(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、直流電源の出力電圧を所定の直流電圧へ変換するＤＣ／ＤＣコンバータの出力を交番する矩形波電圧に変換して出力するインバータ回路、インバータ回路の両出力端のうちの一方との間に形成される出力端間に放電灯の始動用の高電圧を発生する高電圧発生回路を有し、上記放電灯との間に２線入力式または３線入力式の始動電圧発生回路を選択的に挿入可能な３線出力式の電力変換回路と、インバータ回路を制御する制御部とを備え、２線式の始動電圧発生回路が、入力端間に交流入力があった場合に始動用のパルス電圧を発生する回路であり、３線入力式の始動電圧発生回路が、電力変換回路における高電圧発生回路の出力端間の電位差がギャップ素子の放電電圧に達すると高電圧のパルス電圧を発生する回路であり、制御部が、上記放電灯の始動時にインバータ回路の出力が点灯時よりも低周波の交流出力となるようにインバータ回路を制御し、且つ、始動時におけるインバータ回路の交流出力の半周期が、電力変換回路と上記放電灯との間に３線式の始動電圧発生回路が挿入された場合においてギャップ素子の放電電圧まで充電する時間よりも長いことを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、メタルハライドランプ、高圧水銀ランプなどの放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の放電灯点灯装置として図１１に示すような回路構成のものが提案されている。
【０００３】
この放電灯点灯装置は、直流電源Ｅの出力を電力変換回路により交流出力に変換することによって放電灯Ｌａを点灯させるようになっている。
【０００４】
電力変換回路は、直流電源Ｅの出力電圧を所定の直流電圧へ変換するＤＣ／ＤＣコンバータＤＤと、放電灯Ｌａの点灯時にＤＣ／ＤＣコンバータＤＤの出力を交番する矩形波電圧に変換して出力するインバータ回路ＩＮＶとを備えている。また、電力変換回路は、インバータ回路ＩＮＶの一方の出力端Ｃとの間に形成される出力端Ａ，Ｃ間に放電灯Ｌａの始動用の高電圧を発生する高電圧発生回路ＨＶ１を備えている。要するに、電力変換回路は、３つの出力端Ａ，Ｂ，Ｃを有する３線出力式の電力変換回路となっている。
【０００５】
また、この放電灯点灯装置は、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に挿入される３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを備えている。
【０００６】
以下、上述の各回路について具体的に説明する。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣコンバータＤＤは、直流電源Ｅの正極側に１次巻線の一端が接続されたトランスＴ１と、トランスＴ１の１次巻線の他端と直流電源Ｅの負極側との間に挿入されたスイッチング素子Ｑ０と、トランスＴ１の２次側の一方の２次巻線Ｌ２の両端間に接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路とで構成される。ここにおいて、スイッチング素子Ｑ０は、制御部ＣＮ’によってオンオフ制御される。また、上記高電圧発生回路ＨＶ１は、トランスＴ１の２次側の他方の２次巻線Ｌ３と、該２次巻線Ｌ３を介してダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路に並列接続されたダイオードＤ２とコンデンサＣ２との直列回路とを備えている。
【０００８】
インバータ回路ＩＮＶは、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の直列回路と、一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ２の直列回路とが、ＤＣ／ＤＣコンバータＤＤのコンデンサＣ１の両端間に接続されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の接続点が上記出力端Ｂに接続され、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ２の接続点が上記出力端Ｃに接続されている。
【０００９】
ところで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、上述の制御部ＣＮ’によってオンオフ制御される。要するに、制御部ＣＮ’は、ＤＣ／ＤＣコンバータＤＤのスイッチング素子Ｑ０とインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とをオンオフ制御する。ここにおいて、制御部ＣＮ’は、放電灯Ｌａの点灯時には、図１２に示すように、上記４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち対角位置にあるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（またはＱ３，Ｑ４）を同時にオンし且つ各直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４（またはＱ３，Ｑ２）同士を交互にオフするように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。したがって、放電灯Ｌａの点灯時には、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間には交番する矩形波電圧が出力される。
【００１０】
始動電圧発生回路ＨＶ２Ａは、電力変換回路の上記出力端Ａ，Ｃ間に接続されるコンデンサＣｇと、コンデンサＣｇに並列接続されたパルストランスＴ２の１次巻線とギャップ素子（スパークギャップ）Ｇとの直列回路とを備え、電力変換回路の上記出力端Ｂ，Ｃ間（つまり、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間）に上記パルストランスＴ２の２次巻線を介して放電灯Ｌａが接続されている。
