(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からモータ負荷へ供給される駆動電力が、制御信号に応じてスイッチング動作する第１半導体スイッチにより制御される扇風機であって、
前記第１半導体スイッチの温度を検出する温度センサと、
前記第１半導体スイッチに過電流または異常電流が流れた際に前記第１半導体スイッチの端子間にかけられる異常電圧のうち、低い方の異常電圧よりも低い基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
前記第１半導体スイッチの端子間電圧が前記基準電圧を超えた場合に、前記第１半導体スイッチのオン／オフの切り替えを所定回数繰り返して行い、且つ、前記温度センサにより検出された温度が所定の基準温度に達した際に前記第１半導体スイッチをオフ制御する制御手段と、
を有することを特徴とする扇風機。
【請求項２】
前記基準電圧生成手段は、前記第１半導体スイッチおよび前記モータ負荷に並列接続され、前記制御信号に応じてスイッチング制御される第２半導体スイッチと第２負荷とを直列接続した回路を備え、
前記第２半導体スイッチの端子間電圧を前記基準電圧として生成することを特徴とする請求項１記載の扇風機。
【請求項３】
前記第２半導体スイッチの電流容量は前記第１半導体スイッチの電流容量よりも小さく、前記モータ負荷および前記第２負荷の抵抗値比は前記第１半導体スイッチおよび第２半導体スイッチの電流容量比と等価であることを特徴とする請求項２記載の扇風機。
【請求項４】
前記第２負荷は、複数個の抵抗を備え、
前記第２負荷の抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択接続により可変設定されることを特徴とする請求項２または請求項３記載の扇風機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータにより回転駆動される扇風機に係り、特に駆動電流検出を行うために電力の供給経路に直列接続されるシャント抵抗を不要として熱損失を抑え、モータが過負荷の場合や、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生した場合や、完全短絡の場合等の異常電流に対して、応答性の高い過電流保護が可能な扇風機を簡易な構成で提供する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の扇風機においては、図１３に示すように、扇風機の羽２０１が取付けられたモータ２０３が、主スイッチ２０２を介して交流電源２０４に接続される構成が採られている。主スイッチ２０２が閉じられると、交流電源２０４からモータ２０３に電力が供給され、モータ２０３の回転動作に同期して、羽２０１が回転して風が発生する。
【０００３】
実際の扇風機には、図１４に示すような、羽２０１を覆うように金属製のカバー２０５が取付けられる。また、主スイッチ２０２の開閉動作を検知して、リレー２０６を開閉させる制御回路２０７が設けられる。カバー２０５は、人の手などが羽２０１に触れないようにするものであるが、電気的にも、安全性を確保する働きをする。つまり、人の手がカバー２０５に触れると人体抵抗を加えたカバー２０５の抵抗値を制御回路２０７が検知し、リレー２０６を強制的にオフさせる。こうして、扇風機を使用する際の安全が図られている。
【０００４】
また、従来の扇風機においては、半導体スイッチを備えた電源供給制御装置として、例えば図１５に示すような回路が採用されている。
【０００５】
同図において、本従来例の扇風機の電源供給制御装置は、電源１０１の出力電圧ＶＢを負荷１０２（図１３、１４におけるモータ２０３に相当）に供給する経路にシャント抵抗ＲＳおよびサーマルＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。また、シャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハードウェア回路によりサーマルＦＥＴＱＦの駆動を制御するドライバ９０１と、ドライバ９０１でモニタした電流値に基づいてサーマルＦＥＴＱＦの駆動信号をオン／オフ制御するＡ／Ｄ変換器９０２およびマイコン（ＣＰＵ）９０３とを備えている。
【０００６】
半導体スイッチとしてのサーマルＦＥＴＱＦは、図示しない温度センサを内蔵してサーマルＦＥＴＱＦが規定以上の温度まで上昇した場合には、内蔵するゲート遮断回路によってサーマルＦＥＴＱＦを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。また、図中のＲＧは内蔵抵抗であり、ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツェナーダイオードである。
【０００７】
また、本従来例の扇風機の電源供給制御装置では、負荷１０２またはサーマルＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間における過電流に対する保護機能をも備えている。即ち、ドライバ９０１は、電流モニタ回路としての差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路としての差動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１５と、マイコン９０３からのオン／オフ制御信号および電流制限回路からの過電流判定結果に基づき、内部抵抗ＲＧを介してサーマルＦＥＴＱＦのゲートＧを駆動する駆動回路９１４を備えて構成されている。
【０００８】
シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えたとして過電流が検出された場合には、駆動回路９１４によってサーマルＦＥＴＱＦをオフ動作とし、その後電流が低下して判定値（下限）を下回ったらサーマルＦＥＴＱＦをオン動作させる。
【０００９】
一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニタしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、サーマルＦＥＴＱＦの駆動信号をオフすることによりサーマルＦＥＴＱＦをオフ動作させる。なお、マイコン９０３からオフ制御の駆動信号が出力される前に、サーマルＦＥＴＱＦの温度が規定値を超えていれば、過熱遮断機能によってサーマルＦＥＴＱＦはオフ動作となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の扇風機にあっては、図１４に示すように人体抵抗を間接的に検知するためには、専用の制御回路を別途設けなければならず、扇風機の構成が複雑となることや、コストの上昇にも繋がることが懸念されていた。
【００１１】
また、従来の扇風機に採用された電源供給制御装置は、図１５に示すように、電流検出を行うために電力の供給経路に直列接続されるシャント抵抗ＲＳを必要とした構成であり、近年のサーマルＦＥＴＱＦのオン抵抗の低減に伴う負荷の大電流化により、シャント抵抗の熱損失が無視できないという問題点がある。
【００１２】
また、上述の過熱遮断機能や過電流制限回路は、負荷１０２や配線にほぼ完全な短絡状態が発生して大電流が流れる場合には機能するが、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生して小さい短絡電流が流れた場合には機能せず、電流のモニタ回路を介してマイコン９０３により異常電流を検出してサーマルＦＥＴＱＦをオフ制御するしかなく、このような異常電流に対するマイコン制御による応答性が悪いという事情もあった。
【００１３】
また、シャント抵抗ＲＳやＡ／Ｄ変換器９０２、マイコン９０３等が必要であるため、大きな実装スペースが必要であり、またこれらの比較的高価な部品により装置コストが高くなってしまうという問題点もある。
【００１４】
本発明の目的は、上記従来の問題点や事情を解決することにあり、電流検出を行うために電力の供給経路に直列接続されるシャント抵抗を不要として熱損失を抑え、モータが過負荷の場合や、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生した場合や、完全短絡の場合等の異常電流に対して、応答性の高い過電流保護が可能な扇風機を簡易な構成で提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電源からモータ負荷へ供給される駆動電力が、制御信号に応じてスイッチング動作する第１半導体スイッチにより制御される扇風機であって、第１半導体スイッチの温度を検出する温度センサと、第１半導体スイッチに過電流または異常電流が流れた際に第１半導体スイッチの端子間にかけられる異常電圧のうち、低い方の異常電圧よりも低い基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、第１半導体スイッチの端子間電圧が基準電圧を超えた場合に、第１半導体スイッチのオン／オフの切り替えを所定回数繰り返して行い、且つ、温度センサにより検出された温度が所定の基準温度に達した際に第１半導体スイッチをオフ制御する制御手段と、を有することを特徴とする。
【００１６】
また、基準電圧生成手段は、第１半導体スイッチおよびモータ負荷に並列接続され、制御信号に応じてスイッチング制御される第２半導体スイッチと第２負荷とを直列接続した回路を備え、第２半導体スイッチの端子間電圧を基準電圧として生成することを特徴とする。
【００１７】
また、第２半導体スイッチの電流容量は第１半導体スイッチの電流容量よりも小さく、モータ負荷および第２負荷の抵抗値比は第１半導体スイッチおよび第２半導体スイッチの電流容量比と等価であることを特徴とする。
【００１８】
また、第２負荷は、複数個の抵抗を備え、第２負荷の抵抗値は、複数個の抵抗の選択接続により可変設定されることを特徴とする。
【００１９】
