(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
端末装置（ＴＥ）を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）と局側網終端装置（ＬＴ）とが２線式のメタリック加入者線を介して相互に接続するデータ伝送システムのＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式において、
主信号のＬＴに対する送信レベル及びＬＴからの受信レベルをＮＴにおいて共に増加させ、かつＮＴ及びＴＥへの給電分をＮＴに対する商用入力等によるローカル給電で賄うと共に、ＬＴ−ＮＴ間のメタリック加入者線を延長し、かつ該延長したメタリック加入者線を、前記ＮＴ及びＴＥへの給電分により定まる抵抗値よりもメタリック加入者線の前記延長分に相当する抵抗値だけ少ない抵抗値で終端したことを特徴とするＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式。
【請求項２】
端末装置（ＴＥ）を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）と局側網終端装置（ＬＴ）とが２線式のメタリック加入者線を介して相互に接続するデータ伝送システムのＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式において、
主信号の第１のＬＴに対する送信レベル及び該第１のＬＴからの受信レベルをＮＴにおいて共に増加させ、かつ該ＮＴへの給電分を第１のＬＴからの第１のメタリック加入者線を介するリモート給電により賄うと共に、ＴＥへの給電分を第２のＬＴからの第２のメタリック加入者線を介するリモート給電により賄うことを特徴とするＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式。
【請求項３】
第１のＬＴはＮＴの待機／運用中に応じてノーマル／リバースのリモート給電を行い、第２のＬＴは常にノーマル給電を行うことを特徴とする請求項２に記載のＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式。
【請求項４】
端末装置（ＴＥ）を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）と局側網終端装置（ＬＴ）とが２線式のメタリック加入者線を介して相互に接続するデータ伝送システムの宅内側網終端装置において、
ＬＴに対する主信号の送信レベルを増加させる送信増幅手段と、
ＬＴからの主信号の受信レベルを増加させる受信増幅手段と、
ＬＴからのメタリック加入者線を介するリモート給電電力を、該メタリック加入者線の所定長からの延長分に相当する抵抗値だけ少ない抵抗値で終端する給電終端手段と、
外部の商用入力等によりＮＴ及びＴＥに対してローカル給電を行うローカル給電手段とを備えることを特徴とする宅内側網終端装置。
【請求項５】
メタリック加入者線の給電極性を検出することによりＮＴの待機時における主信号回路をリセットするリセット回路を更に備えることを特徴とする請求項４に記載の宅内側網終端装置。
【請求項６】
端末装置（ＴＥ）を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）と局側網終端装置（ＬＴ）とが２線式のメタリック加入者線を介して相互に接続するデータ伝送システムの宅内側網終端装置において、
第１のＬＴに対する主信号の送信レベルを増加させる送信増幅手段と、
第１のＬＴからの主信号の受信レベルを増加させる受信増幅手段と、
第１のＬＴからの第１のメタリック加入者線を介するリモート給電によりＮＴへの給電分を賄う第１の給電手段と、
第２のＬＴからの第２のメタリック加入者線を介するリモート給電によりＴＥへの給電分を賄う第２の給電手段とを備えることを特徴とする宅内側網終端装置。
【請求項７】
第２の給電手段は、第２のＬＴからのノーマル（定電圧）給電電力をＴＥへの給電分に変換するためのシリーズ安定化電源を備えることを特徴とする請求項６に記載の宅内側網終端装置。
【請求項８】
第２の給電手段は、第２のＬＴからのノーマル（定電圧）給電電力又はリバース（定電流）給電電力をＴＥへの給電分に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータを備えることを特徴とする請求項６に記載の宅内側網終端装置。
【請求項９】
送信増幅手段は、メタリック加入者線の送信電圧を昇圧するように信号トランスの捲線比を変更してなることを特徴とする請求項４又は６に記載の宅内側網終端装置。
【請求項１０】
受信増幅手段は、主信号の所要帯域につき平坦利得特性を有する増幅器を備えることを特徴とする請求項４又は６に記載の宅内側網終端装置。
【請求項１１】
受信増幅手段は、主信号の所要帯域につき傾斜利得特性を有する増幅器を備えることを特徴とする請求項４又は６に記載の宅内側網終端装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式及びその装置に関し、更に詳しくは端末装置（ＴＥ：Terminal Equipment）を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ：Network Terminal）と局側網終端装置（ＬＴ：Line Terminal)とが２線式のメタリック加入者線を介して相互に接続するデータ伝送システムのＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式及びその装置に関する。
【０００２】
我が国におけるＩＳＤＮ(Integrated Services Digital Network) の基本サービスは、従来のアナログ電話で使用していた２線式のメタリック加入者線をそのまま流用（活用）すると共に、高速なデータ伝送を可能とするように設計開発されたものである。開発の当初は加入者全体の９９％をディジタル回線に収容する計画であったが、その後、従来のアナログ方式で収容できていた地域であっても、ディジタル方式では主信号の回線損失による限界やＮＴ（ＴＥを含む）への給電限界による制限によって一部に収容できない場合があることが分かった。しかも、近年このような局設備（ＬＴ）から遠距離の加入者が予想に反して増加しつつあり、これらの地域への効率良いサービスの提供が急務となっっている。
【０００３】
【従来の技術】
図７〜図９は従来技術を説明する図（１）〜（３）である。
図７は我が国の電信電話技術委員会(Telecommunication Technology Committee)が定めるＴＴＣ標準（ＪＴ−Ｇ９６１）に準拠し、かつＮＴＴが提供する従来のＩＳＤＮ基本サービスの一部ネットワーク構成を示している。
