(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間変動信号を表すパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生させる方法であって、各時間サイクルについて、
ａ）第１の電圧レベルから第２の電圧レベルへの立ち上がりランプ波を発生させるステップと、
ｂ）前記第２の電圧レベルから前記第１の電圧レベルへの立ち下がりランプ波を発生させるステップと、
ｃ）前記時間変動信号の立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、前記ＰＷＭ信号が前記第１の電圧レベルにある場合に、前記ＰＷＭ信号を前記第２の電圧信号へと遷移させるステップと、
ｄ）各時間サイクルについて、前記時間変動信号の立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを２回目に、または引き続いて検出した場合、前記ＰＷＭ信号を前記第２の電圧信号へと遷移させる前記ステップを抑止するステップと、
ｅ）前記時間変動信号の立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、前記ＰＷＭ信号が前記第２の電圧レベルにある場合に、前記ＰＷＭ信号を前記第１の電圧信号へと遷移させるステップと，
ｆ）各時間サイクルについて、前記時間変動信号の立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを２回目に、または引き続いて検出した場合、前記ＰＷＭ信号を前記第１の電圧信号へと遷移させる前記ステップを抑止するステップとを含む、方法。
【請求項２】
多重位相ＰＷＭ信号を発生させるステップを含み、各位相に対して中間ＰＷＭ信号を発生させるため、各位相についてステップａ）からｄ）が行われ、前記方法が、前記中間ＰＷＭ信号を合計することによって、前記時間変動信号を表す前記ＰＷＭ信号を発生させるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
多重レベルＰＷＭ信号を発生させるステップを含み、各レベルがそれぞれ第１の電圧レベルおよび第２の電圧レベルを有し、各レベルについてステップａ）からｄ）が行われる、請求項１または請求項２に記載の方法。
【請求項４】
時間サイクル間の遷移の際に前記ＰＷＭ信号の前記電圧レベルを維持するステップをさらに含む、請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記時間変動信号の立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを検出するステップ、または前記時間変動信号の立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを検出するステップが、
前記第１の電圧レベルを表す第１の電流を発生させるステップと、
前記第２の電圧レベルを表す第２の電流を発生させるステップと、
前記立ち上がりランプ波または前記立ち下がりランプ波を発生させる前記ステップを制御するランプ波制御信号を供給するため、一方の電流を他方の電流から減算するステップと、
前記時間変動信号を表す基準電流を発生させるステップと、
比較信号を供給するため、前記第１または第２の電流のどちらかを前記基準電流から減算するステップと、
前記比較信号を前記発生させたランプ波信号と比較するステップとを含む、請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記時間変動信号の前記立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを検出する場合に、前記比較器が前記基準電流を前記立ち下がりランプ波の反転と比較する、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記時間変動信号の前記立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを検出する場合に、前記比較器が前記基準電流の反転を前記立ち上がりランプ波と比較する、請求項５または６に記載の方法。
【請求項８】
時間変動信号を表す信号を発生させるパルス幅変調器（ＰＷＭ）であって、
ａ）第１の電圧レベルから第２の電圧レベルへの立ち上がりランプ波を発生させるランプ波発生器と、
ｂ）前記第２の電圧レベルから前記第１の電圧レベルへの立ち下がりランプ波を発生させるランプ波発生器と、
ｃ）前記時間変動信号の立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、前記ＰＷＭ信号が前記第１の電圧レベルにある場合に、前記ＰＷＭ信号を前記第２の電圧信号へと遷移させ、各時間サイクルについて、前記時間変動信号の立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを２回目に、または引き続いて検出した場合、前記ＰＷＭ信号を前記第２の電圧信号へと遷移させる前記ステップを抑止する検出器と、
ｄ）前記時間変動信号の立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、前記ＰＷＭ信号が前記第２の電圧レベルにある場合に、前記ＰＷＭ信号を前記第１の電圧信号へと遷移させ、各時間サイクルについて、前記時間変動信号の立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを２回目に、または引き続いて検出した場合、前記ＰＷＭ信号を前記第１の電圧信号へと遷移させる前記ステップを抑止する検出器とを備える、パルス幅変調器。
【請求項９】
前記時間変動信号の立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを検出する前記手段、または前記時間変動信号の立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを検出する前記手段が、
前記第１の電圧レベルを表す第１の電流を発生させる電流発生器と、
前記第２の電圧レベルを表す第２の電流を発生させる電流発生器と、
前記立ち上がりランプ波または前記立ち下がりランプ波を発生させる前記手段を制御するランプ波制御信号を供給するため、一方の電流を他方の電流から減算する減算器と、
前記時間変動信号を表す基準電流を発生させる電流発生器と、
比較信号を供給するため、前記第１または第２の電流のどちらかを前記基準電流から減算する減算器と、
前記比較信号を前記発生させたランプ波信号と比較する比較器とを備える、請求項８に記載のパルス幅変調器。
【請求項１０】
前記時間変動信号の前記立ち上がり傾斜が前記立ち下がりランプ波と交差したことを検出する前記手段が、前記基準電流を前記立ち下がりランプ波の反転と比較する前記比較器を接続するように適合された、請求項９に記載のパルス幅変調器。
【請求項１１】
前記時間変動信号の前記立ち下がり傾斜が前記立ち上がりランプ波と交差したことを検出する前記手段が、前記基準電流の反転を前記立ち上がりランプ波と比較する前記比較器を接続するように適合された、請求項９または１０に記載のパルス幅変調器。
【請求項１２】
請求項８から１１のいずれか一項に記載のパルス幅変調器を含む、移動無線伝送装置向けの包絡線追跡変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、改善されたパルス幅変調技術に関する。本発明は、特に、スイッチング電源の効率的な生成のための方法またはシステムに適用すると有利である。本発明は、移動通信ハンドセットにおいて特に有利な用途を見出すが、本発明はそのような用途に限定されない。
【背景技術】
【０００２】
効率的な電源生成には、定電圧を供給する線形レギュレータではなく、何らかの形態のスイッチング手段が求められることが、当該分野で知られている。スイッチング電源は、当該分野において良く知られている。
【０００３】
しかし、スイッチング電源は、一般的に、静的なまたは緩やかに変動するＤＣ電圧に使用されてきた。そのような用途では、過渡応答に対する主な検討事項は、出力電圧の迅速な変化ではなく負荷電流の迅速な変化に応答することである。
【０００４】
無線通信における、より具体的には移動体通信における近年の進歩に伴い、迅速に変動する出力振幅がある用途には、送信機の効率的な動作が求められている。２つの技術を使用してそのような効率的な動作についての必要性に対処することは、当該分野において知られている。
【０００５】
第１の技術は包絡線追跡（ＥＴ）として知られており、第２の技術は包絡線除去および復元（ＥＥＲ）として知られている。これらの技術は、出力電圧が、負荷電流の変動に加えて迅速かつ大きな信号変動を示すことが予期される、広い出力範囲を効率的に供給することを必要とする電源の開発を求めてきた。
【０００６】
一般的なスイッチモードの実現とは、スイッチング周波数よりもはるかに低い周波数で信号に対してフィードバックすることによって、出力が有効に線形化されるように、フィードバックループ内部に高度に非線形のスイッチングブロックを含むことである。
【０００７】
スイッチモードの実現には、ｉ）パルス幅変調（ＰＷＭ）、ｉｉ）ヒステリシス（バングバングとしても知られる）、およびｉｉｉ）デルタシグマという、３つの一般に使用される方法論がある。
【０００８】
