(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のアンテナと、第２のアンテナとを備え、さらに各々のアンテナの受信する２系統の信号からそれらの和信号およびそれらの差信号を生成する手段と、前記和信号または前記差信号生成手段の出力のいずれかに遅延を施す手段と、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段と、その加算合成手段の出力を受ける希望波通過フィルタ手段と、その希望波通過フィルタ手段の出力を受ける分割手段と、その分割手段の出力を受ける直交検波手段と、前記直交検波手段の出力を受けてベースバンド信号を抽出するフィルタ手段とを備え、前記加算合成手段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする受信回路。
【請求項２】
前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段に代えて、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを減算合成する手段を備えることを特徴とする請求項１記載の受信回路。
【請求項３】
中間周波数帯用局部発振信号源と、周波数変換用混合器と、中間周波数帯フィルタとからなる中間周波数変換手段を備え、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段または前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを減算合成する手段の出力をこの中間周波数変換手段に印加することにより、中間周波数帯段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信回路。
【請求項４】
前記各々のアンテナから得られる２系統の信号に個々に周波数変換手段を無線周波数帯に設けると共に、個々の前記周波数変換手段から得られる２系統の信号からそれらの和信号およびそれらの差信号を生成する手段を中間周波数帯に設け、中間周波数帯段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信回路。
【請求項５】
３以上のアンテナを備えて３以上のブランチを構成し、それら３以上の系統からの信号の和信号および差信号を生成する手段と、前記和信号または前記差信号生成手段の出力の１つを除いて残りに遅延を施す手段と、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算または減算して合成する手段を設け、前記合成手段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信機器の受信回路に関し、特に優れた受信信号強度安定性が得られるようにした受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、通信機器の受信機においては、フェージングの影響を軽減するために複数のアンテナを用いるスペース・ダイバーシチ機能を備えるものが多い。
【０００３】
スペース・ダイバーシチ方式の受信回路は従来、図９に示すものが知られており、以下図９を用いて第１の従来例の構成および原理を説明する。
【０００４】
図９において、到来電波はアンテナ201とアンテナ202にそれぞれ高周波信号を誘起し、その信号は受信フィルタ203と受信フィルタ204をそれぞれ通り、初段受信用増幅器205と初段受信用増幅器206にそれぞれ供給され増幅される。この出力はそれぞれ周波数変換器207および208に供給され低い周波数への変換を受けて中間周波数帯の信号となる。この中間周波数帯の信号を受けて不要信号を除去するフィルタ209および210を通し中間周波増幅器211および212に供給し増幅を受ける。この出力は、それぞれ希望波信号のみを通すチャネルフィルタ213および214を経て検波回路215および216に供給される。検波回路215および216の結果を比較回路217において比較し、受信信号強度の強い方を選択して出力218とすることによりダイバーシチ機能を実現する構成である。局部周波数発振器219は前記周波数変換器207および208に共通に局部発振周波数信号を供給する。
【０００５】
すなわち、上記第１の従来例は完全に独立した２系統の受信回路と、信号純度と位相の均一を図った共通ローカル信号回路で構成される。この完全な独立受信回路により復調された２系統の受信信号から、選択または合成して出力を得ている。
【０００６】
しかしながら、上記第１の従来例のスペース・ダイバーシチ方式の受信回路においては、独立の２基の受信回路が電力を消費する上、構成部品が機器容積を増大させる。また、２系統の受信回路間の性能を等しくする必要があった。このために、図１０に示すように上記第１の従来例を改良した第２の従来例も知られている。図１０は、第２の従来例で、特開平７−８７０５７号公報に記載されるスペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機を示す。図１０において、スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機は、アンテナ313、314、フィルタ315、316、増幅器317、318、遅延器319、合成器320、マッチドフィルタ型相関器321、位相検波器322、遅延器323、合成器324、データ復調器325からなる。
【０００７】
アンテナ313とアンテナ314の距離を空間的にλ／３以上離し、アンテナ313側からのＳＳ受信信号Ｓ5(t)とアンテナ314側からのＳＳ受信信号Ｓ6(t)がほぼ無相関になるようにする。フィルタ315、316はＳ5(t)、およびＳ6(t)以外の帯域の信号の除去を行ない、増幅器317、318はＳ5(t)、Ｓ6(t)の増幅を行なう。
