(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ウルトラワイドバンド通信を行なう通信装置であって、
伝送帯域の中心をキャリア周波数とし、該キャリア周波数の整数分の１のチップレートで生成したベースバンド・パルスを前記キャリア周波数で変調して得られるパルスからなる入力信号を受信するＲＦ受信処理部と、
シンボル長毎に同一パターンを繰り返すショートコード拡散によるトレーニング部を設け、前記トレーニング部を用いて前記ショートコードの長さに相当する時間を測定区間としキャリアのＮ周期分を測定の時間分解能にした各ポイントにおいて伝送路の伝播測定を行なう伝播測定部を備える、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記伝播測定部は、測定の時間分解能でチップ・タイミングを制御し、測定の区間の時間分解能で与えられるすべてのポイントにおいて、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散することにより測定値を得る、
ことを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
前記伝播測定部は、複数の逆拡散部を備え、各逆拡散部に異なる逆拡散タイミングを与える、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項４】
前記伝播測定部は、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散して測定値を得る測定処理を複数回実行し、該測定値を各ポイント毎に複素数的に累積加算又は移動加算する、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項５】
前記伝播測定部は、各ポイント毎に複素数的に累積加算又は移動加算して得た測定値のうち最もエネルギが大きくなった場所をパルス位置として検出する、
ことを特徴とする請求項４に記載の通信装置。
【請求項６】
前記伝播測定部は、検出されたパルス位置において受信シンボルを復調し、該復調結果を前記トレーニング部のシンボル・パターンと相関をとり、前記トレーニング部内のシンボル位置を検出する、
ことを特徴とする請求項４に記載の通信装置。
【請求項７】
前記伝播測定部は、各ポイントの測定値に含まれる前記トレーニング部のシンボル・パターンの影響を除去して最終的な伝送路測定値とする、
ことを特徴とする請求項６に記載の通信装置。
【請求項８】
前記伝播測定部は、所定シンボル数だけショートコードを繰り返してなるトレーニング・パターンの後にこれを反転したものを加え、２倍のトレーニング長とする、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項９】
前記伝播測定部は、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散して測定値を得る測定処理を複数回実行し、該測定値を各ポイント毎に交互に加算又は減算する、
ことを特徴とする請求項８に記載の通信装置。
【請求項１０】
前記伝播測定部は、過去の所定ポイント分の測定値を平均化に必要な回数分だけ常に記憶し、該回数分を移動平均する、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項１１】
前記伝送路測定部における測定結果に基づいてマルチパスの様子を把握し、複数のパスを介して受信される信号を該マルチパスの状況に基づいて逆拡散して合成するＲＡＫＥ受信部をさらに備える、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項１２】
前記伝播測定部は、複数の逆拡散部を備え、各逆拡散部に異なる逆拡散タイミングを与え、
前記ＲＡＫＥ受信部は、各逆拡散部に対応するアンプ及びタイミング補償部と、これらの出力をＲＡＫＥ合成する合成部を備え、
各アンプ及びタイミング補償部は、対応するパスにおける伝送路の振幅と遅延値に基づいて入力信号を乗算するとともに振幅と位相を調整し、さらにタイミング調整する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の通信装置。
【請求項１３】
前記伝播測定部における最終的な伝播測定値に基づいて、ＳＩＮＲ（信号対干渉及び雑音電力比）を推定し、又は、該推定されるＳＩＮＲからさらに伝送可能なビットレートを推定し、送信側にフィードバックすることにより通信接続を適応的に制御する、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項１４】
前記伝播測定部は、受信中にもキャリア位相ズレを検出し、所定の位相差以下のキャリア位相ずれが生じたことに応答してデジタル的な位相補償を行ない、該位相差を越えるキャリア位相ずれが生じたことに応答してチップ・タイミングを得るためのキャリアの分周比を変えて受信パルス位置を補正することによりパルス位置のトラッキングを行なうパルス位置のトラッキングを行なう、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項１５】
前記伝播測定部は、直交検波して得られるＩ，Ｑ成分をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換するとともに、Ｉ，Ｑ成分を互いにアナログ的に加減算して４５ｄｅｇの回転を行なってからＡ／Ｄ変換することにより、８位相を検出する、
ことを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
【請求項１６】
ウルトラワイドバンド通信を行なう通信方法であって、
伝送帯域の中心をキャリア周波数とし、該キャリア周波数の整数分の１のチップレートで生成したベースバンド・パルスを前記キャリア周波数で変調して得られるパルスからなる入力信号を受信するＲＦ受信処理ステップと、
シンボル長毎に同一パターンを繰り返すショートコード拡散によるトレーニング部を設け、前記トレーニング部を用いて前記ショートコードの長さに相当する時間を測定区間としキャリアのＮ周期分を測定の時間分解能にした各ポイントにおいて伝送路の伝播測定を行なう伝播測定ステップと、
を具備することを特徴とする通信方法。
【請求項１７】
前記の伝播測定において、測定の時間分解能でチップ・タイミングを制御し、測定の区間の時間分解能で与えられるすべてのポイントにおいて、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散することにより測定値を得る、
ことを特徴とする請求項１６に記載の通信方法。
【請求項１８】
前記の伝播測定において、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散して測定値を得る測定処理を複数回実行し、該測定値を各ポイント毎に複素数的に累積加算又は移動加算し、得られた測定値のうち最もエネルギが大きくなった場所をパルス位置として検出し、該検出されたパルス位置において受信シンボルを復調し、該復調結果を前記トレーニング部のシンボル・パターンと相関をとることにより前記トレーニング部内のシンボル位置を検出し、各ポイントの測定値に含まれる前記トレーニング部のシンボル・パターンの影響を除去して最終的な伝送路測定値とする、
ことを特徴とする請求項１７に記載の通信方法。
【請求項１９】
前記の伝播測定において、所定シンボル数だけショートコードを繰り返してなるトレーニング・パターンの後にこれを反転したものを加え、２倍のトレーニング長とし、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散して測定値を得る測定処理を複数回実行し、該測定値を各ポイント毎に交互に加算又は減算する、
ことを特徴とする請求項１７に記載の通信方法。
【請求項２０】
前記の伝播測定において、過去の所定ポイント分の測定値を平均化に必要な回数分だけ常に記憶し、該回数分を移動平均する、
ことを特徴とする請求項１７に記載の通信方法。
【請求項２１】
前記の伝播測定の結果に基づいてマルチパスの様子を把握し、複数のパスを介して受信される信号を該マルチパスの状況に基づいてＲＡＫＥ受信を行なう、
ことを特徴とする請求項１７に記載の通信方法。
【請求項２２】
最終的な伝播測定値に基づいて、ＳＩＮＲ（信号対干渉及び雑音電力比）を推定し、又は、該推定されるＳＩＮＲからさらに伝送可能なビットレートを推定し、送信側にフィードバックすることにより通信接続を適応的に制御する、
ことを特徴とする請求項１７に記載の通信方法。
【請求項２３】
前記の伝播測定では、受信中にもキャリア位相ズレを検出し、所定の位相差以下のキャリア位相ずれが生じたことに応答してデジタル的な位相補償を行ない、該位相差を超えるキャリア位相ずれが生じたことに応答してチップ・タイミングを得るためのキャリアの分周比を変えることにより受信パルス位置を補正することによりパルス位置のトラッキングを行うパルス位置のトラッキングを行なう、
ことを特徴とする請求項１７に記載の通信方法。
【請求項２４】
前記の伝播測定では、直交検波して得られるＩ，Ｑ成分をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換するとともに、Ｉ，Ｑ成分を互いにアナログ的に加減算して４５ｄｅｇの回転を行なってからＡ／Ｄ変換することにより、８位相を検出する、
ことを特徴とする請求項１７に記載の通信方法。
【請求項２５】
搬送波感知により多重アクセスを行なう通信装置であって、
