(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの２次側の出力電圧が所定の電圧レベルになるように、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、を有する電源装置において、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する周波数規定電圧を生成し前記制御回路に入力する周波数設定回路と、
電圧が連続的に変化する発振信号を前記周波数設定回路に入力し、前記周波数設定回路が生成する前記周波数規定電圧を変動させる変動用信号生成回路と、
を備え、
前記変動用信号生成回路は、前記発振信号の生成源に、
シュミットトリガインバータの出力と入力とを抵抗を介して接続し前記シュミットトリガインバータの入力にキャパシタを接続したＲＣ発振回路、又は、
複数段のインバータを直列接続し、これらインバータのうちのいずれかのインバータの出力と初段のインバータの入力とを抵抗を介して接続し、他のいずれかのインバータの出力と初段のインバータの入力との間にキャパシタを接続したＲＣ発振回路を備え、
前記１次巻線から前記スイッチング素子を通じて流れる電流が所定値以下の間、前記ＲＣ発振回路と、前記周波数設定回路との間を遮断する遮断回路を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記シュミットトリガインバータ、又は、前記インバータをＣＭＯＳ論理ゲートで構成したことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記シュミットトリガインバータを内蔵した１チップのインバータロジックＩＣに前記抵抗、及び前記キャパシタを接続して前記ＲＣ発振回路を構成し、又は、
複数段の前記インバータを内蔵した１チップのインバータロジックＩＣに前記抵抗、及び前記キャパシタを接続して前記ＲＣ発振回路を構成した
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記遮断回路には、前記ＲＣ発振回路と前記周波数設定回路との間に介挿され、前記スイッチング素子を通じて流れる電流が所定値以下の間、オフするＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを備え、
前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン側には、前記スイッチング素子を通じて流れる電流が前記所定値以下の間、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン側に電圧を印加してソース側よりも高電位に保つとともに、当該電圧をドレインに接続された前記ＲＣ発振回路のキャパシタに印加して充電電圧を一定に保持し発振を停止する電位保持回路を備える
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置のノイズ低減化技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高効率な電源装置として、スイッチング電源装置が知られている。スイッチング電源装置は、スイッチング素子たるトランジスタと、このトランジスタをオン／オフする制御ＩＣとを備え、制御ＩＣが入力電圧に応じたデューティ比でトランジスタをオン／オフするＰＷＭ制御（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）により当該トランジスタのスイッチング動作を制御することで、所定の出力電圧を高効率に生成している。
また、この種のスイッチング電源装置には、電圧変換器に例えばトランスを用いることで、１次側と２次側とを絶縁した絶縁型スイッチング電源装置が知られている。絶縁型スイッチング電源装置は、高効率であり、なおかつ絶縁性に優れ、またトランスに複数の２次巻線を設けることで多出力の電源装置を簡単に構成できることから、入力電圧を複数の出力電圧に変換する用途に好適に用いられている。
【０００３】
ところで、スイッチング電源装置では、制御ＩＣがトランジスタを高速にオン／オフするため、トランジスタのスイッチング周波数に応じた高周波のノイズが発生することが知られている。詳述すると、スイッチング電源装置では、トランジスタがオンしたときに、トランスの２次側から当該トランスの結合容量を通じて１次側に電流が流れ込む事に起因して高周波振動電圧が発生し、また、トランジスタがオフしたときには、１次側にサージ電流が発生する。これら高周波振動電圧、及びサージ電流は、その周波数がスイッチング周波数に相当する交流成分を多分に含み、ラインノイズ及び放射ノイズといった上記ノイズの発生原因となる。
【０００４】
かかるノイズ対策の手法として、トランジスタのスイッチング速度を遅くする手法が広く採用されている。しかしながら、スイッチング速度を遅くするとスイッチング損失も増大するため、トランジスタの大型化や消費電流の増加に繋がってしまう。ノイズ対策の他の手法としては、トランスの２次側に設けた整流ダイオードに並列にスナバ回路を設け高周波振動電圧の発生を抑える手法も採用されることがある。しかしながら、スナバ回路の容量によってはトランジスタに流れ込む電流が増加してしまい、トランジスタの大型化に繋がってしまう。
【０００５】
そこで近年では、ノイズ対策の手法として、制御ＩＣの入力端子にトランジスタのスイッチング周波数を入力する構成のスイッチング電源装置において、上記入力端子に、時間の周期関数で変化する電圧を印加する装置を設け、この入力端子に印加される電圧の変動に連動してスイッチング周波数を周期的に変動させる手法が提案されている。この手法によれば、スイッチング周波数が周期的に変動するため、スイッチングノイズのスペクトルが拡散し、これにより、ノイズレベルが低減することとなる（例えば、特許文献１、及び特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−２７３２１５号公報
