(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力系統より受電されコンバータにて一旦直流に変換された電力を、変換素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、制御対象に供給する所定の三相交流電力に変換するインバータの出力電圧を制御するためのインバータ制御装置であって、
前記制御対象の制御用に演算された三相のいずれかの電圧指令値が、インバータの入力電圧に対するインバータの出力電圧の比であって前記変換素子によって決まる電圧の最大利用率の範囲内で予め設定した閾値を超えた場合に、該電圧指令値において該閾値を超えた分の電圧を、他の二相に分配する相電圧分配手段と、
該相電圧分配手段による分配後の電圧指令値を、前記インバータに対して出力する出力手段と、
を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
２アームからなるフルブリッジで構成され、電力系統より受電されコンバータにて一旦直流に変換された電力を、変換素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、制御対象に供給する所定の三相交流電力に変換するインバータの出力電圧を制御するためのインバータ制御装置であって、
前記制御対象の制御用に演算された三相のいずれかの電圧指令値が、インバータの入力電圧に対するインバータの出力電圧の比であって前記変換素子によって決まる電圧の最大利用率の範囲内で予め設定した閾値を超えた場合に、前記２アームの一方を完全導通状態としてその変調率を１に設定し、他方の変調率を変調率１の電圧と前記電圧指令値との差分のみバイアスして設定する変調率バイアス手段と、
該変調率バイアス手段による設定後の電圧指令値を、前記インバータに対して出力する出力手段と、
を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項３】
２アームからなるフルブリッジで構成され、電力系統より受電されコンバータにて一旦直流に変換された電力を、変換素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、制御対象に供給する所定の三相交流電力に変換するインバータの出力電圧を制御するためのインバータ制御装置であって、
前記制御対象の制御用に演算された三相のいずれかの電圧指令値が、予め設定した第１の閾値を超えた場合に、該電圧指令値において該閾値を超えた分の電圧を、他の二相に分配する相電圧分配手段と、
該相電圧分配手段による分配後の三相のいずれかの電圧指令値が、予め設定した第２の閾値を超えた場合に、前記２アームの一方を完全導通状態としてその変調率を１に設定し、他方の変調率を変調率１の電圧と該分配後の電圧指令値との差分のみバイアスして設定する変調率バイアス手段と、
該変調率バイアス手段による設定後の電圧指令値を、前記インバータに対して出力する出力手段と、
を備え、
前記第２の閾値が、インバータの入力電圧に対するインバータの出力電圧の比であって前記変換素子によって決まる電圧の最大利用率の範囲内で予め設定され、前記第１の閾値が、該第２の閾値に基づいて算出される最大利用率の範囲内で設定されたことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれか１つに記載のインバータ制御装置を用いたことを特徴とするリニアシンクロナスモータ式車両の制御システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータに入力された直流電圧の利用率向上を図るためのインバータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
従来、例えばリニアシンクロナスモータ（以下「ＬＳＭ」という）式車両の電力供給系は、図７に示すようになっている。
すなわち、電力系統（商用電力）より供給された三相交流電力が電力変換器２０にて受電されると、この三相交流電力は、図示しないコンバータにて一旦直流電力に変換される。そして、インバータ２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃを介してパルス幅変調（ＰＷＭ）されＬＳＭ式車両１２の駆動に必要な周波数及び大きさの三相交流電力に変換され、３系統のき電線１６を介して地上設備に供給される。
【０００３】
この地上設備としては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の各コイルを一組とする推進コイル群１１が車両進行方向に複数連なって配置されており、これらの推進コイル群１１に順次三相交流を供給することで、移動磁界を発生させる。ＬＳＭ式車両１２は、超電導コイルである界磁コイル１２ａによって発生する磁界と、推進コイル群１１に発生する磁界との相互作用により、推進力を得て駆動される。
【０００４】
ところで、かかる電力供給系を構成する電力変換器２０では、インバータ２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃにおいて変換素子のスイッチングロス等に起因して、入力電圧に対して出力電圧が低下する。つまり、一般に出力電圧が入力電圧の８０％程度に低下してしまうため、省電力化及び低コスト化の要請に反するといった問題があった。
