(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した信号を処理して信頼測度信号を作り、かつソフト判断デコーダを用いて受信した信号をデコードすることにより信号をデコードする方法であって、
（ａ）既知の信号を受信し；
（ｂ）受信した既知信号に対する信頼測度信号が、受信した既知信号の誤り統計の対数表現からどの程度違っているかを表わすデータを記憶し；
（ｃ）未知の信号を受信し；
（ｄ）受信した未知信号に対する信頼測度信号に対して補正因子を適用し、この補正因子は前記記憶したデータから得られたものであって、前記対数表現から違っている信頼測度の程度を減縮するようにし；
（ｅ）ソフト判断デコーダを用いて補正された信号をデコードすることを含む方法。
【請求項２】
前記（ｂ）及び（ｄ）において、信号のフレーム期間に対して信頼測度信号の和を形成し；
かつ前記（ｂ）及び（ｄ）において、この和をフレームの品質を示す信号を作るためにしきい値と比較することを含む請求項１記載の方法。
【発明の詳細な説明】
この発明は、コンボリューション符号を用いるデータの伝送に係り、とくに、といってもそれに限定されるわけではないが、ディジタル符号化した言語（発話、speech）信号の伝送に関する。
この発明を１つの観点でとらえると、信頼(confidence)測度(measure)信号を用意するために受信した信号を処理し、かつ受信した信号をデコードするためにソフト判断デコーダを用いることによって信号をデコードする方法が提供されており、その方法の構成は：
（ａ）既知の信号を受信し；
（ｂ）受信した既知信号に対する信頼測度信号が、受信した既知信号の誤り統計の対数表現からどの程度違っているかを表わすデータを記憶し；
（ｃ）未知の信号を受信し；
（ｄ）受信した未知信号に対する信頼測度信号に対して補正因子を適用し、この補正因子が前記記憶したデータから求められるものであって、それによって前記対数表現から違っている信頼測度の程度を減縮するようにし；
（ｅ）ソフト判断デコーダを用いて補正された信号をデコードすることで成る。
別の見方をすると、この発明は信号をデコードするための装置を提供し、その構成は；
信頼測度信号を送出するために受信したディジタル信号を処理するための手段と；
信頼測度信号に対して補正因子を適用して、信頼測度信号が受信した信号の誤り統計の対数表現から違っている信号測度の程度を減縮するように動作可能なほん訳手段と；
補正された信号をデコードするためのソフト判断デコーダとから成る。
補正因子の好ましい実施態様は次により実行される試験から導かれる：
（ａ）既知の信号を受信することと；
（ｂ）受信した既知信号に対する信頼測度信号が、受信した既知信号の誤り統計の対数表現からどの程度違っているかを表わすデータを記憶することとである。
この装置はまた、
信号の１フレーム期間に対する信頼測度信号の和を形成するための手段と；
そのフレームの品質を示す信号を用意するためにしきい値とその和とを比較するための手段とを含むことができる。
別な見方では、この発明は、
信頼測度信号を用意するために受信したディジタル信号を処理するための手段と；
信号のフレーム期間に対する信頼測度信号の和を形成するための手段と；
フレームの品質を示す信号を用意するためにしきい値と和とを比較するための手段とを提供する。
好ましいのは、この装置がフレームの品質を示す前記信号に応答して前記しきい値によって決まるものよりも低品質であるものについてのさらなる処理を抑制するために動作可能とされた手段を含むことができるとする。
別なこの発明の見方では、データビットを伝送する方法が提供されており、その構成は、継続するフレーム期間の各々に対して、ビットをフレームシーケンスとしてフォーマット形成し、コンボリューショナルコーダ（たたみ込み符号化器）という手段によってビットをコード化することで成り、誤りチェックビットとしてフレームシーケンスの始めにフォーマット形成されたビット（ａ）と、フレームシーケンスの終りにフォーマット形成されたビット（ｂ）との関数であるものを発生することを含むようにしている。
