(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の最高周波数を有する第１の帯域のディジタルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジタルオーディオ信号を出力するステップと、
上記処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスペクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号を出力するステップと、
上記第１の帯域よりも高い第２の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生するステップと、
所定の１／ｆ特性と１／ｆ２特性とのうちの１つのフィルタ特性を有する低域通過フィルタを用いて上記拡張信号を低域通過ろ波するステップと、
上記演算されたスペクトル強度を示す信号に応じて、上記低域通過ろ波された拡張信号のレベルを制御するステップと、
上記レベルが制御された拡張信号を、上記処理後のディジタルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力するステップとを含むことを特徴とするオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
【請求項２】
上記拡張信号を発生するステップは、
非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生するステップと、
上記高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
上記拡張信号を発生するステップは、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するステップと、
上記ディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
上記拡張信号を発生するステップは、
非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生するステップと、
上記高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力するステップと、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するステップと、
上記ディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力するステップと、
上記高域通過ろ波された２つの信号を加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
上記ディザ信号を発生するステップは、
それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノイズ信号を発生する複数のステップと、
上記複数の擬似雑音系列ノイズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの１つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とする請求項３又は４記載の方法。
【請求項６】
上記処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の複数の帯域のスペクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスペクトル強度に基づいて上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであるか否かを判断するステップと、
上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を出力する一方、上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を出力しないように切り換えるステップとをさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】
オーディオ信号の帯域を拡張するための方法において、
所定の最高周波数を有する第１の帯域のディジタルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジタルオーディオ信号を出力するステップと、
上記処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスペクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号を出力するステップと、
上記第１の帯域よりも高い第２の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生するステップと、
上記演算されたスペクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するステップと、
上記レベルが制御された拡張信号を、上記処理後のディジタルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力するステップとを含み、
上記拡張信号を発生するステップは、
それぞれ互いに独立な複数の擬似雑音系列ノイズ信号を発生し、上記複数の擬似雑音系列ノイズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの１つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生するステップと、
上記ディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステップとを含むことを特徴とするオーディオ信号の帯域を拡張するための方法。
【請求項８】
所定の最高周波数を有する第１の帯域のディジタルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジタルオーディオ信号を出力するろ波手段と、
上記ろ波手段から出力される処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスペクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号を出力する第１のスペクトル解析手段と、
上記第１の帯域よりも高い第２の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生する拡張信号発生手段と、
所定の１／ｆ特性と１／ｆ２特性とのうちの１つのフィルタ特性を有し、上記拡張信号を低域通過ろ波する低域通過フィルタと、
上記第１のスペクトル解析手段から出力される演算されたスペクトル強度を示す信号に応じて、上記低域通過ろ波された拡張信号のレベルを制御するレベル制御手段と、
上記レベル制御手段によりレベルが制御された拡張信号を、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力する第１の加算手段とを備えたことを特徴とするオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
【請求項９】
上記拡張信号発生手段は、
非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生する非線形処理手段と、
