(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で正負極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成するに際し、前記実数部に係る信号と前記虚数部に係る信号との演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償したディジタル直交変調信号を生成する伝送信号の生成方法であって、
前記正極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第１の変調信号を生成すると共に、前記負極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第２の変調信号を生成し、生成された第１及び第２の変調信号を前記デジタル直交変調して得られるデジタル直交変調信号に含まれる誤差成分を検出する第１のステップと、
前記誤差成分の検出を全ての信号点の組み合わせについて行うと共に、全ての信号点の組み合わせごとに前記誤差成分を打ち消したディジタル直交変調信号を得るための全ての補償信号点の組み合わせ情報をマッピングテーブルデータとして記憶する第２のステップと、
前記マッピングテーブルデータを用い、前記２つのサブキャリアのそれぞれを前記補償信号点へ割り付けるようにして伝送する情報信号に係る前記デジタル変調信号を生成する第３のステップとを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の生成方法。
【請求項２】
実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で正負極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成するに際し、前記実数部に係る信号と前記虚数部に係る信号との演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償したディジタル直交変調信号を生成する伝送信号の生成方法であって、
前記正極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第１の変調信号を生成すると共に、前記負極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第２の変調信号を生成し、生成された第１及び第２の変調信号を前記デジタル直交変調して得られるデジタル直交変調信号に含まれる誤差成分を検出する第１のステップと、
前記誤差成分の検出を全ての信号点の組み合わせについて行うと共に、全ての信号点の組み合わせごとに前記誤差成分を打ち消したディジタル直交変調信号を得るための全ての補償信号点の組み合わせ情報をマッピングテーブルデータとして作成する第２のステップと、
前記マッピングテーブルデータを、補償特性が同一である複数のパターンデータに分類し、分類されたパターンデータを記憶する第３のステップと、
前記パターンデータを基に、前記２つのサブキャリアのそれぞれを前記補償信号点へ割り付けるようにして伝送する情報信号に係る前記デジタル変調信号を生成する第４のステップとを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の生成方法。
【請求項３】
実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された前記変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成する伝送信号の生成装置において、
前記実数部と前記虚数部に係る信号の演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償するために、入力されたデジタルデータと前記２つのキャリアの実数部と虚数部の補償信号点の組み合わせ情報とが関連付けられたマッピングテーブルを格納するマッピングテーブル格納手段と、
前記マッピングテーブル格納手段に格納されたマッピングデータを用いて、前記入力されたデジタルデータの変調信号を生成するデータマッピング手段と、
前記データマッピング手段で生成された変調信号をデジタル直交変調して前記ディジタル直交変調信号を得るデジタル変調手段と、
からなることを特徴とする伝送信号の生成装置。
【請求項４】
実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された前記変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成する伝送信号の生成装置において、
前記実数部と前記虚数部に係る信号の演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償するために、入力されたデジタルデータと前記２つのキャリアの実数部と虚数部の補償信号点の組み合わせ情報とが関連付けられたマッピングテーブルを生成し、生成されたマッピングテーブルを補償特性が同一である複数のパターンデータに分類して格納するパターンテーブル格納手段と、
前記パターンテーブル格納手段に格納されたパターンデータを用いて、前記入力されたデジタルデータの変調信号を生成するデータマッピング手段と、
前記データマッピング手段で生成された変調信号をデジタル直交変調して前記ディジタル直交変調信号を得るデジタル変調手段と、
からなることを特徴とする伝送信号の生成装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交する２つのデジタル情報信号を１つのキャリアで変調する直交デジタル変調方式に係り、特に変調される２つのデジタル情報信号間での干渉、クロストーク等の歪を生じさせる直交変調信号における位相誤差を補償する方法、及びその位相誤差を補償する手段を有する伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号処理技術の進歩に伴い、高能率圧縮符号化されたデジタル映像、音声を伝送するための高能率にデジタル情報を伝送するための高能率デジタル変調方式の実現が望まれている。高能率なデジタル変調方式は、定められた周波数帯域の中で出来るだけ大きな情報量のデジタル信号を、小さな誤り率で伝送できる変調、復調方式である。
【０００３】
その１つとして、１つのキャリア信号を２種類の情報信号で変調する２相変調方式があるが、その変調方式は現行ＮＴＳＣ方式のアナログテレビジョン方式で２つの色差信号を伝送するために使用されており、１つのサブキャリアで２種類の色信号を伝送している。
【０００４】
この２種類の色信号を２種類のデジタル信号とみなし、１つのサブキャリア信号を振幅変調方向と、位相変調方向とでそれぞれに変調して伝送する方法がＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）として知られている。
【０００５】
ここで、多数のサブキャリアのそれぞれを、多数の２種類のデジタル信号でＱＡＭ変調を行い伝送する方式は、直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれ、ここでなされるデジタル変調信号の周波数はサブキャリア数の多い分だけ低くすることができるため、ガードインターバル期間を設けても伝送効率の低下を少なく保つことができ、マルチパス歪の影響を受けない無線伝送路を確保することができる。
