(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、
上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、
上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を上記モード切り換え時点の初期の受信信号列の一つ以上の値から線形結合によって算出し、且つドプラモード時相の初期に入力される信号系列をもとに上記遅延レジスタの整定値を計算し該遅延レジスタにプリセットする遅延レジスタ整定値演算手段と、
を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。
【請求項２】
上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段でのドプラモード時相の初期における演算のタイミングは、入力信号の数をｎとし、ドプラモード時相に移行してから最初の確定データが受信された時点をｎ＝０とすると、ｎ＜３の期間は整定値のプリセット期間とされ、ｎ≧３の期間は通常のフィルタ演算の期間とされていることを特徴とする請求項１記載の超音波ドプラ診断装置。
【請求項３】
上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成ることを特徴とする請求項１又は２記載の超音波ドプラ診断装置。
【請求項４】
被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、
上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、
上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を、上記モード切り換え時点よりも以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出し、且つ上記ハイパスフィルタの遅延レジスタをプリセットする整定値を、上記モード切り換え時点以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出する遅延レジスタ整定値演算手段と、
を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。
【請求項５】
上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段は、Ｂモード時相の期間だけ過去のドプラモード時相における受信複素信号系列中の所定のサンプル間隔をあけた２時点間の位相角の差から求めた角周波数を推定角周波数とし、ドプラモード時相に切り換わったときの初期の複素受信信号列の１点以上の数値からの線形結合によって得られた初期代表複素数に、上記推定角周波数をもつ回転子を繰り返し乗じて順次発生される初期推定複素時系列データを複数点求め、この時系列データの各要素毎にその１点以上の数値の線形結合を上記ハイパスフィルタの遅延レジスタを初期化する値として採用するものであることを特徴とする請求項４記載の超音波ドプラ診断装置。
【請求項６】
上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成ることを特徴とする請求項４又は５記載の超音波ドプラ診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被検体内に超音波を送受信し診断部位のリアルタイムのＢモード像を観察しながらドプラ法により血流速度の計測を行う超音波ドプラ診断装置に関し、特にＢモード像とドプラモード像とを切り換えて観察する際のリアルタイム性を向上することができる超音波ドプラ診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送信すると共にその内部からの反射エコーを受信し、Ｂモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送信すると共にその内部からの反射エコーを受信し、この反射エコーから移動体のドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示し又はオーディオ信号として音響出力するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示するようになっていた。
【０００３】
すなわち、図１２に示すように、超音波送受信部２内のパルサ３が発生した電気パルスは探触子１に印加され、この探触子１から超音波パルスが図示省略の被検体内へ送信される。被検体内部の診断部位から反射されたエコー信号は、上記探触子１で受信され再び電気信号に変換される。この受信信号は、超音波送受信部２内のプリアンプ４によって増幅され、Ｂモード像検出表示系において検波器６へ送られる。検波器６では包絡線検波されて、輝度信号とされる。この輝度信号はＡＤＣ７でディジタル信号に変換され、ＤＳＣ（ディジタルスキャンコンバータ）８で画像処理されてモニタ９へ送られ、このモニタ９の画面にＢモード像として表示される。
【０００４】
