(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの送信機を有する時分割多重信号伝送用伝送システムにおいて、
制御電圧（Ｕｃ ）の供給される制御入力側を備えており高周波入力信号（ＲＦｉｎ）を増幅して高周波出力信号（ＲＦｏｕｔ ）を送出する電力増幅器と、
前記出力信号（ＲＦｏｕｔ ）の電力を検出するために検出器電圧（Ｕ０ ＋Ｕｉｓｔ ）を供給する検出器が設けられており、前記検出器電圧は検出器無負荷時電圧（Ｕ０ ）と実際値電圧（Ｕｉｓｔ ）の和であり、
前記出力信号（ＲＦｏｕｔ ）の電力の波形を定める目標値電圧（Ｕｓｏｌｌ）を生成する手段と、
前記検出器電圧（Ｕ０ ＋Ｕｉｓｔ ）と前記検出器無負荷時電圧（Ｕ０ ）の重畳された目標値電圧（Ｕｓｏｌｌ）とに応答して制御電圧（Ｕｃ ）を生成する積分コントローラ手段が設けられており、該積分コントローラ手段は第１の演算増幅器（ＯＰ１）を有しており、
該積分コントローラと付加的な回路素子とを選択的に接続するための制御可能なスイッチ手段が設けられており、該スイッチ手段は、前記積分コントローラの出力側における制御電圧に作用を与えるため２つのスイッチ状態のうちの１つに制御可能であり、制御電圧が上昇する前にアクティブである第１のスイッチ状態では、付加的な回路素子および積分コントローラは減算器として構成され、これにより制御電圧の初期値が前記第１の演算増幅器の出力側に形成され、ここで該制御電圧は、前記電力増幅器の閾値電圧（Ｕｓ ）を僅かに下回っている初期値（Ｕｈｏｍｅ ）にセットされており、第２のスイッチ状態では前記付加的な回路素子は積分コントローラに作用を及ぼさないことを特徴とする、
時分割多重信号伝送用伝送システム。
【請求項２】
前記検出器において検出器ダイオードとして第１のダイオード（Ｄ１）が使用され、該検出器ダイオードの順方向電圧により前記検出器電圧が作用を受け、該検出器ダイオードの順方向電圧は温度に依存しかつエラー電流により変化する可能性もあり、該第１のダイオード（Ｄ１）に直列に、同じ特性値を有する第２のダイオード（Ｄ２）が接続されており、該第２のダイオードの電圧は前記検出器ダイオードの順方向電圧と等しく、該第２のダイオードにより、前記検出器ダイオードの順方向電圧に対する検出器電圧の依存性が補償される、請求項１記載の伝送システム。
【請求項３】
前記の第１のダイオード（Ｄ１）と第２のダイオード（Ｄ２）の間の接続線路が第２の演算増幅器（ＯＰ２）の非反転入力側と接続されており、前記第２のダイオード（Ｄ２）の別の接続線路は直流電圧電位（ＵＲ ）におかれており、第２の演算増幅器（ＯＰ２）の出力側は、第１および第２の抵抗（Ｒ１，Ｒ２）の直列接続を介して前記の直流電圧電位（ＵＲ ）におかれており、前記の両方の抵抗の間の回路点は第２の演算増幅器（ＯＰ２）の反転入力側と接続されており、前記第２の演算増幅器の出力は検出器無負荷電圧（Ｕ０ ）に対応する、請求項２記載の伝送システム。
【請求項４】
制御電圧（Ｕｃ ）の上昇の第１時相中、目標値電圧（Ｕｓｏｌｌ）はバイアス電圧（Ｕｖｏｒ ）と等しい、請求項１記載の伝送システム。
【請求項５】
制御電圧（Ｕｃ ）の減少の最後の時相は負の目標値電圧（Ｕｎｅｇ ）により定められる、請求項１記載の伝送システム。
【請求項６】
前記電力増幅器は、高周波入力信号（ＲＦｉｎ）と制御電圧（Ｕｃ ）を受信するためにただ１つの入力側を有する、請求項１記載の伝送システム。
【請求項７】
時分割多重信号伝送用送信機において、
制御電圧（Ｕｃ ）の供給される制御入力側を備えており高周波入力信号（ＲＦｉｎ）を増幅して高周波出力信号（ＲＦｏｕｔ ）を送出する電力増幅器と、
前記出力信号（ＲＦｏｕｔ ）の電力を検出するために検出器電圧（Ｕ０ ＋Ｕｉｓｔ ）を供給する検出器が設けられており、前記検出器電圧は検出器無負荷時電圧（Ｕ０ ）と実際値電圧（Ｕｉｓｔ ）の和であり、
前記出力信号（ＲＦｏｕｔ ）の電力の波形を定める目標値電圧（Ｕｓｏｌｌ）を生成する手段と、
前記検出器電圧（Ｕ０ ＋Ｕｉｓｔ ）と前記検出器無負荷時電圧（Ｕ０ ）の重畳された目標値電圧（Ｕｓｏｌｌ）とに応答して制御電圧（Ｕｃ ）を生成する積分コントローラ手段が設けられており、該積分コントローラ手段は第１の演算増幅器（ＯＰ１）を有しており、
