(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器と、この増幅器の歪補償処理を行うデジタルプリディストータ（以下、特許請求の範囲において、「ＤＰＤ」という。）とを備えた増幅装置であって、
前記ＤＰＤのデジタル出力信号をアナログ信号に変換し、これをアップコンバートして前記増幅器に入力する、当該増幅器を含む送信系アナログ回路と、
前記増幅器のアナログ出力信号を所定の振幅に調整し、これをダウンコンバートしてデジタル信号に変換し、前記ＤＰＤに入力する戻り系アナログ回路と、
前記増幅器の出力電力を測定する電力測定回路と、を備え、
前記ＤＰＤは、当該ＤＰＤに入力される前記電力測定回路の測定値に基づいて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する変化量算出部を備え、
前記ＤＰＤは、前記戻り系アナログ回路からの入力値と算出された前記変化量とに基づいて、前記戻り系アナログ回路の利得を補正する処理を、算出された前記変化量を考慮しない１回目の歪補償処理を実行した後、算出された前記変化量を考慮した２回目の歪補償処理を実行することにより行うことを特徴とする増幅装置。
【請求項２】
前記変化量算出部は、既知の信号パターンに対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する請求項１に記載の増幅装置。
【請求項３】
前記変化量算出部は、既知の信号パターンの送信期間において前記電力測定回路の測定値の平均化処理を実行する請求項１又は２に記載の増幅装置。
【請求項４】
前記変化量算出部は、複数の送信フレームについての前記信号パターンの送信期間に跨って前記平均化処理を実行する請求項３に記載の増幅装置。
【請求項５】
前記変化量算出部は、予め定めたサンプリング期間にキャプチャされた最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号に対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項６】
前記電力測定回路の周辺温度又は送信信号の使用周波数若しくはこれらの双方に基づいて、当該電力測定回路の利得を補正する利得補正部を更に備えている請求項１〜５のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の増幅装置を備えている無線送信装置。
【請求項８】
増幅器の出力電力を測定する第１のステップと、
測定した前記増幅器の出力電力に基づいて、ＤＰＤの後段に配置される戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する第２のステップと、
前記戻り系アナログ回路の前記ＤＰＤへの入力値と算出された前記変化量とに基づいて、前記戻り系アナログ回路の利得を補正する第３のステップと、を含み、
前記第３のステップにおける前記利得の補正は、前記ＤＰＤが、算出された前記変化量を考慮しない１回目の歪補償処理を実行した後、算出された前記変化量を考慮した２回目の歪補償処理を実行することにより行われることを特徴とするＤＰＤを有する増幅装置の利得調整方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルプリディストータ（Digital Pre-Distortor：以下、「ＤＰＤ」と略記することがある。）を有する増幅装置と、これを備えた無線送信装置に関する。より具体的には、その増幅装置における利得調整方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、デジタル無線通信機では、電力増幅器の高次歪みによる隣接チャネル妨害を防ぐため、増幅器の入出力振幅特性の線形性が厳しく要求されるが、良好な線形性を保ちながら、大電力化と高効率化を兼ねることは困難である。
そこで、電力増幅器の入出力特性の線形性を確保しつつ、電力効率の向上を図るため、非線形領域において生じる歪みを補償する種々の歪補償方式が提案されている。かかる歪補償方式としては、大きく分けて、フィードフォワード方式、フィードバック方式及びプリディストーション方式がある。
【０００３】
このうち、プリディストーション（Pre-distortion）方式は、電力増幅器の入力信号に対して、その歪特性とは逆の特性を予め入力信号に付加することで、電力増幅器の出力信号を歪みのない或いは少ない状態で得るものである。
かかるプリディストーション方式の歪補償回路としては、例えば非特許文献１に示すように、補正量をＬＵＴ（Look Up Table ）に記憶させておき、増幅器の出力信号と目標出力信号の差異を用いて、その補正量を逐次修正する方式（ＬＵＴ方式）や、増幅器に対する補正量を多項式で近似し、その係数値を増幅器の出力信号と入力信号を用いて演算して適応制御する方式（多項式近似方式）とがある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Thesis by Lei Ding,“Digital predistortion of power amplifiers for wireless application”, Georgia institute of Technology, March 2004
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記多項式近似方式のデジタルプリディストータ（ＤＰＤ）を採用した増幅装置は、通常、そのＤＰＤの後段に、ＤＰＤが出力するデジタル送信信号をアナログ信号に変換し、これをアップコンバートして増幅する送信系アナログ回路と、この回路に含まれる増幅器の出力信号を、所定の振幅に調整するとともにダウンコンバートし、その信号をデジタル信号に変換して前記ＤＰＤに入力する戻り系アナログ回路とを備えている（例えば、図３（ａ）参照）。
【０００６】
