(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブーストコンバータの充電を開始させるように構成された始動抵抗ネットワーク８６、８８、９０と、
前記始動抵抗ネットワークによって前記コンバータの動作を開始させた後で発振信号を生成するように構成された共振フィードバック回路７２と、
前記共振フィードバック回路７２によって生成された発振信号を受け取るように構成された相補形共通ソース接続のスイッチ・ペア５６、５８を含む相補形スイッチングネットワークであって、前記発振信号は前記相補形スイッチ・ペアのスイッチングレートを決定するものである、当該スイッチングネットワークと、前記相補形スイッチ・ペア５６、５８に動作上接続されたブーストインダクタ７０であって、前記相補形スイッチングネットワークのスイッチングレートはブースト電圧を決定するものである、当該ブーストインダクタを備える、自励発振ブーストコンバータ５０。
【請求項２】
少なくとも１つの前記相補形スイッチ・ペア５６、５８と動作上接続されて、前記ブースト電圧を受ける負荷５４をさらに備える、請求項１の自励発振ブーストコンバータ。
【請求項３】
前記負荷５４は白色ＬＥＤである、請求項２の自励発振ブーストコンバータ。
【請求項４】
前記ブーストコンバータに供給される入力電圧は、約２ボルトから３．１ボルトの間である、請求項３の自励発振ブーストコンバータ。
【請求項５】
前記負荷５４に供給されるブースト電圧は約４ボルトである、請求項４の自励発振ブーストコンバータ。
【請求項６】
前記ブーストコンバータ５０は、負電圧源を用いて動作するように構成される、請求項１の自励発振ブーストコンバータ。
【請求項７】
前記ブーストコンバータ５０は、正電圧源を使って動作するように構成される、請求項１の自励発振ブーストコンバータ。
【請求項８】
白色ＬＥＤ５４を動作させるために十分なレベルに、入力源から供給された入力電圧を変換する自励発振ブーストコンバータ５０であって、前記ブーストコンバータの充電を開始させるように構成された始動抵抗ネットワーク８６、８８、９０と、
前記始動抵抗ネットワークによって前記コンバータの動作を開始させた後で発振信号を生成するように構成された共振用コンデンサ・インダクタンスと抵抗を備える共振フィードバック回路７２と、
前記共振フィードバック回路によって生成された発振信号を受けるように構成された相補形共通ソース接続のスイッチ・ペア５６、５８を備える相補形スイッチングネットワークであって、前記発振信号は前記相補形スイッチ・ペアのスイッチングレートを決定するものである、当該相補形スイッチングネットワークと、
前記相補形スイッチ・ペアに動作上接続されたブーストインダクタ７０であって、前記相補形スイッチングネットワークの前記スイッチングレートはブースト電圧を決定するものである、当該ブーストインダクタとを備え、
前記ブースト電圧と前記入力源によって供給された前記電圧は、前記白色ＬＥＤ５４に電力を供給するために十分なものである、ブーストコンバータ。
【請求項９】
前記ブーストコンバータ５０に供給された入力電圧は、約２ボルトから３．１ボルトの間である、請求項８のブーストコンバータ。
【請求項１０】
前記白色ＬＥＤに供給されたブースト電圧は約４ボルトである、請求項８のブーストコンバータ。
【請求項１１】
前記ブーストコンバータ５０は負電圧源を使って動作するように構成される、請求項８のブーストコンバータ。
【請求項１２】
前記ブーストコンバータ５０は正電圧源を使って動作するように構成された、請求項８のブーストコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明はブーストコンバータに関し、特に、低電圧を、発光ダイオード（ＬＥＤ）に電力を供給するための電流に効率的に変換する回路に関する。
【０００２】