【０００６】
このＯＦＤＭ方式はデジタル変調信号の周波数を低く出来るため、伝送周波数スペクトラムを矩形に出来るなど、隣接チャンネルとの干渉を小さく出来るため、帯域利用率のよい、高能率なデジタル変調方式を実現することができる。
【０００７】
このような特徴を有する変調方式を、小さな回路規模で実現することは、これらの変調方式を用いる移動体通信応用面で重要であり、従来から行われていたアナログ直交変調回路をデジタル直交変調回路により実現できれば、デジタル化された変調回路のＬＳＩ化が可能となり、変調回路の小型化、省電力化が可能となる。
【０００８】
本出願人は平成１１年８月「直交周波数分割多重変調方法及び直交周波数分割多重変調装置」としてデジタル直交変調技術の出願を行っている（特願Ｈ１１−２３８０９８）が、このデジタル変調器の内部で行われる正弦波と余弦波の乗算は、１、０、−１の値を用いて行えることから回路構成が簡単にできるという特徴を持つものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このようにして小形、省電力化のなされるＬＳＩを用いるデジタル直交変調器は、扱う信号の周波数が小さいほどＬＳＩの小型、省電力化に適しており、可能な限り動作周波数を低くした回路の実現が試みられているが、そのような低い周波数による直交デジタル変調回路では動作周波数を低く設定したことによる誤差が生じ、変調回路の特性を悪化させる。
【００１０】
その変調特性が悪化する原因について述べる。
ＯＦＤＭ伝送方式に代表されるマルチキャリア伝送方式において、変調信号は逆フーリエ変換によってサブキャリアに対して同相である信号と直交している信号とが時系列信号として生成され、これらの生成された時系列で示される信号は、デジタル直交変調回路に供給される。
【００１１】
ここで生成された同相信号と直交信号は、同時刻におけるサンプリングデータとして得られており、これらの信号をデジタル直交変調器において、変調周波数に該当する信号と９０度の位相差をもった信号とでそれぞれ乗算するため、変調周波数を表現している信号の１サンプル分に相当するタイミング位相差が生じている。
【００１２】
このタイミング位相差については特開平８−１０２７６６、デジタル処理直交変調器にも記されており、高能率なデジタル変調器を実現するためデジタルフィルタを用い、このタイミング位相差の課題を解決しようとしている。
【００１３】
しかしながら、このようにして生じた前記タイミング位相差を補償するデジタルフィルタは高精度な演算を必要とし、装置の複雑化、高価格化をきたしてしまう。また例えば、直交信号側のみにデジタルフィルタを挿入した場合、タイミング位相差は吸収できるものの、フィルタの振幅周波数特性を平坦にすることが難しく、その振幅特性の乱れのためデジタル変調特性を劣化させてしまうなど有効に活用されるには至ってなかった。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために以下の１）〜４）の手段より成るものである。
すなわち、
【００１５】
１）  実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で正負極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成するに際し、前記実数部に係る信号と前記虚数部に係る信号との演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償したディジタル直交変調信号を生成する伝送信号の生成方法であって、
前記正極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第１の変調信号を生成すると共に、前記負極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第２の変調信号を生成し、生成された第１及び第２の変調信号を前記デジタル直交変調して得られるデジタル直交変調信号に含まれる誤差成分を検出する第１のステップと、
前記誤差成分の検出を全ての信号点の組み合わせについて行うと共に、全ての信号点の組み合わせごとに前記誤差成分を打ち消したディジタル直交変調信号を得るための全ての補償信号点の組み合わせ情報をマッピングテーブルデータとして記憶する第２のステップと、
前記マッピングテーブルデータを用い、前記２つのサブキャリアのそれぞれを前記補償信号点へ割り付けるようにして伝送する情報信号に係る前記デジタル変調信号を生成する第３のステップとを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の生成方法。
【００１６】
２）  実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で正負極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成するに際し、前記実数部に係る信号と前記虚数部に係る信号との演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償したディジタル直交変調信号を生成する伝送信号の生成方法であって、
前記正極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第１の変調信号を生成すると共に、前記負極性のサブキャリアに前記複数の信号点のうちの１つを割り当てた第２の変調信号を生成し、生成された第１及び第２の変調信号を前記デジタル直交変調して得られるデジタル直交変調信号に含まれる誤差成分を検出する第１のステップと、
前記誤差成分の検出を全ての信号点の組み合わせについて行うと共に、全ての信号点の組み合わせごとに前記誤差成分を打ち消したディジタル直交変調信号を得るための全ての補償信号点の組み合わせ情報をマッピングテーブルデータとして作成する第２のステップと、
前記マッピングテーブルデータを、補償特性が同一である複数のパターンデータに分類し、分類されたパターンデータを記憶する第３のステップと、
前記パターンデータを基に、前記２つのサブキャリアのそれぞれを前記補償信号点へ割り付けるようにして伝送する情報信号に係る前記デジタル変調信号を生成する第４のステップとを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の生成方法。
【００１７】
３）  実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された前記変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成する伝送信号の生成装置において、
前記実数部と前記虚数部に係る信号の演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償するために、入力されたデジタルデータと前記２つのキャリアの実数部と虚数部の補償信号点の組み合わせ情報とが関連付けられたマッピングテーブルを格納するマッピングテーブル格納手段と、
前記マッピングテーブル格納手段に格納されたマッピングデータを用いて、前記入力されたデジタルデータの変調信号を生成するデータマッピング手段と、
前記データマッピング手段で生成された変調信号をデジタル直交変調して前記ディジタル直交変調信号を得るデジタル変調手段と、
からなることを特徴とする伝送信号の生成装置。
【００１８】
