０が充電されても、トランジスタ１８のオン駆動に加えてトランジスタ１９のオン期間中に抵抗２３がコンデンサ２０を放電させ、せっかく変換した電力が無駄に消費されてしまう。
従って、『ＤＣ−ＤＣ変換した電力が無駄に消費されるのを無くすことが望まれる』という第２の問題点が図３の様な回路に有る。      （第２の問題点）
そして、図３の回路ではコンデンサ２０は外部負荷（図示せず。）に出力電流を供給し、同時にトランジスタ１８のベースに駆動電流を供給するのであるが、両電流のおおもとは直流電源１と「充電されたコンデンサ１４」の直列回路からトランジスタ１８とダイオード７を経てコンデンサ２０に流れる充電電流である。このため、トランジスタ１８のオン期間中、コンデンサ２０の充電電流のうちベース駆動電流分がトランジスタ１８のオン電圧を増加させるので、コンデンサ２０の充電電流のうち外部出力電流分がトランジスタ１８を流れる時、そのオン電圧の増加分だけ余計に電力が消費される。つまり、『オン駆動電流分がＤＣ−ＤＣ電力変換途中での無駄な消費電力を増加させる』という第３の問題点も有る。反対にオン駆動電流分の側から見てもこれは同様である。（第３の問題点）
この事は電圧駆動型のＭＯＳ・ＦＥＴ等を使う場合でも同様で、オン駆動時にそのゲート・ソース間静電容量を充電する時オン駆動電流（＝ゲート順バイアス電流）が流れ、しかも、そのオン・オフ切換え周波数が高くなればなる程その充放電回数が増えるので、そのオン駆動電流が増加する。その結果、そのオン電圧が増加し、やはりそのオン電圧増加分だけ余計に電力が消費されてしまう。
【０００８】
【第１発明の目的】
そこで、第１発明は、自己ターン・オフ機能を持つ第１のスイッチング手段の駆動端子対となる制御端子と主端子の間に電圧降下手段を接続し、その制御端子に第２のスイッチング手段を接続した構造の３端子スイッチを使う場合に『その第１のスイッチング手段のオン電圧を小さくするオン駆動ができて、ＤＣ−ＤＣ電力変換した電力が無駄に消費されるのを無くし、さらに、その第１のスイッチング手段のオン駆動電流分がＤＣ−ＤＣ電力変換途中での無駄な消費電力を増加させることが無い』ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することを目的としている。
【０００９】
【第１発明の開示】
即ち、第１発明は、自己ターン・オフ機能を持つ第１のスイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａ及び主端子ｍｔ１ｂと呼ぶとしたときに、そして、その駆動信号入力用に制御端子ｃｔ１と主端子ｍｔ１ａが対を成すとしたときに、
第１の直流電源手段と、
前記第１のスイッチング手段と、
制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間に接続され、その電圧降下によってその間にオフ駆動電圧を供給する電圧降下手段と、
制御端子ｃｔ１側に有って、前記第１の直流電源手段の両電源端子間に主端子ｍｔ１ｂ・制御端子ｃｔ１間部分と共に直列接続される第２のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵する第１のエネルギー蓄積手段がそのエネルギーを使って制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間をオン駆動するオン駆動経路手段と、
前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第１の直流電源手段と接続される「内蔵する第２の直流電源手段」が前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段を介して前記第１のエネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する１方向の第１のエネルギー供給経路手段と、
前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段の接続点にその一端が接続されるキャパシタンス手段と、
前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵する第２のエネルギー蓄積手段がそのエネルギーを使って前記第１のスイッチング手段を介して前記キャパシタンス手段を充電する１方向の充電経路手段と、
