(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される商用の交流電源を順変換するコンバータ部と、このコンバータ部の直流電力を逆変換して誘導電動機に供給するインバータ部とを有するインバータ装置であって、
前記インバータ部の交流出力電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータ部の交流出力電圧を検出する電圧検出手段と、
前記交流出力電流と前記交流出力電圧より交流出力電力を演算する電力演算手段と、
前記誘導電動機の負荷率および前記交流出力電力より求められる電力負荷係数と、前記誘導電動機の定格電力と、前記誘導電動機の定格電流と、前記交流出力電流とより前記誘導電動機の回転時のすべりを演算するすべり演算手段と、
前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小ならしめるべく、前記コンバータ部もしくは前記インバータ部の出力電圧を制御して前記誘導電動機の印加電圧を低減する手段と、
前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小にする誘導電動機のすべりを前記すべり演算手段より算出し、このすべりから前記誘導電動機の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで前記誘導電動機の印加電圧を上昇さす手段と、
前記誘導電動機の入力周波数を前記誘導電動機の設定すべりの値に相当する割合だけ低減さす手段と、
前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、
前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧との電圧差を検出する電圧差検出手段と、
該電圧差検出手段で検出される電圧差に応じて基準電圧を変化させるよう構成した基準電圧発生手段からの基準電圧をその大きさに応じて前記インバータ部のスイッチング周波数を変換するＶ／Ｆ変換手段と、
前記位相差検出手段で検出される位相差に応じて前記Ｖ／Ｆ変換手段の出力パルスの位相をシフトする移相手段と、
前記位相差検出手段および前記電圧差検出手段で検出される位相差と電圧差が無いか、もしくは所定範囲内にある場合にのみ前記交流電源とインバータ部の出力とを切替え動作する選択手段と、
前記交流電源電圧を変圧器またはコンデンサと整流器とを用いて昇圧して、一定期間だけインバータ部に供給する昇圧手段と、
を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として誘導電動機に使用するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の誘導電動機のインバータ装置には、１省エネルギー(以下、省エネと称する)、２同期切替、３昇圧を目的とした技術があり、以下、１〜３の各事項についてそれぞれ説明する。
【０００３】
１  省エネについて
インバータ装置は、Ｖ／f(Ｖ：電圧、f：周波数)−定制御を行うことによって、ファンやポンプのような逓減トルク負荷(速度の２乗に比例してトルクが変わる負荷)については、省エネが図れることはよく知られている。これは、インバータ装置による回転数制御により、ダンパやバルブの損失を除去するもので、大きな効果を上げている。
【０００４】
しかし、最近では省エネモード付のインバータ装置が出現している。これは電圧制御機能を利用して更に効率の良い省エネ運転を図ろうとするものである。したがって、先ずこの効率のよい省エネモード付のインバータ装置(以下、Ａインバータと称する)について説明する。
【０００５】
誘導電動機の損失において、銅損Ｐcは電流の二乗に比例するので、軽負荷時には小さくなるが、鉄損Ｐiは電圧の二乗に比例して電流には依存しないので変化しない。したがって、軽負荷時は効率が低下する。一定負荷における誘導電動機への印加電圧に対する鉄損Ｐiと銅損Ｐcの関係は、図６に示すようになる。
【０００６】
これから、鉄損Ｐiと銅損Ｐcとが等しくなる電圧Ｖ0の時が損失が最小になる(但し、ここでＶnは定格電圧)。そして、負荷が変化すれば最適電圧Ｖ0も変化する。
【０００７】
Ａインバータは、負荷を検出して、各負荷に応じた最適電圧を誘導電動機に供給するように動作する。すなわち、Ａインバータでは、出力電圧と出力電流とから電力計算し、この電力と周波数とから、力率は一定という条件の下で、最大効率になる電圧Ｖ0を演算する。そして、この電圧Ｖ0によってパルス幅を変化させてトランジスタをスイッチング制御し、誘導電動機にこの電圧Ｖ0に対応した周波数と電圧をもつ電力を供給する。これによって、供給周波数や負荷にかかわらず誘導電動機を最大効率で運転することができる。
【０００８】
このように、このＡインバータは、誘導電動機への供給力率は常に一定(通常８０％)として制御されていることが前提となっている。
【０００９】
次に、最近開発されている省エネ制御高性能インバータ装置(以下、Ｂインバータと称する)は、上記のＡインバータと異なり、負荷変動に応じて自動的に力率を変化させ、全負荷領域において省エネ効果が常に最大になるよう改善されたものである。
【００１０】
すなわち、誘導電動機への入力電力は負荷率が低いと下がるため、最適力率は負荷の低下に応じて低下し、負荷の上昇に応じて増加する。したがって、例えば誘導電動機が低負荷で運転されているときでも最適力率は低い値にあるため、電動機電圧が低くなりすぎることがなく、誘導電動機のストールやゴギングを防止できる。しかも、このときの電動機電圧は最適レベルにあるため、誘導電動機の負荷電流、有効電力、無効電力、皮相電力を著しく改善できる。したがって、このＢインバータはＡインバータよりも省エネ効果が大きい。
【００１１】
２  同期切替について
