(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることにより直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
直流電源と、直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることにより直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、昇圧手段は、直流電源の電源電圧を整流するダイオード、並びにダイオードを介して充電されるコンデンサを有し、コンデンサの充放電を周期的に繰り返すチャージポンプ回路からなることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
制御回路から出力するスイッチング素子のオンオフ制御信号によりチャージポンプ回路のコンデンサの充放電を切り換えることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたことを特徴とする請求項２又は３記載の電源装置。
【請求項５】
直流電源と、トランスの１次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることによりトランスの２次巻線に電圧を生じさせて直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、昇圧手段は、トランスに設けた電源用巻線を有し、電源用巻線に生じる電圧を直流電源からの電圧に重畳して出力電圧を得ることを特徴とする電源装置。
【請求項６】
直流電源と、トランスの１次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることによりトランスの２次巻線に電圧を生じさせて直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、昇圧手段は、トランスの１次巻線に設けた中間タップと、中間タップから取り出す電圧を整流平滑する整流平滑回路とを有することを特徴とする電源装置。
【請求項７】
直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたことを特徴とする請求項５又は６記載の電源装置。
【請求項８】
上記請求項１〜７の何れかの電源装置と、この電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換して放電灯を点灯させるインバータとで構成されたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置、並びにこの電源装置により負荷である放電灯に電力を供給して点灯する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は従来の電源装置を示しており、この従来例（以下、「従来例１」という）は、イグナイタ５により高圧パルスを発生させることで、ＨＩＤランプのような放電灯ＬＰの放電を開始させ、放電が開始すると、定電力制御に移行し、放電灯ＬＰを安定点灯させる放電点灯装置を構成する（例えば、特開２０００−６９７５２号公報等参照）。
【０００３】
この従来例１の放電灯点灯装置は、直流電源１を放電灯ＬＰが必要とする電圧に変換し、放電灯ＬＰを安定点灯させる機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ３及び低周波インバータ４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１及び低周波インバータ４のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を駆動制御する制御回路７と、制御回路７の電源を安定供給するために、略一定の電圧を発生する定電圧回路により構成された制御電源回路６’と、上記イグナイタ５と、上記直流電源１とＤＣ−ＤＣコンバータ３との間に挿入された点灯用の電源スイッチ２とからなる。
【０００４】
フライバックコンバータからなるＤＣ−ＤＣコンバータ３では、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１と電源スイッチ２を介して直流電源１に接続したスイッチング素子Ｑ１が制御回路７によりオンすると直流電源１からトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に電流が流れてトランスＴ１にエネルギが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフするとトランスＴ１の蓄積エネルギによる逆起電力によりダイオードＤ１がオンとなり、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２から平滑用のコンデンサＣ１に電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。そして、制御回路７にてスイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間を制御することにより、コンデンサＣ１の両端電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧）を直流電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化させて放電灯ＬＰの点灯に必要な所望の電圧を得ることができる。
【０００５】
