(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信の受信機で利用される干渉キャンセラであって、
上記受信機の受信部において受信信号を入力し、当該受信信号と拡散符号系列との間で相関をとる少なくとも１つの整合フィルタ部と、
上記少なくとも１つの整合フィルタ部に対応し、対応する整合フィルタ部の相関出力を入力して、当該相関出力より相関ピークを検出し、当該相関ピークに対応した再拡散を実行し、得られた再拡散信号をキャンセル用出力として送出する少なくとも１つのピーク検出再拡散部と、
自局が属するセル内において他局が利用する可能性がある複数の拡散符号系列を多重加算して新たな拡散符号系列を形成し、当該新たな拡散符号系列を上記少なくとも１つの整合フィルタ部にタップ係数系列として送出する拡散符号発生器と、
上記受信部からの受信信号を入力し、当該受信信号における拡散符号系列の位相を、上記キャンセル用出力における拡散符号系列の位相に合わせるために、上記受信信号に一定時間の遅延を与えてこれを遅延受信信号として送出する遅延素子と、
上記遅延素子よりの遅延受信信号と上記キャンセル用出力とを入力し、遅延受信信号よりキャンセル用出力を減じて自局受信信号を得て、この自局受信信号を出力する減算部とを備えることを特徴とする干渉キャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本願発明は、直接スペクトル拡散方式を用いたＣＤＭＡ通信の受信機で利用される干渉キャンセラに係り、特に回路の小規模化に好適なものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直接スペクトル拡散方式を利用したＣＤＭＡ通信の基地局で、従来、用いられている多ブランチ干渉キャンセラの構成をその他の隣接回路部との関係で示したのが図８である（同図において、点線で囲まれた部分が多ブランチ干渉キャンセラであり、整合フィルタ部５Ａと再拡散部６Ａ、そして整合フィルタ部５Ｂと再拡散部６Ｂといった具合に、１つの整合フィルタ部と１つの再拡散部との対がそれぞれ１つのブランチを形成している）。同図で、受信部１は、入力信号をＲＦ帯からベースバンドにダウンコンバートして受信信号ＲＳを得て、これを多ブランチ干渉キャンセラＭＢに送出する回路部である。
【０００３】
上記受信信号ＲＳは、エコーや伝送路での変動、周波数オフセットがなく、１次変調がＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）であるとすると、数１で示される。
【数１】
0003676001.tif 000002
数１でｉX （ｔ）はユーザーｕX の送信情報（＋１又は−１）を示し、ＰＮＸ（ｔ）は、ユーザーｕX が利用する拡散符号系列を示し、ｎはユーザー数、つまり拡散符号系列数を示す。従って数１はｎ人のユーザーが同時に通信を行なっている場合の受信信号ＲＳとなっている。
【０００４】
上記のような受信信号ＲＳは、多ブランチ干渉キャンセラＭＢの遅延素子２および整合フィルタ（同図ではＭＦ部と略記しているが、以下の図面でもＭＦ部と略記する）５Ａ、５Ｂ、……、５Ｍに与えられる。そして、整合フィルタ部５Ａ、５Ｂ、……、５Ｍは、いずれも複素入力に対応できる（すなわち実数整合フィルタを２個備えている）相関取得手段であり、それぞれタップ係数系列として上記拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、……、ＰＮｎが固定的に設定されている（例えば整合フィルタ部５Ａには拡散符号系列ＰＮ２、整合フィルタ部５Ｍには拡散符号系列ＰＮｎがタップ係数系列として設定されている）。
【０００５】
従って、例えば整合フィルタ部５Ａの出力ＸＡは、数２で示されるものとなる。
【数２】
0003676001.tif 000003
この数２において、ＲＸＹは拡散符号系列ＰＮＸと拡散符号系列ＰＮＹとの相関関数である。このため数２の第２項中のＲ２２（ｔ）は自己相関関数となり、その他の項におけるもの（例えばＲ２１（ｔ）やＲ２３（ｔ）など）は相互相関関数となる。自己相関ピーク値に比較して相関値は極めて小さいので、上記出力ＸＡのピーク値を検出すれば、これよりユーザーｕ2 からの送信情報を得られる（同時に周波数オフセットや伝送路による位相変動をも得ることができる）。
【０００６】
