(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定入力信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換手段と、
上記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定手段と、
瞬時位相からリニア位相を推定し、上記瞬時位相から上記推定したリニア位相を除去して位相雑音波形を出力するリニア位相除去手段と、
上記位相雑音波形を入力して、その位相雑音波形の品質尺度を求めて出力する品質尺度推定手段と、
を具備する位相雑音波形の品質尺度測定装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の相関係数を上記品質尺度として求める手段である。
【請求項３】
請求項２記載の装置において、
上記品質尺度推定手段は、上記位相雑音波形の２乗平均値を求めるタイミングジッタ２乗平均値検出手段と、上記位相雑音波形の周期ジッタの２乗平均値を求める周期ジッタ２乗平均値検出手段と、上記位相雑音波形の２乗平均値と、上記周期ジッタの２乗平均値とを入力して、上記相関係数を求める手段とよりなる。
【請求項４】
請求項３記載の装置において、
上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から上記リニア位相を差し引いて上記位相雑音波形を得る引算手段とよりなり、
上記周期ジッタ２乗平均値検出手段は、上記瞬時位相推定手段と上記連続位相変換手段との間、上記連続位相変換手段と上記リニア位相推定手段及び上記引算手段との間、及び上記引算手段の出力側の何れかの１つに直列に挿入され、その入力を上記解析信号の実数部のゼロクロスタイミング近くでサンプリングして上記位相雑音波形のサンプル系列を得るゼロクロスサンプリング手段と、上記位相雑音波形のサンプル系列を入力し、その差分波形を計算して周期ジッタを求める差分手段と、上記周期ジッタを２乗平均して上記周期ジッタの２乗平均ジッタを求める２乗平均手段とよりなる。
【請求項５】
請求項２記載の装置において、
上記品質尺度推定手段は、上記位相雑音波形のサンプル周期の整数倍離れた上記位相雑音波形の二つのサンプルの積を順次、上記サンプル周期の整数倍だけずらして求めて和をとる積和手段と、上記サンプル周期の整数倍ごとに上記位相雑音波形の２乗の和を求める２乗和手段と、上記積和の結果を上記２乗和の結果で割算して上記位相雑音波形の相関係数を求める手段よりなる。
【請求項６】
請求項５記載の装置において、
上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から上記リニア位相を差し引いて上記位相雑音波形を得る引算手段とよりなり、
上記品質尺度推定手段は、上記瞬時位相推定手段と上記連続位相変換手段との間、上記連続位相変換手段と上記リニア位相推定手段及び上記引算手段との間、及び上記引算手段の出力側の何れかの１つに直列に挿入され、その入力を上記解析信号の実数部のゼロクロスタイミング近くでサンプリングして上記位相雑音波形のサンプル系列を出力するゼロクロスサンプリング手段を備え、上記積和手段及び上記２乗和手段の各演算に上記位相雑音波形のサンプル系列が用いられる。
【請求項７】
請求項５記載の装置において、
上記サンプル周期の整数倍は上記入力信号の周期の２分の１の整数倍である。
【請求項８】
請求項１記載の装置において、
上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の信号対雑音比を求めて上記品質尺度として出力する手段である。
【請求項９】
請求項８記載の装置において、
上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の相関係数を求める相関係数演算手段と、上記相関係数を用いて上記位相雑音波形の信号対雑音比を求めるＳ／Ｎ演算手段とよりなる。
【請求項１０】
請求項９記載の装置において、
上記相関係数演算手段は、上記位相雑音波形の２乗平均値を求めるタイミングジッタ２乗平均値検出手段と、上記位相雑音波形の周期ジッタの２乗平均値を求める周期ジッタ２乗平均値検出手段と、上記位相雑音波形の２乗平均値と、上記周期ジッタの２乗平均値とを入力して、上記位相雑音波形の相関係数を求める手段とよりなる。
【請求項１１】
請求項１０記載の装置において、
上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から上記推定したリニア位相を差し引いて上記位相雑音波形を得る引算手段とよりなり、
