(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、
前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１の応答特性および前記第１の応答特性よりも応答性の高い第２の応答特性の中の選択された方で出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、
前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器の応答特性として、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１の応答特性を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２の応答特性を選択する応答特性選択回路と
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、
前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１の応答速度および前記第１の応答速度よりも高い第２の応答速度の中の選択された方で出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、
前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器における応答速度として、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１の応答速度を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２の応答速度を選択する応答速度選択回路と
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、
前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１のゲインおよび前記第１のゲインよりも高い第２のゲインの中の選択された方で出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器からの誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、
前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器におけるゲインとして、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１のゲインを選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２のゲインを選択するゲイン選択回路と
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、
前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１のバイアス電流および前記第１のバイアス電流よりも大きい第２のバイアス電流の中の選択された方を用いて出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、
前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器におけるバイアス電流として、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１のバイアス電流を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２のバイアス電流を選択するバイアス電流選択回路と
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、
前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端子とグランド電位との間に直列に接続される出力抵抗およびコンデンサを含む出力回路とを有し、前記出力抵抗の抵抗値を第１の抵抗値および前記第１の抵抗値よりも高い第２の抵抗値の中で選択可能な誤差増幅器と、
前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、
前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器における前記出力抵抗の抵抗値として、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１の抵抗値を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２の抵抗値を選択する出力抵抗選択回路と
を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記スイッチング電源部が、前記直流の入力電圧を前記スイッチング素子を介して矩形波の直流に変換し、前記矩形波の直流を整流平滑して前記直流の出力電圧に変換するチョッパ方式のスイッチング電源部である請求項１〜５のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記スイッチング電源部が、前記スイッチング素子と前記直流出力電圧の出力端子との間に接続されたチョークコイルと、前記直流出力電圧の出力端子とグランド電位との間に接続されたコンデンサとを有する請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記スイッチング素子が、前記直流入力電圧の入力端子と前記スイッチング素子の出力端子との間に接続された第１のトランジスタと、前記スイッチング素子の出力端子とグランド電位との間に接続された第２のトランジスタとを有し、
前記スイッチング制御部が、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとを互いに反対の極性を有する第１および第２のスイッチング駆動パルスでそれぞれ駆動する請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記スイッチング制御部が、前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記スイッチング駆動パルスのパルス幅を可変制御する請求項１〜８のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
