(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有し、前記第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換する第１光カプラと、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光カプラと同じ分岐比を有し、前記第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換する第２光カプラと、
前記一対の第１出力チャネルの一方及び前記一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。
【請求項２】
前記位相制御領域として、前記一対の第１出力チャネルの一方に設けられた第１位相制御領域と、前記一対の第２出力チャネルの一方に設けられた第２位相制御領域とを備えることを特徴とする、請求項１に記載の光ハイブリッド回路。
【請求項３】
前記第１位相制御領域は、前記一対の第１光信号間の位相差がπ／２＋ｓ＊π（ｓは整数）になるように位相を制御する領域であり、
前記第２位相制御領域は、前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相を制御する領域であることを特徴とする、請求項２に記載の光ハイブリッド回路。
【請求項４】
前記位相制御領域は、前記一対の第１光信号間の位相差及び前記一対の第２光信号間の位相差の一方がπ／２＋ｓ＊π（ｓは整数）になるように位相を制御する領域であり、
前記多モード干渉カプラは、前記一対の第１光信号間の位相差及び前記一対の第２光信号間の位相差の他方がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを特徴とする、請求項１に記載の光ハイブリッド回路。
【請求項５】
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
【請求項６】
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する第３光カプラと、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、−π／４＋ｔ＊π（ｔは整数）の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを備え、
前記第３光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
【請求項７】
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有し、前記第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換する第１光カプラと、前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光カプラと同じ分岐比を有し、前記第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換する第２光カプラと、前記一対の第１出力チャネルの一方及び前記一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備える光ハイブリッド回路と、
前記第１光カプラから出力される前記第３光信号及び前記第２光カプラから出力される前記第４光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。
【請求項８】
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに局部発振光を入力するための局部発振光発生部を備えることを特徴とする、請求項７に記載の光受信機。
【請求項９】
前記光ハイブリッド回路が、
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する第３光カプラと、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、−π／４＋ｔ＊π（ｔは整数）の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを含み、
前記第３光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、請求項７に記載の光受信機。
【請求項１０】
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、多値変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、
前記一対の第１出力チャネルの一方及び前記一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域によって、前記一対の第１光信号及び前記一対の第２光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御し、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有する第１光カプラを用いて、前記一対の第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換し、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光カプラと同じ分岐比を有する第２光カプラを用いて、前記一対の第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換し、
前記一対の第３光信号及び前記一対の第４光信号とを受信することを特徴とする光受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ハイブリッド回路、光受信機、光送受信機及び光受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ネットワークトラフィックの急増により、１００Ｇｂｉｔ／ｓ以上の光伝送を可能にする光変調方式として多値位相偏移変調（ＭＰＳＫ；multilevel phase shift keying）方式又は直交振幅変調（ＱＡＭ；quadrature amplitude modulation）方式が有力視され、活発に研究開発されている。
このような光変調方式によって変調された信号を復調するためには、９０度ハイブリッドを含む光受信機が必要となる。ここで、９０度ハイブリッドは、ＭＰＳＫ信号又はＱＡＭ信号の変調状態により、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態を示すものであり、光受信機において最も重要な構成要素である。
【０００３】
例えば、モノリシック集積化が可能な光導波路構造を有する９０度ハイブリッドとして、図１３に示すように、入力側及び出力側にそれぞれ４つのチャネルを有する４×４多モード干渉（ＭＭＩ；multimode interference）カプラ１００によって構成されたものがある。
なお、図１３では、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ；Quadrature Phase Shift Keying）信号を復調するための９０度ハイブリッドを示している。また、図１３中、ＱＰＳＫ signalはＱＰＳＫ信号光を示しており、ＬＯは局部発振（ＬＯ；Local Oscillator）光を示している。また、Ｉ−とＩ＋は、位相が１８０度ずれているＩ成分（In-phase成分；同相成分）を示しており、Ｑ−とＱ＋は、Ｉ成分に対して位相が９０度ずれているＱ成分（quadrature成分；直交位相成分）を示している。なお、Ｑ−とＱ＋は、位相が１８０度ずれている。
【０００４】
この９０度ハイブリッドでは、４×４ＭＭＩカプラ１００の入力側の４つのチャネルのうち中心軸に非対称な位置にある２つのチャネルを入力チャネルとして選択すれば、ＭＭＩ領域内部のモード干渉作用によって９０度ずつ異なる位相関係を得ることができる。
しかしながら、この９０度ハイブリッドの場合、４×４ＭＭＩカプラ１００の外側の２つの出力チャネルから同相関係にある一対の光信号（Ｉ成分）が出力され、内側の２つの出力チャネルから直交位相関係にある一対の光信号（Ｑ成分）が出力される。つまり、同相関係にある一対の光信号が、それぞれ、空間的に離れている外側の２つの出力チャネルから出力される。このため、光電変換を行なうべくフォトダイオードに接続する場合に、光導波路が必然的に交差してしまい、過剰損失が生じてしまうことになる。
【０００５】
そこで、このような光導波路が交差する領域をなくし、過剰損失を抑えるために、図１４に示すように、２×４ＭＭＩカプラ１０１と、２×２光カプラ１０２と、位相シフタ１０３とを用いた９０度ハイブリッドも提案されている。
なお、図１４では、ＱＰＳＫ信号を復調するための９０度ハイブリッドを示している。また、図１４中、ＱＰＳＫ signalはＱＰＳＫ信号光を示しており、ＬＯはＬＯ光を示している。また、Ｉ−とＩ＋は、位相が１８０度ずれているＩ成分を示しており、Ｑ−とＱ＋は、Ｉ成分に対して位相が９０度ずれているＱ成分を示している。なお、Ｑ−とＱ＋は、位相が１８０度ずれている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】E.C.M.Pennings et al., “Ultracompact, All-Passive Optical 90°-Hybrid on InP Using Self-Imaging”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol.5, No.6, pp.701-703, June 1993
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１０−１７１９２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上述の４×４ＭＭＩカプラ１００を用いた９０度ハイブリッドでは、４×４ＭＭＩカプラと図示しないフォトダイオードとの間の光導波路の交差を避けることができず、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができない。このため、この９０度ハイブリッドを備える光受信機においてＩ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることは原理的に困難である。
【０００９】
また、上述の２×４ＭＭＩカプラ１０１と、２×２光カプラ１０２とを用いた９０度ハイブリッドでは、光導波路の交差はないが、Ｑ成分だけが２×２ＭＭＩカプラを伝搬することになるため、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができない。このため、この９０度ハイブリッドを備える光受信機においてＩ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることは困難である。
【００１０】
そこで、Ｉ成分とＱ成分との間で損失が等しくなるようにした光ハイブリッド回路を実現したい。また、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率が等しくなるようにした光受信機及び光受信方法を実現したい。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
