(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流検出用エミッタを有する自己消弧型半導体、及び上記自己消弧型半導体のコレクタ・エミッタ間に短絡電流が流れたとき上記自己消弧型半導体をオフする短絡電流抑制回路を備えたパワーモジュールにおいて、
上記短絡電流抑制回路は、
上記自己消弧型半導体のコレクタ・エミッタ間に短絡電流が流れたとき、上記電流検出用エミッタを流れる電流を検出して上記短絡電流を検出する検出器と、
上記自己消弧型半導体のゲートに一方の端子が接続されるとともに、正電極が上記自己消弧型半導体のエミッタに接続された電源の負電極に他方の端子が接続された、半導体スイッチ及びコンデンサを含む直列体とを有し、
上記半導体スイッチは、上記検出手段により上記短絡電流が検出されたときにオンすることを特徴とするパワーモジュール。
【請求項２】
半導体スイッチがオンした後の所望の時間後に、上記自己消弧型半導体をオフすることを特徴とする請求の範囲第１項記載のパワーモジュール。
【請求項３】
短絡電流抑制回路は、コンデンサに並列に接続され、自己消弧型半導体をオフするときにおける該自己消弧型半導体のゲート・エミッタ間の電圧が、当該自己消弧型半導体のしきい値電圧より高くなるような抵抗値を有する抵抗を備えたことを特徴とする請求の範囲第２項記載のパワーモジュール。
【請求項４】
短絡電流抑制回路は、コンデンサに並列に接続され、自己消弧型半導体をオフするときにおける該自己消弧型半導体のゲート・エミッタ間の電圧が、当該自己消弧型半導体のしきい値電圧より高くなるような降伏電圧を有する定電圧ダイオードを備えたことを特徴とする請求の範囲第２項記載のパワーモジュール。
【請求項５】
直列体は、コンデンサに直列に接続された抵抗を有することを特徴とする請求の範囲第１項記載のパワーモジュール。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒと呼ぶ。）等の自己消弧型半導体を備え、上記半導体の保護機能を有するパワーモジュール（以下、インテリジェントパワーモジュールと呼ぶ。）に関するものである。
背景技術
ＩＧＢＴはゲート電圧の大きさによりその流し得るコレクタ電流の大きさが決定され、ゲート電圧が大きいほどコレクタ電流も大きくなる。また、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧は、コレクタ電流が大きくなるとそれにともない増加する。
第６図に示すようにＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間、ならびにゲート・エミッタ間には寄生のコンデンサＣｃｇ、Ｃｇｅが存在する。したがって、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥとゲート電圧ＶＧＥの関係は、
ＶＧＥ＝ΔＶＣＥ×Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｇｅ）
ここで、Ｃｃｇ＜＜Ｃｇｅであるため
ＶＧＥ＝ΔＶＣＥ×Ｃｃｇ／Ｃｇｅ
つまり、コレクタ電流が増加するとコレクタ・エミッタ電圧ＶＣＥが増加し、そのためゲート電圧ＶＧＥが増加し、さらにコレクタ電流を増大させ、コレクタ電流の増加を加速させる。このため、ＩＧＢＴに過電流が流れたとき、上記の現象によりコレクタ電流は急激に増加し、ＩＧＢＴのターンオフ許容電流を超過してしまうという問題がある。
そこで、ゲート電圧を増大させない方法として、その一例に特開平２−２６２８２２号公報に示される従来例がある。第７図は、その従来例を示す要部回路図である。
