(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素ドプラ信号を検出するドプラ検出部と、
このドプラ検出部からの出力に応答する複素ドプラ信号制御手段と、
この複素ドプラ信号制御手段の出力に応答する順逆分離手段と、
を備え、ドプラモードとＢモードとを切り替えて走査する超音波ドプラ診断装置において、
上記複素ドプラ信号制御手段は、複素ドプラ信号の実部データと虚部データとを記憶する記憶手段と、上記記憶された複素ドプラ信号をＢモード期間中に逆順に読み出す制御手段と、読み出された複素ドプラ信号の周波数を反転させる複素周波数反転手段と、ドプラモードからＢモードへの接続切り替え時点での位相の段差を補正するために周波数反転された複素ドプラ信号の位相を回転させる位相回転補正手段とを含むことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。
【請求項２】
上記複素周波数反転手段は、複素ドプラ信号の実部データと虚部データの符号を反転させる手段と、実部データと虚部データを交換する手段のうち少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項１記載の超音波ドプラ診断装置。
【請求項３】
上記複素ドプラ信号制御手段は、２群の複素周波数反転手段と、２群の位相回転補正手段と、これら２群の位相回転補正手段から出力される複素ドプラ信号系列を重み付け加算する重み付け加算手段とを含むことを特徴とする請求項１記載の超音波ドプラ診断装置。
【請求項４】
被検体内に超音波を送受信する探触子と、
この探触子にパルス又は連続波を供給する送波器と、
上記探触子で受信した反射エコー信号を増幅する増幅器と、
この増幅器からの反射エコー信号からＢモード断層像を生成するＢモード像生成部と、
上記増幅器からの反射エコー信号から移動体によりドプラ偏移を受けた成分を複素ドプラ信号として検出するドプラ検出部と、
このドプラ検出部で検出された複素ドプラ信号の周波数を分析する周波数分析部と、
上記Ｂモード像生成部からの画像信号及び上記周波数分析部からの分析信号を入力してＢモード断層像又は周波数スペクトラムとして表示する表示系と、
上記順逆分離手段からの出力を取り込んで２チャンネルのドプラ音として出力するオーディオ信号出力系と、
を更に備えたことを特徴とする請求項１記載の超音波ドプラ診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被検体の診断部位に対して超音波を送受信するとともに、Ｂモード断層像を得るための超音波の送受信動作とドプラモードでの複素ドプラ信号を得るための超音波の送受信動作とを時分割に交互に切り換えることによって、被検体のリアルタイムＢモード断層像を観察しながらドプラ法により例えば血流速度の計測を行う超音波ドプラ診断装置に関し、特にＢモード期間内にて欠落する複素ドプラ信号を補間する際にＢモード直前と直後のドプラ信号の位相によって位相の段差が生じるのを防止してオーディオ信号出力の歪を低減することができる超音波ドプラ診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の超音波ドプラ診断装置において、Ｂモードとドプラモードとを併用するモードを選択した場合、Ｂモードによる超音波の送受信とドプラモードによる超音波の送受信とが時分割に交互に行われる。比較的低い移動速度の物体を検出対象とする場合には、ドプラモードの送受信繰返し周波数は低くてすむため、Ｂモードの送受信の間にドプラモードの送受信を行うことが可能である。ところが、速度の高い移動物体を検出対象とすることを目的としてドプラモードの送受信繰返し周波数を高くした場合、時間的にＢモードの送受信を行うことが困難になり、現状ではＢモード画像を静止し、ドプラモードのみの送受信に切り換えていた。
【０００３】
