(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータコイルを巻装したステータコアと、該ステータコアと対向して不均一のエアギャップを有し、回転自在に支持される多極着磁されたマグネットロータと、該マグネットロータの磁極位置を検出するホ−ル素子を具備する単相モータにおいて、該ホール素子の信号を正弦波状に取り出し、その信号を増幅してモータコイルを全波通電する増幅回路群を配置し、モータコイルの逆起電力も正弦波状に取り出し、コギングトルクを該正弦波に対して２倍の回転周期の余弦波状に取り出し、通電トルクの最大値がコギングトルクの最大値のほぼ２倍に設定したことを特徴とする単相ブラシレスＤＣモータ。
【請求項２】
モータコイルを巻装したステータコアと、該ステータコアと対向して不均一のエアギャップを有し回転自在に支持される多極着磁されたマグネットロータと、該マグネットロータの磁極位置を検出するホ−ル素子を具備する単相モータにおいて、該ホール素子の出力信号を正弦波状に取り出し、該出力信号から通電信号を発生させる手段と、該通電信号によりモータコイルを全波通電するパワートランジスタ群からなる通電回路と、設定電圧値により該通電信号のオンデューティを変化させるＰＷＭ回路とを具備し、前記正弦波状の信号出力を前記設定電圧値とし、モータコイルを全波通電し、モータコイルの逆起電力も正弦波状に取り出し、コギングトルクを該正弦波に対して２倍の回転周期の余弦波状に取り出し、通電トルクの最大値がコギングトルクの最大値のほぼ２倍に設定したことを特徴とする単相ブラシレスＤＣモータ。
【請求項３】
請求項１と２に記載のホール素子の正弦波状出力信号とモータコイルの正弦波状逆起電力と余弦波状コギングトルクの波形歪み率の各々が２０％以下であることを特徴とする請求項１、２に記載の単相ブラシレスＤＣモータ。
【請求項４】
モータコイルを巻装したステータコアと、該ステータコアと対向して不均一のエアギャップを有し回転自在に支持される多極着磁されたマグネットロータと、該マグネットロータの磁極位置を検出するホ−ル素子を具備する単相モータにおいて、該ホール素子の信号を３次高調波含有の台形波状に取り出し、その信号を増幅してモータコイルを全波通電する増幅回路群を配置し、モータコイルの逆起電力も３次高調波を含む台形波状に取り出し、コギングトルクを該台形波に対して２倍の回転周期の２次高調波を含む余弦波状に取り出し、通電トルクの最大値がコギングトルクの最大値のほぼ２倍に設定したことを特徴とする請求項１、２に記載の単相ブラシレスＤＣモータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ファン駆動用ＤＣモータである単相ブラシレスＤＣモータ（以下モータと称する）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
「特開平１１−３３２１９３号公報」
従来のモータは、構造を簡易化することによって、コストの低減を図っている。すなわち、ロータマグネットの極数とステータコアのティース数を４程度とし、ロータマグネットの磁極位置を検出する磁気センサに１個のホール素子を用い、半導体により単相のモータコイルに交互方向に通電してロータを回転させている。この構成では単相であるため、回転トルクを発生しない点が存在する。
【０００３】
またロータマグネットとティースの突極間の間隙が円周方向に一定であると、突極とマグネット間に生じるコギングトルクが０になる点と、上記回転トルクの生じない点とが同じ位置で発生するために、いわゆる、デットポイントと呼ばれるモータが起動できない位置（ポイント）が存在する。
【０００４】
図３はモータ回転中にコイルに発生する逆起電力とゴギングトルクの関係を示すもので、図３−１はステータコア突極とロータマグネットの間の間隙が均一である場合で、逆起電力波形（ｅ）をｓｉｎθとするとコギングトルク（Ｔｃ）は−ｓｉｎ２θで表せ周期が２倍であり、デットポイント点Ｐが存在することが分かる。
図３−２は突極とロータマグネット間の間隙に不均一部分を適切に設け、マグネットの着磁を工夫したもので、コギングトルク波形Ｔｃはほぼ余弦波となりＴｃ＝Ｃｃｏｓ２θ（Ｃはコギングトルクのピーク値）と表せる。このようにコギングトルク０点の位置をずらすことによって、上述のデットポイントを回避する方法をとるのが一般的である。
【０００５】
図４は上記従来のモータの構造を示す図であって、１はロータコア、２は円環状のロータマグネットで、モータの回転によりモータコイルに生じる逆起電力が、正弦波状になるように４極に着磁が施されている。３はロ一夕マグネット２の磁極を検出するホール素子で、プリント基板（図示せず）に取り付けられている。４は珪素鋼板を打ち抜いて積層したステータコアで、４個のティース５と突極６を有し、突極６とロータマグネット２の間の間隙は、図４に示すように、一定ではなく不均一になっている。７と８はモータコイルである。