このため、本光ハイブリッド回路は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、第１出力チャネル及び第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有し、第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換する第１光カプラと、第１出力チャネル及び第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光カプラと同じ分岐比を有し、第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換する第２光カプラと、一対の第１出力チャネルの一方及び一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えることを要件とする。
【００１２】
本光受信機は、上記の光ハイブリッド回路と、第１光カプラから出力される第３光信号及び第２光カプラから出力される第４光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを要件とする。
【００１３】
本光受信方法は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、多値変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、一対の第１出力チャネルの一方及び一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域によって、一対の第１光信号及び一対の第２光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御し、第１出力チャネル及び第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有する第１光カプラを用いて、一対の第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換し、第１出力チャネル及び第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光カプラと同じ分岐比を有する第２光カプラを用いて、一対の第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換し、一対の第３光信号及び一対の第４光信号とを受信することを要件とする。
【発明の効果】
【００１４】
したがって、本光ハイブリッド回路によれば、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができるという利点がある。また、本光受信機及び本光受信方法によれば、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１（Ａ）は第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。図１（Ｂ）は図１（Ａ）に示す光ハイブリッド回路の各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。
【図２】第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する光半導体素子の構成を示す模式的断面図である。
【図３】図３（Ａ）〜図３（Ｃ）は、第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドの一の構成例における透過スペクトルを示す図である。
【図４】図４（Ａ）〜図４（Ｃ）は、従来の２×４ＭＭＩカプラ及び２×２光カプラを用いた９０度ハイブリッドにおける透過スペクトルを示す図である。
【図５】第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドの一の構成例において、２つの入力チャネルのいずれか一方から信号光を入力した場合の４つの出力チャネルにおける透過率（transmittance）の波長依存性を示す図である。
【図６】第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドの一の構成例における位相ズレ量Δφの波長依存性を示す図である。
【図７】図７（Ａ）は第１実施形態の一の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。図７（Ｂ）は図７（Ａ）に示す光ハイブリッド回路の各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。
【図８】第１実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。
【図９】第２実施形態にかかる光受信機の構成を示す模式図である。
【図１０】第３実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。
【図１１】第３実施形態にかかる光ハイブリッド回路における動作点を説明するための図である。
【図１２】第４実施形態にかかる光受信機の構成を示す模式図である。
【図１３】従来の４×４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの構成及びその課題を説明するための模式図である。
【図１４】従来の２×４ＭＭＩカプラ及び２×２光カプラを用いた９０度ハイブリッドの構成及びその課題を説明するための模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面により、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路、光受信機、光送受信機及び光受信方法について説明する。
［第１実施形態］
まず、第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図１〜図６を参照しながら説明する。
【００１７】
本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、光伝送システム又は光通信システムにおいて、ＭＰＳＫ信号又はＱＡＭ信号を識別（復調）するために用いられる９０度ハイブリッド回路（以下、９０度ハイブリッドともいう）である。この９０度ハイブリッドは、ＭＰＳＫ信号又はＱＡＭ信号の変調状態により、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態を示すものである。
【００１８】
以下、光ハイブリッド回路として、ＱＰＳＫ信号を復調するための９０度ハイブリッドを例に挙げて説明する。
本実施形態では、図１（Ａ）に示すように、９０度ハイブリッド１は、前段の多モード干渉（ＭＭＩ）カプラ２と後段の２つの光カプラ３、４とが縦続接続され、ＭＭＩカプラ２と各光カプラ３、４との間に位相制御領域５、６を備える構造になっている。この９０度ハイブリッド１は、ＭＭＩカプラ２と、２つの光カプラ３、４と、位相制御領域５、６とを備え、モノリシック集積化が可能な半導体光導波路構造を有する光半導体素子によって構成されている。
【００１９】
なお、図１（Ａ）中、ＱＰＳＫ signalはＱＰＳＫ信号光を示しており、ＬＯはＬＯ光を示している。また、Ｉ−とＩ＋は、位相が１８０度ずれているＩ成分を示しており、Ｑ−とＱ＋は、Ｉ成分に対して位相が９０度ずれているＱ成分を示している。なお、Ｑ−とＱ＋は、位相が１８０度ずれている。また、図１（Ｂ）の位相関係図は、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。
【００２０】
ここでは、前段のＭＭＩカプラ２は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２×４ＭＭＩカプラである。なお、チャネルをポートともいう。
具体的には、対モード干渉（ＰＩ：Paired Interference）に基づく２×４ＭＭＩカプラである。つまり、２つの入力チャネルの中心はＭＭＩ幅の上側から１／３及び２／３に位置し、ＭＭＩ領域において（３ｓ−１）次の高次モード（ｓは１以上の自然数）が励振されない２×４ＭＭＩカプラである。このため、素子長を短くすることができる。
【００２１】
なお、ここでは、ＰＩに基づく２×４ＭＭＩカプラを用いているが、これに限られるものではなく、一対の入力チャネルが幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられており、中心対称性を有する構造を持つ２×４ＭＭＩカプラを用いれば良い。例えば、一般モード干渉（ＧＩ：General Interference）に基づく２×４ＭＭＩカプラを用いても良い。つまり、２つの入力チャネルの中心は、ＭＭＩ領域の中心対称性を崩さない範囲内で、ＭＭＩ幅の１／３及び２／３の位置を除いた領域に位置し、ＭＭＩ幅に応じた全てのモードが励振する２×４ＭＭＩカプラを用いても良い。
【００２２】
後段の光カプラ３、４は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２×２光カプラであって、８５：１５（Cross:Bar）の分岐比（非対称分岐比）を有する光カプラである。なお、チャネルをポートともいう。また、８５：１５の分岐比を有する２×２光カプラでは、入力された光はクロスポートへ８５％結合することになる。なお、光カプラ３を第１光カプラともいい、光カプラ４を第２光カプラともいう。
【００２３】
本実施形態では、２×２光カプラ３、４は、２×２ＭＭＩカプラである。そして、２×２ＭＭＩカプラ３は、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第１出力チャネル）に接続されている。また、２×２ＭＭＩカプラ４は、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第２出力チャネル）に接続されている。なお、２×２ＭＭＩカプラ３、４は、ＰＩに基づくものであっても良いし、ＧＩに基づくものであっても良い。
【００２４】
このように構成されるため、本９０度ハイブリッド１は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有することになる。なお、チャネルをポートともいう。
この９０度ハイブリッド１の入力側の一のチャネル、即ち、２×４ＭＭＩカプラ２の入力側の一のチャネルには、ＱＰＳＫ信号光（多値変調信号光）が入力される。つまり、９０度ハイブリッド１の入力側の一のチャネルは、ＱＰＳＫ信号光を入力するための入力チャネルである。また、９０度ハイブリッド１の入力側の他のチャネル、即ち、２×４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルには、ＬＯ光が入力される。つまり、９０度ハイブリッド１の入力側の他のチャネルは、ＬＯ光を入力するための入力チャネルである。
【００２５】
そして、２×４ＭＭＩカプラ２によって、ＱＰＳＫ信号光が、２対の同相信号、即ち、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換される。
次に、２×４ＭＭＩカプラ２によって変換された２対の同相信号は、それぞれ、８５：１５の分岐比を有する２×２ＭＭＩカプラ３、４によって、図１（Ｂ）の位相関係図に示すように、４５度、１３５度回転させられる。
【００２６】
つまり、一対の第１光信号は、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネルから出力され、２×２ＭＭＩカプラ３の２つの入力チャネルに入力される。そして、２×２ＭＭＩカプラ３によって、同相関係にある一対の第１光信号が、４５度位相関係にある一対の第３光信号に変換される。その後、一対の第３光信号は、２×２ＭＭＩカプラ３の２つの出力チャネル、即ち、９０度ハイブリッド１の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネルから出力される。
【００２７】
なお、４５度位相関係にある一対の第３光信号は、同相関係にある一対の第１光信号に対して、位相が４５度進んでいる一対の光信号である。また、４５度位相関係にある一対の第３光信号は、位相関係図において、Ｉ軸に対して４５度の角度をなす４５度軸上に位置する一対の光信号であって、この一対の光信号は、位相が１８０度ずれているＩ成分（同相信号）である。