４）  実数軸と虚数軸とを有する２次元平面上に複数の信号点を定義すると共に、お互いに周波数が同一で極性の異なる２つのサブキャリアの実数部と虚数部とを前記信号点に割り付けて変調信号を生成し、生成された前記変調信号を所定の中心周波数を用いてデジタル直交変調し情報信号を送信するためのデジタル変調信号を生成する伝送信号の生成装置において、
前記実数部と前記虚数部に係る信号の演算時間の異なりにより生じる誤差成分を補償するために、入力されたデジタルデータと前記２つのキャリアの実数部と虚数部の補償信号点の組み合わせ情報とが関連付けられたマッピングテーブルを生成し、生成されたマッピングテーブルを補償特性が同一である複数のパターンデータに分類して格納するパターンテーブル格納手段と、
前記パターンテーブル格納手段に格納されたパターンデータを用いて、前記入力されたデジタルデータの変調信号を生成するデータマッピング手段と、
前記データマッピング手段で生成された変調信号をデジタル直交変調して前記ディジタル直交変調信号を得るデジタル変調手段と、
からなることを特徴とする伝送信号の生成装置。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明は、伝送すべき情報を、所定の信号点配置に対応させて伝送する情報信号の送信装置において、伝送信号生成のためのデジタル信号処理過程で生じる特性誤差を補償する為に、所定の値を予め前記信号点配置に付加することを特徴とするデジタル情報送信装置に係るものであり、以下、本発明の伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置の実施の形態につき、好ましい実施例により説明する。
図１は、その実施例に関わる直交周波数分割多重変調装置の概略構成であり、その構成と動作について概説する。
【００２０】
この直交周波数分割多重変調装置はデータマッピング回路１０、判断処理回路１１、マッピングテーブル１２、ＩＦＦＴ演算回路１３、デジタル直交変調回路１５、中間周波発振器１６、及びＤＡ変換器１７より構成される。
【００２１】
この様に構成される直交周波数分割多重変調装置の動作について述べるに、変調されるべきデジタルデータはデータマッピング回路１０に供給され、ここではそのデータは直交周波数分割多重信号を構成するそれぞれの搬送波のうちのどの搬送波に割り付けられて伝送されるかを定め、各々の搬送波に対して変調するデジタルデータの数値に応じてＱＡＭ変調される搬送波の信号点の位置が定められ、それらの信号点の位置に対応する振幅方向、及び角度方向の位置に対応する信号ｉ、ｑが生成され、ＩＦＦＴ演算回路１３に供給される。
【００２２】
ここでは、供給された信号ｉ、ｑに従って直交周波数分割多重を構成する各々の搬送波が与えられた信号点の位置で直交周波数変調され、各々の搬送波が実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉとして合成されたベースバンド信号出力が得られ、これらのベースバンド信号出力はデジタル直交変調器１５に供給される。
【００２３】
ここでは、そのベースバンド信号出力である同相信号Ｉ（実数部信号Ｒ）と、直交信号Ｑ（虚数部信号Ｉ）は、中間周波発振器１６が発振する周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換され、新しい周波数帯域の信号に変換されたデジタル直交変調信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換されて出力される。
【００２４】
ここで、データマッピング回路１０に接続される判断処理回路１１、及びマッピングテーブル１２は、後述するデジタル直交変調器により生じる特性誤差を予め補正するためのデータの代表特性が格納されているテーブルと、代表特性の値を実際の補正データに変換するための判断処理回路１１であり、この判断処理回路１１とマッピングテーブルに格納されるマッピングテーブルにより生成された特性誤差補正データはデータマッピング回路１０によりマッピングされた信号に対して、所定の法則による補正を行うことによりデジタル直交変調器の特性誤差を補正し、特性のよいデジタル変調装置を実現するものである。
【００２５】
このようにして生成された伝送信号は受信装置に供給され、その供給された前記高周波信号を復調して伝送された前記信号点情報を得るとともに、その得られた信号点情報より伝送されたデジタル情報信号を復号して得るように構成されている。
【００２６】
ここで、デジタル直交変調回路によりもたらされる特性の変化について、従来から用いられていたアナログ直交変調器との比較により説明する。
まず、従来から用いられているアナログ直交変調器の場合であるが、アナログ直交変調器にはデジタル信号の形でＩＦＦＴ演算器１３より出力される信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換された信号が供給され、その供給された信号を中間周波発振器より供給される中間周波発振周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換を行っていた。
【００２７】
図２にアナログ直交変調器の回路を示す。
同図において、例えばＩＦＦＴ演算器１３より供給されたベースバンド信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換され、変換された実数部信号Ｒは中間周波発振器１６より供給される角周波数がωｔである余弦信号は９０度移相器により角周波数がωｔである正弦波の信号と乗算されるとともに、アナログ信号に変換された虚数部信号（Ｉ）は中間周波発振器１６より供給される角周波数がωｔである余弦波信号と乗算され、この２つの乗算器より得られる演算出力は加算器により加算されて直交変調出力信号として出力される。
【００２８】
ここで中間周波発振器より供給される余弦波出力信号に対する正弦波出力信号は９０度移相器を用いて生成されるが、その９０度移相器の特性はそれらを構成するアナログ回路の回路定数の変動により特性が変動し易いため、またアナログ乗算器も高周波特性が変動し易く長期間にわたって安定した直交変調出力信号を得ることが難しく、その特性を改善するため回路素子の変動の影響を受け難いデジタル化された直交変調回路の実現が望まれていた。
【００２９】
図３にデジタル回路で構成される直交変調器の構成を示す。
同図においてＩはＩＦＦＴ１３より供給される実数部の信号であり、Ｑは虚数部の信号であり、それぞれのＩ、Ｑ信号は増幅度が１として示される増幅器と、増幅度が−１として示される反転型増幅器に供給され、これらの増幅器よりそれぞれＩ、−Ｑ、−Ｉ、Ｑの４信号が得られる。
【００３０】
これらの４信号はデータセレクタに供給され、データセレクタは中間周波発振器から供給される発振周波数の周期に応じて、この４つの信号を順次切り換えながら出力する。すなわち、最初は信号Ｉを、次に−Ｑを、その次は−Ｉを、そして最後にＱを出力するような動作を繰り返し行う。
【００３１】
図４に、このようにして動作するデジタル直交変調器のタイミングチャートを示す。
同図において、サンプル期間と記される時間間隔は直交周波数分割多重信号のサンプリング周波数に相当する期間であり、その期間はｎポイントＩＦＦＴ回路を動作させるための窓区間の１／ｎに相当する。
【００３２】