前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第１の直流電源手段と接続される「内蔵する第３の直流電源手段」が前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段を介して前記第２のエネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する１方向の第２のエネルギー供給経路手段、
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。
【００１０】
このことによって、電力変換動作に使う前記第２のエネルギー蓄積手段とは別に前記第１のエネルギー蓄積手段を前記第１のスイッチング手段のオン駆動用に設けたので、前記第１のスイッチング手段のオン電圧を小さくするオン駆動ができる。しかも、前記キャパシタンス手段のエネルギーは前記第１のスイッチング手段のオン駆動には使用されず、変換した電力全てを出力に回すことができる。それから、前記第１のスイッチング手段のオン駆動を担当する前記第１のエネルギー蓄積手段は、前記第２のスイッチング手段がオンの時すなわち前記第１のスイッチング手段がオフの時に電力供給されるので、前記第１のエネルギー蓄積手段への供給電流（すなわち前記第１のスイッチング手段のオン駆動電流分）は前記第１のスイッチング手段を流れることはなく、前記第１のスイッチング手段のオン電圧を増加させることは無い。その結果、前記第２のエネルギー蓄積手段への供給電流（すなわち負荷への出力電流分）が前記第１のスイッチング手段を流れても、消費電力は増加しないから、前記第１のスイッチング手段のオン駆動電流分はＤＣ−ＤＣ電力変換途中での無駄な消費電力を増加させることは無い。つまり、自己ターン・オフ機能を持つ第１のスイッチング手段の駆動端子対となる制御端子と主端子の間に電圧降下手段を接続し、その制御端子に第２のスイッチング手段を接続した構造の３端子スイッチを使う場合に『その第１のスイッチング手段のオン電圧を小さくするオン駆動ができて、ＤＣ−ＤＣ電力変換した電力が無駄に消費されるのを無くし、さらに、その第１のスイッチング手段のオン駆動電流分がＤＣ−ＤＣ電力変換途中での無駄な消費電力を増加させることが無い』という３つの効果が第１発明に有る。        （  第１発明の効果  ）
【００１１】
その動作は次の通りである。前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第２の直流電源手段は前記第１のエネルギー供給経路手段を使って前記第１のエネルギー蓄積手段にエネルギーを供給し、前記第３の直流電源手段は前記第２のエネルギー供給経路手段を使って前記第２のエネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する。その際どちらのエネルギー供給経路手段にも前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段が含まれるため、前記電圧降下手段に生じる電圧降下で前記第１のスイッチング手段はオフ駆動される。その後、前記第２のスイッチング手段がターン・オフすると、前記第１のエネルギー蓄積手段が前記オン駆動経路手段を使って前記第１のスイッチング手段をオン駆動するので、前記第２のエネルギー蓄積手段が「前記第１のスイッチング手段を含む前記充電経路手段」を使って前記キャパシタンス手段にエネルギーを供給する。後は前記第２のスイッチング手段のオン、オフに応じて同じ事が繰り返される。その結果、前記第３の直流電源手段のエネルギーは前記第２のエネルギー蓄積手段を介して前記キャパシタンス手段に供給され、ＤＣ−ＤＣ変換が行われる。
【００１２】
第１発明が請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応する場合、前記第１、第３の直流電源手段の両エネルギーが前記キャパシタンス手段に供給され、ＤＣ−ＤＣ変換が行われる。ただし、前記第３の直流電源手段のエネルギーは前記第２のエネルギー蓄積手段を介して供給される。
【００１３】
