(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
サブキャリア周波数の異なるＴＶ方式の判別と、輝度信号のＦＭ変調周波数の異なるＴＶ信号の記録再生方式の判別とを行うことができるＶＴＲの再生ＴＶ信号判別回路であって、
ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号と該サブキャリア周波数に等しいかまたはその近傍の所定の周波数を有する周波数信号とを選択する第１のモードとＴＶ信号の再生ＦＭ信号とＴＶ信号のサブキャリア周波数信号とを選択する第２のモードとを有する第１のスイッチ手段と、
バーストゲート期間中は前記サブキャリア周波数信号又は再生ＦＭ信号を通過させ、バーストゲート期間以外では前記周波数信号又は前記ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号を通過させる第２のスイッチ手段と、
該第２のスイッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相する移相回路と、
該移相回路の出力信号と前記第２のスイッチ手段の出力信号との位相を比較し前記移相回路の移相量を調整する位相比較回路とを備え、該位相比較回路の出力信号に応じて判別信号を作成するようにしたことを特徴とするＶＴＲの再生ＴＶ信号判別回路。
【請求項２】
サブキャリア周波数の異なるＴＶ方式の判別と、輝度信号のＦＭ変調周波数の異なるＴＶ信号の記録再生方式の判別とを行うことができるＶＴＲの再生ＴＶ信号判別回路であって、
ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号と該サブキャリア周波数に等しいかまたはその近傍の所定の周波数を有する周波数信号とを選択する第１のモードとＴＶ信号の再生ＦＭ信号とＴＶ信号のサブキャリア周波数信号とを選択する第２のモードとを有する第１のスイッチ手段と、
バーストゲート期間中は前記サブキャリア周波数信号又は再生ＦＭ信号を通過させ、バーストゲート期間以外では前記周波数信号又は前記ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号を通過させる第２のスイッチ手段と、
該第２のスイッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相する移相回路と、
該移相回路の出力信号と前記第２のスイッチ手段の出力信号との位相を比較し前記移相回路の移相量を調整する第１位相比較回路と、
該第１位相比較回路の出力信号を矩形波信号に変換する信号変換手段、
前記矩形波信号の位相を１ライン分遅延させる遅延手段、および
前記信号変換手段からの矩形波信号と前記遅延手段からの矩形波信号との位相比較を行う第２位相比較回路とを備え、前記第１及び第２位相比較回路の出力信号に応じて判別信号を作成するようにしたことを特徴とするＶＴＲの再生ＴＶ信号判別回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はＶＴＲの再生テレビ信号判別回路に関する。より特定的には、この発明は、ＳＥＣＡＭ方式，ＰＡＬ方式およびＮＴＳＣ方式などのように放送方式が異なるカラーテレビジョン信号を選択的に受信できるＶＴＲ（テレビジョン信号記録再生装置）において、輝度信号のＦＭ変調周波数の異なるＴＶ信号の第１の記録再生方式と第２の記録再生方式との判別も単一の判別方法により判別できるようにしたＶＴＲの再生テレビ信号判別回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来技術の一例が、昭和５７年１２月２０日付で出願公開された特開昭５７−２０７４９４号公報において開示されている。この従来技術では、入力カラー信号を高いＱのバンドパスフィルタを通すことによってサブキャリア周波数に応じた電圧信号を得、この電圧信号を水平周波数（ｆH ）の１／２の周波数を同調点とする共振アンプに与える。共振アンプの出力が正弦波なら、１ライン毎にサブキャリア周波数が変化するＳＥＣＡＭ方式であることが判別できる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
この従来技術では、セラミックフィルタやアンプを用いる必要があり、信号判別回路を集積回路で構成するのが困難であるという問題点があった。
それゆえに、この発明の主たる目的は、容易に集積回路に組み込める、テレビ信号判別回路を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
この発明は、サブキャリア周波数の異なるＴＶ方式の判別と、輝度信号のＦＭ変調周波数の異なるＴＶ信号の記録再生方式の判別とを行うことができるＶＴＲの再生テレビ信号判別回路であって、ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号と該サブキャリア周波数に等しいかまたはその近傍の所定の周波数を有する周波数信号とを選択する第１のモードとＴＶ信号の再生ＦＭ信号とＴＶ信号のサブキャリア周波数信号とを選択する第２のモードとを有する第１のスイッチ手段と、バーストゲート期間中は前記サブキャリア周波数信号又は再生ＦＭ信号を通過させ、バーストゲート期間以外では前記周波数信号又は前記ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号を通過させる第２のスイッチ手段と、該第２のスイッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相する移相回路と、該移相回路の出力信号と前記第２のスイッチ手段の出力信号との位相を比較し前記移相回路の移相量を調整する位相比較回路とを備え、該位相比較回路の出力信号に応じて判別信号を作成するようにしたことを特徴とする。
