(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板の下面の略全面に接地導体が形成され、上面にマイクロストリップ線路の信号導体と、該信号導体の先端近傍に設けた、信号導体の中心線に対して線対称な２つの略扇面形のラジアルスタブによる等価的接地導体とが形成されて成り、前記信号導体と等価的接地導体とにそれぞれコプレーナ線路構造のウェハプローブの信号導体と接地導体とを電気的に接続させる高周波測定用基板であって、前記略扇面形の等価的接地導体は、前記信号導体側の第１の側辺および他方側の第２の側辺の長さが外周の円弧の長さよりも短く径方向に沿った形状であり、前記信号導体側の第１の側辺と前記信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ１、他方側の第２の側辺と前記信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ２としたとき、９０°≦θ１≦１８０°かつ３／８≦θ２／θ１≦５／８であることを特徴とする高周波測定用基板。
【請求項２】
前記２つの略扇面形の等価的接地導体の中心が同心であり、前記２つの等価的接地導体は、前記第１の側辺の延長線と前記第２の側辺の延長線との交点を中心とし、前記第１の側辺およびその延長線と前記第２の側辺およびその延長線とを半径とし、外周を円弧とする扇面形であることを特徴とする請求項１記載の高周波測定用基板。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はマイクロストリップ線路を用いた半導体素子や半導体素子収納用パッケージ・回路基板のマイクロ波帯あるいはミリ波帯といった高周波における電気的特性の測定に使用される高周波測定用基板に関し、特に測定可能な周波数帯域を改善した広帯域で低損失な高周波測定用基板に関する。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波帯あるいはミリ波帯といった高周波帯域における半導体素子や半導体素子収納用パッケージ・回路基板の電気的特性の測定評価においては、測定器側には、コプレーナ線路との接触により高確度測定を可能としたウェハプローブが用いられる。一方、高周波信号を用いる無線通信機器用等の高速ディジタル回路や高周波回路もしくは高周波用半導体素子やそれを収容する高周波用半導体素子収納用パッケージ等の被測定物側の入出力部分の伝送線路はマイクロストリップ線路が一般的である。このために、ウェハプローブを用いた高周波における電気的特性の測定にはウェハプローブのコプレーナ線路と被測定物のマイクロストリップ線路との接続を行なう線路変換部を設ける必要があり、この線路変換部には被測定物の特性を高確度に抽出するために低損失に高周波信号の伝送を行なうことが要求される。
【０００３】
従来、この線路変換部の構造としては、一般にはコプレーナ線路部の信号導体幅ならびにグランド導体幅はウェハプローブのヘッドが要求する寸法に対応するように適切に設計され、その一端とマイクロストリップ線路の一端とを相互の信号導体幅が滑らかに変化するように接続しており、コプレーナ線路の接地（グランド）導体はマイクロストリップ線路の裏面の接地導体とスルーホール導体あるいはビアホール導体といった貫通導体を介して接続する構成であった。
【０００４】
例えば、図８に従来の線路変換部の構造の例を平面図で示すように、比誘電率が9.6 の誘電体基板１の裏面のほぼ全面に導体膜を被着形成して接地導体とし、マイクロストリップ線路部の信号導体２の幅を190 μｍ、コプレーナ線路部の信号導体３の幅を160 μｍ、コプレーナ線路部の信号導体３と接地導体４および４’との間隔を135 μｍとし、コプレーナ線路部の接地導体４・４’を貫通導体である各々直径150 μｍのスルーホール導体５および５’を介して裏面の接地導体と電気的に接続した構造のものが用いられる。そして、このようにスルーホールパッド構造としたコプレーナ線路部の接地導体を全く同一形状でマイクロストリップ線路部を介して鏡像対称に対向させたものの電気的特性を測定により抽出すると、図９に線図で示すような周波数特性が得られる。
【０００５】
