(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、
前記リニア瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記被測定信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出器と
を備え、
前記タイミング推定器は、
前記リニア瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ補間された前記リニア瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器と
を有することを特徴とするジッタ測定装置。
【請求項２】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、
前記被測定信号の前記瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記被測定信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出器と
を備え、
前記タイミング推定器は、
前記瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ補間された前記瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器と
を有することを特徴とするジッタ測定装置。
【請求項３】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、
前記被測定信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記被測定信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出器と
を備え、
前記タイミング推定器は、
離散化された前記被測定信号の信号値データであって、予め定められた信号値より大きい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号値データと、前記予め定められた信号値より小さい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ補間された前記被測定信号の信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記信号値データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器と
を有することを特徴とするジッタ測定装置。
【請求項４】
前記リニア瞬時位相推定器は、前記近似直線として、前記瞬時位相の最小二乗直線を求めることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項５】
前記タイミング推定器は、前記被測定信号の信号値、前記被測定信号の前記瞬時位相、又は前記リニア瞬時位相のいずれかに基づいて、前記被測定信号のゼロクロスタイミングを算出することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項６】
前記タイミングジッタ推定器は、複数の前記タイミングのそれぞれに対応するデータを有する前記タイミングジッタ系列を算出し、
前記ジッタ測定装置は、
前記タイミングジッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定器を更に備え、
前記ジッタ検出器は、前記周期ジッタ系列に更に基づいて、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項７】
前記周期ジッタ系列の隣接するデータの差分である、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器を更に備え、
前記ジッタ検出器は、前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項６に記載のジッタ測定装置。
【請求項８】
前記タイミング推定器は、多項式補間法に基づいて、前記データ補間を行うことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項９】
前記タイミング推定器は、３次スプライン補間法に基づいて、前記データ補間を行うことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１０】
前記タイミング推定器は、前記リニア瞬時位相の位相データ、前記瞬時位相の位相データ、又は前記被測定信号の信号値データのいずれかに対して、複数のデータに基づいて、逆補間法により前記タイミングを算出することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１１】
前記解析信号変換器は、
前記被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、
前記帯域制限器によって帯域制限された前記被測定信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換器と
を有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１２】
前記解析信号変換器は、
前記被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、
前記周波数領域の信号に変換された前記被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、
前記帯域制限器によって帯域制限された前記周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換器と
を有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１３】
前記解析信号変換器は、
前記被測定信号を格納するバッファメモリと、
前記バッファメモリが格納したデータを順次取り出すデータ選択器と、
前記データ選択器が選択したデータに、所定の窓関数を乗算する窓関数乗算器と、
前記窓関数が乗算された前記データを、周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、
前記周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、
前記帯域制限器が取り出した前記周波数成分を、時間領域の信号に変換する時間領域変換器と、
前記時間領域変換器が時間領域の信号に変換した信号に、前記窓関数の逆数を乗算する振幅補正器と
を有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１４】
前記帯域制限器は、前記被測定信号から、前記被測定信号の基本周波数を含む周波数成分を取り出すことを特徴とする請求項１１から１３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１５】
前記被測定信号のうち、予め定められた第１の閾値より大きい信号値を前記第１の閾値と置き換え、予め定められた第２の閾値より小さい信号値を前記第２の閾値と置き換える波形クリッパを更に備えたことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１６】
前記ジッタ検出器は、前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出部を有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１７】
前記ジッタ検出器は、前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出部を有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１８】
前記ジッタ検出器は、前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成部を有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のジッタ測定装置。
【請求項１９】
電子デバイスを試験する試験装置であって、
前記電子デバイスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、
前記試験信号を整形し、整形した前記試験信号を前記電子デバイスに供給する波形整形部と、
前記試験信号に基づいて、前記電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定するジッタ測定装置と、
前記ジッタ測定装置が測定した前記出力信号のジッタに基づいて、前記電子デバイスの良否を判定する判定部と
を備え、
前記ジッタ測定装置は、
前記出力信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記出力信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記出力信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、
前記リニア瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記出力信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記出力信号のジッタを算出するジッタ検出器と
を有し、
前記タイミング推定器は、
前記リニア瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ補間された前記リニア瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器と
を有することを特徴とする試験装置。
【請求項２０】
電子デバイスを試験する試験装置であって、
前記電子デバイスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、
前記試験信号を整形し、整形した前記試験信号を前記電子デバイスに供給する波形整形部と、
前記試験信号に基づいて、前記電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定するジッタ測定装置と、
前記ジッタ測定装置が測定した前記出力信号のジッタに基づいて、前記電子デバイスの良否を判定する判定部と
を備え、
前記ジッタ測定装置は、
前記出力信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記出力信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記出力信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、
前記出力信号の前記瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記出力信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記出力信号のジッタを算出するジッタ検出器と
を有し、
前記タイミング推定器は、
前記瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ補間された前記瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器と
を有することを特徴とする試験装置。
【請求項２１】
電子デバイスを試験する試験装置であって、
前記電子デバイスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、
前記試験信号を整形し、整形した前記試験信号を前記電子デバイスに供給する波形整形部と、
前記試験信号に基づいて、前記電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定するジッタ測定装置と、
前記ジッタ測定装置が測定した前記出力信号のジッタに基づいて、前記電子デバイスの良否を判定する判定部と
を備え、
前記ジッタ測定装置は、
前記出力信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記出力信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記出力信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、
前記出力信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記出力信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記出力信号のジッタを算出するジッタ検出器と
を有し、
前記タイミング推定器は、
離散化された前記被測定信号の信号値データであって、予め定められた信号値より大きい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号値データと、前記予め定められた信号値より小さい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ補間された前記被測定信号の信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記信号値データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器と
を有することを特徴とする試験装置。
【請求項２２】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、
前記解析信号変換ステップにおいて変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定ステップと、
前記瞬時位相推定ステップにおいて算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定ステップと、
前記リニア瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングを算出するタイミング推定ステップと、
前記タイミング推定ステップにおいて算出した前記タイミングにおける、前記被測定信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出ステップと
を備え、
前記タイミング推定ステップは、
前記リニア瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間するリニア瞬時位相補間ステップと、
前記データ補間された前記リニア瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、
前記値検出ステップにおいて検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップと
を有することを特徴とするジッタ測定方法。
【請求項２３】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、
前記解析信号変換ステップにおいて変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定ステップと、
前記瞬時位相推定ステップにおいて算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定ステップと、
前記被測定信号の前記瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングを算出するタイミング推定ステップと、
前記タイミング推定ステップにおいて算出した前記タイミングにおける、前記被測定信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出ステップと
を備え、
前記タイミング推定ステップは、
前記瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する瞬時位相補間ステップと、
前記データ補間された前記瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、
前記値検出ステップにおいて検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップと
を有することを特徴とするジッタ測定方法。
【請求項２４】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、
前記解析信号変換ステップにおいて変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定ステップと、
前記瞬時位相推定ステップにおいて算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定ステップと、
