(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源に接続される一対の入力端子と、
この一対の入力端子に接続され脈流に変換する整流回路と、
この整流回路の脈流出力に接続される昇降圧形コンバータ回路であって、この脈流の周波数に比較して十分高い周波数でスイッチングするスイッチング素子と、昇降圧用インダクタンス手段と、整流回路とからなり、前記スイッチング素子のオン期間に前記昇降圧用インダクタンス手段に溜まったエネルギーをすべてオフ期間に出力側へ放出する昇降圧形コンバータ回路と、
前記昇降圧形コンバータ回路のスイッチング素子を固定周波数で動作させると共に、前記商用交流電圧の少なくとも１サイクルの期間は固定時比率で動作させ、前記昇降圧形コンバータ回路の入力電圧の平均値に反比例するように前記スイッチング素子の時比率制御を行い、前記昇降圧形コンバータ回路の出力を一定電力に保つように制御する演算制御回路と、
前記昇降圧形コンバータ回路の出力に接続されて一定周波数の交番電圧に変換するインバータ回路と、
このインバータ回路の出力に接続され、放電灯に電力供給する一対の出力端子と、
からなる放電灯用電子点灯装置。
【請求項２】
商用交流電源に接続される一対の入力端子と、
この一対の入力端子に接続され脈流に変換する整流回路と、
この整流回路の脈流出力に接続される昇降圧形コンバータ回路であって、この脈流の周波数に比較して十分高い周波数でスイッチングするスイッチング素子と、昇降圧用インダクタンス手段と、整流回路とからなり、前記スイッチング素子のオン期間に前記昇降圧用インダクタンス手段に溜まったエネルギーをすべてオフ期間に出力側へ放出する昇降圧形コンバータ回路と、
前記昇降圧形コンバータ回路のスイッチング素子を固定オン時間で動作させ、前記商用交流電圧の少なくとも１サイクルの期間は固定時比率で動作させ、前記昇降圧形コンバータ回路の入力電圧の平均値の２乗に比例させて前記スイッチ素子の動作周期の制御を行い、前記昇降圧形コンバータ回路の出力を一定電力に保つように制御する演算制御回路と、
前記昇降圧形コンバータ回路の出力に接続されて一定周波数の交番電圧に変換するインバータ回路と、
このインバータ回路の出力に接続され、放電灯に電力供給する一対の出力端子と、
からなる放電灯用電子点灯装置。
【請求項３】
商用交流電源に接続される一対の入力端子と、
この一対の入力端子に接続され脈流に変換する整流回路と、
この整流回路の脈流出力に接続される昇降圧形コンバータ回路であって、この脈流の周波数に比較して十分高い周波数でスイッチングするスイッチング素子と、昇降圧用インダクタンス手段と、整流回路とからなり、前記スイッチング素子のオン期間に前記昇降圧用インダクタンス手段に溜まったエネルギーをすべてオフ期間に出力側へ放出する昇降圧形コンバータ回路と、
前記昇降圧コンバータ回路の入力電圧波形に同期した正弦波を発生する電圧発生回路を備え、前記昇降圧形コンバータ回路のスイッチング素子を固定周波数で動作させ、前記電圧発生回路から出力された電圧を電流基準信号とし、前記スイッチング素子の電流が前記電流基準信号に達したとき前記スイッチング素子をオフにする制御を行う演算制御回路と、
前記昇降圧形コンバータ回路の出力に接続されて一定周波数の交番電圧に変換するインバータ回路と、
このインバータ回路の出力に接続され、放電灯に電力供給する一対の出力端子と、
からなる放電灯用電子点灯装置。
【請求項４】
前記昇降圧形コンバータ回路の出力端子間に抵抗器と第１のコンデンサとの直列回路を接続し、前記第１のコンデンサの出力にブリッジインバータ回路を接続し、該ブリッジインバータ回路の出力には第２のコンデンサと負荷を接続し、前記ブリッジインバータ回路には、電流が流れたことを検出する手段を設け、この検出手段の信号により前記抵抗器を短絡することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置。
【請求項５】
前記昇降圧形コンバータ回路が、入力電圧の平均値の変動に対して、平均値が上昇するに従い前記スイッチング素子の導通幅を狭めるような補正手段を設けることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置。