【０００５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の原理の一部を示す図である。  図１の実施例のテレビ信号判別回路１０はマルチプレクサ１２を含む。マルチプレクサ１２には、カラー信号および周波数信号ｆscが入力される。周波数信号ｆscは、たとえばＰＡＬ方式のサブキャリア周波数（４．４３ＭＨｚ）またはＳＥＣＡＭ方式のサブキャリア周波数（４．４０ＭＨｚまたは４．２５ＭＨｚ）のいずれかに等しいかまたはその近傍の所定値に設定される。この実施例では、周波数信号ｆscの周波数は、ＰＡＬ方式のサブキャリア周波数と等しい４．４３ＭＨｚに設定される。したがって、この実施例によれば、ＰＡＬ方式の周波数信号をそのまま用いることができるので、特別な信号発生器を別途設ける必要がないという利点がある。ただし、その周波数は４．４３ＭＨｚに限定されないことはいうまでもない。
【０００６】
そして、マルチプレクサ１２には、バーストゲートパルス（ＢＧＰ）が与えられ、バーストゲートパルスが与えられているバースト期間中にはマルチプレクサ１２からはカラー信号が出力され、バースト期間以外の期間には周波数信号ｆscが出力される。マルチプレクサ１２の出力は、９０°移相器２８（後述）を介して、比較的低いＱ（たとえばＱ＝１２）のオールパスフィルタ（以下、単に「ＡＰＦ」という）１４に与えられる。
【０００７】
ＡＰＦ１４は図２に示すように差動増幅器１６を含む。差動増幅器１６の（＋）入力には抵抗Ｒ１を介してマルチプレクサ１２からの出力が与えられる。差動増幅器１６の（＋）入力と抵抗Ｒ１との間には抵抗Ｒ２の一方端が接続され、抵抗Ｒ２の他方端は接地される。また、差動増幅器１６の（−）入力には、抵抗Ｒ３，バッファ１８および抵抗Ｒ４の直列回路を介して、マルチプレクサ１２の出力が与えられる。また、バッファ１８と抵抗Ｒ４との間には、可変インダクタであるジャイレータＬとコンデンサＣ１との並列回路が接続され、並列回路の一方端は接地される。すなわち、抵抗Ｒ４，ジャイレータＬおよびコンデンサＣ１によってバンドパスフィルタが構成され、差動増幅器１６の（−）入力には、バンドパスフィルタを経た出力が与えられる。また、差動増幅器１６の（−）入力には、差動増幅器１６の出力が抵抗Ｒ５を介してフィードバックされる。したがって、図２に示す回路は全体としてＡＰＦ１４を構成する。
【０００８】
ここで、ＡＰＦ１４の入力電圧をＶｉｎ，バッファ１８の入力電圧をＶａおよびＡＰＦ１４の出力電圧をＶｏｕｔとすると、入力電圧Ｖａは数１によって表される。
【０００９】
【数１】
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【００１０】
また、出力電圧Ｖｏｕｔは数２によって表される。
【００１１】
【数２】
0003685567.tif 000003
【００１２】
ここで、Ｒ１＝２・Ｒ２，Ｒ５＝２・Ｒ３とすると、出力信号Ｖｏｕｔは数３によって表される。
【００１３】
【数３】
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【００１４】
数３は、ＡＰＦ１４の伝達特性を示す。
また、図２に示すＡＰＦ１４に用いられるジャイレータＬとしては、たとえば図３に示すものが用いられる。
図３に示すジャイレータＬは、差動増幅回路２０を含む。差動増幅回路２０の（＋）入力には、抵抗Ｒ６およびバッファ２２の直列回路が接続される。また、差動増幅器２０の（＋）入力と抵抗Ｒ６との間には抵抗Ｒ７の一方端が接続され、抵抗Ｒ７の他方端は接地される。差動増幅器２０の（−）入力には、他方端が接地された抵抗Ｒ８の一方端が接続され、また差動増幅器２０の出力がコンデンサＣ２を介して（−）入力にフィードバックされる。また、差動増幅器２０の出力は抵抗Ｒ９を介して増幅器２６の一方入力に与えられ、また、差動増幅器２０の（＋）入力と抵抗Ｒ７との接続点はバッファ２４および抵抗Ｒ１０の直列回路を介して増幅器２６の他方入力に接続される。また、増幅器２６の一方入力と他方入力との間には抵抗Ｒ１１が接続される。増幅器２６の出力はバッファ２２の入力に接続され、電流帰還される。ここで、バッファ２２に与えられる入力信号をＶ１，差動増幅器２０の出力信号をＶ２，増幅器２６の両入力間の電圧を示す信号をＶ３，増幅器２６からの電流帰還経路に流れる電流をｉおよび増幅器２６の増幅率をｇｍとすると、数４および数５が得られる。
【００１５】
【数４】
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【００１６】
【数５】
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【００１７】
