(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＮＰ型の出力トランジスタのエミッタを電源入力端子に接続し、コレクタを出力端子に接続し、ベースにドライブトランジスタを接続し、該ドライブトランジスタを介して出力トランジスタを前記出力端子の電圧情報に基づいて制御するようにした直流安定化電源回路が前記ドライブトランジスタの非道通時に前記ドライブトランジスタのリーク電流によって誤動作するのを防止するため前記電源入力端子から前記出力トランジスタのベース側へ前記ドライブトランジスタのリーク電流を測路する一方向性導電素子と、温度検出回路を設け、この温度検出回路の出力によって前記一方向性導電素子の導通／非導通を制御するようにした直流安定化電源回路の保護回路において、
前記温度検出回路では前記ドライブトランジスタの接合温度が常温以上において前記ドライブトランジスタのリーク電流を測路するように一方向性導電素子を制御することを特徴とする直流安定化電源回路の保護回路。
【請求項２】
前記温度検出回路は基準電圧回路からの基準出力電圧が直かにベースに与えられるとともに温度の上昇に応じて閾値が下がる第１、第２のトランジスタを含んでおり、第１のトランジスタのコレクタ出力は前記一方向性導電素子の導通／非導通を制御するように用いられ、第２のトランジスタのコレクタ出力は前記ドライブトランジスタの導通／非導通を制御するように用いられることを特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源回路の保護回路。
【請求項３】
前記一方向性導電素子はエミッタが前記出力トランジスタのエミッタに接続されコレクタが前記トランジスタのベースに接続されたＰＮＰ型のトランジスタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流安定化電源回路の保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流安定化電源回路の保護回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５に従来の直流安定化電源回路とその保護回路を示す。Ｑ１はＰＮＰ型の出力トランジスタであり、そのエミッタは直流電源入力端子１に接続され、コレクタは出力端子２に接続されている。また、ベースはＮＰＮ型のドライブトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。
【０００３】
３は基準電圧回路４で発生する基準電圧とノードａの電圧を比較し、その差電圧によってドライブトランジスタＱ１を駆動する誤差増幅器である。ノードａの電圧は出力電圧Ｖoを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧したものであり、その値は出力電圧Ｖoの変化に応じて変わる。この誤差増幅器３の出力によりトランジスタＱ２を介して出力トランジスタＱ１を制御することにより出力電圧Ｖoを所定の値に保持できる。
【０００４】
出力トランジスタＱ１のエミッタとベース間に接続された抵抗Ｒ３はドライブトランジスタＱ２等の高温時のリーク電流により出力トランジスタＱ１が誤動作するのを防止するために設けられている。例えば、加熱保護回路５を構成するトランジスタの接合温度が１５０℃になると、加熱保護回路５が導通状態となり、トランジスタＱ２のベース電圧をグランド電圧に落とすので、トランジスタＱ２がＯＦＦとなる。それによって出力トランジスタＱ１もＯＦＦとなり、トランジスタＱ１のコレクタ電流は殆ど流れなくなるが、抵抗Ｒ３が無い場合は、ドライブトランジスタＱ２のリークがあると、そのリーク電流がトランジスタＱ１の擬似ドライブ電流となり、出力トランジスタＱ１で電流増幅率ｈfE倍された電流が、出力トランジスタＱ１のコレクタに流れてしまう。
【０００５】
しかし、抵抗Ｒ３が存在すると、前記リーク電流が抵抗Ｒ３側に流れる。そして、そのリーク電流による抵抗Ｒ３での電圧降下が出力トランジスタＱ１のベース・エミッタ電圧ＶBEに達しなければ出力トランジスタＱ１は導通しないため万一リークがあっても誤動作を防ぐことができるのである。
【０００６】
