(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
転換電圧と出力端子電圧との大小関係により出力端子に対してシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させる能動負荷回路において、
第１の定電流源と、
一端が前記出力端子に接続され前記シンク電流を出力する第２の定電流源と、
前記転換電圧と前記出力端子電圧とを比較する比較回路と、
この比較回路の出力に基づいて前記第１の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記ソース電流を発生させる電流切換手段と
を備えたことを特徴とする能動負荷回路。
【請求項２】
転換電圧と出力端子電圧との大小関係により出力端子に対してシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させる能動負荷回路において、
第１の定電流源と、
一端が前記出力端子に接続され前記ソース電流を出力する第２の定電流源と、
前記転換電圧と前記出力端子電圧とを比較する比較回路と、
この比較回路の出力に基づいて前記第１の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記シンク電流を発生させる電流切換手段と
を備えたことを特徴とする能動負荷回路。
【請求項３】
転換電圧と出力端子電圧との大小関係により出力端子に対してシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させる能動負荷回路において、
第１及び第２の定電流源と、
前記転換電圧と前記出力端子電圧とを比較する第１及び第２の比較回路と、
この第１の比較回路の出力に基づいて前記第１の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記ソース電流を発生させる第１の電流切換手段と、
前記第２の比較回路の出力に基づいて前記第２の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記シンク電流を発生させる第２の電流切換手段と
を備えたことを特徴とする能動負荷回路。
【請求項４】
前記電流切換手段が、
差動回路であることを特徴とする
請求項１乃至請求項３記載の能動負荷回路。
【請求項５】
前記第１及び第２の定電流源の出力電流を制御することにより動作状態若しくは休止状態に制御することを特徴とする
請求項１乃至請求項３記載の能動負荷回路。
【請求項６】
前記第１及び第２の比較回路にそれぞれ異なる値の転換電圧を供給することにより動作状態若しくは休止状態に制御することを特徴とする
請求項３記載の能動負荷回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＳＩ試験装置等で用いられる能動負荷回路に関し、特に出力電流の方向が切り換わる間の電位差の改善が可能な能動負荷回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の能動負荷回路は被試験ＬＳＩ等の端子に接続され、転換電圧と出力端子電圧の大小関係によりシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させるものである。
【０００３】
図８はこのような従来の能動負荷回路の一例を示す回路図である。図８において１はバッファ回路、２及び３は定電流源、４，５，６及び７はダイオード、１００は転換電圧、１０１は出力端子電圧、２００及び２０１は定電流源２及び３の動作を制御する制御信号である。また、ダイオード４〜７はダイオードブリッジを構成している。
【０００４】
転換電圧１００はバッファ回路１の入力端子に入力され、バッファ回路１の出力はダイオード４のカソード及びダイオード６のアノードにそれぞれ接続される。ダイオード４のアノードは定電流源２の一端及びダイオード５のアノードに接続され、ダイオード６のカソードは定電流源３の一端及びダイオード７のカソードにそれぞれ接続される。
【０００５】
また、ダイオード５のカソードはダイオード７のアノードに接続されると共に出力端子電圧１０１が接続される。さらに、定電流源２の他端は正電圧源に、定電流源３の他端は負電圧源にそれぞれ接続される。
【０００６】
