(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力に対して整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、
上記直流入力電圧を断続する第１のスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、
発振回路を有し、この発振回路の発振出力により上記第１のスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装し、上記一次巻線と二次巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧に基づき半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、を備えると共に、
上記絶縁コンバータトランスの上記一次巻線と上記二次巻線は、上記一次巻線と上記二次巻線とに流れる電流により生じる磁束が互いに打ち消し合うように巻装されている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記直流出力電圧のレベルに応じて上記発振回路による発振周波数を制御し、上記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振コンデンサに対して並列に、クランプコンデンサと第２のスイッチング素子とによる直列接続回路を備えて形成されるアクティブクランプ回路とを備えると共に、
上記直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記第２のスイッチング素子に印加して上記第２のスイッチング素子の導通角制御を行うことで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を巻き上げて形成された駆動巻線とコンデンサとにより形成される駆動用共振回路と、
クランプコンデンサと補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備え、上記駆動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、上記スイッチング手段がオフとなる期間に上記一次側並列共振回路に発生する電圧をクランプするように構成されたアクティブクランプ手段とを備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コアまたは一対のＵ型コアで形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１５の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備えている。
【０００４】
この図に示す電源回路において、商用交流電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系としては、図示するようにして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。
【０００５】
この図に示す電源回路のスイッチングコンバータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【０００６】
ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンスによっても直列共振回路が形成される。そして、これら直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励式でスイッチング駆動されることになる。また、後述するように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起されるようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチング動作を行う。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００８】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために備えられる。
そして、このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起されるようになっている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介して、スイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００１０】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００１１】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図１７に示す構造を有している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に対スして巻装している。なお、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリッツ線をガラ巻きにより巻装している。また、図１５においては、二次側に二次巻線Ｎ3も巻装されているが、ここでの図示は省略している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００１３】
制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内における直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１４】
また、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を、図１６の回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた共振形コンバータとしての構成を採っている。
なお、この図において図１５と同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を省略する。
【００１５】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００１６】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ソース−ドレイン間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ12のソース−ドレイン間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成している。これにより、図１６に示す電源回路としても部分電圧共振動作が得られることになる。
【００１７】
この他励式である電源回路においては、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路１１が設けられる。この発振ドライブ回路１１は、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
【００１８】
なお、発振ドライブ回路１１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１９】
この図に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１７による説明と同様の構造を有する。つまり、例えばＥＥ型コアの中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００２０】
この場合の制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路１１に供給する。発振ドライブ回路１１では、フォトカプラＰＣを介して入力された制御回路１の出力に応じて、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２１】
図１８は、図１５に示した電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2（図１８（ａ））及びコレクタ電流ＩQ2（図１８（ｂ））により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプされたレベルが得られることになる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。このコレクタ電流ＩQ2は、期間ＴONにおいて一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1（図１８（ｄ））が流れるものとなる。
なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
【００２２】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図１８（ｄ）に示されるようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ直後（スイッチング素子Ｑ2のターンオン直後）に負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られることになって、スイッチング損失の低減が図られている。
