(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、
受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、
前記コンポジットビデオ信号のＳＮ比を測定するＳＮ比測定手段と、
前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、
前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、
前記制御手段は、少なくとも前記ＳＮ比に応じて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変更することを特徴とするダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項２】
同一の受信アンテナが連続して確定的に選択されたことを検出する同一アンテナ連続選択検出手段をさらに有し、
前記制御手段は、少なくとも前記ＳＮ比と前記同一アンテナ連続選択検出手段の検出結果とに基づいて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変更することを特徴とする請求項１記載のテレビジョン受信機。
【請求項３】
受信信号から音声信号を復調する復調手段と、前記音声信号の歪みを検出する歪み検出手段とをさらに有し、
前記制御手段は、少なくとも前記歪み検出手段による検出結果と前記ＳＮ比とに基づいて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変更することを特徴とする請求項１記載のテレビジョン受信機。
【請求項４】
前記制御手段は、変更された実行頻度の下に実行されるダイバーシティ動作の有効時において、前記ＳＮ比に基づき、当該実行頻度の下でのダイバーシティ動作を解除し前記ダイバーシティ動作の実行頻度を所定の実行頻度に戻すことを特徴とする請求項１ないし３のうちいずれか１つに記載のテレビジョン受信機。
【請求項５】
受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、
受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、
前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、
前記垂直タイミング検出手段により検出されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、
前記制御手段は、前記ダイバーシティ動作を開始させる直前において選択されていた受信アンテナの受信レベルを最初に検出することを特徴とするダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項６】
ダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機であって、
アンテナ切り替えの際に、全ての受信アンテナの後段への接続状態を解除した後に選択されるべき１のアンテナの後段への電気的接続を行うことを特徴とするダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項７】
受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、
受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、
前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、
前記垂直タイミング検出手段により検出されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、
前記制御手段は、前記ダイバーシティ動作の開始直前において選択されていた受信アンテナの受信レベルよりも所定レベル以上大なる受信アンテナが検出された場合にのみこれを受信継続すべきアンテナとして選択し、検出されない場合には前記ダイバーシティ動作の開始直前において選択されていた受信アンテナを受信継続すべきアンテナとして選択することを特徴とするダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項８】
ダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機であって、
シンクチップの直流電位を一定に保つクランプ手段を備え、
アンテナ切り替え中は、前記クランプ手段を不動作とすることを特徴とするダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項９】
受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、
受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、
受信状態を評価しその評価結果に基づいて間引きモードを決定する受信状態評価手段と、
前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、
前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、
前記制御手段は、前記間引きモード下において前記ダイバーシティ動作をランダムに実行することを特徴とするダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項１０】
前記制御手段は、さらに受信状態に応じて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変化させることを特徴とする請求項９記載のダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項１１】
前記コンポジットビデオ信号のＳＮ比を測定するＳＮ比測定手段を有し、前記制御手段は、前記ＳＮ比に応じて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変化させることを特徴とする請求項１０記載のダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項１２】
前記制御手段は、前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングを担う起動信号を入力とするＭ系列ランダム信号発生器を含み、前記Ｍ系列ランダム信号発生器のランダム出力信号に基づいて前記ダイバーシティ動作をランダムに実行することを特徴とする請求項９記載のダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項１３】
前記制御手段は、前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングを担う起動信号を入力とする分周回路と、前記分周回路の分出出力を入力とするＭ系列ランダム信号発生器を含み、前記Ｍ系列ランダム信号発生器のランダム出力信号に基づいて前記ダイバーシティ動作をランダムに実行し、
前記分周回路の分周比は、受信状態に応じて設定されることを特徴とする請求項９記載のダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【請求項１４】
前記コンポジットビデオ信号のＳＮ比を測定するＳＮ比測定手段を有し、前記分周比は、前記ＳＮ比に応じて設定されることを特徴とする請求項１３記載のダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体例えば車両において設置または使用される車載テレビジョン受信機などは、耐マルチパス方式としてのダイバーシティを行う機能を持ち合わせ、受信環境への自動的な追従動作を実現している。
複数のアンテナによって空間ダイバーシティ動作をなす受信機においては、これらアンテナからの出力の受信を選択的に切り替え可能な切替部が設けられ、この切替部をしてアンテナを順次選択せしめ、各アンテナから得られる受信テレビジョン信号のレベルを検出し、その検出レベルのうちの最も大なるレベルが得られるアンテナを切替部をして最終的に選択確定せしめる制御がなされる。ここで、かかる制御におけるアンテナの切り換えは、テレビジョン信号の垂直帰線消去期間においてなされるのが望ましい。何故なら、テレビジョン信号における垂直帰線消去期間以外の部分には実際に表示される画像情報を担う信号が存在するので、この部分でレベル検出やアンテナの切り換えを行うと、画面上にノイズ（白く細長いノイズ）となって現れてしまうからである。
【０００３】
しかしながら、このような考慮だけの下にダイバーシティ動作を行ったとしても必ずしも良好な結果が得られるとは言い難い。
テレビジョン受信機は、画像及び音声の双方につき再生出力するものであり、画像にばかり良質な再生をなすべく空間ダイバーシティ動作のための上記アンテナの切り換えを行えば、音声においてその切り換えノイズが発生するという裏腹の面があるので、却って音声品質の低下を誘発してしまうこともある。また、かかる切り換えノイズが発生しなくとも、空間ダイバーシティ動作によって実際に視聴者に与える画像品質が変わらなかったり逆に低下してしまったような逆効果を奏してしまうこともあり得る。
【０００４】
このように、画像の他に音声を含めた再生情報全体の実際の視聴者に対する品質面において、上記アンテナの切り換え形態を如何にすれば最適なものとなるかにつき、技術的に取り組む余地が残されているのである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
よって本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、その主たる目的とするところは、音声を含めた再生情報全体の実際の視聴者に対する品質面において最適なダイバーシティ動作を行うことのできるテレビジョン受信機を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の一態様による受信機は、受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、前記コンポジットビデオ信号のＳＮ比を測定するＳＮ比測定手段と、前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、前記制御手段は、少なくとも前記ＳＮ比に応じて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変更することを特徴としている。
【０００７】
この態様の受信機は、同一の受信アンテナが連続して確定的に選択されたことを検出する同一アンテナ連続選択検出手段をさらに有し、前記制御手段は、少なくとも前記ＳＮ比と前記同一アンテナ連続選択検出手段の検出結果とに基づいて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変更するように構成することができる。
