(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧指令値に従って電圧を出力する電圧型インバータ主回路と、
誘導電動機の相電流検出値を、三相−二相変換後、一次周波数指令値で回転する回転座標系において二次磁束と同一方向（ｄ軸方向）成分である励磁分電流検出値と、二次磁束に対し直交方向（ｑ軸方向）成分であるトルク分電流検出値とに分離する座標変換手段と、
励磁分電流指令値と、速度指令値又はトルク分電流指令値と、前記励磁分電流検出値と、前記トルク分電流検出値と、電動機定数とから前記回転座標系でベクトル制御の演算を行い、一次周波数指令値と、前記ｄ軸方向成分である励磁分電圧指令値と、前記ｑ軸方向成分であるトルク分電圧指令値とを出力するベクトル制御演算手段と、
所定の一次周波数以下の領域において、前記励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に、特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々短時間加算する同定用電圧加算手段と、
前記同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値が夫々加算された後の励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値を、前記回転座標系から静止座標系に変換後三相−二相変換して前記出力電圧指令値とする座標変換手段と、
前記同定用励磁分電圧値及び同定用トルク分電圧値と、それら同定用電圧が印加された時の前記励磁分電流検出値及びトルク分電流検出値の変化分とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算する抵抗合成値演算手段とを備えた誘導電動機制御装置。
【請求項２】
出力電圧指令値に従って電圧を出力する電圧型インバータ主回路と、
誘導電動機の相電流検出値を、三相−二相変換後、一次周波数指令値で回転する回転座標系において二次磁束と同一方向（ｄ軸方向）成分である励磁分電流検出値と、二次磁束に対し直交方向（ｑ軸方向）成分であるトルク分電流検出値とに分離する座標変換手段と、
励磁分電流指令値と、速度指令値又はトルク分電流指令値と、前記励磁分電流検出値と、前記トルク分電流検出値と、電動機定数とから前記回転座標系でベクトル制御の演算を行い、一次周波数指令値と、前記ｄ軸方向成分である励磁分電圧指令値と、前記ｑ軸方向成分であるトルク分電圧指令値とを出力するベクトル制御演算手段と、
前記励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値を、前記回転座標系から静止座標系に変換後三相−二相変換して前記出力電圧指令値とする座標変換手段と、
所定の一次周波数以下の領域において、前記出力電圧指令値に特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用電圧値を短時間加算する同定用電圧加算手段と、
前記同定用電圧値とその同定用電圧が印加された時の前記相電流検出値の変化分とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算する抵抗合成値演算手段とを備えた誘導電動機制御装置。
【請求項３】
出力電圧指令値に従って電圧を出力する電圧型インバータ主回路と、
誘導電動機の相電流検出値を、三相−二相変換後、一次周波数指令値で回転する回転座標系において二次磁束と同一方向（ｄ軸方向）成分である励磁分電流検出値と、二次磁束に対し直交方向（ｑ軸方向）成分であるトルク分電流検出値とに分離する座標変換手段と、
励磁分電流指令値と、速度指令値又はトルク分電流指令値と、前記励磁分電流検出値と、前記トルク分電流検出値と、電動機定数とから前記回転座標系でベクトル制御の演算を行い、一次周波数指令値と、前記ｄ軸方向成分である励磁分電圧指令値と、前記ｑ軸方向成分であるトルク分電圧指令値とを出力するベクトル制御演算手段と、
前記励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値を、前記回転座標系から静止座標系に変換後三相−二相変換して前記出力電圧指令値とする座標変換手段と、
前記出力電圧指令値から前記電圧型インバータ主回路の各ゲートに与えるＰＷＭ波形を形成するＰＷＭ制御手段と、
所定の一次周波数以下の領域において、前記ＰＷＭ波形のパルス幅を特定のパターンに従って変化させることにより、前記電圧型インバータ主回路の出力電圧に一次周波数に比して高周波となる同定用電圧を短時間加算する同定用電圧加算手段と、
前記同定用電圧値とその同定用電圧が印加された時の前記相電流検出値の変化分とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算する抵抗合成値演算手段とを備えた誘導電動機制御装置。
【請求項４】
出力電圧指令値に従って電圧を出力する電圧型インバータ主回路と、
誘導電動機の相電流検出値を、三相−二相変換後、一次周波数指令値で回転する回転座標系において二次磁束と同一方向（ｄ軸方向）成分である励磁分電流検出値と、二次磁束に対し直交方向（ｑ軸方向）成分であるトルク分電流検出値とに分離する座標変換手段と、
励磁分電流指令値と、速度指令値又はトルク分電流指令値と、前記励磁分電流検出値と、前記トルク分電流検出値と、電動機定数とから前記回転座標系でベクトル制御の演算を行い、一次周波数指令値と、前記ｄ軸方向成分である励磁分電圧指令値と、前記ｑ軸方向成分であるトルク分電圧指令値とを出力するベクトル制御演算手段と、
所定の一次周波数以下の領域において、前記励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に、特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々短時間加算する同定用電圧加算手段と、
前記同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値が夫々加算された後の励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値を、前記回転座標系から静止座標系に変換後三相−二相変換して前記出力電圧指令値とする座標変換手段と、
前記同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値が夫々加算された励磁分電圧指令値及びトルク分電圧指令値と、それら同定用電圧が印加された時の前記励磁分電流検出値及びトルク分電流検出値とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算する抵抗合成値演算手段とを備えた誘導電動機制御装置。
【請求項５】
ｄ軸方向成分とｑ軸方向成分が夫々励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値である指令電圧ベクトルの方向に沿って、同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に加算することを特徴とする請求項１または４記載の誘導電動機制御装置。
【請求項６】
ｄ軸方向成分とｑ軸方向成分が夫々励磁分電流検出値とトルク分電流検出値である検出電流ベクトルの方向に沿って、同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に加算することを特徴とする請求項１または４記載の誘導電動機制御装置。
【請求項７】
出力電圧指令値に従って電圧を出力する電圧型インバータ主回路と、
誘導電動機の相電流検出値を、三相−二相変換後、一次周波数指令値で回転する回転座標系において二次磁束と同一方向（ｄ軸方向）成分である励磁分電流検出値と、二次磁束に対し直交方向（ｑ軸方向）成分であるトルク分電流検出値とに分離する座標変換手段と、
