(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流側が交流電源に接続され直流側に平滑コンデンサを持つ自励式電圧形電力変換器により電力変換を行うＰＷＭ制御形電力変換装置において、前記電力変換装置に入力される有効電流の有効電流基準値に対する偏差から交流電源電圧に対する電力変換器交流側電圧の位相角基準値を演算する有効電流制御手段と、この有効電流制御手段によって演算された位相角基準値に基づいて基本波周波数が交流電源周波数に同期し、且つ電力変換器交流側電圧に含まれる高調波成分を低減するように選択されたオンオフ位相を有する固定パルスパターンのスイッチング信号を発生して前記自励式電圧形電力変換器を制御する固定パルスパターン発生手段とを具備したことを特徴とするＰＷＭ制御形電力変換装置。
【請求項２】
前記交流電源から前記自励式電圧形電力変換器に供給される無効電流に含まれる振動成分に基づいて位相角基準補償値を出力するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタから出力される位相角基準補償値を前記有効電流制御手段から出力される位相角基準値に加算する加算手段とをさらに具備したことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御形電力変換装置。
【請求項３】
前記自励式電圧形電力変換器の直流側電圧の直流電圧基準値に対する偏差から前記有効電流基準値を演算する直流電圧制御手段をさらに具備したことを特徴とする請求項１又は２記載のＰＷＭ制御形電力変換装置。
【請求項４】
前記交流電源から前記自励式電圧形電力変換器に供給される無効電流の無効電流基準値に対する偏差から前記直流電圧基準値を演算する無効電流制御手段をさらに具備したことを特徴とする請求項３記載のＰＷＭ制御形電力変換装置。
【請求項５】
前記無効電流制御手段から出力される前記直流電圧基準値を所望の範囲を越えないように制限するリミッタをさらに具備したことを特徴とする請求項４記載のＰＷＭ制御形電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力と直流電力の変換を行う電力変換装置に係り、特に、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減するとともに、電力変換効率を向上させることの可能なＰＷＭ制御形電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電力を直流電力に変換する電力変換装置として、特開平１０−６６３４３号公報に記載されたようなＰＷＭ制御方式の中性点クランプ（ＮＰＣ）型交直電力変換装置が知られている。
【０００３】
図５はそのような電力変換装置を示したもので、この電力変換装置は交流電源１の三相端子Ｕ，Ｖ，Ｗから供給される交流電力をＮＰＣ型自励式電圧形電力変換器３を介して直流電力に変換し、平滑コンデンサ２ｐ，２ｎを介して負荷４に供給するものである。２個の平滑コンデンサ２ｐ，２ｎは電力変換器３の直流端子Ｐ，Ｎ間に直列に接続され、その中間の接続点に中性点Ｃを形成している。電力変換器３はＰＷＭ制御器１２によって制御される。
【０００４】
電力変換器３は３相ブリッジ型であって、６個のアーム３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ，３Ｘ，３Ｙ，３Ｚからなっている。交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続される各相アーム３Ｕ，３Ｘ；３Ｖ，３Ｙ；３Ｗ，３Ｚはそれぞれ同一内部構成を持っており、ここでは例示として交流端子Ｕに接続される２つのアーム３Ｕ，３Ｘについて説明する。正側のアーム３Ｕは、直列接続の２個のスイッチング素子ＳＵ１，ＳＵ２と、これらのスイッチング素子に個々に逆並列に接続されたダイオードＤＵ１，ＤＵ２と、中性点Ｃ及び両スイッチング素子ＳＵ１，ＳＵ２ないし両ダイオードＤＵ１，ＤＵ２の直列接続点間に接続されたクランプダイオードＤＵ３とからなっている。