大容量の誘導電動機の省エネ運転では、高速運転時インバータの損失を削減するため、誘導電動機を停止させることなく、商用の交流電源の運転に切り換えることが要求される。このため、運転中にインバータから商用の交流電源へ、また逆に、商用の交流電源からインバータ装置の出力へとショックレスに切り換えなければならない。
【００１２】
この同期切替を行うためには、インバータ装置の出力と商用の交流電源との周波数・位相・電圧を共に同期させ、撹乱のない状態にして切り換える必要がある。もしも、これらに一つに差があると、誘導電動機に過渡トルクが発生して機械を破壊させることがある。
【００１３】
従来のインバータ装置において、このような同期切替の機能は、一般のＰＷＭインバータには殆ど採用されておらず、大容量電流形のインバータ装置に装備される場合が多い。
【００１４】
３  昇圧について
昇圧形インバータ装置としては、従来よりＰＡＭインバータ(電圧波高値変調インバータ：Ｐulse Ａmplitude Ｍodulation  inverter)がある。
【００１５】
一般のＰＷＭインバータは、最大出力電圧がほぼ入力電圧に対応しているが、このＰＡＭインバータでは、チョッパ部で可変の直流電圧を作り、インバータ出力電圧を制御するので、入力電圧よりも出力電圧を高くすることができる。
【００１６】
このＰＡＭインバータは、高周波インバータ(４００〜３０００Ｈz)に不可欠なものであるが、最近では高出力を目的に出力周波数を低く（１２０Ｈｚ以下）して用いる例が増加している。
【００１７】
このＰＡＭインバータのチョッパ部の出力電圧ＶDCは、次のようになる。
【００１８】
【数１】
0003710119.tif 000002
ここに、Ｖi：入力電圧、Ｉi：入力電流、η：効率、Ｒ：ＶDC側よりみた等価負荷抵抗である。
【００１９】
したがって、誘導電動機へ供給する出力電圧ＶDCを高くするためには、Ｒを大、すなわち出力周波数を大きくすればよい。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインバータ装置において、上述した１省エネ、２同期切替、３昇圧の各技術については、それぞれ次の問題がある。
【００２１】
１  省エネに関して
Ａインバータにおいて、誘導電動機におけるトルクを一定とすると、銅損Ｐcと鉄損Ｐiとは次の通りとなる。
【００２２】
Ｐc＝Ｋ1・f2／{(１−Ｓ)2・(Ｖcosφ)2}                    (２)
Ｐi＝Ｋ2・Ｖ2                                            (３)
ここに、Ｋ1，Ｋ2：定数、Ｓ：すべり、cosφ：力率、Ｖ：電動機への印加電圧、f：周波数である。
【００２３】
(２)式より、銅損Ｐcは、(１−Ｓ)2(Ｖcosφ)2に反比例するので、力率cosφが小さくなると急激に銅損Ｐcが大きくなるため、Ａインバータでは、力率cosφを一定(０.８程度)にする。
【００２４】
しかし、通常、すべりＳは、Ａインバータの出力電圧の低下と共に大きくなるため、結果として(１−Ｓ)2が小さくなり、銅損Ｐcは負荷が小さい時には急激に高くなる。
【００２５】
前述のように、Ａインバータは、鉄損Ｐiと銅損Ｐcを等しくする電圧Ｖ0(図６参照)を、電力Ｐと周波数fにより演算しているが、この電圧Ｖ0を定める場合に、負荷変動があると定めにくく、不安定電圧となる。その理由は、Ａインバータでは、力率cosφを一定に設定していても、電動機のすべりＳが全く考慮されていないため、銅損Ｐcの値が定まらず、結果として、鉄損Ｐiと銅損Ｐcを等しくする電圧Ｖ0が求まらず、最大効率になるように決められないからである。
【００２６】
したがって、Ａインバータの省エネ制御は、最小電力制御ではなくて、電動機の定速運転時の高効率制御となり、省エネ効果がＢインバータよりも小さい。
【００２７】
次に、Ｂインバータに関する問題点について説明する。
【００２８】
上記(２)式を負荷トルクＴを含む項で表示すると、
Ｐc＝Ｋ3Ｔ2／{(１−Ｓ)2・(Ｖcosφ)2}                        (４)
(Ｋ3：定数)となる。
【００２９】
また、このときの電力Ｐは、
【００３０】
【数２】
0003710119.tif 000003
(但し、ω＝２πf，Ｉ＝電流)となる。
【００３１】
Ａインバータのように、力率cosφを一定として制御すると、あるトルク以下の軽負荷においては、電力Ｐも小さくなるため、電圧Ｖもしくは電流Ｉが下がりすぎてしまい、誘導電動機の安定運転条件を示す次の式、
dＴm／d(１−Ｓ)＜dＴ1／d(１−Ｓ)                        (６)
(但し、Ｔm：電動機トルク、Ｔ1：負荷トルク)を満足しなくなり、電動機は停止する。
【００３２】
これに対して、Ｂインバータは，Ａインバータとは異なり、力率cosφを一定値以下の範囲で可変にする。すなわち、負荷トルクＴが小さい時(負荷が小さい時)には、力率cosφを小さくして制御するので、誘導電動機の安定運転条件を示す(６)式を満たすように作用する。
【００３３】
しかしながら、Ｂインバータにおいて、軽負荷で力率cosφを小さくして制御した場合には、負荷の増減時に高調波電流が振動的となってその波高値が大きくなり、インバータがトリップしたり、主回路素子の定格電流を超過する恐れが生じるため、短時間の負荷変動には適さない(以下、負荷変動耐量が小さいと表現する)という不都合が生じる。
【００３４】
２  同期切替に関して
商用電源とインバータの同期切替技術は、電力系統の系統連系や発電機の並列運転に従来より使用されてきたが、大がかりで高価なものになるため、大容量電流形インバータのような高価なものに用途が限られていた。
【００３５】
しかしながら、近年、カストマニーズが高まり、商用運転とインバータ運転の切替を誘導電動機を止めずに行う速度サーチ機能を有するものも出始めてきた。
【００３６】
この速度サーチとは、インバータを指定周波数から始動し、同期点を自動検出して運転周波数に引き込む機能であるが、複雑な回路構成となるため、いかに簡略化した回路構成て負荷変動時にも安定して同期切替えするかが課題として残されている。
