(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
畳み込み符号を復号するビタビ復号器を備えたＯＦＤＭ信号の復調装置において、
サブキャリアの平均電力値を計算する平均回路と、該平均回路の出力に基づいて、重み付けを行ったＯＦＤＭデータ信号を丸め込む丸め込み回路と、不用データを切り捨てるビット切り取り回路とを備え、
前記丸め込み回路は、重み付けを行ったＯＦＤＭデータ信号の絶対値が電力平均値よりも大きい場合は、当該ＯＦＤＭデータ信号の符号と電力平均値とを乗じた信号をビット切り取り回路に出力するとともに、重み付けを行ったＯＦＤＭデータ信号の絶対値が電力平均値よりも小さい場合は、当該ＯＦＤＭデータ信号をそのままビット切り取り回路に出力し、前記ビット切り取り回路は、電力平均値をビット切り捨ての指標として、不要なビットを切り捨てることで、入力されたデータ信号の有効なビットを選択することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
請求項１記載において、
前記電力平均値は、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号電力を加算し、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）長で除算することで求められることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
請求項１記載において、
前記電力平均値は、その算出の元となる伝播路推定用プリアンブルが含まれるパケットが復調処理されている間だけ有効とされることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか１項に記載において、
前記ビット切り取り回路は、上位ビット切り取り回路と下位ビット切り取り回路とで構成されることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
請求項４記載において、
前記上位ビット切り取り回路は、前記電力平均値を表現するのに不要な上位ビットと同じ位置のビットを切り取ることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項６】
畳み込み符号を復号するビタビ復号器を備えたＯＦＤＭ信号の復調装置において、
量子化ビット数を制御する振幅調整回路を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項７】
請求項６記載において、
前記振幅調整回路は、伝播路推定用プリアンブルに含まれるサブキャリアの最大絶対値のＭＳＳＢ（Most Significant Set Bit）の位置からビットシフト量を決定することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項８】
請求項６または７記載において、
前記振幅調整回路による振幅調整値は、その算出の元となる伝播路推定用プリアンブルが含まれるパケットが復調処理されている間だけ有効とされることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項９】
請求項６乃至８の何れか１項に記載において、
前記振幅調整回路は、プリアンブルに含まれる各サブキャリアデータの論理和を計算する論理和回路と、論理和の計算結果からビットシフト量を決定するビットシフト決定回路と、不用データを切り捨てるビット切り取り回路を備え、
ＯＦＤＭデータ信号の有効なビットを適宜選択することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１０】
請求項９記載において、
前記ビット切り取り回路は、上位ビット切り取りおよび丸め込み回路と下位ビット切り取り回路とで構成されることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムに用いるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）信号の復調装置に係り、特に、ＯＦＤＭ復調装置における、畳み込み符号を復号するビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号器への入力を制御する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ変調は、周波数領域の複数のサブキャリアを使用し、そのそれぞれに１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調などをされた信号をのせて、フーリエ変換で得られる時間領域信号波形を伝送する方式である。ＯＦＤＭ信号は複数の変調波の合成波と考えることができ、そのピーク振幅と平均振幅の比はサブキャリア数が多くなるほど大きくなる特徴がある。
【０００３】
無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の無線システムでは、通常、受信器が動くことが想定されているために、送信器・受信器間の距離は任意に変動する。したがって、送信器からの距離が遠い場合と近い場合とでは、受信器における受信レベルは異なる。この受信レベルを、使用するＡ／Ｄコンバータ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）のダイナミックレンジの範囲内におさめる必要があり、各パケットの受信レベルを等化するためにＡＧＣ（Ａｕｔｏ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路を使用する。
【０００４】
ＡＧＣ回路において、受信信号の振幅をＡ／Ｄコンバータのダイナミックレンジ内に調節するために、図１に示すように、パケットの先頭にＡＧＣ回路用プリアンブル信号を送信する。ＡＧＣ回路は、このプリアンブル信号の受信レベルに基づいて増幅利得制御をおこない、各パケットの受信レベルを等化する。
【０００５】
ＯＦＤＭ変調無線システムでは、上述した二点の特徴、すなわち、１）複数のサブキャリアを使用するためにピーク振幅と平均振幅の比が大きくなる、２）送信器・受信器間の距離が変動するために受信レベルが変動する、を兼ね備えるために、総じて振幅変動が大きくなり、各パケットの受信レベルの等化にずれが生じる。
