(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡散符号によりスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした無線システムにおいて、スリープ状態と受信状態とを交互に行う間欠受信を行うようにした端末装置において、
マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索するサーチャと、
上記検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデータを復調する複数のフィンガと、
上記サーチャおよび上記フィンガを制御する制御部と、
上記複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを備え、
上記サーチャは、
送信時の拡散符号と同一のパターンで、順次その位相がシフトされる符号を発生する符号発生手段と、
上記符号発生手段が発生する符号の位相を設定するタイミング発生手段と、
受信信号と上記符号発生手段からの符号とを乗算して逆拡散を行う逆拡散手段と、
上記符号発生手段で設定された位相毎に、上記逆拡散手段の出力から相関値を求める相関値検出手段と、
上記相関検出手段で検出された相関値の中から相関値の大きいものを複数個選択する手段とを有し、
スリープ状態から受信状態になると、上記制御部が停止している間に、上記タイミング発生手段によって上記符号の位相の設定がなされ、上記位相の設定がされた後に上記制御部が動作を開始して上記フィンガを制御するようにした無線システムの端末装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Accesss）方式のセルラ電話システムに用いて好適な無線システムの端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、擬似ランダム符号を拡散符号として用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセルラ電話システムが注目されている。
【０００３】
ＣＤＭＡ方式では、通信方式として、スペクトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散方式では、送信時に、搬送波が送信データにより一次変調され、更に、この一次変調された搬送波に対してＰＮ（Pseudorandom Noise）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ符号により変調される。一次変調としては、例えば、平衡ＱＰＳＫ変調が用いられる。ＰＮ符号はランダム符号であるから、このように搬送波がＰＮ符号により変調を受けると、その周波数スペクトラムが広げられる。
【０００４】
そして、受信時には、送信側と同一のＰＮ符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のＰＮ符号で、その位相が合致していると、逆拡散が行われ、一次変調出力が得られる。この一次変調出力を復調することにより、受信データが得られる。
【０００５】
スペクトラム拡散方式では、受信時に信号を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要がある。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えることにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれている。
【０００６】
セルラ電話システムとして、従来より、ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが困難になってきている。
【０００７】
つまり、ＦＤＭＡ方式は、異なる周波数のチャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方式が用いられている。
【０００８】
ところが、ＦＤＭＡ方式では、周波数利用効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するために、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。
【０００９】
ＴＤＭＡ方式は、送信データを時間圧縮することより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有するようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式のセルラ電話システムとして、現在、広く普及している。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＡＭ方式だけの場合に比べて、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャンネル数の不足が危惧されている。
【００１０】
これに対して、ＣＤＭＡ方式では、耐干渉性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル化が図れる。
【００１１】
また、ＦＤＡＭ方式やＴＤＭＡ方式では、マルチパスによるフェージングの影響を受けやすい。
【００１２】
つまり、図７に示すように、基地局２０１から携帯端末２０２に届く信号には、基地局２０１からの電波が携帯端末２０２に直接届くパスＰ１の他に、基地局２０１からの電波がビル２０３Ａを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ２や、基地局２０１からの電波がビル２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ３等、複数のパスがある。
【００１３】