整合フィルタ部５Ｂ、……、５Ｍにおいても、上記整合フィルタ部５Ａにおけると同様の動作がなされ、それぞれ出力ＸＢ、……、ＸＭを出力するがこれらのピーク値を検出することにより、ユーザーｕ3 、……、ｕ(n-1) からの送信情報を得られる。再拡散部６Ａ、６Ｂ、……、６Ｍは、それぞれ上記出力ＸＡ、ＸＢ、……、ＸＭを得て、上記ピーク値の検出を実行し、得られたユーザーからの送信情報をそのユーザーに係る拡散符号系列で再拡散し再拡散信号を出力する回路であり、例えば再拡散部６Ａから出力される再拡散信号ＺＡは数３で示されるようなものになる。
【数３】
0003676001.tif 000004
従って上記再拡散部６Ａ、６Ｂ、……、６Ｍからの再拡散信号ＺＡ、ＺＢ、……、ＺＭを加算する加算部７の出力ＴＺは数４で示されるようなものになる。
【数４】
0003676001.tif 000005
一方、受信部１から遅延素子２に与えられた受信信号ＲＳは、上記加算部７からの出力ＴＺと位相を合わせるため（すなわち、拡散符号系列間の位相を合わせるため）、遅延素子２で一定の遅延を与えられ減算部３に送出される。そして減算部３ではこの遅延素子２からの送られてきた受信信号ＲＳより加算部７から送られてきた出力ＴＺを減ずるが、受信信号ＲＳが数１で表わされ、出力ＴＺが数４で表わされるので、減算部３の出力は受信信号ＲＳすなわち数１の第１項だけとなり、他局（ユーザーｕ2 、ｕ3 、……、ｕn 等の他ユーザー）よりの干渉がキャンセルされたことになる。なお、この減算部３の出力は整合フィルタ部４で逆拡散され判定系へ送られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
基地局から移動局への下り回線では、各ユーザーへの各拡散符号系列の相互関数が最少となる拡散符号位相配置で送信する。従って、同一セル内の他ユーザーよりの干渉はほとんどないと考えられていた。しかしマルチパス環境下やフェージィング環境下では、各拡散符号系列間の直交性が保たれず干渉量が変化する。このような場合の対策として干渉キャンセラの利用が考えられるが、従来の干渉キャンセラは、上述のように基地局で利用することを前提とするもので、他ユーザー数分のブランチ（整合フィルタと再拡散部からなるブランチ）を備える回路規模の大きいもので、移動局での利用には適していない。
本願発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、移動局でも利用できるような回路規模の小さい干渉キャンセラの提供を目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明では、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信の受信機で利用される干渉キャンセラを以下のように構成した。
すなわち、上記受信機の受信部において受信信号を入力し、当該受信信号と拡散符号系列との間で相関をとる少なくとも１つの整合フィルタ部と、
上記少なくとも１つの整合フィルタ部に対応し、対応する整合フィルタ部の相関出力を入力して、当該相関出力より相関ピークを検出し、当該相関ピークに対応した再拡散を実行し、得られた再拡散信号をキャンセル用出力として送出する少なくとも１つのピーク検出再拡散部と、
自局が属するセル内において他局が利用する可能性がある複数の拡散符号系列を多重加算して新たな拡散符号系列を形成し、当該新たな拡散符号系列を上記少なくとも１つの整合フィルタ部にタップ係数系列として送出する拡散符号発生器と、
上記受信部からの受信信号を入力し、当該受信信号における拡散符号系列の位相を、上記キャンセル用出力における拡散符号系列の位相に合わせるために、上記受信信号に一定時間の遅延を与えてこれを遅延受信信号として送出する遅延素子と、
上記遅延素子よりの遅延受信信号と上記キャンセル用出力とを入力し、遅延受信信号よりキャンセル用出力を減じて自局受信信号を得て、この自局受信信号を出力する減算部とを備える構成とした。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面に示した本願発明の実施の形態に基づいて、本願発明を具体的に説明していく。先ず、第１の実施の形態（請求項１の発明の実施の形態）を説明する。図１は、当該実施の形態の構成を、前記図８（従来例を示す図）と同様に、受信部１および整合フィルタ部４との関係で示したものである（すなわち同図において点線で囲こまれている部分が干渉キャンセラＫＣとなっている）。なお、同図における受信部１、遅延素子２、減算部３および整合フィルタ部４はそれぞれ上記図８における受信部１、遅延素子２、減算部３および整合フィルタ部４と同一構成および同一機能を有するものであり、これらの説明は省略する。
