(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波ダイオードから出力された高周波信号を、バイアス電圧印加方向が前記高周波信号の電界方向に合致するように前記高周波信号の伝搬路中に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御することにより、三角波に周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する電圧制御発振器と、
サーキュレーターとショットキーダイオードが設けられた反射器とからなり、前記電圧制御発振器から出力され前記サーキュレータに入力された前記送信用のミリ波信号を、制御電圧信号がバイアス電圧として入力される前記ショットキーダイオードにより検波して消費するかまたは反射して出力することにより、その減衰比を前記制御電圧信号が増大すると減衰特性も増大するように制御して、前記送信用のミリ波信号の信号強度を所定レベルに維持して出力するように動作する可変減衰器と、
前記送信用のミリ波信号を前記可変減衰器側および前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とが入力され中間周波信号を生成するミキサー側に分配する第１の分配器と、
入力されたミリ波信号をショットキーダイオードで検波し直流化して検波電圧信号として出力し、入力された前記ミリ波信号の入力電力が増大すると前記検波電圧信号も増大する検波器と、
前記可変減衰器から出力された前記ミリ波信号の一部を、送受信用アンテナ側および前記検波器側に分配する第２の分配器と、
前記検波器により前記出力用のミリ波信号の一部を直流化して得られた前記検波電圧信号と基準電圧信号とを比較することにより、前記検波電圧信号が前記基準電圧信号より大きい場合には利得制御信号を上げて前記可変減衰器の前記減衰比を上げ、前記検波電圧信号が前記基準電圧信号より小さい場合には前記利得制御信号を下げて前記可変減衰器の前記減衰比を下げるように前記減衰比を制御する前記制御電圧信号を出力する比較器とを具備して成り、
前記電圧制御発振器・第１の分配器・可変減衰器・第２の分配器および検波器は、それぞれ前記ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に配設した誘電体線路を信号伝送線路として具備することを特徴とするミリ波レーダーモジュール。
【請求項２】
前記誘電体線路はＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体から成ることを特徴とする請求項１記載のミリ波レーダーモジュール。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミリ波帯域で用いられ、ミリ波の送信部にＮＲＤガイドを使用した自動車等用のミリ波レーダーモジュールであって、パワー制御を行うことによって出力電力を一定に保持するものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ミリ波の送信部に非放射性誘電体線路（ＮｏｎＲａｄｉａｔｉｖｅ  Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ    ｗａｖｅｇｕｉｄｅで、以下、ＮＲＤガイドという）を用いたミリ波レーダーモジュールのブロック回路図を図２に示す。上記ＮＲＤガイドは、図３に示すように、一対の平行平板導体１，１の間隔をλ／２（λは使用周波数において空気中での高周波信号（電磁波）の波長）とすることにより、外部から誘電体線路２へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路２中に高周波信号を伝送させるものである。
【０００３】
図２において、２１は、ガンダイオードとバラクタダイオードから構成される電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）であり、２２は、ＮＲＤガイドの２本の誘電体線路３，４を図４のようにカップラ型に構成して信号電力を分配する分配器、２３は、送信時と受信時とで信号の伝送方向を切り換えるサーキュレーター、２４はミリ波の送受信用アンテナ、２５は中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）出力を得るためのミキサーである。なお、図４において、矢印は信号の伝搬方向、波線形の矢印は空間伝搬する信号をそれぞれ示し、Ｌは結合長を表わす。
【０００４】