これに対し、Ｂモード画像を静止せずにドプラモードの送受信を行うために、ドプラモードの送受信を必要回数行った後に、Ｂモードの送受信を一定回数行ってＢモード断層像を更新する方法がある。この場合のＢモード／ドプラモードの信号形式を図９に示す。図９（ａ）は、ドプラモードにおけるドプラ信号（音声信号）が出力される期間と、Ｂモードにおける断層像信号が出力される期間とが交互に出現する状態を示している。いま、Ｂモードの期間を符号Ｂで、ドプラモードの期間を符号Ｄで表すと、Ｄ1−Ｂ1−Ｄ2−Ｂ2−Ｄ3という信号となり、ドプラモードの音声信号は断続するため、音声信号の欠落するＢモードの期間Ｂ1 ，Ｂ2に何らかの信号補間をしないと、オーディオ信号出力系のスピーカからブチブチという雑音がでて、診断の用には供せないものであった。
【０００４】
これに対処して、従来、図９（ｂ）に示すように、音声信号の欠落するＢモードの期間Ｂ1，Ｂ2にそれぞれの直前のドプラモードの期間Ｄ1，Ｄ2の音声信号をそのまま繰り返して補間する繰り返し補間という方法が行われていた。しかし、この場合は、図９（ｂ）から明らかなように、繰り返し補間部分Ｄ1，Ｄ2の音声信号の接続点が不連続になり、ブチブチという雑音が残るものであった。また、図９（ｃ）に示すように、音声信号の欠落するＢモードの期間Ｂ1，Ｂ2にそれぞれの直前のドプラモードの期間Ｄ1，Ｄ2の音声信号を折り返して補間する折り返し補間という方法が行われていた。これは、図９（ａ）に示すＤ1期間の音声信号をメモリに記憶させ、次のＢ1期間に上記メモリに記憶されたＤ1期間の音声信号を逆順に読み出して補間することにより、信号Ｄ1を折り返した信号Ｄ1′として折り返し補間を行うものである。信号Ｄ2を折り返した信号Ｄ2′についても全く同様に折り返し補間が行われる。この場合は、ブチブチという雑音はかなり減少するが、Ｄ1′−Ｄ2，Ｄ2′−Ｄ3の接続点で音声信号が不連続になることがあり、ブチブチという雑音が出ることがあった。
【０００５】
さらにこれに対処して、特開平５−３４４９７１号公報に記載されたドプラ音声信号の補間法が提案されている。この方法は、図１０に示すように、同図（ａ）に示すＢモードの期間Ｂ1の直前のドプラ音声信号Ｄ1を最後のデータから逆順にメモリから期間Ｂ1の長さだけ読み出して折り返した第１の折り返し信号Ｄ1′を作り、減少関数のウインドウ信号Ｗ11を乗じて第１の予備補間信号Ｂ11を作る（図１０（ｂ）参照）。次に、同図（ａ）に示すＢモードの期間Ｂ1の直後のドプラ音声信号Ｄ2を最後のデータから逆順にメモリから期間Ｂ1の長さだけ読み出して折り返した第２の折り返し信号Ｄ2′を作り、増加関数のウインドウ信号Ｗ21を乗じて第２の予備補間信号Ｂ21を作る（図１０（ｃ）参照）。そして、上記第１の予備補間信号Ｂ11と第２の予備補間信号Ｂ21とを加算して補間信号（Ｂ11＋Ｂ21）を作り、同図（ｄ）に示すように上記Ｂモードの期間Ｂ1のドプラ音声信号を補間するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述の図９及び図１０に示す従来の超音波ドプラ診断装置におけるドプラ音声信号の補間方法においては、複素信号ではないドプラ音声信号を補間の対象としているので、ドプラモードからＢモードに切り換える直前と直後のドプラ信号の折り返し点での信号の位相関係によって、信号波形が滑らかにつながらない場合があった。これは、単なるデータの逆順読み出しのみの場合、信号の振幅の段差は解消されても、信号の位相の段差まで解消することができないためである。これにより、ドプラモードにおいて出力されるオーディオ信号が歪みドプラ音の音質が劣化することがあった。そして、超音波ドプラ診断装置のリアルタイム性を向上させるために、ドプラモードとＢモードの切り換えを高速に行うほどこの位相の段差は頻繁に発生し、ドプラ音の音質が劣化して診断がしにくくなるものであった。
【０００７】
そこで、本発明は、このような問題点に対処し、Ｂモード期間内にて欠落する複素ドプラ信号を補間する際にＢモード直前と直後のドプラ信号の位相によって位相の段差が生じるのを防止してオーディオ信号出力の歪を低減することができる超音波ドプラ診断装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明による超音波ドプラ診断装置は、複素ドプラ信号を検出するドプラ検出部と、このドプラ検出部からの出力に応答する複素ドプラ信号制御手段と、この複素ドプラ信号制御手段の出力に応答する順逆分離手段と、を備え、ドプラモードとＢモードとを切り替えて走査する超音波ドプラ診断装置において、上記複素ドプラ信号制御手段は、複素ドプラ信号の実部データと虚部データとを記憶する記憶手段と、上記記憶された複素ドプラ信号をＢモード期間中に逆順に読み出す制御手段と、読み出された複素ドプラ信号の周波数を反転させる複素周波数反転手段と、ドプラモードからＢモードへの接続切り替え時点での位相の段差を補正するために周波数反転された複素ドプラ信号の位相を回転させる位相回転補正手段とを含んで成るものである。
