(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象内を流れる電流によって作られる磁場を測定することによってその測定対象の電流を測定する電流計測装置において、
上記磁場を検出しその磁場に応じた電気信号を出力する磁場検出素子を備えた磁場検出素子駆動手段と、
上記磁場検出素子駆動手段から出力された電気信号に、サンプリング処理とホールド処理とを施すことによりその電気信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
上記磁場検出素子駆動手段に供給する電源を周期的にオンオフ制御する電源制御手段と、
上記電源制御手段による電源オン時において、電源オンから所定の待機時間経過後にＡ／Ｄ変換手段に対して、その電源オンによって磁場検出素子駆動手段から出力された電気信号に対するサンプリング処理開始を指令するとともに、所定のサンプリング時間経過後にサンプリング処理からホールド処理への切り替えを指令するＡ／Ｄ変換動作指令手段と、
上記Ａ／Ｄ変換手段でのホールド処理の時間をカウントし、そのカウント値に基づいて測定対象内を流れる電流値を演算し表示する電流表示手段と、を備え、
上記電源制御手段は、Ａ／Ｄ変換手段での所定のサンプリング時間に渡るサンプリング処理が終了した後、所定の時間経過後に、磁場検出素子駆動手段に供給する電源をオフとする、
ことを特徴とする電流計測装置。
【請求項２】
上記磁場検出素子駆動手段から出力された電気信号が交流の場合、ＡＣ／ＤＣ変換部で直流に変換した後、Ａ／Ｄ変換手段に出力する、請求項１に記載の電流計測装置。
【請求項３】
上記磁場検出素子駆動手段に供給する電源を、ＤＣ／ＤＣコンバータで作成するとともに、そのＤＣ／ＤＣコンバータでの出力抵抗を１Ω以下とした、請求項１または２に記載の電流計測装置。
【請求項４】
上記磁場検出素子はホール素子であり、上記Ａ／Ｄ変換手段でのサンプリング処理は積分処理、ホールド処理は逆積分処理であり、上記電流計測装置はクランプ電流計である、請求項１から３の何れかに記載の電流計測装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、測定対象内を流れる電流によって作られる磁場を測定することによってその測定対象の電流を測定する電流計測装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、測定対象内を流れる電流によって作られる磁場を測定することによってその測定対象の電流を測定する電流計測装置として、クランプ電流計が知られている。このクランプ電流計には、例えば測定対象である電線内を流れる電流によって作られる磁場をホール素子で検出して測定するようにしたタイプのものがある。そして、このクランプ電流計を用いて精度良く測定を行うには、ホール素子駆動回路に８ｍＡ（ミリアンペア）〜１０ｍＡの電流を流す必要があった。また、他の回路も含めると、クランプ電流計は全体として常時９ｍＡ〜１５ｍＡの電流を消費していた。
【０００３】
一方、携帯用としてクランプ電流計を小型軽量化するためには、電池を小型化し、その重量も軽くすることが要求され、かつ電池寿命も長いことが要求されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来のクランプ電流計のように、常時９ｍＡ〜１５ｍＡの電流を消費していると、その電流を確保するために電池のサイズ小型化、軽量化が困難であり、したがって、クランプ電流計の小型化および軽量化も困難であった。
【０００５】
また、常時９ｍＡ〜１５ｍＡの電流消費があるため、電池寿命が短くなり、電池交換の時期が早くなって維持コストがかかっていた。
【０００６】
