(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれダイオードが逆並列に接続されて直流電源の両端に直列接続される第１と第２のスイッチング素子と、
第１と第２のスイッチ素子とを逆直列または逆並列に接続して構成されており、その一端が前記第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続され、その他端が前記直流電源の中間電位点に接続される双方向スイッチと
を備え、
前記第１のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の正電圧と前記第２のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の負電圧および前記双方向スイッチを介して入力される前記直流電源の中間電圧を用いて交流電圧を出力する動作モードのとき、
出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数で交互にオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記動作モードのとき、
出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第１のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第１のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧と出力電流の極性がいずれも負極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第１のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第１のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせる
ことにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
それぞれダイオードが逆並列に接続されて直流電源の両端に直列接続される第１と第２のスイッチング素子と、
第３と第４のスイッチ素子とを逆直列または逆並列に接続して構成されており、その一端が前記第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続され、その他端が交流電源の一端に接続される双方向スイッチと
を備え、
前記交流電源の他端は前記直流電源の中間電位点に接続されており、前記直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、前記交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されており、
前記第１のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の正電圧と前記第２のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の負電圧および前記双方向スイッチを介して入力される前記交流電源の電圧を用いて交流電圧を出力する動作モードのとき、
出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数で交互にオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
前記動作モードのとき、
出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧と出力電流の極性がいずれも負極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせる
ことにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
それぞれダイオードが逆並列に接続されて直流電源の両端に直列接続される第１と第２のスイッチング素子と、
第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されており、前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の中間電位点との間に接続される第１の双方向スイッチと、
第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されており、前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と交流電源の一端との間に接続される第２の双方向スイッチと
を備え、
前記交流電源の他端が前記直流電源の中間電位点に接続されるとともに、前記直流電源の正電圧と負電圧の大きさが、前記交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されており、
前記第１のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の正電圧と前記第２のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の負電圧および前記第１の双方向スイッチを介して入力される前記直流電源の中間電圧を用いて交流電圧を出力する第１の動作モードのとき、
出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数でオンオフさせ、
出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でオンオフさせる
ことにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とするインバータ装置。
【請求項６】
前記第１の動作モードのとき、
出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子と前記第２の双方向スイッチとをオフ、前記第１のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子と前記第２の双方向スイッチとをオフ、前記第１のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧の極性と出力電流の極性がいずれも負極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子と前記第２の双方向スイッチとをオフ、前記第２のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第１のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子と前記第２の双方向スイッチとをオフ、前記第２のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第１のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせる
ことにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置。
【請求項７】
それぞれダイオードが逆並列に接続されて直流電源の両端に直列接続される第１と第２のスイッチング素子と、
第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されており、前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の中間電位点との間に接続される第１の双方向スイッチと、
第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されており、前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と交流電源の一端との間に接続される第２の双方向スイッチと
を備え、
前記交流電源の他端が前記直流電源の中間電位点に接続されるとともに、前記直流電源の正電圧と負電圧の大きさが、前記交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されており、