上記周期ジッタ２乗平均値検出手段は、上記瞬時位相推定手段と上記連続位相変換手段との間、上記連続位相変換手段と上記リニア位相推定手段及び上記引算手段との間、及び上記引算手段の出力側の何れかの１つに直列に挿入され、その入力を上記解析信号の実数部のゼロクロスタイミング近くでサンプリングして上記位相雑音波形のサンプル系列を出力するゼロクロスサンプリング手段と、上記位相雑音波形のサンプル系列を入力し、その差分波形を計算して周期ジッタを求める差分手段と、上記周期ジッタを２乗平均して上記周期ジッタの２乗平均ジッタを求める２乗平均手段とよりなる。
【請求項１２】
請求項４又は１０記載の装置において、
上記タイミングジッタ２乗平均値検出手段は、リサンプル位相雑音波形を入力し、そのリサンプル位相雑音波形を２乗平均して上記タイミングジッタの２乗平均ジッタを求める手段である。
【請求項１３】
請求項４又は１０記載の装置において、
上記タイミングジッタ２乗平均値検出手段は、上記ゼロクロスサンプリング手段でのサンプリング周期と同一周期ごとのタイミングに近い上記位相雑音波形のみをサンプリングして第２リサンプル位相雑音波形を出力する第２サンプリング手段と、上記第２リサンプル位相雑音波形を２乗平均して上記タイミングジッタの２乗平均ジッタを求める手段とよりなる。
【請求項１４】
請求項９記載の装置において、
上記相関係数演算手段は、上記位相雑音波形のサンプル周期の整数倍離れた上記位相雑音波形の２つのサンプルの積を順次周期Ｔだけずらして求めて和をとる積和手段と、上記周期の整数倍ごとに上記位相雑音波形の２乗の和を求める２乗和手段と、上記積和の結果を上記２乗和の結果で割算して上記位相雑音波形の相関係数を求める手段よりなる。
【請求項１５】
請求項１４記載の装置において、
上記リニア位相除去手段は、上記瞬時位相を連続位相に変換する連続位相変換手段と、上記連続位相のリニア位相を推定するリニア位相推定手段と、上記連続位相から上記リニア位相を差し引いて上記瞬時雑音位相を得る引算手段とよりなり、
上記相関係数演算手段は、上記瞬時位相推定手段と上記連続位相変換手段との間、上記連続位相変換手段と上記リニア位相推定手段及び上記引算手段との間、及び上記引算手段の出力側の何れかの１つに直列に挿入され、その入力を上記解析信号の実数部のゼロクロスタイミング近くでサンプリングして上記位相雑音波形のサンプル系列を出力するゼロサンプリング手段を備え、上記積和手段及び上記２乗和手段の各演算に上記位相雑音波形のサンプル系列が用いられる。
【請求項１６】
請求項１記載の装置において、
上記品質尺度推定手段は上記位相雑音波形の相関係数と、上記位相雑音波形の信号対雑音比とを求め、これら相関係数及び信号対雑音比を上記品質尺度とする手段である。
【請求項１７】
請求項１、３、５又は８記載の装置において、
上記入力信号をその振幅変調成分を除去して上記解析信号変換手段へ供給するクリップ手段を備える。
【請求項１８】
被測定入力信号を複素数の解析信号に変換する過程と、
上記解析信号の瞬時位相を求める過程と、
瞬時位相からリニア位相を推定し、上記瞬時位相から上記推定したリニア位相を除去して位相雑音波形を求める過程と、
上記位相雑音波形の相関係数を求める過程と、
を有する位相雑音波形の品質尺度測定方法。
【請求項１９】
請求項１８記載の方法において、
上記相関係数を求める過程は、上記位相雑音波形のサンプル周期の整数倍離れた上記位相雑音波形の２つのサンプルの積を順次上記周期の整数倍だけずらして求めて和をとる積和過程と、上記周期Ｔごとに上記位相雑音波形の２乗の和を求める２乗和過程と、上記積和の結果を上記２乗和の結果で割算する過程とよりなる。
【請求項２０】
請求項１９記載の方法において、
上記リニア位相を除去して位相雑音波形を求める過程は、上記瞬時位相を連続位相に変換する過程と、上記連続位相のリニア位相を推定する過程と、上記連続位相から上記推定したリニア位相を差し引く過程とを有し、
上記相関係数を求める過程は、上記瞬時位相、上記連続位相、及び上記位相雑音波形の何れか一つを上記解析信号の実数部のゼロクロスタイミング近くでサンプリングして上記位相雑音波形のサンプル系列を得る過程を有し、上記積和過程及び上記２乗和過程の各演算に上記位相雑音波形のサンプル系列を用いる。
【請求項２１】
請求項１８又は１９記載の方法において、
上記相関係数を用いて上記位相雑音波形の信号対雑音比を求める過程を有する。
【請求項２２】
請求項１８記載の方法において、
上記相関係数を求める過程は上記位相雑音波形の２乗平均値を求める過程と、上記位相雑音波形の周期ジッタの２乗平均値を求める過程と、上記位相雑音波形の２乗平均値と上記周期ジッタの２乗平均値とから上記相関係数を計算する過程とよりなる。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は例えばマイクロプロセッサを動作させるクロック信号の品質尺度を測定する装置及び方法に関する。
従来においてマイクロプロセッサのクロック信号の品質を推定する尺度としてジッタが用いられていた。