【０００８】
遅延器319は、増幅器318の出力Ｓ8(t)に対し遅延を行ない、遅延時間τは、τ≧PN符号１チップ長でかつ、直接波に対し影響力ある反射波の最大の遅延時間がτaとすると、τ≧τaの遅延時間を設定する。合成器320は、増幅器317出力Ｓ7(t)と遅延器319の出力Ｓ9(t-τ)の合成を行なう。合成されたＳＳ受信信号は、相関器321において、参照PN符号との相関演算が行なわれ時間領域での分離を行なう。
【０００９】
遅延器319により遅延をかけるのは、合成器320により、アンテナ313側で受信されるＳＳ信号とアンテナ314側で受信されるＳＳ信号を、相関器321により相関スパイクとして時間領域での分離を行ない、アンテナ313側とアンテナ314側のＳＳ受信信号の干渉を除去するためである。
【００１０】
ここで、アンテナ313側で受信されるＳＳ信号において、直接波と反射波の遅延時間差がPN符号１チップ長以内で、それぞれの受信信号に対する相関器出力の相関スパイク中のキャリアの位相差180°(逆相)の場合は、合成された相関スパイクのほとんどは抑圧される。ところが、アンテナ314側において受信されるＳＳ信号は、アンテナ313側とは無相関であるので、独立な変数を持つ受信信号になる。例えば、上記相関スパイク中のキャリアの位相差において0°(同相)となれば、合成された相関スパイクは、ほとんど抑圧されない。
【００１１】
このような状態において、アンテナ314側において受信されるＳＳ信号に遅延（ここでは、PN符号４チップ長とする）をかけて合成することにより、相関スパイクがマルチパスにより抑圧されることをなくし、受信するＳＳ信号のＳ／Ｎの改善を行ない、データ復調性能の向上を図ることができるというものである。
【００１２】
また、この従来例においては、さらにデータ復調性能を改善するために、相関器321の相関出力を位相検波器322で遅延検波する。ここで、位相検波器322においては、データ１ビットTの遅延を持つ遅延器を通した信号と元の信号との乗算を行なった後に検波を行なってローパスフィルタを通して出力を得る。
【００１３】
この遅延検波出力はベースバンドの相関出力を２分配し、一方を遅延器323で遅延をかけ、合成器324で再び他方と合成を行なう。ここで、各遅延器はすべて等しい遅延時間に設定している。合成器324の出力はデータ復調器325に入力される。この構成で、アンテナ313及び314側で受信される両方のＳＳ信号Ｓ10(t)、Ｓ11(t-τ)がマルチパスにより抑圧され、それぞれのピーク値がＶ1、Ｖ2とすると、２つの相関ピークが合成されてＳ12(t)となるので、相関ピーク値がＶ1＋Ｖ2となり、さらに、Ｓ／Ｎが改善され、データ復調性能の向上を図ることができる。
【００１４】
上記第２の従来例によれば、２系統の受信信号は合成器320以降、単一の系となり、受信回路の軽減に効果がある。
【００１５】
しかし、上記第２の従来例の方法では、２系統の受信信号間の搬送波自体の相殺作用を放置するものであり、合成器320の出力すなわち、マッチドフィルタ型相関器321の入力信号は、高い確率で減衰することになる。
【００１６】
この減衰の様子を図１１により説明する。図１１は、図１０に示した第２の従来例におけるダイバーシチの効果の一例を示したものである。図１１において、(a)はこの受信機に送られてくるスペクトラム拡散通信信号の拡散信号と情報信号の積であるいわゆるチップと呼ばれる信号を示す。(b)は、チップ信号を変調波として４倍の搬送波周波数に変調を施した変調出力を例とする場合の、受信機アンテナにより受信される信号を示す。(b-1)はアンテナ１により受信されるものを、(b-2)はアンテナ２により受信されるものを示す。第２の従来例ではアンテナ１とアンテナ２とは搬送波の波長の１／３以上の距離に離すことになっているので、ここでは１波長の距離に設定し、位相差φを２πとする。(c)は、アンテナ１から受信する受信系すなわちブランチ１の信号と、アンテナ２から受信する受信系すなわちブランチ２の信号との差動増幅器で加算すなわち減算した場合を示す。(d)は第２の従来例にしたがいブランチ２側を遅延して単純に合成した場合を示す。
【００１７】
図１１においては、課題の説明を明確にするために、アンテナ１およびアンテナ２においてはマルチパスフェージングによる到来波間の相殺作用は発生していないとしている。図１１(c)から分かることは、ブランチ間の信号を単純に加算あるいは減算する場合は、アンテナ端で発生するマルチパスフェージングと同様の信号の加算・相殺作用が、ブランチ間で発生し、受信信号が消滅する時刻が頻繁に発生する可能性が高いことである。また、図１１(d)から分かることは、遅延を施した効果はあるものの、信号の消滅する時刻がかなりの頻度で残存することである。
【００１８】
これに対し、第１の従来例ではブランチ１とブランチ２から、受信状態の良好な方を時々刻々選択するか、適応的に合成する方法で受信信号の消滅する時刻の撲滅が図られる。したがって、第２の従来例で第１の従来例に匹敵するスペース・ダイバーシチ効果を得ることは不可能である。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、優れた受信信号強度安定性が得られる受信回路を提供することを目的とするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するために本発明は、２系統の信号からそれらの和信号およびそれらの差信号を生成する手段と、前記和信号または前記差信号生成手段の出力のいずれかに遅延を施す手段と、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段と、その加算合成手段の出力を受ける希望波通過フィルタ手段と、その希望波通過フィルタ手段の出力を受ける分割手段と、その分割手段の出力を受ける直交検波手段と、前記直交検波手段の出力を受けてベースバンド信号を抽出するフィルタ手段とを備えるようにしたものである。
