(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調して得られた１ビットのデジタル信号をデジタル−アナログ変換し、送信信号とするＣＤＭＡ変調方法において、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも１つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、デジタル−アナログ変換以降に行うことを特徴とするＣＤＭＡ変調方法。
【請求項２】
複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調して得られた１ビットのデジタル信号をフィルタリングし、送信信号とするＣＤＭＡ変調方法において、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも１つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、フィルタリング以降に行うことを特徴とするＣＤＭＡ変調方法。
【請求項３】
複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調して得られた１ビットのデジタル信号をフィルタリング後、デジタル−アナログ変換し、送信信号とするＣＤＭＡ変調方法において、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも１つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、処理信号の量子化ビット数に応じて回路規模が変化する信号処理段階以降の段階に行うことを特徴とするＣＤＭＡ変調方法。
【請求項４】
少なくとも１つの複素拡散符号発生装置と、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調し、１ビットのデジタル信号を得る複素ＱＰＳＫ演算部と、
複素ＱＰＳＫ演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、
該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、
送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、
重み付けをした信号を加算して複素ＱＰＳＫ拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、
前記ゲインファクタ乗算器は、前記フィルタ以降に配置したことを特徴とするＣＤＭＡ変調装置。
【請求項５】
少なくとも１つの複素拡散符号発生装置と、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調し、１ビットのデジタル信号を得る複素ＱＰＳＫ演算部と、
複素ＱＰＳＫ演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、
該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、
送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、
重み付けをした信号を加算して複素ＱＰＳＫ拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、
前記ゲインファクタ乗算器は、前記デジタル−アナログ変換器以降に配置したことを特徴とするＣＤＭＡ変調装置。
【請求項６】
前記フィルタは、ルートナイキスト特性のデジタルフィルタであり、２５から４０のタップ数及び５から８ビットの係数重み付け量子化ビット数であることを特徴とする請求項４又は５記載のＣＤＭＡ変調装置。
【請求項７】
送信すべき同相チャネル信号、直交チャネル信号各々に重みを印加する場合、一方のチャネル信号に対するゲインファクタで、他方のチャネル信号に対するゲインファクタを正規化することを特徴とする請求項４，５又は６記載のＣＤＭＡ変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信システム及びＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）システムにおける拡散変調方法及びその装置に関し、特に複素ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）拡散変調を行うＣＤＭＡ拡散変調方法及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散通信及びスペクトル拡散通信技術を利用したＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）システムは、マルチパスフェージングに強い、データの高速化が可能、通信品質が良好、周波数利用効率が良い等の特徴を保有しているため、次世代の移動通信及びマルチメディア移動通信に有望な通信方式である。
