(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を入力とし、スイッチング素子の導通時間を制御して直流出力電圧を安定化させるＡＣ−ＤＣコンバータ方式の電源装置において、
電力変換トランス１次側に直列に接続され、制御電圧によりその抵抗値が変化するＦＥＴ制御回路と、
交流電圧を入力して整流する少なくともダイオード１個を用いる整流回路と、
該整流回路の出力を受け、コンデンサと抵抗とツェナーダイオードよりなり、該コンデンサに蓄積される電圧で前記ＦＥＴ制御回路のゲート制御信号として用いる充放電回路とを具備し、前記充放電回路出力で前記ＦＥＴ制御回路の導通抵抗を制御するようにしたことを特徴とする交流入力用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流を入力とし、スイッチング素子の導通時間を制御して直流出力電圧を安定化させるＡＣ−ＤＣコンバータ方式の交流入力用電源装置に関し、更に詳しくは電源スイッチを投入した時に流れる突入電流（ラッシュカレント）の抑制を図った交流入力用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流を入力とし、スイッチング素子の導通時間を制御して直流出力電圧を安定化させるＡＣ−ＤＣコンバータ方式の交流入力用電源装置では、電源スイッチを投入した時に流れる過大な突入電流（ラッシュカレント）を抑制する回路を具備しているのが普通である。その理由は、第１に入力電力設備を小さくすることができ、第２に小型の整流ダイオードを用いることができるからである。
【０００３】
図６は交流入力用電源装置の従来回路の構成例を示す図である。図において、１は交流電圧を発生する交流電源、Ｄ1〜Ｄ4は整流用ダイオードであり、３はこれらダイオードを用いて構成されるブリッジ整流回路で、交流電圧を入力して直流電圧に変換するものである。ＳＷ1は交流電源をオン／オフする電源スイッチである。
【０００４】
ＣＲ1はブリッジ整流回路３に直列に接続されたサイリスタ、Ｒ1は該サイリスタＣＲ1と並列に接続された抵抗である。ブリッジ整流回路３の出力は、サイリスタＣＲ1と抵抗Ｒ1の並列回路を介して電力変換トランスＴ1の１次側巻線Ｎ１に接続される。
【０００５】
高周波トランスＴ1には、第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２と第３巻線Ｎ３が設けられている。第１巻線Ｎ１と第３巻線Ｎ３とは直列に接続されており、第３巻線Ｎ３の他端は整流用ダイオードＤ7のアノードに接続されている。Ｒ4はダイオードＤ7と直列に接続された抵抗、Ｃ3は抵抗Ｒ4の他端と接続された平滑コンデンサである。コンデンサＣ3に充電される電圧は、前記サイリスタＣＲ1のゲートに接続されている。サイリスタＣＲ1と抵抗Ｒ1の並列回路と、電力変換トランスＴ1の第３巻線Ｎ３，ダイオードＤ7，抵抗Ｒ4及びコンデンサＣ3とで突入電流抑制回路を構成している。
【０００６】
Ｃ1はブリッジ整流回路３の出力を平滑する平滑コンデンサであり、サイリスタＣＲ1の一端とコモンライン間に接続されている。該コンデンサＣ1としては、通常は大容量の電解コンデンサが用いられる。ＴＲ1は電力変換トランスＴ1の第１巻線に直列に接続されたスイッチング素子としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。
【０００７】
電力変換トランスＴ1の２次側において、Ｄ5，Ｄ6は２次側（第２巻線Ｎ２側）に発生した高周波電圧を直流電圧に変換する整流用ダイオードである。Ｌ1はこれら整流用ダイオードのカソード側に接続される平滑用のリアクトル、Ｃ2は該リアクトルＬ1の他端とコモンライン間に接続される平滑コンデンサである。
【０００８】
