(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正側入力端子より正側出力端子へスイッチ素子とコイルの直列回路を接続し、出力端子間に平滑コンデンサと抵抗の直列回路を接続し、フライホイールダイオードのカソード側を前記スイッチ素子とコイルの接続点へ、アノード側を負側出力端子へそれぞれ接続して成り、出力端子間の電圧を入力し内部の基準電圧と比較して前記スイッチ素子を開閉制御する電圧比較制御部を備えて、
前記電圧比較制御部は、前記出力端子間の電圧値と前記基準電圧の電圧値とを比較してハイレベルまたはロウレベルを出力するコンパレータ素子と、該コンパレータ素子の非反転入力部の前段に入力抵抗と、前記非反転入力部と前記コンパレータ素子の出力部の間に正帰還抵抗を設けることにより、前記コンパレータ素子への入力電圧の一定変動に対して前記スイッチ素子への開閉制御出力を保持するヒステリシス入力機能を有し、入力された直流電圧に対し異なる任意の直流電圧を出力することを特徴とするスイッチングレギュレータ装置。
【請求項２】
前記出力端子間の平滑コンデンサと抵抗の直列回路に代えて、平滑コンデンサと第２のコイルの直列回路に置き換えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力した直流電圧をスイッチ素子により開閉し、コイル，コンデンサ等で構成される平滑回路により再び直流電圧に変換することで、入力電圧と異なる任意の出力電圧を得るスイッチングレギュレータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータ装置は小型化が容易であり高効率であることから、近年、各種の電気器具にて多用されている。
以下、具体的な例を挙げて、従来のスイッチングレギュレータ装置について説明する。図６は従来のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図である。図６において、１は入力端子に加えられた直流電圧を開閉するＰＮＰトランジスタからなるスイッチ素子、２はスイッチ素子１を経て供給される電力を蓄えるコイル、３はコイル２を経て供給される電圧を平滑して出力するための平滑コンデンサ、４はスイッチ素子１がＯＦＦの時にコイル２に蓄積されていた電力を出力側に伝えるためのフライホイールダイオード、５はスイッチ素子１の開閉タイミングを出力端子の電圧に応じて制御する電圧比較制御部である。
この電圧比較制御部５は基準電圧電源６とコンパレータ素子７により構成されている。コンパレータ素子７の非反転入力部には正側出力端子の電圧が、反転入力部には基準電圧電源６の電圧がそれぞれ入力されている。
【０００３】
以上のように構成されたスイッチングレギュレータ装置の動作を以下に説明する。まず、出力端子に生じている電圧が基準電圧電源６の電圧より低い場合、コンパレータ素子７の出力はロウレベルとなり、スイッチ素子１であるＰＮＰトランジスタはベース電流が流れてオンする。このときコイル２を介し平滑コンデンサ３および出力端子に電流が流れ、コイル２に電力が蓄積されると共に平滑コンデンサ３の両端すなわち出力端子電圧が上昇する。
【０００４】
出力端子電圧が上昇を続け基準電圧電源６の電圧値を超えた時、コンパレータ素子７の出力はハイレベルとなり、スイッチ素子１であるＰＮＰトランジスタはベース電流がカットされてオフする。このときコイル２にはスイッチ素子１がオンしている間に蓄積されていた電力が残っているため、フライホイールダイオード４を介して平滑コンデンサ３および出力端子に電流が流れ続け、コイル２の蓄積電力がゼロになるまで持続する。電流がオフした後は出力端子から出力される負荷電流により平滑コンデンサ３の両端電圧すなわち出力端子間電圧が降下を続け、基準電圧電源６の電圧値を下回った時、再びコンパレータ素子７の出力がロウレベルとなり前述の動作を繰り返す。
【０００５】
以上のような動作により、入力端子より供給される直流電圧をスイッチ素子１の開閉により基準電圧電源６に応じた出力電圧値に変換して出力することができる。この従来例は入力電圧値よりも低い値の出力電圧を取り出す構成であるため、降圧形チョッパレギュレータ装置とも呼ばれている。
【０００６】