【０００４】
図において、１００は局舎（Central Office) 、６は交換機、５０はＮＴを収容する局側網終端装置（ＬＴ）、１はメタリック加入者線、２００ａはユーザ宅、３０は加入者線１を終端するための回線終端，位相同期（フレーム同期，ビット同期），データ速度変換，試験及び過電圧保護等の各機能を備える宅内側網終端装置（ＮＴ１）、１０はＩＳＤＮの標準端末（ＴＥ）、５は既存のアナログ電話機（ＴＥＬ）、４はＴＥＬ５をＮＴ３０に接続するためのプロトコル変換及びデータ速度変換等の各機能を備えるターミナルアダプタ（ＴＡ）、２００ｂはオフィスビル、６０は多数のＴＥ１０等を交換・収容するためのＰＢＸ機能（回線接続制御，切換え，選択）及びプロトコル処理等の各機能を備える宅内側網終端装置（ＮＴ２）、２００ｃは遠隔のユーザ宅、６１は局側多重伝送装置（ＣＴ：Central office Terminal)、２は光ファイバ、６２は遠隔多重伝送装置（ＲＴ：Remote Terminal)である。なお、ＮＴ３０は通常ＤＳＵ(Digital Service Unit)とも呼ばれる。
【０００５】
局舎１００とユーザ宅２００ａとの間は従来のアナログ方式と同様に２線式のメタリック加入者線１ａにより接続される。因みに、既存設備の仕様による伝送距離は７ｋｍを無中継で伝送可能なものとなっている。またＮＴ３０と複数のＴＥ１０（及びＴＡ４）との間は４線式のメタリックケーブル３（１００〜２００ｍ程度）によりバス方式で接続される。ここで、Ｒ〜Ｕ点はユーザ・網インタフェースＵＮＩの各規定点である。局舎１００とオフィスビル２００ｂとの間の接続も同様である。なお、局舎１００と遠隔のユーザ宅２００ｃとの接続については後述する。
【０００６】
図８は従来のＬＴ５０，ＮＴ３０及びＴＥ１０の各概略構成及びこれらの接続構成を示している。
ＬＴ５０において、５１は主信号の位相同期や速度変換等を行う信号処理部、５２は加入者線１への信号送信回路、５３は加入者線１からの信号受信回路（主信号の等化機能を含む）、Ｔ２は主信号用のトランス、Ｃ２は直流阻止用のコンデンサ（なお、挿入位置は図示のものに限らない）、５４はＮＴ３０へのリモート給電を行う局給電部、５５は給電極性を切り換えるノーマル／リバーススイッチ（Ｎ／ＲＳＷ）、ＰＳＦ２は交流阻止用の電力分離フィルタ（コイル等）である。
【０００７】
ＮＴ３０において、Ｔ１は主信号用のトランス、Ｃ１は直流阻止用のコンデンサ（なお、挿入位置は図示のものに限らない）、３１は主信号回路部を搭載する基板、３２は主信号の位相同期やデータ速度変換等の各機能を備える信号処理部、３３は加入者線１への信号送信回路、３６は加入者線１からの主信号の受信増幅及び該加入者線１の伝送路長に応じた伝送路特性（振幅特性，位相特性等）による受信信号歪みの補償（等化）を行う可変等化器、Ｒはバス線３への送信回路（なお、ＲはＴＥ１０等に合わせた記号）、Ｔはバス線３からの受信回路（なお、ＴはＴＥ１０等に合わせた記号）、ＰＳＦ１は交流阻止用の電力分離フィルタ（コイル等）、４４はＴＥ１０等からの発呼検出及びＮＴ３０へのノーマル給電時におけるＴＥ１０等へのＤＣ給電を行う待機回路、４５はＴＥ１０等からの発呼検出部、４６はシリ−ズ安定化方式によるＤＣ電源（ＳＲＧ）、ＤＮはＳＲＧ４６にノーマル給電を供給するノーマル接続のダイオード、４７はＮＴ３０へのリバース給電時における基板（主信号回路部）３１及びＴＥ１０等へのＤＣ給電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣ）、ＤＲはＤＣ／ＤＣ４７にリバース給電を供給するリバース接続のダイオード、４８はＮＴ３０からＴＥ１０等にリモート給電を行う端末給電回路である。
【０００８】
ＴＥ１０において、Ｔはバス線３への送信回路、Ｒはバス線３からの受信回路、１１は主信号の信号処理部、１２はＮＴ３０からのリモート給電によりＴＥ１０にＤＣ給電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣ）である。
ＴＥ１０−ＮＴ３０間及びＮＴ３０−ＬＴ５０間の各データ通信には、所要帯域幅を狭くでき、かつ直流成分を抑圧できるＡＭＩ(Alternate Mark Inversion)符号が採用される。因みに、ＴＥ１０−ＮＴ３０間の主信号レベルは±０．７５Ｖ、ＮＴ３０−ＬＴ５０間の主信号レベルは±６Ｖである。
【０００９】
またＩＳＤＮ基本サービスがサポートするチャネルビットレートは２Ｂ＋Ｄ＝１４４kbpsであり、ＴＥ１０−ＮＴ３０間ではこれを１フレーム当たり４８bit （各種制御ビットを含む）のフレーム信号にフォーマットして、該１フレーム当たりを２５０μＳで伝送する。従って、ＴＥ１０−ＮＴ３０間のラインビットレートは１９２kbpsであり、該ＴＥ１０−ＮＴ３０間ではこれを４線式の双方向通信でサポートしている。
【００１０】
一方、ＮＴ３０−ＬＴ５０間は２線式であるため、上記チャネルビットレートの１４４kbpsを時分割方向制御伝送方式（ピンポン伝送方式）によりサポートしている。このため、ＮＴ３０−ＬＴ５０間のラインビットレートは、伝送遅延やフレーム間のガード時間等を考慮して、上記１４４kbpsの２倍強の３２０kbpsとなっている。なお、時分割方向制御伝送方式はＴＣＭ(Time Compression Multiplexing) 伝送方式とも呼ばれる。
【００１１】
また、ＩＳＤＮ基本サービスにおけるＮＴ３０（及びＴＥ１０等）は、非常時の商用電源断においても通信可能となるように、通信に必要な電力を局側（ＬＴ５０）から供給されている。
ＬＴ５０のリモート給電制御について簡単に述べると、ＮＴ３０の待機（非通信）時にはＬＴ５０からノーマル給電（Ｌ１＝正，Ｌ２＝負）が行われる。この時、ＮＴ３０ではノーマルダイオードＤＮがＯＮしてシリーズ安定化電源４６にリモート給電され、該電源４６は待機回路４４及びＴＥ１０等へのリモート給電分（４０Ｖ，４２０ｍＷ以上）を賄う。
【００１２】
この状態で、ＴＥ１０等からの発呼があると、発呼検出回路４５がこれを検出して不図示のループ回路をＯＮする等の方法により、発呼検出の旨をＬＴ５０に通知する。
ＬＴ５０では局給電部５４がループＯＮを検出したことにより、Ｎ／ＲＳＷ５５を作動させ、ノーマル給電からリバース給電（Ｌ１＝負，Ｌ２＝正）に切り換える。この時、ＮＴ３０ではリバースダイオードＤＲがＯＮしてＤＣ／ＤＣコンバータ４７にリモート給電され、該コンバータ４７は基板（主信号処理回路）３１への給電分（５Ｖ，２５０ｍＷ）及びＴＥ１０等へのリモート給電分（４０Ｖ，４２０ｍＷ以上）を賄う。
【００１３】
図９（Ｂ）にＬＴ５０の局給電部５４の給電特性を示す。