【００２８】
また、一対の第２光信号は、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネルから出力され、２×２ＭＭＩカプラ４の２つの入力チャネルに入力される。そして、２×２ＭＭＩカプラ４によって、同相関係にある一対の第２光信号が、１３５度位相関係にある一対の第４光信号に変換される。その後、一対の第４光信号は、２×２ＭＭＩカプラ４の２つの出力チャネル、即ち、９０度ハイブリッド１の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネルから出力される。
【００２９】
なお、１３５度位相関係にある一対の第４光信号は、同相関係にある一対の第２光信号に対して、位相が１３５度進んでいる一対の光信号（又は位相が４５度遅れている一対の光信号）である。また、１３５度位相関係にある一対の第４光信号は、位相関係図において、Ｉ軸に対して１３５度の角度をなす１３５度軸上に位置する一対の光信号であって、この一対の光信号は、位相が１８０度ずれており、Ｉ成分に対して位相が９０度ずれているＱ成分（直交信号）である。
【００３０】
このように、本９０度ハイブリッド１では、９０度ハイブリッド１の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネルから、位相が１８０度ずれた一対の第３光信号（Ｉ−、Ｉ＋；Ｉ成分）が出力され、９０度ハイブリッド１の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネルから、一対の第３光信号に対して位相が９０度ずれた一対の第４光信号（Ｑ−、Ｑ＋；Ｑ成分）が出力されることになる。このため、これらの光信号を検出するフォトダイオードに接続するために、光導波路を交差させる必要がない。
【００３１】
そして、９０度ハイブリッド１の４つの出力チャネルのそれぞれから出力される信号光の出力強度比が、ＱＰＳＫ信号光の位相（０，π，−π／２，＋π／２）に応じて異なるものとなる。
つまり、９０度ハイブリッド１の出力側の上から１番目と２番目のチャネルから出力される一対の第３光信号によって、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δρが０、πであること、即ち、Ｉ成分（Δρ＝０、π）を識別することができる。このため、一対の第３光信号は、ＱＰＳＫ信号光のＩ成分を識別しうる一対の光信号である。
【００３２】
また、９０度ハイブリッド１の出力側の上から３番目と４番目のチャネルから出力される一対の第４光信号によって、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δρが−π／２、＋π／２であること、即ち、Ｑ成分（Δρ＝−π／２、＋π／２）を識別することができる。このため、一対の第４光信号は、ＱＰＳＫ信号光のＱ成分を識別しうる一対の光信号である。
【００３３】
このように、２×４ＭＭＩカプラ２の後段に２つの非対称分岐比を有する２×２ＭＭＩカプラ３、４を設けることで、９０度ハイブリッドとして機能することになる。特に、一対の第３光信号（Ｉ成分）と一対の第４光信号（Ｑ成分）は、同一構成の２×２ＭＭＩカプラ３、４を伝搬するため、Ｉ成分とＱ成分との間に損失のばらつきが生じない。このような９０度ハイブリッドを用いた光受信機では、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率にばらつきが生じない。なお、２つの２×２ＭＭＩカプラ３、４を対称分岐比（例えば５０：５０）を有するものとすると、これらの２×２ＭＭＩカプラ３、４によって、２×４ＭＭＩカプラ２から出力される２対の同相信号がいずれも直交位相信号に変換されてしまうため、９０度ハイブリッドとして機能しない。
【００３４】
但し、これは、２×４ＭＭＩカプラ２の２対の出力チャネルのそれぞれにおける出力信号と２×２ＭＭＩカプラ３、４との間に位相整合がとれていることが前提となる。
そこで、本実施形態では、図１（Ａ）に示すように、２×４ＭＭＩカプラ２と各２×２ＭＭＩカプラ３、４との間に、位相を制御しうる位相制御領域５、６を設けている。なお、位相制御領域５を第１位相制御領域ともいい、位相制御領域６を第２位相制御領域ともいう。
【００３５】
つまり、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（一対の第１出力チャネル）の一方に位相制御領域５が設けられている。ここで、位相制御領域５は、一対の第１光信号間の位相差がπ／２＋ｓ＊π（ｓは整数）になるように位相を制御する領域である。これにより、Ｉ成分（Δψ＝０、π）を識別することが可能となる。
【００３６】
また、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（一対の第２出力チャネル）の一方に位相制御領域６が設けられている。ここで、位相制御領域６は、一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相を制御する領域である。これにより、Ｑ成分（Δψ＝−π／２、＋π／２）を識別することが可能となる。
【００３７】
なお、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネルは、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から１番目と２番目の２つのポートと、２×２ＭＭＩカプラ３の入力側の２つのポートとの間のチャネルである。また、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネルは、２×４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から３番目と４番目の２つのポートと、２×２ＭＭＩカプラ４の入力側の２つのポートとの間のチャネルである。
【００３８】
ここでは、位相制御領域５、６のそれぞれに位相シフタが設けられている。つまり、２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネルに位相シフタ５が設けられており、２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネルに位相シフタ６が設けられている。位相シフタ５、６としては、光路長を変化させることで位相を変化させる位相シフタ、又は、導波路屈折率を変化させることで位相を変化させる位相シフタを用いれば良い。例えば、位相シフタとして、遅延導波路や導波路幅を変化させたバタフライ型テーパ導波路を設ければ良い。また、例えば、電極を設けて電流注入又は電圧印加による位相制御を行なうようにしても良いし、ヒータ電極を設けて熱印加による位相制御を行なうようにしても良い。
【００３９】
そして、位相シフタ５は、−π／４の位相変化を生じさせるものである。つまり、位相シフタ５による位相変化量θｐ１は−π／４（radian）である。これにより、２×２ＭＭＩカプラ３の上から２番目の入力チャネルに入力される光の位相が、２×２ＭＭＩカプラ３の上から１番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π／４だけ遅れるようにしている。そして、２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネルから出力される光の位相は、２×４ＭＭＩカプラ２の上から１番目の出力チャネルから出力される光の位相に対して、π／４だけ遅れている。このため、２×２ＭＭＩカプラ３の上から２番目の入力チャネルに入力される光の位相が、２×２ＭＭＩカプラ３の上から１番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π／２だけ遅れることになる。つまり、２×２ＭＭＩカプラ３の入力側の２つのチャネルに入力される光の相対的な位相差、即ち、一対の第１光信号間の位相差がπ／２になり、位相整合がとれることになる。
【００４０】
このように、２×４ＭＭＩカプラ２の上から１番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは０）から２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは−π／４）を引いた値が、＋π／４になるようにすれば良い。これを位相整合条件という。
また、位相シフタ６は、−π／４の位相変化を生じさせるものである。つまり、位相シフタ６による位相変化量θｐ２は−π／４（radian）である。これにより、２×２ＭＭＩカプラ４の上から１番目の入力チャネルに入力される光の位相が、２×２ＭＭＩカプラ４の上から２番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π／４だけ遅れるようにしている。そして、２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネルから出力される光の位相は、２×４ＭＭＩカプラ２の上から４番目の出力チャネルから出力される光の位相に対して、π／４だけ遅れている。このため、２×２ＭＭＩカプラ４の上から１番目の入力チャネルに入力される光の位相が、２×２ＭＭＩカプラ４の上から２番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π／２だけ遅れることになる。つまり、２×２ＭＭＩカプラ４の入力側の２つのチャネルに入力される光の相対的な位相差、即ち、一対の第２光信号間の位相差がπ／２になり、位相整合がとれることになる。
【００４１】
このように、２×４ＭＭＩカプラ２の上から４番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは０）から２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは−π／４）を引いた値が、＋π／４になるようにすれば良い。これを位相整合条件という。
次に、本９０度ハイブリッド１を構成する光半導体素子の具体的な構成例について、図２を参照しながら説明する。
【００４２】
本９０度ハイブリッド１は、上述の多モード干渉カプラ２、光カプラ３、４、位相制御領域５、６を備え、導波路構造を有する光半導体素子によって構成される。つまり、本９０度ハイブリッド１は、上述の多モード干渉カプラ２、光カプラ３、４、位相制御領域５、６をモノリシックに集積化した半導体導波路構造を有する。これにより、９０度ハイブリッド１の小型化を実現している。
【００４３】
本実施形態では、９０度ハイブリッド１は、図２に示すように、Ｓｉ基板７上にＳｉＯ２膜８、Ｓｉコア層９及びＳｉＯ２膜１０を備え、リブ導波路構造１１を有する光半導体素子１２である。なお、このリブ導波路構造１１をＳｉ細線構造ともいう。
このようなリブ導波路構造１１は、比屈折率差が大きく、モード閉じ込め作用の強い導波路構造である。このため、９０度ハイブリッド１を構成する光半導体素子１２の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００４４】
このような導波路構造を用いる場合に、例えば図１３に示すように光導波路が交差すると過剰損失が顕著になり、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくするのが難しくなる。特に、光導波路の比屈折率差が大きくなるほど、過剰損失が顕著になり、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくするのが難しくなる。また、例えば図１４に示すように２×４ＭＭＩカプラの後段に２×２ＭＭＩカプラを設ける場合、光導波路の比屈折率差が大きくなるほど、２×２ＭＭＩカプラで散乱損失を受けやすくなり、例えば１ｄＢ程度の過剰損失が生じることになる。このため、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくするのが難しくなる。また、このような９０度ハイブリッド１を用いた光受信機では、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくするのが難しくなる。