ここで、図８に示す従来例の動作を図９を用いて説明する。図９は転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係によるダイオードの動作及び出力電流を示す表である。
【０００７】
転換電圧１００及び出力端子電圧１０１を”Ｖｃｏｍ”及び”Ｖｏｕｔ”とした場合、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間に”Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｏｍ”なる大小関係があると、図９中”Ｃ００１”に示すようにダイオード４及び７が”ＯＮ”になり、ダイオード５及び６が”ＯＦＦ”になる。
【０００８】
このため、図８中”Ｉ００１”に示すようなシンク電流が出力端子からダイオード７を介して定電流源３に流れ込み、その電流値は定電流源３の出力電流値に等しくなる。また、定電流源２からの出力電流はダイオード４を介してバッファ回路１に流れ込む。
【０００９】
一方、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間に”Ｖｏｕｔ＜Ｖｃｏｍ”なる大小関係があると、図９中”Ｃ００２”に示すようにダイオード４及び７が”ＯＦＦ”になり、ダイオード５及び６が”ＯＮ”になる。
【００１０】
このため、図８中”Ｉ００２”に示すようなソース電流が定電流源２からダイオード５を介して出力端子に流れ込み、その電流値は定電流源２の出力電流値に等しくなる。また、バッファ回路１からの出力電流はダイオード６を介して定電流源３に流れ込む。
【００１１】
また、制御信号２００及び２０１により定電流源２及び３の出力電流値をそれぞれ”０ｍＡ”にすれば、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係に関わりなく、ダイオード４〜７は動作しなくなる。すなわち、図８に示す能動負荷回路を”休止状態”にすることができる。
【００１２】
この結果、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係に基づきダイオードを”ＯＮ”、”ＯＦＦ”させることにより、出力端子からシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させることが可能になる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図８に示す従来例では出力端子電圧１０１が転換電圧１００の近傍になる場合には電流が完全に切り換わらず定電流源の出力電流値が正しく出力されない。
【００１４】
すなわち、前記出力電流の切り換わりはダイオード４及び５とダイオード６及び７の順方向電圧／電流特性に依存する。ダイオードの順方向電圧及び順方向電流を”Ｖｆ”及び”Ｉｆ”、電子の電荷量を”ｑ”、ボルツマン定数を”ｋ”、絶対温度を”Ｔ”とすると、
Ｉｆ＝ｅｘｐ（ｑ×Ｖｆ／ｋＴ）    （１）
となる。
【００１５】
例えば、定電流源２の出力電流を”Ｉ２”、ダイオード４の順方向電圧を”Ｖｆ４”、ダイオード５の順方向電圧及び順方向電流を”Ｖｆ５”及び”Ｉｆ５”とすれば、
Ｉｆ５＝Ｉ２／｛１＋ｅｘｐ（ｑ（Ｖｆ４−Ｖｆ５）／ｋＴ）｝    （２）
となる。ここで、”Ｖｆ４−Ｖｆ５”は”Ｖｃｏｍ−Ｖｏｕｔ”となる。
【００１６】
このため、式（２）からダイオード５の順方向電流”Ｉｆ５”を定電流源２の出力電流”Ｉ２”の”９９％”の値にするためには転換電圧１００と出力端子電圧１０１との電位差を”０．１２Ｖ”程度にしなければならず、さらに、”９９．９％”の値にするためには転換電圧１００と出力端子電圧１０１との電位差を”０．１８Ｖ”程度にしなければならない。
【００１７】
但し、実際のダイオードには直列抵成分が存在するため転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間の電位差が十分大きくならないと期待された電流値が得られないと言った問題点があった。特に、停電源電圧化によるロジック振幅が小さくなる傾向にあるＣＭＯＳ回路等の試験を行う場合に障害となる可能性がある。
【００１８】
例えば、図１０は転換電圧１００を”Ｖｃｏｍ＝０．７５Ｖ”、ソース電流を”＋２０ｍＡ”、シンク電流を”−２０ｍＡ”、各ダイオードの直列抵抗成分を”１０Ω”とした場合の図８に示す従来例おける出力端子電圧１０１と出力電流の関係を示す特性曲線図である。
【００１９】
