(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共通搬送波上に互いに直角位相変調された２つのデータストリーム（Ｉ，Ｑ）を、２つのデータストリーム（Ｉ，Ｑ）のために復調器（３０）の上流の信号路に配置された制御可能なノンリカーシブフィルタ（２０）により等化し、前記制御可能なノンリカーシブフィルタは、２つのデータストリームの夫々に対して別々に作用する２つの係数セットから得られ復調されたデータストリームによって制御される係数（Ｋ１，１２１；Ｋ２，１３１）を用いる、方法であって、
第１の時点ｋ＋１における第１の係数セット（Ｋ１，１２１）は、ＫＩ係数セット（５１）及びＫＩＱ係数セット（７１）の係数を結合することによって作られ、上記ＫＩ係数セット（５１）は、第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）と第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）及び第１の時点よりも前の第２の時点ｋにおける第１の係数セット（Ｋ１，１２１）から形成され畳み込み積（４１）とから得られ、上記ＫＩＱ係数セット（７１）は、第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）と第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）及び上記時点ｋにおける第１の係数セット（Ｋ１，１２１）から形成された畳み込み積（４１、６１）とから得られ、
上記時点ｋ＋１における第２の係数セット（Ｋ２，１３１）は、ＫＱＩ係数セット（９１）及びＫＱ係数セット（１１１）の係数を結合することによって作られ、上記ＫＱＩ係数セット（９１）は、第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）と第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）及び上記時点ｋにおける第２の係数セット（Ｋ２，１３１）から形成された畳み込み積（８１）とから得られ、上記ＫＱ係数セット（１１１）は、第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）と第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）及び上記時点ｋにおける第２の係数セット（Ｋ２，１３１）から形成された畳み込み積（８１、１０１）とから得られ、
畳み込み積の結果を形成するため、関連する復調されたデータストリーム（Ｉ，３１；Ｑ，３２）は、上記フィルタ（２０）のフィルタ伝達関数に対して逆であるフィルタ伝達関数（４０，６０，８０，１００）によってフィルタリングされる段階よりなることを特徴とする方法。
【請求項２】
搬送波上に変調されるデータストリーム（Ｉ）を、データストリーム（Ｉ）用の復調器（３０）の上流の信号路に配置された制御可能なノンリカーシブフィルタ（２０）により等化し、前記制御可能なノンリカーシブフィルタは、復調されたデータストリームによって制御される係数（Ｋ，１４１）を有する、方法であって、
第１の時点ｋ＋１における係数セット（Ｋ，１４１）は、復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）と復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）及び第１の時点よりも前の第２の時点ｋにおける係数セット（Ｋ，１４１）から形成された畳み込み積（Ｘ，４１）とから得られ、畳み込み積の結果を形成するため、復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）は、上記フィルタ（２０）のフィルタ伝達関数に対して逆であるフィルタ伝達関数によってフィルタリングされる（４０）ことを特徴とする方法。
【請求項３】
