(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調用三角波電圧と正弦波制御電圧とに基づいて正弦波ＰＷＭ制御を行い、等価的な正弦波交流電圧を生成するための正弦波ＰＷＭ制御のデューティー指令値を算出し、前記デューティー指令値にしたがってインバーターを制御する正弦波電圧生成手段と、
モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
モーターの回転速度とトルク指令値とに応じた正弦波ＰＷＭ制御のデューティーしきい値を設定するしきい値設定手段と、
正弦波ＰＷＭ制御の前記デューティー指令値が前記デューティーしきい値を超えたときは、前記デューティー指令値を１００％にするデューティー変更手段とを備え、
前記しきい値設定手段は、モーターの回転速度が高いほど、且つモーターのトルク指令値が大きいほど前記デューティーしきい値を低くすることを特徴とするモーター制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通常はモーター効率の高い正弦波ＰＷＭ（Pulse Wide Modulation；パルス幅変調）制御を行い、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高回転、高トルク領域では矩形波制御を行うモーター制御装置において、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り換え時のトルク変動を抑制するために、矩形波を無限大の振幅を持った正弦波とみなし、位相と振幅を同時に変化させて正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御を連続的に切り換えるようにしたモーター制御装置が知られている（例えば特開平１１−２８５２８８号公報参照）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御へ、または矩形波制御から正弦波ＰＷＭ制御への切り換え中にモーター電流、モーター回転速度あるいは電源電圧の変動があると、それらの変動に対して追従遅れが発生する。また、制御の切り換え時にモーター電流が連続的に変化せず、そのためモーターの回転速度やトルクが変動する。
【０００４】
本発明の目的は、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御とを円滑に切り換えることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本願発明は、変調用三角波電圧と正弦波制御電圧とに基づいて正弦波ＰＷＭ制御を行い、等価的な正弦波交流電圧を生成するための正弦波ＰＷＭ制御のデューティー指令値を算出し、デューティー指令値にしたがってインバーターを制御する正弦波電圧生成手段と、モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、モーターの回転速度とトルク指令値とに応じた正弦波ＰＷＭ制御のデューティーしきい値を設定するしきい値設定手段と、正弦波ＰＷＭ制御のデューティー指令値がデューティーしきい値を超えたときは、デューティー指令値を１００％にするデューティー変更手段とを備え、しきい値設定手段によって、モーターの回転速度が高いほど、且つモーターのトルク指令値が大きいほどデューティーしきい値を低くするようにしたものである。
【０００６】
【発明の効果】
本発明によれば、正弦波電圧駆動と矩形波電圧駆動との切り換え中にモーター電流、モーター回転速度あるいは電源電圧の変動があっても、それらの変動に対して追従遅れが発生せず、また、切り換え時にモーター電流が連続的に変化してモーターの回転速度やトルクの変動が抑制される上に、比較的モーター回転速度の低い領域、およびモーター電流の小さい領域でも中間波で駆動することができ、完全な矩形波では制御できない領域でも矩形波駆動による効果、すなわち、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が０となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できるという効果を得ることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