シンボル長毎に同一パターンを繰り返すショートコード拡散によるトレーニング部が設けられており、
前記トレーニング部を用いて前記ショートコードの長さを測定区間とし搬送波のＮ周期分を測定の時間分解能とし、
該測定の時間分解能でチップ・タイミングを制御し、測定の区間の時間分解能で与えられるすべてのポイントにおいて、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散して測定を行ない、
過去の所定ポイント分の測定値を平均化に必要な回数分だけ常に記憶し、該回数分を移動平均して、測定値の最も大きくなったシンボル又はパルス位置を検出する、
ことを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式の通信装置及び通信方法に係り、特に、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なう通信装置及び通信方法に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、ＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせて耐干渉波能力を高めたウルトラ・ワイド・バンド通信方式の通信装置及び通信方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
複数のコンピュータを接続してＬＡＮ（Local Area Network）を構成することにより、ファイルやデータなどの情報の共有化、プリンタなどの周辺機器の共有化を図ったり、電子メールやデータ・コンテンツの転送などの情報の交換を行なったりすることができる。
【０００４】
最近では、無線ＬＡＮが注目されている。この種の無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。また、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。
【０００５】
また最近では、ＳＳ（Spread Spectrum：スペクトル拡散）方式を適用した無線ＬＡＮ（Local Area Network）システムが実用化されている。また、ＰＡＮなどのアプリケーションを対象として、ＳＳ方式を応用したＵＷＢ（Ultra Wide Band：ウルトラ・ワイド・バンド）伝送方式が提案されている。
【０００６】
ＳＳ方式の一種であるＤＳ（Direct Spread：直接拡散）方式は、送信側において、情報信号にＰＮ（Pseudo Noise：疑似雑音）符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にＰＮ符号を乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。
【０００７】
ＵＷＢ伝送方式には、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式と、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式の２種類がある。
【０００８】
ＤＳ−ＵＷＢ方式はＰＮ符号速度によってスペクトラムを制御可能であるが、論理回路をＧＨｚオーダの高速に動作させる必要性があることから消費電力が増加しやすいという問題がある。一方、インパルス−ＵＷＢ方式はパルス発生器と低速の論理回路の組み合わせで構成できるので消費電流を低減できるというメリットがあるが、パルス発生器でスペクトラムを制御することが難しいという問題がある。
【０００９】
また、どちらの方式も例えば３ＧＨｚから１０ＧＨｚという超高帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行なうことにより高速データ伝送を実現することができる。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）で割った値がほぼ１になるようなＧＨｚオーダの帯域であり、いわゆるＷ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００方式、並びにＳＳ（Spread Spectrum）やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いた無線ＬＡＮにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。
【００１０】
従来、ＵＷＢ伝送用のインパルス信号として、ガウス分布形状のモノサイクル・パルス（Gaussian Mono Cycle Pulse）が使われてきた。ここで、パルス生成における装置の線形性の要求を調べるために、ガウス形状のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスについて比較してみる。例として、矩形波形のモノサイクル・パルスは、Ｔｐ＝２００［ｐｓ］で１［Ｖ］のものを考える。また、ガウス形状のモノサイクル・パルスは、以下の式で考えた。但し、同式中の３．１６や３．３という定数は矩形波形モノサイクル・パルスと同等のスペクトルを持つような値として求められたものである。
【００１１】
【数１】
0003697714.tif 000002
【００１２】
図１には、このときの時間波形を示している。また、図２には、これらモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度（Power Spectrum Density）の周波数特性を比較している。但し、この電圧のパルスが１［pulse/s］で伝送され、５０［ｏｈｍ］で駆動したときのパワー・スペクトル密度［Ｗ／Ｈｚ＝Ｊ］を示している。
【００１３】
図２から判るように、もし毎秒１００メガ・パルスであれば、この値からさらに８０ｄＢだけ高い電力密度になる。ここに示したパルスのピークの電力密度は−２１１ｄＢＪくらいであるから、毎秒１００メガ・パルスのとき、丁度ＦＣＣの規定である−４１．３［ｄＢｍ／ＭＨｚ］＝−１３１．３［ｄＢＷ／Ｈｚ＝ｄＢＪ］辺りとなる。
【００１４】
したがって、以下のことが結論として得られる。
【００１５】
（１）ガウス波形のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスでは伝送帯域ではほとんど同じである。
（２）ガウス波形のモノサイクル・パルスは矩形波形のものよりもピーク電圧が高く、線形性も要求し、電力増幅を含め処理しづらい。
【００１６】
従来のＵＷＢ通信では、モノサイクル・パルスが使用されてきた。図３には、図２に示したパワー・スペクトル密度の周波数特性をデシベルではなく真数で表示してみた。真数である必要は特にないが、エネルギーが線形的に示されていて直感的に好都合なことが多い。
【００１７】
ここで、スペクトラムの要求条件として以下の２点がある。
【００１８】
（１）ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定では３ＧＨｚ以下は放射できない。
（２）４．９〜５．３ＧＨｚ帯は、５ＧＨｚ無線ＬＡＮがあり、これを避けた方がよい。
【００１９】
また、線形表示のパワー・スペクトルを見ると、以下のような事柄を考察することができる。
【００２０】
（１）もし上記の要求条件を遵守しなければ、半分くらいの電力［３ｄＢ］しか送信できない。
（２）パルス波形が大きく乱れることが予想され、受信側ではさらに半分くらいのエネルギしか整合フィルタを通過しない。
（３）トータルで６［ｄＢ］以上のロスが生じる。
【００２１】
また、図４には、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示している。図示の受信機構成はＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）の受信機と似通っている。
【００２２】
図示の例では、ＶＣＯは、パルス周期と同じ周波数で発振しているものとする。
【００２３】
受信機は、ＶＣＯのタイミングに従い、データをすべてゼロとしたパルス列を生成し、これをそれぞれパルス幅Ｔpの半分（Ｔp／２）ずつずれた波形を計３つ生成し、受信信号と乗算する。
【００２４】
パルス位置検出時には、ＶＣＯの周波数を意図的に少しずらすことにより、いずれパルス・タイミングが一致する時間が訪れる（スライディング相関）。
【００２５】
パルス・タイミングが一致したときは、乗算結果のエネルギが高くなることから、パルス位置を検出することができる。
【００２６】
パルス位置を検出した段階で、意図的に少しずらしたＶＣＯの周波数を正しい周波数に戻すと同時にこのタイミングを維持するためにトラッキング動作に移行する。
【００２７】
中心（Ｐｕｎｃｔｕｒｅ）に対して±Ｔp／２だけずれた波形と乗算したもののエネルギを求め、差し引いたものは、パルス位置誤差の正負に対応した正負の値が検出されるため、これをループ・フィルタを介してパルス位置トラッキングの制御電圧として用いる。
【００２８】
しかしながら、図４に示すような受信機構成の場合、信号パスを３分岐し、乗算意向の回路を３系統持つ必要があり、回路が複雑となる。
【００２９】
また、サーチ時とトラッキング時で周波数を変更する必要があり、この切り替えに要する時間のために、同期確立時間が長くなる。
【００３０】
また、パルス位置検出時に、雑音環境下で正しくパルス位置を検出するために複数回にわたってエネルギが高くなることを検出する必要がある。意図的にずらす周波数をごくわずかにし、複数回に渡って高くなるエネルギを平均化した後、パルス位置検出を行なう必要があり、同期確立時間が長くなる。
