(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一様スペクトルを有する２種類の白色ベースバンド信号をそれぞれ実部，虚部とする複素入力信号を帯域制限する参照フィルタと，
参照フィルタの伝播遅延に相当する時間だけ複素入力信号を遅延させる遅延器と，
参照フィルタ出力信号の振幅成分が設定値を超過した場合に超過分に比例する振幅を有する複素インパルス信号を出力する振幅制御部と，
遅延器出力信号から振幅制御部出力信号を減算する減算器とから構成されることを特徴とするピークファクタ低減装置。
【請求項２】
上記振幅制御部が，
参照フィルタ出力信号の実部，虚部に基づき絶対値を出力する絶対値回路と，
絶対値回路出力信号の所定値超過分を出力するデッドゾーン回路と，
デッドゾーン回路出力信号を波形整形しデッドゾーン回路出力振幅に比例した振幅のインパルス信号を発生するインパルス発生回路と，
参照フィルタ出力信号の実部から絶対値回路出力信号を除し，複素信号の余弦を出力する第１除算器と，
参照フィルタ出力信号の虚部から絶対値回路出力信号を除し，複素信号の正弦を出力する第2除算器と，
上記第１，第2除算器出力をインパルス発生回路の処理遅延に応じて遅延させる第1，第2遅延器と，
インパルス発生回路出力信号を第1，第2遅延器出力信号に乗じることで複素インパルス信号の実部，虚部を生成する第1，第2乗算器とから構成されることを特徴とする請求項１記載のピークファクタ低減装置。
【請求項３】
上記インパルス発生回路が，
デッドゾーン回路出力信号を１サンプル遅延させる第３遅延器と，
デッドゾーン回路出力信号の連続する２サンプルの差分をとることで波形微分演算を行う微分回路と，
微分回路出力信号を１サンプル遅延させる第４遅延器と，
微分回路出力信号と第４遅延器出力信号のサンプルごとの積をとる第3乗算器と，
第3乗算器出力が負値の場合に単位振幅を有するインパルス信号を出力する負値判定器と，
負値判定器出力信号を参照フィルタのインパルス応答最大値で正規化する利得回路と，
利得回路出力信号と第３乗算器出力信号のサンプルごとの積をとる第４乗算器とから構成されることを特徴とする請求項２記載のピークファクタ低減装置。
【請求項４】
上記振幅制御部が，インパルス発生回路を省略し，その代用としてデッドゾーン回路出力信号をフィルタのインパルス応答最大値の逆数倍する利得回路に置き換えたことを特徴とする請求項２記載のピークファクタ低減装置。
【請求項５】
上記参照フィルタ出力信号の実部，虚部の絶対値の和が，デッドゾーン回路の設定値以下である場合に，振幅制御部を休止させることを特徴とする請求項１〜４のうちいずれかに記載のピークファクタ低減装置。
【請求項６】
請求項１〜５に記載のピークファクタ低減装置のいずれかを複数用い，これを多段縦続接続することを特徴とするピークファクタ低減装置。
【請求項７】
請求項１〜６記載のうちいずれかに記載のピークファクタ低減装置と，ピークファクタ低減装置出力信号を帯域制限する帯域制限フィルタから構成されることを特徴とするベースバンド信号処理装置。
【請求項８】
少なくとも１つ以上のディジタル変調信号を拡散符号を用いて拡散する拡散部と，
該拡散された信号を多重化する多重化部と，
該多重化部の出力信号をオーバサンプルするインタポレータと，
該インタポレータの出力信号を入力とし、２種類のベースバンド信号をそれぞれ実部，虚部とする複素入力信号を帯域制限する参照フィルタと，該参照フィルタの伝播遅延に相当する時間だけ複素入力信号を遅延させる遅延器と，該参照フィルタ出力信号の振幅成分が設定値を超過した場合に超過分に比例する振幅を有する複素インパルス信号を出力する振幅制御部と，前記遅延器の出力信号から該振幅制御部の出力信号を減算する減算器とから構成されることを特徴とするピークファクタ低減装置と，
該ピークファクタ低減装置の出力であるディジタル出力信号をアナログ信号に変換するディジタル‐アナログ変換器と，
