(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給部である発振駆動される第１のコイルから負荷部に設けられた第２のコイルに電力を伝達する電源装置において、上記第１のコイルにコンデンサを並列接続した回路とスイッチング素子を直列接続し、上記第１のコイルのバイアス巻線の出力を上記スイッチング素子の制御電極に帰還させる発振回路と、上記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、上記電流検出回路の検出出力から回生電流を検出する回生電流検出回路とを備え、上記負荷部に負荷がないときに上記回生電流検出回路で検出される回生電流が小さくなるように上記発振回路を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
電力供給部である発振駆動される第１のコイルから負荷部に設けられた第２のコイルに電力を伝達する電源装置において、上記第１のコイルにコンデンサを並列接続した回路とスイッチング素子を直列接続し、上記スイッチング素子の電流を検出する電流検出回路と、上記第１のコイルのバイアス巻線の出力を上記スイッチング素子の制御電極に帰還させる制御回路と、上記制御回路に抵抗とコンデンサを接続した時定数回路と、上記電流検出回路の検出出力と基準値と比較する比較回路とを備え、上記負荷部に負荷がないときに上記比較回路の出力が小さくなるように上記時定数回路を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項３】
電力供給部である発振駆動される第１のコイルから負荷部に設けられた第２のコイルに電力を伝達する電源装置において、上記第１のコイルにコンデンサを並列接続した回路とスイッチング素子を直列接続し、上記スイッチング素子の制御電極を駆動する発振回路と、上記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、上記電流検出回路の検出出力から回生電流を検出する回生電流検出回路とを備え、上記負荷部に負荷がないときに上記回生電流検出回路で検出される回生電流が小さくなるように上記発振回路を制御することを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電子機器への電力およびバッテリーへの充電を行う電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機やビデオカメラ等はバッテリーを電源とし、どこへでも持ち運びができ、使用する場所も制限されることがないなどにより爆発的に普及しつつある。
【０００３】
しかし、充電器から着脱式のバッテリー内蔵の電子機器へ電力を供給するために接点方式を用いるのが一般的であるが、接点方式は使用環境や使用経過とともに接点の磨耗・酸化等により接触不良が発生するようになり、非接触方式で上記電子機器への充電を行う方法を用いた電源装置が増えつつある。
【０００４】
ここで、従来の技術を図５の非接触方式の電源装置により説明する。
まず、同図によると、入力電源端子１ａ，１ｂとコンデンサ２を並列に接続し、入力電源端子１ａにコイル６を介してＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子８を接続し、スイッチング素子８の他端は入力電源端子１ｂに接続し、上記コイル６のバイアス巻線６ｂの一端はスイッチング素子８の制御電極であるゲート端子に接続し、他端は入力電源端子１ａ，１ｂ間に直列に接続した起動抵抗３とコンデンサ４の交点に接続している。
【０００５】
更に、バイアス巻線６ｂの両端には抵抗１０を介して発振制御トランジスタ９を接続し、そのコレクタは抵抗１１を介して入力電源端子１ｂに接続している。
【０００６】
次に、充電機器部の構成を説明すると、コイル１５は上記コイル６と磁気結合し、そのコイル１５にはコンデンサ１６と直列にスイッチング素子１９と接続された回路が並列接続される。コイル１５に接続したダイオード１７とコンデンサ１８で整流平滑回路を形成し、その出力は端子２５，２７を介して負荷であるバッテリー２６に接続している。
【０００７】
そして、抵抗２３と抵抗２４で分圧された電圧を誤差アンプ２０のマイナス側に入力し、プラス側の基準電圧素子２２の電圧と比較し誤差アンプ２０の出力をスイッチング素子１９の制御端子に入力し出力電圧制御を行う。
