(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーダ波として送信するため、変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
該高周波用ミキサが生成するビート信号に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
を備えたレーダ装置において、
上記送信信号生成手段は、
高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発振器と、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分を生成する第１成分生成手段と、上記ビート信号の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分を生成する第２成分生成手段と、上記直線変調成分及び上記周期変調成分を合成して上記変調信号を生成する成分合成手段と、を備え、上記直線変調成分と上記周期変調成分とにより変調された送信信号を生成し、
更に、
上記周期変調成分の周波数を整数倍に変換する周波数逓倍手段と、
上記第２成分生成手段からの周期変調成分、或いは上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分のいずれかを、第２ローカル信号として供給する第２ローカル信号切替手段と、
上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記第２ローカル信号切替手段から供給される第２ローカル信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周波用ミキサと、
上記第２ローカル信号切替手段による設定を切り替えて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分の信号対雑音比を各設定毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な側に上記第２ローカル信号切替手段を設定する第２ローカル信号切替制御手段と、
を設け、上記演算手段は、該中間周波用ミキサからの第２ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求めることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置において、
上記第２成分生成手段からの周期変調成分の周波数を中心周波数とし、上記ビート信号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域を有する第１バンドパスフィルタと、
上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分の周波数を中心周波数とし、上記ビート信号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域を有する第２バンドパスフィルタと、
上記高周波用ミキサと上記中間周波用ミキサとの間に、上記第１バンドパスフィルタ及び第２バンドパスフィルタのいずれかを接続するフィルタ切替手段と、
上記第２ローカル信号として上記第２成分生成手段からの周期変調成分が選択されているときには、上記第１バンドパスフィルタが接続され、上記第２ローカル信号として上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分が選択されているときには、上記第２バンドパスフィルタが接続されるよう上記フィルタ切替手段の設定を切り替えるフィルタ切替制御手段と、
を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のレーダ装置において、
上記第２成分生成手段に、上記周期変調成分の信号強度を調整する強度調整手段を設け、
該強度調整手段により上記周期変調成分の信号強度を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な信号強度に上記強度調整手段を設定する強度調整制御手段を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のレーダ装置において、
上記第２成分生成手段に、上記周期変調成分の変調周期を調整する周期調整手段を設け、
該周期調整手段により上記周期変調成分の変調周期を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周期に上記周期調整手段を設定する周期調整制御手段を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】
レーダ波として送信するため、変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
該高周波用ミキサが生成するビート信号に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
を備えたレーダ装置において、
上記送信信号生成手段は、
高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発振器と、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分を生成する第１成分生成手段と、上記ビート信号の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分を生成する第２成分生成手段と、上記直線変調成分及び上記周期変調成分を合成して上記変調信号を生成する成分合成手段と、を備え、上記直線変調成分と上記周期変調成分とにより変調された送信信号を生成し、
更に、
上記第２成分生成手段に、上記周期変調成分の信号強度を調整する強度調整手段を設け、
該強度調整手段により上記周期変調成分の信号強度を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な信号強度に上記強度調整手段を設定する強度調整制御手段を備え、
上記演算手段は、上記送信信号が上記周期変調成分によって変調されることにより、上記ビート信号に発生する高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求めることを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
レーダ波として送信するため、変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
該高周波用ミキサが生成するビート信号に基づき、目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、
を備えたレーダ装置において、
上記送信信号生成手段は、
高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発振器と、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分を生成する第１成分生成手段と、上記ビート信号の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分を生成する第２成分生成手段と、上記直線変調成分及び上記周期変調成分を合成して上記変調信号を生成する成分合成手段と、を備え、上記直線変調成分と上記周期変調成分とにより変調された送信信号を生成し、
更に、
上記第２成分生成手段に、上記周期変調成分の変調周期を調整する周期調整手段を設け、
該周期調整手段により上記周期変調成分の変調周期を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周期に上記周期調整手段を設定する周期調整制御手段を備え、
上記演算手段は、上記送信信号が上記周期変調成分によって変調されることにより、上記ビート信号に発生する高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度を求めることを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】
請求項５または請求項６に記載のレーダ装置において、
上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記第２成分生成手段からの周期変調成分を第２ローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設け、
上記演算手段は、該中間周波用ミキサからの第２ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離又は相対速度を算出することを特徴とするレーダ装置。
【請求項８】
請求項７に記載のレーダ装置において、
上記第２成分生成手段からの周期変調成分の周波数を整数倍に変換する周波数逓倍手段を設け、
該周波数逓倍手段からの周波数が整数倍された周期変調成分を第２ローカル信号として上記中間周波用ミキサに入力することを特徴とするレーダ装置。
【請求項９】
請求項７または請求項８に記載のレーダ装置において、
上記高周波用ミキサと上記中間周波用ミキサとの間に、上記第２ローカル信号の周波数を中心周波数とし、上記ビート信号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１０】
請求項１ないし請求項４、または請求項７ないし請求項９のいずれかに記載のレーダ装置において、上記中間周波用ミキサと上記演算手段との間に、上記第２ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１１】
請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載のレーダ装置において、
上記周期変調成分の信号波形が、正弦波であることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１２】
レーダ波として送信するため、時間に対して直線的に周波数が変化するように変調された高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、
上記送信信号生成手段からの送信信号の一部を分岐してなる分岐信号に基づいてローカル信号を生成するローカル信号生成手段と、
目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、上記ローカル信号生成手段からのローカル信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信号を生成する高周波用ミキサと、
を備えたレーダ装置において、
上記ローカル信号生成手段は、
上記送信信号と受信信号との周波数差であるビート周波数の２倍以上の変調周波数を基本波としたローカル変調信号を生成するローカル変調信号生成手段と、
該変調信号生成手段からのローカル変調信号により上記分岐信号を振幅変調して上記ローカル信号を生成する分岐信号変調手段と、
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１３】
請求項１２に記載のレーダ装置において、
上記高周波用ミキサが生成するビート信号に基づいて目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１４】
請求項１２に記載のレーダ装置において、
上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記ローカル変調信号生成手段からのローカル変調信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載のレーダ装置において、
上記中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号に基づいて目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１６】
請求項１４または請求項１５に記載のレーダ装置において、
上記中間周波用ミキサからの上記第２ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１７】
請求項１２ないし請求項１６のいずれかに記載のレーダ装置において、
上記高周波用ミキサが生成するビート信号の信号成分のうち上記ローカル変調信号の基本波周波数近傍以外の信号成分を除去するバンドパスフィルタ、及び該ビート信号の信号成分のうち上記ローカル変調信号の基本波周波数近傍の信号成分を増幅する狭帯域増幅器の少なくともいずれか一方を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１８】
請求項１２ないし請求項１７のいずれかに記載のレーダ装置において、
上記ローカル変調信号生成手段に、上記変調周波数を調整する周波数調整手段を設け、
該周波数調整手段により上記ローカル変調信号の変調周波数を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周波数毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周波数に上記周波数調整手段を設定する周波数調整制御手段を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１９】
請求項１２ないし請求項１８のいずれかに記載のレーダ装置において、
上記変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号が、上記基本波の単一周波数成分からなることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２０】
請求項１２ないし請求項１８のいずれかに記載のレーダ装置において、
