(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石モータの電機子に交番電圧を通電するインバータ回路と、そのインバータ回路により転流を行わせて、前記永久磁石モータを回転させる制御回路とを備えた永久磁石モータのセンサレス駆動回路において、前記永久磁石モータは単相ブラシレスモータで構成されるとともに、その単相ブラシレスモータの制御回路には、単相ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電流を検出しこれを電圧変換する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出した電機子電流を電圧変換して得られる電圧を負電圧としてオペアンプにより所定の電圧値に増幅し、前記電流検出回路の検出電流が低減した場合、前記負電圧によりインバータ回路に負帰還をかけるように構成した検出電流増幅回路と、前記インバータ回路のスイッチングパルスをその直流分を除去して交流波形に変換するコンデンサと、負の倍電圧整流回路を構成して前記交流波形を負の直流に変換するダイオードと、更に、前記負の直流からリプル分を除去して定電圧回路を構成するためのツエナーダイオードとによって形成して負電圧を前記検出電流増幅回路に負電源として供給する負電圧発生回路が具備されていることを特徴とした永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相スケルトン形の永久磁石モータの改良に係り、その目的とすることは、前記単相ブラシレスモータを少ない消費電力により効率よく駆動する、省エネルギー機能を具備した単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の永久磁石モータ、例えば、ブラシレスモータをホール素子などの位置検知素子を用いることのないセンサレス駆動回路においては、回転駆動中のモータの電機子巻線に生じる速度起電力と界磁の位置の相関に着目して、前記速度起電力によりモータの転流タイミングを決定していた。そして、特公平７−６３２３２号公報には、速度起電力に基づいて単相ブラシレスモータを駆動する駆動回路が記載されている。
【０００３】
前記特公平７−６３２３２号公報に記載される駆動回路においては、図４に示すように、いわゆるスケルトン形の単相ブラシレスモータ１００を備えており、界磁としてのロータ１０１と、電機子としてのステータ１０２とを備えている。又、モータ１００の停止時に、ロータ１０１の磁極の磁束軸Ｘ’がステータ１０２の磁極の磁束軸Ｙ’と一致して停止しないように（いわゆるロック位置でロータ１０１が停止しないように）、弱磁界の永久磁石１０３の磁極（Ｓ極）が、その磁束軸Ｚ’をステータ１０２の磁束軸Ｙ’と直交するようにして、ロータ１０１の磁極と対向して配置されている。これによりステータ１０２のコイル１０４への通電を停止すると、ロータ１０１は磁束軸Ｘ’，Ｙ’が重なるロック位置から角θだけ回動した位置に停止するように構成されている。
【０００４】
この駆動回路では、モータ１００を所望の方向へ的確に起動させるため、起動前にロータ１０１を所定の初期位置へセットするようにしている。図５を参照して、モータ１００を右方向へ回転させる場合の動作について説明する。
【０００５】
モータ１００の停止状態では、ロータ１０１は、永久磁石１０３の影響により、図５（ａ）又は（ａ）’の位置に停止している。この状態から、図５（ｂ）及び（ｂ）’に示すように、所望の回転方向（右方向）とは逆の左方向への回転を生じさせる向きにステータ１０２へ断続的な通電を行う。図５（ｂ）及び（ｂ）’のいずれの場合にも、ロータ１０１は、この断続的な通電により左方向へ回動し、図５（ｃ）に示すように、ロータ１０１の磁束軸Ｘ’とステータ１０２の磁束軸Ｙ’とが一致する位置で停止する。その後、前記断続的な通電を停止すると、ロータ１０１と永久磁石１０３との間に吸引力および反発力が作用して、ロータ１０１は、図５（ｄ）に示す所定の位置に移動し、やがて停止する。これにより、モータ１００の起動前におけるロータ１０１の初期位置へのセットが完了する。
【０００６】
ロータ１０１の初期位置へのセット完了後、図５（ｅ）に示すように、所望の右方向への回転を生じさせるようにステータ１０２への通電を行うと、ロータ１０１が右方向へ的確に回転を開始する。なお、ロータ１０１を左方向へ回転する場合は、ステータ１０２への通電を、前記図５（ｂ），（ｂ）’，（ｃ）及び（ｅ）の場合とは逆方向に行うことにより達成される。
【０００７】
このように特公平７−６３２３２号公報記載の駆動回路においては、ロータ１０１の停止位置に関わらず、ホール素子などの位置検知素子を用いることなく、センサレスで単相ブラシレスモータ１００を所望の方向へ的確に起動することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５（ｃ）の状態からステータ１０２の通電を停止して、図５（ｄ）の状態へ移行する場合、ロータ１０１の振動は容易に収まらず、ロータ１０１が初期位置にセットされた状態で停止するまでには相当の時間が必要であった。前記ロータ１０１の振動が停止するまでの時間は、モータ１００のイナーシャなどにより一概に断定することはできないが、長い場合数１０秒かかることもあった。一方、ロータ１０１が振動しているときにモータ１００を始動させると、振動の度合によってモータ１００が逆回転してしまうこともあった。
【０００９】
一方、モータ１００の転流タイミングを決定するための速度起電力は、モータ１００の電機子巻線電圧を利用して検出していたので、特に、単相ブラシレスモータでは１８０度通電を行うことができなかった。このため、単相ブラシレスモータでは、始動時に回転子に対して大きなトルクを与えることができず、始動後短時間のうちに前記モータを高速回転させることができなかった。又、単相ブラシレスモータに限らず、高負荷トルク時には、通電切替に伴う電機子電流の還流作用による転流スパイク電圧が増大するので、検出される速度起電力情報に大きな誤差が生じてしまい、その結果、界磁磁極位置の推定に大きなズレが生じて、転流タイミングを適切に決定することができなかった。
【００１０】
そこで、本願出願人は、特開平９−３７５８６号に記載するブラシレスモータのセンサレス駆動回路を発明した。かかるモータのセンサレス駆動回路においては、モータ各相の電機子電流波形に着目し、各相の通電領域にあらわれる２つの顕著な電流増加領域のうち第２の電流増加領域を検出し、これを転流タイミングと決定して、転流制御を行うものである。よって、このモータのセンサレス駆動回路では、速度起電力にたよることなく電機子電流に基づいて転流タイミングを決定しているので、単相のブラシレスモータであっても１８０度通電を行うことができ、かつ、高負荷トルク時でも適切に転流タイミングを決定することができるという優れた点を備えている。
【００１１】
