(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータの逆起電力と設定電圧を比較し、該比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ制御装置であって、
前記モータ回転速度を前記モータに流れる電流波形により検出する回転速度検出手段と、
前記回転速度検出手段により検出された前記モータの回転速度に応じて基準電圧を補正して前記設定電圧を生成する設定電圧生成手段と、
前記モータ電流に流れる電流波形により出力異常を検出する異常検出手段と、
前記回転速度検出手段により異常が検出されたときに、前記回転速度検出手段の出力に応じた前記設定電圧生成手段による前記基準電圧の補正を停止する補正停止手段と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
モータに流れる電流波形により回転速度を検出し、該回転速度に応じて生成された逆起電力と設定電圧を比較し、該比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ制御装置であって、
前記モータに流れる前記電流波形が所定値を越えている時間に相当する信号を、回転速度信号として出力する回転速度検出手段と、
前記回転速度検出から出力される回転速度信号を保持するサンプルホールド手段と、
前記サンプルホールド手段により保持された回転速度信号に応じて設定電圧を補正して新たな設定電圧とする設定電圧生成手段と、
を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
モータに流れる電流波形により回転速度を検出し、該回転速度に応じて生成された逆起電力と設定電圧を比較し、該比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ制御装置であって、
前記モータに流れる前記電流波形が所定値を越えている時間に相当する信号を、回転速度信号として出力する回転速度検出手段と、
前記回転速度検出手段から出力される回転速度信号を保持するサンプルホールド手段と、
前記サンプルホールド手段により保持された回転速度信号に応じて設定電圧を補正して新たな設定電圧とする設定電圧生成手段と
を備え、
前記回転速度検出手段は前記モータに流れる前記電流波形が前記所定値を越えない出力異常の場合、回転速度信号を出力しないものであり、
前記サンプルホールド手段は前記回転速度検出手段から回転速度信号が入力されない間は前回入力された回転速度検出信号を保持するものであることを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの回転速度制御を行うモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から電子機器には直流モータが多く用いられているが、これら直流モータの回転速度制御を行うために、モータの起電力を検出し、この供給電圧を一定に保つように制御してモータの回転数を一定に維持するＤＣサーボ回路や、モータの回転数を検出して、このモータ回転数が一定になるようにモータへの供給電源を制御するＦＧサーボ回路等の各種のモータ制御装置が用いられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＤＣサーボ回路は、広いサーボ帯域を備えてワウフラッタの少ない制御は可能であるが、モータコイルや制御素子（ＩＣ）の温度上昇に起因した温度ドリフトやモータのブラシ磨耗等の経時変化によるドリフトに問題があった。
又、ＦＧサーボ回路に於いてはモータの回転速度（周波数）の検出を行うセンサが必要となりセンサの構造上小型化が困難である問題やコスト高になる問題があった。又、回転ムラを抑えるためにサーボ帯域を広げることが必要であるが、このためには制御周波数をかなり高い周波数とすることが必要となり、高い周波数に対応する部品等が必要となる関係でコスト高になる問題があった。
【０００４】