上記変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号が、矩形波であることを特徴とするレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体の衝突防止等に使用され、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する情報を取り出すＦＭＣＷ方式のレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突防止等の安全装置として応用する試みがなされているが、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられている。
【０００３】
このＦＭＣＷレーダ装置では、図３０（ａ）に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、目標物体により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信号Ｓｒは、図３０（ａ）に点線で示すように、レーダ波が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダと目標物体との相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラシフトする。
【０００４】
そして、このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図３０（ｂ）に示すように、これら信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分であるビート信号Ｓｂを発生させ、送信信号Ｓｓの周波数が増加する時のビート信号Ｓｂの周波数（以下、上り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの周波数が減少する時のビート周波数（以下、下り変調時のビート周波数とよぶ）をｆｄとして、目標物体との距離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式を用いて算出するように構成されている。
【０００５】
【数１】
0003726441.tif 000002
【０００６】
【数２】
0003726441.tif 000003
【０００７】
なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。
ここで、このようなＦＭＣＷレーダ装置を車載用レーダ装置として適用するには、約１００〜２００ｍを最大距離として、それ以下の範囲内にある目標物体を、少なくとも数ｍの距離分解能で検出できるように構成する必要がある。なお、ＦＭＣＷレーダ装置の距離分解能△Ｒは、（３）式で表されることが知られている。
【０００８】
【数３】
0003726441.tif 000004
【０００９】
この（３）式から明かなように、数ｍの距離分解能を得るためには、周波数変動幅△Ｆを、１００ＭＨｚ程度に設定する必要があり、また、このような周波数変動幅△Ｆを確保するためには、送信信号の中心周波数Ｆｏを、ミリ波と呼ばれる周波数帯（数十ＧＨｚ〜数百ＧＨｚ）に設定する必要がある。
【００１０】
そして、例えば、送信信号Ｓｓを△Ｆ＝１００ＭＨｚ、Ｔ＝１ｍｓとした場合、目標物体との相対速度Ｖが０（即ちｆｕ＝ｆｄ）で、目標物体との距離Ｒが１００ｍの時には、検出されるビート周波数ｆｕ，ｆｄは、１３３ＫＨｚとなる。そして、１００ｍ以内の距離に目標物体がある場合には、１３３ＫＨｚ以下のビート信号Ｓｂが検出され、また、相対速度Ｖが０ではない場合、相対速度Ｖが０の時の周波数を中心にして、ドップラシフト分だけ増減した周波数を有するビート信号Ｓｂが検出されることになる。即ち、車載用レーダ装置として使用する場合、数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚのビート信号を検出できることが要求されるのである。
【００１１】
ところがミリ波のような高周波帯の信号を扱う高周波用ミキサでは、信号強度の揺らぎの周波数成分からなるＡＭ−ＦＭ変換ノイズや、周波数に反比例した強度を有する１／ｆノイズがミキサの出力に重畳される。しかも、これらＡＭ−ＦＭ変換ノイズ及び１／ｆノイズ（以下、合わせて低周波ノイズとよぶ）の強度は、ビート信号Ｓｂと同じ数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数領域で比較的強いため、ビート信号Ｓｂの信号対雑音比（以下、ＳＮ比という）を劣化させてしまうという問題があった。
【００１２】
これに対して、例えば特開平５−４０１６９号公報には、図３１に示すように、高周波の送信信号Ｓｓを生成する高周波発振器１１２と、高周波発振器１１２が生成する送信信号Ｓｓの周波数を三角波状に直線的に変調するための変調信号Ｓｍを生成する変調信号生成回路１２６と、高周波発振器１１２からの送信信号Ｓｓをレーダ波として送信する送信アンテナ１１６と、目標物体に反射したレーダ波を受信する受信アンテナ１２０と、受信アンテナ１２０からの受信信号Ｓｒに送信信号Ｓｓを分配する分配器１１８からのローカル信号Ｌを混合してビート信号Ｓｂを発生させる高周波用ミキサ１２２とを備えた一般的な構成を有するＦＭＣＷレーダ装置において、更に、ビート信号Ｓｂの２倍以上の周波数を有するスイッチング信号を生成する第２の発振器１３６と、このスイッチング信号により受信アンテナ１２０からの受信信号Ｓｒを周期的にオン／オフするスイッチング回路１３８と、高周波用ミキサ１２２にて、スイッチングされた受信信号にローカル信号Ｌが混合されることにより、スイッチング周波数に応じた周波数領域に発生するビート信号の周波数成分を抽出するバンドパスフィルタ１３２と、バンドパスフィルタ１３２にて抽出された周波数成分を、更に第２の発振器１３６からのスイッチング信号をバンドパスフィルタ１４０によって整形した信号と混合することによって、ビート信号を本来の数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数帯に再変換する中間周波用ミキサ１３４と、を備えたＦＭＣＷレーダ装置１１０が開示されている。
【００１３】
この装置１１０では、スイッチング信号の周波数を数ＭＨｚ程度に設定すれば、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる領域（数ＭＨｚ程度）にビート信号の周波数成分を発生させることができ、また、中間周波用ミキサ１３４は、高周波用ミキサ１２２が取り扱うミリ波に比べて周波数の低いビート信号やスイッチング信号（いずれも数ＭＨｚ程度）を扱うので、その出力に重畳される低周波ノイズは、高周波用ミキサ１２２に比べて十分に小さい。
【００１４】
即ち、高周波用ミキサ１２２では、低周波ノイズの影響が小さい周波数領域にビート信号Ｓｂを発生させ、このビート信号Ｓｂの周波数成分を、低周波ノイズの少ない中間周波用ミキサ１３４にて本来の周波数帯に変換しているので、低周波ノイズの影響を低減でき、ビート信号ＳｂのＳＮ比が改善されるのである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この装置１１０では、受信アンテナ１２０と高周波用ミキサ１２２との間、即ちミリ波帯の高周波信号である受信信号Ｓｒの伝送経路にスイッチング回路１３８が挿入されているため、ただでさえ目標物体に反射して戻ってきた微弱なレーダ波の受信信号Ｓｒを一層減衰させてしまい、その結果、検出感度が劣化するという問題があった。また、このスイッチング回路１３８のように、ミリ波帯の高周波信号を処理する高周波回路は、一般に回路への組み付けが難しく、また値段も高いため、製造に手間を要すると共に装置が高価なものとなるという問題があった。
【００１６】
なお、上記公報には、高周波発振器１１２と送信アンテナ１１６との間に変調手段を挿入する旨も開示されているが、この変調手段も、結局、ミリ波帯の高周波信号である送信信号の伝送経路に設けられるものであり、送信出力の低下による検出感度の劣化や高周波回路の使用を避けられないため、上述のスイッチング回路１３８を設けた場合と全く同様の問題があった。
【００１７】
本発明は、上記問題点を解決するために、ミリ波帯の高周波回路部品を追加することなく、簡易な構成にて低周波雑音の影響を除去可能なレーダ装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた発明である請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載のレーダ装置は、送信信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数を変化させる直線変調成分と、ビート信号の２倍以上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とにより変調された送信信号を生成する。
【００１９】
ところで、このように変調された送信信号を、ある時刻ｔ０にて瞬時的に見た場合、直線変調成分の変調によって時刻ｔ０に得られる周波数Ｆｔの信号を、周期変調成分の周波数Ｆｓの信号にて周波数変調したものであると考えることができる。
【００２０】
従って、この時の送信信号のスペクトラムは、図２３（ａ）に示すように、周波数Ｆｔを中心周波数として、この中心周波数から夫々周波数Ｆｓの整数倍だけ離れた周波数によって形成されるサイドバンドを有するものとなる。なお、図２３（ａ）（図２３（ｂ）も同様）では、図面を見やすくするために、中心周波数から周波数Ｆｓの３倍以上離れた周波数成分の図示を省略している。
【００２１】
この送信信号はレーダ波として放射され、その後、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波の受信信号は、レーダ波が目標物体までの距離を往復することによる遅延と、目標物体との相対速度に応じて発生する周波数のドップラシフトとによって決まるビート周波数ｆｕ（通常、送信信号の上り変調時のビート周波数をｆｕ，下り変調時のビート周波数をｆｄで表すが、以下では、特に断わらない限りｆｕにて両ビート周波数を代表させるものとする。）だけ送信信号からシフトしたものとなっており、図２３（ｂ）に点線にて示すようなスペクトラムを有する。なお、図２３（ｂ）は、図２３（ａ）にて示した送信信号のスペクトラム（図中実線にて示す）に、受信信号のスペクトラムを重ねて示したものである。
【００２２】
そして、このようなスペクトラムを有する送信信号と受信信号とを混合する高周波用ミキサでは、これら混合された信号の周波数差を成分とするビート信号が生成される。このビート信号は、図２３（ｂ）からも明かなように、送信信号と受信信号とで互いに対応する信号成分の差の周波数（ビート周波数）であるｆｕ，及び互いに異なる信号成分の差の周波数であるｎ×Ｆｓ±ｆｕ（ｎ＝１，２，３，…）に信号成分を持ち、そのスペクトラムは、図２４に示すようなものとなる。ここで、ビート信号の信号成分のうち、ビート周波数ｆｕのものを基本波成分とよび、周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕのものをｎ次高調波成分（総称するときは、単に高調波成分）とよぶ。
【００２３】
なお、周期変調成分の周波数Ｆｓは、ビート信号の基本波成分の周波数ｆｕの２倍より大きく設定されているので、例えばｆｕとＦｓ−ｆｕ，Ｆｓ＋ｆｕと２Ｆｓ−ｆｕ等、隣接する周波数領域が互いに重なり合ってしまうことがなく、各信号成分は周波数領域上で確実に分離可能なものとなっている。
【００２４】
そして、演算手段は、ビート信号の高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）に基づいて、ビート周波数ｆｕを抽出し、目標物体との距離や相対速度を算出する。このように、本発明のレーダ装置においては、周波数が直線的に変化するだけでなく周期的にも変化するように変調された送信信号を用いることにより、送受信信号を混合する高周波用ミキサにて生成されるビート信号が、基本波成分だけでなく、より周波数の高い高調波成分を有するようにされている。
【００２５】
従って、請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載のレーダ装置によれば、ビート信号を構成する信号成分の中に、低周波ノイズの影響が十分に小さい周波数領域にある、ＳＮ比の優れた高調波成分が存在し、このＳＮ比の優れた高調波成分を用いて、ビート周波数を精度よく検出することができるため、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【００２６】
即ち、高周波用ミキサの出力に重畳される低周波ノイズ（ＡＭ−ＦＭ変換ノイズ，１／ｆノイズ等）は、図２４中点線で示すように、周波数が高くなるにつれて減少する特性を有しており、ビート信号の基本波成分（周波数ｆｕ）は、このノイズ成分が比較的大きな領域に含まれる。このため、この基本波成分より、より高い周波数領域にある高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）の方がＳＮ比がよい場合があり、適宜、ＳＮ比のよい高調波成分を用いれば、低周波ノイズの影響を受けることなく、当該レーダ装置の検出精度を最大限に向上させることができるのである。
【００２７】
しかも、請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載のレーダ装置によれば、従来装置のように、送信信号や受信信号の伝送路に高周波回路を一切追加する必要がないため、当該装置を簡易かつ安価に構成できる。
なお、請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載のレーダ装置において、送信信号生成手段は、高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能な高周波発信器と、直線変調成分を生成する第１成分生成手段と、周期変調成分を生成する第２成分生成手段と、直線変調成分及び周期変調成分を合成して変調信号を生成する成分合成手段とにより構成されている。