しかし、前記特開平９−３７５８６号に示されているセンサレス駆動回路では、前記第２の電流増加領域を、モータの電機子電流の瞬時値が電機子電流の平均値の所定倍（例えば１．２倍）になったことを目安にして検出している。この結果、第２の電流増加領域を検出するためには、電機子電流を平均化する回路と、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路等とが必要となり、駆動回路自体のコストを上昇させてしまうという問題があった。
【００１２】
本発明は、前記の種々の問題点を解決するようにしたものであり、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定するようにした、安価で、かつ、省エネルギー機能を具備した永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、永久磁石モータの電機子に交番電圧を通電するインバータ回路と、そのインバータ回路により転流を行わせて、前記永久磁石モータを回転させる制御回路とを備えた永久磁石モータのセンサレス駆動回路において、前記永久磁石モータは単相ブラシレスモータで構成されるとともに、その単相ブラシレスモータの制御回路には、単相ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電流を検出しこれを電圧変換する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出した電機子電流を電圧変換して得られる電圧を負電圧としてオペアンプにより所定の電圧値に増幅し、前記電流検出回路の検出電流が低減した場合、前記負電圧によりインバータ回路に負帰還をかけるように構成した検出電流増幅回路と、前記インバータ回路のスイッチングパルスをその直流分を除去して交流波形に変換するコンデンサと、負の倍電圧整流回路を構成して前記交流波形を負の直流に変換するダイオードと、更に、前記負の直流からリプル分を除去して定電圧回路を構成するためのツエナーダイオードとによって形成して負電圧を前記検出電流増幅回路に負電源として供給する負電圧発生回路が具備されていることを特徴とする。
【００１７】
本発明は、単相ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電機子電流を電流検出回路により検出してこれを電圧に変換し、この電圧変換した電圧を負電圧として増幅してインバータ回路に負帰還をかけることにより、次の転流タイミングを決定するように構成されているので、電流検出回路にて検出される電流が小電流の場合でも、前記のように、負電圧を増幅してインバータ回路に十分な帰還をかけることができるため、単相ブラシレスモータの起動時においても、大きな始動トルクが得られ、単相ブラシレスモータの起動を円滑・良好に行うことができることはもとより、電流検出回路で使用する電流検出用抵抗の小容量化が可能となり、その熱的損失を良好に軽減することができ利便である。
【００１８】
しかも、前記負電圧はインバータ回路のスイッチングパルスを増幅することによって容易に得ることができるため、前記スイッチングパルスを利用することにより、負電圧を生成するための特別な回路を設ける必要がないので、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路を簡素な構成で安価に、かつ、省エネルギー構造で製作することができ、至便である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を単相ブラシレスモータ（以下、単相モータと称する）に実施した例を図１ないし図５によって説明する。図１において、単相モータ１は、図の上部側に回転子２を回転自在に挿入するための回転子挿入孔３を有し、図の下部側には、分離可能な鉄心部材４を装着して電機子巻線５を巻装した固定子鉄心６と、永久磁石からなる前記回転子２とからなり、固定子鉄心６は電動機に用いる一般的な電磁鋼板を打抜き、所定の積厚に積層することにより形成し、又、回転子２は、例えば磁性粉末を合成樹脂粉末と混合し、これを射出成型手段等により射出形成した、プラスチックマグネットロータ（以下、単に回転子と称する）を具備して、スケルトン形の単相モータ１を構成するものである。
【００２０】
そして、前記固定子鉄心６には、図１に示すように、回転子挿入孔３の外側において、回転子挿入孔３の周縁に例えば、約１８０°の角度間隔を保って、一対の平面形状がＵ字状をなす切欠部７ａ，７ｂが、前記回転子挿入孔３と連通することなく狭隘な隘路（磁路）Ａ，Ｂを有して形成されている。前記隘路Ａ，Ｂを形成するのは、電機子巻線５が磁化されていないときに固定子鉄心６に流れる磁束（回転子２により生じる）を前記隘路Ａ，Ｂに集中させ、回転子２に所要の磁極を形成させるためのものであり、固定子鉄心６に流れる磁束は、隘路Ａ，Ｂにおいて均等に割り振りされて流れることにより、回転子２の起動時における位置決の動作に貢献するものである。
【００２１】
又、前記固定子鉄心６の回転子挿入孔３の周縁には、図１で示すように、前記切欠部７ａ，７ｂから約９０°の角度間隔を保って回転子挿入孔３と連通可能となした一対の切込部８ａ，８ｂが、互いに相対向した状態で約６０°の角度範囲を保って弧状に形成されている。この切込部８ａ，８ｂは固定子鉄心６に流れる磁束の流れが、前記切込部８ａ，８ｂの存在による磁気抵抗の増加により抑制され、回転子２の磁化が最も弱体化しているＮ極とＳ極との境界部分ａが、前記切込部８ａ，８ｂの中間点の位置で停止させることが可能となる。
【００２２】
前記固定子鉄心６にＵ字状の切欠部７ａ，７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂをそれぞれ形成した場合、回転子２を始動位置に導いたり、所定位置で停止させることができる点は、公知の有限要素法の磁場解析によるコギングトルク解析によって確認することができた。特に、切欠部７ａ，７ｂの存在は、回転子２をその停止位置から始動位置近くまで微動させることが可能となり、これが回転子２の回転方向を導き出す上で大いに貢献しているものと思われる。
【００２３】
前記の点を更に詳述すると、固定子鉄心６は電機子巻線５への通電により鉄心部材４が直流磁化されると、固定子鉄心６に、例えば図１において右方向（時計方向）に沿って磁束が流れる。この結果、回転子２の磁極は固定子鉄心６に流れる磁束に対して整列しやすい方向に位置を変える（回転）ことになるが、これを、即ち、回転子２の回転を急激に行うと、回転子２自体がどの方向に回転するのか不明となる。このため、固定子鉄心６の鉄心部材４を、比較的高い周波数で交流磁化させ、かつ、直流成分を上乗せすることにより、固定子鉄心６を少しだけ直流磁化させる。
【００２４】
前記のようにすると、回転子２は徐々に磁束が整列する方向に移動（回転）し、回転子２のＮ，Ｓ極の境界部分ａが、例えば、切欠部７ａと切込部８ａとの中間位置に近づくように回転しながら停止する。そして、停止した位置が回転子２の始動位置となる。即ち、回転子２の磁石の位置を確定するものである。以上の一連の動作を単相モータ１の起動時における回転子２の位置決め動作（プリセット動作）と言い、これらの動作は有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。