尚、前記第１のエネルギー蓄積手段の電流は主端子ｍｔ１ｂ・主端子ｍｔ１ａ間を流れず、その間に電圧降下を生じないから、前記第１のエネルギー蓄積手段の電流は前記第１のスイッチング手段のオン電圧を増大させることは無い。このため、「前記第２のエネルギー蓄積手段の出力電流が主端子ｍｔ１ｂ・主端子ｍｔ１ａ間を介して前記キャパシタンス手段を充電する際」つまり「ＤＣ−ＤＣ変換する際」に前記第１のエネルギー蓄積手段の電流は「ＤＣ−ＤＣ変換途中の電力がそのオン電圧によって失う損失量」を増大させることは無い。また、前記第１〜第３の直流電源手段のうち「どれか２つ」又は「３つ全部」を共通化して１つにまとめることも可能である。さらに、前記電圧降下手段としては抵抗、定電流手段、定電圧手段、ダイオード等が有る。それから、前記各直流電源手段のアースの取り方、前記キャパシタンス手段の接続の仕方、出力の取り出し方などによってその回路動作は昇圧動作になったり、その入力電圧をその逆極性電圧へ変換する反転動作だったり、電源電位を上下させる電位移動だったり等する。
【００１４】
【第２発明の背景技術】
第１発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の場合、前述した通りエネルギー蓄槓手段が前記第１のスイッチング手段のオン駆動用とＤＣ−ＤＣ変換動作用に２つ必要なため、『部品点数が多い』という問題点が有る。        （  問題点  ）
この事はコスト低減、スペース縮小などの面で不利となる。
【００１５】
【第２発明の目的】
そこで、第２発明は第１発明に比べて『部品点数を少なくすることができる』ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することを目的としている。
【００１６】
【第２発明の開示】
即ち、第２発明は、自己ターン・オフ機能を持つ第１のスイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａ及び主端子ｍｔ１ｂと呼ぶとしたときに、そして、その駆動信号入力用に制御端子ｃｔ１と主端子ｍｔ１ａが対を成すとしたときに、
第１の直流電源手段と、
前記第１のスイッチング手段と、
制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間に接続され、その電圧降下によってその間にオフ駆動電圧を供給する電圧降下手段と、
制御端子ｃｔ１側に有って、前記第１の直流電源手段の両電源端子間に主端子ｍｔ１ｂ・制御端子ｃｔ１間部分と共に直列接続される第２のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵するエネルギー蓄積手段がそのエネルギーを使って制御端子ｃｔ１・主端子ｍｔ１ａ間をオン駆動するオン駆動経路手段と、
前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第１の直流電源手段と接続される「内蔵する第２の直流電源手段」が前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段を介して前記エネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する１方向のエネルギー供給経路手段と、
前記第１の直流電源手段と前記第１のスイッチング手段の接続点にその一端が接続されるキャパシタンス手段と、
前記第２のスイッチング手段がオフのとき、内蔵する前記エネルギー蓄積手段がそのエネルギーを使って前記第１のスイッチング手段を介して前記キャパシタンス手段を充電する１方向の充電経路手段、
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。
【００１７】
このことによって、第２発明では第１発明の「前記第１、第２のエネルギー蓄積手段」と「前記第１、第２のエネルギー供給経路手段」はそれぞれ共通化されて、それぞれ１つにまとめられており、第２発明の前記エネルギー蓄積手段は前記第１のスイッチング手段のオン駆動用とＤＣ−ＤＣ変換動作用に使用されるので、部品点数は少なくなる。つまり、第１発明に比べて『部品点数を少なくすることができる』という効果が第２発明に有る。      （  第２発明の効果  ）
もちろん、第２発明には「前述した第１発明の効果」も有る。
【００１８】
その動作は次の通りである。前記第２のスイッチング手段がオンのとき、前記第２の直流電源手段は前記エネルギー供給経路手段を使って前記エネルギー蓄積手段にエネルギーを供給する。その際に前記エネルギー供給経路手段に前記電圧降下手段と前記第２のスイッチング手段が含まれるため、前記電圧降下手段に生じる電圧降下で前記第１のスイッチング手段はオフ駆動される。その後、前記第２のスイッチング手段がターン・オフすると、前記エネルギー蓄積手段が前記オン駆動経路手段を使って前記第１のスイッチング手段をオン駆動し、同時に前記エネルギー蓄積手段が「前記第１のスイッチング手段を含む前記充電経路手段」を使って前記キャパシタンス手段にエネルギーを供給する。後は前記第２のスイッチング手段のオン、オフに応じて同じ事が繰り返される。その結果、前記第２の直流電源手段のエネルギーは前記エネルギー蓄積手段を介して前記キャパシタンス手段に供給され、ＤＣ−ＤＣ変換が行われる。
