(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに駆動電力を供給する電力変換部と、
前記電力変換部からモータへ流れる電流値を検出する電流検出部と、
モジュレーションクロックをシステムクロックとして用いて前記電流検出部が検出した電流値をディジタルデータに変換するΔΣ変調型ＡＤ変換器であって、基準信号の受信時に前記モジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始し、前記カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点で、前記基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中の前記ディジタルデータを出力するΔΣ変調型ＡＤ変換器と、
前記ΔΣ変調型ＡＤ変換器が出力したディジタルデータを用いて、出力すべき駆動電力を前記電力変換部に対して指令する駆動指令を生成する指令生成部と、
前記基準信号として、前記電流検出部が検出する電流値の中から前記指令生成部が所望の前記駆動指令を作成するために必要な電流値を取得するタイミングを規定する信号を生成して出力する基準信号生成部と、
を備え、
前記所定のカウント値は、前記所定の時間区間に対応するモジュレーションクロックのクロック数の半分の値に設定されることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記ΔΣ変調型ＡＤ変換器は、
モジュレーションクロックをシステムクロックとして用いて、前記電流検出部から入力された前記電流値をΔΣ変調してビットストリーム信号を出力するモジュレータと、
前記カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点で、前記基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中の前記ビットストリーム信号の量子化雑音を除去した前記ディジタルデータを出力するディジタルローパスフィルタと、
を有する請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記ΔΣ変調型ＡＤ変換器は、前記基準信号の受信時に前記モジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始するカウンタを備える請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記時間区間の長さは、前記カウントしたクロック数が前記所定のカウント値に達した時点の前後に実行されるスイッチング素子の２回のスイッチング動作の時間間隔に応じて設定される請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記時間区間の長さは、前記指令生成部が前記電力変換部に対して指令する前記駆動指令を作成するために用いられるモータへの印加電圧指令の大きさに応じて設定される請求項４に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記モータ制御装置は、モータの回転速度を検出する速度検出部を備え、
前記時間区間の長さは、前記速度検出部により検出されたモータの回転速度に応じて設定される請求項４に記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記モータ制御装置は、切削加工を行う工作機械の送り軸を駆動するモータを制御するものであり、
前記時間区間の長さは、前記工作機械の切削加工中と非切削加工中とで異なるように設定される請求項４に記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記電力変換部は、内部に設けられたスイッチング素子のスイッチング動作により、入力された電力を所望の電力に変換して出力する電力変換装置であり、
前記指令生成部は、三角波比較方式のＰＷＭスイッチング制御に用いられる三角波キャリア信号と前記ΔΣ変調ＡＤ変換器から出力されたディジタルデータとを用いて、前記駆動指令として、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭスイッチング信号を生成して出力し、
前記基準信号は、前記三角波キャリア信号がピーク値になるタイミングに同期した信号である請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項９】
前記所定のカウント値は、前記所定の時間区間に対応するモジュレーションクロックのクロック数の半分の値に設定され、
前記時間区間の長さは、前記カウントしたクロック数が前記所定のカウント値に達した時点の前後に実行される前記スイッチング素子の２回のスイッチング動作の時間間隔よりも短く、かつ、前記三角波キャリア信号のキャリア周波数に応じて設定される請求項８に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置に関し、特にモータの各巻線に流れる電流を検出するのに用いられるΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
工作機械、鍛圧機械、射出成形機、産業機械、あるいは産業用ロボット内のモータを駆動するモータ制御装置においては、駆動軸ごとに設けられたモータに対し、モータの速度、トルク、もしくは回転子の位置を指令し制御する。このようなモータ制御装置では、モータの各巻線に流れる電流を精度よく検出することが重要である。検出されたモータの各巻線の電流値は、ＡＤ（アナログディジタル）変換器によってディジタルデータに変換され、モータ駆動制御に用いられる。一般的なモータ制御装置で使用されるＡＤ変換器の変換方式としては、逐次比較型やΔΣ変調型などがあるが、近年はΔΣ変調型のＡＤ変換器が主流になりつつある。
