(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流電力を直流電力に変換してコンデンサの充電を行ない、起動指令を入力した場合に、このコンデンサからの放電電流をスイッチング回路を介して変圧器の１次側に流すことにより、変圧器の２次側に接続された溶接電極に電流を供給するコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記起動指令の入力に基いて所定の電流パターン信号を出力する電流パターン回路と、
前記変圧器の１次側に流れる電流を検出する電流検出器と、
前記電流パターン回路からの電流パターン信号、及び前記電流検出器からの電流検出信号の入力に基いてＰＷＭ信号を出力する瞬時ＰＷＭ回路と、
前記コンデンサの電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、
を備え、前記電流検出信号の値が前記電流パターンの値と一致するように、前記スイッチング回路に対するスイッチング制御を前記ＰＷＭ信号に基いて行うと共に、前記コンデンサの電圧が放電開始前における電圧基準値の１／２〜１／３以下のレベルに低下した場合は、前記スイッチング回路からの電流出力を停止するようにし、
更に、前記コンデンサの充電を行う充電回路を、前記交流電源に接続されたリアクトルと、このリアクトルに接続され複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路とから成る昇圧コンバータにより構成した、
ことを特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項２】
請求項１記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
リニア的に信号レベルが変化するディザ信号を、前記ＰＷＭ信号の周期に対応して発生させるディザ回路を備え、
前記瞬時ＰＷＭ回路は、このディザ信号に前記電流検出信号を加えた値と、前記電流パターン信号の値との比較に基いて、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を決定するものであること、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項３】
請求項１記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記瞬時ＰＷＭ回路は、前記電流検出信号の値が前記電流パターン信号の値を基準とする上下限値間の範囲内に収まるようにＰＷＭ信号を出力するヒステリシスコンパレータを有するものであること、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記コンデンサの充電が完了したことを検出する充電完了検出手段を備えており、
このコンデンサの充電完了が検出された場合のみ前記コンデンサの放電を開始すること、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記変圧器の１次側に流れる放電電流の方向を切換える電流方向切換回路を備えており、
前記起動指令を入力する毎に前記電流方向の切換えを行うこと、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項６】
請求項５記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記電流方向切換回路は、前記電流パターン回路が出力する電流パターン信号の通電パルス幅が所定時間以上である場合にも前記電流方向の切換えを行うものであること、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項７】
請求項５記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記電流方向切換回路は、前記変圧器についての飽和が検出された場合にも前記電流方向の切換えを行うものであること、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかに記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換する変換回路として、ターンオン及びターンオフ信号に基くターンオン及びターンオフ制御が可能なスイッチング素子のみにより形成されたフルブリッジ回路を用いたこと、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれかに記載のコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、
