(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ノイズが混入しない状態の送信パルス信号を検出すると共に前記送信パルス信号に応じてゲート信号を発生する手順ａ、予め受信信号の周波数が後方散乱波の周波数に対してドップラー効果により変化する値を補正する周波数補正信号を求めると共に、複数の受信アンテナ間における受信信号の到達時間差に基づく遅延時間補正信号を求める手順ｂ、受信信号を検出し、前記受信信号を前記周波数補正信号で補正する手順ｃ、前記手順ｃで補正した信号を前記遅延時間補正信号で補正する手順ｄ、前記手順ｄで補正した信号を前記ゲート信号によって取り出す手順ｅ、からなることを特徴とする干渉型レーダーイメージング法。
【請求項２】
前記周波数補正信号、前記遅延時間補正信号、および前記受信信号を複素数の実部と虚部に分離し、前記実部と前記虚部のそれぞれ毎に前記手順ｂ、前記手順ｃ、前記手順ｄ、および前記手順ｅを実行することを特徴とする請求項１記載の干渉型レーダーイメージング法。
【請求項３】
前記手順ｅで取り出した信号を２次元フーリエ変換し、前記２次元フーリエ変換した結果をＵＶ平面上に配列する手順、
前記ＵＶ平面上に配列した信号を２次元逆フーリエ変換を施しイメージ画像を得る手順とからなることを特徴とする請求項１又は２記載の干渉型レーダーイメージング法。
【請求項４】
送信側装置に、送信アンテナと、前記送信アンテナと直に接続して前記送信アンテナに入力される送信パルス信号を直に検出するサンプリング手段と、前記送信アンテナに入力される前記送信パルス信号に応じた信号幅のゲート信号を発生するゲート信号発生手段を設け、
複数の受信側装置それぞれに、予め受信信号の周波数が後方散乱波の周波数に対してドップラー効果により変化する値を補正する周波数補正信号を求める手段と、複数の受信アンテナ間における受信信号の到達時間差に基づく遅延時間補正信号を求める手段と、受信信号を検出するサンプリング手段と、前記受信信号を前記周波数補正信号で補正する周波数変換手段と、前記周波数変換手段で補正した信号を前記遅延時間補正信号で補正する相関処理手段と、前記相関処理手段で補正した信号を前記ゲート信号によって取り出す積分手段とを設けたことを特徴とする干渉型レーダーイメージング装置。
【請求項５】
前記周波数補正信号、前記遅延時間補正信号、および前記受信信号を複素数の実部と虚部に分離し、前記実部と前記虚部のそれぞれ毎に前記周波数補正信号を求める手段、前記遅延時間補正信号を求める手段、前記周波数変換手段、前記相関処理手、および前記積分手段を実行することを特徴とする請求項４記載の干渉型レーダーイメージング装置。
【請求項６】
受信側装置において、前記積分手段の出力を２次元フーリエ変換する２次元フーリエ変換手段と、前記２次元フーリエ変換手段の出力をＵＶ平面上に配列する手段と、前記ＵＶ平面上に配列する手段の出力を２次元逆フーリエ変換する２次元逆フーリエ変換手段とを設けたことを特徴とする請求項４又は５記載の干渉型レーダーイメージング装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、比較的入手が容易な出力の小さいレーダーを用いて衛星の位置、姿勢等を正確に測定するための干渉型レーダーイメージング法並びにそのための相関器及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来技術】
地上−衛星間の光通信を実現するためには、まず通信相手となる衛星をレーザ光の細いビーム内に捕捉する必要がある。この衛星初期捕捉は、通常、光学観測で行われるが、打ち上げ直後の衛星のように軌道要素が不安定な場合には、探知視野のせまい光学観測では困難な場合がある。そうした衛星を探知するためには、探知視野の広いマイクロ波レーダーの使用が有効と考えられる。
【０００３】
通常のレーダー方式による探知は、パルス状に発射されたレーダー信号のエコーをエンベロープ検波により検出して行われる。例えば、ごく一般的な航空機監視レーダー（アンテナ口径８３．９ｃｍ、尖頭出力４ｋＷ）の例では、仰角１５度で、高度１０ｋｍの航空機（散乱断面積２０ｍ２以上）を検出できるように設計されている（探知距離の上限は３９ｋｍ）。
【０００４】