【０００３】
図８は、ΔΣ変調型ＡＤ変換器を用いた一般的なモータ制御装置を示すブロック図である。一般に、三相交流のモータ２を駆動制御するモータ制御装置１０１は、モータ２に駆動電力を供給する電力変換部５１と、電力変換部５１からモータ２の各巻線に流れる電流値を検出する電流検出部５２と、電流検出部５２で検出した電流値をディジタルデータにＡＤ（アナログディジタル）変換するΔΣ変調型ＡＤ変換器５３と、ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３から出力されたディジタルデータを用いて、モータ２を駆動するための駆動電力を出力するよう電力変換部５１に対して駆動指令を指令する指令生成部５４と、を備える。ここで、電力変換部５１は、例えばインバータ回路および／またはコンバータ回路である。また、電流検出部５２は、三相交流モータの３相の巻線のうちの２相分に設けられる。このようなモータ制御装置１０１では、指令生成部５４は、モータ２の各巻線に流れる電流をＡＤ変換して得られたディジタルデータを取り込んで駆動指令を生成している。
【０００４】
図９は、一般的なΔΣ変調型ＡＤ変換器を示すブロック図である。ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３は、大きく分けてモジュレータ（ΔΣ変調回路）６１とディジタルローパスフィルタ６２とで構成され、これらは一般に数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ程度のモジュレーションクロックと呼ばれるシステムクロックを基準にして動作する。モジュレータ６１は入力されたアナログデータを高速低ビットのビットストリーム信号に変換する。このときに発生する大きな量子化雑音をディジタルローパスフィルタ６２で除去し、ディジタルデータとして出力する。ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３の出力であるディジタルデータは、モジュレーションクロックを一定の間隔で間引いた周期で出力されるのが一般的である。この間引き率は、一般にデシメーションレシオと呼ばれる。
【０００５】
モータ制御装置１０１内のΔΣ変調型ＡＤ変換器５３において、モジュレーションクロックを一定の間隔で間引いた周期、すなわちディジタルデータが出力される周期は、モータ制御装置１０１内の指令生成部５４の制御周期すなわちディジタルデータの取り込み周期（一般に数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ）とは必ずしも同期していない。したがって、指令生成部５４がディジタルデータを取り込みたいタイミングでΔΣ変調型ＡＤ変換器５３はディジタルデータを出力しない場合があり、指令生成部５４は、電流制御に適切なタイミングでディジタルデータを取得することができないことがある。これに対処するために、モジュレーションクロックの周期ごとに、連続的にディジタルデータを出力できるようにしたディジタルローパスフィルタが用いられることがある。このようすることによって、指令生成部５４は、モジュレーションクロックとの同期を考慮せずに、制御周期ごとに取り組みたいタイミングで最も直前のモジュレーションクロックで出力されたディジタルデータを取り込むことができる。
【０００６】
一般に、モータ制御装置においては、指令生成部において駆動指令の作成に用いられるディジタルデータが、電流検出部５２が検出する電流値のうちどの瞬間の電流値をＡＤ変換したものであるかを明確に特定しておくことが重要である。図１０は、ΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置におけるＡＤ変換およびディジタルデータ取得のタイミングを説明する原理説明図である。ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３は、原理的に、ある「時間区間」のアナログデータをＡＤ変換しており、この「時間区間」は、モジュレーションクロックの周期に間引き率（デシメーションレシオ）を乗じた値として規定される。このため、ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３では、例えば逐次比較型ＡＤ変換器とは異なり、得られたディジタルデータが一連のアナログデータのうちどの瞬間をＡＤ変換したものであるかということを厳密に把握するのが難しい。そこで、ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３では、図１０に示すように、上述の「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂ」の中点を、「ＡＤ変換した時刻」とみなすのが一般的である。具体的にいえば、ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３に接続された指令生成部５４は、「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂの中点」である時刻Ｃから上述の「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂ」の半分の時間Ｄだけ経過した時刻Ａのタイミングで、ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３からディジタルデータを取り込む。上述の通り、「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂ」は、モジュレーションクロックの周期に間引き率（デシメーションレシオ）を乗じた値として規定されるため、時間Ｄは、時間区間Ｂの半分として規定される。