(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチ素子からなるスイッチング手段を備えた電力変換回路に付加されるスナバ回路において、
補助スイッチ素子、インダクタ、コンデンサー、第１ダイオード及び第２ダイオード、入力の直流電源の高電位側及び低電位側にそれぞれ接続される第１の端子及び第２の端子、を備え、
上記インダクタの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路が上記主スイッチ素子に並列に接続し、
上記コンデンサーの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、該コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路が上記転流スイッチ素子に並列に接続し、
上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路の中点と、上記コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路の中点に、それぞれ上記第１ダイオードの両端を接続し、
上記補助スイッチ素子は、高電位側で上記第１の端子へ接続され、
上記第１ダイオードは、上記補助スイッチ素子の低電位側へカソードが接続され、
上記インダクタは、一端が上記補助スイッチ素子の低電位側に接続され、
上記コンデンサーは、一端が上記インダクタの他端に接続され、且つ他端が上記第１ダイオードのアノードに接続され、
上記第２ダイオードは、上記第２の端子にアノードが接続され且つ上記コンデンサーの他端にカソードが接続され、
上記インダクタとコンデンサーとの接続点に第３の端子が設けられている、
ことを特徴とするスナバ回路。
【請求項２】
直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチ素子からなるスイッチング手段を備えた電力変換回路に付加されるスナバ回路において、
補助スイッチ素子、インダクタ、コンデンサー、第１ダイオードおよび第２ダイオード、入力の直流電源の高電位側及び低電位側にそれぞれ接続される第１の端子及び第２の端子、を備え、
上記インダクタの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路が上記主スイッチ素子に並列に接続し、
上記コンデンサーの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、該コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路が上記転流スイッチ素子に並列に接続し、
上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路の中点と、上記コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路の中点に、それぞれ上記第１ダイオードの両端を接続し、
上記補助スイッチ素子は、低電位側で上記第２の端子に接続され、
上記第１ダイオードは、上記補助スイッチ素子の高電位側にアノードが接続され、
上記インダクタは、一端が上記補助スイッチ素子の高電位側に接続され、
上記コンデンサーは、上記インダクタの他端と上記第１ダイオードのカソードとの間に接続され、
上記第２ダイオードは、上記第１の端子にカソードが接続され且つアノードが上記第１ダイオードのカソードと接続され、
上記インダクタとコンデンサーとの接続点に第３の端子が設けられている、
ことを特徴とする、スナバ回路。
【請求項３】
直流入力電源と、
入力用コンデンサーと、
直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチからなり且つ前記入力用コンデンサーに対して並列に接続されたスイッチング手段と、
補助スイッチ素子、インダクタ、コンデンサー、第１ダイオードおよび第２ダイオード、を備え、
上記インダクタの一端が上記スイッチング手段の中点と接続して、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路が上記主スイッチ素子に並列に接続し、
上記コンデンサーの一端が上記スイッチング手段の中点と接続して、該コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路が上記転流スイッチ素子に並列に接続し、
上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路の中点と、上記コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路の中点に、それぞれ上記第１ダイオードの両端を接続するスナバ回路と、
上記スイッチング手段からの出力を平滑化した直流出力電圧を生成する平滑フィルターと、
から構成されることを特徴とする、降圧型電力変換回路。
【請求項４】
直流入力電源と、
入力用コンデンサーと、
