(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲートターンオフ能力を具備する電圧制御型素子が直列接続されている高電圧半導体スイッチと；
上記高電圧半導体スイッチと逆並列に接続されている逆電流帰還手段と；
各１次巻線が互いに直列接続され、各２次巻線電圧を整流して上記電圧制御型素子のゲート信号を供給する複数のパルストランスと；
上記高電圧半導体スイッチのスイッチングによって共振する共振回路と；
上記パルストランスの１次巻線を、上記電圧制御型素子をターンオントリガするために、上記直列共振の半周期よりも短時間のトリガ信号を発生する周期パルス発生器と；
上記電圧制御型素子がターンオンした後に、上記電圧制御型素子に流れる直列共振電流の順方向電流を検出してから、逆方向電流を検出するまで、オン信号である持続信号を供給する持続信号発生回路と；
上記周期パルスの発生器の出力信号と、上記持続信号発生回路の出力信号とを合成するＯＲ回路と；
を有し、上記ＯＲ回路が合成した高周波信号で、上記電圧制御型素子を駆動することによって、上記共振回路を共振させて高電圧パルスを発生することを特徴とする高電圧半導体スイッチ装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記電圧制御型素子は、ＩＧＢＴまたはＦＥＴであることを特徴とする高電圧半導体スイッチ装置。
【請求項３】
請求項１において、
上記持続信号発生回路は、逆電流が流れ始めてからも、所要時間の間、オン信号を供給し、順電流と逆電流との切り替わり時に発生するスパークによって高電圧半導体スイッチ装置がターンオフすることを回避する回路であることを特徴とする高電圧半導体スイッチ装置。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれか１項において、
上記電圧制御型素子のコレクタと、パルストランスの２次側の整流器出力端子との間に接続されている２端子トリガ素子を有し、
集塵室でスパークが発生したときの過電圧で、上記２端子トリガ素子が導通し、上記電圧制御型素子にトリガ信号を与え、以後は、上記持続信号発生回路が共振電流の逆方向電流を検出するまでの間、オン信号を供給することを特徴とする高電圧半導体スイッチ装置。
【請求項５】
請求項４において、
コンデンサと抵抗とを含み、上記電圧制御型素子に並列接続されているスナバ回路を有し、
上記スナバ回路を構成する上記コンデンサと、上記２次側パルス整流器の出力端子との間に、２端子トリガ素子が接続されていることを特徴とする高電圧半導体スイッチ装置。
【請求項６】
請求項１において、
上記持続信号発生回路は、逆電流の消滅後に、正方向に再び流れる浮遊容量、または上記スナバ回路を構成する上記コンデンサの充電電流を、順方向共振電流と誤認識しないように、上記持続信号の発生を阻止する回路であることを特徴とする高電圧半導体スイッチ装置。
【請求項７】
ゲートターンオフ能力を具備する電圧制御型素子が直列接続されている高電圧半導体スイッチと、上記高電圧半導体スイッチと逆並列に接続されている逆電流帰還手段と、各１次巻線が互いに直列接続され、各２次巻線電圧を整流して上記電圧制御型素子のゲート信号を供給する複数のパルストランスと、上記高電圧半導体スイッチのスイッチングによって共振する共振回路と、上記パルストランスの１次巻線を、上記電圧制御型素子をターンオントリガするために、上記直列共振の半周期よりも短時間のトリガ信号を発生する周期パルス発生器と、上記電圧制御型素子がターンオンした後に、上記電圧制御型素子に流れる直列共振電流の順方向電流を検出してから、逆方向電流を検出するまで、オン信号である持続信号を供給する持続信号発生回路と、上記周期パルスの発生器の出力信号と、上記持続信号発生回路の出力信号とを合成するＯＲ回路とを有し、上記ＯＲ回路が合成した高周波信号で、上記電圧制御型素子を駆動することによって、上記共振回路を共振させて高電圧パルスを発生する高電圧半導体スイッチ装置と；
