(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換回路であつて、
同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチを構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子に接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ、夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子に接続するようにした直接型周波数変換回路において、
前記の各ＡＣスイッチの直流端子間に夫々スナバ回路を並列接続し、各ＡＣスイッチのスイッチング素子のスイッチ動作によってスナバ回路が蓄えているエネルギを交流出力側に回生することを特徴とする直接型周波数変換回路のスナバエネルギ回生方法。
【請求項２】
請求項１に記載のスナバエネルギ回生方法において、
前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードに夫々逆並列にスイッチング素子を接続し、
この新たなスイッチング素子のスイッチ動作を加えることによって、スナバ回路が蓄えているエネルギをさらに交流入力側にも回生することを特徴とする直接型周波数変換回路のスナバエネルギ回生方法。
【請求項３】
Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換回路であつて、
同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチを構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子に接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ、夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子に接続し、さらに
前記の各ＡＣスイッチの直流端子間に夫々スナバ回路を並列接続し、
前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードに夫々逆並列にスイッチング素子を接続した直接型周波数変換回路において、
前記の各スイッチング素子のスイッチ動作によってスナバ回路が蓄えているエネルギを交流入力側のその時点において最も高い電圧を示す線間に回生することを特徴とする直接型周波数変換回路のスナバエネルギ回生方法。
【請求項４】
Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換回路であつて、
必要に応じ夫々逆並列のスイッチング素子を持つ同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチを構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子に接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ、夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子に接続し、必要に応じ前記の各ＡＣスイッチの直流端子間に夫々スナバ回路を並列接続するようにした直接型周波数変換回路において、
交流入力の相毎の前記ＡＣスイッチを構成するスイッチング素子に対する、少なくとも周波数変換動作に関わる駆動パルスを、
交流出力各相の正弦波の指令波形としての出力指令波形とキャリア信号との比較によって得られる第１のＰＷＭ信号、
交流入力の各入力相電圧に対応するＰＷＭ信号であって、各当該入力相電圧の零クロス点の位相を中心とする前後に対称の、片側の電気角の幅９０°未満の所定の位相角の範囲においては、この零クロス点の位相に山点又は谷点の位相が一致し、零クロス点の位相の前後方向に夫々対称に所定の勾配を持つ三角波信号とキャリア信号との比較によって得られ、零クロス点の位相から離れるに従いオン比率が漸増するＰＷＭ波形を持ち、
残りの位相角の範囲においては、キャリア信号のピーク値に近く、且つこのピーク値より小さい直流指令とキャリア信号との比較によって得られ、オン比率が所定の最大値を維持するＰＷＭ波形を持つような第２のＰＷＭ信号、
の２つのＰＷＭ信号のＡＮＤ条件によって生成し、交流入力電流の波形歪を低減すると共に交流入力電圧の利用率を向上するようにしたことを特徴とする直接型周波数変換回路の制御方法。
【請求項５】
請求項４に記載の制御方法において、
交流入力の各当該入力相電流中のリプル分の反転信号を前記各相の出力指令波形に重畳させて第１のＰＷＭ信号を生成し、交流入力電流の波形歪をさらに低減するようにしたことを特徴とする直接型周波数変換回路の制御方法。
【請求項６】
請求項４に記載の制御方法において、
交流入力の各当該入力相電流中のリプル分の反転信号を前記直流指令に重畳させて第２のＰＷＭ信号を生成し、交流入力電流の波形歪をさらに低減するようにしたことを特徴とする直接型周波数変換回路の制御方法。
【請求項７】
請求項４に記載の制御方法において、
交流出力側に裁断して分配される交流入力線間電圧に含まれる電圧変動分の基本波成分の反転信号を抽出し、この反転信号を用いて前記各相の出力指令波形を振幅変調して第１のＰＷＭ信号を生成し、交流出力波形の振幅変動を抑制するようにしたことを特徴とする直接型周波数変換回路の制御方法。
【請求項８】
請求項４ないし７の何れかに記載の制御方法において、
前記交流入力の相数を３とし、前記した零クロス点を中心とする前後に対称の所定の位相角範囲の片側の電気角の幅を６０°としたことを特徴とする直接型周波数変換回路の制御方法。
【請求項９】
請求項４ないし７の何れかに記載の制御方法において、
前記三角波信号を、この三角波信号の山点，谷点及び零クロス点を通り、山点及び谷点の位相の前後方向に対称、且つ隣接する山点と谷点の間ではこの山点と谷点の間の零クロス点に対して点対称であるような任意の波形を持つ信号に置換えて前記第２のＰＷＭ信号を得るようにしたことを特徴とする直接型周波数変換回路の制御方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の制御方法において、
前記任意の波形を持つ信号の正負の毎半波が夫々前記三角波信号の対応する半波を内包するようにしたことを特徴とする直接型周波数変換回路の制御方法。
【請求項１１】
Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換回路であつて、
同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチを構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子に接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ、夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子に接続し、さらに
前記の各ＡＣスイッチの直流端子間に夫々スナバ回路を並列接続し、
前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードに夫々逆並列にスイッチング素子を接続した直接型周波数変換回路において、
前記Ｎ相の交流入力端子に夫々直列にリアクトルを挿入し、この各リアクトルのＡＣスイッチ側の端子の相互間に夫々コンデンサと抵抗との直列回路を接続し、前記スナバ回路をコンデンサのみで構成するようにしたことを特徴とする直接型周波数変換回路
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は直流中間回路が不要であり、入力交流電流を高力率で正弦波化することが可能なＮ相（例えば単相又は３相）の交流入力から任意の周波数の交流出力（例えば単相又は３相）を得る電源装置としての、いわゆるＡＣ／ＡＣ変換器の直接型周波数変換回路において、スナバ回路のエネルギを電源側又は負荷側に回生するスナバエネルギの回生方法、及び交流入力電流の波形歪の低減，交流入力電圧の利用率の向上，交流出力波形の振幅変動の抑制等を計る制御方法、並びにスナバ回路の部品点数を削減した直接型周波数変換回路に関する。
【０００２】
なお、以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部分を示す。
【０００３】
【従来の技術】
上述した高力率のＡＣ／ＡＣ変換器の直接型周波数変換回路としては、本出願人の先願になる特開平６−２４５５３３号の提案がある。
この先願においては、Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換回路において、
同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチを構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子１接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ，夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子に接続するようにした周波数変換回路、及び
前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードに夫々逆並列にスイッチング素子を接続し、前記交流出力側から交流入力側への電力回生を可能とした周波数変換回路などが提案されている。
【０００４】
次にこの先願の技術を簡単に説明する。図１４は単相入力から任意の周波数の３相出力を得る直接型周波数変換回路の構成例を示す。同図においてはダイオードＤ１１のアノードとダイオードＤ１２のカソードを接続点Ｐ０にて接続したダイオード直列回路と、６個のトランジスタ（一般にはスイッチング素子とも呼ぶ）Ｕ１からＺ１を３相ブリッジ接続したインバータ回路とを並列に接続して交流スイッチ（ＡＣスイッチとも呼ぶ）１０４を構成している。なお、各トランジスタＵ１からＺ１には夫々還流用のダイオードが逆並列に接続されている。
【０００５】
同様にダイオードＤ２１のアノードとダイオードＤ２２のカソードを接続点Ｐ０にて接続したダイオード直列回路と、６個のトランジスタＵ２からＺ２を３相ブリッジ接続したインバータ回路とを並列に接続して交流スイッチ１０５を構成している。なお、各トランジスタＵ２からＺ２には夫々還流用のダイオードが逆並列に接続されている。
【０００６】