同様に負側のアーム３Ｘは、直列接続の２個のスイッチング素子ＳＸ１，ＳＸ２と、これらのスイッチング素子に個々に逆並列に接続されたダイオードＤＸ１，ＤＸ２と、両スイッチング素子ＳＸ１，ＳＸ２ないし両ダイオードＤＸ１，ＤＸ２の直列接続点及び中性点Ｃ間に接続されたクランプダイオードＤＸ３とからなっている。アーム３Ｖ，３Ｗ及びアーム３Ｙ，３Ｚの内部構成はそれぞれアーム３Ｕ及び３Ｘのそれと同様であり、それぞれアーム符号に応じて符号Ｕ，ＸをＶ，ＷまたはＹ，Ｚと読み替えることによって符号付けが行われる。両アーム３Ｕ，３Ｘは直流端子Ｐ，Ｎ間に直列接続され、その直列接続点がＵ相交流端子Ｕに接続される。２つのコンデンサ２ｐ，２ｎの中間接続点に中性点Ｃが形成され、クランプダイオードＤＵ３，ＤＸ３（アーム３Ｕ，３Ｘの場合）を介して各アームの直列接続点を中性点Ｃの電位にクランプすることにより、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位を、３レベル直流正端子Ｐ、直流負端子Ｎ、および中性点Ｃの３レベルのいずれかにクランプしてＰＷＭ制御を行う。
【０００５】
ＰＷＭ制御方式の交直電力変換装置では、一般に三角波比較による正弦波ＰＷＭ制御が行われるが、ＰＷＭ制御の変調周波数（三角波キャリア周波数）を交流電源周波数に対して高く設定することにより、交流電源側の入力電流に含まれる高調波成分を低減することが可能である。
【０００６】
図６はその動作波形の一例を示すものであり、正弦波信号Ｓｉｎ、三角波キャリア信号ＴＲ１，ＴＲ２、電力変換器３のＵ相２アーム３Ｕ，３Ｘのスイッチング素子ＳＵ１，ＳＵ２，ＳＸ１，ＳＸ２に与えられるスイッチング信号ＧＵ１，ＧＵ２，ＧＸ１，ＧＸ２と、電力変換器３の交流側Ｕ相電圧波形ＶＳＵを示す。なお、ここでは平滑コンデンサ２ｐ，２ｎの電圧をそれぞれＶｄとしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（交直電力変換装置）では、交流電源側の入力電流に含まれる高調波成分が大きい場合、交流電力系統電圧を歪ませる原因となり、同じ交流電力系統に接続された他の電気機器に悪影響を及ぼすおそれがある。このため、電源高調波の少ない交直電力変換装置が求められている。
【０００８】
図５に示した交直電力変換装置では、ＰＷＭ制御を行っているが、一般にＰＷＭ制御方式の交直電力変換器では、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減するために、ＰＷＭ制御の変調周波数を高める必要がある。このため、必然的にスイッチング素子のスイッチング周波数を高める必要があるが、スイッチング素子には素子固有の特性に応じたスイッチング周波数の上限値があり、特に、大容量電力変換装置に多く用いられているゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタの上限周波数では十分な高調波低減効果が得られない場合があった。さらに、スイッチング周波数を高めることはスイッチング素子に発生するスイッチング損失の増大を招き、電力変換装置としての電力変換効率を低下させることにつながっていた。
【０００９】
そこで、本発明は、スイッチング周波数を高めることなく交流入力電流に含まれる高調波成分の低減を可能とし、電力変換効率向上と電源高調波低減を両立させることの可能なＰＷＭ制御形電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に係る発明は、電力変換装置に入力される有効電流の有効電流基準値に対する偏差から交流電源電圧に対する電力変換器交流側電圧の位相角基準値を演算する有効電流制御手段と、この有効電流制御手段によって演算された位相角基準値に基づいて基本波周波数が交流電源周波数に同期し、且つ電力変換器交流側電圧に含まれる高調波成分を低減するように選択されたオンオフ位相を有する固定パルスパターンのスイッチング信号を発生して自励式電圧形電力変換器を制御する固定パルスパターン発生手段とを具備したことを特徴とする。