つまり、指令生成部５４は、「電流値（アナログデータ）をＡＤ変換すべき時刻Ｃ」を決定したとき、当該時刻Ｃの時点から「時間Ｄすなわちモジュレーションクロックの周期に間引き率を乗じた値の半分の時間」が経過した時点で、ディジタルデータをΔΣ変調型ＡＤ変換器５３から取り込む。ここで、この時間Ｄの経過の把握は指令生成部５４で行うが、ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３のシステムクロックであるモジュレーションクロックと、指令生成部５４のシステムクロックとは、必ずしも同期しておらず、またそれらのクロック周期は様々な要因で変動する。したがって、従来技術では、あくまでモジュレーションクロックが変動せず理想的であるとの仮定のもとで、指令生成部５４側で時間Ｄを推定したものであった。したがって、ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３を有するモータ制御装置１０１においては、モジュレーションクロックの周期が変動すればするほど、モータの制御精度が悪化する。
【０００７】
モータの各巻線に流れる電流の検出値をΔΣ変調型ＡＤ変換器を用いて変換してモータを制御するモータ制御装置において、電流の検出精度の向上を目的としたものがいくつか提案されている（例えば、特許文献１参照。）。特許文献１に記載された発明によれば、ΔΣ変調型ＡＤ変換器内の前段に設けられたモジュレータ部分のモジュレーションクロックの精度を向上させるためにＰＬＬ回路を追加実装し、電流の検出精度を向上させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００８−１４７８０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら実際は、モジュレーションの周期は様々な要因から変動する。ΔΣ変調型ＡＤ変換器５３では、システムクロックとして用いられるモジュレーションクロックの周期が変動すると、それに伴って上述の「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂ」の長さも大きく変動する。図１１は、ΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置におけるＡＤ変換およびディジタルデータ取得のタイミングのズレを説明する図である。図１１において、ａは、モジュレーションクロックの周期が短いために「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが規定の時間よりも短くなる場合を示し、ｂは、モジュレーションクロックの変動がなく「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが規定の時間通りである場合を示し、ｃは、モジュレーションクロックの周期が長いために「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが規定の時間よりも長くなる場合を示す。モジュレーションクロックの周期が変動し、それに伴って上述の「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが、Ｂ１、Ｂ２およびＢ３のようにそれぞれ変動すると、「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂの中点」である時刻は、Ｃ１、Ｃ２およびＣ３といったように変動する。このとき、モジュレーションクロックの変動がない場合（ｂ）は、「指令生成部５４がΔΣ変調型ＡＤ変換器からディジタルデータを取り込む時刻」と「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂの中点Ｃ２」とは一致するが、モジュレーションクロックの周期が短い場合（ａ）およびモジュレーションクロックの周期が長い場合（ｃ）は、「指令生成部５４がΔΣ変調型ＡＤ変換器からディジタルデータを取り込む時刻」から定まる「電流値（アナログデータ）をＡＤ変換すべき時刻Ｃ」と「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂの中点」である時刻との間にズレが生じてしまう。このように、従来の方法によれば、モジュレーションクロックの周期が変動すると、モータを精度よく駆動制御することができない。
【００１０】
また、指令生成部５４は、モジュレーションクロックとは非同期で動作している。このようなズレが生じると、ＡＤ変換して得られたディジタルデータが、その時刻の電流値をＡＤ変換したものであるのかの確証は得られず、高精度のモータ駆動制御の実現が難しくなる。
【００１１】
また、電力変換部５１が半導体スイッチング素子を用いたインバータ回路などの電力変換装置である場合には、この半導体スイッチング素子のスイッチング等によるノイズの影響を避けるために、ＡＤ変換のタイミングを厳密に規定することが望ましいが、上述のようにモジュレーションクロックの周期が変動すると「出力されるディジタルデータの時間区間Ｂ」の長さが変動するので、半導体スイッチング素子のスイッチング等によるノイズの影響を低減するのは難しい。
【００１２】
また、特許文献１（特開２００８−１４７８０９号公報）に記載された発明によれば、ΔΣ変調型ＡＤ変換器においてモジュレーションクロックは「絶縁手段」を通して後段のディジタルローパスフィルタにも伝えられるので、モジュレーションクロックの変動がディジタルローパスフィルタの処理に影響を及ぼし、モータ制御の十分な向上は望めない。
【００１３】
