(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回転子及び発電出力発生用の固定子巻線が巻装される固定子を備える同期発電機と、該同期発電機の発電状態を制御する制御手段と、前記発電機の回転数に関連する物理量を検出する回転数検出手段とを備える車両用同期発電装置において、
前記制御手段は、前記発電機の所定の低回転数域にて前記固定子巻線へ進相電流を通電しかつ前記界磁巻線に界磁電流を通電することにより前記固定子巻線及び前記界磁巻線の両方により界磁束を形成し、かつ、前記発電機の所定の高回転数域にて前記進相電流を遮断乃至低減して前記界磁巻線により主として前記界磁束を形成する進相電流給電手段を備えることを特徴とする車両用同期発電装置。
【請求項２】
前記進相電流給電手段は、前記高回転数域にて前記進相電流を遮断するものである請求項１記載の車両用同期発電装置。
【請求項３】
前記進相電流給電手段は、前記低回転数域の前記界磁電流を前記高い回転数域の前記界磁電流より低減するものである請求項１又は２記載の車両用同期発電装置。
【請求項４】
前記同期発電機の回転子はランデル型爪状鉄心を有するものである請求項１乃至３のいずれか記載の車両用同期発電装置。
【請求項５】
前記進相電流給電手段は、半導体スイッチング素子で構成されるとともに複数相の前記固定子巻線の各出力端に接続される正逆両方向通電開閉回路と、該正逆両方向通電開閉回路を制御する制御回路とを有し、該制御回路は、前記半導体スイッチング素子の整流動作時の導通期間を調整して前記固定子巻線へ流入する方向へ前記進相電流を発生させるものである請求項１乃至４のいずれか記載の車両用同期発電装置。
【請求項６】
前記半導体スイッチング素子は、双方向導通素子からなる請求項５記載の車両用同期発電装置。
【請求項７】
前記半導体スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴからなる請求項５記載の車両用同期発電装置。
【請求項８】
前記ＭＯＳＦＥＴは、ＳｉＣを素材とするものである請求項７記載の車両用同期発電装置。
【請求項９】
前記同期発電機の回転子の回転位相角を検出する位相角検出手段を有し、前記進相電流給電手段は前記回転位相角に基づいて前記半導体スイッチング素子の整流動作時のターンオフ時点を制御するものである請求項５乃至８のいずれかに記載の車両用同期発電装置。
【請求項１０】
前記所定の低回転数域と所定の高回転数域との境界回転数は、前記同期発電機の発電電圧が所定のバッテリ電圧値を超える前記同期発電機の立ち上がり回転数の２〜４倍の値に設定されている請求項１乃至９のいずれかに記載の車両用同期発電装置。
【請求項１１】
前記回転子の界磁巻線の温度に関連する物理量を検出する温度検出手段を有し、前記進相電流給電手段は、検出された前記物理量に基づいて前記温度が低い場合より高い場合に前記進相電流を増大するとともに前記界磁電流を低減するものである請求項１乃至１０のいずれかに記載の車両用同期発電装置。
【請求項１２】
前記温度検出手段により検出された温度が所定値以上かどうかを判定する温度判定手段を有し、前記進相電流給電手段は、前記温度が所定値を超える場合に前記進相電流の給電を行うとともに前記界磁電流を低減し、前記温度が所定値以下の場合に前記進相電流の給電を低減乃至停止するものである請求項１１記載の車両用同期発電装置。
【請求項１３】
前記同期発電機は、三相以上の前記固定子巻線を有する請求項１乃至１２記載の車両用同期発電装置。
【請求項１４】
前記電機子電流に関連する物理量を検出する電流検出手段を備え、
前記制御回路は、前記電機子電流に関連する物理量に基づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通電開始時点及び通電終了時点を決定するものであることを特徴とする請求項５記載の車両用同期発電装置。
【請求項１５】
同期発電機の界磁巻線に流れる界磁電流を制御して、固定子巻線より発生する発電出力を制御する車両用同期発電装置の励磁制御方法において、
前記同期発電機の回転数に関連する物理量を検出し、前記発電機の所定の低回転数域では前記固定子巻線へ進相電流を給電して前記固定子巻線から界磁束を発生させ、該固定子巻線の界磁束と前記界磁巻線に発生する界磁束とにより発電を行い、且つ、前記発電機の所定の高回転数域では前記固定子巻線への前記進相電流の通電を停止乃至低減して主として前記界磁巻線の界磁束により発電を行なうことを特徴とする車両用同期発電装置の励磁制御方法。
【請求項１６】
前記低回転数域の前記界磁電流を前記高い回転数域の前記界磁電流より低減する請求項１５記載の車両用同期発電装置の励磁制御方法。
【請求項１７】
界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回転子及び発電出力発生用の固定子巻線が巻装される固定子を備える同期発電機と、
各相の前記固定子巻線の出力端と高位直流電源端とを個別に接続する複数のハイサイドスイッチ及び各相の前記固定子巻線の出力端と低位直流電源端とを個別に接続する複数のローサイドスイッチを有する正逆両方向通電開閉回路と、
前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを断続制御して前記固定子巻線に通電される電機子電流を制御する制御回路と、
前記電機子電流に関連する物理量を検出する電流検出手段とを備え、
前記制御回路は、前記電機子電流に関連する物理量に基づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通電開始時点及び通電終了時点を決定することを特徴とするものであることを特徴とする車両用同期発電装置。
【請求項１８】
前記制御回路は、前記電流検出手段の出力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は遮断するものである請求項１７記載の車両用同期発電装置。
【請求項１９】
前記制御回路は、前記ハイサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出する向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した時点から所定時間遅延して前記ハイサイドスイッチを遮断するものである請求項１８記載の車両用同期発電装置。
【請求項２０】
前記制御回路は、前記ローサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入する向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化した時点から所定時間遅延して前記ローサイドスイッチを遮断するものである請求項１８記載の車両用同期発電装置。
【請求項２１】
前記制御回路は、前記ハイサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出する向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ローサイドスイッチを導通するものである請求項１９記載の車両用同期発電装置。
【請求項２２】
前記制御回路は、前記ローサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入する向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化した時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ハイサイドスイッチを導通するものである請求項１８記載の車両用同期発電装置。
【請求項２３】
前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチはＭＯＳＦＥＴからなり、前記電流検出手段は前記ＭＯＳＦＥＴとともに集積された低抵抗素子からなる請求項１７記載の車両用同期発電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期発電機を用いた車両用発電装置に関し、詳しくは、同期発電機の固定子巻線に進相電流を給電する車両用発電装置及びその励磁制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用発電装置としては、通常、ロータに界磁コイルを有する三相同期発電機（いわゆるオルタネータ）を用い、その発電電圧を内蔵の三相全波整流器で整流してバッテリを充電している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
