(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主回路にスイッチング手段を備えた３相インバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記電力変換装置の出力に含まれるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
主回路にスイッチング手段を備えた３相インバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記電力変換装置の負荷に流れるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
主回路にスイッチング手段を備えた３相コンバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記電力変換装置の出力に含まれるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
主回路にスイッチング手段を備えた３相コンバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記コンバータの入力側に接続された変圧器に流れるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
前記制御信号は、前記３相の中性点電位の時間変化が正のときには正のパルスであり、前記時間変化が負のときには負のパルスであり、且つこれらのパルスの波高値は、前記中性点電位の大きさに応じた値であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高速スイッチングを行う３相のインバータ／コンバータを含む電力変換装置に関するもので、特に、コモンモードノイズを低減するようにした電力変改装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば図１９に示す「特開平９−２６６６７７号公報」に記されたノイズ低減回路では、電力ラインの漏れ電流（零相電流）を電流検出器７で検出し、ノイズ低減回路６により、電動機５からの漏れ電流を低減するものである。
【０００３】
また、例えば「特開平１０−９４２４４号公報」に記されたノイズ低減回路では、インバータの３相出力をコンデンサで分圧してコモンモードの電圧を検出し、検出したコモンモードの電圧を用いてノイズを低減するものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のノイズ低減回路には電力ラインの漏れ電流（零相電流）を検出する手段、もしくは３相出力のコモンモード電圧を検出する手段を含んでいた。
漏れ電流やコモンモード電圧を検出する検出器が存在すると、回路構成が複雑になり、装置の大型化も招くほか、配線を含む検出器の部分にノイズが重畳するとノイズ低減回路としてうまく動作しない場合も考えられる。
【０００５】
また、高速にスイッチングするＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）素子等を用いたインバータ／コンバータシステムでは、発生するコモンモードノイズも高速（高周波）となるため、制御遅れ等の問題から検出部分にフィルターを追加することは困難である。
また、漏れ電流やコモンモード電圧を検出する検出器も高速応答の高精度ものが要求されるため高価となる。
【０００６】
そこで、本発明では電力ラインの漏れ電流（零相電流）、もしくはコモンモード電圧等を検出する手段を付加することなくノイズ低減を行い、低コスト、小型化及び高性能化を図った電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明に係る電力変換装置によれば、主回路にスイッチング手段を備えた３相インバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記電力変換装置の出力に含まれるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたものである。
【０００８】
請求項２に記載の発明に係る電力変換器によれば、主回路にスイッチング手段を備えた３相インバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記電力変換装置の負荷に流れるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたものである。
【０００９】
請求項３に記載の発明に係る電力変換器によれば、主回路にスイッチング手段を備えた３相コンバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記電力変換装置の出力に含まれるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたものである。
【００１０】
請求項４に記載の発明に係る電力変換器によれば、主回路にスイッチング手段を備えた３相コンバータを含む電力変換装置に於いて、前記スイッチング手段を制御する３相のスイッチングパターンに基づいて前記３相の中性点電位を演算し該中性点電位の時間変化の極性に応じた制御信号を発生する制御手段と、前記制御信号により制御され前記コンバータの入力側に接続された変圧器に流れるコモンモードノイズを低減するノイズ低減手段とを備えたものである。
【００１１】
請求項５に記載の発明に係る電力変換器によれば、前記制御信号は、前記３相の中性点電位の時間変化が正のときには正のパルスであり、前記時間変化が負のときには負のパルスであり、且つこれらのパルスの波高値は、前記中性点電位の大きさに応じた値であることを特徴とするものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１、図２、図３及び図４を用いて実施の形態１を説明する。
図１に示す電力変換装置は、交流電源１（単相でも３相でも可）に接続された交流を直流に変換する整流回路２と、整流回路の出力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コンデンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続された３相の２レベルインバータ４ａと、ノイズ低減手段としてのノイズ低減回路６aと、２レベルインバータ４ａ内に設けられ、ノイズ低減回路６ａを制御する制御信号を発生する制御手段としての制御回路４１とを含み、この２レベルインバータ４ａの出力側に負荷としての３相の交流電動機５が接続されている。
