(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
導電性流体が流れる測定管の近傍に配置される励磁コイルと、この励磁コイルに励磁電流を流して前記測定管内に交番磁界を発生させる励磁回路と、測定管内に配置される１対の電極と、この１対の電極間に発生する起電力に基づき導電性流体の流量を求める流量検出装置とを有してなる電磁流量計において、
励磁電流を流さない休止区間を設け、この休止区間以外では前記流量検出装置の少なくとも一部分を停止または低消費電力モードにして動作させることを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
前記流量検出装置を、増幅器と、Ａ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換結果の少なくとも２つ以上を保持し得る保持回路と、演算回路とから構成し、Ａ／Ｄ変換結果を前記保持回路へ交互に格納することを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、導電性流体の流速，流量を検出する電磁流量計、さらに詳しくは工業計測機器の信号線である４−２０ｍＡ電流信号で動作し、効率よく電力を使用する２線式電磁流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
工業計測機器の信号線である４−２０ｍＡ電流信号で動作する２線式電磁流量計は良く知られているが、励磁回路および流速演算回路など全ての回路を４ｍＡ以下の電流で動作させる必要がある。これは、消費するピーク電流が４ｍＡ以下となることであり、消費電流のピーク値を減少させるようにする低消費電力化が必要となる。
この信号線は電流での制限が４ｍＡであり、電圧としての制約はないので、従来は印加電圧を増加させ、電圧変換器を用いて使用し得る消費電流を大きくする方法がとられている。
また、印加電圧を大きくし、励磁回路と流速演算回路等を縦続に接続して、両回路で使用し得る電流を増加させる方法もとられている。
以上は、使用可能な消費電力を増加させる方法であるが、これとは逆に、励磁回路の動作を間欠的に行ない、励磁回路で使用する平均電流を低下させ、その消費電流の変動を抑えるためローパスフィルタを使用する方法もある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このように、工業計測機器の信号線である４−２０ｍＡ電流信号で動作する２線式電磁流量計は、励磁回路および流速演算回路など全ての回路を４ｍＡ以下の電流で動作させる必要がある。これは、消費するピーク電流が４ｍＡ以下となることであり、消費電流のピーク値を減少させるようにする低消費電力化が必要になるという問題がある。
従来は、印加電圧を増加させ電圧変換器を利用して使用できる消費電流を大きくする方法や、励磁回路と流速演算回路的を縦続に接続して両回路で使用できる電流を増加させる方法で対処しているが、その場合は安全上の問題が発生する。つまり、工業計測機器を爆発雰囲気内で使用する場合、何らかの事故によって引火する可能性を抑制する必要がある。このような場合に、印加電圧が大きいとその対処内容が大がかりとなり、困難になるという問題である。
【０００４】
また、励磁回路の動作を間欠的に行ない、励磁回路で使用する平均電流を低下させ、その消費電流の変動を抑えるべく低損失のローパスフィルタを使用する場合には、時定数の大きなローパスフィルタが必要となり、使用する素子値（コンデンサ容量値，インダクタンス値，抵抗値）が大きくなり、実現が困難となる。さらに、一般的に時定数の大きなローパスフィルタ（例えば、ＣＲのパッシブフィルタ）は通過帯域でも減衰が生じるため、電力を損失してしまうという問題もある。
したがって、この発明の課題は、消費電流の均一化を図り消費電流の最大値を低減させることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、この発明では、励磁電流を流さない休止区間（無励磁区間）を設け、この休止区間内に流速演算装置を動作させるようにしている。
すなわち、消費電流を時分割に供給して消費電力を均一化するとともに、消費電流の最大値を低減させる。消費電流の変動が均一化されることから、電流の変動を抑制するためのローパスフィルタが不要となるか、または特性がさほど厳しくないフィルタで済ませることができて実現が容易となり、ローパスフィルタの電力損失を軽減できる。また、消費電流の最大値が低減されることから、印加電圧を増加させる必要も無くなる。さらに、低消費電力化された電流分を励磁電流分にまわすようにすれば、測定管に発生する交番磁界を増加させることができ、得られる起電力のＳ／Ｎを向上させることが可能となる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