【請求項６】
前記昇降圧形コンバータ回路は非絶縁形であることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置。
【請求項７】
前記昇降圧形コンバータ回路が絶縁形であることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は交流電源から取り出す電流を正弦波状にするとともに、放電灯の電力制御を行い安定に点灯する放電灯用電子点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯用の点灯装置としては磁気漏れトランスによるものがほとんどで、電力制御は行われず、入力電圧が変動すると放電灯の消費電力も変動し、明るさが変わったり、放電灯寿命に影響するなどの問題があるとともに、図９に示すように商用電圧の電圧変化に応じて放電灯の消費電力も変化するため輝度リプルが生じ、投影装置に使用した場合、ちらつきがあり映像が見にくいという問題があった。磁気漏れトランス方式は上述の問題のほかに、大きくかつ重く、持ち運びが不便なため、近年、高速スイッチング素子を使用した高周波変調方式による電子式点灯装置が利用され始めてきた。
【０００３】
従来の放電灯用電子点灯装置の一例を図１０に示す。この回路では交流電圧を整流回路２１で整流し、入力電圧が１００Ｖ系の時はＳＷ１を閉じて倍電圧整流、２００Ｖ系の時はＳＷ１を開いて全波整流とし、直流の２７０〜３３０Ｖ程度の電圧を得て、降圧チョッパ回路２２で放電灯に必要な電圧に変換する。変換された直流電圧をブリッジ回路２３のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ５とＱ３，Ｑ４の導通を切り替えて矩形波の交流電圧を発生させ，放電灯に供給する。降圧チョッパ回路２２を高周波で動作させることにより、小形軽量の安定器を実現できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしこのような従来の放電灯用電子点灯装置においては、その入力電流が交流周期の一部の電気角度のみ流れる波形で、多くの高調波電流を配電系統に流すため受・配電容量の増加や高調波障害の原因となった。また近く実施される予定の高調波規制を満足できず、実際上大きな問題となる。高調波規制を満足するには前段に昇圧チョッパなどの高調波抑制手段を使用しなければならないが、そうすると昇圧チョッパと降圧チョッパの双方が必要となり、高価になるとともに大型化するという問題がある。
【０００５】
この発明はこのような問題点に着目し、放電灯用電子点灯装置において、入力電流を正弦波状にして高調波を低減すると同時に、負荷である放電灯にちらつきのない安定した輝度を発生させることを課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明はこの課題を解決するため、昇降圧チョッパ回路で高調波を抑制しながら出力に定電力を供給し、負荷である放電灯にちらつきのない低周波交流の定電力を供給するように制御するものである。まず第１の基本的な手段として、以下の手段を提案する。商用交流電源に接続される一対の入力端子と、この一対の入力端子に接続され脈流に変換する整流回路と、この整流回路の脈流出力に接続される昇降圧形コンバータ回路であって、この脈流の周波数に比較して十分高い周波数でスイッチングするスイッチング素子と、昇降圧用インダクタンス手段と、整流回路とからなり、前記スイッチング素子のオン期間に前記昇降圧用インダクタンス手段に溜まったエネルギーをすべてオフ期間に出力側へ放出する昇降圧形コンバータ回路と、前記昇降圧形コンバータ回路のスイッチング素子を固定周波数で動作させると共に、前記商用交流電圧の少なくとも１サイクルの期間は固定時比率で動作させ、前記昇降圧形コンバータ回路の入力電圧の平均値に反比例するように前記スイッチング素子の時比率制御を行い、前記昇降圧形コンバータ回路の出力を一定電力に保つように制御する演算制御回路と、前記昇降圧形コンバータ回路の出力に接続されて一定周波数の交番電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力に接続され、放電灯に電力供給する一対の出力端子と、からなる放電灯用電子点灯装置を提案するものである。