近年、自動車のエンジンルームの省スペース化、高密度化のため、交流発電機の周辺温度がますます高くなる傾向にあり、界磁巻線式ロータを有する車両交流発電機は、使用頻度の高い低回転数域すなわちロータに固定された冷却ファンの能力が小さい領域で、界磁電流による発熱により界磁巻線の温度上昇を抑えることができず、界磁電流の低下、出力の低下、絶縁樹脂の耐久性の低下を招く可能性が生じた。
【０００４】
上記した問題は、特に一般的なランデル形回転子では、コイルを囲包する如くポールコアがコイルの熱の放散を妨げる構成であるために、コイルに熱がこもり、昇温が著しいという問題があり、この形式の車両用交流発電機の小型軽量大出力化を図る場合、一層重大となった。
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、界磁コイル型のロータの温度上昇が抑止可能で低回転数域での出力も向上できる車両用同期発電装置及びその励磁制御方法を提供することを、その目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の構成は、界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回転子及び発電出力発生用の固定子巻線が巻装される固定子を備える同期発電機と、該同期発電機の発電状態を制御する制御手段と、前記発電機の回転数に関連する物理量を検出する回転数検出手段とを備える車両用同期発電装置において、
前記制御手段が、前記発電機の所定の低回転数域にて前記固定子巻線へ進相電流を通電しかつ前記界磁巻線に界磁電流を通電することにより前記固定子巻線及び前記界磁巻線の両方により界磁束を形成し、かつ、前記発電機の所定の高回転数域にて前記進相電流を遮断乃至低減して前記界磁巻線により主として前記界磁束を形成する進相電流給電手段を備えることを特徴としている。
【０００６】
本発明の第２の構成は、上記第１の構成において更に、前記進相電流給電手段が、前記高回転数域にて前記進相電流を遮断するものであることを特徴としている。
本発明の第３の構成は、上記第１又は第２の構成において更に、前記進相電流給電手段が、前記低回転数域の前記界磁電流を前記高い回転数域の前記界磁電流より低減するものであることを特徴としている。
【０００７】
本発明の第４の構成は、上記第１乃至第３のいずれかの構成において更に、前記同期発電機の回転子がランデル型爪状鉄心を有するものであることを特徴としている。
本発明の第５の構成は、上記第１乃至第４のいずれかの構成において更に、前記進相電流給電手段は、半導体スイッチング素子で構成されるとともに複数相の前記固定子巻線の各出力端に接続される正逆両方向通電開閉回路と、該正逆両方向通電開閉回路を制御する制御回路とを有し、該制御回路が、前記半導体スイッチング素子の整流動作時の導通期間を調整して前記固定子巻線へ流入する方向へ前記進相電流を発生させるものであることを特徴としている。
【０００８】
本発明の第６の構成は、上記第５の構成において更に、前記半導体スイッチング素子が、双方向導通素子からなることを特徴としている。
本発明の第７の構成は、上記第５の構成において更に、前記半導体スイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴからなることを特徴としている。
本発明の第８の構成は、上記第７の構成において更に、前記ＭＯＳＦＥＴが、ＳｉＣを素材とするものであることを特徴としている。
【０００９】
本発明の第９の構成は、上記第５乃至第８のいずれかの構成において更に、前記同期発電機の回転子の回転位相角を検出する位相角検出手段を有し、前記進相電流給電手段が前記回転位相角に基づいて前記半導体スイッチング素子の整流動作時のターンオフ時点を制御するものであることを特徴としている。
本発明の第１０の構成は、上記第１乃至第９のいずれかの構成において更に、前記所定の低回転数域と所定の高回転数域との境界回転数が、前記同期発電機の発電電圧が所定のバッテリ電圧値を超える前記同期発電機の立ち上がり回転数の２〜４倍の値に設定されていることを特徴としている。
【００１０】
本発明の第１１の構成は、上記第１乃至第１０のいずれかの構成において更に、前記回転子の界磁巻線の温度に関連する物理量を検出する温度検出手段を備え、前記進相電流給電手段が、検出された前記物理量に基づいて前記温度が低い場合より高い場合に前記進相電流を増大するとともに前記界磁電流を低減するものであることを特徴としている。
【００１１】
本発明の第１２の構成は、上記第１１の構成において更に、前記温度検出手段により検出された温度が所定値以上かどうかを判定する温度判定手段を有し、前記進相電流給電手段が、前記温度が所定値を超える場合に前記進相電流の給電を行うとともに前記界磁電流を低減し、前記温度が所定値以下の場合に前記進相電流の給電を低減乃至停止するものであることを特徴としている。
【００１２】
本発明の第１３の構成は、上記第１乃至第１２の構成において更に、前記同期発電機は、三相以上の前記固定子巻線を有することを特徴としている。
本発明の第１４の構成は、上記第５の構成において更に、前記電機子電流に関連する物理量を検出する電流検出手段を備え、前記制御回路が、前記電機子電流に関連する物理量に基づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通電開始時点及び通電終了時点を決定するものであることを特徴としている。
【００１３】
本発明の第１５の構成は、同期発電機の界磁巻線に流れる界磁電流を制御して、固定子巻線より発生する発電出力を制御する車両用同期発電装置の励磁制御方法において、
前記同期発電機の回転数に関連する物理量を検出し、前記発電機の所定の低回転数域では前記固定子巻線へ進相電流を給電して前記固定子巻線から界磁束を発生させ、該固定子巻線の界磁束と前記界磁巻線に発生する界磁束とにより発電を行い、且つ、前記発電機の所定の高回転数域では前記固定子巻線への前記進相電流の通電を停止乃至低減して主として前記界磁巻線の界磁束により発電を行なうことを特徴としている。
【００１４】
本発明の第１６の構成は、上記第１５の構成において更に、前記低回転数域の前記界磁電流を前記高い回転数域の前記界磁電流より低減することを特徴としている。
本発明の第１７の構成は、界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回転子及び発電出力発生用の固定子巻線が巻装される固定子を備える同期発電機と、各相の前記固定子巻線の出力端と高位直流電源端とを個別に接続する複数のハイサイドスイッチ及び各相の前記固定子巻線の出力端と低位直流電源端とを個別に接続する複数のローサイドスイッチを有する正逆両方向通電開閉回路と、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを断続制御して前記固定子巻線に通電される電機子電流を制御する制御回路と、前記電機子電流に関連する物理量を検出する電流検出手段とを備え、
前記制御回路が、前記電機子電流に関連する物理量に基づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通電開始時点及び通電終了時点を決定することを特徴とするものであることを特徴とする車両用同期発電装置である。
【００１５】
本発明の第１８の構成は、上記第１７の構成において更に、前記制御回路が、前記電流検出手段の出力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は遮断するものであることを特徴としている。
本発明の第１９の構成は、上記第１８の構成において更に、前記制御回路が、前記ハイサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出する向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した時点から所定時間遅延して前記ハイサイドスイッチを遮断するものであることを特徴としている。
