(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列配線上に一対の櫛歯状電極を有する直列弾性表面波共振子が接続され、前記直列配線と接地間の並列配線上に一対の櫛歯状電極を有する並列弾性表面波共振子が接続されて成る、ラダー型の弾性表面波フィルタであって、前記直列弾性表面波共振子の櫛歯状電極の電極指ピッチをＰS 及びその共振周波数をｆsr、前記並列弾性表面波共振子の櫛歯状電極の電極指ピッチをＰP 及びその共振周波数をｆprとした場合、０．０１≦（ＰS −ＰP ）／ＰP ≦０．１５かつ（中心周波数の２％）≦ｆpr−ｆsr≦（中心周波数の１０％）であることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話等の移動体通信機器に使用され、かつ弾性表面波共振子から構成される弾性表面波フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の複数の弾性表面波共振子（Surface Acoustic Wave 共振子で、以下、ＳＡＷ共振子という）を用いた２段型のラダー型フィルタＦ1 の回路図を図４に示す。同図において、直列ＳＡＷ共振子１ａと直列ＳＡＷ共振子１ｂ間の直列配線と接地間の並列配線上に、並列ＳＡＷ共振子２ａが接続され、直列ＳＡＷ共振子１ｂと出力端子４間の直列配線と接地間の並列配線上に、並列ＳＡＷ共振子２ｂが接続された構成である。尚、各ＳＡＷ共振子は圧電基板上に形成された一対のＩＤＴ電極５ａ，５ｂ及び反射器６，６とから成り、また同図の３は入力端子である。
【０００３】
また、図５はＳＡＷ共振子のインピーダンス絶対値｜Ｚ｜−周波数特性のグラフであり、一個のＳＡＷ共振子は共振周波数と反共振周波数を有している。そして、直列ＳＡＷ共振子は共振周波数ｆsrで低インピーダンスとなり、並列ＳＡＷ共振子は反共振周波数ｆpaで高インピーダンスとなる。このとき、ｆpa≒ｆsrとすることにより、直列ＳＡＷ共振子を短絡（ショート）状態且つ並列ＳＡＷ共振子を開放（スイッチ・オフ）状態とみなすことができ、信号は入力端子３から直列ＳＡＷ共振子１ａ，１ｂを通り出力端子４へほぼ無損失で伝わっていく。
【０００４】
この場合、図６のような、中心周波数がｆpa≒ｆsrで、ｆpr（並列ＳＡＷ共振子の共振周波数）〜ｆsa（直列ＳＡＷ共振子の反共振周波数）間に通過帯域がある、帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）となる。尚、厳密には通過帯域は中心周波数ｆpa≒ｆsrの周辺であり、ｆpr及びｆsaの部分は減衰域である。
【０００５】
従来の帯域通過フィルタの具体例をＧＳＭ（Global system for mobile communications)仕様を例にとって説明する。ＧＳＭ仕様とは欧州にて主に使用されているセルラー電話の規格であり、送信周波数帯域が８９０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数帯域が９３５〜９６０ＭＨｚとなっている。
【０００６】
ＧＳＭ仕様の送信用の帯域通過フィルタの周波数設計の一例をあげると、図４の回路図において、直列ＳＡＷ共振子１ａの共振周波数＝８９６ＭＨｚ，反共振周波数＝９３６ＭＨｚ、直列ＳＡＷ共振子１ｂの共振周波数＝９０８ＭＨｚ，反共振周波数＝９４８ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ａの共振周波数＝８５４ＭＨｚ，反共振周波数＝８９４ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ｂの共振周波数＝８５６ＭＨｚ，反共振周波数＝８９６ＭＨｚである。この結果、図７に示すようなフィルタ特性を示す。尚、同図（ａ）は送信周波数帯域１１の８９０〜９１５ＭＨｚが通過帯域となっている帯域通過フィルタのフィルタ特性のグラフで、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。また、図中の１２は受信周波数帯域を示す。
【０００７】
