(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
導波管を含む回路の電源と負荷のインピーダンス整合を行うインピーダンス整合器において、
導波管の所定面に所定間隔で配設された複数の分岐導波管と、
前記分岐導波管の内部を移動し、分岐導波管内を伝搬するマイクロ波を反射する短絡板と、
前記導波管の管軸方向に所定の間隔で直列に配置された３つの検波ダイオードを有し、前記導波管内を伝搬するマイクロ波の電力を検出する検出手段と、
前記検出手段から検出された出力信号に基づいて、当該インピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンス及び前記導波管内で発生する定在波の位相を算出し、算出したインピーダンス及び位相をそれぞれ独立した制御量として出力する制御手段と、
前記制御手段から出力されたインピーダンスを制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち２つを差動的に移動させる第１移動手段と、
前記制御手段から出力された位相を制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち他の２つを差動的に移動させる第２移動手段と、
を備えることを特徴とするインピーダンス整合器。
【請求項２】
前記検出手段の出力信号に直線化処理を施し、補正出力信号を前記制御手段に出力する補正手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のインピーダンス整合器。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記補正出力信号に基づいて、前記インピーダンスを算出するインピーダンス演算手段と、前記位相を算出する位相演算手段と、から成る制御量算出手段と、
前記制御量算出手段から算出されたインピーダンスと位相とをそれぞれインピーダンス整合状態となる制御量の基準値と比較する比較手段と、
前記比較手段の比較結果に基づいて、前記第１移動手段及び第２移動手段が前記短絡板を移動させる移動量を制御する移動制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項２記載のインピーダンス整合器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、導波管を含む回路のインピーダンス整合を行うインピーダンス整合器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、半導体製造装置によるエッチング工程やプラズマＣＶＤ（Chemical Vapor Deposition）装置による薄膜形成工程において、プラズマを利用したエッチングや薄膜形成が行われている。そして、これらエッチング工程や薄膜形成工程において利用されるプラズマは、マイクロ波を用いて生成される。
【０００３】
このとき用いられるマイクロ波は、高周波電源において発生され、導波管を伝送線路として高周波電源から負荷に供給される。
このマイクロ波は、安定した電力で供給する必要があるが、高周波電源と負荷との間に生じる反射波による電力（反射波電力）が存在すると、負荷に供給されるマイクロ波の電力が減衰される。そのため、高周波電源から入射された電力が負荷側で十分に消費されず、安定した電力を供給できない。
【０００４】
そこで、反射波電力を低減するために、インピーダンス整合器によって、高周波電源と負荷とのインピーダンス整合が行われている。
インピーダンス整合は、インピーダンス整合器によって、導波管の特性インピーダンスを調整することにより行われる。
インピーダンス整合器は、主に、導波管内の定在波分布を検出するセンサ部と、導波管の特性インピーダンスを変化させて高周波電源と負荷とをインピーダンス整合させるインピーダンス整合部と、センサ部によって検出された定在波分布に基づいて、高周波電源と負荷との間の反射波電力が減衰するようにインピーダンス整合部を制御する制御部とから構成される。
【０００５】
また、インピーダンス整合部には、主に、スタブチューナ、Ｅチューナ、ＥＨチューナが用いられている。
図３〜図５は、それぞれスタブチューナ、Ｅチューナ、ＥＨチューナを示す概略図である。
【０００６】
図３において、スタブチューナ１００は、伝送線路となる方形導波管のＥ面（マイクロ波の電界方向と垂直な面）から、複数のスタブ棒１１０ａ〜１１０ｃが、導波管内に挿入された構成となっており、それぞれのスタブ棒の挿入長は変化させることが可能である。そして、センサ部１２０により検出された導波管内の定在波分布に基づいて、制御部に制御された電動機１３０ａ〜１３０ｃが、それぞれのスタブ棒の挿入長を適切に変化させる。すると、導波管の特性インピーダンスが調整され、これによって、導波管の両端に接続された高周波電源と負荷とのインピーダンスが整合される。
【０００７】