また交流スイッチ１０４のダイオード接続点Ｐ０と単相交流入力端子Ｒとはリアクトル７を介して、交流スイッチ１０５のダイオード接続点Ｐ０と単相交流入力端子Ｓとは直接に、夫々接続されており、２つの交流スイッチ１０４，１０５の夫々のダイオード接続点Ｐ０の相互間にはコンデンサ１０が設けられている。また交流スイッチ１０４のトランジスタＵ１とＸ１の接続点Ｐ１と、交流スイッチ１０５のトランジスタＵ２とＸ２の接続点Ｐ１とは一括短絡され、この短絡点Ｐ１はリアクトル４を介して出力端子Ｕに接続されている。
【０００７】
同様に交流スイッチ１０４のトランジスタＶ１とＹ１の接続点Ｐ２と、交流スイッチ１０５のトランジスタＶ２とＹ２の接続点Ｐ２とは一括短絡され、この短絡点Ｐ２はリアクトル５を介して出力端子Ｖに接続されている。
同様に交流スイッチ１０４のトランジスタＷ１とＺ１の接続点Ｐ３と、交流スイッチ１０５のトランジスタＷ２とＺ２の接続点Ｐ３とは一括短絡され、この短絡点Ｐ３はリアクトル６を介して出力端子Ｗに接続されている。
【０００８】
図１８は図１４の回路構成における動作波形を示す。単相交流入力電圧Ｖｉｎが正の期間、トランジスタＵ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２をオンさせることにより、Ｕ１とＹ２がオンの時は出力端子ＵＶ間に正の電圧が、Ｕ１とＺ２がオンの時は出力端子ＵＷ間に正の電圧が、Ｖ１とＸ２がオンの時は出力端子ＵＶ間に負の電圧が、Ｖ１とＺ２がオンの時は出力端子ＶＷ間に正の電圧が、Ｗ１とＸ２がオンの時は出力端子ＵＷ間に負の電圧が、Ｗ１とＹ２がオンの時は出力端子ＶＷ間に負の電圧が、夫々印加される。この時、出力の周波数に合わせて、各出力端子間に正負の電圧を振り分けてやることで、任意の周波数の３相交流電圧を発生することができる。
【０００９】
単相交流入力電圧Ｖｉｎが負の期間においても、交流スイッチ１０４，１０５のトランジスタのオン，オフのパターンを変えるだけで、単相交流入力電圧Ｖｉｎが正の期間と同様に、各出力端子間には任意の周波数の３相交流電圧を発生できる。またトランジスタＵ１からＺ１までの１２個をリアクトル７の電流Ｉｉｎが交流入力電圧Ｖｉｎと同位相で、且つ正弦波状になるようにオン，オフさせることにより、単相交流入力電流Ｉｉｎは力率１でしかも正弦波となる。
【００１０】
図１５は単相入力から任意の周波数の３相出力を得る周波数変換回路の別の構成例を示す。同図において図１４との相違点は、図１４における交流スイッチ１０４のダイオードＤ１１とＤ１２を夫々トランジスタＳＲ１とＳＲ２に置換えて交流スイッチ１０７を構成し、同様に図１４における交流スイッチ１０５のダイオードＤ１３とＤ１４を夫々トランジスタＳＳ１とＳＳ２に置換えて交流スイッチ１０８を構成した点である。なお、新設の各トランジスタＳＲ１からＳＳ２の４個にも還流用のダイオードが接続されている。
【００１１】
図１５の回路は２つの交流スイッチ１０７，１０８が、図１４における交流スイッチ１０４，１０５のダイオードＤ１１〜Ｄ１２をトランジスタＳＲ１〜ＳＳ２に置換えたことにより、さらに交流出力（負荷）側のエネルギを交流入力（電源）側へ回生する機能を持っただけで、図１４と同様な動作をする。
図１６は３相入力から異なる任意の周波数の３相出力を得る周波数変換回路の構成例を示す。同図において図１４との相違点を述べると、ダイオードＤ３１のアノードとダイオードＤ３２のカソードを接続点Ｐ０で接続したダイオード直列回路と、６個のトランジスタＵ３からＺ３を３相ブリッジ接続したインバータ回路とを並列に接続して交流スイッチ１０６を新たに構成し、交流スイッチ１０４のダイオード接続点Ｐ０はリアクトル７を介して入力端子Ｒに、交流スイッチ１０５のダイオード接続点Ｐ０はリアクトル８を介して入力端子Ｓに、交流スイッチ１０６のダイオード接続点Ｐ０はリアクトル９を介して入力端子Ｔに夫々接続している。また、各交流スイッチ１０４〜１０６のダイオード接続点Ｐ０の３個の相互間には夫々コンデンサ１０，１１，１２を接続している。
【００１２】
さらに交流スイッチ１０４のトランジスタＵ１とＸ１の接続点Ｐ１、同じく交流スイッチ１０５のトランジスタＵ２とＸ２の接続点Ｐ１、同じく交流スイッチ１０６のトランジスタＵ３とＸ３の接続点Ｐ１の３つの接続点を一括短絡して、この短絡点Ｐ１をリアクトル４を介し出力端子Ｕに接続し、
同様に交流スイッチ１０４のトランジスタＶ１とＹ１の接続点Ｐ２、同じく交流スイッチ１０５のトランジスタＶ２とＹ２の接続点Ｐ２、同じく交流スイッチ１０６のトランジスタＶ３とＹ３の接続点Ｐ２の３つの接続点を一括短絡して、この短絡点Ｐ２をリアクトル５を介し出力端子Ｖに接続している。
【００１３】
同様に交流スイッチ１０４のトランジスタＷ１とＺ１の接続点Ｐ３、同じく交流スイッチ１０５のトランジスタＷ２とＺ２の接続点Ｐ３、同じく交流スイッチ１０６のトランジスタＷ３とＺ３の接続点Ｐ３の３つの接続点を一括短絡して、この短絡点Ｐ３をリアクトル６を介し出力端子Ｗに接続している。
この図１６の回路は、図１４の回路を３相入力の回路に適用するために交流スイッチを２個から３個にしただけで図１４と同様な動作をする。
【００１４】
図１７は３相入力から異なる任意の周波数の３相出力を得る周波数変換回路の別の構成例を示す。同図において図１５との相違点を述べると、夫々逆並列の帰還ダイオードを持つトランジスタＳＴ１とＳＴ２を接続点Ｐ０で直列に接続した回路と、同じく夫々逆並列の帰還ダイオードを持つ６個のトランジスタＵ３からＺ３を３相ブリッジ接続したインバータ回路とを並列に接続して交流スイッチ１０９を新たに構成し、交流スイッチ１０７のトランジスタＳＲ１とＳＲ２の接続点Ｐ０はリアクトル７を介して入力端子Ｒに接続し、同様に交流スイッチ１０８のトランジスタＳＳ１とＳＳ２の接続点Ｐ０はリアクトル８を介して入力端子Ｓに接続し、同様に交流スイッチ１０９のトランジスタＳＴ１とＳＴ２の接続点Ｐ０はリアクトル９を介して入力端子Ｔに接続している。そして各交流スイッチ１０７〜１０９のこのトランジスタ接続点Ｐ０の３個の相互間には夫々コンデンサ１０，１１，１２を接続している。
【００１５】
さらに交流スイッチ１０７のトランジスタＵ１とＸ１の接続点Ｐ１、同じく交流スイッチ１０８のトランジスタＵ２とＸ２の接続点Ｐ１、同じく交流スイッチ１０９のトランジスタＵ３とＸ３の接続点Ｐ１の３つの接続点を一括短絡して、この短絡点Ｐ１をリアクトル４を介し出力端子Ｕに接続し、
同様に交流スイッチ１０７のトランジスタＶ１とＹ１の接続点Ｐ２、同じく交流スイッチ１０８のトランジスタＶ２とＹ２の接続点Ｐ２、同じく交流スイッチ１０９のトランジスタＶ３とＹ３の接続点Ｐ２の３つの接続点を一括短絡して、この短絡点Ｐ２をリアクトル５を介し出力端子Ｖに接続し、
同様に交流スイッチ１０７のトランジスタＷ１とＺ１の接続点Ｐ３、同じく交流スイッチ１０８のトランジスタＷ２とＺ２の接続点Ｐ３、同じく交流スイッチ１０９のトランジスタＷ３とＺ３の接続点Ｐ３の３つの接続点を一括短絡して、この短絡点Ｐ３をリアクトル６を介し出力端子Ｗに接続している。
【００１６】
この図１７の回路は、図１５の回路を３相入力の回路に適用するために交流スイッチを２個から３個にしただけで図１５と同様な動作をする。
図１３は上述のような直接型周波数変換回路における従来のスナバエネルギ回生回路の要部の構成を示す。同図において０１は３相の交流入力（電源側）、０２は３相の交流出力（負荷側）、０３は前記の交流スイッチを持つ主回路で、この例では図１６の交流スイッチ１０４〜１０６と同様な構成の交流スイッチ（以下交流スイッチを総括して呼ぶときは符号を１００とする）のインバータ回路の直流端子間にスナバ回路を付加して構成されている。
【００１７】
そしてＣσとＤσはスナバ回路を構成するスナバコンデンサとスナバダイオード、ＣはスナバコンデンサＣσと並列に接続された電解コンデンサ、０４はこのコンデンサＣσとＣを直流電源とするスナバ回生用インバータである。
図１３ではスナバコンデンサＣσ及び電解コンデンサＣに蓄えられたエネルギは、インバータ回路０４で入力０１側又は出力０２側に位相を合わせた交流電力に変換して回生する。このように従来のスナバ回生回路では直接型周波数変換回路とは独立したスナバエネルギ回生用の電解コンデンサ，インバータ回路，制御回路を設けていた。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前述した従来のスナバエネルギ回生回路では以下の問題がある。
（１）スナバエネルギ回生用に別の電解コンデンサ，インバータ回路を用いるために、装置の体積と重量が増え、寿命が短くなり、コストが高くなる。
（２）スナバエネルギ回生用のインバータ回路とその制御回路を用いるために、装置の信頼性が低下する。
【００１９】
また一般に電力変換装置に対しては誘導障害等の防止のため、その入出力電流に含まれる高調波分を低減することが望まれており、近年その規制が厳しくなって来ている。
また後述する本発明のスナバエネルギ回生方法を用いる場合でも、スナバ回路がコンデンサ，抵抗，ダイオード等を組合わせて構成されており、部品点数が多く、装置の小型化，軽量化，低コスト化のために更にその改善が望まれている。
【００２０】
そこで本発明はスナバエネルギ回生用の電解コンデンサやインバータ回路を用いず、また制御回路にわずかな論理演算回路を加えるだけでスナバエネルギの回生制御や入出力高調波を低減する制御が実現できる直接型周波数変換回路のスナバエネルギ回生方法及び制御方法、並びにさらにスナバ回路の部品点数を削減した直接型周波数変換回路を提供することを課題とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するために、請求項１のスナバエネルギ回生方法では、
Ｎ相の交流入力（０１）を任意の周波数のＭ相の交流出力（０２）に変換する周波数変換回路であつて、
同極性の２つのダイオード（Ｄ１１，Ｄ１２など）の直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子（Ｕ１〜Ｚ１など）からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチ（１００）を構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子（Ｒ，Ｓ，Ｔなど）に接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子（ＰＲ１〜ＰＲ３など）のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ、夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子（Ｕ，Ｖ，Ｗなど）に接続するようにした直接型周波数変換回路において、