好ましいのはビット（ａ）はフレームの最初の５０％から取られ、またビット（ｂ）はフレームの終りの２５％から取られるとよい。
この発明の若干の実施態様を例として添付の図面を参照してこれから記述する。
図１は言語信号の伝送用装置の構成図である；
図２と３とは図１の装置で使用された言語コーダ上での誤り試験の結果をグラフとして示す。
図４と５とは図１の装置に使用されたコンボリューショナルコード（たたみ込み符号）上での誤り試験の結果をグラフとして示す。
図６，７，８及び９は、それぞれ図１と図１０の装置の再順序化ユニット４、コンボリューショナルコーダ６、マスク用ユニット８及びＣＲＣユニット５の構成図である。
図１０は言語信号を受信するための装置の構成図である。
図１１はビット誤りとそのビットに対する信頼測度の見込みの一般的なプロットである。
（図１２はインターリーブプロセスがどのように実行されるかを示す。）
図１では言語信号が入力１でディジタル形式で受信されて、ディジタル言語コーダ２に供給される。好ましいコーダはコードブック励起線形予測（ＣＥＬＰ）コーダで、８kbit/sで動作する国際電気通信連合（ＩＴＵ）の標準G.729に準拠したものである。しかし別の形式のコーダを使用してもよく、実際に単純なp.c.m.も除外はされない。
コーダ２は言語サンプルの各１０msフレームを解析して、その各々に対して、多数のパラメータ（以下に列挙する）を表わす７９ビットを作り、それが受信機ではデコーダを駆動するのに使われて受信した言語信号を合成する。これらのパラメータのあるものはユニット３においてGrayコードを用いて再符号化される。
これらのビットはたたみ込み符号という手段によって符号化されるためにビットシリアルフレーム内にフォーマット形成されることになる。先ず、ビットがユニット４内で特定の順序にまとめられて、次に３つの巡回冗長度チェック（ＣＲＣ）ビットがユニット５内で、フレームの最初の２６ビットと終りの６ビットとから生成されて、そのフレームの始めに付け加えられて、ここで８２ビットをもつことになる。これらの後に零のような固定値のビットである６の尾をひくビットが続くが、これはたたみ込み符号化では既知の手段で、コーダメモリをクリアとし、かつフレームの終りで対応するデコーダを自分でリセットできるようにするもので、誤りの伝搬が減るようにしている。
この信号は次にたたみ込みコーダに加えられ、そこでは基本的な符号とそこから得られた２つの孔あけした(punctured)符号とに従って動作がされ、フレームの進行中両者間での切換えがされる。この例では基本的な符号はレート１／３を有していて、すなわちそこへの毎ｎビット入力に対して３ｎ出力ビットを作る。孔あけした符号は基本コードよりも高いレートで動作するが、基本コーダにより出力されたビットの何がしかを単に消去することによっており、これが符号のレートを増しはするが、誤り補正能力を低くしている。比較的簡単な完全に関係付けされていない符号を用い、しかも符号の変化の間に尾となるビットの挿入を必要としないということは利点をもたらす。このプロセスが図１に基本符号に従って動作するたたみ込み符号化器（コーダ）６として示されており、したがってフレーム当り３×８２＝２４６ビットを作り、その後にマスクがけユニット７があって、それが所望の孔あけしたパターに従ってビットを消去する。
符号化されたビットは次にフレーム内及びフレーム間インターリーブ（８，９）の対象となり、それによって無線伝送によくあるバースト誤りに対して、システムの堅牢さを改善するようにする。この種のインターリーブは良く知られている。
この設定は次の観察に基礎を置く：
