(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
全二重伝送システムを介して伝送される受信信号（ｕ（ｔ））を受信するための方法であって、
全二重伝送システムの全二重伝送ユニットから受信される受信信号（ｕ（ｔ））は、該受信信号（ｕ（ｔ））の２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でサンプリングされ、
エコー補償信号（ｙｅｃ（ｋ・ｔ））は、エコー補償デバイス（６，７）において、全二重伝送ユニットからの送信信号（ｘ（ｋ・ｔ））に基づいて生成され、かつエコー補償された受信信号（ｙ（ｋ・Ｔ））を得るために、サンプリングされた受信信号（ｙ’（ｋ・Ｔ））と結合され、
エコー補償された受信信号（ｙ（ｋ・Ｔ））は等化され（８，９）、さらなる処理のために出力される方法において、
２倍のシンボルレート（Ｔ／２）でのサンプリング（２）の後に、受信信号（ｕ（ｔ））は等化され（３）、等化された受信信号が１倍のシンボルレート（ｌ／Ｔ）で再度サンプリングされて、エコー補償デバイス（６，７）に供給されることを特徴とする方法。
【請求項２】
２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でのサンプリング（２）の後で、かつ１倍のシンボルレート（１／Ｔ）でのサンプリング（４）の前に、受信信号（ｕ（ｔ））が非再帰型デジタルフィルタ（３）を使用して、等化されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
非再帰型デジタルフィルタ（３）の係数（ｃ1・・・・・・ｃn）はデータ伝送中に変更されないことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
全二重伝送ユニット用の受信器であって、
全二重伝送ユニットからの受信信号（ｕ（ｔ））を該受信信号（ｕ（ｔ））の２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でサンプリングするための第１のサンプリングデバイス（２）を有し、
全二重伝送ユニットからの送信信号（ｘ（ｋ・ｔ））に基づいてエコー補償信号（ｙｅｃ（ｋ・ｔ））を生成するためのエコー補償器デバイス（６，７）を有し、そのエコー補償信号（ｙｅｃ（ｋ・ｔ））は、エコー補償された受信信号（ｙ（ｋ・ｔ））を得るために、エコー補償デバイス（６，７）において、サンプリングデバイス（２）によってサンプリングされた受信信号（ｙ’（ｋ・Ｔ））と結合されて、
エコー補償された受信信号を等化して、さらなる処理のために、等化されエコー補償された受信信号（ｙ（ｋ・ｔ））を出力するための第１の等化器（８）を有する受信器において、
第１のサンプリングデバイス（２）およびエコー補償デバイス（６，７）がそれらの間に配置される第２の等化器（３）を有し、該第２の等化器（３）には第１のサンプリングデバイス（２）によって２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でサンプリングされた受信信号（ｕ（ｔ））が等化（３）のために供給されることと、
第２の等化器（３）によって１倍のシンボルレート（１／Ｔ）で等化された受信信号（ｕ（ｔ））をサンプリングして、それをエコー補償デバイス（６，７）に供給するために、第２のサンプリングデバイス（４）が設けられていることとを特徴とする受信器。
【請求項５】
第２の等化器（３）がデジタルフィルタであることを特徴とする請求項４に記載の受信器。
【請求項６】
第２の等化器（３）が非再帰型デジタルフィルタであることを特徴とする請求項５に記載の受信器。
【請求項７】
第２の等化器（３）の係数（ｃ1・・・・・ｃn）が恒久的に設定されていることを特徴とする請求項６に記載の受信器。
【請求項８】
受信信号（ｕ（ｔ））が受信フィルタ（１）を介して第１のサンプリングデバイスに供給されることと、
第２のサンプリングデバイス（４）によって１倍のシンボルレート（１／Ｔ）でサンプリングされ、かつ第２の等化器（３）によって等化された受信信号（ｙ’（ｋ・ｔ））はデジタルハイパスフィルタ（５）を介してエコー補償デバイス（６，７）に供給されることとを特徴とする請求項４乃至７のいずれか１項に記載の受信器。
【請求項９】
第１の等化器（８）は適合するように設定可能なフィルタ係数を備えたデジタル非再帰型フィルタであることと、