【特許文献２】特開２００８−５６８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかながら、従来の技術では、時間の周期関数で変化する電圧を印加する装置を、複雑な回路構成の電気回路で実現しており、高コスト化を招き、また実装が煩雑になっていた。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、ノイズのレベルを簡単な回路構成で抑えることができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明は、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの２次側の出力電圧が所定の電圧レベルになるように、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、を有する電源装置において、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する周波数規定電圧を生成し前記制御回路に入力する周波数設定回路と、電圧が連続的に変化する発振信号を前記周波数設定回路に入力し、前記周波数設定回路が生成する前記周波数規定電圧を変動させる変動用信号生成回路と、を備え、前記変動用信号生成回路は、前記発振信号の生成源に、シュミットトリガインバータの出力と入力とを抵抗を介して接続し前記シュミットトリガインバータの入力にキャパシタを接続したＲＣ発振回路、又は、複数段のインバータを直列接続し、これらインバータのうちのいずれかのインバータの出力と初段のインバータの入力とを抵抗を介して接続し、他のいずれかのインバータの出力と初段のインバータの入力との間にキャパシタを接続したＲＣ発振回路を備え、前記１次巻線から前記スイッチング素子を通じて流れる電流が所定値以下の間、前記ＲＣ発振回路と、前記周波数設定回路との間を遮断する遮断回路を備えることを特徴とする。
【０００９】
本発明によれば、電源装置のスイッチング周波数を規定する周波数規定電圧を変動させるための発振信号の生成源を、シュミットトリガインバータ、又は複数段のインバータと、抵抗、及びキャパシタとから構成されたＲＣ発振回路とする構成としたため、発振信号を、より簡易な回路で生成することができる。また、周波数規定電圧の変動によりスイッチング周波数を変動させてノイズのレベルを抑える動作を、前記１次巻線から前記スイッチング素子を通じて流れる電流が大きく所定値を超えているとき、すなわちノイズが大きいときに限定することができる。
【００１０】
また本発明は、上記電源装置において、前記シュミットトリガインバータ、又は、前記インバータをＣＭＯＳ論理ゲートで構成したことを特徴とする。
【００１１】
本発明によれば、オペアンプ（演算増幅器）をコンパレータとしたシュミットトリガ（ヒステリシスコンパレータ）型のインバータよりも、消費電流を抑え、また高速駆動が可能になる。
【００１２】
また本発明は、上記電源装置において、前記シュミットトリガインバータを内蔵した１チップのインバータロジックＩＣに前記抵抗、及び前記キャパシタを接続して前記ＲＣ発振回路を構成し、又は、複数段の前記インバータを内蔵した１チップのインバータロジックＩＣに前記抵抗、及び前記キャパシタを接続して前記ＲＣ発振回路を構成したことを特徴とする。
【００１３】
本発明によれば、１チップのインバータロジックＩＣに、抵抗、及びキャパシタを接続するだけで、周波数規定電圧を変動させるための発振信号の生成源を簡単に構成できる。
【００１６】
また本発明は、上記電源装置において、前記遮断回路には、前記ＲＣ発振回路と前記周波数設定回路との間に介挿され、前記スイッチング素子を通じて流れる電流が前記所定値以下の間、オフするＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを備え、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン側には、前記スイッチング素子を通じて流れる電流が所定値以下の間、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン側に電圧を印加してソース側よりも高電位に保つとともに、当該電圧をドレインに接続された前記ＲＣ発振回路のキャパシタに印加して充電電圧を一定に保持し発振を停止する電位保持回路を備えることを特徴とする。
【００１７】
本発明によれば、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴによりＲＣ発振回路と周波数設定回路とを遮断するため、メカニカルリレー等で遮断する構成に比べて、接続時に発生する接点サージを防止できる。またＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがオフしている間は、ドレイン側がソース側よりも高電位に保持されるため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ内の寄生ダイオードを通じて電流が流れる逆流を防止でき、絶縁性を高めることができる。さらにドレイン側の高電位によりＲＣ発振回路のキャパシタの充電電圧が一定に保持されることで、ＲＣ発振回路の発振が停止され、これによりＲＣ発振回路と周波数設定回路とが遮断されている間の無駄な電流消費が抑えられる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、電源装置のスイッチング周波数を規定する周波数規定電圧を変動させるための発振信号の生成源を、シュミットトリガインバータ、又は複数段のインバータと、抵抗、及びキャパシタとから構成されたＲＣ発振回路とする構成としたため、発振信号を、より簡易な回路で生成することができる。
また本発明において、前記シュミットトリガインバータ、又は、前記インバータをＣＭＯＳ論理ゲートで構成することにより、オペアンプをコンパレータとしたシュミットトリガ型のインバータよりも、消費電流を抑え、また高速駆動が可能になる。
また本発明において、前記シュミットトリガインバータを内蔵した１チップのインバータロジックＩＣに前記抵抗、及び前記キャパシタを接続して前記ＲＣ発振回路を構成し、又は、複数段の前記インバータを内蔵した１チップのインバータロジックＩＣに前記抵抗、及び前記キャパシタを接続して前記ＲＣ発振回路を構成することで、１チップのインバータロジックＩＣに、抵抗、及びキャパシタを接続するだけで、周波数規定電圧を変動させるための発振信号の生成源を簡単に構成できる。
また本発明において、前記１次巻線から前記スイッチング素子を通じて流れる電流が所定値以下の間、前記ＲＣ発振回路から前記周波数設定回路への出力を遮断する遮断回路を備えることで、周波数規定電圧の変動によりスイッチング周波数を変動させてノイズのレベルを抑える動作を、前記１次巻線から前記スイッチング素子を通じて流れる電流が大きく所定値を超えているとき、すなわちノイズが大きいときに限定することができる。