第７図において、２７はＩＧＢＴ、２１はＩＧＢＴ２７のオン時にゲートに正の電圧を与えるための直流電源、２２はＩＧＢＴ２７のオフ時にゲートに負の電圧を与えるための直流電源、２３はオンすることによりＩＧＢＴ２７のゲートに正の電圧を与えるトランジスタ、２４はオンすることによりＩＧＢＴ２７のゲートに負の電圧を与えるためのトランジスタ、２５はＩＧＢＴ２７ターンオン時のゲート電圧上昇速度を決定するゲートオン抵抗、２６はＩＧＢＴ２７のターンオフ時にゲート電圧下降速度を決定するゲートオフ抵抗、２８はＩＧＢＴ２７のゲート・エミッタ間電圧制限回路であり、２８Ａはトランジスタ、２８Ｂはあらかじめ直流電源２１と等しい電圧が充電されたコンデンサ、２８Ｃは抵抗、２８Ｄは比較器である。
第７図において、ゲート信号Ｓ１として“Ｈ”が入力されると、トランジスタ２３がオンし、直流電源２１→トランジスタ２３→ゲートオン抵抗２５を介してＩＧＢＴ２７のゲートに正の電圧が印加される。このためＩＧＢＴ２７はターンオンする。このとき、ＩＧＢＴ２７のターンオンの速度は、ゲートオン抵抗２５とＩＧＢＴ２７の寄生容量Ｃｇｅの時定数により決定される。
一方、ゲート信号Ｓ１に“Ｌ”が入力されると、トランジスタ２４がオンし直流電源２２→ＩＧＢＴ２７のエミッタ→ＩＧＢＴ２７のゲート→ゲートオフ抵抗２６→トランジスタ２４の経路によって、ＩＧＢＴ２７のゲートに負の電圧が印加される。このためＩＧＢＴ２７はターンオフする。このとき、ＩＧＢＴ２７のターンオフの速度は、ゲートオフ抵抗２６とＩＧＢＴ２７の寄生容量Ｃｇｅとの時定数により決定される。
ここで、コンデンサ２８ＢはＩＧＢＴ２７のゲート・エミッタ間容量Ｃｇｅに比して十分に大きな値を持つコンデンサとしている。また、コンデンサ２８Ｂにはトランジスタ２８Ａのエミッターコレクタ間の漏れ電流により、常に直流電源２１の電圧と等しい電圧が充電されている。
たとえば、ＩＧＢＴ２７のコレクタ電流が過電流となり、先に延べたようにコレクタ電流が増大することにより、コレクタ・エミッタ電圧ＶＣＥが増加してゲート電圧ＶＧＥが増加した場合、直流電源２１の電圧とゲート電圧ＶＧＥとを比較器２８Ｄで比較し、ゲート電圧ＶＧＥが直流電源２１の電圧より大きくなったとき比較器２８Ｄの出力をＬレベルにして、トランジスタ２８Ａをオンさせる。このとき、コンデンサ２８Ｂは直流電源２１の電圧が充電されているため、ゲート電圧ＶＧＥは直流電源２１の電圧に保持される。それにより、ゲート電圧ＶＧＥは直流電源２１の電圧以上に増加することはなく、コレクタ電流は直流電源２１により決められたゲート電圧により流しうる電流値に抑制される。
一方、ＩＧＢＴをインバータ等に適用する場合、その発生損失を低く押さえることが重要な項目となる。そのため、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を低くすることが必要となる。しかし、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）とコレクタ飽和電流には第８図に示すようなトレードオフ関係を持つため、同じゲート電圧であってもコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を低く設定すると、流し得るコレクタ電流（即ち、コレクタ飽和電流）が大きくなる。このように、コレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を低く設定した場合、ＩＧＢＴの短絡耐量を越える恐れがあるため、短絡耐量を保持するためには、コレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を一定以下に下げることは非常に困難となる。
