(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前記交流電源を短絡する短絡手段と、前記交流電源の半周期毎に所定時間パルス幅変調信号を前記短絡手段へ出力し、前記リアクトルに流れる電流の変化が小さくなるように前記パルス幅変調信号のオンｄｕｔｙを前記所定時間の中で徐々に変化させる制御手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前記交流電源を短絡する短絡手段と、交流電源のゼロクロスからピークまでの間の所定時間パルス幅変調信号を前記短絡手段へ出力し、前記パルス幅変調信号のオンｄｕｔｙが徐々に０％に近づくように変化させる制御手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前記交流電源を短絡する短絡手段と、前記交流電源のゼロクロスからピークまでの間の第１の所定時間、及び前記交流電源のピークから次のゼロクロスまでの間の第２の所定時間に、パルス幅変調信号を前記短絡手段へ出力し、前記第１の所定時間には前記パルス幅変調信号のオンｄｕｔｙが徐々に０％に近づくように変化させ、前記第２の所定時間にはオンｄｕｔｙを０％から徐々に変化させる制御手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
前記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段を備え、前記交流電源のゼロクロスから前記平滑手段への充電電流が流れ出す前までにパルス幅変調信号を出力開始することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段と、この平滑手段と接続する負荷手段の負荷量を検出する負荷量検出手段を備え、この負荷量検出手段により検出された負荷量に基づいて前記パルス幅変調信号の出力開始時刻及び出力時間を変化させることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御手段のパルス幅変調信号のオンｄｕｔｙは、予め決められた最大値と予め決められた最小値とを直線的に変化することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項７】
前記制御手段のパルス幅変調信号のオンｄｕｔｙは、交流電源の電圧値に応じて変化することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記制御手段のパルス幅変調信号のオンｄｕｔｙは、交流電源の電源同期信号に基づいて予め与えられた数式に応じて変化することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項９】
短絡手段とリアクトルは直流側に配置され、整流器の出力側をリアクトルを介して短絡するよう構成されたことが特徴である請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項１０】
短絡手段は直流側、リアクトルは交流側に配置され、整流器の出力側を短絡手段にて短絡するよう構成されたことが特徴である請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項１１】
短絡手段とリアクトルは交流側に配置され、整流器の入力側だけで短絡手段にて短絡するように構成されたことが特徴である請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項１２】
短絡手段およびリアクトルは交流側に配置され、且つ倍電圧整流と全波整流とをリレーによって切り替えることが可能な整流器を備え、負荷量に応じて倍電圧と全波整流とを切り替えることが特徴である請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項１３】
前記短絡手段および整流器を１つの半導体とすることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項１４】
前記短絡手段、整流器、制御手段とを１つの半導体とすることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の電源装置。
【請求項１５】
前記整流器により生成された直流電圧が供給される負荷手段はスイッチ素子６ケにて構成されたインバータであり、インバータを構成する６ケのスイッチ素子も前記半導体内部に取り入れた半導体を使用していることを特徴とする請求項１３又は１４に記載の電源装置。
【請求項１６】
前記請求項１ないし請求項１５に記載の電源装置を電動機に設けたことを特徴とする電動機。
【請求項１７】
前記請求項１ないし請求項１５に記載の電源装置を圧縮機駆動システムに設けたことを特徴とする圧縮機駆動システム。
【請求項１８】