【００１２】
干渉キャンセラＫＣは、整合フィルタ部５０Ａとピーク検出再拡散部６０Ａとからなるブランチと、整合フィルタ部５０Ｂとピーク検出再拡散部６０Ｂとからなるブランチとの２つのブランチを備えている（すなわち請求項１の記載における自然数ｎが２の場合に相当している）。整合フィルタ部５０Ａは、タップ係数系列として、後述の拡散符号発生器１０より送られてくる新拡散符号系列ＰＮＡを与えられ、これと受信部１からの受信信号ＲＳとの間の相関をとり、その結果である相関出力ＰＡを送出する回路である。整合フィルタ部５０Ｂは、上記整合フィルタ部５０Ａと概ね同様の構成機能を有するものであるが、タップ係数系列としては、拡散符号発生器１０より送られてくる新拡散符号系列ＰＮＢ（これは、後述のように上記新拡散符号系列ＰＮＡとは違う符号系列となっている）を用い、相関出力ＰＢを送出する回路である。
【００１３】
ピーク検出再拡散部６０Ａは、上記相関出力ＰＡを取込み、この相関出力ＰＡより、順次、相関ピークを検出し、拡散符号発生器１０からの形成条件情報ＳＡに基づき、検出した相関ピークがどの他ユーザーに係るものか（すなわちどの他ユーザー拡散符号系列に係るものか）を判断し、判断結果たる他ユーザー拡散符号系列でその相関ピークに係る送信情報（＋１又は−１）を再拡散して再拡散信号ＱＡを得て、この再拡散信号ＱＡを送出する回路部である。ピーク検出再拡散部６０Ｂは、上記ピーク検出再拡散部６０Ａと概ね同様の構成機能を有するものであるが、上記相関出力ＰＢを取込み、拡散符号発生器１０からの形成条件情報ＳＢに基づき上記同様の処理を実行し再拡散信号ＱＢを送出する回路部である。
なお、ピーク検出再拡散部６０Ａおよび６０Ｂは、上記再拡散に利用するために、それぞれ後述の拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、……、ＰＮｆおよび拡散符号系列ＰＮ（ｆ＋１）、ＰＮ（ｆ＋２）、……、ＰＮｎを記憶している。
【００１４】
拡散符号発生器１０は、自局が属するセル内で他局（すなわち他ユーザー）が利用する可能性がある全ての拡散符号系列（すなわち全ての他ユーザー拡散符号系列）を記憶し、これらと、他回路部（図示せず）から与えられる伝送路のインパルス応答に基づき、後述のようにして、２種の新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢを形成し、新拡散符号系列ＰＮＡを整合フィルタ部５０Ａに与え、新拡散符号系列ＰＮＢを整合フィルタ部５０Ｂに与えると共に、新拡散符号系列ＰＮＡに係る形成条件情報ＳＡをピーク検出再拡散部６０Ａに与え、新拡散符号系列ＰＮＢに係る形成条件情報ＳＢをピーク検出再拡散部６０Ｂに与える回路部である。位相合わせ加算部１１は、上記再拡散信号ＱＡおよびＱＢを入力し、上記の各他ユーザー拡散符号系列の位相を合わせて（すなわち他ユーザーの送信情報信号の位相を合わせて）加算し、その加算結果であるキャンセル出力Ｃを減算部３に送出する回路である。
【００１５】
次に以上のように構成された本実施の形態の動作について説明する。いま、自局が属するセル内では、拡散符号系列として、ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３、……、ＰＮｎのｎ個が利用され、自局にはＰＮ１が与えられているものとする（すなわちＰＮ２、ＰＮ３、……、ＰＮｎが他ユーザー拡散符号系列となる）。この場合、上記拡散符号発生器１０は他ユーザー拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、ＰＮ４、……ＰＮｎを記憶していることになるが、この拡散符号発生器１０は前記伝送路のインパルス応答を受けて、それぞれ数５および数６で示される新拡散符号系列ＰＮＡおよび新拡散符号系列ＰＮＢを形成する。
【数５】
0003676001.tif 000006
【数６】
0003676001.tif 000007