【０００７】
第２の手段として、商用交流電源に接続される一対の入力端子と、この一対の入力端子に接続され脈流に変換する整流回路と、この整流回路の脈流出力に接続される昇降圧形コンバータ回路であって、この脈流の周波数に比較して十分高い周波数でスイッチングするスイッチング素子と、昇降圧用インダクタンス手段と、整流回路とからなり、前記スイッチング素子のオン期間に前記昇降圧用インダクタンス手段に溜まったエネルギーをすべてオフ期間に出力側へ放出する昇降圧形コンバータ回路と、前記昇降圧形コンバータ回路のスイッチング素子を固定オン時間で動作させ、前記商用交流電圧の少なくとも１サイクルの期間は固定時比率で動作させ、前記昇降圧形コンバータ回路の入力電圧の平均値の２乗に比例させて前記スイッチ素子の動作周期の制御を行い、前記昇降圧形コンバータ回路の出力を一定電力に保つように制御する演算制御回路と、前記昇降圧形コンバータ回路の出力に接続されて一定周波数の交番電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力に接続され、放電灯に電力供給する一対の出力端子と、からなる放電灯用電子点灯装置を提案するものである。
【０００８】
第３の手段として、商用交流電源に接続される一対の入力端子と、この一対の入力端子に接続され脈流に変換する整流回路と、この整流回路の脈流出力に接続される昇降圧形コンバータ回路であって、この脈流の周波数に比較して十分高い周波数でスイッチングするスイッチング素子と、昇降圧用インダクタンス手段と、整流回路とからなり、前記スイッチング素子のオン期間に前記昇降圧用インダクタンス手段に溜まったエネルギーをすべてオフ期間に出力側へ放出する昇降圧形コンバータ回路と、前記昇降圧コンバータ回路の入力電圧波形に同期した正弦波を発生する電圧発生回路を備え、前記昇降圧形コンバータ回路のスイッチング素子を固定周波数で動作させ、前記電圧発生回路から出力された電圧を電流基準信号とし、前記スイッチング素子の電流が前記電流基準信号に達したとき前記スイッチング素子をオフにする制御を行う演算制御回路と、前記昇降圧形コンバータ回路の出力に接続されて一定周波数の交番電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力に接続され、放電灯に電力供給する一対の出力端子と、からなる放電灯用電子点灯装置を提案するものである。
【０００９】
第４の手段として、前記昇降圧形コンバータ回路の出力端子間に抵抗器と第１のコンデンサとの直列回路を接続し、前記第１のコンデンサの出力にブリッジインバータ回路を接続し、該ブリッジインバータ回路の出力には第２のコンデンサと負荷を接続し、前記ブリッジインバータ回路には、電流が流れたことを検出する手段を設け、この検出手段の信号により前記抵抗器を短絡することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提案するものである。
【００１０】
第５の手段として、前記昇降圧形コンバータ回路が、入力電圧の平均値の変動に対して、平均値が上昇するに従い前記スイッチング素子の導通幅を狭めるような補正手段を設けることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提案するものである。
【００１１】
第６の手段として、前記昇降圧形コンバータ回路は非絶縁形であることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提案するものである。この非絶縁形の場合には入力側と出力側とが直流的に接続されている点には注意しなければならないが、変圧器を利用した場合と比較して電力伝達効率は高くなる利点がある。
【００１２】
第７の手段として、前記昇降圧形コンバータ回路が絶縁形であることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提案するものである。この絶縁形の場合には非絶縁形と比較して電力伝達効率はやや低くなるが、出力電圧設定の自由度が広くなる利点がある。
