(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次部分と２次部分とを備える電動機を駆動する方法であって、１次部分は、相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）を含む多相型の励磁巻線を持ち、この励磁巻線の相端子（４ａ，４ｂ，４ｃ）は最終段（６）の出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）に接続され、この最終段（６）は、この出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）に相電圧を加えるため、制御可能な半導体スイッチを持つものにおいて、
ａ）最終段（６）の出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）に相電圧を加えることにより、励磁巻線に移動磁界を誘導し、この移動磁界が上記１次部分と２次部分との間に相対運動を生じさせ、
ｂ）測定段階を開始するため、上記出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）の少なくとも１つで相電圧をスイッチオフし、このスイッチオフされた相電圧に係る相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）における巻線電流を、非線形特性を有する少なくとも１つのフリーホイール素子（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ）を介して発生させて維持し、
ｃ）上記出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）に接続された相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）において、１次部分と２次部分間の相対運動によって誘導されるものであるところの電気的なＢａｃｋＥＭＦ（逆起電力）を測定して、励磁電流の位相位置とＢａｃｋＥＭＦの位相位置間の角度差を測定し、
ｄ）必要があれば、ステップａ）〜ｃ）を繰り返し行う上記方法であって、
上記相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）に流れる巻線電流のゼロ交差の間に生じる巻線電圧におけるエッジを検出して、これを関連する相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）の上記誘導されたＢａｃｋＥＭＦを測定するためのトリガー信号として用い、時刻Ｔ２で針状電圧ピークが衰退した直後に上記ＢａｃｋＥＭＦの電圧Ｕｇを測定し、上記ＢａｃｋＥＭＦ電圧Ｕｇ測定値および電動機についての既知の特性変数に基づいて、励磁電流とＢａｃｋＥＭＦとの間の位相角度差を決定することを特徴とする電動機駆動方法。
【請求項２】
前記フリーホイール素子（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ）が半導体ダイオードであることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記個々の相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）に割り当てられた励磁電流、および／またはこの励磁電流の移動平均が正磁波形の推移を示し、励磁巻線に加えられる相電圧が対応するパルス幅変調を受けることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記最終段（６）の第１の出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）に加えられた第１の相電圧をスイッチオフした後、スイッチオフされた相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）の巻線電流が、フリーホイール素子（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ）を経由して順方向に導かれることと、その際、フリーホイール素子（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ）において順方向電圧（ＵＤ）が降下することと、該当する相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）に加えられている電圧に対する順方向電圧（ＵＤ）の影響が、少なくとも１つの第２の出力端子（５ｂ，５ｃ，５ａ）に加えられている少なくとも１つの第２の相電圧を変化させることによって、補償されることとを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