【０００８】
次に、図６に上記従来の電源装置の各部動作波形を出力が最大の場合と小さい場合について示し、図５の回路図とともに説明する。
【０００９】
電力供給部の入力電源端子１ａ，１ｂと並列に接続したコンデンサ２を介して電圧Ｖinが印加されると起動抵抗３を通してコンデンサ４が充電され、そのコンデンサ４の両端電圧Ｖcがバイアス巻線６ｂを経てスイッチング素子８のゲート端子に印加されスイッチング素子８が導通する。これによりコイル６の両端に電圧Ｖinが加わり、バイアス巻線６ｂに誘導電圧Ｖbが発生するので、スイッチング素子８のゲート電圧にはＶc＋Ｖbが加わり、スイッチング素子８を更に導通させる（図６（ｃ）のゲート電圧）。コイル６に流れた電流ＩLは磁気エネルギーとして充電機器部のコイル１５と結合して電気エネルギーに変換されダイオード１７とコンデンサ１８で整流、平滑されバッテリー２６を充電することになる。
【００１０】
ここで、バッテリー２６の電圧が低く出力最大の場合（図６（ａ）〜（ｄ）の破線波形）、コイル６のインダクタンスをＬ6＋Ｍ15（Ｍ15はコイル１５の結合分）とすると、ＩLは
ＩL＝Ｖin／（Ｌ6＋Ｍ15）×△ｔ4            △ｔ4：時間変化
で増加する（図６（ｂ）のコイル６電流）。
【００１１】
また、バイアス巻線６ｂの誘導電圧Ｖbは抵抗１０を通してトランジスタ９のベースに印加され、トランジスタ９が導通する。その結果、コンデンサ４の電荷はバイアス巻線６ｂ、トランジスタ９を経て抵抗１１を通して入力電源端子１ｂに放電されるため、スイッチング素子８に印加されるゲート電圧は低下する。それに加え、上記のコイル６の電流ＩLが増加するに伴いスイッチング素子８はドライブ不足になり、スイッチング素子８は急速にオフする。
【００１２】
しかし、スイッチング素子８がオフしてもコイル６の電流ＩLは連続して流れ続けるためコンデンサ７を充電する。コンデンサ７は充電を完了すると次に、コイル６へ放電し、コイル６とコンデンサ７は共振状態となり、大きな共振電圧が発生する（図６（ａ），（ｂ）の△ｔ3の期間）。
【００１３】
この共振電圧はコイル１５に誘導されるが、ダイオード１７に対して逆電圧であり、スイッチング素子１９のボディダイオード１９ｄを通りコンデンサ１６に充電される。
【００１４】
次に、コンデンサ７は放電し、コンデンサ７の両端電圧がコンデンサ２の電圧以上になるとスイッチング素子８のホディダイオード８ｄが順バイアスとなり、コンデンサ７及びコイル６の電圧はコンデンサ２の電圧Ｖinにクランプされる。
【００１５】
その結果、コンデンサ７からの放電は止まるが、電流はコイル６の電流（特に回生電流ＩLkと呼ぶ）として引き続きコンデンサ２とボディダイオード８ｄのループで流れ続ける。このコイル６の電流ＩLkはコイル６からコイル１５で消費されず、共振エネルギーがコンデンサ２に回生されたものである（図６（ｂ）のコイル６電流の−△ｔ5期間）。
【００１６】
ＩLk＝Ｖin／（Ｌ6＋Ｍ15）×（−△ｔ5）      −△ｔ5：時間変化
ここで、回生電流ＩLkは、出力最大の場合（図６（ｂ）の破線波形）コイル１５側の負荷で消費されるので少ない。
【００１７】
その後、コイル６の電圧がＶinにクランプされるので、バイアス巻線６ｂに誘導電圧Ｖbが発生し、スイッチング素子８が再び導通する。回生電流ＩLkがゼロになると最初の状態になり、以上の動作が繰り返される。
【００１８】
しかし、バッテリー２６の充電が完了に近付いた場合や充電機器部を電力供給部から取り外された場合等、コイル１５から充電機器部で電力がほとんど消費されない出力小の時（図６（ａ）〜（ｄ）の実線波形）、コイル６のインダクタンスはコイル１５がない分Ｌ6と小さくなり、コイル６のＩLaは増加する。
【００１９】
ＩLa＝Ｖin／Ｌ6×△ｔ1                        △ｔ1：時間変化
そして、コイル電流ＩLaが増加するため、スイッチング素子８がオフ時の△ｔ3期間に発生する共振電圧が増加する。
【００２０】
次に、充電機器部の制御について説明する。放電したバッテリー２６を端子２５，２７に接続すると、抵抗２３と抵抗２４で分圧されたバッテリー２６の電圧は基準電圧素子２２で発生する電圧より低下しているので誤差アンプ２０の出力はハイとなりスイッチング素子１９は導通状態となる。その結果、コンデンサ７とコイル６とで発生した共振電圧でコイル１５に誘導された電圧で充電されたコンデンサ１６の電荷はその後、スイッチング素子１９を通りコイル１５に共振電流として流れ、ダイオード１７を介してバッテリー２６を充電する。