したがって、過電流や、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡が発生したとき、制御手段は、第１半導体スイッチのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を大きく変動させることで、第１半導体スイッチの周期的な発熱を促す。そして、制御手段は、温度センサにより検出された温度が所定の基準温度に達した際に第１半導体スイッチをオフ制御する。よって、本発明は、第１半導体スイッチの遮断を速めることができる。とりわけ、従来マイコン等のプログラム処理によってしか行えなかった不完全短絡（レアショート）発生時の異常電流に対して、マイコン等の外部からの制御無しにハードウェア回路のみによる対処が可能であり、高速な応答を実現できる。
【００２２】
ここで、第１半導体スイッチおよび第２半導体スイッチの電流容量比の取り方は、例えば、第１半導体スイッチおよび第２半導体スイッチがバイポーラトランジスタで形成される場合にはエミッタ面積比で実現すればよく、またＦＥＴで形成される場合には該スイッチを並列接続して形成するトランジスタ数の比によって実現すればよい。またこの時、第２負荷の抵抗値は、モータ負荷の抵抗値×（第１半導体スイッチの電流容量／第２半導体スイッチの電流容量）として決定される。このような回路規定を設定することにより、第２半導体スイッチおよび第２負荷を持つ基準電圧生成手段の回路構成を小型化でき、実装スペースを縮小できるとともに、扇風機のコストを削減できる。
【００２３】
また、第１半導体スイッチの端子間電圧（即ち、電力供給経路）が正常状態から逸脱している程度を判定する際の基準電圧生成手段の設定値、換言すれば過負荷などによる過電流判定を行うための基準は、第２負荷の抵抗値を変えることによって設定することができる。例えば、第２負荷をチップ上に形成する場合には、チップ内部に複数個の抵抗を設置し、チップをパッケージするとき、または、ベアチップ実装するときに選択接続することにより上記基準電圧生成手段の設定値（基準）を目標の仕様に設定することが可能になる。これにより、扇風機を構成する電源供給制御装置を集積化する場合でも１種類のチップで複数のモータ仕様をカバーすることが可能となる。また、抵抗の可変設定により、モータ負荷の定格、性能に応じた完全短絡、過負荷（不完全短絡）の切り分けを確実に行うことが可能となり、これらに対する保護を精度良く行うことができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る扇風機の実施の形態例について、［共通の構成］、［第１の実施形態］、［第２の実施形態］、［第３の実施形態］、［第４の実施形態］、［第５の実施形態］、［変形例］を図１乃至図１２を参照して詳細に説明する。ここで、図１は本発明の第１の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図、図２は実施形態で使用する半導体スイッチ（サーマルＦＥＴ）の詳細な回路構成図、図３、図４および図５は実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置および電源供給制御方法が利用する原理を説明する説明図、図６は短絡故障時および通常動作時の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置における半導体スイッチの電流と電圧を例示する波形図、図７は本発明の第２の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図、図８は本発明の第３の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図、図９は本発明の第４の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図、図１０は本発明の第５の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図、図１１は変形例の扇風機を構成する電源供給制御装置における第２負荷（抵抗）の構成を説明する回路図である。図１２は、第１の実施形態乃至第５の実施形態に共通な扇風機の概略構成である。
【００２６】
［共通の構成］
以下に説明する第１の実施形態ないし第５の実施形態では、共通構成として、図１２に示すような回路構成が採られている。
【００２７】
ここで、交流電源２０４は、商用の交流電源である。また電源供給制御装置３００は、以下に詳述するが、モータ２０３に対し連続パルス電力を供給するための回路である。モータ２０３には、羽２０１が取付けられており、モータ２０３によって回転駆動される。図示したように異物Ｘが羽２０１干渉して（あるいはゴミがモータ軸周囲につまって）、モータ２０３が過負荷状態となったときに、電源供給装置３００がモータ２０３への電流供給を停止するような働きをする。尚、抵抗Ｒｒは、実際は電源供給装置３００内部に設けられ、当該装置が、モータ２０３が過負荷であると判定するためのモータ電流のしきい値を設定する抵抗である。
【００２８】
また、第１の実施形態ないし第５の実施形態の扇風機は、異物が羽やモータ軸に干渉することによって起る過負荷状態の他に、モータ巻線の短絡による過負荷に対しても保護を行うものである。
【００２９】
［第１の実施形態］
本発明の第１の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置３００について、図１を参照して説明すると、本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置３００は、電源１０１（交流電源２０４を整流平滑して生成される）の出力電圧ＶＢを負荷１０２（図１２のモータ２０３に相当）に供給する経路に、半導体スイッチとしてのサーマルＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。ここで、サーマルＦＥＴＱＡにはＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているがＰＭＯＳ型でも実現可能である。
【００３０】
また同図において、サーマルＦＥＴＱＡを駆動制御する部分については、ＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒ１〜Ｒ１０、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンパレータＣＭＰ１、駆動回路１１１およびスイッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号として抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字を使用しているが、以下の説明では参照符号として使用すると共に、それぞれ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。また、図１中の点線で囲った部分１１０ａはアナログ集積化されるチップ部分を示す。
【００３１】
負荷１０２は上述したように扇風機のモータであり、ユーザ等がスイッチＳＷ１をオンさせることにより機能する。駆動回路１１１には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソーストランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトランジスタＱ６をオン／オフ制御して、サーマルＦＥＴＱＡを駆動制御する信号を出力する。なお図中、ＶＢは電源１０１の出力電圧であり、例えば１２［Ｖ］である。また、ＶＰはチャージポンプの出力電圧であり、例えばＶＢ＋１０［Ｖ］である。
【００３２】
半導体スイッチとしてのサーマルＦＥＴＱＡは、より詳しくは図２に示すような構成を備えている。図２において、サーマルＦＥＴＱＡは、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツェナーダイオードである。
【００３３】
つまり、本実施形態で使用するサーマルＦＥＴＱＡは、サーマルＦＥＴＱＡが規定以上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオン動作となることによって、サーマルＦＥＴＱＡを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。
【００３４】
温度センサ１２１は４個のダイオードが縦続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は主ＦＥＴ（サーマル）ＦＥＴの近傍に配置形成されている。主ＦＥＴの温度が上昇するにつれて温度センサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するので、ＦＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位まで下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位がサーマルＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”がラッチされることとなる。このとき、ラッチ回路１２２の出力が“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態からオン状態に遷移するので、主ＦＥＴの真のゲート（ＴＧ）の電位レベルが“Ｌ”レベルとなって、主ＦＥＴがオン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮断されることとなる。
【００３５】
また、本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置３００では、負荷１０２（モータ）への過負荷、またはモータやサーマルＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳ間において発生する短絡故障による過電流、或いは不完全短絡による異常電流に対する保護機能をも備えている。以下、図１を参照して、この保護機能を実現する構成について説明する。
【００３６】