【００１１】
以下、図１１に示した放電灯点灯装置の動作について図１３を参照しながら説明する。ここにおいて、図１３（ａ）は出力端Ａの電位、同図（ｂ）は出力端Ｂの電位、同図（ｃ）は出力端Ｃの電位を示す。
【００１２】
制御部ＣＮ’は、放電灯Ｌａが放電を開始するまで（つまり、無負荷時）、インバータ回路ＩＮＶをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンで、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフの状態を保持するように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。したがって、出力端Ｂ，Ｃ間の電圧はコンデンサＣ１の両端電圧に略等しい直流電圧となる。ここにおいて、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との接続点は直流電源Ｅの負極側に接続されているので、このときの出力端Ｂの電位は図１３（ｂ）に示すように０（Ｖ）となり、出力端Ｃの電位は図１３（ｃ）に示すように負の値（−ＶLF1（Ｖ））となる。
【００１３】
また、放電灯Ｌａが放電を開始するまでは、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２が充電されていき出力端Ａの電位は図１３（ａ）に示すように徐々に上昇する。そして、出力端Ａの電位と出力端Ｃの電位との電位差が始動電圧発生回路ＨＶ２Ａのギャップ素子Ｇの放電開始電圧＋ＶSGに達すると、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２に蓄積されていた電荷がパルストランスＴ２の１次巻線を介して放出するので、パルストランスＴ２の巻き数比に応じてパルストランスＴ２の２次側に高電圧のパルス電圧が発生し放電灯Ｌａが放電を開始して点灯状態に移行する。
【００１４】
放電灯Ｌａの状態変化に伴い出力端Ｂ，Ｃ間の電圧が安定電圧（−ＶLF2）に移行すると、制御部ＣＮ’は、上述の図１２に示したようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。したがって、放電灯Ｌａの点灯後は、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間には交番する矩形波電圧が出力されるから、出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位はそれぞれ図１３（ｂ），（ｃ）に示すようになる。なお、制御部ＣＮ’は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータＤＤのコンデンサＣ１の両端電圧を検出する電圧検出手段（図示せず）によって放電灯Ｌａが点灯したことを検出するようになっている。
【００１５】
なお、出力端Ａの電位は、放電灯Ｌａの点灯後には、図１３（ａ）に示すように徐々に上昇し、トランスＴ１の巻き数により決まる電圧ＶHで安定する。ここに、ＶHは、ＶH＝ＶLF2×（Ｌ２の巻き数＋Ｌ３の巻き数）／（Ｌ２の巻き数）となる。
【００１６】
要するに、インバータ回路ＩＮＶは、放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）には直流出力が得られ、放電灯Ｌａの点灯後は交流出力が得られるように制御部ＣＮ’によって制御されていた。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、上記従来構成では、放電灯Ｌａの始動に必要なパルス電圧を放電灯Ｌａに印加することができる。ところで、放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧を発生させる始動電圧発生回路としては、図１１に示した３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａとは別に図１４に示すような２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂも提案されている。そこで、図１１に示した回路構成において３線入力式の始動電圧発生回路２Ａの代わりに、図１４に示すような２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂの入力端Ｂ’，Ｃ’それぞれをインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃそれぞれに接続することが考えられる。
【００１８】
一方、この２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂは、入力端Ｂ’，Ｃ’に交流入力があった場合に、入力端Ｂ’→ダイオードＤ２１→抵抗Ｒ５→コンデンサＣ３→入力端Ｃ’の経路でコンデンサＣ３を充電する期間と、入力端Ｃ’→コンデンサＣ４→抵抗Ｒ６→ダイオードＤ２２→入力端Ｂ’の経路でコンデンサＣ４を充電する期間とを有し、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５との接続点Ｚの電位が規定値（抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで規定される値）に達した時に、トリガ素子ＴＲ（例えば双方向性２端子サイリスタ）がオンしパルストランスＴ３の２次巻線に始動用のパルス電圧が発生するようになっている。
【００１９】
しかしながら、上記制御部ＣＮ’は、放電灯Ｌａの始動時にはインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に直流出力が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御しているので、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを直接接続しても放電灯Ｌａに始動パルスを印加することができなかった。このため、始動電圧発生回路として、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを用いる場合と３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを用いる場合とで始動電圧発生回路の前段となる電力変換回路を別々に用意する必要があった。要するに、始動電圧発生回路の違いにより他の回路構成を共通化できなかった。