前記第１のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の正電圧と前記第２のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の負電圧および前記第２の双方向スイッチを介して入力される前記交流電源の電圧を用いて交流電圧を出力する第２の動作モードのとき
出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数でオンオフさせ、
出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でオンオフさせる
ことにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とするインバータ装置。
【請求項８】
前記第２の動作モードのとき、
出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチとをオフ、前記第３のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、前記第２のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチとをオフ、前記第３のスイッチ素子をオンとし、前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧の極性と出力電流の極性がいずれも負極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチとをオフ、前記第４のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチ素子とを前記第１の周波数で交互にオンオフさせ、
出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、前記第１のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチとをオフ、前記第４のスイッチ素子をオンとし、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチ素子とを前記第２の周波数で交互にオンオフさせる
ことにより、所定の交流電圧を出力することを特徴とする請求項７に記載のインバータ装置。
【請求項９】
請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載のインバータ装置であって、前記各期間を、出力電圧の極性と出力電流の極性に代えて、交流電圧の出力指令の極性と出力電流の極性とを用いて定めることを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流出力の電圧に対して遅れ位相の電流が流れる期間があっても、出力電圧の波形ひずみを低減することができるインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一つの相を、それぞれダイオードが逆並列に接続された２つのスイッチング素子と、これら２つのスイッチング素子の接続点に双方向スイッチの一端を接続して構成する３レベルインバータ装置が知られている（特許文献１）。この３レベルインバータ装置では、各相の２つのスイッチング素子が、直流電源の両端に、直列に接続される。また、双方向スイッチの他端が、直流電源の中間電位点に接続される。そして、この３レベルインバータ装置の各素子は、出力電圧指令と、この出力電圧指令の周波数よりも高い周波数のキャリア信号とを用いてパルス幅変調された制御信号に基づいてオンオフ動作する。その結果、この３レベルインバータ装置は、パルス幅変調された相電圧を出力する。このような３レベルインバータ装置が、特許文献２に記載されている。【０００３】
図８は、このような３レベルインバータ装置のＵ相回路の構成を説明する図である。図８において、１は直流電源、２はインバータ回路、３はフィルタ回路、４は負荷である。直流電源１は正側電源Ｐｓｐと負側電源Ｐｓｎとを直列接続した電源である。直流電源１の出力端子は、正側電源Ｐｓｐの正側端子Ｐと負側電源Ｐｓｎの負側端子Ｎおよび正側電源Ｐｓｐと負側電源Ｐｓｎとの接続点である中性点端子Ｃである。正側端子Ｐは、正側電源Ｐｓｐの正電圧Ｖ１を出力する。負側端子Ｎは、負側電源Ｐｓｎの負電圧−Ｖ２を出力する。中性点端子Ｃは、直流電源１の中間電圧であるゼロ電圧Ｖｚを出力する。【０００４】
インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２とで構成されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は直列接続され、直流電源１の両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、交流電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子Ｕである。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２は、逆並列に接続されて、双方向スイッチＢＳを構成している。この双方向スイッチＢＳは、中性点端子Ｃと出力端子Ｕとの間に接続されている。フィルタ回路３は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとを直列接続してなる回路である。フィルタ回路３は、出力端子Ｕと中性点端子Ｃとの間に接続される。負荷４は、コンデンサＣｆの両端に接続される。コンデンサＣｆの両端には、インバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔから高調波成分を除去して得られる正弦波状の負荷電圧Ｖｌｏａｄが出力される。【０００５】
まず、正極性の負荷電圧Ｖｌｏａｄを出力するときのインバータ回路２の動作について説明する。図９は、各素子の制御信号と出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。各素子は、制御信号がハイレベル（以下、Ｈとする。）のときオンし、制御信号がローレベル（以下、Ｌとする。）のときオフする。【０００６】
図９(ａ)は、第１のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号１）の時間的な変化を示している。ＰＷＭ信号１は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２の制御信号を生成するための基準となる信号である。ＰＷＭ信号１はＨとＬを交互に繰り返す。スイッチング素子Ｑ１の制御信号は、ＰＷＭ信号１に同期してＨまたはＬとなる（図９（ｃ））。スイッチ素子Ｓ２の制御信号は、ＰＷＭ信号１のＨとＬを反転し、かつ休止期間Ｔｄを付加した信号である（図９（ｆ））。休止期間Ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２の短絡を防止するため、両素子をともにオフさせるための期間である。【０００７】
図９(ｂ)は、第２のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号２）の時間的な変化を示している。ＰＷＭ信号２は、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１の制御信号を生成するための基準となる信号である。ＰＷＭ信号２は、この期間において、常にＬである。スイッチング素子Ｑ２の制御信号は、ＰＷＭ信号２に対応して、常にＬとなる（図９（ｄ））。スイッチ素子Ｓ１の制御信号は、ＰＷＭ信号２のＨとＬを反転した信号に対応して、常にＨとなる（図９（ｅ））。【０００８】
上記制御信号に基づいて各素子がオンオフ動作をすると、出力端子Ｕと中性点端子Ｃの間（以下、端子Ｕ−Ｃ間とする）に、正極性のパルス列の電圧Ｖｏｕｔが出力される。電圧Ｖｏｕｔは、パルス幅変調されており、その振幅は直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖ１である。【０００９】