直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチからなり且つ前記入力用コンデンサーに対して並列に接続されたスイッチング手段と、
上記第１の端子及び第２の端子で前記の直流入力電源の高電位側及び低電位側にそれぞれ接続され、且つ上記第３の端子で上記のスイッチング手段の中点に接続された、
請求項１または２に記載のスナバ回路と、
該スイッチング手段からの出力を平滑化した直流出力電圧を生成する平滑フィルターと、
から構成されることを特徴とする、降圧型電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に実装される電力変換回路及び該電力変換回路で用いられるスナバ回路に関する。本発明は、非絶縁型電力変換装置に用いられる場合、特に有効である。
【背景技術】
【０００２】
非絶縁型の電力変換装置で用いられるスナバ回路は、例えば、非特許文献1（スイッチングコンバータの基礎  原田耕介ほか  コロナ社）に示される、ＲＣスナバ回路、ＲＣＤスナバ回路、アクティブスナバ回路がある。また、特許文献1（スナバ回路および電力変換装置  特開2000-333439）に示される回路がある。
【０００３】
以下に従来のスナバ回路について動作の説明を行う。
まず、ＲＣスナバ回路は、抵抗とコンデンサーの直列回路で構成される。このスナバ回路は、主スイッチと並列に接続される。この主スイッチがオンからオフに遷移する際、スナバ回路のコンデンサーを充電することにより、主スイッチの電圧の遷移速度は抑制され、主スイッチのスイッチング損失は低減される。しかし、上記コンデンサーに蓄積されたエネルギーは、スナバ回路の抵抗により消費される。
【０００４】
また、ＲＣＤスナバ回路は、抵抗とコンデンサーの並列回路とダイオードとの直列回路で構成される。このスナバ回路は、主スイッチと並列に接続される。この主スイッチがオンからオフに遷移する際、ダイオードを経由してスナバ回路のコンデンサーを充電することにより、主スイッチの電圧の遷移速度は抑制され、主スイッチのスイッチング損失は低減される。しかし、スナバコンデンサーに蓄積されたエネルギーは、スナバ回路の抵抗により消費される。ＲＣＤスナバ回路の場合は、ＲＣスナバ回路よりも損失が少なく、主スイッチの電圧の遷移速度の抑制効果が大きい。
【０００５】
アクティブスナバ回路は、小型の電力変換回路を備え、この電力変換回路とコンデンサーの並列回路とダイオードとの直列回路で構成される。このスナバ回路は、主スイッチと並列に接続される。主スイッチがオンからオフに遷移する際、ダイオードを経由してスナバ回路のコンデンサーを充電することにより、主スイッチの電圧の遷移速度は抑制され、主スイッチのスイッチング損失は低減される。スナバコンデンサーに蓄積されたエネルギーは、スナバ回路内の電力変換回路によって、電力回生される。しかしながら、アクティブスナバ回路は、回路の構成が複雑であるという問題がある。
【０００６】
なお、非特許文献1に示されている、ＬＣスナバ回路、スイッチスナバ回路は、非絶縁型の電力変換装置においては、主インダクタの磁束がリセットしないため、動作しない。
【０００７】
また、特許文献1に示されるスナバ回路は、ＲＣＤスナバ回路の変形とも考えられる回路で、ＲＣＤスナバ回路のダイオードにさらにコンデンサーが並列接続した構成であり、抵抗とコンデンサーの並列回路とダイオードとコンデンサーの直列回路で構成される。このスナバ回路は、主スイッチと並列に接続される。主スイッチがオンからオフに遷移する際、ダイオードを経由してスナバ回路のコンデンサーを充電することにより、主スイッチの電圧の遷移速度は大幅に抑制される。しかし、主スイッチがオフからオンに遷移する際、スナバコンデンサーに蓄積されたエネルギーが一気に放電し、主スイッチに大きな電流パルスが発生する。このため、新たな電力損失が発生するという問題がある。
【０００８】
このように、従来技術のスナバ回路は、主スイッチのスイッチング損失を低減するための試みがある程度成功しているが、スイッチング損失の低減が不十分であって電力損失が未だ大きく、スナバ回路の回路構造が複雑で実装コストが多大となる等の課題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００３−３３３４３９号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】原田耕介、二宮保、顧文建、「スイッチングコンバータの基礎」コロナ社（1992.3.25、2009.5.20）P.103-107