【００２１】
以上により、受信系を独立に２系統を有する第１の従来例に近いスペース・ダイバーシチ機能を実現すると共に、小型化、および低消費電力化を図ることができるものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１記載の発明は、第１のアンテナと、第２のアンテナとを備え、さらに各々のアンテナの受信する２系統の信号からそれらの和信号およびそれらの差信号を生成する手段と、前記和信号または前記差信号生成手段の出力のいずれかに遅延を施す手段と、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段と、その加算合成手段の出力を受ける希望波通過フィルタ手段と、その希望波通過フィルタ手段の出力を受ける分割手段と、その分割手段の出力を受ける直交検波手段と、前記直交検波手段の出力を受けてベースバンド信号を抽出するフィルタ手段とを備え、前記加算合成手段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする受信回路としたものであって、小型化、低消費電力化を図ることができるという作用を有する。
【００２３】
本発明の請求項２記載の発明は、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段に代えて、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを減算合成する手段を備えることを特徴とする請求項１記載の受信回路としたものであって、受信入力回路における電源系雑音や同一種類の歪みを軽減することができるという作用を有する。
【００２４】
本発明の請求項３記載の発明は、中間周波数帯用局部発振信号源と、周波数変換用混合器と、中間周波数帯フィルタとからなる中間周波数変換手段を備え、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段または前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを減算合成する手段の出力をこの中間周波数変換手段に印加することにより、中間周波数帯段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信回路としたものであって、和信号の生成または差信号の生成において発生する位相誤差の影響を軽減することができるという作用を有する。
【００２５】
本発明の請求項４記載の発明は、前記各々のアンテナから得られる２系統の信号に個々に周波数変換手段を無線周波数帯に設けると共に、個々の前記周波数変換手段から得られる２系統の信号からそれらの和信号およびそれらの差信号を生成する手段を中間周波数帯に設け、中間周波数帯段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信回路としたものであって、回路配線長による位相精度を中間周波数帯で規定でき、併せて低消費電力化も図れるという作用を有する。
【００２６】
本発明の請求項５記載の発明は、３以上のアンテナを備えて３以上のブランチを構成し、それら３以上の系統からの信号の和信号および差信号を生成する手段と、前記和信号または前記差信号生成手段の出力の１つを除いて残りに遅延を施す手段と、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算または減算して合成する手段を設け、前記合成手段以降の受信系を１系統にしたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の受信回路としたものであって、小型化、低消費電力化を図ることができるという作用を有する。
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図８を用いて説明する。
【００２８】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態の受信回路の構成を示している。図１において、受信回路は、スペース・ダイバーシチのブランチ１のためのアンテナ１と、スペース・ダイバーシチのブランチ２のためのアンテナ２と、アンテナ１が得た到来波信号を受け所望の帯域内信号成分を抽出するフィルタ３と、アンテナ２が得た到来波信号を受け所望の帯域内信号成分を抽出するフィルタ４と、フィルタ３により得られた所望の帯域内信号を増幅する増幅器５と、フィルタ４により得られた所望の帯域内信号を増幅する増幅器６と、ブランチ１側の所望の帯域内信号を２系統に分割する手段７と、ブランチ２側の所望の帯域内信号を２系統に分割する手段８と、極性反転または位相を180度変える手段９と、上記分割手段７からの信号と分割手段８からの信号を合成する手段10と、極性反転または位相を180度変える手段９からの信号と分割手段８からの信号を合成する手段11と、合成手段11の出力を受けてこれを遅延させる手段12と、上記合成手段10からの出力と上記遅延手段12からの出力を受けて合成する手段13と、上記合成手段13の出力を受けて所望の信号帯域に限定するフィルタ手段14と、上記フィルタ手段14の出力を受けてこれを分割する手段15と、直交検波器を構成する第１の乗算器16と、上記直交検波器を構成する第２の乗算器17と、π／２の移相器を包含し上記直交検波器の一方には移相を施し、上記直交検波器に検波用局部発振信号を供給するための分配器18と、上記分配器18に供給する局部発振信号の信号源19と、上記第１の乗算器16の出力を受け基底帯域信号（ベースバンド信号）を抽出するフィルタ20と、上記第２の乗算器17の出力を受け基底帯域信号（ベースバンド信号）を抽出するフィルタ21と、直交検波して得られる第１の基底帯域信号の出力が得られる出力端22と、直交検波して得られる第２の基底帯域信号の出力が得られる出力端23とから構成されている。