直流電源と；
静電容量負荷と；
上記静電容量負荷と上記直流電源との間に直列接続された共振インダクタと結合コンデンサと；
を有し、上記高電圧半導体スイッチは、オンすると、上記直流電源に対して直列に接続され、しかも、上記静電容量負荷と上記共振インダクタと結合コンデンサとに対しても、直列に接続され、上記高電圧半導体スイッチ装置の上記共振回路は、上記共振インダクタと上記結合コンデンサと上記静電容量負荷の静電容量とによって構成されている回路であることを特徴とする高電圧発生装置。
【請求項８】
請求項７において、
上記高電圧発生装置は、パルス荷電式電気集塵機に使用されている装置であることを特徴とする高電圧発生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気集塵用パルス電源装置等に使用する高電圧半導体スイッチ装置に係り、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等、ゲートターンオフ能力を有する電圧制御型素子を使用する高電圧半導体スイッチ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電気集塵用パルス電源装置の一例が、特願平９−１７２８１号公報に開示され、このパルス荷電式電気集塵機は、集塵室の静電容量と共振インダクタンスとの直列共振を利用したものであり、高抵抗ダストの逆電離作用に対向して、集塵効率を上げることができ、しかも、共振エネルギが電源に帰還電流として回収されるので、効率が高い。
【０００３】
図４は、従来の電気集塵用パルス電源装置１００を示す回路図である。
【０００４】
ここでは、通常の集塵電圧（以下、「ベース電圧」という）Ｖｂを、−４０ｋＶとし、パルス電圧Ｖｐを、−５０ｋＶとして説明する。
【０００５】
従来の電気集塵用パルス電源装置１００において、第１の直流電源１は、＋３０ｋＶをパルス発生回路に与える。電流制限用のチョークコイル２が設けられ、高電圧半導体スイッチ装置３は、たとえば多数のサイリスタが直列接続された装置である。
【０００６】
逆電流帰還手段４は、高電圧半導体スイッチ装置３と逆並列に接続されているダイオードであり、たとえば、高電圧半導体スイッチ装置３を構成する直列接続されたサイリスタのそれぞれに、逆並列に接続されているダイオードである。
【０００７】
また、パルス波形を決定する共振回路の一要素である共振インダクタンス５と、静電容量Ｃｃを有する結合コンデンサ６とが設けられ、放電電極と集塵電極とを備える集塵室７は、放電電極と集塵電極との間に、静電容量Ｃｐを有している。静電容量Ｃｃは、集塵室７の静電容量Ｃｐよりも数倍大きく、たとえば３倍程度大きい。また、集塵室７の正極側である集塵電極は、接地されている。
【０００８】
ベース電圧Ｖを供給する第２の直流電源８は、−４０ｋＶのベース電圧Ｖｂを集塵室７に印加する。
【０００９】
これらによって、パルス発生回路が構成されている。
【００１０】
制御回路９は、定常運転状態において、商用電源周波数に同期した点弧信号を、高電圧半導体スイッチ装置３に送付する。たとえば６０Ｈｚ地域では、１２０回／ｓの点弧信号を、高電圧半導体スイッチ装置３に送付する。なお、逆電圧阻止用ダイオード１０は、集塵室７に印加されるパルス電圧が、第２の直流電源８に印加されるのを防止する。
【００１１】
上記従来例では、高電圧半導体スイッチ装置３のアノードとゲートとの間に、スパーク時ターンオン回路１１が接続されている。スパーク時に発生するサージ電圧が、定常時の高電圧半導体スイッチ装置３に加わる電圧に比べて高く設定されている所定電圧よりも、上昇しようとすると、高電圧半導体スイッチ装置３がオンすることによって、過電圧から保護し、また、結合コンデンサ６のエネルギを、回路内で消費するものである。
【００１２】