このことから、上記に示す従来例では、ＩＧＢＴを短絡電流から保護するためには、一定以上のコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）とする必要があり、損失が少なくかつ短絡耐量の大きなＩＧＢＴを創出することが困難であり、インバータ装置の損失低減を困難なものとしていた。
また、短絡電流に対するＩＧＢＴの保護技術として、特開平４−７９７５８号公報や、特開平８−１３９５７８号公報に開示されている第９図に示す従来技術では、短絡電流を検知するとゲートに直列接続された抵抗Ｒｇを介してゲート電圧を低下させる方法をとっている。この従来技術においては、ゲート電圧Ｖｇを下げてからＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量Ｃｇｅとゲート抵抗Ｒｇの時定数により決められる時間によりＩＧＢＴのゲート・エミッタ間電圧が下降し、第１０図に示すように短絡電流を検知してからゲート電圧が下がり初めコレクタ電圧が上昇し始めるまでＴｄ１の遅れが生じる。この時点では、短絡電流はまだ上昇し、その後、コレクタ電圧が上昇したＴｄ２の遅れの後に短絡電流は下がり始める。したがって、短絡電流を検知してからＴｄ１＋Ｔｄ２の遅れの後に短絡電流はようやく下がり始めるため、すでに短絡電流は非常に高くなってしまい、ＩＧＢＴの短絡耐量を超える恐れがあった。このため、ＩＧＢＴを破壊に至らしめる危険があった。
この発明は以上のような問題を解決するためになされたもので、低いコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を設定した自己消弧型半導体を備えた場合においても、当該半導体のコレクタ・エミッタ間を流れる短絡電流のピーク値を抑制して、当該短絡電流から上記半導体を保護することが可能なパワーモジュールを提供することを目的としている。
発明の開示
この発明に係るインテリジェントパワーモジュールは、電流検出用エミッタを有する自己消弧型半導体、及び上記自己消弧型半導体のコレクタ・エミッタ間に短絡電流が流れたとき上記自己消弧型半導体をオフする短絡電流抑制回路を備えたパワーモジュールにおいて、上記短絡電流抑制回路は、上記自己消弧型半導体のコレクタ・エミッタ間に短絡電流が流れたとき、上記電流検出用エミッタを流れる電流を検出して上記短絡電流を検出する検出器と、上記自己消弧型半導体のゲートに一方の端子が接続されるとともに、正電極が上記自己消弧型半導体のエミッタに接続された電源の負電極に他方の端子が接続された、半導体スイッチ及びコンデンサを含む直列体とを有し、上記半導体スイッチは、上記検出手段により上記短絡電流が検出されたときにオンするものである。このことにより、上記ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に短絡電流が流れたとき、当該短絡電流のピーク値を抑制することができる。
又、半導体スイッチがオンした後の所望の時間後に、上記自己消弧型半導体をオフするものである。このことにより、上記ＩＧＢＴをオフするときに、当該ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に流れる電流が急速に降下することを防止できる。
又、短絡電流抑制回路は、コンデンサに並列に接続され、自己消弧型半導体をオフするときにおける該自己消弧型半導体のゲート・エミッタ間の電圧が、当該自己消弧型半導体のしきい値電圧より高くなるような抵抗値を有する抵抗を備えたものである。このことにより、ＩＧＢＴをオフするときにおける当該ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に流れる電流を、短絡耐量以下に抑えることができる。
