(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石をロータコアに内装し、前記永久磁石の直軸であるｄ軸のインダクタンスＬdと直交軸であるｑ軸のインダクタンスＬqの関係がＬd＜Ｌqとなる突極性を有する永久磁石同期電動機であって、
交流電源の交流を直流に変換するコンバータ部及びこのコンバータ部により変換された直流を正弦波に変換するインバータ部からなるパワー部と、
前記永久磁石同期電動機に取り付けられた速度センサから得られる信号を速度フィードバック信号に変換する速度変換回路と、
速度指令と前記速度フィードバック信号との偏差を増幅する速度アンプと、
前記速度センサ及び前記永久磁石同期電動機に取り付けられた磁極センサから得られた信号を２相の電流指令信号に変換する指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路と、
この指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路から出力される２相の電流指令信号を受けて増幅する電流アンプと、
この電流アンプから出力された２相の出力信号から速度偏差に応じたＰＷＭ信号を作るＰＷＭ回路と、
このＰＷＭ回路から出力されたＰＷＭ信号から前記パワー部のインバータを構成するトランジスタのベースにオン・オフ信号を与えるベースドライブ回路からなる制御部と
を有する永久磁石同期電動機の制御方法において、
前記指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路で生成される２相の電流指令信号の位相角θを永久磁石同期電動機の回転速度Ｎに対して下記の一次関数で規定することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御方法。
θ（Ｎ）＝θi＋γ・Ｎ
ここで、θi：Ｎ＝０のときの位相角指令、
γ＝（θmax−θi）／Ｎmax、
θmax：最大回転速度時位相角指令、
Ｎmax：最高回転速度
【請求項２】
Ｎ＝０のときの位相角指令θiを
３０°≦θi≦５０°、
最高回転速度時位相角指令θmaxを
θi≦θmax≦９０°
に設定することを特徴とする請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御方法。
【請求項３】
モータ回転速度に対してトルクが一定となる最高回転速度を基底回転速度Ｎbaseとしたとき、前記永久磁石同期電動機の回転速度Ｎに対しての関数で表される位相角指令が、
１）モータ回転速度Ｎが０≦Ｎ≦Ｎbaseのときは、
θ（Ｎ）＝θbase、
２）モータ回転速度ＮがＮbase＜Ｎ≦Ｎmaxのときは、
θ（Ｎ）＝θbase＋γ′・Ｎ
ここで、θbase：０≦Ｎ≦Ｎbaseのときの位相角指令、
γ′＝（θmax−θbase）／（Ｎmax−Ｎbase）、
θmax：最大回転速度時の位相角指令、
Ｎmax：最高回転速度、
となるようにしたことを特徴とする請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御方法。
【請求項４】
位相角指令θbaseを、３０°≦θbase≦５０°、最高回転速度時の位相角指令θmaxをθbase≦θmax≦９０°に設定することを特徴とする請求項３記載の永久磁石同期電動機の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石同期電動機、特に突極性を有する永久磁石同期電動機の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の永久磁石同期電動機の制御方法には例えば特開平４−１０１６９２号公報に開示されたものがある。これを図６に示す。
図６において、（ａ）は従来の制御方法における指令電流変換回路であり、図中１０はＣＰＵ、１１は指令電流演算手段、１２は速度演算手段、１３は板幅補正係数データテーブル、１４は位相補正データテーブル、５１ａはＤ／Ａ変換機、５２ａは位相演算器、５５はプログラマブル・タイマーである。この回路においては、速度フィードバック信号から、位相補正データテーブル１４で補正位相角信号θdを作成し、振幅補正係数データテーブル１３で作られた振幅補正信号とトルク指令より電流指令を作成するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来技術では図６（ｂ）に示すように、位相角制御が、モータ回転速度が０でない位置から始まる形となり、位相角制御が０の場合は、突極性を有する交流ｍ相モータ（以下ＩＰＭモータという）のリラクタンストルク成分を利用できないので出力トルクが小さくなり、さらには、最大位相制御角（最高回転速度時）がほぼ２０度までとなっているので広範囲の定出力特性が得られないという問題があった。
本発明が解決しようとする課題は、ＩＰＭモータにおいて、広範囲の定出力制御を行うことのできる電動機の制御方法を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明の永久磁石同期発電機の制御方法は、永久磁石をロータコアに内装し、前記永久磁石の直軸であるｄ軸のインダクタンスＬdと直交軸であるｑ軸のインダクタンスＬqの関係がＬd＜Ｌqとなる突極性を有する永久磁石同期電動機であって、
