(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ基底帯域信号を処理するための受信装置であって、
誘電体に誘起された電界信号を受信するための電極と、
前記受信された電界信号に対応して生成されるデジタル信号の周波数を前記受信された電界信号のチャネル周波数より高い周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプラーと、
を有することを特徴とするアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項２】
前記受信された電界信号を増幅し利得を調整するための第１の利得調整器と、
前記利得が調整された信号から受信チャネル帯域幅に対応する信号だけを選択するためのチャネル選択フィルターと、
前記選択された信号を増幅し利得を調整するための第２の利得調整器と、
前記第２の利得調整器から出力される信号をデジタル信号に変換する比較器と、
前記オーバーサンプリングされた信号を復調する復調部と、
前記オーバーサンプラー及び前記復調部に必要とされるクロックを提供するクロック発生器と、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項３】
前記第１の利得調整器は、二つの差動入力構造を有し、インピーダンス調整が可能であり、前記差動入力端子のうち一つを交流カップリングでグラウンドすることを特徴とする請求項２に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項４】
各受信チャネル周波数に合うように選択が可能であるように複数の帯域通過フィルターとスイッチとを有するチャネル選択フィルターをさらに含み、
前記スイッチは、前記受信チャネル周波数に従って対応する帯域通過フィルターが選択されるようにスイッチングされることを特徴とする請求項１に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項５】
前記電極から出力される信号を受信するチャネル選択フィルターと、
前記チャネル選択フィルターから出力される信号を受信する低雑音増幅器である第１の利得調整器と、
前記第１の利得調整器から出力される信号を受信するプログラマブル利得増幅器である第２の利得調整器と、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項６】
前記電極から出力される信号を受信する第１の利得調整器と、
前記第１の利得調整器から出力される信号を受信する第２の利得調整器と、
前記第２の利得調整器から出力される信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、
前記アナログ／デジタル変換器から出力される信号を受信するチャネル選択フィルターと、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項７】
前記電極から出力される信号を受信する第１の利得調整器と、
前記第１の利得調整器から出力される信号を受信する第２の利得調整器と、
前記第２の利得調整器から出力される信号を受信するチャネル選択フィルターと、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項８】
前記第２の利得調整器は、二つの差動入力構造を有し、インピーダンス調整が可能であり、前記二つの差動入力構造のうち一つを交流カップリングでグラウンドすることを特徴とする請求項２に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置。
【請求項９】
アナログ基底帯域信号を処理するための受信方法であって、
信号受信装置が誘電体に誘起された電界信号を受信するステップと、
前記受信された電界信号に対応して生成されるデジタル信号の周波数を前記受信された電界信号のチャネル周波数より高い周波数でオーバーサンプリングするステップと、を含むことを特徴とするアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【請求項１０】
前記受信された電界信号を増幅し利得を調整するステップと、
前記利得が調整された信号から受信チャネル帯域幅に対応する信号だけを選択するステップと、
前記選択された信号を増幅し利得を調整するステップと、
前記選択された信号を増幅し利得が調整された信号をデジタル信号に変換するステップと、
前記オーバーサンプリングされた信号を復調するステップと、
前記オーバーサンプラー及び前記復調部に必要とされるクロックを提供するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【請求項１１】
前記受信された電界信号を増幅し利得を調整するステップは、