低周波インバータ４はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の直列回路とをＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力端子間に接続するとともに、それぞれの直列回路の中点間に負荷回路たるイグナイタ５及び放電灯ＬＰを接続して構成されるもので、制御回路７から各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５に対応して出力される低周波の駆動信号により、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５が同時にオンオフされされるとともに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がスイッチ素子Ｑ２，Ｑ５のオン時にオフされ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のオフ時にオンされることで、イグナイタ５及び放電灯ＬＰに低周波の交流（矩形波）電圧を印加するようになっている。
【０００６】
イグナイタ５は、放電灯ＬＰが点灯する前の所謂無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３並びに低周波インバータ４からの出力を抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電し、制御回路７によって高圧パルストランスＴ２の１次巻線に接続されたサイリスタＱ６をオンすることでコンデンサＣ２の充電電荷を高圧パルストランスＴ２の１次巻線に放出し、高圧パルストランスＴ２の昇圧効果を利用して２次巻線に接続された放電灯ＬＰにパルス状の高電圧を印加して絶縁破壊を起こさせるものである。
【０００７】
制御回路７は、制御電源回路６’から電源供給を受けて動作し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力端間の電圧、つまり低周波インバータ４を介した放電灯ＬＰの電圧（ランプ電圧）の検出結果及びＤＣ−ＤＣコンバータ３と低周波インバータ４との間に挿入された抵抗Ｒ１の電圧降下から検出されるランプ電流値とに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング及び低周波インバータ４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のスイッチングを制御することで、放電灯ＬＰの始動時や点灯時等の状態に応じた出力を低周波インバータ４から負荷回路側へ供給させるようになっている。
【０００８】
ところで、上記従来例１における制御電源回路６’は制御回路７の動作に必要な電圧を供給するものであって、例えば直流電源１が自動車用のバッテリのように６Ｖ〜１６Ｖの範囲で変動する場合には制御回路７に必要な電圧（例えば１２Ｖ）を安定して供給するために、トランスやスイッチ素子等で構成される昇降圧チョッパからなる定電圧回路が用いられる。しかしながら、制御回路７の動作電源供給用に昇降圧チョッパ等からなる制御電源回路６’を設けるということは装置の大型化やコストアップを招くという問題がある。
【０００９】
これに対して図１７に示す他の従来例（以下、「従来例２｝という）は、昇降圧チョッパを利用せずに小型化並びにコストダウンを図った制御電源回路６”を備えている。すなわち、この制御電源回路６”は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２のカソードと直流電源１の負極側の間に接続されたコンデンサＣ３と、シリーズレギュレータからなり、コンデンサＣ３の両端電圧を降圧して制御回路７に供給する略一定の電圧を得る定電圧発生回路６１とを備える。而して、電源スイッチ２により直流電源１が投入されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランス１の一次巻線Ｎ１とダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３が充電され、その充電電圧、つまり制御回路７に供給される電源電圧が、制御回路７が正常に安定動作する動作電圧に達すると、制御回路７は動作を開始して、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５に対して駆動信号を出力し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３及び低周波インバータ４の動作を開始させる。
【００１０】
制御回路７によりＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作が開始されると、従来例１と同様にスイッチング素子Ｑ１のオン時に直流電源１からトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に電流が流れて蓄積されるエネルギが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に放出されてコンデンサＣ１が充電されるのであるが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはトランスＴ１の１次巻線Ｎ１にも２次巻線Ｎ２に誘起される電圧に相当した電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ１には直流電源１の電源電圧と重畳された電圧が印加される。そして、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧をダイオードＤ２及びコンデンサＣ３で整流・平滑することによって定電圧発生回路６１に直流電源１の電源電圧よりも高い電圧を供給することができる。
【００１１】
