(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を一対の送信用差動ラインへ出力する一対のドライバアンプと、一次側に前記一対の送信用差動ラインが接続され二次側に２線路の伝送路が接続されたトランスと、前記トランスの一次側に接続された一対の受信用差動ラインの一対の受信信号を受信する一対のレシーバアンプとを含む２線４線変換回路であって、
前記ドライバアンプからの送信信号が前記レシーバアンプへ回り込むエコー成分を抑圧するバランスネットワーク回路を含み、
前記バランスネットワーク回路は、
４端子網のハイパスフィルタと、４端子網のインピーダンス回路とを有し、前記インピーダンス回路は、互いに直列接続された第１〜第３の抵抗素子と、前記第１の抵抗素子に並列接続されたインダクタンス素子と、前記第３の抵抗素子に並列に接続された容量素子とからなるインピーダンス網からなり、
前記ハイパスフィルタの２端子入力は前記一対のドライバアンプの出力である前記一対の送信用差動ラインに接続され、前記インピーダンス網の２端子入力は前記ハイパスフィルタの２端子出力に接続され、前記インピーダンス網の２端子出力は前記一対のレシーバアンプの入力である一対の受信用差動ラインに接続されていることを特徴とする２線４線変換回路。
【請求項２】
前記伝送路はメタリック伝送線路であることを特徴とする請求項１記載の２線４線変換回路。
【請求項３】
前記伝送路は電話線であることを特徴とする請求項１または２記載の２線４線変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は２線４線変換回路に関し、特に伝送線路の電気的特性を等価的に模擬して送信信号の回り込み（エコー）を抑圧するバランスネットワークを有する２線４線変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
伝送媒体として、電話ケーブルを用いた伝送技術では、２線４線変換回路におけるエコー信号の抑圧が重要な課題となっており、種々の回路方式が実現されている。近年の電話ケーブルを用いて高速ディジタル伝送を行うｘＤＳＬ（ｘ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ  Ｌｉｎｅ  ）技術においてもエコー信号の抑圧は重要であり、伝送速度の高速化に伴って、音声サービスやＩＳＤＮ等の既存デジタル伝送以上の広い帯域でのエコー信号の抑圧が要求されている。
【０００３】
特に、ｘＤＳＬ技術では、複雑な変復調を実現するために、ディジタル信号処理が多用されるが、ディジタル信号処理部の処理量を低減してディジタル部の回路規模を削減するためには、アナログ部でのエコー抑圧特性を広帯域で実現することが重要となっている。
【０００４】
従来、この種の２線４線変換回路の１つとして、レシーバアンプで電流加算回路を構成する差動ハイブリッド回路と呼ばれる回路方式があり、図５にこのような差動ハイブリッド回路の構成例を示している。図５を参照してそのエコー抑圧の動作について述べる。
【０００５】
図５において、１，１´は送信信号を出力するための一対のドライバアンプであり、２はこの送信信号を伝送媒体である伝送路、すなわち電話線等のメタリック伝送線路へ送出するためのライントランスである。また、３，３´は伝送線路からライントランス２を経た受信信号を受信するための一対のレシーバアンプである。
【０００６】
図５に示した差動ハイブリッド回路は平衡型の回路であるため、正極側と負極側の抵抗値は同一の値が接続されており、
Ｒ０  ＝Ｒ０  ´，Ｒ１  ＝Ｒ１  ´，Ｒ２  ＝Ｒ２  ´，Ｒｆ  ＝Ｒｆ  ´