【００４５】
この点、本実施形態では、光導波路を交差させる必要がないため、上述のような導波路構造を用いる場合であっても、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができる。このため、本９０度ハイブリッド１を用いた光受信機では、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることができる。
このように、光半導体素子１２として構成される９０度ハイブリッド１は、以下のようにして作製される。
【００４６】
まず、図２に示すように、Ｓｉ基板７上に、ＳｉＯ２膜８を挟んで、例えば厚さ約０．２５μｍのＳｉコア層９が形成された基板［ＳＯＩ（Silicon On Insulator）基板］を用い、例えば光露光プロセスによって導波路パターンを描画する。
なお、導波路パターンは光露光装置のフォトマスクによって規定される。なお、光露光プロセスの代わりに、電子ビーム露光プロセスを用いても良い。また、導波路パターンを導波路ストライプパターンともいう。また、ＳＯＩ基板をＳＯＩウェハともいう。
【００４７】
次に、描画された導波路パターンに基づいて、例えば反応性イオンエッチングなどのドライエッチングによってＳＯＩ基板を加工して、リブ導波路構造１１を形成する。具体的には、Ｓｉコア層９を加工して、リブ型導波路コアを形成する。例えば、リブ型導波路コアのリブ部分の幅は約０．４８μｍであり、リブ部分の厚さは約０．２５μｍである。また、リブ型導波路コアの両側へ延びるスラブ部分の厚さは約０．０５μｍである。
【００４８】
その後、例えば蒸着装置などを用いて、ＳｉＯ２膜１０でリブ型導波路コアを被覆する。
このような作製プロセスを経て、光半導体素子１２として構成される９０度ハイブリッド１が完成する。
なお、ここでは、Ｓｉ系の半導体材料からなる光半導体素子を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、例えばＩｎＰやＧａＡｓなどのＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体材料からなる光半導体素子によって本９０度ハイブリッド１を構成しても良い。
【００４９】
ここで、図３（Ａ）〜図３（Ｃ）は、本９０度ハイブリッド１における透過スペクトルを示している。つまり、図３（Ａ）は、１．５３μｍ近傍の波長に対する透過率（Transmittance）を示しており、図３（Ｂ）は、１．５５μｍ近傍の波長に対する透過率を示しており、図３（Ｃ）は、１．５７μｍ近傍の波長に対する透過率を示している。
なお、ここでは、９０度ハイブリッド１の入力側に繰り返し周波数４０ＧＨｚの遅延干渉計を接続している。また、９０度ハイブリッド１を構成する光半導体素子１２は、図２に示すようなリブ導波路構造１１を有するものとし、リブ型導波路コアのリブ部分の幅を約０．４８μｍとし、リブ部分の厚さを約０．２５μｍとし、スラブ部分の厚さを約０．０５μｍとしている。また、伝搬損及び２×２ＭＭＩカプラ３、４（ＭＭＩ幅約２．１μｍ、ＭＭＩ長約１７．７μｍ、分岐比８５：１５）の過剰損は、それぞれ、０．５ｃｍ−１、１ｄＢと仮定している。また、位相シフタ５、６における位相変化量θｐ１、θｐ２は、いずれも、−π／４（radian）としている。
【００５０】
図３（Ａ）〜図３（Ｃ）に示すように、Ｃバンド全域において、４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率は、前段の遅延干渉計で生じる波長間の相対位相差に応じて正弦波的に変化している。そして、それぞれの光の位相関係は、互いにπ／２（radian）ずれており、９０度ハイブリッドとして機能している。
特に、Ｉ成分（Ch-1, Ch-2）及びＱ成分（Ch-3, Ch-4）は、同一構成の２×２ＭＭＩカプラ３、４を伝搬するため、Ｉ成分とＱ成分との間の損失バランスは極めて良好であることが分かる。このような９０度ハイブリッド１を用いた光受信機では、９０度ハイブリッド１の出力光をそのままフォトダイオードに入射させても、フォトダイオードに流れる電流量はＩ成分とＱ成分とで等しくなるため、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率が等しくなる。また、Ｃバンド全域において顕著な位相ズレは見られず、Ｃバンド全域で動作することが分かる。
【００５１】
これに対し、図４（Ａ）〜図４（Ｃ）は、図１４に示す９０度ハイブリッドにおける透過スペクトルを示している。つまり、図４（Ａ）は、１．５３μｍ近傍の波長に対する透過率を示しており、図４（Ｂ）は、１．５５μｍ近傍の波長に対する透過率を示しており、図４（Ｃ）は、１．５７μｍ近傍の波長に対する透過率を示している。
なお、遅延干渉計を接続している点や、９０度ハイブリッド１を構成する光半導体素子１２の構成については、図３（Ａ）〜図３（Ｃ）の場合と同様である。但し、２×２ＭＭＩカプラ１０２の分岐比は５０：５０であり、位相シフタ１０３における位相変化量θｓは−π／４（radian）である。
【００５２】
図４（Ａ）〜図４（Ｃ）に示すように、Ｃバンド全域において、４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率は、前段の遅延干渉計で生じる波長間の相対位相差に応じて正弦波的に変化している。そして、それぞれの光の位相関係は、互いにπ／２（radian）ずれており、９０度ハイブリッドとして機能している。
しかしながら、Ｑ成分（Ch-3, Ch-4）のみが２×２ＭＭＩカプラ１０２を伝搬することによって過剰損失を被るため、Ｉ成分とＱ成分との間の損失バランスが崩れていることが分かる。このような９０度ハイブリッドを用いた光受信機では、９０度ハイブリッドの出力光をそのままフォトダイオードに入射させると、フォトダイオードに流れる電流量がＱ成分のみ減少することになるため、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率が等しくならない。
【００５３】
次に、図５は、本９０度ハイブリッド１において、２つの入力チャネルのいずれか一方から信号光を入力した場合の４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）における透過率（Transmittance）の波長依存性を示している。なお、これを、振幅特性、あるいは、２つの入力チャネルのいずれか一方から信号光を入力した場合の分岐特性ともいう。
なお、９０度ハイブリッド１を構成する光半導体素子１２は、図２に示すようなリブ導波路構造１１を有するものとし、リブ型導波路コアのリブ部分の幅を約０．４８μｍとし、リブ部分の厚さを約０．２５μｍとし、スラブ部分の厚さを約０．０５μｍとしている。また、２×２ＭＭＩカプラ３、４は、８５：１５の分岐比を得るために、ＭＭＩ幅、ＭＭＩ長さを、それぞれ、約２．６μｍ、約１３．５μｍにしており、その過剰損は１ｄＢと仮定している。また、位相シフタ５、６における位相変化量θｐ１、θｐ２は、いずれも、−π／４（radian）としている。
【００５４】
図５に示すように、本９０度ハイブリッド１は、Ｃバンド帯域内において低波長依存性を有することが分かる。つまり、本９０度ハイブリッド１では、Ｃバンド帯域内において生じる損失の差が１ｄＢ以下に抑えられており、良好な分岐特性となっており、Ｉ成分とＱ成分との間で損失バランスも保たれていることが分かる。
また、図６は、本９０度ハイブリッド１における位相ズレ量Δφの波長依存性（相対位相ズレ特性）を示している。
【００５５】
なお、９０度ハイブリッド１を構成する光半導体素子１２の構成については、図５の場合と同様である。また、図６では、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差が０の場合に、４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）のそれぞれから出力される出力成分の絶対位相と基準位相との差分（位相ズレ量）Δφをプロットしている。ここで、基準位相は、図１（Ｂ）に示す位相関係図における、各チャネルのそれぞれから出力される出力成分の位相である。また、位相ズレ量は、この基準位相からの過剰位相ズレ量である。したがって、位相ズレ量は小さければ小さいほど良い。ＱＰＳＫ変調信号をエラーフリーで復調するためには、位相ズレが生じないことが望ましい。たとえ、位相ズレが発生しても最低限に抑える必要があり、通常、位相ズレ量Δφは±５度以下に抑えるのが望ましい。
【００５６】
図６に示すように、本９０度ハイブリッド１では、Ｃバンド帯域内において位相ズレ量Δφは±５度以下に抑えられている。このため、Ｃバンド帯域内において良好な９０度ハイブリッドとして機能する。
このように、本９０度ハイブリッド１では、透過率及び位相ズレ量の波長依存性を低くすることができる。
【００５７】
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路１によれば、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができるという利点がある。このため、この光ハイブリッド回路１を用いた光受信機では、Ｉ成分とＱ成分とを同等の効率で受信することが可能となる。
特に、本光ハイブリッド回路１によれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性（動作波長の広帯域性）を有し、小型化及びモノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを実現できるという利点がある。
【００５８】
このように、本光ハイブリッド回路１によれば、Ｉ成分とＱ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する（特にＣバンド全域で動作する）９０度ハイブリッドを実現することが可能となる。
なお、上述の実施形態では、前段のＭＭＩカプラとして２×４ＭＭＩカプラ２を用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。前段のＭＭＩカプラは、多値変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換するＭＭＩカプラであれば良い。
【００５９】
例えば、上述の実施形態の９０度ハイブリッド１を構成する２×４ＭＭＩカプラ２に代えて、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有し、中心対称性を有する構造を持つ４×４ＭＭＩカプラを用いても良い。例えば、４×４ＭＭＩカプラとしては、ＧＩに基づく４×４ＭＭＩカプラであって、２つの入力チャネルが、ＭＭＩ領域の中心軸対称性を崩さない範囲内で、ＭＭＩ幅の１／３及び２／３の位置を除いた領域に位置し、ＭＭＩ幅に応じて全てのモードが励振するものを用いれば良い。そして、４×４ＭＭＩカプラの入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネル（一対の入力チャネル）に信号光及びＬＯ光を入力するようにすることで、上述の実施形態の場合と同様に９０度ハイブリッド動作が得られる。この場合も、フォトディテクタに接続するために光導波路を交差させる必要がなくなる。
【００６０】
また、上述の実施形態では、後段の２つの光カプラ３、４として２×２ＭＭＩカプラを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１を構成する２×２ＭＭＩカプラ３、４に代えて、方向性結合器（例えば２×２方向性結合器）を用いても良い。この場合も上述の実施形態のものと同様の効果が得られる。但し、作製トレランスや歩留まりを考慮するとＭＭＩカプラを用いるのが好ましい。