スイッチ素子１が開閉されるタイミングは入力電圧と出力電圧との比によりその時間比が決まり、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ、スイッチ素子１のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとすると、（数１）の関係がある。
【０００７】
【数１】
Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ≒Ｔｏｆｆ／Ｔｏｎ
また、出力電圧のリップル分ｄＶは、スイッチ素子の開閉１周期中にコイル２に流れる電流ＩＬのうち、出力電流Ｉｏを差し引いた変動分ｄＩＬが平滑コンデンサ３に流れて蓄積されることにより生じるため、平滑コンデンサ３の容量値をＣとすると、（数２）の関係があり、
【０００８】
【数２】
0003729630.tif 000002
【０００９】
コイル２のインダクタンスをＬ、スイッチ素子１の開閉周期をＴとすると、時間ｔの変化に対するｄＩＬの変化は、スイッチ素子のオン期間中は（数３）で表され、スイッチ素子のオフ期間中は（数４）で表される。
【００１０】
【数３】
0003729630.tif 000003
【００１１】
【数４】
ｄＩＬ＝（Ｖｏｕｔ／Ｌ）×Ｔｏｆｆ−（Ｖｏｕｔ／Ｌ）×ｔ
開閉が繰り返される周波数（以下、開閉周波数という）ｆは、出力電圧Ｖｏｕｔ、コイル２のインダクタンスＬ、平滑コンデンサ３の容量Ｃ、および出力電圧のリップル分ｄＶとから、（数５）の相関式で表すことができる。
【００１２】
【数５】
ｆ∝√（（Ｖｏｕｔ×（１−α））／（ｄＶ×２ＬＣ））
ここで、αはスイッチ素子１のオンデューティであり、（数６）で示される時間比である。
【００１３】
【数６】
α＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）
出力電流がゼロに近く、コイル２に流れる電流が断続する場合には、開閉周波数ｆは（数５）で表せないが本発明とは直接関係がないため説明は省略する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような構成のスイッチングレギュレータ装置は、スイッチ素子の開閉動作に関して、以下の２つの課題を有していた。
まず、第一の課題について以下に説明する。スイッチ素子の開閉周波数は、下がりすぎて２０ｋＨｚ程度より以下になると可聴周波数となってコイルの振動等がうなり音として聞こえ、また、逆に上げすぎるとスイッチ素子の開閉速度が追いつかず開閉の瞬間に発生する損失が増えるため、その用途に応じて適切な開閉周波数を選ぶ必要がある。
【００１５】
前記（数５）に示されるように開閉周波数ｆは、出力電圧Ｖｏｕｔ、オンデューティα、リップル電圧ｄＶ、コイルのインダクタンスＬ、コンデンサの容量Ｃの関数として表されるため、これらの値を選定することにより開閉周波数の決定がなされるが、（数５）によって計算上適切な値を選定した場合でも、動作の各瞬間にスイッチングレギュレータ特有の様々なノイズが発生してしまうため、そのノイズにより予期せぬ誤動作が発生する。
【００１６】
例えば、スイッチ素子がオンした瞬間にはフライホイールダイオードに逆方向の電圧が印加されるが、このときフライホイールダイオードの持つ接合容量により逆向き電流が瞬間的に流れ、スイッチ素子に流れる電流は図８（ｂ）に示すような波形となる。
【００１７】
また、スイッチ素子がオフしてコイル両端の電圧が瞬間的に逆向きに変わるとき、コイルに流れる電流は図８（ｃ）に示すようにリンギングと呼ばれる変動をともなう。これは、スイッチ素子がオンのときコイルに蓄積された電力がスイッチ素子のオフ時にすべて保持されず、一部が空中輻射により放出されてしまうために発生する現象である。
【００１８】
このような瞬間的な電流変動があると、電圧比較制御部に入力される電圧にノイズが侵入し、それが基準電圧電源の電圧を超えるとスイッチ素子を開閉すべきタイミング以外で開閉制御してしまうことになり、（数５）により決定した開閉周波数以外で動作したり、開閉が間欠的になるという不具合があった。
【００１９】
特に、図７に示すような２つの出力を持ったスイッチングレギュレータを同一配線板上で構成するような場合には、片方のスイッチ素子が開閉する瞬間のノイズがもう片方の電圧比較制御部の入力に侵入し、２つのスイッチングレギュレータの開閉動作が互いに干渉して不安定になりがちであった。
【００２０】