この図において、信号▲１▼はＩＦＦＴ演算器１３からの実数部出力信号をＩとして、サンプル期間を単位とする演算区間をｎ−１、ｎ、ｎ＋１とする添え字により示しており、信号▲２▼は同様にしてＩＦＦＴ演算器１３からの虚数部出力信号Ｑに同様のｎ−１、ｎ、ｎ＋１の添え字を付して示してある。
【００３３】
信号▲３▼は、信号Ｉが増幅器により増幅された信号Ｉと、反転増幅された信号−Ｉがデータセレクタにより、サンプル期間内で複数回切り換えられているときの信号を示しており、その信号はＩn、0、−Ｉn、0、Ｉn、、0、−Ｉn、・・・・のように繰り返されており、この信号はＩnに余弦関数の９０度おきの値、１、０、−１、０、・・・・を乗じた値となっている。
【００３４】
同様にして信号▲４▼は0、−Ｑn、0、Ｑn、0、−Ｑn、0、・・・・となっている。
このようにして得られた信号▲３▼と信号▲４▼を加算したのが信号▲５▼であり、その信号▲５▼はＩn、−Ｑn、−Ｉn、Ｑn、Ｉn、−Ｑn、−Ｉn、・・・・となっており、これらがこの直交変調器の出力信号となる。
【００３５】
ここで、この例に示すように１つのサンプル期間の中で多数回信号が繰り返し切り換えられるときは、この信号の切り換え順によるIとQ信号に与えれらる変調特性差は少ないが、サンプル期間が小さな時間の場合で、その間に信号の切り換え繰り返し回数を多数回行えないような場合はそのデジタル直交変調回路より得られる変調信号に特性の差が生じ、誤差信号成分となるため、その差の特性を補正するための信号処理が必要となる。
【００３６】
本実施例はその様な特性の差を補正した特性のよいデジタル直交変調器を実現するものであり、その特性の補正は前述の図４においてサンプル期間の開始点で出現する信号は、最初に実数部のＩnの信号であり、次に虚数部のＱnの信号が出現するように、常に実数部の信号が虚数部の信号より先に出現することによる時間誤差に係る信号位相のタイミングずれによる特性の差を補償してなるものである。
【００３７】
このような時間差により生じるデジタル変調信号出力における特性のずれを、データマッピング回路１０及び判断処理回路１１により規定し、ＩＦＦＴに供給するｉ信号とｑ信号の関係を補正し、その補正された信号によりＩＦＦＴ変換を行い、デジタル直交変調された変調信号が、正規の変調信号となるように補償するものである。
【００３８】
すなわち、このときのデジタル直交変調器で生じるＩ信号とＱ信号の時間差により生じる特性の差は、そのデジタル直交変調部の正弦波のタイミング誤差であり、その結果直交変調された信号に対するＩ、Ｑ信号ベクトルの直交性に対する誤差でもある。この直交性の誤差は、中間周波発振器の周波数に対して正及び負に同一周波数離れて存在する被変調信号の側帯波同士で、正の周波数の側帯波に対し、負の周波数の側帯波の信号がクロストーク成分として漏洩し、被変調波信号の周波数スペクトラム成分が変化することになり、この漏洩する信号レベルを打ち消すようにもする。
【００３９】
また、このクロストーク成分は負の周波数の側帯波から正の周波数の側帯波に対しても同様に存在する。
従って、これらのクロストークを予め補正するデータマッピング特性は、中心キャリアに対して同一周波数の差を有し、その周波数差の極性がお互いに異なる相対応するサブキャリアに対しても、データマッピングの特性補償を行う必要がある。
【００４０】
この、正負対になる周波数の変調信号を生成するためのデータマッピングにおける信号点配置を行う方法として、例えば信号点配置を複素平面の座標で表現するとき、実数部信号と、虚数部信号が相等しく（１、１）として割当てを行うべき信号に対して、（１＋ｘ、１＋ｙ）のように実数部信号をｘ、虚数部信号をｙ異ならしめた座標を与えるようにして行う。
【００４１】
このようにして、相対応する正、及び負の周波数を有するサブキャリアに対するそれぞれの実数部と虚数部の信号を次のように表現する。
（正の周波数の実数、正の周波数の虚数、負の周波数の実数、負の周波数の虚数）＝（ｄ１＋ｘ、ｄ２＋ｙ、ｄ３＋ｘ’、ｄ４＋ｙ’）
【００４２】
ここで、ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は正規の信号点配置を与えるための値であり、例えばＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）によるデジタル変調方式であるときはこれらのｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は＋１か−１のいずれかの値を取る。
そして、これらのｘ、ｘ’、ｙ、ｙ’で示される補償信号の値について、詳述する。
【００４３】
また、前述の図４に示したように、直交変調器の出力信号▲５▼は、サンプル期間の開始位置に対するＩ信号とＱ信号が出現する位置は、デジタル直交変調器の動作を制御するハードウエアの構成により、ないしはデジタル変調器の動作を制御する制御プログラムソフトの構成により一義的に定まり、一般的にはその順序が一定になるようにされている。
【００４４】
例えば、その出現順序をランダムにする方法はあるが、その場合は前述のような特性の違いが変調信号に対する雑音となって得られてしまうため更に好ましくない。
また、Ｉ信号とＱ信号の出現順序を反対にする方法はあるが、その場合は逆極性の誤差信号が生じることとなり、いずれの場合でも変調信号の補償が必要となる。
【００４５】
以上のように、お互いに同じ時刻のデータであるＩ信号とＱ信号とが異なる時刻のデータとしてデジタル直交変調器で処理されるため、Ｒ信号とＩ信号の直交性が変調周波数の1サンプル時間分だけ異なることになり、その時間差に基づいて生じる特性の差の補償が必要となる。
【００４６】
このときの時間差の補償は、サンプル期間が小さく、デジタル変調回路はその期間内におけるＩ、Ｑ信号の切り換え繰り返し回数を多く取れないときはサンプル期間に対するＩ、Ｑ信号の出現時間差の割合が大きくなり、変調誤差の補償信号レベルも大きくなる
【００４７】
図５に、その具体的な動作例を示す。
同図において、サンプル期間は１９．５ｎｓｅｃ、すなわちサンプル周波数は５１．２ＭＨｚであり、ＩＦＦＴ演算回路は１９．５ｎｓｅｃごとに演算結果である実数部信号▲１▼と、虚数部信号である信号▲２▼を出力する。
【００４８】
このＩＦＦＴ演算回路のサンプル期間毎に得られる、Ｉn、Ｉn+1、Ｉn+2、Ｉn+3、・・・・、及びＱn、Ｑn+1、Ｑn+2、Ｑn+3、・・・・を変調信号のサンプリングデータとみなし、すなわち、そのサンプリングデータは直流から最高１６ＭＨｚまでの信号成分を含むベースバンド信号であるとし、この信号成分を中間周波発振器の発振周波数である２５．６ＭＨｚを中心とする周波数帯の信号に変換する。
【００４９】
このときの周波数変換された信号の帯域は、２５．６±１６ＭＨｚであり、変換されたデータ列のサンプリング周波数は１０２．４ＭＨｚであり、このときに生じる直交性の誤差は、約９．８ｎｓ（１／１０２．４ＭＨｚ）である。
【００５０】
従ってこの直交性の誤差は、中心周波数２５．６ＭＨｚよりも１２．８ＭＨｚ高い３８．４ＭＨｚの周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラジアンの位相遅れとなっており、反対に中心周波数より１２．８ＭＨｚ低い周波数のサブキャリアに対しては、π／４ラジアンの位相進みとなり、デジタル直交変調回路にはこのようにして生じた位相差を補正するための補償機能の搭載が必要となる。
【００５１】
ここで、その必要な補償量について述べる。
まず、その補償量を実数軸、虚数軸よりなる２次元平面で表現する。
