(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力電源からの交流電力を整流する整流回路と、この整流回路の交流側と交流入力電源との間に介挿されたフィルタと、前記整流回路の直流側に接続された転流用インダクタンスとスイッチング回路との直列接続回路と、前記転流用インダクタンスと並列に接続された平滑用コンデンサとダイオードとの直列接続回路と、前記スイッチング回路のオン、オフを制御する制御回路とを有し、前記平滑用コンデンサの端子間から直流出力を得る単相昇降圧形高力率コンバータにおいて、前記スイッチング回路は、第１スイッチング素子および第１ダイオードの直列接続回路と第２ダイオードおよび第２スイッチング素子の直列接続回路とが並列に接続され、前記第１スイッチング素子および第１ダイオードの直列接続点と第２ダイオードおよび第２スイッチング素子の直列接続点との間に転流用コンデンサが接続されてなり、第１スイッチング素子と２スイッチング素子の動作周期をＴb、オン時間をＴONとし、制御回路により、第１スイッチング素子と２スイッチング素子のデューティファクタｄF＝ＴON／Ｔbを、
【化１】
0003725378.tif 000006
または
【化２】
0003725378.tif 000007
のように制御（ＤFは０≦ＤF≦１の定数、ωSは交流電源の角周波数、ｔは時刻）する機能を備えたことを特徴とする単相昇降圧形高力率コンバータ。
【請求項２】
請求項１記載の単相昇降圧形高力率コンバータにおいて、転流用インダクタンスは少なくとも１本の２次巻線を有するフライバックトランスであることを特徴とする単相昇降圧形高力率コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は単相昇降圧形高力率コンバータに関するもので、さらに詳しく言えば、交流入力電流を正弦波状に近似させることができ、高周波ノイズの発生が抑制できる単相昇降圧形高力率コンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
単相昇降圧形高力率コンバータは、交流入力電源からの交流電力をフィルタを介して整流回路の交流側に入力し、この整流回路の直流側に接続された昇降圧チョッパによって交流入力電圧を任意の直流出力電圧に変換するとともに、交流入力電流を正弦波状に近似するようにしたものである。
【０００３】
上記した単相昇降圧形高力率コンバータとしては図７に示したようなものがある。
【０００４】
すなわち、図７において、交流入力電源１からの交流電力をフィルタ２を介して整流回路３の交流側に入力し、この整流回路３の直流側に接続された、リアクトル４とスイッチング素子８との直列接続回路と、前記リアクトル４と並列に接続された平滑用コンデンサ５とダイオード７との直列接続回路とからなる昇降圧チョッパによって交流入力電圧を任意の直流出力電圧に変換し、前記平滑用コンデンサ５の端子間に接続された負荷６に直流電力を供給するとともに、前記スイッチング素子８のデューティファクタｄF を制御して交流入力電流を正弦波状に近似させるものである。
【０００５】
図７に示した昇降圧型高力率コンバータは、スイッチング素子８をオン、オフさせることにより、スイッチング素子８のオン時にはリアクトル４に流れる電流が直線的に増加し、スイッチング素子８のオフ時にはリアクトル４に流れる電流が直線的に減少して、スイッチング時の電流のピーク値が正弦波状の包絡線を描くので、フィルタ２によって高周波分を除去することによって交流入力電流を正弦波状にすることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来の昇降圧型高力率コンバータでは、簡素な回路と簡単なスイッチング素子８のオン、オフ制御によって交流入力電流を正弦波状にすることができるが、スイッチング素子８のオンによって直線的に増加した電流のピーク値付近でスイッチング素子８をオフさせるため、スイッチング損失が増大するという問題や高周波ノイズが増大するという問題があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、交流入力電源からの交流電力を整流する整流回路と、この整流回路の交流側と交流入力電源との間に介挿されたフィルタと、前記整流回路の直流側に接続された転流用インダクタンスとスイッチング回路との直列接続回路と、前記転流用インダクタンスと並列に接続された平滑用コンデンサとダイオードとの直列接続回路と、前記スイッチング回路のオン、オフを制御する制御回路とを有し、前記平滑用コンデンサの端子間から直流出力を得る単相昇降圧形高力率コンバータにおいて、前記スイッチング回路は、第１スイッチング素子および第１ダイオードの直列接続回路と第２ダイオードおよび第２スイッチング素子の直列接続回路とが並列に接続され、前記第１スイッチング素子および第１ダイオードの直列接続点と第２ダイオードおよび第２スイッチング素子の直列接続点との間に転流用コンデンサが接続されてなり、第１スイッチング素子と２スイッチング素子の動作周期をＴb、オン時間をＴONとし、制御回路により、第１スイッチング素子と２スイッチング素子のデューティファクタｄF＝ＴON／Ｔbを、
【化３】