ＬＥＤは、白熱ランプ用に予め準備された環境で利用され始めている。置き換え等に使われるＬＥＤの種類の１つには白色ＬＥＤがあって、これは、紫外線色または青色を白色に変換する蛍光体を備える青色ＬＥＤである。これらの白色ＬＥＤは、白熱ランプよりもある種のメリットがあり、これには、ルーメン／ワット数定格が約２０であるというメリットが含まれ、同じサイズの白熱ランプのルーメン／ワット数定格は７−１０である。さらに、白熱ランプと対照的に白色ＬＥＤを使った場合、同様の大きさのバッテリーは約２倍の持続力がある。白色ＬＥＤ自体は白熱ランプよりも高電圧でより長時間持続することも知られている。例えば、白熱ランプは５０−１００時間持続し、白色ＬＥＤは同じ高電圧で１００００時間以上持続する。また、白色ＬＥＤの出力は、ＬＥＤよりも明るいことが知られている。
【０００３】
白色ＬＥＤの欠点は、その他の種類のＬＥＤよりもバンドギャップが大きいことである。この大きなバンドギャップは、その他のＬＥＤよりもかなり高い動作電圧である約４ボルトを必要とする。
【０００４】
白色ＬＥＤに必要な電圧レベルを供給するために使われる方法には、出力電圧を調節するＤＣ−ＤＣコンバータが含まれる。しかしながら、この方法はコストがかかり、低入力電圧では非効率である。その他の方法は、ＬＥＤ電圧に合うリチウム電池を使うものである。繰り返すが、これはコストがかかり、非効率な方法である。さらに、この方法の白色ＬＥＤ光源は低コストの利用環境で使われる。例えば、照明装置を、例えば、サイズのバッテリーを２つ使った低パワーを入力する状態で使えることが望ましい。しかしながら、このバッテリーの組合わせでは、約１．５ボルトから３．１ボルトしか生成しないことが知られている。勿論、この電圧は、白色ＬＥＤを動作させるには不十分である。
【０００５】
従って、低バッテリー電圧を白色ＬＥＤを動作させるために十分なＬＥＤ電流に変換することができる効率的な回路が必要であることがわかる。また、このような回路を低コストになるように少ない部品数で提供することが必要である。
【０００６】
【発明の簡潔な概要】
自励発振ブーストコンバータ（ｓｅｌｆ−ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇ  ｂｏｏｓｔ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、ブーストコンバータの充電を開始するように構成された抵抗始動ネットワーク（ｒｅｓｉｓｔｏｒ−ｓｔａｒｔｉｎｇ  ｎｅｔｗｏｒｋ）を備える。共振フィードバック回路は、抵抗始動ネットワークによる回路の起動後に発振信号（ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇ  ｓｉｇｎａｌ）を生成するように設計される。相補形スイッチングネットワークは、共振フィードバック回路（ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｃｉｒｃｕｉｔ）によって生成された発振信号を受けるように構成された相補形ソース共通接続スイッチ・ペアを備える。発振信号は、相補形スイッチ・ペアのスイッチングレートもしくはデューティサイクルを決定するものである。ブーストインダクタは、相補形スイッチ・ペアと協調動作する。相補形スイッチングネットワークのスイッチングレートは、負荷に供給されるブースト電圧を決めるように働く。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、既知のブースト、即ちステップアップ型のスイッチングレギュレータ１０を示す。必要な動作電圧が供給された入力電圧より大きい場合に、このようなレギュレータが使われる。制御スイッチング要素１２がブーストインダクタ１４に接続され、このブーストインダクタは電圧源１６に接続される。制御スイッチング要素１２がオンになると、電圧源１６からの入力電圧（Ｖin）がインダクタ電圧（Ｖ1）としてインダクタ１４に印加される。定常状態では、インダクタ１４の順方向電流は線形増加する。負荷１８はアイソレーション用ダイオード２０によって分離され、このときに、回路コンデンサ２２に蓄積された電荷が供給される。