一方、ＧＳＭ仕様の受信用の帯域通過フィルタの周波数設計の一例を挙げると、直列ＳＡＷ共振子１ａの共振周波数＝９５０ＭＨｚ，反共振周波数＝９９０ＭＨｚ、直列ＳＡＷ共振子１ｂの共振周波数＝９５８ＭＨｚ，反共振周波数＝９９８ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ａの共振周波数＝９０３ＭＨｚ，反共振周波数＝９４３ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ｂの共振周波数＝９１３ＭＨｚ，反共振周波数＝９５３ＭＨｚである。これは、図８に示すようなフィルタ特性となる。尚、同図（ａ）は受信周波数帯域１２の９３５〜９６０ＭＨｚが通過帯域となっている帯域通過フィルタのフィルタ特性のグラフで、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。
【０００８】
また、従来の一般的な帯域阻止フィルタは、１／４波長型誘電体同軸共振器に対して直列にコンデンサを接続したユニットに、直列のコンデンサと並列のコンデンサから成る移相回路を縦続接続したものが知られている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の帯域通過フィルタにおいて、信号の低損失化を達成するためには、フィルタの段数を少なくしたり通過帯域幅を広げたりするしかなく、その結果、減衰域における減衰量が小さくなってしまうという問題点があった。また、従来の１／４波長型誘電体同軸共振器を用いた帯域阻止フィルタは、圧電ＳＡＷ共振子に移相回路を別個に縦続接続した構成となっているため、全体が大型となり易く小型化に不向きなものであった。
【００１０】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は信号の損失の小さいフィルタを実現することであり、また、信号の損失を一定とした場合には減衰域における減衰量が大きいフィルタとし、更には大幅な小型化が可能なものとすることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の弾性表面波フィルタは、直列配線上に一対の櫛歯状電極を有する直列弾性表面波共振子が接続され、前記直列配線と接地間の並列配線上に一対の櫛歯状電極を有する並列弾性表面波共振子が接続されて成る、ラダー型の弾性表面波フィルタであって、前記直列弾性表面波共振子の櫛歯状電極の電極指ピッチをＰS 及びその共振周波数をｆsr、前記並列弾性表面波共振子の櫛歯状電極の電極指ピッチをＰP 及びその共振周波数をｆprとした場合、０．０１≦（ＰS −ＰP ）／ＰP ≦０．１５かつ（中心周波数の２％）≦ｆpr−ｆsr≦（中心周波数の１０％）であることを特徴とし、直列弾性表面波共振子の反共振周波数と並列弾性表面波共振子の共振周波数との間の周波数帯域が減衰域となる帯域阻止フィルタを構成できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明を図１〜図３を用いて以下に説明する。図１は、本発明による弾性表面波フィルタの直列ＳＡＷ共振子の伝送特性１３と並列ＳＡＷ共振子の伝送特性１４を示すグラフである。直列ＳＡＷ共振子の共振周波数ｆsrが並列ＳＡＷ共振子の共振周波数ｆprよりも低くなっている。また、直列ＳＡＷ共振子の反共振周波数ｆsaと並列ＳＡＷ共振子の共振周波数ｆprを、ｆsa≒ｆprとしている。このことにより、直列ＳＡＷ共振子が反共振し高インピーダンス、並列ＳＡＷ共振子が共振し低インピーダンスとなる周波数が重なり、この周波数帯域において減衰域が生じる。
【００１３】
このような帯域阻止フィルタの信号の損失（以下、損失という）が、帯域通過フィルタに比較して小さいのは、帯域通過フィルタが通過帯域の低周波側と高周波側の両方に減衰域があるのに対して、帯域阻止フィルタでは減衰域が１個所に集中していることがその要因である。減衰域の減衰量（以下、減衰量という）の強化と低損失化とはトレードオフの関係にあり、減衰量を大きくしようとすると通過帯域の損失が大きくなる。すなわち、減衰量の確保には各ＳＡＷ共振子の共振効果がそれぞれ寄与することになるが、減衰域が１個所に集中している帯域阻止フィルタの方が、ＳＡＷ共振子の共振効果の寄与が大きくなるからである。
【００１４】