この発明は上記に鑑み提案されたもので、装置全体の小型化および軽量化を実現することができ、また電池の長寿命化による維持コストの低減をも実現することのできる電流計測装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、測定対象内を流れる電流によって作られる磁場を測定することによってその測定対象の電流を測定する電流計測装置において、上記磁場を検出しその磁場に応じた電気信号を出力する磁場検出素子を備えた磁場検出素子駆動手段と、上記磁場検出素子駆動手段から出力された電気信号に、サンプリング処理とホールド処理とを施すことによりその電気信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、上記磁場検出素子駆動手段に供給する電源を周期的にオンオフ制御する電源制御手段と、上記電源制御手段による電源オン時において、電源オンから所定の待機時間経過後にＡ／Ｄ変換手段に対して、その電源オンによって磁場検出素子駆動手段から出力された電気信号に対するサンプリング処理開始を指令するとともに、所定のサンプリング時間経過後にサンプリング処理からホールド処理への切り替えを指令するＡ／Ｄ変換動作指令手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段でのホールド処理の時間をカウントし、そのカウント値に基づいて測定対象内を流れる電流値を演算し表示する電流表示手段と、を備え、上記電源制御手段は、Ａ／Ｄ変換手段での所定のサンプリング時間に渡るサンプリング処理が終了した後、所定の時間経過後に、磁場検出素子駆動手段に供給する電源をオフとする、ことを特徴としている。
【０００８】
また、請求項２に記載の発明は、上記した請求項１に記載の発明の構成に加えて、上記磁場検出素子駆動手段から出力された電気信号が交流の場合、ＡＣ／ＤＣ変換部で直流に変換した後、Ａ／Ｄ変換手段に出力する、ことを特徴としている。
【０００９】
また、請求項３に記載の発明は、上記した請求項１または２に記載の発明の構成に加えて、上記磁場検出素子駆動手段に供給する電源を、ＤＣ／ＤＣコンバータで作成するとともに、そのＤＣ／ＤＣコンバータでの出力抵抗を１Ω以下とした、ことを特徴としている。
【００１０】
また、請求項４に記載の発明は、上記した請求項１から３の何れかに記載の発明の構成に加えて、上記磁場検出素子はホール素子であり、上記Ａ／Ｄ変換手段でのサンプリング処理は積分処理、ホールド処理は逆積分処理であり、上記電流計測装置はクランプ電流計である、ことを特徴としている。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下にこの発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の説明では、本発明の電流計測装置の構成例としてクランプ電流計を挙げて説明する。
【００１５】
図１はこの発明のクランプ電流計の全体構成を概略的に示す図である。図において、この発明のクランプ電流計１は、ＡＣ／ＤＣ両用の電流測定用センサであり、開閉する磁束捕捉用コア３ａ，３ｂが形成する中央空部３０に測定対象の電線を貫通させ、その電線を流れる電流Ｉにより電線の周囲に形成される磁場（磁束）を磁束捕捉用コア３ａ，３ｂで捕捉するとともに、その磁束をホール素子で検出し、電流値としてディジタル表示するものである。
【００１６】
このクランプ電流計１は、図１に示すように、定電圧回路２と、ホール素子駆動回路３と、ＡＣ／ＤＣ変換回路４と、ゼロクロス検出部５と、Ａ／Ｄ変換回路６と、計測制御部７と、表示部８とから構成されている。
【００１７】
定電圧回路２は、ＤＣ／ＤＣコンバータを含めて構成され、装置全体を動作させるために電池から安定した駆動電源、例えば±３Ｖや±５Ｖを作り出し、その直流駆動電源を、電源スイッチ部Ｓ１を介してホール素子駆動回路３、ＡＣ／ＤＣ変換回路４およびゼロクロス検出部５に供給し、また、Ａ／Ｄ変換回路６および計測制御部７に直接供給している。この駆動電源供給により、ホール素子駆動回路３には通常約８ｍＡ〜１０ｍＡの電流が流れ、またＡ／Ｄ変換回路６や計測制御部７には、常時約１ｍＡ〜３ｍＡの電流が流れている。
【００１８】
そして、この定電圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）２においては、その出力抵抗ＲＯは１Ω以下となるように極力小さくし、また平滑用のコンデンサＣ１を３３μＦ以上と十分大きくした。