なお、上記Ｕ相回路が負極性の電圧を出力するときの動作は、ＰＷＭ信号１とＰＷＭ信号２の動作を入れ替えるとともに、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の制御信号を入れ替え、さらに、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２の制御信号を入れ替えて考えればよい。そして、この制御信号に基づいて各素子がオンオフ動作をすると、端子Ｕ−Ｃ間に、負極性のパルス列の電圧Ｖｏｕｔが出力される。電圧Ｖｏｕｔは、パルス幅変調されており、その振幅は直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖ２である。【００１０】
上述のとおり、出力電圧Ｖｏｕｔは、パルス幅変調されたパルス列の電圧であり、高調波成分を含んでいる。出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる高調波成分は、フィルタ回路３で除去される。同様に、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔに含まれる高調波成分は、フィルタ回路３で除去される。その結果、負荷４には、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが印加される。また、負荷４には、正弦波状の交流電流Ｉｌｏａｄが流れる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００７−０２８８６０号公報
【特許文献２】特開２０１１−０６１８８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記インバータ装置では、ＬＲ負荷などの力率遅れ負荷が接続される場合、出力電圧Ｖｏｕｔに対して出力電流Ｉｏｕｔが遅れ位相となる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの周期において、出力電圧Ｖｏｕｔの極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性とが異なる期間が存在する。そして、上記インバータ装置は、この期間において、ＰＷＭ信号１，２に対応した出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができない。【００１３】
図１０は、インバータ装置が有するこのような問題点を説明するための図である。図１０（ａ）は、出力電圧Ｖｏｕｔの１周期内におけるＰＷＭ信号１の時間変化を示す図である。また、図１０（ｂ）は、出力電圧Ｖｏｕｔの１周期内におけるＰＷＭ信号２の時間変化を示す図である。ＰＷＭ信号１は、制御角が０度〜１８０度の期間でパルス幅変調されており、制御角が１８０度〜３６０度の期間はＬとなる信号である。一方、ＰＷＭ信号２は、制御角が０度〜１８０度の期間はＬとなり、制御角が１８０度〜３６０度の期間でパルス幅変調された信号である。上記ＰＷＭ信号１，２に基づいてインバータ回路２が動作すると、図１０（ｃ）に示す電圧Ｖｏｕｔが出力される。【００１４】
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅は、期間ＡにおいてＰＷＭ信号１のパルスの前後に休止期間Ｔｄを付加した幅となる。これは、期間Ａでは、スイッチ素子Ｓ２がオフすると、電流Ｉｏｕｔがスイッチング素子Ｑ１と逆並列に接続されたダイオードに流れるためである。また、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅は、期間ＢにおいてＰＷＭ信号２のパルスの前後に休止期間Ｔｄを付加した幅となる。これは、期間Ｂでは、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、電流Ｉｏｕｔがスイッチング素子Ｑ２と逆並列に接続されたダイオードに流れるためである。期間Ａ，Ｂでは、ＰＷＭ信号１，２で指令されるパルスの幅が狭いため、休止期間Ｔｄが付加されることによって生じる出力電圧Ｖｏｕｔの波形ひずみが大きくなる。このため、フィルタ回路３で、出力電圧Ｖｏｕｔのステップ変化による電圧振動が発生する。その結果、期間Ａ，Ｂにおいて、負荷電圧Ｖｌｏａｄの振動、波形ひずみが大きくなる（図１０（ｄ））。このようにして生じる負荷電圧Ｖｌｏａｄの振動、波形ひずみを低減するためには、フィルタ回路３を大型化しなければならない。【００１５】
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間において、波形ひずみの増加を抑制した電圧を出力することができるインバータ装置を提供することである。これは、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間において、スイッチング素子およびスイッチ素子をオンオフさせる周波数を低下させることにより、達成される。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成するための本発明の一つの実施形態は、第１と第２のスイッチング素子と双方向スイッチとからなる電力変換器を備えるインバータ装置である。第１と第２のスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されるダイオードを備えている。そして、この第１と第２のスイッチング素子は、直流電源の両端に直列接続される。双方向スイッチは、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、この双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と直流電源の中間電位点との間に接続される。【００１７】
そして、このように構成された電力変換器は、第１のスイッチング素子を介して入力される直流電源の正電圧と第２のスイッチング素子を介して入力される直流電源の負電圧および双方向スイッチを介して入力される直流電源の中間電圧（ゼロ電圧）を用いて交流電圧を出力する動作モードを備えている。そして、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。また、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。【００１８】
このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、第２のスイッチング素子をオフ、第１のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第２のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、第２のスイッチング素子をオフ、第１のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第２のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも負極性となる期間は、第１のスイッチング素子をオフ、第２のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第１のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、第１のスイッチング素子をオフ、第２のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第１のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。【００１９】