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の目的は、上述した問題点を解決し、簡単な回路構成のスナバ回路でありながら、スナバ回路における電力損失が少なく電力回生が可能であり、主スイッチのスイッチング損失を十分に低減可能なスナバ回路を提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、上記スナバ回路を用いた高効率な電力変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するために、本発明に係るスナバ回路は、直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチ素子からなるスイッチング手段を備えた電力変換回路に付加されるスナバ回路において、補助スイッチ素子、インダクタ、コンデンサー、第１ダイオード及び第２ダイオード、入力の直流電源の高電位側及び低電位側にそれぞれ接続される第１の端子及び第２の端子、を備え、上記インダクタの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路が上記主スイッチ素子に並列に接続し、上記コンデンサーの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、該コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路が上記転流スイッチ素子に並列に接続し、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路の中点と、上記コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路の中点に、それぞれ上記第１ダイオードの両端を接続し、上記補助スイッチ素子は、高電位側で上記第１の端子へ接続され、上記第１ダイオードは、上記補助スイッチ素子の低電位側へカソードが接続され、上記インダクタは、一端が上記補助スイッチ素子の低電位側に接続され、上記コンデンサーは、一端が上記インダクタの他端に接続され、且つ他端が上記第１ダイオードのアノードに接続され、上記第２ダイオードは、上記第２の端子にアノードが接続され且つ上記コンデンサーの他端にカソードが接続され、上記インダクタとコンデンサーとの接続点に第３の端子が設けられている、ことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明に係るスナバ回路は、直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチ素子からなるスイッチング手段を備えた電力変換回路に付加されるスナバ回路において、補助スイッチ素子、インダクタ、コンデンサー、第１ダイオードおよび第２ダイオード、入力の直流電源の高電位側及び低電位側にそれぞれ接続される第１の端子及び第２の端子、を備え、上記インダクタの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路が上記主スイッチ素子に並列に接続し、上記コンデンサーの一端が該スイッチング手段の中点と接続して、該コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路が上記転流スイッチ素子に並列に接続し、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路の中点と、上記コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路の中点に、それぞれ上記第１ダイオードの両端を接続し、上記補助スイッチ素子は、低電位側で上記第２の端子に接続され、上記第１ダイオードは、上記補助スイッチ素子の高電位側にアノードが接続され、上記インダクタは、一端が上記補助スイッチ素子の高電位側に接続され、上記コンデンサーは、上記インダクタの他端と上記第１ダイオードのカソードとの間に接続され、上記第２ダイオードは、上記第１の端子にカソードが接続され且つアノードが上記第１ダイオードのカソードと接続され、上記インダクタとコンデンサーとの接続点に第３の端子が設けられている、ことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明に係る降圧型電力変換装置は、直流入力電源と、入力用コンデンサーと、直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチからなり且つ前記入力用コンデンサーに対して並列に接続されたスイッチング手段と、補助スイッチ素子、インダクタ、コンデンサー、第１ダイオードおよび第２ダイオード、を備え、上記インダクタの一端が上記スイッチング手段の中点と接続して、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路が上記主スイッチ素子に並列に接続し、上記コンデンサーの一端が上記スイッチング手段の中点と接続して、該コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路が上記転流スイッチ素子に並列に接続し、上記補助スイッチ素子とインダクタからなる直列回路の中点と、上記コンデンサーと第２ダイオードからなる直列回路の中点に、それぞれ上記第１ダイオードの両端を接続するスナバ回路と、上記スイッチング手段からの出力を平滑化した直流出力電圧を生成する平滑フィルターと、から構成される。
【００１９】