また、受信信号から音声信号を復調する復調手段と、前記音声信号の歪みを検出する歪み検出手段とをさらに有し、前記制御手段は、少なくとも前記歪み検出手段による検出結果と前記ＳＮ比とに基づいて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変更するようにしても良い。
【０００８】
さらに、上記各態様において、前記制御手段は、変更された実行頻度の下に実行されるダイバーシティ動作の有効時において、前記ＳＮ比に基づき、当該実行頻度の下でのダイバーシティ動作を解除し前記ダイバーシティ動作の実行頻度を所定の実行頻度に戻すようにすることができる。
本発明の他の態様による受信機は、受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、前記垂直タイミング検出手段により検出されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記ダイバーシティ動作を開始させる直前において選択されていた受信アンテナの受信レベルを最初に検出することを特徴としている。
【０００９】
本発明のさらに他の態様による受信機は、ダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機であって、アンテナ切り替えの際に、全ての受信アンテナの後段への接続状態を解除した後に選択されるべき１のアンテナの後段への電気的接続を行うことを特徴としている。
本発明のまたさらに他の態様による受信機は、受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、前記垂直タイミング検出手段により検出されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記ダイバーシティ動作の開始直前において選択されていた受信アンテナの受信レベルよりも所定レベル以上大なる受信アンテナが検出された場合にのみこれを受信継続すべきアンテナとして選択し、検出されない場合には前記ダイバーシティ動作の開始直前において選択されていた受信アンテナを受信継続すべきアンテナとして選択することを特徴としている。
【００１０】
本発明の別の態様による受信機は、ダイバーシティ機能を有するテレビジョン受信機であって、シンクチップの直流電位を一定に保つクランプ手段を備え、アンテナ切り替え中は、前記クランプ手段を不動作とすることを特徴としている。
本発明のさらに別の態様による受信機は、受信状態に応じてダイバーシティ動作を行うテレビジョン受信機であって、受信信号からコンポジットビデオ信号を復調する復調手段と、受信状態を評価しその評価結果に基づいて間引きモードを決定する受信状態評価手段と、前記コンポジットビデオ信号における垂直同期信号のタイミングを検知する垂直タイミング検出手段と、前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングに基づいて前記ダイバーシティ動作を開始させる制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記間引きモード下において前記ダイバーシティ動作をランダムに実行することを特徴としている。
【００１１】
この態様の受信機においては、前記制御手段は、さらに受信状態に応じて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変化させるようにすることができる。ここで、前記コンポジットビデオ信号のＳＮ比を測定するＳＮ比測定手段を有し、前記制御手段は、前記ＳＮ比に応じて前記ダイバーシティ動作の実行頻度を変化させるものとしても良い。
【００１２】
また、前記制御手段は、前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングを担う起動信号を入力とするＭ系列ランダム信号発生器を含み、前記Ｍ系列ランダム信号発生器のランダム出力信号に基づいて前記ダイバーシティ動作をランダムに実行するようにすることができる。
さらに、前記制御手段は、前記垂直タイミング検出手段により検知されたタイミングを担う起動信号を入力とする分周回路と、前記分周回路の分出出力を入力とするＭ系列ランダム信号発生器を含み、前記Ｍ系列ランダム信号発生器のランダム出力信号に基づいて前記ダイバーシティ動作をランダムに実行し、前記分周回路の分周比は、受信状態に応じて設定されるようにすることもできる。ここで、前記コンポジットビデオ信号のＳＮ比を測定するＳＮ比測定手段を有し、前記分周比は、前記ＳＮ比に応じて設定されるものとしても良い。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ詳細に説明する。
図１は、本発明による一実施例のダイバーシティ型テレビジョン受信機の概略構成を示している。
図１において、この受信機は、例えば車載用の受信機の如き移動されつつ使用されるタイプのものであり、空間ダイバーシティを実現するための４つの受信アンテナＡＮＴ1〜ＡＮＴ4を備えまたはこれらの受信信号出力端と接続され、各アンテナは切替器（ＲＦ−ＳＷ）１に電気的に結合されている。切替器１は、４つのアンテナのうちのいずれか１つの受信出力を選択し、選択したアンテナからのＲＦ（Radio Frequency）信号を受信信号としてビデオ信号再生系２に供給する。
【００１４】
ビデオ信号再生系２は、復調手段を担い、切替器１からの受信信号を中間周波信号に変換するフロントエンドたる同調器（図示せず）と、中間周波信号を増幅する映像中間周波増幅器２１と、増幅器２１によって増幅された中間周波信号をＡＭ（Amplitude Modulation）復調してコンポジットビデオ信号を再生するＡＭ検波回路２２とを含む。コンポジットビデオ信号は、図示せぬ種々の再生回路及び増幅回路を経て表示器としてのＣＲＴ（Cathode-Ray Tube）２ｘに供給される。ＣＲＴ２ｘは、コンポジットビデオ信号に応じた画像表示をなす。表示器としては、ＣＲＴ以外にも液晶ディスプレイ等も適用可能である。
【００１５】
映像中間周波増幅器２１に供給される受信信号には、ビデオ信号の他に音声信号も含まれており、映像中間周波増幅器２１において音声中間周波信号が取り出され音声信号再生系３に供給される。音声信号再生系３は、音声中間周波信号を増幅する音声中間周波増幅器３１と、増幅器３１によって増幅された中間周波信号をＦＭ（Frequency Modulation）復調してコンポジット音声信号を再生するＦＭ検波回路３２とを含む。コンポジット音声信号は、図示せぬ種々の再生回路及び増幅回路を経て音響出力器としてのスピーカ３ｘに供給される。スピーカ３ｘは、コンポジット音声信号に応じた音響出力をなす。
【００１６】
ビデオ信号再生系２からのコンポジットビデオ信号は、クランプ回路４０によってそのシンクチップのレベルを一定にされつつ波形整形回路４１及び制御部５にも供給される。
波形整形回路４１は、供給されたコンポジットビデオ信号から純然たるビデオ情報を担う部分（以下、適宜「ビデオ信号」と呼ぶ）を除き各種同期信号及び帰線消去信号のみを含むコンポジット同期信号を生成し、これを低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６０に供給する。ＬＰＦ６０により、当該コンポジット同期信号における等化パルスによる２ｆH （ｆH は水平同期周波数）の成分が排除され、コンポジット同期信号の高域成分が減衰される。従ってＬＰＦ６０の出力からは、ｆH の周波数成分に応じた信号が得られることとなる。ＬＰＦ６０の出力は、位相比較器６１の一方の入力端に供給される。位相比較器６１は、一方の入力信号と他方の入力信号とを比較し両者の位相差に応じた位相誤差信号をＬＰＦ６２へ出力する。ＬＰＦ６２を経た位相誤差信号は、制御信号としてＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator）６３に供給される。
【００１７】
ＶＣＯ６３は、中心周波数を３２ｆH とし、供給される制御信号に応じてその中心周波数から偏倚させて発振し、その発振出力信号を制御部５及び分周器６４に供給する。分周器６４は、ＶＣＯ６３からの発振出力信号を分周しｆH の周波数を有する信号を生成しこれを制御部５及び位相比較器６１の他方の入力端に供給する。位相比較器６１，ＬＰＦ６２，ＶＣＯ６３及び分周器６４は、いわゆる位相同期ループ（ＰＬＬ）を形成し、受信したコンポジットビデオ信号の水平同期周波数に追従し、当該コンポジットビデオ信号の水平同期信号に同期したクロック信号を生成する。
【００１８】
波形整形回路４１からのコンポジット同期信号はまた、カウンタ７２にも供給される。カウンタ７２のロード端子ＬＤには、制御部５からのロード制御信号が供給され、カウンタ７２は、このロード制御信号が低レベルとなるのに応答して所定値にプリセットされ、ロード制御信号が高レベルを呈している間のみ波形整形された入力コンポジット同期信号をカウントする。カウンタ７２のカウントが進んでオーバーフロー状態になると、そのキャリー端子ＣＹから高レベルの信号が発せられる。制御部５は、このキャリー出力信号を受信して、ロード制御信号が高レベルとなってからカウンタ７２がコンポジット同期信号パルスを所定数だけ数えたことを検知することとなる。
【００１９】
さらに波形整形回路４１からのコンポジット同期信号は、反転回路８１に供給される。反転回路８１によって反転されたコンポジット同期信号は、ＬＰＦ８２を介してレベル比較器８３の一方の入力端に供給される。比較器８３は、ＬＰＦ８２の出力信号すなわちコンポジット同期信号の積分出力を基準電圧レベルＶr と比較し、ＬＰＦ８２の出力信号が基準電圧レベルＶr よりも大なるときにのみ高レベルとなる信号を生成しこれを制御部５に供給する。生成されたこの高レベル信号は、垂直同期信号と同等の周波数（ｆv ）を有するので、反転回路８１，ＬＰＦ８２及び比較器８３によって、コンポジット同期信号から垂直同期信号が検知されたことになる（以下、比較器８３の出力信号を等価垂直同期信号と呼ぶ）。
【００２０】
ビデオ信号再生系２，クランプ回路４０，波形整形回路４１，カウンタ７２及び制御部５によってＳＮ比測定手段の主要部が形成される。
音声信号再生系３からのコンポジット音声信号は、歪み検出回路３Ａにも供給される。歪み検出回路３Ａは、感度調整信号に応じた感度にて、コンポジット音声信号のマルチパスによる歪みを検出し、その検出レベルに応じた信号を制御部５へ供給する。コンポジット音声信号には、ステレオ放送や２か国語放送に対応するための各チャンネル信号や制御信号が含まれる。
【００２１】
制御部５にはまた、切替器（ＲＦ−ＳＷ）１に内蔵するアンテナ未接続検出回路により発生された検出信号が供給される。アンテナ未接続検出回路は、切替器１の内部信号に基づいてアンテナＡＮＴ1〜ＡＮＴ4の何れが当該切替器に接続されていないかを識別し、その識別結果に応じた検出信号をアンテナ接続情報として発生する。
【００２２】
制御部５は、マイクロコンピュータ等によって構成可能であり、供給された信号及び与えられた情報に基づいて受信機各部の制御を行う。
