(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声入力信号を入力し、１種類のスピーカを駆動するスピーカ駆動信号を出力し、前記スピーカによって発生するドップラ歪を補償する歪補償装置と前記歪補償装置の出力信号を入力とし前記スピーカ駆動信号を出力とする増幅器を持ち、前記歪補償装置は前記音声入力信号を入力し前記スピーカのコーン変位推定値を出力するコーン変位推定器と、前記音声入力信号を入力し前記歪補償装置の出力信号を出力する歪補償器を持ち、前記歪補償器は前記コーン変位推定値に基づき算出される出力ベクトルおよび直達係数を持った離散時間状態変数表現による可変無駄時間要素を持ち、前記歪補償器の出力信号は前記音声入力信号から前記出力ベクトルと前記可変無駄時間要素の状態変数ベクトルとの積を引いた値に対して前記直達係数で割った値とすることを特徴とするドップラ歪補償機能を有する増幅装置。
【請求項２】
音声入力信号を入力し、複数種類のスピーカを駆動する単一のスピーカ駆動信号を出力し、前記複数種類のスピーカによって発生する総合的なドップラ歪を補償する歪補償装置と前記歪補償装置の出力を入力とし前記スピーカ駆動信号を出力とする増幅器を持ち、前記歪補償装置は前記音声入力信号を入力し前記複数種類のスピーカのそれぞれのコーン変位推定値を出力するコーン変位推定器と、前記音声入力信号を入力し前記歪補償装置の出力信号を出力する歪補償器を持ち、前記歪補償器はそれぞれの前記コーン変位推定値に基づき算出されるそれぞれの出力ベクトルおよびそれぞれの直達係数を持った離散時間状態変数表現によるそれぞれの可変無駄時間要素を持ち、前記歪補償器の出力信号は前記音声入力信号からそれぞれの前記出力ベクトルとそれぞれの前記可変無駄時間要素の状態変数ベクトルとのそれぞれの積の和を引いた値に対してそれぞれの前記直達係数の和で割った値とすることを特徴とするドップラ歪補償機能を有する増幅装置。
【請求項３】
音声入力信号を入力し、１種類のスピーカを駆動するスピーカ駆動信号を出力し、前記スピーカによって発生するドップラ歪を補償する歪補償装置と前記歪補償装置の出力信号を入力とし前記スピーカ駆動信号を出力とする増幅器を持ち、前記歪補償装置は前記歪補償装置の出力信号を入力し前記スピーカのコーン変位推定値を出力するコーン変位推定器と、前記音声入力信号を入力し前記歪補償装置の出力信号を出力する歪補償器を持ち、前記歪補償器は前記コーン変位推定値に基づき算出される出力ベクトルおよび直達係数を持った離散時間状態変数表現による可変無駄時間要素を持ち、前記歪補償器の出力信号は前記音声入力信号から前記出力ベクトルと前記可変無駄時間要素の状態変数ベクトルとの積を引いた値に対して前記直達係数で割った値とすることを特徴とするドップラ歪補償機能を有する増幅装置。
【請求項４】
音声入力信号を入力し、複数種類のスピーカを駆動する単一のスピーカ駆動信号を出力し、前記複数種類のスピーカによって発生する総合的なドップラ歪を補償する歪補償装置と前記歪補償装置の出力信号を入力とし前記スピーカ駆動信号を出力とする増幅器を持ち、前記歪補償装置は前記歪補償装置の出力信号を入力し前記複数種類のスピーカのそれぞれのコーン変位推定値を出力するコーン変位推定器と、前記音声入力信号を入力し前記歪補償装置の出力信号を出力する歪補償器を持ち、前記歪補償器はそれぞれの前記コーン変位推定値に基づき算出されるそれぞれの出力ベクトルおよびそれぞれの直達係数を持った離散時間状態変数表現によるそれぞれの可変無駄時間要素を持ち、前記歪補償器の出力信号は前記音声入力信号からそれぞれの前記出力ベクトルとそれぞれの前記可変無駄時間要素の状態変数ベクトルとのそれぞれの積の和を引いた値に対してそれぞれの前記直達係数の和で割った値とすることを特徴とするドップラ歪補償機能を有する増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声を発するスピーカで発生するドップラ歪を増幅器の段階で予め補償するドップラ歪補償器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
増幅器とスピーカを組み合わせた拡声器において、増幅器において発生する歪に関しては小さくすることが比較的容易にできる。しかし、スピーカにおいては、原理上、ドップラ歪と呼ばれる歪が発生してしまい、このことがスピーカによって発せられる音に歪をもたらせてしまっている。ドップラ歪はスピーカの他の非線形要因による歪に比べて小さい場合が多いが、音感上に対する影響は無視できない場合が多い。