【０００６】
一方、送信器で畳み込み符号化されたＯＦＤＭ信号は、受信器でビタビ復号器を使用して復号する。無線システムでは、送信器・受信器間の伝播路は一意に定まらず、受信器は幾つかの異なる伝播路を通過してきた信号の重ね合わせを受信するため、マルチパスフェージングを受けることになる。このため、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアは異なる伝播路特性を受けることになり、各サブキャリアにより受信電力が異なる。
【０００７】
ビタビ復号器を使用したＯＦＤＭ信号の復号過程では、受信パケットに添えられた伝播路推定プリアンブルで各サブキャリアのＯＦＤＭ信号を正規化し、図２に示すようなコンスタレーション（信号配置）から復号した信号を、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの電力で重み付けして、ビタビ復号器に入力する。ビタビ復号器への入力を、重み付けされた信号の大きさを尤度とし、ビタビ復号に柔軟性を持たせる軟判定は、あるしきい値を設けて、“０”、“１”に明確に区別してから復号する硬判定よりも有効である。一般的に軟判定によるビタビ復号は軟判定に用いる量子化ビット数が多いほど理想に近い復号ができ、本システムのようにサブキャリア電力による重み付けを行う場合はその効果が顕著にあらわれる。ビタビ復号に代表される最尤復号では、復号系列の候補として何種類かの予想される系列を用意し、それぞれの系列の尤度を計算した後に、その中から最も尤度の高いものを復号系列と決定する。
【０００８】
復調回路では、受信されたＯＦＤＭ信号はＡＧＣ回路の後段でＡ／Ｄコンバータによりディジタル信号に変換され、以後、ディジタル的に加法演算、乗法演算などがおこなわれるために、値を示すのに使用するビット数が増える。したがって、これらの演算をおこなう度に値の丸め込み処理をするなどして信号ビットの切り取りをおこない、指定されたビットだけを次段の回路に受け渡す必要があり、特に、ビタビ復号器への入力を決定する際のこの操作は、システムの信号誤り率に直接影響するために重要となる。つまり、各種復調処理演算によりビット数の膨らんだ信号から、有効に適当な信号ビットを選択してビタビ復号器に入力する必要がある。
【０００９】
図３に、従来技術によるビタビ復号器のための重み付けおよびビット選択回路の構成例を示す。重み付けおよびビット選択回路１２０に入力されるのは、ＡＧＣ回路１０１の機能により受信レベルが等化された信号ａ１０１を、Ａ／Ｄコンバータ１０２によりディジタル信号ａ１０２に変換した後、処理回路１０３において、周波数オフセット補償、伝播路補償、位相ノイズ除去などの操作がなされた、伝播路推定用プリアンブル信号ａｌ０６とＯＦＤＭデータ信号ａｌ０３である。
【００１０】
ＯＦＤＭデータ信号ａｌ０３に含まれる各サブキャリアの情報は、正規化回路１０４において、伝播路推定用プリアンブル信号ａｌ０６の対応するサブキャリアの振幅により正規化され、正規化された信号ａｌ０４は、コンスタレーション分解回路１０５でコンスタレーションから復号される。一方、伝播路推定用プリアンブル信号ａｌ０６は、二乗回路ａｌ０６により各サブキャリアの電力値信号ａｌ０７が計算される。コンスタレーションから復号された信号ａｌ０５は、重み付け回路１０８において、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの電力ａｌ０７により重み付けされ、重み付けされた信号ａｌ０８が、重み付け回路１０８から下位ビット切り取り回路１０９に出力される。ビタビ復号器１１０への入力ビットをＮ０とするとき、下位ビット切り取り回路１０９では、重み付けされた信号ａｌ０８のうちＭＳＢ（Ｍｏｓｔ  Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ  Ｂｉｔ）からＮ０ビットだけを有効なデータ信号ａｌ０９としてビタビ復号器１１０に入力し、残りの下位ビットを切り捨てる。この有効なビットの選択は、いかなる信号が入力されようとも固定したままである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
無線通信システムでは、通常、受信器が動くことが想定されているために、送信器・受信器間の距離は任意に変動する。したがって、送信器からの距離が遠い場合と近い場合とでは、各ユーザの受信レベルは異なる。この受信レベルを、使用するＡ／Ｄコンバータのダイナミックレンジの範囲内におさめる必要があり、この制御調節をおこなうＡＧＣ回路が無線システムに組み込まれている。しかし、振幅変動の激しい変調方式であるＯＦＤＭ変調は、特に異なるパケットの受信レベルを一定にすることが難しく、ずれが生じるために、ＡＧＣの性能を補う機能が必要である。
【００１２】
一方、送信器で畳み込み符号化されたＯＦＤＭ信号の復号をおこなうビタビ復号器における復号過程では、ＯＦＤＭデータ信号の各サブキャリアにのせられた情報を、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの振幅で正規化した後に、コンスタレーションから復号し、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの受信電力で重み付けをする。この重み付けを尤度として、復号に柔軟性を持たせる軟判定は有効であり、ビタビ復号においても適用されており、この尤度に割り当てる量子化ビット数を多くするほど、重み付けをより連続的な値として与えることができ、理想に近い復号が可能である。
【００１３】
しかし、最尤復号では、復号系列の候補として何種類かの予想される系列を用意し、それぞれの系列の尤度を計算した後に、その中から最も尤度の高いものを復号系列と決定する。これらの過程では、量子化ビット数が多いほど計算量が膨大なものとなり、ハードウェアの規模が肥大化することが問題となる。このため、復号性能が急激に劣化しない程度に量子化ビット数を制限する必要があるとともに、有効に適当な位置のビットを選択する必要がある。適当なビットの選択をおこなわない場合、つまり従来例のように重み付けされた信号ａｌ０８のうちＭＳＢから決められたビット数、例えば６ビットを固定してビタビ復号器に出力したとしても、信号ａｌ０８の大きさによっては実際には６ビットのうち３ビットしかビタビ復号に有効に寄与しないこともあり得、ビタビ復号器のハードウェアを有効に使えていない点が問題となる。したがって、何らかの信号を基準として、重み付けされた信号ａｌ０８から、適宜に流動的に有効なビットを選択して抜き取る操作が必要となる。