【００１５】
【実施例】
図１はこの発明の第１の実施例を示す。なお、安定器には図示した以外に、フィルタや始動回路を有しているが、本発明の構成要件には関係ないので省略している。交流入力端子Ｕ，Ｖに高周波用フィルタ１を接続し、その出力に整流回路２を接続する。整流回路２の出力に昇降圧コンバータ回路３を接続し、その出力にはインバータ回路４を接続する。インバータ回路の出力には負荷である放電灯５が接続される。そして，コンバータ回路のトランスＴの２次電流を変流器ＣＴ１で検出し、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ３，Ｒ４、コンデンサＣ３で平均化し乗算器ＭＰ１の一方の入力端子Ｘに接続する。他方の入力端子Ｙには抵抗Ｒ１、Ｒ２で検出した昇降圧コンバータ回路の出力電圧の検出値を接続する。乗算器ＭＰ１の出力は増幅器ＯＡ１の非反転入力端子に接続し、増幅器の反転入力端子には基準値Ｅr1を接続する。増幅器の出力はホト・カプラＯＣのホトダイオードと抵抗Ｒ５を介して出力側制御電圧Ｖcc2 に接続する。ホトトランジスタは制御回路６のパルス幅変調回路（以下ＰＷＭ回路と称す）の入力端子に接続する。ＰＷＭ回路の他方の入力端子は発振回路に接続する。ＰＷＭ回路の出力は駆動回路７を介して昇降圧コンバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１の制御端子に接続する。
【００１６】
次にこの実施例の作用を説明する。昇降圧コンバータ回路による高調波抑制方法については、本出願人がすでに出願している（特開平３−２５０７５３）ため本発明に係る部分について説明する。交流電圧を全波整流して得られた脈流電圧をスイッチ素子Ｑ１を利用し、変圧器Ｔの１次巻線に印加して、交流電圧よりはるかに高い周波数（例えば１００ｋＨｚ）で断続印加してエネルギーを蓄え、蓄えられたエネルギーをスイッチ素子のオフ期間にすべて取り出すように動作させる。スイッチ素子のスイッチ周期をＴ、時比率をＤｒ、入力電圧の瞬時値をｅi ，チョークコイルのインダクタンス値をＬとすると、スイッチ素子のオン時の電流ピーク値ｉは(1) 式で表される。
ｉ＝（ｅi ・Ｄｒ・Ｔ）／Ｌ              (1)
Ｔ，Ｌは定数であり、Ｄｒを交流入力電圧の１周期の間一定とすると、ピーク値ｉは入力電圧ｅi に比例することになる。
スイッチング１サイクルの期間に流れる交流入力電流の平均値の絶対値ｉavは(2) 式で表される。
ｉａｖ＝（ｅi ・Ｄｒ２・Ｔ）／２Ｌ      (2)
スイッチ素子を固定周波数（Ｔ一定）、固定時比率（Ｄｒ一定）で動作させると、スイッチングの毎サイクルの電流平均値は(2) 式から入力電圧に比例する事が分かる。平均値の連続である入力電流波形は入力電圧波形と相似形となり、高調波成分を含まなくなる。このように動作するコンバータの時比率制御を、出力電力が一定になるようにコンバータトランスの２次電流と出力電圧それぞれの比例値の積（出力電力の比例値）を乗算器ＭＰ１で演算し、その値を基準電圧Ｅr１に保つように増幅器ＯＡ１で誤差増幅し、その誤差信号をホトカプラＯＣで制御回路のＰＷＭ回路に送りスイッチ素子Ｑ１のパルス幅制御する。コンバータの出力に表れる入力周波数成分に対して応答しないように制御速度を遅くすることで、交流入力電圧の１サイクル期間は同じ時比率となる。なお、交流入力電圧の平均値の変動に対しては時比率を制御し負荷側に定電力を供給する。したがって、入力電流を正弦波にするとともに出力に定電力を供給できる。このように動作するコンバータの出力側にブリッジ型のインバータ回路４を接続し、１００Ｈｚ〜３００Ｈｚ程度の低周波数で、スイッチング素子をほぼ１８０°の一定導通角度で動作させることで、負荷である放電灯に定電力の方形波交流電圧を供給できる。
【００１７】