【００１９】
第２発明が請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応する場合、前記第１、第２の直流電源手段の両エネルギーが前記キャパシタンス手段に供給され、ＤＣ−ＤＣ変換が行われる。ただし、前記第２の直流電源手段のエネルギーは前記エネルギー蓄積手段を介して供給される。
【００２０】
尚、前記エネルギー蓄積手段の放出電流のうち「前記第１のスイッチング手段をオン駆動する方の電流分」は主端子ｍｔ１ｂ・主端子ｍｔ１ａ間を流れず、その間に電圧降下を生じないから、その「オン駆動する方の電流分」は前記第１のスイッチング手段のオン電圧を増大させることは無い。このため、「前記エネルギー蓄積手段の放出電流のうち『前記キャパシタンス手段を充電する方の電流分』が主端子ｍｔ１ｂ・主端子ｍｔ１ａ間を介して前記キャパシタンス手段を充電する際」つまり「ＤＣ−ＤＣ変換する際」に上記「オン駆動する方の電流分」が「ＤＣ−ＤＣ変換途中の電力がそのオン電圧によって失う損失量」を増大させることは無い。また、前記第１、第２の直流電源手段を共通化して１つにまとめることも可能である。さらに、前記電圧降下手段としては抵抗、定電流手段、定電圧手段、ダイオード等が有る。それから、前記各直流電源手段のアースの取り方、前記キャパシタンス手段の接続の仕方、出力の取り出し方などによってその回路動作は昇圧動作になったり、その入力電圧をその逆極性電圧へ変換する反転動作だったり、電源電位を上下させる電位移動だったり等する。
【００２１】
【各発明を実施するための最良の形態】
各発明をより詳細に説明するために以下添付図面に従ってこれらを説明する。図１に示す第１発明の実施例は請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応し、次の通りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。
ａ）直流電源１、２、２１が前述した第１〜第３の直流電源手段に。
ｂ）トランジスタ４、５が前述した第１、第２のスイッチング手段に。
ｃ）トランジスタ４のゲート端子、ソース端子およびドレイン端子が前述した制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａおよび主端子ｍｔ１ｂに。
ｄ）ツェナー・ダイオード８（、１０８）が前述した電圧降下手段に。
ｅ）コンデンサ９、１４が前述した第１、第２のエネルギー蓄積手段に。
ｆ）コンデンサ１０が前述したキャパシタンス手段に。
【００２２】
ｇ）「トランジスタ５がオフのとき、コンデンサ９が抵抗１１を介してトランジスタ４のゲート・ソース間をオン駆動する経路」が前述したオン駆動経路手段に。
ｈ）「トランジスタ５がオンのとき、直流電源２がダイオード６、ツェナー・ダイオード８（、１０８）及びトランジスタ５を介してコンデンサ９を充電する経路」が前述した第１のエネルギー供給経路手段に。
ｉ）「トランジスタ５がオフのとき、コンデンサ１４がダイオード７とトランジスタ４を介してコンデンサ１０を充電する経路」が前述した充電経路手段にｊ）「トランジスタ５がオンのとき、直流電源２１がダイオード１５、ツェナー・ダイオード８（、１０８）及びトランジスタ５を介してコンデンサ１４を充電する経路」が前述した第２のエネルギー供給経路手段に。
尚、オン・オフ信号出力手段３は、無安定マルチバイブレータを含む発振回路などで、トランジスタ５をオン、オフさせるオン・オフ信号を出力する。
【００２３】
その動作は次の通りである。トランジスタ５がオンのとき直流電源２がダイオード６、ツェナー・ダイオード８（、１０８）及びトランジスタ５を介してコンデンサ９を充電し、同時に直流電源２１がダイオード１５、ツェナー・ダイオード８（、１０８）及びトランジスタ５を介してコンデンサ１４を充電する。その際どちらの充電電流もツェナー・ダイオード８（、１０８）に電圧降下を生じ、トランジスタ４をゲート逆バイアスしてオフに保つ。その後、トランジスタ５がターン・オフすると、コンデンサ９が抵抗１１を介してトランジスタ４をゲート順バイアスしてターン・オンさせるので、コンデンサ１４がダイオード７とトランジスタ４を介してコンデンサ１０を充電する。以後、同様にトランジスタ５がオン、オフを繰り返せば、直流電源２１からエネルギーがコンデンサ１４を介してコンデンサ１０に繰り返し供給される。