前記の各ＡＣスイッチの直流端子間に夫々スナバ回路（０６）を並列接続し、各ＡＣスイッチのスイッチング素子のスイッチ動作によってスナバ回路が蓄えているエネルギを交流出力側に回生する。
【００２２】
また請求項２のスナバエネルギ回生方法では、請求項１に記載のスナバエネルギ回生方法において、
前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードに夫々逆並列にスイッチング素子（ＳＲ１，ＳＲ２など）を接続し、
この新たなスイッチング素子のスイッチ動作を加えることによって、スナバ回路が蓄えているエネルギをさらに交流入力側にも回生する。
【００２３】
また請求項３のスナバエネルギ回生方法では、Ｎ相の交流入力（０１）を任意の周波数のＭ相の交流出力（０２）に変換する周波数変換回路であつて、
同極性の２つのダイオード（Ｄ１１，Ｄ１２など）の直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子（Ｕ１〜Ｚ１など）からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチ（１００）を構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子（Ｒ，Ｓ，Ｔなど）に接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子（ＰＲ１〜ＰＲ３など）のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ、夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子（Ｕ，Ｖ，Ｗなど）に接続し、さらに
前記の各ＡＣスイッチの直流端子間に夫々スナバ回路（０６）を並列接続し、前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードに夫々逆並列にスイッチング素子（ＳＲ１，ＳＲ２など）を接続した直接型周波数変換回路において、前記の各スイッチング素子のスイッチ動作によってスナバ回路が蓄えているエネルギを交流入力側のその時点において最も高い電圧を示す線間に回生する。
【００２４】
また請求項４の直接型周波数変換回路の制御方法では、請求項１ないし３と同様な構成の直接型周波数変換回路において、
交流入力の相毎の前記ＡＣスイッチを構成するスイッチング素子に対する、少なくとも周波数変換動作に関わる駆動パルス（各交流入力相電圧に対応する基本動作時オン信号ＧＢ（ＧＢ１〜ＧＢ６））を、
交流出力各相の正弦波の指令波形としての出力指令波形（ＯＵ，ＯＶ，ＯＷ）とキャリア信号（ＣＲ）との比較によって得られる第１のＰＷＭ信号（直流入力時オン信号ＧＡ（ＧＡ１〜ＧＡ６））、
交流入力の各入力相電圧に対応するＰＷＭ信号であって、各当該入力相電圧の零クロス点の位相を中心とする前後に対称の、片側の電気角の幅９０°未満の所定の位相角の範囲においては、この零クロス点の位相に山点又は谷点の位相が一致し、零クロス点の位相の前後方向に夫々対称に所定の勾配を持つ三角波信号（三角波指令ＣＭＴ）とキャリア信号との比較によって得られ、零クロス点の位相から離れるに従いオン比率が漸増するＰＷＭ波形を持ち、
残りの位相角の範囲においては、キャリア信号のピーク値に近く、且つこのピーク値より小さい直流指令（ＣＭＤ）とキャリア信号との比較によって得られ、オン比率が所定の最大値を維持するＰＷＭ波形を持つような第２のＰＷＭ信号（交流入力Ｒ相のＡＣスイッチの場合：コンバータ信号Ｒ１，Ｒ２、交流入力Ｓ相のＡＣスイッチの場合：コンバータ信号Ｓ１，Ｓ２、交流入力Ｔ相のＡＣスイッチの場合：コンバータ信号Ｔ１，Ｔ２）、
の２つのＰＷＭ信号のＡＮＤ条件によって生成し、交流入力電流の波形歪を低減すると共に交流入力電圧の利用率を向上する。
【００２５】
また請求項５の制御方法では、請求項４に記載の制御方法において、
（リプル検出回路２０２Ｒなどを介して検出された）交流入力の各当該入力相電流中のリプル分（Ｒ相電流リプル分ｉＲｒなど）の反転信号（−ｉＲｒなど）を前記各相の出力指令波形に重畳させて第１のＰＷＭ信号を生成し、交流入力電流の波形歪をさらに低減するようにする。
【００２６】
また請求項６の制御方法では、請求項４に記載の制御方法において、
交流入力の各当該入力相電流中のリプル分の反転信号を前記直流指令に重畳させて第２のＰＷＭ信号を生成し、交流入力電流の波形歪をさらに低減する。
また請求項７の制御方法では、請求項４に記載の制御方法において、
交流出力側に裁断して分配される交流入力線間電圧に含まれる電圧変動分の基本波成分（Ｖａｖ）の反転信号（−Ｖａｖ）を抽出し、この反転信号を用いて前記各相の出力指令波形を（振幅変調回路２０４などを介し）振幅変調して第１のＰＷＭ信号を生成し、交流出力波形の振幅変動を抑制する。
【００２７】
また請求項８の制御方法では、請求項４ないし７の何れかに記載の制御方法において、
前記交流入力の相数を３とし、前記した零クロス点を中心とする前後に対称の所定の位相角範囲の片側の電気角の幅を６０°とする。
また請求項９の制御方法では、請求項４ないし７の何れかに記載の制御方法において、
前記三角波信号を、この三角波信号の山点，谷点及び零クロス点を通り、山点及び谷点の位相の前後方向に対称、且つ隣接する山点と谷点の間ではこの山点と谷点の間の零クロス点に対して点対称であるような任意の波形を持つ信号（コンバータ指令ＣＭＣ）に置換えて前記第２のＰＷＭ信号を得るようにする。
【００２８】
また請求項１０の制御方法では、請求項９に記載の制御方法において、
前記任意の波形を持つ信号の正負の毎半波が夫々前記三角波信号の対応する半波を内包するようにする。
また請求項１１の直接型周波数変換回路は、Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換回路であつて、
同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列に接続して１つのＡＣスイッチを構成し、
このＡＣスイッチをＮ個設け、
このＮ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を夫々前記Ｎ相の交流入力の端子に接続し、
前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括したうえ、夫々この周波数変換回路の前記Ｍ相の交流出力の端子に接続し、さらに
前記の各ＡＣスイッチの直流端子間に夫々スナバ回路を並列接続し、
前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードに夫々逆並列にスイッチング素子を接続した直接型周波数変換回路において、
前記Ｎ相の交流入力端子に夫々直列にリアクトル（Ｌｉｒ，Ｌｉｓ，Ｌｉｔなど）を挿入し、この各リアクトルのＡＣスイッチ側の端子の相互間に夫々コンデンサ（Ｃｉｒ，Ｃｉｓ，Ｃｉｔなど）と抵抗（Ｒｉｒ，Ｒｉｓ，Ｒｉｔなど）との（夫々対応するもの同士の）直列回路を接続し、前記スナバ回路をコンデンサ（Ｃρ，Ｃσ，Ｃτなど）のみで構成するようする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
〔実施の形態１〕
先ず図１ないし図１２に基づいて、この直接型周波数変換回路のスナバエネルギ回生方法の発明の実施例１−１〜１−３を説明する。
（実施例１−１）
図１は請求項１に関わる発明の一実施例としての主回路の構成図である。なお、この構成は抵抗付加による負荷力率１を前提としている。図１は３相入力Ｒ，Ｓ，Ｔから異なる任意の周波数の３相出力Ｕ，Ｖ，Ｗを得る周波数変換回路で、基本的には図１６と同じである。
【００３０】
但し図１では図１６の交流スイッチ１０４〜１０６の夫々のインバータ回路の直流端子間に充放電可能なスナバ回路０６を付加した交流スイッチ１００（１０４Ａ〜１０６Ａ）を用い、後述するスイッチング素子の制御によってスナバ回路０６のエネルギを交流出力（負荷）Ｕ，Ｖ，Ｗ側へ回生し得るようにした点が図１６と異なる。
【００３１】
図８（Ａ），（Ｂ）は夫々スナバ回路０６の構成例を示す。同図（Ａ）のスナバ回路０６（０６Ａ）はスナバコンデンサＣσのみで構成されており、同図（Ｂ）のスナバ回路０６（０６Ｂ）はスナバコンデンサＣσに直列に、スナバダイオードＤσとスナバ抵抗Ｒσとの並列回路を接続して構成されている。
図２は図１の制御回路の構成を示し、２１は主回路０３内の各交流スイッチ１００中の各スイッチング素子に基本動作としての周波数変換動作を行わせるために、そのオン／オフの信号を生成する主回路制御回路で、この制御回路２１の出力制御信号は各交流スイッチのゲート駆動ユニットＧＤＵを介し電位絶縁のうえ、必要な大きさの信号に変換されて各当該交流スイッチの制御端子（ゲート）に与えられる。
【００３２】
２２は本発明にて付設されたスナバ回生パルス発生用論理演算回路で、主回路制御回路２１の基本動作中に、さらにスナバ回路０６の回生動作のために、各交流スイッチ１００中の各スイッチング素子にパルス状のオン信号を与えるための論理演算回路である。
図１において、スイッチング素子（この例ではトランジスタ）が電流を遮断するときに配線インダクタンスに蓄えられているエネルギはスナバ回路０６に蓄えられる。スナバ回路０６に蓄えられたスナバエネルギはＲ相の交流スイッチ１０４Ａを例にとれば、上アームのスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１のいずれかがオン状態の場合、このＲ相の交流スイッチ１０４Ａにおける上アームがオフ状態である下アームのスイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１のいずれかをオン状態にすることにより負荷側に回生することができる。例えば、Ｕ１とＷ１のスイッチング素子がオン状態の場合、Ｙ１のスイッチング素子をオンさせると、スナバエネルギは交流スイッチ１０４Ａ中のスナバ回路０６→スイッチング素子Ｕ１→Ｕ１とＸ１の接続点ＰＲ１→負荷ＵＶ間→Ｖ１とＹ１の接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→当該のスナバ回路０６の経路と、当該スナバ回路０６→スイッチング素子Ｗ１→Ｗ１とＺ１の接続点ＰＲ３→負荷ＷＶ間→Ｖ１とＹ１の接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→当該スナバ回路０６の経路とで負荷側に回生される。
【００３３】