図２は、ＧＳＭ仕様の送信用の帯域阻止フィルタを構成した一例であり、図４の回路図において、直列ＳＡＷ共振子１ａの共振周波数＝８９５ＭＨｚ，反共振周波数＝９３５ＭＨｚ、直列ＳＡＷ共振子１ｂの共振周波数＝８９９ＭＨｚ，反共振周波数＝９３９ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ａの共振周波数＝９５８ＭＨｚ，反共振周波数＝９９８ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ｂの共振周波数＝９５７ＭＨｚ，反共振周波数＝９９７ＭＨｚである。
【００１５】
この場合、平均値で、ｆpr＝（９５８＋９５７）／２＝９５８ＭＨｚ、ｆsr＝（８９５＋８９９）／２＝８９７ＭＨｚ、ｆsa＝（９３５＋９３９）／２＝９３７ＭＨｚであり、中心周波数＝（９５８＋９３７）／２＝９４８ＭＨｚとすれば、ｆpr−ｆsr＝（中心周波数の約６％）である。
【００１６】
尚、同図（ａ）は帯域阻止フィルタのフィルタ特性のグラフ、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。
【００１７】
また、図３はＧＳＭ仕様の受信用の帯域阻止フィルタを構成した一例であり、図４の回路図において、直列ＳＡＷ共振子１ａの共振周波数＝８５０ＭＨｚ，反共振周波数＝８９０ＭＨｚ、直列ＳＡＷ共振子１ｂの共振周波数＝８５３ＭＨｚ，反共振周波数＝８９３ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ａの共振周波数＝９１４ＭＨｚ，反共振周波数＝９５４ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ｂの共振周波数＝９１１ＭＨｚ，反共振周波数＝９５１ＭＨｚである。
【００１８】
この場合、平均値で、ｆpr＝（９１４＋９１１）／２＝９１３ＭＨｚ、ｆsr＝（８５０＋８５３）／２＝８５２ＭＨｚ、ｆsa＝（８９０＋８９３）／２＝８９２ＭＨｚであり、中心周波数＝（９１３＋８９２）／２＝９０３ＭＨｚとすれば、ｆpr−ｆsr＝（中心周波数の約７％）である。
【００１９】
尚、同図（ａ）は帯域阻止フィルタのフィルタ特性のグラフ、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。
【００２０】
本発明の帯域阻止フィルタとしてのＳＡＷフィルタは、直列ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチをＰS 、並列ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチをＰP とした場合、０．０１≦（ＰS −ＰP ）／ＰP ≦０．１５であり、これにより周波数特性は、並列ＳＡＷ共振子の共振周波数をｆpr、直列ＳＡＷ共振子の共振周波数をｆsr、直列ＳＡＷ共振子の反共振周波数をｆsaとした場合、（中心周波数の２％）≦ｆpr−ｆsr≦（中心周波数の１０％）であり、ｆsa≒ｆprとなる。前記のＰS とＰP の関係において、（ＰS −ＰP ）／ＰP ＜０．０１では損失が大きくなり、（ＰS −ＰP ）／ＰP ＞０．１５では減衰量が小さくなる。好ましくは、０．１０≦（ＰS −ＰP ）／ＰP ≦０．１５とするのが、帯域阻止フィルタとして好適な阻止帯域幅、小さい損失及び大きな減衰量が得られる。
【００２１】
また、ＰS とＰP を調整する以外に、直列ＳＡＷ共振子及び／又は並列ＳＡＷ共振子の電極材料（Ａｌ，Ａｌ−Ｃｕ系合金，Ａｌ−Ｔｉ系合金等）の調整、及びインピーダンス素子（インダクタ，キャパシタ，抵抗素子）の付加等により、上記周波数特性を得ることもできるが、本発明の構成が、同じ電極材料でもって、フォトリソグラフィ工程で圧電基板上に作製できるという利点がある。
【００２２】
本発明のラダー型のＳＡＷフィルタは、図４に示すように、直列配線上に一対のＩＤＴ電極を有する直列ＳＡＷ共振子１ａ，１ｂが接続され、前記直列配線と接地間の並列配線上に一対のＩＤＴ電極を有する並列ＳＡＷ共振子２ａ，２ｂが接続されて成る。そして、本発明は１段型又は図４のような２段型，２．５段π型，２．５段Ｔ型，３段型，３段超の多段型等の各種のラダー型のＳＡＷフィルタに適用できる。
【００２３】
本発明において、直列ＳＡＷ共振子１ａ，１ｂ及び並列ＳＡＷ共振子２ａ，２ｂの圧電基板材料としては、３６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 結晶、６４°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ3 結晶、４５°Ｘカット−Ｚ伝搬のＬｉＢ4 Ｏ7 結晶、水晶等が、電気機械結合係数が大きく且つ群遅延時間温度係数が小さいため好ましい。圧電基板の厚みは０．３〜０．５ｍｍ程度がよく、０．３ｍｍ未満では圧電基板が脆くなり、０．５ｍｍ超では材料コストが大きくなる。