第１の利得調整器がインピーダンスを調整して、二つの差動入力端子のうち一つを交流カップリングでグラウンドすることを特徴とする請求項１０に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【請求項１２】
各受信チャネル周波数に合うように選択が可能であるように、前記受信チャネル周波数によって該当バンドパスフィルターを選択するステップをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【請求項１３】
電極から出力される信号をチャネル選択フィルターが受信するステップと、
前記チャネル選択フィルターから出力される信号を低雑音増幅器である第１の利得調整器が受信するステップと、
前記第１の利得調整器から出力される信号をプログラマブル利得増幅器である第２の利得調整器が受信するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【請求項１４】
電極から出力される信号を第１の利得調整器が受信するステップと、
前記第１の利得調整器から出力される信号を第２の利得調整器が受信するステップと、
前記第２の利得調整器から出力される信号をアナログ／デジタル変換器がデジタル信号に変換するステップと、
前記アナログ／デジタル変換器から出力される信号をチャネル選択フィルターが受信するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【請求項１５】
電極から出力される信号を第１の利得調整器が受信するステップと、
前記第１の利得調整器から出力される信号を第２の利得調整器が受信するステップと、
前記第２の利得調整器から出力される信号をチャネル選択フィルターが受信するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【請求項１６】
前記選択された信号を増幅し利得を調整するステップは、
第２の利得調整器がインピーダンスを調整して、二つの差動入力端子のうち一つを交流カップリングでグラウンドすることを特徴とする請求項１０に記載のアナログ基底帯域信号を処理するための受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘電体を用いて通信する情報端末機に関し、特に、アナログ基底帯域信号を処理するための受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電界通信は、空気、水、又は人体のような誘電体を送信媒質として用いてデータを送信することができ、ユーザが直観的に端末装置を選択した後にデータが送信されるために直観的な便宜性及び高い保安性をユーザに提供する。
【０００３】
図１は、従来の無線（Radio Frequency：ＲＦ）通信システムで使用するＲＦ受信装置の構成を示す図である。
ＲＦ信号を受信するためには、局部発振器（Local Oscillator：ＬＯ）、直交ミキサー（Quadrature Mixer）、及び位相同期ループ（Phase Locked Loop：ＰＬＬ）などのようにＲＦキャリア信号と関連した要素を含まなければならず、同位相（In-Phase）信号と直交位相（Quadrature-Phase）信号とに分離することによりアナログ信号をデジタル信号に変換しなければならない。
【０００４】
図２は、従来の広帯域パルス信号受信装置の構成を示す図である。
広帯域パルス信号受信装置は、ＲＦ復調方式を使用せず、アナログ基底帯域信号だけで電界通信を行うように構成されている。
人体をデータ送信媒質として使用する通信チャネルから出力される微弱な広帯域パルス信号をデジタル信号に復元するためには、５０オームインピーダンス整合と広帯域増幅及び対称的な臨界値トリガーリングブロック（threshold triggering block）を必要とする。
【０００５】
図３は、従来の電界通信システムにおける振幅シフトキーイング（Amplitude Shift Keying：ＡＳＫ）で変調されたアナログ基底帯域差動信号を受信するための装置の構成を示す図である。
この受信装置は、差動信号を受信するために２つの電極を使用する。また、ＡＳＫ復調のために差動増幅及びキャリア周波数帯域の信号だけを通過させる帯域通過フィルター（Band-Pass Filter：ＢＰＦ）を使用した後にピーク／ホールド（Peak/Hold）回路を経てもう１回増幅した後に低域通過フィルター（Low-Pass Filter：ＬＰＦ）で残りのキャリア信号を除去した後に、比較器を使用してデジタル信号に復元する。
【０００６】
