(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号のスペクトルと、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数を評価関数として用い、当該評価関数の値が最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項２】
無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
相手先の送信機から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号の所定のべき乗のスペクトルと、上記受信信号の推定信号のスペクトルとの間の循環定常性に関する所定の誤差を評価関数として用い、当該評価関数の値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
上記のエスパアンテナを制御するための方法として、例えば、特願２０００−１９８５６０号の特許出願において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を最適化するために、ハミルトニアン法を用いて、指定した方位角のアンテナ利得を最大にするようなリアクタンス値を計算している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、受信信号の到来角度を予め与える必要があり、実用的ではなく、また、干渉波に対してヌルを向けることができないという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、エスパアンテナの制御において、受信信号の到来角度を予め与える必要がなく、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号のスペクトルと、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数を評価関数として用い、当該評価関数の値が最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００７】
また、第２の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
相手先の送信機から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号の所定のべき乗のスペクトルと、上記受信信号の推定信号のスペクトルとの間の循環定常性に関する所定の誤差を評価関数として用い、当該評価関数の値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【０００９】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１とを備えてなるエスパアンテナ装置である。
【００１０】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｎ）とに基づいて、後述する適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ２０は、上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）のスペクトルと、学習シーケンス信号ｄ（ｎ）のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数Ｊ（ｎ）を評価関数として用い、当該評価関数Ｊ（ｎ）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して、計算されたリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を有するリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００１１】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１２】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ０乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１３】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１４】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、学習シーケンス信号発生器２１により発生された学習シーケンス信号と、受信された受信信号ｙ（ｎ）とに基づいて、詳細後述するように、上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）のスペクトルと、学習シーケンス信号ｄ（ｎ）のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数Ｊ（ｎ）を評価関数として用い、当該評価関数Ｊ（ｎ）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して、計算されたリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を有するリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｎ）に対して所定の遅延量τだけ遅延した後、復調処理を行ってデータ信号である復調信号を出力する。
【００１５】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本発明に係る実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００１６】
エスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００のための適応制御型コントローラ２０からの出力信号であるリアクタンス値信号を、これらの６個のリアクタンスの関数として簡単に定式化する。本実施形態では、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分として持つ、
【数１】
ｘ≡［ｘ1，ｘ2，…，ｘ6］T
で表されるベクトルをリアクタンスベクトルと呼び、上記リアクタンスベクトルは可変であるので、アレーアンテナ装置１００の指向性パターンの形成に使用する。
【００１７】
本実施形態において、信号ベクトルｓ（ｔ）を、
【数２】
ｓ（ｔ）＝［ｓ0（ｔ），ｓ1（ｔ），…，ｓ6（ｔ）］T
で定義し、成分ｓm（ｔ）は、アレーアンテナ装置１００のｍ番目（ｍ＝０，１，…，６）のアンテナ素子Ａｍ（すなわち励振素子又は無給電リアクタンス素子）で受信されるＲＦ信号であり、上付き文字Ｔはベクトル又は行列の転置を表す。次に、アレーアンテナ装置１００の単一ポートのＲＦ出力信号である受信信号ｙ（ｔ）（以下の原理説明では、説明の便宜上、ＬＮＡ１の前段での高周波信号（ＲＦ信号）をいう。）は次式によって与えられる。
【数３】
ｙ（ｔ）＝ｉTｓ（ｔ）
ここで、
【数４】
ｉ＝［ｉ0，ｉ1，ｉ2，…，ｉ6］T
はｍ番目のアンテナ素子Ａｍ上に現れるＲＦ電流を成分ｉmとして持つベクトルである。
【００１８】
アレーアンテナ装置１００の電磁界解析によれば、ＲＦ電流ベクトルｉは次式のように定式化される。
【数５】
ｉ＝（Ｉ＋ｊＹＸ）-1ｙ0
【００１９】
ここで、Ｉは（６＋１）×（６＋１）の単位行列であり、対角行列
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｘ0，ｘ1，ｘ2，…，ｘ6］
は、リアクタンス行列と呼ばれる。適応制御型コントローラ２０及び復調器４の入力インピーダンスｘ0は一定であり、本実施形態では、一般性を失うことなくｘ0＝０と仮定している。さらに、数５では、ベクトルｙ0は、
【数７】
ｙ0＝［ｙ00，ｙ10，ｙ20，…，ｙ60］T
で定義し、また、
【数８】
Ｙ＝[ｙkl](6+1)×(6+1)
は（６＋１）×（６＋１）のアドミタンス行列であるものとする。ここで、成分ｙklはアンテナ素子ＡｋとＡｌとの間（０≦ｋ，ｌ≦６）の相互アドミタンスを表す。
【００２０】
（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００の場合、ベクトルｙ0及びアドミタンス行列Ｙは、相互アドミタンスの６個の成分のみで決定される。これについて以下に説明する。
【００２１】
公知の相反定理により、通常型のアレーアンテナ装置と同様に次式が成り立つ。
【数９】
ｙkl＝ｙlk
【００２２】
さらに、アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子Ａｍの巡回対称性は次式を含意している。
【００２３】
【数１０】
ｙ11＝ｙ22＝ｙ33＝ｙ44＝ｙ55＝ｙ66
【数１１】
ｙ01＝ｙ02＝ｙ03＝ｙ04＝ｙ05＝ｙ06
【数１２】
ｙ12＝ｙ23＝ｙ34＝ｙ45＝ｙ56＝ｙ61
【数１３】
ｙ13＝ｙ24＝ｙ35＝ｙ46＝ｙ51＝ｙ62
【数１４】
ｙ14＝ｙ25＝ｙ36
【００２４】
上記数９乃至数１４は、数８のアドミタンス行列が相互アドミタンスの６個の成分y00，y10，y11，y21，y31及びy41のみによって決定されることを意味している。６つの成分の値は、アンテナ素子Ａｍの半径、空間間隔及び長さ等のアンテナの物理的構造に依存し、よってこれは一定である。これまでの説明を要約して、数５におけるアドミタンス行列Ｙを次式のように表記する。
【００２５】
【数１５】
0003672856.tif 000002
【００２６】
同様に、数７は次のように書き換えることができる。
【数１６】
Ｙ＝[ｙ00，ｙ10，ｙ10，…，ｙ10]T
【００２７】
アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子で受信される数３における信号ベクトルｓ（ｔ）は測定不能であることは強調すべき点である。これは、アンテナ素子上で受信される信号ベクトルが観測される通常の適応型アレーアンテナとは異なる。アレーアンテナ装置１００の場合は、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）のみが測定可能であり、これだけが数１のリアクタンスベクトルｘを制御するフィードバックとして使用される。さらに残念ながら、数５が示すように、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）はリアクタンスベクトルｘの高次の非線形関数であって、逆行列の演算を含んでおり、これが適応性能の解析的表現の生成を困難にしている。また、数５における電流ベクトルｉは通常の適応型アレーの重み係数ベクトルに相当することも注意されるべきである。電流ベクトルｉの各成分は、通常の適応型アレーの重み係数ベクトルとは違って独立ではなく互いに結合していることは数５から明らかである。上述の議論は、通常の適応型アレーアンテナの制御アルゴリズムの大部分は、エスパアンテナの技術を適用されたアレーアンテナ装置１００に直接に適用することが不可能であることを含意している。従って、特に、エスパアンテナのための適応制御用アルゴリズムを提案することが望ましい。
【００２８】
次いで、本実施形態のアレーアンテナ装置１００を適応型にするために、受信される信号のモデルを提案する。まず、アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルを与えておく。図１に示されるような（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００について考察する。
【００２９】