【００６１】
また、上述の実施形態では、後段の２つの２×２ＭＭＩカプラ３、４として８５：１５の分岐比を有するものを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、図７に示すように、後段の２つの２×２ＭＭＩカプラとして、１５：８５（Cross:Bar）の分岐比を有する２×２ＭＭＩカプラ３Ａ、４Ａを用いても良い。なお、１５：８５の分岐比を有する２×２ＭＭＩカプラ３Ａ、４Ａでは、入力された光はクロスポートへ１５％結合することになる。また、位相シフタ５、６の設定は上述の実施形態と同じで良い。この場合、２×２ＭＭＩカプラ３Ａによって、一対の第１光信号が１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換され、２×２ＭＭＩカプラ４Ａによって、一対の第２光信号が４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換されることになる。そして、９０度ハイブリッド１の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネルから、位相が１８０度ずれた一対の第４光信号（Ｉ−、Ｉ＋；Ｉ成分；同相信号）が出力され、９０度ハイブリッド１の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネルから、一対の第４光信号に対して位相が９０度ずれた一対の第３光信号（Ｑ−、Ｑ＋；Ｑ成分；直交信号）が出力されることになる。この場合も、上述の実施形態の場合と同様に、図３、図５、図６に示すような特性を有する９０度ハイブリッドを実現することができる。
【００６２】
また、上述の実施形態では、２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ３の上から２番目の入力チャネル（ポート）との間に位相制御領域（位相シフタ）５を設け、かつ、２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ４の上から１番目の入力チャネル（ポート）との間に位相制御領域（位相シフタ）６を設ける場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。
【００６３】
例えば、図８に示すように、２×４ＭＭＩカプラ２の上から１番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ３の上から１番目の入力チャネル（ポート）との間に位相制御領域（位相シフタ）５Ａを設け、かつ、２×４ＭＭＩカプラ２の上から４番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ４の上から２番目の入力チャネル（ポート）との間に位相制御領域（位相シフタ）６Ａを設けても良い。つまり、２×４ＭＭＩカプラ２の２×２ＭＭＩカプラ３が接続された一対の出力チャネル（隣接する一対の第１出力チャネル）の他方に位相制御領域５Ａを設け、２×４ＭＭＩカプラ２の２×２ＭＭＩカプラ４が接続された一対の出力チャネル（隣接する一対の第２出力チャネル）の他方に位相制御領域６Ａを設けても良い。
【００６４】
この場合、位相シフタ５Ａは、＋π／４の位相変化を生じさせるものとする。これにより、２×４ＭＭＩカプラ２の上から１番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは＋π／４）から２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは０）を引いた値が、＋π／４になるようにすることができる。つまり、位相シフタ５Ａによる位相変化量θＱ１をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。
【００６５】
また、位相シフタ６Ａは、＋π／４の位相変化を生じさせるものとする。これにより、２×４ＭＭＩカプラ２の上から４番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは＋π／４）から２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは０）を引いた値が、＋π／４になるようにすることができる。つまり、位相シフタ６Ａによる位相変化量θＱ２をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。
【００６６】
このように構成した場合も、上述の実施形態の場合と同様に、図３、図５、図６に示すような特性を有する９０度ハイブリッドを実現することができる。
また、例えば、図１に示す構成と、図８に示す構成を組み合わせても良い。つまり、２×４ＭＭＩカプラ２の上から１番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ３の上から１番目の入力チャネル（ポート）との間、及び、２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ３の上から２番目の入力チャネル（ポート）との間のそれぞれに位相制御領域（位相シフタ）５、５Ａを設け、かつ、２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ４の上から１番目の入力チャネル（ポート）との間、及び、２×４ＭＭＩカプラ２の上から４番目の出力チャネル（ポート）と２×２ＭＭＩカプラ４の上から２番目の入力チャネル（ポート）との間のそれぞれに位相制御領域（位相シフタ）６、６Ａを設けても良い。つまり、２×４ＭＭＩカプラ２の２×２ＭＭＩカプラ３が接続された一対の出力チャネル（隣接する一対の第１出力チャネル）の両方に位相制御領域５、５Ａを設け、２×４ＭＭＩカプラ２の２×２ＭＭＩカプラ４が接続された一対の出力チャネル（隣接する一対の第２出力チャネル）の両方に位相制御領域６、６Ａを設けても良い。
【００６７】
この場合、２つの位相シフタ５、５Ａの一方、即ち、２×４ＭＭＩカプラ２の上から１番目の出力チャネルと２×２ＭＭＩカプラ３の上から１番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ５Ａは、＋π／８の位相変化を生じさせるものとする。また、２つの位相シフタ５、５Ａの他方、即ち、２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネルと２×２ＭＭＩカプラ３の上から２番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ５は、−π／８の位相変化を生じさせるものとする。これにより、２×４ＭＭＩカプラ２の上から１番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは＋π／８）から２×４ＭＭＩカプラ２の上から２番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは−π／８）を引いた値が、＋π／４になるようにすることができる。つまり、２つの位相シフタ５、５Ａによる位相変化量をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。
【００６８】
また、２つの位相シフタ６、６Ａの一方、即ち、２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネルと２×２ＭＭＩカプラ４の上から１番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ６は、−π／８の位相変化を生じさせるものとする。また、２つの第２位相シフタ６、６Ａの他方、即ち、２×４ＭＭＩカプラ２の上から４番目の出力チャネルと２×２ＭＭＩカプラ４の上から２番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ６Ａは、＋π／８の位相変化を生じさせるものとする。これにより、２×４ＭＭＩカプラ２の上から４番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは＋π／８）から２×４ＭＭＩカプラ２の上から３番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量（ここでは−π／８）を引いた値が、＋π／４になるようにすることができる。つまり、２つの位相シフタ６、６Ａによる位相変化量をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。
【００６９】
このように構成した場合も、上述の実施形態の場合と同様に、図３、図５、図６に示すような特性を有する９０度ハイブリッドを実現することができる。
このように、位相シフタ（位相制御領域）を設ける場所、位相シフタによる位相シフト量は、位相整合条件を満たす範囲内で自由に設定することができる。つまり、図３、図５、図６に示すような特性を有する９０度ハイブリッドを実現するための構成は、上述の実施形態のものに限られるものではない。
【００７０】
また、本９０度ハイブリッド１は、２×２光カプラ３、４が接続されている一対の第１出力チャネルの一方及び一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えるものとして構成すれば良い。つまり、上述の実施形態及び変形例では、２×２光カプラ３、４が接続されている２対の出力チャネルの両方に位相制御領域５、６を設けた場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、２×４ＭＭＩカプラ（多モード干渉カプラ）２の構成を工夫することで（例えばテーパ形状にすることで）、２×４ＭＭＩカプラ２を位相制御領域としての機能を有するものとし、いずれか一対の出力チャネルに位相制御領域を設けないようにしても良い。このため、２×２光カプラ３、４が接続されている２対の出力チャネルのうち、少なくとも一対の出力チャネルの一方又は両方に位相制御領域を設ければ良い。
【００７１】
この場合、位相制御領域は、一対の第１光信号間の位相差及び一対の第２光信号間の位相差の一方がπ／２＋ｓ＊π（ｓは整数）になるように位相を制御する領域である。また、多モード干渉カプラは、一対の第１光信号間の位相差及び一対の第２光信号間の位相差の他方がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になっている。
また、上述の実施形態では、ＱＰＳＫ信号を復調するための９０度ハイブリッド１を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。つまり、上述の９０度ハイブリッドによって得られた光強度情報をデジタル信号処理することで（例えば複素表面上で電界情報をトラックすることで）、ＭＰＳＫ信号やＱＡＭ信号などの他の位相変調信号や強度変調信号を復調することができる。このため、上述の９０度ハイブリッドは、位相変調信号や強度変調信号を復調するために広く用いることができるものである。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態にかかる光受信機、光送受信機、光受信方法について、図９を参照しながら説明する。
【００７２】
本実施形態にかかる光受信機は、図９に示すように、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１［ＱＰＳＫ信号用９０度ハイブリッド；図１（Ａ）参照］を含むコヒーレント光受信機２０である。このコヒーレント光受信機２０は、９０度ハイブリッド１によって識別される光信号を電気信号に変換し、信号処理を行なうようになっている。
