(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正負両極に各一端を接続された第１及び第２のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素子を同時にオンする期間と同時にオフする期間を有するように同期してオン・オフ駆動する手段と、第１及び第２のスイッチング素子の各他端の間に接続されたインバータ負荷回路と、インバータ負荷回路と第１及び第２のスイッチング素子のそれぞれの接続点と直流電源の正負両極間に回生電流が直流電源に戻る向きに接続された第１及び第２のダイオードとを備え、第１及び第２のスイッチング素子の同時オフ時に残留エネルギーによる回生電流によって第１及び第２のダイオードを同時オンさせるためのインダクタをインバータ負荷回路に並列に接続したことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
請求項１において、インバータ負荷回路は負荷とコンデンサの並列回路にインダクタを直列接続して成ることを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、交流電源を整流する全波整流器の直流出力端をチョッパチョークを介して一方のスイッチング素子の両端に接続したことを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
請求項１又は２又は３において、第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ周波数を一定とし、一方のスイッチング素子のオン時間を可変としたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】
請求項１又は２又は３において、第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ周波数を可変としたことを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
（従来例１）
図１０は従来のハーフブリッジインバータの回路図である。Ｃ１はインバータへ直流電圧を供給する比較的大容量の電解コンデンサであり、交流電源を整流した電圧に接続されるなどして直流電圧Ｖｄｃを生成される。コンデンサＣ１の両端には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並列接続され、さらに、コンデンサＣ１より小容量のコンデンサＣ３１，Ｃ３２の直列回路が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、コンデンサＣ３１，Ｃ３２の接続点の間にはインバータ負荷回路が接続されている。インバータ負荷回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ２の直列共振回路を含み、コンデンサＣ２に負荷ｌｏａｄが並列接続されている。負荷ｌｏａｄは特に限定していないが、放電灯などが用いられる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオンオフ駆動され、インバータ負荷回路に高周波電圧Ｖｉｎｖが印加される。高周波電圧Ｖｉｎｖは振幅がほぼコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃの半分になっている。
【０００３】
このハーフブリッジインバータでは、インバータ負荷回路に印加される電圧は、インバータへの電源電圧Ｖｄｃの半分の電圧しかない。印加される電圧が低いため、必然的に同じ出力を得るには回路電流が大きくなり、したがって、回路損失が大きくなり、回路効率が良くない。また、部品の電流定格を大きくする必要があり、コストの上昇につながる。
【０００４】
（従来例２）
図１１は従来のフルブリッジインバータの回路図である。図１０の回路と比べて、コンデンサＣ３１，Ｃ３２の直列回路をスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路に置き換えた構成となっている。動作はスイッチング素子Ｑ１とＱ４が同期してオン・オフ駆動され、スイッチング素子Ｑ２とＱ３も同期してオン・オフ駆動される。直列接続されるスイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４は交互にオン・オフ駆動され、同時にオンすることが無いように制御される。この回路では、インバータ負荷回路に印加される電圧は、コンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃであり、ハーフブリッジインバータの２倍である。従って、回路電流が比較的少なく、回路効率が高くなり、ハーフブリッジインバータの欠点は改善される。しかしながら、フルブリッジインバータでは、スイッチング素子数が４個と多い。それに伴ってスイッチング素子の駆動回路数も増え、回路全体が複雑化、大型化する欠点がある。
【０００５】
（従来例３）
図１２は従来の２スイッチフォワードコンバータである。Ｃ１は直流電源となるコンデンサであり、直流電圧Ｖｄｃを供給している。このコンデンサＣ１と並列に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をトランスＴの一次巻線ｎ１を介して接続する。また、ダイオードＤ１，Ｄ２をトランスＴの一次巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２との接続点と、コンデンサＣ１の両端間に接続し、トランスＴの一次巻線ｎ１の回生電流をコンデンサＣ１へ帰還する電流経路を形成する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は同期してオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンしているとき、トランスＴの一次巻線ｎ１にはコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが印加され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフすると、ダイオードＤ１，Ｄ２を介して残留エネルギーをコンデンサＣ１へ回生する。このとき、トランスＴの一次巻線ｎ１には逆向きに電圧Ｖｄｃが印加される。
【０００６】