電圧入力端子と第１のノードとの間に接続された第１のスイッチング素子と、
上記第１のノードと電圧出力端子との間に接続されたインダクタンス素子と、
上記電圧出力端子に接続された平滑容量素子と、
上記第１のスイッチング素子に対してＰＷＭ駆動信号を供給するスイッチング制御回路と、
上記電圧出力端子に現れる出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較して当該比較結果に応じた帰還信号を上記スイッチング制御回路に供給する帰還制御回路と、
を有し、
上記帰還制御回路が上記出力電圧を監視しており、上記出力電圧が第１の電圧範囲にあるときには上記帰還信号の応答特性を第１の特性とし、上記出力電圧が上記第１の電圧範囲を逸脱した第２の電圧範囲にあるときには上記帰還信号の応答特性を上記第１の特性よりも速い第２の特性とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
上記第１のノードと基準電圧供給端子との間に接続された第２のスイッチング素子を更に有し、
上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子とが上記スイッチング制御回路からそれぞれ供給される駆動信号によって相補的にオン・オフ制御される請求項１０に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
上記スイッチング制御回路を制御して上記第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させて出力電圧の供給を停止させるための過電圧保護回路を更に有し、
上記出力電圧が上記第２の電圧範囲を逸脱した第３の電圧範囲にあるときに上記過電圧保護回路が動作して出力電圧の供給を停止させる請求項１０又は１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
上記帰還制御回路が、上記帰還信号を出力するための誤差増幅器と、上記誤差増幅器に対して第１の駆動電流又は上記第１の駆動電流よりも大きな第２の駆動電流を供給する電流供給回路と、上記出力電圧に応じて上記電流供給回路が供給する電流として上記第１の駆動電流又は上記第２の駆動電流を選択する選択制御回路とを有し、
上記出力電圧が上記第１の電圧範囲にあるときには上記第１の駆動電流が上記誤差増幅器に対して供給され、上記出力電圧が上記第２の電圧範囲にあるときには上記第２の駆動電流が上記誤差増幅器に対して供給される請求項１０乃至１２の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
上記帰還制御回路が、上記帰還信号を出力するための誤差増幅器と、上記誤差増幅器と上記スイッチング制御回路との間に接続されて上記帰還信号の過渡特性を制御するための出力回路と、上記出力電圧に応じて上記出力回路の回路定数として第１の定数又は第２の定数を選択して上記帰還信号の過渡特性を制御する回路定数選択回路とを有し、
上記出力電圧が上記第１の電圧範囲にあるときには上記第１の定数が選択され、上記出力電圧が上記第２の電圧範囲にあるときには上記第２の定数が選択される請求項１０乃至１２の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力するＤＣ（直流）を任意のＤＣ（直流）に変換するためのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、半導体のスイッチング素子を用いる小型・軽量・高効率の直流電源であり、電子機器等に広く利用されており、近年、小型・軽量・高効率の要求が高くなっている。ＤＣ−ＤＣコンバータの基本原理は、スイッチング素子を高周波数でオン・オフさせて、オン時間とオフ時間の比率つまりデューティ比を可変制御して、直流の出力電圧を一定レベルに維持するものである。通常は、出力電圧を負帰還して定電圧制御を行うようにしている。より詳細には、出力電圧をフィードバックして誤差増幅器で基準値と比較して誤差を求め、誤差増幅器からの誤差信号に応じてスイッチング制御回路がスイッチング素子に与えるスイッチング駆動パルスのデューティ比を可変制御するようにしている。
【０００３】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷の回路を過電圧から保護するために、直流の出力電圧が予め設定された過電圧用の監視値を超えた時に、コンパレータまたはツェナー・ダイオード等からなる保護回路が作動して、制御系（特にスイッチング制御回路）にスイッチング制御動作を停止させるようにしている。こうして制御系を停止させた後に通常動作への復帰を行うには、出力電圧を零ボルトまで落した後に外部から起動コマンドを与える方法か、あるいは出力電圧が所定値たとえば上記監視値よりも低くなったことを検出して制御系にスイッチング制御動作を再開させる方法が採られている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電圧保護機能は、直流の出力電圧が過電圧監視値を超えた時に制御系のスイッチング制御動作を停止させるものである。しかしながら、実際には、出力過電圧の原因が破壊モードではない場合、つまり通常動作条件内での入力電圧変動に対する応答結果であることが多々ある。たとえば、携帯型の電子機器において、電源ソケットにＡＣアダプタのプラグ（直流出力端子）を差し込むと、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する入力電源電圧がそれまでの内部バッテリの電源電圧からＡＣアダプタの電源電圧へとステップ的に上昇し、その入力電圧の急激な変化に定電圧制御が追い付けずに一時的に出力過電圧状態になることがある。
【０００５】