前記被測定信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミングを算出するタイミング推定ステップと、
前記タイミング推定ステップにおいて算出した前記タイミングにおける、前記被測定信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出ステップと
を備え、
前記タイミング推定ステップは、
離散化された前記被測定信号の信号値データであって、予め定められた信号値より大きい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号値データと、前記予め定められた信号値より小さい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号値データとの間をデータ補間する波形データ補間ステップと、
前記データ補間された前記被測定信号の信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出ステップと、
前記値検出器が検出した前記信号値データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップと
を有することを特徴とするジッタ測定方法。
【請求項２５】
前記リニア瞬時位相推定ステップは、前記近似直線として、前記瞬時位相の最小二乗直線を求めることを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項２６】
前記タイミング推定ステップは、前記被測定信号の信号値、前記被測定信号の前記瞬時位相、又は前記リニア瞬時位相のいずれかに基づいて、前記被測定信号のゼロクロスタイミングを算出することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項２７】
前記タイミングジッタ推定ステップは、複数の前記タイミングのそれぞれに対応するデータを有する前記タイミングジッタ系列を算出し、
前記ジッタ測定方法は、
前記タイミングジッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定ステップを更に備え、
前記ジッタ検出ステップは、前記周期ジッタ系列に更に基づいて、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項２８】
前記周期ジッタ系列の隣接するデータの差分である、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップを更に備え、
前記ジッタ検出ステップは、前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項２９】
前記タイミング推定ステップは、多項式補間法に基づいて、前記データ補間を行うことを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３０】
前記タイミング推定ステップは、３次スプライン補間法に基づいて、前記データ補間を行うことを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３１】
前記タイミング推定ステップは、前記リニア瞬時位相データ、前記瞬時位相の位相データ、又は前記被測定信号の信号値データのいずれかに対して、複数のデータに基づいて、逆補間法により前記タイミングを算出することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３２】
前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、
前記帯域制限ステップにおいて帯域制限された前記被測定信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換ステップと
を有することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３３】
前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換ステップと、
前記周波数領域の信号に変換された前記被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、
前記帯域制限ステップにおいて帯域制限された前記周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換ステップと
を有することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３４】
前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号を格納するデータ蓄積ステップと、
前記データ蓄積ステップにおいて格納したデータを順次取り出すデータ選択ステップと、
前記データ選択ステップにおいて選択したデータに、所定の窓関数を乗算する窓関数乗算ステップと、
前記窓関数が乗算された前記データを、周波数領域の信号に変換する周波数領域変換ステップと、
前記周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、
前記帯域制限ステップにおいて取り出した前記周波数成分を、時間領域の信号に変換する時間領域変換ステップと、
前記時間領域変換ステップが時間領域の信号に変換した信号に、前記窓関数の逆数を乗算する振幅補正ステップと
を有することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３５】
前記帯域制限ステップは、前記被測定信号から、前記被測定信号の基本周波数を含む周波数成分を取り出すことを特徴とする請求項３２から３４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３６】
前記ジッタ検出ステップは、前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出ステップを有することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３７】
前記ジッタ検出ステップは、前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出ステップを有することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【請求項３８】
前記ジッタ検出ステップは、前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成ステップを有することを特徴とする請求項２２から２４のいずれかに記載のジッタ測定方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、信号のジッタを測定するジッタ測定装置、及び電子デバイスを試験する試験装置に関する。また本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。
０９／７０３，４６９    出願日  ２０００年１０月３１日
０９／７２２，１６７    出願日  ２０００年１１月２４日
背景技術
従来、被測定信号のジッタの測定において、タイムインターバルアナライザや、オシロスコープが用いられている。以下、これらの装置を用いた、従来の信号のジッタの測定について説明する。
図５４は、タイムインターバルアナライザ１２を用いた、被測定信号のジッタの測定について説明する。タイムインターバルアナライザ１２を用いる場合、いわゆるゼロクロス方式により被測定信号のジッタの測定を行っていた。まず、例えばＰＬＬ（Phase-Locked Loop）１１から、周期信号である被測定信号ｘ（ｔ）がタイムインターバルアナライザ１２へ供給される。
ジッタを有する被測定信号ｘ（ｔ）において、波形の１つの立上りに対し、次の立上りは、当該ジッタのため、点線のようなタイミングを取りうる。図５４に示すように、被測定信号の基本周期をＴpとすると、当該１つの立ち上がりと、当該次の立ち上がりとの周期は、Ｔpとならない場合がある。
ゼロクロス方式は被測定信号のゼロクロス間の時間間隔（周期）を測定し、周期の相対的な揺らぎ（fluctuation）をヒストグラム解析により測定し、測定結果に基づいて、被測定信号のジッタを測定していた。つまり、タイムインターバルアナライザを用いたジッタ測定方法は、被測定信号の基本周期の変動を測定しているため、被測定信号の基本周波数近傍の周波数成分のみを測定している。
図５５は、ヒストグラム解析の解析結果の一例を示す。図５５において、横軸は被測定信号の周期を示し、縦軸は測定数を示す。タイムインターバルアナライザ１２については、例えばD.Chu,“Phase Digitizing Sharpens Timing Measurements,”IEEE Spectrum,pp.28-32,1988.,J.Wilstrup,“A Method of Serial Data Jitter Analysis Using One-Shot Time Interval Measurements”,Proceedings of IEEE International Test Conference,pp.819-823,1998.に記載されている。
図５６は、ディジタルオシロスコープ１４を用いた、被測定信号のジッタの測定方法について説明する。本方法では、ディジタルオシロスコープ１４により高速にサンプリングされた被測定信号の測定データに基づいてジッタを測定する。当該測定データの、ゼロクロス付近のデータを、補間法により補間し、ゼロクロスのタイミングを推定し、推定したゼロクロスのタイミングに基づいて、被測定信号のジッタを測定していた。
図５７は、従来の方法におけるディジタルオシロスコープ１４の構成を示す。ディジタルオシロスコープ１４は、アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）１５、補間器１６、周期推定器１７、ジッタ検出器１９、及びヒストグラム生成器１８を備える。ＡＤＣ１５は、例えばＰＬＬ１１から被測定信号を受け取り、被測定信号をディジタル信号に変換する。
補間器１６は、当該ディジタル信号のゼロクロス付近のデータ補間を行う。周期算出器１７は、データ補間されたディジタル信号のゼロクロス間の時間間隔を算出する。ヒストグラム生成部１８は、周期算出器１７が算出した当該時間間隔のヒストグラムを生成する。また、ジッタ検出器１９は、当該時間間隔に基づいて被測定信号のそれぞれの周期に対してジッタを算出し、算出したジッタの自乗平均値及びピークツゥピーク値を算出する。
図５８は、被測定信号の例を示す。また、図５８に示した被測定信号のジッタ算出結果を図５９に示す。
図５４に関連して説明したタイムインターバルアナライザを用いたジッタ測定の場合、アナログ信号である被測定信号のゼロクロス間の時間間隔を測定するため、精度よくジッタの測定を行うことができるが、１回の周期測定の後、測定を行なえないデッド時間があるため、ヒストグラム解析に必要なデータ数を獲得するのに時間がかかるという問題がある。
また、図５６に関連して説明したディジタルオシロスコープと補間法を組み合わせたジッタ測定方法は、ディジタル信号に高調波成分を含むため、当該高調波成分に影響され、精度のよい補間を行うことができず、算出したゼロクロスタイミングに誤差が生じ、ジッタを精度よく測定することが困難であった。
例えば、ディジタルオシロスコープと補間法を組み合わせたジッタ測定方法は、ジッタ値を過大評価する場合がある。つまり、ジッタ測定値がタイムインターバルアナライザ方式と互換性を持たない。また、本方法によって測定したジッタ値は、測定方法による誤差が生じるため、タイムインターバルアナライザによって測定したジッタ値と比較することが困難である。
また、ジッタ測定方法として他にΔφ法がある。上述したΔφ法については、たとえば、T.Y.Yamaguchi,M.Soma,M.Ishida,T.Watanabe,and T.Ohmi,“Extraction of Peak-to-Peak and RMS Sinusoidal Jitter Using an Analytic Signal Method,”Proceedings of 18th IEEE VLSI Test Symposium,pp.395-402,2000.に記載されている。
例えば、４００ＭＨｚのクロック信号に対する、タイムインターバルアナライザによるジッタ測定結果は図６０に示すようになる。また、補間ベース・ジッタ測定方法によるジッタ測定結果は図６１に示すようになる。
図６０及び図６１に示すように、タイムインターバルアナライザによる測定値７．７２ｐｓ（ＲＭＳ）に対して、補間法を用いたディジタルオシロスコープによる測定値は８．４７ｐｓ（ＲＭＳ）であり、後者の方が大きく、補間用を用いたディジタルオシロスコープによるジッタ測定値はジッタ値を過大評価していることがわかる。また補間法を用いたディジタルオシロスコープによるジッタ測定においては、単峰のガラス分布を正しく推定できない。
これらのため、従来のディジタルオシロスコープ及び補間法によるジッタ測定法より精度よく測定できるジッタ測定方法が望まれていた。また、ジッタに基づいて伝子デバイスの良否を判定する試験装置においては、高速且つ精度よくジッタを測定することにより、電子デバイスの良否を高速且つ精度よく判定することが望まれていた。この発明の目的は、従来のタイムインターバルアナライザ法と互換性がある、つまり正確なデータ値をより短い時間で測定できるジッタ測定装置、及び試験装置を提供することにある。
発明の開示
上記課題を解決するために、本発明の第１の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、解析信号変化器が変換した複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出した瞬間位相の最小二乗直線を求めることにより、被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、被測定信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、被測定信号の瞬時位相が予め定められた位相となるタイミング、又はリニア瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングのいずれかを算出するタイミング推定器と、タイミング推定器が算出したタイミングにおける、被測定信号の瞬時位相の位相値と、リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出するジッタ検出器とを備えることを特徴とするジッタ測定装置を提供する。
タイミング推定器は、被測定信号の信号値が略零となるゼロクロスタイミング、被測定信号の瞬時位相が略π／２＋２ｎπ及び／又は略３π／２＋２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）となるゼロクロスタイミング、又はリニア瞬時位相が略π／２＋２ｎπ及び／又は略３π／２＋２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）となるゼロクロスタイミングのいずれかを算出してよい。
また、タイミングジッタ推定器は、複数のタイミングのそれぞれに対応するデータを有するタイミングジッタ系列を算出し、ジッタ測定装置は、タイミングジッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定器を更に備え、ジッタ検出器は、周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信号のジッタを検出してよい。
また、周期ジッタ系列の隣接するデータの差分である、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器を更に備え、ジッタ検出器は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信号のジッタを検出してよい。
また、タイミング推定器は、リニア瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、データ補間されたリニア瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、値検出器が検出した位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器とを有してよい。
また、タイミング推定器は、瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、データ補間された瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、値検出器が検出した位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器とを有してよい。
また、タイミング推定器は、離散化された被測定信号の信号値データであって、予め定められた信号値より大きい信号値データのうち、予め定められた信号値に最も近い信号値データと、予め定められた信号値より小さい信号値データのうち、予め定められた信号値に最も近い信号データとの間をデータ補間する補間器と、データ補間された被測定信号の信号値データのうち、予め定められた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出器と、値検出器が検出した信号値データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器とを有してもよい。