前記相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）に加えられているＢａｃｋＥＭＦの測定中、励磁巻線のそのほかの相巻線（２ｂ，２ｃ，２ａ）を制御するため設けられた半導体スイッチのスイッチング状態が維持されることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
前記相電圧に対する目標値信号（１４ａ，１４ｂ，１４ｃ）が生成されることと、目標値信号（１４ａ，１４ｂ，１４ｃ）が、出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）に供給されている相電圧実際値信号と比較されることと、駆動段階中に目標値信号（１４ａ，１４ｂ，１４ｃ）と実際値信号との間に偏差が生じる場合、偏差削減のため励磁巻線の制御を変化させることとを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記目標値信号が時間離散的な信号として生成され、この信号は、それぞれ異なる時点に属する少なくとも２つの目標値を示すことと、個々の相端子（４ａ，４ｂ，４ｃ）の目標値に対するそれぞれ少なくとも１つの中間値が補間されることと、目標値と少なくとも１つの中間値とがそれぞれ、出力端子（５ａ，５ｂ，５ｃ）に供給されている相電圧実際値と比較されて、駆動段階中に偏差が生じる場合、偏差削減のため励磁巻線の制御を変化させることとを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記ＢａｃｋＥＭＦが、励磁巻線の中性点（３）および／またはバーチャルな中性点に対して測定されることを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
１つの測定段階において、１つの相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）のＢａｃｋＥＭＦに対して少なくとも２つの測定値が測定されることと、いずれの測定値収集の際にも、それぞれそのほかの相巻線（２ｂ，２ｃ，２ａ）に対する出力端子（５ｂ，５ｃ，５ａ）に、異なる電位が出力されることと、これら出力端子（５ｂ，５ｃ，５ａ）と結合された半導体スイッチのスイッチング状態が、第１の測定値収集の際には、半導体スイッチが第２の測定値収集の際に示すスイッチング状態と逆のものが選択されることとを特徴とする、請求項１〜８のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
駆動段階中に前記ＢａｃｋＥＭＦを測定されない相巻線（２ａ，２ｂ，２ｃ）に対する相電圧のパルス幅変調は、互いに位相オフセットされた状態で半周期位相オフセットされて行われることを特徴とする、請求項１〜９のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
前記パルス幅変調のクロック周波数を、測定段階開始前にその都度高くすることを特徴とする、請求項１〜１０のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】
前記相電圧のパルス幅変調は、動作電圧の変動の励磁電流に対する影響を少なくとも一部補償するよう、最終段（６）に供給される動作電圧に応じて変化を加えられることを特徴とする、請求項１〜１１のいずれかに記載の方法。
【請求項１３】
前記巻線電流の零通過を検出した後の経過時間を測定して、参照値と比較することと、この比較結果に応じてもう１つの測定段階を開始することとを特徴とする、請求項１〜１２のいずれかに記載の方法。
【請求項１４】