【０００８】
制御要素１２がオフになると、インダクタ１４に蓄積されたエネルギーが入力電圧に加えられ、インダクタ電流２４は負荷電流２６の供給を助け、また、回路コンデンサ２２からの放電エネルギーを再生するように働く。制御要素１２がオフになると、インダクタ（Ｖ1）の電圧は、出力電圧（Ｖ0）から入力電圧（Ｖin）を引いた値（即ち、Ｖ1＝Ｖ0−Ｖin）に等しくなる。制御要素１２の動作は、コントローラ２８を使うことによって達成される。この従来のブースト回路１０のダイオード２０は受動スイッチであって、制御要素１２は能動スイッチであると考えられる。
【０００９】
白色ＬＥＤに電力を供給する回路の効率を改善するために、本発明は、図１の受動スイッチ２０を能動スイッチに置き換えて、相補形スイッチ・ペアを使った自励発振同期式ブーストコンバータを提供するものである。図２は、このような自励発振同期式ブーストコンバータ３０を示す。本実施形態では、図１の受動スイッチ２０は能動スイッチ３２と置き換えられる。スイッチ３２、３４の動作は、インダクタ３８のエネルギーを入力源４４のエネルギーと共に負荷４２に供給することを許す同期式スイッチコントローラ３６によって制御される。このエネルギーによって、入力電圧源４４単独から送られる電圧よりも高い電圧、即ちブースト電圧を負荷４２に供給することができる。
【００１０】
好適な一実施形態では、コンバータ３０は白色ＬＥＤでもよい負荷４２に十分な電圧を供給して、少なくとも８０ミリアンペアを生成させる。コントローラ３６によってスイッチ３２、３４の動作を調整し、コンデンサ４０とインダクタ３８を含む要素の適正なサイズを選択することによって、負荷４２の必要条件に基づく様々な電圧値と電流を得ることができることを理解されたい。
【００１１】
引き続き図１と図２を注目すると、従来のコンバータ１０の欠点は、非常に低い電圧の印加で、．７ボルトから１ボルトまでのダイオード降下によって、望まれない非効率さをシステムにもたらすことであることに注意されたい。このような損失は、低電圧では全体としてかなりの量になる。従って、効率を改善するために、図１のダイオード２０は図２の能動スイッチ３２と置き換えられる。低降伏ダイオード（ｌｏｗ  ｂｒｅａｋｄｏｗｎ  ｄｉｏｄｅ）を受動スイッチ２０として使っても、スイッチ３２のオン抵抗値はダイオード２０より低い。従って、図２の回路は、特に低電圧での動作効率を改善するためにはメリットがある。
【００１２】
能動スイッチ３２、３４のオン時間を制御するために、白色ＬＥＤ４２等の負荷に与える電圧を決定する。特に、スイッチング周波数のデューティ比によって出力電圧（Ｖout）が制御されるが、デューティサイクルは、
D  =  （Ｖout  −  Ｖin）／Ｖout
として定義される。従って、所望の出力電圧が４ボルトであって、入力電圧が２．４２ボルトである（これは、２つのＡＡ型電池バッテリーでの公称値である）として実施する場合は、スイッチ３４のオン時間スイッチングレシオは、
Ｄ  ＝  （４ｖ−２．４２ｖ）／４ｖ  ＝  ０．３９５
である。
【００１３】
図２の入力ソースの構成は、正の態様で接続されているものであることに注意されたい。以下で詳細に議論する幾つかの状況では、負の入力態様で構成された本回路は効率的に動作する。
【００１４】
図３には本発明の第２の実施形態が示されており、同期式ブーストコンバータ５０の複数の要素について詳細に開示されている。本回路では、負にバイアスされたＤＣ源５２を使って、フィルタ用コンデンサ５５に接続された白色ＬＥＤ等の負荷５４を供給する。２つの相補形スイッチ５６、５８は共通ソース構成であって、スイッチ５６、５８のソースはノード６０で連結している。電圧源５２の一端はノード６４に接続されており、ソース５２の第２の端は基準導線６６に接続されている。抵抗６８と、蓄積部即ちブーストインダクタ７０は、ＤＣソース５２とノード６０間に直列接続されている。フィードバック回路７２には、ノード８０でバス導線６４に接続された直接接続抵抗７４と、制御ノード８２に接続されたインダクタ７６とコンデンサ７８が含まれる。また、スイッチ５６、５８のゲート、即ち制御電極は、制御ノード８２で直接接続していることが好ましい。抵抗６８、７４は個別の抵抗ではなく、要素固有の抵抗値をもつものであってよいことに注意されたい。また、スイッチ５６、５８は、真性ダイオードを備えていてもよい。