このような一時的な過渡現象に対して、制御系全体の動作をいったん停止させてしまうのは不適当であり、却って信頼性を損ねることにもなる。すなわち、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力を完全に遮断して改めて外部から起動コマンドを与える復帰方法は、過剰な保護動作であるだけでなく、システムを再起動させるのに時間を要し、当該電子機器の機能を低下させてしまう。また、出力電圧が安全レベルまで下がってからスイッチング制御動作を再開させる方法は、再開直後に制御系の状態が保証されず、不安定であり、再び出力過電圧になったり、あるいは定格電圧よりも低い出力低電圧になることがある。
【０００６】
本発明は、上記従来技術の問題点に鑑みてなされたもので、通常動作条件内での入力電圧変動に迅速かつ適確に対応できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するために、本発明の第１のＤＣ−ＤＣコンバータは、高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１の応答特性および前記第１の応答特性よりも応答性の高い第２の応答特性の中の選択された方で出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器の応答特性として、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１の応答特性を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２の応答特性を選択する応答特性選択回路とを有する。
【０００８】
上記の構成においては、直流出力電圧が監視値の範囲を出ていない時は、誤差増幅器の応答特性として定常用の第１の応答特性を選択して、フィードバック・ループ系に安定性重視の定電圧制御を行わせることができるとともに、直流出力電圧が監視値の範囲を出た時は非常用の第２の応答特性を選択してフィードバック・ループ系に高速性重視の定電圧制御を行なわせることができる。このことにより、通常動作条件内で入力電圧が急激かつ大幅に変動しても、制御系のスイッチング制御動作を停止させずに制御系自体の自律的復帰機能により出力過電圧を迅速かつ適確に回避ないし解消することができる。
【０００９】
本発明の第２のＤＣ−ＤＣコンバータは、高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１の応答速度および前記第１の応答速度よりも高い第２の応答速度の中の選択された方で出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器における応答速度として、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１の応答速度を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２の応答速度を選択する応答速度選択回路とを有する。
【００１０】
上記の構成においては、直流出力電圧が監視値の範囲を出ていない時は、誤差増幅器の応答速度として定常用の第１の応答速度を選択して、フィードバック・ループ系に安定性重視の定電圧制御を行わせることができるとともに、直流出力電圧が監視値の範囲を出た時は非常用の第２の応答速度を選択してフィードバック・ループ系に高速性重視の定電圧制御を行なわせることができる。このことにより、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られる。
【００１１】
本発明の第３のＤＣ−ＤＣコンバータは、高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１のゲインおよび前記第１のゲインよりも高い第２のゲインの中の選択された方で出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器からの誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器におけるゲインとして、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１のゲインを選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２のゲインを選択するゲイン選択回路とを有する。
【００１２】
上記の構成においては、直流出力電圧が監視値の範囲を出ていない時は、誤差増幅器のゲインとして定常用の第１のゲインを選択して、フィードバック・ループ系に安定性重視の定電圧制御を行わせることができるとともに、直流出力電圧が監視値の範囲を出た時は非常用の第２のゲインを選択してフィードバック・ループ系に高速性重視の定電圧制御を行なわせることができる。このことにより、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られる。
【００１３】
本発明の第４のＤＣ−ＤＣコンバータは、高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を第１のバイアス電流および前記第１のバイアス電流よりも大きい第２のバイアス電流の中の選択された方を用いて出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器におけるバイアス電流として、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ていない時は前記第１のバイアス電流を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値の範囲を出ている時は前記第２のバイアス電流を選択するバイアス電流選択回路とを有する。
【００１４】
上記の構成においては、直流出力電圧が監視値の範囲を出ていない時は、誤差増幅器におけるバイアス電流として定常用の第１のバイアス電流を選択して、フィードバック・ループ系に安定性重視の定電圧制御を行わせることができるとともに、直流出力電圧が監視値の範囲を出た時は非常用の第２のバイアス電流を選択してフィードバック・ループ系に高速性重視の定電圧制御を行なわせることができる。このことにより、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られるとともに、両定電圧制御モード間の切り換えを高速かつ適確に行える。
【００１５】