である。ここに、Ｒ０  ，Ｒ０  ´はドライバアンプ１，１´とライントランス２との間のラインに直列挿入された抵抗であり、Ｒ１  ，Ｒ１  ´はレシーバアンプ３，３´とライントランス２との間のラインに直列挿入された抵抗である。また、Ｒ２  ，Ｒ２  ´は上述したエコー成分の抑圧に使用される抵抗であり、ドライバアンプ１，１´の出力端とレシーバアンプ３，３´の入力ラインとの間にそれぞれ直列挿入されている。また、Ｒｆ  ，Ｒｆ  ´はレシーバアンプ３，３´の帰還抵抗である。
【０００７】
ドライバアンプからの送信信号が、レシーバアンプ側の受信信号に回り込むエコー信号は電流Ｉ１  で表わされ、その周波数特性は抵抗Ｒ０  とＲ１  及びライントランス２の２次側から伝送路を見込んだインピーダンスＺｉｎによって決定される。この図５に示した従来の差動ハイブリッド回路では、エコー成分抑圧のために、特別なバランスネットワークを使用せずに、抵抗Ｒ２  に流れる電流Ｉ２  をエコー信号の抑圧に使用するようになっている。
【０００８】
ノードＢ＋  とＢ−  が電流加算回路におけるエコー電流Ｉ１  とＩ２  との加算点であり、加算結果であるＩＢ  がレシーバアンプに入力される。この加算点では、Ｉ１  とＩ２  の極性が反転しているため、
ＩＢ  ＝Ｉ２  −Ｉ１
によりエコー信号の抑圧を行うようになっている。
【０００９】
エコー経路に関する図５の等価回路を図６に示す。図６の３１はエコー経路に相当する回路網である。図６において、回路網３１と６１を４端子回路網と見なして、それぞれの４端子定数をＡ３１，Ｂ３１，Ｃ３１，Ｄ３１、Ａ６１，Ｂ６１，Ｃ１６１，Ｄ６１とすると、回路網３１と６１とは４端子回路網の並列接続であるため、ドライバ出力電圧ＶＡ  とＩ１  ，Ｉ２  との間には、
ＶＡ  ＝Ａ３１・ＶＢ  ＋Ｂ３１・Ｉ１  ＝Ａ６１・ＶＢ  ＋Ｂ６１・Ｉ２
なる基本方程式が成り立つ。
【００１０】
ここで、ノードＢ＋  とＢ−  はレシーバアンプのイマジナリ・ショートの性質により、それぞれの電位はグランド・レベルになることから、ＶＢ  ＝０であるため、
ＶＡ  ＝Ｂ３１・Ｉ１  ＝Ｂ６１・Ｉ２
となる。従って、Ｂ３１＝Ｂ６１が成り立てば、Ｉ１  ＝Ｉ２  、すなわち
ＩＢ  ＝Ｉ２  −Ｉ１  ＝０
となり、レシーバアンプの出力として表われるエコー電圧はゼロとなる。
【００１１】
ここで、Ｂ３１，Ｂ６１は、それぞれ
Ｂ３１＝２（Ｒ０  ＋Ｒ１  ＋２Ｒ０  ・Ｒ１  ／Ｚｉｎ）
Ｂ６１＝２Ｒ２
と表わせる。通常、Ｒ０  はＺｉｎとのマッチングを考慮して決定されるために、
２Ｒ０  ＝Ｚｉｎ
と仮定すると、Ｂ３１は、
Ｂ３１＝２（Ｒ０  ＋２Ｒ１  ）
となる。
【００１２】
従って、Ｒ０  がＲ１  ，Ｒ２  と比べて十分に小さくて無視できる場合は、Ｒ１  ，Ｒ２  の値をＲ１  ＝２Ｒ２  となるように選択することで、
Ｂ３１≒Ｂ６１
が成り立ち、エコーを抑圧することができるのである。
【００１３】
【発明か解決しようとする課題】
上述した図５の回路では、エコーを抑圧するための条件として、Ｒ１  ＝２Ｒ２  となるようにＲ１  ，Ｒ２  を選択すること以外に、２Ｒ０  ＝ＺｉｎとなるようにＲ０  を選択する必要があることを示した。しかし、Ｚｉｎはライントランス２と伝送路の伝達関数によって決定されることから、その周波数特性は平坦ではなく、所要の全帯域で２Ｒ０  ＝Ｚｉｎを満たすことはできない。従って、図５の回路では十分なエコー抑圧特性を実現することができないという問題がある。
【００１４】