【００１１】
この発明によれば、自励式電圧形電力変換器に与えられるスイッチング信号のパルスパターンを高調波成分が所望の値になるような固定パルスパターンに選んだ場合でも、交流電源から電力変換装置に供給される有効電流を所望の値に制御することが可能となり、スイッチング素子のスイッチング周波数を高めることなく交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減することができる。
【００１２】
請求項２に係る発明は、交流電源から自励式電圧形電力変換器に供給される無効電流に含まれる振動成分に基づいて位相角基準補償値を出力するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタから出力される位相角基準補償値を有効電流制御手段から出力される位相角基準値に加算する加算手段とをさらに具備したことを特徴とする。
【００１３】
この発明によれば、交流電源から電力変換装置に供給される有効電流が振動的になることを防止し、安定した制御を達成することができる。
【００１４】
請求項３に係る発明は、自励式電圧形電力変換器の直流側電圧の直流電圧基準値に対する偏差から有効電流基準値を演算する直流電圧制御手段をさらに具備したことを特徴とする。
【００１５】
この発明によれば、電力変換装置の直流側電圧を所望の値に制御することを可能とする。
【００１６】
請求項４に係る発明は、交流電源から自励式電圧形電力変換器に供給される無効電流の無効電流基準値に対する偏差から直流電圧基準値を演算する無効電流制御手段をさらに具備したことを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、交流電源から電力変換装置に供給される無効電流を所望の値に制御することを可能とする。
【００１８】
請求項５に係る発明は、無効電流制御手段から出力される直流電圧基準値を所望の範囲を越えないように制限するリミッタをさらに具備したことを特徴とする。
【００１９】
この発明によれば、電力変換装置の直流側電圧を所望の範囲内に制限することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。各図において、同一の構成要素には同一の符号を付して、その個々の説明を省略する。
【００２１】
図１は本発明による電力変換装置の実施の形態を示すブロック図である。図１に示す装置の特徴は図５のＰＷＭ制御器１２の内部構成にあり、無効電流制御器５、リミッタ６、直流電圧制御器７、有効電流制御器８、ハイパスフィルタ９、加算器１０、及び固定パルスパターン発生器１１を備えたことにある。
【００２２】
図１は、自励式電圧形電力変換器の一例としてＮＰＣ（中性点クランプ）電力変換器３を示しているが、これは自励式電圧形電力変換器であれば種類は特に限定しない。負荷４は、自励式電圧形電力変換器３の直流側端子に接続され、例えば電圧形インバータ等であり得る。
【００２３】
図１の電力変換装置には、制御のためのフィードバック値を検出する手段として、交流側に電流検出器１３および交流検出器１４が設けられ、直流側に直流電圧検出器１５が設けられている。電流検出器１３は交流電源１から電力変換器３へ供給される交流電流を検出し、交流検出器１４は電流検出器１３によって検出された交流電流および電力変換器３の入力電圧に基づいて交流電源１から電力変換器３へ供給される電流の有効電流Ｉｐおよび無効電流Ｉｑを演算すると共に、交流電圧に同期した同期信号Ｓｙを生成する。有効電流Ｉｐは有効電流制御器８の入力段にフィードバック電流値として導かれ、同様に無効電流Ｉｑは無効電流制御器５およびハイパスフィルタ９の入力段に導かれる。直流電圧検出器１５によって直流側電圧Ｖｄが検出され、それは直流電圧制御器７の入力段にフィードバック直流電圧値として導かれる。