本発明の第５のＤＣ−ＤＣコンバータは、高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するスイッチング電源部と、前記スイッチング電源部より得られる前記直流の出力電圧を基準値と比較し、その比較誤差に応じた誤差信号を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端子とグランド電位との間に直列に接続される出力抵抗およびコンデンサを含む出力回路とを有し、前記出力抵抗の抵抗値を第１の抵抗値および前記第１の抵抗値よりも高い第２の抵抗値の中で選択可能な誤差増幅器と、前記誤差増幅器からの前記誤差信号に応じて前記直流出力電圧を前記基準値に一致させるためのスイッチング駆動パルスを生成して前記スイッチング素子に与えるスイッチング制御部と、前記直流出力電圧を所望の監視値と比較し、前記誤差増幅器における前記出力抵抗の抵抗値として、前記直流出力電圧が前記監視値を超えない時は前記第１の抵抗値を選択し、前記直流出力電圧が前記監視値を超えている時は前記第２の抵抗値を選択する出力抵抗選択回路とを有する。
【００１６】
上記の構成においては、直流出力電圧が監視値の範囲を出ていない時は、誤差増幅器における出力抵抗の抵抗値として定常用の第１の抵抗値を選択して、フィードバック・ループ系に安定性重視の定電圧制御を行わせることができるとともに、直流出力電圧が監視値の範囲を出た時は非常用の第２の抵抗値を選択してフィードバック・ループ系に高速性重視の定電圧制御を行なわせることができる。このことにより、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られるとともに、両定電圧制御モード間の切り換えを高速かつ適確に行える。
【００１７】
上記第１〜第５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、好ましくは、スイッチング電源部を、直流の入力電圧をスイッチング素子を介して矩形波の直流に変換し、矩形波の直流を整流平滑して直流の出力電圧に変換するチョッパ方式のスイッチング電源部に構成してよい。この場合、スイッチング電源部が、好適な一形態としてチョークコイルと平滑コンデンサとを含む整流平滑回路を有してよく、さらに好適な一形態として主スイッチング用の第１のトランジスタと同期整流用の第２のトランジスタとを有してよい。これらの第１および第２のトランジスタは、スイッチング制御部からの互いに反対の極性を有する第１および第２のスイッチング駆動パルスで駆動される。すなわち、第１のトランジスタがオンする時は、第２のトランジスタがオフで、直流の入力電圧が第１のトランジスタを介してチョークコイルに供給され、チョークコイルにエネルギーが蓄積される。第２のトランジスタがオフすると、これと入れ替わりに第２のトランジスタがオンして還流電流が流れ、チョークコイルから負荷にエネルギーが放出される。しかし、出力が過電圧になると、第２のトランジスタはオン状態で出力端子側からの逆向きの電流がグランドへ流れるのを許容し、これによって出力過電圧の解消を促進することができる。
また、別の好ましい一態様として、スイッチング制御部が、誤差増幅器からの誤差信号に応じてスイッチング駆動パルスのパルス幅を可変制御するようにしてよい。
【００１８】
本発明の第６のＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧入力端子と第１のノードとの間に接続された第１のスイッチング素子と、上記第１のノードと電圧出力端子との間に接続されたインダクタンス素子と、上記電圧出力端子に接続された平滑容量素子と、上記第１のスイッチング素子に対してＰＷＭ駆動信号を供給するスイッチング制御回路と、上記電圧出力端子に現れる出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較して当該比較結果に応じた帰還信号を上記スイッチング制御回路に供給する帰還制御回路とを有し、上記帰還制御回路が上記出力電圧を監視しており、上記出力電圧が第１の電圧範囲にあるときには上記帰還信号の応答特性を第１の特性とし、上記出力電圧が上記第１の電圧範囲を逸脱した第２の電圧範囲にあるときには上記帰還信号の応答特性を上記第１の特性よりも速い第２の特性とする。
上記第６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、好ましい一態様によれば、上記第１のノードと基準電圧供給端子との間に接続された第２のスイッチング素子を更に有し、上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子とが上記スイッチング制御回路からそれぞれ供給される駆動信号によって相補的にオン・オフ制御される。
別の好適な一態様によれば、上記スイッチング制御回路を制御して上記第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させて出力電圧の供給を停止させるための過電圧保護回路を更に有し、上記出力電圧が上記第２の電圧範囲を逸脱した第３の電圧範囲にあるときに上記過電圧保護回路が動作して出力電圧の供給を停止させる。
別の好適な一態様によれば、上記帰還制御回路が、上記帰還信号を出力するための誤差増幅器と、上記誤差増幅器に対して第１の駆動電流又は上記第１の駆動電流よりも大きな第２の駆動電流を供給する電流供給回路と、上記出力電圧に応じて上記電流供給回路が供給する電流として上記第１の駆動電流又は上記第２の駆動電流を選択する選択制御回路とを有し、上記出力電圧が上記第１の電圧範囲にあるときには上記第１の駆動電流が上記誤差増幅器に対して供給され、上記出力電圧が上記第２の電圧範囲にあるときには上記第２の駆動電流が上記誤差増幅器に対して供給される。
別の好適な一態様によれば、上記帰還制御回路が、上記帰還信号を出力するための誤差増幅器と、上記誤差増幅器と上記スイッチング制御回路との間に接続されて上記帰還信号の過渡特性を制御するための出力回路と、上記出力電圧に応じて上記出力回路の回路定数として第１の定数又は第２の定数を選択して上記帰還信号の過渡特性を制御する回路定数選択回路とを有し、上記出力電圧が上記第１の電圧範囲にあるときには上記第１の定数が選択され、上記出力電圧が上記第２の電圧範囲にあるときには上記第２の定数が選択される。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、通常動作条件内で入力電圧が急激かつ大幅に変動しても、制御系の動作を停止させることなく迅速かつ適確に対応して安定確実に定常状態に戻すことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施形態を説明する。
