(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、交流電圧取出部により取り出した交流電圧を用いて前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とからなり、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を１倍の利得で増幅し交流負荷に与える前記バッファとしての第１の非反転増幅器と、第１の非反転増幅器の出力端に交流結合され前記入力電圧と第１の非反転増幅器から出力された交流電圧とが同位相で各一端に印加される第１のインダクタとからなることを特徴とする交流／直流分離回路。
【請求項２】
前記第１の非反転増幅器の出力端と前記第１のインダクタとの間に挿入され利得が１前後で調節可能な第２の非反転増幅器が付加されてなることを特徴とする請求項１記載の交流／直流分離回路。
【請求項３】
前記直流電圧取出部は、前記入力電圧に相当する電圧が一端に印加される第２のインダクタと、前記交流電圧取出部から出力された交流電圧を用いて第２のインダクタの前記一端に印加される交流電圧と同振幅かつ逆位相の交流電圧を生成する反転増幅器と、反転増幅器の出力端と第２のインダクタの他端との間に挿入され第２のインダクタと同インダクタンスの第３のインダクタとからなり、第２のインダクタと第３のインダクタの接続点から取り出した直流電圧を前記直流負荷に与えることを特徴とする請求項１または請求項２記載の交流／直流分離回路。
【請求項４】
前記直流電圧取出部は、前記入力電圧に相当する電圧が一端に印加され他端が前記直流負荷に接続される第１巻線と前記交流電圧取出部から出力された交流電圧に相当する交流電圧が印加される第２巻線とが電磁結合されたトランスからなり、第２巻線に印加される交流電圧により第１巻線に誘起される交流電圧が、トランスの第１巻線の前記一端に印加される交流電圧と同振幅であってこの交流電圧を打ち消す極性であって第１巻線の他端から前記直流負荷に直流電圧を与えることを特徴とする請求項１または請求項２記載の交流／直流分離回路。
【請求項５】
前記交流電圧取出部の出力端と前記トランスの第２巻線の前記一端との間に挿入され利得が１前後で調節可能な第３の非反転増幅器が付加されてなることを特徴とする請求項４記載の交流／直流分離回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源電圧に交流信号電圧を重畳した電圧から直流電圧と交流電圧とを分離する交流／直流分離回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、２線式の信号線を介して複数台の端末器を接続し、端末器間でデータを授受するとともに、端末器のいずれかを給電端末とし残りの端末器を受電端末として給電端末から受電端末に対して電源を供給するデータ伝送システムが提案されている。この種のデータ伝送システムとしてデータを時分割多重化して伝送する多重伝送システムがあり、この種の多重伝送システムでは、給電端末において直流電源電圧にデータによって変調した交流信号電圧を重畳させ、一方、受電端末において直流電源電圧と交流信号電圧とを分離することによってデータの伝送と電源の供給とを同時に行うものが知られている。このような構成のデータ伝送システムにおいては受電端末に直流電圧と交流電圧とを分離するための交流／直流分離回路が必要になる。
【０００３】
すなわち、図８に示すように、給電端末２においては電源成分である直流電圧Ｖｄｃに信号成分である交流電圧Ｖａｃを重畳して信号線３に送出し、受電端末１においては交流／直流分離回路４を用いて直流電圧Ｖｄｃ１と交流電圧Ｖａｃ１とを分離するのであって、直流電圧Ｖｄｃ１は直流負荷Ｚｄｃに供給され、交流電圧Ｖａｃ１は交流負荷Ｚａｃに供給されるのである。交流／直流分離回路としてもっとも簡単な回路構成としては、キャパシタＣとインダクタＬとを１個ずつ用いる回路構成が考えられる。インダクタＬは直流成分に対しては低インピーダンス交流成分に対して高インピーダンスであるから、信号線３から直流負荷Ｚｄｃへの経路にインダクタＬを挿入することによって直流電圧Ｖｄｃ１を取り出し、キャパシタＣは直流成分に対しては高インピーダンス交流成分に対しては低インピーダンスであるから、信号線３から交流負荷Ｚａｃへの経路にキャパシタＣを挿入することによって交流電圧Ｖａｃ１を取り出すのである。なお、図８において交流負荷Ｚａｃは受電端末１に設けた信号受信回路を意味し、直流負荷Ｚｄｃは受電端末１の動作必要な電源を供給する電源回路を意味する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、信号成分である交流電圧Ｖａｃの周波数が十分に高ければ、図８に示した交流／直流分離回路４でインダクタンスの小さいインダクタＬとキャパシタンスの小さいキャパシタＣとを用いても直流電圧Ｖｄｃ１と交流電圧Ｖａｃ１とを分離することができるが、交流電圧Ｖａｃの周波数が比較的低い場合には、インダクタンスの大きいインダクタＬとキャパシタンスの大きいキャパシタＣとが必要になる。