【００２５】
なお、本発明において、前記回転子２は電機子巻線５の無通電状態では、回転子２の磁束軸Ｘが固定子鉄心６の磁束軸Ｙと一致するロック位置から、偏角θを保つ２箇所の位置（図１の位置、および、図１の回転子２のＮ極とＳ極とが逆になった位置）に停止されるように構成されている。
【００２６】
又、電機子巻線５は、例えば、固定子鉄心６の鉄心部材４のみに巻装された一組の中間子付巻線（センタタップ巻線）より構成され、２つの端子ｅ，ｆと中間端子ｇとの計３つの端子を備えている。また、その巻線仕上げは、２本の導線を束ねて同時に巻く、いわゆる「パイファイラ巻き」により行われている。なお、単相モータの場合には、中間タップがあれば良く、必ずしもパイファイラ巻きである必要は無い。
【００２７】
次に、本発明の単相モータ１を駆動制御するセンサレス駆動回路装置について説明する。図２において、前記センサレス駆動回路装置（以下単にモータ駆動回路という）１１は、大別すると、インバータ回路１２と、電流検出回路１３と、帰還回路１４と、ロータプリセット回路１５と、始動補償回路１６と、負電圧発生回路１７と、検出電流増幅回路１８とを備えて概略構成されている。
【００２８】
このモータ駆動回路１１には、１０〜３０ボルトの直流電圧を出力可能な直流電源５０が接続され、そのプラス側入力端Ｐは、ダイオードＤ１  のアノードに接続されている。このダイオードＤ１  は、単相モータ１の転流動作時に発生する逆起電力による還流電流が直流電源５０に流れ込むのを防止する。又、ダイオードＤ１  のカソードは、前記還流電流を充電するコンデンサＣ１  （５０Ｖ、１００μＦ）のプラス側端子に接続され、そのコンデンサＣ１  のマイナス側端子は、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。なお、還流電流をコンデンサＣ１  に充電することは、モータ駆動回路１１から外部に発振される電磁ノイズ（ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の量の減少を図るとともに、直流電源５０と端子ＰＮ間の配線抵抗での電力損失の低減及び還流電流の再利用による電力利用率の向上（効率）を図るためのものである。
【００２９】
前記ダイオードＤ１  のカソードは、単相モータ１の中間端子ｇに接続され、単相モータ１の端子ｅ，ｆは、インバータ回路１２に接続されている。インバータ回路１２は、無安定マルチバイブレータ動作（自励発振動作）を行って、単相モータ１の各コイルＬ１  （ｇ−ｅ巻線），Ｌ２  （ｇ−ｆ巻繰）に、交互に直流電圧を印加するための回路である。このインバータ回路１２は、高耐圧のＮＰＮ形パワートランジスタＱ１  ，Ｑ２  と、１０ｋΩの抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  とを備えて構成されている。
【００３０】
前記インバータ回路１２の両トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のコレクタ端子は、単相モータ１の両端子ｅ，ｆにそれぞれ接続されるとともに、抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  を介して、それぞれ他方のトランジスタＱ２  ，Ｑ１  のベース端子に交叉接続されている。この接続により、一方のトランジスタのオンにより他方のトランジスタがオフされ、かつ、そのオン・オフが繰り返されるという、無安定マルチバイブレータ動作（いわゆる自励発振動作）が行われる。また、両トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のコレクタ・エミッタ端子間には、ダイオードＤ２  ，Ｄ３  がアノード端子をエミッタ端子側にしてそれぞれ接続されており、これらダイオードＤ２  ，Ｄ３  により、単相モータ１の転流動作時に発生する逆起電力エネルギーが還流電流として還流される。
【００３１】
ここで、前記インバータ回路１２の無安定マルチバイブレータ動作について説明する。図２において、直流電源５０の投入により、例えば、トランジスタＱ１  がオンし、トランジスタＱ２  がオフしたとすると、コイルＬ１  を介して電流が流れ、トランジスタＱ１  のコレクタ電流が増加する。やがてコレクタ電流がトランジスタＱ１  のベース電流と電流増幅率とで定まる飽和電流値に達すると、トランジスタＱ１  のコレクタ電流の増加率が低下し、トランジスタＱ１  のコレクタ・エミッタ間電圧が上昇し始める。トランジスタＱ１  のコレクタ電圧がエミッタ端子を基準にして０．６ボルト付近に達すると、抵抗Ｒ１  を介して、トランジスタＱ２  にベース電流が流れ始めトランジスタＱ２  がオンを開始する。このトランジスタＱ２  のオンに伴って、トランジスタＱ２  のコレクタ電圧が低下し、抵抗Ｒ２  を介してトランジスタＱ１  に供給されるベース電流が減少する。このベース電流の減少とともに、トランジスタＱ１  の飽和電流値も減少するので、トランジスタＱ１  のコレクタ電流が更に減少する。これにより、トランジスタＱ１  のコレクタ電圧が更に上昇し、トランジスタＱ２  のベース電流を増加させて、トランジスタＱ２  のオンを加速する。一方、トランジスタＱ２  のオンにより、トランジスタＱ２  のコレクタ電圧が低下し、トランジスタＱ１  のベース電流が更に減少して、トランジスタＱ１  のオフが加速される。このように、急速に、トランジスタＱ１  がオフ、トランジスタＱ２  がオンの状態に変化する。
【００３２】
トランジスタＱ２  がオン、トランジスタＱ１  がオフとなった後は、トランジスタＱ２  のコレクタ電流が飽和電流値に達するまでその状態を維持する。そして、トランジスタＱ２  のコレクタ電流が飽和電流値に達すると、上記とは逆に、トランジスタＱ１  のオン、トランジスタＱ２  のオフが急速に行われ、その状態が変化する。このように、トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のオン・オフ動作が繰り返され、その結果、インバータ回路１２は「無安定マルチバイブレータ動作」（自励発振動作）を行うのである。
【００３３】
インバータ回路１２の両トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のエミッタ端子と、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎとの間には、電流検出回路１３が設けられている。電流検出回路１３は、２Ω（４Ｗ）のシャント抵抗Ｒｓにより構成され、インバータ回路１２を介して単相モータ１の電機子巻線Ｌ１  ，Ｌ２  に流れる電流（以下「電機子電流」という）を、シャント抵抗Ｒｓに流れるシャント電流として検出し、電圧に変換するための回路である。この電圧変換されたシャント電流は、後述する帰還回路１４によってインバータ回路１２へフィードバック（帰還）され、前記した無安定マルチバイブレータ動作の発振周期を決定する。
