(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して、少なくともＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するインバータ回路と、インバータ回路の出力の一部を入力側に帰還させる帰還手段と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に接続される一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に接続された少なくともＬＣ共振回路及び負荷を含む負荷回路と、ダイオードに並列接続されたインピーダンス要素と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項３】
交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサ及び負荷からなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続
し、一対のスイッチング素子の内の一方とチョッパ用のインダクタとを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項４】
交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、二次側に負荷が接続される負荷用トランス、共振用コンデンサ及び共振用インダクタからなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方と負荷用トランスの一次巻線とを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項５】
駆動回路から制御手段に動作電源を供給することを特徴とする請求項１乃至４の何れか１つに記載の電源装置。
【請求項６】
駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を生成して制御手段に供給する電源回路を設けたことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１つに記載の電源装置。
【請求項７】
感温素子は駆動トランスに熱結合されたことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１つに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源装置としては、例えば特開平２−１２９８９８号公報に示されるように、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより、高周波電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路を備えたものがあった。また、インバータ回路のスイッチング素子を自励発振させる電源装置としては、図２９に示すような回路構成の電源装置も提案されており、本回路では、フィルタ回路Ｆを介して入力された交流電源Ｖｓの交流電圧をダイオードブリッジのような整流器ＤＢで全波整流している。整流器ＤＢの直流出力端間には、ダイオードＤｉｍ，Ｄｉの直列回路を介してダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１の直列回路が接続してあり、ダイオードＤｉには帰還手段又はインピーダンス要素としてのコンデンサＣｉｎが並列接続される。またダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路には、平滑コンデンサＣ１に比べて容量の小さいバイパス用のコンデンサＣｆが並列接続される。尚、ダイオードＤ１は平滑コンデンサＣ１の電荷を放電させる極性に接続されている。
【０００３】
コンデンサＣｆの両端間には、交互にオン／オフされる例えば電界効果トランジスタよりなる一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からインバータ回路ＩＮＶが構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１を介して、トランスＴ１の一次巻線と直流カット用のコンデンサＣａの直列回路が接続され、コンデンサＣａの一端はダイオードＤｉｍ，Ｄｉの接続点に接続される。トランスＴ１の二次巻線には、インダクタＬ１を介して例えば蛍光灯からなる放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子が接続され、両フィラメント電極の非電源側端子間には予熱用のコンデンサＣｒが接続される。ここに、インダクタＬ１及びコンデンサＣｒなどからＬＣ共振回路が構成され、このＬＣ共振回路と放電灯Ｌａとで負荷回路４が構成される。
【０００４】
また、コンデンサＣａ及びトランスＴ１の接続点は、ダイオードＤ２を介してダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１の接続点に接続されている。ここに、コンデンサＣ１，Ｃｆ、ダイオードＤ１，Ｄ２及びトランスＴ１の一次巻線などから、整流器ＤＢの出力電圧を部分的に平滑してインバータ回路ＩＮＶに供給する部分平滑回路３が構成される。尚、ダイオードＤ２は平滑コンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続されており、コンデンサＣａ及びトランスＴ１の接続点の電位を、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１の接続点の電位にクランプする機能を有している。
【０００５】
すなわち部分平滑回路３では、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランスＴ１に蓄積されたエネルギがトランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線の経路で放出される。
【０００６】
この構成では、整流器ＤＢから平滑コンデンサＣ１を充電する充電電流がトランスＴ１の一次巻線及びスイッチング素子Ｑ１を通るから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧はスイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間との比率に応じて降圧される。つまり、ダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードとトランスＴ１の一次巻線とスイッチング素子Ｑ１と平滑コンデンサＣ１とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【０００７】
また本回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフを制御する制御回路１を備えており、制御回路１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる自励式の駆動回路１ａと、電源投入時にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の自励発振を開始させる起動回路１ｂとで構成される。
【０００８】
駆動トランスＴ２は２個の二次巻線ｎ２１，ｎ２２を有しており、一方の二次巻線ｎ２１は抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続され、他方の二次巻線ｎ２２は抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続してある。そして、駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１に流れる電流に応じて、何れかの二次巻線ｎ２１，ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１又はＱ２をオンさせる電圧が発生する。尚、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間には、それぞれ、カソード同士が接続されたツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２の直列回路、ツェナーダイオードＺＤ３，ＺＤ４の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に過電圧が印加されるのを防止している。ここに、駆動トランスＴ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２及びツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４から駆動回路１ａが構成される。
【０００９】
また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間には抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３の直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間には抵抗Ｒ４が接続されている。抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３の接続点には、例えばダイアックのようなトリガ素子ＴＤ１の一端と抵抗Ｒ５の一端とが接続され、トリガ素子ＴＤ１の他端はスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、抵抗Ｒ５の他端はダイオードＤ３を介してスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。また、抵抗Ｒ４にはコンデンサＣ４が並列接続されている。ここに、抵抗Ｒ３〜Ｒ５、コンデンサＣ３，Ｃ４、ダイオードＤ３及びトリガ素子ＴＤ１から起動回路１ｂが構成される。
【００１０】
ここで、電源投入時における制御回路１の動作について簡単に説明する。電源が投入されると、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。そして、コンデンサＣ３の両端電圧がトリガ素子ＴＤ１のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子ＴＤ１が導通して、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。スイッチング素子Ｑ１がオンになると、まずコンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ１１−トランスＴ１の一次巻線ｎ１１−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。この時、駆動トランスＴ２はスイッチング素子Ｑ１にオン方向のバイアスを与え、スイッチング素子Ｑ２をオフに保つから、スイッチング素子Ｑ１は完全にオンになる。その後、インダクタＬ１及びコンデンサＣｒを含むＬＣ共振回路の共振作用によって共振電流が反転すると、駆動トランスＴ２の二次側に発生する電圧が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになり、以後共振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフされるのである。
【００１１】
次に、主回路の動作について簡単に説明する。コンデンサＣ１に充電電流を流すことができる期間と、コンデンサＣ１が放電する期間とに分けて説明する。
【００１２】
コンデンサＣ１に充電電流を流すことができるのは、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であって、交流電源Ｖｓの電圧のピーク付近の期間である。スイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。次に、共振回路の共振動作によって共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣｉｎ及びダイオードＤｉの並列回路−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路と、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ及びダイオードＤｉの並列回路−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れる。その後、共振回路の共振動作によって共振電流が再び反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフになり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２ーコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線の経路で、トランスＴ１に蓄積されたエネルギが放出される。そして、トランスＴ１に蓄積されたエネルギがなくなると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、以後同様の動作を繰り返す。
【００１３】
一方、整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間には、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。次に、共振回路の共振動作によって共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ及びダイオードＤｉの並列回路−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れ、以後同様の動作を繰り返す。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成の電源装置では、低温時において放電灯Ｌａを点灯させようとする時には、放電灯Ｌａの温度特性によりそのランプインピーダンスが低下するため、常温時において放電灯Ｌａを点灯させようとする時よりも、負荷回路４に流れる共振電流が増加し、共振電流の増加に応じて駆動トランスＴ２の二次側に流れる電流も増加する。また低温時には、駆動トランスＴ２の温度特性によってインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下するため、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加していた。
【００１５】
また、図２９に示すように負荷回路４に流れる共振電流の一部を入力電流とするような回路構成では、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数の低下やランプインピーダンスの減少によって、負荷回路４に流れる共振電流が増加すると、入力電流が増加し、この入力電流を平滑して得た平滑電圧が増加する。インバータ回路ＩＮＶではこの平滑電圧を電源としているので、平滑電圧が増加するとインバータ回路ＩＮＶの出力が増加していた。ここで、蛍光灯のような負性抵抗を有する負荷の場合、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加すると、負荷のインピーダンスが低下するため、共振電流が更に増加し、インバータ回路ＩＮＶの出力が更に増加する。このように、低温時においては、常温時よりもインバータ回路ＩＮＶの出力が増加し、インバータ回路ＩＮＶの回路部品に加わるストレスが増加するという問題があった。また、低温時においてインバータ回路ＩＮＶの出力が増加すると、放電灯Ｌａの光出力が変動するという問題もあった。
【００１６】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、負荷のインピーダンスの変化による出力の変化を所望の方向に制御する電源装置を提供することにあり、特に低温時において負荷インピーダンスの低下によるインバータ出力の増加を防止した電源装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して、少なくともＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するインバータ回路と、インバータ回路の出力の一部を入力側に帰還させる帰還手段と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００１８】