第１の等化器（８）は、該第１の等化器（８）と直列に接続された判定帰還形等化器（９）を有し、判定帰還形等化器（９）はさらなる処理のために等化かつエコー補償された受信信号（ｙ（ｋ・ｔ））を出力することとを特徴とする請求項４乃至８のいずれか１項に記載の受信器。
【請求項１０】
二重パルス振幅変調伝送システムにおける請求項４乃至９のいずれか１項に記載の受信器の使用。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の前提部分による受信方法と、全二重伝送システムのための請求項４の前提部分に記載の、特にパルス振幅変調信号が送信される、受信器とに関する。
【０００２】
特に可聴周波数領域において、付加的な電話チャネルのための音声信号のような付加信号を同時に送信する必要がない場合、パルス振幅変調（ＰＡＭ）を使用するベースバンドにおけるデータの送信は有利である。ＱＡＭ（直交振幅変調）またはＤＭＴ（離散マルチトーン変調）伝送システムのようなキャリヤ変調伝送システムとは対照的に、ＰＡＮ伝送システムは実質的には、ラインアクセス回路の特性によって本質的に決定される最低しゃ断周波数から始まる全周波数範囲を使用する。
【０００３】
パルス振幅変調は、とりわけ、伝送チャネルの双方向、すなわち伝送回線の双方向においてデータが同時に伝送される全二重伝送システムにおいても使用される。そのような全二重伝送システムは、エコー効果に帰着するであろう、同じ伝送単位における自己の送信器から受信器までのクロストークを抑えるためにエコー補償を必要とする。エコー補償は、同時に、両端において利用可能な帯域幅を最適に使用することを可能にし、その結果、そのような伝送システムは、所定の干渉環境に対する比較的長い範囲によって特に特徴付けられる。
【０００４】
図３は、このような全二重データ伝送システムにおけるＰＡＭ受信器の基本的な構成を示す。受信信号ｕ（ｔ）は、アナログ入力フィルタ１によってろ波され、次に、サンプラ２によってシンボルレート１／Ｔでサンプリングされる。その結果、受信信号のこれらのサンプルはｋ・Ｔのインターバルで利用可能である。サンプリング周波数が適当に高くなるように選択される場合には、アナログ入力フィルタ１の代わりに、デジタル入力フィルタを使用することも可能である。シンボルレートｌ／Ｔのサンプリングの後には、一般にデジタルハイパスフィルタによって行われる、さらなるフィルタステージ５が続き得る。このさらなるフィルタ５は、特にオフセットのような低周波干渉を抑え、かつ過渡応答を改善するために使用される。エコー補償器Ｅは、同じ全二重伝送ユニット中の送信器から送信されたデータｘ（ｋ・Ｔ）に基づいてエコー補償信号ｙｅｃ（ｋ・Ｔ）を生成し、そのエコー補償信号ｙｅｃ（ｋ・Ｔ）を図３に示される加算器７を使用して、サンプリングされ等化された受信信号ｙ’（ｋ・Ｔ）から減じる。このようにエコー補償された受信信号は最後に等化され、さらなる処理のため、特に復調のためにｙ（ｋ・Ｔ）として出力され、その結果、それぞれの送信データが回復し得る。使用される線形等化器８は、一般に、その係数が現在の伝送チャネルにそれぞれ適応して設定される必要がある、デジタル非再帰型フィルタである。シンボルレートｌ／Ｔでサンプリングされ、ろ波されて、エコーの無い受信信号の値が入力信号として等化器８に供給されるので、等化器８はＴ等化器とも呼ばれる。等化器８の下流においては、通常、判定帰還形等化器９が付加的に使用され、該判定帰還形等化器９は、それぞれの伝送チャネルのためのパルス応答の後過渡現象を補償し、一般により良好な伝送応答をもたらす。
【０００５】
適用の多くの例においては、その入力信号が受信信号のシンボルレートの２倍、つまり周波数２／Ｔでサンプリングされる等化器が使用される場合、同じ干渉環境に対してより良好な伝送応答を得ることが可能である。したがって、そのような等化器はＴ／２等化器と呼ばれる。
【０００６】
そのようなＴ／２等化器を有する相当する受信器が図４に示されている。図４では図３に示されているデバイスに相当するデバイスは同じ参照符号を付されている。図４において分かるように、受信信号ｕ（ｔ）は、サンプラ２によって、シンボルレート２／Ｔの２倍でサンプリングされ、デジタルハイパスフィルタ５によってエコー補償器６に供給される。サンプリング周波数が２倍にされているために、この場合、エコー補償器は、受信シンボル当たり２つの補正値ｙ（ｋ・Ｔ／２）を生成しなければならない。このようにエコー補償された受信信号はＴ／２等化器８に供給され、さらなるサンプラ１３によってＴ／２等化器の出力部において１倍のシンボルレートｌ／Ｔでサンプリングされて、判定帰還形等化器９に出力される。
