(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
最尤検出回路が、最尤復号系列と同時にその次に確からしい第２の系列からそれぞれの状態遷移履歴及び理想等化信号を生成し、前記状態遷移履歴及び理想等化信号とパーシャルレスポンス等化して得られた信号を遅延させた信号から、前記２つの復号系列間尤度差を計算する回路を有し、前記尤度差を用いて信頼度を出力する回路を有することを特徴とするビタビ検出器。
【請求項２】
前記復号系列間尤度差を計算する回路が、前記２つの復号系列が同一の状態遷移履歴をたどる場合は、計算を行わずに尤度差を０とし、チャネル状態遷移履歴が異なる場合に尤度差を計算し、該尤度差の累積値を算出する回路を有することを特徴とする請求項１記載のビタビ検出器。
【請求項３】
前記信頼度を出力する回路が、前記排他的論理和の演算値が０の場合は信頼度を１．０、前記演算値が１の場合は、前記累積尤度差が０の時信頼度を０．０、前記累積尤度差が０でない時、該累積尤度差を信号間最小２乗距離で正規化したものを信頼度とする回路を有することを特徴とする請求項１記載のビタビ検出器。
【請求項４】
記録符号化回路と、記録ヘッドと、磁気記録媒体と、再生ヘッドと、最尤検出回路と、記録復号化回路を有し、前記記録符号化回路からのディジタルデータの信号を前記記録ヘッドを用いて前記磁気記録媒体に記録する記録側回路と、前記再生ヘッドを用いて前記磁気記録媒体から読み出した信号を前記最尤検出回路と、前記記録復号化回路に送り上記信号を再生する再生側回路とを有する装置の、
前記最尤検出回路が、前記最尤復号系列と同時にその次に確からしい第２の系列からそれぞれの状態遷移履歴及び理想等化信号を生成し、前記状態遷移履歴及び理想等化信号とパーシャルレスポンス等化して得られた信号を遅延させた信号から、前記２つの復号系列間尤度差を計算する回路を有し、前記尤度差を用いて信頼度を出力するビタビ検出器であることを特徴とするディジタル磁気記録再生装置。
【請求項５】
前記復号系列間尤度差を計算する回路が、前記２つの復号系列が同一の状態遷移履歴をたどる場合は、計算を行わずに尤度差を０とし、チャネル状態遷移履歴が異なる場合に尤度差を計算し、該尤度差の累積値を算出する回路を有することを特徴とする請求項４記載のディジタル磁気記録再生装置。
【請求項６】
前記信頼度を出力する回路が、前記排他的論理和の演算値が０の場合は信頼度を１．０、前記演算値が１の場合は、前記累積尤度差が０の時信頼度を０．０、前記累積尤度差が０でない時、該累積尤度差を信号間最小２乗距離で正規化したものを信頼度とする回路を有することを特徴とする請求項４記載のディジタル磁気記録再生装置。
【請求項７】
ディジタルデータの信号を記録符号化して磁気記録媒体に記録し、該磁気記録媒体から読み出した信号を最尤検出、記録復号化して前記ディジタルデータの信号を再生する方法の、
前記最尤検出が前記最尤復号系列と同時にその次に確からしい第２の系列からそれぞれの状態遷移履歴及び理想等化信号を生成し、前記状態遷移履歴及び理想等化信号と前記パーシャルレスポンス等化して得られた信号を遅延させた信号から、前記２つの復号系列間尤度差を計算し、前記尤度差を用いて信頼度を出力することを特徴とするディジタル磁気記録再生方法。
【請求項８】
前記復号系列間尤度差を計算する方法が、前記２つの復号系列が同一の状態遷移履歴をたどる場合は、計算を行わずに尤度差を０とし、前記チャネル状態遷移履歴が異なる場合に尤度差を計算し、該尤度差の累積値を算出することを特徴とする請求項７記載のディジタル磁気記録再生方法。
【請求項９】
前記信頼度を出力する方法が、前記排他的論理和の演算値が０の場合は信頼度を１．０、前記演算値が１の場合は、前記累積尤度差が０の時信頼度を０．０、前記累積尤度差が０でない時、該累積尤度差を信号間最小２乗距離で正規化したものを信頼度とすることを特徴とする請求項７記載のディジタル磁気記録再生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタルデータを高密度に記録するための信号処理方式に係り、特に該方式に用いられるビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置、該方式を用いたディジタル磁気記録再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気ディスク装置への高密度記録、高速化の要望はますます高まっており、これを支える記録再生系の信号処理技術も高密度、高速記録に対応してきた。記録符号では、その符号化レートＲを高くし、現在ではＲ＝８／９が主流となっている。更に最近ではより高レートなＲ＝１６／１７記録符号も実用化され始めている。また、高密度記録に伴う符号間干渉の増大による信号対雑音比の低下に対処するために、パーシャルレスポンス等化方式を採用し、再生チャネルで構成される既知の干渉を用いて、ビタビアルゴリズム（最尤系列推定）により再生信号に最も近い信号系列を検出するＰＲ４ＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｃｌａｓｓ ４ ｗｉｔｈ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）が適用され、既にＬＳＩとして磁気ディスク製品に搭載されている。ＰＲ４ＭＬ処理部への入力信号系列を０，１バイナリデータとすると、ＰＲ４ＭＬによって得られる信号系列間の最少２乗距離（ＭＳＥＤ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｕｃｌｉｄｅａｎ Ｄｉｓｔａｎｃｅ）は、２であることが知られている。よってＰＲ４ＭＬは、最尤系列推定を行わずに磁気情報を０，１のみで判定するピーク検出方式（ＭＳＥＤ＝１）に比べて、雑音に対する余裕度が３ｄＢ向上する。