図４において、Ｅチューナ２００は、伝送線路となる方形導波管のＥ面に複数のＥ分岐導波管を備えている。特に、図４に示すＥチューナのように４つのＥ分岐導波管２１０ａ〜２１０ｄを備えたものは、フォーＥチューナと呼ばれ、各Ｅ分岐導波管２１０ａ〜２１０ｄは、所定の間隔で配設されている。即ち、導波管内を伝搬するマイクロ波の管内波長をλgとすると、Ｅ分岐導波管ａ，ｂ間はλg／４、Ｅ分岐導波管ｂ，ｃ間は（λg／８）の奇数倍（図４では、λgの３／８）、Ｅ分岐導波管ｃ，ｄ間はλg／４となっている。
【０００８】
また、Ｅチューナの各Ｅ分岐導波管には、ショートプランジャ（短絡板）２１１ａ〜２１１ｄが備えられている。このショートプランジャ２１１ａ〜２１１ｄは、各Ｅ分岐導波管２１０ａ〜２１０ｄ内で位置調整が可能である。そして、センサ部２２０により検出された導波管内の定在波分布に基づいて、制御部に制御された電動機２３０ａ〜２３０ｄが、これらショートプランジャ２１１ａ〜２１１ｄをそれぞれ適当な位置に変化させる。すると、導波管の特性インピーダンスが調整され、これによって、導波管の両端に接続された高周波電源と負荷とのインピーダンスが整合される。
【０００９】
図５において、ＥＨチューナ３００は、伝送線路となる方形導波管のＥ面に一つのＥ分岐導波管３１０ａを備え、Ｈ面（マイクロ波の磁界方向と垂直な面）に一つのＨ分岐導波管３１０ｂを備えている。これらＥ分岐導波管３１０ａおよびＨ分岐導波管３１０ｂには、ショートプランジャ３１１ａ，３１１ｂが備えられている。このショートプランジャは、Ｅチューナと同様に、Ｅ分岐導波管３１０ａ内およびＨ分岐導波管３１０ｂ内で位置調整が可能である。そして、センサ部３２０により検出された導波管内の定在波分布に基づいて、制御部に制御された電動機３３０ａ，３３０ｂが、これらショートプランジャ３１１ａ，３１１ｂをそれぞれ適当な位置に変化させる。すると、導波管の特性インピーダンスが調整され、これによって、導波管の両端に接続された高周波電源と負荷とのインピーダンスが整合される。
【００１０】
ここで、上述のスタブチューナは、導波管内を伝搬するマイクロ波が大電力になると、スタブ棒の先端と導波管の内面との間で放電現象を起こしやすいため、インピーダンス整合が困難になる。
【００１１】
また、ＥＨチューナは、Ｅ分岐導波管およびＨ分岐導波管がそれぞれ１系統しかないため、広範囲にわたるインピーダンス整合を行うためには、ショートプランジャの位置調整範囲を広く取る必要がある。さらに、ＥＨチューナは、Ｅ面およびＨ面にそれぞれ分岐導波管装置を備えている。したがって、ＥＨチューナは、装置が大型化するという問題がある。また、ＥＨチューナは、Ｈ分岐導波管により、伝搬されるマイクロ波の周波数に対する不要な高次モードが発生しやすく、定在波の電力分布に乱れが生じやすい。この場合、インピーダンス整合が困難になるという問題がある。
【００１２】
一方、フォーＥチューナは、導波管内を大電力のマイクロ波が伝搬した場合にも放電することがなく、また、４つのＥ分岐導波管によってインピーダンス整合を行うため、それぞれのショートプランジャの位置調整範囲は比較的狭くてよいという利点がある。
【００１３】
ところで、上述のスタブチューナ、ＥチューナおよびＥＨチューナのセンサ部は、共に、３つの検波ダイオードが、導波管の長手方向にλg／６の距離を隔てて配設されており、各検波ダイオードの検波部（アンテナ）は、導波管内に挿入されている。
【００１４】
そして、これら検波ダイオードの入出力特性は非線形であり、さらに、それぞれの検波ダイオードの入出力特性は、不均一であることから、各検波ダイオードの出力電圧は、補正が加えられた後、制御部に出力される。
【００１５】
このとき加えられる補正の方法として、検波ダイオードを積算器に見立てる方法がある。即ち、この方法では、検波ダイオードの出力信号が低レベルである場合には、検波ダイオードの入力電圧と出力電圧は比例しているとみなしてそのまま制御部に出力し、検波ダイオードの出力電圧が所定のレベルより高くなった場合には、検波ダイオードの出力電圧をリニアライズ（直線化）して、制御部に出力する。
【００１６】
この方法では、予め定められた近似式に基づいて検波ダイオードの出力電圧を処理することにより、検波ダイオードの入力電圧（電力）、即ち、導波管内の定在波電圧（電力）を算出する。このような方法の具体例として、例えば、特開平１０―２３３６０６号に開示された補正方法が挙げられる。
【００１７】
特開平１０―２３３６０６に開示された補正方法は、以下のようなものである。
【００１８】
まず、検波ダイオードと検波部（アンテナ）を分離する。次に、この検波ダイオードに基準電力を入力し、検波ダイオードのみの場合の出力電圧特性を測定する。そして、この出力電圧特性から、５次程度の近似式を導出し、この近似式に基づいて補正を行うためのプログラムをメモリＩＣ等の記憶装置に格納する。
【００１９】
次いで、導波管に接続された検波ダイオードの検波部の結合度を測定し、測定された検波部の結合度を記憶装置に格納する。
【００２０】