【００２３】
また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との間の整流電圧Ｖ2は、図１８（ｅ）に示すようにブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形が得られる。
なお、ここでの詳しい説明は省略するが、図１６に示した電源回路についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００２４】
また、図１５に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図１９に示す。
この図１９に示すように、負荷電力Ｐｏが重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これに応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、この負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００２５】
なお、図１５に示す電源回路として、上記図１８に示す動作及び図１９に示す特性を得るのにあたっては、次のように各部を選定している。
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、電源回路としては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
ここで、絶縁コンバータトランスについては、上記のように、そのコアにギャップを形成し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を疎結合の状態としている。これは、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいようにするためである。
【００２７】
しかしながら、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上には限界がある。
交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１２５Ｗ程度の場合は、図１６のような全波整流回路Ｄｉを用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９０％程度が限界である。
また、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ以上の場合は、図１５のような倍電圧整流回路を用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９２％程度が限界である。
そして図１５、図１６の回路では、これ以上の高効率化は不可能とされる。
【００２８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇しているために、信頼性の点で不利となる。
【００２９】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例えばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するようにされる。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまうので、その分コストアップになってしまうという問題も生じる。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、交流入力に対して整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、上記直流入力電圧を断続する第１のスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、発振回路を有し、この発振回路の発振出力により上記第１のスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備えるようにする。
そして、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装し、上記一次巻線と二次巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧に基づき半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスの上記一次巻線と上記二次巻線は、上記一次巻線と上記二次巻線とに流れる電流により生じる磁束が互いに打ち消し合うように巻装されているものである。
【００３１】
上記構成によれば、一次側の一石構成の電圧共振形コンバータに対し、二次側に半波整流回路が組み合わされたスイッチング電源回路が形成される。
二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、電力変換効率を向上させることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００３３】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００３４】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００３５】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００３６】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【００３７】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００３８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮA及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００３９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００４０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を巻装し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成されるものであるが、その構造例は後述する。
【００４１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻始め端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００４３】
二次巻線Ｎ2の巻終わり端には整流ダイオードＤOのアノードが接続され、巻始め端は、二次側アースに接続される。また整流ダイオードＤOのカソードに対して平滑コンデンサＣOの正極端子が接続される。平滑コンデンサＣOの負極端子は二次側アースに接続される。
このようにして、並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤO及び平滑コンデンサＣOから成る半波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００４４】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（Ｎ1//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００４５】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば図２又は図３に断面図として示した構造を有している。
図２は一対のＥ型コアを用いた構造例である。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図示するようにして、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせることで、ＥＥ形コアを形成する。またこの場合、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。
そして本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢを用いるようにされる。
【００４６】
図３は一対のＵ型コアを用いた構造例である。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、そのコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁脚を有するＵ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、Ｕ−Ｕ型コアを形成するようにされる。
さらに、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対しては、図示するようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装したボビンＢが取り付けられる。