しかし、通常の航空機監視レーダーのままでは、衛星軌道までの応用は難しい。例えば、高度数１００ｋｍの衛星を探知することは難しい。受信アンテナとして、直径１１ｍアンテナを使用することを考えると、受信アンテナの直径が、８３．９ｃｍから１１ｍになるので、受信ゲインが１７１倍になるが、探知距離は４乗根に比例することから、探知距離は３．６倍（１４０ｋｍ）にしか伸びない。１０００ｋｍの距離のターゲットを検出するためには、出力電力を２６００倍、１０ＭＷにする必要がある。さらに衛星の有効散乱断面積が１ｍ２になった場合は、出力を２０倍、２０００ＭＷにしなくてはならない。送受信とも１１ｍアンテナにした場合でも、１．２ＭＷの送信電力が必要であり、現状のレーダー装置・受信方法で小型衛星を探知することはできない。
【０００５】
一方、レーダーを用いて月、衛星等の位置を正確に測定する技術として、既に、地球上から安定して常時観測することができ、また大規模な合成アンテナを構築して分解能を向上するとともに、詳細に観測物体の表面や観測物体までの距離を観測することを目的としたＶＬＢＩレーダー探査法が発明者により特開平２００１−４２０３０号公報として出願されている。
【０００６】
そのＶＬＢＩレーダー探査法は、ＶＬＢＩ：超長基線電波干渉計技術を用いた手法であり、大型送信アンテナから白色雑音または擬似雑音拡散信号を送信して観測物体に当て、戻ってきた後方散乱波をＶＬＢＩ受信アンテナで受信し、送信時に記録した送信記録信号と、受信時に記録した受信記録信号との相関処理を順次行い、地球・観測物体間位置の変化による相関クロススペクトルの時系列データを求め、２次元逆フーリエ変換することで、観測物体表面の像及び観測物体までの距離を得る、ことを特徴としている。
【０００７】
図７はこの発明のＶＬＢＩレーダー探査法の構成を概略的に示す図である。図において、この発明のＶＬＢＩレーダー探査法は、ＶＬＢＩ観測局に備える大型の送信アンテナ５１から、信号発生部５２で出力した白色雑音もしくはＰＮ（擬似雑音）拡散信号を送信信号５３として放射し、観測物体（ここでは月）５４に当たって戻ってきた後方散乱波５５をＶＬＢＩ観測局の受信アンテナ５６で受信し、送信時に送信記録部５７で記録した送信記録信号と、受信時に受信記録部５８で記録した受信記録信号との相関処理を相関処理部５９で順次行い、地球・月間位置の変化による相関クロススペクトルの時系列データ（空間周波数スペクトル）を求める。このデータには、月面までの距離情報、月面の状態、月面での反射係数等の情報が含まれており、２次元逆フーリエ変換することで、月５４の表面の像および月５４までの距離を得るようになっている。
【０００８】
この先行技術は、測定対象である月の位置、イメージ（電波で後方散乱信号の相関振幅・位相角を測ることにより捉えられた画像）を見るためのＶＬＢＩレーダー探査法であるが、送信出力レベルに対し受信レベルがかなり小さくなることから送信出力レベルが低いと受信レベルがノイズレベルに近くなる。これを解消するためには送信出力レベルを高くしなければならない。
【０００９】
また、送受信信号は連続波を用いていたため、この連続波を積分処理するのに時間が掛かり、簡単に精度良く計測を行うことに問題があった。
【００１０】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、合成アンテナを構築して分解能を向上するとともに、低出力のレーダーを用いても、簡単に精度良く観測物体の表面や観測物体までの距離を観測することができる干渉型レーダーイメージング法並びにそのための相関器及び干渉型レーダーイメージング装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、以下の解決手段を採用する。
（１）干渉型レーダーイメージング法において、ノイズが混入しない状態の送信パルス信号を検出すると共に前記送信パルス信号に応じてゲート信号を発生する手順ａ、予め受信信号の周波数が後方散乱波の周波数に対してドップラー効果により変化する値を補正する周波数補正信号を求めると共に、複数の受信アンテナ間における受信信号の到達時間差に基づく遅延時間補正信号を求める手順ｂ、受信信号を検出し、前記受信信号を前記周波数補正信号で補正する手順ｃ、前記手順ｃで補正した信号を前記遅延時間補正信号で補正する手順ｄ、前記手順ｄで補正した信号を前記ゲート信号によって取り出す手順ｅ、からなることを特徴とする。
（２）上記（１）記載の干渉型レーダーイメージング法において、前記周波数補正信号、前記遅延時間補正信号、および前記受信信号を複素数の実部と虚部に分離し、前記実部と前記虚部のそれぞれ毎に前記手順ｂ、前記手順ｃ、前記手順ｄ、および前記手順ｅを実行することを特徴とする法。