励磁分電流指令値と、速度指令値又はトルク分電流指令値と、前記励磁分電流検出値と、前記トルク分電流検出値と、電動機定数とから前記回転座標系でベクトル制御の演算を行い、一次周波数指令値と、前記ｄ軸方向成分である励磁分電圧指令値と、前記ｑ軸方向成分であるトルク分電圧指令値とを出力するベクトル制御演算手段と、
前記励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値を、前記回転座標系から静止座標系に変換後三相−二相変換して前記出力電圧指令値とする座標変換手段と、
所定の一次周波数以下の領域において、前記出力電圧指令値に特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用電圧値を短時間加算する同定用電圧加算手段と、
前記同定用電圧値が加算された出力電圧指令値と、その同定用電圧が印加された時の前記相電流検出値とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算する抵抗合成値演算手段とを備えた誘導電動機制御装置。
【請求項８】
出力電圧指令値に従って電圧を出力する電圧型インバータ主回路と、
誘導電動機の相電流検出値を、三相−二相変換後、一次周波数指令値で回転する回転座標系において二次磁束と同一方向（ｄ軸方向）成分である励磁分電流検出値と、二次磁束に対し直交方向（ｑ軸方向）成分であるトルク分電流検出値とに分離する座標変換手段と、
励磁分電流指令値と、速度指令値又はトルク分電流指令値と、前記励磁分電流検出値と、前記トルク分電流検出値と、電動機定数とから前記回転座標系でベクトル制御の演算を行い、一次周波数指令値と、前記ｄ軸方向成分である励磁分電圧指令値と、前記ｑ軸方向成分であるトルク分電圧指令値とを出力するベクトル制御演算手段と、
前記励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値を、前記回転座標系から静止座標系に変換後三相−二相変換して前記出力電圧指令値とする座標変換手段と、
前記出力電圧指令値から前記電圧型インバータ主回路の各ゲートに与えるＰＷＭ波形を形成するＰＷＭ制御手段と、
所定の一次周波数以下の領域において、前記ＰＷＭ波形のパルス幅を特定のパターンに従って変化させることにより、前記電圧型インバータ主回路の出力電圧に一次周波数に比して高周波となる同定用電圧を短時間加算する同定用電圧加算手段と、
前記同定用電圧値が加算された出力電圧指令値と、その同定用電圧が印加された時の前記相電流検出値とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算する抵抗合成値演算手段とを備えた誘導電動機制御装置。
【請求項９】
抵抗合成値演算手段から演算される一次抵抗と二次抵抗の直列合成値から別の手段によって同定された一次抵抗値を減じることにより二次抵抗値を算出する二次抵抗同定手段を備えた請求項１乃至８の何れかに記載の誘導電動機制御装置。
【請求項１０】
一次抵抗と二次抵抗の直列合成値、又は一次抵抗値と二次抵抗値に基づいてベクトル制御演算手段で用いられる電動機定数を補正する定数補正手段を備えた請求項１乃至９の何れかに記載の誘導電動機制御装置。
【請求項１１】
一次抵抗と二次抵抗の直列合成値、又は一次抵抗値と二次抵抗値を記憶手段に記憶し、次の運転開始時にこの記憶値を読み出してベクトル制御演算手段で用いられる電動機定数を補正する学習手段を備えた請求項１乃至１０の何れかに記載の誘導電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に係り、特に誘導電動機の駆動中に一次抵抗と二次抵抗を同定する機能を有した誘導電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、誘導電動機（以下、単に誘導機と称す）のベクトル制御は、その制御性能において直流機を凌ぐ特性を有し、誘導機の保守容易性と相まって様々な分野で多用されている。さらに最近においては、速度検出器が無くともＶ／ｆ制御に比べ低速トルク特性を改善できる制御法として、例えば図１９に示すような速度センサレスベクトル制御が用いられている。しかしながら、これらセンサ付又はセンサレスのベクトル制御は、出力トルクを線形化し高速且つ高精度な制御を可能とする一方、制御装置内のベクトル演算において電動機定数が使用されるので、電動機定数にずれがあると制御性能の悪化や不安定現象の発生をもたらす。そこで、一例として電学論Ｄ、１１４巻２号に示されている速度センサレスベクトル制御について、その制御原理と電動機定数の同定法について以下に説明する。
【０００３】
誘導機の電圧方程式を角速度ω1 で回転する回転座標（ｄｑ座標）上で表すと（１）式のようになる。
【０００４】
【式１】
0003677144.tif 000002
【０００５】
（１）式においてλd ´、λq ´は、次式に示すように、夫々二次磁束鎖交数λのｄ軸成分λd 、ｑ軸成分λq を相互インダクタンスＭで除したもので、電流の次元を有する量である。
λ´＝λd ´＋ｊλq ´                                  …（２）
λd ´＝λd ／Ｍ                                        …（３）
λq ´＝λq ／Ｍ                                        …（４）
また、誘導機の発生トルクτは極対数をｎとして次式で与えられる。
τ＝ｎ（１−σ）Ｌ1 （λd ´ｉ1q−λq ´ｉ1d）          …（５）
ベクトル制御では、この発生トルクτを線形化制御するので、励磁分電流ｉ1dとトルク分電流ｉ1qを常に直交させるように制御する必要があり、その直交化条件は次の２式で表される。
λd ´＝一定値                                          …（６）
λq ´＝０                                              …（７）
【０００６】
さて、上記センサレスベクトル制御においては、誘導機に印加される一次電圧指令値ｖ1d* 、ｖ1q* が、励磁分電流指令値ｉ1d* 、外部から入力される速度指令値ωr*、一次電流検出値ｉ1d、ｉ1q等を基に以下のように演算される。
ｖ1d* ＝Ｒ1 ｉ1d−σＬ1 ω1 ｉ1q＋ｖd                   …（８）
ｖ1q* ＝Ｒ1 ｉ1q＋σＬ1 ω1 （ｉ1d−ｉ1d* ）＋ｖq       …（９）
ここで、（８）式の右辺末項は励磁分電流の偏差をＰ制御器を通してｖ1d* に帰還するためのものであり、（９）式の右辺末項はトルク分電流の偏差をＰＩ制御器を通してｖ1q* に帰還するためのものである。そして、（９）式で表されるｖ1q* を（１）式第２行左辺のｖ1qに代入し整理した後、定常状態において成立するｉ1q＝ｉ1q* の関係を適用すると、一次周波数ω1 は、トルク分電流の偏差の積分値である電圧ｅを用いて推定可能となる。
【０００７】
一方、制御器においてすべり周波数推定値ωs'は、すべり周波数ゲインｋωs を用いて次式から得られる。
ωs'＝ｋωs ｉ1q／ｉ1d*                                 …（１０）
ｋωs ＝Ｒ2 ／Ｌ2                                       …（１１）
このすべり周波数推定値ωs'と前記一次周波数ω1 とから速度推定値ωr'が次式のように演算される。
ωr'＝ω1 −ωs'                                        …（１２）
こうして得られた速度推定値ωr'と外部から与えられる速度指令値ωr*の差分である速度偏差をＰＩ制御器を通すことによりトルク分電流指令値ｉ1q* が得られる。
【０００８】