【００２０】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、３線入力式の始動電圧発生回路と２線入力式の始動電圧発生回路とを選択的に使用でき他の回路構成を共通化することができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、直流電源の出力電圧を所定の直流電圧へ変換するＤＣ／ＤＣコンバータの出力を交番する矩形波電圧に変換して出力するインバータ回路、インバータ回路の両出力端のうちの一方との間に形成される出力端間に放電灯の始動用の高電圧を発生する高電圧発生回路を有し、上記放電灯との間に２線入力式または３線入力式の始動電圧発生回路を選択的に挿入可能な３線出力式の電力変換回路と、インバータ回路を制御する制御部とを備え、２線式の始動電圧発生回路が、入力端間に交流入力があった場合に始動用のパルス電圧を発生する回路であり、３線入力式の始動電圧発生回路が、電力変換回路における高電圧発生回路の出力端間の電位差がギャップ素子の放電電圧に達すると高電圧のパルス電圧を発生するものであり、制御部が、上記放電灯の始動時にインバータ回路の出力が点灯時よりも低周波の交流出力となるようにインバータ回路を制御し、始動時におけるインバータ回路の交流出力の半周期が、電力変換回路と上記放電灯との間に３線式の始動電圧発生回路が挿入された場合においてギャップ素子の放電電圧まで充電する時間よりも長いことを特徴とするものであり、電力変換回路と上記放電灯との間に３線入力式の始動電圧発生回路が挿入された場合とインバータ回路の出力端間と上記放電灯との間に２線入力式の始動電圧発生回路が挿入された場合とのいずれの場合にも、制御部によって上記放電灯の始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路が制御されるから、３線入力式の始動電圧発生回路と２線入力式の始動電圧発生回路とを選択的に使用でき他の回路構成を共通化することができる。
【００２４】
また、始動時のインバータ回路の出力の周波数を低くし、且つ、始動時におけるインバータ回路の交流出力の半周期が、電力変換回路と上記放電灯との間に３線式の始動電圧発生回路が挿入された場合においてギャップ素子の放電電圧まで充電する時間よりも長いことにより、電力変換回路と上記放電灯との間に３線入力式の始動電圧発生回路を挿入した場合に、インバータ回路の出力端間に直流出力が出力される場合のように安定したタイミングでパルス電圧を発生することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（参考例１）
本参考例の放電灯点灯装置は図１に示す回路構成を採用している。すなわち、本参考例の放電灯点灯装置の回路構成は、図１１に示した従来構成と略同じであって、３つの出力端Ａ，Ｂ，Ｃを有する３線出力式の電力変換回路を備えており、制御部ＣＮに特徴がある。なお、図１１に示した従来構成と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。また、図１に示す回路構成では、図３に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータＤＤと３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａとの間に高電圧発生回路ＨＶ１を設けてあるが、高電圧発生回路ＨＶ１を設ける位置は、図３の位置に限らず、図４ないし図７に示すいずれの位置に設けてもよい。
【００２６】
本参考例においては、制御部ＣＮは、放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）も点灯時もインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃの出力電圧が交番する矩形波電圧になるようにインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する。すなわち、本参考例では、放電灯Ｌａの始動時にも、制御部ＣＮによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンでスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフの状態とを交互に繰り返すようにインバータ回路ＩＮＶが制御される。なお、放電灯Ｌａの点灯時のインバータ回路ＩＮＶの動作は上記従来構成と同じである。また、制御部ＣＮは、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の他に、図１１に示した従来構成の制御部ＣＮ’と同様にＤＣ／ＤＣコンバータＤＤのスイッチング素子Ｑ０もオンオフ制御する。
【００２７】
以下、本参考例の放電灯点灯装置の動作について図２を参照しながら説明する。ここにおいて、図２（ａ）は出力端Ａの電位、同図（ｂ）は出力端Ｂの電位、同図（ｃ）は出力端Ｃの電位を示す。
【００２８】
制御部ＣＮは、放電灯Ｌａが放電を開始するまで（つまり、無負荷時）、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に交番する矩形波電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する。したがって、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位は、それぞれ図２（ｂ），（ｃ）に示すように、交互に−ＶLF1（Ｖ）となる。
【００２９】