該積分コントローラと付加的な回路素子とを選択的に接続するための制御可能なスイッチ手段が設けられており、該スイッチ手段は、前記積分コントローラの出力側における制御電圧に作用を与えるため２つのスイッチ状態のうちの１つに制御可能であり、制御電圧が上昇する前にアクティブである第１のスイッチ状態では、付加的な回路素子および積分コントローラは減算器として構成され、これにより制御電圧の初期値が前記第１の演算増幅器の出力側に形成され、ここで該制御電圧は前記電力増幅器の閾値電圧（Ｕｓ ）を僅かに下回っている初期値（Ｕｈｏｍｅ ）にセットされており、第２のスイッチ状態では前記付加的な回路素子は積分コントローラに作用を及ぼさないことを特徴とする、
時分割多重信号伝送用送信機。
【請求項８】
時分割多重信号伝送用送信機のための制御回路において、
制御電圧（Ｕｃ ）の供給される制御入力側を備えており高周波入力信号（ＲＦｉｎ）を増幅して高周波出力信号（ＲＦｏｕｔ ）を送出する電力増幅器と、
前記出力信号（ＲＦｏｕｔ ）の電力を検出するために検出器電圧（Ｕ０ ＋Ｕｉｓｔ ）を供給する検出器が設けられており、前記検出器電圧は検出器無負荷時電圧（Ｕ０ ）と実際値電圧（Ｕｉｓｔ ）の和であり、
前記出力信号（ＲＦｏｕｔ ）の電力の波形を定める目標値電圧（Ｕｓｏｌｌ）を生成する手段と、
前記検出器電圧（Ｕ０ ＋Ｕｉｓｔ ）と前記検出器無負荷時電圧（Ｕ０ ）の重畳された目標値電圧（Ｕｓｏｌｌ）とに応答して制御電圧（Ｕｃ ）を生成する積分コントローラ手段が設けられており、該積分コントローラ手段は第１の演算増幅器（ＯＰ１）を有しており、
該積分コントローラと付加的な回路素子とを選択的に接続するための制御可能なスイッチ手段が設けられており、該スイッチ手段は、前記積分コントローラの出力側における制御電圧に作用を与えるため２つのスイッチ状態のうちの１つに制御可能であり、制御電圧が上昇する前にアクティブである第１のスイッチ状態では、付加的な回路素子および積分コントローラは減算器として構成され、これにより制御電圧の初期値が前記第１の演算増幅器の出力側に形成され、ここで該制御電圧は前記電力増幅器の閾値電圧（Ｕｓ ）を僅かに下回っている初期値（Ｕｈｏｍｅ ）にセットされており、第２のスイッチ状態では前記付加的な回路素子は積分コントローラに作用を及ぼさないことを特徴とする、
時分割多重信号伝送用送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、制御電圧の供給される制御入力側を備えており高周波入力信号を高周波出力信号へ増幅する電力増幅器と、前記出力信号の電力を検出し検出器電圧を供給する検出器が設けられており、前記検出器電圧は検出器無負荷時（休止時）電圧と実際値電圧の和である、少なくとも１つの送信機を有する時分割多重信号伝送用伝送システムに関する。さらに本発明は、上記の形式の伝送システムのための送信機および制御ループに関する。
【０００２】
このような伝送システムはたとえば、ＧＳＭ規格による移動無線システムである。この種のシステムはＴＤＭＡモードつまり時分割多重アクセスモードで動作する。
【０００３】
【従来の技術】
ヨーロッパ特許出願公開第０４６２７７３号公報から、ＴＤＭＡシステムにおける送信電力を制御する制御回路が知られている。この場合、検出器を用いることにより、差動増幅器を介して送信電力の一部が電力増幅器の一方の制御入力側へフィードバックされる。このような構成により送信出力レベルが制御される。そして電力増幅器の他方の制御入力側へ供給される信号により、タイムスロット始端および終端における送信電力の立ち上がりないし立ち下がりの形が制御される。このような形式の回路では、たとえばＧＳＭ仕様におけるように送信電力の時間経過特性や許容スペクトル範囲に対して高度な要求が課される場合、安定性に関する問題が生じる。さらに、検出器が温度に左右されることにより回路の動作機能が損なわれる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の課題は、容易に安定化可能であり検出器の温度依存性によっても動作機能の損なわれない時分割多重伝送システムを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によればこの課題は、出力信号の電力の時間経過特性を定める目標値電圧を生成する手段と、検出器電圧と、検出器無負荷時電圧の重畳された目標値電圧との差から、制御電圧を生成する手段が設けられていることにより解決される。