ダイオード１２と抵抗１３とは、エネルギー消費回路であり、定常では、ダイオード１２に逆電圧がかかり、直列共振に影響しないが、スパーク時に発生する共振逆電流によって、結合コンデンサ６の電圧が反転したときに、ダイオード１２が導通し、抵抗１３においてエネルギが消費される。
【００１３】
ここで、共振インダクタンス５の値が、２．４ｍＨ、静電容量６の値が、０．６４μＦ、集塵室７の静電容量が、０．２μＦであるとする。定常のパルス動作では、共振インダクタンスＬと結合コンデンサ６と集塵室７の静電容量Ｃｐとの直列回路の共振周波数が、８．３ｋＨｚになり、スパーク（火花放電）が発生し、集塵室７の静電容量Ｃｐが短絡されると、共振インダクタンス５と結合コンデンサ６とによる共振周波数が、４ｋＨｚになる。
【００１４】
図５は、上記従来例において、定常運転状態にける信号波形を示す図である。
【００１５】
図５において、Ｉｇは、高電圧半導体スイッチ装置３を構成するサイリスタのゲート信号である。
【００１６】
Ｉｓは、高電圧半導体スイッチ装置３または逆電流帰還手段４を流れる電流であり、正方向が、サイリスタを流れる順電流であり、負方向が、ダイオード４を流れる逆電流である。
【００１７】
Ｖｅは、集塵室７に印加されるパルス重畳集塵電圧であり、べース電圧Ｖｂにパルス電圧Ｖｐが重畳される。Ｖｓは、高電圧半導体スイッチ装置３にかかる電圧である。
【００１８】
次に、上記従来例における定常運転時の動作について説明する。
【００１９】
集塵室７には、第２の直流電源８から、Ｖｂ＝−４０ｋＶの電圧が印加され、第１の直流電源１から、＋３０ｋＶが印加されると、結合コンデンサ６は、図４に示す極性で、７０ｋＶまで充電される。
【００２０】
図５に示すように、時刻ｔ０において、制御回路９から高電圧半導体スイッチ装置３へ点弧信号Ｉｇが送られると、高電圧半導体スイッチ装置３がオンし、期間Ｔ１において、結合コンデンサ６から、共振インダクタンス５と高電圧半導体スイッチ装置３とを介して、集塵室７へ、正方向の正弦半波状共振電流Ｉｓ＝Ｉ１が流れ、パルス発生回路３は、パルス電圧Ｖｐを発生する。
【００２１】
結合コンデンサ６の静電容量Ｃｃが、集塵室７の静電容量Ｃｐよりも大きいので、パルス電圧Ｖｐは、第１の直流電源電圧のほぼ２倍である５０ｋＶになり、全パルス電圧Ｗのピークは、−９０ｋＶになる。厳密には、結合コンデンサ６の静電容量Ｃｃと、集塵室７の静電容量Ｃｐとの比率で定まる。共振周波数が８．３ｋＨｚであるので、期間Ｔ１は、６０μｓになる。
【００２２】
次に、集塵室７の両端電圧である集塵電圧Ｖｅが、ピーク電圧（−９０ｋＶ）を過ぎると、期間Ｔ２（６０μｓ）において、結合コンデンサ６と集塵室７とから、逆電流帰還手段４と共振インダクタンス５とを介して、結合コンデンサ６へ、負方向の正弦半波状共振電流Ｉｓ＝Ｉ２が流れ、共振エネルギが結合コンデンサ６に帰還電流として回収される。
【００２３】
高電圧半導体スイッチ装置３を、サイリスタで構成する場合、ターンオフ時間特性が、６０μｓよりも短いサイリスタ素子を選定し、たとえば２０μｓのターンオフ時間特性とすれば、この逆電流期間Ｔ２に、２０μｓ以上の逆バイアスが印加されるので、順方向阻止能力を回復し、つまりターンオフする。
【００２４】
以下、制御回路９からのゲート信号で、上記と同様の動作を繰り返す。
【００２５】
上記のようにして、定常時、集塵室７には、−４０ｋＶ〜−９０ｋＶのパルス重畳集塵電圧Ｖｅが印加され、高電圧半導体スイッチ装置３と逆電流帰還手段４とには、帰還電流終了直後である時点ｔ２に、第１の直流電源１の＋３０ｋＶの電圧をスイッチングすることによってターンオフ時にサージ電圧、たとえば約４５ｋＶが、印加される。
【００２６】
次に、上記従来例において、集塵室７でスパークが発生した場合について説明する。
【００２７】
時刻ｔ３で、ゲート信号Ｉｇがサイリスタ３に与えられ、サイリスタ３がオンし、順電流Ｉ１を流してパルスを発生し、その後、逆電流が流れ始めたときに、時刻ｔ４で、集塵室７にスパークが発生すれば、集塵室７が短絡され、時刻ｔ５で、高電圧半導体スイッチ装置３に過電圧がかかる。