【００１３】
３相の２レベルインバータ４ａの内部回路図を図２に示す。３相の２レベルインバータ４ａは、主回路に６個のスイッチング手段としてのスイッチング素子ＵＳ１、ＵＳ２、ＶＳ１、ＶＳ２、ＷＳ１、ＷＳ２を備えて構成され、任意の３相交流出力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。
図２において、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナスＥｄ）とすると、２レベルインバータ４ａの各相出力は下記となる。
【００１４】
Ｕ相：（ＵＳ１、ＵＳ２）＝（ＯＮ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
（ＵＳ１、ＵＳ２）＝（ＯＦＦ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
Ｖ相：（ＶＳ１、ＶＳ２）＝（ＯＮ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
（ＶＳ１、ＶＳ２）＝（ＯＦＦ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
Ｗ相：（ＷＳ１、ＷＳ２）＝（ＯＮ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
（ＷＳ１、ＷＳ２）＝（ＯＦＦ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００１５】
ここで、ＯｕｔＵ、Ｖ、Ｗの出力電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとすると、３相ＰＷＭインバータの特徴として（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）＝（＋Ｅｄ、＋Ｅｄ、−Ｅｄ）のように３相出力の合計が０にならないため、３相出力の中性点電位＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３はコモンモード電圧として、電動機ステータコイルの中性点を変動させる。
【００１６】
図３にＰＷＭ制御時のＵ、Ｖ、Ｗ相のパルスパターン（出力電圧）例、及びその時のＵ−Ｖ線間電圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。
ここで、Ｖｕ＝Ｕ（Ｒ）相電圧
Ｖｖ＝Ｖ（Ｓ）相電圧
Ｖｗ＝Ｗ（Ｔ）相電圧
とする。
図３から、３相出力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３）はほぼ下記パターンのように「２／３Ed」の電位変化を繰り返していることがわかる。
「−Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋Ｅｄ」→  「＋１／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「−Ｅｄ」
【００１７】
上記のように中性点電位Ｖ0 は常に変化しながら電動機ステータコイルの中性点を変動させるため、電動機ステータコイルの中性点とフレーム（アース電位）間の静電容量（図１のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0／ｄｔ＝Ｃ２・（２／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れる。
漏れ電流Ｉ0はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを発生させる。
【００１８】
図４に中性点電位Ｖ0＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３、漏れ電流Ｉ0の波形を示す。
中性点電位Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0も正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時には漏れ電流Ｉ0も負になることがわかる。
図１の２レベルインバータ４ａ内の制御回路１では、３相のパルスパターンから
Ｖ0＊＝（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊）／３
を演算し（＊印は指令値）、Ｖ0＊の時間変化ｄＶ0＊／ｄｔが正の時には図１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖｐ１出力）、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
【００１９】
キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→電動機ステータコイルの中性点→インバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした時には、「Ｐ→インバータ主回路→電動機ステータコイルの中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
【００２０】
また、電動機ステータコイルの中性点とフレーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0の値は推定可能であるため、Ｉ0＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0は打ち消され、アース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
なお、抵抗Ｒ１の代わりにコンデンサ（浮遊容量Ｃ２より容量の大きい）を用いてもよい。
【００２１】
以上のようにこの実施の形態によれば、３相のインバータ／コンバータが発生するコモンモードノイズを低減することが可能なので、アース系を含めた電力ライン全体のノイズを低減することができる。
【００２２】
また、コモンモードノイズが電動機や電動機に接続された機械の軸受け部分の静電容量に印加されることによって発生する「軸受電食」の現象を防止する効果もある。
【００２３】