【００３１】
また、周波数をずらしたりトラッキングを行なったりする機構はアナログ回路により構成されるが、回路が複雑で、ばらつきなどの影響もあり、動作を安定させることが困難である。
【００３２】
また、パルス位置検出やトラッキングのときは、エネルギの値を用いるため、Ｓ／Ｎが劣化し、特性が劣化する。
【００３３】
【非特許文献】
日経エレクトロニクス2002年3月11日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅｂａｎｄ」  P.55-66
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なうことができる、優れた通信装置及び通信方法を提供することにある。
【００３５】
本発明は、とりわけ、耐干渉波能力を高めるためにＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせられたウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける高速な伝搬路測定方法、すなわちパルス位置、振幅、位相の高速検出方法について提案する。
【００３６】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、ウルトラワイドバンド通信を行なう通信方式であって、
送信データを直接スペクトラム拡散する拡散処理部と、
伝送帯域の中心をキャリア周波数とし、該キャリア周波数の整数分の１のチップレートで生成したベースバンド・パルスを前記キャリア周波数で変調して得られるパルスからなる信号を生成するＲＦ送信処理部を有し、
前記送信データの送信に先立ち、シンボル長毎に同一パターンを繰り返すショートコードからなるトレーニング・パターンを送信する、
ことを特徴とする通信方式である。
【００３７】
また、本発明の第２の側面は、ウルトラワイドバンド通信を行なう通信方式であって、
伝送帯域の中心をキャリア周波数とし、該キャリア周波数の整数分の１のチップレートで生成したベースバンド・パルスを前記キャリア周波数で変調して得られるパルスからなる入力信号を受信するＲＦ受信処理部と、
シンボル長毎に同一パターンを繰り返すショートコード拡散によるトレーニング部を設け、前記トレーニング部を用いて前記ショートコードの長さに相当する時間を測定区間としキャリアのＮ周期分を測定の時間分解能にした各ポイントにおいて伝送路の伝播測定を行なう伝播測定部を備える、
ことを特徴とする通信方式である。
【００３８】
ここで、測定の時間分解能でチップ・タイミングを制御し、測定の区間の時間分解能で与えられるすべてのポイントにおいて、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散することにより測定値を得ることができる。
【００３９】
また、複数の逆拡散部を用い、それぞれに適切な逆拡散タイミングを与えることで、測定の速度を速くすることができる。
【００４０】
また、トレーニング部の周期はすべてのポイントを測定するのに必要な長さにする。これによって、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散して測定値を得るという測定処理を複数回実行し、これらの測定値を各ポイント毎に複素数的に累積加算又は移動加算して平均化することによって、測定のＳ／Ｎを向上させることができる。そして、各ポイント毎に複素数的に累積加算又は移動加算して得た測定値のうち最もエネルギが大きくなった場所をパルス位置として検出し、検出されたパルス位置において受信シンボルを復調し、該復調結果を前記トレーニング部のシンボル・パターンと相関をとり、前記トレーニング部内のシンボル位置を検出する。各ポイントの測定値に含まれる前記トレーニング部のシンボル・パターンの影響を除去して最終的な伝送路測定値とすることができる。
【００４１】
したがって、本発明に係る通信方式によれば、スライディング相関を用いた手法より高速な伝送路推定が可能となる。
【００４２】
また、高速な伝送路推定により、シンボル又はパルス位置の高速な検出が可能となる。本来はキャリア・センスが困難なＵＷＢ通信においてもＣＳＭＡなどのキャリア・センスと同様な動作が可能となり、ＣＳＭＡのような多重アクセス方式を採用することが可能になる。
【００４３】
例えば、過去の所定ポイント分の測定値を平均化に必要な回数分だけ常に記憶し、該回数分を移動平均することによって、随時もっとも最近の測定値を得ることができる。このような操作により、任意のどこにあるか分らない信号を検出可能になり、バースティでランダム時刻に通信するＣＳＭＡなどの多重アクセス・システムにおいても伝播測定方法として用いることができるようになる。
【００４４】
また、本発明に係る伝播測定結果を用いて、マルチパスの様子を把握し、複数のパスを介して受信される信号を該マルチパスの状況に基づいてＲＡＫＥ受信に必要なパラメータを得ることができる。例えば、ＲＡＫＥ合成する際には、異なるチップ位相のものを合成することはできないので、伝播路の測定結果に基づいてマルチパスのタイミングを得て、各パスにおいて同じチップ位相のもののみを合成対象とするようにすればよい。ＲＡＫＥ受信を採り入れることにより、直接スペクトラム拡散が持つ逆拡散による時間分解の効果を利用して、分離された各パスの信号を時間と位相をそろえて、時間的に分散した希望信号電力を有効に合成することができる。
【００４５】
また、本発明に係る伝播測定による最終的な伝播測定値に基づいてＳＩＮＲを推定することができるので、これを利用して高精度のＬｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎを実現することができる。直接スペクトラム拡散通信では、拡散率を変えることで、いろいろなビットレートを実現できる。信号レベルに対して雑音レベルや干渉レベルが小さければ、拡散率を小さくしてビットレートを上げることができるし、逆の場合は、拡散率を大きくしてビットレートを下げることができる。
【００４６】
また、本発明によれば、チップ・タイミングを得るためのキャリアの分周比を変えることにより受信パルス位置の補正を行なうことにより、安定した受信回路を構成することができる。すなわち、キャリアの位相補正のみであれば、逆拡散して得たＩ／Ｑをデジタル的に位相補正すれば済むが、パルス位置がずれていくので、キャリアの分周比を切り替えることにより受信パルス位置を補正するというアナログ的な補正を行なうようにする。キャリアとチップ・タイミングは同期しているので、キャリアの位相をトラッキングすれば同時にチップ・タイミングのトラッキングも行なうことになる。
【００４７】
また、本発明によれば、受信信号を直交検波して通常得られるＩ，Ｑ成分に加え、Ｉ，Ｑ各出力のアナログの加減算により４５ｄｅｇの位相回転をさせた結果をＡ／Ｄ変換することにより、少ないビットのＡ／Ｄコンバータを用いても良好な位相のトラッキングが可能になり、復調結果を向上することができる。
【００４８】
特に少ビットのＡ／Ｄ変換の場合、拡散率を低くし高いビットレートで伝送したときには、解像度が十分でないことがある。このような場合、通常受信信号を直交検波して得られるＩ，Ｑ成分をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換して得られる信号に加えて、Ｉ，Ｑ成分を互いにアナログ的に加減算して４５ｄｅｇの回転を行なってからＡ／Ｄ変換した信号Ｉ'，Ｑ'を入力としてもよい。４系統のＡ／Ｄ変換された結果をみると、１ビットＡ／Ｄコンバータを用いたとしても位相方向が８段階の量子化がなされていることになるので、高速伝送時であっても位相補正の分解能を上げることができる。
【００４９】
なお、所定シンボル数だけショートコードを繰り返してなるトレーニング・パターンの後にこれを反転したものを加え、２倍のトレーニング長とするようにしてもよい。この場合、入力信号をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した値を前記ショートコードで逆拡散して測定値を得る測定処理を複数回実行し、該測定値を各ポイント毎に交互に加算又は減算するようにすればよい。
【００５０】
ＦＣＣルールでは、放射スペクトラム電力の測定を１ＭＨｚ帯域幅で行ない、いずれのポイントを測定しても電力密度が平滑化されることが要求される。トレーニング長を２倍にすることにより、スペクトラムでみるとどの１ＭＨｚで測定してもほぼ同じ平坦なスペクトラムになり、ＦＣＣルールを満たす範囲で最大限大きな電力を放射することができる。逆に、トレーニング・シーケンスの周期が短ければ短いほど測定（又は同期検出）を行ない易いのは自明であるが、これを用いるとＦＣＣルールを満たすためには総電力を落とす必要がある。
【００５１】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００５３】
Ａ．直接スペクトラム拡散の効用
ＵＷＢが用いられるＰＡＮ（Personal Area Network）では、基地局のようなものが一元的に周波数リソースを管理するのではなく、偏在する各無線局が周辺の無線局のリソース利用の様子を把握し、分散的な制御により周波数を利用することが空間的周波数再利用の観点から好ましいと思料される。特にＵＷＢの場合、超広帯域を利用し（前述）、周波数分割による空間的周波数再利用ができないので、特にその要求は高い。
【００５４】