そして、インピーダンス整合を行う場合、インピーダンス整合器にマイクロ波が入射されると、アンテナ部と接続された検波ダイオードの出力電圧が得られる。この出力電圧を制御部のＣＰＵ（Central Processing Unit）が、記憶部に記憶された補正のためのプログラムに基づいて処理し、検波ダイオードに入力された基準電力を算出する。さらに、ＣＰＵは、算出された基準電力を検波部の結合度に基づいて補正することにより、検波部に入力された電力、即ち、導波管内の定在波電力を算出する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のフォーＥチューナは、４つのショートプランジャを備えることから、それぞれのショートプランジャを移動させるために４つの電動機を備えると、必要となる電動機のドライバ回路が増加すると共に、各電動機を制御する制御回路が複雑化するという問題があった。
【００２２】
また、検波ダイオードの出力電圧を補正する従来の方法において、補正に用いる近似式は、５次以上の多項式となる場合がある。このような近似式に基づいて、センサ部の出力を演算処理する場合、制御部のＣＰＵには多大な負担がかかることとなる。さらに、この近似式を得るために、検波ダイオードを検波部と分離し、検波ダイオードの入出力特性を測定した後、検波部の結合度を測定する等、種々の煩雑な工程を経る必要があった。
【００２３】
本発明の課題は、インピーダンス整合器の制御回路を簡単にすると共に、インピーダンス整合器における検波信号の補正を容易に行うことである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、導波管を含む回路の電源と負荷のインピーダンス整合を行うインピーダンス整合器において、導波管の所定面に所定間隔で配設された複数の分岐導波管（例えば、図１のＥ分岐導波管５０ａ〜５０ｄ）と、前記分岐導波管の内部を移動し、分岐導波管内を伝搬するマイクロ波を反射する短絡板（例えば、図１のショートプランジャ５１ａ〜５１ｄ）と、前記導波管の管軸方向に所定の間隔で直列に配置された３つの検波ダイオード（例えば、図１の検波ダイオード２０ａ、２０ｂ、２０ｃ）を有し前記導波管内を伝搬するマイクロ波の電力を検出する検出手段（例えば、図１のセンサ部２０）と、前記検出手段から検出された出力信号に基づいて、当該インピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンス及び前記導波管内で発生する定在波の位相を算出し、算出したインピーダンス及び位相をそれぞれ独立した制御量として出力する制御手段（例えば、図１のインピーダンス演算回路１１ｂ、位相演算回路１１ｃ及びドライバ回路１２ａ、１２ｂ）と、前記制御手段から出力されたインピーダンスを制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち２つを差動的に移動させる第１移動手段（例えば、図１の電動機４０ａ）と、前記制御手段から出力された位相を制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち他の２つを差動的に移動させる第２移動手段（例えば、図１の電動機４０ｂ）と、を備えることを特徴としている。
【００２５】
この請求項１記載の発明によれば、導波管を含む回路の電源と負荷のインピーダンス整合を行うインピーダンス整合器において、分岐導波管は、導波管の所定面に所定間隔で複数配設され、短絡板は、前記分岐導波管の内部を移動し、分岐導波管内を伝搬するマイクロ波を反射し、検出手段は、前記導波管の管軸方向に所定の間隔で直列に配置された３つの検波ダイオードを有し前記導波管内を伝搬するマイクロ波の電力を検出し、制御手段は、前記検出手段から検出された出力信号に基づいて、当該インピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンス及び前記導波管内で発生する定在波の位相を算出し、算出したインピーダンス及び位相をそれぞれ独立した制御量として出力し、第１移動手段は、前記制御手段から出力されたインピーダンスを制御量として前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち２つを差動的に移動させ、第２移動手段は、前記制御手段から出力された位相を制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち他の２つを差動的に移動させる。
【００２６】
したがって、この請求項１記載の発明によって、１つの電動機により、２つの短絡板を制御できるため、制御に必要な電動機が減少され、インピーダンス整合器の制御回路が簡単な構造となり、制御量としてのインピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンス及び導波管内で発生する定在波の位相は、簡単に算出できるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、インピーダンスにかかる制御と位相にかかる制御を独立して行うことができるため、高速にインピーダンス整合を行うことができる。
【００２７】
また、制御回路が簡単になることによって、装置が小型化でき、さらに、製造等におけるコストダウンを図ることができる。