【０００５】
さらに、上述した構成の多重伝送システムでは２線式の信号線３に複数台の受電端末１が接続されることになるから、各受電端末１の入力インピーダンスが信号線３を介して並列に接続されることになり、信号成分である交流電圧を遠方まで伝送したり、信号線３に接続可能な受電端末１の許容台数を多くしたりするためには、交流電圧に対する受電端末１の入力インピーダンスをできるだけ高くすることが必要である。つまり、図８に示した構成の交流／直流分離回路４では入力インピーダンスを大きくとるためにもインダクタンスの大きいインダクタＬとキャパシタンスの大きいキャパシタＣとが必要になる。
【０００６】
インダクタＬはインダクタンスが大きいほど大型化し、またキャパシタＣもキャパシタンスが大きいほど大型化するのが普通であり、とくにインダクタＬは鉄心に銅線を巻回して形成されているものであるから、寸法が大型化するだけではなく大型化に伴って質量も大幅に増加することになる。その結果、比較的低周波の交流電圧を信号成分として伝送する場合には、受電端末１の大型化や質量増加が避けられないという問題がある。さらに、インダクタＬのインダクタンスが大きくなれば巻線の巻数も増加するから、インダクタＬの巻線による直流抵抗が増加することになり、インダクタＬでの電力損失が大きくなる結果、受電端末１の電力効率が低下するという問題も生じる。
【０００７】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、大型のインダクタを用いることなく交流電圧と直流電圧を分離可能とし、しかも入力インピーダンスの高い交流／直流分離回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、交流電圧取出部により取り出した交流電圧を用いて前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とからなり、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を１倍の利得で増幅し交流負荷に与える前記バッファとしての第１の非反転増幅器と、第１の非反転増幅器の出力端に交流結合され前記入力電圧と第１の非反転増幅器から出力された交流電圧とが各一端に同位相で印加される第１のインダクタとからなるものである。
【００１０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第１の非反転増幅器の出力端と前記第１のインダクタとの間に挿入され利得が１前後で調節可能な第２の非反転増幅器が付加されているものである。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記直流電圧取出部は、前記入力電圧に相当する電圧が一端に印加される第２のインダクタと、前記交流電圧取出部から出力された交流電圧を用いて第２のインダクタの前記一端に印加される交流電圧と同振幅かつ逆位相の交流電圧を生成する反転増幅器と、反転増幅器の出力端と第２のインダクタの他端との間に挿入され第２のインダクタと同インダクタンスの第３のインダクタとからなり、第２のインダクタと第３のインダクタの接続点から取り出した直流電圧を前記直流負荷に与えるものである。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記直流電圧取出部は、前記入力電圧に相当する電圧が一端に印加され他端が前記直流負荷に接続される第１巻線と前記交流電圧取出部から出力された交流電圧に相当する交流電圧が印加される第２巻線とが電磁結合されたトランスからなり、第２巻線に印加される交流電圧により第１巻線に誘起される交流電圧が、トランスの第１巻線の前記一端に印加される交流電圧と同振幅であってこの交流電圧を打ち消す極性であって第１巻線の他端から前記直流負荷に直流電圧を与えるものである。
【００１３】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記交流電圧取出部の出力端と前記トランスの第２巻線の前記一端との間に挿入され利得が１前後で調節可能な第３の非反転増幅器が付加されているものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態における交流／直流分離回路４は図１に示す構成を有しており、２線式の信号線３のうちの一方の線路は交流負荷Ｚａｃおよび直流負荷Ｚｄｃの２つの入力端の一方と共通に接続される。また、信号線３の他方の線路と直流負荷Ｚｄｃの他方の入力端との間には従来構成と同様にインダクタが挿入される。ただし、本実施形態では信号線３と直流負荷Ｚｄｃとの間に挿入するインダクタとして２個のインダクタＬ１，Ｌ２の直列回路を用いている。
【００１５】