請求項２の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に接続される一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に接続された少なくともＬＣ共振回路及び負荷を含む負荷回路と、ダイオードに並列接続されたインピーダンス要素と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００１９】
請求項３の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサ及び負荷からなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方とチョッパ用のインダクタとを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００２０】
請求項４の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、二次側に負荷が接続される負荷用トランス、共振用コンデンサ及び共振用インダクタからなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方と負荷用トランスの一次巻線とを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００２１】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の発明において、駆動回路から制御手段に動作電源を供給することを特徴とし、制御手段に電源を供給する回路を別途設ける必要がないから、電源装置を構成する回路素子の数を減らすことができる。
【００２２】
請求項６の発明では、請求項１乃至４の発明において、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を生成して制御手段に供給する電源回路を設けたことを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加するため、駆動回路の出力電圧を制御手段の動作電圧とする場合、制御手段の電源電圧  が変動して、制御手段の動作が不安定になる虞があるが、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を制御手段に供給する電源回路を設けているので、負荷回路のインピーダンスが低下した場合でも制御手段に安定した動作電源を供給することができ、制御手段を安定に動作させることができる。
【００２３】
請求項７の発明では、請求項１乃至４の何れかの発明において、感温素子は駆動トランスに熱結合されたことを特徴とし、駆動トランスが低温の場合、制御手段は出力を低下させるようにインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本願発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２５】
（基本構成１）
図１に本発明に係る電源装置の基本構成の回路図を示す。本回路では、上述した図２９の回路において、駆動回路１ａからスイッチング素子Ｑ２にゲート信号が入力されてから一定時間を限時するタイマー回路２ａと、タイマー回路２ａの限時動作が終了すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜いてスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせるゲート信号引き抜き回路２ｂとを有する制御回路２を設けている。また、放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極の電源側端子とトランスＴ１の二次巻線との間に共振カット用のコンデンサＣ５を接続している。尚、コンデンサＣ５及び制御回路２以外の構成は上述した図２９の回路と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００２６】
タイマー回路２ａは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の直列回路と、カソードを抵抗Ｒ１１及びダイオードＤ１１の接続点側にして、ダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ１２の直列回路と並列に接続されたダイオードＤ１２と、カソードを抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点側にしてコンデンサＣ１２に並列接続されたダイオードＤ１３とで構成される。尚、ダイオードＤ１１はコンデンサＣ１１に充電電流を流す向きに接続されている。
【００２７】
また、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ２のゲートに一端が接続された抵抗Ｒ１４と、抵抗Ｒ１４の他端にアノードが接続されたダイオードＤ１４と、ダイオードＤ１４のカソードにコレクタが接続されると共に、スイッチング素子Ｑ２のソースにエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ３と、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点とトランジスタＱ３のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１３と、スイッチング素子Ｑ２のゲートにエミッタが接続されると共に、抵抗Ｒ１４及びダイオードＤ１４の接続点にベースが接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ４と、トランジスタＱ４のコレクタにアノードが接続されると共に、スイッチング素子Ｑ２のソースにカソードが接続されたダイオードＤ１５とで構成される。
【００２８】
ここで、電源投入時における制御回路１の動作について簡単に説明する。電源が投入されると、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。そして、コンデンサＣ３の両端電圧がトリガ素子ＴＤ１のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子ＴＤ１が導通して、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。スイッチング素子Ｑ１がオンになると、まずコンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ１１−トランスＴ１の一次巻線ｎ１１−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。この時、駆動トランスＴ２はスイッチング素子Ｑ１にオン方向のバイアスを与え、スイッチング素子Ｑ２をオフに保つから、スイッチング素子Ｑ１は完全にオンになる。その後、インダクタＬ１及びコンデンサＣｒを含むＬＣ共振回路の共振作用によって共振電流が反転すると、駆動トランスＴ２の二次側に発生する電圧が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになり、以後共振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフされるのである。
【００２９】
ところで、図２（ａ）は常温時におけるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号の波形図を示している。上述のように本装置は自励式の駆動回路１ａを備えているので、インバータ回路ＩＮＶは、インバータ回路ＩＮＶや駆動回路１ａを構成する回路素子の定数や放電灯Ｌａのランプインピーダンスなどで決定される発振周波数で動作し、常温時にはスイッチング素子Ｑ２のオン時間はＴon3となる。一方、低温時には放電灯Ｌａのランプインピーダンスが小さくなるため、上述した従来の電源装置ではインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、図２（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号のオン時間Ｔon1が、常温時におけるオン時間Ｔon3よりも長くなり、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路素子に加わるストレスが増加するという問題があった。
【００３０】
そこで本装置では、スイッチング素子Ｑ２にゲート信号が印加されてから一定時間を限時するタイマー回路２ａを設けており、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生すると、スイッチング素子Ｑ２がオンすると共に、二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ１１−ダイオードＤ１１−抵抗Ｒ１２−コンデンサＣ１１−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１１が充電される。そして、図２（ｂ）（ｃ）に示すように、コンデンサＣ１１の両端電圧がトランジスタＱ３のしきい値電圧Ｖthに達すると、トランジスタＱ３，Ｑ４がオンになり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ４及びダイオードＤ１５を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００３１】
このように、駆動回路１ａがスイッチング素子Ｑ２にゲート信号を印加してから、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１２よりなるＣＲ時定数回路で設定された限時時間Ｔon2が経過した時点で、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれ、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされるので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2以下に制限することができる。而して、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2を適当な時間に設定することにより、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定の周波数以下になるのを防止でき、回路素子に加わるストレスを増大させることなく、回路を動作させることができる。
【００３２】
ところで本装置では、直流カット用のコンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にトランスＴ１の一次巻線を接続し、トランスＴ１の二次側にＬＣ共振回路を含む負荷回路４を接続しているが、図３に示すように、コンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にリーケージトランスＬＴ１の一次巻線を接続し、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線の両端間にコンデンサＣ５を介して放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子を接続し、放電灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源側端子間に予熱用のコンデンサＣｒを接続しても良く、リーケージトランスＬＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ５，ＣｒとでＬＣ共振回路を構成することにより、共振用のインダクタＬ１が不要になり、部品点数を少なくできる。
【００３３】
また、上述した図１の回路ではダイオードＤ２のアノードをコンデンサＣａ及びトランスＴ１の接続点に接続しており、トランスＴ１の一次巻線をチョッパ回路のインダクタとして兼用しているが、図３に示す回路のように、ダイオードＤ２のアノードをチョッパ用のインダクタＬ２を介してリーケージトランスＬＴ１及び駆動トランスＴ２の接続点に接続しても良い。尚、図３に示す回路ではチョッパ用のインダクタＬ２を、リーケージトランスＬＴ１及び駆動トランスＴ２の接続点とダイオードＤ２との間に接続しているが、図４に示すように、インダクタＬ２を、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と平滑コンデンサＣ１との間に接続し、ダイオードＤ２のアノードをリーケージトランスＬＴ１及び駆動トランスＴ２の接続点に接続しても良い。
【００３４】
（基本構成２）
上述した基本構成１の電源装置では、スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されるゲート信号をタイマー回路２ａの動作電源としているが、低温時には放電灯Ｌａのランプインピーダンスが小さくなり、負荷回路４に流れる共振電流が増加するため、駆動トランスＴ２が飽和しやすくなり、駆動トランスＴ２が飽和すると駆動トランスＴ２の二次側に電圧が発生しなくなるので、タイマー回路２ａの動作が不安定になる虞がある。タイマー回路２ａの動作が不安定になると、タイマー回路２ａの限時時間が長くなる虞があり、その結果インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加する虞がある。
【００３５】
図５は電源装置の他の構成の回路図を示しており、本装置では基本構成１で説明した図１の回路において、カソードをダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ１２の接続点側にして、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の直列回路と並列にツェナーダイオードＺＤ１１を接続しており、ツェナーダイオードＺＤ１１のツェナー電圧を動作電圧としてタイマー回路２ａに供給している。また基本構成１で説明した図１の回路では、コンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にトランスＴ１の一次巻線を接続し、トランスＴ１の二次側に負荷回路４を接続しているが、本装置ではトランスＴ１の代わりにリーケージトランスＬＴ１の一次巻線を接続し、リーケージトランスＬＴ１の二次巻線の両端間にコンデンサＣ５を介して放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子を接続すると共に、放電灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源側端子間にコンデンサＣｒを接続しており、リーケージトランスＬＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ５，ＣｒとでＬＣ共振回路を構成している。尚、ツェナーダイオードＺＤ１１及びリーケージトランスＬＴ１以外の構成は基本構成１の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３６】
このように、本回路ではタイマー回路２ａの動作電圧をツェナーダイオードＺＤ１１で安定化しているので、低温時においてもタイマー回路２ａに安定した動作電圧を供給できる。したがって、タイマー回路２ａの限時時間を略一定にすることができ、限時時間が長くなることによって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００３７】
（基本構成３）
基本構成２で説明した電源装置では、低温時においてタイマー回路２ａの動作電圧が不安定になるのを防止するため、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の直列回路にツェナーダイオードＺＤ１１を並列接続し、ツェナーダイオードＺＤ１１で安定化した電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としているが、以下に説明する電源装置では、図６に示すように、整流器ＤＢの出力電圧からタイマー回路２ａの動作電圧を生成する電源回路２ｃを設けている。尚、電源回路２ｃ以外の構成は、基本構成２で説明した電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３８】