【００２１】
又、充電が進み電池２６の電圧が上昇すると抵抗２３と抵抗２４で分圧されたバッテリー２６の電圧が基準電圧素子２２の電圧より上昇し誤差アンプ２０の出力を下げスイッチング素子１９をオフに制御しトランジスタ９に流れる電流を減らし出力電流を下げる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成においては、バッテリー２６の充電が完了に近付いた場合や充電機器部を電力供給部から取り外した場合等、コイル１５から充電機器部で電力がほとんど消費されないが、その結果、コイル６に流れた電流ＩLのそのほとんどがコンデンサ７とコイル６の共振電流となり、更にその共振エネルギーはコンデンサ２に回生電流ＩLkとして戻される。各素子が理想素子であれば損失は発生しないが、コイル６、スイッチング素子８、ボディダイオード８ｄ、コンデンサ７、コンデンサ２等すべて電流によるロスを発生する。具体的には、バッテリー２６に数Ｗの電力を供給する条件に設定されている場合、充電機器部を電力供給部から取り外された場合約１Ｗの損失を発生する。
【００２３】
又、出力が小さい場合や充電機器部がない場合に、共振電圧が増加し、スイッチング素子８の素子耐圧を上げる必要やノイズが増加することになる。
【００２４】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、充電機器部が最大電力を必要としない場合や電力供給部から取り外された場合の損失を半減する電源装置を提供するものである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、電力供給部である発振駆動される第１のコイルから負荷部に設けた第２のコイルに電力を伝達する電源装置において、上記第１のコイルにコンデンサを並列接続した回路とスイッチング素子を直列接続し、上記スイッチング素子の制御電極を駆動する発振回路と、上記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、上記電流検出回路の検出出力から回生電流を検出する回生電流検出回路とを備え、上記負荷部に負荷がないときに上記回生電流検出回路で検出される回生電流が小さくなるように上記発振回路を制御したものであり、充電機器部が最大電力を必要としない時や、電力供給部から取り外された場合の損失を半減し、コストの安い、ノイズの少ない電源装置の提供を可能とするものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、電力供給部である発振駆動される第１のコイルから負荷部に設けられた第２のコイルに電力を伝達する電源装置において、上記第１のコイルにコンデンサを並列接続した回路とスイッチング素子を直列接続し、上記第１のコイルのバイアス巻線の出力を上記スイッチング素子の制御電極に帰還させる発振回路と、上記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、上記電流検出回路の検出出力から回生電流を検出する回生電流検出回路とを備え、上記負荷部に負荷がないときに上記回生電流検出回路で検出される回生電流が小さくなるように上記発振回路を制御したものであり、充電機器部を取り外した場合等における損失を抑制し、コストの安い、ノイズの少ない電源装置を提供できるものである。
【００２７】
本発明の請求項２に記載の発明は、電力供給部である発振駆動される第１のコイルから負荷部に設けられた第２のコイルに電力を伝達する電源装置において、上記第１のコイルにコンデンサを並列接続した回路とスイッチング素子を直列接続し、上記スイッチング素子の電流を検出する電流検出回路と、上記第１のコイルのバイアス巻線の出力を上記スイッチング素子の制御電極に帰還させる制御回路と、上記制御回路に抵抗とコンデンサを接続した時定数回路と、上記電流検出回路の検出出力と基準値と比較する比較回路とを備え、上記負荷部に負荷がないときに上記比較回路の出力が小さくなるように上記時定数回路を制御したものであり、充電機器部が最大電力を必要としない時や、電力供給部から取り外された場合の損失を少ない部品で半減する電源装置の提供を可能とするものである。
【００２８】