なお、ここで先行技術文献である特開平９−３７５９３号公報と本発明との違いは、公報が主回路Ｕ、Ｖ、Ｗの出力を直接使ってコモンモードノイズを低減する方式に対し、本発明は主回路出力より前段階の制御回路のスイッチングパルスを発生する段階でコモンモードノイズを低減するように動作する。
つまり、両者には以下の差異がある。
【００２４】
（１）本発明は、高周波で変化するコモンモードノイズに対して、主回路出力より前段階の制御回路で制御するため、制御遅れが発生することなくコモンモードノイズを低減できる。
（２）上記公報では、高圧のインバータになると主回路の出力を直接制御に用いることが困難になり、絶縁対策等の技術的・コスト的な問題が発生する。これに対し本発明では低電圧の制御回路内で処理するため、インバータが高圧であっても絶縁対策等は不要となる。
【００２５】
実施の形態２．
図５、図６、図７及び図８を用いて実施の形態２を説明する。
図５に示す電力変換装置は、交流電源１（単相でも３相でも可）に接続された交流を直流に変換する整流回路２と、整流回路の出力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コンデンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続された３相の３レベルインバータ４ｂと、ノイズ低減手段としてのノイズ低減回路６ａと、３レベルインバータ４ｂ内に設けられ、ノイズ低減回路６ａを制御する制御信号を発生する制御手段としての制御回路４２とを含み、３レベルインバータ４ｂの出力側に負荷としての３相の交流電動機５が接続されている。
【００２６】
３相の３レベルインバータ４ｂの内部回路図を図６に示す。３相の３レベルインバータ４ｂは、主回路に１２個のスイッチング手段としてのスイッチング素子ＵＳ１、ＵＳ２、ＵＳ３、ＵＳ４、ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＳ３、ＶＳ４、及びＷＳ１、ＷＳ２、ＷＳ３、ＷＳ４、及びダイオードＵＤＰ、ＵＤＮ、ＶＤＰ、ＶＤＮ、ＷＤＰ、ＷＤＮを備えて構成され、任意の３相交流出力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。
図６において、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナスＥｄ）とすると、３レベルインバータの各相出力は下記となる。
【００２７】
Ｕ相：（ＵＳ１、ＵＳ２、ＵＳ３、ＵＳ４）＝（ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
Ｕ相：（ＵＳ１、ＵＳ２、ＵＳ３、ＵＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ）の時「０」
Ｕ相：（ＵＳ１、ＵＳ２、ＵＳ３、ＵＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００２８】
Ｖ相：（ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＳ３、ＶＳ４）＝（ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
Ｖ相：（ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＳ３、ＶＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ）の時「０」
Ｖ相：（ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＳ３、ＶＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００２９】
Ｗ相：（ＷＳ１、ＷＳ２、ＷＳ３、ＷＳ４）＝（ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
Ｗ相：（ＷＳ１、ＷＳ２、ＷＳ３、ＷＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ）の時「０」
Ｗ相：（ＷＳ１、ＷＳ２、ＷＳ３、ＷＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００３０】
３相ＰＷＭインバータの特徴として（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）＝（＋Ｅｄ、＋Ｅｄ、−Ｅｄ）のように３相出力の合計が０にならないため、３相出力の中性点電位＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３はコモンモード電圧として、電動機ステータコイルの中性点を変動させる。
【００３１】
図７にＰＷＭ制御時のＵ、Ｖ、Ｗ相のパルスパターン（出力電圧）例、及びその時のＵ−Ｖ線間電圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。
図７から、３相出力の中性点電位（Ｖ0＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３）はほぼ下記パターンのように「１／３・Ｅｄ」の電位変化を繰り返していることがわかる。
「−Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「０」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「０」→「−１／３・Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−Ｅｄ」
【００３２】
上記のように中性点電位Ｖ0は常に変化しながら電動機ステータコイルの中性点を変動させるため、電動機ステータコイルの中性点とフレーム（アース電位）間の静電容量（図５のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0／ｄｔ＝Ｃ２・（１／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れる。漏れ電流Ｉ0はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを発生させる。
【００３３】
図８に中性点電位Ｖ0＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３、漏れ電流Ｉ0の波形を示す。