【０００６】
例えば、突極６はロータマグネット２との間隙の狭い６Ａ部と間隙の広い６Ｂ部を有し、モータコイル７、８が無通電状態のとき、対向するロータマグネット２の磁極中心部２Ａは、突極６のセンター部６Ｃよりも間隙の狭い６Ａ部に吸引され、ロータマグネット２の極とティース５の突極６の位置関係は、図４の状態で停止している。この位置で、ホール素子３とロータマグネット２の位置関係から、ホール素子３の出力電圧により、ＤＣファンモータ専用駆動用のＩＣを介してモータコイル７、８が通電され、ティース５の突極６とロータマグネット２に回転トルクが発生してロータコア１が回転するものである。
【０００７】
近年家庭やオフイスで使用される機器に搭載されたファンモータの振動や騒音の低減要求が強く、本発明者等は特開平１１−３３２１９３において、モータコイルに通電されて生じる通電トルクとゴギングトルクの和である回転トルクの回転トルクのリップルを低減する方法を提案した。
【０００８】
図５は、特開平１１−３３２１９３のなかで、従来の方式の説明に使用されている図である。図５−１はモータ逆起電力が正弦波状である場合のモータ回転中のトルクリップルを示すもので、一定電圧をモータコイルに印加する場合、モータ回転中の逆起電力の影響により、通電中央近傍で通電電流が低下するため、通電トルクＴｅも中央で低下し、しかもその位置で、コギングトルクＴｃは反回転方向のトルクを生じて、回転トルクＴは、中央近傍で大きく落ち込み、回転中のトルクリップル量は、図示ΔＴとなつて現れる。
【０００９】
この問題を解決するために、特開平１１−３３２１９３では逆起電力波形が、電気角０°〜９０°の間は、ほぼ正弦波形に、９０°〜１８０°間は、ほぼ台形波形になるよう設計とすることで、図５−２のように振動・騒音の原因であるトルクリップルΔＴをある程度低減できた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の如き従来のファンモータ構成では、トルクリップルを１００％以下にすることは難しく、ある程度は残ってしまう。本発明は上述の従来技術の問題点に鑑み、回転中のトルクリップルを無くし、ファンとしての振動・騒音を極小となるモータを提供することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、ホール素子の出力電圧を正弦波状（ｓｉｎθ）に取り出し、それを増幅してモータコイルに通電する。また、モータコイルの逆起電力も正弦波状（ｓｉｎθ）に取り出し、ステータコア突極とマグネットのエアギャップを不均一にすることで、コギングトルク波形を正弦波に対してほぼ２倍の回転周期の余弦波状（ｃｏｓ２θ）に取り出し、通電トルクがコギングトルクのほぼ２倍になるように設定することでトルクリップルを無くすことが可能である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図２は本発明の請求項１に記載の第一の実施例を示すもので、上述したように、コギングトルクＴｃ＝Ｃｃｏｓ２θであるから、それを変換して、
Ｔｃ＝Ｃ（ｃｏｓ２θ−ｓｉｎ２θ）    （１）式
となる。
また、図３−２の逆起電力波形とコギングトルク波形の位相関係は以前から出版物にも記載されている。
【００１３】
図１は、本発明のモータ駆動回路の概略を示すもので、３はホール素子であり、９は第一の増幅器で、１０は第２の増幅器で、７と８はモータコイル、Ｒは回路上必要なバイアス抵抗や増幅器構成に必要な固定抵抗である。ホール素子３はロータマグネットの端面近くで、磁束分布が正弦波状に変化する位置に配置されている。このホール素子の出力を２個の増幅器９と１０で通電する。第一の増幅器９と第二の増幅器１０の出力電圧は位相が１８０度異なるように構成されている。
その結果、モータコイル  に流れる電流の方向は交互に反転するバイポーラ通電となる。
【００１４】
第一の増幅器９の出力電圧Ｅ１は、ホール素子出力電圧と増幅器ゲインで決まり飽和しない範囲に設定することで、Ｅ１＝Ａｓｉｎθ（Ａは出力電圧ピーク値）と表される。また、同様に第二の増幅器１０の出力電圧Ｅ２はＥ２＝−Ａｓｉｎθと表され、モータコイルに印加される電圧Ｅは、
Ｅ＝２Ａｓｉｎθ      （２）式
と表せる。
【００１５】
また、モータコイルに生じる逆起電力をｅとすると
ｅ＝Ｂｓｉｎθ（Ｂは逆起電力ピーク値）    （３）式
となる。
【００１６】
また、モータコイル抵抗ｒに流れる電流をｉとすると
ｉ＝（Ｅ−ｅ）／ｒ    （４）式
となる。
【００１７】