【００１５】
ＬＥＤ５４に供給するために、スイッチ５６、５８を使って供給された入力電圧を、ブーストされた信号に変換することができる。スイッチがｎチャネルとｐチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴをそれぞれ備える場合、スイッチのソース電極は、共通ノード６０に直接接続されていることが好ましい。しかしながら、スイッチは、ＰＮＰとＮＰＮのバイポーラ接合トランジスタなどの相補形伝導モードをもつその他のデバイスを備えてもよいことに注意されたい。
【００１６】
オプションとして、共通ノード６０と制御ノード８２間に接続された双方向型電圧ランプ８４が提供される。図示されている背面合わせのツェナーダイオードでこの双方向型電圧クランプを構成し、このクランプを使って、ＬＥＤ５４に供給される電圧を確実に制御することができる。クランプ８４はオプション要素であるが、低電圧環境では役立つものではない。始動抵抗８６、８８、９０は協調して、フィードバック回路７２の再生可能な動作を開始させる回路５０を充電する。従来のスナバコンデンサ９２は、スイッチ５６、５８のスイッチングを支援するために備えられている。
【００１７】
通電すると、フィードバック回路７２は、回路５０に十分なゲインを与えることによって自励発振させる。特に、入力電圧源５２が不動点にあると、ノード８２の信号は上下にスウィングを始め、所望の位相角でスイッチ５６、５８を駆動するための十分な遅延を与えることになる。従って、フィードバック回路７２で生成される発振はスイッチ５６、５８の動作周波数を決定する、即ち、フィードバック回路７２はスイッチ５６、５８のデューティサイクルを決定する。フィードバック回路７２の要素を選択することによって、各スイッチがオンとなる時間長が決定されるので、ブーストコンバータ回路５０によって電圧ブースト量が与えられる。特に、インダクタ７０で電流が生成されると、ＬＥＤ５４に送られる大きな電圧がインダクタ７０に生成される。フィードバック回路７２は共振ネットワークであって、その信号をソース５２に戻す。
【００１８】
図４は、スイッチ５６、５８のゲートに供給された、発振、即ち正弦波の信号波形９４を示す。図４のゲートの電圧は、そこに供給されるＤＣバイアスを含む、即ち、遷移点は０ボルトではないことに注意されたい。このＤＣバイアスであるオフセットによって、適切なデューティサイクルでスイッチを動作させることができる。ソース５２の電圧が通常のものである場合、デューティサイクルは所望の割合で実際に作用するように回路５０が設計される。例えば、本実施形態で、通常入力電圧が約２．４２ボルトである場合、スイッチ５８に対する約．４のデューティサイクルから約４ボルトの出力電圧が得られる。
【００１９】
また、図４には、インダクタ７０に流れるインダクタ電流９６と、インダクタ７０からグランドへの電圧信号９８が図示されている。電流９６の増加は、下のｎチャネル・スイッチ５８がアクティブである期間で発生する。スイッチ５８がオフになり、スイッチ５６がアクティブになると、インダクタ電流９６は低下し、電圧９８がＬＥＤ５４に印加される。この結果、ソース５２の通常電圧で、ＬＥＤ５４に８０ミリアンペアの定常状態電流９９の幾分かがが流れる。
【００２０】
フィードバック回路７２の要素（即ち、抵抗７４、インダクタ７４、コンデンサ７８）をスイッチ５６、５８間で使って、デューティサイクルを５０／５０デューティサイクル以外のものに変えることができる。このことは、フィードバック回路７２がソース信号９４に対してゲートオフセットを生成することによって達成される。