中性点電位Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0も正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時には漏れ電流Ｉ0も負になることがわかる。
【００３４】
図５のインバータ４ｂ内の制御回路２では、３相のパルスパターンから
Ｖ0＊＝（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊）／３
を演算し、Ｖ0＊の時間変化ｄＶ0＊／ｄｔが正の時には図５のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖｐ１出力）、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
【００３５】
キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→電動機ステータコイルの中性点→インバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした時には、「Ｐ→インバータ主回路→電動機ステータコイルの中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
【００３６】
また、電動機ステータコイルの中性点とフレーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能であるため、Ｉ0＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0は打ち消され、アース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００３７】
実施の形態３．
図９、図１０、図４及び図３を用いて実施の形態３を説明する。
図９に示す電力変換装置は、３相の交流電源１に接続されたトランス８と、トランス８の２次側に接続された交流を直流に変換する３相の２レベルコンバータ２aと、この２レベルコンバータの出力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コンデンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続されたインバータ４（単相でも３相でも可）と、ノイズ低減回路６aと、２レベルコンバータ２a内に設けられノイズ低減回路６ａを制御する制御信号を発生する制御手段としての制御回路４１とを含み、インバータ４の出力側に負荷としての交流電動機５が接続されている。
【００３８】
３相の２レベルコンバータ２ａの内部回路図を図１０に示す。３相の２レベルコンバータ２ａは、主回路に６個のスイッチング手段としてのスイッチング素子ＲＳ１、ＲＳ２、ＳＳ１、ＳＳ２、ＴＳ１、ＴＳ２を備えて構成され、任意の３相交流入力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。
図１０において、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナスＥｄ）とすると、２レベルコンバータの各相入力は下記となる。
【００３９】
Ｒ相：（ＲＳ１、ＲＳ２）＝（ＯＮ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
（ＲＳ１、ＲＳ２）＝（ＯＦＦ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
Ｓ相：（ＳＳ１、ＳＳ２）＝（ＯＮ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
（ＳＳ１、ＳＳ２）＝（ＯＦＦ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
Ｔ相：（ＴＳ１、ＴＳ２）＝（ＯＮ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
（ＴＳ１、ＴＳ２）＝（ＯＦＦ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００４０】
３相ＰＷＭコンバータの特徴として（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）＝（＋Ｅｄ、＋Ｅｄ、−Ｅｄ）のように３相入力の合計が０にならないため、３相入力の中性点電位＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３はコモンモード電圧として、トランス巻線の中性点を変動させる。
【００４１】
図３にＰＷＭ制御時のＲ、Ｒ、Ｔ相のパルスパターン（入力電圧）例、及びその時のＲ−Ｓ線間電圧波形と３相出力の中性点電圧波形を示す。
図３から、３相入力の中性点電位（Ｖ0 ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３）はほぼ下記パターンのように「２／３・Ｅｄ」の電位変化を繰り返していることがわかる。
「−Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「−Ｅｄ」
【００４２】
上記のように中性点電位Ｖ0 は常に変化しながらトランス巻線の中性点を変動させるため、トランス巻線の中性点とフレーム（  アース電位）間の静電容量（図９のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0 ／ｄｔ＝Ｃ２・（２／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れる。漏れ電流Ｉ0はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを発生させる。
【００４３】
図４に中性点電位Ｖ0＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３、漏れ電流Ｉ0の波形を示す。
中性点電位Ｖ0 の時間変化ｄＶ0／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0も正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時には漏れ電流Ｉ0も負になることがわかる。
【００４４】