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、モータを高精度に駆動制御することができ、かつモータに駆動電力を供給する電力変換部内の半導体スイッチング素子のスイッチング等によるノイズの影響を回避することができるΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を実現するために、本発明においては、モータ制御装置は、モータに駆動電力を供給する電力変換部と、電力変換部からモータへ流れる電流値を検出する電流検出部と、モジュレーションクロックをシステムクロックとして用いて電流検出部が検出した電流値をディジタルデータに変換するΔΣ変調型ＡＤ変換器であって、基準信号の受信時にモジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始し、カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点で、基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中のディジタルデータを出力するΔΣ変調型ＡＤ変換器と、ΔΣ変調型ＡＤ変換器が出力したディジタルデータを用いて、出力すべき駆動電力を電力変換部に対して指令する駆動指令を生成する指令生成部と、を備える。
【００１５】
モータ制御装置は、電流検出部が検出する電流値の中から指令生成部が所望の駆動指令を作成するために必要な電流値を取得するタイミングを規定する信号として、上記基準信号を生成して出力する基準信号生成部をさらに備える。
【００１６】
ΔΣ変調型ＡＤ変換器は、モジュレーションクロックをシステムクロックとして用いて、電流検出部から入力された電流値をΔΣ変調してビットストリーム信号を出力するモジュレータと、カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点で、基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中のビットストリーム信号の量子化雑音を除去したディジタルデータを出力するディジタルローパスフィルタと、を有する。
【００１７】
ここで、ΔΣ変調型ＡＤ変換器は、基準信号の受信時にモジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始するカウンタを備える。
【００１８】
上記所定のカウント値は、上記所定の時間区間に対応するモジュレーションクロックのクロック数の半分の値に設定される。
【００１９】
上記時間区間の長さは、上記カウントしたクロック数が上記所定のカウント値に達した時点の前後に実行されるスイッチング素子の２回のスイッチング動作の時間間隔に応じて設定されてもよい。
【００２０】
上記時間区間の長さは、指令生成部が電力変換部に対して指令する駆動指令を作成するために用いられるモータ印加電圧指令の大きさに応じて設定されてもよい。
【００２１】
また、モータ制御装置は、モータの回転速度を検出する速度検出部を備え、上記時間区間の長さは、速度検出部により検出されたモータの回転速度に応じて設定されてもよい。
【００２２】
モータ制御装置は、切削加工を行う工作機械の送り軸を駆動するモータを制御するものであり、時間区間の長さは、工作機械の切削加工中と非切削加工中とで異なるように設定されてもよい。
【００２３】
ここで、電力変換部は、内部に設けられたスイッチング素子のスイッチング動作により、入力された電力を所望の電力に変換して出力する電力変換装置であってもよい。この場合、指令生成部は、三角波比較方式のＰＷＭスイッチング制御に用いられる三角波キャリア信号とΔΣ変調ＡＤ変換器から出力されたディジタルデータとを用いて、上記駆動指令として、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭスイッチング信号を生成して出力する。またこの場合、基準信号は、三角波キャリア信号がピーク値になるタイミングに同期した信号である。
【００２４】
上記所定のカウント値は、上記所定の時間区間に対応するモジュレーションクロックのクロック数の半分の値に設定され、上記時間区間の長さは、カウントしたクロック数が上記所定のカウント値に達した時点の前後に実行されるスイッチング素子の２回のスイッチング動作の時間間隔よりも短く、かつ、三角波キャリア信号のキャリア周波数に応じて設定されてもよい。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、モータを高精度に駆動制御することができ、かつモータに駆動電力を供給する電力変換部内の半導体スイッチング素子のスイッチング等によるノイズの影響を回避することができるΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置を実現することができる。
【００２６】
本発明によれば、ΔΣ変調型ＡＤ変換器の処理に用いられるモジュレーションクロックの周期の変動に関係なく、アナログデータの電流値をＡＤ変換したい時刻とこの出力されるディジタルデータの時間区間の中点との関係が明確に規定される。したがって、駆動指令を生成する指令生成部から見ると、ΔΣ変調型ＡＤ変換器から取り込んだディジタルデータが、ＡＤ変換したい時刻を中心にした前後の時間区間の電流値を変換した結果に正確に対応したものとなる。したがって、駆動指令を作成するための電流値のディジタルデータをより正確に取得することができるので、モータの制御精度を向上させることができる。また、追加のハードウェア部品を特に必要としない。
【００２７】
また、上述のように、電力変換部に半導体スイッチング素子を用いたインバータ回路などの電力変換装置を用いた場合は、この半導体スイッチング素子のスイッチング等によるノイズの影響を低減することが、モータの制御精度を向上させるために重要である。本発明によれば、三角波比較方式のＰＷＭスイッチング制御に用いられる三角波キャリア信号がピーク値となるタイミングに同期する信号に基づいて基準信号を作成し、この基準信号を基準にして出力されるディジタルデータの時間区間の半分の時間経過後にＡＤ変換後のディジタルデータを出力する構成とすることにより、半導体スイッチング素子のスイッチング等によるノイズの影響を低減することを容易にする。