【０００９】
また、上記複素周波数反転手段は、複素ドプラ信号の実部データと虚部データの符号を反転させる手段と、実部データと虚部データを交換する手段のうち少なくとも一つを含んで成るものである。
【００１０】
さらに、上記複素ドプラ信号制御手段は、２群の複素周波数反転手段と、２群の位相回転補正手段と、これら２群の位相回転補正手段から出力される複素ドプラ信号系列を重み付け加算する重み付け加算手段とを含んで成るものである。
【００１１】
そして、被検体内に超音波を送受信する探触子と、この探触子にパルス又は連続波を供給する送波器と、上記探触子で受信した反射エコー信号を増幅する増幅器と、この増幅器からの反射エコー信号からＢモード断層像を生成するＢモード像生成部と、上記増幅器からの反射エコー信号から移動体によりドプラ偏移を受けた成分を複素ドプラ信号として検出するドプラ検出部と、このドプラ検出部で検出された複素ドプラ信号の周波数を分析する周波数分析部と、上記Ｂモード像生成部からの画像信号及び上記周波数分析部からの分析信号を入力してＢモード断層像又は周波数スペクトラムとして表示する表示系と、上記順逆分離手段からの出力を取り込んで２チャンネルのドプラ音として出力するオーディオ信号出力系と、を更に備えたものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明による超音波ドプラ診断装置の全体構成を示すブロック図である。この超音波ドプラ診断装置は、被検体の診断部位に対して超音波を送受信するとともに、Ｂモード断層像を得るための超音波の送受信動作とドプラモードでの複素ドプラ信号を得るための超音波の送受信動作とを時分割に交互に切り換えることによって、被検体のリアルタイムＢモード断層像を観察しながらドプラ法により例えば血流速度の計測を行うもので、図１に示すように、探触子１と、送波器２と、増幅器３と、包絡線検波部４と、Ａ／Ｄ変換器５と、ドプラ検出部６ａ，６ｂと、周波数分析部７と、ディジタルスキャンコンバータ（以下「ＤＳＣ」と略称する）８と、表示部９と、順逆分離器１０と、スピーカ１１ａ，１１ｂとを有し、さらに複素信号補間器１２を備えて成る。
【００１３】
上記探触子１は、被検体内の診断部位に対して超音波を送受信するもので、図示省略したが、その内部には超音波の発生源であると共に反射波を受信する振動子を有している。送波器２は、上記探触子１に送波信号としてパルス又は連続波を供給するもので、発振器１３から発生された一定の繰り返し周波数を有するパルス又は連続波を供給するようになっている。また、増幅器３は、上記探触子１で受信した被検体内部からの反射エコー信号を増幅するもので、信号増幅のために所要のゲイン値が設定されている。
【００１４】
包絡線検波部４は、上記増幅器３から出力された受信信号（反射エコー信号）を入力して検波しビデオ信号を作成するものである。Ａ／Ｄ変換器５は、上記包絡線検波部４から出力されたビデオ信号を入力してディジタル信号に変換するものである。そして、この包絡線検波部４とＡ／Ｄ変換器５とで、上記増幅器３から出力された反射エコー信号からＢモード断層像を生成するＢモード像生成部を構成している。
【００１５】
一方、ドプラ検出部６ａ，６ｂは、前記増幅器３から出力された反射エコー信号から移動体によりドプラ偏移を受けた成分を複素ドプラ信号として検出するもので、前記発振器１３に対して９０°位相器１４の挿入の有無により互いに９０度位相の異なる参照波を上記増幅器３からの反射エコー信号に乗算する乗算器１５ａ，１５ｂと、この乗算器１５ａ，１５ｂからの出力信号を直交検波して複素ベースバンド信号を作成するローパスフィルタ１６ａ，１６ｂと、このローパスフィルタ１６ａ，１６ｂからの出力信号にフィルタをかけて静止組織からの反射エコー信号を除去するウォールフィルタ１７ａ，１７ｂと、このウォールフィルタ１７ａ，１７ｂからの出力信号をディジタル信号に変換してディジタルの複素ドプラ信号を出力するＡ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂとから成る。