上記電圧制御発振器２１は図８，図９に示すような構成であり、これらの図において、３２は、ガンダイオード３３を設置（マウント）するための金属ブロック等の金属部材、３３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、３４は、金属部材３２の一側面に設置され、ガンダイオード３３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路３４ａを形成した配線基板、３５は、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、３６は、誘電体の基体に共振用の金属ストリップ線路３６ａを設けた金属ストリップ共振器、３７は、金属ストリップ共振器３６により共振した高周波信号を電圧制御発振器２１外へ導く誘電体線路である。
【０００５】
さらに、誘電体線路３７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード３０を装荷した配線基板３８を設置している。このバラクタダイオード３０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路３７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード３０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路３７中を伝搬するＬＳＭ０１モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード３０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード３０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、３９は、バラクタダイオード３０と誘電体線路３７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【０００６】
また図９に示すように、配線基板３８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路４０が形成され、チョーク型バイアス供給線路４０の中途にビームリードタイプのバラクタダイオード３０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路４０のバラクタダイオード３０との接続部には、接続用の電極３１が形成されている。
【０００７】
そして、ガンダイオード３３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器３６を通して誘電体線路３７に導出される。次いで、高周波信号の一部はバラクタダイオード３０部で反射されてガンダイオード３３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード３０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【０００８】
また、図２のミリ波レーダーモジュールはＦＭＣＷ（Frequency  Modulation  Continuous  Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。電圧制御発振器２１の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、図５（ａ）の実線で示すように電圧振幅の時間変化が三角波となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、電圧制御発振器２１の出力周波数偏移を図５（ａ）の縦軸のように偏移させる。そして、送受信用アンテナ２４より出力信号（電波）を放射した場合、図５（ｂ）のように送受信用アンテナ２４の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、図５（ｂ）の点線に示される反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー２５の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、図５（ａ）の実線と点線の周波数差が出力される。
【０００９】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆｉｆ＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Ｆｉｆ：ＩＦ出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００１０】