【００２８】
特に、請求項１または請求項７に記載のレーダ装置は、高周波用ミキサからのビート信号に、第２成分生成手段からの周期変調成分を第２ローカル信号として混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設け、演算手段は、中間周波用ミキサからの第２ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離及び相対速度を算出することを特徴とする。
【００２９】
このように構成された請求項１または請求項７に記載のレーダ装置において、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号のスペクトラムは、高周波用ミキサが生成するビート信号のスペクトラム（図２４参照）を、周期変調成分の周波数Ｆｓが０Ｈｚとなるようにシフトさせた後、マイナス側に位置するスペクトラムを周波数０Ｈｚを軸としてプラス側に折り返した形状、即ち図２５に示すようなものとなる。つまり周波数がＦｓ±ｆｕの高調波成分が、ビート周波数ｆｕの基本波成分に変換される。この時、低周波ノイズも、図２５中点線で示すように、同様に折り返されることになるため、第２ビート信号の基本波成分は低周波ノイズが低減されたものとなる。
【００３０】
従って、請求項１または請求項７に記載のレーダ装置によれば、ビート周波数ｆｕ（数１０ＫＨｚ〜数１００ｋＨｚ）である基本波成分を用いて演算処理を行うことができ、演算手段として、従来装置に使用されていたものをそのまま用いることができる。
また、請求項１または請求項７に記載のレーダ装置によれば、周期変調成分の周波数Ｆｓを、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる領域（高々数十ＭＨｚ程度）に設定すればよいため、中間周波用ミキサの出力に重畳される低周波ノイズは、ミリ波を扱う高周波用ミキサに比べて無視できるほどに小さく、従って、中間周波用ミキサを付加することにより、ビート信号のＳＮ比をほとんど劣化させることがない。
【００３１】
また、請求項１に記載のレーダ装置では、第２成分生成手段からの周期変調成分を第２ローカル信号として中間周波用ミキサに入力するように第２ローカル信号切替手段を設定した場合、１次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）が第２ビート信号の基本波成分（ビート周波数ｆｕ）に変換され、一方、周波数逓倍手段からの周波数が逓倍（ｎ倍とする。但しｎ≧２）された周期変調成分を第２ローカル信号として中間周波用ミキサに入力するように第２ローカル信号切替手段を設定した場合、ｎ次高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）が第２ビート信号の基本波成分に変換され、演算手段に入力されることになる。
【００３２】
そして、第２ローカル信号切替制御手段は、第２ローカル信号切替手段により接続の設定を切り替えて、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分の信号対雑音比を各設定毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比（ＳＮ比）の良好な側に第２ローカル信号切替手段を設定する。
【００３３】
従って、請求項１に記載のレーダ装置によれば、ビート信号の１次高調波成分またはｎ次高調波成分のうち、ＳＮ比の良好な側を検出に用いることができるので、ノイズ環境の変化があったとしても安定して精度のよい検出を行うことができる。
即ち、上述したように、ビート周波数ｆｕは一般的に数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚであり、また周期変調成分の周波数Ｆｓは高々数十ＭＨｚ程度のものが用いられており、従って、高周波用ミキサが生成するビート信号の高調波成分の周波数（ｎ×Ｆｓ±ｆｕ，ｎ＝１，２，３…）も、数十ＭＨｚ〜数百ＭＨｚ程度となる。この周波数領域では、低周波ノイズが確実に小さくなるものの、この周波数領域の周波数は、ラジオ放送等、様々な用途に用いられており、使用する場所、地域によってはこれらの電波が当該レーダ装置に混信し、特定の周波数にノイズを発生させる可能性がある。しかし本発明のレーダ装置では、このようなノイズを避けてＳＮ比の良好な側の高調波成分により検出を行うことができるのである。
【００３４】
次に、請求項２に記載のレーダ装置においては、第２成分生成手段からの周期変調成分の周波数を中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域を有する第１バンドパスフィルタと、周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分の周波数を中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域を有する第２バンドパスフィルタと、高周波用ミキサと中間周波用ミキサとの間に、第１バンドパスフィルタ及び第２バンドパスフィルタのいずれかを接続するフィルタ切替手段とを備えている。
【００３５】
そして、フィルタ切替制御手段が、第２ローカル信号の設定に応じてフィルタ切替手段の設定を切り替えることにより、第２ローカル信号として第２成分生成手段からの周期変調成分が選択されているときには、第１バンドパスフィルタによりビート信号からその基本波成分近傍の信号成分が抽出されて中間周波用ミキサに供給され、一方、第２ローカル信号として上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分が選択されているときには、第２バンドパスフィルタにより周波数が逓倍された周期変調成分の周波数近傍の信号成分のみが抽出されて中間周波用ミキサに供給されるようにされている。
【００３６】
従って、請求項２に記載のレーダ装置によれば、第２ローカル信号の設定に関わらず、高周波用ミキサが生成するビート信号の高調波成分のうち、中間周波用ミキサによって第２ビート信号の基本波成分に変換される信号成分のみが抽出され、その他の不用な信号成分や低周波ノイズが除去されるため、常に、ＳＮ比の優れた信号成分を演算手段に供給することができる。
【００３７】
ところで、変調指数（周期変調成分の強度）と、高調波成分の強度との関係をコンピュータのシミュレーションにより検討したところ、図２７（ａ）に示すような結果が得られた。なお、変調指数Ｍとは、周期変調成分の強度（振幅）を△Ｆａ，周期変調成分の周波数をＦｓとした場合、Ｍ＝（△Ｆａ／２）／Ｆｓにて表される値である。
【００３８】
具体的には、本発明のレーダ装置における送信信号，受信信号，第１及び第２ローカル信号の信号波形を時系列的にコンピュータ上で再現し、混合すべき信号波形を互いに乗算することによりミキサの動作を再現した。そして、このミキサの出力（乗算結果）であるビート信号の信号波形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって周波数スペクトラムに分離し、ビート信号に含まれているピーク周波数成分の強度、及び雑音の強度を計算した。また、送信信号（図２参照）は、周期変調成分の周波数Ｆｓ＝１ＭＨｚ、直線変調成分である三角波の周期Ｔ＝２．５６ｍｓ、送信信号の周波数変調幅△Ｆ＝１００ＭＨｚとし、一方、受信信号は、５０ｍ先にある目標物体に反射したレーダ波を受信したものとして計算した。
【００３９】
その結果、図２７（ａ）に示されているように、各高調波成分の強度は、変調指数（即ち、周期変調成分の強度）によって変動すること、また、１次高調波成分が強いときには２次高調波成分が弱く、逆に２次高調波成分が強いときには１次高調波成分が弱くなるといった相補的な関係にあることを見いだした。なお、雑音の強度は変調指数に対してあまり変動しないこともわかり、図２７（ｂ）に示すように、高調波成分の強度をＳＮ比に変換しても、同様の関係を有することを見いだした。
【００４０】
そこで、請求項３または請求項５に記載のレーダ装置のように、第２成分生成手段に、周期変調成分の信号強度を調整する強度調整手段を設け、強度調整制御手段が、強度調整手段を制御して周期変調成分の信号強度を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な信号強度に強度調整手段を設定するようにすれば、演算手段にて使用する信号のＳＮ比を最大限に向上させることができ、ひいては当該レーダ装置の検出感度を最大限に引き出すことができる。
【００４１】
特に、先に説明した第２ローカル信号を切り替える請求項１に記載の発明と組み合わせた場合、ノイズの発生状態に応じて、１次高調波成分或いはｎ次（例えば２次）高調波成分のいずれかＳＮ比の良好な側を用いて検出を行うのであるが、いずれの場合でも、選択された高調波成分の最もＳＮ比が良くなるような周期変調成分の信号強度に調整することができ、使用環境に応じて、常に、最大限に優れたＳＮ比，検出感度を引き出すことができる。
【００４２】
次に、請求項４または請求項６に記載のレーダ装置では、第２成分生成手段に、周期変調成分の変調周期を調整する周期調整手段を設け、周期調整制御手段が、周期調整手段を制御して周期変調成分の変調周期を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周期に周期調整手段を設定する。
【００４３】
なお、高周波用ミキサが出力するビート信号の高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕは、周期変調成分の周波数Ｆｓに応じて変化する（図２４参照）ので、周期変調成分の周波数Ｆｓを調整することにより、ビート信号の高調波成分を任意の周波数に発生させることができる。
【００４４】
従って、請求項４または請求項６に記載のレーダ装置によれば、ノイズの発生する周波数をさけて、ＳＮ比が大きくなる周波数に高調波成分をシフトさせることができ、使用状況，ノイズの発生状況に応じて最適な条件で目標物体の検出を行うことができる。
なお、周期変調成分の周波数を調整可能に構成するには、例えば電圧制御発信器などを用いて周期変調成分を生成することが考えられるが、広い範囲に渡って周波数を調整可能に構成すると高価なものとなってしまう。そこで、特に、第２ローカル信号を切り替える後述の請求項９に記載の発明と組み合わせて、大きく周波数を変更する調整は、第２ローカル信号の切替により行わせるようにすれば、広い範囲に渡って周波数を細かく調整可能な装置を安価に構成することもできる。
【００４５】
次に請求項８に記載のレーダ装置は、請求項７に記載のレーダ装置において、第２成分生成手段が生成する周期変調成分の周波数を整数倍に変換する周波数逓倍手段を設け、該周波数逓倍手段からの周波数が整数倍された周期変調成分を第２ローカル信号として中間周波用ミキサに入力することを特徴とする。
【００４６】
このように構成された請求項８に記載のレーダ装置においては、周波数逓倍手段が周期変調成分の周波数Ｆｓをｎ倍する場合、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号のスペクトラムは、高周波用ミキサが生成するビート信号のスペクトラム（図２４参照）を、周波数ｎ×Ｆｓが０Ｈｚとなるようにシフトさせた後、マイナス側に位置するスペクトラムを０Ｈｚを軸としてプラス側に折り返した形状となる。つまり、周波数がｎ×Ｆｓ±ｆｕの高調波成分が、ビート周波数ｆｕの基本波成分に変換されることになる。
【００４７】
従って、ビート信号の高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）のうち最もＳＮ比のすぐれたものが、第２ビート信号の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換されるように周波数逓倍手段での倍率ｎを設定することにより、当該レーダ装置の検出性能を最大限に引き出すことができる。
【００４８】
即ち、これは、例えば、高周波発振器の変調信号に対する追従性が悪い等、周期変調成分の周波数Ｆｓを、低周波ノイズの影響が十分に小さくなるような周波数領域に設定できない場合、周波数がＦｓ±ｆｕの信号成分を用いるよりも、より高い周波数、例えば２Ｆｓ±ｆｕ，３Ｆｓ±ｆｕ，…等の信号成分を用いた方が、ＳＮ比が優れる場合があるため、このような場合に好適に使用することができるのである。
【００４９】
次に、請求項９に記載のレーダ装置は、請求項７または請求項８に記載のレーダ装置において、高周波用ミキサと中間周波用ミキサとの間に、第２ローカル信号の周波数を中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域幅を有するバンドパスフィルタを設けたことを特徴とする。
【００５０】
このように構成された請求項９に記載のレーダ装置によれば、高周波用ミキサが生成するビート信号の高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）のうち、中間周波用ミキサによって第２ビート信号の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換される信号成分のみが抽出され、その他の不用な信号成分や低周波ノイズが除去される。その結果、演算手段にて用いる信号成分、即ちここでは、第２ビート信号の基本波成分のＳＮ比をより向上させることができる。なお、図２６は、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号のスペクトラムである。
【００５１】
また、特に、周波数スペクトラムの分析に高速フーリエ変換を用いる場合、不要な高次の高調波成分が存在すると、目標物体以外の周波数にノイズが発生する現象が生じるが、バンドパスフィルタを設けることにより、これを防止することができる。
【００５２】
次に請求項１０に記載のレーダ装置は、中間周波用ミキサと演算手段との間に、第２ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けたことを特徴とする。