また、タイミング推定器は、多項式補間法に基づいて、データ補間を行ってよい。また、タイミング推定器は、３次スプライン補間法に基づいて、データ補間を行ってもよい。
また、解析信号変換器は、被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制限器によって帯域制限された被測定信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換器とを有してよい。また、解析信号変換器は、被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、周波数領域の信号に変換された被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制限器によって帯域制限された周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換器とを有してもよい。また、解析信号変換器は、被測定信号を格納するバッファメモリと、バッファメモリに格納されたデータを順次取り出すデータ選択器と、データ選択器が選択したデータに、所定の窓関数を乗算する窓関数乗算器と、窓関数が乗算されたデータを、周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制限器が取り出した周波数成分を、時間領域の信号に変換する時間領域変換器と、時間領域変換器が時間領域の信号に変換した信号に、窓関数の逆数を乗算する振幅補正器とを有してもよい。
また、帯域制限器は、被測定信号から、被測定信号の基本周波数を含む周波数成分を取り出すことが好ましい。
また、被測定信号のうち、予め定められた第１の閾値より大きい信号値を第１の閾値と置き換え、予め定められた第２の閾値より小さい信号値を第２の閾値と置き換えて、被測定信号の振幅変調成分を除去する波形クリッパを更に備えてよい。
また、ジッタ検出器は、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出部を有してよい。また、ジッタ検出器は、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出部を有してもよい。また、ジッタ検出器は、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成部を有してもよい。
本発明の第２の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、解析信号変換器が変換した複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出した瞬時位相が、予め定められた位相値となるタイミングを算出するタイミング推定器と、タイミング推定器が算出したタイミングに基づいて、被測定信号のそれぞれのサイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出する周期推定器と、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出するジッタ検出器とを備えることを特徴とするジッタ測定装置を提供する。
タイミング推定器は、被測定信号の瞬時位相が略π／２＋２ｎπ及び／又は略３π／２＋２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）となるゼロクロスタイミングを算出してよい。
また、瞬時周期系列の隣接するデータの差分である、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器を更に備え、ジッタ検出器は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信号のジッタを検出してよい。
また、タイミング推定器は、瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、データ補間された瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、値検出器が検出した位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定器とを有してよい。また、タイミング推定器は、瞬時位相の位相データのうち複数の位相データに基づいて、逆補間法によりタイミングを算出してよい。
また、解析信号変換器は、被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制限器によって帯域制限された被測定信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換器とを有してよい。また、解析信号変換器は、被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、周波数領域の信号に変換された被領域信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制限器によって帯域制限された周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換器とを有してもよい。
また、被測定信号のうち、予め定められた第１の閾値より大きい信号値を第１の閾値と置き換え、予め定められた第２の閾値より小さい信号値を第２の閾値と置き換えて、被測定信号の振幅変調成分を除去する波形クリッパを更に備えてよい。
また、ジッタ検出器は、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出部を有してよい。また、ジッタ検出器は、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出部を有してもよい。また、ジッタ検出器は、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成部を有してもよい。
本発明の第３の形態においては、電子デバイスを試験する試験装置であって、電子デバイスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、試験信号を整形し、整形した試験信号を電子デバイスに供給する波形整形部と、試験信号に基づいて、電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定するジッタ測定装置と、ジッタ測定装置が測定した前記出力信号のジッタに基づいて、電子デバイスの良否を判定する判定部とを備え、ジッタ測定装置は、出力信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、解析信号変換器が変換した複素解析信号に基づいて、出力信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出した瞬時位相の最小二乗直線を求めることにより、出力信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、出力信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、出力信号の瞬時位相が予め定められた位相となるタイミング、又はリニア瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングのいずれかを算出するタイミング推定器と、タイミング推定器が算出したタイミングにおける、出力信号の瞬時位相の位相値と、リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、タイミングジッタ系列に基づいて、出力信号のジッタを算出するジッタ検出器とを有することを特徴とする試験装置を提供する。
本発明の第４の形態においては、電子デバイスを試験する試験装置であって、電子デバイスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、試験信号を整形し、整形した試験信号を電子デバイスに供給する波形整形部と、試験信号に基づいて、電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定するジッタ測定装置と、ジッタ測定装置が測定した出力信号のジッタに基づいて、電子デバイスの良否を判定する判定部とを備え、ジッタ測定装置は、出力信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、解析信号変換器が変換した複素解析信号に基づいて、出力信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出した瞬時位相が、予め定められた位相値となるタイミングを算出するタイミング推定器と、タイミング推定器が算出したタイミングに基づいて、出力信号のそれぞれのサイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出する周期推定器と、瞬時周期系列に基づいて、出力信号のジッタを算出するジッタ検出器とを有することを特徴とする試験装置を提供する。
本発明の第５の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、解析信号変換ステップにおいて変換した複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定ステップと、瞬時位相推定ステップにおいて算出した瞬時位相の最小二乗直線を求めることにより、被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定ステップと、被測定信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、被測定信号の瞬時位相が予め定められた位相となるタイミング、又はリニア瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングのいずれかを算出するタイミング推定ステップと、タイミング推定ステップにおいて算出したタイミングにおける、被測定信号の瞬時位相の位相値と、リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出するジッタ検出ステップとを備えることを特徴とするジッタ測定方法を提供する。
タイミングジッタ推定ステップは、複数のタイミングのそれぞれに対応するデータを有するタイミングジッタ系列を算出し、ジッタ測定方法は、タイミングジッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定ステップを更に備え、ジッタ検出ステップは、周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信号のジッタを検出してよい。
また、周期ジッタ系列の隣接するデータの差分である、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップを更に備え、ジッタ検出ステップは、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信号のジッタを検出してよい。
また、タイミング推定ステップは、リニア瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間するリニア瞬時位相補間ステップと、データ補間されたリニア瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、値検出ステップにおいて検出した位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップとを有してよい。
また、タイミング推定ステップは、瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する瞬時位相補間ステップと、データ補間された瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、値検出ステップにおいて検出した位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップとを有してよい。
また、タイミング推定ステップは、離散化された被測定信号の信号値データであって、予め定められた信号値より大きい信号値データのうち、予め定められた信号値に最も近い信号値データと、予め定められた信号値より小さい信号値データのうち、予め定められた信号値に最も近い信号値データとの間をデータ補間する波形データ補間ステップと、データ補間された被測定信号の信号値データのうち、予め定められた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出ステップと、値検出器が検出した信号値データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップとを有してよい。
また、タイミング推定ステップは、多項式補間法に基づいて、データ補間を行ってよい。また、タイミング推定ステップは、３次スプライン補間法に基づいて、データ補間を行ってもよい。
また、解析信号変換ステップは、被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された被測定信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換ステップとを有してよい。また、解析信号変換ステップは、被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換ステップと、周波数領域の信号に変換された被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換ステップとを有してもよい。
また、解析信号変換ステップは、被測定信号を格納するデータ蓄積ステップと、データ蓄積ステップにおいて格納したデータを順次取り出すデータ選択ステップと、データ選択ステップにおいて選択したデータに、所定の窓関数を乗算する窓関数乗算ステップと、窓関数が乗算されたデータを、周波数領域の信号に変換する周波数領域変換ステップと、周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて取り出した周波数成分を、時間領域の信号に変換する時間領域変換ステップと、時間領域変換ステップが時間領域の信号に変換した信号に、窓関数の逆数を乗算する振幅補正ステップとを有してよい。
また、帯域制限ステップは、被測定信号から、被測定信号の基本周波数を含む周波数成分を取り出すことが好ましい。
また、ジッタ検出ステップは、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出ステップを有してよい。また、ジッタ検出ステップは、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出ステップを有してもよい。また、ジッタ検出ステップは、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成ステップを有してもよい。
本発明の第６の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、解析信号変換ステップにおいて変換した複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定ステップと、瞬時位相推定ステップにおいて算出した瞬時位相が、予め定められた位相値となるタイミングを算出するタイミング推定ステップと、タイミング推定ステップにおいて算出したタイミングに基づいて、被測定信号のそれぞれのサイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出する周期推定ステップと、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出するジッタ検出ステップとを備えることを特徴とするジッタ測定方法を提供する。
また、タイミング推定ステップは、被測定信号の瞬時位相が略π／２＋２ｎπ及び／又は略３π／２＋２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）となるゼロクロスタイミングを算出してよい。また、瞬時周期系列の隣接するデータの差分である、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタステップを更に備え、ジッタ検出ステップは、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信号のジッタを検出してよい。
また、タイミング推定ステップは、瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する瞬時位相補間ステップと、データ補間された瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、値検出ステップにおいて検出した位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップとを有してよい。