しかしながら、図１のように高い周波数帯域のＲＦ受信装置は、ＲＦキャリア信号を処理するための要素（ＬＯ、ＰＬＬ、直交ミキサー）と、同位相信号及び直交位相信号の両方とも処理するために１対の可変利得増幅器（Variable Gain Amplifier：ＶＧＡ）と、ＬＰＦと、アナログデジタル変換器（Analog Digital Converter：ＡＤＣ）などを必要とするために消費電力及び面積が増加するという短所がある。また、ＬＯを使用するにあたり、直接変換（direct conversion）構造を使用する場合にＤＣオフセット又はＩ／Ｑ不一致（mismatch）などの問題も発生する。
【０００７】
このようなＲＦ復調方式を使用する際に発生する問題点を除去するために、図２に示すようにアナログ基底帯域送信方式で提案された電界通信システムにおいては、広帯域パルス信号を受信するために帯域幅が１００ＭＨｚ以上である増幅器を必要とする。また、フィルターを内蔵していない構造であるので、帯域外（out-of-band）から流入する干渉雑音（interference noise）に脆弱であり、１００ＭＨｚ以上の広帯域を必要とするので、同位相で流入することができる１３．５６ＭＨｚのスマートカードなどのＲＦ  ＩＤ信号又は８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚ程度のＦＭ無線信号にも影響を受けることにより性能が劣化するという問題がある。
【０００８】
図３のような受信構造では、ＡＳＫで変調されたアナログ基底帯域信号だけが受信可能な構造であり、２つの受信電極を使用するために実装に難しさがある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、少なくとも上述した問題点及び／又は不都合に取り組み、少なくとも以下の便宜を提供することにある。すなわち、本発明の目的は、誘電体を用いる情報端末機間のデータ通信を行うために様々な基底帯域変調方式で変調されたアナログ信号を受信することができる受信装置を提供することにある。
【００１０】
本発明の他の目的は、誘電体を用いる情報端末機間のデータ通信のために入力動的範囲（input dynamic range）が広く、受信感度が優秀な受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記のような目的を達成するために、本発明の実施形態の一態様によれば、アナログ基底帯域信号を処理するための受信装置が誘電体に誘起された電界信号を受信するための電極と、上記受信された信号を増幅し利得を調整するための第１の利得調整器と、上記利得が調整された信号から受信チャネル帯域幅に対応する信号だけを選択するためのチャネル選択フィルターと、上記選択された信号を増幅し利得を調整するための第２の利得調整器と、上記第２の利得調整器から出力される信号をデジタル信号に変換する比較器と、上記デジタル信号を受信チャネル周波数より高い周波数でオーバーサンプリングするオーバーサンプラーと、上記オーバーサンプリングされた信号を復調する復調部と、上記オーバーサンプラー及び上記復調部に必要とされるクロックを提供するクロック発生器とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の実施形態によれば、電界通信環境でアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置を使用する際に、入力動的範囲が広くなり、受信感度が向上することができるので、接触だけでなく非接触環境まで様々な応用シナリオの実現が可能である。また、帯域幅の可変が可能であるので、様々な基底帯域変調方式で変調されたアナログ信号を受信することができるためにモデム変調方式の自由度が向上することができるという長所がある。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】従来のＲＦ受信装置の構成を示す図である。
【図２】従来の広帯域パルス信号受信装置の構成を示す図である。
【図３】従来のＡＳＫ差動信号受信装置の構成を示す図である。
【図４】本発明の好適な実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置の構成を示す図である。
【図５】本発明の好適な実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置でのスイッチング雑音カップリングの影響を示す図である。
【図６】本発明の好適な他の実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置の構成を示す図である。