上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第１の高域通過フィルタとを備えたことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１０】
上記拡張信号発生手段は、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第２の高域通過フィルタとを備えたことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１１】
上記拡張信号発生手段は、
非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生する非線形処理手段と、
上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第１の高域通過フィルタと、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第２の高域通過フィルタと、
上記第１の高域通過フィルタから出力される信号と、上記第２の高域通過フィルタから出力される信号とを加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力する第２の加算手段とを備えたことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１２】
上記ディザ信号発生手段は、
それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノイズ信号を発生する複数のノイズ信号発生回路と、
上記各ノイズ発生回路によって発生される複数の擬似雑音系列ノイズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの１つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力する第３の加算手段とを備えたことを特徴とする請求項１０又は１１記載の装置。
【請求項１３】
上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号のうちの所定の複数の帯域のスペクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスペクトル強度に基づいて上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであるか否かを判断する第２のスペクトル解析手段と、
上記第２のスペクトル解析手段により上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を上記第１の加算手段に出力する一方、上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を上記第１の加算手段に出力しないように切り換える切り換え手段とをさらに備えたことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１４】
オーディオ信号の帯域を拡張するための装置において、
所定の最高周波数を有する第１の帯域のディジタルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジタルオーディオ信号を出力するろ波手段と、
上記ろ波手段から出力される処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスペクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号を出力するスペクトル解析手段と、
上記第１の帯域よりも高い第２の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生する拡張信号発生手段と、
上記スペクトル解析手段から出力される演算されたスペクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するレベル制御手段と、
上記レベル制御手段によりレベルが制御された拡張信号を、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力する加算手段とを備え、
上記拡張信号発生手段は、
それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノイズ信号を発生し、上記各ノイズ発生回路によって発生される複数の擬似雑音系列ノイズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの１つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力するディザ信号発生手段と、
上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する高域通過フィルタとを備えたことを特徴とするオーディオ信号の帯域を拡張するための装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーディオ機器におけるオーディオ信号の再生音、特に高音域の再生音質の向上を図り、人間の耳に快適なオーディオ信号を再生できるオーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置に関し、特に、入力されるオーディオ信号をディジタル処理することにより入力されるオーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アナログオーディオ再生信号に対して、再生周波数帯の高音域上限か又は可聴周波数帯域の高音域上限を越える周波数のスペクトルを有する信号を付加するための従来技術のオーディオ信号再生装置が、日本国特許公開平成９年３６６８５号公報において開示されており、そのオーディオ信号再生装置の構成を図１７に示す。図１７において、オーディオ信号再生装置は、バッファアンプ９１と、フィルタ回路９２と、アンプ９３と、検波回路９４と、時定数回路９５と、ノイズ発生器９６と、フィルタ回路９７と、乗算器９８と、加算器９９とを備えて構成される。
【０００３】
まず、オーディオ信号は入力端子Ｔ１からバッファアンプ９１に入力された後２分配され、分配された一方のオーディオ信号はそのまま加算器９９に入力される一方、２分配された他方のオーディオ信号は、高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタであるフィルタ回路９２に入力される。フィルタ回路９２は、入力されたオーディオ信号のうちの特定の帯域の信号のみを帯域ろ波して通過させた後、アンプ９３に出力する。アンプ９３は、入力されるオーディオ信号を所定の適当なレベルまで増幅した後、時定数回路９５を有する検波回路９４に出力する。検波回路９４は、入力されるオーディオ信号を、例えば包絡線検波することによりそのオーディオ信号の包絡線レベルを検出し、検出した包絡線レベルを示すレベル信号を、元のオーディオ信号に付加するノイズ成分のレベル調整をするレベルコントロール信号として乗算器９８に出力する。
【０００４】
一方、ノイズ発生器９６によって発生されたノイズ成分は、高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタであるフィルタ回路９７に入力され、フィルタ回路９７は、２０ｋＨｚ以上の周波数帯域のノイズ成分を通過させた後、乗算器９８に出力する。乗算器９８は、入力されるノイズ成分を検波回路９４からのレベルコントロール信号で乗算することにより、レベルコントロール信号によって示されるレベルに比例するレベルを有するノイズ成分を発生して加算器９９に出力する。