前記巻線電流を測定して比較値と比較することと、この比較結果に応じてもう１つの測定段階を開始することとを特徴とする、請求項１〜１３のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次部分と２次部分とを備える電動機を駆動する次のような方法に関する。すなわちこの場合、１次部分は、相巻線を含む多相型の励磁巻線を持ち、この励磁巻線の相端子は最終段の出力端子に接続され、この最終段は、この出力端子に相電圧を加えるため、制御可能な半導体スイッチを持つ。そして本方法は、次のステップを含む：
ａ）最終段の出力端子に相電圧を加えて、その際、励磁巻線では移動磁界が誘導され、この移動磁界が上記１次部分と２次部分との間に相対運動を生じることにより、駆動段階を開始するステップ、
ｂ）測定段階を開始するため、上記出力端子の少なくとも１つで相電圧をスイッチオフするステップ、
ｃ）電気的なＢａｃｋＥＭＦ（逆起電力）を測定して、励磁電流の位相位置とＢａｃｋＥＭＦの位相位置間の角度差を測定するステップ、このＢａｃｋＥＭＦは、上記出力端子に接続された相巻線において、１次部分と２次部分間の相対運動によって誘導されるものである。
ｄ）必要があれば、ステップａ）〜ｃ）を繰り返す。
【背景技術】
【０００２】
この種の方法は、ＷＯ２００７／０２６２４１Ａ２から公知である。その場合、最終段の出力端子を経由して、相電圧が励磁巻線に加えられる。相電圧は前もって決められた挙動を持ち、この場合、トリガー段階の開始時と、中間と、終了時に、それぞれ前もって決められた時間インターバルに関して、電圧がゼロに等しくなる。相電圧がゼロに等しくない駆動段階の間は、励磁巻線によって、１次部分に移動磁界が生成され、１次部分は２次部分と協働し、そして２次部分を駆動する。相電圧がゼロに等しい状態の時間インターバルの間に測定段階が開始され、そこで励磁巻線の相端子が、スイッチングユニットを介してアナログ・デジタル変換器の測定信号インプットと結合され、励磁巻線で誘導されたＢａｃｋＥＭＦを測定する。各測定段階の開始時にはまず、巻線電流の行き過ぎが十分に消滅するまで待つ。その後、ＢａｃｋＥＭＦのそれぞれ２つの測定値が収集され、これら測定値から、マイクロプロセッサーが、補間法によってＢａｃｋＥＭＦの零通過の時点を求める。マイクロプロセッサーは、この零通過の時点から、励磁電流の位相位置とＢａｃｋＥＭＦの位相位置間の角度差を求める。この角度差は、１次部分と２次部分との相対位置に相当する。
【０００３】
この方法には、いずれの測定段階でも、ＢａｃｋＥＭＦをそもそも十分な精度をもって測定できるよう、巻線電流の行き過ぎが消滅するのを、まず待たなければならないという欠点がある。行き過ぎの消滅の基準となる時定数は、通常の電動機の場合、ほぼ数ミリ秒の範囲にある。そのほかにも不利な点として、いずれの測定段階においても、ＢａｃｋＥＭＦそれぞれに２つの測定値を測定しなければならない。これらの測定値は相互間の時間的間隔として、励磁電流の零通過をこれらの測定値の補間によって特定できるだけの間隔を取らなければならない。したがって測定段階の経過時間としては、比較的長い時間が選択されなければならない。しかしこの経過時間の間、電動機は駆動されない。すなわちトルク挙動が不均一である。これにより電動機の出力と効率が減少する。そのほかこのトルクに重畳されるリプルは、音響による外乱の原因となる恐れがある。この方法のもう１つの欠点は、この補間にはある程度の計算上の手間が付随し、正確さに欠けることである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
したがって本発明の課題は、冒頭に挙げた種類の方法として、できるだけ均一な電動機駆動を可能としながらも、励磁電流の位相位置とＢａｃｋＥＭＦの位相位置間の角度差を、簡単な方法ながら非常に精密に求めることができる、このような方法を得ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明はこの課題を次のようにして解決する。すなわち、相電圧のスイッチオフ後、相電圧をスイッチオフされた相巻線における巻線電流が、非線形の特性曲線を持つ少なくとも１つのフリーホイール素子を経由して導かれ、維持される。そしてこの相巻線を流れる巻線電流の零通過の際に、巻線電圧に生じたフランクが検出され、このフランクが、該当する相巻線に誘導されたＢａｃｋＥＭＦを測定するためのトリガー信号として用いられる。
【０００６】