一般的なＰＷＭ技術は、各クロックサイクルの開始時に始まるランプ波を提供することを含む。各クロックサイクルの開始時には、スイッチ出力は「１」に設定される。ランプ波が信号と交差すると、信号出力は「０」に切り替わる。
【０００９】
これは、単一のサイクル全体にわたって、出力信号の平均は制御入力に等しく、本質的に正確な追跡をもたらす準線形動作が得られることを意味する。従来のＰＷＭアルゴリズムは、１つのランプ波サイクル内で信号レベルが著しく変化すると機能しなくなり始める。
【００１０】
信号が迅速に変化すると、準線形性が失われ、この機能は遅延を伴う単位ごとの量子化器（unit level quantiser）になる。この遅延の増加によって、広帯域幅ループを伴って生じる大きな信号のリミットサイクル振動が起こる場合がある。
従来技術の１つの課題は、大きな帯域幅で良好なスイッチング精度を提供することである。
【００１１】
１つの解決策はスイッチング率を増加させることである。これは、スイッチャーの状態がより高速で更新され、したがって、高速で変化する信号をより一層追随できることを意味する。
【００１２】
しかし、ＣＭＯＳ技術を使用してスイッチング電源が実現されたとき、スイッチング要素は、求められる電流を流すのに十分な大きさで作られなければならない。トランジスタの大きなバンクを切り替えるためにエネルギーが供給源から消費され、このエネルギーは、スイッチャーの更新率に比例する。
【００１３】
したがって、より複雑なコントローラは、小さな形状の素子の数を増加させると同時に、大きなトランジスタバンクにおけるスイッチング率の数値を低減させる場合に、位置調整される。
【００１４】
図１ａを参照すると、既知のＰＷＭ配置における例示的な入力のために構築される一例の出力が示される。図１ａは、時間ｔ０〜ｔ１の間のサイクル１と、時間ｔ１〜ｔ２の間のサイクル２との２つのサイクルにわたる入力信号および出力信号を示している。
【００１５】
時間インスタンスｔ０、ｔ１、ｔ２は、クロック信号の連続的な立ち上がりエッジがある時間インスタンスを表す。図１ａは、Ｖ０およびＶ１の２つのレベルのうち１つの間で出力電圧レベルが切り替わることができる、単純な例を示している。Ｖ０は接地レベルであってもよく、Ｖ１は正電圧レベルであってもよい。
【００１６】
入力信号波形は参照番号１０１２によって特定される。出力信号は参照番号１００２によって特定される。
【００１７】
図１ａに示されるように、第１のサイクルでは、時間ｔ０における電圧Ｖ０から時間ｔ１における電圧Ｖ１まで立ち上がる、立ち上がりランプ波１００４が示されている。同様に、サイクル２では、時間ｔ１における電圧Ｖ０から時間ｔ２における電圧Ｖ１まで立ち上がる、立ち上がりランプ波１００６がある。出力は電圧Ｖ１で始まり、後に続くサイクルもそれぞれ電圧Ｖ１で始まる。
【００１８】
図１ａをさらに参照すると、参照番号１００８によって示されるように、立ち上がりランプ波信号１００４が立ち下がり入力信号１０１２と交差すると、出力１００２は電圧レベルＶ０へと遷移する。出力信号１００２は、時間ｔ１におけるサイクルの終了時まで電圧Ｖ０のままであり、その時点で、第２のサイクルの開始のために出力が強制的に電圧Ｖ１になる。
【００１９】
第２のサイクルでは、参照番号１０１０によって示されるように、１００６における立ち上がりランプ波が立ち下がり入力信号１０１２と交差すると、再び電圧Ｖ０への遷移が生じる。動作はこのようにして継続する。
【００２０】
図１ａから分かるように、出力信号１００２は入力信号１０１２の不十分な表現である。元の信号の正確な表現を達成する際の問題は、ＰＷＭプロセスが、波形の立ち下がりエッジの瞬間は非常に正確に再現することができるが、波形の立ち上がりエッジはまったく再現できないことである。
【００２１】
立ち上がりエッジを前に進めることができる唯一の手法は、各サイクルの始まりの電圧を固定レベルＶ１に設定することによる。
【００２２】
図１ｂを参照すると、従来のＰＷＭ技術を多重レベルバックコンバータ（multi-level buck converter）に適用すると、高速遷移の精度がさらに低下することが分かる。
【００２３】
図１ｂを参照すると、やはり、時間ｔ０〜ｔ２の２つのサイクル期間にわたる入力信号および出力信号が示される。この多重レベルの例では、出力信号は、Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４の５つの電圧レベルのうち１つの間で切り替わることができる。入力信号波形は参照番号２０１２によって示され、出力信号は参照番号２００２によって示される。
【００２４】
この例では、第１のサイクルの開始時に、出力電圧は電圧レベルＶ１にある。
【００２５】
図１ｂに示されるように、各サイクルにおいて、電圧バンドそれぞれに対してランプ波がある（５つの電圧は４つの電圧バンドをもたらしている）。したがって、各サイクルにおいて、各バンドについて、ランプ波はバンドの低電圧側で始まり、サイクルの終了時にはバンドの高電圧側で終わる。
【００２６】
サイクルの開始直後に、第１のサイクルの第１のバンド（電圧レベルＶ０とＶ１の間）と関連するランプ波である立ち上がりランプ波２０１１が、立ち下がり入力信号２０１２と交差し、その結果、出力信号はすぐに電圧Ｖ０へと遷移する。
【００２７】
入力信号がランプ波よりも高速で立ち上がる場合、準線形ＰＷＭ動作は不能である。この限界には、（ｎ−１）クロックサイクルにおける１つの完全な遷移のスルーレート（ｎは電圧レベルの数）のときに達する。したがって、信号の１つの完全なサイクルは、π×（ｎ−１）クロックサイクル未満では処理することができない。４つの電圧レベルに関して、最大帯域幅はクロックレートの１０分の１である。
【００２８】
時間ｔ１において、電圧は最も高い電圧レベルＶ４へと遷移するが、それは、この電圧レベルがその時点での入力信号波形を最も緊密に近似する電圧レベルであるためである。その後、立ち下がり入力信号２０１２は、参照番号２０１０によって示されるように、所与の時点において第２のサイクルの電圧レベルＶ３とＶ４の間の立ち上がりランプ波と交差し、その時点で、出力電圧は低電圧レベルＶ３へと遷移する。
【００２９】
一般的な従来のＰＷＭ技術では、所与のサイクル内では単一の遷移のみが許容されており、したがって、Ｖ４からＶ３への遷移が行われると、そのサイクルの残りの間、出力信号はレベルＶ３のままである。
【００３０】
図１ｂから分かるように、準線形動作がないので、実質的なエラーが発生する。上述のＰＷＭ技術は、ランプ波がクロックサイクルを横切って立ち上がるＰＷＭを得る従来の方法を組み込んでおり、出力信号は各サイクルの開始時において高電圧レベルにある。これは立ち下がりエッジしか再現しない。
【００３１】
ＰＷＭ信号を得るための従来の方法と逆のものは、ランプ波がクロックサイクルを横切って立ち下がり、サイクルの開始時における出力波形が低電圧レベルに設定されるものである。これは立ち上がりエッジしか再現しない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
本発明の１つの目的は、入力信号の正確な追跡が提供される改善されたスイッチモード電圧源を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明の実施形態によれば、信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジが再現される、パルス幅変調技術が提供される。複数の実施形態において、修正されたパルス幅変調技術は、同時に起こる立ち上がりランプ波および立ち下がりランプ波を組み込んでいる。出力パルス幅変調遷移は、好ましくは、パルス幅変調クロックサイクルから切り離されるか、またはそれとは独立している。したがって、出力パルス幅変調遷移は、好ましくは、立ち上がりおよび立ち下がりランプ波と交差する入力信号にのみ依存する。
【００３４】
１つの態様では、本発明は、時間変動信号を表すパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生させる方法であって、各時間サイクルについて、ａ）第１の電圧レベルから第２の電圧レベルへの立ち上がりランプ波を発生させるステップと、ｂ）第２の電圧レベルから第１の電圧レベルへの立ち下がりランプ波を発生させるステップと、ｃ）時間変動信号の立ち上がり傾斜（rising slope）が立ち下がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、ＰＷＭ信号が第１の電圧レベルにある場合に、ＰＷＭ信号を第２の電圧信号へと遷移させるステップと、ｄ）時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、ＰＷＭ信号が第２の電圧レベルにある場合に、ＰＷＭ信号を第１の電圧信号へと遷移させるステップとを含む、方法を提供する。
【００３５】
この方法は、各時間サイクルについて、時間変動信号の立ち上がり傾斜が立ち下がりランプ波と交差したことを２回目に、または引き続いて検出した場合、ＰＷＭ信号を第２の電圧信号へと遷移させるステップを抑止するステップをさらに含んでもよい。
【００３６】
この方法は、各時間サイクルについて、時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波と交差したことを２回目に、または引き続いて検出した場合、ＰＷＭ信号を第１の電圧信号へと遷移させるステップを抑止するステップをさらに含んでもよい。