また本発明において、前記遮断回路には、前記ＲＣ発振回路と前記周波数設定回路との間に介挿され、前記スイッチング素子を通じて流れる電流が所定値以下の間、オフするＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを備え、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン側には、前記スイッチング素子を通じて流れる電流が所定値以下の間、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン側に電圧を印加してソース側よりも高電位に保つとともに、当該電圧をドレインに接続された前記ＲＣ発振回路のキャパシタに印加して充電電圧を一定に保持し発振を停止する電位保持回路を備える構成しても良い。この構成によれば、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴによりＲＣ発振回路と周波数設定回路との間を遮断するため、メカニカルリレー等で遮断する構成に比べて、接続時に発生する接点サージを防止できる。またＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがオフしている間は、ドレイン側がソース側よりも高電位に保持されるため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ内の寄生ダイオードを通じて電流が流れる、いわゆる逆流を防止でき、絶縁性を高めることができる。さらにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがオフしている間、ＲＣ発振回路の発振が停止されるため、ＲＣ発振回路と周波数設定回路とが遮断されている間の無駄な電流消費が抑えられる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１実施形態に係る絶縁型のスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】周波数設定回路、及び変動用信号生成回路の回路図である。
【図３】ＲＣ発振回路の発振動作を示す信号波形図である。
【図４】スイッチング電源装置の動作を示す波形図であり、（Ａ）はスイッチング周波数を一定に固定した場合を示し、（Ｂ）はスイッチング周波数を低くして一定値に固定した場合を示し、（Ｃ）はスイッチング周波数を変動用信号生成回路の出力により変動させた場合を示す。
【図５】スイッチング電源装置のスイッチング動作に伴って発生するノイズの測定結果を示す図であり、（Ａ）はスイッチング周波数を一定に固定した場合を示し、（Ｂ）はスイッチング周波数を変動用信号生成回路の出力により変動させた場合を示す。
【図６】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】ＲＣ発振回路の発振動作を示す信号波形図である。
【図８】本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図９】ＲＣ発振回路の発振動作を示す信号波形図である。
【図１０】本発明の変形例に係るＲＣ発振回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
＜第１実施形態＞
図１は、本実施形態に係る絶縁型のスイッチング電源装置１の回路図である。
スイッチング電源装置１は、図１に示すように、他励式（フライバック式）のスイッチング電源（ＤＣ−ＤＣコンバータ）であり、フライバックトランス１０を有し、このフライバックトランス１０の１次側に入力された入力電圧Ｖｉｎを、複数の所定電圧レベルの出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、２次側に接続された複数の負荷回路１１にそれぞれ供給する。
【００２１】
更に詳述すると、フライバックトランス１０の１次側には、フライバックトランス１０の１次巻線１２に接続されて電流をオン／オフするスイッチング素子としてのトランジスタ回路１３と、このトランジスタ回路１３のスイッチング動作を制御する制御ＩＣ１４と、１次側への入力電圧Ｖｉｎを平滑化する平滑用コンデンサ１５とが設けられている。トランジスタ回路１３には、パワーＭＯＳＦＥＴが用いられており、スイッチング速度の高速化、並びに、高変換効率化が図られている。また、トランジスタ回路１３のコレクタと、入力電圧Ｖｉｎの入力ラインの間には、スイッチング動作に伴い発生するサージ電流を除去するサージ吸収回路３５が設けられ、トランジスタ回路１３が入力電圧Ｖｉｎのサージ成分から保護されている。
【００２２】
制御ＩＣ１４は、出力端子１４Ａからトランジスタ回路１３のゲート端子１３Ａに駆動信号を供給してスイッチング動作させるものであり、入力電圧Ｖｉｎに応じたデューティ比でトランジスタ回路１３をオン／オフするＰＷＭ制御によって当該トランジスタ回路１３のスイッチング動作を制御し、フライバックトランス１０の２次側に所定の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。この制御ＩＣ１４の電源入力端子１４Ｂには、１次側の入力電圧Ｖｉｎが入力され、制御ＩＣ１４は、この入力電圧Ｖｉｎを電源として動作する。また、電源入力端子１４Ｂには、入力電圧Ｖｉｎの供給に伴って充電されるバックアップ電源用のキャパシタ１７が設けられており、出力電圧Ｖｏｕｔの生成停止時には、このキャパシタ１７に蓄えられた電力によって制御ＩＣ１４が動作可能に構成されている。
また、制御ＩＣ１４は、入力電圧Ｖｉｎを電圧源として駆動信号Ｋｓ（図４参照）を生成し、トランジスタ回路１３のゲート端子１３Ａに供給する。
【００２３】
フライバックトランス１０の２次側には、多出力を実現するための複数の２次巻線１８が設けられている。各２次巻線１８には、それぞれダイオード１９、及び平滑用コンデンサ２０が接続されている。そして、トランジスタ回路１３のスイッチング動作に伴い１次巻線１２に電流変化が生じると、この電流変化に伴って、２次巻線１８のそれぞれに起電力が誘起され、上記ダイオード１９、及び平滑用コンデンサ２０によって整流、平滑化されて所定の出力電圧Ｖｏｕｔが生成され、この出力電圧Ｖｏｕｔが負荷回路１１に供給される。