【００１６】
本発明の第２０の構成は、上記第１８の構成において更に、前記制御回路が、前記ローサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入する向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化した時点から所定時間遅延して前記ローサイドスイッチを遮断するものであることを特徴としている。
本発明の第２１の構成は、上記第１８の構成において更に、前記制御回路が、前記制御回路が、前記ハイサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出する向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ローサイドスイッチを導通するものであることを特徴としている。
【００１７】
本発明の第２２の構成は、上記第１８の構成において更に、前記制御回路が、前記ローサイドスイッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入する向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化した時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ハイサイドスイッチを導通するものであることを特徴としている。
本発明の第２３の構成は、上記第１７の構成において更に、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチがＭＯＳＦＥＴからなり、前記電流検出手段が前記ＭＯＳＦＥＴとともに集積された低抵抗素子からなることを特徴としている。
【００１８】
本発明の第２４の構成は、上記第１８の構成において更に、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチがＭＯＳＦＥＴからなり、前記電流検出手段が前記ＭＯＳＦＥＴとともに集積された低抵抗素子からなることを特徴としている。
【００１９】
【作用及び発明の効果】
本発明の第１、第２、第３、第１５及び第１６の構成において、低回転数域では固定子巻線へ進相電流を給電し、かつ、界磁巻線に界磁電流を給電して進相電流により増強された界磁束（すなわち回転磁界）を発生する。一方、高回転数域では固定子巻線への進相電流を停止乃至削減して主として界磁電流による界磁束により発電を行なう。したがって、本発明によれば、低回転数域において上記進相電流により界磁束が増加され、その結果として、同一の発電出力を得るのに必要な界磁電流を低減でき、低回転数域における冷却が相対的に難しい界磁巻線の温度上昇を抑制できる。また、高回転数域においては固定子巻線の温度上昇を従来並みに抑えることもできる。
【００２０】
本発明の第４の構成では、コイルを磁極鉄心でおおうための昇温が大きいランデル型爪状鉄心を有する回転子に対して上記界磁電流を減らし上記進相電流成分を増す制御を行うことにより、上記界磁電流の温度上昇の抑制効果が大きく、特にこの技術を適用した場合の有用性が大きい。
本発明の第５乃至第７の構成では、半導体スイッチング素子の整流動作時の導通期間を調整して固定子巻線へ流れ込む方向の進相電流を発生させるので、簡単に進相電流の給電が実現できる。
【００２１】
例えば、三相の固定子コイルを備え、半導体スイッチング素子として双方向導通素子を用いた三相全波整流器においては、発電電流は発電相電圧のピーク位相角を中心として前後に所定の位相角度期間の幅を有し、この位相角度期間は、通常、発電相電圧から双方向導通素子の電圧降下を差し引いた差電圧がバッテリ電圧を上回る期間とされていた。これに対し、本構成では、上記差電圧がバッテリ電圧を下回るようになってもその後の所定の位相角度期間だけは双方向導通素子の導通を持続する。このようにすれば、発電相電圧のピーク位相角に対して所定位相角度期間だけずれた位相角位置にてバッテリから固定子コイルへ電流が流れる。この進相電流は、回転する界磁電流ベクトル（界磁束ベクトル）と同相成分を含むので、実質的に界磁束が増強されたと見做すことができる。
【００２２】
また、半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの様な双方向導通素子からなるので、整流器を構成するインバータ回路は発電、充電制御用のスイッチング素子と進相電流給電用のスイッチング素子とを別個に備える必要がなく、回路構成を簡単化できる。
本発明の第８の構成では、上記ＭＯＳＦＥＴを高耐熱のＳｉＣ材にて形成するので、素子の冷却フィンを小型化できる。
【００２３】
本発明の第９の構成では、回転子の回転位相角を検出して半導体スイッチング素子のターンオフ時点を制御しているので、進相電流の正確な位相制御を行うことができる。
本発明の第１０の構成では、低回転数域と高回転数域との境界回転数を発電電圧が所定のバッテリ電圧を超える立ち上がり回転数（例えば、５００ｒｐｍ〜１５００ｒｐｍ）の２〜４倍に設定しているので、出力増加と発熱増加とのバランスを適切に制御できる。
【００２４】
本発明の第１１乃至第１２のいずれかの構成では、界磁巻線の温度を検出して温度が低い場合より高い場合に進相電流を増大しかつ界磁電流を低減するので、出力電流の低下を抑止しつつ界磁巻線の温度を低減できる。また、温度が所定値以下のときに進相電流を停止するようにすることもできる。
本発明の第１４、第１７乃至第２３のいずれかの構成では、進相電流通電制御を簡単に実施することができる。
【００２５】
本発明の第１９の構成では、上記第１８の構成において更に、ハイサイドスイッチを流れる電流が流出する向きから流入する向きへ変化した時点から所定時間遅延してからこのハイサイドスイッチを遮断する。
このようにすれば、以下に説明する作用効果が得られる。
まず、固定子巻線へ流入する向きに進相電流である相電流が上記所定時間（例えば第５図におけるＴ  ）だけ流れ、この所定時間において、相電圧（ここで相電圧とはその相の固定子巻線の出力端の電位をいう）はまだ反転する前であるので、相電流が先に反転したことになり、その分、電流位相が電圧位相より進相され、これにより上述したように界磁束増加効果が得られる。
【００２６】
また、この所定時間Ｔ2 が終了した時点ｔ1 ’において、上記進相電流が通電されない場合には、相電圧は通常、低位直流電源端の電圧（図１では０Ｖ）より大きい値であり、上記進相電流を通電しない場合には、時点ｔ1 ’後、相電流（進相電流）が低位直流電源端から固定子巻線へ流れ込むことはない。
しかし、所定時間Ｔ2 の間、ハイサイドスイッチから固定子巻線へ進相電流を流入させると、時点ｔ1 ’におけるハイサイドスイッチの遮断時に各固定子巻線に発生する逆起電力がこの相の固定子巻線の出力端の電位すなわちこの相の相電圧を低下させる向きに発生し、この逆起電力の分だけ相電圧が低下して相電圧Ｖａが低位直流電源端の電位より低下し、その結果として、進相電流が低位直流電源端からオンしているローサイドスイッチ又はこのローサイドスイッチと並列接続されたローサイドのダイオードを通じてこの相の固定子巻線に流入することになる。
【００２７】
言い換えれば、進相電流非給電時には流れない所定時間Ｔ2 の間の進相電流により固定子巻線に電磁エネルギが蓄積され、この電磁エネルギが時点ｔ1 ’以後に放出されると考えられる。この時点ｔ1 ’以後の進相電流も電流波形を進相状態側に歪めるので、進相電流として界磁束を増強し、更に、この時点ｔ1 ’以後の進相電流は実際に高位直流電源端から回収される。
【００２８】
結局、図４の非進相制御モード時と、図５の進相制御モード時とを比較すると、所定時間Ｔ  の間、進相電流を通電することにより、発電に有効な界磁束を増強するとともに、１周期中の固定子巻線から高位直流電源端に電流が流出する期間が増大し、発電能力が増大することがわかる。
本発明の第２０の構成では、上記第１８の構成において更に、ローサイドスイッチを流れる電流が固定子巻線へ流入する向きからそれから流出する向きへ変化した時点から所定時間遅延してからこのローサイドスイッチを遮断する。
【００２９】
このようにすれば、上記第１９の構成で説明したと同じ作用及び効果により発電能力が増大する。