【００３７】
３  昇圧に関して
ＰＡＭインバータは、入力電圧よりも出力電圧が高くなるように昇圧が可能であるが、チョッパ部で脈流をチョッピングしてインバータの出力電圧を制御しているので、断続的なスイッチングで効率が低下する。
【００３８】
また、誘導電動機の起動時には、(１)式におけるＶDC側よりみた等価負荷抵抗Ｒが小さく(つまり出力周波数が低く)、したがって、誘導電動機への出力電圧ＶDCも小さくて始動トルクが低くなる。
【００３９】
これに加えて、特に軽負荷時には電流が振動的になりその波高値が高くなり、誘導電動機の電流が歪波となるので、主回路素子の破損原因にもなりうる。
【００４０】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、前述した１省エネに関しては、Ｂインバータと同等で、かつ、負荷変動耐量がＢインバータより大きくて安定度に優れ、２同期切替に関しては、速度サーチ機能付インバータより簡単な回路構成で、負荷変動時にも安定して同期切替が行え、３昇圧に関しては、従来のＰＡＭインバータと異なる構成で、効率や起動トルクを大幅に改善でき、かつ軽負荷時にも安定した動作が行えるようにすることを課題とする。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るインバータ装置(以下、ＥＳＣ[Ｅnergy Ｓaving Ｃomponent]という)は、上記の課題を解決するため、次のようにしている。
【００４２】
このＥＳＣの特徴を総合的にまとめると次の３つになる。
【００４３】
(１)  すべり制御
一般にベクトル制御では、最近では速度センサを必要としない“すべり周波数制御”が実用化されているが、これは、励磁電流Ｉm、一次電流Ｉ1、トルク電流Ｉ2を検出して演算処理してすべり周波数fsを、
fs＝(１／２πＴ2)・Ｉ2／Ｉm
(但し、Ｔ2：二次回路時定数)を求め、電動機の回転速度(周渡数)fnを、
f1＝ｆs十ｆn
(但し、ｆ1：−次周波数)より求めるものである。
【００４４】
しかし、ここで述べる“すべり制御”とは、このようなベクトル制御とは異なり、速度センサを用いないすべり検出の技術で、インバータ部の交流出力電力と交流出力電流より誘導電動機の回転時のすべりを演算する一方、誘導電動機の印加電圧を徐々に低減して誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小にする消費電力が最低となる電圧を見つけ、このときのすべりから誘導電動機の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで誘導電動機の印加電圧を上昇させて安定性を確保するものである。
【００４５】
このことで、Ｂインバータと同等の省エネを実現し、かつ、負荷変動耐量がＢインバータより大きくて安定度に優れたものとする。
【００４６】
そのために、本発明のＥＳＣでは、入力される商用の交流電源を順変換するコンバータ部と、このコンバータ部の直流電力を逆変換して誘導電動機に供給するインバータ部とを有するインバータ装置であって、前記インバータ部の交流出力電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ部の交流出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記交流出力電流と前記交流出力電圧より交流出力電力を演算する電力演算手段と、前記誘導電動機の負荷率および前記交流出力電力より求められる電力負荷係数と、前記誘導電動機の定格電力と、前記誘導電動機の定格電流と、前記交流出力電流とより前記誘導電動機の回転時のすべりを演算するすべり演算手段と、前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小ならしめるべく、前記コンバータ部もしくは前記インバータ部の出力電圧を制御して前記誘導電動機の印加電圧を低減する手段と、前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小にする誘導電動機のすべりを前記すべり演算手段より算出し、このすべりから前記誘導電動機の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで前記誘導電動機の印加電圧を上昇さす手段と、運転中の誘導電動機の入力周波数を誘導電動機の設定すべりの値に相当する割合だけ低減さす手段とを備えている。
【００４８】
(２)  同期切替
インバータの出力が商用の交流電源の周波数、電圧、位相に一致した時点でインバータから商用電源へ、逆に、商用電源からインバータヘ同期切替できるように、インバータ出力の周波数、電圧、位相制御を簡単な回路構成でもって実現する。
【００４９】
そのために、本発明のＥＳＣでは、前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧との電圧差を検出する電圧差検出手段と、該電圧差検出手段で検出される電圧差に応じて基準電圧を変化させるよう構成した基準電圧発生手段からの基準電圧をその大きさに応じて前記インバータ部のスイッチング周波数を変換するＶ／Ｆ変換手段と、前記位相差検出手段で検出される位相差に応じて前記Ｖ／Ｆ変換手段の出力パルスの位相をシフトする移相手段と、前記位相差検出手段および電圧差検出手段で検出される位相差と電圧差が無いか、もしくは所定範囲内にある場合にのみ前記交流電源とインバータ部の出力とを切り替え動作する選択手段とを有している。
【００５０】
(３)  誘導電動機の起動時の昇圧
誘導電動機の起動時において、インバータ部の出力電圧を商用の交流電源の電圧以上に高効率で上昇させることにより、従来のＰＡＭインバータの欠点である始動トルク不足や電動機効率の低下を解決する。
【００５１】