【０００３】
ＰＲ４ＭＬよりも更に高密度記録を実現するためには、ＭＳＥＤをより大きくするような信号処理技術が必要となる。これを実現する方法として、ＥＰＲ４ＭＬ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＰＲ４ＭＬ），ＥＥＰＲ４ＭＬ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＥＰＲ４ＭＬ）などがある。これらは、ＰＲ４ＭＬの考え方を拡張したものであり、ＭＳＥＤはそれぞれ４，６（バイナリ換算）になることが知られている。またチャネル状態数は、ＥＰＲ４ＭＬで８、ＥＥＰＲ４ＭＬで１６になる。
【０００４】
図２に、従来用いられているディジタル磁気記録再生装置の構成を示す。図において、記録側では、ディジタルデータとしての０，１情報系列は、記録符号化部２０１により、Ｒ＝８／９，１６／１７等の高レート符号に変換される。記録符号は周知のように、０の連続数を有限に抑えることで、再生部のタイミング抽出や利得制御（図２では省略）の性能低下を防ぐことを目的としている。記録符号化された系列は更に、プリコーダ２０２により、１／（１＋Ｄ）等を伝達関数とする符号に変換される。ここで、Ｄは遅延演算子であり、遅延時間はビット間隔に等しい。プリコーダ２０２により、再生部ビタビ検出後の復号誤り伝播長を有限に抑えることができる。プリコードされた系列は、増幅器２０３、記録ヘッド２０４を介し、磁気記録媒体２０５に磁気情報として記録される。
【０００５】
一方、再生側では、磁気記録媒体２０５に記録された磁気情報を、再生ヘッド２０６、増幅器２０７を介してアナログ電気信号に変換し、これをＡ／Ｄ変換器２０８で、ビット間隔毎にサンプルされたディジタル信号に変換する。前記ディジタル信号は、ＰＲ等化器２０９により、ＰＲ４，ＥＰＲ４，ＥＥＰＲ４等のパーシャルレスポンスチャネルに等化される。前記ＰＲ等化は、周知のトランスバーサルフィルタによって実現できる。ＰＲ等化回路の出力は、ＰＲチャネル特性によって定まる信号レベルに、雑音が加算されたものとなる。ここで、雑音は、媒体雑音や、再生側ヘッドより混入した雑音、Ａ／Ｄ量子化雑音であり、これらはＰＲ等化回路２０９を通ることにより、相関のある有色雑音となる。前記雑音の加わった等化信号は、硬判定出力型ＰＲＭＬ検出器（ビタビ検出器）２１０により、最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）がなされ、最も確からしいバイナリデータ系列を出力する。周知のように、前記プリコーダに対する逆特性（１＋Ｄ）は、ビタビ検出器内部でＮＲＺＩ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ Ｉｎｖｅｒｔｅｄ）として出力できるので、ポストコーダは省略できる。前記ビタビ検出されたデータ系列は、記録復号化部２１１により、情報系列に復元される。
【０００６】
このように、ディジタル磁気記録再生装置では、高レート記録符号を用いるとともに、パーシャルレスポンスとビタビ検出とを組み合せることで、再生信号の信号対雑音比を高め、高密度記録を実現している。
【０００７】
最近では、上記従来発明に加えて、更に記録密度を高めるための信号処理方式が種々検討されている。その有力方式として、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）がある。これは、硬判定出力型ＰＲＭＬ検出部２１０において、最尤復号されたバイナリデータ（０，１）に加え、その信頼度（復号結果の確からしさに関する情報）を出力し、アナログ値としての復号結果を得る方式である。書き込み側で予め符号化（外符号化）しておけば、読み出し側では前記アナログ値を用いて、外符号を軟判定復号することができる。軟判定復号は、アナログ値を信頼度情報として利用できるため、硬判定復号に比べて誤り率特性が向上することが知られている。
【０００８】
ＳＯＶＡに関する文献は多数公開されているが、実用上重要なものとして、文献［１］：ア ビタビ アルゴニズム ウイズ ソフトーディシジョン アウトプッツ アンド イツ アプリケイションズ、アイ イー イー イー グローベコム（Ａ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｗｉｔｈ Ｓｏｆｔ−Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｏｕｔｐｕｔｓ ａｎｄ ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ ＧＬＯＢＥＣＯＭ）‘８９，ｐｐ．１６８０−１６８６，１９８９、文献［２］：プロデユーシング ソフトーディシジョン インフォメーション アト ザ アウトプット オブ ア クラス ＩＶ パーシャル レスポンス ビタビデテクター、アイ イー イーイー アイ シー シー（Ｐｒｏｄｕｃｉｎｇ Ｓｏｆｔ−ＤＥｃｉｓｉｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ａｔｔｈｅ Ｏｕｔｐｕｔ ｏｆ ａ Ｃｌａｓｓ ＩＶ Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ＶｉｔｅｒｂｉＤｅｔｅｃｔｏｒ，ＩＥＥＥ ＩＣＣ）‘９１，ｐｐ．８２０−８２４，１９９１、文献［３］：ア ロウ コンプレキシテイ ソフトーアウトプット ビタビ デコーダー アーチテクチヤー アイ イー イー イー アイ シー シー（Ａ Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ｄｅｃｏｄｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ，ＩＥＥＥ ＩＣＣ）‘９３，ｐｐ．７３７−７４０，１９９３がある。