【０００５】
さらに、加算器９９は、バッファアンプ９１からの元のオーディオ信号に、乗算器９８からのノイズ成分を加算して、ノイズ成分が加算されたオーディオ信号を発生して出力端子Ｔ２から出力する。ここで、時定数回路９５の時定数を所定の値に選択することにより、ノイズ発生器９６により発生されたノイズ成分を人間の聴感特性に適合させてオーディオ信号の音質改善の効果を高めている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、元のオーディオ信号の高域音の出力レベルに比例したランダムノイズを元のオーディオ信号に付加することにより高音域を拡大している。しかしながら、上述の従来技術のオーディオ信号再生装置においては、以下に示す問題点を有していた。
【０００７】
（１）付加するノイズ成分の高域信号のスペクトル構造が楽音信号のそれと異なるために、音質上違和感があった。
（２）また、従来技術のオーディオ信号再生装置はアナログ回路で構成されているために、以下の問題点があった。すなわち、当該アナログ回路を構成する部品のばらつきや温度特性により装置性能のばらつきが発生し、オーディオ信号が当該アナログ回路を通過する毎に音質劣化が発生する。また、構成しているフィルタ回路の精度を向上させると、その回路規模が大きくなり、製造コストの増大につながる。
（３）さらに、正弦波のような単一のスペクトルを有する信号が入力された場合も、ランダムノイズ成分が付加されるので、信号特性の測定において、信号特性が著しく劣化した測定結果となる。
【０００８】
本発明の目的は、以上の問題点を解決し、音質上違和感や劣化が無く、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コストが安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置を提供することにある。
【０００９】
また、本発明の別の目的は、以上の問題点を解決し、正弦波信号が入力されても、信号特性の測定において信号劣化の測定結果が発生しないオーディオ帯域拡張方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るオーディオ信号の帯域を拡張するための方法は、
所定の最高周波数を有する第１の帯域のディジタルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジタルオーディオ信号を出力するステップと、
上記処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスペクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号を出力するステップと、
上記第１の帯域よりも高い第２の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生するステップと、
上記演算されたスペクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するステップと、
上記レベルが制御された拡張信号を、上記処理後のディジタルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力するステップとを含むことを特徴とする。
【００１１】
上記方法において、上記拡張信号を発生するステップは、好ましくは、
非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生するステップと、
上記高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステップとを含む。
【００１２】
また、上記方法において、上記拡張信号を発生するステップは、好ましくは、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するステップと、
上記ディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力するステップとを含む。
【００１３】
さらに、上記方法において、上記拡張信号を発生するステップは、好ましくは、
非線形の入出力特性を有し、上記処理後のディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生するステップと、
上記高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力するステップと、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するステップと、
上記ディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力するステップと、
上記高域通過ろ波された２つの信号を加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力するステップとを含む。
【００１４】
また、上記方法において、好ましくは、上記レベルを制御するステップの前に、所定の１／ｆ特性と１／ｆ２特性とのうちの１つのフィルタ特性を有し、上記拡張信号を低域通過ろ波するステップをさらに含む。
【００１５】
さらに、上記方法において、上記ディザ信号を発生するステップは、好ましくは、
それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノイズ信号を発生する複数のステップと、
上記複数の擬似雑音系列ノイズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの１つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力するステップとを含む。
【００１６】
またさらに、上記方法において、好ましくは、上記処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の複数の帯域のスペクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスペクトル強度に基づいて上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであるか否かを判断するステップと、
上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を出力する一方、上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を出力しないように切り換えるステップとをさらに含む。
【００１７】
本発明に係るオーディオ信号の帯域を拡張するための装置は、
所定の最高周波数を有する第１の帯域のディジタルオーディオ信号に対して、上記最高周波数の２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理を実行した後、上記オーバーサンプリング処理により発生された折り返し雑音を除去するための低域通過ろ波処理を実行して、処理後のディジタルオーディオ信号を出力するろ波手段と、
上記ろ波手段から出力される処理後のディジタルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスペクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号を出力する第１のスペクトル解析手段と、