前記電流パターン回路が出力する所定の電流パターンには、この電流パターン回路内に予め組込まれている複数の基本電流パターンと、これら基本電流パターン同士の組合わせにより得られるユーザ設定パターンと、基本電流パターン及びユーザ設定パターンの組合わせにより得られるユーザ設定パターンと、ユーザ設定パターン同士の組合わせにより得られるユーザ設定パターンと、が含まれること、
を特徴とするコンデンサ放電式抵抗溶接装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサの電荷を放電することによりスポット溶接を行うコンデンサ放電式抵抗溶接装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、従来のコンデンサ放電式抵抗溶接装置の構成を示す回路図である。この図において、交流電源１からの交流電力は、サイリスタブリッジにより形成されるコンバータ２により直流電力に変換される。コンデンサ５は、この直流電力によりリアクトル３を介して充電される。なお、４は逆電圧阻止用のダイオードである。
【０００３】
コンデンサ５には、サイリスタ６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄにより形成されるスイッチング回路６が接続されており、コンデンサ５の放電電流がスイッチング回路を介して変圧器７の１次側に流れるようになっている。そして、変圧器７の２次側には溶接電極８が接続されている。
【０００４】
コンデンサ５の放電は、放電回路のインダクタンス分と溶接部の抵抗とにより決まる定数に従って行なわれる。このコンデンサ５の放電回路は、等価的にＬＣＲ回路となっており、その放電は共振的となるが、ダイオード４によりコンデンサ５に逆電圧が印加されないようになっている。
【０００５】
コンデンサ５の電圧の検出信号は、電圧検出回路１０に送られ、コンバータ２を流れる電流の検出信号は、電流検出器９により増幅器１２に送られるようになっている。電圧基準ＶD * は増幅器１１に送られるようになっており、増幅器１１は、この電圧基準ＶD * と電圧検出回路１０からの電圧検出信号との偏差を電流基準として増幅器１２へ出力する。増幅器１２は、この電流基準と電流検出器９からの電流検出信号との偏差を位相回路１３に出力し、位相回路１３はこの偏差がゼロになるようにコンバータ２のサイリスタに対して位相制御を行う。
【０００６】
切換回路１４は、起動信号を入力すると、トリガ回路１５，１６のうちのいずれか一方を選択して、これにトリガ指令を出力する。例えばトリガ回路１５が選択された場合、トリガ回路１５はサイリスタ６ａ，６ｄをターンオンさせる。これにより、コンデンサ５の電荷は、コンデンサ５→サイリスタ６ａ→変圧器７の１次側→サイリスタ６ｄ→コンデンサ５、の経路を辿って流れる。そして、次の起動指令では、トリガ回路１６が選択され、トリガ回路１６はサイリスタ６ｂ，６ｃをターンオンさせる。これにより、コンデンサ５の電荷はコンデンサ５→サイリスタ６ｃ→変圧器７の１次側→サイリスタ６ｂ→コンデンサ５の経路を辿って流れる。このように、起動指令毎に変圧器７の１次側に流れる電流の方向が切換わるので、変圧器７の飽和が防止される。
【０００７】
図９は、放電中のコンデンサ５の電圧Ｖ5 、及び変圧器７の１次側を流れる電流Ｉの変化を示す波形図である。この図に示すように、時刻ｔ1 で起動指令が発せられた後、電流Ｉはピーク値に至るまでは増大し、その後は時刻ｔ2 でゼロになるまで減少する。一方、電圧Ｖ5 は時刻ｔ1 から時刻ｔ2 に至るまで減少し続ける。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来装置では、トータルの放電電荷量は、コンデンサ５の放電電圧を可変することで調節することができるが、放電中の電流の瞬時値については制御を行なうことができない。したがって、溶接中に溶接部分の抵抗値や放電回路のインダクタンス分が変化した場合には、放電波形も変化し、溶接品質にバラツキが生じていた。
【０００９】
また、従来装置におけるコンデンサ５は、電荷を完全に放電しているため、誘電体の劣化が生じやすいものとなっている。したがって、コンデンサ５には、充放電専用のコンデンサを使用する必要があるが、この充放電専用コンデンサは高価で且つ大きなものであるため、コスト的にもスペース的にも不利なものとなっていた。