【０００９】
文献［１］は、ビタビ復号処理の過程において、尤度を用いて最大事後確率（Ｍａｘｉｍｕｍ Ａｐｒｉｏｒｉ Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ，ＭＡＰ）を理論的に導出する手法を述べている。ＭＡＰアルゴリズムは、トレリス線図上で取り得る全ての系列の送信確率を考慮した最適なｂｉｔ−ｂｙ−ｂｉｔ復号方式であるが、演算処理が極めて複雑なため、このままでは実用化できない。そこで同文献では、これを簡単化する手法として、考慮すべき系列を２つ（最尤復号系列とコンカレント系列）に絞り、その尤度差を用いて信頼度を近似する方式、すなわちＳＯＶＡを考案している。ここでコンカレント系列とは、ＡＣＳ（Ａｄｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，Ｓｅｌｅｃｔ）演算において、生き残りパスを選択する際に棄却された方のパスをトレースバックすることで得られる系列のことである。ＳＯＶＡの復号誤り特性はＭＡＰアルゴリズムに比べて劣化するが、処理は非常に簡単になる。
【００１０】
文献［２］では、文献［１］に基づき、ＳＯＶＡをＰＲ４ＭＬに適用した場合の特性改善について検討している。ここでは推定誤り率（ｅｒｒｏｒ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｅｓｔｉｍａｔｅ）を逐次更新することで信頼度を厳密に算出しており、実時間処理を前提としていない。
【００１１】
一方、文献［３］では、独自の手法でＳＯＶＡを解析し、文献［１］と同じ結果を導出している。ここでは更に、文献［１］，［２］よりも実用的な観点から検討を進め、尤度差のみを用いて信頼度を効率的に算出する具体的な構成を示している。
【００１２】
図３及び図４に従来発明によるＳＯＶＡの構成を示す。これは、前記文献［３］に記述されているものである。図３はＰＲ等化信号を用いて最尤復号し、かつその信頼度を算出するための構成であり、図４は図３における信頼度更新回路の詳細な構成である。図３において、等化信号が入力されると、加算比較選択回路３０１でＡＣＳ演算が行われ、生き残りパスがトレースバック回路１（３０２）に記憶される。トレースバック回路１（３０２）では、Ｌビットにわたって生き残りパスを過去に溯り、到達したパスのデータ（ここではバイポーラとする）を最尤復号結果として、トレースバック回路２（３０３）に出力する。トレースバック回路２（３０３）は、トレースバック回路１（３０２）の最尤復号系列から更にＬ’ビット過去のデータまで溯ると同時に、コンカレント系列をも探索し、両系列の尤度差ＷL（ｋ）から信頼度を算出する。ここでＷL（ｋ）は、現時刻ｋにおけるレベルＬの尤度差と定義する。また、レベルとは遅延回路及びシフトレジスタにおける、現在時刻を０として溯った時間のビット数である。すなわち図３において、トレースバック回路１（３０２）の遅延段数はＬビット、トレースバック回路２（３０３）のシフトレジスタ長はＬ’ビットである。従ってパスメモリ長はＬ＋Ｌ’（ビット）となる。前記尤度差は、前記等化信号を遅延回路３０４によりＬビットだけ遅延させたものから両系列の尤度差を算出している。この一連の処理は、加算選択減算回路３０５で行われる。加算選択減算回路３０５では、前記遅延された等化信号と、前記最尤復号系列及びコンカレント系列との信号間２乗距離をそれぞれの尤度として計算し、その差を出力している。前記尤度差はシフトレジスタ３０６及び信頼度更新回路３０７に入力され、信頼度が逐次計算される。信頼度は次のようにして求められる。時刻ｋのレベルｊ（ｊ＝Ｌ，…，Ｌ＋Ｌ’）において、最尤復号系列とコンカレント系列に含まれるデータｓj（ｋ）及びｓ’j（ｋ）が等しい場合は、１時刻前に得られた信頼度Ｗj（ｋ）を現時刻ｋにおけるレベルｊの信頼度とする。ｓj（ｋ）とｓ’j（ｋ）が異なる場合は、１時刻前の信頼度Ｗj（ｋ）とレベルＬの値ＷL（ｋ）（シフトレジスタに入力される尤度差）のうちの小さい方を現時刻ｋにおけるレベルｊの信頼度とする。
【００１３】