【０００３】
ドップラ歪とは、スピーカの振動板の振動によるドップラ効果によって発する音の周波数が元の信号の周波数からずれることにより生成される歪である。すなわち、スピーカの振動板の移動速度に比例した周波数シフトにより発生する歪である。
【０００４】
このドップラ歪を低減する上で有効な手段として、スピーカのマルチウェイ化がある。ドップラ歪は、低い周波数の成分と高い周波数の成分が混在する場合に顕著になる。したがって、周波数帯域ごとに音を発生するスピーカを変えることにより、一つのスピーカによって低い周波数の信号と高い周波数の信号を生成する必要がなくなるので、結果としてドップラ歪を小さく抑えることができる。しかし、マルチウェイ化を行なうにしても、通常は２ウェイまたは３ウェイとあまり多くの周波数分割は行なわれておらず、ドップラ歪を十分に低減することは難しいといった問題が残されている。
【０００５】
スピーカの非線形歪に対しては、特許文献１において、増幅器の段階で予め補償する方法が提案されている。しかし、その方法ではPCM信号を用いデジタル処理により補償する場合において、音源信号にナイキスト周波数に近いような高い周波数成分が含まれていると、高周波域における補償の精度が良くないといった問題点を持っていた。また、マルチウェイ・スピーカに対してドップラ歪補償を行おうとした場合に、クロスオーバー周波数付近での補償精度が良くないといった問題点も持っていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特願２００９−１８２５７０号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
解決しようとする課題は、スピーカで発生するドップラ歪を予め音声信号の段階で精度良く補償することによって、スピーカと増幅器を合わせたシステムによって発生するドップラ歪を低減することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、スピーカによって発生する音圧をドップラ歪も含めて推定する音圧推定フィルタを用意し、その音圧推定フィルタによって推定される音圧が音声入力信号に比例するように補償フィルタ出力信号を生成し、スピーカ駆動信号を補償フィルタ出力信号に比例させることにより、スピーカによって発生する音圧を音声入力信号に比例させ、スピーカによるドップラ歪を補償する。
【０００９】
まず、単一のスピーカを駆動する場合について考える。同等の複数のスピーカを駆動する場合についても同様に考えることができる。
【００１０】
ドップラ歪はスピーカのコーン変位の速度によって観測者が観測する音の周波数がスピーカを駆動する信号の周波数に対してシフトすることによるものであると解釈することもできるが、スピーカのコーン変位によって観測者が観測する音の位相が変化することによって発生する歪であるという解釈もできる。この二つの解釈は考え方の相違によるものであり、同等のものである。
【００１１】
図２に示すシステムを考える。いま、スピーカ３のコーンの変位をp(t)とする。ただし、tは時刻である。また、補償器１への入力信号をu(t)、補償器１の出力信号をv(t)、観測者が観測する音圧をso(t)、微小信号に対するv(t)からso(t)への伝達をG(s)とする。また、ドップラ歪を含まない場合の観測者が観測する音圧をs(t)とする。すなわち、
（数１）
S (s) = G(s)V(s)
とする。ただし、V(s)はv(t)のラプラス変換であり、S(s)はs(t)のラプラス変換である。スピーカ３のコーンの変位をp(t)は、v(t)からp(t)までの伝達関数H(s)を予め実験的に測定しておくことものとする。すると、v(t)からp(t)を推定することができる。このとき、微小ではないv(t)に対して観測者が観測する音圧は
（数２）
so(t) = s(t-p(t)/c)
となる。ただし、cは音速である。
【００１２】
ここで、可変無駄時間要素を用いて
（数３）
v(t) = u(t+τ-p(t)/c)
とする場合を考える。ただし、τは一定の無駄時間であり、
（数４）
τ-p(t)/c > 0
を満たすものとする。信号を時間方向に遅らせることはできても進めることができないので、一定の無駄時間τを設ける。すると、ドップラ歪をもたらす無駄時間の変動が相殺され、観測者が観測する音圧は
（数５）
So (s) = G(s)U(s)exp(-τs)