【００２８】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のインピーダンス整合器において、前記検出手段の出力信号に直線化処理を施し、補正出力信号を前記制御手段に出力する補正手段、
をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のインピーダンス整合器。
【００２９】
この請求項２記載の発明によれば、請求項１記載のインピーダンス整合器において、補正手段は、前記検出手段の出力信号に直線化処理を施し、補正出力信号を前記制御手段に出力する。
【００３０】
したがって、この請求項２記載の発明によって、検出手段の出力信号が、直線化処理（発明の実施の形態に記載の簡単な近似式等）が施されることにより直線化されるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、より高精度に直線化することができる。
【００３１】
請求項３記載の発明は、請求項２記載のインピーダンス整合器において、前記制御手段は、前記補正出力信号に基づいて、前記インピーダンスを算出するインピーダンス演算手段と、前記位相を算出する位相演算手段と、から成る制御量算出手段と、前記制御量算出手段から算出されたインピーダンスと位相とをそれぞれインピーダンス整合状態となる制御量の基準値と比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記第１移動手段及び第２移動手段が前記短絡板を移動させる移動量を制御する移動制御手段と、を備えることを特徴としている。
【００３２】
この請求項３記載の発明によれば、請求項２記載のインピーダンス整合器において、前記制御手段に備えられた、制御量算出手段は、前記補正出力信号に基づいて、インピーダンス演算手段から前記インピーダンスを算出し、前記位相手段から前記位相を算出し、比較手段は、前記制御量算出手段から算出されたインピーダンスと位相とをそれぞれインピーダンス整合状態となる制御量の基準値と比較し、移動制御手段は、前記比較手段の比較結果に基づいて前記第１移動手段及び第２移動手段が前記短絡板を移動させる移動量を制御する。
【００３３】
したがって、この請求項３記載の発明によって、容易、かつ、迅速に、インピーダンス整合器の制御を行うことができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照して本発明に係るインピーダンス整合器の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明を適用したインピーダンス整合器１の構成を示す図である。
【００３８】
インピーダンス整合器１は、４つのＥ分岐導波管５０ａ〜５０ｄを備えたフォーＥチューナであり、Ｅ分岐導波管５０ａ〜５０ｄに備えられたショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの位置を調整することにより、導波管６０の特性インピーダンスを変化させる。また、インピーダンス整合器１は、センサ部２０によって検出された導波管６０内の定在波分布に基づいて、制御部１０が、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの位置調整を行う。この際、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂは、電動機４０ａにより差動的に連動するように移動される。また、同様に、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄは、電動機４０ｂにより差動的に連動するように移動される。したがって、インピーダンス整合器１は、４つのショートプランジャ５１ａ〜５１ｄを２つの電動機４０ａ，４０ｂによって制御でき、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの制御回路（制御部１０および電動機４０ａ，４０ｂ）が簡単な構造となる。
【００３９】
また、制御部１０は、センサ部２０の出力電圧から導波管内で発生する定在波の位相（偏角）φおよびインピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺを算出し、位相φが０度、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ0となるように、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄを調整する。これら位相φおよびインピーダンスＺを算出する方法は比較的簡単であるため、制御部１０が行う処理における負担は小さなものとなる。また、制御部１０は、これら位相φおよびインピーダンスＺに基づいて、それぞれ独立したインピーダンス整合のための動作を行う。即ち、位相φに基づく調整を電動機４０ｂで行い、これとは独立して、インピーダンスＺに基づく調整を電動機４０ａで行う。したがって、インピーダンス整合のための調整が効率よく行える。
【００４０】
まず構成を説明する。