この場合、スペクトラム拡散を用いると、周辺に同じ周波数を利用している通信があった場合でも、正常に通信可能となるための所要Ｃ／Ｉは０ｄＢより低いレベルに設定することができる。つまり自分の信号と同レベルで他人の信号を検出しても、自分は依然として通信可能ということである。特にＵＷＢの場合、必要となるビットレートよりもともと占有している帯域幅がとても広いので、これを利用し易い。
【００５５】
ＵＷＢにおける帯域幅はパルスレートに関係なくパルス幅によって決まる。パルス幅の細さによる広帯域幅はスペクトル拡散の一種ではあるが、ここでの話には適用できない。この場合の耐干渉波能力は、たまたまパルス位置が異なれば成り立つが、たまたまパルス位置が一致してしまえば、耐干渉波能力は期待できない、言い換えると時の運であるからである。したがって、パルス幅の小ささによる拡散に加えて直接拡散による実効的なスペクトラム拡散を行なうことが好ましい。
【００５６】
以下、耐干渉波能力を高めるためにＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせられたウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける伝搬路測定方法等について提案する。
【００５７】
図５には、本実施形態に係るウルトラワイドバンド送信装置の構成を模式的に示している。また、図６には、このＲＦ送信機能モジュールの動作特性を示している。
【００５８】
まず、送信データは拡散処理部において直接スペクトル拡散され、バイナリデータとしてＲＦ機能モジュールに渡される。このＲＦ送信機能モジュールは、中心周波数４ＧＨｚの発振器を持つ。この発振周波数を４分周することにより、１ＧＨｚの矩形パルスをベースバンド・パルスとして生成する。このパルス幅は１／１［ＧＨｚ］＝１０００ピコ秒である。
【００５９】
そして、これと４ＧＨｚの搬送波で変調（乗算）することにより、４サイクル・パルスを生成する。この４サイクル・パルスをパワー・アンプ（ＰＡ）により増幅し、ＲＦフィルタリングを施した後、アンテナから伝送路に送出する。
【００６０】
ここで、パルスレートは、搬送波の周波数を４分周して得られる１ＧＨｚに対して、拡散率をＮｓｓとし、シンボルレートをｆｓｙｍ＝４［ＧＨｚ］／Ｎｓｓであるとする。なお、受信機において伝搬路推定を行なうために、送信データの送信に先立ち、シンボル毎に同一パターンを繰り返すショートコードからなるトレーニング・パターンを送信する。トレーニング・パターンについては詳細を後述する。
【００６１】
図７には、図５に示したＲＦ送信機能モジュールに対応するＲＦ受信機能モジュールの機能構成を模式的に示している。
【００６２】
受信側では、受信信号を送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、ベースバンド・パルス列を検出し、逆拡散及び復号処理して、受信データ（バイナリ・データ）を抽出する。
【００６３】
図５及び図７を併せ持つことにより、直接スペクトラム拡散と組み合わせたＵＷＢ通信用の送受信機が構成される（図８を参照のこと）。
【００６４】
図９には直接拡散の回路例を示している。同図に示すように、送信シンボル（ＴｘＳｙｍｂｏｌ）に拡散チップ系列を乗算することにより、拡散情報信号を得ることができる。
【００６５】
まず、搬送波周波数を４分周して得られる拡散チップレートを正確に１／Ｎｓｓにすることで、シンボルレートを得る。本実施形態では、Ｎｓｓ＝１０としている。
【００６６】
次いで、チップ・タイミング及びシンボル・タイミングに基づいて、拡散シーケンス（Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を生成する。
【００６７】
そして、この拡散シーケンスと送信シンボルとを乗算することによって、拡散情報信号（ＴｘＳｉｇｎａｌ）を得る。デジタル回路で構成する場合、この乗算は排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）により行なうこととまったく等価である。
【００６８】
拡散シーケンスは、シンボル長毎に同一パターンを繰り返すショートコードと呼ばれるもので構成される。
【００６９】
図１０には、送信シンボルをショートコードからなる拡散シーケンスで拡散する様子を示している。図示の通り、拡散シーケンスは、シンボル長を拡散率Ｎｓｓ（＝１０）で分割した幅を持つチップが送信シンボル長だけ連結してなるパターンからなり、各送信シンボル毎に同じパターンが繰り返される。そして、送信シンボルと拡散シーケンスとを乗算することにより、送信信号が得られる。
【００７０】
他には、ロングコードと呼ばれるシンボル長よりも長い系列で拡散する場合もある。これらは用途によって区別し、利用される。本来の直接スペクトラム拡散としてはロングコードが好ましいが、ショートコードは同期検出時などに有効である。
【００７１】
図１１には、送信シンボルをロングコードからなる拡散シーケンスで拡散する様子を示している。図示の通り、拡散シーケンスは、シンボル長を拡散率Ｎｓｓ（＝１０）で分割した幅を持つチップがシンボル長よりも長く連結されたパターンからなり、このパターンが送信シンボルと繰り返し乗算されて、送信信号が生成される。
【００７２】
一方、図１２には、逆拡散の基本動作を行なうための機能ブロックを概念的に示している。また、図１３には、受信信号を逆拡散するための動作を示している。
【００７３】
まず、送信側と同じ仕組みで同じ拡散系列を生成する。そして、受信信号（ＲｘＳｉｇｎａｌ）に対して送信で用いた拡散系列と同一のパターン（（Ｄｅ）ＳｐｒｅａｄＳｅｑｕｅｎｃｅ）を乗算し（Ａｆｔｅｒ  Ｍｕｌｔｉｐｌｙ）、これをシンボル区間で積分する。シンボル区間の終りで、この値（Ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ  Ｓｉｇｎａｌ）を積算値として保持し、これが、受信シンボルとなる。また、このとき積分部分を逐次的にクリアし、次の積分に備える。
【００７４】
ところが、実際の受信機では、
（１）キャリア位相の回転によるキャリア位相の不確定性
（２）チップ・タイミングの不確定性
（３）拡散シーケンス位相、シンボル・タイミングの不確定性
という問題がある。
【００７５】
このため、図１２及び図１３を参照しながら説明したような上記基本動作のみでは、復調することができない。そこで、実際には図１４のような回路で受信側の逆拡散部は構成される。
【００７６】
まず、受信信号を送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、検出された受信信号のＩ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｉ）及びＱ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｑ）の各値をＡ／Ｄ変換して、以後はデジタル処理とする。次いで、送信で用いた拡散系列と同一のパターンをこれら受信信号に対して複素数的に乗算する。次いで、これらの乗算結果をシンボル区間で複素数的に積分して、受信シンボル（ＲｘＳｙｍｂｏｌ  Ｉ，ＲｘＳｙｍｂｏｌ  Ｑ）を複素数的に得る。次いで、これら受信シンボルに対してキャリア位相補償を施したものを受信シンボル（ＲｘＳｙｍｂｏｌ）とする。
【００７７】
チップ・タイミングとチップ・タイミングに同期して生成される拡散系列の位相が分からないときは、これをまず見つけなくてはならない。ロングコードを用いた場合はこれらを見つけ出すのは困難であるので、通常はショートコードを用いる。図１５には、キャリアとチップレートが同期している場合にスライディング補正とトラッキングを行なうための機能構成を含んだ受信機のデジタル信号処理部分の構成を示している。また、図１６には、スライディング補正を行なうときの入力信号と拡散シーケンスと相関出力の関係を示している。以下、スライディング相関とトラッキング・ループについて説明する。但し、受信信号のＩ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｉ）及びＱ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｑ）の各値をＡ／Ｄ変換し、デジタル処理として行なわれる。
【００７８】
（１）ショートコード拡散系列を拡散系列生成部で周期的に生成する。受信信号の周期に対して少しずれた（少し早め）周波数となるように基準発振器ＶＣＯを制御し、チップ・タイミングを意図的に十分小さなずれを以ってずらしていく。
【００７９】
（２）このようなスライディング相関のための操作を続けると、これを続けるといずれはチップ・タイミング、ショートコード拡散系列ともに一致するタイミングが訪れる。一致した場合、逆拡散後の信号（すなわちショートコード拡散系列と受信信号との乗算結果）は大きな相関出力パワー（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）を持つ（図１６中のＳｙｎｃ  Ｄｅｔｅｃｔを参照のこと）。したがって、このパワーを検出（Ｐｅａｋ  Ｄｅｔｅｃｔ）することにより一致したことすなわちパルス位置検出を知ることができる。
【００８０】
（３）一致した段階で、少しずれた周波数となるようにしていた基準発振器の周波数を正しい周波数に戻す。
【００８１】
（４）これまでの処理でチップ・タイミングは得られるが、キャリアの位相に関しては位相まで得られている訳ではない。そこで、Ｉ／Ｑの出力信号をそれぞれ乗算する（Ｉ×Ｑ）ことにより、受信信号に含まれる±1のシンボル情報を取り除きキャリア位相誤差情報（Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｐｕｌｓｅ  Ｅｒｒｏｒ）を得る。
