(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷の間に接続されて交流を直流に変換する順変換部および該直流を所望の周波数・電圧の交流に変換する逆変換部と、前記順変換部の直流側に抵抗およびコンデンサの直列回路からなるスナバ回路またはサ−ジ電圧を吸収するための半導体サ−ジ吸収器のサ−ジ吸収手段を備えて成るインバ−タ装置の保護回路において、インバ−タ装置および負荷間の配線と対地間の浮遊静電容量よりも大きな静電容量をもつ過渡電圧抑制用コンデンサを前記サ−ジ吸収手段に並列に設けてなることを特徴とするインバ−タ装置の保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、交流電源を順変換部を介して直流変換してさらに任意の電圧／周波数に交流変換するインバ−タ装置に係わり、特にその出力に極めて長い電力ケ−ブルを接続されるなどして、出力と対地間の浮遊静電容量が大きくかつインバ−タ装置の電源インピ−ダンスが小さいときに発生する順変換部へのサ−ジ電圧から保護するサ−ジ吸収手段の過負荷状態を防ぐようにしたインバ−タ装置の保護回路に、関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は代表的な従来例を示したものであって、１１，１２，１３は交流電源、２１，２２，２３は電源インピ−ダンス、３は順変換部、４１はスナバコンデンサ、４２はスナバ抵抗、５１は平滑用リアクトル、５２は平滑用コンデンサ、６は逆変換部、７１，７２，７３は浮遊静電容量、８は負荷、９は大地である。
すなわち、この種のインバ−タ装置の保護回路は慣用されており、その動作は、例えば昭和６０年９月，電気書院発行「インバ−タ応用マニュアル」，Ｐ３９〜Ｐ４２に記載されている通りである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このようなインバ−タ装置の保護回路の適用において、逆変換部６と負荷８との間の配線距離が極めて長い場合等、浮遊静電容量７１，７２，７３の静電容量値が大きく、かつインバータ装置の電源インピーダンス２１，２２，２３が小さいときに、順変換部３をサ−ジ電圧から保護するスナバ回路が過負荷状態になり、最悪の場合、スナバ抵抗４２が焼損するに到る、可能性があることが見いだされた。
これを、図４を参照して説明する。
【０００４】
図４は図３を模式化したものであって、ＡＣ２１，ＡＣ２３，ＡＣ６  は交流線、
ＤＣｐ，ＤＣｎは直流線である。
なお、ここでの説明では、交流電源１１の電圧が最も高く、交流電源１３の電圧が最も低い状態である。
さて、交流電源１１，１２，１３の電圧の大きさをそれぞれ（  ４４０／√３）（Ｖ）とすれば、直流線ＤＣｐ，ＤＣｎは大地９に対してそれぞれ、約（＋  ３００Ｖ），
（−  ３００Ｖ）の直流電圧が印加される。したがって、平滑用コンデンサ５２の充電電圧は約（  ３００Ｖ）である。
ここで、逆変換部であるスイッチ６が直流線ＤＣｎ側へ接続されているとして、過渡現象がおさまって定常状態にあれば、交流線ＡＣ６  には（−  ３００Ｖ）が印加されるので、浮遊静電容量７は（−  ３００Ｖ）に充電される。
【０００５】
いま、ある時刻にスイッチ６が反転して直流線ＤＣｐ側へ接続されると、その瞬間は直流線ＤＣｐの電圧が（−  ３００Ｖ）となる。
ここでは、平滑用コンデンサ５２は、その静電容量が浮遊静電容量７のもつ静電容量に比べて極めて大きくその間の電圧は一定とみなしてよく、直流線ＤＣｎの電位は、約（−  ９００Ｖ）となる。
そして、交流線ＡＣ２３の電位はこれよりはるかに高く、直流線ＤＣｎから交流線ＡＣ２３への電流の流れ込みはない。
したがって、交流電源１１の電圧と直流線ＤＣｎの電位との差が、電源インピ−ダンス２１，スナバコンデンサ４１，スナバ抵抗４２に印加される。
このうちスナバコンデンサ４１には約（  ６００Ｖ）の電圧がすでに充電されているために、差引き、約（  ６００Ｖ）が電源インピ−ダンス２１とスナバ抵抗４２に印加されるものとなる。
当然、電源インピ−ダンスが小さければ、その殆どがスナバ抵抗４２に印加されるため、過負荷状態になってしまう。
【０００６】
しかして本発明の目的とするところは、具体的にはスナバ抵抗に印加される過渡電圧を引き下げるべくスナバ抵抗の過負荷状態を防止する格別な装置を、提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成したものである。すなわち、
交流電源と負荷の間に接続されて交流を直流に変換する順変換部および直流を所望の周波数・電圧の交流に変換する逆変換部と、順変換部の直流側に抵抗およびコンデンサの直列回路からなるスナバ回路またはサ−ジ電圧を吸収するための半導体サ−ジ吸収器のサ−ジ吸収手段を備えて成るインバ−タ装置の保護回路において、