図１０から分かるように出力端子電圧１０１が”０Ｖ”から”１．５Ｖ”まで変化した場合、図１０中”Ｐ００１”に示すソース電流（＋２０ｍＡ）に対する”９９％”の値の点から図１０中”Ｐ００２”に示すシンク電流（−２０ｍＡ）に対する”９９％”の値の点までの間は図１０中”ＤＶ０１”に示すように”約０．７Ｖ”幅の切り換わりが不完全な領域が生じてしまう。
【００２０】
すなわち、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間の電位差が十分大きくならないと出力電流の方向が完全に切り換わらないと言った問題点があった。
【００２１】
また、ダイオードの順方向電圧は順方向電流に依存するために定電流源２及び３のソース電流の設定値とシンク電流の設定値とが等しくない場合には、電流方向の切り換わりの時点で転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間にオフセット電圧が生じてしまうと言った課題があった。
従って本発明が解決しようとする課題は、転換電圧と出力端子電圧との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能な能動負荷回路を実現することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
転換電圧と出力端子電圧との大小関係により出力端子に対してシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させる能動負荷回路において、
第１の定電流源と、一端が前記出力端子に接続され前記シンク電流を出力する第２の定電流源と、前記転換電圧と前記出力端子電圧とを比較する比較回路と、この比較回路の出力に基づいて前記第１の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記ソース電流を発生させる電流切換手段とを備えたことにより、転換電圧と出力端子電圧との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能になる。
【００２３】
請求項２記載の発明は、
転換電圧と出力端子電圧との大小関係により出力端子に対してシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させる能動負荷回路において、
第１の定電流源と、一端が前記出力端子に接続され前記ソース電流を出力する第２の定電流源と、前記転換電圧と前記出力端子電圧とを比較する比較回路と、この比較回路の出力に基づいて前記第１の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記シンク電流を発生させる電流切換手段とを備えたことにより、転換電圧と出力端子電圧との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能になる。
【００２４】
請求項３記載の発明は、
転換電圧と出力端子電圧との大小関係により出力端子に対してシンク電流を流入若しくはソース電流を流出させる能動負荷回路において、
第１及び第２の定電流源と、前記転換電圧と前記出力端子電圧とを比較する第１及び第２の比較回路と、この第１の比較回路の出力に基づいて前記第１の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記ソース電流を発生させる第１の電流切換手段と、前記第２の比較回路の出力に基づいて前記第２の定電流源の出力を前記出力端子に供給して前記シンク電流を発生させる第２の電流切換手段とを備えたことにより、転換電圧と出力端子電圧との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能になる。
【００２５】
請求項４記載の発明は、
請求項１乃至請求項３記載の発明である能動負荷回路において、
前記電流切換手段が、
差動回路であることにより、前記比較回路の出力に基づき前記定電流源の出力電流の供給を制御することが可能になる。
【００２６】
請求項５記載の発明は、
請求項１乃至請求項３記載の発明である能動負荷回路において、
前記第１及び第２の定電流源の出力電流を制御することにより動作状態若しくは休止状態に制御することが可能になる。
【００２７】
請求項６記載の発明は、
請求項３記載の発明である能動負荷回路において、