【００１９】
図２は出力抵抗ＲＯの従来例の場合と本発明の場合との比較を示す図である。図において、（ａ）は従来例で出力抵抗ＲＯが２Ωの場合、（ｂ）は本発明で出力抵抗ＲＯが１Ωの場合であり、（ａ）（ｂ）の各上段はスイッチオン時の定電圧回路の出力波形を、各下段はスイッチオン時にホール素子に掛かる駆動電源波形をそれぞれ示している。出力抵抗ＲＯが２Ωの場合、定電圧回路２の出力は波形が乱れており（（ａ）上段）、それに応じてホール素子に掛かる駆動電源波形の乱れも大きくなっている（（ａ）下段）。これに対し、本発明では出力抵抗ＲＯを小さくしたので、定電圧回路２の出力は抑えられて滑らかな波形となり（（ｂ）上段）、それに応じてホール素子に掛かる駆動電源波形も乱れがほとんど見られず滑らかになっている（（ｂ）下段）。これは出力抵抗ＲＯに電流が流れるために発生する電圧降下によるものである。出力抵抗の下限については、０Ωに近いほど良いが、１Ω以下であれば大きな問題はない。
【００２０】
このように、この発明では、出力抵抗ＲＯを１Ω以下としたので、ホール素子に掛かる駆動電源波形を滑らかなものとし、それによってホール素子を精度良く動作させることができる。したがって、電流計測の精度も向上させることができる。
【００２１】
図１に戻って説明を続けると、上記したように、ホール素子駆動回路３、ＡＣ／ＤＣ変換回路４およびゼロクロス検出部５には、上記の定電圧回路２からの駆動電源が電源スイッチ部Ｓ１を介して供給され動作する。
【００２２】
この電源スイッチ部Ｓ１は、例えばＦＥＴで構成され、計測制御部７からのオンオフ指令信号に基づいて動作する。電源スイッチ部Ｓ１の出力端子側はコンデンサＣ２を介して接地されている。このコンデンサＣ２は、この実施形態では、０．２μＦ以下と小さく設定されており、電源スイッチ部Ｓ１のオンオフ切り替えによって発生するホール素子駆動回路３での電源のリンギングを小さく抑えている。
【００２３】
ホール素子駆動回路３は、開閉する２つの磁束捕捉用コア３ａ，３ｂを有し、この磁束捕捉用コア３ａ，３ｂにはその各々の内部にホール素子３１ａ，３１ｂ（図３）が収納されている。電流測定時には、オペレータは２つの磁束捕捉用コア３ａ，３ｂを閉じてその中央に形成される中央空部３０に、測定対象の電線を貫通させる。磁束捕捉用コア３ａ，３ｂは、その測定対象の電線を流れる電流Ｉにより電線の周囲に形成される磁束を磁束捕捉用コア３ａ，３ｂで捕捉し、ホール素子３１ａ，３１ｂはその磁束を検出し、磁束に応じた電気信号に変換する。
【００２４】
図３はホール素子駆動回路３の回路構成例を示す図である。図において、このホール素子駆動回路３は、上記した２つのホール素子３１ａ，３１ｂを備えたブリッジ回路３２と、ブリッジ回路３２から取り出した信号を適正レベルにするための増幅回路３３とから構成されている。
【００２５】
ホール素子駆動回路３の最終段の増幅回路３３から出力された電気信号は、図１に示すように、切り替えスイッチ部Ｓ２を介して直接に、あるいはＡＣ／ＤＣ変換回路４および切り替えスイッチ部Ｓ２を介して、それぞれＡ／Ｄ変換回路６に出力される。また、この電気信号は、ゼロクロス検出部５に出力される。
【００２６】
なお、測定対象の電線を流れる電流が直流の場合、切り替えスイッチ部Ｓ２はＤＣ側に切り替えられ、電流が交流の場合は、ＡＣ側に切り替えられる。この切り替えスイッチ部Ｓ２での切り替えは、オペレータのボタン操作に応じて計測制御部７から出力される指令によって行われる。
【００２７】
ＡＣ／ＤＣ変換回路４は、測定対象の電線を流れる電流が交流の場合、ホール素子駆動回路３からの出力も交流となるので、その交流を直流に変換してＡ／Ｄ変換回路６で信号処理できるようにするためのものである。
【００２８】
また、ゼロクロス検出部５は、測定対象の電線を流れる電流が交流の場合に動作し、ホール素子駆動回路３から送られてきた交流の入力信号に対し、そのゼロクロスタイミングを検出して計測制御部７に出力する。計測制御部７は、詳細は後述するように、そのゼロクロスタイミングに基づいてサンプリングの開始時期と終了時期を決定し、所定の電流計測制御を行う。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換回路６は、切り替えスイッチ部Ｓ２を介して入力されたアナログの電気信号を、その電気信号に比例したディジタル値に変換するためのものである。