図１は、本実施の形態におけるインピーダンス整合器１の構成を示す図である。図１において、インピーダンス整合器１は、制御部１０、センサ部２０、アンプ部３０、Ｅ分岐導波管５０ａ〜５０ｂ、電動機４０ａ，４０ｂ、導波管６０から構成される。
【００４１】
まず、制御部１０の構成について説明する。
図１において、制御部１０は、演算部１１、ドライバ回路１２ａ，１２ｂを備え、さらに、演算部１１は、リニアライズ回路１１ａ、インピーダンス演算回路１１ｂ、位相演算回路１１ｃを備えている。この演算部は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）によって構成される。
【００４２】
リニアライズ回路１１ａは、アンプ部３０によって、増幅されたセンサ部２０の出力電圧が入力されると、入力されたセンサ部２０の出力電圧レベルを検出する。そして、後述するリニアライズ方法により、検出した出力電圧レベルに基づいて、この出力電圧をリニアライズ（直線化処理）する。なお、リニアライズされることによって補正された出力電圧（以下、補正出力電圧という。）は、センサ部２０における検波ダイオードの入力電圧に換算されている。そして、リニアライズ回路１１ａは、この補正出力電圧をインピーダンス演算回路１１ｂおよび位相演算回路１１ｃに出力する。
【００４３】
ここで、リニアライズ回路１１ａにおいて、センサ部２０の出力電圧をリニアライズ（直線化処理）する方法について説明する。
【００４４】
まず、検波ダイオードが理想的な出力特性を示すと想定した場合の出力電圧を基準検波電圧ｘとする。また、マイクロ波の各入力電力に対応する基準検波電圧をｘ＝ｘn（ｎは正の整数）とする。
【００４５】
そして、ｘ0からｘnの範囲で適当数の基準検波電圧ｘm（ただし、ｍ＝０,１,２,…,ｎ）を定める。次いで、これらの基準検波電圧ｘmを検波ダイオードに入力し、これらに対応する実際の検波電圧ｕmをそれぞれ求める。
【００４６】
次に、基準検波電圧ｘm、検波電圧ｕmをそれぞれ次式（Ｉ）に代入すると、
任意の基準検波電圧ｘと対応する検波電圧ｕの関係が導かれる。なお、次式（Ｉ）におけるｘk、ｘk-1、ｕk、ｕk-1は、リニアライズ回路１１ａに入力された検波電圧ｕに応じ、ｕk-1＜ｕ＜ｕkを満たすように選択される。
【００４７】
【数１】
0003670188.tif 000002
（ただし、ｘk-1＜ｘ＜ｘk、ｋ＝１,２,…,ｎ）
【００４８】
ここで、検波電圧ｕに補正を加え、理想的な検波ダイオードの出力電圧としたものを補正出力電圧ｚとおく。
そして、ｕk、ｕk-1、ｘk、ｘk-1、ｚk、ｚk-1を次式に代入すると、任意の基準検波電圧ｘと対応する補正出力電圧ｚの関係が導かれる。なお、ｚkは、各基準検波電圧ｘkに対する補正出力電圧であり、理想的な検波ダイオードの出力電圧であることから、ｚkは、基準検波電圧ｘkと等しくなる。
【００４９】
【数２】
0003670188.tif 000003
（ただし、ｘk-1＜ｘ＜ｘk、ｋ＝１,２,…,ｎ）
【００５０】
上記（I）および（II）式から、検波ダイオードの検波電圧ｕと補正出力電
圧ｚとの関係が導かれ、理想的な検波ダイオードの出力電圧、即ち、検波ダイオードの入力電圧を算出することができる。
【００５１】
インピーダンス演算回路１１ｂは、リニアライズ回路１１ａから入力された補正出力電圧に基づいて、導波管６０を含む負荷のインピーダンスＺ（即ち、インピーダンス整合器１の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺ）を算出する。ここで、インピーダンス演算回路１１ｂにおいて、補正出力電圧から負荷のインピーダンスＺを算出する方法について説明する。インピーダンスＺは、次式により算出される。なお、ａ、ｂ、ｃは、それぞれセンサ部２０の検波ダイオード２０ａ〜２０ｃの出力電圧に対する補正出力電圧である。
【００５２】
【数３】
0003670188.tif 000004
【００５３】
インピーダンス演算回路１１ｂは、以上のように算出されたインピーダンスＺを高周波電源の特性インピーダンスＺ0と比較する。そしてインピーダンスＺが特性インピーダンスＺ0と一致していない場合、インピーダンス演算回路１１ｂは、“特性インピーダンスＺ0に対するインピーダンスＺの大小”を判断し、また、その“度合い”を算出する。そして、インピーダンス演算回路１１ｂは、“特性インピーダンスＺ0に対するインピーダンスＺの大小”およびその“度合い”をドライバ回路１２ａに出力する。
【００５４】
なお、インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ0と一致している場合、インピーダンス演算回路１１ｂは出力を行わない。
【００５５】
位相演算回路１１ｃは、リニアライズ回路１１ａから入力された補正出力電圧に基づいて、導波管６０内で発生する定在波の位相を算出する。ここで、位相演算回路１１ｃにおいて、補正出力電圧から導波管６０内で発生する定在波の位相を算出する方法について説明する。定在波の位相は、次式により算出される。
【００５６】
【数４】
0003670188.tif 000005
【００５７】