一実施の形態の正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り換え方法について説明する。一実施の形態のモーター制御装置は、通常はモーター効率の高い正弦波ＰＷＭ制御を行い、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高回転、高トルク領域では矩形波制御を行う。
【０００８】
図１に、正弦波ＰＷＭ制御で３相交流モーターに印加するＵ−Ｖ相線間電圧の生成方法を示す。図１(ａ)に示すように変調用三角波電圧とインバーター周波数の正弦波制御電圧とを比較し、両者の大小関係に基づいて図１(ｂ)に示すインバーターＵ相出力端子と仮想中点との間の電圧Ｖu-0と、図１(ｃ)に示すインバーターＶ相出力端子と仮想中点との間の電圧Ｖv-0を生成する。そして、Ｕ相中点電圧Ｖu-0とＶ相中点電圧Ｖv-0との差を求めることによって、図１(ｄ)に示すＵ−Ｖ相線間電圧Ｖu-vを生成する。なお、この正弦波ＰＷＭ制御における３相線間電圧Ｖu-vの生成方法については公知であり、詳細な説明を省略する。また、Ｖ−Ｗ相線間電圧Ｖv-wおよびＷ−Ｕ相線間電圧Ｖw-uの生成方法についても同様であり、それらの図示と説明を省略する。
【０００９】
図１に示す正弦波ＰＷＭ制御における線間電圧Ｖu-v、Ｖv-w、Ｖw-uの生成は、変調用三角波電圧とＵ、Ｖ、Ｗ相正弦波制御電圧のパターンを数値化してメモリに記憶しておき、マイクロコンピューターにより２つの数値化データを比較してパルス列状の線間電圧Ｖu-v、Ｖv-w、Ｖw-uのデューティー指令値を生成する。この正弦波ＰＷＭ制御により生成されたパルス状の線間電圧波形のデューティー比、すなわち線間電圧波形１周期に占める電圧出力期間の割合は、正弦波制御電圧の変化に応じて０から１００％まで変化する。
【００１０】
図１(ｄ)に示す正弦波ＰＷＭ制御によるパルス列状の線間電圧波形をモーターに印加することは、モーターに正弦波電圧を印加したのと等価になり、モーターには正弦波の交流電流が流れる。
【００１１】
図２に、矩形波制御において３相交流モーターに印加するＵ−Ｖ相線間電圧を示す。矩形波制御時は、インバーターにより１２０度（電気角）ごとに正と負の各相線間電圧を３相交流モーターに印加する。なお、矩形波制御時のＶ−Ｗ相線間電圧Ｖv-wおよびＷ−Ｕ相線間電圧Ｖw-uについても同様であり、図示と説明を省略する。
【００１２】
図３は、正弦波ＰＷＭ制御領域と矩形波制御領域、およびそれらの中間波制御領域を示す。モーターの回転速度とトルクがともに低い▲１▼の領域では、効率の高い正弦波ＰＷＭ制御を行う。一方、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高回転、高トルク領域▲２▼（図中の斜線で示す領域）では、矩形波制御または正弦波ＰＷＭと矩形波の中間波で制御を行う。
【００１３】
図４は正弦波と矩形波の中間波の生成方法を示す。上述したように、モーターに印加する線間電圧は変調用三角波電圧と正弦波制御電圧との大小関係に基づいて生成され、図４(ａ)に示すようにパルス列状の線間電圧波形のデューティー比、すなわち線間電圧波形１周期に占める電圧出力期間の割合は、０から１００％まで変化する。ここで、正弦波ＰＷＭ制御のデューティー比が正側のしきい値ＴＨUを超えている期間と、負側のしきい値ＴＨLを下回っている期間は、インバーターのスイッチングを停止して電源電圧をモーターに印加したままにすると、図４(ｂ)に示すようなＵ相線間電圧波形になる。
【００１４】
図４に示す例では、デューティー比がしきい値ＴＨUを超えている期間ｔ１〜ｔ２はインバーターのスイッチングを行わず、電源電圧＋Ｅ／２（Ｅは電源電圧）を出力したままにする。同様に、負側においてもデューティー比がしきい値ＴＨLを下回っている期間ｔ３〜ｔ４はインバーターのスイッチングを行わず、電源電圧−Ｅ／２を出力したままにする。
【００１５】
正弦波ＰＷＭ制御において、ＰＷＭデューティーが正負のしきい値ＴＨU、ＴＨLを超えている期間のみ、スイッチングを停止して電源電圧を出力したままにする制御を行うことによって、等価的に図５に示すような線間電圧をモーターに印加することになる。図５において、正弦波ＰＷＭ制御によるＰＷＭデューティー比が正負のしきい値ＴＨU、ＴＨL以下の間は、等価的な正弦波の線間電圧Ｖu-v’がモーターに印加される。一方、ＰＷＭデューティー比が正負のしきい値ＴＨU、ＴＨLを超えている間は、電源電圧＋Ｅ／２または−Ｅ／２が出力されたままになり、矩形波状の線間電圧がモーターに印加される。なお、図５ではＵ相の等価線間電圧のみを示すが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。