図６は、αの位相角を有し、角速度＋ωnで回転しており振幅がＡであるサブキャリアの状態を、虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。
すなわち、そのサブキャリア信号は、式（１）のように示される。
A×cos(＋ωnt ＋α) ＋ j×A×sin(＋ωnt ＋α)        （１）
【００５２】
ここで、そのサブキャリアがＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）されている場合では、Ａは１．４１（２の平方根）で、αはπ/4、3π/4、5π/4、7π/4のいずれかの値をとる。
【００５３】
同様にして、角速度が−ωnで回転しており振幅がＢで、βの位相角を有しているサブキャリア信号は式（２）ように表される。
B×cos(−ωnt ＋β) ＋ j×B×sin(−ωnt ＋β)        （２）
【００５４】
ここで、実数部信号に対して虚数部信号の振幅と位相に誤差がある場合のサブキャリアについて述べる。すなわち、虚数部信号の振幅変化がλ倍であり、位相角のずれがγラジアンである場合である。
このときの角速度が＋ωnであるサブキャリアを式（３）で、角速度が−ωnであるサブキャリアを式（４）で示す。
【００５５】
A×cos(＋ωnt ＋α) ＋ j×λ×A× sin(＋ωnt ＋α−γ)        （３）
B×cos(−ωnt ＋β) ＋ j×λ×B× sin(−ωnt ＋β＋γ)        （４）
ここで、γは前述のサンプリング期間（約９．８ｎｓ）に基づいて生じる演算誤差であり、この誤差を補償する必要がある。
【００５６】
次に、これらのサブキャリア信号を指数関数で表し、更に述べる。
まず、式（１）を指数関数で表すと式（５）のようになる。
（ａ＋ｊｂ）×ｅjωnt                                      （５）
ここで  ａ＝Ａ×cos α、ｂ＝Ａ×sin α  である。
【００５７】
つぎに、式（３）の三角関数を展開し、指数関数で表すと図７に示す、式（６）のようになる。同様に式（４）を展開し同図に示す式（７）が得られる。
これらの式はそれぞれ項６１、６２、６３、６４、及び項７１、７２、７３、７４の４項づつで構成されている。
【００５８】
式（６）において、項６１と６３は角速度ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図８に示す。
同図において、ベクトル６１は、振幅（ベクトル長）はＡ／２であり、実数軸からの角度がαとして示されており、同様にしてベクトル６３は振幅がλ×Ａ／２で、実数軸からの角度はα−γとなっている。
【００５９】
図９に示す太線６２と６４は角速度−ωｔで回転するベクトルであり、その実数軸からの角度はベクトル６２は−αであり、ベクトル６４は−（α−γ）の角度の負のベクトルであり、第２象現のベクトルとされている。
【００６０】
同様に、式（７）において、項７１と７３は角速度−ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図１１に示す。
【００６１】
また、式（７）における項７２と７４は角速度ωｔで回転するベクトルであり、そのベクトルを図１０に示す。
そして、前述の図８のベクトル６１と図９のベクトル６２で前述の式１の実数部信号を表し、また前述の図８のベクトル６３と図９のベクトル６４で虚数部信号を表している。
また、前述の図１０のベクトル７２と図１１のベクトル７１で実数部信号を表し、また前述の図１１のベクトル７３と図１０のベクトル７４で虚数部信号を表している。
【００６２】
このようにして、デジタル直交変調器の実数部信号と虚数部信号の間で演算時間が同一でないことにより生じる変調信号の誤差を、式（６）における項６３、６４で、λが１以外の数、γが０以外の数をとるとして述べた。
デジタル直交変調器の動作タイミングに基づく変調信号の誤差を補償することは、デジタル直交変調器で生じるこのような誤差を打ち消す手段を設けることであり、つぎにその方法について述べる。
【００６３】
具体的には、項６３に対して、振幅が１／λ倍で位相がγ進んでいる信号を与えれば、デジタル直交変調器により振幅がλ倍され、位相がγ遅れるため、項６３に対してλとγが消去された信号が得られる。
そのような、λとγを補償するための信号を与えるのが、前述の図７に示す式（６）に対する式（８）であり、式(７)に対しては式（９）である。
【００６４】
それは、前述の式(３)、（４）による特性に対して、振幅λと位相角γの打ち消された特性の信号であり、前述の式（１）、（２）によりデジタル直交変調が与えられたような変調信号が得られることを意味し、デジタル直交変調器で実数部と虚数部が異なる時間で信号処理されることにより生じる誤差信号成分が等価的に打ち消されることになるからである。
【００６５】
図１２に、デジタル直交変調器より補償された角周波数ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す。
同図において、８１、８３、９２、９４のベクトルを合成して設定すべきベクトル１０１を求めているが、ベクトル８１と８３は、式（８）におけるｅjωtを含む項であり、ベクトル９２と９４は式（９）においてｅjωtを含む項であるように、ベクトル１０１は角速度＋ωｔで回転するベクトルを合成したものである。
【００６６】
すなわち、ベクトル１０１は、ベクトル８１とベクトル９２を合成したベクトルと、ベクトル８３とベクトル９４を合成したベクトルとの両者を合成してベクトル１０１を求めており、この求められたベクトル１０１が角速度ωｔで回転するサブキャリアに対して与えるべき信号点の補正位置である。
【００６７】
図１３に、デジタル直交変調器より補償された角周波数−ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す。
同図において、設定すべき信号点１０２は式（８）、（９）におけるｅ-jωtを含む項に対応するベクトル８２、８４、９１、９３を合成して求めたものであり、角周波数−ωｔで回転するサブキャリアに対して変調を行うための補正された信号点を与えるものである。
【００６８】
このようにして、角周波数がωnである式（１）で示したサブキャリア
A×cos(＋ωnt ＋α) ＋ j×A× sin(＋ωnt ＋α)
及び角周波数が−ωnである式（２）で示したサブキャリア
Ｂ×cos(−ωnt ＋β) ＋ j×Ｂ× sin(−ωnt ＋β)
を得るために、角周波数がωnであるサブキャリアを
A×cos(＋ωnt ＋α) ＋ j×(1/λ)×A× sin(＋ωnt ＋α＋γ)
また、角周波数が−ωnであるサブキャリアを
Ｂ×cos(−ωnt ＋β) ＋ j×(1/λ)×Ｂ× sin(−ωnt ＋β−γ)
のようにＱ信号の振幅と位相を補正された値とすればよいことになる。
【００６９】
次に、前述の式（８）、式（９）において、各周波数＋ωnに関わるサブキャリア信号成分について選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を求めると次のようになる。
(A/2)× ejα＋(B/2)× e-jβ＋(1/λ)× (A/2)× ej(α+γ)
−(1/λ)× (B/2)× e-j(β-γ)
＝(A/2)×(cosα＋jsinα)＋(B/2)×(cosβ−jsinβ)