位相演算回路１１ｃは、以上のように算出された位相φが０であるか否かの判定を行う。そして位相φが０でないと判定した場合、位相φをドライバ回路１２ｂに出力する。
【００５８】
なお、位相φが０である場合、位相演算回路１１ｃは出力を行わない。
【００５９】
ドライバ回路１２ａは、インピーダンス演算回路１１ｂから入力された特性インピーダンスＺ0に対するインピーダンスＺの大小およびその度合いに応じて、電動機４０ａの駆動量および駆動方向を算出する。そして、ドライバ回路１２ａは、電動機４０ａに算出した駆動量および駆動方向に応じた駆動信号を出力する。
【００６０】
ドライバ回路１２ｂは、位相演算回路１１ｃから入力された位相φに応じて、電動機４０ａの駆動量および駆動方向を算出し、ドライバ回路１２ａと同様に、電動機４０ｂに算出した駆動量および駆動方向に応じた駆動信号を出力する。
【００６１】
センサ部２０は、３つの検波ダイオードを備えており、これら３つの検波ダイオードは、導波管６０の管軸方向に、それぞれλg／６ずつ隔てて、直列に配設される。また、それぞれの検波ダイオードには、導波管６０内のマイクロ波を受信するアンテナが備えられている。
【００６２】
アンプ部３０は、センサ部２０から入力された各検波ダイオードの出力電圧を適当なレベルに増幅する。
【００６３】
電動機４０ａは、ドライバ回路１２ａから入力された駆動信号に基づいて、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂを差動的に連動するように移動させる。即ち、電動機４０ａは、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂを同時に移動し、Ｅ分岐導波管５０ａ，５０ｂについての制御を一括して行う。
【００６４】
電動機４０ｂは、ドライバ回路１２ｂから入力された駆動信号に基づいて、電動機４０ａと同様に、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄを差動的に連動するように移動させる。即ち、電動機４０ｂは、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄを同時に移動し、Ｅ分岐導波管５０ｃ，５０ｄについての制御を一括して行う。
【００６５】
Ｅ分岐導波管５０ａは、導波管６０のＥ面に垂直に備えられた分岐導波管であり、ショートプランジャ５１ａを備えている。そして、導波管６０内を伝搬するマイクロ波のうち、一部がＥ分岐導波管５０ａに分岐する。また、ショートプランジャ５１ａは、Ｅ分岐導波管５０ａの内部を上下に移動する構造となっており、電動機４０ａにより、インピーダンスを整合させるための適当な位置に移動される。さらに、ショートプランジャ５１ａは、導波管６０内を伝搬するマイクロ波のうち、Ｅ分岐導波管５０ａに分岐した成分を反射する。
【００６６】
また、Ｅ分岐導波管５０ｂ，５０ｃ，５０ｄは、Ｅ分岐導波管５０ａと同様に、それぞれショートプランジャ５１ｂ，５１ｃ，５１ｄを備えており、ショートプランジャ５１ｂ〜５１ｄは、ショートプランジャ５１ａと同様に、各Ｅ分岐導波管に分岐したマイクロ波を反射する。
【００６７】
さらに、Ｅ分岐導波管５０ａ，５０ｂおよびＥ分岐導波管５０ｃ，５０ｄは、管軸方向にそれぞれλg／４（λgは、管内波長）隔てられて並設される。また、Ｅ分岐導波管５０ｂとＥ分岐導波管５０ｃは、管軸方向に（３／８）λg隔てられて並設される（図１参照）。
【００６８】
また、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂは、電動機４０ａの回転軸に固着された腕の両端に、支持部がそれぞれ回動自在に取り付けられ、電動機４０ａの回転軸が回転すると、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂが上下逆方向に移動する。したがって、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂは、電動機４０ａが回転することにより差動的に連動して移動される。
【００６９】
同様に、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄは、電動機４０ｂの回転軸の両端に支持部がそれぞれ回動自在に取り付けられ、電動機４０ｂの回転軸が回転すると、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄが上下逆方向に移動する。したがって、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄは、電動機４０ｂが回転することにより差動的に連動して移動される。
【００７０】
導波管６０は、高周波電源から入力されたマイクロ波を負荷に伝達する。また、導波管６０に備えられたインピーダンス整合器１によって、導波管６０は、特性インピーダンスが変化される。このインピーダンス整合器１を含む導波管６０および負荷のインピーダンスが、高周波電源の特性インピーダンスＺ0と一致した場合、高周波電源と負荷のインピーダンスは整合する。