【００２１】
図１に、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、高周波数でオン・オフ可能なスイッチング素子を有し、該スイッチング素子をオン・オフ動作させて直流の入力電圧Ｖinを直流の出力電圧Ｖoutに変換するスイッチング電源部１０と、このスイッチング電源部１０における該スイッチング素子のオン・オフ動作を制御するための制御部１２とで構成される。
【００２２】
制御部１２は、誤差増幅器１４、スイッチング制御回路１６、基準電圧発生回路１８、監視値設定回路２０および応答特性選択回路２２を有している。誤差増幅器１４には、スイッチング電源部１０からの出力電圧Ｖoutが入力されるとともに、基準電圧発生回路１８からの基準値または基準電圧Ｖrefが入力される。誤差増幅器１４は、たとえば差動増幅器からなり、帰還電圧Ｖoutを基準電圧Ｖrefと比較して、その比較誤差（Ｖref−Ｖout）に応じた電圧レベルを有する誤差信号ＥＲを出力する。この誤差増幅器１４は、帰還電圧Ｖoutに対して応答性が段階的に異なる少なくとも２種類（第１および第２）の応答特性を有しており、後述する応答特性選択回路２２によって選択された方の応答特性で誤差信号を出力するようになっている。ここで、応答性つまり応答感度または応答速度において第１の応答特性よりも第２の応答特性の方が高いものとする。
【００２３】
スイッチング制御回路１６は、スイッチング電源部１０内のスイッチング素子にたとえばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式のスイッチング駆動パルスＳＣを与えるもので、発振回路を有しており、誤差増幅器１４からの誤差信号ＥＲに応じて出力電圧Ｖoutを基準電圧Ｖrefに一致させる方向にスイッチング駆動パルスＳＣのデューティ比を可変制御する。スイッチング制御回路１６内の発振回路はスイッチング電源部１０から独立したもの（他励式）でもよく、あるいはスイッチング電源部１０内のトランスや分布容量等を利用して構成されたもの（自励式）であってもよい。
【００２４】
監視値設定回路２０は、このＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力電圧Ｖoutについて過大電圧または過小電圧保護用の監視値を設定する回路であり、設定した監視値ＡＭを応答特性選択回路２２に与える。応答特性選択回路２２は、出力電圧Ｖoutが上記監視値ＡＭの範囲を出ていないかどうかを常時監視し、監視結果に応じて誤差増幅器１４において第１および第２の応答特性の中のいずれか一方を選択する。
【００２５】
このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング電源部１０より得られる直流の出力電圧Ｖoutが監視値設定回路２０で設定された監視値ＡＭの範囲を出ていない間は、応答特性選択回路２２により誤差増幅器１４における応答特性として第１の応答特性が選択され、第１の応答特性の下で定電圧制御が行なわれる。すなわち、誤差増幅器１４は、第１の応答特性で、帰還電圧Ｖoutを基準電圧Ｖrefと比較して、その比較誤差に応じた誤差信号ＥＲを出力する。この誤差信号ＥＲに応じて、スイッチング制御回路１６が、出力電圧Ｖoutを基準電圧Ｖrefに一致させる方向に、スイッチング電源部１０内のスイッチング素子に与えるスイッチング駆動パルスＳＣのデューティ比を可変制御する。こうした定常時の定電圧制御では、フィードバック・ループ系の応答特性として安定性が最重視され、多少の遅れがあってもよい。
【００２６】
しかし、何らかの原因で直流出力電圧Ｖoutが上記監視値ＡＭの範囲を出たときは、応答特性選択回路２２により誤差増幅器１４における応答特性としてそれまでの第１の応答特性よりも高感度または高速の第２の応答特性が選択され、その第２の応答特性の下で定電圧制御が行なわれる。すなわち、誤差増幅器１４が第２の応答特性で誤差信号ＥＲを出力し、この誤差信号ＥＲに応じてスイッチング制御回路１６がスイッチング駆動パルスＳＣのデューティ比を可変制御する。このような過電圧時の定電圧制御では、フィードバック・ループ系の応答特性として高速性が最重視され、遅れは小さい方がよい。
【００２７】
このように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流出力電圧Ｖoutが監視値ＡＭの範囲を出たときは、制御系のスイッチング制御動作を停止させるのではなく、フィードバック・ループ系の応答特性（特に誤差増幅器１４の応答特性）を応答性の高いものに切り換えてスイッチング制御動作を続行させる点を特徴としている。これによって、当該出力過電圧の原因が破壊モードではなくて通常動作条件内での入力電圧変動に対する応答結果であった場合は、上記のように誤差増幅器１４における応答特性を第１の応答特性から第２の応答特性へ切り換えることによって出力電圧Ｖoutのレベルを速やかに監視値ＡＭの範囲内に引き戻し、かつ短時間のうちに定電圧制御を新たな定常状態に到達させて出力電圧Ｖoutを元のレベルに戻すことができる。したがって、負荷に対する電源電圧供給を安定に維持できるうえ、制御系がスイッチング制御動作を中断無しに継続するので定電圧制御の方向性を見失うようなことがなく、安定確実な復帰動作を保証できる。
【００２８】
なお、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータに、破壊モードの過電圧に対する保護機能（図示せず）を併設してもよいことは無論である。本発明は主として通常動作条件内での過電圧を対象とするため、本発明における監視値ＡＭはそのような破壊モードの過電圧に対する監視値（ＢＭとする）よりも低い値（絶対値）に設定してよい。たとえば、定常時の出力電圧レベルに対して、本発明における上限監視値ＡＭUを１２０％の値に設定し、破壊モード過電圧用の監視値ＢＭを１５０％の値に設定することができる。本発明においては、出力電圧Ｖoutが上限監視値ＡＭUを超えたときはフィードバック・ループ系（特に誤差増幅器）の応答特性を高感度または高速なものに切り換えることにより、通常動作条件内での過電圧であれば速やかに上限監視値ＡＭUの範囲内に引き戻すことが可能であるから、出力電圧Ｖoutを破壊モード過電圧用の監視値ＢＭに到達させずに、したがって破壊モード過電圧用の保護回路を起動させずに済ますことができる。本発明の制御が利かないような過電圧は破壊モードの過電圧であり、いずれは監視値ＢＭを超えるので、その時点で該保護回路を起動させ、制御系のスイッチング制御動作を停止させて負荷に対する出力電圧Ｖoutの供給を遮断してよい。上記のような破壊モード過電圧用の保護回路だけでなく、過電流保護回路や過熱保護回路等も併設可能である。
