(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の群遅延特性を補償する自動遅延等化器において、
該入力信号の群遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補償する傾斜形遅延等化部と、
該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定するとともに、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部用の制御信号を出力する制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、自動遅延等化器。
【請求項２】
該傾斜形遅延等化部が、周波数領域において該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の群遅延特性を該傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されていることを特徴とする、請求項１記載の自動遅延等化器。
【請求項３】
該制御部が、該ディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定する信号方向判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する誤差情報検出部と、該誤差情報検出部で得られた誤差情報と該信号方向判定部で得られた該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部用の制御信号を出力する相関演算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１記載の自動遅延等化器。
【請求項４】
該信号方向判定部が、データクロック周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項３記載の自動遅延等化器。
【請求項５】
該信号方向判定部が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項３記載の自動遅延等化器。
【請求項６】
該誤差情報検出部が、該他方の信号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されていることを特徴とする、請求項３記載の自動遅延等化器。
【請求項７】
該誤差情報検出部が、該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号と、該他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算する差演算部として構成されていることを特徴とする、請求項３記載の自動遅延等化器。
【請求項８】
該入力信号についての該ディジタル復調信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形遅延等化部が該復調器の前段に設けられていることを特徴とする、請求項１記載の自動遅延等化器。
【請求項９】
入力信号の群遅延特性を補償する自動遅延等化器において、
該入力信号の群遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補償する傾斜形遅延等化部と、
該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定し、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号うちの他方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得るとともに、該他方の信号の値の変化の方向を判定し、該他方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの該一方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該他方の信号の値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信号を得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から傾斜形遅延等化部用の制御信号を生成して出力する制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、自動遅延等化器。
【請求項１０】
該傾斜形遅延等化部が、周波数領域において該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の群遅延特性を該傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されていることを特徴とする、請求項９記載の自動遅延等化器。
【請求項１１】
該制御部が、該ディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定する第１信号方向判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する第１誤差情報検出部と、該第１誤差情報検出部で得られた誤差情報と該第１信号方向判定部で得られた該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき該第１相関信号を出力する第１相関演算部とをそなえるとともに、該他方の信号の値の変化の方向を判定する第２信号方向判定部と、該一方の信号から誤差情報を検出する第２誤差情報検出部と、該第２誤差情報検出部で得られた誤差情報と該第２信号方向判定部で得られた該他方の信号の値の変化の方向との相関に基づき該第２相関信号を出力する第２相関演算部と、該第１相関演算部からの該第１相関信号及び該第２相関演算部からの該第２相関信号から傾斜形遅延等化部用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえて構成されていることを特徴とする、請求項９記載の自動遅延等化器。
【請求項１２】
該第１信号方向判定部が、データクロック周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されるとともに、該第２信号方向判定部が、データクロック周期で該他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項１１記載の自動遅延等化器。
【請求項１３】
該第１信号方向判定部が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されるとともに、該第２信号方向判定部が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項１１記載の自動遅延等化器。
【請求項１４】
該第１誤差情報検出部が、該一方の信号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されるとともに、該第２誤差情報検出部が、該他方の信号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されていることを特徴とする、請求項１１記載の自動遅延等化器。
【請求項１５】
該第１誤差情報検出部が、該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号と、該他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算する第１差演算部として構成されるとともに、該第２誤差情報検出部が、該一方の信号と、該一方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算する第２差演算部として構成されていることを特徴とする、請求項１１記載の自動遅延等化器。
【請求項１６】
該入力信号についての該ディジタル復調信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形遅延等化部が該復調器の前段に設けられていることを特徴とする、請求項１１記載の自動遅延等化器。
【請求項１７】
入力信号の群遅延特性及び周波数−振幅特性をそれぞれ補償する自動遅延・振幅等化器において、
該入力信号の群遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補償する傾斜形遅延等化部と、
該入力信号の周波数−振幅特性を所要の傾斜振幅特性に応じて補償する傾斜形振幅等化部と、
該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定するとともに、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用の制御信号をそれぞれ出力する制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、自動遅延・振幅等化器。
【請求項１８】
該傾斜形遅延等化部が、周波数領域において該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の群遅延特性を該傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されるとともに、
該傾斜形振幅等化部が、周波数領域において該傾斜振幅特性を有し、該入力信号の周波数−振幅特性を該傾斜振幅特性に応じて補償するように構成されていることを特徴とする、請求項１７記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項１９】
該制御部が、該ディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定する信号方向判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する誤差情報検出部と、該誤差情報検出部で得られた誤差情報と該信号方向判定部で得られた該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用の制御信号をそれぞれ出力する相関演算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１７記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２０】
該信号方向判定部が、データクロック周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項１９記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２１】
該信号方向判定部が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項１９記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２２】
該誤差情報検出部が、該他方の信号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されていることを特徴とする、請求項１９記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２３】
該誤差情報検出部が、該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号と、該他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算する差演算部として構成されていることを特徴とする、請求項１９記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２４】
該入力信号についての該ディジタル復調信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形遅延等化部及び該傾斜形振幅等化部がそれぞれ該復調器の前段に設けられていることを特徴とする、請求項１７記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２５】
入力信号の群遅延特性及び周波数−振幅特性をそれぞれ補償する自動遅延・振幅等化器において、
該入力信号の群遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補償する傾斜形遅延等化部と、
該入力信号の周波数−振幅特性を所要の傾斜振幅特性に応じて補償する傾斜形振幅等化部と、
該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定し、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号うちの他方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得るとともに、該他方の信号の値の変化の方向を判定し、該他方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの該一方の信号から誤差情報を検出し、この誤差情報と該他方の信号の値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信号を得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から傾斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用の制御信号をそれぞれ生成して出力する制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、自動遅延・振幅等化器。
【請求項２６】
該傾斜形遅延等化部が、周波数領域において該傾斜遅延特性を有し、該入力信号の群遅延特性を該傾斜遅延特性に応じて補償するように構成されるとともに、
該傾斜形振幅等化部が、周波数領域において該傾斜振幅特性を有し、該入力信号の周波数−振幅特性を該傾斜振幅特性に応じて補償するように構成されていることを特徴とする、請求項２５記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２７】
該制御部が、該ディジタル復調信号のうちの一方の信号の値の変化の方向を判定する第１信号方向判定部と、該一方の信号に対し直交する該ディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出する第１誤差情報検出部と、該第１誤差情報検出部で得られた誤差情報と該第１信号方向判定部で得られた該一方の信号の値の変化の方向との相関に基づき該第１相関信号を出力する第１相関演算部とをそなえるとともに、該他方の信号の値の変化の方向を判定する第２信号方向判定部と、該一方の信号から誤差情報を検出する第２誤差情報検出部と、該第２誤差情報検出部で得られた誤差情報と該第２信号方向判定部で得られた該他方の信号の値の変化の方向との相関に基づき該第２相関信号を出力する第２相関演算部と、該第１相関演算部からの該第１相関信号及び該第２相関演算部からの該第２相関信号から傾斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用の制御信号をそれぞれ生成する制御信号生成部とをそなえて構成されていることを特徴とする、請求項２５記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２８】
該第１信号方向判定部が、データクロック周期で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されるとともに、該第２信号方向判定部が、データクロック周期で該他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項２７記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項２９】
該第１信号方向判定部が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該一方の信号をサンプリングして、該一方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されるとともに、該第２信号方向判定部が、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で該他方の信号をサンプリングして、該他方の信号の値の変化の方向を判定すべく構成されていることを特徴とする、請求項２７記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項３０】
該第１誤差情報検出部が、該一方の信号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されるとともに、該第２誤差情報検出部が、該他方の信号の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成されていることを特徴とする、請求項２７記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項３１】
該第１誤差情報検出部が、該入力信号についてのディジタル復調信号のうちの該他方の信号と、該他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算する第１差演算部として構成されるとともに、該第２誤差情報検出部が、該一方の信号と、該一方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算する第２差演算部として構成されていることを特徴とする、請求項２７記載の自動遅延・振幅等化器。
【請求項３２】
該入力信号についての該ディジタル復調信号を得る復調器を更にそなえるとともに、該傾斜形遅延等化部及び該傾斜形振幅等化部がそれぞれ該復調器の前段に設けられていることを特徴とする、請求項２５記載の自動遅延・振幅等化器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（目次）
発明の属する技術分野
従来の技術
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段（図１〜図４）
発明の実施の形態
（Ａ）自動遅延等化器の第１実施形態の説明（図５〜図２５）
（Ａ′）自動遅延等化器の第１実施形態の変形例の説明（図２６）
（Ｂ）自動遅延等化器の第２実施形態の説明（図２７）
（Ｂ′）自動遅延等化器の第２実施形態の変形例の説明（図２８）
（Ｃ）自動遅延・振幅等化器の第１実施形態の説明（図２９〜図３３）
（Ｃ′）自動遅延・振幅等化器の第１実施形態の変形例の説明（図３４）
（Ｄ）自動遅延・振幅等化器の第２実施形態の説明（図３５）
（Ｄ′）自動遅延・振幅等化器の第２実施形態の変形例の説明（図３６）
（Ｅ）その他
発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信伝送路がもつ遅延周波数特性や振幅周波数特性により通信信号（入力信号）に生じる遅延特性（遅延歪み）や振幅特性（振幅歪み）を自動的に補償するのに用いて好適な、自動遅延等化器及び自動遅延等化方法並びに自動遅延・振幅等化器及び自動遅延・振幅等化方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
従来より、ディジタル多重マイクロ通信などの無線通信に限らず、全ての通信伝送路（空間も含む）には、主に、振幅周波数特性及び遅延周波数特性という２種類の線形特性があり、これらの各特性によって伝送路の特性が左右されることが知られている。
【０００４】
例えば、これらの各特性が周波数に対して平坦であれば、基本的に、受信（入力）信号から送信信号（変調信号）そのものを復号（復調）することができるが、平坦でなければ復調信号に「歪み（線形歪み）」が生じ復調特性が劣化してしまう。