上記第１の帯域よりも高い第２の帯域の周波数成分を有する拡張信号を発生する拡張信号発生手段と、
上記第１のスペクトル解析手段から出力される演算されたスペクトル強度を示す信号に応じて、上記拡張信号のレベルを制御するレベル制御手段と、
上記レベル制御手段によりレベルが制御された拡張信号を、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号に加算して、加算結果のディジタルオーディオ信号を出力する第１の加算手段とを備える。
【００１８】
上記装置において、上記拡張信号発生手段は、好ましくは、
非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生する非線形処理手段と、
上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第１の高域通過フィルタとを備える。
【００１９】
また、上記装置において、上記拡張信号発生手段は、好ましくは、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を拡張信号として出力する第２の高域通過フィルタとを備える。
【００２０】
さらに、上記装置において、上記拡張信号発生手段は、好ましくは、
非線形の入出力特性を有し、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行して上記ディジタルオーディオ信号を歪ませることにより、上記ディジタルオーディオ信号の高調波成分のディジタル信号を発生する非線形処理手段と、
上記非線形処理手段から出力される高調波成分のディジタル信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第１の高域通過フィルタと、
振幅レベルに対して所定の確率分布を有するディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
上記ディザ信号発生手段から出力されるディザ信号のうち少なくとも上記第２の帯域以上の周波数成分を高域通過ろ波して、ろ波後の信号を出力する第２の高域通過フィルタと、
上記第１の高域通過フィルタから出力される信号と、上記第２の高域通過フィルタから出力される信号とを加算して、加算結果の信号を拡張信号として出力する第２の加算手段とを備える。
【００２１】
また、上記装置において、好ましくは、所定の１／ｆ特性と１／ｆ２特性とのうちの１つのフィルタ特性を有し、上記拡張信号を低域通過ろ波して上記レベル制御手段に出力する低域通過フィルタをさらに備える。
【００２２】
さらに、上記装置において、上記ディザ信号発生手段は、好ましくは、
それぞれ互いに独立な擬似雑音系列ノイズ信号を発生する複数のノイズ信号発生回路と、
上記各ノイズ発生回路によって発生される複数の擬似雑音系列ノイズ信号を加算することにより、振幅レベルに対して、ガウス分布と釣り鐘型分布のうちの１つの分布の確率密度を有する加算結果のディザ信号を発生して拡張信号として出力する第３の加算手段とを備える。
【００２３】
またさらに、上記装置において、好ましくは、上記ろ波手段から出力されるディジタルオーディオ信号のうちの所定の複数の帯域のスペクトル強度を演算して、演算された複数の帯域のスペクトル強度に基づいて上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであるか否かを判断する第２のスペクトル解析手段と、
上記第２のスペクトル解析手段により上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルではないと判断されたときは、上記拡張信号を上記第１の加算手段に出力する一方、上記ディジタルオーディオ信号が単一のスペクトルであると判断されたときは、上記拡張信号を上記第１の加算手段に出力しないように切り換える切り換え手段とをさらに備える。
【００２４】
従って、本発明によれば、上記ろ波手段と、上記第１の加算手段と、上記第１のスペクトル解析手段と、上記レベル制御手段と、上記拡張信号発生手段とを備えたオーディオ信号帯域拡張装置をディジタル信号処理回路で構成したので、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コストが安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置を提供することができる。
【００２５】
また、上記第１のスペクトル解析手段からの入力されたディジタルオーディオ信号の高域のスペクトル強度に応じて拡張信号の加算レベルを調整し、さらに１／ｆ特性又は１／ｆ２特性の低域通過フィルタを通過させた拡張信号を用いたので、楽音信号に近い自然の音色を有する拡張信号を加算することができ、音質上の違和感や劣化が無い。
【００２６】
さらに、上記第２のスペクトル解析手段及び切り換え手段を備えたので、正弦波信号が入力されても、信号特性の測定において信号劣化の測定結果が発生しないオーディオ帯域拡張方法及び装置を提供することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００２８】
第１の好ましい実施形態．
図１は、本発明に係る第１の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。この第１の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置は、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に挿入されるディジタル信号処理回路であって、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１と、加算器２と、スペクトル解析回路３と、乗算器１１で構成されるレベル制御回路４と、拡張信号発生回路５とを備えて構成される。また、拡張信号発生回路５は、非線形処理回路２１と、高域通過フィルタ２２と、ディザ信号発生回路２３と、高域通過フィルタ２４と、加算器２５と、１／ｆ特性フィルタ２６とを備えて構成される。
【００２９】
図１において、ディジタルオーディオ信号が入力端子Ｔ１を介してオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１に入力される。このディジタルオーディオ信号は、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）から再生された信号であり、このとき、当該信号は、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚと、語長＝１６ビットとを有する信号である。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１は、図２に示すように、オーバーサンプリング回路３１と、ディジタル低域通過フィルタ３２とを備えて構成され、入力端子Ｔ１を介して入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓをｐ倍（ｐは、２以上の正の整数である。）し、かつ周波数ｆｓ／２から周波数ｐｆｓ／２までの不要な帯域の信号を６０ｄＢ以上減衰させるディジタルフィルタ回路である。
【００３０】
