(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、
前記被測定信号を予め定められた遅延時間遅延させた遅延信号を発生する遅延回路と、
前記被測定信号及び前記遅延信号の瞬時位相誤差を検出する位相検出器と
を備えることを特徴とするジッタ測定装置。
【請求項２】
前記瞬時位相誤差を累算し、累算した値に基づき前記被測定信号のタイミングジッタ系列を出力する累算器を更に備えることを特徴とする請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項３】
前記タイミングジッタ系列における線形成分を除去することにより、前記タイミングジッタ系列の雑音成分を出力する線形成分除去器を更に備えることを特徴とする請求項２記載のジッタ測定装置。
【請求項４】
前記線形成分除去器は、前記タイミングジッタ系列における直流成分を除去することにより、前記タイミングジッタ系列の雑音成分を出力する
ことを特徴とする請求項３記載のジッタ測定装置。
【請求項５】
前記累算器は、前記瞬時位相誤差を電流信号に変換する変換器と、前記電流信号を積分して蓄積する積分器とを有し、
更に、前記遅延時間に対応して前記積分器に蓄積された、前記瞬時位相誤差に含まれる線形成分を、前記積分器から除去する放電回路を備える
ことを特徴とする請求項２記載のジッタ測定装置。
【請求項６】
前記タイミングジッタ系列に基づき、前記被測定信号のジッタを検出するジッタ検出器を更に備えることを特徴とする請求項２記載のジッタ測定装置。
【請求項７】
前記被測定信号に代えて予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を前記遅延回路及び前記位相検出器に入力した場合に測定されるジッタ値に基づいて、前記被測定信号のジッタ測定値を補正するキャリブレーション部を更に備える請求項２記載のジッタ測定装置。
【請求項８】
前記キャリブレーション部は、
予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を生成する基準信号生成器と、
前記被測定信号に代えて、前記基準信号を前記遅延回路及び前記位相検出器に入力し、前記基準信号のタイミングジッタ系列を前記累算器に出力させる被測定信号切替部と、
前記基準信号のタイミングジッタ系列を入力し、前記累算器の出力ジッタ値を測定する基準信号ジッタ値測定器と、
前記基準ジッタ値及び前記累算器の出力ジッタ値に基づいて、前記被測定信号のタイミングジッタ系列を補正する補正部と
を有する請求項７記載のジッタ測定装置。
【請求項９】
前記キャリブレーション部は、
予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を生成する基準信号生成器と、
前記被測定信号に代えて、前記基準信号を前記遅延回路及び前記位相検出器に入力する第１被測定信号切替器と、
前記遅延信号に代えて、前記基準信号を前記位相検出器に入力する第２被測定信号切替器と、
前記第１被測定信号切替器により前記被測定信号に代えて入力された前記基準信号に対応して前記遅延回路により出力される前記遅延信号を入力し、前記遅延回路の出力ジッタ値を測定し、前記第２被測定信号切替器により前記被測定信号及び前記遅延信号に代えて前記基準信号が前記位相検出器に入力された結果、前記累算器により出力される前記基準信号のタイミングジッタ系列を入力し、前記累算器の出力ジッタ値を測定する基準信号ジッタ値測定器と、
前記基準ジッタ値、前記遅延回路の出力ジッタ値、及び前記累算器の出力ジッタ値に基づいて、前記被測定信号のタイミングジッタ系列を補正する補正部と
を有する請求項７記載のジッタ測定装置。
【請求項１０】
前記瞬時位相誤差に基づき、前記被測定信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定器を更に備えることを特徴とする請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項１１】
前記周期ジッタ推定器は、前記瞬時位相誤差の平均値を、前記瞬時位相誤差から減算することにより、前記周期ジッタ系列を算出することを特徴とする請求項１０記載のジッタ測定装置。
【請求項１２】
前記遅延回路は、前記被測定信号をＮ周期（ただし、Ｎは１以上の整数）遅延させることにより前記遅延信号を発生し、
前記位相検出器は、前記被測定信号と、前記被測定信号をＮ周期遅延させた前記遅延信号との瞬時位相誤差を検出することにより、前記被測定信号の周期ジッタ系列を算出する
ことを特徴とする請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項１３】
前記周期ジッタ系列の差分系列を算出し、前記被測定信号のサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ系列として出力する差分器を更に備えることを特徴とする請求項１０又は請求項１２に記載のジッタ測定装置。
【請求項１４】
前記遅延回路は、前記遅延時間を変更可能に保持する可変遅延回路であることを特徴とする請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項１５】
前記周期ジッタ系列を累算し、累算した値に基づき前記被測定信号のタイミングジッタ系列を出力する累算器を更に備えることを特徴とする請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項１６】
被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、
前記被測定信号を予め定められた遅延時間遅延させた遅延信号を発生する遅延段階と、
前記被測定信号及び前記遅延信号の瞬時位相誤差を検出する位相検出段階と
を備えることを特徴とするジッタ測定方法。
【発明の詳細な説明】
文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。
米国特許出願１０／２６０，７２４号  出願日  平成１４年９月３０日
技術分野
本発明は、ジッタ測定装置及びジッタ測定方法に関する。特に本発明は、被試験回路、被試験電子デバイス、被試験装置等が出力する被試験信号のジッタを測定するジッタ測定装置及びジッタ測定方法に関する。
背景技術
従来、クロック信号又はデータ信号等の被測定信号のジッタを測定する方法として、例えば以下に示す技術が開示されている。
米国特許第６，２９５，３１５号（以下関連技術１）は、異なる周期を持つ２つの発振器を用いて，被測定信号の周期を測定する技術を開示する。この方法においては、周期測定を繰り返すことにより被測定信号の周期のヒストグラムを算出し、ヒストグラムに基づき周期ジッタ値を推定する。この様な周期ジッタ測定方法においては、ある周期測定と後続の周期測定の間に、被測定信号の周期を測定できないデッドタイムが生じるため、ノン・ゼロ・デッドタイムのタイムインターバル・アナライザに分類される。
“Ｓ．Ｓｕｎｔｅｒ  ａｎｄ  Ａ．Ｒｏｙ，‘ＢＩＳＴ  ｆｏｒ  Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐｓ  ｉｎ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ’，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｓｔ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐｐ．５３２−５４０，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  １９９９．”（以下関連技術２）は、基準クロックに遅延時間を与えてポジティブエッジトリガ型のＤフリップフロップのクロック端子に入力させ、遅延された基準クロックの立ち上がりに同期して、被試験ＰＬＬが出力するＰＬＬクロックの論理値をＤフリップフロップに取り込む方法を開示する。この方法は、取り込まれた論理値を期待値と比較し、ビット誤り率を計数する。より具体的には、可変遅延回路（digitally-controlled variable delay）をもちいて遅延時間を、最小遅延時間から最大遅延時間まで変化させてビット誤り率を計数することにより、ジッタの確率分布関数を測定する。以上において、基準クロックは、被試験ＰＬＬに基準周波数をあたえている。この方法は、可変遅延回路の遅延時間の高精度な制御を必要とする。また、ジッタの確率分布関数を推定しているものの、ジッタを直接測定しているわけではない。
“土田，‘高安定フェムト秒光パルスの発生’，ＥＴＬ  ＮＥＷＳ，Ｊｕｌｙ  １９９９．”及び“Ｈ．Ｔｓｕｃｈｉｄａ，‘Ｐｕｌｓｅ  Ｔｉｍｉｎｇ  Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ａ  Ｍｏｄｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｃｒ：ＬｉＳＡＦ  Ｌａｓｅｒ’，Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．２４，Ｎｏ．２２，ｐｐ．１６４１−１６４３，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  １９９９．”（以下関連技術３）は、光パルスのタイミング揺らぎを抑圧し、安定な光パルスを発生する方法を開示する。この方法は、図１９に示す位相周波数検出器をもちいて、時間領域で瞬時位相を直接検出する。精確な基準信号が必要であるモードロック・レーザの発振周波数と安定化基準発振器（overcontrolled crystal oscillator）の発振周波数とは一致しないため、低域通過フィルタが必要となる。デジタル位相検出器が出力する位相誤差信号（Phase Error Signal）をFourier変換し、位相雑音パワー・スペクトルをもとめている。