（ａ）言語コーダによって生成されたビットのあるものは他のものよりも伝送誤りに対して大きな感度をもつ。すなわち、受信機の言語デコーダの出力において観測した信号対雑音比は、与えられた誤りレートが７９ビットのうちの特定の１つにあるとすると、あるビットに対しては比較的よく、他のものに対しては比較的悪いのである。
（ｂ）与えられたチャンネル上で受信した伝送誤りのレベルはフレーム内のあるビットに対するものは他よりも高い。もっと特質的なことは、誤り率はフレームの始めと終りでは（インターリーブとはずした後に）中央よりも低くなる傾向にあり、これらの領域では、たたみ込み符号用のデコーダが既知状態から始まる（か、あるいはそこに収束している）ことが理由となっている。
（ｃ）システムの全体の信号対雑音比はフレーム内の低誤り位置に敏感なビットを割当て、かつフレーム内の高誤り位置に感度がより小さいビットを割当てることによって改善できる。
（ｄ）この効果は、フレームの進行中に異なるコードレート間で切換えを行って、フレーム全体にわたる誤りレートの分布がこれと、言語コーダによって作られた各種ビット内での感度の分布との間で整合が改善されるように形に整えられるようにすることで、もっと強調される。この整形を最適化する系統だった方法はまだ見付かっていないが、一般的に言えば、最大ビット誤り率を低く保ち、しかも非常に低い誤り率をもつフレーム内のビット位置の数を一番感度のあるビットのすべてが収容できるほど十分なものとすることである。
次の表はG.729言語コーダにより生成されたビットを列挙したものである。
0003681759.tif 000002
これらのビットの感度は次により各ビットに対して測定された。
（ａ）ビット反転（すなわち１００％誤り率をシミュレートする）
（ｂ）信号対雑音比とスペクトルひずみとをG.729デコーダの出力で測定する。
結果は図２に示してあり、ここでは横軸はビット指標番号を表のように示し、たて軸は信号対雑音比（ＳＮＲ）として示している。感度にかなりの変動が認められる。図３には同じ結果を大きくなって行く順に示し、後の参照に供するようにした。
同様の試験をGrayコードを用いて実行し、各変数を表わすようにしたところ、ピッチパラメータＭ１とＭ２、それにコードワードＣＢ１とＣＢ２についてＳＮＲに僅かな改善を示したが、他については性能が悪くなり、この理由でGrayコードはこの４つのパラメータに対してだけユニット３で適用される。もとより、ＣＢ１とＣＢ２に対しては、この改善は、互に似た励起を表わしているコードブックエントリイに指定されている、隣接のGrayコードに付随したものである。
たたみ込み符号化に移るとして、この例で使われる基本コードは１／３レートコードであり、次の生成器多項式によって定義される。
ｇ１＝１＋Ｘ2＋Ｘ3＋Ｘ5＋Ｘ6
ｇ２＝１＋Ｘ＋Ｘ2＋Ｘ3＋Ｘ6
ｇ３＝１＋Ｘ＋Ｘ2＋Ｘ3＋Ｘ4＋Ｘ5＋Ｘ6
加えて、２つの孔あけしたこのコードのバージョンも採用され、言い換えれば第２のコードはレートが２／５であって、ここでは二者択一のビットｇ３が除かれ、また第３のコードはレートが１／２で、すべてのビットｇ３が除かれる。孔あけしたコードは本質的によく知られており、例えば、J.Hugenauer,N.Seshadri and C.E.W.Sundberg,“The Performance of Rate-Compatible Punctured Codes for Future Digital Mobile Radio”IEEE Vehicular Technology Conference,June 1988が参照される。
コードがフレーム内のビット位置に次のように指定される：
0003681759.tif 000003