例えば、ｐ＝２であるとき、サンプリング周波数ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ＝１／ｆｓ）を有するディジタルオーディオ信号は、オーバーサンプリング回路３１に入力され、オーバーサンプリング回路３１は、入力されたディジタルオーディオ信号のデータＤ１に対して、図３に示すように、各隣接する２つのデータＤ１の中間位置（時間軸に対して）にサンプリング周期ＴｓでゼロデータＤ２を挿入して補間することによりオーバーサンプリング処理を実行して、サンプリング周波数２ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ／２）を有するディジタルオーディオ信号に変換した後、ディジタル低域通過フィルタ３２に出力する。ディジタル低域通過フィルタ３２は、
（ａ）周波数０〜０．４５ｆｓの通過帯域と、
（ｂ）周波数０．５４ｆｓ〜ｆｓの阻止帯域と、
（ｃ）周波数ｆｓ以上で６０ｄＢ以上の減衰量とを
有して、入力ディジタルオーディオ信号を低域通過ろ波することにより、上記オーバーサンプリング処理により発生される折り返し雑音を除去するように帯域制限して、実質的に入力ディジタルオーディオ信号の持つ有効な帯域（周波数０〜０．４５ｆｓ）のみを通過させた後、スペクトル解析回路３及び拡張信号発生回路５の非線形処理回路２１に出力する。
【００３１】
次いで、非線形処理回路２１は、非線形の入出力特性を有し、入力されるディジタルオーディオ信号に対して非線形処理を実行することによりディジタルオーディオ信号を歪ませて高調波成分を発生させ、高調波成分を有するディジタルオーディオ信号をディジタル高域通過フィルタ２２に出力する。非線形処理回路２１は、例えばその一例として、図５に示すように、絶対値演算回路５１と、ＤＣオフセット除去回路５２とを備えて構成され、ここで、ＤＣオフセット除去回路５２は、減算器５３と、平均化回路５４と、１／２乗算器５５とを備えて構成される。
【００３２】
絶対値演算回路５１は、入力されたディジタルオーディオ信号に対して、例えば全波整流処理などの非線形処理を実行した後、非線形処理後のディジタルオーディオ信号をＤＣオフセット除去回路５２の減算器５３及び平均化回路５４に出力する。絶対値演算回路５１は、正の振幅を有する信号をそのまま出力する一方、負の振幅を有する信号を負の振幅と同一の絶対値を有する正の振幅に変換して出力する。そのため、負の振幅を有する信号はゼロレベルを境にして正側に折り返されるところで高調波成分が発生する。次いで、平均化回路５４は、サンプリング周波数ｆｓに比較して非常に低い、例えば０．０００１ｆｓ程度の遮断周波数を有する低域通過フィルタを備えて構成され、所定の時間期間（例えば、サンプリング周期Ｔｓに比較して十分に長い時間期間）に対して、入力されるディジタルオーディオ信号の振幅の時間平均値を演算し、当該時間平均値を有するディジタル信号を１／２乗算器５５に出力する。そして、１／２乗算器５５は、入力されるディジタル信号に対して１／２を乗算して、乗算結果の値を有するディジタル信号を、ＤＣオフセット量を示すディジタル信号として減算器５３に出力する。さらに、減算器５３は、絶対値演算回路５１から出力されるディジタルオーディオ信号から、１／２乗算器５５から出力されるディジタル信号を減算することにより、ＤＣオフセットを除去している。
【００３３】
ここで、入力端子Ｔ１を介して入力されるディジタル信号はゼロレベルを基準とした信号であり、図１内の各回路からの出力ディジタル信号及び出力端子Ｔ２からのディジタル信号もゼロレベルを基準とする必要があるが、非線形処理回路２１への入力ディジタル信号はゼロレベルを基準とした信号であっても、非線形処理を行うための絶対値演算回路５１によって正のレベルに変換されるため、ＤＣオフセットが発生する。そこで、絶対値演算回路５１からの出力ディジタル信号に対して、平均化回路５４で平均値を演算し、その平均値の２分の１を絶対値演算回路５１からの出力ディジタル信号から減算することでＤＣオフセットを除去している。
【００３４】
そして、入力されたディジタルオーディオ信号のレベルを基準として非線形処理回路２１で生成された高調波成分を含むディジタル信号は、図１に示すように、ディジタル高域通過フィルタ２２に入力され、ディジタル高域通過フィルタ２２は、入力されるディジタル信号から概ね周波数ｆｓ／２以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して加算器２５に出力する。
【００３５】
また、図１のディザ信号発生回路２３は周波数０〜ｐｆｓ／２の帯域を有し、時間軸に対してランダムな振幅レベルを有するディジタルオーディオ信号を発生し、すなわち、入力端子Ｔ１を介して入力されたディジタルオーディオ信号とは無相関に発生させたディザ信号を発生して、ディジタル高域通過フィルタ２４に出力する。次いで、ディジタル高域通過フィルタ２４は、入力されるディザ信号から概ね周波数ｆｓ／２以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して加算器２５に出力する。
【００３６】
ディザ信号発生回路２３は、具体的には、例えば図６に示すように構成される。図６において、ディザ信号発生回路２３は、複数Ｎ個の擬似雑音系列ノイズ信号発生回路（以下、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路という。）６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）と、加算器６１と、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器６３と、減算器６４とを備えて構成される。ここで、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎは、互いに独立な初期値を有して、例えば、Ｍ系列ノイズ信号である一様ランダムな振幅レベルを有する擬似ノイズ信号を発生して加算器６１に出力する。次いで、加算器６１は複数のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１乃至６０−Ｎから出力される複数Ｎ個の擬似ノイズ信号を加算して、加算結果の擬似ノイズ信号を減算器６４に出力する。一方、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器６３は、複数Ｎ個のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１乃至６０−Ｎからの擬似ノイズ信号の時間平均値の和であるＤＣオフセット除去用定数信号を発生して減算器６４に出力する。そして、減算器６４は、擬似ノイズ信号の和からＤＣオフセット除去用定数信号を減算することにより、ＤＣオフセットの無いディザ信号を発生して出力する。
【００３７】
ここで、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）は、図７に示すように、３２ビットカウンタ７１と、排他的論理和ゲート７２と、クロック信号発生器７３と、初期値データ発生器７４とを備えて構成される。３２ビットカウンタ７１には、初期値データ発生器７４から各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ毎に互いに異なる初期値が設定された後、クロック信号発生器７３により発生されるクロック信号に基づいて、３２ビットカウンタ７１は１ずつインクリメントするように計数する。３２ビットカウンタ７１の３２ビットのデータ（０〜３１ビット目のデータを含む。）のうち、最上位ビット（ＭＳＢ；３１ビット目）の１ビットデータと、その３ビット目の１ビットデータとは、排他的論理和ゲート７２の入力端子に入力され、クロック信号発生器７３からのクロック信号に基づいて、排他的論理和ゲート７２は排他的論理和の演算結果の１ビットデータを３２ビットカウンタ７１の最下位ビット（ＬＳＢ）にセットする。そして、３２ビットカウンタ７１の下位８ビットのデータはＰＮ系列ノイズ信号として出力される。このようにＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎを構成することにより、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎから出力されるＰＮ系列ノイズ信号は互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号となる。