【００３０】
図４はＡ／Ｄ変換回路の回路構成例を示す図、図５は積分器出力を示す説明図である。この実施形態ではＡ／Ｄ変換回路６に二重積分回路が用いられる。このＡ／Ｄ変換回路６は、図４に示すように、積分器６１、コンデンサＣ３、コンパレータ６２および切り替えスイッチ部Ｓ３から構成されている。このＡ／Ｄ変換回路６において、先ず切り替えスイッチ部Ｓ３が入力信号の端子Ａに切り替えられると、アナログの電気信号が入力信号として入力され、その電流はすべてコンデンサＣ３に充電される。このとき、積分器６１の出力電圧（コンデンサＣ３の両端電圧）Ｕ１は、図５に示すように、その充電時間（積分時間）に比例し、コンデンサＣ３の容量と入力信号の大きさで決定される勾配で増加するとともに、所定の積分時間ｔｓが経過して切り替えスイッチ部Ｓ３が基準電圧側の端子Ｂに切り替えられると、その後は基準電圧と所定の積分時間ｔｓで決定される勾配でＵ１０からゼロになるまで下降する。すなわち、時間ｔｓの期間は積分処理（サンプリング処理、サンプル処理）が行われ、時間ｔｘの期間は逆積分処理（ホールド処理）が行われる。そして、このような動作を行うＡ／Ｄ変換回路６では、入力信号の大きさは、逆積分時間ｔｘに相当しており、したがって、この逆積分時間ｔｘをカウントすることで、アナログの入力信号をディジタル値に変換可能となる。
【００３１】
図１に戻って、計測制御部７は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを中心とするマイコンとして構成され、そのＲＯＭに記憶されている所定のプログラムに従ってこのクランプ電流計１の全体動作を制御するとともに、この発明に係る省電力タイプの電流計測制御を実行している。なお、本発明の請求項１に記載の電源制御手段、Ａ／Ｄ変換動作指令手段および電流表示手段は、この計測制御部７が本発明に係るプログラムに従って動作する機能を含めて構成されている。
【００３２】
次に、この計測制御部７が実行する本発明に係る電流計測制御の動作について、図６〜図８を用いて説明する。
【００３３】
図６はこの発明に係る電流計測制御を説明するためのタイミングチャートであり、（ａ）は電源制御信号ＳＴを、（ｂ）はＡ／Ｄ変換回路の積分器出力波形をそれぞれ示している。この発明では、先ず測定対象の電流が直流であれば、オペレータによって直流用ボタンが選択されるので、それに応じて計測制御部７が、切り替えスイッチ部Ｓ２をＤＣ端子に接続し、一方交流であれば、交流用ボタンが選択されるので、それに応じて切り替えスイッチ部Ｓ２をＡＣ端子に接続する。
【００３４】
次に、計測制御部７は、電源スイッチ部Ｓ１に対して、図６（ａ）に示すような、矩形状の電源制御信号ＳＴを出力する。この電源制御信号ＳＴは、例えば５００ミリ秒毎に、すなわち１秒間に２回宛、Δｔｍの時間幅に渡って出力される。
【００３５】
計測制御部７はこの電源制御信号ＳＴを出力すると、さらに所定の待機時間Δｔａの経過を待って、Ａ／Ｄ変換回路６の切り替えスイッチ部Ｓ３に対して切り替え指令を行い、切り替えスイッチ部Ｓ３を端子Ａに接続する。これによって、Ａ／Ｄ変換回路６は、ホール素子駆動回路３から直接送られてきた、あるいはＡＣ／ＤＣ変換回路４を経由して送られてきたアナログ電気信号に、所定の積分時間ｔｓにわたって積分処理を施す。そして、所定の積分時間ｔｓが経過すると、再度切り替えスイッチ部Ｓ３に対して切り替え指令を行い、今度は切り替えスイッチ部Ｓ３を端子Ｂに接続する。これによって、Ａ／Ｄ変換回路６では時間Δｔｓに渡る積分処理が終了し、引き続き逆積分処理が開始する（図６（ｂ））。
【００３６】
また、計測制御部７は、端子Ｂへの切り替え時点からさらに所定の時間Δｔｂが経過すると、電源制御信号ＳＴを立ち下げてオフとする。すなわち、（待機時間Δｔａ＋積分時間ｔｓ＋時間Δｔｂ）＝電源制御信号ＳＴの時間幅Δｔｍが成立するようになっている。