このように構成された請求項１０に記載のレーダ装置によれば、演算手段での検出に用いられない不要な高調波成分が第２ビート信号から除去されるので、第２ビート信号の基本波成分のＳＮ比が向上し、演算手段では、このＳＮ比の優れた信号を用いて、ビート周波数を精度よく検出することができるため、目標物体との距離や相対速度をより精度よく求めることができる。
【００５３】
次に、請求項１１に記載のレーダ装置は、請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載のレーダ装置において、周期変調成分の信号波形が、正弦波であることを特徴とする。
このように構成された本発明のレーダ装置によれば、送信信号や受信信号、更にはこれらを混合してなるビート信号を構成する各信号成分が、夫々単一のスペクトルを持ち、不用な周波数成分が低減されるため、演算手段にて用いる信号成分のＳＮ比を更に向上させることができる。
【００５４】
以上では、変調された送信信号を生成する送信信号生成手段に特徴を有する発明について説明したが、以下では、ローカル信号を生成するローカル信号生成手段に特徴を有する発明について説明する。
即ち、請求項１２に記載のレーダ装置においては、送信信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数が変化するように変調された高周波の送信信号を生成し、ローカル信号生成手段が、送信信号生成手段からの送信信号の一部を分岐してなる分岐信号に基づいてローカル信号を生成する。
【００５５】
なお、ローカル信号生成手段では、ローカル変調信号生成手段が、送信信号と受信信号との周波数差であるビート周波数の２倍以上の変調周波数を基本波としたローカル変調信号を生成し、分岐信号変調手段が、このローカル変調信号により分岐信号を振幅変調してローカル信号を生成する。
【００５６】
ところで、ある時刻ｔにおける分岐信号（送信信号）の周波数をＦｔとすると、この時刻ｔでのローカル信号は、周波数Ｆｔの分岐信号を周波数Ｆｐのローカル変調信号にて振幅変調したものであると考えることができる。
従って、この時のローカル信号のスペクトラムは、図２８（ａ）に示すように、周波数Ｆｔの他、この中心周波数から夫々変調周波数Ｆｐだけ離れた周波数Ｆｔ±Ｆｓに信号成分を持つものとなる。なお、ローカル変調信号が基本波だけでなく高調波（基本波の整数倍の周波数ｎ×Ｆｐ；ｎ≧２）を含む場合は、図中点線で示すように、ローカル信号は、周波数Ｆｔ±ｎ×Ｆｐにも信号成分を持つ。
【００５７】
一方、送信信号はレーダ波として放射され、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波の受信信号は、レーダ波が目標物体までの距離を往復することによる遅延と、目標物体との相対速度に応じて発生する周波数のドップラシフトとによって決まるビート周波数ｆｕだけ送信信号からシフトしたものとなっており、図２８（ｂ）に一点鎖線にて示すようなスペクトラムを有する。なお、図２８（ｂ）は、図２８（ａ）にて示したローカル信号のスペクトラム（図中実線及び点線にて示す）に、受信信号のスペクトラムを重ねて示したものである。
【００５８】
そして、このようなスペクトラムを有する送信信号と受信信号とを混合する高周波用ミキサでは、これら混合された信号の周波数差を成分とするビート信号が生成される。このビート信号は、図２８（ｂ）からも明らかなように、受信信号とローカル信号の各周波数成分との差の周波数であるｆｕ，Ｆｐ±ｆｕに（高調波を含む場合には、ｎ×Ｆｐ±ｆｕ；ｎ≧２にも）信号成分を持ち、そのスペクトラムは、図２９に示すようなものとなる。
【００５９】
このように、本発明のレーダ装置においては、ローカル変調信号の周波数ｎ×Ｆｐの近傍に、ビート信号の高調波成分が発生するので、ローカル変調信号の基本波周波数Ｆｐを低周波ノイズの影響が十分に小さくなる周波数に設定すれば、ＳＮ比の優れたビート信号の高調波成分が得られる。従って、本発明のレーダ装置によれば、このＳＮ比の優れたビート信号の高調波成分を用いてビート周波数を精度よく検出することができ、延いては、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【００６０】
しかも本発明のレーダ装置によれば、従来装置のようには、送信信号や受信信号に変調を加える等の処理を行わないので、送信信号や受信信号を減衰させて、検出感度を劣化させてしまうこともない。
なお、請求項１３に記載のように、レーダ装置には、高周波用ミキサが生成するビート信号に基づいて目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段が一体に設けられていてもよい。
【００６１】
次に、請求項１４に記載のレーダ装置では、請求項１２に記載のレーダ装置において、高周波用ミキサからのビート信号に、ローカル変調信号生成手段からのローカル変調信号を混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設けたことを特徴とする。
【００６２】
このように構成された本発明のレーダ装置では、周波数がＦｐであるローカル変調信号の基本波によって、周波数がＦｐ±ｆｕであるビート信号の高調波成分が、ビート周波数ｆｕの基本波成分に変換される。
つまり、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号のスペクトラムは、請求項１及び請求項７に記載の発明の場合（図２５参照）と同様なものとなる。なお、ローカル変調信号が高調波を含む場合は、周波数がｎ×Ｆｐ（ｎ≧２）であるローカル変調信号の高調波によって、周波数がｎ×Ｆｐ±ｆｕであるビート信号の高次の高調波成分もビート周波数ｆｕの基本波成分に変換される。
【００６３】
その結果、本発明のレーダ装置によれば、第２ビート信号の基本波成分（周波数ｆｕ）は低周波ノイズが低減されたものとなり、請求項１及び請求項７に記載の発明と同様の効果を得ることができる。
なお、請求項１５に記載のように、請求項１４に記載のレーダ装置には、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号に基づいて目標物体との距離及び相対速度を求める演算手段が一体に設けられていてもよい。
【００６４】
また、請求項１６に記載のように、請求項１４または請求項１５に記載のレーダ装置には、中間周波用ミキサからの第２ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けてもよい。この場合、請求項１０に記載の発明と同様に、演算手段での検出に用いられない不要な高調波成分が第２ビート信号から除去されるので、第２ビート信号の基本波成分のＳＮ比が向上し、演算手段では、このＳＮ比の優れた信号を用いて、ビート周波数を精度よく検出することができるため、目標物体との距離や相対速度をより精度よく求めることができる。
【００６５】
次に請求項１７に記載のレーダ装置は、請求項１２ないし請求項１６のいずれかに記載のレーダ装置において、高周波用ミキサが生成するビート信号の信号成分のうちローカル変調信号の基本波周波数近傍以外の周波数成分を除去するバンドパスフィルタ、及びビート信号の信号成分のうちローカル変調信号の基本波周波数近傍の周波数成分を増幅する狭帯域増幅器の少なくともいずれか一方を設けたことを特徴とする。
【００６６】
このように構成された本発明のレーダ装置では、バンドパスフィルタ及び狭帯域増幅器のいずれもが、ビート信号の信号成分のうち、ローカル変調信号の高調波周波数近傍の信号成分（周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕ；ｎ≧２を含む）のみを抽出し、その他の不用な信号成分や低周波ノイズの影響を確実に低減する。そして中間周波用ミキサは、この抽出された信号成分にローカル変調信号（特に抽出された信号成分と同じ高調波Ｆｐ）を混合することにより、ビート周波数ｆｕの信号成分（第２ビート信号の基本波成分）を生成する。
【００６７】
従って、本発明のレーダ装置によれば、ビート信号の高調波成分（周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕ；≧２）のうち最もＳＮ比のすぐれたものが抽出されるようバンドパスフィルタや狭帯域増幅器の信号抽出範囲を設定することにより、ビート信号のＳＮ比を向上させることができる。
【００６８】
なお、バンドパスフィルタ及び狭帯域増幅記のいずれか一方を備えるだけでもビート信号のＳＮ比を向上させることができるが、両方とも備えれば、その効果をより一層向上させることができる。
次に、請求項１８に記載のレーダ装置では、請求項１２ないし請求項１７のいずれかに記載のレーダ装置において、ローカル変調信号生成手段に、変調周波数を調整する周波数調整手段を設け、周波数調整制御手段が、周波数調整手段を制御してローカル変調信号の変調周波数を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周波数毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周波数に周波数調整手段を設定する。
【００６９】
ところで、高周波用ミキサが出力するビート信号の高調波成分の周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕは、周期変調成分の周波数Ｆｐに応じて変化する（図２９参照）ので、周期変調成分の周波数Ｆｐを調整することにより、ビート信号の高調波成分を任意の周波数に発生させることができる。
【００７０】
従って、本発明のレーダ装置によれば、請求項４または請求項６に記載のレーダ装置と同様に、ノイズの発生する周波数をさけて、ＳＮ比が大きくなる周波数に高調波成分をシフトさせることができ、使用状況，ノイズの発生状況に応じて最適な条件で目標物体の検出を行うことができる。
【００７１】
なお、変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号としては、請求項１９に記載のように、基本波の単一周波数成分からなるものを用いてもよいし、請求項２０に記載のように、高調波を多数含む矩形波を用いてもよい。
【００７２】
【発明の実施の形態】
以下に、参考例及び本発明の実施例を図面と共に説明する。
まず、第１ないし第３参考例について説明する。
図１は、第１参考例の障害物検出用レーダ装置の全体構成を表すブロック図である。
【００７３】
図１に示すように、本参考例のレーダ装置１０は、送信信号Ｓｓとしてミリ波帯の高周波信号を生成し、該高周波信号の周波数を変調信号Ｓｍに応じて制御可能な電圧制御発振器１２と、電圧制御発振器１２に供給する変調信号Ｓｍを生成する変調信号生成部１４と、電圧制御発振器１２が生成する送信信号Ｓｓに応じたレーダ波を放射する送信アンテナ１６と、電圧制御発振器１２からの送信信号Ｓｓを電力分配し、ローカル信号Ｌを生成する分配器１８と、レーダ波を受信する受信アンテナ２０と、受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒに、分配器１８からのローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｓｂを生成する高周波用ミキサ２２と、高周波用ミキサ２２からのビート信号Ｓｂに基づいて、目標物体との距離、及び相対速度を検出する信号処理部２４とを備えている。
【００７４】
このうち、変調信号生成部１４は、電圧制御発振器１２に時間に対して直線的に周波数が増減するような変調を行わせるための三角波（周期Ｔ）状の直線変調成分Ｍａを生成する三角波発振器２６と、電圧制御発振器１２に三角波の周期Ｔより十分に短い周期で周期的に周波数が変化するような変調を行わせるための正弦波（周期１／Ｆｓ）からなる周期変調成分Ｍｂを生成する正弦波発振器２７と、これら三角波発振器２６からの直線変調成分Ｍａ、及び正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂを合成することにより、電圧制御発振器１２への変調信号Ｓｍを生成する信号加算器２８とを備えている。
【００７５】
また、信号処理部２４は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、ビート信号Ｓｂをデジタル値に変換してＣＰＵに取り込むためのＡ／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換器を介して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を高速に実行するための演算処理装置等を備えている。
【００７６】
このように構成された本参考例のレーダ装置１０では、電圧制御発振器１２が、変調信号生成部１４から入力される変調信号Ｓｍに従って周波数変調された送信信号Ｓｓを生成する。ここで、図２に実線で示すように、送信信号Ｓｓの周波数の変化を表すグラフは、直線変調成分Ｍａの周期Ｔで変化する三角波に、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓである正弦波が重畳されたような形状となる。
【００７７】
そして、送信アンテナ１６が、この送信信号Ｓｓをレーダ波として放射し、この時、分配器１８が、送信信号Ｓｓの一部をローカル信号Ｌとして分離する。また、送信アンテナ１６から放射され、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波を受信アンテナ２０が受信すると、高周波用ミキサ２２が、この受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒ（図２に点線で示す）と、分配器１８からのローカル信号Ｌとを混合してビート信号Ｓｂを生成する。信号処理部２４は、このビート信号Ｓｂを、送信信号Ｓｓの上り変調時、及び下り変調時の夫々について、Ａ／Ｄ変換して取り込み、高速フーリエ変換を施して、ビート信号Ｓｂのスペクトラムを求め、そのスペクトラムから上り変調時の周波数Ｆｓ±ｆｕ，及び下り変調時の周波数Ｆｓ±ｆｄを抽出し、更に、これら周波数Ｆｓ±ｆｕ，Ｆｓ±ｆｄから求めた各変調時のビート周波数ｆｕ，ｆｄに基づき、上述の（１）（２）式を用いて、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する処理を実行する。