図９のコンバータ２ａ内の制御回路１では、３相のパルスパターンから
Ｖ0＊＝（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊）／３
を演算し、Ｖ0＊の時間変化ｄＶ0＊／ｄｔが正の時には図１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖｐ１出力）、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
【００４５】
キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→トランス巻線の中性点→コンバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした時には、「Ｐ→コンバータ主回路→トランス巻線の中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
【００４６】
また、トランス巻線の中性点とフレーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0 の値は推定可能であるため、Ｉ0＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0は打ち消され、アース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００４７】
実施の形態４．
図１１、図１２、図７及び図８を用いて実施の形態４を説明する。
図１１に示す電力変換装置は、３相の交流電源１に接続されたトランス８と、トランス２次側に接続された交流を直流に変換する３相の３レベルコンバータ２ｂと、３レベルコンバータの出力である直流母線Ｐ、Ｎの両端に接続された平滑用コンデンサ３と、直流母線Ｐ、Ｎに接続されたインバータ４（単相でも３相でも可）と、ノイズ低減回路６ａと、３レベルコンバータ２ｂ内に設けられノイズ低減回路６ａを制御する制御信号を発生する制御手段としての制御回路４１とを含み、インバータ４の出力側に負荷としての交流電動機５が接続されている。
【００４８】
３相の３レベルコンバータ２ｂの内部回路図を図１２に示す。３相の３レベルコンバータ２ｂは、主回路に１２個のスイッチング手段としてのスイッチング素子ＲＳ１、ＲＳ２ＲＳ３、ＲＳ４、ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＳ３、ＳＳ４、ＴＳ１、ＴＳ２、ＴＳ３、ＴＳ４、及びダイオードＲＤＰ、ＲＤＮ、ＳＤＰ、ＳＤＮ、ＴＤＰ、ＴＤＮを備えて構成され、任意の３相交流入力を得るためにＰＷＭ制御が行われる。
図１２において、直流母線Ｐ、Ｎの中間電位を仮想中性点としてレベル０とし、Ｐ電位を＋Ｅｄ、Ｎ電位を−Ｅｄ（マイナスＥｄ）とすると、３レベルコンバータの各相入力は下記となる。
【００４９】
Ｒ相：（ＲＳ１、ＲＳ２、ＲＳ３、ＲＳ４）＝（ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
Ｒ相：（ＲＳ１、ＲＳ２、ＲＳ３、ＲＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ）の時「０」
Ｒ相：（ＲＳ１、ＲＳ２、ＲＳ３、ＲＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００５０】
Ｓ相：（ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＳ３、ＳＳ４）＝（ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
Ｓ相：（ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＳ３、ＳＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ）の時「０」
Ｓ相：（ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＳ３、ＳＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００５１】
Ｔ相：（ＴＳ１、ＴＳ２、ＴＳ３、ＴＳ４）＝（ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ）の時「＋Ｅｄ」
Ｔ相：（ＴＳ１、ＴＳ２、ＴＳ３、ＴＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ）の時「０」
Ｔ相：（ＴＳ１、ＴＳ２、ＴＳ３、ＴＳ４）＝（ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ）の時「−Ｅｄ」
【００５２】
３相ＰＷＭコンバータの特徴として（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）＝（＋Ｅｄ、＋Ｅｄ、−Ｅｄ）のように３相入力の合計が０にならないため、３相入力の中性点電位＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３はコモンモード電圧として、トランス巻線の中性点を変動させる。
【００５３】
図７にＰＷＭ制御時のＲ、Ｓ、Ｔ相のパルスパターン（出力電圧）例、及びその時のＲ−Ｓ線間電圧波形と３相入力の中性点電圧波形を示す。
図７から、３相入力の中性点電位（Ｖ0＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３）はほぼ下記パターンのように「１／３・Ｅｄ」の電位変化を繰り返していることがわかる。
「−Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−１／３・Ｅｄ」→「０」→「＋１／３・Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋Ｅｄ」→「＋２／３・Ｅｄ」→「＋１／３・Ｅｄ」→「０」→「−１／３・Ｅｄ」→「−２／３・Ｅｄ」→「−Ｅｄ」…
【００５４】
上記のように中性点電位Ｖ0 は常に変化しながらトランス巻線の中性点を変動させるため、トランス巻線の中性点とフレーム（アース電位）間の静電容量（図１１のＣ２）を充放電し、漏れ電流Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0／ｄｔ＝Ｃ２・（１／３・Ｅｄ）／ｄｔが流れる。漏れ電流Ｉ0はアースＥ２→Ｅ１→電源とアース系統を含めた電力ラインを環流し、コモンモードノイズを発生させる。