また、タイミング推定ステップは、瞬時位相の位相データのうち複数の位相データに基づいて、逆補間法によりタイミングを算出してよい。
また、解析信号変換ステップは、被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された被測定信号のヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換ステップとを有してよい。また、解析信号変換ステップは、被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換ステップと、周波数領域の信号に変換された被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換ステップとを有してもよい。
また、被測定信号のうち、予め定められた第１の閾値より大きい信号値を第１の閾値に置き換え、予め定められた第２の閾値より小さい信号値を第２の閾値に置き換えて、振幅変調成分を除去する振幅変調成分除去ステップを更に備えてよい。
また、ジッタ検出ステップは、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出ステップを有してよい。また、ジッタ検出ステップは、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出ステップを有してもよい。また、ジッタ検出ステップは、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成ステップを有してもよい。
尚、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションも又、発明となりうる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明に係る試験装置１００の構成の一例を示す。
図２は、ジッタ測定装置２００の構成の一例を示す。
図３は、タイミング推定器１０５の構成の一例を示す。
図４は、タイミング推定器１０５の他の構成の一例を示す。
図５は、タイミング推定器１０５の更に他の構成の一例を示す。
図６は、解析信号変換器１０１の構成の一例を示す。
図７は、解析信号変換器１０１の他の構成の一例を示す。
図８は、解析信号変換器１０１の更に他の構成の一例を示す。
図９は、被測定信号の一例を示す。
図１０は、被測定信号の瞬時位相の一例を示す。
図１１は、被測定信号のリニア瞬時位相の一例を示す。
図１２は、タイミングジッタ波形の一例を示す。
図１３は、タイミングジッタのヒストグラムの一例を示す。
図１４は、周期ジッタ波形の一例を示す。
図１５は、周期ジッタの測定結果の一例を示す。
図１６は、本例におけるジッタ測定装置２００の測定結果の例を示す。
図１７は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ波形の一例を示す。
図１８は、サイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムの一例を示す。
図１９は、被測定信号の一例を示す。
図２０は、複素解析信号の一例を示す。
図２１は、位相関数φ（ｔ）の一例を示す。
図２２は、アンラップした瞬時位相波形の一例を示す。
図２３は、被測定信号の一例を示す。
図２４は、被測定信号の両側スペクトルの一例を示す。
図２５は、周波数領域の信号ｚ（ｆ）を示す。
図２６は、複素解析信号の一例を示す。
図２７は、補間法を説明する。
図２８は、逆線形補間法を説明する。
図２９は、本発明に係るジッタ測定方法の一例を示すフローチャートである。
図３０は、タイミング推定ステップＳ２０４の一例の詳細を示すフローチャートである。
図３１は、タイミング推定ステップＳ２０４の他の例の詳細を示すフローチャートである。
図３２は、タイミング推定ステップＳ２０４の更に他の例の詳細を示すフローチャートである。
図３３は、解析信号変換ステップＳ２０１の一例の詳細を示すフローチャートである。
図３４は、解析信号変換ステップＳ２０１の他の例の詳細を示すフローチャートである。
図３５は、解析信号変換ステップＳ２０１の更に他の例の詳細を示すフローチャートである。
図３６は、ジッタ測定装置２００の他の構成の例を示す。
図３７は、本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチャートである。
図３８は、ジッタ測定装置２００の更に他の構成の例を示す。
図３９は、本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチャートである。
図４０は、ジッタ測定装置２００の更に他の構成の例を示す。
図４１は、本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチャートである。
図４２は、ジッタ測定装置２００の更に他の構成の例を示す。
図４３は、波形クリップを説明する図である。
図４４は、本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチャートである。
図４５は、ジッタ測定装置２００の更に他の構成の例を示す。
図４６は、周期推定器３４１が推定した瞬時周期系列の波形の一例を示す。
図４７は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。
図４８は、ジッタ測定装置２００の更に他の構成の例を示す。
図４９は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。
図５０は、ジッタ測定装置２００の更に他の構成の例を示す。
図５１は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。
図５２は、ジッタ測定装置２００の更に他の構成の例を示す。
図５３は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。
図５４は、従来のタイムインターバルアナライザによるジッタ測定を説明する。
図５５は、タイムインターバルアナライザ１２の測定結果を示す。
図５６は、従来のディジタルオシロスコープ１４によるジッタ測定を説明する。
図５７は、ディジタルオシロスコープ１４の構成を示す。
図５８は、被測定信号の例を示す。
図５９は、周期ジッタの例を示す。
図６０は、タイムインターバルアナライザ１２の測定結果を示す。
図６１は、ディジタルオシロスコープ１４の測定結果を示す。
発明を実施するための最良の形態
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図１は、本発明に係る試験装置１００の構成の一例を示す。試験装置１００は、電子デバイス３０の出力信号に基づいて、電子デバイス３０の良否を判定する。試験装置１００は、パターン発生器１０と、波形整形部２０と、ジッタ測定装置２００と、判定部４０とを備える。
パターン発生器１０は、電子デバイス３０を試験するための試験パターンを生成する。パターン発生器１０は、例えば利用者が生成した試験プログラムに基づいた試験パターンを生成し、波形整形部２０に供給する。
波形整形部２０は、受け取った試験パターンに基づいて試験信号を生成し、電子デバイス３０に供給する。例えば、波形整形部２０は、利用者が生成した試験プログラム及び試験パターンに基づいて、所望のタイミングで電子デバイス３０に試験信号を供給する。
ジッタ測定装置２００は、電子デバイス３０が試験信号に基づいて出力する出力信号のジッタを測定する。ジッタ測定装置２００は、当該出力信号として、電子デバイス３０の内部クロックを受け取り、当該内部クロックのジッタを測定してよい。また、ジッタ測定装置２００は、当該出力信号のタイミングジッタ、周期ジッタ、及び／又はサイクルツゥサイクル周期ジッタを測定してよい。
判定部４０は、ジッタ測定装置２００が測定した当該出力信号のジッタに基づいて、電子デバイス３０の良否を判定する。以下、ジッタ測定装置２００について詳細に説明する。
図２は、ジッタ測定装置２００の構成の一例を示す。ジッタ測定装置１００は、解析信号変換器１０１と、瞬時位相推定器１０２と、リニア瞬時位相推定器１０３と、スイッチ１０４と、タイミング推定器１０５と、タイミングジッタ推定器１０６と、ジッタ検出器１０７とを備える。
解析信号変換器１０１は、被測定信号を受け取り、被測定信号のうち、所定の周波数成分を選択的に通過させる。また、解析信号変換器１０１は、被測定信号のうちの所定の周波数成分を複素信号に変換した複素解析信号を出力する。例えば、解析信号変換器１０１は、被測定信号を当該複素解析信号の実数部とし、被測定信号の位相を９０度おくらせた信号を当該複素解析信号の虚数部とした、複素解析信号を出力する。
瞬時位相推定器１０２は、解析信号変換器１０１から受け取った複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を測定する。例えば、複素解析信号の実数部をｘ（ｔ）、複素解析信号の虚数部をＸ’（ｔ）とした場合、瞬時位相推定手段１０２は、下式に基づいて被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）を算出してよい。
φ（ｔ）＝tan-1（ｘ’（ｔ）／ｘ（ｔ））
リニア瞬時位相推定器１０３は、瞬時位相推定器１０２が推定した瞬時位相データの直線近似波形を、被測定信号のリニア瞬時位相として推定する。リニア瞬時位相推定器１０３は、当該瞬時位相のデータの最小二乗直線を求めることにより、被測定信号のリニア瞬時位相を推定してよい。
スイッチ１０４は、解析信号変換器１０１が出力する複素解析信号の実数部、瞬時位相推定器１０２が出力する瞬時位相、又はリニア瞬時位相推定器１０３が出力するリニア瞬時位相の何れかを選択し、タイミング推定器１０５に供給する。
タイミング推定器１０５は、スイッチ１０４が選択した解析信号の実数部、瞬時位相、又はリニア瞬時位相に基づいて、被測定信号が、所定の値を取るタイミングを推定する。本例において、タイミング推定器１０５は、被測定信号が略零の値を取るゼロクロスタイミングを推定する。また、タイミング推定器１０５は、当該タイミングを補間法又は逆補間法により推定してよい。
タイミングジッタ推定器１０６は、タイミング推定器１０５が推定したタイミングにおける、被測定信号の瞬時位相値とリニア瞬時位相値の差を計算し、タイミングジッタ系列を推定する。タイミングジッタ推定器１０６は、複数の当該タイミングにおける被測定信号の瞬時位相値とリニア瞬時位相値の差に基づいて、当該タイミングジッタ系列を推定する。被測定信号がジッタを有する場合、それぞれのタイミングにおける被測定信号の瞬時位相値とリニア瞬時位相値の差にバラツキが生じ、タイミングジッタ系列のそれぞれのデータにバラツキが生じる。
ジッタ検出器１０７は、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出する。つまり、ジッタ検出器１０７は、タイミングジッタ系列のそれぞれのデータのバラツキに基づいて、被測定信号のジッタを算出する。ジッタ検出器１０７は、ピーク値算出部１０８と、実効値算出部１０９と、ヒストグラム生成部１１０とを有してよい。ピーク値算出部１０８は、タイミングジッタ系列の最大値と最小値との差を算出する。実効値算出部１０９は、タイミングジッタ系列の二乗平均値（実効値）を算出する。ヒストグラム生成部１１０は、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成する。ジッタ検出器１０７は、ピーク値算出部１０８、実効値算出部１０９、ヒストグラム生成部１１０のうちの１つ又は複数を設けてもよい。
図３は、タイミング推定器１０５の構成の一例を示す。本例において、タイミング推定器１０５は、リニア瞬時位相を受け取り、当該リニア瞬時位相に基づいて、被測定信号が所定の位相を取るタイミングを推定する。タイミング推定器１０５は、補間器１５１と、値検出器１５２と、推定部１５３とを有する。
補間器１５１は、リニア瞬時位相推定器１０３（図２参照）が推定したリニア瞬時位相に対して、予め定められた値付近のデータを補間する。本例において、補間器１５１は、リニア瞬時位相に対して、π／２＋２ｎπ及び／又は３π／２＋２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）付近のデータ間を補間する。補間器１５１は、予め所定の値と、所定の範囲とが与えられ、当該所定の値から当該所定の範囲内にあるリニア瞬時位相データ間を、所定の間隔でデータ補間する。補間器１５１は、後述する多項式補間法を用いてリニア瞬時位相データを補間してよく、後述する３次スプライン補間法を用いてリニア瞬時位相データを補間してよく、また、直線補間法を用いてリニア瞬時位相データを補間してよく、他の補間法を用いてリニア瞬時位相データを補間してもよい。補間器１５１は、リニア瞬時位相データを十分に細かく補間することが好ましい。
値検出器１５２は、データ補間されたリニア瞬時位相データに対し、当該所定値に最も近いリニア瞬時位相データを検出する。
推定部１５３は、値検出器１５２が検出したリニア瞬時位相データの、時間タイミングを推定する。
図４は、タイミング推定器１０５の他の構成の例を示す。本例において、タイミング推定器１０５は、瞬時位相を受け取り、当該瞬時位相に基づいて、被測定信号が所定の位相を取るタイミングを推定する。本例におけるタイミング推定器１０５は、図３に関連して説明したタイミング推定器１０５と同様の機能及び構成を有する。
補間器１６１は、瞬時位相推定器１０２（図２参照）が推定した瞬時位相に対して、予め定められた値付近のデータを補完する。本例において、補間器１６１は、瞬時位相に対して、π／２＋２ｎπ及び／又は３π／２＋２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）付近のデータ間を補間する。補間器１６１は、図３に関連して説明した補間器１５１と同様の方法で、当該補間を行ってよい。
値検出器１５１は、データ補間された瞬時位相データに対し、当該所定値に最も近い瞬時位相データを検出する。
推定部１５３は、値検出器１５２が検出した瞬時位相データの、時間タイミングを推定する。
図５は、タイミング推定器１０５の更に他の構成の例を示す。本例において、タイミング推定器１０５は、複素解析信号を受け取り、当該複素解析信号に基づいて、被測定信号が所定の値を取るタイミングを推定する。本例におけるタイミング推定器１０５は、図３に関連して説明したタイミング推定器１０５と同様の機能及び構成を有する。
補間器１７１は、解析信号変換器１０１（図２参照）が出力した複素解析信号の実数部に対して、予め定められた値付近のデータを補完する。本例において、補間器１７１は、複素解析信号の実数部に対して、ゼロクロス付近のデータを補完する。補間器１７１は、図３に関連して説明した補間器１５１と同様の方法で、当該補間を行ってよい。
値検出器１５２は、データ補間された複素解析信号の実数部に対し、当該所定値に最も近いデータを検出する。
推定部１５３は、値検出器１５２が検出したデータの、時間タイミングを推定する。
図６は、解析信号変換器１０１の構成の一例を示す。解析信号変換器１０１は、被測定信号を複素解析信号に変換する。解析信号変換器１０１は、周波数領域変換器１８１と、帯域制限器１８２と、時間領域変換器１８３とを有する。
周波数領域変換器１８１は、被測定信号を周波数領域の信号に変換する。周波数領域変換器１８１は、被測定信号を正の周波数スペクトル及び負の周波数スペクトルを有する両側スペクトル信号に変換する。周波数領域変換器１８１は、フーリエ変換により、被測定信号を周波数領域の信号に変換してよい。周波数領域変換器１８１は、被測定信号を高速フーリエ変換する手段を有することが好ましい。
帯域制限器１８２は、周波数領域の信号に変換された被測定信号の、所定の周波数成分を選択的に通過させる。本例において帯域制限器１８２は、当該被測定信号の基本周波数近傍の周波数成分を選択して出力する。つまり、帯域制限器１８２は、周波数領域の信号に変換された被測定信号の、負の周波数成分を零とし、片側スペクトル信号を生成する。また、帯域制限器１８２は、当該片側スペクトル信号に対し、被測定信号の基本周波数近傍の成分以外の周波数成分を零とした信号を生成し出力する。また、帯域制限器１８２は、被測定信号の基本周波数付近の成分のみを残しその他の周波数成分を零として周波数領域の信号を帯域制限した後、両側スペクトル信号における負の周波数成分を零とした信号を出力してもよい。帯域制限器１８２は、アナログフィルタでもデジタルフィルタでもよいし、ＦＦＴなどのデジタル信号処理を用いて実装してもよい。
時間領域変換器１８３は、帯域制限器１８２が出力した周波数成分を、時間領域の信号に変換する。時間領域変換器１８３は、逆フーリエ変換により、当該周波数成分を時間領域の信号に変換してよい。時間領域変換器１８３は、当該周波数成分を逆高速フーリエ変換する手段を有することが好ましい。解析信号変換器１０１は、時間領域変換器１８３が、時間領域の信号に変換した信号を、複素解析信号として出力する。
図７は、解析信号変換器１０１の他の構成の例を示す。解析信号変換器１０１は、帯域制限器１９１と、ヒルベルト変換器１９２とを有する。