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、溶接品質のバラツキを防止し、コスト的及びスペース的に有利なコンデンサ放電式抵抗溶接装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換してコンデンサの充電を行ない、起動指令を入力した場合に、このコンデンサからの放電電流をスイッチング回路を介して変圧器の１次側に流すことにより、変圧器の２次側に接続された溶接電極に電流を供給するコンデンサ放電式抵抗溶接装置において、前記起動指令の入力に基いて所定の電流パターン信号を出力する電流パターン回路と、前記変圧器の１次側に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流パターン回路からの電流パターン信号、及び前記電流検出器からの電流検出信号の入力に基いてＰＷＭ信号を出力する瞬時ＰＷＭ回路と、前記コンデンサの電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、を備え、前記電流検出信号の値が前記電流パターンの値と一致するように、前記スイッチング回路に対するスイッチング制御を前記ＰＷＭ信号に基いて行うと共に、前記コンデンサの電圧が放電開始前における電圧基準値の１／２〜１／３以下のレベルに低下した場合は、前記スイッチング回路からの電流出力を停止するようにし、更に、前記コンデンサの充電を行う充電回路を、前記交流電源に接続されたリアクトルと、このリアクトルに接続され複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路とから成る昇圧コンバータにより構成した、ことを特徴とする。
【００１４】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、リニア的に信号レベルが変化するディザ信号を、前記ＰＷＭ信号の周期に対応して発生させるディザ回路を備え、前記瞬時ＰＷＭ回路は、このディザ信号に前記電流検出信号を加えた値と、前記電流パターン信号の値との比較に基いて、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を決定するものであること、を特徴とする。
【００１５】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記瞬時ＰＷＭ回路は、前記電流検出信号の値が前記電流パターン信号の値を基準とする上下限値間の範囲内に収まるようにＰＷＭ信号を出力するヒステリシスコンパレータを有するものであること、を特徴とする。
【００１６】
請求項４記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の発明において、前記コンデンサの充電が完了したことを検出する充電完了検出手段を備えており、このコンデンサの充電完了が検出された場合のみ前記コンデンサの放電を開始すること、を特徴とする。
【００１７】
請求項５記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記変圧器の１次側に流れる放電電流の方向を切換える電流方向切換回路を備えており、前記起動指令を入力する毎に前記電流方向の切換えを行うこと、を特徴とする。
【００１８】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記電流方向切換回路は、前記電流パターン回路が出力する電流パターン信号の通電パルス幅が所定時間以上である場合にも前記電流方向の切換えを行うものであること、を特徴とする。
【００１９】
請求項７記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記電流方向切換回路は、前記変圧器についての飽和が検出された場合にも前記電流方向の切換えを行うものであること、を特徴とする。
【００２０】
請求項８記載の発明は、請求項１乃至７のいずれかに記載の発明において、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換する変換回路として、ターンオン及びターンオフ信号に基くターンオン及びターンオフ制御が可能なスイッチング素子のみにより形成されたフルブリッジ回路を用いたこと、を特徴とする。
【００２１】
請求項９記載の発明は、請求項１乃至８のいずれかに記載の発明において、前記電流パターン回路が出力する所定の電流パターンには、この電流パターン回路内に予め組込まれている複数の基本電流パターンと、これら基本電流パターン同士の組合わせにより得られるユーザ設定パターンと、基本電流パターン及びユーザ設定パターンの組合わせにより得られるユーザ設定パターンと、ユーザ設定パターン同士の組合わせにより得られるユーザ設定パターンと、が含まれること、を特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１乃至図７に基き説明する。但し、図１の構成は参考例として説明し、図５の構成を本発明の実施形態として説明する。また、図８と同様の構成要素には同一符号を付して重複した説明を省略する。
【００２３】