一方、ドプラモード像検出表示系においては、超音波送受信部２内のプリアンプ４で増幅された受信信号は、ミキサ１０ａ，１０ｂで参照波と乗算され、ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂを通って複素ベースバンド信号に変換される。この複素ベースバンド信号は区間積分回路１２ａ，１２ｂに入力し、区間積分回路１２ａ，１２ｂは、サンプルボリュームに対応する区間の複素信号を積分し、ホールドする。上記区間積分回路１２ａ，１２ｂから出力された信号は、被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するためのハイパスフィルタであるウォールフィルタ１３ａ，１３ｂを経て、血流などからのドプラ偏移を受けた周波数信号（血流信号）だけが取り出される。この取り出された血流信号は、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂによりディジタル信号に変換され、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）から成る周波数分析回路１５へ送られる。そして、この周波数分析回路１５で周波数分析され、ＤＳＣ８で画像処理されてモニタ９へ送られ、このモニタ９の画面に血流のドプラスペクトラム（ドプラモード像）が表示される。
【０００５】
ここで、Ｂモード像表示を行うための超音波の送受信ビームの方向と、ドプラモード像表示を行うための超音波の送受信ビームの方向とは、ほとんどの場合で異なるため、Ｂモード像を得るための超音波送受信動作と、ドプラモード像を得るための超音波送受信動作とは、時分割に行われる。従って、リアルタイムでＢモード像を表示しているときは、ドプラモード像は表示動作が停止され、また他の時相においてリアルタイムでドプラモード像を表示しているときは、Ｂモード像はフリーズされる。この場合、ドプラモード像においては、リアルタイムのＢモード像をガイドとしてサンプルボリュームの位置を設定する必要があるので、ドプラモード時であってもＢモード像のリアルタイム性は重要である。このことから、従来装置においては、図１３に示すように、Ｂモード時相とドプラモード時相との切り換えを交互に行うことで、リアルタイム性を極力損なわないようにしてきた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の超音波ドプラ診断装置においては、図１２に示すローパスフィルタ１１ａ，１１ｂから出力される複素ベースバンド信号を区間積分回路１２ａ，１２ｂを介して入力し、この信号の中から被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するウォールフィルタ１３ａ，１３ｂが50Hz程度から１KHz程度という装置全体の構成要素の中で最も低い遮断周波数をもち、急峻な特性が要求されるものであった。このことは、上記ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂへの信号入力時の過渡応答を装置全体の中の他のフィルと比較すると、該ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂが最も長大なリンギング（安定するまでの間に信号が振動すること）を生じることを意味する。これにより、図１３に示すように、Ｂモード時相からドプラモード時相に切り換わるときにそのドプラモード時相の初めに、ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂへ入力するクラッタ信号Ｓ1に対して該ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂの出力信号に強大なリンギングＳ2が常に発生することになる。このことから、上記リンギングＳ2が収束してフィルタ出力が安定するまで十分な時間待たなければならなかった。従って、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができず、画像のリアルタイム性が低いものであった。
【０００７】
そこで、本発明は、このような問題点に対処し、Ｂモード像とドプラモード像とを切り換えて観察する際のリアルタイム性を向上することができる超音波ドプラ診断装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明による超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を上記モード切り換え時点の初期の受信信号列の一つ以上の値から線形結合によって算出し、且つドプラモード時相の初期に入力される信号系列をもとに上記遅延レジスタの整定値を計算し該遅延レジスタにプリセットする遅延レジスタ整定値演算手段と、を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたものである。
【０００９】
そして、上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段でのドプラモード時相の初期における演算のタイミングは、入力信号の数をｎとし、ドプラモード時相に移行してから最初の確定データが受信された時点をｎ＝０とすると、ｎ＜３の期間は整定値のプリセット期間とされ、ｎ≧３の期間は通常のフィルタ演算の期間とされている。
【００１０】
また、上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成るものとしてもよい。