これにより、巻線電流の零通過の時点を、簡単な方法ながら非常に精密に検出できるようになる。ＢａｃｋＥＭＦ測定の直後に、駆動段階をふたたび開始して、電動機に最終段経由で通電することができる。測定段階は、巻線電流の零通過直前になって初めて開始するのが好ましく、そうすればただちにＢａｃｋＥＭＦを測定できる。本発明の方法により、測定段階を非常に短いものとして、その結果、トルクをほとんど中断なしに電動機に供給することができる。電動機はこれにより、高い効率と均一な電動機駆動を可能とする。この電動機は、ブラシレス直流電動機とするのが好ましい。フリーホイール素子は、たとえば電圧依存抵抗（ＶＤＲ）とすることができる。
【０００７】
このフリーホイール素子を半導体ダイオードとすれば有利である。半導体ダイオードはこの場合、割り当てられた半導体スイッチの半導体チップに組み込むことができ、安価である。
【０００８】
本発明の１つの好ましい実施形態の場合、個々の相巻線に割り当てられた励磁電流、および／または当該励磁電流の移動平均値が、好ましくはほぼ正弦波形の推移を示すものとする。この場合、励磁巻線に加えられている相電圧は、対応するパルス幅変調を受ける。励磁巻線の正弦波形の制御によって、電動機の均一なトルクと、とくに静かな電動機駆動が得られる。このパルス幅変調によって、損失のない励磁巻線制御が可能となる。
【０００９】
本発明の１つの有利な実施形態では、最終段の第１の出力端子に加えられている第１の相電圧をスイッチオフした後、スイッチオフされた相巻線の巻線電流が、第１のフリーホイール素子を経由して順方向に導かれる。その際、フリーホイール素子で順方向電圧が降下し、該当する相巻線に加えられている電圧に対する順方向電圧の影響は、少なくとも１つの第２の出力端子に加えられている少なくとも１つの第２の相電圧の変化によって補償される。補償はこの場合、次のように行うのが好ましい。すなわち、巻線電流がスイッチオフされなかった相巻線に対する相電圧のパルス／ポーズ比を変化させて、その際、スイッチオフされた相巻線における順方向電圧によって生じる電圧増加が、抑止されるようにする。この措置によって、励磁電流の外乱性ある変化が防止される。
【００１０】
１つの相巻線に加えられているＢａｃｋＥＭＦを測定している間、励磁巻線のそのほかの相巻線を制御するため設けられている半導体スイッチのスイッチング状態は、そのまま維持されるのが有利である。これにより、半導体スイッチのスイッチング状態が変化するときに生じる可能性ある外乱が、ＢａｃｋＥＭＦに重畳されるのが防止される。３相励磁巻線を持つ電動機の場合、測定中、たとえば励磁巻線の第１の相端子は高抵抗であり、そして第２の相端子は供給電圧電位と、また第３の相端子はグラウンド電位と結合されるものとすることができる。
【００１１】
本発明の１つの好ましい実施形態の場合、相電圧に対する目標値信号が生成され、この目標値信号は、出力端子に加えられた相電圧の実際値信号と比較される。そして駆動段階中に目標値信号と実際値信号間に偏差が生じる場合、励磁巻線の制御を変化させ、すなわち偏差を軽減する。従って目標値信号は、制御回路を経由して励磁巻線に供給される。これにより、励磁電流の外乱性の変化は、測定段階終了後少なくともその一部を補償することができる。この外乱性の変化とは、測定段階中、相巻線のスイッチオフおよび／または半導体スイッチのスイッチング状態の維持によって生じるものである。こうしてたとえば相巻線を再スイッチオンした後、該当する相巻線に加えられた相電圧の少なくとも１つのパルス位相を延長することができる。これは、相巻線のスイッチオフ段階の間、本来はその相巻線に出力されなければならなかったはずの、少なくとも１つの“失われた”パルスを取り戻すためである。
【００１２】
合目的方法として、ＢａｃｋＥＭＦを、励磁巻線の中性点、および／またはバーチャルな中性点に対して測定する。バーチャルな中性点はこの場合、たとえば抵抗ネットワークによってシミュレーションすることができる。これにより、電動機の中性点にアクセスできなくても、ＢａｃｋＥＭＦを、励磁巻線の中性点に加えられている電位に対して測定することができる。
【００１３】
測定段階において、次のような場合、１つの相巻線のＢａｃｋＥＭＦとして少なくとも２つの測定値を測定するのが有利である。それは、当該相巻線以外の相巻線のための出力端子それぞれに、異なる電位が加えられ、そして、これら出力端子に結合された半導体スイッチのスイッチング状態が、第１の測定値収集の際に、第２の測定値収集の際の半導体スイッチのスイッチング状態と逆になるよう選択されている場合である。そうすると、これら両者の測定値から平均値を求めることができ、これによりたとえば半導体スイッチの、バーチャルな中性点の抵抗の、そして／または励磁巻線の相巻線のインピーダンスの各トレランスのＢａｃｋＥＭＦに対する影響を補償することができる。