この、ノイズによる動作の不具合を防止するため、従来とられてきた手法としては、ノイズの発生するスイッチ素子やコイル、フライホイールダイオードと、電圧比較制御部との配線を分離し、ノイズが電圧比較制御部の入力に侵入しにくくするか、もしくは電圧比較制御部の入力に高周波ノイズを除去するバイパスコンデンサを接続するといったものであるが、いずれの場合にも誤動作防止の効果は計算上求めにくく、どうしてもカットアンドトライ的な設計や、職人的な勘に頼らざるを得ないという欠点があった。
【００２１】
また、従来の構成が有する第二の課題としては、開閉周波数を決定する上での以下の点が挙げられる。開閉周波数ｆは（数５）によって表されるが、（数５）の構成のうち、出力電圧Ｖｏｕｔは用途によってあらかじめ定められているものであり、開閉周波数ｆを変えたいからといって変更が可能なものではない。また、オンデューティαは（数１）および（数６）で求められるように入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの比によって定まるものであり、これも変更可能なものではない。
【００２２】
残るリップル電圧ｄＶ、コイルのインダクタンスＬ、平滑コンデンサの容量Ｃはいずれも変更可能であるが、リップル電圧ｄＶは電圧比較制御部の入力性能、コイルのインダクタンスＬは出力電流やコイルそのものの大きさ、平滑コンデンサの容量Ｃは許容リップル電流やコンデンサの形状というように、開閉周波数ｆ以外の要因に制約を受ける。
【００２３】
リップル電圧ｄＶは出力電圧のリップル分であるが、ｄＶの値は電圧比較制御部の入力不感電圧幅、すなわち入力電圧と基準電圧電源の電圧値に差が生じても出力を変化させない電圧幅により決まり、図６に示した従来例の構成の場合には、コンパレータ素子７の性能であるオフセット電圧値がそのままｄＶの値となる。
【００２４】
コイルのインダクタンスＬは、（数３）で示したように、電流変化値ｄＩＬに影響するが、出力電流Ｉｏに対しｄＩＬを適切な比率にしないとスイッチングレギュレータ装置の安定した動作が得られない。特にＬ値を小さくするとｄＩＬ値が大きくなり、スイッチ素子の許容電流を超えてしまったり、平滑コンデンサへの充電が急速に行われるためスイッチ素子の動作速度が追いつかず、開閉が間欠動作になってしまうこともある。逆にＬ値を大きくするとコイルの形状が大きくなり装置を小型化できない。通常は、ｄＩＬ／Ｉｏを約１／３程度で設計する。このときｄＩＬ値に対するＬ値は必然的に決定してしまう。
【００２５】
平滑コンデンサの選定は、コンデンサそのものの故障や寿命に影響を及ぼす耐電圧とリップル電流の許容量によりまず決定され、この２つが決まると必然的に使用できる最小の形状・大きさが決まるため、選定できる最小の容量値Ｃが制限される。
【００２６】
このように、従来のスイッチングレギュレータ装置は、ｄＶ、Ｌ、Ｃの値に他の制約があるため、開閉周波数ｆを自由に決定できないという欠点を有していた。
【００２７】
本発明は、前記従来技術の課題を解決することに指向するものであり、電圧比較制御部の入力にノイズが侵入してもスイッチ素子の開閉を安定して行うことが可能であり、かつ、開閉周波数を任意の最適値に選定してうなり音の発生やスイッチ素子の損失増加を防ぐことが可能であり、高い信頼性と高効率を兼ね備えたスイッチングレギュレータ装置を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明に係るスイッチングレギュレータ装置は、正側入力端子より正側出力端子へスイッチ素子とコイルの直列回路を接続し、出力端子間に平滑コンデンサと抵抗の直列回路を接続し、フライホイールダイオードのカソード側を前記スイッチ素子とコイルの接続点へ、アノード側を負側出力端子へそれぞれ接続して成り、出力端子間の電圧を入力し内部の基準電圧と比較して前記スイッチ素子を開閉制御する電圧比較制御部を備えて、前記電圧比較制御部は、前記出力端子間の電圧値と前記基準電圧の電圧値とを比較してハイレベルまたはロウレベルを出力するコンパレータ素子と、該コンパレータ素子の非反転入力部の前段に入力抵抗と、前記非反転入力部と前記コンパレータ素子の出力部の間に正帰還抵抗を設けることを特徴とする。
【００３０】
また、前記出力端子間の平滑コンデンサと抵抗の直列回路に代えて、平滑コンデンサと第２のコイルの直列回路に置き換えるように構成したものである。
【００３１】