また、放電灯Ｌａが放電を開始するまでは、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２が充電されていき、出力端Ａの電位は図２（ａ）に示すように徐々に上昇する。そして、出力端Ａの電位と出力端Ｃの電位との電位差が始動電圧発生回路ＨＶ２Ａのギャップ素子Ｇの放電電圧ＶSGに達すると、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２に蓄積されていた電荷がパルストランスＴ２の１次巻線を介して放出するので、パルストランスＴ２の巻き数比に応じてパルストランスＴ２の２次側に高電圧のパルス電圧が発生し、放電灯Ｌａが放電を開始して点灯状態に移行する。
【００３０】
放電灯Ｌａの状態変化に伴い出力端Ｂ，Ｃ間の電圧が安定電圧に移行しても制御部ＣＮは、上述の図１２に示したようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するので、放電灯Ｌａの点灯後もインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間には交番する矩形波電圧が出力される。したがって、各出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位はそれぞれ図２（ｂ），（ｃ）に示すようになる。
【００３１】
一方、図１（ｂ）に示す２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂ（図１４と同じ回路構成）を図１（ａ）における３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａの代わりに接続した場合の動作について説明する。なお、この場合は、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に挿入することになるが、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂは、各入力端Ｂ’，Ｃ’それぞれをインバータ回路ＩＮＶの各出力端Ｂ，Ｃそれぞれに接続する。
【００３２】
この場合も制御部ＣＮは、放電灯Ｌａが放電を開始するまで（つまり、無負荷時）、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に交番する矩形波電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するから、出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位は、それぞれ図２（ｂ），（ｃ）に示すように交互に−ＶLF1（Ｖ）となる。したがって、放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）にも２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂには交番する矩形波電圧が入力されるので、図２（ｃ）中のαの区間に、入力端Ｂ’→ダイオードＤ２１→抵抗Ｒ５→コンデンサＣ３→入力端Ｃ’の経路でコンデンサＣ３が充電され、図２（ｂ）中のβの区間に、入力端Ｃ’→コンデンサＣ４→抵抗Ｒ６→ダイオードＤ２２→入力端Ｂ’の経路でコンデンサＣ４が充電される。ここに、コンデンサＣ３の電圧とコンデンサＣ４の電圧との和が図２（ｂ）中の接続点Ｚの電位に等しくなる。つまり、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂはいわゆる倍電圧回路として機能する。
【００３３】
２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５との接続点Ｚの電位が規定値（抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで規定される値）に達した時に、トリガ素子ＴＲがオンしパルストランスＴ３の２次巻線に始動用のパルス電圧が発生するので、放電灯Ｌａが放電を開始して点灯状態に移行する。
【００３４】
要するに、無負荷時および点灯時ともにインバータ回路ＩＮＶから交番する矩形波電圧を出力させることにより、電力変換回路の回路構成を共通として３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａと２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂとのいずれを用いた場合にも放電灯Ｌａに始動電圧を発生することができるのである。
【００３５】
しかして、本参考例では、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に図１（ａ）に示すような３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合と、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に図１（ｂ）に示すような２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路を制御する制御部ＣＮを備えるので、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合とインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、制御部ＣＮによって放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路ＩＮＶが制御されるから、３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａと２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂとを選択的に使用でき他の回路構成を共通化することができる。
【００３６】
（参考例２）
本参考例の回路構成は図１に示した参考例１と同じであり、制御部ＣＮの動作が異なるだけなので回路の図示および説明を省略する。