前記圧縮機駆動システムの圧縮機はＨＦＣ系冷媒を用いたことを特徴とする請求項１７記載の圧縮機駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、力率を改善し高調波を抑制する電源装置及びこの電源装置を用いた電動機または圧縮機駆動システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は、特開平１０−１７８７８０号公報に示された従来の直流電源装置を示す。図において、１０１は交流電源、１０２はリアクトル、１０３は第１のダイオードブリッジ、１０４は短絡素子、１０５は第２のダイオードブリッジ、１０６，１０７，１０８は平滑用電解コンデンサ、１０９は負荷、１１０はゼロクロス検出手段、１１１は駆動信号生成手段、１１２は短絡素子駆動手段である。
【０００３】
次に、図１４に示した直流電源装置の動作を説明する。短絡素子１０４が動作しない場合は、この直流電源装置は、一般的に知られた倍電圧整流回路となり、交流電源１０１の電源電圧ピークの２倍の値が平滑コンデンサ１０８の両端出力として整流される。その場合、平滑コンデンサ１０６，１０７，１０８への充電に基づき、電源力率は決定されるため、電源力率は低いものとなる。一方、交流電源１０１の零点を通過した後、短期間だけ短絡素子１０４が動作した場合、交流電源１０１がリアクトル１０２を介して第１のダイオードブリッジ１０３と短絡素子１０４に短絡することになる。この結果、リアクトルに短絡電流が流れることになり、倍電圧整流では不通電期間であった期間にも電流が流れるので、電源力率を大きく向上させることができる。しかも、この直流電源装置の制御は交流電源１０１の零点通過後に短期間だけ短絡素子１０４を動作させるだけなので、複雑な制御を必要としない簡易な制御にて短絡素子１０４を動作させることが可能である。また、このような電源力率の改善方式は、例えば、特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている技術であり、この旨は特開平１０−１７８７８０号公報にも記載されている。
【０００４】
しかしながら、上述の特開平１０−１７８７８０号公報、特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報の技術では、リアクトル１０２から「ジー」というような不快な騒音が発生するといった問題点があげられており、図１４に示される特開平１０−１７８７８０号公報において、前記騒音の発生を簡易な構成により経済的に低減し得る技術が示されている。
【０００５】
図１４において、ゼロクロス検出手段１１０が電源のゼロクロスを検出し、ゼロクロス通過後の所定の短期間に短絡素子１０４を短絡する前後の少なくとも一方で、前記短絡をした期間よりも短い期間だけ短絡素子１０４が動作し短絡するものである。そして、前記長い短絡期間を力率改善パルス、前記短い短絡期間を騒音低減パルスとし、図１５に示されるように力率改善パルスと騒音低減パルスの２つのパルスにて短絡素子１０４を動作させて、騒音低減を実現しようとするものである。
【０００６】
前記力率改善パルスは力率を改善するためのものであり、前記騒音低減パルスは、騒音を低減するものである。そして、騒音低減パルスは、リアクトル１０２の固有振動周期の略１／６の期間だけの間隔をあけ、略１／６の期間だけ短絡するといったもので、力率改善パルスによりリアクトル１０２に発生した自由振動と前記騒音低減パルスにより発生したリアクトル１０２の自由振動が干渉し、振動を打ち消すような間隔と短絡を短絡素子１０４に行わせて、リアクトル１０２からの不快な騒音を低減するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
特開平１０−１７８７８０号公報に示される技術は、リアクトル１０２の騒音を低減するためにリアクトル１０２の固有振動周期の１／６の周期の振動を騒音低減パルスにて与えて、力率改善パルスによる振動を打ち消している。しかしながら、力率改善パルスに起因して発生するリアクトル１０２の振動は、リアクトル１０２の固有振動数が変化すると変化する。リアクトル１０２の固有振動数は、リアクトル１０２の強度ばらつきや個体ばらつき、通電によるリアクトル１０２の特性変化や温度変化、さらにはリアクトル１０２の取付環境や取付強度などで変化してしまう。
【０００８】
したがって、リアクトル１０２の固有振動数に対しその振動を打ち消すような振動を与えて騒音低減しようとしても、騒音低減パルスがリアクトル１０２の固有振動数の変化に対し変化しない場合、振動を打ち消さずに逆に助長してしまう恐れがある。
【０００９】
また、現在出力している騒音低減パルスがリアクトル１０２の固有振動を打ち消すような振動を与えているかどうか検出する場合、その振動を検出するために何らかの検出手段が必要となり、コストアップにつながる。リアクトルの剛性アップや周囲を防音材で囲むなどといった騒音対策の方が上記検出手段を設けるよりも低コストになる可能性もある。また、仮に検出手段を設けて検出したとしても検出手段にて精度良く検出できない場合、固有振動を助長するような騒音低減パルスを出力してしまう恐れもある。