なお、数５および数６においてｍは前述のように伝送路のインパルス応答により定まるエコーの最大遅延量よりも大きい自然数であり、またＴｃはチップ時間（すなわち、拡散符号１ビットに与えられた時間）である。結果としてｍＴｃは、エコーが存在し得る時間よりも大きい遅延時間を示す。また上記両式におけるｆは、拡散符号発生器１０が記憶している他ユーザー拡散符号系列の個数（ｎ−１）の約１／２に近い自然数である（すなわち上記他ユーザー拡散符号系列の個数が１７個であるときは、９前後の自然数となる）。
【００１６】
すなわち、キャンセルすべき他ユーザーからの送信信号で使用されている拡散符号系列（すなわち他ユーザー拡散符号系列ＰＮ２〜ＰＮｎ）をほぼ等しく前半部と後半部に２分割して、前半部と後半部のそれぞれにおいて当該拡散符号系列を上記ｍＴｃずつ位相をずらして多重加算して２個の新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢを形成するのである。新拡散符号系列ＰＮＡの形成過程を図２を参照して、一層詳細に説明すると次のようになる（新拡散符号系列ＰＮＢの形成過程も概ね同様となる）。
【００１７】
拡散符号発生器１０は、記憶している拡散符号系列ＰＮ２〜ＰＮｆ５を、図２に示すように（なお、同図において［１］はその拡散符号系列の第１ビット目の値を示し、［ｋ］は第ｋビット目の値を示す。また［  ］内におけるｍＴｃはｍＴｃの時間に対応するビト数を表わす）、順次、ｍＴｃずつずらし多重加算する。このとき各拡散符号系列の符号長は等しいので、ある拡散符号系列の位相をｍＴｃの何倍かだけずらすと、その拡散符号系列の後方部は、ずらした位相分だけが拡散符号系列ＰＮ２の最終ビットより後にはみ出すことになるが（図中、傾線で示される部分）、はみ出した部分のビットは、順序を変えずに、そのまま先頭部にまわして配置する（図中点線で示される部分）。上記配置処理の後、各拡散符号系列の先頭に配置されている各ビットは多重加算（単純加算であり、従って加算結果が、例えば＋２や−３となる場合もある）され、新拡散符号系列ＰＮＡの第１ビット目の値となり、各拡散符号系列の先頭から２番目に配置されている各ビットは多重加算され、新拡散符号系列ＰＮＡの第２ビット目の値となるといった具合に、以下同様の処理がなされ新拡散符号系列ＰＮＡの各ビットが形成される。その結果、新拡散符号系列ＰＮＡの各ビットは数７の各式で表わされる。
【数７】
0003676001.tif 000008
なお、同式において［１］、［２］、……、［ｋ］はそれぞれ拡散符号系列の第１、２、……Ｋ番目のビットを表わし、［ｋ−ｍＴｃ＋１］等におけるｍＴｃはｍＴｃの時間に対応するビット数を表わす。
【００１８】
拡散符号発生器１０は、上記のようにして形成した新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢをそれぞれ整合フィルタ部５０Ａおよび５０Ｂにそれぞれのタップ係数系列として与えると同時にピーク検出再拡散部６０Ａおよび６０Ｂにそれぞれ形成条件情報ＳＡおよびＳＢを送出する。形成条件情報ＳＡは、新拡散符号系列ＰＮＡを形成するに当って、拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、ＰＮ４、……、ＰＮｆをこの順序で、順次、一定位相ｍＴｃずつ遅らせて多重加算した旨を示す情報であり、形成条件情報ＳＢは新拡散符号系列ＰＮＢを形成するに当っては、拡散符号系列ＰＮ（ｆ＋１）、ＰＮ（ｆ＋２）、……、ＰＮｎをこの順序で、順次、一定位相ｍＴｃだけ遅らせ多重加算した旨を示す情報である。
【００１９】
上記のような新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢがタップ係数系列としてそれぞれ与えられる整合フィルタ部５０Ａおよび５０Ｂに入力する受信信号ＲＳは、例えば、いま、伝送路上に当該ユーザーｕ1 （自局に係るユーザー）以外にユーザーｕ2 、ｕ3 、ｕ5 のみが存在しているとすると、数８で示されるようなものになる（なお、この数８は、前記数１におけるｉ4 （ｔ）、ｉ6 （ｔ）、ｉ7 （ｔ）、……、ｉn （ｔ）を０とすることにより得られる）。
【数８】
0003676001.tif 000009