そこで、このような線形歪みを等化して補償するために、従来より、伝送路の特性によって生じる線形歪みの量（特性）を予め測定しておき、測定した歪み量に変動がないものとして（つまり、線形歪みを固定量の歪みとして）、受信信号の等化（補償）を行なう振幅等化器や遅延等化器が各種提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、実際の伝送路では、空間伝送路の場合のようにフェージングとしてダイナミックに変化する歪みや、有線伝送路の場合のように温度変化等によるケーブル長の変化によって変動する歪みも生じるため、上記線形歪みは、当然、固定量ではない。従って、上記のような線形歪みを固定量の歪みとして等化する振幅等化器や遅延等化器では十分な線形歪みの補償を行なうことはできない。
【０００６】
そこで、振幅周波数特性による振幅歪みについては、例えば、特開平８−１６３００５号公報に示されるように、変動する歪み量をリアルタイムに検出できるようにすることで、変動する歪みでも自動的に等化・補償できるようにした技術が提案されているが、遅延周波数特性による遅延歪みについては、受信信号が現在影響を受けている歪み量を検出する手段及び検出した歪みを自動等化する手段ともに実現されていないのが現状である。
【０００７】
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、入力信号の群遅延特性（以下、単に遅延特性ということがある）を検出して、その群遅延特性を自動的に補償することのできる自動遅延等化器及び自動遅延等化方法を提供することを目的とする。
また、本発明は、入力信号の遅延特性と周波数−振幅特性（以下、単に振幅特性ということがある）とを検出して、これらの各特性の両方を自動的に補償することのできる自動遅延・振幅等化器及び自動遅延・振幅等化方法を提供することも目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の原理ブロック図で、この図１に示す自動遅延等化器において、１Ａは傾斜形遅延等化部、２Ａは制御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）である。
ここで、傾斜形遅延等化部１Ａは、入力信号の遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補償するものであり、制御部２Ａは、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するとともに、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を出力するものである。
【０００９】
上述のごとく構成された本発明の自動遅延等化器では、制御部２Ａにおいて、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が判定されるとともに、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が検出される。
【００１０】
そして、この誤差情報と一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号が傾斜形遅延等化部１Ａへ出力される。これにより、傾斜形遅延等化部１Ａでは、入力信号の群遅延特性が所要の傾斜遅延特性に応じて補償される（請求項１）。
【００１１】
ここで、上述の傾斜形遅延等化部１Ａは、周波数領域において傾斜遅延特性を有し、上記入力信号の群遅延特性をその傾斜遅延特性に応じて補償するように構成してもよい。これにより、傾斜形遅延等化部１Ａでは、周波数領域において入力信号の群遅延特性を自己のもつ傾斜遅延特性に応じて補償することができる（請求項２）。
【００１２】
また、上記の制御部２Ａは、図１に示すように、信号方向判定部２１，誤差情報検出部２２及び相関演算部２３とをそなえて構成するのがよい。ここで、信号方向判定部２１は、上記のディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するものであり、誤差情報検出部２２は、この一方の信号Ｉ（又は、Ｉ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出するものである。
【００１３】
そして、相関演算部２３は、上記の誤差情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定部２１で得られた一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき上記の傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を出力するものである。
【００１４】
上述のごとく構成された制御部２Ａでは、信号方向判定部２１によってディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が判定され、誤差情報検出部２２によって上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が検出される。
【００１５】
そして、相関演算部２３は、このように誤差情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定部２１で得られた上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を生成して傾斜形遅延等化部１Ａへ出力する（以上、請求項３）。
【００１６】
なお、上記の信号方向判定部２１は、データクロック周期、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）をサンプリングして、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するように構成すれば、上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を簡易に判定することができる（請求項４，５）。
【００１７】
一方、上述の誤差情報検出部２２は、上記の他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成すれば、他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットのみから誤差情報を検出することができ（請求項６）、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）と、この他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）を更にトランスバーサル等化器５で処理した等化後信号ＱTRE （又は、ＩTRE ）との差を演算する差演算部として構成すれば、より正確に、上記の誤差情報を検出することができる（請求項７）。
【００１８】
また、上記の復調器３は、上記のディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るもので、ここでは、図１に示すように、この復調器３の前段に上記の傾斜形遅延等化部１Ａを設けることで、復調前に入力信号の群遅延特性を補償することができるようになっている（請求項８）。
次に、図２も本発明の原理ブロック図で、この図２に示す自動遅延等化器において、１Ａは傾斜形遅延等化部、２Ｂは制御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）４，５である。
【００１９】
ここで、傾斜形遅延等化部１Ａは、図１に示したものと同様のものであり、制御部２Ｂは、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定し、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信号Ｑから誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の一方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得るとともに、他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定し、この他方の信号Ｑに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の他方の信号Ｑの動く方向との相関に基づいて第２相関信号を得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を生成して出力するものである。
【００２０】
上述のごとく構成された本発明の自動遅延等化器では、制御部２Ｂにおいて、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向が判定され、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから誤差情報が検出され、この誤差情報と一方の信号Ｉの動く方向との相関に基づいて第１相関信号が得られる。
【００２１】
また、これとともに、上記の他方の信号Ｑの動く方向が判定され、この他方の信号Ｑに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情報が検出され、この誤差情報と他方の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信号が得られる。
そして、これらの第１相関信号及び第２相関信号から上記の傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号が生成されて傾斜形遅延等化部１Ａへ出力される。つまり、上記の制御部２Ｂは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの両方について、信号の値の変化の方向と誤差情報とを検出し、それぞれの相関関係に基づいて上記の制御信号を生成するのである（以上、請求項９）。
【００２２】
なお、この場合も、上記の傾斜形遅延等化部１Ａは、周波数領域において傾斜遅延特性を有し、入力信号の群遅延特性をこの傾斜遅延特性に応じて補償するように構成すれば、周波数領域において入力信号の群遅延特性を自己のもつ傾斜遅延特性に応じて補償することができる（請求項１０）。
【００２３】
ところで、上記の制御部２Ｂは、図２に示すように、第１信号方向判定部２１−１，第１誤差情報検出部２２−１，第１相関演算部２３−１，第２信号方向判定部２１−２，第２誤差情報検出部２２−２，第２相関演算部２３−２及び制御信号生成部２４をそなえて構成するのがよい。
ここで、第１信号方向判定部２１−１は、ディジタル復調信号うちの一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定するものであり、第１誤差情報検出部２２−１は、この一方の信号に対し直交するディジタル復調信号うちの他方の信号Ｑから誤差情報を検出するものであり、第１相関演算部２３−１は、第１誤差情報検出部２２−１で得られた誤差情報と第１信号方向判定部２１−１で得られた一方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づき第１相関信号を出力するものである。
【００２４】
さらに、第２信号方向判定部２１−２は、上述の他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定するものであり、第２誤差情報検出部２２−２は、上述の一方の信号Ｉから誤差情報を検出するものであり、第２相関演算部２３−２は、第２誤差情報検出部２２−２で得られた誤差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき第２相関信号を出力するものである。
【００２５】
そして、制御信号生成部２４は、第１相関演算部２３−１からの第１相関信号及び第２相関演算部２３−２からの第２相関信号から傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を生成するものである。
上述のごとく構成された制御部２Ｂでは、第１信号方向判定部２１−１においてディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向が判定され、第１誤差情報検出部２２−１においてこの一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから誤差情報が検出され、第１相関演算部２３−１において、このように第１誤差情報検出部２２−１で得られた誤差情報と第１信号方向判定部２１−１で得られた一方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づき第１相関信号が得られる。
【００２６】
また、これとともに、第２信号方向判定部２１−２において上記の他方の信号Ｑの値の変化の方向が判定され、第２誤差情報検出部２２−２においてこの他方の信号Ｑに直交する一方の信号Ｉから誤差情報が検出され、第２相関演算部２３−２において、このように第２誤差情報検出部２２−２で得られた誤差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき第２相関信号が得られる。
【００２７】
そして、これらの第１相関信号及び第２相関信号から制御信号生成部２４によって傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号が生成され、これが傾斜形遅延等化部１Ａへ出力されることにより、入力信号の群遅延特性が所要の傾斜遅延特性に応じて補償される（以上、請求項１１）。
なお、上記の第１信号方向判定部２１−１は、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサンプリングして、この一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定すべく構成され、第２信号方向判定部２１−２は、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサンプリングして、この他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定すべく構成してもよい。
【００２８】
これにより、第１信号方向判定部２１−１では、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサンプリングすることにより、上記の一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定することができ、第２信号方向判定部２１−２では、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサンプリングすることにより、上記の他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定することができる（請求項１２，１３）。
【００２９】
なお、上述の第１誤差情報検出部２２−１及び第２誤差情報検出部２２−２については、それぞれ第１誤差情報検出部２２−１を一方の信号Ｉの誤差ビットから誤差情報を検出するように構成するとともに、第２誤差情報検出部２２−２を他方の信号Ｑの誤差ビットから誤差情報を検出するように構成してもよい。これにより、各誤差情報検出部２２−１及び２２−２では、各信号Ｉ，Ｑの誤差ビットから誤差情報をそれぞれ簡易に検出することができる（請求項１４）。
【００３０】
また、第１誤差情報検出部２２−１及び第２誤差情報検出部２２−２については、第１誤差情報検出部２２−１を、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑと、この他方の信号Ｑを更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号ＱTRE との差を演算する第１差演算部として構成するともに、第２誤差情報検出部２２−２を、一方の信号Ｉと、この一方の信号Ｉを更にトランスバーサル等化器４で処理した等化後信号ＩTRE との差を演算する第２差演算部として構成してもよい。
【００３１】
これにより、各誤差情報検出部２２−１及び２２−２では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑとこれらの信号Ｉ，Ｑをそれぞれ更にトランスバーサル等化器５で処理した等化後信号ＱTRE との差を演算することで、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑについての各誤差情報が、それぞれトランスバーサル等化器４，５で等化処理を施された等化後信号ＩTRE ，ＱTRE を用いて検出することができる（以上、請求項１５）。
【００３２】
ところで、本自動遅延等化器は、この場合も、傾斜形遅延等化部１Ａを、図２に示すように、復調器３の前段に設けることで、復調前に入力信号の群遅延特性を補償することができるようになっている（請求項１６）。
【００３３】
次に、図３も本発明の原理ブロック図で、この図３に示す自動遅延・振幅等化器において、１Ａは傾斜形遅延等化部、１Ｂは傾斜形振幅等化部、２Ｃは制御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）である。
ここで、傾斜形遅延等化部１Ａも、上記の入力信号の群遅延特性を所要の傾斜遅延特性に応じて補償するものであり、傾斜形振幅等化部１Ｂは、上記の入力信号の周波数−振幅特性を所要の傾斜振幅特性に応じて補償するものである。
【００３４】
また、制御部２Ｃは、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するとともに、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号をそれぞれ出力するものである。
【００３５】
上述のごとく構成された本発明の自動遅延・振幅等化器では、上記の各等化部１Ａ，１Ｂに対して共通の制御部２Ｃにおいて、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が判定されるとともに、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が検出される。
【００３６】
そして、この誤差情報と一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき、傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号が傾斜形遅延等化部１Ａへ出力されるとともに、傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号が傾斜形振幅等化部１Ｂへ出力される。これにより、各等化部１Ａ，１Ｂによって、入力信号の群遅延特性と周波数−振幅特性との両方が補償される（請求項１７）。
【００３７】
なお、上記の傾斜形遅延等化部１Ａは、周波数領域において傾斜遅延特性を有し、上記の入力信号の群遅延特性をその傾斜遅延特性に応じて補償するように構成し、傾斜形振幅等化部１Ｂは、周波数領域において傾斜振幅特性を有し、上記の入力信号の周波数−振幅特性をその傾斜振幅特性に応じて補償するように構成するのがよい。これにより、各等化部１Ａ，１Ｂでは、入力信号の群遅延特性，周波数−振幅特性をそれぞれの傾斜遅延特性，傾斜振幅特性に応じて補償することができる（請求項１８）。
【００３８】
また、上記の制御部２Ｃは、例えば図３に示すように、信号方向判定部２１，誤差情報検出部２２及び相関演算部２３′とをそなえて構成するのがよい。ここで、信号方向判定部２１は、上記のディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するものであり、誤差情報検出部２２は、この一方の信号Ｉ（又は、Ｉ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報を検出するものである。
【００３９】
そして、相関演算部２３′は、上記の誤差情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定部２１で得られた一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号をそれぞれ出力するものである。