上記目的を達成するための本発明の他の実施形態は、第１と第２のスイッチング素子と双方向スイッチとからなる電力変換器を備えるインバータ装置である。第１と第２のスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されるダイオードを備えている。そして、この第１と第２のスイッチング素子は、直流電源の両端に直列接続されている。双方向スイッチは、第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成される。この双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と交流電源の一端との間に接続されている。この交流電源の他端は、直流電源の中間電位点に接続される。そして、直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、この交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定される。【００２０】
そして、このように構成された電力変換器は、第１のスイッチング素子を介して入力される直流電源の正電圧と第２のスイッチング素子を介して入力される直流電源の負電圧および双方向スイッチを介して入力される交流電源の電圧を用いて交流電圧を出力する動作モードを備えている。そして、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。また、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。【００２１】
このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、第２のスイッチング素子をオフ、第３のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第４のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、第２のスイッチング素子をオフ、第３のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第４のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも負極性となる期間は、第１のスイッチング素子をオフ、第４のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第３のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、第１のスイッチング素子をオフ、第４のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第３のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。【００２２】
上記目的を達成するための本発明の他の実施形態は、第１と第２のスイッチング素子と第１と第２の双方向スイッチとからなる電力変換器を備えるインバータ装置に適用される。第１と第２のスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されるダイオードを備えている。そして、この第１と第２のスイッチング素子は、直流電源の両端に直列接続される。第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と直流電源の中間電位点との間に接続される。第２の双方向スイッチは、第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第２の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と交流電源の一端との間に接続される。この交流電源の他端は、直流電源の中間電位点に接続される。そして、直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、この交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定される。【００２３】
そして、このように構成されたインバータ装置は、第１のスイッチング素子を介して入力される直流電源の正電圧と第２のスイッチング素子を介して入力される直流電源の負電圧および第１の双方向スイッチを介して入力される直流電源の中間電圧（ゼロ電圧）を用いて交流電圧を出力する第１の動作モードを備えている。そして、このインバータ装置は、第１の動作モードにおいて、出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。また、このインバータ装置は、第１の動作モードにおいて、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。【００２４】
このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、第２のスイッチング素子と第２の双方向スイッチとをオフ、第１のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第２のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、第２のスイッチング素子と第２の双方向スイッチとをオフ、第１のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第２のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも負極性となる期間は、第１のスイッチング素子と第２の双方向スイッチとをオフ、第２のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第１のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、第１のスイッチング素子と第２の双方向スイッチとをオフ、第２のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第１のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。【００２５】
上記目的を達成するための本発明の他の実施形態は、第１と第２のスイッチング素子と第１と第２の双方向スイッチとからなる電力変換器を備えるインバータ装置に適用される。第１と第２のスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されるダイオードを備えている。そして、この第１と第２のスイッチング素子は、直流電源の両端に直列接続される。第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と直流電源の中間電位点との間に接続されている。第２の双方向スイッチは、第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第２の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と交流電源の一端との間に接続されている。この交流電源の他端は、直流電源の中間電位点に接続される。そして、直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、この交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定される。【００２６】
そして、このように構成されたインバータ装置は、第１のスイッチング素子を介して入力される直流電源の正電圧と第２のスイッチング素子を介して入力される直流電源の負電圧および第２の双方向スイッチを介して入力される交流電源の電圧を用いて交流電圧を出力する第２の動作モードを備えている。そして、このインバータ装置は、第２の動作モードにおいて、出力電圧の極性と出力電流の極性とが同じ期間は、所定の２つの素子を第１の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。また、このインバータ装置は、第２の動作モードにおいて、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間は、所定の２つの素子を第１の周波数よりも低い第２の周波数でオンオフさせることにより、所定の交流電圧を出力する。【００２７】
このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも正極性となる期間は、第２のスイッチング素子と第１の双方向スイッチとをオフ、第３のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第４のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性となる期間は、第２のスイッチング素子と第１の双方向スイッチとをオフ、第３のスイッチ素子をオンとし、第１のスイッチング素子と第４のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とがいずれも負極性となる期間は、第１のスイッチング素子と第１の双方向スイッチとをオフ、第４のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第３のスイッチ素子とを第１の周波数で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性となる期間は、第１のスイッチング素子と第１の双方向スイッチとをオフ、第４のスイッチ素子をオンとし、第２のスイッチング素子と第３のスイッチ素子とを第２の周波数で交互にオンオフさせる。
【発明の効果】
【００２８】
このように、上述した実施形態に係るインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間において、第１の周波数よりも低い第２の周波数で、所定のスイッチング素子と所定のスイッチ素子とを交互にオンオフ動作させる。その結果、これらのインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性とが異なる期間において、波形ひずみの増加を抑制した電圧を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明を適用したインバータ装置の構成を説明するための図である。
【図２】図１に示す双方向スイッチの他の構成を説明するための図である。
【図３】図１に示す制御回路の動作を説明するための図である。
【図４】図３に示すキャリア信号Ｓを説明するための図である。
【図５】図１に示すインバータ装置の出力電圧と出力電流の関係を説明するための図である。
【図６】本発明を適用したインバータ装置の他の構成を説明するための図である。
【図７】本発明を適用したインバータ装置の他の構成を説明するための図である。
【図８】従来技術に係るインバータ装置の構成を説明するための図である。
【図９】正極性の電圧を出力するときのインバータ装置の動作を説明するための図である。
【図１０】遅れ力率時の出力電圧と出力電流の関係を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
本発明に係るインバータ装置の第１の実施形態を、図１〜図５を用いて説明する。図１は、図８に示したインバータ装置に制御回路３０を付加したインバータ装置を示している。すなわち、制御回路３０以外の回路構成は、図８に示したインバータ装置と同様である。したがって、それらの説明は省略する。
【００３１】
なお、双方向スイッチＢＳは、図２の（ａ）から（ｃ）に示す構成からなる回路、または同等の機能および効果を有する回路であっても良い。これは、本発明の他の実施形態においても同様である。図２（ａ）は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）とダイオードとを直列に接続した２つの回路を逆並列に接続して構成した双方向スイッチである。図２（ｂ）は、それぞれダイオードを逆並列に接続した２つのＩＧＢＴを逆直列に接続して構成した双方向スイッチである。図２（ｃ）は、図２（ｂ）において、ＩＧＢＴをＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）に置き換えて構成した双方向スイッチである。
【００３２】
図３は、制御回路３０の構成を示す図である。制御回路３０は、出力電圧指令生成回路３１、期間判定回路３２、キャリア信号生成回路３３、変調信号生成回路３４、パルス幅変調回路３５，３６およびパルス分配回路３７を備えている。そして、制御回路３０の動作の概要は、以下のとおりである。
【００３３】
出力電圧指令生成回路３１は、インバータ回路２が出力する電圧の指令（出力電圧指令）Ｖ＊を出力する。期間判定回路３２には、インバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの検出信号が入力される。期間判定回路３２は、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとを用いて、期間Ａ〜Ｃを判定した期間信号δを生成する。期間Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔが正極性、出力電流Ｉｏｕｔが負極性となる期間である。期間Ｂは、出力電圧Ｖｏｕｔが負極性、出力電流Ｉｏｕｔが正極性となる期間である。期間Ｃは、出力電圧Ｖｏｕｔの極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性とが同じ極性となる期間である。なお、期間信号δは、出力電圧Ｖｏｕｔの代わりに、出力電圧指令Ｖ＊を用いて生成しても良い。以下では、出力電圧指令Ｖ＊を用いる場合を例にとって、本発明に係る実施形態の説明をする。
【００３４】
キャリア信号生成回路３３は、期間信号δに基づいて、所定の周波数のキャリア信号Ｓを生成する（図４）。具体的には、キャリア信号生成回路３３は、期間信号δが期間Ｃのとき、第１の周波数ｆ１のキャリア信号Ｓを生成する。また、キャリア信号生成回路３３は、期間信号δが期間Ａまたは期間Ｂのとき、第２の周波数ｆ２のキャリア信号Ｓを生成する。周波数ｆ２は、周波数ｆ１よりも低い周波数に設定されている。
【００３５】
変調信号生成回路３４は、出力電圧指令Ｖ＊に基づいて、第１の変調信号λ１＊と第２の変調信号λ２＊とを生成する。パルス幅変調回路３５は、第１の変調信号λ１＊とキャリア信号Ｓとを用いて、パルス幅変調された第１の信号（ＰＷＭ信号１）を生成する。パルス幅変調回路３６は、第２の変調信号λ２＊とキャリア信号Ｓとを用いて、パルス幅変調された第２の信号（ＰＷＭ信号２）を生成する。パルス分配回路３７は、ＰＷＭ信号１を用いて、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２の制御信号Ｇ１，Ｇｓ２を生成する。また、パルス分配回路３７は、ＰＷＭ信号２を用いて、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇ２，Ｇｓ１を生成する。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｇ１は、ＰＷＭ信号１に同期してＨまたはＬと変化する。一方、スイッチ素子Ｓ２の制御信号Ｇｓ２は、ＰＷＭ信号１のＨとＬを反転し、かつ休止期間Ｔｄを付加した信号である。また、スイッチング素子Ｑ２の制御信号Ｇ２は、ＰＷＭ信号２に同期してＨまたはＬと変化する。一方、スイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇｓ１は、ＰＷＭ信号２のＨとＬを反転し、かつ休止期間Ｔｄを付加した信号である。ＰＷＭ信号１，２および制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇｓ１，Ｇｓ２がＨとなるパルスを、以下ではオンパルスともいう。
【００３７】
図５は、ＰＷＭ信号１，２と出力電圧Ｖｏｕｔの関係を説明するための図である。図５（ａ）は、出力電圧Ｖｏｕｔの１周期内におけるＰＷＭ信号１の時間変化を示している。また、図５（ｂ）は、出力電圧Ｖｏｕｔの１周期内におけるＰＷＭ信号２の時間変化を示している。ＰＷＭ信号１は、制御角が０度〜１８０度の期間でパルス幅変調されており、制御角が１８０度〜３６０度の期間はＬとなる信号である。一方、ＰＷＭ信号２は、制御角が０度〜１８０度の期間はＬとなり、制御角が１８０度〜３６０度の期間でパルス幅変調された信号である。
【００３８】