【００１６】
上記ドプラ検出部６ａ，６ｂから出力される複素ドプラ信号は、位相が９０度ずれた複素信号であり、これを複素平面上のベクトルとして表せば、例えば移動体が接近するときはプラスのドプラシフト周波数となり複素ベクトルは左回転し、逆に移動体が遠ざかるときはマイナスのドプラシフト周波数となり複素ベクトルは右回転する。そして、周波数分析部７は、上記ドプラ検出部６ａ，６ｂで検出された複素ドプラ信号を周波数分析してパワースペクトラムを算出するものである。
【００１７】
ＤＳＣ８は、前記Ｂモード像生成部のＡ／Ｄ変換器５からの画像信号及び上記周波数分析部７からの分析信号を入力して画像表示のためにレイアウト処理するものである。表示部９は、上記ＤＳＣ８から出力された画像信号を入力して画像として表示するもので、例えばテレビモニタから成る。そして、上記ＤＳＣ８と表示部９とで、上記Ｂモード像生成部からの画像信号及び上記周波数分析部７からの分析信号を入力してＢモード断層像又は周波数スペクトラムとして表示する表示系を構成している。
【００１８】
順逆分離器１０は、後述の複素信号補間器１２の出力に応答する順逆分離手段となるもので、上記ドプラ検出部６ａ，６ｂから出力された複素ドプラ信号を複素周波数の正負によって順逆の方向を分離するようになっている。二つのスピーカ１１ａ，１１ｂは、上記順逆分離器１０の出力信号を入力して２チャンネルのドプラ音として出力するものである。この場合、正の周波数成分は移動体が近づくときのドプラ信号として一方のスピーカ１１ａから出力され、負の周波数成分は移動体が遠ざかるときのドプラ信号として他方のスピーカ１１ｂから出力される。そして、上記順逆分離器１０と二つのスピーカ１１ａ，１１ｂとで、前記ドプラ検出部６ａ，６ｂで得た複素ドプラ信号を取り込んで２チャンネルのドプラ音として出力するオーディオ信号出力系を構成している。なお、本発明の超音波ドプラ診断装置は、上記Ｂモード断層像を得るための超音波の送受信動作とドプラモードでの複素ドプラ信号を得るための超音波の送受信動作とを時分割に交互に行うようになっている。
【００１９】
ここで、本発明においては、上記オーディオ信号出力系の順逆分離器１０より前段に複素信号補間器１２が設けられている。この複素信号補間器１２は、上記ドプラ検出部６ａ，６ｂからの出力に応答する複素ドプラ信号制御手段となるもので、Ｂモード期間内にて欠落する複素ドプラ信号を、ドプラモード期間に受信した複素ドプラ信号を記憶しておきこの複素ドプラ信号を読み出して合成することにより複素平面上で補間するようになっており、その具体的な内部構成の一例は図２に示すようになっている。図２において、上記ドプラ検出部６ａ，６ｂから出力される複素ドプラ信号を入力端子１９ａ，１９ｂを介して入力する一方の実部メモリ２０ａは、複素ドプラ信号のうち実部データを記憶するものであり、他方の虚部メモリ２０ｂは同じく複素ドプラ信号のうち虚部データを記憶するものである。そして、この実部メモリ２０ａと虚部メモリ２０ｂとで、ドプラモード期間に受信して入力した複素ドプラ信号を記憶する手段を構成している。
【００２０】
アドレス発生部２１は、上記実部メモリ２０ａと虚部メモリ２０ｂのデータを読み書きするときのアドレスを発生するものである。制御部２２は、上記アドレス発生部２１で発生するアドレスの発生順序を制御するものである。そして、このアドレス発生部２１と制御部２２とで、上記記憶手段としての実部メモリ２０ａと虚部メモリ２０ｂに記憶された複素ドプラ信号をＢモード期間中に逆順に読み出す制御手段を構成している。
【００２１】