一般に、ＦＭＣＷ方式のミリ波レーダーにおいて、ターゲット方向での分解能は１ｍ程度必要であり、この分解能を得るためには、ｒ＝ｃ／２Δｆ（ｒ：距離分解能，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という式から１５０ＭＨｚの周波数変化が必要である。実際には、電圧制御発振器２１のフリーランでの発振周波数にばらつきがある為、必要な周波数変化の帯域は、量産性を考慮して最低でも５００ＭＨｚ程度必要である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＮＲＤガイドの誘電体線路や図２の分配器２２には特有の周波数特性があり、所望の帯域でその周波数特性を完全にフラットとすること、即ち或る帯域で送信波の強度を一定レベルに保つことは困難であった。また、一般的に電圧制御発振器２１には温度特性があり、温度が上昇するとその発振器出力が低下する。これらの周波数特性、温度特性から、送受信用アンテナ２４から出力される出力電力は一定とはならず、数ｄＢの偏差が現れるという問題点があり、従って従来ミリ波レーダーモジュールでは送信出力（パワー）の精度の良い制御ができなかった。
【００１２】
また、図２の従来例において、ＭＭＩＣ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いたミリ波レーダーモジュールも提案されているが、車載用の７７ＧＨｚ帯域のＭＭＩＣは量産性が悪く高価である。またＭＭＩＣを用いた場合、ＮＲＤ型ガイドとの接続が難しいためコプレナー線路等が用いられるが、高周波信号の損失が７７ＧＨｚ帯域において大きいため実用上問題がある。
【００１３】
本発明は、上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、送信部に起因する周波数特性、温度特性により変動する送信出力、即ち送信出力偏差を抑制し、ミリ波レーダーモジュールにおける送信出力の高精度な制御を実現するとともに、低損失のものとすることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明のミリ波レーダーモジュールは、高周波ダイオードから出力された高周波信号を、バイアス電圧印加方向が前記高周波信号の電界方向に合致するように前記高周波信号の伝搬路中に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御することにより、三角波に周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する電圧制御発振器と、サーキュレーターとショットキーダイオードが設けられた反射器とからなり、前記電圧制御発振器から出力され前記サーキュレータに入力された前記送信用のミリ波信号を、制御電圧信号がバイアス電圧として入力される前記ショットキーダイオードにより検波して消費するかまたは反射して出力することにより、その減衰比を前記制御電圧信号が増大すると減衰特性も増大するように制御して、前記送信用のミリ波信号の信号強度を所定レベルに維持して出力するように動作する可変減衰器と、前記送信用のミリ波信号を前記可変減衰器側および前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とが入力され中間周波信号を生成するミキサー側に分配する第１の分配器と、入力されたミリ波信号をショットキーダイオードで検波し直流化して検波電圧信号として出力し、入力された前記ミリ波信号の入力電力が増大すると前記検波電圧信号も増大する検波器と、前記可変減衰器から出力された前記ミリ波信号の一部を、送受信用アンテナ側および前記検波器側に分配する第２の分配器と、前記検波器により前記出力用のミリ波信号の一部を直流化して得られた前記検波電圧信号と基準電圧信号とを比較することにより、前記検波電圧信号が前記基準電圧信号より大きい場合には利得制御信号を上げて前記可変減衰器の前記減衰比を上げ、前記検波電圧信号が前記基準電圧信号より小さい場合には前記利得制御信号を下げて前記可変減衰器の前記減衰比を下げるように前記減衰比を制御する前記制御電圧信号を出力する比較器とを具備して成り、前記電圧制御発振器・第１の分配器・可変減衰器・第２の分配器および検波器は、それぞれ前記ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に配設した誘電体線路を信号伝送線路として具備することを特徴とする。
【００１５】