【０００５】
そこで、インバータにおける直流電圧の利用率向上を図る方法として、例えば線間電圧制御の一種である３次重畳制御が行われた。この３次重畳制御とは、三相交流電圧の各相に適切な振幅・位相の３次調波電圧を加える（重畳する）ことにより、対地電圧のピーク値を下げる制御方式である。
【０００６】
具体的には図８に示すように、例えば三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の基本波（点線）に対して周波数が３倍，振幅が１／６の３次調波（細い実線）を重畳する。すると、基本波の中性点（頂点）が抑えられて同図に示すような出力波形（太い実線）になり、同じ直流電圧の入力に対して出力電圧を上昇させることができ、全体として電圧利用率が向上することになる。この３次重畳制御は線間電圧制御の一種であるため、その直流電圧利用率向上率（＝インバータの出力可能電圧／インバータ入力電圧）は、線間電圧制御について一般に知られている２／√３である。
【０００７】
しかし、この３次重畳制御方式をとる場合には、ＬＳＭ式車両１２が停止から最高速度に至るまで常に３次調波を加え続けることになる。つまり、出力電圧が小さくそのピーク値を抑える必要がない低速走行時においても３次調波を出し続けることになるため、システムの演算処理に不要な負荷がかかるといった問題があった。また３相の中性点が揺れるため、低速走行時の制御に好ましくないといった問題があった。
【０００８】
そこで、このようなインバータ制御においては、直流電圧の利用率を向上させるとともに、好ましくは不要な制御を伴わずに簡易にこれを実現することが要請される。このことは、上述したＬＳＭ式車両の制御システム内のインバータに限らず、その他の汎用的なインバータについても同様に言えることである。
【０００９】
本発明はかかる課題に鑑みなされたものであり、インバータに入力された直流電圧の利用率を簡易な手法で向上させ、インバータの出力を増強させることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題に鑑み、請求項１に記載のインバータ装置は、電力系統より受電されコンバータにて一旦直流に変換された電力を、変換素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、制御対象に供給する所定の三相交流電力に変換するインバータの出力電圧を制御するためのものである。
【００１１】
具体的には、制御対象の制御用に演算された三相のいずれかの電圧指令値が、変換素子によって決まる電圧の最大利用率の範囲内で予め設定した閾値を超えた場合に、相電圧分配手段が、この電圧指令値において当該閾値を超えた分の電圧を他の二相に分配し、出力手段が、この相電圧分配手段による分配後の電圧指令値をインバータに対して出力する。
【００１２】
尚、ここでいう「変換素子」とは、交流電力を作り出すためのインバータのスイッチング素子のことであり、サイリスタ，ＧＴＯ，ＩＧＢＴ等種々の素子が該当する（以下同様）。
すなわち、インバータの変換素子によって電圧の最大利用率（インバータの出力電圧／インバータの入力電圧）が決まるため、その最大利用率を超えた電圧出力指令を出してもインバータはその電圧を出力し得ない。このため、本構成では、予め電圧指令値がその最大利用率を超える分については、他の二相に振り分けることにより、電圧を出力可能な範囲で有効に利用することとしたものである。
【００１３】
かかる構成は、三相間で電圧制御を行うため線間電圧制御の一種ということになり、その直流電圧利用率向上率は、上記３次重畳制御等の線間電圧制御について一般に知られている２／√３程度となり、電圧利用率向上のための何らの制御も行わない場合に比べ、出力可能電圧は約１５％アップすることになる。従って、直流電圧の利用率が向上し、インバータの効率が向上する。また、インバータの効率が向上することにより、変換器設備の容量低減が可能になる。
【００１４】
また、本構成は、直流電圧利用率向上率については上述した３次重畳制御と同様ということになるが、電圧指令値が上記閾値を超えたときにその超えた分だけ分配するものであるため、電圧指令値がこの閾値を超えるまでは分配制御を行うことはない。従って、３次重畳制御のように常時３次調波を出し続ける制御よりも制御負担が小さく、システムを効率的に運用することができる。
【００１５】
特に、後述する実施例に記載したＬＳＭ式車両の制御システムに適用すれば、当該相電圧分配制御は車両の低速走行時には実行されないことになるため、低速走行の安定とシステムの運用コストの低減に寄与する。
尚、この「最大利用率」は、当該相電圧分配制御単独で電圧利用率向上を図る場合には、変換素子の最大変調率に相当することになる。また上記においては、「閾値を最大利用率の範囲内で設定する」としたが、当該閾値を最大利用率に設定するのが、電圧利用率向上の観点から最も好ましい。
【００１６】
次に、請求項２に記載のインバータ装置は、２アームからなるフルブリッジで構成され、電力系統より受電されコンバータにて一旦直流に変換された電力を、変換素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、制御対象に供給する所定の三相交流電力に変換するインバータの出力電圧を制御するためのものである。