次にインバータ回路４の動作を簡単に説明する。Ｑ２・Ｑ５とＱ３・Ｑ４とを交互にオン・オフさせることで、ブリッジ回路の出力に、コンバータの出力電流の極性を交互に切り替えて供給する。放電灯は一般に、点灯中電圧のバラツキが大きく、かつ経年変化も大きく、点灯時のインピーダンスが小さいため、定電圧や定電流の供給では安定に点灯することができない。本実施例のように、負荷側に供給する電力を定電力とすることで、放電灯を安定に点灯させることができる。なお、電流検出をインバータ回路４の出力電流で行っても制御は可能であるが、低周波電流のため、電流検出用の変流器が大型化し得策でない。
【００１８】
【第２の実施例】
図３は本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第２の実施例である。主たる回路は図１に示す実施例と同様である。整流回路  の出力に抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ２１を接続し平均値を検出し、検出値を反比例回路８の入力に接続する。反比例回路の出力を制御回路６のＰＷＭ回路の入力端子に接続する。ＰＷＭ回路の他方の入力端子は発振回路に接続される。ＰＷＭ回路の出力は駆動回路の入力に接続される。駆動回路の出力は昇降圧コンバータ回路３のスイッチ素子Ｑ１の被制御端子に接続する。
【００１９】
次に動作説明をする。スイッチ素子Ｑ１を交流入力電圧よりはるかに高い周波数（例えば１００ｋＨｚ）でスイッチングさせ、スイッチ素子のオン時に、交流電圧を全波整流して得られた脈流電圧を、変圧器Ｔの１次巻線に印加してエネルギーを蓄え、スイッチ素子のオフ期間に蓄えられたエネルギーをすべて出力側に取り出すように動作させる。このようなコンバータは第１の実施例にて説明したように、スイッチング素子を固定周波数、固定時比率で動作させることで入力電流波形を入力電圧波形と相似形にすることができ、高調波成分を含まなくなる。一方、スイッチの毎サイクル、電流が２次側に放出される昇降圧形コンバータの、スイッチ１サイクルで、出力に伝達されるエネルギー量Ｅｊは（３）  式で表される。
Ｅｊ＝（Ｌ・ｉ２  ）／２                                （３）
（３）  式から入力電圧の平均値の変動に関わらず、交流入力電圧の各位相でのｉに変化がなければ、出力に伝達されるエネルギー量は変わらないことになる。
（１）  式からｉはｅｉ  ・Ｄｒに比例するのでＤｒをｅｉ  に反比例させれば出力電力は入力電圧の平均値の変動に対して一定となる。したがって、図３の実施例のように反比例回路８で入力電圧の平均値に反比例する電圧を発生させ、ＰＷＭ回路で反比例信号に応じてパルス幅に変換し、このパルス幅信号でスイッチ素子を駆動すると、入力電圧の平均値が変動しても出力に定電力を供給できる。入力電圧の平均値の比例値は抵抗Ｒ２１≫Ｒ２２であればコンデンサＣ２１の両端で求められる。ＰＷＭ回路で、反比例信号に応じてパルス幅に変換するには、三角波を利用することで簡単にできる。また、時比率Ｄｒを入力電圧の平均値に反比例させることで、交流入力電圧の周波数による変化（周期的変化）に対しては時比率が一定となるため、入力電流は正弦波となる。
【００２０】
【第３の実施例】
図４は本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第３の実施例である。主たる回路は図１に示す実施例と同様である。整流回路の出力に抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ２１を接続し平均値を検出し、この検出値を２乗回路９の入力に接続し２乗回路の出力を電圧制御発振器ＶＣＯの入力に接続し、ＶＣＯの出力を単安定回路１１の入力に接続する。単安定回路の出力を駆動回路７の入力に接続し、出力を昇降圧形コンバータ回路のスイッチ素子Ｑ１の被駆動端子に接続する。
【００２１】
次に動作説明をする。スイッチ素子Ｑ１を交流電圧よりはるかに高い周波数でスイッチングさせ、スイッチ素子のオン時に、交流電圧を全波整流して得られた脈流電圧を、変圧器Ｔの１次巻線に印加してエネルギーを蓄え、スイッチ素子のオフ期間に蓄えられたエネルギーをすべて取り出すように動作させる。スイッチ素子のスイッチ周期をＴ、時比率をＤｒ、入力電圧の瞬時値をｅｉ，１次巻線のインダクタンス値をＬとした時の、スイッチ素子のオン時に入力に流れる電流平均値ｉａｖは（２）  式で表される。（２）  式においてスイッチのオン時間をｔｏｎとすると、（４）  式のように改められる。