かかる制御には、ビデオ信号のＳＮ比を測定する処理や、測定されたＳＮ比の評価及びコンポジットビデオ信号の垂直帰線期間におけるペデスタルレベルの検出に基づいて最適な受信アンテナを選定する処理の他、かかるアンテナ選定処理を起動するＱＶパルスの生成処理などが含まれる。アンテナ選定処理においては、制御部５がアンテナ切換信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ４を切替器１に供給し、切替器１は、このアンテナ切換信号に応じてアンテナＡＮＴ1〜ＡＮＴ4のいずれか１つの出力をビデオ信号再生系２へ中継することとなる。
【００２３】
アンテナ選定処理の起動をなすＱＶパルスの生成回路は、図２に示される。
図２において、ＱＶパルス生成回路５０及びその周辺回路は、制御部５内に形成される。ＱＶパルス生成回路５０は、４つのＤ型フリップフロップ５００〜５０３と、ＡＮＤ回路５０４と、ＮＯＴ回路５０５及び５０６と、所定数のＤ型フリップフロップ群５０９とで構成される。
【００２４】
また、クロック生成部６５は、ＶＣＯ６３から入力される３２ｆH のマスタークロックを分周することで１／（２ｆH ）の周期のクロック信号を生成する。ＱＶパルス生成回路５０に入力される等価垂直同期信号ｆv は、この２ｆH のクロック信号の周期でＤフリップフロップ５００〜５０３にてサンプリングされる。このとき、等価垂直同期信号ｆv は、既に比較手段８３にて２値化されているので、各Ｄフリップフロップでは、低レベル（Ｌ）または高レベル（Ｈ）を示すいずれかの信号がサンプリングされることになる。
【００２５】
Ｄフリップフロップ５００〜５０３及びＮＯＴ回路５０５並びにＡＮＤ回路５０４は、ノイズなどによる垂直同期信号の誤検出を抑制するために、連続するサンプルデータを用いて垂直同期信号の発生を検出する。
以下にその動作を説明する。
本実施例によるこの回路は受信信号がＮＴＳＣ方式のものである場合を前提としており、Ｄフリップフロップ５０３、５０２、５０１、５００の出力が、それぞれＬ、Ｈ、Ｈ、Ｈとなったときに初めて、ＡＮＤ回路５０４から垂直同期信号の検出を示す高レベルのＱパルスが出力されるようにしている。
【００２６】
この様子を示したのが図３の波形図である。
図示のように等価垂直同期信号が発生すると、図中の三角印に対応する２ｆH のクロック信号の周期長の期間でＡＮＤ回路５０４の各入力が高レベルとなりＱパルスが出力される。
発生したＱパルスは、Ｄフリップフロップ群５０９にて所定時間遅延させられ、ＱＶパルスとして出力される。この所定時間は、Ｑパルスの検出から実際にアンテナ選定処理を開始するまでの時間に相当し、本例では、２ｆH のクロック信号の３．５周期分としている。
【００２７】
また、本実施例では、一例として、Ｄフリップフロップ５００〜５０３を使い、Ｄフリップフロップを４個使用した構成を示したが、誤検出を更に抑制したいのであれば、ここで使うＤフリップフロップの数を更に増やすことが有効である。
なお、多重放送波の場合、図３にコンポジット同期信号に点線にて示される如く垂直同期信号の終端から６つ目の等化パルス周期後において多重放送信号が重畳される可能性があり、この多重放送信号の重畳部の前において後述のアンテナ選定処理を全て完了させるべく当該処理の起動信号であるＱＶパルスを出力させている。
【００２８】
上述の如くして得られるＱＶパルスは、以下に説明されるアンテナ選定処理の起動信号として用いられる。
図４は、アンテナ選定処理回路の構成を示している。この回路は、ＱＶパルスに応答してダイバーシティ動作としてのアンテナ選定処理を開始させる機能を担うものであり、制御部５内に形成される。
【００２９】
図４において、ＡＭ検波回路２２からのコンポジットビデオ信号は、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器５１０に供給される。Ａ／Ｄ変換器５１０は、コンポジットビデオ信号をタイミングコントロール部５１１によって指示されるサンプリングタイミング毎にディジタル変換し、そのディジタル出力を判定回路５１３に送る。
【００３０】
注記するに、本実施例に適用されるこのＡ／Ｄ変換器５１０は、そのディジタル変換における分解能が、アンテナ受信レベルに換算して２ｄＢ程度若しくはそれ以上に粗く設定されている。これは、下記の理由による。
すなわち、現在選択中のアンテナの受信レベルより高い受信レベルを有するアンテナに切り替えたとしても、そのレベル差が約２ｄＢ以内であれば再生画像において視覚的にはほとんど改善がみられず、逆にアンテナを切り替えずに現状のアンテナを維持する方が音声系へのノイズの面で有利であることが分かった。このことにより、ダイバーシティのアンテナ切り替え制御においては、高い分解能でコンポジットビデオ信号のペデスタルレベルをＡ／Ｄ変換する必要がないとの結論に達した。
【００３１】
したがって、本実施例では、ペデスタルレベルをディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換の分解能をアンテナ受信レベルに換算して２ｄＢ若しくはそれより粗く設定し、少々受信レベルが高いぐらいではアンテナの切り替えがなされないように構成し、アンテナの頻繁な切り替わりによる再生画像上のちらつきや音声ノイズの低減を図っているのである。
【００３２】
判定回路５１３は、アンテナ選定処理においてプリセット値または前のＡ／Ｄ変換出力の値よりも良好と判断されたＡ／Ｄ変換出力の値を現在最良ペデスタルレベルとして記憶保持するバンク５２１と、Ａ／Ｄ変換出力の値とバンク５２１に記憶された値とを比較し前者が後者と等しいかまたは後者よりも小さいとき（現在選択されているアンテナの受信レベルがそれより前に選択されたアンテナの受信レベルよりも大のとき）にのみラッチ指示信号を発生するコンパレータ５２２と、コンパレータ５２２からのラッチ指示信号に応答して当該ラッチ指示信号が発せられたときのＡ／Ｄ変換出力の値を呈したアンテナの番号データを現在最良アンテナ識別情報として取り込む保持部５２３とによって構成される。保持部５２３は、アンテナ切替器１（図１参照）におけるアンテナ接続可能数に対応する４ビット構成のシフトレジスタからなる。
【００３３】
バンク５２１は、コンパレータ５２２からのラッチ指示信号に応答してＡ／Ｄ変換出力の値にその記憶内容を更新する。
一方、コンパレータ５２２は、Ａ／Ｄ変換出力の値がバンク５２１に記憶された値よりも大きいときにはラッチ指示信号を発生せず、バンク５２１の更新は行われずかつ保持部５２３におけるアンテナ番号の取込もなされず、もってそれまでの保持内容をそれぞれ持続する。
【００３４】
したがってバンク５２１と保持部５２３には、Ａ／Ｄ変換器５１０のサンプリング動作の度にそれまでの最良のペデスタルレベルと当該最良ペデスタルレベルを呈したアンテナの番号が更新または保持されることとなる。
コンパレータ５２２はまた、Ａ／Ｄ変換出力の値とバンク５２１に記憶された値との１回分の比較が終了すると、その旨を知らせる判定終了信号を発生し、タイミングコントロール部５１１に供給する。保持部５２３に供給されるアンテナ番号データは、アンテナ切替制御回路５１２から送られる。
【００３５】
アンテナ切替制御回路５１２は、アンテナ選定処理に移る直前において確定し接続していたアンテナの番号データを保持するアンテナ対応４ビット構成のレジスタ５２４と、アンテナ選定処理の過程において順次選択接続されるアンテナの番号を示すシフトレジスタ５２５と、レジスタ５２４の出力データ及びシフトレジスタ５２５のパラレル出力データ並びに所定の４ビットデータ例えば図示の如き論理値“００００"のデータのうちのいずれかのデータを選択的に出力する切替回路５２９と、この切替回路５２９の出力データを受信してこれに応じたアンテナ切換信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ４を生成する出力段５２８と、レジスタ５２４及びシフトレジスタ５２５の出力データに基づきアンテナ選定処理におけるアンテナの選択が一巡したことを検出する一巡検出回路５２６と、レジスタ５２４の出力データをプリセット時においてのみシフトレジスタ５２５にパラレル転送してシフトレジスタ５２５の保持内容を強制的に書き換えさせるための４ビット対応ＡＮＤゲート群５２７とを含んでいる。
【００３６】
レジスタ５２４は、タイミングコントロール部５１１から発せられるアンテナ更新指令信号に応答して、保持部５２３からのアンテナ番号データの取り込みが可能とされる。ＡＮＤゲート群５２７の各一方の入力には、タイミングコントロール部５１１からのプリセット指令信号が供給される。一巡検出回路５２６は、アンテナ選定処理におけるアンテナの選択が一巡したことを検出するとその旨を示す一巡判定信号をタイミングコントロール部５１１に供給する。
【００３７】
タイミングコントロール部５１１はまた、切替回路５２９の切替制御信号を発生する。さらにタイミングコントロール部５１１は、シフトレジスタ５２５に対してシフト指令信号を供給する。シフトレジスタ５２５は、このシフト指令信号に応答してその保持データをシフトさせるが、シリアル出力ビットデータが当該シフトレジスタのシリアル入力とされる循環型の構成を有している。
【００３８】
シフトレジスタ５２５にはまた、アンテナ切替器１からのアンテナ未接続情報が供給されておりこの情報に応じた動作態様を採る。シフトレジスタ５２５のパラレル出力データは、保持部５２３に送られる。
タイミングコントロール部５１１は、３２ｆH のマスタークロック信号及び上記ＱＶパルス信号が供給されており、ＱＶパルス信号によってアンテナ選定処理を起動しマスタークロック信号に基づいた所定のタイミングにて上述した各部の制御信号及び指令信号を発生する。
【００３９】
レジスタ５２３，５２４及び５２５は、それぞれ４ビット構成とされており、保持されるアンテナ番号データが、アンテナＡＮＴ1 は“１０００"にて、アンテナＡＮＴ2 は“０１００"にて、アンテナＡＮＴ3 は“００１０"にて、アンテナＡＮＴ4 は“０００１"にて示される。
以下、この回路におけるアンテナ選定処理の具体的動作につき説明する。
【００４０】
先ず、各レジスタの内容につき一例を挙げると、当該アンテナ選定処理直前に接続されていたアンテナがアンテナＡＮＴ1 で、レジスタ５２４に“１０００"のデータが格納され、既に前回のアンテナ選定処理においてプリセット指令信号が発せられてシフトレジスタ５２５にも“１０００"のデータが格納されているとする。また、切替回路５２９は、アンテナ選定処理前においてはレジスタ５２４の出力データを出力段５２８に中継する如く選択制御されており、出力段５２８は、かかる“１０００"のデータに対応するアンテナＡＮＴ1 を電気的に接続させるためのアンテナ切換信号ＳＥＬ１をアンテナ切替器１に供給しているものとする。
【００４１】
この状態でＱＶパルスが発せられると、タイミングコントロール部５１１は、ＱＶパルスの立ち上がりエッジに応答してバンク５２１に初期値として最大値をセットする。さらに、その直後には、切替回路５２９がシフトレジスタ５２５の出力データを出力段５２８に中継する如く選択制御される。但し、ここでは、切替回路５２９がレジスタ５２４の出力データからシフトレジスタ５２５の出力データへ選択を切り替えたとしても、データ“１０００"が出力段５２８に送られる点は変わらず、アンテナＡＮＴ1 は切替器１に電気的接続がなされたままとなる。