【００８２】
（５）キャリア位相誤差情報を基準発振器にフィードバックすることによりキャリア位相誤差を０にするように制御ループを組むことにより、キャリア位相の同期をとる。
【００８３】
（６）キャリアとチップ・タイミングは同じ基準発振器から得ている（キャリア周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを得る）ので、互いに同期している。キャリア位相の同期を行ない、これをトラッキングすると同時にチップ・タイミングのトラッキングも行なわれることになる。
【００８４】
しかしながら、上述したスライディング相関を行なう構成では、以下に示す問題点が残る。
【００８５】
●スライディング相関のときにはゆっくりスライディングする必要があるため、同期をとるために比較的長い時間を要する。
●タイミング検出において低いＳ／Ｎ時に平均化によりＳ／Ｎを改善しようとするとき、パルス位置の検出のための情報は相関出力のパワーの値を用いており、平均化によるＳ／Ｎ改善の度合いが低い。
●スライディング相関をとるために周波数のズレを生成し、同期検出時に戻すとき、ＰＬＬ シンセサイザによる周波数切り替えを用いることになるが、この周波数のセトリングの時間が長いため、同期に比較的長時間を要する。
【００８６】
キャリアとチップレートが同期している構成で、より高速にパルスの位置、振幅、位相を見つけ出す方法について、以下に説明する。
【００８７】
Ｂ．伝送路の伝播測定（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）
伝播遅延量を含めた伝播路の特性が測定できるとすれば、タイミング同期や、キャリア位相同期、ＲＡＫＥ受信の構成、さらにはＬｉｎｋ Ａｄａｐｔａｔｉｏｎなどへ応用することができる。以下、この方法について詳解する。
【００８８】
本実施形態では、通信本体に先立ち、トレーニング部を設けて、この部分で伝送路の伝播測定を行なう。まず、以下に示すパラメータを条件とする。但し、このパラメータは前述したＦＣＣルールの要求を具備するために適したパラメータであり、本発明を限定するものではない。図１７には、トレーニング・シンボルの１サイクルを例示している。
【００８９】
●毎秒１ギガ・チップ、１０００ピコ秒のチップ周期
●毎秒５０メガ・シンボル、２０ナノ秒のシンボル周期（拡散率Ｎｓｓ＝２０）
●シンボル周期２０ナノ秒の範囲（すなわちショートコードの長さ）を測定区間とし、２５０ピコ秒周期（キャリアのＮ周期分）で８０ポイントを測定の分解能とする
●２０チップのショートコード
●２４シンボル・パターンの繰り返し（４８０ナノ秒周期）をトレーニング・パターンとする
●送受信とも十分な精度の周波数基準を備えている（４８０ナノ秒周期）
【００９０】
図１８には、伝播路測定部の装置構成を示している。この伝播路測定部は、直交検波により検出された受信信号のＩ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｉ）及びＱ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｑ）の各値をチップ・タイミング（１ＧＨｚ）でＡ／Ｄ変換したものを入力とし、デジタル処理により構成される。
【００９１】
図示の通り、伝播路測定部は、４ＧＨｚの中心周波数を分周してチップ・タイミングを生成する分周回路部と、チップ・タイミングに基づいて拡散コードを生成する拡散コード生成部（Ｓｐｒｅａｄ Ｃｏｄｅ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）は制御部（Ｃｏｎｔｒｏｌ＆Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ）と、デジタル処理された受信信号を逆拡散する逆拡散部（ＤｅｓｐｒｅａｄＢｌｏｃｋ）を備えている。この伝播路測定部の１つの特徴は、高速な測定のために４つの逆拡散部を備えている点である。勿論、高速性が要求されなければ、単一の逆拡散部を備えていれば十分である。
【００９２】
拡散コード生成部は、制御部からの指令により、２０チップからなるショートコードを４通りのシンボル・タイミングで生成する（後述及び図２０を参照のこと）（ショートコードは同じタイミングでずらす）とともに、このシンボル・タイミングとともにショートコード拡散系列をそれぞれの逆拡散部に渡す。各逆拡散部は、この信号を用いて逆拡散を行なう。
【００９３】
基本的には、４［ＧＨｚ］の中心周波数を４分周により１［ＧＨｚ］のチップレートを生成する。但し、測定の時間分解能である２５０ピコ秒のタイミングを調整するために、制御部の指令により５分周ができるようにする。
【００９４】
制御部は、伝送路の伝播測定に当たって、
（１）チップ間隔内の４つの測定ポイント
（２）シンボル区間内の２０チップ
（３）トレーニング・パターンの長さに相当する２４シンボル
のどのポイントを測定するかを把握し、そのための指令を拡散コード生成部及び分周回路部に送る。
【００９５】
図１９には、図１８に示した伝播路測定回路中の逆拡散部の構成を示している。
【００９６】
逆拡散部は、直交検波により検出された受信信号のＩ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｉ）及びＱ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｑ）の各値をチップ・タイミング（１ＧＨｚ）でＡ／Ｄ変換したものを入力とする。そして、拡散コード生成部より供給される逆拡散シーケンス（送信で用いた拡散系列と同一のパターン）をこれら受信信号に対して複素数的に乗算する。次いで、これらの乗算結果をシンボル区間で複素数的に積分して、受信シンボル（ＲｘＳｙｍｂｏｌ  Ｉ，ＲｘＳｙｍｂｏｌ  Ｑ）を複素数的に得る。そして、逆拡散後の各受信シンボルの２乗の和（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）により相関出力を得ることができる。
【００９７】
図２０には、伝播測定部における基本動作の手順を図解している。同図を参照しながら、伝播路の測定手順について詳解する。
【００９８】
シンボル０からシンボル２３までが、トレーニング・シンボルの１サイクル（４８０ナノ秒）を表し、１シンボルは、チップ０からチップ１９で構成される（２０ナノ秒）。さらに１チップ（１０００ピコ秒）内に０から４のチップ内位相の番号を設けている。また、キャリア周波数が４ＧＨｚの場合は、キャリアの１周期が２５０ピコ秒となり、これが測定の時間分解能となる。
【００９９】
（１）測定の最初の段階で、制御部は４つの逆拡散部に対して、“シンボル”−”チップ”− ”チップ内位相”の組み合わせがそれぞれ０−０−０，０−１−０，０−２−０，０−３−０から始まるショートコードを用いて相関値をとるように指定する。４つの逆拡散部は、１−２−０に到達するまでにこれらの相関をすべてとり終える。測定されたデータは、メモリに記憶される。
【０１００】
（２）次の測定は、４［ＧＨｚ］の８サイクル分（すなわち丁度２チップ分）だけ待ってから、シンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせがそれぞれ１−４−０，１−５−０，１−６−０，１−７−０から始まるショートコードを用いて相関値をとるように指定する。
【０１０１】
（３）同様な操作をそれぞれ以下に示すシンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせ
２−８−０，２−９−０，２−１０−０，２−１１−０
３−１２−０，３−１３−０，３−１４−０，３−１５−０
４−１６−０，４−１７−０，４−１８−０，４−１９−０
から始まるポイントで行なう。チップ内位相が“０”のポイントの測定は５−１８−０で終了する。
【０１０２】
（４）次いで、制御部は、４ＧＨｚの9サイクル分（すなわち２＋１／４チップ分）だけ待ってから、シンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせがそれぞれ６−０−１，６−１−１，６−２−１，６−３−１から始まるショートコードを用いて相関値をとるように指定する。
【０１０３】
（５）以下、手順（３）と同様の操作で、以下に示すシンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせ
７−４−１，７−５−１，７−６−１，７−７−１
８−８−１，８−９−１，８−１０−１，８−１１−１
９−１２−１，９−１３−１，９−１４−１，９−１５−１
１０−１６−１，１０−１７−１，１０−１８−１，１０−１９−１
から始まるポイントで行なう。
【０１０４】
（６）続いて、チップ内の（２）のポイントを測定するために、（４）及び（５）と同様な操作を行なう。
【０１０５】
（７）続いて、チップ内の（３）のポイントを測定するために、（４）及び（５）と同様な操作を行なう。以上により、シンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせが２３−１８−３に到達するまでに、測定すべき８０ポイントをすべて測定し終えることができる。このときまでに、丁度トレーニングの周期である２４シンボル分の時間が経過している。
【０１０６】