前記第１及び第２の比較回路にそれぞれ異なる値の転換電圧を供給することにより動作状態若しくは休止状態に制御することが可能になる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下本発明を図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に係る能動負荷回路の一実施例を示す構成回路図である。図１において１００及び１０１は図８と同一符号を付してあり、８は比較回路、９及び１２は定電流源、１０及び１１はトランジスタ，２００ａ及び２０１ａは定電流源９及び１２の動作を制御する制御信号である。また、トランジスタ１０及び１１は差動回路である電流切換手段５０を構成している。
【００２９】
転換電圧１００は比較回路８の反転入力端子に入力され、出力端子電圧１０１は比較回路８の非反転入力端子、トランジスタ１０のコレクタ及び定電流源１２の一端にそれぞれ接続される。
【００３０】
また、比較回路８の反転出力はトランジスタ１１のベースに接続され、比較回路８の非反転出力はトランジスタ１０のベースに接続される。さらに、トランジスタ１０及び１１のエミッタは定電流源９の一端に接続され、定電流源９の他端は正電圧源に接続され、トランジスタ１１のコレクタ及び定電流源１２の他端は負電圧源にそれぞれ接続される。
【００３１】
ここで、図１に示す実施例の動作を図２を用いて説明する。図２は転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係によるトランジスタの動作及び出力電流を示す表である。
【００３２】
転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間に”Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｏｍ”なる大小関係があると、図２中”Ｃ１０１”に示すようにトランジスタ１０が”ＯＦＦ”、トランジスタ１１が”ＯＮ”になり、電流切換手段５０が”ＯＦＦ”になって電流切換手段５０からの電流供給は”０ｍＡ”になる。
【００３３】
このため、図１中”Ｉ１０１”に示すようなシンク電流が出力端子から定電流源１２に流れ込み、その電流値は定電流源１２の出力電流値”Ｉ１２”に等しくなる。また、定電流源９からの出力電流”Ｉ９”はトランジスタ１１を介して負電圧源に流れ込む。
【００３４】
一方、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間に”Ｖｏｕｔ＜Ｖｃｏｍ”なる大小関係があると、図２中”Ｃ１０２”に示すようにトランジスタ１０が”ＯＮ”、トランジスタ１１が”ＯＦＦ”になり、電流切換手段５０が”ＯＮ”になって電流切換手段５０からの電流供給は定電流源９の出力電流値である”Ｉ９”になる。
【００３５】
このため、図１中”Ｉ１０２”に示すようなソース電流が定電流源９からトランジスタ１０を介して出力端子に流れ込み、その電流値は定電流源９の出力電流値”Ｉ９”から定電流源１２の出力電流値”Ｉ１２”を減算した値になる。
【００３６】
ここで、期待するシンク電流及びソース電流を”Ｉｓｋ”及び”Ｉｓｃ”とすれば定電流源９及び１２の出力電流値はそれぞれ、
Ｉ９＝Ｉｓｃ＋Ｉｓｋ    （３）
Ｉ１２＝Ｉｓｋ    （４）
とすれば良い。
【００３７】
比較回路８により転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係を比較して、その比較結果により電流切換手段５０を制御して出力端子にソース電流を供給した場合、電流切換手段５０を構成するトランジスタ１０のベース・エミッタ間電圧／コレクタ電流特性が式（２）に示すダイオードの特性とほぼ等しく、比較回路８の利得を”Ａ（≫１）”とすれば、トランジスタ１０のコレクタ電流”Ｉｃ１０”は
Ｉｃ１０＝Ｉ９／｛１＋ｅｘｐ（ｑＡ（Ｖｃｏｍ−Ｖｏｕｔ）／ｋＴ）｝    （５）
となる。
【００３８】
すなわち、式（５）から分かるように転換電圧１００と出力端子電圧１０１との差電圧は従来例と比較して”１／Ａ”になるので前記差電圧が小さい場合であっても出力電流の方向を切り換えることが可能になる。
【００３９】
例えば、図３は転換電圧１００を”Ｖｃｏｍ＝０．７５Ｖ”、ソース電流を”＋２０ｍＡ”、シンク電流を”−２０ｍＡ”とした場合の図１に示す実施例における出力端子電圧１０１と出力電流の関係を示す特性曲線図である。
【００４０】
