(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ方式で変調されたアナログＲＦ信号をダウンコンバートするダウンコンバータ、ダウンコンバート信号をアナログ／デジタル変換するＡＤ変換手段およびＡＤ変換手段によって得られた信号に対して、高速フーリエ変換を施して、時間軸を周波数軸に変換するＦＦＴ手段を備えたＯＦＤＭ復調機において、
ＦＦＴ手段によるＦＦＴ後のＤＣ成分からＤＣオフセット量を検出するＤＣオフセット検出手段、およびＤＣオフセット検出手段によって検出されたＤＣオフセット量に基づいて、ＤＣオフセットを補正するＤＣオフセット補正手段を備えており、
ＤＣオフセット検出手段は、複数の基準値を有しかつＦＦＴ手段によるＦＦＴ後のＤＣ成分と各基準値との差分値を算出して出力する差分手段、および差分手段によって算出された差分値のうちの最小値を選択して出力する比較手段および比較手段によって出力された差分値を一定期間積分し、得られた積分値をオフセット量として出力する積分手段を備えていることを特徴とするＯＦＤＭ復調機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、地上デジタル放送などで用いられるＯＦＤＭ方式で変調された信号を復調するためのＯＦＤＭ復調機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、映像信号または音声信号を伝送するシステムにおいて、高品質な伝送や周波数利用効率の向上に優れた方式として、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重、  Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が提案されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に多数のサブキャリアを立てる変調方式である。例えば、アナログＴＶ信号をデジタル信号に変換した後、ＭＰＥＧ(Moving Picture Experts Group)でデータ圧縮を施す。このデータ信号にノイズなどの伝送路におけるエラー発生原因を分散させるなどのためにバイトインタリーブ、ビットインタリーブを行い，ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying) 、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) などの変調方式に応じたマッピングを行う。
【０００４】
マッピングが行われたデータは、フェージングなど伝送路におけるエラー発生原因を分散させるための時間インタリーブ、周波数インタリーブを行った後、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）を行い、直交変調後、ＲＦ周波数に周波数変換して、伝送される。
【０００５】
図１は、デジタルテレビ受信機の構成を示している。
【０００６】
デジタルテレビ受信機では、送信側と全く逆の操作を行ってＴＶ信号を復調する。
【０００７】
アンテナから入力されるＲＦ入力は、ミキサ２１に入力される。ミキサ２１には局部信号発生器２２から選局に応じた信号も入力され、希望周波数がＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２３の帯域内に入るよう周波数変換された信号が出力される。ＢＰＦ２３では、希望周波数成分のみを抜き出す。
【０００８】
ＢＰＦ２３の出力は、ミキサ２４、２５にそれぞれ入力する。ミキサ２４、２５には、局部信号発生器２６からの信号を入力とする９０度位相器２７からコサイン信号およびサイン信号が入力されている。ミキサ２４、２５は、ＩＦ周波数であるＢＰＦ２３の出力をダウンコンバートして、実軸（Ｉ軸）成分と虚軸（Ｑ軸）成分からなるＬｏｗ  ＩＦ信号に変換し、アナログ／デジタル変換器７、８に出力する。
【０００９】
アナログ／デジタル変換器７、８では、アナログ信号（Ｉ軸成分、Ｑ軸成分）をデジタル信号に変換してＦＦＴ回路９に出力する。ＦＦＴ回路９では、入力信号に対して高速フーリエ変換を行い、時間軸データを周波数データに変換して、周波数デインタリーブ回路１２に出力する。