0003725378.tif 000002
または
【化４】
0003725378.tif 000003
のように制御（ＤFは０≦ＤF≦１の定数、ωSは交流電源の角周波数、ｔは時刻）する機能を備えたことを特徴とするものであり、これにより、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子のターンオンは第１スイッチング素子および第２スイッチング素子に電流が流れていない状態で行われ、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子のターンオフは第１スイッチング素子および第２スイッチング素子に電圧が印加されていない状態で行われるので、スイッチング損失や高周波ノイズを増大させずに、交流入力電流の歪み率を小さくすることができる。
【０００８】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の単相昇降圧形高力率コンバータにおいて、転流用インダクタンスは少なくとも１本の２次巻線を有するフライバックトランスであることを特徴とするものであり、これにより、スイッチング損失や高周波ノイズを増大させずに、交流入力電流の総合歪み率（ＴＨＤ）を小さくすることができる、複数の異なる直流出力電圧が出力できるコンバータを得ることができる。
【００１２】
【発明の実施の状態】
以下、本発明をその実施の形態に基づいて説明する。
【００１３】
図１は本発明の実施の形態に係る単相昇降圧形高力率コンバータの回路図である。
【００１４】
本発明の実施の形態に係る単相昇降圧形高力率コンバータの特徴は、図７に示した従来の単相昇降圧形高力率コンバータのスイッチング素子８をスイッチング回路８０とし、リアクトル４を転流用インダクタンス４０とし、前記スイッチング回路は、第１スイッチング素子８１および第１ダイオード８２の直列接続回路と第２ダイオード８４および第２スイッチング素子８３の直列接続回路とを並列に接続し、前記第１スイッチング素子８１および第１ダイオード８２の直列接続点と第２ダイオード８４および第２スイッチング素子８３の直列接続点との間に転流用コンデンサ８５を接続したことである。
【００１５】
上記した単相昇降圧形高力率コンバータは、後述する動作モード１〜４の如く、転流用コンデンサ８５の放電により、その電圧がゼロの状態で第１スイッチング素子８１および第２スイッチング素子８３を同時にターンオフさせるゼロ電圧スイッチングと、転流用コンデンサ８５の充電により、その電圧が平滑用コンデンサ５の電圧に達した状態で第１スイッチング素子８１および第２スイッチング素子８３を同時にターンオンさせるゼロ電流スイッチングとを実現しているので、スイッチング損失と高周波ノイズの低減を図ることができる。
【００１６】
（動作モード１）
転流用コンデンサ８５の電圧がゼロで、第１スイッチング素子８１および第２スイッチング素子８３がオン時のモードである。この動作モード１では、転流用インダクタンス４０を通って流れる電流が、第１スイッチング素子８１および第１ダイオード８２の直列接続回路と第２ダイオード８４および第２スイッチング素子８３の直列接続回路とに分流し、転流用インダクタンス４０にエネルギーが蓄積される。この状態で第１スイッチング素子８１および第２スイッチング素子８３をターンオフさせると動作モード２に移行する。
【００１７】
（動作モード２）
この動作モード２への移行は、整流回路３の直流側の電圧が転流用インダクタンス４０に印加された状態で行われるので、ゼロ電圧スイッチングとなる。そして、この動作モード２では、転流用インダクタンス４０に蓄積されたエネルギーによって第２ダイオード８４→転流用コンデンサ８５→第１ダイオード８２なる経路に電流が流れ、転流用コンデンサ８５の右側が正電位になるように充電され、転流用コンデンサ８５の右側の電位が平滑用コンデンサ５の正側の電位に達すると動作モード３に移行する。
【００１８】
（動作モード３）
この動作モード３では、転流用コンデンサ８５に流れていた電流がダイオード７を通って負荷６に流れ、転流用コンデンサ８５には整流回路３の直流側の電圧が印加されている。この状態で第１スイッチング素子８１および第２スイッチング素子８３をターンオンさせると動作モード４に移行する。
【００１９】
（動作モード４）
この動作モード４への移行は、第２ダイオード８４、転流用コンデンサ８５および第１ダイオード８２に電流が流れていない状態で行われるので、ゼロ電流スイッチングとなる。そして、この動作モード４では、整流回路３の直流側の電圧と転流用コンデンサ８５の電圧との和電圧が転流用インダクタンス４０に印加され、転流用コンデンサ８５と転流用インダクタンス４０との共振によって第２スイッチング素子８３→整流回路３→転流用インダクタンス４０→第１スイッチング素子８１なる経路で電流が流れ、転流用コンデンサ８５はその電圧がゼロになるまで放電し、前述した動作モード１に戻る。
【００２０】
次に、図１の実施の形態に係る単相昇降圧形高力率コンバータの変形例について説明する。
【００２１】