又、短絡電流抑制回路は、コンデンサに並列に接続され、自己消弧型半導体をオフするときにおける該自己消弧型半導体のゲート・エミッタ間の電圧が、当該自己消弧型半導体のしきい値電圧より高くなるような降伏電圧を有する定電圧ダイオードを備えたものである。このことにより、ＩＧＢＴをオフするときにおける当該ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に流れる電流を、短絡耐量以下に抑えることができる。
又、直列体は、コンデンサに直列に接続された抵抗を有するものである。このことにより、半導体スイッチをオンしたとき、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に流れる電流が急速に降下することを防止できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明の実施の形態１に係るインテリジェントパワーモジュールを示す要部回路図である。
第２図は、ＩＧＢＴに短絡電流が流れた場合における、第１図に示すインテリジェントパワーモジュールの動作を説明するための説明図である。
第３図は、第１図に示すインテリジェントパワーモジュールのＩＧＢＴに短絡電流が流れた場合における、信号Ａ、Ｂ、Ｃ、電圧ＶＧＥ、ＶＣＥ、及び電流ＩＣ、ＩＧの波形図である。
第４図は、ＩＧＢＴにおけるゲート電圧とコレクタ電流の関係を示す特性図である。
第５図は、この発明の実施の形態２に係るインテリジェントパワーモジュールを示す要部回路図である。
第６図は、コレクタ・ゲート間、及びゲート・エミッタ間にそれぞれ寄生するコンデンサを備えたＩＧＢＴを示す図である。
第７図は、従来のＩＧＢＴの保護回路を示す要部回路図である。
第８図は、ＩＧＢＴにおけるコレクタ・エミッタ間飽和電圧とコレクタ飽和電流との関係を示す特性図である。
第９図は、他の従来のＩＧＢＴの保護回路を示す要部回路図である。
第１０図は、第９図に示すＩＧＢＴの保護回路における、短絡電流、ゲート電圧、及びコレクタ電流の波形図である。
発明を実施するための最良の形態
本発明をより詳細に説明するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
第１図は、この発明の実施の形態１に係るインテリジェントパワーモジュールの要部回路図である。第１図において、１２は検出用エミッタを備えたＩＧＢＴ、１はＩＧＢＴ１２のオン時にゲートに正の電圧を与えるための直流電源（電源電圧をＥｏｎとする）、２はＩＧＢＴ１２のオフ時にゲートに負の電圧を与えるための直流電源（電源電圧をＥｏｆｆとする。）、３はオンすることによりＩＧＢＴ１２のゲートの正の電圧を与えるトランジスタ、４はオンすることによりＩＧＢＴ１２のゲートに負の電圧を与えるためのトランジスタ、５はＩＧＢＴ１２ターンオン時のゲート電圧上昇速度を決定するゲートオン抵抗（抵抗値をＲｏｎとする）、６はＩＧＢＴ１２のターンオフ時にゲート電圧下降速度を決定するゲートオフ抵抗（抵抗値をＲｏｆｆとする）である。
８ＡはＩＧＢＴの検出電流ＩＳを検出し、あらかじめ設定しておいた過電流レベルを超えると“Ｈ”を出力する過電流検出器、８Ｂは過電流検出器８Ａが過電流を検出したときにオンするトランジスタ、８Ｃはトランジスタ８Ｂの駆動抵抗、８Ｄはトランジスタ８ＢがオンすることによりオンするＭＯＳＦＥＴ、８Ｅはトランジスタ８Ｂのコレクタ電流を抑制する抵抗、８Ｆは通常時の電圧を０Ｖとしているコンデンサ、８Ｇは抵抗（抵抗値をＲｃｎｔとする）、８Ｈはコンデンサ８Ｆと直列に接続された抵抗、８Ｉはダイオード、８Ｊ、８ＫはＭＯＳＦＥＴ８Ｄのゲート−ソース間電圧保護用のツェナーダイオード、８Ｌは抵抗、８は上記８Ａ〜８Ｌからなる短絡電流抑制回路である。