共通搬送波上に互いに直角位相変調された２つのデータストリーム（Ｉ，Ｑ）を等化する、２つのデータストリーム（Ｉ，Ｑ）用の復調器（３０）の上流の信号路に配置された制御可能なノンリカーシブフィルタ（２０）を有し、前記制御可能なノンリカーシブフィルタは、２つのデータストリームの夫々に対して別々に作用し復調されたデータストリームによって制御される２つの係数セットからの係数（Ｋ1，１２１；Ｋ2，１３１）を有する、装置であって、
ＫＩ係数セット（５１）及びＫＩＱ係数セット（７１）の係数を結合することによって、第１の時点ｋ＋１における第１の係数セット（Ｋ１，１２１）を作り、プロセッサ（５０，７０，９０，１１０）は、ＫＩ係数セット（５１）を、第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）と第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）及び第１の時点よりも前の第２の時点ｋにおける第１の係数セット（Ｋ１，１２１）から形成された畳み込み積（４１）とから計算し、ＫＩＱ係数セット（７１）を、第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）と第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）及び上記時点ｋにおける第１の係数セット（Ｋ１，１２１）から形成された畳み込み積（４１、６１）とから計算する場合である、第１の結合手段（１２０）と、
ＫＱＩ係数セット（９１）及びＫＱ係数セット（１１１）の係数を結合することにより、上記時点ｋ＋１における第２の係数セット（Ｋ２，１３１）を作り、プロセッサ（５０，７０，９０，１１０）は、ＫＱＩ係数セット（９１）を、第１の復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）と第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）及び上記第２の時点ｋにおける第２の係数セット（Ｋ２，１３１）から形成された畳み込み積（８１）とから計算し、ＫＱ係数セット（１１１）を、第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）と第２の復調されたデータストリーム（Ｑ，３２）及び上記時点ｋにおける第２の係数セット（Ｋ２，１３１）から形成された畳み込み積（８１，１０１）とから計算する、第２の結合手段（１３０）と、
復調器（３０）の下流に配置され、畳み込み積の結果を形成するため、関連する復調されたデータストリーム（Ｉ，３１；Ｑ，３２）を、上記フィルタ（２０）のフィルタ伝達関数に対して逆であるフィルタ伝達関数によってフィルタリングするフィルタ手段（４０，６０，８０，１００）とよりなることを特徴とする装置。
【請求項４】
搬送波上に変調されるデータストリーム（Ｉ）を、データストリーム（Ｉ）用の復調器（３０）の上流の信号路に配置された制御可能なノンリカーシブフィルタ（２０）により等化し、前記制御可能なノンリカーシブフィルタは、復調されたデータストリームによって制御される係数（Ｋ，１４１）を有する、装置であって、
復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）と復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）及び第１の時点よりも前の第２の時点ｋにおける係数セット（Ｋ，１４１）から形成された畳み込み積（Ｘ，４１）とから第１の時点ｋ＋１における係数セット（Ｋ，１４１）を計算し、畳み込み積の結果を形成するため、復調器（３０）の下流に配置されるフィルタ（４０）は、上記フィルタ（２０）のフィルタ伝達関数に対して逆であるフィルタ伝達関数によって、復調されたデータストリーム（Ｉ，３１）をフィルタリングする、プロセッサ（５０）を有することを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
本発明は、データストリームを等化する処理及び装置に関する。