図２に示した変形例は、図１の転流用インダクタンス４０を、１本の２次巻線４１０を有するフライバックトランス４１とした例であり、図１の実施の形態に対し、入出力間の電気的絶縁が必要な場合に有効であるとともに、このフライバックトランス４１の２次巻線４１０との巻数比を調整することにより、交流入力電圧に対し、任意に昇降圧させた直流出力電圧を得ることができる。
【００２２】
図３に示した変形例は、図２のフライバックトランス４１を、３本の２次巻線４１１，４１２，４１３を有するフライバックトランス４１とし、各２次巻線４１１，４１２，４１３にダイオード７１，７２，７３、平滑用コンデンサ５１，５２，５３、負荷６１，６２，６３を接続した例であり、図１の実施の形態に対し、入出力間の電気的絶縁が必要な場合に有効であるとともに、このフライバックトランス４１の各２次巻線４１１，４１２，４１３との巻数比を調整することにより、交流入力電圧に対し、任意に昇降圧させた複数の直流出力を得ることができる。
【００２３】
次に、図１の実施の形態および図２、図３の変形例に適用できる第１スイッチング素子８１および第２スイッチング素子８３の制御回路について説明する。
【００２４】
上記制御回路の一つは、第１スイッチング素子８１および第２スイッチング素子８３を、一定の周期、一定のデューティファクタで同時にオン、オフさせるものである。この制御回路によれば、転流用コンデンサ８５の充電による方形波電流が正弦波に重畳されて交流入力電流の歪み率はやや高くなるが、図４に示したように、従来のコンバータ（ハードスイッチング）に対して本発明のコンバータ（ソフトスイッチング）では転流用コンデンサ８５の容量を調整することによって直流出力電圧のリップルを低減することができるので、交流入力電流の歪み率が許容できる用途に対して簡素な制御回路で適用することができる。
【００２５】
上記制御回路の他の一つは、第１スイッチング素子８１と第２スイッチング素子８３の動作周期をＴb 、オン時間をＴONとし、第１スイッチング素子８１と第２スイッチング素子８３のデューティファクタをｄF ＝ＴON／Ｔb を、
【化５】
0003725378.tif 000004
のように制御（ＤF は０≦ＤF ≦１の定数、ωs は交流電源の角周波数、ｔは時刻）するものである。この制御回路によれば、デューティファクタｄF は交流入力電圧のゼロクロス付近ではデューティファクタを小さくし、交流入力電圧のピーク値付近ではデューティファクタを大きくするもので、ルートサイン制御と称することができ、図５に示したように、前述の一定デューティ制御に対して交流入力電流の総合歪み率（ＴＨＤ）を大きく改善できることがわかる。
【００２６】
上記制御回路のさらに他の一つは、第１スイッチング素子８１と第２スイッチング素子８３の動作周期をＴb 、オン時間をＴONとし、第１スイッチング素子８１と第２スイッチング素子８３のデューティファクタをｄF ＝ＴON／Ｔb を、
【化６】
0003725378.tif 000005
のように制御（ＤF は０≦ＤF ≦１の定数、ωs は交流電源の角周波数、ｔは時刻）するものである。この制御回路によれば、デューティファクタｄF は交流入力電圧のゼロクロス付近ではデューティファクタを小さくし、交流入力電圧のピーク値付近ではデューティファクタを大きくするもので、正弦全波制御と称することができ、図６に示したように、前述したルートサイン制御ほどではないが、ルートサイン制御では必要であった関数波を出力する回路を必要としない、簡素な制御回路によって交流入力電流の総合歪み率（ＴＨＤ）を改善できることがわかる。
【００２７】
【発明の効果】
上記した如く、本発明の単相昇降圧型高力率コンバータは交流入力電流を正弦波状に近似させ、その総合歪み率（ＴＨＤ）を改善することができるとともに、ソフトスイッチングにより、スイッチング損失を増大させることなく、高周波ノイズの発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る単相昇降圧型高力率コンバータの回路図である。
【図２】図１の単相昇降圧型高力率コンバータの変形例の回路図である。
【図３】図１の単相昇降圧型高力率コンバータの変形例の回路図である。
【図４】本発明の単相昇降圧型高力率コンバータを一定デューティ制御したときの直流出力電圧のリップルを、従来のハードスイッチングのものと比較した図である。
【図５】本発明の単相昇降圧型高力率コンバータをルートサイン制御したときの交流入力電流の総合歪み率を、一定デューティ制御したときのものと比較した図である。
【図６】本発明の単相昇降圧型高力率コンバータを正弦全波制御したときの交流入力電流の総合歪み率を、一定デューティ制御したときのものと比較した図である。
【図７】従来の単相昇降圧型高力率コンバータの回路図である。
【符号の説明】
１    交流入力電源
２    フィルタ
３    整流回路
５    平滑用コンデンサ
６    負荷
４０  転流用インダクタンス
８０  スイッチング回路
【図１】
0003725378.tif 000008
【図２】
0003725378.tif 000009
【図３】
0003725378.tif 000010
【図４】
0003725378.tif 000011
【図５】
0003725378.tif 000012
【図６】
0003725378.tif 000013
【図７】
0003725378.tif 000014