一方、信号線３の他方の線路と交流負荷Ｚａｃとの間にはキャパシタＣ１と利得が１倍である非反転増幅器Ａ１とが挿入され、キャパシタＣ１を通して分離された信号成分である交流電圧が非反転増幅器Ａ１を通して交流負荷Ｚａｃに印加されるように構成されている。つまり、給電端末２によって信号線３に印加されている交流／直流分離回路４への入力電圧のうち電源成分としての直流電圧はキャパシタＣ１により阻止されるから、非反転増幅器Ａ１には信号成分である交流電圧のみが入力され、非反転増幅器Ａ１の出力である交流電圧Ｖａｃ１を交流負荷Ｚａｃに与えることになる。
【００１６】
ところで、本実施形態では、上述した２個のインダクタＬ１，Ｌ２の接続点と非反転増幅器Ａ１の出力端との間にキャパシタＣ２が接続され、インダクタＬ１，Ｌ２の接続点と非反転増幅器Ａ１の出力端とが交流結合されている。また、非反転増幅器Ａ１の出力は利得が１倍である反転増幅器Ａ２に入力され、反転増幅器Ａ２の出力はキャパシタＣ３およびインダクタＬ３を介してインダクタＬ２における直流負荷Ｚｄｃ側の一端に印加される。
【００１７】
次に、本実施形態における交流／直流分離回路４の動作について図２を用いて説明する。図２（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ図１に示した点ａ〜ｅに対応する部位の電圧波形である。信号線３に印加された電圧は図２（ａ）のように直流電圧Ｖｄｃに交流電圧Ｖａｃが重畳されたものであり、キャパシタＣ１では直流電圧を阻止して交流電圧のみを非反転増幅器Ａ１に入力するから、非反転増幅器Ａ１からは図２（ｂ）に示す交流電圧Ｖａｃ１が出力される。つまり、交流電圧Ｖａｃ１が交流負荷Ｚａｃに与えられることになる。ここに、非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの信号成分である交流電圧Ｖａｃと同位相になる。また、非反転増幅器Ａ１は利得が１であるから交流電圧Ｖａｃと交流電圧Ｖａｃ１とは理想的には振幅も等しくなる。
【００１８】
ところで、インダクタＬ１，Ｌ２の接続点である点ｃはキャパシタＣ２を介して非反転増幅器Ａ１の出力端に接続されているから、点ｃの電位は非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１とキャパシタＣ２の両端電圧との加算電圧になる。つまり、図２（ｃ）のように、直流電圧Ｖｄｃ２に交流電圧Ｖａｃ２を重畳した電圧になり、この交流電圧Ｖａｃ２の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの交流電圧Ｖａｃと同位相になり、インダクタＬ１の両端電圧は、直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）に交流電圧（Ｖａｃ−Ｖａｃ２）を重畳した電圧になる。このことから、交流電圧Ｖａｃ２が交流電圧Ｖａｃと等しければ、インダクタＬ１の両端電圧から交流成分を除去できることがわかる。この条件では、インダクタＬ１には交流電流は流れないことになり、信号成分である交流電圧Ｖａｃに対してインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。また、インダクタＬ１の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）は、インダクタＬ１の巻線の直流抵抗による電圧降下になる。以上の説明から明らかなように、キャパシタＣ１，Ｃ２、非反転増幅器Ａ１、インダクタＬ１により交流電圧取出部が構成される。
【００１９】
一方、反転増幅器Ａ２から出力される交流電圧Ｖａｃ３は、図２（ｄ）のように、非反転増幅器Ａ１から出力された交流電圧Ｖａｃ１の位相とは逆位相になる。ここで、反転増幅器Ａ２の利得は１倍であるから交流電圧Ｖａｃ３と交流電圧Ｖａｃ１とは理想的には振幅が等しくなる。この交流電圧Ｖａｃ３はキャパシタＣ３を介してインダクタＬ３の一端に印加されるから、２つのインダクタＬ２，Ｌ３の接続点である点ｅの電位は、交流電圧Ｖａｃ２と交流電圧Ｖａｃ３とが互いに打ち消し合うことにより交流成分がほぼ零になる。交流電圧Ｖａｃ２と交流電圧Ｖａｃ３とは理想的には振幅が一致しているから、インダクタＬ２，Ｌ３のインピーダンスを等しく設定しておくことによって、点ｅの電位の交流成分を零にすることができる。その結果、図１に示す点ｅの電位は直流成分のみが含まれることになり、図２（ｅ）に示すように直流電圧Ｖｄｃ１のみが直流負荷Ｚｄｃに印加されることになる。つまり、インダクタＬ２，Ｌ３とキャパシタＣ３と反転増幅回路Ａ２とにより直流電圧取出部が構成される。ここで、インダクタＬ２の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ１）は、インダクタＬ２の巻線の直流抵抗による電圧降下になる。なお、キャパシタＣ２を設けていることにより点ｃから非反転増幅器Ａ１への直流電流の流入が阻止され、またキャパシタＣ３を設けていることにより点ｅから反転増幅器Ａ２への直流電流の流入が阻止されている。
【００２０】