すなわち、従来例２では、従来例１のようにトランス等で構成された大型で高価な昇降圧チョッパ等を用いなくても制御電源回路６”が構成し得るものである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例２においては直流電源１の電源電圧が充分に高い場合にもスイッチング素子Ｑ１のオンオフにより昇圧された電圧が定電圧発生回路６１の入力電圧となるから不要な損失の発生を招き、素子の耐量アップや放熱等のために装置の大型化やコストアップになるという問題がある。また、従来例２において、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧はトランスＴ１の巻数比の影響を受け、しかもトランスＴ１の巻数比は主としてＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作に合わせて設計されるものである。このため、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧が定電圧発生回路６１の入力電圧確保という目的に対して必要以上に高くなる場合があり、このような場合にも同様の問題が生じる。
【００１３】
本発明は上記問題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置及び放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることにより直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたことを特徴とし、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に停止手段によって昇圧手段による昇圧機能を停止させるため、不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できる。
【００１５】
請求項２の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることにより直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、昇圧手段は、直流電源の電源電圧を整流するダイオード、並びにダイオードを介して充電されるコンデンサを有し、コンデンサの充放電を周期的に繰り返すチャージポンプ回路からなることを特徴とし、ダイオードとコンデンサからなるチャージポンプ回路によって直流電源からの電圧よりも高い電圧を得ることができ、従来例に比較して不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できる。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、制御回路から出力するスイッチング素子のオンオフ制御信号によりチャージポンプ回路のコンデンサの充放電を切り換えることを特徴とし、請求項２の発明の作用に加えて、回路構成を簡略化することができる。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項２又は３の発明において、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたことを特徴とし、請求項２又は３の発明の作用に加えて、不要な損失の増加を防いで一層の小型化及びコストダウンが図れる。
【００１８】
請求項５の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、トランスの１次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることによりトランスの２次巻線に電圧を生じさせて直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、昇圧手段は、トランスに設けた電源用巻線を有し、電源用巻線に生じる電圧を直流電源からの電圧に重畳して出力電圧を得ることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの巻数比と関係なく電源用巻線の巻数比を設計することができるため、昇圧手段において必要以上に昇圧が行われることがなく、不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できる。
【００１９】
請求項６の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、トランスの１次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子をオンオフさせることによりトランスの２次巻線に電圧を生じさせて直流電源からの電圧を負荷電圧に変換させるＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、制御回路に動作用電源を供給する制御電源回路とを備え、制御電源回路は、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧手段と、昇圧した電圧を降圧して所定の出力電圧を得る定電圧化手段とを具備する電源装置において、昇圧手段は、トランスの１次巻線に設けた中間タップと、中間タップから取り出す電圧を整流平滑する整流平滑回路とを有することを特徴とし、中間タップを設ける位置によって昇圧比を決定することができるため、昇圧手段において必要以上に昇圧が行われることがなく、不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できる。
【００２０】
請求項７の発明は、請求項５又は６の発明において、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたことを特徴とし、請求項５又は６の発明の作用に加えて、不要な損失の増加を防いで一層の小型化及びコストダウンが図れる。
【００２１】
請求項８の発明は、上記目的を達成するために、上記請求項１〜７の何れかの電源装置と、この電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換して放電灯を点灯させるインバータとで構成されたことを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する放電灯点灯装置が提供できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下では放電灯を負荷とする電源装置、すなわち放電灯点灯装置に本発明を適用した実施形態を例示するが、本発明に係る電源装置は放電灯点灯装置に限定されるものではなく、放電灯以外を負荷とする電源装置にも本発明の技術思想は適用可能である。また、放電灯点灯装置の構成においても低周波インバータ４を備える必要はなく、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータ３についてもフライバックコンバータに限定されるものではない。