【００１０】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、リアクトル１０２の固有振動数が変化しても騒音を低減することにあり、更に言えば、力率改善を簡易な制御によって実現し、且つ騒音も併せて容易な方法で低減することにより、低コストでそれらを実現するものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る電源装置は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前記交流電源を短絡する短絡手段と、前記交流電源の半周期毎に所定時間パルス幅変調信号を前記短絡手段へ出力し、前記リアクトルに流れる電流の変化が小さくなるように前記パルス幅変調信号のオンｄｕｔｙを前記所定時間の中で徐々に変化させる制御手段とを備えたものである。
【００１２】
また、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前記交流電源を短絡する短絡手段と、交流電源のゼロクロスからピークまでの間の所定時間パルス幅変調信号を前記短絡手段へ出力し、前記パルス幅変調信号のオンｄｕｔｙが徐々に０％に近づくように変化させる制御手段とを備えたものである。
【００１３】
また、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前記交流電源を短絡する短絡手段と、前記交流電源のゼロクロスからピークまでの間の第１の所定時間、及び前記交流電源のピークから次のゼロクロスまでの間の第２の所定時間に、パルス幅変調信号を前記短絡手段へ出力し、前記第１の所定時間には前記パルス幅変調信号のオンｄｕｔｙが徐々に０％に近づくように変化させ、前記第２の所定時間にはオンｄｕｔｙを０％から徐々に変化させる制御手段とを備えたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。図１において、１は交流電源、２はダイオードで構成され交流電源１を整流する整流器、３は交流電源１と整流器２との間に挿入されたリアクトル、４は整流器２の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、５は電源装置（電源装置）の出力部に接続される負荷、６は電源同期信号を生成する同期信号生成部、７は平滑コンデンサ４より交流電源１側に配置され同期信号生成部６に基づいて電源を短絡させる電源短絡手段、８は電源短絡手段７をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部、９は負荷５の負荷量を検出する負荷量検出手段である。
【００１５】
図１の動作について説明する。図１に示す電源短絡手段７が動作しない場合、図２に波線に示すような入力電流が流れる。これは、整流器２と平滑コンデンサ４のみによる整流であるためである。このようなコンデンサインプット電流に対し、電源短絡手段７を図２に示すようなＳＷ駆動信号にて動作させると図２の実線で示される入力電流が流れる。
【００１６】
これは、電源短絡手段７が動作したことによって交流電源１をリアクトル３を介して短絡したため、短絡電流が流れ、コンデンサインプットでは流れない区間に電流が流れるようになる。従って、力率が改善されるのであるが、この力率改善方式は前記特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている力率改善方式と考え方は同じである。
【００１７】
しかしながら、特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている技術では、電源半周期に１回もしくは複数回のスイッチング動作であるため、それが電源半周期毎に発生しリアクトル３を振動させて騒音を発生させるという課題がある。図３は特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている技術である電源半周期に１回だけスイッチング素子を動作させた場合の動作波形を示している。
【００１８】
そこで、これから特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている技術における騒音発生のメカニズムについて述べる。電源短絡手段７の動作時、交流電源１から流れ出た電流は、リアクトル３、電源短絡手段７を介して交流電源１に戻る電流経路が形成される。この場合、電源系統や製品での配線のインピーダンスなどの微少インピーダンスを無視すれば、電源短絡手段７の動作時の電流は、リアクトル３のインピーダンスをＬ、交流電源１の電圧をＶとすると、Ｖ＝Ｌｄｉ／ｄｔにて近似される。
【００１９】
また、電源短絡手段７がオン状態からオフ状態になった場合、短絡電流の流れる経路が無くなるため、整流器２が理想ダイオードにて構成されていたとすると、Ｖ＝Ｌｄｉ／ｄｔ＋１／Ｃ∫ｉｄｔと表される。この場合、オフになった瞬間のリアクトル３に流れていた電流が初期値として与えられる。
【００２０】
このように、電源短絡手段７のオン状態からオフ状態になる瞬間の電流変化量（ｄｉ／ｄｔ）の大きさによって、異音や騒音が発生してしまうのである。図４は、異音や騒音の原因となるｄｉ／ｄｔの変化部を示す波形図であり、図４の右側の波形図は変化部の拡大図である。この図４に示すｄｉ／ｄｔの変化が騒音として発生するのである。