となる。ただし、So(s)はso(t)のラプラス変換である。
【００１３】
可変無駄時間要素（数３）は、可変パラメータを持つＦＩＲフィルタ等で実現することができ、このような可変無駄時間要素はサンプル・レート・コンバータなどで使用されている。
【００１４】
さらに、可変無駄時間要素として、（数３）に示すような純粋に無駄時間を変化させるだけではなく、周波数応答のゲインがG(s)の逆特性を持つようにして、スピーカ等の周波数特性を補償するようにしても良い。
【００１５】
この場合、可変無駄時間要素を次のように設計することができる。まず、G(s)を状態変数表現に変換する。
【００１６】
【数６】
0005424396.tif 000002
【００１７】
そして、変動する無駄時間τ-p(t)を含めて離散時間化する。
【００１８】
【数７】
0005424396.tif 000003
【００１９】
ただし、Tはサンプリング周期であり、p[k]はp(t)をサンプリング周期に従って離散時間化した信号である。また、v[k]は離散時間化された補償器の出力信号である。するとy[k]はs0(t)に対して一定時間進んだ信号となる。そして、v[k]を次のように算出する。
【００２０】
【数８】
0005424396.tif 000004
【００２１】
すると、y[k]はu[k]に対して１サンプル遅れた信号となるので、so(t)はu[k]に対して一定時間遅れた信号となる。すなわち、観測者が観測する音圧は音声入力信号u[k]に忠実なドップラ歪を含まないものとすることができる。
【００２２】
次に、特性の異なる２種類のスピーカを一つのアンプ２により駆動する場合を考える（図１）。ここでは２種類のスピーカをウーハー３ａとツイータ３ｂであるとする。
【００２３】
いま、ウーハー３ａの変位をpw(t)、ツイータ３ｂのコーンの変位をpt(t)とする。また、補償器１への入力信号をu(t)、補償器１の出力信号をv(t)、観測者が観測する音圧をso(t)、微小信号に対するv(t)からウーハーを通してのso(t)への伝達をGw (s)、v(t)からツイータを通してのso(t)への伝達をGt (s)とする。また、ドップラ歪を含まない場合の観測者が観測するウーハーを通しての音圧をsw(t)、ツイータを通しての音圧をst(t)とする。すなわち、
【００２４】
【数９】
0005424396.tif 000005
【００２５】
とする。ただし、V(s)はv(t)のラプラス変換であり、Sw(s)はsw(t)のラプラス変換である。さらに、v(t)からpw(t)までの伝達関数Hw(s)およびv(t)からpt(t)までの伝達関数Ht(s)を予め実験的に測定しておくものとする。すると、v(t)からpw(t)およびpt(t)を推定することができる。このとき、微小ではないv(t)に対して観測者が観測する音圧は
【００２６】
【数１０】
0005424396.tif 000006
【００２７】
となる。この観測者が観測する音圧so(t)を音声入力信号u[k]に対して一定時間遅れた信号となるようにv[k]を算出する。
【００２８】
まず、Gw(s)およびGt(s)を状態変数表現に変換する。
【００２９】
【数１１】
0005424396.tif 000007
【００３０】
【数１２】
0005424396.tif 000008
【００３１】
そして、変動する無駄時間τ-p(t)を含めて離散時間化する。
【００３２】
【数１３】
0005424396.tif 000009
【００３３】
【数１４】
0005424396.tif 000010
【００３４】
ただし、Tはサンプリング周期であり、pw[k]はpw(t)をサンプリング周期に従って離散時間化した信号であり、pt[k]はpt(t)をサンプリング周期に従って離散時間化した信号である。また、v[k]は離散時間化された補償器の出力信号である。すると、次式のy[k]はs0(t)に対して一定時間進んだ信号となる。
【００３５】
【数１５】
0005424396.tif 000011
【００３６】
そして、v[k]を次のように算出する。
【００３７】
【数１６】
0005424396.tif 000012
【００３８】
すると、so(t)はu[k]に対して一定時間遅れた信号となる。すなわち、観測者が観測する音圧は音声入力信号に忠実なドップラ歪を含まないものとすることができる。ただし、数１３、数１４、数１６によって構成される補償器が安定である必要がある。すなわち、信号v[k]が時刻とともに発散しない必要がある。この補償器が安定であるための条件を厳密に示すことは難しいが、この手法を用いるには、Gw(s)およびGt(s)に対して制約が課されることになる。