【００２９】
以上の構成についてその動作を図２を用いて説明する。図２において、(a)、(b)は、上記図１１と同様であり、(a)はこの受信機に送られてくるスペクトラム拡散通信信号の拡散信号と情報信号の積であるいわゆるチップと呼ばれる信号を示す。(b)は、チップ信号を変調波として４倍の搬送波周波数に変調を施した変調出力を例とする場合の、受信機アンテナにより受信される信号を示す。
【００３０】
(b-1)は、アンテナ１により受信されるものを、(b-2)は、アンテナ２により受信されるものを示す。アンテナ１とアンテナ２とは搬送波から見て１波長に設定し、位相差φを２πとする。(c)は、アンテナ１から受信する受信系すなわちブランチ１の信号と、アンテナ２から受信する受信系すなわちブランチ２の信号とを減算した場合を示す。(d)は、上記第２の従来例にしたがいブランチ２側を遅延して単純に合成した場合を示す。(c)は、アンテナ１から受信する受信系すなわちブランチ１の信号と、アンテナ２から受信する受信系すなわちブランチ２の信号とを単純に加算した場合を示す。(d)は、単純に減算した場合を示す。これは、上記図１１(c)に対応する。(e)は、上記(d)の単純に減算した結果を１チップ時間遅延させたものである。(f)は、上記(c)と(e)とを加算合成したものである。
【００３１】
図２においても、説明を明確にするために、アンテナ１およびアンテナ２においてはマルチパスフェージングによる到来波間の相殺作用は発生していないとしている。
【００３２】
図２(f)から分かることは、ブランチ間の信号の相殺作用が軽減され、信号の消滅する時刻が極めて少なくなることが分かる。これを数式で説明する。数式の各パラメータを図３に示す。
【００３３】
図３(A)は、本発明の第１の実施の形態におけるパラメータを示すものであり、図３(B)は、上記第２の従来例におけるパラメータを示すものである。
【００３４】
本発明の第１の実施の形態における方式を和差遅延合成、上記第２の従来例の方式を単純遅延合成と呼ぶこととする。
【００３５】
ブランチ１の非遅延と遅延の各信号をＡ、Ａ(τ)、ブランチ２の非遅延と遅延の各信号をＢ、Ｂ(τ)で表すと、それぞれの出力は、
（和差遅延合成）＝Ａ-Ｂ＋｛Ａ(τ)＋Ｂ(τ)｝
（単純遅延合成）＝Ａ＋Ｂ(τ)
で表せる。
【００３６】
まず、上記第２の従来例である単純遅延合成が出力ゼロになる場合の条件を考えることにする。
ブランチ１とブランチ２の振幅が相等しく、和信号生成時点で位相差が180度であればゼロになることは明らかである。すなわち、
｜Ａ｜＝｜Ｂ(τ)｜＝（｜Ｂ｜）
angle(Ａ)-angle(Ｂ(τ))＝(2n+1)π
が成立する状態において、信号は出力端で消滅する。
【００３７】
ＡとＢ(τ)との間の位相差(2n+1)πは、遅延時間τとにブランチ間の位相差の合計である。したがって、実際の環境下ではブランチ間の位相は多様なものとなるために、この条件が満足される瞬間が高い頻度で発生する。
【００３８】
また、遅延器の遅延時間を適応的に制御することにより、この条件が成立しないようにすることが考えられるが、移動通信の移動環境下においては、ほとんど不可能であり、この制御に必要な装置の付加、消費電力の増大を考慮すると却って実用的でないと判断できる。
【００３９】
つぎに、上記の条件が成立する場合に、本発明の方式では信号が消滅するかどうかを確認する。
【００４０】
和差遅延合成では、上記第２の従来例と同一の成分すなわちＡ+Ｂ(τ)の部分と、独自の成分すなわちＡ(τ)-Ｂの部分とに分けて考えられる。この条件下では、
第２の従来例と同一の成分：Ａ+Ｂ(τ)→０となるが、
本発明の独自の成分：Ａ(τ)-Ｂ→２Ａまたは２Ｂ（≠０）
となるので、全体としては、
（和差遅延合成）＝２Ａ（≠０）となる。
【００４１】
したがって、上記第２の従来例において信号が消滅する条件下でも、本発明においては出力信号が消滅することはなく、確保されることが分かる。
【００４２】
つぎに、本発明の方式において固有の条件下で出力が消滅するかどうかを考える。
すなわち、和差遅延合成がゼロになる場合は、
（和差遅延合成）＝Ａ-Ｂ＋Ａ(τ)＋Ｂ(τ)
で表せる。
搬送波周波数をω0で表すと、上記の式は次の式(１)ように表せる。
【００４３】
Ａ-Ｂ＋Ａ(τ)＋Ｂ(τ)
＝Ａ0{cosω0(t)+cosω0(t+τ)}＋Ｂ0{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)}  ・・・(１)
ただし、Ａ0≧０、Ｂ0≧０
この式がゼロになるためには、Ａ0、Ｂ0がゼロでない限り、第１項と第２項が相殺し合うか、または第１項と第２項が同時にゼロにならなければならない。
【００４４】
まず、第１項と第２項が相殺し合うかどうかを確認するために、同類項にまとめると次の式(２)を得る。
【００４５】
Ａ0{cosω0(t)+cosω0(t+τ)}＋Ｂ0{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)}
＝(Ａ0-Ｂ0)cosω0(t)＋(Ａ0+Ｂ0)cosω0(t+τ)                ・・・(２)
この式(２)が搬送波の周期レベルでゼロにること、すなわち時刻ｔの値にかかわらずゼロになるためには、
(Ａ0-Ｂ0)cosω0(t)＝０、同時に(Ａ0+Ｂ0)cosω0(t+τ)＝０