【００３７】
この方法は、多重位相ＰＷＭ信号を発生させるステップをさらに含んでもよく、各位相に対して中間ＰＷＭ信号を発生させるため、各位相についてステップａ）〜ｄ）が行われ、この方法は、中間ＰＷＭ信号を合計することによって、時間変動信号を表すＰＷＭ信号を発生させるステップをさらに含む。
【００３８】
この方法は、多重レベルＰＷＭ信号を発生させるステップをさらに含んでもよく、各レベルがそれぞれ第１の電圧レベルおよび第２の電圧レベルを有し、各レベルについてステップが行われる。
【００３９】
この方法は、時間サイクル間の遷移の際にＰＷＭ信号の電圧レベルを維持するステップをさらに含んでもよい。
【００４０】
時間変動信号の立ち上がり傾斜が立ち下がりランプ波と交差したことを検出するステップ、または時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波と交差したことを検出するステップは、第１の電圧レベルを表す第１の電流を発生させるステップと、第２の電圧レベルを表す第２のランプ波を発生させるステップと、立ち上がりランプ波または立ち下がりランプ波を発生させるステップを制御するランプ波制御信号を供給するため、一方の電流を他方の電流から減算するステップと、時間変動信号を表す基準電流を発生させるステップと、比較信号を供給するため、第１または第２の電流のどちらかを基準電流から減算するステップと、比較信号を発生させたランプ波信号と比較するステップとを含んでもよい。
【００４１】
時間変動信号の立ち上がり傾斜が立ち下がりランプ波と交差したことを検出する場合に、比較器は、基準電流を立ち下がりランプ波の反転と比較してもよい。
時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波と交差したことを検出する場合に、比較器は、基準電流の反転を立ち上がりランプ波と比較してもよい。
【００４２】
この態様では、本発明はまた、時間変動信号を表す信号を発生させるパルス幅変調器（ＰＷＭ）であって、ａ）第１の電圧レベルから第２の電圧レベルへの立ち上がりランプ波を発生させるランプ波発生器と、ｂ）第２の電圧レベルから第１の電圧レベルへの立ち下がりランプ波を発生させるランプ波発生器と、ｃ）時間変動信号の立ち上がり傾斜が立ち下がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、ＰＷＭ信号が第１の電圧レベルにある場合に、ＰＷＭ信号を第２の電圧信号へと遷移させる検出器と、ｄ）時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波と交差したことを検出し、それに応答して、ＰＷＭ信号が第２の電圧レベルにある場合に、ＰＷＭ信号を第１の電圧信号へと遷移させる検出器とを備える、パルス幅変調器を提供する。
【００４３】
時間変動信号の立ち上がり傾斜が立ち下がりランプ波と交差したことを検出する手段、または時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波と交差したことを検出する手段は、第１の電圧レベルを表す第１の電流を発生させる電流発生器と、第２の電圧レベルを表す第２のランプ波を発生させる電流発生器と、立ち上がりランプ波または立ち下がりランプ波を発生させる手段を制御するランプ波制御信号を供給するため、一方の電流を他方の電流から減算する減算器と、時間変動信号を表す基準電流を発生させる電流発生器と、比較信号を供給するため、第１または第２の電流のどちらかを基準電流から減算する減算器と、比較信号を発生させたランプ波信号と比較する比較器とを備えてもよい。
【００４４】
時間変動信号の立ち上がり傾斜が立ち下がりランプ波と交差したことを検出する手段は、基準電流を立ち下がりランプ波の反転と比較する比較器を接続するように適合されてもよい。
【００４５】
時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波と交差したことを検出する手段は、基準電流の反転を立ち上がりランプ波と比較する比較器を接続するように適合されてもよい。移動無線伝送装置向けの包絡線追跡変調器は、定義したようなパルス幅変調器を含んでもよい。
【００４６】
別の態様では、本発明は、時間変動信号を表すパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生させる方法であって、第１の電圧レベルに基づいて第１の電流を発生させるステップと、第２の電圧レベルに基づいて第２の電流を発生させるステップと、ランプ波制御信号を供給するため、一方の電流を他方の電流から減算するステップと、ランプ波制御信号に基づいて第１および第２の電圧レベルの間のランプ波を発生させるステップと、時間変動信号に基づいて基準電流を発生させるステップと、比較信号を供給するため、第１または第２の電流のどちらかを基準電流から減算するステップと、反対方向の時間変動信号およびランプ波の遷移を検出するため、比較信号を発生させたランプ波信号と比較するステップとを含む、方法を提供する。
【００４７】
この方法は、反対方向の時間変動信号およびランプ波の遷移を検出したことに応答して、かつＰＷＭ信号が第２または第１の電圧レベルそれぞれにある場合、ＰＷＭ信号を第１または第２の電圧レベルへと遷移させるステップをさらに含んでもよい。
【００４８】
第１の電圧レベルは低電圧レベルであってもよく、第２の電圧レベルは高電圧レベルであってもよく、ランプ波は低電圧レベルから高電圧レベルまで発生する立ち上がりランプ波であり、この方法は、時間変動信号の立ち下がり傾斜が立ち上がりランプ波によって遷移するのを検出したことに応答して、かつＰＷＭ信号が高レベルにあることに基づいて、ＰＷＭ信号を高レベルから低レベルへと遷移させるステップをさらに含む。
【００４９】
第１の電圧レベルは高電圧レベルであってもよく、第２の電圧レベルは低電圧レベルであってもよく、ランプ波は高電圧レベルから低電圧レベルまで発生する立ち下がりランプ波であり、この方法は、時間変動信号の立ち上がり傾斜が立ち下がりランプ波によって遷移するのを検出したことに応答して、かつＰＷＭ信号が低レベルにあることに基づいて、ＰＷＭ信号を低レベルから高レベルへと遷移させるステップをさらに含む。
【００５０】
ランプ波を発生させるステップは、ランプ波制御信号に基づいて第１および第２の電圧レベルの間の立ち上がりランプ波を発生させるステップと、ランプ波制御信号に基づいて第１および第２の電圧レベルの間の立ち下がりランプ波を発生させるステップとを含んでもよく、さらに、比較するステップは、立ち上がりランプ波による時間変動信号の立ち下がりエッジの遷移を検出するため、比較信号を発生させた立ち上がりランプ波と比較するステップと、立ち下がりランプ波による時間変動信号の立ち上がりエッジの遷移を検出するため、比較信号を発生させた立ち下がりランプ波と比較するステップとを含んでもよい。
【００５１】
前記比較するステップにおいて、立ち上がりランプ波による時間変動信号の立ち下がりエッジの遷移を検出したことに応答して、かつＰＷＭ信号が第２の電圧レベルにあることに基づいて、ＰＷＭ信号を第１の電圧レベルへと遷移させてもよい。
【００５２】
前記比較するステップにおいて、立ち下がりランプ波による時間変動信号の立ち上がりエッジの遷移を検出したことに応答して、かつＰＷＭ信号が第１の電圧レベルにあることに基づいて、ＰＷＭ信号を第２の電圧レベルへと遷移させてもよい。
【００５３】
第１および第２の電圧レベルの間のランプ波を発生させるステップは時間サイクル内で行われてもよい。前記ステップは連続する時間サイクル内で繰り返されてもよく、この方法は、１つの時間サイクルの終了時におけるＰＷＭ状態を次の時間サイクルの開始時に繰り越すステップをさらに含む。
【００５４】
この態様では、本発明はまた、第１の電圧レベルに基づいて第１の電流を発生させる電流発生器と、第２の電圧レベルに基づいて第２の電流を発生させる電流発生器と、ランプ波制御信号を供給するため、一方の電流を他方の電流から減算する減算器と、ランプ波制御信号に基づいて第１および第２の電圧レベルの間のランプ波を発生させるランプ波発生器と、時間変動信号に基づいて基準電流を発生させる電流発生器と、比較信号を供給するため、第１または第２の電流のどちらかを基準電流から減算する減算器と、反対方向の時間変動信号およびランプ波の遷移を検出するため、比較信号を発生させたランプ波信号と比較する比較器とを含む、パルス幅変調器を提供する。
【００５５】
ランプ波発生器は、ランプ波制御信号に基づいて第１および第２の電圧レベルの間の立ち上がりランプ波を発生させるランプ波発生器と、ランプ波制御信号に基づいて第１および第２の電圧レベルの間の立ち下がりランプ波を発生させるランプ波発生器とを備えてもよく、さらに、比較器は、立ち上がりランプ波による時間変動信号の立ち下がりエッジの遷移を検出するため、比較信号を発生させた立ち上がりランプ波と比較する比較器と、立ち下がりランプ波による時間変動信号の立ち上がりエッジの遷移を検出するため、比較信号を発生させた立ち下がりランプ波と比較する比較器とを備えてもよい。
【００５６】
パルス幅変調器は、比較器において、立ち上がりランプ波による時間変動信号の立ち下がりエッジの遷移を検出したことに応答して、かつＰＷＭ信号が第２の電圧レベルにあることに基づいて、ＰＷＭ信号を第１の電圧レベルへと遷移させるようにさらに適合されてもよい。パルス幅変調器は、比較器において、立ち下がりランプ波による時間変動信号の立ち上がりエッジの遷移を検出したことに応答して、かつＰＷＭ信号が第１の電圧レベルにあることに基づいて、ＰＷＭ信号を第２の電圧レベルへと遷移させるようにさらに適合されてもよい。