なお、上述した所定時間（進相電流給電時間）の最大値は回転数に依存する最長時間（最大遅延時間）をもつことは容易にわかる。また、この最大遅延時間は各相の電機子電流の１周期（電気角２π）が回転数に応じて変化するため、回転数の増減に反比例的に変化することもわかる。更に、回転数の増大とともに各相の発電電圧の立ち上がりが早くなるので、回転数が増大すると、最大遅延時間は更に一層短縮される。したがって、最大遅延時間（最長進相電流給電期間）と回転数との関係を示すマップを予め制御回路に記憶しておき、この制御回路に回転数を導入してこの回転数に対して最大遅延時間を求めるとともに、算出遅延時間がこの最大遅延時間を超える場合には遅延時間をこの最大遅延時間に固定することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
本発明の車両用発電装置の一実施例を図１に示すブロック図及び図２に示す三相同期発電機１００の断面図を参照して説明する。
この車両用発電装置は、図１のブロック図に示すように、三相同期発電機１００と、その交流発電電流を整流する三相全波整流器（整流器ともいう）１１と、レギュレータ７とからなる。この三相全波整流器１１及びレギュレータ７にて、本発明でいう進相電流給電手段（制御手段）を構成している。
【００３１】
三相同期発電機１００は、図２に示すように、ドライブフレーム１及びリアフレーム２を有し、ドライブフレーム１及びリアフレーム２は軸受３ａ、３ｂを介してロータ４を回転自在に支持している。ドライブフレーム１にはロータ４の外周を囲包してステータ５が固定され、ステータ５の電機子コイル５ａ〜５ｃで生じた発電電流はＭＯＳＦＥＴで構成された整流器１１により整流される。ロータ４の界磁コイル４ｃに通電される界磁電流はレギュレータ７により制御され、ロータ４のポールコア４ｅの両端には冷却用ファン４ａ、４ｂが取り付けられている。
【００３２】
この三相同期発電機１００は、良く知られているように、界磁コイル４ｃに界磁電流を通電し、プーリ８を介しエンジン（図には表示せず）によりロータ４を回転することにより、ステータ５の内周側に回転磁界が発生し電機子コイル５ａ〜５ｃに三相交流電圧が誘導される。
三相全波整流器１１は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを三相ブリッジ接続したインバータ回路からなり、この三相全波整流器１１は周知であり、その構造説明は省略する。三相全波整流器１１の高位直流出力端はバッテリ９の高位端及び電気負荷１０の＋端に接続され、三相全波整流器１１の低位直流出力端はバッテリ９の低位端及び電気負荷１０の他端とともに接地されている。なお、上記Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＳｉとＣの化合物であるＳｉＣ材料にてＭＯＳＦＥＴを構成してもよく、より高温下でも使用できるため冷却フィンを小型にできる。
【００３３】
レギュレータ７は、マイコン構成を有し、バッテリ電圧ＶＢを所定の発電電圧値に一致するよう界磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するとともに、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆから個別に入力する後述の電圧降下信号Ｐａ〜Ｐｆに基づいてゲート電圧信号Ｇａ〜Ｇｆを形成し、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのゲート電極に個別に印加する。なお、７０は界磁温度検出器であり、発電機に取り付けられ、界磁巻線の温度に相当する温度信号を検出する。
【００３４】
次に、本実施例の動作原理を前もって簡単に説明する。
本実施例では、低回転数域において、後述する所定のタイミングでレギュレータ７からインバータ回路１１へゲート電圧信号Ｇａ〜Ｇｆを出力して、ステータコイル５ａ〜５ｃに進相電流を流し、この進相電流に起因する電機子反作用の増磁作用により界磁束が増加し、発電電圧及び出力電流が増加する。更に、この出力増加した分だけ界磁電流を低減し、界磁コイル４ｃの発熱を低減し、出力を低下することなくロータコイル４ｃの温度上昇を抑圧する。
【００３５】
三相全波整流器１１のａ相のインバータを図３を参照して説明する。
ハイサイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ及びローサイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄはそれぞれＮチャンネルタイプであり、互いに直列接続されている。Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、発電時のドレイン領域である電機子コイル側のＮ型領域と、その発電時のソース領域であるバッテリ側のＮ型領域と、ゲート電極１１４ａ直下のＰウエル領域とを有し、これらＮ型領域とＰウエル領域との間のＰＮ接合が寄生ダイオードを形成している。
【００３６】
本実施例では、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのチャンネル直下のＰウエル領域の電位設定のためにこのＰウエル領域が電機子コイル側のＮ型領域と短絡接続されており、更にこの電機子コイル５ａ側のＮ型領域は電流検出用の低抵抗１１３ａを通じて電機子コイル５ａに接続されている。なお、この低抵抗は、チップ上に絶縁膜を介して所定抵抗率の半導体層又は金属配線層などをパターニングして形成したものである。
【００３７】
同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのチャンネル直下のＰウエル領域の電位設定のためにこのＰウエル領域が接地端側のＮ型領域と短絡接続されており、更にこの接地端側のＮ型領域は電流検出用の低抵抗１１３ａを通じて接地されている。他の相のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｅ、１１ｃ、１１ｆも同様の低抵抗を有し、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆは、電機子コイル側のＮ型領域と低抵抗との接続端子Ｐａ〜Ｐｆを有している。寄生ダイオード１１２ａ、１１２ｄは発電電流をバッテリ９に給電する際の電流経路にもなる。
【００３８】
したがって、相電圧Ｖａと接続端子Ｐａの電位との差からＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａがターンオンしている場合のチャンネル電流を検出することができる。同様に、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ〜１１ｆのチャンネル電流が検出できる。なお、ゲート電圧は充分に高く、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆは非飽和動作領域（すなわち、チャンネルが空乏層でピンチオフされない動作モード）で用いられる。
【００３９】
次に、三相全波整流器１１の各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆの開閉タイミングについて、説明する。
（進相電流給電を実施しない場合）
まず、進相電流給電を実施しない場合を説明する。図４は電機子コイル５ａの相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。
【００４０】
相電圧Ｖａを出力するａ相のハイサイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａの制御は以下のように行われる。そのターンオンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより高いかどうかを調べ、高い場合にオンする。ターンオフは相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより低くなった時点に行う。他の相のハイサイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃの開閉制御も同じように行う。
【００４１】