以上の制御原理の説明から分かるように、一次電圧指令値ｖ1d* 、ｖ1q* の演算には、一次抵抗Ｒ1 、一次、二次自己インダクタンスＬ1 、Ｌ2 、及び相互インダクタンスＭが、またすべり周波数推定値ωs'の演算には二次抵抗Ｒ2 と二次自己インダクタンスＬ2 が用いられている。この内一次抵抗Ｒ1 については、誘導機の駆動中に電気的に同定し、その結果を制御で用いられる一次抵抗Ｒ1'に反映する方法が考えられている。上記論文においては、誘導機の一次抵抗Ｒ1 と制御で用いられる一次抵抗Ｒ1'とのずれ（以下、一次抵抗設定誤差と称す）が、励磁分電流指令値ｉ1d* と励磁分電流検出値ｉ1dとの差分に基づいて推定できることに着目し、以下のように同定を行っている。
【０００９】
制御で用いられる一次抵抗Ｒ1'に対し、次式で示す変数ｘ1'を定義する。
ｘ1'＝Ｒ1'／Ｌ1                                         …（１３）
一次抵抗がずれた場合、上記ｘ1'は（１４）式のように真値ｘ1 とその微小変化分Δｘ1 とに分けられ、そのうち微小変化分Δｘ1 は励磁分電流の差分である（ｉ1d* −ｉ1d）の積分値から（１５）式に示す補正演算によって０に収束させることができる。この場合、一次自己インダクタンスＬ1 は変化しないと仮定しているので、変数ｘ1'の変動は全て一次抵抗Ｒ1'に起因すると考えている。
ｘ1'＝ｘ1 ＋Δｘ1                                       …（１４）
【００１０】
【式２】
0003677144.tif 000003
【００１１】
なお、（１５）式は温度による抵抗値変化の補正が目的であるので、過渡時に励磁分電流の差分（ｉ1d* −ｉ1d）が変化しても、それによって応答しないように補正ゲインＫR を小さく（または周期Ｔを大きく）選ぶ必要がある。
以上述べた方法の他にも、励磁分電流の変動に基づいて一次抵抗設定誤差を推定した例として電学論Ｄ、１１０巻５号等があげられる。
【００１２】
次に、図１９と図２０を参照して、上記制御原理並びに一次抵抗同定原理に基づいた誘導電動機制御装置の構成について説明する。電気的構成を示す図１９において、三相交流電源１のＵ、Ｖ、Ｗ各相の母線は、三相ブリッジ接続されたダイオード等から構成される整流回路２の各相入力端子に接続され、その直流出力端子に接続された直流母線は、その母線間に平滑コンデンサ３が接続されると共に、電圧型インバータ主回路４の入力端子に接続されている。このインバータ主回路４は６個のスイッチング素子が三相ブリッジ接続されたもので、その出力端子は誘導機５のＵ、Ｖ、Ｗ各相の入力端子に接続されている。
【００１３】
座標変換器６は、誘導機５のＵ、Ｖ、Ｗ各相の巻線に流れる電流の内の２相、例えばＶ相とＷ相の電流をＣＴ等の電流検出手段により検出し、残り１相（Ｕ相）の電流をＶ相電流とＷ相電流の和の−１倍として演算した後、三相−二相変換を行う。その後、後述するセンサレスベクトル制御部９から出力される回転磁束の位相角θに基づいて回転座標変換（ｄｑ変換）を実行し、その結果一次電流の励磁分電流検出値ｉ1dとトルク分電流検出値ｉ1qとを得るようになっている。
【００１４】
座標変換器７は、励磁分電圧指令値ｖ1d* とトルク分電圧指令値ｖ1q* から、座標変換器６とは逆の座標変換を行うことにより、誘導機Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の出力電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を得ると、ＰＷＭ制御部８に対して出力するようになっている。而して、ＰＷＭ制御部８は、出力電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*と三角波等で構成される搬送波とからパルス幅変調されたパルス信号を生成し、図示しない駆動回路を介してインバータ主回路４の各ゲートにゲート信号を与えて誘導機５を駆動するようになっている。
【００１５】
次に、センサレスベクトル制御部９について、その制御部の構成を示すブロック図２０をも参照して説明する。
外部より与えられる励磁分電流指令値ｉ1d* は、速度推定値演算部１１と電圧指令値演算部１５に与えられると共に、励磁分電流検出値ｉ1dとの差分つまり励磁分電流偏差が演算され、その偏差は励磁分電流制御器１０に入力される。この励磁分電流制御器１０は、励磁分電流偏差に対してＰ制御を行うもので、励磁分電圧指令値ｖ1d* を表す（８）式の末項ｖd に対応する信号を生成し、電圧指令値演算部１５に対して出力するようになっている。
【００１６】
速度推定値演算部１１は（１０）式に示すように、トルク分電流検出値ｉ1qを励磁分電流指令値ｉ1d* で除すと共にゲインｋωs を乗じることにより、すべり周波数推定値ωs'を得た後、後述する一次周波数演算部１４より与えられる一次周波数ω1 からこのすべり周波数推定値ωs'を減じることにより速度推定値ωr'を得る。そして、外部より与えられる速度指令値ωr*と速度推定値ωr'との差分つまり速度偏差は、速度制御器１２においてＰＩ制御及びリミッタ処理されトルク分電流指令値ｉ1q* となる。
【００１７】
このトルク分電流指令値ｉ1q* とトルク分電流検出値ｉ1qとの差分つまりトルク分電流偏差はトルク分電流制御器１３に入力される。このトルク分電流制御器１３は、トルク分電流偏差に対してＰＩ制御を行うもので、トルク分電圧指令値ｖ1q* を表す（９）式の末項ｖq に対応する信号を生成し、電圧指令値演算部１５に対して出力するようになっている。
【００１８】
また、上記トルク分電流制御器１３は、トルク分電流偏差を積分してＩ制御ゲインを乗じた積分結果ｅを一次周波数演算部１４に対して出力するようになっている。この一次周波数演算部１４は、積分結果ｅに定数を乗じて一次周波数ω1 を得ると、それを速度推定値演算部１１と電圧指令値演算部１５に対して出力する。さらに、一次周波数ω1 は時間積分されて回転磁束の位相角θが生成され、その位相角θは座標変換器６と座標変換器７に対して出力される。
【００１９】
電圧指令値演算部１５は、（８）式に示すように、励磁分電流制御器１０から与えられる信号ｖd に、励磁分電流検出値ｉ1dに一次抵抗値Ｒ1 を乗じたものを加えると共に、一次周波数ω1 に定数σＬ1 とトルク分電流検出値ｉ1qを乗じたものを減じて励磁分電圧指令値ｖ1d* を得ると、座標変換器７に対して出力するようになっている。
【００２０】
また、電圧指令値演算部１５は、（９）式に示すように、トルク分電流制御器１３から与えられる信号ｖq に、トルク分電流検出値ｉ1qに一次抵抗値Ｒ1 を乗じたものを加えると共に、一次周波数ω1 に定数σＬ1 と励磁分電流差分（ｉ1d−ｉ1d* ）を乗じたものを加えてトルク分電圧指令値ｖ1q* を得ると、座標変換器７に対して出力するようになっている。
【００２１】
一次抵抗同定部１６は、誘導機の駆動中において、励磁分電流の差分（ｉ1d* −ｉ1d）から（１５）式に従って一次抵抗Ｒ1 を同定するようになっている。ここで用いられる補正ゲインＫR は、前述したように過渡時に応答しない程度に小さく選ばれている。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
このようなセンサレスベクトル制御においては、速度推定値演算部１１、一次周波数演算部１４、電圧指令値演算部１５等の演算に電動機定数が使用されている。これらの電動機定数は、駆動前に一次抵抗測定、無負荷試験、拘束試験等の特性試験により測定したり、インバータの有する機能により自動計測されたりする。しかしながら、電動機定数、中でも一次抵抗と二次抵抗は駆動に伴う誘導機の温度上昇により大きく変化し、その結果、実際の電動機定数と制御で用いられている電動機定数の間にずれが生じる。
【００２３】
特に、低速度領域においては周波数が低いため、インダクタンスに関する項が小さく抵抗に関する項が支配的になり、一次抵抗と二次抵抗のずれの影響が大きい。また、低速度領域では放熱効果が小さため誘導機内部の温度上昇が大きく、その分一次抵抗と二次抵抗のずれが増大する傾向がある。その結果、一次抵抗のずれは、一次電圧指令値に誤差電圧を重畳させ、特に低速度領域において一次周波数の推定誤差やトルクの低下を招く。また、二次抵抗のずれは、すべり周波数推定値の誤差をもたらし、結果として速度推定値に誤差が生じ速度精度の悪化を招く。この内、一次抵抗については、上述したように駆動中における同定方法が確立されており、制御で用いられる一次抵抗を補正することは可能であるが、二次抵抗に関しては駆動中の同定方法は未だ確立されておらず、その補正は不可能であった。