【００３７】
この電源制御信号ＳＴのオフによって、ホール素子駆動回路３、ＡＣ／ＤＣ変換回路４およびゼロクロス検出部５への電源供給が停止するが、Ａ／Ｄ変換回路６や計測制御部７には引き続き定電圧回路２から電源電圧が供給されている。このため、電源制御信号ＳＴのオンオフに関係なく、Ａ／Ｄ変換回路６は、上記の逆積分処理を積分器６１の出力電圧がゼロになるまで継続して行い（図６（ｂ））、出力電圧がゼロとなった時点で逆積分処理を終了するとともにその時刻を計測制御部７に出力する。
【００３８】
計測制御部７は、上記の逆積分開始時刻（切り替えスイッチ部Ｓ３に指令して端子Ｂに切り替えた時刻）と、上記の逆積分終了時刻（出力電圧がゼロとなった時刻）との差分（逆積分時間）ｔｘを求め、測定対象のディジタル電流値として、表示部８に出力する。表示部８ではそのディジタル電流値をＬＣＤ画面に表示し、オペレータに知らせる。
【００３９】
図７はこの発明に係る電流計測制御による消費電流低減効果の説明図であり、（ａ）は従来の場合を、（ｂ）は本発明の場合をそれぞれ示している。従来のクランプ電流計では、（ａ）に示すように、ホール素子駆動回路３以外の各回路に流れる電流の合計電流Ｉｍ（例えば３ｍＡ）に、ホール素子駆動回路３に流れる電流Ｉｈ（例えば１０ｍＡ）が加算され、常時（Ｉｍ＋Ｉｈ）の電流が消費されていた。これに対し、本発明のクランプ電流計では、（ｂ）に示すように、ホール素子駆動回路３以外の各回路に流れる電流の合計電流Ｉｍは従来と同一であるが、ホール素子駆動回路３を流れる電流Ｉｈは、電源制御信号ＳＴの時間幅Δｔｍの間だけ存在し、それ以外の時間帯では電流Ｉｈは流れない。例えば電源制御信号ＳＴが５００ミリ秒毎に時間幅１００ミリ秒でオンすると、電流Ｉｈは５００ミリ秒毎に１００ミリ秒間だけ流れることとなり、この場合、ホール素子駆動回路３では、従来に比べて消費電流を１／５に低減でき、またクランプ電流計の全体に対しても、従来に比べて１／３〜１／４に低減することができる。
【００４０】
この消費電流の大幅な低減効果は、電池寿命にも影響し、電池寿命を従来の約３倍〜４倍と大幅に延ばすことができる。例えば単三電池を２本使った場合、従来の平均寿命は約８０時間であったのに対し、本発明によれば、その４倍の約３２０時間と飛躍的に電池寿命を延ばすことが可能となる。また、一回り小さい単四電池を２本使った場合、従来の平均寿命は約４０時間で実用的でなかったが、本発明では約１６０Ｈと延ばすことができ、単四電池でも十分に実用に供せるようになり、それだけクランプ電流計を軽量化し小型化することができる。
【００４１】
また、電池交換の時期を大幅に遅くすることができるので、それだけ維持コストを低くすることができる。
【００４２】
さらに、上記の電流計測に際しては、電源制御信号ＳＴの立ち上がりから所定の待機時間ｔａの経過後に積分処理を開始させるようにしたので、ホール素子３１ａ，３１ｂの検出信号も安定したものとなり、したがって、良好な精度で電流計測を行うことができる。
【００４３】
ところで、測定対象の電流が交流の場合、直流に変換しその直流の電気信号に対してＡ／Ｄ変換回路６が積分処理を施しているが、その積分処理開始時刻および積分処理終了時刻が、本来の交流波形の何れのポイントに相当しているかで、積分時間ｔｓに誤差が生じ、その結果逆積分時間ｔｘにも誤差が発生してしまう。そこで、この発明の実施形態では、本来の交流波形のゼロクロスタイミングをゼロクロス検出部５が検出して計測制御部７に出力し、計測制御部７がそのゼロクロスタイミングに基づいて、アナログ電気信号に対する積分処理の開始時期と終了時期、すなわちサンプリング時期を決定する処理を行っている。次に、このサンプリング時期決定処理について説明する。
【００４４】
図８は本発明に係るサンプリング時期決定処理を説明するためのタイミングチャートであり、（ａ）は電源制御信号ＳＴを示し、（ｂ）は積分処理の開始時刻と終了時刻、およびその時間幅を示し、（ｃ）はゼロクロス検出部での交流波形を示している。横軸は時刻である。
【００４５】