上記戻り系アナログ回路は、カプラで抽出された増幅器のアナログ出力信号をデジタル信号としてＤＰＤにフィードバックするため、ＤＰＤとカプラの間に配置され、増幅器のアナログ出力信号を所定の振幅に調整するアッテネータと、搬送周波数からベースバンドに変換するための周波数変換部と、Ａ／Ｄ変換器とから主構成されている。
そして、ＤＰＤは、この戻り系アナログ回路を通じて、電力増幅器のアナログ出力信号をベースバンドのデジタル信号として取得する。
【０００７】
ところで、上記送信系アナログ回路や戻り系アナログ回路の利得は、経年変化や温度変化によって変動するが、送信系アナログ回路の利得変動については、ＤＰＤによる歪補償処理によって消去することができる。
しかし、戻り系アナログ回路の利得変動については、ＤＰＤによる歪補償処理だけでは消去できないので、当該回路に利得変動が生じた場合には、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行えなくなるという問題がある。
【０００８】
本発明は、上記従来の問題点に鑑み、戻り系アナログ回路の利得が変動してもこれを補正できるようにして、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行える増幅装置等を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）  本発明の増幅装置は、増幅器と、この増幅器の歪補償処理を行うＤＰＤを備えた増幅装置であって、前記ＤＰＤのデジタル出力信号をアナログ信号に変換し、これをアップコンバートして前記増幅器に入力する、当該増幅器を含む送信系アナログ回路と、前記増幅器のアナログ出力信号を所定の振幅に調整し、これをダウンコンバートしてデジタル信号に変換し、前記ＤＰＤに入力する戻り系アナログ回路と、前記増幅器の出力電力を測定する電力測定回路と、を備え、前記電力測定回路の測定値は前記ＤＰＤに入力されることを特徴とする。
【００１０】
本発明の増幅装置によれば、電力測定回路の測定値がＤＰＤに入力されるので、ＤＰＤは、戻り系アナログ回路からの入力値と電力測定回路の測定値とに基づいて、戻り系アナログ回路の利得を補正することができる。
このため、経年変化や温度変化によって戻り系アナログ回路の利得が変動しても、算出した変化量を用いて戻り系アナログ回路の利得を補正することにより、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行うことができる。
より具体的には、前記ＤＰＤが、前記電力測定回路の測定値に基づいて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する変化量算出部を備える場合には、前記ＤＰＤは、前記戻り系アナログ回路からの入力値と前記戻り系アナログ回路の利得の変化量とに基づいて、前記戻り系アナログ回路の利得を補正することができる。
なお、上記電力測定回路は、例えば、増幅器のアナログ出力信号（ＲＦ信号）を検波する検波回路（電力検波器）より構成することができる。
【００１１】
（２）  本発明の増幅装置において、前記ＤＰＤは、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を考慮しない１回目の歪補償処理を実行した後、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を考慮した２回目の歪補償処理を実行して、当該利得を補正することが好ましい。
この場合、両アナログ回路の双方に利得変動があった場合であっても、ＤＰＤによる歪補償処理によってそれらの利得を補正することができる。
【００１２】
（３）  また、本発明の増幅装置において、前記変化量算出部は、既知の信号パターンに対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出することが好ましい。
このようにすれば、電力測定回路の測定値が安定するので、戻り系アナログ回路の利得の変化量を正確に算出することができる。
【００１３】
（４）  更に、本発明の増幅装置において、前記変化量算出部が、既知の前記信号パターンの送信期間において前記電力測定回路の測定値の平均化処理を実行するようにすれば、雑音に対する測定誤差が抑制され、戻り系アナログ回路の利得の変化量をより正確に算出することができる。
【００１４】
（５）  また、この場合、前記変化量算出部が、複数の送信フレームについての前記信号パターンの送信期間に跨って前記平均化処理を実行するようにすれば、単一の送信フレームの信号パターンの送信期間で平均化処理を行う場合に比べて、雑音に対する測定誤差をより確実に抑制することができ、戻り系アナログ回路の利得の変化量をより正確に算出することができる。
【００１５】
（６）  本発明の増幅装置において、前記変化量算出部は、予め定めたサンプリング期間にキャプチャされた最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号に対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出してもよい。
この場合、プリアンブル部分のような既知の信号パターンを使用しなくても、戻り利得の補正処理を行えるので、プリアンブル部分を含まない規格に準拠する送信装置にも本発明を適用することができる。
【００１６】
（７）  また、本発明の増幅装置において、前記電力測定回路の周辺温度又は送信信号の使用周波数若しくはこれらの双方に基づいて、当該電力測定回路の利得を補正する利得補正部を更に備えていることが好ましい。
この場合、上記周辺温度や使用周波数が変動しても、電力測定回路の測定値を高精度に維持することができるので、戻り系アナログ回路の利得の補正処理を正確に行うことができる。
【００１７】
（８）  本発明の無線送信装置は、本発明の増幅装置を備えている無線送信装置であり、本発明の増幅装置と同様の作用効果を奏する。
【００１８】