【００２８】
この過電圧で、集塵室７におけるスパーク発生時に、ターンオン回路１１が、高電圧半導体スイッチ装置３をトリガする。集塵室７におけるスパーク発生時に、共振コンデンサは、結合コンデンサ６のみとなり、４ｋＨｚの共振周波数になる。
【００２９】
すなわち、電流期間Ｔ３が増大し、これと同時に、順電流Ｉ３のピークも定常の数倍に増加する。この場合、集塵室７におけるスパーク発生時に、サイリスタをトリガすれば、電流期間の増加にも自動的に対応し、逆電流Ｉ４の時間Ｔ４で、オフさせることができる。また、サイリスタは、短時間の過電流には、強い特性があり、スパーク電流に対応しやすい。
【００３０】
時刻ｔ６で、集塵室７におけるスパーク発生時の共振電流１サイクルが終了すると、結合コンデンサ６のエネルギーが、抵抗１３で消費されたので、高電圧半導体スイッチ装置３にかかるターンオフ電圧のピーク値が、スパーク時に、ターンオン回路１１をトリガすることがなく、共振電流は、１サイクルで終了する。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、このパルス電源に使用する半導体スイッチとして、サイリスタが好都合である。つまり、サイリスタは、トリガパルスでオンし、しかも、共振電流周期の変化にも自動追従し、逆電流でオフする特性を有するので、パルス電源に使用する半導体スイッチとして、サイリスタが好都合である。
【００３２】
しかし、サイリスタを使用した場合、集塵効率の向上が期待できる短時間パルスを発生させることが困難であるという問題がある．すなわち、たとえば、２０μｓの高電圧パルスを発生するためには、ターンオフ時間が１０μｓであることが保証されているサイリスタを必要とするが、このような高速サイリスタを入手することは困難であるという問題がある。
【００３３】
また、近年、サイリスタは、生産中止の製品が多くなり、ＩＧＢＴ等への置き換えが望まれている。
【００３４】
つまり、サイリスタをＩＧＢＴに置換する場合における解決すべき課題は
▲１▼パルス運転時と、スパーク発生時には変化するオン時間への自動追従、
▲２▼必要なタイミングでの電圧制御型素子のオフ信号の発生、
▲３▼直列接続された多数の電圧制御型素子への、経済性のある、同時に絶縁された信号伝達、
▲４▼スパーク時の過電圧に対する電圧制御型素子の保護
である。
【００３５】
本発明は、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等、ゲートターンオフ能力を有する電圧制御型素子の直列回路で構成されている高電圧半導体スイッチ装置を提供することを目的とするものである。
【００３６】
本発明は、高電圧半導体スイッチを、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等、ゲートターンオフ能力を有する電圧制御型素子の直列回路で構成し、より高周波で高電圧パルスの発生が可能である高電圧半導体スイッチ装置を提供することを目的とするものである。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、直流電源と、直列共振回路と、上記直流電源に接続されている高電圧半導体スイッチと、上記高電圧半導体スイッチに逆並列に接続されている逆電流帰還手段と共振インダクタンスと結合コンデンサとによって構成されているパルス発生回路と、これに接続されている静電容量負荷とを具備し、上記高電圧半導体スイッチをオンし、上記共振インダクタンスと結合コンデンサと静電容量負荷とを直列共振させ、上記静電容量負荷にパルスを発生する高電圧半導体スイッチ装置であって、逆電流期間の初めにも、ゲート信号を与え、オン状態を保ち、スパークが発生しても、順電流にそのまま移行できるようにし、逆電流に切り替わってから、充分に逆電流が増加すれば、スパークが発生しても、その点から逆電流がゼロになるまでの時間が、ターンオフ時間よりも充分に長い時間、ターンオフ時間を確保できる。