図４は上記アルゴリズムを実現する回路構成を、シフトレジスタ１段分について示したものである。図において、レベルｊ及びｊ＋１における信頼度は、それぞれＲＥＧ（ｊ）（４０１），ＲＥＧ（ｊ＋１）（４０２）に記憶されている。ＥＯＲ回路４０３ではｓj（ｋ）とｓ’j（ｋ）との排他的論理和が取られ、その結果が０の場合はＷj（ｋ）をマルチプレクサ４０４よりＲＥＧ（ｊ＋１）に出力し、１の場合はＷj（ｋ）とＷL（ｋ）を比較回路４０５で比較し、小さい方をマルチプレクサよりＲＥＧ（ｊ＋１）（４０２）に出力する。この処理をシフトレジスタ３０６の全段数−１についてパラレルに行うことで、シフトレジスタ３０６出力より信頼度ＷL+L'（ｋ）を得ることができる（図３参照）。前記信頼度と、トレースバック回路２（３０３）より得られた復号出力（＋１，−１）との積を乗算器３０８により求めることで、軟判定出力を得る。信頼度は一般に、０から１の範囲で正規化されるため、軟判定出力は信頼度が高いほど１または−１に近く、信頼度が低いほど０に近い値を取る。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来発明に基づくＳＯＶＡを磁気記録再生装置に適用する場合、次の問題が生じる。すなわち従来発明では、
（１）コンカレントパスを求めるためにトレースバック処理が必要となり、実時間処理が困難である。
【００１５】
（２）信頼度更新回路に（シフトレジスタ長−１）段分の比較回路が必要であり、回路規模が大きい。
【００１６】
特に上記（１）は、従来発明による信頼度計算のための処理時間がＬ’Ｔ（秒、Ｔはビット間隔）と、シフトレジスタ３０６の段数分かかるという問題がある（詳細後述）。
【００１７】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、より簡易な構成で実時間処理が可能な高密度ディジタル磁気記録再生装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の課題を解決するため、軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器において、最尤復号系列と同時に２番目に確からしい系列（２ｎｄ系列）を求め、両系列に対する尤度の差を求め、これを更新する手段を設ける。
【００１９】
また、信頼度更新回路において、シフトレジスタ長にわたり前記最尤復号系列及び２ｎｄ系列の排他的論理和を取り、これを順次シフトレジスタに記憶し、その結果から両系列の復号データが等しい場合は１．０、異なる場合は前記尤度差の累積値を信号間最小２乗距離で正規化したものを信頼度とする手段を設ける。
【００２０】
あるいは、上記信頼度更新回路において、シフトレジスタを用いずに、上記最尤復号系列と２ｎｄ系列の排他的論理和を取り、その結果から両系列の復号データが等しい場合は１．０、異なる場合は中間値０．５を信頼度とする手段を設ける。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を用いたディジタル磁気記録再生装置の実施例につき、図面を用いて説明する。
【００２２】
図１は本発明を用いたディジタル磁気記録再生装置のシステム構成である。図において、記録側では、ディジタルデータとしての０，１情報系列は、記録符号化部１０１により、Ｒ＝１６／１７等の高レート符号に変換される。記録符号は周知のように、０の連続数を有限に抑えることで、再生部のタイミング抽出や利得制御（図１では省略）の性能低下を防ぐことを目的としている。記録符号化された系列は次に、外符号化部１０２で誤り訂正符号化がなされる。誤り訂正符号は、たたみ込み符号やハミング符号など任意の符号で実現できる。前記外符号化された系列は、インタリーブ回路１０３により、インタリーブ処理がなされる。これは、深さＮ（ビット）、縦Ｎ（ビット）の２面バッファメモリで構成され、深さ方向に書き込まれたデータを縦方向に読み出すことで実現される。インタリーブ処理を行う目的は、読み出し側でデインタリーブ処理（インタリーブ処理の逆変換）を行うことで信号系列をランダマイズし、雑音の有色性に起因する相関を減らすことで等価的に雑音を白色化し、外復号の性能を最適化するためである。前記インタリーブされた符号系列は、プリコーダ１０４により、１／（１＋Ｄ）等を伝達関数とする符号に変換される。ここで、Ｄは遅延演算子であり、遅延時間はビット間隔に等しい。プリコードされた系列は、増幅器１０５、記録ヘッド１０６を介し、磁気記録媒体１０７に磁気情報として記録される。
【００２３】
一方、再生側では、磁気記録媒体１０７に記録された磁気情報を、再生ヘッド１０８、増幅器１０９を介してアナログ電気信号に変換し、これをＡ／Ｄ変換器１１０で、ビット間隔毎にサンプルされたディジタル信号に変換する。前記ディジタル信号は、ＰＲ等化器１１１により、ＰＲ４，ＥＰＲ４，ＥＥＰＲ４等のパーシャルレスポンスチャネルに等化される。前記ＰＲ等化は、周知のトランスバーサルフィルタによって実現できる。ＰＲ等化器１１１の出力は、ＰＲチャネル特性によって定まる信号レベルに、雑音が加算されたものとなる。ここで、雑音は、媒体雑音や、再生側ヘッドより混入した雑音、Ａ／Ｄ量子化雑音であり、これらはＰＲ等化器１１１を通ることにより、相関のある有色雑音となる。前記雑音の加わった等化信号は、軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２により、最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）がなされ、最も確からしいデータ系列の復号結果が信頼度を含んだアナログ値（−１．０−〜１．０）として出力される（本発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の詳細な構成については後で述べる）。
【００２４】