【００３７】
本参考例では、制御部ＣＮは、放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）にインバータ回路ＩＮＶの出力を一定時間だけ直流出力とし一定時間経過後に交流出力となるようにインバータ回路ＩＮＶを制御するようになっている。
【００３８】
以下、本参考例の放電灯点灯装置の動作について図８を参照しながら説明する。ここにおいて、図８（ａ）は出力端Ａの電位、同図（ｂ）は出力端Ｂの電位、同図（ｃ）は出力端Ｃの電位を示し、実線は３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に挿入した場合、破線は２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に挿入した場合を示している。
【００３９】
まず、３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを用いた場合（つまり、図１（ａ）の回路構成を採用した場合）の動作を説明する。
【００４０】
図示しない電源スイッチにより時刻ｔ0に電源をオンすると、制御部ＣＮは、インバータ回路ＩＮＶから一定時間（一定期間）だけ（時刻ｔAになるまで）、直流電圧が出力されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。言い換えると、図８（ｂ）に示すようにインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂの電位が０（Ｖ）になり且つ図８（ｃ）に示すように出力端Ｃの電位が−ＶLF1（Ｖ）になるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。
【００４１】
ここにおいて、本参考例では、上記一定時間として、電力変換回路と放電灯との間に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを挿入した場合に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａから始動に必要なパルス電圧が発生するまでに要する時間よりも長い時間を設定してある。しかして、３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを使用した際には、上記一定時間が経過する前（つまり時刻ｔＡ前）に出力端Ａの電位と出力端Ｃの電位との電位差がギャップ素子Ｇの放電電圧ＶＧＳに達するので、出力端Ｃの電位が固定されているから出力端Ａの電位の上昇カーブのみでパルス電圧が発生して放電灯Ｌａが放電するタイミングＡＰが決まることになる。要するに、タイミングよくパルス電圧を発生することができ、放電灯Ｌａの点灯までに要する時間を安定させることができる。
【００４２】
そして、タイミングＡＰで放電灯Ｌａが放電すると、放電灯Ｌａの状態変化に伴い出力端Ｂ，Ｃ間の電圧が安定電圧に移行するので、制御部ＣＮは、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に交番する矩形波電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する。したがって、出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位は、図８（ｂ），（ｃ）それぞれに示すようになる。
【００４３】
これに対し、図１（ａ）における３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａの代わりに同図（ｂ）の２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを採用した場合には、上記一定時間経過後（つまり、時刻ｔA以後）にインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に交番する矩形波電圧が出力されるので、図８（ｃ）中のタイミングＢＰで放電灯Ｌａが放電する。
【００４４】
しかして、本参考例においても、参考例１と同様に、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に図１（ａ）に示すような３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合と、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に図１（ｂ）に示すような２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路を制御する制御部ＣＮを備えるので、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合とインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、制御部ＣＮによって放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路ＩＮＶが制御されるから、３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａと２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂとを選択的に使用でき他の回路構成を共通化することができる。
【００４５】
（参考例３）
本参考例の回路構成は参考例１と同じなので図示および説明を省略する。
【００４６】
本参考例は、参考例１同様に、制御部ＣＮが放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）と点灯時とのいずれにもインバータ回路ＩＮＶから交番する矩形波電圧が出力されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するものであり、制御部ＣＮが放電灯Ｌａの始動時と点灯時とでインバータ回路ＩＮＶから出力される矩形波電圧の周波数を異ならせる点に特徴がある。