先ず、特許請求の範囲にいう基準電圧生成手段は、ＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢおよび抵抗（第２負荷）Ｒｒで構成されている。ＦＥＴＱＢのドレインおよびゲートはそれぞれサーマルＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）および真のゲート（ＴＧ）に接続され、ＦＥＴＱＢのソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒの一方の端子に接続され、抵抗Ｒｒの他の端子は接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。このように、ＦＥＴＱＢおよびサーマルＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）およびゲート（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１１０ａ）への集積化を容易にすることができる。
【００３７】
また、ＦＥＴＱＢおよびサーマルＦＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１１０ａ）上に形成されたものを使用することとして、温度ドリフトやロット間のバラツキの影響を除去（削減）するようにしている。また、ＦＥＴＱＢの電流容量がサーマルＦＥＴＱＡの電流容量よりも小さくなるように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続のトランジスタ数を（ＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）＜（サーマルＦＥＴＱＡのトランジスタ数：１０００個）となるように構成している。
【００３８】
さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のように負荷１０２（モータ）の巻線の抵抗値×（ＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個／サーマルＦＥＴＱＡのトランジスタ数：１０００個）の値となるように設定される。この抵抗Ｒｒの設定により、サーマルＦＥＴＱＡに正常動作の負荷電流）が流れたときと同じドレイン−ソース間電圧ＶＤＳをＦＥＴＱＢに発生させることができる。また、以上のような回路規定により、ＦＥＴＱＢおよび抵抗Ｒｒで構成される基準電圧発生手段の構成を極力小型化することができ、実装スペースを縮小して扇風機のコストを低減することができる。
【００３９】
可変抵抗ＲＶはサーマルＦＥＴＱＡのソースＳＡ抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧点との間に負荷１０２に対して直列に接続されている。可変抵抗ＲＶの抵抗値を変えることにより第２負荷の抵抗値を等価的に可変設定する。即ち、チップ１１０ａの外部に可変抵抗ＲＶを設置し、該可変抵抗ＲＶを調整することにより基準電圧生成手段の設定値（基準）を目標の仕様に設定することが可能となる。これにより、アナログ集積化する場合でも１種類のチップ１１０ａで複数の仕様をカバーすることが可能となる。
【００４０】
コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子には、サーマルＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳ間電圧ＶＤＳを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２および可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧した電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、コンパレータＣＭＰ１の“−”入力端子には、ＦＥＴＱＢのソース電圧ＶＳが供給されている。つまり、これら“＋”および“−”の両入力端子に供給される電位がほぼ一致したときに出力は有効（“Ｈ”レベル）となり、一致しないときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述のように、コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを持っている。
【００４１】
次に、以上説明した回路構成を踏まえて、本実施形態の扇風機における電源供給制御方法を説明する。具体的な動作説明を行う前に、図３、図４および図５を参照して、本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置３００およびその電源供給制御方法が利用する原理について説明する。ここで、図３はオフ状態からオン状態への遷移時のドレイン−ソース間電圧の立ち下がり特性の説明図、図４は概念的回路図、図５はサーマルＦＥＴのドレイン電流とゲート−ソース間電圧との特性を説明する説明図である。尚、ここで使用する回路定数は原理説明の為の一例であり、実際の扇風機に応用する場合は、性能に応じて適宜設定される。
【００４２】
半導体スイッチとしてサーマルＦＥＴＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２への電力供給経路は、概念的に図４に示すような回路として表される。負荷１０２には電力供給経路の配線インダクタンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路または負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ０には短絡抵抗も含まれることとなる。
【００４３】
このような電力供給経路の一部を成すサーマルＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは、サーマルＦＥＴＱＡがオフ状態からオン状態へ遷移する際の立ち下がり電圧特性として、図３に示す如くなる。即ち、短絡の場合、基準負荷（通常動作）の場合、負荷１０２が抵抗１［ＫΩ］の場合についての立ち下がり電圧特性である。このように、立ち下がり特性は、電力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持つ配線インダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に基づく時定数に応じて変化する。
【００４４】
このようなドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの特性の変化を利用して過電流検出を行う手法として、以下で説明する手法の他に、所定タイミングで所定しきい値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えられるが、所定タイミングを規定する手段および所定しきい値との比較手段を構成するために、コンデンサや複数の抵抗といった部品を必要とし、これらの部品がばらつくと検出誤差となってしまうという問題がある。また、コンデンサが必要であり、該コンデンサはチップ内に搭載できないことから、外付け部品が必要となり、装置コストのアップ要因となってしまうという問題もあった。
【００４５】
図３において、サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧ＶＤＳが飽和するまでの期間は、サーマルＦＥＴＱＡはピンチオフ領域で動作する。
【００４６】
また、負荷（モータ）１０２の抵抗が１［ＫΩ］のときのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの変化について、次のように考察できる。つまり、第１に、例えば、サーマルＦＥＴＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１］を使用した場合、ドレイン電流ＩＤ＝１２［ｍＡ］だから、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  は、ほぼしきい値電圧１．６［Ｖ  ］に維持される。第２に、駆動回路１１１によるゲート（Ｇ）への  充電は継続されるから、このまま行くとゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  は上昇して行ってしまうが、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ  が低下して、ゲート−ドレイン  間の容量値ＣＧＤを増大させるので、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  に達する電荷を吸収してしまうことになる。即ち、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ  はゲート−ソ  ース間電圧ＶＴＧＳ  に達した電荷が電位上昇を生じさせないだけの容量を発生させるような速度で降下することになる。これにより、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  は約１．６［Ｖ］  に維持される。
【００４７】
また、負荷抵抗＝１［ＫΩ］時のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの変化について、次のような解釈も可能である。つまり、サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１によってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真のゲート（ＴＧ）の電圧ＶＴＧＳを一定に保つうようなドレイン−  ソース間電圧ＶＤＳの値を表わしている。したがって、ある経過時間の後にドレイン−ソース間電圧ＶＤＳが図３の負荷抵抗＝１［ＫＧ］時の曲線より上側にあれば、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  は１．６［Ｖ］よりも高くなっていることを意味する。なお、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ  は図３の負荷抵抗＝１［ＫΩ］時の  曲線より下側に来ることはない。