トランスＴの二次巻線ｎ２にはダイオードＤ３，Ｄ４、インダクタＬ２、コンデンサＣ２が接続され、直流電圧を発生する。コンデンサＣ２の両端には負荷回路ｌｏａｄが接続される。この回路では、トランスＴの一次巻線ｎ１に印加される電圧の振幅はコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃであるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の応用例であり、負荷に高周波を供給するものではない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、従来例で述べた欠点を解消し、インバータ負荷回路に高い電圧が印加され、従って回路電流が少なく、高効率のインバータ装置を少ない部品点数で実現することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のインバータ装置にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、コンデンサＣ１のような直流電源の正負両極に各一端を接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同時にオンする期間と同時にオフする期間を有するように同期してオン・オフ駆動する手段と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各他端の間に接続されたインバータ負荷回路１と、インバータ負荷回路１と第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの接続点と直流電源の正負両極間に回生電流が直流電源に戻る向きに接続された第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２とを備え、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の同時オフ時に残留エネルギーによる回生電流によって第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２を同時オンさせるためのインダクタＬ２をインバータ負荷回路１に並列に接続したことを特徴とするものである。ここで、インバータ負荷回路１はインダクタＬ１とコンデンサＣ２の直列共振回路を有し、コンデンサＣ２と並列に負荷ｌｏａｄを接続されている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１は本発明の実施例１の回路図である。Ｃ１は直流電源となるコンデンサであり、直流電圧Ｖｄｃを供給している。このコンデンサＣ１と並列に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をインバータ負荷回路１を介して接続する。インバータ負荷回路１はインダクタＬ１とコンデンサＣ２の直列共振回路を有し、コンデンサＣ２と並列に負荷ｌｏａｄを接続している。負荷ｌｏａｄは特に限定していないが、放電灯などが用いられる。また、ダイオードＤ１，Ｄ２をインバータ負荷回路１とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２との接続点と、コンデンサＣ１の両端間に接続し、インバータ負荷回路１の回生電流をコンデンサＣ１へ帰還する電流経路を形成する。さらに、インバータ負荷回路１と並列にインダクタＬ２を接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は同期してオン・オフ駆動される。
【００１０】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンしているとき、インバータ負荷回路１にはコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが図示された矢印Ｖｉｎｖの向きに印加され、同時にインダクタＬ２にも同じ電圧が印加される。このときの電流経路を図２（ａ）に示す。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフすると、インバータ負荷回路１とインダクタＬ２は回生モードに入り、ダイオードＤ１，Ｄ２をオンさせて、残留エネルギーをコンデンサＣ１へ回生する。このとき、インバータ負荷回路１とインダクタＬ２には図示された矢印Ｖｉｎｖと逆向きに電圧Ｖｄｃが印加される。このときの電流経路を図２（ｂ）に示す。インバータ負荷回路１の電流は徐々に減少し、インダクタＬ２が無いときにはゼロになって電流は流れなくなる。本回路では、インダクタＬ２が存在するため、インバータ負荷回路１の電流がゼロになると、インダクタＬ２を電源として、インダクタＬ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ２と負荷ｌｏａｄ→インダクタＬ２の経路で逆向きにも電流が流れる。このときの電流経路を図２（ｃ）に示す。
【００１１】
本回路は２スイッチフォワードコンバータの構成を有しながら、負荷回路に交流電流を流すことができるので、２スイッチフォワード型インバータであると言える。本発明によれば、インバータ負荷回路１にコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃを振幅とする交流電圧が印加され、フルブリッジインバータと同様、インバータ負荷回路１に流れる回路電流は少なくなる。また、スイッチング素子は２個とハーフブリッジインバータと同じで少ない。追加部品としては、ダイオードＤ１，Ｄ２とインダクタＬ２であるが、ダイオードＤ１，Ｄ２は駆動回路は不要であり、制御回路は簡単である。また、インダクタＬ２も受動部品であり、制御回路は増加しない。従って、インバータ負荷回路１に高い電圧が印加され、回路電流が少なく、高効率のインバータを実現できる。
【００１２】
さらに本回路では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は同期してオン・オフ駆動されるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動が従来例のハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路に比べて容易である。すなわち、図１０や図１１の従来例では、直列のスイッチング素子は交互にオン・オフ制御されると述べたが、厳密には、スイッチング素子が同時にオンする期間が無いように、両方のスイッチング素子が同時にオフする僅かなデッドオフタイムを設ける必要がある。図３（ａ）は図１０のハーフブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号、図３（ｂ）は図１１のフルブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動信号であり、図中のｔ１，ｔ２の期間がデッドオフタイムとなる。このデッドオフタイムはインバータ負荷回路の定数と駆動周波数に従い、適切に設定する必要があり、制御回路を複雑にしていた。これに対して、本回路では、図３（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は同期してオン・オフ制御されるので、デッドオフタイムを設ける必要が無く、制御回路は簡単となる。
【００１３】
（実施例２）
図４は本発明の実施例２の回路図である。本実施例では、図１の回路において、負荷ｌｏａｄを放電灯ｌａとし、インバータ点灯装置に適用したものである。放電灯ｌａは始動に高電圧が必要であるが、実施例１で述べたように、印加電圧が高くなるという特性により、本回路が放電灯点灯装置に適していることが分かる。なお、本実施例では、共振用のコンデンサＣ２は放電灯ｌａの予熱用のコンデンサを兼用している。
【００１４】
