(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側に第１の端子と第２の端子および第３の端子を有し、前記第１の端子と前記第２の端子の間に設けられた第１の１次巻線Ｎ１と、前記第１の端子と前記第３の端子の間に設けられた第２の１次巻線Ｎ２と、２次巻線Ｎ３を有する第１のトランスＴ１と、１次巻線Ｎ21と２次巻線Ｎ22を有する第２のトランスＴ２と、交流電圧を整流し、正極の出力端子が前記第１のトランスＴ１の第１の端子に接続された整流回路ＤBと、前記第１のトランスＴ１の第２の端子に１次巻線Ｎ21の一端が接続された前記第２のトランスＴ２と、該１次巻線Ｎ21の他端にスイッチング手段Ｍ１の一端が接続され、該スイッチング手段Ｍ１の他端が前記整流回路ＤBの負極の出力端子に接続され、前記第１のトランスＴ１の第２の端子と前記整流回路ＤBの負極の出力端子との間に接続された第１の共振用コンデンサＣ１の充放電回路と、前記第１のトランスＴ１の第３の端子と前記整流回路ＤBの負極の出力端子との間に接続された第２の共振用コンデンサＣ２の充放電回路と、前記第１のトランスＴ１の２次巻線Ｎ３をダイオードＤ１を介して平滑用コンデンサＣ３に接続した第１の整流平滑回路と、前記第２のトランスＴ２の２次巻線Ｎ22を、ダイオードＤ２を介して前記平滑用コンデンサＣ３に接続した第２の整流平滑回路と、前記の第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路のそれぞれ同極の端子に共通に接続された出力端子を具備したことを特徴とする高力率スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は交流電源を入力とし負荷に所定の直流電力を出力するスイッチング電源において、電源投入時に突入電流が流れず、負荷の変動によらず入力電流の波形を正弦波に維持できる力率改善スイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源投入時に突入電流が流れない電源の従来例として、図13のコンデンサレススイッチング電源が知られている。図13において、Ｖacは交流電源、ＬPFはローパスフィルタ、ＤBは整流回路、Ｔ１は1次側に第１の端子▲１▼と第２の端子▲２▼を有し、前記第１の端子▲１▼と前記第２の端子▲２▼の間に設けられた１次巻線Ｎ１と、２次巻線Ｎ３を有するトランスＴ１、Ｍ１はスイッチングトランジスタ（以下、スイッチＭ１とする）、Ｃ11、Ｃ12はスナバ回路用コンデンサ、Ｒ11、Ｒ12はスナバ回路用抵抗、Ｄ11はスナバ回路用ダイオードである。２次側には、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３からなる整流平滑回路が接続されている。
【０００３】
交流電源に接続される整流回路ＤBと、前記整流回路ＤBの正極出力端子とトランスＴ１の第１の端子▲１▼を接続し、トランスＴ１の第２の端子▲２▼と前記整流回路ＤBの負極出力端子との間にスイッチＭ１が接続され、トランスＴ１の巻線Ｎ１に並列にコンデンサＣ12と抵抗Ｒ12とダイオードＤ11のＣＲＤスナバ回路が接続され、スイッチＭ１と並列にコンデンサＣ11と抵抗Ｒ11のＣＲスナバ回路が接続されている。
【０００４】
トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ３とダイオードＤ１は、スイッチＭ１がオンの期間に電力を蓄え、オフの期間に蓄えた電力を負荷に供給するフライバック形に接続され、一対の直流出力端子は、コンデンサＣ３の両端に接続されている。図13の回路のこれらのスナバ回路は、スイッチＭ１がスイッチングした時のスイッチＭ１への印加電圧を下げたり、スイッチＭ１の ｄｖ／ｄｔ を軽減するために接続されている。しかし、これらのスナバ回路は、スイッチＭ１とトランスＴ１に発生した過渡的スパイク電圧をコンデンサＣ11、Ｃ12に吸収して、その電力を熱として消費する。このために、設計上スイッチングノイズをよく吸収するようにすれば、消費する電力が多くなり、効率が低下するという問題がある。
【０００５】
また、交流電圧が高い期間においては、スイッチＭ１のスイッチングにより、トランスＴ１の第１の端子▲１▼の電圧変動は大きいので、交流入力電流は整流回路ＤBに流れ込むが、交流電圧が電圧ゼロ点を通過する交流電圧の低い期間においては、トランスＴ１の第１の端子▲１▼の電圧変動は、整流回路ＤＢから電流を引込むほど大きくならないので、交流入力電流は整流回路ＤBに流れ込みにくい。
【０００６】