図３から分かるように出力端子電圧１０１が”０Ｖ”から”１．５Ｖ”まで変化した場合、図３中”Ｐ１０１”に示すソース電流（＋２０ｍＡ）に対する”９９％”の値の点から図３中”Ｐ１０２”に示すシンク電流（−２０ｍＡ）に対する”９９％”の値の点までの間は図３中”ＤＶ０２”に示すように”約０．０５Ｖ”幅に大幅に改善されていることになる。
【００４１】
また、制御信号２００ａ及び２０１ａにより定電流源９及び１２の出力電流値をそれぞれ”０ｍＡ”にすれば、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係に関わりなく、出力端子には電流が供給されなくなる。すなわち、図１に示す能動負荷回路を”休止状態”にすることができる。
【００４２】
この結果、比較回路８により転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係を比較して、その比較結果により電流切換手段５０を制御して出力端子にソース電流（厳密には”Ｉｓｃ＋Ｉｓｋ”）を供給することにより、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能になる。
【００４３】
また、比較回路８により転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係を比較することにより、ソース電流の設定値とシンク電流の設定値とが等しくない場合であっても、電流方向の切り換わりの時点で転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間にオフセット電圧が生じない。
【００４４】
また、制御信号２００ａ及び２０１ａにより定電流源９及び１２の出力電流値をそれぞれ制御することにより、能動負荷回路を”動作状態”若しくは”休止状態”にすることが可能になる。
【００４５】
なお、図１に示す実施例では電流切換手段５０によりソース電流を供給するための定電流源９の出力電流を制御していたが、電流切換手段によりシンク電流を供給するための定電流源１２の出力電流を制御しても構わない。
【００４６】
また、電流切換手段でソース電流若しくはシンク電流を供給するどちらか一方の定電流源の出力電流を制御するのではなく、両方の定電流源の出力電流を電流切換手段で制御しても良い。
【００４７】
図４はこのような本発明に係る能動負荷回路の他の実施例を示す構成回路図である。図４において８〜１２，５０，１００，１０１，２００ａ及び２０１ａは図１と同一符号を付してあり、１３は比較回路、１４及び１５はトランジスタである。また、トランジスタ１４及び１５は差動回路である電流切換手段５１を構成している。
【００４８】
転換電圧１００は比較回路８及び１３の反転入力端子に入力され、出力端子電圧１０１は比較回路８及び１３の非反転入力端子及びトランジスタ１０及び１４のコレクタにそれぞれ接続される。
【００４９】
また、比較回路８の反転出力はトランジスタ１１のベースに接続され、比較回路８の非反転出力はトランジスタ１０のベースに接続される。さらに、トランジスタ１０及び１１のエミッタは定電流源９の一端に接続される。
【００５０】
一方、比較回路１３の反転出力はトランジスタ１５のベースに接続され、比較回路１３の非反転出力はトランジスタ１４のベースに接続される。さらに、トランジスタ１４及び１５のエミッタは定電流源１２の一端に接続される。
【００５１】
最後に、定電流源９の他端及びトランジスタ１５のコレクタは正電圧源に接続され、定電流源１２の他端及びトランジスタ１１のコレクタは負電圧源に接続される。
【００５２】
ここで、図４に示す実施例の動作を図５を用いて説明する。図５は転換電圧１１００と出力端子電圧１０１との大小関係によるトランジスタの動作及び出力電流を示す表である。
【００５３】
転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間に”Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｏｍ”なる大小関係があると、トランジスタ１０が”ＯＦＦ”、トランジスタ１１が”ＯＮ”になって図５中”Ｃ２０１”に示すように電流切換手段５０が”ＯＦＦ”になる。一方、トランジスタ１４が”ＯＮ”、トランジスタ１５が”ＯＦＦ”になって図５中”Ｃ２０１”に示すように電流切換手段５１が”ＯＮ”になる。
【００５４】
