(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、２枚のフェライト板を前記平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するとともに、前記２枚のフェライト板に対して略放射状に配置した高周波信号伝送用の複数の誘電体線路を、該誘電体線路の先端に設けたＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサと、該モードサプレッサの先端に設けた、モードサプレッサと異なる幅を有するとともに幅が上下方向の中心部に向かって広くなっているインピーダンス整合部材とを介して接続したことを特徴とする非放射性誘電体線路用のサーキュレータ。
【請求項２】
前記モードサプレッサと前記インピーダンス整合部材との間に、前記モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路部材を介装したことを特徴とする請求項１記載の非放射性誘電体線路用のサーキュレータ。
【請求項３】
前記インピーダンス整合部材の先端に、上下方向に前記２枚のフェライト板の間隔に略等しい間隔で段差部が設けられ、該段差部を前記２枚のフェライト板で挟むようにして前記インピーダンス整合部材を前記２枚のフェライト板に接続させたことを特徴とする請求項１または２に記載の非放射性誘電体線路用のサーキュレータ。
【請求項４】
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調またはパルス化された前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかまたはパルス化して前記送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に第１接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの第２接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの第３接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記サーキュレータが請求項１〜３のいずれかに記載のサーキュレータであることを特徴とするミリ波送受信器。
【請求項５】
送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子から出力され周波数変調されるかまたはパルス化された前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかまたはパルス化して送信用の前記送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に第１接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの第２接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、
前記サーキュレータが請求項１〜３のいずれかに記載のサーキュレータであることを特徴とするミリ波送受信器。
【請求項６】
前記第２の誘電体線路は、前記第３の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第３の誘電体線路に一端側が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させるように配置されていることを特徴とする請求項５記載のミリ波送受信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非放射性誘電体線路型のミリ波集積回路，ミリ波レーダーモジュール等に組み込まれ、かつ複数の誘電体線路間で高周波信号の伝搬路を変換させるサーキュレータ、およびそれを用いた非放射性誘電体線路構造のミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波やミリ波の高周波信号を伝送させる非放射性誘電体線路（NonRadiative  Dielectric  Waveguideで、以下、ＮＲＤガイドという）の基本構成を図２に示す。同図に示すように、所定の間隔ａでもって平行配置された平行平板導体１１、１２との間に、断面が長方形等の矩形状の誘電体線路１３を配置した構成であり、この間隔ａが高周波信号の波長λに対してａ≦λ／２であれば、外部から誘電体線路１３へのノイズの侵入をなくしかつ外部への高周波信号の放射をなくして、誘電体線路１３中で高周波信号を伝搬させることができる。なお、高周波信号の波長λは使用周波数における空気中（自由空間）での波長である。
【０００３】
このようなＮＲＤガイドに組み込まれるサーキュレータを図３に示す（従来例１；電子情報通信学会論文誌  C-I  Vol.J73-C-I  No.3  pp.87-94  １９９０年３月  「非放射性誘電体線路を用いたミリ波集積回路」（米山）参照）。同図において、２０ａ，２０ｂ，２０ｃはテフロン、ポリスチレン等から成る誘電体線路、２１は各誘電体線路２０ａ，２０ｂ，２０ｃの先端部に設けられ、ＬＳＥ（Longitudinal  Section  Electric）モードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２２はモードサプレッサ２１の先端が接続され、周囲に誘電体線路２０ａ，２０ｂ，２０ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、２３はモードサプレッサ２１の内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向（図３では縦方向）であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体２３は、ＴＥＭ（Transverse  ElectroMagnetic）モードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。
【０００４】