【００３８】
【発明の実施の形態および実施例】
図１は、本発明の第１の実施例である高電圧半導体スイッチ装置３を示す回路図である。
【００３９】
高電圧半導体スイッチ装置３は、図４に示す従来の電気集塵用パルス電源装置１００等に使用することができる。
【００４０】
図１に示す高電圧半導体スイッチ装置３において、図４に示す部品と同一の部品には、同一符号を付し、その説明を省略する。
【００４１】
高電圧半導体スイッチ装置３では、多数のＩＧＢＴ２１を直列接続して高電圧半導体スイッチを構成し、逆電流帰還手段４は、ＩＧＢＴ２１と同数のダイオード２２とを、それぞれのＩＧＢＴ２１と逆並列に接続して構成されている。
【００４２】
各ＩＧＢＴ２１には、直流電圧バランスを維持するために、並列抵抗２３が接続され、ターンオフ時の電圧バランスを維持するために、ダイオード２４と、抵抗２５と、コンデンサ２６とによって構成されているスナバ回路が接続されている。
【００４３】
各ＩＧＢＴ２１は、１次巻線２７を直列接続した同数のパルストランス２８の２次巻線２９で駆動される。各パルストランス２８の２次巻線２９と、ＩＧＢＴ２１のゲートとの間には、全波ブリッジ整流器３０と、平滑コンデンサ３１と、抵抗３２と、ダイオード３３と、ＰＮＰトランジスタ３４とが接続されている。
【００４４】
また、ブリッジ整流器３０とＩＧＢＴ２１のコレクタとの間に、２端子トリガ素子３５と直列抵抗３６とによって構成されているスパーク時ターンオン回路である。
【００４５】
ＩＧＢＴ２１のコレクタに、一定値以上の電圧が印加されると、２端子トリガ素子３５が、ブレークダウンし、導通状態になり、各ＩＧＢＴのゲート回路に、電流を流す。
【００４６】
パルストランス２８の１次巻線２７は、プッシュプルトランス３６の２次巻線３７に直列接続されている。直流制御電源３８と、交互にオンする２つのＦＥＴ３９、４０と、プッシュプルトランス３６のセンタタップ付き１次巻線４１とは、プッシュプル回路構成のＦＥＴインバータを構成する。高周波パルス発生器４２は、ＦＥＴ３９、４０を交互にオンさせる互いに逆相である信号Ｑ、Ｑを発生する高周波数（たとえば１００ｋＨｚ）のパルス発生器である。
【００４７】
ＯＲ回路４３は、高周波パルス発生器４２のパルス発生を制御し、すなわち、高周波パルス発生器４２が発生する信号を変調する。
【００４８】
周期パルス発生器４４は、高電圧半導体スイッチ装置３のオン繰り返しを決定する周期パルスを発生する。この周期パルスのパルス幅は、定常時の共振周期の１／２よりも短い。
【００４９】
持続信号発生回路４５は、スイッチ電流を検出する変流器（ＣＴ）４６が出力する信号に基づいて、高電圧半導体スイッチ装置３のスイッチ電流が順方向であると判断すると、オン信号を発生し、ＯＲ回路４３で周期パルスに加算される。また、高電圧半導体スイッチ装置３のスイッチ電流が反転し、逆電流になったときには、そのオン信号の発生を停止する。
【００５０】
次に、上記実施例の動作について説明する。
【００５１】
図２は、上記実施例の動作を示す図である。
【００５２】
図２において、Ｓ１は、周期パルス発生器４４のパルス信号であり、Ｓ２は、持続信号発生回路４５の出力信号であり、Ｉｇは、パルストランス２７の１次巻線電流であり、Ｖｇは、各ＩＧＢＴのゲート信号である。Ｉｓは、高電圧半導体スイッチ装置３または逆電流帰還手段４を流れる電流であり、その正方向が、ＩＧＢＴ２１を流れる共振電流の順電流であり、その負方向が、ダイオード２２を流れる共振電流の逆電流である。
【００５３】
Ｖｅは、集塵室７に印加されるパルス重畳集塵電圧であり、べース電圧Ｖｂにパルス電圧Ｖｐが重畳される。Ｖｓは、高電圧半導体スイッチ装置３に印加されている電圧である。
【００５４】
次に、上記実施例の動作について説明する。
【００５５】