（８）チャネルの状態をより高いＳ／Ｎで測定するために、測定値を平均化する。図２１には、測定結果を平均化するための回路構成を示している。図２０に示す例では、４ＧＨｚの５サイクル分（すなわち１＋１／４チップ分）だけ待つと再び同じ測定ポイントから測定が始められる。また、トレーニングのシンボルも同じものが伝送されている筈である。上記の（１）から（７）までの操作をもう１度行ない、以前の測定値に加算することによりＳ／Ｎを向上させる。
【０１０７】
（９）十分なＳ／Ｎが得られるようになるまで、（８）の操作を（例えば１０回）繰り返す。
【０１０８】
ここで新たな仮定として、実際に受信しているトレーニングは、例えばシンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせが８−４−２のタイミングで始まっているものとする。
【０１０９】
（１０）図２２には、測定した８０ポイントにおける測定値の加算結果、すなわち伝播路応答の測定結果（Ｍｅａｓｕｒｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ（Ｐｏｗｅｒ））を示している。測定された８０ポイントの測定値の電力を比較すると、シンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせが１３−４−２のところに最も高い電力が検出されるはずである。これにより、受信シンボルは ｘ−４−２のタイミングから始まっていることを検知することができる。言い換えると、チップ・タイミングと拡散系列の位相の検出が完了する。
【０１１０】
（１１）但し、手順（１０）では、シンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせが１３−４−２のところでトレーニング２４シンボルのうちのどのシンボルが受信されたかについては未だ判らない。そこで、次にｘ−４−２のタイミングから始まるショートコードで、いくつか（例えば１０シンボル）シンボルを受信し、検出（復調処理）する。ここで検出されたシンボルとトレーニング・パターンとを比較することにより、トレーニング２４シンボルのうちのどの部分を受信しているかが分かる。図２２に示す例では、シンボル−チップ−チップ内位相の組み合わせが１３−４−２の時点でのシンボルは、ＴＳ０６であることが分かる。
【０１１１】
（１２）それ以外の測定ポイントにおいて、トレーニング２４シンボルのうちのどのシンボルのところを測定したかが判るので、８０ポイントの各測定値にトレーニングの±１を乗算することにより、８０ポイントの測定値からトレーニング・パターンの影響を取り除く。これにより、２０ナノ秒の区間で２５０ピコ秒分解能の８０ポイントの伝播特性を最終的に得ることができる。
【０１１２】
ところで、上述の説明では、１０００ピコ秒のチップ周期からなる２０チップのショートコードを２４回だけ繰り返したシンボル・パターン（４８０ナノ秒周期）をトレーニング・パターンとしていた（図１７を参照のこと）。さらに、２４シンボルのトレーニングの後にこれを反転したものを加え、合計４８シンボルの周期からなるトレーニング長にすることができる。図２３には、２４シンボルのトレーニングの後にこれを反転したものを後に加えてなる４８シンボルのトレーニング・パターンを例示している。
【０１１３】
このようにプリアンブル長を２倍にするとき、伝播路の測定手順（１）〜（７）までは上述と同様の操作を行なう。また、手順（８）〜（９）において、チャネルの状態をより高いＳ／Ｎで測定するために測定値を平均化するときには、交互に加算、減算を行なっていく。図２４には、測定結果を平均化するための回路構成を示している。
【０１１４】
ＦＣＣルールでは、放射スペクトラム電力の測定を１ＭＨｚで行なうことになっている。本実施例では、２４シンボルのトレーニング・パターンの後ろにこれを反転したものを加えることにより、合計４８シンボルの周期は時間で９６０ナノ秒（約１マイクロ秒）であり、スペクトラムでみるとどの１ＭＨｚで測定してもほぼ同じ平坦なスペクトラムになり、ＦＣＣルールを満たす範囲で最大限大きな電力を放射することを実現できる。逆に、周期が短ければ短いほど測定（又は同期検出）を行ない易いのは自明であるが、これを用いるとＦＣＣルールを満たすためには総電力を落とす必要がある。
【０１１５】
但し、本実施の形態では、シンボルパターンを反転したものを加えることによりトレーニング長を９６０ナノ秒としたが、他の手法を用いて、トレーニング長を約９６０ナノ秒としてもよい。
【０１１６】
次いで、トレーニングの場所も分らないときの伝播測定方法について説明する。
【０１１７】
測定値の平均化に必要な回数を１０セットとする。上述の伝播測定の基本動作の説明では、累積値がゼロの状態から１０回加算を行なうことにしていた。
【０１１８】
もしトレーニングの場所も分らないのであれば、常に過去の８０ポイントの測定値１０セット分をすべてメモリなどに記憶しておき、この１０セット分を移動平均することで、随時もっとも最近の測定値を得ることができる。図２５には、移動平均により測定値を平均化する回路の構成を示している。
【０１１９】
このような操作により、任意のどこにあるか分らない信号を検出可能になり、バースティでランダム時刻に通信するＣＳＭＡ（Carrier Sense Multiple Access）などの多重アクセス・システムにおいても伝播測定方法として用いることができるようになる。
【０１２０】
Ｃ．チップ・タイミングのトラッキング方法
ＵＷＢのビットレートは高速であるので、送信バーストも２００［ｕｓ］など短くしたほうが好都合である。この場合、伝播特性の変動はほとんどないと言える。したがって、前項の伝播測定（Coherent Channel Measure）で得られた測定値はバースト内で有効である。
【０１２１】
しかし、送受信が持っている周波数基準は十分な精度といっても、２［ｐｐｍ］のＴＣＸＯ程度であるので、送受間での周波数誤差は最大４［ｐｐｍ］見込まなければいけない。仮に４［ｐｐｍ］の誤差があると、２００［ｕｓ］のバーストで、２００［ｕｓ］ｘ４［ｐｐｍ］＝８００［ｐｓ］程度となり、タイミング及びキャリアの位相のトラッキングだけは行なわなければならない。但し、周波数誤差に起因するズレを補正する今回の場合、ズレの方向は一方向で、ズレる速度も一定であると考えられる。
【０１２２】
伝播測定を行なった直後は、２５０ピコ秒の分解能で検出されたチップ・タイミングも有効であり、測定値の複素数の位相がすなわちキャリアの位相である。
【０１２３】
また、キャリアとチップ・タイミングは同期しているので、キャリアの位相をトラッキングすれば同時にチップ・タイミングのトラッキングも行なうことになる。以下では、キャリアの位相のトラッキング方法について説明する。
【０１２４】
キャリアの位相補正のみであれば、逆拡散して得たＩ／Ｑをデジタル的に位相補正すれば済む（後述）。
【０１２５】
ところが、今回の場合はパルス位置がずれていくので、何らかのアナログ的な補正を行なう必要がある。本実施形態では、４ＧＨｚの分周を制御することにより、２５０ピコ秒単位でタイミングを前後させる補正を行なうことを考える。これは、図１８に示したように、４ＧＨｚのキャリアを通常は１／４で分周しているのに対して、１／３又は１／５で分周することにより実現する。図２６には、２５０ピコ秒単位でチップ・タイミングを前後（シフト）する機能構成を示している。
【０１２６】
これをキャリア位相でみれば、±３６０［ｄｅｇ］の誤差になる。この部分はデジタル的な位相補正を行なう。図２７には、４ＧＨｚの１／４分周器を１回だけ１／３又は１／５にして、±３６０ｄｅｇだけ位相がずれる様子を示している。
【０１２７】
もし受信側の周波数が速い場合、時間の経過とともに位相はプラス方向にズレていく。＋１８０［ｄｅｇ］以上ズレた場合は、チップ・タイミングを−２５０ピコ秒だけ戻す。具体的には、図２８に示す例では、（ａ）に示す状態から（ｂ）に示すようにプラス方向にずれたことが観測される。このような場合、（ｃ）に示すように、４ＧＨｚの分周を１回だけ１／５にすることによって可能である。これにより、キャリア位相は−１８０［ｄｅｇ］まで引き戻されることとなり、ここから時間の経過とともに位相ズレは０［ｄｅｇ］に戻る方向である。
【０１２８】
逆に、受信側の周波数が遅い場合、時間の経過とともに位相はマイナス方向にズレていく。−１８０［ｄｅｇ］以上ズレた場合は、チップ・タイミングを＋２５０ピコ秒だけ戻す。具体的には、図２８に示す例では、（ｄ）に示すように、４ＧＨｚの分周を１回だけ１／３にすることによって可能である。これにより、キャリア位相は＋１８０［ｄｅｇ］まで進められることとなり、ここから時間の経過とともに位相ズレは０［ｄｅｇ］に戻る方向である。
【０１２９】
このようにチップ・タイミングを前後（シフト）することによりキャリア位相を補正する方法の場合、パルス位置は、パルス位置は最悪で±１２５ピコ秒のズレまで許容することになる。パルス長が１０００ピコ秒であるので、この分による劣化はわずかであると考えられる。以下では、さらに劣化をすくなくするために、もっと細かい補正を行なうことを考える。
【０１３０】
図２９には、微細な解像度のパルス位相シフトを行なう回路構成を示している。同図に示す回路は、下式の余弦定理を用いて、２５０ピコ秒以下の位相を制御することができる。
【０１３１】
【数２】
ＣＯＳ（Ａ＋Ｂ）＝ＣＯＳ（Ａ）ＣＯＳ（Ｂ）−ＳＩＮ（Ａ）ＳＩＮ（Ｂ）
【０１３２】
検出されたパルス位相θを正弦／余弦テーブルで参照して、ＳＩＮ（θ）及びＣＯＳ（θ）を求め、これらをそれぞれ乗算器からなる位相変換回路に入力する。一方、発振器から出力される中心周波数４ＧＨｚを９０ｄｅｇの位相差で、それぞれ正弦及び余弦の位相変換回路に入力する。そして、各位相変換回路の出力の差分をとる。