以上説明したように、インダクタＬ１の両端に印加する電圧の交流成分を同振幅かつ同位相にすることによって、インダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスは非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスにより決まるから、非反転増幅器Ａ１として入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器Ａ１を用いれば非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスを高めることができ、結果として交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高めることができる。また、インダクタＬ２とインダクタＬ３との直列回路の両端に印加する電圧の交流成分を同位相にし両インダクタＬ２，Ｌ３の接続点では交流成分を零にすることによって、直流負荷Ｚｄｃには交流成分を除去した直流電圧Ｖｄｃ１のみを印加することができる。
【００２１】
上述した動作から明らかなように、本実施形態では３個のインダクタＬ１〜Ｌ３が必要ではあるが、各インダクタＬ１〜Ｌ３自身のインピーダンスによって交流成分を減衰させる必要がないから、各インダクタＬ１〜Ｌ３にはそれぞれインダクタンスの小さいものを用いることができ、結果的に小型かつ軽量なインダクＬ１〜Ｌ３を用いることができる。また、インダクタＬ１，Ｌ２はインダクタンスが小さいから巻線の巻数も少なくすることができ、インダクタＬ１，Ｌ２による電圧降下を少なくして、結果的に受電端末１の電力効率を従来構成よりも高めることが可能になる。言い換えると、インダクタＬ１，Ｌ２には直流電流が流れるから、巻線の直流抵抗ができるだけ小さいものを用いるのが望ましい。
【００２２】
ところで、理論上は非反転増幅器Ａ１および反転増幅器Ａ２の利得はそれぞれ１倍であればよいが、実際には交流／直流分離回路４の内部での損失を補償するために、非反転増幅器Ａ１と反転増幅器Ａ２との利得は１倍付近で調節可能にしてある。つまり、インダクタＬ１の両端に印加される電圧のうちの交流電圧Ｖａｃ，Ｖａｃ２が等しくなるように非反転増幅器Ａ１の利得を調節することによって、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くすることが可能になる。また、インダクタＬ２，Ｌ３の直列回路の両端に印加される電圧のうちの交流電圧Ｖａｃ２，Ｖａｃ３の振幅が等しくなるように反転増幅器Ａ２の利得を調節することによって、交流／直流分離回路４から出力される直流電圧Ｖａｃ１に交流電圧が含まれないように交流成分を除去することが可能になる。なお、非反転増幅器Ａ１および反転増幅器Ａ２には必要に応じて位相補償回路を付加する。
【００２３】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図３に示すように、図１に示した第１の実施の形態に対して非反転増幅器Ａ１の出力端とキャパシタＣ２との間に挿入された非反転増幅器Ａ３を追加したものである。他の構成は第１の実施の形態と同様である。非反転増幅器Ａ３は利得が１付近で調節可能であって、非反転増幅器Ａ３の出力電圧が調整可能になっている。
【００２４】
第１の実施の形態の構成では、インダクタＬ１の両端に印加する電圧を調節して交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くするための調節を非反転増幅器Ａ１で行い、直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧Ｖｄｃ１から交流成分を除去するための調節を反転増幅器Ａ２で行っているが、非反転増幅器Ａ１を調節すると反転増幅器Ａ２の出力に影響することになる。これに対して、本実施形態の構成では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くするための調節は非反転増幅器Ａ３で行うことができるから、直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧Ｖｄｃ１から交流成分を除去するための反転増幅器Ａ２の調節とは互いに影響を与えることなく独立して行うことができ、調節作業が容易になる。本実施形態の構成では第１の実施の形態に比較すれば、非反転増幅器Ａ３が付加されていることによって部品点数が増加するが、調節の自由度が高くなり細かい調節が可能であるから、第１の実施の形態よりもさらに高い入力インピーダンスを必要とするときには有効である。
【００２５】
（第３の実施の形態）
本実施形態における交流／直流分離回路４は図４に示す構成を有しており、２線式の信号線３のうちの一方の線路は交流負荷Ｚａｃおよび直流負荷Ｚｄｃの２つの入力端の一方と共通に接続される。また、信号線３の他方の線路と直流負荷Ｚｄｃの他方の入力端との間には従来構成と同様にインダクタが挿入される。ただし、本実施形態では信号線３と直流負荷Ｚｄｃとの間に挿入するインダクタとしてインダクタＬ１とトランスＴの第１巻線ｎ１との直列回路を用いている。トランスＴには巻数比が１：１である２巻線型のトランスを用いている。