また、上記のように形成されるＵ−Ｕ型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しないようにしている。
【００４７】
図２、図３のいずれの場合も、ギャップをゼロとすることで、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
また、先行技術のように絶縁コンバータトランスに１ｍｍのギャップを設ける場合、例えば直流出力電圧Ｅｏ＝１３５Ｖを得るためには、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ（ターン）であり、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧は３Ｖ／Ｔであったが、本例のギャップゼロとした場合、フェライト磁心の磁束密度が向上するため、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔとして、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧を２．４５Ｖ／Ｔに低下させ、フェライト磁心の磁束密度を先行技術の場合と同様としている。
【００４８】
ところで、例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。
一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。これは、二次側整流回路が半波整流方式とされ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻方向が上述のようにされていることによる。
即ちギャップゼロとしても絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライト磁心が磁気飽和しないのは、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２によって生じる磁束については、電流Ｉ１，Ｉ２の位相が１８０度で絶対値がほぼ同等であるため、Ｎ１、Ｉ１による磁束と、Ｎ２，Ｉ２による磁束は互いにうち消しあっているからである。
【００４９】
ここで、この図１の回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップ＝１ｍｍを設ける場合と、本例、即ちギャップゼロの場合について比較した動作波形及び特性を示す。
ギャップ＝１ｍｍの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
【００５０】
一方、本例、即ちギャップゼロの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ
【００５１】
図４は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示している。実線は本例の場合の波形であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合である。
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図示するように電流Ｉ１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
【００５２】
図５は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
また図６は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
【００５３】
これらの図からわかるように、ギャップ＝１ｍｍの場合、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に９１．０％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に９０％である。
一方、ギャップゼロの本例の場合、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に９１．５％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に９１．３％である。
つまり、ギャップゼロとした本例の場合、ギャップ＝１ｍｍの絶縁コンバータトランスＰＩＴを用いた場合に比べて、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には０．５％向上し、入力電力は１．２Ｗ低減する。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、１．３％向上し、入力電力は０．８Ｗ低減する。
即ちギャップゼロとすることで高効率化が図られ、入力電力の低減が可能となる。
また交流入力電圧の変動に対しても安定して、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、ギャップゼロの本例の方が高効率となっている。
【００５４】
ギャップゼロとすることによりＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）が向上するのは、次のような理由によると考えられる。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下するため。
・ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の局部的な電力損失が解消されて絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損が低減するため。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の増加によって、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が低減したことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が低減するため。
【００５５】
このように図１に示した本例では、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路において、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とする。さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）を向上させるものである。
【００５６】
そして、負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時であっても電力変換効率を向上させることができるが、ここで負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時に使用される、上述した図１５の回路、即ち倍電圧整流回路を用いた電流共振形コンバータで絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ１．４ｍｍ、結合係数を０．７７とした場合と比較すると、次のようになる。
本例の回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、図１５の回路に比べて０．３％低下し、交流入力電力は０．６Ｗ増加するものとなるが、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、０．７％向上し、交流入力電力は１．０Ｗ低減する。
つまり平均入力電力はほぼ同等とみなすことができる。
そして、図１５の回路と平均入力電力をほぼ同等とできる本例の回路としては、一石のスイッチング素子Ｑ１による構成であり、また平滑コンデンサＣｉは１つでよく、回路構成部品を少なくすることができる。
【００５７】
続いては、図７に、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。
この図７に示す電源回路としても、先の図１に示した回路と同様に、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
また、この場合も図示する絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
なお、この図７において、既に図１において説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００５８】
先ず、この場合、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、図示するように［共振コンデンサＣB−駆動巻線ＮB−インダクタＬB−ベース電流制限抵抗ＲB］の直列接続回路が接続されるものとなる。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ1を自励式により駆動するための自励発振駆動回路とされる。