【０１３３】
また、発振器をＶＣＯとしてコントロールすることにより、位相をアナログ的すなわち連続的に制御することができる。しかし、フィードフォワード的に確定的な位相シフト量を得るのは困難である。
【０１３４】
また、本実施形態に係る通信方式はＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）であるので、図３０に示すような回路によりチップ・タイミングの位相誤差を検出することができる。
【０１３５】
ここで、位相誤差をφであるとする。複素数Ｉ，Ｑの２乗を求めると、ＢＰＳＫのデータの不確定性を除去することができる。すなわち、Ｉ＋ｊＱを２乗し、Ｉ2＋Ｑ2＋２Ｉ×Ｑの値を平均化し、この偏角を２分の１することによって角度φを求めている。この結果、図３１に示すように２φの位相点になる。この段階でＳ／Ｎ向上のため平均化を行なった後、この位相を計算し、１／２することでφを求めている。
【０１３６】
位相誤差φが求められたら、図３２に示すような位相回転回路によりチップ・タイミングのデジタル的な位相補償を行なうことができる。
【０１３７】
図３０に示す位相誤差検出回路により検出されたチップ・タイミングの位相誤差φを正弦／余弦テーブルで参照して、ＳＩＮ（φ）及びＣＯＳ（φ）を求め、これらをそれぞれ乗算器からなる位相変換回路に入力し、受信シンボルのＩ及びＱ成分と掛け合わせ、これらを加算することにより、受信シンボルを取り出す。
【０１３８】
Ｄ．ＲＡＫＥ受信への適用
無線信号を送受信する場合の問題点の１つとして、マルチパス・フェージングを挙げることができる。これは、通信電波が建物やその他の物体などに反射することにより異なる経路で受信側に到達し、異なる方向から到達した電波同士が干渉しあうことにより受信信号が乱れる現象である。
【０１３９】
ＲＡＫＥ受信は、複数の電波を受信することを意味し、マルチパス伝搬路によって複数の遅延波が重畳した受信信号から逆拡散処理によって希望信号を分離し、分散した信号パワーを１つに集める。すなわち、直接スペクトラム拡散が持つ逆拡散による時間分解の効果を利用して、分離された各パスの信号を時間と位相をそろえて合成する（例えば、パスのＳ／Ｎ比に従って重み付けして最大比合成する）。ＲＡＫＥ受信によれば、時間的に分散した希望信号電力を有効に合成することができる。
【０１４０】
図３３には、マルチパス環境において前述の伝播路測定（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）により測定した伝播特性の様子を示している。
【０１４１】
図示の例では、４−２のところと、１０−３のところ、つまり６２５０ピコ秒だけ離れて２つのパスがあることが判る。また、これらのパスがどのような振幅、位相であるかも分かっているので、これらをＲＡＫＥ合成することが可能である。
【０１４２】
一方、上述した伝播路測定部（図１８を参照のこと）では、測定の高速化のために４つの逆拡散部を装備するように構成されている。但し、図１５に示す装置構成では、毎秒１ギガ・サンプルで行なう受信信号のＡ／Ｄ変換処理はＩ／Ｑの１セットであることから、ＲＡＫＥ合成する際には、異なるチップ位相のものを合成することはできない。すなわち、同じチップ位相のもののみを合成対象とする。したがって、図３３に示す例では、４−２と１０−２のタイミングのものを合成する。
【０１４３】
もし異なるチップ位相のものを合成したい場合は、Ａ／Ｄ変換器を複数セット用意して、それぞれ異なるチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換処理する必要がある。
【０１４４】
図３４には、ＲＡＫＥ受信と組み合わせた伝播路測定部の装置構成を示している。
【０１４５】
図示の通り、伝播路測定部は、４ＧＨｚの中心周波数を分周してチップ・タイミングを生成する分周回路部と、チップ・タイミングに基づいて拡散コードを生成する拡散コード生成部（Ｓｐｒｅａｄ Ｃｏｄｅ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）は制御部（Ｃｏｎｔｒｏｌ＆Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ）と、デジタル処理された受信信号を逆拡散する逆拡散部（ＤｅｓｐｒｅａｄＢｌｏｃｋ）に加え、ＲＡＫＥ受信処理部（ＲＡＫＥ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）が装備されている。
【０１４６】
図１８に示した装置構成例と同様に、高速な測定のために４つの逆拡散部を備えている。また、ＲＡＫＥ受信処理部は、各逆拡散部に対応して、４つのアンプ及びタイミング補償部（ＡＭＰ＆Ｔｉｍｉｎｇ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）を備え、これらの出力をＲＡＫＥ合成（ＳＵＭ）する構成となっている。
【０１４７】
制御部は、拡散コード生成部とそれぞれの逆拡散部に対して、伝播路測定（Coherent Channel Measure）によって得たマルチパスのタイミングについて指定する。
【０１４８】
拡散コード生成部は、制御部からの指令により、２０チップからなるショートコードを４通りのシンボル・タイミングで生成する（前述及び図２０を参照のこと）（ショートコードは同じタイミングでずらす）とともに、このシンボル・タイミングとともにショートコード拡散系列をそれぞれの逆拡散部に渡す。各逆拡散部は、この信号を用いて逆拡散を行なう。
【０１４９】
逆拡散された信号はそれぞれ対応するアンプ及びタイミング補償部に供給される。
【０１５０】
制御部は、各アンプ及びタイミング補償部にそれぞれのパスにおける伝送路の（複素）振幅と、ｄｅｌａｙ値を指定する。
【０１５１】
図３５には、アンプ及びタイミング補償部の構成を示している。アンプ及びタイミング補償部は、最大比合成するために、入力信号に対して(複素)乗算を行い振幅と位相を調節して、さらにタイミングの調整を行う。今回の場合ＢＰＳＫであるから、実部のみの出力でよい。
【０１５２】
各アンプ及びタイミング補償部からの出力は、合成部（ＳＵＭ）により加算されて、ＲＡＫＥ受信が完了する。
【０１５３】
Ｅ．Ｌｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ
本発明に係る直接スペクトラム拡散通信では、拡散率を変えることで、いろいろなビットレートを実現できる。
【０１５４】
もし、信号レベルに対して雑音レベルや干渉レベルが小さければ、拡散率を小さくしてビットレートを上げることができるし、逆の場合は、拡散率を大きくしてビットレートを下げることができる。上述した本発明の実施形態では、以下の表に示すようなバリエーションが考えられる。なお、表１において、拡散率１は拡散しないことと同義である。
【０１５５】
【表１】
0003697714.tif 000003
【０１５６】
さらに、符号化の仕方によっても、必要なＳＩＮＲ（信号対干渉及び雑音電力比）とビットレートのバリエーションがある。
【０１５７】
上述したような伝播測定を行なうと、伝播路の様子を知ることができ、（前述したＲＡＫＥ受信を行なう場合でもそうでない場合でも）その通信における信号レベルとそれ以外、つまり雑音レベルや干渉レベルも知ることができる。
【０１５８】
ここで、ユーザＡからユーザＢへ情報を伝送するケースを例にとって、図３６を参照しながらＬｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎについて説明する。
【０１５９】
（１）ＡからＢへの正味の情報伝送に先立ち、ＡからＢへトレーニング・シーケンスを送信する。Ｂ側では、トレーニング・シーケンスを利用してＳＩＮＲを測定する。
【０１６０】
（２）この測定結果をＢからＡに送信する。そして、Ａは、このＳＩＮＲを受信することで、ＡからＢへの正味の情報伝送におけるビットレート（拡散率、符号化方法）を決定する。
【０１６１】
（３）ＡからＢへ正味の情報伝送ではこのビットレートで送る。
【０１６２】
あるいは、Ｂは、伝播測定の結果に基づいてＳＩＮＲを測定するだけでなく、ＳＩＮＲに基づいてさらにビットレート（拡散率、符号化方法など）を決定して、これをＡに戻すようにしてもよい。この場合の手続きを図３７を参照しながら説明する。
【０１６３】
（１）ＡからＢへの正味の情報伝送に先立ち、ＡからＢへトレーニング・シーケンスを送信する。Ｂ側では、トレーニング・シーケンスを利用してＳＩＮＲを測定する。
【０１６４】
（２）Ｂは、測定されたＳＩＮＲに基づいてさらにＡからＢへの正味の情報伝送におけるビットレート（拡散率、符号化方法）を決定する。そして、Ｂは、この決定内容をＡに送信する。
【０１６５】
（３）ＡからＢへ正味の情報伝送ではこのビットレートで送る。
【０１６６】
例えば、ＲＴＳ／ＣＴＳ（Request to Send/Clear to Send：送信要求／受信準備完了）付きＣＳＭＡ などの自立分散ネットワーク方式でのＲＴＳ／ＣＴＳのプロセスでは、正味の情報の送信に先立ち、送信ノードであるＡはＲＴＳを送信し、受信ノードであるＢがもしこのＲＴＳ受信してデータを受信可能であれば、その応答としてＣＴＳを返す。ＡがもしＣＴＳを受信できれば、それ以後のＡからＢまでの通信を実行する。
【０１６７】
ＲＴＳ やＣＴＳなどのメッセージもバースティに送信されるものである。したがって、上述した実施形態によれば、トレーニング・シーケンスをバーストに付加することにより、Ｌｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎを組み込むことが可能である。
