(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性負荷装置に電気エネルギー源を結合する結合回路であって、前記結合回路が、切替回路、エネルギー伝達コンデンサ及び共鳴コンデンサを含み、前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置が、自然共鳴周波数を有する共鳴負荷回路を一体的に形成し、前記切替回路が、前記エネルギー伝達コンデンサが前記電気エネルギー源から充電される、充電構成に設定可能であり、前記切替回路は、前記エネルギー伝達コンデンサを前記共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより前記共鳴負荷回路内へ離散的エネルギーパルスを注入する、注入構成に設定可能であり、前記電気エネルギー源から前記誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、前記切替回路が、前記充電構成に、続いて、前記注入構成に繰り返し設定可能であり、前記誘導性負荷装置へ伝達される前記エネルギーは、前記自然共鳴周波数に近い又は前記周波数に等しい振動周波数で前記共鳴負荷回路内を循環し、前記エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが前記電源から前記切替回路へ配送されている間、前記エネルギー伝達コンデンサから前記共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない、結合回路。
【請求項２】
前記振動周波数が、前記自然共鳴周波数の±２０％以内である、請求項１に記載の結合回路。
【請求項３】
前記振動周波数に等しい又は前記振動周波数の整数の約数に等しい既定の切替周波数に、前記切替回路を繰り返し設定することにより、エネルギーが前記電気エネルギー源から前記誘導性負荷装置へ伝達される、請求項１に記載の結合回路。
【請求項４】
前記切替回路が前記充電構成にあるときに、前記エネルギー伝達コンデンサが前記共鳴負荷回路内へ放電されない、請求項１に記載の結合回路。
【請求項５】
前記切替回路が前記注入構成にあるときに、前記電源から前記エネルギー伝達コンデンサへ充電されない、請求項１に記載の結合回路。
【請求項６】
前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置が互いに並列に連続的に接続され、前記切替回路が前記注入構成設定されるときに、前記エネルギー伝達コンデンサが、前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置の両端に並列に有効に接続される、請求項１に記載の結合回路。
【請求項７】
前記切替回路が前記注入構成に設定されるときに、前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置が、直列に有効に接続される、請求項１に記載の結合回路。
【請求項８】
前記切替回路が前記注入構成に設定されるときに、前記エネルギー伝達コンデンサ及び前記誘導性負荷装置は直列に有効に接続されるが、前記エネルギー伝達コンデンサ及び前記誘導性負荷装置は前記共鳴コンデンサとは直列に有効に接続されない、請求項１に記載の結合回路。
【請求項９】
前記注入構成が、前記エネルギー伝達コンデンサを放電して前記共鳴負荷回路内へ第１方向に電流を注入する、第１注入構成であり、前記切替回路が、前記エネルギー伝達コンデンサを放電して前記共鳴回路内へ前記第１方向とは反対の第２方向に電流を注入する、第２注入構成に設定可能であり、前記電気エネルギー源から前記誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、前記切替回路が、前記充電構成に、続いて、前記第１注入構成に、続いて、前記充電構成に、続いて、前記第２注入構成に繰り返し設定可能である、請求項１に記載の結合回路。
【請求項１０】
前記エネルギー伝達コンデンサが、第１エネルギー伝達コンデンサであり、前記結合回路が、第２エネルギー伝達コンデンサも含み、前記充電構成が、第１充電構成であり、前記切替回路が、前記第２エネルギー伝達コンデンサが前記電気エネルギー源から充電される、第２充電構成に設定可能であり、前記注入構成が、第１注入構成であり、前記切替回路が、第２エネルギー伝達コンデンサを前記共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより前記共鳴負荷回路内へ離散的エネルギーパルスを注入する、第２注入構成に設定可能であり、前記電気エネルギー源から前記誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、前記切替回路が、前記第１充電構成に、前記第２注入構成、前記第２充電構成及び第１注入構成に繰り返し設定可能であり、前記第２エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが前記電源から前記切替回路へ配送されているときに、前記第２エネルギー伝達コンデンサから前記共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない、請求項１に記載の結合回路。
【請求項１１】
前記切替回路が、前記第１充電構成、前記第２注入構成、前記第２充電構成、及び前記第１注入構成に、逐次的に繰り返し設定される、請求項１０に記載の結合回路。
【請求項１２】
前記切替回路が、前記第１充電構成及び前記第２注入構成に同時に設定され、前記切替回路が、前記第２充電構成及び前記第１注入構成に同時に設定される、請求項１０に記載の結合回路。