【００３８】
図７の例では、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎで互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を発生するために、上述のように構成しているが、本発明はこれに限らず、以下のように構成してもよい。
【００３９】
（１）３２ビットカウンタ７１から取り出すＰＮ系列ノイズ信号の８ビットのビット位置を互いに異ならせる。すなわち、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−１では最下位８ビットから８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−２では最下位８ビットより直上の８ビットからＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、以下同様にしてＰＮ系列ノイズ信号を取り出す。
（２）とって代わって、排他的論理和ゲート７２に入力する１ビットデータを取り出す３２ビットカウンタ７１のビット位置を各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎで互いに異ならせる。
（３）もしくは、図７の例と、上記（１）の変形例と、上記（２）の変形例とのうち少なくとも２つを組み合わせる。
【００４０】
そして、互いに独立な複数個のＰＮ系列ノイズを加算することにより、図８，図９及び図１０に示すように、振幅レベルに対して確率密度を有するＰＮ系列ノイズ信号を発生することができる。例えば、ｎ＝１であるときは、概ね、図８に示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有するホワイトノイズ信号を発生することができる。また、ｎ＝１２であるとき、中心極限定理を用いれば、ガウス分布は分散が１／１２であるため１２個の一様乱数を発生するＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎからの各ＰＮ系列ノイズ信号を加算することにより、図１０に示すように、概ね、振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型ノイズ信号を発生することができる。さらに、ｎ＝３であるとき、図９に示すように、ガウス分布に近く、ガウス分布から若干大きい分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するベル分布型（釣り鐘型）ノイズ信号を発生することができる。以上説明したように、図６及び図７の回路を構成し、例えば、図９又は図１０のノイズ信号を発生することにより、小規模の回路で、自然音や楽音信号に近いディザ信号を発生することができる。
【００４１】
図１に戻り参照すれば、拡張信号発生回路５の加算器２５は、高域通過フィルタ２２からの帯域制限された高調波成分のディジタル信号と、高域通過フィルタ２４からの帯域制限されたディザ信号とを加算して、加算結果のディジタル信号を１／ｆ特性フィルタ２６を介してレベル制御回路４の乗算器１１に出力する。ここで、１／ｆ特性フィルタ２６は、図１１に示すように、周波数０からｆｓ／２までの帯域Ｂ１よりも高い、周波数ｆｓ／２からｐ・ｆｓ／２までの帯域Ｂ２において−６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる１／ｆ特性の低域通過フィルタである。ここで、ｐはオーバーサンプリング率で、例えば２以上概ね８までの整数である。
【００４２】
なお、１／ｆ特性フィルタ２６の挿入位置は、図１の実施形態に限らず、１／ｆ特性フィルタ２６を、高域通過フィルタ２２と加算器２５との間に挿入するとともに、高域通過フィルタ２４と加算器２５との間に挿入してもよい。また、１／ｆ特性フィルタ２６を、高域通過フィルタ２２と加算器２５との間のみに挿入してもよいし、高域通過フィルタ２４と加算器２５との間のみに挿入してもよい。さらに、１／ｆ特性フィルタ２６に代えて、図１２の減衰特性を有する１／ｆ２特性フィルタを備えてもよい。ここで、１／ｆ２特性フィルタ２６は、図１２に示すように、周波数０からｆｓ／２までの帯域Ｂ１よりも高い、周波数ｆｓ／２からｐ・ｆｓ／２までの帯域Ｂ２において−１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる１／ｆ２特性の低域通過フィルタである。
【００４３】
一方、スペクトル解析回路３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１から出力されるディジタルオーディオ信号のうちの所定の帯域のスペクトル強度を演算して、演算されたスペクトル強度を示す信号をレベル制御回路４の乗算器１１に出力する。スペクトル解析回路３は、例えば、図４に示すように、ＦＦＴ回路４１と、データ選択回路４２と、重み付け加算回路４３とを備えて構成される。ここで、ＦＦＴ回路４１は、ＦＦＴ演算法を用いて、入力されるディジタルオーディオ信号に対して、高速フーリエ変換処理を実行することにより、例えば周波数分解能数が１０２４であれば２０４８Ｔｓ毎のデータに基づいて、周波数ｆｓ／１０２４毎の合計１０２４個のスペクトル強度を演算してデータ選択回路４２に出力する。次いで、データ選択回路４２は、入力される周波数ｆｓ／１０２４毎のスペクトル強度に基づいて、例えば周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域に該当するスペクトル強度のデータを選択的に抽出して重み付け加算回路４３に出力する。さらに、重み付け加算回路４３は、抽出されたスペクトル強度のデータに対して、各データに対して所定の重み付け係数を用いて加算することにより、入力されるディジタルオーディオ信号の周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域のスペクトル強度を演算して、演算結果のスペクトル強度を示す信号をレベル制御回路４の乗算器１１に出力する。
【００４４】
そして、レベル制御回路４は、スペクトル解析回路３からのスペクトル強度を示す信号に基づいて、１／ｆ特性フィルタ２６からの帯域制限された高調波成分の信号とディザ信号の加算信号である拡張信号の信号レベルを制御する。ここで、レベル制御回路４は、図１に示すように乗算器１１により構成され、拡張信号発生回路５からの拡張信号をスペクトル強度を示す信号で乗算し、乗算結果の信号を加算器２に出力する。すなわち、レベル制御回路４は、入力されたディジタルオーディオ信号の周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、１／ｆ特性フィルタ２６からの信号レベルを大きくする一方、入力されたディジタルオーディオ信号の周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が小さい場合は１／ｆ特性フィルタ２６からの信号レベルを小さくするように動作する。