図３は図１のＲ相の交流スイッチ１０４Ａの基本動作時（周波数変換動作時）における主回路制御回路２１の動作説明用の波形図である。図３において１）は交流入力Ｒ相の電圧波形、２）は交流出力Ｕ，Ｖ，Ｗ相の夫々の指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷと三角波のキャリア信号ＣＲとが切り合う波形である。なお、この図は出力側の周波数を入力側周波数の２倍とした例を示す。
【００３４】
３）はキャリアのアップ信号ＣＲｕ、つまりキャリア信号ＣＲの上昇期間を“１”，下降期間を“０”とする信号、４）はキャリアのダウン信号ＣＲｄ、つまりキャリア信号ＣＲの下降期間を“１”，上昇期間を“０”とする信号である。５）（但し図中の黒塗りの信号としての後述のスナバパルスＳＰはここでは無視する）はコンバータ信号（正）ＣＶｐで、１）の入力Ｒ相電圧波形の正の半波に相当するものとして作られたＰＷＭ信号であり、入力Ｒ相電圧の位相角０°〜６０°の期間ではキャリアのダウン信号ＣＲｄの方形波パルスに等しく、位相角６０°〜１２０°の期間では一様な“１”のレベルの方形波であり、位相角１２０°〜１８０°の期間ではキャリアのアップ信号ＣＲｕの方形波パルスに等しい。また６）（但し図中の黒塗りの信号としての後述のスナバパルスＳＰはここでは無視する）はコンバータ信号（負）ＣＶｎで、１）の入力Ｒ相電圧波形の負の半波に相当するものとして作られたＰＷＭ信号であり、入力Ｒ相電圧の位相角１８０°〜２４０°の期間ではキャリアのアップ信号ＣＲｕの方形波パルスに等しく、位相角２４０°〜３００°の期間では一様な“１”のレベルの方形波であり、位相角３００°〜３６０°の期間ではキャリアのダウン信号ＣＲｄの方形波パルスに等しい。
【００３５】
そしてコンバータ信号（正）ＣＶｐが“１”の期間は交流スイッチ１０４Ａの上アームＵ１，Ｖ１，Ｗ１のオンの可能な期間であり、コンバータ信号（負）ＣＶｎが“１”の期間は同じく下アームＸ１，Ｙ１，Ｚ１のオンの可能な期間である。
７）はスナバパルスＳＰ（但しこのスナバパルスＳＰはスナバ回生パルス発生用論理演算回路２２内で作られる）で正，負のコンバータ信号ＣＶｐ，ＣＶｎの“１”の期間内に、スナバ回路０６の回生を行わせるように設けた、回生動作期間を“１”として指定する信号である。この例ではスナバパルスＳＰは入力Ｒ相電圧波形の位相角０°〜１２０°及び３００°〜３６０°の期間ではキャリアのダウン信号ＣＲｄの中間に位置するように、同じく位相角１２０°〜３００°の期間ではキャリアのアップ信号ＣＲｕの中間に位置するように夫々設定されている。
【００３６】
なお、コンバータ信号ＣＶｐ，ＣＶｎ中の黒塗りの信号部分はこのスナバパルスＳＰの発生位置を示している。
次に８）は直流入力時オン信号ＧＡ（ＧＡ１〜ＧＡ６）で、入力電圧が直流であると仮定したときに、正弦波の出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷを得るためにスイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１に与えるべきＰＷＭ波形のオン信号である。ここでオン信号ＧＡ１はスイッチング素子Ｕ１に対応するものであり、Ｕ相の出力指令波形がキャリア号ＣＲを上回る期間を“１”として作られた信号である。そしてオン信号ＧＡ４はスイッチング素子Ｘ１に対応するものであり、Ｕ相の出力指令波形がキャリア号ＣＲを下回る期間を“１”として作られた信号（つまりＧＡ１の反転信号）である。
【００３７】
同様にオン信号ＧＡ２はスイッチング素子Ｖ１に対応するものであり、Ｖ相の出力指令波形がキャリア号ＣＲを上回る期間を“１”として作られた信号である。そしてオン信号ＧＡ５はスイッチング素子Ｙ１に対応するものであり、ＧＡ２の反転信号である。
同様にオン信号ＧＡ３はスイッチング素子Ｗ１に対応するものであり、Ｗ相の出力指令波形がキャリア号ＣＲを上回る期間を“１”として作られた信号である。そしてオン信号ＧＡ６はスイッチング素子Ｚ１に対応するものであり、ＧＡ３の反転信号である。
【００３８】
次に９）は基本動作時オン信号ＧＢ（ＧＢ１〜ＧＢ６）、つまりこの周波数変換回路の基本動作時、従って入力電圧波形が１）のＲ相電圧波形のような正弦波形のときにスイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１に与えるべきオン信号である。ここで基本動作時オン信号ＧＢ１はスイッチング素子Ｕ１に対応するものであり、コンバータ信号（正）ＣＶｐと直流入力時オン信号ＧＡ１とのＡＮＤ条件で求められる。そして基本動作時オン信号ＧＢ２はスイッチング素子Ｖ１に対応するものであり、コンバータ信号（正）ＣＶｐと直流入力時オン信号ＧＡ２とのＡＮＤ条件で求められる。
【００３９】
同様に基本動作時オン信号ＧＢ３はスイッチング素子Ｗ１に対応するものであり、コンバータ信号（正）ＣＶｐと直流入力時オン信号ＧＡ３とのＡＮＤ条件で求められる。そして基本動作時オン信号ＧＢ４はスイッチング素子Ｘ１に対応するものであり、コンバータ信号（負）ＣＶｎと直流入力時オン信号ＧＡ４とのＡＮＤ条件で求められる。
【００４０】
同様に基本動作時オン信号ＧＢ５はスイッチング素子Ｙ１に対応するものであり、コンバータ信号（負）ＣＶｎと直流入力時オン信号ＧＡ５とのＡＮＤ条件で求められる。そして基本動作時オン信号ＧＢ６はスイッチング素子Ｚ１に対応するものであり、コンバータ信号（負）ＣＶｎと直流入力時オン信号ＧＡ６とのＡＮＤ条件で求められる。上記図３の２）〜９）の信号のうち７）のスナバパルスＳＰを除く各信号は、交流入出力波形を入力とする図２の主回路制御回路２１で作られる。
【００４１】
図４は図３のように生成されたスナバパルスＳＰと基本動作時オン信号ＧＢ（ＧＢ１〜ＧＢ６）から、図１の回路が周波数変換の基本動作中に、さらにスナバ回路０６の回生動作を行う際にスイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１に与える最終オン信号Ｇ（Ｇ１〜Ｇ６）を生成する論理回路の構成を示す。
また図５（Ａ）は最終オン信号Ｇ１〜Ｇ６の波形を示し、同図（Ｂ）は同図（Ａ）に対応して交流出力の各線間電圧上のスナバ回生のタイミングを示す。この図（Ａ），（Ｂ）とも黒塗り信号部分がスナバ回生期間である。
【００４２】
図４においてスイッチング素子Ｕ１に対する最終オン信号Ｇ１はスナバパルスＳＰと，基本動作時オン信号ＧＢ６と，同オン信号ＧＢ４のＮＯＴ回路２５を経た反転信号との論理積をＡＮＤ回路２４にて求め、この論理積出力とオン信号ＧＢ１との論理和をＯＲ回路２３を介し求めることによって与えられる。つまりスイッチング素子Ｕ１は自身の周波数変換の基本動作のための基本動作時オン信号ＧＢ１のほかに、基本動作のオフ期間であっても基本動作においてスイッチング素子Ｚ１がオン、Ｘ１がオフで且つスナバ回生を行わせる期間にＡＮＤ回路２４の出力信号によってオンに駆動される。
【００４３】
同様にスイッチング素子Ｖ１に対する最終オン信号Ｇ２はスナバパルスＳＰと，基本動作時オン信号ＧＢ４と，同オン信号ＧＢ５のＮＯＴ回路２５を経た反転信号との論理積をＡＮＤ回路２４にて求め、この論理積出力とオン信号ＧＢ２との論理和をＯＲ回路２３を介し求めることによって与えられる。つまりスイッチング素子Ｖ１は自身の周波数変換の基本動作のための基本動作時オン信号ＧＢ２のほかに、基本動作のオフ期間であっても基本動作においてスイッチング素子Ｘ１がオン、Ｙ１がオフで且つスナバ回生を行わせる期間にＡＮＤ回路２４の出力信号によってオンに駆動される。
【００４４】
同様にスイッチング素子Ｗ１に対する最終オン信号Ｇ３はスナバパルスＳＰと，基本動作時オン信号ＧＢ５と，同オン信号ＧＢ６の反転信号との論理積と、オン信号ＧＢ３との論理和で与えられ、
スイッチング素子Ｘ１に対する最終オン信号Ｇ４はスナバパルスＳＰと，基本動作時オン信号ＧＢ３と，同オン信号ＧＢ１の反転信号との論理積と、オン信号ＧＢ４との論理和で与えられ、
スイッチング素子Ｙ１に対する最終オン信号Ｇ５はスナバパルスＳＰと，基本動作時オン信号ＧＢ１と，同オン信号ＧＢ２の反転信号との論理積と、オン信号ＧＢ５との論理和で与えられ、
スイッチング素子Ｚ１に対する最終オン信号Ｇ６はスナバパルスＳＰと，基本動作時オン信号ＧＢ２と，同オン信号ＧＢ３の反転信号との論理積と、オン信号ＧＢ６との論理和で与えられる。
【００４５】
ここでＯＲ回路２３，ＡＮＤ回路２４，ＮＯＴ回路２５はスナバ回生のために設けられた論理回路で図３で述べたスナバパルスＳＰの生成回路と共にスナバ回生パルス発生用論理演算回路２２を構成している。
以上ではＲ相の交流スイッチ１０４Ａの制御動作を述べたが、Ｓ相の交流スイッチ１０５Ａについても図３の１）の入力Ｒ相電圧波形を入力Ｓ相電圧波形に置換え、スイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１を夫々Ｕ２〜Ｚ２に置換えて考えることによって図３，図４が同様に当てはまり、Ｔ相の交流スイッチ１０６Ａについても図３の１）の入力Ｒ相電圧波形を入力Ｔ相電圧波形に置換え、スイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１を夫々Ｕ３〜Ｚ３に置換えて考えることによって図３，図４が同様に当てはまる。換言すればＲ相，Ｓ相，Ｔ相の夫々の交流スイッチ１０４Ａ，１０５Ａ，１０６Ａは交流入力における１２０°の位相差で順次同様な動作を行う。
【００４６】
以上の説明のようにスナバ回生のタイミングを決定することにより交流出力波形の位相に合わせて回生することができ、ＡＣ／ＡＣ変換器の効率を向上させることができる。
（実施例１−２）
図６は請求項２に関わる発明の一実施例としての構成を示す。この場合も３相の交流入力から異なる任意の周波数の３相の交流出力を得ると共にスナバ回生機能を持つ周波数変換回路を示し、この図は図１７に対応している。なお、図６の構成はリアクタンス成分を含むどのような負荷に対しても適用可能である。そして図６では、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相別の交流スイッチとして図１３の１０７，１０８，１０９に夫々スナバ回路０６を付加した交流スイッチ１０７Ａ，１０８Ａ，１０９Ａが用いられている。
【００４７】
換言すれば交流スイッチ１０７Ａ〜１０９Ａは図１の交流スイッチ１０４Ａ〜１０６Ａの直列ダイオードＤ１１〜Ｄ３２を夫々逆極性のスイッチング素子ＳＲ１〜ＳＴ２に置換え、且つこのスイッチング素子ＳＲ１〜ＳＴ２に夫々逆並列に還流ダイオードを付加した構成である。