【００２１】
そこで、前記ｄｉ／ｄｔの変化が小さくなるように、図３に示す電源半周期毎に１回オンとなる駆動信号をＰＷＭ化して図２のように駆動信号を生成し、そのＰＷＭのオンｄｕｔｙを徐々に小さくなるようにする。そうして最終的にオンｄｕｔｙが０％になるようにＰＷＭ制御部８にて電源短絡手段７を動作させる。ｄｉ／ｄｔは電流の時間変化率であるので、電源短絡手段７での短絡時間が短くなればなるほど電流の時間変化率は小さくなり、騒音や異音の原因となるｄｉ／ｄｔの変化を小さくするものである。
なお、ＰＷＭとは多数回のスイッチングをおこなわせて複数コのパルスのパルス幅を変調制御する制御方式であり、一般的には、パルス幅変調と呼ばれている。なお、ＰＷＭ制御について、以下のとおり簡単に説明する。ＰＷＭ制御とは、キャリヤ周期（キャリヤ周波数）を一定として、その一定のキャリヤ周期において、オンする時間とオフする時間の比率を変化させることによって、スイッチング素子の導通率を変化させる方式である。例えば、図１６に示すとおり、（ａ）で示す一定のキャリア周期の搬送波（三角波）があり、（ｂ）にオン時間を示すｄｕｔｙの指令がある。このｄｕｔｙの指令に従い、スイッチイグ素子のオンオフ信号（図１６（ｃ）を生成する制御方式がＰＷＭ制御である。
【００２２】
以上のことから、図２に示すように、交流電源１のゼロクロスから平滑コンデンサ４へ充電電流が流れ出す期間の間に電源短絡手段７をＰＷＭ動作させ、しかも、ＰＷＭのオンｄｕｔｙは交流電源１のピークが近づくにつれて小さくし、電源短絡手段７の動作停止直前にＰＷＭのオンｄｕｔｙを０％にするようにすることで、ｄｉ／ｄｔを最小限に小さくできる。その結果、異音や騒音を低減することができる。
【００２３】
また、交流電源１は電源同期信号とともに時間が経過すると徐々に大きくなり、上式でのＶが大きくなる。そのため、交流電源１のゼロクロス付近とピーク付近では、同時間のオンｄｕｔｙであった場合、ｄｉ／ｄｔはピーク付近の方が大きくなって、ｄｉ／ｄｔが大きくなることは明らかである。
【００２４】
従って、図４に示した部分のｄｉ／ｄｔがリアクトル３の音の主要因であり、この部分でＰＷＭのオンｄｕｔｙが大きいと異音や騒音が発生してしまうため、ＰＷＭのオンｄｕｔｙは一定値にて動作させた場合では、異音や騒音を防止することはできない。また、オンｄｕｔｙを極端に低い値で一定にした場合、力率が改善しなくなり、本技術である力率改善が為し得なくなるため、オンｄｕｔｙは徐々に小さくしていくのが望ましい。
【００２５】
以上より、電源短絡手段７の動作を停止する直前は、できる限りｄｉ／ｄｔを小さくしなければならない。そのため動作停止直前は極力オンｄｕｔｙを小さくし、動作停止直前は０％となる必要があるが、図２に示すように直線的に減少しなくとも動作停止直前にて０％となれば上記と同等の効果があることは言うまでもなく、例えば、近似式や段階状のテーブルとしてＰＷＭ制御部８に与えたり、交流電源１の電圧値に応じて減少させるようにしてもよい。また、動作停止直前のみきわめて細いパルス波形にパルス幅変調していくことにしてもよい。
【００２６】
さらに、図２においてはＰＷＭの動作開始時刻のオンｄｕｔｙは１００％となっているが、なにも１００％でなくとも良く、例えば、５０％でも３０％でもよく、動作停止直前にて０％となれば上記と同等の効果があることは言うまでもない。
【００２７】
また、ＰＷＭの動作開始直後は小さいオンｄｕｔｙで、いったん大きくした後からオンｄｕｔｙを小さくして、動作停止直前に０％とするように動作させても上記と同等の効果があることも言うまでもない。
【００２８】
また、ＰＷＭ制御部８のキャリア周波数が低い場合、いくら小さいオンｄｕｔｙにしたとしても、異音や騒音が消えないことがある。これは、ＰＷＭのキャリア周波数が低いと、オンｄｕｔｙが小さくても相対的にオン時間は長くなって、ｄｉ／ｄｔが大きくなってしまうからである。ＰＷＭキャリア周波数は、高ければ高いほどいいが、１６ｋＨｚ程度の可聴周波数領域外となるキャリア周波数であれば異音や騒音は全く聞こえなくなる。
【００２９】
さらに、交流電源１のゼロクロス点に基づいて同期信号生成部６にて交流電源１に同期した同期信号が生成される。負荷量検出部９にて負荷５の負荷量が検出され、その負荷量に応じて、交流電源１のゼロクロス点から電源短絡手段７の動作開始時刻がＰＷＭ制御部８にて設定される。その設定値は、予めＰＷＭ制御部８に格納されていても良いし、負荷量検出部９から検出される負荷量から演算にて求められるよう近似式を生成してＰＷＭ制御部８に与えておいても良い。負荷量に応じて変化させることができれば、どんな方法でも良いのは言うまでもない。
【００３０】
そして、負荷量検出部９にて検出された負荷量に応じた電源短絡手段７の動作開始時刻にてＰＷＭ制御部８は動作を開始し、ＰＷＭ動作を続ける時間も負荷量検出部９にて検出された負荷量に応じて設定される。その設定されたＰＷＭ動作継続時間に対し、図２に示すように直線的にＰＷＭのオンｄｕｔｙが減少したＰＷＭにてＰＷＭ制御部８は電源短絡手段７を制御する。