ｉａｖ＝（ｅｉ  ・ｔｏｎ２  ）／２ＬＴ                      （４）
（４）  式にｅｉ  を掛けると入力電力の瞬時値ｐになり（５）  式で表される。
ｐ＝（ｅｉ  ２  ・ｔｏｎ２  ）／２ＬＴ                      （５）
（５）  式から、ｔｏｎを一定にし、周期Ｔを入力電圧の平均値の２乗に比例させると入力電力は一定になり入力電圧の平均値の変動の影響を受けないことが理解できる。
【００２２】
この実施例では、入力電圧の平均値の比例値を２乗回路９で二乗し、この平均値の二乗値に電圧制御発振器ＶＣＯの発振周期を比例させる。周期は周波数の逆数のためＶＣＯの発振周期は入力電圧の平均値の２乗に反比例することになる。ＶＣＯの発振信号を単安定回路で固定パルス幅のパルスを発生させることで、周波数に影響されない固定パルス幅を得ることができる。単安定回路の出力を駆動回路で駆動信号とし、コンバータ回路のスイッチ素子を駆動する。二乗回路は入力電圧の平均値で動作しているため、スイッチ素子の動作周期、パルス幅は交流入力電圧の周波数による電圧の変化（周期的な変化）の影響を受けず、固定周波数、固定時比率となる。したがって入力電流波形は入力電圧波形と相似形となり、高調波成分を含まなくなり、入力電力は一定となる。入力電力は内部損失を差し引いてインバータ出力に接続された負荷の放電灯に伝達される。放電灯は電圧、電流にバラツキがあるが、極端な差はないため、放電灯のバラツキによる内部損失の変化はほとんどないといえる。したがって、負荷にはほぼ定電力が伝達される。なお、入力電圧の二乗に比例する信号を得るには掛け算器の入力端子ＸとＹに入力電圧の比例値を入れてやればよい。
【００２３】
【第４の実施例】
図５は本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第４の実施例である。整流回路の出力に抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、コンデンサＣ２１を接続し平均値電圧を検出し、さらに抵抗Ｒ４１とＲ４２で整流電圧の比例値を検出する。コンデンサＣ２１の検出値を反比例回路８に接続し、反比例回路の出力とＲ４２の電圧とを掛け算器ＭＰ４で掛け算する。掛け算器の出力と変流器ＣＴ４で検出した変圧器１次巻線電流の検出値をコンパレータＣＬ４のそれぞれ非反転入力、反転入力に接続する。コンパレータの出力と発振器ＯＳＣの出力をパルス幅回路に接続する。パルス幅回路の出力を駆動回路７に接続し、駆動回路の出力を昇降圧形コンバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１の被駆動端子に接続する。
【００２４】
次に動作説明をする。スイッチング素子Ｑ１を交流電圧よりはるかに高い周波数でスイッチングさせ、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、交流電圧を全波整流して得られた脈流電圧を、変圧器Ｔの１次巻線に印加してエネルギーを蓄え、スイッチング素子のオフ期間に蓄えられたエネルギーをすべて出力側に放出するように動作する昇降圧形コンバータにおいてスイッチング素子のスイッチ周期をＴ、時比率をＤｒ、入力電圧の瞬時値をｅｉ，１次巻線のインダクタンス値をＬとすると、スイッチング素子のオン時に入力に流れる電流ピーク値ｉは（１）  式で表される。一方、スイッチング素子のオン期間に蓄えられるエネルギー量Ｅｊは（３）  式で表される。（３）  式からスイッチング素子のオン期間を入力電圧の１サイクルの期間一定にし、入力電圧の平均値に関係なく入力電圧の各位相でスイッチング素子のオン期間の電流ピーク値を一定にすると、入力電力は入力電圧の平均値の変動に関係なく一定になる。
【００２５】