また、１次側に平滑用コンデンサを接続した電源の従来例として、図14の電源（特開平９−９３９４６）が知られている。図14において、図13と実質的に同一の部分には同一の符号を付している。交流電源に接続される整流回路ＤBと、前記整流回路ＤBの正極出力端子と第１のトランスＴ１の第１の端子▲１▼を接続し、第１のトランスＴ１の第２の端子▲２▼と第２のトランス（以下、トランスＴ２とする）の一方の端子を接続し、第２のトランスＴ２の他方の端子▲３▼と整流回路ＤBの負極出力端子との間にスイッチＭ１が接続され、第１のトランスＴ１の端子▲２▼から整流回路ＤBの負極出力端子に平滑用コンデンサＣ13と逆方向のダイオードＤ11を直列に接続し、第２のトランスＴ２の端子▲３▼とダイオードＤ11のカソードに逆方向のダイオードＤ12を接続する。
【０００７】
第１のトランスＴ１の２次側には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ３、第２のトランスＴ２の２次側には、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３の整流平滑回路が接続されている。第１のトランスＴ１の２次側の巻線Ｎ３とダイオードＤ１と、第２のトランスＴ２の２次側の巻線Ｎ22とダイオードＤ２は、スイッチＭ１がオンの期間に電力を蓄え、オフの期間に蓄えた電力を負荷に供給するフライバック形に接続され、一対の直流出力端子は、コンデンサＣ３の両端に接続されている。
【０００８】
第１のトランスＴ１の端子▲２▼と整流回路ＤBの負極出力端子の間に、１次側の平滑コンデンサＣ13と逆方向のダイオードＤ11が直列に接続されているために、平滑コンデンサＣ13の負極の端子の電位は、整流回路ＤBの負極出力端子の電位（０Ｖ）に固定されているのではなく、スイッチＭ１のスイッチングのオンあるいはオフの都度、変化する。さらにコンデンサＣ13は共振用ではなく平滑用コンデンサであるために、スイッチＭ１のオン、オフ時に、第１、第２のトランスＴ１、Ｔ２と平滑コンデンサＣ13が共振しない。そのために、スイッチＭ１のオン時に、スイッチＭ１へのオン電流の立ち上がりを抑えることができず、オフ時にもスイッチＭ１のオフ電圧の立ち上がりを抑えることができない。従って、スイッチＭ１のオン・オフ時に大きなスイッチングロスを発生するため効率が低くなる。交流電圧の低い期間においては、平滑コンデンサＣ13の整流回路ＤBからの電流の引き込みが少ないために、力率が低いという問題がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の問題点に鑑み、スイッチＭ１とトランスＴ１における過渡的スパイク電圧の発生とスイッチングロスの発生を抑制するようにスイッチＭ１がソフトスイッチングを行い、ソフトスイッチング時に蓄えられる電力を２次側に出力することによって効率を高めると同時に、トランスＴ１、Ｔ２を安定に共振させて、交流電圧の低い期間にも交流入力電流が整流回路に流れ、力率が１に近い正弦波になるとともに、突入電流防止抵抗がなくても、電源入力投入時の突入電流が流れない高力率スイッチング電源装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、交流電圧の整流回路の正極、負極出力端子間に、第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線とスイッチを直列に接続し、共振用コンデンサの一方の端子を前記第１のトランスの１次巻線と前記第２のトランスの１次巻線の接続点に、他方の端子を整流回路の負極出力端子に接続し、前記スイッチがスイッチングすることにより、前記第１のトランスと前記第２のトランスと前記共振用コンデンサが共振し、その共振によって前記スイッチがソフトスイッチングするとともに、交流電圧の低い期間においても整流回路からの電流の引き込みを強く行うことにより効率を高めた高力率のスイッチング電源を実現したものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図面にもとづき以下発明の実施例の詳細を説明する。