（実施例３）
図５は本発明の実施例３の回路図である。本実施例では、放電灯ｌａを負荷とするインバータにおいて、出力を可変として、放電灯ｌａを調光制御可能としている。基本の発振信号を生成する発振器２と、高電位側のスイッチング素子Ｑ１を駆動するためのレベルシフター３、調光信号４に応じてスイッチング素子Ｑ２の駆動信号のオン時間を変化させるためのパルス幅変調回路５が追加されている。図６の制御例に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号の周波数を一定とし、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を短くすることで調光制御を行う。
【００１５】
図６の制御例では、インバータ負荷回路の動作周波数は固定とし、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を調整するだけで良いので、制御は容易である。また、動作周波数を無負荷共振点に近い周波数に選ぶことにより、放電灯ｌａの印加電圧を高く維持することができ、調光下限での立ち消え防止に効果がある。また、図７の制御例に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号の周波数を変化させても調光できることは言うまでも無い。
【００１６】
（実施例４）
図８は本発明の実施例４の回路図である。本実施例では、低電圧側のスイッチング素子Ｑ２と、これに直列接続されたダイオードＤ２を、入力力率改善用のチョッパ回路の構成部品として兼用したものである。図１の回路と比較すると、交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで整流した電圧をインダクタＬ３を介して、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続した点が異なる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動は実施例１と同様に、同期してオン・オフ駆動する。スイッチング素子Ｑ２はオン時に全波整流器ＤＢで整流された電源電圧をインダクタＬ３を介して短絡し、インダクタＬ３に電流を流す。スイッチング素子Ｑ２のオフ時には全波整流器ＤＢで整流された電源電圧にインダクタＬ３の誘導起電圧を重畳してダイオードＤ２を介して電解コンデンサＣ１を充電する。すなわち、スイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２は、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用される。本実施例では、高入力力率のインバータ回路となる利点がある。その他の効果は、先の実施例と同様である。
【００１７】
（実施例５）
図９は本発明の実施例５の回路図である。本実施例は、実施例３の調光インバータと、実施例４のチョッパスイッチ兼用インバータを組み合わせたものである。本実施例において、スイッチング素子Ｑ２はチョッパのスイッチング素子を兼用している。また、調光信号に応じて、スイッチング素子Ｑ２のオン時間だけを短くする。すなわち、調光すると周波数は一定のままで、スイッチング素子Ｑ２のオン時間だけを短くする。これは、チョッパ回路としてみると、入力電力が減少していくことになり、周波数を高くしていくことによる調光制御に比べて、入力電力の減り方が大きいため、調光時にコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが上昇しにくい。したがって、素子の耐圧面で有利である。
【００１８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源の正負両極間に第１及び第２のスイッチング素子を介してインバータ負荷回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素子を同時にオンする期間と同時にオフする期間を有するように同期してオン・オフ駆動し、インバータ負荷回路と第１及び第２のスイッチング素子のそれぞれの接続点と直流電源の正負両極間に回生電流が直流電源に戻る向きに第１及び第２のダイオードを接続し、インバータ負荷回路に並列に、第１及び第２のスイッチング素子の同時オフ時に残留エネルギーによる回生電流によって第１及び第２のダイオードを同時オンさせるためのインダクタを接続したことにより、インバータ負荷回路に高い電圧を印加でき、回路電流が少なく、高効率のインバータを実現でき、また、部品点数が少なく、制御も容易であるという利点がある。
【００１９】
請求項２の発明によれば、インバータ負荷回路がＬＣ直列共振回路を含むことにより、負荷への印加電圧を高くすることができ、負荷が放電灯である場合に有利である。また、さらに、請求項３の発明によれば、一方のスイッチング素子とダイオードを昇圧チョッパ回路の素子として兼用できるので、簡単な回路構成で入力力率を改善できると共に、負荷への印加電圧を高くすることができる。
【００２０】
請求項４又は５の発明によれば、スイッチング素子のデューティ制御又は周波数制御により、負荷への出力を調整することができ、特に、請求項４の発明によれば、一方のスイッチング素子の制御のみで出力を調整することができるので、出力調整のための制御回路を簡単化できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】本発明の実施例１の電流経路を説明するための説明図である。
【図３】本発明の実施例１のデッドオフタイムを説明するための波形図である。
【図４】本発明の実施例２の回路図である。
【図５】本発明の実施例３の回路図である。
【図６】本発明の実施例３のデューティ制御による調光動作の説明図である。
【図７】本発明の実施例３の周波数制御による調光動作の説明図である。
【図８】本発明の実施例４の回路図である。
【図９】本発明の実施例５の回路図である。
【図１０】従来例１の回路図である。
【図１１】従来例２の回路図である。
【図１２】従来例３の回路図である。
【符号の説明】
Ｑ１，Ｑ２        スイッチング素子
Ｌ１，Ｌ２        インダクタ
Ｃ１，Ｃ２        コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２        ダイオード
ｌｏａｄ        負荷
１        インバータ負荷回路
【図１】
0003614011.tif 000002
【図２】
0003614011.tif 000003
【図３】
0003614011.tif 000004
【図４】
0003614011.tif 000005
【図５】
0003614011.tif 000006
【図６】
0003614011.tif 000007
【図７】
0003614011.tif 000008
【図８】
0003614011.tif 000009
【図９】
0003614011.tif 000010
【図１０】
0003614011.tif 000011
【図１１】
0003614011.tif 000012
【図１２】
0003614011.tif 000013