（３）上記（１）又は（２）記載の干渉型レーダーイメージング法において、前記手順ｅで取り出した信号を２次元フーリエ変換し、前記２次元フーリエ変換した結果をＵＶ平面上に配列する手順、前記ＵＶ平面上に配列した信号を２次元逆フーリエ変換を施しイメージ画像を得る手順とからなることを特徴とする。
（４）干渉型レーダーイメージング装置において、送信側装置に、送信アンテナと、前記送信アンテナと直に接続して前記送信アンテナに入力される送信パルス信号を直に検出するサンプリング手段と、前記送信アンテナに入力される前記送信パルス信号に応じた信号幅のゲート信号を発生するゲート信号発生手段を設け、
複数の受信側装置それぞれに、予め受信信号の周波数が後方散乱波の周波数に対してドップラー効果により変化する値を補正する周波数補正信号を求める手段と、複数の受信アンテナ間における受信信号の到達時間差に基づく遅延時間補正信号を求める手段と、受信信号を検出するサンプリング手段と、前記受信信号を前記周波数補正信号で補正する周波数変換手段と、前記周波数変換手段で補正した信号を前記遅延時間補正信号で補正する相関処理手段と、前記相関処理手段で補正した信号を前記ゲート信号によって取り出す積分手段とを設けたことを特徴とする。
（５）上記（４）記載の干渉型レーダーイメージング装置において、前記周波数補正信号、前記遅延時間補正信号、および前記受信信号を複素数の実部と虚部に分離し、前記実部と前記虚部のそれぞれ毎に前記周波数補正信号を求める手段、前記遅延時間補正信号を求める手段、前記周波数変換手段、前記相関処理手、および前記積分手段を実行することを特徴とする。
（６）上記（４）又は（５）記載の干渉型レーダーイメージング装置において、受信側装置において、前記積分手段の出力を２次元フーリエ変換する２次元フーリエ変換手段と、前記２次元フーリエ変換手段の出力をＵＶ平面上に配列する手段と、前記ＵＶ平面上に配列する手段の出力を２次元逆フーリエ変換する２次元逆フーリエ変換手段とを設けたことを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明は以下の特徴を備えている。
【００１３】
本発明の特徴１は、比較的容易に手に入る出力の小さいレーダー、例えば航空機監視レーダーを用いて比較的遠い衛星等の探知を行う点にある。これにより、出力の小さいレーダーによっても遠い物体の観測が精度よく行うことができるようになる。
【００１４】
本発明の特徴２は、パルス発生回路（ＣＷ、チャープ信号、白色雑音またはＰＮ（疑似雑音）拡散信号等を時間パルスにする回路）から送信アンテナへ直に伝送する送信パルス信号を伝送線によって直に減衰及びノイズの混入なく検出し、この送信パルス信号を用いて相関処理を行う点である。これにより、ＳＮ比が無限大、即ち、ノイズの入っていない送信信号を取得することができる。
【００１５】
本発明の特徴３は、受信信号を送信パルス信号に応じたゲート信号によってゲート制御する点である。これによって、受信信号の内の相関抑制ゲートによって出力が抑制される期間を除いたゲート期間のみ受信信号を取り出すことができる。即ち、送信パルス信号と相関処理をした信号部分を取り出すことができる。
【００１６】
次に、上記特徴を備えた本発明の実施例である、安価なレーダーと干渉計技術を融合した新しい衛星捕捉システムの概略を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１７】
図３は、本発明の相関ゲートの動作説明図である。図４は、本発明の処理アルゴリズムを説明する図である。図５は、本発明の測定原理図である。
【００１８】
本発明は、干渉計の技術を信号の検出に用いる方式により精密な計測を可能とする。この方式では、衛星に特別な装置を必要としないで、衛星軌道・姿勢を求めることを目的とし、１つの送信アンテナからＣＷ、チャープ信号、白色雑音またはＰＮ（疑似雑音）拡散信号を送信信号として、図５に示すように、パルス的に放射し衛星に当てて戻ってきた後方散乱波を干渉計観測局の受信アンテナで受信し、送信時に記録した送信記録信号と、図３に示すように、受信記録信号の相関処理を信号の無いところの相関を抑圧するゲート操作を行いながら相関処理を順次行い、地球・観測物体間位置の変化による相関クロススペクトルの時系列データ（空間周波数スペクトル）を求め、２次元逆フーリエ変換することで衛星の後方散乱による像（衛星姿勢）および衛星までの距離を求める。最終的には、複数の受信局を用いることで衛星の像（姿勢）を得ることを目標とする。