【００１４】
本発明ではこれらの問題を解決する手法を提供するものであり、本発明の目的とするところは、ビタビ復号器での復号に要する計算量を削減し、かつ良好な復号特性を得るために、ビタビ復号器への入力ビットの有効な選定手法を提供することにある。また、本発明の目的とするところは、提案する手法を使うことにより、備えられたＡＧＣ回路の機能を補助して、等価的な受信レベル利得制御をおこなうことにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明では以下の手段を用いる。ＯＦＤＭ信号パケットは、図１に示すように、その先頭に位置するＯＦＤＭ信号検出およびＡＧＣおよびダイバシチ選択および粗い周波数オフセット推定および時間同期に使用されるプリアンブル（本明細書では、これをＡＧＣ用プリアンブルと称している）と、伝播路推定および細かい周波数オフセット推定に使用されるプリアンブル（本明細書では、これを伝播路推定用プリアンブルと称している）と、データ部分とから構成される。
【００１６】
ＯＦＤＭ信号は、ＡＧＣ回路により、ＡＧＣ用プリアンブル信号の受信レベルに応じて出力信号レベルが一定となるように利得制御がおこなわれ、Ａ／Ｄコンバータによりアナログ信号からディジタル信号に変換され、プリアンブル情報により周波数オフセット補償され、高速フーリエ変換により周波数領域の信号に変換され、伝播路推定用プリアンブル情報により伝播路補償され、パイロット信号により位相ノイズ除去される。
【００１７】
以上の操作を経たＯＦＤＭ信号は、変調方式に応じてコンスタレーションから復号され、各々のサブキャリアのコンスタレーションから復号された信号は、ビタビ復号器に入力するために、パケット内ではマルチパスフェージング特性が一定であるという仮定に従って、プリアンブル部とデータ部が受けている伝播路特性は等価的に等しいとし、伝播路特性を示す伝播路推定用プリアンブルの対応する各サブキャリアの振幅のみを乗じて等価的にデータ部に対して各サブキャリアの受信電力により重み付けをおこなう。次に、伝播路推定用プリアンブルの全サブキャリアの電力平均値を近似計算しておき、電力により重み付けした信号の絶対値が前記伝播路推定用プリアンブルの全サブキャリアの電力平均値により丸め込められるように処理して、量子化ビット数を削減し、さらに、下位ビットを適当に切り捨てることにより、さらに量子化ビット数を削減する。また、前記伝播路推定用プリアンブルの電力平均値は、そのプリアンブルが含まれるパケットが復調回路で処理されている間だけ有効であり、新しいプリアンブルが入力されると、それに応じて更新される。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。本発明では、受信器におけるＡＧＣ回路によって利得制御操作されたＯＦＤＭ信号を、ＯＦＤＭパケットの先頭に付加された伝播路推定用プリアンブルの全サブキャリアの電力平均値を指標として、ＯＦＤＭデータのビタビ復号器への入力ビットを制御する。
【００１９】
本発明の一実施形態に係るビタビ復号器のための重み付けおよびビット選択回路について、図４を用いて説明する。
【００２０】
重み付けおよびビット選択回路２２０に入力されるのは、ＡＧＣ回路２０１の機能により受信レベルが等化された信号ａ２０１を、Ａ／Ｄコンバータ２０２によりディジタル信号ａ２０２に変換した後、処理回路２０３において、周波数オフセット補償、伝播路補償、位相ノイズ除去などの操作がなされた、伝播路推定用プリアンブル信号ａ２０６とＯＦＤＭデータ信号ａ２０３である。
【００２１】
ＯＦＤＭデータ信号ａ２０３に含まれる各サブキャリアの情報は、正規化回路２０４において、伝播路推定用プリアンブル信号ａ２０６の対応するサブキャリアの振幅により正規化され、正規化された信号ａ２０４は、コンスタレーション分解回路２０５でコンスタレーションから復号される。一方、伝播路推定用プリアンブル信号ａ２０６は、二乗回路２０６により各サブキャリアの電力値が計算され、信号ａ２０７として出力される。コンスタレーションから復号された信号ａ２０５の各サブキャリアの情報は、重み付け回路２０７において、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの電力値を示すａ２０７により重み付けされ、重み付けされた信号ａ２１０が、比較器および丸め込み回路２０９に出力される。伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの電力値を示すａ２０７は、平均回路２０８にも入力され、平均回路２０８において、１本のサブキャリアあたりの平均電力値が求められて、平均電力信号ａ２０９として、比較器および丸め込み回路２０９に出力される。比較器および丸め込み回路２０９では、重み付けされた信号ａ２１０を平均電力信号ａ２０９で丸め込むが、この操作は、信号ａ２１０の大きさが信号ａ２０９より大きいときは、信号ａ２０９の値を出力し、信号ａ２１０の大きさが信号ａ２０９より小さいときは、信号ａ２１０の値をそのまま出力する。
【００２２】
上位ビット切り取り回路２１０には、電力平均値ａ２０９により丸め込まれた信号ａ２１１を入力し、電力平均値ａ２０９を表現するのに不必要となっている上位ビットと同じ位置のビットを、信号ａ２１１から切り取って信号ａ２１２として出力するが、ただし、電力平均値ａ２０９がビタビ復号器２１２への入力ビット数Ｎ０内で表現されるときは、信号ａ２１１のうちＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ  Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ  Ｂｉｔ）からビタビ復号器２１２への入力ビット数Ｎ０に等しいビット数だけ抜き取って、信号ａ２１２として出力する。下位ビット切り取り回路２１１では、決定されているビタビ復号器２１２への入力ビット数Ｎ０になるように、下位ビットを切り捨てる操作をおこない、信号ａ２１３をビタビ復号器２１２に入力する。