このため、本光受信機２０は、図９に示すように、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１と、フォトダイオード（光電変換部）２１Ａ、２１Ｂと、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ；Trans-impedance amplifier）２２Ａ、２２Ｂと、ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部；ＡＤＣ；Analog Digital Converter）２３Ａ、２３Ｂと、デジタル演算回路（デジタル演算部；Digital Electric Circuit）２４とを備える。
【００７３】
ここで、光ハイブリッド回路１は、ＱＰＳＫ信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換するＭＭＩカプラ２と、第１光信号を４５度位相関係にある一対の第３光信号に変換する光カプラ３と、第２光信号を１３５度位相関係にある一対の第４光信号に変換する光カプラ４とを備える［図１（Ａ）参照］。
ここでは、ＭＭＩカプラ２は２×４ＭＭＩカプラ（又は４×４ＭＭＩカプラ）である。また、光カプラ３、４は２×２ＭＭＩカプラである。そして、光ハイブリッド回路１は光半導体素子によって構成される。
【００７４】
本実施形態では、図９に示すように、光ハイブリッド回路１の２×４ＭＭＩカプラ２（又は４×４ＭＭＩカプラ）の入力側の一のチャネルにＱＰＳＫ信号光が入力され、２×４ＭＭＩカプラ２（又は４×４ＭＭＩカプラ）の入力側の他のチャネルにＬＯ光が入力されるようになっている。つまり、光ハイブリッド回路１の２×４ＭＭＩカプラ２（又は４×４ＭＭＩカプラ）の入力側の一のチャネルは、ＱＰＳＫ信号光を入力するためのチャネルである。また、光ハイブリッド回路１の２×４ＭＭＩカプラ２（又は４×４ＭＭＩカプラ）の入力側の他のチャネルは、ＬＯ光を入力するためのチャネルである。
【００７５】
このため、本光受信機２０は、さらに、光ハイブリッド回路１の２×４ＭＭＩカプラ２（又は４×４ＭＭＩカプラ）の入力側の他のチャネルにＬＯ光を入力するための局部発振光発生部（ＬＯ光源）２５を備える。
そして、光ハイブリッド回路１にＱＰＳＫ信号光（ＱＰＳＫ信号パルス）とこれに時間的に同期したＬＯ光が入力されると、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δρに応じて、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。このため、各フォトダイオード２１Ａ、２１Ｂへの入力状態も異なる。ここでは、相対位相差Δρが０、π、−π／２、＋π／２の場合に、光ハイブリッド回路１の出力強度比は、それぞれ、０：２：１：１、２：０：１：１、１：１：０：２、１：１：２：０となる。
【００７６】
フォトダイオード２１Ａ、２１Ｂは、光ハイブリッド回路１の多モード干渉カプラ２及び光カプラ３、４のそれぞれから出力される一対の光信号をアナログ電気信号（アナログ電流信号）に光電変換するフォトダイオードである。
ここでは、光電変換及び信号復調のために、光ハイブリッド回路１の後段にバランスドフォトダイオード（ＢＰＤ）２１Ａ、２１Ｂが設けられている。
【００７７】
ここで、ＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂは、２つのフォトダイオード（ＰＤ）を備え、一方のＰＤのみに光信号が入力された場合は「１」に相当する電流が流れ、他方のＰＤのみに光信号が入力された場合は「−１」に相当する電流が流れ、両方のＰＤに同時に光信号が入力された場合は電流が流れない。このため、相対位相差Δψに応じて、異なる出力強度比の光信号が、光ハイブリッド回路１から２つのＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂへ入力されると、２つのＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂから異なるパターンの電気信号が出力されることになる。つまり、２つのＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂによって、ＱＰＳＫ信号光における位相情報が識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。
【００７８】
具体的には、光ハイブリッド回路１の出力側の１番目及び２番目のチャネルに第１ＢＰＤ２１Ａが接続されている。つまり、位相が１８０度ずれた一対の第３光信号（Ｉ成分；同相信号）が出力される光ハイブリッド回路１の１番目及び２番目のチャネルに第１ＢＰＤ２１Ａが接続されている。
また、光ハイブリッド回路１の出力側の３番目及び４番目のチャネルに第２ＢＰＤ２１Ｂが接続されている。つまり、一対の第３光信号に対して位相が９０度ずれた一対の第４光信号（Ｑ成分；直交信号）にある一対の第４光信号が出力される光ハイブリッド回路１の３番目及び４番目のチャネルに第２ＢＰＤ２１Ｂが接続されている。
【００７９】
トランスインピーダンスアンプ２２Ａ、２２Ｂは、フォトダイオード２１Ａ、２１ＢとＡＤ変換回路２３Ａ、２３Ｂとの間に設けられている。つまり、トランスインピーダンスアンプ２２Ａ、２２Ｂは、フォトダイオード２１Ａ、２１Ｂ及びＡＤ変換回路２３Ａ、２３Ｂに接続されている。そして、トランスインピーダンスアンプ２２Ａ、２２Ｂによって、フォトダイオード２１Ａ、２１Ｂから出力されるアナログ電流信号がアナログ電圧信号（アナログ電気信号）に変換されるようになっている。
【００８０】
ＡＤ変換回路２３Ａ、２３Ｂは、フォトダイオード２１Ａ、２１Ｂから出力され、トランスインピーダンスアンプ２２Ａ、２２Ｂによって変換されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路である。つまり、ＡＤ変換回路２３Ａ、２３Ｂは、トランスインピーダンスアンプ２２Ａ、２２Ｂから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するようになっている。
【００８１】
デジタル演算回路２４は、ＡＤ変換回路２３Ａ、２３Ｂから出力されるデジタル電気信号を用いて、受信信号光の情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算回路（デジタル信号処理回路）である。
本光受信機２０は、上述のように構成されるため、以下のようにして光信号を受信することになる（光受信方法）。
【００８２】
つまり、まず、光ハイブリッド回路１の多モード干渉カプラ２（２×４ＭＭＩカプラ又は４×４ＭＭＩカプラ）を用いて、ＱＰＳＫ信号光（多値変調信号光）を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する。
次いで、多モード干渉カプラ２の一対の第１出力チャネルの一方及び一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域５、６によって、一対の第１光信号及び一対の第２光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御する。
【００８３】
ここでは、２×４ＭＭＩカプラ２の一対の第１出力チャネルの一方に設けられた位相制御領域５によって、一対の第１光信号間の位相差を制御するとともに、２×４ＭＭＩカプラ２の一対の第２出力チャネルの一方に設けられた位相制御領域６によって、一対の第２光信号間の位相差を制御する。
次に、光カプラ３（８５：１５の分岐比を有する２×２ＭＭＩカプラ）を用いて、一対の第１光信号を４５度位相関係にある一対の第３光信号に変換する。また、第２光カプラ４（ここでは８５：１５の分岐比を有する２×２ＭＭＩカプラ）を用いて、一対の第２光信号を１３５度位相関係にある一対の第４光信号に変換する。
【００８４】
そして、一対の第３光信号と、一対の第４光信号とを受信する。
なお、光ハイブリッド回路１の詳細については、上述の第１実施形態と同様であるから、ここではその説明を省略する。
したがって、本実施形態にかかる光受信機及び光受信方法によれば、光ハイブリッド回路１においてＩ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができるため、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることができるという利点がある。つまり、本実施形態では、光ハイブリッド回路１においてＩ成分とＱ成分との間の損失バランスが保たれるため、２つのＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂに流れる電流量のバランスも保たれる。このため、２つのＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂによって、ＱＰＳＫ信号光における位相情報が正確に識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。これにより、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることができる。
【００８５】
特に、本光受信機及び光受信方法によれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性（動作波長の広帯域性）を有し、小型化及びモノリシック集積化に適したものを実現できるという利点がある。
このように、本光受信機及び光受信方法によれば、Ｉ成分とＱ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する（特にＣバンド全域で動作する）ものを実現することが可能となる。
【００８６】
なお、上述の実施形態では、光受信機２０を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。
また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路１が、ＭＭＩカプラ２と光カプラ３、４と、位相制御領域５、６とを備える光半導体素子によって構成されているが、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ、２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ、２１Ｂとが一体に集積されていても良い。
【００８７】
また、上述の第１実施形態の変形例［例えば図７（Ａ）、図８など参照］は、本実施形態のものにも同様に適用することができる。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図１０を参照しながら説明する。
【００８８】
本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、上述の第１実施形態のものがＱＰＳＫ信号光（多値変調信号光）及びＬＯ光が時間的に同期させて入力されるようになっているのに対し、差分四位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号光（差分多値変調信号光；差分四位相偏移変調信号光）が入力されるようになっている点で異なる。
つまり、本実施形態では、光ハイブリッド回路として、光伝送システムにおいてＤＱＰＳＫ信号の位相変調情報を識別するために用いられる９０度ハイブリッドを例に挙げて説明する。
【００８９】