【００２４】
無効電流制御器５は交流電源１から電力変換装置に供給される無効電流Ｉｑの無効電流基準値Ｉｑ＊に対する偏差を入力として比例積分制御等の制御演算を行い、その偏差をゼロにするための直流電圧基準値Ｖｄ＊を出力する。この直流電圧基準値Ｖｄ＊＊はリミッタ６を通すことにより、所定の振幅範囲を越えないように制限され、新たな直流電圧基準値Ｖｄ＊＊として出力される。電力変換装置の直流側電圧Ｖｄが直流電圧基準値Ｖｄ＊＊と突き合わされ、直流電圧制御器７により両者の偏差をゼロにするための有効電流基準値Ｉｐ＊が生成される。交流電源１から電力変換装置に供給される有効電流Ｉｐの有効電流基準値Ｉｐ＊に対する偏差を基に比例積分制御等の制御演算を有効電流制御器８により行い、交流電源電圧に対する電力変換器交流側電圧の位相角基準値α＊を求めて出力する。
【００２５】
ハイパスフィルタ９は交流電源から電力変換装置に供給される無効電流Ｉｑから直流成分を除去することにより、その無効電流に含まれる振動成分を検出し、これに適当な係数を乗算することにより位相角基準補償値△α＊を求め、それを加算器１０において有効電流制御器８からの位相角基準値α＊に加算して補償後の位相角基準値α＊＊を求める。固定パルスパターン発生器１１は、最終的に得られた位相角基準値α＊＊に従って電力変換器３を制御するための固定パルスパターンを発生する。固定パルスパターン発生器１１は、電力変換器３に与えられるスイッチング信号として交流電源周波数にその基本波周波数が同期するオンオフ位相の固定されたパルスパターンを、交流電源電圧に対する電力変換器交流側電圧の位相角基準値α＊＊に従って発生し電力変換器３を制御する。
【００２６】
図２は、固定パルスパターン発生器１１によって発生される固定パルスパターンの一例として、自励式電圧形電力変換器３におけるＵ相スイッチング素子ＳＵ１，ＳＵ２，ＳＸ１，ＳＸ２に与えられるスイッチング信号ＧＵ１，ＧＵ２，ＧＸ１，ＧＸ２と、白励式電圧形電力変換器３の交流側Ｕ相電圧波形Ｖｓｕを示したものである。なお、スイッチング信号が「１」のとき、対応するスイッチング素子がオン状態、「０」のときオフ状態であるものとしている。また、平滑コンデンサ２ｐ，２ｎの電圧をそれぞれＶｄとしている。したがって、直流端子Ｐ，Ｎ間の電圧は２Ｖｄである。
【００２７】
図２では、固定パルスパターンの交流電源半周期あたりのパルス数を３とし、固定パルスパターンのオンオフ基本位相角を第１四半周期の位相角ｘ（オン），ｙ（オフ），ｚ（オン）で定義している。これらの位相角は、
０°＜ｘ＜ｙ＜ｚ＜９０°                                  …（１）
であり、波形の対称性を考慮して、第２四半周期のオフ、オン、オフの各位相角は、
１８０−ｚ，１８０−ｙ、１８０−ｘ                        …（２）
と定め、同様に、第３四半周期のオン、オフ、オンの各位相角は、
１８０＋ｘ，１８０＋ｙ、１８０＋ｚ                        …（３）
と定め、第４四半周期のオフ、オン、オフの各位相角は、
３６０−ｚ，３６０−ｙ，３６０−ｘ                        …（４）
と定めている。
【００２８】
図２の交流側Ｕ相電圧Ｖｓｕをフーリエ展開することにより、電力変換器３の交流側Ｕ相電圧Ｖｓｕに含まれる高調波成分を計算することができる。フーリエ展開により、電力変換器３の交流側Ｕ相電圧Ｖｓｕに含まれるｎ次高調波成分Ｖｎは以下のように計算される。
【００２９】
Ｖｎ＝４Ｖｄ｛ｃｏｓ  （ｎｘ）−ｃｏｓ  （ｎｙ）＋ｃｏｓ  （ｎｚ）｝／（ｎπ）  …（５）
ここで、ｎ＝１，３，５，７，９，１１，………である。
【００３０】
