(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記スイッチング電源回路との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎのキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項２】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、前記スイッチング電源回路と、の間に接続された、第１のキャパシタと、
第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋの前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎのキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項３】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と前記スイッチング電源回路との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎのキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項４】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
前記第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、前記スイッチング電源回路と、の間に接続された、第１のキャパシタと、
第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋの前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎのキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項５】
前記第１のキャパシタと前記スイッチング電源回路とを結ぶ経路上の任意の１点と、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の充電器。
【請求項６】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、該スイッチング電源回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と前記スイッチング電源回路との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎのキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項７】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、該スイッチング電源回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１の前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、該第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、第ｍのキャパシタは、前記スイッチング電源回路を介して互いに接続された少なくとも２つの蓄電素子を含む、キャパシタと、
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎ−１のキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項８】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、該スイッチング電源回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と前記スイッチング電源回路との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタと
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎのキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項９】
直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、
ダイオードと該ダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、前記第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、該第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、
直流電源とスイッチとインダクタとを含み、該スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、前記第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、該スイッチング電源回路と、
第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１の前記ダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、該第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、第ｍのキャパシタは、前記スイッチング電源回路を介して互いに接続された少なくとも２つの蓄電素子を含む、キャパシタと、
を備え、
前記スイッチング電源回路における前記インダクタを、前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して前記第１から第ｎ−１のキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、該電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、
充電器。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載の充電器における、前記ダイオード−インダクタ回路、前記キャパシタ、及び前記スイッチング電源回路の組を、前記第１から第ｎの蓄電セルに対し２以上接続したことを特徴とする、充電器。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の充電器において、前記ダイオードのうち少なくとも一つをスイッチに置き換えたことを特徴とする充電器。
【請求項１２】
前記第１から第ｎの蓄電セルのうち少なくとも１つは、コンデンサ、二次電池、又は電気二重層キャパシタを含む、請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の充電器。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記蓄電セルのうち少なくとも１つの電圧を検出する蓄電セル電圧検出回路と、
前記蓄電セル電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記スイッチング電源回路における前記スイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路と
を備え、
前記時比率を制御することにより、前記蓄電セルの充電電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１４】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記蓄電セルのうち少なくとも１つを流れる電流を検出する蓄電セル電流検出回路と、
前記蓄電セル電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記スイッチング電源回路における前記スイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路と
を備え、
前記時比率を制御することにより、前記蓄電セルを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１５】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記キャパシタのうち少なくとも１つの電圧を検出するキャパシタ電圧検出回路と、
前記キャパシタ電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記スイッチング電源における前記スイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路と
を備え、
前記時比率を制御することにより、前記キャパシタの電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１６】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記キャパシタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するキャパシタ電流検出回路と、
前記キャパシタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記スイッチング電源における前記スイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路と
を備え、
前記時比率を制御することにより、前記キャパシタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１７】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の充電器と、
前記スイッチング電源回路におけるインダクタ、及び前記第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路に含まれるインダクタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するインダクタ電流検出回路と、
前記インダクタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、
前記比較演算回路による比較の結果に基づいて前記スイッチング電源における前記スイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路と
を備え、
前記時比率を制御することにより、前記インダクタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システム。
【請求項１８】
前記蓄電セル電圧検出回路と、前記蓄電セル電流検出回路と、前記キャパシタ電圧検出回路と、前記キャパシタ電流検出回路と、前記インダクタ電流検出回路と、から選択された２以上の検出回路と、
前記２以上の検出回路のそれぞれが検出した電圧又は電流を、該電圧又は電流に対応する基準電圧又は基準電流と比較する、２以上の比較演算回路と
を備え、前記２以上の比較演算回路による比較の結果に基づいて、前記スイッチング電源における前記スイッチのオン、オフの時比率を制御することにより、前記電圧又は電流を所望の電圧又は電流へと調整することを特徴とする、請求項１３乃至１７のいずれか一項に記載の充電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電モジュールの充電器に関する。さらに詳細には、本発明は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の複数個の蓄電セルを直列接続してなる蓄電モジュールにおいて、各蓄電セルに対して均一に充電を行う充電器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電力によって何らかの電子機器を動作させる際には、その装置の特性により決定される所定の動作電圧範囲内で給電を行うことが必要である。用途に応じた所望の電圧を出力するための電源として、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルを複数直列接続して構成される蓄電モジュールを用いることができる。
【０００３】
一般に、上記蓄電モジュール内の各蓄電セルにおいては、各セルの容量、内部抵抗、環境温度、自己放電等のばらつきに起因して、各蓄電セル電圧のばらつきが発生する。セル電圧にばらつきが発生した状態で充放電を行えば、高電圧のセルは低電圧のセルと比較してより早く劣化が進行する。充放電を繰り返すことにより、このような劣化進行のばらつきは加速的に増大することがある。また、特に放電時においては、一部のセルの電圧が放電許容最低電圧に達した時点で、別の高電圧のセルに残存するエネルギーが利用不可能になるという問題がある。
【０００４】
セル電圧のばらつきを抑えてこのような問題を解消するための、均等化回路を備えた充電器が、従来提案されていた。しかしながら、従来の均等化回路においては、蓄電セルの直列数に応じて多数のスイッチを必要とするもの、あるいは単一のスイッチで動作するもののトランスを必要とするものなど、複雑な回路構成を有するものが主流であった。
【０００５】
一方、単純な構成の均等化回路を備えた充電器としては、図１に示すコッククロフトウォルトン回路を用いた均一充電器１００が提案されている。図１の充電器１００は、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルＢ１〜Ｂ３，均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３，ダイオードＤ１〜Ｄ６，及び交流電源Ｖａｃから構成されており、交流電源Ｖａｃからの出力電流が均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３を経由して蓄電セルＢ１〜Ｂ３へと流れ込むことにより、Ｂ１〜Ｂ３が充電される。充電完了時において、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧は均一である。充電器１００は、充電すべき蓄電セルを除いて主にダイオードとキャパシタから構成されており、交流電源Ｖａｃ内部で用いられるもの以外にスイッチを必要としない。図１の回路を用いれば、従来の均等化回路と比較して回路構成を大幅に簡素化することができる。
【０００６】
図１の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は容量が１Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は容量が１００μＦのキャパシタであるとして、振幅３Ｖ、周波数１ｋＨｚの交流電源Ｖａｃによる充電動作のシミュレーションを行った。Ｂ１〜Ｂ３の電圧の時間変化として得られた動作波形を、図２に示す。最終的に各蓄電セルは等しく３Ｖまで充電されているが、充電過程においては各蓄電セルの電圧にばらつきが発生していることがわかる。図１の充電器は、その回路構成に起因して、充電過程における各蓄電セル電圧のばらつきを原理的に避けられないという問題を含む。
【０００７】
上記充電過程における各蓄電セル電圧のばらつきにより、エネルギーの有効利用が困難となる場合がある。具体的には、各蓄電セル電圧が最終的に均等化される前の充電途中の段階で当該蓄電セルＢ１〜Ｂ３に負荷を接続して、放電を行う場合である。この場合、放電の進行に伴い、放電開始時点での電圧が最も低い蓄電セル、すなわちＢ３の電圧が許容最低電圧に達した時点で、全ての蓄電セルＢ１〜Ｂ３が放電不能状態に陥る。許容最低電圧に達したことでＢ３が放電不能となれば、Ｂ３と直列接続されているＢ１及びＢ２も放電を続けることはできないからである。これによりＢ１及びＢ２に残存するエネルギーは利用不可能となる。すなわち図１の充電器１００においては、充電電圧の最も低い蓄電セルによって、放電可能なエネルギー量が制限される。以上のとおり、図１の充電器は、蓄電セルを完全かつ均一に充電するための充電時間を常に確保できるような使用状況でのみ、エネルギーの有効利用を可能とするものである。
【０００８】
充電途中であっても蓄電セル電圧のばらつきを発生させず、不完全な充電状態からの放電においても各蓄電セルのエネルギーの有効利用を可能とする充電器が、特願２００９−１８９９２７号により提案されている。図３に示すとおり、上記先願発明に係る充電器２００においては、均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３のそれぞれが他のキャパシタを介することなく交流電源Ｖａｃに直接接続されており、（充電開始時に各蓄電セル電圧が等しいとすれば、）充電途中であっても各蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧がばらつくことはない。
【０００９】
図３の回路において、Ｂ１〜Ｂ３は容量が１Ｆのキャパシタであるとし、Ｃ１〜Ｃ３は容量が１００μＦのキャパシタであるとして、振幅３Ｖ、周波数１ｋＨｚの交流電源Ｖａｃによる充電動作のシミュレーションを行った。Ｂ１〜Ｂ３の電圧の時間変化として得られた動作波形を、図４に示す。充電過程において電圧ばらつきを発生することなく、各蓄電セルは等しく３Ｖまで充電されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J. Cao, N. Schofield and A. Emadi, “Battery Balancing Methods: A Comprehensive Review,” IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, pp. 1-6, September 2008.