前記軟判定検出された復号系列は、デインタリーブ回路１１３によりデインタリーブ処理がなされる。デインタリーブ回路１１３はインタリーブ処理の逆変換回路であり、深さＮ（ビット）、縦Ｎ（ビット）の２面バッファメモリで構成され、深さ方向に書き込まれたデータを縦方向に読み出すことで実現される。デインタリーブされた軟判定信号系列は外復号器１１４により誤り訂正復号される。ここでは、前記軟判定信号を用いて軟判定復号を行う。外符号がブロック符号の場合、軟判定復号としては一般に、ＧＭＤ（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｄｉｓｔａｎｃｅ）復号法やＣｈａｓｅ復号法がよく知られている。外符号がたたみ込み符号の場合は、軟判定ビタビ復号を行える。前記により軟判定復号された結果はバイナリデータ系列として出力され、記録復号器１１５によりもとの情報系列を復元する。
【００２５】
図５に本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２の詳細な構成を示す。ＰＲ等化器１１１より出力された等化信号は、ＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器５０１及び遅延回路５０２に入力される。ここでＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器５０１は、リストビタビアルゴリズム（Ｌｉｓｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いたビタビ検出器であり、最尤復号系列に加えて複数個の候補系列を、尤度の高い順にパラレルに出力する。リストビタビアルゴリズムの詳細は文献［４］：リスト ビタビ デコーディング アルゴリズムズ ウイズ アプリケーションズ、アイ イー イー イー トランス、オン コミュニケーションズ（Ｌｉｓｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）４２巻，Ｎｏ．２／３／４，ｐｐ．３１３−３２３，１９９４に記載されており、磁気記録に適用可能である。ここでは最尤復号系列（ｂｅｓｔ系列）ｄ１k-δとその次に確からしい系列（２ｎｄ系列）ｄ２k-δの２つを同時に出力するＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器を用いる。ｋは現時刻、δはＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器内パスメモリ長である。
【００２６】
２ｎｄ系列と、従来発明で用いられているコンカレント系列とは本質的に異なるものである。２ｎｄ系列は、ある一定の区間（パスメモリ）内において、最尤系列に最も近い系列である。これに対してコンカレント系列は、ＡＣＳ演算において生き残りパスを選択する際に、棄却された方のパスをトレースバックすることで得られる系列である。従って、必ずしも最尤系列に最も近い系列ではない。本発明では、２ｎｄ系列を用いることで最も尤度的に疑わしい復号データ箇所を正確に特定し、その箇所でのｂｅｓｔ系列との尤度差を求めることで直ちに信頼度を得ることができる。
【００２７】
前記ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列は、信頼度計算回路５０２に入力される。信頼度計算回路５０２は、状態遷移履歴生成回路５０３、ＰＲチャネル信号生成回路５０４、尤度差計算回路５０５、信頼度更新回路５０６、及び遅延回路５０７で構成される。状態遷移履歴生成回路５０３は、ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列の各々に対し、１時刻分の状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１k-δ-1及びｑ２k-δ，ｑ２k-δ-1を求める。状態遷移履歴生々回路は、例えば図６に示す簡単な回路構成で容易に実現できる。図６はチャネル状態数が１６の場合の構成例であり、５つの遅延素子６０１〜６０５で構成される。遅延素子６０１〜６０４までが状態ｑ１k-δ及びｑ２k-δ、遅延素子６０２〜６０５までが状態ｑ１k-δ-1及びｑ２k-δ-1を示す。
【００２８】
一方、ＰＲチャネル信号生成回路５０４は、ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列を用いて、理想ＰＲ等化信号ｙ１k-δ，ｙ２k-δを推定するものである。ＰＲチャネルの伝達特性がわかっているので、例えば図７に示す簡単な回路構成で理想信号を容易に計算できる。図７は１６状態の場合の構成例であり、Ｃ０〜Ｃ４はチャネル伝達関数により定まる係数である。例えばＥＥＰＲ４チャネルの場合、Ｃ０＝１，Ｃ１＝２，Ｃ２＝０，Ｃ３＝−２，Ｃ４＝−１である。各遅延素子７０１〜７０４に記憶された復号データは、乗算器７０５〜７０９及び乗算器７１０〜７１４、総和演算回路７１５及び７１６により、前記係数Ｃ０〜Ｃ４とたたみ込み演算され、各々ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列に対する理想信号ｙ１k-δ，ｙ２k-δを得る。
【００２９】