また、出力トランジスタＱ１の出力側に大きな容量が接続された場合に、入力側の電圧を遮断すると、入力側よりも出力側の電圧が高くなり、抵抗Ｒ３に逆方向の電流Ｉ1’が流れ出力トランジスタＱ１が逆トランジスタ動作（コレクタからエミッタ側へ電流が流れる）を起こす。この逆トランジスタ動作が生じると、出力トランジスタＱ１が破壊してしまう場合がある。この破壊を防止するために図示の極性で挿入された保護ダイオードＤが必要となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、最近の直流安定化電源回路として低消費電流のものが要望されている。その根拠としては、例えば携帯電話機やＰＨＳ等のバッテリ駆動型機器の動作時間拡大に対応させることが挙げられる。この低消費電流は携帯電話での待受け時間延長につながるため非常に重要である。
【０００８】
しかしながら、上記従来の直流安定化電源回路では、加熱による誤動作を防止するための保護抵抗Ｒ３を設けているため消費電流Ｉ1が、
Ｉ1＝ＶBE(Q1)／Ｒ３
だけ増加している。ここで、ＶBE(Q1)は出力トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧である。
【０００９】
上記の式で与えられる電流Ｉ1は高温時において約１０μＡ程度必要であり、Ｉ1は負の温度特性をもつため常温時のＩ1は約３０μＡとなる。直流安定化電源回路全体での無負荷時の消費電流は約１５０μＡであることから、この電流Ｉ1の占める割合は大きく、電力ロスの大きな原因となっている。
【００１０】
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、無負荷電流が少ないながら上記の加熱保護及び逆耐圧保護を効果的に行ない得る直流安定化電源回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため請求項１の発明では、ＰＮＰ型の出力トランジスタのエミッタを電源入力端子に接続し、コレクタを出力端子に接続し、ベースにドライブトランジスタを接続し、該ドライブトランジスタを介して出力トランジスタを前記出力端子の電圧情報に基づいて制御するようにした直流安定化電源回路が前記ドライブトランジスタの非道通時に前記ドライブトランジスタのリーク電流によって誤動作するのを防止するため前記電源入力端子から前記出力トランジスタのベース側へ前記ドライブトランジスタのリーク電流を測路する一方向性導電素子と、温度検出回路を設け、この温度検出回路の出力によって前記一方向性導電素子の導通／非導通を制御するようにした直流安定化電源回路の保護回路において、前記温度検出回路では前記ドライブトランジスタの接合温度が常温以上において前記ドライブトランジスタのリーク電流を測路するように一方向性導電素子を制御することを特徴とする。
【００１２】
一方向性導電素子を用いることによりその導通時の電流を小さく保つことができる。また、一方向性導電素子を用いることにより出力トランジスタを逆動作させるようなバイアス電流は流れない。
【００１５】
また、請求項２の発明は請求項１に記載の直流安定化電源回路の保護回路において、前記温度検出回路からの基準出力電圧が直かにベースに与えられるとともに温度の上昇に応じて閾値が下がる第１、第２のトランジスタを含んでおり、第１のトランジスタのコレクタ出力は前記一方高性導電素子の導通／非導通を制御するように用いられ、第２のトランジスタのコレクタ出力は前記ドライブトランジスタの導通／非導通を制御するように用いられることを特徴とする。
【００１６】
また、請求項３の発明は前記一方向性導電素子はエミッタが前記出力トランジスタのエミッタに接続されコレクタが前記トランジスタのベースに接続されたＰＮＰ型のトランジスタであることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施形態を示す図１において、図５の従来例と同一部分には同一の符号を付してある。本実施形態では、高温リークによる誤動作防止と逆耐圧保護とを１つの回路（高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路）７で構成している。尚、６は温度検出回路である。
【００１９】
図２は図１の回路のうち、加熱保護回路５と高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路７を具体的に示したものである。図２において、加熱保護回路５は抵抗Ｒ４、Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ３、ＮＰＮトランジスタＱ４とから構成されている。
【００２０】
抵抗Ｒ４の一端は入力端子１に接続され、他端は温度検出回路６に接続されている。トランジスタＱ３はエミッタが入力端子１に接続され、ベースが温度検出回路６と抵抗Ｒ４の接続ノード（イ）に接続され、コレクタが抵抗Ｒ５を介してグランド端子８に接続されている。
【００２１】