【請求項１３】
誘導性負荷回路に電気エネルギー源を結合するために結合回路を操作する方法であって、前記結合回路が、切替回路、エネルギー伝達コンデンサ及び共鳴コンデンサを含み、前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置が、自然共鳴周波数を有する共鳴負荷回路を一体的に形成し、前記方法が、以下の工程：
１．前記エネルギー伝達コンデンサが前記電気エネルギー源に接続される充電構成に、前記切替回路を設定すること、
２．前記電気エネルギー源から前記エネルギー伝達コンデンサを充電すること、
３．前記エネルギー伝達コンデンサが前記共鳴負荷回路に接続される注入構成に、前記切替回路を設定すること、
４．前記エネルギー伝達コンデンサを前記共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより、前記共鳴負荷回路内へ離散的エネルギーパルスを注入すること、
５．前記電気エネルギー源から前記誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、工程１、工程２、工程３及び工程４を繰り返し実行すること
を含み、
誘導性負荷装置へ伝達される前記エネルギーが、前記自然共鳴周波数に近い又は前記周波数に等しい振動周波数で前記共鳴負荷回路内を循環し、
前記エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが、前記電源から前記切替回路へ配送されている間、前記エネルギー伝達コンデンサから前記共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない、方法。
【請求項１４】
前記振動周波数が、好ましくは、前記自然共鳴周波数の±２０％内である、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項１５】
工程５において、前記切替回路が、前記振動周波数に等しい又は前記振動周波数の整数の約数に等しい既定の切替周波数に繰り返し設定される、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項１６】
工程１及び工程２を実行する間、前記エネルギー伝達コンデンサを前記共鳴負荷回路内へ放電されない、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項１７】
工程３及び工程４を実行する間に、前記電源から前記エネルギー伝達コンデンサへ充電されない、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項１８】
工程３及び工程４を実行する間に、前記エネルギー伝達コンデンサ、前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置が、互いに並列に有効に接続される、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項１９】
工程３及び工程４を実行する間に、前記エネルギー伝達コンデンサ、前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置が、互いに直列に有効に接続される、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項２０】
工程３及び工程４を実行する間に、前記エネルギー伝達コンデンサ及び前記誘導性負荷装置は直列に有効に接続されるが、前記エネルギー伝達コンデンサ及び前記誘導性負荷装置は前記共鳴コンデンサとは直列に有効に接続されない、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項２１】
工程３の前記注入構成が、第１注入構成であり、工程４での前記エネルギー伝達コンデンサの前記放電が、前記共鳴負荷回路内へ第１方向に電流を注入することにより実行され、前記方法が、以下の追加の工程：
６．前記エネルギー伝達コンデンサが前記共鳴負荷回路に接続される第２注入構成に、前記切替回路を設定すること、
７．前記共鳴負荷回路内へ前記第１方向とは反対の第２方向に電流を注入することにより前記エネルギー伝達コンデンサを前記共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電し、それにより、前記共鳴負荷回路内へ離散的エネルギーパルスを注入すること、
８．前記電気エネルギー源から前記誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、工程１、工程２、工程３及び工程４の各々の繰り返しに続いて、工程１、工程２、工程６及び工程７を実行すること
を更に含む、請求項１３に記載の結合回路を操作する方法。
【請求項２２】
誘導性負荷装置に電気エネルギー源を結合するために結合回路を操作する方法であって、
結合回路が、切替回路、第１エネルギー伝達コンデンサ、第２エネルギー伝達コンデンサ、及び共鳴コンデンサを含み、
前記共鳴コンデンサ及び前記誘導性負荷装置が、自然共鳴周波数を有する共鳴負荷回路を一体的に形成し、 
前記方法が、以下の工程：
Ａ．前記第１エネルギー伝達コンデンサが前記共鳴負荷回路に接続される第１注入構成に、前記切替回路を設定すること、
Ｂ．前記エネルギー伝達コンデンサを前記共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより、前記共鳴負荷回路内へ離散的エネルギーパルスを注入すること、