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、その目的は、誘導機の駆動中に一次抵抗及び二次抵抗を容易に同定することのできる誘導電動機制御装置を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の誘導電動機制御装置は、出力電圧指令値に従って電圧を出力する電圧型インバータ主回路と、
誘導電動機の相電流検出値を、三相−二相変換後、一次周波数指令値で回転する回転座標系において二次磁束と同一方向（ｄ軸方向）成分である励磁分電流検出値と、二次磁束に対し直交方向（ｑ軸方向）成分であるトルク分電流検出値とに分離する座標変換手段と、
励磁分電流指令値と、速度指令値又はトルク分電流指令値と、励磁分電流検出値と、トルク分電流検出値と、電動機定数とから回転座標系でベクトル制御の演算を行い、一次周波数指令値と、ｄ軸方向成分である励磁分電圧指令値と、ｑ軸方向成分であるトルク分電圧指令値とを出力するベクトル制御演算手段と、
所定の一次周波数以下の領域において、励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に、特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々短時間加算する同定用電圧加算手段と、
同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値が夫々加算された後の励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値を、回転座標系から静止座標系に変換後三相−二相変換して出力電圧指令値とする座標変換手段と、
同定用励磁分電圧値及び同定用トルク分電圧値と、それら同定用電圧が印加された時の励磁分電流検出値及びトルク分電流検出値の変化分とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算する抵抗合成値演算手段とを備える（請求項１）。
【００２５】
このとき、同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値が夫々加算された励磁分電圧指令値及びトルク分電圧指令値と、それら同定用電圧が印加された時の励磁分電流検出値及びトルク分電流検出値とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算することもできる（請求項４）。
斯様に構成すれば、誘導機の駆動中に一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を求めることができる。
【００２６】
この場合、ｄ軸方向成分とｑ軸方向成分が夫々励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値である指令電圧ベクトルの方向に沿って、同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に加算すると良い（請求項５）。
斯様に構成すれば、指令電圧ベクトルの方向は変わらず大きさのみが変化するので同定用電圧を加算する際の演算が容易に行え、電圧変化誤差が小さくなり、精度の高い直列合成値を得ることができる。
【００２７】
また、ｄ軸方向成分とｑ軸方向成分が夫々励磁分電流検出値とトルク分電流検出値である検出電流ベクトルの方向に沿って、同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に加算すると良い（請求項６）。
斯様に構成すれば、同定用電圧を印加した前後において、検出電流ベクトルの方向は変わらず大きさのみ変化するので電流変化誤差が小さく、また、指令電圧ベクトル及び指令電圧ベクトルの変化分（同定用電圧ベクトル）は指令値として既知であるので、より精度の高い直列合成値を得ることができる。
【００２８】
座標変換手段において励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値とから出力電圧指令値を生成した後、同定用電圧加算手段により、所定の一次周波数以下の領域において、その出力電圧指令値に特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用電圧値を短時間加算し、抵抗合成値演算手段において同定用電圧値と、その同定用電圧が印加された時の相電流検出値の変化分とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算することもできる（請求項２）。
このとき、抵抗合成値演算手段において、同定用電圧値が加算された出力電圧指令値と、その同定用電圧が印加された時の相電流検出値とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算することもできる（請求項７）。
斯様に構成すれば、直列合成値の演算において、電圧指令値と電流検出値に座標変換による演算誤差が入り込まないので、より正確な直列合成値を得ることができる。
【００２９】
座標変換手段において励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値とから出力電圧指令値を生成した後、ＰＷＭ制御手段において出力電圧指令値から電圧型インバータ主回路の各ゲートに与えるＰＷＭ波形を形成し、同定用電圧加算手段により、所定の一次周波数以下の領域において、ＰＷＭ波形のパルス幅を特定のパターンに従って変化させることにより電圧型インバータ主回路の出力電圧に一次周波数に比して高周波となる同定用電圧を短時間加算し、抵抗合成値演算手段において同定用電圧値と、その同定用電圧が印加された時の相電流検出値の変化分とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算することもできる（請求項３）。
このとき、抵抗合成値演算手段において、同定用電圧値が加算された出力電圧指令値と、その同定用電圧が印加された時の相電流検出値とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算することもできる（請求項８）。
斯様に構成すれば、ＰＷＭ波形を直接制御できるので同定用電圧の誘導機への印加が高速に行われ、且つ直列合成値の演算に座標変換による演算誤差が入り込まないので、より正確な直列合成値を得ることができる。
【００３０】
さらに、上記した抵抗合成値演算手段により演算される一次抵抗と二次抵抗の直列合成値から、別の手段によって同定された一次抵抗値を減じることにより二次抵抗値を算出する二次抵抗同定手段を備え（請求項９）、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値、又は一次抵抗値と二次抵抗値に基づいてベクトル制御演算手段で用いられる電動機定数を補正する定数補正手段を備え（請求項１０）、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値、又は一次抵抗値と二次抵抗値を記憶手段に記憶し、次の運転開始時にこの記憶値を読み出してベクトル制御演算手段で用いられる電動機定数を補正する学習手段を備える（請求項１１）ことができる。
【００３１】