【００７８】
ここで図３は、本参考例のレーダ装置１０の前方１０ｍの地点に、レーダ波を反射する目標物体を配置して、レーダ装置１０を動作させた時に、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂのスペクトラムを測定した結果を表すグラフである。
【００７９】
なお、三角波発振器２６が生成する直線変調成分Ｍａは、周期Ｔが２．７ｍｓｅｃ（周波数３７０Ｈｚ）の三角波であり、その変化に対して、送信信号Ｓｓの変調帯域幅△Ｆが９０ＭＨｚ，その中心周波数Ｆｏが５９．５ＧＨｚとなるように設定し、また、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂは、周波数Ｆｓが１００ＫＨｚの正弦波であり、その変化に対して、送信信号Ｓｓの変調帯域幅△Ｆａが４ＭＨｚとなるように設定した。
【００８０】
また、この測定では、レーダ装置１０及び目標物体がいずれも静止しており、送信信号Ｓｓの上り変調時と下り変調時とでビート周波数ｆｕ，ｆｄ、延いてはビート信号Ｓｂのスペクトラムはほぼ等しいものとなるため、ここでは、上り変調時のビート信号Ｓｂのスペクトラムのみを示した。
【００８１】
図３に示すように、ビート信号Ｓｂのスペクトラムは、４．５ＫＨｚに基本波成分（周波数ｆｕ）のピークが見られる他、９５．５ＫＨｚ，１０４．５ＫＨｚにも高調波成分のピークが現れている。これらは、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓ（＝１００ＫＨｚ）にビート周波数ｆｕを減算、或は加算（Ｆｓ±ｆｕ）した周波数に一致している。即ち、この測定により、送信信号Ｓｓを、直線変調成分Ｍａと周期変調成分Ｍｂとを合成してなる変調信号Ｓｍによって変調することにより、基本波成分（周波数ｆｕ）だけでなく、高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）を含んだビート信号Ｓｂを発生させることが可能であることが確認された。
【００８２】
なお、この測定では、スペクトラムの位置をわかりやすく表示するために、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを１００ｋＨｚという比較的低い値に設定したが、実用的には１ＭＨｚや１０ＭＨｚ等、より高い周波数に設定して、低周波ノイズの影響が十分に小さくなり、良好なＳＮ比が得られる周波数帯に、高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）のピークが現れるようにすることが望ましい。
【００８３】
以上説明したように、本参考例のレーダ装置１０においては、送信信号Ｓｓを直線変調成分Ｍａと周期変調成分Ｍｂとを合成してなる変調信号Ｓｍにて変調し、送信信号Ｓｓの周波数を直線的に変化させるだけでなく、周期的（１／Ｆｓ周期）にも変化させることにより、受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓを分配してなるローカル信号Ｌとを混合する高周波用ミキサ２２が、基本波成分（周波数ｆｕ）だけでなく、より高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）も含んだビート信号Ｓｂを生成するようにされている。
【００８４】
従って、本参考例のレーダ装置１０によれば、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを、低周波ノイズの影響が十分に小さくなる数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ程度に設定すれば、ビート信号の高調波成分は、低周波ノイズの影響を殆ど受けることがなく、ビート信号の基本波成分に比べてＳＮ比の良好な信号成分となり、信号処理部２４では、このＳＮ比の優れた高調波成分を用いて演算処理を行っているので、ビート周波数ｆｕ，ｆｄを精度よく検出することができ、延いては、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【００８５】
例えば、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓが１ＭＨｚである場合、ビート周波数ｆｕが１０ＫＨｚの時には、この基本波成分（周波数ｆｕ＝１０ＫＨｚ）をそのまま検出するよりも、高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ＝０．９９ＭＨｚ，１．０１ＭＨｚ）を検出する方が、低周波ノイズのうち周波数に反比例する１／ｆノイズを、約１／１００に、即ち２０ｄＢ低減することができる。
【００８６】
なお、上記参考例では、変調信号生成部１４を構成する三角波発振器２６及び正弦波発振器２７が三角波及び正弦波を連続的に出力するように構成したが、例えば、図４に示すように、送信信号Ｓｓの上り変調と下り変調の間、所定時間だけ三角波発振器２６の出力を一定に保持すると共に正弦波発振器２７の発振を停止させ、ビート信号Ｓｂの解析処理や、目標物体との距離や相対速度を算出する処理に必要な時間を確保するように構成してもよい。この場合、当該レーダ装置１０を自動車の衝突防止に用いる場合、車両制御や運転者への警報発令等の処理時間を確実に確保できる。
【００８７】
また、上記参考例では、周期変調成分Ｍｂとして正弦波を用いたが、この周期変調成分Ｍｂは、送信信号Ｓｓを周期的に周波数を変調できるものであればよく、例えば方形波や三角波等を用いてもよい。
更に、上記参考例では、変調信号Ｓｍを生成する変調信号生成部１４を三角波発振器２６，正弦波発振器２７及び信号加算器２８により構成したが、信号処理部２４に波形データを生成させ、この波形データをＤ／Ａ変換することにより変調信号Ｓｍを生成するように構成してもよいし、変調信号生成部１４と電圧制御発振器１２とを一体のモジュールとして構成してもよい。
【００８８】
次に第２参考例について説明する。
図５は、本参考例のレーダ装置３０の全体構成を表すブロック図である。なお、第１参考例のレーダ装置１０と同じ構成部分については、同じ符号を付しここでは、その説明を省略する。
【００８９】
図５に示すように、本参考例のレーダ装置３０は、第１参考例のレーダ装置１０に加えて、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂから所定の通過帯域内にある高調波成分のみを抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＳ）３２と、このバンドパスフィルタ３２を通過した高調波成分に、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂを混合して第２ビート信号Ｓb2を生成する中間周波用ミキサ３４とを備えている。
【００９０】
なお、バンドパスフィルタ３２の通過帯域は、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の２倍以上の帯域幅を有するように設定されている。
このように構成された本参考例のレーダ装置３０では、ビート信号Ｓｂの信号成分のうち、周波数がＦｓ±ｆｕである高調波成分がバンドパスフィルタ３２を通過して、周波数がＦｓの周期変調成分Ｍｂと混合されることにより、先に図２５及び図２６等を用いて説明したように、中間周波用ミキサ３４からは、ビート周波数ｆｕの基本波成分からなる第２ビート信号Ｓb2が生成される。
【００９１】
このため、信号処理部２４では、ビート周波数ｆｕの信号成分を用いて演算処理を行えばよく、従って、信号処理部２４としては、従来装置と全く同様に構成されたものを用いることができる。
なお、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓは、検出可能とすべきビート周波数（基本波成分の周波数）の最大値の２倍以上であればよいが、例えば、１０．７ＭＨｚに設定すれば、バンドパスフィルタ３２や中間周波用ミキサ３４を一般の民生品のテレビやラジオの中間周波処理回路で広く用いられている製品を転用することが可能となり、当該レーダ装置３０を極めて安価に構成することができる。
【００９２】
また本参考例では、高周波用ミキサ２２と中間周波用ミキサ３４との間にバンドパスフィルタ３２を設けたが、これを省略してもよい。
次に第３参考例について説明する。
図６は、本参考例のレーダ装置４０の全体構成を表すブロック図である。なお、第１及び第２参考例のレーダ装置１０，３０と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【００９３】
図６に示すように、本参考例のレーダ装置４０は、第２参考例のレーダ装置３０に加えて、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂを、ｎ倍に逓倍する周波数逓倍器４２を備えている。
なお、バンドパスフィルタ３２の通過帯域は、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓのｎ倍を中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の２倍以上の帯域幅を有するように設定されている。
【００９４】
このように構成された本参考例のレーダ装置４０では、ビート信号Ｓｂを構成する信号成分のうち、周波数がｎ×Ｆｓ±ｆｕの高調波成分がバンドパスフィルタ３２を通過して、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓをｎ倍した信号と混合されることにより、ビート周波数ｆｕの基本波成分からなる第２ビート信号Ｓb2が生成される。
【００９５】
従って、本参考例のレーダ装置４０によれば、ビート信号Ｓｂを構成する信号成分のうち、最もＳＮ比の優れた信号成分が、第２ビート信号Ｓb2の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換されるように周波数逓倍器４２の倍数ｎ、及びバンドパスフィルタ３２を設定することにより、当該レーダ装置４０の検出能力を最大限に引き出すことができる。
【００９６】
なお本参考例では、高周波用ミキサ２２と中間周波用ミキサ３４との間にバンドパスフィルタ３２を設けたが、第２参考例と同様にこれを省略してもよい。
次に、請求項１ないし請求項１１に記載された発明に対応した第１，第２及び第３実施例について説明する。
図７は、第１実施例のレーダ装置７０の全体構成を表すブロック図である。なお、上述の参考例と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【００９７】
図７に示すように、本実施例のレーダ装置７０は、第１参考例のレーダ装置１０に加えて、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂの信号強度を、信号処理部２４からの強度調整信号Ｓａに応じて変化させて信号加算器２８に供給する強度調整器７２と、高周波用ミキサ２２からのビート信号Ｓｂに、後述する第２ローカル信号Ｌ２を混合して第２ビート信号Ｓb2を生成する中間周波用ミキサ３４と、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂの周波数を２倍に逓倍する周波数逓倍器７６と、信号処理部２４からの切替信号Ｓｄに応じて、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂ或いは周波数逓倍器７６からの周期変調成分Ｍｂの２倍の周波数を有する信号（以下、２逓倍周期変調成分という）のうちいずれか一方を第２ローカル信号Ｌ２として中間周波用ミキサ３４に供給する第２ローカル信号切替回路７４とを備えている。なお、強度調整器７２は、具体的には、例えば、増幅器，可変抵抗器等により構成することができる。
【００９８】
このように構成された本実施例のレーダ装置７０では、強度調整信号Ｓａによって強度調整器７２を制御することにより、信号加算器２８に供給する周期変調成分Ｍｂの強度を変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ２２にて生成されるビート信号Ｓｂの各高調波成分の強度が変化する（図２７（ａ）参照）。また、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４を、１次高調波検出用、即ち正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂが中間周波用ミキサ３４に供給されるように設定すると、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの１次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）が、第２ビート信号Ｓb2の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換されて信号処理部２４に供給され、一方、２次高調波検出用、即ち周波数逓倍器７６からの２逓倍周期変調成分が中間周波用ミキサ３４に供給されるように設定すると、ビート信号Ｓｂの２次高調波成分（周波数２Ｆｓ±ｆｕ）が、第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換されて信号処理部２４に供給される。
【００９９】
ここで、信号処理部２４が、第２ローカル信号切替回路７４及び強度調整器７２の設定を決定するために行う調整処理を、図８に示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理は、周期的に又は必要に応じて適宜実行される。