【００２４】
また、ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極及び反射器は、ＡｌあるいはＡｌ合金（Ａｌ−Ｃｕ系，Ａｌ−Ｔｉ系等）からなり、特にＡｌ又はＡｌを主成分とした合金が励振効率が高く、材料コストが低いため好ましい。また、ＩＤＴ電極は蒸着法、スパッタリング法又はＣＶＤ法等の薄膜形成法により形成する。
【００２５】
そして、ＩＤＴ電極の対数は５０〜２００程度、電極指の線幅は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指の間隔は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指の開口幅（交差幅）は１０〜１５０μｍ程度、ＩＤＴ電極の厚みは０．２〜０．５μｍ程度とすることが、共振器あるいはフィルタとしての所期の特性を得るうえで好適である。また、ＩＤＴ電極の電極指間に酸化亜鉛，酸化アルミニウム等の圧電材料を成膜すれば、ＳＡＷの共振効率が向上し好適である。
【００２６】
かくして、本発明は、損失の小さい帯域阻止フィルタ、若しくは損失を一定とした場合には減衰量が大きい帯域阻止フィルタとすることができるという作用効果を有する。
【００２７】
尚、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更は何等差し支えない。
【００２８】
【実施例】
本発明の実施例を以下に説明する。
【００２９】
（実施例１）
図４の回路図の構成として、図２のフィルタ特性となるように送信用の帯域阻止フィルタを作製した。各ＳＡＷ共振子の共振周波数及び反共振周波数は、上述した如くＧＳＭ仕様のものとし、直列ＳＡＷ共振子１ａの共振周波数＝８９５ＭＨｚ，反共振周波数＝９３５ＭＨｚ、直列ＳＡＷ共振子１ｂの共振周波数＝８９９ＭＨｚ，反共振周波数＝９３９ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ａの共振周波数＝９５８ＭＨｚ，反共振周波数＝９９８ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ｂの共振周波数＝９５７ＭＨｚ，反共振周波数＝９９７ＭＨｚである。また、ｆpr−ｆsr＝（中心周波数の約６％）である。
【００３０】
このとき、圧電基板材料として３６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 結晶を用い、ＩＤＴ電極５ａ，５ｂ及び反射器６，６の材料はＡｌを主成分とするＡｌ−Ｃｕ系合金で、その厚みは約０．３μｍであった。そして、直列ＳＡＷ共振子１ａのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰSa＝１．１３８μｍ，直列ＳＡＷ共振子１ｂのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰSb＝１．１３３μｍ，並列ＳＡＷ共振子２ａのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰPa＝１．０１５μｍ，並列ＳＡＷ共振子２ｂのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰPb＝１．０１６μｍであり、ＰS ＝（ＰSa＋ＰSb）／２（平均値）及びＰP ＝（ＰPa＋ＰPb）／２（平均値）として、（ＰS −ＰP ）／ＰP ＝０．１２であった。
【００３１】
従来の帯域通過フィルタの損失が２．５ｄＢであるのに対して、従来の帯域通過フィルタと同程度の損失特性を持つ直列ＳＡＷ共振子及び並列ＳＡＷ共振子を用いても、通過帯域の損失は１．５ｄＢとなり、１ｄＢの改善ができた。この比較においては、減衰量を２５ｄＢ一定として比較した。前記の１ｄＢの改善により、携帯電話の通話時間が約２６％伸びるという優れた効果が得られた。
【００３２】
また、従来の１／４波長型誘電体同軸共振器を用いた帯域阻止フィルタと比較して、その大きさが約１／１０（体積比）に小型化された。