この自励発振駆動回路内の駆動巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装されることで、一次巻線Ｎ1により励起される。そして、自励発振駆動回路としては、共振コンデンサＣB−駆動巻線ＮB−インダクタＬBとによって、直列共振回路を形成する。この直列共振回路の共振周波数は、インダクタＬBと駆動巻線ＮBのインダクタンスと、共振コンデンサＣBのキャパシタンスとによって決定される。
【００５９】
またこの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1により励起される駆動巻線ＮBには、ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。そして、このドライブ電圧は、上記したようにしてベース電流制限抵抗ＲBと直列共振回路（ＣB−ＮB−ＬB）とが設けられていることにより、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力されるようになる。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。
なお、この図７に示す電源回路において、上記直列共振回路により決定されるスイッチング周波数はおよそｆｓ＝６６ｋＨｚとされ、これがほぼ一定に維持されている。
【００６０】
また、この場合においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス（Ｌ２）と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。
つまり、この図７に示す電源回路としても、一次側に並列共振回路を備え、二次側にも電圧共振動作を得るための並列共振回路を備える「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有するものである。
また、上記二次巻線Ｎ2の巻終わり端に対しては、この場合も図のように整流ダイオードＤOと平滑コンデンサＣOとによる半波整流回路が備えられて、このような半波整流回路により二次側直流出力電圧ＥOが生成されている。
【００６１】
ここで、この図７に示す電源回路の二次側においは、アクティブクランプ回路２が備えられる。
即ちこの場合、アクティブクランプ回路２として、ＭＯＳ−ＦＥＴの第２スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣ3，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、第２スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ1を備えて成る。
【００６２】
第２スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、第２スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣ3を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と整流ダイオードＤOのアノードとの接続点に対して接続される。また、第２スイッチング素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して接続される。
従って、このアクティブクランプ回路２としては、上記第２スイッチング素子Ｑ2、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ3を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次側並列共振回路（二次側並列共振コンデンサＣ2）に対して更に並列に接続して構成されるものである。
【００６３】
また、第２スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、第２スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して、コンデンサＣｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。そして、この直列接続回路の接続点と二次側アース間には、図示するように抵抗Ｒ1が挿入される。
これらコンデンサＣｇ、ドライブ巻線Ｎｇ、抵抗Ｒ1は、第２スイッチング素子Ｑ2のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧が第２スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これにより、ドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。なお、上記ドライブ巻線Ｎｇとしては、そのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
【００６４】
また、この電源回路においては、二次側に備えられる制御回路１によって第２スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。
即ち二次側直流出力電圧ＥOは制御回路１に供給され、制御回路１がそれに応じた直流制御電圧を第２スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加することで、第２スイッチング素子Ｑ2の導通角が制御される。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧ＥOの定電圧制御が行われる。
これは負荷電力の急激な変動に対して非常に高速に応答可能なシステムとなる。
【００６５】
このような図７の構成の場合、一次側のスイッチング周波数は上述のように一定とされた上で、負荷変動等による二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、第２スイッチング素子Ｑ2のオフ期間は一定としてオン期間を可変制御するという動作が得られる。つまり、第２スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作について、その導通角を可変制御する動作が得られる。
このように第２スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変制御されることによっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に誘起される電圧は、そのパルス幅が可変されるようになる。
そして、整流ダイオードＤOでは、この二次側並列共振電圧を入力して整流を行うことから、整流ダイオードＤOのオン／オフタイミングも可変されることになる。
このようにして、結果的には整流ダイオードＤOの導通角が制御されることで、二次側直流出力電圧ＥOについての安定化が図られることになる。
【００６６】
図８は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示している。実線は本例の場合の波形であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合である。
なお、この図８と、後述する図９、図１０に示される実験結果を得るにあたっては、各部の定数を次のように設定している。
一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝５６００ｐＦ
クランプコンデンサＣ3＝０．４７μＦ
図８において、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧（一次側共振電圧）Ｖ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される（図８（ａ）、図８（ｂ））。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFF1においては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴON1においては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1には、図８（ｃ）に示す電流Ｉ1が流れるようになる。
【００６７】
一次巻線Ｎ1に電流Ｉ1流れるようになることで、二次側においては、二次巻線Ｎ2に図８（ｆ）に示すような電流Ｉ2が流れる。
また、この図８（ｅ）には、アクティブクランプ回路２を形成する第２スイッチング素子Ｑ2に流れる電流ＩQ2が示され、この図からもわかるように第２スイッチング素子Ｑ2は図中のＴONのタイミングでオンとなるように駆動されている。また、二次側共振電圧Ｖ2は図８（ｄ）に示すようになり、この波形より、そのピークレベルが二次側直流出力電圧ＥOのレベルでクランプされていることがわかる。
【００６８】
図９は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子Ｑ2のオン期間ＴONの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）について、実線は図７に示した回路の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
