(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導モータを制御する電流型インバータ回路と、
前記電流型インバータ回路に電流指令値ｉｄｃ＊と周波数指令ωｅ＊を出力して前記電流型インバータ回路を制御するインバータ制御回路とを含み、
前記インバータ制御回路は、
回転数指令ωｒ＊と磁束指令φｒ＊と誘導モータが出力する出力回転数ωｒとに基づいて前記電流指令ｉｄｃ＊を計算して出力する電流演算器と、
前記回転数指令ωｒ＊と前記磁束指令φｒ＊とに基づいて滑り周波数指令ωｓ＊を計算して出力する滑り演算器と、
前記誘導モータのモータ定数を補正して前記誘導モータの励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗推定値Ｒｒｈとを計算して出力するモータ定数補正演算器とを備え、
前記周波数指令ωｅ＊は前記滑り周波数指令ωｓ＊と前記誘導モータの出力回転数ωｒに基づいて規定され、
前記モータ定数補正演算器は、前記電流型インバータ回路から前記誘導モータに入力される入力電圧の検出電圧ｖに基づいて前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと前記二次抵抗推定値Ｒｒｈとを計算し、
前記電流演算部は、前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈに更に基づいて前記電流指令ｉｄｃ＊を計算し、
前記滑り演算器は、前記二次抵抗推定値Ｒｒｈに更に基づいて前記滑り周波数指令ωｓ＊を計算し、
ωｅ＊≧ωｅｈ
ωｅｈ：補正最小周波数
が充足される場合に限って前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと前記二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行する
インバータ制御システム。
【請求項２】
前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈは、次式：
Ｌｍｈ＝Ｌｍｈ（Ｔｅ＊，φｒ＊，ｖ，ωｅ＊）
で表され、前記二次抵抗推定値Ｒｒｈは、次式：
Ｒｒｈ＝Ｒｒｈ（Ｔｅ＊，φｒ＊，ｖ，ωｅ＊）
Ｔｅ＊：前記回転数指令ωｒ＊に基づくトルク指令
で表される
請求項１のインバータ制御システム。
【請求項３】
前記インバータ制御回路は、
電圧推定演算器と、
実効値変換器とを更に備え、
前記電圧推定器は、前記周波数指令ωｅ＊と前記磁束指令φｒ＊とトルク電流指令ｉ２＊とに基づいて電圧推定値Ｖｓｈを計算により推定し、
前記実効値変換器は、前記周波数指令ωｅ＊と前記検出電圧ｖとに基づいて電圧実効値Ｖｓを計算し、
前記モータ定数補正演算器は、前記電圧実効値から前記電圧推定値Ｖｓｈを引いた電圧誤差ΔＶｓが負であれば前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを減少し、前記電圧誤差ΔＶｓが正であれば前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを増大する
請求項２のインバータ制御システム。
【請求項４】
前記トルク電流指令ｉ２＊は、次式：
ｉ２＊＝（Ｌｒｒ／Ｌｍｈ）（Ｔｅ＊／φｒ＊）
Ｌｒｒ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｒ
Ｌｌｒ：モータ二次漏れインダクタンス
で表される
請求項３のインバータ制御システム。
【請求項５】
前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈは、次式：
Ｌｍｈ＝（Ｋｌ／Ｔｌ）∫ΔＶｓｄｔ
Ｋｌ：励磁インダクタンス補正ゲイン
Ｔｌ：励磁インダクタンス補正時定数
で表され、前記二次抵抗推定値Ｒｒｈは、次式：
Ｒｒｈ＝（Ｋｒ／Ｔｒ）∫ΔＶｓｄｔ
Ｋｒ：二次抵抗補正ゲイン
Ｔｒ：二次抵抗補正時定数
で表され、ここでΔＶｓは、
ΔＶｓ＝Ｖｓｈ−Ｖｓ
で表され、前記Ｖｓｈは、前記周波数指令ωｅ＊と前記磁束指令φｒ＊と時間的に先行する前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて計算され、前記Ｖｓは、前記検出電圧を周波数指令ωｅ＊に基づいて変換した実効電圧である
請求項２のインバータ制御システム。
【請求項６】
前記Ｖｓｈは、次式：
Ｖｓｈ＝（Ｌｒｒ／Ｌｍｈ）√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）
Ｖｄ＝ωｅ＊・（Ｌｓｓ−Ｌｍｈ２／Ｌｒｒ）・φｒ＊／Ｌｒｒ＋Ｒｓ・ｉ２＊＋ωｅ＊（Ｌｍｈ／Ｌｒｒ）・φｒ＊
Ｖｑ＝Ｒｓ・φｒ＊／Ｌｒｒ−ωｅ＊・（Ｌｓｓ−Ｌｍｈ２／Ｌｒｒ）・ｉ２＊
Ｌｒｒ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｒ，Ｌｓｓ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｓ
Ｌｌｓ：モータ一次漏れインダクタンス
Ｌｌｒ：モータ二次漏れインダクタンス
Ｒｓ：モータ一次抵抗
で表される
請求項５のインバータ制御システム。
【請求項７】
前記インバータ制御回路は、
磁束演算器を備え、
前記磁束演算器は、前記検出電圧ｖと、前記電流型インバータ回路から前記誘導モータに入力される入力電流の検出電流ｉと、時間的に先行する前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて磁束検出値φｒｈを計算し、
前記モータ定数補正演算器は、前記磁束検出値φｒｈから前記磁束指令φｒ＊を引いた磁束誤差Δφｒが負であれば前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを減少し、前記電圧誤差ΔＶｓが正であれば前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを増大する
請求項２のインバータ制御システム。
【請求項８】
前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈは、次式：
Ｌｍｈ＝（Ｋｌ／Ｔｌ）∫Δφｒｄｔ
Ｋｌ：励磁インダクタンス補正ゲイン
Ｔｌ：励磁インダクタンス補正時定数
で表され、前記二次抵抗推定値Ｒｒｈは、次式：
Ｒｒｈ＝（Ｋｒ／Ｔｒ）∫Δφｒｄｔ
Ｋｒ：二次抵抗補正ゲイン