そして、誘電体線路２０ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２２によって波面が反時計方向に回転され誘電体線路２０ｂへ伝搬され、誘電体線路２０ｃへは伝搬しない。同様に、誘電体線路２０ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路２０ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。
【０００５】
また、上記サーキュレータおよび誘電体線路を設けたＮＲＤガイドにおいて、図４に示すように、モードサプレッサ３１の先端部の上下両面に、各々フェライト円板３２の板厚に等しい段差の段付き部３４を形成し、上下の段付き部３４にフェライト円板３２を各々係合させ、２枚のフェライト円板３２をモードサプレッサ３１で支持したことにより、フェライト円板３２の同心度を再現性よく、高精度に保証できるものが提案されている（従来例２；特開平９−１８６５０７号公報参照）。なお、図４において、３０ａ，３０ｂ，３０ｃは誘電体線路、３３はモードサプレッサ３１の内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＮＲＤガイド用のサーキュレータは、上下に所定間隔をおいて同心状に平行配置された２枚のフェライト円板で主に構成されるが、従来例１（図３）のものでは２枚のフェライト円板２２を所定間隔でもって配置させる円筒状の誘電体スペーサ２４が必要である。また、誘電体スペーサ２４を用いた従来のサーキュレータでは、円筒状の誘電体スペーサ２４の厚さによる比誘電率の変化により、通過周波数帯域が狭帯域化するとともに周波数変動し、これにより通過周波数帯域の中心周波数がずれるといった問題が生じていた。
【０００７】
そこで、このような問題を解消するために、従来例２（図４）のようにモードサプレッサ３１の先端に段付き部３４を形成したものが提案されており、これによりサーキュレータの組立再現性が向上し、上下のフェライト円板３２の心ずれがないものとなり、各誘電体線路のポート間の正通過周波数の帯域特性は互いに等しく通過帯域の中心周波数に対して対称形をなす台形状になり、フラットな通過帯域特性が得られ、また中心周波数に対して対称形をなすアイソレーション特性も得られる。
【０００８】
しかしながら、サーキュレータに求められる特性としては、フラットな通過帯域特性以外に、高周波信号のサーキュレータ部での反射を小さくして、透過損失（挿入損失）を小さくすることが重要であり、この点については従来例２には言及されていない。
【０００９】
この透過損失を改善する構成として、誘電体線路のモードサプレッサの先端部を削り落としたようなステップを形成して、ステップ状のインピーダンス変換器を設けることにより、挿入損失およびアイソレーションを改善したものが提案されている｛従来例３；信学技報  MW83-135  pp.63-66（１９８４．米山、菅谷、西田）参照｝。しかし、この従来例３の構成では、５０ＧＨｚ帯域での１ｄＢ挿入損失の帯域幅は約１．５ＧＨｚ、この帯域内でのアイソレーションは最小値で２４ｄＢ、最大値で３０ｄＢ以上であり、挿入損失およびアイソレーションが改善される帯域幅が狭く、改善効果が不十分なものであった。また、誘電体線路の線路幅をステップ状に微細加工することは難しく、量産性に劣るという問題もあった。
【００１０】
従って、本発明は上記事情に鑑みて完成されたものであり、その目的は、サーキュレータの組立再現性が向上して２枚のフェライト板の心ずれが発生し難いため、サーキュレータ特性を再現性良く安定して得られるとともに、より高周波帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広く、また製造が容易化されて量産性に優れたものとすることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路用のサーキュレータは、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、２枚のフェライト板を前記平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するとともに、前記２枚のフェライト板に対して略放射状に配置した高周波信号伝送用の複数の誘電体線路を、該誘電体線路の先端に設けたＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサと、該モードサプレッサの先端に設けた、モードサプレッサと異なる幅を有するとともに幅が上下方向の中心部に向かって広くなっているインピーダンス整合部材とを介して接続したことを特徴とする。
【００１２】
本発明は、上記の構成により、誘電体線路と異なる幅のインピーダンス整合部材を設置することで、高周波信号の反射が小さくなり、より高周波帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００１３】
また本発明において、好ましくは、前記モードサプレッサと前記インピーダンス整合部材との間に、前記モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路部材を介装したことを特徴とする。
【００１４】
上記構成により、中間誘電体線路部材の長さを制御することでサーキュレータの動作周波数をコントロールすることができる。
【００１５】
さらに好ましくは、前記インピーダンス整合部材の先端に、上下方向に前記２枚のフェライト板の間隔に略等しい間隔で段差部が設けられ、該段差部を前記２枚のフェライト板で挟むようにして前記インピーダンス整合部材を前記２枚のフェライト板に接続させたことを特徴とする。
【００１６】
このような構成により、モードサプレッサとフェライト板との位置精度が向上し、サーキュレータの組立再現性が向上して２枚のフェライト板の心ずれが発生し難くなり、サーキュレータ特性を再現性良く安定して得られ、また製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。
【００１７】