図において、ノーマル給電とは、メタリック加入者線１の回線抵抗Ｒl による電力損失を抑える為に給電電流Ｉl を絞っている状態であり、出力電圧一定（例えば６０Ｖ±５％）の定電圧給電となっている。なお、図は出力電圧Ｖo の最低が５７Ｖであることを示している。ＮＴ３０の入力電圧Ｖi はＬＴ５０からの距離（回線抵抗Ｒl ）が増すにつれて下がるが、回線抵抗Ｒl による電力損失は少ない。但し、ノーマル給電中でもＮＴ３０はＴＥ１０に対して４０Ｖ（４２０ｍＷ以上）の電力を供給する必要があるため、メタリック加入者線１には１１〜１５ｍＡ程度のＤＣ電流が流れる。
【００１４】
リバース給電とは、通信中のＮＴ３０（及びＴＥ１０等）がメタリック加入者線１の回線抵抗Ｒl による電力損失の影響を受けないように給電する状態であり、出力電流一定（例えばＩl ＝３５．１ｍＡ）の定電流給電となっている。従って、回線抵抗による電力損失は最も大きい。因みに、従来規格の最大８１２Ωの回線抵抗では（３５．１ｍＡ）2 ×８１２Ω＝１０００ｍＷの電力損失となる。
【００１５】
一方、ＮＴ３０の側では、リバース給電時における入力電圧Ｖi が一定電圧（例えば２８．５Ｖ）となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４７の内部に定電圧受電回路（不図示）なるものを設けており、これによりＤＣ／ＤＣコンバータ４７は常に入力電力Ｐi ＝Ｖi Ｉl ＝２８．５Ｖ×３５．１ｍＡ≒１０００ｍＷを確保できるようになっている。この入力電力Ｐi は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４７における変換損失（変換効率７０％として変換損失は約３００ｍＷ）と、ＮＴ３０の自己動作電源（＋５Ｖ，２５０ｍＷ程度）と、ＴＴＣ標準規格に基づく下位端末（ＴＥ１０等）への給電電力（４０Ｖ，４２０ｍＷ以上）とに分けられる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ＩＳＤＮ基本サービスの開発の当初は加入者全体の９９％をディジタル回線に収容する計画であったが、その後、従来のアナログ方式で収容できていた地域であっても、ディジタル方式では主信号の回線損失による限界やＮＴ（ＴＥ等を含む）への給電限界による制限によって、一部に収容できない場合があることが分かった。以下、具体的に説明する。
【００１７】
図９（Ａ）はメタリック加入者線１の交流損失特性を示している。
メタリック回線１の損失は一般に周波数ｆの１／２乗（√ｆ特性）に応じて増加する。またメタリック回線１の損失はその距離が増加するにつれて分布定数による交流損失が大きくなる。また、この交流損失は、通常、主信号の所要帯域（信号電力の集中する帯域）における損失で評価される。
【００１８】
従来は、所要帯域（１６０ｋＨｚ付近）における交流損失の上限を５０ｄＢまでと設定していた。従って、上記主信号の回線損失限界（５０ｄＢ）を超えるような長距離の収容では、ＮＴ３０（ＬＴ５０）は信号品質を維持できなくなり、通信できなくなる。
次に図９（Ｂ）に従ってリモート給電限界による制限を説明する。
【００１９】
リモート給電の限界を決めるものは、回線損失の大きいリバース給電である。リバース給電時において、今、給電電流Ｉl ＝３５．１ｍＡとし、かつＮＴ３０の入力で必要な電圧Ｖi ＝２８．５Ｖとする時に、回線１に許容される回線抵抗Ｒl は、ＬＴ５０の給電出力電圧Ｖo の下限値（５７Ｖ）から逆算して、
Ｒl ＝（Ｖo −Ｖi ）／Ｉl 
＝（５７−２８．５）／３５．１×１０-3≒８１２Ω
により、最大８１２Ωとなる。
【００２０】
従って、この回線抵抗限界値（８１２Ω）を超えるような長距離の収容では、ＮＴ３０はＬＴ５０から期待する電力を受けられないばかりか、ＴＥ１０等への規定給電が不可能となり、通信できなくなる。
このように、従来は、主信号の回線損失による限界及びＮＴ３０（ＴＥ１０等を含む）への給電限界による制限によって、一部のエリアにディジタル通信サービスを提供できない場合があることが分かった。
【００２１】
なお、上記回線抵抗限界値を延ばすためにはＬＴ５０の給電電圧を引き上げるのが最も簡単な方法であるが、ＬＴ５０の変更には新規設備導入と等しい開発費、設置コスト等が掛かるため、問題がある。
図７に戻り、従来は、局１００側と遠隔の複数のユーザ２００ｃ等との間に局側多重伝送装置（ＣＴ）６１と遠隔多重伝送装置（ＲＴ）６２とを新たに設け、これらを光加入者線２（例えば１．５／６．３Mbps）で接続することにより対応してきた。
【００２２】
しかし、この種の遠隔基地（ＣＴ−ＲＴ）を置くためには設備投資に莫大な金額が必要となるため、それに見合う加入者数が無いと、遠隔局を容易には設置できなかった。このため、従来は、遠隔地に点在するような各加入者に対して個々に対処することが技術的にも経済的にも困難であった。
本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたものであって、その目的とする所は、既存（従来型）のＬＴ及びＮＴの主要部分をそのまま流用できると共に、回線毎のＬＴ−ＮＴ間長距離ディジタル伝送を効率良く実現可能なＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式及びその装置を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記の課題は例えば図１の構成により解決される。即ち、本発明（１）のＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式は、端末装置（ＴＥ）を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）３０と局側網終端装置（ＬＴ）５０とが２線式のメタリック加入者線１を介して相互に接続するデータ伝送システムのＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式において、主信号のＬＴ５０に対する送信レベル及びＬＴ５０からの受信レベルをＮＴ３０において共に増加させ、かつＮＴ３０及びＴＥへの給電分をＮＴに対する商用入力等によるローカル給電で賄うと共に、ＬＴ−ＮＴ間のメタリック加入者線１を延長し、かつ該延長したメタリック加入者線を、前記ＮＴ及びＴＥへの給電分により定まる抵抗値よりもメタリック加入者線の前記延長分に相当する抵抗値だけ少ない抵抗値で終端したものである。
【００２４】
本発明（１）によれば、上記従来の交流損失限界値を上げるべく、主信号のＬＴ５０に対する送信レベル及びＬＴ５０からの受信レベルをＮＴ３０において共に増加させる構成により、既存（従来）の設備（回線，ＬＴ５０，ＮＴ３０等）に加える変更を最小限となし、これにより回線毎のディジタル長距離伝送を効率良く可能とする。
【００２５】