次に、ａ相のローサイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄの制御は以下のように行われる。そのターンオンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａが接地電圧Ｖ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより低いかどうかを調べ、低い場合にオンする。ターンオフは相電圧Ｖａが接地電圧より高くなった時点に行う。他の相のローサイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆの開閉制御も同じように行う。
【００４２】
（進相電流給電を実施する場合）
次に、進相電流給電を実施する場合を説明する。図５は電機子コイル５ａの相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。
この実施例では、ハイサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオンタイミングは、その相電流が負から正になる時点、すなわち低抵抗１１３ｄの電圧降下Ｖｐｓｄが負から正になる時点ｔ2 よりＴ4 （＝Ｔ2 ）だけ遅れた時点ｔ2 ’（＝ｔ0 ）に実施され、他のハイサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃのターンオンタイミングも同様である。また、ローサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオンタイミングは、その相電流が正から負になる時点、すなわち低抵抗１１３ａの電圧降下Ｖｐｓａが正から負になる時点ｔ1 よりＴ2 だけ遅れた時点ｔ1 ’に実施され、他のローサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆのターンオンタイミングも同様である。
【００４３】
一方、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのターンオフタイミングは、本実施例では、ターンオンタイミングから略１８０度位相期間後まで延長している。すなわち、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオフはＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオンと同時又はその直前に実施され、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオフはＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオンと同時又はその直前に実施される。
【００４４】
このようにすれば、このターンオフ時点の遅延により進相電流成分がバッテリ９から各電機子コイル５ａ、５ｂ、５ｃに給電され、これにより界磁が増強される。例えば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、図５に示すように、ｔ１に達してもＯＦＦせず、期間Ｔ２だけＯＦＦタイミングを遅らせる。同様にＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのＯＦＦタイミングはｔ2 からＴ４（＝Ｔ２）だけ遅らせたｔ2 ' とされる。
【００４５】
このようにすれば、バッテリ９から電機子コイル５ａ〜５ｃへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作用を生むα（図５参照）だけ位相の進んだ電流がステータコイル５ａに供給されることになる。ここで充電期間Ｔ１（＝Ｔ３）とＯＦＦ遅延期間Ｔ２との和は電気角で１８０°以下にする必要がある。これら一連の制御をｂ相には電気的に１２０°遅らせて、ｃ相には電気的に１２０°進ませて制御することで３相の進相制御が可能となる。
【００４６】
この時、同時に増加した界磁束を元に戻すために界磁電流Ｉｆを減少させる制御を行わなければならないが、バッテリ電圧ＶＢと界磁巻線温度θｒを逐次モニタしながら制御を行う。
本実施例では相電圧Ｖａを検出し、その周波数から回転子回転数を算出し、前記制御が必要な回転数域であれば、界磁巻線温度θｒの上昇と共に界磁電流Ｉｆを減少させるため界磁電流断続用スイッチングトランジスタ（図示せず）のデューティ比を小さくする。
【００４７】
同時にバッテリ電圧ＶＢの低下と共に遅延期間Ｔ２（＝Ｔ４）を大きくしていく。この時、素子のＯＮ時間は電気角で１８０度以下にしなければならない。本例ではＯＮ時間は１８０度である。この制御を界磁巻線温度θｒ、バッテリ電圧ＶＢが安定するまで継続する。
また、算出された回転数が前記制御を必要としない回転数域であれば、直ちに非進相制御モード（前記遅延期間Ｔ２、Ｔ４を電気角で０度とする制御モード。）にセットし、且つバッテリ電圧ＶＢに基づいて従来の界磁電流制御に切り換える。
【００４８】
上記制御の結果、固定子コイル５ａ〜５ｃは進相電流による相電流増加に伴い温度上昇するが、固定子コイル５ａ〜５ｃの温度がピークとなる回転数Ｎ２は界磁コイル４ｃの温度がピークとなる回転数Ｎ１に比べ高回転側であるため（図６参照）、界磁コイル４ｃの温度が問題となる回転数では固定子コイル５ａ〜５ｃの絶縁材料の耐熱には余裕があるため問題はない。又、固定子コイル５ａ〜５ｃの温度上昇がピークとなる回転数では界磁コイルの冷却風が充分発生しているため界磁電流を元に戻しても温度上昇は従来並みである。ちなみに、本実施例に於いては３０００ｒｐｍ以下で上述した進相電流給電、及び、界磁電流低減の制御を行っている。ここで、進相制御を行うか否かの境界回転数は、例えば発電電圧が所定のバッテリ電圧（通常１３．５Ｖ）を超える立上り回転数（５００ｒｐｍ〜１５００ｒｐｍ）の２〜４倍の値に設定すればよく、この値は、出力の増加と発熱の増加とのバランスより決定すればよい。なお、界磁巻線温度θｒが所定値（例えば１７０℃）以下の場合、進相電流の給電を停止してもよい。
【００４９】
以上により出力低下を招くことなく界磁コイル４ｃの温度を低減でき、絶縁劣化の問題が解決できる。図６に本実施例の実験結果を参考として示す。界磁コイル４ｃの温度を約摂氏１５℃だけ低下することができた。尚、上記した進相制御及び非進相制御はレギュレータ７から各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのゲート電極への開閉指令電圧のタイミング制御で行われる。
【００５０】
この実施例１の詳細な制御を図７のフローチャートを参照して説明する。このフローチャートはレギュレータ７により遂行される。
まず、非進相モードで運転して各相電圧Ｖａ〜Ｖｃを検出し（１００）、この電圧（又は波形）より回転数を算出する（１０２）。次に、この回転数に基づいて、具体的に説明すれば回転数が所定のしきい値回転数以下かどうかにより進相制御が必要か否かを判定する（１０４）。以下であれば進相制御が必要であるとしてステップ１０５に進んで回転数に基づいて最大遅延時間（最長進相電流給電時間）Ｔｍａｘをマップから読出し、その後、界磁コイル温度θｒ検出し（１０６）、θｒが上記所定値を超えれば界磁電流Ｉｆを所定値に減少させる（１０８、１１０）。次に、バッテリ電圧ＶＢを検出し（１１２）、ＶＢが所定値（例えば、１３．５Ｖ）より低下すれば遅延期間Ｔ２＝Ｔ４を小さい一定値ΔＴだけ増加させて（１１４、１１６）、ステップ１３０に進む。ＶＢが所定値以上なら非進相モードにセットして（１１８）。ステップ１００にリターンする。
【００５１】
ステップ１３０では、遅延期間Ｔ２＝Ｔ４の今回値が最大遅延時間Ｔｍａｘを超えたかどうかを調べ、超えていなければステップ１００にリターンし、超えていれば遅延期間Ｔ２＝Ｔ４を最大遅延時間Ｔｍａｘにセットし（１３２）、進相モードにセットして（１３４）、ステップ１００にリターンする。
一方、ステップ１０４にて進相制御不要と判定すれば、非進相制御モード（遅延期間Ｔ２、Ｔ４を電気角で０度に制御する制御モード）にセットし（１２０）、かつ、バッテリ電圧ＶＢに基づいて従来の界磁電流制御に切り換える（１２２、１２４、１２６）。
【００５２】
前記非進相モードはまた、ＭＯＳＦＥＴ１１１ａ〜１１１ｆを全てＯＦＦし、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード１１２ａ〜１１２ｆにて三相全波整流しても同様の効果が得られる。