ここではスピーカはウーハー３ａとツイータ３ｂの２種類としたが、同様の手法によりスピーカの種類の数をさらに増やすこともできる。
【発明の効果】
【００３９】
本発明のドップラ歪補償機能を有する増幅装置は、複数種類のスピーカ（多Wayスピーカ）に対しても精度良くドップラ歪を補償することができるといった利点を有している。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明第４の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカの構成を示すブロック図。
【図２】本発明第１の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカの構成を示すブロック図。
【図３】本発明第１の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカのもう一つの構成を示すブロック図。
【図４】本発明第２の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカの構成を示すブロック図。
【図５】本発明第２の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカのもう一つの構成を示すブロック図。
【図６】本発明第３の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカの構成を示すブロック図。
【図７】本発明第４の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカのもう一つの構成を示すブロック図。
【図８】本発明第５の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカの構成を示すブロック図。
【図９】本発明第６の実施の形態におけるドップラ歪補償器を含む増幅器とスピーカの構成を示すブロック図。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
本発明の第１の実施の形態を図２に示す。音声入力信号u(t)はボリューム処理を施された信号である。信号v(t)からスピーカ３のコーン変位への伝達関数はあらかじめ実験的方法などにより求めておき、その伝達関数をH(s)とする。すると、スピーカ３のコーン変位は信号v(t)に伝達関数H(s)を作用させることで推定することができる。推定したスピーカ３のコーン変位をp(t)とする。補償器１２は次のようなFIRフィルタにより構成する。
【００４２】
【数１７】
0005424396.tif 000013
【００４３】
ここで、関数f(t)はあらかじめ設計された時間関数であり、sinc関数などを用いることができる。Nはフィルタの次数を決める整数パラメータであり、Tはサンプリング周期である。また信号u[k]は音声入力信号u(t)をサンプルした信号、信号v(t)は信号v[k]に対してゼロ次ホールドを通した信号とする。関数f(t)を適切に設計することにより、特定の周波数の範囲内において補償器１２は無駄時間要素として動作する。補償器１２における無駄時間を、スピーカ３のコーン変位によって発生する遅れ時間の変化量に応じて変化させているので、結果としてスピーカ３からドップラ歪が補償された音圧信号を生成することができる。
【００４４】
本発明の第１の実施の形態においては、スピーカ３のコーン変位を信号v(t)をもとに推定していたが、補償器１２における補償量は少ないので、図３に示すように音声入力信号u(t)をもとにスピーカ３のコーン変位を推定しても良い。
【００４５】
本発明の第２の実施の形態を図４に示す。音声入力信号u[k]はサンプリング周期をTとする離散時間信号であり、ボリューム処理をされた信号である。信号v[k]からスピーカ３のコーン変位への伝達関数はあらかじめ実験的方法などにより求めておき、その伝達関数をH[z]とする。すると、スピーカ３のコーン変位は信号v[k]に伝達関数H[z]を作用させることで推定することができる。推定したスピーカ３のコーン変位をp[k]とする。また、信号v[k]から音圧への微小信号に対する伝達関数G(s)も予め実験的に求めておく。補償器１２は数８に従い出力信号である信号v[k]を算出する。また、数８における状態変数ベクトルx[k]は数７に従い毎サンプル更新されるものである。このとき、補償器１２における無駄時間を、スピーカ３のコーン変位によって発生する遅れ時間の変化量に応じて変化させているので、結果としてスピーカ３からドップラ歪が補償された音圧信号を生成することができる。補償器１２においては、増幅器２およびスピーカ３の周波数特性も補償しているので、スピーカ３から生成される音圧信号は、スピーカ３におけるドップラ歪だけではなく、増幅器２およびスピーカ３の周波数特性も補償された音圧信号となる。