＋(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)＋jsin(α＋γ))
−(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)−jsin(β−γ) )
＝(A/2)×cosα＋(B/2)×cosβ＋(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ)
−(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ)   ・・・・式（１０）
＋j×((A/2)×sinα−(B/2)×sinβ＋(1/λ)× (A/2)×sin(α＋γ)
＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) ) ・・・・式（１１）
【００７０】
同様にして式（８）、式（９）における、各周波数−ωnに関わるサブキャリア信号成分について選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を求めると次のようになる。
(B/2)× ejβ＋(A/2)× e-jα＋(1/λ)× (B/2)× ej(β-γ)
−(1/λ)× (A/2)× e-j(α+γ)
＝(B/2)×(cosβ＋jsinβ)＋(A/2)×(cosα−jsinα)
＋(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)＋jsin(β−γ))
−(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)−jsin(α＋γ) )
＝(B/2)×cosβ＋(A/2)×cosα＋(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ)
−(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ)    ・・・・（１２）
＋j×((B/2)×sinβ−(A/2)×sinα＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ)
＋(1/λ)×(A/2)×sin(α＋γ) )     ・・・・（１３）
となる。
【００７１】
ここで、
式（１０）が、＋ωnサブキャリア成分の実数部に割当てる数値であり、
式（１１）が、＋ωnサブキャリア成分の虚数部に割当てる数値であり、
式（１２）が、−ωnサブキャリア成分の実数部に割当てる数値であり、
式（１３）が、−ωnサブキャリア成分の虚数部に割当てる数値である。
【００７２】
このようにして、角周波数が＋ωnと−ωnであるサブキャリアの実数部成分と虚数部成分の信号レベルが求められた。
しかるに、前述の図３に示したデジタル直交変調器の誤差成分は、虚数部信号の演算時間に関するものであるので、振幅に関する誤差は生じていないこととなる。そこで、λ＝１とし、γが０以外の所定の値を持つこととなる。
【００７３】
そして、この例で示すデジタル直交変調器がＱＰＳＫであるときはＡとＢは等しい値を取るのでＡ＝Ｂとすると、式（１０）〜（１３）はそれぞれ式（１４）〜（１７）のようになる。
【００７４】
(A/2)×(cosα＋cosβ＋cos(α＋γ)−cos(β−γ))   ・・・・・・（１４）
＋j×(A/2)×(sinα−sinβ＋sin(α＋γ)＋sin(β−γ) ) ・・・・（１５）
(A/2)×(cosβ＋cosα＋cos(β−γ)−cos(α＋γ))   ・・・・・・（１６）
＋j×(A/2)×(sinβ−sinα＋sin(β−γ)＋sin(α＋γ) ) ・・・・（１７）
【００７５】
さらに、ＱＰＳＫ変調方式のときに与えられる変調角度はπ/4、3π/4、5π/4、7π/4の４つのうちのいずれかであり、角度α、βはこの４×４の組合わせで選ばれることとなる。
【００７６】
図１４に示す表は、このような正および負のサブキャリアの周波数が、それぞれがＱＰＳＫ方式で変調されるときに、それぞれのキャリアが４つの信号点を指定され、１６種類の場合分けができるが、その１６種類のそれぞれの場合について示したものである。
【００７７】
すなわち、同表において、それぞれの枠内の４つの数式は、上から式（１４）、（１５）、（１６）、（１７）に対応する値を示しており、またγはそれぞれのサブキャリアの周波数により異なった値がとられる。
【００７８】
さて、このようにして信号点配置を補正することにより、直交デジタル変調特性のときに生じる位置誤差を補正できることを示したが、その補正はＱＰＳＫでデジタル変調される信号に対して１６通りであることを述べた。
そこで、その１６通りの補正特性がどのようであるかについて述べる。
【００７９】
図１５に、その１６種類のケースの場合分けを表で示す。
すなわち、その１６種類の補正パターンは、実数部の角周波数が正である場合（Ｒ(+ωn)）、負である場合（Ｒ(−ωn)）、虚数部の角周波数が正である場合（Ｉ(+ωn)）、そして負である場合（Ｉ(−ωn)）の４つの組み合わせであり、その組み合わせに応じてケース１からケース１６の１６種類に場合分けがなされる。
【００８０】
図１６〜図１９に、これらの１６のケースに対して求めた１６の補正曲線について示す。
図１６は１〜４のケースに対するそれぞれのデジタル直交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るために使用する補正曲線であるが、これらの曲線についてさらに説明する。
【００８１】
すなわち、ケース１は４つの曲線よりなっている。
同図において、左側に示す２つの曲線は、右側に示す２つの曲線に従った特性で信号点の補償を行い、信号点の補償を行って得られたデジタル直交変調信号のスペクトラム示すもので、それらの曲線の内、上側に示すのが実数部成分（Ｉ）の特性を示し、下側の曲線は虚数部成分（Ｑ）の特性を示す。
【００８２】
同図の右側に示す曲線は、このような特性のデジタル直交変調信号を得るために行った信号点の補償特性を示すもので、上側に示す曲線がＩ信号に対するもので、下側に示す特性がＱ信号に対するものである。
【００８３】
これらの曲線は周波数に対する振幅応答特性で示してあるが、その周波数の関係について、前述の図１を用いて更に述べる。
最初に、マッピングテーブルの補正を行わない場合の動作について述べる。
伝送すべきデジタルデータはデジタルデータ入力端子に供給されて、正、負２つずつの４０組の、合計８０の周波数のサブキャリアに対して、例えばＱＰＳＫのデジタル変調を行うためのデータマッピングを行う。
【００８４】
それらの８０本のサブキャリアに対するＱＰＳＫのデジタル変調を行うためのそれぞれが実数値ｉ、虚数値ｑの電圧として与えられるデジタル信号はＩＦＦＴ演算器１３の、それらの８０本のサブキャリアを発生させるための８０対の端子に供給され、ＩＦＦＴ演算器１３により逆フーリエ演算が成され、これら８０本のサブキャリアが変調された合成信号として、その合成信号の実数部信号成分（Ｉ）と虚数部信号成分（Ｑ）が得られ、デジタル直交変調器に供給される。
【００８５】
デジタル直交変調器１５は、中間周波数発振器１６が発振する中間周波数である２５．６ＭＨｚを中心周波数とし、供給される４０対、８０本のサブキャリアを９．６〜２５．６ＭＨｚの下部信号帯域と、２５．６〜４１．６ＭＨｚの上部信号帯域の周波数帯の信号として出力する。
これらの上部信号帯域と下部信号帯域の信号は、あたかも中間周波数２５．６ＭＨｚをキャリア中心周波数とし、それに対する帯域幅１６ＭＨｚの上側帯波と下側帯波の関係にある。