本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子から出力され周波数変調またはパルス化された前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかまたはパルス化して前記送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記送信用のミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に第１接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの第２接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、前記送受信アンテナで受信され第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの第３接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、前記送信用のミリ波信号の一部と前記受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記サーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００１８】
本発明のミリ波送受信器は、上記構成により、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信波の一部がサーキュレータを介してミキサーへ混入する量が減少し、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。
【００１９】
また、本発明のミリ波送受信器は、送信用のミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、高周波発生素子から出力され周波数変調されるかまたはパルス化された前記送信用のミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、該第１の誘電体線路に付設され、前記高周波発生素子から出力された高周波信号を周期的に周波数変調するかまたはパルス化して送信用の前記送信用のミリ波信号として出力し前記第１の誘電体線路中を伝搬させるミリ波信号発振部と、前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、前記第１の誘電体線路の前記送信用のミリ波信号の出力端に第１接続部が接続されるサーキュレータと、該サーキュレータの第２接続部に接続され、前記送信用のミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、前記送信用のミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生するミキサー部と、を設けたミリ波送受信器において、前記サーキュレータが上記本発明のサーキュレータであることを特徴とする。
【００２０】
本発明のミリ波送受信器は、このような構成により、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信アンテナで受信したミリ波信号がミリ波信号発振部へ混入することがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【００２１】
上記本発明のミリ波送受信器において、前記第２の誘電体線路は、前記第３の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第３の誘電体線路に一端側が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させるように配置することもできる。この場合にも、上記と同様の作用効果を奏するものとなる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータ、およびそれを用いたミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図１（ａ）は本発明のサーキュレータの斜視図、（ｂ）はインピーダンス整合部材５および中間誘電体線路部材４ｄ（４ｅ，４ｆ）の部分拡大平面図であり、同図において、４ａ，４ｂ，４ｃおよび４ｄ，４ｅ，４ｆは、テフロン，ポリスチレン，コーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス等から成る誘電体線路および中間誘電体線路部材、１は各誘電体線路４ａ，４ｂ，４ｃの先端部に設けられ、ＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサ、２はモードサプレッサ１の先端が接続され、周囲に誘電体線路４ａ，４ｂ，４ｃが１２０°の間隔で放射状に配置されるサーキュレータ用の２枚のフェライト円板、３はモードサプレッサ１の内部に配置され、Ｃｕ箔等からなるストリップ線路導体であり、電界が平行平板導体の主面に垂直方向（図１では縦方向）であるＬＳＥモードの電磁波を遮断する。また、ストリップ線路導体３は、ＴＥＭモードを除去するためにλ／４チョークパターンが施されている。そして、５はモードサプレッサ１の先端に設置されたインピーダンス整合部材である。
【００２３】
このサーキュレータでは、誘電体線路４ａ中を伝搬してきた電磁波は、フェライト円板２によって波面が反時計方向に回転され誘電体線路４ｂへ伝搬され、誘電体線路４ｃへは伝搬しない。同様に、誘電体線路４ｂ中を伝搬してきた電磁波は、誘電体線路４ｃへ伝搬される。このようにして、電磁波の伝搬路が変換される。なお、フェライト円板２の主面に略垂直に印加される直流磁界のＳ極とＮ極の位置を逆にすると、高周波信号の波面の回転方向も逆転することはいうまでもない。
【００２４】
本発明において、２枚の同一形状のフェライト円板２は平行平板導体の内面に同心状に対向させて設置される。即ち、平行平板導体の内面にそれらの主面が接しかつ互いに対向して設けられている。また、場合によっては平行平板導体の内面から所定の間隔をあけて設置してもよい。なお、図１のものは、２枚のフェライト円板２の主面とモードサプレッサ１の主面とは面一とされ、それらは平行平板導体の内面に接した状態であり、高周波信号の伝送損失を小さくするうえでこのような構成が好ましい。
【００２５】
このフェライト円板２の厚さについては、自動車用のミリ波レーダーで使用される７７ＧＨｚ帯域において、比誘電率１３のフェライトを使用した場合、フェライト円板２の厚さは０．１５〜０．３０ｍｍが良く、０．１５ｍｍ未満では、フェライト円板２の強度が低下して取り扱いが困難になる。０．３０ｍｍを超えると、通過帯域のずれを防ぐためにその直径を小さくしなければならず、直径が小さくなるとサーキュレータのアイソレーションが劣化する。