Ｒ2とＲ3は直列に接続された分圧用抵抗、Ｒ0は負荷抵抗である。２は分圧用抵抗Ｒ2とＲ3の接続点から取り出した分圧電圧を、制御電圧として入力し、スイッチングトランジスタＴＲ1の導通時間を制御して、電力変換トランスＴ1の２次側の出力電圧が一定になるようにするスイッチング制御回路である。該スイッチング制御回路２を入力側と出力側とで電気的に絶縁すると、電力変換トランスＴ1の１次側と２次側が絶縁された電源装置を実現することができる。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【０００９】
図７は従来回路の各部の動作波形を示す図である。（ａ）は交流電源１の入力波形ｅiを、（ｂ）は電源スイッチＳＷ1のオン／オフ状態を、（ｃ）は平滑コンデンサＣ1の電圧Ｖc1を、（ｄ）は整流回路３に流れる入力電流Ｉpをそれぞれ示している。
【００１０】
今、電源スイッチＳＷ1を投入すると、ブリッジ整流回路３の出力は、（ａ）の破線で示すように直流の脈流となる。この脈流は、平滑コンデンサＣ1にて平滑され、（ｃ）に示すような波形となる。今、仮に抵抗Ｒ1が接続されていない状態を考える。電源スイッチＳＷ1を投入した時点では、平滑コンデンサＣ1には電荷が蓄積されていないので、コンデンサ電圧Ｖc1は０である。従ってブリッジ整流回路３で整流された電圧がもろにコンデンサＣ1にかかり、大きな突入電流（ラッシュカレント）が流れる。
【００１１】
しかしながら、実際には抵抗Ｒ1が接続されているので、流れる突入電流はブリッジ整流回路出力をＶ、抵抗Ｒ1の値としてＲ1をそのまま用いるものとすると、Ｖ／Ｒ1となり、抑制されることになる。この時点では、コンデンサＣ3には電圧が発生していないのでサイリスタＣＲ1はオフである。この結果、電源スイッチＳＷ1投入時の突入電流（交流電源１側からの入力電流）Ｉp1は図７の（ｄ）に示すように抑制されたものとなる。
【００１２】
この間に電力変換トランスＴ1の第３巻線Ｎ３には電圧が発生し、ダイオードＤ7で整流された後、抵抗Ｒ4とコンデンサＣ3とで構成される充電回路に入る。該充電回路では、コンデンサＣ3にかかる電圧が徐々に増加していき、ある所定値に達すると、サイリスタＣＲ1は急激にオンになる。その後は、サイリスタＣＲ1は電源スイッチＳＷ1をオフにしないかぎり常時オン状態となる。オン状態では、その抵抗値は数Ω程度と小さいので、サイリスタＣＲ1と抵抗Ｒ1の並列回路は短絡されているものとみなせる。
【００１３】
このようにして、突入電流を抑制した後は、平滑コンデンサＣ1に電荷が充電され、電圧が徐々に上昇すると、スイッチング制御回路２がスイッチングトランジスタＴＲ1を制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ動作となる。この時、電力変換トランスＴ1の２次側に発生した交流電圧は、全波整流回路により整流された後、リアクトルＬ1と平滑コンデンサＣ2による平滑作用により平坦な直流電圧となる。負荷Ｒ0には、直流電流が供給される。
【００１４】
２次側直流電圧値は、抵抗Ｒ2とＲ3による分圧回路でモニタされてスイッチング制御回路２に与えられる。該スイッチング制御回路２は、この出力電圧値を基準値と比較し、出力電圧が一定値となるように、スイッチングトランジスタＴＲ1の導通時間を制御する（ＰＷＭ動作）。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
前述した従来の電源装置では、突入電流抑圧のために、サイリスタを使用し、電源スイッチ投入（ＳＷ1オン）時に流れる過大電流を抑制しているが、このサイリスタを動作させるために、電力変換トランスＴ1に第３巻線Ｎ３が必要であった。また、電源スイッチ投入時の初期に平滑コンデンサＣ1に充電すると共に突入電流を抑制するための抵抗Ｒ1が必要であり、この抵抗Ｒ1には大電流が流れるため、大電力抵抗が必要であった。これは小型化を阻害する要因であった。
【００１６】