本発明は、このような問題点を解決するもので、経時変化や温度変化に対処でき、小型化の可能な低コストのモータ制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記課題を解決するもので、モータの逆起電力と設定電圧を比較し、該比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ制御装置であって、前記モータ回転速度をモータに流れる電流波形により検出する回転速度検出手段と、前記回転速度検出手段により検出された前記モータの回転速度に応じて基準電圧を補正して前記設定電圧を生成する設定電圧生成手段と、前記モータ電流に流れる電流波形により出力異常を検出する異常検出手段と、前記回転速度検出手段により異常が検出されたときに、前記回転速度検出手段の出力に応じた前記設定電圧生成手段による前記基準電圧の補正を停止する補正停止手段と、を有することを特徴とする。
【０００６】
また、モータに流れる電流波形により回転速度を検出し、該回転速度に応じて生成された逆起電力と設定電圧を比較し、該比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ制御装置であって、
前記モータに流れる前記電流波形が所定値を越えている時間に相当する信号を、回転速度信号として出力する回転速度検出手段と、前記回転速度検出手段から出力される回転速度信号を保持するサンプルホールド手段と、前記サンプルホールド手段により保持された回転速度信号に応じて設定電圧を補正して新たな設定電圧とする設定電圧生成手段と、を備えることを特徴とする。
【０００７】
また、モータに流れる電流波形により回転速度を検出し、該回転速度に応じて生成された逆起電力と設定電圧を比較し、該比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ制御装置であって、
前記モータに流れる前記電流波形が所定値を越えている時間に相当する信号を、回転速度信号として出力する回転速度検出手段と、前記回転速度検出手段から出力される回転速度信号を保持するサンプルホールド手段と、前記サンプルホールド手段により保持された回転速度信号に応じて設定電圧を補正して新たな設定電圧とする設定電圧生成手段とを備え、前記回転速度検出手段は前記モータに流れる前記電流波形が前記所定値を越えない出力異常の場合、回転速度信号を出力しないものであり、前記サンプルホールド手段は前記回転速度検出手段から回転速度信号が入力されない間は前回入力された回転速度検出信号を保持するものであることを特徴とする。
【００１０】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。図１は本発明の一実施例の構成図である。１は所定の基準電圧を発生する基準電源で、（ＤＣ）モータ４の設定回転速度に対応した電圧を供給する。２は入力される設定電圧Ｅとモータの逆起電力に応じてモータ４への印加電圧を変え、モータの回転速度を制御するＤＣサーボ部である。５は非反転入力（＋）と反転入力（−）間の差電圧が０となるように電圧を出力する差動アンプで、非反転入力（＋）には入力抵抗７を介して設定電圧Ｅが印加されている。６は差動アンプ５の出力とモータ４間に接続された抵抗で、そのモータ４側端部は差動アンプ５の反転入力（−）に接続されている。また、差動アンプ５の出力端子と非反転入力（＋）間には帰還抵抗１２が接続されており、これら入力抵抗７、や帰還抵抗１２、差動アンプ５等によりＤＣサーボ部２が構成されている。
【００１１】
３は基準電圧１の電圧をモータ４の回転速度に応じて補正するための補正電圧を出力する補正回路である。７はモータ４の回転速度に比例した周波数の信号を出力するセンサである。そしてこのセンサ７は受発光素子からなりモータ４の回転に応じて移動する遮蔽板により受光素子に入射される発光素子からの光が遮蔽される構造の光学センサや、モータ４の回転に同期して回転する磁石とこの磁石の回転により変動する磁束変化を検出するホール素子等の磁気感応素子からなる磁気センサ等により構成される。
【００１２】