【００３１】
また、上記のように直線的にＰＷＭのオンｄｕｔｙを設定しなくとも動作停止直前に小さくなっていればよいことは前述の通りである。
【００３２】
以上のように負荷５の負荷量に応じてＰＷＭを行う開始時刻およびＰＷＭの動作時間は変化させたことによって、負荷５の負荷量が変化した場合でも、常に力率を高い状態に維持し、発生する電源高調波電流を抑制しつつ、特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている技術にて問題となるリアクトル３から発生する異音や騒音を防止することができる。
【００３３】
また、騒音原因となるｄｉ／ｄｔを小さくしたことで、リアクトルのばらつきや温度などによる固有振動数の変化などに関係することなく、異音や騒音を低減することができる。
【００３４】
さらに、通常、リアクトル３自身の騒音対策のため、巻線や鉄心をモールドしたり、遮音密閉したりして対策されるが、騒音原因となるｄｉ／ｄｔを小さくして騒音、異音を低減したため、モールドや遮音密閉する必要がなくなり、解体、分解が容易になり、リサイクル性を向上させることができる。
【００３５】
また、ｄｉ／ｄｔが小さくなるように電源短絡手段７を動作させればよいので、平滑コンデンサ４の充電電流が流れる前後にて電源短絡手段７を図５に示すように交流電源１のピークまではＰＷＭのオンｄｕｔｙは小さくなるように動作させ、ピーク以後のオン開始時刻はオンｄｕｔｙを小さい状態から開始させていっても異音や騒音は前記方法と同等の効果があることは言うまでもなく、平滑コンデンサ４の充電電流前後にて電源短絡手段７を動作させているので、前記方法よりも力率を向上させる更なる効果を有する。
【００３６】
この場合においても、負荷５の負荷量に応じてＰＷＭの動作期間を変更することによって、負荷量の変化によらず力率を高い値に維持することができるようになる。負荷量に応じて変更する時間は、同期信号生成部６にて生成された同期信号からＰＷＭを開始する開始時刻、そのＰＷＭ開始動作の動作時間、交流電源１のピーク値を過ぎた後のＰＷＭの動作開始時刻、ＰＷＭの動作停止時刻の４点であり、この４点を変更することによって負荷５の負荷量に適した力率に改善することができる。
【００３７】
以上のように電源装置を構成しＰＷＭ制御することによって、負荷に応じた力率に向上させることができ、かつ電源高調波電流をも抑制することができる。更に、簡易な方法にて行う力率改善方式の場合、リアクトルより発生してしまう異音や騒音をもオンｄｕｔｙをＰＷＭ制御することによって異音や騒音を完全に防止することができる。
【００３８】
また、リアクトルのばらつきや温度変化などにて変化するリアクトルの固有振動数にも影響されることのない方法であるため、製品を量産した際の製品のばらつきによる騒音発生の信頼性を高めることができる。
【００３９】
また、電源半周期の一部期間のみのＰＷＭであるため、ＰＷＭによる動作損失が少なく、全区間動作させる方式よりも効率を高め、ＰＷＭによるノイズ発生量を低減することもできる。
【００４０】
さらに、図１において、リアクトル３が整流器２の入力側である交流リアクトルとなっているが、リアクトル３は電源短絡手段７よりも交流電源１側に配置されていれば良く、図１に示す回路ブロック図では電源短絡手段７が交流側に接続されているため、交流リアクトルになっている。例えば、電源短絡手段７が直流側にある場合、リアクトル３は交流側でも直流側でもどちらでも良く、リアクトル３が交流側に配置されている場合、図６のように構成され、リアクトル３が直流側に配置されている場合、図７のように構成される。いずれの場合にしても、上記で述べた図１とＰＷＭ制御の方式は同一であるため、同じ動作となり、同等の効果となることは言うまでもない。
【００４１】
実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２を表す回路ブロック図である。図８において、１０は電源短絡手段７を構成するスイッチ素子、１１はスイッチ素子１０へ直流を与えるダイオードブリッジ、１２は整流器２の出力を平滑する第１の平滑コンデンサ、１３は整流器２の出力を平滑する第２の平滑コンデンサ、１４は負荷となる圧縮機、１５は圧縮機１４を駆動するインバータ、１６は圧縮機１４に使用されている電動機の回転子の位置を検出する位置検出部、１７は位置検出部１６の出力に従いインバータ１５をＰＷＭにて圧縮機の回転数制御を行うインバータ制御部である。
【００４２】
まず、図８は図１に示される回路ブロック図を実際の回路素子に置き換えたものであり、図１と図８との対応について説明する。スイッチ素子１０として、例えば図８に示すようにＩＧＢＴを用いた場合、スイッチ素子１０とダイオードブリッジ１１にて図１に示す電源短絡手段７を形成することができる。
【００４３】