ここでは、測定対象の電流が５０Ｈｚの正弦波形であるとする。先ず、電源制御信号ＳＴが時刻ｔ１で立ち上がると、ゼロクロス検出部５は交流から直流への変換前の交流波形を監視し、時刻ｔ２で最初のゼロクロスを検出し、次に時刻ｔ３で逆エッジのゼロクロスを検出する。そして、この時刻ｔ２，ｔ３から交流波形の周波数を求める。この場合は５０Ｈｚなので、一波長分は２０ミリ秒となり、時刻ｔ２から２０ミリ秒後の時刻ｔ４での３つ目のゼロクロスから積分処理を開始する。したがって、この場合の待機時間ｔａは、電源制御信号ＳＴの立ち上がりから３つ目のゼロクロス検出までの時間となる。そして、ここでは所定の積分時間ｔｓとして８０ミリ秒（４波長分）を確保し、時刻ｔ５で積分処理を終了する。また、時刻ｔ５から時間ｔｂ経過した時刻ｔ６で電源制御信号ＳＴをオフする。
【００４６】
このように、測定対象の電流が交流の場合は、交流波形のゼロクロスを検出し、そのゼロクロスタイミングを用いて、Ａ／Ｄ変換回路６でのアナログからディジタルへの変換を行うようにしたので、電流値を高精度に測定することができ、また測定の度に電流値がばらつくようなことを防止でき、したがって、計測信頼性をより向上させることができる。
【００４７】
また、交流波形の周波数を求めるようにしたので、測定対象の交流電流が種々の周波数を有していても、それらの周波数に的確に対応することができ、周波数に関係なく精度の良い測定を行うことができる。
【００４８】
さらに、電源制御信号ＳＴの立ち上がりから少なくとも３つ目のゼロクロスを検出してから積分処理を開始するようにしたので、待機時間を十分に確保することができ、ホール素子３１ａ，３１ｂの検出信号も安定したものとなり、この点からも計測精度を向上させることができる。
【００４９】
なお、上記の説明では、測定対象の電流が直流か、交流かをオペレータが事前に判別し、ボタン操作を行うようにしたが、この判別を計測制御部が自動的に行い、その判別結果に基づいて、切り替えスイッチ部Ｓ２への切り替え指令等を行うように構成してもよい。
【００５０】
また、上記の説明では、測定対象の電流によって作られる磁場を検出する素子として、ホール素子を用いるようにしたが、ホール素子以外の、例えばＭＲ（磁気抵抗）素子やＭＩ（磁気インダクタンス）素子等を使用するようにしてもよい。
【００５１】
また、Ａ／Ｄ変換回路として、積分処理と逆積分処理を行う二重積分方式の回路を用いるようにしたが、他の方式、例えば逐次比較方式や、Δ−Σ変調方式、フラッシュ方式の回路を用い、その各回路に配置したサンプル＆ホールド回路を利用して本発明を構成するようにしてもよい。この各回路でのサンプル＆ホールドに要する時間は、逐次比較方式で数十μｓｅｃ〜数ｍｓｅｃ、Δ−Σ変調方式で数百μｓｅｃ〜数ｍｓｅｃ、フラッシュ方式で数μｓｅｃ〜数百μｓｅｃであり、二重積分方式よりも短く、高速にＡ／Ｄ変換がなされる。しかも、この発明では、サンプル＆ホールドのうち、サンプルに相当する時間だけ、電源をオンとするので、これらの方式の各回路では、二重積分方式の回路に比べて、電源オンの時間をより一層短時間とすることができ、それに応じて消費電流も一層低減することができる。また、これらの回路を用いると、複数回サンプリングした後、平均処理をしても、十分１００ミリ秒（ｍｓｅｃ）以内とすることができ、データの高精度化を維持しつつ消費電流低減効果を得ることができる。
【００５２】
また、上記の説明では、磁場を検出して電気信号に変換する磁気検出方式としては、ホール素子を使った直接磁気検出方式を採用したが、その他の検出方式、例えば磁気増幅方式、磁気平衡方式などの間接的な方式を採用してもよい。
【００５３】
さらに、上記の説明では、本発明をクランプ電流計に適用するようにしたが、本発明は種々の電流計測装置に適用することができ、例えば、記録計やＤＭＭその他の制御機器と組み合わせて用いられるクランプ電流センサに適用するようにしてもよいし、オシロスコープで大きな電流波形を観測するために使用するクランプ電流アダプタに適用するようにしてもよい。さらに、電流計以外の計測装置に適用するようにしてもよい。
【００５４】
【発明の効果】