通信の分野においては、同期ジッタ測定のみでなく、タイミングジッタ測定を行うことが必須である。
しかし、関連技術１の方法は、ゼロクロス間隔を測定することによって周期ジッタを測定する方法であるため、タイミングジッタを測定できない。また、この方法は、デッドタイムが生じるため、ジッタ解析に必要な数のデータを得るのに時間がかかるという問題がある。
関連技術２の方法は、ビット誤り率を求めており、タイミングジッタを直接測定していない。また、この方法は、被測定信号に含まれるジッタのピーク・ツゥ・ピークの値に対応して、遅延時間を変更する範囲を変える必要があり、この場合においても遅延時間を正確に変更する必要がある。しかし、遅延時間は、半導体製造プロセスのばらつきに敏感なため、遅延時間量を精確に設定するのは困難である。従って、関連技術２の方法では、特に高い周波数のクロックのジッタを測定することが困難である。
関連技術３の方法は、被測定信号の瞬時位相の検出を行うために、精確な基準信号を必要とする。このため、基準信号のジッタが被測定信号のジッタに対して無視できなくなる場合において、タイミングジッタ値を過大に評価してしまう。さらに、位相周波数検出器は、一般に非線形性をもつことが知られている。すなわち、位相周波数検出器は、鋭い周波数識別特性をもち、被測定信号の周波数fVCOと基準信号の周波数f0の大小を厳密に区別できる。位相周波数検出器は、fVCOとf0が等しいときのみ、位相差に比例した出力をあたえる。一方、被測定信号及び基準信号は、異なる発振器により生成されることから、一般に周波数差が存在する。このため、位相周波数検出器をもちいて被測定信号の瞬時位相変動を測定すると、同時に周波数差も測定されてしまう。このときの出力特性は、周波数差に対して対称でなく、ジッタ測定にとっては好ましくない。この周波数差をゼロにするには、別のＰＬＬをもちいて基準クロックの周波数f0をＰＬＬクロックの発振周波数fVCOに一致させる必要がある。
そこで本発明は、このような問題を解決することを目的とする。
発明の開示
このような目的を達成するために、本発明の第１の形態によると、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、前記被測定信号を予め定められた遅延時間遅延させた遅延信号を発生する遅延回路と、前記被測定信号及び前記遅延信号の瞬時位相誤差を検出する位相検出器とを備えることを特徴とするジッタ測定装置を提供する。
前記瞬時位相誤差を累算し、累算した値に基づき前記被測定信号のタイミングジッタ系列を出力する累算器を更に備えてもよい。
前記タイミングジッタ系列における線形成分を除去することにより、前記タイミングジッタ系列の雑音成分を出力する線形成分除去器を更に備えてもよい。
前記線形成分除去器は、前記タイミングジッタ系列における直流成分を除去することにより、前記タイミングジッタ系列の雑音成分を出力してもよい。
前記累算器は、前記瞬時位相誤差を電流信号に変換する変換器と、前記電流信号を積分して蓄積する積分器とを有し、更に、前記遅延時間に対応して前記積分器に蓄積された、前記瞬時位相誤差に含まれる線形成分を、前記積分器から除去する放電回路を備えてもよい。
前記タイミングジッタ系列に基づき、前記被測定信号のジッタを検出するジッタ検出器を更に備えてもよい。
前記ジッタ検出器は、前記タイミングジッタ系列の最大値と最小値の差に基づき、前記ジッタを算出するピーク・ツゥ・ピーク検出器を有してもよい。
前記ジッタ検出器は、前記タイミングジッタ系列の２乗平均値に基づき、前記ジッタを算出するＲＭＳ検出器（ｒｏｏｔ  ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を有してもよい。
前記ジッタ検出器は、前記タイミングジッタ系列のヒストグラムを算出するヒストグラム推定器を有してもよい。
前記被測定信号に代えて予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を前記遅延回路及び前記位相検出器に入力した場合に測定されるジッタ値に基づいて、前記被測定信号のジッタ測定値を補正するキャリブレーション部を更に備えてもよい。
前記キャリブレーション部は、予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を生成する基準信号生成器と、前記被測定信号に代えて、前記基準信号を前記遅延回路及び前記位相検出器に入力し、前記基準信号のタイミングジッタ系列を前記累算器に出力させる被測定信号切替器と、前記基準信号のタイミングジッタ系列を入力し、前記累算器の出力ジッタ値を測定する基準信号ジッタ値測定器と、前記基準ジッタ値及び前記累算器の出力ジッタ値に基づいて、前記被測定信号のタイミングジッタ系列を補正する補正部とを有してもよい。
前記キャリブレーション部は、予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を生成する基準信号生成器と、前記被測定信号に代えて、前記基準信号を前記遅延回路及び前記位相検出器に入力する第１被測定信号切替器と、前記遅延信号に代えて、前記基準信号を前記位相検出器に入力する第２被測定信号切替器と、前記第１被測定信号切替器により前記被測定信号に代えて入力された前記基準信号に対応して前記遅延回路により出力される前記遅延信号を入力し、前記遅延回路の出力ジッタ値を測定し、前記第２被測定信号切替器により前記被測定信号及び前記遅延信号に代えて前記基準信号が前記位相検出器に入力された結果、前記累算器により出力される前記基準信号のタイミングジッタ系列を入力し、前記累算器の出力ジッタ値を測定する基準信号ジッタ値測定器と、前記基準ジッタ値、前記遅延回路の出力ジッタ値、及び前記累算器の出力ジッタ値に基づいて、前記被測定信号のタイミングジッタ系列を補正する補正部とを有してもよい。
前記瞬時位相誤差に基づき、前記被測定信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定器を更に備えてもよい。
前記周期ジッタ推定器は、前記瞬時位相誤差の平均値を、前記瞬時位相誤差から減算することにより、前記周期ジッタ系列を算出してもよい。
前記遅延回路は、前記被測定信号をＮ周期（ただし、Ｎは１以上の整数）遅延させることにより前記遅延信号を発生し、前記位相検出器は、前記被測定信号と、前記被測定信号をＮ周期遅延させた前記遅延信号との瞬時位相誤差を検出することにより、前記被測定信号の周期ジッタ系列を算出してもよい。
前記周期ジッタ系列の差分系列を算出し、前記被測定信号のサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ系列として出力する差分器を更に備えてもよい。
前記遅延回路は、前記遅延時間を変更可能に保持する可変遅延回路であってもよい。
前記周期ジッタ系列を累算し、累算した値に基づき前記被測定信号のタイミングジッタ系列を出力する累算器を更に備えてもよい。
前記累算器は、前記周期ジッタ系列を電流信号に変換する変換器と、前記電流信号を積分して蓄積する積分器とを有してもよい。
本発明の第２の形態によると、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、前記被測定信号を予め定められた遅延時間遅延させた遅延信号を発生する遅延段階と、前記被測定信号及び前記遅延信号の瞬時位相誤差を検出する位相検出段階とを備えることを特徴とするジッタ測定方法を提供する。
なお上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションも又発明となりうる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本実施形態に係るジッタ測定系１０を示す。
図２（ａ）は、本実施形態に係る位相周波数検出器１０００の構成を示す。
図２（ｂ）は、本実施形態に係る位相周波数検出器１０００の動作を示す。
図３は、本実施形態に係るジッタ測定系１０によるジッタ測定フローを示す。
図４は、本実施形態に係る被測定信号の一例を示す。
図５は、本実施形態に係る被測定信号の周期ジッタの波形の一例を示す。
図６（ａ）は、従来のΔφ法により測定されたタイミングジッタの波形の一例を示す。
図６（ｂ）は、図３に示したジッタ測定フローにより測定されたタイミングジッタの波形の一例を示す。
図７は、被測定信号のサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタの波形の一例を示す。
図８は、本実施形態に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。
図９は、本実施形態の第１変形例に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。
図１０は、本実施形態の第２変形例に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。
図１１は、本実施形態に係るジッタ測定装置２００における遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０の構成を示す。
図１２（ａ）は、本実施形態に係る変換器９００の構成を示す。
図１２（ｂ）は、本実施形態に係る変換器９００の動作を示す。
図１３（ａ）は、本実施形態に係る積分器９１０の構成を示す。
図１３（ｂ）は、本実施形態に係る積分器９１０の動作を示す。
図１４は、本実施形態の第３変形例に係る位相検出器２２０の構成を示す。