【００４２】
次いでタイミングコントロール部５１１は、図５に示されるように、時刻Ｔ1 にて有意となるサンプリングタイミング信号を発生し、Ａ／Ｄ変換器５１０は、かかるサンプリングタイミングでコンポジットビデオ信号のペデスタルレベルを取り込みかつそのＡ／Ｄ変換出力を判定回路５１３に送ることとなる。ここでバンク５２１には、最大値がセットされているので、コンパレータ５２２により、送られたＡ／Ｄ変換出力値はバンク出力値よりも小さいと判定され、ラッチ指示信号が発せられる。これに伴い、バンク５２１にはＡ／Ｄ変換器５１０からのディジタル値が記憶されるとともに、保持部５２３には、シフトレジスタ５２５の出力データ“１０００"が取り込まれる。
【００４３】
その後、タイミングコントロール部５１１は、図５に示されるように、時刻Ｔ2において切替回路５２９がデータ“００００"を選択出力するよう制御し、所定時間ｔm に亘って出力段５２８が全て論理値０のアンテナ切換信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ４を発生するようにする。これにより、切替器１と各アンテナとの電気的接続が全て解放されることとなる。
【００４４】
かかる全アンテナの解放に引き続いて、タイミングコントロール部５１１は、シフト指令信号を発生してシフトレジスタ５２５のデータを１ビット分シフトさせる。そうすると、シフトレジスタ５２５の保持内容は、“１０００"から“０１００"と変移する。そしてタイミングコントロール部５１１は、シフトレジスタ５２５の出力データを選択するよう切替回路５２９を制御する。従って、出力段５２８には、この“０１００"のデータが切替回路５２９を介して送られるので、出力段５２８は、かかる“０１００"のデータに対応するアンテナＡＮＴ2 を電気的に接続させるためのアンテナ切換信号ＳＥＬ２を切替器１に供給することとなる。
【００４５】
このようにしてアンテナＡＮＴ2 が選択されると、タイミングコントロール部５１１は、このアンテナＡＮＴ2 によって得られるコンポジットビデオ信号のペデスタルレベルのサンプリングをなすべくＡ／Ｄ変換器５１０にサンプリングタイミング信号を供給する。これにより得られるＡ／Ｄ変換出力の値は、コンパレータ５２２によりバンク５２１に記憶された値と比較され、等しいかまたは小さければラッチ指示信号が発せられて当該Ａ／Ｄ変換出力の値がバンク５２１に記憶されかつ保持部５２３におけるアンテナ番号データの取込がなされる。このとき、シフトレジスタ５２５の保持データは、アンテナＡＮＴ2 に対応する“０１００"となっており、保持部５２３には、このアンテナＡＮＴ2 の番号が現在最良アンテナ識別情報として格納されることとなる。
【００４６】
これに対してコンパレータ５２２が、当該バンク記憶値よりもＡ／Ｄ変換出力値が大であるとの結果を得てラッチ指示信号が発せられない場合は、バンク５２１の更新及び保持部５２３へのアンテナ番号データのラッチは行われず、既に記憶しておいたアンテナＡＮＴ1 によるペデスタルレベルの値及び当該アンテナＡＮＴ1 の番号データがバンク５２１及び保持部５２３において残されたままとなる。
【００４７】
かかる判定回路５１３における比較動作及びその比較結果に基づくデータ取込動作が終了した後は、タイミングコントロール部５１１は、切替回路５２９がデータ“００００"を選択出力するよう制御し、再び所定時間ｔm に亘って出力段５２８が全て論理値０のアンテナ切換信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ４を発生しその間切替器１における各アンテナの解放がなされるようにする。
【００４８】
そしてこの全アンテナの解放制御の後に、タイミングコントロール部５１１は、レジスタ５２４の出力データ（“１０００"）が選択されるよう切替回路５２９を制御し、当該アンテナ選定処理開始直前に設定されていたアンテナ（本例の場合アンテナＡＮＴ1 ）の接続に戻すようにする。
以降の処理においても、次のアンテナＡＮＴ3 及びその次のアンテナＡＮＴ4 について、シフトレジスタ５２５のシフト動作、切替回路５２９の切替動作、Ａ／Ｄ変換器５１０のサンプリング動作並びに判定回路５１３の比較及びデータ取込動作がなされる。
【００４９】
アンテナＡＮＴ4 についての判定回路５１３における比較及びデータ取込動作が終了すると、バンク５２１には当該アンテナ選定処理においてサンプリングしたペデスタルレベルうちの最も低いものが保持されるとともに、保持部５２３には、かかる最低ペデスタルレベル（良好な受信レベル）を呈したアンテナの番号データが格納されていることになる。
【００５０】
後述するように、本例の場合アンテナＡＮＴ4 が選択されると、装備された全てのアンテナにつき選択が済んだことを示す一巡判定信号が一巡検出回路５２６から発せられる。
タイミングコントロール部５１１は、この一巡判定信号の発生後は、最良アンテナを選択確定する如き動作を司る。
【００５１】
すなわち、タイミングコントロール部５１１は、図５に示されるように、時刻Ｔ5 において先ずこれまでと同様に切替器１における全アンテナの解放制御をなしてから、アンテナ更新指令信号を発生する。レジスタ５２４は、このアンテナ更新指令信号に応答して保持部５２３に格納されたアンテナ番号データを取り込む。そして、タイミングコントロール部５１１は、レジスタ５２４の出力データを切替回路５２９をして出力段５２８に転送せしめるよう制御する。
【００５２】
本例においては、当該アンテナ選定処理において保持部５２３に最終的に記憶されたアンテナ番号データが、図５に示されるようにアンテナＡＮＴ3 に対応する“００１０"であれば、レジスタ５２４にこれが転送され、そして出力段５２８は、この“００１０"のデータに対応するアンテナ切換信号ＳＥＬ３を切替器１に供給することとなり、当該アンテナ選定処理によるアンテナＡＮＴ3 の確定がなされる。以降、新たにＱＶパルスが発せられるまでこのアンテナＡＮＴ3 の接続が継続されることとなる。
【００５３】
アンテナ選定処理の最終動作としては、プリセット指令信号がＡＮＤゲート５２７に供給され、確定されたアンテナ番号を示すレジスタ５２４の出力データがシフトレジスタ５２５に取り込まれ、次のアンテナ選定処理の準備がなされる。
なお、アンテナの切換をなす前に必ず全てのアンテナの切替器１に対する電気的接続を解放しているのは、当該切換動作に係る回路素子の遅延等による複数アンテナの同時接続を回避するためである。
【００５４】
一巡検出回路５２６は、図６に示されるように、４つのＡＮＤゲート及び１つのＯＲゲートで構成することができる。
詳述すると、レジスタ５２４の先頭ビット出力とシフトレジスタ５２５の最終ビット出力とを入力とするＡＮＤゲート５４０と、レジスタ５２４の第２ビット出力とシフトレジスタ５２５の先頭ビット出力とを入力とするＡＮＤゲート５４１と、レジスタ５２４の第３ビット出力とシフトレジスタ５２５の第２ビット出力とを入力とするＡＮＤゲート５４２と、レジスタ５２４の最終ビット出力とシフトレジスタ５２５の第３ビット出力とを入力とするＡＮＤゲート５４３とが設けられ、さらにこれらゲートの出力を全て入力とする４入力ＯＲゲート５４４が設けられる。
【００５５】
したがって、レジスタ５２４に例えば“１０００"（アンテナＡＮＴ1 ）が格納されている状態からアンテナ選定処理が開始した場合、３度のシフト指令信号の発生によりシフトレジスタ５２５の保持データが“０００１"（アンテナＡＮＴ4 ）となり、シフトレジスタ５２５の最終ビット出力は論理値１を呈することとなる。
【００５６】
この論理値１のシフトレジスタ５２５の最終ビット出力はＡＮＤゲート５４０一方入力に供給されるとともに、ＡＮＤゲート５４０の他方入力には、このときレジスタ５２４が“１０００"を格納している故に、論理値１の当該レジスタ５２４の先頭ビット出力が供給される。これにより、ＡＮＤゲート５４０は、論理値１の出力信号を呈することとなり、これがＯＲゲート５４４を通じて一巡判定出力となる。他のＡＮＤゲート５４１〜５４３には、どれも論理値０の２入力が与えられることとなるので、これらのゲートからは論理値１の信号がＯＲゲート５４４に供給されない。
【００５７】
このように、一巡判定回路５２６は、レジスタ５２４が保持するアンテナ番号“１０００"（アンテナＡＮＴ1 ）よりも処理順序としては１つ前のアンテナ番号“０００１"（アンテナＡＮＴ4 。次のアンテナはアンテナＡＮＴ1 である）をシフトレジスタ５２５が保持したときに、有意の一巡判定出力（一巡判定信号）を呈するのである。
【００５８】
タイミングコントロール部５１１は、この論理値１となった一巡判定信号をもって当該アンテナ選定処理において全てのアンテナの評価が終了したことを検知することができる。
シフトレジスタ５２５のより具体的構成例は、図７に示される。
図７において、シフトレジスタ５２５は、４つのＤフリップフロップ５３０〜５３３と、これらＤフリップフロップに対応して設けられる出力切換型スイッチ回路５３４〜５３７及びＯＲ回路５３ａ〜５３ｄとによって構成される。
【００５９】
スイッチ回路５３４〜５３７は、それぞれ２つの出力端子のうちの一方が、対応するＤフリップフロップのＤ入力と接続され、他方が、対応するＯＲ回路の一入力に接続される。
ＯＲ回路の他入力は、ＤフリップフロップのＱ出力と接続され、ＯＲ回路の出力端は、次のスイッチ回路の入力端と接続される。但し、終段ＯＲ回路５３ｄの出力は初段スイッチ回路５３４の入力端子と接続され、これにより循環型構成を実現している。
【００６０】
スイッチ回路５３４〜５３７の制御端には、アンテナ未接続情報信号が供給される。ＯＲ回路５３ａ〜５３ｄの出力は、シフトレジスタ５２５のパラレル出力データとして導出される。
このようなシフトレジスタ５２５の構成によれば、アンテナ未接続情報信号に応じてレジスタ段数が変更され、切替器１に結合されていない（使用されていない）アンテナがあったとしても適正なアンテナ選定処理が行われるようにしている。
【００６１】
例えば、アンテナＡＮＴ2 が使用されていない場合は、スイッチ回路５３５にその旨を示す制御信号が供給され、スイッチ回路５３５のみがその入力信号を対応するＯＲ回路５３ｂを介して次の段のスイッチ回路５３６の入力に伝送する如く切り換えられる。これにより、データの“１０００"の次は“０１００"にはならず、“００１０"に変移させることができ、アンテナＡＮＴ2 に関する処理を飛ばしてアンテナ選定処理を行うことができる。
【００６２】
以上の説明から分かるように、ＱＶパルス発生前にアンテナＡＮＴ1 が選択されていたときにアンテナ選定処理が実行され最終的にアンテナＡＮＴ3 が選定された場合は、ＡＮＴ1 →ＡＮＴ2 →ＡＮＴ1 →ＡＮＴ3 →ＡＮＴ1 →ＡＮＴ4 →ＡＮＴ1 →ＡＮＴ3 という態様でアンテナの切り替えがなされることとなる。これは図５にも示す通りである。
【００６３】