基地局２０１からの電波が携帯端末２０２に直接届くパスＰ１に比べて、基地局２０１からの電波がビル２０３Ａや２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ２及びＰ３は遅れが生じる。したがって、図８に示すように、携帯端末１０２には、異なるタイミングでパスＰ１からの信号Ｓ１、パスＰ２からの信号Ｓ２、パスＰ３からの信号Ｓ３が到達する。これら、複数のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３からの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３が干渉し合うと、フェージングが発生する。ＦＤＡＭ方式やＴＤＭＡ方式では、このようなマルチパスによるフェージングの影響が問題となっている。
【００１４】
これに対して、ＣＤＭＡ方式では、ダイバシティＲＡＫＥ方式を採用することにより、マルチパスによるフェージングの影響を軽減できると共に、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることができる。
【００１５】
ダイバシティＲＡＫＥ方式では、上述のような複数のパスの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対して、図９に示すように、複数のパスからの信号を夫々受信できる受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃが用意される。そして、タイミング検出器２２２で、各パスにおける符号が捕捉され、この符号が各パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃに設定される。複数の受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃにより、複数のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の信号が夫々復調され、これらの受信出力がを合成回路２２２で合成される。
【００１６】
スペクトラム拡散方式では、各パスによる干渉を受けずらい。そして、このように、複数のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３からの受信出力を夫々復調し、これら複数のパスからの復調出力を合成すれば、信号強度が大きくなり、Ｓ／Ｎ比の向上が図れると共に、マルチパスによるフェージングの影響が軽減できる。
【００１７】
上述の例では、説明のために、３つの受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃと、タイミング検出器２２２とによりダイバシティＲＡＫＥ方式の構成を示したが、ダイバシティＲＡＫＥ方式のセルラ電話端末では、通常、図１０に示すように、各パスの復調出力を得るためのフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃと、マルチパスの信号を検出するためのサーチャ２５２と、各パスの復調データを合成するためのデータコンバイナ２５３とが設けられる。
【００１８】
図１０において、入力端子２５０に、中間周波数に変換されたスペクトラム拡散信号の受信信号が供給される。この信号が準同期検波回路２５５に供給される。準同期検波回路２５５は乗算回路で、準同期検波回路２５５で、入力端子２５０からの信号とＰＬＬシンセサイザ２５６の出力とが乗算される。ＰＬＬシンセサイザ２５６の出力は、周波数コンバイナ２５７の出力により制御され、準同期検波回路２５５で受信信号が直交検波される。
【００１９】
準同期検波回路２５５の出力は、Ａ／Ｄコンバータ２５８に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２５８で、この信号がディジタル信号に変換される。この際、Ａ／Ｄコンバータ２５８のサンプリング周波数は、スペクトラム拡散に使われるＰＮ符号の周波数よりも十分高い周波数に設定され、所謂オーバーサンプリングが行われる。
【００２０】
Ａ／Ｄコンバータ２５８の出力は、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに供給されると共に、サーチャ２５２に供給される。フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、各パスにおける信号を逆拡散し、同期捕捉し、データを復調すると共に、周波数誤差を検出するものである。
【００２１】
サーチャ２５２は、受信信号の符号を捕捉し、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定する各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２５２は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ２５８の制御の基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求める。この設定された符号と受信符号との相関により、各パスの符号が決定される。
【００２２】
サーチャ２５２の出力がコントローラ２５８に供給される。コントローラ２５８は、サーチャ２５２の出力に基づいて、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに対するＰＮ符号の位相を設定する。フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、これに基づいて、ＰＮ符号の位相を設定し、受信信号の逆拡散を行い、そして、各パスにおける受信信号を復調する。
【００２３】
フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃで復調されたデータは、データコンバイナ２５３に供給される。データコンバイナ２５３で、各パスの受信信号が合成される。この合成された信号が出力端子２５９から出力される。
【００２４】