所でジッタには周期ジッタとタイミングジッタとがある。図１Ａに示すようにジッタのない理想クロック信号は点線波形のように例えばその隣接立上り点間の間隔Ｔｉｎｔは一定であり、周期ジッタはゼロである。実際のクロック信号は、立上りが矢印に対し、前後して隣接立上りの間隔Ｔｉｎｔがゆらぎ、この間隔のゆらぎが周期ジッタである。クロック信号のような矩形波でない、例えば正弦波の場合にもゼロクロス点間の間隔Ｔｉｎｔ  のゆらぎが周期ジッタである。
【０００２】
図１Ｂに示すようにジッタのない方形波信号が破線波形の場合、ジッタがある場合、正規の立上り点（破線）に対する実際の立上り点（実線）のずれ幅Δφがタイミングジッタである。
従来の周期ジッタの測定はタイムインターバルアナライザにより行っていた（以下この測定法をタイムインターバル法又はＴＩＡ法と呼ぶ）、これはＤａｖｉｄ  Ｃｈｕ．“Ｐｈａｓｅ  Ｄｉｇｉｔｉｚｉｎｇ  Ｓｈａｒｐｅｎｓ  Ｔｉｍｉｎｇ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ  ”，ＩＥＥＥ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ，  ｐｐ．２８−３２，  １９８８，  Ｌｅｅ  Ｄ．  Ｃｏｓａｒｔ．等、“Ｔｉｍｅ  Ｄｏｍａｉｎ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  Ｉｔｓ  Ｐｒａｃｔｉｃａｌ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  ｔｈｅ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ｏｆ  Ｐｈａｓｅ  Ｎｏｉｓｅ  ａｎｄ  Ｊｉｔｔｅｒ  ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｉｎｓｔｒｕｍ．  Ｍｅａｓ．，  ｖｏｌ．４６，ｐｐ．１０１６−１０１９，１９９７に示されている。このタイムインターバル法は被測定信号のゼロクロス点を計数すると共に、経過時間を測定し、各隣接ゼロクロス点間の時間変動を求めることにより周期ジッタを求めるものである。またこの周期ジッタの２乗平均値を求めていた。
【０００３】
従来のタイミングジッタの測定としてはスペクトラムアナライザを用いて周波数領域で位相雑音スペクトルを測定し、その和からタイミングジッタの２乗平均値を推定するものがある。
この発明者らは、株式会社アドバンテストＰｒｏｂｏ  編集室、１９９９年１１月１２日発行技術レポート「Ｐｒｏｂｏ  」９〜１６頁「瞬時位相推定法のジッタ測定への応用」で以下に述べるジッタ測定方法を提案した。即ち図２に示すように、被試験ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  ｌｏｃｋｅｄ  ｌｏｏｐ）回路１１からのアナログのクロック波形がアナログデジタル変換器１２でデジタルのクロック信号ｘｃ（ｔ）に変換され、解析信号変換手段１３としてのヒルベルト変換対発生器１４へ供給されて解析信号ｚｃ（ｔ）に変換される。
【０００４】
いまクロック信号ｘｃ（ｔ）を
ｘｃ（ｔ）＝Ａｃ  ｃｏｓ（２πｆｃｔ＋θｃ＋Δφ（ｔ））
とする。Ａｃ  とｆｃ  はそれぞれクロック信号の振幅と周波数の公称値、θｃ  は初期位相角であり、Δφ（ｔ）は位相のゆらぎであり、位相雑音と呼ばれる。
ヒルベルト変換対発生器１４内において、クロック信号ｘｃ（ｔ）はヒルベルト変換器１５によりヒルベルト変換され、
【０００５】
【数１】
0003609740.tif 000002
【０００６】
となり、ｘｃ（ｔ）とｘ＾ｃ（ｔ）をそれぞれ複素数の実数部と虚数部とする解析信号
【０００７】
【数２】
0003609740.tif 000003
【０００８】
が得られる。
この解析信号ｚｃ（ｔ）から瞬時位相推定器１６でクロック信号ｘｃ（ｔ）の瞬時位相Θ（ｔ）
Θ（ｔ）＝［２πｆｃｔ＋θｃ＋Δφ（ｔ）］ｍｏｄ  ２π
が推定される。この瞬時位相Θ（ｔ）はリニア位相除去器１７でリニア位相が除去されて位相雑音波形Δφ（ｔ）が得られる。つまりリニア位相除去器１７においては、瞬時位相Θに対し連続位相変換部１８で位相アンラップ法を適用して連続位相θ（ｔ）
θ（ｔ）＝２πｆｃｔ＋θｃ＋Δφ（ｔ）
に変換される。位相アンラップ法はＪｏｓｅ  Ｍ．  Ｔｒｉｂｏｌｅｔ，  “Ａ  Ｎｅｗ  Ｐｈａｓｅ  Ｕｎｗｒａｐｐｉｎｇ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ａｃｏｕｓｔ．，  Ｓｐｅｅｃｈ，  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”，ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−２５，ｐｐ．１７０−１７７，１９７７．  Ｋｕｎｏ  Ｐ．Ｚｉｍｍｅｒｍａｎｎ，“Ｏｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｏｍａｉｎ  ａｎｄ  Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａｉｎ  Ｐｈａｓｅ  Ｕｎｗｒａｐｐｉｎｇ，“Ｐｒｏｃ．  ＩＥＥ．  ｖｏｌ．７５，  ｐｐ．５１９−５２０，  １９８７に示されている。