（実施例１）図１により本発明の第１の実施例を説明する。但し、図１において、図13の従来技術例と実質的に同一の部分には同一の符号を付している。また、交流入力電圧検出、直流出力電圧検出、スイッチング制御等の回路は示していない。トランスＴ１、Ｔ２は、図に示すドットを巻き始めとする。交流電源に接続される整流回路ＤBと、整流回路ＤBの正極出力端子と第１のトランスＴ１の第１の端子▲１▼を接続し、トランスＴ１の第２の端子▲２▼と整流回路ＤBの負極出力端子との間に第２のトランスＴ２の巻線Ｎ21とスイッチＭ１の直列回路が接続され、トランスＴ２とスイッチＭ１の直列回路と並列に共振用コンデンサＣ１を接続する。トランスＴ２のスイッチＭ１に接続する端子を端子▲３▼とする。トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ３と第１のダイオードＤ１と、トランスＴ２の２次側の巻線Ｎ22と第２のダイオードＤ２は、スイッチＭ１がオンの期間に電力を蓄え、オフの期間に蓄えた電力を負荷に供給するフライバック形にコンデンサＣ３の両端に接続されている。図２に図１の回路の各部の電圧、電流特性を時間の経過（区間Ｔ０，・・，Ｔ５）にそって示す。図２の各波形は、理解を助けるための代表例としてその特徴を示したものである。（ａ）は、整流回路の正極出力端子の電流ＩＤBである。（ｂ）は、コンデンサＣ１の充放電電流ＩＣ１である。（ｃ）は、スイッチＭ１の電流ＩＭ１である。（ｄ）は、スイッチＭ１の電圧ＶＭ１である。（ｅ）は、トランスＴ１の第２の端子▲２▼の電圧Ｖ▲２▼である。（ｆ）は、トランスＴ１の巻線Ｎ３より２次側に出力される電流ＩＮ３である。（ｇ）は、トランスＴ２の巻線Ｎ22より２次側に出力される電流ＩＮ22である。
【００１２】
スイッチＭ１がオンになった時、トランスＴ１の第１の端子▲１▼の電圧が下がり、交流入力電流が整流回路ＤBの正極出力端子より引込まれる。整流回路ＤBの正極出力端子から引込まれトランスＴ１の巻線Ｎ１を流れる電流が、トランスＴ２の１次巻線Ｎ21を流れるので、スイッチＭ１を流れる電流は緩やかに立ち上がるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）になる（区間Ｔ０−Ｔ１）。そして、僅かに遅れてコンデンサＣ１の放電電流が、巻線Ｎ１から流れる電流に加わりスイッチＭ１を流れる（区間Ｔ１−Ｔ２）。トランスＴ２の２次側の電圧がコンデンサＣ３の出力電圧に達した時、トランスＴ２に蓄えられた電力はＮ22から２次側に出力される（区間Ｔ２−Ｔ５）。この時、コンデンサＣ１の放電は終わり、コンデンサＣ１を流れる電流は止まる。スイッチＭ１には、整流回路ＤBの正極出力端子からトランスＴ１の巻線Ｎ１を流れる電流が、引続き流れる（区間Ｔ２−Ｔ３）。
【００１３】
次に、スイッチＭ１がオフになった時、スイッチＭ１を流れる電流が止まると、整流回路ＤBの正極出力端子より引き込まれる電流は、コンデンサＣ１に流れ、充電する（区間Ｔ３−Ｔ４）。そして、トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ３の電圧が、コンデンサＣ３の出力電圧に達した時、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーは２次側から出力される（区間Ｔ４−Ｔ５）。この時、トランスＴ１の巻線Ｎ１を流れる電流は止まり、コンデンサＣ１の充電は終わる。図３に示すように、電圧ゼロ点を通過する交流電圧の低い期間に、交流入力電流が整流回路に流れ難い期間が少しあるが、正弦波に近い交流入力電流を流すことができる。
【００１４】
スイッチＭ１がオフになった時、スイッチＭ１の両端にかかる電圧ＶＭ１は、コンデンサＣ１が充電されるにつれて緩やかに上昇するので、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）になる。このことにより、スイッチＭ１は、ゼロ電流スイッチングでターンオンし、ゼロ電圧スイッチングでターンオフするのでスイッチング損失の少ないソフトスイッチングをおこなうことができる。そして、スイッチＭ１がオンになる時のソフトスイッチングの作用によってトランスＴ２に蓄えられた電力は、２次側の巻線Ｎ22より出力され、また、オフになる時は、ソフトスイッチングを生じるコンデンサＣ１を充電する電流により、トランスＴ１に蓄えられた電力も２次側の巻線Ｎ３より出力されるため、変換効率を９５％以上と高くすることができる。
【００１５】
直流出力電圧の調整は、直流出力電圧を検出し基準電圧と比較して、直流出力電圧が一定になるように、スイッチＭ１のオン時間一定で、オフ時間を変えるデューティ制御、または、オン時間、オフ時間共に変える周波数制御により、行うことができる。
【００１６】
交流電圧の低い期間より高い期間の方が、トランスＴ１とコンデンサＣ１とトランスＴ２とスイッチＭ１との共振によるトランスＴ１の第１、第２の端子の電圧の変動は、大きくなる。そのために、交流電圧の低い期間より高い期間の方がコンデンサＣ１の充放電電流は大きく、充放電時間は長くなり、共振周期は長く、電流がスイッチＭ１に流れる時間は長くなる。逆に、交流電圧の低い期間は、コンデンサＣ１の充放電電流は小さく、充放電時間は短くなり、共振周期は短く、電流がスイッチＭ１に流れる時間は短くなる。