本処理が起動されると、まずＳ１１０では、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４を１次高調波検出用に設定し、続くＳ１２０では、強度調整器７２の強度を変化させながら、信号処理部２４に入力される第２ビート信号Ｓb2のＳＮ比を順次測定し、そのピーク値（最大値）ＳＮｐを検出すると共に、その時の強度設定（以下、ピーク強度という）ＳＡｐを求めるＳＮ比測定処理を実行後、Ｓ１３０に進む。
【０１００】
ここで、このＳ１２０にて実行されるＳＮ比測定処理の詳細を、図９に示すフローチャートに沿って説明する。
本処理が起動されると、まずＳ２１０では、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐを保持するためのレジスタをクリアし、続くＳ２２０では、強度調整信号Ｓａにより、強度調整器７２の強度設定ＳＡset を設定可能な最小強度ＳＡmin に設定する。
【０１０１】
次のＳ２３０では、この状態で信号処理部２４に入力される第２ビート信号Ｓb2の基本波成分のＳＮ比を測定（測定値ＳＮdet ）し、続くＳ２４０では、この測定値ＳＮdet がピーク値ＳＮｐ以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、そのままＳ２６０に移行する。一方、Ｓ２４０にて否定判断された場合は、Ｓ２５０に移行して、ピーク値ＳＮｐを測定値ＳＮdet にて更新すると共に、その時の強度調整器７２の強度設定ＳＡset をピーク強度ＳＡｐとして記憶後、Ｓ２６０に進む。
【０１０２】
Ｓ２６０では、強度調整信号Ｓａにより、強度調整器７２の強度設定ＳＡset を所定量△ＳＡだけ増加させ、続くＳ２７０では、この増加させた強度設定ＳＡset が、強度調整器７２の設定可能な最大強度ＳＡmax 以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、Ｓ２３０に戻ってＳ２３０〜Ｓ２７０の処理を繰り返し実行し、一方、Ｓ２７０にて否定判断された場合は、本処理を終了する。つまり、本ＳＮ比測定処理を実行することにより、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及びピーク強度ＳＡｐが求められることになる。
【０１０３】
図８に戻り、Ｓ１３０では、Ｓ１２０にてＳＮ比測定処理を実行することにより求められたＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及びピーク強度ＳＡｐを、それぞれＳＮ１，ＳＡ１として記憶する。
次にＳ１４０では、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４を、２次高調波検出用に設定し、続くＳ１５０では、先のＳ１２０と全く同様にＳＮ比測定処理を実行し、更にＳ１６０では、その結果求められたＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及びピーク強度ＳＡｐを、それぞれＳＮ２，ＳＡ２として記憶し、Ｓ１７０に進む。
【０１０４】
Ｓ１７０では、１次高調波検出用の設定にて測定されたＳＮ比のピーク値ＳＮ１が、２次高調波検出用の設定にて測定されたＳＮ比のピーク値ＳＮ２より大きいか否かを判断し、肯定判断された場合には、Ｓ１８０に移行して、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４の設定を１次高調波検出用にすると共に、強度調整信号Ｓａにより強度調整器７２の設定を、信号加算器２８に供給される周期変調成分Ｍｂの信号強度がピーク強度ＳＡ１となるようにして本処理を終了する。
【０１０５】
一方、Ｓ１７０にて否定判断された場合には、Ｓ１９０に移行して、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４の設定を２次高調波検出用にすると共に、強度調整信号Ｓａにより強度調整器７２の設定を、信号加算器２８に供給される周期変調成分Ｍｂの信号強度がピーク強度ＳＡ２となるようにして本処理を終了する。
【０１０６】
以後、信号処理部２４では、Ｓ１８０又はＳ１９０にてなされた設定を保持し、第２ビート信号Ｓb2の基本波成分の周波数（ビート周波数ｆｕ）に基づいて、目標物体との距離や相対速度を算出する処理を行うことになる。
以上説明したように、本実施例のレーダ装置７０においては、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの１次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）及び２次高調波成分（周波数２Ｆｓ±ｆｕ）のいずれかＳＮ比の優れた側を第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換するようにされている。
【０１０７】
具体的には、例えば、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓ近傍にノイズが発生し１次高調波成分のＳＮ比が悪化している時には、ビート信号Ｓｂの第２高調波成分が第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換され、逆に、周期変調成分Ｍｂの２倍の周波数２Ｆｓ近傍にノイズが発生し２次高調波成分のＳＮ比が悪化している時にはビート信号Ｓｂの第１高調波成分が第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換されて、これら第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換されたビート信号の高調波成分が信号処理部２４での処理に用いられることになる。
【０１０８】
従って、本実施例のレーダ装置７０によれば、ノイズの発生状態に応じて、ビート信号Ｓｂの高調波成分のうちＳＮ比の優れた側のものを用いて処理が行われるため、目標物体との距離や相対速度の検出を常に精度よく求めることができる。
【０１０９】
しかも、本実施例によれば、検出に用いる（第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換される）高調波成分を単に切り替えるだけでなく、その高調波成分毎に、そのＳＮ比が最大となるように周期変調成分Ｍｂの信号強度を調整しているので、当該レーダ装置７０の検出能力を最大限に引き出すことができる。
【０１１０】
なお、本実施例では、周波数逓倍器７６を、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓが２倍されるように構成したが、整数倍であれば何倍であってもよい。また、本実施例では、２種類の信号のいずれかを選択して第２ローカル信号Ｌ２としているが、倍率の異なる２つ以上の周波数逓倍器７６を設けて、３種類以上の周波数の中から第２ローカル信号Ｌ２を選択するように構成してもよい。
【０１１１】
ここで、図１０に示すレーダ装置７０ａは、本実施例の変形例を示すものである。この変形例のレーダ装置７０ａでは、高周波用ミキサ２２と中間周波用ミキサ３４との間に、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の２倍以上の帯域幅を有する第１バンドパスフィルタ（以下、第１ＢＰＦという）８２と、周期変調成分Ｍｂの２倍の周波数２Ｆｓを中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大値の２倍以上の帯域幅を有する第２バンドパスフィルタ（以下、第２ＢＰＦという）８４と、信号処理部２４からのフィルタ切替信号Ｓｆに従って、第１ＢＰＦ８２又は第２ＢＰＦ８４のいずれか一方が使用されるように、接続を切り替えるフィルタ切替回路８６，８８とを備えている。
【０１１２】
なお、フィルタ切替信号Ｓｆは、第２ローカル信号切替回路７４を操作する切替信号Ｓｄと連動しており、このフィルタ切替信号Ｓｆにより、フィルタ切替回路８６，８８は、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂが中間周波用ミキサ３４に供給されている時には第１ＢＰＦ８２が接続され、逆に周波数逓倍器７６からの２逓倍周期変調成分が中間周波用ミキサ３４に供給されている時には、第２ＢＰＦ８４が接続されるように切り替えられる。
【０１１３】
従って、このレーダ装置７０ａによれば、中間周波用ミキサ３４にて第２ローカル信号Ｌ２と混合されることによって基本波成分（周波数ｆｕ）に変換される高調波成分以外の信号成分、及び低周波ノイズがビート信号Ｓｂから除去されるので、ビート信号ＳｂのＳＮ比を向上させることができ、特に、信号処理部２４にて信号の検出に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いている場合には、検出すべき周波数の２倍以上の周波数を有する信号成分によって引き起こされる周知の高調波の回り込み現象を防止することができ、目標物体の誤検出を低減させることができる。
【０１１４】
なお、このレーダ装置７０ａの信号処理部２４が実行する調整処理は、先に図８のフローチャートを用いて説明したレーダ装置７０における調整処理とほぼ同じであり、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４を設定する際（Ｓ１１０，Ｓ１４０，Ｓ１８０，Ｓ１９０）に、その設定に応じて同時にフィルタ切替信号Ｓｆによりフィルタ切替回路８６，８８を設定することのみが異なっている。
【０１１５】
次に、第２実施例について説明する。
図１１は、本実施例のレーダ装置８０の全体構成を表すブロック図である。なお、上述の参考例や他の実施例と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【０１１６】
図１１に示すように、本実施例のレーダ装置８０は、第１参考例のレーダ装置１０とほぼ同様の構成をしているが、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを、信号処理部２４からの周波数調整信号Ｓｅによって任意に変更可能なように、正弦波発振器２７が電圧制御発振器等により構成されている点のみが異なっている。
【０１１７】
このように構成された本実施例のレーダ装置８０では、周波数調整信号Ｓｅにより周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕが変化する。
【０１１８】
ここで、信号処理部２４が、正弦波発振器２７の設定を決定するために行う調整処理を、図１２に示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理は、周期定期に又は必要に応じて適宜実行される。
本処理が起動されると、まずＳ３１０では、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐを保持するためのレジスタをクリアし、続くＳ３２０では、周波数調整信号Ｓｅにより、正弦波発振器２７の周波数設定ＦＭset を設定可能な最低周波数ＦＭmin に設定する。
【０１１９】
次のＳ３３０では、信号処理部２４に入力される第２ビート信号Ｓb2の基本波成分のＳＮ比を測定（測定値ＳＮdet ）し、続くＳ３４０では、この測定値ＳＮdet がピーク値ＳＮｐ以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、そのままＳ３６０に移行する。一方、Ｓ３４０にて否定判断された場合は、Ｓ３５０に移行して、ピーク値ＳＮｐを測定値ＳＮdet にて更新すると共に、その時の正弦波発振器２７の周波数設定ＦＭset をピーク周波数ＦＭｐとして記憶後、Ｓ３６０に進む。
【０１２０】
Ｓ３６０では、周波数調整信号Ｓｅにより、正弦波発振器２７の周波数設定ＦＭset を所定量△ＦＭだけ増加させ、続くＳ３７０では、この増加させた周波数設定ＦＭset が、正弦波発振器２７の設定可能な最高周波数ＦＭmax 以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合は、Ｓ３３０に戻ってＳ３３０〜Ｓ３７０の処理を繰り返し実行する。一方、Ｓ３７０にて否定判断された場合は、Ｓ３８０に移行して、周波数調整信号Ｓｅにより正弦波発振器２７の設定を、該正弦波発振器２７にて生成される周期変調成分Ｍｂの周波数がピーク周波数ＦＭｐとなるようにして本処理を終了する。
【０１２１】
以後、信号処理部２４では、Ｓ３８０にてなされた設定を保持し、高周波用ミキサ２２からのビート信号Ｓｂに基づいて、目標物体との距離や相対速度を算出する処理を行うことになる。
以上説明したように、本実施例のレーダ装置８０においては、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを調整して、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕを変化させることが可能なようにされている。
【０１２２】
従って、本実施例のレーダ装置８０によれば、周期変調成分Ｍｂの整数倍の周波数ｎ×Ｆｓ近傍にノイズが発生している時には、このノイズと重ならないようにビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕをシフトさせて、ビート信号ＳｂのＳＮ比を改善することができ、ノイズの発生状態が変化しても、常に精度のよい検出を行うことができる。
【０１２３】
ここで、図１３に示すレーダ装置８０ａは、本実施例のレーダ装置８０において、高周波用ミキサ２２と信号処理部２４との間に、高周波用ミキサ２２からのビート信号Ｓｂに、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂを第２ローカル信号Ｌ２として混合し、第２ビート信号Ｓb2を生成する中間周波用ミキサ３４を付加した変形例である。この場合、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓに関わらず、高周波用ミキサ２２にて生成されるビート信号Ｓｂの１次高調波成分が、第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換されるので、基本波成分の周波数に基づいて検出を行う従来の信号処理部２４を用いて、ビート信号Ｓｂの１次高調波成分を用いた検出を行うことができ、信号処理部２４を安価に構成できる。