スペクトル拡散通信は、送信側において伝送すべき信号の帯域幅よりもはるかに広い帯域に拡散して送信する。一方、受信側ではスペクトル拡散された信号を元の信号帯域幅に復元することにより、上記特徴が発揮される。
【０００３】
図７は、従来のスペクトル拡散通信システムにおける送信部のブロック図である。伝送すべき情報１００は、一次変調器１０１により、ＢＰＳＫ（Bibary Phase Shift Keying：２相位相シフトキーイング）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４相位相シフトキーイング）等の変調をうけたデータ信号Ｄ（ｔ）となる。拡散符号発生器１０３により生成されたスペクトル拡散符号Ｃ（ｔ）により、データ信号Ｄ（ｔ）は、二次変調器１０２によって二次変調される。拡散符号Ｃ（ｔ）としては、Ｍ系列、ゴールド符号、アダマール符号等の符号が使用される。ＣＤＭＡシステムは拡散符号発生器１０３により生成された拡散符号Ｃ（ｔ）によりユーザ、セル、情報チャネル等の区別を行う。その後、乗算器１０４により、無線搬送波発生器１０５により発生させた搬送波を二次変調波に乗算して無線周波数に変換する。この変換された搬送波（ベースバンド送信信号）を増幅器１０６により増幅後、アンテナ１０７から送信する。
【０００４】
さて、二次変調（拡散変調）の手法として一次変調と同様にＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等がある。図８は、従来の二次変調器の一例を示すブロック図である。この二次変調器は、図８に示すように、同相チャネル（ＩＣＨ）と直交チャネル（ＱＣＨ）に独立なデータＤｉ，Ｄｑに対し、独立な拡散符号Ｃｉ，Ｃｑを用いて乗算器１１０，１１１による演算を行う。こうして、Ｄｉ・Ｃｉ及びＤｑ・Ｃｑである拡散信号１１２，１１３が得られる。この手法は二重チャネルＱＰＳＫ法と呼ばれ、二重チャネルＱＰＳＫは独立なデータを同時に伝送する場合に有効な手法である。これらの拡散変調についての詳細は、次の文献に述べられている。
文献１：横山光雄著“スペクトル拡散通信システム”科学技術出版社、Ｐ．４７１〜４７８
【０００５】
次に、さらに複雑な複素ＱＰＳＫ拡散変調法について説明する。図９は、この複素ＱＰＳＫ拡散変調法を行う二次変調器の他の例を示すブロック図である。これは、複素データ（Ｄｉ，Ｄｑ）が、複素ＱＰＳＫ演算部１２１において複素拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）により複素拡散され、ＩＣＨ拡散信号Ａｉ及びＱＣＨ拡散信号Ａｑが生成される。この複素ＱＰＳＫ変調は、以下の（１）式のように表現される。
【０００６】
0003688166.tif 000002
ｊ：虚数単位
【０００７】
複素ＱＰＳＫ演算部１２１は、（１）式の右辺各項を生成するために、複素データ（Ｄｉ，Ｄｑ）と複素拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）の演算を乗算器１２２，１２３，１２４，１２５により実行する。こうして、演算の結果、（１）式における各項（Ｄｉ・Ｓｉ）、（Ｄｑ・Ｓｑ）、（Ｄｉ・Ｓｑ）、（Ｄｑ・Ｓｉ）が求まる。そして、（１）式の符号を考慮して、加算器１２６，１２７にて加算（減算）が行われる。
【０００８】
次世代の移動体通信方式であるＷ−ＣＤＭＡ（Wideband−ＣＤＭＡ）では、２種類の拡散符号を用いた拡散変調が行なわれる。すなわち、符号周期が非常に長いロングコードと符号周期が短いショートコードを組み合わせて、拡散及びスクランブルの役割を果している。Ｗ−ＣＤＭＡの拡散変調及び拡散符号の役割については、次の文献に詳細が紹介されている。
文献２：佐和橋、安達、“マルチメディアに適した移動無線アクセス：Ｗ−ＣＤＭＡ”、信学技法、ＳＳＴ−９８−４１，１９９８−１２
文献３：大野、佐和橋、土肥、東、“広帯域コヒーレントＤＳ−ＣＤＭＡを用いる移動無線アクセス”、ＮＴＴ  ＤｏＣｏＭｏテクニカルジャーナル、Ｖｏｌ．４Ｎｏ３
【０００９】
次に、図８の（Ｃｉ，Ｃｑ）による二重拡散と図９の（Ｓｉ，Ｓｑ）による複素ＱＰＳＫ変調とを組み合わせた２種類の拡散符号を使用した拡散変調法を説明する。すなわち、データ信号（Ｄｉ，Ｄｑ）を拡散符号（Ｃｉ，Ｃｑ）で二重拡散した後、拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）による複素ＱＰＳＫ変調を行う。この複素ＱＰＳＫ変調は、（２）式のように表現される。
【００１０】
0003688166.tif 000003
【００１１】
図１０は、この複素ＱＰＳＫ拡散変調法を行う二次変調器の他の例を示すブロック図である。この複素ＱＰＳＫ変調を行う二次変調器は、図１０において、データ信号（Ｄｉ，Ｄｑ）と拡散符号（Ｃｉ，Ｃｑ）は乗算器１１０，１１１により二重拡散される。この二重拡散された信号１１２，１１３は、複素ＱＰＳＫ演算部１２１において、他方の拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）との間で複素ＱＰＳＫ拡散変調が実行され、加算・減算器１２６，１２７により加算（減算）が行われる。