【非特許文献２】松井景樹、他、“ＣＷ回路を用いた電気二重層キャパシタ用電圧均等化充電方式”、平成２０年度電気学会全国大会講演論文集４，４−１３８，ｐｐ  ２３０−２３１．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図１と図３の均一充電器において、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧は交流電源Ｖａｃの電圧振幅と等しくなるため、充電電圧を任意に制御するためには交流電源Ｖａｃの振幅制御を行う必要がある。これに関して、電源回路において現在最も一般的に用いられている制御方法はパルス幅制御（ＰＷＭ制御）を用いたスイッチの時比率制御であることを考えれば、これらの均一充電器においてもスイッチの時比率制御を適用可能であることが望ましい。
【００１２】
しかしながら、これら充電器を用いて、スイッチの時比率制御により得られる矩形波パルス状の交流電圧で充電動作を行う場合、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充放電に伴い各キャパシタに突入電流が流れて損失が発生する。以下、図３の充電器を例とし、図５〜図７を用いて突入電流の発生を説明する。
【００１３】
図５と図６は、矩形波パルス状の交流電圧を出力する交流電源Ｖａｃを用いた図３の充電器による充電過程での、電源電流における各極性に対応して、回路内を流れる電流の経路及び方向を描いた図である。また図７は、図３の充電器による充電動作のシミュレーションから得られた、キャパシタＣ１〜Ｃ３を流れる電流の時間変化を表すグラフである。なお、シミュレーションに用いた各パラメータは、図４の動作波形を得る際に行ったシミュレーションにおける各パラメータと同一である。図７中、Ａで表される時間区間はキャパシタＣ１〜Ｃ３の充電期間（図５の電流経路が実現される期間）に対応し、Ｂで表される時間区間は放電期間（図６の電流経路が実現される期間）に対応する。図７が示すとおり、充放電の両期間において突入電流が生じている。
【００１４】
本発明はこのような背景の下でなされたものである。本発明は、スイッチング電源を用いた上記充電器においてキャパシタの充放電に伴って生じる突入電流を防止して、蓄電セル充電時の損失を抑えることにより、複雑な回路構成を必要とせず、且つ一般的なスイッチング電源を用いて動作可能な高効率充電器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、本件第１発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点とスイッチング電源回路との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタとを備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎのキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００１６】
上記充電器の充電動作において、スイッチング電源回路と蓄電セルから各キャパシタへ流れ込む電流は、ダイオード−インダクタ回路内のインダクタによって平滑化される。さらに、各キャパシタからダイオードを介して蓄電セルへ流れ出す電流も、スイッチング電源回路内のインダクタにより平滑化される。したがって、本件第１発明の充電器によればキャパシタの充放電に伴う電流が突入電流となることを防止することができる。また、最終的な各蓄電セルの充電電圧は均一になるため、蓄電セル電圧のばらつきに起因して一部のセルのみの劣化が進行するという問題や高電圧セルに残存するエネルギーを有効利用できないという問題も解消される。
【００１７】
また、本件第２発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、スイッチング電源回路と、の間に接続された、第１のキャパシタと、第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋのダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタとを備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎのキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００１８】
本件第２発明は、本件第１発明の充電器において各キャパシタの接続構成を変更した実施形態に対応する。このような充電器を用いれば、キャパシタの充放電に伴う電流の両方が平滑化されることで、突入電流の発生が防止される。これにより、蓄電セルの充電動作における損失の発生を抑えることができる。
【００１９】
また、本件第３発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点とスイッチング電源回路との間に接続された、第１から第ｎのキャパシタとを備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎのキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２０】
本件第３発明は、本件第１発明の充電器においてダイオードとインダクタの接続態様を変更した上で、さらにスイッチング電源回路内のインダクタを、そのような変更された回路においてダイオードを経由してキャパシタへと流れる電流の経路上へと配置しなおした構成に対応する。上記の構成を採用すれば、各キャパシタと各蓄電セルとの間を流れる電流がいずれもインダクタにより平滑化されるため、キャパシタの充放電に伴う突入電流の発生を防止することができる。これにより損失が抑えられ、エネルギーの有効活用が達成される。
【００２１】
また、本件第４発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路と、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、スイッチング電源回路と、の間に接続された、第１のキャパシタと、第ｋ−１（ｋは２以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋのダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして２以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第２から第ｎのキャパシタとを備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎのキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２２】
本件第４発明は、本件第２発明の充電器においてダイオードとインダクタの接続態様を変更した上で、さらにスイッチング電源回路内のインダクタを、そのような変更された回路においてダイオードを経由してキャパシタへと流れる電流の経路上へと配置しなおした構成に対応する。上記の構成を採用すれば、各キャパシタと各蓄電セルとの間を流れる電流がいずれもインダクタにより平滑化されるため、キャパシタの充放電に伴う突入電流の発生を防止することができる。これにより損失が抑えられ、エネルギーの有効活用が達成される。
【００２３】
本件第１〜第４発明においては、第１のキャパシタとスイッチング電源回路とを結ぶ経路上の任意の１点と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えることが可能である。
【００２４】
キャパシタを追加することで電荷移動の経路を増やした実施形態に対応する。
【００２５】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、スイッチング電源回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とスイッチング電源回路との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタとを備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎのキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２６】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのアノードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、スイッチング電源回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、第ｍのキャパシタは、スイッチング電源回路を介して互いに接続された少なくとも２つの蓄電素子を含む、キャパシタと、を備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎ−１のキャパシタのそれぞれから流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２７】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、スイッチング電源回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とスイッチング電源回路との間に接続された第ｋのキャパシタとして、１以上ｎ以下のそれぞれのｋに対して与えられる、第１から第ｎのキャパシタとを備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎのキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２８】