そのために、本発明のＥＳＣでは、交流電源電圧を昇圧して一定期間だけインバータ部に供給する昇圧手段を有し、この昇圧手段は、変圧器またはコンデンサと、整流器とを用いて昇圧するようにしている。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００５３】
図１は、本発明の実施の形態におけるＥＳＣの制御回路の構成を示すブロック図である。なお、このブロック図は、ＥＳＣの動作を理解し易くするためのものであり、実際の各種演算は、Ａ／Ｄ変換した後、ＣＰＵで処理される。
【００５４】
１は交流電源、２はこの実施の形態のＥＳＣの制御対象となる誘導電動機である。３は交流を直流に変換するコンバータ部(順変換器)、５は直流を交流に変換するインバータ部(逆変換器)であり、コンバータ部３で直流に変化された出力は平滑回路４で平滑にされた後、インバータ部５において直流電力が可変電圧、可変周波数の交流電力に変換されて出力される。
【００５５】
６は基準電圧発生器で、ここで発生される基準電圧によって誘導電動機２へ供給する交流出力の電圧と周波数とが基本的に設定される。すなわち、基準電圧発生器６からの基準電圧は、第１電圧調整器１１に加わり、この第１電圧調整器１１よってコンバータ部３の出力電圧が基本的に決定され、これに伴い、インバータ部５の出力電圧もこれにより決定される。また、基準電圧発生器６からの基準電圧は、Ｖ／Ｆ変換器１３に加わり、このＶ／Ｆ変換器１３の出力パルスがパルス分配器１４で分配されてインバータ部５の出力周波数が基本的に決定される。なお、移相器１５については同期切替のために必要となるもので、これについては後述する。
【００５６】
次に、すべり制御の機能および動作について説明する。
【００５７】
インバータ部５の出力電流は電流検出器１６により、出力電圧は電圧検出器１７によりそれぞれ検出される。電力演算器２０は、両検出器１６，１７の出力から、ブロンデルの定理により電力を演算する。
【００５８】
２１は定数設定調整器で、誘導電動機の定格電力、定格電流、負荷率等の基本定数を設定する。
【００５９】
定数設定調整器２１にて初期値として設定する負荷率は、誘導電動機の商用運転時又は昇圧運転時電力を定格電力で除した値である。
【００６０】
しかし、負荷率（Ｋｗ）は誘導電動機の負荷の変動によって変化するため、インバータ装置にて運転中の誘導電動機に負荷変動が生じた場合、電力演算器２０の出力Ｐが変動するので、初期設定負荷率（Ｋｗo）を、電力変動分（△Ｐ）で調整する。
【００６１】
すなわち、負荷率Ｋｗ＝Ｋｗo±△Ｐとなる。ここで、正及び負符号はそれぞれ負荷の増加及び減少を表す。
【００６２】
選択条件回路２２には、電流検出器１６の出力電流Ｉと電力演算器２０の出力電力Ｐが入力されるが、ここで電流Ｉおよび電力Ｐの少なくとも一つを選択する。いま、電力Ｐを選択すると、選択条件回路２２の出力の一つはすべり演算器の入力Ｐ2となる。
【００６３】
すべり演算器２３では、電流検出器１６の出力Ｉと電力演算器２０の出力Ｐ、および定数設定調整器２１の出力から誘導電動機２のすべりＳを次式によって算出する。
【００６４】
【数３】
0003710119.tif 000004
ここで、Ｐc2：二次銅損、Ｐ2：二次入力、Ｐ0：定格電力、
Ｉ0：定格電流、Ｖ0：定格電圧、ｃｏｓφ0：定格力率、
ｒ2：二次抵抗
上式中の二次諸量Ｉ22／Ｐ2を一次諸量で表すと次の通りとなる。
【００６５】
Ｉ02Ｉ22／Ｐ2＝Ａ・Ｋv・Ｉ2
ここで、Ａ：定数、Ｋv：電力負荷係数、Ｉ：一次電流（入力電流）
また、電力負荷係数は次式で表される。
【００６６】
Ｋv＝（ａＰ2＋ｂＰ＋ｃ）／Ｐ
ここで、ａ＝−１、ｂ＝（Ｐ0Ｋｗ＋１）、ｃ＝（１−Ｋw）
Ｐ：一次電力（入力電力）
また、Ｋｗ：負荷率（＝Ｐc／Ｐ0）、Ｐc：商用時又は昇圧時の一次電力
従って、Ｓは次式により求まる。
【００６７】
Ｓ＝Ｋ・Ｋv・Ｉ2／Ｐ0・Ｉ0                  （７）
ここで、Ｋは定数であるが、誘導電動機の設計値等より算出できる。
【００６８】
選択条件回路２２の出力Ｐ1m、Ｐ1はそれぞれすべり設定器２４および調整電圧発生器２７に入力されるが、ここでＰ1mは誘導電動機２の入力電力が最小になった時に出力される信号である。このＰ1mは次のようにして求める。
【００６９】
調整電圧発生器２７には、減算器２５の出力Ｓtと選択条件回路２２の出力Ｐ1が入力されるが、誘導電動機２の入力電力の最小値が求まるまでは、減算器２５からの出力Ｓtは無出力となっている。すなわち、選択条件回路２２の出力Ｐ1のみが調整電圧発生器２７に入力されると、その出力Ｖpは順序回路２８を経て、第２電圧調整器１２に電圧低減指令を与えることで誘導電動機２の入力電力の最小値が求まる。
【００７０】
すべり設定器２４は、誘導電動機の負荷変動耐量を大きくする目的で、電力最小点のすべりを所定分小さくする。この所定分のすべりを設定すべり（Ｓ0）と呼ぶ。この設定すべりは負荷変動を勘案して予めすべり設定器２４で設定する。
【００７１】
このすべり設定器２４の出力Ｓ0およびＳ0fは、誘導電動機２の入力電力最小時における選択条件回路２２の出力Ｐ1mがすべり設定器２４に入力された時に、それぞれ減算器２５および周波数調整用電圧発生器２６に入力される。
【００７２】
誘導電動機２の入力電力が最小になるすべりは、すべり演算器２３で演算され、その値Ｓから設定すべりＳ0を減じる演算が減算器２５で実行され、すべりＳtを出力する。このすべりＳtが調整電圧発生器２７に入力されると、その出力Ｖpは順序回路２８を経て、第２電圧調整器１２に電圧上昇指令を与える。
【００７３】
以上の制御アルゴリズムを図７に示す。
【００７４】
先ず、計測１では、電流検出器１６および電圧検出器１７で、電流Ｉおよび電圧Ｖを検出し、電力演算器２０では、電力Ｐを演算するとともに、すべり演算器２３で、上述の（７）式によりすべりを算出する（ステップｎ１）。
【００７５】
調整電圧発生器２７は、最小電力点が見出されて減算器２５からすべりＳtが与えられるまで、一次電圧を低減させる（ステップｎ２）。
【００７６】