複素周波数反転器２３は、上記制御手段としてのアドレス発生部２１と制御部２２により上記実部メモリ２０ａと虚部メモリ２０ｂから逆順に読み出された複素ドプラ信号の周波数を反転させる複素周波数反転手段となるもので、虚数部に挿入された符号反転器２４と切換スイッチ２５を有し、複素ドプラ信号の虚部データの符号反転を行うように構成されている。これにより、上記逆順に読み出されたドプラ信号の複素共役が取られ、時間軸の反転つまり周波数の反転が解消される。なお、この複素周波数反転器２３は、これに限らず、図３に示すように、符号反転器２４と切換スイッチ２５を実数部に挿入し、複素ドプラ信号の実部データの符号反転を行うように構成してもよい。また、図４に示すように、実数部と虚数部の出力側に上記制御部２２からの制御信号により連動動作する二つの切換スイッチ２６，２６を設け、複素ドプラ信号の実部データと虚部データの交換を行うように構成してもよい。
【００２２】
補正ベクトル演算部２７と複素乗算器２８とは、上記複素周波数反転器２３の複素共役処理により複素ドプラ信号についてドプラモードからＢモードへの接続切り替え時点での位相の段差を補正するために周波数反転された複素ドプラ信号の位相を回転させる位相回転補正手段を構成するものである。補正ベクトル演算部２７は、ドプラモード期間の最後の出力データをレジスタＲr2，Ｒi2（符号２９ｂ）にて保持し、Ｂモード期間の補間の最初のデータをレジスタＲr1，Ｒi1（符号２９ａ）にて保持し、４象限のａtanテーブル３０ａ，３０ｂと加算器３１で位相角の偏差Δθを求め、三角関数テーブル３２ａ，３２ｂにより補正ベクトルを求めるように構成されている。また、複素乗算器２８は、上記補正ベクトル演算部２７からの補正ベクトルのドプラモードからＢモードへの接続点の位相段差を補正すると共に、再びドプラモード期間に復帰した時点で複素ドプラ信号について位相回転処理をするもので、実数部と虚数部にまたがって設けられた合計４個の乗算器３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄと２個の加算器３４ａ，３４ｂとから成る。そして、この複素乗算器２８からの出力信号が求める複素補間出力として、出力端子３５ａ，３５ｂから、図１に示す順逆分離器１０へ供給されるようになっている。
【００２３】
次に、このように構成された複素信号補間器１２の動作について、図２を参照して説明する。まず、ドプラモード期間に受信された複素ドプラ信号は、それぞれ実部データを記憶する実部メモリ２０ａ及び虚部データを記憶する虚部メモリ２０ｂに記憶されると同時に、制御部２２の制御により複素周波数反転器２３内にて接点ｑ側に接続された切換スイッチ２５を介してそのまま複素乗算器２８に加えられ、そこで位相回転処理を受けて出力される。このとき、上記実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂのアドレスは、制御部２２によりアドレス発生の順序が制御されるアドレス発生部２１から出力される。
【００２４】
次に、Ｂモード期間に切り換わると、制御部２２により制御されるアドレス発生部２１から上記書き込みのときと逆順のアドレスが発生され、上記実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂから複素ドプラ信号を逆順に読み出す。このとき、制御部２２の制御により複素周波数反転器２３内の切換スイッチ２５は接点ｐ側に接続され、上記読み出された複素ドプラ信号の虚数部が符号反転器２４を通過するように変えられる。これにより、上記逆順に読み出された複素ドプラ信号の複素共役が取られ、逆順読み出しによる時間軸の反転、すなわち周波数の反転が解消される。このような複素共役処理によりドプラモードからＢモードへの接続時点で位相の段差が発生するので、前述の補正ベクトル演算部２７と複素乗算器２８とから成る位相回転補正手段で位相の段差を補正する。
【００２５】
すなわち、補正ベクトル演算部２７は、ドプラモード期間の最後の出力データをレジスタＲr2，Ｒi2（符号２９ｂ）にて保持し、Ｂモード期間の補間の最初のデータをレジスタＲr1，Ｒi1（符号２９ａ）にて保持し、４象限のａtanテーブル３０ａ，３０ｂと加算器３１で位相角の偏差Δθを求め、三角関数テーブル３２ａ，３２ｂにより補正ベクトルを求める。この補正ベクトルの位相角は、ドプラモードからＢモードへの接続点を挟む両側の複素数の位相段差の角度と等しくなっているので、次の複素乗算器２８により接続点の位相段差が補正される。