【００２６】
また、フェライト円板２の直径は１〜３ｍｍがよく、１ｍｍ未満ではサーキュレータのアイソレーションが劣化し、３ｍｍを超えると通過帯域がずれないようにその厚さを薄くする必要があるが、厚さが０．１５ｍｍ未満になり取り扱いが困難になる。
【００２７】
上記フェライト円板２の代わりに正多角形のフェライト板を用いてもよく、その場合接続される誘電体線路の本数をｎ本（ｎは２以上の整数）とすると、その平面形状は正ｍ角形（ｍ≧３かつｍ＝ｎ、またはｍ＝２nの整数）である。なお、フェライト円板２の主面に対して、平行平板導体の外側から３５５５００Ａ／ｍ程度の直流磁界を印加する磁石、電磁石等を設けることにより、フェライト円板２はサーキュレータとして機能する。
【００２８】
また本発明において、誘電体線路４ａ〜４ｃは複数がフェライト円板２に対して略放射状に接続される。例えば、誘電体線路４ａ〜４ｃは、それらの伝送路方向のなす角が１２０°の等間隔で３本配置されている。図１のものでは、誘電体線路４ａから誘電体線路４ｂ、誘電体線路４ｂから誘電体線路４ｃ、誘電体線路４ｃから誘電体線路４ａへの３方向の変換が可能である。その他、９０°間隔で４本、６０°間隔で６本等設けることもできる。
【００２９】
本発明のインピーダンス整合部材５は、誘電体線路４ａ〜４ｃと略同じ線路幅のモードサプレッサ１と異なる幅を有するものであり、図１（ｂ）に示すようにモードサプレッサ１および中間誘電体線路部材４ｄの線路幅をＬ１、インピーダンス整合部材５の線路幅をＬ２とすると、０．５≦L２／Ｌ１≦２（Ｌ１≠Ｌ２）とするのが好ましい。L２／Ｌ１<０．５では、インピーダンス整合部材５の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるためその設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２<L２／Ｌ１では、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部材５の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。L１＝Ｌ２では、図６のように高周波信号の反射が大きく、インピーダンスの整合をとるのが困難となる。
【００３０】
このようなインピーダンス整合部材５は、その断面形状は正方形、長方形等の矩形状のものであるが、図１１の正面図に示すように、その断面形状を、幅が上下方向で変化するような形状としてもよい。同図の（ａ），（ｂ）は断面形状が矩形状（方形状）のもの、（ｃ）は幅が上下方向の中心部に向かって直線的に狭くなったもの、（ｄ）は幅が上下方向の中心部に向かって曲線的に狭くなったもの、（ｅ）は幅が上下方向の中心部に向かって直線的に広くなったもの、（ｆ）は幅が上下方向の中心部に向かって曲線的に広くなったもの、（ｇ）は円形状のものである。そして、本発明においては、（ｅ）、（ｆ）の形状とする。
【００３１】
また、誘電体線路４ａ〜４ｃ，モードサプレッサ１および中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの比誘電率をεｒ１、インピーダンス整合部材５の比誘電率をεｒ２とすると、上記実施形態ではεｒ１＝εｒ２であるが、以下のようにεｒ１≠εｒ２として高周波信号の透過損失を制御することもできる。この場合、−１０≦εｒ２−εｒ１≦２０（εｒ１≠εｒ２）とするのが好ましく、εｒ２−εｒ１<−１０では、インピーダンス整合部材５の伝送線路幅が小さくなり、その取り扱いが困難となるためその設置の位置精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。２０<εｒ２−εｒ１では、インピーダンス整合のためにインピーダンス整合部材５の伝送方向の長さを短くする必要が生じ、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。
【００３２】
また、インピーダンス整合部材５の伝送路方向の厚さは０．０５〜０．５ｍｍが好ましく、０．０５ｍｍ未満では、その取り扱いが困難となるとともにその形状精度が低下して、製品毎の透過損失がばらつき易くなる。０．５ｍｍを超えると、アイソレーション特性が劣化する。
【００３３】
このインピーダンス整合部材５の材質は、比誘電率が９．７程度と比較的高いアルミナセラミックス、比誘電率７のフォルステライト（２ＭｇＯ・ＳｉＯ2）セラミックス、比誘電率８程度のスピネル（ＭｇＯ・Ａｌ2Ｏ3）セラミックス、その他ムライト（３Ａｌ2Ｏ3・２ＳｉＯ2）セラミックス、窒化珪素（Ｓｉ3Ｎ4）セラミックス等が良く、これらは誘電損失が小さく強度に優れる。
【００３４】
本発明において、好ましくは、インピーダンス整合部材５は、少なくともその先端に、上下方向に２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔で段差部６が設けられ、この段差部６を２枚のフェライト円板２で挟むようにして、２枚のフェライト円板２に接続される。即ち、上下方向での各段差部６の間隔を２枚のフェライト円板２の間隔に略等しくするものであり、インピーダンス整合部材５の上面および下面間の間隔を、２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔としている。好ましくは、モードサプレッサ１の先端の上下方向の両側にフェライト円板２の板厚に相当する段差部６がそれぞれ設けられ、段差部６に２枚のフェライト円板２が挿入、係合されていることが良い。この場合、２枚のフェライト円板２がインピーダンス整合部材５で支持されることになり、２枚のフェライト円板２間に誘電体スペーサ等を配置する必要がなくなる。また、２枚のフェライト円板２の同心度は、正確に決定され保持される。
【００３５】
また、図１の例ではインピーダンス整合部材５は平板状のものであるが、この場合インピーダンス整合部材５を、その側面形状が、凸型形状のものを横倒しにしたような形状として、上下に段差部６を有するものとしてもよい。即ち、インピーダンス整合部材５の先端のみに、上下方向に（上面および下面に）段差部６を設けてもよい。
【００３６】