【図７】本発明の好適な他の実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の好適な実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。図面における同様な構成要素に対しては、他の図面に表示されても、同様な参照番号及び符号を付けてあることに注意されたい。下記の説明では、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるような本発明の実施形態の包括的な理解を助けるために提供するものであり、このために具体的な回路の構成素子などのような様々な特定の詳細を含むが、単に例示に過ぎない。従って、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく、ここに説明する実施形態の様々な変更及び修正が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を有する者には明らかである。また、明瞭性と簡潔性の観点から、当業者に良く知られている機能や構成に関する具体的な説明は、省略する。
【００１５】
図４は、本発明の望ましい実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置の構成を示す図である。
電極４１は、誘電体に誘起された電界信号を受信し、低雑音増幅器（Low Noise Amplifier：ＬＮＡ）４２は、電極４１から受信された信号を低雑音で増幅して利得を調整するための第１の利得調整器である。チャネル選択フィルター４３は、利得が調整された信号から受信チャネル帯域幅に対応する信号だけを選択する。この際に、増幅された信号の中で干渉雑音などが除去される。プログラマブル利得増幅器（Programmable Gain Amplifier：ＰＧＡ）４４は、チャネル選択フィルター４３で選択された信号を増幅して利得を調整するための第２の利得調整器であり、デジタル信号に安定して変換するために十分な大きさの信号に増幅する。比較器４５は、ＰＧＡから出力される信号をデジタル信号に変換する。オーバーサンプラー４６は、デジタル信号を受信チャネル周波数（ｆＳｉｇｎａｌ）より高い周波数（ｆＣｌｏｃｋ）でオーバーサンプリング（oversampling）する。モデム４７は、オーバーサンプリングされた信号を復調するための復調部である。クロック発生器４８は、オーバーサンプラー４６及びモデム４７に必要なクロックを提供する。
【００１６】
オーバーサンプラー４６で受信チャネル周波数（ｆＳｉｇｎａｌ）より高い周波数（ｆＣｌｏｃｋ）でオーバーサンプリングする理由は、次のようである。
1番目に、電力消費が多いＡＤＣを使用する代わりに、１ビット比較器を使用して１ビットエネルギーの検出だけが可能であるので、モデム４７で信号対雑音比（Signal to Noise Ratio：ＳＮＲ）を高めるためである。
２番目に、データ同期のためにクロック及びデータ復旧（Clock and Data Recovery：ＣＤＲ）を使用することができるが、ロッキング時間（locking time）問題が発生するので、モデム４７で複数のオーバーサンプリング値を組み合わせることによりデータ同期を実行するためである。
３番目に、スイッチング雑音カップリング（Switching Noise Coupling）の影響を最小化することにより受信感度を向上させるためである。
【００１７】
図５は、本発明の望ましい実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置でのスイッチング雑音カップリングの影響を示す図である。
クロック発生器４８で発生するデジタルクロック信号によりスイッチング雑音が発生し、これは、電源や接地経路、又はオンチップ（on-chip）では、基板を介してカップリングされることによりアナログ回路（特に、ＬＮＡ４２及びＰＧＡ４４）に影響を与える。
【００１８】
アナログ回路の出力端である比較器４５の入力信号に対する周波数スペクトルを説明すると、ｆＳｉｇｎａｌを中心に一定の帯域を有する受信チャネル信号が現れ、クロック信号も基底帯域のデジタル信号を使用するので、ｆＣｌｏｃｋ周波数信号と２番目のハーモニック（harmonic）成分である２ｆＣｌｏｃｋ周波数信号とが現れる。この際に、クロック周波数が信号周波数とチャネル阻止（stop）帯域幅の半の和より小さい場合、すなわち、下記の数式１のような関係式を有する場合に、クロック信号周波数成分は、受信チャネル帯域上におかれることにより同位相干渉雑音として影響を与える。
【００１９】
【数１】
0005588009.tif 000002
【００２０】
ここで、通過帯域（passband）の帯域幅でない阻止帯域（stopband）の帯域幅条件が必要な理由は、干渉雑音が通過帯域を外れていても、阻止帯域内では、若干の強度のみが減少するために雑音マージン（margin）を考慮して十分な大きさに減少させるためである。したがって、受信信号の強度がハーモニック周波数成分を含むクロック信号周波数成分より大きい場合には、カップリング雑音が問題とならないが、経路損失（pathloss）が大きいチャネル環境では、受信信号の強度が小さいので干渉雑音成分により受信感度を低下させる。また、クロック発生器４８だけでなくモデム４７又はデジタル処理部（例えば、プロセッサ及びコーデック）４９で使用するクロック周波数（ｆＭｏｄｅｍ、ｆＰｒｏｃｅｓｓｏｒ、ｆＣＯＤＥＣ）によってもスイッチングカップリング雑音が発生するので、このような構成要素で使用するすべてのクロック周波数も下記の数式２を満足しなければアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置の受信感度を高めることができない。