また、図８において、インバータ１５に圧縮機１４が接続され、図１における負荷５として構成されている。さらに、例えば圧縮機１４に搭載されている電動機がブラシレスモータであった場合、位置検出部１６にて電動機の回転子の位置を検出し、その検出値に応じてインバータ制御部が回転数制御されるが、回転数やインバータ１５からの出力電圧によって負荷５である圧縮機１４とインバータ１５の負荷量の検出は可能であるので、位置検出部１６およびインバータ制御部１７が図１に示す負荷量検出部９としても差し支えなく、その信号に基づいてＰＷＭ制御部８は負荷量に応じた所定の値を変更するように動作する。
【００４４】
また、さらに、図１の整流器２の出力側に接続されている平滑コンデンサ４は、図８の第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ１３にて構成される。それは、図８に示すように整流方式を倍電圧整流とした場合、交流電源１の半周期毎に第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ１３とが交互に充電され、インバータ１５に入力される電圧は交流電源１のピーク値の約２倍の電圧となり、インバータ１５からみれば、第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ１３は直列接続の１ケの平滑コンデンサ４を見なすことができるからである。
【００４５】
また、図示してはいないが、直列に接続された第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ１３と並列に更にもう１個の平滑コンデンサを配置しても回路動作は同一となることは言うまでもない。
【００４６】
以上より本発明の実施の形態２で示した図８を前記実施の形態１にて示した図１と比較した場合、図８の回路は、図１と同一の回路構成を有していることがわかる。そのため、図８でも実施の形態１に示した動作と同様な動作をＰＷＭ制御部８にて制御させることによって、力率改善を簡易な制御によって実現でき、かつ、異音や騒音を抑制することが可能となる。さらには、インバータ制御部１７から圧縮機の回転数やインバータ１５から出力する出力電圧などの情報（負荷量）がＰＷＭ制御部８へ出力され、前記の情報に応じて電源短絡手段７のＰＷＭ開始時刻やＰＷＭ動作時間を変更することで、負荷量に応じた変更と同等な効果を有することができる。
【００４７】
以上のように図８にて示された実施の形態は、実施の形態１に示した図１における負荷５がインバータ１５と圧縮機１４の負荷である以外、ほぼ同一であり、インバータ制御部８からの信号によりＰＷＭ制御部でのＰＷＭ動作を変更している点以外には、何ら差異はなく、実施の形態１にて示した同等な効果があることは言うまでもない。
【００４８】
さらには、圧縮機１４およびインバータ１５を負荷５としたことによって、図１における負荷５の負荷量を検出する負荷量検出部９は既存のインバータ制御部１７および位置検出部１６にて代用することができ、コストアップ無しで、負荷量を検出することが可能となる。また、圧縮機に適用する場合、スイッチ素子を電源半周期中の一部区間のみの動作であるため、電源半周期中の全区間スイッチ素子を動作させるより、漏洩電流が低減できる。特に、ＨＦＣなどの誘電率の高い代替冷媒に使用する場合、代替冷媒による漏洩電流増加分を本発明の力率改善方式によって抑制できる。
【００４９】
また、図５のように平滑コンデンサへの充電電流が流れる前後の区間ともスイッチ素子１０を動作させても、図５に示すようにＰＷＭのオンｄｕｔｙを徐々に小さくして０％とし、０％から徐々に大きくしていくように制御させても、実施の形態１と同等の効果があることは言うまでもない。
【００５０】
さらに、図２や図５に示したように直線的に減少、増加させなくとも、実施の形態１で述べたとおりにオンｄｕｔｙを設定すれば騒音抑制の効果があることは言うまでもない。
【００５１】
また、電源装置のＰＷＭ制御部８とインバータ制御部１７を１つのＣＰＵにて構成しても、別のＣＰＵであっても何ら問題はなく、同様の効果があることは言うまでもない。
【００５２】
また、図８では倍電圧整流の整流方式に交流側の電源短絡手段７にて説明しているが、図示しないものの交流側に電源短絡手段７を配置した場合、整流方式は倍電圧整流方式でなくともよく、全波整流方式でも上述と同等効果があることは言うまでもない。
【００５３】
さらに、実施の形態２では図１に対応した図８にて説明しているが、図６および図７の回路ブロック図に示すように、直流側に電源短絡手段７を配置した場合、図９、図１０、図１１のように構成される。図９、図１１に示される全波整流との組み合わせの場合、電源短絡手段７はスイッチ素子１０および平滑コンデンサ４からの逆流を防止する逆流防止ダイオード２０で構成されることになり、図８にて構成された電源短絡手段７と異なるが、目的は同一である同等効果を有する。
【００５４】
また、図１０のように倍電圧整流との組み合わせの場合、電源短絡手段７は第１のスイッチ素子２１および第２のスイッチ素子２２にて電源半周期毎に交互に動作し、第１の平滑コンデンサ１２からの逆流を防止する第１の逆流防止ダイオード２２、第２の平滑コンデンサ１３からの逆流を防止する第２の逆流防止ダイオード２３で構成されることになり、図８にて構成された電源短絡手段７と異なるが、目的は同一であり同等効果を有する。また、図示はしていないが図１０のリアクトル３を直流側に配置する構成でも同等効果を有する。