したがって、信号Ｖ３は入力信号Ｖ１に比べて、位相が９０°遅れた信号となり、これをバッファ２２の入力に電流帰還させることにより、数６に示すように、電流ｉは入力信号Ｖ１に比べて９０°遅れ位相となって、数７に示すように、ジャイレータＬは等価的インダクタンスを形成する。
【００１８】
【数６】
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【００１９】
【数７】
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【００２０】
このＡＰＦ１４は、いわゆる周波数−位相変換を行う。この実施例では、図４に示すように、４．４３ＭＨｚのサブキャリア周波数を基準とし、４．４３ＭＨｚのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与えられると、そのカラー信号を１８０°移相する。したがって、ＡＰＦ１４に与えられるカラー信号のサブキャリア周波数が４．４３ＭＨｚでなければ、その周波数と４．４３ＭＨｚとの差に応じて移相量が１８０°からずれる。
【００２１】
図１に戻って、９０°移相器２８は、たとえば図５に示すように構成される。図５に示す９０°移相器２８では、入力端３０ａは抵抗Ｒ１２を介して、差動接続されたトランジスタＱ１およびＱ２のトランジスタＱ２のベースに接続される。入力端３０ｂは負極を接地している定電圧源３２の正極と接続され、また抵抗Ｒ１３を介して、差動接続されたトランジスタＱ３およびＱ４のトランジスタＱ４のベースに接続され、さらに抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ１のベースに接続される。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは共通的に、トランジスタＱ８および抵抗Ｒ１５の直列回路を介して、接地される。トランジスタＱ１のコレクタは直接に電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ６と抵抗Ｒ１６との直列回路を介して電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ６のコレクタとの接続点はトランジスタＱ５のベースおよびトランジスタＱ３のコレクタに接続される。
【００２２】
トランジスタＱ６のベースはトランジスタＱ７のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタＱ７のエミッタは抵抗Ｒ１７を介して電源Ｖｃｃに接続される。これらのトランジスタＱ６およびＱ７が電流ミラー回路を構成する。トランジスタＱ７のコレクタはトランジスタＱ１０および抵抗Ｒ１８の直列回路を介して接地される。トランジスタＱ５のコレクタは直接に電源Ｖｃｃに接続され、そのエミッタはトランジスタＱ９および抵抗Ｒ１９の直列回路を介して接地される。
【００２３】
トランジスタＱ２のベースはコンデンサＣ３および抵抗Ｒ２０の直列回路を介してトランジスタＱ３のベースに接続される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２０との接続点は出力端３０ｃに接続される。出力端３０ｄは接地される。トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のベースとの間にはコンデンサＣ４が介挿され、それらのエミッタは共通に、トランジスタＱ１１および抵抗Ｒ２１の直列回路を介して、接地される。トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０およびＱ１１のベースは共通に、負極を接地している定電圧源３４の正極に接続される。すなわち、この９０°移相器２８は、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９およびＱ１０と、ハイパスフィルタを構成する抵抗Ｒ１２、コンデンサＣ３等からなり、かつ図５において１点鎖線で取り囲んでいる交流的な負帰還増幅回路３６を備え、さらにローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ２０およびＲ１３ならびにコンデンサＣ４と、トランジスタＱ３およびＱ４等からなり、かつ図５において２点鎖線で囲んだ、直流電圧を負帰還増幅回路３６へ帰還させる、直流的な負帰還回路３８を備える構成となっている。
【００２４】
なお、トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０およびＱ１１は定電流源を構成し、抵抗Ｒ１５，Ｒ１８およびＲ２１は同抵抗値に設定される。そのため、トランジスタＱ８，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタ電流が等しく、それぞれの電流値を２Ｉｏとすると、トランジスタＱ６およびＱ７が電流ミラー回路を構成しているため、抵抗Ｒ１６およびＲ１７の抵抗値が同抵抗値であれば、トランジスタＱ６のコレクタ電流は２Ｉｏとなる。
【００２５】