【０００７】
この受信器の基本的な不都合は、既に説明したエコー補償器６が、図３に示される構成の場合には、受信シンボル当たり２つの補正値、つまり２倍の個数の補正値を生成しなければならないことである。このため、全体的な複雑さの主要な部分であるエコー補償器６を形成する複雑さが、事実上２倍になる。
【０００８】
これについて、図５に示される例によって説明する。図５は、Ｔ／２等化器８を有する伝送システム用の、図４に示されるエコー補償器６のための可能な回路構成を示している。エコー補償器６は、サンプリングインスタンスｋ・Ｔ＋Ｔ／２のためにエコー補償信号ｙｅｃ（ｋ・Ｔ）の成分を生成する上方パスと、サンプリングインスタンスｋ・Ｔのエコー補償信号の成分を生成する下方パスとの２つのパスを本質的に備える。遅延デバイス１４、設定可能な乗算係数ｈ1,1・・・・・・ｈN,1およびｈ1, 2・・・・・・ｈN,2を備えた乗算器１５、および加算器１６を使用して、２つのパスによって生成された補償値は出力部において交互に転送される。対照的に、Ｔ等化器を有する伝送システム用のエコー補償器は、そのような場合には受信シンボルにつき１つの補償値のみが生成されればよいので、１つのパスのみを必要とするであろう。
【０００９】
ドイツ特許第ＤＥ−Ｃ−２１１０２９号は、請求項１および４の前提部分に従った、エコー補償および等化の前に受信信号の２倍のシンボルレートで受信信号をサンプリングする全二重伝送用の一般的な受信方法および一般的な関連受信器を開示している。
【００１０】
ドイツ特許第ＤＥ３００９４５０号は、同期データ伝送システムのためのエコーキャンセレーション構成を開示しており、その場合、受信信号も１倍のシンボルレートでサンプリングされるが、それはエコー補償後のみに行われる。
【００１１】
「Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｓｐｒｅｃｈｅｒｅｃｈｏ−Ｋｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｍｏｄｅｓ  ｆｕｅｒ  ｄｉｅ  Ｄｕｐｌｅｘ−Ｄａｔｅｎｕｅｂｅｒｔｒａｇｕｎｇ  ｉｍ  Ｆｅｒｎｓｐｒｅｃｈｎｅｔｚ」（電話機回路網中の二重データ伝送のために適応可能なモデムにおけるスピーカーエコー補償）、Ｆｒｅｑｕｅｎｚ、６／１９３３年、１４５〜１５３頁は、エコー補償の前後にそれぞれサンプリングすることを同様に開示している。
【００１２】
ドイツ特許第ＤＥ３８２８６２３Ｃ２号は、位相変調または位相キーイング、あるいは直交振幅変調のための移相をもたらす方法を開示している。
従って、本発明は、全二重伝送システムおよびさらに適当な受信器のための受信方法を提案する目的に基づき、該方法においては、Ｔ／２等化器を使用した場合の伝送特性に匹敵する伝送特性を得ることが可能であり、同時に、エコー補償器の形成がより複雑になることが回避されている。
【００１３】
本発明は、請求項１に記載の特徴を有する方法、および請求項４に記載の特徴を有する受信器によってこの目的を達成する。従属請求項は、それぞれ本発明の好ましく有利な実施形態を定義している。請求項１０は、全二重パルス振幅変調伝送システムのための受信器のための用途を示す。
【００１４】
本発明は、まず２倍のシンボルレートで受信信号をサンプリングし、それを付加的な等化器、すなわちＴ／２等化器に供給することを提案する。この付加的な等化器の出力部では、等化された受信信号が前記シンボルレートでサンプリングされ、その結果、全ての第２の値のみがエコー補償器に供給され、さらなる処理のために使用される。
【００１５】
そこで、受信器の他の構成部材は、Ｔ等化器を有する図３に示された構成に相当し得る。
使用される付加的な等化器は、その入力部が受信信号の２倍のシンボルレートで存在する受信信号の値を受信するデジタル非再帰型フィルタであり得、該デジタル非再帰型フィルタは１倍のシンボルレートで受信信号の値を出力する。これに関して、デジタル非再帰型フィルタの係数がデータ伝送中に変動してはならず、したがって恒久的に設定されるべきである。
【００１６】