時刻ｔの関数であるcosineの値にかかわらず第１項と第２項が同時にゼロにならなければならないから、
Ａ0-Ｂ0＝０、同時にＡ0+Ｂ0＝０                            ・・・(３)
が成立しなければならない。
Ａ0、Ｂ0が単独ではゼロに成り得るが、同時にゼロになることはない。なぜなら、同時にゼロにならないようにアンテナを配置することがスペース・ダイバーシチの前提である。
すなわち、Ａ0+Ｂ0＝０は、成立しない。したがって、上記式(３)は成立しない。
【００４６】
つぎに、式(１)において、第１項と第２項とが、独立にゼロになる場合を検討する。このとき式(１)は、次の式(４)のように変形して考える。
【００４７】
Ａ0{cosω0(t)+cosω0(t+τ)}＋Ｂ0{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)}
＝2Ａ0cosω0(t+τ/2)cosω0(τ/2)＋2Ｂ0sinω0(t+τ/2)sinω0(τ/2)                                                              ・・・(４)
ここで、前述と同様に時刻ｔの関数であるcosineまたはsineの値にかかわらず第１項と第２項が同時にゼロになるためには、
2Ａ0cosω0(τ/2)＝０、同時に2Ｂ0sinω0(τ/2)＝０            ・・・(５)
が成立しなければならない。
アンテナ入力のＡ0またはＢ0は単独ではゼロに成り得るから、上記式(５)の第１項と第２項のいずれかの振幅がゼロになることは十分に可能性がある。この時、ゼロでない振幅の側の項においてゼロが成立するためには、
cosω0(τ/2)＝０、または、sinω0(τ/2)＝０                  ・・・(６)
が成立しなければならない。すなわち、
ω0(τ/2)＝(2n+1)π、または、ω0(τ/2)＝2nπ                ・・・(７)
総合すると、
ω0τ＝nπ                                                  ・・・(８)
となり、遅延器における遅延時間τが搬送波周波数に対して位相差180度の整数倍を示す場合にのみ、出力が消滅する可能性があることが分かる。
【００４８】
しかし、このことは、遅延器の遅延時間τを搬送波周波数に対して位相差180度の整数倍に設定しなければ、アンテナ１とアンテナ２の配置やマルチパスフェージングの状況にかかわらず、上記式(１)はゼロにならないことを明らかにするものである。
【００４９】
まとめると、上記第２の従来例においては、出力が消滅する条件がアンテナ１とアンテナ２の配置やマルチパスフェージングの状況を含んだものであるので、遅延器の遅延時間を良好な値に設定することがほとんど不可能であった。したがって、高い頻度で出力が消滅するものであった。
【００５０】
他方、本発明においては、出力が消滅する条件が遅延器の遅延時間τを搬送波周波数に対して位相差180度の整数倍に設定することに支配される。したがって、この遅延時間を搬送波周波数に対して位相差180度の整数倍から外すことによって、上記の論点での出力消滅は完全に回避できるものである。
【００５１】
遅延器の遅延時間は、チップ時間単位で設定すればよいので、チップ時間は搬送波周波数と基本的に独立のものである。さらにチップ時間は、搬送波周波数の持つ周期に比較して十分に長いものであるから搬送波の周期に対する精度、すなわちその位相差180度の整数倍から外す時間量が及ぼす同期精度の劣化は、ほとんど皆無に等しく、問題にならない。
【００５２】
したがって、本発明における遅延器の遅延時間の望ましい設定は、他に影響を与えることなく実現できるものである。
【００５３】
以上から、本発明の第１の実施の形態においては、上記第１の従来例に比較して、合成器13以降の受信系を１系統化することが可能となり、１系統分の回路部品の削減、機器の形状の小型化、電力消費の低減、コスト軽減などの経済効果が得られ、かつ性能においても、上記第２の従来例の課題である頻発する信号出力の消滅あるいは減衰を解決する効果が得られることが明確である。
【００５４】
（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施の形態の受信回路を示したものである。図４において、図示番号１から23までの構成は図示番号110、111、113を除いて図１に示した第１の実施の形態と同一のものでる。
【００５５】
本発明の第２の実施の形態の受信回路は、ブランチ１側の所望の帯域内信号を２系統に分割する手段７からの信号とブランチ２側の所望の帯域内信号を２系統に分割する手段８からの信号を差動合成する手段110と、極性反転または位相を180度変える手段９からの信号とブランチ２側の所望の帯域内信号を２系統に分割する手段８からの信号を差動合成する手段111と、差動合成手段111の出力を受けてこれを遅延させる手段12と、差動合成手段110からの出力と上記遅延手段12からの出力を受けて差動合成する手段113とを含み、上記差動合成手段113からの出力は所望の信号帯域に限定するフィルタ手段14に供給される。
【００５６】
以上のように構成された第２の実施の形態の受信回路について、図５を用いてその動作を説明する。
図５は、図４において電源、あるいは信号線に混入する雑音の区別を行なったもので、n1はスペース・ダイバーシチのブランチ１のためのフィルタ３と増幅器５と分割する手段７からなる構成部品に混入する雑音を示し、n2はスペース・ダイバーシチのブランチ２のためのフィルタ４と増幅器６と分割する手段８からなる構成部品に混入する雑音を示し、n3は合成する手段110とその信号系に混入する雑音を示し、n4は合成する手段111とその信号系に混入する雑音を示すものである。