本発明の請求項３に記載の発明は、電力供給部である発振駆動される第１のコイルから負荷部に設けられた第２のコイルに電力を伝達する電源装置において、上記第１のコイルにコンデンサを並列接続した回路とスイッチング素子を直列接続し、上記スイッチング素子の制御電極を駆動する発振回路と、上記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、上記電流検出回路の検出出力から回生電流を検出する回生電流検出回路とを備え、上記負荷部に負荷がないときに上記回生電流検出回路で検出される回生電流が小さくなるように上記発振回路を制御したものであり、充電機器部が最大電力を必要としない時や、電力供給部から取り外された場合の損失を半減する電源装置の提供を可能とするものである。
【００２９】
以下本発明の実施の形態について図１〜図４により説明する。なお、従来技術と同等部分は同一番号を付し説明を省略して従来技術との相違点を主に説明する。
【００３０】
（実施の形態１）
図１は本発明の電源装置の一実施の形態の回路図であり、コイル６とコンデンサ７の並列回路にスイッチング素子８を接続し、スイッチング素子８の他端には電流検出回路３３を通してアース側の入力電源端子１ｂに接続する。そして、コイル６のバイアス巻線６ａの一端はスイッチング素子８のゲート端子に接続し、他端は発振回路３０の出力を接続し、スイッチング素子８を駆動する。
【００３１】
上記電流検出回路３３の出力から回生電流検出回路３２により回生電流のみを取り出し、これにより制御回路３１を通して発振回路３０を制御することによりスイッチング素子８の導通期間を制御する構成である。
【００３２】
上記構成によって、本発明の電源装置は以下の動作を行う。
図４に本発明の電源装置の各部動作波形を、本発明の特徴である出力が小さい場合について実線波形で説明する。
【００３３】
スイッチング素子８に接続した電流検出回路３３にはスイッチング素子８が導通する期間（図４（ｃ）の△ｔ6の期間）
Ｉ33＝Ｖin／Ｌ6×△ｔ6              （△ｔ6の出力が小の時）
の電流が流れる。
【００３４】
又、コイル６の共振エネルギーはコンデンサ２に回生されると回生電流Ｉ33kは電流検出回路３３とボディダイオード８ｄを流れる（図４（ｃ）の△ｔ7期間）。回生電流Ｉ33kは
−Ｉ33k＝Ｖin／Ｌ6×（−△ｔ7）となる。
【００３５】
次に、電流検出回路３３から回生電流Ｉ33kのみを取り出す回生電流検出回路３２は、電流検出回路３３に流れる負の電流成分を検出する。
【００３６】
ここで、従来回路構成では出力が小さい時の回生電流−Ｉ33kは図６（ｂ）の−△ｔ2期間に
−Ｉ33k＝Ｖin／Ｌ6×（−△ｔ2）      （△ｔ2＞△ｔ7の時）
流れる。
【００３７】
そして、制御回路３１で上記回生電流Ｉ33kの大きさに合わせて発振回路３０を制御し、スイッチング素子８の導通期間を短くする。その結果、図４（ｃ）に示す△ｔ6期間のようにスイッチング素子８の導通期間が短くなる。
【００３８】
更に、△ｔ6が短いのでコイル６のＩL電流が減少し、共振エネルギー、回生電流も小さくなり、図４の実線で示す出力小の各波形となる。
【００３９】
以上のように、スイッチング素子８、ボディダイオード８ｄ、コンデンサ７、コンデンサ２等すべて電流によるロスを発生する部品に流れる電流出力が小さい場合には、非常に減少させることが可能となり、充電機器部の損失は例えば０．５Ｗ以下と半減する。
【００４０】
また、図４（ａ）の共振電圧のピーク値も出力小の時低下し、スイッチング素子８に耐圧の低い部品が使えコストが下がる。又、充電器は使用上充電の待機中が長いが、その時に電力損失の削減とともにノイズも低減される。
【００４１】
（実施の形態２）
図２は本発明の電源装置の他の実施の形態の回路図であり、実施の形態１との相違点のみ説明すると、コイル６とコンデンサ７の並列回路にスイッチング素子８を接続し、スイッチング素子８の他端は電流検出抵抗３８を通してアース側の入力電源端子１ｂに接続される。そして、コイル６のバイアス巻線６ａの一端にはスイッチング素子８のゲート端子に接続し、他端は入力電源端子１ａ，１ｂ間に直列に接続した起動抵抗３とコンデンサ４の交点に接続されている。
【００４２】
更に、コンデンサ４の両端には基準電圧回路として抵抗３５とダイオード３６の直列回路を接続し、その直列回路の交点と電流検出抵抗３８の間に制御トランジスタ３７のベースとエミッタを接続する。そして、制御トランジスタ３７のコレクタはコンデンサ４の電荷を放電するように構成している。