Ｔｒ：二次抵抗補正時定数
で表され、ここでΔφｒは、
Δφｒ＝φｒｈ−φｒ＊
で表され、前記φｒｈは、前記検出電圧と、前記電流型インバータ回路から前記誘導モータに入力される入力電流の検出電流ｉと、時間的に先行する前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて計算される
請求項７のインバータ制御システム。
【請求項９】
前記φｒｈは、次式：
【数１】
0003716187.tif 000003
Ｌｌｓ：モータ一次漏れインダクタンス
Ｌｌｒ：モータ二次漏れインダクタンス
ｖαβ：固定子座標電圧ベクトル、
ｉαβ：固定子座標電流ベクトル
Ｒｓ：モータ一次抵抗
Ｔｃ：磁束積分次定数
で表される
請求項８のインバータ制御システム。
【請求項１０】
次式：
Ｔｅ＊＜Ｔｅｈｌ
Ｔｅ＊：ωｒ＊に対応し電流演算器に入力されるトルク指令
Ｔｅｈｌ：第１補正切替用トルク閾値
が充足される場合、前記二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行せずに前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの補正を実行し、
Ｔｅ＊＞Ｔｅｈｒ
Ｔｅｈｒ：第２補正切替用トルク閾値
が充足される場合、前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの補正を実行せず前記二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行し、Ｔｅｈｌ＜Ｔｅｈｒである
請求項５〜９から選択される１請求項のインバータ制御システム。
【請求項１１】
Ｔｅｈｌ≦Ｔｅ＊≦Ｔｅｈｒであれば、前記補正を実行しない
請求項１０のインバータ制御システム。
【請求項１２】
回転数指令ωｒ＊と磁束指令φｒ＊と誘導モータのモータ定数とに基づいて電流指令ｉｄｃ＊を計算すること、
前記回転数指令ωｒ＊と前記磁束指令φｒ＊と前記モータ定数とに基づいて滑り周波数指令ωｓ＊を計算すること、
前記滑り周波数指令ωｓ＊と誘導モータの出力回転数ωｒとに基づいて周波数指令ωｅ＊を計算すること、
前記電流指令ｉｄｃ＊と前記周波数指令ωｅ＊とに基づいて前記誘導モータの出力を制御すること、
前記誘導モータのモータ定数を補正することとを含み、
前記モータ定数は、励磁インダクタンスと二次抵抗値とを有し、前記励磁インダクタンスと前記二次抵抗値のそれぞれの補正値である励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗値推定値は、それぞれに、前記検出電圧ｖを含む多変数により、
Ｌｍｈ＝Ｌｍｈ（ｖ，Ｔｅ＊，φｒ＊，ωｅ＊）
Ｒｒｈ＝Ｒｒｈ（ｖ，Ｔｅ＊，φｒ＊，ωｅ＊）
Ｔｅ＊：前記回転数指令ωｒ＊に対応するトルク指令
で表され、
ωｅ＊≧ωｅｈ
ωｅｈ：補正最小周波数
が充足される場合に限って前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと前記二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行する
インバータ制御方法。
【請求項１３】
前記周波数指令ωｅ＊と前記磁束指令φｒ＊とトルク電流指令ｉ２＊とに基づいて電圧推定値Ｖｓｈを計算により推定すること、
前記周波数指令ωｅ＊と前記検出電圧ｖとに基づいて電圧実効値Ｖｓを計算することとを更に含み、
前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと前記二次抵抗値推定値Ｒｒｈは、次式：
Ｌｍｈ＝Ｋ１∫ΔＶｓｄｔ
Ｒｒｈ＝Ｋ２∫ΔＶｓｄｔ
Ｋ１，Ｋ２：定数
で表され、前記ΔＶｓは前記電圧実効値から前記電圧推定値Ｖｓｈを引いた電圧誤差である
請求項１２のインバータ制御方法。
【請求項１４】
前記電圧誤差ΔＶｓが負であれば前記二次抵抗推定値Ｒｒｈを減少し、前記電圧誤差ΔＶｓが正であれば前記二次抵抗推定値Ｒｒｈを増大すること
を更に含む請求項１３のインバータ制御方法。
【請求項１５】
前記検出電圧ｖと、前記誘導モータに入力される入力電流の検出電流ｉとに基づいて磁束検出値φｒｈを計算することを更に含み、
前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと前記二次抵抗値推定値Ｒｒｈは、次式：
Ｌｍｈ＝Ｋ１’∫Δφｒｄｔ
Ｒｒｈ＝Ｋ２’∫Δφｒｄｔ
Ｋ１’，Ｋ２’：定数
で表され、前記Δφｒは前記磁束検出値から前記磁束指令φｒ＊を引いた磁束誤差である
請求項１２のインバータ制御方法。
【請求項１６】
前記電圧誤差Δφｒが負であれば前記二次抵抗推定値Ｒｒｈを減少し、前記電圧誤差Δφｒが正であれば前記二次抵抗推定値Ｒｒｈを増大すること
を更に含む請求項１５のインバータ制御方法。
【請求項１７】
前記係数Ｋ１，Ｋ１’と前記係数Ｋ２，Ｋ２’とは、
Ｋ１＝Ｋ１’＝Ｋｌ／Ｔｌ
Ｋ２＝Ｋ２’＝Ｋｒ／Ｔｒ
Ｋｌ：励磁インダクタンス補正ゲイン
Ｔｌ：励磁インダクタンス補正時定数
Ｋｒ：二次抵抗補正ゲイン
Ｔｒ：二次抵抗補正時定数
で表される
請求項１３〜１６から選択される１請求項のインバータ制御方法。
【請求項１８】
次式：
Ｔｅ＊＜Ｔｅｈｌ
Ｔｅｈｌ：第１補正切替用トルク閾値
が充足される場合、前記二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行せずに前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの補正を実行し、
Ｔｅ＊＞Ｔｅｈｒ
Ｔｅｈｒ：第２補正切替用トルク閾値
が充足される場合、前記励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの補正を実行せず前記二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行し、Ｔｅｈｌ＜Ｔｅｈｒである
請求項１７のインバータ制御方法。
【請求項１９】
Ｔｅｈｌ≦Ｔｅ＊≦Ｔｅｈｒであれば、前記補正を実行しない