図９において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）、縦軸は入力した信号のうちの伝送された量の評価指標としての透過係数（単位：ｄＢ）を示しており、特性曲線は透過係数の周波数特性を示している。この結果から、周波数が高くなるに従って透過係数が小さくなり、信号の透過量が減少することが分かる。
【０００６】
また、上記のようにスルーホール導体あるいはビアホール導体といった貫通導体を介さずにコプレーナ線路とマイクロストリップ線路を線路変換して高周波測定用基板として構成したものに、実用新案登録第2507797 号「マイクロストリップライン回路測定治具」がある。同号公報によれば、図10に平面図で示すように、その測定治具（測定用基板）10は、裏面に地導体を有する誘電体基板11上のマイクロストリップ線路12の先端をステップ状またはテーパ状に形成してその幅をプローブヘッド13の中心導体幅に一致させて接続し、また、その先端近傍に半円状または半円に近い扇形のラジアルスタブ14による等価的グランドを形成してプローブヘッド13の２つのグランドラインの導体に対応させ、かつラジアルスタブ14のスタブ半径を測定周波数の下限の約１／２波長の実効長とする構成であった。
【０００７】
そして、このような構成によれば、プローブヘッド13と測定治具10の結合にリボンボンディングや上記の貫通導体のように変動する要素での接地導体間の接続手段が介在しないので、測定データの良好な再現性が得られるというものである。
【０００８】
この半円状または扇形のラジアルスタブ14による等価的グランドの原理は、高周波回路における一般的なラジアルスタブの現象と等価であるといえる。
【０００９】
すなわち、この内容はIEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.36, NO.7, JULY 1988 " A Coplanar Probe to Microstrip Transition " に基づくと、図11に平面図で示したような形状のラジアルスタブ15のリアクタンス値は、このラジアルスタブ15が形成されている基板の厚みとラジアルスタブ15の内径と外径・ラジアルの中心角・ラジアルを径方向へ伝搬する場合の実効比誘電率・自由空間波長として次式で表わされる。
【００１０】
【数１】
0003659461.tif 000002
【００１１】
【数２】
0003659461.tif 000003
【００１２】
【数３】
0003659461.tif 000004
【００１３】
【数４】
0003659461.tif 000005
【００１４】
【数５】
0003659461.tif 000006
【００１５】
ここで、Ｊi （ｘ），Ｎi （ｘ）はｉ次のベッセル関数である。
【００１６】
このような原理でラジアルスタブは高周波における動作が完全反射状態に近くなって等価的なグランドとみなせるという効果があることから高周波測定用基板における等価的グランドとしての応用が可能であり、実用新案登録第2507797 号のラジアルスタブ14はそのような効果を用いているものである。
【００１７】
次に、このようなラジアルスタブによる高周波測定用基板の特性を抽出する。
【００１８】
図５はラジアルスタブを用いた従来の高周波測定用基板の例を示す平面図であり、比誘電率が9.6 の誘電体基板21の裏面のほぼ全面に接地導体としての金属膜を被着形成し、表面にマイクロストリップ線路の信号導体22、コプレーナ線路の信号導体23および23’を形成し、コプレーナ線路の接地導体24および24’を信号導体23・23’から135 μｍの間隔を設けて設置し、接地導体24および24’はそれぞれ内径215 μｍ・外径580 μｍ・中心角230 °の扇形のラジアルスタブとして形成している。
【００１９】
この高周波用基板の電気的特性を測定により抽出すると、図６および図７にそれぞれ線図で示す結果が得られた。
【００２０】