更に、本発明に係る降圧型電力変換回路は、直流入力電源と、入力用コンデンサーと、直列接続された主スイッチ素子と転流スイッチからなり且つ前記入力用コンデンサーに対して並列に接続されたスイッチング手段と、上記第１の端子及び第２の端子で前記の直流入力電源の高電位側及び低電位側にそれぞれ接続され、且つ上記第３の端子で上記のスイッチング手段の中点に接続された、請求項１または２に記載のスナバ回路と、該スイッチング手段からの出力を平滑化した直流出力電圧を生成する平滑フィルターと、から構成される。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係るスナバ回路は、スイッチングコンバータ回路を構成するスイッチ素子のオンオフ動作の際の急峻な電圧変化および電流変化を緩和してスイッチングの際に発生する損失を低減し、スイッチ素子の寄生ダイオードの蓄積電荷による電流を低減する。また、本発明に係るスナバ回路は、スナバ回路が吸収した電力エネルギーの電力回生が可能であり、スナバ回路における電力損失を低減することができる。また、本発明に係るスナバ回路は、簡単な回路構成である。
【００２１】
一方、本発明に係る電力変換回路は、本発明のスナバ回路を備えているので、スイッチングコンバータ回路のスイッチング動作の際に、スイッチング損失をほとんど発生しない。従って、本発明に係る電力変換回路は、高効率な電力変換装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換回路１及びスナバ回路２を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る電力変換回路１及びスナバ回路２を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る電力変換回路１及びスナバ回路２を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る電力変換回路１及びスナバ回路２を示す回路図である。
【図５】図５（ａ）乃至（ｃ）は、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３をそれぞれオンオフ制御するための駆動信号（上側）と、実際のオンオフ状態を示す図（下側）である。
【図６】図６は、転流スイッチ素子Ｓ２の電圧（ＶS2）の波形及び第２ダイオードＤ２の電圧（ＶD2）の波形を示す波形図である。
【図７】図７（ａ）はインダクタＬ１に流れる電流ＩL1の波形図であり、（ｂ）はインダクタＬ２に流れる電流ＩL2の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明に係るスナバ回路を備えた電力変換回路を、以下の実施形態１乃至４に基づいて具体的に説明するが、以下に示す実施形態は本発明の実施形態の一例であって、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。また、図２〜図４において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００２４】
［第１の実施形態］
第１の実施形態の電力変換回路１は、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータ（switched-mode dc-dc converter）の回路構成であり、出力電圧が入力電圧よりも低くなる降圧型の電力変換回路である。
【００２５】
図１において、電力変換回路１は、正極の入力端子３ａにおいて直流入力電源（電圧Ｖin+）に接続され、負極の入力端子３ｂにおいて直流入力電源（電圧Ｖin-）に接続されている。そして、上記の電力変換回路１は、入力用コンデンサーとしてのコンデンサーＣ１と、該コンデンサーＣ１に対して並列に接続されたチョッパ用スイッチング手段５と、前記の入力電源及びチョッパ用スイッチング手段５に接続されたスナバ回路２と、該チョッパ用スイッチング手段５からの出力を平滑化した直流出力電圧を生成する平滑フィルター６とから構成されている。
【００２６】
図１のコンデンサーＣ１は入力用コンデンサーとして機能しており、正極の入力端子３ａ及び負極の入力端子３ｂにおいて直流入力電源に接続されている。チョッパ用スイッチング手段５は、上記の入力電源の正極側に接続された主スイッチ素子Ｓ１と、該スイッチ素子Ｓ１の他端に接続して上記の入力電源の負極に接続された転流スイッチ素子Ｓ２から構成される。すなわち、スイッチ素子Ｓ１及びＳ２からなる直列回路は、上記コンデンサーＣ１に対して並列になるように、且つ直列の両端で入力端子３ａ及び３ｂ間に接続されるように接続されている。また、上記スイッチ素子Ｓ１及びＳ２は、電界効果トランジスタ等を用いて構成することができる。尚、構成素子ＰＤ１とＰＤ２は、スイッチ素子の寄生ダイオードであり、それぞれ上記スイッチ素子Ｓ１及びＳ２に対応する。
【００２７】
また、第１の実施形態のスナバ回路２は、補助スイッチ素子Ｓ３の一端で正極の入力端子３ａに接続されており、該スイッチ素子Ｓ３の他端は、インダクタＬ２の高電位側端子に接続されるとともに、第１ダイオードＤ１のカソードに接続されている。また、上記スナバ回路２は、上記インダクタＬ２の他端２ｍで、上記スイッチ素子Ｓ１とＳ２との接続点５ｍに接続されている。第１ダイオードＤ１と負極の直流入力電源間には、第２ダイオードＤ２が接続されており、第２ダイオードＤ２のアノードが負極の直流入力電源に、第２ダイオードＤ２のカソードが第１ダイオードＤ１のアノードにそれぞれ接続されている。また、ダイオードＤ１及びＤ２の接続点と上記インダクタＬ２の他端２ｍとの間にはコンデンサーＣ３が接続されている。