請求項１８のインバータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ制御システム、及び、インバータ制御方法に関し、特に、出力電圧がフィードバック信号として用いられるインバータ制御システム、及び、インバータ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導モータの駆動を制御するために、インバータ装置が用いられる。インバータ装置として、電流型インバータ回路が知られている。電流型インバータ回路は、交流電源出力を直流電流指令（信号又はその値）に基づいて直力電流に変換し、更に、その直流電流を周波数指令（信号又はその値）に基づいて、交流電力に変換し、このように変換された交流電力を誘導モータに入力する。誘導モータのロータ部分が指令通りに速やか動作・運動するために、フィードバック制御が行われる。フィードバック制御のためのフィードバック信号として、そのロータのリアルタイムの回転数が用いられる。
【０００３】
図５は、一般に知られているように、誘導モータ用のインバータ制御システムを示している。そのインバータ制御システムは、誘導モータ１０１に電力を供給する電流型インバータ回路１０２と、電流型インバータ回路１０２に指令信号を投入するインバータ制御装置１０３とから構成されている。電流型インバータ回路１０２は、整流器１０４と、直流平滑リアクトル１０５と、インバータ回路１０６とから構成されている。三相交流電源１０７から供給される交流電力は、電流型インバータ回路１０２の整流器により整流されて直流電圧に変換される。その変換の際に、整流器１０４から出力される直流電圧は、インバータ制御装置１０３から受け取る電流指令ｉｄｃ＊に一致するように制御される。このように制御されて整流器１０４から出力される電流指令ｉｄｃ＊の直流電流は、直流平滑リアクトル１０５により平滑化される。このように平滑化された直流電流は、インバータ制御装置１０３から周波数指令ｗｅ＊を受け取るインバータ回路１０６により、その周波数指令ｗｅ＊に一致する周波数を持つ交流電流に変換される。このような変換を受けて、指令された電流値と周波数をもつ交流電流が、誘導モータ１０１に供給される。誘導モータ１０１の回転数は、回転数検出器１０８によりリアルタイムに検出される。
【０００４】
インバータ制御装置１０３は、速度制御部１０９を備えている。速度制御部１０９には、回転数指令値ωｒ＊と、誘導モータ１０１により検出された回転検出信号（値）ωｒとが減算的に入力される。速度制御部１０９は、回転数指令値ωｒ＊と回転検出信号ωｒとに基づいて、トルク指令（値）Ｔｅ＊を出力する。速度制御部１０９は、次式（１０１）により、そのトルク指令を計算する。
Ｔｅ＊＝Ｋｐ｛（ωｒ＊−ωｒ）＋（１／Ｔｉ）∫（ωｒ＊−ωｒ）ｄｔ｝・・・（１０１）
Ｋｐ：比例ゲイン、Ｔｉ：積分時間
第１項は、回転数指令値ωｒ＊と回転検出信号ωｒとの間のリアルタイムの回転数偏差であり、第２項は偏差の時間積分を表している。
【０００５】
インバータ制御装置１０３は、更に、電流演算部１１０を備えている。電流演算部１１０には、トルク指令Ｔｅ＊と磁束指令（値）φｒ＊とが入力する。電流演算部１１０は、トルク指令Ｔｅ＊と磁束指令φｒ＊とに基づいて、次式（１０２）に従って、既述の直流電流指令ｉｄｃ＊を計算する。
ｉｄｃ＊＝（π／３√（２））√（ｉｍ＊２＋ｉ２＊２），・・・（１０２）
ｉｍ＊＝（１／Ｌｍ）φｒ＊、ｉ２＊＝（Ｌｒｒ／Ｌｍ）（Ｔｅ＊／φｒ＊）
Ｌｍ：モータ励磁インダクタンス
Ｌｒｒ：モータ二次インダクタンス
ｉｍ＊＝励磁電流指令
ｉ２＊：トルク電流指令
ここで、√（）は、（）の中の数に√がかかっていることを示している。このようなｉｄｃ＊が、整流器１０４に入力される。
【０００６】
インバータ制御装置１０３は、更に、滑り演算部１１１を備えている。滑り演算部１１１には、トルク指令Ｔｅ＊と磁束指令φｒ＊とが入力する。滑り演算部１１１には、トルク指令Ｔｅ＊と磁束指令φｒ＊とに基づいて、次式（１０３）に従って、滑り周波数指令（値）ωｓ＊を計算する。
ωｓ＊＝Ｒｒ（Ｔｅ＊／φｒ＊２）・・・（１０３）
Ｒｒ：モータ二次抵抗
周波数指令ωｅ＊は、次式で規定される。
ωｅ＊＝ωｒ＋ωｓ＊・・・（１０４）
このようなωｅ＊が、インバータ回路１０６に入力される。
【０００７】
電流演算部１１０で用いられ誘導モータ１０１の特性を表す等価回路定数である励磁インダクタンスＬｍと、滑り演算部１１１で用いられている等価回路定数である二次抵抗Ｒｒとは、誘導モータ１０１の特性に合わせられて設定されている定数である。このように設定されている励磁インダクタンスＬｍと二次抵抗Ｒｒとは、実際値に対して誤差が含まれることがある。特に、二次抵抗Ｒｒは、誘導モータ１０１の温度により変化する誤差が大きい。電流演算部１１０又は滑り演算部１１１は、誘導モータ１０１の励磁インダクタンスＬｍと二次抵抗Ｒｒとが設定値と一致しているとされる仮定のもとで、誘導モータ１０１のトルクがトルク指令Ｔｅ＊に一致し、且つ、誘導モータ１０１の磁束が磁束指令φｒ＊に一致するように、その制御指令（値）を演算していて、励磁インダクタンスＬｍと二次抵抗Ｒｒとに誤差が存在する場合、実際に誘導モータ１０１に発生するトルクＴｅと磁束φｒに誤差が生じる。このように生じる誤差の存在は、インバータ制御装置１０３のモータトルクと磁束の制御性能を低下させている。
【０００８】
励磁インダクタンスＬｍと二次抵抗Ｒｒとに誤差が存在することに起因するモータのトルクと磁束の制御性能の低下を回避することが求められる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、励磁インダクタンスＬｍと二次抵抗Ｒｒとに誤差が存在に起因するモータのトルクと磁束の制御性能の低下を回避することができるインバータ制御システム、及び、インバータ制御方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
その課題を解決するための手段が、下記のように表現される。その表現中に現れる技術的事項には、括弧（）つきで、番号、記号等が添記されている。その番号、記号等は、本発明の実施の複数・形態又は複数の実施例のうちの少なくとも１つの実施の形態又は複数の実施例を構成する技術的事項、特に、その実施の形態又は実施例に対応する図面に表現されている技術的事項に付せられている参照番号、参照記号等に一致している。このような参照番号、参照記号は、請求項記載の技術的事項と実施の形態又は実施例の技術的事項との対応・橋渡しを明確にしている。このような対応・橋渡しは、請求項記載の技術的事項が実施の形態又は実施例の技術的事項に限定されて解釈されることを意味しない。
【００１１】