図１５は、本実施形態に係る第４変形例に係るジッタ測定装置２００における遅延回路２１０、位相検出器２２０、累算器２３０、及び線形成分除去器１４５０の構成を示す。
図１６は、従来のジッタ測定方法と、本ジッタ測定方法で測定したタイミングジッタ値の比較結果の一例を示す。
図１７は、本実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。
図１８は、本実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置２００のキャリブレーション動作を示す。
図１９は、従来のデジタル位相検出器の構成を示す。
発明を実施するための最良の形態
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図１は、本実施形態に係るジッタ測定系１０を示す。本実施形態に係るジッタ測定系１０は、ジッタの測定対象であるＤＵＴ２０と、ＤＵＴ２０のジッタを測定するジッタ測定装置２００を備える。
ＤＵＴ２０は、外部から入力された基準クロック及び入力データに基づき動作する、被試験回路、被試験電子デバイス、又は被試験システムである。ジッタ測定装置２００は、ＤＵＴ２０が出力するデータ信号、又は、ＤＵＴ２０内に設けられたＰＬＬが基準クロックに基づき発生するＰＬＬクロック信号等の被測定信号を入力し、被測定信号のジッタを測定する。
ここで、本実施形態においてジッタ測定装置２００が測定するジッタを、以下に定義する。
一般に、ジッタのないクロック信号は、基本周波数（fundamental frequency)f0をもつ方形波（square wave）である。このクロック信号は、Fourier解析によって周波数f0，3f0，5f0，…からなる高調波（harmonics）に分解できる。ジッタは被測定信号の基本周波数の揺らぎに対応するため、ジッタ解析においては基本周波数付近の信号成分のみを取り扱う。
ジッタをもつクロック信号を被測定信号とした場合の基本サイン波（fundamental sinusoidal wave）成分は、振幅をA、基本周期Tとすると、以下に示す式（１）による表される。
0003724803.tif 000002
（ａ）タイミングジッタの定義
ここで、φ(t)は被測定信号の瞬時位相であり、基本周期Tを含むリニア瞬時位相成分2πt/Tと、初期位相成分φ0と、瞬時位相雑音成分Δφ(t)の和で表すことができる。瞬時位相雑音成分Δφ(t)がゼロのとき、被測定信号はジッタをもたず、被測定信号の立ち上がりゼロクロス点間はクロック信号の基本周期Tの間隔となる。一方、Δφ(t)がゼロでないとき、被測定信号のゼロクロス点におけるΔφ(t)の値に応じて、被測定信号がゼロクロスするタイミングが変動する。この様なゼロクロス点における時間変動は、タイミングジッタと呼ばれ、ゼロクロス点nTに対してΔφ(nT)と定義される。
0003724803.tif 000003
（ｂ）周期ジッタの定義
一般に、周期ジッタは隣り合う立ち上がりゼロクロス点におけるタイミングジッタの差に対応し、以下の式により定義される。
0003724803.tif 000004
式（３）においては、T/2πを乗じることにより、周期ジッタの単位をradからsecに変換しているが、周期ジッタの単位をradのまま使用してもよい。
（ｃ）サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタの定義
サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタJCCは、クロック信号の瞬時周期がサイクルごとにどれだけ変動するかを示す。したがって、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタJCC[n]は、以下の式（４）に示す様に、隣り合う２つのクロックサイクルにおける瞬時周期の差で表される。
0003724803.tif 000005
式（４）に示す様に、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタJCC[n]は、周期ジッタ系列の差分系列として算出することができる。
以上に代えて、タイミングジッタ、周期ジッタ、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタは、例えば被測定信号の極大値、極小値等の、ゼロクロス点以外の所定の値又は位相をクロスするタイミングに基づき定義されてもよい。
以上に示したタイミングジッタは、次に示す通り、位相周波数検出器（Phase Frequency Detector）を用いて検出することができる。
図２（ａ）は、本実施形態に係る位相周波数検出器１０００の構成の一例を示す。本実施形態に係る位相周波数検出器１０００は、位相検出器の一例であり、Ｄフリップフロップ１０１０と、Ｄフリップフロップ１０２０と、ＡＮＤゲート１０３０とを備える。
Ｄフリップフロップ１０１０は、入力信号ＤＡＴＡ１の立ち上がりエッジにおいて、Ｄ入力“１”を記憶し、Ｑ出力から出力する。Ｄフリップフロップ１０２０は、入力信号ＤＡＴＡ２の立ち上がりエッジにおいて、Ｄ入力“１”を記憶し、Ｑ出力から出力する。ＡＮＤゲート１０３０は、Ｄフリップフロップ１０１０及びＤフリップフロップ１０２０のＱ出力が共に“１”である場合に、Ｄフリップフロップ１０１０及びＤフリップフロップ１０２０をクリアすることにより“０”を記憶させる。
図２（ｂ）は、本実施形態に係る位相周波数検出器１０００の動作を示す。入力信号ＤＡＴＡ１の立ち上がりエッジから遅れて入力信号ＤＡＴＡ２が立ち上がった場合、入力信号ＤＡＴＡ１の立ち上がりから入力信号ＤＡＴＡ２の立ち上がりまでの時間差に等しい幅をもつパルス信号が、Ｄフリップフロップ１０１０のＱ出力であるＵＰ信号に出力される。逆に、入力信号ＤＡＴＡ２の立ち上がりエッジから遅れて入力信号ＤＡＴＡ１が立ち上がった場合、入力信号ＤＡＴＡ２の立ち上がりから入力信号ＤＡＴＡ１の立ち上がりまでの時間差に等しい幅をもつパルス信号が、Ｄフリップフロップ１０２０のＱ出力であるＤＯＷＮ信号に出力される。このようにして、Ｄフリップフロップ１０１０は、入力された２信号の立ち上がりエッジ間の時間差を出力することができる。
以上に例示した位相周波数検出器は、たとえば位相同期ループ（Phase-Locked Loop）において、発振周波数を安定させるために用いることができる。すなわち、電圧制御発振器（voltage controlled oscillator）を自由に自走させても、精確な周期をもつクロックを発生できないため、発振器からの出力波形の瞬時位相（instantaneous phase）φ(t)をフィードバック制御し，発振器の出力波形の瞬時周波数（instantaneous frequency）
0003724803.tif 000006
を安定化（stability）させる必要がある。次に示すように、位相周波数検出器を用いることにより、入力波形の瞬時位相を取り出すことができる。
位相周波数検出器は，入力クロックのゼロ交叉、すなわち立ち上がりエッジを検出して動作する。PLLクロックxVCO(t)と基準クロックxREF(t)とをサイン波とみなすと、これらは以下の式（５）を用いて表すことができる。
0003724803.tif 000007
ただし、式（５）において、xREF(t)の位相雑音はxVCO(t)の位相雑音に比べ十分小さく、無視できると仮定している。さらに、平均周波数は互いに一致していること、すなわちfVCO=f0であることを前提とすれば、位相周波数検出器を用いたフィードバック制御により、xREF(t)のゼロ交叉（t=nT）における瞬時位相（式（６））に、xVCO(t)のゼロ交叉（t=nT）における瞬時位相（式（７））が一致するように制御される。
0003724803.tif 000008
xREF(t)及びxVCO(t)の、ゼロ交叉（t=nT）における瞬時位誤差（instantaneous phase eror）は、以下に示す式（８）により与えられる。
0003724803.tif 000009
すなわち、位相周波数検出器が出力する、xREF(t)とxVCO(t)の立ち上がりエッジの瞬時位相誤差から、タイミング・ジッタが得られる。ここで、右辺第２項(θ0-φ0)は定数となり、直流成分である。
そして、位相周波数検出器のＵＰ信号出力とＤＯＷＮ信号出力は、例えばチャージポンプ回路へ入力され、特定のアナログ信号レベルに変換される。あるいは、ＵＰ信号出力及びＤＯＷＮ信号出力は、差動増幅器へ入力され、さらに低域通過フィルタにより直流信号に変換されてもよい。ここで、図２（ａ）に示した位相周波数検出器１０００は、１周期の位相遅れから１周期の位相進みまでを検出することができる。したがって、入力の位相差が範囲(-2π,2π)にあるとき、位相周波数検出器１０００の出力は線形となる。
図３は、本実施形態に係るジッタ測定系１０によるジッタ測定フローを示す。以下に、被測定信号がPLLクロックxVCO(t)である場合を例として、ジッタ測定系１０によるジッタ測定フローを説明する。
まず、遅延段階Ｓ１００において、被測定信号を予め定められた遅延時間遅延させた遅延信号を発生する。次に、位相検出段階Ｓ１１０において、例えば位相周波数検出器等の位相検出器を用いて、被測定信号及び遅延信号の瞬時位相誤差を検出し、瞬時位相誤差信号（phase difference signal）として出力する。このようにして、同一のPLLクロックから得られた２信号を位相周波数検出器に入力すると、これらの２信号の周波数は同一となり、２信号間の周波数オフセットをゼロとすることができる。従って、２信号間の周期のずれが蓄積しないため、２信号の位相差を範囲(-2π,2π)に抑えることができ、位相周波数検出器を線形領域で動作させることができる。
ここで、ジッタ測定系１０は、遅延段階Ｓ１００における遅延時間に応じて、以下に示す通りの動作を行う。