本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）の蓄電セルと、ダイオードとダイオードのカソードに接続されたインダクタとからなり、第１から第ｎの蓄電セルのそれぞれに対して並列に接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路であって、それぞれのダイオードからインダクタへと向かう極性の電流を遮断しないよう直列接続された、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路と、直流電源とスイッチとインダクタとを含み、スイッチのオン、オフの時比率に対応する電圧へと、第１から第ｎの蓄電セルを充電するスイッチング電源回路であって、第ｍ（ｍは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路と第ｍ＋１のダイオード−インダクタ回路との接続点に対して接続された、スイッチング電源回路と、第ｋ（ｋは１以上ｎ−１以下の整数）のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、第ｋ＋１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点と、の間に接続された第ｋのキャパシタとして１以上ｎ−１以下のそれぞれのｋに対して与えられるキャパシタよりなる、第１から第ｎ−１のキャパシタであって、第１から第ｎ−１のキャパシタのうち、第ｍのキャパシタは、スイッチング電源回路を介して互いに接続された少なくとも２つの蓄電素子を含む、キャパシタと、を備え、スイッチング電源回路におけるインダクタを、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路におけるいずれかのダイオードを経由して第１から第ｎ−１のキャパシタのそれぞれへと流れる電流の経路上に備えることにより、電流が突入電流状になることを防止することを特徴とする、充電器を提供する。
【００２９】
上記充電器は、本件第１〜第４発明の充電器において回路構成を一部変更した実施形態に対応する。ｍの任意性が示すとおり、スイッチング電源回路を設ける位置は適宜変更可能であって、このような充電器においても、キャパシタへ流れ込む電流、及びキャパシタから流れ出す電流が突入電流となることが防止される。
【００３０】
本発明の充電器においては、ダイオード−インダクタ回路、キャパシタ、及びスイッチング電源回路の組を、上記第１から第ｎの蓄電セルに対し２以上接続することにより、充電速度を上昇させることが可能である。
【００３１】
本発明の充電器においては、ダイオードのうち少なくとも一つをスイッチに置き換えることが可能である。スイッチング電源回路から出力される電圧パルスが一周期内で取りうる各モードに対応して上記スイッチのオン・オフを切り替えることにより、ダイオードを用いた構成と同様の性能を得ることができる。
【００３２】
本発明の充電器に用いられる第１から第ｎの蓄電セルのうち、少なくとも１つはコンデンサ、二次電池、又は電気二重層キャパシタを含んでよい。ただし、本発明の充電回路に用いることのできる蓄電セルがこれらに限られるわけではない。また、本発明における蓄電セル、及びキャパシタは単一の蓄電素子に限られるわけでもなく、２以上の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。
【００３３】
また、本件第５発明は、上記いずれかの充電器と、蓄電セルのうち少なくとも１つの電圧を検出する蓄電セル電圧検出回路と、蓄電セル電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてスイッチング電源回路におけるスイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路とを備え、時比率を制御することにより、蓄電セルの充電電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システムを提供する。
【００３４】
上記充電システムを用いれば、スイッチング電源回路内の直流電源の電圧に変動があった場合、あるいは動作環境や機器の問題により出力波形が乱れた場合にも、蓄電セルの電圧を直接監視しつつ高精度で充電電圧を調整することができる。
【００３５】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、蓄電セルのうち少なくとも１つを流れる電流を検出する蓄電セル電流検出回路と、蓄電セル電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてスイッチング電源回路におけるスイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路とを備え、時比率を制御することにより、蓄電セルを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３６】
上記の構成を用いれば、蓄電セルや他の回路素子の耐久性の問題等から蓄電セルへの充電電流を制御する必要がある場合において、蓄電セルの電流を直接監視しつつ時比率を制御することで、充電電流を所望の電流へと調整することができる。過度に大きい充電電流は損失増大の原因ともなるため、本構成はエネルギー有効利用の観点からも優れている。
【００３７】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、キャパシタのうち少なくとも１つの電圧を検出するキャパシタ電圧検出回路と、キャパシタ電圧検出回路が検出した電圧を基準電圧と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてスイッチング電源におけるスイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路とを備え、時比率を制御することにより、キャパシタの電圧を所望の電圧へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３８】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、キャパシタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するキャパシタ電流検出回路と、キャパシタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてスイッチング電源におけるスイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路とを備え、時比率を制御することにより、キャパシタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００３９】
あるいは、本件第５発明の充電システムを、上記いずれかの充電器と、スイッチング電源回路におけるインダクタ、及び第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路に含まれるインダクタのうち少なくとも１つを流れる電流を検出するインダクタ電流検出回路と、インダクタ電流検出回路が検出した電流を基準電流と比較する比較演算回路と、比較演算回路による比較の結果に基づいてスイッチング電源におけるスイッチのオン、オフの時比率を制御する時比率制御回路とを備え、時比率を制御することにより、インダクタを流れる電流を所望の電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００４０】
キャパシタの電圧、キャパシタを流れる電流、あるいはインダクタを流れる電流を検出し、検出結果に応じてスイッチング電源回路の時比率を制御することにより、それら検出対象を適宜調整するための構成である。特にインダクタを流れる電流は、条件によってはほぼ定電流と見なすことが可能なため、蓄電セルを流れる電流よりも検出が容易である。
【００４１】
あるいは、上記本件第５発明の充電システムを、蓄電セル電圧検出回路と、蓄電セル電流検出回路と、キャパシタ電圧検出回路と、キャパシタ電流検出回路と、インダクタ電流検出回路と、から選択された２以上の検出回路と、２以上の検出回路のそれぞれが検出した電圧又は電流を、電圧又は電流に対応する基準電圧又は基準電流と比較する、２以上の比較演算回路とを備え、２以上の比較演算回路による比較の結果に基づいて、スイッチング電源におけるスイッチのオン、オフの時比率を制御することにより、電圧又は電流を所望の電圧又は電流へと調整することを特徴とする、充電システムとすることができる。
【００４２】
各検出回路を複数組み合わせて用いることで、さまざまな素子の電圧又は電流を監視しつつスイッチング電源回路を制御するための構成である。
【発明の効果】
【００４３】
本発明の充電器が備える充電回路においては、キャパシタの充電及び放電に伴う電流がインダクタの存在により定電流状となるため、突入電流の発生を抑制して充放電時の損失を大幅に低減することが可能である。このような構成を備えた本発明の充電器は、スイッチング電源における時比率制御を用いて動作させるために特に適している。本発明により、直列接続された蓄電セルの充電電圧をスイッチング電源の時比率制御によって調整することが可能となるため、均一充電器における制御性が従来と比較して飛躍的に向上する。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】コッククロフトウォルトン回路を用いた従来の充電器の回路図である。
【図２】図１の充電器で充電を行った場合の各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図３】特願２００９−１８９９２７号により提案された充電器の回路図である。
【図４】図３の充電器で充電を行った場合の各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【図５】図３の充電器の動作時において、スイッチング電源回路からの電流がある極性を有するタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図６】図３の充電器の動作時において、スイッチング電源回路からの電流が図５とは異なる極性を有するタイミングでの、電流の流れを示す図である。
【図７】図３の充電器で充電を行った場合の、各キャパシタを流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例１に係る充電器の回路図である。