８はアンプでセンサ７からの信号を増幅し出力する。９はコンパレータでアンプ８で増幅されたアナログ信号を比較電圧と比較してデジタル化する。１０はコンパレータ９からのパルス信号の周波数を電圧に変換するＦ／Ｖコンバータで、一定期間のパルス数を計数するカウンタとカウンタの計数値をアナログ値（電圧）に変換するデジタル／アナログ変換器等により構成される。１１は補正回路３からの出力電圧と基準電圧１を加算し、この加算により得られた制御電圧をＤＣサーボ部２に出力する加算器である。
次に回路の動作について説明する。ＤＣサーボ部２の差動アンプ５からモータ４に電圧が印加されると、モータ４に電流が流れ、モータ４は回転を始める。モータ４にはその回転数ＮＵ  比例した逆起電力Ｅｍが発生する。
【００１３】
Ｅｍ  ＝  Ｋｅ・Ｎ        Ｋｅ：逆起電力定数
モータ両端電圧Ｖｍは次のようになる
Ｖｍ  ＝  Ｅｍ  ＋  Ｉ・Ｒｍ      Ｒｍ：モータ抵抗
従ってこれらの関係により、モータ回転数Ｎは次のようになる。
Ｎ  ＝  （Ｖｍ  −  Ｉ・Ｒｍ）  ／  Ｋｅ
つまり、モータ電流Ｉを検出して、その増分を打ち消すようにモータ電圧Ｖｍを増やせば、回転数は一定に保たれる。そして、図に示す回路はそのような動作、モータ電流Ｉを検出して、その増分を打ち消すようにモータ電圧Ｖｍを増やす動作を行う。尚、抵抗７，１２の値を適当に選択することにより、抵抗６で検出したモータ電流を補正することができる。
【００１４】
一方、センサ７から出力されたモータ４の回転数に応じた信号はアンプ８で増幅された後コンパレータ９でパルス化され、さらにＦ／Ｖコンバータ１０で電圧値に変換される。そして、この電圧が加算器１１で基準電圧に加算され、設定電圧ＥとしてＤＣサーボ部２入力される。
つまり、本実施例では、基本的にはモータ４の逆起電力を一定にするＤＣサーボ動作を行い、そして温度変化等によりドリフトをモータ４の回転数を検出しその回転数に応じてＤＣサーボ動作のための基準電圧を補正している。
【００１５】
このように本実施例においては、基本的にはＤＣサーボ部２によってＤＣサーボによるモータ４の回転速度制御が行われ、それに加えて補正回路３によるＦＧサーボ的な補正制御が行われる。即ち、ＤＣサーボ方式における、モータ４のコイルや制御ＩＣ等の温度上昇に起因する温度ドリフトやブラシの磨耗等の経時変化によるドリフトを、補正回路３によって補正している。そして、この補正回路３による補正は、温度ドリフト、経時変化によるドリフトに対応するものであるため制御周波数を高くする必要はなく、比較的低価格の部品で実現できる。
【００１６】
従って、本実施例によれば、経時変化や温度変化に対処でき、そして小型化の可能な低コストのモータ制御装置を提供することをができる。
次に本発明の第２実施例について説明する。尚、図１に示した第１実施例と同様の構成については、その説明を省略する。
図２は本発明の第２実施例の構成図である。２０はモータ４に流れる電流波形に重畳している雑音（整流子が切り換わる時やブラシのバウンズによるクリック雑音等）を除去するフィルタで、その通過帯域がモータ４に流れる電流の周波数付近に設定され、モータ４に流れる電流の基本波を抽出して出力するようになっている。そして、フィルタ２０はモータ４に流れる電流を検出するための抵抗Ｒ１、差動増幅器ＣＭ１、差動増幅器ＣＭ１の入力に接続された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１、差動増幅器ＣＭ１の帰還路に接続された抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２、そして差動増幅器ＣＭ１の基準電圧を供給するために電源電圧（＋Ｖ）を分割する分割抵抗Ｒ４，Ｒ５から構成される。
【００１７】
２１はフィルタ２０の出力をパルス（デジタル）信号に変換するためのヒステリシスコンパレータでフィルタ２０で、入力信号が閾値付近の時にノイズ等に影響で判定（出力）がチャッタリング（判定出力が短時間で繰り返し反転する）しないようにヒステリシス特性を持っている。このフィルタ２０は、差動増幅器ＣＭ２、差動増幅器ＣＭ２の入力に接続された抵抗Ｒ、そして差動増幅器ＣＭ２の帰還路に接続された抵抗Ｒ７により構成され、差動増幅器ＣＭ２の基準電圧として分割抵抗Ｒ４，Ｒ５による分圧電圧が印加されている。