【００２８】
また、特許文献１（特開２００８−１４７８０９号公報）に記載された発明によれば、モジュレーションクロックが変動すると、モータの制御精度に大きく影響を及ぼすことになるが、本発明によれば、モジュレーションクロックの多少の変動があっても、ΔΣ変調型ＡＤ変換器から取り込んだディジタルデータが、ＡＤ変換したい時刻を中心にした前後の時間区間の電流値を変換した結果に正確に対応するものであるので、駆動指令を作成するための電流値のディジタルデータをより正確に取得することができ、モータの制御精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施例によるΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例によるモータ制御装置内に設けられるΔΣ変調型ＡＤ変換器を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例によるモータ制御装置内に設けられるΔΣ変調型ＡＤ変換器を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例によるΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置におけるＡＤ変換およびディジタルデータ取得のタイミングを説明する原理説明図である。
【図５】本発明の実施例における基準信号生成部が生成する基準信号を説明する図である。
【図６】本発明の実施例における「出力されるディジタルデータの時間区間」の設定を説明する図（その１）である。
【図７】本発明の実施例における「出力されるディジタルデータの時間区間」の設定を説明する図（その２）である。
【図８】ΔΣ変調型ＡＤ変換器を用いた一般的なモータ制御装置を示すブロック図である。
【図９】一般的なΔΣ変調型ＡＤ変換器を示すブロック図である。
【図１０】ΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置におけるＡＤ変換およびディジタルデータ取得のタイミングを説明する原理説明図である。
【図１１】ΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置におけるＡＤ変換およびディジタルデータ取得のタイミングのズレを説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図１は、本発明の実施例によるΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置を示すブロック図である。また、図２および図３は、本発明の実施例によるモータ制御装置内に設けられるΔΣ変調型ＡＤ変換器を示すブロック図である。
【００３１】
本発明の実施例によるモータ制御装置１は、図１に示すように、電力変換部１１と、電流検出部１２と、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３と、指令生成部１４と、基準信号生成部１５とを備える。また、モータ制御装置１内のΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、モジュレータ２１と、ディジタルローパスフィルタ２２とを備える。
【００３２】
電力変換部１１は、指令生成部１４からの駆動指令に基づき、モータ２に駆動電力を供給する。本発明の実施例では、電力変換部１１は、内部に設けられたスイッチング素子がＰＷＭ制御によりスイッチング動作することにより、入力された電力を所望の電力に変換して出力する電力変換装置で構成される。図１に示す電力変換部１１がインバータ回路からなる場合は、インバータ回路からなる電力変換部１１には直流電力が入力され、電力変換部１１の内部に設けられたスイッチング素子のスイッチング動作により、所望の交流電力に変換して出力する。また例えば、図１に示す電力変換部１１が互いにＤＣリンク部により接続されたコンバータ回路およびインバータ回路からなる場合は、コンバータ回路およびインバータ回路からなる電力変換部１１には交流電力が入力され、電力変換部１１の内部に設けられたスイッチング素子のスイッチング動作により、直流電力に一旦変換してから所望の交流電力に変換して出力する。
【００３３】
電流検出部１２は、電力変換部１１からモータ２へ流れる電流値を検出する。また、電流検出部５２は、三相平衡を考慮して三相交流モータの３相の巻線のうちの２相分に設ければよい。検出されたアナログデータの電流値は、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３へ出力される。
【００３４】
ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、モジュレーションクロックをシステムクロックとして用いて、電流検出部１２が検出した電流値（アナログデータ）をディジタルデータに変換する。ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、各電流検出部１２ごとに設けられるが、その動作及び構成の詳細については後述する。
【００３５】
基準信号生成部１５は、電流検出部１２が検出する電流値から指令生成部１４が所望の駆動指令を作成するために必要な電流値を取得するタイミングを規定する信号を生成する。その動作については後述する。
【００３６】