【０００６】
【発明の利点】
検出器を最適な動作点で作動できるようにする目的で、検出器電圧には検出器無負荷時（休止時）電圧成分が含まれている。電力増幅器の出力信号の電力が検出不可能な小さい値を有している場合、検出器にこの検出器無負荷時電圧が印加される。検出器無負荷時電圧は温度に依存する。本発明による構成によればこのような温度依存性は、検出器電圧と、検出器無負荷時電圧の重畳された目標値電圧との差から制御電圧を形成することにより補償される。目標値電圧により、電力増幅器の出力信号の電力の波形ならびにその時間経過特性のレベルが決定される。上記の電圧差には、検出器無負荷時電圧に由来するいかなる成分も含まれていない。電力増幅器の出力側からその制御入力側へのフィードバックは、検出器と制御電圧発生手段とを介して行われる。電力増幅器の出力側から制御入力側へのフィードバックループは短く抑えられており、つまり僅かな移相素子しか設けられていないので、十分な位相の余裕が得られ、したがってこのような制御回路における安定性が危険に晒されることはない。
【０００７】
本発明の１つの実施形態によれば、制御電圧を生成するために積分コントローラとして接続された第１の演算増幅器が用いられる。
【０００８】
積分コントローラはＩコントローラまたは付加的な比例成分を有するＰＩコントローラとして構成できる。このような形式のコントローラを用いることにより、電力増幅器における１次の低域通過フィルタが補償される。制御回路は有利には、安定性を確実にするのに十分な位相の余裕を有する。
【０００９】
本発明の別の実施形態によれば、検出器ダイオードとして用いられる第１のダイオードに直列に、これと同じ特性値を有する第２のダイオードが接続されている。
【００１０】
検出器内に配置された検出器ダイオードは、電力増幅器の出力信号から導出される減衰された高周波電圧の整流に用いられる。このようにして検出器ダイオードは制御回路の実際値電圧を発生する。検出器の出力側には検出器電圧が生じ、これは検出器ダイオードの順方向電圧の影響を受ける。この順方向電圧は温度に依存しており、あるいはエラー電流によっても変化する可能性がある。このようにして生じた検出器電圧の温度依存性またはエラー電流への依存性を補償できるようにする目的で、同じ特性値を有する第２のダイオードが検出器ダイオードに直列に接続されている。このダイオードには、検出器ダイオードと同じ直流電流が流れる。これら両方のダイオードは等しい温度依存性を有する。したがって第２のダイオードの電圧は検出器ダイオードの順方向電圧と等しく、これは検出器電圧の上述の依存性を補償するために用いられる。
【００１１】
本発明は以下のようにしてさらに有利に構成される。すなわち、第１のダイオードと第２のダイオードとの間の接続線路が第２の演算増幅器の非反転入力側と接続されており、第２のダイオードの別の接続線路は直流電圧電位におかれており、第２の演算増幅器の出力側は第１および第２の抵抗から成る直列接続回路を介して上記の直流電圧電位におかれており、さらにこれら両方の抵抗の間の接続線路は第２の演算増幅器の反転入力側と接続されている。
【００１２】
直流電圧電位により検出器無負荷時電圧を容易に変えることができる。既述の回路によりさらに、第１のダイオードと第２のダイオードとの間の接続点における電圧から検出器無負荷時電圧が導出され、したがってこの検出器無負荷時電圧は第２の演算増幅器の出力側に生じ、検出器電圧の温度ならびにエラー電流との既述の依存性を補償するために用いられ、このことは第１のダイオードと第２のダイオードとの間の接続点に負荷が加わることなく行われる。
【００１３】
さらに本発明は次のように構成されている。すなわち、制御電圧の上昇の開始時には制御電圧は、閾値電圧を僅かに下回っている初期値と等しい。
【００１４】
電力増幅器の非線形の特性曲線は閾値電圧を有しており、これは電力増幅器の入力側に加わる信号を増幅するために、少なくとも制御入力側に印加されなければならない。制御電圧が１つのタイムスロットの始めにおいてすでに上述の初期値にあれば、電力増幅器の電力増幅投入時の時間的遅延が最小化される。