【００１１】
また、他の手段による超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送受信してＢモード像を収集し表示するＢモード像検出表示系と、上記被検体内にパルス又は連続波の超音波を送受信してその反射エコーから移動体によりドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出し、血流信号を画像表示するドプラモード像検出表示系とを有し、上記Ｂモード像検出表示系における超音波の送受信動作と、上記ドプラモード像検出表示系における超音波の送受信動作とを時分割に行って両系統の超音波画像を表示する超音波ドプラ診断装置において、上記被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタと、上記Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を、上記モード切り換え時点よりも以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出し、且つ上記ハイパスフィルタの遅延レジスタをプリセットする整定値を、上記モード切り換え時点以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出する遅延レジスタ整定値演算手段と、を有するフィルタ処理部を設け、ドプラモード移行初期に上記ハイパスフィルタの出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようにしたものである。
【００１２】
そして、上記フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段は、Ｂモード時相の期間だけ過去のドプラモード時相における受信複素信号系列中の所定のサンプル間隔をあけた２時点間の位相角の差から求めた角周波数を推定角周波数とし、ドプラモード時相に切り換わったときの初期の複素受信信号列の１点以上の数値からの線形結合によって得られた初期代表複素数に、上記推定角周波数をもつ回転子を繰り返し乗じて順次発生される初期推定複素時系列データを複数点求め、この時系列データの各要素毎にその１点以上の数値の線形結合を上記ハイパスフィルタの遅延レジスタを初期化する値として採用するものとされている。
【００１３】
また、上記ハイパスフィルタは、再帰形フィルタから成るものとしてもよい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
図１は第一の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。この超音波ドプラ診断装置は、被検体内に超音波を送受信し診断部位のリアルタイムのＢモード像を観察しながらドプラ法により血流速度の計測を行うもので、図１に示すように、探触子１と、超音波送受信部２と、発振器５と、検波器６と、ＡＤＣ７と、ＤＳＣ８と、モニタ９と、ミキサ１０ａ，１０ｂと、ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂと、区間積分回路１２ａ，１２ｂと、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂと、周波数分析回路１５とを有し、さらにフィルタ処理部１６を設けて成る。
【００１５】
上記探触子１は、被検体内の診断部位に超音波を送受信するもので、その内部には電気信号を超音波に変換すると共に受波した超音波を電気信号に変換する超音波振動子が内蔵されている。超音波送受信部２は、上記探触子１を駆動して超音波を送信及び受信するもので、その内部には発振器５からの周波数を入力して電気パルスを発生するパルサ３と、探触子１が受波し電気信号に変換した受信信号を増幅するプリアンプ４とを有している。
【００１６】
検波器６は、上記超音波送受信部２内のプリアンプ４から出力された受信信号を入力して包絡線検波し、輝度信号とするものである。ＡＤＣ７は、上記検波器６から出力された輝度信号を入力して、ディジタル信号に変換するものである。また、ＤＳＣ８は、上記ＡＤＣ７から出力されたディジタルの画像データを入力し、モニタ９に表示するために所要の画像処理を施すものである。さらに、モニタ９は、上記ＤＳＣ８から出力された画像データを入力し、アナログビデオ信号に変換してＢモード像として表示するもので、例えばテレビモニタから成る。そして、上記検波器６とＡＤＣ７とＤＳＣ８とモニタ９とで、Ｂモード像検出表示系を構成している。
【００１７】
一方、ミキサ１０ａ，１０ｂは、前記超音波送受信部２内のプリアンプ４から出力された受信信号を入力して、前記発振器５から出力される参照波の周波数と乗算するものである。ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂは、上記ミキサ１０ａ，１０ｂで参照波の周波数と乗算された受信信号を入力し、複素ベースバンド信号に変換するものである。区間積分回路１２ａ，１２ｂは、上記ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂから出力された複素ベースバンド信号を入力して、サンプルボリュームに対応する区間の複素ベースバンド信号を積分しホールドするものである。ＡＤＣ１４ａ，１４ｂは、上記区間積分回路１２ａ，１２ｂから出力された信号をディジタル信号に変換するものである。