【００１７】
従って、交流入力電圧を検出して、交流電圧が高い期間より低い期間は、スイッチＭ１のオン・オフ時間比一定でスイッチング１周期の時間を短くする周波数制御を行う。または、交流電圧の低い期間は、スイッチＭ１のスイッチング１周期の中のオン時間を一定にして、オフ時間を短くする、または、オン・オフの時間比において、オン時間の割合を大きくするようにデューティ制御を行い、交流電圧の低い期間における交流入力電流の引き込みを多くすることにより、交流入力電流を力率が１に近い正弦波にすることができる。そして、交流入力電圧検出による制御に、直流出力電圧検出による制御を加えて、直流出力電圧を一定にすることができる。
【００１８】
コンデンサＣ１の容量は、スイッチＭ１がソフトスイッチングするように、トランスＴ１、Ｔ２と共振をおこすのに適した大きさの容量である。
【００１９】
（実施例２）図４により第２の実施例を説明する。但し、図４において、図１と同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図４において、図１のトランスＴ１に第３の端子▲４▼を設け、第１の端子▲１▼と第３の端子▲４▼の間に第２の１次巻線Ｎ２を設け、第３の端子▲４▼と整流回路ＤBの負極出力端子の間に、第２の共振用コンデンサＣ２を接続している他は、図１と同じ構成になっている。
【００２０】
図５に、図４の回路の各部の電圧、電流特性を時間の経過（区間Ｔ０，・・，Ｔ５）にそって示す。図５の各波形は、理解を助けるための代表例としてその特徴を示したものである。（ａ）は、整流回路の正極出力端子の電流ＩＤBである。（ｂ）は、トランスＴ１の巻線Ｎ１を流れる電流ＩＮ１である。（ｃ）は、コンデンサＣ２の充放電電流ＩＣ２である。（ｄ）は、コンデンサＣ１の充放電電流ＩＣ１である。（ｅ）は、スイッチＭ１の電流ＩＭ１である。（ｆ）は、スイッチＭ１の電圧ＶＭ１である。（ｇ）は、トランスＴ１の第２の端子▲２▼の電圧Ｖ▲２▼である。（ｈ）は、トランスＴ１の巻線Ｎ３より２次側に出力される電流ＩＮ３である。（ｉ）は、トランスＴ２の巻線Ｎ22より２次側に出力される電流ＩＮ22である。
【００２１】
スイッチＭ１がオンになった時、整流回路ＤBの正極出力端子から引き込まれトランスＴ１の巻線Ｎ１を流れる電流が、トランスＴ２の１次巻線Ｎ21を流れるので、スイッチＭ１を流れる電流は緩やかに立ち上がる（区間Ｔ０−Ｔ１）。僅かに遅れてコンデンサＣ１の放電電流が、巻線Ｎ１から流れている電流に加わりスイッチＭ１を流れる。同時に、トランスＴ１の巻線Ｎ２を通ってコンデンサＣ２の充電電流が流れる（区間Ｔ１−Ｔ２）。そして、トランスＴ２の２次側の電圧がコンデンサＣ３の出力電圧に達した時、トランスＴ２に蓄えられたエネルギーはＮ22から２次側に出力される（区間Ｔ２−Ｔ５）。この時、コンデンサＣ１の放電は終わり、また、コンデンサＣ２の充電も終わり、コンデンサＣ１、Ｃ２を流れる電流は止まる。スイッチＭ１には、整流回路ＤBの正極出力端子からトランスＴ１の巻線Ｎ１を流れる電流が、引続き流れる（区間Ｔ２−Ｔ３）。
【００２２】
次に、スイッチＭ１がオフになった時、スイッチＭ１を流れる電流が止まると、整流回路ＤBの正極出力端子より引き込まれる電流も止まる。そして、整流回路ＤBの正極出力端子からの電流が止まると、トランスＴ１は、コンデンサＣ２の放電電流をコンデンサＣ１の充電電流として流す。これにより、コンデンサＣ２は放電し、コンデンサＣ１は充電される（区間Ｔ３−Ｔ４）。そして、トランスＴ１の２次側の巻線Ｎ３の電圧が、コンデンサＣ３の出力電圧に達した時、トランスＴ１に蓄えられた電力は２次側に出力される（区間Ｔ４−Ｔ５）。
【００２３】
コンデンサＣ１とＣ２とトランスＴ２の容量は、スイッチＭ１のスイッチングにより、トランスＴ１が、安定した共振をおこすように調整して決める。
【００２４】
スイッチM１がオフになった後に、コンデンサC２は放電して放電状態になり、コンデンサC１は充電して充電状態になって、トランスT１、T２とコンデンサC１、C２の共振は終わり、次にスイッチM１がオンになった時に、コンデンサC２は充電電流として交流電流を引き込むため、トランスT２とスイッチM１の回路を含む、コンデンサC２とトランスT１とコンデンサC１とトランスT２の回路に安定した共振をおこすようにスイッチM１をスイッチングすることによって、交流電圧の高い期間はもちろん、低い期間においても、交流電流を整流回路DBの正極出力端子から引き込むことができ、図６のように力率が１に近い正弦波の交流入力電流を得る。