【００４６】
本発明の第２の実施の形態においては、スピーカ３のコーン変位を信号v[k]をもとに推定していたが、補償器１２における補償量は少ないので、図５に示すように音声入力信号u[k]をもとにスピーカ３のコーン変位を推定しても良い。このとき、信号v[k]から音圧への微小信号に対する伝達関数G(s)は主要音域でほぼ１となるように正規化しておくものとする。
【００４７】
本発明の第３の実施の形態を図６に示す。これは、２種類のスピーカ３aおよび３ｂに対して、二つの増幅器２aおよび２ｂを用いて駆動するものであり、それぞれのスピーカ３a，３ｂに対して補償器１a，１ｂを用意する。
【００４８】
補償器１a、増幅器２a、スピーカ３aの組み合わせおよび補償器１ｂ、増幅器２ｂ、スピーカ３ｂの組み合わせは本発明第２の実施の形態のものと同じである。コーン変位推定器１１ｃはスピーカ３aのコーン位置の推定値pw[k]を算出するものであり、補償要素１２aは増幅器２aおよびスピーカ３aを合わせた特性から設計されるものである。また、コーン変位推定器１１ｄはスピーカ３ｂのコーン位置の推定値pt[k]を算出するものであり、補償要素１２ｂは増幅器２ｂおよびスピーカ３ｂを合わせた特性から設計されるものである。
【００４９】
本発明第３の実施の形態においては、２種類のスピーカ３aおよび３ｂに対して独立してドップラ歪補償を行っているので、２種類のスピーカ３aおよび３ｂの組み合わせに対する制約が無いといった利点を持っている。
【００５０】
本発明第３の実施の形態においては、スピーカ３aおよびスピーカ３ｂを信号vw[k]および信号vt[k]を用いて推定していたが、図６における補償器１aおよび１ｂを、図５における補償器１と同じように構成することにより、近似的に音声入力信号u[k]をもとにコーン位置の推定値pw[k]およびpt[k]を算出するようにしても良い。
【００５１】
本発明の第４の実施の形態を図１に示す。図１にはネットワークと称される周波数弁別フィルタが明記されていないが、増幅器２とスピーカ３ａおよび３ｂの間にネットワークが設置されている場合には、それらはスピーカ３ａおよび３ｂに含まれるものと解釈するものとする。音声入力信号u[k]はサンプリング周期をTとする離散時間信号であり、ボリューム処理をされた信号である。信号v[k]からスピーカ３ａおよび３ｂのコーン変位への伝達関数はあらかじめ実験的方法などにより求めておき、その伝達関数をHw [z] およびHt [z]とする。すると、スピーカ３ａおよびスピーカ３ｂのコーン変位は信号v[k]に伝達関数H[z]を作用させることで推定することができる。推定したスピーカ３のコーン変位をpw[k]およびpt[k]とする。また、信号v[k]からスピーカ３ａを通した音圧への微小信号に対する伝達関数Gw(s)および信号v[k]からスピーカ３ｂを通した音圧への微小信号に対する伝達関数Gt(s)も予め実験的に求めておく。補償器１２は数１６に従い出力信号である信号v[k]を算出する。また、数１６における状態変数ベクトルxw[k]およびxt[k]は数１３および数１４に従い毎サンプル更新されるものである。その結果、スピーカ３ａおよび３ｂから生成される音圧信号は、スピーカ３ａおよび３ｂにおけるドップラ歪だけではなく、増幅器２およびスピーカ３ａおよび３ｂの周波数特性も補償された音圧信号となる。
【００５２】
本発明の第４の実施の形態においては、スピーカ３ａおよび３ｂによる２Wayスピーカを一つの増幅器２により駆動していたが、さらに多Wayであるスピーカを一つの増幅器２により駆動しても良い。その場合、すべてのスピーカによって発生する総合的な音圧を音声入力信号u[k]に追従させるように信号v[k]を算出する。
【００５３】
本発明の第４の実施の形態においては、スピーカ３ａおよび３ｂのコーン変位を信号v[k]をもとに推定していたが、補償器１２における補償量は少ないので、図７に示すように音声入力信号u[k]をもとにスピーカ３のコーン変位を推定しても良い。このとき、信号v[k]から音圧への微小信号に対する伝達関数Gw(s)+ Gt(s)は主要音域でほぼ１となるように正規化しておくものとする。