なお、特開２００１−７７３９号公報に開示の技術では、上述した２線４線変換回路におけるエコー成分を所要周波数帯域で抑圧するバランスネットワークの構成が提案されている。しかしながら、かかるバランスネットワークにおいては、ＩＣ化を容易にするという別の目的をも掲げており、そのためにはインダクタンス素子（チョークコイル）を使用せずに、単に抵抗素子と容量素子とのみで、バランスネットワークを構成するものであり、よって、十分な広い周波数帯域でのエコー抑圧効果が得られないという欠点がある。
【００１５】
本発明の目的は、エコー成分を広帯域で抑圧することが可能な２線４線変換回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、送信信号を一対の送信用差動ラインへ出力する一対のドライバアンプと、一次側に前記一対の送信用差動ラインが接続され二次側に２線路の伝送路が接続されたトランスと、前記トランスの一次側に接続された一対の受信用差動ラインの一対の受信信号を受信する一対のレシーバアンプとを含む２線４線変換回路であって、前記ドライバアンプからの送信信号が前記レシーバアンプへ回り込むエコー成分を抑圧するバランスネットワーク回路を含み、前記バランスネットワーク回路は、４端子網のハイパスフィルタと、４端子網のインピーダンス回路とを有し、前記インピーダンス回路は、互いに直列接続された第１〜第３の抵抗素子と、前記第１の抵抗素子に並列接続されたインダクタンス素子と、前記第３の抵抗素子に並列に接続された容量素子とからなるインピーダンス網からなり、前記ハイパスフィルタの２端子入力は前記一対のドライバアンプの出力である前記一対の送信用差動ラインに接続され、前記インピーダンス網の２端子入力は前記ハイパスフィルタの２端子出力に接続され、前記インピーダンス網の２端子出力は前記一対のレシーバアンプの入力である一対の受信用差動ラインに接続されていることを特徴とする２線４線変換回路が得られる。
【００１８】
本発明の作用を述べる。２線４線変換回路におけるエコー信号の抑圧を目的として、低域側のエコーを抑圧するための一次ハイパスフィルタと、中高域のエコーを抑圧するための抵抗素子および容量素子並びにインダクタンス素子からなるインピーダンス回路とを縦続接続したバランスネットワークを設け、電流加算回路を構成するレシーバアンプの加算点で、エコー信号を広帯域で抑圧するようにしている。
【００１９】
詳述すると、ドライバアンプが出力する送信信号はライントランスを介して伝送路に出力されるが、同時に抵抗を経由してレシーバアンプに回り込んでエコー信号を発生する。この場合のエコー経路の周波数特性は、低域側はほぼ６ｄＢ／ｏｃｔで減衰し、一次ハイパスフィルタの逆特性のような特性を有しており、また中高域では緩やかに隆起する特性を有している。このエコー経路の周波数特性を模擬するため、バランスネットワークは一次ハイパスフィルタと中高域で緩やかな隆起特性を有するインピーダンスを縦続接続することで構成される。こうすることで、低域側では一次ハイパスフィルタの逆特性と同等の特性が得られるため、バランスネットワークの出力は低域から高域までの広い帯域でエコー信号の周波数特性の近似が可能となり、良好なエコー抑圧特性が広帯域で実現できるのである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照しつつ本発明の実施例につき説明する。図１は本発明の実施例の回路図であり、図５と同等部分は同一符号にて示している。図１を参照すると、本発明による２線４線変換回路は、基本的には、ドライバアンプ１，１´と、ライントランス２と、電流加算回路を構成するレシーバアンプ３，３´と、エコー経路の周波数特性を模擬するバランスネットワーク４とにより構成されている。
【００２１】
この２線４線変換回路は平衡型の回路であるため、各部品定数は正極側と負極側で同一の値をとり、