【００２５】
トランスＴ１の巻線Ｎ３の巻線数は、巻線Ｎ１との関係で、出力に合わせて調整した値である。巻線Ｎ２の巻線数は、巻線Ｎ１に比べて小さく、巻線Ｎ２は、交流電圧の低い期間でも巻線Ｎ１とコンデンサＣ１が安定に共振するように調整する。従って、巻線Ｎ２の巻線数は小さいので、巻線Ｎ２における損失は非常に小さい。トランスＴ１の巻線Ｎ２によるコンデンサＣ２の充放電により、交流電圧の低い期間でも、巻線Ｎ１とコンデンサＣ１の共振を安定させることができる。また、トランスＴ１の巻線Ｎ２の巻き方向は、巻線Ｎ１の巻き方向と同じ向きでも、逆向きでも、各部の容量、スイッチング時間の調整により、同様の効果を得ることができる。
【００２６】
（実施例３）図７により第３の実施例を説明する。但し、図７において、図１と同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図７の回路は、図１の回路のトランスＴ１の２次側の出力回路をスイッチＭ１がオンの期間に電力を負荷に供給するフォワード形にしたものである。第１のトランスＴ１の２次巻線Ｎ３は、ダイオードＤ１と平滑用チョークコイルＬ１を介して平滑コンデンサＣ３に接続され、一対の直流出力端子は、平滑コンデンサＣ３の両端に接続されている。２次巻線Ｎ３の他方の端子と、ダイオードＤ１とチョークコイルＬ１との接続点との間にはフライホイル作用をするダイオードＤ３が接続されている。図８に図７の回路の各部の電圧、電流特性を時間（区間Ｔ０，・・，Ｔ５）にそって示す。図８の各波形は、理解を助けるための代表例としてその特徴を示したものである。（ａ）は、整流回路の正極出力端子の電流ＩＤＢである。（ｂ）は、コンデンサＣ１の充放電電流ＩＣ１である。（ｃ）は、スイッチＭ１の電流ＩＭ１である。（ｄ）は、スイッチＭ１の電圧ＶＭ１である。（ｅ）は、トランスＴ１の第２の端子▲２▼の電圧Ｖ▲２▼である。（ｆ）は、トランスＴ１の巻線Ｎ３より２次側に出力される電流ＩＮ３である。（ｇ）は、トランスＴ２の巻線Ｎ22より２次側に出力される電流ＩＮ22である。
【００２７】
スイッチＭ１がオンになった時、コンデンサＣ１の放電電流が、トランスＴ２の１次巻線Ｎ21を流れるので、スイッチＭ１を流れる電流は緩やかに立ち上がる（区間Ｔ０−Ｔ１）。次に、コンデンサＣ１の放電が終わり、トランスＴ１の第２の端子▲２▼の電圧が下がり、交流入力電流が整流回路ＤＢの正極出力端子より引込まれる。整流回路ＤＢの正極出力端子より引込まれた電流がトランスＴ１の１次巻線Ｎ１を流れると、２次巻線Ｎ３から電力が２次側負荷に出力される（区間Ｔ１−Ｔ３）。トランスＴ２の２次側の電圧がコンデンサＣ３の出力電圧に達した時、トランスＴ２に蓄えられた電力は巻線Ｎ22から２次側に出力される（区間Ｔ１−Ｔ５）。スイッチＭ１がオフになった時、スイッチＭ１を流れる電流が止まると、整流回路ＤBの正極出力端子より引き込まれる電流は、コンデンサＣ１に流れ、充電する（区間Ｔ２−Ｔ３）。
【００２８】
トランスＴ１の２次巻線Ｎ３からの出力が終わると、ダイオードＤ３にフライホイル電流が流れる（区間Ｔ３−Ｔ４）。次に、整流回路ＤＢの正極出力端子より電流が緩やかに引込まれ、コンデンサＣ１を充電する（区間Ｔ４−Ｔ５）。図３に示すように、電圧ゼロ点を通過する交流電圧の低い期間に、交流入力電流が整流回路に流れ難い期間が少しあるが、正弦波に近い交流入力電流を流すことができる。
【００２９】
この回路のトランスＴ２は、図１の回路と同じように、スイッチＭ１がオンの期間に電力を蓄え、オフの期間に蓄えた電力を負荷に供給するようにフライバック形に接続されているので、スイッチＭ１がオフになった時、スイッチの両端にかかる電圧は、コンデンサＣ１が充電されるにつれて緩やかに上昇する、このため、スイッチＭ１のターンオフ損失は小さい。このことにより、スイッチＭ１は、ターンオン損失、ターンオフ損失の少ないソフトスイッチングをすることが可能となる。
【００３０】