【００４８】
さらに、図３の負荷抵抗＝１［ＫΩ］時の曲線からの距離をΔＶＤＳＧＡＰ  とすると、ΔＶＤＳＧＡＰ×ＣＧＤ分の電荷をゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳから引き去れば、ゲート−ソース間電圧電圧ＶＴＧＳ  は１．６［Ｖ］になることを意味する。換言すれば、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  は１．６［Ｖ］からこの電荷分だけ電位が上昇していることを意味する。このことを式で示せば次式となる。
【００４９】
ＶＴＧＳ−１．６＝ΔＶＤＳＧＡＰ×ＣＧＤ／（ＣＧＳ×ＣＧＤ）
即ち、ΔＶＤＳＧＡＰは（ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ−１．６［Ｖ］に比例する。
【００５０】
また、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  とドレイン電流ＩＤとの間には、図５の特性に示すように、比例に近い１対１の関係がある。ここで、図５の特性は日立製の「ＨＡＦ２００１」のものであり、図中のＶＧＳはここではゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳに相当する。したがって、ΔＶＤＳＧＡＰは図５の特性に示されるような対応関係に基づいてドレイン電流ＩＤを表すということができる。図５において、ドレイン電流ＩＤ＝１０［Ａ］近辺の分解能は約８０［ｍＶ／Ａ］である。即ち、１［Ａ］のドレイン電流ＩＤが８０［ｍＶ］のゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  に対応し、±５［Ａ］のドレイン電流ＩＤの変化に対して±０．４［Ｖ］のゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  の変化が対応する。なお、この分解能は従来例においてシャント抵抗ＲＳ＝８０［ｍΩ］相当の分解能に相当します。
【００５１】
なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲートを充電する回路およびミラー容量だけでドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが流れると、回路のインダクタンスＬｃおよび回路全体の抵抗Ｒｃの影響を受けることになる。完全短路（デッドショート）のようにドレイン電流ＩＤが大きくなると、ドレイン電流ＩＤの立ち上り勾配はインダクタンスＬｃ及び抵抗Ｒｃでほぼ決まるので、ドレイン電流ＩＤの立上がり勾配は一定値に収れんし、したがって、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳの曲線も収れんすることとなる。
【００５２】
図５に示される特性には温度の特異点が存在する。日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、ドレイン電流ＩＤ＝１５［Ａ］、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  ＝３．３〜３．４［Ｖ］の付近である。通常の正常負荷電流はほぼ１５［Ａ］以下なので、特異点の下側に来ることになる。この下側の領域では、同じドレイン電流ＩＤに対し、温度上昇に応じてゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳ  は小さくなる。したがって、高温条件下でも誤作動が低減されることになり有利といえる。
【００５３】
また、ゲートを充電する回路が異なると、同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの曲線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は常に同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流を減らせばドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの曲線は上方にシフトすることになる。この性質を利用して、同じドレイン電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧ＶＤＳを増大させるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮断を促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路（過熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。
【００５４】
次に、以上の考察を踏まえて、本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置３００の動作を説明する。先ず、サーマルＥＦＴＱＡおよび基準電圧生成手段（ＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒｒ）について説明する。サーマルＦＥＴＱＡおよびＦＥＴＱＢがピンチオフ領域で動作しているときは、カレントミラー（Ｃｕｒｒｅｎｔ  ｍｉｒｒｏｒ）回路が構成され、ドレイン電流ＩＤＧＡ＝１０００×ドレイン電流ＩＤＧＳとなる。
【００５５】
したがって、サーマルＦＥＴＱＡのドレイン電流としてＩＤＱＡ＝５［Ａ］、ＦＥＴＱＢのドレイン電流としてＩＤＱＢ＝５［ｍＡ］がそれぞれ流れているときは、サーマルＦＥＴＱＡおよびＦＥＴＱＢのそれぞれのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳとゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳは一致する。即ち、ＶＤＳＡ  ＝ＶＤＳＢ  ，ＶＴＧＳＡ＝ＶＴＧＳＢとなる。ここで、ＶＤＳＡ  ＝  ＶＤＳＢ  はそれぞれサーマルＦＥＴＱＡ、Ｆ  ＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧であり、ＶＴＧＳＡ＝ＶＴＧＳＢはそれぞれサーマルＦＥＴＱＡ、ＦＥＴＱＢのゲート−ソース間電圧である。
【００５６】
したがって、ＦＥＴＱＢが完全にオン状態に遷移しているときは、抵抗Ｒｒの両端にほぼ電源電圧ＶＢが印加されるから、サーマルＦＥＴＱＡに接続する５［Ａ］負荷に等価なＦＥＴＱＢの負荷として、抵抗Ｒｒの抵抗値は、Ｒｒ＝１２［Ｖ］／５［ｍＡ］−１．４［ＫΩ］として決定される。
【００５７】
このように、ここでは、サーマルＦＥＴＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの値（曲線）を基準とするが、サーマルＦＥＴＱＡに対してトランジスタ数比（＝電流容量比）の小さいＦＥＴＱＢを用いて基準電圧生成手段を構成することにより、基準電圧生成手段をより小型化して、小さなチップ占有面積で要求機能を実現できるわけである。さらに、上述のように、ＦＥＴＱＢとサーマルＦＥＴＱＡと同一プロセスで、同一チップ上に構成することにより、ロット間ばらつき、温度ドリフトの影響を除去することができて、検出精度を大幅に改善できる。
【００５８】
次に、ピンチオフ領域における動作について説明する。サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移すると、ドレイン電流はＩＤＱＡは回路抵抗で決まる最終負荷電流値を目指して立ち上がっていく。また、サーマルＦＥＴＱＡのゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＡは、ドレイン電流ＩＤＱＡで決まる値を取り、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡの低下によるコンデンサ容量ＣＧＤ  のミラー効果でブレーキをかけられながら、これも立ち上がっていく。さらに、ＦＥＴＱＢのゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＢは、ドレイン電流ＩＤＱＢ＝５［ｍＡ］（ドレイン電流ＩＤＱＡ＝５［Ａ］に相当）までは、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＢ＝ＶＴＧＳＡで増加していくが、それ以降はドレイン電流ＩＤＱＢ＝５［ｍＡ］一定になるため（ピンチオフ領域内で一定になる）、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＢも一定になり、日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合は、約２．７［Ｖ］一定になる。
【００５９】
また、サーマルＦＥＴＱＡのゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＡは、ドレイン電流ＩＤＱＡの増加に応じて大きくなっていくので、ゲート−ソース間電圧はＶＴＧＳＢ＜ＶＴＧＳＡとなる。また、ＶＤＳＡ  ＝ＶＴＧＳＢ＋ＶＴＧＤ  ，ＶＤＳＢ  ＝ＶＴＧＳＢ＋ＶＴＧＤ  の関係があるから、ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  ＝ＶＴＧＳＡ−ＶＴＧＳＢとなる。ここで、ゲート−ソース間電圧の差ＶＴＧＳＡ−ＶＴＧＳＢは、ドレイン電流ＩＤＱＡ−５［Ａ］を表わすから、ドレイン−ソース間電圧の差ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢを検出することにより、ドレイン電流ＩＤＱＡ−５［Ａ］を得ることができる。
【００６０】
ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ  はコンパレータＣＭＰ１に直接入力され、サーマルＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡはＲ１と抵抗Ｒ２  で分圧した値（ここでは可変抵抗ＲＶについて考慮に入れないものとする）がコンパレータＣＭＰ１に入力される。即ち、