また、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃで、周波数誤差が検出される。この周波数誤差が周波数コンバイナ２５７に供給される。この周波数コンバイナ２５７の出力により、ＰＬＬシンセサイザ２５６の発振周波数が制御される。
【００２５】
このようなＲＡＫＥ方式の携帯電話端末においては、従来、サーチャ２５２として、図１１に示すような構成のものが用いられている。
【００２６】
図１１において、入力端子３０１に、Ａ／Ｄコンバータ２５８（図１０）からのディジタル信号が供給される。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２５８のサンプリング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オーバサンプリングとなっている。この入力端子３０１からのディジタル信号がデシメート回路３０２に供給される。デシメート回路３０２で、入力端子３０１からの信号がデシメートされる。デシメート回路３０２の出力が乗算回路３０３に供給される。
【００２７】
ＰＮ符号発生回路３０４からは、送信側で拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発生回路３０４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２５８により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路３０４からのＰＮ符号が乗算回路３０３に供給される。
【００２８】
乗算回路３０３により、デシメート回路３０２の出力と、ＰＮ符号発生回路３０４からのＰＮ符号とが乗算される。これにより、入力端子３０１からの受信信号がＰＮ符号発生回路３０４からの符号により逆拡散される。受信符号とＰＮ符号発生回路３０４からの符号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡散が成立し、乗算回路３０３からの出力レベルが大きくなる。乗算回路３０３の出力がバンドパスフィルタ３０６を介してレベル検出回路３０７に供給される。レベル検出回路３０７により、乗算回路３０３の出力レベルが検出される。
【００２９】
レベル検出回路３０７の出力が加算回路３０８に供給される。加算回路３０８で、レベル検出回路３０７の出力が所定回数、例えば６４回分累積加算される。このように、レベル検出回路３０７の出力レベルを累積加算した値から、ＰＮ符号発生回路３０４に設定されている符号と、受信符号との相関値が得られる。この加算回路３０８の出力は、メモリ３０９に供給される。
【００３０】
ＰＮ符号発生回路３０４からのＰＮ符号の位相は、所定チップごとに動かされる。そして、各位相ごとに、加算回路３０８の出力から相関値が求められる。この相関値が各位相ごとにメモリ３０９に蓄えられる。そして、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、コントローラ２５８によりメモリ３０９に蓄えられていた相関値が大きい順にソートされる。そして、相関値の大きい例えば３つのパスの位相が選択される。この３つのパスの位相がフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃ（図１２）に夫々設定される。
【００３１】
図１２は、上述のサーチャの一例の処理を示すフローチャートである。図１２において、ＰＮ符号発生回路３０４の位相が初期値に設定され（ステップＳＴ１０１）、加算回数がクリアされ（ステップＳＴ１０２）、加算回路３０８の累積加算結果がクリアされる（ステップＳＴ１０３）。
【００３２】
ＰＮ符号発生回路３０４に初期位相が設定されると、設定されたＰＮ符号により、乗算回路３０３で受信信号が逆拡散される。そして、加算回路３０８により、このとき逆拡散された信号レベルが累積加算され（ステップＳＴ１０４）、１回加算するごとに加算回数がインクリメントされる（ステップＳＴ１０５）。加算回数が所定の回数（例えば６４回）に達したかどうかが判断され（ステップＳＴ１０６）、加算回数が例えば６４回に達するまで、信号レベルの累積加算が行われる。これにより、相関値が求められる。加算回数が例えば６４回に達っしたら、このときの相関値がメモリ３０９に蓄えられる（ステップＳＴ１０７）。
【００３３】
ＰＮ符号発生回路３０４の位相が最終値まで設定されたかどうかが判断され（ステップＳＴ１０８）、最終値でなければ、ＰＮ符号の位相が所定値だけ進められ又は遅らされる（ステップＳＴ１０９）。そして、ステップＳＴ１０２に戻され、所定値だけ動かされたＰＮ符号の位相で、上述と同様の処理が繰り返される。
【００３４】
ＰＮ符号の位相が１周期分動かされると、最終位相となり、ステップＳＴ１０８で最終位相であると判断される。最終位相であると判断されると、メモリ３０９に記憶されている相関値がソートされ、相関値の大きい３つの値が求められる（ステップＳＴ１１０）。そして、この上位３つの位相がフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに夫々設定される（ステップＳＴ１１１）。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
このような携帯端末では、待機時には、基地局からの着呼の情報等を受信するために、間欠受信を行っている。上述のように、従来では、サーチャ２５２は、コントローラ２５８の制御の基に、サーチ動作を行っている。このため、従来では、間欠受信を行う際に、先ず、コントローラ２５８が起動され、コントローラ２５８の制御の基に、サーチ動作が行われている。
【００３６】
つまり、図１３に示すように、間欠受信時に、先ずコントローラ２５８が起動される（ステップＳＴ１０１）。そして、サーチャ２５２が起動され、コントローラ２５８の制御の基に、サーチ動作が行われる（ステップＳＴ１０２）。サーチ処理が終了してから、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃにサーチャ２５２で求められた各パスの位相が設定され、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃの動作が開始され（ステップＳＴ１０３）。