図１０に示すように、本光ハイブリッド回路１Ａは、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１の構成［図１（Ａ）参照］に加え、光遅延回路２６と、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１×２光カプラ（第３光カプラ）２７と、位相制御領域２８とを備える。つまり、本光ハイブリッド回路１Ａは、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１に含まれる２×４ＭＭＩカプラ２の前段（前端部）に光遅延回路２６を介して１×２光カプラ２７が縦続接続され、１×２光カプラ２７と２×４ＭＭＩカプラ２との間に位相制御領域２８を備える構造になっている。なお、上述の第１実施形態と同様に、光ハイブリッド回路１Ａは、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６とを備える光半導体素子によって構成されている。また、図１０では、上述の第１実施形態［図１（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。
【００９０】
ここで、光遅延回路２６は、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１に含まれる２×４ＭＭＩカプラ２の入力側の一のチャネルに接続されている。
１×２光カプラ２７は、光遅延回路２６及び２×４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルに接続されている。ここでは、１×２光カプラ２７は１×２ＭＭＩカプラである。
具体的には、２×４ＭＭＩカプラ２の一の入力チャネルと１×２ＭＭＩカプラ２７の一の出力チャネルとを接続する一の光導波路の長さを、２×４ＭＭＩカプラ２の他の入力チャネルと１×２ＭＭＩカプラ２７の他の出力チャネルとを接続する他の光導波路の長さよりも長くしている。
【００９１】
つまり、２×４ＭＭＩカプラ２の２つの入力ポートと１×２ＭＭＩカプラ２７の２つの出力ポートとを接続する２つの光導波路（アーム）の長さ（光路長）に差が設けられている。
ここでは、一の光導波路の長さを長くして、ＤＱＰＳＫ信号パルスの１ビットの遅延に相当する光路長差を設けている。このため、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１に含まれる２×４ＭＭＩカプラ２の一の入力チャネルに接続された一の光導波路が光遅延回路２６である。
【００９２】
位相制御領域２８は、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１に含まれる２×４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルに接続されており、−π／４＋ｔ＊π（ｔは整数）の位相変化を生じさせるものである。ここでは、位相制御領域２８に位相シフタが設けられている。この位相シフタ２８による位相変化量θＬは−π／４（radian）である。このように遅延干渉計の内部に−π／４（radian）の位相変化を生じさせる位相シフタ２８が設けられている。
【００９３】
ここで、位相シフタ２８としては、光路長を変化させることで位相を変化させる位相シフタ、又は、導波路屈折率を変化させることで位相を変化させる位相シフタを用いれば良い。例えば、位相シフタ２８として、遅延導波路や導波路幅を変化させたバタフライ型テーパ導波路を設ければ良い。また、例えば、電極を設けて電流注入又は電圧印加による位相制御を行なうようにしても良いし、ヒータ電極を設けて熱印加による位相制御を行なうようにしても良い。
【００９４】
そして、１×２ＭＭＩカプラ２７の入力側のチャネルに、ＤＱＰＳＫ信号光が入力されるようになっている。このため、１×２ＭＭＩカプラ２７の入力側のチャネルは、ＤＱＰＳＫ信号光を入力するための入力チャネルである。ＤＱＰＳＫ信号光パルスは、１×２ＭＭＩカプラ２７を経由して２つの経路に分けられ、一方のＤＱＰＳＫ信号光は光遅延回路２６によって１ビット遅延された後、２つのＤＱＰＳＫ信号光が時間的に同期して２×４ＭＭＩカプラ２に入力されることになる。ここでは、他方のＤＱＰＳＫ信号光に位相シフタ２８によって−π／４（radian）の位相変化を生じさせることで、動作点が、図１１中、符号Ｘで示す動作点から符号Ｙで示す動作点になるようにして、符号Ｙで示す最適動作点に合わせるようにしている。そして、上述の第１実施形態と同様の２×４ＭＭＩカプラ２以降の回路構成によって、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。したがって、本光ハイブリッド回路１Ａも、上述の第１実施形態の場合と同様に、９０度ハイブリッドとして機能する。
【００９５】
なお、その他の詳細は、上述の第１実施形態と同様であるから、ここではその説明を省略する。ここで、上述の第１実施形態のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、ＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を、相対位相差Δρを有する２つのＤＱＰＳＫ信号光に読み替えて適用すれば良い。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路１Ａによれば、上述の第１実施形態の場合と同様に、Ｉ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができるという利点がある。このため、この光ハイブリッド回路１Ａを用いた光受信機では、Ｉ成分とＱ成分とを同等の効率で受信することが可能となる。
【００９６】
特に、本光ハイブリッド回路１Ａによれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性（動作波長の広帯域性）を有し、小型化及びモノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを実現できるという利点がある。
このように、本光ハイブリッド回路１Ａによれば、Ｉ成分とＱ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する（特にＣバンド全域で動作する）９０度ハイブリッドを実現することが可能となる。
【００９７】
さらに、現在光受信機や検波システム等に用いられている９０度ハイブリッドとの互換性にも優れており、コストパフォーマンスの面でも好ましい。
なお、上述の実施形態では、２×４ＭＭＩカプラ２の前段に設けられる１×２光カプラ２７として１×２ＭＭＩカプラを用いているが、これに限られるものではない。例えば、１×２ＭＭＩカプラの代わりに、Ｙ分岐カプラ、２×２ＭＭＩカプラ、２×２方向性結合器などを用いることもでき、この場合も上述の実施形態の場合と同様に９０度ハイブリッド動作を得ることができる。
【００９８】
また、上述の実施形態では、上述の第１実施形態及び変形例と同様に、光ハイブリッド回路１Ａが、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６とを備える光半導体素子を含むものとして構成されているが、これに限られるものではない。例えば、光ハイブリッド回路１Ａが、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６と、光遅延回路２６と、１×２光カプラ２７と、他の位相制御領域２８とを備える光半導体素子によって構成されていても良い。
【００９９】
また、上述の第１実施形態の変形例［例えば図７（Ａ）、図８など参照］は、本実施形態のものにも同様に適用することができる。
［第４実施形態］
次に、第４実施形態にかかる光受信機、光送受信機、光受信方法について、図１２を参照しながら説明する。
【０１００】
本実施形態にかかる光受信機は、図１２に示すように、上述の第３実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路１Ａ（ＤＱＰＳＫ信号用９０度ハイブリッド；図１０参照）を含む光受信機である。この光受信機２０Ａは、９０度ハイブリッド１Ａによって識別される光信号を電気信号に変換し、デジタル信号処理を行なうようになっている。
このため、本光受信機２０Ａは、上述の第３実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路１Ａと、フォトダイオード（光電変換部）２１Ａ、２１Ｂと、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）２２Ａ、２２Ｂと、ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）２３Ａ、２３Ｂと、デジタル演算回路（デジタル演算部）２４とを備える。
【０１０１】
なお、光ハイブリッド回路１Ａの詳細については、上述の第３実施形態及びその変形例（図１０参照）と同様であるから、ここではその説明を省略する。また、フォトダイオード２１Ａ、２１Ｂ、トランスインピーダンスアンプ２２Ａ、２２Ｂ、ＡＤ変換回路２３Ａ、２３Ｂ、デジタル演算回路２４の構成及び光受信方法については、上述の第２実施形態及びその変形例（図９参照）と同様であるから、ここではその説明を省略する。但し、本光受信機２０Ａには局部発振光発生部は存在しない。ここで、上述の第２実施形態及びその変形例のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、ＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を、相対位相差Δρを有する２つのＤＱＰＳＫ信号光に読み替えて適用すれば良い。なお、図１２では、上述の第２実施形態（図９参照）及び第３実施形態（図１０参照）及び変形例のものと同一のものには同一の符号を付している。
【０１０２】
したがって、本実施形態にかかる光受信機及び光受信方法によれば、上述の第２実施形態の場合と同様に、光ハイブリッド回路１ＡにおいてＩ成分とＱ成分との間で損失を等しくすることができるため、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることができるという利点がある。つまり、本実施形態では、光ハイブリッド回路１ＡにおいてＩ成分とＱ成分との間の損失バランスが保たれるため、２つのＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂに流れる電流量のバランスも保たれる。このため、２つのＢＰＤ２１Ａ、２１Ｂによって、ＱＰＳＫ信号光における位相情報が正確に識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。これにより、Ｉ成分とＱ成分との間で受信効率を等しくすることができる。
【０１０３】
特に、本光受信機及び光受信方法によれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性（動作波長の広帯域性）を有し、小型化及びモノリシック集積化に適したものを実現できるという利点がある。
このように、本光受信機及び光受信方法によれば、Ｉ成分とＱ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する（特にＣバンド全域で動作する）ものを実現することが可能となる。
【０１０４】
なお、上述の実施形態では、光受信機２０Ａを例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の第２実施形態の変形例と同様に、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。
また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路１Ａが、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６とを備える光半導体素子によって構成されることになるが（第２実施形態参照）、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ、２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ、２１Ｂとが一体に集積されていても良い。
【０１０５】