この抵抗Ｒ1がなければ、電源スイッチＳＷ1を投入しても、サイリスタＣＲ1はオフの状態にあるので、平滑コンデンサＣ1に充電電流が流れず、電源装置としてはこのままでは動作できない。
【００１７】
また、電力変換トランスＴ1の第３巻線Ｎ３がなければ、電源スイッチＳＷ1を投入しても、サイリスタをオンにすることはできず、平滑コンデンサＣ1に充電電流が流れず、電源装置としてはこのままでは動作できない。
【００１８】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、電力変換トランスの第３巻線や、突入電流抑制用の抵抗を設ける必要がなく、かつ小型の交流入力用電源装置を提供することを目的としている。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
（１）図１は本発明の原理回路図である。図６と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、１は交流電源、ＳＷ1は電源オン／オフスイッチ、３は交流電源からの交流電圧を受けて整流する第１の整流回路である。該第１の整流回路３としては、例えば図６に示すような整流ダイオードを４個用いたブリッジ整流回路が用いられる。
【００２０】
４は同じく交流入力を受けて整流する第２の整流回路である。該第２の整流回路としては、図２に示すような半波整流回路が用いられる。５は該第２の整流回路４の出力を受けて内部のコンデンサに電荷を充電し、放電する充放電回路である。６は電力変換トランスＴ2の１次側に直列に接続され、該充放電回路５の出力を制御信号として受け、該制御信号によりその導通抵抗値が変化する抵抗値制御回路である。Ｔ2は１次巻線と２次巻線からなる電力変換トランスで、第３巻線は持っていない。抵抗値制御回路６は、電力変換トランスＴ2の１次側に直列に接続されている。
【００２１】
Ｃ1は第１の整流回路３の出力を平滑する平滑コンデンサ、、ＳＷ2は平滑コンデンサＣ1に蓄えられた直流電圧を電力変換トランスＴ2を介してオン／オフするスイッチング素子である。７は該電力変換トランスＴ2の２次側出力を整流する第３の整流回路である。Ｃ2は該第３の整流回路７の出力を平滑する平滑コンデンサである。このコンデンサＣ2の両端からＤＣ出力が取り出される。２はこの出力電圧を検出し、出力電圧と所定の基準値を比較し、出力電圧が所定の値になるように、スイッチング素子ＳＷ2の導通時間を制御するスイッチング制御回路である。
【００２２】
この発明の構成によれば、電源スイッチＳＷ1を投入した時には、第２の整流回路４から充放電回路５に電流が供給され、内部コンデンサにかかる電圧を徐々に上昇させ、この内部コンデンサにかかる電圧が抵抗値制御回路６に制御電圧として印加され、最初は小電圧が印加されるので、抵抗値制御回路６の導通抵抗は極めて大きく、突入電流はこの抵抗値制御回路６の高抵抗のために抑制される。この結果、抵抗値制御回路６を流れる電流ＩPは抑制されたものとなる。また、この発明の構成によれば、従来の電流抑制抵抗Ｒ1と電力変換トランスＴ2の第３巻線も不要となるので、装置の小型化が図れる。
また、前記抵抗値制御回路６として、ゲートに与える電圧によりドレインとソース間の抵抗が変化する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いるので、抵抗値制御回路６を極めて簡単な構成で実現することができる。また、前記整流回路４として、ダイオード１個を用いた半波整流回路又はダイオード２個を用いた全波整流回路を用いるので、前記充放電回路５に電流を供給する回路を簡単な構成で実現することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。