この場合とは異なり、例えば図８の（１）に示されるように、ＱＶパルス発生前に例えばアンテナＡＮＴ3 が選択されていた状態からアンテナ選定処理が実行され最終的にアンテナＡＮＴ2 が選定された場合には、ＡＮＴ3 →ＡＮＴ4 →ＡＮＴ3 →ＡＮＴ1 →ＡＮＴ3 →ＡＮＴ2 →ＡＮＴ3 →ＡＮＴ2 という態様でアンテナの切り替えがなされる。すなわち本実施例は、アンテナ選定処理の開始直前に選択されていたアンテナをアンテナ選定処理において最初に選択するアンテナ（最初に受信レベルサンプリング対象のアンテナ）としており、この最初に選択されたアンテナから順に選択されていくようにしている。これにより、アンテナ選定処理の開始当初におけるペデスタルレベルのサンプリングのためにアンテナの切り換えがなされることはなく、アンテナ切替に伴う全体的なノイズ発生期間ｔn が短くて済むこととなる。
【００６４】
これに対し、アンテナ選定処理において最初に選択するアンテナを固定とした場合、例えば当該固定アンテナがＡＮＴ1 である場合は、図８の（２）に示されるように、ＡＮＴ3 →ＡＮＴ1 →ＡＮＴ3 →ＡＮＴ2 →ＡＮＴ3 →ＡＮＴ4 →ＡＮＴ3 →ＡＮＴ2 という態様でアンテナの切り替えがなされる。従って、この場合は、ＱＶパルス発生前にかかる固定のアンテナＡＮＴ1 が選択されていない限り、アンテナ選定処理の開始直後において必ずアンテナの切り換えがなされてしまう結果となる。そしてこれに伴い、図８（２）に示されるように、アンテナ切替に伴う全体的なノイズ発生期間ｔn ´が上記（１）の場合に比して長くなってしまうのである。
【００６５】
かくして本実施例におけるアンテナ選定処理は、上記（１）の態様を採ることができるので、当該アンテナ選定処理における音声ノイズ発生期間を極力抑えることができることとなる。
なお、図８に示される時刻Ｔ1 から時刻Ｔ5 は、図５に示される時刻Ｔ1 から時刻Ｔ5 とそれぞれ対応し、時刻Ｔ1 から時刻Ｔ4 に対応づけられる処理は、アンテナ切替処理及びレベル検出（保持）処理に相当する。また、時刻Ｔ5 に対応づけられる処理は、アンテナ確定処理に相当する。このようにアンテナ選定処理は、アンテナ切替処理とレベル検出（保持）処理とアンテナ確定処理とに分類されかつこれらの処理を含むものと言い得る。
【００６６】
次に、図１に示されるカウンタ７２を用いたビデオ信号のＳＮ比測定及びこれを利用したダイバーシティ動作について説明する。
本実施例においては、基本的に、コンポジットビデオ信号の垂直同期信号に現れるノイズの発生頻度すなわちノイズ密度に基づいてＳ／Ｎを測定する。
すなわち、図９の（Ａ）に示されるようなＳＮ比の値の大きいビデオ信号を有するコンポジット同期信号から得られる垂直同期信号は、ノイズが少ないのに対し、図９の（Ｂ）に示されるようなＳＮ比の値の小さいビデオ信号を有するコンポジット同期信号から得られる垂直同期信号は、ノイズが多く急峻なレベル変動が多い。
【００６７】
そこで本実施例においては、かかるノイズ密度を検出すべく、この垂直同期信号における所定期間において当該ノイズに相当する急激なレベル変動の発生数をカウントし、そのカウント値をビデオ信号のＳＮ比の値として認識するようにしている。
より具体的には、制御部５が図１０に示されるような回路を具備し、カウンタ７２とともにＳＮ比測定の処理を行う。
【００６８】
図１０において、制御部５には、カウンタ７２のキャリー出力信号ＣＹを反転させるＮＯＴ回路５５０と、このＮＯＴ回路５５０の反転出力をプリセット入力とし上述したＱパルスをトリガー入力としかつＤ入力が論理値０に設定されるプリセット端子付きＤフリップフロップ５５１と、このフリップフロップ５５１のＱ出力信号をＤ入力とし２ｆH のクロック信号をトリガー入力としてそのＱ出力からノイズ検出信号を出力するＤフリップフロップ５５２とが設けられる。制御部５はまた、カウンタ７２のロード端子にＱパルス信号を供給する。
【００６９】
この回路の動作を図１１を用いて説明すると、先述したように、Ｑパルス信号は、２ｆH のクロック信号に基づき等価垂直同期信号の立ち上がりから暫くした時点で当該クロック１周期分だけ高レベルになる。カウンタ７２は、Ｑパルス信号が低レベルを呈している間所定数がロード（プリセット）され続け、Ｑパルス信号が高レベルとなるとカウント可能状態となって波形整形回路４１からのコンポジット同期信号の急激なレベル変動のカウントを開始する。カウンタ７２のカウントは、コンポジット同期信号のノイズ成分を２値化しつつその発生数を数えていることに相当する。
【００７０】
かかるＱパルス信号の高レベル期間において、カウンタ７２は、プリセットされた所定数からのカウントを重ねて当該カウンタの上限カウント値を超えると、高レベルのキャリー出力信号ＣＹを発生する。これにより、ＮＯＴ回路５５０の出力からは低レベル信号が出力され、フリップフロップ５５１の反転プリセット端子Ｐが有意となり、フリップフロップ５５１をセット状態にしてそのＱ出力は高レベルを呈する。
【００７１】
なお、フリップフロップ５５１は、Ｑパルス信号の立ち上がりによりトリガーが掛かり論理値０のＤ入力を取り込むので、かかるプリセット入力の前には必ずリセット状態に設定されるようになっている。
フリップフロップ５５１のＱ出力が高レベルとなると、次段フリップフロップ５５２のＤ入力には高レベルが伝送されるので、フリップフロップ５５２は、２ｆH のクロック信号によるトリガー入力により、セット状態となりそのＱ出力から高レベルのノイズ検出信号が発せられることとなる。
【００７２】
一方、Ｑパルス信号の高レベル期間においてカウンタ７２のカウントが上限カウント値を超えない場合は、キャリー出力信号ＣＹによるフリップフロップ５５１のプリセット動作はなされず、フリップフロップ５５２からのノイズ検出信号は低レベルのままとなる。
かくして図１１に示されるようなノイズカウント期間において、カウンタ７２に設定される所定の数を超える急激レベル変動（ノイズ発生数）がコンポジット同期信号に生じたときは、高レベルのノイズ検出信号を発生して当該ビデオ信号のＳＮ比が悪化していることを知らせることができるのである。
【００７３】
なお、カウンタ７２のカウント開始からキャリーが発生するまでの所定数は、図１２に示される関係に基づいて設定することができる。
図１２は、ノイズ密度（ノイズカウンタ７２のカウント値）と画像ＳＮ比との関連性を示したものである。この図１２から分かるように、画像ＳＮ比ｒが悪化しているときのノイズ密度ｎの変化は比較的に大きく、画像ＳＮ比ｒの値がどの程度のときにどの程度ノイズカウンタ７２のカウントが進むかを考慮に入れてカウンタ７２のカウント開始からキャリーが発生するまでの所定数を設定することができるのである。
【００７４】
なお、本例においては、垂直同期信号の所定期間において発生するノイズをカウントしているが、基本的には垂直ブランキング期間内であれば任意の所定期間において発生するノイズをカウントしてＳＮ比を測定するようにしても良い。すなわち、垂直ブランキング期間以外の部分には画像情報を担うビデオ信号が存在するので、確実にノイズの発生をカウントすることはできないが、垂直ブランキング期間内であれば、通常は当該ビデオ信号は存在せず発生ノイズを確実にカウントすることができるのである。但し、放送波によっては垂直ブランキング期間内にディジタル信号を重畳する場合もあるので、この場合には、かかるディジタル信号を考慮の上で所定期間を設定する必要がある。
【００７５】
本実施例は、以上のようにして求められるビデオ信号のＳＮ比を利用して、先の図８に示されるアンテナ選定処理の間引き（後述する）を行う態様を含むが、このようなＳＮ比だけでなく、次に説明される如き垂直同期の検出結果をも利用してアンテナ選定処理の間引きを行うことができるようにしている。
図１３は、制御部５内において形成される垂直同期検出回路を示している。
【００７６】
図１３において、クロック生成部６５から発生された２ｆH のクロック信号は、カウンタ５６１のトリガー入力とされる。上述したＱＶパルスはＳＲフリップフロップ５６０のセット入力とされ、当該フリップフロップのＱ出力信号はカウンタ５６１のロード端子に供給される。カウンタ５６１のキャリー出力は、フリップフロップ５６０のリセット入力とされ、当該フリップフロップの反転Ｑ出力は、垂直同期検出信号として導出される。
【００７７】
この回路の動作を図１４を参照して説明すると、フリップフロップ５６０は、テレビジョン信号（コンポジットビデオ信号）のフィールド毎に、ＱＶパルスが発生するとセット状態となり、そのＱ出力（高レベル）をしてカウンタ５６１をカウント可能状態にせしめる。これによってカウンタ５６１は、２ｆH のクロック信号にてそのクロック周期毎にカウントアップし、そのカウント値が５２５に達すると高レベルのキャリー出力を発することとなる。カウンタ５６１がキャリー出力を発するカウント値５２５は、テレビジョン信号の１フィールドに相当する。
【００７８】
カウンタ５６１のキャリー出力により、フリップフロップ５６０はリセット状態とされる。正常な受信状態であれば、かかるフリップフロップ５６０がリセットされてからさほど時間を要することなくＱＶパルスが発生するので、再びフリップフロップ５６０はセット状態とされる。これにより、垂直同期検出信号は、正常時にＱＶパルスの発生後略１フィールド相当分に亘って低レベルを持続することとなる。
【００７９】
もしも何らかの原因（主として受信状態の悪化に起因する等価垂直同期信号の歪み）によって、或るフィールドにおいてＱＶパルスが発生しなかった場合、フリップフロップ５６０はセット状態とはならずリセット状態を維持するので、その反転Ｑ出力である垂直同期検出信号は、ＱＶパルス発生タイミングを過ぎても高レベルのままとなる。
【００８０】
かくして、このようにして得られる垂直同期検出信号を、上記ノイズ検出信号とともに後述のアンテナ選定処理の間引きの解除に利用することができる。
アンテナ選定処理の間引きはまた、次に説明される如き同一アンテナが連続して選定されたか否かの検出結果に基づいて行うことができる。
この検出処理は、図１５に示される同一アンテナ連続選定検出回路によって行われる。
【００８１】
図１５において、この回路は、保持部５２３とレジスタ５２４（共に図４参照）との間のデータ転送ラインの信号を一入力としレジスタ５２４の出力データ信号を他入力とする各ビット対応のＥＸＯＲ回路５７４〜５７７と、ＥＸＯＲ回路５７４〜５７７の全出力信号を入力とするＯＲ回路５７８と、ＯＲ回路５７８の出力信号をＤ入力としタイミングコントロール部５１１からトリガーが掛けられるＤフリップフロップ５７９とによって構成される。
【００８２】
レジスタ５２４のトリガー入力には、タイミングコントロール部５１１からの信号が供給され、Ｄフリップフロップ５７９のＱ出力は、当該同一アンテナ連続選定検出回路の出力信号（一致判定出力）として導出される。
かかる構成において、先述したようにアンテナ選定処理における全てのアンテナの選択及びその受信レベルの評価が終了すると、保持部５２３には最も評価の高いアンテナの番号データが格納されていることとなる。また、この時点でレジスタ５２４には、そのアンテナ選定処理の実行前に選択されていた（換言すれば、前回のアンテナ選定処理によって確定された）アンテナの番号データが依然として格納されていることとなる。
【００８３】
したがって、ＥＸＯＲ回路５７４〜５７７は、今回のアンテナ選定処理における最も評価の高いアンテナの番号を保持する保持部５２３のデータと、前回のアンテナ選定処理における最も評価の高いアンテナの番号を保持するレジスタ５２４のデータとに基づいた出力をなす。