Ｃ．前記エネルギー伝達コンデンサが前記電気エネルギー源に接続される第１充電構成に、前記切替回路を設定すること、
Ｄ．前記電気エネルギー源から前記第１伝達コンデンサを充電すること、
Ｅ．前記第２エネルギー伝達コンデンサが前記共鳴負荷回路に接続される第２注入構成に、前記切替回路を設定すること、
Ｆ．前記第２エネルギー伝達コンデンサを前記共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより、前記共鳴負荷回路内へ離散的エネルギーパルスを注入すること、
Ｇ．前記第２エネルギー伝達コンデンサが前記電気エネルギー源に接続される第２充電構成に、切替回路を設定すること、
Ｈ．前記電気エネルギー源から前記第２エネルギー伝達コンデンサを充電すること、
Ｉ．前記電気エネルギー源から前記誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために工程Ａ〜工程Ｈを包括的に繰り返し実行すること
を含み、
前記誘導性負荷装置へ伝達される前記エネルギーが、前記自然共鳴周波数の近くで又は前記周波数に等しい振動周波数で、前記共鳴負荷回路内を循環し、
前記第１エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが、前記電源から前記切替回路へ配送されている間、前記第１エネルギー伝達コンデンサから前記共鳴負荷回路内への電流の注入がなく、前記第２エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが、前記電源から前記切替回路へ配送されている間、前記第２エネルギー伝達コンデンサから前記共鳴負荷回路内への電流の注入がない、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導性負荷に電力を供給する電気回路に関連する。より具体的には、本発明は、コンデンサと共鳴する誘導性負荷装置に電気エネルギー源を結合する回路に関する。本発明の特定用途の実施例は、低中周波誘導加熱装置及び誘導電力伝達装置、又は、共鳴モード、誘導又は同期磁気抵抗で駆動される交流電流モータを含む。
【背景技術】
【０００２】
共鳴回路は、空隙を通じてエネルギーを誘導的に伝達することが望まれる多くの電気装置に、例えば、誘導式加熱器又は誘導式調理台、誘導式加熱治療、誘導式熱炉、並びに、電気自動車、携帯電話、携帯コンピュータ又は他の再充電可能な機器内の電池若しくは他のエネルギー蓄積装置を充電するのに利用される装置のような、誘導性電力伝達装置に利用される。
【０００３】
この「加負荷共鳴回路」と呼ばれるものの利用は、回路の誘導部品内のエネルギーを共鳴で増強し、このエネルギーの一部分を、磁束により空隙を横切るように伝達する、負荷回路の誘導部品に誘導結合又は連結される回路を特徴とする。設計の優れたシステムでは、共鳴回路内で振動する大きな反応エネルギーと比較して、共鳴エネルギーの消費は少量のみであるので、高いエネルギー伝達効率を得ることができる。しかしながら、誘導結合又は連結された誘導部品間の距離が増加するにつれて、回路エネルギー伝達効率は減少する。
【０００４】
従来の誘導加熱駆動回路は、複数の反転構成を含み、最も一般的な構成は、準共鳴反転駆動、半ブリッジ反転駆動、及び全ブリッジ反転駆動である。これらは、半サイクル毎の半分にわたって、又は、第２番目毎の半サイクルの間に、負荷回路内へエネルギーを直接的に入力することを特徴とする。これらの標準的反転形態は、通常、他の誘導性電力伝達装置にも利用される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、コンデンサと共鳴する誘導性負荷回路に電気エネルギー源を結合する結合回路を含む。結合回路は、最初に、電気エネルギー源からエネルギー伝達コンデンサを充電し、次に、充電されたエネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路へ少なくとも部分的に又は全て放電することにより共鳴負荷回路内へ電気エネルギーを注入するように、切替回路を繰り返し設定することにより、電気エネルギー源から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達する。
【０００６】
本発明の目的は、電気エネルギー源からのエネルギーを制御し、誘導性負荷装置へ効率的に伝達することができる回路を提供すること、又は、電気エネルギー源からのエネルギーを制御し、誘導性負荷装置へ効率的に伝達することができる回路を操作する方法を提供すること、又は、公衆に有用な選択肢を与えることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
大まかに、第１の態様では、本発明は、誘導性負荷装置に電気エネルギー源を結合する結合回路を含み、
結合回路は、切替回路、エネルギー伝達コンデンサ及び共鳴コンデンサを含み、
共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、共鳴負荷回路を一体的に形成し、
共鳴負荷回路は、自然共鳴周波数を有し、
切替回路は、電気エネルギー源からエネルギー伝達コンデンサを充電する、充電構成に設定可能であり、
切替回路は、エネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより共鳴負荷回路内へ離散パルスのエネルギーを注入する、注入構成に設定可能であり、
切替回路は、電気エネルギー源から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達し、誘導性負荷装置に伝達されたエネルギーが振動周波数で共鳴負荷回路内を循環するように、充電構成に続いて注入構成に、繰り返し設定可能であり、