本発明において、誘電体線路４ａ〜４ｃおよび中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの材料は、テフロン，ポリスチレン等の樹脂系誘電体材料、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス，アルミナ（Ａｌ2Ｏ3）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００３７】
本発明の中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆは、その長さ、即ちフェライト円板２とモードサプレッサ１のストリップ線路導体３との間隔を制御することにより、サーキュレータの動作周波数を制御することができる。この中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの長さは０．１ｍｍ〜λ／２（３．０ｍｍ程度。ただし、λは高周波信号の波長）がよく、０．１ｍｍ未満では、サーキュレータの動作周波数の制御が困難であるとともに、強度的に弱いため取り扱いに注意を要し組み立て時の作業性が著しく悪くなる。λ／２（３．０ｍｍ程度）を超えると、サーキュレータの動作周波数の制御特性がλ／２毎に繰り返されることとなり、かつ高周波信号の損失が増大する。
【００３８】
また、中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆは、モードサプレッサ１の先端に接着剤で接着する、平行平板導体の一方の内面に接着剤で接着する、といった手段により設置することができる。
【００３９】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００４０】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００４１】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダ等に使用されるものであり、例えば自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波を照射し、反射波を元のミリ波と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００４２】
かくして、本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータは、モードサプレサと幅が異なるインピーダンス整合部材を設置することで、高周波信号の反射が小さくなるため、より高周波帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される帯域幅が格段に広くなる。
【００４３】
次に、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて以下に説明する。図７〜図１０は本発明のミリ波レーダーモジュールについて示すものであり、図７は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図８は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図９はミリ波信号発振部の斜視図、図１０はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００４４】
図７において、５１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路５３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部であり、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波ダイオード（高周波発生素子）近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波，正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４５】
５３は、高周波発生素子としてのガンダイオード等の高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、５４は、第１，第３，第４の誘電体線路５３，５５，５７にそれぞれ接続される第１，第２，第３接続部（図示せず）を有する、フェライト円板から成る上記本発明のサーキュレータ、５５は、サーキュレータ５４の第２接続部に接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５６を有する第３の誘電体線路、５６は、第３の誘電体線路５５の先端をテーパー状とすることにより設けられた送受信アンテナである。
【００４６】
また５７は、送受信アンテナ５６で受信され第３の誘電体線路５５を伝搬してサーキュレータ５４の第３接続部より出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第４の誘電体線路、５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路、５８ａは、第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。また、図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第４の誘電体線路５７の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信号の一部と受信波を混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００４７】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられている。
【００４８】
図７のものにおいて、第１の誘電体線路５３の中途に、図１０に示したものと同様に構成したスイッチを設けることで、ミリ波信号をパルス化することもできる。例えば、図１０のように、配線基板８８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路９０を形成し、その中途に半田実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。