【０００９】
連続位相θ（ｔ）のリニア位相［２πｆｃｔ＋θｃ］が、リニア位相評価器１９で線形トレンド推定法を用いて推定される。この推定されたリニア位相［２πｆｃｔ＋θｃ］が、連続位相θ（ｔ）から引算部２１で除去され、瞬時位相Θ（ｔ）の変動項Δφ（ｔ）、即ち位相雑音波形
θ（ｔ）＝Δφ（ｔ）
が得られる。このようにして得られた位相雑音波形Δφ（ｔ）がピークツウピーク検出器２２に入力され、Δφ（ｔ）の最大ピーク値  ｍａｘ（Δφ（ｋ））と、最小ピーク値  ｍｉｎ（Δφ（ｌ））との差をとることによりタイミングジッタのピーク値Δφｐｐを求める。
【００１０】
【数３】
0003609740.tif 000004
【００１１】
また位相雑音波形Δφ（ｔ）は２乗平均検出器２３に入力され、次式の２乗平均
【００１２】
【数４】
0003609740.tif 000005
【００１３】
が演算され、タイミングジッタの２乗平均値ΔφＲＭＳ  が求まる。
このようにしてタイミングジッタのピーク値、タイミングジッタの２乗平均値を、位相雑音波形Δφ（ｔ）から求める方法をΔφ法と呼ぶ。このΔφ法によれば、測定ポイントがゼロクロス点に限定されないため、１００ミリ秒のオーダの試験時間でジッタの測定を行うことができる。なお図２中解析信号変換手段１３、瞬時位相推定器１６、リニア位相除去器１７は位相雑音検出手段２５を構成する。
【００１４】
クロック信号の各立上りエッジが同一方向にほぼ同一量ゆらぐようなジッタの場合は、このクロック信号により動作するマイクロプロセッサはそれ程影響を受けない。クロック信号を発生するＰＬＬ回路の設計においてはクロック信号の立上りエッジ間の相関係数が重要である。この相関係数は−１〜＋１の値をとるが、この値が例えば０．６であれば、そのＰＬＬ回路は相関係数で０．４だけ改良の余地があることがわかる。隣接するクロック信号の立上りエッジの間隔変動は、後の立上りエッジの変動はその直前の立上りエッジの変動に基づく線形的な変動（信号）と、直前の立上りエッジの変動に無関係な変動（雑音）とよりなると見なすことができ、これにより立上りエッジの変動の信号対雑音比を定義できる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
このような立上りエッジ間の相関係数や信号対雑音比の方が、周期ジッタの２乗平均値やタイミングジッタの２乗平均値より、例えばＰＬＬ回路が理論限界に近い性能を実現しているかどうかをより正しく明らかにすることができる。またこのような相関係数や信号対雑音比を測定できれば、ＰＬＬ回路などの試験にも有効である。しかし従来においてはこのような信号のゼロクロス点間の相関係数や信号対雑音比、つまり位相雑音波形の品質尺度を測定する方法が提案されていない。
【００１６】
この発明の目的は位相雑音波形の品質尺度を測定することができる装置及び方法を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明の方法によれば、入力信号を複素数の解析信号に変換し、その解析信号の瞬時位相をもとめ、その瞬時位相からリニア位相を除去して位相雑音波形を求め、この位相雑音波形から、その位相雑音波形の相関係数又は／及び信号対雑音比つまり品質尺度を求める。つまりこの発明によれば前述したΔφ法により品質尺度を求める。
信号対雑音比は相関係数より求める。以下にこの相関係数を求め、かつその相関係数により信号対雑音比を求める原理を説明する。
【００１８】
瞬時タイミングジッタ｛Δφ（ｎＴ）｝（Ｔはクロック信号の周期）、の隣り合う立上りゼロクロス点ｎＴと（ｎ＋１）Ｔ間の相関係数ρｔｔ（Ｔ）は以下のように求められる。
入力信号の周期Ｔだけ離れた二つのタイミングジッタΔφ（ｎＴ）とΔφ（（ｎ＋１）Ｔ）との差から周期ジッタＪｐ  が求まり、この周期ジッタＪｐ  の分散σｐ２（Ｔ）は周期ジッタＪｐの期待値として次式で求まる。
【００１９】
【数５】
0003609740.tif 000006
【００２０】
σｔ  はタイミングジッタΔφ（Ｔ）の分散である