【００１２】
すなわち、複素ＱＰＳＫ演算部１２１は、（２）式の右辺各項を生成するために、複素データ（Ｄｉ・Ｃｉ，Ｄｑ・Ｃｑ）と複素拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）の演算を乗算器１２２，１２３，１２４，１２５により実行する。こうして、演算の結果、（２）式における各項（Ｄｉ・Ｃｉ・Ｓｉ）、（Ｄｑ・Ｃｑ・Ｓｑ）、（Ｄｉ・Ｃｉ・Ｓｑ）、（Ｄｑ・Ｃｑ・Ｓｉ）が求まる。
【００１３】
ここで、一方の拡散符号（Ｃｉ，Ｃｑ）の拡散速度（チップレート）と他方の拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）の拡散速度（チップレート）が等しい場合には、拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）はスクランブルの役割となるため、拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）はスクランブルコードとも呼ばれる。
【００１４】
図１０におけるデータ信号（Ｄｉ，Ｄｑ）は、前述したように独立なデータである。例えば、Ｄｉを送るべき情報データとし、Ｄｑを制御信号として割り当てることができる。情報データＤｉと制御信号Ｄｑは、重要度等に応じてその振幅比を可変するためのゲインファクタＧにより調整される場合がある。図１１は、制御信号ＤｑをゲインファクタＧにより調整する二次変調器を示すブロック図である。
【００１５】
この二次変調器は、図１１に示すように、直交ＣＨデータ信号Ｄｑは、ゲインファクタ制御器１３６から生成されたゲインファクタＧの信号を用いて、乗算器１３１により重みが加えられる。ゲインファクタＧの重み付けされたデータ信号（Ｄｉ，Ｇ・Ｄｑ）は、図１０と同様に、拡散符号（Ｃｉ，Ｃｑ）は乗算器１１０，１１１により二重拡散された後、複素ＱＰＳＫ演算部１２１及び加算器１２６，１２７により他方の拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）との間で複素ＱＰＳＫ拡散変調が実行される。
【００１６】
このように複素ＱＰＳＫ変調された信号Ａｉ，ＡｑはＣＤＭＡ送信信号の帯域制限のためにＬＰＦ（低域通過フィルタ）１３２，１３３（または隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するためにルートナイキストフィルタ）を介してＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）１３４，１３５によりアナログ信号（Ｒｉ，Ｒｑ）に変換される。この後アナログベースバンド信号（Ｒｉ，Ｒｑ）は無線周波数に変換され、増幅された後、アンテナからＣＤＭＡ信号として送信される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
図１１に示したＣＤＭＡの複素ＱＰＳＫ拡散変調回路（二次変調器）において、デジタルデータに対する重み付けするため、精度よくゲインファクタＧを調整するには、ゲインファクタＧのビット数を増大する必要がある。ゲインファクタＧを考慮した場合、図１１におけるＩＣＨ拡散信号Ａｉ及びＱＣＨ拡散信号Ａｑは、以下に示す（３）式となる。
【００１８】
0003688166.tif 000004
【００１９】
（３）式において、Ｇを含む項は多ビット演算となる。（３）式を実行するためには、図１１の複素ＱＰＳＫ演算部１２１は多ビット演算になり、その結果、拡散信号Ａｉ，Ａｑも多ビット値となる。従って、ＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１３２，１３３は多ビット入力、多ビット出力の多ビット重み付けデジタルフィルタとなる。ＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１３２，１３３は隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するため、ＣＤＭＡシステムでは厳格に規定されている。例えば、次の文献４に詳細が説明されている。
文献４：東、高木、柚木、鷹見“Ｗ−ＣＤＭＡシステム実験特集（１）移動局装置概要”、ＮＴＴ  ＤｏＣｏＭｏテクニカルジャーナル、Ｖｏｌ．６Ｎｏ３
【００２０】
多ビットの重み付け及び多くのタップを持ったデジタルフィルタによりＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１３２，１３３の厳格な特性が実現される。このようにＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１３２，１３３は多ビット入力、多ビット出力、多ビット重み付け、多タップが必要となるため、ゲート規模が増大する及び消費電力が増大するという課題がある。