尤度差計算回路５０５は、前記により得られた状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１k-δ-1及びｑ２k-δ，ｑ２k-δ-1、ＰＲチャネル信号生成回路５０４により得られた理想等化信号ｙ１k-δ，ｙ２k-δ、そして遅延回路５０２によりパスメモリ長δビットだけ遅延された生の等化信号ｒk-δを入力し、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列間の尤度差を算出する。図８にその概念と回路構成を示す。図中概念図において、ｂｅｓｔ系列と２ｎｄ系列の状態遷移が時刻１において分岐し、時刻４で再びマージしているものとする。この時、尤度差が生じるのは異なる状態に遷移している区間（時刻１から４）である。この区間では、状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１k-δ-1及びｑ２k-δ，ｑ２k-δ-1において、少なくともいずれか一方の時刻の状態が異なっている。よって、前記区間についてのみ尤度差を計算し、その累積値｜ΔＭｉ｜（ｉ＝０，１，…）をとれば、状態がマージした時点での値が信頼度となる。一方、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列とも同一の状態遷移をたどる場合は、ともに等しい等化信号を出力し、尤度差はなくなるため、累積値｜ΔＭｉ｜＝０とする。換言すれば、状態遷移履歴がｂｅｓｔ，２ｎｄ系列で等しい場合は尤度差を計算する必要がない。図８の回路は上記概念に基づく構成となっている。
【００３０】
すなわち、比較回路８０１及び８０２により状態遷移履歴ｑ１k-δとｑ２k-δ，及びｑ１k-δ-1とｑ２k-δ-1を比べ、ともに等しい場合はリセット信号Ｒ０を有効（１）にして遅絶対値出力及び遅延素子の記憶内容を０にする。この時、比較回路８０１，８０２の出力はともに１であり、ＡＮＤ回路８０３の出力も１となる。いずれか一方の状態遷移履歴が異なる場合は、異なる方の比較回路８０１または８０２の出力が０となり、ＡＮＤ回路８０３の出力も０になる。この時、リセット信号Ｒ０は無効（０）となり、尤度差の累積演算が実行される。図８において尤度差の累積演算は、等化信号ｒk-δ、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列理想等化信号ｙ１k-δ-1，ｙ２k-δ-1を用いて算出される。加算器８０４，８０５によってｙ１k-δ−ｒk-δ，ｙ２k-δ−ｒk-δがそれぞれ計算され、乗算器８０６，８０７により各々の加算結果の２乗が求められる。２乗された結果は更に、加算器８０８によって差分が計算され、尤度差が得られる。前記尤度差は加算器８０９により、遅延素子８１０に貯えられていた１時刻前の値と加算され、絶対値回路８１１を通った後、｜ΔＭk-δ｜として信頼度更新回路５０６に出力される。遅延素子８１０及び絶対値回路８１１は、前記リセット信号Ｒ０により制御され、Ｒ０＝１の時、これらの値は０にリセットされる。前記尤度差累積値｜ΔＭk-δ｜は、前記復号データｄ１k-δ，ｄ２k-δとともに信頼度更新回路５０６に入力され、信頼度Ｌk-δ-λが出力される。ここで、λは信頼度更新回路内シフトレジスタ長である。
【００３１】
図９に信頼度更新回路５０６の構成を示す。図において、復号データｄ１k-δ，ｄ２k-δの排他的論理和がＥＯＲ回路９０１で演算され、ｂｅｓｔ系列と２ｎｄ系列の復号データの比較がなされる。ＥＯＲ回路９０１の出力ｅi（ｉ＝０，１，…，λ−１）は、ｄ１k-δ＝ｄ２k-δの時０、ｄ１k-δ≠ｄ２k-δの時１である。前記出力ｅiはシフトレジスタ９０２に入力される。ここではシフトレジスタ長λ＝８（ビット）の例を示してある。信頼度更新部９０３では、前記ｅi及び尤度差累積値｜ΔＭk-δ｜を用いて信頼度を更新する。信頼度Ｌiはレベル毎に同図に示す表に従って更新され、その結果がシフトレジスタ９０４に記憶される。すなわち、信頼度更新部への入力値｜ΔＭk-δ｜＝０．０の時、ｅi＝０ならばＬi＝１．０、ｅi＝１ならばＬi＝０．０とする。｜ΔＭk-δ｜≠０．０の時、ｅi＝０ならばＬi＝１．０、ｅi＝１ならばＬi＝｜ΔＭk-δ｜／ＭＳＥＤ（信号間最小２乗距離で正規化）とする。ｅi＝０の場合は、状態遷移がｂｅｓｔ，２ｎｄ系列間で一致する場合もしない場合も信頼度を１．０に固定するということである。これは、ｂｅｓｔ系列が２ｎｄ系列に誤っても、復号データは実質的に誤らないためである。ｅi＝１の場合は、｜ΔＭk-δ｜≠０．０の時にこの値自身を信頼度とする。これは、ｅiがシフトされる毎に累積尤度差が更新され、最終的に状態遷移履歴の異なる区間（図８参照）のみに対する復号データの信頼度となるためである。従って、シフトレジスタ出力Ｌk-δ-λは、ｅ0が１の時の最終的な信頼度となる。
【００３２】
一方、｜ΔＭk-δ｜＝０．０の時はｂｅｓｔ，２ｎｄ系列間の尤度が偶発的に一致した場合であり、信頼度は最も低い。よってこの場合はＬi＝０．０とする。ただしこれは一時的なものであり、次時点での累積尤度差に逐次更新されることは前に述べた通りである。
【００３３】
上記処理によって得られた信頼度Ｌk-δ-λはシフトレジスタ９０４より出力される。前記信頼度Ｌk-δ-λは、図５遅延回路５０７によりλビットだけ遅延された前記復号データｄ１k-δ-λと乗算器５０８により乗算され、信頼度を含んだアナログ復号値ｚk-δ-λとなる。アナログ復号値ｚk-δ-λは図１におけるデインタリーブ回路１１３に出力される。
【００３４】