次に、９０°移相器２８の交流的動作を説明する。トランジスタＱ１のベースは交流的に接地されている。トランジスタＱ６が、差動接続のトランジスタＱ１およびＱ２からの出力を電流で取り出すための負荷となっており、交流負荷が非常に大きな値となるため、開ループゲインＡは十分大きい。トランジスタＱ２のコレクタ電流が変化するとトランジスタＱ５のベース電流が変化し、トランジスタＱ５のエミッタフォロワで出力を電圧として導出する。トランジスタＱ５のエミッタフォロワから出力された出力電圧ｅo は、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ１２のハイパスフィルタに供給される。したがって、トランジスタＱ２のベース電位は数８で与えられる。
【００２６】
【数８】
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【００２７】
そして、トランジスタＱ１のベース電位は、交流的に接地されているため、入力電圧ｅi と出力電圧ｅo との関係は、数９で与えられる。
【００２８】
【数９】
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【００２９】
ここで、開ループゲインＡが十分大きいことを考慮すると、数９は、次式の数１０に変形され、移相量が９０°になることが理解されよう。
【００３０】
【数１０】
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【００３１】
次に直流的な動作を説明する。負帰還増幅回路３６では交流的に負帰還されるが、コンデンサＣ３により直流的には負帰還されていない。そのためトランジスタＱ５のエミッタ電圧は、不定となり、このままでは負帰還増幅回路３６は動作しない。しかし、トランジスタＱ５のエミッタフォロワから出力される電圧の直流成分のみが、抵抗Ｒ２０およびＲ１３ならびにコンデンサＣ４のローパスフィルタへ供給され、差動接続されたトランジスタＱ３およびＱ４のトランジスタＱ３のベースに供給される。トランジスタＱ４のベースには定電圧源３２から一定電圧が供給されており、トランジスタＱ３およびＱ４のベース電流と抵抗Ｒ２０およびＲ１３による電圧降下とを無視すると、両ベース電圧の差によって、トランジスタＱ１１のコレクタ電流２Ｉｏの分流比が変わり、トランジスタＱ３のコレクタ電流が変化する。
【００３２】
トランジスタＱ１およびＱ２のベースの直流電圧は定電圧源３２の電圧に保持されるため、トランジスタＱ１およびＱ２のベース電流と抵抗Ｒ１２およびＲ１４による電圧降下とを無視すると、トランジスタＱ１およびＱ２にそれぞれ流れるコレクタ電流はトランジスタＱ８のコレクタ電流２Ｉｏを等分したＩｏとなる。
【００３３】
また、トランジスタＱ６のコレクタ電流は２Ｉｏとなっているため、トランジスタＱ５のベース電流が小さく無視できるとすれば、トランジスタＱ３のコレクタ電流はトランジスタＱ６のコレクタ電流からトランジスタＱ２のコレクタ電流を差し引いたＩｏとなる。そして、差動接続されたトランジスタＱ３およびＱ４のトランジスタＱ３のコレクタ電流がＩｏになるためには、トランジスタＱ１１のコレクタ電流が２Ｉｏであるから、トランジスタＱ３およびＱ４のベース電圧が等しくならなければならず、トランジスタＱ５のエミッタの直流電圧は定電圧源３２の電圧に固定されるので、この電圧を動作点として負帰還増幅回路３６が正常に動作する。
【００３４】
図１に戻って、９０°移相器２８およびＡＰＦ１４によって位相を遅らせた信号と、マルチプレクサ１２から経路３９を介した信号とが、位相比較器４０に与えられる。位相比較器４０はたとえば図６に示すように構成され、図７に示すように動作する。
すなわち、図６に示す入力端４２および４４には、図７（Ａ）に示すような信号が入力され、入力端４６および４８には、図７（Ｂ）に示すような信号が入力される。
【００３５】
両信号が同相の場合、正の周期ではトランジスタＱ２１およびＱ２５がオンしかつ負の周期ではトランジスタＱ２３およびＱ２６がオンする。したがって、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように負方向に半周期毎に脈動し、出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように定電圧となる。そのため、出力端ＡおよびＢから取り出されるこの位相比較器４０の出力は、図７（Ｃ）と図７（Ｄ）との差となり、図７（Ｅ）に示すようになる。したがって、この位相比較器４０の出力を受けるローパスフィルタ（以下、単に「ＬＰＦ」という）４２からは、図７（Ｆ）に示すように、両信号が同相のときには負の電圧信号を出力する。
【００３６】
両信号が逆相の場合、入力端４２および４４からの信号が正の周期ではトランジスタＱ２４およびＱ２６がオンしかつその信号が負の周期ではトランジスタＱ２２およびＱ２５がオンする。したがって、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように一定となり、出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように負方向に半周期毎に脈動する。そのため、出力端ＡおよびＢから取り出されるこの位相比較器４０の出力は、図７（Ｃ）と図７（Ｄ）との差となり、図７（Ｅ）に示すようになる。したがって、ＬＰＦ４２は、図７（Ｆ）に示すように、両信号が逆相のときには正の電圧信号を出力する。
【００３７】