斯様に構成すれば、誘導機の駆動中に二次抵抗値を同定でき（請求項９）、制御で用いられる一次抵抗値及び二次抵抗値と誘導機の実際の抵抗値（真値）とのずれを減少させることができる（請求項１０）ので、誘導機の温度変化に関わらず速度及びトルクについて高精度な制御が可能となる。また、学習機能を備えることにより、運転開始時の一次抵抗値及び二次抵抗値のずれを小さくでき、より安定且つ高精度な制御が可能となる（請求項１１）。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施例について、図１乃至図７を参照して説明する。図１は、本実施例の制御系のブロック図を示す図である。図２０と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００３３】
同定用電圧演算部１８は、一次周波数ω1 が十分に小さい領域で定常運転状態にある時に、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を同定するためのパルス状の同定用電圧を発生するものである。その同定用励磁分電圧Δｖd と同定用トルク分電圧Δｖq は、同定用電圧加算手段１７の加算器により、夫々電圧指令値演算部１５から出力された励磁分電圧指令値ｖ1d* とトルク分電圧指令値ｖ1q* に加算され、さらに抵抗合成値演算部１９に対しても出力される。
【００３４】
抵抗合成値演算部１９は、上記同定用励磁分電圧Δｖd 及び同定用トルク分電圧Δｖq と、これら同定用電圧が誘導機に印加された時の一次電流の励磁分電流検出値ｉ1d及びトルク分電流検出値ｉ1qの変化分とから、後述する演算により一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようになっている。
なお、図１に示した制御系、座標変換器６、７、及びＰＷＭ制御部８等は、全て制御手段たるマイクロコンピュータ及びその周辺入出力回路によって構成されている。
【００３５】
次に、抵抗値の同定原理、及び本実施例の作用について図２乃至図７をも参照しながら詳述する。定常状態における誘導機の等価回路を示す図２において、  （Ｌ1 −Ｍ）は一次側漏れインダクタンス、（Ｌ2 −Ｍ）は二次側漏れインダクタンスを表す。また、相互インダクタンスＭに流れる電流ｉm は励磁電流に相当するものである。そして、二次抵抗Ｒ2 をすべりｓで除した（Ｒ2 ／ｓ）の項に消費される電力は同期ワットと呼ばれるものであり、これは更に二次巻線の銅損と機械出力とに分離して表すことができる。
【００３６】
ここで、誘導機が低速で定常運転されているときには、上記等価回路の中で一次側漏れインダクタンス（Ｌ1 −Ｍ）の項は微小となり無視することができる。また、（Ｒ2 ／ｓ）の項を二次巻線の銅損に関与する項である二次抵抗Ｒ2 と、機械出力に関与する項である（１−ｓ）Ｒ2 ／ｓとに分離し、（１−ｓ）Ｒ2 ／ｓの項と二次側漏れインダクタンス（Ｌ2 −Ｍ）の項とに誘起する電圧のベクトル和を誘起電圧ｅbkと定義すると、図２に示す等価回路は図３に示す等価回路へと変換される。図４はこのときのベクトル図を示し、一次電圧ベクトルｖ1 は、誘起電圧ｅbk、二次抵抗による電圧降下Ｒ2 ｉ2 、及び一次抵抗による電圧降下Ｒ1 ｉ1 のベクトル和に等しくなる。
【００３７】
さて、本発明は一次電圧に時間幅の狭いパルス状の同定用電圧を印加し、その印加時の一次電圧と一次電流、又はそれらの変化分から抵抗値を同定するものである。この場合、同定用電圧は高周波信号と見なすことができるので、図３に示す等価回路を更に高周波回路として表した等価回路へと変換する。高周波回路においては、相互インダクタンスＭに流れる励磁電流ｉm はほとんど変化しないので、この電流を定電流源ｉm に置き換え、更にこの定電流源を等価的な定電圧源を用いた構成に変更すると、図５に示す高周波等価回路を得る。ここで、新たに現れる定電圧源ｅim（＝Ｒ2 ｉm ：但しｉm ＝ｉ2 −ｉ1 ）は、図３に示す等価回路から励磁電流項を消去するために付加したもので誘起電圧に対応する。この高周波等価回路は、低速運転時における高周波入力電圧に対してのみ適用できるもので、誘起電圧ｅbk、ｅimに対し、一次抵抗Ｒ1 と二次抵抗Ｒ2 とが直列に接続されている回路構成に特徴を有する。
【００３８】
図６はこの高周波等価回路を表すベクトル図で、一次電圧ベクトルｖ1 は誘起電圧ｅbk、ｅim、及び一次抵抗と二次抵抗の直列合成値による電圧降下（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）ｉ1 とのベクトル和に等しくなる。従って、誘導機のインピーダンスは、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）だけとなり、次式のベクトル演算から一次抵抗と二次抵抗の直列合成値（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）が得られる。
Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Δｖ1 ／Δｉ1                               …（１６）
ただし、Δｖ1 ：一次電圧ベクトルの変化分（同定用電圧ベクトル）
Δｉ1 ：一次電流ベクトルの変化分
【００３９】
以上の同定原理を本実施例に適用すると、誘導機の漏れインダクタンスが無視できる程度に十分に低い一次周波数領域において定常運転しているときに、同定用電圧加算手段１７により電圧指令値ｖ1*（＝Δｖ1d* ＋ｊΔｖ1q* ）にパルス状の同定用電圧値Δｖ1 （＝Δｖd ＋ｊΔｖq ）を加算すればよい。このとき、抵抗合成値演算部１９において、同定用電圧値Δｖ1 とその印加前後における一次電流の変化分Δｉ1 とを用いて（１６）式のベクトル演算を実行すれば一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を得ることができる。
【００４０】
図７は同定用電圧印加時におけるベクトル図を示す。同定用電圧加算後の一次電圧ベクトルｖ1'は、加算前の定常状態における一次電圧ベクトルｖ1 に、ｄ軸成分がΔｖd 、ｑ軸成分がΔｖq である同定用電圧ベクトルΔｖ1 を加算したもので、印加前の定常状態における一次電流ベクトルｉ1 が印加後ｉ1'へと変化することを表している。
【００４１】
なお、抵抗合成値演算部１９における演算では、同定用電圧を印加した後、漏れインダクタンスに起因する一次電流の立上がりの遅れ、及び二次抵抗に関する表皮効果の影響を考慮して、印加後一定時間が経過した後の一次電流検出値を用いて一次電流の変化分を計算する。また、同定用電圧の印加、及び一次電流の検出は、励磁電流や誘起電圧ｅbk、ｅimが変化しない程度の短時間に終える必要がある。
【００４２】
以上のように本実施例によれば、誘導機が低速度で定常運転されているときに、高周波と見なせる程度の短時間のパルス状の同定用電圧を誘導機に印加する。この場合、誘導機の等価回路は誘起電圧と一次抵抗と二次抵抗の直列接続となり、しかも短時間の一次電圧変化に対しては誘起電圧は変化しないので、同定用電圧とその同定用電圧印加前後の一次電流変化分とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算することができる。
【００４３】
次に、本発明の第２実施例について、電気的構成を示す図８を参照して説明する。図１９と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。
同定用電圧演算部２１は、一次周波数ω1 が十分に小さい領域で且つ定常運転状態にある時に、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を同定するためのパルス状の同定用電圧を発生するものである。その同定用Ｕ相電圧Δｖu 、同定用Ｖ相電圧Δｖv 、及び同定用Ｗ相電圧Δｖw は、同定用電圧加算手段２０の加算器により、夫々座標変換器７から出力されたＵ相出力電圧指令値ｖu*、Ｖ相出力電圧指令値ｖv*、及びＷ相出力電圧指令値ｖw*に加算され、さらに抵抗合成値演算部２２に対しても出力される。
【００４４】