本発明によるインバータ制御システムは、誘導モータ（１）を制御する電流型インバータ回路（２）と、電流型インバータ回路（２）に電流指令値ｉｄｃ＊と周波数指令ωｅ＊を出力して電流型インバータ回路（２）を制御するインバータ制御回路（３）とから構成されている。インバータ制御回路（３）は、回転数指令ωｒ＊と磁束指令φｒ＊と誘導モータが出力する出力回転数ωｒとに基づいて電流指令ｉｄｃ＊を計算して出力する電流演算器（１１）と、回転数指令ωｒ＊と磁束指令φｒ＊とに基づいて滑り周波数指令ωｓ＊を計算して出力する滑り演算器（１２）と、誘導モータ（１）のモータ定数を補正して誘導モータ（１）の励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗推定値Ｒｒｈとを計算して出力するモータ定数補正演算器（１３）とを備えている。周波数指令ωｅ＊は滑り周波数指令ωｓ＊と誘導モータ（１）の出力回転数ωｒに基づいて規定される。モータ定数補正演算器（１３）は、電流型インバータ回路（２）か誘導モータ（１）に入力される入力電圧の検出電圧ｖに基づいて励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗推定値Ｒｒｈとを計算する。電流演算部（１１）は、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈに更に基づいて電流指令ｉｄｃ＊を計算する。滑り演算器（１２）は、二次抵抗推定値Ｒｒｈに更に基づいて滑り周波数指令ωｓ＊を計算する。
【００１２】
設定されている定数である励磁インダクタンスＬｍと二次抵抗Ｒｒとは、温度変化により実際値に対して誤差を有している。そのような誤差の大きさは、時々刻々に変化する。そのような誤差が時々刻々に補正される。補正された励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗推定値Ｒｒｈとに基づいて計算された電流指令ｉｄｃ＊と周波数指令ωｅ＊に基づいて制御される誘導モータ（１）の出力は、より適正な指令値により速やかに収束する。
【００１３】
励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈは、一般的に、Ｌｍｈ＝Ｌｍｈ（Ｔｅ＊，φｒ＊，ｖ，ωｅ＊）で表され、二次抵抗推定値Ｒｒｈは、一般的に、Ｒｒｈ＝Ｒｒｈ（Ｔｅ＊，φｒ＊，ｖ，ωｅ＊）で表される。ＬｍｈとＲｒｈとは、電流演算器（１１）が計算するＴｅ＊とφｒ＊と時間的に先行する励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて計算されるトルク電流指令ｉ２＊に基づいて計算され得る。トルク電流指令ｉ２＊は、Ｔｅ＊とφｒ＊と時間的に先行する励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとで記述される関数であり、Ｔｅ＊はφｒ＊とωｒ＊とωｒとで記述される関数、特に、φｒ＊と（ωｒ＊−ωｒ）とで記述される関数である。表現が変更されて、Ｌｍｈｊ＝Ｌｍｈｊ（ωｒ＊、φｒ＊，ｖ，ωｒ，Ｌｍｈｊ−１）、Ｒｒｈｊ＝Ｒｒｈｊ（ωｒ＊，φｒ＊，ｖ，ωｒ，Ｒｒｈｊ−１）で表され得る。
【００１４】
インバータ制御回路（３）は、電圧推定演算器（１７）と、実効値変換器（１８）とを更に備えている。電圧推定演算器（１７）は、周波数指令ωｅ＊と磁束指令φｒ＊とトルク電流指令ｉ２＊とに基づいて電圧推定値Ｖｓｈを計算により推定する。実効値変換器（１８）は、周波数指令ωｅ＊と検出電圧ｖとに基づいて電圧実効値Ｖｓを計算する。モータ定数補正演算器（１３）は、電圧実効値Ｖｓから電圧推定値Ｖｓｈを引いた電圧誤差ΔＶｓが負であれば二次抵抗推定値Ｒｒｈを減少し、電圧誤差ΔＶｓが正であれば二次抵抗推定値Ｒｒｈを増大する制御を実行する。このような増減補正の制御は、これが適正であることが数学的に証明され得る。
【００１５】
トルク電流指令ｉ２＊は、より具体的には、次式：
ｉ２＊＝（Ｌｒｒ／Ｌｍｈ）（Ｔｅ＊／φｒ＊）
Ｌｒｒ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｒ
Ｌｌｒ：モータ二次漏れインダクタンス
で表される。励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈは、より具体的には、次式：
Ｌｍｈ＝（Ｋｌ／Ｔｌ）∫ΔＶｓｄｔ
Ｋｌ：励磁インダクタンス補正ゲイン
Ｔｌ：励磁インダクタンス補正時定数
で表される。二次抵抗推定値Ｒｒｈは、より具体的には、次式：
Ｒｒｈ＝（Ｋｒ／Ｔｒ）∫ΔＶｓｄｔ
Ｋｒ：二次抵抗補正ゲイン
Ｔｒ：二次抵抗補正時定数
で表され、ここでΔＶｓは、ΔＶｓ＝Ｖｓｈ−Ｖｓで表され、Ｖｓｈは、周波数指令ωｅ＊と磁束指令φｒ＊と時間的に先行する励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて計算され、Ｖｓは、検出電圧を周波数指令ωｅ＊に基づいて変換した実効電圧である。
【００１６】
そのＶｓｈは、より具体的には、次式：
Ｖｓｈ＝（Ｌｒｒ／Ｌｍｈ）√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）
Ｖｄ＝ωｅ＊・（Ｌｓｓ−Ｌｍｈ２／Ｌｒｒ）・φｒ＊／Ｌｒｒ＋Ｒｓ・ｉ２＊＋ωｅ＊（Ｌｍｈ／Ｌｒｒ）・φｒ＊
Ｖｑ＝Ｒｓ・φｒ＊／Ｌｒｒ−ωｅ＊・（Ｌｓｓ−Ｌｍｈ２／Ｌｒｒ）・ｉ２＊
Ｌｒｒ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｒ，Ｌｓｓ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｓ
Ｌｌｓ：モータ一次漏れインダクタンス
Ｌｌｒ：モータ二次漏れインダクタンス
Ｒｓ：モータ一次抵抗
で表される。
【００１７】
インバータ制御回路は、他の構成であり得る。インバータ制御回路（３）は、磁束演算器（２７）を備えている。磁束演算器（２７）は、検出電圧ｖと、電流型インバータ回路（２）から誘導モータ（１）に入力される入力電流の検出電流ｉと、時間的に先行する励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて磁束検出値φｒｈを計算する。この場合、モータ定数補正演算器（１３）は、磁束検出値φｒｈから磁束指令φｒ＊を引いた磁束誤差Δφｒが負であれば励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを減少し、磁束誤差Δφｒが正であれば励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを増大する制御を行う。このような制御が適正であることは、数学的に証明され得る。