【００３４】
前記帰還回路１４は、電流検出回路１３によって検出され電圧に変換されたシャント電流（電機子電流）を、インバータ回路１２へフィードバックする回路であり、２つのダイオードＤ４  ，Ｄ５  と、２．２ｋΩの抵抗Ｒ３  と１０ｋΩの抵抗Ｒ４  とからなり、前記抵抗Ｒ３  ，Ｒ４  は直列に接続され、抵抗Ｒ４  側の一端はシャント抵抗Ｒｓの電圧を増幅した検出電流増幅回路１８の出力端に接続され、抵抗Ｒ３  側の他端はダイオードＤ４  ，Ｄ５  のカソードに接続されている。又、ダイオードＤ４  ，Ｄ５  の各アノードは、インバータ回路１２の各トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のベース端子にそれぞれ接続されている。
【００３５】
この帰還回路１４は、電流検出回路１３及び、ベース抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  とトランジスタＱ１  ，Ｑ２  との電流増幅率の相互作用を利用して、電機子電流の急増領域を検出し、その急増領域でインバータ回路１２による転流が行われるようにしている。電機子電流は、回転子２が固定子鉄心６に最も吸着される位置、即ち、回転子２の磁場ベクトルと、電機子巻線５への通電により生じる磁場ベクトルとが整列する位置（モータの発生トルクがゼロとなる位置）で急増する。これは、回転子２が前記位置に達することにより、発電電圧がほぼ「０」となるからである。従って、前記急増領域の現出を転流タイミングとして決定することにより、単相モータ１を適確に同期駆動（回転）することが可能となる。
【００３６】
具体的には、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下を、インバータ回路１２の各トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のベース端子へフィードバック（帰還）させることである。すると、電機子電流の急増領域では、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下が大きくなる結果、その分、ベース電流が帰還回路１４側へ流れて少なくなり、コレクタ電流の飽和電流値が小さくなるものの、その際、流れているコレクタ電流が飽和電流値と一致すると、両トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のオン・オフ状態が切替えられ、転流動作が円滑に行われるのである。
【００３７】
なお、かかる転流周期（タイミング）、即ち、上記したインバータ回路１２の発振周期は、この帰還回路１４の抵抗値により変化させることができる。具体的には、帰還回路１４の抵抗値を小さくすると、インバータ回路１２の発振周期が短くなり（発振周波数が大きくなり）、抵抗値を大きくすると発振周期が長くなる（発振周波数が小さくなる）のである。帰還回路１４の抵抗値を小さくすることにより、トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のベース端子への帰還量が多くなるので、電機子電流の急増を僅かに検出した場合でも、前記転流動作を確実に行わせることができる。
【００３８】
次に、ロータプリセット回路１５は、単相モータ１の停止時（待機時）に、微少量の直流電流成分を流して、回転子２を所定の停止位置（例えば、図３（ａ）に示す位置）に保持しておくための回路である。即ち、単相モータ１の一方のコイルＬ１  に通電する時間と、他方のコイルＬ２  に通電する時間との比率（デューティ比）をアンバランスとして、単相モータ１に直流電流成分を通電する。この直流電流成分は、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値（並列抵抗値）をトランジスタＱ１  ，Ｑ２  の各オン時に大小させるとともに、インバータ回路１２の発振周期を長短させることにより生成することができる。。
【００３９】
このように、前記ロータプリセット回路１５によって回転子２が所定の停止位置に保持されるので、単相モータ１の始動時にインバータ回路１２のいずれのトランジスタＱ１  ，Ｑ２  がオンしても、単相モータ１を必ず所定の方向へ回転させることができるのである。例えば、ロータプリセット回路１５によって、始動前のロータ２が図３の（ａ）に示す位置に保持されていると、単相モータ１は必ず左方向へ回転する。
【００４０】
このロータプリセット回路１５は、インバータ回路１２のトランジスタＱ２  のコレクタ端子に接続された抵抗Ｒ５  （３２ｋΩ）を備え、その抵抗Ｒ５  の一端は、１０ｋΩの抵抗Ｒ６  の一端とトランジスタＱ３  のベース端子とに接続されている。一方、トランジスタＱ３  のコレクタ端子は１ｋΩの可変抵抗ＶＲの摺動子に接線され、前記可変抵抗ＶＲの一端は帰還回路１４のダイオードＤ４  ，Ｄ５  のカソードに接続されている。又、可変抵抗ＶＲの他端は、抵抗Ｒ６  の他端と、トランジスタＱ３  のエミッタ端子と、スイッチＳＷの「待機」端子とに接続され、スイッチＳＷのコモン端子は、帰還回路１４と同様に、始動補償回路１６および検出電流増幅回路１８に接続されている。
【００４１】
ロータプリセット回路１５は、直流電源５０が投入された状態で、スイッチＳＷを「運転」端子から「待機」端子へ切り替えることにより作動する。即ち、スイッチＳＷを「待機」端子に切り替えると、帰還回路１４の抵抗Ｒ３  ，Ｒ４  に可変抵抗ＶＲ及びトランジスタＱ３  のエミッタ端子が並列接続されて合成抵抗値が減少するとともに、かかる合成抵抗値は、インバータ回路１２のトランジスタＱ１  のオン時とＱ２  のオン時とで大小するので、トランジスタＱ１  のオン時とＱ２  のオン時とでインバータ回路１２の発振周期が長短し、その結果、単相モータ１へ直流電流成分が流れる。
【００４２】
具体的には、トランジスタＱ１  がオフ、Ｑ２  がオンの場合、トランジスタＱ３  はオフし、帰還回路１４の合成抵抗値は０．９２ｋΩ（ＶＲ１  （Ｒ３  ＋Ｒ４  ）／（ＶＲ＋Ｒ３  ＋Ｒ４  ））となる。逆に、トランジスタＱ１  がオン、Ｑ２  がオフした場合、トランジスタＱ３  はオンし、可変抵抗ＶＲの抵抗値が減少する。例えば、可変抵抗ＶＲの摺動子が半分程移動した位置にある場合には、可変抵抗ＶＲの抵抗値は０．５ｋΩとなるので、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値は０．４８ｋΩとなる。前記した通り、インバータ回路１２の発振周期は、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値が大きいほど長く、小さいほど短いので、トランジスタＱ１  のオン時間はＱ２  のオン時間に比べて短くなる。従って、その差分の微小量の直流電流成分が単相モータ１に流され、その直流電流成分によって、単相モータ１の回転子２が所定の位置に保持されるのである。