なお、上記従来の交流損失限界値を上げるべく、他にも、ＬＴ５０の送受信レベルを共に高くする、又はＬＴ５０，ＮＴ３０の送信レベルを共に高くする、又はＬＴ５０，ＮＴ３０の受信レベルを共に高くする、等の方法が考えられる。しかし、いずれにしてもＬＴ５０に変更を加えることは、既存設備との互換性を損なうばかりか、局側設備の開発及び投資に莫大な資金が必要となる。そこで、本発明（１）ではＮＴ３０の側にのみ変更を加える様な上記方式を採用した。
【００２６】
また本発明（１）によれば、上記従来の回線抵抗限界値を上げるべく、ＮＴ３０及びＴＥへの給電分をＮＴ３０に対する商用入力等によるローカル給電で賄うと共に、ＬＴ−ＮＴ間のメタリック加入者線１を延長し、かつ該延長したメタリック加入者線を、前記ＮＴ及びＴＥへの給電分により定まる抵抗値よりもメタリック加入者線の前記延長分に相当する抵抗値だけ少ない抵抗値で終端したものである。
従って、メタリック加入者線１の延長（回線損失増加）によりＬＴ５０から十分なリモート給電を受けられなくなっても、ＮＴ３０及びＴＥ１０が動作するに必要な十分な電力を商用入力等に基づくローカル給電により得られる。また、この不要となった動作電力分を回線１の損失に振り分けることで、該回線１の距離の十分な延長が可能となる。また、その際の回線１からのリモート給電電力（従来よりも減少している）を上記延長分に相当する抵抗値だけ少ない抵抗値ｒで終端することにより、該回線１に残された諸機能（主信号の伝送，ループの開閉，給電極性の変更等）も円滑かつ安定に行われる。
【００２７】
なお、上記従来の回線抵抗限界値を上げるべく、他にも、ＬＴ５０の給電電力を多くする方法が考えられる。しかし、ＬＴ５０（ＮＴ３０にも及ぶ）に変更を加える点、既存システムとの混在が困難で有る点、等の理由により、本発明（１）ではＮＴ３０の側にのみ変更を加える様な上記方式を採用した。
また本発明（２）のＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式は、例えば図６に示す如く、端末装置（ＴＥ）１０を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）３０と局側網終端装置（ＬＴ）５０とが２線式のメタリック加入者線１を介して相互に接続するデータ伝送システムのＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式において、主信号の第１のＬＴ５０Ａに対する送信レベル及び該第１のＬＴ５０Ａからの受信レベルをＮＴ３０において共に増加させ、かつ該ＮＴ３０への給電分を第１のＬＴ５０Ａからの第１のメタリック加入者線１Ａを介するリモート給電により賄うと共に、ＴＥ１０への給電分を第２のＬＴ５０Ｂからの第２のメタリック加入者線１Ｂを介するリモート給電により賄うものである。
【００２８】
本発明（２）によれば、上記従来の回線抵抗限界値を上げるべく、ＮＴ３０への給電分を第１のＬＴ５０Ａからの第１のメタリック加入者線１Ａを介するリモート給電により賄うと共に、ＴＥ１０への給電分を第２のＬＴ５０Ｂからの第２のメタリック加入者線１Ｂを介するリモート給電により賄うものである。
従って、第１のＬＴ５０Ａについては、ＮＴ３０への給電分のみを賄えば良く、従来のＬＴ５０が負担していたようなＴＥ１０への給電負担分が軽減（削除）される。また第２のＬＴ５０Ｂについては、ＴＥ１０への給電分のみを賄えば良く、従来のＬＴ５０が負担していたようなＮＴ３０への給電負担分が軽減（削除）される。これにより第１，第２のＬＴ５０Ａ，ＬＴ５０Ｂについては、共に給電条件が緩和されたことになり、この給電余力分を回線１Ａ，１Ｂの各損失に振り分けることで、回線１Ａ，１Ｂの各距離の十分な延長が可能となる。この場合に、第１，第２のＬＴ５０Ａ，ＬＴ５０Ｂについは既存（従来）のものをそのまま使用できることは言うまでも無い。
【００２９】
なお、従来の交流損失限界値を上げる構成は、本発明（１）と同様で良い。
好ましくは、本発明（３）においては、上記本発明（２）において、第１のＬＴ５０ＡはＮＴ３０の待機／運用中に応じてノーマル／リバースのリモート給電を行い、第２のＬＴ５０Ｂは常にノーマル給電を行う。
第２のＬＴ５０Ｂは、常にＴＥ１０への給電分のみを賄えば良いので、回線損失の少ない、定電圧給電方式によるノーマル給電を行う。
【００３０】
また上記の課題は例えば図１の構成により解決される。即ち、本発明（４）の宅内側網終端装置は、端末装置（ＴＥ）を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）３０と局側網終端装置（ＬＴ）５０とが２線式のメタリック加入者線１を介して相互に接続するデータ伝送システムの宅内側網終端装置３０において、ＬＴ５０に対する主信号の送信レベルを増加させる送信増幅手段３４と、ＬＴ５０からの主信号の受信レベルを増加させる受信増幅手段３５と、ＬＴ５０からのメタリック加入者線１を介するリモート給電電力を、該メタリック加入者線の所定長からの延長分に相当する抵抗値だけ少ない抵抗値で終端する給電終端手段ｒと、外部の商用入力等によりＮＴ３０及びＴＥに対してローカル給電を行うローカル給電手段３８とを備えるものである。
【００３１】
好ましくは、本発明（５）においては、上記本発明（４）において、メタリック加入者線１の給電極性を検出することによりＮＴ３０の待機時における主信号回路３１をリセットするリセット回路３７を更に備える。
主信号回路（基板）３１には常時給電されているため、ＮＴ３０の待機（ノーマル給電）時にも主信号回路３１が動作してしまうと言う処理シーケンス上の不都合が生じ得るが、本発明（５）によれば、ＮＴ３０の待機時における主信号回路３１はリセット回路３７によりリセットされるので、このような不都合は生じない。
【００３２】
また本発明（６）の宅内側網終端装置は、例えば図（６）に示す如く、端末装置（ＴＥ）１０を収容する宅内側網終端装置（ＮＴ）３０と局側網終端装置（ＬＴ）５０とが２線式のメタリック加入者線１を介して相互に接続するデータ伝送システムの宅内側網終端装置３０において、第１のＬＴ５０Ａに対する主信号の送信レベルを増加させる送信増幅手段３４と、第１のＬＴ５０Ａからの主信号の受信レベルを増加させる受信増幅手段３５と、第１のＬＴ５０Ａからの第１のメタリック加入者線１Ａを介するリモート給電によりＮＴ３０への給電分を賄う第１の給電手段４６，４７と、第２のＬＴ５０Ｂからの第２のメタリック加入者線１Ｂを介するリモート給電によりＴＥ１０への給電分を賄う第２の給電手段４８とを備えるものである。
【００３３】
好ましくは、本発明（７）においては、上記本発明（６）において、第２の給電手段４８は、第２のＬＴ５０Ｂからのノーマル（定電圧）給電電力をＴＥ１０への給電分に変換するためのシリーズ安定化電源４１を備える。