【００１８】
励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈは、より具体的には、次式：
Ｌｍｈ＝（Ｋｌ／Ｔｌ）∫Δφｒｄｔ
Ｋｌ：励磁インダクタンス補正ゲイン
Ｔｌ：励磁インダクタンス補正時定数
で表され、二次抵抗推定値Ｒｒｈは、より具体的には、次式：
Ｒｒｈ＝（Ｋｒ／Ｔｒ）∫Δφｒｄｔ
Ｋｒ：二次抵抗補正ゲイン
Ｔｒ：二次抵抗補正時定数
で表される。ここでΔφｒは、Δφｒ＝φｒｈ−φｒ＊で表され、φｒｈは、検出電圧ｖと、電流型インバータ回路から前記誘導モータに入力される入力電流の検出電流ｉと、時間的に先行する励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて計算される。φｒｈは、より具体的には、後述される式（１３）により表現される。
【００１９】
電圧推定演算器（１７）又は磁束演算器（２７）が用いられる制御では、次式：
ωｅ＊≧ωｅｈ、且つ、Ｔｅ＊＜Ｔｅｈｌ
Ｔｅ＊：ωｒ＊に対応し電流演算器に入力されるトルク指令
ωｅｈ：補正最小周波数
Ｔｅｈｌ：第１補正切替用トルク閾値
が充足される場合、二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行せずに励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの補正を実行し、
ωｅ＊≧ωｅｈ、且つ、Ｔｅ＊＞Ｔｅｈｒ
Ｔｅｈｒ：第２補正切替用トルク閾値
が充足される場合、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの補正を実行せず二次抵抗推定値Ｒｒｈの補正を実行する。ここで、Ｔｅｈｌ＜Ｔｅｈｒである。このような選択的補正を行う条件が充足されない場合、いずれの補正も実行されない。このような補正により、最適制御状態に速やかに確実に収束する。
【００２０】
本発明によるインバータ制御方法は、回転数指令ωｒ＊と磁束指令φｒ＊と誘導モータ（１）のモータ定数とに基づいて電流指令ｉｄｃ＊を計算すること、回転数指令ωｒ＊と磁束指令φｒ＊とモータ定数とに基づいて滑り周波数指令ωｓ＊を計算すること、滑り周波数指令ωｓ＊と誘導モータの出力回転数ωｒとに基づいて周波数指令ωｅ＊を計算すること、電流指令ｉｄｃ＊と前記周波数指令ωｅ＊とに基づいて前記誘導モータの出力を制御すること、誘導モータ（１）のモータ定数を補正することとから構成されている。モータ定数は、励磁インダクタンスと二次抵抗値とを有し、励磁インダクタンスと二次抵抗値のそれぞれの補正値である励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗値推定値は、それぞれに、検出電圧ｖを含む多変数により、
Ｌｍｈ＝Ｌｍｈ（ｖ，Ｔｅ＊，φｒ＊，ωｅ＊）
Ｒｒｈ＝Ｒｒｈ（ｖ，Ｔｅ＊，φｒ＊，ωｅ＊）
Ｔｅ＊：前記回転数指令ωｒ＊に対応するトルク指令
で表される。これらの変数は、既述の通りである。
【００２１】
周波数指令ωｅ＊と磁束指令φｒ＊とトルク電流指令ｉ２＊とに基づいて電圧推定値Ｖｓｈを計算により推定すること、周波数指令ωｅ＊と検出電圧ｖとに基づいて電圧実効値Ｖｓを計算することとが更に追加されている。励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗値推定値Ｒｒｈは、次式：
Ｌｍｈ＝Ｋ１∫ΔＶｓｄｔ
Ｒｒｈ＝Ｋ２∫ΔＶｓｄｔ
Ｋ１，Ｋ２：定数
で表され、ΔＶｓは前記電圧実効値から前記電圧推定値Ｖｓｈを引いた電圧誤差である。電圧誤差ΔＶｓに基づく増減補正は、既述の通りである。
【００２２】
既述のステップの代わりに、検出電圧ｖと、誘導モータ（１）に入力される入力電流の検出電流ｉとに基づいて磁束検出値φｒｈを計算することが追加され得る。この場合、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと二次抵抗値推定値Ｒｒｈは、次式：
Ｌｍｈ＝Ｋ１’∫Δφｒｄｔ
Ｒｒｈ＝Ｋ２’∫Δφｒｄｔ
Ｋ１’，Ｋ２’：定数
で表され、Δφｒは磁束検出値φｒｈから磁束指令φｒ＊を引いた磁束誤差である。この場合も、磁束誤差Δφｒに基づく増減補正は、既述の通りである。
【００２３】
係数Ｋ１，Ｋ１’と係数Ｋ２，Ｋ２’とは、下記される実施の形態を通じて具体的に明らかにされる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図に対応して、本発明によるインバータ制御システムの実施の形態は、誘導モータの制御のために、インバータ制御システムが設けられていて、インバータ制御システムには、電力を供給する電流型インバータ回路とともに、インバータ制御装置とが設けられている。その誘導モータ１は、図１に示されるように、誘導モータ１に電力を供給する電流型インバータ回路２と、電流型インバータ回路２に指令信号を投入するインバータ制御装置３とにより、その制御が実行される。
【００２５】
電流型インバータ回路２は、整流器４と、直流平滑リアクトル５と、インバータ回路６とから構成されている。三相交流電源７から供給される交流電力は、電流型インバータ回路２の整流器４により整流されて直流電圧に変換される。その変換の際に、整流器４から出力される直流電圧は、インバータ制御装置３から受け取る電流指令ｉｄｃ＊に一致するように制御される。このように制御されて整流器４から出力される電流指令ｉｄｃ＊の直流電流は、直流平滑リアクトル５により平滑化される。
【００２６】
このように平滑化された直流電流は、インバータ制御装置３から周波数指令ｗｅ＊を受け取るインバータ回路６により、その周波数指令ｗｅ＊に一致する周波数を持つ交流電流に変換される。このような変換を受けて、指令された電流値と周波数をもつ交流電流が、誘導モータ１に供給される。誘導モータ１の回転数は、回転数検出器８によりリアルタイムに検出される。
【００２７】
インバータ制御装置３は、速度制御部９を備えている。速度制御部９には、回転数指令値ωｒ＊と、誘導モータ１により検出された回転検出信号（値）ωｒとが減算的に入力される。速度制御部９は、回転数指令値ωｒ＊と回転検出信号ωｒとに基づいて、トルク指令（値）Ｔｅ＊を出力する。速度制御部９は、既述の式（１０１）に同じである次式（１）により、そのトルク指令Ｔｅ＊を計算する。