図７（Ａ）と（Ｂ）は夫々図６の交流スイッチ１０７Ａの各スイッチング素子に対する最終オン信号Ｇ１〜Ｇ６の波形と交流入力線間電圧上のスナバ回生のタイミングの例を示す。ここで最終オン信号Ｇ１〜Ｇ６の波形は図５（Ａ）と同じである。他方、スイッチング素子ＳＲ１のオン信号Ｇ１１は図７に示すように上アームのスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１のいずれかがオン状態の場合にＳＲ１がオン状態になるように最終オン信号Ｇ１〜Ｇ３の論理和を求めることによって決定し、スイッチング素子ＳＲ２のオン信号Ｇ１２は下アームのスイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１のいずれかがオン状態の場合にＳＲ２がオン状態になるように最終オン信号Ｇ４〜Ｇ６の論理和を求めることによって決定する。
【００４８】
図６の交流スイッチ１０７Ａのスナバ回路０６のエネルギの回生動作において、例えばスイッチング素子Ｕ１又はＷ１がオン状態の場合、スイッチング素子Ｙ１をオンさせると、スナバ回路０６に蓄えられているスナバエネルギはスナバ回路０６→スイッチング素子ＳＲ１→電源ＲＳ間又は電源ＲＴ間→スイッチング素子ＳＳ２又はＳＴ２→スイッチング素子Ｙ２又はＹ３→スイッチング素子Ｖ２とＹ２の接続点ＰＳ２又はスイッチング素子Ｖ３とＹ３の接続点ＰＴ２→スイッチング素子Ｖ１とＹ１の接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→スナバ回路０６の経路で電流が流れることによって交流入力（電源）側に回生される。この場合、図５と同じタイミングのスナバ回生を行うことにより、交流入力（電源）側の極性に合わせて回生することができ、ＡＣ／ＡＣ変換器の効率を向上させることができる。また実施例１−１と同じ経路で交流出力（負荷）側にも回生される。
【００４９】
なお、Ｓ相交流スイッチ１０８Ａ，Ｔ相交流スイッチ１０９Ａについても、夫々Ｒ相交流スイッチ１０７Ａより交流入力電源の電気角で１２０°，２４０°位相が遅れて同様な動作が行われる。
（実施例１−３）
図９は請求項３に関わる発明の一実施例としての主回路の構成図である。この図９は基本的には図６と同じであるが、説明の便宜上スナバ回路０６として図８の０６Ｂが用いられている。そして図９では交流入力相Ｒ，Ｓ，Ｔの別に図８のスナバ回路０６ＢのスナバコンデンサＣσを夫々Ｃρ，Ｃσ，Ｃτとし、同じくスナバダイオードＤσを夫々Ｄρ，Ｄσ，Ｄτとし、同じくスナバ抵抗Ｒσを夫々Ｒρ，Ｒσ，Ｒτとして区別してある。
【００５０】
この図９のような直接型周波数変換回路では、スナバ回路０６Ｂの両端の電圧（Ｖｃとする）は入力線間電圧の全波整流電圧（Ｖｚとする）とスイッチング素子が電流を遮断する際にスナバ回路がエネルギを蓄えて上昇した電圧（ΔＶとする）との和（Ｖｚ＋ΔＶ）になる。
このため図９のような構成のもとで実施例１−２に述べた電源（交流入力）側へのスナバエネルギの回生を行った場合、スナバ回路両端電圧Ｖｃと回生される入力線間電圧との差が大きくなり、スナバエネルギ回生電流も大きくなる。こうしてスナバエネルギ回生電流が大きくなると、スナバエネルギ回生電流が流れる経路にあるスナバ抵抗Ｒρ，Ｒσ，Ｒτやスイッチング素子などでエネルギ損失が大きくなる。そこで本発明ではその時点で入力線間電圧の最も大きい相へスナバエネルギを回生させることによって、スナバ回路両端電圧Ｖｃと回生される入力線間電圧の電圧差を小さくしてスナバエネルギ回生電流を減少させ、エネルギ損失を減少させるものである。
【００５１】
図１０は図９のＲ相交流スイッチ１０７Ａの制御回路の動作説明用の波形図、図１１は図９のＲ相交流スイッチのスイッチング素子のオン信号生成回路の要部構成図、図１２は図１１の回路に用いられるスイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１へのスナバ回生パルスＳＵ１〜ＳＺ１を発生するスナバ回生パルス発生用論理演算回路２２の要部構成図である。
【００５２】
なおＳ相交流スイッチ１０８Ａ，Ｔ相交流スイッチ１０９Ａの制御回路の動作波形は夫々Ｒ相交流スイッチ１０７Ａの動作波形より交流入力電源の電気角で１２０°，２４０°位相が遅れた波形となる。
図１０において、１）は図３と同様な入力Ｒ相電圧波形である。また２）の信号ＵＳは入力Ｒ相電圧の位相角０°〜３０°，９０°〜１５０°，２１０°〜２７０°，３３０°〜３６０°の夫々の区間を“１”とする信号であり、３）の信号ＤＳは信号ＵＳの反転信号である。なお、この信号ＵＳ，ＤＳは後述の図１０の４），５）に示す原スナバパルスＳＰｕ，ＳＰｄの中から線間電圧の高い位相にある交流入力電源へ回生できる有効スナバパルスＳＰ１を選択するために作られた信号である。
【００５３】
図１０の４）と５）のＣＲｕとＣＲｄは夫々図３と同様なキャリアのアップ信号とダウン信号であり、ここで黒塗りの部分は元となる原スナバパルスＳＰｕとＳＰｄであり、夫々このキャリアのアップ信号ＣＲｕとダウン信号ＣＲｄの中心に位置するように生成されている。
次に図１０の６）の有効スナバパルスＳＰ１は信号ＵＳと原スナバパルスＳＰｕとの論理積および信号ＤＳと原スナバパルスＳＰｄとの論理積の２つの論理積の論理和で生成される。この有効スナバパルスＳＰ１を図１２のＡＮＤ回路２４，ＮＯＴ回路２５からなる論理演算回路２２を用いてスナバ回生パルスＳＵ１〜ＳＺ１を作り、図１１のオン信号生成回路により、夫々スイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１に分配する。
【００５４】
なお図１２におけるＧＢ１〜ＧＢ６は図３と同様に作られる基本動作時オン信号である。また、この図１２におけるスイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１別のＡＮＤ回路２４，ＮＯＴ回路２５への入力信号の組合わせは、図４中の対応する回路においてスナバパルスＳＰを有効スナバパルスＳＰ１に置換えたものに等しい。
同様に図１１の回路にも用いられるＳ相交流スイッチ１０８Ａのスイッチング素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のスナバ回生パルスＳＵ２，ＳＶ２，ＳＷ２，ＳＸ２，ＳＹ２，ＳＺ２およびＴ相交流スイッチ１０９Ａのスイッチング素子Ｕ３，Ｖ３，Ｗ３，Ｘ３，Ｙ３，Ｚ３のスナバ回生パルスＳＵ３，ＳＶ３，ＳＷ３，ＳＸ３，ＳＹ３，ＳＺ３もＲ相交流スイッチ１０７Ａと同様な論理演算によって生成される。
【００５５】
そして、この分配されたスナバ回生パルスＳＵ１〜ＳＺ３を図１１のオン信号生成回路で論理演算することによって図１０の１０）〜１２）及び、１４）〜１６）に示すような各スイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１に対する最終オン信号Ｅ（Ｅ１〜Ｅ６）が決定される。但し図１０の９），１３）に示すスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２に対するオン信号Ｇ１１，Ｇ１２及び図１１における基本動作時オン信号ＧＢ１〜ＧＢ６は実施例１−１，１−２と同様に決定される。
【００５６】
なお、図１０の７），８）に示すように、図１１のオン信号生成回路に用いられる信号Ｒ＋は入力Ｒ相電圧波形の位相角０°〜３０°及び３３０°〜３６０°の夫々の区間を“１”として生成され、同じく信号Ｒ−は位相角１５０°〜２１０°の区間を“１”として生成される。この信号Ｒ＋，Ｒ−は線間電圧の高い位相にある入力交流電源へのスナバエネルギの回生路を確保するために用いられる。
【００５７】
図１１に示すようにこのオン信号生成回路では、最終オン信号Ｅ１〜Ｅ６の各々ごとにＡＮＤ回路３１〜３３及びＯＲ回路３４を備え、また全ての最終オン信号Ｅ１〜Ｅ６に対して共通にＯＲ回路３５とその出力を反転するＮＯＴ回路３６を備えている。そして図１１の回路構成によりスイッチング素子Ｕ１の最終オン信号Ｅ１は、基本動作時オン信号ＧＢ１が“１”のとき、又はＡＮＤ回路３１の出力が“１”、つまり信号Ｒ＋，Ｒ−が共に“０”で且つスナバ回生パルスＳＵ１が“１”のとき、又はＡＮＤ回路３２の出力が“１”、つまり信号Ｒ＋が“１”で且つスナバ回生パルスＳＵ２が“１”のとき、又はＡＮＤ回路３３の出力が“１”、つまり信号Ｒ−が“１”で且つスナバ回生パルスＳＵ３が“１”のときに夫々ＯＲ回路３４から“１”として出力される。
【００５８】
同様にスイッチング素子Ｖ１，Ｗ１の夫々の最終オン信号Ｅ２，Ｅ３が“１”となる条件は、前記した最終オン信号Ｅ１が“１”となる条件において、夫々ＧＢ１をＧＢ２，ＧＢ３に置換え、スナバ回生パルス（ＳＵ１〜ＳＵ３）を（ＳＶ１〜ＳＶ３），（ＳＷ１〜ＳＷ３）に置換えたものに等しい。
また、スイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１の夫々の最終オン信号Ｅ４，Ｅ５，Ｅ６が“１”となる条件は、前記した最終オン信号Ｅ１が“１”となる条件において、夫々ＧＢ１をＧＢ４，ＧＢ５，ＧＢ６に置換え、スナバ回生パルス（ＳＵ１，ＳＵ２，ＳＵ３）を（ＳＸ１，ＳＸ３，ＳＸ２），（ＳＹ１，ＳＹ３，ＳＹ２），（ＳＺ１，ＳＺ３，ＳＺ２）に置換えたものに等しい。
【００５９】
このようにスナバエネルギ回生パルスを含むスイッチング素子の最終オン信号Ｅ１〜Ｅ６を決定することによって、有効スナバパルスＳＰ１はＲ相電圧の位相角０°〜３０°と３３０°〜３６０°の区間ではスイッチング素子ＳＴ１とＳＳ２がオン状態の時、同じく３０°〜９０°の区間ではスイッチング素子ＳＲ１とＳＳ２がオン状態の時、同じく９０°〜１５０°の区間ではスイッチング素子ＳＲ１とＳＴ２がオン状態の時、同じく１５０°〜２１０°の区間ではスイッチング素子ＳＳ１とＳＴ２がオン状態の時、同じく２１０°〜２７０°の区間ではスイッチング素子ＳＳ１とＳＲ２がオン状態の時、同じく２７０°〜３３０°の区間ではスイッチング素子ＳＴ１とＳＲ２がオン状態の時に存在する。
【００６０】
ここで例えば図９において、Ｒ相交流スイッチ１０７Ａのスナバエネルギを入力線間電圧ＳＴ間に回生させるために、スナバ回生パルスとしてスイッチング素子Ｗ１とＸ１が図１０の１７）の入力線間電圧スナバ回生タイミングの時点ｔ１に示すようにオン状態になれば、このときスイッチング素子ＳＴ１とＳＳ２はオン状態なので、スナバ回路のコンデンサＣρ→スイッチング素子Ｗ１→接続点ＰＲ３→接続点ＰＴ３→スイッチング素子Ｗ３の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＳＴ１→入力電源ＴＳ間→スイッチング素子ＳＳ２→スイッチング素子Ｘ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ１→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｘ１→スナバ回路の抵抗Ｒρ→スナバ回路のコンデンサＣρの経路で電流が流れることによって、この時点で線間電圧の最も高い入力電源ＴＳ間側へスナバエネルギの回生動作が行われる。
【００６１】