【００２１】
本実施形態では、所望の出力とは、通常入力電圧が２．４２ボルトでＬＥＤ５４に８０ミリアンペアを生成するためのものである。本回路はレギュレータではないが、要素の適切な選択によって、ＬＥＤとバッテリーの耐用期間に渡って有用な光出力が得られる。白色ＬＥＤが適切な明るさを出すために、８０ミリアンペアが指定されることに注意されたい。しかしながらこれは理想的な公称値であることを理解されたい。しかしながら、この値では明らかではないが、ＬＥＤは適切に動作する。
【００２２】
その他の実施態様では様々な電流値が必要であることを理解されたい。本回路は、様々な要素値を選択することによってこれらの状態に対応することができる。特に、フィードバック回路によって生成されたオフセットを調整することによって、スイッチングレシオの調整が行われ、様々な出力を得ることができる。
【００２３】
図５では、本発明のコンセプトに基づく同期式ブーストコンバータ回路１００の実施形態をさらに示す。本実施形態と図３の実施形態の主な違いは、ＤＣ電圧源１０２が正の出力構成をもつことである。ｐチャネル・スイッチ１０４が回路１００の下方に配置され、相補形ペアのｎチャネル・スイッチ１０６は上方のスイッチであるので、本実施形態では正の電圧源を使っている。
【００２４】
また、リミット・コンデンサ１０８はオプションとして備えられるものであって、ノード６０、８０間の制御電圧の変化の割合を制限するものである。また、同じ要素には図３と同じ番号付けがなされている。
【００２５】
抵抗８６の配置などのその他の重要ではない要素の変更もなされる。しかしながら、このことは、要素の正確な構成は変わることがあってもコンバータは本発明の精神と範囲に入っていることを単に強調しているにすぎない。特に、本発明では、相補形スイッチングのコンセプトを用いて、低電圧で動作可能な同期式ブーストコンバータを構成することができる。
【００２６】
図３の下のスイッチング位置でｎチャネル・スイッチを使う理由は、ｎチャネル・デバイスは、同じサイズと型のｐチャネル・デバイスのために、オン抵抗値が低い（低ｒｄｓ）ことである。本実施形態では、意図するスイッチングレシオを得るために、ｎチャネルは上方のｐチャネルよりも長くオンしていると考えられる。従って、図３の下方にｎチャネルを配置すると効率的な回路が得られる。同様に図５では、そのレシオでは上方のスイッチが長時間オンになると考えられる場合に、この構成が変更される。従って、総論として、小さな入力電圧を使って下方のスイッチが上方のスイッチよりも長時間オンになる場合は、下方のスイッチング位置にｎチャネルを配置することになる。
【００２７】
本発明を好適な実施形態で説明したが、当業者であれば、本発明の範囲から逸脱することなく様々な変更を行って、要素をそれと等価なものに置き換え可能であることは理解されていることである。さらに、本発明の基本的な範囲から逸脱することなく本発明の教唆に特定の状態やマテリアルを対応させるための多くの修正を行うことができる。従って、本発明は、本発明を実施するために考えられたベストモードとして開示された特定の実施形態に限定されず、本発明は添付の請求項の範囲内に入る全実施形態を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、一般的に利用されるブーストコンバータを示す。
【図２】図２は、本発明のコンセプトに基づく自励発振同期式ブーストコンバータを示す。
【図３】図３は、本発明の一実施形態の自励発振ブーストコンバータ回路の詳細を示す。
【図４】図４は、図３のコンバータ等の特定のコンバータの様々な波形である。
【図５】図５は、本発明の自励発振同期式ブーストコンバータの第２の実施形態を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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