９はトランジスタ８Ｂがオンし、コレクタ電圧がＬとなったとき、一定時間遅らせてＨを出力するとともにその状態を保持する遅延回路、１０は過電流を検出するとその状態を保持し，リセット信号が入力されるとその状態を解除するラッチ回路、１１は遅延回路９の出力がＨのときはゲート信号Ｓ１をトランジスタ３及び４に与え、遅延回路９の出力がＬのときはＬをトランジスタ３及び４に与えるＯＲ回路である。
又、第２図は、第１図に示すインテリジェントパワーモジュールに短絡電流が流れた場合における、動作を説明するための説明図である。第２図において、１３はＩＧＢＴ１２のコレクタ・ゲート間の寄生コンデンサ、１４はＩＧＢＴ１２のゲート・エミッタ間の寄生コンデンサである。
又、信号Ａはトランジスタ８Ｂから出力され、遅延回路９及びラッチ回路１０に入力される信号であり、トランジスタ８Ｂのコレクタ電位に一致する。信号Ｂは遅延回路９からＯＲ回路１１に入力される信号、信号Ｃはゲート信号Ｓ１、又はラッチ回路１０から出力された信号であって、ＯＲ回路１１に入力されるものである。又、信号Ｄは信号Ｂ、Ｃに基づいてＯＲ回路１１から出力される信号である。
又、Ｖｃはコンデンサ８Ｆの充電電圧、ＶＣＥはＩＧＢＴ１２のコレクタ・エミッタ間電圧、ＶＣＧはＩＧＢＴ１２のコレクタ・ゲート間電圧、ＶＧＥはＩＧＢＴ１２のゲート・エミッタ間電圧、ＩＣはＩＧＢＴ１２のコレクタ・エミッタ間電流、ＩＳはＩＧＢＴ１２の電流検出用エミッタから流れる検出電流、ＩＧはＭＯＳＦＥＴ８Ｄのオン時にＩＧＢＴ１２のコレクタからゲートを通りＭＯＳＦＥＴ８Ｄに流れる電流である。
又、第３図は、第１図に示すインテリジェントパワーモジュールに短絡電流が流れた場合における、信号Ａ、Ｂ、Ｃ。電圧ＶＧＥ、ＶＣＥ、及び電流ＩＣ、ＩＧの波形図である。
ここで、第２図及び第３図に基づいて、第１図に示す実施の形態１に係るインテリジェントパワーモジュールの動作について説明する。
まず、ＩＧＢＴ１２がオフ状態においては、コレクタ電流ＩＣが流れていないため、過電流検出器８Ａは過電流を検出せず出力は“Ｌ”である。したがって、トランジスタ８Ｂはオフであり信号Ａ及び信号Ｂは“Ｈ”である。この状態でゲート信号Ｓ１がＯＮで信号Ｃが“Ｈ”のとき、信号Ｄによりトランジスタ３のベースが駆動されトランジスタ３がオンする。このとき、直流電源１の正電極→トランジスタ３→ゲートオン抵抗５→ＩＧＢＴ１２のゲート→ＩＧＢＴ１２のエミッタ→直流電源１の負電極のルートで、ＩＧＢＴ１２のゲートからエミッタへ正の電圧ＶＧＥが印加される。つまり、ＩＧＢＴ１２のゲート電位は直流電源１のの正電流と同電位、ＩＧＢＴ１２のエミッタ電位は直流電極１の負電極と同電位となり、電圧ＶＧＥとしては直流電源１の電源電圧Ｅｏｎが印加される。したがって、ＩＧＢＴ１２はオンする。このとき負荷抵抗（図示せず）と主回路電圧（図示せず）できまるコレクタ電流ＩＣがＩＧＢＴ１２のコレクタからエミッタに流れる。
また、トランジスタ８ＢがオフしているためＭＯＳＦＥＴ８Ｄのゲート電位は直流電源１の正電極と同電位、またＭＯＳＦＥＴ８Ｄのソースはトランジスタ３がオンしているため同様に直流電極１の正電極と同電位であり、そのためＭＯＳＦＥＴ８Ｄはオフである。したがって、抵抗８Ｇの両端には電圧が印加されず、コンデンサ８Ｆの電圧Ｖｃも０Ｖである。
次に、時刻ｔ１において、何らかの要因で負荷が短絡したとき、コレクタ電流ＩＣは上昇を始める。