（９）  本発明方法は、増幅器の出力電力を測定する第１のステップと、測定した前記増幅器の出力電力に基づいて、ＤＰＤの後段に配置される戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する第２のステップと、前記戻り系アナログ回路の前記ＤＰＤへの入力値と算出された前記変化量とに基づいて、戻り系アナログ回路の利得を補正する第３のステップと、を含み、前記第３のステップにおける前記利得の補正は、前記ＤＰＤが、算出された前記変化量を考慮しない１回目の歪補償処理を実行した後、算出された前記変化量を考慮した２回目の歪補償処理を実行することにより行われることを特徴とする。
【００１９】
本発明方法によれば、測定した増幅器の出力電力に基づいて、ＤＰＤの後段に配置される戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出し、戻り系アナログ回路のＤＰＤへの入力値と算出した前記変化量とに基づいて、戻り系アナログ回路の利得を補正するようにしたので、経年変化や温度変化によって戻り系アナログ回路の利得が変動しても、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行うことができる。
具体的には、ＤＰＤが、算出された変化量（戻り系アナログ回路の利得の変化量）を考慮しない１回目の歪補償処理を実行した後、算出された変化量（戻り系アナログ回路の利得の変化量）を考慮した２回目の歪補償処理を実行して、戻り系アナログ回路の利得を補正することにより、両アナログ回路の双方に利得変動があった場合であっても、ＤＰＤによる歪補償処理によってそれらの利得を補正することができる。
【発明の効果】
【００２０】
以上の通り、本発明によれば、戻り系アナログ回路の利得が変動してもこれを補正することができるので、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１実施形態に係る増幅装置を示す回路構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るＤＰＤの機能ブロック図である。
【図３】（ａ）は、ＤＰＤが行う電力制御を示すための、増幅装置の機能ブロック図であり、（ｂ）は、利得の変動がない初期状態における各電力を示す表である。
【図４】（ａ）は、送信系アナログ回路の利得が変化した場合の、増幅装置の機能ブロック図であり、（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。
【図５】（ａ）は、両アナログ回路の利得が変化した場合の、増幅装置の機能ブロック図であり、（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。
【図６】両アナログ回路の利得が変化した場合の、検波回路を有する増幅装置の機能ブロック図である。
【図７】両アナログ回路の利得が変化した場合の各電力と、歪補償処理を２回行った場合の各電力を示す表である。
【図８】本発明の第２実施形態に係るＤＰＤの機能ブロック図である。
【図９】本発明の第３実施形態に係る増幅装置を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明の好ましい実施形態を説明する。
〔第１実施形態〕  
〔増幅装置の構成〕
図１は、本発明の第１実施形態に係る増幅装置１を示す回路構成図である。この増幅装置１は、例えば複数の端末装置と無線通信する基地局装置の送信部分を構成しており、各端末装置に対する送信信号を増幅して出力する。
本実施形態では、上記基地局装置は、広域移動無線通信システムの基地局となる、例えばIEEE802.16に規定するいわゆるＷｉＭＡＸの基地局装置よりなる。
【００２３】
図１に示すように、この増幅装置１は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）よりなるデジタル処理部２と、送信系アナログ回路３と、戻り系アナログ回路４と、カプラ５とを備えている。
このうち、送信系アナログ回路３は、デジタル処理部２とカプラ５の間に配置されており、処理部２側から順に、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）８、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）９、第１周波数変換部１０及び高出力増幅器（ＨＰＡ：High Power Amplifier。以下、単に「増幅器」ということがある。）１１を有する。
【００２４】
また、戻り系アナログ回路４は、カプラ５とデジタル処理部２の間に配置されており、処理部２側から順に、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３、第２周波数変換部１４及びアッテネータ（ＡＴＴ）１５を有する。
【００２５】
デジタル処理部２は、デジタル形式のベースバンドの送信信号に、後述の歪補償回路２０での処理を含む所定の信号処理を施し、その処理後のデジタル信号を送信系アナログ回路３に出力する。
デジタル処理部２のデジタル出力信号は、Ｄ／Ａ変換器８によってアナログ信号に変換され、第１周波数変換部１０において搬送周波数にアップコンバートされたあと、増幅器１１に与えられる。この増幅器１１のアナログ出力信号は、カプラ５を通じてアンテナ６から外部に送出される。
【００２６】
また、デジタル処理部２は、歪補償回路２０等での信号処理を行うために、増幅器１１のアナログ出力信号をデジタル信号に変換する戻り系アナログ回路４を介して、増幅器１１の出力波形を取得している。
すなわち、増幅器１１のアナログ出力信号は、カプラ５で抽出されてアッテネータ１５で所定の振幅に調整され、第２周波数変換部１０においてベースバンドにダウンコンバートされたあと、Ａ／Ｄ変換器１２においてデジタル信号に変換され、デジタル処理部２の歪補償回路２０に入力される。
【００２７】