【００４３】
なお、アンバランスとするデューティ比は、直流電流成分が２０％（６０％対４０％）〜５０％（７５％対２５％）の範囲となるように設定することが一般的に好ましい。又、回転子２を保持する所定の位置としては、回転子２の磁束軸Ｘが固定子鉄心６に設けられた２つの切欠部７ａ，７ｂを結ぶ線と直交する位置よりやや水平側に傾いた位置が好適である（図１参照）。即ち、直流電源５０をオフからオンした場合に、回転子２の磁束軸Ｘがやや水平側に回転するような挙動を示す位置に設定するのが好ましい。即ち、回転子２は直流電源５０のオフ後、前記位置に保持され易く構成されているからである。
【００４４】
つづいて、始動補償回路１６は、単相モータ１の始動時に、充分な始動トルクを発生させる上で必要な電機子電流を流して、単相モータ１の始動動作を確実に行うための回路である。従って、この始動補償回路１６は、単相モータ１の始動時と始動後において帰還回路１４の抵抗値を大小させ、始動時には転流周期を長くして、単相モータ１へ充分な電機子電流を流し、始動後は前記転流周期を短くして単相モータ１を高速回転させるようにしている。
【００４５】
始動補償回路１６は、インバータ回路１２のトランジスタＱ１  ，Ｑ２  のエミッタ端子および電流検出回路１３のシャント抵抗Ｒｓの入力端にアノードが接続されたダイオードＤ６  を備え、そのダイオードＤ６  のカソードは２７ｋΩの抵抗Ｒ７  の一端に接続されている。一方、抵抗Ｒ７  の他端は、トランジスタＱ４  のベース端子と、ダイオードＤ８  のアノードとコンデンサＣ２  （２２０μＦ，１０Ｖ）のプラス側端子と、４７ｋΩのブリーダ抵抗Ｒ８  の一端とに接続されている。前記トランジスタＱ４  のコレクタ端子は帰還回路１４の２つの抵抗Ｒ３  ，Ｒ４  間に接続され、エミッタ端子は、コンデンサＣ２  のマイナス側端子および抵抗Ｒ８  の他端とにそれぞれ接続されている。更に、ダイオードＤ８  のカソードは、スイッチＳＷの「待機」端子に接続されている。
【００４６】
この始動補償回路１６は、コンデンサＣ２  に所定量の電荷が蓄積されて、その端子間電圧が約０．６ボルトに達するまで、トランジスタＱ４  のオフを維持し、帰還回路１４の抵抗値を１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３  ，Ｒ４  ）という大きな値に保ち、単相モータ１の始動時における転流周期を長くしている。これにより、単相モータ１の始動後、コンデンサＣ２  の端子間電圧が約０．６ボルトに達するまでの間、単相モータ１の各コイルＬ１  ，Ｌ２  へ、始動トルクを発生させるために充分な電機子電流を流すことが可能となる。
【００４７】
前記始動補償回路１６は、ロータプリセット回路１５のスイッチＳＷが「待機」端子側にあるときは、コンデンサＣ２  の端子間電圧は０．６ボルト未満となっておりトランジスタＱ４  はオフしている。一方、スイッチＳＷが「待機」端子から「運転」端子側に切り替えられると可変抵抗ＶＲが帰還回路１４から切り離され、帰還回路１４の抵抗値が１ｋΩ弱から１２．２ｋΩと急激に大きくなる。これにより、インバータ回路１２の発振周期が長くなり、単相モータ１の転流周期が長くなって、各コイルＬ１  ，Ｌ２  には始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が流される。
【００４８】
前記各コイルＬ１  ，Ｌ２  に流れる電機子電流は、そのままシャント抵抗Ｒｓを流れるシャント電流となり、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧が、  マイナス側入力端Ｎを基準として、約０．６ボルト以上になると（ダイオードＤ８  の電圧降下分以上になると）、コンデンサＣ２  への充電が開始され、その端子間電圧が徐々に上昇して約０．６ボルトに達すると、トランジスタＱ４  がオンして、帰還回路１４の抵抗値が、１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３  ，Ｒ４  ）から２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３  ）に減少する。帰還回路１４の抵抗値が減少すると、インバータ回路１２の発振周期が前記とは逆に短くなり、単相モータ１の転流周期が短くなって単相モータ１が徐々に高速回転を始める。
【００４９】
このように、始動補償回路１６は、コンデンサＣ２  の端子間電圧が約０．６ボルトに達するまでの間、単相モータ１の転流周期を長くして、各コイルＬ１  ，Ｌ２  へ始動トルクを発生させるために充分な電機子電流を流し、単相モータ１を確実に始動するようにしている。しかも、コンデンサＣ２  への充電は、シャント電流（電機子電流）に基づいて行われるので、その端子間電圧が約０．６ボルトに達するまでの時間は、固定された時間とはならず、モータの種類や直流電源５０の電圧に応じて変化する時間となる。よって、モータの始動に適切な時間だけ、転流周期を長くした始動モードを維持することができる。
【００５０】
なお、スイッチＳＷを「運転」端子から「待機」端子に切り替えられると、ダイオードＤ６  を介してコンデンサＣ２  のプラス側端子がダイオードＤ８  を介してオペアンプＯＰの出力端に接続されるので、コンデンサＣ２  に蓄積された電荷が急速に放電される。従って、コンデンサＣ２  は瞬時のうちに初期状態に戻されるため、再度、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えても、始動補償回路１６を確実に作動させることができる。又、その際トランジスタＱ４  は、そのコレクタ端子からベース端子へ漏れ電流を生じるが、かかる漏れ電流はブリーダ抵抗Ｒ８  によりバイパスされるので、始動補償回路１６を正常に作動させることができる。
【００５１】
次に、負電圧発生回路１７について説明する。この負電圧発生回路１７は後述する検出電流増幅回路１８に所定の負電圧を供給するようにしたもので、単相モータ１と接続するコンデンサＣ３  ，負の倍電圧整流回路を形成するダイオードＤ９  ，Ｄ１０，定電圧回路を形成するツエナーダイオードＤ１１とによって形成されている。
【００５２】
そして、前記一端が単相モータ１と接続するコンデンサＣ３  の他端は、ダイオードＤ１０のカソードとダイオードＤ９  のアノードとに接続されている。又、前記ダイオードＤ１０のアノードは、コンデンサＣ４  の一端とツエナーダイオードＤ１１のアノードに接続する。一方、ダイオードＤ９  のカソードはコンデンサＣ４  の他端とツエナーダイオードＤ１１のカソードと接続して、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されてる。