【００４９】
また、本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施形態として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図８のタイプがある。同図において、６１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２は第１の誘電体線路６３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部であり、バイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するように第１の誘電体線路６３の高周波ダイオード近傍に配置された可変容量ダイオードのバイアス電圧を周期的に制御して、三角波，正弦波等とすることにより、周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００５０】
６３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が周波数変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、６４は、第１，第３，第５の誘電体線路６３，６５，６７にそれぞれ接続される第１，第２，第３接続部（図示せず）を有する、フェライト円板から成る上記本発明のサーキュレータ、６５は、サーキュレータ６４の第２接続部に接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ６６を有する第３の誘電体線路、６６は、第３の誘電体線路６５の先端をテーパー状等にすることにより設けられた送信アンテナ、６７は、サーキュレータ６４の第３接続部に接続され、送信用のミリ波信号を減衰させる無反射終端部６７ａが先端に設けられた第５の誘電体線路である。
【００５１】
また６８は、第１の誘電体線路６３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路、６８ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の一端部に設けられた無反射終端部、６９は、受信アンテナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させる第４の誘電体線路である。また、図中Ｍ２は、第２の誘電体線路６８の中途と第４の誘電体線路６９の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００５２】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられる。
【００５３】
この図８のものにおいて、第１の誘電体線路６３の中途に、図１０に示したものと同様に構成したスイッチを設けることで、ミリ波信号をパルス化することもできる。例えば、図１０のように、配線基板８８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路９０を形成し、その中途に半田実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオードを設けたスイッチである。
【００５４】
また、これらのミリ波レーダーモジュールにおいて、平行平板導体間の間隔は、ミリ波信号の空気中での波長であって、使用周波数での波長の２分の１以下となる。
【００５５】
図７，図８のミリ波レーダーモジュール用のミリ波信号発振部５２，６２を図９，図１０に示す。これらの図において、８２は、ガンダイオード８３を設置（マウント）するための金属ブロック等の金属部材、８３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオード、８４は、金属部材８２の一側面に設置され、ガンダイオード８３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路８４ａを形成した配線基板、８５は、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード８３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体、８６は、誘電体の基体に共振用の金属ストリップ線路８６ａを設けた金属ストリップ共振器、８７は、金属ストリップ共振器８６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００５６】
さらに、誘電体線路８７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード８０を装荷した配線基板８８を設置している。このバラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）とされている。また、バラクタダイオード８０のバイアス電圧印加方向は、誘電体線路８７中を伝搬するＬＳＭ01モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード８０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード８０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、８９は、バラクタダイオード８０と誘電体線路８７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００５７】
また図１０に示すように、配線基板８８の一主面には第２のチョーク型バイアス供給線路９０が形成され、第２のチョーク型バイアス供給線路９０の中途にビームリードタイプのバラクタダイオード８０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路９０のバラクタダイオード８０との接続部には、接続用の電極８１が形成されている。
【００５８】