また図１０は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子Ｑ2のオン期間ＴONの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
【００６９】
これらの図より、ギャップゼロとした場合は、ギャップ＝１ｍｍの絶縁コンバータトランスＰＩＴを用いた場合に比べて、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には１．０％向上し、入力電力は２．５Ｗ低減する。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は５．０％向上し、入力電力は４．５Ｗ低減する。
即ち、この場合もギャップゼロとすることで高効率化が図られ、入力電力の低減が可能となる。
また交流入力電圧の変動に対しても安定して、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、この場合もギャップゼロとした方が高効率となる。
【００７０】
また、これら図９、図１０に示すように、第２スイッチング素子Ｑ2のオン期間ＴONは、重負荷の条件になるに従い短くなるように制御される。また、このオン期間ＴONは、交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて長くなるように制御される。
すなわち、第２の実施の形態の電源回路においては、二次側に設けられる第２のスイッチング素子Ｑ2のオン期間（導通角）が上記のように制御されることによって、直流出力電圧ＥOについての定電圧化が図られているものである。
このように、二次側に備えられた第２スイッチング素子Ｑ2の導通角制御により直流出力電圧ＥOについての定電圧制御が行われることから、この場合の定電圧制御動作は二次側で完結するものとなる。従ってこの図７に示した回路としては、一次側と二次側とを絶縁するために必要とされるフォトカプラＰＣ（図１６参照）を省略できるものとなる。
【００７１】
続いて、図１１には、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。
この図１１に示す電源回路としても、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。そして、この場合も先の図１、図７の回路と同様に、入力段に備えられたブリッジ整流回路Ｄｉによる全波整流動作によって直流入力電圧Ｅｉを得るように構成され、二次側においては半波整流回路を構成して二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされている。
また、この場合も図示する絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
なお、この図１１においても、既に図１において説明した部部については同一の符号を付して説明を省略する。
【００７２】
先ず、この図１１に示す回路の一次側に対しては、並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1として得られる電圧共振パルス電圧に対するアクティブクランプ回路が設けられる。
このアクティブクランプ回路は、クランプコンデンサＣ３−補助スイッチング素子Ｑ3の直列接続回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して形成されるものである。ここでは、補助スイッチング素子Ｑ3にはＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。
補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤD2が、例えばＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードにより形成される。
【００７３】
この補助スイッチング素子Ｑ3の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して、コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇを直列接続した自励発振駆動回路が接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート−ソース間には、抵抗Ｒ１が挿入される。
この場合の駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端側を巻き上げるようにして形成されており、その巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
そして補助スイッチング素子Ｑ3は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期に同期したオン／オフタイミングで以て、所定期間において導通するようにスイッチング動作を行うことになるが、これにより、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する並列共振パルス波形をクランプして、そのピークレベルを抑制するようにされる。
【００７４】
図１２は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示している。実線は本例の場合の波形であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合である。
なお、以下この第３の実施の形態において、ギャップ＝１ｍｍの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
一方、ギャップゼロの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝１８００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
【００７５】
図１２において、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には、スイッチング素子Ｑ1//一次側並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に得られる一次側並列共振電圧ＶQ1は、図示するように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいては０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて並列共振パルス波形が得られており、これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作が電圧共振形となっていることが示される。
このようなスイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングに応じて、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるコレクタ電流ＩQ1は図示する波形となる。
【００７６】
また、上述したアクティブクランプ回路を形成する補助スイッチング素子Ｑ3のゲートには、駆動巻線Ｎｇに励起された交番電圧がコンデンサＣｇを介して印加されることで、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート−ソース間電圧として期間ＴOFFにて台形形状のパルスとなる波形が得られる。
このような駆動回路系の動作により、アクティブクランプ回路を形成する補助スイッチング素子Ｑ3//クランプダイオードＤD2の並列回路は、期間ＴON’において導通し、期間ＴOFF’においてオフとなるようにスイッチング動作を行うことになる。
【００７７】
そして、期間ＴON’においては、本来、並列共振コンデンサＣｒへ流れる電流が、クランプコンデンサＣ３に対して、クランプ電流ＩQ2となって流れるようにされる。この結果、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいて並列共振コンデンサＣｒへ流れる電流は、期間ＴOFFにおける開始区間と終了区間のみとなるが、これによって、並列共振コンデンサＣｒにおける充電電流量は減少し、図示するように共振電圧ＶQ1としては、そのピークレベルが１／２程度にまでクランプされるようにして抑制されることになる。
【００７８】
このようにして、アクティブクランプ回路を備えた電源回路では、スイッチング動作により発生する電圧共振パルス電圧のピークレベルを大幅に抑制することが可能であり、これによって、スイッチング素子や共振コンデンサ等について低耐圧品を選定することができる。また、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御範囲も拡大されるという特性が得られている。
また、このようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御範囲も拡大されることから、交流入力電圧ＶACについて１００Ｖ系と２３０Ｖ系に対応するワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として好適である。