【００４０】
上述のごとく構成された制御部２Ｃでは、信号方向判定部２１によってディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向が判定され、誤差情報検出部２２によって上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）に対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）から誤差情報が検出される。
【００４１】
そして、相関演算部２３′は、このように誤差情報検出部２２で得られた誤差情報と信号方向判定部２１で得られた上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向との相関に基づき傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号を生成してそれぞれ傾斜形遅延等化部１Ａ，傾斜形振幅等化部１Ｂへ出力する（以上、請求項１９）。
【００４２】
なお、上記の信号方向判定部２１も、データクロック周期、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）をサンプリングして、この一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を判定するように構成すれば、上記一方の信号Ｉ（又は、Ｑ）の値の変化の方向を簡易に判定することができる（請求項２０，２１）。
【００４３】
一方、上述の誤差情報検出部２２も、上記の他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットから誤差情報を検出するように構成すれば、他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差ビットのみから誤差情報を検出することができ（請求項２３）、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）と、この他方の信号Ｑ（又は、Ｉ）を更にトランスバーサル等化器５で処理した等化後信号ＱTRE （又は、ＩTRE ）との差を演算する差演算部として構成すれば、より正確に、上記の誤差情報を検出することができる（請求項２３）。
【００４４】
ところで、本自動遅延等化器は、傾斜形遅延等化部１Ａ及び傾斜形振幅等化部１Ｂを、図３に示すように、それぞれ復調器３の前段に設けることで、復調前に入力信号の群遅延特性と周波数−振幅特性とを補償することができるようになっている（請求項２４）。
次に、図４も本発明の原理ブロック図で、この図４に示す自動遅延・振幅等化器においても、１Ａは傾斜形遅延等化部、１Ｂは傾斜形振幅等化部、２Ｄは制御部、３は復調器、４，５はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）である。
【００４５】
ここで、傾斜形遅延等化部１Ａ及び傾斜形振幅等化部１Ｂは、それぞれ、図３により上述したものと同様のものであり、制御部２Ｄは、上記の入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定し、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの他方の信号Ｑから誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の一方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づいて第１相関信号を得るとともに、他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定し、この他方の信号Ｑに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情報を検出し、この誤差情報と上述の他方の信号Ｑの動く方向との相関に基づいて第２相関信号を得、更に上記の第１相関信号及び第２相関信号から傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生成して出力するものである。
【００４６】
上述のごとく構成された本発明の自動遅延・振幅等化器では、制御部２Ｄにおいて、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向が判定され、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから誤差情報が検出され、この誤差情報と一方の信号Ｉの動く方向との相関に基づいて第１相関信号が得られる。
【００４７】
また、これとともに、上記の他方の信号Ｑの動く方向が判定され、この他方の信号Ｑに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから誤差情報が検出され、この誤差情報と他方の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づいて第２相関信号が得られる。
そして、これらの第１相関信号及び第２相関信号から上記の傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号と傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号とが生成されて、それぞれ、傾斜形遅延等化部１Ａ及び傾斜形振幅等化部１Ｂへ出力される。つまり、上記の制御部２Ｄは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの両方について、信号の値の変化の方向と誤差情報とを検出し、それぞれの相関関係に基づいて上記の各制御信号を生成するのである（以上、請求項２５）。
【００４８】
ここで、この場合も、上記の傾斜形遅延等化部１Ａを、周波数領域において傾斜遅延特性を有し、入力信号の群遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償するように構成するとともに、傾斜形振幅等化部１Ｂを、周波数領域において傾斜振幅特性を有し、入力信号の周波数−振幅特性を傾斜振幅特性に応じて補償するように構成すれば、各等化部１Ａ，１Ｂでは、入力信号の群遅延特性，周波数−振幅特性をそれぞれの傾斜遅延特性，傾斜振幅特性に応じて補償することができる（請求項２６）。
【００４９】
ところで、上記の制御部２Ｄも、図４に示すように、第１信号方向判定部２１−１，第１誤差情報検出部２２−１，第１相関演算部２３−１，第２信号方向判定部２１−２，第２誤差情報検出部２２−２，第２相関演算部２３−２及び制御信号生成部２４′をそなえて構成するのがよい。
ここで、第１信号方向判定部２１−１は、ディジタル復調信号うちの一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定するものであり、第１誤差情報検出部２２−１は、この一方の信号に対し直交するディジタル復調信号うちの他方の信号Ｑから誤差情報を検出するものであり、第１相関演算部２３−１は、第１誤差情報検出部２２−１で得られた誤差情報と第１信号方向判定部２１−１で得られた一方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づき第１相関信号を出力するものである。
【００５０】
さらに、第２信号方向判定部２１−２は、上述の他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定するものであり、第２誤差情報検出部２２−２は、上述の一方の信号Ｉから誤差情報を検出するものであり、第２相関演算部２３−２は、第２誤差情報検出部２２−２で得られた誤差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき第２相関信号を出力するものである。
【００５１】
そして、制御信号生成部２４′は、第１相関演算部２３−１からの第１相関信号及び第２相関演算部２３−２からの第２相関信号から傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号を生成するものである。
上述のごとく構成された制御部２Ｄでは、第１信号方向判定部２１−１においてディジタル復調信号Ｉ，Ｑうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向が判定され、第１誤差情報検出部２２−１においてこの一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから誤差情報が検出され、第１相関演算部２３−１において、このように第１誤差情報検出部２２−１で得られた誤差情報と第１信号方向判定部２１−１で得られた一方の信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づき第１相関信号が得られる。
【００５２】
また、これとともに、第２信号方向判定部２１−２において上記の他方の信号Ｑの値の変化の方向が判定され、第２誤差情報検出部２２−２においてこの他方の信号Ｑに直交する一方の信号Ｉから誤差情報が検出され、第２相関演算部２３−２において、このように第２誤差情報検出部２２−２で得られた誤差情報と第２信号方向判定部２１−２で得られた他方の信号Ｑの値の変化の方向との相関に基づき第２相関信号が得られる。
【００５３】
そして、これらの第１相関信号及び第２相関信号から制御信号生成部２４′において傾斜形遅延等化部１Ａ用の制御信号及び傾斜形振幅等化部１Ｂ用の制御信号が生成され、これらの各制御信号がそれぞれ対応する等化部１Ａ，１Ｂへ出力されることにより、入力信号の群遅延特性と周波数−振幅特性とがそれぞれ所要の傾斜遅延特性，傾斜形振幅特性に応じて補償される（以上、請求項２７）。
【００５４】
なお、上記の第１信号方向判定部２１−１も、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサンプリングして、この一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定すべく構成され、第２信号方向判定部２１−２は、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサンプリングして、この他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定すべく構成してもよい。
【００５５】
これにより、第１信号方向判定部２１−１では、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で一方の信号Ｉをサンプリングすることで、上記の一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定することができ、第２信号方向判定部２１−２では、データクロック周期で、もしくはデータクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で他方の信号Ｑをサンプリングすることにより、上記の他方の信号Ｑの値の変化の方向を判定することができる（請求項２８，２９）。
【００５６】
なお、上述の第１誤差情報検出部２２−１及び第２誤差情報検出部２２−２については、それぞれ第１誤差情報検出部２２−１を一方の信号Ｉの誤差ビットから誤差情報を検出するように構成するとともに、第２誤差情報検出部２２−２を他方の信号Ｑの誤差ビットから誤差情報を検出するように構成してもよい。これにより、各誤差情報検出部２２−１及び２２−２では、各信号Ｉ，Ｑの誤差ビットから誤差情報をそれぞれ簡易に検出することができる（請求項３０）。
【００５７】
また、第１誤差情報検出部２２−１及び第２誤差情報検出部２２−２については、第１誤差情報検出部２２−１を、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑと、この他方の信号Ｑを更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号ＱTRE との差を演算する第１差演算部として構成するともに、第２誤差情報検出部２２−２を、一方の信号Ｉと、この一方の信号Ｉを更にトランスバーサル等化器４で処理した等化後信号ＩTRE との差を演算する第２差演算部として構成してもよい。
【００５８】
これにより、各誤差情報検出部２２−１及び２２−２では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑとこれらの信号Ｉ，Ｑをそれぞれ更にトランスバーサル等化器５で処理した等化後信号ＱTRE との差を演算することで、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑについての各誤差情報が、それぞれトランスバーサル等化器４，５で等化処理を施された等化後信号ＩTRE ，ＱTRE を用いて検出することができる（以上、請求項３１）。
【００５９】
ところで、本自動遅延・振幅等化器も、傾斜形遅延等化部１Ａを、図４に示すように、復調器３の前段に設けることで、復調前に入力信号の群遅延特性を補償することができるようになっている（請求項３２）。
【００６０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（Ａ）自動遅延等化器の第１実施形態の説明
図５は本発明の自動遅延等化器の第１実施形態を示すブロック図で、この図５において、９はアンテナ、１０は受信部、１１Ａは１次傾斜遅延補償部、１２は自動利得制御部（ＡＧＣ）、１３は復調器、１４Ａは制御部、１５，１６はそれぞれトランスバーサル等化器（ＴＲＥ）である。
【００６１】
ここで、受信部１０は、アンテナ９で受信したＲＦ（高周波）信号をＩＦ（中間周波）信号に周波数変換（ダウンコンバート）して１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力するものであり、１次傾斜遅延補償部（傾斜形遅延等化部）１１Ａは、周波数領域において傾斜遅延特性を有しており、受信部１０からのＩＦ信号（入力信号）の遅延特性を、この傾斜遅延特性に応じて補償するもので、本実施形態では、復調器１３の前段、つまりＩＦ信号が入出力となる位置に設けられている。
【００６２】
また、自動利得制御部１２は、この１次傾斜遅延補償部１１Ａからの出力信号の利得を一定に制御して復調器１３へ出力するものであり、復調器１３は、この自動利得制御部１２を通じて出力される１次傾斜遅延補償部１１Ａからの信号を直交する２種のベースバンド信号に復調し、さらにＡ／Ｄ変換することでディジタル化してディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００６３】
このため、本実施形態の復調器１３は、例えば図１８に示すように、ハイブリッド（Ｈ）１３１，１３４，位相検波器１３２，１３３，局部発振器１３５，帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ：ＢＰＦ）１３６，１３７及びＡ／Ｄ変換器１３８，１３９をそなえて構成されている。
【００６４】
ここで、各ハイブリッド１３１，１３４は、それぞれ入力された信号を２分波するものであり、各位相検波部１３２，１３３は、それぞれ後述する局部発振器１３５からの搬送波再生信号に応じて、ハイブリッド１３１からの各ＩＦ信号に対して直交検波を施すことにより互いに直交する復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑを得るものであり、局部発振器１３５は、搬送波に位相同期した搬送波再生信号を生成するものである。
【００６５】
また、各帯域通過フィルタ１３６，１３７は、それぞれ位相検波器１３２，１３３で得られた復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑをろ波して雑音成分などを除去し、所要の周波数帯域の信号成分のみを通過させるものであり、各Ａ／Ｄ変換器１３８，１３９は、それぞれ各帯域通過フィルタ１３６，１３７からの復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑのそれぞれに対してＡ／Ｄ変換を施すことによって、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得るものである。
【００６６】
これにより、この復調器１３では、自動利得制御部１２（図７参照）からのＩＦ信号が、ハイブリッド１３１で２分波され、それぞれが位相検波部１３２，１３３へ出力される。このとき、局部発振器１３５では、搬送波に位相同期した搬送波再生信号が生成されており、この搬送波再生信号は、ハイブリッド１３４で位相がπ／２だけ異なる２波に分波され、それぞれが位相検波部１３２，１３３へ出力される。
【００６７】
この結果、位相検波部１３２，１３３では、互いに直交する復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑが得られ、この復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑをそれぞれ帯域通過フィルタ１３６，１３７を介して各Ａ／Ｄコンバータ１３８，１３９に入力してＡ／Ｄ変換すれば、位相が互いに９０°異なる（直交する）ディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られる。
【００６８】
さらに、制御部１４Ａは、復調器１３を通じて得られるＩＦ信号についてのディジタル復調信号Ｉ，ＱからＩＦ信号の線形（１次傾斜）歪み〔遅延特性（遅延量τ）〕を検出し、その情報を１次傾斜遅延補償部１１Ａが有する（１次）傾斜遅延特性を制御するための制御信号として出力するものであり、各トランスバーサル等化器１５，１６は、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑをそれぞれ時間領域で等化するものである。
【００６９】
上述のごとく構成された図５に示す自動遅延等化器では、アンテナ９で受信したＲＦ信号が、受信部１０でＩＦ信号にダウンコンバートされ、復調器１３で直交検波されることによりベースバンド帯のディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られる。
そして、制御部１４Ａでは、これらのディジタル復調信号Ｉ，Ｑとディジタル復調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６で等化処理を施した等化後信号ＱTRE とを用いてＩＦ信号の１次傾斜歪み（遅延量τ）を検出し、その検出結果に応じて、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号を１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力する。１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、この制御信号に応じて後述するように自己の有する１次傾斜遅延特性が制御されることにより、ＩＦ信号の１次傾斜（遅延）歪みを補償する。
【００７０】
ところで、上記の遅延量τは、伝送路の位相特性の周波数微分（τ＝ｄθ／ｄω）で与えられる。通常、線形歪みの無い理想の伝送路では、図６に示すように、位相θは周波数ｆに対し直線状（位相周波数特性が直線状）になるので、図７に示すように、τ＝ｄθ／ｄω＝一定となり遅延歪みの発生は無い。
しかし、現実には、上記の位相周波数特性は直線状にはならず、遅延量τ＝ｄθ／ｄωは周波数ｆに応じて変動するため、遅延歪みが発生する。
【００７１】
例えば、図６中に破線１７で示すように、位相周波数特性が周波数ｆの増大に伴って＋Δθだけ上方へずれると、図８中に破線１９で示すように遅延量τが周波数ｆに応じて変動し右上がり（正傾斜）の遅延歪みが発生することになる。一方、図６中に一点鎖線１８で示すように、位相周波数特性が周波数ｆの増大に伴って−Δθだけ下方へずれると、図８中に一点鎖線２０で示すように遅延量τが周波数ｆに応じて変動し右下がり（負傾斜）の遅延歪みが発生することになる。
【００７２】
以下、この遅延歪み（遅延特性）を検出する原理について、図９〜図１７を用いて詳述する。