【００７１】
次に、動作を説明する。
図２は、インピーダンス整合器１が行うインピーダンス整合処理を示すフローチャートである。
【００７２】
インピーダンス整合処理において、インピーダンス整合器１は、まず、導波管６０内を伝搬するマイクロ波の電力をセンサ部２０によって検出し、センサ部２０の出力電圧をアンプ部３０に入力する（ステップＳ１）。
【００７３】
そして、インピーダンス整合器１は、センサ部２０の出力電圧をアンプ部３０によって適当なレベルに増幅し、リニアライズ回路１１ａに入力する（ステップＳ２）。
【００７４】
次に、インピーダンス整合器１は、アンプ部３０において増幅したセンサ部２０の出力電圧をリニアライズ回路１１ａによって所定のリニアライズ方法でリニアライズ（直線化処理）し、補正出力電圧としてインピーダンス演算回路１１ｂおよび位相演算回路１１ｃに入力する（ステップＳ３）。
【００７５】
次いで、インピーダンス整合器１は、補正出力電圧に基づいて、インピーダンス演算回路１１ｂによってインピーダンスＺを算出し、同時に、位相演算回路１１ｃによって導波管６０内で発生する定在波の位相φを算出する（ステップＳ４）。そして、インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ0と一致しているか否か、および、位相φが０であるか否かの判定を行う（ステップＳ５）。
【００７６】
ステップＳ５において、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ0と一致すると判定され、かつ、位相φが０であると判定された場合、インピーダンス整合器１は、ショートプランジャ４１ａ〜４１ｄの制御を行わず、ステップＳ３に移行する。
【００７７】
ステップＳ５において、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ0と異なると判定された場合、および、位相φが０でないと判定された場合、インピーダンス整合器１は、ドライバ回路１２ａあるいはドライバ回路１２ｂに所定のデータを入力する。即ち、インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ0と異なると判定され、位相φが０であると判定された場合、インピーダンス演算回路１１ｂによってドライバ回路１２ａに“特性インピーダンスＺ0に対するインピーダンスＺの大小”およびその“度合い”を入力し、位相演算回路１１ｃによってドライバ回路１２ｂにデータの入力は行わない。また、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ0と一致すると判定され、位相φが０でないと判定された場合、位相演算回路１１ｃによってドライバ回路１２ｂに位相φを入力し、インピーダンス演算回路１１ｂによってドライバ回路１２ａにデータの入力は行わない（ステップＳ６）。
【００７８】
そして、インピーダンス整合器１は、ドライバ回路１２ａに“特性インピーダンスＺ0に対するインピーダンスＺの大小”およびその“度合い”が入力された場合、ドライバ回路１２ａにおいてインピーダンスＺを特性インピーダンスＺ0に一致させるための電動機４０ａの駆動量および駆動方向を算出する。また、ドライバ回路１２ｂに位相φが入力された場合、ドライバ回路１２ｂにおいて位相φを０にさせるための電動機４０ｂの駆動量および駆動方向を算出する（ステップＳ７）。
【００７９】
次いで、インピーダンス整合器１は、ステップＳ７において算出された電動機４０ａ，４０ｂの駆動量および駆動方向に応じ、ドライバ回路１２ａ，１２ｂによって、電動機４０ａ，４０ｂを駆動するための駆動信号を生成し、それぞれ電動機４０ａ，４０ｂに入力する（ステップＳ８）。
【００８０】
そして、インピーダンス整合器１は、電動機４０ａによって、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂを差動的に移動し、インピーダンスＺを高周波電源の特性インピーダンスＺ0に一致させる制御を行う。また、インピーダンス整合器１は、電動機４０ｂによって、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄを差動的に移動し、位相φを０にさせる制御を行う（ステップＳ９）。
【００８１】
次に、インピーダンス整合器１は、制御部１０において、インピーダンス整合処理の終了が指示されたか否かの判定を行う（ステップＳ１０）。
【００８２】
ステップＳ１０において、インピーダンス整合処理の終了が指示されていないと判定された場合、インピーダンス整合器１は、ステップＳ３に移行する。
【００８３】
ステップＳ１０において、インピーダンス整合処理の終了が指示されたと判定された場合、インピーダンス整合器１は、インピーダンス整合処理を終了する。
【００８４】
以上のように、本実施の形態におけるインピーダンス整合器１は、インピーダンス整合の際、４つのＥ分岐導波管５０ａ〜５０ｄのショートプランジャ５１ａ〜５１ｄを２つの電動機４０ａ，４０ｂで制御する。
【００８５】