【００１５】
さらに有利には、制御電圧の上昇の第１時相において目標値電圧はバイアス電圧と等しい。
【００１６】
このバイアス電圧により上述の制御回路の立上がり過渡振動（定常化）が可能になり、その後、電力増幅器の出力信号の電力ないしは送信機の送信電力の急峻な上昇が行われる。バイアス電圧により、制御回路のフィードバックループ中に配置されたコントローラのオフセット電圧によってもコントローラが負の電圧範囲に調整される可能性がなくなる。このように調整されるならば、制御回路の機能が妨げられてしまうことになる。
【００１７】
有利には本発明は次のようにも構成される。すなわち、第１の演算増幅器は制御電圧上昇前、不均衡な抵抗比を有する減算器として接続されており、この減算器の両方の入力側には、検出器電圧と検出器無負荷時電圧の重畳された目標値電圧とが供給される。
【００１８】
このようにして僅かな回路コストで、第１の演算増幅器の出力側において制御電圧の初期値が設定調整される。
【００１９】
本発明のさらに別の実施形態の場合、制御電圧の降下の最後の時相は負の目標値電圧により定められる。
【００２０】
１つのタイムスロットの終わりに送信電力を低減する目的で目標値電圧を値ゼロまで低減すると、実際値電圧つまりは送信機の送信電力は漸近曲線で値ゼロに近づいていく。しかしこの時相中に負の目標値電圧を印加すれば、実際値電圧つまりは送信機の送信電力は著しく短期間で値ゼロまで低減する。
【００２１】
さらに本発明は次のように構成される。すなわち、電力増幅器は高周波入力信号と制御電圧を受信するためにただ１つの入力側しか有していない。
【００２２】
この実施形態の場合、高周波入力信号と制御電圧との分離は電力増幅器内部で行われる。この目的で、高周波入力信号を発生する送信機の領域はコンデンサを用いることにより直流電圧に関して電力増幅器から分離されており、これによって送信機のこの領域における制御電圧の入力結合が阻止される。
【００２３】
次に、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
【００２４】
【実施例の説明】
図１に示された本発明による装置はたとえば、ＧＳＭ規格によるディジタル移動無線ネットワークの移動ステーションまたはベースステーションの送信機の一部分である。この場合、情報の伝送はＴＤＭＡモードで行われる。このために、個々のタイムスロットの送信電力の立ち上がりおよび立ち下がりを制御する必要がある。制御可能な電力増幅器１により、高周波入力信号ＲＦinが高周波出力信号ＲＦout へ増幅される。検出器２により、出力信号ＲＦout の電力つまり送信機の送信電力が検出器電圧に変換され、これは検出器の無負荷時電圧Ｕ0 と実際値電圧Ｕist の和から得られる。検出器２には回路ブロック３が結合されており、これはその出力側に生じる検出器無負荷時電圧Ｕ0 を設定調整するために用いられる。回路ブロック３は、たとえば温度変動に起因する検出器２の変化を検出して、回路ブロック３の出力側における電圧が実際の検出器無負荷時電圧Ｕ0 と一致するように処理することができる。回路ブロック３から生じた電圧Ｕ0 は、目標値発生器４から供給される目標値電圧Ｕsollに重畳される。検出器無負荷時電圧Ｕ0 の重畳された目標値電圧Ｕsollは、制御電圧発生器５の第１の入力側へ供給される。制御電圧発生器５の第２の入力側には、検出器電圧Ｕ0 ＋Ｕist が導かれる。制御電圧Ｕc の生じる制御電圧発生器５の出力側は、電力増幅器１の制御入力側と接続されている。
【００２５】
検出器２により高周波出力信号ＲＦout の電力が検出され、実際値電圧Ｕist へ変換される。この実際値電圧Ｕist はこの制御回路の制御量として用いられる。目標値電圧Ｕsollは基準量に相応する。これらから得られた制御偏差Ｕsoll−Ｕist により、設定量として用いられる制御電圧Ｕc が決定される。したがって目標値電圧Ｕsollの時間経過特性ならびに大きさによって、制御可能な電力増幅器１の出力信号ＲＦout の時間経過特性および電力レベルが決定される。
【００２６】