【００４３】
ここで、従来の回路構成では出力が小さい時の回生電流−Ｉ33kは図６（ｂ）のコイル６電流の−△ｔ2期間に
−Ｉ33k＝Ｖin／Ｌ6×（−△ｔ2）
流れるので電流検出抵抗３８（抵抗値をＲ38とすると）による降下電圧Ｖ38は
Ｖ38＝−ＩLk×Ｒ38＝Ｖin／Ｌ6×−△ｔ2×Ｒ38
となるが、この回生電流を負の電圧に変換したＶ38の電圧のみを検出するように、図２の如く制御トランジスタ３７のエミッタに接続し、制御トランジスタ３７のベースをダイオード３６のアノードに接続することにより制御トランジスタ３７のベース・エミッタ間電圧Ｖbeを相殺することになる。
【００４４】
その結果、回生電流が流れている期間制御トランジスタ３７が導通しコンデンサ４の電荷を放電させ、コンデンサ４の両端電圧が低下し、スイッチング素子８のゲート電圧Ｖgが早く低下し（図４（ｄ）スイッチング素子８のゲート電圧Ｖg）、スイッチング素子８の導通期間が短くなる。
【００４５】
更に、△ｔ6が短いのでコイル６のＩL電流が減少し、共振エネルギー、回生電流も小さくなり、図４の実線で示す出力小の各波形となる。
【００４６】
以上のように、少ない電気部品で出力が小さい時、充電機器部の損失を低減することが可能となる。
【００４７】
（実施の形態３）
図３は本発明の電源装置の他の実施の形態の回路図であり、実施の形態１との相違点のみ説明すると、本実施の形態は実施の形態１からコイル６のバイアス巻線６ａをなくし、発振回路３９を用いたものであり、コイル６とコンデンサ７の並列回路にスイッチング素子８を接続し、スイッチング素子８の他端には電流検出回路３３を介してアース側の入力電源端子１ｂに接続し、スイッチング素子８のゲート端子に発振回路３９を接続し、スイッチング素子８を駆動するものである。
【００４８】
上記電流検出回路３３の出力から回生電流検出回路３２により回生電流のみを取り出し、これにより制御回路３１を通して発振回路３９を制御することによりスイッチング素子８の導通期間を制御するとともに、回生電流検出回路３２からスイッチング素子８を導通させるタイミングを発振回路３９に与える構成である。
【００４９】
上記構成において、本発明の特徴である出力が小さい場合についての制御は実施の形態１と同等であり、回生電流検出回路３２と発振回路３９の動作を図４の実線波形で説明する。
【００５０】
コイル６の共振エネルギーはコンデンサ２に回生されると回生電流Ｉ33kが電流検出回路３３とボディダイオード８ｄを流れる（図４（ｃ）の−△ｔ7期間）。この回生電流−Ｉ33kが流れ始める電流変化を回生電流検出回路３２で検出し、発振回路３９がスイッチング素子８を導通させるタイミングパルスを発生させるものである。なお、発振回路３９を安定に発振させるためには、スイッチング素子８の電流又はコイル６に発生する共振電圧等を発振回路３９にフィードバックする。
【００５１】
本実施の形態３によって実施の形態１と同様の効果を得るとともに、本実施の形態３ではコイル６のバイアス巻線６ａをなくすことが可能となり、コイル６の小型化とコスト低減が可能となる。
【００５２】
【発明の効果】
以上のように本発明の電源装置は、出力が小さい場合に、余った共振エネルギーの回生電流を検出制御することにより、電源装置に流れる電流を非常に減少させることが可能となり、充電機器部の損失を低減させ、スイッチング素子に耐圧の低い部品を使えコストの低減と充電の待機中のノイズ低減を行えるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態の電源装置の回路図
【図２】同他の実施の形態の電源装置の回路図
【図３】同他の実施の形態の電源装置の回路図
【図４】同動作波形図
【図５】従来の電源装置の回路図
【図６】同動作波形図
【符号の説明】
２，４，７  コンデンサ
６  コイル
８，１９  スイッチング素子
１５  コイル
１７，３６  ダイオード
３０，３９，  発振回路
３１  制御回路
３２  回生電流検出回路
３３  電流検出回路
３８  電流検出抵抗
３７  制御トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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