図１に示すように、本実施形態の増幅装置１は、戻り系アナログ回路４における利得変動に対応するために、増幅器１１のアナログ出力信号の出力電力（具体的には、カプラ５で抽出した反射信号の電力）を測定する電子機器の一例として、検波回路１６を有する。
この検波回路１６は、入力端子がカプラ５に通じる電力検波用の集積回路１６Ａと、この集積回路１６Ａの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１６Ｂとを備えている。集積回路１６Ａは、任意の出力レベル（ｄＢｍ）の高周波波形を入力端子に入力すると、その入力レベルと線形関係にある検波電圧を出力端子から出力するリニア特性を有している。
【００２８】
集積回路１６Ａの検波電圧（検波測定値）は、その後段のＡ／Ｄ変換器１６Ｂでデジタル値に変換されたあと、後述の歪補償回路２０に入力される。
なお、上記集積回路１６Ａとしては、例えば、ＡＮＡＬＯＧ  ＤＥＶＩＣＥＳ社製の「ＡＤ８３６２」を使用することができる。
【００２９】
〔歪補償回路の構成〕
図２は、デジタル処理部２が機能的に有する歪補償回路（本発明の第１実施形態に係るＤＰＤ）２０の機能ブロック図である。
本実施形態の歪補償回路２０は、増幅器１１に対する歪み補正量を多項式で近似し、その多項式の係数値を、増幅器１１に対する入力信号と出力信号を用いてデジタル信号処理によって演算して適応制御する、多項式近似方式のデジタルプリディストータ（ＤＰＤ）により構成されている。
【００３０】
図２に示すように、このＤＰＤ２０は、送信系アナログ回路３のＤＡＣ８に送るデジタル送信信号（増幅器１１への入力信号ｙ）を蓄積する送信信号バッファ２１と、戻り系アナログ回路４のＡＤＣ１２から取得したデジタル戻り信号（増幅器１１の出力信号ｚ）を蓄積する戻り信号バッファ２２と、これらのバッファ２１，２２に蓄積した信号を読み出して両信号のタイミングを同期させるタイミング同期部２３とを備えている。
また、ＤＰＤ２０は、同期処理後の各デジタル信号に基づいて、増幅器１１の入出力特性の逆モデルを推定するモデル推定部２４と、推定された逆モデルに基づいてデジタル送信信号に歪補償を行う歪補償部２５とを備えている。
【００３１】
送信信号バッファ２１は、送信系アナログ回路３へのデジタル送信信号（増幅器１１への入力信号ｙ）を、予め定められた時間幅の区間として設定されるサンプリング区間分だけ蓄積し、その蓄積した信号ｙをタイミング同期部２３に出力する。
また同様に、戻り信号バッファ２２は、戻り系アナログ回路４からの戻り信号（増幅器１１の出力信号）ｚを、予め定められた時間幅のサンプリング区間分だけ蓄積し、その蓄積した信号ｚをタイミング同期部２３に出力する。
【００３２】
なお、戻り信号バッファ２２は、送信信号バッファ部２１が蓄積する入力信号ｙに対応する出力信号ｚを蓄積するように、出力信号ｚを蓄積するタイミングを調整している。
タイミング同期部２３は、両バッファ２１，２２から出力されるサンプリング区間に含まれる入力信号ｙと出力信号ｚを取得し、これら入力信号ｙと出力信号ｚとの間のタイミングを一致させる同期処理を行う。
【００３３】
歪補償部２５は、歪補償前のデジタル送信信号に、増幅器１１の入出力特性に応じた歪補償処理を施して、増幅器１１への入力信号ｙとなる歪補償済みのデジタル送信信号を出力する。このため、増幅器１１は歪みのない或いは少ない出力信号を出力することができる。
ここで、増幅器１１の入出力特性は非線形であるが、その特性は、例えば次の式（１）に示す、べき級数多項式で近似することができる。
【００３４】
なお、式（１）において、ｚは増幅器１１の出力信号（戻り系アナログ回路４からの戻り信号）であり、ｙは増幅器１１の入力信号であり、ａｉは各次数ｉの係数である。
【数１】
0005593724.tif 000002
【００３５】
歪補償部２５は、上記式（１）に基づいて、次の式（２）に示す、べき級数多項式を演算し、増幅器１１の入力信号（送信系アナログ回路３に出力する信号）ｙを求める。
なお、式（２）において、ａｉ’は、増幅器１１の逆特性を示す各次数ｉでの係数である。
【数２】
0005593724.tif 000003
【００３６】
上記式（２）に示すように、歪補償部２５は、増幅器１１の逆特性を示す各次数ｉの係数ａｉ’に基づいて、増幅器１１の歪特性の逆特性を歪補償前のデジタル送信信号ｘに付加し、増幅器１１に起因する歪みを打ち消すことで歪補償を行う。
上記式（２）中の増幅器１１の逆特性を示す係数ａｉ’は、モデル推定部２４により求められる。モデル推定部２４は、タイミング同期部２３より与えられる増幅器１１の入力信号ｙと出力信号ｚのデータを読み出し、これらに基づいて、増幅器１１の入出力特性を表すモデルを推定して各次数ｉの係数ａｉ’を求める。
【００３７】
すなわち、モデル推定部２４は、増幅器１１の入力信号ｙをその出力信号ｚのべき級数多項式で表した増幅器１１の逆モデルを有しており、タイミング同期部２３から与えられる入出力信号をそのモデルに適用して、当該逆モデルを推定する。
モデル推定部２２は、推定した逆モデルを示す各次数の係数を、増幅器１１の逆特性を示す各次数ｉの係数ａｉ’として、歪補償部２５に出力する。
【００３８】
本実施形態のＤＰＤ２０は、更に、タイミング情報生成部２６と変化量算出部２７とを備えている。
このうち、変化量算出部２７は、検波回路１６での検波電圧（測定値）を所定期間だけ取得しており、この測定値から増幅器１１の出力電力（平均電力）を算出するとともに、その出力電力に基づいて、前記戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出するものである。
【００３９】
また、タイミング情報生成部２６は、上位レイヤ側の信号処理部（図示せず）から送信フレームのタイミング信号を取得しており、このタイミング信号に基づいて、検波回路１６の測定値を取得する期間を生成して変化量算出部２７に指示する。