帯域制限器１９１は、図６に関連して説明した帯域制限器１８２と同一又は同様の機能を有する。帯域制限器１９１は、被測定信号から基本周波数近傍の周波数成分を取り出す。
ヒルベルト変換器１９２は、帯域制限器１９１の出力信号を受け取り、当該出力信号をヒルベルト変換する。つまり、ヒルベルト変換器１９２は、当該出力信号のヒルベルト変換対を生成する。
解析信号変換器１０１は、帯域制限器１９１の出力信号を、複素解析信号の実数部として出力し、ヒルベルト変換器１９２が生成したヒルベルト変換対を、複素解析信号の虚数部として出力する。
図８は、解析信号変換器１０１の更に他の構成の例を示す。解析信号変換器１０１は、バッファメモリ２０１と、データ選択器２０２と、窓関数乗算器２０３と、周波数領域変換器２０４と、帯域制限器２０５と、時間領域変換器２０６と、振幅補正器２０７とを有する。
バッファメモリ２０１は、被測定信号を格納する。データ選択器２０２は、バッファメモリ２０１が格納したデータを、順次取り出す。データ選択器２０２は、前回取り出したデータと、少なくとも一部が重複するデータを取り出すことを繰り返すのが好ましい。例えば、データ選択器２０２は、被測定信号の４周期分のデータを、前回のデータと１周期分が重複するように取り出す。また、データ選択器２０２は、バッファメモリ２０１が格納したデータを全て取り出すまで、バッファメモリ２０１からデータを取り出してよい。
窓関数乗算器２０３は、データ選択器２０２が順次取り出したデータに所定の窓関数を順次乗算する。窓関数乗算器２０３は、窓関数を順次乗算したデータを周波数領域変換器２０４に、被測定信号として順次供給する。
周波数領域変換器２０４、帯域制限器２０５、及び時間領域変換器２０６は、図６に関連して説明した周波数領域変換器１８１、帯域制限器１８２、及び時間領域変換器１８３と同一又は同様の機能及び構成を有する。周波数領域変換器２０４、帯域制限器２０５、及び時間領域変換器２０６は、窓関数乗算器２０３から順次供給される被測定信号に対して、上述した処理を順次行う。
振幅補正器２０７は、時間領域変換器２０６が時間領域の信号に順次変換した信号に、当該窓関数の逆数を順次乗算する。例えば、振幅補正器２０７は、窓関数を乗算した信号の時間軸上の中央部が、前回窓関数の逆数を乗算した信号に連続するように、当該信号の振幅を補正する。本例における解析信号変換器１０１によれば、被測定信号のデータ量が多い場合であっても、被測定信号の帯域制限を効率良く行うことができる。
図９は、被測定信号の一例を示す。図９に示した被測定信号を用いて、本例におけるジッタ測定装置２００のジッタ測定方法を説明する。
被測定信号がジッタのないクロック信号である場合、被測定信号は基本周波数（fundamental frequency）ｆ0を持つ方形波（square wave）である。当該被測定信号は、フーリエ解析によって周波数ｆ0，３ｆ0，５ｆ0，…からなる高調波に分解できる。被測定信号のジッタは被測定信号の基本周波数の揺らぎに対応する。本例におけるジッタ測定装置２００のジッタ解析においては、被測定信号の基本周波数付近の信号成分のみを取り扱うことにより、効率よく被測定信号のジッタを検出する。
被測定信号がジッタを有する場合、被測定信号の基本サイン波（fundamental sinusoidal wave）成分は、
Ａcos(φ(ｔ))＝Ａcos(２πｆ0ｔ＋θ−Δφ(ｔ))                              （１）
ただし、Ａは振幅、ｆ0は基本周波数
で表される。すなわち、被測定信号の瞬時位相関数φ（ｔ）は、基本周波数ｆ0を含むリニア瞬時位相成分２πｆ0ｔと、初期位相成分θ（本例においては、θ＝０とする）と、位相変調成分Δφ（ｔ）との和で表される。
位相変調成分Δφ（ｔ）が零のとき、被測定信号の立ち上がり又は立ち下がりが所定の値を取るタイミングは、一定周期Ｔ0だけ隔たっている。本例において、当該所定の値を零、すなわち当該タイミングをゼロクロスタイミングとして説明する。位相変調成分Δφ（ｔ）が零でない場合、被測定信号の立ち上がりゼロクロス点間は、一定周期とならない。すなわち、Δφ（ｎＴ）はゼロクロス点の時間変動、すなわちタイミングジッタを表す。周期ジッタは、隣り合う立ち上がりゼロクロス点におけるタイミングジッタの差に対応する。さらに、サイクルツゥサイクル周期ジッタは、隣り合う周期間の変動であり、隣り合う周期ジッタ値の差として求めることができる。
従って、被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）を推定し、ゼロクロス点における瞬時位相と、ジッタのない理想的な被測定信号の位相波形に対応する直線位相２πｆ0ｔ＋θとの差を求めることにより、被測定信号のタイミングジッタ、周期ジッタ、サイクルツゥサイクル周期ジッタを計算することができる。
また、補間法を用いてゼロクロス点のタイミングを小さい誤差で推定することにより、タイミング・ジッタ、周期ジッタ、サイクルツゥサイクル周期ジッタの測定誤差を小とできる。
例えば、ジッタ測定装置２００（図２参照）が図９に示した被測定信号ｘ（ｔ）を受け取った場合、ジッタ測定装置２００は、被測定信号ｘ（ｔ）の瞬時位相φ（ｔ）を推定する。まず、解析信号変換部１０１（図２参照）が、被測定信号ｘ（ｔ）を複素解析信号に変換する。次に、瞬時位相推定器１０２（図２参照）が、複素解析信号に基づいて、瞬時位相φ（ｔ）を推定する。
図１０は、瞬時位相推定器１０２が推定した瞬時位相波形φ（ｔ）の一例を示す。瞬時位相推定器１０２は、前述した方法により、瞬時位相波形を推定する。
次に、リニア位相推定器１０３（図２参照）が、瞬時位相波形データに対し最小二乗法による直線フィッティングを行ない、瞬時位相波形データのリニア瞬時位相φlinear(ｔ)を求める。前述したように、当該リニア瞬時位相φlinear(ｔ)は、ジッタのない理想的な被測定信号の瞬時位相波形に相当する。
図１１は、リニア瞬時位相φlinear(ｔ)の一例を示す。次に、タイミング推定部１０５（図２参照）が、被測定信号ｘ(ｔ)のリニア瞬時位相φlinear(ｔ)がπ／２＋２ｎπまたは３π／２＋２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）となるゼロクロスタイミングを補間法や逆補間法等を用いて推定する。タイミングジッタ推定器１０６は、ゼロクロスタイミングにおける瞬時位相値と直線位相の差、即ちタイミングジッタΔφ[ｎ]（＝Δφ（ｎＴ））を算出する。
ここで、π／２＋２ｎπとなる点は被測定信号の立ち下がりゼロクロス点に、３π／２＋２ｎπとなる点は被測定信号の立ち上がりゼロクロス点にそれぞれ対応する。
図１２は、タイミングジッタΔφ［ｎ］の波形の一例を示す。最後に、ジッタ検出器１０７が、タイミングジッタΔφ［ｎ］のデータ系列に基づいて、タイミングジッタの実効値とピークツゥピーク値を算出する。タイミングジッタの実効値ΔφRMSは、タイミングジッタΔφ［ｎ］の二乗平均値であり、下式により算出される。
ΔφRMS＝√（（１／Ｎ）Σk=1NΔφ2[ｋ]）                                      （２）
ただし、Ｎは測定されたタイミングジッタデータの標本数である。
また、ピーク・ツゥ・ピークタイミングジッタΔφPPは、Δφ［ｎ］の最大値と最小値の差であり、下式により算出される。
ΔφPP＝maxk(Δφ［ｋ］)−mink(Δφ［ｋ］)                              （３）
図１３は、タイミングジッタのヒストグラムの一例を示す。ヒストグラム生成部１１０（図２参照）は、当該ヒストグラムを生成する。
また、本例におけるジッタ測定装置２００は、被測定信号の周期ジッタを同時に測定してもよい。周期ジッタＪは、基本周期Ｔ0に対する周期Ｔの相対的な揺らぎであり、隣り合う２つのゼロクロス点におけるタイミングジッタ値の差として、下式で表される。
Ｊ[ｋ]＝Ｔ[ｋ]−Ｔ0＝Δφ［ｋ＋１］−Δφ［ｋ］                              （４）
ここで、周期ジッタを求めるときの周期は、ｍ周期（ｍ＝０．５，１，２，３、…）としてもよい。例えば、ｍ＝０．５周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点と、次の立ち下がり（または立ち上がり）ゼロクロス点とにおける両タイミング・ジッタ値の差を求めてもよいし、ｍ＝２周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点と、このゼロクロス点から２つ後の立ち上がり(または立ち下がり)ゼロクロス点とにおける両タイミング・ジッタ値の差を求めてもよい。
図１４は、ｍ＝１周期として求めた周期ジッタ波形Ｊ［ｎ］の一例を示す。また、このようにして測定された周期ジッタデータの二乗平均と、最大値と最小値の差を計算することにより、周期ジッタの実効値ＪRMSとピークツゥピーク値ＪPPを式（５）、式（６）によりそれぞれ求めることができる。
ＪRMS＝√（（１／Ｍ）Σk=1MＪ2[ｋ]）                              （５）
ＪPP＝maxk(Ｊ[ｋ])−mink(Ｊ［ｋ］)                                        （６）
ここで、Ｍは測定された周期ジッタ・データの標本数である。
図１５は、周期ジッタの測定結果の一例を示す。図１５（ａ）は、従来のタイムインターバル・アナライザで測定したヒストグラムを、図１５（ｂ）は、Δφ法で測定したヒストグラムを、図１５（ｃ）は、本例におけるジッタ測定装置２００が測定した周期ジッタのヒストグラムを示す。本例におけるジッタ測定装置２００によれば、被測定信号の周期ジッタを精度よく検出することができる。
図１６は、周期ジッタの実効値及びピークツゥピーク値の、本例におけるジッタ測定装置２００と従来のジッタ測定方法との測定値の一例を示す。
ここで、観測される周期ジッタのピークツゥピーク値ＪPPは、測定数（ゼロクロス数）の対数の平方根にほぼ比例する。例えば、５０００イベント程度においてはＪPP＝４５ｐｓが正しい値である。図１６におけるＪPPの誤差は４５ｐｓを真値として算出した。図１６に示すように本例におけるジッタ測定装置によれば、タイムインターバル・アナライザで測定した値に対し、ＪRMSで−３．１％、ＪPPで＋１．０％と精度よく検出することができる。図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）図１６に示したように、本例におけるジッタ測定装置２００は、正しい測定値が得られる従来のタイムインターバル・アナライザによる測定方法と互換性のあるジッタ測定値を得ることができる。
さらに、この本例におけるジッタ測定装置２００は、サイクルツゥサイクル周期ジッタを同時に測定することができる。サイクルツゥサイクル周期ジッタＪCCは連続するサイクル間の周期変動であり、下式で表される。
0003650767.tif 000002
従って、上述した方法により測定された周期ジッタデータの差分をとり、その二乗平均と最大値と最小値の差を計算することにより、サイクルツゥサイクル周期ジッタの実効値ＪCC,RMSとピークツゥピーク値ＪCC,PPをそれぞれ式（８）、式（９）により求めることができる。
ＪCC,RMS＝√((１／Ｌ)Σk=1LＪ2CC[ｋ])                                  （８）
ＪCC,PP＝maxk(ＪCC[ｋ])−mink(ＪCC[ｋ])                                （９）
ここで、Ｌは測定されたサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ・データの標本数である。
図１７は、サイクルツゥサイクル周期ジッタＪCC[ｎ]の波形の一例を示す。また、図１８は、サイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムの一例を示す。本例におけるジッタ測定装置２００は、上述したようにリニア瞬時位相データを補間してゼロクロスタイミングを推定するだけでなく、これにかえて、瞬時位相データを補間してゼロクロス・タイミングを推定してもよいし、あるいは解析信号の実数部データ（実信号に対応する）を補間してゼロクロス・タイミングを推定してもよい。
また、本例におけるジッタ測定装置２００は、波形クリップ手段を用いて、被測定信号の振幅変調（amplitude modulation,AM）成分を取り除いてよい。ジッタに対応する位相変調（phase modulation,PM）成分のみを残すことにより、周期ジッタを高精度に推定することもできる。次に、ヒルベルト変換による複数解析信号の生成について説明する。
図１９は、被測定信号の一例を示す。被測定信号ｘ（ｔ）の複素解析信号ｚ（ｔ）は、下式で定義される。
ｚ（ｔ）≡ｘ（ｔ）＋ｊｘ′（ｔ）                                    （１０）
ここで、ｊは虚数単位であり、複素信号ｚ（ｔ）の虚数部ｘ′（ｔ）は、実数部ｘ（ｔ）のヒルベルト変換である。
一方、時間関数ｘ(ｔ)のヒルベルト変換は、次式で定義される。
0003650767.tif 000003
ここで、Ｘ′（ｔ）は関数ｘ（ｔ）と（１／πｆ）の畳み込みである。即ち、ヒルベルト変換は、被測定信号ｘ（ｔ）を全帯域通過フィルタを通過させた時の出力と等価である。ただし、この時の全帯域通過フィルタの出力ｘ′（ｔ）は、被測定信号ｘ（ｔ）とスペクトル成分の大きさは変わらないが、その位相はπ／２だけシフトする。
解析信号及びヒルベルト変換については、例えば、A.Papoulis,Probability,Random Variables,and Stochastic Processes,2nd edition,McGraw-Hill Book Company,1984.に記載されている。
被測定信号ｘ（ｔ）の瞬時位相波形φ（ｔ）は、複素解析信号ｚ（ｔ）から次式を用いて求められる。
φ（ｔ）＝tan-1［ｘ′（ｔ）／ｘ（ｔ）］                              （１２）
次に、図７に関連して説明した解析信号変換器１０１において、ヒルベルト変換を用いて瞬時位相を推定するアルゴリズムについて説明する。はじめに、帯域制限器１９１（図７参照）が、被測定信号ｘ（ｔ）の基本周波数近傍の周波数成分を出力する。次に、ヒルベルト変換器１９２（図７参照）が、被測定信号ｘ（ｔ）に式１０から式１２を用いて説明したヒルベルト変換を適用して複素解析信号の虚数部に対応する信号ｘ′（ｔ）を求める。解析信号変換器１０１は、帯域制限器１９１が出力する帯域制限された被測定信号ｘ（ｔ）を、複素解析信号の実数部として出力し、ヒルベルト変換器１９２が出力する帯域制限された被測定信号ｘ（ｔ）のヒルベルト変換を、複素解析信号の虚数部として出力する。
図２０は、複素解析信号の一例を示す。図２０において、複素解析信号の実数部ｘ(ｔ)を実線で、虚数部ｘ′（ｔ）を破線で示す。次に、瞬時位相推定器１０２（図２参照）が、複素解析信号ｚ（ｔ）に基づいて、式（１２）を用いて瞬時位相関数φ（ｔ）を推定する。ここで、φ（ｔ）は、−πから＋πの範囲の位相の主値を用いて表され、＋πから−πに変化する付近で不連続点を持つ。
図２１は、位相関数φ（ｔ）の一例を示す。最後に、瞬時位相推定器１０２が、不連続な位相関数φ（ｔ）をアンラップする。すなわち、瞬時位相推定器１０２は、位相関数φ（ｔ）に２πの整数倍を適切に加える。瞬時位相推定器１０２が、位相関数φ（ｔ）をアンラップすることにより、不連続を取り除き連続な瞬時位相関数φ（ｔ）を得ることができる。
図２２は、アンラップされた瞬時位相関数φ（ｔ）を示す。瞬時位相推定器１０２は、図２２に示すような、アンラップされた瞬時位相関数φ（ｔ）を出力する。また、被測定信号から複素解析信号への変換は、高速フーリエ変換を用いたディジタル信号処理によっても実現できる。次に、フーリエ変換による複素解析信号の生成について、図６において説明した解析信号変換器１０１を用いて説明する。
図２３は、被測定信号の一例を示す。図２３に示す被測定信号は、離散化されたデータ系列を有する。周波数領域変換器１８１（図６参照）は、離散化された被測定信号ｘ(ｔ)にＦＦＴ（高速フーリエ変換）を適用し、被測定信号の両側スペクトルｘ(ｆ)を得る。
図２４は、被測定信号の両側スペクトルの一例を示す。次に、帯域制限器１８２が、スペクトルｘ(ｆ)の正の周波数成分における基本周波数４００ＭＨｚ付近のデータのみを残して、残りのデータをゼロとし、さらに、正の周波数成分を２倍する。周波数領域におけるこれらの処理が、時間領域において被測定信号を帯域制限し複素解析信号に変換することに対応する。
図２５は、周波数領域の信号Ｚ(ｆ)を示す。最後に、時間領域変換器１８３が、周波数領域の信号Ｚ(ｆ)に逆ＦＦＴを適用することにより、帯域制限された複素解析信号ｚ(ｔ)を得ることができる。
図２６は、帯域制限された複素解析信号ｚ(ｔ)の一例を示す。ＦＦＴを用いた複素解析信号への変換については、例えば、J.S.Bendat and A.G.Piersol,Random Data:Analysis and Measurement Procedure,2nd edition,John Wiley &Sons,Inc.,1986.に記載されている。
次に、図３から図５に関連して説明した補間器における補間について説明する。
関数ｙ＝ｆ(ｘ)の値が、変数ｘの不連続な値ｘ1，ｘ2，…ｘnに対して与えられている時、ｘk（ｋ＝１，２，…，ｎ）以外のｘの値に対するｆ(ｘ)の値を推測する処理が補間である。