上記アナログ出力信号の平滑化を行うフィルタと，周波数変調部と，電力増幅器と，制御部とを有しすることを特徴とする無線送信機。
【請求項９】
上記振幅制御部が，上記参照フィルタ出力信号の実部，虚部に基づき絶対値を出力する絶対値回路と，絶対値回路出力信号の所定値超過分を出力するデッドゾーン回路とを有し，上記制御部が上記ピークファクタ低減装置に対して上記デッドゾーン回路の設定値信号を供給することを特徴とする請求項８記載の無線送信機。
【請求項１０】
上記ベースバンド信号処理装置とディジタル−アナログ変換器の中間に，電力増幅器の非線形入出力特性の逆関数を入出力特性とするディジタルプリディストーション装置を配置することを特徴とする請求項９記載の無線送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線送信機のベースバンド信号処理装置，とりわけピークファクタの大きな正規分布に従う信号を取り扱う必要があるCDMA基地局用ベースバンド信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年，移動体通信方式として周波数資源の利用効率が高く，広帯域・高多重通信が可能なCDMAが注目されている。CDMA方式では，何チャネルものベースバンド信号が，各々直交する拡散符号によって擬似的に無相関な信号へと拡散され，符号多重化されて送信されるため，多重数が増えると送信I,Q信号は正規分布に近づくことが知られている。正規性を呈する信号は，生起確率は低いながらも平均送信電力に対して１０dB以上大きな電力の瞬時ピークパルスが発生する。このような信号の瞬時最大電力と平均電力の比を，一般的にピークファクタという。
【０００３】
正規性信号を無線送信機で送信する場合，大きな瞬時ピークパルスに対してまでも十分な線形性が確保されていないと，送信周波数帯域外に非線形歪が発生して他システムに対する妨害波となる。その発生量は電波法規によって厳しく規制されている。
【０００４】
このような状況下では，無線送信機，とりわけ電力増幅器は平均送信電力を飽和出力電力付近まで上げた状態で運転することが困難となり，電力効率を十分に上げることができないため，結果として装置サイズやランニングコストの増大につながるという点が問題となる。
【０００５】
このような問題点を解決するため，電力増幅器を高度に線形化して大出力運転を可能とする，いわゆる歪補償と呼ばれる技術が各種考案されているが，その一方で，ベースバンド信号の分布形そのものを変化させてピークパルスの発生量を抑えることで増幅器の大出力運転を可能とする方法も存在する。
【０００６】
後者の技術の場合，本質的に信号品質が劣化するのであるが，ピークパルスの発生頻度は確率的に見れば十分低いため信号品質劣化への影響は僅かであり，各システムに応じて定められた規格以内の劣化であれば許容される。
【０００７】
一番簡易な方法としては，リミッタ回路を用いてピークパルスを切り落とす方法が考えられるが，これでは信号に滑らかでない折れ点が生じるため，スペクトルの広がりを発生させることになる。次の方法として，リミッタ回路出力をフィルタで帯域制限する方法も考えられるが，フィルタによる畳み込みの作用で，ピークパルスが再生されてしまう場合が生じる。このような問題を解決する技術の従来例として，特願平８−２７４４８４に記載された方式が挙げられる。
【０００８】
図１０を用いてまず，従来技術について説明する。