【００５４】
本発明の第５の実施の形態を図８に示す。これは３種類のスピーカ３ａ，３ｂおよび３ｃによる３Wayスピーカを二つの増幅器２ａおよび２ｂによって駆動するシステムである。ネットワークと称されるフィルタは図８には明示してないが、ネットワークが設置されている場合には、それらはスピーカ３ａ，３ｂおよび３ｃに含まれるものとする。
【００５５】
スピーカ３ａおよび３ｂに関しては、本発明第４の実施の形態に示す方法により駆動する。したがって、スピーカ３ａおよび３ｂによって発生するドップラ歪は補償器１ａによって補償される。また、スピーカ３ｃに関しては、本発明第２の実施の形態に示す方法により駆動する。したがって、スピーカ３ｃによって発生するドップラ歪は補償器１ｂにより補償される。結果として、スピーカ３ａ，３ｂおよび３ｃによって発生するすべてのドップラ歪は補償されることになる。
【００５６】
本発明の第６の実施の形態を図９に示す。これは３種類のスピーカ３ａ，３ｂおよび３ｃによる３Wayスピーカを二つの増幅器２ａおよび２ｂによって駆動するシステムである。ネットワークと称されるフィルタは図８には明示してないが、ネットワークが設置されている場合には、それらはスピーカ３ａ，３ｂおよび３ｃに含まれるものとする。
【００５７】
スピーカ３ａおよび３ｂに関しては、本発明第４の実施の形態に示す方法により駆動する。したがって、スピーカ３ａおよび３ｂによって発生するドップラ歪は補償器１ａによって補償される。また、スピーカ３ｃに関しては、本発明第２の実施の形態に示す方法以外の方法によりドップラ歪を補償し駆動する。例えば、特願２００９−１８２５７０号に記載されている方法によりドップラ歪を補償器４において補償しスピーカ３ｃを駆動する。したがって、スピーカ３ｃによって発生するドップラ歪は補償器４により補償される。結果として、スピーカ３ａ，３ｂおよび３ｃによって発生するすべてのドップラ歪は補償されることになる。
【００５８】
本発明第４の実施の形態に示す方法は、複数のスピーカが発生するドップラ歪を精度良く補償できるといった利点があるが、信号処理のサンプリング周期Tから、補償することができるスピーカのコーン変位の振幅が限られてしまう。本発明第６の実施の形態の場合、スピーカ３ａをスコーカ、スピーカ３ｂをツイータとすると、スコーカもツイータもコーン変位の振幅が小さいので、信号処理のサンプリング周期Tが短い場合においても本発明第４の実施の形態に示す方法を問題なく用いることができる。一方、スピーカ３ｃをウーハーとすると、ウーハーのコーン変位の振幅は大きい場合が多いので、信号処理のサンプリング周期Tをあまり短く出来ないといった問題点を持っている。一方、特願２００９−１８２５７０号に記載されている方法は、スピーカが複数種類の場合はクロスオーバー周波数付近でのドップラ歪補償の精度が悪いといった問題点を持っているが、サンプリング周期Tに対する制約はない。しかも、補償器４により補償するドップラ歪は、単一種類のスピーカであるので、特願２００９−１８２５７０号に記載されている方法が持つクロスオーバー周波数付近での補償精度の問題は発生しない。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明のドップラ歪補償器を用いると、スピーカで発生するドップラ歪を相殺した音を発生させる拡声器を実現することができる。
【符号の説明】
【００６０】
１，１ａ，１ｂ・・・歪補償装置
１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ・・・コーン変位推定器
１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ・・・補償器
２，２ａ，２ｂ・・・増幅器
３，３ａ，３ｂ，３ｃ・・・スピーカ
４・・・歪補償装置
【図１】
0005424396.tif 000014
【図２】
0005424396.tif 000015
【図３】
0005424396.tif 000016
【図４】
0005424396.tif 000017
【図５】
0005424396.tif 000018
【図６】
0005424396.tif 000019
【図７】
0005424396.tif 000020
【図８】
0005424396.tif 000021
【図９】
0005424396.tif 000022