この実施例においては、入力電圧の平均値の比例値に反比例する電圧を反比例回路８で作り、この反比例電圧と入力電圧（整流電圧）の比例値とを掛け算器ＭＰ４で掛け算する。ｋ１  ・ｅｉ  ×（１／（ｋ２  ・ｅｉ  ａｖ））となるので出力には入力電圧に相似で入力電圧の平均値の変動に影響されない電圧が現れる。掛け算器の出力電圧と、ＣＴ４で検出したトランスＴの１次巻線電流の比例値とをコンパレータＣＬ４で比較する。ＰＷＭ回路では発振器からのハイレベル信号でハイレベル出力、コンパレータからのローレベル信号でローレベル出力を駆動回路７へ送る。駆動回路はＰＷＭ回路からの信号に従いスイッチ素子Ｑ１を駆動する。なお、これらのハイレベル、ローレベルの符号はどのようにしても良く、変流器ＣＴ４からの電圧が掛け算器からの電圧と一致した時点で、スイッチング素子をオフさせれば良い。このようにスイッチング素子Ｑ１を動かすことで、入力電流を正弦波とし、入力電力を一定にする。以下、第３の実施例と同様にして負荷の放電灯５にはほぼ一定電力が伝達される。
【００２６】
【第５の実施例】
図６は本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第５の実施例である。入力端子にトランスＴ４の１次巻線を接続し、２次巻線を同期発振回路１２に接続する。同期発振回路の出力は正弦波発生回路１３の入力と接続する。同期発振回路１２の他の入力端子は正弦波発生回路１３の出力に接続され、交流入力電圧と正弦波発生回路１３の出力とが同期した信号となるように同期発振回路１２が動作する。正弦波発生回路１３の出力とトランスの１次電流を検出する変流器ＣＴ４の出力をコンパレータＣＬ４のそれぞれ非反転入力端子と反転入力端子に接続し、出力をパルス幅発生回路の入力に接続する。ＰＷＭ回路の他方の入力にはさらに同期発振回路１２の出力に接続する。ＰＷＭ回路の出力を駆動回路７に接続し、駆動回路７の出力をスイッチング素子Ｑ１の制御端子に接続する。
【００２７】
動作説明をすると、交流入力電圧に比例した電圧を変圧器Ｔ４で検出し、フェーズ・ロックト・ループＰＬＬなどを用いた同期発振回路１２と正弦波発生回路１３で、交流入力電圧に比例した電圧に同期し、相似な波形を発生させ、この電圧とＣＴ４で検出したトランスＴの１次巻線電流の比例値とをコンパレータＣＬ４で比較する。コンパレータ出力と同期発振回路１２からの信号でＰＷＭ回路はスイッチ素子Ｑ１の駆動信号を発生する。この信号にしたがって駆動回路はＱ１を駆動する。第１の実施例と同じようにコンパレータやＰＷＭ回路のハイレベル、ローレベルの符号は任意に選定して、変圧器ＣＴ４からの電圧が正弦波発生回路からの電圧と一致した時点で、スイッチング素子Ｑ１をオフさせれば良い。このようにスイッチング素子Ｑ１を動かすことで、入力電流を正弦波とし、入力電力を一定にする。以下、第３の実施例と同様にして負荷の放電灯５にはほぼ一定電力が伝達される。
【００２８】
【第６の実施例】
図７は第６の実施例である。放電灯の点灯直前は、２７０Ｖ程度の比較的高い電圧が必要であるが、点灯直後の電圧は１０Ｖ前後と非常に低くなる。このため、コンバータ出力に接続されている容量の大きなコンデンサＣ１に溜まっていたエネルギーは、放電灯５の点灯と同時に急激に放出される。このため過大な電流がインバータ回路４の中のスイッチング素子に流れるため、出力電流を流すための電流容量以上の素子を使用するなどの対策が必要になる。そこで、図に示すようにコンバータ出力に接続された大きな容量のコンデンサＣ１の後に抵抗と小さな容量のコンデンサＣ４を接続しこの小容量のコンデンサＣ４の両端にインバータ回路４を接続することで、放電灯５の点灯直後の過大な電流が流れるのを抵抗Ｒ７で制限し、放電灯５の点灯後はリレーＲＬの接点ｒｌで抵抗Ｒ７を短絡するようにしたものである。なお、リレーＲＬの代わりにサイリスタやトライアック、トランジスタなどを使用しても良い。
【００２９】
【第７の実施例】
図８は第７の実施例を示す。以上の説明では昇降圧コンバータ回路３を絶縁形で説明してきたが、チョークコイルＬを用いた非絶縁の反転チョッパ回路でも同じ効果が得られる。図８に反転チョッパ形による回路を示す。この非絶縁形の場合には入力側と出力側とが直流的に接続されている点については注意しなければならないが、変圧器を利用した絶縁形の実施例と比較して電力伝達効率は高くなる利点がある。
【００３０】
【入力電圧変動への対策】