このたたみ込みコーダはシミュレートした伝送誤り条件の下で１２０００フレームについて試験された。そこで使用された誤り試験ファイルＥＰ３は“Error patterns for the qualification test of TCH-HS”ETST：TM3/TCH-HS,TD No.89/1で、ＥＴＳＩ  ＧＳＭ移動無線標準用に記述されたものであり、残留ビット誤り率（ＲＢＥＲ）−すなわち、Viterbiデコーダによるデコード後の誤り率−が測定された。これらの試験では巡回冗長度チェック（ＣＲＣ）が実行されて、この試験に落ちるフレームは除去された。ＲＢＥＲ結果で除去されなかったフレームに対するものが図４内の各言語ビット位置に対して（また図５ではＲＢＥＲが上昇する順に）プロットされている。
図５を図３の感度分布と比較すると、無論のこと形の同一性は示さない：実際の話として、このような同一性は恐らく得られないであろう；さらに別な多数の考察がこれから述べるように行なわれる。
コーダとＣＲＣビットとをアッセンブリイユニット４内で実行されたフレーム位置に割当てることを表IIIに示した。
この割当ての根底には、言語コーダからの感度のあるビットをたたみ込みコーダに供給されたフレーム内部で低誤り率位置に割当てるという概念が存在する。もしこれが単に考察にすぎないとすると、ＳＮＲの上昇して行く順に言語コーダビットをとって、次にＲＢＥＲの上昇する順にフレーム位置に割当てをすることになる。無論これは動作可能なシステムを作ることになるが、上で述べた割当ては何がしかの利得をもっている。先ず第１に、たたみ込みコードのデコードに対して通常使われるViterbiデコーダの特性は、チャンネル誤り状態がデコードした出力内に誤りが生ずるレベルにまで到達するときには、このような誤りはグループ化する傾向があり、例えば継続しているデコードされたビットの対が正しくないといったようになることである。そこで言語コーダパラメータの同じものに対して継続するフレーム位置を割当てないことが好ましく；換言すればある程度のビットインターリーブがまたたたみ込みコーデングに先立って加えられるのがよい。これは別個な動作として実行されるのではなく、割当て表内にもともと存在している。
0003681759.tif 000004
第２の考察は信号対雑音比は有用な表示であるが、それにも拘らず、何がしかの言語コーダパラメータが他のものよりも主観的にもっと感度があって、１つのパラメータについての誤りの効果が別のパラメータについての誤りよりも聴者にとっては、たとえ両方の場合にＳＮＲが同じであっても、不快となり得ることがあるということが見付かっている。したがって、上述の割当て表は聴取試験に基づいて、ＳＮＲ数値が示唆するところよりも、もっと誤りがない（あるいは多い）フレーム位置をある種の言語コーダビットに割当てたという事実を反映している。上述の割当ての効果を、例えば各言語コーダビットの測定したＳＮＲをグラフ上で対応する割当てられたフレーム位置の測定したＲＢＥＲに対してプロットして調べるとすると、非常に感度をもつビット（ＳＮＲ４ｄＢ以下で）は全部が２０より小さいＲＢＥＲ値をもつフレーム位置を占めていて、１６よりも大きいＳＮＲのものは８０よりも大きなＲＢＥＲをもつフレーム位置を占めているのであるが、プロットは“単純な”割当て方法だけに基づいて予見される単調に増加する線の周りにかなりばらついて見えるのである。
再順序づけユニット４をもっと詳細に図６に示した。その構成は８８ビット並列入力直列出力シフトレジスタ４１で成り；７９の言語コーダ出力ビット、ＣＲＣユニット５の３の出力及び６つ零（尾のビット）が上述のビット割当て表に従って並列入力に接続されている。これがクロック生成器１０からのフレームパルスφfによって並列にロードされ、ビットはクロック生成器からの８８×フレームレートパルスｆ1でクロックアウトされる。例示の便宜上、Grayコーダ３は別個のユニット３ａないし３ｄとして示してある。明瞭にしたいので表IIIで設定接続に若干のものだけが示されている。以後の記述ではＰＩＳＯレジスタ４１はｕ（ｋ）と呼ぶこととし、ここでｕ（０），ｕ（１），ｕ（３）はＣＲＣビットであり；ｕ（３）ないしｕ（８１）は表IIIの“たたみ込みコーダフレーム（ビット）”欄と図６の箱４１内で番号を付けた言語コーダビットであり、しかも同じ順序であり；ｕ（８２）ないしｕ（８７）は零（尾のビット）である。