振動周波数が、自然共鳴周波数の近くか又はその周波数に等しく、
エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが電源から切替回路に配送されている間、エネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない。
【０００８】
振動周波数は、自然共鳴周波数の±２０％、±１０％、±５％、又は±２．５％内であり得る。
【０００９】
エネルギーは、振動周波数に等しい又は振動周波数の整数の約数に等しい既定の切替周波数で、切替回路を繰り返し設定することにより、電気エネルギー源から誘導性負荷装置へ伝達され得る。
【００１０】
任意選択的に、切替回路が充電構成にあるとき、エネルギー伝達コンデンサは、共鳴負荷回路内へ放電されない。
【００１１】
任意選択的に、切替回路が注入構成にあるとき、エネルギー伝達コンデンサは、電源から充電されない。
【００１２】
共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、互いに並列に連続的に接続され得る。エネルギー伝達コンデンサは、切替回路が注入構成に設定される場合、共鳴コンデンサと誘導性負荷装置の両端に並列に有効に接続され得る。
【００１３】
エネルギー伝達コンデンサ、共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、切替回路が注入構成に設定される場合、直列回路内に有効に接続され得る。
【００１４】
エネルギー伝達コンデンサ及び誘導性負荷装置は、切替回路が注入構成に設定される場合、共鳴コンデンサを除外した直列回路内に有効に接続され得る。
【００１５】
任意選択的に、注入構成は、エネルギー伝達コンデンサを放電して共鳴負荷回路内へ第１方向に電流を注入する、第１注入構成であり、
切替回路が、エネルギー伝達コンデンサを放電して共鳴負荷回路内へ第１方向とは反対の第２方向に電流を注入する、第２注入構成に設定可能であり、
電気エネルギー源から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、切替回路が、充電構成に、続いて、第１注入構成に、続いて、充電構成に、続いて、第２注入構成に繰り返し設定可能である。
【００１６】
任意選択的に、エネルギー伝達コンデンサは、第１エネルギー伝達コンデンサであり、結合回路が、第２エネルギー伝達コンデンサも含み、 
充電構成が第１充電構成であり、切替回路が、電気エネルギー源から第２エネルギー伝達コンデンサを充電する、第２充電構成に設定可能であり、 
注入構成が第１注入構成であり、切替回路が、第２エネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより共鳴負荷回路内へ離散パルスのエネルギーを注入する、第２注入構成に設定可能であり、
電気エネルギー源から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、切替回路が、第１充電構成、第２注入構成、第２充電構成、及び第１注入構成に繰り返し設定可能であり、
第２エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが、電源から切替回路に配送されている間、第２エネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない。
【００１７】
この選択では、切替回路は、第１充電構成、第２注入構成、第２充電構成、及び第１注入構成に逐次的に繰り返し設定されてもよい。代わりに、この選択では、切替回路は、同期的に第１充電構成及び第２注入構成に設定されもよく、切替回路は、同期的に第２充電構成及び第１注入構成に設定されてもよい。
【００１８】
大まかに、第２の態様では、本発明は、誘導性負荷装置に電気エネルギー源を結合する結合回路を操作する方法を含み、
結合回路は、切替回路、エネルギー伝達コンデンサ及び共鳴コンデンサを含み、
共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、共鳴負荷回路を一体的に形成し、
共鳴負荷回路は、自然共鳴周波数を有し、
前記方法は、以下の工程：
１．エネルギー伝達コンデンサが電気エネルギー源に接続される充電構成に、切替回路を設定することと、
２．電気エネルギー源からエネルギー電圧容量を充電することと、
３．エネルギー伝達コンデンサが共鳴負荷回路に接続される注入構成に、切替回路を設定することと、
４．エネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより、共鳴負荷回路内へ離散パルスのエネルギーを注入することと、
５．電気エネルギー源から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、工程１、工程２、工程３及び工程４を繰り返して実行することと
を含み、
誘導性負荷回路へ伝達されるエネルギーが、振動周波数で共鳴負荷回路内を循環し、
振動周波数が、自然共鳴周波数に近いか又はその周波数に等しく、
エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが電源から切替回路に配送されている間、エネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない。
【００１９】