通電により発生するトルクをＴｅとすると、Ｔｅ＝ｉＫｔ（Ｋｔはモータトルク定数）となり、Ｋｔは逆起電力定数Ｋｅに比例し、Ｋｅは逆起電力に比例することから、比例定数Ｋにより、Ｔｅ＝Ｋｉｅと表される。上記のモータコイル電流（４）式と印加電圧（２）式と逆起電力（３）式を代入すると、
Ｔｅ＝Ｋ（（２ＡＢ−Ｂ２）／ｒ）ｓｉｎ２θ    （５）式
となる。
【００１８】
ここで、通電トルクＴｅがコギングトルクＴｃのほぼ２倍となるように、増幅器  のゲインを設定しておく。即ち、（１）式と（４）式の定数Ｋ・Ａ・Ｂ・Ｃが
Ｋ（（２ＡＢ−Ｂ２）／ｒ）＝２Ｃ      （６）式
となるようにモータを設計すれば良い。
【００１９】
その結果、モータの回転トルクＴはＴ＝Ｔｅ＋Ｔｃであり、
Ｔ＝２Ｃｓｉｎ２θ＋Ｃ（ｃｏｓ２θ−ｓｉｎ２θ）＝Ｃ      （７）式
となり一定値とすることが可能となる。
【００２０】
図２は、上記の計算式を計算したもので、モータ回転角に対するトルク変化を示すもので、Ｔｅは通電トルク、Ｔｃはコギングトルク、Ｔは回転トルクである。通電トルクＴｅ＝ｓｉｎ２θとコギングトルクＴｃ＝（ｃｏｓ２θ）／２の和である回転トルクＴが一定であることが分かる。
【００２１】
また、図７は本発明の請求項２に記載の第二の実施例を示すもので、比較的大きなファンモータを駆動するためのＰＷＭ方式の駆動回路である。モータコイル７と８はＨブリッジに接続されたパワートランジスタ２６と２７に接続されている。２１はホール素子３の信号から、モータをバイポーラ通電するためのＩＣであり、２０は増幅器、２４はＰＷＭ発生回路、２３はＰＷＭ回路である。ホール素子３の信号出力を正弦波状に取り出し、増幅器２０で増幅し、ＰＷＭ発生回路２４でＰＷＭキャリア周波数のデューティ比を正弦波状に変化させたＰＷＭパルスを発生させ、ＰＷＭ回路２３によりＨブリッジ構成の上アームパワートランジスタ２６を通電する。このＰＷＭ駆動回路構成により、比較的大きなファンモータでも、トルクリップルを低減する条件である正弦波状の電流をモータコイルに通電することが可能になる。
【００２２】
また、図６は本発明の請求項３に記載の説明図である。一般的にコギングトルク波形は２次高調波分を含む台形波となる場合が多い。図６−１はコギングトルクＴｃに２０％の２次高調波分を含む場合の例であり、トルクリップル率をリップル値ΔＴと回転トルクの平均値ＴａからΔＴ／Ｔａとすると、トルクリップル率は４０％である。
【００２３】
また、一般的にホール素子出力信号とモータ逆起電力は３次高調波分を含む台形波となる場合が多い。図６−２はホール素子出力信号とモータ逆起電力ｅに３次高調波分が２０％含まれる場合の例であり、トルクリップル率は１０９％程度である。従来技術例に示した図５−１と５−２で示される回転トルクリップル値ΔＴから、リップル率で表すと１６７％と１２５％であり、改善されていることが分かる。
【００２４】
また、図６−３は本発明の請求項４に記載の説明図である。ホール素子出力信号とモータ逆起電力ｅに３次高調波分が２０％とコギングトルクに２０％の２次高調波分が含まれる場合の例であり、トルクリップル率は８２％程度である。図６−２に対して改善されていることが分かる。
【００２５】
以上のように本発明の実施例を単相バイポーラ通電のモータとして説明したが、１８０度位相差の２相ユニポーラ通電のモータにおいても同様に実施出来ることは言うまでもない。
【００２６】
【発明の効果】
ホール素子波形・逆起電力波形の正弦波化とコギングトルクの余弦波化、更に、ゴギングトルクと通電トルクの比を１／２にすることで、単相モータのトルクリップルを無くせることが、理論的に可能となった。その設定値に合わせてモータを設計することで、回転トルクを一定に保ち、モータからの振動は生じない。従来のファンモータの騒音原因となっていた加振源がなくなり、ファンの羽根振動やフレームの共振が生じなくなり、ファンとして著しく騒音を低減できる。
また、ホール素子波形・逆起電力波形の正弦波化とコギングトルクの余弦波化が完全でなくても、本発明の考えを導入することで相当のトルクリップル低減が可能となる。
また、比較的大きなファンモータでも本発明の方式でＰＷＭ駆動することが可能であり、駆動回路の損失を増加させず、高効率に回転トルクリップルを低減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の回路構成図
【図２】本発明の説明図
【図３】従来技術の説明図
【図４】従来技術の説明図
【図５】従来技術の説明図
【図６】本発明の説明図
【図７】
【符号の説明】
明細書文中、及び図面中に記載しました。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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