インバータ回路２が上記制御信号に基づいて動作すると、端子Ｕ−Ｃ間には、パルス幅変調されたパルス列の電圧Ｖｏｕｔが出力される（図５（ｃ））。すなわち、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が正極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが正極性となる期間Ｃでは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ１とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。この動作により、この期間Ｃでは、直流電源１の中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号１に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の正電圧Ｖ１に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が負極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが負極性となる期間Ｃでは、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ２とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。この動作により、この期間Ｃでは、直流電源１の中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号２に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の負電圧Ｖ２に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。
【００３９】
一方、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が正極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが負極性となる期間Ａでは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ１とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。この動作により、期間Ａでは、直流電源１の中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号１に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の正電圧Ｖ１に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が負極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが正極性となる期間Ｂでは、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ２とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。この動作により、期間Ｂでは、直流電源１の中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号２に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の負電圧Ｖ２に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。
【００４０】
ここで、期間ＡにおけるＰＷＭ信号１の最初のオンパルスの幅はＴ１である（図５（ａ））。このオンパルスに対応する出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅は、休止期間Ｔｄが付加されるため、（Ｔ１＋２Ｔｄ）となる（図５（ｃ））。一方、期間ＢにおけるＰＷＭ信号２の最初のパルスの幅はＴ２である（図５（ｂ））。このオンパルスに対応する出力電圧Ｖｏｕｔのパルスの幅は、休止期間Ｔｄが付加されるため、（Ｔ２＋２Ｔｄ）となる（図５（ｃ））。
【００４１】
上述の通り、周波数ｆ２は周波数ｆ１よりも低い周波数である。したがって、変調信号生成回路３４が期間Ａにおいて生成するＰＷＭ信号１のオンパルスは、図１０（ａ）に示した期間ＡにおけるＰＷＭ信号１のオンパルスよりも、幅広の信号となる。同様に、変調信号生成回路３４が期間Ｂにおいて生成するＰＷＭ信号２のオンパルスは、図１０（ｂ）に示した期間ＢにおけるＰＷＭ信号２のオンパルスよりも、幅広の信号となる。それゆえ、本実施形態に係るスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２は、図８に示したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号よりも幅広の信号となる。
【００４２】
したがって、本実施形態では、従来技術に比べて、期間Ａにおける出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅に対する休止期間Ｔｄの占める割合が低下している。その結果、期間Ａにおける本実施形態の出力電圧Ｖｏｕｔは、図１０（ｃ）に示した出力電圧Ｖｏｕｔに比べて、ＰＷＭ信号１により近い波形となる。それゆえ、期間Ａにおける本実施形態の出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる高調波の量は、従来技術に比べて低減されている。
【００４３】
また、本実施形態では、従来技術に比べて、期間Ｂにおける出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅に対する休止期間Ｔｄの占める割合が低下している。その結果、期間Ｂにおける本実施形態の出力電圧Ｖｏｕｔは、図１０（ｃ）に示した出力電圧Ｖｏｕｔに比べて、ＰＷＭ信号２により近い波形となる。それゆえ、期間Ｂにおける本実施形態の出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる高調波の量は、従来技術に比べて低減されている。
【００４４】
すなわち、本実施形態によれば、期間Ａおよび期間Ｂにおける出力電圧Ｖｏｕｔは、図１０（ｃ）に示した出力電圧Ｖｏｕｔよりも低ひずみ率の波形となる。それゆえ、フィルタ回路３によって高調波成分を除去して得られる負荷電圧Ｖｌｏａｄは、図１０（ｄ）に示した負荷電圧Ｖｌｏａｄに比べて、より正弦波に近い波形となる（図５（ｄ））。
【００４５】
以下では、直流電源１の電圧Ｖ１，Ｖ２を４００[Ｖ]、周波数ｆ１を２０[ｋＨｚ]、休止期間Ｔｄを１[μｓ]、期間Ａにおける出力電圧指令Ｖ＊を４［Ｖ］として、期間Ａにおける出力電圧Ｖｏｕｔの大きさを検討する。この場合、期間Ｃにおけるキャリア信号Ｓの周期Ｔｓｃは５０［μｓ］である。
【００４６】
まず、従来技術では、期間Ａにおけるキャリア信号Ｓの周波数ｆ２は、期間Ｃの周波数ｆ１と同じである。したがって、キャリア信号Ｓの周期Ｔｓａは５０［μｓ］である。それゆえ、出力電圧指令Ｖ＊が４［Ｖ］のときのＰＷＭ信号１のオンパルスの幅は、０．５［μｓ］（＝５０[μｓ]×４［Ｖ］／４００[Ｖ]）となる。そうすると、休止期間Ｔｄが１[μｓ]であるので、出力電圧Ｖｏｕｔは、２０［Ｖ］（＝（４００[Ｖ]×（０．５[μｓ]＋２×１[μｓ]））／５０[μｓ]）になる。
【００４７】
一方、本実施形態の期間Ａにおけるキャリア信号Ｓの周波数ｆ２を、周波数ｆ１よりも低い５[ｋＨｚ]に設定する。この場合、キャリア信号Ｓの周期Ｔｓａは２００［μｓ］である。それゆえ、出力電圧指令Ｖ＊が４［Ｖ］のときのＰＷＭ信号１のオンパルスの幅は、２［μｓ］（＝２００[μｓ]×４［Ｖ］／４００[Ｖ]）となる。そうすると、休止期間Ｔｄが１[μｓ]であるので、出力電圧Ｖｏｕｔは、８［Ｖ］（＝（４００[Ｖ]×（２[μｓ]＋２×１[μｓ]））／２００[μｓ]）になる。
【００４８】
すなわち、４［Ｖ］の電圧を出力しようとするとき、従来技術では２０［Ｖ］の電圧が出力されるのに対し、本実施形態の出力電圧は８［Ｖ］に低減される。したがって、フィルタ回路３によって高調波成分を除去して得られる本実施形態の負荷電圧Ｖｌｏａｄは、従来技術による負荷電圧Ｖｌｏａｄに比べて、より正弦波に近い波形となる。本実施形態において出力電圧がより指令値に近くなるという効果は、期間Ｂにおいても同様である。