【００５７】
パルス幅変調器は、１つの時間サイクルの終了時におけるＰＷＭ状態を次の時間サイクルの開始時に繰り越すようにさらに適合されてもよい。
移動無線伝送装置向けの包絡線追跡変調器は、定義したようなパルス幅変調器を含んでもよい。
本発明を、添付図面を参照して例として以下に記載する。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１ａ】従来のパルス幅変調技術と関連する不利な点を示す図である。
【図１ｂ】従来のパルス幅変調技術と関連する不利な点を示す図である。
【図２】好ましい実施形態による本発明の原理を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態を実現するための装置を示す概略図である。
【図４ａ】一実施形態による本発明の動作を示す図である。
【図４ｂ】一実施形態による本発明の動作を示す図である。
【図４ｃ】一実施形態による本発明の動作を示す図である。
【図４ｄ】一実施形態による本発明の動作を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態の実現例を示す概略図である。
【図６】本発明の一実施形態の利点を示す波形図である。
【図７】本発明の一実施形態の実現例を示す概略図である。
【図８】本発明の一実施形態の実現例を示す概略図である。
【図９】本発明の一実施形態の利点を示す波形図である。
【図１０】単一もしくは多重レベルＰＷＭ配置における立ち上がりまたは立ち下がりランプ波の発生についての有利な技術を示す図である。
【図１１】(a)本発明の一実施形態における波形および概略的な実施例を示す図である。    (ｂ)本発明の一実施形態における波形および概略的な実現例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
本発明を、様々な実施形態におけるその適用を参照して例として以下に記載する。当業者であれば、本発明の範囲は、任意の特定の実施形態における実現の詳細の特定のものに限定されないことを理解するであろう。
【００６０】
図２を参照すると、本発明の実施形態の原理を理解することができる。対のうち第１のランプ波はＶｎからＶ（ｎ＋１）へ、対のうち第２のランプ波はＶ（ｎ＋１）からＶｎへと、一連のランプ波の対は同時に開始されている。
一般に、符号化すべき信号が上昇方向で立ち下がりランプ波と交差するとき、その段階の出力は高電圧レベル（Ｖｎ＋１）に設定される。信号が下降方向で立ち下がりランプ波と交差するときは、アクションは何ら行われない。信号が下降方向で立ち上がりランプ波と交差するまで、符号化信号は高いレベルに留まる。一般に、符号化すべき信号が下降方向で立ち上がりランプ波と交差すると、その段階の出力は低電圧レベル（Ｖｎ）に設定される。符号化すべき信号が上昇方向で立ち上がりランプ波と交差することにより、アクションは何ら行われない。
【００６１】
この実現例は、所与のクロックサイクル中の所与のランプ波に関して１つのアクションのみを行うことができるように、または、所与のクロックサイクル中の所与のランプ波に関して複数のアクションを行うことができるように修正されてもよい。複数のアクションを可能にした場合、符号化信号は、符号化すべき信号が状態の変化を引き起こす方向でランプ波と交差したことにのみ応答して、状態を変化させることになる。
【００６２】
以下に記載する実施形態では、説明を単純にするため、所与のランプ波に対して、１サイクル当たり１回の遷移のみが許容されるものと仮定する。
符号化信号が単一のサイクル内で、所与のランプ波を横切る複数の遷移に応答して変化することができる配置では、パルス幅変調ヒステリシス方法が得られる。
【００６３】
符号化すべき信号が所与のサイクルにおいて立ち上がりランプ波および立ち下がりランプ波の両方と交差することに応答して、符号化信号が状態を変化させることに加えて、好ましくは、任意のクロックサイクルの終了時における符号化信号の状態は、従来技術のパルス幅変調配置のようにリセットされるのではなく、次のクロックサイクルの始まりに繰り越される。したがって、符号化信号の状態の変化は、連続するサイクルの境界ではなく、ランプ波に対する符号化すべき信号の遷移にのみ応答する。これは、プロセス全体を通して１つのみではなく両方の遷移時に情報が伝達されて、サンプリング率が有効に２倍になるという利点を有する。
【００６４】
本発明の技術は、出力レベルがクロックサイクルの境界での遷移時にデフォルトにリセットされる配置と組み合わせて利用されてもよいが、そのようにしないことが好ましい。クロックの境界でのリセットが実現される配置は、所与の情報伝達状態に対して最小限のスイッチ遷移をもたらすものではない。
【００６５】
次に、本発明の原理について図２をさらに参照してより詳細に考察する。図２は、単位相、単一レベルの実施形態における本発明の好ましい実現を概念的に示す。図２を参照すると、サイクル１およびサイクル２という２つの時間サイクルにわたる入力波形３０１２が示されている。時間サイクル１は、時間ｔ０で始まり、時間ｔ１で終わる。サイクル２は、時間ｔ１で始まり、時間ｔ２で終わる。図２の単一レベルの例では、出力信号３００２は、低電圧レベルＶ０と高電圧レベルＶ１という２つの例示的な電圧レベルの間で遷移してもよい。一般に、低電圧レベルおよび高電圧レベルはそれぞれ、ＶｎおよびＶ（ｎ＋１）によって示されてもよい。第１のサイクルでは、立ち上がりランプ波３００４は時間ｔ０において電圧レベルＶ０で始まり、時間ｔ１で電圧レベルＶ１へと上昇する。立ち下がりランプ波は、時間ｔ０において電圧レベルＶ１で始まり、時間ｔ１で電圧レベルＶ０へと降下する。類似の立ち上がりランプ波３００６が第２のサイクルで提供され、類似の立ち下がりランプ波３０１０が第２のサイクルで提供される。
【００６６】
図示される実施形態では、（ｉ）立ち上がり入力信号と立ち下がりランプ波との、または（ｉｉ）立ち下がり入力信号と立ち上がりランプ波との交差点で、出力信号が遷移するような適応例がある。このようにして、入力信号の正確な表現であるパルス幅変調信号が得られる。
【００６７】
したがって、図２に示されるように、出力信号は電圧レベルＶ０で第１のサイクルを始める。入力信号３０１２は、参照番号３０１２によって示される時点で立ち下がりランプ波３００８と交差し、次に、出力信号３００２が電圧レベルＶ１へと遷移する。
【００６８】
参照番号３０１７および３０１８によって示されるように、立ち上がり入力信号が立ち上がりランプ波と交差する場合、または立ち下がり入力信号が立ち下がりランプ波と交差する場合には、遷移はない。
やはり図２から分かるように、クロックサイクル間の境界を表す時間ｔ１では、出力はリセットされず、出力値は次のクロックサイクルに繰り越される。
【００６９】
さらに図２に示されるように、第２のサイクルでは、参照番号３０１４によって示されるように、立ち下がり入力信号３０１２は立ち上がりランプ波３００６と交差し、したがって出力信号が電圧レベルＶ０へと遷移する。その後、参照番号３０１６によってさらに示されるように、立ち上がり入力信号は立ち下がりランプ波３０１０と交差し、出力電圧３００２が電圧レベルＶ１へと遷移する。
したがって、図２で明確に分かるように、出力信号３００２は入力信号３０１２の形状に緊密に追随する。
【００７０】
図３を参照すると、図２の原理による、時間変動入力信号に基づいてパルス幅変調出力信号を発生させるための配置に関して、例示的な概略の実現例が示される。
本発明の一実施形態によるパルス幅変調器は、全体として参照番号４０３６によって示される。パルス幅変調器４０３６には、第１の比較器４００８、第２の比較器４０１０、第１のランプ波発生器４００４、第２のランプ波発生器４００６、第１のワンショット狭パルス発生器（one-shot narrow pulse generator）４０１４、第２のワンショット狭パルス発生器４０１２、第１のＡＮＤゲート４０１８、第２のＡＮＤゲート４０１６、第１のＤ型フリップフロップ４０２２、第２のＤ型フリップフロップ４０２０、第１の遅延段４０４０、第２の遅延段４０４１、第３のＡＮＤゲート４０２６、第４のＡＮＤゲート４０２４、および非同期でリセット可能なＤ型フリップフロップ４０２８が含まれる。
【００７１】
図２の入力信号３０１２など、パルス幅変調器４０３６への入力信号はライン４００２上で供給され、図２の出力信号３００２など、パルス幅変調出力信号はライン４０３０上で発生する。
【００７２】
比較器４００８および４０１０はそれぞれ、正入力および負入力と出力とを有する。第１の比較器４００８は、その負入力がランプ波発生器４００４の出力に接続されている。ランプ波発生器４００４は負のランプ波発生器である。ランプ波発生器４００４によって供給されるランプ波の例は参照番号４０３４によって示される。比較器４００８の正入力はライン４００２上の入力信号によって供給される。第２の比較器４０１０は、その正入力において第２のランプ波発生器４００６の出力を受け取る。ランプ波発生器４００６は正方向の（positive going）ランプ波を発生させる。正方向のランプ波は、参照番号４０３２によって示される図３の波形によって示される。比較器４０１０の負入力はライン４００２上の入力信号によって供給される。第１の比較器４００８の出力は、第１のワンショット狭パルス発生器４０１４への入力を形成し、第２の比較器４０１０の出力は、第２のワンショット狭パルス発生器４０１２への入力を形成する。