すなわち、ＥＸＯＲ回路５７４〜５７７は、保持部５２３のデータとレジスタ５２４のデータとがいずれのビットも一致していればそれら全てが論理値０の信号をＯＲ回路５７８に供給するので、ＯＲ回路５７８は論理値０の出力をフリップフロップ５７９に送り、フリップフロップ５７９はその後に発せられるタイミングコントロール部５１１からのトリガー信号により一致判定出力信号を低レベルとするのである。
【００８４】
逆に、保持部５２３のデータとレジスタ５２４のデータとがいずれかのビットにおいて不一致であれば、ＯＲ回路５７８は論理値１の出力を呈し、フリップフロップ５７９は不一致である旨を示す高レベルの一致判定出力信号を出力するのである。
なお、タイミングコントロール部５１１は、かかるフリップフロップ５７９のトリガー信号の発生の後に、レジスタ５２４へのトリガー信号を発生する。したがって、一致判定出力をなした後に今回最も評価の高いアンテナの番号データが保持部５２３からレジスタ５２４に取り込まれる。
【００８５】
次に、アンテナ選定処理の間引き処理について説明する。
図１６は、かかる間引き処理回路の構成を示しており、この回路は、制御部５内に形成される。
図１６において、この間引き処理回路は、図１０に示される受信状態評価手段の一主要部としての回路によって得られるノイズ検出信号、図１３に示される受信状態評価手段の他の主要部としての回路によって得られる垂直同期検出信号及び図１５に示される受信状態評価手段のさらに他の主要部としての回路によって得られる一致判定出力信号をそれぞれ反転する３つのＮＯＴ回路５９５と、ＮＯＴ回路５９５の反転出力を入力とするＡＮＤ回路５９７と、ＡＮＤ回路５９７の出力信号を反転ロード端子ＬＤに供給されＱＶパルスをクロック入力としかつプリセットデータがロード入力に応答して取り込まれるカウンタ５９０と、ＡＮＤ回路５９７の出力信号を反転プリセット入力としカウンタ５９０のキャリー出力信号をトリガー入力としかつＤ入力が論理値０に設定されるＤフリップフロップ５９２と、ＱＶパルスを一入力としフリップフロップ５９２のＱ出力信号を他入力とするＡＮＤ回路５９３と、ＡＮＤ回路５９３の出力信号を一入力としカウンタ５９０のキャリー出力信号を他入力とするＯＲ回路５９４とによって構成される。
【００８６】
ＯＲ回路５９４の出力からは、ＱＶ１パルス信号が導出され、このＱＶ１パルス信号が、これまで説明した各回路において使用されているＱＶパルス信号の代わりに使用されるのである。つまり、間引き処理の施されたＱＶパルス信号がこのＱＶ１パルス信号である。
この間引き処理回路の動作の基本的形態は、間引き条件判定信号としてのノイズ検出信号、垂直同期検出信号及び一致判定出力信号によって定められる。ノイズ検出信号は、良好な受信状態であれば論理値０を呈するものであり、垂直同期検出信号は、良好な受信状態であれば論理値０を呈するものであり、また一致判定出力信号も、良好な受信状態であれば連続的にアンテナが確定されるので論理値０を呈する。
【００８７】
ＡＮＤ回路５９７は、これら３つの間引き条件判定信号が全て論理値０となったことを検知すると、高レベルの出力信号（以下、間引き指令信号と呼ぶ）をカウンタ５９０の反転ロード端子及びフリップフロップ５９２の反転プリセット入力端子に送って、間引き動作状態に移すこととなる。
これに対し、間引き条件判定信号のどれかが論理値１となれば、ＡＮＤ回路５９７は、低レベルの間引き指令信号をカウンタ５９０の反転ロード端子及びフリップフロップ５９２の反転プリセット入力端子に送って、非間引き動作状態とすることとなる。非間引き動作状態では、フリップフロップ５９２がセット状態とされ、そのＱ出力から論理値１の信号がＡＮＤ回路５９３に送られるので、入力のＱＶパルス信号はＡＮＤ回路５９３及びＯＲ回路５９４を経てＱＶ１パルス信号として使用されることとなる。したがってこの場合ＱＶ１パルス信号は、ＱＶパルス信号と同じフィールド毎に発せられることとなる。
【００８８】
一方、間引き動作状態においては、カウンタ５９０がＱＶパルスをカウント可能となり、プリセットデータによる初期値からＱＶパルスの発生回数が数えられることとなる。また、間引き指令信号が有意となってから最初に発せられるＱＶパルス信号は、このときはプリセット解除されるも未だセット状態にあるフリップフロップ５９２の高レベルＱ出力によってＡＮＤゲート５９３が開かれるのでＯＲゲート５９４を通じてＱＶ１パルス信号となる。
【００８９】
カウンタ５９０にロードされるプリセットデータは、本例では“１１"が設定されており、また、カウンタ５９０は、“０"から“１５"までをカウント可能で“１５"をカウントしたときにキャリーを発するものとされている。
したがって、間引き指令信号が有意となってから最初にカウンタ５９０がキャリーを出力する際には、ＱＶパルスが発せられる度に“１１"（プリセット値）→“１２"→“１３"→“１４"→“１５"と遷移してからキャリーを発するので、ＱＶパルスが４つ発生しただけで最初のキャリーが発せられる。この最初のキャリー出力は、ＯＲ回路５９４を通じてＱＶ１パルス信号となる。故に、最初のキャリー出力によるＱＶ１パルス信号は、間引き指令信号が発せられてから（間引き条件が満たされてから）４つ分のＱＶパルス発生周期（４フィールド相当期間）を経たものとなる。
【００９０】
キャリー出力はまた、フリップフロップ５９２にトリガーを掛け当該フリップフロップをリセットさせ間引きモードとする。これにより、フリップフロップ５９２はＡＮＤゲート５９３を閉じてＱＶパルスの出力を遮断せしめ、以後のキャリー出力だけによるＱＶ１パルス信号の発生を許容することとなる。
最初のキャリー出力によるＱＶ１パルス信号発生後も依然として間引き指令信号が有意となっていれば、カウンタ５９０はカウント動作を継続する。この場合、今度はキャリーを発するのに“０"からのカウントがなされることとなる。
【００９１】
したがって、かかる場合において、ＱＶパルスが１６回発生する度に、すなわち１６フィールド毎にキャリーが発せられ、これに呼応してＱＶ１パルス信号が発せられることとなる。
このように間引き条件の判定に応じてＱＶパルスが間引かれかつフィールド単位での周期変更が施されたＱＶ１パルス信号が得られる。そしてこのＱＶ１パルスにより上記アンテナ選定処理が間引かれて起動されるので、受信状態の良好なときにはアンテナ選定処理の実行頻度を少なくさせ、ビデオ及び音声系のノイズの発生を極力抑えることができるのである。
【００９２】
しかも、かかる間引きの条件が４フィールド相当期間継続して成立した場合に初めて間引きモードに移行するようにしているので、誤動作等が防止され、信頼性の高い間引きモードの確立をなすことができる。なお、４フィールド相当期間以外の任意の期間を設定できることは言うまでもない。
また、アンテナ選定処理の実行頻度を少なくした後も、間引き条件の判定結果により受信状態が悪化した場合は、元の状態に戻ることができる。すなわち、間引き中であっても当該間引きが不適切と判断すれば直ちに通常の間引き無しのアンテナ選定処理の実行を復活させることができるのである。
【００９３】
図１６の態様は、間引き指令信号が発せられたか否か、すなわち受信状態が良好か否かの唯２つの認識に対応して間引くか間引かないかのどちらかのモードを決め、間引く場合は一定の間引き間隔（またはＱＶパルスを間引く数）を持続するようにしている。
この態様をさらに改善したものが、次の図１７に示される。
【００９４】
図１７においては、カウンタ５９０のキャリー出力信号はフリップフロップ５９２のトリガー入力にのみ使われるとともに、カウンタ５９０のｎビットのカウント出力信号は、ＲＯＭ回路５９Ｒのアドレス信号に使われる。このＲＯＭ回路５９Ｒは、アドレスに対応して論理値１または０の１ビットデータを記憶し読み出されるものであり、アドレスの順番に対して割り当てられる論理値はランダムに設定される。
【００９５】
かかるランダムな論理値を担うＲＯＭ回路５９Ｒの出力データ信号は、ＯＲ回路５９４の入力となる。但し、ＲＯＭ回路５９Ｒの論理値１を担う出力データ信号は、ＱＶパルス信号と同様の波形及び垂直同期タイミングに対して同様のタイミングを有するような処理が施される。
したがって、間引きモードにおいて、ＯＲ回路５９４からは、ＲＯＭ回路５９Ｒの出力データ信号に基づいてランダムに発生するＱＶ１パルス信号が得られることとなる。すなわち、間引きモードにおいて図１６の態様が所定間引き程度に対応する一定周期のＱＶ１パルス信号を発生するのに対し、この図１７の態様は、間引きはなされるものの周期の一定していないＱＶ１パルス信号を発生する。
【００９６】
図１７の態様によれば、ランダムな間引きが施されたＱＶ１パルスにより上記アンテナ選定処理が起動されるので、図１６の態様にはない特有の作用効果を奏する。
図１６の態様においては、間引きモードにおいて一定の周期でアンテナ選定処理が行われるので、同じ一定の周期で音声信号にアンテナ切替ノイズを与え、これにより聴感上生ずる周期的ノイズが目立ってしまう可能性がある。これに対し、図１７の態様においては、かかる可能性すらも無くすべく、間引きモードにおいてランダムな周期でアンテナ選定処理が行われるので、音声信号に乗るアンテナ切替ノイズを時間軸上散在化させ、これにより聴感上のノイズを低減することができる。
【００９７】
図１７に示される構成は、さらに図１８のように改変することもできる。
図１８において図１７の構成と異なる点は、ＲＯＭ回路５９Ｒのアドレス信号にカウンタ５９０のカウント出力信号だけでなく、先の図１０において説明した映像系ノイズカウンタ７２のカウント出力信号を使用している点である。
このような構成とすることによって、ＲＯＭ回路５９Ｒから読み出すデータをノイズカウンタ７２の出力によっても変えることができる。例えば、ノイズカウンタ７２の出力値が所定値以下のときは第１のメモリテーブルを用い所定値を超えたときは第２のメモリテーブルを用い、カウンタ５９０の出力値によってどちらかのメモリテーブルにおけるデータが指定されるようにＲＯＭ回路５９を使用する。
【００９８】
ここで、第１のメモリーテーブルが比較的に大なる間引き間隔の平均値を有するデータパターンを形成し、第２のメモリーテーブルが比較的に小なる間引き間隔の平均値を有するデータパターンを形成するようにすれば、受信状態の良好なときには間引き間隔の平均値を大きくし受信状態が悪化しているときには間引き間隔の平均値を小さくすることができる。
【００９９】
しかも当該各データパターンは、上述した如きアドレスの順番に対してランダムな論理値を割り当てることができる。さらに、ＲＯＭ回路５９Ｒには、３つ以上のメモリーテーブルを用意することも可能であり、読み出しの対象となるべきメモリーテーブルをノイズカウンタ７２のカウント値に応じて切り替えるようにすることもできる。
【０１００】
したがって、図１８に示される構成は、間引きモードにおいて、受信状態に応じた間引き間隔の平均値を定めかつ当該平均値のランダム周期を呈するＱＶ１パルス信号を発生することができる。その作用効果は、上述したような音声信号に乗るアンテナ切替ノイズの時間軸上の散在化及び聴感上のノイズ低減といった作用効果に加え、受信状態に応じた間引き間隔の変更を微細になし得るところにある。
【０１０１】
この、受信状態に応じた微細な間引き間隔の変更態様を表すべく示されたのが図１９のグラフである。