交流電源の交流を直流に変換するコンバータ部及びこのコンバータ部により変換された直流を正弦波に変換するインバータ部からなるパワー部と、
前記永久磁石同期電動機に取り付けられた速度センサから得られる信号を速度フィードバック信号に変換する速度変換回路と、
速度指令と前記速度フィードバック信号との偏差を増幅する速度アンプと、
前記速度センサ及び前記永久磁石同期電動機に取り付けられた磁極センサから得られた信号を２相の電流指令信号に変換する指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路と、
この指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路から出力される２相の電流指令信号を受けて増幅する電流アンプと、
この電流アンプから出力された２相の出力信号から速度偏差に応じたＰＷＭ信号を作るＰＷＭ回路と、
このＰＷＭ回路から出力されたＰＷＭ信号から前記パワー部のインバータを構成するトランジスタのベースにオン・オフ信号を与えるベースドライブ回路からなる制御部と
を有する永久磁石同期電動機の制御方法において、
前記指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路で生成される２相の電流指令信号の位相角θを永久磁石同期電動機の回転速度Ｎに対して下記の一次関数で規定することを特徴とする永久磁石同期電動機の制御方法。
θ（Ｎ）＝θi＋γ・Ｎ
θi：Ｎ＝０のときの位相角指令（位相角イニシャル値）
γ＝（θmax−θi）／Ｎmax、
θmax：最大回転速度時位相角指令、Ｎmax：最高回転速度
この制御方法において、Ｎ＝０のときの位相角指令θiを
３０°≦θi≦５０°、
最高回転速度時位相角指令θmaxを
θi≦θmax≦９０°
に設定する。
また、基底回転速度までの加速特性を、時間軸に対して直線的に加速させるために、モータ回転速度Ｎが０≦Ｎ≦Ｎbaseのときは、
θ（Ｎ）＝θbase、
モータ回転速度ＮがＮbase＜Ｎ≦Ｎmaxのときは、
θ（Ｎ）＝θbase＋γ′・Ｎ
ここで、θbase：０≦Ｎ≦Ｎbaseのときの位相角指令、
γ′＝（θmax−θbase）／（Ｎmax−Ｎbase）、
θmax：最大回転速度時の位相角指令、
Ｎmax：最高回転速度、
となるようにする。
前記の位相角指令θbaseは、３０°≦θbase≦５０°、最高回転速度時の位相角指令θmaxをθbase≦θmax≦９０°に設定する。
【０００５】
このように、位相角指令θを永久磁石同期電動機の回転速度に応じて正勾配γで変化させることで、永久磁石同期電動機の弱め界磁制御が可能となり、永久磁石同期電動機端子電圧飽和を抑え、より高速回転領域までの制御が可能となる。また、位相角指令イニシャル値θiを、“３０°≦θi≦５０°”の範囲にすることで、ＩＰＭモータのリラクタンストルクを有効利用できる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施例を図に基づいて説明する。
ここで制御対象となるモータは、図３に示すように、永久磁石１４をロータコア１３に有し、ｄ軸インダクタンスＬd、ｑ軸インダクタンスＬqの関係がＬd＜Ｌqとなる突極性を有するＩＰＭモータである。このモータのドライバ（駆動装置）の基本構成は、図１に示すようになっている。すなわち、交流電源の交流を直流に変化するコンバータ部１と、これを正弦波に変換するインバータ部２とからなるパワー部３と、前記モータに取り付けられた速度センサ４から得られる信号を速度フィードバック信号に変換する速度変換回路５と、速度指令と前記速度フィードバック信号の偏差を増幅する速度アンプ６と、速度センサ４及びモータに取り付けられた磁極センサ７から得られた信号を電流指令に変換する指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路８と、この信号を受けて増幅する電流アンプ９と、この増幅信号からＰＷＭ信号を作るＰＷＭ回路１０と、前記ＰＷＭ信号からトランジスタのベースにオン・オフ信号を与えるベースドライブ回路１１とからなる制御部１５を有している。
【０００７】
前記指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路８の中には、電流分配信号発生部１２があり、これから発生される各相電流信号は、
ＩU*＝Ｋ・ｃｏｓθ          θ：位相角
ＩV*＝Ｋ・ｃｏｓ（θ＋２／３π）    Ｋ：比例定数
が演算出力され、前記位相角指令θを、モータ回転速度に対して回転速度０のとき、位相角指令イニシャル値θiとし、最高回転速度Ｎmaxまで正勾配γで変化していく。これを関数式に表すと、
θ（Ｎ）＝θi＋γ・Ｎ＝θi＋｛（θmax−θi）／Ｎmax｝・Ｎ
ここで、Ｎ：モータ回転速度、θmax：最大回転速度時位相角指令
γ＝（θmax−θi）／Ｎmax
となり、この式に沿って、前記モータを制御する。また、前記位相角指令イニシャル値θiを
３０°≦θi≦５０°