【００１８】
３１は過去の信号波形から今後の信号波形を予測して処理することにより、ノイズ等による影響を排除する、つまりパルスのエッジ（立ち下がりあるいは立ち上がり）があるであろう期間以外の部分では入力信号のエッジをノイズによるものとして扱うようにする予測回路で、直列に接続されたモノマルチバイブレータ２３，２４と、モノマルチバイブレータ２４の出力および予測回路３１の入力信号を入力とするＡＮＤ回路２２から構成される。モノマルチバイブレータ２３，２４は、入力信号の立下がりから一定時間（τ１，τ２）高レベル（Ｈ）信号を出力する回路で、Ｈ信号出力時における入力信号の立ち下がりには反応しない（Ｈ信号出力時間は延長されない）。
【００１９】
２５は入力信号（予測回路３１出力）の周波数を電圧に変換するＦ／Ｖ（周波数−電圧）コンバータで、積分回路や、一定周期のパルス数を計数するカウンタとカウンタ値をデジタル値に変換するデジタル／アナログコンバータ等により構成される。
２６はサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）で、制御信号に応じてＦ／Ｖコンバータ２５の出力（電圧）を保持し（本実施例ではＨレベル信号入力時）、その保持電圧を出力する。このサンプルホールド回路は、充放電回路等により構成できる。そして、このサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）２６の出力保持タイミングは後述の制御回路３２の制御信号により制御される。
【００２０】
３２はサンプルホールド回路２６の動作を制御するための制御回路で、予測回路出力が出力されなくなったとき、つまりモータ負荷の急変等によりモータ電流が大きく変化したことを検出して、サンプルホールド回路２６の保持動作を開始させる。制御回路３２は、ＡＮＤ回路２２出力を入力とする１／２分周回路２７（入力信号の立ち下がりを２回検出するとＨ出力、リセットＲＳ入力ＬレベルのときＬ出力）、モノマルチバイブレータ２３出力をデータ入力（Ｄ）とし、またモノマルチバイブレータ２４出力をタイミング入力（ＣＫ）とするＤフリップフロップ２８（ＣＫ入力立ち下がり時のＤ入力の反転信号を出力）、Ｄフリップフロップ２８の反転出力（Ｑバー：以降−Ｑと記載）をＳＥＴ入力、分周回路２７出力をＲＥＳＥＴ入力とするＲＳフリップフロップ２９から構成され、また分周回路２７のＲＥＳＥＴ（ＲＳ）入力にはＲＳフリップフロップ２９の出力が供給されている。そして、ＲＳフリップフロップ２９の出力がサンプルホールド回路２６の制御出力となっている。
【００２１】
３１はサンプルホールド回路２６の出力信号が所定範囲にあるかどうかを検出する、つまり補正電圧の異常を検出するウインドコンパレータで、複数のコンパレータ及び論理回路等により構成される。３２はサンプルホールド回路２６の出力電圧が異常な場合に、補正電圧として用いられる補正基準電源で、動作に支障が出ないような標準的な電圧が設定されている。３０はスイッチで、ウインドコンパレータ３１の出力により制御され、サンプルホールド回路２６の出力電圧の異常がウインドコンパレータ３１により検出された時には補助基準電源３２を加算器１１に接続し、異常が検出されなかった時にはサンプルホールド回路２６を加算器１１に接続する。これらウインドコンパレータ３１、補助基準電源３２、スイッチ３１からなる回路は、主に電源立ち上げ時に動作するもので、モータ４の回転速度検知によるＦＧサーボ動作が適切な動作を行うまでの間、適当な電圧をモータ４の回転速度を示す電圧として出力することにより、停止状態から所定回転数への移行をスムーズに行うためのものである。
【００２２】
次に図２に示した構成の動作を図３に示した波形図を用いて説明する。図３中、ａはフィルタ２０の出力波形で、モータ４に流れる電流を示し、フィルタ２０により、雑音等が除去された波形となっている。また、ｂはヒステリシスコンパレータ２１の出力波形、ｄはモノマルチバイブレータ２３の出力波形、ｅはモノマルチバイブレータ２４の出力波形、ｆはＡＮＤ回路２２の出力波形、ｇはＦ／Ｖコンバータ２５の出力波形、ｈはＤフリップフロップ２８の出力波形、ｉは１／２分周回路２７の出力波形、ｊはＲＳフリップフロップ２９の出力波形、ｋはサンプルホールド回路２６の出力波形を示している。