図２は本発明の第１の実施の形態例を示す回路図である。図１，図６と同一のものは、同一の符号を付して示す。Ｄ10は第２の整流回路を構成するダイオードである。該ダイオードＤ10のカソード側には抵抗Ｒ5が接続され、該抵抗Ｒ5の他端は電界効果トランジスタＴＲ2のゲートＧに接続されている。トランジスタＴＲ2は電力変換トランスＴ2の１次側に直列に接続されている。
【００２７】
Ｃ4は抵抗Ｒ5の他端とコモンライン間に接続されるコンデンサ、Ｒ6は該コンデンサＣ4と並列接続される抵抗、Ｄ7は同じくコンデンサＣ4と並列接続される電圧クランプ用のツェナーダイオードである。これら抵抗Ｒ5，Ｒ6，コンデンサＣ4，ツェナーダイオードＤ7とで図１の充放電回路５を構成している。
【００２８】
トランジスタＴＲ2のドレインＤとソースＳは電力変換トランスＴ2の１次側に直列に接続され、該トランジスタＴＲ2はゲートに印加させる制御電圧によりドレインＤとソースＳ間の導通抵抗が変化する抵抗値制御回路６（図１参照）を構成している。前記充放電回路の出力電圧は、トランジスタＴＲ2のゲートＧとソースＳ間に印加され、該トランジスタＴＲ2のドレインＤとソースＳ間の導通抵抗を制御するようになっている。その他の構成は、電力変換トランスＴ2に第３巻線がない点、サイリスタＣＲ1と電流抑制用抵抗Ｒ1及びサイリスタＣＲ1の点弧回路がない点を除いて図６と同じである。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００２９】
図３は本発明の回路の各部の動作波形を示す図である。（ａ）は交流入力電圧波形を、（ｂ）は電源スイッチＳＷ1のオン／オフを、（ｃ）は平滑コンデンサＣ1にかかる電圧Ｖc1を、（ｄ）はトランジスタＴＲ2のゲート−ソース間電圧ＶGSを、（ｅ）は抵抗値制御用（突入電流抑制用）電界効果トランジスタＴＲ2のドレインＤとソースＳ間の抵抗を、（ｆ）は交流電源１からの入力電流Ｉpをそれぞれ示す。
【００３０】
（１）電源スイッチＳＷ1投入時
第３図（ｂ）に示すように電源スイッチＳＷ1が投入されると、交流入力電圧ｅiの半波（正弦波電圧の正の部分）を整流用ダイオードＤ10で整流し、抵抗Ｒ5を介して充放電回路のコンデンサＣ4を充電する。コンデンサＣ4にかかる電圧は徐々に上昇していく。トランジスタＴＲ2のゲートＧに印加される電圧は、当初は０であるので、そのドレインＤとソースＳ間の導通抵抗は（ｅ）に示すように数ＭΩと極めて高い。従って、平滑コンデンサＣ1を介して流れる入力電流Ｉpは小さい値に抑制され、突入電流が抑制される。図３の（ｆ）のＩp1は抑制された突入電流値を示す。図７の（ｄ）に示す従来装置と同様の電流抑制効果が出ていることが分かる。
【００３１】
コンデンサＣ4にかかる電圧が図３の（ｄ）に示すように上昇していくにつれて、トランジスタＴＲ2のドレインＤとソースＳ間の抵抗は同（ｅ）に示すように当初の数ＭΩから数ｍΩへと徐々に小さくなっていく。そして、コンデンサＣ4にかかる電圧が所定値以上になると、ツェナーダイオードＤ7がその値をツェナー電圧にクランプするので、トランジスタＴＲ2のドレインＤとソースＳ間の導通抵抗値は数ｍΩの一定値となる。
【００３２】
一方、平滑コンデンサＣ1にはブリッジ整流回路３より図３の（ｃ）に示すように電荷が充電されていき、平滑コンデンサＣ1にかかる電圧Ｖc1が所定値になると、スイッチング制御回路２はスイッチング動作を開始する。図のＩpはこの時に電界効果トランジスタＴＲ2に流れる電流である。電力変換トランスＴ2を介して２次側に伝達された高周波交流は、ダイオードＤ5とＤ6よりなる整流回路により整流されて、リアクトルＬ1と平滑コンデンサＣ2により平滑されて平坦な特性の直流電圧となる。この直流電圧が電源装置の出力となり、負荷Ｒ0に負荷電流を供給する。
【００３３】
一方、出力電圧は抵抗Ｒ2とＲ3よりなる分圧回路により、その出力電圧値が検出され、スイッチング制御回路２に与えられる。該スイッチング制御回路２は、この出力電圧を予め決められた基準電圧と比較し、出力電圧が一定値となるように、スイッチングトランジスタＴＲ1の導通時間を制御するＰＷＭ制御を行なう。ここで、スイッチング制御回路２の入力と出力間を電気的に絶縁すると、この電源装置は電力変換トランス１次側と２次側とが完全に絶縁された電源装置となる。