【００５７】
分割手段７の出力における雑音はn1、分割手段８の出力における雑音はn2、となるので、差動合成手段110の出力には、
n1−n2＋n3
なる雑音が現れる。
【００５８】
同様に、差動合成手段111の出力には、
n1−n2＋n4
なる雑音が現れる。なお、図５では、極性反転手段９は回路的に分割手段７の出力端に接近して設けられることになるから、極性反転手段９の出力端にも雑音n1が乗ると考えられる。
【００５９】
したがって、この二者を差動入力とする合成器113の出力には、
（n1−n2＋n3）−（n1−n2＋n4）
なる雑音が現れる。
ここで、ブランチ１とブランチ２の回路が、幾何学的に対等であるなどにより雑音に対して同一条件であるならば、
n1＝n2、n3＝n4
が成り立つ。
【００６０】
このとき、合成器113の出力は、
（n1−n2＋n3）−（n1−n2＋n4）＝(n1-n1)＋(-n2+n2)＋(n3-n4)＝0
となる。
【００６１】
すなわち、第２の実施の形態の構成においては、ブランチの配置や構造が同一であれば、装置内部で混入する雑音を相殺し低減できることが明らかである。
【００６２】
これにより、単一の信号処理系に２系統のブランチ信号を通過させても、近傍から混入する雑音を軽減する作用を有せしめることが可能である。
【００６３】
（第３の実施の形態）
図６は、本発明の第３の実施の形態の受信回路を示すものである。図６において、図示番号１から23までの構成は、図４に示した第２の実施の形態と同一のものである。本発明の第３の実施の形態では、上記第２の実施の形態の構成に、中間周波数帯用局部発振信号源24と、差動合成手段113の出力と上記中間周波数帯用局部発振信号を受ける周波数変換用混合器25と、中間周波数帯フィルタ114とを付加したものである。
【００６４】
上記第１の実施の形態または第２の実施の形態においては、ブランチ間の和差遅延合成信号を無線周波数帯で直接に直交検波器に供給するものであるが、この方式ではチャネルフィルタの役割を直交検波器以降が果たさなければならない。なぜならば、複数の周波数チャネルを有する通信システムにおいては、アンテナ１、２に近接するフィルタ３、４は周波数チャネルすべてを通過させるものである必要があるので、希望する周波数チャネルのみを通過させるフィルタにすることができない。
【００６５】
すなわち、直交検波器までの回路はすべてのチャネルを通過させる広帯域の性能が要求され、直交検波器への局部発振信号源19は所望のチャネル周波数に応じて切替えられるものでなければならないし、検波器以降のフィルタ20、21などに対しては広い範囲の隣接波に対する除去機能が要求されるものとなる。
【００６６】
加えて、隣接波などによる回路ダイナミックレンジにおける飽和状態の発生率が増大するため、希望チャネルの信号に対していわゆる信号抑圧が発生する。
【００６７】
第３の実施の形態においては、中間周波数帯用局部発振信号源24と、周波数変換用混合器25と、中間周波数帯フィルタ114とから構成される中間周波数変換手段を設けることにより、チャネルフィルタ機能を保持し、以降の回路たとえば直交検波器などにチャネルフィルタ機能を要求する不都合を解決するものである。中間周波数帯用局部発振信号源24の周波数を切り替えることにより希望チャネル信号を中間周波数帯に合わせ込むことが容易になり、単一チャネル幅のみの中間周波数帯フィルタ114によりチャネルフィルタ機能が確立できる。
【００６８】
この結果、以降の回路たとえば直交検波器の回路は単一のチャネルを通過させる狭い帯域の性能で済み、検波器以降への局部発振信号源19は固定の周波数にすることが可能となり、検波器以降のフィルタ20、21なども狭い範囲の通過帯域で済む。また希望波などによる回路ダイナミックレンジにおける飽和状態の発生は軽減されるため、希望チャネルの信号に対する信号抑圧が低減するという効果が得られる。
【００６９】
（第４の実施の形態）
図７は、本発明の第４の実施の形態の受信回路の構成を示したものである。図７において、図示番号１から23までの構成は図４に示した第２の実施の形態と同一のものである。
【００７０】
本発明の第４の実施の形態では、上記第２の実施の形態の構成に、中間周波数帯用局部発振信号源24と、増幅器５の出力と上記中間周波数帯用局部発振信号を受ける周波数変換用混合器25と、増幅器６の出力と上記中間周波数帯用局部発振信号を受ける周波数変換用混合器26と、上記中間周波数帯用局部発振信号を受け周波数変換用混合器25に出力を供給する増幅器27と、上記中間周波数帯用局部発振信号を受け周波数変換用混合器26に出力を供給する増幅器28とを付加したものである。
【００７１】
上記第１の実施の形態または上記第２の実施の形態または上記第３の実施の形態においては、各ブランチ信号の和差を生成する周波数帯域が無線周波数帯域にある。このため、例えば無線周波数が１GHzであるとすると、ブランチ間の位相差を３度以下にするには回路配線長の差が1.67ミリメートル以下でなければならない。すなわち回路配線の設計自由度は極めて低下する。同時に温度変化による部品性能の変化などにも苛酷に制限が生じる。
【００７２】
本発明の第４の実施の形態は、このような第１の実施の形態ないし第３の実施の形態における課題を解決するために、各ブランチ信号を中間周波数帯に引き下げた後に、和差信号を得る構成としたものである。
【００７３】
図７においては、ブランチ１の受信信号を増幅する増幅器５の出力は周波数変換用混合器25に供給され中間周波数に変換される。ブランチ２の受信信号を増幅する増幅器６の出力は周波数変換用混合器26に供給され中間周波数に変換される。周波数変換用混合器25と26は、それぞれ増幅器27および28を経由して中間周波数帯用局部発振信号源24からの中間周波数帯用局部発振信号を受ける。希望チャネルの選択は、この中間周波数帯用局部発振信号源24からの中間周波数帯用局部発振周波数を切り替えることで可能になる。