ノーマル給電は、回線損失の少ない定電圧給電であるため、ＮＴ３０の受電端における電圧降下も少ない。従って、出力電圧Ｖo （例えば４０Ｖ）以上の入力電圧Ｖi を必要とするようなシリーズ安定化電源４１を使用できる。一般に、シリーズ安定化電源４１は比較的構造簡単であり、安価に提供できる。
【００３４】
また好ましくは、本発明（８）においては、上記本発明（６）において、第２の給電手段４８は、第２のＬＴ５０Ｂからのノーマル（定電圧）給電電力又はリバース（定電流）給電電力をＴＥ１０への給電分に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータ４１を備える。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、入出力の電力条件を満たせば、どのような入力電圧Ｖi からでも所望の出力電圧Ｖo （例えば４０Ｖ）を生成できる。従って、第２の給電手段４８としてＤＣ／ＤＣコンバータ４１を使用することにより、ノーマル給電でもリバース給電でもＴＥ１０に必要な電力（例えば４０Ｖ，４２０ｍＶ以上）を給電でき、よってＬＴ５０側の多様な給電構成／給電制御に柔軟に対処できる。
【００３５】
また好ましくは、本発明（９）においては、上記本発明（４）又は（６）において、送信増幅手段３４は、メタリック加入者線１の送信電圧を昇圧するように信号トランスＴ１の捲線比を変更してなるものである。
従って、簡単な構成により主信号の送信レベルを上げられる。
なお、送信増幅手段３４としては、他にも、送信回路３３の出力信号を増幅するための電流増幅回路（ｄφ／ｄｔの増加に繋がる）や電圧増幅回路（ｄｖ／ｄｔ→ｄｉ／ｄｔの増加に繋がる）を用い得る。また既存の送信回路３３に加える電源電圧そのものを上げる方法もある。しかし、本発明（９）では、最も簡単に実現できる上記構成を採用した。
【００３６】
なお、本発明（９）の構成が、上記本発明（４）又は（６）における送信増幅手段３４の解釈にいかなる制限をも加えるものでは無いことは言うまでも無い。
また好ましくは、本発明（１０）においては、上記本発明（４）又は（６）において、受信増幅手段３５は、主信号の所要帯域につき平坦利得特性を有する増幅器を備える。
【００３７】
一般に、メタリック回線１の交流損失は、その距離の増加に応じてその損失特性も厳密には一様ではなく増加するが、回線１の延長状況によっては損失特性の増加が一様と考えられるような場合も少なくない。係る場合には、主信号の所要帯域（信号電力が集中する帯域）につき平坦利得特性を有するような簡単且つ安価な増幅器を使用できる。
【００３８】
なお、主信号の受信利得を増加させるには、他にも、既存の可変等化器３６の利得を増加させれば良い。しかし、既存（従来）の可変等化器３６は最大５０ｄＢまでの線路損失を補償（等化）できる様に構成されていること、及び通常は可変等化器３６の部分が単独で、又は他の部分と共にＬＳＩ化されているために容易には改造できなこと、等の理由から、本発明（１０）では外部（前段）に受信増幅手段３５を付加することとしている。
【００３９】
また、トランスＴ１の受信側捲線比を従来よりも上げるような他の簡単な方法も考えられる。しかし、上記送信側で巻上げ、かつ受信側でも巻き上げると、主信号の送信時にトランスＴ１の送信側から受信側に回り込む信号成分が過大となり、受信側ＬＳＩの電圧耐力を越える恐れがあるために、送受信側共に巻き上げることは一般に困難である。
【００４０】
なお、本発明（１０）の構成及び上記した理由が、上記本発明（４）又は（６）における受信増幅手段３５の解釈にいかなる制限をも加えるものでは無いことは言うまでも無い。以下も、同様である。
また好ましくは、本発明（１１）においては、上記本発明（４）又は（６）において、受信増幅手段３５は、主信号の所要帯域につき傾斜利得特性を有する増幅器を備える。
【００４１】
メタリック回線１の延長によりその交流損失特性が複雑に変化するような場合には、主信号の所要帯域（信号電力が集中する帯域）につき、かつ既存（従来）の可変等化器３６をも含めた全伝送路特性についてナイキストの無歪条件を満足させるような等化機能（傾斜利得特性）を有する増幅器を挿入することで、主信号の回線損失による限界を適正に延長できる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に従って本発明に好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
図２は第１の実施の形態によるＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式の構成を示す図で、ＮＴ３０における主信号の送受信利得を共に改善すると共に、ＮＴ３０（ＴＥ１０等を含む）の動作電力を該ＮＴ３０に対するローカル給電により賄う場合を示している。
【００４３】
図において、３４は主信号の送信レベルを増加させるレベル増幅部（図１の送信増幅手段に相当）、３５は主信号の受信レベルを増加させるプリアンプ（受信増幅手段）、ｒはＬＴ５０からのリモート給電電力を少ない抵抗値で終端する抵抗素子（給電終端手段）、３７はメタリック加入者線１の給電極性を検出することによりＮＴ３０の待機（ノーマル給電）時における主信号回路３１をリセットするリセット回路、３８は商用入力（ＡＣ１００Ｖ）等によりＮＴ３０及びＴＥ１０等に対してローカル給電を行うＡＣ／ＤＣコンバータ（ローカル給電手段）である。その他の構成については上記図８に示したものと同様で良い。
【００４４】
ＬＴ５０の側を変更せずに、ＬＴ−ＮＴ間の交流損失限界をαｄＢ（例えば１０ｄＢ）増加させるには、ＮＴ３０の送信レベルをαｄＢ増加させ、かつ受信利得をαｄＢ増加させれば良い。
本実施の形態によるレベル増幅部３４としては、トランスＴ１の送信側捲線比を従来よりも上げる簡単な方法により送信電圧をαｄＢだけ昇圧させている。
【００４５】
具体的に言うと、今、トランスＴ１の１次捲線電圧ｅ1 ，１次捲線数ｎ1 ，２次捲線電圧ｅ2 ，２次捲線数ｎ2 とする時に、２次捲線電圧ｅ2 には、
ｅ2 ＝（ｎ2 ／ｎ1 ）×ｅ1 
の関係がある。従って、トランスＴ１の送信側捲線比（ｎ2 ／ｎ1 ）をαｄＢ分増加させることでメタリック加入者線１への送信電圧を昇圧できる。
【００４６】
一方、プリアンプ３５としては、主信号の所要帯域（信号電力の集中する帯域）につき平坦利得特性を有するものと、主信号の所要帯域につき傾斜利得特性を有するものとが考えられる。
図３は実施の形態による受信増幅特性を示す図で、図３（Ａ）は可変等化器３６の前段に平坦利得特性を有するプリアンプ３５を挿入した場合の回線損失補償特性を示している。
【００４７】
図において、特性▲１▼は既存のメタリック通信回線１の一例の交流損失特性を示しており、ＬＴ５０からの最大距離（７ｋｍ付近）で、かつ信号電力の集中する所要帯域（１６０ｋＨｚ付近）における最大損失が５０ｄＢとなるように設けられている。