【００５３】
前記負電圧発生回路１７は、インバータ回路１２のトランジスタＱ１  ，Ｑ２  のオン・オフ動作（発振動作）によって発生する矩形波を、コンデンサＣ３  により直流分を除去して交流波形に変換し、一対のダイオードＤ９  ，Ｄ１０よりなる負の倍電圧整流回路によって負の直流に変換し、これを更に、ツエナーダイオードＤ１１にてリプル（交流）分を除去し、後述する検出電流増幅回路１８に負電源として供給するものである。
【００５４】
つづいて、前記した検出電流増幅回路１８について説明する。この増幅回路１８は利得を設定するための抵抗Ｒ９  ，Ｒ１０と、電流検出回路１３で検出した電流値を電圧に変換することによって得られる電圧を所定の値に増幅するためのオペアンプＯＰとによって構成されている。そして、シャント抵抗Ｒｓの入力端には抵抗Ｒ９  の一端が接続され、その他端は前記オペアンプＯＰの反転入力端と抵抗Ｒ１０に接続されており、抵抗Ｒ１０の他端はオペアンプＯＰの出力端に接続されている。
【００５５】
一方、オペアンプＯＰの非反転入力端はシャント抵抗Ｒｓの出力端，直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。前記オペアンプＯＰの電源、即ち、プラス側の電源は単相モータ１の中間端子ｇに接続され、マイナス側の電源は負電圧発生回路１７の出力端（ツエナーダイオードＤ１１のアノード）に接続されている。
【００５６】
そして、検出電流増幅回路１８は電流検出回路１３の増幅回路としての役割を果す上から、常時は正の電圧の供給を得ることしかできない関係上、前記負電圧発生回路１７から負電圧の供給を受けることにより、前記電流検出回路１３からの出力を所定の電圧値（抵抗Ｒ９  ，Ｒ１０により設定される）に増幅して、始動補償回路１６に送出することができるように構成されている。なお、負電圧を得るには、インバータ回路１２における矩形波の交流波形を利用し、これを直接倍電圧整流することにより得ることができる。更に、前記オペアンプＯＰの出力端は、抵抗Ｒ８  ，Ｒ４  ，コンデンサＣ２  ，スイッチＳＷの切替端子のそれぞれの一端と、トランジスタＱ４  のエミッタに接続されている。
【００５７】
次に、上記のように構成されたモータ駆動回路１１の動作を説明する。スイッチＳＷを「待機」端子にした状態で直流電源５０が投入（接続）されると、待機モードとなって、ロータプリセット回路１５が作動する。具体的には、可変抵抗ＶＲの摺動子位置により定まる帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値に基づいて、インバータ回路１２の各トランジスタＱ１  ，Ｑ２  が不均等（アンバランス）なデューティ比でオン・オフされる。このアンバランスなオン・オフにより、単相モータ１に直流電流成分が流され、回転子２が所定の位置（例えば、図３（ｆ）の位置）に保持される。
【００５８】
なお、待機モードでは、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値は１ｋΩ弱と小さいので、転流周期は非常に短く、電機子電流は微小量となっている。よって、待機モードでの通電により、単相モータ１が回転や振動を起こしたり、騒音を発生することはない。
【００５９】
次に、前記待機モード時において回転子２を始動モード（運転開始）位置に移動させて所望の方向に的確に起動させる場合について説明する。図３において、回転子２を左方向に回動する場合について説明すると、回転子２の停止状態では、回転子２はその永久磁石の影響（磁束）により図３（ａ）の位置で停止している。この状態で、単相モータ１の電機子巻線５に回転子２を所定の回転方向への回転を生じさせる向きに断続的に通電する。
【００６０】
前記断続的な通電により固定子鉄心６に図３（ａ）に１点鎖線で示すように磁束が流れ、回転子２は図３（ａ），（ｂ）で示すように左方向（矢印方向）に回転し、回転子２の磁束軸Ｘと固定子鉄心６の磁束軸Ｙとが一致した位置（図３（ｂ））で一旦停止しようとする。しかし、直流成分の断続通電により固定子鉄心６の回転子挿入孔３には、１８０°の角度間隔を保って弧状の切込部８ａ，８ｂが形成されており、この部位において、切込部８ａ，８ｂと回転子２との間で切込部８ａ，８ｂの存在によりギャップが生じている関係上、固定子鉄心６に流れる磁束の磁気抵抗が増大して回転子２の磁化が弱まることによりコギングトルクが作用する。
【００６１】
一方、前記回転子２は断続通電の続行に伴い、固定子鉄心６に設けた切欠部７ａ，７ｂの存在により、この部位（隘路Ａ，Ｂ）に固定子鉄心６，回転子２の磁束が集中し、前記隘路Ａ，Ｂの部位に磁極が生じたような現象が発生して、回転子２を図３（ｃ），（ｅ）で示すように、徐々に磁束が整列する方向に、即ち、特定方向（左方向）への回転を続行させる。
【００６２】
そして、回転子２が例えば、１８０°回転した時点で前記断続的な通電を停止すると、前記回転子２は図３（ｅ）で示すように、Ｎ極とＳ極との境界部分ａが切込部８ａ，８ｂの位置に達すると、前記コギングトルクが良好に作用して前記図３（ａ）の位置から図３（ｅ）を経て（ｆ）で示すように、回転子２の境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置に傾いて（回動）回転子２は停止し、この位置（図３（ｆ））で回転子２の極性が確定される。
【００６３】
この動作を起動時における位置決め動作（プリセット動作）という。なお、回転子２が図３（ｆ）で示すように、境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置で停止することは、有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。
【００６４】
以上により、単相モータ１の回転子２における初期位置（始動位置）のセットを完了する。この場合、即ち、回転子２のＮ極とＳ極の境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置に達すると、回転子２が停止するという現象は、周知の有限要素法の磁場解析によるコギングトルク解析によって確認することができた。又、固定子鉄心６に切欠部７ａ，７ｂを形成することにより、この部位の隘路Ａ，Ｂに磁束の集中によって磁極が存在（現出）することは、回転子２を特定（所定）方向への回転方向性を導き出すのに大いに貢献していると考えられる。
【００６５】
このように、固定子鉄心６にＵ字状の切欠部７ａ，７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂを形成することにより、これら切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとにより、固定子鉄心６に鉄心の飽和現象とリラクタンス特性を生起させ、これにより、鉄心の磁気的方向性を生成させ、これにより、回転子２がそのスタート時（起動時）に少しぐらい逆転したとしても、瞬時正常な回転方向にて回転させることが可能となる。