抵抗合成値演算部２２は、上記同定用電圧Δｖu 、Δｖv 、Δｖw と、これら同定用電圧が誘導機に印加された時の一次電流のＶ相電流検出値ｉv 、Ｗ相電流検出値ｉw 、及び−（ｉv ＋ｉw ）として演算されるＵ相電流検出値ｉu の各変化分とから、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようになっている。
【００４５】
以上のように構成された第２実施例によれば、同定用電圧値Δｖu 、Δｖv 、Δｖw からなる同定用電圧ベクトルΔｖ1 と、相電流検出値ｉu 、ｉv 、ｉw からなる一次電流ベクトルの変化分Δｉ1 とを用いて、（１６）式のベクトル演算に従って一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を得ることができる。この場合、第１実施例と異なり、演算に用いる一次電流ベクトルの変化分Δｉ1 には座標変換器６による座標変換が施されていないので、座標変換器６における演算誤差が無くなる。また、同定用電圧ベクトルΔｖ1 も、座標変換器７からＰＷＭ制御部８に対して出力される出力電圧指令値に直接加算されるので、座標変換器７における演算誤差が無くなり、同定用電圧が正確に誘導機に印加される。従って、より正確な抵抗の同定が可能となる。
【００４６】
次に、本発明の第３実施例について、電気的構成を示す図９を参照して説明する。図１９と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。
同定用電圧演算部２４は、一次周波数ω1 が十分に小さい領域で定常運転状態にある時に、ＰＷＭ制御部２５に対し、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を同定するための同定用電圧の発生を指示する指示信号ａ1 を出力する。この指示信号ａ1 は同時に抵抗合成値演算部２６にも与えられる。ＰＷＭ制御部２５では、この指示信号ａ1 が入力されると、図１０に示すようにその入力期間だけＰＷＭ波形のパルス幅を変化させるようになっている。つまり、定常運転状態においてＰＷＭ制御部２５から出力されるＰＷＭ波形（実線）は、周期Ｔc （＝１／ｆc ：ｆc はキャリア周波数）、パルス幅Ｐw1を有している。このとき、同定用電圧の発生を指示する指示信号ａ１がＰＷＭ制御部２５に入力されると、キャリア毎に図中破線で示すようにその同定用電圧に応じてパルス幅をＰw2に変化させる。その結果、インバータ主回路４の出力電圧が変化するので誘導機に同定用電圧を印加することが可能となる。
【００４７】
抵抗合成値演算部２６は、同定用電圧演算部２４からの指示信号ａ1 を得て誘導機に印加される同定用電圧Δｖu 、Δｖv 、Δｖw を生成し、これら同定用電圧と、これら同定用電圧が誘導機に印加された時の一次電流のＶ相電流検出値  ｉv 、Ｗ相電流検出値ｉw 、及び−（ｉv ＋ｉw ）として演算されるＵ相電流検出値ｉu の各変化分とから、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようになっている。
【００４８】
以上の構成からなる本実施例によれば、指示信号ａ１にて指示される同定用電圧値Δｖu 、Δｖv 、Δｖw からなる同定用電圧ベクトルΔｖ1 と、相電流検出値ｉu 、ｉv 、ｉw からなる一次電流ベクトルの変化分Δｉ1 とを用いて、（１６）式のベクトル演算に従って一次抵抗と二次抵抗の直列合成値が得ることができる。この場合、演算に用いる一次電流ベクトル変化分Δｉ1 には座標変換器６による座標変換が施されていないので、座標変換器６における演算誤差が無くなる。また、同定用電圧ベクトルΔｖ1 は、ＰＷＭ制御部２５にてＰＷＭ波形を直接変化させて生成するので、座標変換器７における演算誤差が無くなると共に、同定用電圧が高速且つ正確に誘導機に印加される。従って、さらに正確に抵抗を同定することが可能となる。
【００４９】
次に、本発明の第４実施例について、制御部のブロック図を示す図１１を参照して説明する。図１及び図２０と同一の部分には同一符号を付して説明を省略する。
抵抗合成値演算部２７は、同定用電圧演算部１７において励磁分電圧指令値  ｖ1d* とトルク分電圧指令値ｖ1q* に夫々同定用励磁分電圧Δｖd と同定用トルク分電圧Δｖq が加算された後の励磁分電圧指令値ｖd*とトルク分電圧指令値  ｖq*、及びこれら同定用電圧が誘導機に印加された時の一次電流の励磁分電流検出値ｉ1d及びトルク分電流検出値ｉ1qとから、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようになっている。
【００５０】
本実施例では、同定用電圧が加算された一次電圧と検出された一次電流夫々の変化分ではなく、一次電圧値と一次電流検出値そのものを使用して同定演算をする点に特徴を有する。一次抵抗と二次抵抗の直列合成値の同定原理については図２から図７に基づいて前述した通りであり、同定用電圧が加算された一次電圧ベクトルをｖ1'（＝ｖ1 ＋Δｖ1 ）、同定用電圧が印加された後に検出された一次電流ベクトルをｉ1'とすると、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）は次式により演算することができる。
Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝ｖ1'／ｉ1'                                  …（１７）
【００５１】
なお、この場合においても、抵抗合成値演算部２７における演算では、同定用電圧を印加した後、一定時間が経過した後の一次電流検出値を用いて計算する必要がある。また、同定用電圧の印加、及び一次電流の検出は、励磁電流や誘起電圧ｅbk、ｅimの値が変化しない程度の短時間に終える必要がある。
【００５２】
以上のように構成された第４実施例によれば、誘導機が低速度で定常運転されているときに、高周波電圧と見なせる程度の短時間のパルス状の同定用電圧を一次電圧指令値に印加する。この場合、誘導機の等価回路は誘起電圧と一次抵抗と二次抵抗の直列接続となり、しかも短時間の一次電圧変化に対しては誘起電圧は変化しないので、同定用電圧とその同定電圧用印加後の一次電流とから一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算することができる。
【００５３】
次に、本発明の第５実施例について、電気的構成を示す図１２を参照して説明する。図８及び図１９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
抵抗合成値演算部２８は、同定用電圧加算手段２０において座標変換器７から出力されたＵ相出力電圧指令値ｖu*、Ｖ相出力電圧指令値ｖv*、及びＷ相出力電圧指令値ｖw*と同定用電圧Δｖu 、Δｖv 、Δｖw が夫々加算された後の各相出力電圧指令値ｖu** 、ｖv** 、ｖw** と、これらの同定用電圧が誘導機に印加された時の一次電流のＶ相電流検出値ｉv 、Ｗ相電流検出値ｉw 、及び−（ｉv ＋ｉw ）として演算されるＵ相電流検出値ｉu とから、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようになっている。
【００５４】
以上のように構成された第５実施例によれば、同定用電圧値加算後の各相出力電圧指令値ｖu** 、ｖv** 、ｖw** からなる一次電圧ベクトルと、相電流検出値ｉu 、ｉv 、ｉw からなる一次電流ベクトルｉ1 とを用いて、（１７）式のベクトル演算に従って一次抵抗と二次抵抗の直列合成値が得ることができる。この場合、第２実施例と同様に、演算に用いる一次電流ベクトルｉ1 には座標変換器６による座標変換が施されていないので、座標変換器６における演算誤差が無くなる。また、同定用電圧ベクトルΔｖ1 も、座標変換器７からＰＷＭ制御部８に対し出力される出力電圧指令値に直接加算されるので、座標変換器７における演算誤差が無くなり、同定用電圧が正確に誘導機に印加される。従って、より正確な抵抗の同定が可能となる。
【００５５】