Ｔｅ＊＝Ｋｐ｛（ωｒ＊−ωｒ）＋（１／Ｔｉ）∫（ωｒ＊−ωｒ）ｄｔ｝・・・（１）
Ｋｐ：比例ゲイン、Ｔｉ：積分時間
第１項は、回転数指令値ωｒ＊と回転検出信号ωｒとの間のリアルタイムの回転数偏差であり、第２項は偏差の時間積分を表している。
【００２８】
インバータ制御装置３は、更に、電流演算部１１と、すべり演算部１２と、モータ定数補正演算部１３とを備えている。モータ定数補正演算部１３は、従来式（１０１）で用いられているモータ励磁インダクタンスＬｍとモータ二次インダクタンスＬｒｒに代えてこれらを補正するためにモータ励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを出力する。電流演算部１１には、トルク指令Ｔｅ＊と、磁束指令φｒ＊と、モータ励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとが入力する。電流演算部１１は、トルク指令Ｔｅ＊と、磁束指令φｒ＊と、モータ励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと、モータ二次漏れインダクタンスＬｌｒに基づいて、次式（２）に従って、直流電流指令（値）ｉｄｃと、二次電流指令（値）ｉ２＊を計算する。
【００２９】
ｉｄｃ＊＝（π／３√（２））√（ｉｍ＊２＋ｉ２＊２），・・・（２）
ｉｍ＊＝（１／Ｌｍｈ）φｒ＊、ｉ２＊＝（Ｌｌｒ／Ｌｍｈ）（Ｔｅ＊／φｒ＊）
Ｌｒｒ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｒ
Ｌｍｈ：既述のモータ励磁インダクタンス推定値
Ｌｌｒ：既述のモータ二次漏れインダクタンス
ｉｍ＊＝励磁電流指令
ｉ２＊：トルク電流指令
【００３０】
モータ定数補正演算部１３は、更に、モータ二次抵抗推定値Ｒｒｈを出力する。すべり演算部１２には、トルク指令Ｔｅ＊と、磁束指令φｒ＊と、モータ二次抵抗推定値Ｒｒｈとが入力する。すべり演算部１２は、トルク指令Ｔｅ＊と、磁束指令φｒ＊と、モータ二次抵抗推定値Ｒｒｈとに基づいて、次式（３）により、すべり周波数ωｓ＊を演算する。
ωｓ＊＝Ｒｒｈ（Ｔｅ＊／φｒ＊２）・・・（３）
すべり演算部１２とインバータ回路６との間に、加算器１４が介設されている。加算器１４は、次式（４）に従って、周波数指令（値）ωｅ＊を計算して出力する。
ωｅ＊＝ωｒ＋ωｓ＊・・・（４）
このような周波数指令ωｅ＊が、インバータ回路６に入力する。
【００３１】
電流型インバータ回路２は、更に、電圧検出器１５を備えている。電圧検出器１５は、インバータ回路６が出力する電圧ｖを検出してその検出電圧ｖを出力する。電流演算部１１は、トルク電流指令ｉ２＊を出力している。モータ定数補正演算部１３には、トルク指令Ｔｅ＊と、磁束指令φｒ＊と、トルク電流指令ｉ２＊と、検出電圧ｖと、周波数指令ωｅ＊とが入力する。既述のモータ励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと、モータ二次抵抗推定値Ｒｒｈとは、既知の物理的関係式に従って、トルク指令Ｔｅ＊と、磁束指令φｒ＊と、トルク電流指令ｉ２＊と、検出電圧ｖと、周波数指令ωｅ＊とに基づいて、物理的に推定され得る：
Ｌｍｈ＝Ｌｍｈ（Ｔｅ＊，φｒ＊，ｉ２＊，ｖ，ωｅ＊）
Ｒｒｈ＝Ｒｒｈ（Ｔｅ＊，φｒ＊，ｉ２＊，ｖ，ωｅ＊）
これらの関数の詳細は、後述される。
【００３２】
図２は、モータ定数補正演算部１３の詳細を示している。モータ定数補正演算部１３は、補正判定部１６と、電圧推定演算部１７と、実効値変換部１８とを備えている。周波数指令ωｅ＊とトルク指令Ｔｅ＊とは、補正判定部１６に入力する。周波数指令ωｅ＊とトルク電流指令ｉ２＊と磁束指令φｒ＊とは、電圧推定演算部１７に入力する。周波数指令ωｅ＊と検出電圧ｖとは、実効値変換部１８に入力する。
【００３３】
モータ定数補正演算部１３は、更に、補正不実行部１９と、二次抵抗補正演算部２１と、励磁インダクタンス補正演算部２２とを備えている。モータ定数補正演算部１３は、更に、補正判定部１６が出力する補正可否（要不要）信号２３に基づいて、補正不実行部１９と、二次抵抗補正演算部２１と、励磁インダクタンス補正演算部２２の実行を切り替える切替部２４を備えている。
【００３４】
補正判定部１６は、下記論理式を計算して、補正の可否と、その補正の可否に基づく補正対象定数を判断する：
ωｅ＊≧ωｅｈ，ａｎｄ，Ｔｅ＊＜Ｔｅｈｌ→励磁インダクタンス補正・・・（５−１）
ωｅ＊≧ωｅｈ，ａｎｄ，Ｔｅ＊＞Ｔｅｈｒ→二次抵抗補正・・・（５−２）
ωｅｈ：補正最小周波数
Ｔｅｈ：補正切替用トルク閾値
ここで、Ｔｅｈｌ＜Ｔｅｈｒに設定されている。
【００３５】
電圧推定演算部１７は、周波数指令ωｅ＊と、トルク電流指令ｉ２＊と、磁束指令φｒ＊と、励磁インダクタンス補正演算部２２で演算され推定された励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて、下記式（６）に従って、電圧推定値Ｖｓｈを演算してそれを出力する。
Ｖｓｈ＝（Ｌｒｒ／Ｌｍｈ）√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）・・・（６）
Ｖｄ＝ωｅ＊・（Ｌｓｓ−Ｌｍｈ２／Ｌｒｒ）・φｒ＊／Ｌｒｒ＋Ｒｓ・ｉ２＊＋ωｅ＊（Ｌｍｈ／Ｌｒｒ）・φｒ＊
Ｖｑ＝Ｒｓ・φｒ＊／Ｌｒｒ−ωｅ＊・（Ｌｓｓ−Ｌｍｈ２／Ｌｒｒ）・ｉ２＊
Ｌｒｒ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｒ，Ｌｓｓ＝Ｌｍｈ＋Ｌｌｓ
Ｌｌｓ：モータ一次漏れインダクタンス
Ｌｌｒ：モータ二次漏れインダクタンス
Ｒｓ：モータ一次抵抗
Ｖｄ：ｄ軸電圧
Ｖｑ：ｑ軸電圧
【００３６】
実効値変換部１８は、交流信号である電圧検出信号ｖと周波数指令ωｅ＊とに基づいて、検出電圧ｖを電圧実効値Ｖｓに変換する。モータ定数補正演算部１３は、更に、電圧推定演算部１７と切替部２４との間に介設される減算器２５を備えている。電圧推定演算部１７が出力する電圧推定値を電圧実効値Ｖｓから差し引いた値である電圧誤差ΔＶｓを出力する。
【００３７】
二次抵抗補正演算部２１は、電圧誤差ΔＶｓに基づいて、次式（７）に従って、二次抵抗推定値Ｒｒｈを演算してそれを出力する。
Ｒｒｈ＝（Ｋｒ／Ｔｒ）∫ΔＶｓｄｔ・・・（７）