振動周波数は、自然共鳴周波数の±２０％、±１０％、±５％、又は±２．５％内であり得る。
【００２０】
工程５では、切替回路は、振動周波数に等しい又は振動周波数の整数の約数に等しい既定の切替周波数で、繰り返し設定され得る。
【００２１】
任意選択的に、工程１及び工程２を実行する間、エネルギー伝達コンデンサは、共鳴負荷回路内に放電されない。
【００２２】
任意選択的に、工程３及び工程４を実行する間、エネルギー伝達コンデンサは、電源から充電されない。
【００２３】
工程３及び工程４を実行する間、エネルギー伝達コンデンサ、共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、互いに並列に、有効に接続され得る。
【００２４】
工程３及び工程４を実行する間、エネルギー伝達コンデンサ、共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、互いに直列回路に、有効に接続され得る。
【００２５】
工程３及び工程４を実行する間、エネルギー伝達コンデンサ及び誘導性負荷装置は、互いに、共鳴コンデンサを除く直列回路に、有効に接続され得る。
【００２６】
任意選択的に、工程３の注入構成は、第１注入構成であり、工程４でのエネルギー伝達コンデンサの放電が、共鳴負荷回路内へ第１方向に電流を注入することにより実行され、前記方法が、以下の追加の工程：
６．エネルギー伝達コンデンサが共鳴負荷回路に接続される第２注入構成に、切替回路を設定する工程と、
７．共鳴負荷回路内へ第１方向とは反対の第２方向に電流を注入することによりエネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電し、それにより、共鳴負荷回路内へ離散パルスのエネルギーを注入する工程と、
８．電気エネルギー源から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、工程５での工程１、工程２、工程３及び工程４の各繰り返しに続いて、工程１、工程２、工程６及び工程７を繰り返し実行する工程と 
を含む。
【００２７】
大まかに、第３の態様では、本発明は、誘導性負荷装置に電気エネルギー源を結合するための結合回路を操作する方法を含み、
結合回路は、切替回路、第１エネルギー伝達コンデンサ、第２エネルギー伝達コンデンサ、及び共鳴コンデンサを含み、
共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、自然共鳴周波数を有する共鳴負荷回路を一体的に形成し、
前記方法は、以下の工程：
Ａ．第１エネルギー伝達コンデンサが共鳴負荷回路に接続される第１注入構成に、切替回路を設定することと、
Ｂ．第１エネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより、共鳴負荷回路内へ離散パルスのエネルギーを注入することと、
Ｃ．第１エネルギー伝達コンデンサが電気エネルギー源に接続される第１充電構成に、切替回路を設定することと、 
Ｄ．電気エネルギー源から第１伝達コンデンサを設定することと、
Ｅ．第２エネルギー伝達コンデンサが共鳴負荷回路に接続される第２注入構成に、切替回路を設定することと、
Ｆ．第２エネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路内へ少なくとも部分的に放電することにより、共鳴負荷回路内へ離散パルスのエネルギーを注入することと、
Ｇ．第２エネルギー伝達コンデンサが電気エネルギー源に接続される第２充電構成に、切替回路を設定する工程と、
Ｈ．電気エネルギー源から第２エネルギー伝達コンデンサを充電することと、
Ｉ．電気エネルギー源から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、工程Ａ〜工程Ｈの全てを含めて繰り返し実行することと
を含み、 
誘導性負荷装置へ伝達されたエネルギーが、自然共鳴周波数に近いか又はその周波数に等しい振動周波数で、共鳴回路内を循環し、
第１エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが、電気エネルギー源から配送されている間、第１エネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がなく、第２エネルギー伝達コンデンサを充電するためのエネルギーが電源から切替回路へ配送されている間、第２エネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない。
【００２８】
本明細書に使用される用語の定義
【００２９】
本明細書で用いられる用語「を含んでいる」は、「から少なくとも部分的に成り立っている」意味する。つまり、「を含んでいる」を含む本明細書内の説明を解釈する際に、各記述の中でこの用語により始められる特徴は、全て存在することを必要とするが、他の特徴も存在し得る。「を含む（複数）」、「を含む（単数）」、「含められた」等の関連用語は、同様に解釈されるべきである。
【００３０】
本明細書で用いられるように、用語「及び／又は」は、「及び」又は「又は」、若しくはその両方を意味する。
【００３１】
本明細書で用いられるように、名詞に続く「（ｓ）」は、名詞の複数形及び／又は単数形を意味する。
【００３２】
本明細書で用いられる用語「インダクタ」は、回路内に主にそのインダクタンス特性のために組み込まれる受動部品を意味する。
【００３３】