【００８６】
このようにして生成されたデジタル直交変調信号のスペクトラム成分を観測すると、前述の図１６のケース１の左側に示すような特性が得られる。
しかしこの場合の特性は、この図に示すように９．６〜２５．６ＭＨｚ、２５．６〜４１．６ＭＨｚの各周波数帯域において、及び６０．８〜７６．８ＭＨｚ、７６．８〜９２．８ＭＨｚの各周波数帯域におけるそれぞれのスペクトラムの振幅レベルが平坦とはなってなく、そのレベルは前述のデジタル直交変調器の有する位相誤差等による特性劣化のため、所定の変化を持った特性となっている。
【００８７】
そこで、これらのそれぞれの周波数帯域におけるスペクトラムの特性が平坦となるようにデジタル直交変調器１５に供給される信号の応答特性を変化させ、図１６の左側に示すような平坦な周波数応答特性のスペクトラムが得られるようにデジタル直交変調器の入力信号特性を変化させる。そのようにして求められた特性が同図の右側に示す特性である。
【００８８】
このようにして、ケース１に対する、２５．６ＭＨｚを中心周波数とし、より高い周波数帯である正の周波数（２５．６〜４１．６ＭＨｚ）、及びより低い周波数帯である負の周波数（２５．６〜９．６）に対する特性が、コンピュータシミュレーションにより求められた。
ケース２〜ケース１６についても同様にして行い、そのようにして得られた結果を図１６のケース２以降の部分、図１７、図１８、及び図１９により示す。
【００８９】
なお、同図の左側に示すスペクトラム分布図で、７６．８ＭＨｚ近辺の周波数の高い帯域における特性は、デジタル直交変調信号の折返し周波数成分を示している。
このようにして求められたケース１〜ケース１６の、１６種類の補正特性がデジタル直交変調器に供給される信号の、応答特性の周波数に対する補正を、ＩＦＦＴなどのデジタル変調回路に供給する信号の振幅、位相の補償を、信号点配置の位置を補償することにより行うが、つぎに、それらの信号点の補償方法について述べる。
【００９０】
これらの信号点の補償は、Ｒ(＋ωn)、Ｒ(−ωn)、Ｉ(＋ωn)、Ｉ(−ωn)の４点のデータによって決定され、補償パターンは１６通り存在するが、これらの特性を容易に得る方法について述べる。
これらの１６組の特性は、Ｉ信号とＱ信号に対してあり、合計３２種類の特性がある。
【００９１】
これらの特性のうち平坦な応答特性を示す部分は補償の必要のない部分であり、他の特性の補償が必要な部分について特性の分類を行うと、それらのうち入力信号の正負によって、傾きが反転している場合もあるため、補償パターンは５種類に集約することができる。
【００９２】
図２０にそれらの集約された補償パターンを示す。
このパターン（関数）は、前述の図１４に示した表と同一であり、すなわち、
パターン１の、左側の関数は、１−sinγ、   右側の関数は、１＋sinγ、
パターン２の、左側の関数は、１＋sinγ、   右側の関数は、１−sinγ、
パターン３の、左側の関数は、√2cos(π/4＋γ)、右側の関数は、√2cos(π/4＋γ)、
パターン４の、左側の関数は、cosγ、右側の関数は、cosγ、
パターン５の、左側の関数は、√2sin(π/4＋γ)、右側の関数は、√2sin(π/4＋γ)、
となる。
【００９３】
ここで、√2はルート２のことで、１．４１４の値のことである。
これらの５種類のパターンは代表的なパターンであり、実際の回路に用いて前述の１６の種類の補償特性を得るためには、扱う信号の符号を変える等簡単な演算処理が必要になる。
図２１に５種類のパターンをもとに、信号補償特性を得るための演算アルゴリズムについて示す。
【００９４】
この例で用いている前提条件は、６４の周波数のサブキャリアをＩＦＦＴにより演算して生成するに当り、そのＩＦＦＴの離散ポイント数を６４とし、ＩＦＦＴの演算はｎ＝１、２、３、・・・・とし、ｉ番目の実数部と虚数部の入力データを
re( i )+im( i )×j
として表している。
【００９５】
また、同一周波数で極性の異なるサブキャリアに対しては、各々のサブキャリアに対する組のＱＰＳＫ変調を行うための信号点を指定する配置データを取りこみ、それらの配置データはｎ番目と、６５−ｎ番目のサブキャリアに対する変調信号として割り当てる。
【００９６】
同図は、このようにして成される信号の処理方法をＣ言語により解説的に示したもので、右に％のあとに示すコメントは処理に対する説明を文で示したものである。
このようにして、それぞれのサブキャリアに与えられる補償パターンが復元されるが、それぞれの周波数のサブキャリアに対するＱＰＳＫのデジタル変調信号は、このようにして得られた補償用テーブルを用いて信号点配置を行うようにする。
【００９７】
前述の図１におけるマッピングテーブルには図２０に示したような、補償特性を代表する５つのパターンのデータが格納されており、この代表的なパターンデータより、それぞれのサブキャリアに対してＱＰＳＫによるデジタル変調を与えるためうの信号点配置を、図１における判断処理回路１１により、前述の図２１に示したような方法で５つの代表パターンを基にそれぞれのサブキャリアの変調点に対して行う補償値を求め、その求められた補償値に従って供給されるデジタルデータに対するデータマッピングを行う。
【００９８】
このようにして得られ、データマッピングされた信号はＩＦＦＴ１３に供給され、前述の様に逆フーリエ変換が成され、逆フーリエ変換により生成されたＩ信号、及びＱ信号はデジタル直交変調器に供給されて、中間周波発振器１６が発振する中間周波数を中心周波数として正及び負の周波数が対となり、目的とする直交周波数分割多重信号が得られる。
【００９９】
このようにして得られた直交周波数分割多重信号は、デジタル直交信号時に生じる実数部信号と虚数部信号のタイミングの差による誤差の補償された変調信号である。
【０１００】
なお、本実施例では説明を理解しやすくするため、ＱＰＳＫ変調に応用した例により述べたが、変調方式はこれに限らず、ＢＰＳＫ変調や、多値ＱＡＭ変調等にも応用できることは言うまでもない。
【０１０１】
またこのような動作タイミングの差による特性差の補償は、マルチキャリアを対象とした技術に限定されるものでなく、中心キャリアに対して正である周波数と、負である周波数を設定して、それぞれのサブキャリア周波数について信号点配置を定めて情報を伝送する変調方式に対しても応用ができる。
【０１０２】
また、本実施例は、振幅誤差がないときの例として、λ＝１と限定して前述の図１４に表を示したが、振幅誤差がある場合でも同様にしてその補正を行うための設定すべき信号点を求め、位相の補償と同時に振幅差の補償も行えるものである。
【０１０３】
以上のように本実施例の装置によれば、例えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うため、誤差信号を含まなく、デジタル直交変調信号生成処理による安定した精度の高いデジタル直交分割多重信号を得ることができる。
【０１０４】
さらに、前記デジタル変調及びデジタル直交変調により生成される同相信号と直交信号の位相差、振幅差、或いは前記デジタル変調及びデジタル直交変調による直交性差により生じる位置誤差についても補償することができる。
【０１０５】
さらにまた、変調した信号の送信時に使用する中心キャリアに対して、正方向と負方向に同じ周波数間隔はなれて設定される２つのサブキャリア間の干渉により生じる位置誤差に関しても、前述の図１４に示した表により、相対するサブキャリアに与えられる変調信号に応じて設定されるマッピングテーブル値を用いてデジタル変調を行うことにより、両キャリアが干渉して生じる位置誤差を補償したデジタル直交変調信号を生成することができる。