【００１８】
本発明においては、上記ＡＤＣ１４ａ，１４ｂの後段に、フィルタ処理部１６が設けられている。このフィルタ処理部１６は、被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出する手段としてデジタルフィルタによって構成されたハイパスフィルタであるウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′と、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化する手段である遅延レジスタ整定値演算手段１７とから成る。上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の内部構成は、図２に示すように、複数個の２次のフィルタセクション１８1〜１８kを直列に接続して急峻なカットオフ特性を有する再帰形フィルタ（ＩＩＲフィルタと呼ばれる）に構成されている。また、個々の２次のフィルタセクション１８1〜１８kは、図３に示すように、加算器１９ａ，１９ｂと、乗算器ａ11，ａ12，ｂ10，ｂ11，ｂ12と、遅延レジスタ（Ｔ）２０ａ，２０ｂとから成る。そして、このような構成のフィルタ処理部１６の動作により、Ｂモード像からドプラモード像の検出に移行する初期に上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の出力に生じる過渡応答のレベルを低減するようになっている。
【００１９】
また、周波数分析回路１５は、上記フィルタ処理部１６で処理された信号を入力して周波数分析するもので、例えばＦＦＴから成る。以上のようなミキサ１０ａ，１０ｂと、ローパスフィルタ１１ａ，１１ｂと、区間積分回路１２ａ，１２ｂと、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂと、フィルタ処理部１６と、周波数分析回路１５と、ＤＳＣ８と、モニタ９とで、ドプラモード像検出表示系を構成している。
【００２０】
次に、このように構成された超音波ドプラ診断装置の動作について説明する。ここで、Ｂモード像検出表示系における動作、及びドプラモード像検出表示系における区間積分回路１２ａ，１２ｂまでの動作は、図１２に示す従来例と同様であるので、その説明を省略する。上記ドプラモード像検出表示系において、区間積分回路１２ａ，１２ｂから出力された信号は、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂでディジタル信号に変換された後、フィルタ処理部１６へ送られる。このフィルタ処理部１６内の遅延レジスタ整定値演算手段１７は、ドプラモード時相の初期に該フィルタ処理部１６に入力される信号系列をもとに、ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の内部構成としての２次のフィルタセクション１８1〜１８k（図２参照）内の遅延レジスタ２０ａ，２０ｂ（図３参照）の整定値を近似計算し、この計算結果を上記遅延レジスタ２０ａ，２０ｂにプリセットする。これにより、フィルタ処理部１６内のウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′は、ドプラモード時相の初期の入力信号列に対して既に整定した状態となるので、図１３に示すクラッタ信号Ｓ1に対する応答としてのリンギングＳ2が除去されることになる。
【００２１】
このリンギングＳ2の除去動作について以下に説明する。まず、図２に示すウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の内部構成において、個々の２次のフィルタセクション１８1〜１８kは、図３に示すように一般的なフィルタ演算を用いるものとする。すると、第一の２次のフィルタセクション１８1に関する遅延レジスタ２０ａ，２０ｂの値に関する差分方程式は、図３より
0003642834.tif 000002
で与えられる。ここで、入力信号系列ｘ1nを１次関数で表わせると仮定すると、この入力信号系列に対する遅延レジスタ２０ａの整定値も方程式の線形性により、１次関数で表現できる。これを、
0003642834.tif 000003
と表す。なお、Δｘ，Δｕはそれぞれ入力変数及び遅延レジスタ２０ａの値の変化量（定数）である。
【００２２】
上記式（１）及び式（３）より、遅延レジスタ２０ａにプリセットする値は、
0003642834.tif 000004
で表される。さらに、差分方程式（１）の差分をとって、入力信号の差分と遅延レジスタ２０ａの差分を、それぞれ式（２）及び式（３）で定義したΔｘ，Δｕを用いて整理すると、
0003642834.tif 000005
となり、このΔｘを入力信号系列の差で表すと、
0003642834.tif 000006
となる。この式（６）を上記式（４）に代入して整理すると、
0003642834.tif 000007
ただし、
0003642834.tif 000008
となる。上記式（７）は、入力信号系列を１次関数で近似したとき、遅延レジスタ２０ａの整定値は、２点の入力信号の線形結合で計算できることを意味する。その線形結合の係数も、式（８）及び式（９）に従った既知のパラメータとなり、メモリ上にテーブルとして持っておけばよい。