【００２３】
（実施形態１）
図１は本実施形態の回路構成を示しており、直流電源からの電圧を昇圧する昇圧回路６０と、シリーズレギュレータからなる定電圧発生回路６１とを制御電源回路６に具備し、直流電源の電源電圧が制御電源回路７の定電圧発生回路６１が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧回路６０による昇圧機能を停止させる停止手段を備えた点に特徴がある。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成及びＤＣ−ＤＣコンバータ３より後段の回路は図１６に示す従来例１又は図１７に示す従来例２と共通とし、全体として放電灯点灯装置を構成している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１並びに低周波インバータ４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオンオフする制御回路７の駆動制御機能の構成も従来例１又は従来例２と共通するためにこれらの説明を省略する。
【００２４】
昇圧回路６０は従来例２と同一の構成を有し、図１に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点にスイッチ要素ＳＷ１を介してアノードが接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２のカソードと直流電源１の負極側の間に接続されたコンデンサＣ３と、電源スイッチ２とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１との接続点にアノードが接続されるとともにカソードがダイオードＤ２のカソードに接続されたダイオードＤ３とを具備する。ここで、スイッチ要素ＳＷ１はトランジスタ等で構成され、制御回路７によってオンオフされるものである。すなわち、本実施形態ではスイッチ要素ＳＷ１と制御回路７とで停止手段を構成している。
【００２５】
而して、従来例２と同様に電源スイッチ２により直流電源１が投入されると、制御回路７が動作を開始して、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５に対して駆動信号を出力し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３及び低周波インバータ４の動作を開始させる。ここで、制御回路７は直流電源１からの電圧（電源電圧）を監視し、定電圧発生回路６１が必要とする入力電圧（必要入力電圧）よりも充分に高くない場合、例えば前記必要入力電圧と電源電圧との差が所定の閾値未満の場合にスイッチ要素ＳＷ１をオンとする。そして、制御回路７によりＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作が開始されると、従来例１で説明したようにスイッチング素子Ｑ１のオン時に直流電源１からトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に電流が流れて蓄積されるエネルギがスイッチング素子Ｑ１のオフ時に放出される際に、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１にも２次巻線Ｎ２に誘起される電圧に相当した電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ１には直流電源１の電源電圧と重畳された電圧が印加される。そして、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧をダイオードＤ２及びコンデンサＣ３で整流・平滑することによって定電圧発生回路６１に直流電源１の電源電圧よりも高く昇圧された入力電圧を供給する。
【００２６】
一方、制御回路７は前記必要入力電圧と電源電圧との差が所定の閾値以上、すなわち、電源電圧が前記必要入力電圧よりも充分に高い場合にはスイッチ要素ＳＷ１をオフし、ダイオードＤ３を介して電源電圧によりコンデンサＣ３を充電して定電圧発生回路６１に必要充分な入力電圧を供給することができる。
【００２７】
而して、本実施形態では従来例２と同様に、従来例１の如くトランス等で構成された大型で高価な昇降圧チョッパ等を用いなくても制御電源回路６が構成し得るとともに、直流電源１の電源電圧に応じて制御回路７がスイッチ要素ＳＷ１をオンオフ制御し、直流電源１の電源電圧が制御電源回路７の定電圧発生回路６１が必要とする入力電圧よりも充分に高い場合にスイッチ要素ＳＷ１をオフして昇圧回路６０による昇圧機能を停止させているため、昇圧回路６０による不要な昇圧動作を無くして昇圧回路６０での無駄な損失の発生を抑えることができる。よって、従来例２に比較して不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置、並びに放電灯点灯装置が提供できる。
【００２８】
（実施形態２）
図２は本実施形態の回路構成を示しており、直流電源１の電源電圧を整流するダイオードＤ４、ダイオードＤ４を介して充電されるコンデンサＣ４を有し、コンデンサＣ４の充放電を周期的に繰り返すチャージポンプ回路６２と、シリーズレギュレータからなる定電圧発生回路６１とを制御電源回路６に具備した点に特徴がある。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成及びＤＣ−ＤＣコンバータ３より後段の回路は図１６に示す従来例１又は図１７に示す従来例２と共通とし、全体として放電灯点灯装置を構成している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１並びに低周波インバータ４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオンオフする制御回路７の駆動制御機能の構成も従来例１又は従来例２と共通するためにこれらの説明を省略する。