【図９】図８の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオンであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１０】図８の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオフであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１１】図８の充電器で充電を行った場合の、各素子を流れる電流の時間変化を示すグラフである。
【図１２】本発明の実施例２に係る充電器の回路図である。
【図１３】図１２の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオンであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１４】図１２の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオフであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１５】本発明の実施例３に係る充電器の回路図である。
【図１６】図１５の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオンであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１７】図１５の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオフであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図１８】本発明の実施例３に係る、別の充電器の回路図である。
【図１９】図１８の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオンであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２０】図１８の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオフであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２１】本発明の実施例４に係る充電器の回路図である。
【図２２】図２１の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオンであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２３】図２１の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオフであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２４】本発明の実施例４に係る、別の充電器の回路図である。
【図２５】図２４の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオンであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２６】図２４の充電器の動作時において、スイッチング電源回路内のスイッチがオフであるタイミングでの電流の流れを示す図である。
【図２７】図８の構成において、新たにキャパシタＣ４とＣ５を接続してなる充電器の回路図である。
【図２８】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図２９】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３０】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３１】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３２】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３３】本発明の実施例５に係る充電器の回路図である。
【図３４】本発明の実施例６に係る充電器の回路図である。
【図３５】本発明の充電器において、ダイオードをスイッチで置き換えた構成を示す回路図である。
【図３６】図８の充電器における蓄電セル電圧を検出し、検出結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図３７】図８の充電器において蓄電セルを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図３８】図８の充電器におけるキャパシタ電圧を検出し、検出結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図３９】図８の充電器においてキャパシタを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４０】図８の充電器においてインダクタを流れる電流を検出し、検出結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率を制御するためのシステムを示す回路図である。
【図４１】図３６と図３７の制御系を併用し、蓄電セルを定電流／定電圧にて充電するためのシステムを示す回路図である。
【図４２】図４１の充電システムを用いて初期電圧がばらついた状態から充電を行った場合の、各蓄電セル電圧の時間変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
これより図面を用いて、本発明に係る充電器、及び充電システムを説明する。但し、本発明に係る充電器、充電システムの構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子としてのキャパシタ（コンデンサ）であるとして、また蓄電セルはコンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、又は複数の素子からなるモジュールであってよい。各蓄電素子の容量も、それぞれ異なっていてよい。各スイッチについても、以下においてはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチであるとして説明するが、任意の電子スイッチ、あるいは機械式スイッチを用いることも可能である。
【実施例１】
【００４６】
充電器１の構成
図８は、本発明の第１実施例としての充電器１を示した回路図である。Ｂ１〜Ｂ３はコンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セル、Ｃ１〜Ｃ３は均等化用のキャパシタ、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタである。さらに、本実施例の充電器１は、直流電源Ｖｉｎ、スイッチＱ１、及びインダクタＬｉｎからなるスイッチング電源回路を備えている。Ｑ１をスイッチングすることにより、スイッチング電源回路からはパルス状の交流電圧が出力され、これにより各蓄電セルを充電することができる。
【００４７】
蓄電セルＢ１〜Ｂ３は直列接続されており、その各々に対し、Ｄ１とＬ１、Ｄ２とＬ２、Ｄ３とＬ３からなる第１〜第３のダイオード−インダクタ回路がそれぞれ並列に接続されている。各ダイオード−インダクタ回路においてはインダクタがダイオードのアノード側と接続されており、それぞれのインダクタからダイオードへと向かう極性の電流を遮断しないよう、各ダイオード−インダクタ回路は直列接続されている。またキャパシタＣ１〜Ｃ３は、第１〜第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とスイッチング電源回路との間に、それぞれ接続されている。また、蓄電セルＢ１は接地されている。
【００４８】
なお、蓄電セル、ダイオード−インダクタ回路、及び均等化用キャパシタの数は、３に限らず２以上の任意の数であってよい。この点については、後続の全ての実施形態においても同様である。
【００４９】
充電器１の動作
次に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００５０】
充電器１の動作中、スイッチＱ１はオン・オフの間で切り替えられている。オン・オフそれぞれの状態における、充電器１の回路内を流れる電流の経路及び極性を、図９及び図１０に示す。
【００５１】
まず、Ｑ１がオンである期間中の電流について、図９を用いて説明する。この期間中、キャパシタＣ１はインダクタＬ１に対して放電をする一方、キャパシタＣ２，Ｃ３は蓄電セルＢ１，Ｂ２と共にインダクタＬ２，Ｌ３に対して放電する。このような電流の経路が、図９中の破線により示されている。
【００５２】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電流はいずれもインダクタを経由する。放電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００５３】
次に、Ｑ１がオフである期間中の電流について、図１０を用いて説明する。この期間中、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、ダイオードＤ１〜Ｄ３を介して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、直流電源ＶｉｎからＣ１〜Ｃ３を経由する電流によりＢ１〜Ｂ３が充電がされる。具体的には、図１０中の各矢印によって示されるとおり、直流電源ＶｉｎとキャパシタＣ１から、インダクタＬｉｎ及びダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、直流電源ＶｉｎとキャパシタＣ２から、インダクタＬｉｎ及びダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２が充電され、直流電源ＶｉｎとキャパシタＣ３から、インダクタＬｉｎ及びダイオードＤ３を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。これらのキャパシタから蓄電セルへと流れ出す放電電流は全てインダクタＬｉｎを経由しており、突入電流状となることはない。したがって、キャパシタの充電に伴う損失が抑えられる。