この場合、整合フィルタ部５０Ａから出力される相関出力ＰＡは、図３に示すようなものとなる（なお、整合フィルタ部５０Ｂよりの相関出力ＰＢには、図３に示すようなピークは表われない。ただし、この場合、数５および６における自然数ｆを５以上の自然数であると仮定している）。すなわち、相関出力ＰＡにはユーザーｕ2 、ｕ3 、ｕ5 にそれぞれ対応するピーク（すなわち拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、ＰＮ５にそれぞれ対応するピーク）が、順次、表われることになる。上記新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢを得る際の上記多重加算が線形加算であるため、これら新拡散符号系列は元の拡散符号の性質を完全には失わず、このため元の拡散符号の入力に対し、これら新拡散符号系列で相関を取ると、元の拡散符号に対応した相関出力、つまり自己相関ピークや相互相関レベルが得られるのである。
【００２０】
上記のような相関出力ＰＡを入力するピーク検出再拡散部６０Ａは、先ず、上記各ピークを検出し、前記形成条件情報ＳＡに基づき、上記各ピークがそれぞれ先頭の方から前記送信情報ｉ2 （ｔ）、ｉ3 （ｔ）、ｉ5 （ｔ）に係るものであり、それらの位相情報はいずれも＋１となっていることを判断する。次いでピーク検出再拡散部６０Ａは、得られた上記各位相情報に対し、それに対応する拡散符号系列（前述のように再拡散に必要とする拡散符号系列を記憶しており、その中から選ぶ）を、順次、畳み込み積分（エコーがなければ単なる複素乗算）をして再拡散を実行する。その結果、上記のような場合（相関出力ＰＡが図３のようなものになる場合）、ピーク検出再拡散部６０Ａは、数９で示されるような再拡散信号ＱＡを位相合わせ加算部１１に送出する（数９において＊の印は複素乗算演算子である）。
【数９】
0003676001.tif 000010
位相合わせ加算部１１は、上記再拡散信号ＱＡを入力し、この再拡散信号ＱＡのままでは、前記数８で示される送信されてきた受信信号ＲＳと時間差（すなわちｍＴｃ、３ｍＴｃ等）があるので、数９で表わされる再拡散信号ＱＡ中の各項の拡散符号系列の位相を合わせて加算して数１０で表わされるキャンセル用出力Ｃを得て、これを出力する。
【数１０】
0003676001.tif 000011
減算部３は、前記従来例における減算部３と同様に、遅延素子２で前述のような一定の遅延を与えられて送られてくる受信信号ＲＳ（数８で表わされる）より、位相合わせ加算部１１から送られてくる上記キャンセル用出力Ｃ（数１０で表わされる）を減じて所望のｉ1 （ｔ）ＰＮ１（ｔ）を得て（位相回転が無いので複素乗算は実質的に実数乗算となる）、これを整合フィルタ部４に送出する。すなわち、減算部３において他ユーザーからの送信信号はすべてキャンセルされたことになる。
【００２１】
なお、上記説明は、相関出力ＰＢには図３に示すようなピークが表われない場合についてのものであったが、相関出力ＰＢにもピークが表われるときには、位相合わせ加算部１１は、再拡散信号ＱＡおよびＱＢに含まれる全ての他ユーザー拡散符号系列の位相を合わせてキャンセル用出力Ｃを得て、これを減算部３に送出することになる。
【００２２】
以上説明してきたように、この実施の形態では、ブランチ数が２であったが、ブランチ数は１、２、３、４、５、……と任意の個数とすることができ、従来例のように他ユーザー数に合せておくという必要性はなく、ブランチ数を他ユーザー数よりも大幅に小さいものにすることにより、干渉キャンセラ全体の回路規模を従来のものに比較し、大幅に小さいものとすることが可能となる。
【００２３】
次に第２の実施の形態（請求項２の発明に係る実施の形態）について説明する。この実施の形態の構成は、前述の第１の実施の形態の構成と概ね同様であるので前記図１を利用して説明する。この第２の実施の形態は、拡散符号発生器１０の構成および機能の点で前述の実施の形態と若干異なる。本実施の形態の拡散符号発生器１０は、制御チャネル（一般に直接スペクトル拡散方式のＣＤＭＡでは制御チャネルが設けられており、基地局から移動局へ制御信号が送られている）を介して基地局から送られてきたその時点に伝送路上に存在する他ユーザー（正確には他ユーザー拡散符号系列）についての情報をも他回路部（図示せず）より取込む。そして、新拡散符号系列ＰＮＡ、ＰＮＢの形成に際してはこの取込んだ情報に基づき、伝送路上に存在する他ユーザー拡散符号系列のみを、前記２分割および多重加算の対象とする（必然的に、形成条件情報ＳＡ、ＳＢも、このような新拡散符号系列の形成過程を示すものとなる）。
【００２４】