【００５５】
図８に中性点電位Ｖ0＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３、漏れ電流Ｉ0の波形を示す。
中性点電位Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが正の時には漏れ電流Ｉ0も正、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時には漏れ電流Ｉ0も負になることがわかる。
【００５６】
図１１のコンバータ２ｂ内の制御回路２では、３相のパルスパターンから
Ｖ0＊＝（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊）／３
を演算し、Ｖ0＊の時間変化ｄＶ0＊／ｄｔが正の時には図１１のノイズ低減回路６ａのＴｐ１をｄｔ間オン（Ｖｐ１出力）、Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔが負の時にはＴｎ１をｄｔ間オン（Ｖｎ１出力）して、漏れ電流Ｉ0を打ち消すようにキャンセル電流Ｉｃを出力する。
【００５７】
キャンセル電流ＩｃはＴｐ１をオンした時には、「Ｐ→Ｔｐ１→Ｃ２→トランス巻線の中性点→コンバータ主回路→Ｎ」の経路で流れ、Ｔｎ１をオンした時には、「Ｐ→コンバータ主回路→トランス巻線の中性点→Ｃ２→Ｔｎ１→Ｎ」の経路で流れる。
【００５８】
また、トランス巻線の中性点とフレーム間の静電容量Ｃ２と中性点電位Ｖ0の時間変化ｄＶ0／ｄｔの値より漏れ電流Ｉ0の値は推定可能であるため、Ｉ0＝Ｉｃとなるようにノイズ低減回路６ａのＲ１を選定すれば、漏れ電流Ｉ0は打ち消され、アース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００５９】
実施の形態５．
図１３、図２、図１４及び図３を用いて第５の実施の形態５を説明する。
図２と図３に関しては、実施の形態１と同じ動作なので説明を省略する。図１３に示す電力変換装置は、図１に示す電力変換装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２段構成となっている。
【００６０】
これは図３のパルスパターンにおいて、中性点電位（Ｖ0 ）はほぼ「２／３・Ｅｄ」の電位変化を繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性により、図１４に示すようにまれに「４／３・Ｅｄ」の電位変化をする場合もある。
【００６１】
この時の漏れ電流は、Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0／ｄｔより「２／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大きな値となるため、図１３の６ｂのようにノイズ低減回路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによってキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なようにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００６２】
実施の形態６．
図１５、図６、図１６及び図７を用いて実施の形態６を説明する。
図６と図７に関しては、実施の形態２と同じ動作なので説明を省略する。
図１５に示す電力変換装置は、図５に示す電力変換装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２段構成となっている。
【００６３】
これは図７のパルスパターンにおいて、中性点電位（Ｖ0）はほぼ「１／３・Ｅｄ」の電位変化を繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性により、図１６に示すようにまれに「２／３・Ｅｄ」の電位変化をする場合もある。
【００６４】
この時の漏れ電流は、Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0 ／ｄｔより「１／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大きな値となるため、図１５の６ｂのようにノイズ低減回路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによってキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なようにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００６５】
実施の形態７．
図１７、図１０、図１４及び図３を用いて実施の形態７を説明する。
図１０と図３に関しては、実施の形態３と同じ動作なので説明を省略する。
図１７に示す電力変換装置は、図９に示す電力変換装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２段構成となっている。
【００６６】
これは図３のパルスパターンにおいて、中性点電位（Ｖ0）はほぼ「２／３・Ｅｄ」の電位変化を繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性により、図１４に示すようにまれに「４／３・Ｅｄ」の電位変化をする場合もある。
【００６７】
この時の漏れ電流は、Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0／ｄｔより「２／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大きな値となるため、図１３の６ｂのようにノイズ低減回路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによってキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なようにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００６８】
実施の形態８．
図１８、図１２、図１６及び図７を用いて実施の形態８を説明する。
図１２と図７に関しては、実施の形態４と同じ動作なので説明を省略する。