本発明は、上記構成により、送信部に起因する周波数特性、温度特性による送信出力偏差を抑制し、所望の帯域で送信波の強度を一定レベルに保つことで、ミリ波レーダーモジュールにおける送信出力の高精度な制御を実現することができ、その結果ミリ波レーダーの探知距離の低下を防いでその性能を維持することができ、さらには損失の小さいものとすることができる。
【００１６】
前記誘電体線路はＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体から成ることを特徴とする。これにより、従来のアルミナセラミックス等よりも低比誘電率のセラミックス等からなる誘電体線路を用いることで低損失のものとでき、また低比誘電率ではあるが伝搬モードのＬＳＭモードの電磁波がＬＳＥモードへ変換され易いテフロン等よりもさらに低損失となる。よって、伝送損失が少なく、かつ安価で高い形状精度の誘電体線路を作製することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明のミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図１は、本発明のミリ波レーダーモジュールの一実施形態を示すブロック回路図である。図１において、１１は高周波ダイオードとしてのガンダイオードと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）とを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）であり、高周波ダイオードより発振した高周波信号を、バイアス電圧印加方向が高周波信号の伝搬方向に垂直な方向（電界方向）に合致するように高周波信号の伝搬路中に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御することにより、三角波に周波数変調した送信用のミリ波信号を発振する。また、１２は第１の分配器、１３は可変減衰器、１４は第２の分配器（カップラー）、１５はサーキュレーター、１６は送受信用アンテナ、１７は検波器、１８は電圧比較器、１９はミキサーである。なお、電圧制御発振器１１の基本構成は図８，図９のものと同様であり、その詳細な説明は省略する。
【００１８】
電圧制御発振器１１で三角波の入力により周波数変調された発振器出力は、第１の分配器１２で分配され、可変減衰器１３，カップラー１４，サーキュレーター１５を通り、送受信用アンテナ１６より出力される。ターゲットからの反射波は送受信用アンテナ１６で受信され、サーキュレーター１５を通り、ミキサー１９で第１の分配器１２からの電圧制御発振器１１の出力（ミリ波信号の一部で分配波）と混合され、受信波と分配波との周波数差が出力される。
【００１９】
カップラー１４の構造は第１の分配器１２と同じであり、図４に示すように、空間的に電磁結合した２本の誘電体線路３，４から成る。カップラー１４では間隔（結合長）Ｌを第１の分配器１２よりも広げ、その結合度を弱くし、分配比を低くしたものである。分配された送信信号（ミリ波信号）の電力の一部は、検波器１７でショットキーダイオードにより検波され、直流電圧となって出力され、電圧比較器１８で基準電圧と比較された後、その出力を可変減衰器１３にフィードバックし、その出力を一定に保つように制御される。
【００２０】
以下に、上記の利得制御について詳細に説明する。検波器１７においては、例えばその入力電力と検波電圧信号Ｖｄｅｔ  との間には、入力電力が増大すると検波電圧信号Ｖｄｅｔ  も一定の関係で増大する正の相関関係を有するものとする。また、可変減衰器１３においても、例えば制御電圧信号Ｖｃと減衰特性との間には、制御電圧信号Ｖｃが増大すると減衰特性も増大する正の相関関係を有するものとする。
【００２１】
一方、電圧比較器１８は、検波電圧信号Ｖｄｅｔ  が例えばプラス（＋）側に、出力電力設定の基準となる基準電圧信号Ｖｒｅｆ  がマイナス（−）側に入力される。この基準電圧信号Ｖｒｅｆは、例えばこのミリ波レーダーモジュールの回路の電源電圧（例えば５Ｖ）を抵抗で分圧する等の方法により所望の設定値の電圧（例えば２．５Ｖ）とされる。また、一般に検波電圧信号Ｖｄｅｔは基準電圧信号Ｖｒｅｆに比べてかなり小さいので、オペアンプ等により２．５Ｖ程度になるように増幅する。
【００２２】
そして、検波電圧信号Ｖｄｅｔと基準電圧信号Ｖｒｅｆとの関係がＶｄｅｔ＞Ｖｒｅｆの場合、すなわち送信信号の電力が設定より大きい場合にはその出力である利得制御信号Ｖｃを上げ、それにより可変減衰器１３の減衰比を上げて送信信号の電力を小さくする。他方、Ｖｄｅｔ＜Ｖｒｅｆの場合、すなわち送信信号の電力が設定より小さい場合にはその出力である利得制御信号Ｖｃを下げ、それにより可変減衰器１３の減衰比を下げて送信信号の電力を大きくする。このようにして、常にＶｄｅｔ  ＝Ｖｒｅｆとなるように利得制御信号Ｖｃを調整することによって、ミリ波レーダーモジュールの送信出力が一定となるように制御するループを構成している。