【００２１】
本発明の目的は、ゲート規模を削減でき、低消費電力化を図ったＣＤＭＡ複素ＱＰＳＫ拡散変調がおこなえるＣＤＭＡ変調方法及びその装置を提供するものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
第１の発明は、複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調して得られた１ビットのデジタル信号をデジタル−アナログ変換し、送信信号とするＣＤＭＡ変調方法において、  送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも１つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、デジタル−アナログ変換以降に行うことを特徴とする。
【００２３】
第２の発明は、複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調して得られた１ビットのデジタル信号をフィルタリングし、送信信号とするＣＤＭＡ変調方法において、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも１つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、フィルタリング以降に行うことを特徴とする。
【００２４】
第３の発明は、複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調して得られた１ビットのデジタル信号をフィルタリング後、デジタル−アナログ変換し、送信信号とするＣＤＭＡ変調方法において、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも１つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、処理信号の量子化ビット数に応じて回路規模が変化する信号処理段階以降の段階に行うことを特徴とする。
【００２５】
第４の発明は、少なくとも１つの複素拡散符号発生装置と、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調し、１ビットのデジタル信号を得る複素ＱＰＳＫ演算部と、複素ＱＰＳＫ演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、重み付けをした信号を加算して複素ＱＰＳＫ拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、前記ゲインファクタ乗算器は、前記フィルタ以降に配置したことを特徴とする。
【００２６】
第５の発明は、少なくとも１つの複素拡散符号発生装置と、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調し、１ビットのデジタル信号を得る複素ＱＰＳＫ演算部と、複素ＱＰＳＫ演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、重み付けをした信号を加算して複素ＱＰＳＫ拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、前記ゲインファクタ乗算器は、前記デジタル−アナログ変換器以降に配置したことを特徴とする。
【００２７】
第６の発明は、前記フィルタが、ルートナイキスト特性のデジタルフィルタであり、２５から４０のタップ数及び５から８ビットの係数重み付け量子化ビット数であることを特徴とする。
【００２８】
第７の発明は、送信すべき同相チャネル信号、直交チャネル信号各々に重みを印加する場合、一方のチャネル信号に対するゲインファクタで、他方のチャネル信号に対するゲインファクタを正規化することにより、一つのチャネル信号に対してのみゲイン調整を行うことを特徴とする。
【００３０】
従って、本発明によれば、２種類の拡散符号を使用したＣＤＭＡ複素ＱＰＳＫ拡散を行い（３）式に基づき、ゲインファクタの演算、複素ＱＰＳＫ演算方法、及びフィルタ、デジタル−アナログ変換器での演算手法及び構成法を最適化することにより、複雑なルートナイキストフィルタ（デジタルフィルタ）入力信号を多ビットではなく、最小の１ビットとすることができ、所要ゲート数の減少化及び低消費電力化が可能となる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００３２】
図１は、本発明に係るＣＤＭＡ変調回路の一実施形態を示すのブロック図である。このＣＤＭＡ変調回路（図７における二次変調器）への入力信号は、デジタルデータ信号（Ｄｉ，Ｄｑ）であり、乗算器１１，１２、第１の拡散符号生成器３１，３２、第２の拡散符号生成器３３，３４、複素ＱＰＳＫ演算部１３、ＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１８，１９，２０，２１、ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）２２，２３，２４．２５、ゲインファクタ制御器３５、重み付け乗算器２６，２７及び加算器２８，２９から構成される。複素ＱＰＳＫ演算部１３は、乗算器１４，１５，１６，１７から構成されている。