【００２９】
本発明の誤差増幅器１４における応答特性としては、具体的には応答速度あるいはゲインが好ましい。後述する実施例では、誤差増幅器１４における応答特性を高速かつ適確に切り換えるための好適な手法を開示している。
【実施例１】
【００３０】
図２に、本発明の具体例として第１の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチング電源部１０はチョッパ方式降圧型であり、スイッチング素子として主スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ２４と同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２６とを有し、整流平滑回路をチョークコイル２８と平滑コンデンサ３０とで構成している。
【００３１】
より詳細には、主スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ２４は、一方の端子が直流の入力電圧Ｖinを入力する電源入力端子３２に接続され、他方の端子がスイッチング出力端子（ノード）３４に接続されている。同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２６は、一方の端子がスイッチング出力端子（ノード）３４に接続され、他方の端子がグランド電位に接続されている。チョークコイル２８は、一方の端子がスイッチング出力端子（ノード）３４に接続され、他方の端子が直流の出力電圧Ｖoutを負荷に供給する電源出力端子３６に接続されている。平滑コンデンサ３０は、一方の端子が電源出力端子３６に接続され、他方の端子がグランド電位に接続されている。
【００３２】
両ＭＯＳＦＥＴ２４，２６の制御端子には、スイッチング制御回路１６より互いに極性の反転したスイッチング駆動パルスＳＣa，ＳＣbがそれぞれ供給される。したがって、主スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ２４がオンしている時は、同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２６はオフ状態にあり、入力電圧ＶinがＭＯＳＦＥＴ２４を介してチョークコイル２８に供給され、チョークコイル２８にエネルギーが蓄積される。主スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ２４がオフ状態になると、それと入れ替わりに同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２６がオンし、この期間中にチョークコイル２８からエネルギーが出力側（負荷側）に放出されるようになっている。主スイッチング用ＭＯＳＦＥＴ２４のオン時間比率またはデューティ比を可変制御することで、入力電圧Ｖinよりも低い条件下で出力電圧Ｖoutを任意の電圧レベルに制御することができる。
【００３３】
このＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差増幅器１４は、演算増幅器からなる差動増幅器３８と、この差動増幅器３８内の各部にバイアス電流を供給する定電流源回路４０と、差動増幅器３８の出力端子とグランド電位との間に接続された出力回路４２とを有している。
【００３４】
差動増幅器３８は、たとえば演算増幅器からなり、その非反転入力端子(+)には基準電圧発生回路１８（図１）からの基準電圧Ｖrefが入力され、その反転入力端子(-)にはスイッチング電源部１０からの出力電圧Ｖoutを抵抗分圧回路４４で分圧して得られる帰還信号ＫＶout（０＜Ｋ＜１）が入力される。差動増幅器３８の内部には、両入力信号Ｖref，ＫＶoutの差分（Ｖref−ＫＶout）を表す差分電圧を生成する差動入力部や、この差動入力部から取り出された差分電圧を増幅する電圧増幅部等が含まれており、これらの各段または各部が定電流源回路４０からのバイアス電流Ｉの下で動作するようになっている。そして、バイアス電流Ｉが大きいほど、差動増幅器３８の応答感度または応答速度が増大するようになっている。
【００３５】
定電流源回路４０には並列接続された少なくとも２つの独立した定電流源４０Ａ，４０Ｂが含まれている。第１の定電流源４０Ａは、差動増幅器３８内の各部（差動入力部、電圧増幅部等）に一定のバイアス電流ＩAを定常的に供給する。第２の定電流源４０Ｂは、後述するバイアス電流選択回路２２Ａによるオン・オフ制御を受け、誤差増幅器１４に第１の応答特性を持たせるときはオフ状態に保たれ、誤差増幅器１４に第２の応答特性を持たせるときにオン状態に切り換えられる。第２の定電流源４０Ｂがオンすると、第１の定電流源４０Ａからのバイアス電流ＩAと第２の定電流源４０Ｂからのバイアス電流ＩBとを足し合わせたバイアス電流（ＩA＋ＩB）が差動増幅器３８内の各部に与えられる。両バイアス電流ＩA，ＩBの大きさおよび比率は任意に設定可能であり、たとえば比率としてＩA：ＩB＝１：２に設定されてよい。
【００３６】
出力回路４２は、出力抵抗４６とコンデンサ４８の直列回路で構成されている。より詳細には、出力抵抗４６の一方の端子が差動増幅器３８の出力端子に接続されるとともに、コンデンサ４８の一方の端子がグランド電位に接続され、抵抗４６の他方の端子とコンデンサ４８の他方の端子とが互いに接続されている。この出力回路４２に対して差動増幅器３８よりソース電流またはシンク電流が流れ、出力抵抗４６を介してコンデンサ４８の充放電が行なわれる。
【００３７】