【００４７】
以下、本参考例の放電灯点灯装置の動作について図９を参照しながら説明する。ここにおいて、図９（ａ）は出力端Ａの電位、同図（ｂ）は出力端Ｂの電位、同図（ｃ）は出力端Ｃの電位を示す。
【００４８】
制御部ＣＮは、放電灯Ｌａが放電を開始するまで（つまり、無負荷時）、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に交番する矩形波電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する。したがって、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位は、それぞれ図９（ｂ），（ｃ）に示すように、交互に−ＶLF1（Ｖ）となる。このときの矩形波電圧の周波数をｆ１とする。
【００４９】
また、放電灯Ｌａが放電を開始するまでは、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２が充電されていき、出力端Ａの電位は図９（ａ）に示すように徐々に上昇する。そして、出力端Ａの電位と出力端Ｃの電位との電位差が始動電圧発生回路ＨＶ２Ａのギャップ素子Ｇの放電電圧ＶSGに達すると、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２に蓄積されていた電荷がパルストランスＴ２の１次巻線を介して放出するので、パルストランスＴ２の巻き数比に応じてパルストランスＴ２の２次側に高電圧のパルス電圧が図９（ｄ）のタイミングで発生し、放電灯Ｌａが放電を開始して点灯状態に移行する。
【００５０】
放電灯Ｌａの状態変化に伴い出力端Ｂ，Ｃ間の電圧が安定電圧に移行すると、制御部ＣＮは、インバータ回路ＩＮＶから出力される矩形波電圧の周波数がｆ１（このときの周期をＰ1とする）よりも低周波のｆ２（このときの周期をＰ2とする）となるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するので、放電灯Ｌａの点灯後の各出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位はそれぞれ図９（ｂ），（ｃ）に示すようになる。
【００５１】
一方、図１（ｂ）に示す２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを図１（ａ）における３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａの代わりに接続した場合の動作について説明する。なお、この場合は、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に挿入することになるが、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂは、各入力端Ｂ’，Ｃ’それぞれをインバータ回路ＩＮＶの各出力端Ｂ，Ｃそれぞれに接続する。
【００５２】
この場合も制御部ＣＮは、放電灯Ｌａが放電を開始するまで（つまり、無負荷時）、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に周波数ｆ１で交番する矩形波電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するから、出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位は、それぞれ図９（ｂ），（ｃ）に示すように交互に−ＶLF1（Ｖ）となる。したがって、放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）にも２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂには交番する矩形波電圧が入力されるので、入力端Ｂ’→ダイオードＤ２１→抵抗Ｒ５→コンデンサＣ３→入力端Ｃ’の経路でコンデンサＣ３が充電される期間と、入力端Ｃ’→コンデンサＣ４→抵抗Ｒ６→ダイオードＤ２２→入力端Ｂ’の経路でコンデンサＣ４が充電される期間とが交互に設けられるので、パルストランスＴ３の２次側に高電圧のパルス電圧が図９（ｅ）のタイミングで発生する。このため、放電灯Ｌａを点灯させることができる。ここに、始動時にインバータ回路ＩＮＶから出力される矩形波電圧の周波数が高くなることにより、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂではパルス電圧が発生する回数が多くなり、３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａの場合に比べて始動性が向上する。言い換えれば、放電灯Ｌａの始動時にインバータ回路ＩＮＶの出力が放電灯Ｌａの点灯時よりも高周波の交流出力となるようにインバータ回路ＩＮＶが制御部ＣＮによって制御されるので、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを挿入した場合にパルス電圧の発生回数を増やすことができ始動性が向上する。
【００５３】
しかして、本参考例においても、参考例１と同様に、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に図１（ａ）に示すような３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合と、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に図１（ｂ）に示すような２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路を制御する制御部ＣＮを備えるので、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合とインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、制御部ＣＮによって放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路ＩＮＶが制御されるから、３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａと２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂとを選択的に使用でき他の回路構成を共通化することができる。