適切な動作点における検出器２の動作は、実際値電圧Ｕist に検出器無負荷時電圧Ｕ0 が重畳されていることを前提としている。検出器無負荷時電圧Ｕ0 は、検出器２の構造ならびに回路ブロック３の制御の結果として生じる。回路ブロック３により、目標値電圧Ｕsollに検出器無負荷時電圧Ｕ0 が重畳される。したがって、制御電圧発生器５の両方の入力側に加わる両方の電圧の差は（Ｕsoll−Ｕist ）に等しい。これは制御回路の制御偏差であって、これに対し検出器無負荷時電圧Ｕ0 は作用を及ぼしていない。たとえば温度または給電電圧への検出器無負荷時電圧Ｕ0 の依存性が補償される。しかも、回路ブロック３により検出器無負荷時電圧Ｕ0 の大きさを制御できるので、制御電圧発生器５の両方の入力側に適切な同相電圧が加わることになる。
【００２７】
図２には、図１に示された制御回路の回路図が示されている。検出器２は減衰素子６、コンデンサＣ１およびダイオードＤ１により構成されている。減衰素子６たとえばストリップラインは高周波出力信号ＲＦout の電力に相応する減衰された高周波電圧を発生し、これはコンデンサＣ１を介してダイオードＤ１へ供給され、このダイオードにより整流される。ダイオードＤ１のカソードはコンデンサＣ１と接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、高周波に関してコンデンサＣ２を介してアース電位と短絡されている。ダイオードＤ１に順方向に加わる電圧は、実際値電圧Ｕist を差し引いた順方向電圧ＵD に等しい。さらに、ダイオードＤ１のアノードはダイオードＤ２のカソードと接続されており、このダイオードのアノードには電圧ＵR が印加される。
【００２８】
ダイオードＤ２はダイオードＤ１と同じ構造のものである。ダイオードＤ２のアノードと演算増幅器ＯＰ２の出力側との間に、２つの抵抗Ｒ１およびＲ２から成る直列接続回路が設けられている。これらの抵抗はほぼ等しい抵抗値を有する。演算増幅器ＯＰ２の反転入力側はＲ１とＲ２の間の点と接続されており、この演算増幅器ＯＰ２の非反転入力側はダイオードＤ１のアノードと結合されている。さらに演算増幅器ＯＰ２の反転入力側は、抵抗Ｒ３を介して送信機のディジタル部分の出力側Ｑと結合されている。
【００２９】
ダイオードＤ１のカソードとアース電位との間に定電流源が設けられており、これは電流ＩD を供給する。このようにして、ダイオードＤ１の動作点が決定される。電流ＩD は、送信機動作時にはダイオードＤ１が常に導通しているように選定されている。この実施例では、ＩD は６０μＡに選定されている。ダイオードＤ１のカソードに生じる電圧は、電圧フォロアとして接続された演算増幅器ＯＰ３の反転入力側へ供給される。
【００３０】
演算増幅器ＯＰ２の出力側は、抵抗Ｒ４を介して４次の低域通過フィルタ７の入力側と結合されている。抵抗Ｒ４と並列にスイッチ３が設けられており、このスイッチの左側の位置では、電流Ｉが抵抗Ｒ４を介して演算増幅器ＯＰ２の出力側へ流れる。右側のスイッチ位置の場合、電流Ｉは直接、演算増幅器ＯＰ２の出力側へ流れる。電流Ｉが抵抗Ｒ４を介して導かれる場合、抵抗Ｒ４において基準電圧Ｕref が降下する。電流Ｉは次のようにして形成される。すなわち、ディジタル回路８から制御電圧Ｕが供給され、この制御電圧がディジタル／アナログ変換器ならびに電圧／電流変換器によって電流Ｉへ変換される。
【００３１】
演算増幅器ＯＰ３の出力側は、抵抗Ｒ５を介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力側と接続されている。ＯＰ１の非反転入力側は抵抗Ｒ６の一方の端子と接続されており、この抵抗の他方の端子は低域通過フィルタ７の出力側と接続されている。演算増幅器ＯＰ１の反転入力側からこの演算増幅器の出力側へ至る区間に並列に、一方ではコンデンサＣ３が、他方では抵抗Ｒ７とスイッチＳ１から成る直列接続回路が設けられている。ＯＰ１の出力側はツェナダイオードＤ３のカソードと接続されており、このダイオードのアノードはアース電位におかれている。このツェナダイオードは制御電圧ＵC のための電圧制限器として用いられ、容易に実現可能な保護回路の成す。ツェナダイオードＤ３のアノードとＯＰ１の非反転入力側との間に、コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ８およびスイッチＳ２から成る直列接続回路とによって構成された並列接続回路が配置されている。抵抗Ｒ５，Ｒ６およびＲ７は等しい抵抗値を有する。抵抗Ｒ８はそれらとは異なる抵抗値を有しており、この場合、５０％だけ大きい抵抗値を有している。Ｃ３およびＣ４の容量値は等しい。制御電圧ＵC の生じる演算増幅器ＯＰ１の出力側は、電力増幅器１の制御入力側と接続されている。