【００２３】
重み付けおよびビット選択回路２２０について、数値やフォーマット、送信器や受信器での復調の流れをまじえて、具体例を示して説明する。ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数Ｎ＿ｓｃ＝５２（パイロットキャリア４本を含む）、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ変換）長Ｎ＿ｆｆｔ＝６４で、各サブキャリアは、図２のコンスタレーションに従って１６ＱＡＭ変調されており、信号の表現方法は以後２の補数表示とする。図１に示すように、送信するＯＦＤＭパケットの先頭には、ＡＧＣ用プリアンブル信号と伝播路推定用プリアンブル信号を添え、残りの部分はＯＦＤＭデータ信号からなり、これらの信号系列を畳み込み符号化して送信する。
【００２４】
ＡＧＣ用プリアンブルおよび伝播路推定用プリアンブルに割り当てるＯＦＤＭシンボル数はそれぞれＮ＿ｓｐ＝１、Ｎ＿ｌｐ＝１とし、伝播路推定用プリアンブルとしては、送信器で、
ＳＣ−２６…２６＝｛ｌ，１，１，１，１，−１，１，−１，−１，１，１，−１，１，−１，１，−１，１，１，−１，−１，１，１，−１，１，１，１，０，１，−１，−１，１，１，−１，１，−１，−１，１，１，−１，１，−１，１，１，１，−１，−１，−１，−１，１，−１，１，１，１｝
例えば、上記の値に比例するような既知のＢＰＳＫ情報を各サブキャリアにのせる。
【００２５】
データ部分は、各サブキャリアをそれぞれ１６ＱＡＭ変調し、情報をのせる。各ＯＦＤＭシンボルごとにＦＦＴをほどこし、ＡＧＣ用プリアンブル、伝播路推定用プリアンブル、ＯＦＤＭデータからなるＯＦＤＭパケットを構成し、送信する。
【００２６】
ＯＦＤＭ信号は伝播路で、各サブキャリアごとに異なる振幅変調および位相回転を受けるが、この伝播路特性を、α（ｉ）（ｉ＝１，２，…，５２；サブキャリア番号）とする。そのうえ、受信器が移動する場合などは、受信器における受信レベルが時間、パケットにより異なるようになる。
【００２７】
この各パケットの受信レベルを等化するのがＡＧＣ回路２０１であり、この操作は、各パケットの先頭に添えられたＡＧＣ用プリアンブルの受信レベルをもとにおこなわれ、Ａ／Ｄ変換器２０２によりディジタル信号に変換される。処理回路２０３では、ＡＧＣ用プリアンブル情報と伝播路推定用プリアンブルにより周波数オフセット補償し、ＦＦＴにより周波数領域の信号に変換し、伝播路推定用プリアンブル情報により伝播路補償し、パイロット信号により位相ノイズ除去する。
【００２８】
重み付けおよびビット選択回路２２０には、受信したＯＦＤＭパケットのうち伝播路推定用プリアンブル信号ａ２０６と、ＡＧＣ用プリアンブルや伝播路推定用プリアンブルにより補償されたＯＦＤＭデータ信号ａ２０３とを分けて入力する。伝播路推定用プリアンブルは、それが含まれるＯＦＤＭパケットの各サブキャリアの伝播路振幅特性｜α（ｉ）｜を代表する信号として使用する。
【００２９】
ＯＦＤＭデータ信号ａ２０３に含まれる各サブキャリアの情報は、正規化回路２０４において、伝播路推定用プリアンブル信号ａ２０６の対応するサブキャリアの振幅｜α（ｉ）｜により正規化され、正規化された信号ａ２０４は、コンスタレーション分解回路２０５で図２のコンスタレーションから復号される。本例の場合、各サブキャリアに１６ＱＡＭ変調された信号がのっており、ＯＦＤＭデータ信号ａ２０３に含まれる一つのサブキャリアのＩ成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）、Ｑ成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）の値をそれぞれｘ、ｙとするとき、コンスタレーション分解回路２０５により一つのサブキャリアから、
ａ２０５（ｂｌ）＝ｘ
ａ２０５（ｂ２）＝ｘ−２
ａ２０５（ｂ３）＝ｙ
ａ２０５（ｂ４）＝ｙ−２
上記のａ２０５（ｂｌ）〜ａ２０５（ｂ４）の４つの信号が復号されて、信号ａ２０５として出力される。
【００３０】
一方、伝播路推定用プリアンブル信号ａ２０６は、二乗回路２０６により各サブキャリアの電力値｜α（ｉ）｜２    が計算され、信号ａ２０７として出力される。コンスタレーションから復号された信号ａ２０５の各サブキャリアの情報を、重み付け回路２０７において、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの電力ａ２０７により重み付けし、
ａ２１０（ｂｌ）＝｜α｜２  ｘ
ａ２１０（ｂ２）＝｜α｜２（ｘ−２）
ａ２１０（ｂ３）＝｜α｜２  ｙ
ａ２１０（ｂ４）＝｜α｜２（ｙ−２）
上記のａ２１０（ｂｌ）〜ａ２１０（ｂ４）が算出されて、重み付けされた信号ａ２１０として出力される。この重み付けされた信号ａ２１０は、伝播路の電力特性で重み付けされており、対応するサブキャリアの受信電力が大きいほど重い重み付けがされることになり、信号の信頼度が高い。
【００３１】
ここで、信号ａ２０９および信号ａ２１０に割り当てられているビット数は、１６であるとする。重み付けされたＯＦＤＭデータ信号ａ２１０を、１６ビットのままビタビ復号器２１２に入力すると、ビタビ復号器を構成するハードウェアが肥大なものとなり、ビタビ復号に要する時間も膨大になる。従来の方法では、１６ビットのうちＭＳＢから決められたビット数、先に述べた例では６ビット、だけを固定して選択してビタビ復号器２１２に入力していた。ａ２１０の値として下記に４つの例を示す。信号ａ２１０の上位６ビットをビタビ復号器２１２に受け渡すことになるが、実際は６ビットのうち上位より２ビット目から４ビット目は有効に作用していないといえる。すなわち、従来の方法では、
ａ２１０＝“００００００１０００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、“００００００”（６ｂｉｔ）を、
ａ２１０＝“００００１０００００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、“００００１０”（６ｂｉｔ）を、