図９は信号伝送系の概念を示すブロック図で、この図９において、３１は変調部、３２は１次傾斜歪（遅延歪）伝送路、３３は復調部、ωB は信号（ベースバンド）周波数、ωC は搬送（キャリア）周波数、Ａ（ω）は変調信号，Ｂ（ω）は１次傾斜歪伝送路３２で１次傾斜歪みとして遅延歪みを受けた変調信号、Ｃ（ω）は復調信号である。
【００７３】
そして、この図９において、例えば、送信信号をｃｏｓωB ｔとして、このｃｏｓωB ｔを変調搬送波exp(j ωC t)を用いて変調部３１で変調すると、その変調信号Ａ（ω）は、次のように表される。
Ａ（ω) ＝cos ωB t ×exp(j ωC t)  ・・（１）
ここで、オイラーの公式より、
cos θ＝〔exp(ｊθ) ＋exp(-jθ）〕/2
であるから、変調信号Ａ（ω）は、
0003676576.tif 000002
となる。この式（２）は、図１０に示すように変調信号Ａ（ω）の中に２つの周波数成分（ωC + ωB ），（ωC - ωB ）が存在していることを表している。これらの周波数成分（ωC + ωB ），（ωC - ωB ）を位相面でベクトル表現すると、図１１に示すようになり、各ベクトル（ωC + ωB ），（ωC - ωB ）は、それぞれ、時間ｔとともにそれぞれ左回り（＋θ方向），右回り（−θ方向）へ回転する。
【００７４】
ここで、例えば、上記の変調信号Ａ（ω）が伝送路３２の遅延特性の影響を受けて正傾斜の遅延歪み（θ1 ＝＋Δθの位相ずれ）が発生した場合を考える。この場合、遅延歪みを受けた信号Ｂ（ω）は、次式（３）のように表される。
0003676576.tif 000003
この式（３）を図１１と同様にベクトル表現すると、図１２に示すようになる。そして、次にこの信号Ｂ（ω）を復調部３３で直交復調することを考える。この場合、復調信号Ｃ（ω）はＣ（ω）＝Ｂ（ω）／exp(j ωC t)で得られるので、次式（４）に示すようになる。
【００７５】
0003676576.tif 000004
従って、直交復調すると、
Ｉ軸成分：Ｉ＝〔cos(ωB t ＋θ1)＋cos ωB t 〕／２・・（５）
Ｑ軸成分：Ｑ＝〔sin(ωB t ＋θ1)−jsinωB t 〕／２・・（６）
となる。ここで、θ1 ＝０のとき、つまり、遅延歪みが無い（遅延歪みの傾斜が零傾斜である）とき、これらの式（５），（６）より、Ｉ＝cos ωB t ，Ｑ＝０となり、送信信号そのものが復調されることが分かる。
【００７６】
これに対し、上記のようにθ1 ＝＋Δθ≠０の場合は、例えば図１３に示すように、Ｑ軸（負方向）に直交干渉成分が発生する。そして、同じ歪み環境下で時間ｔが経過し、上記の各周波数成分のベクトルが、例えば図１４に示すように回転すると、今度は、Ｑ軸の正方向に直交干渉成分が発生する。
つまり、伝送路３２に正傾斜の遅延特性がある状態で、信号点（信号の値）が下方向（Ｉ軸の負方向：↓）へ移動（変化）する場合はＱ軸の正方向に直交干渉成分が発生し、信号点が上方向（Ｉ軸の正方向：↑）へ移動する場合はＱ軸の負方向に直交干渉成分が発生するのである。
【００７７】
一方、上述とは逆に、例えば図１５に示すように、変調信号Ａ（ω）が伝送路３２の遅延特性の影響を受けて負傾斜の遅延歪み（θ1 ＝−Δθ≠０の位相ずれ）が発生した場合は、図１６に示すようにＱ軸（正方向）に直交干渉成分が発生する。そして、同じ歪み環境下で時間ｔが経過し、上記の各周波数成分のベクトルが、例えば図１７に示すように回転すると、今度は、Ｑ軸の負方向に直交干渉成分が発生する。
【００７８】
つまり、伝送路３２に負傾斜の遅延特性がある状態で、信号点（信号の値）が下方向（Ｉ軸の負方向：↓）へ移動（変化）する場合はＱ軸の負方向に直交干渉成分が発生し、信号点が上方向（Ｉ軸の正方向：↑）へ移動する場合はＱ軸の正方向に直交干渉成分が発生するのである。
従って、上記の正方向，負方向の直交干渉成分を復調部３３での直交復調時の誤差電圧（誤差情報）±Ｅと考えると、次表１に示すように、ディジタル復調信号Ｉ（Ｑでもよい）の値の変化の方向を判定し、そのときのディジタル復調信号Ｑ（Ｉでもよい）についての誤差電圧±Ｅを検出すれば、これらの相関に基づいて、入力信号の１次傾斜歪み（遅延歪み）の正傾斜，負傾斜などの傾斜情報を検出することができる。
【００７９】
【表１】
0003676576.tif 000005
【００８０】
このため、本実施形態の制御部１４Ａは、図５に示すように、上昇／下降識別部１４１，回転方向識別部１４２及び積分器１４３をそなえて構成されており、上昇／下降識別部（信号方向判定部）１４１は、復調器１３を通じて得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉ（以下、この信号をディジタルＩチャネル信号Ｉということがある）の動く方向、即ち、ディジタル復調信号Ｉの値が前述したようにＩ軸上で上方向（↑），下方向（↓）のどちらに移動（変化）しているかを判定するものである。
【００８１】
また、回転方向識別部（誤差情報検出部，相関演算部）１４２は、同じく復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｑ（以下、この信号をディジタルＱチャネル信号Ｑということがある）と、このディジタル復調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６（図５参照）で等化した後の等化後信号ＱTRE とから、ディジタル復調信号Ｉに対する誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出し、この誤差電圧±Ｅと上昇／下降識別部１４１で得られた信号Ｉの動く方向との相関（表１参照）に基づいて、受信信号の遅延歪み（正／負傾斜形歪み）を検出するものである。
【００８２】
さらに、積分器１４３は、回転方向識別部１４２で得られた遅延歪みの検出信号を積分することにより、この信号に含まれる雑音成分などを除去して、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号として出力するものである。
これにより、この制御部１４Ａでは、上昇／下降識別部１４１においてディジタル復調信号Ｉの動く方向（信号の値の変化の方向）が判定され、回転方向識別部１４２においてディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±Ｅが検出され、これらのディジタル復調信号Ｉの動く方向と、ディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±ＥとからＩＦ信号の遅延歪みの傾斜情報が検出される。
【００８３】
次に、これらの上昇／下降識別部１４１及び回転方向識別部１４２についてさらに詳述する。
まず、本実施形態の上昇／下降識別部１４１は、例えば図１９に示すように、上昇／下降識別部１４１は、レジスタ（ＲＥＧ）１４１−１，１４１−２，コンパレータ（Ｃ）１４１−３，１４１−４，出力反転型のＥＸ−ＮＯＲゲート（Exclusive NOR 素子：排他的否定論理和演算素子）１４１−６，ＡＮＤゲート１４１−７及びフリップフロップ回路１４１−８をそなえて構成されている。
【００８４】
ここで、レジスタ１４１−１は、復調器１３からのディジタル復調信号Ｉを所要時間だけ遅延するものであり、レジスタ１４１−２は、このレジスタ１４１−１で遅延されたディジタル復調信号Ｉを、さらにレジスタ１４１−１による遅延時間と同じ時間だけ遅延するのであり、これらの各レジスタ１４１−１，１４１−２によって、ディジタル復調信号ＩのデータＩB0，ＩB1，ＩB2が時系列にサンプリングされるようになっている。
【００８５】
また、コンパレータ１４１−３は、レジスタ１４１−１による遅延前のデータＩB0と遅延後のデータＩB1とを比較するものであり、コンパレータ１４１−４は、レジスタ１４１−２による遅延前のデータＩB1と遅延後のデータＩB2とを比較するものである。
さらに、出力反転型のＥＸ−ＮＯＲゲート１４１−６は、各コンパレータ１４１−３，１４１−４での比較結果に対して排他的否定論理和演算を施して反転出力すものであり、ＡＮＤゲート（論理積演算素子）１４１−７は、このＥＸ−ＮＯＲゲート１４１−６からの演算結果とデータクロック周期Ｔごとにハイレベル信号となるタイミングクロックとの論理積をとるものであり、フリップフロップ回路１４１−８は、コンパレータ１４１−４での比較結果と、ＡＮＤゲート１４１−７での演算結果とに基づき、入力されたディジタル復調信号Ｉの値の変化の方向に応じた信号を出力するものである。
【００８６】
このような構成により、この上昇／下降識別部１４１では、まず、レジスタ１４１−１，１４１−２によって、データクロック周期Ｔでディジタル復調信号ＩのデータＩB0，ＩB1，ＩB2が時系列にサンプリングされ、コンパレータ１４１−３によって、データＩB0とデータＩB1とが比較され、その比較結果が検出信号Ｃ１として出力される。なお、この検出信号Ｃ１には、ＩB0＞ＩB1，ＩB0＝ＩB1，ＩB0＜ＩB1という３つの場合が含まれる。
【００８７】
さらに、コンパレータ１４１−４では、レジスタ１４１−１からのデータＩB1とレジスタ１４１−２による遅延後のデータＩB2とが比較され、その比較結果が検出信号Ｃ２として出力される。なお、この場合も検出信号Ｃ２には、ＩB1＞ＩB2，ＩB1＝ＩB2，ＩB1＜ＩB2という３つの場合が含まれる。
そして、例えば、検出信号Ｃ１＝ＩB0＞ＩB1かつ検出信号Ｃ２＝ＩB1＞ＩB2である場合、即ち、新たに入力されたディジタル復調信号Ｉのデータほどその信号レベルが増大している場合は、ディジタル復調信号Ｉの動く方向が上向きと判別され、逆に、検出信号Ｃ１＝ＩB0＜ＩB2かつ検出信号Ｃ２＝ＩB1＜ＩB2である場合は、ディジタル復調信号Ｉの動く方向が下向きと判別される。
【００８８】
今、コンパレータ１４１−３での比較結果がＩB0＞ＩB1の場合にＣ１＝１、コンパレータ１４１−４での比較結果がＩB1＞ＩB2の場合にＣ２＝１と定義すれば、Ｃ１〜Ｃ３についての真理値表は、次表２に示すようになる。
【００８９】
【表２】
0003676576.tif 000006
【００９０】
つまり、この場合、上昇／下降識別部１４１からは、ディジタル復調信号Ｉの動く方向が上向きの場合は「１」，下向きの場合は「０」が出力される。なお、表２に示すように、検出信号Ｃ１，Ｃ２がともに「０」あるいは「１」である場合以外は、信号Ｉの動く方向がその時点では判定できないので、前時点での判定結果（１ｂｉｔ前の値）が保持された状態となる。
【００９１】
なお、この上昇／下降識別部１４１は、ディジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングするようになっているが、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でサンプリングして、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定するようにしてもよく、このようにすれば、例えば、４相ＰＳＫ(Phase Shift Keying)や多値ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) などの変調方式で変調を施された信号を復調して得られるディジタル復調信号Ｉに対しても、同様にして、この信号Ｉの動く方向を判定することができる。
【００９２】
従って、送信信号がどのような変調方式で変調を施されていても（ディジタル復調信号Ｑがどのような復調方式で復調された信号でも）、ディジタル復調信号Ｉの値の変化の方向を精度良く判定できるので、任意の変調方式に柔軟に対応することができ、本自動遅延等化器の柔軟性の向上に大いに寄与している。
一方、上記の回転方向識別部１４２は、例えば図２０に示すように、減算器（ＳＵＢ）１４２−１とデコーダ（ＤＥＣ）１４２−２とをそなえて構成されている。
【００９３】
ここで、減算器（誤差情報検出部）１４２−１は、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉに対し直交する他方の信号Ｑから、信号Ｉに対する直交干渉成分である誤差電圧±Ｅを検出するもので、この場合は、トランスバーサル等化器１６による等化前のディジタル復調信号Ｑと、等化後の等化後信号ＱTRE との差を演算することにより、誤差電圧±Ｅを検出する差演算部として構成されている。
【００９４】
また、デコーダ（相関演算部）１４２−２は、この減算器１４２−１で得られた誤差電圧±Ｅと、前述したように上昇／下降識別部１４１で得られた信号Ｉの動く方向との相関（表１参照）に基づいて、遅延歪みの傾斜情報を検出し、これに応じた信号を１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号として出力するものである。
【００９５】
これにより、この回転方向識別部１４２では、トランスバーサル等化器１６による等化前の信号Ｑと等化後信号ＱTRE との差が減算器１４２−１で演算されて信号Ｑの誤差電圧±Ｅが検出され、この信号Ｑの誤差電圧±Ｅと上昇／下降識別別部１４１で得られた信号Ｉの動く方向との相関に基づき、検出したＩＦ信号の遅延歪みの傾斜情報に応じた信号が１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号としてデコーダ１４２−２から出力される。
【００９６】
そして、この制御信号は、積分器１４３で積分されたのち１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力される。
なお、上述の誤差電圧±Ｅは、後述するように、トランスバーサル等化器１６で等化する前のディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出することもできるが、この場合、この等化前のディジタル復調信号Ｑにビット誤りなどの誤差が生じた場合に正確な誤差電圧Ｅのデータが得られなくなる可能性がある。
【００９７】
そこで、本実施形態では、上述のごとくトランスバーサル等化器１６で等化する前のディジタル信号Ｑのデータから等化後のディジタル信号ＱTRE のデータを減算することで、より正確に誤差電圧±Ｅのデータを検出できるようにしているのである。
なお、図２１は上述の制御部１４Ａを実用の回路で構成した場合の一例を示す回路図であるが、以下にその動作について簡単に述べる。即ち、この図２１において、ディジタルＩチャネル信号Ｉは、まず遅延器１４０を介して上昇／下降識別部１４１に出力され、上昇／下降識別部１４１でその信号の動く方向が判定される。一方、ディジタルＱチャネル信号Ｑは、トランスバーサル等化器１６で等化された等化後信号ＱTRE と減算器１４２−１において入力タイミングが同一になるように遅延器１４０で遅延される。
【００９８】
その後、この信号Ｑのデータと等化後信号ＱTRE との差が減算器１４２で演算されることにより、信号Ｑの誤差電圧Ｅが検出され、この信号Ｑの誤差電圧Ｅと上昇／下降識別部１４１で得られたディジタル信号Ｉの動く方向との相関が取られ、得られた信号、つまり１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号が積分器１４３を介して１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力される。
【００９９】
次に、図５に示す１次傾斜遅延補償部１１Ａについて詳述する。図２２は上記の１次傾斜遅延補償部１１Ａの構成例を示すブロック図で、この図２２に示すように、本実施形態の１次傾斜遅延補償部１１Ａは、図２３に示すようなそれぞれ異なる凸状の周波数通過（共振）特性を有する等化器（ＥＱＬ１，ＥＱＬ２）１１−１，１１−２がカスケード接続されるとともに、制御部１４Ａから供給される制御信号（制御電圧）を反転して等化器１１−１に供給する反転ゲート１１−３をそなえて構成されている。
【０１００】
そして、この１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、各等化器１１−１，１１−２の共振特性を合成したものが本補償部１１Ａの遅延特性となるが、ここでは、上記の制御信号に応じて、例えば図２４に模式的に示すように各等化器１１−１，１１−２がもつ上記共振特性の尖鋭度Ｑがそれぞれ変化することによって、信号帯域上で任意の傾斜形（正傾斜又は負傾斜の）遅延特性を作り出すことができるようになっている。
【０１０１】
このため、上記の等化器１１−１，１１−２は、それぞれ、例えば図２５に示すように、コイルＬ１，Ｌ２，コンデンサＣ１〜Ｃ５及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３を用いたＬＣＲ回路として構成されており、ここでは、制御部１４Ａからの上記制御信号に応じて抵抗可変型のＰＩＮダイオード１１−４及び１１−５の抵抗値が変化することによって上記の尖鋭度Ｑが変化するようになっている。
【０１０２】
上述のごとく構成された１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、制御部１４Ａからの制御信号（傾斜検出信号）に応じて等化器１１−１，１１−２の上記尖鋭度Ｑが変化することによって、制御部１４Ａで前述のごとく検出された傾斜形の遅延歪みを相殺しうる逆特性共振（遅延）特性が作り出され、これにより、入力信号の遅延歪み（遅延特性）が等化されて補償される。ただし、零傾斜の場合は各等化器１１−１，１１−２で同じ尖鋭度Ｑの共振特性が合成されることによって、本補償部１１Ａの共振特性はフラットになり入力信号の等化は行なわれない。
【０１０３】
つまり、上述した第１実施形態の自動遅延等化器（自動遅延等化方法）は、制御部１４Ａによる入力信号の遅延特性（遅延歪み）の傾斜情報（正傾斜，負傾斜）を検出する検出ステップと、この検出ステップで検出された入力信号の遅延特性の傾斜情報に基づいて入力信号の遅延特性を１次傾斜遅延補償部１１Ａによって補償する補償ステップとを有しているのである。
【０１０４】
従って、本第１実施形態の自動遅延等化器（自動遅延等化方法）によれば、実際の伝送路３２（図９参照）において変動する遅延歪み量をリアルタイムに検出して、その遅延歪みを自動的に等化・補償することができるので、伝送路３２の状態（遅延特性）に関わらず、常に、入力信号を精度良く復調することができ、信号の復調精度を大幅に向上することができる。
【０１０５】
また、上述した実施形態では、上昇／下降識別部１４１によりディジタル復調信号Ｉの動く方向を判別するとともに、回転方向識別部１４２によりディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±Ｅを検出し、これらの信号Ｉの動く方向と信号Ｑの誤差電圧±Ｅとの相関に基づき、入力信号の遅延歪みの傾斜情報を検出して、その検出信号を１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号として出力するので、遅延歪みの検出系（制御部１４Ａ）をディジタル回路で実現することができる。従って、本自動遅延等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償能力も大幅に向上する。
【０１０６】
さらに、上述した第１実施形態では、１次傾斜遅延補償部１１Ａにそれぞれ異なる（可変）共振特性をもった等化器１１−１，１１−２を設ける（カスケード接続する）ことで、任意の傾斜形特性を作り出して、入力信号の遅延特性をその傾斜遅延特性に応じて補償するので、簡素な構成で、本補償部１１Ａが実現されており、これにより、本自動遅延等化器のさらなる小型化に大いに寄与している。
【０１０７】
また、本第１実施形態の上昇／下降識別部１４１では、各レジスタ１４１−１，１４１−２（図１９参照）により信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングして、各コンパレータ１４１−３，１４１−４で各データＩB0，ＩB1，ＩB2を比較することにより、信号Ｉの動く方向を判定するので、この回路をディジタル回路を実現することができる。従って、その回路規模やコストを大幅に削減することができるとともに、より精度高く、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定することができる。
【０１０８】