【００１６】
つまり、この一実施の形態では正弦波ＰＷＭ制御の正弦波電圧の中途区間を矩形波電圧に変換した、正弦波と矩形波の中間波の電圧をモーターに印加する。今、図５に示すように、等価線間電圧Ｖu-v’の波形ピーク値ＶP（破線部）と、ＰＷＭデューティー比がしきい値ＴＨUのときの等価線間電圧ＶTHとに基づいて、「矩形波変換率」を次式で定義する。なお、図５では正弦波ＰＷＭ制御による等価線間電圧Ｖu-v’の波形ピーク値Ｖp（破線部）と、矩形波制御によるピーク値＋Ｅ／２とを等しく表しているが、正弦波ＰＷＭ制御による等価線間電圧Ｖu-v’のピーク値Ｖpはモーターの回転速度とトルクに応じて変化するので、両者は必ずしも一致しない。
【数１】
（矩形波変換率）＝（ＶP−ＶTH）／ＶP×１００％
この矩形波変換率が低いほど正弦波に近い線間電圧がモーターに印加され、矩形波変換率が高いほど矩形波に近い線間電圧がモーターに印加される。なお、矩形波変換率を等価線間電圧Ｖu-v’の半周期Ｔに対する矩形波期間Ｔ0の割合（Ｔ0／Ｔ×１００％）で定義してもよい。
【００１７】
この一実施の形態では、矩形波変換率をモーターの回転速度とトルクにより設定する。図６は、モーターの回転速度とトルクに応じて設定した矩形波変換率の一例を示す。この例では、モーターの回転速度が高いほど、トルクが高いほど高い矩形波変換率を設定する。なお、この例では矩形波と中間波の制御領域▲２▼の内の矩形波変換率が１００％の領域のみが矩形波制御領域であり、矩形波変換率が０％を超え１００％未満の領域が中間波制御領域である。この中間波制御領域においては、矩形波変換率がモーターの回転速度とトルクに応じて設定した図６に示す変換率となるように、ＰＷＭデューティー比の正負のしきい値ＴＨU、ＴＨLを変化させる。
【００１８】
図７は矩形波変換率１５％のときのＵ相等価線間電圧波形を示し、図８は矩形波変換率６５％のときのＵ相等価線間電圧波形を示す。なお、Ｖ相およびＷ相の線間電圧波形は位相が１２０度ずつ遅れるだけでＵ相波形と同一である。
【００１９】
図９は、本願発明を電気自動車のモーター制御装置に適用した一実施の形態の構成を示す。アクセルセンサー１はアクセルペダルの踏み込み量Ａccを検出し、車速センサー２は電気自動車の走行速度Ｖspを検出する。また、ブレーキセンサー３はブレーキペダルの踏み込み量Ｂrを検出する。トルク指令値生成回路４は、予め設定されたアクセルペダル踏み込み量、ブレーキペダル踏み込み量および走行速度に対するトルク指令値のテーブルを記憶しており、このテーブルからアクセルセンサー１、車速センサー２およびブレーキセンサー３の各検出値Ａcc、Ｖsp、Ｂrに対応するトルク指令値Ｔr＊を表引き演算する。
【００２０】
電流指令値生成回路５は、予め設定されたトルク指令値に対するｄｑ軸電流指令値のテーブルを記憶しており、トルク指令値生成回路４からのトルク指令値Ｔr＊に対応するｄｑ軸電流指令値Ｉd＊、Ｉq＊を表引き演算する。電流制御回路６は、電流指令値生成回路５からのｄｑ軸電流指令値Ｉd＊、Ｉq＊とモーターＭに流れる実際のｄｑ軸電流Ｉd、Ｉqとの偏差を求め、この偏差にＰＩ制御を施してｄｑ軸電流Ｉd、Ｉqをそれらの指令値Ｉd＊、Ｉq＊に一致させるためのｄｑ軸電圧指令値Ｖd＊、Ｖq＊を演算する。２／３相変換回路７は、電流制御回路６で演算されたｄｑ軸電圧指令値Ｖd＊、Ｖq＊を３相電圧指令値Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊へ変換する。
【００２１】
デューティー指令値演算回路８は、２／３相変換回路７からの３相電圧指令値Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊に基づいて各相のＰＷＭデューティー指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊を演算する。すなわち、対応する各相の電流が０[Ａ]のときをデューティー５０％とし、各相の電流が０[Ａ]から増加する量に応じてデューティー比を５０％から増加させ、各相の電流が０[Ａ]から減少する量に応じてデューティー比を５０％から減少させる。
【００２２】