また、アクティブクランプ回路の補助スイッチング素子Ｑ3のための駆動回路としては、図１１に示したように自励発振駆動回路としていることで、例えば他励式による場合よりも回路構成を簡略なものとしている。
【００７９】
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図１２に示すように電流Ｉ１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
そして図１２に実線と破線で示すように絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップの有無により波形が異なるものとなる。
【００８０】
図１３は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、及び２３０Ｖの各場合において、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及び補助スイッチング素子Ｑ3の導通時間ＴON’の変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
また図１４は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及び導通時間ＴON’の変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
【００８１】
これらの図からわかるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、及び２３０Ｖの各場合において、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、ギャップ＝１ｍｍの場合に比べてギャップを無しとすることで向上している。
例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には０．５％向上し、これによって入力電力は１．１Ｗ低減できる。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には２．２％向上し、これによって入力電力は１．４Ｗ低減できる。
つまりこの場合もギャップゼロとすることで高効率化が図られ、入力電力の低減が可能となる。また交流入力電圧の変動に対しても安定して、この場合もＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、ギャップゼロとした方が高効率となっている。
【００８２】
また、これら図１３，図１４から、図１１の回路では交流入力電圧ＶACの変動に対しても良好な特性が得られていることがわかる。
例えば、先の図１５，図１６に示したような、ハーフブリッジ構成であって電流共振回路及び部分電圧共振回路を組み合わせ、二次側直流出力電圧ＥOに基づくスイッチング周波数制御のみを行うコンバータの構成では、９０Ｖ〜２８８Ｖのワイドレンジ対応とすることができなかった。
これに対して、図１１の回路によれば、図１３、図１４からもわかるように、交流入力電圧ＶACのレベルに応じてアクティブクランプ回路における補助スイッチング素子の導通時間ＴON’が可変される。
つまり、これにより図１１に示した回路としては、二次側直流出力電圧ＥOに基づくスイッチング周波数制御に加えて、このような交流入力電圧レベルに応じた補助スイッチング素子によるスイッチング周波数制御も行われるものとなり、この結果、ワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として実現できるものである。
【００８３】
なお、本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各実施の形態としての構成（図１、図７、図１１）に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
また、例えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わない。
また、各実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチング素子Ｑ１をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合は、これに対して他励発振回路によってスイッチング動作させる構成としてもよい。
【００８４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路において、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を向上させることができる。
即ち一次側が電圧共振形コンバータで二次側にも電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップ設ける場合の構成に比べて、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上できる。これによって入力電力を低減し、省電力化を図ることができる。
【００８５】
また、このように絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成しないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
【００８６】
さらに、上記のように絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線とが密結合となることによっては、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でもコストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
また絶縁コンバータトランスのギャップがゼロであることで、一対のＥ型フェライト磁心や、一対のＵ型フェライト磁心による構成が可能であり、フェライト磁心の選定の自由度が増すため設計に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における第１の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図３】実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性の説明図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性の説明図である。
【図７】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図９】第２の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子のオン期間ＴONの変化特性の説明図である。
【図１０】第２の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子のオン期間ＴONの変化特性の説明図である。
【図１１】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】第３の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１３】第３の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及び補助スイッチング素子の導通時間ＴON’の変化特性の説明図である。
【図１４】第３の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及び補助スイッチング素子の導通時間ＴON’の変化特性の説明図である。
【図１５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１６】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１７】図１５又は図１６に示す電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図１８】図１５又は図１６に示す電源回路の動作を示す波形図である。
【図１９】図１５又は図１６に示す電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【符号の説明】
１  制御回路、２  アクティブクランプ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｑ1  スイッチング素子、Ｑ2  第２スイッチング素子、Ｑ3補助スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、Ｃｒ  一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２  二次側並列共振コンデンサ、Ｃ3  クランプコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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