さらに、この上昇／下降識別部１４１は、ディジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎでサンプリングすることによっても、この信号Ｉの動く方向を判定できるので、例えば、どのような変調方式（例えば、４相ＰＳＫなど）で変調を施された信号でも、そのディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定でき、これにより、本自動遅延等化器の汎用性も大幅に向上する。
【０１０９】
また、本第１実施形態では、１次傾斜遅延補償部１１Ａを復調器１３の前段に設けることで、復調器１３の前段（ＩＦ帯）において、ＩＦ信号の遅延歪みを補償しているので、復調器１３の後段（ベースバンド帯）で入力信号の復調後に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成で、１次傾斜遅延補償部１１Ａを実現することができており、これにより、本自動遅延等化器のさらなる小型化に大いに寄与している。
【０１１０】
なお、上述した第１実施形態では、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｉから判定し、誤差電圧（誤差情報）±Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出しているが、逆に、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑから判定し、誤差電圧±Ｅをディジタル復調信号Ｉから検出するようにしても、同様に、入力信号の遅延歪みの傾斜を検出することができる。
【０１１１】
（Ａ′）自動遅延等化器の第１実施形態の変形例の説明
図２６は上述した第１実施形態の自動遅延等化器の変形例を示すブロック図であるが、この図２６に示す自動遅延等化器も、それぞれ図５に示すものと同様のアンテナ９，受信部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動利得制御部（ＡＧＣ）１２及び復調器１３をそなえるほか、制御部１４Ｂをそなえて構成されている。
【０１１２】
ここで、制御部１４Ｂは、復調器１３を通じて得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑのみから入力信号の遅延歪みを検出して〔第１実施形態では、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ及び等化後信号ＱTRE （ＩTRE ）から検出していた〕、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号を生成して出力するもので、図２６に示すように、上昇／下降識別部１４５，誤差ビット検出部１４６，デコーダ（ＤＥＣ）１４７及び積分器１４８をそなえて構成されている。
【０１１３】
そして、上昇／下降識別部１４５は、第１実施形態にて上述した上昇／下降識別部１４１（図１９参照）と同様の構成を有し、復調器１３で得られたディジタル信号Ｉ，Ｑのうち一方の信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングして比較することにより、この信号Ｉの動く方向を判定するものであり、誤差ビット検出部（誤差情報検出部）１４６は、ディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから、信号Ｉに対する直交干渉成分である誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出するものである。
【０１１４】
また、デコーダ１４７は、上昇／下降識別部１４５で得られた判定結果と誤差ビット検出部１４６で得られた誤差情報±Ｅとの相関に基づいて１次傾斜遅延補償部１１Ａが有する傾斜遅延特性を制御する制御信号を生成するものであり、積分器１４８は、このデコーダ１４７で得られた制御信号を積分することにより平均化して、この制御信号に含まれる雑音成分などを除去してから１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力するものである。
【０１１５】
なお、この場合も、上昇／下降識別部１４５は、第１実施形態と同様に、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリングして、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定するようにしてもよい。
上述のごとく構成された制御部１４Ｂでは、上昇／下降識別部１４５によりディジタル復調信号Ｉの動く方向が判定され、誤差ビット検出部１４６によりディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから誤差情報±Ｅが検出され、これらの信号Ｉの動く方向と信号Ｑによる誤差情報±Ｅとの相関から、入力信号の遅延歪みの傾斜情報（正傾斜，負傾斜）が検出される。
【０１１６】
つまり、本変形例における自動遅延等化器では、ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅを、第１実施形態にて前述したように復調器１３で得られたディジタル信号Ｑとこのディジタル信号Ｑをトランスバーサル等化器１６で等化した等化後信号ＱTRE との差を演算することにより検出するのではなく、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出するのである。
【０１１７】
そして、この検出信号は、デコーダ１４７で遅延歪みの傾斜情報に応じた信号に変換されることにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号が生成されて、積分器１４８を通じて１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力される。これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、図２２〜図２５により前述したように、上記の制御信号に応じて各等化器１１−１，１１−２の特性（尖鋭度Ｑ）が変化して、遅延歪みの傾斜とは逆特性の傾斜をもった傾斜形遅延特性を有するようになり、この結果、入力信号の遅延歪みが等化されて補償される。
【０１１８】
以上のように、本第１実施形態の変形例における自動遅延等化器によれば、ディジタル信号Ｑの誤差情報±Ｅを、誤差ビット検出部１４６によってディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出できるので、第１実施形態にて前述した自動遅延等化器と同様の作用効果が得られるほか、その回路規模やコストをさらに低減することができている。
【０１１９】
なお、本変形例でも、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｉから判定し、誤差情報±Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出しているが、逆に、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑから判定し、誤差情報±Ｅをディジタル復調信号Ｉから検出するようにしてもよい。
【０１２０】
（Ｂ）自動遅延等化器の第２実施形態の説明
図２７は本発明の自動遅延等化器の第２実施形態を示すブロック図であるが、この図２７に示す等化器は、図５により前述したものとそれぞれ同様のアンテナ９，受信部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動利得制御部（ＡＧＣ）１２，復調器１３及びトランスバーサル等化器１５，１６をそなえるほか、制御部１４Ｃをそなえて構成されている。なお、この場合も、１次傾斜遅延補償部１１Ａは復調器１３の前段に設けられている。
【０１２１】
ここで、制御部１４Ｃは、第１実施形態にて前述した制御部１４Ａと同様に、復調器１３を通じて得られるＩＦ信号（入力信号）についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑと各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをさらにトランスバーサル等化器１５，１６で処理した各等化後信号ＩTRE ，ＱTRE からＩＦ信号の遅延歪みの特性（傾斜情報）を検出して、１次傾斜遅延補償部１１用の制御信号を出力するものであるが、この場合は、信号の動く方向と誤差電圧（誤差情報）±Ｅとを各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのそれぞれから検出するようになっている。
【０１２２】
即ち、この制御部１４Ｃは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向（信号Ｉの値の変化の方向）を判定し、この信号Ｉに対し直交する他方のディジタル復調信号Ｑから誤差情報±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと一方の信号Ｉの動く方向との相関に基づいて、入力信号の遅延歪みの傾斜に応じた検出信号（第１相関信号）を得るとともに、他方の信号Ｑの動く方向を判定し、この信号Ｑに対し直交する信号Ｉから誤差情報±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと信号Ｑの動く方向との相関に基づいて、同様に遅延歪みの傾斜に応じた検出信号（第２相関信号）を得、さらに、これらの各検出信号から１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号を生成して出力するように構成される。
【０１２３】
このため、制御部１４Ｃは、図２７に示すように、図１９に示した上昇／下降識別部１４１，回転方向識別部１４２及び積分器１４３とそれぞれ同様の上昇／下降識別部１４１Ａ，１４１Ｂ，回転方向識別部１４２Ａ，１４２Ｂ及び積分器１４３Ａ，１４３Ｂをそなえるほか、ＯＲゲート（論理和演算素子）１４４をそなえて構成されている。
【０１２４】
ここで、上昇／下降識別部（第１信号方向判定部）１４１Ａは、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ａは、この信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成分となる誤差情報±Ｅを検出し、この信号Ｑによる誤差情報±Ｅと上昇／下降識別部１４１Ａで得られた信号Ｉの動く方向との相関に基づいて、第１相関信号を出力するものであり、積分器１４３Ａは、回転方向識別部１４２Ａで得られた第１相関信号を積分するものである。
【０１２５】
これに対し、上昇／下降識別部（第２信号方向判定部）１４１Ｂは、復調器１３を通じて得られたディジタル信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑの動く方向を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ｂは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから信号Ｑに対する直交干渉成分となる誤差情報±Ｅを検出し、この信号Ｉによる誤差情報±Ｅと上昇／下降識別部１４１Ｂで得られたディジタル復調信号Ｑの動く方向との相関から第２相関信号を出力するものであり、積分器１４３Ｂは、回転方向識別部１４２Ｂで得られた第２相関信号を積分するものである。
【０１２６】
そして、ＯＲゲート（制御信号生成部）１４４は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂの出力に対して論理和演算を施すことによって１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号を生成して出力するものである。
なお、各回転方向識別部１４２Ａ，１４２Ｂは、それぞれ図５に示す回転方向識別部１４２と同様のもので、図２０に示すように、減算器（ＳＵＢ）１４２Ａ−１，１４２Ｂ−１及びデコーダ（ＤＥＣ）１４２Ａ−２，１４２Ｂ−２を有して構成されている。
【０１２７】
このような構成により、この図２７に示す自動遅延等化器でも、１次傾斜遅延補償部１１Ａの傾斜遅延特性が制御部１４Ｃからの制御信号に応じて制御されることによって、ＩＦ信号の遅延歪みが等化・補償される。以下、この動作について詳述する。
まず、制御部１４Ｃでは、図５に示す制御部１４Ａと同様に、上昇／下降識別部１４１Ａにおいて、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングすることにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成分である誤差情報±Ｅが回転方向識別部１４２Ａで検出される。
【０１２８】
具体的に、この回転方向識別部１４２Ａでは、ディジタル復調信号Ｑとこのディジタル復調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６で等化した等化後信号ＱTRE との差が減算器１４２Ａ−１で演算されることによりディジタル復調信号Ｑによる誤差情報±Ｅが検出される。
そして、これらの信号Ｑによる誤差情報±Ｅと信号Ｉの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延歪みの傾斜情報が検出され、この傾斜情報に応じて、デコーダ１４２Ａ−２から第１相関信号が出力される。
【０１２９】
一方、このとき、信号方向判定部１４１Ｂでは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方のディジタル復調信号Ｑをデータクロック周期Ｔでサンプリングすることにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、このディジタル復調信号Ｑに対し直交するディジタル復調信号Ｉから信号Ｑに対する直交干渉成分である誤差情報±Ｅが回転方向識別部１４２Ｂで検出される。
【０１３０】
具体的に、この回転方向識別部１４２Ｂでは、ディジタル復調信号Ｉとこのディジタル復調信号Ｉをさらにトランスバーサル等化器１５で等化した等化後信号ＱTRE との差が減算器１４２Ｂ−１で演算されることによりディジタル復調信号Ｉによる誤差情報±Ｅが検出される。
そして、これらの信号Ｉによる誤差情報±Ｅと信号Ｑの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延歪みの傾斜情報が検出され、この遅延歪みの傾斜情報に応じて、デコーダ１４２Ｂ−２から第２相関信号が出力される。
【０１３１】
さらに、上述のごとく得られた各相関信号は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂでそれぞれ積分され、ＯＲゲート１４４で論理和演算が施されることにより、入力信号の遅延歪みの傾斜情報に応じた１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号が１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力される。
これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、この制御信号に応じて第１実施形態と同様にして、ＩＦ信号の遅延歪みが復調器１３の前段で補償される。
【０１３２】
以上のように、本第２実施形態の自動遅延等化器によれば、ＩＦ信号の遅延歪みの特性（傾斜情報）を、信号Ｉの動く方向と信号Ｑによる誤差情報±Ｅとの相関に基づいて検出するだけでなく、信号Ｑの動く方向と信号Ｉによる誤差情報±Ｅとの相関にも基づいて検出するので、第１実施形態の自動遅延等化器に比して、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させることができる。従って、第１実施形態にて前述した自動遅延等化器と同様の効果が得られるほか、本自動遅延等化器の性能をさらに大幅に向上させることができる。
【０１３３】
なお、本第２実施形態でも、上述した第１実施形態と同様に、あらゆる変調方式で変調された送信信号の復調にも対応できるよう、上昇／下降識別部１４１Ａでは、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリングし、上昇／下降識別部１４１Ｂでは、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサンプリングすることより、それぞれディジタル復調信号Ｉ，Ｑの動く方向を判定することもできる。
【０１３４】
（Ｂ′）自動遅延等化器の第２実施形態の変形例の説明
図２８は上述した第２実施形態の自動遅延等化器の変形例を示すブロック図であるが、この図２８に示す自動遅延等化器も、図５に示すものとそれぞれ同様のアンテナ９，受信部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動利得制御部（ＡＧＣ）１２及び復調器１３をそなえるほか、制御部１４Ｄをそなえて構成されている。
【０１３５】
そして、この制御部１４Ｄは、ＯＲゲート１４４，上昇／下降識別部１４５Ａ，１４５Ｂ，誤差ビット識別部１４６Ａ，１４６Ｂ，デコーダ（ＤＥＣ）１４７Ａ，１４７Ｂ及び積分器１４８Ａ，１４８Ｂをそなえて構成されている。
つまり、この制御部１４Ｄは、簡単に言えば、上記の制御部１４Ｃ（図２７参照）の回転方向識別部１４２Ａが誤差ビット検出部（第１誤差情報検出部）１４６Ａとデコーダ（第１相関演算部）１４７Ａとで構成されるとともに、回転方向識別部１４２Ｂが誤差ビット検出部（第２誤差情報検出部）１４６Ｂとデコーダ（第２相関演算部）１４７Ｂとで構成されている。
【０１３６】
従って、この場合も、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｉが、上昇／下降識別部１４５Ａにおいてデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較されることにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅが誤差ビット検出部１４７Ａによりディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出される。
【０１３７】
そして、このようにして得られた信号Ｉの動く方向と信号Ｑの誤差情報±Ｅとの相関に基づき、デコーダ１４７Ａから入力信号の遅延歪みの特性（傾斜情報）に応じた信号が第１相関信号として出力される。
一方、このとき、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｑが、上昇／下降識別部１４５Ｂにおいてデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較されることにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、さらに、ディジタル復調信号Ｉの誤差情報±Ｅが、誤差ビット検出部１４６Ｂにおいて、この信号Ｉのデータの一部（誤差ビット）のみから検出される。
【０１３８】
そして、このようにして得られたディジタル信号Ｑの動く方向とディジタル信号Ｉの誤差情報±Ｅとの相関に基づいて、デコーダ１４７Ｂから入力信号の１次傾斜歪みの特性に応じた信号が第２相関信号として出力される。
さらに、各デコーダ１４７Ａ，１４７Ｂから出力された各相関信号は、それぞれ積分器１４８Ａ，１４８Ｂで積分されて、ＯＲゲート１４４で論理和演算が施されることにより、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのいずれか一方にでも遅延歪みが検出されると、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号が１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力される。
【０１３９】
以降は、第１実施形態にて前述したように、１次傾斜遅延補償部１１Ａによって、入力信号の遅延歪みが復調器１３の前段において補償される。