図６において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）、縦軸は入力した信号のうちの反射された量の評価指標としての反射係数（単位：ｄＢ）を示しており、特性曲線の内の実線はシミュレーションの結果を、破線は実測値をそれぞれ示している。また、図７において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）、縦軸は入力した信号のうちの伝送された量の評価指標としての透過係数（単位：ｄＢ）を示しており、特性曲線の内の実線はシミュレーションの結果を、破線は実測値をそれぞれ示している。これらの結果から、ラジアルスタブを等価的なグランドとして用いることにより、低損失な透過周波数帯域特性を有する高周波測定用基板が得られることが分かる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の高周波測定用基板においては、図８に示したようなスルーホール導体やビアホール導体等の貫通導体を用いたものの場合には、マイクロ波帯さらにはミリ波帯という高い周波数帯域において貫通導体のインダクタンス成分によりグランドが不安定となってしまう結果、特性インピーダンスの不連続が生じ、入射信号に対して反射が増大し、高周波信号の透過量が減少するという問題点があった。
【００２２】
また、貫通導体の加工工程が必要であるために高周波測定用基板の高精度な製造が困難であるという問題点もあった。
【００２３】
また、図10や図５に示したように半円状または扇形のラジアルスタブによる等価的グランドを用いた場合には、半円状または扇形の径方向の略中心位置の周方向の長さが１波長の実効長に相当する周波数において、周方向の電荷分布が半円状または扇形の周方向の端部と中間部とで密度が高くなるという定在的分布となる結果、共振が生じてしまうという問題点があった。このためにこの共振周波数近傍においては等価的グランドの効果はほとんど生じなくなり、それによって特性インピーダンスが不連続となる結果、入射信号に対して反射が増大し、高周波信号の透過量が減少してしまうという問題点があった。
【００２４】
さらに、この共振周波数が低損失の透過周波数帯域内あるいはその近傍の周波数となる場合には、測定可能な周波数帯域の狭帯域化という悪影響を及ぼすという問題点もあった。
【００２５】
本発明は上記従来技術における問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ラジアルスタブを等価的なグランドとして用いた高周波測定用基板において、ラジアルスタブの共振周波数を高周波側へ移動させることにより低損失透過周波数帯域を広帯域化した高周波測定用基板を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明の高周波測定用基板は、誘電体基板の下面の略全面に接地導体が形成され、上面にマイクロストリップ線路の信号導体と、該信号導体の先端近傍に設けた、信号導体の中心線に対して線対称な２つの略扇面形のラジアルスタブによる等価的接地導体とが形成されて成り、前記信号導体と等価的接地導体とにそれぞれコプレーナ線路構造のウェハプローブの信号導体と接地導体とを電気的に接続させる高周波測定用基板であって、前記略扇面形の等価的接地導体は、前記信号導体側の第１の側辺および他方側の第２の側辺の長さが外周の円弧の長さよりも短く径方向に沿った形状であり、前記信号導体側の第１の側辺と前記信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ１、他方側の第２の側辺と前記信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ２としたとき、90°≦θ１≦180°かつ３／８≦θ２／θ１≦５／８であることを特徴とするものである。
【００２７】
また、本発明の高周波測定用基板は、上記構成において、前記２つの略扇面形の等価的接地導体の中心が同心であり、前記２つの等価的接地導体は、前記第１の側辺の延長線と前記第２の側辺の延長線との交点を中心とし、前記第１の側辺およびその延長線と前記第２の側辺およびその延長線とを半径とし、外周を円弧とする扇面形であることを特徴とするものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