両信号が９０°の位相差を有する場合には、図７（Ａ）に示す入力端４２および４４からの信号の前半周期の前半ではトランジスタＱ２１およびＱ２５がオンし、後半ではトランジスタＱ２４およびＱ２６がオンする。また、入力端４２および４４からの信号の後半周期の前半ではトランジスタＱ２３およびＱ２６がオンし、後半ではトランジスタＱ２２およびＱ２５がオンする。したがって、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように各半周期の前半にのみ負方向電圧となり、出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように各半周期の後半にのみ負方向電圧として出現する。したがって、出力端ＡおよびＢから取り出されるこの位相比較器４０の出力は、図７（Ｅ）に示すようになり、ＬＰＦ４２は、図７（Ｆ）に示すように、両信号が９０°位相差を有するときにはほぼゼロの電圧信号を出力する。
【００３８】
このようにして、位相比較器４０に入力される２つの信号の位相差が９０°のときは、ＬＰＦ４２からはほぼゼロの電圧信号が出力される。２つの信号の位相差が９０°からずれている場合には、そのずれ量に応じた正または負の電圧信号がＬＰＦ４２から出力される。
すなわち、位相比較器４０およびＬＰＦ４２では、ＡＰＦ１４の入出力を位相比較して、位相−電圧(Phase-Volt.) 変換する。
【００３９】
また、位相比較器４０からの図７（Ｆ）に示すような制御信号は、キャリブレーション用に設けられたＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフィードバックされる。ただし、ＬＰＦ４４は、バースト期間中には電圧信号を出力することなく保持する。このように位相比較器４０からの出力をＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフィードバックすることによって、ＡＰＦ１４の位相遅延動作を安定化できる。すなわち、バースト期間以外の期間に４．４３ＭＨｚの周波数信号をＡＰＦ４に与えることによって、ＡＰＦ１４の中心周波数が４．４３ＭＨｚと一致するように自動調整され、ＡＰＦ１４に４．４３ＭＨｚのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与えられたとき、入出力位相差が常に−１８０°となるように位相管理して、中心周波数調整が行われる。
【００４０】
すなわち、位相比較器４０は、バースト期間ではテレビ信号判別用として動作し、バースト期間以外の期間ではＡＰＦ１４の中心周波数の自動調整用として動作する。
そして、ＬＰＦ４２からの電圧信号は、サンプルホールド回路４６に与えられる。サンプルホールド回路４６は、バーストゲートパルスを用いて、バースト期間のＬＰＦ４４からの電圧信号を１Ｈ期間ホールドする。すなわち、サンプルホールド回路４６には、バーストゲートパルスが与えられ、たとえばバーストゲートパルスの立ち下がり時点でＬＰＦ４２から与えられる電圧信号をサンプルホールドして矩形波信号を生成し、その矩形波信号を１Ｈ遅延回路４８および位相比較器５０に与える。１Ｈ遅延回路４８では、矩形波信号を１ライン分遅延させた後、位相比較器５０に与える。位相比較器５０は位相比較器４０と同様に構成される。したがって、位相比較器５０では、２つの矩形波信号の位相差が１８０°であればハイレベルの信号を出力し、２つの矩形波信号が同相であればローレベルの信号を出力する。
【００４１】
位相比較器５０には、たとえばＳＥＣＡＭ方式では、１８０°の位相差の２つの矩形波信号が入力され、ＰＡＬ方式およびＮＴＳＣ方式では、同相の２つの矩形波信号が入力され、白黒ノイズでは、ランダムな位相差で２つの矩形波信号が入力されるので、位相比較器５０は、それぞれ異なったレベルの信号を出力する。そして、この信号はＬＰＦ５２によってその信号のレベルに応じたレベルを有する電圧信号に変換される。この電圧信号がヒステリシス特性を有するコンパレータ５４に与えられ、基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。ＬＰＦ５２からの電圧信号が基準電圧Ｖｒｅｆより大きければ「ハイレベル」，小さければ「ローレベル」の２値のいずれかの判別信号がコンパレータ５４からたとえばＴＴＬレベルで出力される。この判別信号によって、テレビジョン方式がＳＥＣＡＭ方式であるかその他のＰＡＬ方式またはＮＴＳＣ方式等のいずれであるかを判別できる。なお、コンパレータ５４では、判別が困難な信号が入力されてきた場合に、出力される判別信号がチャタリングを起こさないように、ヒステリシス特性を持たせている。
【００４２】
ここで、このようなテレビ信号判別回路１０のＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式との判別動作を、図８および図９を参照して説明する。
まず、ＳＥＣＡＭ方式の場合には各部の動作波形は図８に示すようになる。