特性▲２▼は同所要帯域における交流損失が＋１０ｄＢ（即ち、６０ｄＢ）となるまで、上記既存のメタリック通信回線１を例えば２ｋｍ延長し、又は新たに９ｋｍ程度の同種／異種のメタリック通信回線１を敷設した場合の交流損失特性を示している。
【００４８】
この例では、特性▲２▼をそのまま１０ｄＢ分下側に平行移動すると特性▲４▼が得られ、かつ該特性▲４▼と特性▲１▼とを比較すると、両特性が良く一致していることが分かる。特に信号電力が集中する１６０ｋＨｚ付近における両損失の傾斜特性は良く一致している。
係る場合には、可変等化器３６の前段に所要帯域につき平坦利得特性▲３▼を有するようなプリアンプ３５を挿入することで、可変等化器３６の入力では従来の損失特性▲１▼と非常に良く一致した損失特性▲４▼が得られる。従って、この場合は既存の可変等化器３６に別段の変更を加えなくても、ＬＴ５０からＮＴ３０に至る総合の伝送路特性につきナイキストの無歪条件を満足するような受信等化が得られる。
【００４９】
図３（Ｂ）は可変等化器３６の前段に傾斜利得特性を有するプリアンプ３５を挿入した場合の回線損失補償特性を示している。
図において、上記同様に、特性▲１▼は既存のメタリック通信回線１の交流損失特性を示しており、また特性▲２▼は上記既存のメタリック通信回線１を延長し、又は新たに長いメタリック通信回線１を敷設した場合の交流損失特性を示している。
【００５０】
この例では、上記特性▲２▼をそのまま１０ｄＢ分下側に平行移動すると特性▲２▼´が得られ、かつ該特性▲２▼´と特性▲１▼とを比較すると、両特性は一致していないことが分かる。特に信号電力が集中する１６０ｋＨｚ付近における両損失の傾斜特性が異なっている。
係る場合には、可変等化器３６の前段に所要帯域につき傾斜利得特性▲３▼を有するようなプリアンプ３５を挿入することで可変等化器３６の入力では損失特性▲４▼が得られる。この特性▲４▼は、全帯域で見ると、特性▲１▼とは一致していない部分もあるが、信号電力の集中する１６０ｋＨｚ付近の帯域では特性▲１▼とその損失レベル及び傾斜特性が良く一致している。従って、この場合も既存の可変等化器３６には別段の変更を加えなくても、ＬＴ５０からＮＴ３０に至る総合の伝送路特性につきナイキストの無歪条件を満足するような受信等化が得られる。
【００５１】
図４は実施の形態による受信増幅回路を示す図である。
図４（Ａ）は平坦利得増幅回路の一例を示している。
一例の平坦利得増幅回路は、オペアンプＯＰＡを使用した非反転増幅回路となっており、入力信号ｖi をオペアンプＯＰＡの＋入力端子に、また出力信号ｖo からの所定比の帰還信号を−端子に夫々入力する構成となっている。
【００５２】
因みに、今、オペアンプＯＰＡの開放利得をμ、出力電圧ｖo と帰還電圧ｖf との比（ｖf ／ｖ0 ）をβ｛＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝とすると、平坦利得増幅回路の利得Ａは、
Ａ＝ｖo ／ｖi ＝μ／（１＋μβ）≒１／β＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２
で与えられる。ここでは、増幅器の帰還信号生成回路は抵抗Ｒ１，Ｒ２のみからなっており、周波数特性を持たないので、オペアンプＯＰＡの遮断域まで略平坦な増幅特性が得られる。
【００５３】
図４（Ｂ）は傾斜利得増幅回路の一例を示している。
一例の傾斜利得増幅回路は、オペアンプＯＰＡを使用したアクティブの２次ローパスフィルタ回路となっており、その帰還回路には、上記の抵抗Ｒ１，Ｒ２に加えて、抵抗Ｒ３，Ｒ４及びコンデンサＣ３，Ｃ４からなるパッシブの２次ローパスフィルタ回路が含まれている。これにより、上記図３（Ｂ）に示す如く、信号電力が集中する１６０ｋＨｚ付近では、利得のピーキング特性が得られ、該１６０ｋＨｚ付近における回線損失の傾きを補償できる。
なお、上記平坦利得増幅回路及び傾斜利得増幅回路は夫々に１例を示すものであり、他にも様々な回路構成の増幅回路を利用できることは言うまでも無い。
【００５４】
図２に戻り、次に第１の実施の形態による回線抵抗限界値を上げる方法を説明する。上記の如く、従来のメタリック加入者線１に割り振れる回線抵抗は最大８１２Ωであり、これは通信（リバース給電）時のＮＴ３０（及びＴＥ１０等）が動作するのに必要なリモート給電時の最低電力（３５．１ｍＡ×２８．５Ｖ≒１０００ｍＷ）から決定されたものである。
【００５５】
本第１の実施の形態では、ＮＴ３０内に外部の商用入力（ＡＣ１００Ｖ）等によりローカル給電されるＡＣ／ＤＣコンバータ３８を備え、これによりＮＴ３０を動作させるためのＤＣ電力５Ｖ（２５０ｍＷ）と、ＴＥ１０等を動作させるためのＤＣ電力４０Ｖ（４２０ｍＷ以上）とを賄う。
従って、この場合のメタリック加入者線１は、もはやＮＴ３０（ＴＥ１０等）に対してリモート給電を行う必要は無く、メタリック加入者線１上に交流信号を伝送（重畳）する機能と、ＬＴ−ＮＴ間でループの開／閉及び給電極性を知らせる程度の機能とが残っていれば良い。従って、従来のＮＴ３０が必要とした電力分Ｐi （＝１０００ｍＷ）を新たな回線抵抗Ｒl ´による損失分に転化できる。即ち、その分従来のメタリック加入者線１を延長できる。
【００５６】
この場合に、上記Ｐi （＝１０００ｍＷ）の転化分は、リバース（Ｉl ＝３５．１ｍＡ）給電時の新たな回線抵抗Ｒl ´として、
Ｒl ´＝Ｐi ／Ｉl 2 ＝１０００ｍＷ／（３５．１ｍＡ）2 ＝８１２Ω
により、最大８１２Ω分に転化できる。これは、従来のメタリック加入者線１を直流的には最大２倍の距離にまで延長できることを意味する。但し、実際上は上記改善可能な交流損失限界値及び実際のユーザ宅迄の距離を考慮して、新たなメタリック加入者線１は（Ｒl ＋Ｒl ´）＜１６２４Ωの範囲内で敷設（延長）可能である。
【００５７】
この場合に、好ましくは、新たなメタリック加入者線１の給電電力を抵抗ｒ（＝１００Ω程度）で終端することにより、ＮＴ３０における消費電力を従来の１／１０｛即ち、（３５．１ｍＡ）2 ×１００Ω＝１２３ｍＷ｝程度に削減すると共に、上記ＮＴ３０に残された各機能（ループ／極性検出機能等）が適正（安定）に機能するようにしている。
【００５８】
ところで、上記の如くＮＴ３０をロ−カル給電方式にすると、ＮＴ３０の主信号回路部３１はリバース給電（通信）時のみならず、ノーマル給電（非通信）時にも動作することとなり、従来のＮＴ３０と比べて動作シーケンス上の不都合が生じ得る。そこで、本第１の実施の形態では、メタリック加入者線１（抵抗負荷ｒ）の両端子間に、ＬＴ５０からのノーマル給電極性を検出して、その区間に主信号回路部（基板）３１をリセットするようなリセット信号ＲＳを生成するリセット回路３７を設けている。従って、従来のＮＴ３０と比べての動作シーケンス上の不都合も解消できる。