【００２９】
チャージポンプ回路６２は、図２に示すように電源スイッチ２とＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ１の１次巻線Ｎ１との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ４と、ダイオードＤ４のカソードとスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に挿入されたコンデンサＣ４と、アノードがダイオードＤ４のカソードに接続されるとともにカソードが定電圧発生回路６１の入力端子に接続されたダイオードＤ５と、ダイオードＤ５のカソードとグランドとの間に接続されたコンデンサＣ３とで構成される。
【００３０】
而して、制御回路７からスイッチング素子Ｑ１のゲートに与えられる駆動信号がローレベルの時には直流電源１からチャージポンプ回路６２のダイオードＤ４を介してコンデンサＣ４が充電され、駆動信号がハイレベルの時にコンデンサＣ４の両端電圧に駆動信号の電圧が足し合わされた電圧によりダイオードＤ５を介してコンデンサＣ３が充電される。したがって、制御回路７により駆動信号が高周波でハイレベルとローレベルに切り換えられることにより、コンデンサＣ３には直流電源１の電源電圧に駆動信号の電圧が足し合わされた電圧が発生し、チャージポンプ回路６２から定電圧発生回路６１に必要充分な入力電圧を供給することができる。
【００３１】
本実施形態では定電圧発生回路６１の入力電圧をチャージポンプ回路６２から供給するように制御電源回路６を構成しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ１の巻数比等に依らず、簡単な回路構成にて直流電源１の電源電圧を昇圧して定電圧発生回路６１に必要充分な入力電圧を供給することが可能であり、しかも、入力電圧が過度に上昇し過ぎることがないから、従来例１，２に比較して不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置、並びに放電灯点灯装置が提供できる。
【００３２】
なお、本実施形態ではチャージポンプ回路６２を動作させる信号を、制御回路７からＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１に与える駆動信号で兼用しているが、必ずしも兼用する必要はなく、チャージポンプ回路６２の動作信号を別途制御回路７から出力するようにしても良い。この場合、制御回路７が直流電源１の電源電圧を監視し、定電圧発生回路６１の必要入力電圧よりも充分に高い場合にはチャージポンプ回路６２の動作信号を停止すれば、チャージポンプ回路６２による不要な昇圧を無くして無駄な損失の発生を抑えることができる。
【００３３】
（実施形態３）
図３は本実施形態の一部省略した回路構成を示しており、実施形態２と同一の構成の制御電源回路６において、直流電源の電源電圧が制御電源回路７の定電圧発生回路６１が必要とする電圧よりも充分に高い場合にチャージポンプ回路６２による昇圧機能を停止させる停止手段を備えた点に特徴がある。なお、実施形態２と同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００３４】
本実施形態の制御電源回路６では、チャージポンプ回路６２のコンデンサＣ４と、制御回路７からスイッチング素子Ｑ１のゲートに駆動信号を与える点との間にトランジスタ等からなるスイッチ要素ＳＷ２を挿入しており、これ以外の構成は実施形態２と同一である。
【００３５】
而して、制御回路７は直流電源１の電源電圧を監視し、定電圧発生回路６１の必要入力電圧よりも充分に高くない場合、例えば前記必要入力電圧と電源電圧との差が所定の閾値未満の場合にスイッチ要素ＳＷ２をオンとする。スイッチ要素ＳＷ２がオンの状態では、実施形態２で説明したようにチャージポンプ回路６２による昇圧作用で定電圧発生回路６１に必要充分な入力電圧を供給することができる。一方、制御回路７は前記必要入力電圧と電源電圧との差が所定の閾値以上、すなわち、電源電圧が電圧よりも充分に高い場合にはスイッチ要素ＳＷ２をオフし、チャージポンプ回路６２の動作を停止してダイオードＤ４を介して電源電圧によりコンデンサＣ３を充電することで定電圧発生回路６１に必要充分な入力電圧を供給することができる。
【００３６】
上述のように本実施形態によれば、制御回路７が直流電源１の電源電圧を監視し、定電圧発生回路６１の必要入力電圧よりも充分に高い場合にはチャージポンプ回路６２の動作を停止するため、チャージポンプ回路６２による不要な昇圧を無くして無駄な損失の発生を抑えることができる。
【００３７】
（実施形態４）
図４は本実施形態の一部省略した回路構成を示しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ１に設けた電源用巻線（３次巻線）Ｎ３を有し、直流電源からの電圧を昇圧する昇圧回路６３と、シリーズレギュレータからなる定電圧発生回路６１とを制御電源回路６に具備した点に特徴がある。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成及びＤＣ−ＤＣコンバータ３より後段の回路は図１６に示す従来例１又は図１７に示す従来例２と共通とし、全体として放電灯点灯装置を構成している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１並びに低周波インバータ４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオンオフする制御回路７の駆動制御機能の構成も従来例１又は従来例２と共通するためにこれらの説明を省略する。