ａ２１０＝“１１１１１１１０００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、“１１１１１１”（６ｂｉｔ）を、
ａ２１０＝“１１１１１０００００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、“１１１１１０”（６ｂｉｔ）を、
ビタビ復号器２１２にそれぞれ入力する。
【００３２】
そこで本発明では、ビタビ復号器２１２へ割り当てられた入力ビット数を有効に利用するために、伝播路推定用プリアンブルの１サブキャリアあたりの電力ａ２０９を指標として、ビタビ復号器２１２への入力ビットを選択するようにしている。平均回路２０８では、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの電力値を示す信号ａ２０７を入力として、１サブキャリアあたりの電力平均値を求めて、信号ａ２０９として出力する。信号ａ２０９は、伝播路推定用プリアンブルの５２本のサブキャリア信号を加算し、ＦＦＴ長６４で除算することで近似し、これは、５２本のサブキャリアの和を求めて下位６ビットを切り捨てることで求める。また、この電力平均値はあくまでもビタビ復号器２１２への入力のビット切り捨ての指標として使用するため、平均回路２０８は、下位５ビットを切り捨てて平均電力の２倍、下位４ビットを切り捨てて平均電力の４倍を出力することもある。
【００３３】
比較器および丸め込み回路２０９では、伝播路推定用プリアンブルの電力平均値ａ２０９と、伝播路の電力特性で重み付けされたコンスタレーションから復号されたＯＦＤＭデータ信号ａ２１０とを比較し、データ信号ａ２１０の絶対値が電力平均値ａ２０９より小さい場合は、データ信号ａ２１０をそのまま信号ａ２１１として出力し、データ信号ａ２１０の絶対値が電力平均値ａ２０９より大きい場合は、データ信号ａ２１０の符号と電力平均値ａ２０９を乗じて、信号ａ２１１として出力する。例えば、ａ２０９＝“０００００１００００００００００”（１０２４）（１６ｂｉｔ）の場合、
ａ２１０＝“００００００１０００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１１＝“００００００１０００００００００”（１６ｂｉｔ）、
ａ２１０＝“００００１０００００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１１＝“０００００１００００００００００”（１６ｂｉｔ）
ａ２１０＝“１１１１１１１０００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１１＝“１１１１１１１０００００００００”（１６ｂｉｔ）
ａ２１０＝“１１１１１０００００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき  ａ２１１＝“１１１１１１００００００００００”（１６ｂｉｔ）
のように処理する。この操作により、データ信号ａ２１０の絶対値が電力平均値ａ２０９より大きい場合は、電力平均値ａ２０９により値を丸め込む。
【００３４】
伝播路推定用プリアンブルの電力平均値ａ２０９が上記の例で示したように、ａ２０９＝“０００００１００００００００００”（１６ｂｉｔ）であるとき、上位１ビットは符号ビットなので必要だが、上位２ビットから上位５ビットの計４ビットは値として意味をなさないので、切り取ることができる。したがって、上位ビット切り取り回路２１０では、信号ａ２１１のうち適当な上位ビット、本例の場合では、上位２ビットから上位５ビットの計４ビットを取り除いて、信号ａ２１２として出力する。つまり、上位ビット切り取り回路２１０は、
ａ２１１＝“００００００１０００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“００１０００００００００”（１２ｂｉｔ）、
ａ２１１＝“０００００１００００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“０１００００００００００”（１２ｂｉｔ）、
ａ２１１＝“１１１１１１１０００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“１１１０００００００００”（１２ｂｉｔ）、
ａ２１１＝“１１１１１１００００００００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“１１００００００００００”（１２ｂｉｔ）、
のようにそれぞれ出力する。
【００３５】
ビタビ復号器２１２への入力ビット数が６ビットに指定されている場合、それぞれ下位ビットを切り取る必要があり、これを下位ビット切り取り回路２１１でおこなう。本例の場合、下位１ビットから６ビットが不要となるので、これを切り取る。つまり、下位ビット切り取り回路２１１は、
ａ２１２＝“００１０００００００００”（１２ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“００１０００”（６ｂｉｔ）、                    ．
ａ２１２＝“０１００００００００００”（１２ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“０１００００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１２＝“１１１０００００００００”（１２ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“１１１０００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１２＝“１１００００００００００”（１２ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“１１００００”（６ｂｉｔ）、
のようにそれぞれ出力する。
【００３６】
ビタビ復号器２１２への入力が６ビットであるのに対し、伝播路推定用プリアンブルの電力平均値ａ２０９が６ビット以下で表現できる場合、例えば、電力平均値ａ２０９＝“００００００００００００１０００”（１６ｂｉｔ）のときでは、“０１０００”のように５ビットのみで表現できるが、このときは以下のように処理する。まず、電力平均値ａ２０９による値の丸め込みは、電力平均値ａ２０９がビタビ復号器２１２への入力ビットより大きい場合と同様の処理をする。つまり、比較器および丸め込み回路２０９は、