従来の技術
線形歪み、特にエコーは、ディジタル変調された電気通信信号の伝送中、伝送路の受信器迄の間に発生する。エコーは時間と共に変化しうるため、適応等化が実行されねばならない。更に、受信器内での歪みは、復調路でも起こりえ、等化の際、考慮されねばならない。欧州特許第Ｂ−０  １７９  ３９３号は、等化のため、係数が適応してセットされ得る表面波フィルタの使用を開示している。表面波フィルタは、復調路の上流に配置される。係数を計算するため、表面波フィルタの上流の歪んだ搬送周波信号を、等化された表面波フィルタの下流の搬送周波信号と比較するのが通常である。従って、復調路で歪みを検出することは不可能である。
１９８９年６月１日及び２日に、ペンシルベニア州Villanovaにおいて開催された、ＩＥＥＥ電気通信、コンピュータ及び信号処理についての環太平洋会議の予稿集の４８２−４８６ページ（W.E.Mattis著）及び欧州特許第Ａ−０  １０６  １３６号は、データストリームのための復調器の上流の信号路に配置される非反復フィルタを有し、その係数は復調されたデータストリームによって制御される２つの直角位相変調されたデータストリームを等化する方法を記載している。しかしながら１つは信号を等化するため、もう１つは等化器の係数をセットするための２つの復調器が必要である。
発明
本発明は、伝送路及び受信器において発生する信号干渉は、フィルタ係数の改良された制御によって等化されることような方法を特定することを目的とする。この目的は、請求項１及び２において特定される方法によって達成される。
本発明による方法の有利な発展は、従属する請求項から得られる。
本発明の更なる目的は、本発明による方法に適用するための装置を特定することである。この目的は、請求項３及び４において特定される装置によって達成される。
本発明による装置の有利な発展は、添付の従属する請求項からわかる。
図面
以下図面を用い、本発明を詳述する。図中、
図１乃至図４は本発明による等化装置の典型的な実施例のブロック図を示し、
図５は図１乃至図４による装置に適切なフィルタのブロック図を示す。
典型的な実施例
図１は、２つの成分伝達関数ＨI（ｚ）及びＨQ（ｚ）を有するノンリカーシブＦＩＲフィルタ２０、直角位相振幅復調器３０、加算器回路１２０、加算器回路１３０、データストリームＩを逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）によって変換する回路４０、データストリームＩを同様に逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）によって変換する回路６０、データストリームＱを逆フィルタ伝達関数１／ＨQ（ｚ）によって変換する回路８０、データストリームＱを同様に逆フィルタ伝達関数１／ＨQ（ｚ）によって変換する回路１００、Ｉ成分のためのプロセッサＩ５０、ＩＱ成分のためのプロセッサＩＱ７０、ＱＩ成分のためのプロセッサＱＩ９０、Ｑ成分のためのプロセッサＱ１１０とからなる装置を示す。
入力信号Ａ１０は、搬送周波範囲の、線形に歪み、特にエコーで歪んだ直角位相振幅変調信号である。この信号１０は、図５による構造を有する、セット可能なノンリカーシブＦＩＲフィルタ２０（最終インパルス応答横方向フィルタの入力信号である。このセット可能な非反復ＦＩＲフィルタ２０のフィルタリングされた出力信号Ｂ２１は、直角位相振幅復調器３０の入力信号であり、この場合、夫々の場合に相互に９０度の位相シフトされた２つの出力信号Ｉ３１及びＱ３２は、入力信号を分割し、また１つの成分を搬送信号ｓｉｎ（ＷTｔ）で乗じ、他の成分を搬送信号ｓｉｎ（ｗTｔ＋Ｔ／２）で乗ずることによって発生する。この場合、時定数Ｔは、復調された信号の２つのすぐに隣接する符号の間の暫時の間隔である。ＱＡＭ復調器の１つの出力信号Ｉ３１は、データストリームＩを逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）によって変換する回路４０およびデータストリームＩを逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）によって変換する回路６０への入力信号であり、同時に装置の出力信号Ｉである。