本実施例では界磁コイル温度、及びバッテリ電圧を検出してそれぞれの検出値により制御を行っているが予め発電機のそれぞれの回転数での界磁コイル温度上昇が最低になるように、遅延期間Ｔ２、Ｔ４、界磁流Ｉｆを算出しておきマップ情報として与えておいても同様の効果が得られる。
【００５３】
図８のフローチャートにより、非進相モードを行うサブルーチンを説明する。なお、このサブルーチンは、図７のルーチンにより非進相モードが選択されている場合に所定間隔毎に割り込んで実行される割り込みルーチンである。
まず、ｘ相の相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ（２００）、超えればハイサイドスイッチ１１ａをオンし（２０２）、以下であればハイサイドスイッチ１１ａをオフする（２０４）。次に、ｘ相の相電圧Ｖａがバッテリ低位端の電位である０Ｖより小さいかどうかを調べ（２０６）、小さければローサイドスイッチ１１ｄをオンし（２０８）、小さくなければローサイドスイッチ１１ｄをオフする（２１０）。
【００５４】
次に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ（２１２）、超えればハイサイドスイッチ１１ｂをオンし（２１４）、以下であればハイサイドスイッチ１１ｂをオフする（２１６）。次に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ低位端の電位である０Ｖより小さいかどうかを調べ（２１８）、小さければローサイドスイッチ１１ｅをオンし（２２０）、小さくなければローサイドスイッチ１１ｅをオフする（２２２）。
【００５５】
次に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ（２２４）、超えればハイサイドスイッチ１１ｃをオンし（２２６）、以下であればハイサイドスイッチ１１ｃをオフする（２２８）。次に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ低位端の電位である０Ｖより小さいかどうかを調べ（２３０）、小さければローサイドスイッチ１１ｆをオンし（２３２）、小さくなければローサイドスイッチ１１ｆをオフする（２３４）。そして、メインルーチン（図７）にリターンする。
【００５６】
図９及び図１０のフローチャートにより、進相制御モードを行うサブルーチンを説明する。
なお、このサブルーチンは、図７のルーチンのステップ１３４により進相モードが選択された場合に所定間隔毎に割り込んで実行される割り込みルーチンである。
ある。
【００５７】
図９はゼロクロス点を判定するルーチンであり、図１０はＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを開閉制御するルーチンである。
まず、このルーチンを実行するのが初回か２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステップ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆの導通（オン）動作だけを図８のルーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセットしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラグＦ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとする。
【００５８】
ステップ３００では、まず、ローサイドスイッチ１１ｄがオンしている期間においてローサイドスイッチ１１ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正へ、すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０２）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ａがオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ａの電流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち固定子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３０４）、変化したら内蔵タイマａをスタートし（３０６）、変化しなければステップ３０８へ進む。
【００５９】
ステップ３０８では、まず、ローサイドスイッチ１１ｅがオンしている期間においてローサイドスイッチ１１ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正へ、すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１０）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｂがオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ｂの電流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３１２）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし（３１４）、変化しなければステップ３１６へ進む。
【００６０】
ステップ３１６では、まず、ローサイドスイッチ１１ｆがオンしている期間においてローサイドスイッチ１１ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正へ、すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１８）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｃがオンしている期間において、ハイサイドスイッチ１１ｃの電流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３２０）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし（３２２）、変化しなければステップ４００へ進む。
【００６１】
ステップ４００では、タイマｄがオーバーしたかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 （図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ直接にステップ４０４に進み、オーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオフし、ハイサイドスイッチ１１ａをオンし、タイマｄを０にリセットしてからステップ４０４へ進む。
【００６２】
ステップ４０４では、タイマａがオーバーしたかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 （図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ直接にステップ４０８に進み、オーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオンし、ハイサイドスイッチ１１ａをオフし、タイマａを０にリセットしてからステップ４０８へ進む。
【００６３】
ステップ４０８では、タイマｅがオーバーしたかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 （図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ直接にステップ４１２に進み、オーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオフし、ハイサイドスイッチ１１ｂをオンし、タイマｅを０にリセットしてからステップ４１２へ進む。
【００６４】
