(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性内部インピーダンスおよび抵抗性内部インピーダンスを有する３相電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、
離散時間的に検出された相電流を入力して電源角周波数を検出する手段と、
この電源角周波数と３相電流からＰＷＭコンバータを３相電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンスと抵抗性インピーダンスの直列回路となるような３相入力端子電圧指令を演算する手段と、
前記電源角周波数と、前記３相入力端子電圧指令と、ＰＷＭコンバータの演算周期とから、離散時間的に検出される電流検出時の時間をｔｎ、演算周期Ｔｓを一定としたときに、〔ｔｎ＋Ｔｓ〕から〔ｔｎ＋２Ｔｓ〕間の３相入力端子電圧指令値の平均値を演算する手段と、
この３相入力端子電圧指令平均値により３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御する手段とを有する
ことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置された電源装置やモータ駆動装置などに供給するＰＷＭコンバータの制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
内部インピーダンスの大きい電源から大電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、先の特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」にも記載されている。
以下に、従来のＰＷＭコンバータについて述べる。
図３に従来のＰＷＭコンバータと３相電源系統を示す。同図において、１〜３は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の３相電源、４〜６はインダクタンスＬｓを有する３相電源１〜３の誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）、７〜９は抵抗Ｒｓを有する３相電源１〜３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）である。
また、１０〜１２は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ検出用ＡＣＣＴ、１３〜１５は、ＰＷＭ変換器および直流部から成るＰＷＭコンバータ部１００の３相入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｅｄｃを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
【０００３】
このような内部インピーダンス４〜９を有する３相電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相変換した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒｓと等しいことが必要である。
図４はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、同図において、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。
電源から最大電力を取り出すためには、図４における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが下記の（１），（２）式の条件を満たせばよい。
したがって、図３に示すＰＷＭコンバータの３相入力端子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥＷが、下記の（３）〜（５）式となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図４と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００４】
0003630610.tif 000002
【０００５】
図５に、従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示す。同図において、２０１は検出された電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧の指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊を算出する演算回路、２０２は割り算器、２０３は比較器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換回路である。
演算回路２０１は前記（３）〜（５）式の演算を行う。ここで、Ｉｗは（−Ｉｕ−Ｉｖ）と等しいことと、（３）式における〔｛１／（ｊωＣ）｝・Ｉｕ〕は図４における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉｕよりも９０°遅れの位相を持つが、ＩｕとＩｖが１２０°位相差を持つことを利用して、〔（Ｉｕ＋２Ｉｖ）／｛（√３）・ωＣ｝〕より算出する。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊は次の（６）〜（８）式のごとく算出される。
【０００６】
0003630610.tif 000003
【０００７】
割り算器２０２は、指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊をそれぞれ直流電圧検出値Ｅｄｃの半分、すなわちＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを出力する。比較器２０３は変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【０００８】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉｕ，Ｉｖから入力端子電圧の指令値Ｅｕ＊，Ｅｖ＊，Ｅｗ＊を算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉｕの実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）式の演算に使用する直列容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、直列容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１），（２）式の関係を崩して電力を制限する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい３相電源から最大電力を取り出すことができるが、図５のＰＷＭコンバータの制御回路に示された動作をＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等で実現させようとすると、演算時間による遅れのために、検出した相電流に基づいて（６）〜（８）式で表わされる電圧の制御がリアルタイムに行えない。またＰＷＭ制御は、電圧指令値と三角波との比較によるスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦにより行われるために制御周期内の出力電圧平均値と電圧指令値を一致させる必要があるが、従来のＰＷＭコンバータの制御回路では、これが行われていないために、最大電力が取り出せなかった。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する３相電源に接続されるＰＷＭコンバータの出力を増大させる制御回路を実現するものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
図２に、平均電圧導出の原理図を示す。
上述した（６）式におけるＵ相入力端子電圧指令値の演算時間遅れの補正と、ＰＷＭ出力と一致する指令値を得るために、ある演算周期の終わりから次の演算周期の終わりまでの、電圧指令値の平均値を演算する方法を示したものであるが、他の相についても同様の方法で補正できる。