【００２１】
【数２】
0005588009.tif 000003
【００２２】
図６は、本発明の望ましい他の実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置の構成を示す図である。残りの構成要素（図示せず）は、図４のそれと同一であるか又は類似している。
図６の（ａ）は、チャネル選択フィルターが最も前の位置に置かれた構造であり、所望するチャネル帯域だけを通過させた後に受信信号を増幅する構造である。このような順序は、ＬＮＡ及びＰＧＡの帯域幅を減少させることができ、干渉を前で除去したので線形性（linearity）が多少弱くてもよく、比較器で安定してデジタル信号に復元するために十分な増幅を得ることができるという長所を有する。チャネル選択をよく感知するためには、入力インピーダンスが高くならなければならないので、フィルターは、アナログフィルターであり、基底帯域周波数で動作するので、主にアクティブ（active）フィルターとして構成される。しかしながら、受信信号 で、インピーダンスで発生する雑音が増加することによりＬＮＡ及びＰＧＡの総電圧利得だけ雑音が増幅され得る。また、ＬＮＡで発生するすべての雑音もＰＧＡの電圧利得だけ増幅されるので全ＳＮＲ性能を低下させ得る。
【００２３】
図６の（ｂ）は、チャネル選択フィルターをアナログ方式でないデジタル方式で処理する構造である。このような順序は、フィルターの特性をデジタル的に容易に可変することができるので、消費電力及び面積を減少させることができるが、線形性が高く、雑音特性が優秀なＡＤＣを必要とする。また、ＡＤＣの前に受信信号強度が飽和（saturation）されることを防止するためにＡＧＣ機能も追加されなければならない。
【００２４】
図６の（ｃ）は、まず、ＬＮＡ及びＰＧＡで増幅を十分に行った後にチャネル選択フィルターで受信信号をフィルタリングする構造である。このような順序は、ＬＮＡ及びＰＧＡで発生するアウトバンド（out-band）雑音をフィルターで除去することができるので、雑音性能が優秀であり超音波受信装置でも多く使用する構造でもある。しかしながら、同位相信号だけでなく干渉雑音を含むアウトバンド信号もＬＮＡ及びＰＧＡの総電圧利得だけ増幅されるために、チャネル選択フィルターで線形性問題とならない範囲のみで増幅が可能である。したがって、入力動的範囲の制約を受ける。線形性範囲を広めるために電圧利得を減少させる場合には、比較器は安定してデジタル信号に復元するための最小受信信号の大きさを得るために要求される電圧利得を得ることができないため、受信感度の向上程度が低い。
【００２５】
上述したような構成要素の配置順序に従う総雑音を計算すると、雑音特性が最も優秀なものは、図６の（ｃ）であり、その次のものは、図４である。しかしながら、図６の（ｃ）は、入力動的範囲に制約があり、受信感度の向上程度が低い。特に、電界通信チャネル環境は、電極に接触した環境と非接触環境間の経路損失差が大きくは６０ｄＢ以上発生するので、入力動的範囲が高く要求され、非接触環境で要求される受信感度も数十ｍＶ程度となる。したがって、比較器で安定してデジタル信号に復元するためには電圧利得も増加しなければならない。そこで、電界通信チャネル環境では、図４のような配置順序が最も適しているといえる。
【００２６】
各配置順序に従う総雑音大きさを比較して見ると、下記の数式３乃至数式６のようである。
【００２７】
図４の場合：数式３
【数３】
0005588009.tif 000004
【００２８】
図６の（ａ）の場合：数式４
【数４】
0005588009.tif 000005
【００２９】
図６の（ｂ）の場合：数式５
【数５】
0005588009.tif 000006
【００３０】
図６（ｃ）の場合：数式６
【数６】
0005588009.tif 000007
【００３１】
ここで、
ＧＬＮＡ：ＬＮＡの電圧利得
ＮＰＧＡ：ＰＧＡの電圧利得
ＮＬＮＡ：ＬＮＡで発生する雑音
ＰＰＧＡ：ＰＧＡで発生する雑音
ＮＦｉｌｔｅｒ：チャネル選択フィルターで発生する雑音
α：ＬＮＡ及びＰＧＡの帯域幅に対するチャネル選択フィルターの通過帯域の帯域幅比率であり、チャネル選択フィルターの雑音がＬＮＡの雑音よりさらに小さいと仮定する（ＮＦｉｌｔｅｒ＜＜ＮＬＮＡ）。
【００３２】
具体的に、図４の受信装置及び図６（ｃ）の受信装置に対して入力動的範囲と受信感度との関係を説明すると、次のようである。