【００５４】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図９に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図１０に対応する期間中に放出する。図１０の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００５５】
以上のとおり、図８の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充放電に伴う各電流は、いずれもインダクタを経由することで定電流状となる。すなわち、各キャパシタの充放電期間における突入電流の発生が防止されるのであり、これによりキャパシタでの損失が大幅に低減される。
【００５６】
ここで、時比率ｄを、スイッチＱ１のスイッチング周期に対するスイッチのオン期間の割合として定義する（この定義より明らかなとおり、０≦ｄ≦１である。）。定常状態における蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧は、直流電源Ｖｉｎから出力される直流電圧の大きさをＶiとすれば、Ｖiと上記時比率ｄとに応じて決定される。以下、具体的に蓄電セルの最終充電電圧を導出する。
【００５７】
蓄電セルＢ１〜Ｂ３の各電圧をＶB1〜ＶB3、キャパシタＣ１〜Ｃ３の各電圧をＶC1〜ＶC3、ダイオードの降下電圧をＶDとする。また、上記時比率ｄを用いれば、動作時間中、図９に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が非導通となる期間の割合はｄと表され、図１０に示す極性の電流が流れてダイオードＤ１〜Ｄ３が導通される期間の割合は１−ｄと表される。
【００５８】
このとき、各インダクタＬｉｎならびにＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、スイッチング電源回路の定常状態においてゼロとなる。したがって、以下の（１）〜（４）式が成立する。
ｄＶi＝（１−ｄ）（ＶC1＋ＶD＋ＶB1−Ｖi）      …（１）
ｄＶC1＝（１−ｄ）（ＶB1＋ＶD）            …（２）
ｄ（ＶB1−ＶC2）＝（１−ｄ）（ＶB2＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC2＋ＶC1＋ＶD）      …（３）
ｄ（ＶB1＋ＶB2−ＶC3）
＝（１−ｄ）（ＶB3＋ＶD）
＝（１−ｄ）（ＶC3−ＶC2＋ＶD）      …（４）
【００５９】
これらを解けば、以下のとおり各蓄電セルの電圧が決定される。
ＶB1＝ＶB2＝ＶB3＝｛ｄ／（１−ｄ）｝Ｖi−ＶD      …（５）
【００６０】
（５）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧は時比率ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧は時比率制御により調整可能である。
【００６１】
図８の回路において、Ｃ１〜Ｃ３は容量が２０μＦのキャパシタであるとし、Ｌ１〜Ｌ３はインダクタンスが１００μＨのインダクタであるとし、Ｖｉｎは６Ｖの直流電源であるとして、動作周波数５０ｋＨｚ（スイッチング周期２０μｓ）にて、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の充電電流が０．５Ａとなるよう時比率を制御する充電動作のシミュレーションを行った。
【００６２】
このシミュレーションにより得られた、各素子を流れる電流の電流波形を図１１に示す。図７の電流波形と同様に、図１１の電流波形においても、スイッチがオンとオフの間で切り替えられるタイミングで、各キャパシタに流れる電流の極性が変化している。しかしながら、図７の電流波形においてはＡで表される時間区間とＢで表される時間区間との境界で突入電流状のピークが観察されているのに対し、図１１の電流波形においてそのような突入電流は観察されない。これは、キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出す電流、及びそれらキャパシタへと流れ込む電流が、インダクタＬｉｎ及びＬ１〜Ｌ３によって、共に平滑化されるためである。
【実施例２】
【００６３】
充電器１の構成
図１２は、本発明の第２実施例としての充電器１を示した回路図である。図１２の充電器と図８の充電器とでは、均等化用キャパシタの接続態様が異なる。具体的に、図１２の充電器において、キャパシタＣ１は図８と同様に第１のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの中間点とスイッチング電源回路との間に接続されているが、一方でキャパシタＣ２とＣ３とは、図８の構成とは異なり、第１及び第２のダイオード−インダクタ回路の各中間点の間と、第２及び第３のダイオード−インダクタ回路の各中間点の間とに、それぞれ接続されている。
【００６４】
充電器１の動作
次に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００６５】
充電器１の動作中、スイッチＱ１はオン・オフの間で切り替えられている。オン・オフそれぞれの状態における、充電器１の回路内を流れる電流の経路及び極性を、図１３及び図１４に示す。
【００６６】
まず、Ｑ１がオンである期間中の電流について、図１３を用いて説明する。この期間中、キャパシタＣ１はインダクタＬ１に対して放電をする一方、キャパシタＣ２，Ｃ３は蓄電セルＢ１，Ｂ２と共にインダクタＬ２，Ｌ３に対して放電する。このような電流の経路が、図１３中の破線により示されている。
【００６７】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電流はいずれもインダクタを経由する。放電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００６８】
次に、Ｑ１がオフである期間中の電流について、図１４を用いて説明する。この期間中、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、ダイオードＤ１〜Ｄ３を介して流れ込む電流により充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、直流電源ＶｉｎからＣ１〜Ｃ３を経由した電流によりＢ１〜Ｂ３は充電される。具体的には、図１４中の各矢印によって示されるとおり、直流電源ＶｉｎとキャパシタＣ１から、インダクタＬｉｎ及びダイオードＤ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、直流電源ＶｉｎとキャパシタＣ１，Ｃ２から、インダクタＬｉｎ及びダイオードＤ２を経由して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２が充電され、直流電源ＶｉｎとキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３から、インダクタＬｉｎ及びダイオードＤ３を介して流れ込む電流によって、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。これらのキャパシタから蓄電セルへと流れ出す放電電流は全てインダクタＬｉｎを介しており、突入電流状となることはない。したがって、キャパシタの充放電に伴う損失が抑えられる。
【００６９】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図１３に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図１４に対応する期間中に放出する。図１４の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００７０】
以上のとおり、図１２の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充放電に伴う各電流は、いずれもインダクタを経由することで定電流状となる。すなわち、各キャパシタの充放電期間における突入電流の発生が防止されるのであり、これによりキャパシタでの損失が大幅に低減される。
【００７１】
なお、本実施例の充電器においても、実施例１と同様に、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、スイッチング電源回路の定常状態においてゼロとなる。この関係を実施例１の（１）〜（４）式と同様に数式で表し、それら数式を解くことにより、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を表わす式として上記（５）式が得られる。
【００７２】
（５）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧は時比率ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧は時比率制御により調整可能である。
【実施例３】
【００７３】
充電器１の構成
図１５は、本発明の第３実施例としての充電器１を示した回路図である。図１５の充電器は、図８に示す充電器において、各ダイオード−インダクタ回路内のダイオードとインダクタとの位置を交換し、さらにスイッチング電源回路内のスイッチＱ１とインダクタＬｉｎとの位置を交換したものである。
【００７４】
充電器１の動作
次に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００７５】
充電器１の動作中、スイッチＱ１はオン・オフの間で切り替えられている。オン・オフそれぞれの状態における、充電器１の回路内を流れる電流の経路及び極性を、図１６及び図１７に示す。