図２７は、補間法を説明する図である。補間法を用いたタイミングの推定は、例えば図２７に示すように、所定の関数値ｙCを挟む２つの測定点ｘkとｘk+1間を十分に細かく補間した後、上記所定値ｙCに最も近い補間データを検索することにより、関数値ｙが所定の値ｙCとなるタイミングｘを推定する。タイミング推定の誤差は、２つの測定点ｘk，ｘk+1間を等間隔で刻む時間幅に反比例する。即ち、タイミング推定の誤差を小とするには、２つの測定点ｘk，ｘk+1間を可能な限り小さい時間刻み幅でｙ＝ｆ(ｘ)を補間することが望ましい。
次に、多項式補間法について説明する。多項式補間については、例えば、L.M.Johnson and R.D.Riess,Numerical Analysis,Massachusetts:Addison-Wesley,pp.207-230,1982.に記載されている。
平面上の２点（ｘ1，ｙ1），（ｘ2，ｙ2）が与えられた時、その２点を通る直線（line）ｙ＝ｐ1（ｘ）は、
ｙ＝p1(ｘ)＝｛（ｘ−ｘ2）／（ｘ1−ｘ2）｝ｙ1＋｛（ｘ−ｘ1）／（ｘ2−ｘ1）｝ｙ2  （１７）
で与えられ、一意的に決まる。同様に、平面上の３点（ｘ1，ｙ1），（ｘ2，ｙ2），（ｘ3，ｙ3）を通る２次曲線（quadratic）ｙ＝Ｐ2（ｘ）は、
0003650767.tif 000004
で与えられる。一般に、平面上のＮ点（ｘ1，ｙ1），（ｘ2，ｙ2），…，（ｘN，ｙN）を通るＮ−１次曲線ｙ＝ＰN-1（ｘ）は一意的に決まり、ラグランジェの公式(Lagrange′s classical formula)より、
0003650767.tif 000005
で与えられる。
Ｎ−１次多項式補間（interpolation by polynomial of degree N-1）は、Ｎ個の測定点から上記の式（１４）を用いて希望のｘに対するｙ＝ｆ（ｘ）の値を推定する。補間曲線ＰN-1(ｘ)の近似をよくするには、ｘに近いＮ点を選択するの望ましい。
次に、３次スプライン補間法について説明する。３次スプライン補間については、例えば、L.W.Johnson and R.D.Riess,Numerical Analysis,Massachusetts:Addison-Wesley,pp.237-248,1982.に記載されている。
“スプライン(spline)”とは製図用の自在定規(薄い弾力のある細い板(thinelastic rod))をいう。スプラインを平面上の通過すべき点を通るように曲げると、これらの点をつなぐ滑らかな曲線(スプライン曲線(spline curve))が得られる。
このスプライン曲線は、所定の点を通過し曲率(curvature)の２乗積分(スプラインの変形のエネルギーに比例する)が最小な曲線である。
平面上の２点（ｘ1，ｙ1，（ｘ2，ｙ2）が与えられた時、この２点を通るスプライン曲線は、
ｙ＝Ａｙ1＋Ｂｙ2＋Ｃｙ1″＋Ｄｙ2″
0003650767.tif 000006
で与えられる。ここで、ｙ1″及びｙ2″はそれそれ、（ｘ1，ｙ1）及び（ｘ2，ｙ2）における関数ｙ＝ｆ（ｘ）の２次微分（the second derivative）値である。
３次スプライン補間は、２個の測定点とその測定点における２次微分値から上記の式を用いて希望のｘに対するｙ＝ｆ（ｘ）の値を推定する。補間曲線の近似をよくするには、ｘに近い２点を選択するのが望ましい。
次に、図３から図５に関連して説明した値検出器１５２における逆線形補間法について説明する。
図２８は、逆線形補間法を説明する図である。逆補間法とは、変数ｘの不連続な値ｘ1，ｘ2，…，ｘnに対して関数ｙk＝ｆ（ｘk）の値が与えられている時、ｙ＝ｆ（ｘ）の逆関数をｘ＝ｇ（ｙ）として、不連続なｙｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）以外の任意のｙに対するｇ（ｙ）＝Ｘの値を推測する方法である。逆線形補間法は、ｙに対するｘの値を推測するために直線補間を用いる。
平面上の２点（ｘ1，ｙ1），（ｘ2，ｙ2）が与えられた時、その２点を通る直線は、
ｙ＝｛（ｘ−ｘ2）／（ｘ1−ｘ2）｝ｙ1＋｛（ｘ−ｘ1）／（ｘ2−ｘ1）｝ｙ2  （１６）
で与えられる。上の式の逆関数は、
ｘ＝｛（ｙ−ｙ2）／（ｙ1−ｙ2）｝ｘ1＋｛（ｙ−ｙ1）／（ｙ2−ｙ1）｝ｘ2  （１７）
で与えられ、ｙに対するｘの値を一意的に求めることができる。
逆線形補間は図２８に示すように、２個の測定点（ｘk，ｙk），（ｘk+1，ｙk+1）から上記の式（１７）を用いて希望のｙcに対するｘ＝ｇ（ｙc）の値を推定することにより、所定の値ｙcになる時間タイミングｘを一意に推定する。推定の誤差を小さくするには、ｘをはさむ２つの測定点ｘkとｘk+1を選択するのが望ましい。
次に、瞬時位相からリニア瞬時位相を推定する方法について説明する。図２に関連して説明したリニア瞬時位相推定器１０３は、アンラップされた瞬時位相から、最小二乗法によりリニア瞬時位相を算出する。以下、最小二乗法について説明する。
最小二乗法は、ずれの大きさの尺度としてデータ点から直線までの鉛直線（aplumbline）（縦軸に平行に下した直線）の長さの平方値を利用したフィッティング方法である。一般に、ｎ個の２次元データ（ｘ1，ｙ1），（ｘ2，ｙ2），…，（ｘn，ｙn）が与えられた時、これらのデータに対する最小二乗直線を
ｙ＝ａ＋ｂｘ                                                        （１８）
とすると、（ｘI，ｙi）（ｉ＝１，２，…，ｎ）というデータから最小二乗直線までの鉛直線の長さの平方値は｛ｙi−（ａ＋ｂｘi）｝2で与えられる。この時、鉛直時の長さの平方値の和を
0003650767.tif 000007
と表現することにより、平方値の和が最小となる係数ａ，ｂは、それぞれ
0003650767.tif 000008
と求めることができる。
以上により、式（２０）及び（２１）を用いて、全瞬時位相データからリニア瞬時位相関数を得ることができる。
図２９は、本発明に係るジッタ測定方法の一例を示すフローチャートである。まず、解析信号変換ステップＳ２０１で、被測定信号を複素解析信号に変換する。Ｓ２０１は、図２に関連して説明した解析信号変換器１０１と同一又は同様の機能を有する。Ｓ２０１は、図２に関連して説明した解析信号変換器１０１を用いて行ってよい。
次に、瞬時位相推定ステップＳ２０２で、被測定信号の瞬時位相を推定する。Ｓ２０２は、図２に関連して説明した瞬時位相推定器１０２と同一又は同様の機能を有する。Ｓ２０２は、図２に関連して説明した瞬時位相推定器１０２を用いて行ってよい。
次に、リニア瞬時位相推定ステップＳ２０３で、被測定信号のリニア瞬時位相を推定する。Ｓ２０３は、図２に関連して説明したリニア瞬時位相推定器１０３と同一又は同様の機能を有する。Ｓ２０３は、図２に関連して説明したリニア瞬時位相推定器１０３を用いて行ってよい。
次に、タイミング推定ステップＳ２０４で、リニア瞬時位相が所定の位相となる複数のタイミングを推定する。また、Ｓ２０４では、瞬時位相が所定の位相となるタイミングを推定してよい。また、Ｓ２０４では、被測定信号が所定の値を取るタイミングを推定してもよい。Ｓ２０４は、図２に関連して説明したタイミング推定器１０５と同一又は同様の機能を有する。Ｓ２０４は、図２に関連して説明したタイミング推定器１０５を用いて行ってよい。
次に、タイミングジッタ系列算出ステップＳ２０５で、Ｓ２０４において推定した複数のタイミングにおける、瞬時位相とリニア瞬時位相との差を算出し、算出した差分に基づいて、タイミングジッタ系列を生成する。Ｓ２０５は、図２に関連して説明したタイミングジッタ推定器１０６と同一又は同様の機能を有する。Ｓ２０５は、図２に関連して説明したタイミングジッタ推定器１０６を用いて行ってよい。
次に、タイミングジッタ推定ステップＳ２０６で、タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のタイミングジッタを検出する。Ｓ２０６は、図２に関連して説明したジッタ検出器１０７と同一又は同様の機能を有する。Ｓ２０６は、図２に関連して説明したジッタ検出器１０７を用いて行ってよい。
以上説明したジッタ測定方法によれば、図２に関連して説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号のジッタを精度よくかつ高速に測定することができる。
図３０は、タイミング推定ステップＳ２０４の一例の詳細を示すフローチャートである。本例において、Ｓ２０４は、リニア瞬時位相が所定の位相となる複数のタイミングを推定する。まず、リニア瞬時位相補間ステップＳ８０１で、リニア瞬時位相データを補間する。Ｓ８０１は、図３に関連して説明した補間器１５１と同様の機能を有する。Ｓ８０１は、図３に関連して説明した補間器１５１を用いて行ってよい。
次に、値検出ステップＳ８０２で、所定の位相となるリニア瞬時位相データを検出する。Ｓ８０２は、図３に関連して説明した値検出器１５２と同様の機能を有する。Ｓ８０２は、図３に関連して説明した値検出器１５２を用いて行ってよい。
次に、推定ステップＳ８０３で、Ｓ８０２において検出したリニア瞬時位相データの時間タイミングを算出する。Ｓ８０３は、図３に関連して説明した推定器１５３と同様の機能を有する。Ｓ８０３は、図３に関連して説明した推定器１５３を用いて行ってよい。
図３１は、タイミング推定ステップＳ２０４の他の例の詳細を示すフローチャートである。本例において、Ｓ２０４は、瞬時位相が所定の位相となる複数のタイミングを推定する。まず、瞬時位相補間ステップＳ１００１で、瞬時位相データを補間する。Ｓ１００１は、図４に関連して説明した補間器１６１と同様の機能を有する。Ｓ１００１は、図４に関連して説明した補間器１６１を用いて行ってよい。
次に、値検出ステップＳ１００２で、所定の位相となる瞬時位相データを検出する。Ｓ１００２は、図４に関連して説明した値検出器１５２と同様の機能を有する。Ｓ１００２は、図４に関連して説明した値検出器１５２を用いて行ってよい。
次に、推定ステップＳ１００３で、Ｓ１００２において検出した瞬時位相データの時間タイミングを算出する。Ｓ１００３は、図４に関連して説明した推定器１５３と同様の機能を有する。Ｓ１００３は、図４に関連して説明した推定器１５３を用いて行ってよい。
図３２は、タイミング推定ステップＳ２０４の更に他の例の詳細を示すフローチャートである。本例において、Ｓ２０４は、被測定信号が所定の値となる複数のタイミングを推定する。まず、波形データ補間ステップＳ１２０１で、被測定信号のデータを補間する。Ｓ１２０１は、図５に関連して説明した補間器１７１と同様の機能を有する。Ｓ１２０１は、図５に関連して説明した補間器１７１を用いて行ってよい。
次に、値検出ステップＳ１２０２で、所定の値となる被測定信号のデータを検出する。Ｓ１２０２は、図５に関連して説明した値検出器１５２と同様の機能を有する。Ｓ１２０２は、図５に関連して説明した値検出器１５２を用いて行ってよい。
次に、推定ステップＳ１２０３で、Ｓ１２０２において検出した被測定信号のデータの時間タイミングを算出する。Ｓ１２０３は、図５に関連して説明して推定器１５３と同様の機能を有する。Ｓ１２０３は、図５に関連して説明した推定器１５３を用いて行ってよい。
図３３は、解析信号変換ステップＳ２０１の一例の詳細を示すフローチャートである。まず、帯域制限ステップＳ１４０１で、被測定信号のうち、所定の周波数成分を抽出する。Ｓ１４０１は、図７に関連して説明した帯域制限器１９１と同様の機能を有する。Ｓ１４０１は、図７に関連して説明した帯域制限器１９１を用いて行ってよい。
次に、ヒルベルト変換ステップＳ１４０２で、帯域制限された被測定信号のヒルベルト変換対を生成する。Ｓ１４０２は、図７に関連して説明したヒルベルト変換器１９２と同様の機能を有する。Ｓ１４０２は、図７に関連して説明したヒルベルト変換器１９２を用いて行ってよい。
次に、解析信号出力ステップＳ１４０３で、帯域制限された被測定信号を複素解析信号の実数部として、ヒルベルト変換された被測定信号を複素解析信号の虚数部として出力する。
図３４は、解析信号変換ステップＳ２０１の他の例の詳細を示すフローチャートである。まず、周波数領域変換ステップＳ１６０１で、被測定信号を周波数領域の信号に変換する。Ｓ１６０１は、図６に関連して説明した周波数領域変換器１８１と同様の機能を有する。Ｓ１６０１は、図６に関連して説明した周波数領域変換器１８１を用いて行ってよい。
次に、負周波数成分置換ステップＳ１６０２で、周波数領域に変換された被測定信号の負周波数成分を零に置き換える。Ｓ１６０２は、図６に関連して説明した帯域制限器１８２を用いて行ってよい。
次に、帯域制限ステップＳ１６０３で、周波数領域に変換された被測定信号に対して帯域制限を行う。Ｓ１６０３は、図６に関連して説明した帯域制限器１８２を用いて行ってよい。また、Ｓ１６０２及びＳ１６０３は、図６に関連して説明した帯域制限器１８２と同様の機能を有する。Ｓ１６０２とＳ１６０３とは、いずれを先に行ってもよい。
次に、時間領域変換ステップＳ１６０４で、帯域制限された周波数成分を、時間領域の信号に変換する。Ｓ１６０４は、図６に関連して説明した時間領域変換器１８３と同様の機能を有する。Ｓ１６０４は、図６に関連して説明した時間領域変換器１８３を用いて行ってよい。Ｓ１６０４は、時間領域に変換した信号を複素解析信号として出力する。
図３５は、解析信号変換ステップＳ２０１の更に他の例の詳細を示すフローチャートである。まず、データ蓄積ステップＳ１８０１で、被測定信号のデータを蓄積する。Ｓ１８０１は、図８に関連して説明したバッファメモリ２０１と同様の機能を有する。Ｓ１８０１は、図８に関連して説明したバッファメモリ２０１を用いて行ってよい。
次に、データ選択ステップＳ１８０２で、Ｓ１８０１で蓄積した被測定信号のデータの一部を選択して取り出す。Ｓ１８０２は、図８に関連して説明したデータ選択器２０２と同様の機能を有する。Ｓ１８０２は、図８に関連して説明したデータ選択器２０２を用いて行ってよい。
次に、窓関数乗算ステップＳ１８０３で、取り出した被測定信号のデータに対して窓関数を乗算する。Ｓ１８０３は、図８に関連して説明した窓関数乗算器２０３と同様の機能を有する。Ｓ１８０３は、図８に関連して説明した窓関数乗算器２０３を用いて行ってよい。
次に、周波数領域変換ステップＳ１８０４で、窓関数を乗算した被測定信号のデータを、周波数領域の信号に変換する。Ｓ１８０４は、図８に関連して説明した周波数領域変換器２０４と同様の機能を有する。Ｓ１８０４は、図８に関連して説明した周波数領域変換器２０４を用いて行ってよい。
次に、負周波数成分置換ステップＳ１８０５で、周波数領域の信号に変換された被測定信号の負周波数成分を零に置き換える。Ｓ１８０５は、図３４に関連して説明した負周波数成分置き換えステップＳ１６０２と同様の機能を有する。Ｓ１８０５は、図８に関連して説明した帯域制限器２０５を用いて行ってよい。
次に、帯域制限ステップＳ１８０６で、周波数領域に変換された被測定信号に対して帯域制限を行う。Ｓ１８０６は、図３４に関連して説明した帯域制限ステップＳ１６０３と同様の機能を有する。Ｓ１８０６は、図８に関連して説明した帯域制限器２０５を用いて行ってよい。
次に、時間領域変換ステップＳ１８０７で、帯域制限された周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。Ｓ１８０７は、図８に関連して説明した時間領域変換器２０６と同様の機能を有する。Ｓ１８０７は、図８に関連して説明した時間領域変換器２０６を用いて行ってよい。
次に、振幅補正ステップＳ１８０８で、Ｓ１８０３で乗算した窓関数の逆数を、時間領域に変換された信号に乗算する。Ｓ１８０８は、図８に関連して説明した振幅補正器２０７と同様の機能を有する。Ｓ１８０８は、図８に関連して説明した振幅補正器２０７を用いて行ってよい。
次に、Ｓ１８０９で、Ｓ１８０１で蓄積したデータがまだ格納されているか否かを判定する。Ｓ１８０９は、図８に関連して説明したバッファメモリ２０１に、まだ選択されていないデータが格納されているか否かを判定してよい。バッファメモリ２０１が格納した全てのデータが選択されている場合、処理を終了する。また、バッファメモリ２０１が、まだ選択されていないデータを格納している場合、次データ選択ステップＳ１８１０で、次に選択するべきバッファメモリ２０１が格納したデータを選択する。Ｓ１８１０で次のデータを選択し、Ｓ１８０３以下の処理を繰り返す。
図３６は、ジッタ測定装置２００の他の構成の例を示す。ジッタ測定装置２００は、図２に関連して説明したジッタ測定装置２００の構成に加え、周期ジッタ推定器３０１と、スイッチ３０２とを更に備える。図３６において、図２と同一の符号を附した物は、図２に関連して説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
解析信号変換器１０１、瞬時位相推定器１０２、リニア瞬時位相推定器１０３、スイッチ１０４、タイミング推定器１０５、及びタイミングジッタ推定器１０６は、図２に関連して説明した解析信号変換器１０１、瞬時位相推定器１０２、リニア瞬時位相推定器１０３、スイッチ１０４、タイミング推定器１０５、及びタイミングジッタ推定器１０６と同様の処理を行う。
周期ジッタ推定器３０１は、タイミングジッタ推定器１０６が出力するタイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号の周期ジッタ系列を推定する。つまり、周期ジッタ推定器３０１は、当該タイミングジッタ系列の差分波形を計算し、計算結果に基づいて周期ジッタ系列を生成する。タイミングジッタ系列の個々のデータの差分から、被測定信号のそれぞれの周期における周期ジッタ推定値を示す周期ジッタ系列を算出することが容易である。