計測２では、電流および電圧を検出するとともに、電力およびすべりを算出し（ステップｎ３）、計測２で算出された電力Ｐ2が、計測１で算出された電力Ｐ1を上回ったか否かを判断し（ステップｎ４）は、上回っていないときには、電力Ｐ2を電力Ｐ1に置き換え（ステップｎ４２）、ステップｎ２に戻る。上回ったときには、最小電力点になったとして、ステップｎ５に移る。
【００７７】
ステップｎ５では、最小電力点となったときのすべりからすべり設定器２４で設定されたすべりを減算器２５で減算し、調整電圧発生器２７は、一次電圧を上昇させる（ステップｎ６）。
【００７８】
次に計測３では、電流および電圧を検出するとともに、電力およびすべりを算出し（ステップｎ７）、算出したすべりが、ステップｎ５で算出したすべりを下回ったか否かを判断し（ステップｎ８）、下回っていないときには、ステップｎ６に戻り、下回ったときには、終了する。
【００７９】
ここでは理解を容易にするために、コンバータ部３における電圧制御を行う場合について説明したが、インバータ部５のスイッチイング素子のベースドライブ制御によって出力電圧を制御するようにしてもよいのは勿論である。
【００８０】
順序回路２８は、調整電圧発生器２７の出力Ｖpを優先して処理し電圧制御を終了する。更に、逓減トルク負荷で省エネ効果を上げたい場合には、周波数調整用電圧発生器２６の出力Ｖfを処理してＶ／Ｆ変換器１３の入力を減じ、インバータ部５の出力周波数を低減さす。すなわち、例えば設定すべりを２％、誘導電動機が５４Ｈｚでインバータ運転中の場合は、周波数調整用電圧発生器２６の出力指令は、５４−（５４×０．０２）＝５２．９２（Ｈｚ）となり、この周波数で誘導電動機が運転することになる。
【００８１】
図２は誘導電動機２に対する入力電力と入力電圧の関係を示す特性図である。誘導電動機の入力電力と入力電圧の関係は鉄損ＰIの増加と、銅損Ｐcおよび機械的な負荷分の減少とが相互に働き合って最小の入力電力の値をもつような特質となる。したがって、誘導電動機２に対する入力電圧を下げていけば、誘導電動機２の入力電力が最小となる値（図中、ＶaＶbＶc）が見つかるので、負荷変動のない理想的な場合は、この点を求めることが最適な最小電力制御となる。
【００８２】
図３はこのような最適な最小電力制御を行う場合の説明図である。
【００８３】
定格電圧Ｖn、定格周波数Ｆnの誘導電動機２を設定回転数に制御する場合を考えると、従来の通常のインバータ制御では、図３中の、Ｖ／Ｆ一定の直線上のある一点a(周波数Ｆr、電圧Ｖr)で運転する。
【００８４】
しかし、このa点は誘導電動機２の入力電力を最小にする点ではない。本発明のＥＳＣでは、コンバータ部３の出力電圧値を低減して負荷に見合った分だけの電圧値(図３中のb点)に自動調整して、誘導電動機２の不必要な損失を発生させないようにしている。これは負荷率によっては非常に有効な働きとなる。
【００８５】
また、この場合において、インバータ部５の出力周波数をほとんど下げないで、電圧値だけを低減させて最小電力制御を行うこともできる。これは負荷率が低い場合に有効で、十分な省エネ効果が得られる。
【００８６】
次に，本発明のＥＳＣにおける負荷変動に対する安定度について述べる。
【００８７】
いま、一定負荷で回転中の誘導電動機のすべりをＳとすると、負荷変動分γがあるときのすべりはＳ十γとなるが、これがＳにもどる回転力Ｔは、γが非常に小さいとき次式で表される。
【００８８】
0003710119.tif 000005
ここに、Ｖ：端子電圧、Ｖ0：内部電圧、ω：同期角速度、χ：リアクタンス、k＝(３ＶＶ0／ωχ)cosＳである。
【００８９】
また、誘導電動機の制動係数をＤ、慣性モーメントをＪとすると、負荷変動による安定度特性方程式は次の通りとなる。
【００９０】
Ｊ(d2γ／dt2)＋Ｄ(dγ／dt)＋kγ＝０
この解は、
γ＝Ａεαt＋Ｂεβt                                          (８)
ただし、
【００９１】
【数４】
0003710119.tif 000006
【００９２】
【数５】
0003710119.tif 000007
(８)式の解より、判別式Ｄ2−４kＪ≧０なら安定、Ｄ2−４kＪ＜０なら不安定となる。
【００９３】
また、(８)式は、
γ＝ε-{D/(2J)}t{ＡεJzt＋ＢεJzt}
但し、
【００９４】
【数６】
0003710119.tif 000008
と表記できるので、負荷変動による振動の周波数fは、次のようになる。
【００９５】
【数７】
0003710119.tif 000009
また、固有振動周波数f0は次のようになる。
【００９６】
【数８】
0003710119.tif 000010
すなわち、誘導電動機を安定運転するには、負荷変動による強制振動の周期と誘導電動機の固有振動の周期とを遠ざける必要があるが(±２０％以上)、通常の誘導電動機の固有振動の周期は数秒以内のため、負荷変動が数秒以内の繰り返し周期となる場合には注意が必要である。
【００９７】
ここで、すべりとトルクとの関係を説明する。
【００９８】
誘導電動機（以下モータと記す）のトルクは、周知のように二次諸量で表せば次のようになる。
【００９９】
Ｔ＝ｍ2Ｅ22Ｓｒ2／ω1・｛ｒ22＋（ｓｘ2）2｝      ［Ｎ−ｍ］  （９）
ここでｍ2：二次巻線の相数（かご形の場合  ｍ2＝スロット数／極対数）
Ｅ2：二次誘導起電力、Ｓ：すべり
ω1：同期回転角速度、ｒ2：二次回路抵抗
ｘ2：二次回路リアクタンス
（９）式において最大トルクをＴm、その時のすべりをＳmとすれば、それぞれ次式で表されることはよく知られている。
【０１００】
Ｓm＝ｒ2／ｘ2                                                （１０）
Ｔm＝ｍ2Ｅ22／ω1・２ｘ2                                     （１１）
ここで、ＴmおよびＳmを用いて（９）式のトルクＴを表せば