【００２４】
その際、コンデンサ９がトランジスタ４をオン駆動するためトランジスタ４のオン電圧を小さくできるし、コンデンサ１０のエネルギーはトランジスタ４のオン駆動に使われないため変換した電力全てを出力に回すことができる。
（効果）
【００２５】
尚、直流電源１、２、２１のうち「どれか２つ」又は「３つ全部」を共通化して１つにまとめてももちろん構わない。また、トランジスタ４の代わりに自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも用いることができる。さらに、トランジスタ５の代わりに機械的なスイッチング手段を用いて手動でオン、オフさせる等する場合、オン・オフ信号出力手段３は要らない。それから、ツェナー・ダイオード８の代わりに電圧降下手段として抵抗、定電流手段、定電圧手段などを用いることも可能である。トランジスタ４の様にノーマリィ・オフ型なら、その電圧降下はゼロでも良い。そして、コンデンサ１４の充電電流だけでなくコンデンサ９の充電電流もまたトランジスタ４のゲート・ソース間の電荷を引き抜いてトランジスタ４のターン・オフを速めたり（利点）、トランジスタ５のターン・オフ時そのドレイン・ソース間静電容量を充電してトランジスタ４のゲート電位の立上りを速めたり（利点）する。（参照：特開平３−１７９８１５号）
【００２６】
ところで、コンデンサ９の放電電流（オン駆動電流）がトランジスタ４のオン電圧を増大させる様にトランジスタ４のドレイン・ソース間を流れることは無いから、コンデンサ９の放電電流は「コンデンサ１４の放電電流がトランジスタ４のオン電圧によって失うエネルギー損失量」を増大させることは無い。つまり、ＤＣ−ＤＣ変換途中で変換電力が無駄に消費される量が少ない。
（効果）一方、図３の凹路では前述（０００７）の通りトランジスタ１８のオン期間中、コンデンサ２０の充電電流のうちベース駆動電流分がトランジスタ１８のオン電圧を増加させるので、その充電電流のうち外部出力電流分がトランジスタ１８を流れる時、そのオン電圧の増加分だけ余計にエネルギーが消費されてしまう。
【００２７】
図４、図５各図に示す第１発明の各実施例は請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応し、前述したキャパシタンス手段に相当するコンデンサ２０のマイナス側端子は直流電源１のマイナス電源端子に接続されている。図４の実施例はほぼ図１の実施例においてコンデンサ１０のマイナス側端子を直流電源１のプラス電源端子からマイナス電源端子に接続し直した回路である。
【００２８】
図６に示す第２発明の実施例は請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応し、次の通りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。
ａ）直流電源１、２が前述した第１、第２の直流電源手段に。
ｂ）トランジスタ４、５が前述した第１、第２のスイッチング手段に。
ｃ）トランジスタ４のゲート端子、ソース端子およびドレイン端子が前述した制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａおよび主端子ｍｔ１ｂに。
ｄ）ツェナー・ダイオード８が前述した電圧降下手段に。
ｅ）コンデンサ９が前述したエネルギー蓄積手段に。
ｆ）コンデンサ１０が前述したキャパシタンス手段に。
【００２９】
ｇ）「トランジスタ５がオフのとき、コンデンサ９が抵抗１１を介してトランジスタ４のゲート・ソース間をオン駆動する経路」が前述したオン駆動経路手段に。
ｈ）「トランジスタ５がオンのとき、直流電源２がダイオード６、ツェナー・ダイオード８及びトランジスタ５を介してコンデンサ９を充電する経路」が前述したエネルギー供給経路手段に。
ｉ）「トランジスタ５がオフのとき、コンデンサ９がダイオード７とトランジスタ４を介してコンデンサ１０を充電する経路」が前述した充電経路手段に。尚、オン・オフ信号出力手段３は無安定マルチバイブレータを含む発振回路などで、トランジスタ５をオン、オフさせるオン・オフ信号を出力する。
【００３０】