本発明の利点は、エコー補償のために使用されるエコー補償器は、付加的な等化器によって出力される受信信号当たり１つの補償値のみを生成する必要があり、従って回路が比較的複雑にならずに製造され得るということである。特に、実施の複雑さは、Ｔ等化器（図３参照）を有する全二重伝送システム用のエコー補償器のためのそれと同等である。他方では、本発明を使用して、Ｔ／２等化器を有するシステムの伝送応答に匹敵するような良好な伝送応答を達成することが可能である。
【００１７】
本発明は、二重のＰＡＭデータ伝送システムでの使用に特にふさわしい。しかしながら、本発明も原則としては他の全二重伝送システムの中で使用することが可能である。
【００１８】
本発明について、添付した図面を参照しながら、好ましい典型的な実施形態を用いてより詳細に説明する。
図１は二重ＰＡＭデータ伝送システムのための本発明の受信器を示しており、図３および図４に示されるデバイスに対応するデバイスは同一の参照符号を有している。
【００１９】
図１が示すように、受信信号ｕ（ｔ）はまず（アナログまたはデジタルの）入力フィルタ１を用いてろ波され、サンプラ２によって、その受信信号の２倍のシンボルクロックすなわち２倍のシンボルレートでサンプリングされる。このサンプリングされた信号は、付加的に挿入されたユニット、すなわちＴ／２等化器３に供給される。前記Ｔ／２等化器３は妥協等化器（Ｋｏｍｐｒｏｍｉｓｓｅｎｔｚｅｒｒｅｒ）とも呼ばれ得る。等化された受信信号を１倍のシンボルレートでサンプリングする、さらなるサンプラ４を用いて、さらなる処理のために、この付加的なＴ／２等化器３の出力部において各第２サンプルのみを取得する。回路構成の残りは、図３に示されて既に詳細に説明されているような等化器Ｔを備える公知の回路構成に相当する。従って、図１の中で示される受信器の他のデバイスに関しては、図３に関する記載を併せて参照されたい。
【００２０】
図１に示されるエコー補償器はつのシンボル当たり１つの補償値のみを生成すればよく、従ってあまり複雑になり得ないことに特に注意すべきである。
図１に従って使用されるＴ／２等化器３は、その入力部が受信信号ｕ（ｔ）の２倍のシンボルレートで存在する受信信号の値を受信するデジタル非再帰型フィルタによって形成され得る。該デジタル非再帰型フィルタはサンプラ４と協働して、その出力部において１倍のシンボルレートで受信信号の値を出力する。
【００２１】
例として適当な等化器３のブロック図が図２に示される。図２で分かり得るように、このデジタル非再帰型フィルタ３は、複数のＴ／２遅延デバイス１０および個々の前方パス内に配置された乗算器１１を備え、個々の前方パスの出力値は加算器１２によって加算されて、出力信号としてサンプラ４に供給される。これらの乗算器１１のための係数ｃ1・・・・ｃn、はデータ伝送中に変化してはならず、したがって恒久的に設定されるべきである。しかしながら、これらの係数ｃ1・・・・ｃnを調和させると、それぞれの全二重データ伝送システム内の特定の伝送チャネルの特性を考慮に入れることが可能である。既に説明したように、それぞれ現在の伝送チャネルへの適合は、適応可能なＴ等化器８によって行われる。Ｔ等化器８に対しては、Ｔ／２等化器３によって等化され、フィルタ１およびフィルタ５を用いてろ波され、エコー補償器６によってエコー補償された受信信号の値が供給される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に基づいた全二重伝送システムのための受信器のブロック図。
【図２】  図１に示されたＴ／２等化器用の可能な回路設計を示す図。
【図３】  従来技術に基づいた全二重伝送システムのための公知の受信器のブロック図。
【図４】  先行技術に基づいた全二重伝送システムのための別の公知の受信器のブロック図。
【図５】  図４に示されるエコー補償器用の可能な回路設計を示す図。
【符号の説明】
１…入力フィルタ，２…サンプラ，３…Ｔ／２等化器，４…サンプラ，５…デジタルフィルタ，６…エコー補償器，７…加算器，８…線形等化器，９…判定帰還形等化器，１０…遅延デバイス，１１…乗算器，１２…加算器，１３…サンプラ，１４…遅延デバイス，１５…乗算器，ｕ（ｔ）…受信信号，Ｔ…シンボル周期，ｋ…サンプリング率，ｘ（ｔ）…送信信号，ｙ’（ｋ・ｔ）…等化受信信号，ｙｅｃ（ｋ・ｔ）…エコー補償信号，ｙ（ｋ・ｔ）…等化されエコー補償された受信信号，ｈ1,1・・・ｈN,2…乗算係数，ｃ1・・・ｃn…乗算係数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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