以上のように、第２実施形態の変形例の自動遅延等化器によれば、ディジタル信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差情報±Ｅを、ディジタル信号Ｑ（又は、Ｉ）のデータの一部（誤差ビット）のみから検出できるので、第２実施形態にて前述した自動遅延等化器と同様の効果が得られるほか、さらに、その回路規模やコストを低減できるという効果が得られる。
【０１４０】
なお、本変形例においても、上昇／下降識別部１４１Ａは、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリングし、上昇／下降識別部１４１Ｂは、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサンプリングするようにしてもよい。
（Ｃ）自動遅延・振幅等化器の第１実施形態の説明
図２９は本発明の自動遅延・振幅等化器の第１実施形態を示すブロック図であるが、この図２９に示す自動遅延・振幅等化器は、図５に示すものとそれぞれ同様のアンテナ９，受信部１０，１次傾斜遅延補償部１１Ａ，自動利得制御部（ＡＧＣ）１２，復調器１３及びトランスバーサル等化器１５，１６をそなえるほか、１次傾斜遅延補償部１１Ａの後段に１次傾斜振幅補償部１１Ｂが設けられるとともに、制御部１４Ｅをそなえて構成されている。
【０１４１】
ここで、１次傾斜振幅補償部（傾斜形振幅等化部）１１Ｂは、周波数領域において１次傾斜振幅特性を有し、ＩＦ信号（入力信号）の振幅特性（後述する１次傾斜形の振幅歪み）を、その１次傾斜振幅特性に応じて補償するもので、本実施形態では、例えば図３０に示すように、ハイブリッド（Ｈ）１１１，正傾斜振幅等化部１１２，負傾斜振幅等化部１１４，可変減衰器１１５，１１７及び反転ゲート１１８をそなえて構成されている。
【０１４２】
そして、この１次傾斜振幅補償部１１Ｂは、正傾斜振幅等化部１１２がもつ正傾斜の振幅特性と負傾斜振幅等化部１１４がもつ負傾斜の振幅特性との合成比が制御部１４Ｄからの制御信号に応じて可変減衰器１１５，１１７によって変化することによって、任意の傾斜の振幅特性を作り出せるようになっており、この振幅特性によって、入力信号の任意の傾斜の振幅歪みを相殺して補償することができるようになっている。
【０１４３】
また、制御部１４Ｅは、復調器１３を通じて得られるディジタル復調信号Ｉ，ＱからＩＦ信号の１次傾斜歪みとして前述した遅延歪みと後述の振幅歪みとをそれぞれ検出し、各情報をそれぞれ１次傾斜遅延補償部１１Ａが有する傾斜遅延特性を制御するための制御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂが有する１次傾斜振幅特性を制御するための制御信号として出力するものである。
【０１４４】
ここで、以下、上記のＩＦ信号の振幅歪みを検出する原理について、図９，図３１〜図３３を用いて詳述する。
まず、図９により前述したように、送信信号をｃｏｓωB ｔとして、このｃｏｓωB ｔを変調部３１で変調したときの変調信号Ａ（ω）〔前記の式（２）参照〕に含まれる２つの周波数成分（ωC + ωB ），（ωC - ωB ）の振幅を、それぞれＰ（ωC + ωB ），Ｐ（ωC - ωB ）で表し、これらの振幅比をγとすれば、
γ＝Ｐ（ωC + ωB ）／Ｐ（ωC - ωB ）・・（７）
となる。ここで、この振幅比γは、γ＜１の場合は、図３２（ａ）に示すように負傾斜歪み（右下がり）を意味し、γ＞１の場合は、図３２（ｂ）に示すように正傾斜（右上がり）をそれぞれ意味する。なお、γ＝１（図示略）の場合は零傾斜歪み（歪みなし）を意味する。
【０１４５】
そして、この振幅比γを用いると、１次傾斜歪（振幅歪）伝送路３２′（図９参照）により振幅歪みを受けた変調信号Ｂ（ω) ′は、次式（８）に示すように表現できる。
0003676576.tif 000007
さらに、この変調信号Ｂ（ω) ′を復調部３３で復調すると、その復調信号Ｃ（ω) ′は、次式（９）に示すようになる。
【０１４６】
0003676576.tif 000008
このとき、実際には、復調部３３で変調信号Ｂ（ω）′に対して直交検波が施されているので、直交復調出力（復調信号）Ｉ，Ｑとして、
Ｉ＝〔(1 +γ)cosωB t 〕／２・・（１０）
Ｑ＝〔(1 -γ)sinωB ｔ〕／２・・（１１）
が得られる。
【０１４７】
ここで、γ＝１の場合は（振幅歪みがない場合は）、Ｉ＝cos ωB t ，Ｑ＝０となり、送信信号（cos ωB t ）そのものが復調されるが、γ＞１又はγ＜１の場合は、Ｑが「０」とはならないので、復調信号Ｉの振幅の増減に応じて「０」を中心に復調信号Ｑの振幅成分が現れることになる。すなわち、γ＞１又はγ＜１の場合は、復調信号Ｑによる直交干渉成分が生じることがわかる。
【０１４８】
図３１は、上記の式（１０），式（１１）で表されるディジタル復調信号Ｉ，Ｑを、直交座標Ｉ−Ｑ上にベクトル表現したもので、この図３１に示すように、信号Ｉのベクトルは、Ｉ軸上を（１＋γ）／２の振幅でｃｏｓωB ｔに従って動き、信号Ｑのベクトルは、Ｑ軸上を（１−γ）／２の振幅でｓｉｎωB ｔに従って動くので、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、（１＋γ）＞（１−γ）が常に成り立つことから、Ｉ軸を長軸とする楕円を描くことになる。
【０１４９】
ここで、γ＞１の場合（振幅歪みが正傾斜の場合）、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑは、それぞれＩ＝ｃｏｓωB ｔ，Ｑ＝−ｓｉｎωB ｔという形になるので、これらの信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、図３１において左回りに回転し、この結果、Ｑ軸上に信号Ｑによる誤差電圧（誤差情報）−Ｅが生じる。
逆に、γ＜１の場合（振幅歪みが負傾斜の場合）、信号Ｉ，Ｑは、それぞれＩ＝ｃｏｓωB ｔ，Ｑ＝ｓｉｎωB ｔという形になるので、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、今度は図３１において右回りに回転し、Ｑ軸上に誤差電圧＋Ｅが生じる。なお、γ＝１の場合は（振幅歪みがない場合は）、式（１１）においてＱ＝０であるので、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルは、Ｉ軸上に存在する。
【０１５０】
以上の信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルの回転方向，信号Ｉの動き（信号Ｉの値の変化の方向），信号Ｑの誤差電圧Ｅ及び１次傾斜歪み（γ）の対応関係（相関）をまとめると、次表３に示すようになる。
【０１５１】
【表３】
0003676576.tif 000009
【０１５２】
そして、この表３から分かるように、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルが、図３１において左回りの場合は、正傾斜の振幅歪みとなるので、信号Ｉが図３１の紙面下向き↓（＋→−）に変化したときに信号Ｑの誤差電圧が−Ｅとなる場合、あるいは、信号Ｉが図３１の紙面上向き↑（−→＋）に変化したときに信号Ｑの誤差電圧が＋Ｅとなる場合を検出すれば、入力信号の１次傾斜歪みが正傾斜であることを検出できる。
【０１５３】
一方、信号Ｉ，Ｑの合成ベクトルが図３１において右回りの場合は、振幅歪みは負傾斜となるので、信号Ｉが図３１の紙面下向き↓（＋→−）に変化したときに信号Ｑの誤差電圧が＋Ｅとなる場合、あるいは信号Ｉが図３１の紙面上向き↑（−→＋）に変化したときに信号Ｑの誤差電圧が−Ｅとなる場合を検出すれば、入力信号の振幅歪みが負傾斜であることを検出できる。
【０１５４】
なお、入力信号の振幅歪みが零傾斜（γ＝１の場合）であることは、復調信号Ｑの誤差電圧±Ｅが「０」、即ち、誤差電圧±Ｅが検出されないことで検出できる。ただし、この場合は、信号Ｉの動きには関知しなくてもよい。
また、図３３は上記の変調信号Ａ（ω）が、Ａ（ω）＝ｃｏｓωB ｔではなく、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)あるいはＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) などの変調を施された信号であった場合のＩ軸の受信アイパターンを示す図であるが、この場合でも、受信変調信号Ｂ（ω）′に振幅歪み（１次以上でもよい）が含まれていれば、復調信号Ｉが上あるいは下方向に動くときに、復調信号Ｑに直交干渉成分の誤差電圧±Ｅが現れるので、上述のように、信号Ｉの動きを検出し、且つ、信号Ｑによる誤差電圧±Ｅを検出すれば、振幅歪みの傾斜特性を有効に検出することができる。
【０１５５】
つまり、上記の表３と第１実施形態で示した表１とを比べれば分かるように、振幅歪みの傾斜情報（正傾斜，負傾斜）は、前記の遅延歪みの傾斜情報の検出手法と全く同一の手法で検出することができるのである。従って、振幅歪みの検出系と遅延歪みの検出系とは、振幅歪み補償時の時定数と遅延歪み補償時の時定数とが異なることさえ考慮すれば、共用化することができる。
【０１５６】
そこで、本実施形態の制御部１４Ｅは、入力信号についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの値の変化の方向を判定するとともに、この一方の信号Ｉに対し直交する他方の信号Ｑから誤差情報±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと信号Ｉの値の変化の方向との相関に基づき１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ出力するように構成される。
【０１５７】
即ち、この制御部１４Ｅは、図２９に示すように、図５に示すものと同様の上昇／下降識別部１４１と回転方向識別部１４２と積分器１４３とをそなえるほか、積分器１４３の時定数（例えば、Ｂとする）とは異なる時定数（例えば、Ａとする）をもった積分器１４３′をそなえて構成されている。ただし、上記の各時定数Ａ，Ｂはそれぞれが相互に大きく離れた値となるように設定される（Ａ≪ＢもしくはＡ≫Ｂ）。
【０１５８】
ここで、上昇／下降識別部（信号方向判定部）１４１は、この場合も、復調器１３を通じて得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向、即ち、ディジタル復調信号Ｉの値が前述したようにＩ軸上で上方向（↑），下方向（↓）のどちらに移動（変化）しているかを判定するもので、信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングすることにより、この信号Ｉの動く方向を判定するようになっている。
【０１５９】
また、回転方向識別部（誤差情報検出部，相関演算部）１４２は、同じく復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｑと、このディジタル復調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６（図５参照）で等化した後の等化後信号ＱTRE とから、ディジタル復調信号Ｉに対する誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出し、この誤差電圧±Ｅと上昇／下降識別部１４１で得られた信号Ｉの動く方向との相関（表１参照）に基づいて、受信信号の振幅歪み（正／負傾斜形歪み）を検出するもので、この場合も、トランスバーサル等化器１６による等化前のディジタル復調信号Ｑと、等化後の等化後信号ＱTRE との差を演算することにより、誤差電圧±Ｅを検出する差演算部として構成されている。
【０１６０】
さらに、積分器１４３は、この回転方向識別部１４２で得られた遅延歪みの検出信号を時定数Ｂで積分することにより、この信号に含まれる雑音成分などを除去して、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号として出力するものであり、積分器１４３′は、同じく回転方向識別部１４２で得られた遅延歪みの検出信号を時定数Ａで積分することにより、この信号に含まれる雑音成分などを除去して、１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号として出力するものである。
【０１６１】
これにより、この制御部１４Ｅでは、上昇／下降識別部１４１においてディジタル復調信号Ｉの動く方向（信号の値の変化の方向）が判定され、回転方向識別部１４２においてディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±Ｅが検出され、これらのディジタル復調信号Ｉの動く方向と、ディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±ＥとからＩＦ信号の遅延歪み及び振幅歪みの傾斜情報が検出されて、各補償部１１Ａ，１１Ｂ用の制御信号が各積分器１４３，１４３′により生成される。
【０１６２】
そして、１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、この制御部１４Ｅからの制御信号に応じて自己の有する傾斜遅延特性（等化器１１−１，１１−２の各特性の合成比）が制御されて、ＩＦ信号の遅延歪みを補償し、１次傾斜振幅補償部１１Ｂでは、制御部１４Ｅからの制御信号に応じて自己の有する傾斜振幅特性（等化部１１２，１１４の各特性の合成比）が制御されて、ＩＦ信号の振幅歪みを補償する。
【０１６３】
つまり、上述した自動遅延・振幅等化器（自動遅延・振幅等化方法）は、制御部１４Ｅによる入力信号の線形歪み特性の傾斜情報を検出する検出ステップと、この検出ステップで検出された線形歪み特性の傾斜情報に基づいて入力信号の遅延特性及び振幅特性を各補償部１１Ａ，１１Ｂによってそれぞれ補償する補償ステップとを有しているのである。
【０１６４】
従って、上記の自動遅延・振幅等化器によれば、伝送路３２（図９参照）の遅延歪みだけでなく振幅歪みをもリアルタイムに検出して各歪みをそれぞれ自動的に等化・補償することができるので、前述したように遅延歪みだけを補償する場合に比べて、信号の復調精度をさらに大幅に向上することができる。
また、上述した実施形態では、制御部１４Ｅ（遅延歪みの検出系と振幅歪みの検出系と）が各補償部１１Ａ，１１Ｂに対して共通となっている（共用化されている）ので、上記の各検出系毎に個別に制御部を設ける場合に比して、大幅に装置規模を小型化することができている。
【０１６５】
さらに、上述した制御部１４Ｅでも、ディジタル復調信号Ｉの動く方向とディジタル復調信号Ｑの誤差電圧±Ｅとの相関に基づき、入力信号の遅延歪み及び振幅歪みの傾斜情報を検出して補償部１１Ａ用の制御信号及び補償部１１Ｂ用の制御信号を生成して出力しているので、遅延歪み及び振幅歪みの検出系（制御部１４Ｅ）をディジタル回路で実現することができる。従って、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償能力も大幅に向上する。
【０１６６】
また、上述した実施形態では、１次傾斜振幅補償部１１Ｂを図３０に示すような構成にすることで、任意の傾斜形特性を作り出して入力信号の振幅特性をその傾斜振幅特性に応じて補償することができるようになっているので、１次傾斜遅延補償部１１Ａと共に、簡素な構成で、この補償部１１Ｂが実現されており、本自動遅延・振幅等化器のさらなる小型化に大いに寄与している。
【０１６７】
さらに、本実施形態の上昇／下降識別部１４１でも、各レジスタ１４１−１，１４１−２（図１９参照）により信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングして、各コンパレータ１４１−３，１４１−４で各データＩB0，ＩB1，ＩB2を比較することにより、信号Ｉの動く方向を判定するので、この回路をディジタル回路を実現することができる。従って、その回路規模やコストを大幅に削減することができるとともに、より精度高く、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定することができる。
【０１６８】
なお、この上昇／下降識別部１４１も、ディジタル復調信号Ｉをデータクロック周期Ｔの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎでサンプリングすることによっても、この信号Ｉの動く方向を判定できるので、例えば、どのような変調方式（例えば、４相ＰＳＫなど）で変調を施された信号でも、そのディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定でき、これにより、本自動遅延・振幅等化器の汎用性も大幅に向上する。
【０１６９】
また、本実施形態では、１次傾斜遅延補償部１１Ａ及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂをそれぞれ復調器１３の前段に設けることで、復調器１３の前段（ＩＦ帯）において、ＩＦ信号の遅延歪み及び振幅歪みを補償しているので、復調器１３の後段（ベースバンド帯）で入力信号の復調後に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成で、各補償部１１Ａ，１１Ｂを実現することができており、これにより、本自動遅延・振幅等化器のさらなる小型化に大いに寄与している。
【０１７０】
なお、これらの各補償部１１Ａ，１１Ｂの配置順は不問である（補償部１１Ｂを補償部１１Ａに前段に設けてもよい）。また、上述した実施形態では、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｉから判定し、誤差電圧（誤差情報）±Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出しているが、本実施形態でも、逆に、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑから判定し、誤差電圧±Ｅをディジタル復調信号Ｉから検出するようにしても、同様の作用効果が得られる。
【０１７１】
（Ｃ′）自動遅延・振幅等化器の第１実施形態の変形例の説明
図３４は上述した第１実施形態の自動遅延・振幅等化器の変形例を示すブロック図であるが、この図３４に示す自動遅延・振幅等化器は、図２９に示すものに比して、制御部１４Ｅに代えて制御部１４Ｆをそなえている点が異なる。
ここで、制御部１４Ｆは、復調器１３を通じて得られるディジタル復調信号Ｉ，Ｑのみから入力信号の遅延歪みを検出して〔制御部１４Ｅでは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ及び等化後信号ＱTRE （ＩTRE ）から検出していた〕、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生成して出力するもので、この図３４に示すように、上昇／下降識別部１４５，誤差ビット検出部１４６，デコーダ（ＤＥＣ）１４７，積分器（時定数Ｂ）１４８，積分器（時定数Ａ）１４８′をそなえて構成されている。
【０１７２】
そして、上昇／下降識別部１４５は、図１９により前述した上昇／下降識別部１４１と同様の構成を有し、復調器１３で得られたディジタル信号Ｉ，Ｑのうち一方の信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングして比較することにより、この信号Ｉの動く方向を判定するものであり、誤差ビット検出部（誤差情報検出部）１４６は、ディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから、信号Ｉに対する直交干渉成分である誤差電圧（誤差情報）±Ｅを検出するものである。
【０１７３】
また、デコーダ１４７は、上昇／下降識別部１４５で得られた判定結果と誤差ビット検出部１４６で得られた誤差情報±Ｅとの相関に基づいて１次傾斜遅延補償部１１Ａが有する傾斜遅延特性を制御する制御信号を生成するものであり、積分器１４８は、このデコーダ１４７で得られた制御信号を時定数Ｂで積分することにより平均化して、この制御信号に含まれる雑音成分などを除去してから１次傾斜遅延補償部１１Ａへ出力するものであり、積分器１４８′は、同様にデコーダ１４７で得られた制御信号を時定数Ａで積分することにより、この制御信号を１次傾斜振幅補償部１１Ｂへ出力するものである。