【００３３】
（実施例２）
図４の回路図の構成として、図３のフィルタ特性となるように受信用の帯域阻止フィルタを作製した。各ＳＡＷ共振子の共振周波数及び反共振周波数は、上述した如くＧＳＭ仕様のものとし、直列ＳＡＷ共振子１ａの共振周波数＝８５０ＭＨｚ，反共振周波数＝８９０ＭＨｚ、直列ＳＡＷ共振子１ｂの共振周波数＝８５３ＭＨｚ，反共振周波数＝８９３ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ａの共振周波数＝９１４ＭＨｚ，反共振周波数＝９５４ＭＨｚ、並列ＳＡＷ共振子２ｂの共振周波数＝９１１ＭＨｚ，反共振周波数＝９５１ＭＨｚである。また、ｆpr−ｆsr＝（中心周波数の約７％）である。
【００３４】
そして、直列ＳＡＷ共振子１ａのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰSa＝１．２０５μｍ，直列ＳＡＷ共振子１ｂのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰSb＝１．１９８μｍ，並列ＳＡＷ共振子２ａのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰPa＝１．０６８μｍ，並列ＳＡＷ共振子２ｂのＩＤＴ電極の電極指ピッチＰPb＝１．０７２μｍとした以外は実施例１と同様に構成し、このとき、ＰS ＝（ＰSa＋ＰSb）／２（平均値）及びＰP ＝（ＰPa＋ＰPb）／２（平均値）として、（ＰS −ＰP ）／ＰP ＝０．１２であった。
【００３５】
この例においても、実施例１と同様の効果が得られた。
【００３６】
【発明の効果】
本発明は、ラダー型のＳＡＷフィルタにおいて、直列ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチＰS 及びその共振周波数ｆsrと、並列ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチＰP 及びその共振周波数ｆprとの関係を、０．０１≦（ＰS −ＰP ）／ＰP ≦０．１５かつ（中心周波数の２％）≦ｆpr−ｆsr≦（中心周波数の１０％）とすることにより、減衰量を一定とした場合には損失の小さい帯域阻止フィルタとすることができ、また、逆に損失を一定とした場合には減衰量を大きくすることができる。
【００３７】
また、従来の１／４波長型誘電体同軸共振器を用いた帯域阻止フィルタよりも大幅な小型化が可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のラダー型のＳＡＷフィルタの直列ＳＡＷ共振子と並列ＳＡＷ共振子の伝送特性のグラフである。
【図２】（ａ）は本発明の送信用のＳＡＷフィルタのフィルタ特性のグラフ、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。
【図３】（ａ）は本発明の受信用のＳＡＷフィルタのフィルタ特性のグラフ、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。
【図４】従来の２段型のラダー型ＳＡＷフィルタＦ1 の回路図である。
【図５】図４のＳＡＷフィルタＦ1 を帯域通過フィルタとした場合の、直列ＳＡＷ共振子と並列ＳＡＷ共振子の｜Ｚ｜−周波数特性のグラフである。
【図６】図４のＳＡＷフィルタＦ1 を帯域通過フィルタとした場合のフィルタ特性のグラフである。
【図７】（ａ）は従来の送信用の帯域通過フィルタのフィルタ特性のグラフ、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。
【図８】（ａ）は従来の受信用の帯域通過フィルタのフィルタ特性のグラフ、（ｂ）は（ａ）の通過帯域を拡大したグラフである。
【符号の説明】
１ａ：直列ＳＡＷ共振子
１ｂ：直列ＳＡＷ共振子
２ａ：並列ＳＡＷ共振子
２ｂ：並列ＳＡＷ共振子
３：入力端子
４：出力端子
５ａ：ＩＤＴ電極
５ｂ：ＩＤＴ電極
６：反射器
１１：送信周波数帯域
１２：受信周波数帯域
１３：直列ＳＡＷ共振子の伝送特性
１４：並列ＳＡＷ共振子の伝送特性
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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