Ｔ＝２Ｔm／｛（Ｓm／Ｓ）＋（Ｓ／Ｓm）｝                      （１２）
となり、すべりとトルクとの関係がより一層明確になる。即ち、
（１）Ｓ＞Ｓmのときは、（Ｓm／Ｓ）《（Ｓ／Ｓm）となり、
Ｔ≒２ＴmＳm／Ｓ                                             （１３）
（２）Ｓ＜Ｓmのときは、（Ｓm／Ｓ）》（Ｓ／Ｓm）となり、
Ｔ≒２ＴmＳ／Ｓm                                             （１４）
（３）Ｓ≒Ｓmのときは、（Ｓm／Ｓ）≒（Ｓ／Ｓm）≒１となり、
Ｔ≒Ｔm                                                      （１５）
以上の簡略式はトルクの特徴をよく表している。
【０１０１】
ところで、（９）式を一次側換算値を用い、簡易等価回路によってトルクを表すと次式のようになる。
【０１０２】
Ｔ＝ｍ1Ｖ12（ｒ2’／Ｓ）／ω1・｛（ｒ2’／Ｓ）2＋ｘ’22｝    （１６）
ここで、ｍ1：一次巻線の相数
Ｖ1：一次供給電圧
（１６）式をもとに、一次供給電圧を変えた場合のトルク速度特性を描くと図８の実線の様になる。即ち、この実線はモータトルクＴMであり、Ｖ1nは電源電圧を表す。
【０１０３】
また、図８の破線は（１３）、（１４）、（１５）式を示したものである。即ち、例えばＶ1＝３／４Ｖ1n特性において、（１３）式は双曲線ａｂｃを表し、（１４）式は直線ｃｄｏを表す。両者の交点ｃでは、Ｓ＝Ｓm 、Ｔ＝２Ｔmである。また、（１５）式は横軸に平行な直線ｂｍｄを表し、曲線ａｂｃとの交点ｂではＳ＝２Ｓm、直線ｃｄｏの交点ｄではＳ＝Ｓm／２となる。従って、（１２）式の示すトルク速度曲線は、破線で示すａｂｍｄｏの近似曲線でその特性の概要を表すことができる。
【０１０４】
この図８をもとにモータの安定性（負荷変動耐量）を定性的に説明する。いま負荷トルクをＴLのようなものとすると、省エネ効果を最大にするにはＶ1＝１／２Ｖ1nまで、モータへの一次供給電圧を下げればよい。このときのモータの安定運転点はＥ’s点である。（最大トルクより５％低減点）。この時のすべり及び最大トルクはそれぞれＳ’及びＴ’mとなるが、負荷変動（増加）時はＴ’m−Ｅ’sが非常に小さくストール現象を起こしモータは停止しやすくなる。そこで、この現象を回避し安定性を向上さすには、Ｖ1＝１／３1/2Ｖ1nまで一次供給電圧を上昇さすとする。これは設定すべりＳ1を１．０（％）とした場合に相当する。いま、このモータ（２．２ＫＷ）の停動トルク（ストーリングトルク）が定格トルクの２４０％と仮定すると（一般には２００〜２５０％の範囲で設計される）、このモータの負荷率は約６０％となる。従って、一次供給電圧上昇分を決めるすべりＳvは次のようになる。
【０１０５】
Ｓv＝Ｓr−Ｓ1                                                （１７）
ここで、Ｓｒ：一次供給電圧が電力最小値になる時のすべり
Ｓ1：設定すべり
いま、２．２ＫＷ，負荷率６０％のモータのＳvを（７）式および（１７）式により計算すると
Ｓv＝１．７４−１．０＝０．７４（％）
即ち、Ｓv値に相当する一次供給電圧は１１５Ｖ（２００Ｖ系において）であり、その時のモータの安定運転点は図８のＥ”sとなる。負荷増量裕度はＴ”m−Ｅ”sとなり、すべりＳ時の裕度はＴ’m−Ｅ’sに比べ約２０倍の耐量アップとなる。本例は図にて分かりやすくするために設定すべりを１．０％とした場合であり、設定すべり０．２７％とした場合の負荷変動耐量は負荷トルクを図８のようなＴnと仮定すれば約５倍となるが、この耐量は負荷の種類、負荷率によっても変化する。
【０１０６】
いま一例として、負荷変動の周期を３秒、負荷率８０％(すベり４％)，すべりの減少を２％とした場合の負荷変動とＥＳＣの安定度特性を図４に示す。
【０１０７】
この場合の誘導電動機の固有振動周期は２.８秒で負荷変動の周期に近いが、負荷変動増量１９０％が安定限界となっており、負荷変動耐量を１５０％と規定した場合でも、この程度の急激な負荷変動には十分耐えうるものとなる。これにより、安定度が向上する。
【０１０８】
なお、モータ負荷が増加して不安定になると、消費電力が増える。よって、消費電力を検出しておき、これが一定割合以上増加すると、同期切り替えを行い商用運転とすることで安定性を向上させることができる。
【０１０９】
次に、昇圧機能の構成および動作について説明する。
【０１１０】
従来のＰＡＭインバータは、昇圧機能があるものの、特に、負荷の起動時には出力電圧が小さくて始動トルクが低い。また、コンバータ部の出力をチョッパ部でチョッピングして出力電圧を制御しているので、断続的なスイッチングで効率が低下するなどの問題がある。
【０１１１】
そこで、この実施の形態のＥＳＣでは、昇圧回路９と設定器１０とを設け、交流電源１の交流電圧が昇圧回路９から設定器１０を経て平滑回路４に印加されるようにしている。
【０１１２】
ここでの昇圧回路９は、たとえば変圧器、電流制限用抵抗、逆流防止用ダイオード(図示せず)などを組み合わせた整流回路より構成されており、コンバータ部３の出力をチョッピングすることなく昇圧する。なお、この昇圧回路９は、コンデンサと整流回路などを組み合わせて構成することも可能である。
【０１１３】
また、設定器１０は、昇圧時間を設定するタイマー、または外部信号により動作するスイッチにより構成され、誘導電動機２の起動時には昇圧回路９の出力を平滑回路４に供給するが、起動時から所定時間が経過して定常状態に移行した時点で昇圧回路９の出力を遮断して、コンバータ部３の出力が平滑回路４に供給されるように動作する。なお、この設定器１０は、昇圧回路９内に組み込むこともできる。
【０１１４】
次に、同期切替機能の構成および動作について説明する。
【０１１５】
同期切替のためには、インバータ部５の出力が、交流電源１に対して周波数、電圧、位相がいずれも一致するように制御を行う必要がある。
【０１１６】