図１において、交流電源１からの交流電力は、ダイオードブリッジにより形成される整流回路１７により直流電力に変換されるようになっている。そして、リアクトル３の他端側とコンデンサ５の一端側及び他端側との間にはダイオード１８及びＩＧＢＴ１９が接続されており、これらリアクトル３，ダイオード１８，ＩＢＧＴ１９により昇圧チョッパ回路が形成されている。
【００２４】
コンデンサ５には、エミッタ及びコレクタ間に逆電圧阻止用ダイオードがそれぞれ介挿されたＩＧＢＴ２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄにより形成されるスイッチング回路２０が接続されている。このスイッチング回路２０は降圧チョッパ回路として機能するものであり、予め設定されたレベルの電圧まで充電されたコンデンサ５からの電流を変圧器７の１次側に流すようになっている。このとき変圧器７の１次側に流れる電流は、電流検出器２１により検出されるようになっている。
【００２５】
コンデンサ５の電圧の検出信号は、電圧検出回路１０に送られ、整流回路１７を流れる電流の検出信号は、電流検出器９により増幅器１２に送られるようになっている。電圧基準ＶD * は増幅器１１に送られるようになっており、増幅器１１は、この電圧基準ＶD * と電圧検出回路１０からの電圧検出信号との偏差を電流基準として増幅器１２へ出力する。増幅器１２は、この電流基準と電流検出器９からの電流検出信号との偏差をＰＷＭ回路２２に出力する。ＰＷＭ回路２２はこの偏差がゼロになるようにＰＷＭ信号をＩＧＢＴ１９のゲートに出力し、コンデンサ５の電圧を設定電圧まで昇圧させる。
【００２６】
電流パターン回路２６は起動指令を入力すると、所定の電流パターン信号を瞬時ＰＷＭ回路２７に出力する。瞬時ＰＷＭ回路２７は、この電流パターン信号と電流検出器２１からの電流検出信号とを入力し、両者の値が一致するようにＰＷＭ信号を出力する。切換回路１４は、起動指令を入力する毎に、交互にゲート回路２４，２５のいずれか一方を選択し、これに瞬時ＰＷＭ回路２７からのＰＷＭ信号を送るようにする。例えば、ゲート回路２４が選択されたとすると、瞬時ＰＷＭ回路２７からのＰＷＭ信号は、切換回路１４を通ってゲート回路２４に送られ、ゲート回路２４はＩＧＢＴ２０ａ，２０ｄのゲートにゲート信号を出力する。これにより、ＩＧＢＴ２０ａ，２０ｄのエミッタ及びコレクタ間を通って、変圧器７の１次側にコンデンサ５からの放電電流が流れることになる。そして、次の起動指令が発せられると、瞬時ＰＷＭ回路２７からのＰＷＭ信号は、今度は切換回路１４を通ってゲート回路２５に送られ、ＩＧＢＴ２０ｂ，２０ｃにゲート信号が送られることになる。
【００２７】
レベル検出回路２３は、放電開始後のコンデンサ５の電圧レベルを監視しており、電圧レベルが所定値以下になるとゲート回路２４，２５の動作を停止させるようになっている。また、ディザ回路２８は、ＰＷＭ制御を安定して行うことができるようにするための回路であるが、必ず設けなければならないというものではない。
【００２８】
次に、図１の動作について説明するが、まず、ディザ回路２８が設けられていない場合の構成の動作につき説明する。起動指令が電流パターン回路２６及び切換回路１４に出力される前に、既に、電圧検出回路１１、増幅器１１，１２、ＰＷＭ回路２２、及び昇圧チョッパ回路（リアクトル３、ダイオード１８、ＩＧＢＴ１９から成る回路）の働きによりコンデンサ５が電圧基準値ＶD * のレベルまで充電されているものとする。
【００２９】
ここで、本実施形態では、ＶD * の値として交流電源１の電圧がＡＣ２２０Ｖの場合、約７００Ｖに設定する。そして、レベル検出回路２３は、コンデンサ５の電圧が３５０Ｖ（７００Ｖの１／２）以下になったときにゲート回路２４，２５の動作を停止させ、コンデンサ５の放電を制限するようにしている。本実施形態では、放電制限電圧の値を上記のように３５０Ｖとしているが、この値の好ましい範囲としては、３５０Ｖ〜２３３Ｖ（７００Ｖの１／３）である。これは、コンデンサの容量及び電圧をＣ，Ｖとした場合にそのエネルギーは（１／２）・Ｃ・Ｖ2 と表されることから、電圧が当初の１／３になるまで放電した場合には蓄積エネルギーの８／９を利用したことになり、また、電圧が当初の１／２になるまで放電した場合であっても蓄積エネルギーの３／４を利用することになるからである。つまり、放電制限電圧を上記のように設定するこによりコンデンサ５の蓄積エネルギーの大半を利用することができ、一方、コンデンサ５を完全に放電しないようにしているので誘電体が急激に劣化するのを防止することができる。したがって、コンデンサ５としては、充放電専用のコンデンサを使用する必要はなく、通常の電解コンデンサを使用することが可能になる。コンデンサ５の充電電圧及び放電制限電圧を上記のように設定した場合、コンデンサ５の充電に要する瞬時は１〜３［ｓｅｃ］であり、放電時間は数十ｍｍ［ｓｅｃ］となるが、この程度の充放電時間であれば、スポット溶接の作業性に影響を及ぼすことはない。
【００３０】