Ａ．Ｐａｐｏｕｌｉｓ“Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ，  Ｒａｎｄｏｍ  Ｖａｒｉａｂｌｅｓ，  ａｎｄ  Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ  Ｐｒｏｃｅｓｓｅｓ”２ｎｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎ，  ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ  Ｂｏｏｋ  Ｃｏｍｐａｎｙ．  １５０頁の式（７−６）と式（７−８）とから、またΔφ（ｎＴ）、Δφ（（ｎ＋１）Ｔ）はそれぞれ平均値からのずれであることから、
【００２１】
【数６】
0003609740.tif 000007
【００２２】
はΔφ（ｎＴ）とΔφ（（ｎ＋１）Ｔ）との相関係数ρｔｔとなる。よって
σｐ２（Ｔ）＝２（１−ρｔｔ（Ｔ））σｔ２（Ｔ）                    （１）
となる。これを書きかえると次式となる。
【００２３】
【数７】
0003609740.tif 000008
【００２４】
σｐ（Ｔ）は周期ジッタＪｐ  の２乗平均値、σｔ（Ｔ）はタイミングジッタΔφ（Ｔ）の２乗平均値である。
あるいは相関係数の定義から、相関係数ρｔｔ（Ｔ）はタイミングジッタ｛Δφ（ｎＴ）｝を用いて次式より求めることができる。
【００２５】
【数８】
0003609740.tif 000009
【００２６】
Δφ′はΔφ（ｎＴ）の平均値である。
なおタイミングジッタの定義からΔφ（ｉＴ）自身が直線性からのずれとなっているからΔφ′はゼロであり、これを式（３）、式（４）から省略してよい。また実験からΔφ′／σｔ  ≒６／１０００程度であるように小さい値であるから式（３）、式（４）からΔφ′を省略してよい。
タイミングジッタΔφ（ｎＴ）に対し、その変動と線形的な関係のみに因り変動するΔφ（（ｎ＋１）Ｔ）のタイミングジッタ分散σｔｔ２  は
σｔｔ２  ＝ρｔｔ２  σｔ（ｎ＋１）２                                    （５）
と表わせる。Δφ（ｎＴ）に対し、その変動と非線形な関係を含めた、ほかの雑音に因り変動するΔφ（（ｎ＋１）Ｔ）のタイミングジッタ分散σｔ，ｎ２は
σｔ，ｎ２＝（１−ρｔｔ２）σｔ（ｎ＋１）２                            （６）
となる。式（５）、式（６）はＪ．Ｓ．Ｂｅｎｄａｔ  ＆  Ａ．Ｇ．  Ｐｉｅｒｓｏｌ，“Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  ｏｆ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  Ｊｏｈｎ  Ｗｉｌｅｙ  ＆  Ｓｏｎｓ，  １９８０のＰ．４３〜４７、式（３．１０）、式（３．１１）に示されている。
【００２７】
式（５）及び式（６）からタイミングジッタ｛Δφ（（ｎ＋１）Ｔ）｝のΔφ（ｎＴ）の変動に基づく線形的変動（信号成分）とΔφ（ｎＴ）の変動に無関係な変動（雑音）との比、つまり信号対雑音比ＳＮＲｔ  を次式より求めることができる。
【００２８】
【数９】
0003609740.tif 000010
【００２９】
所でタイミングジッタ分散σｔ  が大きければ１／ＳＮＲｔ  も大きく、σｔ  が小さければ１／ＳＮＲｔ  も小さい、つまりσｔ  は１／ＳＮＲｔ  と比例する。よって式（１）の右辺のσｔ２に比例係数として１／ＳＮＲｔを乗算して、両辺を開平し、かつ両辺をＴで割算すると
【００３０】
【数１０】
0003609740.tif 000011
【００３１】
となる。
以上のように式（２）から周期ジッタ分散σｐ  とタイミングジッタ分散σｔ  を求めることによりタイミングジッタ、つまり位相雑音波形Δφ（ｔ）の相関係数ρｔｔを求めることができる。また式（３）又は式（４）からタイミングジッタΔφ（ｎＴ）を用いて相関係数ρｔｔを求めることができる。更に相関係数ρｔｔを用いて式（７）から位相雑音波形Δφ（ｔ）の信号対雑音比ＳＮＲｔ  を求めることができる。
【００３２】
この発明はこのような方法によりΔφ（ｔ）を用いて相関係数ρｔｔや信号対雑音比ＳＮＲｔ  などの品質尺度を求める。
【００３３】
【発明の実施の形態】
図３にこの発明の実施例を示し、図２と対応する部分に同一番号を付けてある。この発明においては、図２に示した場合と同様に、被試験ＰＬＬ回路１１などからの入力信号がＡＤ変換器１２でデジタル信号に変換され、このデジタル信号が位相雑音検出手段２５に入力され、位相雑音波形Δφ（ｔ）が取出される。この位相雑音波形Δφ（ｔ）はタイミングジッタ２乗平均値検出手段３１及び周期ジッタ２乗平均値検出手段３２へ供給される。タイミングジッタ２乗平均値検出手段３１では入力された位相雑音波形Δφ（ｔ）の２乗平均値ΔφＲＭＳ  が演算され、周期ジッタ２乗平均値検出手段３２では入力された位相雑音波形Δφ（ｔ）から周期ジッタＪｐ  の２乗平均値ＪＲＭＳ  が演算される。
【００３４】