前記構成によれば、電圧比較制御部におけるコンパレータ素子への入力電圧の一定変動に対し、スイッチ素子への開閉制御出力を保持するヒステリシス入力機能を有して、電圧比較制御部への入力にノイズが侵入した場合にも、スイッチ素子の開閉を安定して行うことができるとともに、平滑コンデンサと抵抗の直列回路により、平滑コンデンサに充放電電流が流れる際に直列に接続された抵抗にも同じ電流が流れ、直列回路両端の電圧変動幅は平滑コンデンサ単体に比して大きくなり、平滑コンデンサそのものを変えずにその容量値を減少させる作用を得て、その容量値と反比例の相関関係にあるスイッチ素子の開閉周波数を上昇させ、抵抗値の選択により開閉周波数を任意の最適値に選定することが可能となり、うなり音の発生やスイッチ素子の損失増加を防ぐことができる。
【００３３】
また、平滑コンデンサと第２のコイルの直列回路により、平滑コンデンサと第２のコイルは互いに逆方向ベクトルの複素インピーダンスとなるため、直列回路のインピーダンス値は平滑コンデンサ単体の場合より小さな値の容量性インピーダンス値をとることが可能であり、平滑コンデンサそのものを変えずにその容量値を低下させた場合と同じ作用が得られ、開閉周波数を上昇させることができ、抵抗との直列回路の場合に比べ第２のコイルは電力を消費せず内部消費電力をより低下させ、開閉周波数を任意に最適値に選定することが可能となり、うなり音の発生やスイッチ素子の損失増加を防ぐことができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明における実施の形態１のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図である。ここで、前記従来例を示す図６において説明した構成要素に対応し実質的に同等の機能を有するものには同一の符号を付してこれを示す。図１において、本発明のスイッチングレギュレータ装置は、図６に示す従来のスイッチングレギュレータ装置の要素に加え、コンパレータ素子７の非反転入力部の前段に入力抵抗８を、コンパレータ素子７の出力部と非反転入力部との間に正帰還抵抗９をそれぞれ接続し構成したものである。
【００３５】
以上のように構成されたスイッチングレギュレータ装置の動作を以下に説明する。いま、コンパレータ素子７の非反転入力電圧が反転入力電圧すなわち基準電圧電源６の電圧より低い場合、コンパレータ素子７の出力部がロウレベルとなり、スイッチ素子１であるＰＮＰトランジスタがオンし、コイル２に電流が流れて平滑コンデンサ３を充電すると共に負荷電流Ｉｏを流す。その後、出力端子電圧が上昇してコンパレータ素子７の非反転入力電圧が反転入力電圧すなわち基準電圧電源６の電圧を超えると、コンパレータ素子７の出力部がハイレベルとなり、スイッチ素子１であるＰＮＰトランジスタがオフして、コイル２はフライホイールダイオード４を介し蓄積されていた電力を放出し平滑コンデンサ３を充電すると共に負荷電流Ｉｏを流し続ける。
【００３６】
やがて、コイル２の蓄積電力が減少すると共に負荷電流Ｉｏは平滑コンデンサ３からの放電電流によってまかなわれ、平滑コンデンサ３の両端の電圧すなわち出力端子電圧が下降して、コンパレータ素子７の非反転入力電圧が反転入力電圧すなわち基準電圧電源６の電圧を下回ると、コンパレータ素子７の出力部は再びロウレベルとなり前記一連の動作が繰り返される。ここまでの動作は、図６の従来のスイッチングレギュレータ装置と同様である。
【００３７】
コンパレータ素子７の非反転入力電圧は、コンパレータ素子７の出力部がロウレベルの場合、入力抵抗８と正帰還抵抗９とで分圧された値となる。出力端子電圧をＶｏ、入力抵抗８の抵抗値をＲ８、正帰還抵抗９の抵抗値をＲ９とすると、非反転入力電圧Ｖ＋は（数７）のようになり、
【００３８】
【数７】
Ｖ＋＝Ｖｏ×Ｒ９／（Ｒ８＋Ｒ９）
入力抵抗８、正帰還抵抗９が無い場合に比べて低い値となる。また、コンパレータ素子７の出力部がハイレベルの場合、非反転入力電圧Ｖ＋は（数８）のようになり、
【００３９】
【数８】
Ｖ＋≒Ｖｏ＋（Ｖｉｎ−Ｖｏ）×Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ９）
入力抵抗８、正帰還抵抗９が無い場合に比べて高い値となる。Ｖｉｎはスイッチングレギュレータ装置の入力端子電圧である。
【００４０】