この発明は上記した構成からなるので、以下に説明するような効果を奏することができる。
【００５５】
請求項１に記載の発明では、電源制御信号によって磁場検出素子駆動手段に供給する電源を周期的にオンオフ制御し、その電源オンの期間内に電流計測を行うようにしたので、従来常時通電されていた磁場検出素子駆動手段の電流が、その電源オン時のみに限定することができ、したがって、磁場検出素子駆動手段での消費電流を大幅に低減でき、また電流計測装置の全体に対しても消費電流を大幅に低減することができる。
【００５６】
また、この消費電流の大幅な低減効果により、電池寿命も大幅に延ばすことができる。例えば単三電池を２本使った場合、従来の平均寿命は約８０時間であったのに対し、本発明によれば、その４倍の約３２０時間と飛躍的に電池寿命を延ばすことが可能となる。また、一回り小さい単四電池を２本使った場合、従来の平均寿命は約４０時間で実用的でなかったが、本発明では約１６０Ｈと延ばすことができ、単四電池でも十分に実用に供せるようになり、それだけ電流計測装置を軽量化し小型化することができる。
【００５７】
また、電池交換の時期を大幅に遅くすることができるので、それだけ維持コストを低くすることができる。
【００５８】
また、この発明では、電流計測に際して、電源制御信号の立ち上がりから所定の待機時間の経過後に積分処理を開始させるようにしたので、磁場検出素子の検出信号も安定したものとなり、したがって、良好な精度で電流計測を行うことができる。
【００６１】
さらに、この発明では、出力抵抗を１Ω以下としたので、磁場検出素子に掛かる駆動電源波形を滑らかなものとすることができ、それによって磁場検出素子を精度良く動作させることができる。したがって、電流計測の精度も向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係るクランプ電流計の全体構成を概略的に示す図である。
【図２】出力抵抗ＲＯの従来例の場合と本発明の場合との比較を示す図である。
【図３】ホール素子駆動回路３の回路構成例を示す図である。
【図４】Ａ／Ｄ変換回路の回路構成例を示す図である。
【図５】積分器出力を示す説明図である。
【図６】この発明に係る電流計測制御を説明するためのタイミングチャートであり、（ａ）は電源制御信号ＳＴを、（ｂ）はＡ／Ｄ変換回路の積分器出力波形をそれぞれ示している。
【図７】この発明に係る電流計測制御による消費電流低減効果の説明図であり、（ａ）は従来の場合を、（ｂ）は本発明の場合をそれぞれ示している。
【図８】本発明に係るサンプリング時期決定処理を説明するためのタイミングチャートであり、（ａ）は電源制御信号ＳＴを示し、（ｂ）は積分処理の開始時刻と終了時刻、およびその時間幅を示し、（ｃ）はゼロクロス検出部での交流波形を示している。
【符号の説明】
１      クランプ電流計
２      定電圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
３      ホール素子駆動回路
３ａ，３ｂ      磁束捕捉用コア
３０      中央空部
３１ａ，３１ｂ      ホール素子
３２      ブリッジ回路
３３      増幅回路
５      ゼロクロス検出部
６      Ａ／Ｄ変換回路
６１      積分器
６２      コンパレータ
７      計測制御部
８      表示部
Ｃ１      コンデンサ
Ｃ２      コンデンサ
Ｃ３      コンデンサ
ＲＯ      出力抵抗
Ｓ１      電源スイッチ部
Ｓ２      切り替えスイッチ部
Ｓ３      切り替えスイッチ部
ＳＴ      電源制御信号
【図１】
0003631732.tif 000002
【図２】
0003631732.tif 000003
【図３】
0003631732.tif 000004
【図４】
0003631732.tif 000005
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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