以上説明してきた実施例では入力電力を一定に制御するため、入力電圧が大幅に変わる場合、例えば８５Ｖから２６４  Ｖｒｍｓ  まで変わるワールドワイド仕様のような場合、入力電圧につれて入力電流も大きく変わる。このため入力側の損失が変わり、出力に伝達される電力も変わることになる。これを避けるため、入力電力の平均値にしたがって、制御に補正を行うことで出力に伝達される電力を一定にすることができる。入力電圧が上昇するにつれて入力電流が減少するので、損失も低減していく。図３に示す実施例の場合、入力電圧の平均値が上昇すると、上昇の割合以上にパルス幅が狭くなるようにすればよい。簡単な方法として抵抗Ｒ２１とＲ２２の抵抗値の比率を変えることで実現できる。抵抗値がＲ２１≫Ｒ２２の場合には、コンデンサＣ２１には平均値が現れ、抵抗Ｒ２１とＲ２２の抵抗値を近付けると、ピーク充電に近づくため入力電圧が上昇するほど検出値が増加する。しかし、入力電圧の最低と最大での損失差の出力電力に対する割合は２〜４％程度のため大きな補正は必要無く、抵抗Ｒ２１とＲ２２を回路の設計条件で若干調整すれば良い。なお、抵抗Ｒ２１とＲ２２の抵抗値を調整するとコンデンサＣ２１の電圧が上がるので、Ｒ２２に影響を与えない程度の抵抗で分圧し、反比例回路に送る。図４、図５の実施例も同じである。図６の実施例では、新たに入力電圧の平均値検出回路を設け、ＣＴ４による電流検出回路に入力電圧の平均値を適当に加えてやると、入力の平均電圧が上昇すると検出電流が見掛上大きくなり、パルス幅を狭めるようになる。この結果、入力電圧の平均値が上昇し、１次側の損失が減少しても、出力に伝達される電力量は一定に保たれる。なお、入力電圧があまり変動しない場合は補正の必要はない。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明によれば、高輝度放電灯の電子安定器の構成を、昇降圧チョッパー回路を電流リッセトモード・固定時比率で動作させることで、入力電流を正弦波とするとともにすると共に、出力に定電力を供給し、後段のブリッジインバータを低周波で動作させることで、負荷である放電灯に安定した定電力を供給するようにしたため、従来の電子安定器と比べ同程度の部品点数で、入力電流を正弦波状とし高調波を大幅に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第１の実施例を示す。
【図２】図１に示す実施例の動作を説明するための電流波形図である。
【図３】本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第２の実施例を示す。
【図４】本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第３の実施例を示す。
【図５】本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第４の実施例を示す。
【図６】本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第５の実施例を示す。
【図７】本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第６の実施例を示す。
【図８】本発明にかかる放電灯用電子点灯装置の第７の実施例を示す。
【図９】放電灯の電流等の波形図である。
【図１０】従来の放電灯用電子点灯装置の一例である。
【符号の説明】
１…高周波用フィルタ    ２…整流回路  ３…昇降圧形コンバータ回路
４…インバータ回路    ５…放電灯  ６…演算制御回路    ７…駆動回路
８…反比例回路  ９…二乗回路  １０…電圧制御発振器  １１…単安定回路
１２…同期発振回路    １３…正弦波発生回路  １５…放電灯点灯確認回路
１６…ブリッジ・倍電圧切り替え整流回路
ＣＬ４…コンパレータ  ＣＴ，ＣＴ４…変流器          Ｅｒ１…基準電圧
Ｌ…昇降圧用インダクタンス  ＯＡ１…増幅器    ＭＰ…乗算器  ＲＬ…リレー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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