【００２３】
正常状態では、モータ４の回転数は略一定で安定しており、フィルタ２０出力ａは一定周期の山形波がとなる。そして、ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂはフィルタ２０出力ａがαを越えβを下回るまでＨレベルとなる。そして、モノマルチバイブレータ２３出力ｄはヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下がりから一定時間τ１の間Ｈレベルとなる。またマルチバイブレータ２４出力ｅはマルチバイブレータ２３出力ｄの立ち下がりから一定時間τ２の間Ｌレベルとなる。つまりマルチバイブレータ２４出力ｅは、ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下がり時から一定時間τ１経過後の所定時間範囲τ２を示す信号となっており、τ１、τ２をそれぞれ、モータ４の電流変化周期およびマージンをに対応した時間に設定することにより、モータ４の正常回転動作時にヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下がりが発生する期間を推定できる（τ２期間）。換言すれば、τ２期間にヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下がりが無い時およびτ２期間以外の期間にヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下がりが有れば異常であると判断できる。
【００２４】
そしてＡＮＤ回路２２出力ｆは、マルチバイブレータ２３出力ｄがＨレベル期間で、ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂがＨレベルの時にＨレベルとなるので、モータ４正常動作時には、モータ４の回転周期に同期したパルス信号がＡＮＤ回路２２出力ｆとなり、Ｆ／Ｖコンバータ２５に出力される。従って、Ｆ／Ｖコンバータ２５出力ｇはモータ４の回転速度に応じた電圧となり、サンプルホールド回路２６に出力される。
【００２５】
一方Ｄフリップフロップ２８ｈは、マルチバイブレータ２４出力ｅ立ち下がり時のマルチバイブレータ２３出力ｄのレベルの反転レベルを出力する。このため、正常動作中は、マルチバイブレータ２４出力ｅ立ち下がり時にマルチバイブレータ２３出力ｄは常にＨレベルとなる（このような関係となるようにτ１，τ２が設定されている）。従って、Ｄフリップフロップ２８出力ｈは正常時には常にＬレベルとなる。
【００２６】
また正常動作時には、ＲＳフリップフロップ２９にはＤフリップフロップ２８から常にＬレベルが入力されるので、ＲＳフリップフロップ２９はセットされずリセット状態となる。従って、ＲＳフリップフロップ２９出力ｊはＬレベルとなる。また１／２分周回路２７のリセット端子（ＲＳバー）にはＲＳフリップフロップ２９出力ｊが入力されるので、正常時には常にＬレベルが入力されることとなる。このため、１／２分周回路２７は常にリセット状態となり（リセット端子入力Ｌレベルの場合はリセット）、ＲＳフリップフロップ２９出力ｊは常にＬレベルとなる。従って、１／２分周回路２７出力ｉがリセット端子（Ｒ）に入力されるＲＳフリップフロップ２９はその状態（正常時はＬレベル）が保持される。
【００２７】
そして、正常時にはサンプルホールド回路２６に常にＬレベルの制御信号が入力されるので、サンプルホールド回路２６は出力信号を保持せず、入力信号をそのまま出力する。
従って、加算器１１にはモータ４の回転数に応じた電圧の信号がサンプルホールド回路２６より供給され、モータ４の回転数がＦＧサーボ的に制御される。
【００２８】
次に何らかの異常（モータ４回転異常、ノイズ等）が起きフィルタ２０出力ａのレベルが低下した場合を説明する。