成分信号Ｑ３２は、データストリームＩを逆フィルタ伝達関数１／ＨQ（ｚ）によって変換する回路８０およびデータストリームＱを逆フィルタ伝達関数１／ＨQ（ｚ）によって変換する回路１００への入力信号であり、同時に装置の出力信号Ｑである。逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）及び逆フィルタ伝達関数１／ＨQ（ｚ）によってデータストリームＩ及びＱを変換する回路４０、６０、８０、１００は、ノンリカーシブＦＩＲフィルタ２０が復調器の上流に配置され、装置の線形に歪んだ入力信号Ａ１０は、直接は夫々のプロセッサＩ５０、ＩＱ７０、ＱＩ９０、Ｑ１１０へのベースバンドの入力信号ではない状況を補正する。復調器の上流のノンリカーシブＦＩＲフィルタ２０はまた、復調器でＦＩＲフィルタ２０の下流まで起こらない復調器歪みを補正する。回路４０の出力信号は、逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）によって信号Ｉの畳み込みとして発生する。信号ＸI４１及び信号ＸI６１は、以下の微分方程式を実行することにより信号Ｉ３１からの時点ｔにおいて決定されうる。
ＸI（ｔ）＝１／ａ01・（Ｉ（ｔ）−ａ11・Ｘ1（ｔ−Ｔ）−ＸI（ｔ−２Ｔ）−．．．−ＸI（ｔ−ｎＴ））
この場合、フィルタ係数は、時点ｋにおける係数セットＫ1に対応する。２つの信号ＸQ８１及びＸQ１０１は、同様に信号Ｑ３２から発生し、時点ｋにおいて係数セットとしてＫ2を取ることが必要である。この微分方程式は、リカーシブはＩＩＲ［ｓｉｃ］フィルタを示し、それは夫々下流のプロセッサ５０、７０、９０、１１０のソフトウエアとして実現されえ、つまり回路セクション４０と５０、６０と７０、８０と９０、１００と１１０もまた電気回路機構の点から見るとユニットと見なすことができる。変換のための回路４０の出力信号ＸI４１は、プロセッサ５０への入力信号である。このプロセッサ５０への第２の入力は、装置の出力信号Ｉ３１である。プロセッサ７０の入力信号ＸI６１は、変換のための回路６０の出力信号であり、プロセッサ７０への第２の入力信号３２は、装置の出力信号Ｑ３２である。変換のための回路８０の出力信号ＸQ８１は、プロセッサ９０への入力信号である。このプロセッサ９０への第２の入力は、装置の出力信号Ｉ３１である。プロセッサ１１０の第１の入力信号ＸI１０１は、変換のための回路１００の出力信号であり、プロセッサ１１０への第２の入力信号３２は、装置の出力信号Ｑ３２である。プロセッサ５０、７０、９０、１１０は、図５によるＦＩＲフィルタ２０の夫々の係数セットＫI、５１、ＫIQ７１、ＫQＩ９１、ＫQ１１１を計算し、特に新しい（ｋ＋１）番目の係数セットは、ｋ番目の係数セットから補正値を差し引くことによって得られる反復アルゴリズムを実行する。
ａi（ｋ＋１）＝ａi（ｋ）−補正値
この補正値は、プロセッサ内の２つの入力信号から形成される。このような反復アルゴリズムの例は、係数指数ｉ、フィルタ係数ａi、ステップサイズ係数μ、瞬間的なフィルタ出力値ｙk、基準値ｙ及び歪んだ入力値Ｘk-iとして、以下の数学的関数を有する最小平均二乗アルゴリズムによって特定される。
ａi(k+I)＝ａi(k)−μ・（ｙk−ｙr）・Ｘk-i
計算された係数ＫI５１は、プロセッサＩ５０の出力信号である。これは加算器回路１２０の第１の入力へと導かれる。加算器回路１２０の第２の入力信号は、出力信号ＫIQ７１であり、係数セットはプロセッサＩＱ７０によって計算される。加算器回路１２０は、成分を夫々２つの係数セットＫI５１及びＫIQ７１の同じ指数番号と結合させ、以下の規則に従って動作する。
ａ01＝ａ01＋ａ0IQ，ａ02＝ａ0Q＋ａ0QI，
ａ11＝ａ11＋ａ1IQ，ａ12＝ａ1Q＋ａIQI，
ａ21＝ａ21＋ａ21Q，ａ22＝ａ2Q＋ａ2QI，
等
ａn1＝ａnI＋ａnIQ，ａn2＝ａnQ＋ａnQI