【００７４】
周波数変換用混合器25は、その出力を２系統に分割する手段７に供給し、周波数変換用混合器26は、その出力を２系統に分割する手段８に供給する。以降の作用は上記第２の実施の形態に同一である。ただし、上記分割する手段７、８から直交検波器の乗算器16、17までは上記第２の実施の形態では周波数帯が無線周波数帯であったが、この第４の実施の形態においては中間周波数帯用のものである。
【００７５】
この結果、和差信号を生成する回路および極性反転あるいは信号遅延を施す各回路は回路配線長による位相精度を中間周波数で規定すれば済むことになる。
【００７６】
いま、中間周波数を100MHzとすれば和差間の位相差を３度以下で実現するためには、回路配線長を16.7ミリメートル以下にすれば済むことになり、回路配線の設計自由度は無線周波数帯で行なう場合の10倍の許容量となる。また、上記分割する手段７、８から直交検波器の乗算器16、17までが、中間周波数帯用のもので済むので、半導体デバイスも設計が容易となり、さらに消費電力も大幅に軽減できるという効果を有するものである。
【００７７】
（第５の実施の形態）
図８は、本発明の第５の実施の形態の受信回路の構成を示したものである。図８において、図示番号13から23までの構成は図１に示した第１の実施の形態と同一のものである。また図示番号１から12までのサフィックスを除いた構成も上記第１の実施の形態の構成と同一のものである。
【００７８】
本発明の第５の実施の形態は、上記第１の実施の形態の図示番号１から12までの構成に対して、それぞれ複数の構成要素となるようにしたものである。すなわち、スペース・ダイバーシチの各ブランチのためのアンテナ1a、1b、1cと、上記アンテナ1a、1b、1cが得た到来波信号を受け所望の帯域内信号成分を抽出するフィルタ3a、3b、3cと、上記フィルタ3a、3b、3cにより得られた所望の帯域内信号を増幅する増幅器5a、5b、5cと、各ブランチからの所望の帯域内信号を３系統に分割する手段7a、7b、7cと、極性反転または位相を180度変える手段9a、9b、9cと、上記分割手段7a、7b、7cのいずれか１つから得られる信号と上記極性反転または位相を180度変える手段9a、9b、9cのいずれか２つから得られる信号を合成する手段11a、11b、11cと、合成手段11bの出力を受けてこれをτだけ遅延させる手段12bと、合成手段11cの出力を受けてこれを２τだけ遅延させる手段12cを有するようにしている。
【００７９】
以上のように構成された第５の実施の形態の受信回路について、図８を用いてその動作を説明する。
【００８０】
ブランチ１の信号をＡ１、ブランチ２の信号をＡ２、ブランチの信号をＡ３、で表すと、合成器11a、合成器11b、合成器11cそれぞれの出力は、
（合成器11aの出力）＝Ａ１＋Ａ２−Ａ３
（合成器11bの出力）＝−Ａ１＋Ａ２＋Ａ３
（合成器11cの出力）＝Ａ１−Ａ２＋Ａ３
で表される。
【００８１】
遅延器12bにより遅延された信号に（τ１）を付して表し、遅延器12cにより遅延された信号に（τ２）を付して表すとすると合成器13の出力は、以下の式(９)、式(１０)で表される。
【００８２】
0003657377.tif 000002
上記式（９）で表す意味は、各ブランチの合成で遅延量を同一にしたグループ内で一つだけ極性反転すなわち位相を180度移相し、グループ別に異なるブランチの極性反転すなわち位相を180度移相することを示す。
これは、ブランチ１、２、３を単一に合成するだけの場合に信号が消滅することを防止することを示すものである。
【００８３】
上記式（１０）で表す意味は、同一のブランチの信号同士が複数の遅延を施された後に合成されて消滅することが発生する場合に、ブランチ別に異なる加算減算の組み合わせとすることにより、すべてが消滅することを防止することを示している。
【００８４】
これを更に数式を用いて以下に明らかにする。
２ブランチと同様に第５の実施の形態において固有の条件下で出力が消滅するかどうかを考える。
すなわち、和差遅延合成がゼロになる場合は、搬送波周波数をω0で表すと、上記式（１０）は、次の式（１１）のように表せる。
【００８５】
0003657377.tif 000003
この式がゼロとなるためには、Ａ01、Ａ02、Ａ03がゼロでない限り、第１項と第２項と第３項が相殺し合うか、または第１項と第２項と第３項が同時にゼロにならなければならない。
【００８６】
まず、第１項と第２項と第３項が相殺し合うかどうかを確認するために、同類項にまとめると上記式（１０）は、次の式（１２）のように表せる。
【００８７】
0003657377.tif 000004
この式（１２）が搬送波の周期レベルでゼロになること、すなわち時刻ｔの値にかかわらずゼロになるためには、
{Ａ01+Ａ02-Ａ03}cosω0(t)＝０、
同時に、{-Ａ01+Ａ02＋Ａ03}cosω0(t+τ)＝０、
同時に、{Ａ01-Ａ02+Ａ03}cosω0(t+2τ)＝０
が成立しなければならない。
【００８８】
時刻ｔの関数であるcosineの値にかかわらず第１項と第２項と第３項が同時にゼロにならなければならないから、
Ａ01+Ａ02-Ａ03=０、
同時に、-Ａ01+Ａ02＋Ａ03=０、
同時に、Ａ01-Ａ02+Ａ03=０                                  ・・・(１３)
が成立しなければならない。
【００８９】
上記式（１３）が成立する必要条件は、
Ａ01+Ａ02+Ａ03=０
である。
【００９０】