【００３３】
独立なデジタルデータ信号Ｄｉ，Ｄｑは、拡散符号生成器３１，３２で生成された第１の拡散符号Ｃｉ，Ｃｑとの間で、乗算器１１，１２により拡散変調され、拡散変調信号（Ｄｉ・Ｃｉ）４１及び（Ｄｑ・Ｃｑ）４２が得られる。拡散変調信号４１，４２は、複素ＱＰＳＫ演算部１３に入力され、もう一方の拡散符号生成器３３，３４で生成された第２の拡散符号Ｓｉ，Ｓｑとの間で複素ＱＰＳＫ演算が実行される。複素ＱＰＳＫ演算部１３への入力信号（Ｄｉ・Ｃｉ，Ｄｑ・Ｃｑ）４１，４２は、第２の拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）との複素ＱＰＳＫ演算の結果、出力４３，４４，４５，４６が得られる。これら複素ＱＰＳＫ演算の出力４３，４４，４５，４６は、（２）式の演算により生じた４つの項に対応している。すなわち、複素ＱＰＳＫ演算機能は、（２）式で示したように、入力のＩＣＨ及びＱＣＨ信号と拡散符号（スクランブルコード）のＩＣＨ及びＱＣＨ信号との乗算を実行し、その結果４項（Ｄｉ・Ｃｉ・Ｓｉ）、（Ｄｑ・Ｃｑ・Ｓｑ）、（Ｄｉ・Ｃｉ・Ｓｑ）、（Ｄｑ・Ｃｑ・Ｓｉ）が求まる。
【００３４】
複素ＱＰＳＫ演算から生じた上記４項に該当する信号４３〜４６は、隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するためにルートナイキスト特性を持つＬＦＰ１８〜２１によりフィルタリングされ、デジタル信号４７，４８，４９，５０が得られる。このデジタル信号４７〜５０は、ＤＡＣ２２〜２５によりアナログ値５１，５２，５３，５４に変換される。（３）式に従ったゲインファクタＧの重み付けを実行するため、ＩＣＨデータ信号Ｄｑを含む項に対応する信号４４及び４５に、ゲインファクタ制御器３５からのゲインファクタＧの重み付けを乗算器２６，２７にて行う。
【００３５】
そして、ゲインファクタＧの重み付けをしたデータ信号Ｄｑに対応した項を含む信号５５，５６とデータ信号Ｄｉに対応した項を含む信号５１，５４を、（３）式の符号を考慮して加算器２８，２９で加算（減算）する。その結果、拡散変調した送信アナログベースバンドＩＣＨ信号Ｙｉ及びＱＣＨ信号Ｙｑが得られる。
【００３６】
図１１中のＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１３２，１３３及びＤＡＣ１３４，１３５とＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）１８〜２１及びＤＡＣ２２〜２５が同等の特性であるとすれば、明らかにアナログベースバンド信号ＹｉとＲｉは等しく、ＹｑとＲｑは等しいため、本発明による図１に示す方式にてゲインファクタＧを含んだＣＤＭＡ複素ＱＰＳＫ拡散変調が実現できる。
【００３７】
図１における複素ＱＰＳＫ演算部１３は、入力信号Ｄｉ，Ｄｑ、第１の拡散符号Ｃｉ，Ｃｑ及び第２の拡散符号Ｓｉ，Ｓｑはすべて１ビットのデジタル信号であるため、乗算器１１，１２，１４，１５，１６，１７を通過した出力信号４３，４４，４５，４６は１ビットデジタル信号となる。従って、次段のＬＰＦ１８〜２１の入力は、１ビットデジタル信号となる。すなわち、図１１の従来例で示した多ビット入力のＬＰＦ１３２，１３３とは異なり、ＬＰＦ１８〜２１は１ビット入力となる。このため、大幅なゲート規模の削減が期待でき、また低消費電力化が期待できる。
【００３８】
次に、本発明が、従来と比較して、上記効果が実際に得られるかを確認してみる。
図１と図１１のＣＤＭＡ変調回路のＬＰＦのゲート数の比較を行うために、基準となるＬＰＦ及びＤＡＣの特性を評価する。すなわち、隣接チャネル漏洩電力特性を満たすためにＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）に必要なタップ数、重み付け係数の量子化ビット数及びＤＡＣの所要ビット数を求める。隣接チャネル漏洩電力特性については、文献４を参考にして、−４５ｄＢ／４．０９６ＭＨｚ（５ＭＨｚ離調）とする。この隣接チャネル漏洩電力特性に関する条件を満たすＬＰＦのパラメータである所要タップ数、量子化ビット数及びＤＡＣの所要ビット数についての計算結果を図２、図３及び図４にそれぞれ示す。
【００３９】
図２は、パラメータとしてオーバサンプリングとした場合の所要タップ数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示すものであり、オーバサンプリングは４倍、５倍及び６倍での結果を示す。図２より、タップ数により漏洩電力特性は大きく影響され、タップ数の増大に比例してゲート数が増大することを考慮すれば、隣接チャネル漏洩電力特性に関する上記条件を満たすためには２５〜４０タップとする必要がある。特に、マージンを考慮すれば２８タップが望ましいタップ数である。