【００３８】
昇圧回路６３は、図４に示すように一端が電源スイッチ２と接続されたトランスＴ１の３次巻線Ｎ３の他端にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードがコンデンサＣ３の一端と定電圧発生回路６１の入力端に接続されて構成される。
【００３９】
而して、制御回路７によりＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフされると、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３にも１次巻線Ｎ１に誘起される電圧が巻数比（＝Ｎ３／Ｎ１）倍に昇圧された電圧が発生し、この昇圧された電圧をダイオードＤ２及びコンデンサＣ３で整流・平滑することによって、昇圧回路６３から定電圧発生回路６１に直流電源１の電源電圧よりも高く昇圧された入力電圧を供給することができる。
【００４０】
本実施形態では、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の設計値に依らずにトランスＴ１の３次巻線Ｎ３により、昇圧回路６３の出力電圧を定電圧発生回路６１の必要入力電圧に合わせて最適なレベルに設定することが可能であるため、昇圧回路６３において必要以上に電圧が昇圧されることがなく、従来例１，２に比較して不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置、並びに放電灯点灯装置が提供できる。
【００４１】
（実施形態５）
図５は本実施形態の一部省略した回路構成を示しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ１の１次側に中間タップＴＰを設けて１次巻線Ｎ１を２つの巻線Ｎ１１，Ｎ１２に分割し、中間タップＴＰから取り出される電圧をダイオードＤ２及びコンデンサＣ３で整流・平滑する構成とした昇圧回路６４と、シリーズレギュレータからなる定電圧発生回路６１とを制御電源回路６に具備した点に特徴がある。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成及びＤＣ−ＤＣコンバータ３より後段の回路は図１６に示す従来例１又は図１７に示す従来例２と共通とし、全体として放電灯点灯装置を構成している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１並びに低周波インバータ４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオンオフする制御回路７の駆動制御機能の構成も従来例１又は従来例２と共通するためにこれらの説明を省略する。
【００４２】
昇圧回路６４は、図５に示すようにトランスＴ１の１次側に設けた中間タップＴＰにダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードがコンデンサＣ３の一端と定電圧発生回路６１の入力端に接続されて構成される。
【００４３】
而して、制御回路７によりＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフされると、トランスＴ１の中間タップＴＰに１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２の巻数比倍に昇圧された電圧が発生し、この昇圧された電圧をダイオードＤ２及びコンデンサＣ３で整流・平滑することによって、昇圧回路６４から定電圧発生回路６１に直流電源１の電源電圧よりも高く昇圧された入力電圧を供給することができる。
【００４４】
本実施形態では、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２の巻数比により、昇圧回路６４の出力電圧を定電圧発生回路６１の必要入力電圧に合わせて最適なレベルに設定することが可能であるため、実施形態４と同様に昇圧回路６４において必要以上に電圧が昇圧されることがなく、従来例１，２に比較して不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置、並びに放電灯点灯装置が提供できる。また、実施形態４のようにトランスＴ１に別途に３次巻線Ｎ３を設ける構成に比較して装置の小型化が可能になる。
【００４５】
（実施形態６）
図６は本実施形態の一部省略した回路構成を示しており、実施形態５と同一の構成の制御電源回路６において、直流電源１の電源電圧が制御電源回路７の定電圧発生回路６１が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧回路６４による昇圧機能を停止させる停止手段を備えた点に特徴がある。なお、実施形態５と同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００４６】
本実施形態の制御電源回路６では、昇圧回路６４のダイオードＤ２とトランスＴ１の中間タップＴＰとの間にトランジスタ等からなるスイッチ要素ＳＷ１を挿入するとともに、電源スイッチ２とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１１との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ３のカソードをダイオードＤ２のカソードと接続して構成され、これ以外の構成は実施形態５と同一である。
【００４７】
而して、制御回路７は直流電源１の電源電圧を監視し、定電圧発生回路６１の必要入力電圧よりも充分に高くない場合、例えば前記必要入力電圧と電源電圧との差が所定の閾値未満の場合にスイッチ要素ＳＷ１をオンとする。スイッチ要素ＳＷ１がオンの状態では、実施形態５で説明したように昇圧回路６４による昇圧作用で定電圧発生回路６１に必要充分な入力電圧を供給することができる。一方、制御回路７は前記必要入力電圧と電源電圧との差が所定の閾値以上、すなわち、電源電圧が電圧よりも充分に高い場合にはスイッチ要素ＳＷ１をオフし、昇圧回路６４の動作を停止してダイオードＤ３を介して電源電圧によりコンデンサＣ３を充電することで定電圧発生回路６１に必要充分な入力電圧を供給することができる。