【００１７】
具体的には、制御対象の制御用に演算された三相のいずれかの電圧指令値が、変換素子によって決まる電圧の最大利用率の範囲内で予め設定した閾値を超えた場合に、変調率バイアス手段が、２アームの一方を完全導通状態としてその変調率を１に設定し、他方の変調率を変調率１の電圧と電圧指令値との差分のみバイアスして設定する。そして、出力手段が、この変調率バイアス手段による設定後の電圧指令値を、インバータに対して出力する。
【００１８】
ここでいう「変調率」とは、電圧指令値の振幅を直流電圧を基準に±１に正規化したときの値をいい、変換素子のＯＮ／ＯＦＦの時間間隔により決まる。変換素子がＯＮ／ＯＦＦできる最小の時間間隔は素子自体の性能で決まっているため、この性能により動作可能な最大の変調率（最大変調率）が決まる。インバータでの出力可能電圧はこの最大変調率により定まるため、上記変換素子の電圧の最大利用率は、この最大変調率により決まることになる。
【００１９】
一般に２アームで構成されるインバータの出力可能電圧は、変換素子の最大変調率をＭとして、下記式（１）のように表される。
出力可能電圧＝直流電圧×（Ｍ＋Ｍ）×１／√２  ・・・（１）
ただし、Ｍ＜１
一方、本構成によれば、一方のアームを完全導通状態（変調率：１）とするため、出力可能電圧は、下記式（２）のように表される。
【００２０】
出力可能電圧＝直流電圧×（１＋Ｍ）×１／√２  ・・・（２）
ただし、Ｍ＜１
従って、電圧利用率向上率は（Ｍ＋１）／２Ｍとなり、出力可能電圧が増大することになる。例えば、変換素子として後述する実施例に記載したＧＴＯを採用した場合、その最大変調率Ｍは０．８６２となるため、出力可能電圧は約８％アップすることになる。
【００２１】
尚、上記においては、「閾値を最大利用率の範囲内で設定する」としたが、当該閾値を最大利用率に設定する（つまり最大変調率に設定する）のが、電圧利用率向上の観点から最も好ましい。
ところで、上述した相電圧分配制御方式は、三相毎の送電あるを制御する段階で電圧を制御するものであり、また変調率バイアス制御方式は、相毎に制御された電圧を出力する最終段階で出力電圧の最大値に達している場合に電圧を制御するものである。このため、これらの電圧制御方式は相互に干渉することなく、独立に制御することが可能である。そのため、これらの方式を併用することで、各々の制御を個別に使用する場合よりも更に直流電圧の利用率を向上させる余地がある。
【００２２】
そこで、請求項３に記載のインバータ制御装置は、２アームからなるフルブリッジで構成され、電力系統より受電されコンバータにて一旦直流に変換された電力を、変換素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、制御対象に供給する所定の三相交流電力に変換するインバータの出力電圧を制御するためのものである。
【００２３】
具体的には、まず相電圧分配手段が、制御対象の制御用に演算された三相のいずれかの電圧指令値が、予め設定した第１の閾値を超えた場合に、この電圧指令値において当該閾値を超えた分の電圧を他の二相に分配する。続いて、この相電圧分配手段による分配後の三相のいずれかの電圧指令値が、予め設定した第２の閾値を超えた場合に、変調率バイアス手段が、上記２アームの一方を完全導通状態としてその変調率を１に設定し、他方の変調率を変調率１の電圧とこの分配後の電圧指令値との差分のみバイアスして設定する。そして、出力手段が、この変調率バイアス手段による設定後の電圧指令値を、インバータに対して出力する。
【００２４】
ここで、第２の閾値は、変換素子によって決まる電圧の最大利用率の範囲内で予め設定され、第１の閾値は、この第２の閾値に基づいて算出される最大利用率の範囲内で設定される。
すなわち、本構成では、互いに干渉しない上記二つの制御方式を併用することで、出力可能電圧を更に高めることができる。従って、電圧利用率向上率は｛（Ｍ＋１）／２Ｍ｝×２／√３となり、出力可能電圧が増大することになる。例えば、変換素子として後述する実施例に記載したＧＴＯを採用した場合、出力可能電圧は約２４％アップすることになる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。本実施例は、本発明のインバータ制御装置をＬＳＭ式車両の制御システムに適用したものであり、図１はその概略構成を表すブロック図である。尚、当該制御システムの電力供給系の概略については図７で説明したものと同様であるため、以下において同一構成について同一符号を付す等してその説明を省略する。
【００２６】
図１に示すように、この制御システムは、地上側の軌道に沿って配置された推進コイル１１と、この推進コイル１１に対向するように車両１２に搭載された界磁コイル１２ａと、速度指令値ｖ＊と実速度ｖとの偏差を比例・積分演算した電流指令値Ｉ＊を出力する速度制御部１３と、この電流指令値Ｉ＊と推進コイル１１を流れるコイル電流Ｉとの偏差を比例・積分演算して、車両位置を示す位相基準としての位置検知位相θｐとの同期をとった正弦波状の電圧指令値Ｖ＊を演算し、この電圧指令値Ｖ＊にインバータの電圧利用率を向上させるための処理を施して出力する変換器制御部１４と、電力系統からの電力を受電して、この電圧指令値Ｖ＊に基づいた三相の出力電圧Ｖをき電線１６を介して推進コイル１１へ出力する電力変換器２０と、推進コイル１１を流れるコイル電流Ｉを検出する電流検出器１７と、車両位置情報を得るために軌道に沿って配置された交差誘導線１８ａと、この交差誘導線１８ａに生じる信号に基づき、推進コイル１１と界磁コイル１２ａとの相対位置を検出して位置検知位相θｐを出力する位置検知装置１８と、この位置検知位相θｐから速度制御のために必要な実速度ｖを演算して出力する速度検出器１９とを備えている。