【００７６】
まず、Ｑ１がオンである期間中の電流について、図１６を用いて説明する。この期間中、キャパシタＣ１〜Ｃ３はそれぞれ、インダクタＬ１〜Ｌ３を介してＢ１〜Ｂ３へと放電をしている。具体的には、キャパシタＣ１からインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、キャパシタＣ２からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＢ１，Ｂ２が充電され、キャパシタＣ３からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によってＢ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。
【００７７】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電流はいずれもインダクタを経由する。放電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００７８】
次に、Ｑ１がオフである期間中の電流について、図１７を用いて説明する。この期間中、蓄電セルＢ１，Ｂ２は、ダイオードＤ２，Ｄ３を介してキャパシタＣ２，Ｃ３を充電する。またキャパシタＣ１もダイオードＤ１を介して充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｃ１〜Ｃ３に対して充電が行われる。具体的には、図１７中の各矢印によって示されるとおり、インダクタＬ１から放出された電流がダイオードＤ１を経由してキャパシタＣ１を充電し、蓄電セルＢ１から流れ出す電流がダイオードＤ２を経由してキャパシタＣ２を充電し、蓄電セルＢ１，Ｂ２から流れ出す電流がダイオードＤ３を経由してキャパシタＣ３を充電する。これらのキャパシタへと流れ込む充電電流は全てインダクタＬｉｎを経由しており、突入電流状となることはない。したがって、キャパシタの充電に伴う損失が抑えられる。
【００７９】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図１６に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図１７に対応する期間中に放出する。図１７の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００８０】
以上のとおり、図１５の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充放電に伴う各電流は、いずれもインダクタを経由することで定電流状となる。すなわち、各キャパシタの充放電期間における突入電流の発生が防止されるのであり、これによりキャパシタでの損失が大幅に低減される。
【００８１】
なお、本実施例の充電器においても、実施例１，２と同様に、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、スイッチング電源回路の定常状態においてゼロとなる。この関係を実施例１の（１）〜（４）式と同様に数式で表し、それら数式を解くことにより、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を表わす式として上記（５）式が得られる。
【００８２】
（５）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧は時比率ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧は時比率制御により調整可能である。
【００８３】
また、実施例３の充電器としては、図１８に示す構成を用いることもできる。図１８の充電器は、図１５の充電器においてスイッチング電源回路内のインダクタＬｉｎとスイッチＱ１の位置、及び直流電源Ｖｉｎの極性を変更したものである。図１８の充電器の動作時におけるスイッチＱ１のオン・オフそれぞれに対応する電流の極性及び経路を、図１９と図２０に示す。スイッチング電源回路内部の電流を除けば、図１５と図１８の充電器それぞれにおける各モードでの電流の極性及び経路は同一である。図１７と図２０において、ダイオードＤ１〜Ｄ３を経由してＣ１〜Ｃ３へと流れ込む電流の経路上にＬｉｎが存在する点も共通している。すなわち、図１８の充電器においても、キャパシタ充放電に伴う突入電流が防止されている。
【００８４】
本件第３発明の充電器を組み立てるにあたっては、図１５と図１８のいずれの回路構造を採用してもよい。すなわち、本発明の充電器における具体的な回路構造は、請求項に記載された範囲内で適宜変更可能であるし、また本発明はそのような全てのバリエーションをその範囲に含む。この点は、本件全ての請求項に係る発明において同様である。
【実施例４】
【００８５】
充電器１の構成
図２１は、本発明の第４実施例としての充電器１を示した回路図である。図２１の充電器は、図１２に示す充電器において、各ダイオード−インダクタ回路内のダイオードとインダクタとの位置を交換し、さらにスイッチング電源回路内のスイッチＱ１とインダクタＬｉｎとの位置を交換したものである。
【００８６】
充電器１の動作
次に、蓄電セルＢ１〜Ｂ３を充電するときの、充電器１の動作を説明する。
【００８７】
充電器１の動作中、スイッチＱ１はオン・オフの間で切り替えられている。オン・オフそれぞれの状態における、充電器１の回路内を流れる電流の経路及び極性を、図２２及び図２３に示す。
【００８８】
まず、Ｑ１がオンである期間中の電流について、図２２を用いて説明する。この期間中、キャパシタＣ１〜Ｃ３はそれぞれ、インダクタＬ１〜Ｌ３を介してＢ１〜Ｂ３へと放電をしている。具体的には、キャパシタＣ１からインダクタＬ１を経由して流れ込む電流によってＢ１が充電され、キャパシタＣ１，Ｃ２からインダクタＬ２を経由して流れ込む電流によってＢ１，Ｂ２が充電され、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３からインダクタＬ３を経由して流れ込む電流によってＢ１，Ｂ２，Ｂ３が充電される。
【００８９】
上記のとおり、キャパシタＣ１〜Ｃ３から流れ出る放電電流はいずれもインダクタを経由する。放電電流はインダクタの存在により平滑化されて定電流状となるため、突入電流の発生が防止され、キャパシタの放電に伴う損失が抑えられる。なお、この期間中、インダクタＬ１〜Ｌ３は、各々を流れる電流値に応じたエネルギーを蓄える。
【００９０】
次に、Ｑ１がオフである期間中の電流について、図２３を用いて説明する。この期間中、蓄電セルＢ１，Ｂ２は、ダイオードＤ２，Ｄ３を介してキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３を充電する。さらに、キャパシタＣ１はダイオードＤ１を介して充電される。すなわち、ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通することで、Ｃ１〜Ｃ３に対して充電が行われる。具体的には、図２３中の各矢印によって示されるとおり、インダクタＬ１から放出された電流がダイオードＤ１を介してキャパシタＣ１を充電し、蓄電セルＢ１から流れ出す電流がダイオードＤ２を介してキャパシタＣ１，Ｃ２を充電し、蓄電セルＢ１，Ｂ２から流れ出す電流がダイオードＤ３を介してキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３を充電する。これらのキャパシタへと流れ込む充電電流は全てインダクタＬｉｎを経由しており、突入電流状となることはない。したがって、キャパシタの充電に伴う損失が抑えられる。
【００９１】
なお、インダクタＬ１〜Ｌ３は、図２２に対応する期間中に蓄えたエネルギーを、図２３に対応する期間中に放出する。図２３の矢印が示すとおり、Ｌ１はＢ１に、Ｌ２はＢ２に、Ｌ３はＢ３に、それぞれ電流を出力する。これらインダクタから蓄電セルへの放電電流は定電流状であるため、損失は発生しない。
【００９２】
以上のとおり、図２１の充電器による充電動作において、キャパシタＣ１〜Ｃ３の充放電に伴う各電流は、いずれもインダクタを介することで定電流状となる。すなわち、各キャパシタの充放電期間における突入電流の発生が防止されるのであり、これによりキャパシタでの損失が大幅に低減される。
【００９３】
なお、本実施例の充電器においても、実施例１〜３と同様に、各インダクタＬ１〜Ｌ３において印加される電圧と時間の積の一周期に亘る合計は、スイッチング電源回路の定常状態においてゼロとなる。この関係を実施例１の（１）〜（４）式と同様に数式で表し、それら数式を解くことにより、蓄電セルＢ１〜Ｂ３の最終的な充電電圧を表わす式として上記（５）式が得られる。
【００９４】
（５）式が示すとおり、Ｂ１〜Ｂ３の各蓄電セルは最終的に同じ電圧へと充電され、且つ、その充電電圧は時比率ｄに依存する。すなわち、各蓄電セルの充電電圧は時比率制御により調整可能である。
【００９５】
また、実施例３の充電器としては、図２４に示す構成を用いることもできる。図２４の充電器は、図２１の充電器においてスイッチング電源回路内のインダクタＬｉｎとスイッチＱ１の位置、及び直流電源Ｖｉｎの極性を変更したものである。図２４の充電器の動作時におけるスイッチＱ１のオン・オフそれぞれに対応する電流の極性及び経路を、図２５と図２６に示す。スイッチング電源回路内部の電流を除けば、図２１と図２４の充電器それぞれにおける各モードでの電流の極性及び経路は同一である。図２３と図２６において、ダイオードＤ１〜Ｄ３を経由してＣ１〜Ｃ３へと流れ込む電流の経路上にＬｉｎが存在する点も共通している。すなわち、図２４の充電器においても、キャパシタ充放電に伴う突入電流が防止されている。
【００９６】
本件第４発明の充電器を組み立てるにあたっては、図２１と図２４のいずれの回路構造を採用してもよい。すなわち、本発明の充電器における具体的な回路構造は、請求項に記載された範囲内で適宜変更可能であるし、また本発明はそのような全てのバリエーションをその範囲に含む。この点は、本件全ての請求項に係る発明において同様である。
【００９７】
上記実施例１〜４の充電器においては、キャパシタを更に追加することも可能である。図２７にその一例を示す。
【００９８】