電源回路２ｃは、整流器ＤＢの直流出力端間に接続された抵抗Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６の直列回路と、抵抗Ｒ２６に並列接続されたコンデンサＣ１２とで構成され、コンデンサＣ１２の両端電圧を動作電圧としてタイマー回路２ａに供給している。
【００３９】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路と、コレクタがダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ１２の高電位側の端子に接続されると共に、ベースが抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点に接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ５と、一端が抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＱ５のエミッタに接続されると共に、他端が整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されたコンデンサＣ１１と、コンデンサＣ１１に逆並列に接続されたダイオードＤ１３と、スイッチング素子Ｑ２のゲートに一端が接続された抵抗Ｒ１１と、抵抗Ｒ１１の他端にカソードが接続されると共に、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ１２と、コンデンサＣ１１に並列接続されたダイオードＤ１３とで構成され、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点が抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ３のベースに接続されている。
【００４０】
電源が投入されると、電源回路２ｃでは抵抗Ｒ２３〜Ｒ２５を介してコンデンサＣ１２に充電電流が流れ、コンデンサＣ１２の両端間に所定の電圧が発生する。
【００４１】
ここで、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧した電圧がスイッチング素子Ｑ５のベースに印加され、トランジスタＱ５がオンになる。トランジスタＱ５がオンになると、コンデンサＣ１２−ダイオードＤ１１−トランジスタＱ５−抵抗Ｒ１２−コンデンサＣ１１−コンデンサＣ１２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１１が充電される。そして、コンデンサＣ１１の両端電圧がトランジスタＱ３のしきい値電圧Ｖthに達すると、トランジスタＱ３，Ｑ４がオンになる。トランジスタＱ４がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ４及びダイオードＤ１５を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００４２】
このように、スイッチング素子Ｑ２のゲートにゲート信号が印加されてから、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１２よりなるＣＲ時定数回路で設定された限時時間Ｔon2が経過した時点で、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれ、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされるので、低温時においてもスイッチング素子Ｑ２のオン時間を、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2以下に制限することができる。したがって、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2を適当な時間に設定することにより、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定周波数以下になるのを防止でき、回路素子に加わるストレスを増大させることなく、回路を動作させることができる。
【００４３】
また、電源回路２ｃでは、整流器ＤＢの出力電圧を平滑してタイマー回路２ａの動作電圧を生成しているので、タイマー回路２ａの動作電圧を安定化することができる。したがって、低温時においても、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１２からなるＣＲ時定数回路に一定電流を供給することができ、タイマー回路２ａの限時時間を略一定にすることができるから、限時時間が長くなることによって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００４４】
（基本構成４）
図７（ａ）（ｂ）に電源装置の他の構成の回路図を示す。基本構成１で説明した電源装置では、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の内、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電電流を流しており、スイッチング素子Ｑ１とは別のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間にタイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂを設けているが、本装置では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ１に充電電流を流しており、スイッチング素子Ｑ２とは別のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂからなる制御回路２を設けている。尚、電源装置の基本的な構成は基本構成１の電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図７（ａ）に示す回路図では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００４５】
基本構成１で説明した図１の回路では、整流器ＤＢの直流出力端間にダイオードＤｉｍ，Ｄｉの直列回路を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続しているが、本装置では、整流器ＤＢの直流出力端間にダイオードＤｉを介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続している。また、図１の回路ではコンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にトランスＴ１を接続しているが、本装置ではトランスＴ１の代わりにリーケージトランスＬＴ１を接続し、リーケージトランスＬＴ１の二次巻線の両端間に放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子を接続すると共に、放電灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源側端子間にコンデンサＣｒを接続してある。
【００４６】
また本装置では、ダイオードＤｉ及びスイッチング素子Ｑ１の接続点に平滑コンデンサＣ１の一端を接続し、スイッチング素子Ｑ２及び整流器ＤＢの接続点と平滑コンデンサＣ１の他端との間に放電用のダイオードＤ１を接続しており、平滑コンデンサＣ１及びダイオードＤ１の接続点とリーケージトランスＬＴ１及びコンデンサＣａの接続点との間にダイオードＤ２を接続してある。すなわち、本回路では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン時に平滑コンデンサＣ１に充電電流を流している。
【００４７】
図７（ｂ）は制御回路２の具体回路図であり、タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の直列回路から構成される。一方、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ１のゲートにアノードが接続されたダイオードＤ１６と、ダイオードＤ１６のカソードとスイッチング素子Ｑ１のソースとの間にコレクタ・エミッタ間が接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ６とで構成され、トランジスタＱ６のベースは抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の接続点に接続されている。
【００４８】
ここで、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御信号が発生すると、二次巻線ｎ２２−抵抗Ｒ１−抵抗Ｒ２７−コンデンサＣ１３−二次巻線ｎ２２の経路でコンデンサＣ１３の充電電流が流れ、コンデンサＣ１３の両端電圧が徐々に増加する。そして、コンデンサＣ１３の両端電圧がトランジスタＱ６のしきい値電圧に達すると、トランジスタＱ６がオンになり、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間がダイオードＤ１６及びトランジスタＱ６を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ１がオフになる。而して、スイッチング素子Ｑ１のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間を越えると、スイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされるので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が限時時間よりも長くなることはなく、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００４９】
ところで、図８（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧波形を示し、図８（ｂ）は駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１に流れる電流Ｉｃの包絡線を示している。尚、電流Ｉｃは図７中矢印の向きの電流を正とする。また、図８（ｃ）（ｄ）は、それぞれ、電源電圧のゼロクロス付近（図８（ｂ）のＡ部）における電流Ｉｃとスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgsとを示し、図８（ｅ）（ｆ）は、それぞれ、電源電圧のピーク値付近（図８（ｂ）のＢ部）における電流Ｉｃとゲート・ソース間電圧Ｖgsとを示している。尚、図８（ｃ）〜（ｆ）に示す波形図では、図８（ａ）（ｂ）に示す波形図の時間軸を拡大して表示してある。
【００５０】
電源電圧のピーク値付近では、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉ及びコンデンサＣｉｎ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１の充電電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ２のオン時における電流Ｉｃは、スイッチング素子Ｑ１のオン時における電流Ｉｃに、平滑コンデンサＣ１の充電電流を重畳したような電流になる。したがって、電流Ｉｃの電流波形は正負でアンバランスな波形となり、チョッパ回路の回生電流が流れるスイッチング素子Ｑ１のオン時間は、スイッチング素子Ｑ２のオン時間よりも長くなる。また、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下し、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下すると、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間の差はさらに大きくなる。
【００５１】
ここで、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に制御回路２を設けた場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時間をタイマー回路２ａの限時時間以下に制限することはできるが、上述のようにスイッチング素子Ｑ１のオン時間はスイッチング素子Ｑ２のオン時間よりも長くなっているので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２の限時時間よりも長くなる虞がある。それに対して、本回路ではスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に制御回路２を設け、スイッチング素子Ｑ２に比べてオン時間の長いスイッチング素子Ｑ１のオン時間を、タイマー回路２ａの限時時間以下に制限しているので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間もタイマー回路２ａの限時時間以下に制限することができ、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定周波数以下になるのを防止し、回路素子に加わるストレスを低減できる。
【００５２】
尚、図９に示す回路は、本装置の回路において、図１に示す回路と同様、スイッチング素子Ｑ１のオン時に平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れるように部分平滑回路３を構成したものであり、チョッパ回路の回生電流が流れるスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に制御回路２を設けているから、上述の回路と同様に、スイッチング素子Ｑ１に比べてオン時間の長いスイッチング素子Ｑ２のオン時間をタイマー回路２ａの限時時間に制限することができ、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定周波数以下になるのを防止して、回路素子に加わるストレスを低減できる。
【００５３】
（基本構成５）
図１０に電源装置の別の構成の回路図を示す。本回路では、基本構成４で説明した図７の回路において、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２２の両端間に抵抗Ｒ２８及びツェナーダイオードＺＤ５の直列回路を接続しており、ツェナーダイオードＺＤ５の両端間に抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の直列回路を接続している。ここに、抵抗Ｒ２８とツェナーダイオードＺＤ５とで、タイマー回路２ａの動作電圧を生成する電源回路２ｃを構成している。尚、電源回路２ｃ以外の構成は基本構成４で説明した図７に示す回路と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１０に示す回路では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００５４】
図７に示す回路では、駆動トランスｎ２２に発生する電圧（ゲート信号）をタイマー回路２ａの動作電圧としているので、駆動トランスｎ２２に発生する電圧が変動すると、タイマー回路２ａの限時時間が変動する虞があるが、本装置では、ツェナーダイオードＺＤ５で安定化した電圧により、抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３からなるＣＲ時定数回路に充電電流が流れるので、駆動トランスｎ２２に発生する電圧が変動したとしても、タイマー回路２ａの限時時間を略一定にすることができ、限時時間が長くなることによって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００５５】
（基本構成６）