【００５９】
図５は実施の形態によるリセット回路を示す図である。
図において、給電端子Ｌ２に対して給電端子Ｌ１が高い電位（ノーマル給電極性）の場合は、フォトアイソレータ３７の１次側フォトダイオードＰＤに電流が流れて該ＰＤが発光し、これにより二次側フォトトランジスタＱがＯＮとなってリセット信号ＲＳがＬＯＷレベルとなり、これにより主信号回路部３１が強制リセットされる。
【００６０】
また給電端子Ｌ２に対して給電端子Ｌ１が低い電位（リバース給電極性）の場合は、１次側フォトダイオードＰＤに電流が流れないことにより該ＰＤは発光せず、これにより二次側フォトトランジスタＱがＯＦＦとなってリセット信号ＲＳがＨＩＧＨレベルとなり、これにより主信号回路部３１の強制リセットが解除される。
【００６１】
なお、上記ＮＴ３０へのノーマル（定電圧）給電時には、むしろ終端抵抗ｒは抵抗値が大きい方が電力消費が少ない。そこで、例えば２種類の終端抵抗ｒ，ｒ´（ｒ＜ｒ´）を設け、ＬＴ５０からのリバース給電を比較的小さい抵抗ｒにより終端し、またＬＴ５０からのノーマル給電を比較的大きい抵抗ｒ´により終端するように構成しても良い。この構成は、不図示の切換スイッチに２種類の終端抵抗ｒ，ｒ´を夫々接続すると共に、該スイッチをリセット（極性検出）回路３７の出力で切り換えることにより容易に実現できる。
【００６２】
図６は第２の実施の形態によるＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式の構成を示す図で、ＮＴ３０における主信号の送受信利得を共に改善すると共に、１つのＮＴ３０に対して２つ分のＬＴ５０Ａ，５０Ｂから夫々にリモート給電を行う場合を示している。
図において、５０Ａ，５０Ｂは第１，第２のＬＴ（局側網終端装置）、１Ａ，１Ｂは第１，第２の２線式メタリック加入者線、３０は第２の実施の形態によるＮＴ（宅内側網終端装置）、４４はＴＥ１０等からの発呼検出を行う待機回路、４５はＴＥ１０等からの発呼検出部、４６は第１のＬＴ５０Ａからのノーマル給電に基づき待機回路４４にＤＣ給電を行うシリ−ズ安定化方式による直流電源（ＳＲＧ）、ＤＮはＳＲＧ４６にノーマル給電を供給するノーマル接続のダイオード、４７は第１のＬＴ５０Ａからのリバース給電に基づき基板３１にＤＣ給電を行うＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣ）、ＤＲはＤＣ／ＤＣ４７にリバース給電を供給するリバース接続のダイオード、４８は第２のＬＴ５０Ｂからのリモート給電に基づきＮＴ３０からＴＥ１０等にリモート給電を行う端末給電回路、４１はシリ−ズ安定化電源又はＤＣ／ＤＣコンバータによる定電圧回路、４２は電源投入時におけるＴＥ１０等へのラッシュ電流を制限（スロースタート）するための電流制限回路である。その他の構成については上記図２で述べたものと同様で良い。
【００６３】
本第２の実施の形態では、１つのＮＴ３０につき２回線分のＬＴ５０Ａ，５０Ｂ及びメタリック加入者線１Ａ，１Ｂを利用すると共に、ＮＴ３０が動作するためのリモート給電はメタリック加入者線１Ａを介してこれを第１のＬＴ５０Ａが行い、かつＴＥ１０等が動作するためのリモート給電はメタリック加入者線１Ｂを介してこれを第２のＬＴ５０Ｂが行う。
【００６４】
まず第１のＬＴ５０Ａのリモート給電につき説明する。
今、ＬＴ５０Ａのリバース給電時に主信号回路部（基板）３１で必要とする電力を従来と同じ２５０ｍＷとし、かつＤＣ／ＤＣコンバータ４７の変換効率を７０％とすると、ＮＴ３０の入力電力Ｐn は、
Ｐn ＝２５０ｍＷ／０．７＝３５７ｍＷ
により、約３６０ｍＷとなる。この入力電力Ｐn （３６０ｍＷ）は従来のＮＴ３０の入力電力Ｐi （１０００ｍＷ）の３６％に当たり、十分に小さい。
【００６５】
従って、上記第１の実施の形態で述べたと同様にこの不要となった６４％分の給電電力を回線抵抗損失に転化することが可能であり、よってメタリック加入者線１Ａを従来よりも延長できる。
具体的に言うと、今、ＬＴ５０Ａのリバース給電電流Ｉl が従来と同じ３５．１ｍＡであるとする。上記ＮＴ３０の入力電力Ｐn （３６０ｍＷ）を賄うには、該ＮＴ３０の入力電圧Ｖn は、
Ｖn ＝Ｐn ／Ｉl ＝３６０ｍＷ／３５．１ｍＡ＝１０．２６Ｖ
により約１０．３Ｖで良い。
【００６６】
これは、従来のＮＴ３０が入力電力Ｐi ＝１０００ｍＷを確保するため、Ｉl ＝３５．１ｍＡのリバース給電時に、その入力電圧Ｖi として少なくともＶi ＝２８．５Ｖが必要であったのに対し、本第２の実施の形態によるＤＣ／ＤＣコンバ−タ４７では、負荷への給電電力が減ったことにより、少なくともＶn ＝１０．３Ｖが必要であることを意味しており、両者の間には、２８．５Ｖ−１０．３Ｖ＝１８．２Ｖの差がある。従って、本第２の実施の形態では、この１８．２Ｖ分の差を新たにメタリック加入者線１Ａにおける損失に割り振ることが可能であり、この分を回線抵抗値Ｒl ´に換算すると、
Ｒl ´＝１８．２Ｖ／３５．１ｍＡ＝５１８．５Ω
により、新たに約５１９Ω分を延長できる。またトタールでは８１２Ω＋５１９Ω＝１３３１Ωとなり、これは従来の回線抵抗限界値（８１２Ω）による距離の約１．６倍に相当する。因みに、これはＴＥ１０等への給電分（４２０ｍＷ）が減ったことによる増分に他ならない。
【００６７】
次に第２のＬＴ５０Ｂのリモート給電につき説明する。
この場合に、定電圧回路４１としては、シリーズ安定化電源による場合と、ＤＣ／ＤＣコンバータによる場合とが考えられる。
まずシリーズ安定化電源４１による場合は、該電源４１の入力電圧Ｖt として４０Ｖ以上が必要となるため、この場合のＬＴ５０Ｂはノーマル給電となる。
【００６８】
今、シリーズ安定化電源４１で約１Ｖ，１ｍＡのロスが見込まれるとすると、ＴＥ１０等に出力電圧４０Ｖを供給するには、該電源４１の入力電圧Ｖt ＝４１Ｖが必要である。また、ＴＥ１０等に４２０ｍＷを給電するには、バスライン３に供給する電流Ｉt として、
Ｉt ＝４２０ｍＷ／４０Ｖ＝１０．５ｍＡ
により、約１１ｍＡが必要である。従って、メタリック加入者線１Ｂに流れる電流Ｉl は上記ロス分を加えた１２ｍＡとなる。
【００６９】
一方、メタリック加入者線１ＢにＩl ＝１２ｍＡが流れる時は、従来のリバース給電による回線抵抗限界値（８１２Ω）により該メタリック加入者線１Ｂには８１２Ω×１２ｍＡ＝９．７Ｖの電圧降下が生じる。ＬＴ５０Ｂの出力電圧Ｖo ＝５７Ｖ一定であるとすると、シリーズ安定化電源４１に印加可能な入力電圧Ｖt は、
Ｖt ＝５７Ｖ−９．７Ｖ＝４７．３Ｖ
となり、これはシリーズ安定化電源４１が必要とする入力電圧Ｖt ＝４１Ｖから４７．３Ｖ−４１Ｖ＝６．３Ｖ分の余裕があることになる。従って、この最大６．３Ｖ分の余裕をメタリック加入者線１Ｂの損失に割り振ることが可能であり、この分を回線抵抗値Ｒl ´に換算すると、