【００７３】
第１のＡＮＤゲート４０１８は、第１の入力として第１のワンショット狭パルス発生器４０１４の出力を受け取り、第２の入力としてライン４０１１上のモード制御信号を受け取る。第２のＡＮＤゲート４０１６は、第１の入力として第２のワンショット狭パルス発生器４０１２の出力を受け取り、第２の入力としてライン４０１１上のモード制御信号を受け取る。ＡＮＤゲート４０１８への出力は、第１のＤ型フリップフロップ４０２２のリセット入力への入力を形成する。ＡＮＤゲート４０１６の出力は、第２のＤ型フリップフロップ４０２０のリセット入力への入力を形成する。
【００７４】
Ｄ型フリップフロップ４０２２および４０２０はそれぞれ、論理１で高く保持されたＤ入力を有する。クロック信号ＣＬＫは各フリップフロップのクロック入力に供給される。各Ｄ型フリップフロックの非反転出力Ｑがフリップフロップの出力として使用され、反転出力は使用されない。
【００７５】
第３のＡＮＤゲート４０２６は、第１の入力として第１のワンショット狭パルス発生器４０１４の出力を受け取り、第２の入力として遅延段４０４０を介してＤ型フリップフロップ４０２２の遅延された非反転出力を受け取る。第４のＡＮＤゲート４０２４は、第１の入力として第２のワンショット狭パルス発生器４０１２の出力を受け取り、第２の入力として遅延段４０４１を介してＤ型フリップフロップ４０２０の遅延された非反転出力を受け取る。
【００７６】
第３のＡＮＤゲート４０２６の出力は、Ｄ型フリップフロップ４０２８のクロック入力への入力を形成する。ＡＮＤゲート４０２４の出力は、Ｄ型フリップフロップ４０２８の非同期リセット入力Ｒへの入力を形成する。Ｄ型フリップフロップ４０２８のＤ入力は論理１で高く保持される。
Ｄ型フリップフロップ４０２８の出力は、ライン４０３０上のパルス幅変調出力信号を供給する。
【００７７】
図２の原理にしたがってパルス幅変調出力信号を供給する、図３のパルス幅変調器４０３６の動作について、以下にさらに記載する。
【００７８】
比較器４００８および４０１０はそれぞれ入力信号を受け取り、さらに特定用途のためのランプ波信号に応答する。負方向のランプ波を比較器４００８に供給することによって、その負入力で負方向のランプ波に、かつその正入力で入力信号に応答するようになり、それによって、入力信号が負方向のランプ波と交差すると、比較器出力が正になる。正方向のランプ波を比較器４０１０の正入力に接続することと、入力信号を比較器４０１０の負入力に接続することとを組み合わせることで、入力信号が正方向のランプ波と正方向から交差すると、比較器４０１０の出力が正になる。
【００７９】
比較器４００８または４０１０どちらかの出力が正になったことに応答して、個々のワンショット狭パルス発生器４０１４および４０１２によってワンショット狭パルスが発生する。パルスの幅は重要ではなく、目的は、遷移を表すエッジを発生させることである。
【００８０】
一般に、ワンショット狭パルス発生器４０１４によって発生したパルスは出力レジスタ４０２８を設定し、ワンショット出力パルス発生器４０１２によって発生したパルスはレジスタ４０２８をリセットする。このようにして、出力レジスタの出力信号は２つのレベル間で遷移し、パルス幅変調出力信号がライン４０３０上で発生する。
【００８１】
記載した実施形態の原理によれば、１クロックサイクル当たり、いずれかの方向の１つの遷移が得られることが望ましい。他の実施形態では、１クロックサイクル当たり複数の遷移が許容されてもよい。
【００８２】
単一の遷移への限定を実現するため、ワンショット狭パルス発生器４０１４および４０１２によって発生するパルスをゲート制御することが必要である。この目的のため、ＡＮＤゲート４０１８および４０１６、ならびにＤ型フリップフロップ４０２２および４０２０と組み合わせて、モード制御信号４０１１が供給される。
【００８３】
ライン４０１１上のモード制御信号が高い場合、ＡＮＤゲート４０１８および４０１６は単に、個々のパルス発生器４０１４および４０１２からのワンショット狭パルスを伝播して、個々のＤ型フリップフロップ４０２２および４０２０をリセットする。Ｄ型フリップフロップ４０２２は正方向入力にリセットされ、Ｄ型フリップフロップ４０２０は負方向入力にリセットされる。個々のフリップフロップ４０２２および４０２０は、ＡＮＤゲート４０２６および４０２４を非活性化して、サイクルの終了前にパルスがさらに伝播されることを防ぐ。遅延段４０４０および４０４１は、求められるパルスの伝播が許容されることを確保するために設けられる。
【００８４】
フリップフロップ４０２２および４０２０は、パルス幅変調サイクルの終了時にクロックによって設定されて、次のサイクルを再開するようにパルス伝播を許容する。
【００８５】
モード制御信号は、ＡＮＤゲート４０１８および４０１６を非活性化して、Ｄ型フリップフロップ４０２８が１サイクルの間に無制限に状態を変化させることを許容してもよい。これにより、パルス幅変調器４０３６がハイブリッドＰＷＭヒステリシスモードで動作することが可能になる。したがって、ライン４０１１上のモード制御信号は、所与の時間フレームにおける所与のランプ波について、単一の遷移または複数の遷移のどちらが許容されているかを判断する。
【００８６】
図２および３は、単位相、単一レベルの例示的な実現例に関する本発明の一実施形態を示す。図４ａ〜４ｄを参照すると、二重位相の配置における例示的な実現例が示されている。そのような配置では、特定の位相とそれぞれ関連付けられた２つのランプ波の組が、各サイクルに対して供給される。二重位相の配置では、ランプ波の各組は、好ましくは他方から１８０度だけずれている。
【００８７】
図４ａを参照すると、時間ｔ０とｔ１の間の第１のサイクルでは、参照番号５００４によって示される第１の立ち上がりランプ波が示されている。このランプ波は、図２の立ち上がりランプ波３００４に対応し、０度の位相に対応している。それに加えて、±１８０度の位相差での正方向のランプ波を示す、参照番号５００２および５００６によって示される２つのさらなる立ち上がりランプ波が供給される。
【００８８】
同様に、第１のサイクルでは、図２のランプ波３００８に対応し、０度の位相における立ち下がりランプ波を示す、参照番号５０１４によって示される立ち下がりランプ波がある。それに加えて、参照番号５０１３および５０１６によって示され、±１８０度の位相差での立ち下がりランプ波を表す、２つのさらなる立ち下がりランプ波が供給される。第２のサイクルおよび後に続くサイクルについては、同様のランプ波が供給される。
【００８９】
したがって、第２のサイクルでは、０度の位相において立ち上がりランプ波５０１０および立ち下がりランプ波５０１８がある。１８０度の位相ずれにおける立ち上がりランプ波５００６は、第１のサイクルから第２のサイクルへと延びている。１８０度の位相ずれにおける５０１６の立ち下がりランプ波は、第２のサイクルへと延びている。
【００９０】
１８０度のずれにおける付加的な立ち上がりランプ波５０１２、および１８０度のずれにおける付加的な立ち下がりちるランプ波５０２０も、図４ａに示されている。
【００９１】
この実施形態では、各サイクルに対して２つのランプ波の組を有している結果として、２つの出力が作られる。各出力は１８０度だけ他方からずれている。したがって、ＰＷＭ出力信号は、２つのランプ波の組から生じる２つの信号の平均に基づいて発生する。これにより、入力信号に対する出力パルス幅変調器信号の追跡精度がさらに改善される。
【００９２】
図４ａによる二位相配置を使用した出力信号の発生について、図４ｂ〜４ｄを参照して以下にさらに記載する。
【００９３】
図４ｂを参照すると、０度の位相における立ち上がりランプ波および立ち下がりランプ波にのみ基づいた出力信号の発生が示されている。図４ｂを図２と比較することによって分かるように、図２と同じ入力信号の場合は、図２と同じ出力信号が発生する。
【００９４】
図４ａ〜４ｄそれぞれにおいて、入力信号は参照番号５０１２によって示される。図４ｂに示されるように、第１の中間出力信号と見なしてもよい第１の出力信号５０３８が発生する。参照番号５０２４によって示される位置で、立ち上がり入力信号５０１２が立ち下がりランプ波５０１４と交差すると、出力信号５０３８が電圧レベルＶ０から電圧レベルＶ１へと立ち上がる。
【００９５】
第２のサイクルで立ち下がり入力信号５０３０が立ち上がりランプ波５０１０と交差すると、出力信号５０３８は低電圧Ｖ０へと遷移する。立ち上がり入力信号が第２のサイクルの立ち下がりランプ波５０１８と交差すると、出力電圧５０３８は再び電圧レベルＶ１へと遷移する。したがって、第１の中間出力信号である出力信号５０３８は、図２において出力信号３００２の発生が入力信号３０１２に基づいているのに対応する形で、入力信号に依存して発生する。
【００９６】
図４ｃを参照すると、±１８０度の位相ずれで入力信号に基づいた第２の中間出力信号の発生が示されている。したがって、図４ｃでは、１８０度の位相差に関連した立ち上がりランプ波および立ち下がりランプ波のみが示される。図４ｃに示されるように、第１のサイクルの参照番号５０２６によって示される位置で、立ち上がり入力信号５０１２が立ち下がりランプ波５０１６と交差し、第２の中間出力電圧がレベルＶ０からレベルＶ１へと遷移する。
【００９７】
第２のサイクルでは、参照番号５０２８によって特定される位置で、立ち下がり入力信号５０１２が立ち上がりランプ波５００６と交差し、第２の中間出力信号５０３６が電圧レベルＶ０へと遷移する。