（ａ）遅延時間を、被測定信号の基本周期である単位時間遅延Tに設定した場合被測定信号xVCO(t)に単位時間遅延Tをあたえた遅延信号と、被測定信号とを、位相周波数検出器に入力すると、式（７）において直流成分を考慮する必要がないため、以下の式（９）を得ることができる。
0003724803.tif 000010
すなわち、（ａ）の場合、位相検出段階Ｓ１１０により、周期ジッタ系列を検出することができる。
次に、タイミングジッタ検出段階Ｓ１３０において、位相検出段階Ｓ１１０により検出された、周期ジッタ系列となる瞬時位相誤差を累算（accumulate）し、累算した値に基づき被測定信号のタイミングジッタ系列を出力する。すなわち、式（９）の瞬時位相誤差の系列は以下の式（１０）となるから、位相周波数検出器の出力を累算していくことにより、式（１１）に示すようにタイミングジッタ系列が得られる。
0003724803.tif 000011
ここで、式（１１）の左辺第２項Δφ[1]は、nに存在しない定数値となるため、タイミングジッタ系列における直流成分となる。
次に、線形成分除去段階Ｓ１４０において、タイミングジッタ系列における線形成分である直流成分を除去することにより、タイミングジッタ系列の非線形成分である雑音成分を出力する。
（ａ）のジッタ測定方法は、位相検出段階Ｓ１１０において、被測定信号x(t)と被測定信号に単位時間遅延をあたえた遅延信号c(t-T)を位相周波数検出器に入力することにより、これらの２信号のゼロ交叉における瞬時位相誤差系列ε[n]≡Δφ[n+1]-Δφ[n]、すなわち周期ジッタ系列J[n]をえることができる。
図４に、被測定信号の一例を示す。また、図５に、図４の被測定信号から本ジッタ測定方法を用いてえられた周期ジッタ系列J[n]を示す。
次に、ジッタ検出段階Ｓ１６０において、周期ジッタ系列J[n]に基づき、被測定信号のジッタを検出してもよい。
より具体的には、ジッタ検出段階Ｓ１６０において、被測定信号のジッタとして、周期ジッタのRMS値とピーク・ツゥ・ピーク値を算出する。RMS周期ジッタJRMSは、周期ジッタJ[n]の二乗平均値であり、以下に示す式（１２）を用いて算出することができる。
0003724803.tif 000012
ここで，Mは測定された周期ジッタ系列の要素数であり、周期ジッタ・データの標本数である。また、ピーク・ツゥ・ピーク周期ジッタJPPは、周期ジッタ系列J[n]の最大値と最小値の差に基づき、以下の式（１３）により算出される。
0003724803.tif 000013
更に、ジッタ検出段階Ｓ１６０において、周期ジッタ系列のヒストグラムを算出してもよい。
また、ジッタ検出段階Ｓ１６０において、タイミングジッタ系列に基づき、被測定信号のジッタを検出してもよい。
より具体的には、被測定信号のジッタとして、タイミングジッタ系列の二乗平均値又は最大値と最小値の差に基づき、タイミングジッタのRMS値ΔφRMSとピーク・ツゥ・ピーク値ΔφPPをそれぞれ以下に示す式（１４）及び式（１５）により算出する。
0003724803.tif 000014
ここで，Ｎは測定されたタイミングジッタ系列の要素数であり、タイミングジッタ・データの標本数である。
更に、ジッタ検出段階Ｓ１６０において、タイミングジッタ系列のヒストグラムを算出してもよい。
（ａ）のジッタ測定方法は、タイミングジッタ検出段階Ｓ１３０において、位相検出段階Ｓ１１０で得られた周期ジッタ系列J[n]を順次加算していくことにより、タイミングジッタ系列Δφ[n]を算出する。
図６（ａ）は、従来のΔφ法で測定したタイミングジッタ波形である。一方、図６（ｂ）は、本ジッタ測定方法によって、図４に示した被測定信号からえられたタイミングジッタ波形Δφ[n]である。図６（ａ）及び図６（ｂ）に示すように、本実施形態に係るジッタ測定方法により、従来法と互換性のあるタイミングジッタ波形を得ることができる。
更に、本実施形態に係るジッタ測定方法は、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ算出段階Ｓ１５０において、周期ジッタ系列の差分系列を算出することにより、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタを出力してもよい。サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタJCCは連続するサイクル間の周期変動であり、式（４）で表される。
そして、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ算出段階Ｓ１５０により得られたサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタの二乗平均及び最大値と最小値の差を計算することにより、以下の式（１６）及び式（１７）に示すように、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタのRMS値JCC,RMSとピーク・ツゥ・ピーク値JCC,PPとそれぞれ算出することができる。
0003724803.tif 000015
ここで，Lは測定されたサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ系列の要素数であり、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ・データの標本数である。本実施形態に係るジッタ測定方法によって算出された、図４の被測定信号に対応するサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタJCC[n]の波形をそれぞれ図７に示す。
（ｂ）遅延時間を、被測定信号の基本周期である単位時間遅延Tとは異なる値に設定した場合
一般に、被測定信号と、被測定信号xVCO(t)にNτ単位時間遅延をあたえた遅延信号とを、位相周波数検出器に入力すると、式（９）と同様にして、以下の式（１８）に示す瞬時位相誤差を得る。
0003724803.tif 000016
式（１８）から、遅延時間を単位時間遅延Tに設定した場合の瞬時位相誤差と、遅延時間を、Nτ単位時間遅延に設定した場合の瞬時位相誤差は、以下の式（１９）に示す関係をなす。
0003724803.tif 000017
ジッタ測定系１０は、タイミングジッタ検出段階Ｓ１３０において、位相検出段階Ｓ１１０により検出した瞬時位相誤差を累算し、累算した値に基づき被測定信号のタイミングジッタ系列を出力する。すなわち、ジッタ測定系１０は、式（１１）と式（１９）から、以下の式（２０）に示す計算及び近似を用いて、タイミングジッタ系列を推定することができる。
0003724803.tif 000018
このように、被測定信号と、被測定信号xVCO(t)にNτ単位時間遅延をあた遅延信号を位相周波数検出器に入力し、位相周波数検出器の出力を累算（accumulate）してNτで割ることにより、タイミングジッタ系列を得ることができる。ここで、Δφ[1]は、式（１１）と同様に、タイミングジッタ系列における直流成分となる。
次に、線形成分除去段階Ｓ１４０において、タイミングジッタ系列における線形成分である直流成分を除去することにより、タイミングジッタ系列の非線形成分である雑音成分を出力する。ここで、線形成分除去段階Ｓ１４０は、以下に示す理由により生じるタイミングジッタ系列の直流成分を除去する。
遅延段階Ｓ１００における遅延時間がD≠Tであるとき、位相検出段階Ｓ１１０において位相周波数検出器により出力される出力信号は、以下の式（２１）に示す幅をもつパルス信号となる。
0003724803.tif 000019
したがって、位相検出段階Ｓ１１０における出力パルス信号のパルス幅を順次もとめ、これを累算すると、以下の式（２２）が得られる。
0003724803.tif 000020
ここで、右辺第３項は、遅延段階Ｓ１００による遅延時間が基本周期Tと異なることにより生じる線形成分である。したがって、位相検出段階Ｓ１１０の出力を加算しタイミングジッタ系列をえるには、タイミングジッタ検出段階Ｓ１３０で得られた信号から線形成分n(T-D)を除去する必要がある。
次に、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ算出段階Ｓ１５０において、（ａ）の場合と同様にして、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタを算出し、出力してもよい。
次に、ジッタ検出段階Ｓ１６０において、（ａ）の場合と同様に、位相検出段階Ｓ１１０により得られた周期ジッタ系列、タイミングジッタ検出段階Ｓ１３０及び／又は線形成分除去段階Ｓ１４０により得られたタイミングジッタ系列、又は、サイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ算出段階Ｓ１５０により得られたサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ系列について、ＲＭＳ値、ピーク・ツゥ・ピーク値、ヒストグラムを算出して、ジッタを検出してもよい。
以上に示した（ａ）又は（ｂ）において、位相検出段階Ｓ１１０により検出した瞬時位相誤差に基づき、被測定信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定段階Ｓ１２０を設けてもよい。周期ジッタ推定段階Ｓ１２０においては、例えば、式（１９）に基づき、瞬時位相誤差をNτで割ることにより、周期ジッタの推定値を算出してもよい。また、式（１１）又は式（２０）に基づき、被測定信号と遅延信号の位相のずれを除去することにより、周期ジッタの推定値を算出してもよい。