中間波生成回路９は、デューティー指令値演算回路８で演算されたＰＷＭデューティー指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比と、後述するしきい値設定回路１５により設定されるＰＷＭデューティーの正負しきい値ＴＨU、ＴＨLとを比較し、ＰＷＭデューティー指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比が正側しきい値ＴＨUより大きい場合はデューティー比を１００％とし、指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比が負側しきい値ＴＨLより小さい場合はデューティー比を０％とし、指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比が正側しきい値ＴＨU以下で、且つ負側しきい値ＴＨL以上の場合はデューティー比を指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比とすることによって、中間波のＰＷＭデューティー指令値Ｄu’、Ｄv’、Ｄw’を生成する。
【００２３】
インバーター１０は、中間波生成回路９により生成された中間波のＰＷＭデューティー指令値Ｄu’、Ｄv’、Ｄw’にしたがって各相のスイッチング素子によりスイッチング動作を行い、バッテリー１１の直流電力を交流電力に変換して３相交流電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを生成し、モーターＭに印加する。電流センサー１２はモーターＭに流れる３相交流電流Ｉu、Ｉv、Ｉwを検出する。回転センサー１３は、モーターＭの所定の回転角度ごとにパルス信号を出力する。速度位相演算回路１４は、回転センサー１３からのパルス信号の周期および単位時間当たりのパルス数に基づいてモーターＭの回転速度ωと位相θを演算する。
【００２４】
しきい値設定回路１５は、予め設定されたモーター回転速度とトルク指令値に対するＰＷＭデューティーの正負しきい値テーブルを記憶しており、そのテーブルから速度位相演算回路１４で演算されたモーター回転速度ωとトルク指令値生成回路４で生成されたモータートルク指令値Ｔr＊に対応するしきい値ＴＨU、ＴＨLを表引き演算する。
【００２５】
なお、図９に示す制御ブロックの内のトルク指令値生成回路４、電流指令値生成回路５、電流制御回路６、２／３相変換回路７、デューティー指令値演算回路８、中間波生成回路９、速度位相演算回路１４、しきい値設定回路１５および３／２相変換回路１６は、１個または複数個のマイクロコンピューターのソフトウエア形態により実現する。
【００２６】
図１０は、一実施の形態のモーター制御プログラムを示すフローチャートである。このフローチャートにより、一実施の形態の動作を説明する。電気自動車のメインスイッチ（不図示）が投入されている間、このモーター制御プログラムを繰り返し実行する。
【００２７】
ステップ１において、アクセルセンサー１、車速センサー２およびブレーキセンサー３によりアクセルペダル踏み込み量Ａcc、車速Ｖspおよびブレーキペダル踏み込み量Ｂrを検出するとともに、電流センサー１２および３／２相変換回路１６によりｄｑ軸電流Ｉd、Ｉqを検出し、さらに回転センサー１３および速度位相演算回１４によりモーター回転速度ωと回転位相θを検出する。ステップ２では、トルク指令値生成回路４によりテーブルを参照してアクセルペダル踏み込み量Ａcc、車速Ｖspおよびブレーキペダル踏み込み量Ｂrに応じたトルク指令値Ｔr＊を表引き演算し、さらに電流指令値生成回路５によりテーブルを参照してトルク指令値Ｔr＊からｄｑ軸電流指令値Ｉd＊、Ｉq＊を生成する。
【００２８】
ステップ３では電流制御回路６によりｄｑ軸電流指令値Ｉd＊、Ｉq＊とｄｑ軸電流Ｉd、Ｉqとの偏差（Ｉd＊−Ｉd、Ｉq＊−Ｉq）を求め、この偏差にＰＩ制御を施してｄｑ軸電圧指令値Ｖd＊、Ｖq＊を演算する。続くステップ４で、２／３相変換回路７によりｄｑ軸電圧指令値Ｖd＊、Ｖq＊を３相電圧指令値Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊へ変換する。ステップ５において、デューティー指令値演算回路８により３相電圧指令値Ｖu＊、Ｖv＊、Ｖw＊に基づいて各相のＰＷＭデューティー指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊を演算する。すなわち、対応する各相の電流が０[Ａ]のときをデューティー５０％とし、各相の電流が０[Ａ]から増加する量に応じてデューティー比を５０％から増加させ、各相の電流が０[Ａ]から減少する量に応じてデューティー比を５０％から減少させる。
【００２９】