ＶＤＳＡ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）………（１）
がコンパレータＣＭＰ１に入力されることになる。サーマルＦＥＧＱＡがオン状態に遷移した直後は、ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ  ＞（１）であるが、サーマルＦＥＴＱＡのドレイン電流ＩＤＱＡが増加するに連れて（１）は増加し、ついにはＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ  より大きくなり、この時、コンパレータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変化して、サーマルＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。
【００６１】
なお、コンパレータＣＭＰ１では、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ５でヒステリシスが形成されている。サーマルＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移したとき、駆動回路１１１のシンクトランジスタＱ６によりゲート電位は接地され、ダイオードＤ１のカソード側電位は、ＶＤＳＢ−０．７［Ｖ］  （ツェナーダイオードＺＤ１の順方向電圧）になるので、抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ５→ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子の電位は、駆動回路１１１がオン制御しているときより低下する。したがって、オフ状態に遷移したときより小さいドレイン−ソース間電圧の差ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢまでサーマルＦＥＴＱＡはオフ状態を維持し、その後オン状態に遷移することとなる。なお、ヒステリシス特性の付け方にはいろいろな方法があるが、これはその一例である。
【００６２】
サーマルＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移するときのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡをしきい値ＶＤＳＡｔｈとすると、次式が成立する。
【００６３】
【数１】
ＶＤＳＡｔｈ−ＶＤＳＡ＝Ｒ２／Ｒ１×ＶＤＳＢ（ａｔ  ５［ｍＡ］）………（２）
過電流判定値は（２）式で決まることになる。なお、過電流判定値を変更するには、チップ１１０ａ外部に接地されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗ＲＶを調整する。この調整により過電流判定値を下方にシフトさせることができる。
【００６４】
次に、オーミック領域における動作について説明する。配線が正常な状態で、サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移すると、サーマルＦＥＴＱＡは連続的にオン状態を維持することとなるので、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＡ、ＶＴＧＳＢは１０［Ｖ］近くまで達し、サーマルＦＥＴＱＡ，ＦＥＴＱＢともオーミック領域で動作する。
【００６５】
この領域ではドレイン−ソース間電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤの間には１対１の関係は無くなる。日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、オン抵抗がドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ＝１０［Ｖ］のとき、ＲＤＳ（ＯＮ）＝３０［ｍΩ］であるので、次式となる。
【００６６】
【数２】
ＶＤＳＢ＝５［Ａ］×３０［ｍΩ］＝０．１５［Ｖ］
ＶＤＳＡ＝ＩＤＱＡ×３０［ｍΩ］
ＶＤＳＡ−ＶＤＳＢ＝３０［ｍΩ］×（ＩＤＱＡ−５［Ａ］）……（３）
また、モータへの過負荷や配線の短絡等でドレイン電流ＩＤＱＡが増加すると式（３）の値が大きくなり、過電流判定値を超えるとサーマルＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。この後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、サーマルＦＥＴＱＡはオン状態およびオフ状態への遷移を繰り返して、最終的に過熱遮断に至る。なお、過熱遮断に至る前に、配線が正常に復帰すれば、（間欠的短絡故障の例）、サーマルＦＥＴＱＡは連続的にオン状態を維持するようになり、オーミック領域の動作に戻る。
【００６７】
図６には、本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置３００におけるサーマルＦＥＴＱＡの電流と電圧の波形図を例示している。ここで、図６（ａ）はドレイン電流ＩＤ（Ａ）を、図６（ｂ）ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳをそれぞれ示し、図中、▲１▼は完全短絡（デッドショート）の場合、▲２▼は通常動作の場合、▲３▼は過負荷あるいは不完全短絡の場合である。
【００６８】
完全短絡（デッドショート）が発生している場合（図中▲１▼）には、サーマルＦＥＴＱＡがオフ状態からオン状態に遷移したとき、ドレイン電流ＩＤが急激に流れるが、サーマルＦＥＴＱＡのオン状態を継続して、サーマルＦＥＴＱＡを過熱させ、過熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン状態への遷移によってサーマルＦＥＴＱＡを過熱遮断する。
【００６９】
また、扇風機のモータに過負荷がかかっている場合や、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡が発生している場合（図中▲３▼）には、上述のようにサーマルＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返して行って、ドレイン電流ＩＤを大きく変動させ、サーマルＦＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって、過熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン状態への遷移によってサーマルＦＥＴＱＡを過熱遮断を速めている。
【００７０】
以上説明したように、本実施形態の扇風機では、電流検出を行うために電力の供給経路に直列接続される従来のようなシャント抵抗を不要とし、シャント抵抗を用いずにモータへの過負荷による過電流を高精度に検出することが可能であり、扇風機全体としての熱損失を抑えることができ、また、モータの過負荷状態のみならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生した場合や、完全短絡時の異常電流をもハードウェア回路によって連続的に検出可能である。
【００７１】
また、過負荷や不完全短絡の場合、サーマルＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を大きく変動させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用によって過熱保護機能によるサーマルＦＥＴＱＡの遮断（オフ制御）を速めることができる。さらに、マイコンを用いないハードウェア回路のみで構成して半導体スイッチのオン／オフ制御を行えるため、扇風機の実装スペースを縮小でき、装置コストを大幅に削減することができる。
【００７２】
また、本実施形態と同様に、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの特性の変化を利用するものの所定タイミングで所定しきい値との比較を行って過電流検出を行う他の手法と比較して、コンデンサや複数の抵抗といった部品が不要になるので、該部品のバラツキによる検出誤差がより低減できるとともに、チップ１１０ａに対する外付けコンデンサも不要であることから、実装スペースおよび装置コストをより削減することができる。
【００７３】
さらに、可変抵抗ＲＶの調整により、負荷１０２としてのモータの種別に応じ、完全短絡と過負荷（不完全短絡を含む）の切り分けを確実に検出することが可能となり、過負荷のみならず短絡故障に対する保護を精度良く行うことができる。
【００７４】
また、抵抗値の設定を選択方式で行うことができるので、モータの定格や性能にあわせた過電流のしきい値設定が容易となる。
【００７５】
〔第２の実施形態〕
次に、第２の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置および、その電源供給制御方法について、図７を参照して説明する。本実施形態の扇風機の電源供給制御装置の構成は、図１の第１の実施形態の構成に対して、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ６，Ｒ９、ＦＥＴＱｌ，Ｑ２およびツェナーダイオードＺＤ２を付加した構成である。なお、図７中の点線で囲った部分１１０ｂはアナログ集積化されるチップ部分を示す。
【００７６】
即ち、ゲート−ソース間を抵抗Ｒ９で接続したＦＥＴＱｌのゲートに、ツェナーダイオードＺＤ２および抵抗Ｒ６を介してサーマルＦＥＴＱＡの真のゲートＴＧを接続し、ＦＥＴＱｌのドレインを抵抗Ｒ４を介してＶＢ＋５［Ｖ］に接続し、ＦＥＴＱｌのソースをサーマルＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続している。また、抵抗Ｒｌに対して並列に、抵抗Ｒ３とＦＥＴＱ２のドレインとを接続した回路を接続し、ＦＥＴＱ２のオン／オフ制御によってサーマルＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの分圧を変えるように構成している。