図８は、本実施形態に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。本実施形態に係るジッタ測定装置２００は、遅延回路２１０と、位相検出器２２０と、累算器２３０と、線形成分除去器２４０と、ジッタ検出器２５０とを備える。
遅延回路２１０は、例えばジッタ測定装置２００の被測定信号入力端子から入力された被測定信号を、予め定められた遅延時間遅延させた遅延信号を発生する。すなわち、遅延回路２１０は、図３に示した遅延段階Ｓ１００の動作を行う。遅延回路２１０は、例えば複数の遅延素子を継続接続した構成であってよい。また、遅延回路２１０は、被測定信号の周波数に適した遅延時間を設定するために、例えば外部からの制御入力等により遅延時間が調整され、遅延時間を変更可能に保持する可変遅延回路であることが望ましい。この場合において、遅延回路２１０は、例えば複数の遅延素子を縦続接続された構成をとり、これら複数の遅延素子のうち１以上の遅延素子を被測定信号が通過する経路上に選択的に接続することにより、可変遅延回路を実現してもよい。
位相検出器２２０は、例えば被測定信号入力端子から入力された被測定信号と、遅延回路２１０により発生された遅延信号とを入力し、被測定信号及び遅延信号の瞬時位相誤差を検出する。すなわち、位相検出器２２０は、図３に示した位相検出段階Ｓ１１０の動作を行う。ここで、位相検出器２２０が被測定信号の立ち上がりから遅延信号の立ち上がりまでの時間差を検出する位相検出器である場合には、被測定信号の時間変動によって遅延信号の立ち上がりが被測定信号の立ち上がりより先にならないように遅延回路２１０の遅延時間を設定することが望ましい。また、位相検出器２２０が被測定信号の立ち上がりと遅延信号の立ち上がりの時間差及びいずれの信号が先に立ち上がったかを検出する位相周波数検出器である場合には、遅延回路２１０の遅延時間を被測定信号の基本周期又は基本周期の整数倍に設定してもよい。ここで、位相検出器２２０は、図２（ａ）に示した位相周波数検出器１０００等の位相周波数検出器であってよい。
累算器２３０は、位相検出器２２０により検出された瞬時位相誤差を累算し、累算した値に基づき被測定信号のタイミングジッタ系列を出力する。すなわち、累算器２３０は、図３に示したタイミングジッタ検出段階Ｓ１３０の動作を行う。
線形成分除去器２４０は、累算器２３０により出力されたタイミングジッタ系列における線形成分を除去することにより、タイミングジッタ系列の非線形成分である雑音成分を出力する。すなわち、線形成分除去器２４０は、図３に示した線形成分除去段階Ｓ１４０の動作を行う。
ここで、位相検出器２２０が位相周波数検出器である場合において、遅延回路２１０の遅延時間を被測定信号の基本周期Tの整数倍とすると、累算器２３０が出力するタイミングジッタ系列は、式（１１）又は式（２０）の左辺における直流成分-Δφ[1]を含む。この場合、累算器２３０が電圧信号として出力するタイミングジッタ系列の直流成分-Δφ[1]を除去することにより、タイミングジッタ系列の非線形成分である雑音成分を出力する。
また、位相検出器２２０が排他的論理和ゲートを用いた位相検出回路である場合において、遅延回路２１０の遅延時間を0.75Tとすると、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅は、被測定信号の基本周期Tの1/4を平均として周期ジッタによりばらつく。したがって、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅を順次求め、これを加算していくと、加算結果は0.25Tの線形成分をもつ。このため、位相検出器２２０の出力を累算器２３０により加算し、線形成分除去器２４０により線形成分を除去することにより、タイミングジッタ系列を得ることができる。この場合において、遅延回路２１０の遅延時間は、（m±0.25）T（mはゼロでない整数）としてもよい。
また、位相検出器２２０がＪＫフリップフロップを用いた位相検出回路である場合において、遅延回路２１０の遅延時間を0.5Tとすると、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅は、被測定信号の基本周期Tの1/2を平均として周期ジッタによりばらつく。したがって、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅を順次求め、これを加算していくと、加算結果は0.5Tの線形成分をもつ。このため、位相検出器２２０の出力を累算器２３０により加算し、線形成分除去器２４０により線形成分を除去することにより、タイミングジッタ系列を得ることができる。この場合において、遅延回路２１０の遅延時間は、（m±0.5）T（mはゼロでない整数）としてもよい。
ジッタ検出器２５０は、線形成分除去器２４０が出力するタイミングジッタ系列に基づき、被測定信号のジッタを検出する。すなわち、ジッタ検出器２５０は、図３に示したジッタ検出段階Ｓ１６０の動作を行う。ジッタ検出器２５０は、ピーク・ツゥ・ピーク検出器２６０、ＲＭＳ検出器２７０、及びヒストグラム推定器２８０を有する。ピーク・ツゥ・ピーク検出器２６０は、線形成分除去器２４０が出力するタイミングジッタ系列の最大値と最小値の差に基づき、タイミングジッタ系列のピーク・ツゥ・ピーク値を算出することにより、被測定信号のジッタを算出する。ＲＭＳ検出器２７０は、線形成分除去器２４０が出力するタイミングジッタ系列の２乗平均値に基づき、タイミングジッタ系列のＲＭＳ値を算出することにより、被測定信号のジッタを算出する。ヒストグラム推定器２８０は、線形成分除去器２４０が出力するタイミングジッタ系列のヒストグラムを算出することにより、タイミングジッタ系列のジッタを算出する。
以上において、ジッタ測定装置２００は、位相検出器２２０の出力を周期ジッタ系列として出力してもよく、累算器２３０の出力をタイミングジッタ系列として出力してもよく、線形成分除去器２４０の出力をタイミングジッタ系列の非線形成分である雑音成分として出力してもよい。
また、遅延回路２１０の遅延時間を単位時間遅延Tとした場合、位相検出器２２０は、式（９）に示した様に周期ジッタに相当するパルス幅を持つパルス信号を出力する。したがって、位相検出器２２０のパルス幅を順次算出することにより、被測定信号の周期ジッタ系列を得ることができる。ここで、遅延回路２１０の遅延時間は、単位時間遅延Tの２以上の自然数倍としてもよい。この場合において、ジッタ検出器２５０は、位相検出器２２０から得られた周期ジッタ系列を入力し、周期ジッタ系列のピーク・トゥ・ピーク値、ＲＭＳ値、又はヒストグラムを算出してもよい。
以上に示した通り、本実施形態にかかるジッタ測定装置２００は、例えば被測定信号入力端子から入力された被測定信号から、被測定信号のジッタを測定することができる。このため、被測定信号と同一の周波数の基準クロックを外部から印加する必要がなく、精確な基準クロックを生成するために必要となる各種の測定装置を用いずに被測定信号のジッタを測定することができる。また、基準クロックを用いないため、被測定信号に対する基準クロックの周波数オフセットやジッタ成分による影響を抑えることができ、より精確に被測定信号のジッタを測定することができる。
図９は、本実施形態の第１変形例に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。第１変形例に係るジッタ測定装置２００は、位相検出器２２０と累算器２３０の間に周期ジッタ推定器３２５を設けた点、及び線形成分除去器２４０を有さない点が、図８に示したジッタ測定装置２００と異なるため、以下相違点を中心に説明する。
周期ジッタ推定器３２５は、位相検出器２２０により検出される瞬時位相誤差に基づき、被測定信号の周期ジッタ系列を算出する。すなわち、周期ジッタ推定器３２５は、図３に示した周期ジッタ推定段階Ｓ１２０の動作を行う。ここで、第１変形例における遅延回路２１０は、被測定信号を（m±α）T（mはゼロではない整数、0<α<1）遅延させた遅延信号を出力する。この場合、位相検出器２２０を出力する瞬時位相誤差は、被測定信号の基本周期Tから±αTの値を平均値として、その周りにばらつく。したがって、周期ジッタ推定器３２５で、位相検出器２２０の出力信号の幅を順次求め、このパルス幅の平均値を瞬時位相誤差から減じ、この値をNτで割ることにより、周期ジッタの推定値を算出することができる(式(１８)参照)。
例えば、位相検出器２２０が排他的論理和ゲートを用いた位相検出回路である場合において、遅延回路２１０の遅延時間を0.75Tとすると、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅は、被測定信号の基本周期Tの1/4を平均として周期ジッタによりばらつく。したがって、周期ジッタ推定器３２５で、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅を順次求め、このパルス幅の平均値である0.25Tを瞬時位相誤差から減じることにより、被測定信号の周期ジッタ系列を得ることができる。この場合において、遅延回路２１０の遅延時間は、（m±0.25）T（mはゼロでない整数）としてもよい。
また、位相検出器２２０がＪ−Ｋフリップフロップを用いた位相検出回路である場合において、遅延回路２１０の遅延時間を0.5Tとすると、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅は、被測定信号の基本周期Tの1/2を平均として周期ジッタによりばらつく。したがって、周期ジッタ推定器３２５で、位相検出器２２０の出力信号のパルス幅を順次求め、このパルス幅の平均値である0.5Tを瞬時位相誤差から減じることにより、被測定信号の周期ジッタ系列を得ることができる。この場合において、遅延回路２１０の遅延時間は、（m±0.5）T（mはゼロでない整数としてもよい。