【００４５】
さらに、加算器２は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からのディジタルオーディオ信号と、レベル制御回路４からの高調波成分のディジタル信号及びディザ信号の加算信号とを加算して出力端子Ｔ２を介して出力する。
【００４６】
以上説明したように、本発明に係る第１の好ましい実施形態によれば、入力されたディジタルオーディオ信号が有する帯域以上で楽音信号と同様のスペクトル構造を有する（すなわち、ディザ信号の発生頻度を略ガウス分布やベル分布にすることで自然音と略相似の発生メカニズムを有する）高調波成分やディザ信号を発生させ、入力されたディジタルオーディオ信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させた高調波成分のディジタル信号及びディザ信号を入力されたディジタルオーディオ信号に加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張されたディジタルオーディオ信号を発生することができる。
【００４７】
また、本実施形態のオーディオ信号帯域拡張装置における信号処理はすべてディジタル信号処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、オーディオ信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。さらに、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して、回路規模が大きくなることもなく、製造コストの増加につながらない。
【００４８】
なお、本実施形態では、入力されたディジタルオーディオ信号の帯域を制限せずに非線形処理回路２１にて高調波成分の信号を発生させたが、予め高域通過フィルタ２２と同様の高域通過フィルタにより帯域制限をした信号を非線形処理回路２１に入力して高調波成分の信号を発生させてもよい。
【００４９】
また、非線形処理回路２１を構成するために、全波整流回路である図５の絶対値演算回路５１を用いたが、本発明はこれに限らず、絶対値演算回路５１に代えて、入力されたディジタルオーディオ信号の正の部分のみを出力し、入力されたディジタルオーディオ信号の負の部分をゼロレベルとして出力する半波整流回路を用いてもよい。
【００５０】
第２の好ましい実施形態．
図１３は、本発明に係る第２の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。図１３において、図１において同様のものについては同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。この第２の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置は、図１のオーディオ信号帯域拡張装置に比較して以下の点が異なる。
【００５１】
（１）レベル制御回路４に代えて、平滑化回路１２と乗算器１１とを備えたレベル制御回路４ａを備える。
（２）スペクトル解析回路６及びスイッチ７とをさらに備える。
【００５２】
以下、上記の相違点について詳細に説明する。
【００５３】
図１３において、スペクトル解析回路３から出力される、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の所定の帯域のスペクトル強度を示す信号に対して、包絡線検波処理、時間積分処理、又は低域通過フィルタ処理を実行した後、当該処理後の信号を拡張信号発生回路５から出力される拡張信号に乗算することにより、レベル制御回路４ａにおけるレベル制御を時間的に緩慢にする。
【００５４】
図１４は、図１３のスペクトル解析回路６の内部構成を示すブロック図である。スペクトル解析回路６は、図１４に示すように、高域通過フィルタ８１と、絶対値演算回路８２と、低域通過フィルタ８３と、減算器８４と、低域通過フィルタ８５と、絶対値演算回路８６と、低域通過フィルタ８７と、判定回路８８とを備えて構成される。
【００５５】
図１４において、図１３のオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からの低域通過ろ波されたディジタルオーディオ信号は、高域通過フィルタ８１及び減算器８４に入力される。高域通過フィルタ８１は、低域通過ろ波されたディジタルオーディオ信号から、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域成分のみを通過させるように高域通過ろ波した後、高域通過ろ波後の信号を絶対値演算回路８２及び時間積分を行なう低域通過フィルタ８３に通過させることにより入力されたディジタルオーディオ信号の周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域におけるスペクトル強度ｙａｈを演算して、スペクトル強度ｙａｈを示す信号を判定回路８８に出力する。
【００５６】
一方、減算器８４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１からの入力されたディジタルオーディオ信号から、高域通過フィルタ８１からの高域通過ろ波後の信号を減算した後、減算結果の信号を低域通過フィルタ８５に通過させることにより、周波数０〜ｆｓ／４の帯域の成分を抽出する。上記抽出した周波数０〜ｆｓ／４の帯域の成分を絶対値演算回路８６及び時間積分を行なう低域通過フィルタ８７に通過させることにより、入力されたディジタルオーディオ信号の周波数０〜ｆｓ／４の帯域におけるスペクトル強度ｙａｌを演算し、スペクトル強度ｙａｌを示す信号を判定回路８８に出力する。
【００５７】
そして、判定回路８８は、入力されたディジタルオーディオ信号の周波数０〜ｆｓ／４におけるスペクトル強度ｙａｌと、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度ｙａｈを比較して、以下のようにスイッチ７の切り換えを制御する。
【００５８】
（ａ）スペクトル強度ｙａｌが所定のしきい値レベル以上でかつスペクトル強度ｙａｈが上記しきい値レベル未満であるとき、もしくは、
（ｂ）スペクトル強度ｙａｌが所定のしきい値レベル未満でかつスペクトル強度ｙａｈが所定のしきい値レベル以上であるとき、
スイッチ７を接点ｂ側に切り換えて、レベル制御回路４ａからの拡張信号を加算器２に出力せず、ゼロレベルの信号を加算器２に出力する。一方、上記（ａ）及び（ｂ）以外のときは、スイッチ７を接点ａ側に切り換えて、レベル制御回路４ａからの拡張信号を加算器２に出力する。
【００５９】
すなわち、入力されたディジタルオーディオ信号が、周波数０〜ｆｓ／４の帯域、並びに、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域の２つの帯域においてそれぞれ、所定のしきい値以上のスペクトル強度を有するとき、スイッチ７を接点ａ側に切り換えて入力されたディジタルオーディオ信号の帯域を拡張する。一方、スペクトル強度ｙａｌが所定のしきい値レベル以上でかつスペクトル強度ｙａｈが所定のしきい値レベル未満であれば、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域成分が実質的に存在しないため、帯域拡張する必要がないため、スイッチ７を接点ｂ側に切り換える。また、スペクトル強度ｙａｌが所定のしきい値レベル未満でかつスペクトル強度ｙａｈが所定のしきい値レベル以上の場合は、基本波成分がなく高調波成分のみであり、すなわち楽音ではなく高域の単一スペクトル又は意図的に発生された非楽音であると判断して、スイッチ７を接点ｂ側に切り換える。これにより、単一スペクトル又は非楽音信号を検出したとき、図１５に示すように、帯域の拡張をしないようにスイッチ７を制御している。すなわち、本実施形態のオーディオ信号帯域拡張装置から出力されるディジタル信号のスペクトルは、入力されたディジタル信号の帯域Ｂ１内の最高帯域のスペクトル１００で遮断されている。