【００４０】
図３はルートナイキストフィルタの重み付け係数の量子化ビット数と自乗誤差の関係を示している。ゲート数を削減するためには、できるだけ少ないビット数で実現する必要があるが、図３より５〜８ビットの量子化ビットが要求される。７〜８ビット以上では自乗誤差特性が飽和し始めるため、最大でも８ビットで十分であり、特に６ビットが望ましい量子化ビットである。
【００４１】
図４は、次段のＤＡＣ２２〜２５の所要ビット数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示しており、７〜１０ビット必要となる。８ビット以下での漏洩電力特性は大きくビット数の影響を受け、９又は１０ビット以上では特性が飽和することを考慮すれば、８ビットまたは１０ビットが望ましい。
【００４２】
ＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）はデジタルフィルタにより実現されるため、上記パラメータを規定しさらにＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）への入力ビット数を規定することにより、フィルタ部の消費電力を決定するゲート数を見積もることが可能である。ＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）への入力ビット数は、図１１及び図１の構成により異なり、図１１の構成ではゲインファクタＧにより入力ビット数が規定されるが、図１の構成では１ビット入力である。
【００４３】
一般に、デジタル回路では半導体プロセスを一定とした場合、消費電力は動作周波数とゲート数に比例する。特に、次世代の移動体通信では、音声のみでなく高速なマルチメディアデータを取り扱うため、動作周波数が高くなる。従って、デジタル部のゲート数を少しでも削減することが非常に重要となる。
【００４４】
ＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）のタップ数を上記のように２８とした場合、重み付け係数の量子化ビット数及びＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）への入力ビット数と全てのＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）のゲート数との関係を図５に示す。
図５において、入力ビット数が１ビットについては、図１の構成に基づくＬＰＦの特性である。４系統あるＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）１８〜２１への入力は１ビットであり、重み付け係数の量子化ビット数（４、６及び８ビット）のそれぞれに対するゲート数を示している。図５において、入力ビット数３、５、８及び１０ビットは、図１１の構成に基づくＬＰＦの特性である。２系統すべてのルートナイキストフィルタのゲート数を、重み付け係数の量子化ビット数（４、６及び８ビット）をパラメータとして示している。
【００４５】
図１のＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）が図１１よりゲート数が少なくなるのは、次の場合である。すなわち、図１１の構成の変調回路では、ＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）への入力ビット数がゲインファクタＧにより規定される。このため、図５よりＬＰＦ（ルートナイキストフィルタ）の重み付けビット数が４ビットの場合には、図１１のＬＰＦの入力ビット数またはゲインファクタＧは４ビット以上のとき、図１のＬＰＦ（入力ビット数が１）の方がゲート数が少ない。また、重み付けビット数が６ビット及び８ビットの場合には、図１１のＬＰＦの入力ビット数またはゲインファクタＧは６ビット以上のとき、図１のＬＰＦ（入力ビット数が１）の方がゲート数が少ない。ただし、図５において、ゲート数の見積もりは回路構成法により多少変動する可能性があることには注意すべきである。
【００４６】
図１１のＬＰＦが入力ビット数またはゲインファクタＧが４ビット程度以下で、図１のＬＰＦがタップ数２５から４０タップ、重み付け係数５から８ビット及ＤＡＣビット数（フィルタ出力）８から１０ビットで構成される場合には、逆に図１１の従来のものがゲート数が少なくなる。
【００４７】
本発明の他の実施形態を図６に示す。図６において、ＣＤＭＡの複素ＱＰＳＫ拡散変調回路への入力信号はデジタルデータ信号（Ｄｉ、Ｄｑ）であり、第１の拡散符号生成器３１，３２、第２の拡散符号生成器３３，３４、複素ＱＰＳＫ演算部１３、ＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１８〜２１、ゲインファクタ制御器３５、重み付け乗算器６１，６２、加算器６３，６４、ＤＡＣ６５，６６から構成される。
【００４８】