この例ではタイミングジッタ２乗平均値検出手段３１及び周期ジッタ２乗平均値検出手段３２において、位相雑音波形Δφ（ｔ）はゼロクロスサンプラ３３において、解析信号ｚｃ（ｔ）の実数部ｘｃ（ｔ）のゼロクロス点に最も近いタイミングでサンプリングされる。
つまり解析信号の実数部ｘｃ（ｔ）の波形が図４Ａに示され、その立上り（又は立下り）のゼロクロス点に最も近いサンプル点（演算処理時点）がゼロクロス点検出部３４で検出される。図４Ａ中に、検出したゼロクロス点に最も近い点を○印で示す。この点を近似ゼロクロス点と呼ぶ。図４Ｂに示すように位相雑音波形Δφ（ｔ）における○印で示す値が、近似ゼロクロス点でのサンリング値としてゼロクロスサンプラ３３で取出される。この取出された各サンプリング値（リサンプル位相雑音波形）は、ジッタがない解析信号の実数部ｘｃ（ｔ）の理想タイミング（ゼロクロス点）からのずれ量である。このΔφ（ｔ）の各サンプル値についてその直前のサンプル値との差を求めればゼロクロス間のゆらぎ、つまり周期ジッタＪｐ  となる。図４Ｂ中のΔφ（ｔ）のｎ番目のサンプル値Δφｎ  と（ｎ＋１）番目のサンプル値Δφｎ＋１  とよりＪｐ  ＝Δφｎ＋１  −Δφｎ  として求まる。このようにして求めたＪｐ  を図４Ｃに示す。
【００３５】
ゼロクロス点検出部３４における近似ゼロクロス点の検出法を述べる。入力される実数部ｘｃ（ｔ）の波形の最大値を１００％レベル、最小値を０％レベルとし、ゼロクロスのレベルとして、前記最大値と最小値の５０％レベルＶ（５０％）を算出する。ｘｃ（ｔ）の各隣り合うサンプル値と５０％レベルＶ（５０％）との差（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％）），（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））を求め、更にこれらの積
（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））×（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））
を計算する。ｘｃ（ｔ）が５０％レベル、つまりゼロレベルを横切る時は、これらサンプル値ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％），ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％）の符号が負から正、又は正から負となるから、前記積が負となった時は、ｘｃ（ｔ）がゼロレベルを横切ったことになり、その時点におけるサンプル値ｘｃ（ｊ−１），ｘｃ（ｊ）の絶対値の小さい方の時刻ｊ−１又はｊが近似ゼロクロス点として求められる。
【００３６】
ゼロクロスサンプラ３３よりのリサンプル位相雑音波形はΔφＲＭＳ  （２乗平均値）検出器３５に入力され、次式により２乗平均されてタイミングジッタ２乗平均値ΔφＲＭＳ  、つまりσｔ  が求められる。
【００３７】
【数１１】
0003609740.tif 000012
【００３８】
また周期ジッタ２乗平均値検出手段３２において、差分回路３６でゼロクロスサンプラ３３からの各サンプル値について順次その直前のサンプル値との差を求めて周期ジッタＪｐ  が得られる。得られた周期ジッタＪｐ  の系列はＪＲＭＳ  （２乗平均値）検出器３７で２乗平均値が演算される。つまり差分回路３６でゼロクロスサンプラ３３からのリサンプル位相雑音波形の差分波形が計算され、差分位相雑音波形が２乗平均値検出器３７へ供給され、次式が計算される。
【００３９】
【数１２】
0003609740.tif 000013
【００４０】
このようにして周期ジッタ２乗平均値ＪＲＭＳ  、つまり周期ジッタ分散σｐ  が求まる。
以上のようにして求まったタイミングジッタ２乗平均値ΔφＲＭＳ  （タイミングジッタ分散σｔ  ）と周期ジッタ２乗平均値ＪＲＭＳ  （周期ジッタ分散σｐ  ）が品質尺度推定手段３８に入力される。品質尺度推定手段３８では相関係数（ρｔｔ）演算器３９でσｔ  とσｐ  から式（２）が計算され、相関係数ρｔｔが求められる。この例ではこの相関係数ρｔｔが信号対雑音比（ＳＮＲｔ）計算器４１に入力され、このρｔｔにより式（７）が計算されてＳＮＲｔが求められる。これら相関係数ρｔｔ又は／及びＳＮＲｔが出力端子４２又は／及び４３から品質尺度として出力される。
【００４１】
図５にこの発明の他の実施例を示し、図３と対応する部分に同一番号を付けてある。この実施例ではゼロクロスサンプラ３３よりのリサンプル位相雑音波形は相関係数（ρｔｔ）演算器３９でΔφ′を省略した式（３）の計算がなされる。つまりゼロクロスサンプラ３３より周期Ｔだけ時間差が付けられた２系列のリサンプル位相雑音波形の系列が積和計算器４５に入力され、Δφ（ｉＴ）とΔφ（（ｉ＋１）Ｔ）の積の和が計算される。またゼロクロスサンプラ３３よりの一方の系列のリサンプル位相雑音波形が２乗和計算器４６に入力され、Δφ（ｉＴ）２の和が計算される。この計算された２乗和ΣΔφ（ｉＴ）２で、積和計算器４５で計算された積和ΣΔφ（ｉＴ）Δφ（（ｉ＋１）Ｔ）が割算器４７において割算されて相関係数ρｔｔが求められる。この相関係数ρｔｔは必要に応じて出力端子４２から出力され、また信号対雑音比計算器４１に入力されて、式（７）の計算が行われ、その計算結果ＳＮＲｔが出力端子４３に出力される。