以上において、ジッタ測定装置２００は、周期ジッタ推定器３２５の出力を周期ジッタ系列として出力してもよく、累算器２３０の出力タイミングジッタ系列又はタイミングジッタ系列の非線形成分である雑音成分として出力してもよい。
また、ジッタ検出器２５０は、周期ジッタ推定器３２５から得られた周期ジッタ系列を入力し、周期ジッタ系列のピーク・トゥ・ピーク値、ＲＭＳ値、又はヒストグラムを算出してもよい。
また、本変形例に係るジッタ測定装置２００は、累算器２２０とジッタ検出器２５０の間に、図８に示した線形成分除去器２４０を更に備えてもよい。
図１０は、本実施形態の第２変形例に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。第２変形例に係るジッタ測定装置２００は、位相検出器２２０に変えて位相周波数検出器２２２を設けた点と、累算器２３０及び線形成分除去器２４０に代えて差分器４１０を設けた点が、図８に示したジッタ測定装置２００と異なるため、以下相違点を中心に説明する。
位相周波数検出器２２２は、被測定信号及び遅延信号の瞬時位相誤差を検出する。すなわち、位相周波数検出器２２２は、図３に示した位相検出段階Ｓ１１０の動作を行う。ここで、第２変形例における遅延回路２１０は、被測定信号を基準周期T遅延させることにより、被測定信号を１周期遅延させた遅延信号を発生する。そして、位相周波数検出器２２２は、被測定信号と、被測定信号を１周期遅延させた遅延信号との瞬時位相差を検出することにより、被測定信号の周期ジッタ系列を算出する。
差分器４１０は、位相周波数検出器２２２が出力する周期ジッタ系列の差分系列を算出し、被測定信号のサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ系列として出力する。すなわち、差分器４１０は、図３に示したサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ算出段階Ｓ１５０の動作を行う。差分器４１０は、例えば高域通過フィルタを用いて実現されてもよい。
ジッタ検出器２５０は、差分器４１０が出力するサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタ系列に基づき、被測定信号のジッタを検出する。すなわち、ジッタ検出器２５０は、図３に示したジッタ検出段階Ｓ１６０の動作を行う。
以上において、ジッタ測定装置２００は、位相周波数検出器２２２の出力を周期ジッタ系列として出力してもよく、差分器４１０の出力をサイクル・ツゥ・サイクル周期ジッタとして出力してもよい。
また、ジッタ検出器２５０は、周期ジッタ推定器３２５から得られた周期ジッタ系列を入力し、周期ジッタ系列のピーク・トゥ・ピーク値、ＲＭＳ値、又はヒストグラムを算出してもよい。
図１１は、本実施形態に係るジッタ測定装置２００における遅延回路２１０、位置検出器２２０、及び累算器２３０の構成の一例を示す。遅延回路２１０及び位相検出器２２０は、図８に示した遅延回路２１０及び図２（ａ）に示した位相検出器２２０とそれぞれ同一であるため、説明を省略する。
本実施形態に係る累算器２３０は、変換器９００と、積分器９１０とを有する。変換器９００は、位相検出器２２０が検出する瞬時位相誤差又は周期ジッタ系列を電流信号に変換するチャージポンプである。積分器９１０は、変換器９００によって電流信号に変換された瞬時位相誤差又は周期ジッタ系列を積分して蓄積する。これにより、積分器９１０は、位相検出器２２０が検出する瞬時位相誤差又は周期ジッタ系列を累算し、タイミングジッタ系列に相当する電圧信号を出力する。
図１２（ａ）及び図１２（ｂ）は、本実施形態に係る変換器９００の構成及び動作をそれぞれ示す。変換器９００は、ＵＰ信号に“１”が入力された場合にスイッチをオンとし、ＵＰ信号に“１”が供給されている期間の間、電源VDDから積分器９１０に電流Ipumpを供給することにより、電荷を積分器９１０に蓄積させる。また、変換器９００は、ＤＯＷＮ信号に“１”が入力された場合にスイッチをオンとし、ＤＯＷＮ信号に“１”が供給されている期間の間、積分器９１０からＧＮＤへ電流Ipumpを流すことにより、積分器９１０に蓄積された電荷をＧＮＤへ放電する。すなわち、変換器９００は、瞬時位相誤差又は周期ジッタ系列に比例したパルス幅をもつＵＰ信号及びＤＯＷＮ信号を、ＵＰ信号及びＤＯＷＮ信号のパルス幅に比例した、正又は負の電流Ipumpを流す電流信号に変換し、積分器９１０に出力する。これにより、変換器９００は、瞬時位相誤差又は周期ジッタ系列に比例した電荷量を出力する。
図１３（ａ）及び図１３（ｂ）は、本実施形態に係る積分器９１０の構成及び動作を示す。積分器９１０は、変換器９００により出力された電流信号を積分して、コンデンサ１２１０に蓄積する。これにより、積分器９１０は、瞬時位相誤差又は周期ジッタ系列を累積し、タイミングジッタ系列に対応する電圧信号を出力する。周期ジッタ系列を累積した場合において積分器９１０が出力する電圧信号を、以下の式（２３）に示す。式（２３）より、積分器９１０内のコンデンサ１２１０は、周期ジッタ系列の和に比例する電圧信号を出力することがわかる。
0003724803.tif 000021
図１４は、本実施形態の第３変形例に係る位相検出器２２０の構成を示す。位相検出器２２０として位相周波数検出器を用いる場合、位相検出器２２０は、図２（ａ）に示した位相検出器２２０、図１４に示した位相検出器２２０、又はその他の回路構成を有する位相周波数検出回路のいずれであってもよい。
図１５は、本実施形態に係る第４変形例に係るジッタ測定装置２００の構成の一部を示す。本変形例に係るジッタ測定装置２００は、図８に示したジッタ測定装置２００の各構成要素に加えて線形成分除去器１４５０を更に備えると共に、線形成分除去器２４０を備えない構成をとる。ここで、遅延回路２１０及び位相検出器２２０は、図８に示した遅延回路２１０及び位相検出器２２０とそれぞれ同一であるため、相違点を除き説明を省略する。
本変形例に係る遅延回路２１０は、被測定信号を遅延時間Ｄ（0<D<T）遅延させた遅延信号を発生する。また、本変形例に係る位相検出器２２０は、被測定信号の立ち上がりから遅延信号の立ち上がりまでの時間差に比例したパルス幅の信号を出力することにより、被測定信号及び遅延信号の瞬時位相誤差を検出する。
累算器２３０は、瞬時位相誤差を電流信号に変換する変換器１４３０と、電流信号を積分して蓄積する積分器１４４０とを有する。変換器１４３０は、位相検出器２２０により検出された瞬時位相誤差のパルス信号を入力し、パルス幅に比例した時間の間電流Ipumpを積分器１４４０に供給することにより、瞬時位相誤差を電流信号に変換する。積分器１４４０は、図１３（ａ）に示した積分器９１０と同様のため、説明を省略する。
線形成分除去器１４５０は、遅延回路２１０による遅延時間に対応して積分器１４４０に蓄積された、瞬時位相誤差に含まれる線形成分を、積分器１４４０から除去する。線形成分除去器１４５０は、ＪＫフリップフロップ１４６０と、放電回路１４７０とを有する。
ＪＫフリップフロップ１４６０は、遅延信号の立ち上がりから被測定信号の立ち上がりまでの期間パルス信号を出力する。すなわち、ＪＫフリップフロップ１４６０は、被測定信号の周期毎にパルス幅(T-D)をもつパルス信号を出力する。
放電回路１４７０は、ＪＫフリップフロップ１４６０がパルス信号を出力する期間積分器１４４０からＧＮＤに対して電流Ipumpを流す。これにより、放電回路１４７０は、遅延時間に対応して積分器１４４０に蓄積された、瞬時位相誤差に含まれる線形成分を、被測定信号の周期毎に、ＪＫフリップフロップ１４６０が出力するパルス信号のパルス幅(T-D)に対応する期間分ずつ積分器１４４０からＧＮＤに対して放電する。
以上により、本変形例に係るジッタ測定装置２００は、累算器２３０により瞬時位相誤差を累算する一方で、被測定信号の１周期当たり時間(T-D)を累算器２３０から減じる。これにより、本変形例に係るジッタ測定装置２００は、式（２１）及び式（２２）における第３項の線形成分を除去することができる。これにより、累算器２３０は、被測定信号のタイミングジッタ系列の非線形成分である雑音成分を出力し、ジッタ検出器２５０に与えることができる。
図１６は、従来のジッタ測定方法（Δφ法）と、本実施形態に係るジッタ測定方法で測定したタイミングジッタ値の比較結果の一例を示す。図１６は、本実施形態に係るジッタ測定方法で測定したタイミングジッタのRMS値（ΔφRMS）及びピーク・ツゥ・ピーク値（ΔφPP）を、Δφ法で測定した値と比較した結果である。図１６に示す様に、本実施形態に係るジッタ測定方法により、従来法と互換性のあるタイミングジッタ値を得ることができる。
このように、本実施形態に係るジッタ測定装置２００により、従来のタイムインターバル・アナライザ法やΔφ法、スペクトラムアナライザ法と互換性があるタイミングジッタを測定できる、ジッタ測定装置及びジッタ測定方法を提供することができる。
図１７は、本実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置２００の構成を示す。第５変形例に係るジッタ測定装置２００は、図８に示したジッタ測定装置２００にキャリブレーション部１８００を設けた点が異なるため、以下相違点を中心に説明する。
キャリブレーション部１８００は、被測定信号に代えて予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を遅延回路２１０及び位相検出器２２０に入力し、この場合にジッタ測定装置２００により測定される基準信号のジッタ値に基づいて、被測定信号のジッタ測定を補正する。本実施形態に係るキャリブレーション部１８００は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０をキャリブレーションして累算器２３０が出力するタイミングジッタ系列を補正する。これにより、本変形例に係るジッタ測定装置２００は、被測定信号のジッタをより精確に測定することができる。本変形例において、キャリプレーション部１８００は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０が発生するジッタを併せて測定しキャリブレーションを行う校正モード１と、遅延回路２１０、及び、位相検出器２２０／累算器２３０がそれぞれ発生するジッタを個別に測定しキャリブレーションを行う校正モード２のいずれかの校正モードを用いる。