【００９８】
参照番号５０２９によって示される第２のサイクルのさらなる位置では、立ち上がり入力信号５０１２が立ち下がりランプ波５０２０と交差し、第２の中間出力電圧５０３６が電圧レベルＶ１へと遷移する。
【００９９】
図４ｂおよび４ｃを考察することによって、図２を参照して上述した原理が両方のシナリオに適用されており、その相違点は、ランプ波が異なる位相で発生するため、遷移が異なる時点で起こる点であることが、当業者には明白になるであろう。
【０１００】
例示したような二重位相パルス幅変調器の実際の出力が図４ｄに示される。参照番号５０２２は、個々の位相に対する２つの中間出力信号の平均である、すなわちこの例では、図４ｂおよび４ｃそれぞれの出力信号５０３８および５０３６の平均である、実際の出力信号を示す。図から分かるように、これによって、パルス幅変調信号としての入力信号５０１２がより一層正確に表現される。
【０１０１】
図５を参照すると、この実施形態による二重位相パルス幅変調器配置の例示的な実現例が示される。
【０１０２】
多重位相の実現例では、スイッチングトランジスタの全体寸法は同じであるが、遷移は、固定された時間ずれで切り替えられるより小さな単位に分割される。これは、スイッチング周波数の増加に関連した損失の増加を起こすことなく、スイッチング率が有効に増加されることを意味する。そのような配置には、出力側のインダクタの数を増加させることが求められる。
【０１０３】
この配置は、第１のパルス幅変調器６００６および第２のパルス幅変調器６００４を含み、それらはそれぞれ、図３のパルス幅変調器配置４０３６にしたがって実現されてもよい。
【０１０４】
入力電圧５０１２は入力ライン６０１８上で供給され、パルス幅変調器６００６および６００４それぞれへの入力を形成する。それに加えて、パルス幅変調器６００６および６００４はそれぞれ、ライン６０２０上のクロック信号を受け取る。ライン６０２０上のクロック信号は、パルス幅変調器６００４のクロック入力に入力される前にインバータ６００２によって反転されて、２つのパルス幅変調器間の位相差が確保される。
【０１０５】
クロックの反転によって、パルス幅変調器６００４がパルス幅変調器６００６に対して１８０度の位相差で動作することが確保される。パルス幅変調器６００６は、位相ずれなしでライン６００９上の第１の中間出力を、例えば図４ｂの中間出力５０３８を発生させる。第２のパルス幅変調器６００４は、図４ｃの中間出力５０３６など、１８０度の位相ずれでライン６０１１上の第２の中間出力を発生させる。
【０１０６】
次に、ライン６００９および６０１１上の中間出力信号は、ライン６００９および６０１１上の信号を受け取るようにそれぞれ接続された、インダクタ６０１０およびインダクタ６００８を含むインダクタ配置で合計される。インダクタ配置の出力は出力ライン６０１６上で供給される。ライン６０１６上の出力信号は、２つの中間出力信号の合計であり、図４ｄの出力信号５０２２に対応する。
【０１０７】
図５の二重位相配置は、２つを超える数の多重位相配置に拡張されてもよい。ｎ位相のパルス幅変調器の場合、図３のｎパルス幅変調器４０３６が設けられ、各変調器へのクロック信号は、必要な位相ずれを提供するように適切に調整される。次に、ｎパルス幅変調器それぞれの出力が合計されて、出力信号が供給される。図４ａ〜４ｄを参照することで理解できるように、本発明の実施形態による多重位相パルス幅変調器配置において位相の数を増加させることで、入力信号に対するパルス幅変調出力信号の追跡精度が増加する。
【０１０８】
好ましくは、多重位相動作を組み込むことに加えて、本発明の実施形態は多重レベル動作を組み込んでもよい。多重レベル動作では、出力信号は２つを超える電圧レベル間で遷移してもよい。やはり、これによってパルス幅変調出力信号の追跡精度が増加する。
【０１０９】
従来のバックコンバータスイッチモード電源は、入力電圧レベルと接地との間で切り替わる。多重レベル配置では、そのような単純な配置が、複数の定電圧と接地との間で切り替わるように修正される。スイッチは、スイッチングの瞬間における求められる電圧に最も近い電圧に向けられる。これは、電圧スイッチング工程を低減することができ、効率が向上し、より高い追跡精度を達成できることを意味する。さらなる利点は、電流の需要と電圧源が高度に相関しているとき（ＥＴおよびＥＥＲの場合のように）、予期される電流の需要に対して各スイッチの寸法を設定できることである。
【０１１０】
図６を参照すると、図４ａ〜４ｄおよび図５を参照して上述したような多重位相配置と組み合わせて、多重レベル配置を実現することによって達成される、有利な結果が示される。この配置の実現は、多重レベルを有さない多重位相配置についての上述の説明から明白となるので、この配置については本明細書では詳細に記載しない。この配置では、電圧レベルＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、およびＶ４を有する５レベルの配置が示される。
【０１１１】
５つの電圧レベルは、隣接した電圧レベル間の電圧範囲である、４つの電圧バンドを作り出す。図６では、入力波形は参照番号７００２によって示され、最終的な出力パルス幅変調器信号は参照番号７００３によって示される。
【０１１２】
上述した多重位相配置と同様に、図６は二重位相の実現例を示す。したがって、出力信号７００３は、２つの位相それぞれの中間出力信号を合計することによって得られる。各クロックサイクルにおいて、各電圧バンドは、立ち上がりランプ波および立ち下がりランプ波の二重のランプ波を有する。
【０１１３】
各バンドの立ち上がりランプ波は、一連のサイクルにわたって、バンドの最も低い電圧レベルからバンドの最も高い電圧レベルへと上昇する。バンドの立ち下がり電圧ランプ波は、クロックサイクル全体にわたって、バンドの高電圧レベルからバンドの低電圧レベルへと降下する。
【０１１４】
図６から分かるように、第１のサイクル全体にわたって最も低い電圧レベルから高電圧レベルへと上昇し、次に、第２のサイクル全体にわたって高電圧レベルから低電圧レベルへと降下する入力信号の場合、立ち上がり信号および立ち下がり信号の両方で、各電圧バンドについて出力信号の２つの遷移がある。出力信号の遷移を引き起こす、様々なランプ波に対する入力信号の遷移は、図６の参照番号７００６〜７０３６によって示される。
【０１１５】
図６から分かるように、多重位相配置と組み合わせて多重レベル配置を導入することによって、パルス幅変調出力信号における入力信号のより一層正確な再現が得られる。
【０１１６】
図６では、多重位相配置と組み合わせた多重レベル配置の実現が示されているが、多重位相配置および多重レベル配置はそれぞれ、互いに独立に実現されてもよい。したがって、配置は、単位相、単一レベルの配置、単位相、多重レベルの配置、多重位相、単一レベルの配置、または多重位相、多重レベルの配置を実現してもよい。
【０１１７】
位相の合計数がｎである配置の場合、各パルス幅変調器のクロックオフセットは好ましくは３６０／ｎである。
【０１１８】
図６の配置で分かるように、単一のクロックサイクルで入力信号が最大レベルまで上昇し、最低レベルに降下する場合であっても、本発明の実施形態によるパルス幅変調技術によって、入力信号の正確な表現が得られる。
【０１１９】
図６による出力信号を供給する配置の例示的な実現例について、次に図７を参照して記載する。
【０１２０】
図７を参照すると、複数のパルス幅変調器Ｎ個を示すブロック８００６が示される。同様に、ブロック８００４は、図３のパルス幅変調器４０３６などの、複数（Ｎ個）のパルス幅変調器を示す。図７の例示的な配置ではＮ＝４である。したがって、図７は、本発明の実施形態による二重位相、４レベルのパルス幅変調器を示す。
【０１２１】
ｖ図５を参照して上述したように、配置の二重位相の態様を実現するため、１つがクロック信号によって直接刻時され、１つがクロック信号の反転によって刻時される、２つのパルス幅変調器を設けることが必要である。したがって、ライン８０２０上のクロック信号は、Ｎ個のパルス幅変調器８００６のクロック入力に供給され、ライン８０２０上のクロック信号の反転は、インバータ８００２によってＮ個のパルス幅変調器８００４のクロック入力に供給される。
【０１２２】
ブロック８００６および８００４のＮ個のパルス幅変調器はそれぞれ、特定の電圧バンドまたはレベルと関連付けられる。したがって、ブロック８００６および８００４それぞれに４つのパルス幅変調器が設けられる配置では、４つの出力ラインが設けられる。ブロック８００６の各パルス幅変調器は、ブロック８００４のパルス幅変調器と「対」にされ、対の一方は一方の位相を扱い、対の他方は他方の位相を扱う。
【０１２３】
４つのパルス幅変調器を含むパルス幅変調器ブロック８００６は、ライン８０２０１〜８０２０４上の４つの出力信号を発生させる。同様に、４つのパルス幅変調器を含むブロック８００４は、ライン８０２２１〜８０２２４上の４つの出力信号を発生させる。
【０１２４】
パルス幅変調器ブロック８００６および８００４の出力はそれぞれ、個々のデコーダブロック８０１６および８０１８に供給される。各デコーダブロックは、パルス幅変調器ブロックの個々の出力の１つを出力ライン８０２４または８０２６にそれぞれ接続する、参照番号８０１４および８０１２によってそれぞれ示される個々のスイッチまたはスイッチの組を含む。
【０１２５】