ステップ４１２では、タイマｂがオーバーしたかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 （図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ直接にステップ４１６に進み、オーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオンし、ハイサイドスイッチ１１ｂをオフし、タイマｂを０にリセットしてからステップ４１６へ進む。
【００６５】
ステップ４１６では、タイマｆがオーバーしたかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 （図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ直接にステップ４２０に進み、オーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオフし、ハイサイドスイッチ１１ｃをオンし、タイマｆを０にリセットしてからステップ４２０へ進む。
【００６６】
ステップ４２０では、タイマｃがオーバーしたかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 （図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければメインルーチン（図７）にリターンし、オーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオンし、ハイサイドスイッチ１１ｃをオフし、タイマｃを０にリセットしてからメインルーチンにリターンする。
【００６７】
なお上記実施例では、各スイッチ１１ａ〜１１ｆはそれぞれ１８０度期間だけオンするようにしたが、オン期間は１８０度未満としてもよい。この場合には、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が生じるので、この場合には、以下のように制御を行えばよい。
【００６８】
例えば、ａ相について説明すれば、ハイサイドスイッチ１１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄがオフしている期間に、ａ相の固定子巻線５ａの相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより高くなればハイサイドスイッチ１１ａをオンする。一方、オンしたハイサイドスイッチ１１ａのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより低くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよい。
【００６９】
同様に、ハイサイドスイッチ１１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄがオフしている期間に、相電圧Ｖａが接地電位より低くなればローサイドスイッチ１１ｄをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ１１ｄのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａが接地電圧０Ｖより高くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよい。ｂ、ｃ相の制御も同じである。なお、上記素子開閉制御はａ相だけに行い、ｂ、ｃ相のスイッチ１１ｂ、１１ｃ、１１ｅ、１１ｆの制御はａ相スイッチングタイミンを１２０度ずらして行うこともできる。
【００７０】
（実施例２）
図１１に第２の実施例の車両用交流発電機のブロック回路図を示す。この発電機はロータの磁極位置を検出する磁極位置検出器１６を備える他は実施例１（図１参照）のブロック回路図と同じである。なお、この実施例では、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆは上記電流検出用の低抵抗を持たない点がＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆと異なっている。
【００７１】
すなわち、本実施例では、図１２に示す通り磁極位置検出器１６によりロータの磁極位置を検出する。ｔｍは磁極位置検出器１６の角度位置にロータのＮ極が来た時点であり、ｔｍ’は磁極位置検出器１６の角度位置にロータのＳ極が来た時点であり、ｔｍ−ｔｍ’が電気角１８０度に該当する。
したがって、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍから予め求めて記憶した所定の位相角差δ１に基づいて決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｄのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍ’から上記所定の位相角差δ１に基づいて決定する。
【００７２】
同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｂのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍから予め求めて記憶した所定の位相角差δ２（＝δ１＋電気角１２０度）に基づいて決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｅのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍ’から上記所定の位相角差δ２に基づいて決定する。
同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｃのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍから予め求めて記憶した所定の位相角差δ３（＝δ１−電気角１２０度）に基づいて決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｆのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍ’から上記所定の位相角差δ３に基づいて決定する。なお、この実施例でも、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆのターンオン期間はほぼ電気角１８０度にされている。
【００７３】
このようにすれば、正確に進相角を決定することができる。上記した進相制御及び非進相制御はレギュレータ７から各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆのゲート電極への開閉指令電圧のタイミング制御で行われる。
この実施例２の制御を図１３のフローチャートを参照して説明する。なお、このフローチャートはレギュレータ７により遂行される。
【００７４】
図１３のフローチャートのステップ番号１００番台のステップは図７と同じであるので、その説明は省略し、相違点であるステップ番号１０００番台のステップについて説明する。
ステップ１０１０にて、磁極位置検出器１６から角度信号を読み込み、以後のステップでは図７と同様の処理を行う。また、バッテリ電圧ＶＢが所定値以下であれば（１１４）、所定の遅延角δに所定値Δδを加えて（１１６０）、ステップ１３００へ進む。なおこの実施例では実施例１と同様に、同一相のハイサイドスイッチとローサイドスイッチとは逆動作させている。また、本実施例での非進相モードとはδ１＝９０°である。
【００７５】
ステップ１０５０では、回転数に基づいて可能な最大遅延角δｍａｘをマップから求める。
ステップ１３００では、遅延角δの今回値が最大遅延角δｍａｘを超えたかどうかを調べ、超えていなければステップ１００にリターンし、超えていれば遅延遅延角δを最大遅延角δｍａｘにセットし（１３２０）、進相制御モードにセットして（１３４０）、ステップ１００にリターンする。
【００７６】
一方、ステップ１０４にて進相制御不要と判定すれば、非進相制御モード（遅延角度δ１を電気角で９０度に制御する制御モード）にセットし（１２０）、かつ、バッテリ電圧ＶＢに基づいて従来の界磁電流制御に切り換える（１２２、１２４、１２６）。