【００１９】
図４に示すように、得られる相関は複素相関結果として検出されるため、予測値からの時間残差、レート残差の２次元平面上に現れる。この発明は、光通信衛星捕捉のために干渉計技術を応用したものであり、実時間ＶＬＢＩのディジタル信号処理技術及び高速データ伝送を技術的基礎とし、レーダー技術を応用したものである。
【００２０】
図４では、受信信号をゲート制御した信号と、同じく、送信信号をゲート制御した信号とを衛星軌道、地球回転補正等を行いながら複素相関処理し、その複素相関結果を２次元フーリエ変換し、その結果をＵＶ平面上に配列して移動軌跡を表示する。その２次元フーリエ変換した信号を２次元逆フーリエ変換して衛星のイメージを求める。干渉計の出力は、対象物の輝度分布のフーリエ成分であることが知られているので、沢山のフーリエ成分を集めてＵＶ平面上に配置し、逆フーリエ変換を行えばイメージングが行える。これによって、衛星の位置及び姿勢、向き等を表すことが可能になる。
ここで、ＵＶ平面について簡単に言及しておく。干渉計の場合、“基線（送信局と受信局間）ベクトルを衛星方向と直行した平面へ投影した量／観測波長”で分解能とその分解方向が決定される。この量が大きいほど分解能が高い。分解方向は、衛星の移動、地球回転により変化する。この分解能と分解方向を表したのがＵＶ平面といえる。赤経方向成分（Ｕ）と赤緯方向成分（Ｖ）の軸で規定される座標上に記述されるため、この様に呼ばれる。
【００２１】
（第１実施例）
図１は本発明の干渉型レーダーイメージング装置のブロック構成図である。干渉型レーダーイメージング装置は各アンテナとそれ以外の信号処理装置とからなる。前記信号処理装置は相関器１０を含む。
【００２２】
各アンテナは、送信アンテナ１１と受信アンテナ２１及び４１からなる。本発明においては、送信アンテナは図５に示すような比較的容易に入手することが可能な出力の小さいレーダーを対象とし、この第１実施例の場合、航空監視レーダーを用いる。受信アンテナの数は任意である。
【００２３】
受信アンテナの特性については格別条件を設けないが、受信信号のレベルが小さいことから、感度の高いものが好ましい。
【００２４】
信号処理装置は、送信側装置８と受信側装置９からなる。
送信側装置８は、送信アンテナ１１、サンプリング回路１２、必要に応じて設ける付加タイムコード回路１３、遅延回路Ｄ１４及び１７、検波回路１５、遅延回路Ｄ’１６、送信パルス信号発生回路１８からなり、
送信アンテナ１１と送信パルス信号発生回路１８の接続点に直接サンプリング回路１２と検波回路１５の分岐点を接続し、一方の分岐線にはサンプリング回路１２−付加タイムコード回路１３−遅延回路Ｄ１４の直列接続回路を設け、送信パルス検出信号▲１▼を出力し、他方の分岐線には検波回路１５−遅延回路Ｄ’１６−遅延回路Ｄ１７の直列接続回路を設け、ゲート信号▲２▼を出力する。
【００２５】
特に、送信アンテナ１１とサンプリング回路１２は直接接続されているので、サンプリング回路１２の入力信号はＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）が無限大となる。これにより、送信パルス検出信号はノイズが乗らない信号とすることが可能になる。
【００２６】
動作を説明する。送信パルス発生回路１８からの送信パルス信号Ｘ（ｔ）は送信アンテナ１１を介して衛星へ送信される。
【００２７】
同時に、前記送信パルス信号Ｘ（ｔ）は、Ｓ／Ｎ比が無限大の信号として、サンプリング回路１２でサンプリングされ、必要に応じて付加タイムコード回路１３でタイムコードが付加され、図３にレーダー信号として示されているように、所定パルス幅及び所定パルス高のパルス信号に形成され、遅延回路Ｄ１４において図１に示されるように、所定量遅延された送信パルス検出信号▲１▼として出力される。
【００２８】
同じく、前記送信パルス信号Ｘ（ｔ）は、検波回路１５により検波されて送信パルス信号の包絡パルス波形信号として出力され、この包絡パルス波形信号は遅延回路Ｄ’１６により遅延時間Ｄ’遅延され、この信号は遅延回路Ｄ１７によってゲート信号▲２▼として出力される。
【００２９】
ゲート信号▲２▼のゲート幅は、図３に示されるように、前記送信パルス検出信号▲１▼のパルス幅を含む幅を有し、相関抑制期間に対して設けられる。