その動作は次の通りである。トランジスタ５がオンのとき、直流電源２がダイオード６、ツェナー・ダイオード８及びトランジスタ５を介してコンデンサ９を充電し、ツェナー・ダイオード８に生じる電圧降下がトランジスタ４を僅かにゲート逆バイアスしてオフに保つ。その後、トランジスタ５がターン・オフすると、コンデンサ９が抵抗１１を介してトランジスタ４をゲート順バイアスしてターン・オンさせるので、コンデンサ９がダイオード７とトランジスタ４を介してコンデンサ１０を充電する。以後、同様にトランジスタ５がオン、オフを繰り返せば、直流電源２からエネルギーがコンデンサ１０に繰り返し供給される。
【００３１】
このため、直流電源２の供給エネルギーがコンデンサ９を介してコンデンサ１０に転送されることになり、その電源電位が直流電源１の電圧分だけ引き上げられた新しい直流電源が端子１２、１３に生じると考えることもできるし、あるいは、大まかに言えば、端子１２とアースの間に直流電源１と直流電源２（電源電圧は小さくなるが。）を直列接続した直流電源が有ると考えることもできる。
【００３２】
ここで、直流電源の数が同じである「図６に示す第２発明の実施例」と「後述する図９に示す第１発明の実施例」を比較すれば、部品点数の面で図６の実施例の効果は明白で、コンデンサ１４とダイオード１５の部品２つが要らなくなっている。この例の様に第２発明は第１発明と比べて部品点数が少ない。
（効果）しかも、第２発明は第１発明と同様にコンデンサ９がトランジスタ４をオン駆動するためトランジスタ４のオン電圧を小さくできるし、コンデンサ１０のエネルギーはトランジスタ４のオン駆動に使われないため変換した電力全てを出力に回すことができる。
（効果）
【００３３】
さらに、コンデンサ９の放電電流のうち、オン駆動電流分はトランジスタ４のオン電圧を増大させる様にトランジスタ４のドレイン・ソース間を流れることは無いから、そのオン駆動電流分は「コンデンサ９の放電電流のうち、コンデンサ１０への充電電流分（外部出力エネルギー分）がトランジスタ４のオン電圧によって失うエネルギー損失量」を増大させることは無い。つまり、ＤＣ−ＤＣ変換途中で変換電力が無駄に消費される量が少ない。
（効果）
一方、図３の回路では前述（段落番号００２６）した通りＤＣ−ＤＣ変換途中で変換電力が無駄に消費される量が多い。                        （問題点）
【００３４】
尚、図６の実施例において後述する図１７、図１８の各実施例の様に直流電源２を取り外し、ダイオード６のアノードを直流電源１のプラス電源端子に接続して、直流電源１、２を共通化することももちろん可能である。この場合、直流電源１はそのマイナス電源端子がアースされているので直流電源１はプラス電圧を出力するが、端子１２・アース間からそれより大きいプラス出力電圧を取れば、この実施例の動作は昇圧である。そして、端子１２、１３間から出力電圧を取れば、この実施例の動作は電源電位の移動である。しかし、アースが直流電源１のプラス電源端子（端子１３）側に変更されれば、直流電源１はマイナス電圧を出力し、端子１２、１３間からプラス電圧が出力されるので、この実施例の動作はマイナス電圧からプラス電圧への電力変換、即ち、電圧極性の反転である。
【００３５】
また、前述の電圧降下手段としてツェナー・ダイオード８の代わりに抵抗、定電流手段、定電圧手段などを使うこともできる。トランジスタ４の様にノーマリィ・オフ型なら、その電圧降下はゼロでも良い。もちろん、トランジスタ４の代わりに自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。さらに、トランジスタ５の代わりに機械的なスイッチング手段を使って手動でこれをオン、オフさせる等する場合、オン・オフ信号出力手段３は要らない。それから、抵抗１１の代わりに定電流手段を含む電流制限手段を用いることもできるし、抵抗とコイルの直列回路を用いることもできる。そして、ダイオード２７が有ると、トランジスタ５のオン期間中コンデンサ９の充電電流がツェナー・ダイオード８に生じる電圧降下がゼロになっても、トランジスタ５とダイオード２７がトランジスタ４をしっかりとオフに保つことができる。
【００３６】
図７に示す第２発明の実施例は、図６の実施例においてコンデンサ１０のマイナス側端子を直流電源１のプラス電源端子から「後述する図１６の実施例の様に」直流電源１のマイナス電源端子に接続し直した実施例で、請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応する。
【００３７】
図８に示す第１発明の実施例は図４の実施例において直流電源２、２１を共通化して１つにまとめたものであり、図９に示す第１発明の実施例はほぼ図１の実施例において直流電源２、２１を共通化して１つにまとめたものである。