【００２６】
次に、再びドプラモード期間に復帰した時点で複素ドプラ信号は前記実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂに書き込まれると同時に、制御部２２の制御により複素周波数反転器２３内にて接点ｑ側に接続された切換スイッチ２５を介してそのまま複素乗算器２８に加えられ、そこで位相回転処理を受けて出力される。このとき、レジスタＲr1，Ｒi1（符号２９ａ）にはドプラモード時の始めのデータを、レジスタＲr2，Ｒi2（符号２９ｂ）にはＢモード時の補間出力の最後のデータを保持して、補正ベクトル演算部２７で新たな接続点での補正ベクトルを求めるようになっている。以上の動作が、Ｂモード又はドプラモードによる超音波の送受信動作を時分割に交互に切り換えながら実行される。
【００２７】
図２の実施例では、Ｂモード期間からドプラモード期間への接続点においてはその接続時点の後に得られる複素ドプラ信号のデータの逆順の読み出しを行っていないので、上記接続点におけるデータの振幅誤差の発生を許すが、複素乗算器２８による位相回転処理によって接続点両側での２点のデータの距離が最小化されることで上記の振幅誤差は最小化される。これにより、従来技術においてドプラ音声出力に生じていたノイズも低減される。
【００２８】
次に、上記図２の実施例による複素信号補間器１２の動作による信号波形を図５を参照して説明する。図５（ａ）〜（ｃ）は時間軸上で信号波形を示す説明図であり、Ｄ1，Ｄ2はドプラモード期間を示し、Ｂ1，Ｂ2はＢモード期間を示しており、実線の波形は複素ドプラ信号の実部データを示し、破線の波形は虚部データを示している。そして、図５（ａ）は、図２に示す入力端子１９ａ，１９ｂにおいて複素信号補間器１２に入力する複素信号入力波形を示す。また。図５（ｂ）は、複素周波数反転器２３の出力波形を示し、これは補正ベクトル演算部２７による位相補正を受ける前であることから、期間Ｄ1からＢ1の接続点及び期間Ｄ2からＢ2の接続点において180度の位相段差が生じている。さらに、図５（ｃ）は、補正ベクトル演算部２７及び複素乗算器２８による位相補正を受けて位相段差が解消され、出力端子３５ａ，３５ｂにおいて複素信号補間器１２から出力される複素補間出力波形を示す。
【００２９】
図６は、上記図２の実施例による複素信号補間器１２の動作による複素ドプラ信号の補間を、実部と虚部の複素平面上で表した説明図である。図において、Ｄ1，Ｄ2はドプラモード期間を示し、Ｂ1はＢモード期間を示している。期間Ｄ1の最後のデータＺntは、図２に示す実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂから逆順に読み出され、複素共役演算によりＺnt＊となる。そして、上記最後のデータＺntと期間Ｂ1における補間データの最初のデータとなるべきＺnt＊との位相角の差Δθntが演算され、期間Ｂ1における以降の補間データの列は複素共役演算により求められたデータが順次Δθntだけの位相回転の処理を受けて合成される。このようなデータの逆順読み出し、複素共役演算、Δθntの位相回転などの一連の処理を幾何学的に見れば、ちょうど期間Ｄ1と期間Ｂ1の接続点すなわち図６における半直線Ｏ−Ｍ1上に鏡を置いて時間を逆転させたようになって、ドプラ信号の軌跡が滑らかにつながっているのが分かる。
【００３０】
また、図６において、期間Ｂ1から期間Ｄ2への接続においては位相段差Δθrが存在するが、順次Δθrだけの位相回転処理を行うことにより位相段差がないと共に、振幅段差も最小に抑えられていることがわかる。このように、図２の実施例によれば、複素ドプラ信号の補間に補間点より時間的に後のデータを必要としないので、処理に遅れ時間がなく、実時間処理を可能とすることができる。
【００３１】