トランジスタＱ４のベースはトランジスタＱ３のコレクタと抵抗Ｒ５の接続ノード（ロ）に接続され、エミッタはグランド端子８に接続されている。また、コレクタはドライブトランジスタＱ２のベースに接続されている。
【００２２】
高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路７は２つのＰＮＰトランジスタＱ５，Ｑ６から成るカレントミラー回路で構成されており、そのカレントミラー回路の入力側のトランジスタＱ５はエミッタが入力端子１に接続され、ベースとコレクタが温度検出回路６に接続されている。
【００２３】
また、カレントミラー回路の出力側のトランジスタＱ６のエミッタは入力端子１に接続され、コレクタは出力トランジスタＱ１のベースとドライブトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ６のベースはトランジスタＱ５のベースに接続されている。
【００２４】
基準電圧回路４から与えられる基準電圧よりも温度検出回路６での温度検出電圧が小さくなると、温度検出回路６が導通してノード（イ）の電圧が下がるので、トランジスタＱ３がＯＮする。そのため、ノード（ロ）の電圧が上がり、トランジスタＱ４がＯＮする。その結果、ドライブトランジスタＱ２のベース電圧はグランド電圧に落ち、ドライブトランジスタＱ２はＯＦＦ状態に固定される。
【００２５】
このとき、ドライブトランジスタＱ２にリーク電流が流れても、そのリーク電流は出力トランジスタＱ１のベース電流とはならない。それは、別途、温度検出回路６の出力によりトランジスタＱ５、Ｑ６がＯＮするので、ドライブトランジスタＱ２のリーク電流はトランジスタＱ６のコレクタ電流として流れ、出力トランジスタＱ１を側路するからである。
【００２６】
このとき、トランジスタＱ６のエミッタ・コレクタ間電圧は殆ど零と考えてよい。よって、出力トランジスタＱ１のエミッタ・ベース間に導通バイアスがかからず、トランジスタＱ１はＯＦＦのままである。このように、加熱時（高温時）におけるドライブトランジスタＱ２等のリーク電流によって出力トランジスタＱ１が誤動作（ＯＮ）することは阻止される。
【００２７】
次に、負荷に大容量が接続されていて、入力側が遮断したとき出力トランジスタＱ１が逆動作することがない。即ち、このときトランジスタＱ６がＯＦＦであっても、ＯＮであっても、トランジスタＱ１を逆動作させるような電流は流れない。つまり、トランジスタＱ１を逆動作するような電流を流す手段（図５の抵抗Ｒ５）が存在しないので、トランジスタＱ１は逆動作を起こさないのである。よって、従来のように保護ダイオードＤをエミッタ・コレクタ間に接続する必要はない。
【００２８】
次に、図３は図２の回路において、更に温度検出回路６についても具体的に示している。ここで、温度検出回路６はＮＰＮ型のトランジスタＱ７とＱ８と抵抗Ｒ７とから成っている。トランジスタＱ７のベースは基準電圧回路４に接続され、基準電圧Ｖrefが印加されている。トランジスタＱ８はコレクタとベースが結合されたダイオード構成を成しており、そのエミッタは抵抗Ｒ７を介してグランド端子８に接続され、コレクタとベースはトランジスタＱ７のエミッタとトランジスタＱ９のエミッタに接続されている。尚、出力端子２にはコンデンサＣが接続されているものとし、更に負荷１００も接続されている。
【００２９】
温度が所定値未満であれば、トランジスタＱ７、Ｑ９の閾値（トランジスタのＶF）は充分下がらないので、基準電圧ＶrefによってトランジスタＱ７、Ｑ９をＯＮさせることはできない。そのためカレントミラー回路（Ｑ５、Ｑ６）はＯＦＦとなっている。このため、電流ＩCは流れない。このとき、出力端子２に接続されているコンデンサＣが満充電状態でなければ、ノードａの電圧が基準電圧Ｖrefより低いため誤差増幅器３の出力がハイレベルとなり、ドライブトランジスタＱ２が導通し、それによって出力トランジスタＱ１も導通する。トランジスタＱ１のコレクタ電流によってコンデンサＣは満充電される。
【００３０】
出力端子２に接続される負荷１００が無負荷状態のとき、コンデンサＣが満充電になると、誤差増幅器３の出力がローレベルになってドライブトランジスタＱ２がＯＦＦになるとともに、出力トランジスタＱ１もＯＦＦになる。この場合、温度が低ければドライブトランジスタＱ２等にリーク電流も発生しないと考えてよい。よって、出力トランジスタＱ１が誤動作することはない。
【００３１】
出力端子２に接続された負荷１００が動作し、負荷電流が流れると、コンデンサＣの電圧が下がるので、ドライブトランジスタＱ２がＯＮし、出力トランジスタＱ１もＯＮしてコンデンサＣを充電する。
【００３２】