インバ−タ装置および負荷間の配線と対地間の浮遊静電容量よりも大きな静電容量をもつ過渡電圧抑制用コンデンサをサ−ジ吸収手段に並列に設けてなるものである。
さらには、前記過渡電圧抑制用コンデンサを必要に応じて設けることができるように構成したものである。
【０００８】
かかる解決手段により、図４の浮遊静電容量７，電源インピ−ダンス２１よりも、スナバコンデンサ４１，スナバ抵抗４２の相対的なインピ−ダンスを下げ、過渡的なスパイク電圧を引き下げてスナバ抵抗４２の損失を抑制することができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
つぎに、実施例図面に基づき説明する。
図１は本発明の一実施例を図３に類して示し、１０は過渡電圧抑制用コンデンサである。
すなわち、スナバコンデンサ４１およびスナバ抵抗４２の直列回路と並列に、過渡電圧抑制用コンデンサ１０が、具備されて成る。
これを、図２を参照して説明する。
【００１０】
図２は本発明の動作を説明するため示した等価回路であって、  １０１，  １０３は直流電源、  １０２はリアクトル、  １０４はスイッチ、  １０５はコンデンサである。
ここに図２は、図４のスイッチ６が直流線ＤＣｎから直流線ＤＣｐに切り替わった直後の動作を表すためのものである。
図２においては、直流電源  １０１は交流電源１１，１２，１３を過渡現象が発生している極く短い時間に置き換えて説明するための直流電源である。なぜなら、過渡現象が生じている期間は数マイクロ秒〜数百マイクロ秒程度なため、この間は交流電源の電圧は一定であるとして差し支えない。
リアクトル  １０２は電源インピーダンス２１，２２，２３に相当する。
直流電源  １０３は平滑用コンデンサ５２に蓄えられた電荷に相当する。
スイッチ  １０４は逆変換部６に相当する。
コンデンサ  １０５は浮遊静電容量７１，７２，７３に相当する。
【００１１】
いま、コンデンサ  １０５の初期電圧が図示の方向に充電されているとして、スイッチ  １０４をオンしたときに、線路Ｗ１  から線路Ｗ３  間には直流電源  １０１，  １０３そしてコンデンサ  １０５の充電電圧の総和であるところの、約（１２００Ｖ）が印加される。
そしてこの電圧は、さらに、リアクトル  １０２と、スナバコンデンサ４１，スナバ抵抗４２および過渡電圧抑制用コンデンサ１０からなる回路網とで分担される。
ここで、過渡電圧抑制用コンデンサ１０の静電容量の大きさを、コンデンサ  １０５のそれよりも大きくすれば、視察で明かな如く、スナバコンデンサ４１，スナバ抵抗４２および過渡電圧抑制用コンデンサ１０からなる回路網の分担電圧は小さくなって、スナバ抵抗４２が過負荷になることもない。
【００１２】
なお、サ−ジ吸収手段をスナバコンデンサ４１およびスナバ抵抗４２の直列回路によるスナバ手段例で説明したが、これに限定されるものではなく、例えば図示しない半導体サ−ジ吸収器が並列に接続されている場合にも効用できる。
すなわち、半導体サ−ジ吸収器の動作開始電圧は、通常、交流電源の線間電圧の約２倍になるように選定される。
これまで説明してきた例では、約（  ９００Ｖ）〜（１０００Ｖ）に選ばれる。したがって、スナバ抵抗だけでなく、この半導体サージ吸収器もまた、過負荷になってしまうことを防げる。
また、本発明は三相入出力のインバ−タ装置にとらわれず、単相または四相以上の多相入出力の静止形電力変換器にも、適用可能なことは勿論である。
【００１３】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、順変換部のスナバ手段の過負荷を防止し得る簡便な構成の装置を提供でき、その実用的効果は極めて大である。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】図２は本発明の動作を説明するため示した等価回路である。
【図３】図３は代表的な従来例を示す回路図である。
【図４】図４は図３を模式化した系統図である。
【符号の説明】
１１        交流電源
２１        電源インピ−ダンス
３        順変換部
４１        スナバコンデンサ
４２        スナバ抵抗
５１        平滑用リアクトル
５２        平滑用コンデンサ
６        逆変換部
７１        浮遊静電容量
８          負荷
９        大地
１０        過渡電圧抑制用コンデンサ
１０１        直流電源
１０２          リアクトル
１０３        直流電源
１０４        スイッチ
１０５        コンデンサ
ＤＣｐ      直流線
ＤＣｎ      直流線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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