次に、本発明の第６実施例について、電気的構成を示す図１３を参照して説明する。図９、図１９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
同定用電圧演算部２４は、一次周波数ω1 が十分に小さい領域で定常運転状態にある時に、ＰＷＭ制御部２９に対し同定用電圧の発生指示信号ａ1 を出力する。ＰＷＭ制御部２９では、この指示信号ａ1 が入力されると、同定用電圧を誘導機に印加させるためにキャリア毎にＰＷＭ波形のパルス幅を変化させ、同時にその変化したパルス幅に関する信号を一次電圧信号ａ2 として抵抗合成値演算部３０に出力するようになっている。
【００５６】
抵抗合成値演算部３０は、ＰＷＭ制御部２９からの一次電圧信号ａ2 を用いて同定用電圧加算後の誘導機一次電圧ｖu 、ｖv 、ｖw を生成し、これら一次電圧と、同定用電圧が誘導機に印加された時の一次電流のＶ相電流検出値ｉv 、Ｗ相電流検出値ｉw 、及び−（ｉv ＋ｉw ）として演算されるＵ相電流検出値ｉu とから、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようになっている。
【００５７】
以上のように構成された本実施例によれば、同定用電圧値加算後の一次電圧ベクトルｖ1 と一次電流ベクトルｉ1 とを用いて、（１７）式のベクトル演算に従って一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を得ることができる。この場合、第３実施例と同様に、演算に用いる一次電流ベクトルｉ1 には座標変換器６による座標変換が施されていないので、座標変換器６における演算誤差が無くなる。また、同定用電圧ベクトルΔｖ1 は、ＰＷＭ制御部２９にてＰＷＭ波形を直接変化させて生成するので、座標変換器７における演算誤差が無くなると共に、同定用電圧が高速且つ正確に誘導機に印加される。従って、さらに正確に抵抗を同定することが可能となる。
【００５８】
次に、本発明の第７実施例について、図１４に示すベクトル図を参照して説明する。本実施例では、同定用電圧を励磁分電圧指令値ｖ1d* とトルク分電圧指令値ｖ1q* とに加算する構成をとる図１及び図１１において、同定用電圧演算部１８で生成される同定用励磁分電圧Δｖd と同定用トルク分電圧Δｖq からなる同定用電圧ベクトルΔｖ1 の方向を、電圧指令値演算部１５から出力される励磁分電圧指令値ｖ1d* とトルク分電圧指令値ｖ1q* からなる指令電圧ベクトルｖ1*の方向と同一方向にとる。
【００５９】
このような同定用電圧を用いると、加算前後の指令電圧ベクトルの方向は変わらず大きさのみ変化するので、同定用電圧を加算する際のベクトル演算が容易に行え電圧変化誤差が小さくなる。従って、（１６）式又は（１７）式を用いてより精度の高い直列合成値を得ることができる。
【００６０】
次に、本発明の第８実施例について、図１５に示すベクトル図を参照して説明する。本実施例では、同定用電圧を励磁分電圧指令値ｖ1d* とトルク分電圧指令値ｖ1q* とに加算する構成をとる図１及び図１１において、同定用電圧演算部１８で生成される同定用励磁分電圧Δｖd と同定用トルク分電圧Δｖq からなる同定用電圧ベクトルΔｖ1 の方向を、励磁分電流検出値ｉ1dとトルク分電流検出値ｉ1qからなる検出電流ベクトルｉ1 の方向と同一方向にとる。
【００６１】
このような同定用電圧を用いると、検出電流ベクトルの方向は変わらず大きさのみ変化するので電流変化誤差が小さく、また、指令電圧ベクトル又は指令電圧ベクトルの変化分（同定用電圧ベクトル）は指令値として制御装置内で既知であるので、（１６）式又は（１７）式を用いてより精度の高い直列合成値を得ることができる。
【００６２】
次に、本発明の第９実施例について、二次抵抗同定部のブロック図を示す図１６を参照して説明する。
この二次抵抗同定部では、抵抗合成値演算部２７にて前記（１７）式によって同定された一次抵抗と二次抵抗の直列合成値（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）から、一次抵抗同定部１６にて前記（１５）式によって同定された一次抵抗値を減じることにより二次抵抗値Ｒ2 を算出するようになっている。そして、図示しない定数補正手段は、これら同定された一次抵抗値と二次抵抗値に基づいて、ベクトル制御演算に用いられる一次抵抗値と二次抵抗値を真値へと補正するようになっている。
【００６３】
本実施例によれば、誘導機の駆動中において、既に確立された同定法により得られる一次抵抗値と、本発明により得ることができる一次抵抗と二次抵抗の直列合成値とを用いて、未だ同定法が確立していない二次抵抗値を容易に得ることができる。そして、得られた抵抗値に基づいてベクトル制御演算に用いられる抵抗値を補正するので、誘導機の駆動に伴う巻線の温度変化があっても、高い速度精度とトルクの線形性を維持することができる。
【００６４】
さらに、本発明の第１０実施例について、学習手段を備えた抵抗同定部のブロック図を示す図１７を参照して説明する。
本実施例は、誘導機の駆動中において、抵抗合成値演算部２７にて演算された一次抵抗と二次抵抗の直列合成値（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）、一次抵抗同定部１６にて同定された一次抵抗値、及びこれらから算出される二次抵抗値を、記憶手段たるメモリ３１、特には不揮発性メモリ又は電池によりバックアップされた揮発性メモリに格納する。そして、この格納値は次の運転開始時に読み出され、ベクトル制御演算に使用されるようになっている。このような学習機能を付加した本実施例によれば、運転開始時の抵抗値のずれを小さく抑えることができ、安定した始動と、始動直後からの高精度かつ安定した制御が可能となる。
【００６５】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
誘導機の一次電圧に印加するパルス状の同定用電圧は、図１８に示すようなフレンチハット形状の波形としても良い。この波形は、０電圧レベルを中心として負側、正側、負側と交互にステップ変化を繰り返すもので、負側の電圧値と正側の電圧値の絶対値が等しく、且つ負側の電圧を有している時間（▲１▼部と▲３▼部の和：Ｔ＋Ｔ＝２Ｔ）と正側の電圧を有している時間（▲２▼部：２Ｔ）とが等しくなっている。
【００６６】
また、図示しないが、０電圧レベルを中心として負側、正側、負側と交互にステップ変化を繰り返すもので、正側の電圧値が負側の電圧値の絶対値の２倍に等しく、且つ負側のパルスの電圧幅（▲１▼部と▲３▼部）と正側のパルスの電圧幅（▲２▼部）とが全て等しくなる波形であっても良い。
【００６７】
これら同定電圧波形は、その平均電圧が０、つまり直流成分を含まないものであり、同定用電圧の印加に伴う励磁電流や誘起電圧の変化を十分に小さくすることができる。また、波形がステップ変化する毎に抵抗値の同定が可能なので、１度の同定用電圧の印加で複数の演算結果を得ることができ、平均処理等を併用すれば、より精度の高い抵抗値の同定が可能となる。なお、この場合、パルス幅Ｔは誘起電圧が変化する時間よりも短いことが望ましいが、負荷のイナーシャが大きいような場合、及び誘起電圧が正確に分かるような場合にはパルス幅Ｔを広くとることができる。
【００６８】
また、同定用電圧印加後の一次電流の検出は、前述のように漏れインダクタンスや二次抵抗に関する表皮効果の影響を考慮して、印加後一定時間が経過した後に行われるが、印加直後に例えば指数関数などを用いて一次電流の最終値を予測し、その予測値を用いて抵抗値の同定演算を行っても良い。この方法によれば、さらに短時間で抵抗値の同定が可能となる。
【００６９】
第９実施例において、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）から一次抵抗値と二次抵抗値の各値を確定する別の方法として、予め測定された一次抵抗値Ｒ1 と二次抵抗値Ｒ2 の比率を基に、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値    （Ｒ1 ＋Ｒ2 ）を各抵抗値に配分してもよい。この場合、速度指令値や負荷に応じて比率を変えたり、経験上の関数を用いても良い。その結果、一次抵抗同定部１６が不要となる。