次に、温度が所定値以上高くなると（加熱時）、トランジスタＱ７、Ｑ９の閾値が下がって、これらのトランジスタＱ７、Ｑ９がＯＮすることによりトランジスタＱ３がＯＮして抵抗Ｒ５に電流が流れるので、トランジスタＱ４がＯＮとなり、ドライブトランジスタＱ２のベースをグランド電圧にクランプする。
【００３３】
このため、ドライブトランジスタＱ２はＯＦＦとなり、出力トランジスタＱ１もＯＦＦになる。このとき、高温でのリーク電流がドライブトランジスタＱ２に流れることがある。しかし、このとき、トランジスタＱ９もＯＮしていて、カレントミラー回路（Ｑ５、Ｑ６）がＯＮするので、トランジスタＱ６のエミッタからコレクタに電流ＩCが流れ、これがドライブトランジスタＱ２へ流れ、リーク電流をキャンセルする。
【００３４】
電流ＩCは従来の抵抗Ｒ３（図５参照）に流れる電流に比し小さな値の電流であり、しかも定常時（所定温度以下のとき）には流れないので、消費電流の低減が図れる。また、高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路７（カレントミラー回路）を動作させるための温度検出はトランジスタＱ８、Ｑ９で行なわれ、過電圧保護回路を動作させるための温度検出もトタンジスタＱ８、Ｑ９で行なわれる如く、温度検出回路が殆ど兼用になっているので、その分、温度検出のための回路構成が少なくなっており、コスト低減に寄与する。
【００３５】
図４は横軸にトランジスタの接合温度Ｔｊ（℃）を取り、縦軸に保護回路に流れる電流を取って示す消費電流特性である。ここで、αは従来例（図５）の消費電流特性であり、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは本発明の実施形態（図４）の保護回路で流れる消費電流を示している。これより、本実施形態での電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃはトータルしても従来の電流αより遥かに少なくできることが分かる。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、従来例に比し消費電流を著しく低減できるので、携帯電話機やＰＨＳ等のバッテリ駆動型機器の動作時間拡大を図ることができる。特に、この低消費電流化は携帯電話での待受け時間延長につながるため非常に有効である。また、一方向性導電素子を用いることにより容易にその導通時の電流を小さく保つことができる。また、一方向性導電素子を用いることにより出力トランジスタを逆動作させるようなバイアス電流は流れないので、従来のように出力トランジスタのエミッタ・コレクタ間に逆動作破壊を防止するための保護ダイオードを設けることを要しない。
【００３７】
また、請求項２の発明によれば、１つの温度検出回路が一方向性導電素子制御用の温度検出とドライブトランジスタ制御用の温度検出に共用されるので、その分、温度検出のための回路構成が少なくなり、コスト低減が図れる。また、基準電圧回路の出力電圧が直に温度検出回路の第１、第２トランジスタのベースに印加されるようになっているので、例えば分圧抵抗を介して印加されるような回路に比べて待機時の消費電力が少なくて済む。
【００３８】
また、請求項３の発明では、一方向性導電素子はエミッタが前記出力トランジスタのエミッタに接続され、コレクタが前記トランジスタのベースに接続されているので、ベースに制御信号を印加することで容易にＯＮ／ＯＦＦを制御できるとともに、実施形態で挙げているようにカレントミラー回路の一部として構成できるので、電流値の制御が容易である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る直流安定化電源回路の保護回路を示す回路図
【図２】その一部を残して具体的に示す回路構成図
【図３】その殆ど全部を具体的に示す回路構成図
【図４】温度に対する消費電流の特性を従来例と本発明について示す特性図
【図５】従来例の直流安定化電源回路の保護回路を示す回路図
【符号の説明】
１    入力端子
２    出力端子
３    誤差増幅器
Ｑ１  出力トランジスタ
Ｑ２  ドライブトランジスタ
４    基準電圧回路
５    加熱保護回路
６    温度検出回路
７    高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路
Ｑ５，Ｑ６    カレントミラー回路を構成するトランジスタ
【図１】
0003642699.tif 000002
【図２】
0003642699.tif 000003
【図３】
0003642699.tif 000004
【図４】
0003642699.tif 000005
【図５】
0003642699.tif 000006