キャリブレーション部１８００は、基準信号生成器１８０５と、スイッチ１８１２及びスイッチ１８１４を含む第１被測定信号切替器１８１０と、スイッチ１８２２及びスイッチ１８２４を含む第２被測定信号切替器１８２０と、スイッチ１８３２、スイッチ１８３４、及びスイッチ１８３６を含む出力信号切替器１８３０と、基準信号ジッタ値測定器１８４０と、補正部１８５０とを有する。
基準信号生成器１８０５は、予め定められた基準ジッタ値を有する基準信号を生成する。第１被測定信号切替器１８１０は、校正モードにおいて、被測定信号に代えて基準信号を遅延回路２１０及び位相検出器２２０に入力する。第２被測定信号切替器１８２０は、校正モード２において位相検出器２２０及び累算器２３０が発生するジッタを測定する場合に、遅延回路２１０が出力する遅延信号に代えて、基準信号を位相検出器２２０に入力する。出力信号切替器１８３０は、校正モードにおいて遅延回路２１０又は累算器２３０の出力信号を基準信号ジッタ値測定器１８４０に供給する。
基準信号ジッタ値測定器１８４０は、出力信号切替器１８３０から供給された、遅延回路２１０及び／又は累算器２３０が出力する出力信号の出力ジッタ値を測定する。ここで基準信号ジッタ値測定器１８４０は、校正モード２において、遅延回路２１０の出力ジッタ値と、累算器２３０の出力ジッタ値とを測定する。補正部１８５０は、基準信号生成器１８０５に設定された基準ジッタ値と、基準信号ジッタ値測定器１８４０が測定した出力ジッタ値とに基づいて、外部の被測定信号のジッタを測定する場合に累算器２３０から出力される、被測定信号のタイミングジッタ系列を補正する。これにより補正部１８５０は、被測定信号のジッタ測定値を補正することができる。
図１８は、本実施形態の第５変形例に係るジッタ測定装置２００のキャリブレーション動作を示す。ジッタ測定装置２００の電源が投入された場合、又は、ジッタ測定装置２００の使用者がキャリブレーションを指示した場合等に、ジッタ測定装置２００は、図１８に示したキャリブレーション動作を開始する。
キャリブレーション動作において、まず、ジッタ測定装置２００は、校正モード１及び校正モード２のいずれの校正モードによりキャリブレーションを行うかを選択する（Ｓ１９００）。ジッタ測定装置２００は、例えばジッタ測定装置２００の使用者による指示、又は、予め設定された校正モードの指定に基づいて校正モードを選択してよい。
（１）校正モード１の動作
校正モード１において、ジッタ測定装置２００は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０が発生するジッタを併せて測定し、キャリブレーションを行う。
校正モード１が選択されると、まず、基準信号生成部１８０５は、予め定められた基準ジッタ時（σSG2）を有する基準信号を生成する（Ｓ１９０５）。ここで、σSGは基準信号のジッタのＲＭＳ値に対応する値であり、σSG2は、ジッタのエネルギーに比例する値である。次に、第１被測定信号切替器１８１０、第２被測定信号切替器１８２０、及び出力信号切替器１８３０は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０が発生するジッタを測定するために接続を変更する（Ｓ１９１０）。より具体的には、第１被測定信号切替器１８１０は、被測定信号に代えて基準信号を遅延回路２１０及び位相検出器２２０に入力するべく、スイッチ１８１２をオープン（ＯＦＦ）とし、スイッチ１８１４をクローズ（ＯＮ）とする。また、第２被測定信号切替器１８２０は、基準信号及び遅延信号を位相検出器２２０に入力するべく、スイッチ１８２２をオープンとし、スイッチ１８２４をクローズとする。また、出力信号切替器１８３０は、累算器２３０が出力する信号を基準信号ジッタ値測定器１８４０に供給するべく、スイッチ１８３２及びスイッチ１８３４をオープンとし、スイッチ１８３６をクローズとする。以上の切り替えにより、第１被測定信号切替器１８１０、第２被測定信号切替器１８２０、及び出力信号切替器１８３０は、被測定信号に代えて基準信号を遅延回路２１０及び位相検出器２２０に入力し、その結果基準信号のタイミングジッタ系列を累算器２３０に出力させることができる。
次に、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、出力信号切替器１８３０を介して基準信号のタイミングジッタ系列を入力し、累算器２３０の出力ジッタ値（σMEAS2）を測定する（Ｓ１９１５）。次に、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、基準ジッタ値及び累算器２３０の出力ジッタ値に基づいて、被測定信号のタイミングジッタ系列を補正するために補正部１８５０に設定すべき補正パラメータを生成し、補正部１８５０に設定する（Ｓ１９２０）。
より具体的には、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０によるジッタ値をσSYSTEM2、基準信号ジッタ値測定器１８４０内部で発生する既知のジッタ値をσINST2、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累積器２３０のジッタゲイン（すなわち、入力ジッタに対する出力ジッタのゲイン）をＫSYSTEMとすると、以下に示す式（２４）が成立する。
0003724803.tif 000022
ここで、ＫSYSTEMは、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０に固有の値を持つため、予め測定しておくか、近似的にＫSYSTEM=1とする。これにより、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０によるジッタ値σSYSTEM2を、基準ジッタ値σSG2及び累算器２３０の出力ジッタ値σMEAS2に基づいて、以下に示す式（２５）により算出することができる。
0003724803.tif 000023
Ｓ１９２０において、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０のジッタ値σSYSTEM2を式（２５）に示した計算により算出し、当該ジッタ値を補正パラメータとして補正部１８５０に設定する。以上に示した補正パラメータの設定を終えると、第１被測定信号切替器１８１０、第２被測定信号切替器１８２０、及び出力信号切替器１８３０は、被測定信号のジッタを測定する測定モードでジッタ測定装置２００を動作させるべく接続を変更する（Ｓ１９２５）。より具体的には、第１被測定信号切替器１８１０は、被測定信号を遅延回路２１０及び位相検出器２２０に入力するべくスイッチ１８１２をクローズとし、スイッチ１８１４をオープンとする。また、第２被測定信号切替器１８２０は、被測定信号及び遅延信号を位相検出器２２０に入力するべくスイッチ１８２２をオープンとし、スイッチ１８２４をクローズとする。また、出力信号切替器１８３０は、累算器２３０が出力する被測定信号のタイミングジッタ系列を補正部１８５０を介して線形成分除去器２４０に供給するべくスイッチ１８３２をクローズとし、スイッチ１８３４及びスイッチ１８３６をオープンとする。
以上に示したキャリブレーション動作を行った後、ジッタ測定装置２００は、図３に示した測定フローに基づいて被測定信号のジッタを測定する。ここで、被測定信号のジッタを測定する際に、補正部１８５０は、基準ジッタ値σSG2及び校正動作時における累算器２３０の出力ジッタ値σMEAS2に基づいて、被測定信号のタイミングジッタ系列を補正する。
ここで、被測定信号のジッタ値をσCUT2とすると、被測定信号のジッタ測定値σ’MEAS2は、以下に示す式（２６）により表すことができる。
0003724803.tif 000024
したがって補正部１８５０は、基準ジッタ値σSG2及び校正動作時における累算器２３０の出力ジッタ値σMEAS2に基づいて算出された遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０のジッタ値σSYSTEM2を用いて、以下に示す式（２７）により被測定信号のタイミングジッタ系列を補正することができる。
0003724803.tif 000025
（２）校正モード２の動作
校正モード２において、ジッタ測定装置２００は、遅延回路２１０が発生するジッタと、位相検出器２２０及び累算器２３０が発生するジッタとを個別に測定し、キャリブレーションを行う。
校正モード２が選択されると、まず、基準信号生成器１８０５は、予め定められた基準ジッタ値（σSG2）を有する基準信号を生成する（Ｓ１９３０）。次に、第１被測定信号切替器１８１０、第２被測定信号切替器１８２０、及び出力信号切替器１８３０は、遅延回路２１０が発生するジッタを測定するために接続を変更する（Ｓ１９３５）。より具体的には、第１被測定信号切替器１８１０は、被測定信号に代えて基準信号を遅延回路２１０及び位相検出器２２０に入力するべく、スイッチ１８１２をオープン（ＯＦＦ）とし、スイッチ１８１４をクローズ（ＯＮ）とする。また、第２被測定信号切替器１８２０は、基準信号及び遅延信号を位相検出器２２０に入力するべく、スイッチ１８２２をオープンとし、スイッチ１８２４をクローズとする。また、出力信号切替器１８３０は、遅延回路２１０が出力する遅延信号を基準信号ジッタ値測定器１８４０に供給するべく、スイッチ１８３２及びスイッチ１８３６をオープンとし、スイッチ１８３４をクローズとする。以上の切り替えにより、第１被測定信号切替器１８１０、第２被測定信号切替器１８２０、及び出力信号切替器１８３０は、被測定信号に代えて基準信号を遅延回路２１０に入力し、遅延回路２１０に基準信号を通過させた結果得られる遅延信号を基準信号ジッタ値測定器１８４０に供給することができる。