【００１０】
周波数デインタリーブ回路１２では、電波の反射などによる特定周波数信号の欠落を補うために行われた周波数インタリーブを元に戻す。周波数デインタリーブ回路１２の出力は、時間デインタリーブ回路１３に送られる。時間デインタリーブ回路１３は、耐フェージングなどのために施された時間インタリーブを元に戻す。
【００１１】
時間デインタリーブが行われたＩ軸およびＱ軸信号はデマッピング回路１４に送られ、２ビット（ＱＰＳＫ）、４ビット（１６ＱＡＭ）または６ビット（６４ＱＡＭ）に変換される。デマッピングが行われた信号はビットデインタリーブ回路１５に送られる。ビットデインタリーブ回路１５は、誤り耐性を増す目的で行われたビットインタリーブを解除する。ビットデインタリーブ回路１５の出力は、ビタビ復号回路１６に送られる。ビタビ復号回路１６は、送信側で行われた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行う。
【００１２】
ビタビ復号が行われた信号は、バイトデインタリーブ回路１７に送られる。バイトデインタリーブ回路１７は、ビットインタリーブ同様誤り耐性を増す目的で行われたバイトインタリーブを解除する。バイトデインタリーブ回路１７の出力は、ＲＳ復号回路１８に送られる。ＲＳ復号回路１８は、ＲＳ（リードソロモン）復号を行って誤り訂正を行う。誤り訂正された信号は、ＭＰＥＧデコード回路１９に送られる。ＭＰＥＧデコード回路１９は、誤り訂正された信号（圧縮信号）を伸長し、デジタル／アナログ変換２０に出力する。デジタル／アナログ変換２０は、ＭＰＥＧデコード回路１９から送られてきた信号を、アナログ映像及びアナログ音声信号に変換して出力する。
【００１３】
日本の地上デジタル放送方式においては、セグメント分割された信号形式が採用され、テレビ放送の場合は、１３セグメントを１まとめにして６ＭＨｚの帯域内に伝送している。また、１３セグメントの内の中央の１セグメントにおいては１セグメントのみでデータ放送などが行える部分受信が可能である。１３セグメント受信に対して、部分受信においては帯域が１／１３になるのみであり、ほぼ同じ構成で受信が可能である。
【００１４】
受信方式として、上述の説明では、ＩＦ周波数に一旦変換し、その後Ｌｏｗ  ＩＦに変換する所謂スーパヘテロダイン方式について説明を行った。ＱＰＳＫ変調など単一キャリア伝送方式では、この他の受信方式として、ＲＦ信号を直接ベースバンド信号に変換するダイレクトコンバージョン方式も用いられる。ダイレクトコンバージョン方式では、通常ＳＡＷフィルタで実現されるバンドパスフィルタ２３などが不要になるため、部品点数の削除が可能である。
【００１５】
図２は、本出願人が開発したダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示している。このダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機は、不要成分除去回路が設けられている点において、従来のダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機と異なっており、本願の出願時点では公知ではない。
【００１６】
図１のスーパヘテロダイン方式のデジタルテレビ受信機との相違は、次の通りである。
【００１７】
（１）ＲＦ信号をＩＦ信号に変換し、さらにＬｏｗ  ＩＦ信号に変換するための回路（ミキサ２１、局部信号発生器２２、ＢＰＦ２３、局部信号発生器２６、ミキサ２４、２５および９０度位相器２７）を削除したこと。
【００１８】
（２）ＲＦ信号をダウンコンバートするためのダウンコンバータ（局部信号発生器１、ミキサ２、３、９０度位相器４）およびＬＰＦ５、６を追加したこと。
【００１９】
（３）不要成分除去回路１０、１１を追加したこと。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ受信では、ＲＦ信号を直接Ｌｏｗ  ＩＦ信号に変換する以外に、部分受信対象セグメントの占有周波数の中心周波数が周波数零（直流成分）となるようにＲＦ信号を周波数変換する方法も可能である。この場合、直流成分（周波数零の成分）も有効な信号成分となるため、ＤＣオフセットの無い信号が要求される。しかし、ダウンコンバータやＡＤコンバータのＤＣオフセットによりＤＣオフセットの無い信号を生成するのは容易でない。