本明細書で用いられる用語「誘導性負荷装置」は、インダクタンスを有するが、例えば、駆動作用、変換作用又は誘導作用により、若しくは、磁気的引力又は斥力により作業機能を実行するように、磁界を主に設定する回路内に組み込まれる、あらゆる装置を含んでいると理解されるべきである。誘導性負荷装置は、誘導性電力伝達コイル、変圧器、電磁モータ、線形アクチュエータコイル、電磁石、ソレノイドコイル及び誘導コイルを含むが、これらに限定されず、前記誘導コイルは、誘導加熱に利用されるコイル、巻線等を含む。
【００３４】
磁界の増大又は崩落中に誘導装置内に誘導される電流についての、本明細書内での参照値は、磁界の増大又は下落により誘導装置の巻線インダクタンスを通じて誘導装置内に誘導される電圧により駆動される電流を指していると理解することができる。
【００３５】
本発明は、更に、限定することを意図するものではない単なる例として、以下の図面を参照しながら記載される。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１Ａ】並列に接続された誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路内へ一方向の電流パルスを注入する本発明の第１実施形態を図示する回路を示す図である。
【図１Ｂ】自然共鳴よりも下で動作する図１Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図１Ｃ】自然共鳴よりも上で動作する図１Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図２Ａ】直列に接続された誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路内へ一方向の電流パルスを注入する本発明の第２の実施形態を図示する回路を示す図である。
【図２Ｂ】自然共鳴よりも下で動作する図２Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図３Ａ】誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路の誘導装置内へ一方向の電流パルスを注入する本発明の第３の実施形態を図示する回路を示す図である。
【図３Ｂ】自然共鳴よりも下で動作する図３Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図４Ａ】並列に接続される誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路内へ双方向の電流パルスを注入する本発明の第４の実施形態を図示する回路を示す図である。
【図４Ｂ】自然共鳴よりも上で動作する図４Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図５Ａ】並列に接続される誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路内へ双方向の電流パルスを注入する本発明の第５の実施形態を図示する回路を示す図である。
【図５Ｂ】自然共鳴よりも上で動作する図５Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図５Ｃ】自然共鳴よりも下で動作する図５Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図６Ａ】直列に接続された誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路内へ双方向電流パルスを注入する本発明の第６の実施形態を図示する回路を示す図である。
【図６Ｂ】自然共鳴よりも上で動作する図６Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図７Ａ】誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路の誘導装置内へ双方向の電流パルスを注入する本発明の第７の実施形態を図示する回路を示す図である。
【図７Ｂ】自然共鳴よりも下で動作する図７Ａの回路の電流、電圧及び電力波形を示す図である。
【図８Ａ】直列に接続される誘導装置及び共鳴コンデンサにより与えられる共鳴負荷回路内へ一方向の電流パルスを注入する本発明の第８の実施形態を図示する回路を示す図である。
【図８Ｂ】２つのエネルギー伝達コンデンサが交互に動作し、どちらかのコンデンサの再充電が共鳴負荷内への電流パルスの注入と重複しない、図８Ａの回路の電流及び電圧波形を示す図である。
【図８Ｃ】２つのエネルギー伝達コンデンサが交互に動作し、共鳴負荷内への電流パルスを注入するために、各コンデンサを再充電が他のコンデンサの放電と重複する、図８Ａの回路の電流及び電圧波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
図面では、一回路の実施形態の部品は、別の回路の実施形態の部品に機能面で対応し、図に示される対応する成分は、それぞれ、ｘ１、ｘ２、ｘ３等と標識され、ｘは、実施形態及び図の番号である。例えば、各々の回路の実施形態は、エネルギー伝達コンデンサと共鳴コンデンサとを含む。エネルギー伝達コンデンサは、図１ＡではＣ１１、図２ＡではＣ２１、図３ＡではＣ３１等と標識され、対応する共鳴コンデンサは、図１ＡではＣ１２、図２ＡではＣ２２、図３ＡではＣ３２等と標識される。
【００３８】
付属の図面では、配線間の接続が点で示されていることに留意するべきである。交差するが点のない配線は、接続されていない。
【００３９】
付属の図面に見られるような本発明の記載される各々の実施形態は、誘導性負荷装置に電気エネルギー源を結合する結合回路を含む。特定の実施形態での誘導性負荷装置は、誘導加熱コイルであり、変圧器の１次巻線として本明細書に付属の図面に表されている。しかしながら、誘導性負荷装置は、例えば、誘導モータ回転子、又は、変圧器若しくは他の誘導性電力伝達装置であり得る。