このように、他相の交流スイッチを経由することによって、その時々に入力線間電圧の最も高い全ての相にスナバエネルギを回生させることができる。よって、スナバ回路のコンデンサ電圧とスナバエネルギが回生される入力線間電圧の電位差が小さくなり、スナバ回生電流及びその回路で抵抗損失を低減することができる。
【００６２】
〔実施の形態２〕
ところで図２７は上述した実施例１−１〜１−３の直接型周波数変換回路及びこれと主回路構成を同じくする前記先願技術の直接型周波数変換回路等（以下簡単のため従来の直接型周波数変換回路という）における交流入出力電流の波形の例を示す。
【００６３】
即ち同図の１）は図３の１）と同様な交流入力のＲ相電圧、図２７の２）及び３）は夫々図３の５）及び６）と同様なコンバータ信号（正）ＣＶｐ及び同信号（負）ＣＶｎ、図２７の４）は交流入力のＲ相電流、同図の５）は交流入力線間電圧、同図の６）は交流出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電流の夫々の波形である。
従来の直接型周波数変換回路では入力Ｒ相を例にとれば、図２７の２），３）のようなコンバータ信号ＣＶｐ，ＣＶｎ、を用いて図３の９）の基本動作時オン信号ＧＢ（ＧＢ１〜ＧＢ６）を作成し、この基本動作時オン信号を用いて交流スイッチ１０４Ａ又は１０７Ａの各スイッチング素子に対し、基本となる周波数変換動作の駆動を行っている。
【００６４】
しかし図２７の２），３）に見るようにコンバータ信号ＣＶｐ，ＣＶｎのパターン（コンバータパターンともいう）は同図１）の交流入力Ｒ相電圧波形の電気角６０°区間毎にオン比率がステップ状に切換わるＰＷＭ波形で構成されているため、入力相電流波形は同図４）のように高調波分の多い６ステップ状の波形となる。さらに交流入力電流がステップ状に急変することで、図１６，図１７のリアクトル７〜９，コンデンサ１０〜１２のような入力フィルタにおいて共振し、特定の高調波成分を増大させて、誘導障害等を惹起する惧れがある。
【００６５】
また直接型周波数変換回路では直流中間回路を用いずに交流入力電圧波形を直接、周波数変換して出力するために、図２７，４）のように交流入力電流波形に出力周波数の２Ｍ（Ｍ：出力相数）倍の周波数のリプルが現れる。
また従来は交流入力線間電圧の全波整流波形を直流電圧と仮定して交流スイッチのスイッチング素子に対する駆動パルスパターンを決定している。しかし直接型周波数変換回路では交流入力線間電圧は図２７の５）のように電気角６０°区間ごとに変動しており、交流出力電圧の波形は裁断分配された各入力線間電圧がつなぎ合わされて形成されるため、同図６）に示すように交流出力電流の振幅には交流入力線間電圧の全波整流波形と同期した変動が現れる。
【００６６】
このように従来の直接型周波数変換回路には、
（１）交流入力電流の波形歪が大きい、（２）交流出力電流に振幅変動がある、といった問題があるほか、（３）交流入力電圧の利用率（つまり周波数変換時に交流入力電圧から交流出力電圧を取り出す割合）が低い、という問題もある。
そこで次に図１９ないし図２６及び図２８，図２９に基づいて、前記交流入力電流の波形歪及び交流出力電流の振幅変動を抑制し、交流入力電圧の利用率を向上し得る、この直接型周波数変換回路の制御方法の発明の実施例２−１〜２−５を説明する。
【００６７】
なおこの実施例での主回路構成は図１又は図９とする。
（実施例２−１）
図１９は請求項４及び８に関わる発明の実施例としての、新たなコンバータ信号の生成方法を示す波形図で、同図１）は交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ各相別の電圧、同図２）はキャリア信号ＣＲ並びにこのキャリア信号ＣＲと切り合う直流指令ＣＭＤ及び三角波指令ＣＭＴ、同図３）は交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ各相別の正負のコンバータ信号（コンバータパターン）の夫々の波形を示す。
【００６８】
同図３）ではＲ相の正側のコンバータ信号（図３のコンバータ信号（正）ＣＶｐに対応）をＲ１、同じく負側のコンバータ信号（図３のコンバータ信号（負）ＣＶｎに対応）をＲ２、Ｓ相の正側のコンバータ信号をＳ１、同じく負側のコンバータ信号をＳ２、Ｔ相の正側のコンバータ信号をＴ１、同じく負側のコンバータ信号をＴ２として示す。
【００６９】
同図２）において直流指令ＣＭＤは三角波指令ＣＭＴの上側のピーク（山点）を連ねる信号として設定され、そのレベルは後述のリプル補正（図２３参照）を行っても、リプルの重畳した直流指令ＣＭＤがキャリア信号ＣＲのピーク値を越えない範囲で、なるべくキャリア信号ＣＲのピーク値に近い所定の値（例えばキャリア信号ＣＲの振幅の８０％の）となるように設定される。そして三角波指令ＣＭＴは、この例ではその谷点の位相が入力相電圧の立上がりの零クロス点（位相角０°）、山点の位相が入力相電圧の立下がりの零クロス点（位相角１８０°）に夫々一致し、入力相電圧の電気角６０°毎に上昇，下降を繰り返す信号として設定されている。
【００７０】
ここでＲ相正側のコンバータ信号Ｒ１は、Ｒ相電圧の位相角０°〜６０°区間では三角波指令ＣＭＴがキャリア信号ＣＲよりも高い部分で“１”、位相角６０°〜１２０°区間では直流指令ＣＭＤがキャリア信号ＣＲよりも高い部分で“１”、位相角１２０°〜１８０°区間ではキャリア信号ＣＲが三角波指令ＣＭＴよりも高い部分で“１”、その他の区間では“０”となるように決定される。
【００７１】
またＲ相負側のコンバータ信号Ｒ２は、Ｒ相電圧の位相角１８０°〜２４０°区間ではキャリア信号ＣＲが三角波指令ＣＭＴよりも高い部分で“１”、位相角２４０°〜３００°区間では直流指令ＣＭＤがキャリア信号ＣＲよりも高い部分で“１”、位相角３００°〜３６０°区間では三角波指令ＣＭＴがキャリア信号ＣＲよりも高い部分で“１”、その他の区間では“０”となるように決定される。
【００７２】
さらにＳ相正側コンバータ信号Ｓ１及びＳ相負側コンバータ信号Ｓ２も上記の説明中のＲ相電圧をＳ相電圧に置換えることにより、Ｔ相正側コンバータ信号Ｔ１及びＴ相負側コンバータ信号Ｔ２も上記の説明中のＲ相電圧をＴ相電圧に置換えることにより、夫々同様に決定される。
このように決定されたコンバータ信号Ｒ１〜Ｔ２を用いて、実施例１−１〜１−３と同様に各交流入力相電圧に対応した基本動作時オン信号ＧＢ（ＧＢ１〜ＧＢ６）を生成して、夫々各交流入力相別の交流スイッチの各スイッチング素子（Ｒ相交流スイッチ１０４Ａのスイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１、Ｓ相交流スイッチ１０５Ａのスイッチング素子Ｕ２〜Ｚ２、Ｔ相交流スイッチ１０６Ａのスイッチング素子Ｕ３〜Ｚ３）を駆動し、直接型周波数変換回路の基本となる周波数変換動作を行わせることにより、
さらにはこの基本動作時オン信号ＧＢ（ＧＢ１〜ＧＢ６）を用いて、各交流入力相電圧に対応したスナバ回生パルスを含む最終オン信号Ｇ（Ｇ１〜Ｇ６）を生成して、夫々前記各交流入力相別の交流スイッチ１０４Ａ，１０５Ａ，１０６Ａの各スイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１，Ｕ２〜Ｚ２，Ｕ３〜Ｚ３を駆動したり、
同じく各交流入力相電圧に対応したスナバ回生パルスを含む最終オン信号〔Ｇ（Ｇ１〜Ｇ６）とＧ１１，Ｇ１２、もしくはＥ（Ｅ１〜Ｅ６）とＧ１１，Ｇ１２〕を生成して、夫々各交流入力相別の交流スイッチの各スイッチング素子（Ｒ相交流スイッチ１０７Ａのスイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１とＳＲ１，ＳＲ２、Ｓ相交流スイッチ１０８Ａのスイッチング素子Ｕ２〜Ｚ２とＳＳ１，ＳＳ２、Ｔ相交流スイッチ１０９Ａのスイッチング素子Ｕ３〜Ｚ３とＳＴ１，ＳＴ２）を駆動して、スナバ回生を含む周波数変換動作を行わせることにより、
何れの場合も、交流入力電流波形は図２７，４）のような６ステップ状の波形から正弦波に近くなり、さらに入力電流の急激な変化が無くなるので入力電流波形の振動を少なくすることができる。
【００７３】
また図２０の（ａ），（ｂ）の下方の陰影部は、入力Ｒ相電圧の位相角６０°〜１２０°区間において負荷側に裁断分配される入力線間電圧を、従来のコンバータパターンを用いた場合（同図（ａ））と本発明のコンバータパターンを用いた場合（同図（ｂ））とで対比して示す。
この図から分かるように本発明では交流入力線間電圧の高い部分でコンバータ信号のパルス幅を広くすることができるので、従来よりも入力電圧の利用率を高めることができる。
【００７４】
（実施例２−２）
前記したように直接型周波数変換回路では、交流入力正弦波電圧を直接、周波数変換して出力側に裁断分配するため、Ｍ相出力の場合では交流入力電流波形に出力周波数の２Ｍ倍の周波数のリプルが現れる。
図２２は請求項５及び８に関わる発明の一実施例としての、上記リプルを除去する制御回路のＲ相交流スイッチ（１０４Ａ又は１０７Ａ）に関わる部分の要部構成を示すブロック図で、この構成は図２の主回路制御回路２１の一部に相当する。また図２１は図２２の動作説明用の波形図である。
【００７５】
図２１において、１）は上記リプルの重畳したＲ相電流波形の例及びＲ相電圧の反転波形、同図２）は同図１）のＲ相電流中のリプル分ｉＲｒのみを取り出した波形、同図３）は同図２）のリプル分の反転信号（−ｉＲｒ）の波形、同図４）は出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷ（図３の２）参照）に図２１の３）のリプル反転信号（−ｉＲｒ）を加え重畳した出力指令波形ＯＵ’，ＯＶ’，ＯＷ’を夫々示す。
【００７６】
図２１を参照しつつ図２２の動作を説明する。図外のＣＴを介して図２１，１）に示すＲ相電流波形を検出すると共に、図２の入力側計器用変圧器ＰＴｉを介して検出した各入力線間電圧を図２２の線間／相変換回路２０１に入力して図２１，１）に示すＲ相電圧の反転波形を求める。
そして図２２の入力Ｒ相電流波形のリプル検出回路２０２Ｒを介しＲ相電圧の反転波形を、先に求めたＲ相電流波形に振幅を合わせて加え合わせることにより、図２１，２）に示すＲ相電流中のリプル分ｉＲｒを抽出する。そしてこのリプル分の反転信号（−ｉＲｒ）（図２１，３））を、図２の主回路制御回路２１内の図外の手段により生成される出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷに加算し、この加算した各出力指令波形ＯＵ’，ＯＶ’，ＯＷ’（図２１，４））と、キャリア信号ＣＲと、実施例２−１で述べたＲ相コンバータ信号Ｒ１，Ｒ２を用いることによって、実施例１─１〜１−３と同様に、Ｒ相交流スイッチ１０４Ａ内の各スイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１又はＲ相交流スイッチ１０７Ａ内の各スイッチング素子Ｕ１〜Ｚ１及びＳＲ１，ＳＲ２に対する周波数変換のための基本となる駆動パルスとしての基本動作時オン信号ＧＢ１〜ＧＢ６を先ず、生成することができる。