バイアス電流選択回路２２Ａは、図１の応答特性選択回路２２に相当するものであり、スイッチング電源部１０で得られる出力電圧Ｖoutまたは抵抗分圧回路４４からの帰還信号ＫＶoutを監視値設定回路２０（図１）からの上限監視値ＡＭUと比較して、定電流源回路４０より差動増幅器３８内の各部に供給するバイアス電流として、Ｖout≦ＡＭUのときはＩAを選択し（第２の定電流源４０Ｂをオフ状態に保ち）、Ｖout＞ＡＭUのときは（ＩA＋ＩB）を選択する（第２の定電流源４０Ｂをオン状態にする）ようになっている。
【００３８】
スイッチング制御回路１６は、たとえば、一定の三角波または鋸波信号を一定周波数たとえば５００ｋＨｚで発生する発振回路と、この発振回路からの三角波信号と誤差増幅器１４からの誤差信号ＥＲとを入力して両入力信号の電圧レベルの高低関係に応じたパルス幅を有する矩形波パルスまたは２値信号を発生するコンパレータと、このコンパレータの出力に応じてスイッチング電源部１０のスイッチング素子２４，２６に対するスイッチング駆動パルスＳＣａ，ＳＣｂを出力する駆動回路とを有している。
【００３９】
図３および図４に、この実施例のＤＣ−ＤＣコンバータにおける作用を説明するための入力電圧変動および出力電圧応答の一例を示す。たとえば、このＤＣ−ＤＣコンバータを搭載している携帯型の電子機器にＡＣアダプタのプラグ（直流出力端子）を差し込むと、図３に示すように入力電圧Ｖinがそれまでの内部バッテリの電源電圧ＶA（たとえば２ボルト）からＡＣアダプタの電源電圧ＶB（たとえば５ボルト）へとステップ的に上昇することがある。
【００４０】
この場合、このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、差動増幅器３８がバイアス電流ＩAで動作していて、定常時の定電圧制御が行なわれているので、入力電圧Ｖinの突然の上昇に対してフィードバック・ループ系がスイッチング駆動パルスＳＣaのデューティ比を小さくしながら追従するもののステップ的な大幅上昇（ＶA→ＶB）には追い付けず、入力電圧Ｖinに吊られるようにして出力電圧Ｖoutのレベルがそれまでの定常値ＶC（たとえば１．８ボルト）から急上昇する。
【００４１】
そして、出力電圧Ｖoutが上限監視値ＡＭU（たとえば２．２ボルト）を超えると、この時点でバイアス電流選択回路２２Ａが作動して、定電流源回路４０の第２の定電流源４０Ｂをオンにする。そうすると、差動増幅器３８がバイアス電流（ＩA＋ＩB）で動作することにより、誤差増幅器１４の応答感度または応答速度が一段アップし、図４に示すように誤差信号ＥＲの変化率が一段アップする。すなわち、差動増幅器３８の出力電流（この場合はシンク電流）が一段増えることにより、出力回路４２の出力抵抗４６における電圧降下分がコンデンサ４８の充放電の制約を受けることなく瞬時かつ大幅に増大し、差動増幅器３８の出力端子に得られる誤差信号ＥＲの変化率が一段アップする。こうして、フィードバック・ループ系の応答特性が切り換わって高速かつ強力な負帰還がかけられることにより、いったん上限監視値ＡＭUを超えた出力電圧Ｖoutは直ぐに上限監視値ＡＭUよりも低いレベルまで引き戻される。
【００４２】
この実施例では、出力電圧Ｖoutが上限監視値ＡＭUより下がった時点でバイアス電流選択回路２２Ａが第２の定電流源４０Ｂをオフにし、差動増幅器３８に対するバイアス電流をＩAに戻す。これによって、フィードバック・ループ系の応答性が低下または緩和し、図４に示すように出力電圧Ｖoutが再び上限監視値ＡＭUを超えることもあり得る。そうなったときは、フィードバック・ループ系の方も差動増幅器３８に対するバイアス電流を（ＩA＋ＩB）に切り換えることによって再び上記のような強力な負帰還をかけるので、出力電圧Ｖoutは直ぐに上限監視値ＡＭUよりも低いレベルまで引き戻される。こうしてハンチングを１回ないし数回繰り返すうちに、フィードバック・ループ系が入力電圧Ｖinの新たなレベルＶBに追い付くので、それ以降はバイアス電流ＩAの下で、つまり第１の応答特性の下で出力電圧Ｖoutは漸次的かつ安定に定常値ＶCに復帰する。
【００４３】
この実施例では、差動増幅器３８に対するバイアス電流を（ＩA＋ＩB）に切り換えている間に出力回路４２におけるコンデンサ４６の放電電流を増やせることにより、コンデンサ４６の放電時間を短くし、定常状態に到達または復帰するまでの所要時間を一層短縮できる。
【００４４】
また、この実施例では、スイッチング電源部１０に同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２６を設けている。通常、このＭＯＳＦＥＴ２６がオンになっている時（主スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ２４がオフになっている時）は、還流電流がグランドからＭＯＳＦＥＴ２６を通ってチョークコイル１０側へ流れる。しかし、ダイオードを用いる非同期整流方式とは異なり、上記のような出力過電圧状態においては、ＭＯＳＦＥＴ２６がオンになると出力端子側から逆向きの電流が流れるのを許容することができる。これによって、出力側の電荷またはエネルギーをＭＯＳＦＥＴ２６を介して入力側に返してやることが可能である。特に、出力電圧に比べて動作デューティが低い場合にはほぼ１００％この状態になるので、出力過電圧をより積極的に解消することができる。
【００４５】
一変形例として、バイアス電流選択回路２２Ａの切り換え動作にヒステリシス特性をもたせることも可能である。すなわち、差動増幅器３８に対するバイアス電流をＩAから（ＩA＋ＩB）に切り換えるときの上限監視値ＡＭUと、（ＩA＋ＩB）からＩAに戻すときの上限監視値ＡＭUとの間に任意のオフセットをもたせることも可能である。なお、図４では、本発明の作用を説明するための模式的な波形を示しており、説明の便宜を図るためにフィードバック・ループ系の遅れを無視している。
【実施例２】
【００４６】
図５に、第２の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。図中、上記第１の実施例（図２）のものと同様の構成または機能を有するものには同一の符号を附している。
【００４７】
この第２の実施例では、誤差増幅器１４において、定電流源回路４０より差動増幅器３８に対しては常時一定のバイアス電流Ｉを供給し、代わりに応答特性選択回路２２（図１）に相当する出力抵抗選択回路２２Ｂの制御の下でスイッチ５０により出力回路４２における出力抵抗４６の抵抗値をＲAと（ＲA＋ＲB）の２通りに切り換えられるようにしている。抵抗値ＲA，ＲBの大きさおよび比率は任意に設定されてよく、たとえば比率をＲA：ＲB＝１：１に設定してよい。