【００２７】
次に、本発明の主要部である変換器制御部１４及び電力変換器２０周辺の構成について、図２に基づいて説明する。尚、同図には説明の都合上、インバータ１系１相分の回路が概略的に示されている。
同図に示すように、電力変換器２０は、電力系統から受電した三相交流電力を一旦直流電力に変換するコンバータ２１と、この直流電力をＬＳＭ式車両１２の駆動に必要な周波数及び大きさを有する三相交流電力に変換するインバータ２２とを備える。
【００２８】
インバータ２２は、３段多重のインバータユニットからなり、各インバータユニットは、ハーフブリッジインバータを２アーム（ＵアームとＸアーム）組み合わせたフルブリッジインバータとして構成されている。また、これらＵアーム及びＸアームは、それぞれＧＴＯ素子によりスイッチング可能に構成され、平滑用コンデンサがこれに並列に接続されている。尚、同図においては、説明の便宜上、インバータユニットを構成する素子を第３段目についてのみ表記したが、１段目、２段目についても同様の構成となっている。
【００２９】
すなわち同図に示すように、ＧＴＯ素子３１及び３２が直列に接続されてＵアームを構成し、ＧＴＯ素子３３及び３４が直列に接続されてＸアームを構成する。そして、ＧＴＯ素子３１及び３３の各アノードがコンバータ２１のプラス端子Ｐ（＋）に接続され、ＧＴＯ素子３２及び３４の各カソードがコンバータ２１のマイナス端子Ｎ（−）に接続され、ＧＴＯ素子３１とＧＴＯ素子３２との接続点と、ＧＴＯ素子３３とＧＴＯ素子３４との接続点がトランス２３に接続されている。そして、ＧＴＯ素子３１及び３４がＯＮ（ＧＴＯ素子３３及び３２がＯＦＦ）されるとトランス２３に正の電圧が供給され、ＧＴＯ素子３３及び３２がＯＮ（ＧＴＯ素子３１及び３４がＯＦＦ）されるとトランス２３に負の電圧が供給される。
【００３０】
変換器制御部１４は、各インバータユニットのＧＴＯ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御してその出力電圧を制御し、この出力電圧が各トランス２３を介して出力されるようになっている。この場合、変換器制御部１４から出力された電圧指令値は、各インバータユニットにて等分担され、各インバータユニットから各トランス２３を介して出力された出力電圧を合成したものが、当該電圧指令値に基づく出力電圧として出力される。
【００３１】
各インバータユニットでは、分担された電圧指令値の波形が各アームの信号に分配され、ＰＷＭされてゲートパルス信号に変換され、各アームのＧＴＯ素子をＯＮ／ＯＦＦする。変調率はそれぞれのＧＴＯ素子のＯＮ／ＯＦＦの時間間隔に相当し、変調率が大きくなるほどＯＮ／ＯＦＦの時間間隔が短くなる。本実施例のＧＴＯ素子の最大変調率Ｍは、キャリア周波数３００Ｈｚでおよそ０．８６２である。
【００３２】
次に、変換器制御部１４が実行するインバータ制御について、図３〜図６に基づいて説明する。図３は変換器制御部１４の一部を表す機能ブロック図である。同図に示すように、本実施例のインバータ制御には、相電圧分配制御と変調率バイアス制御との併用方式が採用される。
【００３３】
すなわち、変換器制御部１４において、所謂ｄｑ０回転座標系にて演算されたｄｑ軸電圧指令値（Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ、Ｖ＊０）が、三相交流座標系における電圧Ｖ＊（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）に変換されると、続いて以下に述べる相電圧分配制御が実行される。
【００３４】
この相電圧分配制御は、最大利用率超過分の電圧を他の二相に振り分ける三相間の線間電圧制御である。つまり図４に概念的に示すように、演算されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ（点線）に対して予め第１の閾値となる出力電圧指令上限値ＭＢ（本実施例では０．９３１）を設定し、この出力電圧指令上限値ＭＢを超過した電圧分（斜線部）を、他の二相に分配する。この場合、振り分けた相で再び相電圧分配制御が行われないように、入力電圧指令上限値ＭＳは、後述する変調率バイアス制御で得られる最大利用率である当該出力電圧指令上限値ＭＢの１／ｓｉｎ６０°に制限される。（ＭＳ＝ＭＢ／ｓｉｎ６０°）。
【００３５】
この相電圧分配制御の処理の流れを図５のフローチャートに基づいて説明すると、以下のようになる。