【００１４】
本発明の１つの有利な実施形態では、ＢａｃｋＥＭＦが測定段階中に測定されない相巻線に対する相電圧のパルス幅変調を、互いに位相オフセットされた状態で、そして好ましくは位相を半周期オフセットされた状態で行う。これにより、半導体スイッチ切り替えの際にＢａｃｋＥＭＦの測定信号に生じる可能性あるＥＭＣ障害を弱めることができる。
【００１５】
パルス幅変調のクロック周波数を、測定段階開始前にその都度高くすれば有利である。この措置によっても、ＢａｃｋＥＭＦの測定信号におけるＥＭＣ障害を減少させることができる。
【００１６】
合目的方法として、相電圧のパルス幅変調を、最終段に供給される動作電圧に依存して、動作電圧の変動の励磁電流に対する影響の少なくとも一部分を補償するように、変化させる。その際、動作電圧が減少する場合は、相電圧のパルス幅をそれに応じて拡大し、動作電圧が増加する場合は減少させる。これにより、さらに均一な電動機駆動が得られる。
【００１７】
本方法の１つの好ましい実施形態では、巻線電流の零通過検出後の経過時間を測定し、参照値と比較する。この場合、比較結果に応じてもう１つの測定段階を開始する。この場合の参照値は、それ以前における２つの前後する零通過の時間間隔に相当するか、またはそれ以前における２つ以上の零通過の時点から求めることができる。
【００１８】
本発明のもう１つの実施形態では、巻線電流が測定されて、１つの比較値と比較される。この場合、この比較結果に依存してもう１つの測定段階が開始される。このもう１つの測定段階は、たとえば、巻線電流の数値が減少し、前もって決められた参照値に達するか、その数値を下回る場合に、開始することができる。
【００１９】
下記では本発明の１つの実施例を、図面を用いて詳しく説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】最終段を介してその励磁巻線を制御可能なブラシレス直流電動機の回路図である。この場合、最終段は一部分だけを示す。
【図２】励磁巻線の１つの相端子に加えられているパルス幅変調された相電圧の、グラフィック表示である。この場合、横座標は時間ｔを、縦座標は電圧Ｕを記録する。
【図３】図２に示した相電圧に対応する平均相電圧のグラフィック表示である。この場合、横座標は時間ｔを、縦座標は電圧Ｕを記録する。
【図４】ブラシレス直流電動機を制御するためのパルス幅変調信号を生成する回路である。
【図５】励磁巻線の相巻線を流れる巻線電流のグラフィック表示である。この場合、横座標は時間ｔを、縦座標は電流Iを記録する。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
電動機を駆動する１つの方法として、図１では等価回路図の形で単に模式的に示すブラシレス直流電動機を、電動機１として準備する。電動機１は、１次部分と、この１次部分とは回転軸を中心として相対回転可能な状態で軸受けされた２次部分とを持つ。１次部分は固定子として、２次部分は回転子として形成されている。この電動機は、リニアモーターでもあり得る。
【００２２】
１次部分は、３本の相巻線２ａ、２ｂ、２ｃを持つ多相励磁巻線を備え、これら相巻線は、それぞれ一方の末端を中性点３と、そして他方の末端を、電動機１から引き出された相端子４ａ、４ｂ、４ｃと結合されている。いずれの相端子４ａ、４ｂ、４ｃも、この図には一部だけ示す最終段６の出力端子５ａ、５ｂ、５ｃにそれぞれ接続されている。２次部分は永久磁極を持ち、これら磁極は円周方向に互いに間隔を取っている。
【００２３】
最終段６は、相端子４ａ、４ｂ、４ｃに相電圧を加えるために、制御可能な半導体スイッチを備え、これらスイッチは、それぞれ第１の制御インプット７ａ、７ｂ、７ｃを持ち、これら制御インプットは、第１の制御信号を供給するため、図面には詳しく示さない制御装置と結合されている。いずれの出力端子５ａ、５ｂ、５ｃにも、半導体スイッチが２つずつ互いに結合されてハーフブリッジを作りながら割り当てられている。第１の制御信号に従って、出力端子５ａ、５ｂ、５ｃを、半導体スイッチによって供給電圧電位ＶＢａｔｔまたはグラウンド電位のいずれかと、結合させることができる。この場合、そのときどきに導電している半導体スイッチで、飽和電圧が降下する。