【００４０】
変圧器の疎結合２次巻線は、低抵抗回路に接続され、誘導加熱コイルにより囲まれる製品内の渦電流回路を表す。渦電流は、その製品の渦電流回路内に誘導される。
【００４１】
共鳴コンデンサは、変換器の１次巻線に接続される。第２巻線の共鳴コンデンサ、変換器１次巻線及び疎結合抵抗負荷（渦電流回路又は他の負荷回路を表す）は、共鳴負荷回路を一体的に形成する。エネルギーは、電源から共鳴負荷回路の誘導性負荷装置へ、１つのエネルギー伝達コンデンサ又は複数のエネルギー伝達コンデンサを介して伝達される。本明細書内でのエネルギー伝達コンデンサの参照値は、複数のコンデンサにより与えられるエネルギー伝達コンデンサを含んでいると理解されるべきである。
【００４２】
結合回路は、制御された切替回路を含む。エネルギー伝達コンデンサは、直流（ＤＣ）電源又はフィルタをかけられた交流（ＡＣ）主電源、例えば、１１０ボルト又は２４０ボルトの主電源のような電源から、適切なパルス成形インダクタ、共鳴インダクタ又は降圧インダクタを通じた制御された切り替えにより、周期的に充電される。本発明の範囲を変更することなく、伝達コンデンサを充電する他の手段を利用することができる。エネルギー伝達コンデンサ上に蓄積されたエネルギーは、制御された切り替えによっても、共鳴負荷回路内に周期的に注入される。
【００４３】
切替回路は、電気エネルギー源がエネルギー伝達コンデンサに接続される充電構成に設定され、充電電流が電気エネルギー源からエネルギー伝達コンデンサ内へ流れるように仕向けることにより、エネルギー伝達コンデンサを充電する。回路形態により及び／又は切替回路内で用いられる方法により、エネルギー伝達コンデンサへの充電量を制御することができる。
【００４４】
次に、切替回路は、放電構成に設定される。この構成では、エネルギー伝達コンデンサは、共鳴負荷回路に接続され、放電電流がエネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へ流れるように仕向けることにより、エネルギー伝達コンデンサを部分的に又は全て放電する。これにより、離散パルスの電流及びエネルギーは、共鳴負荷回路内に注入される。
【００４５】
電気エネルギー源からエネルギー伝達コンデンサへ、エネルギー伝達コンデンサから誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、切替回路は、充電構成に、続いて、放電構成に繰り返し設定される。誘導性負荷装置内へのエネルギー注入の時期及び振幅は、切替回路により制御される。
【００４６】
エネルギー伝達コンデンサは、好ましくは、各々のエネルギー注入期間中に電源又は電力源から接続を有効に外され、注入期間の間に、電源又は電力源から再充電される。入力電力は、電力制御が降圧コンバータを介して得られる絶縁型主電源、パルス形成インダクタ又は共鳴インダクタ、若しくは降圧昇圧コンバータの様々な構成を介して与えられ得る。
【００４７】
本発明を利用して、制御された量の離散的エネルギーが、正確な時間間隔にわたり、共鳴サイクル内の有利な点で共鳴負荷回路内に注入されるので、エネルギーは、電源から負荷回路へ高伝達効率で伝達される。
【００４８】
エネルギーは、好ましくは、共鳴負荷回路にかかる電圧が低い場合、共鳴負荷回路の振動サイクル内の最適な点で注入される。これは、エネルギー注入が突破のための最少量の回路電圧を有するように、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数サイクルに対して各エネルギー注入パルスの時期を進ませるか又は遅らせることにより、自動的に達成される。これにより、回路内へエネルギーを注入する効率は、改善される。
【００４９】
各サイクル内での注入点の時期は、エネルギー伝達コンデンサの電圧にも依存している。共鳴サイクル内の注入点の時期の制御に影響を与えるために、エネルギー伝達コンデンサが充電される電圧は、単独で又は注入周波数の変化と組み合わせて利用される。
【００５０】
本発明は、以下の特徴を提供し得る。
・あまり部品を利用しない簡素な回路
・全波共鳴モード動作
・正弦波状のワークコイル電流波形
・複素時間調節回路を用いない、自然共鳴周波数での又はその周波数の近くでのワークコイルの動作
・共鳴負荷回路内へエネルギーを交互に注入してエネルギー伝達コンデンサを充電すること
・ワークコイルの性質因子（Ｑ）が高いことで達成される高い効率
・正弦波ワークコイル及び高い結合効果で達成される高い効率 
・標準的な半ブリッジ誘導加熱回路又は準共鳴誘導加熱回路の改善された動作効率
・単一の極性、即ち、一方向のパルス（例えば、１サイクル毎に一度）により、又は、交互の極性、即ち、双方向のパルス（例えば、１サイクル毎に二度）により注入すること 
・共鳴負荷回路と直列に、又は、前記共鳴負荷回路の両端に並列に注入すること 
・エネルギーを高効率で伝達するために、共鳴負荷回路の電圧波形のゼロ交差で、又は、前記ゼロ交差の近くで注入すること
・適切に容量を定めたエネルギー伝達コンデンサから、好ましくは、共鳴回路のエネルギーの減分に合わせるのに十分な大きさの電流パルスを注入することにより、最小限の入力電力で必要なワークコイル電流を維持するのに僅かに大きく容量を定めたエネルギー伝達コンデンサから注入すること
・幅広い電力制御範囲に対する、短い継続時間から１／４周期までの注入期間
・以下のうちの１つ以上による負荷回路電力制御：
・エネルギー伝達コンデンサの容量値を選択すること