さて、起動指令が電流パターン回路２６に入力されると、電流パターン回路２６は所定の電流パターン信号を瞬時ＰＷＭ回路２７に出力する。瞬時ＰＷＭ回路２７は、この電流パターン信号に、電流検出信号が一致するようにＰＷＭ信号を出力する。そして、このＰＷＭ信号に基くゲート回路２４（又は２５）のゲート信号によりＩＧＢＴ２０ａ，２０ｄ（又は２０ｂ，２０ｃ）がスイッチング動作を行ない、コンデンサ５からの放電電流が変圧器７の１次側を流れる。
【００３１】
図２は、このときのコンデンサ５の電圧Ｖ5 、電流パターン回路２６の電流パターン信号Ｖ26、電流検出器２１の電流検出信号Ｉ21、及び起動指令信号の変化を示す波形図である。この図に示すように、電流検出信号Ｉ21の波形は電流パターン信号Ｖ26の波形とほぼ同様のものとなっている。したがって、溶接中に溶接部分の抵抗等が変化したとしても、直ちに電流検出信号Ｉ21を電流パターン信号に追従させることができ、安定した溶接電流を流すことができる。また、起動指令が出力されている時刻ｔ1 〜ｔ2 ではコンデンサ電圧Ｖ5 は減少し続けているが、３５０Ｖ付近まで低下したところで放電が停止されているので、コンデンサ５の誘電体の急激な劣化が防止されている。図２の場合は、３５０Ｖをやや上回っている時点で放電が停止するように電流パターンが設定されているが、電流パターンの設定ミスや何らかの異常により電圧Ｖ5 が３５０Ｖまで低下した場合には、前述したように、直にコンデンサ５の放電動作が停止されることになる。そして、次の起動指令が時刻ｔ3 〜ｔ4 の間に発せられると、電流パターン回路２６は同様のパターン信号Ｖ26を出力するが、切換回路１４がゲート回路２４，２５を交互に切換えるようにしているので、変圧器７の１次側には逆向きの電流が流れ、信号２１は逆向きの波形となる。
【００３２】
次に、ディザ回路２８が設けられた場合の図１の動作を図３の波形図を参照しつつ説明する。なお、図３における電流検出信号Ｉ21及び電流パターン信号Ｖ26は図１の一部を拡大したものである。つまり、図１と図３とでは、信号レベル及び時間軸のスケールが大きく異なるものである。
【００３３】
図１では図示を省略してあるクロック回路が図３に示すクロック信号ＣＬを一定周期で発生しており、瞬時ＰＷＭ回路２７は、このクロック信号ＣＬに同期してＰＷＭ信号を出力している。そして、ディザ回路２８もこのクロック信号ＣＬに同期して、リニア的に信号レベルが増大するディザ信号ＶDIを出力する。瞬時ＰＷＭ回路２７は、電流検出信号Ｉ21にこのディザ信号ＶDIを加えた信号［Ｉ21＋ＶDI］と電流パターン信号Ｖ26との大小関係を比較し、電流パターン信号Ｖ26の方が大きい区間がオン区間、小さい区間がオフ区間となるようにＰＷＭ信号を出力する。例えば、時刻ｔ11〜ｔ13において、信号［Ｉ21＋ＶDI］の波形と信号Ｖ26の波形とが時刻ｔ12で交叉しているので、区間ｔ11〜ｔ12でＰＷＭ信号がオン、区間ｔ12〜ｔ13でＰＷＭ信号がオフとなっている。
【００３４】
このように、瞬時ＰＷＭ回路２７は、ディザ回路２８からのディザ信号ＶDIを付加することにより安定したＰＷＭ信号を出力することができる。つまり、図３の図示からも明らかなように、電流検出信号Ｉ21の増減の幅は微小であるため、電流検出信号Ｉ21と電流パターン信号Ｖ26との比較に基いてＰＷＭ信号を生成したのでは、そのパルス幅が正規のものから大きく逸脱してしまうおそれがある（特に、ノイズ等が混入した場合）。ところが、上記のようなディザ信号ＶDIを付加することにより、信号レベルの変化にメリハリを付けることができ、安定したＰＷＭ信号を得ることができるのである。ただし、ディザ信号ＶDIが付加された分だけ、見かけ上は電流検出信号が増加しているので、これを補償する必要がある。この補償を行うためには、ＰＷＭ信号がオンからオフに変化する時刻ｔ12におけるディザ信号ＶDIの変化分ｅだけ、電流パターン信号Ｖ26のレベルを上昇させてやればよい。この変化分ｅは、区間ｔ11〜ｔ13においてリニア的に変化しているので、［変調率］＝（ｔ11〜ｔ12）／（ｔ11〜ｔ13）を演算することにより容易に補償を行うことができる。
【００３５】
上述した図１の構成は参考例であり、図１におけるコンデンサ５の充電回路の構成を図５に示すような構成としたものを、本発明の実施形態とする。すなわち、リアクトル５１，５２，５３及び電流検出器５４，５５を交流側に配置し、整流回路５６により直流に変換した電流検出を行う。そして、図１におけるダイオードブリッジで形成された整流回路１７、及び昇圧チョッパ回路の代わりに、ダイオード５７，５８，５９及びＩＧＢＴ６０，６１，６２から成る混合ブリッジを使用した昇圧コンバータを用いることとしてもよい。さらに、ダイオード５７，５８，５９についても、これをＩＧＢＴとし、ＩＧＢＴのフルブリッジ構成とすれば、力率が１の制御を行うことができ、高周波対策上有利なものとすることができる。
【００３６】