前記の動作の中で、スイッチ素子１がオンとなり平滑コンデンサ３が充電されて出力端子電圧Ｖｏが上昇し、（数７）により与えられる非反転入力電圧Ｖ＋が基準電圧電源６の電圧を上回った際、コンパレータ素子７の出力部はロウレベルからハイレベルに変化する。このとき、非反転入力電圧Ｖ＋の値は（数８）で与えられる値に変化し、（数７）で与えられる値よりも上昇して、コンパレータ素子７の出力部がよりハイレベル側に引かれる方向になる。また、スイッチ素子１がオフとなり平滑コンデンサ３が放電して出力端子電圧Ｖｏが下降し、（数８）により与えられる非反転入力電圧Ｖ＋が基準電圧電源６の電圧を下回った際には、コンパレータ素子７の出力部がハイレベルからロウレベルに変化し、非反転入力電圧Ｖ＋は（数７）で与えられる値に変化して下降し、コンパレータ素子７の出力部がよりロウレベル側に引かれる方向になる。
【００４１】
このことにより、コンパレータ素子７の出力部が変化する際、ノイズを受けてコンパレータ素子７に入力される比較入力部（非反転入力部，反転入力部）への電圧が変動した場合でも、出力部がノイズを受けて変動することなく一旦変化した出力を保持することができる。
【００４２】
コンパレータ素子７の非反転入力部に侵入するノイズ電圧が、動作に影響を与えない限界の波高値ｄＶｎは（数７）と（数８）との差であり、（数９）のようになる。
【００４３】
【数９】
ｄＶｎ＝Ｖｉｎ×Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ９）
以上の説明のように本実施の形態１によれば、電圧比較制御部５において、コンパレータ素子７に接続した入力抵抗８および正帰還抵抗９の作用により、コンパレータ素子７に入力される比較入力電圧の一定の変動に対し、その出力を保持するいわゆるヒステリシス入力機能が備わり、比較入力部に侵入するノイズに対して、スイッチ素子１の開閉制御が影響を受けず、安定した動作を行うことができると共に、入力抵抗８および正帰還抵抗９の抵抗値の選定によりノイズ電圧に対する耐量を加減させることが可能であるため、ノイズ対策の効果を計算上把握することができる。
【００４４】
（実施の形態２）
図２は本発明における実施の形態２のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図であり、前記実施の形態１を説明した図１におけるスイッチングレギュレータ装置の要素に加え、分圧抵抗１０を設けた構成としたものである。
【００４５】
分圧抵抗１０の作用により、コンパレータ素子７の非反転入力電圧Ｖ＋は、出力端子電圧Ｖｏを入力抵抗８と分圧抵抗１０とで分圧した値となるため、基準電圧電源６の電圧値よりも高い値の出力端子電圧を得ることが可能である。
【００４６】
この図２のスイッチングレギュレータ装置においても、正帰還抵抗９の作用により、コンパレータ素子７の出力部が変化したとき、非反転入力電圧が出力部を保持する方向に引かれる、いわゆるヒステリシス入力機能が得られ、前記実施の形態１と同様のノイズによる誤動作を防止する効果が得られる。
【００４７】
（実施の形態３）
図３は本発明における実施の形態３のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図である。前記実施の形態１を示す図１のスイッチングレギュレータ装置の電圧比較制御部５において、コンパレータ素子７の反転入力部をスイッチングレギュレータ装置の正側出力端子に接続し、コンパレータ素子７の非反転入力部を入力抵抗８を介して基準電圧電源６へ接続し、コンパレータ素子７の出力部は正帰還抵抗９を介して非反転入力部へ接続すると共にＮＰＮトランジスタ１１を介してスイッチ素子１へ接続する構成としている。
【００４８】
本実施の形態３を示す図３の構成において、コンパレータ素子７に入力される正側出力端子の電圧と基準電圧電源６の電圧が図１の構成とは反転入力部、非反転入力部で逆となるため、コンパレータ素子７のハイレベル，ロウレベルの出力は、スイッチングレギュレータ装置の出力端子電圧が基準電圧電源６の電圧値を超えた場合と超えない場合とで図１とは逆になる。しかしながら、コンパレータ素子７の出力はＮＰＮトランジスタ１１を介してスイッチ素子１に接続されているため、スイッチ素子１への入力信号は、ＮＰＮトランジスタ１１によりハイレベル，ロウレベルが反転され図１の場合と同じになり、全体の動作は図１と同様に行われる。
【００４９】
コンパレータ素子７の非反転入力電圧は、基準電圧電源６の電圧値をＶｒとすると、コンパレータ素子７の出力がロウレベルの場合は（数１０）のようになり、コンパレータ素子７の出力がハイレベルの場合（数１１）のようになる。ここで、Ｖｈはコンパレータ素子７のハイレベル出力の電圧値である。