【００２４】
また、このスイッチング電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバック制御するための構成を備えている。すなわち、フライバックトランス１０の１次側には、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧レベルの検出信号を出力する検出回路２２が設けられている。検出回路２２は、２次巻線１８の電流変化によって当該２次巻線１８の電力に相当する起電力が誘起される３次巻線２１と、この３次巻線２１の起電力を整流、平滑化して直流化するためのダイオード２３及び平滑用コンデンサ２４と、ノイズ除去用のキャパシタ２５と、負荷抵抗２６と、を備えて構成され、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルに相当した電圧（以下、「検出信号電圧Ｖｓ」と言う）の検出信号を出力する。
【００２５】
スイッチング電源装置１の１次側には、フィードバック調整回路３０、及びエラー電圧調整回路３１が設けられ、それぞれに検出回路２２の検出信号が入力される。
フィードバック調整回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の電圧レベルに保たれるように、検出信号に応じてＰＷＭ制御のデューティ比を調整する調整信号を生成し、制御ＩＣ１４に出力する。制御ＩＣ１４が、フィードバック調整回路３０の調整値に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を動的に可変することで、１次側での入力電圧Ｖｉｎの変動や２次側での負荷変動が生じた場合でも、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に保たれる。
エラー電圧調整回路３１は、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルが所定の範囲内に収まっているかを検出し、検出結果を制御ＩＣ１４に出力する。出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルが所定の範囲を外れた場合、何らかの異常が発生した事を示すため、制御ＩＣ１４は、トランジスタ回路１３のスイッチング動作を速やかに停止する。
【００２６】
この他にも、スイッチング電源装置１の１次側には、ソフトスタート回路３３と、起動電圧調整回路３４と、周波数設定回路３７と、変動用信号生成回路４０とが設けられている。
ソフトスタート回路３３は、始動時の突入電流を防止すべく、制御ＩＣ１４によるフィードバック制御により出力電圧Ｖｏｕｔが安定化するまでの間、トランジスタ回路１３への駆動信号Ｋｓのパルス幅を少しずつ拡げるように制御ＩＣ１４を制御して、出力電圧Ｖｏｕｔを略直線的に傾斜上昇（いわゆる、ソフトスタート）させる回路である。
起動電圧調整回路３４は、入力電圧Ｖｉｎの入力時に制御ＩＣ１４が動作を開始する起動電圧を調整する回路である。すなわち、トランジスタ回路１３の駆動信号Ｋｓの電圧範として、トランジスタ回路１３の動作が可能であるもののＯＮ抵抗が高く損失が増大する電圧範囲が存在する。起動電圧調整回路３４は、入力電圧Ｖｉｎが、かかる電圧範囲の間は、制御ＩＣ１４が動作しないように起動電圧を調整し、この電圧範囲でのトランジスタ回路１３の駆動を抑制する。
【００２７】
周波数設定回路３７は、制御ＩＣ１４によるトランジスタ回路１３のＰＷＭ制御に用いるスイッチング周波数の基本周波数（基準周波数）を規定する周波数規定電圧Ｖ１を生成し、制御ＩＣ１４の入力端子１４Ｃに入力する。制御ＩＣ１４は、この周波数規定電圧Ｖ１の電圧レベルに応じたキャリア周波数のキャリア波を発生するキャリア波発生器３６を内蔵し、このキャリア波のデューティ比を、上記フィードバック調整回路３０から入力された調整信号に基づいて調整してトランジスタ回路１３の駆動信号Ｋｓを生成する。
変動用信号生成回路４０は、電圧が連続的に変化する発振信号Ｖ２を生成して周波数設定回路３７に入力し、この周波数設定回路３７が生成する周波数規定電圧Ｖ１を変動させる回路である。
この変動用信号生成回路４０によって周波数規定電圧Ｖ１が変動することにより、この周波数規定電圧Ｖ１の変動に連動して、トランジスタ回路１３のスイッチング周波数が連続的に変動することでスイッチングノイズのスペクトルが拡散し、これにより、ノイズレベルが低減することとなる。
【００２８】
図２は、周波数設定回路３７、及び変動用信号生成回路４０の回路図である。
周波数設定回路３７は、充放電用のキャパシタ５１を備え、このキャパシタ５１の充電電圧を周波数規定電圧Ｖ１として出力する充放電回路を備えて構成されており、このキャパシタ５１の充電電圧が変動用信号生成回路４０の発振信号Ｖ２により変動するように構成されている。
すなわち、充放電用のキャパシタ５１には、電流制限用の抵抗５２が直列に接続され、この抵抗５２を介して定電圧源から電源電圧Ｖｒｅｆが印加されており、この電源電圧Ｖｒｅｆによってキャパシタ５１が充電される。このキャパシタ５１の充電電圧は、スイッチング周波数の基本周波数（基準周波数）を規定するものであり、キャパシタ５１、及び抵抗５２の接続点Ｐ１からキャパシタ５１の充電電圧が周波数規定電圧Ｖ１として出力される。
また、充放電用のキャパシタ５１の高電位側には、変動用信号生成回路４０の出力が抵抗５３を介して接続されている。したがって、変動用信号生成回路４０の発振信号Ｖ２の出力により出力端Ｐ２の電位が変動すると、この変動に連動して、キャパシタ５１の充電電圧、すなわち周波数規定電圧Ｖ１が変動することとなる。
【００２９】
変動用信号生成回路４０は、発振信号Ｖ２の生成源に、１チップのインバータロジックＩＣを用いて構成した自励型のＲＣ発振回路４１を備えた回路である。
詳述すると、ＲＣ発振回路４１は、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３と、このシュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３の出力端Ｐ３と入力端Ｐ４との間に設けられた抵抗４４と、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３の入力端Ｐ４に接続された充放電用のキャパシタ４５とを備えている。
シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３は、シュミットトリガインバータ回路４２を内蔵し１チップにパッケージ化されたＩＣである。またシュミットトリガインバータ回路４２は、入力電位に対するしきい値がＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとで異なることで、入力電位の変化に対して出力状態がヒステリシスを持って変化するインバータロジックの論理ゲート回路である。
【００３０】
図３は、ＲＣ発振回路４１の発振動作を示す信号波形図である。
ＲＣ発振回路４１にあっては、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３に電源電圧（図示せず）が印加された当初（ｔ＝０）は、キャパシタ４５の充電電圧、すなわちシュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３の入力端Ｐ４の電圧Ｖ４は「ゼロ」（＝Ｌｏｗレベル）であることから、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３の出力端Ｐ３の電圧Ｖ３はＨｉｇｈレベル（＝Ｖａ＞０）となる。そして、この出力端Ｐ３の電圧Ｖ３が抵抗４４を通じてキャパシタ４５に印加され充電されることから、入力端Ｐ４の電圧Ｖ４が徐々に上昇する。
【００３１】
電圧Ｖ４がＨｉｇｈレベルのしきい値ＶＨに達すると（ｔ＝ｔ１）、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３の出力端Ｐ３の電圧Ｖ３がＬｏｗレベル（Ｖ＝０）に反転し、キャパシタ４５が充電状態から放電状態に切り替わる。入力端Ｐ４の電圧Ｖ４が徐々に低下し、Ｌｏｗレベルのしきい値ＶＬに達すると（ｔ＝ｔ２）、再び、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３の出力端Ｐ３の電圧Ｖ３がＨｉｇｈレベルに反転し、キャパシタ４５が充電状態となる。
【００３２】
すなわち、ＲＣ発振回路４１にあっては、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３が、抵抗４４、及びキャパシタ４５を直列に接続して成る充放電回路の充放電を、所定の周期で切り替えるスイッチ回路として機能し、これにより、入力端Ｐ４の電圧Ｖ４が三角波（のこぎり波）状に連続的に変化し、この電圧変動により発振信号が生成される。
【００３３】
変動用信号生成回路４０の出力端Ｐ２には、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３の入力端Ｐ４の電圧Ｖ４（すなわち発振信号）が発振信号Ｖ２として取り出され、この発振信号Ｖ２の電圧が周波数設定回路３７の充放電用のキャパシタ５１に印加される。したがって、変動用信号生成回路４０の発振信号Ｖ２の電圧変動に連動してキャパシタ５１の充電電圧、すなわち周波数規定電圧Ｖ１が変動する。
具体的には、図３に示すように、変動用信号生成回路４０の発振信号Ｖ２の電圧の上昇に伴いキャパシタ５１が充電されることで周波数規定電圧Ｖ１が緩やかに上昇する。これとは逆に、変動用信号生成回路４０の発振信号Ｖ２の電圧の低下に伴いキャパシタ５１が放電されることで周波数規定電圧Ｖ１が緩やかに下降する。
このように周波数規定電圧Ｖ１が変動することにより、制御ＩＣ１４が生成するスイッチング周波数が変動することとなる。
【００３４】
スイッチング周波数の変動周期は、周波数規定電圧Ｖ１に変動を与える発振信号の周波数に依存し、この発振信号の周波数は、ＲＣ発振回路４１の抵抗４４の抵抗値、及びキャパシタ４５の容量によって規定され、これらの値を変えることで調整される。
また、スイッチング周波数の変動幅は、周波数規定電圧Ｖ１の変動幅に依存する。本実施形態では、周波数設定回路３７が、充放電用のキャパシタ５１を備えた充放電回路を有し、このキャパシタ５１の充電電圧を周波数規定電圧Ｖ１として出力するとともに、このキャパシタ５１に変動用信号生成回路４０から発振信号Ｖ２を印加して充電電圧を変動させる構成としているため、結果として、周波数規定電圧Ｖ１の変動幅は、周波数設定回路３７、及び変動用信号生成回路４０の各素子の値により決定され、また、それぞれの値を可変することで細かく調整することができる。
【００３５】
図４は、スイッチング電源装置１の動作を示す波形を比較例とともに示す図である。図４（Ａ）は、スイッチング周波数を一定に固定した場合を示し、また図４（Ｂ）は、スイッチング周波数を低くして一定値に固定した場合を示し、図４（Ｃ）はスイッチング周波数を変動用信号生成回路４０の出力により変動させた場合を示す。
スイッチング周波数で変化する駆動信号Ｋｓがトランジスタ回路１３に供給され、トランジスタ回路１３がスイッチング動作することで、図４（Ａ）に示すように、２次側には駆動信号Ｋｓに同期して出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。また、駆動信号Ｋｓのオン／オフの切り替わりに伴って１次側にはサージ電圧Ｖｋが発生する。
【００３６】
スイッチング周波数を低くしてスイッチング速度を下げた場合、図４（Ｂ）に矢印αで示すように、駆動信号Ｋｓのオン／オフの切り替わり時に、サージ電圧Ｖｋが比較的なだらかに変化し、これにより、ノイズレベルが低減される。しかしながら、スイッチング速度を遅くするとスイッチング損失も増大するため、トランジスタ回路１３の大型化や消費電流の増加に繋がってしまう。
これに対して、スイッチング周波数を変動用信号生成回路４０の出力により変動させた場合でも、図４（Ｃ）に矢印βで示すように駆動信号Ｋｓのオン／オフの切り替わり時に、サージ電圧Ｖｋがなだらかに変化し、これにより、スイッチング速度を下げることなくノイズレベルが低減されていることが分かる。
【００３７】
図５は、スイッチング電源装置１のスイッチング動作に伴って発生するノイズの測定結果を示す図であり、図５（Ａ）はスイッチング周波数を一定に固定した場合を示し、図５（Ｂ）はスイッチング周波数を変動用信号生成回路４０の出力により変動させた場合を示す。
この図に示すように、スイッチング周波数を変動させることで、スイッチング周波数を一定に固定した場合よりも、ノイズのレベルＤが抑えられていることが分かる。
【００３８】
さて、スイッチング周波数を変動させる変動用信号生成回路４０が発振信号Ｖ２の生成源たるＲＣ発振回路４１に、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３を備えることは上述の通りである。