本発明の高周波測定用基板によれば、コプレーナ線路構造のウェハプローブの接地導体と接触させて電気的に接続させるために誘電体基板上面に形成するラジアルスタブによる等価的接地導体を、信号導体の中心線に対して線対称な２つの、信号導体側の第１の側辺および他方側の第２の側辺の長さが外周の円弧の長さよりも短く径方向に沿った略扇面形の形状に形成し、その略扇面形の等価的接地導体の２つの側辺について、信号導体側の元側の第１の側辺と信号導体の中心線の先端側への延長方向とのなす角度をθ１とし、他方側すなわち信号導体の先端側の第２の側辺と信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ２としたときに、90°≦θ１≦180°かつ３／８≦θ２／θ１≦５／８としたことにより、略扇面形の等価的接地導体における周方向の定在的な電荷密度分布が、図５に示したような従来の扇形のラジアルスタブによる等価的接地導体に比べて、より高周波側の周波数で生じることとなる。
【００２９】
そのため、従来のようなラジアルスタブによる等価的接地導体において半円形または扇形の径方向の略中心位置の周方向の長さが１波長の実効長に相当する周波数が低損失な透過周波数帯域内の周波数となる場合に周方向の電荷分布が半円形または扇形の周方向の端部と中間部とで密度が高くなるという定在的分布となって共振が生じてしまう場合と比較して、共振周波数を低損失な透過周波数帯域の高周波側へ移動することができる。その結果、低損失な透過周波数帯域が広がることとなるので、広帯域に低損失な特性を有する高周波測定用基板となる。
【００３０】
また、誘電体基板上に形成された略扇面形のラジアルスタブによる等価的接地導体において、前記の角度θ1 およびθ2 の関係がθ2 ／θ1 ＜３／８の場合には、略扇面形においてその径方向の中央付近での周方向の長さが１波長の実効長に相当する周波数が低損失な透過周波数帯域内の周波数となる場合に、周方向の電荷分布が略扇面形の周方向の端部と中間部とで密度が高くなるという定在的分布となって生じる共振が低損失な透過周波数帯域内に存在する問題がある。他方、θ2 ／θ1 ＞５／８の場合には、低損失な透過周波数帯域での伝搬損失が増加するという問題がある。従って、３／８≦θ2 ／θ1 ≦５／８とすることによりこれらの問題をなくすことができ、その結果、低損失な透過周波数帯域を広く確保することとなるので、広帯域に低損失な特性を有する高周波測定用基板となる。
【００３１】
なお、θ1 を90°≦θ1 ≦180 °とするのは、２つのラジアルスタブの等価的接地導体間の容量的結合（干渉）を極力抑えるためであり、また、ウェハプローブの接触において支障のない構造とするためである。
【００３２】
また、上記構成の本発明の高周波測定用基板において、２つの略扇面形のラジアルスタブによる等価的接地導体の中心、すなわち、図１（ｃ）に一点鎖線で示す第１の側辺の延長線と図１（ｃ）に同じく一点鎖線で示す第２の側辺の延長線との交点を中心とし、第１の側辺およびその延長線と第２の側辺およびその延長線とを半径とし、外周を円弧とする扇面形の中心を同心とした場合には、略扇面形の等価的接地導体における周方向の定在的な電荷密度分布が、より高周波側の周波数で生じることとなる。
【００３３】
そのため、従来のようなラジアルスタブによる等価的接地導体において半円形または扇形の径方向の略中心位置の周方向の長さが１波長の実効長に相当する周波数が低損失な透過周波数帯域内の周波数となる場合に周方向の電荷分布が半円形または扇形の周方向の端部と中間部とで密度が高くなるという定在的分布となって共振が生じてしまう場合と比較して、共振周波数を低損失な透過周波数帯域の高周波側へ移動することができる。その結果、低損失な透過周波数帯域が広がることとなるので、広帯域に低損失な特性を有する高周波測定用基板となる。
【００３４】
以下、図面に基づいて本発明を詳細に説明する。
【００３５】
図１（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ本発明の高周波測定用基板の実施の形態の例を示す平面図である。これらの図において、31は裏面（下面）の略全面に接地導体を被着形成した誘電体基板であり、32は誘電体基板31の表面（上面）に形成されたマイクロストリップ線路の信号導体である。33はコプレーナ線路部の信号導体であり、マイクロストリップ線路の信号導体32とは電気的に接続されて信号導体32の先端となっていて、コプレーナ線路構造のウェハプローブ（図示せず）の信号導体をマイクロストリップ線路の信号導体32に接触させて電気的に接続させる部分に相当する。