Ｒ０  ＝Ｒ０  ´，Ｒ１  ＝Ｒ１  ´，Ｒｆ  ＝Ｒｆ  ´，Ｚ１０＝Ｚ１０´
であるものとする。
【００２２】
送信信号が受信側に回り込むエコー信号は電流Ｉ１  で表わされ、その周波数特性は抵抗Ｒ０  とＲ１  及びライントランス２の２次側から伝送路を見込んだインピーダンスＺｉｎによって決定される。バランスネットワーク４はＲ０  とＲ１  、Ｚｉｎで構成されるエコー信号経路と同等の周波数特性を有しており、Ｉ１  と同等の特性を有するエコーレプリカ電流Ｉ２  を生成する。レシーバアンプ３，３´の電流加算点であるノードＢ＋  とＢ−  では、Ｉ１  とＩ２  の極性を反転しているため、Ｉ２  −Ｉ１  によりエコー信号を抑圧する。
【００２３】
図１のバランスネットワーク４は図２に示すように構成されている。容量素子Ｃ２０とＣ２０´及びＲ２０は一次ハイパスフィルタ５を構成し、エコー経路の低域側の周波数特性を模擬する。また、インピーダンス回路網２１は抵抗素子、容量素子、インダクタンス素子によりインピーダンスＺ１０，Ｚ１０´を構成しており、エコー経路の中高域側の周波数特性を模擬する。ハイパスフィルタ５とインピーダンスＺ１０，Ｚ１０´とを縦続接続することにより、低域から高域までの広い帯域でエコー経路の周波数特性の近似が可能となる。
【００２４】
以下、本実施例の動作について説明する。最初に、エコー信号を抑圧するためのバランスネットワークの所要特性について説明する。ライントランス２の２次側から伝送路を見込んだインピーダンスＺｉｎを用いると、エコー経路に関する図１の等価回路は図３のように表わすことができる。図３の３１はエコー信号の経路に相当する回路網であり、その出力電流Ｉ１  がエコー信号に相当し、バランスネットワーク４の出力電流Ｉ２  がエコーレプリカ信号に相当する。レシーバアンプ３，３´の出力であるエコー電圧がゼロになるための理想的な条件は、
ＩＢ  ＝Ｉ２  −Ｉ１  ＝０
すなわち、Ｉ１  ＝Ｉ２  となることである。
【００２５】
図３において、回路網３１と４を４端子回路網と見なして、それぞれの４端子定数をＡ３１，Ｂ３１，Ｃ３１，Ｄ３１、Ａ４  ，Ｂ４  ，Ｃ４  ，Ｄ４  とすると、回路網３１と４は４端子回路網の並列接続であるため、ドライバ出力電圧ＶＡ  とＩ１  ，Ｉ２  との間には、
ＶＡ  ＝Ａ３１・ＶＢ  ＋Ｂ３１・Ｉ１  ＝Ａ４  ・ＶＢ  ＋Ｂ４  ・Ｉ２
なる基本方程式が成り立つ。
【００２６】
ここで、ノードＢ＋  とＢ−  はレシーバアンプのイマジナリ・ショートの性質により、それぞれの電位はグランド・レベルになることからＶＢ  ＝０であるため、
ＶＡ  ＝Ｂ３１・Ｉ１  ＝Ｂ４  ・Ｉ２
となる。従って、Ｂ３１＝Ｂ４  が成り立てば、エコー電圧がゼロになる理想的な条件であるＩ１  ＝Ｉ２  を満たすため、バランスネットワークは４端子定数のうちＢ項の特性をエコー経路と一致するように設計する必要がある。
【００２７】
図４に、シミュレーションで求めたエコー経路３１のＢ項の絶対値特性を示す。エコー経路のＢ項の絶対値特性は、低域側はほぼ６ｄｂ／ｏｃｔで減衰し、中高域側は緩やかに隆起する特性を有している。特に、低域側の特性は、一次ハイパス・フィルタの伝達関数の逆特性と同等の特性とみなすことができる。
【００２８】
次に、一次ハイパスフィルタ５とＺ１０を縦続接続することにより、図４に示したエコー経路のＢ項の特性を近似するための動作について説明する。図２において、ハイパスフィルタ５の伝達関数Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝（ｓＣ２０・Ｒ２０／２）／（１＋ｓＣ２０・Ｒ２０／２）
で表わせる。
【００２９】