ｍ番目のアンテナ素子Ａｍを、任意の軸に対して角度
【数１７】
φm＝２π（ｍ−１）／６，（ｍ＝１，２，…，６）
で配置する。例えば、ｍ＝２の場合、任意の軸を基準軸として角度θの到来角度（ＤＯＡ）から到来し、アレーアンテナ装置１００上で受信される波面が観測されるとき、ｍ番目の無給電リアクタンス素子Ａｍと０番目の励振素子Ａ０の対が受信する信号間にはｄ・cos(θ−φm)の空間的遅延が存在する。波長λによって、この空間的遅延は、（２π／λ）ｄ・cos(θ−φm)によって定義される電気的角度差に変換される。従って、角度θのＤＯＡにおけるアレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルは、半径がｄ＝λ/４である場合、次式で定義される。
【００３０】
【数１８】
0003672856.tif 000003
【００３１】
上述の単純な場合を、より一般的な場合に拡張することができる。ＤＯＡがθq（ｑ＝０，１，…，Ｑ）である到来受信信号ｕq(ｔ）を送信する信号源が合計Ｑ＋１個あると仮定する。ｓm(ｔ）（ｍ＝０，１，…，６）はアンテナのｍ番目のアンテナ素子Ａｍで受信される信号を表し、またｓ（ｔ）をｍ番目の成分にｓm(ｔ）を有する列ベクトルであるとする。信号ｓm(ｔ）は、Ｑ＋１個の信号源からの信号の重ね合わせである。
【００３２】
【数１９】
0003672856.tif 000004
【００３３】
ここで、ａm(θq）（ｍ＝０，１，２，…，６）は、θの代わりにθqを有する数１８の第ｍ成分である。このとき、アンテナ素子Ａｍに現れる列ベクトルｓ（ｔ）は、次式のように表すことができる。
【００３４】
【数２０】
0003672856.tif 000005
【００３５】
ここで、
【数２１】
ａ(θq）≡［ａ0(θq），ａ1(θq），ａ2(θq），…，ａ6(θq）］T
は、θの代わりにθqを有する数１８において定義されたステアリングベクトルである。数３から、アレーアンテナ装置１００の出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は次式のように表記することができる。
【００３６】
【数２２】
0003672856.tif 000006
【００３７】
電流ベクトルｉ、及び従って受信信号ｙ（ｔ）は、数１のリアクタンスベクトルｘの関数である。
【００３８】
次に、受信信号と、学習シーケンス信号との間の循環定常性に基づくアレーアンテナ装置１００の適応制御処理について説明する。この適応制御処理で使用している学習シーケンス信号ｄ（ｎ）は、相手先の送信機と受信機の双方に知られていると仮定する。学習シーケンス信号を含む受信信号ｙ（ｎ）のスペクトルと、学習シーケンス信号発生器２１により発生される学習シーケンス信号ｄ（ｎ）のスペクトルとの間の循環定常性に関する時間的なスペクトル相関係数である評価関数Ｊ（ｎ）は次式で表される。
【００３９】
【数２３】
0003672856.tif 000007
【００４０】
ここで、＊は複素共役を表し、ｎは時間軸上のパラメータであってシンボルのシリアル番号であり、ｎ＝１，２，…，Ｎである。また、τは受信信号の遅延量であって、τ＝±１，２，…，±Ｑ（Ｑは、最大遅延量に対応する離散的時間量である。）である。さらに、αは、受信信号として受信されると推定される信号のスペクトルにおけるスペクトル線の次数と周波数に従って決定される周期周波数のパラメータである。また、記号＜・＞ＮはＮ個のシンボルの学習シーケンス信号についての離散時間的アンサンブル平均を表わす。
【００４１】
なお、循環定常性の条件は、受信信号が非ゼロの周期的なモーメントを有することであり、通常のデータ信号で変調された信号であればよい。また、周期周波数のパラメータαは、干渉波信号のそれと同一でないことが好ましく、同一でないならば、干渉波信号に対して学習することなく、干渉波信号を自動的に除去できる。
【００４２】
本実施形態においては、上記評価関数Ｊ（ｎ）を用いた次式の漸化式を用いて、評価関数Ｊ（ｎ）が最大となるように、例えば、公知の最急勾配アルゴリズムを用いて、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のベクトルであるリアクタンスベクトルｘ（ｎ）の収束値を求め、これを、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１のリアクタンス値として設定する。
【００４３】
【数２４】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）−μ∇Ｊ（ｎ）
【００４４】
ここで、∇Ｊ（ｎ）は、評価関数Ｊ（ｎ）についてリアクタンスベクトルｘに対する勾配であり、この勾配は、公知の確率的勾配アルゴリズム（例えば、従来技術文献「Harold J. Kushner et al.,"Stochastic Approximation Methods for Constrained and Unconstrained Systems", Springer-Verlag New York Inc., pp.1-18, 1978」や一変量検索法などの導関数を用いないアルゴリズムを用いて計算することができる。
【００４５】
例えば、最急勾配法によって評価関数Ｊ（ｎ）を可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、任意に選択したリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）によって開始する。典型的には、初期の指向性パターンが全方向性であるとき、リアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）はゼロベクトルに等しく設定される。