本実施の形態は、新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢの形成に際し、上記のように、その時点で必要とする（キャンセルする必要がある）他ユーザー拡散符号系列だけを多重加算の対象とするが、これにより、多重加算の対象が少なくなり、それだけ意図しない拡散符号（雑意を含む）との相関が発生する可能性が少なくなり、Ｓ／Ｎが向上する。このため他ユーザー拡散符号系列の位相の検出を誤り、他ユーザーに係る信号の干渉をキャンセルできずに残すといった可能性は、一層少なくなり、高いキャンセル特性が得られる。
【００２５】
次に第３の実施の形態（請求項３の発明に係る実施の形態）について説明する。本実施の形態の構成も図１で示される。ただし拡散符号発生器１０の構成および機能が少々前記のものと異なっており、他ユーザー拡散符号系列を多重加算する場合、全てのユーザー拡散符号系列を、順次、ｍＴｃずつ位相をずらして多重加算するのではなく、図６に示すように、他ユーザー拡散符号系列の一部を遅れ位相でｍＴｃずつずらしたら、残りのその他の他ユーザー拡散符号系列（上記遅れ位相でずらした他ユーザー拡散符号系列とほぼ同数個となっている）を進み位相でｍＴｃずつ位相をずらして、その上で多重加算を実行し新拡散符号系列を形成する。（必然的に形成条件情報ＳＡ、ＳＢも上記のような新拡散符号系列の形成に対応したものとなる）。
【００２６】
次に、本実施の形態において、拡散符号発生器１０が上記のような新拡散符号系列の形成方法を採ることによる利点について説明する。なお、以下の説明においては、拡散符号系列は７チップ（ビット）からなるとする。図４は、一般的な直接スペクトル拡散方式における整合フィルタの使い方を示すものである。同図に示すように、整合フィルタの相関タップ係数として送信側の拡散符号と同一のものを割当ておくため、左から右へ入力信号が流れてくると、拡散符号系列の各チップが一致したときに、加算が全て同相となるため、大きな相関レベルが得られる。つまり、入力信号のシンボル周期で自己相関関数の鋭いピークが得られることになる。
【００２７】
ところで、前記第１の実施の形態における整合フィルタ部５０Ａ等での相関タップ係数の与え方は図５に示すようなものであった（なお、同図では他ユーザー送信信号として拡散符号系列ＰＮ３で拡散されているものを考え、ｍＴｃが３ビットに対応しているとし、更に簡単化のためタップ係数としては、前記多重加算の対象としたその他の拡散符号系列等を除いている）。同図から分かるように、図４と異なり第１シンボル（同図の情報信号シンボル＃１）に係る自己相関ピークの出現位置がｍＴｃだけすなわち３ビット分だけ右シフトする。つまり、受信信号（上記他ユーザー送信信号）の第２シンボル（同図の情報信号シンボル＃２）の一部を使用しないと、拡散符号系列のパターンが一致しない。以上は第１シンボルと第２シンボルの送信情報が一致した場合であるが、一致せず逆相となっている場合は、数１１に示すように本来は７のレベルのピークが出るべきにもかかわらず、１のレベルのピークとなってしまう。
【数１１】
0003676001.tif 000012
上記のような著しい不都合が出現したのは、拡散符号系列の符号長を７ビットとしてシフト量すなわちｍＴｃを３ビットとし符号長に対するシフト量の割合を大きくしたことによるが、実際には、上記割合は小さく（拡散符号系列の符号長が長いため）、上記のような著しい不都合は出現しない。
【００２８】
しかし、第１の実施の形態における拡散符号発生器１０では複数の他ユーザー拡散符号系列が、順次、ｍＴｃずつずらされ多重加算されるので、他ユーザー拡散符号系列が多くなると、シフト量がｍＴｃ、２ｍＴｃ、３ｍＴｃ、……とずらされて多重加算されるので他ユーザー拡散符号系列が多くなると、シフト量がｍＴｃの数倍以上になり拡散符号系列の符号長に対するシフト量の割合が無視できないほど大きくなる拡散符号系列（後段で多重加算される拡散符号系列がそれに該当する）も存在するようになる。そのような拡散符号系列では、上記のような不都合が、ある程度、出現しだす可能性がある。
【００２９】
本実施の形態では、上記のような事情を考慮して、前記多重加算に際して、シフト量が大きくなる拡散をできる限り少なくするために、前述のように他ユーザー拡散符号系列を進み位相用のグループと遅れ位相用のグループに２分して、それぞれ各グループで進み又は遅れ位相でｍＴｃずつずらして多重加算するのである。これにより前述のように隣接シンボルの情報に自己相関ピークのレベルが左右されるといったケースがほぼ皆無となるが、これが本実施の形態の利点である。