具体的には、本実施形態のタイミング情報生成部２６は、送信フレームの先頭からプリアンブル部分の時間幅だけ進んだプリアンブル期間Ｔｐを求め、この期間Ｔｐを変化量算出部２７に通知する。この通知を受けた変化量算出部２７は、通知されたプリアンブル期間Ｔｐにおいて検波回路１６の測定値を取得する。
【００４０】
従って、本実施形態のＤＰＤ２０では、変化量算出部２７は、送信フレームの既知の信号パターンであるプリアンブルに対応する部分を用いて、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出するようになっている。
変化量算出部２７は、上記変化量ΔＧｒｘを算出した場合には、その算出した変化量ΔＧｒｘを歪補償部２５に通知する。
【００４１】
なお、歪補償部２５は、通知された変化量ΔＧｒｘに基づいて歪補償処理を行うことにより、戻り系アナログ回路４の利得の変動を補正するが、その補正処理については後述する。
また、本実施形態の変化量算出部２７は、プリアンブル期間Ｔｐにおいて検波回路１６の測定値の平均化処理を実行するようになっている。これにより、雑音に対する測定誤差が抑制され、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを正確に算出できる。
【００４２】
なお、この場合、複数の送信フレームについてのプリアンブル期間Ｔｐに跨って平均化処理を実行するようにすれば、単一の送信フレームについてのプリアンブル期間Ｔｐにおいて平均化処理を行う場合に比べて、雑音に対する測定誤差をより有効に抑制することができる。
【００４３】
〔ＤＰＤにおける電力制御〕
図３（ａ）は、ＤＰＤ２０が行う電力制御を示すための、増幅装置１の機能ブロック図であり、図３（ｂ）は、利得の変動がない初期状態における各電力を示す表である。
図３において、Ｐｔｘ（ｄＢ）は、ＤＰＤ２０の出力信号の電力（デジタル送信電力）であり、Ｐｒｘ（ｄＢ）は、ＤＰＤ２０への入力信号の電力（デジタル戻り電力）であり、Ｐout （ｄＢｍ）は、増幅器１１が出力するアナログ送信電力である。
【００４４】
また、図３において、Ｇｔｘ（ｄＢ）は、送信系アナログ回路３の利得（増幅器１１の利得）であり、Ｇｒｘ（ｄＢ）は、戻り系アナログ回路４の利得（アッテネータ１５の利得）であり、Ｔout は、送信電力Ｐout の目標値であり、Ｔｒｘは、デジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値である。
ここで、ＤＰＤ２０における歪補償処理は、これを電力制御の観点から見ると、デジタル戻り電力Ｐｒｘがその目標値Ｔｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｒｘ）となるように、デジタル送信電力Ｐｔｘを制御することと等価である。
【００４５】
かかるデジタル送信電力Ｐｔｘの制御は、ＤＰＤ２０の出力信号であるデジタル送信信号の振幅や周波数に応じて行われる。
また、上記各電力Ｐｔｘ，Ｐｒｘ，Ｐoutと利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘの間には、次の等式が成立する。
Ｐｒｘ＝Ｐout ＋Ｇｒｘ＝Ｐｔｘ＋Ｇｔｘ＋Ｇｒｘ
【００４６】
図３（ｂ）に示すように、各アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘに変化がない初期状態においては、ＤＰＤ２０は、送信電力Ｐout を目標値Ｔout に一致させるため、デジタル戻り電力ＰｒｘがＴｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｒｘ）となるようにデジタル送信電力Ｐｔｘを制御する。従って、デジタル送信電力Ｐｔｘは次のようになる。
Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ−（Ｇｔｘ＋Ｇｒｘ）
＝（Ｔout ＋Ｇｒｘ）−（Ｇｔｘ＋Ｇｒｘ）
＝Ｔout −Ｇｔｘ
【００４７】
次に、図４（ａ）は、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘが変化した場合の、増幅装置１の機能ブロック図であり、図４（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。
この場合、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘの変化量をΔＧｔｘとすると、送信系アナログ回路３の利得は、Ｇｔｘ→Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘとなる。
【００４８】
また、この場合、送信利得の変化量ΔＧｔｘの分だけ、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout が増加する。
すなわち、送信利得がＧｔｘ＋ΔＧｔｘに変化すると、図４（ｂ）に示すように、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout は、それぞれ次のようになる。
Ｐｒｘ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ
Ｐout ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ
【００４９】
この場合、ＤＰＤ２０は、デジタル戻り電力Ｐｒｘがその目標値Ｔｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｔｘ）となるように歪補償処理を行うので、処理後のデジタル送信電力Ｐｔｘと送信電力Ｐout は、次のようになる。
Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ−（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ）
＝（Ｔout＋Ｇｒｘ）−（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ）