すなわち、まずＵ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆについて、出力電圧指令上限値ＭＢに相当する相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔ以下であるか否かを判断する（Ｓ１１０）。このとき、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆが相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔ以下であれば（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ，Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆへの分配量ΔＶｖｕ，ΔＶｗｕをゼロとする（Ｓ１２０）。
【００３６】
一方、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆが相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔを超えている場合には（Ｓ１１０：ＮＯ）、その超過分（Ｖｕｒｅｆ−Ｖｄｉｓｔ）を二等分し、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ，Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆへの分配量ΔＶｖｕ，ΔＶｗｕとして振り分ける（Ｓ１３０）。続いて、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆを相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔに置き換える（Ｓ１４０）。
【００３７】
次に、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆについて、相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔ以下であるか否かを判断する（Ｓ１５０）。このとき、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆが相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔ以下であれば（Ｓ１５０：ＹＥＳ）、Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆ，Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆへの分配量ΔＶｗｖ，ΔＶｕｖをゼロとする（Ｓ１６０）。
【００３８】
一方、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆが相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔを超えている場合には（Ｓ１５０：ＮＯ）、その超過分（Ｖｖｒｅｆ−Ｖｄｉｓｔ）を二等分し、Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆ，Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆへの分配量ΔＶｗｖ，ΔＶｕｖとして振り分ける（Ｓ１７０）。続いて、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆを相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔに置き換える（Ｓ１８０）。
【００３９】
次に、Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆについて、相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔ以下であるか否かを判断する（Ｓ１９０）。このとき、Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆが相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔ以下であれば（Ｓ１９０：ＹＥＳ）、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ，Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆへの分配量ΔＶｕｗ，ΔＶｖｗをゼロとする（Ｓ２００）。
【００４０】
一方、Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆが相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔを超えている場合には（Ｓ１９０：ＮＯ）、その超過分（Ｖｗｒｅｆ−Ｖｄｉｓｔ）を二等分し、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ，Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆへの分配量ΔＶｕｗ，ΔＶｖｗとして振り分ける（Ｓ２１０）。続いて、Ｖ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆを相電圧分配開始電圧Ｖｄｉｓｔに置き換える（Ｓ２２０）。
【００４１】
そして、各相の電圧指令値を、下記式（１）〜（３）にて置き換えて一連の処理を終了する（Ｓ２３０）。