【００３０】
送信パルス検出信号▲１▼及びゲート信号▲２▼は相関処理のための信号として次に説明する受信側装置へ送られる。
【００３１】
受信側装置９は、受信アンテナを２基とした例を示し、遅延及び遅延追尾回路２０及び４０、受信アンテナ２１及び４１、サンプリング回路２２及び４２、タイムコード回路２３及び４３、周波数変換回路２４、２５、４４及び４５、相関処理回路（Ｒ）２６及び４６、相関処理回路（Ｉ）２７及び４７、積分回路２８、２９，４８及び４９、２次元フーリエ変換回路３０及び５０、ＵＶ平面上に配列する回路３１及び５１、２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２からなる。
【００３２】
前記周波数変換回路−相関処理回路−積分回路からなる直列回路は、受信信号と補正信号の複素相関をとった実部又は虚部のそれぞれ毎に設ける。
【００３３】
図１では、衛星からの後方散乱波が図示矢印のように受信アンテナ２１及び４１に到着すると、受信アンテナ２１及び４１では、受信パルス信号Ｙ１（ｔ）、Ｙ２（ｔ）として受信され、このパルス信号Ｙ１（ｔ）とパルス信号Ｙ２（ｔ）は、送信パルス信号にノイズ分がのった信号として、それぞれサンプリング回路２２及び４２でサンプリングされ、タイムコード回路２３及び４３でタイムコードが付加され、パルス信号Ｙ１ｍ（ｔ）とパルス信号Ｙ２ｍ（ｔ）になる。
【００３４】
後方散乱波と送信信号との相関検出における補正事項としては、遅延時間補正（ビット・トラッキング）と、周波数補正（フリンジ・ローテート）がある。
【００３５】
受信アンテナ２１及び４１における受信信号の到達時間差は、衛星位置・速度、地球の自転、公転に伴い変化する。これを補正するのが遅延時間補正であり、この補正は遅延及び遅延追尾回路２０及び４０で行われる。
【００３６】
アンテナ２１及び４１の衛星に対する視線速度は、衛星位置・速度、地球の自転、公転に伴い変化する。このため、アンテナ２１及び４１の受信周波数は衛星からの後方散乱波の周波数に対してドップラー効果の影響で変化する。これを補正するのが周波数補正である。
【００３７】
この周波数補正は、周波数変換回路２４、２５、４４及び４５により、位相差を直行した２成分、つまり複素数の形で行われる。
【００３８】
周波数変換回路２４、２５、４４及び４５の動作を、図２に基づいて説明する。図２の回路は、一方の受信アンテナ２１側に接続された部分回路で、図２全体で複素相関処理を行う相関器１０を構成する。
【００３９】
相関器としての基本機能は、送信（パルス）信号と受信信号の相関処理を行う相関処理回路が実行する。この意味で、相関器としての最小構成は相関処理回路となる。さらに、送信信号がパルス信号の場合に有効な相関器の構成は、送信パルス信号と受信信号の相関処理を行う相関処理回路と、前記相関処理回路の出力信号を送信パルス信号に応じたゲート信号によって取り出す積分回路とからなる。さらにまた、複素信号であるドップラー効果補正信号の実部又は虚部それぞれで補正し相関をとる場合に有効な相関器の構成は、受信信号をドップラー効果補正信号の実部又は虚部それぞれで補正する周波数変換回路と、前記周波数変換回路の各出力信号と送信パルス信号の相関処理を行う相関処理回路と、前記相関処理回路の各出力信号を送信パルス信号に応じたゲート信号によって取り出す積分回路とからなる。
【００４０】
ドップラー効果の修正信号は実部と虚部とからなる複素数として表される。前記実部（ｓｉｎ成分）と虚部（ｃｏｓ成分）として直行成分で表す。例えばデータを１ビットでサンプリングした場合、周波数補正によるロスを抑えるため、前記ｓｉｎ成分及びｃｏｓ成分は図６に示すようにｓｉｎ波及びｃｏｓ波を１、０、−１の３値で近似する。前記ｓｉｎ波及びｃｏｓ波の位相は、衛星の位置、送信周波数、送信波が衛星に当たって戻ってくるまでの所要時間の変化量に基づいて計算によって求められる。
【００４１】
周波数変換回路２４、２５は、図２に示されるように、乗算器２４’及び２５’によって構成される。
【００４２】
相関処理回路２６、２７は、レジスタとシフトレジスタの値をＥＸＮＯＲ回路で演算し、その結果を積分回路２８、２９でカウントし、積算後出力するように構成されている。
【００４３】
積分回路２８、２９は、カウンタ及び積算器からなり、前記ゲート信号▲２▼で制御される期間カウントするように構成されている。
【００４４】