スイッチ３０２は、タイミングジッタ推定器１０６が出力するタイミングジッタ系列、又は周期ジッタ推定器３０１が出力する周期ジッタ系列のいずれかを、ジッタ検出器１０７に供給する。
ジッタ検出器１０７は、受け取ったデータに基づいて、被測定信号のジッタを検出する。例えば、タイミングジッタ系列を受け取った場合、ジッタ検出器１０７は、被測定信号のタイミングジッタのピークツゥピーク値、及び／又は実効値を検出する。また、周期ジッタ系列を受け取った場合、ジッタ検出器１０７は、被測定信号の周期ジッタのピークツゥピーク値、及び／又は実効値を検出する。また、ジッタ検出器１０７は、タイミングジッタ又は周期ジッタのヒストグラムを生成してもよい。
本例におけるジッタ測定装置２００によれば、被測定信号のタイミングジッタ及び周期ジッタを精度よくかつ高速に測定することができる。また、本例におけるジッタ測定装置２００を備える試験装置１００（図１参照）によれば、電子デバイスを精度よくかつ効率よく試験することができる。
図３７は、本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、図２９に関連して説明したジッタ測定方法に加え、周期ジッタ系列算出ステップＳ４０１と、周期ジッタ推定ステップＳ４０２とを更に備える。図３７に示した解析信号変換ステップＳ２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２０６までは、図２９に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２０６までと同様の処理を行う。
周期ジッタ系列算出ステップＳ４０１は、Ｓ２０５において算出したタイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号の周期ジッタ系列を算出する。Ｓ４０１は、図３６に関連して説明した周期ジッタ推定器３０１と同様の機能を有する。Ｓ４０１は、図３６に関連して説明した周期ジッタ推定器３０１を用いて行ってよい。
次に、周期ジッタ推定ステップＳ４０２で、周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号の周期ジッタを推定する。Ｓ４０２は、図３６に関連して説明したジッタ検出器１０７と同様の機能を有する。Ｓ４０２は、図３６に関連して説明したジッタ検出器１０７を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図３６に関連して説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号のタイミングジッタ及び周期ジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。
また、図３６に示したジッタ測定装置２００は、後述する周期ジッタのみを推定する装置としても構成できる。この時、ジッタ系列を選択するスイッチ３０２は省略される。同様に、図３７に示すジッタ測定方法は、後述する周期ジッタのみを推定するジッタ測定方法としてもよい。この時、タイミングジッタ系列からタイミングジッタを推定するＳ２０６は省略される。
図３８は、ジッタ測定装置２００の構成の更に他の例を示す。本例におけるジッタ測定装置２００は、図３６に関連して説明したジッタ測定装置２００の構成に加え、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３１１を更に備える。図３８において、図３６と同一の符号を附した物は、図３６において説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３１１は、周期ジッタ推定器３０１が出力する周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を推定する。
スイッチ３０２は、タイミングジッタ推定器１０６が出力するタイミングジッタ系列、周期ジッタ推定器３０１が出力する周期ジッタ系列、又はサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３１１が出力するサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列のいずれかをジッタ検出器１０７に供給する。
ジッタ検出器１０７は、受け取ったデータ系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出する。例えば、タイミングジッタ系列を受け取った場合、ジッタ検出器１０７は被測定信号のタイミングジッタのピーク値、及び／又は実効値を算出する。また、例えばサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を受け取った場合、ジッタ検出器１０７は被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタのピーク値、及び／又は実効値を算出する。また、ジッタ検出器１０７は、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成してもよい。
本例におけるジッタ測定装置２００によれば、被測定信号のタイミングジッタ、周期ジッタ、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタを精度よくかつ高速に測定することができる。また、本例におけるジッタ測定装置２００を備える試験装置１００（図１参照）によれば、電子デバイスを精度よくかつ効率よく試験することができる。
図３９は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、図３７に関連して説明したジッタ測定方法に加え、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列算出ステップＳ６０１と、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップＳ６０２とを更に備える。解析信号変換ステップＳ２０１から周期ジッタ推定ステップＳ４０２までは、図３７に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２０１から周期ジッタ推定ステップＳ４０２までと同様の処理を行う。
サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列算出ステップＳ６０１は、Ｓ４０１において算出した周期ジッタ系列に基づいて、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出する。Ｓ６０１は、図３８に関連して説明したサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３１１と同様の機能を有する。Ｓ６０１は、図３８に関連して説明したサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３１１を用いて行ってよい。
次に、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップＳ６０２で、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを算出する。Ｓ６０２は、図３８に関連して説明したジッタ検出器１０７と同様の機能を有する。Ｓ６０２は、図３８に関連して説明したジッタ検出器１０７を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図３８に関連して説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号のタイミングジッタ、周期ジッタ、サイクルツゥサイクル周期ジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。
また、図３８に示したジッタ測定装置２００は、サイクルツゥサイクル周期ジッタのみを推定する装置としてもよい。この場合、ジッタ系列を選択するスイッチ３０２は省略される。同様に、図３９に示したジッタ測定方法は、サイクルツゥサイクル周期ジッタのみを推定してもよい。この場合、タイミングジッタ系列からタイミングジッタを推定するＳ２０６と、周期ジッタ系列から周期ジッタを推定するＳ４０２と、は省略される。
図４０は、ジッタ測定装置２００の構成の更に他の例を示す。本例におけるジッタ測定装置２００は、図２に関連して説明したジッタ測定装置２００に加え、ＡＤコンバータ３２１を更に備える。図４０において、図２と同一の符号を附した物は、図２において説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
ＡＤコンバータ３２１は、所定のサンプリング周波数で被測定信号をサンプリングし、被測定信号をアナログ−ディジタル変換する。ＡＤコンバータ３２１は被測定信号のナイキスト周波数以上のサンプリング周波数で、被測定信号をサンプリングすることが好ましい。ＡＤコンバータ３２１は、離散化した被測定信号を解析信号変換部１０１に供給する。ＡＤコンバータ３２１は、高速サンプリング可能なＡＤコンバータを用いることが好ましい。例えば、ＡＤコンバータ３２１は、ディジタイザ、ディジタルサンプリングオシロスコープであることが好ましい。
本例におけるジッタ測定装置２００によれば、被測定信号がアナログ信号である場合でも、被測定信号のジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。また、本例におけるジッタ測定装置２００を備える試験装置１００によれば、試験信号がアナログ信号である場合であっても、電子デバイスの試験を精度よく且つ効率よくおこなうことができる。また、上述したジッタ測定装置２００のそれぞれの構成例においても、ＡＤコンバータ３２１を更に備えてよい。
図４１は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、図２９に関連して説明したジッタ測定方法に加え、アナログディジタル変換ステップＳ２００１を更に備える。解析信号変換ステップＳ２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２０６までは、図２９に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２０６までと同様の処理を行う。
アナログディジタル変換ステップＳ２００１は、被測定信号をアナログ−ディジタル変換し、離散化した被測定信号を生成する。Ｓ２００１は、図４０に関連して説明したＡＤコンバータ３２１と同様の機能を有する。Ｓ２００１は、図４０に関連して説明したＡＤコンバータ３２１を用いて行ってよい。
解析信号変換ステップＳ２０１は、離散化された被測定信号を複素解析信号に変換する。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図４０に関連して説明したジッタ測定方法と同様に、被測定信号がアナログ信号である場合でも、被測定信号のジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。また、上述したジッタ測定方法のそれぞれの例においても、アナログディジタル変換ステップＳ２００１を更に備えてよい。
図４２は、ジッタ測定装置２００の構成の更に他の例を示す。本例におけるジッタ測定装置２００は、図２に関連して説明したジッタ測定装置２００に加え、波形クリッパ３３１を更に備える。図４２において、図２と同一の符号を附した物は、図２において説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
波形クリッパ３３１は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。つまり、波形クリッパ３３１は、被測定信号のうち、予め定められた第１の閾値より大きい信号値を第１の閾値と置き換え、予め定められた第２の閾値より小さい信号値を第２の閾値と置き換える。つまり、波形クリッパ３３１を備えることにより、被測定信号から振幅変調成分を取り除き、ジッタ測定に必要な位相変調成分のみを残すことができる。本例において、波形クリッパ３３１は、被測定信号を受け取り、解析信号変換器１０１に、上述した所定の成分を除去した被測定信号を供給する。以下、波形クリッパ３３１における波形クリップについて説明する。
図４３は、波形クリップを説明する図である。波形クリッパ３３１（図４２参照）は、被測定信号から振幅変調成分を取り除き、ジッタに対応する位相変調成分のみを残す。波形クリッパは、アナログあるいはデジタルの入力信号に対し、信号の値を定数倍し、予め決めた第１の閾値より大きい信号値は第１の閾値と置きかえ、予め決めた第２の閾値より小さい信号値は第２の閾値と置きかえることにより行われる。ここで、第１の閾値は第２の閾値より大きいと仮定する。振幅変調成分を持っている被測定信号の例を図４３（ａ）に示す。被測定信号の時間波形の包絡線が変動していることから、被測定信号に振幅変調成分の存在がわかる。図４３（ｂ）は、当該被測定信号を波形クリッパ３３１により波形クリップした信号を示す。この信号の時間波形は一定の包絡線を示しているから、上記振幅変調成分が除かれているのを確認できる。
本例におけるジッタ測定装置２００によれば、被測定信号の振幅変調成分を除去し、被測定信号のジッタを更に精度よく且つ高速に測定することができる。また、本例におけるジッタ測定装置２００を備える試験装置２００によれば、電子デバイスの試験を精度よく且つ効率よく行うことができる。また、上述したジッタ測定装置２００のそれぞれの例においても、波形クリッパ３３１を更に備えてよい。
図４４は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、図２９に関連して説明したジッタ測定方法に加え、波形クリップステップＳ２３０１を更に備える。解析信号変換ステップＳ２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２０６までは、図２９に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２０６までと同様に処理を行う。
波形クリップステップＳ２３０１は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。Ｓ２３０１は、図４２に関連して説明した波形クリッパ３３１と同様の機能を有する。Ｓ２３０１は、図４２に関連して説明した波形クリッパ３３１を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図４２に関連して説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号の振幅変調成分を除去し、被測定信号のジッタを更に精度よく且つ高速に測定することができる。また、上述したジッタ測定方法のそれぞれの例においても、波形クリップステップＳ２３０１を更に備えてよい。
図４５は、ジッタ測定装置２００の構成の更に他の例を示す。ジッタ測定装置２００は、解析信号変換器１０１と、瞬時位相推定器１０２と、タイミング推定器１０５と、周期推定器３４１と、ジッタ検出器１０７とを備える。図４５において、図２と同一の符号を附した物は、図２に関連して説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
解析信号変換器１０１及び瞬時位相推定器１０２は、図２に関連して説明した解析信号変換器１０１及び瞬時位相推定器１０２と同一又は同様の機能及び構成を有する。
タイミング推定器１０５は、瞬時位相推定器１０２が出力する瞬時位相に基づいて、瞬時位相が所定の位相値となる複数のタイミングを推定する。タイミング推定器１０５は図２に関連して説明したタイミング推定器１０５と同一又は同様の機能及び構成を有する。
周期推定器３４１は、タイミング推定器１０５が推定した複数のタイミングに基づいて、被測定信号の瞬時周期系列を算出する。つまり、周期推定器３４１は、タイミング推定器１０５が推定した複数のタイミングのそれぞれの差分に基づいて、当該瞬時周期系列を算出する。
ジッタ検出器１０７は、当該瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出する。ジッタ検出器１０７は、図３６に関連して説明したジッタ検出器１０７と同様の機能及び構成を有する。ジッタ検出器１０７は、被測定信号の周期ジッタのピーク値を算出するピーク値算出部１０８と、被測定信号の周期ジッタの実効値を算出する実効値算出部１０９と、被測定信号の周期ジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成部１１０とを有する。また、ジッタ検出器１０７は上述したピーク値算出部１０８、実効値算出部１０９、ヒストグラム生成部１１０のうちの１つ又は複数を有してよい。
図４６は、周期推定器３４１が推定した瞬時周期系列の波形の一例を示す。ジッタ検出器１０７は、当該瞬時周期系列の波形が示す、それぞれの瞬時周期のバラツキに基づいて、被測定信号のジッタを検出する。