【００２３】
このような演算のブロック線図を示すと、図４のようになる。この図４は、図１に示すフィルタ処理部１６の内部詳細図であり、遅延レジスタ整定値演算手段１７とウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８1〜１８kとの接続状態を示している。ここで、上記遅延レジスタ整定値演算手段１７は、遅延レジスタ（Ｔ）２１ａ，２１ｂと、所定の係数を有する４個の乗算器と、加算器２２ａ，２２ｂとから成る。そして、これらの加算器２２ａ，２２ｂからの出力信号は、それぞれ上記２次のフィルタセクション１８1〜１８kへ送られ、その内部に設けられた切換スイッチ２３ａ，２３ｂを介して、各々第一の遅延レジスタ２０ａ又は第二の遅延レジスタ２０ｂへ入力するようになっている。
【００２４】
このようなブロック線図で示される構成において、ドプラモード時相の初期における演算のタイミングを示すと、図５のようになる。図５において、入力信号の数をｎとし、ドプラモード時相に移行してから最初の確定データが受信された時点をｎ＝０とすると、ｎ＜３の期間は整定値のプリセット期間であり、図４に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７で前述の式（７），（８），（９）に従って近似計算されたプリセット値がウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８1〜１８kの遅延レジスタ２０ａ，２０ｂにプリセットされる。このときは、図４において、上記２次のフィルタセクション１８1〜１８k内の切換スイッチ２３ａ，２３ｂは、それぞれ実線で示すように接続されている。
【００２５】
その後、ｎ≧３の期間は通常のフィルタ演算の期間となり、図４において前記２次のフィルタセクション１８1〜１８k内の切換スイッチ２３ａ，２３ｂは、それぞれ破線で示すように接続されて通常のフィルタ演算の動作を行う。この演算は、例えば乗算器とレジスタとマルチプレクサなどによって構成されるハードウェアで実現することもできるし、あるいは汎用のＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用いても実現することができる。特に、ＤＳＰを用いた場合は、図４に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７として特別なハードウェアを必要とせず、所要の演算係数値を予めＲＯＭ（読出し専用メモリ）に格納しておき、ドプラモード時相の開始時に該遅延レジスタ整定値演算手段１７で行うべきプリセットルーチンを実行するだけでよい。この場合、演算が線形結合、すなわち、積和演算というＤＳＰの最も基本的な機能しか用いないので、容易に実現することができる。
【００２６】
以上のように、図５に示すドプラモード時相の開始時に、ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８1〜１８kの遅延レジスタ２０ａ，２０ｂ（図４参照）を整定値にプリセットするので、上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′の出力信号としては、図１３に示すような入力信号中のクラッタ信号Ｓ1の応答としてのリンギングＳ2が抑止されることとなる。従って、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができ、画像のリアルタイム性を向上できる。なお、以上の説明では、式（１）〜式（７）において入力変数を１次関数に近似して計算式を導出したが、入力変数の次数として０次（定数値）に近似しても、あるいは２次以上の高次関数形に近似しても、同様な動作が実現できる。例えば、入力変数をｍ次関数で近似したときは、上記遅延レジスタ２０ａ，２０ｂの整定値は、（ｍ＋１）点の入力変数の線形結合で計算できる。これらの中でも最も簡単な構成法は０次の近似を行う方法である。この場合は、入力変数の１点から遅延レジスタ２０ａ，２０ｂの整定値を演算することとなる。
【００２７】
図４に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７の他の動作例として、
0003642834.tif 000009
に“０”を置くと、０次の近似を用いた動作となる。この場合は、近似が粗い分だけ整定からの誤差も大きくなるが、上記遅延レジスタ整定値演算手段１７の構成において、乗算器及び加算器の数をそれぞれ２個削減できることと、入力信号のノイズレベルが比較的高い場合に、差分動作がないのでそのノイズの影響を受けにくくなるという利点がある。この動作例は、図１３に示すウォールフィルタの入力信号中のクラッタ信号Ｓ1のレベルが比較的高く、周波数が直流とみなしうる程度に低い場合に適するものである。
【００２８】