図１１に電源装置の他の構成の回路図を示す。基本構成４で説明した図７（ａ）に示す回路では、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に制御回路２を設けているが、本装置の回路では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートソース間に制御回路２を設けており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位からスイッチング素子Ｑ２のオン／オフ状態を検出し、スイッチング素子Ｑ２のオン時のみタイマー回路２ａを動作させる電圧検出回路２ｄを設けている。
【００５６】
タイマー回路２ａは、一端に直流電圧Ｖdcが印加された抵抗Ｒ２７と、抵抗Ｒ２７の他端とスイッチング素子Ｑ２のソースとの間に接続されたコンデンサＣ１３と、コンデンサＣ１３に逆並列接続されたダイオードＤ１７とで構成される。
【００５７】
ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ２のゲートにアノードが接続されたダイオードＤ１６と、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間にダイオードＤ１６を介してコレクタ・エミッタ間が接続されたトランジスタＱ６とで構成され、トランジスタＱ６のベースは抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の接続点に接続されている。
【００５８】
また電圧検出回路２ｄは、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の直列回路と、抵抗Ｒ３０に並列接続されたコンデンサＣ１４と、抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の接続点にベースが接続されると共に、コレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ１３が接続されたトランジスタＱ７とで構成される。
【００５９】
ここで、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフの場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は高電位となり、抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の接続点の電位がトランジスタＱ７のしきい値電圧よりも高くなるので、トランジスタＱ７がオンになり、コンデンサＣ１３の両端間が短絡される。この時、トランジスタＱ６はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ６を介して短絡されることはない。
【００６０】
一方、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は低電位となり、抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の接続点の電位はトランジスタＱ７のしきい値電圧よりも低くなるので、トランジスタＱ７がオフになる。トランジスタＱ７がオフになると、抵抗Ｒ２７を介してコンデンサＣ１３に充電電流が流れ、コンデンサＣ１３の両端電圧が上昇する。そして、スイッチング素子Ｑ２がオンになってから所定の限時時間が経過し、コンデンサＣ１３の両端電圧がトランジスタＱ６のしきい値電圧に達すると、トランジスタＱ６がオンになり、ダイオードＤ１６及びトランジスタＱ６を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡されるので、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれ、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００６１】
このように、電圧検出回路２ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位からスイッチング素子Ｑ２のオン状態を検出し、スイッチング素子Ｑ２のオン時のみタイマー回路２ａを動作させている。そして、スイッチング素子Ｑ２がオンになり、電圧検出回路２ｄがタイマー回路２ａを動作させている状態で、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなり、タイマー回路２ａの限時時間に達すると、タイマー回路２ａの出力によりゲート信号引き抜き回路２ｂがスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせているので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間よりも長くなるのを防止できる。したがって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が大きくなるのを防止して、回路部品に加わるストレスを抑制することができる。
【００６２】
また、タイマー回路２ａに駆動トランスＴ２の二次巻線から動作電源を供給する場合、駆動トランスＴ２が飽和すると二次側に電圧が発生しなくなるため、タイマー回路２ａの電源電圧が不安定になり、タイマー回路２ａの限時時間が変動する虞があるが、本回路では別途設けた直流電源からタイマー回路２ａに動作電源を供給しているので、タイマー回路２ａの動作電圧が安定し、その限時時間が変動する虞がなく、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を所定の限時時間以下に制限することができるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数を所定の周波数以上として、回路部品に過大なストレスが加わるのを防止できる。
【００６３】
（基本構成７）
図１２に電源装置の別の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成６で説明した電源装置において、予熱始動時に放電灯Ｌａのフィラメント電極に流れる予熱電流を制御する予熱制御回路２ｅを設けている。尚、予熱制御回路２ｅ以外の構成は基本構成６の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１２に示す回路では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００６４】
予熱制御回路２ｅは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ３１、ダイオードＤ１８、コンデンサＣ１５，Ｃ１６の直列回路と、コンデンサＣ１５に並列接続された抵抗Ｒ３２と、ダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５の直列回路に逆並列接続された放電用のダイオードＤ１９と、スイッチング素子Ｑ２のゲートに抵抗Ｒ３３を介してアノードが接続されたダイオードＤ２０と、ベースが抵抗Ｒ３４を介してコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続され、コレクタがダイオードＤ２０のカソードに接続されると共に、エミッタがスイッチング素子Ｑ２のソースに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ７と、エミッタがスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続され、ベースが抵抗Ｒ３３及びダイオードＤ２０の接続点に接続されると共に、コレクタがダイオードＤ２１を介してスイッチング素子Ｑ２のソースに接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ８とで構成され、トランジスタＱ７とゲート信号引き抜き回路２ｂのトランジスタＱ６とはコレクタ同士及びエミッタ同士がそれぞれ互いに接続されている。尚、コンデンサＣ１５の静電容量はコンデンサＣ１６に比べて十分大きな値に設定されている。
【００６５】
次に、電源投入時から予熱動作に至るまでの本回路の動作を簡単に説明する。電源が投入されると、図示しない起動回路１ｂがスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を開始させ、駆動回路１ａによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフされ、自励発振を行う。
【００６６】
放電灯Ｌａの始動時において、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生すると、二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−コンデンサＣ１５−コンデンサＣ１６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１５，Ｃ１６がそれぞれ充電される。コンデンサＣ１６の両端電圧が上昇すると、トランジスタＱ７のベース電流が増加し、二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３３−ダイオードＤ２０−トランジスタＱ７−二次巻線ｎ２３の経路に流れる電流が増加して、トランジスタＱ８がオンになる。この時、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ８及びダイオードＤ２１を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短縮される。このように、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路によってスイッチング素子Ｑ２のオン時間（すなわちオンデューティ）が決定されると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は自励発振を行っているので、もう一方のスイッチング素子Ｑ１のオン時間も自ずと決定される。
【００６７】
次に、ＬＣ共振回路の共振動作により共振電流が反転すると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるゲート信号が発生し、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。この時、二次巻線ｎ２３に発生する電圧によりスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧の極性が負になるので、コンデンサＣ１６−ダイオードＤ１９−抵抗Ｒ３１−抵抗Ｒ２−二次巻線ｎ２３−コンデンサＣ１６の経路でコンデンサＣ１６に充電された電荷が放電される。
【００６８】
その後、ＬＣ共振回路の共振動作により共振電流が再び反転すると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生し、スイッチング素子Ｑ２がオンになる。以後、上述と同様の動作を繰り返しながら、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励発振を行い、予熱時間設定用のコンデンサＣ１５が徐々に充電されていく。
【００６９】
コンデンサＣ１５が充電され、その両端電圧が上昇すると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、スイッチング素子Ｑ８がオンになるまでの時間（すなわちスイッチング素子Ｑ２がオフになるまでの時間）が長くなるので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが徐々に大きくなる。そして、コンデンサＣ１５の両端電圧が、スイッチング素子Ｑ２に印加されるゲート信号のピーク値と略等しい電圧まで充電されると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に電流が流れなくなるため、予熱制御回路２ｅによるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号引き抜き動作が行われなくなる。
【００７０】
ここで、コンデンサＣ１５が充電されていくに従って、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティは略５０％に近付いていくようになっており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態から、オンデューティが共に略５０％となる状態へ移行すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数が低下し、ランプ電圧が徐々に増加して、予熱動作が行われ、やがて放電灯Ｌａが始動する。
【００７１】
また、低温時に放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が長くなるが、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間に達すると、基本構成６で説明したように、ゲート信号引き抜き回路２ｂのトランジスタＱ６がオンになる。トランジスタＱ６がオンになると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３３−ダイオードＤ２０−トランジスタＱ６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、トランジスタＱ８がオンになる。この時、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ８及びダイオードＤ２１を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。而して、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間以下に制限されるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に大きなストレスが加わるのを防止できる。
【００７２】
上述のように、本回路ではタイマー回路２ａと予熱制御回路２ｅとで、スイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせるためのトランジスタＱ８、ダイオードＤ２０，Ｄ２１及び抵抗Ｒ３３からなる回路を共用しているので、回路を構成する部品数を少なくでき、コストダウンを図ることができる。
【００７３】
（基本構成８）
図１３に電源装置のまた別の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成４で説明した図７（ａ）の回路において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位より、スイッチング素子Ｑ１のオン時点から所定の限時時間を限時するタイマー回路２ａと、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に設けられ、タイマー回路２ａの限時動作が終了するとスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を引き抜いて強制的にオフさせるゲート信号引き抜き回路２ｂとを設けている。尚、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂ以外の構成は図７（ａ）に示す回路と同様なので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１３では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００７４】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ３５，Ｒ３６，Ｒ３７の直列回路と、抵抗Ｒ３７に並列接続されたコンデンサＣ１７と、抵抗Ｒ３６と逆並列に接続された放電用のダイオードＤ２３と、抵抗Ｒ３６，Ｒ３７の接続点にベースが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ９と、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６の接続点とトランジスタＱ９のコレクタとの間に接続された発光ダイオードＬＥＤ１とで構成される。
【００７５】