周期パルス発生器４４が、直列共振半周期Ｔ１の１／２よりも短いトリガオン信号Ｓ１を発生する。たとえば、直列共振半周期Ｔ１を６０μｓとすれば、トリガオン信号Ｓ１の時間は、それいよりも短い２０μｓであるとする。このトリガオン信号Ｓ１は、ＯＲ回路４３を通して、高周波パルス発生器４２の発振を開始させ、互いに逆相である１００ｋＨｚのＦＥＴオン信号パルスＱとＱを、それぞれ、ＦＥＴ３９、４０のゲートに与える。
【００５６】
ＦＥＴ３９、４０が交互にオンすると、プッシュプルトランス３６の２次巻線３７に高周波電圧を誘導し、パルストランス２８の１次巻線２７に、１００ｋＨｚの高周波電流Ｉｇを流す。この高周波電流Ｉｇは、パルストランス２８の２次巻線２９に、２０Ｖ程度の１００ｋＨｚの高周波電圧を誘導し、整流回路３０で整流される。整流された電圧は、パルス状の脈動電圧であり、コンデンサ３１で直流化され、抵抗３２に電圧を生じる。この電圧は、ダイオード３３を通して、ＩＧＢＴ２１のゲート電圧Ｖｇになる。
【００５７】
ゲート電圧Ｖｇの上昇によって、全てのＩＧＢＴ２１が同時にオンし、共振電流の順方向電流Ｉ１が流れる。この順方向電流Ｉ１は、変流器（ＣＴ）４６で検出され、逆電流Ｉ２になるまで、持続信号発生回路４５が、高周波パルス発生器４２の発振を継続させ、ＩＧＢＴ２１には、順電流Ｉ１の期間中、ゲート電圧Ｖｇが与えられる。
【００５８】
すなわち、ＩＧＢＴ２１が、トリガオン信号Ｓ１でターンオンすれば、トリガオン信号が２０μｓで消滅しても、時間Ｔ１の間、持続信号発生回路４５の出力信号で、オン信号Ｓ２が継続し、高周波パルス発生器４２の発振を継続し、ＩＧＢＴ２１には、ゲート電圧Ｖｇが継続して印加される。
【００５９】
次に、共振電流が反転し、逆電流Ｉ２になると、持続信号発生回路４５が出力信号Ｓ２を発生しなくなり、高周波パルス発生器４２の発振を終了し、ＦＥＴ３９、４０がオフする。これによって、パルストランス２８の２次巻線２９の誘導電圧が消滅し、抵抗３２の両端電圧も消滅する。この結果、ＩＧＢＴ２１のゲートに蓄積されている電荷による電位によって、ＰＮＰトランジスタ３４のエミッタの電位が、ベースの電位よりも高電位になり、ＰＮＰトランジスタ３４が、順バイアスされ、オンする。
【００６０】
これによって、ＩＧＢＴ２１のゲートに蓄積されていた電荷を、トランジスタ３４が放電し、ＩＧＢＴ２１のゲート信号が消滅し、ＩＧＢＴ２１がオフする。このように、ＩＧＢＴ２１が一旦、オンした後は、共振周期の変化に追従し、逆電流になるまで、オンを継続することができる。
【００６１】
次に、上記実施例において、集塵室７でスパークが発生した場合について説明する。
【００６２】
集塵室７におけるスパークは、高電圧半導体スイッチ装置３がオンしている期間に発生する場合と、高電圧半導体スイッチ装置３がオフしているときに発生する場合とがある。
【００６３】
まず、上記実施例において、高電圧半導体スイッチ装置３がオンしているときに発生するスパークについて説明する。
【００６４】
高電圧半導体スイッチ装置３がオンしている期間にスパークが発生すると、負荷の共振回路の集塵室７（静電容量Ｃｐ）が短絡され、共振周期と共振電流ピークとが増加する。共振周期の増加に対しては、持続信号発生回路４５が自動的に順電流期間中、ゲート信号を継続するので、共振電流をターンオフすることはない。電流の増加については、高電圧半導体スイッチ装置３のＩＧＢＴ２１の短時間電流定格を選定するか、必要によっては、複数個並列接続すればよい。
【００６５】
次に、上記実施例において、高電圧半導体スイッチ装置３がオフしているときに発生するスパークについて説明する。
【００６６】
図２に示すように、逆電流期間の時刻ｔ４で、スパークが発生する。時刻ｔ４では、逆電流が流れ、時間Ｔ２、数μｓ以上経過しているので、ＩＧＢＴ２１には、オフ信号が与えられている。したがって、逆電流が急速に減衰し、時刻ｔ４では、オフしている高電圧半導体スイッチ装置３に、結合コンデンサ６の電圧である７０ｋＶが一気に印加される。
【００６７】