【００４２】
図３の実施例において、ゼロクロスサンプラ３３は立上りエッジのゼロクロス点に近いタイミングで位相雑音波形をサンプリングしたが、一般的には立上りエッジのゼロクロス点と立下りエッジのゼロクロス点との間の整数倍の間隔でゼロクロス点に近いタイミングで位相雑音波形をサンプリングしてもよい。またΔφＲＭＳ  検出器３５へ供給するリサンプル位相雑音波形は、ゼロクロスサンプラ３３の出力でもよいが、破線で示すようにサンプラ５１を別個に設けて、差分回路３６へ供給されるリサンプル位相雑音波形の周期ｎＴ／２（ｎ整数）と同一周期で位相雑音波形をサンプリングしてΔφＲＭＳ  検出器３５へ供給してもよい。この場合のサンプリングタイミングは入力信号の周期Ｔが既知であるから、ＡＤ変換器１２のサンプリング周期ｔの整数倍でｎＴ／２に最も近いタイミングで位相雑音波形をサンプリングすればよい。
【００４３】
また式（２）においてσｐ２，σｔ２を演算するから、ΔφＲＭＳ  検出器３５、ＪＲＭＳ  検出器３７においてそれぞれ開平演算をする前の演算結果を相関係数演算器３９へ供給してもよい。
図５の実施例においてもゼロクロスサンプラ３３のサンプリングのタイミングはｎＴ／２に近いものをサンプリングするようにしてもよい。また点線で示すように、ゼロクロスサンプラ３３の代りにサンプラ５２を設け、サンプリング周期Ｔ′を設定して、任意の周期Ｔ′ごとに、これに近い位相波形雑音をサンプリングしてもよい。あるいはサンプラ３３又は５２を設けることなく、位相雑音検出手段２５からの位相雑音波形Δφ（ｔ）をそのまま相関係数演算器３９へ供給してもよい。相関係数演算器３９における演算においてΔφ′、つまり入力された位相雑音波形の平均値を計算して、式（３）又は式（４）を忠実に演算してもよい。
【００４４】
図３中に破線で示すように被試験ＰＬＬ回路１１よりのクロック信号をクリッパ５３を通してＡＤ変換器１２へ供給して、クロック信号の振幅を一定として、振幅変調成分により位相雑音波形Δφ（ｔ）が影響を受けることなく正確にジッタを検出できるようにしてもよい。この入力信号を一定振幅とする処理はＡＤ変換器１２の出力側に設けてもよい。
入力信号を解析信号ｚｃ（ｔ）へ変換する手段１３としては図６に示すように、入力されたデジタル信号をＦＦＴ部６６によりフーリエ変換し、その変換出力から、帯域通過フィルタ６７により負の周波数成分を遮断すると共に、入力クロック信号の基本波のみを取り出す。次に帯域通過フィルタ６７の出力を逆ＦＦＴ部６８により逆フーリエ変換して解析信号ｚｃ（ｔ）を得る。
【００４５】
あるいは図７に示すように、入力クロック信号ｘｃ（ｔ）は、周波数混合器７１ａ，７１ｂで  ｃｏｓ（２π（ｆｃ＋Δｆ）ｔ  ＋θ）、  ｓｉｎ（２π（ｆｃ＋Δｆ）ｔ＋θ）とそれぞれ周波数混合され、その出力から低域通過フィルタ７２ａ，７２ｂにより差周波数成分が取出され、次式の解析信号ｚｃ（ｔ）を得る。
ｚｃ（ｔ）＝（Ａｃ／２）〔ｃｏｓ（２πΔｆｔ＋（θ−θｃ  ）−Δφ（ｔ））＋ｊｓｉｎ（２πΔｆｔ＋（θ−θｃ  ）  −Δφ（ｔ））〕
この実数部と虚数部はＡＤ変換器７３ａ，７３ｂによりそれぞれデジタル信号に変換されて瞬時位相推定器１６へ供給される。
【００４６】
上述においてＡＤ変換器の替りにコンパレータを用いてもよい。つまり例えば図６に破線で示すようにコンパレータ７４を用いて、入力信号を基準レベル以上か以下の信号に変換して、つまり１ビットのデジタル信号に変換してもよく、また図７に破線で示すようにＡＤ変換器７３ａ，７３ｂの代りにコンパレータ７４ａ，７４ｂを用いてもよい。
クロック信号の周波数を下げて解析信号変換手段１３へ供給するため、図６、図７に破線で示すように分周器７５で周波数を分周してクロック信号を解析信号変換手段１３へ供給してもよく、あるいは図に示していないが、周波数変換器でジッタが実質的にない局部信号によりクロック信号をこれらの差周波数の信号に変換して解析信号変換手段１３へ供給してもよい。図３、図５、図６、図７に示した装置の各機能構成の１つ乃至複数の各機能をコンピュータによりプログラムを解釈実行させてもよい。
【００４７】
上述では被測定信号として、マイクロプロセッサのクロック信号について述べたが、その他の機器に用いられるクロック信号や正弦波信号など他の信号の位相雑音波形の相関係数、信号対雑音比などの品質尺度の推定にこの発明を適用することができる。