出力信号ＫI１２１は、新しい係数セットであり、図５に従ってＦＩＲフィルタ２０の係数のＩ部分を制御し、成分伝達関数ＨI（ｚ）を形成する。この信号１２１もまた、変換回路４０へ導かれる。ＦＩＲフィルタ２０の係数の他のＱ部分は、新しい係数セットＫ２１３１であり、加算器回路１３０の中で同等の方法により係数セットＫQI９１及びＫQ１１１から決定され、成分伝達関数ＨQ（ｚ）を形成する。この信号１３１はまた、変換回路８０へ導かれる。
図２は、２つの成分伝達関数ＨI（ｚ）及びＨQ（ｚ）と、ＱＡＭ復調器３０と、逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）によりデータストリームＩを変換する回路４０と、逆フィルタ伝達関数１／ＨQ（ｚ）によりデータストリームＱを変換する回路８０と、Ｉ成分のためのプロセッサＩ５０と、Ｑ成分のためのプロセッサＱ９０と、装置の出力信号Ｉ３１及びＱ３２をプロセッサＩ５０の第２の入力へと切り替えて通すためのスイッチＩ１４０と、装置の出力信号Ｉ３１及びＱ３２をプロセッサＱ５０の第２の入力へと切り替えて通すためのスイッチＩ１５０とを有する非反復ＦＩＲフィルタ２０からなる装置を示す。図２と図１との違いは、図１の加算器回路１２０及び１３０が除去され、係数セットＫ1１２１及びＫ2１３１は、夫々のプロセッサＩ５０及びプロセッサＱ９０において図１と同様に前もって互いに加算されているような簡易化にある。外部に向かって、図２の装置は、図１の装置と全く同様に、信号Ａ１０、Ｉ３１及びＱ３２を基準にして作用する。更に、図１では４つのプロセッサＩ、ＩＱ、ＱＩ及びＱが必要とされる代わりに、ただ２つのプロセッサＩ５０及びＱ９０が必要とされ、同様に、データストリームの変換のためにただ２つの上流回路４０及び８０が必要とされる。この図２の２つのプロセッサＩ及びＱは、入力Ｉ３１及びＱ３２のための夫々の反復アルゴリズムを処理するため、夫々固有に時分割多重を使用する。更に、図１と対照に、図２では、その入力信号が装置の出力信号Ｉ３１及びＱ３２であるスイッチＩ１４０及びスイッチＱ１５０が要求される。スイッチＩ１４０のスイッチングマトリクスは、例えば以下の形であり得る。
0003675484.tif 000002
スイッチＱ１５０のスイッチングマトリクスは、例えば以下の形であり得る。
0003675484.tif 000003
２つのスイッチための２つのスイッチ位置は、１／Ｔの符号周波数を用いて同期して制御される。夫々のスイッチが変わる前に、夫々それまでに計算された係数セットは、次の係数セットが計算されるまでバッファリングされる。すると、２つの係数セットＫI５１、ＫIQ７１は、プロセッサＩにおいて新しい係数セットＫI１２１となるよう加算され、図１で示されるように、２つの係数セットＫQI９１、ＫQ１１１は、プロセッサＱにおいて新しい係数セットＫ2１３１となるよう加算される。
図３は、２つの成分伝達関数ＨI（ｚ）及びＨQ（ｚ）と、ＱＡＭ復調器３０と、逆フィルタ伝達関数１／ＨI（ｚ）によりデータストリームＩを変換する回路４０と、逆フィルタ伝達関数１／ＨQ（ｚ）によりデータストリームＱを変換する回路８０と、プロセッサＩ５０と、２つの変換回路４０及び８０の出力信号ＸI４１及びＸQ８１をプロセッサ５０の第１の入力へと切り替えて通すためのスイッチＸ１６０と、装置の出力信号Ｉ３１及びＱ３２を切り替えて通すためのスイッチＹ１７０とを有する非反復ＦＩＲフィルタ２０からなる装置を示す。図３の装置は、図２との比較により更に簡易化される。スイッチＸ１６０の出力信号１６１は、プロセッサ５０の第２の入力である。図３と図１との違いは、図１の加算器回路１２０及び１３０が除去され、係数セットは、同様に前もって互いに加算されているような更なる簡易化にある。外部に向かって、図３の装置は、図１の装置と全く同様に、信号Ａ１０、Ｉ３１及びＱ３２に関して作用する。更に、図２との比較による更なる簡易化として、図１では４つのプロセッサＩ、ＩＱ、ＱＩ及びＱが必要とされる代わりに、ただ１つのプロセッサ５０が必要とされ、データストリームの変換のためのただ２つの上流回路４０及び８０に関しても同様である。この図３のプロセッサ５０は、異なる入力Ｘ１６１及びＹ１７１のため時分割多重により、夫々の反復アルゴリズムを処理する。更に、図１と対照に、図３では、スイッチＸ１６０及びスイッチＹ１７０が要求される。スイッチＸ１６０のスイッチングマトリクスは、例えば以下の形であり得る。