＝Ｔout −Ｇｔｘ−ΔＧｔｘ
Ｐout ＝Ｐｔｘ＋（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ）
＝Ｔout 
【００５０】
このように、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘが変化しても、ＤＰＤ２０における歪補償処理を１回行うと、送信電力Ｐout をその目標値Ｔout に一致させることができる。
すなわち、送信利得Ｇｔｘの変動ΔＧｔｘについては、ＤＰＤ２０の歪補償処理によって対応することができる。
【００５１】
〔戻り利得が変化した場合の問題点〕
一方、図５（ａ）は、両アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘが変化した場合の、増幅装置１の機能ブロック図であり、図５（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。
この場合、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘの変化量をΔＧｔｘとし、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量をΔＧｒｘとすると、送信系アナログ回路３の利得は、Ｇｔｘ→Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘとなり、戻り系アナログ回路４の利得は、Ｇｒｘ→Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘとなる。
【００５２】
また、この場合、送信利得の変化量ΔＧｔｘの分だけ、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout が増加するとともに、戻り利得の変化量ΔＧｒｘの分だけ、デジタル戻り電力Ｐｒｘが増加する。
すなわち、送信利得がＧｔｘ＋ΔＧｔｘに変化し、戻り利得がＧｒｘ＋ΔＧｒｘに変化すると、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout は、それぞれ次のようになる。
Ｐｒｘ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ
Ｐout ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ
【００５３】
この場合、ＤＰＤ２０は、デジタル戻り電力Ｐｒｘがその目標値Ｔｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｔｘ）となるように歪補償処理を行うので、処理後のデジタル送信電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout は、次のようになる。
Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ−（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
＝（Ｔout＋Ｇｒｘ）−（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
＝Ｔout −Ｇｔｘ−ΔＧｔｘ−ΔＧｒｘ
Ｐout ＝Ｐｔｘ＋（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ）
＝Ｔout−ΔＧｒｘ 
【００５４】
このように、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘが変化すると、ＤＰＤ２０における歪補償処理だけを行っても、デジタル送信電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout に戻り利得Ｇｒｘの変動ΔＧｒｘが残り、送信電力Ｐout をその目標値Ｔout に一致させることができない。
すなわち、送信利得Ｇｔｘの変動ΔＧｔｘについては、ＤＰＤ２０の歪補償処理だけで補正できるが、戻り利得Ｇｒｘの変動ΔＧｒｘについては、ＤＰＤ２０の歪補償処理だけでは補正することができない。
【００５５】
〔検波回路を利用した解決方法〕
そこで、本実施形態では、前記変化量算出部２７において、検波回路１６の測定値から増幅器１６の送信電力（平均電力）Ｐout を算出するとともに、その出力電力に基づいて算出した戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを用いて、デジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値Ｔｒｘを更新することにより、戻り利得Ｇｒｘが変動しても送信電力Ｐout を目標値Ｔout に一致させるようにした。
【００５６】
図６は、両アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘが変化した場合の、検波回路１６を有する増幅装置１の機能ブロック図である。また、図７は、両アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘが変化した場合の各電力と、歪補償処理を２回行った場合の各電力を示す表である。
以下、図６及び図７を参照して、本実施形態のＤＰＤ２０が行う戻り利得Ｇｒｘの補正処理の手順について説明する。
【００５７】
１）  図７の表の３列目に示すように、まず、ＤＰＤ２０の歪補償部２５は、送信利得Ｇｔｘの変化量ΔＧｔｘを送信電力Ｐout から消去するために、１回目の歪補償処理を実行する。
この場合、前記した通り、送信電力Ｐout ＝Ｔout −ΔＧｒｘとなり、戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘについては送信電力Ｐout に残っている。
【００５８】