【００２３】
次に可変減衰器１３について説明する。可変減衰器１３は図６のようにサーキュレーターと反射器とから構成される。図６において、６１は、入力用の誘電体線路５１の一端に設けられた送信信号（ミリ波）の入力ポート、６２は、反射用の誘電体線路５２の一端に設けられた反射ポート、６３は、出力用の誘電体線路５３の一端に設けられた出力ポートである。また、６４は、誘電体線路５１，５２，５３を往き来する信号を誘電体線路５１，５２，５３間で結合させるとともに、サーキュレーターとして機能するフェライト、６５は、インピーダンス整合用のエアギャップ、６６は、ショットキーダイオードをマウントするためのダイオードマウント（ダイオード設置用基板）、６６ａはショットキーダイオード、６７はアルミナ（Ａｌ２Ｏ３）セラミックス等からなるインピーダンス整合用の高比誘電率（比誘電率１０程度以上）の誘電体薄板、６８は負荷抵抗である。
【００２４】
この可変減衰器１３において、ショットキーダイオード６６ａに順方向にバイアス電圧を印加した場合、入力ポート６１から入力されたミリ波はショットキーダイオード６６ａにて検波され、負荷抵抗６８にて消費される。無バイアスあるいは逆方向バイアス時には不整合状態となり、ミリ波はショットキーダイオード６６ａで反射し、サーキュレーターを介して出力ポート６３から出力される。この可変減衰器１３の特性は、図７のように順方向バイアス電圧の増加に伴い減衰比が大きくなる。例えば、図７において順方向バイアス電圧が０〜５Ｖとすると、比較器１８によって制御可能となる。
【００２５】
このようにして、ショットキーダイオード６６ａのバイアス電圧として利得制御信号Ｖｃを入力することにより、利得制御信号Ｖｃが大きい場合（Ｖｄｅｔ＞Ｖｒｅｆの場合）減衰比を大きくして送信出力を下げ、利得制御信号Ｖｃが小さい場合（Ｖｄｅｔ＜Ｖｒｅｆの場合）減衰比を小さくして送信出力を上げるという制御を行うことが可能となる。
【００２６】
本発明において、電圧制御発振器１１，第１の分配器１２，可変減衰器１３，第２の分配器１４および検波器１７をＮＲＤガイドより構成するが、以下にＮＲＤガイドの詳細な構成について説明する。
【００２７】
図８，図９の電圧制御発振器１１において、チョーク型バイアス供給線路３４ａおよび帯状導体３５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００２８】
また、帯状導体３５は金属部材３２の表面から所定間隔をあけて金属部材３２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード素子３３間に架け渡されている。即ち、帯状導体３５の一端はチョーク型バイアス供給線路３４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体３５の他端はガンダイオード素子３３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体３５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００２９】
そして、金属部材３２は、ガンダイオード素子３３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレス），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材３２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００３０】
また、誘電体線路３７の材料は、コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２  Ｏ３  ・５ＳｉＯ２  ）セラミックス等のＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体が好ましく、その他アルミナ（Ａｌ２  Ｏ３  ）セラミックス，ガラスセラミックス等を用いてもよい。これらは高周波帯域において低損失であるが、特にＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体はより低損失なものが作製できる。
【００３１】