そして、時刻ｔ２において、電流ＩＣがあらかじめ設定された過電流検知レベルを超え、過電流検出器８Ａが過電流を検知すると、過電流検出器８Ａの出力は“Ｈ”となり、トランジスタ８Ｂはオンする。ここで、トランジスタ３はオンしているため、ＭＯＳＦＥＴ８Ｄのソースは直流電源１の正電極と同電位、またＭＯＳＦＥＴ８Ｄのゲートは直流電源２の負電極と同電位となり、ソースからゲートにＥｏｎ＋Ｅｏｆｆの電圧が印加されＭＯＳＦＥＴ８Ｄはオンする。この時、コンデンサ８Ｆの電圧が０Ｖであるため、ゲート電位ＶＧＥは一瞬降下する。
尚、ツェナーダイオード８Ｊは、このときにＭＯＳＦＥＴ８Ｄのソースエミッタ間の印加電圧が許容電圧を超えない様に、保護の目的で取り付けられているものである。
そして、ＭＯＳＦＥＴ８Ｄがオンするため、ＩＧＢＴ１２のコレクタからコレクタ・ゲート容量１３→ＭＯＳＦＥＴ８Ｄ→コンデンサ８Ｆ→抵抗８Ｈ→直流電源２→ＩＧＢＴ１２のエミッタを通って、電流ＩＧが流れる。したがって、コレクタ・ゲート容量１３及びコンデンサ８Ｆは充電され、電圧ＶＣＧ及びＶｃが上昇する。
電圧ＶＣＧが上昇し、それとともにＩＧＢＴ１２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥも同様に上昇するので、電圧ＶＣＧの上昇速度つまり電圧ＶＣＥの上昇速度（ｄＶｃｅ／ｄｔ）は、コンデンサ８Ｆの容量がコレクタ・ゲート間寄生コンデンサ１３の容量に対して十分に大きい場合、以下の式によって決まる速度で上昇する。
ｄＶｃｅ／ｄｔ＝電流ＩＧ／コンデンサ１３の容量
したがって、抵抗８Ｈの抵抗値が小さい程ＶＣＥの上昇速度（ｄＶｃｅ／ｄｔ）は早くなる。尚、抵抗８Ｈは、ＭＯＳＦＥＴ８Ｄがオンしたときに、ＩＧＢＴ１２のコレクタ・エミッタ間に流れる電流ＩＣが急速に降下することを防止するために設けたものである。
一方、トランジスタ８Ｂがオンと同時に信号Ａおよび信号Ｂは“Ｌ”となる。また、ラッチ回路１０の働きにより、信号Ｃも“Ｌ”となる。尚、遅延回路９は、一度“Ｌ”となるとその後一定期間後に“Ｈ”となるよう設定されている。ここで、信号Ｂが“Ｌ”のため，信号Ｃの状態に関わらず信号Ｄは“Ｈ”状態を保持しトランジスタ３はオンを保持する。
次に、時刻ｔ３において、電圧ＶＣＥが上昇して主回路電源（図示せず）の電圧と電圧ＶＣＥが等しくなったとすると、短絡電流ＩＣはそれ以上流れることができなくなり、減少を開始する。
このとき、上記のようにトランジスタ３はオンを保持しているので、ＩＧＢＴ１２のゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥは電圧ＥｏｎとＥｏｆｆを抵抗値ＲｏｎとＲｃｎｔにより分圧した電圧となる。即ち、このときの電圧ＶＧＥは、以下の式で表される値となる。
ＶＧＥ＝
（Ｅｏｎ＋Ｅｏｆｆ）×Ｒｃｎｔ／（Ｒｏｎ＋Ｒｃｎｔ）
−Ｅｏｆｆ
この電圧ＶＧＥをＩＧＢＴ１２のしきい値電圧より少し高い値となるようＲｃｎｔを選ぶことでＩＧＢＴ１２はオフせず、第４図に示す関係から、このゲート電圧ＶＧＥにより決まる一定のコレクタ電流ＩＣが保持されることとなる。
第４図は、ゲート電圧ＶＧＥとコレクタ電流ＩＣの関係を示したもので、この図に示すとおり、ＩＧＢＴ１２のコレクタ電流ＩＣはゲート電圧ＶＧＥできまる電流しか流すことができない。よって、上記抵抗８Ｇの抵抗値Ｒｃｎｔの選定により、ＩＧＢＴ１２をオフすることなく、短絡した過大な電流をターンオフ可能な電流レベルまで引き下げることが可能となる。
又、ここで、コンデンサ８Ｆの充電電圧Ｖｃは、
Ｖｃ＝（Ｅｏｎ＋Ｅｏｆｆ）×Ｒｃｎｔ／（Ｒｏｎ＋Ｒｃｎｔ）
となる電圧に固定される。