【００５０】
【数１０】
Ｖ＋＝Ｖｒ×Ｒ９／（Ｒ８＋Ｒ９）
【００５１】
【数１１】
Ｖ＋＝Ｖｒ＋（Ｖｈ−Ｖｒ）×Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ９）
スイッチングレギュレータ装置の出力端子電圧が上昇し、コンパレータ素子７の出力がハイレベルからロウレベルに変化した際には（数１１）から（数１０）の値に非反転入力電圧が下降し、スイッチングレギュレータ装置の出力端子電圧が下降してコンパレータ素子７の出力がロウレベルからハイレベルに変化した際には（数１０）から（数１１）の値に非反転入力電圧が上昇するので、前記実施の形態１と同様なヒステリシス入力機能が備わり、ノイズ誤動作を防止することができる。
【００５２】
（実施の形態４）
図４は本発明における実施の形態４のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図である。図４において、本実施の形態４におけるスイッチングレギュレータ装置は、前記実施の形態１を説明した図１に示す平滑コンデンサ３に代えて、平滑コンデンサ３と抵抗１２の直列回路に置き換えて構成したものであり、その他の構成は図１と同じである。
【００５３】
以上のように構成された本実施の形態４におけるスイッチングレギュレータ装置の動作を以下に説明する。図４において、電圧比較制御部５が基準電圧電源６との比較によりスイッチ素子１を開閉制御し、出力端子電圧を一定に保つ動作は、実施の形態１と同様である。
【００５４】
本実施の形態４においては、出力端子電圧の中心値も実施の形態１の場合と同様に基準電圧電源６の電圧値により決まるが、平滑コンデンサへの充放電電流により決まる出力端子電圧のリップル分ｄＶの値は、前記（数２）で表され実施の形態１の場合と異なり、抵抗１２の両端に発生する電圧値Ｖ１２は（数１２）の分だけ加減されたものとなる。ここでＲ１２は抵抗１２の抵抗値である。
【００５５】
【数１２】
Ｖ１２＝ｄＩＬ×Ｒ１２
このため、スイッチ素子１がオンし、平滑コンデンサ３が充電されている際には（数１２）のＶ１２が加えられた電圧値が出力端子電圧値となり、また、スイッチ素子１がオフし、平滑コンデンサ３が放電している際には（数１２）のＶ１２が引かれた電圧値が出力端子電圧値となって、平滑コンデンサ３のみの場合と比較して、出力端子電圧の増減速度が速くなり、平滑コンデンサ３の容量値が減った場合と同様の作用が得られる。
【００５６】
このことにより、平滑コンデンサ３の容量値を同じくしたままで、前記（数５）で与えられるスイッチ素子１の開閉周波数ｆを高くすることが可能となる。
すでに従来の課題にて述べたとおり、スイッチ素子１の開閉周波数ｆを決定する要素である平滑コンデンサ３の容量値はコンデンサの許容リップル電流や、コンデンサの形状との兼ね合いから容易に変更できないものであるが、抵抗１２の効果によって、容量値を可変したことと同じ効果が得られるため、抵抗１２の抵抗値選定により、スイッチ素子の開閉周波数ｆを容易に可変することができるのである。
【００５７】
特に、実施の形態１の構成においては、入力抵抗８、正帰還抵抗９の作用により、電圧比較制御部５の入力電圧が大きく変動しないとスイッチ素子１の開閉が切り替わらないため、必然的に出力端子電圧のリップル分ｄＶの値が大きくなり、リップル分ｄＶの値の増加に反比例の相関関係にある開閉周波数ｆが低下し、コイルのうなり音発生等の弊害が生じる可能性がある。本実施の形態４の構成によれば、平滑コンデンサと抵抗１２の直列回路の作用によって、逆に周波数を高くすることができるため、入力抵抗８，正帰還抵抗９，抵抗１２の選定により、全体として、ノイズによる誤動作がなく、かつ、スイッチ素子１の開閉周波数選定が適切に行われうなり音の発生がなく、スイッチ素子１の損失を少なくできる。
【００５８】
（実施の形態５）
図５は本発明における実施の形態５のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図である。図５において、本実施の形態５におけるスイッチングレギュレータ装置は、前記実施の形態１を説明した図１に示した平滑コンデンサ３に代えて、平滑コンデンサ３と第２のコイル１３の直列回路に置き換えて構成したもので、その他の構成は図１と同じである。
【００５９】
以上のように構成された本実施の形態５におけるスイッチングレギュレータ装置の動作を以下に説明する。