図７は、図１に示す複素信号補間器１２の内部構成の他の例を示すブロック図である。この例による複素信号補間器１２は、図２の実施例に対して、複素周波数反転器２３を２群（２３ａ，２３ｂ）設け、補正ベクトル演算部２７を２群(２７ａ，２７ｂ）設けると共に複素乗算器２８を２群（２８ａ，２８ｂ）設けて２群の位相回転補正手段を設け、さらにこれら２群の位相回転補正手段から出力される複素ドプラ信号系列を重み付け加算を行う重み付け加算手段（３７ａ〜３７ｄ，３８，３９ａ〜３９ｂ）を設けたものである。この実施例は、図２の実施例では存在したＢモード期間からドプラモード期間への接続点での振幅段差を、その接続時点の後に得られる複素ドプラ信号のデータの逆順の読み出しを行うことにより無くそうとするものである。
【００３２】
次に、このように構成された図７の実施例による複素信号補間器１２の動作について説明する。まず、ドプラモード期間の複素ドプラ信号は、実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂに書き込まれると同時に、制御部２２の制御によりそれぞれ接点ｑ側に接続された切換スイッチ４０ａ，４０ｂを介してＢモード期間の２倍に相当する時間だけ遅れてそのまま上記実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂから読み出され、出力端子３５ａ，３５ｂから出力される。次に、Ｂモード期間に切り換わると、上記書き込まれたドプラモード期間の複素ドプラ信号が実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂから逆順に読み出され、第１の複素周波数反転器２３ａにより複素共役信号とされる。また、第１の補正ベクトル演算部２７ａ内のレジスタＲr1，Ｒi1（符号２９ａ）には、Ｂモード期間以前の最後の複素ドプラ信号のデータを保持し、接続点の偏角の２倍の値をａtanテーブル３０ａ及び倍率器３６ａにて求め、補正ベクトルを得る。このとき、上記逆順で読み出された複素共役信号列はちょうど接続点の偏角の２倍の角度だけ逆方向に位相ずれを起こしているので、第１の複素乗算器２８ａでこの位相ずれを補正する方向に位相回転処理を行う。これにより、接続点において振幅、位相ともに連続する補間が行われる。
【００３３】
次に、Ｂモード期間からドプラモード期間への接続点では、Ｂモード期間以降の複素ドプラ信号が実部メモリ２０ａ及び虚部メモリ２０ｂから逆順に読み出され、第２の複素周波数反転器２３ｂにより複素共役信号とされる。また、第２の補正ベクトル演算部２７ｂ内のレジスタＲr2，Ｒi2（符号２９ｂ）には、Ｂモード期間以降の最初の複素ドプラ信号のデータを保持し、接続点の偏角の２倍の値をａtanテーブル３０ｂ及び倍率器３６ｂにて求め、補正ベクトルを得る。このとき、上記逆順で読み出された複素共役信号列はちょうど接続点の偏角の２倍の角度だけ逆方向に位相ずれを起こしているので、第２の複素乗算器２８ｂでこの位相ずれを補正する方向に位相回転処理を行う。これにより、上記と同様に接続点において振幅、位相ともに連続する補間が行われる。
【００３４】
次に、上記のようにＢモード期間の前後の複素ドプラ信号から合成補間された２群の複素ドプラ信号は、重み係数発生器３８と各群に２個ずつ設けられた乗算器３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄと２個の加算器３９ａ，３９ｂとから成る重み付け加算手段を用いて、時系列の対応するもの同士でＢモード期間の始めの時期ほどそのＢモード期間以前のドプラ信号から合成された複素信号に重みを大きくし、Ｂモード期間の終わりにかけてそのＢモード期間以後のドプラ信号から合成された複素信号に重みを移動するように重み付け加算が行われる。このようにして求められた複素補間出力は、制御部２２の制御によりそれぞれ接点ｐ側に接続された切換スイッチ４０ａ，４０ｂを介して出力端子３５ａ，３５ｂから出力され、図１に示す順逆分離器１０へ供給される。
【００３５】