0003675484.tif 000004
スイッチＹ１７０のスイッチングマトリクスは、例えば以下の形であり得る。
0003675484.tif 000005
２つのスイッチのための４つのスイッチ位置は、１／Ｔの符号周波数を用いて同時に制御される。夫々のスイッチが変わる前に、夫々それまでに計算された係数セットは、次の係数セットが計算されるまでバッファリングされる。すると、２つの係数セットＫI５１、ＫIQ７１は、プロセッサＩにおいて新しい係数セットＫI１２１となるよう加算され、図１で示されるように、２つの係数セットＫQI９１、ＫQ１１１は、プロセッサＱにおいて新しい係数セットＫ2１３１となるよう加算される。２つの新しい係数セットＫ１及びＫ２は、ＦＩＲフィルタ２０へ導かれる。
図４は、伝達関数Ｈ（ｚ）と、振幅変調器３０と、逆フィルタ伝達関数１／Ｈ（ｚ）によりデータストリームＩを変換する回路４０と、プロセッサ５０とを有する非反復ＦＩＲフィルタ２０からなる装置を示す。図４の装置は、図１、図２及び図３と比較して更に簡易化され、図２及び図３は、信号Ｑがゼロである純粋に振幅変調された特別な場合である。成分Ｑもまたゼロでありえ、この場合はデータストリームはＱ３１である。変換のための回路４０の出力信号４１はプロセッサ５０の入力である。プロセッサの第２の入力信号は、装置の出力信号３１である。この図４のプロセッサは、時分割多重を用いては動作せず、２つの入力信号Ｘ４１及びＩ３１のための反復アルゴリズムのみを用いる。従って、結果はまた、回路４０及び非反復ＦＩＲフィルタ２０へと送られる係数セットＫ１４１のみである。装置の出力信号のＱ成分はゼロであるため、同様にＩ係数ａ01，ａ11，ａ21，ａ31，．．．，ａn1のみが図５の非反復ＦＩＲフィルタ２０にセットされ、全ての他の係数ａ02，ａ12，ａ22，ａ32，．．．，ａn2は永久にゼロである。これは、係数から係数の間に、Ｔの時間遅延のみを有するＦＩＲフィルタと同義である。
図５の装置は、２・（ｎ＋１）の同様な倍率器回路３０と、２・（ｎ＋１）の同様なタイムディレイ回路２０と、加算器回路４０からなる。入力信号Ａ１０は、２・（ｎ＋１）の成分信号へと分割され、夫々の成分は夫々タイムディレイ回路２０及び倍率器回路３０を通って導かれる。全ての２・（ｎ＋１）の成分信号は、加算器回路４０において共に加算される。係数ａ01，ａ11，ａ21，ａ31，．．．，ａn1は、係数セットＫ１６０によって、装置の倍率器としてセットされる。係数ａ02，ａ12，ａ22，ａ32，．．．，ａn2は、係数セットＫ２７０によって、装置の倍率器としてセットされる。装置の出力信号Ｂ５０は、倍率器３０によって重みづけられ、時定数Ｔ／２２０によって遅延された、２・（ｎ＋１）の成分信号の加算によって発生する。時定数Ｔは、ベースバンド内のすぐに隣接する符号の発生の間の暫時の間隔に相当する。ユーザにとっては、図５のＦＩＲフィルタは、ベースバンドのクロック周波数ｆＴ＝１／Ｔと比較し、２倍の周波数２ｆＴで外部に対して動作する。これは、２倍の過剰サンプリングに相当する。従って時間ｔにおける装置の出力信号Ｂ５０は以下の通りである。
Ｂ（ｔ）＝ａ01Ａ（ｔ）＋ａ02Ａ（ｔ−Ｔ／２）＋ａ11Ａ（ｔ−Ｔ）＋ａ12Ａ（ｔ−３Ｔ／２）＋．．．＋ａn2Ａ（ｔ−ｎＴ）
図４の振幅変調の特別な場合、係数ａ02，ａ12，ａ22，ａ32，．．．，ａn2は、全て付随的にゼロであり、成分信号の間の暫時の間隔は従って、直角位相の振幅変調の場合のＴ／２の代わりに、Ｔである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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