そして、ガンダイオード８３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器８６を通して誘電体線路８７に導出される。次いで、高周波信号の一部はバラクタダイオード８０部で反射されてガンダイオード８３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード８０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００５９】
また、図７，図８のミリ波レーダーモジュールはＦＭＣＷ（Frequency  Modulation  Cotinuous  Waves）方式であり、その動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波，正弦波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波，正弦波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５６，送信アンテナ６６より出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ５６，送信アンテナ６６の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。
【００６０】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ（Fif：ＩＦ（Intermediate Frequency）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速）という関係式から距離を求めることができる。
【００６１】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路８４ａおよび帯状導体８５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００６２】
また、帯状導体８５は金属部材８２の表面から所定間隔をあけて金属部材８２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路８４ａとガンダイオード素子８３間に架け渡されている。即ち、帯状導体８５の一端はチョーク型バイアス供給線路８４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体８５の他端はガンダイオード素子８３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体８５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００６３】
そして、金属部材８２は、ガンダイオード素子８３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材８２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００６４】
かくして、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールは、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、その結果ミリ波レーダーに適用した場合にその探知距離を増大し得る（図７のもの）。また、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものであって、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる（図８のもの）。
【００６５】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００６６】
【実施例】
本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータについて以下に説明する。図１のサーキュレータを以下のようにして構成した。平行平板導体として厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で配置し、それらの間に断面形状が１．８ｍｍ（高さ）×０．８ｍｍ（幅）の矩形状であり、比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成る３本の誘電体線路４ａ〜４ｃのそれぞれの先端にモードサプレッサ１を接続し、さらに各モードサプレッサ１の先端に比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成る長さ１．２ｍｍの中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆを設置し、中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの先端部が２枚のフェライト円板２に接続されて、１２０°の等間隔で放射状になるように配置した。なお、モードサプレッサ１は、その内部に、λ／４チョークパターンが施されたＣｕ箔から成るストリップ線路導体３を配置することにより形成した。
【００６７】
このとき、モードサプレッサ１および中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの上下面が２枚のフェライト円板２の主面に面一となるようにした。即ち、２枚のフェライト円板２を平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するとともに、インピーダンス整合部材５の上下に２枚のフェライト円板２の間隔に略等しい間隔で段差部６を設け、この段差部６を２枚のフェライト円板２で挟むように構成し、そして中間誘電体線路部材４ｄ〜４ｆの先端部のインピーダンス整合部材５の上下方向の両側にフェライト円板２の板厚に相当する段差部６をそれぞれ設け、それらの段差部６に２枚のフェライト円板２が挿入、係合されるようにした。また、フェライト円板２の上下両端側の主面と、誘電体線路４ａ〜４ｃの上下両端側の主面とは、平行平板導体の内面に接するようにした。
【００６８】