【００６０】
本実施形態においては、平滑化回路１２を備えたので、スイッチ７を接点ａ側に切り換えたときに、図１６に示すように、入力されたディジタルオーディオ信号に対して、拡張信号発生回路５からの拡張信号を、スペクトル特性上で滑らかにつながるように加算している。すなわち、本実施形態のオーディオ信号帯域拡張装置から出力されるディジタル信号のスペクトルは、入力されたディジタル信号の帯域Ｂ１内の最高帯域のスペクトル１００において帯域Ｂ２内の最低帯域のスペクトル１０１と連結された後、帯域Ｂ２のスペクトルの傾斜を帯域Ｂ１内のスペクトルの傾斜と同じくして連続させている。
【００６１】
以上説明したように、本発明に係る第２の好ましい実施形態によれば、第１の好ましい実施形態における作用効果と同様の作用効果を有するとともに、平滑化回路１２を備えたので、拡張信号発生回路５により発生された拡張信号を、入力されたディジタルオーディオ信号の高域のスペクトル強度に応じて、スペクトル特性上で入力されたディジタルオーディオ信号と滑らかにつながるように加算することができる。
【００６２】
また、スペクトル解析回路６及びスイッチ７を備えたので、単一のスペクトルを有する正弦波や、非楽音信号が入力された場合、スイッチ７を接点ｂ側に切り換えて拡張信号を加算しないように制御することができ、すなわち、オーディオ帯域の拡張機能を停止させることができるので、信号特性の測定において、信号特性が著しく劣化した測定結果となることを防止できる。
【００６３】
変形例された好ましい実施形態．
以上の好ましい実施形態においては、拡張信号発生回路５において、非線形処理回路２１及び高域通過フィルタ２２により発生される高調波成分の信号と、ディザ信号発生回路２３及び高域通過フィルタ２４により発生されるディザ信号とを発生して加算器２５により加算して拡張信号としているが、本発明はこれに限らず、拡張信号は、上記高調波成分の信号と、上記ディザ信号とのうちの少なくとも一方を含むようにしてもよい。
【００６４】
以上の好ましい実施形態においては、スペクトル解析回路６において２つの帯域のスペクトル強度を演算して、入力されたディジタルオーディオ信号が単一のスペクトル又は非楽音信号であるか否かを判断しているが、本発明はこれに限らず、スペクトル解析回路６において複数の帯域のスペクトル強度を演算して、入力されたディジタルオーディオ信号が単一のスペクトル又は非楽音信号であるか否かを判断してもよい。
【００６５】
以上の好ましい実施形態においては、１／ｆ特性フィルタ２６を備えているが、本発明はこれに限らず、備えてなくてもよい。
【００６６】
以上の好ましい実施形態においては、オーディオ信号帯域拡張装置を、ハードウエアのディジタル信号処理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、例えば、図１又は図１３の構成を信号処理プログラムで実現して、当該信号処理プログラムをＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）により実行してもよい。
【００６７】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明に係る実施形態によれば、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１と、加算器２と、スペクトル解析回路３と、レベル制御回路４と、拡張信号発生回路５とを備えたオーディオ信号帯域拡張装置をディジタル信号処理回路で構成したので、装置性能のばらつきがほとんど発生せず、かつ従来技術に比較して製造コストが安価である、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置を提供することができる。
【００６８】
また、スペクトル解析回路３からの入力されたディジタルオーディオ信号の高域のスペクトル強度に応じて拡張信号の加算レベルを調整し、さらに１／ｆ特性フィルタ２６を通過させた拡張信号を用いたので、楽音信号に近い自然の音色を有する拡張信号を加算することができ、音質上の違和感や劣化が無い。
【００６９】
さらに、スペクトル解析回路６及びスイッチ７を備えたので、正弦波信号が入力されても、信号特性の測定において信号劣化の測定結果が発生しないオーディオ帯域拡張方法及び装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１の内部構成を示すブロック図である。
【図３】図２のオーバーサンプリング回路３１の動作を示す信号波形図である。
【図４】図１のスペクトル解析回路３の内部構成を示すブロック図である。
【図５】図１の非線形処理回路２１の内部構成を示すブロック図である。
【図６】図１のディザ信号発生回路２３の内部構成を示すブロック図である。
【図７】図６のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の内部構成を示すブロック図である。
【図８】図７のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の一例によって発生されるホワイトノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。
【図９】図７のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の他の一例によって発生されるベル分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。
【図１０】図７のＰＮ系列ノイズ信号発生回路６０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の別の一例によって発生されるガウス分布型ノイズ信号の振幅レベルに対する確率密度の関数を示すグラフである。
【図１１】図１の１／ｆ特性フィルタ２６の周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１２】図１の１／ｆ特性フィルタ２６に取って代わる１／ｆ２特性フィルタの周波数特性を示すスペクトル図である。
【図１３】本発明に係る第２の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３のスペクトル解析回路６の内部構成を示すブロック図である。
【図１５】図１３のオーディオ信号帯域拡張装置に入力される入力ディジタル信号のスペクトル強度を示すスペクトル図である。
【図１６】図１３のオーディオ信号帯域拡張装置によって帯域拡張された後のディジタル信号のスペクトル強度を示すスペクトル図である。
【図１７】従来技術に係るオーディオ信号帯域拡張装置の構成を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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