たたみ込みコーダ６は図７に示されており、６つの遅延段６１ないし６６と、３つの排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート６６，６７，６８で遅延段のタップに前に述べた生成器多項式に従って接続されたものとをもっている。出力はｇ１（ｋ），ｇ２（ｋ），ｇ３（ｋ）である。
マスクがけユニットが図８に示されている。第１の（レート１／３の）コードが使われるときは、全ビットｇ１（ｋ），ｇ２（ｋ），ｇ３（ｋ）がこのユニットの出力に向けて送られ、（ｇ１（０），ｇ２（０），ｇ３（０），ｇ１（１），ｇ２（１），ｇ３（１）等…）で巡回される。第２の（孔あけした）コード（レート２／５）が作用するときには、このマスクがけユニットがビットｇ３（ｋ）を代るがわる除外するようにし、また第３の（レート１／２）コードが使われるときは全ｇ３ビットを除外する。図示のように、ビットｇ１，ｇ２，ｇ３は直列入力並列出力シフトレジスタ８１，８２，８３（各８８ビット容量のもの）にそれぞれクロックパルスφ1の制御の下でクロックインされ、それから並列に並列入力直列出力シフトレジスタ８４に、クロックパルスφfで長さ２２８ビットが並列にロードされ、それから再びφ1を用いてクロックアウトしてもよいようになる。僅かだけ接続を示してあるが、これらは前述のシーケンスで接続されているが、次のｋの値のときにはビットｇ３（ｋ）が除外される；
ｋ＝３０，３２，３４，…，６４（すなわち、３０ないし６２の偶数）
ｋ＝６３から６９まで
ｋ＝７１，７３，７５，…，８１（すなわち、７１ないし８１の奇数）
ｋ＝８２から８７まで
たたみ込みコードとそれに続く孔あけの効果はコード化したビット（ｃ（０），ｃ（１），…，ｃ（２７７））をｕ（０），…，ｕ（８７）で表わすことによって次のように要約できる。
ＣＲＣビット及びクラスＩ：
ｃ(３ｋ)＝ｕ(ｋ)＋ｕ(ｋ-２)＋ｕ(ｋ-３)＋ｕ(ｋ-５)＋ｕ(ｋ-６)
ｃ(３ｋ＋１)＝ｕ(ｋ)＋ｕ(ｋ-１)＋ｕ(ｋ-２)＋ｕ(ｋ-３)＋ｕ(ｋ-６)
ｃ(３ｋ＋２)＝ｕ(ｋ)＋ｕ(ｋ-１)＋ｕ(ｋ-２)＋ｕ(ｋ-３)＋ｕ(ｋ-４)＋ｕ(ｋ-５)＋ｕ(ｋ-６)ｆｏｒ  ｋ＝０,１,...,２８
0003681759.tif 000005
クラスIII：
ｃ(２ｋ＋４５)＝ｕ(ｋ)＋ｕ(ｋ-２)＋ｕ(ｋ-３)＋ｕ(ｋ-５)＋ｕ(ｋ-６)
ｃ(２ｋ＋４６)＝ｕ(ｋ)＋ｕ(ｋ-１)＋ｕ(ｋ-２)＋ｕ(ｋ-３)＋ｕ(ｋ-６)ｆｏｒ  ｋ＝６３,６４,...,６９
0003681759.tif 000006
尾：
ｃ(２ｋ＋５２)＝ｕ(ｋ)＋ｕ(ｋ-２)＋ｕ(ｋ-３)＋ｕ(ｋ-５)＋ｕ(ｋ-６)
ｃ(２ｋ＋５３)＝ｕ(ｋ)＋ｕ(ｋ-１)＋ｕ(ｋ-２)＋ｕ(ｋ-３)＋ｕ(ｋ-６)ｆｏｒ  ｋ＝８２,８３,...,８７
ユニット８と９とによって実行されるインターリーブ機能は選択できる適宜なものであり、もし含まれるのであれば既知の多数のアルゴリズムのいずれかによって実行してよい。とくにこの発明の流れを実行するのにふさわしいのは、そうはいっても次のようなもので、５９のステップサイズをもつモジュロ代数を用いるものである。この値は特定の無線チャンネル上でバースト誤りを最適化するために尾と誤りとから選ばれたもので、特定のチャンネル状態に適うように変えることができる。
たたみ込みコード化した孔をあけたシーケンスの各フレームｃ（ｋ）は次のマッピングを用いて新しいフレームＩ（ｊ）に写像される。
ｍ(ｊ)＝５９ｊ  ｍｏｄ  ２２８            ｆｏｒ  ｊ＝０,...,２２７
及びＩ(ｊ)＝ｃ(ｍ(ｊ))．
例えば、フレーム内インターリーブユニット８からの出力フレームＩのビットＩ（４）がその入力のビットｃ（５）から得られる；
その理由は、ｊ＝４
ｍ(ｊ)＝ｍ(４)＝［５９×４］ｍｏｄ  ２２８＝２２３  ｍｏｄ  ２２８＝５
したがって、Ｉ(４)＝ｃ(ｍ(４))＝ｃ(５)．