図２のＸｎ（ｔ）は前記図１の送信パルス検出信号▲１▼を表す。信号Ｘｎ（ｔ）は遅延及び遅延追尾回路２０で遅延時間補正（この量は各局毎に異なる）され、相関処理回路２６のレジスタ２６−１と、相関処理回路２７のレジスタ２７−１にセットされる。
【００４５】
図２のＹ１ｍ（ｔ）は図１のタイムコード回路２３の出力受信信号である。
【００４６】
信号Ｙ１ｍ（ｔ）は、周波数変換回路２４において、衛星に関し計算で求めたドップラー効果の修正分における実部ｓｉｎ信号が乗算器２４’で乗算されて修正されて信号Ｙ１ｍＲ（ｔ）として、相関処理回路２６のシフトレジスタ２６−２−１〜ｎにセットされる。
【００４７】
他方、信号Ｙ１ｍ（ｔ）は、周波数変換回路２５において、衛星に関し計算で求めたドップラー効果の修正分における虚部ｃｏｓ信号が乗算器２５’で乗算されて修正されて信号Ｙ１ｍＩ（ｔ）として、相関処理回路２７のシフトレジスタ２７−２−１〜ｎにセットされる。
【００４８】
次に、相関処理回路２６では、レジスタ２６−１の値と、シストレジスタ２６−２−１〜ｎの値をＥＸＮＯＲ回路２６−３−１〜ｎで演算し、その演算結果を積分回路２８のカウンタ２８−１−１〜ｎでカウントし、そのカウンタの値を積算器２８−２−１〜ｎで積算して出力する。
【００４９】
積分回路２８は、前記相関処理回路２６の出力を前記ゲート信号▲２▼の抑制されていない期間カウントし、前記信号Ｘｎ（ｔ）と信号Ｙ１ｍＲ（ｔ）の位相差を求める。
【００５０】
同様に、相関処理回路２７では、レジスタ２７−１の値と、シストレジスタ２７−２−１〜ｎの値をＥＸＮＯＲ回路２７−３−１〜ｎで演算し、その演算結果を積分回路２９のカウンタ２９−１−１〜ｎでカウントし、そのカウンタの値を積算器２９−２−１〜ｎで積算して出力する。
【００５１】
積分回路２９は、前記相関処理回路２７の出力を前記ゲート信号の抑制されていない期間カウントし、前記信号Ｘｎ（ｔ）と信号Ｙ１ｍＩ（ｔ）の位相差を求める。
【００５２】
この処理により、送信パルス信号のパルス信号間のゼロレベル信号及びノイズを受信信号から排除することができる。この結果、測定精度が大幅に向上する。
【００５３】
前記遅延及び遅延追尾回路２０及び４０、相関処理回路（Ｒ）２６及び４６、相関処理回路（Ｉ）２７及び４７、積分回路２８、２９、４８及び４９により、入力された送信信号Ｘｎ（ｔ）と受信信号Ｙ１ｍ（ｔ）とに相関処理を施し、相関クロススペクトルの時系列データ（空間周波数スペクトル）を求める。このデータには衛星までの距離情報、衛星の状態、衛星での反射係数等の情報が含まれている。このデータを次の２次元フーリエ変換回路で変換することで、それらの情報を抽出する。
【００５４】
本発明の相関器は、基本的に、送信パルス信号と受信信号の相関処理を行う相関処理手段となる相関処理回路と、前記相関処理回路の信号を送信パルス信号のパルス期間を画定するゲート信号によって取り出す積分手段となる積分回路により構成したものであり、ノイズの影響を極力排除するようにしたものである。
【００５５】
また、本発明の相関器は、前記受信信号を複素信号の実部又は虚部を表すそれぞれの信号として構成し、その複素信号の実部又は虚部のそれぞれについて上に述べた相関処理手段及び積分手段を適用するものである。
【００５６】
図１に戻って、積分回路２８、２９、４８及び４９の出力は、それぞれ２次元フーリエ変換回路３０及び５０によって変換され、前記衛星までの距離情報等を含む座標データが抽出される。
【００５７】
ＵＶ平面上に配列する回路３１及び５１は、前記２次元フーリエ変換の結果をＵＶ平面に表示するためのデータに変換しＵＶ平面に表示すると共に、２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２へ出力する。ＵＶ平面においては、例えば衛星の座標等が表示される。
【００５８】
２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２は、イメージ出力、例えば衛星表面の画像を出力する。
【００５９】
ＵＶ平面上に配列する回路３１及び５１の出力、及び、２次元逆フーリエ変換回路３２及び５２の出力は、それぞれ異なり、受信アンテナの位置に応じた衛星のデータ、例えば衛星の異なる面の画像データ等を含むことになる。アンテナの数を増やすことによって、ＣＴスキャンのようにデータの量を増加し、合成画像を精緻にできる。
（本発明の干渉型レーダーイメージング装置のＳＮＲ）