【００２１】
この発明は、簡単な構成で高精度のＤＣオフセット補正が可能となるＯＦＤＭ復調機を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
この発明によるＯＦＤＭ復調機は、ＯＦＤＭ方式で変調されたアナログＲＦ信号をダウンコンバートするダウンコンバータ、ダウンコンバート信号をアナログ／デジタル変換するＡＤ変換手段およびＡＤ変換手段によって得られた信号に対して、高速フーリエ変換を施して、時間軸を周波数軸に変換するＦＦＴ手段を備えたＯＦＤＭ復調機において、ＦＦＴ手段によるＦＦＴ後のＤＣ成分からＤＣオフセット量を検出するＤＣオフセット検出手段、およびＤＣオフセット検出手段によって検出されたＤＣオフセット量に基づいて、ＤＣオフセットを補正するＤＣオフセット補正手段を備えており、ＤＣオフセット検出手段は、複数の基準値を有しかつＦＦＴ手段によるＦＦＴ後のＤＣ成分と各基準値との差分値を算出して出力する差分手段、および差分手段によって算出された差分値のうちの最小値を選択して出力する比較手段および比較手段によって出力された差分値を一定期間積分し、得られた積分値をオフセット量として出力する積分手段を備えていることを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図３〜図７を参照して、この発明をダイレクトコンバージョン方式の受信機に適用した場合の実施の形態について説明する。
【００２６】
図３は、ダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示している。図４は、図３の各部のスペクトラムを示している。
【００２７】
図３において、図１と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。図３の受信機と図１の従来例との相違点は、次の通りである。
【００２８】
（１）ＲＦ信号をＩＦ信号に変換し、さらにＬｏｗ  ＩＦ信号に変換するための回路（ミキサ２１、局部信号発生器２２、ＢＰＦ２３、局部信号発生器２６、ミキサ２４、２５および９０度位相器２７）を削除したこと。
（２）部分受信対象セグメントの占有周波数の中心周波数が周波数零（直流成分）となるように、ＲＦ信号を周波数変換するダウンコンバータ（局部信号発生器１、ミキサ２、３、９０度位相器４）およびＬＰＦ５、６を追加したこと。
（３）不要成分除去回路１０、１１を追加したこと。
（４）ＤＣオフセット補正回路１０１〜１０２およびＤＣオフセット検出回路１０３を追加したこと。
【００２９】
地上デジタル放送では、図４（ａ）に示すようなスペクトラムで送信される。図４（ａ）では、ＵＨＦ１４〜１６チャンネルに対するスペクトラムが図示されている。１チャンネルは６ＨＭｚで、１チャンネルは１３セグメントのセグメントで構成されている。このうちの中央のセグメントは部分受信用の信号である。ＵＨＦ１５を部分受信する場合について説明する。
【００３０】
図４（ｂ）は、ＵＨＦ１５の拡大図で、部分受信対象セグメントをＳ１５−０、前後のセグメントをＳ１５−１〜Ｓ１５−１２とし、そのうちのＳ１５−０〜Ｓ１５−６が図示されている。
【００３１】
ＵＨＦ１５のＲＦ信号は、図３のダウンコンバータ（局部信号発生器１、９０度位相器４およびミキサ２、３）によって周波数変換される。局部信号発生器１からは、部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の中心周波数が周波数零となるようにＲＦ信号を周波数変換するための周波数の信号が出力される。また、９０度位相器４からは、実軸および虚軸成分を出力するため、コサイン信号およびサイン信号がミキサ２、３に出力されている。
【００３２】