本実施形態では、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３には、シュミットトリガインバータ回路４２を、一対のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタと、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタとを相補的に組み合わせて成る複数のＣＭＯＳ論理ゲートを用いて構成した、いわゆるＣＭＯＳ型のＩＣが用いられている。これにより、オペアンプ（演算増幅器）をコンパレータとしたシュミットトリガ（ヒステリシスコンパレータ）型のインバータよりも、消費電流を抑え、また高速駆動が可能になる。
【００３９】
また、このような１チップのシュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３を用いてＲＣ発振回路４１を構成することで、この１チップのシュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３に、抵抗４４、及びキャパシタ４５を接続するだけで、簡単に発振信号の生成源を構成することができる。
【００４０】
以上説明したように、本実施形態によれば、スイッチング電源装置１のスイッチング周波数を規定する周波数規定電圧Ｖ１を変動させるための発振信号の生成源を、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３、抵抗４４、及びキャパシタ４５とから構成されたＲＣ発振回路４１とする構成としたため、発振信号を、部品点数の少ない簡易な回路で生成することができる。
【００４１】
また本実施形態によれば、スイッチング電源装置１において、シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３にＣＭＯＳ型のＩＣを用いる構成としたため、オペアンプをコンパレータとしたシュミットトリガ型のインバータよりも、消費電流を抑え、また高速駆動が可能になる。
【００４２】
また本実施形態によれば、シュミットトリガインバータ回路４２を内蔵した１チップのシュミットトリガ型インバータロジックＩＣ４３に抵抗４４、及びキャパシタ４５を接続してＲＣ発振回路４１を構成したため、１チップのＩＣと、抵抗４４、及びキャパシタ４５だけで、周波数規定電圧Ｖ１を変動させるための発振信号の生成源を簡単に構成できる。
【００４３】
＜第２実施形態＞
上述した第１実施形態では、スイッチング周波数を常に変動させる構成のスイッチング電源装置１について例示した。これに対して、本実施形態では、ノイズが比較的大きい場合に限りスイッチング周波数を変動させる構成のスイッチング電源装置１００について説明する。
【００４４】
図６は、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。なお、同図において、第１実施形態で説明した部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
この図に示すように、スイッチング電源装置１００の変動用信号生成回路１４０には、ＲＣ発振回路４１に加え、遮断回路１６０が設けられている。
この遮断回路１６０は、１次巻線１２からトランジスタ回路１３を通じて流れる電流が所定値以下の間、ＲＣ発振回路４１から周波数設定回路３７への発振信号の入力を遮断するものであり、接続スイッチ回路１６１と、電流検出回路１６２と、判定回路１６３とを備えている。
【００４５】
接続スイッチ回路１６１は、ＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７との間に設けられて、ＲＣ発振回路４１から周波数設定回路３７への入力をオン／オフする回路である。電流検出回路１６２は、１次巻線１２からトランジスタ回路１３を通じて流れる電流を検出し、判定回路１６３に出力する回路である。また判定回路１６３は、電流検出回路１６２により検出された電流値に応じて接続スイッチ回路１６１のオン／オフを制御する回路であり、電流値が所定値以下の間、接続スイッチ回路１６１をオフしてＲＣ発振回路４１から周波数設定回路３７への発振信号の入力を遮断する。
この所定値は、１次巻線１２からトランジスタ回路１３を通じて流れる電流が小さく、スイッチング周波数を変動させなくともノイズのレベルが十分に低くなっている状態に対応して設定されている。
【００４６】
したがって、トランジスタ回路１３を通じて流れる電流が小さくノイズのレベルが低い間は、ＲＣ発振回路４１から周波数設定回路３７への入力が遮断されることで、周波数規定電圧Ｖ１が一定に保持され、スイッチング周波数が固定される。そして、トランジスタ回路１３を流れる電流が大きくなってノイズのレベルが増大するときには、ＲＣ発振回路４１から周波数設定回路３７に発振信号が入力され、これにより周波数規定電圧Ｖ１が変動してスイッチング周波数が変動し、ノイズのレベルが抑えられることとなる。
【００４７】
このように本実施形態によれば、スイッチング周波数を変動させてノイズのレベルを抑える動作を、１次巻線１２からトランジスタ回路１３を通じて流れる電流が大きく、ノイズのレベルが大きくなる場合に限定することができる。
【００４８】
＜第３実施形態＞
上述した第２実施形態では、ＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７との間に接続スイッチ回路１６１を介挿して、発振信号の出力を遮断する構成を説明した。この構成において、接続スイッチ回路１６１がオフ（遮断状態）のときには、高い絶縁性を確保して周波数規定電圧を一定に維持することが望ましい。このため、接続スイッチ回路１６１にメカニカルリレーを用いることが考え得るが、メカニカルリレーにおいては、オンするとき（接続時）に接点サージが発生し、周辺の素子を破壊する虞がある。
【００４９】
これに対して、接続スイッチ回路１６１にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用することで、接続時の接点サージを抑えたオン／オフ切り替えが可能となる。