図１９において、アンテナ入力レベルに対する間引き間隔は、Ｓ／Ｎの特性とともに示されている。図１９における実線は図１８の態様におけるメモリーテーブルの切り替えによって達成される間引き間隔の変更態様を示し、一点鎖線は図１６の態様による間引き間隔の変更態様を示している。
【０１０２】
この図１９から分かるように、実線が示す図１８の態様は、アンテナ入力レベルが大きくなるに従って徐々に間引き間隔を長くするようにしているのに対し、一点鎖線が示す図１６の態様は、アンテナ入力レベルの或る閾値をもって間引き間隔を大きく変化させている。よって図１８の態様は、図１６の態様よりも受信状態に応じて滑らかにアンテナ選定処理の実行頻度を変更させることができ、アンテナ切替ノイズの発生形態が急激に変わることがなく、もって聴感上のノイズないしは違和感を抑制することができるのである。
【０１０３】
本例においては、受信Ｓ／Ｎが悪化するほど間引き間隔を狭くする態様を挙げたが、逆に、受信状態が悪化するほど間引き間隔を広くする態様にすることもできる。この逆の態様は、受信状態が悪い状況では、アンテナ選定処理の誤動作が頻繁に起こる可能性があることに対処するものである。
図１７に示した構成は、図２０のように改変することもできる。
【０１０４】
図２０においては、ＲＯＭ回路５９Ｒに代えてＭ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍが採用されている。このＭ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍは、ＱＶパルス信号を入力としてこれに基づいたランダムな信号を生成し、ＯＲ回路５９４に供給する。
Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍは、基本的には、図２１に示されるような多段の単位遅延ブロックと加算手段とによって構成される。
【０１０５】
詳述すると、図２１において、単位遅延素子としてのＤフリップフロップＤ0 〜Ｄk 及びＤk+1〜Ｄn （ｋ及びｎはそれぞれ所定数）は縦続接続されて全体としてシフトレジスタを形成している。初段フリップフロップＤ0 のＱ出力（２段目フリップフロップＤ1 のＱ出力でも良い）からは、このランダムノイズ発生回路５９Ｍの巡回符号出力が得られ、ＥＸＯＲ５９ａは、この巡回符号出力の値と中途段フリップフロップＤk のＱ出力の値と排他的論理加算する。
【０１０６】
ＥＸＯＲ５９ａは、かかる両出力値の加算結果に応じた信号を当該シフトレジスタのシリアル入力として初段フリップフロップＤ0 に送る。各フリップフロップは、ＱＶクロックが共通にトリガー入力されており、かかるＱＶクロックの立ち上がりに応答して前段フリップフロップまたはＥＸＯＲ５９ａの出力を後段フリップフロップまたはＥＸＯＲ５９ａに送出する。なお、図２１は、シフトレジスタの初期化をなすための付随回路を示していない。厳密には、Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍは、かかる付随回路によって全フリップフロップがリセットされた後にスタートパルスが初段フリップフロップＤ0 にのみ供給され当該初段フリップフロップに初期の論理値が設定される。
【０１０７】
したがってこのフリップフロップ群からなるシフトレジスタは、シフトする度に異なる値が入力されその変化が出力に現れることとなる。図２１の如き構成によれば、最大周期系列（Ｍ系列）符号と呼ばれるランダム性の高い疑似ランダム信号が生成される。
Ｍ系列信号に係るこのシフトレジスタの段数をｎとすると、当該発生回路５９Ｍにより発生可能な符号系列は最長で２n −１となる。また、Ｍ系列符号により疑似ランダム信号の列は、シフトレジスタの段数と、初期値と、ＥＸＯＲ５９ａへの取り出しタップの位置とにより、大幅に変化する。これらの要素の組み合わせにより、初期値から再び同じ符号になるまで巡回に必要なＱＶクロックによるシフトクロック数が決まる。
【０１０８】
本実施例においては、ＱＶパルス信号をシフトクロック用の基準信号とするランダムノイズ発生回路５９Ｍにより、ランダム性の高い符号化信号が生成され、かかる符号化信号がＯＲ回路５９４の入力とされる。したがって、間引きモードのときは、このランダムノイズ発生回路５９Ｍからの符号化信号がＱＶ１パルス信号となってランダムなアンテナ選定処理が実行される。故に、図１７と同様の効果を発揮させることができるのである。
【０１０９】
図２０に示された構成を基礎として、図１８において先述したような受信状態に応じた微細な間引き間隔の変更をなすためには、図２２のような構成を採用すれば良い。
図２２においては、Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍの前段に分周回路５９Ｄを設けている。この分周回路５９Ｄは、上記映像系ノイズカウンタ７２のカウント出力値に応じて設定される分周比にてＱＶパルス信号を分周し、その分周出力をＭ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍへ基準信号として供給する。
【０１１０】
これによれば、ノイズカウンタ７２のカウント出力値に応じた間引き間隔の微細な変更をなすことができるので、図１８におけるものと同様の効果を発揮させることができる。
なお、分周回路５９Ｄにおける分周手法としては、いわゆるレートマルチプライヤによる方法や、プリセッタブルカウンタのプリセット値を制御する方法が挙げられる。
【０１１１】
さらに図２２に示される構成は、図２３のように改変することも可能である。
図２３においては、フリップフロップ５９２のＱ出力信号をＭ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍ′のイネーブル信号として使用し、Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍ′の出力信号がＡＮＤ回路５９３の入力に供給され、ＡＮＤ回路５９３の出力よりＱＶ１パルス信号が導出されるようにしている。
【０１１２】
Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍ′は、先に示したＭ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍの形態を若干変更したものであり、図２１に示される具体的構成に加え入力イネーブル信号に応じてシフトレジスタ各段のＤフリップフロップをセット状態する構成が設けられる。かかる付加的構成により、各段のＤフリップフロップは、フリップフロップ５９２からのイネーブル信号が高レベルのときにシフト動作可能となる一方で、当該イネーブル信号が低レベルときは全てセットすなわち論理値１を出力するように制御される。
【０１１３】
これにより、Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍ′は、間引きモードでない場合、フリップフロップ５９２から低レベルのイネーブル信号が供給され高レベルを持続する信号をＡＮＤ回路５９３に供給するので、ＱＶパルス信号が実質そのままＱＶ１パルス信号として出力に伝送されることとなる。
一方、間引きモードの場合、Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍ′は、フリップフロップ５９２から高レベルのイネーブル信号が供給されその内部シフトレジスタが動作可能とされるので、ランダムなＭ系列信号をＡＮＤ回路５９３に供給すする。ここで、Ｍ系列信号は、ＱＶパルス信号と同時にＡＮＤ回路５９３に供給されるので、Ｍ系列信号が発生しているときは必ずＡＮＤ回路５９３のゲートが開いた状態となり、Ｍ系列信号が実質そのままＱＶ１パルス信号として出力に伝送されることになる。
【０１１４】
なお、このようなイネーブル付きのＭ系列疑似ランダムノイズ発生回路５９Ｍ′を用いた構成は、先の図２０の態様に適用しても良い。
なお、図１６ないし図１８、図２０、図２２及び図２３においては、間引き条件判定信号として映像系ノイズ検出信号、垂直同期検出信号及び一致判定出力信号を用いているが、このような態様に限定されることなく、これらのうちの少なくとも１つを用いる態様としても良いし、これらとは異なる間引き条件判定信号を用いても良い。
【０１１５】
例えば、間引きの条件として音声歪みに関する条件を加えても良い。
図２４は、歪み検出回路３Ａの具体的な構成を示している。
図２４において、歪み検出回路３Ａの前段として、ＦＭ検波回路３２から得られるコンポジット音声信号が供給される帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３Ａ１が設けられる。このＢＰＦ３Ａ１は、受信コンポジット信号におけるサブキャリアの高調波成分を通過させるようにその特性が設定されている。例えば、４次乃至６次の高調波が使用できる。ＢＰＦ３Ａ１を通過した信号は振幅検波回路３Ａ２にに供給され、ここでいわゆるＡＭ復調が施されて、その復調出力が微分回路３Ａ３に供給される。微分回路３Ａ３は、かかる復調出力波形の立ち上がり成分を抽出し、その抽出成分を比較器３Ａ４の一方の入力端へ供給する。比較器３Ａ４の他方の入力端には、感度調整用の信号が供給され、これに応じた比較基準電圧ＶR が設定される。
【０１１６】
比較器３Ａ４は、微分回路３Ａ３からの信号のレベルが基準電圧ＶR よりも大きいときにのみ高レベルとなる歪み検出信号を発生する。したがって歪み検出信号は、高低２つのレベルを担う信号となる。この歪み検出信号は、Ｄフリップフロップ３Ａ５により３２ｆH のクロック信号に同期化されて出力されることとなる。
【０１１７】
かかる構成において、微分回路３Ａ３は、音声信号の歪み成分の立ち上がりを検出することとなるので、歪みの検出を遅延なく行うことができる。また、局間ノイズのような連続性のノイズには反応しない歪み検出信号を得ることができる。
このようにして得られる歪み検出信号は、図１６ないし図１８、図２０、図２２及び図２３における間引き条件判定信号として使用されることにより、音声系の歪み程度に応じたアンテナ選定処理ないしはダイバーシティ動作の実行頻度及び実行形態を変更する態様が導かれることとなる。
【０１１８】
次に、本実施例におけるクランプ回路４０及びこれの制御態様について説明する。
図２５は、クランプ回路４０の構成例を示しており、ＡＭ検波回路２２の出力信号は、クランプ用コンデンサ４０８を介してｎチャンネルＭＯＳトランジスタ４０４のゲートに供給される。コンデンサ４０８とＭＯＳトランジスタ４０４との接続線にはｎチャンネルＭＯＳトランジスタ４０１のドレインが接続され、ＭＯＳトランジスタ４０１のソースには電源ラインが接続される。
【０１１９】
コンデンサ４０８とＭＯＳトランジスタ４０４との接続線はまた、出力端に導かれる。さらに、この接続線は、定電流源４０９を介して接地される。
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ４０１のゲートは、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ４０６のソースに接続される。ＭＯＳトランジスタ４０６は、そのゲートにアンテナ切換信号が供給され、ソースが接地される。このアンテナ切換信号は、制御部５から発生されるものであり、上記アンテナ選定処理においてアンテナを切り替えるタイミングで、厳密にはアンテナの切り替わり途中に対応したタイミングで有意となる。