ダウンコンバータによる周波数変換後のスペクトラムは、図４（ｃ）に示すようになる。ダウンコンバータは部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の中心周波数が周波数零（直流成分）となるようにＲＦ信号を周波数変換するため、部分受信対象セグメントＳ１５−０の占有周波数の半分の周波数は折り返しが発生し、折り返した信号が多重されることになる。
【００３３】
この信号に対してＬＰＦ５、６で高調波成分を取り除く。ＬＰＦ５、６による高調波成分除去後の出力スペクトラムは、図４（ｄ）に示すようになる。ＬＰＦ５、６として、比較的緩やかな特性を持つアナログフィルタを用いているため、ＬＰＦ５、６による高調波成分除去後の出力信号のスペクトラムには、部分受信対象セグメントＳ１５−０以外に、それに隣接するセグメントＳ１５−１、Ｓ１５−２も残っている。
【００３４】
この信号に対してＦＦＴ９にて、時間軸データを周波数軸データに変換する。ＦＦＴ９の出力スペクトラムは図４（ｅ）に示すようになる。
【００３５】
ＦＦＴ９の出力を不要成分除去回路１０、１１にて、部分受信対象セグメントＳ１５−０以外の不要成分であるセグメントＳ１５−１、Ｓ１５−２を除去し、周波数デインタリーブ回路１２に出力する。したがって、不要成分除去回路１０、１１の出力信号のスペクトラムは図４（ｆ）に示すように、部分受信対象セグメントＳ１５−０のみとなる。周波数デインタリーブ回路１２以降の信号処理は図１の受信機と同じである。
【００３６】
参考のため、部分受信対象セグメントＳ１５−０の折り返った信号成分を、ＦＦＴ回路９によって分離できる原理について述べる。
【００３７】
簡単のため、部分受信部であるセグメントＳ１５−０の中心の周波数をwcとし、wcから上下に±α離れた部分にキャリアが１本づつあるとすると、セグメントＳ１５−０の信号Ｓ０は、次式（１）で表される。
【００３８】
Ｓ０＝A*cos((wc+α)t) + B*sin((wc-α)t))  …(1)
【００３９】
ここで、A 〜B は信号の振幅である。
【００４０】
この信号に、実軸、虚軸それぞれのＲＦ信号の中心をＤＣに変換するため、cos(wct)、sin(wct)を掛けた後、高調波成分を除くと（係数は１／２は省略）、実軸成分Ｉは次式（２）で示すようになり、虚軸成分Ｑは次式（３）で示すようになる。
【００４１】
Ｉ＝A*cos(αt) + B*sin(-αt)  …(2)
Ｑ＝A*sin (-αt) + B*cos (αt)  …(3)
【００４２】
この信号をＦＦＴするため、この信号に cos(-αt) -jsin(-αt)を掛けて１周期分積分するとＡが得られ、また、cos(αt) - jsin(αt)を掛け１周期分積分すると、Ｂが得られるので、正の周波数成分と負の周波数成分は完全に分離が可能である。
【００４３】
ところで、図４（ｃ）に示すスペクトラムのように、ＤＣ成分（周波数零の成分）も信号成分であるため、ＤＣオフセットの無い信号が必要になる。ＤＣオフセットの発生原因としては、ミキサ２、３、ＬＰＦ５、６がアクティブフィルタの場合は、能動素子のＤＣオフセット、アナログ／デジタル変換回路７、８などが挙げられる。
【００４４】
図３の受信機では、ＦＦＴ回路９でのＦＦＴ後の出力がＤＣオフセット検出回路１０３に入力し、ＤＣオフセット検出回路１０３の出力がＤＣオフセット補正回路１０１、１０２に入力している。ＤＣオフセット補正回路１０１、１０２では、ＤＣオフセット検出回路１０３のＤＣオフセット量に応じてＦＦＴ回路９のＤＣ出力時の値の補正を行う。
【００４５】
図５は、ＤＣオフセット検出回路１０３の構成を示している。
【００４６】
通常、データは伝送信号処理でランダムデータに近い信号になる。このため、信号成分を一定期間積分を行うと一定値になる。ＤＣオフセット検出回路１０３は、この性質を利用し、ＦＦＴ回路９の出力のＤＣ成分を一定期間積分し、積分結果をＤＣオフセット量としている。
【００４７】
図５のＤＣオフセット検出回路１０３は、一方のＤＣオフセット補正回路１０１に対してオフセット量を与えるための第１回路（ＤＣ位置検出回路２０１および積分器２０２）と、他方のＤＣオフセット補正回路１０２に対してオフセット量を与えるための第２回路（ＤＣ位置検出回路３０１および積分器３０２）とを備えている。
【００４８】