本実施の形態５において、出力端子電圧のリップル分ｄＶの値は、（数２）で表される前記実施の形態１の場合と異なり、第２のコイル１３の両端に発生する電圧値Ｖ１３は（数１３）の分だけ加減されたものとなる。ここで、Ｌ１３は第２のコイル１３のインダクタンス値である。
【００６０】
【数１３】
Ｖ１３＝Ｌ１３・ｄＩＬ／ｄｔ
このため、スイッチ素子１がオンし、平滑コンデンサ３が充電されている際には（数１３）のＶ１３が加えられた電圧値が出力端子電圧値となり、また、スイッチ素子１がオフし、平滑コンデンサ３が放電している際には（数１３）のＶ１３が引かれた電圧値が出力端子電圧値となって、平滑コンデンサ３のみの場合と比較して、出力端子電圧の増減速度が速くなり、平滑コンデンサ３の容量値が減った場合と同様の作用が得られる。その他の動作は実施の形態１と同様である。
【００６１】
このことにより、前記実施の形態４の構成と同様に、平滑コンデンサ３の容量値を同じくしたままで、（数５）で与えられるスイッチ素子１の開閉周波数ｆを高くすることが可能となるが、実施の形態４の構成においては抵抗１２によって、平滑コンデンサ３への充放電電流に相当した電力が熱となって消費されるのに対し、本実施の形態５の構成では、第２のコイル１３に平滑コンデンサ３への充放電電流が流れても、インダクタンス素子内部では電力は消費されず、ノイズ誤動作防止、開閉周波数選定が適切に決定でき、かつ内部損失（消費電力）をより少なくすることができる。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電圧比較制御部のコンパレータ素子の非反転入力に入力抵抗を、コンパレータ素子の出力と非反転入力間に正帰還抵抗を接続してヒステリシス入力機能を備えるとともに、出力端子間の平滑コンデンサに直列に抵抗を設けた構成とすることにより、スイッチ素子開閉にともなうノイズに対して定量的に誤動作防止対策を施し、且つ、ヒステリシス機能を備えたことにより生じるコンパレータのオフセット電圧値の上昇にともなうスイッチ素子の開閉周波数の低下を補うことができ、コイルのうなり音防止およびスイッチ素子の損失低下のいずれも可能となり、信頼性が高く、設計効率の良い、スイッチングレギュレータ装置を実現できる。
【００６４】
さらに、出力端子間の平滑コンデンサに直列に第２のコイルを設けることにより、スイッチ素子の開閉周波数を高くする構成として、さらに内部損失の少ない、高信頼性、高効率のスイッチングレギュレータ装置を実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における実施の形態１のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図
【図２】本発明における実施の形態２のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図
【図３】本発明における実施の形態３のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図
【図４】本発明における実施の形態４のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図
【図５】本発明における実施の形態５のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図
【図６】従来のスイッチングレギュレータ装置の一例を示す概略構成図
【図７】従来のスイッチングレギュレータ装置の他の例を示す概略構成図
【図８】（ａ）は従来のスイッチングレギュレータ装置のスイッチ素子の出力端子の電圧を示す波形図、（ｂ）はフライホイールダイオードに流れるノイズの発生した電流を示す波形図、（ｃ）はコイルに流れるノイズに発生した電流を示す波形図
【符号の説明】
１  スイッチ素子
２  コイル
３  平滑コンデンサ
４  フライホイールダイオード
５  電圧比較制御部
６  基準電圧電源
７  コンパレータ素子
８  入力抵抗
９  正帰還抵抗
１０  分圧抵抗
１１  ＮＰＮトランジスタ
１２  抵抗
１３  第２のコイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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