２）  １回目の歪補償処理が行われると、ＤＰＤ２０の変化量算出部２７は、送信フレームのプリアンブル期間Ｔｐに、検波回路１６の測定値から得た増幅器１１の送信電力に基づいて戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出し、これを歪補償部２５に送る。
上記変化量ΔＧｒｘを受けた歪補償部２５は、その変化量ΔＧｒｘをデジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値Ｔｒｘに加え、その目標値Ｔｒｘを、Ｔout ＋ＧｒｘからＴout ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘに変更する。
【００５９】
３）  そして、図７の表の５列目に示すように、ＤＰＤ２０の歪補償部２５が、その変更後のＴｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）を用いて２回目の歪補償処理を実行する。
このさい、処理後のデジタル送信電力Ｐｔｘと送信電力Ｐout は、次のようになる。
Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ−（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
＝（Ｔout＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）−（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
＝Ｔout −Ｇｔｘ−ΔＧｔｘ
Ｐout ＝Ｐｔｘ＋（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ）
＝Ｔout
【００６０】
このように、本実施形態のＤＰＤ２０によれば、検波回路１６の測定値から戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを求め、この変動量ΔＧｒｘだけデジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値Ｔｒｘを変更して歪補償処理を実行することにより、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘが変化しても、送信電力Ｐout をその目標値Ｔout に一致させることができる。
このため、経年変化や温度変化によって戻り利得Ｇｒｘが変動した場合でも、ＤＰＤ２０の歪補償処理を正確に行うことができる。
【００６１】
また、本実施形態のＤＰＤ２０によれば、１回目の歪補償処理によって送信利得Ｇｔｘの変化量ΔＧｔｘを消去してから、２回目の歪補償処理によって戻り利得Ｇｒｘを補正するようにしたので、両アナログ回路３，４の双方に利得変動があった場合でも、ＤＰＤ２０の歪補償処理によってそれらの利得を補正することができる。
【００６２】
〔第２実施形態〕
図８は、本発明の第２実施形態に係るＤＰＤ２０の機能ブロック図である。
本実施形態（図８）のＤＰＤ２０が第１実施形態（図２）のそれと異なる点は、送信フレームのプリアンブル部分ではなく、送信フレームの任意の部分を用いて戻り利得Ｇｒｘの補正処理を行えるようにするため、最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号を用いて歪補償処理を行う点にある。
【００６３】
すなわち、本実施形態のタイミング情報生成部２６は、上位レイヤ側の信号処理部（図示せず）から送信フレームのタイミング信号を取得しており、このタイミング信号に同期して繰り返すサンプリング期間を周期的に生成している。
また、タイミング情報生成部２６は、生成したサンプリング期間に含まれるデジタル送信信号を取得するとともに、その送信信号に、増幅器１１が非線形になる最大振幅以上のデータパターンが含まれているか否かを判定する。
【００６４】
タイミング情報生成部２６は、上記判定結果が否定的である場合には、次回以降のサンプリング期間でのデジタル送信信号の取得を継続する。逆に上記判定結果が肯定的である場合には、タイミング情報生成部２６は、データパターンをキャプチャするサンプリング期間（以下、「キャプチャ期間Ｔｃ」という。）を各バッファ２１，２２と変化量算出部２７に通知する。
【００６５】
各バッファ２１，２２は、タイミング情報生成部２６から通知されたキャプチャ期間Ｔｃの入力信号ｙと出力信号ｚを蓄積し、このキャプチャ期間Ｔｃに蓄積されたキャプチャ信号に対して歪補償処理が行われる。
また、変化量算出部２７は、タイミング情報生成部２６から通知されたキャプチャ期間Ｔｃに検波回路１６の測定値を取得し、その期間Ｔｃのキャプチャ信号についての測定値を用いて戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出し、その算出した変化量ΔＧｒｘを歪補償部２５に通知する。
【００６６】
本実施形態においても、第１実施形態の場合と同様に、ＤＰＤ２０における２回の歪補償処理（前記の手順１）〜３））を実行することにより、戻り利得Ｇｒｘを補正することができる。
なお、本実施形態では、信号パターンが不明な任意の送信データを使用することから、戻り利得Ｇｒｘを補正する２回目の歪補償処理だけでなく、送信利得Ｇｔｘの変化量ΔＧｔｘを消去する１回目の歪補償処理も、タイミング情報生成部２６が判定したキャプチャ期間Ｔｃの送信データであるキャプチャ信号に対して行われる。
【００６７】
このように、本実施形態のＤＰＤ２０では、タイミング情報生成部２６が、予め定めたサンプリング期間で最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号を判定し、変化量算出部２７が、そのキャプチャ信号に対応する検波回路１６の測定値を用いて、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出するので、プリアンブル部分のような既知の信号パターンを使用しなくても、戻り利得Ｇｒｘの補正処理を行うことができる。