【００４９】
次に、本発明に係るインバータ装置の第２の実施形態を、図６を用いて説明する。図６は、図１に示したインバータ装置に交流電源１０を付加したインバータ装置を示している。そして、本実施形態の双方向スイッチＢＳは、出力端子Ｕと交流電源１０の端子Ｒの間に接続される。交流電源１０の端子Ｓは直流電源１の中性点端子Ｃに接続されている。また、この実施形態では、直流電源１の正電圧Ｖ１と負電圧Ｖ２の大きさは、交流電源１０の電圧Ｖｓの振幅値よりも大きくなるように設定されている。直流電源１，インバータ回路２，フィルタ回路３，負荷４および制御回路３０の構成は、第１の実施形態と同様であるので、これらの説明は省略する。そして、制御回路３０は、第１の実施形態の場合と同様の動作をする。
【００５０】
なお、本実施形態の双方向スイッチＢＳは、第１の実施形態の双方向スイッチＢＳと同じ構成および機能を有する双方向スイッチである。ただし、説明上の区別をするため、本実施形態の２つのスイッチ素子には符号Ｓ３と符号Ｓ４を付している。
【００５１】
この実施形態に係るインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が正極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが正極性となる期間Ｃでは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ３とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。この動作により、この期間Ｃでは、交流電源１０の電圧Ｖｓと、ＰＷＭ信号１に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の正電圧Ｖ１に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が負極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが負極性となる期間Ｃでは、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ４とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。この動作により、この期間Ｃでは、交流電源１０の電圧Ｖｓと、ＰＷＭ信号２に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の負電圧Ｖ２に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。
【００５２】
一方、出力電圧指令Ｖ＊が正極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが負極性となる期間Ａでは、このインバータ装置は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ３とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１よりも低い周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。この動作により、期間Ａでは、交流電源１０の電圧Ｖｓと、ＰＷＭ信号１に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の正電圧Ｖ１に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が負極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが正極性となる期間Ｂでは、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ４とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。この動作により、期間Ｂでは、交流電源１０の電圧Ｖｓと、ＰＷＭ信号２に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の負電圧Ｖ２に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。
【００５３】
上述の通り、周波数ｆ２は周波数ｆ１よりも低い周波数である。したがって、期間Ａ，Ｂにおいて、このインバータ装置は、第１の実施形態と同様、交流電源１０の電圧Ｖｓに合成するパルス電圧のパルス幅に対する休止期間Ｔｄの占める割合を、周波数ｆ１で動作させる場合に比べて小さくすることができる。その結果、本実施形態では、期間Ａ，Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる高調波の量は、周波数ｆ１で動作する場合に比べて、低減される。
【００５４】
すなわち、本実施形態によれば、期間Ａおよび期間Ｂにおける出力電圧Ｖｏｕｔは、周波数ｆ１で動作する場合に比べて、低ひずみ率の波形となる。それゆえ、フィルタ回路３によって高調波成分を除去して得られる負荷電圧Ｖｌｏａｄは、周波数ｆ１で動作させる場よりも、正弦波に近い波形となる。
【００５５】
次に、本発明に係るインバータ装置の第３の実施形態を、図７を用いて説明する。この実施形態に係るインバータ装置は、第１と第２の実施形態に係るインバータ装置を合成した構成を採っている。この実施形態では、インバータ回路２１が出力電圧Ｖｏｕｔを発生する。なお、インバータ回路２１のうち、第１の実施形態に対応する双方向スイッチの符号をＢＳ１とし、第２の実施形態に対応する双方向スイッチの符号をＢＳ２としている。制御回路３０ａが、このインバータ回路２１の制御信号を生成する。直流電源１，フィルタ回路３および負荷４の構成は、第１の実施形態と同様であるので、これらの説明は省略する。
【００５６】
この実施形態に係るインバータ回路２１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ１（第１の双方向スイッチ）と双方向スイッチＢＳ２（第２の双方向スイッチ）とからなる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は直列接続され、直流電源１の両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、交流電圧を出力する出力端子Ｕである。双方向スイッチＢＳ１は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続して構成されている。双方向スイッチＢＳ１は、出力端子Ｕと中性点端子Ｃの間に接続されている。双方向スイッチＢＳ２は、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４を逆並列接続して構成されている。双方向スイッチＢＳ２は、出力端子Ｕと交流電源１０の端子Ｒの間に接続されている。交流電源１０の端子Ｓは直流電源１の中性点端子Ｃに接続されている。また、この実施形態では、直流電源１の正電圧Ｖ１と負電圧Ｖ２の大きさは、交流電源１０の電圧Ｖｓの振幅値よりも大きくなるように設定されている。
【００５７】
この実施形態に係るインバータ装置は、少なくとも、動作モード１（第１の動作モード）と動作モード２（第２の動作モード）とを有している。動作モード１は、直流電源１の正電圧Ｖ１と負電圧Ｖ２および中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）とを用いて交流電圧を出力する動作モードである。動作モード２は、直流電源１の正電圧Ｖ１と負電圧Ｖ２および交流電源１０の電圧Ｖｓとを用いて交流電圧を出力する動作モードである。
【００５８】
まず、このインバータ装置は、動作モード１で動作するとき、第１の実施形態に係るインバータ装置と同様の動作を行う。
【００５９】