図２７の充電器は、図８の充電器に対して更にキャパシタＣ４とＣ５を接続した接続構成を有している。具体的に、Ｃ４は第１及び第２のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されており、またＣ５は、第２及び第３のダイオード−インダクタ回路におけるダイオードとインダクタの両中間点の間に接続されている。追加的キャパシタは、キャパシタＣ１とスイッチング電源回路とを結ぶ経路上の任意の１点に対して接続することも可能である。すなわち図２７の充電器は、蓄電セルの直列数を任意の整数ｎであるとした本発明の充電器において、第１のキャパシタとスイッチング電源回路とを結ぶ経路上の任意の１点と、第１から第ｎのダイオード−インダクタ回路のそれぞれにおけるダイオードとインダクタの中間点と、のうち、任意の２点間に接続されたキャパシタを１以上備えた構成としての一例である。
【実施例５】
【００９９】
図２８は、本発明の第５実施例としての充電器１の例を示した回路図である。実施例１〜４とは異なり、スイッチング電源回路は第２のダイオード−インダクタ回路と第３のダイオード−インダクタ回路の接続点に対して接続されている。各キャパシタＣ１〜Ｃ４は、第１〜第４のダイオード−インダクタ回路の中間点とスイッチング電源回路との間に接続されている。このような構成の充電器によっても、インダクタによる充放電電流の平滑化により、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充放電時における突入電流を防止して損失を低減させることが可能である。なお、スイッチング電源回路は、他のダイオード−インダクタ回路同士の接続点に対して接続されていてもよい。その場合も、スイッチング電源回路に対してキャパシタＣ１〜Ｃ４を接続し、且つＣ１〜Ｃ４を第１〜第４のダイオード−インダクタ回路の中間点と接続することにより、本発明の充電器を構成することができる。
【０１００】
図２９は、本発明の第５実施例としての充電器１の別の例を示した回路図である。実施例１〜４とは異なり、スイッチング電源回路は、第２のダイオード−インダクタ回路と第３のダイオード−インダクタ回路の接続点に対して接続されている。このような構成の充電器によっても、インダクタによる充放電電流の平滑化により、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充電時又は放電時における突入電流を防止して損失を低減させることが可能である。なお、スイッチング電源回路は、他のダイオード−インダクタ回路同士の接続点に対して接続されていてもよい。その場合は、Ｃ１又はＣ４に替えて、スイッチング電源回路と接続するための接続点を有した複数のキャパシタの組（Ｃ２とＣ３の組に対応）を用いることができる。
【０１０１】
また、本発明の第５実施例としての充電器１は、図３０に示す回路構造を有するものであってもよい。図３０の充電器は、図２８の充電器内の各ダイオード−インダクタ回路においてダイオードとインダクタとの位置を交換し、またスイッチング電源回路内の各素子の配置も一部変更することで、キャパシタの充放電に伴う電流が突入電流となることを防止するものである。ただしスイッチング電源回路内の各素子の配置は図３０に示した特定の配置に限られるわけではなく、例えば図３１に示すとおりの配置であってもよい。
【０１０２】
本発明の第５実施例としては、図３２に示す回路構造を有する充電器を用いることもできる。図３２の充電器は、図２９の充電器内の各ダイオード−インダクタ回路においてダイオードとインダクタとの位置を交換し、またスイッチング電源回路内の各素子の配置も一部変更することで、キャパシタの充放電に伴う電流が突入電流となることを防止するものである。ただしスイッチング電源回路内の各素子の配置は図３２に示した特定の配置に限られるわけではなく、例えば図３３に示すとおりの配置であってもよい。
【実施例６】
【０１０３】
なお、直列接続された蓄電セル列に対しては、実施例１〜５で説明した、ダイオード−インダクタ回路、キャパシタ、及びスイッチング電源回路からなる回路を２組以上接続することも可能である。図３４は、そのような構成の一例を示している。ダイオードＤ１〜Ｄ３及びインダクタＬ１〜Ｌ３よりなる、直列接続された第１〜第３のダイオード−インダクタ回路と、均等化用キャパシタＣ１〜Ｃ３と、直流電源Ｖｉｎ１、スイッチＱ１、及びインダクタＬｉｎ１からなる第１のスイッチング電源回路と、が蓄電セルＢ１〜Ｂ３に対して接続されている点は図８の構成と同様であるが、これらに加えて、蓄電セルＢ１〜Ｂ３に対しては、ダイオードＤ４〜Ｄ６及びインダクタＬ４〜Ｌ６よりなる、直列接続された第４〜第６のダイオード−インダクタ回路と、均等化用キャパシタＣ４〜Ｃ６と、直流電源Ｖｉｎ２、スイッチＱ２、及びインダクタＬｉｎ２からなる第２のスイッチング電源回路と、が更に接続されている。
【０１０４】
図３４の充電器を用いれば、蓄電セルＢ１〜Ｂ３は、Ｃ１〜Ｃ３を通る各経路とＣ４〜Ｃ６を通る各経路の２通りの経路を経由して充電されるので、図８の充電器を用いるよりも速い充電速度を得ることが可能である。この場合、Ｂ１〜Ｂ３に流れるリップル電流の観点から、Ｑ１とＱ２は逆位相で動作させることが望ましい。上述した全ての実施例１〜５に対して、同様に複数の組の回路を用いることが可能である。また、例えば図８において各蓄電セルに接続されていた回路と図１２において各蓄電セルに接続されていた回路を用いるなど、異種の回路を併用することも可能であるし、３以上の組の回路を各蓄電セルに対して接続してもよい。
【０１０５】
なお、これまで説明した本発明の充電器は、全てダイオードを含む回路構成を有していたが、一部、あるいは全てのダイオードをスイッチで置き換えてもよい。
【０１０６】
図８の充電器において全てのダイオードをスイッチで置き換えた構成を、図３５に示す。各スイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴ等、任意の半導体スイッチを用いることが好ましいが、要求される応答速度等によっては、他の電子式スイッチや機械式スイッチを用いることも可能である。スイッチとしてＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチを用いる場合、任意のスイッチドライバによって当該スイッチのオン・オフを制御することが可能である。
【０１０７】
図９、図１０を用いて示したとおり、スイッチング電源回路におけるスイッチＱ１がオン、オフいずれであるかに応じて、図８に示した充電器におけるダイオードは導通／非導通の状態間で交互に切り替えられる。これを鑑みれば、図３５の充電器を用いた充電動作においては、スイッチング電源回路におけるスイッチＱ１の切り替えに応じて上記スイッチドライバによりスイッチＱ２〜Ｑ４の切り替えを行うことで、図９、図１０で示される各充放電状態と同様の状態を実現することができる。なお、図３５はスイッチを用いる構成の単なる一例である。上述の実施例として説明された全ての充電器において、同様にダイオードの一部あるいは全てをスイッチで置き換えることが可能である。
【実施例７】
【０１０８】
上記実施例１〜６の充電器において、蓄電セルへの充電電流を制御する必要がなく、直流電源の電圧を固定した上で所定の電圧値まで蓄電セルを充電する場合、当該充電器の使用者は、ある固定された時比率ｄの値にてスイッチング電源回路を動作させればよい。しかしながら、充電電流を制御する必要がある場合や直流電源の電圧に変動がある場合、あるいは、蓄電セルの充電電圧を高精度で調整する必要がある場合には、充電の進行に応じてｄの値を随時制御する必要がある。
【０１０９】
図３６〜図４１に、そのようなｄの値の制御を行うための、充電システム２の一例を示す。これら充電システム２は、本発明の充電器と、充電器を構成するいずれかの素子の電流又は電圧を検出するための検出回路と、検出結果を基準値と比較するための比較演算回路と、比較の結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率を制御するための時比率制御回路から構成される。
【０１１０】
なお、図３６〜図４１の充電システム２で用いられている充電器は図８に示した充電器１と同一の回路構成を有しているが、本充電システムに用いるべき充電器がこのような構成に限られるわけではない。すなわち、本発明の充電器のうち任意のものを用いて、充電システム２を構成することができる。
【０１１１】
また、検出回路を接続する素子は、充電器を構成するいずれの素子であってもよく、任意の素子の電流・電圧を検出しつつパルス幅の制御を行うことが可能である。
【０１１２】
充電システム２の構成
次に、図３６を用いて充電システム２の構成及び動作を説明する。図３６は、図８で示された実施例１の充電器に対して、Ｂ１〜Ｂ３の蓄電セルの電圧を検出する電圧検出回路と、検出結果と基準電圧を比較して差分に応じた信号を出力する比較演算回路と、比較結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率ｄを制御するための時比率制御回路と、を接続してなる充電システム２を示している。
【０１１３】
電圧検出回路は、電圧を検出して検出結果に応じた信号を発することのできる任意の電圧計であってよい。また比較演算回路は、電圧検出回路からアナログ信号が発せられる場合には、Ａ／Ｄコンバータを介して検出回路に接続されたデジタル・シグナル・プロセッサ等であってよい。比較演算回路には、電圧の基準値を記録するためのメモリ等が必要に応じて備えられている。なお、検出回路からの信号がデジタル信号であるならば、Ａ／Ｄコンバータは不要である。時比率制御回路は、比較演算回路から受信した信号に応じて一定の時間間隔ごとにスイッチング電源回路に対してオン・オフを切り替えるための信号を発するよう構成された、スイッチングドライバ回路等であってよい。時比率制御回路からスイッチング電源回路に対して送信される、スイッチを切り替える信号の送信間隔を制御することにより、時比率を制御することができる。または、スイッチング電源回路に対してスイッチ切り替え信号を送信する制御回路と時比率制御回路とは別の回路であって、時比率制御回路が比較演算回路からの信号に応じた時比率を指示する信号を当該切り替え信号を送信する回路へと送信し、これにより、指示された時比率に従うタイミングで切り替え信号を送信させるという構成をとることも可能である。