【００４８】
一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、通常動作条件内で入力電圧Ｖinが急激に低下することもある。たとえば、ＤＣ−ＤＣコンバータを搭載している携帯型の電子機器において、ＡＣアダプタのプラグ（直流出力端子）を抜き取ると、入力電圧ＶinがそれまでのＡＣアダプタの電源電圧ＶB（たとえば５ボルト）から内部バッテリの電源電圧ＶA（たとえば２ボルト）にステップ的に低下することがある。この第２の実施例は、そのような通常動作条件内での入力電圧Ｖinの急激な低下に対して特に有効である。
【００４９】
図６につき、この第２実施例の作用を説明する。この第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、定常状態では誤差増幅器１４で第１の応答特性が選択されている。すなわち、出力抵抗選択回路２２Ｂが、出力回路４２のスイッチ５０を閉じて出力抵抗４６の抵抗値としてＲAを選択している。
【００５０】
この状態の下で入力電圧Ｖinが図６に示すようにＶB（５ボルト）からＶA（２ボルト）へステップ的に下がると、この入力電圧Ｖinの突然の大幅な低下に対してフィードバック・ループ系がスイッチング駆動パルスＣＳaのデューティ比を大きくしながら追従しても追い付けず、入力電圧Ｖinに連動して出力電圧Ｖoutのレベルがそれまでの定常値ＶC（たとえば１．８ボルト）から急低下する。そして、出力電圧Ｖoutが下限監視値ＡＭL（たとえば１．４ボルト）の範囲を出ると（割ると）、この時点で抵抗値選択回路２２Ｂが作動してスイッチ５０を開いて、出力抵抗４６の抵抗値として（ＲA＋ＲB）を選択する。
【００５１】
そうすると、出力抵抗４６の抵抗値が一段アップすることで、誤差増幅器１４の応答感度または応答速度が一段アップし、誤差信号ＥＲの変化率が一段アップする。すなわち、定電流源回路４０より供給されるバイアス電流Ｉが一定であるため差動増幅器３８の出力電流（この場合はソース電流）の一段アップは起こらないが、出力抵抗４６の抵抗値がＲAから（ＲA＋ＲB）へと一段アップすることにより、出力抵抗４６における電圧降下分がコンデンサ４８の充放電の制約を受けることなく瞬時かつ大幅に増大し、差動増幅器３８の出力端子に得られる誤差信号ＥＲの変化率が一段アップする。
【００５２】
こうして、フィードバック・ループ系の応答特性が切り換わって高速かつ強力な負帰還がかけられることにより、いったん下限監視値ＡＭLを割った出力電圧Ｖoutは直ぐに下限監視値ＡＭLよりも高いレベルまで引き戻される。そして、第１の実施例と同様に、下限監視値ＡＭLを挟んで１回ないし数回のハンチングを伴なったとしても、そうこうするうちにフィードバック・ループ系が入力電圧Ｖinの新たなレベルＶAに追い付くので、それ以降はハンチングを起こさずに出力抵抗切換用スイッチ５０を開けた状態で、つまり第１の応答特性の下で出力電圧Ｖoutは漸次的かつ安定に定常値ＶCに復帰する。
【００５３】
この実施例でも、一変形例として、出力抵抗選択回路２２Ｂのスイッチ切り換え動作にヒステリシス特性をもたせることも可能である。すなわち、出力抵抗６４の抵抗値をＲAから（ＲA＋ＲB）に切り換えるときの下限監視値ＡＭLと、（ＲA＋ＲB）からＲAに戻すときの下限監視値ＡＭLとの間に任意のオフセットをもたせることも可能である。
【００５４】
以上説明したように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、通常動作条件内で入力電圧が急激かつ大幅に変動しても、制御系の動作を停止させることなく迅速かつ適確に対応することができる。通常の電子機器では、保護回路が多重化されており、それぞれの保護機能が全ての異常ないし故障モードに個別に対応する必要はない。本発明は、通常動作条件内の入力電圧変動という一時的な過渡現象の問題対策に特化することで、保護機能のシステムに及ぼす影響を最小限にしている。
【００５５】
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種々の変形・変更が可能である。たとえば、スイッチング電源部１０の回路構成または制御方式は種々変形可能であり、たとえば同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２６をダイオードに置き換えて非同期整流方式とすることも可能である。また、上記第１および第２の実施例は他励式のＤＣ−ＤＣコンバータに係わるものであったが、自励式も可能である。誤差増幅器１４やスイッチング制御回路１６等の構成または方式も種々の変形が可能である。上記第１の実施例と第２の実施例を組合せる構成も可能であり、３種類以上の応答特性を設定して、それらの中から１つを選択する方式も可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図３】第１の実施例における作用を説明するための波形図である。
【図４】第１の実施例における作用を説明するための要部の波形図である。
【図５】第２の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図６】第２の実施例における作用を説明するための波形図である。
【符号の説明】
【００５７】
１０    スイッチング電源部
１２    制御部
１４    誤差増幅器
１６    スイッチング制御回路
１８    基準電圧発生回路
２０    監視値設定回路
２２    応答特性選択回路
２２Ａ    バイアス電流選択回路
２２Ｂ    出力抵抗選択回路
２４    主スイッチング用ＭＯＳＦＥＴ
２６    同期整流用ＭＯＳＦＥＴ
２８    チョークコイル
３０    コンデンサ
３２    電源入力端子
３４    スイッチング出力端子（ノード）
３６    電源出力端子
３８    差動増幅器
４０    定電流源回路
４０Ａ    第１の定電流源
４０Ｂ    第２の定電流源
４２    出力回路
４６    出力抵抗
４８    コンデンサ
５０    出力抵抗切換用スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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