次に、ライン８０２４および８０２６上の出力信号は、インダクタ８０１０および８００８を含むインダクタ配置を使用して合計されて、出力信号８０１６が発生する。ライン８０２４および８０２６上の信号は、図５を参照して上述した原理にしたがった中間出力信号を表す。
【０１２６】
デコーダブロック８０１６および８０１８は、ライン８０２０１〜８０２０４の１つが選択されたとき、同じ電圧バンドまたはレベル８０２２１〜８０２２４に対応するラインの個々の１つが選択されるように制御される。
【０１２７】
ブロック８００６は、図３のパルス幅変調器４０３６に対応する４つのパルス幅変調器を含むことが、当業者には理解されるであろう。それぞれ、その入力でライン８０１６上の入力信号を受け取り、ライン８０２０１〜８０２０４上でその個々の出力を発生させる。ライン８０２０１〜８０２０４上の出力は低または高のどちらかに設定される。同様に、ブロック８００４の場合、対応する数の図３のパルス幅変調器４０３６が設けられる。
【０１２８】
ライン８０２０１〜８０２０４上の出力は、入力信号がそのパルス幅変調器の高電圧レベルよりも大きい場合には高くなり、入力信号がそのパルス幅変調器の高電圧レベルよりも小さい場合には低くなる。しかし、回路類の動作を制御するため、電圧信号を発生させるために一度に１つの出力信号のみが設定されてもよい。具体的には、入力電圧を超えない最高電圧信号が選択されなければならない。
【０１２９】
この目的のため、デコーダブロック８０１６および８０１８が設けられるが、その例示的な実現例を図８に示す。
デコーダブロック９００１は、図７のデコーダブロック８０１６および８０１８それぞれに対応し、すなわち、デコーダブロック８０１６および８０１８それぞれがデコーダブロック９００１にしたがって実現されてもよい。デコーダブロック９００１は４つの入力信号９００２１〜９００２４を受け取る。一般的な例では、デコーダブロックはＮ個の入力を受け取ってもよい。したがって、ライン９００２１〜ライン９００２４上の入力信号は、図７の入力信号８０２０１〜８０２０４または８０２２１〜８０２２４のいずれかに対応する。
【０１３０】
図８のデコーダ９００１は、３つのＡＮＤゲート９０１２、９０１４、および９０１６を含む。それに加えて、４つのスイッチ９０２６、９０２８、９０３０、および９０４０が設けられる。
【０１３１】
スイッチ９０２６〜９０４０はそれぞれ、その第１のスイッチ端子において、図８の例ではＶ１〜Ｖ４によって示される、４つの出力電圧レベルの個々の１つを受け取る。スイッチ９０２６〜９０４０の他方のスイッチ出力端子は、出力ライン９００４に接続する共通のポイントに接続される。スイッチ９０２６〜９０４０それぞれに対する制御信号も、後述するように供給される。
【０１３２】
ＡＮＤゲート９０１２は、入力としてライン９００２２上の入力信号を受け取り、さらなる入力としてライン９００２１上の入力信号の反転を受け取る。ＡＮＤゲート９０１４は、入力としてライン９００２２上の入力信号を受け取り、さらなる入力としてライン９００２１および９００２２上の入力信号の反転を受け取る。ＡＮＤゲート９０１６は、入力としてライン９００２４上の入力信号を受け取り、さらなる入力としてライン９００２１、９００２２、および９００２３上の入力信号の反転を受け取る。
【０１３３】
スイッチ９０２６、９０２８、９０３０、および９０４０への制御入力はそれぞれ、ライン９００２１上の入力信号、ＡＮＤゲート９０１２の出力、ＡＮＤゲート９０１４の出力、およびＡＮＤゲート９０１６の出力である。
【０１３４】
ライン９００４上の出力信号は中間出力信号であり、インダクタ９００６に接続される。さらなるインダクタ９００７は、この二重位相の例では他方の位相にしたがって動作するパルス幅変調器によって供給される（例えば、図７のブロック８００４から）、９０１０上のさらなる中間出力信号を受け取る。インダクタ９００６および９００７は、信号を合計して、ライン９００８上の実際の出力信号を供給する。
【０１３５】
要約すると、図８のデコーダ９００１は、高次状態を用いて低次状態をＡＮＤゲート処理することにより、多重レベルパルス幅変調器からの出力を復号化するように動作する。各ＡＮＤゲートは、出力が低くなり、かつ個々のスイッチ９０２６〜９０４０が係脱される、任意の高いランプ波スイッチングレベルから高レベルがアサートされない限り、ランプ波スイッチング出力に応答する。図８の配置では、任意の瞬間においてスイッチ９０２６〜９０４０のうち１つのみが閉じられ、したがって、電圧レベルＶ１〜Ｖ４のうち１つのみが中間出力ライン９００４上に供給される。
【０１３６】
したがって、図７および８を参照すると、入力信号の追跡精度を改善するため、二重位相、４レベルの配置のためのパルス幅変調器が実現される、例示的な配置が示される。特に図８に関連する所与の特定の実現例は例示的な実現例であり、本発明の結果を達成するために他の実現例が提供されてもよいことが、当業者には理解されるであろう。
【０１３７】
図９を参照すると、本発明の一実施形態によるさらに修正されたパルス幅変調器動作が示される。任意のクロックサイクルの所与の電圧バンド内で単一の遷移のみを許容するのではなく、複数の出力遷移が１つのクロックサイクルで許容される場合、パルス幅変調器出力が非常に迅速に変化する信号を追随することが可能である。図９は、参照番号１０５０によって示される迅速に変化する信号と、それに対応する、二重位相、４レベル（４バンド）の配置のための迅速に変化するパルス幅変調出力信号１０６０とを示しており、任意の所与の電圧レベルに対して所与のクロックサイクルにおいて出力信号の１つを超える遷移が許容される。
【０１３８】
そのような配置では、遷移の数は、クロック周波数によって固定されるのではなく、ヒステリシス変換器と同様にフィードバックループの特性によって決定される。しかし、図９の結果を達成する本発明による配置は、ヒステリシス動作を上回る特定の利点を有する。具体的には、多重位相動作が達成されてもよい。さらに、非ヒステリシスモードでは、スイッチング周波数は基本的にクロック周波数に関連して、周波数計画の問題を緩和する。
【０１３９】
本発明の実施形態の効率的な実現に対する重要な要件は、すべての立ち上がりランプ波が電圧レベルＶｎで始まり、電圧レベルＶ（ｎ＋１）で終わることと、すべての立ち下がりランプ波が電圧レベルＶ（ｎ＋１）で始まり、電圧レベルＶｎで終わることである。各ランプ波の開始および終了は各サイクルの開始および終了である。
【０１４０】
多重レベルの実現例では、ランプ波が供給電圧に正確に一致することが重要である。図１０を参照すると、そのような精度を保証する有利な配置が示される。
【０１４１】
図１０は、有利な一実施形態における、多重レベル電圧の実現例で図３の比較器４００８および４０１０などの比較器に入力を供給するための回路類の実現例を示す。
【０１４２】
参照番号９０７６によって示される主基準ブロックは、基準信号と関連する電流をそれぞれ表す複数の電流を発生させる。図１０に示されるように、ブロック９０７６はライン９０６２上の基準信号を受け取る。
【０１４３】
ライン９０６２上の基準電圧は、基準入力信号、例えば図３のライン４００２上の入力信号である。基準信号は抵抗器９０５２ｒｅｆの１つの端子に印加される。抵抗器９０５２ｒｅｆは基準信号電圧を基準電流に変換する。基準電流は電流ミラーブロック９０５０ｒｅｆに送達される。電流ミラーブロック９０５０ｒｅｆは、電圧レベルの数によって、基準電流の複数のコピーを発生させる。
【０１４４】
発生する基準電流のコピーの数はｎ−１（ｎは電圧レベルの数）である。図１０の例では、ｎ＝４であり、電流ミラー９０５０ｒｅｆは、ライン９０６８ｎ〜９０６８ｎ−２上の基準電流の３つのコピーを発生させる。電流ミラーブロック９０５０ｒｅｆによって発生する基準電流のｎ−１個のコピーのうち１つは、遷移検出段９０６４ｎ〜９０６４ｎ−２の数ｎ−１それぞれによって使用される。
【０１４５】
図１０にさらに示されるように、多重レベル段の電圧レベルはそれぞれ、個々の入力ライン９０６４上に供給される。したがって、図示される例では、Ｖｎはライン９０６４ｎ上で供給され、Ｖｎ−１は入力ライン９０６４ｎ−１上で供給され、Ｖｎ−２は入力ライン９０６４ｎ−２上で供給され、Ｖｎ−３はライン９０６４ｎ−３上で供給される。
【０１４６】
ライン９０６４上の電圧はそれぞれ、個々の抵抗器９０５２に対する入力として供給される。抵抗器は電圧入力を電流に変換し、それは入力として個々の電流ミラー９０５０に供給される。個々の電流ミラー９０５０は、その１つもしくは複数の出力においてこの電流の１つまたは複数のコピーを発生させる。
【０１４７】
最高電圧および最低電圧と関連する電流ミラー９０５０は、１つの電流出力を発生させる。他のすべての電流ミラー９０５０は２つの出力を発生させる。
【０１４８】
したがって、多重レベルＰＷＭコントローラに対する入力電圧、つまり基準電圧は、抵抗器を用いて基準電流に変換される。同様に、電圧レベルＶｎ〜Ｖｎ−３はそれぞれ、抵抗器を用いて個々の電流Ｉｎ〜Ｉｎ−３に変換される。抵抗器はすべて等価Ｒのものである。
【０１４９】
各遷移検出段９０６４は、第１の減算器９０５６、第２の減算器９０５４、第１のランプ波発生器９０５８、第２のランプ波発生器９０５９、第１の比較器９０６０、および第２の比較器９０６１を含む。
【０１５０】
各電圧バンドと関連する遷移検出段９０６４がある。ｎレベルの電圧配置の場合、ｎ−１個のバンドがあり、したがって、ｎ−１個の遷移検出段９０６４がある。
【０１５１】