このように、本実施例では信頼度更新回路において従来のようにビット毎の比較回路が不要であり、復号データをシフトする毎に、新たに入力される累積尤度差または１．０に置換するだけでよい。これは、本発明では軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２においてＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器５０１によりｂｅｓｔ，２ｎｄ系列を同時に出力しており、これらデータ系列の相違（状態遷移履歴の相違区間）が直ちに判明するためである。信頼度が低いのは前記相違区間のみであり、これ以外はｂｅｓｔ，２ｎｄ系列とも一致しているために復号データの信頼性は十分高い。よって本発明では、上記相違区間以外の全ての信頼度を１．０に固定することができる。これに対して従来発明では、ＬＶＡ検出を行っていないために２ｎｄ系列を直ちに得ることができず、コンカレント系列に対する尤度差を求め、逐次比較することで等価的に２ｎｄ系列に対する尤度差を探索している。従ってコンカレント系列を得るためのトレースバック処理やシフトレジスタ長分の比較回路４０５が必要になり、処理遅延や回路規模が増大する。本発明では、トレースバック処理及び比較回路が不要である。
【００３５】
図１０に、本発明の第２実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２の構成を示す。ここでは、図５に示した第１実施例の構成を簡単化している。図において、等化信号ｒkはＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器１００１に入力され、先に述べたリストビタビアルゴリズムに従って、ｂｅｓｔ系列ｄ１k-δ及び２ｎｄ系列ｄ２k-δが復号される。ｄ１k-δ及びｄ２k-δは信頼度計算回路１００２に入力される。信頼度計算回路１００２は信頼度更新回路１００３、乗算器１００４で構成される。また、信頼度更新回路１００３はＥＯＲ回路１００５、セレクタ回路１００６のみで構成される。信頼度計算回路１００２において、信頼度更新回路に入力された前記系列ｄ１k-δ及びｄ２k-δは、ＥＯＲ回路１００５で排他的論理和が演算される。前記ＥＯＲ回路１００５の出力ｅk-δはセレクタ回路１００６（図中ＳＥＬと表示）に入力され、ｅk-δ＝０の時は１．０、ｅk-δ＝１の時は０．５を選択し、信頼度Ｌk-δとする。信頼度Ｌk-δは前記復号データｄ１k-δとの積が乗算器１００４により演算され、信頼度を含んだ復号値ｚk-δとなる。復号値ｚk-δは図１におけるデインタリーブ回路１１３に出力される。本実施例では復号値ｚk-δは±１．０，±０．５のいずれかになる。ＬＶＡ検出を用いているため、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列が等しい時は信頼度が十分高いと判断できるため、信頼度は１．０に固定できる。一方、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列が異なる時は、最尤復号結果は尤度的に怪しいと考えられるため、信頼度を中間値０．５に固定している。このように信頼度を固定的に出力することで、図５第１実施例における遅延回路５０２，５０７や状態遷移履歴生成回路５０３、ＰＲチャネル信号生成回路５０４、尤度差計算回路５０５、信頼度更新回路５０６内シフトレジスタが不要となり、処理が著しく簡易化される。本実施例における前記復号値ｚk-δは粗い軟判定出力であるが、これを用いて、例えば外復号として軟判定ビタビ復号を行った場合の特性は、第１実施例の軟判定出力を用いた場合の特性に比べて殆ど劣化しない。
【００３６】
図１１に、本発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の処理時間短縮効果を示す。図は、第１実施例（図５）を用いた場合の処理時間を、従来発明（図３）と比較したものである。従来発明では、信頼度計算処理において、トレースバック（３０３）、加算選択減算（３０５）、及び信頼度更新（３０７）の一連の処理をシリアルに行わねばならず、各処理に要する時間はそれぞれ、α、Ｌ’Ｔ、及びβ（秒）である。ここで、α、β＜Ｔ、Ｌ’はシフトレジスタ３０６の段数、Ｔはビット間隔（単位：秒）である。よって、全体としての処理時間はα＋β＋Ｌ’Ｔ（秒）となる。従来発明では、信頼度を算出するためにまず、トレースバック処理（３０３）によってコンカレント系列を求める必要がある。その後加算選択減算処理（３０５）により、前記コンカレント系列と最尤復号系列との尤度差を計算し、これを信頼度更新処理回路３０７に入力する。このため、前記一連の処理はシリアルに行われる。加えて、加算選択減算処理（３０５）は、前記コンカレント系列との尤度差を、シフトレジスタ段数Ｌ’ビットにわたり計算する必要があるため、その処理時間はＬ’Ｔ（秒）となる。このため従来発明では、実質的なデータレートは１／Ｌ’Ｔ（ビット／秒）と遅く、かつ信頼度を実時間で求めることは困難であった。
【００３７】
これに対し本発明では、ＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出５０１により、最尤復号系列と２ｎｄ系列を同時に出力し、これらを用いて直ちに信頼度を計算することができるため、従来発明のようにコンカレント系列を探索する必要がない。このため図１１に示すように、信頼度計算（５０２）のために必要な一連の処理である、状態遷移履歴生成（５０３）、ＰＲチャネル信号生成（５０４）、尤度差計算（５０５）、及び信頼度更新（５０６）を、全てパラレルに行うことができる。よって、信頼度を実時間で計算することができ、処理時間はＴ秒、データレートは１／Ｔ（ビット／秒）となる。換言すれば、本発明により、信頼度計算の処理時間を従来の約１／Ｌ’に短縮（従来のＬ’倍にデータレートを高速化）できる。Ｌ’は通常、１０ビット程度以上必要であるから、本発明は、従来の１／１０程度以下に処理時間を短縮（従来の１０倍程度以上にデータレートを高速化）できる効果を有する。