【００２８】
上記スイッチ素子Ｓ１とＳ２との接続点５ｍと、インダクタＬ２、コンデンサーＣ３とが接続された接続点２ｍは、インダクタＬ１に接続され、該インダクタＬ１の出力側と負極の直流入力電源間には、コンデンサーＣ２が接続されている。上記インダクタＬ１の出力側とコンデンサーＣ２との接続点４ａは、正極の出力（電圧Ｖout+）の端子として、コンデンサーＣ２と負極の直流入力電源との接続点４ｂは、負極の出力（電圧Ｖout-）の端子である。平滑フィルター６は、上記のようにインダクタＬ１及びコンデンサーＣ２から構成され、正極の端子としての接続点４ａ及び負極の端子としての接続点４ｂから直流出力電圧が取り出される。
【００２９】
尚、図１の回路において、本発明のスナバ回路２を用いられない場合、スイッチ素子Ｓ１及びＳ２を交互にオンオフ動作させて且つインダクタＬ１で電圧を平滑することによって、スイッチングコンバータ回路を動作させる必要がある。しかし、この場合、転流スイッチ素子Ｓ２がオフに遷移して主スイッチ素子Ｓ１がオンに遷移する際、寄生ダイオードＰＤ２の蓄積電荷によって非常に大きな電流が主スイッチ素子Ｓ１に流れる。また、主スイッチ素子Ｓ１がオフに遷移して転流スイッチ素子Ｓ２がオンに遷移する際には、過渡的に主スイッチ素子Ｓ１にインダクタＬ１の電流が流れた状態で主スイッチ素子Ｓ１の両端に大きな電圧が発生して主スイッチ素子Ｓ１で大きな電力を損失する。このため、スイッチングコンバータ回路に大きな損失が発生することになる。
【００３０】
次に、図１のスナバ回路２の動作について、図５乃至図７（ａ）、（ｂ）に基づいて説明する。
図５（ａ）乃至（ｃ）の上側の図は、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３のそれぞれの駆動信号であって、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３はそれぞれ、図５（ａ）乃至（ｃ）の各駆動信号によってオンオフ制御される。しかしながら、実際のスイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３は、図５（ａ）乃至（ｃ）の下側に示すオンオフ動作を行う。図６は、転流スイッチ素子Ｓ２の電圧（ＶS2）の波形及び第２ダイオードＤ２の電圧（ＶD2）の波形を示す。図７（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ、インダクタＬ１及びＬ２に流れる電流ＩL1及びＩL2の波形を示す。なお、横軸は、時間軸であって、図５乃至図７（ａ）、（ｂ）まですべて共通で、それぞれ同じ時間軸として現象が対応するものであり、また、スナバ回路２の動作が定常運転状態にあるときの波形を示すものである。
【００３１】
図５（ａ）で示される駆動信号でオンオフ制御される転流スイッチ素子Ｓ２がｔ1a時点においてオンからオフへ指示を受けると、インダクタＬ１の電流ＩL1の成分が変わる。すなわち、ｔ1時点直前まで、電流ＩL1は電力変換器の転流スイッチ素子Ｓ２に流れていた電流ＩS2に等しい。しかし、転流スイッチ素子Ｓ２がオフになった直後から、転流スイッチ素子Ｓ２の寄生ダイオードＰＤ２に流れる電流ＩPD2が電流ＩS2に対して相対的に大きくなり、電流ＩL1は電流ＩPD2に等しくなる（図７（ａ））。尚、ｔ1及びｔ1aは、電力変換回路のスイッチング周波数で決まる一定の時間周期の時点（タイミング）である。
【００３２】
また、転流スイッチ素子Ｓ２オフの状態から主スイッチ素子Ｓ１オンの状態への遷移までの間に（図５（ａ）のｔ1時点からｔ3時点の間）、補助スイッチ素子Ｓ３をオンにすることによって、インダクタＬ１の電流ＩL1を補助スイッチ素子Ｓ３及びインダクタＬ２に経由させる。これによって、スイッチ素子Ｓ１及びＳ２のスイッチング動作に伴う損失を低減することができる。
【００３３】
転流スイッチ素子Ｓ２オフ直後のｔ2a時点で補助スイッチ素子Ｓ３がオン状態への駆動信号を受けると、補助スイッチ素子Ｓ３はｔ2時点においてオン状態に遷移して、インダクタＬ２の電流ＩL2が０から時間とともに増加する（図７（ｂ））。インダクタＬ２の電流ＩL2がインダクタＬ１の電流ＩL1に等しくなると（図７（ａ）及び（ｂ））、寄生ダイオードＰＤ２の電流ＩPD2が０となり（図７（ａ））、主スイッチ素子Ｓ１の両端の電圧が減少し始める。図７（ａ）において、ＰＤ２の電流が減少して０になる時点をｔｃとする。そして速やかに主スイッチ素子Ｓ１の両端の電圧が０、すなわち、転流スイッチ素子Ｓ２の両端の電圧がＶin+−Ｖin-に達するとともに（図６のＶS2）、寄生ダイオードＰＤ１に電流が流れ始める。尚、ｔ2はｔ1以降に設定されるが、ｔ1と同時刻あるいはその直後に設定するのが好適である。
【００３４】