すなわち、出力電圧指令Ｖ＊の極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性とが正極性となる期間Ｃのとき、このインバータ装置は、双方向スイッチＢＳ２をオフし、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ１とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊の極性とＩｏｕｔの極性とが負極性となる期間Ｃのとき、双方向スイッチＢＳ２をオフし、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ２とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。
【００６０】
一方、出力電圧指令Ｖ＊が正極性かつＩｏｕｔが負極性となる期間Ａのとき、このインバータ装置は、双方向スイッチＢＳ２をオフし、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ１とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１よりも低い周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が負極性かつＩｏｕｔが正極性となる期間Ｂのとき、双方向スイッチＢＳ２をオフし、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ２とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。
【００６１】
この動作により、このインバータ装置は、ゼロ電圧ＶｚとＰＷＭ信号１に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の正電圧Ｖ１または負電圧Ｖ２に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔを、端子Ｕ−Ｖ間に出力することができる。上述の通り、周波数ｆ２は周波数ｆ１よりも低い周波数である。したがって、期間Ａ，Ｂにおいて周波数ｆ２で動作することにより、このインバータ装置は、第１の実施形態と同様、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅に対する休止期間Ｔｄの占める割合を、周波数ｆ１で動作させる場合に比べて小さくすることができる。その結果、このインバータ装置が動作モード１で動作するとき、期間Ａ，Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる高調波の量は、周波数ｆ１で動作する場合に比べて、低減される。
【００６２】
したがって、本実施形態によれば、動作モード１の期間Ａおよび期間Ｂにおける出力電圧Ｖｏｕｔは、図１０（ｃ）に示した出力電圧Ｖｏｕｔよりも低ひずみ率の波形となる。それゆえ、フィルタ回路３によって高調波成分を除去して得られる負荷電圧Ｖｌｏａｄは、図１０（ｄ）に示した負荷電圧Ｖｌｏａｄに比べて、より正弦波に近い波形となる。
【００６３】
次に、このインバータ装置は、動作モード２で動作するとき、第２の実施形態と同様に動作する。
【００６４】
すなわち、出力電圧指令Ｖ＊の極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性とが正極性となる期間Ｃのとき、双方向スイッチＢＳ１をオフし、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ３とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊の極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性とが負極性となる期間Ｃのとき、双方向スイッチＢＳ１をオフし、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ４とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１で交互にオンオフさせる。この動作により、期間Ｃでは、交流電源１０の電圧Ｖｓと、ＰＷＭ信号１に対応して生じるパルス列の電圧であってその振幅が直流電源１の正電圧Ｖ１または負電圧Ｖ２に相当する電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが、端子Ｕ−Ｖ間に出力される。
【００６５】
一方、出力電圧指令Ｖ＊が正極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが負極性となる期間Ａのとき、このインバータ装置は、双方向スイッチＢＳ１をオフし、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ３とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ１よりも低い周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。また、このインバータ装置は、出力電圧指令Ｖ＊が負極性かつ出力電流Ｉｏｕｔが正極性となる期間Ｂのとき、双方向スイッチＢＳ１をオフし、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ４とを、休止期間Ｔｄを挟みながら、周波数ｆ２で交互にオンオフさせる。
【００６６】
このように期間Ａ，Ｂにおいて周波数ｆ２で動作することにより、このインバータ装置は、第２の実施形態と同様、交流電源１０の電圧Ｖｓと合成するパルス電圧のパルス幅に対して休止期間Ｔｄが占める割合を、周波数ｆ１で動作させる場合に比べて小さくすることができる。その結果、インバータ装置が動作モード２で動作するとき、期間Ａ，Ｂにおける出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる高調波の量が、周波数ｆ１で動作する従来技術の場合に比べて、低減される。
【００６７】
すなわち、このインバータ装置は、動作モード２で動作するとき、期間Ａおよび期間Ｂにおける出力電圧Ｖｏｕｔは、周波数ｆ１で動作する場合に比べて、低ひずみ率の波形となる。それゆえ、フィルタ回路３によって高調波成分を除去して得られる負荷電圧Ｖｌｏａｄは、周波数ｆ１で動作させる場よりも、正弦波に近い波形となる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など交流電圧を負荷に供給する電力変換装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００６９】
１            直流電源
２、２１      インバータ回路
３            フィルタ回路
４            負荷
１０          交流電源
３０，３０ａ  制御回路
【要約】
スイッチング素子Ｑ１を介して入力される直流電源１の正電圧Ｖ１とスイッチング素子Ｑ２を介して入力される直流電源１の負電圧Ｖ２および双方向スイッチ素子ＢＳ１を介して入力されるゼロ電圧Ｖｚまたは双方向スイッチ素子ＢＳ２を介して入力される交流電圧Ｖｓを用いて交流電圧Ｖｏｕｔを出力する動作モードにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔの極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性が同じ期間は、第１の周波数のキャリア信号Ｓを用いてパルス幅変調することによりオンオフ動作させる素子の制御信号を生成し、出力電圧Ｖｏｕｔの極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性が異なる期間は、第１の周波数よりも低い第２の周波数のキャリア信号を用いてパルス幅変調することによりオンオフ動作させる素子の制御信号を生成する。【図１】
0005610107.tif 000002
【図２】
0005610107.tif 000003
【図３】
0005610107.tif 000004
【図４】
0005610107.tif 000005
【図５】
0005610107.tif 000006
【図６】
0005610107.tif 000007
【図７】
0005610107.tif 000008
【図８】
0005610107.tif 000009
【図９】
0005610107.tif 000010
【図１０】
0005610107.tif 000011