このフェライト円板２の寸法は直径２．０ｍｍ、厚さ０．２１ｍｍであり、フェライト円板２の上下に３５５５００Ａ／ｍの直流磁界を印加するための磁石を配置した。即ち、平行平板導体の外面のフェライト円板２に対応する部分に、フェライト円板２と同心的に直径１２．５ｍｍ、深さ５ｍｍの円形の凹部を形成し、その凹部に厚さ４．５ｍｍで直径１２．５ｍｍの円形の磁石を設置した。またインピーダンス整合部材５は比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成り、その伝送方向に垂直な面での断面形状は高さ１．３８ｍｍ×幅０．６ｍｍ（Ｌ２／Ｌ１＝０．６／０．８＝０．７５）で、伝送方向の長さ（厚さ）は０．１ｍｍであった。従って、段差部６の段差は０．２１ｍｍとした。
【００６９】
上記構成のサーキュレータについて、スペクトラムアナライザを用いて７５〜８０ＧＨｚの高周波帯域で、高周波信号の透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果を図５に示す。そして、比較例として、図４のものについて、モードサプレッサ３１の先端の上下を切り欠くようにして段差部３４を形成した以外は上記実施例と同様に構成したものを作製し、同様に透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果を図６に示す。
【００７０】
図５、図６より、図５の本実施例のものは透過特性｜Ｓ２１｜が全帯域にわたって−１〜−１．５ｄＢ程度と損失が小さく、アイソレーション｜Ｓ３１｜が最も高い部分で−３５ｄＢ程度、最も低い部分で−２５ｄｂ程度と、広い帯域にわたって良好な特性を示した。それに対し、図６の比較例では、透過特性｜Ｓ２１｜が全帯域にわたって−２〜−２．５ｄＢ程度であり、アイソレーション｜Ｓ３１｜が最も高い部分で−２０ｄＢ程度、最も低い部分で−１９ｄｂ程度となり、両特性とも劣化した。
【００７１】
本発明のサーキュレータは、ＮＲＤガイドにおいて、２枚のフェライト板を平行平板導体の内面に互いに対向させて設置するとともに、２枚のフェライト板に対して略放射状に配置した高周波信号伝送用の複数の誘電体線路を、誘電体線路の先端に設けたＬＳＥモードの電磁波を遮断するモードサプレッサと、モードサプレッサの先端に設けられモードサプレッサと異なる幅を有するとともに幅が上下方向の中心部に向かって広くなっているインピーダンス整合部材とを介して接続したことにより、モードサプレッサと異なる幅を有するインピーダンス整合部材で、高周波信号の反射が小さくなるため、より高周波帯域かつ広帯域において高周波信号の挿入損失およびアイソレーション特性が改善される。また、透過損失を小さくするために、誘電体線路の幅を制御する必要がなく、インピーダンス整合部材により透過特性を向上し得るので、製造が容易で作業性に優れ、量産に適したものとなる。
【００７２】
また好ましくは、モードサプレッサとインピーダンス整合部材との間に、モードサプレッサと略同じ幅の中間誘電体線路部材を介装したことにより、中間誘電体線路部材の長さを制御することでサーキュレータの動作周波数をコントロールすることができる。
【００７３】
また本発明において、好ましくは、インピーダンス整合部材の先端に上下方向に２枚のフェライト板の間隔に略等しい間隔で段差部が設けられ、段差部を２枚のフェライト板で挟むようにしてインピーダンス整合部材を２枚のフェライト板に接続させたことにより、誘電体スペーサ等が不要となりかつモードサプレッサとフェライト板との位置精度が向上し、サーキュレータの組立再現性が向上して２枚のフェライト板の心ずれが発生し難くなり、サーキュレータ特性を再現性良く安定して得られ、また製造が容易化されて量産性に優れたものとなる。
【００７４】
また、本発明のミリ波送受信器は、本発明のサーキュレータを用いることにより、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信波の一部がサーキュレータを介してミキサーへ混入する量が減少し、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合にその探知距離を増大し得るものとなる。また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立したミリ波送受信器は、本発明のサーキュレータを用いることにより、より高周波帯域および広い帯域幅でミリ波信号の伝送損失およびアイソレーション特性が改善され、また送信アンテナで受信したミリ波信号がミリ波信号発振部へ混入することがなく、従ってミリ波レーダーモジュールに適用した場合受信信号のノイズが低減し、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は本発明のＮＲＤガイド用のサーキュレータの一実施形態の斜視図、（ｂ）は（ａ）のインピーダンス整合部材部分の平面図である。
【図２】ＮＲＤガイドの基本構成を示し、内部を一部透視したものの斜視図である。
【図３】従来のＮＲＤガイド用のサーキュレータの斜視図である。
【図４】従来のＮＲＤガイド用のサーキュレータの斜視図である。
【図５】本発明のサーキュレータについて、高周波信号の透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果のグラフである。
【図６】図４の従来のサーキュレータについて、高周波信号の透過特性｜Ｓ２１｜とアイソレーション｜Ｓ３１｜とを測定した結果のグラフである。
【図７】本発明のミリ波レーダーモジュールの一実施形態の平面図である。
【図８】本発明のミリ波レーダーモジュールの他の実施形態の平面図である。
【図９】本発明のミリ波レーダーモジュール用の電圧制御型のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図１０】図９のミリ波信号発振部用のバラクタダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【図１１】（ａ）〜（ｇ）は本発明のインピーダンス整合部材の各種実施形態を示すものであり、それらの正面図である。
【符号の説明】
１：モードサプレッサ
２：フェライト円板
３：ストリップ線路導体
４ａ，４ｂ，４ｃ：誘電体線路
４ｄ，４ｅ，４ｆ：中間誘電体線路部材
５：インピーダンス整合部材
６：段差部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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