【００２６】
一方、信号線３の他方の線路と交流負荷Ｚａｃとの間にはキャパシタＣ１と利得が１倍である非反転増幅器Ａ１とが挿入され、キャパシタＣ１を通して分離された信号成分である交流電圧が非反転増幅器Ａ１を通して交流負荷Ｚａｃに印加されるように構成されている。つまり、給電端末２によって信号線３に印加されている交流／直流分離回路４への入力電圧のうち電源成分としての直流電圧はキャパシタＣ１により阻止されるから、非反転増幅器Ａ１には信号成分である交流電圧のみが入力され、非反転増幅器Ａ１の出力である交流電圧Ｖａｃ１を交流負荷Ｚａｃに与えることになる。
【００２７】
本実施形態では、インダクタＬ１とトランスＴの第１巻線ｎ１との接続点にキャパシタＣ２の一端が接続され、キャパシタＣ２の他端が非反転増幅器Ａ１の出力端に接続されており、インダクタＬ１およびトランスＴの第１巻線ｎ１の接続点と非反転増幅器Ａ１の出力端とが交流結合されている。また、非反転増幅器Ａ１の出力はキャパシタＣ４を介してトランスＴの第２巻線ｎ２の一端に接続され、トランスＴの第２巻線ｎ２の他端は信号線３の上記一方の線路と共通に接続される。トランスＴの第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２とは、第２巻線ｎ２にキャパシタＣ４を正極とするように電圧が印加されたときに、第１巻線ｎ１にはインダクタＬ１側が正極となるように電圧が誘起される関係の極性になっている。
【００２８】
次に、本実施形態における交流／直流分離回路４の動作について図５を用いて説明する。図５（ａ）〜（ｄ）（ｆ）は、それぞれ図４に示した点ａ〜ｄ，ｆに対応する部位の電圧波形である。また、図５（ｅ）はトランスＴ１の第１巻線ｎ１の両端電圧である。信号線３に印加された電圧は図５（ａ）のように直流電圧Ｖｄｃに交流電圧Ｖａｃが重畳されたものであり、キャパシタＣ１では直流電圧を阻止して交流電圧のみを非反転増幅器Ａ１に入力するから、非反転増幅器Ａ１からは図５（ｂ）に示す交流電圧Ｖａｃ１が出力される。つまり、交流電圧Ｖａｃ１が交流負荷Ｚａｃに与えられることになる。非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの信号成分である交流電圧Ｖａｃと同位相になる。また、非反転増幅器Ａ１の利得が１倍であるから、交流電圧Ｖａｃ１と交流電圧Ｖａｃとは理想的には振幅も等しくなる。
【００２９】
ところで、インダクタＬ１とトランスＴの第１巻線ｎ１と接続点である点ｃはキャパシタＣ２を介して非反転増幅器Ａ１の出力端に接続されているから、点ｃの電位は非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１とキャパシタＣ２の両端電圧との加算電圧になる。つまり、図５（ｃ）のように、直流電圧Ｖｄｃ２に交流電圧Ｖａｃ２を重畳した電圧になり、この交流電圧Ｖａｃ２の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの交流電圧Ｖａｃと同位相になり、インダクタＬ１の両端電圧は、直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）に交流電圧（Ｖａｃ−Ｖａｃ２）を重畳した電圧になる。このことから、交流電圧Ｖａｃ２が交流電圧Ｖａｃに等しければ、インダクタＬ１の両端電圧から交流成分を除去できることがわかる。この条件ではインダクタＬ１には交流電流は流れないことになり、信号成分である交流電圧Ｖａｃに対してインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。また、インダクタＬ１の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）は、インダクタＬ１の巻線の直流抵抗による電圧降下になる。以上の説明から明らかなように、キャパシタＣ１，Ｃ２、非反転増幅器Ａ１、インダクタＬ１により交流電圧取出部が構成される。
【００３０】
一方、トランスＴの第２巻線ｎ２にキャパシタＣ４を通して点ｄに印加される交流電圧Ｖａｃ３は、図５（ｄ）に示すように、非反転増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａｃ１をキャパシタＣ４を介して交流結合したものである。したがって、トランスＴの第１巻線ｎ１の両端間には交流電圧Ｖａｃ３に等しい振幅と位相とを有する図５（ｅ）のような交流電圧Ｖａｃ４が誘起される。その結果、トランスＴ１の第１巻線ｎ１における直流負荷Ｚｄｃ側の一端である点ｆの電位は、図５（ｆ）のように、インダクタＬ１とトランスＴの接続点の電圧Ｖｄｃ２＋Ｖａｃ２からトランスＴの第１巻線ｎ１に誘起される交流電圧Ｖａｃ４を差し引いた電圧になる。ここで、交流電圧Ｖａｃ２と交流電圧Ｖａｃ４とは理想的には同振幅かつ同位相であるから、点ｆには直流電圧Ｖｄｃ２のみが現れ、直流負荷Ｚｄｃには直流電圧Ｖｄｃ１のみが与えられることになる。なお、トランスＴの第１巻線ｎ１の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ１）は、トランスＴの第１巻線ｎ１の直流抵抗による電圧降下になる。つまり、トランスＴとキャパシタＣ４とにより直流電圧取出部が構成される。トランスＴの第２巻線ｎ２に接続されているキャパシタＣ４は本実施形態では必須ではないが、キャパシタＣ４を設けておけば、非反転増幅器Ａ１の出力に非反転増幅器Ａ１のオフセットやドリフトなどの影響で直流成分が含まれていても、直流成分がトランスＴの第２巻線ｎ２に流れるのを防止することができる。