ＰＮ：熱雑音電力（thermal noise power）
Ｂ：チャネル帯域幅
ＮＦ：雑音指数（Noise Figure）
ＰＮｏ：熱雑音電力スペクトル密度（spectral density）
ＰＴＨ：比較器の入力しきい値電力
ＳＮＲＲＥＱ：モデム要求ＳＮＲ
（ＰＯ）ＭＡＸ：最大飽和出力電力（maximum saturated output power）
（ＰＩ）ＭＩＮ：最小入力電力（minimum input power）
と仮定する場合に、受信装置の熱雑音電力は、下記の数式７のようである。
【数７】
0005588009.tif 000008
【００３３】
また、比較器で安定してデジタル信号に復元するためには、下記の数式８のような条件を満足すべきである。
【数８】
0005588009.tif 000009
【００３４】
受信装置の受信感度は、下記の数式９のようである。
【数９】
0005588009.tif 000010
【００３５】
したがって、数式８による受信感度の最小範囲は、下記の数式１０のようである。
【数１０】
0005588009.tif 000011
【００３６】
図４の受信装置に対する動的範囲ＤＲ|４は、チャネル選択フィルターで飽和されない範囲内で下記の数式１１のように決定される。
【数１１】
0005588009.tif 000012
【００３７】
同様に、図６の（ｃ）に示す受信装置に対する動的範囲ＤＲ|６ｃは、下記の数式１２のようである。
【数１２】
0005588009.tif 000013
【００３８】
数式１１及び数式１２に従って、同一の受信感度に対して、図４の受信装置の動的範囲が図６の（ｃ）の受信装置の動的範囲よりＧＰＧＡだけさらに広いことがわかる。また、図６（ｃ）の受信装置の動的範囲を広めるためには、ＬＮＡ及びＰＧＡの電圧利得を減少させなければならない。しかしながら、数式１０によって電圧利得が減少する場合に、最小受信入力大きさである受信感度が増加されなければならないことがわかる。このような観点から、図４の受信装置が入力動的範囲を広めることができ、受信感度も向上させることができる。
【００３９】
図７は、本発明の望ましい他の実施形態によるアナログ基底帯域信号を処理するための受信装置の構成を示す図である。
誘電体を介して電極７０を経て受信された信号は、直流ポテンシャル（DC potential）がないので、内部的に直流バイアシング（biasing）を行わなければならない。したがって、送信装置と誘電体及び受信装置間の直流経路をなくし、６０Ｈｚを含む低周波帯域の雑音を除去するために受信信号のＡＣカップリングを行って受信する。
【００４０】
ＬＮＡ９０は、チャネル環境に合うように最適化した性能を得るために、受信インピーダンス調節が可能であるように構成する。また、外部から発生した共通モード（common mode）の雑音除去のために差動入力構造７１及び７２を有しつつグラウンドリターン（GND return）経路−Ｒｘ側のグラウンドとＴｘ側のグラウンド間に発生するカップリング−影響を考慮して差動入力の１つの端子７２を交流カップリングでグラウンドＧＮＤに接続する。
【００４１】
チャネル環境に従って経路損失が変わるので、ＬＮＡ９０のＬＮＡ及びＰＧＡ７９の電圧利得は、モデム（図示せず）で調節することができる。モデムは、ＰＧＡ利得を制御するための信号ＧＰＧＡ及びＬＮＡ利得を制御するための信号ＧＬＮＡを提供する。
チャネル選択フィルターは、各受信チャネル周波数に合うように選択されることができるように２個のＢＰＦ７６及び７７とスイッチ７５及び７８で実現される。ＢＰＦ７６及び７７は、送信速度又は変調方式、チャネル環境に従って通過帯域幅の調節が可能である。モデムでは、ＢＰＦ選択のための信号Ｓｅｌを提供する。
比較器８０は、モデムで提供するヒステリシス（hysterisis）調節信号Ｈｙｓに従ってヒステリシスが制御される。
【００４２】
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく様々な変更が可能であるということは、当業者には明らかであり、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるべきである。
【符号の説明】
【００４３】
４１・・・電極
４２・・・低雑音増幅器
４３・・・チャンネル選択フィルター
４４・・・プログラマブル利得増幅装置
４５・・・比較器
４６・・・オーバーサンプラー
４７・・・モデム
４８・・・クロック発生装置
【図１】
0005588009.tif 000014
【図２】
0005588009.tif 000015
【図３】
0005588009.tif 000016
【図４】
0005588009.tif 000017
【図５】
0005588009.tif 000018
【図６】
0005588009.tif 000019
【図７】
0005588009.tif 000020