そこで、インバータ部５の出力電圧Ｖivと交流電源１の出力電圧Ｖccは、それぞれ第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１に入力される。
【０１１７】
第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１は、交流信号がゼロ点を横切る時にパルスを発生し、方形波に変換する。
【０１１８】
第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１の各出力は、第１，第２整流回路３２，３３でそれぞれ整流されて正側の方形波の信号eiv，eccのみが取り出される。
【０１１９】
位相比較器３４は、たとえばＥＸ−ＯＲ回路からなり、第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１の両出力信号eiv，eccの位相を比較し、両信号の位相差の情報を方形波の形で出力する。
【０１２０】
積分器３５は、この位相比較器３４の出力を積分し(三角波状)、そのピーク値がピークホールド回路３６で保持される。そして、このピークホールド回路３６の出力Ｅｃと第１整流回路３２の出力eivは、共に位相調整器３７に入力される。
【０１２１】
位相調整器３７は、たとえば三角波発生器、コンパレータ、ＰＬＬ回路(図示せず)で構成されている。
【０１２２】
ここで、ピークホ−ルド回路３６の出力は位相調整器３７に対してコントロール電圧Ｅcとして入力され、このコントロール電圧Ｅcの大きさにより第１整流回路３２の出力電圧eivに対する位相調整器３７の出力電圧e4の位相が変化する。
【０１２３】
すなわち、位相調整器３７の出力e4は、入力信号eivに対して９０°位相の進んだデューティ５０％の方形波であるが、両信号eiv，eccの位相差に応じて位相調整器３７の出力信号e4の位相が変化する。Ｅcとe4の位相差の関係を図５に示す。
【０１２４】
位相調整器３７の出力信号e4と第１整流回路３２の出力信号eivとが共に位相一致回路４１に入力される。
【０１２５】
位相一致回路４１は、両信号e4，eivの位相差を比較して、位相差があればその位相差の情報をＤ／Ａコンバータ４５を介して移相器１５に与えるので、移相器１５は、インバータ部５に入力されるパルス分配器１４からのパルスを位相差がゼロになるようシフトさせる。
【０１２６】
そして、位相差ゼロ、すなわちインバータ部５の交流出力と交流電源１の交流出力との位相が一致すれば、位相一致回路４１はハイレベルの信号を出力し、これが論理積回路４２に与えられる。
【０１２７】
したがって、この実施の形態の場合には、誘導電動機２の起動時から定常状態、また同期切替のいずれの場合においても、インバータ部５の交流出力は、常に交流電源１の交流出力の位相に一致することになる。
【０１２８】
一方、電圧一致回路４０には、交流電源１の交流電圧Ｖccとインバータ部５の出力電圧Ｖivが共に図示しない検波回路で検波されて入力される。
【０１２９】
電圧一致回路４０は、両電圧Ｖcc，Ｖinの差を比較して電圧差ゼロ、すなわちインバータ部５の交流電圧Ｖivと交流電源１の交流電圧Ｖccとの電圧が一致すればハイレベルの信号を出力し、これが論理積回路４２に与えられる。なお、電圧一致回路４０における両電圧Ｖcc，Ｖinの差の情報は、同期切替のためのスイッチ４８がオンされた場合にのみＤ／Ａコンバータ４４を介して基準電圧発生器６に与えられて基準電圧が変化される。
【０１３０】
開閉器４３は、交流電源１の出力とインバータ部５の出力とを選択的に切り替えるもので、たとえばＳＳＣ(半導体接触器)で構成され、論理積回路４２からハイレベルの信号が出力されたときに、交流電源１からの交流電力が誘導電動機２に供給するように動作する。
【０１３１】
次に、図１に示したこの実施の形態におけるＥＳＣの全体的な動作について説明する。
【０１３２】
同期切替を行う場合の外は、操作部４６は操作されておらず、したがって同期切替用のスイッチ４７、４８は共にオフしている。したがって、このときには、論理積回路４２の出力が開閉器４３に加わらないため、開閉器４３はインバータ部５の出力が誘導電動機２に供給されるように接続が切り替わっている。
【０１３３】
そして、誘導電動機２の起動時においては、交流電源１からの交流電力が昇圧回路９、設定器１０、平滑回路４を介してインバータ部５に加わる。このとき、昇圧回路９によって、交流電源１の出力電圧が昇圧されているため、インバータ部５の出力電圧Ｖivも高くなり、これが開閉器４３を介して誘導電動機２に供給される。したがって、従来のＰＡＭインバータよりも誘導電動機２の始動トルクが十分に確保される。また、昇圧回路９は交流をチョッピングしていないため効率もよい。
【０１３４】
起動時から所定時間が経過して誘導電動機２が定常状態に移行した時点で、設定器１０によって昇圧回路９の出力が遮断されるため、今度は、交流電源１の交流電力がコンバータ部３および平滑回路４を介してインバータ部５に供給されるようになる。
【０１３５】
このとき、スイッチ４８はオフなので、基準電圧発生器６からは予め設定された所定の基準電圧が発生され、この基準電圧が第１電圧調整器１１に加わって、これに応じた電圧Ｖ１がコンバータ部３に供給される。
【０１３６】
また、すべり制御による第２調整器１２の出力Ｖ２もコンバータ部３に供給され、コンバータ部３は、誘導電動機２の印加電圧を徐々に低減して誘導電動機２の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小にし、このときのすべりから誘導電動機２の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで印加電圧を上昇させて安定性を確保して最適制御が行われる。その詳細は前述の通りである。
【０１３７】
また、基準電圧はＶ／Ｆ変換器１３に入力されて周波数変換され、これによってインバータ部５の出力周波数が決定される。
【０１３８】