【００２４】
個々の相巻線２ａ、２ｂ、２ｃに割り当てられた出力端子５ａ、５ｂ、５ｃは、それぞれ制御可能な遮断器８ａ、８ｂ、８ｃを経由して、該当する相巻線２ａ、２ｂ、２ｃに割り当てられたハーフブリッジのブリッジアウトプット９ａ、９ｂ、９ｃと結合されている。いずれの遮断器８ａ、８ｂ、８ｃも、そのときどきに第２の制御インプット１０ａ、１０ｂ、１０ｃを備え、これら制御インプットは、第２の制御信号を供給するために制御装置と結合されている。第２の制御信号に従って、いずれの相端子４ａ、４ｂ、４ｃも、それぞれ割り当てられた遮断器８ａ、８ｂ、８ｃによって、相端子４ａ、４ｂ、４ｃに割り当てられたハーフブリッジのブリッジアウトプット９ａ、９ｂ、９ｃと結合し、またはこれらから分離することができる。
【００２５】
図１で認められるように、最終段６のいずれの出力端子５ａ、５ｂ、５ｃも、それぞれ第１のフリーホイール素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃを経由して、供給電圧電位ＶＢａｔｔを持つ供給電圧端子と結合され、そして第２のフリーホイール素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃを経由して、グラウンド電位端子と結合されている。フリーホイール素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１２ａ、１２ｂ、１２ｃとして半導体ダイオードが設けられるが、これら半導体ダイオードは分極されて、それにより、出力端子５ａ、５ｂ、５ｃの電位が、グラウンド電位と供給電圧電位Ｖｂａｔｔとの間にあると、半導体ダイオードが遮断する。フリーホイール素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１２ａ、１２ｂ、１２ｃが順方向に通電されると、これらフリーホイール素子で順方向電圧ＵＤが降下する。
【００２６】
出力端子５ａ、５ｂ、５ｃの電位が、供給電圧電位ＶＢａｔｔと順方向電圧の和よりも大きい場合、該当する出力端子５ａ、５ｂ、５ｃに割り当てられた第１のフリーホイール素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃはスルー接続されている。出力端子５ａ、５ｂ、５ｃの電位が、順方向電圧の負の値より小さい場合、該当する出力端子５ａ、５ｂ、５ｃに割り当てられた第２のフリーホイール素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃがスルー接続されている。
【００２７】
本発明による方法の場合、まず第１の駆動段階を行い、半導体スイッチによってパルス幅変調された相電圧を最終段６の出力端子５ａ、５ｂ、５ｃに加えて、これにより、励磁巻線で回転磁界または移動磁界が誘導され、これらの磁界が１次部分と２次部分間の相対運動を生じるようにする（図２）。パルス幅変調の際、出力端子５ａ、５ｂ、５ｃが、供給電圧電位ＶＢａｔｔとグラウンド電位とに交代に接続され、そのときパルス／ポーズ比が変化する。相電圧のパルス幅変調はこの場合、相巻線に、正弦波形でかつ互いにそれぞれ１２０°ずつ位相をオフセットされた巻き線電流が流れるように行う。別な方法としては、第１の駆動段階の間、励磁巻線をブロック整流することも可能である。電動機１を始動するには、第１の駆動段階の間、巻き線電流の周波を、１次部分と２次部分間の相対運動が前もって決められた速度に達するまで、ゆっくりと増加させる。パルス幅変調から得られた第１の相巻線の電圧推移を、図３に示す。
【００２８】
第１の相巻線２ａにおいて巻き線電流の零通過の直前に相当する時点をＴ１とし、その時点に対する評価値を、巻線電流の位相位置によって求める。
【００２９】
時点Ｔ１に達するとただちに第１の測定段階が開始される。そのためには、第１の遮断器８ａが開くように、第１の遮断器８ａの第２の制御インプットに供給された第２の制御信号の信号レベルを変化させる。これにより、第１の相巻線２ａは高抵抗側にスイッチされる。
【００３０】
第１の相巻線２ａの巻線電流は、遮断器が開いた後、時点Ｔ１でまずフリーホイール素子１２ａを経由してさらに流れる。このときフリーホイール素子１２ａで、順方向電圧ＵＤが降下する。同時に巻き線電流が、時定数Ｌ／Ｒに応じて減少する。ここでＬはインダクタンス、Ｒは第１の相巻線２ａのオーム抵抗を表す。第１の相巻線２ａの巻線電流が消滅し、フリーホイール素子１２ａの電圧が降下して順方向電圧ＵＤより小さくなると、フリーホイール素子１２ａが遮断する。