Ｒl ´＝６．３Ｖ／１２ｍＡ＝５２５Ω
により、新たに約５２５Ω分を延長できる。またトタールでは８１２Ω＋５２５Ω＝１３３７Ωとなり、これは従来のリバース給電による回線抵抗限界値（８１２Ω）による距離の約１．６倍に相当する。
【００７０】
従って、定電圧回路４１をシリーズ安定化電源により構成する場合は、ＬＴ５０Ｂを回線損失の少ないノーマル給電とすることにより、メタリック加入者線１Ｂを従来の約１．６倍に延長できる。
次に、定電圧回路４１がＤＣ／ＤＣコンバータにより構成される場合を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、その入出力の電力条件を満足しさえすれば、コンバータ４１の入力電圧Ｖt については別段の制限が無いので、この場合のＬＴ５０Ｂはノーマル給電もリバース給電も行えることになる。ここでは、ＬＴ５０Ｂが給電条件の厳しい（回線損失の大きい）リバース給電を行う場合を説明する。
【００７１】
今、ＬＴ５０Ｂからのリバース給電時にＴＥ１０等で必要とする電力を従来と同じ４２０ｍＷとし、かつＤＣ／ＤＣコンバータ４１の変換効率を７０％とすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の入力電力Ｐt は６００ｍＷで良い。
また、ＬＴ５０Ｂのリバース給電電流Ｉl ＝３５．１ｍＡ一定であるとすると、上記ＮＴ３０の入力電力Ｐn （６００ｍＷ）を賄うには、該ＮＴ３０の入力電圧Ｖt は、
Ｖt ＝Ｐt ／Ｉl ＝６００ｍＷ／３５．１ｍＡ＝１７．０９Ｖ
により、約１７Ｖとなる。
【００７２】
一方、従来のＮＴ３０に必要であった入力電圧Ｖi ＝２８．５Ｖであったため、この場合は新たに２８．５Ｖ−１７Ｖ＝１１．５Ｖ分の電圧降下をメタリック加入者線１Ｂの損失に割り振ることが可能となる。この分を回線抵抗値Ｒl ´に換算すると、
Ｒl ´＝１１．５Ｖ／３５．１ｍＡ＝３２７．６Ω
により、新たに約３２８Ω分を延長でき、またトタールでは８１２Ω＋３２８Ω＝１１４０Ωとなる。これは従来の回線抵抗限界値（８１２Ω）による距離の約１．４倍の距離に相当する。因みに、これは基板３１への給電分（２５０ｍＷ）が減ったことによる増分に他ならない。
【００７３】
なお、ＬＴ５０ＢがＤＣ／ＤＣコンバータ４１に対してノーマル給電を行う場合も上記と同様に考えられる。
また上記いずれにしても、ＬＴ５０Ｂにとっては回線損失の少ないノーマル給電を行うのが有利のため、本第２の実施の形態では、ＬＴ５０Ｂは常にノーマル給電を行うこととしている。
【００７４】
また、上記により第１，第２のメタリック加入者線１Ａ，１Ｂを共に延長可能であるため、本第２の実施の形態によってもＬＴ−ＮＴ間の長距離伝送が可能となる。
なお、上記各実施の形態ではＬＴ−ＮＴ間がピンポン伝送方式の場合への適用例を示したが、本発明は他のハイブリッド伝送方式、周波数分割方式等にも適用できることは言うまでも無い。
【００７５】
また、上記各実施の形態ではＩＳＤＮ基本サービスへの適用例を中心に述べたが、本発明はこの種の給電方式を採用するあらゆるデータ伝送システムに適用できることは言うまでも無い。
また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００７６】
【発明の効果】
以上述べた如く本発明によれば、ＮＴ３０における主信号の送受信利得を共に改善すると共に、ＮＴ３０（ＴＥ１０等を含む）の動作電力を該ＮＴ３０に対するローカル給電で賄い、かつＬＴ−ＮＴ間の終端抵抗値を回線延長分だけ少なくする構成により、又はＮＴ３０における主信号の送受信利得を共に改善すると共に、１つのＮＴ３０に対して２つ分のＬＴ５０Ａ，５０Ｂから夫々にリモート給電を行う構成により、既存（従来型）のＬＴ及びＮＴの主要部分をそのまま流用できると共に、回線毎のＬＴ−ＮＴ間長距離ディジタル伝送を効率良く実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する図である。
【図２】第１の実施の形態によるＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式の構成を示す図である。
【図３】実施の形態による受信増幅特性を説明する図である。
【図４】実施の形態による受信増幅回路を示す図である。
【図５】実施の形態によるリセット回路を示す図である。
【図６】第２の実施の形態によるＬＴ−ＮＴ間長距離伝送方式の構成を示す図である。
【図７】従来技術を説明する図（１）である。
【図８】従来技術を説明する図（２）である。
【図９】従来技術を説明する図（３）である。
【符号の説明】
１  メタリック加入者線
３  バス線
１０  ＩＳＤＮ標準端末（ＴＥ）
１１  ３２，５１  信号処理部
１２，４７  ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣ）
３０  宅内側網終端装置（ＮＴ１）
３１  基板
３３，５２  送信回路
３４  レベル増幅部（送信増幅手段）
３５  プリアンプ（受信増幅手段）
３６  可変等化器
３８  ＡＣ／ＤＣコンバータ（ローカル給電手段）
３７  リセット回路
４１  定電圧回路
４２  電流制限回路
４４  待機回路
４５  発呼検出部
４６  直流電源（ＳＲＧ）
４８  端末給電回路
５０  局側網終端装置（ＬＴ）
５３  受信回路
５４  局給電部
５５  ノーマル／リバーススイッチ（Ｎ／ＲＳＷ）
６０  宅内側網終端装置（ＮＴ２）
６１  局側多重伝送装置（ＣＴ：Central office Terminal)
６２  遠隔多重伝送装置（ＲＴ：Remote Terminal)
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
ＰＳＦ１，ＰＳＦ２  電力分離フィルタ
ｒ  抵抗素子（給電終端手段）
Ｑ  フォトトランジスタ
ＰＤ  フォトダイオード
Ｔ１，Ｔ２  トランス
【図１】
0003724773.tif 000002
【図２】
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【図３】
0003724773.tif 000004
【図４】
0003724773.tif 000005
【図５】
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【図６】
0003724773.tif 000007
【図７】
0003724773.tif 000008
【図８】
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【図９】
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