【００３２】
両方のダイオードＤ１とＤ２に流れる定電流ＩD により、これら両ダイオードは常に導通状態おかれている。ＩD により、Ｄ１とＤ２の適切な動作点を設定できる。出力信号ＲＦOUT の電力がゼロと等しければ、ダイオードＤ１では順方向電圧ＵD しか降下しない。ＵD はダイオードＤ２にも加わる。この場合、検出器２は、
Ｕ0 ＝ ＵR − ２ＵD
で算出できる検出器無負荷時電圧Ｕ0 を送出する。検出器無負荷時電圧はＵR によって容易に設定調整可能である。さらに検出器無負荷時電圧は、演算増幅器ＯＰ２の出力側にも生じる。出力信号ＲＦOUT の電力がゼロに等しいような送信休止中、Ｓ３は右側のスイッチ位置におかれている。このため電流Ｉは直接、演算増幅器ＯＰ２の出力側へ流れ、抵抗Ｒ４において電圧降下を生じさせない。その結果、低域通過フィルタ７の出力側に検出器無負荷時電圧Ｕ0 が生じる。Ｕ0 は既述のように検出器出力側にも生じ、つまりは電圧フォロアとして接続された演算増幅器ＯＰ３の出力側にも加わる。送信休止中、スイッチＳ２とＳ３は閉じられている。この状態では、コンデンサＣ３およびＣ４は回路技術的に重要ではない。
【００３３】
演算増幅器ＯＰ１および抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８による回路部分は減算器として動作し、その２つの入力側は演算増幅器ＯＰ３および低域通過フィルタ７と接続されている。ＯＰ１の出力側はこの減算器の出力側を成す。抵抗Ｒ８はＲ５，Ｒ６，Ｒ７とは異なる抵抗値を有しているので、この非対称性に起因して、既述の減算器の各入力側に両方の場合とも検出器無負荷時電圧Ｕ0 が加わるにもかかわらず、ＯＰ１の出力側にはゼロとは異なる電圧が発生する。ＯＰ１からのこの出力電圧は、制御電圧ＵC の初期値Ｕhomeに等しい。図３に示されているように、この初期値Ｕhomeは電力増幅器１の閾値電圧ＵS を僅かに下回っている。制御電圧ＵC が閾値電圧ＵS を上回ると、検出器２のダイオードＤ１において実際値電圧Ｕist を検出できるように、電力増幅器１は増幅を開始する。
【００３４】
送信機内に配置されたディジタル回路９によりスイッチＳ１およびＳ２が開放され、スイッチＳ３が左側の位置に切り換えられることによって、送信過程が開始される。そして電流Ｉは抵抗Ｒ４を通って流れ、この抵抗において電圧降下Ｕref を生じさせる。これにより低域通過フィルタ７の入力側にＵ0 とＵref との和が生じる。この場合、低域通過フィルタ７の出力側から、検出器無負荷時電圧Ｕ0 と目標値電圧Ｕsollとの和が送出される。Ｕsollは低域通過フィルタ７によりろ波された電圧Ｕref に相応し、これは方形の経過特性を有する。目標値電圧Ｕsollの時間経過特性は、低域通過フィルタ７のフィルタ特性により決定される。Ｕsollの大きさはＲ４の抵抗値ならびに電流Ｉから導出でき、つまりはディジタル回路８から供給される電圧Ｕから導出できる。この場合、スイッチＳ１およびＳ２の開放により、演算増幅器ＯＰ１は積分コントローラとして接続されている。そしてその時間定数は、
Ｔ＝Ｒ５・Ｃ３
により得られる。コンデンサＣ４は、回路技術的な対称性のために設けられている。演算増幅器ＯＰ１の出力側における電圧は上昇する。その理由は、目標値電圧Ｕsollの上昇によりその入力側において、つまりは積分コントローラの各入力側において電圧差が生じるからである。この結果として生じる制御電圧ＵC の上昇により電力増幅器１の増幅率が高まり、したがって出力信号ＲＦout の電力が増加する。検出器２のダイオードＤ１は高周波出力信号ＲＦout の電力を検出し、これを実際値電圧Ｕist に変換する。この場合、ダイオードＤ１には順方向に、実際値電圧Ｕist の差し引かれた順方向電圧ＵD が加わる。演算増幅器ＯＰ３の出力側における電圧は、値Ｕ0 ＋Ｕist まで高まる。したがって積分コントローラの両方の入力側には、ＵsollとＵist の差が加わる。積分コントローラにより、実際値電圧Ｕist が目標値電圧Ｕsollを追従するようになる。