【００３１】
フリーホイール素子１２ａを経由すると電流は遮断方向に流れることができないので、電流は急激に中断されて零通過状態となり、フリーホイール素子１２ａの電圧は飛躍的に上昇する。図２では、ＢａｃｋＥＭＦにおいてそれに対応するフランク１３が、明らかに認められる。図１の等価回路図では、いずれの相巻線２ａ、２ｂ、２ｃに対しても、１つずつ電圧源が設けられ、この電圧源がＢａｃｋＥＭＦを生じる。
【００３２】
このフランク１３は、ＢａｃｋＥＭＦに対する第１の測定値の収集を作動するトリガー信号として用いられる。測定値を収集するため、第１の相端子４ａが、この図には詳しく示さない電圧測定装置と結合されている。測定値収集は、針状の電圧ピークが時点Ｔ２で消滅した後、図２でＴ２とＴ３と表記した両時点間で行われる。
【００３３】
測定段階の間、第２の相巻線２ｂの相端子４ｂが供給電圧電位ＶＢａｔｔと結合され、そして第３の相巻線２ｃの相端子４ｃがグラウンド電位と結合される。
【００３４】
ここで第２の相巻線２ｂの相端子４ｂがグラウンド電位と結合され、そして第３の相巻線２ｃの相端子４ｃが供給電圧電位ＶＢａｔｔと結合される。対応する半導体スイッチのスイッチングプロセスによってＥＭＣ障害が生じても、その消滅後、ＢａｃｋＥＭＦに対する第２の測定値が収集される。場合によっては半導体スイッチの部品トレランスを補償するため、第１および第２の測定値から平均値が求められる。こうして得られたＢａｃｋＥＭＦ測定値ＵＧと、電動機の前もって決められた特性値から、励磁電流の位相位置と、ＢａｃｋＥＭＦの位相位置の角度差が求められる。
【００３５】
第２の測定値が収集されるとただちに、時点Ｔ３以降、第２の駆動段階が行われ、この場合３つの相端子４ａ、４ｂ、４ｃすべてに、あらためてパルス幅変調された相電圧が加えられ、その際、励磁巻線では回転磁界または移動磁界が誘導されて、これらの磁界が、１次部分と２次部分との間に相対運動を生じる。パルス幅変調の際、出力端子５ａ、５ｂ、５ｃが、供給電圧電位ＶＢａｔｔとグラウンド電位とに交代に接続され、そのときパルス／ポーズ比が変化する。パルス幅変調はこの場合、相巻線に、正弦波形でかつ互いにそれぞれ１２０°ずつ位相をオフセットされた巻き線電流が流れるように行う。
【００３６】
第２の相巻線２ｂにおいて巻き線電流の零通過の直前に相当する時点に対する評価値を、前もって求められた位相位置と第２の駆動段階の経過時間によって求める。
【００３７】
この時点に達するとただちに第２の測定段階が開始される。そのためには、第２の遮断器８ｂが開くように、第２の遮断器８ｂの第２の制御インプットに供給された第２の制御信号の信号レベルを変化させる。ここで、第１の相巻線２ａについて説明した上記の測定プロセスを、同様にして、第２の相巻線２ｂに行う。
【００３８】
第２の測定段階には第３の駆動段階が、そして第３の駆動段階には第３の測定段階が続き、この第３の測定段階では、第１の相巻線２ａについて説明した上記の通電プロセスと測定プロセスを、同様にして、第３の相巻線２ｃに行う。
【００３９】
次に前記の方法ステップを、必要があれば改めて行う。
【００４０】
図４から分かるように、パルス幅変調された相電圧の目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃが生成され、演算論理装置１５の第１のインプットに供給される。この演算論理装置１５では、目標値信号から、半導体スイッチの第１の制御インプット７ａ、７ｂ、７ｃを制御するための第１の制御信号が生成される。演算論理装置１５は、たとえばＡＳＩＣに組み込まれたものとすることができる。
【００４１】
演算論理装置１５は、加算回路と引き算回路を持つ。新たなパルス幅変調周期開始時に、加算回路と引き算回路のカウンター表示に、まず目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃの新しい目標値が加算される。デジタルな目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃに対応するアナログ信号は、たとえば図３に示す経過を持つことができる。目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃに対応して、励磁巻線のためのパルス変調された相電圧が生成される。