【００３４】
ここで、抵抗値制御回路として機能する電界効果トランジスタＴＲ2の動作に付いて、詳細に説明する。図４はトランジスタＴＲ2の動作特性例を示す図である。（ａ）はＴＲ2のゲートとソース間電圧ＶGSを、（ｂ）はＴＲ2のドレインとソース間の抵抗（導通抵抗）ＲDSを、（ｃ）は入力電流Ｉp（図ではトランジスタのドレインとソース間に流れる電流という意味でＩDとして示す）をそれぞれ示している。
【００３５】
電源スイッチＳＷ1を投入すると、充放電回路５の電圧（とりもなおさずＴＲ2のゲートとソース間に印加される電圧ＶGS）は（ａ）に示すように徐々に上昇していく。ゲートソース間電圧ＶGSが所定値以下の間は、トランジスタＴＲ2のドレインとソース間の抵抗ＲDSは（ｂ）に示すように数ＭΩある。従って、電源スイッチＳＷ1を投入した時に流れる突入電流は交流入力の振幅をｅi、トランジスタＴＲ2のドレイン−ソース間抵抗をＲDSとしてｅi／ＲDSと表され、突入電流を抑制することができる。（ｃ）のＩpsがこの時の入力電流であり、その値は例えば０．１ｍＡ程度である。
【００３６】
ここで、ゲートソース間電圧ＶGSが所定値に達すると、ドレインソース間抵抗ＲDSは（ｂ）に示すように急激に減少してきて数ｍΩ程度まで下がる。この結果、トランジスタＴＲ2に流れる電流ＩDは（ｃ）に示すように一つのピークを持つ。このピーク値をＩp1とすると、Ｉp1は次式で表される。
【００３７】
Ｉp1＝（ｅi−Ｖc1）／ＲDS
ここで、ｅiは交流入力電圧の振幅、Ｖciは平滑コンデンサＣ1にかかる電圧、ＲDSはトランジスタＴＲ2のドレインＤとソースＳ間の抵抗である。この時の電流ピーク値の値は例えば１０Ａ程度である。
【００３８】
（２）電源スイッチＳＷ1断時
電源スイッチＳＷ1を断にすると、突入電流抑制用トランジスタＴＲ2のゲートＧに印加される電圧は、急激に低下する。コンデンサＣ4にチャージ（充電）されていた電荷は、これと並列に接続された抵抗Ｒ6で消費されるためである。この結果、トランジスタＴＲ2は急激にオフとなる。
【００３９】
ここで、若し放電抵抗Ｒ6を設けなかった場合、コンデンサＣ4に充電された電荷が放電されずに残り、次回の電源スイッチＳＷ1投入時に、トランジスタＴＲ2の導通抵抗があることになり、過大な突入電流が流れるおそれがある。そこで、コンデンサＣ4に充電されている電荷を放電させるために、抵抗Ｒ6が設けられ、放電回路を構成せしめている。
【００４０】
それと同時に、平滑コンデンサＣ1にかかる電圧も減少し、装置は動作を停止し、出力電圧は０になる。
このように、この実施の形態例によれば、充放電回路で抵抗値制御回路として動作する電界効果トランジスタＴＲ2のゲートＧに与えるゲート電圧を制御することにより、電源スイッチＳＷ1投入時に発生する突入電流を大幅に抑制することができる。また、この実施の形態例によれば、突入電流抑制回路としての従来装置のような電力変換トランスの第３巻線や電流抑制用抵抗を必要としないので、装置を小型化することができる。
【００４１】
また、この実施の形態例によれば、抵抗値制御回路６としてゲートに与える電圧によりドレインとソース間の抵抗が変化する電界効果トランジスタを用いることにより、抵抗値制御回路を極めて簡単な構成で実現することができる。
【００４２】
更に、この実施の形態例によれば、充放電回路に供給するための整流回路をダイオード１個を用いて構成することにより、簡単な構成の電流供給回路を実現することができる。
【００４３】