明瞭にするために、別々のユニット８として示してあるが、この機能は図８内のシフトレジスタ８４に接続する再構成によって簡単に実施できる。
ユニット９内で実施されるフレーム間インターリーブは、伝送のために１１４ビットのフレームＢ1とＢ0を生成することが望まれているとする仮定に基づいて次のように実行してもよい。このようなフレームの各対はフレームＩ（ｊ）の４つからのビットを含む。そこで現在のフレームをＩ0とし、Ｉ1を最終のものという順序とする。ＩとＢとの間の写像は次により与えられる：
Ｂ1(ｋ)＝Ｉ3-k mod 4(ｋ)      ｆｏｒ  ｋ＝０,１,...,１１３
Ｂ0(ｋ)＝Ｉ3-(k+2)mod 4(ｋ＋１１４)      ｆｏｒ  ｋ＝０,１,...,１１３
Ｂ1とＢ0とは４つの言語フレームからのデータビットを運び、またそれらがその順序で伝送される。図１２はどのようにプロセスが実行されるかを例示している。１つの２２８ビットフレームが８つの１１４ビットブロックに拡がっており、信号フレームから各ブロック内に２８又は２９ビットを割当てる固定パターンを伴っている。
ＣＲＣユニット５はこの例では、多項式１＋Ｘ＋Ｘ3に従って動作し、これは、３つの１ビット遅延５１，５２，５３と２つのＸＯＲゲート５４，５５とがある図９の回路によって実施されてよい。ＣＲＣビットがそこから生成されることになる３２ビットは直列に入力５６に供給される。使用された３２ビットは、たたみ込みコーダに供給されたフレームの最初の２６と最後の６言語ビットであり、言い換えると、ｕ（３）からｕ（２８）までと、ｕ（７６）からｕ（８１）までとである。一般に、フレームと始めとともに終りでビットを選ぶことによって、“悪いフレーム”を識別するための受信機チェックの有効性が強化され、それ故に残りの“良いフレーム”内の誤りレートが改善される。例えば２４と８とを選ぶのと違って始めで２６を終りで６を選ぶというのは、試験中に測定した良いフレームの誤り率を最小とするための試行錯誤から生まれたものである。
図１０は図１の装置と一緒に使用するのに適した受信機を示す。入力１１０で受信した信号は電話ラインや無線リンクのような通信路を通って到着したものであって復調器によって復調されたものと仮定しており、復調器は復調されたビットだけでなく、ソフト判断デコーダによって使用するための信頼測度も送出するものであるとしている。今の記述目的に対しては、使用した変調機構はシンボル当り１ビットを送り、したがって、信頼測度は各ビットに対して用意されると仮定している。しかし、いつもこういう場合ではない。シンボル当り複数のビットを運ぶ伝送システムでは、各シンボルに対して信頼速度を得ることになる。これらのデータは次にチャンネル等化器１１１に供給され、その後にフレーム間デインターリーバ１１２が続くが、これらは共に従来構成のものである。この後段にソフト判断変換ユニット１１３があり、この機能を以下に説明することとし、さらにフレーム内デインターリーバ１１４が続く。ユニット１１２と１１４とは図１のインターリーバ８と９との効果を除去する。信号は次に“デマスカ（マスク外し）”１１５に送られ、そこでマスカ（マスクがけ）７で除去された“ｇ３”ビットをビット流内に再挿入する。無論、これらのビットの値は不知であり、（孔あけした符号の復調では普通のように）付随する信頼測度零でビット値零を挿入してもよい。ときには零の挿入（又は１の挿入）がデコーダ内にバイアスを生ずることが許され、もし望むのであれば、乱数ビット値を挿入してもよい。
ここで信号は第１の（１／３レートの）たたみ込みコードに従ってフォーマット形成されており、Viterbiデコーダ１１５（通常の構成のもの）でそのコードに従って動作しているものに加えられる。ＣＲＣユニット１１７が巡回冗長度チェックを実行し、デコーダビットがまとめられて（１１８）、１１９においてデコードされたGrayコードビットとともに言語デコーダ１２０（G.729）によって使用されるようにする。