【０１１４】
ただし、本発明の充電システムに用いられる検出回路、比較演算回路、及び時比率制御回路が上記の具体的な構成に限られるわけではない。当業者であれば、本発明の教示に従い、同様の機能を備えた別の回路を適宜構成することが可能である。本発明は、そのようなバリエーションの全てをその範囲に含む。
【０１１５】
充電システム２の動作
次に、図３６を用いて充電システム２の動作を説明する。
【０１１６】
充電器の動作中、電圧検出回路は随時蓄電セルＢ１〜Ｂ３の電圧を検出し、検出結果を表わす信号を比較演算回路へと発している。ただし、電圧検出回路に対してクロック発振器を接続し、クロック信号に応じて所定のタイミングで検出結果の信号を発するよう構成してもよい。
【０１１７】
次に、比較演算回路は、必要に応じてＡ／Ｄコンバータを介して、上記検出結果を表わす信号を受信し、この検出結果を、蓄電セルの目標充電電圧である基準電圧と比較する。蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも低い場合、比較演算回路は、時比率制御回路に対し、スイッチング電源回路の時比率を大きくすることを指示する信号を発する。ここにおける「大きくする」とは、あらかじめ定められた特定の値だけ時比率を大きくすることを指示する信号であってもよいし、あるいは、蓄電セルの電圧と目標充電電圧との間の差分に応じて算出された値だけ、時比率を大きくすることを指示する信号であってもよい。なお、この場合の具体的な時比率の算出は、個々の回路構成に応じて成立する電流・電圧間の数学的関係式を理論的に解くことにより行ってもよいし、あるいは時比率と蓄電セル電圧との関係をあらかじめサンプリングし、比較演算回路内のメモリに記録した上で、当該記録されたデータと検出された蓄電セル電圧を照合することにより行ってもよい。
【０１１８】
同様に、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも高い場合、比較演算回路は、時比率制御回路に対し、スイッチング電源回路の時比率を小さくする方向へと信号を発する。
【０１１９】
次に、時比率制御回路は、比較演算回路から受信した信号に応じて、スイッチング電源回路の時比率を制御する。典型的には、スイッチング電源回路内のスイッチに対して、比較演算回路により指示された時比率に対応する時間間隔ごとに、スイッチ切り替え信号を発する。
【０１２０】
この構成においては、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも低い場合には時比率制御回路がスイッチング電源回路に対して時比率を大きくするよう信号を出力し、蓄電セルの電圧が目標充電電圧よりも高い場合は時比率制御回路がスイッチング電源回路に対して時比率を小さくする方向へと信号を出力することにより、蓄電セルの電圧を所望の値へと制御することができる。すなわち、蓄電セルの電圧が目標充電電圧と等しくなるようスイッチング電源回路の時比率ｄが制御されるため、直流電源Ｖｉｎの電圧が変動した場合等においても高精度で蓄電セルの充電電圧を調整することが可能である。
【０１２１】
なお、電圧検出回路から比較演算回路へと通知される蓄電セル電圧とは、充電器を構成する蓄電セルの全て、又は一部の電圧に基づいて決定される任意の電圧であってよい。すなわち、全ての蓄電セルの電圧を検出してその平均値を目標充電電圧と比較することが可能であるし、その他にも、例えば最も電圧の高いセルの電圧値を用いる、最も電圧の低いセルの電圧値を用いる、あるいは一部のセルの電圧のみ検出しその電圧値を用いる等、任意の方法によって蓄電セルの検出電圧を決定することができる。
【０１２２】
図３２は、図８で示した実施例１の充電器に対して、Ｂ１〜Ｂ３の蓄電セルに流れる電流を検出する電流検出回路と、検出結果と基準電流値を比較して差分に応じた信号を出力する比較演算回路、比較結果に基づいてスイッチング電源回路の時比率を制御するための時比率制御回路を加えたものである。図３６の充電システムにおける電圧検出回路に代わって、電流検出回路を用いた充電システムである。このような構成の充電システムを図３６のシステムと同様に動作させれば、蓄電セルの電流を所望の値へと調整することが可能となる。なお、電流検出回路とは、電流を検出して検出結果に応じた信号を発することのできる任意の電流計であってよい。
【０１２３】
図３７の充電システムの動作においては、電流検出回路の電流検出値と基準電流値とが、比較演算回路によって比較される。この場合の基準電流値は蓄電セルの目標充電電流値である。図９、図１０を用いて説明したように、本発明の充電器の動作においては、スイッチング電源回路におけるスイッチＱ１の切り替え状態に応じて各蓄電セルに異なる極性の電流が流れる。よって、蓄電セルに流れる電流を検出する図３７の構成を用いる場合、電流検出値としては、蓄電セルに流れる電流の平均値を用いることが好ましい。この場合、具体的には、各蓄電セルを流れる電流が電流検出回路により検出され、それぞれの検出値を表わす信号が、Ａ／Ｄコンバータを介して比較演算回路へと入力され、比較演算回路はそれら電流検出値の平均値を算出し、当該平均値とメモリに記録された目標充電電流値とを比較する。
【０１２４】
蓄電セルを流れる電流が目標充電電流値よりも低い場合は、時比率制御回路がスイッチング電源回路に対して時比率を大きくするよう信号を出力し、蓄電セルに流れる電流が目標充電電流値よりも高い場合は、時比率制御回路がスイッチング電源回路に対して時比率を小さくする方向へと信号を出力する。このようにして、蓄電セルに流れる充電電流を所望の値に制御することができる。蓄電セルに流れる電流が目標充電電流値と等しくなるようスイッチング電源回路の時比率ｄが制御されるため、蓄電セルの電圧が変動する場合等においても高精度で蓄電セルに流れる充電電流値を調整することが可能である。この構成においては、全てのセルの電流を検出しそれら平均値を用いる、最も大きな電流の流れるセルの電流値を用いる、最も小さな電流の流れるセルの電流値を用いる、あるいは一部のセルの電流のみ検出しその電流値を用いる等、任意の方法により電流検出値を決定することができる。
【０１２５】
以上、蓄電セルの電圧ならびに電流を検出し時比率を制御する構成について述べたが、図３８から図４０に示されるとおり、蓄電セルの電圧ならびに電流を検出する代わりにキャパシタＣ１〜Ｃ３の電流・電圧やインダクタＬ１〜Ｌ３に流れる電流を検出してパルス幅の制御を行うことも可能である。図４０は、インダクタの電流を検出してスイッチング電源回路の時比率ｄの制御を行う構成を示す。特にインダクタに流れる電流は条件によってはほぼ定電流と見なすことが可能なため、上記図３７で蓄電セルに流れる電流を検出するよりも容易である。
【０１２６】
また、実施例７の充電システムとしては、特に電圧あるいは電流の一方のみを検出して制御を行う態様について説明したが、電圧と電流を共に検出し制御を行うことも可能である。例として、図４１に蓄電セルの電圧及び電流を検出し、スイッチング電源回路の時比率の制御を行う構成を示す。蓄電セルの電圧が基準電圧値よりも低い場合、電圧比較演算回路は時比率制御回路に対して時比率を大きくするよう信号を出力するが、一方で電流比較演算回路は時比率制御回路に対して蓄電セルに流れる電流がある任意の値となるよう信号を出力する。その結果、蓄電セルの電圧が任意の充電電圧よりも低い場合、蓄電セルはある任意の定電流にて充電されることになる。蓄電セルの電圧が基準電圧値と等しいか、あるいは高い場合においても電流比較演算回路は時比率制御回路に対して蓄電セルに流れる電流がある任意の値となるよう信号を出力するが、一方で電圧比較演算回路は時比率制御回路に対して蓄電セルの電圧がある任意の値に保たれるよう信号を出力する。その結果、蓄電セルの充電電流は抑えられ、当該蓄電セルはある任意の定電圧にて充電されることになる。このように、電圧検出と電流検出を併用することにより、定電流／定電圧にて充電を行うことが可能である。
【０１２７】
図４１の定電流／定電圧にて充電するための充電システムにおいて、Ｂ１〜Ｂ３としては容量が１００Ｆの電気二重層キャパシタを用いて、充電動作の実験を行った。Ｂ１〜Ｂ３の初期電圧を１．０Ｖ、１．３Ｖ、１．６Ｖとばらつかせた状態から、充電電流０．５Ａ、充電電圧２．５Ｖへと時比率を制御しつつ充電を行った場合の実験結果を図４２に示す。充電開始後、時間の経過と共にばらつきが解消され、最終的にＢ１〜Ｂ３の各セルは２．５Ｖの均一な電圧まで充電されていることがわかる。
【０１２８】
その他、任意の素子における電流・電圧等の検出可能な任意の量を２以上同時に検出し、それら検出結果に応じてスイッチング電源回路の時比率を制御するよう、本充電システムを構成することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１２９】
本発明に従い、コンデンサ、二次電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電セルを充電するための充電器・充電システムを構成することができる。特に本発明によれば、キャパシタの充放電における突入電流の防止によりエネルギー効率が上昇し、素子への負担も抑えられる。したがって本発明においては、高い効率や耐久性が求められる充電器・充電システムとしての応用が見込まれる。
また、従来のコッククロフトウォルトン回路が使われている各種装置ならびにマルチレベルインバータ等、複数個の直列に接続されたコンデンサの電圧を均等に維持することが望ましい用途においても本発明技術を適用することが出来る。
【符号の説明】
【０１３０】
１                    充電器
２                    充電システム
Ｂ１〜Ｂ４            蓄電セル
Ｃ１〜Ｃ６            均等化用キャパシタ
Ｄ１〜Ｄ６            ダイオード
Ｌ１〜Ｌ６，Ｌｉｎ    インダクタ
Ｖｉｎ                直流電源
Ｑ１〜Ｑ４            スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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