独立なデジタルデータ信号Ｄｉ，Ｄｑは、拡散符号生成器３１，３２で生成された第１の拡散符号Ｃｉ，Ｃｑとの間で、乗算器１１，１２により、拡散変調され、拡散変調信号（Ｄｉ・Ｃｉ）４１及び（Ｄｑ・Ｃｑ）４２が得られる。拡散変調信号４１，４２は、複素ＱＰＳＫ演算部１３に入力され、もう一方の拡散符号生成器３３，３４で生成された第２の拡散符号Ｓｉ、Ｓｑとの間で複素ＱＰＳＫ演算を実行する。複素ＱＰＳＫ演算部１３への入力信号（Ｄｉ・Ｃｉ，Ｄｑ・Ｃｑ）４１，４２は、第２の拡散符号（Ｓｉ，Ｓｑ）との複素ＱＰＳＫ演算の結果、出力４３〜４６が得られる。これら複素ＱＰＳＫ演算の出力４３〜４６は、（２）式の演算により生じた４つの項に対応している。すなわち、複素ＱＰＳＫ演算機能は、（２）式で示したように、入力のＩＣＨ及びＱＣＨ信号と拡散符号（スクランブルコード）のＩＣＨ及びＱＣＨ信号との乗算を実行し、その結果、上記４項が求まる。
【００４９】
上記４項に該当する信号４３〜４６は、隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するために、ルートナイキスト特性を持つＬＦＰ１８〜２１によりフィルタリングされ、デジタル信号４７〜５０が得られる。（３）式に従ったゲインファクタＧの重み付けを実行するため、ＩＣＨデータ信号Ｄｑを含む項に対応する信号４８，５０に、ゲインファクタ制御器３５からのゲインファクタＧの重み付けを乗算器６１，６２にて行う。そしてゲインファクタＧの重み付けをしたデータ信号Ｄｑに対応した項を含む信号７０，７１とデータ信号Ｄｉに対応した項を含む信号４７，４９を（３）式の符号を考慮して加算器６３，６４で加算（減算）した結果、拡散変調された送信ベースバンドＩＣＨデジタル信号７２及びＱＣＨデジタル信号７３が得られる。
拡散変調された送信ベースバンドＩＣＨデジタル信号７２及びＱＣＨデジタル信号７３は、ＤＡＣ６５，６６により拡散変調された送信ベースバンドアナログ信号が得られる。
【００５０】
図６に説明した方式は、上述した図１の発明の効果に加え、図１の構成よりも必要なＤＡＣ数が少なくて済む特徴がある。
【００５１】
本発明の図１、図１１及び図６におけるＣＤＭＡ複素ＱＰＳＫ拡散変調装置は、２種類の拡散符号を使用して拡散及びスクランブルを行っているが、１種類の拡散コードを用いても同一の効果が得られることは明らかである。すなわち、複素ＱＰＳＫ演算部１３への入力信号は必ずしも拡散変調されている必要はなく、データ信号（Ｄｉ，Ｄｑ）またはゲインファクタＧを考慮したデータ信号（Ｄｉ，Ｇ・Ｄｑ）であっても本発明は有効に機能する。
【００５２】
上記説明では、ゲインファクタＧは直交チャネル信号に印加したが、同相チャネル信号に印加しても、あるいは、同相チャネル信号、直交チャネル信号各々にゲインファクタを印加する場合でも、同相チャネルに印可されるゲインファクタで正規化すれば、効果は同一であることは明らかである。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、隣接チャネル漏洩電力特性及びゲインファクタを考慮したルートナイキストフィルタ構成及び複素ＱＰＳＫ拡散変調構成とするため、ゲート規模が削減でき、低消費電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＣＤＭＡ変調回路の一実施形態を示すのブロック図である。
【図２】  パラメータとしてオーバサンプリングした場合の所要タップ数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示すグラフである。
【図３】ルートナイキストフィルタの重み付け係数の量子化ビット数と自乗誤差の関係を示すグラフである。
【図４】  デジタル−アナログ変換器の所要ビット数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示すグラフである。
【図５】  ルートナイキストフィルタのゲート数と入力ビット数を示すグラフである。
【図６】  本発明に係るＣＤＭＡ変調回路の他の実施形態を示すのブロック図である。
【図７】  従来のスペクトル拡散通信システムにおける送信部のブロック図である。
【図８】  従来の二次変調器の一例を示すブロック図である。
【図９】  従来の二次変調器の他の例を示すブロック図である。
【図１０】  従来の二次変調器の更に他の例を示すブロック図である。
【図１１】  従来の二次変調器の更に他の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１，１２  乗算器
１３  複素ＱＰＳＫ演算部
１４〜１７  乗算器
１８〜２１  ＬＰＦ
２２〜２５  ＤＡＣ
２６，２７  重み付け乗算器
２８，２９  加算器
３１，３２  第１の拡散符号生成器
３３，３４  第２の拡散符号生成器
３５  ゲインファクタ制御器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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