【００７０】
さらに、予め使用者が電動機定数の同定及び補正を許可する領域（リフレッシュイネーブル領域）を設定できるようにし、誘導機がこの領域内で運転されており、同定可能な回転速度と定常状態であることの判定をした後、同定可能な場合には自動的に同定用電圧の印加、一次電流の検出、抵抗値同定演算、及び定数補正からなる処理を開始するような構成としても良い。
【００７１】
同定した一次抵抗と二次抵抗の直列合成値（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）、又は一次抵抗値及び二次抵抗値と、予め測定されている一定温度下におけるこれら抵抗値と、一次／二次巻線の抵抗温度係数とから、巻線の温度上昇、つまり誘導機の温度上昇を算出し、温度センサの代替えとして使用する構成としても良い。
【００７２】
【発明の効果】
本発明は以上説明した通りであるので、以下の効果を奏する。
請求項１または４記載の誘導電動機制御装置によれば、誘導機が低速度で定常運転されている場合において、高周波電圧印加時の等価回路が誘起電圧と一次抵抗と二次抵抗の直列接続として表されることに着目し、制御装置内の同定用電圧加算手段により、所定の一次周波数以下の領域において、ベクトル制御演算手段から出力される励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値に、特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用励磁分電圧値と同定用トルク分電圧値を夫々短時間加算し、抵抗合成値演算手段において、その同定用電圧ベクトルを同定用電圧印加時の励磁分電流検出値及びトルク分電流検出値からなる一次電流ベクトルの変化分で除すことにより一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようにした（請求項１）。また、抵抗合成値演算手段において、同定用電圧加算後の一次電圧ベクトルを同定用電圧印加時の一次電流ベクトルで除すことにより直列合成値を演算するようにした（請求項４）。これらにより、誘導機の駆動中においても一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を得ることが可能となる。
【００７３】
請求項２または７記載の誘導電動機制御装置によれば、座標変換手段において励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値とから各相の出力電圧指令値を生成した後、同定用電圧加算手段により、所定の一次周波数以下の領域において、その出力電圧指令値に特定のパターンに従って変化し且つ一次周波数に比して高周波となる同定用電圧値を短時間加算し、抵抗合成値演算手段において同定用電圧ベクトルをその同定用電圧が印加された時の相電流からなる検出電流ベクトルの変化分で除すことにより一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようにした（請求項２）。また、抵抗合成値演算手段において、同定用電圧加算後の一次電圧ベクトルを同定用電圧印加時の一次電流ベクトルで除すことにより直列合成値を演算するようにした（請求項７）。これらにより、一次電流ベクトルから座標変換による演算誤差が除かれ、同定用電圧ベクトルも座標変換後の出力電圧指令値に直接加算されるので、より正確な抵抗の同定が可能となる。
【００７４】
請求項３または８記載の誘導電動機制御装置によれば、同定用電圧加算手段により、所定の一次周波数以下の領域において、ＰＷＭ波形のパルス幅を特定のパターンに従って変化させることにより電圧型インバータ主回路の出力電圧に一次周波数に比して高周波となる同定用電圧を短時間加算し、抵抗合成値演算手段において同定用電圧ベクトルを同定用電圧が印加された時の検出電流ベクトルの変化分で除すことにより一次抵抗と二次抵抗の直列合成値を演算するようにした（請求項３）。また、抵抗合成値演算手段において、同定用電圧加算後の一次電圧ベクトルを同定用電圧印加時の一次電流ベクトルで除すことにより直列合成値を演算するようにした（請求項８）。従って、一次電流ベクトルから座標変換による演算誤差が除かれ、同定用電圧の加算はＰＷＭ波形のパルス幅を直接変化させることにより高速に行われるので、より正確な抵抗の同定が可能となる。
【００７５】
請求項５記載の誘導電動機制御装置によれば、励磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値からなる指令電圧ベクトルの方向に沿って同定用電圧ベクトルを加算するので、指令電圧ベクトルの方向は変わらず大きさのみが変化する。従って、同定用電圧を加算する際の演算が容易に行え、精度の高い直列合成値を得ることができる。
【００７６】
請求項６記載の誘導電動機制御装置によれば、励磁分電流検出値とトルク分電流検出値からなる検出電流ベクトルの方向に沿って同定用電圧ベクトルを加算するので、同定用電圧を印加した前後において、検出電流ベクトルの方向は変わらず大きさのみ変化する。従って、電流変化誤差が小さくなり、また、指令電圧ベクトル及び同定用電圧ベクトルは指令値として既知であるため、より精度の高い直列合成値を得ることができる。
【００７７】
請求項９記載の誘導電動機制御装置によれば、抵抗合成値演算手段により演算される一次抵抗と二次抵抗の直列合成値から、別の手段によって同定された一次抵抗値を減じることにより二次抵抗値を同定することができる。
【００７８】
請求項１０記載の誘導電動機制御装置によれば、一次抵抗と二次抵抗の直列合成値、又は一次抵抗値と二次抵抗値に基づいてベクトル制御演算手段で用いられる電動機定数を補正するので、誘導機の温度変化に関わらず速度及びトルクについて高精度で安定した制御が可能となる。
【００７９】
請求項１１記載の誘導電動機制御装置によれば、同定した一次抵抗と二次抵抗の直列合成値、又は一次抵抗値と二次抵抗値を記憶手段に記憶し、次の運転開始時において、その抵抗値を基にベクトル制御演算手段で用いられる電動機定数を補正することができるので、安定した始動と、始動直後からの高精度かつ安定した制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す制御系のブロック図
【図２】定常状態における誘導電動機の等価回路
【図３】誘起電圧を用いた誘導電動機の等価回路
【図４】誘起電圧を用いた誘導電動機の等価回路を示すベクトル図
【図５】誘導電動機の高周波等価回路
【図６】誘導電動機の高周波等価回路を示すベクトル図
【図７】同定用電圧印加時のベクトル図
【図８】本発明の第２実施例を示す電気的構成図
【図９】本発明の第３実施例を示す図８相当図
【図１０】本発明の第３実施例におけるＰＷＭ波形を示す図
【図１１】本発明の第４実施例を示す図８相当図
【図１２】本発明の第５実施例を示す図８相当図
【図１３】本発明の第６実施例を示す図８相当図
【図１４】本発明の第７実施例を示す図７相当図
【図１５】本発明の第８実施例を示す図７相当図
【図１６】本発明の第９実施例における二次抵抗同定部のブロック図
【図１７】本発明の第１０実施例における抵抗同定部のブロック図
【図１８】同定用電圧波形の１例を示す図
【図１９】従来技術を示す図８相当図
【図２０】従来技術を示す図１相当図
【符号の説明】
４はインバータ主回路、５は誘導電動機、６、７は座標変換器、８、２５、２９はＰＷＭ制御部、９はセンサレスベクトル制御部、１５は電圧指令値演算部、１６は一次抵抗同定部、１７、２０、２３は同定用電圧加算手段、１８、２１、２４は同定用電圧演算部、１９、２２、２６〜２８、３０は抵抗合成値演算部である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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