【００３０】
次に第４の実施の形態について説明する。本実施の形態は、上り回線（移動局からの基地局への回線）において、各ユーザーすなわち移動局からの送信信号（すなわち拡散符号が、同期しているＳＣＤＭＡ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ＣＤＭＡ）通信、例えばＣＤＭＡ  Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ通信やＣＤＭＡ  Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ通信等の基地局の受信機で利用され、ある定められた１のユーザーからの送信信号だけを残し、その他のユーザーからの送信信号をキャンセルする干渉キャンセラである（従って、基地局全体では、本実施の形態に係る干渉キャンセラをユーザー数分だけ備えておく必要がある）。
【００３１】
本実施の形態の構成は概ね前記第１の実施の形態に係る図１で示される。ただし拡散符号発生器１０の構成機能および拡散符号発生器１０に与えられる情報が、第１の実施の形態の場合と異なっている。本実施の形態の拡散符号発生器１０には、自己のセル内でその時点に実際に送信を行なっている各他ユーザー（この干渉キャンセラで抽出する送信信号を送ってくる移動局以外の移動局）について、当該他ユーザーが使っている拡散符号系列に係る情報および当該他ユーザーとの間の伝送路のインパルス応答とを対とした他ユーザー情報が与えられる（これらは、この基地局の他ユーザー用の干渉キャンセラより得られる）。このような他ユーザー情報を与えられた拡散符号発生器１０は、この他ユーザー情報に基づき、その時点に、実際に使われている他ユーザー拡散符号系列だけを新拡散符号系列形成のための多重加算の対象とする。そして多重加算に際しては、例えば、その時点で使われている他ユーザー拡散符号系列が拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３およびＰＮ６だけだったとすると拡散符号系列ＰＮ２からｍ2 Ｔｃだけ位相を遅らして拡散符号系列ＰＮ３を配し、この拡散符号系列ＰＮ３よりｍ3 Ｔｃだけ位相を遅らして新拡散符号系列ＰＮ６を配すといった具合にそれぞれの位相をずらして多重加算する（ただし、ｍ2 、ｍ3 は、それぞれ上記他ユーザー情報として拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３と共に送られてきた伝送路のインパルス応答によって定まるエコーの最大遅延量よりも大きい自然数である）。
【００３２】
ところで、上記ＳＣＤＭＡでは、各移動局からの拡散符号送出が同期していても、各移動局の存在位置が異なるため基地局への到達時間は時変的に異なる。また伝送路も時変的に異なるため、各他ユーザーの拡散符号系列は、異なる遅延時間を持ち、かつ時変的に変動する伝送路のインパルス応答を持つ。
【００３３】
しかし、本実施の形態では、上記のように拡散符号発生器１０での新拡散符号系列の形成に際して、個々の伝送路のインパルス応答に応じた位相を次段拡散符号系列との間であけているので、整合フィルタ部５０Ａ等が、エコーによるピークを他ユーザーに係るピークと誤って判断してしまうことはない。
以上のように、本実施の形態は、整合フィルタ部５０Ａ等からなるブランチを他ユーザー分だけ設ける必要はなく、そのため従来の基地局用の干渉キャンセラよりも大幅に回路規模を小さくなる。
【００３４】
次に第５の実施の形態について説明する。なお、本実施の形態は第１の実施の形態を更に改善したものである。図７は、本実施の形態の構成を示すものである。この図７に示す構成は、前記図１の構成に、整合フィルタ部５０Ｃおよびピーク検出再拡散部６０Ｃからなるブランチと、整合フィルタ部５０Ｄおよびピーク検出再拡散部６０Ｄからなるブランチとを追加した構成となっている。そして、整合フィルタ部５０Ａおよびピーク検出再拡散部６０Ａからなるブランチと整合フィルタ部５０Ｂおよびピーク検出再拡散部６０Ｂからなるブランチとでは、自己のセル内の他ユーザーへの送信信号を処理し、新たに追加した上記の２つのブランチでは１つの隣接セルの基地局からそのセル内のユーザーへ送出された送信信号を処理する。