転流スイッチ素子Ｓ２の両端の電圧がＶin+−Ｖin-に達してから間もなく、ｔ3a時点において主スイッチ素子Ｓ１は、オン状態への駆動信号を受けるように制御される。これによって、スイッチング損失をほとんど発生することなく、ｔ3時点において、転流スイッチ素子Ｓ２オンの状態から主スイッチ素子Ｓ１オンの状態への遷移が可能である。尚、ｔ3は、接続点５ｍの電圧がＶin+に達した時刻と同じかその直後に設定するのが好適である。
【００３５】
主スイッチ素子Ｓ１がオンに遷移した後、補助スイッチ素子Ｓ３はｔ4a時点においてオフ状態への駆動信号を受け、ただちに補助スイッチ素子Ｓ３はオフ状態へ遷移する（図５（ｃ）のｔ4時点）。このときインダクタＬ２に蓄えられていたエネルギーは、第１ダイオードＤ１を経由してコンデンサーＣ３を充電する。これにより、コンデンサーＣ３の両端の電圧が電力変換回路の入力電圧（Ｖin+−Ｖin-）まで高められる。尚、このとき、第２ダイオードＤ２の電圧ＶD2は、コンデンサーＣ３が充電されるために減少して０になる（図６のＶD2）。尚、ｔ4は、ｔ3の直後に設定するのが好適である。
【００３６】
次に、主スイッチ素子Ｓ１はｔ5a時点においてオフ状態への駆動信号を受け、主スイッチ素子Ｓ１はオフ状態へ遷移する（図５（ａ）のｔ5時点）。主スイッチ素子Ｓ１オフの状態から転流スイッチ素子Ｓ２オンの状態への遷移の間、すなわち、図５（ａ）のｔ5時点から、コンデンサーＣ３に蓄えられた電荷が放電される（図７（ａ）のＩD2）。この時の電流ＩL1は、第２ダイオードＤ２を経由して流れる電流ＩD2に等しく、コンデンサーＣ３に蓄えられている電荷（Ｃ3Ｖ）が放電される。
【００３７】
電荷（Ｃ3Ｖ）が放電された直後、すなわち、ｔ5時点の直後に、コンデンサーＣ３の電圧は転流スイッチ素子Ｓ２の両端の電圧ＶS2にほぼ等しくなる。図６のＶS2に示されるように、時間とともにコンデンサーＣ３及び転流スイッチ素子Ｓ２の電圧は減少し、コンデンサーＣ３及び転流スイッチ素子Ｓ２の両端の電圧が０となる。そして、寄生ダイオードＰＤ２に電流ＩPD2が流れ始める（図７（ａ））。尚、ｔ5は、電力変換回路の入力と出力の電圧比の目標とする値に対応して決定される時点である。ｔ5は、一般に、主スイッチ素子Ｓ１がオンである時間の割合（時比率）に対応して与えられる。
【００３８】
ｔ6a時点において、転流スイッチ素子Ｓ２は、オン状態への駆動信号を受け、速やかに転流スイッチ素子Ｓ２がオン状態へ遷移することにより（図５（ｂ）のｔ6時点）、転流スイッチ素子Ｓ２がオンからオフに遷移するまでの所定時間の間、インダクタＬ１の電流ＩL1は、転流スイッチ素子Ｓ２を経由して流れる。そして、所定時間経過後、転流スイッチ素子Ｓ２がオンからオフに遷移すると、流転スイッチ素子Ｓ２がオフに遷移した時点を再び上記ｔ1時点として、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３の上記のスイッチング動作が繰り返される。尚、ｔ6は、接続点５ｍの電圧がＶin-に達した時刻と同じかその直後にするのが好適である。
【００３９】
上記のように、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３がｔ1時点から所定時間を経過するまでの上記スイッチング動作を繰り返すことによって、スイッチング損失をほとんど発生することなく、主スイッチ素子Ｓ１オンの状態から流転スイッチ素子Ｓ２オンの状態への遷移が可能である。
【００４０】
上記したように、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３はそれぞれ、図５（ａ）乃至（ｃ）の上側の図に示される駆動信号によって制御されるが、実際には、図５（ａ）乃至（ｃ）の下側に示すようにオンオフ動作を行う。そこで、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３をオンオフするための駆動信号の遷移するタイミング（時点）を、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３がオンオフするタイミングｔ1乃至ｔ6にそれぞれ対応させてｔ1a乃至ｔ6aとして、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３を上記のように説明した。
【００４１】
このように、実際には、各スイッチ素子の駆動に要する時間を考慮する必要がある一方、各スイッチ素子の駆動に要する時間、すなわち、ｔ1−ｔ1a、ｔ2−ｔ2a、・・・、ｔ6−ｔ2aは同一ではないので、この駆動に要する時間の違いを考慮して、各スイッチ素子を駆動する必要がある。
【００４２】
スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３を駆動するタイミングの生成方法について述べると、まず、ｔ2aは、ｔ1aの一定時間後に設定すればよい。ｔ3aは、ｔ1aの一定時間後に設定してもよいが、主スイッチ素子Ｓ１の両端の間の電圧を観測して、その電圧が０付近になる時点（すなわち接続点５ｍの電圧がＶin+付近になる時点）をｔ3aとすると好適である。また、ｔ4aは、ｔ3aの一定時間後に設定すればよい。
【００４３】