次に、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、被測定信号に代えて入力された基準信号に対応して遅延回路２１０により出力される遅延信号を入力し、遅延回路２１０の出力ジッタ値（σMEAS,12）を測定する（Ｓ１９４０）。
次に、第２被測定信号切替器１８２０及び出力信号切替器１８３０は、位相検出器２２０及び累算器２３０が発生するジッタを測定するために接続を変更する（Ｓ１９４５）。より具体的には、第２被測定信号切替器１８２０は、被測定信号及び遅延信号に代えて基準信号を位相検出器２２０に入力するべく、スイッチ１８２２をクローズとし、スイッチ１８２４をオープンとする。また、出力信号切替器１８３０は、累算器２３０が出力する信号を基準信号ジッタ値測定器１８４０に供給するべく、スイッチ１８３４をオープンとし、スイッチ１８３６をクローズとする。以上の切り替えにより、第１被測定信号切替器１８１０、第２被測定信号切替器１８２０、及び出力信号切替器１８３０は、被測定信号及び遅延信号に代えて基準信号を位相検出器２２０に入力し、位相検出器２２０に基準信号を通過させた結果累算器２３０から出力される基準信号のタイミングジッタ系列を基準信号ジッタ値測定器１８４０に供給することができる。
次に、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、被測定信号及び遅延信号に代えて基準信号が位相検出器２２０に入力された結果、累算器２３０により出力される基準信号のタイミングジッタ系列を入力し、累算器２３０の出力ジッタ値（σMEAS,22）を測定する。
次に、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、基準ジッタ値σSG2、遅延回路２１０の出力ジッタ値σMEAS,12、及び累算器２３０の出力ジッタ値σMEAS,22に基づいて、被測定信号のタイミングジッタ系列を補正するために補正部１８５０に設定すべき補正パラメータを生成し、補正部１８５０に設定する（Ｓ１９５５）。
より具体的には、遅延回路２１０によるジッタ値をσDELAY2、基準信号ジッタ値測定器１８４０内部で発生する既知のジッタ値をσINST2、遅延回路２１０のジッタゲインをＫDELAYとすると、以下に示す式（２８）が成立する。
0003724803.tif 000026
ここで、ＫDELAYは、遅延回路２１０に固有の値を持つため、予め測定しておくか、近似的にＫDELAY=1とする。
また、Ｓ１９４５の接続においては、位相検出器２２０の２つの入力に基準ジッタ値を有する基準信号を供給するため、これらの信号の位相雑音は互いにキャンセルされる。このため、Ｓ１９４５の接続においては、位相検出器２２０にジッタ有しない理想信号が供給されたのと等価な状態と見なすことができる。したがって、位相検出器２２０によるジッタ値σPFD2を、累算器２３０によるジッタ値をσACC2、累算器２３０のジッタゲインをＫACCとすると、以下に示す式（２９）が成立する。
0003724803.tif 000027
ここで、ＫACCは、累算器２３０に固有の値を持つため、予め測定しておくか、近似的にＫACC=1とする。
遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０のジッタ値σSYSTEM2は、式（２８）及び（２９）を用いて、以下の式（３０）により算出することができる。
0003724803.tif 000028
ここで、ＫPFDは、位相検出器２２０に固有の値を持つため、予め測定しておくか、近似的にＫPFD=1とする。
Ｓ１９５５において、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０のジッタ値σSYSTEM2を式（３０）に示した計算により算出し、当該ジッタ値を補正パラメータとして補正部１８５０に設定する。
以上に示した補正パラメータの設定を終えると、第１被測定信号切替器１８１０、第２被測定信号切替器１８２０、及び出力信号切替器１８３０は、被測定信号のジッタを測定する測定モードでジッタ測定装置２００を動作させるべく接続を変更する（Ｓ１９２５）。
以上に示したキャリブレーション動作を行った後、ジッタ測定装置２００は、図３に示した測定フローに基づいて被測定信号のジッタを測定する。ここで、被測定信号のジッタを測定する際に、補正部１８５０は、基準ジッタ値σSG2、校正動作時における遅延回路２１０の出力ジッタ値σMEAS,12、及び、累算器２３０の出力ジッタ値σMEAS,22に基づいて算出された遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０のジッタ値σSYSTEM2を用いて、被測定信号のタイミングジッタ系列を、校正モード１の場合と同様に補正する。
以上に示したジッタ測定装置２００によれば、キャリブレーション部１８００を用いてキャリブレーションすることにより、ジッタ測定装置２００自体が発生するジッタ及びノイズ成分を除去することができ、より精確にジッタ測定を行うことができる。
以上に代えて、キャリブレーション部１８００は、遅延回路２１０、位相検出器２２０、及び累算器２３０等の各部材が発生するジッタを個別に測定し、測定結果に基づいてジッタ測定装置２００のジッタ測定値を補正してもよい。ここで、各部材によるジッタの発生がそれぞれ独立でない場合、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、予め設定された各ジッタ間の相関係数に基づいて、補正パラメータを生成してよい。
また、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、基準信号を遅延回路２１０及び位相検出器２２０に入力した場合にジッタ検出器２５０により測定される基準信号のジッタ値を入力し、この値に基づいて被測定信号のジッタ測定値を補正する補正パラメータを算出して補正部１８５０に設定してもよい。
また、補正部１８５０は、累算器２３０が出力する被測定信号のタイミングジッタ系列を補正するのに代えて、ジッタ検出器２５０が出力する被測定信号のジッタ測定値、すなわち例えばピーク・ツゥ・ピーク検出器２６０が算出するタイミングジッタ系列のピーク・ツゥ・ピーク値、ＲＭＳ値、及び／又は、ヒストグラムを補正してもよい。
また、図１０に示したジッタ測定装置２００にキャリブレーション部１８００を設けた場合、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、位相周波数検出器２２２により出力される基準信号の周期ジッタ系列を入力し、累算器２３０の出力ジッタ値σMEAS2又はσMEAS,22を測定してもよい。
また、基準信号ジッタ値測定器１８４０は、基準信号生成器１８０５が生成する基準信号を入力して基準信号のジッタ値を測定して、予め定められた基準ジッタ値として用いてもよい。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることができる。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
例えば、本実施形態に係るジッタ測定装置２００は、被測定信号として、クロック信号に代えて、データ信号等のクロック信号以外の信号のジッタ推定にも適用することができる。すなわち例えば、一定の基準周期を有する、クロック信号と同様の信号をＤＵＴ２０に出力させるためのテストパターンをＤＵＴ２０に入力することにより、ＤＵＴ２０にクロック信号と同様の信号を出力させることができる。
産業上の利用可能性
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、被測定信号を簡易かつより精確に測定できるジッタ測定装置及びジッタ測定方法を提供することができる。
【図１】
0003724803.tif 000029
【図２】
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【図３】
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【図４】
0003724803.tif 000032
【図５】
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【図６】
0003724803.tif 000034
【図７】
0003724803.tif 000035
【図８】
0003724803.tif 000036
【図９】
0003724803.tif 000037
【図１０】
0003724803.tif 000038
【図１１】
0003724803.tif 000039
【図１２】
0003724803.tif 000040
【図１３】
0003724803.tif 000041
【図１４】
0003724803.tif 000042
【図１５】
0003724803.tif 000043
【図１６】
0003724803.tif 000044
【図１７】
0003724803.tif 000045
【図１８】
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【図１９】
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