図６は本発明の第二の実施の形態を示す要部のブロック図である。この実施の形態は、図１に示す遅延レジスタ整定値演算手段１７として、ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８1〜１８kの遅延レジスタＴをプリセットする整定値を、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点以前に検出された入力信号の角周波数と、ドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出するものとしたものである。そして、図６は、この実施の形態におけるフィルタ処理部１６の内部詳細図であり、遅延レジスタ整定値演算手段１７とウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８1〜１８kとの接続状態を示している。
【００２９】
このような図６に示す実施の形態の動作を以下に説明する。図６において、入力信号系列ｘ1n及び出力信号系列ｙ1nは複素数である。上記遅延レジスタ整定値演算手段１７において、Ｂモード時相の期間Ｔbだけ過去のドプラモード時相における受信複素信号系列中のＭサンプル間隔をあけた２時点間の位相角の差から求められた角周波数を推定角周波数とし、ドプラモード時相に切り換わったとき（ｎ＝０）の初期の複素受信信号列の１点以上の数値からの線形結合によって得られた初期代表複素数に、上記推定角周波数をもつ回転子を繰り返し乗じて順次発生される初期推定複素時系列データを例えば４点（Ａ〜Ｄ）求め、この時系列データＡ〜Ｄの各要素毎にその１点以上の数値の線形結合を上記ウォールフィルタ１３ａ′，１３ｂ′内の２次のフィルタセクション１８1〜１８kの遅延レジスタＴを初期化する値として採用する。この実施の形態では、入力変数を３次関数に近似したものであるが、遅延レジスタ整定値演算手段１７として用いたＤＳＰに演算能力があり、精密な整定が必要とされる場合は、比較的に高い次数での近似を用い、さらにクラッタ信号Ｓ1（図１３参照）の周波数をより正確に観測することで、整定値からの誤差をさらに低減することができる。
【００３０】
なお、上記実施の形態において、実データの線形結合でなく上記回転子を乗じて生成した推定複素時系列データの線形結合を用いた理由は、入力信号に含まれる高周波数成分を除去することで、３次関数という比較的に低次の近似で整定効果を上げるためである。一般的に、入力変数は複雑な波形をしているために精密な整定を行おうとすると、きわめて次数の高い近似が必要となり、計算規模も膨大なものになってしまうが、上記回転子を乗じて生成した推定複素時系列データの線形結合を用いると、計算量の低減に効果がある。
【００３１】
図７は第二の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。この超音波ドプラ診断装置は、時間領域にて受信信号から被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するハイパスフィルタとしてのウォールフィルタ１３ａ，１３ｂを有すると共に、このウォールフィルタ１３ａ，１３ｂでドプラ偏移した周波数信号の成分を抽出した後にその血流信号を周波数分析する周波数分析回路１５の後段に、その周波数分析後の周波数領域においてスペクトラムの直流成分を含む低周波数成分を除去又は低減するウインドウ処理部２４を設けたものである。すなわち、図１２に示す従来装置において、周波数分析回路１５とＤＳＣ８との間にウインドウ処理部２４を設け、図１に示す第一の発明と同様の効果を発揮せしめようとするものである。
【００３２】
そして、上記ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂは、時間領域にて受信信号から被検体内の固定組織からのクラッタ成分を除去するカットオフ周波数として、周波数分析回路１５で周波数分析後に周波数領域にてスペクトラムの直流成分を含む低周波数成分を除去又は低減するウインドウ関数の低域のカットオフ周波数より低く設定したものとされている。
【００３３】
次に、このように構成された第二の発明による超音波ドプラ診断装置の動作について説明する。まず、図７において、ＡＤＣ１４ａ，１４ｂでディジタル信号に変換されたドプラ信号は、周波数分析回路１５へ入力し、ここで周波数分析が行われパワースペクトラムが演算される。このとき、周波数分析点数は、例えば128点程度とされる。いま、分析点数をｎ点としたとき、図８に示すようにｎ個の乗算器で構成されたウインドウ処理部２４で行った分析結果のデータ
0003642834.tif 000010
は、各乗算器によりそれぞれ
0003642834.tif 000011
の重みを付けられ、次のＤＳＣ８へ送られて所要の画像処理が行われ、周波数スペクトラムがモニタ９に表示される。上記ウインドウ処理部２４におけるウインドウ関数は、図９に示すように、周波数軸上で実線のカーブで示した形となっており、直流を含む低域の成分を除去あるいは低減する形となっている。
【００３４】
ここで、通過帯域のレベルから例えば３dB減衰する周波数をウインドウ関数のカットオフ周波数とし、そのカットオフ周波数を図９においてＦc2とする。また、前記ウォールフィルタ１３ａ，１３ｂのカットオフ周波数をＦc1とすると、このカットオフ周波数Ｆc1は、上記ウインドウ関数のカットオフ周波数Ｆc2に対して低く設定されている。このような状態で、図１２に示す従来装置においては、図１０に示すように、カットオフ周波数Ｆcの時間軸上のウォールフィルタ１３ａ，１３ｂのみでは、図１３に示すＢモード時相からドプラモード時相に切り換わったときに、その周波数スペクトラムが上記のカットオフ周波数Ｆcの付近にピークをもつリンギングを発生するものであった。
【００３５】