すなわち、内部インピーダンスの大きい３相電源であるために、検出した相電流Ｉｕ，Ｉｖは、ほぼ正弦波となり、上記（６）式のＵ相入力端子電圧指令値も正弦波になる事を利用して、離散時間的に検出される電流検出時の時間をｔｎ、演算周期Ｔｓを一定としたときに、〔ｔｎ＋Ｔｓ〕から〔ｔｎ＋２Ｔｓ〕間の電圧指令値の平均値を算出する方法を示している。
上記（６）式のＵ相電圧指令は、正弦波となることから振幅をＥｍとして連続時間系でＥｕ（ｔ）と表わすと、下記に示す（９）式のごとくなる。
したがって、Ｅｕ（ｔ）の、〔ｔｎ＋Ｔｓ〕から〔ｔｎ＋２Ｔｓ〕間の平均値Ｅｕ’（ｔｎ＋１）は（１０）式により求められる。
【００１１】
0003630610.tif 000004
【００１２】
時間ｔｎにおいて、離散的に検出されたＵ，Ｖ相の相電流をＩｕ（ｔｎ），Ｉｖ（ｔｎ）とすると、ｔｎにおけるＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令Ｅｕ（ｔｎ），Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）は、下記に示す（１１）〜（１３）式のごとくなる。
したがって、（１０）式を展開する際に、〔Ｅｍ・ｃｏｓ（ω・ｔｎ）〕は〔Ｅｕ（ｔｎ）〕となること、〔Ｅｍ・ｓｉｎ（ω・ｔｎ）〕は上記〔Ｅｍ・ｃｏｓ（ω・ｔｎ）〕の９０°遅れたものであり、Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）が１２０°の位相差を持つことを利用すると、〔｛Ｅｖ（ｔｎ）−Ｅｗ（ｔｎ）｝／√３〕となることを利用して、下記に示す（１４）式のごとく展開される。Ｖ，Ｗ相についても同様に（１５），（１６）式となる。
演算時間遅れを考慮しなくてよい場合は、上記の（１０）式において積分期間をｔｎからｔｎ＋Ｔｓとすることで、演算時間遅れを考慮しない指令平均値を得ることができる。
【００１３】
0003630610.tif 000005
【００１４】
本発明は上記原理に基づき、前述の課題を解決するものであり、誘導性内部インピーダンスおよび抵抗性内部インピーダンスを有する３相電源より直流出力を得るＰＷＭコンバータの制御回路において、離散時間的に検出された相電流を入力して電源角周波数を検出する手段と、この電源角周波数と３相電流からＰＷＭコンバータを３相電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンスと抵抗性インピーダンスの直列回路となるような３相入力端子電圧指令を演算する手段と、前記電源角周波数と、前記３相入力端子電圧指令と、ＰＷＭコンバータの演算周期とから離散時間的に検出される電流検出時の時間をｔｎ、演算周期Ｔｓを一定としたときに、〔ｔｎ＋Ｔｓ〕から〔ｔｎ＋２Ｔｓ〕間の３相入力端子電圧指令平均値を演算する手段と、この３相入力端子電圧指令平均値により３相入力端子電圧をパルス幅変調によって制御する手段とで構成する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明が適用されたＰＷＭコンバータの制御回路構成例を示す。同図において、図５と同符号を付したものは同一構成部品を表わし、２０９は容量指令発生器、２１０は電圧指令平均値演算回路を表わす。
以下、図１について説明する。電源角周波数を検出する手段としてのＦ／Ｖ変換器２０６は、Ｕ相電流検出値Ｉｕから電源角周波数ωを算出する。容量指令発生器２０９は電源角周波数ωを入力して、（１）式を満足する直列容量Ｃを算出する。
【００１６】
演算回路２０１は前記図５の演算回路２０１と同一構成要素であり、相電流Ｉｕ，Ｉｖの代わりに離散時間的に検出した相電流Ｉｕ（ｔｎ），Ｉｖ（ｔｎ）を入力し、前記電源角周波数ω、直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒより、（１１）〜（１３）式に基づき離散時間的な入力端子電圧指令値Ｅｕ（ｔｎ），Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）を演算し、電圧指令平均値予測回路２１０に出力する。
【００１７】
演算周期内の入力端子電圧指令平均値を演算する手段としての電圧指令平均値予測回路２１０は、前記入力端子電圧指令値Ｅｕ（ｔｎ），Ｅｖ（ｔｎ），Ｅｗ（ｔｎ）、演算周期Ｔｓおよび前記電源角周波数ωを入力して、（１４）〜（１６）式に基づき、演算時間遅れを考慮して平均化した３相入力端子電圧指令平均値Ｅｕ’（ｔｎ＋１），Ｅｖ’（ｔｎ＋１），Ｅｗ’（ｔｎ＋１）を割り算器２０２に出力する。
【００１８】
割り算器２０２は、３相入力端子電圧指令平均値Ｅｕ’（ｔｎ＋１），Ｅｖ’（ｔｎ＋１），Ｅｗ’（ｔｎ＋１）をＥｄｃ／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ，Ｅｏｗを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅｏｕ，Ｅｏｖ、Ｅｏｗと三角波発生器２０５の出力ＥＴを比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗを各々スイッチング素子ゲート信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに振り分ける。
【００１９】
これにより、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧が制御され、交流電源１〜３の電源周波数が変化した場合でも、演算時間の遅れの補正と入力端子電圧指令の平均化により、前記（１），（２）式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す事ができる。
【００２０】
なお、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記の特開平６−５４５４０号公報に記載されるように、最大電力を取り出すのではなく、所定の電力を取り出す場合には、図１の制御回路における直列容量Ｃや抵抗Ｒを変えることにより同様に対処できる。
【００２１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明は、ＰＷＭコンバータの制御回路において、ＤＳＰ等を使用する場合に発生する演算遅れと、制御周期内の出力電圧平均値と電圧指令値の不一致による誤差を補正するために、入力端子電圧指令の平均値を演算するものであり、この入力端子電圧指令平均値によりＰＷＭコンバータを制御することによって、ＰＷＭコンバータの出力を増大させて、電源から最大電力を取り出すことが可能となり、実用上おおいに有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例におけるＰＷＭコンバータの制御回路を示す図である。
【図２】本発明の平均電圧導出の原理を説明する図である。
【図３】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータにおける制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３          交流電源
４〜６          誘導性内部インピーダンス（Ｚｌｓ）
７〜９          抵抗性内部インピーダンス（Ｚｒｓ）
１３〜１５      交流入力端子
２２            ＤＣＰＴ
２３            負荷
１０１〜１０３  直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６  負荷抵抗（Ｒ）
２０１          演算回路
２０２          割り算器
２０３          比較器
２０４          ゲート発生回路
２０５          三角波発生器
２０６          Ｆ／Ｖ変換器
２０７          パターン回路
２０８          瞬時値／実効値変換器
２０９          容量指令発生回路
２１０          電圧指令平均値予測回路
【図１】
0003630610.tif 000006
【図２】
0003630610.tif 000007
【図３】
0003630610.tif 000008
【図４】
0003630610.tif 000009
【図５】
0003630610.tif 000010