ａ２１０＝“０００００００００００００１００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１１＝“０００００００００００００１００”（１６ｂｉｔ）、
ａ２１０＝“０００００００００００１００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１１＝“００００００００００００１０００”（１６ｂｉｔ）、
ａ２１０＝“１１１１１１１１１１１１１１００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１１＝“１１１１１１１１１１１１１１００”（１６ｂｉｔ）、
ａ２１０＝“１１１１１１１１１１１１００００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１１＝“１１１１１１１１１１１１１０００”（１６ｂｉｔ）、
のようにそれぞれ出力する。
【００３７】
しかし、上位ビット切り取り回路２１０で、信号ａ２１１の上位の不要なビットを切り取ると、出力信号ａ２１２は５ビットとなり、ビタビ復号器２１２への入力ビット数よりも小さくなる。このような場合は、上位ビット切り取り回路２１０は、信号ａ２１１の下位１ビットから６ビットを信号ａ２１２として出力する。つまり、上位ビット切り取り回路２１０は、
ａ２１１＝“０００００００００００００１００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“０００１００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１１＝“００００００００００００１０００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“００１０００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１１＝“１１１１１１１１１１１１１１００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“１１１１００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１１＝“１１１１１１１１１１１１１０００”（１６ｂｉｔ）のとき、ａ２１２＝“１１１０００”（６ｂｉｔ）、
のようにそれぞれ出力する。
【００３８】
したがって、下位ビット切り取り回路２１１では、信号ａ２１２が丁度６ビットである場合は、いかなる操作も加えずそのままａ２１３に出力する。つまり、下位ビット切り取り回路２１１は、
ａ２１２＝“０００１００”（６ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“０００１００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１２＝“００１０００”（６ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“００１０００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１２＝“１１１１００”（６ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“１１１１００”（６ｂｉｔ）、
ａ２１２＝“１１１０００”（６ｂｉｔ）のとき、ａ２１３＝“１１１０００”（６ｂｉｔ）、
のようにそれぞれ出力する。
【００３９】
このように処理された信号ａ２１３をビタビ復号器２１２に入力して、畳み込み符号の復号化をおこなう。
【００４０】
前記の方法では、コンスタレーションからのデマッピング後に電力により重み付けされた信号に対して、伝播路推定用プリアンブルの全サブキャリアの電力平均値を計算しておき、復号信号の上位ビットを前記電力平均値を指標として切り取り、さらに下位ビットを適当に切り捨てることにより、量子化ビット数を削減した。量子化ビット数の削減により、ビタビ復号器の負担を軽減しビタビ復号器の回路規模を抑制することが可能となることを説明した。しかし、前記方法ではビタビ復号器より前に位置する回路において、扱う信号数値に割り当てるビット数幅については言及していない。前記方法では、コンスタレーション復号回路に入力されるデータは、もともとパケットごとに信号レベルが異なることや、特に乗算などの演算の計算結果で上位ビットに空のビットが発生してさらに信号レベルに格差が生じるなどの原因により、増大するビット数幅を保持されている必要が考えられる。信号データに割り当てるビット数幅が増大することは、演算の負担が大きくなるうえ、そのまま回路規模が肥大することに等しく、ビタビ復号器より前に位置する回路の規模が大きくなる。
【００４１】
そこで、ビタビ復号器ばかりではなく、ビタビ復号器よりも前に位置する回路についても規模抑制をはかるために、各回路内において加減乗除などの演算がなされたために結果的にビット数幅が増大したデータから、効果的に有効な部分を選択してビット数幅を少なくすることが必要である。これにより、各々の回路内における演算ビット数を少なくすることができ、回路から回路に受け渡すデータのビット数幅も狭くなり、各回路規模の抑制をはかることが可能になる。
【００４２】
この問題を解決する手段として、図５に示すように、ＦＦＴ回路２０３−３、伝播路補償回路２０３−４、位相ノイズ除去回路２０３−５のそれぞれの後ろなどに振幅調整回路２３０を配置する。ＦＦＴ回路、伝播路補償回路、位相ノイズ除去回路などでは、内部で乗算演算などがおこなわれることによりデータのビット数幅が大きくなるうえ、上位ビットが空になる可能性がある。振幅調整回路２３０の基本機能は、前記ビット数幅の広いデータを受け取り、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアにのせられたデータの中から最大絶対値を検出し、そのデータの最大絶対値からビットシフト量を計算し、その値にしたがって同ＯＦＤＭパケット内に含まれる全てのデータの振幅調整をおこなうことである。この振幅調整の度合い（振幅調整値）は、同パケットに含まれるデータが復調処理をなされている間だけ有効とし、次のＯＦＤＭパケットが到達したときは、同じ手続きにより振幅調整の度合いは更新されるものとする。図５におけるＡＧＣ回路２０１、Ａ／Ｄコンバータ２０２、周波数同期回路２０３−１、周波数オフセット補償回路２０３−２、ＦＦＴ回路２０３−３、伝播路補償回路２０３−４、位相ノイズ除去回路２０３−５、コンスタレーションからの復号回路２０５、ビタビ復号器２１２については、図３、図４で説明したものと同じ機能を有するものとする。