図１１は従来技術の動作波形例を示したものである。入力された白色正規性信号は，まずリミッタ１００１によって大振幅成分が切り取られる。これをフィルタ１００６で帯域制限する場合，フィルタ１００６による平滑化の際に，リミッタ１００１で切り取った振幅以上のピークパルスが再生されてしまう場合がある。これは，フィルタ１００６における畳み込みの作用による。そこで，フィルタ１００６と同一または類似した特性を持つフィルタ１００２を参照フィルタとして用い，この出力信号を振幅制御部１００４へと供給する。振幅制御部１００４の出力信号は，参照フィルタ１００２で再生されたピークパルスに関して，振幅制御部１００４の設定値以上の値を検出すると，設定値を超えた分の振幅に基づき，後段のフィルタ１００６で畳み込みが発生する期間，すなわちタップ長に相当する期間だけ出力値を低下させる。一方，対向する遅延器１００３は，参照フィルタ１００２で発生する信号遅延を補正する。遅延された信号は，振幅制御部１００４出力に基づき，乗算器１００５でその利得が制御されるため，振幅制御部の出力値を適切に設定することにより，フィルタ１００６によって再生されるピークパルスがしきい値を超えないようにすることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように，従来の技術では，リミッタ１００１による大振幅の切り取りと，振幅制御回路１００４による利得低下の２段階の操作でピークパルスを抑圧する。しかしながら，後者の操作では実際にピークパルスが発生する時間間隔は極めて僅かであるにも関わらず，畳み込みの影響を阻止するためフィルタ１００６のタップ長に相当する期間だけ一律に利得を低下させているため，信号品質の劣化に対する影響が大きなものとなる点が問題となる。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は，上記従来技術の問題点を解決するために考案されたものである。本発明では，従来技術のようにフィルタのタップ長に相当する一定区間に渡って一律に信号を変化させるのではなく，ピークパルスのごく近傍にのみエネルギが集中するような補正信号を生成し，これに基づいてピークパルスの消去を行うため，信号品質の劣化に対する影響を小さく抑えることができる。
【００１１】
図１に具体的に示すように，入力信号を参照フィルタ１０１へ入力し，帯域制限を行った場合にどのようなピークが生じるかを予測する。次に振幅制御部１０４によって参照フィルタ１０１出力が設定値A0を超過した部分のみを抽出し，これをピークパルスとする。次にピークパルスが極大となる時点にピークパルスと比例した振幅を有するインパルス信号を発生させ，入力信号を遅延器１０２で遅延させてインパルス信号とタイミングを合わせておき，遅延器１０２出力からインパルス信号を加算器１０３によって信号減算を行い出力する。
【００１２】
これを最終的に帯域制限フィルタ１０５によって帯域制限すると，線形回路の重ねの理に基づき入力信号によって発生するピーク振幅と，インパルス信号によって発生するインパルス応答振幅の位置と振幅が合致し，位相は反転しているため，ピークを超過した振幅成分が抑圧されピークファクタを設定値に制限することができる。
【００１３】
図２は別の例である。上記処理においてインパルス信号の相殺を行った結果として，ピーク制限が不完全で誤差成分が残留するような場合においても，図２に示すようにピークファクタ低減装置を複数段縦続接続することによって，ピーク制限効果を一層高めることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下，本発明の詳細を図３に示す第１の実施例と，図６に示すインパルス発生回路の実施例に基づき説明する。図３は本発明によるピークファクタ低減装置を用いたベースバンド信号処理部を表す。
【００１５】
図３のピークファクタ低減装置では，まず一様スペクトルを有する正規性ベースバンド複素入力信号の実部Iiと虚部Qiのそれぞれを参照フィルタ１０１aと１０１ｂによって帯域制限する。参照フィルタ１０１aと１０１ｂのインパルス応答は，帯域制限フィルタ１０５ａ，１０５ｂのインパルス応答と同一もしくは極めて類似しているものとする。参照フィルタ１０１aと１０１ｂで帯域制限された信号はまだ正規性を有している。