また、ｔ5aは、電力変換回路の入力と出力の電圧比の目標とする値に対応しており、該電力変換回路が有する制御回路が出力するタイミングが用いられる。すなわち、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３には、制御回路(図示省略)が接続されており、該制御回路によって各スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３がオン／オフ制御される。
【００４４】
具体的には、電力変換回路の制御回路は、所定のスイッチング周波数で主スイッチ素子Ｓ１がオンとオフを繰り返すように制御を行う。この制御において、主スイッチ素子Ｓ１のオンの時間とオフの時間の比率を可変することによって、電力変換回路の出力電圧が、所定の電圧値になるようにｔ3a及びｔ5aを制御する。
【００４５】
転流スイッチＳ２および補助スイッチＳ３についても、主スイッチＳ１のオンの時点とオフの時点に連動してタイミングを生成し、ｔ1a、ｔ2a、ｔ4a及びｔ6aの制御を行う。
【００４６】
また、ｔ6aは、ｔ5aの一定時間後に設定してもよいが、流転スイッチ素子Ｓ２の両端の間の電圧を観測して、その電圧が０付近になる時点（すなわち接続点５ｍの電圧がＶin-付近になる時点）をｔ6aとしてもよい。
【００４７】
［第２の実施形態］
図２に示される第２の実施形態の電力変換回路１は、出力電圧が入力電圧よりも低くなる降圧型の電力変換回路である。図２の構成要素１〜６は、図１の構成要素１〜６にそれぞれ機能及び効果において同等のものである。
【００４８】
第２の実施形態のスナバ回路２は、スイッチ素子Ｓ３の低電位側端子で負極の入力端子３ｂに接続されており、該スイッチ素子Ｓ３の高電位側端子は、インダクタＬ２の低電位側端子に接続されるとともに、ダイオードＤ１のアノードに接続されている。また、上記スナバ回路２は、上記インダクタＬ２の高電位側端子２ｍにおいて、上記スイッチ素子Ｓ１とＳ２との接続点５ｍに接続されている。ダイオードＤ１と正極の直流入力電源間において、ダイオードＤ２のアノードが、ダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ２のカソードが正極の直流入力電源の端子４ａに接続されている。尚、インダクタＬ２及びコンデンサーＣ３が、スイッチ素子Ｓ３の高電位側端子とダイオードＤ２のアノードとの間に接続されており、スイッチ素子Ｓ３の低電位側端子とダイオードＤ２のカソードとの間に接続されていない点で、第１の実施形態のスナバ回路２と異なる。
【００４９】
次に、第２の実施形態のスナバ回路２の動作について説明する。基本的なその動作は、上記第１実施形態のスナバ回路２とほぼ同様の動作をするので、詳細な説明は省略する。異なる点は、スイッチ素子Ｓ１オフの状態からスイッチ素子Ｓ２オンの状態への遷移の間における、コンデンサーＣ３に蓄えられた電荷Ｃ3Ｖの放電経路の電流の向きであり、
経路：インダクタＬ１  →  コンデンサーＣ３  →  ダイオードＤ２
にて、直流電源出力またはコンデンサーＣ２にスナバ回路２のエネルギーが回生される。
【００５０】
また、スイッチ素子Ｓ２オフ直後にスイッチ素子Ｓ３をオンして、該スイッチ素子Ｓ３がオフされるまでの間において、インダクタＬ２の電流ＩL2は、
経路：インダクタＬ１  →  インダクタＬ２
にて電流が流れ、スナバ回路２にエネルギーが供給される。
【００５１】
［第３の実施形態］
図３に示される第３の実施形態の電力変換回路１は、出力電圧が入力電圧よりも高くなる昇圧型の電力変換回路である。第３の実施形態は、チョッパ用スイッチング手段５及びコンデンサーＣ１が直流出力４側に、平滑フィルター６が直流入力電源３側に、それぞれ接続されている点で、第１実施形態の構造と異なる。しかし、図３の構成要素１〜６は、図１の構成要素１〜６にそれぞれ機能及び効果において同等のものである。
【００５２】
第３の実施形態のスナバ回路２は、スイッチ素子Ｓ３の高電位側端子で正極の入力端子３ａに接続されており、該スイッチ素子Ｓ３の低電位側端子は、インダクタＬ２の高電位側端子に接続されるとともに、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。また、上記スナバ回路２は、上記インダクタＬ２の低電位側端子２ｍにおいて、上記スイッチ素子Ｓ１とＳ２との接続点５ｍに接続されている。ダイオードＤ２と負極の直流出力間において、ダイオードＤ２のカソードが、ダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ２のアノードが負極の直流出力の端子４ｂに接続されている。尚、スナバ回路２の回路接続および基本的な動作は、第１の実施形態のスナバ回路２と共通する。
【００５３】
次に、第３の実施形態のスナバ回路２の動作について説明する。基本的なその動作は、上記第１実施形態のスナバ回路２とほぼ同様の動作をするので、詳細な説明は省略する。スイッチ素子Ｓ１オフの状態からスイッチ素子Ｓ２オンの状態への遷移の間における、コンデンサーＣ３に蓄えられた電荷Ｃ3Ｖの放電経路の電流の向きも実施形態１の場合と同じであり、
経路：ダイオードＤ２→コンデンサーＣ３→インダクタＬ１
にて、直流電源出力またはコンデンサーＣ１にスナバ回路２のエネルギーが回生される。
【００５４】