しかしながら、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのソースとドレインとの間には、ソースからドレインに電流が流れる寄生ダイオードが存在する。このため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがオフしてＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７との間を遮断している場合であっても、周波数設定回路３７のキャパシタ５１の充電電圧（周波数規定電圧Ｖ１）がＲＣ発振回路４１のキャパシタ４５の充電電圧よりも大きいときには、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを通じてＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７とが接続されてしまう。これにより、例えば図７に示すように、ＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７とが遮断されている間も、ＲＣ発振回路４１の発振動作に連動して周波数規定電圧Ｖ１に揺らぎが生じてしまい、スイッチング周波数が固定されなくなってしまう。
【００５０】
そこで本実施形態のスイッチング電源装置２００は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがオフしている間、このＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン側をソース側よりも高電位に維持することで、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの絶縁性を高めることとしている。
【００５１】
図８は、本実施形態に係るスイッチング電源装置２００の回路図である。なお、同図において、第１及び第２実施形態で説明した部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
この図に示すように、スイッチング電源装置２００の変動用信号生成回路２４０は、ＲＣ発振回路４１と、遮断回路２６０とを備え、この遮断回路２６０が、接続スイッチ回路２６１と、電流検出回路２６２と、判定回路２６３と、プルアップ接続スイッチ回路２６４とを備えている。これらのうち、接続スイッチ回路２６１、電流検出回路２６２、及び判定回路２６３は、それぞれ第２実施形態で説明した接続スイッチ回路１６１、電流検出回路１６２、及び判定回路１６３に対応する。
【００５２】
接続スイッチ回路２６１は、ＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７との間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７と、抵抗２７８とから成るスイッチ回路である。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７のゲートには、判定回路２６３の出力端が接続されており、この判定回路２６３の出力信号に応じてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７のオン／オフが切り替えられる。
電流検出回路２６２は、トランジスタ回路１３のソースに直列に接続された電流検出抵抗２７１を備え、トランジスタ回路１３に流れる電流によって電流検出抵抗２７１に生じる電圧が検出電圧Ｖ５として判定回路２６３に入力されている。なお、この電流検出回路２６２は、電流検出抵抗２７１の他にも、電流検出抵抗２７１に並列に設けられてアースに接続される過電流防止用の抵抗２７２、及びフィルタ用のキャパシタ２７３を備えている。なお、電流検出回路２６２には電流センサを用いることもできる。
【００５３】
判定回路２６３は、ＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７とを遮断するしきい値を規定する判定用電圧Ｖ６と、電流検出回路２６２の検出電圧Ｖ５とを比較し、検出電圧Ｖ５が判定用電圧Ｖ６を下回っている場合、すなわち、トランジスタ回路１３を流れる電流が小さい場合に、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７をオンする判定用電圧Ｖ６を出力するコンパレータ２４４を備えている。判定用電圧Ｖ６は、直列に接続した抵抗２７５、２７６の分圧によって生成され、これらの抵抗値を可変することで調整可能となっている。
【００５４】
プルアップ接続スイッチ回路２６４は、接続スイッチ回路２６１のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７のオン／オフに同期して動作し、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７がオフの間、ドレインの電位をソースよりも高電位に保つ回路である。
詳述すると、プルアップ接続スイッチ回路２６４は、周波数規定電圧Ｖ１よりも高い電圧の電源電圧Ｖｃｃと、ＲＣ発振回路４１の出力端Ｐ２との間に設けられてオン／オフするＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７９と、抵抗２８０とを備えたスイッチ回路であり、このＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７９のゲート端子には、判定回路２６３の出力端が接続されている。
【００５５】
すなわち、プルアップ接続スイッチ回路２６４と接続スイッチ回路２６１とのオン／オフは、相互に反対となり、接続スイッチ回路２６１がオフしている間には、プルアップ接続スイッチ回路２６４がオンして電源電圧ＶｃｃがＲＣ発振回路４１の出力端Ｐ２に印加される。
これにより、接続スイッチ回路２６１のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７がオフしている間は、ドレインの電位が電源電圧Ｖｃｃに維持され、ソースよりも高い電位に保持されることから、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７がオフのときに電流が流れることがなく高い絶縁性を持たせることができる。
【００５６】
また、プルアップ接続スイッチ回路２６４がオンして電源電圧ＶｃｃがＲＣ発振回路４１の出力端Ｐ２に印加されることで、この電源電圧ＶｃｃがＲＣ発振回路４１のキャパシタ４５にも印加され充電電圧が一定に保持され、これにより、ＲＣ発振回路４１の発振が停止した状態となる。