次に，絶対値回路２０１では帯域制限された複素信号から実部，虚部の自乗和を計算しその平方根を取ることで瞬時振幅成分を生成する。デッドゾーン回路２０３では図４の入出力特性に基づき，絶対値回路２０１出力信号から所定値A0以上の振幅成分を出力する。デッドゾーン回路２０３を実現するには，例えば，入力信号から設定値A0を減算し，負の出力を強制的にゼロに変更すればよい。デッドゾーン回路２０３出力はインパルス発生回路へと供給される。
【００１６】
インパルス発生回路２００の入力信号Rdedは，複素信号の瞬時振幅のピーク部分の波形を切り取ったものなので，図７に示すように，山形の孤立波が連続するような波形となっている。
図７はピークパルスが振幅P1の単一パルスである場合と，振幅P2の５サンプルであるような例を示すものである。
この波形を微分回路６０１で微分演算処理する。ここでの微分演算処理とは，連続する２サンプルの差を計算することであり，インパルス応答列が[1,-1]であるような簡単なFIRディジタルフィルタで実現できる。この結果，信号が増加する区間においては正の出力値，減少する区間においては負の出力値が得られる。この出力Rdifを遅延器６０３で１サンプル遅延し，乗算器６０４によって元の信号との積をとると，Rdifが正から負に転じた瞬間のサンプルのみが負の出力となり，他は全てゼロまたは正の出力となる。
【００１７】
次に負値判定器６０５によってこれを判定し，負値が入力された場合にのみ正値の単位振幅を出力すれば，これはインパルス信号となる。負値判定器６０５は，例えば符号ビットを取り出すといった操作で実現できる。負値判定器６０５出力は，利得回路６０６によって固定値max(fir)で正規化することで信号Rnegを得る。固定値max(fir)は，図５に示すように帯域制限フィルタ１０５のインパルス応答の最大値であり，予めプリセットしておけばよい。
【００１８】
次に入力信号Rdedを遅延器６０２で１サンプル遅延させた出力RudlとRnegとの積を乗算器６０７で求めることで，ピークパルスに極大値が生じる位置に，極大値に比例する振幅を有するインパルス信号が得られる。
一方，参照フィルタ１０１ａと１０１ｂ出力から絶対値回路２０１出力を除算器２０２ａと２０２ｂで除することで，複素信号If+j Qfの余弦成分と正弦成分が求められる。これを遅延器２０４ａと２０４ｂでインパルス発生回路２００の処理遅延に相当する時間だけ遅延させてタイミングを合わせておき，乗算器２０５ａと２０５ｂでインパルス発生回路２００出力信号との積を求めることで複素数化がなされ，複素インパルス信号を生成することができる。
次に，入力信号をフィルタ１０１ａ，１０１ｂ，インパルス発生回路２００の処理遅延に相当する時間だけ遅延器１０２ａと１０２ｂで遅延させてタイミングを合わせておき，加算器１０３ａと１０３ｂによって複素インパルス信号を減算することでピークファクタ低減処理が完了する。
【００１９】
最後に，ピークファクタ低減処理部出力信号を帯域制限フィルタ１０５ａと１０５ｂによって帯域制限すると，線形回路における重ねの理に基づき，入力信号が帯域制限されて出現するピークパルス成分と，複素インパルス信号が帯域制限されて出現するインパルス応答成分の波高値と位置が合致し，位相が反転するため，ピークを超過した振幅成分が抑圧されピークファクタを設定値に制限する効果が得られる。
【００２０】
図8を用いて本発明の第２の実施例について説明する。本実施例では，図３の第１の実施例において，インパルス発生回路２００と，これに対応する遅延器２０４ａと２０４ｂを省略し，利得回路６０６による振幅の正規化処理のみを行う場合を示している。
図３において実際の信号のピーク振幅がデッドゾーン回路２０３の設定値A0に近い値のとき，デッドゾーン回路出力はピークのごく近傍の１サンプル分しか出力されないと考えられる。すなわち，図７で左側の波形例に示した単一パルスの場合が殆ど全てであると考えられる。このような場合には，インパルス発生回路２００の入出力信号がどちらも単一パルスと成るため，インパルス発生回路２００を用いる必然性がなく，振幅の正規化処理のみで済む。