【００３７】
したがって、図１４Ａに示すように、時点ｔ11〜時点ｔ12で受信モードになるとすると、図１４Ｂに示すように、先ず、コントローラ２５８が動作され、そして、図１４Ｃに示すように、コントローラ２５８の制御の基にサーチャ２５２が動作され、サーチ処理が終了されると、図１４Ｄに示すように、検索されたパスに基づく位相がフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定され、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、１５１Ｃが動作状態に設定される。したがって、図１４Ｂに示すように、コントローラ２５８の動作時間Ｔ11は、受信モードに設定される時間（時点ｔ11〜時点ｔ12）に略等しくなり、コントローラ２５８の動作時間が長く、消費電力が大きくなる。
【００３８】
したがって、この発明の目的は、間欠受信時のコントローラの動作時間を短縮し、消費電力の低減を図れるようにした端末装置を提供することにある。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
この発明は、拡散符号によりスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした無線システムにおいて、スリープ状態と受信状態とを交互に行う間欠受信を行うようにした端末装置において、
マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索するサーチャと、
検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデータを復調する複数のフィンガと、
サーチャおよびフィンガを制御する制御部と、
複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを備え、
サーチャは、
送信時の拡散符号と同一のパターンで、順次その位相がシフトされる符号を発生する符号発生手段と、
符号発生手段が発生する符号の位相を設定するタイミング発生手段と、
受信信号と符号発生手段からの符号とを乗算して逆拡散を行う逆拡散手段と、
符号発生手段で設定された位相毎に、逆拡散手段の出力から相関値を求める相関値検出手段と、
相関検出手段で検出された相関値の中から相関値の大きいものを複数個選択する手段とを有し、
スリープ状態から受信状態になると、制御部が停止している間に、タイミング発生手段によって符号の位相の設定がなされ、位相の設定がされた後に制御部が動作を開始してフィンガを制御するようにした無線システムの端末装置である。
【００４２】
間欠受信時に、スリープ状態となる前の制御部の動作中に、次の受信状態の制御情報が設定される。次の受信状態に入っても、データの処理が必要になる前は、コントローラの動作を停止させるようする。これによりコントローラの動作時間が短縮化され、消費電力の低減を図ることができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの携帯端末の一例を示すものである。この携帯端末では、受信方式として、複数のパスからの信号を同時に受信し、これらを合成するようにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用されている。
【００４４】
図１において、送信時には、マイクロホン１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。
【００４５】
音声圧縮回路３は、ディジタル音声信号を圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qualcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬＰでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるものではない。
【００４６】
音声圧縮回路３の出力が畳込み符号化回路４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信データに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加される。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５に供給される。インターリーブ回路５により、送信データがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出力がスペクトラム拡散回路６に供給される。
【００４７】
スペクトラム拡散回路６により、搬送波が一次変調され、更に、ＰＮ符号で拡散される。すなわち、例えば平衡ＱＰＳＫ変調により、送信データの一次変調が行われ、更に、ＰＮ符号が乗じられる。ＰＮ符号はランダム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、例えば平衡ＱＰＳＫ変調を用いられているが、種々のものが提案されており、他の変調方式を用いるようにしても良い。
【００４８】
スペクトラム拡散回路６の出力は、バンドパスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給される。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給される。
【００４９】
ＲＦ回路９には、ＰＬＬシンセサイザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１からの局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に向けて送られる。
【００５０】