また、ハイパスフィルタ５とＺ１０で構成されるインピターンス回路網２１を４端子回路網とみなし、それぞれの４端子定数をＡ５  ，Ｂ５  ，Ｃ５  ，Ｄ５  、Ａ２１，Ｂ２１，Ｃ２１，Ｄ２１とすると、
【数１】
0003607639.tif 000002
である。
【００３０】
よって、ハイパスフイルタ５とインピーダンス回路網２１とを縦属接続したバランスネットワーク４の４端子定数Ａ４  ，Ｂ４  ，Ｃ４  ，Ｄ４  は、
【数２】
0003607639.tif 000003
により求められる。
【００３１】
従って、バランスネットワークのＢ項であるＢ４  は、
Ｂ４  ＝２Ｚ１０／Ｈ（ｓ）＋１／（ｓＣ２０・Ｒ２０／２）
で表わされる。
【００３２】
ハイパスフィルタの伝達関数の逆特性は、低域側は６ｄＢ／ｏｃｔで減衰し、高域側は平坦な特性となる。Ｂ４  はハイパスフィルタの逆特性を含んでいるため、低域側は６ｄｂ／ｏｃｔの減衰特性を有し、高域側はＺ１０で決定される特性を有する。従って、図２に示すように、Ｚ１０を抵抗素子、容量素子、インダクタンス素子により構成し、中低域で緩やかに隆起するインピーダンス特性を実現してエコー経路の特性を模擬することにより、バランスネットワークのＢ項は低域から高域までの広い帯域でエコー経路のＢ項と近似させることができる。
【００３３】
なお、Ｂ４  に表われる１／（ｓＣ２０・Ｒ２０／２）はバランスネットワークがエコー経路のＢ項を近似する際の誤差となるが、影響は小さく無視することができる。
【００３４】
【発明の効果】
本発明による第１の効果は、一次ハイパスフィルタと中高域で緩やかな隆起特性を有するインピーダンスとを縦続接続して、バランスネットワークを構成することにより、広帯域でエコー経路の周波数特性を模擬することが可能となり、良好なエコー抑圧特性を実現できるということである。
【００３５】
また、本発明による第２の効果は、２線４線変換回路のエコー抑圧特性を広帯域で実現することにより、ｘＤＳＬ技術と呼ばれる電話ケーブルを用いた高速ディジタル伝送技術において、伝送特性の性能向上が図れる。特に、下り信号と上り信号を異なる周波数帯域に割り当てる周波数分割２重化方式（ＦＤＤ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ  ）では、エコーの抑圧特性が伝送特性の性能を左右する。
【００３６】
更に本発明による第３の効果は、アナログ部におけるエコー抑圧特性の性能を向上させることにより、エコーキャンセラ等で実現するディジタル部におけるエコー抑圧の所要特性が緩和される。ディジタル部におけるエコーの抑圧はディジタル信号処理によって実現されるが、所要特性の緩和により処理量が低減され、結果としてディジタル部の回路規模の削減が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】図１の一部具体例を示す回路図である。
【図３】図１の回路の一部等価回路図である。
【図４】図１のエコー経路のＢ項の周波数特性を示す図である。
【図５】従来例を示す図である。
【図６】図５の従来例の一部等価回路図である。
【符号の説明】
１，１´  ドライバアンプ
２  ライントランス
３，３´  レシーバアンプ
４  バランスネットワーク
５  一次ハイパスフィルタ
２１  インピーダンス回路網
【図１】
0003607639.tif 000004
【図２】
0003607639.tif 000005
【図３】
0003607639.tif 000006
【図４】
0003607639.tif 000007
【図５】
0003607639.tif 000008
【図６】
0003607639.tif 000009