図９を用いて本発明の第３の実施例について説明する。本実施例は本発明によるピークファクタ低減処理部に，参照フィルタ１０１ａ，１０１ｂ出力の絶対値をとる絶対値回路９０１ａと９０１ｂと，絶対値回路９０１ａと９０１ｂの和をとる加算器９０２と，デッドゾーン回路２０３と同一の設定値A0に基づいて加算器９０２出力がA0以下であれば振幅制御部１０４を休止させる制御を行う制御回路９０３を付加した構成である。
振幅制御部１０４では，絶対値回路２０１によって複素信号If+jQfの瞬時振幅成分を求めている。このとき，複素信号に関して三角不等式|If|+|Qf|≧|If+jQf|が成立するので，A0≧|If|+|Qf|であればA0≧|If+jQf|が成り立つため絶対値回路２０１の出力はゼロであり，この状態では振幅制御部を動作させる必要がないため休止させておけばよい。入力信号が正規性であるとすれば全体の動作時間に対して振幅制御部１０４の動作する必要がある時間比率はごく僅かである。したがって，本発明によりピークファクタ低減処理部での消費電力を低減することが可能となる。
図１２を用いて本発明の第４の実施例を説明する。図１２に示す本発明による無線送信機は，少なくとも１つ以上のディジタル変調信号を拡散符号を用いて拡散する拡散部１２０１と，拡散された信号を多重化する多重化部１２０２と，多重化部出力信号をオーバサンプルするインタポレータ１２０３と，本発明によるピークファクタ低減装置１００と，ピークファクタ低減装置出力信号を帯域制限する帯域制限フィルタ１０５と，ディジタル出力信号をアナログ信号に変換するディジタル‐アナログ変換器１２０４と，アナログ出力信号の平滑化を行うフィルタ１２０５と，信号帯域をベースバンドから高周波へ変換する周波数変調部１２０６と，所定の電力まで信号増幅を行う電力増幅器１２０７と，制御部１２０８から構成される。
【００２１】
ディジタル変調信号が拡散・多重化された結果として，正規分布に従う信号である場合，１０ｄB以上のピークファクタを有することになる。
【００２２】
このような性質の信号を，本発明のピークファクタ低減装置１００を用いること無しにバックオフ（飽和出力と平均出力の比）が一例として１０ｄBであるような電力増幅器１２０７で送信する場合，１０ｄBを超過する振幅成分は電力増幅器で飽和するため，出力信号には飽和歪が発生することになる。このとき，一般的に信号のスペクトルが広がるため，広がった部分のスペクトルが送信帯域外，例えば隣接チャネルに対する妨害波となる。この妨害波は送信帯域に極めて近接しているため，フィルタによる除去が困難である。そのため，電力増幅器１２０７は平均出力を信号のピークファクタに応じて下げ，低歪の状態で運転する必要があり，装置の高効率化を阻害する。
一方，本発明の実施例によれば，ピークファクタ低減装置１００の働きによってあらかじめピークファクタを１０ｄB以内に低減することで，電力増幅器１２０７においては振幅が飽和出力に達することがなく，飽和歪の発生を防止することができるため，装置を高効率で運転することが可能となる。
また，制御部１２０８よりピークファクタ低減装置の設定値A0を供給することにより，搭載する電力増幅器１２０７の特性に応じたきめ細かい制御が可能となる。
図１３を用いて次に本発明の第５の実施例を説明する。図１３に示す本発明による無線送信機は，図１２の実施例における帯域制限フィルタ１０５とディジタル−アナログ変換器１２０４の間に，電力増幅器１２０７の非線形入出力特性の逆関数を入出力特性として有するディジタルプリディストーション装置１２００を配置することを特徴とする。電力増幅器１２０７の入出力特性には，出力の飽和以外に単調増加領域で非直線性を有する場合が多い。このような電力増幅器を使用する場合，図１２の実施例によって飽和歪の発生を防止することができるが，非直線性に基づく歪が発生する。そのため，電力増幅器１２０７の非線形入出力特性の逆関数を入出力特性として有するディジタルプリディストーション装置１２００を帯域制限フィルタ１０５とディジタル−アナログ変換器１２０４の間に配置することにより，飽和歪に対してはピークファクタ低減装置１００，非直線歪に対してはディジタルプリディストーション装置１２００が作用するため，結果として完全な線形化が可能となり，歪の発生を原理的に防止することができる。