図８は、上記図７の実施例による複素信号補間器１２の動作による複素ドプラ信号の補間を、実部と虚部の複素平面上で表した説明図である。図において、Ｄ1，Ｄ2はドプラモード期間を示し、Ｂ1はＢモード期間を示している。期間Ｄ1のドプラモードから期間Ｂ1のＢモードへの接続では、期間Ｄ1の複素ドプラ信号のデータＣr1は、データの逆順読み出し、複素共役、位相回転補正処理によって半直線Ｏ−Ｍ1に対称に折り返されて破線で示すデータＣr1′となる。また、期間Ｂ1のＢモードから期間Ｄ2のドプラモードへの接続では、Ｂモード以降の期間Ｄ2の複素ドプラ信号のデータＣr2は、データの逆順読み出し、複素共役、位相回転補正処理によって半直線Ｏ−Ｍ2に対称に折り返されて破線で示すデータＣr2′となる。そして、図７に示す重み付け加算手段（３７ａ〜３７ｄ，３８，３９ａ〜３９ｂ）により重み付け加算が行われ、図８の期間Ｂ1に一点鎖線で示すように複素補間信号Ｃiが得られる。この実施例では、Ｂモード期間の複素ドプラ信号を補間により求めるのに、そのＢモード期間の前後のドプラモード期間のドプラ信号を補間処理に利用することから、その補間処理に必然的にＢモード期間の２倍の時間遅れを生じるが、図８からも明らかなように振幅段差及び位相段差が殆どなく、滑らかに接続された補間信号が得られる。
【００３６】
【発明の効果】
本発明は以上のように構成されたので、複素ドプラ信号を検出するドプラ検出部からの出力に応答する複素ドプラ信号制御手段を、複素ドプラ信号の実部データと虚部データとを記憶する記憶手段と、この記憶された複素ドプラ信号をＢモード期間中に逆順に読み出す制御手段と、読み出された複素ドプラ信号の周波数を反転させる複素周波数反転手段と、ドプラモードからＢモードへの接続切り替え時点での位相の段差を補正するために周波数反転された複素ドプラ信号の位相を回転させる位相回転補正手段とを含んで構成したことにより、Ｂモード期間内にて欠落する複素ドプラ信号を補間する際にＢモード直前と直後のドプラ信号の位相によって位相の段差が生じるのを防止してオーディオ信号出力の歪を低減することができる。従って、ドプラ音の音質を向上して診断の効率を改善することができる。
【００３７】
また、上記複素ドプラ信号制御手段において、複素周波数反転手段を２群設けると共に、位相回転補正手段を２群設け、これら２群の位相回転補正手段から出力される複素ドプラ信号系列を重み付け加算する重み付け加算手段を含むものにおいては、Ｂモード期間内にて欠落する複素ドプラ信号を補間する際に信号の振幅段差及び位相段差を殆どなくし、滑らかに接続された補間信号を得ることができる。従って、オーディオ信号出力の歪をさらに低減することができ、ドプラ音の音質を向上して診断の効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による超音波ドプラ診断装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】上記超音波ドプラ診断装置における複素信号補間器の内部構成の一例を示すブロック図である。
【図３】上記複素信号補間器内の複素周波数反転器の他の構成例を示す回路図である。
【図４】上記複素信号補間器内の複素周波数反転器のさらに他の構成例を示す回路図である。
【図５】図２の実施例による複素信号補間器の動作による信号波形を示す説明図である。
【図６】図２の実施例による複素信号補間器の動作による複素ドプラ信号の補間を、実部と虚部の複素平面上で表した説明図である。
【図７】図１に示す複素信号補間器の内部構成の他の例を示すブロック図である。
【図８】図７の実施例による複素信号補間器の動作による複素ドプラ信号の補間を、実部と虚部の複素平面上で表した説明図である。
【図９】従来の超音波ドプラ診断装置におけるドプラ音声信号の補間方法を示す説明図である。
【図１０】従来装置におけるドプラ音声信号の補間方法の他の例を示す説明図である。
【符号の説明】
１…探触子
２…送波器
３…増幅器
４…包絡線検波部
５…Ａ／Ｄ変換器
６ａ，６ｂ…ドプラ検出部
７…周波数分析部
８…ＤＳＣ
９…表示部
１０…順逆分離器
１１ａ，１１ｂ…スピーカ
１２…複素信号補間器
１３…発振器
１４…９０°位相器
２０ａ…実部メモリ
２０ｂ…虚部メモリ
２１…アドレス発生部
２２…制御部
２３，２３ａ，２３ｂ…複素周波数反転器
２７，２７ａ，２７ｂ…補正ベクトル演算部
２８，２８ａ，２８ｂ…複素乗算器
３７ａ〜３７ｄ…乗算器
３８…重み係数発生器
３９ａ，３９ｂ…加算器
４０ａ，４０ｂ…切換スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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