【００３５】
１つのタイムスロットの伝送すべきデータを送信した後、電力増幅器１の出力信号ＲＦout の電力つまり送信電力を低減するために、スイッチＳ３が右側の位置へ切り換えられ、その結果、Ｕref はゼロになる。送信電力の低減を加速するために、送信機を移動ステーションにおいて使用する際、たとえば給電電圧のような正の電圧が端子Ｑに印加され、これによりＯＰ２の出力側における電圧が検出器無負荷時電圧Ｕ0 を下回るようになる。これは回路内で負の目標値電圧Ｕsollのように作用し、したがって実際値電圧Ｕist つまり送信電力は、著しく短期間で値ゼロまで降下する。その際、制御電圧Ｕc が減少して初期値Ｕhomeを下回る。スイッチＳ１とＳ２が閉成されると、この初期値Ｕhomeが再び形成される。この手法はたとえば、２つのタイムスロットの間で初期値Ｕhomeを新たに形成するのに十分な期間を利用可能な移動ステーションにおいて用いられる。
【００３６】
電力増幅器１の出力側から検出器２、電圧フォロアとして接続された演算増幅器ＯＰ３、ならびに積分コントローラを介し、この積分コントローラの出力側が電力増幅器１の制御入力側と結合されているフィードバック経路は、この回路では短く抑えられており、つまりできるかぎり僅かな個数の移相素子しか設けられていない。このようにして、制御回路における位相の余裕が多くなり、したがって不安定性に対する危険が減少する。積分コントローラの入力側に加わる同相電圧は、電圧ＵR により容易に設定調整可能である。このように最も簡単な手段で、積分コントローラの演算増幅器ＯＰ１の許容同相電圧範囲が守られる。積分コントローラの入力側の電圧差に対し検出器無負荷時電圧Ｕ0 はいかなる作用も及ぼさないので、検出器２のダイオードＤ１への温度の影響は作用を及ぼさない。
【００３７】
図３に示された特性曲線により電力増幅器１の非線形の特性が示されている。この図には、制御電圧Ｕc に対する実際値電圧Ｕist が示されている。この場合、制御電圧が閾値電圧Ｕs よりも大きくなってはじめて、実際値電圧Ｕist がゼロよりも大きい値をとることがわかる。この図には実例として制御電圧Ｕc の初期値Ｕhomeが書き込まれており、これは図２で述べたようにして生成される。送信過程を開始する際、積分コントローラの出力側に生じる制御電圧Ｕc を、閾値電圧Ｕs と初期値Ｕhomeの差の値だけ高める必要がある。このようにして電力増幅器１を制御することにより、送信機投入時の遅延が最小化される。
【００３８】
図４および図５には、時分割多重信号伝送用の伝送システムが示されている。ここには移動無線システムが示されており、このシステムはベースステーションＢＳと移動ステーションＭＳを有する。これらは図１、図２または図６に示されているような制御回路１０、１１により制御可能な電力増幅器を有している。図４の場合には移動ステーションＭＳが、図５の場合にはベースステーションＢＳが送信モードにおかれている。
【００３９】
図６には、制御構成の変形された制御可能な電力増幅器１が示されている。図２に対して以下のような変更が行われている。すなわち、演算増幅器ＯＰ２の出力側と低域通過フィルタ７の入力側との間に、電圧Ｕref を供給する電圧源１０が配置されている。図７には、この電圧Ｕref の時間経過特性が示されている。さらにＯＰ２の出力側と演算増幅器ＯＰ１の非反転入力側との間に、電圧源１１、スイッチＳ７および抵抗Ｒ１２から成る直列接続回路が設けられている。素子ＯＰ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｒ５，Ｒ６から成る積分コントローラは図２と同じままである。そしてコンデンサＣ３に対し並列に、スイッチＳ４と抵抗Ｒ９から成る直列接続回路が接続されている。抵抗Ｒ５に対し並列に、抵抗Ｒ１０とスイッチＳ５から成る直列接続回路が接続されている。さらにコンデンサＣ４に対し並列に、抵抗Ｒ１１およびスイッチＳ６から成る直列接続回路が設けられている。Ｒ５，Ｒ６，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２はすべて等しい抵抗値を有する。スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７は、送信機のディジタル部分に設けられた回路ブロック１２により制御される。