また、スイッチ素子Ｓ２オフ直後にスイッチ素子Ｓ３をオンして、該スイッチ素子Ｓ３がオフされるまでの間において、インダクタＬ２の電流ＩL2は、
経路：インダクタＬ２  →  インダクタＬ１
にて電流が流れ、スナバ回路２にエネルギーが供給される。
［第４の実施形態］
図４に示される第４の実施形態の電力変換回路１は、出力電圧が入力電圧よりも高くなる昇圧型の電力変換回路である。図４の構成要素１〜６は、図３の構成要素１〜６にそれぞれ機能及び効果において同等のものである。
【００５５】
第４の実施形態のスナバ回路２は、スイッチ素子Ｓ３の低電位側端子で負極の出力端子４ｂに接続されており、該スイッチ素子Ｓ３の高電位側端子は、インダクタＬ２の低電位側端子に接続されるとともに、ダイオードＤ１のアノードに接続されている。また、上記スナバ回路２は、上記インダクタＬ２の高電位側端子２ｍにおいて、上記スイッチ素子Ｓ１とＳ２との接続点５ｍに接続されている。ダイオードＤ１と正極の直流入力電源間において、ダイオードＤ１のカソードがダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードが正極の直流出力の端子４ａに接続されている。尚、インダクタＬ２及びコンデンサーＣ３が、スイッチ素子Ｓ３の高電位側端子とダイオードＤ２のアノードとの間に接続されており、スイッチ素子Ｓ３の低電位側端子とダイオードＤ２のカソードとの間に接続されていない点で、第３の実施形態のスナバ回路２と異なる。
【００５６】
次に、第４の実施形態のスナバ回路２の動作について説明する。基本的なその動作は、上記第１実施形態のスナバ回路２とほぼ同様の動作をするので、詳細な説明は省略する。異なる点は、スイッチ素子Ｓ１オフの状態からスイッチ素子Ｓ２オンの状態への遷移の間における、コンデンサーＣ３に蓄えられた電荷Ｃ3Ｖの放電経路の電流の向きであり、
経路：インダクタＬ１  →  コンデンサーＣ３  →  ダイオードＤ２
にて、直流入力電源またはコンデンサーＣ２にスナバ回路２のエネルギーが回生される。
【００５７】
また、スイッチ素子Ｓ２オフ直後にスイッチ素子Ｓ３をオンして、該スイッチ素子Ｓ３がオフされるまでの間において、インダクタＬ２の電流ＩL2は、
経路：インダクタＬ１  →  インダクタＬ２
にて電流が流れ、スナバ回路２にエネルギーが供給される。
【００５８】
尚、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＩＧＢＴ、接合型トランジスタが用いられる。また、スイッチ素子と並列に高速リカバリダイオードまたはショットキーバリアダイオードなどの大電力高速スイッチングに適したダイオードを設けることにより、スイッチ素子の寄生ダイオードよりも良好な電気特性が得られ、電力変換回路の損失を更に低減することが可能である。主スイッチＳ１及び転流スイッチＳ２はオン状態の抵抗値が小さい特性のものを用い、補助スイッチ素子Ｓ３はスイッチング速度が高速であるものを用いると好適である。
【００５９】
次に、本発明による効果を確認するために、実施形態４の電力変換回路１を用いて、その電力変換効率を測定した。尚、電力変換回路の損失は、電力変換回路への入力電力と出力電力の差を電力変換回路の損失として計算される。
【００６０】
また、図４に示される回路の各部は、次のように選定した。
インダクタＬ１＝８０μＨ
インダクタＬ２＝１０μＨ
コンデンサーＣ３＝０．０２２μＦ
スイッチング周波数＝３４．５ｋＨｚ
尚、ダイオードＤ１及びＤ２として、ショットキーバリアダイオードを用い、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ３は、電界効果トランジスタを用いた。
【００６１】
上記のように構成された実施形態４の電力変換回路１において、入力電圧を４２．４Ｖ、入力電力を９７．７Ｗ、出力電圧を４８．１Ｖに設定した。
【００６２】
本発明のスナバ回路を動作させない場合、電力変換回路の損失は２．８９Ｗであったが、本発明のスナバ回路を動作させた場合、電力変換回路の損失は１．８４Ｗに低減した。すなわち、本発明のスナバ回路によって、電力変換回路の損失は１／３以上低減させることができた。
【符号の説明】
【００６３】
１    電力変換回路
２    スナバ回路
３    直流入力電源
３ａ  直流入力側の正極の端子
３ｂ  直流入力側の負極の端子
４    直流出力
４ａ  直流出力側の正極の端子
４ｂ  直流出力側の負極の端子
５    スイッチング手段
５ｍ  スイッチング手段５の中点
６    平滑フィルター
Ｃ３  コンデンサー
Ｄ１  第１ダイオード
Ｄ２  第２ダイオード
Ｌ１  インダクタ
Ｌ２  インダクタ
Ｓ１  主スイッチ手段
Ｓ２  転流スイッチ手段
Ｓ３  補助スイッチ手段
【図１】
0005605701.tif 000002
【図２】
0005605701.tif 000003
【図３】
0005605701.tif 000004
【図４】
0005605701.tif 000005
【図５】
0005605701.tif 000006
【図６】
0005605701.tif 000007
【図７】
0005605701.tif 000008