【００３６】
34および34’はマイクロストリップ線路の信号導体32の先端近傍に設けた等価的接地導体であり、信号導体32の中心線に対して線対称な２つの略扇面形としたラジアルスタブ形状の導体パターンにより形成されている。この等価的接地導体34・34’の形状・寸法・位置等は従来のラジアルスタブと同様に設定され、特に、内周の形状については完全な扇面形をなす円弧状には限らず、所望の高周波的な特性を満たすようにマイクロストリップ線路の信号導体32の先端形状やコプレーナ線路部の信号導体33の形状に合わせて、両端部を延長する等して適宜設定される。
【００３７】
ここで、図１（ａ）は、２つの等価的接地導体34・34’をそれぞれの中心が信号導体32の先端である信号導体33の両側に位置するように配置して形成した例を、図１（ｂ）は、図１（ａ）に対して２つの等価的接地導体34・34’を信号導体32・33の先端側にずらせて配置して形成した例を、図１（ｃ）は、２つの等価的接地導体34・34’の中心を同心とし、その中心が信号導体33上に位置するように配置して形成した例を示している。このように２つの等価的接地導体34・34’の配置については、図１（ｃ）の２つの等価的接地導体34・34’をその中心が信号導体33のさらに先の位置にくるように配置するなど種々の位置関係に設定し得るものであり、これら２つの等価的接地導体34・34’と信号導体33とに電気的に接続させるコプレーナ線路構造のウェハプローブとが接触できるような範囲において、測定の仕様等に応じて適宜設定すればよい。
【００３８】
そして、これらの図に示すように、略扇面形の等価的接地導体34の信号導体32側すなわち信号導体32の元側の第１の側辺と信号導体32・33の中心線の延長方向とのなす角度、すなわち信号導体32・33の中心線の先端方向へ延長した側から見た第１の側辺までの角度をθ1 とし、他方側すなわち信号導体32・33の先端側の第２の側辺と信号導体32・33の中心線の延長方向とのなす角度、すなわち信号導体32・33の中心線の先端方向へ延長した側から見た第１の側辺までの角度をθ2 としたときに、90°≦θ1 ≦180 °かつ３／８≦θ2 ／θ1 ≦５／８としたことが本発明の高周波測定用基板の特徴であり、これにより、前述のように広帯域に低損失な特性を有する高周波測定用基板とすることができる。
【００３９】
なお、これらθ1 ・θ2 については等価的接地導体34と線対称に形成されたもう一方の等価的接地導体34’についても同様であることはいうまでもない。
【００４０】
また、等価的接地導体34・34' の寸法や形状・位置等は、高周波的に悪影響を与えずかつ透過周波数帯域よりも低周波側の周波数で定在的な電荷密度分布が生じるように適宜設定すればよく、例えば、裏面の接地導体との高周波的な結合を極力強く（多く）することによって広帯域となるために、ラジアル角を大きくとることから、その幅は径方向の長さよりも短くして径方向に沿った形状となるようにする。
【００４１】
【実施例】
次に、本発明の高周波測定用基板について具体例を説明する。
【００４２】
まず、比誘電率が9.6のアルミナセラミックスから成る誘電体基板31に対して裏面のほぼ全面にわたる金属膜を被着形成した。また、誘電体基板31の上面にマイクロストリップ線路の信号導体32を形成し、その先端にコプレーナ線路部33を信号導体の中心から接地導体までの距離を105μｍとして形成し、マイクロストリップ線路の信号導体32の先端と電気的に接続した。さらに、コプレーナ線路部の信号導体33（マイクロストリップ線路の信号導体32の先端）の近傍に信号導体の幅方向の中点を中心として、内径105μｍ・外径400μｍ・中心角65°の扇面形のラジアルスタブをθ２が65°（θ１＝130°）となる様に等価的接地導体34および34'として形成することにより、図１（ｃ）に示すような、本発明の高周波測定用基板の試料を作製した。ここで、等価的接地導体34・34’の中心角が異なることによる特性の比較を行なうために、θ１を130°で一定としてθ２を以下の通りに設定して、それぞれ試料Ａ〜試料Ｊを作製した。
【００４３】
試料名    θ2 
Ａ・・・45°
Ｂ・・・50°
Ｃ・・・55°
Ｄ・・・60°