指令生成部１４は、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３が出力したディジタルデータを用いて、出力すべき駆動電力を電力変換部１１に対して指令する駆動指令を生成する。上述のように、本発明の実施例では、電力変換部１１は、内部に設けられたスイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより、入力電力を所望の電力に変換して出力する電力変換装置で構成される。そこで、本発明の実施例では、指令生成部１４は、三角波キャリア信号とΔΣ変調ＡＤ変換器１３から出力されたディジタルデータをもとに計算したモータへの印加電圧指令とを比較し、この三角波キャリア信号とモータへの印加電圧指令との比較結果に基づき、スイッチング素子のＰＷＭスイッチング動作を制御するＰＷＭスイッチング信号を生成して出力するものとする。この結果、電力変換装置からなる電力変換部１１は、指令生成部１４から受信した駆動指令としてのＰＷＭスイッチング信号に基づき、内部に設けられた半導体スイッチング素子のスイッチング動作がＰＷＭ制御され、入力電力を所望の電力に変換して出力する。
【００３７】
次に、本発明の実施例におけるΔΣ変調型ＡＤ変換器１３と指令生成部１４の動作について、図４を参照して説明する。図４は、本発明の実施例によるΔΣ変調型ＡＤ変換器を有するモータ制御装置におけるＡＤ変換およびディジタルデータ取得のタイミングを説明する原理説明図である。
【００３８】
本発明の実施例においては、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、電流検出部１２が検出した電流値をディジタルデータへＡＤ変換する処理自体は常時行っているが、そのディジタルデータの出力は所定の時間区間中のものに限られる。すなわち、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、基準信号の受信時にモジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始し、カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点で、基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中のディジタルデータを出力する。ここで、上記所定のカウント値は、上記所定の時間区間に対応するモジュレーションクロックのクロック数の半分の値に設定される。
【００３９】
上述の通り、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、原理的に、電流検出部１２が検出した電流値をディジタルデータへＡＤ変換する処理自体は常時行っているが、そのディジタルデータの出力は、モジュレーションクロックのクロック数をカウントすることで規定される「時間区間」のものに限られる。したがって、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３では、システムクロックとして用いられるモジュレーションクロックの周期が変動すると、それに伴って「ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３により出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが変動する。以下、「ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３により出力されるディジタルデータの時間区間」を単に「出力されるディジタルデータの時間区間」と省略して称する。図４において、ａは、モジュレーションクロックの周期が短いために「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが規定の時間よりも短くなる場合を示し、ｂは、モジュレーションクロックの変動がなく「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが規定の時間通りである場合を示し、ｃは、モジュレーションクロックの周期が長いために「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが規定の時間よりも長くなる場合を示す。モジュレーションクロックの周期が変動し、それに伴って上述の「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さが、Ｂ１、Ｂ２およびＢ３のようにそれぞれ変動した場合を考える。
【００４０】
本発明の実施例では、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、基準信号の受信時にモジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始し、カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点で、基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中のＡＤ変換値であるディジタルデータを出力するが、「電流検出部が検出する電流値から指令生成部が所望の駆動指令を作成するために必要な電流値を取得するタイミングに基づく信号」を基準信号として用いる。この基準信号は、基準信号生成部１５により生成される。すなわち、本発明の実施例では、モジュレーションクロックの周期の変動如何にかかわらず、図４に示すように、「電流検出部が検出する電流値から指令生成部が所望の駆動指令を作成するために必要な電流値を取得するタイミング」を「電流値をＡＤ変換すべき時刻Ｃ」として採用する。そして、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、この所定の基準信号の受信時に、モジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始し、カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点で、基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中のＡＤ変換値であるディジタルデータを出力する。すなわち、当該「電流値をＡＤ変換すべき時刻Ｃ」を基準にしてモジュレーションクロックのクロック数のカウントが開始され、カウントしたクロック数が、「出力されるディジタルデータの時間区間」に対応するモジュレーションクロックのクロック数の半分の値に達した時点で、基準信号の受信時点を間に含む「出力されるディジタルデータの時間区間」中のＡＤ変換値であるディジタルデータを出力する。