一方、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続されたフォトトランジスタＰＴ１及びダイオードＤ２２からなり、フォトトランジスタＰＴ１は上述の発光ダイオードＬＥＤ１に光結合され、発光ダイオードＬＥＤ１と共にフォトカプラＰＣ１を構成している。尚、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の内、チョッパ回路の回生電流を平滑コンデンサＣ１に流す側のスイッチング素子Ｑ１に設けられている。
【００７６】
以下に、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの動作を簡単に説明する。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励発振動作を行い、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は高電位になり、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６を介してコンデンサＣ１７が充電される。ここで、低温時に放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が所定の限時時間に達すると、コンデンサＣ１７の両端電圧がトランジスタＱ９のしきい値電圧に達し、トランジスタＱ９がオンになる。トランジスタＱ９がオンになると、トランジスタＱ９を介して発光ダイオードＬＥＤ１に電流が流れ、発光ダイオードＬＥＤ１が光信号を発生する。この時、発光ダイオードＬＥＤ１の光信号によりフォトトランジスタＰＴ１がオンになり、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間がフォトトランジスタＰＴ１及びダイオードＤ２２を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされる。
【００７７】
而して、スイッチング素子Ｑ１のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間以下に制限されるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に大きなストレスが加わるのを防止できる。また、基本構成４の電源装置では駆動トランスＴ２の発生するゲート信号をタイマー回路２ａの動作電圧としており、駆動トランスＴ２は飽和しやすいので、タイマー回路２ａの動作が不安定になる虞があるが、この電源装置では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としているので、タイマー回路２ａに安定した動作電圧を供給することができ、タイマー回路２ａの動作を安定させることができる。
【００７８】
（基本構成９）
図１４に電源装置の他の構成の回路図を示す。基本構成８で説明した電源装置では、平滑コンデンサＣ１にチョッパ回路の回生電流を流すスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間にゲート信号引き抜き回路２ｂを設けているが、この電源装置では、基本構成８で説明した電源装置において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位より、スイッチング素子Ｑ２のオン時点から所定の限時時間を限時するタイマー回路２ａと、タイマー回路２ａの限時動作が終了すると、平滑コンデンサＣ１にチョッパ回路の回生電流を流すスイッチング素子Ｑ１とは別のスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせるゲート信号引き抜き回路２ｂとを設けている。尚、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂ以外の構成は基本構成８の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１４では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００７９】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ３５，Ｒ３６及びコンデンサＣ１７の直列回路と、抵抗Ｒ３６及びコンデンサＣ１７の直列回路と逆並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１２とで構成される。
【００８０】
ゲート信号引き抜き回路２ｂは、抵抗Ｒ３６及びコンデンサＣ１７の接続点にゲートが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にソースが接続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１０と、スイッチング素子Ｑ２のゲートとスイッチング素子Ｑ１０のドレインとの間に接続された抵抗Ｒ３８と、コレクタがスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続され、ベースがスイッチング素子Ｑ１０のドレインに接続されると共に、エミッタがダイオードＤ２４を介して整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されたトランジスタＱ１１とで構成される。
【００８１】
ここで、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの動作を簡単に説明する。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励発振動作を行い、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの高電位側出力端と略同じ電位になり、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６を介してコンデンサＣ１７が充電され、コンデンサＣ１７はツェナーダイオードＺＤ１２のツェナー電圧に対応する電圧まで充電される。そして、コンデンサＣ１７の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧以上になると、スイッチング素子Ｑ１０がオンになるので、トランジスタＱ１１がオフになることはなく、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡されることはない。
【００８２】
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの低電位側出力端の電位と略同じ電位になり、コンデンサＣ１７−抵抗Ｒ３６−抵抗Ｒ３５−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１７の経路で、コンデンサＣ１７に充電された電荷が放電される。ここに、コンデンサＣ１７及び抵抗Ｒ３５，Ｒ３６からＣＲ時定数回路が構成され、コンデンサＣ１７の静電容量値をｃ１７、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６の抵抗値をそれぞれｒ３５，ｒ３６とすると、その時定数は（（ｒ３５＋ｒ３６）×ｃ１７）と表される。
【００８３】
上述のように、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ１７に充電された電荷が放電され、コンデンサＣ１７の両端電圧が徐々に低下するが、コンデンサＣ１７の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧以上であれば、スイッチング素子Ｑ１０はオンになり、トランジスタＱ１１はオフになるので、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡されることはない。ここで、低温時に放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が所定の限時時間に達すると、コンデンサＣ１７の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧よりも低下し、スイッチング素子Ｑ１０がオン状態を維持できなくなるから、トランジスタＱ１１がオンになり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ１１及びダイオードＤ２４を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされる。
【００８４】
而して、コンデンサＣ１７の両端電圧が、ツェナーダイオードＺＤ１２のツェナー電圧に対応した電圧からスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧まで低下するのに要する放電時間以下に、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が制限されるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に大きなストレスが加わるのを防止できる。また、上述した基本構成４の電源装置では駆動トランスＴ２の二次巻線に発生する電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としており、駆動トランスＴ２は飽和しやすいので、タイマー回路２ａの動作が不安定になる虞があるが、この電源装置では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としているので、タイマー回路２ａに安定した動作電圧を供給することができ、タイマー回路２ａの動作を安定させることができる。
【００８５】
（基本構成１０）
図１５に電源装置の他の構成の回路図を示す。尚、制御回路２以外の構成は基本構成７の電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１５では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００８６】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ３９，Ｒ４０，Ｒ４１の直列回路と、抵抗Ｒ４１に並列接続されたコンデンサＣ１８と、抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の直列回路と逆並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１８とで構成され、ゲート信号引き抜き回路２ｂは抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の接続点にベースが接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１２とで構成される。
【００８７】
また、予熱制御回路２ｅは、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ３１、ダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５，Ｃ１６の直列回路と、ダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５の直列回路と逆並列に接続された放電用のダイオードＤ１９と、コンデンサＣ１６と逆並列に接続されたダイオードＤ２５と、ベースがコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続され、エミッタが整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されると共に、コレクタがダイオードＤ２６を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ７とで構成される。ここに、コンデンサＣ１５の両端間には抵抗Ｒ３２を介してトランジスタＱ１２のエミッタ・コレクタ間が接続されている。
【００８８】
次にタイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの動作を簡単に説明する。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は自励発振動作を行い、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの高電位側出力端と略同じ電位になり、抵抗Ｒ３９，Ｒ４０を介してコンデンサＣ１８に充電電流が流れ、コンデンサＣ１８は、ツェナーダイオードＺＤ１８のツェナー電圧と抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の分圧比とで決まる一定電圧に充電される。
【００８９】
その後、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの低電位側出力端の電位と略同じ電位になり、コンデンサＣ１８−抵抗Ｒ４０−抵抗Ｒ３９−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１８の経路でコンデンサＣ１８に蓄積された電荷が放出される。但し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンに切り換わった時点では、コンデンサＣ１８の両端電圧が十分高いため、トランジスタＱ１２はオフしており、予熱制御回路２ｅでは駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−コンデンサＣ１５−コンデンサＣ１６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１５，Ｃ１６が充電される。そして、コンデンサＣ１６の両端電圧がトランジスタＱ７のしきい値電圧に達すると、トランジスタＱ７がオンになり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がダイオードＤ２６及びトランジスタＱ７を介して短絡されるので、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００９０】
ここで、コンデンサＣ１５が充電され、コンデンサＣ１５の両端電圧が上昇すると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、スイッチング素子Ｑ８がオンになるまでの時間（すなわちスイッチング素子Ｑ２がオフになるまでの時間）が長くなるので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが徐々に大きくなる。そして、コンデンサＣ１５の両端電圧が、スイッチング素子Ｑ２に印加されるゲート電圧のピーク値と略等しい電圧まで充電されると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に電流が流れなくなるため、スイッチング素子Ｑ２に印加されるゲート電圧の引き抜きが行われなくなる。ここに、コンデンサＣ１５が充電されていくに従って、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティは略５０％に近付いていくようになっており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態から、オンデューティが共に略５０％となる状態へ移行するにつれて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数が低下し、ランプ電圧が徐々に増加して、予熱動作が行われ、やがて放電灯Ｌａが始動するのである。
【００９１】