したがって、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの制御回路（制御部１０および電動機４０ａ，４０ｂ）が簡単な構造となり、装置の小型化およびコストダウンを図ることができる。
【００８６】
また、インピーダンス整合器１は、検波ダイオードの出力電圧をリニアライズ（直線化処理）することによって、理想的な検波ダイオードの出力電圧に補正する。
【００８７】
したがって、簡単な近似式によって、より高精度な補正値を得ることができるため、検波ダイオードの出力電圧を補正する際に、演算部にかかる負担を軽減することができる。
【００８８】
さらに、インピーダンス整合器１は、導波管６０内を伝搬するマイクロ波の電力分布からインピーダンス整合器１の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺおよび導波管６０内で発生する定在波の位相φを検出し、これら２つのパラメータに基づいて、独立した制御を行うことにより、インピーダンス整合を行う。
【００８９】
したがって、インピーダンスＺおよび位相φの調整に係る制御を同時に行えるため、インピーダンスを高速に整合させることができる。
【００９０】
また、本実施の形態に示したインピーダンスＺおよび位相φの算出式をより簡単にすることによって、演算部にかかる処理負担を軽減することができる。
【００９１】
なお、本実施の形態において、検波ダイオードの出力電圧をリニアライズ（直線化処理）する近似式、インピーダンスＺおよび位相φを算出する式として、他の式を用いることとしてもよい。
【００９２】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、１つの電動機により、２つの短絡板を制御できるため、制御に必要な電動機が減少され、インピーダンス整合器の制御回路が簡単な構造となり、制御量としてインピーダンス整合器１の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺ及び導波管６０内で発生する定在波の位相φは、簡単に算出できるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、インピーダンスにかかる制御と位相にかかる制御を独立して行うことができるため、高速にインピーダンス整合を行うことができる。したがって、制御回路が簡単になることによって、装置が小型化でき、さらに製造等におけるコストダウンを図ることができる。
【００９３】
請求項２記載の発明によれば、検出手段の出力信号が、直線化処理（発明の実施の形態に記載の簡単な近似式等）が施されることにより直線化されるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、より高精度に直線化することができる。
【００９４】
請求項３記載の発明によれば、容易、かつ、迅速に、インピーダンス整合器の制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したインピーダンス整合器１の構成を示す図である。
【図２】インピーダンス整合器１が行うインピーダンス整合処理を示すフローチャートである。
【図３】スタブチューナの概略図である。
【図４】Ｅチューナの概略図である。
【図５】ＥＨチューナの概略図である。
【符号の説明】
１    インピーダンス整合器
１０    制御部
１１    演算部
１１ａ    リニアライズ回路
１１ｂ    インピーダンス演算回路
１１ｃ    位相演算回路
１２ａ，１２ｂ    ドライバ回路
２０    センサ部
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ    検波ダイオード
３０    増幅器
４０ａ，４０ｂ    電動機
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ    Ｅ分岐導波管
５１ａ，５１ｂ，５１ｃ，５１ｄ    ショートプランジャ
６０    導波管
１００    スタブチューナ
１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ    スタブ棒
１２０    センサ部
１３０ａ，１３０ｂ，１３０ｃ    電動機
２００    Ｅチューナ
２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃ，２１０ｄ    Ｅ分岐導波管
２１１ａ，２１１ｂ，２１１ｃ，２１１ｄ    ショートプランジャ
２２０    センサ部
２３０ａ，２３０ｂ，２３０ｃ，２３０ｄ    電動機
３００    ＥＨチューナ
３１０ａ    Ｅ分岐導波管
３１０ｂ    Ｈ分岐導波管
３１１ａ，３１１ｂ    ショートプランジャ
３２０    センサ部
３３０ａ，３３０ｂ    電動機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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