Ｅ・・・65°
Ｆ・・・70°
Ｇ・・・75°
Ｈ・・・80°
Ｉ・・・85°
Ｊ・・・90°
そして、これら試料Ａ〜試料Ｊについて、電磁界シミュレーションにより、マイクロストリップ線路のコプレーナ線路に接続しない端部からコプレーナ線路のマイクロストリップ線路に接続しない端部への周波数に応じた特性を抽出し、抽出した特性から、入力した信号のうちの伝送された量の評価指標として透過係数（Ｓ21）を周波数に対する伝送特性として求めた。
【００４４】
また、試料Ａ〜試料Ｅの伝送特性の比較として、図２に各々の反射係数Ｓ21の周波数特性を線図で示す。図２において横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）、縦軸は透過量（単位：ｄＢ）を表わしている。
【００４５】
また、試料Ｅ〜試料Ｊの伝送特性の比較として、図３に各々の透過係数Ｓ21の周波数特性を線図で示す。図３において横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）、縦軸は透過量（単位：ｄＢ）を表わしている。
【００４６】
これらより分かるように、本発明の高周波測定用基板である試料Ｂ〜試料Ｈは、誘電体基板の下面の略全面に接地導体が形成され、上面にマイクロストリップ線路の信号導体と、この信号導体の先端近傍に設けた、信号導体の中心線に対して線対称な２つの略扇面形のラジアルスタブによる等価的接地導体とが形成されて成り、前記信号導体と等価的接地導体とにそれぞれコプレーナ線路構造のウェハプローブの信号導体と接地導体とを電気的に接続させる高周波測定用基板であって、略扇面形の等価的接地導体は、信号導体側の第１の側辺と信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ1 、他方側の第２の側辺と信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ2 としたとき、90°≦θ1 ≦180 °かつ３／８≦θ2 ／θ1 ≦５／８であることにより、等価的接地導体におけるリアクタンス値が小さくなるために、低損失透過周波数帯域を広帯域化できている。
【００４７】
なお、θ2 ／θ1 ＜３／８である試料Ａは、略扇面形の径方向の略中心位置の周方向の長さが１波長の実効長に相当する周波数が低損失な透過周波数帯域内の周波数となる場合に周方向の電荷分布が半円形または扇形の周方向の端部と中間部とで密度が高くなるという定在的分布となって生じる共振が低損失な透過周波数帯域内に存在することによる狭帯域化が問題として残されている。また、θ2 ／θ1 ＞５／８である試料Ｉおよび試料Ｊは、低損失な透過周波数帯域での伝搬損失が増加するという問題が残されている。さらに、３／８≦θ2 ／θ1 ≦５／８の試料の内では試料Ｅが最も良い。
【００４８】
ここで、試料Ｅのみの伝送特性として、図４に反射係数Ｓ11および透過係数Ｓ21の周波数特性を線図で示す。図４において横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）、縦軸は反射量（単位：ｄＢ）および透過量（単位：ｄＢ）を表わしている。図４より、低損失な透過周波数帯域を従来のラジアルスタブによる等価的接地導体を用いたものと比較して大幅に広くすることができ、高確度な測定系として応用することが可能であることが分かる。
【００４９】
これにより、本発明の高周波測定用基板によれば、２つの略扇面形のラジアルスタブによる等価的接地導体におけるリアクタンス値が小さくなる結果、低損失な透過周波数帯域を広く確保することとなるので、広帯域に低損失な特性を有する高周波測定用基板とすることができることが確認できた。
【００５０】
なお、以上はあくまで本発明の実施の形態の例示であって、本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更や改良を加えることは何ら差し支えない。
【００５１】
【発明の効果】