ステップ６では、しきい値設定回路１５によりテーブルを参照してモーター回転速度ωとトルク指令値Ｔr＊に対応するＰＷＭデューティーしきい値ＴＨU、ＴＨLを表引き演算する。ステップ７で、中間波生成回路９によりＰＷＭデューティー指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比が正側しきい値ＴＨUより大きい場合はデューティー比を１００％とし、指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比が負側しきい値ＴＨLより小さい場合はデューティー比を０％とし、指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比が正側しきい値ＴＨU以下で且つ負側しきい値ＴＨL以上の場合はデューティー比を指令値Ｄu＊、Ｄv＊、Ｄw＊のデューティー比とすることによって、中間波のＰＷＭデューティー指令値Ｄu’、Ｄv’、Ｄw’を生成する。
【００３０】
ステップ８では、インバーター１０により中間波のＰＷＭデューティー指令値Ｄu’、Ｄv’、Ｄw’にしたがって直流電力を３相交流電力に変換し、３相交流電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを生成する。そしてステップ１０で、３相交流電圧Ｖu、Ｖv、ＶwをモーターＭに印加して駆動する。その後、ステップ１へ戻り上述した処理を繰り返す。
【００３１】
このように、上述した一実施の形態によれば、正弦波交流電圧を生成してモーターに印加する正弦波電圧駆動と、矩形波交流電圧を生成してモーターに印加する矩形波電圧駆動とを、モーターの回転速度とトルク指令値とに基づいて切り換えるときに、正弦波と矩形波とを合成した中間波の交流電圧を生成してモーターに印加するようにしたので、正弦波電圧駆動と矩形波電圧駆動の切り換え時のモーター電流が連続的に変化し、切り換え時のモーターの回転速度変動とトルク変動が抑制されて円滑な切り換えを行うことができる。また、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が０となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。
【００３２】
また、上述した一実施の形態によれば、正弦波と矩形波とを合成した中間波を生成するときに、モーターの回転速度とトルク指令値とが所定の範囲内（図３の▲１▼の領域内）にあるときは、中間波の中の矩形波部分を０とし、モーターの回転速度とトルク指令値とが所定の範囲外（図３の▲２▼の領域内）にあるときは、モーターの回転速度が高いほど、且つモーターのトルク指令値が大きいほど中間波の中の矩形波部分が大きくなるように正弦波と矩形波を合成し、合成した中間波にしたがってインバーターを制御してモーターに中間波の波形の交流電圧を印加するようにしたので、正弦波電圧駆動と矩形波電圧駆動の切り換え時のモーター電流が連続的に変化し、切り換え時のモーターの回転速度変動とトルク変動が抑制されて円滑な切り換えを行うことができる。また、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が０となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。さらに、正弦波で駆動したい領域と矩形波または中間波で駆動したい領域を任意に設定でき、比較的モーター回転速度の低い領域、およびモーター電流の小さい領域でも中間波で駆動することができ、完全な矩形波では制御できない領域でも矩形波駆動による効果を得ることができる。
【００３３】
さらに、上述した一実施の形態によれば、変調用三角波電圧と正弦波制御電圧とに基づいてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ制御のデューティー指令値を算出してインバーターを制御し、モーターに印加するための等価的な正弦波交流電圧を生成する回路と、インバーターを制御してモーターに印加するための矩形波交流電圧を生成する回路とを備え、モーターのトルク指令値と回転速度とに応じたＰＷＭ制御のデューティーしきい値を設定し、ＰＷＭ制御のデューティー指令値がしきい値以下のときは、正弦波電圧生成回路によりモーターに等価的な正弦波交流電圧を印加し、ＰＷＭ制御のデューティー指令値がしきい値を超えたときは、矩形波電圧生成回路によりモーターに矩形波交流電圧を印加するようにしたので、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り換え時のモーター電流が連続的に変化し、切り換え時のモーターの回転速度変動とトルク変動が抑制されて円滑な切り換えを行うことができる。