なお、実施例２における進相モードの実施は、各スイッチ１７ａ〜１７ｆのオン、オフタイミングが位相角で決定されるので、この位相角タイミングで制御すればよく、その詳細説明は省略する。
【００７７】
なお、上記説明では、三相同期発電機について説明したが、その代わりに三相以上の多相同期発電機にも、本発明の進相電流給電方式の発電技術を採用できることは、もちろんである。
また、上記説明した進相電流の内の無効電流成分はバッテリから回収されたり、持ち出したりするので、発熱損失を無視すればバッテリ容量の消費とはならない。また、上記実施例では、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのターンオン期間を１８０電気位相角としたが、それ以下の電気位相角度範囲でもよいことは当然である。
（実施例３）
この実施例の発電装置を図１４を参照して説明する。図１４の装置は、図１の三相全波整流器１１のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを、実施例２と同様に、電流検出用の低抵抗素子を内蔵しないＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆに置換しただけのものである。
【００７８】
以下、非進相制御自体は図８の制御方式を採用できるので、この実施例の進相電流制御の方式を前述の図９、図１０のフローチャートを参照して以下に説明する。この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの開閉タイミングを、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆのソース・ドレイン間の電位差に基づいて決定する点が実施例１と異なっている。なお、図１５は本実施例の各電機子電流のゼロクロス点を判定するルーチンであり、ステップ３００’、３０４’、３０８’、３１２’、３１６’、３２０’以外は図９と同じである。なお、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆを開閉制御するルーチンは図１０と同様である。
【００７９】
まず、このルーチンを実行するのが初回か２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステップ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの導通（オン）動作だけを図８のルーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセットしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラグＦ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとする。
【００８０】
ステップ３００’では、まず、ローサイドスイッチ１７ｄがオンしている期間において相電圧Ｖａが０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正へ、すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０２）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ａがオンしている期間において相電圧Ｖａが出力電圧ＶＢ以下になったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ａの電流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち固定子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３０４’）、変化したら内蔵タイマａをスタートし（３０６）、変化しなければステップ３０８’へ進む。
【００８１】
ステップ３０８’では、まず、ローサイドスイッチ１７ｅがオンしている期間において相電圧Ｖｂが０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正へ、すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１０）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ｂがオンしている期間において相電圧Ｖｂが出力電圧ＶＢ以下になったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ｂの電流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３１２’）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし（３１４）、変化しなければステップ３１６’へ進む。
【００８２】
ステップ３１６’では、まず、ローサイドスイッチ１７ｆがオンしている期間において相電圧Ｖｃが０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正へ、すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１８）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ｃがオンしている期間において相電圧Ｖｃが出力電圧ＶＢ以下になったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ｃの電流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３２０’）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし（３２２）、変化しなければ図１０のステップ４００へ進む。ステップ４００以後の処理は図１０と同様である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の車両用発電装置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１の三相同期発電機１００の断面図である。
【図３】図１の三相全波整流器１１の１相分を示す等価回路図である。
【図４】図１のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｆのオンタイミングを示す非進相制御時のタイミングチャートである。
【図５】図１のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｄのオンタイミングを示す進相制御時のタイミングチャートである。
【図６】同じ三相同期発電機を進相制御した場合と、進相制御しない場合とにおける界磁コイル温度とオルタ回転数とコイル温度との関係の実験結果を示すグラフである。
【図７】図１の実施例の制御を示すフローチャートである。
【図８】実施例１の非進相モードの実行ルーチンを示すフローチャートである。
【図９】実施例１の進相モードの実行ルーチンを示すフローチャートである。
【図１０】実施例１の進相モードの実行ルーチンを示すフローチャートである。
【図１１】実施例２の車両用発電装置のブロック回路図である。
【図１２】図８のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ、１７ｄのオンタイミングを示す進相制御時のタイミングチャートである。
【図１３】図８の実施例の制御を示すフローチャートである。
【図１４】実施例３の車両用発電装置のブロック図である。
【図１５】実施例３の進相モードの実行ルーチンを示すフローチャートである。
【符号の説明】
１００は三相同期発電機、１１ａ〜１１ｆはＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）、１１は三相全波整流器（正逆両方向通電開閉回路であり、制御手段の一部をなす）、７はレギュレータ（制御回路であり、制御手段の残部をなす）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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