Ａ01、Ａ02、Ａ03は絶対値なので単独ではゼロに成り得るが、同時にゼロになることはない。なぜなら、同時にゼロにならないようにアンテナを配置することがスペースダイバーシチの前提である。したがって、Ａ01+Ａ02+Ａ03=０
は、成立しない。
【００９１】
つぎに、上記式（１１）において、第１項と第２項と第３項が独立にゼロになる場合を検討する。このとき上記式（１１）を、次の式（１４）のように変形して考えることにする。
【００９２】
0003657377.tif 000005
上記式（１４）の値が時刻ｔの関数であるcosineまたはsineの値にかかわらず第１項から第３項が同時にゼロになるためには、
cosω0(τ/2)＝０                                    ・・・(１５)
τ/2＝(2n+1)π
すなわち、
τ＝nπ                                             ・・・(１６)
となり、遅延器における遅延時間τが搬送波周波数に対して位相差180度の整数倍を示す場合にのみ、出力が消滅する可能性があることが分かる。
【００９３】
しかし、このことは、遅延器の遅延時間τを搬送波周波数に対して位相差180度の整数倍に設定しなければ、アンテナ１とアンテナ２とアンテナ３との配置やマルチパスフェージングの状況にかかわらず、上記式(１４)すなわち上記式(１１)はゼロにならないことを明らかにするものである。
【００９４】
以上の説明から明らかなように、本発明の第５の実施の形態の受信回路は、上記第１の実施の形態の受信回路と基本的に同一の動作を行なうものといえる。したがって、３以上のアンテナあるいはブランチを有する場合においても、第５の実施の形態に示す構成により本発明のスペースダイバーシチ効果が発揮できることは明らかである。
【００９５】
ただ、本発明の第５の実施の形態の受信回路は、上記第１の実施の形態に比してスペース・ダイバーシチ効果を高めるためのブランチ数を増加せしめたにも拘わらず合成器13以降の受信系を１系統化することが可能であり、その結果スペース・ダイバーシチ効果が高められた分だけ上記第１の実施の形態の受信回路よりもより一層の効果が期待できるものになる。
【００９６】
なお、上記第５の実施の形態の受信回路は、上記第１の実施の形態の受信回路をベースにその構成および作用を説明したが、上記第２の実施の形態の受信回路をベースにその構成および作用を説明してもまったく同様である。
【００９７】
【発明の効果】
上記実施の形態の説明から明らかなように本発明は、２系統の信号からそれらの和信号およびそれらの差信号を生成する手段と、前記和信号または前記差信号生成手段の出力のいずれかに遅延を施す手段と、前記遅延手段の出力と遅延を受けない系統の信号とを加算合成する手段と、その加算合成手段の出力を受ける希望波通過フィルタ手段と、その希望波通過フィルタ手段の出力を受ける分割手段と、その分割手段の出力を受ける直交検波手段と、前記直交検波手段の出力を受けてベースバンド信号を抽出するフィルタ手段とを備えるようにしたものであり、受信系を独立に２系統を有する上記第１の従来例に近いスペース・ダイバーシチ機能を実現すると共に、小型化、および低消費電力化を図ることができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における受信回路の構成を示す図、
【図２】本発明の第１の実施の形態における動作を説明するための図、
【図３】本発明の第１の実施の形態における作用を説明するための図、
【図４】本発明の第２の実施の形態における受信回路の構成を示す図、
【図５】本発明の第２の実施の形態における作用を説明するための図、
【図６】本発明の第３の実施の形態における受信回路の構成を示す図、
【図７】本発明の第４の実施の形態における受信回路の構成を示す図、
【図８】本発明の第５の実施の形態における受信回路の構成を示す図、
【図９】受信系を２系統有する第１の従来の受信回路の構成を示す図、
【図１０】受信系の軽減を図った第２の従来の受信回路の構成を示す図、
【図１１】上記第２の従来の受信回路の動作を説明するための図である。
【符号の説明】
１、２、1a〜1c、201、202、313、314  アンテナ
３、４、3a〜3c、315、316  フィルタ
５、６、5a〜5c、317、318  増幅器
７、８  ２系統に分割する手段
7a〜7c  ３系統に分割する手段
９、9a〜9c  極性反転手段
10、11、13、11a〜11c  加算合成手段
12、12a、12b、319、323  遅延器
14  所望帯域抽出フィルタ手段
15  分割手段
16、17  乗算器
18  分配器
19、219  局部周波数発振信号源
20、21  基底帯域信号抽出用フィルタ手段
110、111、113  差動合成手段
203、204  受信フィルタ
205、206  初段受信用増幅器
207、208  周波数変換器
209、210  中間周波数帯域信号抽出用フィルタ手段
211、212  中間周波増幅器
215、216  検波回路
217  比較回路
320、324  単純遅延合成手段
321  マッチドフィルタ型相関器
322  位相検波器
325  データ復調器
【図１】
0003657377.tif 000006
【図２】
0003657377.tif 000007
【図３】
0003657377.tif 000008
【図４】
0003657377.tif 000009
【図５】
0003657377.tif 000010
【図６】
0003657377.tif 000011
【図７】
0003657377.tif 000012
【図８】
0003657377.tif 000013
【図９】
0003657377.tif 000014
【図１０】
0003657377.tif 000015
【図１１】
0003657377.tif 000016