【００７７】
Ｓ相交流スイッチ１０５Ａ又は１０８Ａ，Ｔ相交流スイッチ１０６Ａ又は１０９Ａについても、同様に夫々Ｓ，Ｔ各相電流のリプル分の反転信号を加えた出力指令波形ＯＵ’，ＯＶ’，ＯＷ’を用いて当該交流入力相の交流スイッチ内の各スイッチング素子に対応する基本動作時オン信号を生成することができる。
この交流入力各相別の基本動作時オン信号により、さらにはこの基本動作時オン信号を用いて作られるスナバ回生パルスを含む最終オン信号により、夫々交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の交流スイッチ内のスイッチング素子を駆動することによって交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の入力電流の波形歪を低減することができる。
【００７８】
（実施例２−３）
図２４は請求項６及び８に関わる発明の一実施例としての、交流入力電流の波形歪を低減する制御回路のＲ相交流スイッチに関わる部分の別の要部構成を示すブロック図、図２３は図２４の動作説明用の波形図である。この図２４も図２の主回路制御回路２１の一部を構成する。
【００７９】
図２３において１）は図２１，３）と同様なＲ相電流中のリプル分の反転信号（−ｉＲｒ）、図２３の２）はこのリプル分反転信号（−ｉＲｒ）を加えた直流指令ＣＭＤ’と三角波指令ＣＭＴ及びキャリア信号ＣＲ、同図３）は同図２）中の各信号によって図１９と同様に作られるコンバータ信号Ｒ１，Ｒ２の夫々の波形である。
【００８０】
図２３を参照しつつ図２４の動作を説明すると、実施例２−２と同様に求めた入力Ｒ相電流リプル分の反転信号（−ｉＲｒ）を直流指令ＣＭＤに加え、図１９のＲ相電圧の位相角６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間において、実施例２−１と同様にコンバータ信号Ｒ１，Ｒ２を作成し、実施例１−１〜１−３と同様にＲ相交流スイッチの各スイッチング素子に対する基本動作時オン信号あるいは最終オン信号を作成することで、Ｒ相電圧の位相角６０°〜１２０°区間及び２４０°〜３００°区間のＲ相電流の波形歪を低減する。
【００８１】
交流入力Ｒ相電圧の位相角６０°〜１２０°区間では、交流入力電流はＲ相からＳ相へ流れるモードとＲ相からＴ相へ流れるモードとの２通りになり、また同様に交流入力Ｒ相電圧の位相角２４０°〜３００°区間では、交流入力電流はＳ相からＲ相へ流れるモードとＴ相からＲ相へ流れるモードとの２通りになる。このように交流入力Ｒ相電圧の位相角６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°の２つの区間では、Ｓ相電流とＴ相電流は全てＲ相交流スイッチ回路を流れるので、３相電流の総和は零であるという前提から、この２つの区間において図２３に示すコンバータ信号Ｒ１，Ｒ２を用いてＲ相交流スイッチの各スイッチング素子に対する基本動作時オン信号あるいは最終オン信号を作成することによって、Ｒ相電流だけでなくＳ相電流及びＴ相電流の波形歪も低減することができる。
【００８２】
さらにＲ相電圧の位相角０°〜６０°の区間と１８０°〜２４０°の区間ではＳ相のコンバータ信号Ｓ１，Ｓ２を、Ｒ相電圧の位相角１２０°〜１８０°区間と３００°〜３６０°の区間ではＴ相のコンバータ信号Ｔ１，Ｔ２を、夫々Ｒ相コンバータ信号Ｒ１，Ｒ２と同様にＳ，Ｔ各相電流のリプル分の反転信号を用いて補正することによって、Ｓ，Ｔ各相電流の波形歪が低減される。
【００８３】
（実施例２−４）
図２６は請求項７，８に関わる発明の一実施例としての交流出力波形振幅の変動を抑制する制御回路の、Ｒ相交流スイッチに関わる部分の要部構成を示すブロック図、図２５は図２６の動作説明用の波形図である。この図２６も図２の主回路制御回路２１の一部を構成する。
【００８４】
図２５において、１）の陰影部は図２０（ｂ）に述べたと同様な、入力Ｒ相電圧の位相角６０°〜１２０°の区間において負荷側に裁断分配される入力線間電圧ＶＲＳ，  ＶＲＴの各波形部分であり、この図２５，１）のＶａｖはこの陰影部の波形部分に含まれる電圧変動分の基本波成分である。また同図２）はこの電圧変動分の基本波成分Ｖａｖの反転信号（−Ｖａｖ）の波形、同図３）はこの反転信号（−Ｖａｖ）によって補正（振幅変調）された交流出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷとしての出力指令波形ＯＵ”，ＯＶ”，ＯＷ”である。
【００８５】
図２５を参照しつつ図２６の動作を説明すると、実施例２−１で述べたように交流出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷ  と、キャリア信号ＣＲと、交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ各相のコンバータ信号Ｒ１，Ｒ２〜Ｔ１，Ｔ２とによって、交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の交流スイッチに対する基本動作時オン信号（ＧＢ１〜ＧＢ６）が得られ、この基本動作時オン信号と各交流入力線間電圧波形から図２５，１）の陰影の裁断波形部分が得られ、さらにその電圧変動分の基本波成分Ｖａｖが検出される。
【００８６】
次にこの電圧変動分の基本波成分Ｖａｖの反転信号（−Ｖａｖ）（図２５，２））と各出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷとを各相出力波形の振幅変調回路２０４に入力して、図２５，３）に示した振幅変調後の各出力指令波形ＯＵ”，ＯＶ”，ＯＷ”を求め、この振幅変調後の各出力指令波形ＯＵ”，ＯＶ”，ＯＷ”と、キャリア信号ＣＲと、コンバータ信号Ｒ１〜Ｔ２とを用い、改めて各相交流スイッチに対する補正後の基本動作時オン信号ＧＢ１〜ＧＢ６を作り、さらにはこの基本動作時オン信号を用い各相交流スイッチに対するスナバ回生パルスを含む最終オン信号を生成する。
【００８７】
このように交流出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷを振幅変調することによって、交流出力（負荷）側に裁断分配される交流入力線間電圧の変動分はより少なくなり、交流出力電流の振幅変動を抑制することができる。
（実施例２−５）
図２８は請求項９及び１０に関わる発明の実施例としての、別の新たなコンバータ信号の生成方法を示す波形図で、図１９に対応するものである。
【００８８】
図２８においては、実施例２−１（図１９）で述べた三角波指令ＣＭＴの代わりに図２８の２）に示すようなコンバータ指令ＣＭＣを用いて、実施例２−１の場合と同様に図２８の３）に示すコンバータ信号Ｒ１，Ｒ２，Ｓ１，Ｓ２，Ｔ１，Ｔ２を作成する。
ここで、コンバータ指令ＣＭＣの波形は三角波指令ＣＭＴの波形の山点，谷点及び零クロス点を通り、山点及び谷点の位相の前後方向に対称、且つ隣接する山点と谷点の間ではこの山点と谷点の間の零クロス点に対して点対称であるような任意の波形とする。
【００８９】
なお、本実施例ではコンバータ指令ＣＭＣの正負の毎半波が夫々前記三角波信号の対応する半波を内包するようにする。換言すれば、三角波指令ＣＭＴの波形の上昇区間においては、三角波指令波形の谷点から零クロス点まではコンバータ指令ＣＭＣの波形が三角波指令波形を下回り、三角波指令波形の零クロス点から山点まではコンバータ指令波形が三角波指令波形を上回るように、また三角波指令波形の下降区間においては、三角波指令波形の山点から零クロス点まではコンバータ指令波形が三角波指令波形を上回り、三角波指令波形の零クロス点から谷点まではコンバータ指令波形が三角波指令波形を下回るようにする。
【００９０】
図２９は交流出力側に裁断分配される交流入力線間電圧を、実施例２−１の場合（ａ）と本実施例２−５の場合（ｂ）と対比した図で、この図２９の構成は図２０と同様である。図２９から分かるように、本実施例２−５の場合（ｂ）の方が実施例２−１の場合（ａ）よりも交流入力線間電圧の高い領域を、より多く負荷側に分配することができ、交流入力線間電圧の利用率がより向上する。
【００９１】
〔実施の形態３〕
ところで、図９に示したようなスナバ回路０６は部品点数が多く、装置の小型化，軽量化，低コスト化の妨げとなっている。次にこの問題を解消する直接型周波数変換回路の実施例を説明する。
ここで先ず、実施の形態１で述べたスナバエネルギ回生方法を用いる直接型周波数変換回路であって、交流入力側にフィルタを持ち、交流スイッチ内に前述のスナバ回路０６Ｂを持つ直接型周波数変換回路におけるスナバ回生時の回生電流の経路の例を述べる。
【００９２】
図３１は、交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ相別の交流スイッチ１０７Ａ，１０８Ａ，１０９Ａ内にスナバ回路０６Ｂを持つ図９の直接型周波数変換回路の主回路の交流入力端子部に図１６のリアクトル７〜９，コンデンサ１０〜１２と同様な入力フィルタを付加した構成を示す。但し図３１においては説明の便宜上、入力フィルタのリアクトル７，８，９の符号を夫々Ｌｉｒ，Ｌｉｓ，Ｌｉｔとし、同じくコンデンサ１０，１１，１２の符号を夫々Ｃｉｒ，Ｃｉｓ，Ｃｉｔとしている。そしてリアクトルＬｉｒ，Ｌｉｓ，Ｌｉｔに夫々並列に抵抗Ｒｉｒ，Ｒｉｓ，Ｒｉｔが付加されている。
【００９３】
いま例えば、Ｒ相の交流スイッチ１０７Ａのスナバ回路０６Ｂのエネルギを入力線間電圧ＳＴ間に回生させるために、スイッチング素子ＳＳ１とＳＴ２がオン状態の時に、スナバ回生パルスによりスイッチング素子Ｗ１とＸ１をオン状態にすると、スナバ回路のコンデンサＣρ→スイッチング素子Ｗ１→接続点ＰＲ３→接続点ＰＳ３→スイッチング素子Ｗ２のダイオード→スイッチング素子ＳＳ１→入力フィルタのコンデンサＣｉｓ→スイッチング素子ＳＴ２→スイッチング素子Ｘ３のダイオード→接続点ＰＴ１→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｘ１→スナバ回路の抵抗Ｒρ→スナバ回路のコンデンサＣρの経路で電流が流れることによって入力電源側へスナバエネルギの回生が行われる。
【００９４】
このとき、スナバ回路０６Ｂの抵抗Ｒρはスナバ回生電流を減衰させ、素子の破損を防ぐ役割を持つ。また、入力フィルタのリアクトルＬｉｒ，Ｌｉｓ，Ｌｉｔと夫々並列に接続されている抵抗Ｒｉｒ，Ｒｉｓ，Ｒｉｔは夫々入力Ｒ，Ｓ，Ｔ相の相電流中の共振電流成分を減衰させる役割を持つ。