高電圧半導体スイッチ装置３は、経済性の観点から、定常電圧におけるパルス運転時のオフ電圧の耐圧に、少し余裕をみた直列数の耐圧である約５０ｋＶで設計されている。
【００６８】
各ＩＧＢＴ２１のコレクタに接続された２端子トリガ素子３５がターンオンし、抵抗３６を通して、整流器３０の出力側に電圧が注入される。この注入電圧によって、ダイオード３３がオンし、ＩＧＢＴ２１のゲートを充電すると、ＩＧＢＴ２１がターンオンし、過電圧保護する。一旦、ターンオンすれば、共振順電流が流れ、持続信号発生回路４５が、オンパルスを継続して発生する。
【００６９】
共振逆電流によって、図４に示す結合コンデンサ６の両端電圧が反転すれば、図１に示すダイオード１２が導通し、抵抗１３に電流が流れ、結合コンデンサ６のエネルギが消費される。
【００７０】
高電圧半導体スイッチ装置３がオフし、共振電流の１サイクルが終了すると、結合コンデンサ６のエネルギは減衰し、電圧が低下するので、集塵室７におけるスパークが継続しても、２端子トリガ素子３５がオンしないように、抵抗１３を選定すれば、図２に示すように、スパーク時の共振電流の１サイクル後におけるスイッチ電圧Ｖｓは５０ｋＶになり、２端子トリガ素子３５が再度オンせず、高電圧半導体スイッチ装置３は、オフできる。
【００７１】
ここで、持続信号発生回路４５は、逆電流Ｉ２が流れ始めても、後で説明する理由によって、持続信号発生回路４５の出力信号Ｓ２を直ぐには止めずに、逆電流期間の初めの短時間Ｔ２（この例では数μｓ）、オン信号を継続させることが望ましい。
【００７２】
次に、上記実施例において、持続信号の遅れ時間Ｔ２について、詳細に説明する。
【００７３】
共振電流が反転するタイミングは、パルス電圧のピーク値に依存し、この付近のタイミングで、スパークが発生する確率が高い。このタイミングでスパークが発生したときに、その瞬間にＩＧＢＴをオフさせようとすると、全ＩＧＢＴのターンオフ時間のばらつきによって、オンしているＩＧＢＴと、オフしているＩＧＢＴと、ターンオフ中のＩＧＢＴとが混在し、一部のＩＧＢＴに過電圧がかかったり、ターンオフ期間中の電流が増加する等、ターンオフが不安定になる。
【００７４】
このために、危険なこのタイミングでのターンオフを避けるように、逆電流期間の初めにも、ゲート信号を与え、オン状態を保ち、スパークが発生しても、順電流にそのまま移行できるようにする。逆電流に切り替わってから充分に逆電流が増加すれば、スパークが発生しても、その点から逆電流がゼロになるまでの時間が、ターンオフ時間よりも充分に長い時間、ターンオフ時間を確保できる。普通、持続信号の遅れ時間Ｔ２は、１μｓ程度以上から、逆電流期間の２分の１の時間以下である。
【００７５】
ここで、定常のパルス運転、特に、スパークでの共振電流の１サイクルが終了し、高電圧半導体スイッチ装置３がターンオフするときに、高電圧半導体スイッチ装置３にかかるサージ電圧で、スナバ回路を構成するコンデンサ２６の充電電流Ｉ５が、図２に示すｔ６で流れ、これを持続信号発生回路４５が、共振順電流と誤認識し、不要なオン信号を発生する可能性がある。
【００７６】
この不要なオン信号の発生を防止するために、持続信号発生回路４５は、上記逆電流の終了後に、スナバ充電が終わる期間Ｔ４以上、持続信号を発生することを禁止することが望ましい。
【００７７】
図３は、上記実施例において、持続信号の発生を阻止する機能をもつ持続信号発生回路４５の構成を示す回路図である。
【００７８】
持続信号発生回路４５は、変流器（ＣＴ）４６が出力する検出電流に基づいて、順方向電流を検出する順電流検出回路５１と、逆電流を検出する逆電流検出回路５２と、順電流検出信号に応じて持続信号を作る持続回路５３と、タイマ５４４と、ゲート回路５５とを有する。
【００７９】
持続回路５３は、ダイオード６１と、コンデンサ６２と、抵抗６３とを有する．持続回路５３において、順電流検出信号の立ち上がり時に、ダイオード６１によって結合コンデンサ６２を高速充電し、遅れをなくし、順電流検出信号の立ち下がり時に、抵抗６３によって放電し、遅れ時間を形成し、入力パルスの幅を、時間Ｔ２だけ延長している。