このため、電流切換手段５０からの電流供給は”０ｍＡ”になり、電流切換手段５１に電流が流れ込むので、図４中”Ｉ２０１”に示すようなシンク電流が出力端子からトランジスタ１４を介して定電流源１２に流れ込み、その電流値は定電流源１２の出力電流値”Ｉ１２”に等しくなる。また、定電流源９からの出力電流はトランジスタ１１を介して負電圧源に流れ込む。
【００５５】
一方、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との間に”Ｖｏｕｔ＜Ｖｃｏｍ”なる大小関係があると、トランジスタ１０が”ＯＮ”、トランジスタ１１が”ＯＦＦ”になって図５中”Ｃ２０２”に示すように電流切換手段５０が”ＯＮ”になる。一方、トランジスタ１４が”ＯＦＦ”、トランジスタ１５が”ＯＮ”になって図５中”Ｃ２０２”に示すように電流切換手段５１が”ＯＦＦ”になる。
【００５６】
このため、電流切換手段５１からの電流供給は”０ｍＡ”になり、電流切換手段５０から電流が流れ出すので、図４中”Ｉ２０２”に示すようなソース電流が定電流源９からトランジスタ１０を介して出力端子に流れ出し、その電流値は定電流源９の出力電流値”Ｉ９”に等しくなる。また、定電流源１２の出力電流はトランジスタ１５を介して正電圧源から流れ込む。
【００５７】
ここで、期待するシンク電流及びソース電流を”Ｉｓｋ”及び”Ｉｓｃ”とすれば定電流源９及び１２の出力電流値はそれぞれ、
Ｉ９＝Ｉｓｃ    （６）
Ｉ１２＝Ｉｓｋ    （７）
とすれば良い。
【００５８】
また、制御信号２００ａ及び２０１ａにより定電流源９及び１２の出力電流値をそれぞれ”０ｍＡ”にすれば、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係に関わりなく、出力端子には電流が供給されなくなる。すなわち、図４に示す能動負荷回路を”休止状態”にすることができる。
【００５９】
この結果、比較回路８及び１３により転換電圧１００と出力端子電圧１０１との大小関係を比較して、その比較結果により電流切換手段５０及び５１を排他的に制御して出力端子にソース電流若しくはシンク電流を供給することにより、転換電圧１００と出力端子電圧１０１との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能になる。
【００６０】
また、図１及び図４に示す実施例では制御信号２００ａ及び２０１ａにより定電流源９及び１２の出力電流値をそれぞれ”０ｍＡ”にすることにより、能動負荷回路を”休止状態”にしていたが、電流切換手段にその機能を持たせても構わない。
【００６１】
図６はこのような本発明に係る能動負荷回路の他の実施例を示す構成回路図である。図６において８〜１５，５０，５１及び１０１は図４と同一符号を付してあり、１００ａは第１の転換電圧、１００ｂは第２の転換電圧である。
【００６２】
第１の転換電圧１００ａは比較回路８の反転入力端子に入力され、第２の転換電圧１００ｂは比較回路１３の反転入力端子に入力され、出力端子電圧１０１は比較回路８及び１３の非反転入力端子及びトランジスタ１０及び１４のコレクタにそれぞれ接続される。
【００６３】
また、比較回路８の反転出力はトランジスタ１１のベースに接続され、比較回路８の非反転出力はトランジスタ１０のベースに接続される。さらに、トランジスタ１０及び１１のエミッタは定電流源９の一端に接続される。
【００６４】
一方、比較回路１３の反転出力はトランジスタ１５のベースに接続され、比較回路１３の非反転出力はトランジスタ１４のベースに接続される。さらに、トランジスタ１４及び１５のエミッタは定電流源１２の一端に接続される。
【００６５】
最後に、定電流源９の他端及びトランジスタ１５のコレクタは正電圧源に接続され、定電流源１２の他端及びトランジスタ１１のコレクタは負電圧源に接続される。
【００６６】
ここで、図６に示す実施例の動作を図７を用いて説明する。図７は第１及び第２の転換電圧１００ａ及び１００ｂと出力端子電圧１０１との大小関係による状態及び回路動作を示す表であり、特に”動作状態”と”休止状態”との関係を示すものである。但し、”動作状態”における動作は図５に示す表と同様であるので説明は省略する。
【００６７】
第１の転換電圧１００ａ及び第２の転換電圧１００ｂを”Ｖｃｏｍ１”及び”Ｖｃｏｍ２”とした場合、図７中”Ｃ３０１”に示すように、
Ｖｃｏｍ１＝Ｖｃｏｍ２＝Ｖｃｏｍ    （７）
とすれば”動作状態”となる。この状態は図４に示す回路図と等価になるので図５に示すように動作する。
【００６８】