【００３８】
上記は、第１実施例の場合を例に述べたが、第２実施例（図１０）についてもこれと同等の処理時間短縮効果のあることは、上記説明より明らかである。
【００３９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器における、コンカレント系列を探索するためのトレースバック処理が不要となり、実時間で信頼度を出力することができる。また、信頼度算出処理の過程で尤度差を逐次比較するための比較器が不要となり、実現回路規模が小さくなる。
【００４０】
従って本発明により、簡易な構成で高密度記録が可能なディジタル磁気記録再生装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル磁気記録再生装置の構成図である。
【図２】従来発明によるディジタル磁気記録再生装置の構成図である。
【図３】従来発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の構成図である。
【図４】従来発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器内信頼度更新回路図である。
【図５】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の構成図である。
【図６】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器内状態遷移履歴生成回路図である。
【図７】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器内ＰＲチャネル信号生成回路図である。
【図８】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器内尤度差計算の概念及び実現回路図である。
【図９】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器内信頼度更新回路図である。
【図１０】本発明の第２実施例による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の構成図である。
【図１１】本発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の処理時間短縮効果を示す図である。
【符号の説明】
１０１，２０１・・・記録符号化部、１０２・・・外符号化部、１０３・・・インタリーブ回路、１０４・・・プリコーダ、１０５，１０９，２０３，２０７・・・増幅器、１０６，２０４・・・記録ヘッド、１０７，２０５・・・磁気記録媒体、１０８，２０６・・・再生ヘッド、１１０，２０８・・・Ａ／Ｄ変換器、１１１，２０９・・・ＰＲ等化回路、１１２・・・軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器、１１２・・・ポストコーダ、１１３・・・デインタリーブ回路、１１４・・・軟判定外復号化部、１１５，２１１・・・記録復号化部、２１０・・・硬判定出力型ＰＲＭＬ検出器、３０１・・・加算比較選択回路、３０２・・・トレースバック回路１、３０３・・・トレースバック回路２、３０４・・・遅延回路、３０５・・・加算選択減算回路、３０６・・・シフトレジスタ、３０７・・・信頼度更新回路、３０８・・・乗算器、４０１・・・第ｊレベルシフトレジスタ、４０２・・・第（ｊ＋１）レベルシフトレジスタ、４０３・・・排他的論理和回路、４０４・・・マルチプレクサ回路、４０５・・・比較回路、５０１・・・ＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器、５０２，５０７・・・信頼度計算回路、５０３・・・状態遷移履歴生成回路、５０４・・・ＰＲチャネル信号生成回路、５０５・・・尤度差計算回路、５０６・・・信頼度更新回路、５０８・・・乗算器、６０１〜６０５，７０１〜７０４・・・遅延素子、７０５〜７１４・・・乗算器、７１５，７１６・・・総和演算回路、８０１，８０２・・・比較回路、８０３・・・ＡＮＤ回路、８０４，８０５，８０８・・・加算器、８０６，８０７，８０９・・・乗算器、８１０・・・遅延素子、８１１・・・絶対値回路、９０１・・・排他的論理和回路、９０２，９０４・・・シフトレジスタ、９０３・・・信頼度更新部、１００１・・・ＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器、１００２・・・信頼度計算回路、１００３・・・信頼度更新回路、１００４・・・乗算器、１００５・・・排他的論理和回路、１００６・・・セレクタ回路。
【図１】
0003653391.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003653391.tif 000009
【図９】
0003653391.tif 000010
【図１０】
0003653391.tif 000011
【図１１】
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