クロック信号の周期ジッタ分散σｐ２と｛Δφ（ｎＴ）｝のＳＮＲｔ  との関係を実験により検証した。実験ではマイクロプロセッサをもちいた。その内部のＰＬＬ回路は２００ＭＨｚ〜６００ＭＨｚの周波数のクロックを発生できる。クロック品質の推定をＰＬＬ回路を２つの極限状態のものとにおいて推定した。その１つの極限状態は休止（ｑｕｉｅｔ）モードであって、非活性状態の場合であり、非活性状態ではマイクロコンピュータがユーザ命令を待っている状態で基準クロック発生器からの基準クロックにより位相基準が与えられてクロック信号を出力するＰＬＬ回路のみが動作し、クロックがパーソナルコンピュータの動作の影響を受けない最良の状態である。他の１つの極限状態は雑音（ｎｏｉｓｙ）モード、つまり極端な活性状態の場合であり、パーソナルコンピュータはレベル２のメモリ、コアバス、分岐予測ユニット（ｂｒａｎｃｈ  ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ  ｕｎｉｔｓ）が全て動作している状態で、これらの動作と、テストプログラムとによりマイクロプロセッサのトグル動作を最大にさせる。つまりクロックがパーソナルコンピュータの動作の影響を最も厳しく受ける状態である。
【００４８】
式（２）又は式（３）から求めた相関係数｜ρｔｔ（Ｔ）｜と式（７）から求めたＳＮＲｔ  の関係を図８に示す。横軸はＳＮＲｔ  、縦軸はσｐ  ／Ｔであり、実線は式（８）により求めた理論値であり、○印は実験値である。この実験値は理論曲線上にあり、理論値と一致していることがわかる。この場合の測定値を図９に示す。
上述では瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、解析信号の実数部のゼロクロス点になるべく近い点（近似ゼロクロス点）でサンプリングしてタイミングジッタ系列を求めたが、近似ゼロクロス点でのサンプリングは例えば図１０に破線で示すように、瞬時位相推定器１６と連続位相変換器１８との間に直列に挿入してもよい、あるいは連続位相変換器１８とリニア位相推定器１９及び引算器２１との間に直列に挿入してもよい。
【００４９】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、入力信号のゼロクロス点間の相関係数ρｔｔや信号対雑音比ＳＮＲｔ  を求めることができる。設計、試作験においては、ρｔｔ≒１がＳＮＲｔ  の上限を与える。よって、設計時のシミュレーションにより、又は試作品についてρｔｔ又はＳＮＲｔ  を測定することにより、クロック品質をまたどの程度上向きさせる可能性があるか否かを見極めることができる。ＰＬＬ回路と一緒に搭載され各コアブロックをそれぞれ単独に動作させて、ρｔｔを測定することにより、ρｔｔが小さいコアブロックについては、そのコアブロックを動作させた時に、そのコアブロックから発生雑音などによりＰＬＬ回路が比較的大きい影響を受けたためと考えられ、そのコアブロックとＰＬＬ回路との間の遮蔽をするなどそのコアブロックによりＰＬＬ回路が影響を受けないようにする必要があることがわかる。
【００５０】
更にこの発明ではΔφ法を用いるため、マイクロプロセッサなどのテストの際にテスト項目として（σｐ  ，σｔ  ）と品質尺度（ＳＮＲｔ  ，ρｔｔ）を同時に測定することができる。
またρｔｔを式（３）又は式（４）により求める場合はタイミングジッタΔφ（ｔ）のみを用いればよく、タイミングジッタの出現は確率であり、一般に理想タイミングに対する正側のゆらぎの最大値Δφｍａｘ＋と、負側のゆらぎの最大値Δφｍａｘ−とは等しいため、周期ジッタ分散σｐ  を用いる式（２）によって相関係数ρｔｔを求める場合より短時間で相関係数ρｔｔを求めることができる。またコンピュータシミュレーションによりρｔｔを求める場合は式（２）より式（３）の方が演算が簡単であり、便利である。なお式（２）による方が高い精度でρｔｔを求めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ａは周期ジッタを説明するための図、Ｂはタイミングジッタを説明するための図。
【図２】提案したΔφ法によるジッタ測定装置の機能構成を示すブロック図。
【図３】この発明による品質尺度測定装置の実施例の機能構成を示すブロック図。
【図４】入力信号の実数部ｘｃ（ｔ）のゼロクロス点と、位相雑音波形と周期ジッタとの関係を示す図。
【図５】この発明の他の実施例の機能構成を示すブロック図。
【図６】解析信号変換手段１３の変形例を示すブロック図。
【図７】解析信号変換手段１３の他の変形例を示すブロック図。
【図８】実験結果を示すグラフ。
【図９】その数値を示す図。
【図１０】この発明の他の実施例の一部を示すブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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