一方、第１及び第２の転換電圧１００ａ及び１００ｂと出力端子電圧１０１との大小関係を図７中”Ｃ３０２”に示すように、
Ｖｃｏｍ１＜Ｖｏｕｔ＜Ｖｃｏｍ２    （８）
とした場合、トランジスタ１０が”ＯＦＦ”、トランジスタ１１が”ＯＮ”になって図７中”Ｃ３０２”に示すように電流切換手段５０が”ＯＦＦ”になる。同様に、トランジスタ１４が”ＯＦＦ”、トランジスタ１５が”ＯＮ”になって図７中”Ｃ３０２”に示すように電流切換手段５１が”ＯＦＦ”になる。
【００６９】
このため、電流切換手段５０及び５１からの電流供給は共に”０ｍＡ”になり、出力端子はハイインピーダンス状態になり図６に示す能動負荷回路は”休止状態”になる。
【００７０】
この結果、比較回路８及び１３に値の異なる転換電圧を供給して電流切換手段５０及び５１を”ＯＦＦ”にすることにより、能動負荷回路の”動作状態”若しくは”休止状態”を制御することが可能になる。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
請求項１及び請求項２の発明によれば、比較回路により転換電圧と出力端子電圧との大小関係を比較して、その比較結果により電流切換手段を制御して出力端子に定電流源の出力電流を供給することにより、転換電圧と出力端子電圧との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能な能動負荷回路が実現できる。
【００７２】
また、ソース電流の設定値とシンク電流の設定値とが等しくない場合であっても、電流方向の切り換わりの時点で転換電圧と出力端子電圧との間にオフセット電圧が生じない。
【００７３】
また、請求項３の発明によれば、２つの比較回路により転換電圧と出力端子電圧との大小関係を比較して、その比較結果により２つの電流切換手段を排他的に制御して出力端子にソース電流若しくはシンク電流を供給することにより、転換電圧と出力端子電圧との電位差が小さくても出力電流の方向を切り換えることが可能になる。
【００７４】
また、請求項４の発明によれば、電流切換手段としてトランジスタの差動回路を用いることにより、比較回路の出力に基づき定電流源の出力電流の供給を制御することが可能になる。
【００７５】
また、請求項５の発明によれば、２つの定電流源の出力電流を制御することにより動作状態若しくは休止状態に制御することが可能になる。
【００７６】
また、請求項６の発明によれば、２つの比較回路にそれぞれ異なる値の転換電圧を供給することにより動作状態若しくは休止状態に制御することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る能動負荷回路の一実施例を示す構成回路図である。
【図２】転換電圧と出力端子電圧との大小関係によるトランジスタの動作及び出力電流を示す表である。
【図３】実施例における出力端子電圧と出力電流の関係を示す特性曲線図である。
【図４】本発明に係る能動負荷回路の他の実施例を示す構成回路図である。
【図５】転換電圧と出力端子電圧との大小関係によるトランジスタの動作及び出力電流を示す表である。
【図６】本発明に係る能動負荷回路の他の実施例を示す構成回路図である。
【図７】第１及び第２の転換電圧と出力端子電圧との大小関係による状態及び回路動作を示す表である。
【図８】従来の能動負荷回路の一例を示す回路図である。
【図９】転換電圧と出力端子電圧との大小関係によるダイオードの動作及び出力電流を示す表である。
【図１０】従来例おける出力端子電圧と出力電流の関係を示す特性曲線図である。
【符号の説明】
１  バッファ回路
２，３，９，１２  定電流源
４，５，６，７  ダイオード
８，１３  比較回路
１０，１１，１４，１５  トランジスタ
５０，５１  電流切換手段
１００，１００ａ，１００ｂ  転換電圧
１０１  出力端子電圧
２００，２００ａ，２０１，２０１ａ  制御信号
【図１】
0003612700.tif 000002
【図２】
0003612700.tif 000003
【図３】
0003612700.tif 000004
【図４】
0003612700.tif 000005
【図５】
0003612700.tif 000006
【図６】
0003612700.tif 000007
【図７】
0003612700.tif 000008
【図８】
0003612700.tif 000009
【図９】
0003612700.tif 000010
【図１０】
0003612700.tif 000011