【００４２】
この加算回路と引き算回路は、半導体スイッチを制御する第１の制御信号を生成するために用いられる。加算回路と引き算回路のカウンター表示がゼロより大きいならば、カウンター表示に割り当てられた相巻線２ａ、２ｂ、２ｃの相端子４ａ、４ｂ、４ｃに、供給電圧電位ＶＢａｔｔが加えられる（パルス段階）。
【００４３】
カウンター表示がゼロの値に達するとただちに、カウンター表示に割り当てられた相巻線２ａ、２ｂ、２ｃの相端子４ａ、４ｂ、４ｃに、グラウンド電位が加えられる（パルスポーズ）。
【００４４】
駆動中の周期の間、目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃを、補正値の加算または引き算によって適合することができる。補正値は、補正値インプット１７を経由して加算回路と引き算回路に供給される。これにより、たとえば測定段階中にパルス変調の機能停止によって生じる制御エラーを、該当する測定段階終了後に補正することができる。
【００４５】
図４から分かるように、カウンター表示を減分するためのクロックパルスは、電圧制御された発振器１８によって生成される。クロックパルスのクロック周波数は、供給電圧電位ＶＢａｔに比例する。電圧制御された発振器１８のアウトプットに供給されたクロックパルスは、ＡＮＤゲート１９の第１のインプットに供給される。
【００４６】
出力端子５ａ、５ｂ、５ｃの電位がたとえば供給電圧電位の半分ＶＢａｔｔ／２に相当するとき、最終段６の出力端子５ａ、５ｂ、５ｃに供給された信号が、ＡＮＤゲート１９の第２のインプットに供給される。これには、パワートランジスターのスイッチオンおよびスイッチオフ時のタイムラグが、自動的に保証されるという利点がある。
【００４７】
図５は、相巻線２ａ、２ｂ、２ｃ中の電流を示す。まず、測定段階を用いないで励磁巻線を制御するとき、相巻線２ａ、２ｂ、２ｃ中の電流を、比較のため記載する。続いて、測定段階を用いて励磁巻線を本発明によって制御するときの電流を記載し、先に挙げた電流に重畳した。見てわかるように、測定段階から生じた電流偏差は非常にわずかである。電流の中断は、図５中央のＴ２とＴ３の間の時間間隔において認められる。完全には補正されなかった障害影響は、図５ではＴ１とＴ３の間、上側の測定信号と下側の測定信号に認められる。
【００４８】
さらに付け加えるべきこととしては、目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃが、中断あればその都度新しい目標値を出力するマイクロプロセッサーによって生成される。
【００４９】
演算論理装置１５によれば、デジタルな目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃの目標値を線形補間することによって、中間値の特定が容易にできる。これには、マイクロプロセッサー上で進行する動作プログラムは、中断される頻度が少なくなるという利点がある。たとえばいずれのパルス幅変調周期に対しても、目標値加算を各２回行うことができる。その際、第１のパルス幅変調周期に対し、第１のステップとして先行する目標値を、そして第２のステップとして新たな目標値を加算する。しかし第２のパルス幅変調周期に対しては、第１および第２のステップとして新たな目標値を加算する。その後はこのシナリオが繰り返され、その都度交代に、先行する目標値と新たな目標値が加算される。補間法によって中間値を１つ以上決定することも可能である。
【００５０】
発振器１８のクロック周波数は、中断を生じるクロック周波数より大きいものとすることができる。好ましくは、発振器１８のクロック周波数を、中断を生じるクロック周波数の多数倍の大きさとし、個々の目標値を複数回出力する。中断のクロック周波数はたとえば約２０ＫＨｚ、そして発振器１８のクロック周波数は約４０ＫＨｚとすることができる。目標値信号１４ａ、１４ｂ、１４ｃの推移は、必ずしも正弦波形である必要はない。その他の信号波形、たとえば方形波および／または台形波も考えられる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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