（ｉｉ）次いで、この初期値又は現在の推定値を使用して、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における勾配ベクトル∇Ｊ（ｎ）を計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトルの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００４６】
なお、この適応制御処理は、図１の復調器４が無線通信を開始する前に、相手先の送信機からの学習シーケンス信号を含む無線信号を受信しているときに実行される。
【００４７】
以上説明したように、本発明に係る実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０は、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｎ）とに基づいて、上述の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。従って、本実施形態に係るアレーアンテナの制御方法は、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００４８】
以上の第１の実施形態においては、学習シーケンスを用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。
【００４９】
＜第２の実施形態＞
図３は本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１の第１の実施形態のアレーアンテナの制御装置と比較して、学習シーケンス信号発生器２１を設けず、適応制御型コントローラ２０ａに、次式の評価関数Ｊ（ｎ）を用いて当該評価関数Ｊ（ｎ）が最小となるように適応制御処理を実行させることを特徴としている。
【００５０】
【数２５】
0003672856.tif 000008
【００５１】
ここで、αは、第１の実施形態と同様に、受信信号として受信されると推定される信号のスペクトルにおけるスペクトル線の次数と周波数に従って決定される周期周波数のパラメータであり、ｐについても、受信信号として受信されると推定される信号のスペクトルにおけるスペクトル線の次数と周波数に従って決定されるパラメータである。
【００５２】
本実施形態では、受信信号ｙ（ｎ）の所定のべき乗ｐのスペクトルと、上記受信信号の推定信号のスペクトルとの間の循環定常性に関する二乗平均誤差を評価関数として用いる。なお、リアクタンスベクトルｘを用いる漸化式は第１の実施形態と同様の式を用いる。そして、受信信号がパラメータαのもとで非ゼロのｐ次の周期的なモーメントを含んでいれば、上記評価関数Ｊ（ｎ）を最小化すれば、受信信号から所望波の信号を抽出することができる。
【００５３】
以上説明したように、本発明に係る実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０ａは、上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）に基づいて、上述の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。従って、本実施形態に係るアレーアンテナの制御方法は、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００５４】
以上の第２の実施形態においては、評価関数として二乗平均誤差を用いているが、本発明はこれに限らず、正規化された二乗平均誤差、二乗誤差、誤差など他の誤差を用いてもよい。
【００５５】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、従来技術のエスパアンテナの制御方法において、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号のスペクトルと、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号のスペクトルとの間の循環定常性に関するスペクトル相関係数を評価関数として用い、当該評価関数の値が最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。もしくは、上記受信信号の推定信号のスペクトルとの間の循環定常性に関する所定の誤差を評価関数として用い、当該評価関数の値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。
【００５７】
従って、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。特に、ハミルトニアン法を用いた従来例では、干渉波にヌルを向けることができないが、本発明では、干渉波にヌルを向けることができるという特有の効果を有する。
【００５８】
当該アレーアンテナの制御装置は、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような電子機器へ装着が容易であり、また、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべての非励振素子が導波器又は反射器として有効に機能し、到来波および複数の干渉波に対する指向特性の制御もきわめて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】  本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−４…可変リアクタンス素子、
２０，２０ａ…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
0003672856.tif 000009
【図２】
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【図３】
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