まず、マルチプレクサ１２からは図８（Ａ）に示すような信号が出力される。マルチプレクサ１２は、バースト期間にはカラー信号のサブキャリア周波数を抽出するためカラーバースト信号を出力する。このカラーバースト信号を出力することによって、１ライン毎に４．２５ＭＨｚと４．４１ＭＨｚとのサブキャリア周波数が交互に抽出される。そしてマルチプレクサ１２は、バースト期間以外の期間には周波数信号ｆscを出力する。この実施例では、周波数信号ｆscは、４．４３ＭＨｚに設定されている。なお、バーストゲートパルス（ＢＧＰ）は図８（Ｂ）に示される。そして、ＬＰＦ４２からは、図８（Ｃ）に示すような電圧信号が出力される。この電圧信号は、基準となる４．４３ＭＨｚの周波数と、サブキャリア周波数との差が大きくなるほど大きな振幅として表され、カラー信号のサブキャリア周波数が４．２５ＭＨｚの場合には大きく、４．４１ＭＨｚの場合には小さくなり、１ライン毎に２種類の大きさの電圧信号が繰り返し出力される。この電圧信号が入力されるサンプルホールド回路４６からは、図８（Ｄ）に示すような矩形波信号が出力される。この矩形波信号は、バーストゲートパルスの立ち下がり時点でのＬＰＦ４２の出力を保持して生成される。図８（Ｄ）に示す矩形波信号は１ライン毎に「ハイレベル」と「ローレベル」とを繰り返す。これは、ＳＥＣＡＭ方式に限り、２種類のサブキャリア周波数が１ライン毎に交互に出力されることに起因するものである。ちなみに、各ラインとも同じサブキャリア周波数を出力するＰＡＬ方式では、その矩形波信号（後述する図９（Ｄ）参照）も各ライン同様の波形となるので、ＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式とは後述するように判別され得る。そして、位相比較器５０からは図８（Ｅ）に示すようなハイレベルの電圧信号が出力される。
【００４３】
一方、ＰＡＬ方式の場合には各部の動作波形は図９に示すようになる。
まず、マルチプレクサ１２からは図９（Ａ）に示すような信号が出力される。マルチプレクサ１２には、図９（Ｂ）に示すようなバーストゲートパルスが与えられ、バースト期間にはカラー信号のうち４．４３ＭＨｚのカラーバースト信号が１ライン毎に出力される。マルチプレクサ１２は、バースト期間以外の期間には周波数信号ｆscを出力する。すると、ＬＰＦ４２からは、図９（Ｃ）に示すような電圧信号が出力され、この電圧信号が入力されるサンプルホールド回路４６からは図９（Ｄ）に示すような矩形波信号が出力される。その結果、位相比較器５０からは図９（Ｅ）に示すようなローレベルの電圧信号が出力される。なお、図９（Ｃ）に示す電圧信号には１Ｈ毎にノイズａが含まれているが、このノイズａは、図９（Ｂ）に示すバーストゲートパルスが発生するバースト期間が図９（Ａ）に示すカラーバースト信号の発生期間よりも長いために発生するものである。
【００４４】
図８（Ｅ）および図９（Ｅ）にそれぞれ示す電圧信号からわかるように、ＳＥＣＡＭ方式およびＰＡＬ方式のそれぞれの電圧信号のレベルは異なり、したがってコンパレータ５４からの判別信号は、たとえばＳＥＣＡＭ方式ではハイレベル，ＰＡＬ方式ではローレベルとそれぞれ異なった信号として出力され、両方式を判別できる。
【００４５】
このテレビ信号判別回路１０では、ＡＰＦ１４の周波数−位相特性を応用することで、ＩＣに内蔵可能な範囲内のＱを有するフィルタを用いて回路を構成できる。
また、フィルタキャリブレーション用の基準フィルタは必要なく、信号判別用のＡＰＦのみで足りる。したがって、従来では、同一ＩＣに基準のフィルタおよびそれと同一形態のＢＰＦなどの他のフィルタを内蔵し、基準のフィルタを用いて、ＢＰＦなどの他のフィルタのフィルタ特性（たとえば中心周波数）を調整する場合、特性がずれてしまい所望の特性が得られず、判別動作に影響を与えていたが、この発明ではそのようなことはない。
【００４６】
さらに、従来用いられていたＢＰＦを用いることなく、ＡＰＦ１４を用いることによって以下のような利点を有する。従来のＢＰＦは、Ｑ＝４０程度のセラミックフィルタで、高ＱのためＩＣに内蔵することが困難であったが、ＡＰＦ１４はＩＣに内蔵することが容易である。また、ＡＰＦ１４の位相変化率（対周波数）がＢＰＦの２倍であるので、低いＱでも検出感度を高くできる。
【００４７】
また、従来用いられていたｆH ／２共振フィルタをＩＣに内蔵するには、ＩＣに内蔵するインダクタを相当大きくしなければならず、ｆH ／２共振フィルタの特性も判別精度に少なからず影響を及ぼしていたが、ｆH ／２共振フィルタを用いないこの発明では、このような弊害は生じない。
また、上述の実施例に用いられる１Ｈ遅延回路４８は、たとえば図１０に示すように構成される。図１０に示す１Ｈ遅延回路４８は、サンプルホールド回路４６に接続される２つのサンプルホールド回路６２，６４およびサンプルホールド回路６２および６４のいずれか一方を選択するマルチプレクサ６６を含む。そして、サンプルホールド回路４６には、コントロールパルスＣＮＴ１となるバーストゲートパルスが与えられ、また、マルチプレクサ６６には、バーストゲートパルスを分周器６８によって１／２分周して得られた矩形波状のコントロールパルスＣＮＴ４が与えられ、マルチプレクサ６６のスイッチング動作が制御される。また、サンプルホールド回路６２および６４には、それぞれバーストゲートパルスＢＧＰと同期したコントロールパルスＣＮＴ２およびＣＮＴ３が、１ライン毎に交互に与えられる。
【００４８】
１Ｈ遅延回路４８の動作を図１１を参照して説明する。