ところで、放電灯Ｌａの始動時において、放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどしてインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなる場合があるが、スイッチング素子Ｑ２が一定時間以上オンすると、コンデンサＣ１８の両端電圧がトランジスタＱ１２のしきい値電圧まで低下し、トランジスタＱ１２がオンになる。トランジスタＱ１２がオンになると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−抵抗Ｒ３２−トランジスタＱ１２−コンデンサＣ１６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１５を介してコンデンサＣ１６に充電電流を流す場合に比べて、コンデンサＣ１６に流れる充電電流が増加するので、コンデンサＣ１６の充電に要する時間が短くなり、トランジスタＱ７がオンするまでの時間が短くなる。而して、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間を越えることはなく、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下して、その出力が増加するのを抑制することができる。
【００９２】
また、本回路では、タイマー回路２ａと予熱制御回路２ｅとで一部の回路を共用しているので、回路を構成する素子数を削減でき、コストダウンを図ることができる。
【００９３】
（基本構成１１）
図１６に電源装置のまた別の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成１０で説明した電源装置において、バイアス回路２ｆと、電源オフ時に予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１５，Ｃ１６に蓄積された電荷を放電させるリセット回路２ｇとを設けている。尚、バイアス回路２ｆ及びリセット回路２ｇ以外の回路構成は基本構成１０の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１６では起動回路１ｂの図示を省略してある。
【００９４】
リセット回路２ｇは、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続された抵抗Ｒ４２，Ｒ４３の直列回路と、抵抗Ｒ４３に並列接続されたコンデンサＣ１９と、抵抗Ｒ４２，Ｒ４３の直列回路と並列に接続された抵抗Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ４６の直列回路と、抵抗Ｒ４２，Ｒ４３の接続点にベースが接続され、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６の接続点にコレクタが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ１３と、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６の直列回路と並列に接続されたコンデンサＣ２０と、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６の接続点にベースが接続され、予熱制御回路２ｅのダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５の接続点にコレクタが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にエミッタが接続されたトランジスタＱ１４とで構成される。
【００９５】
また、バイアス回路２ｆは、抵抗Ｒ４４，Ｒ４５の接続点に一端が接続された抵抗Ｒ４７と、抵抗Ｒ４７の他端にコレクタが接続されると共に、コンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点にダイオードＤ２７を介してエミッタが接続されたトランジスタＱ１５とで構成され、トランジスタＱ１５のベースは抵抗Ｒ３２及びトランジスタＱ１２の接続点に接続されている。また抵抗Ｒ３２の他端は抵抗Ｒ４４，Ｒ４５の接続点に接続されている。
【００９６】
ここで、リセット回路２ｇの動作について簡単に説明する。交流電源Ｖｓが投入されると、整流器ＤＢから抵抗Ｒ４２を介してコンデンサＣ１９に電流が流れて、トランジスタＱ１３がオンになる。また、整流器ＤＢから抵抗Ｒ４４を介してコンデンサＣ２０に電流が流れ、コンデンサＣ２０が充電される。ここで、コンデンサＣ２０の両端電圧を分圧した電圧がトランジスタＱ１４のベースに印加されるのであるが、コンデンサＣ２０の静電容量はコンデンサＣ１９の静電容量に比べて十分大きい値に設定されているので、コンデンサＣ２０の充電時間はコンデンサＣ１９よりも長くなり、トランジスタＱ１４がオンになる前にトランジスタＱ１３がオンになる。したがって、電源投入時には抵抗Ｒ１３がオンになり、トランジスタＱ１４のベース電位が整流器ＤＢの低電位側出力端の電位と略等しくなっているので、トランジスタＱ１４がオフ状態となる。
【００９７】
その後、交流電源Ｖｓからの電源供給がなくなると、整流器ＤＢの出力電圧が略ゼロになるので、トランジスタＱ１３にベース電流が流れなくなり、トランジスタＱ１３がオフになる。トランジスタＱ１３がオフになると、コンデンサＣ２０の両端電圧を抵抗Ｒ４５，Ｒ４６で分圧した電圧がトランジスタＱ１４のベースに印加され、トランジスタＱ１４がオンになるので、コンデンサＣ１５，Ｃ１６に蓄積された電荷がトランジスタＱ１４を介して放電され、リセット動作が行われる。
【００９８】
また、基本構成１０の電源装置では、予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１５と並列に抵抗Ｒ３２及びトランジスタＱ１２の直列回路を接続しており、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間に達して、トランジスタＱ１２がオンになると、抵抗Ｒ３２及びトランジスタＱ１２の直列回路を介してコンデンサＣ１６に充電電流を流しているが、この電源装置では、トランジスタＱ１２のオン時にコンデンサＣ１６に安定した直流電流を流すバイアス回路２ｆを設けている。
【００９９】
スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位が高電位になり、コンデンサＣ１８が所定の電圧に充電される。次ぐに、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位が低電位になるので、コンデンサＣ１８−抵抗Ｒ４０−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１８の経路で、コンデンサＣ１８に蓄積された電荷が放出される。ここで、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が一定時間に達すると、コンデンサＣ１８の両端電圧がトランジスタＱ１２のしきい値電圧よりも低下して、トランジスタＱ１２がオフになる。トランジスタＱ１２がオフになると、トランジスタＱ１５のベース電位が高電位になるので、トランジスタＱ１５がオンになり、コンデンサＣ２０から抵抗Ｒ４７、トランジスタＱ１５及びダイオードＤ２７を介してコンデンサＣ１６に充電電流が流れ、トランジスタＱ７がオンになるまでの時間が短縮される。そして、トランジスタＱ７がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がダイオードＤ２６及びトランジスタＱ７を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされる。而して、基本構成１０で説明した電源装置と同様、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が一定時間を超えるのを防止でき、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下して、その出力が増加するのを抑制することができる。
【０１００】
尚、予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１６は小容量のコンデンサであるから、バイアス回路２ｆではコンデンサＣ１６を充電するために大電流を流す必要はない。したがって、本装置のバイアス回路２ｆでは、リセット回路２ｇのコンデンサＣ２０を電源として、予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１６に直流電流を流しており、直流電源を別途設ける必要がないから、コストダウンを図ることができる。
【０１０１】
（基本構成１２）
ところで、基本構成８で説明した電源装置のように、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧をタイマー回路２ａの動作電圧とした場合、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧は略０Ｖになり、コンデンサＣ１７に充電された電荷が放電され、コンデンサＣ１７の両端電圧（すなわちトランジスタＱ９のベース・エミッタ間電圧）は略０Ｖまで低下する（図１８（ｅ）参照）。ここで、スイッチング素子Ｑ２のオン電圧などにより、タイマー回路２ａに印加される電圧（すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧）が変化すると、コンデンサＣ１７の両端電圧が変動するため、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、コンデンサＣ１の両端電圧がトランジスタＱ９のしきい値電圧まで充電されるのに要する時間が変動し、タイマー回路２ａの動作にばらつきが発生する虞があった。
【０１０２】
そこで、この電源装置では、基本構成８で説明した電源装置において、タイマー回路２ａのグランドラインを整流器ＤＢの低電位側出力端に接続する代わりに、図１７に示すようにスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続しており、タイマー回路２ａの動作電圧をスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ゲート間電圧とすることによって、タイマー回路２ａの動作のばらつきを防止している。尚、基本構成８で説明したの電源装置と同一の構成要素は同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１７では起動回路１ｂの図示を省略している。
【０１０３】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の直列回路と、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に接続された抵抗Ｒ５０及びコンデンサＣ２１の直列回路と、カソードを抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点側にして抵抗Ｒ５０と並列に接続されたダイオードＤ２８と、カソードを抵抗Ｒ５０及びコンデンサＣ２１の接続点側にしてコンデンサＣ２１と並列に接続されたダイオードＤ２９と、抵抗Ｒ５０及びコンデンサＣ２１の接続点にベースが接続されると共に、エミッタがスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ９と、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点とトランジスタＱ９のコレクタとの間に抵抗Ｒ５１を介して発光ダイオードＬＥＤ１が接続されたフォトカプラＰＣ１とで構成される。
【０１０４】
ところで、図１８（ａ）〜（ｄ）は各部の電圧波形を示しており、図１８（ａ）はスイッチング素子Ｑ２のゲート（図１７中の点ａ）の電圧Ｖａを示す電圧波形、図１８（ｂ）は抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点（図１７中の点ｂ）の電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧を抵抗Ｒ４８，Ｒ４９で分圧した電圧）Ｖｂを示す電圧波形、図１８（ｃ）は点ａを基準とした点ｂの電圧（＝Ｖｂ−Ｖａ）を示す電圧波形、図１８（ｄ）はトランジスタＱ９のベース・エミッタ間電圧Ｖbeの電圧波形である。
【０１０５】
スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖａは正の電圧Ｖapとなり、電圧Ｖｂは０Ｖとなる。また、点ａから点ｂを見た電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は（−Ｖap）となる。一方、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖａは（−Ｖap）となる。またスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧は平滑コンデンサＣ１の平滑電圧となるので、この電圧を分圧した電圧ＶｂはＶbpとなる。そして、点ａから点ｂを見た電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は（Ｖap＋Ｖbp）となる。
【０１０６】
このように、点ａを基準とした点ｂの電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフに応じて正負に反転するから、点ｂと点ａとの間に接続されたタイマー回路２ａには正負の電圧が印加される。スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態から、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態に切り換わると、電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は正の電圧（Ｖap＋Ｖbp）から負の電圧（−Ｖap）に反転する。この時、コンデンサＣ２１に充電された電荷がダイオードＤ２８及び抵抗Ｒ４８を介して放電され、コンデンサＣ２１に並列接続されたダイオードＤ２９の順方向電圧によりトランジスタＱ９のベース電圧（すなわちコンデンサＣ２１のリセット電圧）が約（−０．７）Ｖにクランプされる。而して、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り換わる時点での、コンデンサＣ２１の両端電圧が略一定になるから、スイッチング素子Ｑ１のオン時にコンデンサＣ２１の両端電圧がトランジスタＱ９のしきい値電圧まで充電されるのに要する充電時間が略一定となり、タイマー回路２ａの動作のばらつきを無くすことができる。
【０１０７】
（基本構成１３）
図１９に電源装置の他の構成の回路図を示す。この電源装置では、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に接続された抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の直列回路と、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に接続されたコンデンサＣ２２とでタイマー回路２ａを構成し、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点にベースが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にコレクタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ１６と、トランジスタＱ１６のエミッタにアノードが接続されると共に、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３と抵抗Ｒ２との接続点にカソードが接続されたダイオードＤ３０とでゲート信号引き抜き回路２ｂを構成している。尚、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂ以外の構成は基本構成８の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１９では起動回路１ｂの図示を省略している。
【０１０８】
ここで、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、ゲート側が負電位となっているので、抵抗Ｒ４９を介してコンデンサＣ２２に充電電流が流れる。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が一定時間以上になると、コンデンサＣ２２の両端電圧がトランジスタＱ１６のしきい値電圧を越えて、トランジスタＱ１６がオンになる。一方、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧は正電圧であり、駆動トランスＴ２の各巻線は磁気的な結合が密であるから、スイッチング素子Ｑ２側の二次巻線ｎ２３の両端間をスイッチング素子Ｑ２により短絡すると、スイッチング素子Ｑ１側の二次巻線ｎ２２の両端電圧も零となり、スイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされる。したがって、低温時にランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が長くなったとしても、そのオン時間を一定時間以内に抑制することができる。