【００３１】
以上説明したように、本実施形態では、インダクタＬ１の両端に印加する電圧の交流成分を同振幅かつ同位相にすることによって、インダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスは非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスにより決まるから、非反転増幅器Ａ１として入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器Ａ１を用いれば非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスを高めることができ、結果として交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高めることができる。また、インダクタＬ１の一端にトランスＴの第１巻線ｎ１を介して直流負荷Ｚｄｃを接続してあり、トランスＴの第２巻線ｎ２に非反転増幅器Ａ１の出力電圧に相当する交流電圧Ｖａｃ３を印加することによって、インダクタＬ１とトランスＴの第１巻線ｎ１との接続点の電位に含まれる交流電圧Ｖａｃ２を打ち消す交流電圧Ｖａｃ４を誘起しているから、トランスＴの第１巻線ｎ１の一端に接続された直流負荷Ｚｄｃには交流成分を除去した直流電圧Ｖｄｃ１のみを印加することができる。
【００３２】
上述した動作から明らかなように、本実施形態ではインダクタＬ１とトランスＴとを必要としているが、インダクタＬ１自身のインピーダンスやトランスＴ自身のインピーダンスによって交流成分を減衰させる必要がないから、インダクタＬ１およびトランスＴにはそれぞれインダクタンスの小さいものを用いることができ、結果的に小型かつ軽量なインダクタＬ１およびトランスＴを用いることができる。また、インダクタＬ１およびトランスＴはインダクタンスが小さいから巻線の巻数も少なくすることができ、インダクタＬ１およびトランスＴによる電圧降下を少なくして、結果的に受電端末１の電力効率を従来構成よりも高めることが可能になる。言い換えると、インダクタＬ１およびトランスＴには直流電流が流れるから、巻線の直流抵抗ができるだけ小さいものを用いるのが望ましい。
【００３３】
ところで、理論上は非反転増幅器Ａ１の利得はそれぞれ１倍であればよいが、実際には交流／直流分離回路４の内部での損失を補償するために、非反転増幅器Ａ１の利得は１倍付近で調節可能にしてある。つまり、インダクタＬ１の両端に印加される電圧のうちの交流電圧Ｖａｃ，Ｖａｃ２が等しくなるように非反転増幅器Ａ１の利得を調節することによって、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くすることが可能になる。なお、非反転増幅器Ａ１には必要に応じて位相補償回路を付加する。
【００３４】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、図６に示すように、図４に示した第３の実施の形態に対して非反転増幅器Ａ１の出力端とキャパシタＣ４との間に挿入された非反転増幅器Ａ５を追加したものである。他の構成は第３の実施の形態と同様である。非反転増幅器Ａ５は利得が１付近で調節可能であって、非反転増幅器Ａ５の出力電圧が調整可能になっている。
【００３５】
第３の実施の形態の構成では、インダクタＬ１の両端に印加する電圧を調節して交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くするための調節を非反転増幅器Ａ１で行っているが、非反転増幅器Ａ１を調節するとトランスＴの第２巻線ｎ２に印加する交流電圧Ｖａｃ３に影響することになる。これに対して、本実施形態の構成では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くするための調節は非反転増幅器Ａ１で行い、直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧Ｖｄｃ１から交流成分を除去するためにトランスＴの第２巻線ｎ２に印加する電圧の調整は非反転増幅器Ａ５により調節するから、非反転増幅器Ａ１の調節後に非反転増幅器Ａ５の調節を行えば、非反転増幅器Ａ１の調節による影響を除去してトランスＴの第２巻線ｎ２への印加電圧を調節することができ、結果的に調節作業が容易になる。