Ｋｒ：二次抵抗補正ゲイン
Ｔｒ：二次抵抗補正時定数
式（７）の積分演算の初期値として、二次抵抗初期設定値Ｒｒ０が用いられる。
【００３８】
励磁インダクタンス補正演算部２２は、電圧誤差ΔＶｓに基づいて、下記式（８）に従って、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈを演算してそれを出力する。
Ｌｍｈ＝（Ｋｌ／Ｔｌ）∫ΔＶｓｄｔ・・・（８）
Ｋｌ：励磁インダクタンス補正ゲイン
Ｔｌ：励磁インダクタンス補正時定数
式（８）の積分演算の初期値として、励磁インダクタンス初期設定値Ｌｍ０が用いられる。
【００３９】
式（７）と式（８）とに従ってそれぞれに計算された二次抵抗推定値Ｒｒｈと励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとは、モータ定数補正演算部１３から出力されて、電流演算部１１とすべり演算部１２にそれぞれに入力される。すべり演算部１２で用いられる二次抵抗推定値Ｒｒｈの初期設定値Ｒｒ０と誘導モータ１の二次抵抗Ｒｒに誤差がある場合、すべり周波数指令ωｓ＊と、誘導モータ１で磁束指令φｒ＊とトルク指令Ｔｅ＊とを満足するすべり周波数ωｓとの間に誤差が生じる。誘導モータ１の磁束φｒと滑り周波数ωｓとの間には、次式で示される物理的関係がある。
φｒ＝｛Ｌｍ／√（１＋（ωｓ・Ｌｒｒ／Ｒｒ）２）｝・ｉＭ・・・（９）
ｉＭ：モータ電流
【００４０】
式（３）と式（６）と式（９）とから、二次抵抗設定値Ｒｒ０と誘導モータ１の磁束φｒとには、下記関係が存在する：
Ｒｒ０＞Ｒｒ→ωｓ＊過大→φｒ＜φｒ＊→Ｖｓ＜Ｖｓｈ→ΔＶｓ＜０
Ｒｒ０＜Ｒｒ→ωｓ＊過小→φｒ＞φｒ＊→Ｖｓ＞Ｖｓｈ→ΔＶｓ＞０
モータ定数補正演算部１３の二次抵抗補正演算部２１は、式（７）により、電圧誤差ΔＶｓを積分すれば、
ΔＶｓ＜０→Ｒｒｈ減少，ΔＶｓ＞０→Ｒｒｈ増加
で表される関係があり、二次抵抗推定値Ｒｒｈの誤差が減少し、電圧誤差ΔＶｓの絶対値が減少する。二次抵抗誤差が零になった時点で、ΔＶｓ＝０になるので、二次抵抗値Ｒｒｈは誘導モータ１の二次抵抗Ｒｒに収束する。誘導モータ１の二次抵抗Ｒｒが温度によって変化した場合、既述と同じ論理構造により、二次抵抗推定値Ｒｒｈを誘導モータ１の二次抵抗に追従させることができる。
【００４１】
トルク指令Ｔｅ＊が小さい場合、すべり周波数ωｓ＊が小さいので、モータ磁束φｒに対するすべり周波数のωｓの影響が小さくなる。この場合の電圧誤差ΔＶｓは、励磁インダクタンスなどの定数設定誤差と電流・周波数制御誤差などの二次抵抗誤差以外の要因の影響が大きく、既述の補正の実行によれば二次抵抗推定値Ｒｒｈが過度に変化してしまう。
【００４２】
補正判定部１６でトルク指令Ｔｅ＊が補正切替用トルク閾値Ｔｅｈｒより大きい場合にのみ、既述の二次抵抗補正を行うことにより、二次抵抗推定値Ｒｒｈが過度に変化することを適正に回避することができる。周波数指令ωｅ＊が小さい場合、モータ電圧Ｖｓが小さく、回転数検出器８の誤差の影響を大きく受ける。これによって、二次抵抗推定値Ｒｒｈが過度に変化する。補正判定部１６で周波数指令ωｅ＊が補正最小周波数ωｅｈ以下で補正を行わないことによって、二次抵抗推定値Ｒｒｈが過度に変化することを回避することができる。
【００４３】
励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの初期設定値Ｌｍ０と誘導モータ１の励磁インダクタンスＬｍに誤差がある場合、直流電流指令ｉｄｃ＊と、誘導モータ１で磁束指令φｒ＊とトルク指令Ｔｅ＊とを満足する直電流指令ｉｄｃ＊との間に誤差が生じる。式（３）と式（６）と式（９）とから、励磁インダクタンス初期設定値Ｌｍ０と誘導モータ１の磁束φｒとには、下記関係が存在する：
Ｌｍ０＞Ｌｍ→ｉｄｃ＊過小→φｒ＜φｒ＊→Ｖｓ＜Ｖｓｈ→ΔＶｓ＜０
Ｌｍ０＜Ｌｍ→ｉｄｃ＊過大→φｒ＞φｒ＊→Ｖｓ＞Ｖｓｈ→ΔＶｓ＞０
モータ定数補正演算部１３の励磁インダクタンス補正演算部２２は、式（８）により、電圧誤差ΔＶｓを積分すれば、
ΔＶｓ＜０→Ｌｍｈ減少，ΔＶｓ＞０→Ｌｍｈ増加
で表される関係があり、励磁インダクタンスＬｍｈの誤差が減少し、電圧誤差ΔＶｓの絶対値が減少する。誤差が零になった時点で、ΔＶｓ＝０になるので、励磁インダクタンスＬｍｈは誘導モータ１の励磁インダクタンスＬｍに収束する。
【００４４】
トルク指令Ｔｅ＊が大きい場合、式（３）の直流電流指令にｉｄｃに占める励磁電流指令ｉｍ＊の割合が小さく、モータ磁束φｒに対するす励磁インダクタンス誤差の影響が小さくなる。この場合の電圧誤差ΔＶｓは、二次抵抗などの定数設定誤差と電流・周波数制御誤差などの励磁インダクタンス誤差以外の要因の影響が大きく、既述の補正の実行によれば励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈが過度に変化してしまう。
【００４５】
補正判定部１６でトルク指令Ｔｅ＊が補正切替用トルク閾値Ｔｅｈより小さい場合にのみ、既述の二次抵抗補正を行うことにより、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈが過度に変化することを適正に回避することができる。周波数指令ωｅ＊が小さい場合、モータ電圧Ｖｓが小さく、回転数検出器８の誤差の影響を大きく受ける。これによって、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈが過度に変化する。補正判定部１６で周波数指令ωｅ＊が補正最小周波数ωｅｈ以下で補正を行わないことによって、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈが過度に変化することを回避することができる。
【００４６】
補正判定部１６で、Ｔｅｈｌ＜Ｔｅｈｒに設定されているので、二次抵抗補正と励磁インダクタンス補正は同時に行われず、負荷トルク条件に応じて感度が大きい定数を的確に補正することができる。
【００４７】