電力変換器３の交流入力電流に含まれる高調波成分は、交流電源電圧に高調波成分が存在しない場合は、変換器交流側電圧に含まれる高調波成分によって決まる。したがって、位相角ｘ，ｙ，ｚを適切に選択し、変換器交流側電圧に含まれる高調波成分を低減することにより、スイッチング周波数を高めることなく、交流入力電流に含まれる高調波成分を低減することが可能となる。
【００３１】
なお、図２では固定パルスパターンの一例として、交流電源半周期あたり３パルスの場合を示したが、パルス数としては他の任意のパルス数を選ぶことが可能である。
【００３２】
有効電流制御器８の制御動作を、図３を参照して説明する。図３はある瞬間における電圧・電流ベクトル図を示すものであり、Ｖａは、電力変換装置の直流側電圧Ｖｄと、固定パルスパターンの基本波成分とによって決まる電力変換器交流側電圧ベクトル、Ｉｓは交流入力電流ベクトル、Ｖｓは交流電源電圧ベクトル、ＶＬは電力変換器の交流側に設けられるリアクトル又は交流系統インダクタンスＬｓに印加される電圧ベクトルである。各電圧ベクトルは次式を満足している（ベクトル符号は省略。以下、同様）。
【００３３】
ＶＬ＝Ｖｓ−Ｖａ                                          …（６）
また、交流入力電流ベクトルＩｓは次式となる。
【００３４】
Ｉｓ＝ＶＬ／（ｊωｓ・Ｌｓ）                              …（７）
ただし、ωｓ：交流電源周波数
この状態から、電力変換器に与えられる固定パルスパターンの交流電源電圧に対する遅れ方向の位相角をαからα’まで増加させた場合を考えると、インダクタンスＬｓに印加される電圧ベクトルＶ’Ｌは、電圧ベクトルＶａがＶ’ａに変化することにより、（６）式は次式のように変化する。
【００３５】
Ｖ'Ｌ＝Ｖｓ−Ｖ'ａ                                       …（８）
また、交流入力電流ベクトルＩ'ｓは次式となる。
【００３６】
Ｉ'ｓ＝Ｖ'Ｌ／（ｊωｓ・Ｌｓ）                             …（９）
従って、固定パルスパターンの交流電源電圧に対する遅れ方向の位相角を増加させることにより、交流入力電流Ｉ'ｓが増加し、これに含まれる有効電流Ｉｐ成分も増加することになる。逆に、遅れ方向の位相角を減少させることにより、有効電流Iｐ成分を減少させることもできる。さらに、進み方向に位相角を制御することにより、直流電力を交流側に回生することも可能である。
【００３７】
この実施の形態によれば、自励式電圧形電力変換器３に与えられるスイッチング信号を固定パルスパターンとした場合でも、その交流電源電圧に対する位相角を変化することにより、交流電源１から電力変換装置に供給される有効電流Ｉｐを所望の値に制御することができる。
【００３８】
ハイパスフィルタ９は、既に述べたように、交流電源１から電力変換装置に供給される無効電流Ｉｑから直流成分を除去することにより、無効電流Ｉｑに含まれる振動成分を検出し、これに適当な係数を乗算することにより位相角基準補償値△α＊を求めて出力する。この位相角基準補償値△α＊を位相角基準値α＊に加算して補償後の位相角基準値α＊＊を得る。固定パルスパターン発生器１１は、補償後の位相角基準値α＊＊に従って固定パルスパターンを発生する。
【００３９】
このように、ハイパスフィルタ９を設けることにより、交流電源１から電力変換装置に供給される有効電流Ｉｐを固定パルスパターンの位相角の変化により制御する場合に、有効電流Ｉｐの振動を抑制することができる。
【００４０】
しかし、交流電源から電力変換装置に供給される有効電流の振動を抑制する必要が無い場合には、ハイパスフィルタ９および加算器１０は省略することができる。
【００４１】
直流電圧制御器７は、電力変換装置の直流側電圧Ｖｄと直流電圧基準値Ｖｄ＊＊の偏差を基に有効電流基準値Ｉｐ＊を演算して有効電流制御器８に送出する。有効電流制御器８は、有効電流基準値Ｉｐ＊に従って交流電源から電力変換装置に供給される有効電流Ｉｐを制御し、電力変換装置の直流側電圧Ｖｄを増減させる。