【０１７４】
なお、この場合も、上昇／下降識別部１４５は、第１実施形態と同様に、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリングして、ディジタル復調信号Ｉの動く方向を判定するようにしてもよい。
つまり、図３４に示す自動遅延・振幅等化器は、遅延歪み及び振幅歪みの検出系として、図２６に示す検出系（制御部１４Ｂ）と同様のタイプの検出系を適用した構成になっているのである。
【０１７５】
上述のごとく構成された制御部１４Ｂでは、上昇／下降識別部１４５によりディジタル復調信号Ｉの動く方向が判定され、誤差ビット検出部１４６によりディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから誤差情報±Ｅが検出され、これらの信号Ｉの動く方向と信号Ｑによる誤差情報±Ｅとの相関から、入力信号の遅延歪み及び振幅歪みの傾斜情報が検出される。
【０１７６】
即ち、本変形例の自動遅延・振幅等化器では、ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅを、復調器１３で得られたディジタル信号Ｑとこのディジタル信号Ｑをトランスバーサル等化器１６で等化した等化後信号ＱTRE との差を演算することにより検出するのではなく、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出するのである。
【０１７７】
そして、この検出信号は、デコーダ１４７で上記傾斜情報に応じた信号に変換され、各積分器１４８，１４８′を通じて各補償部１１Ａ，１１Ｂ用の制御信号がそれぞれ生成されて、各補償部１１Ａ，１１Ｂへ出力される。これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、入力信号の遅延歪みが等化されて補償され、１次傾斜振幅補償部１１Ｂでは、入力信号の振幅歪みが等化されて補償される。
【０１７８】
以上のように、本変形例の自動遅延・振幅等化器によれば、ディジタル信号Ｑの誤差情報±Ｅを、誤差ビット検出部１４６によってディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出できるので、図２９により前述した自動遅延・振幅等化器と同様の作用効果が得られるほか、その回路規模やコストをさらに低減することができている。
【０１７９】
なお、この場合も、本変形例では、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｉから判定し、誤差情報±Ｅをディジタル復調信号Ｑから検出しているが、逆に、信号の動く方向をディジタル復調信号Ｑから判定し、誤差情報±Ｅをディジタル復調信号Ｉから検出するようにしてもよい。
（Ｄ）自動遅延・振幅等化器の第２実施形態の説明
図３５は自動遅延・振幅等化器の第２実施形態を示すブロック図であるが、この図３５に示す自動遅延・振幅等化器は、図２９に示すものに比して、制御部１４Ｅに代えて制御部１４Ｇをそなえて構成されている点が異なる。
【０１８０】
ここで、制御部１４Ｇは、復調器１３を通じて得られるＩＦ信号（入力信号）についてのディジタル復調信号Ｉ，Ｑと各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑをさらにトランスバーサル等化器１５，１６で処理した各等化後信号ＩTRE ，ＱTRE からＩＦ信号の１次傾斜歪み（遅延歪み及び振幅歪み）の特性（傾斜情報）を検出して、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ出力するものであるが、この場合は、信号の動く方向と誤差電圧（誤差情報）±Ｅとを各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのそれぞれから検出するようになっている。
【０１８１】
即ち、この制御部１４Ｇは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向（信号Ｉの値の変化の方向）を判定し、この信号Ｉに対し直交する他方のディジタル復調信号Ｑから誤差情報±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと一方の信号Ｉの動く方向との相関に基づいて、入力信号の１次傾斜歪みの傾斜に応じた検出信号（第１相関信号）を得るとともに、他方の信号Ｑの動く方向を判定し、この信号Ｑに対し直交する信号Ｉから誤差情報±Ｅを検出し、この誤差情報±Ｅと信号Ｑの動く方向との相関に基づいて、同様に１次傾斜歪みの傾斜に応じた検出信号（第２相関信号）を得、さらに、これらの各検出信号から補償部１１Ａ用の制御信号及び補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生成して出力するように構成される。
【０１８２】
このため、制御部１４Ｇは、図３５に示すように、図１９及び図２７に示すものとそれぞれ上昇／下降識別部１４１Ａ，１４１Ｂ，回転方向識別部１４２Ａ，１４２Ｂ，積分器１４３Ａ，１４３Ｂ及びＯＲゲート１４４をそなえるほか、積分器（時定数Ａ）１４４Ａ，積分器（時定数Ｂ）１４４Ｂをそなえて構成されている。
【０１８３】
ここで、上昇／下降識別部（第１信号方向判定部）１４１Ａは、この場合も、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉの動く方向を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ａは、この信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成分となる誤差情報±Ｅを検出し、この信号Ｑによる誤差情報±Ｅと上昇／下降識別部１４１Ａで得られた信号Ｉの動く方向との相関に基づいて、第１相関信号を出力するものであり、積分器１４３Ａは、回転方向識別部１４２Ａで得られた第１相関信号を積分するものである。
【０１８４】
これに対し、上昇／下降識別部（第２信号方向判定部）１４１Ｂは、復調器１３を通じて得られたディジタル信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑの動く方向を判定するものであり、回転方向識別部１４２Ｂは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉから信号Ｑに対する直交干渉成分となる誤差情報±Ｅを検出し、この信号Ｉによる誤差情報±Ｅと上昇／下降識別部１４１Ｂで得られたディジタル復調信号Ｑの動く方向との相関から第２相関信号を出力するものであり、積分器１４３Ｂは、回転方向識別部１４２Ｂで得られた第２相関信号を積分するものである。
【０１８５】
そして、ＯＲゲート１４４は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂの出力に対して論理和演算を施すことによって１次傾斜遅延補償部１１Ａ及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号を生成するものであり、積分器１４４Ａは、このＯＲゲート１４４で生成された制御信号を時定数Ａで積分することにより、この信号に含まれる雑音成分などを除去して、１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号として出力するものであり、積分器１４４Ｂは、同じくＯＲゲート１４４で生成された制御信号を時定数Ｂで積分することにより、この信号に含まれる雑音成分などを除去して、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号として出力するものである。
【０１８６】
つまり、上記のＯＲゲート１４４，積分器１４４Ａ，１４４Ｂは、上記の各相関信号から１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号をそれぞれ生成する制御信号生成部としての機能を果たしている。
なお、上記の各回転方向識別部１４２Ａ，１４２Ｂは、それぞれ図５に示す回転方向識別部１４２と同様のもので、図２０に示すように、減算器（ＳＵＢ）１４２Ａ−１，１４２Ｂ−１及びデコーダ（ＤＥＣ）１４２Ａ−２，１４２Ｂ−２を有して構成されている。
【０１８７】
つまり、図３５に示す自動遅延・振幅等化器は、遅延歪み及び振幅歪みの検出系として、図２７に示す検出系（制御部１４Ｃ）と同様のタイプの検出系を適用した構成になっているのである。
このような構成により、この図３５に示す自動遅延等化器でも、１次傾斜遅延補償部１１Ａの傾斜遅延特性が制御部１４Ｇからの制御信号に応じて制御されることによって、ＩＦ信号の遅延歪みが等化・補償される。
【０１８８】
即ち、制御部１４Ｇでは、上昇／下降識別部１４１Ａにおいて、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの一方の信号Ｉをデータクロック周期Ｔでサンプリングすることにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、この一方の信号Ｉに対し直交するディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方の信号Ｑから信号Ｉに対する直交干渉成分である誤差情報±Ｅが回転方向識別部１４２Ａで検出される。
【０１８９】
具体的に、この回転方向識別部１４２Ａでは、ディジタル復調信号Ｑとこのディジタル復調信号Ｑをさらにトランスバーサル等化器１６で等化した等化後信号ＱTRE との差が減算器１４２Ａ−１で演算されることによりディジタル復調信号Ｑによる誤差情報±Ｅが検出される。
そして、これらの信号Ｑによる誤差情報±Ｅと信号Ｉの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延歪みの傾斜情報が検出され、この傾斜情報に応じて、デコーダ１４２Ａ−２から第１相関信号が出力される。
【０１９０】
一方、このとき、信号方向判定部１４１Ｂでは、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのうちの他方のディジタル復調信号Ｑをデータクロック周期Ｔでサンプリングすることにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、このディジタル復調信号Ｑに対し直交するディジタル復調信号Ｉから信号Ｑに対する直交干渉成分である誤差情報±Ｅが回転方向識別部１４２Ｂで検出される。
【０１９１】
具体的に、この回転方向識別部１４２Ｂでは、ディジタル復調信号Ｉとこのディジタル復調信号Ｉをさらにトランスバーサル等化器１５で等化した等化後信号ＱTRE との差が減算器１４２Ｂ−１で演算されることによりディジタル復調信号Ｉによる誤差情報±Ｅが検出される。
そして、これらの信号Ｉによる誤差情報±Ｅと信号Ｑの動く方向との相関に基づいて入力信号の遅延歪みの傾斜情報が検出され、この遅延歪みの傾斜情報に応じて、デコーダ１４２Ｂ−２から第２相関信号が出力される。
【０１９２】
さらに、上述のようにして得られた各相関信号は、各積分器１４３Ａ，１４３Ｂでそれぞれ積分され、ＯＲゲート１４４で論理和演算が施されることにより、入力信号の１次傾斜歪み（遅延歪み及び振幅歪み）の傾斜情報に応じた１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号が積分器１４４Ｂ，１４４Ａを通じてそれぞれ生成されて、対応する補償部１１Ａ，１１Ｂへ出力される。
【０１９３】
これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａ，１次傾斜振幅補償部１１Ｂでは、それぞれ、この制御信号に応じてＩＦ信号の遅延歪み，振幅歪みを復調器１３の前段で補償する。
以上のように、本第２実施形態の自動遅延・振幅等化器によれば、ＩＦ信号の１次傾斜歪みの特性（傾斜情報）を、信号Ｉの動く方向と信号Ｑによる誤差情報±Ｅとの相関に基づいて検出するだけでなく、信号Ｑの動く方向と信号Ｉによる誤差情報±Ｅとの相関にも基づいて検出するので、図２９により前述した自動遅延・振幅等化器に比して、各補償部１１Ａ，１１Ｂ用の制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させることができる。従って、図２９により前述した自動遅延・振幅等化器と同様の効果が得られるほか、その性能をさらに大幅に向上させることができる。
【０１９４】
なお、本第２実施形態の自動遅延・振幅等化器でも、あらゆる変調方式で変調された送信信号の復調にも対応できるよう、上昇／下降識別部１４１Ａでは、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリングし、上昇／下降識別部１４１Ｂでは、データクロックの１／Ｎ周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサンプリングすることより、それぞれディジタル復調信号Ｉ，Ｑの動く方向を判定することもできる。
【０１９５】
（Ｄ′）自動遅延・振幅等化器の第２実施形態の変形例の説明
図３６は上述した第２実施形態の自動遅延・振幅等化器の変形例を示すブロック図であるが、この図３６に示す自動遅延・振幅等化器は、図３５に示すものに比して、制御部１４Ｇに代えて制御部１４Ｈをそなえ、この制御部１４Ｈが、図２８に示すものとそれぞれ同様のＲゲート１４４，上昇／下降識別部１４５Ａ，１４５Ｂ，誤差ビット識別部１４６Ａ，１４６Ｂ，デコーダ（ＤＥＣ）１４７Ａ，１４７Ｂ及び積分器１４８Ａ，１４８Ｂをそなえるほか、上述した積分器（時定数Ａ）１４４Ａ，積分器（時定数Ｂ）１４４Ｂそなえて構成されている点が異なる。
【０１９６】
つまり、この制御部１４Ｈは、簡単に言えば、上記の制御部１４Ｇ（図３５参照）の回転方向識別部１４２Ａが誤差ビット検出部（第１誤差情報検出部）１４６Ａとデコーダ（第１相関演算部）１４７Ａとで構成されるとともに、回転方向識別部１４２Ｂが誤差ビット検出部（第２誤差情報検出部）１４６Ｂとデコーダ（第２相関演算部）１４７Ｂとで構成されている。
【０１９７】
従って、この場合も、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｉが、上昇／下降識別部１４５Ａにおいてデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較されることにより、この信号Ｉの動く方向が判定され、ディジタル復調信号Ｑの誤差情報±Ｅが誤差ビット検出部１４７Ａによりディジタル復調信号Ｑのデータの一部（誤差ビット）のみから検出される。
【０１９８】
そして、このようにして得られた信号Ｉの動く方向と信号Ｑの誤差情報±Ｅとの相関に基づき、デコーダ１４７Ａから入力信号の１次傾斜歪み（遅延歪み及び振幅歪み）の特性（傾斜情報）に応じた信号が第１相関信号として出力される。
一方、このとき、復調器１３で得られたディジタル復調信号Ｑが、上昇／下降識別部１４５Ｂにおいてデータクロック周期Ｔでサンプリングされ比較されることにより、この信号Ｑの動く方向が判定され、さらに、ディジタル復調信号Ｉの誤差情報±Ｅが、誤差ビット検出部１４６Ｂにおいて、この信号Ｉのデータの一部（誤差ビット）のみから検出される。
【０１９９】
そして、このようにして得られたディジタル信号Ｑの動く方向とディジタル信号Ｉの誤差情報±Ｅとの相関に基づいて、デコーダ１４７Ｂから入力信号の１次傾斜歪みの特性に応じた信号が第２相関信号として出力される。
さらに、各デコーダ１４７Ａ，１４７Ｂから出力された各相関信号は、それぞれ積分器１４８Ａ，１４８Ｂで積分されて、ＯＲゲート１４４で論理和演算が施されることにより、各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑのいずれか一方にでも１次傾斜歪みが検出されると、１次傾斜遅延補償部１１Ａ用の制御信号及び１次傾斜振幅補償部１１Ｂ用の制御信号が積分器１４４Ｂ，１４４Ａを通じて生成され、それぞれが、対応する補償部１１Ａ，１１Ｂへ出力される。
【０２００】
これにより、１次傾斜遅延補償部１１Ａでは、入力信号の遅延歪みを復調器１３の前段で補償し、１次傾斜振幅補償部１１Ｂでは、入力信号の振幅歪みを復調器１３の前段で補償する。
以上のように、本変形例の自動遅延・振幅等化器によれば、ディジタル信号Ｑ（又は、Ｉ）の誤差情報±Ｅを、ディジタル信号Ｑ（又は、Ｉ）のデータの一部（誤差ビット）のみから検出できるので、図３５により上述した自動遅延・振幅等化器と同様の効果が得られるほか、さらに、その回路規模やコストを低減できるという効果が得られる。
【０２０１】
なお、本変形例においても、上昇／下降識別部１４１Ａは、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号Ｉをサンプリングし、上昇／下降識別部１４１Ｂは、データクロックの１／Ｎの周期Ｔ／Ｎでディジタル復調信号Ｑをサンプリングするようにしてもよい。
（Ｅ）その他
項目（Ｃ），（Ｃ′），（Ｄ）及び（Ｄ′）により上述した各自動遅延・振幅等化器は、いずれも、１次傾斜歪み（遅延歪み及び振幅歪み）の検出系（制御部１４Ｅ〜１４Ｈ）を各補償部１１Ａ及び１１Ｂに対して共用化しているが、勿論、各補償部１１Ａ及び１１Ｂ毎に個別に設けてもよい。例えば、既存の自動振幅等化器の検出系に、上述した自動遅延等化器の検出系（制御部１４Ａ〜１４Ｄ）を付加すれば、既存の自動振幅等化器の信号復調精度を大幅に向上することができる。
【０２０２】
また、上述した自動遅延・振幅等化器では、１次傾斜振幅補償部１１Ｂに周波数領域において傾斜形振幅特性をもたせて、周波数領域で入力信号の振幅歪みを等化（補償）するようにしているが、本発明はこれに限定されず、例えば、トランスバーサル等化器などの時間領域において傾斜形振幅特性を有する回路を用い、時間領域で入力信号の振幅歪みを等化するようにしてもよい。
【０２０３】
さらに、上述した自動遅延・振幅等化器では、１次傾斜振幅補償部１１Ｂを、ＩＦ帯用のものとして復調器１３の前段（ＩＦ帯）に設けているが、ベースバンド帯用のものとして復調器１３の後段（ベースバンド帯）に設けてもよい。
また、上述した自動遅延・振幅等化器では、振幅歪みとして１次傾斜形の振幅歪みを例にして説明を行なったが、例えば、２次傾斜振幅歪みを検出する検出系と２次傾斜振幅歪みを等化しうる補償部とを設ければ、入力信号の２次傾斜振幅歪みをも補償することが可能になる。
【０２０４】
また、上述した実施形態では、いずれも、無線通信方式に本発明を適用した場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、上記のディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られる通信方式であれば、無線通信方式，有線通信方式に関わらずどのような通信方式にも適用することができる。
そして、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【０２０５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の自動遅延等化器及び自動遅延等化方法によれば、入力信号の群遅延特性の傾斜情報を検出して、その群遅延特性の傾斜情報に基づいて入力信号の群遅延特性を補償するので、変動する遅延歪み量をリアルタイムに検出してその歪みを自動的に等化・補償することができ、これにより、信号の復調精度を大幅に向上することができる（請求項１）。
【０２０６】
また、本発明の自動遅延等化器によれば、上記の入力信号の群遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償するようにすれば、簡素な構成で、上記の群遅延特性を補償する傾斜形遅延等化部を実現することができるので、本等化器の小型化に大いに寄与する（請求項２）。
【０２０７】
さらに、本発明の自動遅延等化器によれば、ディジタル復調信号うちの一方の信号の値の変化の方向を判定するとともに、この一方の信号に対し直交するディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出し、このようにして得られた上記一方の信号の値の変化の方向と誤差情報との相関に基づき傾斜形遅延等化用の制御信号を出力するようになっているので、遅延等化のための制御系（制御部）をディジタル回路で実現することができる。従って、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償精度も大幅に向上させることができる（請求項３）。