【００５４】
（実施形態）
本実施形態の回路構成は参考例１と同じなので図示および説明を省略する。
【００５５】
本実施形態は、参考例１同様に、制御部ＣＮが放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）と点灯時とのいずれにもインバータ回路ＩＮＶから交番する矩形波電圧が出力されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するものであり、制御部ＣＮが放電灯Ｌａの始動時と点灯時とでインバータ回路ＩＮＶから出力される矩形波電圧の周波数を異ならせる点に特徴がある。
【００５６】
以下、本実施形態の放電灯点灯装置の動作について図１０を参照しながら説明する。ここにおいて、図１０（ａ）は出力端Ａの電位、同図（ｂ）は出力端Ｂの電位、同図（ｃ）は出力端Ｃの電位を示す。
【００５７】
制御部ＣＮは、放電灯Ｌａが放電を開始するまで（つまり、無負荷時）、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に交番する矩形波電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御する。したがって、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位は、それぞれ図１０（ｂ），（ｃ）に示すように、交互に−ＶLF1（Ｖ）となる。このときの矩形波電圧の周波数をｆ１’とする。
【００５８】
また、放電灯Ｌａが放電を開始するまでは、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２が充電されていき、出力端Ａの電位は図１０（ａ）に示すように徐々に上昇する。そして、出力端Ａの電位と出力端Ｃの電位との電位差が始動電圧発生回路ＨＶ２Ａのギャップ素子Ｇの放電電圧ＶSGに達すると、高電圧発生回路ＨＶ１のコンデンサＣ２に蓄積されていた電荷がパルストランスＴ２の１次巻線を介して放出するので、パルストランスＴ２の巻き数比に応じてパルストランスＴ２の２次側に高電圧のパルス電圧が図１０（ｄ）のタイミングで発生し、放電灯Ｌａが放電を開始して点灯状態に移行する。
【００５９】
放電灯Ｌａの状態変化に伴い出力端Ｂ，Ｃ間の電圧が安定電圧に移行すると、制御部ＣＮは、インバータ回路ＩＮＶから出力される矩形波電圧の周波数がｆ１’（このときの周期をＰ1’とする）よりも高周波のｆ２’（このときの周期をＰ2’とする）となるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するので、放電灯Ｌａの点灯後の各出力端Ｂ，Ｃそれぞれの電位はそれぞれ図１０（ｂ），（ｃ）に示すようになる。ここにおいて、本実施形態では、始動電圧発生回路ＨＶ２Ａのギャップ素子Ｇの放電電圧ＶSGまで充電する時間（抵抗Ｒ１とコンデンサＣｇとのＲＣ回路の時定数によって決まる）を１／２ｆ１’より短く設定してあるので、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを挿入した場合に、出力端Ａの電位と出力端Ｃの電位との電位差がギャップ素子Ｇの放電電圧ＶSGに達するのに要する時間をＰ1’／２よりも短くできるから、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に直流出力が出力される場合のように安定したタイミングでパルス電圧を発生することができる。要するに、始動時のインバータ回路ＩＮＶの出力の周波数を低くすることにより、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａを挿入した場合に、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に直流出力が出力される場合のように安定したタイミングでパルス電圧を発生することが可能となる。また、放電灯Ｌａに十分に予熱することができ、始動性が向上する。
【００６０】
一方、図１（ｂ）に示す２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを図１（ａ）における３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａの代わりに接続した場合の動作について説明する。なお、この場合は、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂを電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に挿入することになるが、２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂは、各入力端Ｂ’，Ｃ’それぞれをインバータ回路ＩＮＶの各出力端Ｂ，Ｃそれぞれに接続する。
【００６１】
この場合も制御部ＣＮは、放電灯Ｌａが放電を開始するまで（つまり、無負荷時）、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間に周波数ｆ１’で交番する矩形波電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するから、放電灯Ｌａの始動時（無負荷時）にも２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂには交番する矩形波電圧が入力されるので、入力端Ｂ’→ダイオードＤ２１→抵抗Ｒ５→コンデンサＣ３→入力端Ｃ’の経路でコンデンサＣ３が充電される期間と、入力端Ｃ’→コンデンサＣ４→抵抗Ｒ６→ダイオードＤ２２→入力端Ｂ’の経路でコンデンサＣ４が充電される期間とが交互に設けられるので、パルストランスＴ３の２次側に高電圧のパルス電圧が図１０（ｅ）のタイミングで発生する。このため、放電灯Ｌａを点灯させることができる。