次に、同期切替を行うために、操作部４６が操作されると、これに応じてスイッチ４７，４８が共にオンする。
【０１３９】
そこで、電圧一致回路４０は、交流電源１の電圧Ｖccとインバータ部５の出力電圧Ｖivとの波高差を測り、波高差の情報をスイッチ４８を介して基準電圧発生器６に出力する。
【０１４０】
基準電圧発生器６は、この波高差の情報に基づいて基準電圧が変化され、これによって、両電圧Ｖcc，Ｖinとの波高差がほぼゼロになるように第１電圧調整器１１の出力電圧Ｖ１が変更される。波高差ゼロ、すなわち両電圧Ｖcc，Ｖivが一致すれば、電圧一致回路４０よりハイレベルの信号が出力される。
【０１４１】
この場合、Ｖ／Ｆ変換器１３は、Ｖ／Ｆ＝一定の関係を保ってインバータ部５の出力周波数を変化させるので、交流電源１の周波数とインバータ部５の出力周波数も一致する。
【０１４２】
さらに、前述のように、位相一致回路４１は、両信号e4，eivの位相差を比較して、位相差があればその位相差の情報をＤ／Ａコンバータ４５を介して移相器１５に与えるので、移相器１５は、インバータ部５に入力されるパルス分配器１４からのパルスを位相差がゼロになるようシフトする。
【０１４３】
そして、位相差ゼロ、すなわちインバータ部５の交流出力と交流電源１の交流出力との位相が一致すれば、位相一致回路４１はハイレベルの信号を出力し、これが論理積回路４２に与えられる。
【０１４４】
電圧一致回路４０の出力と位相一致回路４１の出力が共にハイレベルとなったとき、論理積回路４２の出力もハイレベルとなり、この信号がスイッチ４７を介して開閉器４３に入力される。
【０１４５】
これに応じて、開閉器４３は、インバータ部５の出力から交流電源１出力への同期切替を実行し、これによって、誘導電動機２は途中制止することなくショックレスに回転を続ける。
【０１４６】
なお、上記の説明は、インバータ部５の出力を交流電源１の出力に切り替える場合であるが、その逆に、交流電源１よりインバータ部５の出力に切り替える場合も基本的な動作は同じである。
【０１４７】
このような機能を有する本発明のＥＳＣを用いれば、負荷の変動幅の大きな機械、たとえば真空蒸着装置等を使用する場合にも省エネを図ることができるので好適である。
【０１４８】
すなわち、このような真空蒸着装置は起動より所定の真空度に到達する迄(数分〜数十分)は極めて重負荷で、その後は１／１０以下にまで負荷が減少する。
【０１４９】
そこで、このような用途にＥＳＣを適用するには、起動直後は、誘導電動機２の始動トルクを確保するために整流回路９を使用した運転を行い、次に、所定の真空度に短時間で到達させるために同期切替を行って商用の交流電源１を使用した運転に切替え、所定の真空度に到達した以後は、省エネを優先させるために、インバータ部５の出力を用いて周波数と電圧とを下げた運転をすることにより、大幅な省エネ化を図ることができる。
【０１５０】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置(ＥＳＣ)は、次のような効果を奏する。
【０１５１】
(１)  省エネ特性は、最近開発されているＢインバータと同等であるが、この発明のＥＳＣは、Ｂインバータより格段に高頻度な運転・停止や急激な負荷の変動に対して負荷変動耐量が大きく安定度に優れている。したがって、ポンプや送風機等の逓減トルク負荷は勿論のこと、負荷変動の激しいコンベア等の定トルク負荷に適用しても大きな省エネ化が図れる。
【０１５２】
(２)  同期切替および昇圧機能は従来のインバータ装置にないものであり、これにより高出力、高効率化が図れ、用途が大幅に広がる。特に、同期切替に関しては、速度サーチ機能付インバータより簡単な回路構成で負荷変動時にも安定して同期切替を行うことができる。また、昇圧に関しては、従来のＰＡＭインバータと異なる構成で、効率や起動トルクを大幅に改善でき、かつ軽負荷時にも安定した動作が行える。
【０１５３】
(３)  すべり制御の安定度解析により、負荷変動耐量の概念を新しく導入でき、今後のインバータの標準仕様として信頼性の指標が確立できる。
【０１５４】
(４)  このように、ＥＳＣは、省エネはもとより、工場ラインの生産性向上にも大きな効果を発揮できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るインバータ装置の構成を示すブロック図
【図２】誘導電動機に対する入力電圧と入力電力との関係を示す特性図
【図３】誘導電動機の最小電力制御の説明図
【図４】本発明の実施の形態のインバータ装置の負荷変動に対する安定度を示す特性図
【図５】位相調整器に入力されるコントロール電圧と位相調整器から出力される位相調整用の出力信号の関係を示す特性図
【図６】誘導電動機に対して供給される電圧と損失との関係を示す特性図
【図７】動作説明に供するフローチャート
【図８】一次供給電圧を変えた場合のトルク速度特性を示す図
【符号の説明】
１…交流電源、２…誘導電動機、３…コンバータ部、４…平滑回路、５…インバータ部、６…基準電圧発生器、９…昇圧回路、１０…設定器、１１，１２…第１，第２電圧調整器、１３…Ｖ／Ｆ変換器、１４…パルス分配器、１５…移相器、１６…電流検出器、１７…電圧検出器、２０…電力演算器、２３…すべり演算器、３０，３１…第１、第２ゼロクロス・コンパレータ、３２，３３…第１、第２整流回路、３４…位相比較器、３５…積分器、３６…ピークホールド回路、３７…位相調整器、４０…電圧一致回路、４１…位相一致回路、４３…開閉器、４６…操作部、４７，４８…スイッチ。
【図１】
0003710119.tif 000011
【図２】
0003710119.tif 000012
【図３】
0003710119.tif 000013
【図４】
0003710119.tif 000014
【図５】
0003710119.tif 000015
【図６】
0003710119.tif 000016
【図７】
0003710119.tif 000017
【図８】
0003710119.tif 000018