つまり、本実施形態の構成では第３の実施の形態に比較すれば、非反転増幅器Ａ５が付加されていることによって部品点数が増加するが、調節の自由度が高くなり細かい調節が可能であるから、第３の実施の形態に比較すると、直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧Ｖｄｃ１を分離して取り出す精度をより高くすることができる。なお、本実施形態ではキャパシタＣ４は、非反転増幅器Ａ１，Ａ５のオフセットやドリフトにより生じる直流成分がトランスＴの第２巻線ｎ２に流れるのを防止するために用いているが、キャパシタＣ４は必須というわけではない。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。なお、トランスＴの２つの巻線の極性の組み合わせを変えて符号Ａ５のものを反転増幅器としても同様の効果を得ることができる。
【００３６】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図７に示すように、図６に示した第４の実施の形態に対して非反転増幅器Ａ１の出力端とキャパシタＣ２との間に挿入された非反転増幅器Ａ３を追加したものである。他の構成は第４の実施の形態と同様である。非反転増幅器Ａ３は利得が１付近で調節可能であって、非反転増幅器Ａ３の出力電圧が調整可能になっている。
【００３７】
第４の実施の形態の構成では、インダクタＬ１の両端に印加する電圧を調節して交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くするための調節を非反転増幅器Ａ１で行い、直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧Ｖｄｃ１から交流成分を除去するための調節を非反転増幅器Ａ５で行っているが、非反転増幅器Ａ１を調節すると非反転増幅器Ａ５の出力に影響することになる。これに対して、本実施形態の構成では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くするための調節は非反転増幅器Ａ３で行うことができるから、直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧Ｖｄｃ１から交流成分を除去するための非反転増幅器Ａ５の調節とは互いに影響を与えることなく独立して行うことができ、調節作業が容易になる。本実施形態の構成では第４の実施の形態に比較すれば、非反転増幅器Ａ３が付加されていることによって部品点数が増加するが、調節の自由度が高くなり細かい調節が可能であるから、第４の実施の形態よりもさらに高い入力インピーダンスを必要とするときには有効である。
【００３８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、交流電圧取出部により取り出した交流電圧を用いて前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とからなり、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を１倍の利得で増幅し交流負荷に与える前記バッファとしての第１の非反転増幅器と、第１の非反転増幅器の出力端に交流結合され前記入力電圧と第１の非反転増幅器から出力された交流電圧とが各一端に同位相で印加される第１のインダクタとからなるものであり、直流電圧取出部においては交流電圧取出部により取り出した交流電圧を用いて入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことによって入力電圧に含まれる直流電圧を取り出しており、インダクタのインダクタンスを利用して直流電圧を取り出す構成ではないから、大型のインダクタを用いる必要がなく、また入力電圧に含まれる交流電圧の周波数が比較的低い場合でも回路定数を変更することなく適用可能になる。つまり、入力電圧に含まれる交流電圧の周波数にかかわらず直流電圧を分離することが可能になる。また、交流電圧に対する入力インピーダンスは増幅器の入力インピーダンスで確保することができ、高入力インピーダンスの増幅器を用いることで高い入力インピーダンスを確保することができる。
【００３９】
しかも、一端に入力電圧が印加される第１のインダクタの他端に第１の非反転増幅器から出力された交流電圧を印加するから、第１のインダクタの両端に印加される交流電圧が同位相かつ同振幅になり、第１のインダクタには交流電流が流れないことによって第１のインダクタのインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。つまり、交流電圧に対して高い入力インピーダンスを確保することができる。しかも、交流電圧取出部の入力インピーダンスを高くするために第１のインダクタのインダクタンスを用いるのではないから、第１のインダクタはインダクタンスの比較的小さい小型のものを用いることができ、小型かつ軽量なインダクタを用いて高入力インピーダンスの交流電圧取出部を構成することができる。