【００４１】
本発明の実施例では、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３を上述のように構成することによって、モジュレーションクロックの周期の変動如何にかかわらず、電流値をＡＤ変換すべき時刻を必ず中心とした当該時刻の前後の時間区間のディジタルデータが出力されることになる。上記「出力されるディジタルデータの時間区間」は、モジュレーションクロックの周期によって変動するが、例えば図４に示すように、モジュレーションクロックの周期がａ、ｂおよびｃの場合に対して、「出力されるディジタルデータの時間区間」はそれぞれＢ１、Ｂ２およびＢ３といったように異なるが、「電流値をＡＤ変換すべき時刻Ｃ」についてはモジュレーションクロックの周期如何にかかわらず同一のものを用いる。すなわち、本発明の実施例では、「電流値をＡＤ変換すべき時刻Ｃ」が「出力されるディジタルデータの時間区間の中点」となるような「出力されるディジタルデータの時間区間（Ｂ１、Ｂ２およびＢ３）」の半分の時間の経過後である時刻Ａ１、Ａ２およびＡ３のタイミングで、ＡＤ変換後のディジタルデータをそれぞれ出力する。
【００４２】
上述のように「電流値をＡＤ変換すべき時刻Ｃ」は、電流検出部１２が検出する電流値の中から指令生成部１４が所望の駆動指令を作成するために必要な電流値を取得するタイミングを意味するが、基準信号生成部１５は、このタイミングを規定する信号として基準信号を生成して出力する。所望の駆動指令を作成するために必要な電流値を取得するタイミングは、指令生成部１４によって決定されるものであるので、基準信号生成部１５は、指令生成部１４から電流値取得の指令を受信し、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３に対して基準信号を出力する。この結果、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、基準信号を受信して所定の時間経過後にディジタルデータを出力するので、指令生成部１４は、当該ディジタルデータを望み通り取得することができる。
【００４３】
以上説明したΔΣ変調型ＡＤ変換器１３は、図２に示すように、モジュレーションクロックをシステムクロックとして用いて、電流検出部１２から入力されたアナログデータの電流値をΔΣ変調してビットストリーム信号を出力するモジュレータ２１と、基準信号の受信時にカウントを開始したクロック数が所定のカウント値に達した時点で、基準信号の受信時点を間に含む所定の時間区間中のビットストリーム信号の量子化雑音を除去したディジタルデータを出力するディジタルローパスフィルタ２２と、を有する。ディジタルローパスフィルタ２２は、ディジタルデータを一旦保持するためのメモリ（図示せず）を有する。また、ディジタルローパスフィルタ２２は、所定の基準信号の受信時にモジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始するカウンタの機能を有するが、その変形例として、図３に示すように、ディジタルローパスフィルタ２２と、所定の基準信号の受信時にモジュレーションクロックのクロック数のカウントを開始するカウンタ２３とを、別個のものとして設けてもよい。
【００４４】
次に、「出力されるディジタルデータの時間区間」の設定について説明する。
【００４５】
上述のように、電力変換部１１は、内部に設けられたスイッチング素子がＰＷＭ制御によりスイッチング動作することにより、入力された電力を所望の電力に変換して出力する電力変換装置で構成される。これに対応して、指令生成部１４は、三角波キャリア信号とΔΣ変調ＡＤ変換器１３から出力されたディジタルデータをもとに計算したモータへの印加電圧指令とを比較し、この三角波キャリア信号とモータへの印加電圧指令との比較結果に基づき、ＰＷＭスイッチング制御に用いられる駆動指令として、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭスイッチング信号を生成して出力する。本発明の実施例では、基準信号生成部１５は、所定の基準信号として、三角波キャリア信号がピーク値になるタイミングに同期した信号を出力する。図５は、本発明の実施例における基準信号生成部が生成する基準信号を説明する図である。図５に示すように、三角波比較方式のＰＷＭスイッチング制御を行う指令生成部１４は、三角波キャリア信号と、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３から取得したディジタルデータに基づいて作成された電圧指令と、を比較し、この比較結果に基づき、三角波キャリア信号と電圧指令との交点（図中、○印で表す。）の時刻で半導体スイッチング素子のスイッチング動作を行うようなＰＷＭスイッチング信号を生成する。したがって、本発明の実施例では、基準信号生成部１５は、三角波キャリア信号がピーク値になるタイミングに同期した所定の基準信号を生成し出力する。これにより、半導体スイッチング素子のスイッチングのタイミングとは時間的にできるだけ重ならないように「出力されるディジタルデータの時間区間」を効率的に設定することができる。具体的には、上記「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さは、上記カウントしたクロック数が所定のカウント値に達した時点（すなわち、「出力されるディジタルデータの時間区間」の境界）の前後に実行される半導体スイッチング素子の２回のスイッチング動作の時間間隔よりも可能な限り短くなるように設定すればよい。これにより、半導体スイッチング素子のスイッチング等によるノイズの影響を低減することができる。