【０１０９】
（実施形態１）
図２０に本実施形態の電源装置の回路図を示す。本実施形態の電源装置では、基本構成１で説明した電源装置において、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの代わりに、予熱回路２ｃ及び制御回路２ｈを設けている。また、基本構成１の電源装置では、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−ダイオードＤｉ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１に充電電流を流しているが、本実施形態の電源装置では、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−ダイオードＤｉ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１に充電電流を流している。尚、電源装置の基本的な回路構成は基本構成１と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、予熱回路２ｃの構成は基本構成１０で説明した予熱回路と同様であるので、その説明は省略する。
【０１１０】
制御回路２ｈでは、整流器ＤＢの直流出力端子間に抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路が接続され、抵抗Ｒ５３と並列にコンデンサＣ２３、ツェナーダイオードＺＤ１４、及び、抵抗Ｒ５４とサーミスタＴｈ１と抵抗Ｒ５５との直列回路がそれぞれ接続されており、サーミスタＴｈ１及び抵抗Ｒ５５の直列回路と並列にノイズ除去用のコンデンサＣ２４が接続されている。また、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点には抵抗Ｒ５６を介してＮＰＮ形トランジスタＱ１７のコレクタが接続され、トランジスタＱ１７のベースは、ツェナーダイオードＺＤ１５を介して抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点に接続され、トランジスタＱ１７のエミッタは予熱回路２ｃのコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続されている。尚、サーミスタＴｈ１は駆動トランスＴ２に熱結合されており、図２１に示すように、駆動トランスＴ２の温度Ｔが上昇するにつれてサーミスタＴｈ１の抵抗値は減少する。
【０１１１】
ここで、本回路の動作について簡単に説明する。交流電源Ｖｓが投入されると、起動回路１ｂによりスイッチング素子Ｑ２に起動信号が入力され、その後駆動回路１ａは共振回路の共振動作に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ２のゲートにゲート信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ２のゲートから抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−コンデンサＣ１５−コンデンサＣ１６の経路で電流が流れる。この時、抵抗Ｒ３４を介してトランジスタＱ７にベース電流が流れ、トランジスタＱ７のベース電流がスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間を短絡させるのに十分な電流に達すると、ダイオードＤ２０及びトランジスタＱ７を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡され、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされる。次に、共振回路の共振動作により共振電流が反転すると、二次巻線ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるゲート信号が発生する。一方、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には負電圧が発生し、コンデンサＣ１６に蓄積された電荷がダイオードＤ１９及び抵抗Ｒ３１を介して放電される。
【０１１２】
そして、予熱回路２ｃでは、この一連の動作をコンデンサＣ１５の両端電圧が一定の電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧のピーク値に略等しい電圧）に達するまで繰り返し実行する。コンデンサＣ１５の両端電圧が上昇するにつれて、抵抗Ｒ３１及びコンデンサＣ１６のＣＲ時定数回路に流れる電流が低下し、コンデンサＣ１６の両端電圧がトランジスタＱ７のしきい値電圧に達するまでの時間が長くなるから、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態から共に略５０％となる状態へと徐々に移行する。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態において、蛍光灯よりなる放電灯Ｌａのフィラメント電極が先行予熱され、ランプにストレスを与えることなくスムーズに点灯状態へと移行させることができる。
【０１１３】
ところで、放電灯Ｌａ及び電源装置の周囲温度が低い場合、駆動トランスＴ２の温度Ｔも低いため、サーミスタＴｈ１の抵抗値は大きくなる。したがって、サーミスタＴｈ１と抵抗Ｒ５５の合成抵抗が大きくなり、抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点の電圧が大きくなる。ここで、周囲温度が所定温度よりも低くなると、抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１５のツェナー電圧を越えるように、抵抗Ｒ５４，Ｒ５５及びサーミスタＴｈ１の抵抗値やツェナーダイオードＺＤ１５のツェナー電圧が設定されており、周囲温度が所定温度よりも低くなって、ツェナーダイオードＺＤ１５が導通すると、トランジスタＱ１７にベース電流が流れ、トランジスタＱ１７がオンになる。この時、コンデンサＣ２３−抵抗Ｒ５６−トランジスタＱ１７−コンデンサＣ１６−コンデンサＣ２３の経路でコンデンサＣ１６に充電電流が流れるから、コンデンサＣ１６の充電時間が短縮され、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスになり、インバータ回路ＩＮＶの出力を小さくでき、低温時にインバータ回路ＩＮＶの出力が増加するのを防止できる。
【０１１４】
またインバータ回路ＩＮＶに電源が投入され、駆動トランスＴ２に共振電流が流れると、駆動トランスＴ２が自己発熱し、さらに駆動トランスＴ２以外の回路部品も発熱するので、駆動トランスＴ２の温度が上昇し、サーミスタＴｈ１の抵抗値が低下する。そして、駆動トランスＴ２の温度が所定温度よりも高くなると、抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１５のツェナー電圧よりも低くなり、ツェナーダイオードＺＤ１５がオフになるので、コンデンサＣ２３から抵抗Ｒ５６及びトランジスタＱ１７を介してコンデンサＣ１６に充電電流が流れなくなる。したがって、制御回路２ｈによりコンデンサＣ１６の充電時間が短縮され、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短縮されることはなく、自励発振による発振周波数でインバータ回路ＩＮＶは発振動作を行う。
【０１１５】
尚、本実施形態では、従来例で説明した主回路の構成を例として説明を行っているが、主回路の構成を上記の回路に限定する趣旨のものではなく、図２２に示すように、フィルター回路Ｆを介して入力された交流電源Ｖｓの交流電圧を整流する整流器ＤＢと、平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の両端間に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、整流器ＤＢの高電位側出力端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間にダイオードＤ３１を介して接続されたリーケージトランスＬＴ１の一次巻線と駆動トランスＴ２の一次巻線との直列回路と、リーケージトランスＬＴ１の二次側に接続された負荷回路４と、ダイオードＤ３１及びリーケージトランスＬＴ１の接続点に一端が接続されると共に、他端が平滑コンデンサＣ１の低電位側の端子に接続されたコンデンサＣ２５とを備え、整流器ＤＢの低電位側の直流出力端子が平滑コンデンサＣ１の低電位側の端子に接続されて構成される主回路に、本実施形態の予熱回路２ｃ及び制御回路２ｈを適用しても良く、上述と同様に低温時におけるインバータ回路ＩＮＶの出力の増加を防止することができる。
【０１１６】
主回路の動作は、特開平１０−２８５９４６号公報に示される電源装置と同様であり、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフの場合、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２５−平滑コンデンサＣ１の経路で、コンデンサＣ１の放電電流が流れる。次に共振回路の共振動作により共振電流が反転して、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出され、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２５−スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線の経路で電流が流れ続ける。その後、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ２５−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ２５の経路で電流が流れる。この時、コンデンサＣ２５の両端電圧が低下し、コンデンサＣ２５の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢ−ダイオードＤ３１−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で入力電流が引き込まれる。そして、共振回路の共振動作により共振電流が反転して、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになっても、整流器ＤＢ−ダイオードＤ３１−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路で電流が流れ続け、電流がゼロになると、再び平滑コンデンサＣ１を電源として、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２５−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、以後上述の動作を繰り返す。
【０１１７】
また、図２３に示すように、平滑コンデンサＣ１の両端間に、ダイオードＤ３２，Ｄ３３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路とをそれぞれ接続し、ダイオードＤ３２，Ｄ３３の接続点にフィルター回路Ｆを介して交流電源Ｖｓの一端を接続し、交流電源Ｖｓの他端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間にリーケージトランスＬＴ１の一次巻線及び駆動トランスＴ２の一次巻線を直列接続し、交流電源Ｖｓの他端と平滑コンデンサＣ１の低電位側の端子との間にコンデンサＣ２６を接続し、リーケージトランスＴ１の二次側に負荷回路４を接続したような主回路に、本実施形態の予熱回路２ｃ及び制御回路２ｈを適用しても良く、上述と同様に低温時におけるインバータ回路ＩＮＶの出力の増加を防止することができる。
【０１１８】
主回路の動作は、特開平１０−２７１８４５号公報に示される電源装置と同様であり、交流電源Ｖｓの電源電圧の極性が以下では、この向きを正極性という。）である場合について説明する。平滑コンデンサＣ１は電源投入直後に充電されるので、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２６−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２６が充電される。コンデンサＣ２６の両端電圧が交流電源Ｖｓの両端電圧に等しくなると、コンデンサＣ２６に電流が流れなくなり、交流電源Ｖｓ−ダイオードＤ３２−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−交流電源Ｖｓの経路で電流が流れる。
【０１１９】
次に共振回路の共振動作により共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、交流電源Ｖｓ−ダイオードＤ３２−平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出されると共に、平滑コンデンサＣ１が充電される。つまり、平滑コンデンサＣ１の両端には交流電源Ｖｓの電圧とリーケージトランスＬＴ１の両端電圧との加算電圧が印加されるから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧は交流電源Ｖｓの電源電圧を昇圧した電圧となる。その後、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出されて、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線の両端電圧よりもコンデンサＣ２６の両端電圧の方が高くなると、コンデンサＣ２６−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ２６の経路で、コンデンサＣ２６に充電された電荷が放出され、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線にエネルギが蓄積される。
【０１２０】
その後、共振回路の共振動作により共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ１−平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣ２６−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線の経路で電流が流れ、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出され、以後上述の動作を繰り返す。尚、交流電源Ｖｓの電源電圧の極性が負極性の場合も略同様に動作するので、その説明は省略する。
【０１２１】
（基本構成１４）
図２４に電源装置の他の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成１の電源装置において、タイマー回路２ａの時定数をランプ電圧に応じて変化させる時定数可変回路２ｉを設けている。また、トランスＴ１の代わりにリーケージトランスＬＴ１を用いており、リーケージトランスＬＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ５，ＣｒとでＬＣ共振回路を構成してある。尚、時定数可変回路２ｉ及びリーケージトランスＬＴ１以外の構成は基本構成１の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【０１２２】