フィルタ２０出力ａが低下した場合、ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂはＨレベルとならず、Ｌレベルのままである。一方、マルチバイブレータ２３およびマルチバイブレータ２４は前回のヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下がりにより動作する（Ｈレベルとなる）。従って、異常発生後のマルチバイブレータ２４出力ｅがＨレベルの時のヒステリシスコンパレータ２１出力ｂはＬレベルであるため、ＡＮＤ回路２２出力ｆはＨレベルとはならない。従って、Ｆ／Ｖコンバータ２５には、周期が大きな信号が入力され（次の立ち下がり（ｔ２）迄の期間が長くなり）、Ｆ／Ｖコンバータ２５出力ｇは次の立ち下がり（ｔ２）時に異常に高い電圧出力となる。
【００２９】
Ｄフリップフロップ２８では、マルチバイブレータ２４出力ｅ立ち下がり時にマルチバイブレータ２３出力ｄがＬレベルとなっているので、Ｄフリップフロップ２８出力はＨレベルとなる。このためＲＳフリップフロップ２９がセットされ、ＲＳフリップフロップ２９出力ｊはＨレベルとなる。従って、サンプルホールド回路２６の出力がｔ１時点の電圧に保持される。また、１／２分周回路２７へのリセット信号（ＲＳフリップフロップ２９出力ｊ）がＨレベルであるので、１／２分周回路２７のリセット状態が解除されるが、ＡＮＤ回路２２出力ｆがＬレベルであるため、１／２分周回路２７出力ｉはＬレベルのままである。従って、異常状態では、サンプルホールド回路２６により異常発生前の電圧の信号が加算器１１に供給され、モータ４がこの異常前の状態に応じて制御される。
【００３０】
異常状態から正常状態にもどり、フィルタ２０出力が正常値になると、ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂも略一定の周期のパルスとなる。すると、マルチバイブレータ２３出力ｄおよびマルチバイブレータ２４出力ｅの出力も異常状態となる前の状態となり、ＡＮＤ回路２２出力ｆも同様にもモータ４の回転に同期したパルスを出力するようになる。また、Ｄフリップフロップ２８ｈも異常状態となる前の状態となり（ｔ３：Ｌレベル）、それによりＲＳフリップフロップ２９のセット状態が解除される。しかし、リセット信号が入力されないため、ＲＳフリップフロップ２９出力ｊはＨレベルのままである。
【００３１】
一方１／２分周回路２７にはＡＮＤ回路２２出力ｆ（モータ４回転に同期したパルス）が供給されているので、ＡＮＤ回路２２から２回パルスが入力されると１／２分周回路２７はＲＳフリップフロップ２９にリセット信号を出力し、ＲＳフリップフロップ２９がリセットされる（ｔ４）。従って、ｔ４時点でサンプルホールド回路２６の保持状態が解除され、Ｆ／Ｖコンバータ２５出力ｇが加算器１１に供給される。
【００３２】
つまり、正常状態に戻った直後は、Ｆ／Ｖコンバータ２５出力が異常な値となっているが（前回のパルスから今回のパルスまでの時間が長いため）、本実施例では、正常状態復帰直後にはサンプルホールド回路２６の出力をモータ４制御に用いるようにし、Ｆ／Ｖコンバータ２５出力ｇに異常の影響がなくなるタイミングでＦ／Ｖコンバータ２５出力ｇをモータ４制御に用いることになる。
【００３３】
このように、本実施例によれば、ＤＣサーボ的な制御とＦＧサーボ的な制御を併用し、そして特別なモータ回転速度検出器を設けずにモータ４の電流を検知する方法で、ノイズ等の影響を少なくしてモータ４の制御を行うので、構成が簡単で、応答性がよく、また温度ドリフト等に対しても良好な特性のモータ４回転数制御を行うことができる。
【００３４】
次に第３の実施例について図４を用いて説明する。尚、図２に示した第２実施例と同様の構成については、説明を省略する。
本実施例の特徴（図２の実施例と異なる点）は、モータ４の回転速度の検知方法として、モータ４に流れる電流ではなく、モータ４の回転により変化する磁界をホール素子を用いて検知し、モータ４の回転速度を検出する点にある。
【００３５】