【０１２４】
また、図１４に示すレーダ装置８０ｂは、レーダ装置８０ａにおいて、更に、中間周波用ミキサ３４と信号処理部２４との間に、中間周波用ミキサ３４からの第２ビート信号Ｓb2に含まれる検出に不要な高調波成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６８を付加した変形例である。この場合、特に、信号処理部２４にて信号の検出に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いている時には、検出すべき周波数の２倍以上の周波数を有する信号成分によって引き起こされる周知の高調波の回り込み現象を確実に防止することができ、目標物体の誤検出を低減させることができる。
【０１２５】
なお、レーダ装置８０ａ，８０ｂの信号処理部２４が、正弦波発振器２７の設定を決定するために行う調整処理は、レーダ装置８０の信号処理部２４が行う調整処理（図１２参照）と全く同様である。
次に、第３実施例について説明する。
【０１２６】
図１５は、本実施例のレーダ装置９０の全体構成を表すブロック図である。なお、上述の参考例や他の実施例と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
図１５に示すように、本実施例のレーダ装置９０では、第１実施例のレーダ装置７０とほぼ同様の構成をしているが、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを、信号処理部２４からの周波数調整信号Ｓｅによって任意に変更可能なように、正弦波発振器２７が電圧制御発振器等により構成されている点のみが異なっている。
【０１２７】
このように構成された本実施例のレーダ装置９０では、強度調整信号Ｓａによって強度調整器７２を制御することにより、信号加算器２８に供給する周期変調成分Ｍｂの強度を変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ２２にて生成されるビート信号Ｓｂの各高調波成分の強度が変化する（図２７（ａ）参照）。また、切替信号Ｓｄにより、正弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂを中間周波用ミキサ３４に供給すると、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの１次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）が第２ビート信号Ｓb2の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換され、一方、切替信号Ｓｄにより、周波数逓倍器７６からの２逓倍周期変調成分を中間周波用ミキサ３４に供給すると、ビート信号Ｓｂの２次高調波成分（周波数２Ｆｓ±ｆｕ）が第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換されて信号処理部２４に供給される。更に、周波数調整信号Ｓｅにより周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを変化させると、これに応じて、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕが変化する。
【０１２８】
ここで、信号処理部２４が、第２ローカル信号Ｌ２，強度調整器７２，及び正弦波発振器２７の設定を決定するために行う調整処理について説明する。
なお、本実施例のレーダ装置９０における調整処理は、第１実施例のレーダ装置７０における調整処理（図８参照）とほぼ同様であるが、Ｓ１２０，Ｓ１５０のＳＮ比測定処理として、図９に示されたものの代わりに、図１６に示されたものが実行される点、Ｓ１３０，１６０では、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及びピーク強度ＳＡｐに加えて、ピーク周波数ＦＭｐがそれぞれＦＭ１，ＦＭ２として記憶される点、Ｓ１８０，Ｓ１９０では、切替信号Ｓｄ及び強度調整信号Ｓａにより第２ローカル信号切替回路７４及び強度調整器７２が設定されるのに加えて、周波数調整信号Ｓｅにより正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓが、それぞれピーク周波数ＦＭ１，ＦＭ２となるように設定される点が異なっている。
【０１２９】
そして、本実施例におけるＳＮ比測定処理では、まずＳ４１０にて、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐを保持するためのレジスタをクリアし、続くＳ４２０では、強度調整信号Ｓａにより、強度調整器７２の強度設定ＳＡset を設定可能な最小強度ＳＡmin に設定するとともに、Ｓ４３０では、周波数調整信号Ｓｅにより、正弦波発振器２７の周波数設定ＦＭset 設定可能な最低周波数ＦＭmin に設定する。
【０１３０】
続くＳ４４０〜Ｓ４８０は、先に説明したＳ２３０〜Ｓ２７０（図９参照）と全く同様であり、強度調整器７２の強度設定ＳＡset を変化させた時のＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及びその時のピーク強度ＳＡｐを求める。
続くＳ４９０では、強度調整信号Ｓａにより強度調整器７２を、Ｓ４４０〜Ｓ４８０の処理で求められたピーク強度ＳＡｐに設定してＳ５００に進む。
【０１３１】
Ｓ５００〜Ｓ５４０は、先に説明したＳ３３０〜Ｓ３７０（図１２参照）と全く同様であり、正弦波発振器２７の周波数設定ＦＭset を変化させた時のＳＮ比のピーク値ＳＮｐ（但し、Ｓ４４０〜Ｓ４８０の処理で求められたピーク値ＳＮｐを初期値とする）、及びその時のピーク周波数ＦＭｐを求めて本処理を終了する。
【０１３２】
即ち、本実施例の調整処理では、このＳＮ比測定処理が、第２ローカル信号切替回路７４の設定毎に行われ、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐが大きくなる側の設定に第２ローカル信号切替回路７４が設定されると共に、この設定にて求められたピーク強度ＳＡｐ及びピーク周波数ＦＭｐとなるように、強度調整器７２及び正弦波発振器２７が調整されるのである。
【０１３３】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置９０によれば、第１及び第２実施例のレーダ装置７０，８０を組み合わせたものであるため、これらレーダ装置７０，８０と同様の効果が得られるだけでなく、より様々なノイズの発生状態に対応して、常に、ＳＮ比の良好なビート信号Ｓｂの高調波成分により、目標物体との距離や相対速度を精度よく検出することができる。
【０１３４】
即ち、例えば、比較的広い周波数領域に渡ってノイズが発生している場合には、第２ローカル信号切替回路７４により、ノイズの少ない領域にあるビート信号Ｓｂの高調波成分を選択し、更に、正弦波発振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを変化させることにより、ビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数を比較的狭い周波数範囲内で、よりＳＮ比が良好となる周波数にシフトさせるといったように、広い周波数範囲に渡って精密な調整を行うことができるのである。
【０１３５】
次に請求項１２ないし請求項２０に記載された発明に対応する第４，第５及び第６実施例について説明する。
まず、図１７は、第４実施例のレーダ装置５０の全体構成を表すブロック図である。なお、第１参考例のレーダ装置１０と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【０１３６】
即ち、本実施例のレーダ装置５０では、図１７に示すように、第１参考例のレーダ装置１０（図１参照）における変調信号生成部１４の代わりに、時間に対して直線的に周波数が増減するよう電圧制御発振器１２に変調を行わせるための三角波（周期Ｔ）状の変調信号Ｍａを生成する三角波発振器５２が設けられている。
【０１３７】
また、レーダ装置５０は、電圧制御発振器１２の出力を増幅して分配器１８に供給する増幅器５８と、送信信号Ｓｓの一部を分配器１８にて分岐してなる分岐信号Ｓｔを振幅変調する振幅変調器５６と、単一周波数（以下、変調周波数という）Ｆｐのローカル変調信号Ｍｂを生成する変調信号発振器５４とを備え、振幅変調器５６の出力、即ち分岐信号Ｓｔをローカル変調信号Ｍｂにて振幅変調してなる信号が、ローカル信号Ｌとして高周波用ミキサ２２に供給されるよう構成されている。
【０１３８】
更に、レーダ装置５０は、高周波用ミキサ２２と信号処理部２４との間に、高周波用ミキサ２２からのビート信号Ｓb1からローカル変調信号Ｍｂの変調周波数Ｆｐ近傍の周波数成分以外を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２と、ＢＰＦ６２の出力を増幅する狭帯域増幅器６４と、狭帯域増幅器６４の出力にローカル変調信号Ｍｂを混合して、その差の周波数成分からなる第２ビート信号Ｓb2を生成する中間周波用ミキサ６６と、中間周波用ミキサ６６からの第２ビート信号Ｓb2から高域成分を除去して信号処理部２４に供給するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６８とを備えている。
【０１３９】
なお、ＢＰＦ６２は、変調周波数Ｆｐを中心周波数とし、ある時刻における送信信号Ｓｓと受信信号Ｓｒとの周波数差であるビート周波数ｆｕの最大値（検出可能とする上限値）の２倍を通過帯域幅とするものであり、即ち、通過帯域幅として、少なくとも周波数範囲Ｆｐ−ｆｕ〜Ｆｐ＋ｆｕを含むように構成されている。また、狭帯域増幅器６４も少なくともこの周波数範囲Ｆｐ−ｆｕ〜Ｆｐ＋ｆｕの信号成分を増幅するように構成されている。
【０１４０】
このように構成された本実施例のレーダ装置５０では、電圧制御発振器１２が、三角波発振器５２からの変調信号Ｍｂに従って周波数変調された送信信号Ｓｓを生成し、この送信信号Ｓｓを増幅器５８が増幅する。なお、送信信号Ｓｓの中心周波数Ｆ０の角速度をω（＝２π・Ｆ０）とすると、送信信号Ｓｓは（４）式にて表わされ、その周波数変化を表すグラフは、図３０に実線で示すようなものとなる。
【０１４１】
Ｓｓ＝A・cos{ωt+Ｍ(t)}                                （４）
但し、Ｍ(t)＝△ω・∫ｍ(t)ｄｔであり、△ωは電圧制御発振器１２の単位電圧当りの角速度変化量、ｍ(t) は変調信号Ｍａの電圧値である。
そして、送信アンテナ１６が、この送信信号Ｓｓをレーダ波として放射し、この時、分配器１８が、送信信号Ｓｓの一部を分岐信号Ｓｔとして分離する。この分岐信号Ｓｔは、送信信号Ｓｓとは振幅Ａ１（＜Ａ）の値が異なるだけで、（４）と同様の式にて表すことができる。ところで、ある時刻ｔにおける分岐信号Ｓｔは、その時刻ｔでの分岐信号Ｓｔの周波数をＦｔとすると、瞬時的には（５）式で表される。
【０１４２】
0003726441.tif 000005
また、ローカル変調信号Ｍｂの周波数をＦｐとすると、ローカル変調信号Ｍｂは（６）式で表され、更に、このローカル変調信号Ｍｂにて分岐信号Ｓｔを振幅変調してなるローカル信号Ｌは、その変調度をＫとすると（７）式で表される。
【０１４３】
Ｍｂ＝cos(2π・Fp・t)                                   （６）
Ｌ  ＝（１＋Ｋ・Ｍｂ）×Ｓｔ
＝{1+K・cos(2π・Fp・t)}×A1・cos{2π・Ft・t}           （７）
＝A1・cos{2π・Ft・t}＋B1・cos{2π・(Ft-Fp)・t}＋B1・cos{2π・(Ft+Fp)・t}
（但し、B1＝K・A1/2）                              （７ａ）
即ち、（７）式を展開した（７ａ）式から明かなように、時刻ｔにおけるローカル信号Ｌは、分岐信号Ｓｔの周波数（送信信号Ｓｓの周波数に等しいので、以下では送信周波数という）Ｆｔと、送信周波数Ｆｔにローカル変調信号の変調周波数Ｆｐを加減算した周波数Ｆｔ±Ｆｐとを信号成分として含んでいる（図２８（ａ）参照）。
【０１４４】
一方、受信アンテナ２０にて受信されるレーダ波の受信信号Ｓｒは、（８）式に示すように、レーダ波が目標物体を往復するのに要する時間△ｔだけ前に送信された送信信号Ｓｓに、目標物体との速度差に応じたドップラシフトの影響αが重畳されたものであり、その周波数の変化を表すグラフは、図３０に点線で示すようなものとなる。なお、時刻ｔでの受信信号Ｓｒは、この時刻ｔでの受信信号Ｓｒの周波数をＦｒとすると、瞬時的には（９）式にて表わされる。
【０１４５】
0003726441.tif 000006
そして、高周波用ミキサ２２が、受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒと、振幅変調器５６からのローカル信号Ｌと混合すると、（１０）式に示すように、これら混合された信号の自乗成分（Ｌ＋Ｓｒ）2 及び高周波用ミキサ２２の低周波ノイズＮ等を含んだビート信号Ｓb1が生成される。
【０１４６】
Ｓb1＝［Ｌ＋Ｓｒ］2＋Ｎ                             （１０）
また、ＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４によりビート信号Ｓb1から抽出される変調周波数Ｆｐ近傍の周波数成分Ｓ1fは、ＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４による振幅の変化を無視すると（１１）式にて表される。
【０１４７】
Ｓ1f＝B2・cos{2π・Fp・t}×cos{2π・(Ft-Fr)・t}          （１１）
（但し、B2＝K・A1・A2）