本発明は、送信レーダーの出力が小さいため、単純なレーダー方式、相関方式では十分なＳＮＲ（信号雑音比）が期待できない。このため、図３に示すような相関ゲートを用いた相関方式を採用する。相関ゲートは、レーダー信号の無い時、相関動作を停止する。また、相関器は周波数・時間方向の補正機能を有し、衛星、地球のドップラをキャンセルするものとする。送信レーダー信号と相関制御ゲートのイメージを図３に示す。レーダー信号パルスに相関制御ゲートを近づければ近づけるほどＳＮＲを上げられる。
【００６０】
【表１】
0003653531.tif 000002
【００６１】
回線設計パラメータを表１に示す。条件より送信系の信号強度を見積もる。まずＲａｍｄａ（λ）は式１により求められ、送信アンテナゲインＧａｉｎは式２で求められる。
【００６２】
【式１】
0003653531.tif 000003
【００６３】
【式２】
0003653531.tif 000004
【００６４】
衛星軌道上で受信される送信アンテナから送られた信号強度Ｐｏｗｅｒｄｅｎｓ［Ｗ／ｍ２／Ｈｚ］は、式３で求められる。前記信号強度は、所定距離離れた場所での電力密度を意味する。
【００６５】
【式３】
0003653531.tif 000005
【００６６】
ここでＢａｎｄｗｉｄｔｈ（バンド幅）は、ＣＷ信号の場合でも時分割送信であるのでスペクトルの広がりを持ち、式４により求まる。パルス幅により送信帯域幅が異なる。
【００６７】
【式４】
0003653531.tif 000006
【００６８】
衛星軌道上でのビームの広がりはＢｅａｍｄとして式５で求められる。
【００６９】
【式５】
0003653531.tif 000007
【００７０】
受信アンテナ基線により形成される疑似アンテナビームは式６で求められる。もしこれが式５で求められる送信ビーム径より小さい場合、もしくは衛星の等価散乱断面積の方が小さい場合、式５か式６の小さい方を反射に用いられる面積とする。
【００７１】
【式６】
0003653531.tif 000008
【００７２】
反射係数を考慮した受信信号等価フラックス（電波源強度）は、長基線では式７により求まる。
【００７３】
【式７】
0003653531.tif 000009
【００７４】
今回は受信アンテナ間距離が短いので衛星の等価散乱断面積（Ｓｍ２）が小さい場合を仮定し、計算を進める。反射信号の等価フラックスは式８で求められる。
【００７５】
【式８】
0003653531.tif 000010
【００７６】
これを１×１０−２６で割ったものが、ＶＬＢＩでよく用いられているフラックス密度［Ｊｙ］（ジャンスキー：単位）となる。これを受信アンテナで受信する。
【００７７】
実際の相関時に有効となる積分時間は、パルスが存在する時間のみであるので、有効積分時間は、式９で求められる。これはゲート時間のみからなる積分である。
【００７８】
【式９】
0003653531.tif 000011
【００７９】
通常の（電波星を対象とした）ＶＬＢＩの信号として相関処理を行った場合のＳＮＲは、式１０で求められる。
【００８０】
【式１０】
0003653531.tif 000012
【００８１】
１ビットサンプリング、大気シンチレーション、フリンジストッピングロス（ドップラー分の補正のロス）を考慮すると式１１と表される。全ロス分を考慮したＳＮＲｖは式１１になる。
【００８２】
【式１１】
0003653531.tif 000013
【００８３】
ここで、相関時にゲート機能を使い信号パルスの存在している時間のみ相関処理を行う。これによるＳＮＲの向上は式１３で表される。ゲートによる改善率：式１２から解るように、Ｇａｔｅｇａｉｎの最大値はＧａｔｅｔｉｍｅ＝Ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈの場合である。
【００８４】
【式１２】
0003653531.tif 000014
【００８５】
【式１３】
0003653531.tif 000015
【００８６】
以上は、受信信号同士の場合のＶＬＢＩ（超長基線電波干渉法）を表す。
【００８７】
以下は、本発明の送信信号と受信信号の相関を考慮した例についてのＳＮＲである。
【００８８】
本発明の場合は、送信時の信号を基準局信号として使えるので、ＳＮＲは受信信号ＳＮＲのみで規定できる。受信信号ＳＮＲのみに依存する形に変形すると式１４となる。ここで、受信アンテナの開口面積をＡｒ［ｍ２］とする。ＳＮＲｓは理論上のロスを考慮した場合のＳＮＲである。