また、中間波の内の矩形波期間ではインバーターのスイッチングが行われないため、その期間のスイッチング損失が０となり、インバーターの電力変換効率が向上するとともに、スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。さらに、正弦波ＰＷＭ制御領域と矩形波または中間波の制御領域を任意に設定でき、比較的モーター回転速度の低い領域、およびモーター電流の小さい領域でも中間波で駆動することができ、完全な矩形波では制御できない領域でも矩形波駆動による効果を得ることができる。
【００３４】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、２／３相変換回路７、デューティー指令値演算回路８およびインバーター１０が正弦波電圧駆動手段および正弦波電圧生成手段を、中間波生成回路９およびインバーター１０が矩形波電圧駆動手段、中間波電圧駆動手段および矩形波電圧生成手段を、しきい値設定回路１５がしきい値設定手段を、回転センサー１３および速度位相演算回路１４が速度検出手段を、しきい値設定回路１５および中間波生成回路９が制御切り換え手段を、しきい値設定回路１５および中間波生成回路９が中間波合成手段を、インバーター１０が駆動手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００３５】
なお、上述した一実施の形態では本願発明を電気自動車に搭載されるモーターに適用した例を示したが、本願発明は電気自動車のモーターに限定されず、ハイブリッド車両などの自動車はもちろん、自動車以外に用いられるあらゆるモーターに対して適用することができる。
【００３６】
また、上述した一実施の形態では、モーターの回転速度が高く、且つトルク指令値が大きな領域（図３に示す▲２▼の領域）において正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧でモーターを駆動する例を示したが、モーターの回転速度が低く、且つトルク指令値が小さい領域（図３に示す▲１▼の領域）においても正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧でモーターを駆動するようにしてもよい。この場合には、モーターの回転速度が低くなるほど、トルク指令値が小さくなるほど、中間波に占める正弦波部分が大きくなるようにする。
【００３７】
さらに、上述した一実施の形態ではベクトル制御インバーターを例に上げて説明したが、本願発明はベクトル制御を用いない正弦波ＰＷＭ制御インバーターに対しても適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  正弦波ＰＷＭ制御で相交流モーターに印加するＵ−Ｖ相線間電圧の生成方法を示す図である。
【図２】  矩形波制御における３相交流モーターのＵ−Ｖ相線間電圧を示す図である。
【図３】  正弦波ＰＷＭ制御領域と矩形波制御領域、およびそれらの中間波制御領域を示す図である。
【図４】  正弦波と矩形波の中間波の生成方法を示す図である。
【図５】  矩形波変換率を説明するための図である。
【図６】  モーターの回転速度とトルクに応じた矩形波変換率のマップを示す図である。
【図７】  矩形波変換率１５％のときのＵ相等価線間電圧波形を示す図である。
【図８】  矩形波変換率６５％のときのＵ相等価線間電圧波形を示す図である。
【図９】  一実施の形態のモーター制御装置の構成を示す図である。
【図１０】  一実施の形態のモーター制御プログラムを示すフローチャートである。
【符号の説明】
１  アクセルセンサー
２  車速センサー
３  ブレーキセンサー
４  トルク指令値生成回路
５  電流指令値生成回路
６  電流制御回路
７  ２／３相変換回路
８  デューティー指令演算回路
９  中間波生成回路
１０  インバーター
１１  バッテリー
１２  電流センサー
１３  回転センサー
１４  速度位相演算回路
１５  しきい値設定回路
１６  ３／２相変換回路
【図１】
0003685138.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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