【００４８】
上述のように本実施形態によれば、制御回路７が直流電源１の電源電圧を監視し、定電圧発生回路６１の必要入力電圧よりも充分に高い場合には昇圧回路６４の動作を停止するため、昇圧回路６４による不要な昇圧を無くして無駄な損失の発生を抑えることができる。なお、実施形態４における制御電源回路６に本実施形態のダイオードＤ４並びにスイッチ要素ＳＷ１を設けても同様の効果を奏することが可能である。
【００４９】
ところで、実施形態５又は実施形態６には図７に示すような構造のトランスＴ１を用いても良い。すなわち、中央にコア１０が貫装されたボビン１１の最内層に１次巻線Ｎ１１を巻回し、この１次巻線Ｎ１１の端末をボビン１１の上側鍔部より突設した中間タップＴＰにからげ、続いて１次巻線Ｎ１１の上層に２次巻線Ｎ２を巻回し、最後に２次巻線Ｎ２の上層に１次巻線Ｎ１２を巻回してトランスＴ１が構成されている。また、１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２の端末及び２次巻線Ｎ２の端末はボビン１１の下側鍔部より突設された４本のピン１２に各々接続される。なお、中間タップＴＰと回路との接続は別途設けたジャンパ線や予めトランスＴ１に設けた接続線あるいはリードフレーム等で行えばよい。但し、トランスＴ１の構成はこれに限定する趣旨ではなく、通常の方法で中間タップＴＰを構成したトランスを用いても良い。
【００５０】
ところで、上述の各実施形態では、図８に示すようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５やトランスＴ１、抵抗並びにコンデンサ等の各回路部品を片面又は両面に実装したプリント配線板２０を箱形のケース２１内に収納してある。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５等の発熱部品２２の熱は、次の何れかの方法でケース２１の外に放熱するのが一般的である。一つは、プリント配線板２０に放熱し、場合によってはケース２１内の全部又は一部に充填した高熱伝導率の充填材を介して外部に放熱する方法、もう一つは、発熱部品２２とケース２１内壁との隙間を極力狭くし、ケース２１内の全部又は一部に充填した高熱伝導率の充填材あるいは高熱伝導率のシートを介して外部に放熱する方法である。
【００５１】
しかしながら、上記２つの方法にはそれぞれ以下のような問題がある。すなわち、前者の方法では、高熱伝導率の充填材に接する全ての回路部品に発熱部品２２からの熱が伝わるため、熱に弱い回路部品が温度上昇してしまうという問題があり、後者の方法では、プリント配線板２０とケース２１との間の隙間が発熱部品２２の背の高さによって決定されるため、プリント配線板２０の発熱部品２２と同一面側には発熱部品２２よりも背の高い回路部品を実装できず、部品実装上の制約が大きいという問題や、プリント配線板２０の同一面に高さのことなる複数の発熱部品が実装される場合には背の低い発熱部品とケース２１との隙間が大きくなって放熱効果が低下するという問題がある。
【００５２】
そこで、図９に示すように発熱部品２２と対向するケース２１の底面からプリント配線板２０の方に向けて凸部２３を突設すれば、発熱部品２２と同一面側に背の高い回路部品が実装される場合においても発熱部品２２の熱を凸部２３を通じてケース２１に逃がすことができ、放熱効率の低下を防ぐことができる。
【００５３】
また、図１０に示すように発熱部品２２の周囲全体又は一部を囲むようにケース２１底面から凸部２４を突設しても良く、発熱部品２２からプリント配線板２０に伝導した熱、並びに発熱部品２２の熱を効率的にケース２１に逃がすことができる。さらに、発熱部品２２の周囲全体を囲むように凸部２４を突設した場合においては、凸部２４に囲まれた内側の空間にのみ充填材を充填すれば良く、充填材料を減らすことができるとともに、ケース２１内全体に充填する場合に比較して発熱部品２２の周辺に実装されている他の回路部品への熱の影響を大きく緩和することができる。
【００５４】
さらに、図１１に示すように発熱部品２２の少なくとも一部が挿入し得るような凹部２５をケース２１底面に設けても良く、発熱部品２２の熱を効率的にケース２１に逃がすことができるとともに、凹部２５内にのみ充填材を充填することで充填材料を減らすことができ、且つケース２１内全体に充填する場合に比較して発熱部品２２の周辺に実装されている他の回路部品への熱の影響を大きく緩和することができる。また、プリント配線板２０とケース２１との隙間を狭くすることができるためにケース２１の薄型化が可能となる。
【００５５】
また、図１２に示すように、図９の構成において発熱部品２２の周囲全体又は一部を囲むように凸部２３の先端からさらに凸部２４を突設したり、あるいは、図１３に示すように、図１１の構成において発熱部品２２の周囲全体又は一部を囲むように凹部２５の周縁から凸部２４を突設しても良く、何れの構成においても発熱部品２２からプリント配線板２０に伝導した熱も効率的にケース２１に逃がすことができる。
【００５６】
さらに、図１４に示すように、図１０の構成において発熱部品２２とケース２１底面との間、並びに発熱部品２２の周辺のプリント配線板２０と凸部２４との間に高熱伝導率のシート材２７を介装しても良く、これにより放熱のための充填材を省略することが可能となり、しかも、一般にシート材２７の方が充填材よりも熱伝導率が高いため、放熱をより一層促進することができる。なお、図９や図１１〜図１３の構成においても高熱伝導率のシート材２７を使用することで放熱を一層促進することができる。
【００５７】
あるいは、図１５に示すように、図９の構成においてケース２１の凸部２３と対向する外側に放熱用のフィン２８を形成すれば、放熱をさらに一層促進することができる。なお、図１０〜図１４の構成においてもケース２１にフィン２８を形成することで放熱を一層促進することができる。