リーケージトランスＬＴ１には、一次巻線ｎ１１と磁気結合された補助巻線ｎ１３が設けられており、補助巻線ｎ１３の一端は整流器ＤＢの低電位側出力端に接続される。一方、補助巻線ｎ１３の他端は、ダイオードＤ３４と抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の直列回路とを介して整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されており、抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の接続点にはトランジスタＱ１８のベースが接続されている。またトランジスタＱ１８のコレクタはコンデンサＣ２７を介して抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点に接続されており、エミッタは整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されている。ここに、リーケージトランスＬＴ１の補助巻線ｎ１３、抵抗Ｒ５７，Ｒ５８、トランジスタＱ１８及びコンデンサＣ１７から時定数可変回路２ｉが構成される。
【０１２３】
ここで、時定数可変回路２ｉの動作について簡単に説明する。補助巻線ｎ１３に発生する電圧はランプ電圧に応じて変化する。補助巻線ｎ１３に発生する電圧はダイオードＤ３４で整流され、抵抗Ｒ５７，Ｒ５８で分圧されており、その分圧電圧がトランジスタＱ１８のしきい値電圧を越えると、トランジスタＱ１８はオンになる。一方、分圧電圧がトランジスタＱ１８のしきい値電圧よりも低ければ、トランジスタＱ１８はオフになる。
【０１２４】
すなわち、常温付近において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが大きく、ランプ電圧が高い場合は、トランジスタＱ１８がオンになり、タイマー回路２ａの時定数は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とコンデンサＣ１１，Ｃ２７の合成容量とで決定される。一方、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが小さく、ランプ電圧が小さい場合には、トランジスタＱ１８がオフするようにリーケージトランスＬＴ１の巻線比や抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の分圧比が設定されており、トランジスタＱ１８がオフになると、タイマー回路２ａの時定数は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とコンデンサＣ１１とで決定されるため、常温時に比べて時定数が小さくなり、タイマー回路２ａの限時時間が短くなるので、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数の下限値が常温時に比べて高くなる。
【０１２５】
このように、本回路では常温時と低温時とでタイマー回路２ａの時定数を切り替えているので、常温時における発振周波数と低温時における発振周波数とを別々に設計することができ、且つ、常温時に比べて低温時の時定数を小さくしているので、低温時においてインバータ回路ＩＮＶの発振周波数の下限値が高くなり、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【０１２６】
（基本構成１５）
図２５に電源装置の他の構成の回路図を示す。実施形態１の電源装置では、部分平滑回路３によりスイッチング素子Ｑ２のオン時に平滑コンデンサＣ１に充電電流を流していたが、この電源装置では、実施形態１の電源装置において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端間に平滑コンデンサＣ１を接続している。また、制御回路２ｈは、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続された抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路と、抵抗Ｒ５３に並列接続されたコンデンサＣ２３と、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点にそれぞれ一端が接続された抵抗Ｒ５９，Ｒ６０と、抵抗Ｒ５９の他端にカソードが接続されたツェナーダイオードＺＤ１６と、ツェナーダイオードＺＤ１６のアノードにベースが接続されると共に、抵抗Ｒ６０の他端にコレクタが接続されたトランジスタＱ１７とで構成され、トランジスタＱ１７のエミッタはコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続されている。尚、平滑コンデンサＣ１及び制御回路２ｈ以外の構成は実施形態１の電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【０１２７】
本回路では、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−平滑コンデンサＣ１の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣｉｎが充電される。そして、コンデンサＣｉｎの両端電圧と整流器ＤＢの出力電圧との和が平滑コンデンサＣ１の両端電圧に達すると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で入力電流が引き込まれる。その後、共振回路に流れる共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ（ダイオードＤｉ）−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れる。
【０１２８】
このように、共振電流の一部を入力電流とするような電源装置では、電源電圧が上昇すると、負荷に供給される電力が大きくなる。しかも、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低く、駆動トランスＴ２の温度も低温の場合は、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加するから、低温時において電源電圧が上昇すると、負荷に供給される電力がさらに大きくなり、回路素子に加わるストレスが更に増加するという問題があった。
【０１２９】
ここで、定格入力電圧よりも高い電圧が入力されると、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続された抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点の電位が上昇する。そして、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点の電位がツェナーダイオードＺＤ１６を導通させるのに十分な電位に達すると、ツェナーダイオードＺＤ１６が導通してトランジスタＱ１７にベース電流が与えられる。
この時、コンデンサＣ２３−抵抗Ｒ６０−トランジスタＱ１７−コンデンサＣ１６−コンデンサＣ２３の経路で、予熱回路２ｃのコンデンサＣ１６に充電電流が流れるので、コンデンサＣ１６の充電に要する時間が短くなり、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短くなる。而して、入力電圧が定格電圧よりも高い場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間がアンバランスな状態でインバータ回路ＩＮＶを動作させることにより、インバータ回路ＩＮＶから過大な電力が負荷に供給されるのを防止でき、出力電力を略一定に制御できる。また、低温時において電源電圧が上昇した場合でも回路素子に過大なストレスが加わるのを防止できる。
【０１３０】
（基本構成１６）
この電源装置の回路構成は、図２９に示す従来の電源装置と同様であり、本装置では放電灯Ｌａとして、例えばクリプトンやネオン等の原子量の大きな不活性ガスを含む所謂省電力型蛍光ランプを用いている。省電力型蛍光ランプでは、周囲温度が（−１０）℃程度の低温時において、一般の蛍光ランプよりも照度が低下することが判明している。図２６は松下電器産業株式会社製の省電力型蛍光ランプ（型番：ＦＬＲ４０／３６）と一般の蛍光ランプ（型番：ＦＬＲ４０）の周囲温度に対する照度特性（比光束（％））を示している。図２６のイは省電力型蛍光ランプの特性曲線、図２６のロは一般の蛍光ランプの特性曲線であり、省電力型蛍光ランプを負荷とした場合、低温時（−１０℃）における照度は常温時（２５℃）における照度の３０％程度となっている。
【０１３１】
また、図２７は省電力型蛍光ランプの等価抵抗と周囲温度との関係を示す図であり、図２７では２５℃における等価抵抗を１として、各温度における等価抵抗の相対値を表している。省電力型蛍光ランプでは低温時においてランプインピーダンスが低下するため、インバータ回路ＩＮＶの出力は増加する方向に向かうが、インバータ回路ＩＮＶの直流電源が一定の場合、インバータ回路ＩＮＶの出力はあまり増加しなかった。そのため、このようなインバータ回路ＩＮＶの負荷として省電力型蛍光ランプを用いた場合、低温時においてランプの照度が極端に低下するという問題があった。そこで、例えば低温状態を検出し、低温時においてインバータ回路ＩＮＶの出力を増加させるように制御する方法もあるが、周囲温度の検出回路などを新たに追加する必要があり、コストアップの要因となる。
【０１３２】
この電源装置では、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下すると、図２８に示すように発振周波数が低下して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が長くなり、平滑コンデンサＣ１に充電電流の流れる期間が長くなるので、インバータ回路ＩＮＶの電源電圧である平滑コンデンサＣ１の両端電圧が上昇する。この時、共振回路に流れる共振電流は、ランプインピーダンスの低下によって増加するとともに、平滑コンデンサＣ１の両端電圧の上昇によって更に増加するため、ランプ出力を増大させることができる。すなわち、この電源装置では、インバータ回路ＩＮＶの電源である平滑コンデンサＣ１の両端電圧が、ランプインピーダンスの低下とともに上昇するので、共振回路に流れる共振電流を増加させることができ、低温時において放電灯Ｌａの照度が極端に低下するのを自動的に補正することができる。
【０１３３】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して、少なくともＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するインバータ回路と、インバータ回路の出力の一部を入力側に帰還させる帰還手段と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３４】
請求項２の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に接続される一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に接続された少なくともＬＣ共振回路及び負荷を含む負荷回路と、ダイオードに並列接続されたインピーダンス要素と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３５】
請求項３の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサ及び負荷からなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方とチョッパ用のインダクタとを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３６】
請求項４の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、二次側に負荷が接続される負荷用トランス、共振用コンデンサ及び共振用インダクタからなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方と負荷用トランスの一次巻線とを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３７】
請求項５の発明は、請求項１乃至４の発明において、駆動回路から制御手段に動作電源を供給することを特徴とし、制御手段に電源を供給する回路を別途設ける必要がないから、電源装置を構成する回路素子の数を減らすことができるという効果がある。
【０１３８】
請求項６の発明は、請求項１乃至４の発明において、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を生成して制御手段に供給する電源回路を設けたことを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加するため、駆動回路の出力電圧を制御手段の動作電圧とする場合、制御手段の電源電圧が変動して、制御手段の動作が不安定になる虞があるが、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を制御手段に供給する電源回路を設けているので、負荷回路のインピーダンスが低下した場合でも制御手段に安定した動作電源を供給することができ、制御手段を安定に動作させることができるという効果がある。
【０１３９】
請求項７の発明は、請求項１乃至４の何れかの発明において、感温素子は駆動トランスに熱結合されたことを特徴とし、駆動トランスが低温の場合、制御手段は出力を低下させるようにインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  基本構成１の電源装置の回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｄ）は基本構成１の電源装置と従来の電源装置の各部の波形図である。
【図３】  同上の別の電源装置の回路図である。
【図４】  同上のまた別の電源装置の回路図である。
【図５】  基本構成２の電源装置の回路図である。
【図６】  基本構成３の電源装置の回路図である。
【図７】（ａ）は基本構成４の電源装置の一部省略せる回路図であり、（ｂ）は要部回路図である。
【図８】（ａ）〜（ｆ）は同上の各部の波形を示す波形図である。
【図９】  同上の別の電源装置の一部省略せる回路図である。
【図１０】  基本構成５の電源装置の回路図である。
【図１１】  基本構成６の電源装置の回路図である。
【図１２】  基本構成７の電源装置の回路図である。
【図１３】  基本構成８の電源装置の回路図である。
【図１４】  基本構成９の電源装置の回路図である。
【図１５】  基本構成１０の電源装置の回路図である。
【図１６】  基本構成１１の電源装置の回路図である。
【図１７】  基本構成１２の電源装置の回路図である。
【図１８】（ａ）〜（ｅ）は基本構成８及び基本構成１２の電源装置の各部の電圧波形である。
【図１９】  基本構成１３の電源装置の回路図である。
【図２０】  実施形態１の電源装置の回路図である。
【図２１】  同上に用いるサーミスタの温度と抵抗値の関係を示す図である。
【図２２】  同上の別の電源装置の回路図である。
【図２３】  同上のまた別の電源装置の回路図である。
【図２４】  基本構成１４の電源装置の回路図である。
【図２５】  基本構成１５の電源装置の回路図である。
【図２６】  基本構成１６の電源装置に用いる放電灯の周囲温度と光出力との関係を示す図である。
【図２７】  同上に用いる放電灯の周囲温度と等価抵抗との関係を示す図である。
【図２８】  同上の発振周波数とランプ出力との関係を示す図である。
【図２９】  従来の電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１ａ  駆動回路
２ａ  タイマー回路
２ｂ  ゲート信号引き抜き回路
４  負荷回路
ＩＮＶ  インバータ回路
Ｌａ  放電灯
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
0003697977.tif 000003
【図３】
0003697977.tif 000004
【図４】
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【図５】
0003697977.tif 000006
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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