受信時には、基地局からの電波がアンテナ１２により受信される。この基地局からの電波は、建物等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信号の周波数が変化することがある。
【００５１】
アンテナ１２からの受信出力は、ＲＦ回路２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサイザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換される。
【００５２】
ＲＦ回路２０の出力が中間周波回路２１を介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給される。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されている。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波される。
【００５３】
準同期検波回路２２の出力は、Ａ／Ｄコンバータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４により、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサンプリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、サーチャ２８に供給される。
【００５４】
前述したように、受信時には、マルチパスの信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃは、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調する。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出力される。
【００５５】
サーチャ２８は、受信信号の符号を捕捉し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散回路を備えている。そして、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求める。この設定された符号と受信符号との相関値により、各パスの符号が決定される。コントローラ２９により決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定される。
【００５６】
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより復調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の出力がＡＧＣ回路３３に供給される。
【００５７】
また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給され、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧＣ回路３３のゲインが制御される。
【００５８】
また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスにおける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給され、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び２３の周波数が制御される。
【００５９】
ＡＧＣ回路３３の出力がデインターリーブ回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４により、送信側のインターリーブに対応して、受信データがデインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が音声伸長回路３６に供給される。
【００６０】
音声伸長回路３６により、例えばＱＣＥＬＰにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ３８に供給される。
【００６１】
図２は、この発明が適用された携帯電話端末におけるサーチャ２８の構成を示すものである。図２において、入力端子５１に、Ａ／Ｄコンバータ２４（図１）からのディジタル信号が供給される。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オーバサンプリングとなっている。この入力端子５１からのディジタル信号は、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、サーチャ２８のデシメート回路５２に供給される。デシメート回路５２で、入力端子５１からの信号がデシメートされる。デシメート回路５２の出力が乗算回路５３に供給される。
【００６２】
ＰＮ符号発生回路５４からは、送信側で拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号の位相は、タイミング発生回路５０により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号が乗算回路５３に供給される。
【００６３】
乗算回路５３により、デシメート回路５２の出力と、ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号とが乗算される。これにより、入力端子５１からの受信信号がＰＮ符号発生回路５４からの符号により逆拡散される。受信符号とＰＮ符号発生回路５４からの符号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡散が成立し、乗算回路５３からの出力レベルが大きくなる。乗算回路５３の出力がバンドパスフィルタ５６を介してレベル検出回路５７に供給される。レベル検出回路５７により、乗算回路５３の出力レベルが検出される。
【００６４】