【００５５】
実施の形態３．
図１２は本発明の実施の形態３を表す回路ブロック図であり、２５は図８における整流器２と第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ１３の中点との間に接続されたリレーである。図１２はリレー２５を前記整流器２と平滑コンデンサ１２と１３の中点に挿入された以外は図８と違いのない回路ブロック図である。
【００５６】
図１２も図８と同様に電源短絡手段７を構成しているスイッチ素子１０をＰＷＭにて駆動し、そのオンｄｕｔｙを徐々に減少させることによって、簡易な制御方法にて力率を改善しつつ、簡易的な方法にて発生する異音や騒音を抑制するものである。
【００５７】
図１２の違いは、リレー２５によって整流方式が倍電圧整流と全波整流とに切り替えができるという点である。圧縮機の場合、回転数が低い方が負荷は軽く、回転数が高くなるにつれて負荷は重くなっていく。負荷量が軽い場合、インバータ１５の入力電圧である直流母線電圧が低いほど、圧縮機１４およびインバータ１５の効率は高くなる。そのため、負荷が軽い状態は、リレー２５をオフして全波整流とし、直流母線電圧を低くして効率を高める。負荷の検出は、前記実施の形態２でも述べたとおり、圧縮機１４の回転数やインバータ１５からの出力電圧などから推測できる。
【００５８】
負荷が重くなるにつれ、リレー２５をオンして倍電圧整流とすることで、直流母線電圧を高くすることができる。ここで、直流母線電圧を高くする理由であるが、直流母線電圧以上の電圧をインバータ１５から出力することはできない。圧縮機１４は電動機負荷であるが、電動機の場合、電動機に印加される電圧にて出力が決定され、電圧が低いと必要とする出力を電動機が出力できなくなる。従って、負荷が重くなった場合、直流母線電圧を高くするため、倍電圧整流に切り替えるように動作させる。
【００５９】
以上のようにリレー２５を動作させる以外は、前述までの実施の形態１もしくは２と回路構成および制御方法が変わるものではないので、前記実施の形態１や２で述べたものと同等の効果があるのは言うまでもない。それ以上に、リレー２５によって各負荷領域において電源装置だけでなく、負荷として接続されている圧縮機やインバータの効率を上昇させることができ、前記実施の形態１および２の発明より高い効果を有する電源装置を提供することができる。
【００６０】
実施の形態４．
図１３は本発明の実施の形態４を示す回路ブロック図である。図１３において、図８と同一構成要素は同じ番号を付し、説明を略する。図１３において、３０は１つのパッケージとなっている半導体であり、ＡからＧで示してあるのは半導体３０の端子である。
【００６１】
図１３に示すように、図８に示すスイッチ素子１０、ダイオードブリッジ１１、整流器２の３ケの部品を１つの半導体とすることができるので、装置の小型化軽量化を実現できる。また、本発明の制御方法は、図２に示すような一部区間を高周波にてスイッチ素子を動作させるものであり、ノイズが発生するが、電源短絡手段７と整流器２との配線距離を短くすることによって、スイッチ動作にて発生するノイズを低減させることが可能となり、装置の信頼性を向上させることができる。また、加工に要する作業が少なくなり、作業に対する信頼性および作業性を向上させ、作業にかかる費用を低減させることができる。
【００６２】
図１３には、図８に示した回路ブロックを１つの半導体モジュールとしたが、なにも図８の回路構成に限ったことではなく、図９、図１０、図１１に示す回路構成でも１つの半導体としても上記と同等な効果があることは言うまでもない。
【００６３】
また、図１３では、パワー素子のみを半導体化することにて説明しているが、同期信号生成部６もしくはＰＷＭ制御部８の何れか一方または両方を上記半導体内部に含めても、同等の効果を有することは言うまでもない。さらに、パワー系回路と制御信号系回路とを隣接することによって、ノイズに対する影響を極力小さくできるので、スイッチ素子の誤作動がなくなり、誤作動防止用素子を廃止することができ、コスト低減を実現できる。また、部品を集約でき、更なる小型化軽量化に寄与し、作業性が向上、作業に必要とする費用を低減できる。
【００６４】
さらに、インバータ１５の６ケの素子をも前記半導体に含めると、更なる装置の小型化軽量化が実現できる。また、部品の集約による一括放熱を行うことができ、半導体部品への発熱対策の信頼性を向上させることができる。さらに、部品数低減による作業性も向上させることができ、作業にかかる費用も更に低減できる。また、ノイズ発生原因を集約したことによって、ノイズ発生部分を特定化でき、ノイズ対策を容易にし、装置の信頼性を向上させることができる。また、配線の短縮化によるノイズ発生量を一段と抑制することも可能となる。
【００６５】
本実施の形態においては、電源短絡手段を設けて電源装置を構成し、負荷に応じた電源短絡手段をＰＷＭ制御することによって、負荷に応じた力率に向上させることができ、かつ電源高調波電流をも抑制することができる。更に、簡易な方法にて行う力率改善方式の場合、リアクトルより発生してしまう異音や騒音をもオンｄｕｔｙをＰＷＭによる制御にて異音や騒音を完全に防止する方法を提供することが可能となる。