図８の構成において、金属ストリップ共振器３６を省き、ガンダイオード素子３３と誘電体線路３７とを直接電磁結合させ、かつ帯状導体３５を共振器として機能させることもできる。この場合、ガンダイオード素子３３と誘電体線路３７との間隔は１．０ｍｍ程度以下が好ましく、１．０ｍｍを超えると損失を小さくして電磁的結合が可能な最大離間幅を超える。またこの場合、チョーク型バイアス供給線路３４ａは、幅の広い線路の長さと幅の狭い線路の長さとがそれぞれ略λ／４の広狭線路から成り、また帯状導体３５の長さは略｛（３／４）＋ｎ｝λ（ｎは０以上の整数）とするのが良い。さらに、この帯状導体３５の長さは略３λ／４〜略｛（３／４）＋３｝λが良く、略｛（３／４）＋３｝λを超えると帯状導体３５が長くなり、撓み、捩じれ等が生じ易くなり、個々の高周波ダイオード発振器間で発振周波数等の特性のばらつきが大きくなるとともに、種々の共振モードが発生して、所望の発振周波数と異なる周波数の信号が発生するという問題が生じる。より好ましくは、略３λ／４，略｛（３／４）＋１｝λである。
【００３２】
また、略｛（３／４）＋ｎ｝λとしたのは、｛（３／４）＋ｎ｝λから多少ずれていても共振は可能だからである。例えば、帯状導体３５を｛（３／４）＋ｎ｝λよりも１０〜２０％程度長く形成しても良く、その場合、帯状導体３５の接するチョーク型バイアス供給線路３４ａの１パターン目の長さλ／４のうち一部が共振に寄与すると考えられるからである。従って、帯状導体３５の長さは｛（３／４）＋ｎ｝λ±２０％程度の範囲内で変化させることができる。
【００３３】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００３４】
また本発明のガンダイオード素子３３等の高周波ダイオードとしては、インパット（ｉｍｐａｔｔ：ｉｍｐａｃｔ  ｉｏｎｉｓａｔｉｏｎ  ａｖａｌａｎｃｈｅ  ｔｒａｎｓｉｔ  ｔｉｍｅ）・ダイオード，トラパット（ｔｒａｐａｔｔ：ｔｒａｐｐｅｄ  ｐｌａｓｍａ  ａｖａｌａｎｃｈｅ  ｔｒｉｇｇｅｒｅｄ  ｔｒａｎｓｉｔ）・ダイオード等のミリ波ダイオードが好適に使用される。
【００３５】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体１は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，ＳＵＳ（ステンレス），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００３６】
上記のＮＲＤガイドに関する構成は、電圧制御発振器１１ばかりでなく、第１の分配器１２，可変減衰器１３，第２の分配器１４，検波器１７にも適用されることはいうまでもない。
【００３７】
また、図４に示す構造の第１の分配器１２，第２の分配器１４は、コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２  Ｏ３  ・５ＳｉＯ２  ）セラミックス，アルミナ（Ａｌ２  Ｏ３  ）セラミックス等の高周波に対して低損失の誘電体材料からなり、直線状の誘電体線路３とそれに電磁結合するように近接配置された弧状の誘電体線路４とから構成される。第１の分配器１２の結合長（間隔）Ｌは、３ｄＢの分配比となるため、例えば７７ＧＨｚ帯においてコーディエライトセラミックスを用いた場合１．２５ｍｍ程度とする。一方、第２の分配器１４の結合長（間隔）Ｌは、１０ｄＢの分配比とすると、例えば７７ＧＨｚ帯においてコーディエライトセラミックスを用いた場合２．２５ｍｍ程度とする。
【００３８】
次に、検波器１７について説明する。図１０は検波器１７を示し、（ａ）は検波器１７の斜視図、（ｂ）検波器１７用のショットキーダイオード９３ａの平面図である。同図において、８１は入力用の誘電体線路、９１は入力ポート、９２はインピーダンス整合用の高比誘電率（比誘電率１０程度以上）のアルミナセラミックス等からなる誘電体薄板、９３はショットキーダイオード９３ａをマウントするためのダイオードマウントである。第２の分配器１４で分岐されたミリ波信号の一方は、入力ポート９１から入力され、誘電体線路８１中を伝搬しショットキーダイオード９３ａで検波され直流化されて比較器（コンパレータ）１８に入力される。
【００３９】
本発明において、誘電体線路はＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とする焼結体、具体的にはコーディエライトセラミックス等から成ることが好ましい。上記焼結体は比誘電率４．５〜８程度が良い。比誘電率をこの範囲に限定したのは、比誘電率が４．５未満の場合、伝搬モードのＬＳＭモードの電磁波のＬＳＥモードへの変換が大きくなるからである。また、比誘電率が８を超えると、５０ＧＨｚ以上の周波数で使用する際、誘電体線路の幅を非常に細くしなければならず、加工が困難になって形状精度が劣化し、強度の点でも問題が生じる。
【００４０】