に設定することとし、ここでは、θi＝４５°に決める。さらに、最高回転速度時位相角指令θmaxも、
θi≦θmax≦９０°
の範囲で決定することとし、ここでは、θmax＝７５°に決めている。
ここで、θi＝４５°とする理由は、図４の位相−トルク特性でわかるように、磁石トルクＴmとリラクタンストルクＴrが合成されたモータの最大トルク点は、θ＝４５°付近となる。従って、０回転からＮbaseまでは、最もトルクを必要とするので、θi＝４５°に設定することとする。
また、θmax=７５°が最適な理由は、定出力領域の特性では、モータ端子電圧を、許容最大電圧以下に押さえる必要があるので、モータの位相角制御を、θi＞４５°のさらに進み位相での制御が必要となる。θmax＝７５°が良いとする理由は、１：３の定出力特性を想定した場合、最高回転速度Ｎmaxで最も効率が良くなる位相となるからである。
【０００８】
図２は本発明の第１実施例のモータの出力特性図である。同図に示すように、位相角θは回転速度Ｎに対して一次関数で変化する。例えば、θi＝４５°、θmax＝７５°、Ｎmax＝４５００ｒｐｍとすると、
θ（Ｎ）＝４５°＋６．６７×１０-3Ｎ
となる。これにより、回転速度に対し一定トルクとなる最大の回転速度を基底回転速度Ｎbaseとし、また回転速度に対し一定出力となる最大の回転速度を最高回転速度Ｎmaxとした場合、Ｎbase：Ｎmax、すなわちこの定出力比が約１：３程度の定出力特性が得られる。
【０００９】
また、第２の実施例として、前記位相角指令θを、
１）モータ回転速度Ｎが０≦Ｎ≦Ｎbaseのときは、
θ（Ｎ）＝θbase
２）モータ回転速度ＮがＮbase＜Ｎ≦Ｎtopのときは、
θ（Ｎ）＝θbase＋γ′・Ｎ
ここで、θbase：０≦Ｎ≦Ｎbaseのときの位相角指令、
γ′＝（θmax−θbase）／（Ｎmax−Ｎbase）、
θmax：最大回転速度時の位相角指令、
Ｎmax：最高回転速度、
となるようにする。
そして、位相角指令θbaseを、３０°≦θbase≦５０°、最高回転速度時の位相角指令θmaxをθbase≦θmax≦９０°に設定することとしている。その理由は、図４の位相−トルク特性を見ると、３０°≦θbase≦５０°の範囲は、トルクの差が余りないからである。また、前述したように、定出力領域では、θｍａｘはθｂａｓｅよりさらに進み位相となるためθbase≦θmaxとし、位相制御範囲の最大が９０°であるため、θmax≦９０°に設定したものである。
【００１０】
図５は本発明の第２実施例のモータの出力特性図である。同図に示すように、位相角指令θは回転速度Ｎに対して下記の関数で変化する。例えば、θbase＝４５°、Ｎbase＝１５００ｒｐｍ、θmax  ＝７５°、Ｎmax＝４５００ｒｐｍとすると、モータ回転速度Ｎが０≦Ｎ≦２５００ｒｐｍの範囲は、
θ（Ｎ）＝４５°、
モータ回転速度Ｎが２５００＜Ｎ≦７５００ｒｐｍの範囲は、
θ（Ｎ）＝４５°＋１５×１０-3×Ｎ
となる。これにより、回転速度に対し一定トルクとなる最大の回転速度を基底回転速度Ｎbaseとし、また回転速度に対し一定出力となる最大の回転速度を最高回転速度Ｎmaxとした場合、Ｎbase：Ｎmax、すなわちこの定出力比が約１：３程度の定出力特性が得られる。さらに、前記第１実施例の場合より、定トルク領域の特性が一定となる。
【００１１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、位相角指令θを回転速度Ｎに対して一次関数で変化させることにより、基底回転速度Ｎbaseまでの定トルク領域ではリラクタンストルクが最も有効に利用できる最適位相角でコントロールでき、電圧が飽和する定出力領域では弱め界磁制御となることで、ＩＰＭモータの広範囲の定出力制御ができる。また、位相角指令を基底回転速度の前後で変化させることにより、定トルク特性が良好となるので、ソリッドタイプの主軸に用いる場合などに必要な、基底回転速度までの直線加速特性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例を示すモータのドライバ（駆動回路）基本構成図である。
【図２】  本発明の実施例のモータの出力特性図である。
【図３】  本発明の実施例に用いられるモータ（ＩＰＭモータ）のロータ構造を示す説明図である。
【図４】  本発明の実施例に用いられるモータの位相−トルク特性を示す特性図である。
【図５】  本発明の第２実施例のモータの出力特性図である。
【図６】  従来の駆動方法を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  コンバータ部、２  インバータ部、３  パワー部、４  速度センサ、５  速度変換回路、６  速度アンプ、７  磁極センサ、８  指令電流ＤＣ／ＡＣ変換回路、９  電流アンプ、１０  ＰＷＭ回路、１１  ベースドライブ回路、１２  電流分配信号発生部、１３  ロータコア、１４  界磁永久磁石、１５  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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