【００６６】
また、リアクトルのばらつきや温度変化などにて変化するリアクトルの固有振動数にも影響されることのない方法であるため、製品を量産した際の製品ばらつきによる騒音発生の信頼性を高めることができる。また、電源半周期の一部期間のみのＰＷＭであるため、ＰＷＭによる動作損失が少なく、全区間動作させる方式よりも効率を高め、ＰＷＭによるノイズ発生量を低減することもできる。
【００６７】
さらに、通常、リアクトル３自身の騒音対策のため、巻線や鉄心をモールドしたり、遮音密閉したりして対策されるが、騒音原因となるｄｉ／ｄｔを小さくして騒音、異音を低減したため、モールドや遮音密閉する必要がなくなり、解体、分解が容易になり、リサイクル性を向上させることができる。
【００６８】
また、ｄｉ／ｄｔが小さくなるように電源短絡手段７を動作させればよいので、平滑コンデンサ４の充電電流が流れる前後にて電源短絡手段７を図５に示すように交流電源１のピークまではＰＷＭのオンｄｕｔｙは小さくなるように動作させ、ピーク以後のオン開始時刻はオンｄｕｔｙを小さい状態から開始させていっても異音や騒音は前記方法と同等の効果があることは言うまでもなく、平滑コンデンサ４の充電電流前後にて電源短絡手段７を動作させているので、前記方法よりも力率を向上させる更なる効果を有する。
【００６９】
さらには、圧縮機１４およびインバータ１５を負荷５としたことによって、負荷５の負荷量を検出する負荷量検出部９は既存のインバータ制御部１７および位置検出部１６にて代用することができ、コストアップ無しで負荷量を検出することが可能となるので、負荷量に応じた細かな力率改善の制御が可能になる。
【００７０】
また、圧縮機に適用する場合、スイッチ素子を電源半周期中の一部区間のみの動作であるため、電源半周期中の全区間スイッチ素子を動作させるより、漏洩電流が低減できる。特に、ＨＦＣなどの誘電率の高い代替冷媒に使用する場合、代替冷媒による漏洩電流増加分を抑制できる。
【００７１】
また、リレー２５を追加することによって、各負荷領域において、電源装置部分の効率だけでなく、負荷として接続されている圧縮機やインバータの効率を上昇させることができ、前記実施の形態１および２の発明より高い効果を有する電源装置を提供することができる。
【００７２】
スイッチ素子１０、ダイオードブリッジ１１、整流器２の３ケの部品を１つの半導体とすることができるので、装置の小型化軽量化を実現できる。また、一部区間を高周波にてスイッチ素子を動作させるものであり、ノイズが発生するが、電源短絡手段７と整流器２との配線距離を短くすることによって、スイッチ動作にて発生するノイズを低減させることが可能となり、装置の信頼性を向上させることができる。また、加工に要する作業が少なくなり、作業に対する信頼性および作業性を向上させ、作業にかかる費用を低減させることができる。
【００７３】
【発明の効果】
本発明は、以上の構成により、力率改善を簡易な制御によって実現し且つ、騒音も低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図２】  本発明の実施の形態１を示す動作波形図である。
【図３】  本発明の実施の形態１を説明するための従来技術の動作波形図である。
【図４】  本発明の実施の形態１を説明するための異音発生部の電流波形図である。
【図５】  本発明の他の実施の形態１を示す動作波形図である。
【図６】  本発明の他の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図７】  本発明の他の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図８】  本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
【図９】  本発明の他の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
【図１０】  本発明の他の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
【図１１】  本発明の他の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
【図１２】  本発明の実施の形態３を示す回路ブロック図である。
【図１３】  本発明の実施の形態４を示す回路ブロック図である。
【図１４】  従来の技術を示す回路ブロック図である。
【図１５】  従来の技術を示す回路の動作波形図である。
【図１６】  本発明の実施の形態１のＰＷＭ制御の説明図である。
【符号の説明】
２  整流器、３  リアクトル、４  平滑コンデンサ、６  同期信号生成部、７  電源短絡手段、８  ＰＷＭ制御部、１４  圧縮機、１５  インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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