入力端７０に図１１（Ａ）に示すようなＬＰＦ４２からの電圧信号ｅ1 が１ライン毎に与えられると、サンプルホールド回路４６は、図１１（Ｆ）に示すコントロールパルスＣＮＴ１のタイミングに従って、図１１（Ｂ）に示すような矩形波信号ｅ2 を出力する。この矩形波信号ｅ2 はサンプルホールド回路６２および６４にそれぞれ与えられる。サンプルホールド回路６２および６４には、それぞれ図１１（Ｇ）および（Ｈ）に示すコントロールパルスＣＮＴ２およびＣＮＴ３が与えられ、これらのコントロールパルスＣＮＴ２およびＣＮＴ３に応じてサンプルホールド回路６２および６４は、それぞれ図１１（Ｃ）および（Ｄ）に示すような矩形波信号ｅ3 およびｅ4 を出力する。そして、マルチプレクサ６６には、図１１（Ｉ）に示すコントロールパルスＣＮＴ４が与えられ、このコントロールパルスＣＮＴ４に応じてマルチプレクサ６６はスイッチング制御されて１ライン毎に矩形波信号ｅ4 およびｅ3 を選択し、出力端７２からは図１１（Ｅ）に示すような矩形波信号ｅ5 が出力される。
【００４９】
図１１（Ｂ）および（Ｅ）にそれぞれ示す矩形波信号ｅ2 およびｅ5 を比較してわかるように、図１１（Ｅ）に示す矩形波信号ｅ5 は図１１（Ｂ）に示す矩形波信号ｅ2 より１ライン遅延されていることがわかる。
なお、図１に示す実施例において、９０°移相器２８は、経路３９上に介挿されてもよく、また、ＡＰＦ１４と位相比較器４０との間に介挿されてもよい。
【００５０】
また、図１に示す実施例では、４．４３ＭＨｚの周波数信号ｆSCがＡＰＦ１４に入力されたときに、位相比較器４０に与えられる２つの入力の位相差が９０°になるように９０°移相器２８を用いたが、たとえば９０°移相器２８の代わりに４５°移相器を用いて位相比較器４０の一方入力を４５°遅延させ、さらに経路３９上に４５°移相器を介挿して位相比較器４０の他方入力を４５°進めて、位相比較器４０の２つの入力の位相差を９０°にするなど、位相比較器４０の２つの入力の位相差が９０°になるならば、９０°移相器２８以外の任意の手段が用いられ得る。
【００５１】
また、上述の実施例では、ＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式とを判別する場合について述べたが、ＳＥＣＡＭ方式とＮＴＳＣ方式との判別にも、この発明は用いられ得る。
以上述べた如く、図１の装置によれば、共振回路等を必要とせずにＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式とを判別することができる。
【００５２】
ところで、最近のＶＴＲでは輝度信号のＦＭ変調周波数を従来のものに比べて高く、広いデビエーションで変調・復調するＴＶ信号の広帯域記録再生方式が登場してきている。この広帯域記録再生方式は、基本的には輝度信号のＦＭ変調周波数が異なるだけであるので、他の回路ブロックや機構を兼用して従来の狭帯域記録再生方式と同一のＶＴＲに搭載される場合がある。そのような狭帯域記録再生方式と広帯域記録再生方式とが混在しているＶＴＲではビデオテープを再生する際に、いずれのＦＭ再生方式で再生すべきかをＶＴＲが再生ＦＭ信号に基づき自分で判別する必要がある。この判別のために専用の判別回路を設ければ、判別することは可能であるが、そのためには素子数が大幅にアップしてしまう。
【００５３】
そこで本発明では、図１の判別装置を用いて更に狭帯域記録再生方式と広帯域記録再生方式との判別をも行えるようにした。
ＮＴＳＣの狭帯域記録再生方式と広帯域記録再生方式では、ＦＭ変調周波数が次のように異なる。
狭帯域記録再生方式・・・3.4MHZm 〜4.4MHZ
広帯域記録再生方式・・・5.4MHZm 〜7.0MHZ
となっている。この場合、クロマ信号のサブキャリア周波数はいずれも同じでありＮＴＳＣ方式であれば、約3.58MHZである。ＶＴＲのクロマ信号再生回路では、サブキャリア周波数で発振する発振器を有しているので、該発振器の発振出力信号を図１のＡＰＦの基準信号に使用すれば、上記狭帯域記録再生方式と広帯域記録再生方式との判別が可能となる。
【００５４】
その様子を図１２を参照して説明する。図１２において、（１００）はカラー信号が印加される入力端子、（１０１）は周波数信号fscが印加される入力端子、（１０２）はＶＴＲからの再生ＦＭ信号（狭帯域記録再生方式及び広帯域記録再生方式）が印加される入力端子、（１０３）はＮＴＳＣ方式のサブキャリア周波数信号が印加される入力端子、（１０４）及び（１０５）はスイッチ回路、（１０６）は図１のＡＰＦ１４、９０度移相器、位相比較器及びＬＰＦからなる信号処理回路、（１０７）（１０８）はスイッチ回路である。
【００５５】
まず、図１の場合と同様にＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式とを判別する場合について説明する。この場合には、スイッチ回路（１０４）及び（１０５）は、ａ側を選択する。又、スイッチ回路（１０７）及び（１０８）も、ａ側を選択する。すると、図１の場合と同様の信号処理経路が作られ、同様の判別によりＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式とを判別できる。
【００５６】