図１８に示す電力変換装置は、図１１に示す電力変換装置とほぼ同じであるが、ノイズ低減回路６ｂが２段構成となっている。
【００６９】
これは図７のパルスパターンにおいて、中性点電位（Ｖ0）はほぼ「１／３・Ｅｄ」の電位変化を繰り返すと記したが、過渡制御時やパルスの非同期性により、図１６に示すようにまれに「２／３・Ｅｄ」の電位変化をする場合もある。
【００７０】
この時の漏れ電流は、Ｉ0＝Ｃ２・ｄＶ0／ｄｔより「１／３・Ｅｄ」の時の電位変化時よりも大きな値となるため、図１５の６ｂのようにノイズ低減回路のＲ２の抵抗値をＲ１より小さな値にすることによってキャンセル電流Ｉｃのレベルも２段階出力が可能なようにする。そうすることによって、常にアース電流Ｉｅはほぼ０となりコモンモードノイズもほぼ０となる。
【００７１】
実施の形態９．
本発明は上述の実施の形態に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能である。
（１）実施の形態５及び実施の形態７の図１４において「４／３・Ｅｄ」の電位変動の例を示したが、場合によっては「２Ｅｄ」の電位変動もあり得る。その場合は、図１３、図１７のノイズ低減回路を３段構成にすることによってコモンモードノイズをほぼ０にすることができる。
【００７２】
（２）実施の形態６及び実施の形態８の図１６において「２／３・Ｅｄ」の電位変動の例を示したが、場合によっては「Ｅｄ」「４／３・Ｅｄ」「５／３・Ｅｄ」「２Ｅｄ」の電位変動もあり得る。その場合は、図１５、図１８のノイズ低減回路をそれぞれ３、４、５、６段構成にすることによってコモンモードノイズをほぼ０にすることができる。
【００７３】
実施の形態１０．
上記実施の形態ではインバータの負荷は電動機で「Ｙ結線」になっているが、「△結線」でもよく、この場合も電動機のステータとフレーム間の静電容量を介してフレームからアースに流れる電流を低減する。
また、負荷は電動機以外のその他の負荷にも適用でき、その負荷の通電部分とケース等の間に生じる静電容量を介して流れる電流を低減する。
【００７４】
実施の形態１１．
実施の形態３では、トランス８がΔＹ結線であるが、ＹＹ結線でも、Δ△結線でも、ＹΔ結線でも本発明が適用できる。要するにトランス８の漏洩電流を導出して低減するようにすればよい。これらトランスの結線は実施の形態３のみでなく実施の形態４、７、８についても適用できる。
【００７５】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、３相のインバータ／コンバータを制御するスイッチングパターンからコモンモードノイズを演算し、その演算結果に応じてコモンモードノイズを低減するようにしたので、漏れ電流（零相電流）やコモンモード電圧等を検出する手段を付加することなく、また、主回路電圧との絶縁対策を必要としない、低コスト、小型化、及び即応性のある電力変換装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置のブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１、５による２レベルインバータの主回路構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１、３、５、７による２レベルインバータ／コンバータのスイッチング例を示す波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１、３による制御回路のスイッチングパターンを示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２による電力変換装置のブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態２、６による３レベルインバータの主回路構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２、４、６、８による３レベルインバータ／コンバータのスイッチング例を示す波形図である。
【図８】この発明の実施の形態２、４による制御回路のスイッチングパターンを示す図である。
【図９】この発明の実施の形態３による電力変換装置のブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態３、７による２レベルコンバータの主回路構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態４による電力変換装置のブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態４、８による３レベルインバータの主回路構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態５による電力変換装置のブロック図である。
【図１４】この発明の実施の形態５、７による制御回路のスイッチングパターンを示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態６による電力変換装置のブロック図である。
【図１６】この発明の実施の形態６、８による制御回路のスイッチングパターンを示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態７による電力変換装置のブロック図である。
【図１８】この発明の実施の形態８による電力変換装置のブロック図である。
【図１９】従来のコモンモードノイズ低減回路を有する電力変換装置のブロック図である。
【符号の説明】
１    交流電源                    ２    整流回路
２ａ    ２レベルコンバータ        ２ｂ    ３レベルコンバータ
３    平滑用コンデンサ            ４ａ    ２レベルインバータ
４ｂ    ３レベルインバータ        ５    電動機
６ａ、６ｂ    ノイズ低減回路      ８    トランス
４１、４２、４３、４４    制御回路    Ｐ、Ｎ    直流母線
Ｕ、Ｖ、Ｗ    交流出力ライン      Ｒ、Ｓ、Ｔ    交流入力ライン
【図１】
0003716152.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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