Ｖｕｒｅｆ＝Ｖｕｒｅｆ−ΔＶｕｖ−ΔＶｕｗ  ・・・（１）
Ｖｖｒｅｆ＝Ｖｖｒｅｆ−ΔＶｖｗ−ΔＶｖｕ  ・・・（２）
Ｖｗｒｅｆ＝Ｖｗｒｅｆ−ΔＶｗｕ−ΔＶｗｖ  ・・・（３）
以上の処理により得られた二相同時分配での三相電圧指令波形は、図４において実線で示したようになり、どのような場合においても三相平衡出力となる。また、この相電圧分配制御は三相間を制御する線間電圧制御の一種であるため、その出力可能電圧は出力増強制御を行わない従来の出力可能電圧の２／√３倍程度となり、約１５％出力電圧を向上させることができる。
【００４２】
続いて、各相について変調率バイアス制御が実行される。この変調率バイアス制御は、図６に示すように、電圧指令値が最大変調率Ｍ（本実施例ではＧＴＯ素子による０．８６２）を超過する間、Ｕアーム及びＸアームのうち片側のアームを完全導通状態としてその変調率を１とし、もう一方のアームの変調率を変調率１の電圧と電圧指令値との差分のみ減少（バイアス）させることで、Ｕアーム及びＸアームの合計の変調率（出力電圧指令上限値ＭＢに相当）を増加させる（ＭＢ＝（１＋Ｍ）／２となる）。すなわち図２において、電圧指令値が最大変調率Ｍを超過する間、ＵアームのＧＴＯ素子３１をＯＮに固定した状態で、ＸアームのＧＴＯ素子３４をＯＮ／ＯＦＦしてバイアスすることで図６に示す正の電圧を生成し、またＸアームのＧＴＯ素子３３をＯＮに固定した状態で、ＵアームのＧＴＯ素子３２をＯＮ／ＯＦＦしてバイアスすることで負の電圧を生成する。
【００４３】
この場合、ＵアームとＸアームの変調率を合成すると、図６左段に示す正弦波状の電圧指令値が得られることになるので、フルブリッジ全体としての出力電圧の波形は、変換器制御部１４で演算した元の電圧指令値の波形に保たれる。
この変調率バイアス制御により、出力可能な電圧は、インバータユニット１段あたりで、
出力可能電圧＝直流電圧×（１＋０．８６２）×１／√２
となる。
【００４４】
一方、かかる変調率バイアス制御を行わない通常の制御における出力可能な電圧は、インバータユニット１段あたりで、
出力可能電圧＝直流電圧×（０．０８２＋０．８６２）×１／√２
であるため、変調率バイアス制御により、出力増強制御を行わない従来の出力可能電圧よりも約８％出力電圧を向上させることができる。
【００４５】
すなわち、相電圧分配制御と変調率バイアス制御とを併用した本実施例のインバータ制御によれば、出力増強制御を行わない従来の出力可能電圧よりも約２４％（＝１．１５×１．０８）の出力可能電圧の向上が可能となる。
尚、図３下段に示される上記出力電圧指令上限値ＭＢは最大変調率Ｍに基づいて設定されるため、この出力電圧指令上限値ＭＢは、最大変調率Ｍから逆算して予め設定されることになる。
【００４６】
以上に説明したように、相電圧分配制御と変調率バイアス制御とを併用した本実施例のインバータ装置によれば、インバータにおける出力可能電圧を大きく高めることができる。
尚、本実施例において、変換器制御部１４が、相電圧分配手段，変調率バイアス手段及び出力手段に該当する。
【００４７】
以上、本発明の実施例について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施例に何ら限定されることなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態をとり得ることはいうまでもない。
例えば、上記実施例では、インバータの変換素子にＧＴＯ素子を採用した例を示したが、その他のサイリスタやＩＧＢＴ等の変換素子であってもよい。
【００４８】
また、上記実施例では、本発明のインバータ制御装置をＬＳＭ式車両の制御システムに適用した例を示したが、これに限らず、汎用インバータとして構成してもよいことはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のインバータ制御装置が適用されたＬＳＭ式車両の制御システムの概略構成を表すブロック図である。
【図２】インバータ制御装置の要部概略構成を表すブロック図である。
【図３】インバータ制御装置の要部の機能を表すブロック図である。
【図４】相電圧分配制御を表す説明図である。
【図５】相電圧分配制御を表すフローチャートである。
【図６】変調率バイアス制御を表す説明図である。
【図７】ＬＳＭ式車両の制御システムの電力供給系を表すブロック図である。
【図８】従来のインバータ制御の一例（３次重畳制御）を表す説明図である。
【符号の説明】
１２・・・ＬＳＭ式車両、  １３・・・速度制御部、  １４・・・変換器制御部、
１７・・・電流検出器、  １８・・・位置検知装置、  １９・・・速度検出器、
２０・・・電力変換器、  ２１・・・コンバータ、  ２２・・・インバータ、
２３・・・トランス、  ３１，３２，３３，３４・・・ＧＴＯ素子
【図１】
0003609804.tif 000002
【図２】
0003609804.tif 000003
【図３】
0003609804.tif 000004
【図４】
0003609804.tif 000005
【図５】
0003609804.tif 000006
【図６】
0003609804.tif 000007
【図７】
0003609804.tif 000008
【図８】
0003609804.tif 000009