また、本発明は次のような形態をも包含するものである。
（１）図１の瞬時ＰＷＭ回路２７はディザ信号ＶDIを利用してＰＷＭ信号を生成するものであったが、図４に示すように、電流パターン信号を基準とする上下限値間の範囲ΔＩに電流検出信号Ｉ21が収まるようにＰＷＭ信号を生成するヒステリシスコンパレータを有するものを用いることとしてもよい。このようなヒステリシスコンパレータを有する瞬時ＰＷＭ回路は、回路構成が簡単であるためコスト的に有利なものとなる。但し、スイッチング回路２０のスイッチング周波数が不定になるという短所を有している。
【００３８】
（２）溶接作業の効率化を図るためには、コンデンサ５の充電が完了したことを確認した後に溶接装置を起動するのが好ましい。そこで、充電完了の検出を条件として起動スタートが行なわれるように、起動インタロックを設けることもできる。充電の完了を検出する方法としては、レベル検出回路２３によりコンデンサ電圧が設定値以上になったことを検出する方法、あるいは、チョッパ回路の充電電流が設定値以下になったことを、電流検出器９の出力側にレベル検出器を設けたり、電流基準（増幅器１１の出力）が設定値以下になったことを検出したりすることにより検出する方法がある。
【００３９】
（３）図６に示すように、パルス幅の長い電流パターン信号を必要とする場合には、起動指令を途中で瞬断させることにより電流Ｉ21の方向を切換えるようにすれば、変圧器７を飽和させることなく、溶接電流をより長い時間供給することができる。
【００４０】
（４）変圧器７の１次側電圧Ｖ7 を検出する手段を設けて１次側電圧Ｖ7 と１次側電流Ｉ21との比Ｖ7 ／Ｉ21を演算することにより変圧器７の１次側抵抗分を求めることができる。そして、この抵抗分が急激に低下した場合は、変圧器７が飽和したものと判断して電流方向を自動的に反転させる回路を付加することにより、変圧器７の鉄心を有効に活用して変圧器７の小形化を図ることができる。
【００４１】
（５）電流パターン回路２６内には、図７に示すように、溶接装置メーカー側で作られた基本電流パターンＶ２６ａ，Ｖ２６ｂが組み込まれている。そこで、ユーザ側では、これらの基本電流パターンを設定比率（図７では、１：１の比率の場合を示している。）で加算したユーザ設定パターン（Ｖ２６ａ＋Ｖ２６ｂ）を生成できるようにすることもできる。この場合の組合せは、基本電流パターン同士だけでなく、基本電流パターンとユーザ設定パターンとの組合せや、ユーザ設定パターン同士の組合せなど種々の組合せを選択することができる。したがって、ユーザ側の個々の異なる要求に対処できると共に、ユーザ側で溶接技術のノウハウ等を活かすことができるなどのメリットが派生する。
【００４２】
（６）図１では、変圧器７を使用したが、容量の小さな装置では、降圧チョッパで直接に溶接電極８へ電流を流すことができる。したがって、電流方向を一方向に限定すればＩＧＢＴ１個とダイオード１個でチョッパを構成できるので、回路構成を極めて簡素なものとすることができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、溶接品質のバラツキを防止し、コスト的及びスペース的に有利なコンデンサ放電式抵抗溶接装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の参考例の構成図。
【図２】  図１の動作を説明するための波形図。
【図３】  図１の動作を説明するための波形図。
【図４】  図１における瞬時ＰＷＭ回路の変形例の動作を説明するための波形図。
【図５】  本発明の実施形態の要部である、図１におけるコンデンサ充電回路の変形例についての構成図。
【図６】  本発明に包含される他の実施形態を説明するための波形図。
【図７】  本発明に包含される他の実施形態を説明するための波形図。
【図８】  従来装置の構成図。
【図９】  図８の動作を説明するための波形図。
【符号の説明】
１  交流電源
５  コンデンサ
７  変圧器
８  溶接電極
１４  切換回路
２０  スイッチング回路
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ  ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
２１  電流検出器
２３  レベル検出回路（コンデンサ電圧検出手段）
２６  電流パターン回路
２７  瞬時ＰＷＭ回路
２８  ディザ回路
５１〜５３  リアクトル（コンデンサ充電回路）
５７〜５９  ダイオード（コンデンサ充電回路）
６０〜６２  ＩＧＢＴ（コンデンサ充電回路）
【図１】
0003667428.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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