レベル検出回路５７の出力が加算回路５８に供給される。加算回路５８で、レベル検出回路５７の出力が所定回数、例えば６４回分累積加算される。このように、レベル検出回路５７の出力レベルを累積加算した値から、ＰＮ符号発生回路５４に設定されている符号と、受信符号との相関値が得られる。この加算回路５８の出力は、メモリ５９に供給されると共に、最高値検出回路６０に供給される。最高値検出回路６０により、相関値の最高値が求められ、この相関値の最高値が最高値メモリ６１に保存される。
【００６５】
ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号の位相は、タイミング発生回路５０からのタイミング信号により、所定チップ（例えばチップ或いは１／２チップ）ごとに動かされる。そして、各位相ごとに、加算回路５８の出力から相関値が求められる。この相関値がメモリ５９に蓄えられる。そして、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、相関値の大きい順に例えば３つの位相が選択され、これがフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定される。
【００６６】
このように、相関値の大きい順に例えば３つの位相を選択して３つのパスを設定する際に、最高値メモリ６１に保持されている最高値が用いられる。これにより、コントローラ２９での複雑なアルゴリズムによるソート処理が不要になり、コントローラ２９の負担が軽減される。
【００６７】
つまり、ソート処理のアルゴリズムとしては、クイックソートやヒープソート等が知られているが、これらのアルゴリズムは多くの比較演算を必要とし、コントローラ２９の大きな負担となる。これに対して、相関値の最高値が分かっていれば、この最高値と比較することにより、相関値の高い上位ｎ個のものを簡単に見つけることができる。したがって、相関値の最高値を最高値メモリ６１に保持しておくことにより、コントローラ２９の負担を軽減できる。
【００６８】
図３は、この発明が適用された携帯電話端末におけるフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの構成を示すものである。図５において、入力端子７１に、Ａ／Ｄコンバータ２４（図１）からのディジタル信号が供給される。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オーバーサンプリングとなっている。
【００６９】
この入力端子７１からのディジタル信号がデシメート回路７２、７３、７４に供給される。デシメート回路７２には、クロック制御回路７５からのクロックが遅延回路７６を介して供給され、デシメート回路７３には、クロック制御回路７５からのクロックがそのまま供給され、デシメート回路７４には、クロック制御回路７５からのクロックが遅延回路７６、７７を介して供給される。遅延回路７６及び７７は、１／２チップ分の遅延量を有している。デシメート回路７２、７３、７４で、入力端子７１からのディジタル信号がデシメートされる。
【００７０】
デシメート回路７２、７３、７４の出力が乗算回路７８、７９、８０に夫々供給される。乗算回路７８、７９、８０には、ＰＮ符号発生回路８１からのＰＮ符号が供給される。ＰＮ符号発生回路８１からは、送信側で拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。
【００７１】
乗算回路７８により、デシメート回路７２の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力とが乗算される。受信符号とＰＮ符号発生回路８１からの符号のパターン及び位相が合致していれば、乗算回路７８からは逆拡散出力が得られる。この乗算回路７８の出力がバンドパスフィルタ８２を介して復調回路８３に供給される。
【００７２】
復調回路８３で受信信号が復調され、復調回路８３からは、復調データが出力される。この復調データが出力端子８４から出力される。また、復調回路８１で、受信信号の信号レベルが検出される。この信号レベルが信号が出力端子８５から出力される。また、復調回路８１で、周波数誤差が検出される。この周波数誤差が出力端子８６から出力される。
【００７３】
乗算回路７９及び８０により、デシメート回路７３及び７４の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力とが乗算される。デシメート回路７３には、クロック制御回路７５からのクロックがそのまま供給され、デシメート回路７４には、クロック制御回路７５からのクロックが１チップ分遅延されて供給されているので、デシメート回路７２の出力をセンタ位相とすると、デシメート回路７３及び７４からは、夫々、１／２チップ分位相が進んだ出力及び１／２チップ分位相が遅れた出力が得られる。乗算回路７９及び８０により、１／２チップ進んだ及び遅れた位相の受信符号と、ＰＮ符号発生回路８１の符号とが乗算され、１／２チップ進んだ及び遅れた位相の逆拡散出力が得られる。この乗算回路７９及び８０の出力は、ＤＬＬ（Delay Locked Loop ）を構成するのに用いられる。
【００７４】
すなわち、乗算回路７９及び８０の出力は、バンドパスフィルタ８７及び８８を夫々介して、レベル検出回路８９及び９０に夫々供給される。レベル検出回路８９及び９０からは、１／２チップ進んだ及び遅れた位相の逆拡散出力レベルが得られる。レベル検出回路８９及び９０の出力が減算回路９１に供給される。
【００７５】
減算回路９１で、１／２チップ進んだ位相の逆拡散出力レベルと、１／２チップ遅れた位相の逆拡散出力レベルとが比較される。この比較出力は、ループフィルタ９２を介して、クロック制御回路７５に供給される。クロック制御回路７５で、減算回路９１の出力がゼロになるように、デシメート回路７２〜７４に与えられるクロックが制御される。
【００７６】
例えば、Ａ／Ｄコンバータ２４で８倍のオーバーサンプリングをしたとし、デシメート回路７２〜７４で１／８にデシメートする場合、デシメート回路７２〜７４からは、８サンプル毎に信号が出力される。減算回路９１の出力から、今までのタイミングでは遅過ぎると判断されるような場合には、８サンプルおきに出力していたタイミングが、７サンプルおきに出力されるように制御される。これにより、位相が進められたことになる。