５２はホール素子で、モータ４の回転に伴い変化する磁界に応じた信号を出力する。そして、ホール素子５２には動作電流を流すための電源が（＋Ｖ）が接続されている。５３は差動アンプで、ホール素子５２の出力信号を増幅する。差動アンプ５３には入力抵抗、バイアス抵抗、帰還抵抗等が必要に応じて接続されている。そして、差動アンプ５３の出力信号はフィルタ２０に接続されている。
【００３６】
次に動作を説明する。モータ４が回転すると、ロータの回転に伴いモータ４の回転に同期して磁界の変化が生じる。この磁界を変化により、ホール素子５２の出力信号に変化が生じる、その出力信号はモータ４の回転に同期した信号波形となる。このホール素子５２の出力信号が差動アンプ５３により増幅され、フィルタ２０に供給される。つまり、図２に示した実施例と同様の信号がフィルタ２０に入力され、以下同様の動作が行われる。
【００３７】
次に第４の実施例について図５を用いて説明する。尚、図２に示した第２実施例と同様の構成については、説明を省略する。
本実施例の特徴（図２の実施例と異なる点）は、ＦＧサーボ的制御、つまりモータ４の回転に応じた信号を処理してモータ４の回転に応じた電圧の信号をＰＬＬ回路で構成した点にある。図５はこの部分を図示し、他の部分を省略している。
【００３８】
６０は位相比較器（フェイズコンパレータ）でヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの位相と後述する分周器６３の出力信号ｒの位相を比較し、位相の遅進に応じた信号を出力する。６１はローパスフイルタで位相比較器６０の出力信号を濾波し、その低域を加算器１１と電圧可変発振器６２に出力する。６２は電圧可変発振器で入力電圧に応じた周波数の信号で発振する。６３は電圧可変発振器６２の出力信号をＮ分周する分周器で、カウンタにより構成される。
【００３９】
次に、その動作について説明する。位相比較器６０は、ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂと分周器６３出力ｒの位相を比較し、その遅進に応じた信号を出力する。ローパスフィルタ６１は位相比較器６０の出力信号の低域成分を取り出し電圧可変発振器６２に出力する。つまり、ローパスフィルタ６１からは、ノイズ等が除去され、そしてある程度平均化された位相の遅進信号を出力される。そして、電圧可変発振器６２にはこのローパスフィルタ６１からの信号を制御信号として与えられ、その制御電圧に応じた周波数の信号を出力する。そして、電圧可変発振器６２の出力信号は、分周器６３によりめＮ分周され、位相比較器６０に与えられる。この分周器６３の分周比（カウンタのカウント値）は、モータ４の設定回転数と電圧可変発振器６２の発振特性に応じて設定される。
【００４０】
従って、ＰＬＬ回路はモータ４の回転に伴い、モータ４の設定回転速度に応じた動作となる（発振周波数がモータ４の回転数に応じたものとなり、また電圧可変発振器６２の制御電圧がモータ４の回転数に応じたものとなる）。このため、加算器１１には、モータ４の回転数に応じたローパスフィルタ６１の出力（電圧可変発振器６２の制御電圧）が供給され、モータ４はその回転数に応じた制御、つまりＦＧサーボ的な制御が行われることになる。
【００４１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明に於いてはモータにおけるＤＣサーボ的制御と、ＦＧサーボ的制御を、比較的簡単な構成で実現したので、制御精度が高く、小型で、ローコストのモータ定速制御装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図
【図２】本発明における第２実施例の構成図
【図３】動作を示す波形図
【図４】本発明における第３実施例の構成図
【図５】本発明における第４実施例の構成図
【符号の説明】
１・・・・・・・基準電圧
２・・・・・・・ＤＣサーボ部
３・・・・・・・補正回路
４・・・・・・・モータ
【図１】
0003672674.tif 000002
【図２】
0003672674.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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