【００４２】
このように直流電圧制御器７を設けることにより、電力変換装置の直流側電圧Ｖｄを所望の値に制御することが可能となる。
【００４３】
なお、電力変換装置の直流側電圧Ｖｄを所望の値に制御する必要が無い場合には、直流電圧制御器７を省略することができる。
【００４４】
無効電流制御器５は交流電源１から電力変換装置に供給される無効電流Ｉｑと無効電流基準値Ｉｑ＊の偏差を基に直流電圧基準値Ｖｄ＊を求めて直流電圧制御器７に送出する。直流電圧制御器７は、直流電圧基準値ＶＤ＊に従って電力変換装置の直流側電圧Ｖｄを制御し、直流側電圧Ｖｄと、固定パルスパターンの基本波成分によって決まる電力変換器交流側電圧ベクトルＶａの絶対値を増減させる。
【００４５】
図４は、図３と同様に、ある瞬間の電圧・電流ベクトル図を示すもので、一例として、電力変換器の交流側電圧ベクトルＶ’ａをＶ”ａに増加させることにより無効電流Ｉｑをゼロに制御する原理、すなわち交流入力電流ベクトルＩ’ｓを、交流電源電圧Ｖｓと同相の交流入力電流ベクトルＩ”ｓとして、Ｉｑ＝０とする原理を説明するものである。
【００４６】
このように無効電流制御器５を設けることにより、交流電源１から電力変換装置に供給される無効電流Ｉｑを所望の値に制御することが可能となり、特に無効電流基準値Ｉｑ＊＝０とした場合には交流電源力率を１に制御することができる。
【００４７】
なお、交流電源から電力変換装置に供給される無効電流Ｉｑを所望の値に制御する必要が無い場合には、無効電流制御器５を省略することができる。
【００４８】
リミッタ６は、無効電流制御器１０の出力する直流電圧基準値Ｖｄ＊＊を、任意の範囲を越えないように制限された新たな直流電圧基準値Ｖｄ＊＊を直流電圧制御器７に送出する。直流電圧制御器７は直流電圧基準値Ｖｄ＊＊に従って電力変換装置の直流側電圧Ｖｄを制御する。
【００４９】
この実施の形態によれば、電力変換装置の直流側電圧Ｖｄ（または２Ｖｄ）を所望の範囲内に制限することができる。
【００５０】
なお、電力変換装置の直流側電圧を所望の範囲内に制限する必要が無い場合には、リミッタ６を省略することができる。
【００５１】
以上述べた実施の形態では個々の機能部品を複数のディスクリート部品からなるものとして説明したが、それらの部品は単一または複数のマイクロプロセッサを用い、そのソフトウェアによって実現することができる。
【００５２】
【発明の効果】
本発明のＰＷＭ制御形電力変換装置によれば、スイッチング周波数を高めることなく交流入力電流に含まれる高調波成分を低減することが可能となり、電力変換効率向上と電源高調波低減の両立を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＰＷＭ制御形電力変換装置の実施の形態を示すブロック図。
【図２】図１の装置における固定パルスパターンの一例を示す波形図。
【図３】図１の装置における有効電流制御器の動作原理を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図４】図１の装置における無効電流制御器の動作原理を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図５】従来のＰＷＭ制御形電力変換装置のブロック図。
【図６】図５の装置の動作原理を説明するための波形図。
【符号の説明】
１  交流電源
２ｐ，２ｎ  平滑コンデンサ
３  自励式電圧形電力変換器
４  負荷
５  無効電流制御器
６  リミッタ
７  直流電圧制御器
８  有効電流制御器
９  ハイパスフィルタ
１０  加算器
１１  固定パルスパターン発生器
１２  ＰＷＭ制御器
１３  電流検出器
１４  交流検出器
１５  直流電圧検出器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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