【００７７】
ＰＮ符号発生回路８１には、入力端子９３から初期位相データが供給される。この初期位相データは、サーチャ２８で検出されたパスに基づいて設定される。その後の符号の変動に対しては、上述のＤＬＬループが働き、受信符号が捕捉される。
【００７８】
図２に示したように、この発明が適用された携帯端末のサーチャ２８では、各種のタイミング信号を発生するタイミング発生回路５０が設けられており、このタイミング発生回路５０により、コントローラ２９を用いずに、サーチ処理を行うことができる。また、それまでの符号の位相は、設定値保持メモリ６３に保存される。
【００７９】
このように、この発明が適用された携帯端末のサーチャ２８では、コントローラ２９を用いずに、サーチ処理を行うことができるため、コントローラ２９を起動させる前に、サーチ処理を済ませておくことができる。
【００８０】
つまり、この発明が適用された携帯端末では、図４に示すように、間欠受信時に、サーチャ２８が起動され（ステップＳＴ１）、サーチャ２８でのサーチ処理が終了してから、コントローラ２９の動作が開始される（ステップＳＴ２）。そして、サーチャ２８により各パスが捕捉された後に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにサーチャで捕捉された位相が設定され、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの動作が開始される（ステップＳＴ３）。このように、サーチ時にはコントローラ２９は動作しておらず、サーチが終了してから、コントローラ２９の動作時間が開始されるので、コントローラ２９が起動されている時間が短くなり、消費電力が低減される。
【００８１】
すなわち、図５Ａに示すように、時点ｔ1 〜時点ｔ2 で受信モードに設定されると、図５Ｃに示すように、先ず、サーチャ２８が動作される。サーチ処理が終了されると、図５Ｂに示すように、コントローラ２９の動作が開始される。そして、図５Ｄに示すように、サーチャ２８で検索されたパスに基づく位相がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定され、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃが動作状態に設定される。
【００８２】
したがって、図５Ａに示すように、時点ｔ1 〜時点ｔ2 で受信モードに設定される場合、コントローラ２９が動作状態となる時間Ｔ1 は、サーチャ２８でのサーチ動作が終了してから、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃで復調動作が完了するまでの間となり、コントローラ２９の動作時間が短くなり、消費電力が低減される。
【００８３】
なお、図６Ａに示すように、受信状態になると、先ず、図６Ｃに示すように、サーチャ２８が動作し、サーチャ２８の動作が終了すると、図６Ｂに示すように、コントローラ２９の動作を開始し、図６Ｄに示すように、サーチャ２８で検索されたパスに基づく位相がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定すると共に、コントローラ２９の動作を中断して、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃを動作状態に設定し、受信動作が終了する直前に、コントローラ２９の動作を開始し、次の受信時の動作の準備をしておくようにすると、更に、コントローラ２９の動作時間が短くなり、消費電力の低減が図れる。
【００８４】
【発明の効果】
この発明によれば、サーチャにタイミング発生回路が設けられ、タイミング発生回路によって制御部が動作を停止している間でも、符号発生手段が発生する符号の位相の設定を行うことができるので、これによりコントローラの動作時間が短縮化され、消費電力の低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の全体構成を示すブロック図である。
【図２】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末におけるサーチャの構成の一例を示すブロック図である。
【図３】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末におけるフィンガの構成の一例を示すブロック図である。
【図４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の説明に用いるフローチャトである。
【図５】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の説明に用いるタイミング図である。
【図６】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の説明に用いるタイミング図である。
【図７】マルチパスの説明に用いる略線図である。
【図８】マルチパスの説明に用いる波形図である。
【図９】ダイバシティＲＡＫＥ方式の説明に用いるブロック図である。
【図１０】ダイバシティＲＡＫＥ方式の受信機の一例のブロック図である。
【図１１】従来のサーチャの一例のブロック図である。
【図１２】従来のサーチャの一例の説明に用いるフローチャートである。
【図１３】従来の端末装置の説明に用いるフローチャートである。
【図１４】従来の端末装置の説明に用いるタイミング図である。
【符号の説明】
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ・・・フィンガ、２８・・・サーチャ、３０・・・データコンバイナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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