また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路１Ａが、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６と、光遅延回路２６と、１×２光カプラ２７と、他の位相制御領域２８とを含む光半導体素子によって構成されることになるが(第３実施形態参照)、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６と、光遅延回路２６と、１×２光カプラ２７と、他の位相制御領域２８とを含む光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ、２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３、４と、位相制御領域５、６と、光遅延回路２６と、１×２光カプラ２７と、他の位相制御領域２８と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ、２１Ｂとが一体に集積されていても良い。
［その他］
なお、本発明は、上述した各実施形態及び変形例に記載した構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形することが可能である。
【０１０６】
以下、上述の各実施形態及び変形例に関し、更に、付記を開示する。
（付記１）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有し、前記第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換する第１光カプラと、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光カプラと同じ分岐比を有し、前記第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換する第２光カプラと、
前記一対の第１出力チャネルの一方及び前記一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。
【０１０７】
（付記２）
前記位相制御領域として、前記一対の第１出力チャネルの一方に設けられた第１位相制御領域と、前記一対の第２出力チャネルの一方に設けられた第２位相制御領域とを備えることを特徴とする、付記１に記載の光ハイブリッド回路。
（付記３）
前記第１位相制御領域は、前記一対の第１光信号間の位相差がπ／２＋ｓ＊π（ｓは整数）になるように位相を制御する領域であり、
前記第２位相制御領域は、前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相を制御する領域であることを特徴とする、付記２に記載の光ハイブリッド回路。
【０１０８】
（付記４）
前記位相制御領域は、前記一対の第１光信号間の位相差及び前記一対の第２光信号間の位相差の一方がπ／２＋ｓ＊π（ｓは整数）になるように位相を制御する領域であり、
前記多モード干渉カプラは、前記一対の第１光信号間の位相差及び前記一対の第２光信号間の位相差の他方がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを特徴とする、付記１に記載の光ハイブリッド回路。
【０１０９】
（付記５）
前記多モード干渉カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記１〜４のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
（付記６）
前記多モード干渉カプラは、対モード干渉に基づく多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記５記載の光ハイブリッド回路。
【０１１０】
（付記７）
前記多モード干渉カプラは、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する多モード干渉カプラであり、前記入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネルが光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１〜４のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
【０１１１】
（付記８）
前記第１光カプラ及び前記第２光カプラは、多モード干渉カプラ又は方向性結合器であることを特徴とする、付記１〜７のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
（付記９）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１〜８のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
【０１１２】
（付記１０）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する第３光カプラと、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、−π／４＋ｔ＊π（ｔは整数）の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを備え、
前記第３光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１〜８のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
【０１１３】
（付記１１）
前記多モード干渉カプラと、前記第１光カプラと、前記第２光カプラと、前記位相制御領域とを備え、導波路構造を有する光半導体素子によって構成されることを特徴とする、付記１〜１０のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
（付記１２）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有し、前記第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換する第１光カプラと、前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光カプラと同じ分岐比を有し、前記第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換する第２光カプラと、前記一対の第１出力チャネルの一方及び前記一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備える光ハイブリッド回路と、
前記第１光カプラから出力される前記第３光信号及び前記第２光カプラから出力される前記第４光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。
【０１１４】
（付記１３）
前記フォトダイオードに接続されるトランスインピーダンスアンプを備え、
前記ＡＤ変換回路は、前記フォトダイオードから出力され、前記トランスインピーダンスアンプを介して入力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するように構成されることを特徴とする、付記１２に記載の光受信機。
【０１１５】
（付記１４）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに局部発振光を入力するための局部発振光発生部を備えることを特徴とする、付記１２又は１３に記載の光受信機。
【０１１６】
（付記１５）
前記光ハイブリッド回路が、
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する第３光カプラと、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、−π／４＋ｔ＊π（ｔは整数）の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを含み、
前記第３光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１２又は１３に記載の光受信機。
【０１１７】
（付記１６）
前記光ハイブリッド回路が、前記多モード干渉カプラと、前記第１光カプラと、前記第２光カプラと、前記位相制御領域とを備える光半導体素子によって構成されることを特徴とする、付記１２〜１５のいずれか１項に記載の光受信機。
（付記１７）
前記光ハイブリッド回路が、前記多モード干渉カプラと、前記第１光カプラと、前記第２光カプラと、前記位相制御領域と、前記光遅延回路と、前記第３光カプラと、前記他の位相制御領域とを備える光半導体素子によって構成されることを特徴とする、付記１５に記載の光受信機。
【０１１８】
（付記１８）
前記光半導体素子に、さらに前記フォトダイオードが集積されていることを特徴とする、付記１６又は１７に記載の光受信機。
（付記１９）
付記１２〜１８のいずれか１項に記載の光受信機の構成を備えることを特徴とする光送受信機。
【０１１９】
（付記２０）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、多値変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、
前記一対の第１出力チャネルの一方及び前記一対の第２出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域によって、前記一対の第１光信号及び前記一対の第２光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御し、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの一方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、８５：１５又は１５：８５の分岐比を有する第１光カプラを用いて、前記一対の第１光信号を４５度位相関係又は１３５度位相関係にある一対の第３光信号に変換し、
前記第１出力チャネル及び前記第２出力チャネルの他方に接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光カプラと同じ分岐比を有する第２光カプラを用いて、前記一対の第２光信号を１３５度位相関係又は４５度位相関係にある一対の第４光信号に変換し、
前記一対の第３光信号及び前記一対の第４光信号とを受信することを特徴とする光受信方法。
【符号の説明】
【０１２０】
１，１Ａ  光ハイブリッド回路
２  ＭＭＩカプラ（２×４ＭＭＩカプラ）
３，３Ａ  光カプラ（２×２ＭＭＩカプラ；第１光カプラ）
４，４Ａ  光カプラ（２×２ＭＭＩカプラ；第２光カプラ）
５，５Ａ  位相制御領域（第１位相制御領域）
６，６Ａ  位相制御領域（第２位相制御領域）
７  Ｓｉ基板
８  ＳｉＯ２膜
９  Ｓｉコア層
１０  ＳｉＯ２膜
１１  リブ導波路構造
１２  光半導体素子
２０，２０Ａ  光受信機
２１Ａ，２１Ｂ  フォトダイオード（光電変換部；ＢＰＤ）
２２Ａ，２２Ｂ  トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）
２３Ａ，２３Ｂ  ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）
２４  デジタル演算回路（デジタル演算部）
２５  局部発振光発生部（ＬＯ光源）
２６  光遅延回路
２７  １×２光カプラ（第３光カプラ）
２８  位相制御領域
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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