また誘電体線路の材料として、使用周波数５０〜９０ＧＨｚでのＱ値が１０００以上である、Ｍｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分としたセラミックスを用いるのが良い。これは、近年におけるミリ波帯に含まれる５０〜９０ＧＨｚで使用される誘電体線路として、十分な低損失性を実現するものである。
【００４１】
そして、誘電体線路の組成および組成比は、モル比組成式をｘＭｇＯ・ｙＡｌ２Ｏ３・ｚＳｉＯ２と表した時に、ｘ＝１０〜４０モル％，ｙ＝１０〜４０モル％，ｚ＝２０〜８０モル％，ｘ＋ｙ＋ｚ＝１００モル％を満足するのがよい。
【００４２】
本発明の誘電体線路の材料であるセラミックス（誘電体磁器組成物）の主成分の組成比を前記範囲に限定したのは、次の理由による。即ち、ＭｇＯのモル％を示すｘを１０〜４０モル％としたのは、１０モル％未満では良好な焼結体が得られず、また４０モル％を超えると比誘電率が大きくなるからである。特にｘは、６０ＧＨｚでのＱ値を２０００以上とするという点から１５〜３５モル％が望ましい。
【００４３】
また、Ａｌ２Ｏ３のモル％を示すｙを１０〜４０モル％としたのは、Ａｌ２Ｏ３量ｙが１０モル％よりも小さい場合には良好な焼結体が得られず、４０モル％を超えると比誘電率が大きくなるからである。Ａｌ２Ｏ３量を示すｙは、６０ＧＨｚでのＱ値を２０００以上とするという点から１７〜３５モル％が望ましい。
【００４４】
ＳｉＯ２のモル％ｚを２０〜８０モル％としたのは、ｚが２０モル％よりも小さい場合には比誘電率が大きくなり、８０モル％を超えると良好な焼結体が得られずＱ値が低下するからである。ＳｉＯ２量を示すｚは６０ＧＨｚでのＱ値を２０００以上とするという点から３０〜６５モル％が望ましい。
【００４５】
これらＭｇＯ，Ａｌ２Ｏ３，ＳｉＯ２のモル％を示すｘ，ｙ，ｚは、ＥＰＭＡ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｐｒｏｂｅ  Ｍｉｃｒｏ  Ａｎａｌｙｓｉｓ）法，ＸＲＤ（Ｘ−ｒａｙ  Ｄｉｆｆｒａｃｔｉｏｎ：Ｘ線回折）法等の分析方法で特定できる。
【００４６】
また、本発明の誘電体線路用のセラミックス（誘電体磁器組成物）は、主結晶相がコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ２Ｏ３・５ＳｉＯ２）であり、他の結晶相としてムライト（３Ａｌ２Ｏ３・２ＳｉＯ２），スピネル（ＭｇＯ・Ａｌ２Ｏ３），プロトエンスタタイト｛メタ珪酸マグネシウム（ＭｇＯ・ＳｉＯ２）を主成分とするステアタイトの一種｝，クリノエンスタタイト｛メタ珪酸マグネシウム（ＭｇＯ・ＳｉＯ２）を主成分とするステアタイトの一種｝，フォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ２），クリストバライト｛珪酸（ＳｉＯ２）の一種｝，トリジマイト｛珪酸（ＳｉＯ２）の一種｝，サファリン（Ｍｇ，Ａｌの珪酸塩の一種）等が析出する場合があるが、組成によってその析出相が異なる。なお、本発明の誘電体磁器組成物ではコーディエライトのみからなる結晶相であってもよい。
【００４７】
本発明の誘電体線路用の誘電体磁器組成物は、以下のようにして製造する。原料粉末として、例えばＭｇＣＯ３粉末，Ａｌ２Ｏ３粉末，ＳｉＯ２粉末を用い、これらを所定割合で秤量し、湿式混合した後乾燥し、この混合物を大気中において１１００〜１３００℃で仮焼した後、粉砕し粉末状とする。得られた粉末に適量の樹脂バインダを加えて成形し、この成形体を大気中１３００〜１４５０℃で焼成することにより得られる。
【００４８】
原料粉末中に含まれるＭｇ，Ａｌ，Ｓｉの各元素は、それぞれ酸化物，炭酸塩，酢酸塩等の無機化合物、もしくは有機金属等の有機化合物のいずれであってもよく、焼成により酸化物となるものであれば良い。
【００４９】
なお、本発明の誘電体磁器組成物の主成分は、Ｍｇ，Ａｌ，Ｓｉの複合酸化物を主成分とし、５０〜９０ＧＨｚでのＱ値を１０００以上であるという特性を損なわない範囲で、上記元素以外に、粉砕ボールや原料粉末の不純物が混入したり、焼結温度範囲の制御、機械的特性向上を目的に他の成分を含有させても良い。例えば、希土類元素化合物、Ｂａ，Ｓｒ，Ｃａ，Ｎｉ，Ｃｏ，Ｉｎ，Ｇａ，Ｔｉ等の酸化物、ならびに窒化ケイ素等の窒化物などの非酸化物である。これらは単独または複数種が含まれていても良い。
【００５０】
かくして、本発明は、送信部の各種部品の周波数特性、温度特性により変動するミリ波信号の送信出力、即ち送信出力偏差を抑制し、所望の帯域でミリ波信号の送信出力の強度を一定レベルに保つことで、ミリ波レーダーの探知距離の低下を防ぎその性能を高いレベルに維持でき、さらには損失の小さいものとし得るという作用効果を有する。
【００５１】