【００７７】
次に、本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の動作を説明する。先ず、ピンチオフ領域における動作について説明する。第１の実施形態と同様に、ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ  はコンパレータＣＭＰｌに直接入力され、サーマルＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡ  は抵抗Ｒｌ，Ｒ３の並列抵抗（Ｒｌ‖Ｒ３）と抵抗Ｒ２で分圧した値（ここでは可変抵抗ＲＶについて考慮に入れないものとする）がコンパレータＣＭＰｌに入力される。
【００７８】
即ち、次式の値がコンパレー夕ＣＭＰｌに入力されることになる。
【００７９】
【数３】
ＶＤＳＡ  ×（Ｒ１‖Ｒ３）／（（Ｒ１‖Ｒ３）＋Ｒ２）‥‥‥（１′）
サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後は、ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ  ＞（１′）であるが、サーマルＦＥＴＱＡのドレイン電流ＩＤＱＡが増加するに連れて（１′）は増加し、ついにはＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ  より大きくなり、この時、コンパレータＣＭＰｌの出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変化して、サーマルＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。
【００８０】
サーマルＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移するときのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡ  をしきい値ＶＤＳＡｔｈ  とすると、次式が成立する。
【００８１】
【数４】
ＶＤＳＡｔｈ  −ＶＤＳＡ  ＝Ｒ２／（Ｒ１‖Ｒ３）×ＶＤＳＢ  ……（２′）
過電流判定値は（２′）式で決まることになる。なお、過電流判定値を変更するには、第１の実施形態と同様に、チップ１１０ａ外部に接地されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗ＲＶを調整する。この調整により過電流判定値を下方にシフトさせることができる。
【００８２】
オーミック領域における動作や図６を参照して説明した動作等については第１の実施形態と同様であるので省略する。
【００８３】
次に、過電流判定値について考察する。ここでは、過電流判定値はピンチオフ領域、オーミック領域とも同一の値を用いるとする。
【００８４】
先ず、ピンチオフ領域における△（ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  ）／△ＩＤを求める。ＨＡＦ２００１の特性曲線より、次式が得られる。
【００８５】
【数５】
0003609637.tif 000002
式（４），（５）より、
【数６】
△（ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  ）／△ＩＤ＝２００［ｍＶ／Ａ〕……（６）
となる。
【００８６】
また、オーミック領域における△（ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  ）／△ＩＤは、式（３）より、
【数７】
△（ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  ）／△ＩＤ＝３０［ｍＶ／Ａ〕……（７）
となる。
【００８７】
式（６），（７）を比較すると、ピンチオフ領域ではオーミック領域より電流感度が敏感になり、オーミック領域で適切な過電流判定値でも、ピンチオフ領域では低すぎて引っ掛かり過ぎる恐れがある。この対策としては、ピンチオフ領域とオーミック領域で過電流判定値を変える方法がある。第１の実施形態の構成に対して本実施形態で付加された回路がこの対策回路である。
【００８８】
ピンチオフ領域かオーミック領域かの判定は、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＡの大きさで行う。ドレイン電流ＩＤが増えるに連れてピンチオフ領域のゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＡは大きくなるが、完全短絡（デッドショート）の場合でも５［Ｖ］を超えることはない。したがって、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＡ＞５［Ｖ］であればオーミック領域にあると判定できる。
【００８９】
サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後は、ＦＥＴＱｌはオフ状態で、ＦＥＴＱ２はオン状態にある。ＦＥＴＱ２をオン状態に遷移させるためには、電源電圧ＶＢ以上の電圧、例えばＶＢ＋５［Ｖ］が必要となる。
【００９０】
ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー降伏電圧を５［Ｖ］−１．６［Ｖ］（ＦＥＴＱｌのしきい値電圧）に設定すれば、ゲート−ソース間電圧ＶＴＧＳＡ＞５［Ｖ］になるとＦＥＴＱｌがオン状態に遷移し、ＦＥＴＱ２がオフ状態に遷移するので、抵抗Ｒ２に並列に入っていた抵抗Ｒ３が回路的に除去されることとなる。
【００９１】
ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡ  の圧縮率が小さくなるので、過電流と判定されるドレイン−ソース間電圧の差ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  がより小さくなる。これによりオーミック領域では対策前より少ない電流値で過電流判定されるようになる。
【００９２】
しかし、本実施形態における付加回路による対策を行わなくても、実用的には問題ない可能性がある。つまり、ピンチオフ領域では最終負荷電流値が小さいときは、ピンチオフ領域内で完全に立ち上がってしまう。即ち、ピンチオフ領域内で最終負荷電流値に達するが、最終負荷電流値が大きい場合には、ピンチオフ領域内ではまだ立ち上がり途上にあり、ピンチオフ領域の電流値は、完全短絡（デッドショート）の場合でも最大４０［Ａ］位に制限される。
【００９３】
つまり、最終負荷電流値が大きくなるに連れて、ある一定の勾配を持った電流立ち上がり特性に収れんし、最終負荷電流値の差ほどドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡ  の差がつかなくなる。この現象があるため、ピンチオフ領域の電流感度が大きくても、ドレイン−ソース間電圧の差ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  が大きくならず、基準電圧生成回路における電流値の選択しだいで本実施形態のような付加回路による対策を用いなくても、第１の実施形態の構成によって、実用的な過電流検出保護を実現できる。
【００９４】
本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置および、その電源供給制御方法では、第１の実施形態で詳述したものと同等の効果を奏することができる。
【００９５】
ここで最後に、過電流制御の考え方について整理しておく。基本構想としては次の通りである。先ず、配線が正常なときはサーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移するとオーミック領域に入り、配線が正常である限り、オーミック領域に留まり、サーマルＦＥＴＱＡはオン状態を維持し続ける。次に、配線に異常が発生して、電流が増えドレイン−ソース間電圧の差ＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  が過電流判定値を超えると、サーマルＦＥＴＱＡはオフ状態に遷移し、ピンチオフ領域に入る。配線異常が続く限り、サーマルＦＥＴＱＡはオン状態／オフ状態の遷移を繰り返し続けて、ピンチオフ領域に留まり、最終的に過熱遮断に至る。
【００９６】
上記基本構想を実現し、かつ制御を最適化するために、過電流判定値は次の２つの条件を満足しなければならない。第１に、正常電流範囲ではサーマルＦＥＴＱＡを絶対にオフさせないことである。第２に、オーミック領域で過電流と判定した後は、配線異常が改善されない限り、ピンチオフ領域でサーマルＦＥＴＱＡはオン状態／オフ状態への遷移を繰り返し行い続けることである。これはオン／オフ制御の周期を安定させるために必要である。オン／オフ制御の周期を安定させることは制御の安定性につながるし、オン／オフ制御の周期を用いてタイマを設定する（後述の第５の実施形態を参照）ので、そのためにも周期の安定化は必要である。
【００９７】
上記第１および第２の条件を満足させるためには、オーミック領域の過電流判定値を「正常電流最大値＋α」の電流値（相当するＶＤＳＡ  −ＶＤＳＢ  ）に設定し、ピンチオフ領域の過電流判定値を「正常電流最大値＋β」に設定する必要がある。このときα＞βとする。つまり、α−βがピンチオフ領域に留まらせるために必要なオフセット量である。
【００９８】
〔第３の実施形態〕
次に、第３の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置および、その電源供給制御方法について、図８を参照して説明する。第２の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置における回路構成（図７）との違いは、ＦＥＴＱＢのゲートをサーマルＦＥＴＱＡの真のゲートＴＧに接続せず、ＦＥＴＱＢのゲート抵抗としてＲ４１を追加し、該抵抗Ｒ４１の他端をサーマルＦＥＴＱＡのゲートＧに接続している。それ以外は第２の実施形態の回路構成と同じである。なお、図８中の点線で囲った部分１１０ｃはアナログ集積化されるチッブ部分を示す。