センサ部は測定管３に対し励磁コイル１と１対の電極２を設けて構成され、また、回路部は励磁コイル１に励磁電流を流し測定管３内に交番磁界を発生させる励磁回路４、電極２に発生する起電力を増幅する増幅回路５、その増幅した信号を整流する整流回路６、整流した信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換回路７、Ａ／Ｄ（ＡＤとも記す）変換結果を交互に保持する保持回路８１，８２、ディジタル化した信号に基づき流速，流量を演算するマイクロプロセッサ９、演算結果を４−２０ｍＡの電流として出力する出力電流制御回路１０、励磁およびＡ／Ｄ変換などのためのタイミング生成回路１１、４−２０ｍＡ信号線より回路部が使用する電源を生成する電源回路１２などから構成される。なお、整流回路６はＡ／Ｄ変換回路７が正，負の入力をＡ／Ｄ変換できるタイプのものであれば、省略することができる。
【０００７】
図２は図１の動作を説明するための波形図、図３はこの発明を適用しない場合の波形図で、図２と対比して説明するためのものである。
さて、測定管３内に交番磁界を発生させる励磁電流タイミングとしては、
▲１▼励磁電流の安定までに時間がかかること（時定数で１０ｍｓ）
▲２▼商用ノイズを除去するために商用周波数の５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの整数倍の周期でサンプリングすること（図２は同（ｃ）のように５０Ｈｚの場合で、２０ｍｓのサンプリング時間の例を示している）
▲３▼流速が急変しないため、サンプリング周期をある程度遅くできること
▲４▼回路のオフセット除去のため無励磁区間が必要なこと
などの理由から、ここでは図２（ｂ）に示すように２００ｍｓ周期で励磁するものとする。ここで、励磁状態には３種類あり、正方向の励磁，負方向の励磁，無励磁であり、図２（ｂ）には各状態を５０ｍｓ毎に繰り返す例を示している。
【０００８】
励磁電流は励磁回路４にて正方向，負方向に切り換えられるが、励磁回路４で消費する電流は図２（ｄ）に示すように１方向となる。１例として、２線式電磁流量計での励磁回路の消費電流は励磁区間で２ｍＡ程度、無励磁区間では０ｍＡ程度である。
一方、マイクロプロセッサの消費電流は、従来は例えば図３（ｅ）に示すようにほぼ一定となるのに対し、この発明によれば図２（ｅ）のように、励磁区間で低消費電力モードを利用して低消費電流とし、無励磁区間で通常消費電流としている。この低消費電力モードは近年のマイクロプロセッサにはほぼ標準的に備わっており、ここで必要な条件としては、（イ）消費電流を低下させ、（ロ）外部からの信号により通常モードへ復帰でき、（ハ）その復帰時間が５０ｍｓに比べて十分に短いこと、などである。
【０００９】
図２（ｅ）に示すように励磁区間で低消費電力モードとすると、その期間は演算が停止または低速となる。しかしながら、必要とするマイクロプロセッサの演算量は一定量なので、無励磁区間での演算速度を向上させる必要がある。図２では、無励磁区間での演算速度を、この発明を適用しない図３の場合の２倍で行なうことを想定してマイクロプロセッサの消費電流を図示している。２倍とする理由は、この発明を適用した場合の演算時間が、この発明を適用しない場合のそれの半分になるからである。また、一般的に、マイクロプロセッサの処理速度を向上させるためには、供給クロックを高速にする方法がとられるが、その場合、消費電流はクロックに比例して増加する。このような事実に基づいて、図２のマイクロプロセッサの消費電流を、図３と対比させて示している（図２の無励磁区間でのマイクロプロセッサの消費電流＝図３のマイクロプロセッサの消費電流×２≒２ｍＡとして図示してある）。
【００１０】
一方、励磁区間での消費電力については、低消費電力モードから高速に通常モードへ復帰できるように水晶発振を継続させているため、図２に示すように多少の消費電流（Ｉｐ* ＝０．２ｍＡ程度）がある。また、励磁回路とマイクロプロセッサ以外の回路の消費電流はほぼ一定であり、図２ではこれを１ｍＡ程度として図示している。
以上のように、無励磁区間でマイクロプロセッサが演算を行ない、励磁区間では低消費電力モードとなるように制御すると、全回路の消費電流は図２（ｇ）のようになる。この場合、この発明を適用しない図３の場合に比べて消費電流の変動を抑制できるだけでなく、消費電流の最大値を低減することができる。
【００１１】
ここで、図２と図３の各場合の消費電流の最大値について比較，検討する。
いま、図２，図３において、
Ｉｆ  ：励磁電流
Ｉｐ  ：従来例の場合のマイクロプロセッサ消費電流
Ｉｒ  ：励磁回路，マイクロプロセッサ以外の回路の消費電流
Ｉｐ* ：低消費電力モード時のマイクロプロセッサ消費電流
Ｄ    ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）；励磁のデューティ
の如く定義する。
【００１２】
上記のように定義すると、従来例の場合の全回路の最大消費電流は、
Ｉｆ＋Ｉｐ＋Ｉｒ                                            …（１）
と表わされるのに対し、この発明の場合の全回路の最大消費電流は、