以上のように、本発明の高周波測定用基板によれば、コプレーナ線路構造のウェハプローブの接地導体と接触させて電気的に接続させるために誘電体基板上面に形成するラジアルスタブによる等価的接地導体を、信号導体の中心線に対して線対称な２つの、信号導体側の第１の側辺および他方側の第２の側辺の長さが外周の円弧の長さよりも短く径方向に沿った略扇面形の形状に形成し、その略扇面形の等価的接地導体の２つの側辺について、信号導体側の元側の第１の側辺と信号導体の中心線の先端側への延長方向とのなす角度をθ１とし、他方側すなわち信号導体の先端側の第２の側辺と信号導体の中心線の延長方向とのなす角度をθ２としたときに、90°≦θ１≦180°かつ３／８≦θ２／θ１≦５／８としたことにより、略扇面形の等価的接地導体における周方向の定在的な電荷密度分布が従来の扇形のラジアルスタブによる等価的接地導体に比べてより高周波側の周波数で生じることとなる。そのため、従来のようなラジアルスタブによる等価的接地導体において半円形または扇形の径方向の略中心位置の周方向の長さが１波長の実効長に相当する周波数が低損失な透過周波数帯域内の周波数となる場合に周方向の電荷分布が半円形または扇形の周方向の端部と中間部とで密度が高くなるという定在的分布となって共振が生じてしまう場合と比較して、共振周波数を低損失な透過周波数帯域の高周波側へ移動することができる。その結果、低損失な透過周波数帯域が広がることとなるので、広帯域に低損失な特性を有する高周波測定用基板とすることができた。
【００５２】
また、上記構成の本発明の高周波測定用基板において、２つの略扇面形のラジアルスタブによる等価的接地導体の中心、すなわち、第１の側辺の延長線と第２の側辺の延長線との交点を中心とし、第１の側辺およびその延長線と第２の側辺およびその延長線とを半径とし、外周を円弧とする扇面形の中心を同心とした場合には、略扇面形の等価的接地導体における周方向の定在的な電荷密度分布が、より高周波側の周波数で生じることとなる。そのため、従来のようなラジアルスタブによる等価的接地導体において半円形または扇形の径方向の略中心位置の周方向の長さが１波長の実効長に相当する周波数が低損失な透過周波数帯域内の周波数となる場合に周方向の電荷分布が半円形または扇形の周方向の端部と中間部とで密度が高くなるという定在的分布となって共振が生じてしまう場合と比較して、共振周波数をより低損失な透過周波数帯域の高周波側へ移動することができる。その結果、低損失な透過周波数帯域が広がることとなるので、広帯域に低損失な特性を有する高周波測定用基板とすることができた。
【００５３】
また、本発明の高周波測定用基板によれば、スルーホール導体やビアホール導体等の貫通導体を用いた従来の高周波測定用基板の場合のように高精度な基板加工工程を必要としないために、高精度な測定が可能な高周波測定用基板を容易かつ安価に提供できるものとなる。
【００５４】
以上により、本発明によれば、ラジアルスタブを等価的なグランドとして用いた高周波測定用基板において、誘電体基板の基板厚みを適切に設定することにより低損失透過周波数帯域を広帯域化した高周波測定用基板を提供することができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ本発明の高周波測定用基板の実施の形態の例を示す平面図である。
【図２】高周波測定用基板における周波数に対する透過特性を示す線図である。
【図３】高周波測定用基板における周波数に対する透過特性を示す線図である。
【図４】高周波測定用基板における周波数に対する反射特性および透過特性を示す線図である。
【図５】従来の高周波測定用基板の例を示す平面図である。
【図６】高周波測定用基板における周波数に対する反射特性を示す線図である。
【図７】高周波測定用基板における周波数に対する透過特性を示す線図である。
【図８】従来の高周波測定用基板の例を示す平面図である。
【図９】高周波測定用基板における周波数に対する透過特性を示す線図である。
【図１０】従来の高周波測定用基板の例を示す平面図である。
【図１１】ラジアルスタブの例を示す平面図である。
【符号の説明】
31・・・・・・・・・・誘電体基板
32・・・・・・・・・・マイクロストリップ線路信号導体
33・・・・・・・・・・コプレーナ線路信号導体
34、34' ・・・・・・・等価的接地導体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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