【０１２０】
ＭＯＳトランジスタ４０４は、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ４０５とともに当該ＭＯＳトランジスタ４０５と対をなして平衡差動アンプ回路の主要部を担っている。
ＭＯＳトランジスタ４０４及び４０５のソースは共通接続され、この共通接続線は定電流源４０７を介して接地される。ＭＯＳトランジスタ４０５のゲートには、電圧源４１０によって発生されたクランプ電圧Ｖc が供給される。ＭＯＳトランジスタ４０４のドレインは、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタ４０２を介して給電され、これと対称的にＭＯＳトランジスタ４０５のドレインも、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタ４０３を介して給電される。ＭＯＳトランジスタ４０２とＭＯＳトランジスタ４０３は、互いにそのゲートが接続され、この接続線は、ＭＯＳトランジスタ４０５のソースと接続される。
【０１２１】
ＭＯＳトランジスタ４０４のドレインは、かかる差動アンプ回路の出力として導出され、ＭＯＳトランジスタ４０１のゲートに接続される。
かかる構成のクランプ回路４０は、アンテナ切換信号が供給されこれに応じたＭＯＳトランジスタ４０１の制御をなすｎチャンネルＭＯＳトランジスタ４０６の構成に主たる特徴を有する。
【０１２２】
クランプ回路４０は、入力のコンポジットビデオ信号におけるシンクチップ電位をクランプ電圧Ｖc に維持するように動作する。
詳述すると、入力がクランプ電圧Ｖc より低いときには、これに応じた信号がＭＯＳトランジスタ４０１のゲートに供給されて当該トランジスタ４０１がオンし、クランプ用コンデンサ４０８に電流が流れ込む。逆に、入力がクランプ電圧Ｖc より高いときにはＭＯＳトランジスタ４０１がオフとなり、コンデンサ４０８から定電流源４０９を介して電流が流れ出る。
【０１２３】
このようなコンデンサ４０８に対する電流供給及び吸い込みをなすクランプ制御を連続的に行うことで、入力のコンポジットビデオ信号のシンクチップ電位はクランプ電圧Ｖc に維持される。
ＭＯＳトランジスタ４０６は、このようなクランプ制御を一時的に中止することが可能なように設けられている。この一時中止の目的は、切り替えたアンテナの受信レベルが良好な場合に波形整形回路４１における同期分離の処理に与える悪影響を抑制するためである。換言すれば、ＭＯＳトランジスタ４０６及びその接続を除く回路部分は、シンクチップの直流電位を一定に保つクランプ手段に相当し、ＭＯＳトランジスタ４０６は、このクランプ手段を不動作にする機能を担っている。
【０１２４】
すなわち、上述した如きアンテナ選定処理などにおいて受信レベルの確認（評価）のために切り替えたアンテナがそれまで設定されていたアンテナより良好な受信レベルを示す場合、アンテナ切替中のコンポジットビデオ信号におけるシンクチップレベルは切替前のそれより下がることになる。この電位の動きに追従してクランプ制御が行われると、ＭＯＳトランジスタ４０１よりコンデンサ４０８に電流が流れ込みコンデンサ４０８の電位は上昇する。そうすると、元のアンテナに再度切り替えた時には、シンクチップの電位は、波形整形回路４１後段系列に配置されている同期分離用の比較器８３のスレッショルドレベルを超えるレベルに到達することが有り、これでは正確な同期分離が行えなくなってしまう。（図２６参照）
そこで、本実施例では、アンテナを切り替えている途中の間はクランプ制御を中止するようにＭＯＳトランジスタ４０６を制御する。
【０１２５】
具体的には、アンテナ切替中は高レベルを示すゲート制御信号がＭＯＳトランジスタ４０６に入力される。このゲート制御信号を受けてＭＯＳトランジスタ４０６はオンし、ＭＯＳトランジスタ４０１がオフとなる。
ＭＯＳトランジスタ４０１がオフとなると、コンデンサ４０８へ電流が流れなくなるので、上述したようなスレッショルドレベルを超えるシンクチップ電位の上昇を抑制することができ、結果として、より正確な同期分離が可能となるのである。（図２７参照）
そしてこのように正確な同期分離が達成されることによって、これまで説明したダイバーシティ動作のための処理を確実に実行することができるのである。
【０１２６】
なお、上記実施例においては、コンポジットビデオ信号のレベル検出に基づいて受信アンテナを切り替える空間ダイバーシティ動作を挙げたが、他のダイバーシティ動作に適用しても良い。
また、上記実施例においては、主としてハードウェアによって発明の特徴を実現する態様を挙げているが、これに限らずＣＰＵないしはマイクロコンピュータによって実行されるソフトウェアによって実現するようにしても良いし、かかるソフトウェアとハードウェアとの混在構成によって実現するようにしても良い。
【０１２７】
さらに、上記実施例においては、ＮＴＳＣ方式のテレビジョン信号に対応する構成を説明したが、本発明は、他の方式のテレビジョン信号に対応する構成にも適用可能である。
この他にも、上記実施例においては種々の手段を限定的に説明したが、当業者の設計可能な範囲にて適宜改変することも可能である。
【０１２８】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、音声を含めた再生情報全体の実際の視聴者に対する品質面において最適なダイバーシティ動作を行うことのできるテレビジョン受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による一実施例のダイバーシティ型テレビジョン受信機の概略的構成を示すブロック図である。
【図２】図１の受信機におけるＱＶパルス生成回路の構成を示すブロック図である。
【図３】図２のＱＶパルス生成回路の動作を示すタイムチャートである。
【図４】図１の受信機における制御部に形成されるアンテナ選定処理回路の構成を示すブロック図である。
【図５】図４のアンテナ選定処理回路の動作を示すタイムチャートである。
【図６】図４のアンテナ選定回路における一巡判定回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図４のアンテナ選定処理回路におけるアンテナ切替用レジスタの構成を示すブロック図である。
【図８】本実施例におけるアンテナ選定処理の特徴的動作を示すタイムチャートである。
【図９】図１の受信機において受信されるコンポジットビデオ信号の垂直同期信号に現れるノイズの発生態様を示す波形図である。
【図１０】図１の受信機におけるＳＮ比測定回路系の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０のＳＮ比測定回路の動作を示すタイムチャートである。
【図１２】コンポジットビデオ信号のノイズ密度と画像ＳＮ比との関係を示すグラフである。
【図１３】図１の受信機における垂直同期検出回路系の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３の垂直同期検出回路系の動作を示すタイムチャートである。
【図１５】図１の受信機における同一アンテナ連続選択判定回路系の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１の受信機における間引き処理回路の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６の間引き処理回路の改変例を示すブロック図である。
【図１８】図１７の間引き処理回路の改変例を示すブロック図である。
【図１９】図１７及び図１８の間引き処理回路による間引き間隔の変更形態を説明するための、アンテナ入力レベルに対する間引き間隔を示すグラフである。
【図２０】図１７の間引き処理回路の改変例を示すブロック図である。
【図２１】図２０の間引き処理回路に適用されるＭ系列疑似ランダムノイズ発生回路の具体的基本構成を示すブロック図である。
【図２２】図２１の間引き処理回路の改変例を示すブロック図である。
【図２３】図２２の間引き処理回路の改変例を示すブロック図である。
【図２４】図１の受信機における音声歪み検出回路の具体的構成例を示すブロック図である。
【図２５】図１の受信機におけるクランプ回路の具体的構成例を示すブロック図である。
【図２６】クランプ回路の不具合を説明するためのタイムチャートである。
【図２７】図２５のクランプ回路の特徴的動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
ＡＮＴ1〜ＡＮＴ2  受信アンテナ
１  切替器
２  ビデオ信号再生系
２１  映像中間周波増幅器
２２  ＡＭ検波回路
２ｘ  ＣＲＴ
３  音声信号再生系
３１  音声中間周波増幅器
３２  ＦＭ検波回路
３Ａ  歪み検出回路
３ｘ  スピーカ
４０  クランプ回路
４１  波形整形回路
５  制御部
６０  ＬＰＦ
６１  位相比較器
６２  ＬＰＦ
６３  ＶＣＯ
６４  分周回路
６５  クロック生成回路
７２  カウンタ
８１  反転回路
８２  ＬＰＦ
８３  レベル比較器
５０  ＱＶパルス生成回路
５００〜５０３  Ｄフリップフロップ
５０５，５０６  ＮＯＴ回路
５０４  ＡＮＤ回路
５０９  Ｄフリップフロップ群
５１０  Ａ／Ｄ変換器
５１１  タイミングコントロール部
５１３  判定回路
５１２  アンテナ切替制御回路
５２１  バンク
５２２  コンパレータ
５２３  保持部
５２４  レジスタ
５２７  ＡＮＤ回路
５２６  一巡判定回路
５２５  シフトレジスタ
５２９  スイッチ回路
５２８  出力段
５４０〜５４３  ＡＮＤ回路
５４４  ＯＲ回路
５３４〜５３７  スイッチ回路
５３０〜５３３  Ｄフリップフロップ
５３ａ〜５３ｄ  ＯＲ回路
５５０  ＮＯＴ回路
５５１，５５２  フリップフロップ
５６１  カウンタ
５６０  ＳＲフリップフロップ
５７０〜５７３  Ｄフリップフロップ
５７４〜５７７  ＥＸＯＲ回路
５７８  ＯＲ回路
５７９  Ｄフリップフロップ
５９０  カウンタ
５９５  ＮＯＴ回路群
５９７，５９３  ＡＮＤ回路
５９２  Ｄフリップフロップ
５９４  ＯＲ回路
５９Ｒ  ＲＯＭ回路
５９Ｍ，５９Ｍ′  Ｍ系列疑似ランダムノイズ発生回路
Ｄ0 〜Ｄk ，Ｄk+1 〜Ｄn   Ｄフリップフロップ
５９ａ  ＥＸＯＲ（排他的論理加算器）
５９Ｄ  分周回路
３Ａ１  ＢＰＦ
３Ａ２  振幅検波回路
３Ａ３  微分回路
３Ａ４  比較器
５Ａ５  Ｄフリップフロップ
４０１、４０４、４０５、４０６  ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ
４０２、４０３  ｐチャンネルＭＯＳトランジスタ
４０９，４０７  定電流源
４１０  定電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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