これに対し、図７に示す第二の発明においては、図１１に示すように、上記時間軸上のウォールフィルタ１３ａ，１３ｂのカットオフ周波数Ｆc1を従来例のカットオフ周波数Ｆcより低く設定することにより、Ｂモード時相からドプラモード時相に切り換わったときに発生するリンギングの周波数を低く抑えることができる。このとき、図７に示す周波数分析回路１５で周波数分析後のウインドウ関数に従来例のカットオフ周波数Ｆcと等しいカットオフ周波数Ｆc2を設定することにより、Ｆc2＞Ｆc1となるので、上記時間軸上のウォールフィルタ１３ａ，１３ｂで生じたリンギングの周波数成分を低減もしくは除去することができる。従って、第二の発明においても、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができ、画像のリアルタイム性を向上できる。
【００３６】
【発明の効果】
本発明は以上のように構成されたので、請求項１〜３に係る発明によれば、フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段により、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で、被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を上記モード切り換え時点の初期の受信信号列の一つ以上の値から線形結合によって算出し、且つドプラモード時相の初期に入力される信号系列をもとに上記遅延レジスタの整定値を計算し該遅延レジスタにプリセットすることができる。これにより、Ｂモード時相からドプラモード時相に切り換わるときにそのドプラモード時相の初めに、ハイパスフィルタへ入力する固定組織からのクラッタ信号に対して該ハイパスフィルタの出力信号に強大なリンギングが発生するのを抑止することができる。従って、従来のように上記リンギングが収束してフィルタ出力が安定するまで十分な時間を待つことなく、Ｂモード時相とドプラモード時相とを頻繁に切り換えることができ、画像のリアルタイム性を向上することができる。
【００３７】
また、請求項４〜６に係る発明によれば、フィルタ処理部の遅延レジスタ整定値演算手段により、Ｂモード像の受信動作からドプラモード像の受信動作に切り換わる時点で、被検体内の移動体によるドプラ偏移周波数信号を抽出するハイパスフィルタの遅延レジスタの値を受信信号に応じた所定の値に初期化すると共に、その初期化する値を、上記モード切り換え時点よりも以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出し、且つ上記ハイパスフィルタの遅延レジスタをプリセットする整定値を、上記モード切り換え時点以前に検出された入力信号の角周波数とドプラモード像の受信動作に切り換わる時点の初期の受信信号列とを用いて推定されたドプラモード時相開始時に対応する推定信号系列の線形結合によって算出することができる。したがって、上記遅延レジスタの整定値について精密な整定が必要とされる場合は、比較的に高い次数での近似を用い、またクラッタ信号の周波数をより正確に観測することで、整定値からの誤差をさらに低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】ウォールフィルタの内部構成を示すブロック図である。
【図３】上記ウォールフィルタ内の２次のフィルタセクションの内部構成を示すブロック図である。
【図４】フィルタ処理部内の遅延レジスタ整定値演算手段とウォールフィルタ内の２次のフィルタセクションとの接続状態及び演算を示すブロック線図である。
【図５】図４に示す構成においてドプラモード時相の初期における演算のタイミングを示す説明図である。
【図６】第一の発明における第二の実施の形態を示す要部のブロック図である。
【図７】第二の発明による超音波ドプラ診断装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図８】ウインドウ処理部の内部構成を示すブロック図である。
【図９】上記ウインドウ処理部におけるウインドウ関数を示すグラフである。
【図１０】図１２に示す従来装置においてＢモード時相からドプラモード時相に切り換わったときにリンギングが発生することを示す説明図である。
【図１１】図７に示す第二の発明による装置においてＢモード時相からドプラモード時相に切り換わったときに発生するリンギングの周波数を低く抑えることを示す説明図である。
【図１２】従来の超音波ドプラ診断装置を示すブロック図である。
【図１３】従来技術の問題点を説明するためのタイミング線図である。
【符号の説明】
１…探触子
２…超音波送受信部
５…発振器
６…検波器
７，１４ａ，１４ｂ…ＡＤＣ
８…ＤＳＣ
９…モニタ
１０ａ，１０ｂ…ミキサ
１１ａ，１１ｂ…ローパスフィルタ
１２ａ，１２ｂ…区間積分回路
１３ａ，１３ｂ，１３ａ′，１３ｂ′…ウォールフィルタ
１５…周波数分析回路
１６…フィルタ処理部
１７…遅延レジスタ整定値演算手段
２４…ウインドウ処理部
Ｓ1…クラッタ信号
Ｓ2…リンギング
【図１】
0003642834.tif 000012
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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