【００６６】
前記のようにして、単相モータ１における回転子２の始動位置を設定したら、スイッチＳＷを切替端子により待機モードから「運転」端子に切り替えると、始動モードとなる。即ち、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えることにより、ロータプリセット回路１５が帰還回路１４から切り離され、その動作を停止する。一方、始動補償回路１６は、スイッチＳＷが「待機」端子にある場合には、コンデンサＣ２  の充電がダイオードＤ８  によって阻止される停止状態にあるが、この状態からスイッチＳＷを「運転」端子に切り替えることにより、始動モードとなって、始動補償回路１６が作動し、コンデンサＣ２  の充電が開始される。
【００６７】
前記始動モードでは、帰還回路１４の抵抗値が１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３  ，Ｒ４  ）と大きくされ、その分、転流周期が長くなって、単相モータの各コイルＬ１  ，Ｌ２  に始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が流される。よって、単相モータ１は徐々に始動を開始する。
【００６８】
なお、単相モータ１の回転子２は、待機モードにおいて所定の位置に保持されているので、トランジスタＱ１  ，Ｑ２  のいづれからオン動作が始まっても、必ず一定の方向に回転する。具体的には、待機モードにおいて、回転子２が図３（ｆ）の位置に保持されている場合には必ず左方向へ回転する。単相モータ１は、通電第１波または第２波のうち、回転子２の磁場ベクトルと反発する方向の磁場が与えられる通電（図３（ｆ）において、磁場ベクトルが右から左方向へ向かう通電）により、回転を開始するからである。
【００６９】
始動モードの継続に伴って、コンデンサＣ２  が徐々に充電される。かかる充電により、コンデンサＣ２  の端子間電圧が略０．６ボルトに達すると、トランジスタＱ４  がオンして、始動モードから定常モードへと移行する。定常モードでは、トランジスタＱ４  のオンにより帰還回路１４の抵抗値が２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３  ）と小さくなるので、インバータ回路１２の発振周期が短くなって、転流周期が短くなる。
【００７０】
よって、単相モータ１は徐々に高速回転を始め、やがてほぼ定速回転となる。この状態で、直流電源５０の投入が続けられることにより、単相モータ１はほぼ定速回転を継続する。なお、略定速時の回転速度は、コイルＬ１  ，Ｌ２  に印加される直流電源５０の電圧に比例する。即ち、直流電源５０の電圧が高いほど高速で回転し、低いほど低速で回転する。よって、直流電源５０の電圧値により、ほぼ定速時の回転速度を制御することができる。
【００７１】
定常モード（または始動モード）での運転中に、スイッチＳＷが「運転」端子から「待機」端子に切り替えられると、待機モードへ移行する。即ち、始動補償回路１６のコンデンサＣ２  がダイオードＤ８  により急速に放電され、トランジスタＱ４  がオフされるとともに、ロータプリセット回路１５が作動し、単相モータ１へ直流電流成分が流されて、回転子２を所定の位置へ保持するホールディングトルクが加えられる。よって、単相モータ１は徐々に回転を緩め、回転子２を所定の位置にして停止する。
【００７２】
この状態で直流電源５０がオフされても、回転子２は所定の位置又はその近傍にある。よって、次に直流電源５０がオン（接続）された場合に、短時間のうちに回転子２を所定の位置へ保持することができる。回転子２が所定の位置へ保持された後は、単相モータ１をいつでも始動することができるので、単相モータ１を待機モードにしてから直流電源５０をオフすることにより、次の単相モータ１の始動までの時間を短縮することができる。
【００７３】
前記のように、本実施例のモータ駆動回路１１によれば、電流検出回路１３と帰還回路１４とにより、電機子電流の急増領域を検出して、その検出を転流タイミングとして転流動作を行わせている。よって、速度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することができるので、単相モータ１であっても１８０度通電を行うことができ、その始動性を向上することができる。即ち、始動から短時間のうちに高速回転することができるのである。また、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することにより、重負荷時でも、転流に伴う過大なスパイク電圧の影響を受けることなく、的確にモータを駆動（回転）することができるのである。
【００７４】
更に、転流タイミングの決定に電機子電流の急増領域を用いているので、電機子電流を平均化する回路や、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路が不要となり、回路コストを低減することができる。しかも、インバータ回路１２は無安定マルチバイブレータ動作を行うシンプルな回路で構成されるとともに、ロータプリセット回路１５や始動補償回路１６は、インバータ回路１２、電流検出回路１３、帰還回路１４の各回路と有効に結合して共同動作するように構成されているので、各回路が単独で動作するように構成されている場合に比べて、モータ駆動回路１１のコストを大幅に低減することができる。
【００７５】
次に、前記説明したモータ駆動回路１１は、単相モータ１の電機子巻線５に流れる電機子電流の急増領域が検出され、その電機子電流の急増領域における現出を転流タイミングとして決定することにより、単相モータ１を的確に同期駆動（回転）させるものである。
【００７６】
そして、前記単相モータ１において回転時のトルクを得るには、前記回転トルクに見合う電流を電機子巻線５に通電することが必要となり、この電流は電流検出回路１３のシャント抵抗Ｒｓにより電圧に変換されて検出される。今、例えば、シャント抵抗Ｒｓが１Ａの電流を２Ωの抵抗で検出しようとした場合、２Ωの抵抗を用いることによって生ずる損失は、Ｗ＝＊Ｉ＊Ｒ＝２Ｗとなる。この場合、シャント抵抗Ｒｓを１Ωの抵抗に変更すれば、Ｗ＝１Ｗとなり、シャント抵抗Ｒｓによる損失分を半減することが可能となる。
【００７７】
前記のように、１Ωのシャント抵抗Ｒｓを用いた場合、その検出電圧は抵抗による損失分を差し引けば半分になる。即ち、抵抗により損失分を減らすには当然のことながら検出電圧も半減する。このため、シャント抵抗Ｒｓに抵抗値の大きいものを使用すれば、この抵抗によって検出される電流の変換により発生する電圧で、インバータ回路１２に十分な帰還をかけるための電圧が得られる反面、抵抗値を大きくすることにより、発熱によって生ずる電力の損失は無視することができないものとなっている。
【００７８】