【００４０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第１の非反転増幅器の出力端と前記第１のインダクタとの間に挿入され利得が１前後で調節可能な第２の非反転増幅器が付加されているものであり、第２の非反転増幅器の利得を調節することによって、第１のインダクタの両端に印加される交流電圧の振幅を調節することができ、第１のインダクタに交流電流を流さないような調整が可能になり、第１のインダクタとしてインダクタンスの小さいものを用いならがも高い入力インピーダンスを確保することができる。
【００４１】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記直流電圧取出部は、前記入力電圧に相当する電圧が一端に印加される第２のインダクタと、前記交流電圧取出部から出力された交流電圧を用いて第２のインダクタの前記一端に印加される交流電圧と同振幅かつ逆位相の交流電圧を生成する反転増幅器と、反転増幅器の出力端と第２のインダクタの他端との間に挿入され第２のインダクタと同インダクタンスの第３のインダクタとからなり、第２のインダクタと第３のインダクタの接続点から取り出した直流電圧を前記直流負荷に与えるものであり、第２のインダクタと第３のインダクタとの直列回路の一端に入力電圧に相当する電圧を印加し他端にはこの交流電圧と同振幅かつ逆位相の交流電圧を印加することになるから、第２のインダクタと第３のインダクタとの接続点においては交流電圧は取り出されず直流電圧のみが取り出されることになる。つまり、直流電圧に交流電圧を重畳した入力電圧から直流電圧を取り出すにあたって、インダクタのインピーダンスを利用していないから、インダクタとしてインダクタンスの小さい小型のものを用いることが可能であり、小型かつ軽量なインダクタを用いることができる。しかも、直流電流が流れる第２のインダクタのインダクタンスが小さいことによって第２のインダクタには巻数の少ないものを用いることができ、結果的に巻線抵抗による電力消費が少なくなり高い電力効率を得ることができる。
【００４２】
請求項４の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記直流電圧取出部は、前記入力電圧に相当する電圧が一端に印加され他端が前記直流負荷に接続される第１巻線と前記交流電圧取出部から出力された交流電圧に相当する交流電圧が印加される第２巻線とが電磁結合されたトランスからなり、第２巻線に印加される交流電圧により第１巻線に誘起される交流電圧が、トランスの第１巻線の前記一端に印加される交流電圧と同振幅であってこの交流電圧を打ち消す極性であって第１巻線の他端から前記直流負荷に直流電圧を与えるものであり、トランスの第２巻線に入力電圧に相当する電圧を印加することによって第１巻線にはこの交流電圧と同振幅の交流電圧を誘起することになるから、第１巻線の一端に印加されている入力電圧に相当する電圧のうちの交流電圧を打ち消すように第１巻線に交流電圧を誘起することができ、第１巻線の他端からは交流電圧は取り出されず直流電圧のみが取り出されることになる。つまり、直流電圧に交流電圧を重畳した入力電圧から直流電圧を取り出すにあたって、インダクタのインピーダンスを利用していないから、トランスとして巻数の少ない小型のものを用いることが可能であり、小型かつ軽量なトランスを用いることができる。しかも、直流電流が流れるトランスの第１巻線の巻数が少ないことによって、巻線抵抗による電力消費が少なくなり高い電力効率を得ることができる。
【００４３】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記交流電圧取出部の出力端と前記トランスの第２巻線の前記一端との間に挿入され利得が１前後で調節可能な第３の非反転増幅器が付加されているものであり、第３の非反転増幅器の利得を調節することによって、トランスの第２巻線の両端に印加される交流電圧の振幅を調節して第１巻線に誘起される交流電圧を調節することができ、トランスの第１巻線に交流電流を流さないような調整が可能になり、トランスとして巻数の少ない小型のものを用いならがも直流電圧を確実に分離することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図８】従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
４  交流／直流分離回路
Ａ１  非反転増幅器
Ａ２  反転増幅器
Ａ３  非反転増幅器
Ａ５  非反転増幅器
Ｃ１  キャパシタ
Ｌ１  インダクタ
Ｌ２  インダクタ
Ｌ３  インダクタ
ｎ１  第１巻線
ｎ２  第２巻線
Ｔ  トランス
Ｖａｃ  交流電圧
Ｖａｃ１  交流電圧
Ｖｄｃ  直流電圧
Ｖｄｃ１  直流電圧
Ｚａｃ  交流負荷
Ｚｄｃ  直流負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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