次に、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号が狭帯域記録再生方式であるか広帯域記録再生方式であるかの判別について説明する。この場合には、スイッチ回路（１０４）及び（１０５）は、ｂ側を選択する。又、スイッチ回路（１０７）及び（１０８）も、ｂ側を選択する。入力端子（１０２）には上述の２種類のＦＭ変調周波数の信号が印加される。入力端子（１０３）にはサブキャリア周波数（ＮＴＳＣ方式：約3.58MHZで）の信号が印加される。ＶＴＲの再生信号処理回路では一般にサブキャリア周波数で発振する発振器が存在するので、該発振器よりサブキャリア周波数信号を供給するようにする。
【００５７】
（ＢＧＰ以外の期間）
ＢＧＰ期間ではマルチプレクサ１２がｂ側となり、サブキャリア周波数信号が入力端子（１０３）、スイッチ回路（１０５）及びマルチプレクサ１２を介して信号処理回路（１０６）に印加される。信号処理回路（１０６）は、図１の場合と同様の動作を行い、内部のＡＰＦ１４の特性は、図１３のように3.58MHZで１８０度の移相量となる。
【００５８】
（ＢＧＰ期間）
ＢＧＰ以外の期間ではマルチプレクサ１２がａ側となり、入力端子（１０２）、スイッチ回路（１０４）及びマルチプレクサ１２を介してＦＭ変調されている信号が信号処理回路（１０６）に印加される。信号処理回路（１０６）は、図１３の特性カーブに従い狭帯域記録再生方式（3.4MHZm 〜4.4MHZ）では大なる移相を行い、広帯域記録再生方式（5.4MHZm 〜7.0MHZ）では移相を行なわない。
【００５９】
すると、図７の特性に従い、信号処理回路（１０６）からは狭帯域記録再生方式で「Ｈ１」レベルが、広帯域記録再生方式で「Ｌ１」レベルが発生する。
尚、図８（Ｃ）と図９（Ｃ）の場合のレベル差に比べてレベル差が小さくなる。従って、信号処理回路（１０６）の出力信号をラッチ回路等（図示せず）でラッチすれば、そのラッチ回路より、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号が狭帯域記録再生方式であるか広帯域記録再生方式であるかの判別が可能となる。
【００６０】
図１２の例では再生信号のドロップアウト等を考慮してその判別出力信号をＬＰＦ（５２）より得るようにしている。即ち、サンプルホールド回路（４６）でサンプル・ホールドされた後、スイッチ回路（１０７）及び（１０８）を介してＬＰＦ（５２）に印加され判別される。このような判別でも良いし、ドロップアウト等の恐れがなければ上述のようにしてもよい。
【００６１】
従って、図１２の装置によれば、１つの識別装置でＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式との判別と、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号が狭帯域記録再生方式であるか広帯域記録再生方式であるかの判別を行うことができ、素子数の大幅な削減が可能となる。
【００６２】
【発明の効果】
この発明によれば、セラミックフィルタや共振アンプなどを用いる必要がないので、全ての回路要素を集積回路に容易に組み込むことができる。特に、この発明によれば、１つの識別装置でＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式との判別と、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号が狭帯域記録再生方式であるか広帯域記録再生方式であるかの判別を行うことができるので、ＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式のＴＶ信号の再生と、再生ＦＭ信号が狭帯域記録再生方式及び広帯域記録再生方式で行えるＶＴＲにおいて、判別回路の削減により、素子数の大幅な削減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の原理を示すブロック図である。
【図２】この実施例に用いられるＡＰＦの一例を示す回路図である。
【図３】図２に示すＡＰＦに用いられるジャイレータの一例を示す回路図である。
【図４】図２に示すＡＰＦの周波数−移相量特性を示すグラフである。
【図５】この実施例に用いられる９０°移相器の一例を示す回路図である。
【図６】この実施例に用いられる位相比較器の一例を示す回路図である。
【図７】図６に示す位相比較器の動作を示す波形図である。
【図８】この実施例におけるＳＥＣＡＭ方式での各部の動作を示す波形図である。
【図９】この実施例におけるＰＡＬ方式での各部の動作を示す波形図である。
【図１０】この実施例に用いられる１Ｈ遅延回路の一例を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示す１Ｈ遅延回路の動作を示す波形図である。
【図１２】この発明の原理を示すブロック図である。
【図１３】図１２に示すＡＰＦの周波数−移相量特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１０  …テレビ信号判別回路
１２，６６  …マルチプレクサ
１４  …ＡＰＦ
２８  …９０°移相器
４０，５０  …位相比較器
４２，４４，５２  …ＬＰＦ
４６，６２，６４  …サンプルホールド回路
４８  …１Ｈ遅延回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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