出力信号ＲＦout の電力がゼロと等しくつまりは実際値電圧Ｕist もゼロと等しい送信休止期間中、電圧源１０はバイアス電圧Ｕvor と等しい電圧Ｕref を供給する。したがってスイッチＳ４〜Ｓ７が閉じられているときに減算器として接続される演算増幅器ＯＰ１は送信休止期間中、初期値Ｕhomeを送出する。回路ブロック１２によりスイッチＳ４〜Ｓ７が開放されることにより、送信過程が開始される。この場合、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２および電圧源１１は、もはやいかなる作用も有していない。既に図２で述べたように、ＯＰ１はＣ３，Ｒ５，Ｃ４，Ｒ６とともに積分コントローラとして動作する。
【００４０】
図７のａおよびｂには、図６による電圧Ｕref 、制御電圧Ｕc 、目標値電圧Ｕsollおよび実際値電圧Ｕist が示されている。送信休止期間中である時点ｔ＜０の間、電圧Ｕref はバイアス電圧Ｕvor と等しい。この時点では、制御電圧Ｕc は初期値Ｕhomeと等しい。Ｕref は時点ｔ１までバイアス電圧Ｕvor の値にとどまる。時点ｔ＝０において積分コントローラの定常化時相が始まる。このことは時点ｔ０まで制御電圧Ｕc が上昇することにより示されている。時点ｔ0 において実際値電圧Ｕist は、この電圧が目標値電圧Ｕsollないしはバイアス電圧Ｕvor に達するまで上昇し始める。この時点から時点ｔ１まで、制御電圧Ｕc は一定に保たれる。積分コントローラの定常化が完了する。時点ｔ１において出力信号ＲＦout の電力が、伝送すべきディジタルデータを送信する値になるまで実際に上昇し始める。このため、電圧Ｕref は値Ｕref,max まで高められる。低域通過フィルタ７によるろ波によって、Ｕref の急峻な側縁が緩慢に上昇する目標値電圧Ｕsollの曲線的な側縁に置き換えられる。実際値電圧Ｕist は目標値電圧Ｕsollを追従する。両方の電圧がそれらの最大値に達したときに、データの伝送を行うことができる。ここで時間軸が途切れている。その理由は、データ伝送に利用できる送信期間は、その長さゆえにスケールどおりに図面に描くことはできないからである。時点ｔ２においてデータの伝送が終了する。そしてＵref が負の電圧Ｕneg まで減少する。このことにより目標値電圧Ｕsollの降下、実際値電圧Ｕist の降下、ひいては制御電圧Ｕc の降下が生じる。時点ｔ３において、実際値電圧Ｕist は値ゼロに達する。このことにより制御電圧Ｕc の降下が強められる。目下の送信休止期間内のさらに後の時点で図４によるスイッチＳ４〜Ｓ７が再び閉じられるまで、制御電圧Ｕc の値はその初期値Ｕhomeに向かって再び上昇する。
【００４１】
既述の回路を用いることにより、ＧＳＭ規格によるディジタル移動電話およびそれに所属のベースステーションに対してあらかじめ定められている時間マスククおよび周波数スペクトルが守られるように、送信電力の時間経過特性を調整することができる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によれば、容易に安定化可能であり検出器の温度依存性によっても動作機能の損なわれない時分割多重伝送システムが実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】所属の制御構成を備えた電力増幅器のブロック回路図である。
【図２】所属の制御構成を備えた電力増幅器の第１の回路装置を示す図である。
【図３】電力増幅器の制御特性曲線図である。
【図４】時分割多重信号伝送用の伝送システムを示す図である。
【図５】時分割多重信号伝送用の伝送システムを示す図である。
【図６】所属の制御構成を備えた電力増幅器の第２の回路装置を示す図である。
【図７】基準電圧、目標値電圧、実際値電圧および制御電圧の時間経過特性図である。
【符号の説明】
１  電力増幅器
２  検出器
４  目標値発生器
５  制御電圧発生器
７  低域通過フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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