一方、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値を小さくすれば、発熱による損失はある程度解消することができるものの、検出電圧が小さいため、インバータ回路１２に十分な帰還、即ち、負帰還をかけることが難しくなる。本発明は、前記の点を考慮し、電流検出回路１３のシャント抵抗Ｒｓによって検出した電機子電流が仮に小電流であっても、これを検出電流増幅回路１８により増幅して始動補償回路１６に供給し、始動補償回路１６からインバータ回路１２に十分な負帰還をかけることを可能とした。
【００７９】
即ち、本発明は、前記シャント抵抗Ｒｓを抵抗値の小さいものを用いることにより、検出電流が低減したり、あるいは、回転子２の回転スタート時における電機子電流が小電流であっても、シャント抵抗Ｒｓによって検出した電圧を検出電流増幅回路１８のオペアンプＯＰによって良好に増幅して、インバータ回路１２に負帰還をかけることができるので、シャント抵抗Ｒｓの発熱による損失が低減でき、電機子電流の検出によって無駄に消費されている電力を良好に軽減し、省エネルギー機能に優れたモータ駆動回路１１を提供することができる。
【００８０】
又、前記検出電流増幅回路１８を機能（駆動）させるには、オペアンプＯＰに負電圧を供給することが必要となるが、本発明のモータ駆動回路１１では、駆動回路１１自体が発振動作を常に行っている関係上、正の電源回路より容易に負電圧（負電源）を生成することが可能となる。
【００８１】
即ち、本発明は、インバータ回路１２に接続する負電圧発生回路１７を具備し、かつ、この負電圧発生回路１７には、インバータ回路１２の発振（オン・オフ）動作によって生ずる矩形波の直流分を除去して交流波形に変換する機能と、この交流波形を負の倍電圧整流回路にて負の直流に変換する機能と、更に、前記負の直流分をリプル分を除去して負の定電圧電源を作る機能とを備えて、常時検出電流増幅回路１８に特別に負電圧を供給することができるように構成されているため、モータ駆動回路１１の外部から負電圧の供給を必要とせず、モータ駆動回路１１を低コストで設計可能とした。
【００８２】
以上説明したように、本発明は、電流検出回路１３で検出した電機子電流に相当する電圧を検出電流増幅回路１８で増幅することにより、電流検出回路１３のシャント抵抗Ｒｓによって消費される電力を軽減しても、十分にインバータ回路１２に負帰還をかけることを可能にしたので、モータ駆動回路１１を低コストで、かつ、省エネルギー化しての製作が可能となる。しかも、前記検出電流増幅回路１８に負電圧を供給する場合は、インバータ回路１２の発振動作によって生ずる矩形波の交流波形分のみを有効利用し、かつ、これを倍電圧整流することによって容易に負電圧を得ることができるので利便である。
【００８３】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように、単相ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電機子電流を電流検出回路により検出してこれを電圧に変換し、前記電圧変換した電圧を負電圧として増幅して、インバータ回路に負帰還をかけることにより次の転流タイミングを決定するように構成したので、即ち、本発明は、電流検出回路を構成するシャント抵抗を抵抗値の小さいものを用いることにより、検出電流が低減したり、あるいは、回転子の回転スタート時における電機子電流が小電流であっても、前記シャント抵抗によって検出した電圧を検出電流増幅回路のオペアンプによって良好に増幅して、インバータ回路に負帰還をかけることができるので、シャント抵抗の発熱による損失が低減でき、電機子電流の検出によって無駄に消費されている電力を良好に軽減し、省エネルギー機能に優れたモータ駆動回路を提供することができる。しかも、本発明は前記のように、電流が例え小電流の場合でも、前記のように、負電圧を増幅してインバータ回路に十分な負帰還をかけることができるため、単相ブラシレスモータの起動時においても、大きな始動トルクが得られ、単相ブラシレスモータの起動を円滑・良好に行うことができる。
【００８４】
又、前記検出電流増幅回路を機能（駆動）させるには、オペアンプに負電圧を供給することが必要となるが、本発明のモータ駆動回路では、駆動回路自体が発振動作を常に行っている関係上、正の電源回路より容易に負電圧（負電源）を生成することが可能となる。即ち、前記負電圧はインバータ回路のスイッチングパルスを増幅することによって容易に得ることができるため、前記スイッチングパルスを利用することにより、負電圧を生成するための特別な回路を設ける必要がないので、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路を簡素な構成で安価に、かつ、省エネルギー構造で製作することができる。
【００８５】
更に、本発明は、インバータ回路に接続する負電圧発生回路を具備し、かつ、この負電圧発生回路には、インバータ回路の発振（オン・オフ）動作によって生ずる矩形波の直流分を除去して交流波形に変換する機能と、この交流波形を負の倍電圧整流回路にて負の直流に変換する機能と、前記負の直流分をリプル分を除去して負の定電圧電源を作る機能とを備えて、常時検出電流増幅回路に特別に負電圧を供給することができるように構成されているので、モータ駆動回路の外部から負電圧の供給を必要とせず、モータ駆動回路を低コストで設計することができる。しかも、電流検出回路に使用するシャント抵抗は、センサレス駆動回路に前記負電圧発生回路及び検出電流増幅回路を具備させることにより、小容量の抵抗を用いることが可能なため、抵抗値を大きくすることにより発生する熱的損失が軽減できることはもとより、電流検出によって無駄に消費される電力を良好に軽減できるので、省エネルギーに適したセンサレス駆動回路の提供が可能となり利便である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のセンサレス駆動回路装置によって駆動するスケルトン形の単相ブラシレスモータの概略的構成図である。
【図２】本発明の実施例として示す永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図３】本発明のセンサレス駆動回路装置により始動する回転子の回転位置決め状況を順次説明するための説明図である。
【図４】従来の単相ブラシレスモータを示す概略的な構成図である。
【図５】従来の単相ブラシレスモータの動作状況を順次説明するための説明図である。
【符号の説明】
１  単相ブラシレスモータ
２  回転子
３  回転子挿入孔
５  電機子巻線
６  固定子鉄心
１１  センサレス駆動回路装置
１２  インバータ回路
１３  電流検出回路
１４  帰還回路
１５  ロータプリセット回路
１６  始動補償回路
１７  負電圧発生回路
１８  検出電流増幅回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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