本例におけるジッタ測定装置２００によれば、図２において説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号のジッタを精度よく且つ効率よく検出することができる。
図４７は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、解析信号変換ステップＳ２２０１と、瞬時位相推定ステップＳ２２０２と、タイミング推定ステップＳ２２０３と、瞬時周期系列算出ステップＳ２２０４と、周期ジッタ推定ステップＳ２２０５とを備える。解析信号変換ステップＳ２２０１及び瞬時位相推定ステップＳ２２０２は、図２９に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２０１及び瞬時位相推定ステップＳ２０２と同様の機能を有する。また、解析信号変換ステップＳ２０１は、図４５に関連して説明した解析信号変換器１０１を用いて行ってよい。また、瞬時位相推定ステップＳ２０２は、図４５に関連して説明した瞬時位相推定器１０２を用いて行ってよい。
タイミング推定ステップＳ２２０３は、瞬時位相推定ステップＳ２２０２において推定した瞬時位相が所定の位相となる複数のタイミングを検出する。Ｓ２２０３は、図４５に関連して説明したタイミング推定器１０５と同様の機能を有する。また、Ｓ２２０３は、図４５に関連して説明したタイミング推定器１０５を用いて行われてよい。
瞬時周期系列算出ステップＳ２２０４は、Ｓ２２０３で検出したタイミングに基づいて、被測定信号の瞬時周期系列を算出する。Ｓ２２０４は、図４５に関連して説明した周期推定器３４１と同様の機能を有する。Ｓ２２０４は、図４５に関連して説明した周期推定器３４１を用いて行ってよい。
周期ジッタ推定ステップＳ２２０５は、Ｓ２２０４で算出した瞬時周期系列に基づいて、被測定信号の周期ジッタを検出する。Ｓ２２０５は、図４５に関連して説明したジッタ検出器１０７と同様の機能を有する。Ｓ２２０５は、図４５に関連して説明したジッタ検出器１０７を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図４５に関連して説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号のジッタを精度よく且つ効率よく検出することができる。
図４８は、ジッタ測定装置２００の構成の更に他の例を示す。本例におけるジッタ測定装置２００は、図４５に関連して説明したジッタ測定装置２００の構成に加え、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３５１と、スイッチ３０２とを更に備える。図４８において、図４５と同一の符号を附した物は、図４５に関連して説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３５１は、周期推定器３４１が出力する瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を生成する。サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３５１は、当該瞬時周期系列の差分波形を計算し、当該差分波形に基づいてサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を出力する。サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３５１は、図３８に関連して説明したサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３１１と同様の機能を有する。
スイッチ３０２は、周期推定器３４１が出力する瞬時周期系列、又はサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３５１が出力するサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列のいずれを、ジッタ検出器１０７に供給するかを選択する。
ジッタ検出器１０７は、受け取った瞬時周期系列、又はサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタを検出する。
本例におけるジッタ測定装置２００によれば、被測定信号の周期ジッタ及びサイクルツゥサイクル周期ジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。
図４９は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、図４７に関連して説明したジッタ測定方法に加え、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列算出ステップＳ２４０１と、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップＳ２４０２とを更に備える。解析信号変換ステップＳ２２０１から周期ジッタ推定ステップＳ２２０５までは、図４７に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２２０１から周期ジッタ推定ステップＳ２２０５までと同様の処理を行う。
サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列算出ステップＳ２４０１は、Ｓ２２０４において算出した瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を生成する。Ｓ２４０１は、図４８に関連して説明したサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３５１と同様の機能を有する。Ｓ２４０１は、図４８に関連して説明したサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定器３５１を用いて行ってよい。
サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップＳ２４０２は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタを検出する。Ｓ２４０２は、図４８に関連して説明したジッタ検出器１０７と同様の機能を有する。Ｓ２４０２は、図４８に関連して説明したジッタ検出器１０７を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図４８に関連して説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号の周期ジッタ及びサイクルツゥサイクル周期ジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。
また、図４８に示したジッタ測定装置２００は、サイクルツゥサイクル周期ジッタのみを推定する装置としても構成できる。この時、スイッチ３０２は省略される。同様に、図４９に示すジッタ測定方法は、サイクルツゥサイクル周期ジッタのみを推定してもよい。この時、瞬時周期系列から周期ジッタを推定するステップＳ２２０５は省略される。
図５０は、ジッタ測定装置２００の構成の更に他の例を示す。本例におけるジッタ測定装置２００は、図４５に関連して説明したジッタ測定装置２００の構成に加え、ＡＤコンバータ３６１を更に備える。図５０において、図４５と同一の符号を附した物は、図４５に関連して説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
ＡＤコンバータ３６１は、所定のサンプリング周波数で被測定信号をサンプリングし、被測定信号をアナログ−ディジタル変換する。ＡＤコンバータ３６１は、被測定信号のナイキスト周波数以上のサンプリング周波数で、被測定信号をサンプリングすることが好ましい。ＡＤコンバータ３６１は、離散化した被測定信号を解析信号変換部１０１に供給する。ＡＤコンバータ３６１は、高速サンプリング可能なＡＤコンバータを用いることが好ましい。例えば、ＡＤコンバータ３６１は、ディジタイザ、ディジタルサンプリングオシロスコープであることが好ましい。
本例におけるジッタ測定装置２００によれば、被測定信号がアナログ信号である場合でも、被測定信号のジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。また、本例におけるジッタ測定装置２００を備える試験装置１００によれば、試験信号がアナログ信号である場合であっても、電子デバイスの試験を精度よく且つ効率よくおこなうことができる。また、上述したジッタ測定装置２００のそれぞれの構成例においても、ＡＤコンバータ３６１を更に備えてよい。
図５１は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、図４７に関連して説明したジッタ測定方法に加え、アナログディジタル変換ステップＳ２５０１を更に備える。解析信号変換ステップＳ２２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２２０５までは、図４７に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２２０５までと同様の処理を行う。
アナログディジタル変換ステップＳ２５０１は、被測定信号をアナログ−ディジタル変換し、離散化した被測定信号を生成する。Ｓ２５０１は、図５０に関連して説明したＡＤコンバータ３６１と同様の機能を有する。Ｓ２５０１は、図５０に関連して説明したＡＤコンバータ３６１を用いて行ってよい。
解析信号変換ステップＳ２２０１は、離散化された被測定信号を複素解析信号に変換する。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図５０に関連して説明したジッタ測定方法と同様に、被測定信号がアナログ信号である場合でも、被測定信号のジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。また、上述したジッタ測定方法のそれぞれの例においても、アナログディジタル変換ステップＳ２５０１を更に備えてよい。
図５２は、ジッタ測定装置２００の構成の更に他の例を示す。本例におけるジッタ測定装置２００は、図４５に関連して説明したジッタ測定装置２００に加え、波形クリッパ３７１を更に備える。図５２において、図４５と同一の符号を附した物は、図４５において説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
波形クリッパ３７１は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。つまり、波形クリッパ３７１は、被測定信号のうち、予め定められた第１の閾値より大きい信号値を第１の閾値と置き換え、予め定められた第２の閾値より小さい信号値を第２の閾値と置き換えてる。つまり、波形クリッパ３７１を備えることにより、被測定信号から振幅変調成分を取り除き、ジッタ測定に必要な位相変調成分のみを残すことができる。本例において、波形クリッパ３７１は、被測定信号を受け取り、解析信号変換器１０１に、上述した所定の成分を除去した被測定信号を供給する。
図５３は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートである。本例におけるジッタ測定方法は、図４７に関連して説明したジッタ測定方法に加え、波形クリップステップＳ２６０１を更に備える。解析信号変換ステップＳ２２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２２０５までは、図４７に関連して説明した解析信号変換ステップＳ２２０１からタイミングジッタ推定ステップＳ２２０５までと同様の処理を行う。
波形クリップステップＳ２６０１は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。Ｓ２６０１は、図５２に関連して説明した波形クリッパ３７１と同様の機能を有する。Ｓ２６０１は、図５２に関連して説明した波形クリッパ３７１を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図５２に関連して説明したジッタ測定装置２００と同様に、被測定信号の振幅変調成分を除去し、被測定信号のジッタを更に精度よく且つ高速に測定することができる。また、上述したジッタ測定方法のそれぞれの例においても、波形クリップステップＳ２６０１を更に備えてよい。
以上述べたようにそれぞれのジッタ測定装置２００及びジッタ測定方法によれば、高速にサンプリングされた信号データから瞬時位相を推定し、補間法を用いて高精度に推定したゼロクロス・タイミングにおける位相変動成分を求めることにより、従来のタイムインターバル・アナライザ方式やΔφ法と互換性のあるジッタ値を推定することができるため、従来のオシロスコープを用いたジッタ測定（補間ベース・ジッタ測定方法を用いる）の精度を大幅に改善することができ、しかも従来のタイムインターバル・アナライザ方式や補間ベース・ジッタ測定方法では不可能であったタイミングジッタ、周期ジッタ、サイクルツゥサイクル周期ジッタの同時測定が可能となるため、ジッタ測定の効率を大幅に改善することもできる。
このジッタ測定におけるデッド時間がないため、従来のタイムインターバル・アナライザ方式に比べ測定時間を短縮できる。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
産業上の利用可能性
上記説明から明らかなように、本発明に係るジッタ測定装置及びジッタ測定方法によれば、被測定信号のジッタを精度よくかつ高速に測定することができる。また、本発明に係る試験装置によれば、電子デバイスを精度よく且つ効率よく試験することが可能となる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
0003650767.tif 000011
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003650767.tif 000015
【図８】
0003650767.tif 000016
【図９】
0003650767.tif 000017
【図１０】
0003650767.tif 000018
【図１１】
0003650767.tif 000019
【図１２】
0003650767.tif 000020
【図１３】
0003650767.tif 000021
【図１４】
0003650767.tif 000022
【図１５】
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【図１６】
0003650767.tif 000024
【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
0003650767.tif 000028
【図２１】
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【図２２】
0003650767.tif 000030
【図２３】
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【図２４】
0003650767.tif 000032
【図２５】
0003650767.tif 000033
【図２６】
0003650767.tif 000034
【図２７】
0003650767.tif 000035
【図２８】
0003650767.tif 000036
【図２９】
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【図３０】
0003650767.tif 000038
【図３１】
0003650767.tif 000039
【図３２】
0003650767.tif 000040
【図３３】
0003650767.tif 000041
【図３４】
0003650767.tif 000042
【図３５】
0003650767.tif 000043
【図３６】
0003650767.tif 000044
【図３７】
0003650767.tif 000045
【図３８】
0003650767.tif 000046
【図３９】
0003650767.tif 000047
【図４０】
0003650767.tif 000048
【図４１】
0003650767.tif 000049
【図４２】
0003650767.tif 000050
【図４３】
0003650767.tif 000051
【図４４】
0003650767.tif 000052
【図４５】
0003650767.tif 000053
【図４６】
0003650767.tif 000054
【図４７】
0003650767.tif 000055
【図４８】
0003650767.tif 000056
【図４９】
0003650767.tif 000057
【図５０】
0003650767.tif 000058
【図５１】
0003650767.tif 000059
【図５２】
0003650767.tif 000060
【図５３】
0003650767.tif 000061
【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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