次に、時刻ｔ４において、遅延回路９により一定時間を超え信号Ｂが“Ｈ”になると、信号Ｃはすでに“Ｌ”に固定されているから、信号Ｄが“Ｌ”になり、トランジスタ４がオンする。このためコンデンサ８Ｆに充電された電荷とゲート・エミッタ間容量１４に充電されていた電荷は、それぞれゲートオフ抵抗６→トランジスタ４を介して放電する。即ち、ＩＧＢＴ１２がターンオフする。
通常のＩＧＢＴ１２ターンオフ時には、ゲート・エミッタ間容量１４とＲｏｆｆのみで決まる時定数にてゲート電圧ＶＧＥが下降するが、本実施の形態においては、ゲート・エミッタ間容量１４及びコンデンサ８Ｆの見かけ上並列された容量とＲｏｆｆとで決まる時定数となり、ゲート電圧ＶＧＥの下降時間がおそくなる。したがって，通常のターンオフ時と比較し、緩やかな下降速度（ｄＶＧＥ／ｄｔ）でゲート電圧ＶＧＥが下降するため、ＩＧＢＴ１２に流れているコレクタ電流ＩＣの下降速度（ｄＩＣ／ｄｔ）も緩やかとなる。
ターンオフ時の電流ＩＣの下降速度（ｄＩＣ／ｄｔ）によって、主回路浮遊インダクタンス（図示せず）にサージ電圧が発生し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ・エミッタ間に印加されるが、本実施の形態においては、この下降速度（ｄＩＣ／ｄｔ）が低いためサージ電圧も低くなり、ＩＧＢＴ１２を電圧で破壊することを防止できる。
そして、時刻ｔ５において、緩やかに降下した電流ＩＣが短絡電流検出レベルを下回り、過電流検出器８Ａによりトランジスタ８Ｂがオフする。
なお、一連の保護動作が終了した後、ラッチ回路１０にリセット信号を入力すると、“Ｌ”状態は解除され、次のオンオフ動作を開始することができる。
上記のように、本実施の形態によれば、短絡電流を検知した直接にＭＯＳＦＥＴ８Ｄをオンさせ、ＩＧＢＴ１２のコレクタからゲートに電流を引き込み電圧ＶＣＥを急上昇させるため、短絡電流のピークを瞬時に抑制することができ、かつ、ＩＧＢＴ１２のターンオフ時にはＩＧＢＴ１２が安全に動作できるまでコレクタ電流ＩＣを十分低く抑えることができ、しかも、ターンオフ時の電流ＩＣの下降速度（ｄＩＣ／ｄｔ）を下げることができ、ＩＧＢＴ１２を短絡から安全に保護することができる。
したがって、たとえば非常に低いコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）を設定したＩＧＢＴにおいても、短絡電流から保護することが可能となり、ＩＧＢＴの発生損失を低減することができる。
第５図は、この発明の実施の形態２を示す要部回路図であり、８Ｍはツェナーダイオードである。この実施例では、実施の形態１の抵抗８Ｇのかわりにツェナーダイオード８Ｍを用いた。ツェナーダイオード８Ｍの電圧値をＩＧＢＴ１２のしきい値電圧より少し高めに設定することにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。実施の形態１では、ゲートオン抵抗５と抵抗８Ｇとの分圧により短絡電流通電時のゲート電圧ＶＧＥを決めていたが、ツェナーダイオード８Ｍの降伏電圧を利用して、ゲート電圧ＶＧＥをしきい値電圧より少し高い電圧として、実施の形態１と同様の動作を実現させることが可能となる。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明にかかるパワーモジュールは、コレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）が低く短絡耐量の低いＩＧＢＴを、短絡電流から保護するのに適している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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