【００９９】
また、抵抗Ｒ４１の抵抗値は、Ｒ４１＝１０００×Ｒ７に設定する必要がある。例えば、Ｒ７＝１０〔ＫΩ］とした場合にはＲ４１＝１０［ＭΩ］となる。非常に高い抵抗値になるので、コスト、生産性を考慮するトランジスタ数比を１：１００位にして、Ｒ４１＝１〔ＭΩ］位になるようにすることが望ましい。
【０１００】
なお、本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の動作は第２の実施形態と同等であり、第１の実施形態と同等の効果を奏する。
【０１０１】
〔第４の実施形態〕
次に、第４の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置および、その電源供給制御方法について、図９を参照して説明する。本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置は、第１の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置における回路構成（図１）に対して、突入電流マスク回路１０５および過熱促進回路１０６を付加した構成である。なお、図９中の点線で囲った部分１１０ｄはアナログ集積化されるチップ部分を示す。
【０１０２】
負荷１０２には、扇風機の電源投入時に、安定状態の数倍から数十倍の突入電流が流れる。その突入電流が流れる期間は負荷１０２の種類や容量（大きさ）によって異なり、だいたい３［ｍｓｅｃ］から２０〔ｍｓｅｃ〕である。この突入電流が流れる期間に、上記第１、第２または第３の実施形態で説明したような過電流制御が行われると、負荷１０２が定常状態に至るまでに時間を要してしまい、ライトの点灯が遅れるなどの負荷自身の応答が悪くなる場合がある。本実施形態では、突入電流マスク回路１０５を図１の構成に付加することによってこのような問題を解消する。
【０１０３】
また、上記第１，第２または第３の実施形態では、完全短絡による過電流が検出された場合には、すぐに過熱遮断による保護が機能してサーマルＦＥＴＱＡを過熱遮断（オフ制御）することが可能であるが、モータが過負荷の場合や巻線の不完全短絡の場合には、サーマルＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って、サーマルＦＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能させるので、過熱遮断までの時間が相対的に長くなることが考えられる。本実施形態では、過熱遮断促進回路（過熱遮断促進手段）１０６によって過負荷や不完全短絡の場合でもサーマルＦＥＴＱＡの遮断を速めるようにしている。
【０１０４】
図９において、突入電流マスク回路１０５は、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、ダイオードＤｌｌ、抵抗Ｒｌｌ〜Ｒ１３およびコンデンサＣ１１を備えて構成されている。
【０１０５】
次に、突入電流マスク回路１０５の動作について説明する。サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移すると、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳＡ  がダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１２を介してＦＥＴＱ１２のゲートに供給され、また同じくゲート−ソース間電圧ＶＧＳＡ  がダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１１を介してＦＥＴＱ１１のゲートに供給される。
【０１０６】
ＦＥＴＱ１２のゲートはコンデンサＣ１１を介してサーマルＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続されており、サーマルＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後はコンデンサＣ１１が未充電であるため、ＦＥＴＱ１２のゲート電位が十分に上がらずＦＥＴＱｌ２はオン状態に遷移できない。また、ＦＥＴＱ１１はＦＥＴＱ１２がオフ状態にある間はオン状態にあり、コンパレータＣＭＰｌの＋端子に供給される分圧点をサーマルＦＥＴＱＡのソースＳＡに結合させる。そのため、コンパレータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルに保たれて、大きな突入電流が流れてもサーマルＦＥＴＱＡはオフ状態に遷移しないことになる。
【０１０７】
時間の経過により、コンデンサＣ１１は抵抗Ｒ１２を介して充電されていき、ついにはＦＥＴＱ１２がオン状態に遷移する。これに伴ってＦＥＴＱ１１がオフ状態に遷移し上記マスク状態が終了して、過電流検出制御が機能することとなる。
【０１０８】
なお、抵抗Ｒ１３はサーマルＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移した後、コンデンサＣ１１をリセットするための放電抵抗である。Ｒ１２〓Ｒ１３となるように設定してマスク時間に影響しないようにするのが望ましい。また、マスク時間はＲｌ２×Ｃ１１の時定数で決定されるので、１チップ化する場合には外付けのコンデンサＣ１１の容量値を任意に変更することにより、マスク時間の調整が可能となる。
【０１０９】
次に、過熱遮断促進回路１０６は、ＦＥＴＱ２１、ダイオードＤ２１、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３およびコンデンサＣ２１を備えて構成されている。
【０１１０】
次に、過熱遮断促進回路１０６の動作について鋭明する。過電流制御に入り、サーマルＦＥＴＱＡのゲート電位が周期的に“Ｈ”レベルになる度にコンデンサＣ２１は抵抗Ｒ２１および逆流阻止用ダイオードＤ２１を介して充電される。ＦＥＴＱ２１のゲート電位は最初はしきい値以下なのでオフ状態にあるが、コンデンサＣ２１の充電に伴ってゲート電位が上昇するとＦＥＴＱ２１はオン状態に遷移する。
【０１１１】
抵抗Ｒ２１を介して端子ＴＧ（サーマルＦＥＴＱＡの真のゲート）から接地電位（ＧＮＤ）に電流が流れ、端子ＴＧに蓄積される電荷量が減少する。このため、同じドレイン電流ＩＤに対してもドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡ  が大きくなり、サーマルＦＥＴＱＡの電力消費が増大して過熱遮断が早まることとなる。なお、抵抗Ｒ２１が小さいほど過熱遮断は早まる。また、抵抗Ｒ２３はコンデンサＣ２１の放電抵抗であり、Ｒ２２〓Ｒ２３となるように設定するのが望ましい。
【０１１２】
〔第５の実施形態〕
次に、第５の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置および、その電源供給制御方法について、図１０を参照して説明する。本実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置は、第１の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置における回路構成（図１）に対して、オン／オフ回数積算回路１０７を付加した構成である。なお、図１０中の点線で囲った部分１１０ｅはアナログ集積化されるチップ部分を示す。
【０１１３】
上記第１、第２または第３の実施形態において、モータが過負荷の場合や巻線の不完全短絡の場合に、サーマルＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って、サーマルＦＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能させることから、過熱遮断までの時間が相対的に長くなるという問題点を、本実施形態では次のようにして解消する。即ち、サーマルＦＥＴＱＡのオン／オフ制御回数が所定回数に達したときにオフ制御させるオン／オフ回数積算回路（回数制御手段）１０７を付加することにより、サーマルＦＥＴＱＡの遮断を速める。
【０１１４】
図１０において、オン／オフ回数積算回路１０７は、ＦＥＴＱ３１、ダイオードＤ３１，Ｄ３２、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３およびコンデンサＣ３１を備えて構成されている。
【０１１５】
次に、オン／オフ回数積算回路１０７の動作について説明する。過電流制御に入り、サーマルＦＥＴＱＡのゲート電位が周期的に“Ｈ”レベルになる度にコンデンサＣ３１は抵抗Ｒ３１および逆流阻止用ダイオードＤ３１を介して充電される。ＦＥＴＱ３１のゲート電位は最初はしきい値以下なのでオフ状態にあるが、コンデンサＣ３１の充電に伴ってゲート電位が上昇するとＦＥＴＱ３１はオン状態に遷移する。この時、温度センサ１２１（４個のダイオード）のアノード側が引き下げられるので、高温状態と同じ条件となって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオン状態に遷移して、サーマルＦＥＴＱＡを遮断（オフ制御）する。
【０１１６】
なお、回数積算による遮断時間は約１［ｓｅｃ  ］程度が望ましい。また、オン／オフ回数積算回路１０７を安定に動作させるためには、さらに、サーマルＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期を安定させることが必要である。本実施形態においては、負荷電流の変化に対するサーマルＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡ  の変化はピンチオフ領域の方がオーミック領域より大きいので、サーマルＦＥＴＱＡがオン／オフ制御の間はピンチオフ領域でオフ状態に遷移する（ピンチオフ領域をパスしてオーミック領域でオフ状態に遷移することはない）こととなり、したがって、サーマルＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期が安定したものとなる。