【００４６】
図６は、本発明の実施例における「出力されるディジタルデータの時間区間」の設定を説明する図（その１）である。モータ制御装置１においては、モータ２の加速時、減速時および高速高出力時にモータ２への印加電圧を大きくする。したがって、図６に示すように、ΔΣ変調型ＡＤ変換器１３から取得したディジタルデータに基づいて作成された電圧指令は、三角波キャリア信号に対し、当該三角波キャリア信号のピーク値に近い時刻で、交差することになる。したがって、モータ２の加速時、減速時および高速回転時などモータ２への印加電圧が大きくなる場合には、半導体スイッチング素子のスイッチングのタイミングと時間的に重ならないよう、図５に示した場合に比べて「出力されるディジタルデータの時間区間」を短く設定する。このように、モータへの印加電圧はモータの回転速度と相関関係があるので、「出力されるディジタルデータの時間区間」は、電力変換部がモータに駆動電力を供給するために指令生成部が電力変換部に対して指令する駆動指令としてのモータ印加電圧の大きさに応じて、または、モータ２に設置された速度検出部（図示せず）により検出されたモータの回転速度に応じて、可変設定されるものとしてよい。また、本発明の実施例によるモータ制御装置１は、切削加工を行う工作機械の送り軸を駆動するモータを制御するものとして用いる場合には、「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さは、工作機械の切削加工中と非切削加工中とで異なるように設定されるのが好ましい。すなわち、工作機械の切削加工中と非切削加工中とでは、モータへの印加電圧が異なるので、工作機械の切削加工と非切削加工との切替に応じて、「出力されるディジタルデータの時間区間」の長さがリアルタイムに可変設定されるようにしてもよい。
【００４７】
図７は、本発明の実施例における「出力されるディジタルデータの時間区間」の設定を説明する図（その２）である。三角波キャリア周波数が高くなると、半導体スイッチング素子のスイッチング動作の時間間隔は必然的に短くなるので、これに対応すべく、「出力されるディジタルデータの時間区間」は、三角波キャリア信号のキャリア周波数に応じて可変設定されるものとしてもよい。すなわち、三角波キャリア信号のキャリア周波数が高いときはそれに応じて「出力されるディジタルデータの時間区間」を短くして半導体スイッチング素子のスイッチングのノイズの影響を低減し、逆に、三角波キャリア信号のキャリア周波数が低いときはそれに応じて「出力されるディジタルデータの時間区間」を長くしてサンプリングポイントを多く取ってＡＤ変換の精度を上げる。
【００４８】
なお、図６および図７を参照して説明したように「出力されるディジタルデータの時間区間」を短く設定することは、ディジタルローパスフィルタ２２を通すサンプリングポイントを少なくする、すなわちＡＤ変換の精度を落とすことを意味するが、一般的な観点でいえば、半導体スイッチング素子のスイッチングのノイズの影響を低減できるメリットの方が大きい。
【００４９】
なお、モータ制御装置として、実施例としてモータ２を駆動制御するインバータ回路について説明したが、本発明は、モータ制御装置において、交流電源を直流電源に変換するコンバータ回路の交流側の電流検出についても適用可能である。例えば、コンバータ回路を半導体スイッチング素子を用いたＰＷＭコンバータとして構成する場合には、当該コンバータ回路の交流側の電流値をＰＷＭ制御に用いる必要があるが、その際の電流値のＡＤ変換にも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
本発明は、モータの巻線に流れる電流値を検出してこれをモータの駆動制御に用いるモータ制御装置に適用することができる。例えば、工作機械、鍛圧機械、射出成形機、産業機械、あるいは産業用ロボット内のモータを駆動するモータ制御装置においては、駆動軸ごとに設けられたモータに対し、モータの速度、トルク、もしくは回転子の位置を指令し制御する。このようなモータ制御装置では、モータの各巻線に流れる電流を精度よく検出することが重要であるが、本発明はこのような場合に適用することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１    モータ制御装置
１１    電力変換部
１２    電流検出部
１３    ΔΣ変調型ＡＤ変換器
１４    指令生成部
１５    基準信号生成部
２１    モジュレータ
２２    ローパスフィルタ
２３    カウンタ
【図１】
0005383855.tif 000002
【図２】
0005383855.tif 000003
【図３】
0005383855.tif 000004
【図４】
0005383855.tif 000005
【図５】
0005383855.tif 000006
【図６】
0005383855.tif 000007
【図７】
0005383855.tif 000008
【図８】
0005383855.tif 000009
【図９】
0005383855.tif 000010
【図１０】
0005383855.tif 000011
【図１１】
0005383855.tif 000012