【００３８】
図１０〜図１２各図に示す第１発明の各実施例は図１の実施例において前述した第１、第２のエネルギー蓄積手段としてコンデンサ９又は１４の代わりにコイル２４又は２５を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。
（参照：特開昭６３−２９９７６８号、実開平３−８２９３１号）
【００３９】
尚、図１、図９、図１１の各実施例では直流電源２又は２１の供給エネルギーがコンデンサ１４を介してコンデンサ１０に転送されることになり、その電源電位が直流電源１の電圧分だけ引き上げられた新しい直流電源がコンデンサ１０の両端に生じることになるので、大まかに言えば、直流電源１とコンデンサ１０の直列回路が２つの直流電源を直列接続した直流電源であると考えることもできる。また、図１、図９〜図１２の各実施例において複数個有る直流電源を共通化して直流電源１ひとつにまとめた場合、直流電源１はそのマイナス電源端子側がアースされているので直流電源１はプラス電圧を出力し、コンデンサ１０のプラス側端子からそれより大きいプラス電圧が出力されるから、それらの回路動作は昇圧である。しかし、アースが直流電源１のプラス電源端子側に変更されれば、直流電源１はマイナス電圧を出力する一方、コンデンサ１０のプラス側端子からプラス電圧が出力される。だから、この場合それらの回路動作は昇圧ではなく、マイナス電圧からプラス電圧への電力変換、つまり、電圧の反転である。
さらに、ツェナー・ダイオード８の代わりに電圧降下手段として抵抗、定電流手段、定電圧手段などを用いることも可能である。トランジスタ４の様にノーマリィ・オフ型なら、その電圧降下はゼロでも良い。
【００４０】
図１３に示す第１発明の実施例はほぼ図９の実施例を２つ使ったＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。図左右の各コンバータ回路部が無安定マルチバイブレータ回路２６の正出力と補出力それぞれに従って交互にコンデンサ１０を充電する。
【００４１】
図１４に示す第１発明の実施例は、ほぼ図９の実施例を複数個使って多段接続したＤＣ−ＤＣコンバータ回路で、多段階に昇圧したり、多段階に電位移動したり等する。各ダイオード１５のアノードを直流電源１のプラス電源線に接続し直した実施例も可能である。
【００４２】
図１５に示す第１発明の実施例は、図１３の実施例において図１４の実施例の様に２段接続したＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。
【００４３】
図１６に示す第２発明の実施例は請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応し、トランジスタ２８、２９はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）である。
【００４４】
図１７に示す第２発明の実施例は、請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対応し、プラス電圧をマイナス電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。抵抗３２が有ると、トランジスタ３０のオン期間中コンデンサ９の充電電流がゼロになっても、抵抗３２の電流がダイオード２２に電圧降下を生じ、トランジスタ３１をオフに保つ。
【００４５】
図１８に示す第２発明の実施例では前述した第１、第２のスイッチング手段としてノーマリィ・オン型ＭＯＳ・ＦＥＴが使われ、前述した電圧降下手段として抵抗が使われている。
【００４６】
図１９、図２０各図に示す第２発明の各実施例ではコイル２５が前述したエネルギー蓄積手段に相当する。
【００４７】
図２１に示す第２発明の実施例では抵抗３３、トランジスタ３４、ダイオード３５及びスイッチ３６が３端子スイッチを構成する。図６の実施例では抵抗１１の値を小さくしトランジスタ４のゲート順バイアス電流を増大させてゲート電圧の立上りを鋭くしようとすると、トランジスタ５のオン期間中に抵抗１１の電流消費も増大してしまう、という欠点が有る。これを改善するために本発明者は上記３端子スイッチを図２１の実施例に導入した。もちろん、スイッチ３６は、前述した第２のスイッチング手段に相当し、オン、オフできるスイッチング手段なら何でも良い。
【００４８】