【０１０６】
なお、上記実施例におけるデジタル直交変調器はＩ信号に続いてＱ信号のデータを用いてデジタル変調を行う構成のもので説明したが、デジタル直交変調器の信号処理シーケンスはＱ信号の演算処理を最初に行い、次にＩ信号のデータを用いる演算処理する構成にしても同様の効果を奏する。
【０１０７】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、例えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うことにより、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理による安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を提供できる効果がある。
【０１０８】
また、請求項２記載の発明によれば、多数種類ある補償特性に対して代表的な特性のみをメモリ回路に記憶させ、記憶されていない他の多数種類ある補償特性は簡単な演算処理により得るので、請求項１の効果に加え、少ないメモリ容量で実際のデジタル直交変調器の有する回路の動作誤差に伴って生じる信号点位置の誤差を補償して動作する安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を提供できる効果がある。
【０１０９】
そして、請求項３記載の発明によれば、例えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差により生じる誤差信号を、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うことにより、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理による安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得るための伝送信号の生成装置を実現することができる効果がある。
【０１１０】
また、請求項４記載の発明によれば、多数種類ある補償特性に対して代表的な特性のみをメモリ回路に記憶させ、記憶されていない他の多数種類ある補償特性は簡単な演算処理により得るので、請求項１の効果に加え、少ないメモリ容量で実際のデジタル直交変調器の有する回路の動作誤差に伴って生じる信号点位置の誤差を補償して動作する安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る伝送信号の生成装置を実現することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重変調装置の概略ブロック図である。
【図２】アナログ直交変調器の構成を示す図である。
【図３】デジタル回路で構成される直交変調器の構成を示す図である。
【図４】デジタル直交変調器の動作タイミングをチャートで示す図である。
【図５】サンプル期間の短いデジタル直交変調器の動作タイミングをチャートで示す図である。
【図６】αの位相角を有し、角速度＋ωnで回転する振幅がＡであるサブキャリアの状態を、虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。
【図７】信号ベクトルを示す式（６）〜（９）を示したものである。
【図８】式（６）の項６１と６３のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。
【図９】式（６）の項６２と６４のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。
【図１０】式（７）の項７２と７４のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。
【図１１】式（７）の項７１と７３のベクトルを虚数、実数軸による２次元平面で示したものである。
【図１２】デジタル直交変調器より補償された角周波数ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図である。
【図１３】デジタル直交変調器より補償された角周波数−ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図である。
【図１４】正および負の同一周波数のサブキャリアのそれぞれがＱＰＳＫ方式で変調され、それぞれのキャリアが４信号点を指定されるときの補償されたマッピング点を得るための表である。
【図１５】信号点補償特性の１６のケースに対する場合分けを示す表である。
【図１６】ケース１〜４に対するそれぞれのデジタル直交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るために使用する補正曲線を示す図である。
【図１７】ケース５〜８に対するそれぞれのデジタル直交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るために使用する補正曲線を示す図である。
【図１８】ケース９〜１２に対するそれぞれのデジタル直交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るために使用する補正曲線を示す図である。
【図１９】ケース１３〜１６に対するそれぞれのデジタル直交変調信号の周波数スペクトラムとその特性を得るために使用する補正曲線を示す図である。
【図２０】ケース１〜１６に使用される補正曲線を求めるために使用される５つの代表的な補正特性を示す図である。
【図２１】５つの代表的な補正特性より、ケース１〜１６に使用される補正曲線を得るために行う処理の過程を模式的なプログラムで示したものである。
【符号の説明】
１０  データマッピング回路
１１  判断処理回路
１２  マッピングテーブル
１３  ＩＦＦＴ演算回路
１５  デジタル直交変調回路
１６  中間周波発振器
１７  ＤＡ変換器
【図１】
0003642471.tif 000002
【図２】
0003642471.tif 000003
【図３】
0003642471.tif 000004
【図４】
0003642471.tif 000005
【図５】
0003642471.tif 000006
【図６】
0003642471.tif 000007
【図７】
0003642471.tif 000008
【図８】
0003642471.tif 000009
【図９】
0003642471.tif 000010
【図１０】
0003642471.tif 000011
【図１１】
0003642471.tif 000012
【図１２】
0003642471.tif 000013
【図１３】
0003642471.tif 000014
【図１４】
0003642471.tif 000015
【図１５】
0003642471.tif 000016
【図１６】
0003642471.tif 000017
【図１７】
0003642471.tif 000018
【図１８】
0003642471.tif 000019
【図１９】
0003642471.tif 000020
【図２０】
0003642471.tif 000021
【図２１】
0003642471.tif 000022