【００８０】
タイマ回路５４は、逆電流の消滅から所定時間Ｔ４の間、禁止パルスを発生する。ゲート回路５５は、タイマ回路５４が出力する禁止信号によって、持続信号の発生を阻止する。
【００８１】
次に、持続信号発生回路４５の動作について説明する。
【００８２】
正常運転では、順電流検出回路５１が、共振順電流を検出し、この検出と同時に、ダイオード６１を通して、ゲート回路５６に共振順電流が送られるが、逆電流の後ではないので、禁止信号がなく、持続信号として出力される。
【００８３】
次に、共振順電流が、順電流から逆電流に反転すると、持続回路５３の結合コンデンサ６２に充電された電荷が、抵抗６３を介してゆっくり放電するので、持続信号は、図２に示す期間Ｔ２だけ延長される。さらに、逆電流が消滅し、１サイクルが終了したときに、逆電流検出回路５２の逆電流信号が消滅し、タイマ回路５４が動作し、禁止時間Ｔ４だけ、ゲート回路５６を閉じ、持続信号の発生を阻止する。
【００８４】
次に、集塵室７におけるスパーク発生時にＩＧＢＴ２１をターンオンさせる回路の別の例について説明する。
【００８５】
図１に破線で示すように、２端子トリガ素子３５を、スナバコンデンサ２６に接続する。このようにすれば、コンデンサ２６の電圧と、ＩＧＢＴ２１のコレクタ電圧とがほぼ同一であり、過電圧になったときに、ゲート電流が、このスナバコンデンサ２６から、数μＳの期間、供給することができる。ＩＧＢＴ２１のコレクタに、直接接続した場合には、ＩＧＢＴ２１がオンした瞬間に、２端子トリガ素子３５からのゲート電流の供給がなくなり、持続信号発生回路４５からの持続オン信号が遅れると、ＩＧＢＴ２１が完全にオンできない可能性がある。
【００８６】
なお、上記静電容量負荷は、高電圧半導体スイッチ装置３を用いる装置に接続されているコンデンサ、または生成される静電容量である。
【００８７】
【発明の効果】
本発明によれば、従来のサイリスタとほぼ同一機能をもつ半導体スイッチ装置を、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の電圧制御素子を使用してパルス電源を実現できるという効果を奏し、特に、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の半導体素子は、本質的にサイリスタよりも高速であるので、より短時間幅の高圧パルスを発生させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を説明するための図である。
【図２】本発明の実施例のスイッチ部分の具体例を示す図である。
【図３】本発明の持続信号発生回路の実施例を示す図である。
【図４】従来のパルス電源装置の形態を説明するための図である。
【図５】従来のパルス電源装置の定常運転状態における動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
３…高電圧半導体スイッチ装置、
１…第１の直流電源、
４…逆電流帰還手段、
５…共振インダクタ、
６…結合コンデンサ、
７…集塵室（静電容量負荷）、
８…第２の直流電源、
２１…ＩＧＢＴ、
２８…パルストランス、
３０…全波ブリッジ整流器、
３１…平滑コンデンサ、
３５…２端子トリガ素子、
３６…プッシュプルトランス、
３８…直流制御電源、
４２…高周波パルス発生器、
４３…ＯＲ回路、
４４…周期パルス発生器、
４５…持続信号発生回路、
４６…変流器、
５１…逆電流検出回路、
５２…順電流検出回路、
５３…持続回路、
５４…タイマ、
５５…ゲート回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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