更に、中間周波用ミキサ６６が、変調周波数Ｆｐ近傍の周波数成分Ｓ1fと、変調信号発振器５４からのローカル変調信号Ｍｂとを混合すると、（１２）式に示すように、これら混合された信号の自乗成分等を含んだ第２ビート信号Ｓb2が生成される。
【０１４８】
0003726441.tif 000007
この第２ビート信号Ｓb2から不用な高域成分をＬＰＦ６８により除去すると、（１３）式に示すビート周波数ｆｕ（＝Ｆｔ−Ｆｒ）の信号成分Ｓ2fが抽出され、この信号成分Ｓ2fが信号処理部２４に取り込まれる。
【０１４９】
Ｓ2f＝B2・cos{2π・(Ft-Fr)・t}                         （１３）
そして、信号処理部２４では、この信号成分Ｓ2fを解析することにより検出されるビート周波数ｆｕに基づいて、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する処理を実行するのである。
【０１５０】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置５０においては、送信信号Ｓｓから分岐した分岐信号Ｓｔをローカル変調信号Ｍｂ（変調周波数Ｆｐ）にて振幅変調してなるローカル信号Ｌが用いられており、このローカル信号Ｌと受信信号Ｓｒとを混合する高周波用ミキサ２２により、ビート信号の基本波成分（周波数ｆｕ）だけでなく、高調波成分（周波数Ｆｐ±ｆｕ）も含んだビート信号Ｓb1が生成される。
【０１５１】
従って、本実施例のレーダ装置５０によれば、ローカル変調信号Ｍｂの変調周波数Ｆｐを、高周波用ミキサ２２の出力に重畳される低周波ノイズの影響が十分に小さくなる数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ程度に設定することにより、ＳＮ比の良好な高調波成分（周波数Ｆｐ±ｆｕ）を含んだビート信号Ｓb1が得られ、信号処理部２４では、このＳＮ比の優れた高調波成分を用いて演算処理を行うので、ビート周波数ｆｕ，ｆｄを精度よく検出することができ、延いては、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めることができる。
【０１５２】
なお、本実施例では、高周波用ミキサ２２と中間周波用ミキサ６６との間に、ＢＰＦ６２と狭帯域増幅器６４とを設けているが、高周波用ミキサ２２が出力するビート信号Ｓb1の信号レベルが十分に大きい場合には、図１８に示すレーダ装置５０ａのように、狭帯域増幅器６４を省略してもよい。
【０１５３】
また、狭帯域増幅器６４の増幅帯域幅が十分に狭くて、信号処理部２４にて使用されるビート信号の高調波成分のみが十分に増幅される場合には、不用な信号成分が相対的に十分に小さくなるので、図１９に示すレーダ装置５０ｂのように、ＢＰＦ６２を省略してもよい。
【０１５４】
また更に、図２０に示すレーダ装置５０ｃのように、ＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４をいずれも省略してもよい。即ち、通常、ミキサの入力は、低周波成分を除去するように構成されているので、この入力にて低周波ノイズの大きい周波数領域の信号成分を十分に除去できるのであれば、ＢＰＦ６２や狭帯域増幅器６４を省略しても十分に使用できるのである。
【０１５５】
次に、第５実施例について説明する。
図２１は、本実施例のレーダ装置６０の全体構成を表すブロック図である。なお第４実施例のレーダ装置５０と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【０１５６】
即ち、本実施例のレーダ装置６０は、図２１に示すように、第４実施例のレーダ装置５０から、ＢＰＦ６２，狭帯域増幅器６４，中間周波用ミキサ６６，ＬＰＦ６８を省略した構成となっている。
このように構成された本実施例のレーダ装置６０では、高周波用ミキサ２２にて生成される第１ビート信号Ｓb1がそのまま信号処理部２４に取り込まれる。そして、信号処理部２４では、第１ビート信号Ｓb1にＦＦＴ処理等を施すことにより検出される全ての信号成分の中から、周波数がＦｐ±ｆｕの信号成分を抽出し、この抽出した信号成分を用いてビート周波数ｆｕ、延いては目標物体との距離や相対速度を算出する。
【０１５７】
従って、本実施例のレーダ装置６０によれば、信号処理部２４にてビート周波数ｆｕの検出に必要のない信号成分も処理しなければならないため、信号処理部２４での処理量が増加するが、高周波用ミキサ２２と信号処理部２４との間の構成が全て省略されているので、装置構成を極めて簡易なものとすることができる。
【０１５８】
なお、高周波用ミキサ２２と信号処理部２４との間には、第４実施例のレーダ装置５０が備えるものと同様のＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４のいずれか一方または両方を設けてもよい。
次に、第６実施例について説明する。
【０１５９】
図２２は、本実施例のレーダ装置１００の全体構成を表すブロック図である。なお、第４実施例のレーダ装置５０と同じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
即ち、本実施例のレーダ装置１００は、図２２に示すように、第４実施例の変形例のレーダ装置５０ｃ（図２０参照）とほぼ同様の構成をしているが、増幅器５８が省略されている点と、変調信号発振器５４が生成するローカル変調信号Ｍｂの周波数Ｆｐを信号処理部２４からの周波数調整信号Ｓｅによって任意に変更可能なように、変調信号発振器５４が電圧制御発振器等により構成されている点とが異なっている。
【０１６０】
このように構成された本実施例のレーダ装置１００では周波数調整信号Ｓｅによりローカル変調信号Ｍｂの周波数Ｆｐを変化させると、これに応じて高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓb1の高調波成分の周波数Ｆｓ±ｆｕが変化する。
【０１６１】
ここで、信号処理部２４が、変調信号発振器５４の設定を決定するために行う調整処理は、第２実施例において正弦波発振器２７の設定を決定するために行う調整処理と全く同様である。但し、図１２のフローチャート、及び上述したその説明では、正弦波発振器２７を変調信号発振器５４と読み替えるものとする。
【０１６２】
以上説明したように、本実施例のレーダ装置１００においては、ローカル変調信号Ｍｂの周波数Ｆｐを調整して、高周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓb1の高調波成分の周波数Ｆｐ±ｆｕを変化させることが可能なようにされている。
【０１６３】
従って、本実施例のレーダ装置１００によれば、ローカル変調信号Ｍｂの周波数Ｆｐ近傍にノイズが発生している時には、このノイズと重ならないように、ビート信号Ｓb1の高調波成分の周波数Ｆｐ±ｆｕをシフトさせて、ビート信号ＳｂのＳＮ比を改善することができ、ノイズの発生状態が変化しても、常に精度のよい検出を行うことができる。
【０１６４】
なお、第４〜６実施例では、変調信号発振器５４として、単一周波数（周波数Ｆｐ）の信号を生成するものを用いているが、高調波（周波数ｎ×Ｆｐ；ｎ≧２）を多数含んだ矩形波を生成するものを用いてもよい。
この場合、図２８（ａ）の点線で示すように、ローカル信号Ｌに高調波（２×Ｆｐ，３×Ｆｐ，…）が含まれるため、高周波用ミキサ２２にて生成される第１ビート信号Ｓb1には、第１〜３参考例及び第１〜３実施例と同様に、一次の高調波成分（周波数Ｆｐ±ｆｕ）だけでなく、より高次の高調波成分（周波数２×Ｆｐ±ｆｕ，３×Ｆｐ±ｆｕ，…）が含まれる。従って、何等かの理由により、変調周波数Ｆｐを低周波雑音が十分に小さくなる領域に設定できない場合でも、この高次の高調波成分を使用することにより、当該レーダ装置５０，６０，１００の検出能力を最大限に引き出すことができる。
【０１６５】
なお、信号処理部２４が第１ビート信号Ｓb1の第ｎ次の高調波成分（周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕ）を用いて処理を行う場合、高周波用ミキサ２２と信号処理部２４とな間に設けられたＢＰＦ６２は、少なくとも周波数範囲ｎ×Ｆｐ−ｆｕ〜ｎ×Ｆｐ＋ｆｕを通過帯域に含み、同様に狭帯域増幅器６４は、少なくともこの周波数範囲ｎ×Ｆｐ−ｆｕ〜ｎ×Ｆｐ＋ｆｕの信号を増幅するように構成する必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１参考例のレーダ装置の概略構成図である。
【図２】 送信信号及び受信信号の波形図である。
【図３】 ビート信号の測定結果を表すスペクトラム図である。
【図４】 送信信号の送出方法についての他の実施形態を表す波形図である。
【図５】 第２参考例のレーダ装置の概略構成図である。
【図６】 第３参考例のレーダ装置の概略構成図である。
【図７】 第１実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図８】 第１実施例における調整手順を表すフローチャートである。
【図９】 第１実施例におけるＳＮ比測定処理の詳細を表すフローチャートである。
【図１０】 第１実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図１１】 第２実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図１２】 第２実施例における調整手順を表すフローチャートである。
【図１３】 第２実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図１４】 第２実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図１５】 第３実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図１６】 第３実施例におけるＳＮ比測定処理の詳細を表すフローチャートである。
【図１７】 第４実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図１８】 第４実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図１９】 第４実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図２０】 第４実施例の変形例を表す概略構成図である。
【図２１】 第５実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図２２】 第６実施例のレーダ装置の概略構成図である。
【図２３】 本発明においてビート信号に含まれる信号成分を表す説明図である。
【図２４】 本発明においてビート信号のＳＮ比が低減されることを表す説明図である。
【図２５】 本発明において中間周波用ミキサを備えることによる効果を表すための説明図である。
【図２６】 本発明においてバンドパスフィルタを備えることによる効果を表すための説明図である。
【図２７】 変調指数に対する高調波成分の強度，ＳＮ比の特性を表すグラフである。
【図２８】 本発明においてローカル信号及び受信信号に含まれる信号成分を表す説明図である。
【図２９】 本発明においてビート信号に含まれる信号成分を表す説明図である。
【図３０】 ＦＭＣＷレーダ装置の動作原理を表す説明図である。
【図３１】 従来のＦＭＣＷレーダ装置の概略構成図である。
【符号の説明】
１０，３０，４０，５０，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，６０，７０，７０ａ，８０，８０ａ，８０ｂ，９０，１００…レーダ装置
１２…電圧制御発振器 １４…変調信号生成部 １６…送信アンテナ
１８…分配器 ２０…受信アンテナ ２２…高周波用ミキサ
２４…信号処理部 ２６，５２…三角波発振器
２７…正弦波発振器 ２８…信号加算器
３２，６２，８２，８４…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３４，６６…中間周波用ミキサ ４２，７６…周波数逓倍器
５４…変調信号発振器 ５６…振幅変調器 ５８…増幅器
６４…狭帯域増幅器 ６８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
７２…強度調整器 ７４…第２ローカル信号切替回路
８６，８８…フィルタ切替回路
【図１】
0003726441.tif 000008
【図２】
0003726441.tif 000009
【図３】
0003726441.tif 000010
【図４】
0003726441.tif 000011
【図５】
0003726441.tif 000012
【図６】
0003726441.tif 000013
【図７】
0003726441.tif 000014
【図８】
0003726441.tif 000015
【図９】
0003726441.tif 000016
【図１０】
0003726441.tif 000017
【図１１】
0003726441.tif 000018
【図１２】
0003726441.tif 000019
【図１３】
0003726441.tif 000020
【図１４】
0003726441.tif 000021
【図１５】
0003726441.tif 000022
【図１６】
0003726441.tif 000023
【図１７】
0003726441.tif 000024
【図１８】
0003726441.tif 000025
【図１９】
0003726441.tif 000026
【図２０】
0003726441.tif 000027
【図２１】
0003726441.tif 000028
【図２２】
0003726441.tif 000029
【図２３】
0003726441.tif 000030
【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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