例えば、本発明のコーディエライトセラミックスからなる誘電体線路を用いたＮＲＤ型ガイドによるミリ波レーダーモジュールの場合、０．１ｄＢ／ｃｍというきわめて低損失のものが実現できた。
【００５２】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更や改良を加えることは何ら差し支えない。
【００５３】
【発明の効果】
本発明のミリ波レーダーモジュールによれば、高周波ダイオードから出力された高周波信号を、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように高周波信号の伝搬路中に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御することにより、三角波に周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する電圧制御発振器と、サーキュレーターとショットキーダイオードが設けられた反射器とからなり、電圧制御発振器から出力されサーキュレータに入力された送信用のミリ波信号を、制御電圧信号がバイアス電圧として入力されるショットキーダイオードにより検波して消費するかまたは反射して出力することにより、その減衰比を制御電圧信号が増大すると減衰特性も増大するように制御して、送信用のミリ波信号の信号強度を所定レベルに維持して出力するように動作する可変減衰器と、送信用のミリ波信号を可変減衰器側および送信用のミリ波信号の一部と受信波とが入力され中間周波信号を生成するミキサー側に分配する第１の分配器と、入力されたミリ波信号をショットキーダイオードで検波し直流化して検波電圧信号として出力し、入力されたミリ波信号の入力電力が増大すると検波電圧信号も増大する検波器と、可変減衰器から出力されたミリ波信号の一部を、送受信用アンテナ側および検波器側に分配する第２の分配器と、検波器により出力用のミリ波信号の一部を直流化して得られた検波電圧信号と基準電圧信号とを比較することにより、検波電圧信号が基準電圧信号より大きい場合には利得制御信号を上げて可変減衰器の減衰比を上げ、検波電圧信号が基準電圧信号より小さい場合には利得制御信号を下げて可変減衰器の減衰比を下げるように減衰比を制御する制御電圧信号を出力する比較器とを具備して成り、電圧制御発振器・第１の分配器・可変減衰器・第２の分配器および検波器は、それぞれミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に配設した誘電体線路を信号伝送線路として具備することから、送信部の各種部品の周波数特性や温度特性による送信用のミリ波信号の送信出力偏差を抑制し、送信用のミリ波信号の送信出力の強度を一定レベルに保つことで、ミリ波レーダーモジュールにおける送信出力の高精度な制御を実現でき、その結果、送信出力の変動によるミリ波レーダーの探知距離の低下を防ぎ、その性能を高いレベルに維持でき、さらには低損失のものとし得るという作用効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のミリ波レーダーモジュールのブロック回路図である。
【図２】従来のミリ波レーダーモジュールのブロック回路図である。
【図３】ＮＲＤガイドの基本構成を示す斜視図である。
【図４】本発明のミリ波レーダーモジュール用の第１の分配器，第２の分配器（カップラー）の基本構成を示す平面図である。
【図５】ＦＭＣＷ方式のレーダーの原理を示し、（ａ）は時間軸方向に三角波となるように周波数変調されたミリ波信号の送信波（実線）と受信波（破線）のグラフ、（ｂ）はＦＭＣＷ方式のレーダーの原理を説明するブロック図である。
【図６】本発明のミリ波レーダーモジュール用の可変減衰器の斜視図である。
【図７】可変減衰器のショットキーダイオードの順方向バイアス電圧と減衰比との関係を示すグラフである。
【図８】本発明の電圧制御発振器の斜視図である。
【図９】図８の電圧制御発振器における周波数変調用のバラクダダイオード部の平面図である。
【図１０】本発明のミリ波レーダーモジュール用の検波器を示し、（ａ）は検波器の斜視図、（ｂ）は検波器用のショットキーダイオードの平面図である。
【符号の説明】
１１：電圧制御発振器
１２：第１の分配器
１３：可変減衰器
１４：第２の分配器（カップラー）
１５：サーキュレーター
１６：送受信用アンテナ
１７：検波器
１８：電圧比較器
１９：ミキサー
６１：入力ポート
６２：反射ポート
６３：出力ポート
６４：フェライト
６６ａ：ショットキーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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