【００８９】
【式１４】
0003653531.tif 000016
【００９０】
ＳＮＲＳは、ＢａｎｄｗｉｄｔｈＳを上げていくことでＳＮＲの向上を図れる。また、サンプリングの量子化レベルを１ビットから２ビットに変えることで０．８８／０．６４倍の改善を図れる。
【００９１】
また、見積もられる観測誤差は、信号帯域幅を用いて式１５より求められる。
【００９２】
【式１５】
0003653531.tif 000017
【００９３】
例えば、積分時間１０秒、散乱断面積１ｍ２、バンド幅５ＭＨｚを仮定すると、ＶＬＢＩ方式ではＳＮＲ＝４．８Ｅ−５、本方式ではＳＮＲ＝２５．９が得られる。
【００９４】
以上述べたＳＮＲの手法を用いれば本発明のＳＮＲを正しく評価することができ、本発明のＳＮＲが従来のものに比べて各段にすぐれたものであることが理解できる。
【００９５】
【発明の効果】
本発明は、以下の効果を奏する。
（１）送信側回路において、送信アンテナと送信パルス発生回路を接続する伝送線路に、サンプリング回路を直に接続したので、送信信号をＳＮＲを無限大にして、即ち、ノイズなしで検出することができるようになる。
（２）ＳＮＲ無限大の検出信号と、受信信号の相関処理をすることができるので、相関処理の精度を高めることができるようになる。
（３）送信パルス信号に応じたゲート信号を発生できるので、受信信号をこのゲート信号によって適切に取り出すことができるようになる。即ち、受信信号のノイズ成分を相関処理の際排除することができる。このため、ノイズに埋まるような受信信号であっても正確に相関処理を行うことができるようになる。
（４）ドップラー効果の補正を受信信号の複素成分毎に行うことによって、より正確な相関処理を行うことができるようになる。
（５）上記（１）から（４）に述べた構成を有することにより、送信アンテナの出力が小さい場合にも、正確な測定ができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の干渉型レーダーイメージング装置のブロック構成図である。
【図２】図１における本発明の周波数変換回路、相関処理回路及び積分回路の構成図である。
【図３】本発明の相関制御ゲートの動作説明図である。
【図４】本発明の処理アルゴリズムを説明する図である。
【図５】本発明の測定原理図である。
【図６】本発明のドップラー効果の補正信号を示す図である。
【図７】従来の観測局のブロック構成図である。
【符号の説明】
▲１▼    送信パルス検出信号
▲２▼    ゲート信号
８    送信側装置
９    受信側装置
１０    相関器
１１    送信アンテナ
１２    サンプリング回路
１３    付加タイムコード回路
１４、１７    遅延回路Ｄ
１５    検波回路
１６    遅延回路Ｄ’
１８    送信パルス発生回路
２０，４０    遅延及び遅延追尾回路
２１、４１    受信アンテナ
２２、４２    サンプリング回路
２３、４３    タイムコード回路
２４、４４    周波数変換回路（Ｒ）
２５、４５    周波数変換回路（Ｉ）
２６、４６    相関処理回路（Ｒ）
２７、４７    相関処理回路（Ｉ）
２８、２９、４８、４９    積分回路
３０、５０    ２次元フーリエ回路
３１、５１    ＵＶ平面上に配列する回路
３２、５２    ２次元逆フーリエ回路
２４’、２５’    乗算器
２６−１、２７−１    レジスタ
２６−２−１〜ｎ、３８−２−１〜ｎ    シフトレジスタ
２６−３−１〜ｎ、２７−３−１〜ｎ    ＮＯＲ回路
２６−４−１〜ｎ、２７−４−１〜ｎ    カウンタ
２６−５、２７−５    積算器
【図１】
0003653531.tif 000018
【図２】
0003653531.tif 000019
【図３】
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【図４】
0003653531.tif 000021
【図５】
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【図６】
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【図７】
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