巡回冗長度チェックの出力は言語デコーダに加えられて、故障の場合には関連するデコードされたフレームが無視されるようにし、言語デコーダはこの無視された情報をG.729規格に記述されている誤り隠ぺい法を用いて再生するようにする。しかし、このような方法が検出できる誤りの数には制限があることが観測されているので、チャンネル状態が極めて悪い場合には、誤りの数は“悪いフレーム”表示が得られないほどになり得る。そこで、追加として、別の誤り検出器１２２が用意されて、それがあるフレームの各ビットに対して信頼測度の和をとって、“フレーム得点ｂ”を作るようにする。即ち、
0003681759.tif 000007
ここでe(k)は０から＋１２７の範囲にある信頼測度である。このフレーム得点はソフト判断変換プロセスの後にも同じようにうまく計算できることを以下に記述するが、この場合、誤り検出器１２２はソフト判断変換器１１３からその入力を受取ることになる。
しきい値が１２３で適用されて、もしｂが２１００（例えばの話）を超えていれば、悪いフレーム表示が出力され、それがＯＲゲート１２４内でＣＲＣチェックユニット１１７からの出力と組合されて、ｂ＞２１００をもつ全フレームに対して拒絶がまた発生される。無論、異なる数値範囲がe(k)のために使われて、異なるしきい値がそのときは適切なものとなろう。
ここでソフト判断変換ユニット１１３に戻る。Viterbiデコーダ用のソフト判断入力はチャンネル等化器１１１で作られる。理想的には、これらの入力は対数目盛で、発生しているビット誤りの見込みに逆比例するはずである。言い換えればlog（１−Ｐe）／Ｐeに直接比例するはずである。ここでＰeは問題としているビット内の誤りの確率である。しかしながら、試験によるとこれがいつも成立たない。チャンネルを試験する方法は次の通り：
（ａ）試験データを送る
（ｂ）受けたデータを記録して、信頼測度e(k)を関連させる
（ｃ）受けたデータをもとのものと比べてどのビットが誤りかを判断する
（ｄ）各e(k)（０から１２７まで）の値に対してその測度と共に受信したビットＮの数と、実際に誤りとなっているビットの数とを計数して、Ｐe＝n/Nを計算してε＝log（１−Ｐe）／Ｐeを得る。
図１１はεに対するｅの一般的なプロットを示す。図示のように、これは著しく直線からはずれている。Viterbiアルゴリズムは真の誤り対数見込み値が使用されたときに最良の結果を得る。この理由は、これらの値を加えることによって累積された距離尺度（これは対数関係がそこに存在しないと誤り確率（実際に必要とされるもの）の積を求めることと等しくない）が得られることによる。
したがって、変換ユニット１１３の目的はこの非線形特性に対する補正を用意することである。これはルックアップ表として実施され、ｅをアドレスとして使ってアクセスされる１２８の位置をもっている。ルックアップ表の内容は図１１におけるｅの値であり、言い換えると；ｅ＝０ないし１２７に対して
0003681759.tif 000008
この写像は使用に当ってはチャンネル等化器に適していることを必要とすることに留意されたい：一般には、各等化器はその自体の特性をもち、従って、ルックアップ表の内容は特定の設定に従って実行される試験に基づいていることを要することは上述の通りである。もし望むのであれば、このシステムは伝送に対して適応するように作られ既知の試験シーケンスとして上述の方法を用いて空き間で解析がされ、かつ結果を用いてルックアップ表の内容を更新するようにすることができる。
【図１】
0003681759.tif 000009
【図１０】
0003681759.tif 000010
【図２】
0003681759.tif 000011
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１１】
0003681759.tif 000019
【図１２】
0003681759.tif 000020