（実施例４）図９の回路は、図１の回路のスイッチＭ１のオン時のソフトスイッチングをより確実に安定したものするために、スイッチＭ１（以下、主スイッチＭ１とする。）の両端子間に、共振用コイルＬ21と補助スイッチＭ２を直列にして接続する。図１の回路の部分についての説明は省略する。まず共振用コイルＬ21と補助スイッチＭ２の作用について説明する。図10に図９の回路の各部の電圧、電流特性を時間（区間Ｔ０，・・，Ｔ５）にそって示す。図10の各波形は、理解を助けるための代表例としてその特徴を示したものである。（ａ）は、整流回路の正極出力端子の電流ＩＤＢである。（ｂ）は、コンデンサＣ１の充放電電流ＩＣ１である。（ｃ）は、主スイッチＭ１の電流ＩＭ１である。（ｄ）は、補助スイッチＭ２の電流ＩＭ２である。（ｅ）は、主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１である。（ｆ）は、トランスＴ１の第２の端子▲２▼の電圧Ｖ▲２▼である。（ｇ）は、トランスＴ１の巻線Ｎ３より２次側に出力される電流ＩＮ３である。（ｈ）は、トランスＴ２の巻線Ｎ22より２次側に出力される電流ＩＮ22である。
【００３１】
補助スイッチＭ２を主スイッチＭ１より先にオンすることによって、トランスＴ２の端子▲３▼の電圧（主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１）をゼロボルト（０Ｖ）に落とし、その直後に主スイッチＭ１をオンさせることによりゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）をさせることができる。補助スイッチＭ２がオンになった時、トランスＴ１の第１の端子▲１▼の電圧が下がり、整流回路ＤBの正極出力端子から電流が引込まれ、トランスＴ１の巻線Ｎ１とトランスＴ２の巻線Ｎ21を流れ、共振用コイルＬ21を通って補助スイッチＭ２に流れる。共振用コイルＬ21を通るため、補助スイッチＭ２には突入電流なしで小さな電流が流れる。そして、主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１が０Ｖになってから、主スイッチＭ１をオンさせることによりゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）をさせる。主スイッチＭ１をオンさせた直後に、補助スイッチＭ２をオフにする。（区間Ｔ０−Ｔ１）。僅かに遅れてコンデンサＣ１の放電電流が、巻線Ｎ１から流れる電流に加わり主スイッチＭ１を流れる（区間Ｔ１−Ｔ２）。区間Ｔ２以降は、図１の回路の説明と同様である。
【００３２】
補助スイッチＭ２を主スイッチＭ１より先にオンにして、主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１がゼロボルト（０Ｖ）になってから、主スイッチＭ１をオンさせることにより、主スイッチＭ１は確実に安定なゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）をすることができる。また、補助スイッチＭ２のオン時間は、主スイッチＭ１のオン時間に比べて非常に短いので、共振用コイルＬ21と補助スイッチＭ２における損失は非常に小さい。共振用コイルＬ21は、トランスＴ２の漏れインダクタンスを利用して形成することもできる。
【００３３】
主スイッチＭ１が確実に安定してゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）をすることにより、交流入力電圧が、６０Ｖから２８０Ｖの範囲で大きく変動しても、また、出力側の負荷が１０％から１００％の範囲で大きく変動しても、主スイッチＭ１のスイッチング時間を制御して、直流出力電圧を一定にすることができ、図１の回路と同様に、高効率で力率ほぼ１の特性を出すことができる。もちろん、回路のトランス、コイル、コンデンサ、スイッチ等を高電圧に対応するように変更し、調整することにより、５００Ｖ、１０００Ｖの高電圧の広範囲の電圧において使用できる電源にすることも可能である。
【００３４】
電気機器を使用していない時、すなわち電源の待機時、主スイッチＭ１をオン・オフ時間のデューティ比を極端に小さくして低周波でスイッチングしても、２次側で必要な非常に小さい電力以上の電力を供給して、無駄な電力を消費する。そして、主スイッチＭ１の間欠的スイッチングにより、交流側に高調波ノイズが出る。しかし、電源の待機時、主スイッチＭ１のスイッチングを止めて、補助スイッチＭ２のみを必要最小にスイッチングすることにより、２次側で必要な電力だけを供給することができるために、待機時の電力消費を非常に少なくすることができ、また、交流側に高調波ノイズを出さずにスイッチングすることができる。
【００３５】