励磁時  ：Ｉｆ＋Ｉｐ* ＋Ｉｒ                                …（２）
無励磁時：Ｉｐ／（１ーＤ）＋Ｉｒ                            …（３）
と表わされる。なお、（３）式の第１項は、マイクロプロセッサの平均処理電流が、従来例とこの発明の場合とで同じになるようにするための操作を示す。これにより、同じ量の演算処理ができることになる。
【００１３】
さて、この発明による最大消費電流が従来例のそれよりも低減される条件は、
（１）式＞（２）式より、Ｉｐ＞Ｉｐ* 
であるが、この条件は必ず満足される。何故ならば、Ｉｐ* はＩｐに対する低消費電流モードであるからである。
また、（１）式＞（３）式より、Ｉｆ＞Ｉｐ・Ｄ／（１−Ｄ）
である。図２の実施例の場合は、Ｉｆ＝２ｍＡ，Ｄ＝０．５，Ｉｐ＝１ｍＡを想定していることから、上式の関係を満たすことが分かる。
【００１４】
なお、図２のように無励磁区間だけマイクロプロセッサが演算を行なうようにし、励磁区間では必ず低消費電力モードとするためには、図１に示すタイミング生成回路１１により、励磁区間の終わりのタイミングでマイクロプロセッサを低消費電力モードから通常モードへ移行させ、必要な流速演算を無励磁区間内に完了させ、演算終了時にソフトウエアによって再び低消費電力モードへ移行させることで実現することができる。
【００１５】
次に、図４を参照してＡ／Ｄ変換結果の保持動作について説明する。
電磁流量計は励磁電流と流速によって発生する起電力の大きさから流速を求めるものであるが、交番磁界を使用する場合には励磁電流に相似する起電力のピーク・ツー・ピーク（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ）を使用するのが一般的である。この起電力のピーク・ツー・ピークを測定するために図１のように整流回路を使用すると、そのオフセット電圧によって交流信号の振幅に誤差が生じる。そこで、整流回路のオフセット電圧を検出してこれを補償する方法が併用される。
これは、プラス整流時の励磁期間の起電力（Ｖ+ ）とプラス整流時の無励磁期間の起電力電圧（Ｖ+ ｚｅｒｏ）の差、マイナス整流時の励磁期間の起電力（Ｖ- ）とマイナス整流時の無励磁期間の起電力電圧（Ｖ- ｚｅｒｏ）の差を次式のように加算して、起電力のＰｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ（Ｖｐｐ）を求める方法である。
Ｖｐｐ＝（Ｖ+ −Ｖ+ ｚｅｒｏ）＋（Ｖ- −Ｖ- ｚｅｒｏ）      …（４）
【００１６】
このようなオフセット補償と、無励磁区間のみマイクロプロセッサ動作とを併用する場合の動作を説明するのが、図４である。
すなわち、第１の保持回路８１にはＶ+ とＶ- を図４（ｅ）のように交互に格納し、第２の保持回路８２にはＶ+ ｚｅｒｏとＶ- ｚｅｒｏを図４（ｆ）のように交互に格納するようにしている。そして、マイクロプロセッサが流速演算するタイミングでは、２つの保持回路８１，８２から起電力の値を読み込んで起電力のＰｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ演算を、図４（ｇ）のように行なっている。
このように、保持回路８１，８２を設けることで、励磁区間にマイクロプロセッサを低消費電力モードにしても、整流回路のオフセット補償に必要な値を１つのＡ／Ｄ変換回路で取得することができる。
【００１７】
【発明の効果】
この発明によれば、励磁電流を流さない休止区間を設け、この区間内に流速演算を完了し、励磁電流と流速演算のための消費電流を時分割に供給するため消費電力を均一化でき、消費電流の最大値を低減することができる。そのため、消費電流の変動が均一化されることから、電流の変動を抑制するためのローパスフィルタが不要となるか、または特性がさほど厳しくないフィルタで済ませることができて実現が容易となり、ローパスフィルタの電力損失を軽減できる。また、消費電流の最大値が低減されることから、印加電圧を増加させる必要も無くなる。そして、以上のように低消費電力化された電流分を励磁電流分にまわすことにより、測定管に発生する交番磁界を増加させることができ、得られる起電力のＳ／Ｎを向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態を示す構成図である。
【図２】図１の全体動作を説明する動作説明図である。
【図３】この発明を適用しない場合の動作説明図である。
【図４】この発明におけるＡ／Ｄ変換結果保持動作を説明する説明図である。
【符号の説明】
１…励磁コイル、２…電極、３…測定管、４…励磁回路、５…増幅回路、６…整流回路、７…Ａ／Ｄ変換回路、８１，８２…保持回路、９…マイクロプロセッサ、１０…出力電流制御回路、１１…タイミング生成回路、１２…電源回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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