図２２に示す第２発明の実施例では「抵抗３７、トランジスタ３８及びツェナー・ダイオード３９」が定電圧回路を構成し、コンデンサ９の充電電圧を所定値にする。直流電源２の電圧より小さくコンデンサ９を充電したいとき便利である。また、本発明者は、図２２の実施例にも図２１の実施例と同様に３端子スイッチを導入したが、図２１の実施例中のバイポーラ型のトランジスタ３４の代わりに図２２の実施例ではＧＴＯサイリスタの等価回路を使用した。
（参照：実開昭４７−１４０５２号、特開昭５５−１４６１８号）
【００４９】
図２３に示す第２発明の実施例は「図６の実施例で直流電源１、２を共通化する等した回路」を２つ使ったＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。図１３の実施例の様に図左右の各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が無安定マルチバイブレータ回路２６の正出力と補出力に従って交互にコンデンサ１０を充電する。
【００５０】
図２４に示す第２発明の実施例は、「図６の実施例で直流電源１、２を共通化する等した回路」を複数個使って多段接続、多段昇圧したＤＣ−ＤＣコンバータ回路で、多段階に入力電圧をどんどん昇圧する。尚、各ダイオード６のアノードを直流電源１のプラス電源線に接続し直した実施例も可能である。
【００５１】
図２５に示す第２発明の実施例は、図２３の実施例において図２４の実施例と同様に２段接続、２段昇圧したＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１発明の１実施例を示す回路図である。
【図２】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の１例を示す回路図である。
【図３】実施例ではなく各発明の効果を説明するために使うＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す回路図である。
【図４〜図５】各図は第１発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図６〜図７】各図は第２発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図８〜図１５】各図は第１発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図１６〜図２５】各図は第２発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図２６】従来の３端子スイッチの２回路例を示す回路図である。
【図２７】従来の無安定マルチバイブレータ回路の２例を示す回路図である。
【符号の説明】
３    オン・オフ信号出力手段
２６    無安定マルチバイブレータ回路
【図１】
0003657623.tif 000002
【図２】
0003657623.tif 000003
【図３】
0003657623.tif 000004
【図４】
0003657623.tif 000005
【図５】
0003657623.tif 000006
【図６】
0003657623.tif 000007
【図７】
0003657623.tif 000008
【図８】
0003657623.tif 000009
【図９】
0003657623.tif 000010
【図１０】
0003657623.tif 000011
【図１１】
0003657623.tif 000012
【図１２】
0003657623.tif 000013
【図１３】
0003657623.tif 000014
【図１４】
0003657623.tif 000015
【図１５】
0003657623.tif 000016
【図１６】
0003657623.tif 000017
【図１７】
0003657623.tif 000018
【図１８】
0003657623.tif 000019
【図１９】
0003657623.tif 000020
【図２０】
0003657623.tif 000021
【図２１】
0003657623.tif 000022
【図２２】
0003657623.tif 000023
【図２３】
0003657623.tif 000024
【図２４】
0003657623.tif 000025
【図２５】
0003657623.tif 000026
【図２６】
0003657623.tif 000027
【図２７】
0003657623.tif 000028