【０１６８】
Ｆ．Ａ／Ｄコンバータ
本実施形態に係る伝播測定の装置構成によれば、受信信号を送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、検出された受信信号のＩ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｉ）及びＱ（ＲｘＳｉｇｎａｌ  Ｑ）の各値を１ＧＨｚのチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換したものを入力として、以後はデジタル処理とする。
【０１６９】
このため、使用されるＡ／Ｄコンバータは、１ＧＨｚのサンプルレートが必要であり、この速度では多ビットのＡ／Ｄは実現が難しい。そこで、１ビットのＡ／Ｄを含む少ビットＡ／Ｄコンバータを採用することを考える。
【０１７０】
図３８には、１ビットＡ／Ｄコンバータの回路構成例を示している。ＲＦ受信部からのアナログ出力信号はアンプに入力され、信号レベルが所定値を越えるとＤラッチに出力される。Ｄラッチは、１ＧＨｚのチップ・タイミングに同期してこの入力信号をＡ／Ｄ信号として出力する。
【０１７１】
また、図３９には、２ビットＡ／Ｄコンバータの回路構成例を示している。ＲＦ受信部からのアナログ出力信号は、＋Ｖｔｈ、グランド、−Ｖｔｈの各電位との間で差動増幅する各アンプに入力され、それぞれ電位差が所定値を越えると各Ｄラッチに出力される。そして、各Ｄラッチは、１ＧＨｚのチップ・タイミングに同期してこの入力信号を出力し、デコーダはこれらの出力を復号処理して２ビットのＡ／Ｄ信号として出力する。
【０１７２】
本実施形態に係るＵＷＢ通信では直接スペクトラム拡散方式を組み合わせているので、仮に１ビットＡ／Ｄ変換であっても、逆拡散後には数ビットの解像度を得ることができる。
【０１７３】
特に少ビットのＡ／Ｄ変換の場合、拡散率を低くし高いビットレートで伝送したときには、解像度が十分でないことがある。このような場合、受信信号を直交検波して通常得られるＩ，Ｑ成分をチップ・タイミングでＡ／Ｄ変換した信号に加えて、Ｉ，Ｑ成分を互いにアナログ的に加減算して４５ｄｅｇの回転を行なってからＡ／Ｄ変換した信号Ｉ'，Ｑ'を入力としてもよい。図４０には、このようにして８位相を検出するＡ／Ｄコンバータの回路構成例を示している。この場合、８位相の分解能を持つＡ／Ｄコンバータとして位相トラッキングや復調に利用することができる。
【０１７４】
図４０に示すように、４系統のＡ／Ｄ変換された結果をみると、１ビットＡ／Ｄコンバータを用いたとしても位相方向が８段階の量子化がなされていることになるので、高速伝送時であっても位相補正の分解能を上げることができる。
【０１７５】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【０１７６】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、直接スペクトラム拡散を組み合わせたＵＷＢ伝送により高速な伝送路推定が可能な、優れた通信装置及び通信方法を提供することができる。
【０１７７】
また、本発明によれば、高速な伝送路推定により、シンボル又はパルス位置の高速な検出が可能となる。これによって、本来はキャリア・センスが困難なＵＷＢ通信においてもＣＳＭＡなどのキャリア・センスと同様な動作が可能となり、ＣＳＭＡのような多重アクセス方式を採用することが可能になる。
【０１７８】
また、本発明に係る伝播測定結果を用いて、マルチパスの様子を把握し、複数のパスを介して受信される信号を該マルチパスの状況に基づいてＲＡＫＥ受信に必要なパラメータを得ることができる。例えば、ＲＡＫＥ合成する際には、異なるチップ位相のものを合成することはできないので、伝播路の測定結果に基づいてマルチパスのタイミングを得て、各パスにおいて同じチップ位相のもののみを合成対象とすることができる。ＲＡＫＥ受信を採り入れることにより、直接スペクトラム拡散が持つ逆拡散による時間分解の効果を利用して、分離された各パスの信号を時間と位相をそろえて、時間的に分散した希望信号電力を有効に合成することができる。
【０１７９】
また、本発明に係る伝播測定による最終的な伝播測定値に基づいてＳＩＮＲを推定することができるので、これを利用して高精度のＬｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎを実現することができる。
【０１８０】
また、本発明によれば、チップ・タイミングを得るためのキャリアの分周比を変えることにより受信パルス位置の補正を行なうことにより、安定した受信回路を構成することができる。
【０１８１】
また、本発明によれば、受信信号を直交検波して通常得られるＩ，Ｑ成分に加え、Ｉ，Ｑ各出力のアナログの加減算により４５ｄｅｇの位相回転をさせた結果をＡ／Ｄ変換することにより、少ないビットのＡ／Ｄコンバータを用いても良好な位相のトラッキングが可能になり、復調結果を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ガウス形状のモノサイクル・パルスの時間波形を示した図である。
【図２】ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。
【図３】ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。
【図４】ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示した図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る通信装置のＲＦ送信機能モジュールの機能構成を模式的に示した図である。
【図６】図５に示したＲＦ送信機能モジュールの動作特性を示したチャートである。
【図７】図５に示したＲＦ送信機能モジュールに対応するＲＦ受信機能モジュールの機能構成を模式的に示した図である。
【図８】直接スペクトラム拡散と組み合わせたＵＷＢ通信用の送受信機の構成を模式的に示した図である。
【図９】直接拡散の回路例を示した図である。
【図１０】送信シンボルをショートコードからなる拡散シーケンスで拡散する様子を示したチャートである。
【図１１】送信シンボルをロングコードからなる拡散シーケンスで拡散する様子を示した図である。
【図１２】逆拡散の基本動作を行なうための機能ブロックを概念的に示した図である。
【図１３】受信信号を逆拡散するための動作を示したチャートである。
【図１４】逆拡散部の実際の回路構成例を示した図である。
【図１５】スライディング補正とトラッキングを行なうための機能構成を含んだ受信機のデジタル信号処理部分の構成を示した図である。
【図１６】スライディング補正を行なう様子を示したチャートである。
【図１７】トレーニング・シンボルの１サイクルを例示した図である。
【図１８】伝播路測定部の装置構成を示した図である。
【図１９】図１８に示した伝播路測定回路中の逆拡散部の構成を示した図である。
【図２０】伝播測定部における基本動作の手順を示した図である。
【図２１】伝播測定部における測定結果を平均化するための回路構成を示した図である。
【図２２】測定した８０ポイントにおける測定値の加算結果を示した図である。
【図２３】２４シンボルのトレーニングの後にこれを反転したものを後に加えてなる４８シンボルのトレーニング・パターンを例示した図である。
【図２４】測定値を交互に加算又は減算して測定結果を平均化するための回路構成を示した図である。
【図２５】移動平均により測定値を平均化する回路の構成を示した図である。
【図２６】２５０ピコ秒単位でチップ・タイミングを前後（シフト）する機能構成を示した図である。
【図２７】４ＧＨｚの１／４分周器を１回だけ１／３又は１／５にして、±３６０ｄｅｇだけ位相を引き戻す様子を示した図である。
【図２８】キャリアの位相補正をデジタル的に行なう様子を示した図である。
【図２９】微細な解像度のパルス位相シフトを行なう回路構成を示した図である。
【図３０】チップ・タイミングの位相誤差を検出する回路の構成を示した図である。
【図３１】複素数Ｉ，Ｑの２乗を求め、ＢＰＳＫのデータの不確定性を除去する様子を示した図である。
【図３２】位相回転回路の構成を示した図である。
【図３３】マルチパス環境において測定した伝播特性の様子を示した図である。
【図３４】ＲＡＫＥ受信と組み合わせた伝播路測定部の装置構成を示した図である。
【図３５】アンプ及びタイミング補償部の構成を示した図である。
【図３６】受信側で伝播測定の結果を基に受信側で推定されるＳＩＮＲに基づいて行なわれるＬｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎの手続きを説明するための図である。
【図３７】受信側で伝播測定の結果を基に受信側で推定されるＳＩＮＲに基づいて行なわれるＬｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎの手続きを説明するための図である。
【図３８】１ビットＡ／Ｄコンバータの回路構成例を示した図である。
【図３９】２ビットＡ／Ｄコンバータの回路構成例を示した図である。
【図４０】８位相を検出するＡ／Ｄコンバータの回路構成例を示した図である。
【図１】
0003697714.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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