従って拡散符号発生器１０（請求項５に記載する自己セル用拡散符号発生器と隣接セル用拡散符号発生器とを一体化したもの）は、自己のセルのみならず隣接セルで用いられている拡散符号系列をも記憶し、他回路部（図示せず）より、自己のセルの基地局との間の伝送路のインパルス応答だけでなく、上記１つの隣接セルの基地局との間の伝送路のインパルス応答をも与えられ、前記これら２種のインパルス応答により、自己のセル用と隣接セル用の２種の前記位相シフト量（ｍＴｃ）を求める。そして、自己のセル用の２つのブランチへ送出する新拡散符号系列の形成に際しては、自己のセル用の位相シフト量を用いて自己のセルで用いられている拡散符号系列を多重加算し、新たに追加した隣接セル用の２つのブランチへ送出する新拡散符号系列の形成に際しては、隣接セル用の位相シフト量を用いて隣接セルで用いられている拡散符号系列を多重加算する（必然的に形成条件情報ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ，ＳＤも上記のような新拡散符号系列の形成に対応したものとなる）。
【００３５】
ところで、移動局が、例えばセル境界付近に移動したときには、現在接続している基地局だけからでなく、隣接セルの基地局からも電波を受信する。このような場合、伝搬路の違いから、２つの基地局からの到達電波は、それぞれ異なる電力レベルおよびエコーの遅延時間を持つことになる。このような場合、拡散符号発生器１０において前記２種の位相シフト量のうち小さい方（一般に自己のセル用シフト量）だけを用いて新拡散符号系列を形成し、全ての整合フィルタ部でこれを用いた場合は他ユーザーに係るピークとエコーによるピークとの区別ができなくなる場合があり、逆に大きい方のシフト量だけを用いて新拡散符号系列を形成し、全ての整合フィルタ部でこれを用いた場合は、必要以上にシフト量が大きくなるケースもでてきて、隣接シンボルの情報にピークレベルが左右されるという問題が発生する（前記第３の実施の形態のところで説明した問題）。
【００３６】
しかし、本実施の形態のように拡散符号発生器１０が自己セル用と隣接セル用の２種の位相シフト量を求め、自己のセル用のブランチに与える新拡散符号系列の形成には自己のセル用の位相シフト量を用い、他方、隣接セル用のブランチに与える新拡散符号系列の形成には隣接セル用の位相シフト量を用いる構成では、上記のような問題は発生しない。
【００３７】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、回路規模が小さく、移動局でも利用できる干渉キャンセラの提供を可能とする。
請求項２の発明によれば、回路規模が小さく、かつキャンセル特性を一層高めた干渉キャンセラの提供を可能とする。
請求項３の発明によれば、隣接シンボルの情報に自己相関レベルが左右されない干渉キャンセラの提供を可能とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図２】新拡散符号系列の形成方法を説明するための図である。
【図３】図１中の整合フィルタ部の出力を示す図である。
【図４】第３の実施の形態を説明するための図である。
【図５】第３の実施の形態を説明するための図である。
【図６】第３の実施の形態における新拡散符号系列の形成方法を説明するための図である。
【図７】第５の実施の形態の構成を示す図である。
【図８】従来例を示す図である。
【符号の説明】
ＭＢ  多ブランチ干渉キャンセラ
１  受信部
２  遅延素子
３  減算部
５Ａ  整合フィルタ部
５Ｂ  整合フィルタ部
５Ｍ  整合フィルタ部
４  整合フィルタ部
６Ａ  再拡散部
６Ｂ  再拡散部
６Ｍ  再拡散部
７  加算部
ＲＳ  受信信号
ＰＮ２  拡散符号系列
ＰＮ３  拡散符号系列
ＰＮｎ  拡散符号系列
１０  拡散符号発生器
ＫＣ  干渉キャンセラ
５０Ａ  整合フィルタ部
５０Ｂ  整合フィルタ部
６０Ａ  ピーク検出再拡散部
６０Ｂ  ピーク検出再拡散部
１１  位相合わせ加算部
ＰＡ  相関出力
ＰＢ  相関出力
ＱＡ  再拡散信号
ＱＢ  再拡散信号
ＰＮＡ  新拡散符号系列
ＰＮＢ  新拡散符号系列
ＳＡ  形成条件情報
ＳＢ  形成条件情報
Ｃ  キャンセル用出力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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