【００２３】
図１４を用いて最後に，本発明と従来技術のシミュレーション結果について説明する。入力信号は16384ポイントの複素正規分布信号を４倍オーバーサンプルした信号とし，フィルタにはCDMAベースバンドフィルタ用に設計された74タップのフィルタを用い，無処理すなわちオーバーサンプルの後直ちに帯域制限した場合と，従来技術と，本発明に関して，得られた複素信号の絶対値をプロットした。本発明については図２に示す構成を用い，段数は２段で初段には図３の構成，後段には図８の構成を用いている。信号品質の劣化に関しては，本発明と従来技術のどちらも，
sqrt[Σ{(Io-Ii)^2+(Qo-Qi)^2}/N]/ sqrt[Σ{Ii^2+Qi^2}/N]
で表される変調精度が3%の条件に統一した。シミュレーションの結果，従来技術におけるピークファクタが7.90dBであるのに対し，本発明では7.40dBで0.5dBの改善効果が得られ，本発明の有効性が確認された。
【００２４】
【発明の効果】
以上説明したように，従来技術ではフィルタのタップ長に相当する期間だけ一律に信号を変化させていたのに対し，本発明ではピークパルスを消去する際にはピークパルスのごく近傍にしか影響を与えず，信号品質の劣化に対する影響を小さく抑えることができる。したがって，従来技術と同等の信号品質劣化では，ピークファクタの低減効果をより大きくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の原理を示すブロック図。
【図２】本発明の第２の原理を示すブロック図。
【図３】本発明の第１の実施例を示すブロック図。
【図４】デッドゾーン回路２０３の入出力特性グラフ図。
【図５】フィルタのインパルス応答例波形図。
【図６】インパルス発生回路の実施例を示すブロック図。
【図７】インパルス発生回路の動作波形例を示す波形図。
【図８】本発明の第２の実施例を示すブロック図。
【図９】本発明の第３の実施例を示すブロック図。
【図１０】従来技術を示すブロック図。
【図１１】従来技術の動作波形例を示す波形図。
【図１２】本発明の第４の実施例を示すブロック図。
【図１３】本発明の第５の実施例を示すブロック図。
【図１４】シミュレーション結果を示す波形図。
【符号の説明】
１００…ピークファクタ低減装置，１０１…複素参照フィルタ，１０２…複素遅延器，１０３…複素加算器，１０４…振幅制御部，１０５…複素帯域制限フィルタ，１０１ａ，１０２ｂ…参照フィルタ，１０２ａ，１０２ｂ…遅延器，１０３ａ，１０３ｂ…加算器，１０５ａ，１０５ｂ…帯域制限フィルタ，２００…インパルス発生回路，２０１…絶対値回路，２０２ａ，２０２ｂ…除算器，２０３…デッドゾーン回路，２０４ａ，２０４ｂ…遅延器，２０５ａ，２０５ｂ…乗算器，６０１…微分回路，６０２，６０３…遅延器，６０４，６０７…乗算器，６０５…負値判定器，６０６…利得回路，９０１ａ，９０１ｂ…絶対値回路，９０２…加算器，９０３…制御回路，１００１…リミッタ回路，１００２…参照フィルタ，１００３…遅延器，１００４…振幅制御部，１００５…乗算器，１００６…帯域制限フィルタ，１２００…ディジタルプリディストーション装置，１２０１…拡散部，１２０２…多重化部，１２０３…インタポレータ，１２０４…ディジタル‐アナログ変換器，１２０５…フィルタ，１２０６…周波数変調部，１２０７…電力増幅器，１２０８…制御部，１２０８…ベースバンド信号処理部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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