すなわち、トランジスタ回路１３を流れる電流が小さい間は、図９（Ａ）に示すように、ＲＣ発振回路４１の発振動作が停止されることから、無駄な電流消費が抑えられることとなる。また、このとき、接続スイッチ回路２６１のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７のドレイン側（すなわち、ＲＣ発振回路４１の出力端Ｐ２の電圧（＝発振信号Ｖ２の電圧））がソース側よりも高電位の電圧に維持されることで確実に絶縁され、周波数規定電圧Ｖ１が一定に保持される。
そして、トランジスタ回路１３を流れる電流が大きくなった場合は、プルアップ接続スイッチ回路２６４がオフするとともに接続スイッチ回路２６１はオンする。これにより、図９（Ｂ）に示すように、ＲＣ発振回路４１が発振動作を開始し、発振信号Ｖ２を出力端Ｐ２に出力することで、この出力端Ｐ２の電圧が変動し、また、この電圧の変動に伴って周波数規定電圧Ｖ１が変動することでスイッチング周波数が変動し、ノイズのレベルが低減されることとなる。
【００５７】
このように、本実施形態によれば、トランジスタ回路１３を通じて流れる電流が所定値（ノイズのレベルが低い電流値）以下の間、接続スイッチ回路２６１のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７のドレイン側の電位をソース側よりも高電位に保つとともに、ドレインに接続されたＲＣ発振回路４１のキャパシタ４５の充電電圧を一定に保持して発振を停止するプルアップ接続スイッチ回路２６４を備える構成とした。
【００５８】
この構成によれば、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７によりＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７との間を遮断するため、メカニカルリレー等で遮断する構成に比べて、接続時に発生する接点サージを防止できる。またＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７がオフしている間は、ドレイン側がソース側よりも高電位に保持されるため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７内の寄生ダイオードを通じて電流が流れる、いわゆる逆流を防止でき、絶縁性を高めることができる。さらに、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２７７によりＲＣ発振回路４１と周波数設定回路３７との間が遮断されている間、ＲＣ発振回路４１の発振動作が停止されるため、無駄な電流消費を抑えることができる。
【００５９】
なお、上述した第１〜第３実施形態は、あくまでも本発明の一態様を例示するものであって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変形及び応用が可能である。
【００６０】
例えば、上述した各実施形態では、シュミットトリガインバータ回路４２を用いてＲＣ発振回路４１を構成した。これに限らず、複数段のインバータ回路を備えてＲＣ発振回路を構成しても良い。
図１０は、本変形例に係るＲＣ発振回路の回路図であり、図１０（Ａ）は２段のインバータ回路でＲＣ発振回路１４１を構成した場合を示し、図１０（Ｂ）は３段のインバータ回路でＲＣ発振回路２４１を構成した場合を示す。
【００６１】
同図に示すように、本変形例に係るＲＣ発振回路１４１、２４０にあっては、複数段のインバータ回路１４２が直列に接続され、これらインバータ回路１４２のうちのいずれかのインバータ回路１４２の出力と初段のインバータ回路１４２の入力とを抵抗１４４を介して接続し、他のいずれかのインバータ回路１４２の出力と初段のインバータ回路１４２の入力との間に、充放電用のキャパシタ１４５を接続して構成されている。なお、同図において、抵抗１４６は電流制限用である。
かかる構成のＲＣ発振回路１４１、２４０にあっては、充放電用のキャパシタ１４５の充電電圧が発振動作により変動し、この充電電圧が発振信号Ｖ２として周波数設定回路３７に入力さる。
また、直列接続された複数段のインバータ回路１４２には、それぞれ１チップのインバータロジックＩＣ１４３、２４３を用いることができ、これにより、１チップのＩＣと、抵抗１４４、及びキャパシタ１４５とから成る回路構成で、周波数規定電圧Ｖ１を変動させるための発振信号Ｖ２を簡単に生成できる。
【００６２】
また例えば、上述した各実施形態では、電源装置として、フライバック式のスイッチング電源装置１、１００、２００を例示したが、これに限らず、例えば自励式（フォワード式）などの他の方式のスイッチング電源であっても良い。
【符号の説明】
【００６３】
１  スイッチング電源装置（電源装置）
１０  フライバックトランス（トランス）
１２  １次巻線
１３  トランジスタ回路（スイッチング素子）
１４  制御ＩＣ（制御回路）
１８  ２次巻線
３７  周波数設定回路
３６  キャリア波発生器
４０、１４０、２４０  変動用信号生成回路
４１、１４１、２４１  ＲＣ発振回路
４２  シュミットトリガインバータ回路
４４、１４４  抵抗
４５、１４５  キャパシタ
４３  シュミットトリガ型インバータロジックＩＣ
１４２  インバータ回路
１４３  インバータロジックＩＣ
１６０、２６０  遮断回路
１６１、２６１  接続スイッチ回路
１６２、２６２  電流検出回路
１６３、２６４  判定回路
２６４  プルアップ接続スイッチ回路（高電位保持回路）
２７７  ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｖ１  周波数規定電圧
Ｖ２  発振信号
Ｖ５  検出電圧
Ｖ６  判定用電圧
【図１】
0005588305.tif 000002
【図２】
0005588305.tif 000003
【図３】
0005588305.tif 000004
【図５】
0005588305.tif 000005
【図６】
0005588305.tif 000006
【図７】
0005588305.tif 000007
【図８】
0005588305.tif 000008
【図９】
0005588305.tif 000009
【図１０】
0005588305.tif 000010
【図４】
0005588305.tif 000011