【０２０８】
ここで、上述の一方の信号の値の変化の方向を、データクロック周期でディジタル復調信号のうちの一方の信号をサンプリングすることによって判定するようにすれば、信号方向判定部をディジタル回路で実現することができるので、本等化器の回路規模やコストをさらに削減することができるとともに、その性能も大幅に向上させることができる（請求項４）。
【０２０９】
また、上述の一方の信号の値の変化の方向を、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号のうちの一方の信号をサンプリングすることによって判定するようにすれば、どのような復調方式で復調されたディジタル復調信号でも精度良く上記一方の信号の変化の方向を判定することができるので、本等化器の汎用性の向上にも大いに寄与する（請求項５）。
【０２１０】
さらに、上述の誤差情報については、上記の他方の信号の誤差ビットから検出するようにすれば、この他方の信号の誤差ビットのみから誤差情報を検出することができるので、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減することができる（請求項６）。
また、上記の誤差情報は、入力信号についてのディジタル復調信号のうちの他方の信号と、この他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算することによって検出するようにしてもよく、これにより、上記の他方の信号から得られる誤差情報がより正確になるので、本等化器の精度や性能をさらに大幅に向上させることができる（請求項７）。
【０２１１】
さらに、上述した自動遅延等化器は、傾斜形遅延等化部を復調器の前段に設けて、入力信号の復調前にその入力信号の群遅延特性を補償するようにすれば、復調後に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成で、傾斜形遅延等化部を実現することができるので、本等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項８）。
【０２１２】
さらに、本発明の自動遅延等化器によれば、ディジタル復調信号の両方について、信号の値の変化の方向と誤差情報とを検出し、それぞれの相関関係に基づいて遅延特性補償用の制御信号を生成するので、上述した本発明の自動遅延等化器に比べて、上記制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させることができ、これにより、自動遅延等化器の精度をさらに大幅に向上させることができる（請求項９）。
【０２１３】
また、この場合も、遅延等化のための制御系（制御部）をディジタル回路で実現することができるので、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償精度も大幅に向上させることができる（請求項１１）。
【０２１４】
さらに、本自動遅延等化器も、傾斜形遅延等化部を復調器の前段に設けて、上記の入力信号の群遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償するようにすれば、簡素な構成で、上記の群遅延特性の補償を実現することができるので、本等化器の小型化に大いに寄与する（請求項１０）。
【０２１５】
さらに、上記の各信号の値の変化は、それぞれデータクロック周期で各ディジタル復調信号をサンプリングすることによって判定するようにすれば、各ディジタル復調信号用の各信号方向判定部をそれぞれディジタル回路で実現することができるので、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その性能も大幅に向上させることができる（請求項１２）。
【０２１６】
なお、上記の各信号の値の変化は、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で上記の各ディジタル復調信号をサンプリングすることによって判定してもよく、これにより、どのような復調方式で復調されたディジタル復調信号でも、各ディジタル復調信号の値の変化の方向を精度良く判定できるので、本等化器の汎用性の向上にも多いに寄与する（請求項１３）。
【０２１７】
さらに、上述の各誤差情報については、上記の各ディジタル復調信号の誤差ビットからそれぞれ検出するようにすれば、各ディジタル復調信号の信号の誤差ビットのみからそれぞれ誤差情報を検出することができるので、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減することができる（請求項１４）。
【０２１８】
また、上記の各誤差情報は、入力信号についての各ディジタル復調信号とこれらの各ディジタル復調信号をそれぞれ更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差をそれぞれ演算することによって検出するようにしてもよく、これにより、各ディジタル復調信号から得られる誤差情報がより正確になるので、本等化器の精度や性能をさらに大幅に向上させることができる（請求項１５）。
【０２１９】
さらに、上述した自動遅延等化器も、入力信号の復調前にその入力信号の群遅延特性を補償するようにすれば、復調前に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成で、傾斜形遅延等化部を実現することができ、本等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項１６）。
また、本発明の自動遅延・振幅等化器及び自動遅延・振幅等化方法によれば、入力信号の線形歪み特性の傾斜情報を検出し、その線形歪み特性の傾斜情報に基づいて入力信号の群遅延特性及び周波数−振幅特性をそれぞれ補償するので、遅延歪みだけでなく振幅歪みをもリアルタイムに検出して各歪みをそれぞれ自動的に等化・補償することができ、これにより、信号の復調精度をさらに大幅に向上することができる（請求項１７，３３）。
【０２２０】
さらに、この場合は、上記の群遅延特性を補償する傾斜形遅延等化部及び周波数−振幅特性を補償する傾斜形振幅等化部のための各制御信号をこれらの各等化部に共通の制御部で生成するようになっているので、自動遅延・振幅等化器を極めて小型に実現することができる（請求項１７）。
ここで、上記の傾斜形遅延等化部を、上記の入力信号の群遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償するように構成するとともに、上記の傾斜形振幅等化部を、上記の入力信号の周波数−振幅特性を傾斜振幅特性に応じて補償するように構成すれば、これらの各等化部をそれぞれ簡素な構成で実現することができるので、本自動遅延・振幅等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項１８）。
【０２２１】
さらに、上記の制御部は、ディジタル復調信号うちの一方の信号の値の変化の方向を判定するとともに、この一方の信号に対し直交するディジタル復調信号のうちの他方の信号から誤差情報を検出し、このようにして得られた上記一方の信号の値の変化の方向と誤差情報との相関に基づき上記の各等化部用の制御信号をそれぞれ出力するようにすれば、ディジタル回路で実現することができるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償精度も大幅に向上させることができる（請求項１９）。
【０２２２】
ここで、この場合も、上述の一方の信号の値の変化の方向を、データクロック周期でディジタル復調信号のうちの一方の信号をサンプリングすることによって判定するようにすれば、信号方向判定部をディジタル回路で実現することができるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコストをさらに削減することができるとともに、その性能も大幅に向上させることができる（請求項２０）。
【０２２３】
なお、この場合も、上記一方の信号の値の変化の方向は、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）でディジタル復調信号のうちの一方の信号をサンプリングすることによって判定してもよく、これにより、どのような復調方式で復調されたディジタル復調信号でも精度良く上記の変化の方向を判定することができるので、本自動遅延・振幅等化器の汎用性の向上にも大いに寄与する（請求項２１）。
【０２２４】
さらに、上記の誤差情報についても、上記の他方の信号の誤差ビットから検出するようにすれば、この他方の信号の誤差ビットのみから誤差情報を検出することができるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減することができる（請求項２２）。
なお、上記の誤差情報も、入力信号についてのディジタル復調信号のうちの他方の信号と、この他方の信号を更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差を演算することによって検出するようにしてもよく、これにより、上記の他方の信号から得られる誤差情報がより正確になるので、本自動遅延・振幅等化器の精度や性能をさらに大幅に向上させることができる（請求項２３）。
【０２２５】
さらに、上述した自動遅延・振幅等化器は、傾斜形遅延等化部と傾斜形振幅等化部とをそれぞれ復調器の前段に設けて、入力信号の復調前にその入力信号の群遅延特性と周波数−振幅特性とをそれぞれ補償するようにすれば、復調前に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成で、傾斜形遅延等化部及び傾斜振幅等化部を実現することができるので、本自動遅延・振幅等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項２４）。
【０２２６】
また、本発明の自動遅延・振幅等化器によれば、ディジタル復調信号の両方について、信号の値の変化の方向と誤差情報とを検出し、それぞれの相関関係に基づいて傾斜形遅延等化部用の制御信号及び傾斜形振幅等化部用の制御信号をそれぞれ生成することもできるので、上述した本発明の自動遅延・振幅等化器に比べて、各制御信号の検出感度や精度を大幅に向上させることができ、これにより、自動遅延・振幅等化器の精度をさらに大幅に向上させることができる（請求項２５）。
【０２２７】
この場合も、遅延等化及び振幅等化のための制御形（制御部）をディジタル回路で実現することができるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その補償精度も大幅に向上させることができる（請求項２７）。さらに、本自動遅延・振幅等化器も、傾斜形遅延等化部を、上記の入力信号の群遅延特性を傾斜遅延特性に応じて補償するように構成するとともに、傾斜形振幅等化部を、上記の入力信号の周波数−振幅特性を傾斜振幅特性に応じて補償するように構成すれば、簡素な構成で、これらの各等化部を実現することができるので、本自動・振幅等化器の小型化に大いに寄与する（請求項２６）。
【０２２８】
また、上記の各信号の値の変化についても、それぞれデータクロック周期で各ディジタル復調信号をサンプリングすることによって判定するようにすれば、各ディジタル復調信号用の各信号方向判定部をそれぞれディジタル回路で実現することができるので、本等化器の回路規模やコストを大幅に削減できるとともに、その性能も大幅に向上させることができる（請求項２８）。
【０２２９】
なお、上記の各信号の値の変化も、データクロックの１／Ｎ周期（Ｎは２以上の整数）で上記の各ディジタル復調信号をサンプリングすることによって判定してもよく、この場合も、どのような復調方式で復調されたディジタル復調信号でも、各ディジタル復調信号の値の変化の方向を精度良く判定できるので、本自動遅延・振幅等化器の汎用性の向上にも多いに寄与する（請求項２９）。
【０２３０】
さらに、上述の各誤差情報についても、上記の各ディジタル復調信号の誤差ビットからそれぞれ検出するようにすれば、各ディジタル復調信号の信号の誤差ビットのみからそれぞれ誤差情報を検出することができるので、本自動遅延・振幅等化器の回路規模やコストを大幅に削減することができる（請求項３０）。また、上記の各誤差情報も、入力信号についての各ディジタル復調信号とこれらの各ディジタル復調信号をそれぞれ更にトランスバーサル等化器で処理した等化後信号との差をそれぞれ演算することによって検出するようにしてもよく、この場合も、各ディジタル復調信号から得られる誤差情報がより正確になるので、本等化器の精度や性能をさらに大幅に向上させることができる（請求項３１）。
【０２３１】
さらに、上述した自動遅延・振幅等化器も、傾斜形遅延等化部と傾斜形振幅等化部とをそれぞれ復調器の前段に設けて、入力信号の復調前にその入力信号の群遅延特性と周波数−振幅特性とを補償するようにすれば、復調前に補償を行なう場合に比べて、より簡素な構成で、各等化部を実現することができ、本自動遅延・振幅等化器のさらなる小型化に大いに寄与する（請求項３２）。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の原理ブロック図である。
【図３】本発明の原理ブロック図である。
【図４】本発明の原理ブロック図である。
【図５】本発明の自動遅延等化器の第１実施形態を示すブロック図である。
【図６】遅延歪みを説明するための図である。
【図７】遅延歪みを説明するための図である。
【図８】遅延歪みを説明するための図である。
【図９】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための信号伝送系の概念を示すブロック図である。
【図１０】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１１】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１２】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１３】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１４】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１５】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１６】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１７】第１実施形態の自動遅延等化器における遅延歪みの検出原理を説明するための図である。
【図１８】第１実施形態の自動遅延等化器における復調器の構成例を示すブロック図である。
【図１９】第１実施形態の自動遅延等化器における上昇／下降識別部の構成例を示すブロック図である。
【図２０】第１実施形態の自動遅延等化器における回転方向識別部の構成例を示すブロック図である。
【図２１】第１実施形態の自動遅延等化器における制御部を実用の回路で構成した場合の一例を示す回路図である。
【図２２】第１実施形態の自動遅延等化器における１次傾斜遅延補償部の構成例を示すブロック図である。
【図２３】第１実施形態の自動遅延等化器における１次傾斜遅延補償部が有する遅延特性を説明するための図である。
【図２４】第１実施形態の自動遅延等化器における１次傾斜遅延補償部が有する遅延特性を説明するための図である。
【図２５】第１実施形態の１次傾斜遅延補償部に用いられる等化器の詳細構成例を示す回路図である。
【図２６】第１実施形態の自動遅延等化器の変形例を示すブロック図である。
【図２７】本発明の自動遅延等化器の第２実施形態を示すブロック図である。
【図２８】第２実施形態の自動遅延等化器の変形例を示すブロック図である。
【図２９】本発明の自動遅延・振幅等化器の第１実施形態を示すブロック図である。
【図３０】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器における１次傾斜振幅補償部の構成例を示すブロック図である。
【図３１】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器における振幅歪みの検出原理を説明するための図である。
【図３２】（ａ），（ｂ）はいずれも第１実施形態の自動遅延・振幅等化器における振幅歪みの検出原理を説明するための図である。
【図３３】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器における振幅歪みの検出原理を説明するための図である。
【図３４】第１実施形態の自動遅延・振幅等化器の変形例を示すブロック図である。
【図３５】本発明の自動遅延・振幅等化器の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３６】第２実施形態の自動遅延・振幅等化器の変形例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１Ａ  傾斜形遅延等化部
１Ｂ  傾斜形振幅等化部
２Ａ〜２Ｄ，１４Ａ〜１４Ｈ  制御部
３，１３  復調器
４，５，１５，１６  トランスバーサル等化器（ＴＲＥ）
９  アンテナ
１０  受信部
１１Ａ  １次傾斜遅延補償部（傾斜形遅延等化部）
１１Ｂ  １次傾斜振幅補償部（傾斜形振幅等化部）
１１−１  等化器（ＥＱＬ１）
１１−２  等化器（ＥＱＬ２）
１１−３，１１８  反転ゲート
１１−４，１１−５  ＰＩＮダイオード
１２  自動利得制御部（ＡＧＣ）
２１  信号方向判定部
２１−１  第１信号方向判定部
２１−２  第２信号方向判定部
２２  誤差情報検出部
２２−１  第１誤差情報検出部
２２−２  第２誤差情報検出部
２３，２３′  相関演算部
２３−１  第１相関演算部
２３−２  第２相関演算部
２４，２４′  制御信号生成部
３１  変調部
３２  １次傾斜歪伝送路
３３  復調部
１１１，１３１，１３４  ハイブリッド（Ｈ）
１１５，１１７  可変減衰器
１３５  局部発振器（ＬＯ）
１３６，１３７  帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ：ＢＰＦ）
１３８，１３９  Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換器）
１３２，１３３  位相検波部
１４１，ｌ４５  上昇／下降識別部（信号方向判定部）
１４１Ａ，１４５Ａ  上昇／下降識別部（第１信号方向判定部）
１４１Ｂ，１４５Ｂ  上昇／下降識別部（第２信号方向判定部）
１４１−１，１４１−２  レジスタ（ＲＥＧ）
１４１−３，１４１−４  コンパレータ（Ｃ）
１４１−６  ＥＸ−ＮＯＲゲート（Exclusive NOR 素子：排他的否定論理和演算素子）
１４１−７  ＡＮＤゲート（論理積演算素子）
１４１−８  フリップフロップ回路（ＦＦ）
１４２，１４２Ａ，１４２Ｂ  回転方向識別部
１４２−１  減算器（ＳＵＢ：差演算部）
１４２Ａ−１  減算器（ＳＵＢ：第１差演算部）
１４２Ｂ−１  減算器（ＳＵＢ：第２差演算部）
１４２−２，１４７  デコーダ（ＤＥＣ）（相関演算部）
１４２Ａ−２，１４７Ａ  デコーダ（ＤＥＣ）（第１相関演算部）
１４２Ｂ−２，１４７Ｂ  デコーダ（ＤＥＣ）（第２相関演算部）
１４３，１４３′，１４３Ａ，１４３Ｂ，１４４Ａ，１４４Ｂ，１４８，１４８′，１４８Ａ，１４８Ｂ  積分器
１４４  ＯＲゲート（論理和演算素子：制御信号生成部）
１４６  誤差ビット検出部（誤差情報検出部）
１４６Ａ  誤差ビット検出部（第１誤差情報検出部）
１４６Ｂ  誤差ビット検出部（第２誤差情報検出部）
Ｌ１，Ｌ２  コイル
Ｃ１〜Ｃ５  コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ３  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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