したがって、遷移検出段９０６４はそれぞれ、特定の組の隣接した高電圧および低電圧と関連付けられ、それらの入力は、電流ミラー９０５０の１つによって供給される隣接した高電圧信号および低電圧信号を表す電流である。
【０１５２】
各遷移検出段９０６４は次に記載するように同じように動作する。
各減算器段９０５４は、入力として、高電圧と関連する電流と、低電圧と関連する電流とを受け取る。したがって、一般に、各減算器段９０５４は、その入力として、隣接した高電圧および低電圧レベルを表す電流を受け取る。
【０１５３】
２つの入力電流間の差を表す減算器９０５４の減算の結果は、入力として、ランプ波発生器９０５８および９０５９に供給される。
【０１５４】
ランプ波発生器の１つは正方向のランプ波発生器であり、また１つは負方向のランプ波発生器である。したがって、ランプ波発生器９０５８は図３のランプ波発生器４００４に対応してもよく、ランプ波発生器９０５９は図３のランプ波発生器４００６に対応してもよい。
【０１５５】
各ランプ波発生器９０５８の出力は、対応する比較器ブロック９０６０の１つの入力に供給され、そのブロックは他方の入力を減算器９０５６から受け取る。各ランプ波発生器９０５９の出力は、比較器ブロック９０６１の１つの入力に供給され、そのブロックも他方の入力を減算器９０５６から受け取る。
【０１５６】
図３の配置と同じく、比較器９０６０については、ランプ波発生器からの入力は比較器の負入力に接続され、減算器からの入力は比較器の正入力に接続される。さらに、比較器９０６１については、ランプ波発生器からの入力は比較器の正入力に接続され、減算器からの入力は比較器の負入力に接続される。
【０１５７】
各減算器９０５６は、１つの入力として、主段９０７６からの基準電流を、すなわち基準信号電圧と関連する電流を受け取る。減算器９０５６への第２の入力は、２つの隣接した電圧のうち低電圧信号と関連する電流によって供給される。その間の差は減算器９０５６の出力を形成する。
【０１５８】
減算器９０５６は、隣接した電圧レベルの対の低電圧信号と関連する電流を基準電流から減算するように接続されるものとして説明され図示される。代替の配置では、減算器９０５６は、隣接した電圧レベル対の高電圧信号と関連する電流を基準電流から減算するように配置されてもよい。
【０１５９】
各比較器ブロック９０６０は図３の比較器ブロック４００８に対応し、各比較器ブロック９０６１は図３の比較器ブロック４０１０に対応する。
【０１６０】
したがって、各比較器ブロック９０６１は、各電圧バンドについて、立ち上がりランプ波が立ち下がり入力信号と交差したか否かについての指示を発生させる。図３を参照して考察したように、ライン９０６７上の比較器９０６１の出力は、電圧レベルの所与の対または電圧バンドについて、立ち上がりランプ波が立ち下がり入力基準信号と交差した場合に高く遷移する。
【０１６１】
同様に、各比較器ブロック９０６０は、各電圧バンドについて、立ち上がり入力信号を発生させる。図３を参照して考察したように、ライン９０６６上の比較器９０６０の出力は、電圧レベルの所与の対または電圧バンドについて、立ち下がりランプ波が立ち上がり入力基準信号と交差した場合に高く遷移する。
【０１６２】
低電圧レベルと関連する電流を高電圧レベルと関連する電流から減算する減算器９０５４は、ランプ波基準電流をランプ波発生器９０５８および９０５９に供給し、それが、立ち上がりランプ波の場合、ランプ波発生器ブロックのコンデンサを荷電する。
【０１６３】
立ち下がりランプ波の場合は、減算器の出力におけるランプ波基準電流はコンデンサを放電させることになる。
【０１６４】
したがって、各減算器９０５４は、ランプ波発生器９０５８および９０５９によって発生するランプ波を制御するのに使用され、それにより、比較器９０６０および９０６１に対する１つの第１の入力が形成される。
【０１６５】
上述したように、比較器９０６０および９０６１に対する他の入力を供給するため、低電圧レベルと関連する電流も基準信号と関連する電流から減算される。
抵抗器９０５２を等価の抵抗器として提供することは、供給電圧の追跡に加えて、ＰＷＭ機能が抵抗器の絶対値に依存しないことを意味する。
【０１６６】
較正ループは、ランプ波がクロックサイクルの終了時に基準電流に達するように、ランプ波発生器ブロック９０５８内部でその容量値を調整するために使用されてもよい。
【０１６７】
図１０の配置の特定の利益は、ＰＷＭ信号発生に使用されるランプ波が高電圧レベルと低電圧レベルとの間（またはその逆）を正確に進むことが確保される点である。この技術は、有利には多重レベル配置に適用されてもよいが、電圧が２つのレベルの間でのみ切り替わることができる配置（すなわち、単一レベルＰＷＭ技術）においても作用する。
【０１６８】
この技術は、立ち上がりランプ波および立ち下がりランプ波がともに発生する、本明細書に記載される二重ランプ波技術の好ましい実施形態に使用することができる。しかし、配置はこのような形に限定されず、立ち上がりまたは立ち下がりの単一のランプ波を一度に発生させる際に配置の利点が得られる。
【０１６９】
しかし、この配置は多重レベル配置に使用されたときに特定の利点を有する。そのような配置では、１つのランプ波が例えば電圧レベルＶ３で終わるとき、次のランプ波が、異なる電圧ではなく正確にやはり電圧レベルＶ３で始まることを確保するのが重要である。
【０１７０】
別の要件は、ランプ波は好ましくは常に存在すべきであり、すなわち、フライバック時間が可能な限りゼロに近づくべきであることである。これは、事実上、ランプ波回路コンデンサがゼロ時間で放電されることを意味し、それは技術的に実現不能である。したがって、図１１ａ〜１１ｂを参照して以下にさらに考察するように、多重化されたランプ波が実現されてもよい。
【０１７１】
この技術によれば、２つのランプ波１０８４および１０８６は交互のサイクルで動作する。図１１ａのランプ波１０８４は、図１１ｂの副ランプ波発生器１０７４によって発生し、図１１ａのランプ波１０８６は図１１ｂの副ランプ波発生器１０７６によって発生する。マルチプレクサ１０８０は、発生器１０７４および１０７６それぞれによって発生したランプ波を受け取り、それを接続してライン１０８２上の出力ランプ波を形成する。発生器１０７４および１０７６によって発生した２つのランプ波はマルチプレクサのスイッチングによって交互のサイクルで動作する。
【０１７２】
マルチプレクサ１０８０のスイッチングは、入力でクロック信号ＣＬＫを受け取るクロック分周器１０７８によって発生する制御信号によって制御される。
ランプ波は、出力信号ライン１０８２へと接続されると、サイクルの動作部分の間に帯電する。サイクルの他の部分では、出力から分離されると、ランプ波は停止され、次に放電される。
【０１７３】
図１１ａに示されるように、時間ｔ０において、ランプ波が発生器１０７６によって発生し、この発生器の出力はライン１０８２上の出力に接続される。図１１ａで分かるように、信号１０８６の場合、ランプ波は時間ｔ０〜ｔ１で発生する。時間ｔ１において、クロック分周器１０７８がマルチプレクサスイッチ１０８０を切り替えて、発生器１０７４からのランプ波発生器をライン１０８２上に供給する。
【０１７４】
したがって、信号１０８４がランプ波出力１０８２に現れる。図１１ａから分かるように、信号１０８６によって供給されるランプ波の終了直後の時間ｔ１において、マルチプレクサが、ランプ波の立ち上がりを始める信号１０８４に切り替わる。
【０１７５】
図１１ａおよび１１ｂは、連続する瞬間的な立ち上がりランプ波の発生を示している。同様の技術が立ち下がりランプ波を発生させるのに使用されてもよい。
【０１７６】
特定の用途では、場合によって、出力を最大レベルから低減させることが求められることがある。これにより、使用されていない高電圧レベルのためのランプ波セル（ramp cells）が得られる。そのような場合、電力を節約するためにランプ波を停止させることができる。
【０１７７】
例えば、電圧Ｖ１〜Ｖ４の４つの電圧レベルの配置では、入力電圧が決してＶ３を超えない場合、Ｖ４と関連するランプ波が停止されてもよい。
本明細書において、表現「スイッチモード」電源および「スイッチング」電源は、スイッチングレギュレータを組み込んだ（かつ、「スイッチングモード」電源とも呼ばれてもよい）電源を指すのに互換可能に使用される。
【０１７８】
上述の記載によれば、本発明を実現するための多数の実施例を提示してきた。各実施形態の様々な要素は、他の記載した要素とは分離して、またはそれらと組み合わせて利用されてもよい。本発明の範囲は、本明細書に記載したいずれの実施形態の詳細にも限定されない。本発明の範囲は添付の特許請求の範囲によって定義される。
【図１ａ】
0005634391.tif 000002
【図１ｂ】
0005634391.tif 000003
【図２】
0005634391.tif 000004
【図３】
0005634391.tif 000005
【図４ａ】
0005634391.tif 000006
【図４ｂ】
0005634391.tif 000007
【図４ｃ】
0005634391.tif 000008
【図４ｄ】
0005634391.tif 000009
【図５】
0005634391.tif 000010
【図６】
0005634391.tif 000011
【図７】
0005634391.tif 000012
【図８】
0005634391.tif 000013
【図９】
0005634391.tif 000014
【図１０】
0005634391.tif 000015
【図１１】
0005634391.tif 000016