【０１１７】
〔変形例〕
次に、名実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置および、その電源供給制御方法の変形例について、図１１を参照して説明する。以上の各実施形態の説明では、基準電圧生成手段を固定（上述の説明では、５［Ａ］負荷相当に固定）しておき、第２負荷（抵抗Ｒｒ）の変更には過電流判定値を変化させて対応していた。即ち、使用最大負荷に合わせて抵抗Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３を設定してチップを作成し、負荷１０２が小さい場合はチップ外部に抵抗Ｒ２に並列に可変抵抗ＲＶを追加して、過電流判定値を下げていた。
【０１１８】
この方法では次のような問題点がある。第１に、過電流判定値が大きくなるほど制御精度は低下する。第２に、ピンチオフ領域とオーミック領域では過電流判定値を変える必要がある。この場合ピンチオフ領域の過電流判定値は、厳密にはドレイン電流ＩＤの立ち上がり勾配に合わせて設定する必要があるが、ドレイン電流ＩＤ立ち上がり勾配は、配線インダクタンスおよび配線抵抗が変わると変化するので、ぴったりに設定することは難しい。
【０１１９】
この対策として、基準電圧生成手段を負荷１０２に合わせて設定することが有効である。即ち、先ず、負荷１０２の最大電流値に相当する基準電圧生成手段を設定する。次に、基準電圧生成手段におけるドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ（即ち、ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＢ）を、負荷駆動トランジスタ（即ち、サーマルＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡ  ）が少しでも越えれば過電流値と判定する。
【０１２０】
この手法では、過電流判定値をピンチオフ領域とオーミック領域で変える必要はない。基準電圧生成手段のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳを越えたか杏かで判定すれば良いから、検出精度はコンパレータＣＭＰｌの分解能だけで決まることになる。
【０１２１】
また、温度ドリフト、ＩＣロット間ばらつき、配線インダクタンスおよび配線抵抗の影響を除去でき、電源電圧の変動に対してもコンパレータＣＭＰｌが正常に作動する限り影響を受けない。したがって、扇風機において、誤差要素の少ない（ほとんど無い）電源供給制御装置および、その電源供給制御方法を実現することができる。
【０１２２】
なお、基準電圧生成手段の設定変更は、抵抗Ｒｒに並列に外部に可変抵抗ＲＶを追加接続して行ってもよいが、チップ内の抵抗Ｒｒを変えることにより行ってもよい。
【０１２３】
図１１に示すように、チップ内部に数種類の抵抗Ｒｒ１〜Ｒｒ４を並列に配置しておき、チップをパッケージするとき、またはべアチップ実装するときに、抵抗Ｒｒｌ〜Ｒｒ４の中からスイッチＳＷ２により選択接続することにより、基準電圧生成手段の設定値（基準）を目標の仕様に設定することが可能となる。これにより、電源供給制御装置を集積化する場合でも１種類のチップで複数の仕様をカバーすることが可能となる。また抵抗の可変設定により、モータの定格や性能に応じた過負荷状態の判定や完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に精度良く検出することが可能となる。
【０１２４】
以上説明した第１、第２、第３、第４および第５の実施形態並びに変形例に係る扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成においては、スイッチング素子、即ちサーマルＦＥＴＱＡ，ＦＥＴＱＢ、トランジスタＱ５，Ｑ６、過熱遮断用ＦＥＴＱＳおよびＦＥＴＱｌｌ〜Ｑ５４としてｎチャネル型のものを使用したが、本発明に係る扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成はこれに限定されるものではなく、Ｐチャネル型のものを使用してもよい。但し、各スイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲート電位が“Ｌ”／“Ｈ”レベルに逆転することに伴う回路変更が必要となる。
【０１２５】
【発明の効果】
以上説明したように、過電流や、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡を発生したとき、制御手段は、第１半導体スイッチのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を大きく変動させることで、第１半導体スイッチの周期的な発熱を促す。そして、制御手段は、温度センサにより検出された温度が所定の基準温度に達した際に第１半導体スイッチをオフ制御する。したがって、本発明は、第１半導体スイッチの遮断を速めることができるので、過電流や不完全短絡発生時の異常電流に対して高速な応答を実現できる。また、本発明では、従来のシャント抵抗を不要として扇風機の熱損失を抑え、しかも応答性が高く、しかも安全な過電流保護が可能となる。また、過負荷のみならず、完全短絡による過電流や、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生した場合の異常電流をもハードウェア回路またはマイコン等のプログラム処理によって連続的に検出でき、特に第１半導体スイッチのオン／オフ制御をハードウェア回路で構成した場合はマイコンも不要であるため、実装スペースを縮小できるとともに、扇風機のコストを大幅に削減することができる。
【０１２６】
また、本発明に係る扇風機によれば、第２半導体スイッチの電流容量が第１半導体スイッチの電流容量よりも小さくなるように設定し、モータ負荷および第２負荷の抵抗値比が第１半導体スイッチおよび第２半導体スイッチの電流容量比と等価となるように設定することとしたので、第２半導体スイッチおよび第２負荷を持つ基準電圧生成手段の回路構成を小型化でき、実装スペースを縮小できるとともに、扇風機のコストを削減できる。
【０１２７】
また、本発明に係る扇風機によれば、第２負荷の抵抗値を可変設定するので、基準電圧生成手段の設定値（基準）を目標の仕様に設定することができる。また、１種類のチップで複数の仕様をカバーすることができ、モータ負荷の定格や性能に応じた過負荷の判定や完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出することが可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図である。
【図２】実施形態で使用する半導体スイッチ（サーマルＦＥＴ）の詳細な回路構成図である。
【図３】実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置が利用する原理を説明する説明図（その１）であり、オフ状態からオン状態への遷移時のドレイン−ソス間電圧の立ち下がり特性の説明図である。
【図４】実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置が利用する原理を説明する説明図（その２）であり、概念的回路図である。
【図５】実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置が利用する原理を説明する説明図（その３）であり、サーマルＦＥＴのドレイン電流とゲート−ソース間電圧との特性を説明する説明図である。
【図６】短絡故障時および通常動作時の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置における半導体スイッチの電流（ａ）と電圧（ｂ）を例示する波形図である。
【図７】本発明に係る第２の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図である。
【図８】本発明に係る第３の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図である。
【図９】本発明に係る第４の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図である。
【図１０】本発明に係る第５の実施形態の扇風機を構成する電源供給制御装置の回路構成図である。
【図１１】変形例の扇風機を構成する電源供給制御装置における第２負荷（抵抗）の構成を説明する回路図である。
【図１２】本発明に係る第１ないし第５の実施形態の扇風機に共通の構成を示す図である。
【図１３】従来の扇風機の構成図である。
【図１４】従来の他の扇風機の構成図である。
【図１５】従来の扇風機に採用された、半導体スイッチを備えた電源供給制御装置の回路構成図である。
【符号の説明】
１０１  電源
１０２  負荷
１０５  突入電流マスク回路（禁止手段）
１０６  過熱遮断促進回路（過熱遮断促進手段）
１０７  オン／オフ回数積算回路（同数制御手段）
１１０ａ〜１１０ｅ  チップ構成部分
１１１  駆動回路（制御手段）
ＱＡ，ＱＦ  サーマルＦＥＴ（半導体スイッチ）
ＲＧ  内部抵抗
ＱＢ  ＦＥＴ（第２半導体スイッチ）
Ｒｒ，Ｒｒｌ〜Ｒｒ４    抵抗（第２負荷）
Ｑ５，Ｑ６    トランジスタ
Ｑｌｌ〜Ｑ５４    ＦＥＴ
ＣＭＰｌ  コンパレータ（検出手段）
Ｒｌ〜Ｒ５５  拡抗
ＲＶ  可変抵抗
ＺＤｌ，ＺＤ２  ツェナーダイオード
Ｄｌ〜Ｄ５１  ダイオード
Ｃｌｌ〜Ｃ３１    コンデンサ
１２１  温度センサ
１２２  ラッチ回路
ＱＳ  過熱遮断用ＦＥＴ
ＳＷｌ，ＳＷ２  スイッチ
ＶＢ  電源電圧
ＶＰ  チャージポンプ出力電圧
２０１  羽
２０３  モータ
２０４  交流電源
３００  電源供給制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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