【００４３】
コンスタレーションからの復号回路２０５の後ろに配置されているビット選択回路２４０は、図７に示すような構成をとり、上位ビット切り取りおよび丸め込み回路２４１と下位ビット切り取り回路２４２を備えている。このビット選択回路２４０は、伝播路推定用プリアンブルは参照せずに、あらかじめ設定された量だけビットシフトをくわえ、必要時には丸め込み処理をおこない、ビタビ復号器２１２への入力ビット数にあうように下位ビットの切り捨てをおこなう回路である。このビタビ復号器２１２への入力ビットを決めるビット選択回路２４０から、前記解決手段方法のような平均化処理が省けるのは、それより以前に配置された振幅調整回路２３０の機能により、各ＯＦＤＭパケットの信号レベルが等価的に平均されたとみなすことができるためである。
【００４４】
次に、振幅調整回路２３０の詳細な処理手順について、図６を用いて説明する。図６は振幅調整回路２３０の構成を示す図で、同図において、２３１は伝播路推定用プリアンブル分離回路、２３２はフォーマット変換回路、２３３は論理和回路、２３４はビットシフト量決定回路、２３５は上位ビット切り取りおよび丸め込み回路、２３６は下位ビット切り取り回路である。
【００４５】
振幅調整回路２３０は、加減乗除などの演算を含むためにデータのビット数幅が大きくなるうえ上位ビットが空になる可能性がある回路の後ろに配置する。入力される信号は、先頭に伝播路推定用プリアンブルが付加されたＯＦＤＭデータシンボルから構成されるＯＦＤＭパケットである。まず、このＯＦＤＭパケットから伝播路推定用プリアンブルを抜き取り、値のフォーマットを変更し、符号ビットが付加された絶対値に変換する。ハードウェアの制限や演算の基本原理から任意に決定される、可能な最大ビットシフト量をＮ＿ｍｓとする。プリアンブルに含まれる各サブキャリアのデータに関して、符号ビットを除く上位Ｎ＿ｍｓビットを取り出し、それらの論理和を計算する。この論理和の計算結果はＮ＿ｍｓビットの値であるが、ＭＳＢからみて初めて“１”がたつビットの位置が、伝播路推定用プリアンブルに含まれるサブキャリアの値の最大絶対値のＭＳＳＢ（Ｍｏｓｔ  Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ  Ｓｅｔ  Ｂｉｔ）の位置であり、プリアンブルに含まれる最大絶対値が有効に利用しているビットの位置を表す。この位置が論理和値の上位からＮ＿ｌビット目であるとき、Ｎ＿ｌ−１をビットシフト量Ｎ＿ｓと決定する。ただし、論理和値に“１”がたたない場合は、ビットシフト量Ｎ＿ｓはＮ＿ｍｓと決定する。次に、同ＯＦＤＭパケット内に含まれる全てのデータに対して、決定されたビットシフト量Ｎ＿ｓだけＭＳＢ方向にビットシフトさせる。ただし、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれをおこした場合は、丸め込みをして値を飽和させるものとする。また、下位ビットにはシフトした量だけ“０”で補完する。さらに、後ろに配置されている回路の入力ビット数幅に合うように、下位ビットを切り捨てるものとする。
【００４６】
この振幅調整回路２３０の機能を、具体例を使用して説明する。伝播路推定用プリアンブルは送信器側から既知のＢＰＳＫ情報として送信されるが、伝播路において振幅歪みなどをうけて再びディジタル信号に戻されるために、各サブキャリアの絶対値は一定値ではなく、歪んでいる。直前に配置された回路からの出力が１６ビットの２の補数とし、これを最大ビットシフト量Ｎ＿ｍｓ＝４ビットとして、１２ビットのデータを直後に配置された回路に渡す場合を考える。
【００４７】
サブキャリア数が４とし、パケット内に含まれるデータＯＦＤＭシンボルが２つであるとし、各々のサブキャリアのデータの値は、それぞれ、
０００１１００００１０１０１１１  ……プリアンブル（サブキャリア１）
００００１０１００１０１１１１１  ……プリアンブル（サブキャリア２）
１１１１１０００１００１００００  ……プリアンブル（サブキャリア３）
００００００００００１１１０００  ……プリアンブル（サブキャリア４）
０００１１０１１０１０１０１１１  ……データ１（サブキャリア１）
１１００１０１００１０１１１１１  ……データ１（サブキャリア２）
１１１１１０００１００１００００  ……データ１（サブキャリア３）
００００１１１０００１１１０００  ……データ１（サブキャリア４）
０００００００００１００１１１１  ……データ２（サブキャリア１）
００１０１００００１０１１１１１  ……データ２（サブキャリア２）
０００１１０００１００１００００  ……データ２（サブキャリア３）
００００００００００１１１０００  ……データ２（サブキャリア４）
上記のようなものであるとする。
【００４８】
まず、プリアンブルのみを抜き出して、２の補数から符号ビットと絶対値の組み合わせに変更する。
【００４９】
０００１１００００１０１０１１１  ……プリアンブル（サブキャリア１）
００００１０１００１０１１１１１  ……プリアンブル（サブキャリア２）
１００００１１１０１１１００００  ……プリアンブル（サブキャリア３）
００００００００００１１１０００  ……プリアンブル（サブキャリア４）
Ｎ＿ｍｓ＝４なので、符号ビットを除く上位４ビットを取り出して、その論理和を計算する。ここでは、
００１１ｏｒ０００１ｏｒ００００ｏｒ００００＝００１１
となる。この演算結果では、上位からみて３ビット目にはじめて“１”がたっているので、Ｎ＿ｌ＝３とし、ビットシフト量はＮ＿ｌ−１＝２と決定する。
【００５０】