（実施例５）図11により第５の実施例として、１個のトランスで構成した実施例を説明する。図11の回路は、図９の回路の２個のトランスＴ１、Ｔ２を、１個のトランスＴ５に置き換えて、図９の回路の特性に近い特性が出るようにした。但し、図11において、図９と実質的に同一の部分には同一の符号を付している。図11において、Ｖacは交流電源、ＬPFはローパスフィルタ、ＤBは整流回路、Ｔ５は１次側に第１、第２、第３、第４の端子を有し、前記第１の端子▲５▼と前記第２の端子▲６▼の間に第１の１次巻線Ｎ51と、前記第２の端子▲６▼と前記第３の端子▲７▼の間に第２の１次巻線Ｎ52と、前記第２の端子▲６▼と前記第４の端子▲８▼の間に第３の１次巻線Ｎ53と、２次巻線Ｎ58を有するトランスＴ５、主スイッチＭ１、補助スイッチＭ２、共振用コンデンサＣ１、共振用コイルＬ21である。２次側には、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３からなる整流平滑回路が接続されている。
【００３６】
交流電源に接続される整流回路ＤBと、前記整流回路ＤBの正極出力端子とトランスＴ５の第１の端子▲５▼を接続し、トランスＴ５の第３の端子▲７▼と整流回路ＤBの負極出力端子との間にスイッチＭ１が接続され、トランスＴ５の第４の端子▲８▼と整流回路ＤBの負極出力端子との間に共振用コンデンサＣ１が接続され、スイッチＭ１の両端子間に、共振用コイルＬ21と補助スイッチＭ２を直列にして接続する。トランスＴ５の２次側の巻線Ｎ58とダイオードＤ１は、スイッチＭ１がオンの期間に電力を蓄え、オフの期間に蓄えた電力を負荷に供給するフライバック形に接続され、一対の直流出力端子は、コンデンサＣ３の両端に接続されている。
【００３７】
まずトランスＴ５の作用について説明する。図12にもとづき図11の回路の各部の電圧、電流特性を時間（区間Ｔ０，・・，Ｔ５）にそって示す。図12の各波形は、理解を助けるための代表例としてその特徴を示したものである。（ａ）は、整流回路の正極出力端子の電流ＩＤＢである。（ｂ）は、コンデンサＣ１の充放電電流ＩＣ１である。（ｃ）は、トランスＴ５の巻線Ｎ52の電流ＩＮ52である。（ｄ）は、主スイッチＭ１の電流ＩＭ１である。（ｅ）は、補助スイッチＭ２の電流ＩＭ２である。（ｆ）は、主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１である。（ｇ）は、トランスＴ５の巻線Ｎ58より２次側に出力される電流ＩＮ58である。
【００３８】
補助スイッチＭ２がオンになった時、トランスＴ５の第１の端子▲５▼の電圧が下がり、整流回路ＤBの正極出力端子から電流が引込まれ、トランスＴ５の巻線Ｎ51、Ｎ52を流れ、共振用コイルＬ21を通って補助スイッチＭ２に流れる。共振用コイルＬ21を通るため、補助スイッチＭ２には突入電流がなく緩やかに立ち上がる電流が流れる。（区間Ｔ０−Ｔ１）。僅かに遅れてコンデンサＣ１が放電すると、トランスＴ５の端子▲５▼の電圧が上がり、整流回路ＤBの正極出力端子からの電流は止まる。コンデンサＣ１の放電が終わり、トランスＴ５の端子▲６▼、▲７▼の電圧が下がると、再び、整流回路ＤBの正極出力端子から電流が引き込まれ、トランスＴ５の巻線Ｎ51、Ｎ52を流れる。トランスＴ５の端子▲７▼の電圧（主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１）がゼロボルトに下がった直後に、主スイッチＭ１をオンにして巻線Ｎ52からの電流を整流回路ＤBの負極出力端子に流し、その直後に、補助スイッチＭ２をオフにする。（区間Ｔ１−Ｔ２）。主スイッチＭ１は、電流をある時間流してオフにする。（区間Ｔ２−Ｔ３）。主スイッチＭ１がオフになると、整流回路ＤBの正極出力端子から巻線Ｎ51に流れる電流はコンデンサＣ１を充電して止まる。また、主スイッチＭ１がオフになると、主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１は緩やかに立ち上がる。（区間Ｔ３−Ｔ４）。トランスＴ５に蓄えられた電力は巻線Ｎ58から２次側に出力される。（区間Ｔ４−Ｔ５）。
【００３９】
トランスＴ５の巻線Ｎ51、Ｎ52、Ｎ53により１次側に蓄えられた電力は、巻線Ｎ58から２次側に放出されるが、各巻線の重要な作用を説明する。巻線Ｎ51は、１次側の電力を２次側に伝達する主巻線である。巻線Ｎ53は、補助スイッチＭ２がオンになった時、共振用コンデンサＣ１の放電を強め、トランスＴ５の端子▲７▼の電圧を確実に短時間でゼロボルトに下げる作用をする。そのために、補助スイッチＭ２のオン時間を短時間にすることができ、補助スイッチＭ２と共振用コイルＬ21における電力消費を最小にできる。また、主スイッチＭ１がオフになった時、共振用コンデンサＣ１は、整流回路ＤBの正極出力端子から巻線Ｎ51に流れる電流で充電されるために、充電には短時間ではあるが時間がかかる。