図３は、本発明によるインバータ制御システムの実施の他の形態を示している。実施の本形態が実施の既述の形態と異なる点は、図３に示されるように、インバータ制御装置３で二次電流指令ｉ２＊はモータ定数補正演算部１３に入力されないことと、電流型インバータ回路２でインバータ回路６の出力電流を検出する電流検出部２６が追加され、その検出電流ｉがモータ定数補正演算部１３に入力されていることとであり、更に、図４に示されるように、図２の電圧推定演算部１７が省略され、図２の実効値変換部１８に代えられて磁束演算部２７が設けられていること、磁束演算部２７に検出電圧ｖとともに検出電流ｉが入力され、検出電圧ｖと検出電流ｉと励磁インダクタンス補正演算部２２で演算される励磁インダクタンス推定値とに基づいて磁束演算部２７で演算される磁束検出値φｒｈから磁束指令φｒ＊が減算された磁束誤差Δφｒが切替部２４に入力されることとである。ここで、三相電圧検出信号ｖと、三相電流検出信号ｉは、ベクトルとして出力されている。モータ定数補正演算部１３は、トルク指令Ｔｅ＊と、磁束指令φｒ＊と、検出電圧ｖと、検出電流ｉと、周波数指令ωｅ＊とを用いて、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈと、二次抵抗推定値Ｒｒｈとを演算する。
【００４８】
補正判定部１６は、既述の実施の形態と同じく、補正可否と、補正対象定数判断して、切替信号２３を出力する。磁束演算部２７は、検出電圧ｖと、検出電流ｉと、励磁インダクタンス補正演算部２２で演算される励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈとに基づいて、下記式（１３）に従って、磁束検出値φｒｈを演算する。
【数２】
0003716187.tif 000002
【００４９】
Ｌｌｓ：モータ一次漏れインダクタンス
Ｌｌｒ：モータ二次漏れインダクタンス
Ｖαβ：固定子座標電圧ベクトル
ｉαβ：固定子座標電流ベクトル
Ｒｓ：モータ一次抵抗
Ｔｃ：磁束積分時定数
【００５０】
切替部２４は、補正判定部１６が出力する切替信号２３に基づいて、補正不実行、二次抵抗補正演算実行、励磁インダクタンス補正演算実行のいずれかを選択して、磁束演算部２７から出力される磁束検出値φｒｈから磁束指令φｒ＊を差し引いた既述の磁束誤差Δφｒを出力する。
【００５１】
二次抵抗補正演算部２１は、磁束誤差Δφｒに基づいて、既述の式（７）に代わる次式の計算を実行する。
Ｒｒｈ＝（Ｋｒ／Ｔｒ）∫ΔＶｓｄｔ・・・（１４）
Ｋｒ：二次抵抗補正ゲイン（既出）
Ｔｒ：二次抵抗補正時定数（既出）
式（１４）の積分演算の初期値として、既述の二次抵抗初期設定値Ｒｒ０が用いられる。
【００５２】
励磁インダクタンス補正演算部２２は、Δφｒに基づいて、既述の式（７）に代わる次式の計算を実行する。
Ｌｍｈ＝（Ｋｌ／Ｔｌ）∫ΔＶｓｄｔ・・・（１５）
Ｋｌ：励磁インダクタンス補正ゲイン
Ｔｌ：励磁インダクタンス補正時定数
式（１５）の積分演算の初期値として、励磁インダクタンス初期設定値Ｌｍ０が用いられる。
【００５３】
滑り演算部１２で用いられる二次抵抗推定値Ｒｒｈの初期設定値Ｒｒ０と誘導モータ１の二次抵抗Ｒｒに誤差がある場合、二次抵抗設定値Ｒｒ０と誘導モータ１の磁束φｒとの間には、下記される物理的関係がある：
Ｒｒ０＞Ｒｒ→ωｓ＊過大→φｒ＜φｒ＊→φｒｈ＜φｒ＊→Δφｒ＜０
Ｒｒ０＜Ｒｒ→ωｓ＊過小→φｒ＞φｒ＊→φｒｈ＞φｒ＊→Δφｒ＞０
モータ定数補正演算部１３の二次抵抗補正演算部２１は、式（１４）により、磁束誤差Δφｒを積分すれば、
Δφｒ＜０→Ｒｒｈ減少，Δφｒ＞０→Ｒｒｈ増加
で表される関係があり、二次抵抗推定値Ｒｒｈの誤差が減少し、磁束差Δφｒの絶対値が減少する。二次抵抗誤差が零になった時点で、Δφｒ＝０になるので、二次抵抗値Ｒｒｈは誘導モータ１の二次抵抗Ｒｒに収束する。誘導モータ１の二次抵抗Ｒｒが温度によって変化した場合、既述と同じ論理構造により、二次抵抗推定値Ｒｒｈを誘導モータ１の二次抵抗に追従させることができる。既述の先の実施の形態で述べられたように、補正判定部１６で二次抵抗補正演算を行う条件を判断することにより、二次抵抗推定値Ｒｒｈが過度に変化することを回避することができる。
【００５４】
励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈの初期設定値Ｌｍ０と誘導モータ１の励磁インダクタンスＬｍに誤差がある場合、励磁インダクタンス初期設定値Ｌｍ０と誘導モータ１の磁束φｒとには、下記関係が存在する：
Ｌｍ０＞Ｌｍ→ｉｄｃ＊過小→φｒ＜φｒ＊→φｒｈ＜φｒ＊→Δφｒ＜０
Ｌｍ０＜Ｌｍ→ｉｄｃ＊過大→φｒ＞φｒ＊→φｒｈ＞φｒ＊→Δφｒ＞０
モータ定数補正演算部１３の励磁インダクタンス補正演算部２２は、式（１５）により、
ΔＶｓ＜０→Ｌｍｈ減少，ΔＶｓ＞０→Ｌｍｈ増加
で表される関係があり、励磁インダクタンスＬｍｈの誤差が減少し、磁束誤差でφｒの絶対値が減少する。誤差が零になった時点で、Δφｒ＝０になるので、励磁インダクタンスＬｍｈは誘導モータ１の励磁インダクタンスＬｍに収束する。補正判定部１６で励磁インダクタンス補正演算を行う条件を判断することによって、励磁インダクタンス推定値Ｌｍｈが過度に変化することを回避することができる。補正判定部１６で、Ｔｅｈｌ＜Ｔｅｈｒに設定されているので、二次抵抗補正と励磁インダクタンス補正は同時に行われず、負荷トルク条件に応じて感度が大きい定数を的確に補正することができる。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によるインバータ制御システム、及び、インバータ制御方法は、温度に変化に即応して適正な制御をリアルタイムで実行することができる。更に、確実に収束する制御を実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明によるインバータ制御方法の実施の形態を示す回路ブロック図である。
【図２】図２は、モータ定数補正演算器を示す回路ブロック図である。
【図３】図３は、本発明によるインバータ制御システムの実施の他の形態を示す回路ブロック図である。
【図４】図４は、他のモータ定数補正演算器を示す回路ブロック図である。
【図５】図５は、公知のインバータ制御システムを示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
１…誘導モータ
２…電流型インバータ回路
３…インバータ制御回路
１１…電流演算器
１２…滑り演算器
１３…モータ定数補正演算器
１７…電圧推定演算器
１８…実効値変換器
【図１】
0003716187.tif 000004
【図２】
0003716187.tif 000005
【図３】
0003716187.tif 000006
【図４】
0003716187.tif 000007
【図５】
0003716187.tif 000008