したがって、パケット内に含まれる全ての値を２ビットだけビットシフトし、下位２ビットを“０”で補完する。
【００５１】
０１１００００１０１０１１１００  ……プリアンブル（サブキャリア１）
００１０１００１０１１１１１００  ……プリアンブル（サブキャリア２）
１１１０００１００１００００００  ……プリアンブル（サブキャリア３）
００００００００１１１０００００  ……プリアンブル（サブキャリア４）
０１１０１１０１０１０１１１００  ……データ１（サブキャリア１）
１０００００００００００００００  ……データ１（サブキャリア２）
１１１０００１００１００００００  ……データ１（サブキャリア３）
００１１１０００１１１０００００  ……データ１（サブキャリア４）
０００００００１００１１１１００  ……データ２（サブキャリア１）
０１１１１１１１１１１１１１００  ……データ２（サブキャリア２）
０１１０００１００１００００００  ……データ２（サブキャリア３）
００００００００１１１０００００  ……データ２（サブキャリア４）
特別な場合として、データ１のサブキャリア２は負の数であるが桁あふれを起こしたためにマイナスの最大値に置きかえる。また、データ２のサブキャリア２は正の数であるが、これも桁あふれを起こしているので正の最大値に置き換えている。
【００５２】
出力は１２ビットが要求されているので、下位４ビットは不要であるから、これを切り捨て、
０１１００００１０１０１  ……プリアンブル（サブキャリア１）
００１０１００１０１１１  ……プリアンブル（サブキャリア２）
１１１０００１００１００  ……プリアンブル（サブキャリア３）
００００００００１１１０  ……プリアンブル（サブキャリア４）
０１１０１１０１０１０１  ……データ１（サブキャリア１）
１０００００００００００  ……データ１（サブキャリア２）
１１１０００１００１００  ……データ１（サブキャリア３）
００１１１０００１１１０  ……データ１（サブキャリア４）
０００００００１００１１  ……データ２（サブキャリア１）
０１１１１１１１１１１１  ……データ２（サブキャリア２）
０１１０００１００１００  ……データ２（サブキャリア３）
００００００００１１１０  ……データ２（サブキャリア４）
上記のように処理する。
【００５３】
以上の操作をくわえたデータを、直後に配置した回路に受け渡すことにより、割り当てられたビット数幅を効果的に利用して、数値を表現することが可能になる。
【００５４】
【発明の効果】
ＡＧＣ回路が理想的に機能する場合は、プリアンブルの電力平均値は各パケットで等しくなるが、実際にはずれを生じる。本発明では、Ａ／Ｄ変換した後のディジタル回路で、補償やコンスタレーションからの復号などの処理を加えて、畳み込み符号を復号するビタビ復号器へ入力するまでの各処理段階で、伝播路推定用プリアンブルの電力平均値や振幅調整値を指標として、信号ビットから有効で適当なビットを適宜に選択することにより、ＡＧＣ機能をディジタル回路で補助できる。また、本発明を適用することにより、ディジタル信号演算によりビット数が増大したデータ信号から、有効なビットを選択することが可能となり、例えば、従来は各処理回路入力に１２ビットを割り当てた場合でも実際には８ビットしか有効に使えないなどの問題点を解消でき、割り当てられたビット数を有効に使用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ信号パケットの構成を示す説明図である。
【図２】１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す説明図である。
【図３】従来技術による、ビタビ復号器のための重み付けおよびビット選択回路の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態による、ビタビ復号器のための重み付けおよびビット選択回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の他の実施形態による、演算ビット数の制御を行なう機能を有するＯＦＤＭ復号装置の要部構成を示すブロック図である。
【図６】図５中の振幅調整回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図５中のビット選択回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
２０１  ＡＧＣ回路
２０２  Ａ／Ｄコンバータ
２０３  処理回路
２０３−１  周波数同期回路
２０３−２  周波数オフセット補償回路
２０３−３  ＦＦＴ回路
２０３−４  伝播路補償回路
２０３−５  位相ノイズ除去回路
２０４  正規化回路
２０５  コンスタレーション分解回路
２０６  二乗回路
２０７  重み付け回路
２０８  平均回路
２０９  比較器および丸め込み回路
２１０  上位ビット切り取り回路
２１１  下位ビット切り取り回路
２１２  ビタビ復号器
２２０  重み付けおよびビット選択回路
ａ２０３  ＯＦＤＭデータ信号
ａ２０４  正規化された信号
ａ２０５  コンスタレーションから復号された信号
ａ２０６  伝播路推定用プリアンブル信号
ａ２０７  各サブキャリアの電力値を示す信号
ａ２０９  平均電力値を示す信号
ａ２１０  重み付けされた信号
ａ２１１  電力平均値により丸め込まれた信号
ａ２１２  上位ビット切り取り回路の出力信号
ａ２１３  下位ビット切り取り回路の出力信号
２３０  振幅調整回路
２３１  伝播路推定用プリアンブル分離回路
２３２  フォーマット変換回路
２３３  論理和回路
２３４  ビットシフト量決定回路
２３５  上位ビット切り取りおよび丸め込み回路
２３６  下位ビット切り取り回路
２４０  ビット選択回路
２４１  上位ビット切り取りおよび丸め込み回路
２４２  下位ビット切り取り回路
【図１】
0003609355.tif 000002
【図２】
0003609355.tif 000003
【図３】
0003609355.tif 000004
【図４】
0003609355.tif 000005
【図５】
0003609355.tif 000006
【図６】
0003609355.tif 000007
【図７】
0003609355.tif 000008