それにより、主スイッチＭ１の電圧ＶＭ１の立ち上がりが緩やかになり、主スイッチＭ１は、ゼロ電圧スイッチングでオフになる。巻線Ｎ52は、補助スイッチＭ２と主スイッチＭ１がオンになった時に、各スイッチに流れる電流の波高値の大きさを、その電源として必要な電流の大きさに制御する。抵抗で電流の大きさを制限するのではなく、巻線Ｎ52のインダクタンスにより制御するので、電力をトランスＴ５に蓄え、２次側に放出することができるため、電力消費を少なくできる。また、巻線Ｎ53とコンデンサＣ１の共振により、整流回路ＤBの正極出力端子から電流を引き込み、特に交流電圧の低電圧な期間においても有効に電流を引き込むことができるため、正弦波に近い交流入力電流を流すことができる。共振用コイルＬ21は、トランスＴ５の漏れインダクタンスを利用することもできる。
【００４０】
以上、本発明の構成を交流電源入力の場合として説明したが、上記実施例の回路において交流電圧を直流に整流する部分を取り除き、直流電圧電源を接続する場合においても、高効率のDC−DCコンバータを構成することができるのは自明である。
【発明の効果】
以上述べたように、この回路によりソフトスイッチングを行うことによって、スイッチング損失を低減して、電源内部のノイズ、過電圧の発生を抑制することができる。また、ソフトスイッチング時の電力をトランスＴ２から２次側負荷に出力することにより、効率をより向上させることができる。交流入力電流は、ノイズ、高調波の少ない力率が１に近い正弦波となり、同時に、安定した直流電圧を出力することができる。また、出力側の負荷が大きく変化しても、力率が１に近い正弦波の交流入力電流を維持して、出力電圧を一定にできる。また、電源の１次側に平滑用コンデンサを用いないので、電源投入時に突入電流が流れることがない。そのため、突入電流防止用の抵抗を必要としない。瞬断時においても突入電流が流れないので、電源内部の回路素子に対する過渡的なストレスが低減し、速く安定した直流出力電圧を回復することができる。また、１個のトランスの構成で、２個のトランスの構成による特性に近い効率の良い高力率のソフトスイッチングを行うことも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の第１の実施例の構成を示す回路図である。
【図２】本発明のスイッチング電源装置の第１の実施例の動作を説明するための電流および電圧波形図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の第１の実施例の交流入力電流の波形図である。
【図４】本発明のスイッチング電源装置の第２の実施例の構成を示す回路図である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置の第２の実施例の動作を説明するための電流および電圧波形図である。
【図６】本発明のスイッチング電源装置の第２の実施例の交流入力電流の波形図である。
【図７】本発明のスイッチング電源装置の第３の実施例の構成を示す回路図である。
【図８】本発明のスイッチング電源装置の第３の実施例の動作を説明するための電流および電圧波形図である。
【図９】本発明のスイッチング電源装置の第４の実施例の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明のスイッチング電源装置の第４の実施例の動作を説明するための電流および電圧波形図である。
【図１１】本発明のスイッチング電源装置の第５の実施例の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明のスイッチング電源装置の第５の実施例の動作を説明するための電流および電圧波形図である。
【図１３】従来例のスイッチング電源装置の構成の一例を示す図である。
【図１４】別の従来例のスイッチング電源装置の構成の一例を示す図である。
【符号の説明】
Ｃ１，Ｃ２・・・共振用コンデンサ
Ｃ３・・・平滑コンデンサ
ＤＢ   ・・・整流回路
Ｄ１，Ｄ２  ・・・ダイオード
Ｌ１，Ｌ21  ・・・チョークコイル
Ｍ１  ・・・トランジスタスイッチ（主スイッチ）
Ｍ２  ・・・トランジスタスイッチ（補助スイッチ）
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ５  ・・・トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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