両回路の動作は同じであるので、第１回路の動作についてのみ説明する。ＤＣ位置検出回路２０１は、ＦＦＴ回路９からの出力される一方の信号を入力とし、ＤＣ位置のレベルを検出する。積分器２０２は、ＤＣ位置検出回路２０１によって検出されたＤＣ位置のレベルを一定期間積分し、その積分結果をオフセット量として出力する。
【００４９】
図６は、ＤＣオフセット検出回路１０３の他の構成例を示している。
【００５０】
信号成分が＋１または−１の値を取る場合、ＤＣオフセットの値をαとするとＦＦＴ回路９の出力は、＋１＋αまたは−１＋αとなる。
【００５１】
例えば、出力が＋１＋αの場合、この値に±１をすると、２＋α、αとなる。この値の０に近い値、すなわちαがＤＣオフセット量となる。同様に、出力が−１＋αの場合、この値に±１をすると、α、−２＋αとなる。この値の０に近い値、すなわちαがＤＣオフセット量となる。このようにＦＦＴ回路９の出力から想定される信号値を引き、値の０に近いものをＤＣオフセット量とする。
【００５２】
図６のＤＣオフセット検出回路１０３は、一方のＤＣオフセット補正回路１０１に対してオフセット量を与えるための第１回路（ＤＣ位置検出回路４０１、第１差分回路４０２、第２差分回路４０３、比較回路４０４および積分器４０５）と、他方のＤＣオフセット補正回路１０２に対してオフセット量を与えるための第２回路（ＤＣ位置検出回路５０１、第１差分回路５０２、第２差分回路５０３、比較回路５０４および積分器５０５）とを備えている。
【００５３】
両回路の動作は同じであるので、第１回路の動作についてのみ説明する。ＤＣ位置検出回路４０１は、ＦＦＴ回路９からの出力される一方の信号を入力とし、ＤＣ位置のレベルを検出する。ＤＣ位置検出回路４０１の出力Ｘは、＋１＋αまたは−１＋αとなる。
【００５４】
第１差分回路４０２は、ＤＣ位置検出回路４０１の出力Ｘに−１を減算する（＋１を加算する）。第１差分回路４０２の出力値は、Ｘ＋１となる。第２差分回路４０３は、ＤＣ位置検出回路４０１の出力Ｘから＋１を減算する。第２差分回路４０３の出力値は、Ｘ−１となる。
【００５５】
比較回路４０４は、第１差分回路４０２の出力値（Ｘ＋１）と、第２差分回路４０３の出力値（Ｘ−１）とを比較し、小さい方の出力値αを選択して出力する。積分器４０５は、比較回路４０４の出力を一定期間積分し、その積分結果をオフセット量として出力する。
【００５６】
上記実施の形態では、ＤＣオフセット補正回路１０１、１０２は、ＦＦＴ回路９の後段に設けられているが、図７に示すように、ＤＣオフセット補正回路１０１、１０２をＦＦＴ回路９の前段に設けてもよい。ＤＣオフセット補正回路１０１、１０２をＦＦＴ回路９の前段に設けた場合には、ＦＦＴ変換前に補正を行っているので、ＦＦＴのダイナミックレンジを十分に活かすことができるが、ＦＦＴ変換時間分の補正遅延が生じる。
【００５７】
【発明の効果】
この発明によれば、簡単な構成で精度の良いＤＣオフセット補正ができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本出願人が開発したダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】図３の各部のスペクトラムを示す模式図である。
【図５】ＤＣオフセット検出回路１０３の構成を示すブロック図である。
【図６】ＤＣオフセット検出回路１０３の他の構成を示すブロック図である。
【図７】デジタルテレビ受信機の他の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  局部信号発生器
２、３  ミキサ
４  ９０度位相器
５、６  ＬＰＦ
９  ＦＦＴ回路
１０、１１  不要成分除去回路
１０１、１０２  ＤＣオフセット補正回路
１０３  ＤＣオフセット検出回路
【図１】
0003685750.tif 000002
【図２】
0003685750.tif 000003
【図３】
0003685750.tif 000004
【図４】
0003685750.tif 000005
【図５】
0003685750.tif 000006
【図６】
0003685750.tif 000007
【図７】
0003685750.tif 000008