【００６２】
しかして、本実施形態においても、参考例１と同様に、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に図１（ａ）に示すような３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合と、インバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に図１（ｂ）に示すような２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路を制御する制御部ＣＮを備えるので、電力変換回路と放電灯Ｌａとの間に３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａが挿入された場合とインバータ回路ＩＮＶの出力端Ｂ，Ｃ間と放電灯Ｌａとの間に２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂが挿入された場合とのいずれの場合にも、制御部ＣＮによって放電灯Ｌａの始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路ＩＮＶが制御されるから、３線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ａと２線入力式の始動電圧発生回路ＨＶ２Ｂとを選択的に使用でき他の回路構成を共通化することができる。
【００６３】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源と、直流電源の出力電圧を所定の直流電圧へ変換するＤＣ／ＤＣコンバータの出力を交番する矩形波電圧に変換して出力するインバータ回路、インバータ回路の両出力端のうちの一方との間に形成される出力端間に放電灯の始動用の高電圧を発生する高電圧発生回路を有し、上記放電灯との間に２線入力式または３線入力式の始動電圧発生回路を選択的に挿入可能な３線出力式の電力変換回路と、インバータ回路を制御する制御部とを備え、２線式の始動電圧発生回路が、入力端間に交流入力があった場合に始動用のパルス電圧を発生する回路であり、３線入力式の始動電圧発生回路が、電力変換回路における高電圧発生回路の出力端間の電位差がギャップ素子の放電電圧に達すると高電圧のパルス電圧を発生するものであり、制御部が、上記放電灯の始動時にインバータ回路の出力が点灯時よりも低周波の交流出力となるようにインバータ回路を制御し、且つ、始動時におけるインバータ回路の交流出力の半周期が、電力変換回路と上記放電灯との間に３線式の始動電圧発生回路が挿入された場合においてギャップ素子の放電電圧まで充電する時間よりも長いことを特徴とするものであり、電力変換回路と上記放電灯との間に３線入力式の始動電圧発生回路が挿入された場合とインバータ回路の出力端間と上記放電灯との間に２線入力式の始動電圧発生回路が挿入された場合とのいずれの場合にも、制御部によって上記放電灯の始動時に始動に必要なパルス電圧が発生するようにインバータ回路が制御されるから、３線入力式の始動電圧発生回路と２線入力式の始動電圧発生回路とを選択的に使用でき他の回路構成を共通化することができるという効果がある。また、始動時のインバータ回路の出力の周波数を低くし、且つ、始動時におけるインバータ回路の交流出力の半周期が、電力変換回路と上記放電灯との間に３線式の始動電圧発生回路が挿入された場合においてギャップ素子の放電電圧まで充電する時間よりも長いことにより、電力変換回路と上記放電灯との間に３線入力式の始動電圧発生回路を挿入した場合に、インバータ回路の出力端間に直流出力が出力される場合のように安定したタイミングでパルス電圧を発生することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  参考例１を示す回路図である。
【図２】  同上の動作説明図である。
【図３】  同上を示すブロック図である。
【図４】  同上の他の構成例のブロック図である。
【図５】  同上の他の構成例のブロック図である。
【図６】  同上の他の構成例のブロック図である。
【図７】  同上の他の構成例のブロック図である。
【図８】  参考例２の動作説明図である。
【図９】  参考例３の動作説明図である。
【図１０】  実施形態の動作説明図である。
【図１１】  従来例を示す回路図である。
【図１２】  同上の動作説明図である。
【図１３】  同上の動作説明図である。
【図１４】  他の従来例の要部回路図である。
【符号の説明】
Ｅ  直流電源
ＤＤ  ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＩＮＶ  インバータ回路
ＨＶ１  高電圧発生回路
ＨＶ２Ａ  始動電圧発生回路
ＨＶ２Ｂ  始動電圧発生回路
ＣＮ  制御部
Ｌａ  放電灯
Ｔ２  パルストランス
Ｔ３  パルストランス
Ｇ  ギャップ素子
ＴＲ  トリガ素子
Ｑ１〜Ｑ４  スイッチング素子
【図１】
0003697929.tif 000002
【図２】
0003697929.tif 000003
【図３】
0003697929.tif 000004
【図４】
0003697929.tif 000005
【図５】
0003697929.tif 000006
【図６】
0003697929.tif 000007
【図７】
0003697929.tif 000008
【図８】
0003697929.tif 000009
【図９】
0003697929.tif 000010
【図１０】
0003697929.tif 000011
【図１１】
0003697929.tif 000012
【図１２】
0003697929.tif 000013
【図１３】
0003697929.tif 000014
【図１４】
0003697929.tif 000015