【００５８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたので、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に停止手段によって昇圧手段による昇圧機能を停止させるため、不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できるという効果がある。
【００５９】
請求項２の発明は、昇圧手段が、直流電源の電源電圧を整流するダイオード、並びにダイオードを介して充電されるコンデンサを有し、コンデンサの充放電を周期的に繰り返すチャージポンプ回路からなるので、ダイオードとコンデンサからなるチャージポンプ回路によって直流電源からの電圧よりも高い電圧を得ることができ、従来例に比較して不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できるという効果がある。
【００６０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、制御回路から出力するスイッチング素子のオンオフ制御信号によりチャージポンプ回路のコンデンサの充放電を切り換えるので、請求項２の発明の効果に加えて、回路構成を簡略化することができるという効果がある。
【００６１】
請求項４の発明は、請求項２又は３の発明において、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたので、請求項２又は３の発明の効果に加えて、不要な損失の増加を防いで一層の小型化及びコストダウンが図れるという効果がある。
【００６２】
請求項５の発明は、昇圧手段が、トランスに設けた電源用巻線を有し、電源用巻線に生じる電圧を直流電源からの電圧に重畳して出力電圧を得るので、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの巻数比と関係なく電源用巻線の巻数比を設計することができるため、昇圧手段において必要以上に昇圧が行われることがなく、不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できるという効果がある。
【００６３】
請求項６の発明は、昇圧手段が、トランスの１次巻線に設けた中間タップと、中間タップから取り出す電圧を整流平滑する整流平滑回路とを有するので、中間タップを設ける位置によって昇圧比を決定することができるため、昇圧手段において必要以上に昇圧が行われることがなく、不要な損失の増加を防いで小型で安価な電源装置が提供できるという効果がある。
【００６４】
請求項７の発明は、請求項５又は６の発明において、直流電源の電源電圧が制御電源回路の定電圧化手段が必要とする電圧よりも充分に高い場合に昇圧手段による昇圧機能を停止させる停止手段を備えたので、請求項５又は６の発明の効果に加えて、不要な損失の増加を防いで一層の小型化及びコストダウンが図れるという効果がある。
【００６５】
請求項８の発明は、上記請求項１〜７の何れかの電源装置と、この電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換して放電灯を点灯させるインバータとで構成されたので、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する放電灯点灯装置が提供できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す概略回路図である。
【図２】実施形態２を示す概略回路図である。
【図３】実施形態３を示す一部省略した概略回路図である。
【図４】実施形態４を示す一部省略した概略回路図である。
【図５】実施形態５を示す一部省略した概略回路図である。
【図６】実施形態６を示す一部省略した概略回路図である。
【図７】同上に用いるトランスの断面図である。
【図８】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図９】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図１０】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図１１】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図１２】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図１３】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図１４】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図１５】同上の外観構造の一例を示す断面図である。
【図１６】従来例１を示す概略回路図である。
【図１７】従来例２を示す概略回路図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  電源スイッチ
３  ＤＣ−ＤＣコンバータ
４  低周波インバータ
５  イグナイタ
６  制御電源回路
７  制御回路
６０  昇圧回路
６１  定電圧発生回路
ＬＰ  放電灯
Ｔ１  トランス
Ｑ１  スイッチング素子
ＳＷ１  スイッチ要素
【図１】
0003651399.tif 000002
【図２】
0003651399.tif 000003
【図３】
0003651399.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0003651399.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
0003651399.tif 000016
【図１６】
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【図１７】
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