図５は本発明の第２の実施の形態例を示す回路図である。図２と同一のものは、同一の符号を付して示す。図２の実施の形態例と異なる点は、第２の整流回路４がダイオードＤ10とダイオードＤ11による全波整流回路となっている点である。ダイオードＤ11のアノードには、電源１の他端が接続されている。その他の構成は、図２と全く同じである。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００４４】
電源スイッチＳＷ1が投入されると、ダイオードＤ10とダイオードＤ11による全波整流回路は入力交流電圧ｅiを全波整流する。この全波整流回路４から充放電回路に電流が供給され、コンデンサＣ4の充電電圧（ＶGS）は、図３の（ｄ）に破線で示すように、半波整流回路の場合よりも高めの電圧波形となる。全波整流回路を用いることにより、充放電回路のコンデンサＣ4の容量を小さくすることが可能となる。それ以外の動作及び効果は、図２に示す実施の形態例と全く同じであるので、以降の説明は省略する。
【００４５】
前述の実施の形態例では、抵抗値制御回路６として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたが、本発明はこれに限るものではなく、制御電圧を受けてその導通抵抗値を可変する構成のものであれば、どのような構成の回路であってもよい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ部のスイッチング素子として、電界効果トランジスタを用いたが、本発明はこれに限るものではなく、その他のスイッチング素子、例えばバイポーラトランジスタ等を用いることができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、
交流を入力とし、スイッチング素子の導通時間を制御して直流出力電圧を安定化させるＡＣ−ＤＣコンバータ方式の電源装置において、電力変換トランス１次側に直列に接続され、制御電圧によりその抵抗値が変化するＦＥＴ制御回路と、交流電圧を入力して整流する少なくともダイオード１個を用いる整流回路と、該整流回路の出力を受け、コンデンサと抵抗とツェナーダイオードよりなり、該コンデンサに蓄積される電圧で前記ＦＥＴ制御回路のゲート制御信号として用いる充放電回路とを具備し、前記充放電回路出力で前記ＦＥＴ制御回路の導通抵抗を制御することにより、
電力変換トランスの第３巻線や、突入電流抑制用の抵抗を設ける必要がなく、かつ小型の交流入力用電源装置を提供することができる。
また、前記抵抗値制御回路として、ゲートに与える電圧によりドレインとソース間の抵抗が変化する電界効果トランジスタを用いることにより、制御電圧によりその導通抵抗を変化させることができる抵抗値制御回路６とすることで、極めて簡単な構成で実現することができる。また、前記整流回路として、ダイオード１個を用いた半波整流回路又はダイオード２個を用いた全波整流回路を用いることにより、前記充放電回路に電流を供給する回路を簡単な構成で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態例を示す回路図である。
【図３】本発明回路の各部の動作波形例を示す図である。
【図４】ＴＲ2の動作特性例を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態例を示す回路図である。
【図６】従来回路の構成を示す図である。
【図７】従来回路の各部の動作波形例を示す図である。
【符号の説明】
１  交流電源
２  スイッチング制御回路
３  第１の整流回路
４  第２の整流回路
５  充放電回路
６  抵抗値制御回路
７  第３の整流回路
Ｃ1  平滑コンデンサ
Ｃ2  平滑コンデンサ
Ｔ2  電力変換トランス
ＳＷ1  電源スイッチ
ＳＷ2  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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