このため、例えばＬＴＥ（Long Term Evolution ）のような、プリアンブル部分を含まない規格に準拠する基地局装置の場合にも、本発明を適用することができる。
【００６８】
〔第３実施形態〕
図９は、本発明の第３実施形態に係る増幅装置を示す回路構成図である。
本実施形態（図９）の増幅装置１が第１実施形態（図１）のそれと異なる点は、デジタル処理部２が、周辺温度や使用周波数の変動による検波回路１６の利得誤差の補償機能を有する点にある。
すなわち、本実施形態の増幅装置１では、デジタル処理部２が、検波回路１６の周辺温度及びアナログ送信信号（ＲＦ信号）の使用周波数に基づいて、当該検波回路１６の利得を補正する利得補正部３０を備えている。
【００６９】
この利得補正部３０は、検波回路１６の周辺温度を計測する温度センサ３１の検出値を常に取得しているとともに、現在使用中のＲＦ信号の使用周波数を上位レイヤ側の信号処理部（図示せず）から取得している。
また、デジタル処理部２のメモリは、温度や周波数に対応する検波回路１６に対する利得の補正量を示す、例えば以下に例示するような「温用利得テーブル」と「周波数利得テーブル」とを記憶している。
【００７０】
（温度利得テーブルの例）
１０°Ｃ  ／  出力−１ｄＢ
２０°Ｃ  ／  出力  ０ｄＢ
３０°Ｃ  ／  出力  １ｄＢ
（周波数利得テーブルの例）
２．５ＧＨｚ  ／  出力−１ｄＢ
２．６ＧＨｚ  ／  出力  ０ｄＢ
２．７ＧＨｚ  ／  出力  １ｄＢ
【００７１】
そこで、利得補正部３０は、温度センサ３１から取得した検出値及び上位レイヤから取得した使用周波数に応じて各利得テーブルを参照することにより、検波回路１６のアンプの利得を補正する。
すなわち、利得補正部３０は、使用周波数が２．６ＧＨｚである場合において、周辺温度が１０°Ｃのときの検波回路１６の出力がＸｄＢｍである場合には、その出力が（Ｘ−１）ｄＢｍとなるように、当該検波回路１６のアンプの利得を補正する。
【００７２】
また、利得補正部３０は、使用周波数が２．６ＧＨｚである場合において、周辺温度が３０°Ｃのときの検波回路１６の出力がＸｄＢｍである場合には、その出力が（Ｘ＋１）ｄＢｍとなるように、当該検波回路１６のアンプの利得を補正する。
更に、利得補正部３０は、例えば、送信周波数が２．７ＧＨｚでかつ周辺温度が３０°Ｃのときの検波回路１６の出力がＸｄＢｍである場合には、その出力を（Ｘ＋２）ｄＢｍとなるように、当該検波回路１６のアンプの利得を補正する。
【００７３】
このように、本実施形態の増幅装置１によれば、利得補正部３０が、検波回路１６の周辺温度及びＲＦ信号の使用周波数に基づいて検波回路１６のアンプの利得を補正するので、その周辺温度や使用周波数が変動しても、検波回路１６の測定値を高精度に維持することができ、戻り利得Ｇｒｘの補正処理を正確に行うことができる。
また、本実施形態の増幅装置１によれば、検波回路１６のアンプの利得を制御するだけで足りるので、温度補償や周波数補償の制御が簡単になるという利点もある。
【００７４】
すなわち、検波回路１６を使用せずに各アナログ回路３，４に対して温度補償や周波数補償を行う場合を想定すると、パワーアンプ１１，アッテネータ１５、ミキサ１０，１４、フィルタ９，１３等について、その周辺温度と使用周波数に応じた利得テーブルをそれぞれ保持し、各アナログ回路３，４に対する利得誤差を補償する必要があるが、本発明では、検波回路１６の測定値を利用して送信利得Ｇｔｘや戻り利得Ｇｒｘを補正することができるので、検波回路１６の利得誤差を補償するだけでよく、検波回路１６についての利得テーブルを保持するだけで足りる。
【００７５】
なお、上記第３実施形態では、利得補正部３０が、検波回路１６の周辺温度とＲＦ信号の使用周波数の双方に基づいて当該検波回路１６の利得を補正するが、周辺温度と使用周波数のいずれか１つのみに基づいてその利得を補正することにしてもよい。  
【００７６】
〔その他の変形例〕
上記実施形態は本発明の例示であって制限的なものではない。本発明の範囲は、上記実施形態ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲及びその構成と均等な全ての変更が含まれる。
例えば、上記実施形態では、戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出したあと、２回目の歪補償処理によって戻り利得Ｇｒｘを補正しているが、戻り系アナログ回路４のアッテネータ１５を調整することで戻り利得を補正することにしてもよい。
【００７７】
更に、上記実施形態では、多項式近似方式のＤＰＤ２０を採用しているが、ＬＵＴ方式のＤＰＤの場合にも本発明を適用することができる。  
【符号の説明】
【００７８】
１      増幅装置
２      デジタル処理部
３      送信系アナログ回路
４      戻り系アナログ回路
５      カプラ
８      Ｄ／Ａ変換器
９      ローパスフィルタ
１０      第１周波数変換部
１１      高出力増幅器
１２      Ａ／Ｄ変換器
１３      ローパスフィルタ
１４      第２周波数変換部
１５      アッテネータ
１６      検波回路（電力測定回路）
２０      歪補償回路（ＤＰＤ）
２７      変化量算出部
【図１】
0005593724.tif 000004
【図２】
0005593724.tif 000005
【図３】
0005593724.tif 000006
【図４】
0005593724.tif 000007
【図５】
0005593724.tif 000008
【図６】
0005593724.tif 000009
【図７】
0005593724.tif 000010
【図８】
0005593724.tif 000011
【図９】
0005593724.tif 000012