図３０は請求項１１に関わる発明の一実施例としての主回路の構成図である。同図においては図３１に対し、交流入力Ｒ，Ｓ，Ｔ相別の交流スイッチ１０７Ａ，１０８Ａ，１０９Ａ内のスナバ回路０６が夫々コンデンサＣρ，Ｃσ，Ｃτのみで構成され、また入力フィルタの抵抗Ｒｉｒ，Ｒｉｓ，Ｒｉｔが夫々コンデンサＣｉｒ，Ｃｉｓ，Ｃｉｔと直列に接続されている。
【００９５】
ここで図３０における入力フィルタの抵抗Ｒｉｒ，Ｒｉｓ，Ｒｉｔは各入力Ｒ，Ｓ，Ｔ相の相電流中の共振電流成分を減衰させる役割だけでなく、スナバ回生電流を減衰させる役割も果たす。このようにして図３０では、コンデンサ，抵抗，ダイオードで構成されていた図３１のスナバ回路０６Ｂの抵抗とダイオードは不要となり、スナバ回路の部品点数を削減することができる。
【００９６】
【発明の効果】
請求項１，２に関わる発明によれば、２つのダイオードの直列回路、又はダイオードとスイッチング素子との逆並列回路を２つ直列接続した回路に、ブリッジ接続のインバータ回路を並列接続してなる交流スイッチを用いた直接型の周波数変換回路において、交流スイッチのスナバ回路のエネルギを、この交流スイッチの既存のスイッチング素子を更に周波数変換動作と異なるタイミングでもオン，オフすることで、負荷側又は電源側に回生させるようにしたので、
従来、別個のスナバ回生回路を設けて使用していた電解コンデンサ，インバータ回路，独立した制御回路を必要としないため、装置の小型化，軽量化，低コスト化，長寿命化が可能であり、且つ装置の信頼性を高めることができる。
【００９７】
さらに請求項３に関わる発明によれば、入力電源の最も高い電圧状態にある線間側へスナバエネルギを回生するようにしたので、スナバエネルギ回生電流の大きさを抑制し回生電流の回生経路における抵抗損失を低減することができる。
次に請求項４及び８に関わる発明によれば、直接型周波数変換回路の交流スイッチの各スイッチング素子を駆動するパルスの生成に用いる、交流入力相電圧波形に対応するＰＷＭ信号としてのコンバータ信号のオン比率が、交流入力相電圧の零クロス点を中心にその前後の夫々片側電気角６０°の幅の範囲内では、零クロス点の位相から離れるに従い直線的に漸増するようにし、
さらに請求項５，６及び８に関わる発明によれば、交流入力電流中のリプル分を抽出し、これを打ち消すように交流出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷや、コンバータ信号生成用の直流指令ＣＭＤに重畳して、交流スイッチの駆動パルスを生成するようにしたので、
交流入力電流中の高調波を低減することができ、近年厳しくなってきている高調波規制のガイドラインに沿うことが容易になり、直接型周波数変換回路の応用範囲を拡大することができるほか、交流入力電圧の利用率を向上することができる。
【００９８】
また請求項７及び８に関わる発明によれば、交流出力側に分配される交流入力線間電圧から、その変動分の基本波成分Ｖａｖを求め、この電圧変動分の基本波成分Ｖａｖを打ち消すように出力指令波形ＯＵ，ＯＶ，ＯＷを振幅変調するようにしたので、
交流出力波形の振幅変動を抑制して負荷側に安定した電力を供給することができ、直接型周波数変換回路の応用範囲をより拡大することができる。
【００９９】
また請求項９及び１０に関わる発明によれば、直接型周波数変換回路の交流スイッチの各スイッチング素子を駆動するパルスの生成に用いる、交流入力相電圧波形に対応するＰＷＭ信号としてのコンバータ信号を作成するために請求項４ないし８に関わる発明で用いた三角波指令に代えて、対応する三角波指令波形を毎半波内に内包する波形を持つコンバータ指令を用いるようにしたので、
直接型周波数変換回路の入力電圧利用率をより向上することができる。
【０１００】
また請求項１１に関わる発明によれば、交流スイッチ内のスナバ回路をコンデンサのみで構成し、交流入力部の入力フィルタのコンデンサに直列に接続した共振電流減衰用の抵抗に、スナバ回生電流を減衰させる役割も兼ねさせるようにしたので、
スナバ回路の部品点数を削減し、装置をさらに小型化，軽量化，低コスト化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に関わる発明の一実施例としての主回路の構成図
【図２】図１の制御回路のブロック図
【図３】図１のＲ相交流スイッチの基本動作時の制御回路の動作説明用の波形図
【図４】図１のＲ相交流スイッチのスイッチング素子のオン信号生成回路の要部の構成図
【図５】図１のＲ相交流スイッチのスイッチング素子のスナバ回生動作用オン信号を含む最終オン信号の波形図
【図６】請求項２に関わる発明の一実施例としての主回路の構成図
【図７】図６のＲ相交流スイッチのスイッチング素子のスナバ回生動作用オン信号を含む最終オン信号の波形図
【図８】本発明の交流スイッチに用いるスナバ回路の構成例を示す図
【図９】請求項３に関わる発明の一実施例としての主回路の構成図
【図１０】図９のＲ相交流スイッチの制御回路の動作説明用の波形図
【図１１】図９のＲ相交流スイッチのスイッチング素子のオン信号生成回路の要部の構成図
【図１２】図１１の回路に用いられるスナバ回生パルス発生用論理演算回路の要部の構成図
【図１３】従来のスナバ回生回路の構成例を示す図
【図１４】先願技術に基づく周波数変換回路の主回路の第１の構成例を示す図
【図１５】同じく第２の構成例を示す図
【図１６】同じく第３の構成例を示す図
【図１７】同じく第４の構成例を示す図
【図１８】図１４の動作波形を示す図
【図１９】請求項４，８に関わる発明の実施例としての新たなコンバータ信号の生成方法を示す波形図
【図２０】図１９のコンバータ信号によって交流出力側に裁断分配される交流入力線間電圧を、従来のコンバータ信号を用いた場合と対比した図
【図２１】請求項５，８に関わる発明の一実施例としての動作説明用の波形図
【図２２】同じく制御回路の要部構成を示すブロック図
【図２３】請求項６，８に関わる発明の一実施例としての動作説明用の波形図
【図２４】同じく制御回路の要部構成を示すブロック図
【図２５】請求項７，８に関わる発明の一実施例としての動作説明用の波形図
【図２６】同じく制御回路の要部構成を示すブロック図
【図２７】直接型周波数変換回路の従来の入出力電流等の動作波形の例を示す図
【図２８】請求項９，１０に関わる発明の実施例としての別の新たなコンバータ信号の生成方法を示す波形図
【図２９】図２８のコンバータ信号によって交流出力側に裁断分配される交流入力線間電圧を、図１９のコンバータ信号を用いた場合と対比した図
【図３０】請求項１１に関わる発明の一実施例としての直接型周波数変換回路の主回路構成図
【図３１】図３０に対応する従来の直接型周波数変換回路の主回路構成図
【符号の説明】
０１    交流入力
０２    交流出力
０３    主回路
０６（０６Ａ，０６Ｂ）    スナバ回路
Ｃρ，Ｃσ，Ｃτ    スナバコンデンサ
Ｄρ，Ｄσ，Ｄτ    スナバダイオード
Ｒρ，Ｒσ，Ｒτ    スナバ抵抗
２１    主回路制御回路
２２    スナバ回生パルス発生用論理演算回路
１００（１０４Ａ〜１０９Ａ）    交流スイッチ
ＳＰ    スナバパルス
ＳＰ１    有効スナバパルス
ＧＢ（ＧＢ１〜ＧＢ６）    基本動作時オン信号ＧＢ
Ｇ（Ｇ１〜Ｇ６），Ｅ（Ｅ１〜Ｅ６）    Ｕ１〜Ｚ１の最終オン信号
Ｇ１１    ＳＲ１オン信号
Ｇ１２    ＳＲ２オン信号
２３    ＯＲ回路
２４    ＡＮＤ回路
２５    ＮＯＴ回路
３１，３２，３３    ＡＮＤ回路
３４，３５    ＯＲ回路
３６    ＮＯＴ回路
２０１    線間／相変換回路
２０２Ｒ  入力Ｒ相電流波形のリプル検出回路
２０４    各相出力波形の振幅変調回路
ＣＭＤ    直流指令
ＣＭＤ’  入力相電流リプルの補正を加えた直流指令
ＣＭＴ    三角波指令
ＣＭＣ    コンバータ指令
ＣＲ    キャリア信号
Ｒ１，Ｒ２    入力Ｒ相コンバータ信号
Ｓ１，Ｓ２    入力Ｓ相コンバータ信号
Ｔ１，Ｔ２    入力Ｔ相コンバータ信号
ＯＵ    Ｕ相出力指令波形
ＯＶ    Ｖ相出力指令波形
ＯＷ    Ｗ相出力指令波形
ＯＵ’  入力相電流リプル分を加えたＵ相出力指令波形
ＯＶ’  入力相電流リプル分を加えたＶ相出力指令波形
ＯＷ’  入力相電流リプル分を加えたＷ相出力指令波形
ＯＵ”  振幅変調後のＵ相出力指令波形
ＯＶ”  振幅変調後のＶ相出力指令波形
ＯＷ”  振幅変調後のＷ相出力指令波形
ＰＴｉ    入力側計器用変圧器
ｉＲｒ      Ｒ相電流リプル分
−ｉＲｒ    Ｒ相電流リプル分の反転信号
Ｖａｖ    交流出力側に裁断分配される交流入力線間電圧に含まれる電圧  変動分の基本波成分
−Ｖａｖ    電圧変動分の基本波成分Ｖａｖの反転信号
Ｌｉｒ，Ｌｉｓ，Ｌｉｔ    入力フィルタのリアクトル
Ｃｉｒ，Ｃｉｓ，Ｃｉｔ    入力フィルタのコンデンサ
Ｒｉｒ，Ｒｉｓ，Ｒｉｔ    入力フィルタの抵抗
【図１】
0003630204.tif 000002
【図２】
0003630204.tif 000003
【図３】
0003630204.tif 000004
【図４】
0003630204.tif 000005
【図５】
0003630204.tif 000006
【図６】
0003630204.tif 000007
【図７】
0003630204.tif 000008
【図８】
0003630204.tif 000009
【図９】
0003630204.tif 000010
【図１０】
0003630204.tif 000011
【図１１】
0003630204.tif 000012
【図１２】
0003630204.tif 000013
【図１３】
0003630204.tif 000014
【図１４】
0003630204.tif 000015
【図１５】
0003630204.tif 000016
【図１６】
0003630204.tif 000017
【図１７】
0003630204.tif 000018
【図１８】
0003630204.tif 000019
【図１９】
0003630204.tif 000020
【図２０】
0003630204.tif 000021
【図２１】
0003630204.tif 000022
【図２２】
0003630204.tif 000023
【図２３】
0003630204.tif 000024
【図２４】
0003630204.tif 000025
【図２５】
0003630204.tif 000026
【図２６】
0003630204.tif 000027
【図２７】
0003630204.tif 000028
【図２８】
0003630204.tif 000029
【図２９】
0003630204.tif 000030
【図３０】
0003630204.tif 000031
【図３１】
0003630204.tif 000032