・注入電圧（即ち、充電エネルギー伝達コンデンサの電圧）を変えること
・離散的注入パルスの継続時間を変えること
・注入周波数を変えること（例えば、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数から上に又は下に変化させる）
・サイクル当たりの又は単位時間当たりのエネルギー注入数を変えること
【００５１】
動作周波数
【００５２】
本明細書に記載される本発明による切替回路は、（電気エネルギー源からエネルギー伝達コンデンサへエネルギーを伝達するための）充電構成に、及び、（エネルギー伝達コンデンサを放電することにより、共鳴負荷回路内にエネルギーを注入するための）放電及び注入構成に回路を設定するように繰り返し切り替えられる。
【００５３】
各回路は、基本周波数を有する様々な周期的電流及び電圧で動作する。これらの周波数は、充電周波数、注入周波数、振動周波数及び共鳴周波数を含む。本明細書内のこれらの周波数の参照値は、文脈が明らかに代わりの意味を必要としない限り、以下の定義により定義されると理解されるべきである。
【００５４】
充電周波数は、エネルギー蓄積コンデンサを充電するために電源から誘導される周期的な充電電流の基本周波数である。
【００５５】
注入周波数は、共鳴負荷回路内への注入のためのエネルギー伝達コンデンサの制御された放電により誘導される周期的な放電及び注入電流の基本周波数である。
【００５６】
振動周波数は、周期的電流注入により励起した共鳴負荷回路内で振動する周期的な電流及び電圧の基本的周波数である。更に以下に説明されるように、振動サイクルの一部分にわたる瞬時振動周波数は、１つ以上の完全な振動サイクルにわたり平均された平均振動周波数に必ずしも等しくない。
【００５７】
共鳴周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数である。
【００５８】
図１Ａ、図２Ａ又は図３Ａに示される実施形態では、エネルギー伝達コンデンサは、電源から誘導される電流パルスで交互に充電され、次に、共鳴負荷回路内に注入される電流パルスにより放電される。これらの回路では、共鳴負荷回路内へのエネルギー注入は、同じ極性を有する一連の一方向電流パルスによるものである。注入電流パルスのパルス繰り返し周波数は、エネルギー伝達コンデンサを充電する電流パルスのパルス繰り返し周波数に等しい。
【００５９】
図４Ａ、図５Ａ、図６Ａ及び図７に示される実施形態では、エネルギー伝達コンデンサは、電源から誘導されるパルスで交互に充電され、次に、共鳴負荷回路内に注入されるパルスにより放電される。これらの回路では、エネルギー注入は、交互に変わる極性を有する一連の双方向電流パルスによるものである。注入周波数は、充電周波数の半分に等しく、エネルギー伝達コンデンサは、双方向注入サイクル毎に二度、再充電される。エネルギー伝達コンデンサを充電する切替コンバータは、更に高い周波数で実行され得るので、エネルギー伝達コンデンサは、放電されて共鳴負荷回路内へエネルギーを注入する前に、複数の電流パルスで充電される。この場合、注入周波数は、充電周波数の約数（例えば、１／３、１／４、１／５等）である。
【００６０】
共鳴周波数は、共鳴負荷回路の容量及びインダクタンスに左右される。エネルギーは、負荷回路内に電気的振動を励起する一連の離散パルスとして共鳴負荷回路内へ注入される。連続した注入パルスの間では、共鳴負荷回路が、共鳴負荷回路の共鳴周波数に等しい瞬時振動周波数で自由に振動する。しかし、１つ以上の完全な振動サイクルにわたり平均化される場合の平均振動周波数は、注入周波数、即ち、エネルギー注入パルスの繰り返し周波数に左右される。
【００６１】
注入パルス間の自然共鳴振動の周期性に対する各注入パルスの時期は、次の振動の時期に影響を与える。例えば、注入パルス間の自然共鳴振動の周期性に対して注入パルスが進むか又は遅れる場合、平均振動周波数は、それぞれ、共鳴負荷回路の共鳴周波数よりも上に又は下に相殺される。負荷回路への各注入は、注入期間の間に共鳴振動を有効に再設定し、負荷回路内の振動の平均周波数を注入周波数に固定する。
【００６２】
共鳴負荷回路の共鳴利得及び性質因子Ｑは、本特許に記載される方法でのエネルギーの注入により影響を受けない。実際に、共鳴回路内で振動する比較的大きな反応エネルギーのうちの僅かな量のみが、負荷で消費される。例えば、誘導式調理台では、共鳴回路内で８ｋＶＡＲであり得、１〜２ｋＷのみが、空間を横切り、９０％の結合効率で調理容器内へ伝達される。
【００６３】
振動周波数が自然共鳴周波数に近い場合、本発明は十分に機能するけれども、回路動作は、不安定であり得る、及び／又は、注入回路の効率及び／又は全回路の効率は、減少し得る。回路動作は、平均振動周波数が共鳴周波数よりも上に又は下に相殺されるように注入周波数を選択することにより、安定にされ得る。相殺の大きさにより、エネルギーが負荷回路内に注入される振動サイクル内の点が、制御される。
【００６４】
例えば、自然共鳴周波数よりも約２％〜５％下方に振動周波数が低減するように、注入周波数を下げてもよい。この相殺は、共鳴負荷回路にかかる正弦波電圧の第２四分円のゼロ交差の前に（即ち、降下しているが、まだ正である１／４サイクル上に）、注入点を設置する。この点で注入すれば、放電エネルギー伝達コンデンサの電圧及び共鳴負荷回路の電圧は、互いに調和して降下するので、注入効率は高い。ゼロ交差点で又はその点よりも下で注入することにより、極めて効率的な結果を尚も得ることができるが、その結果、動作が不安定になり得る、及び／又は、電圧振動が崩壊し得る。
【００６５】
代わりに、自然共鳴周波数よりも上に振動周波数を増加させるように、注入周波数を上げてもよい。この相殺は、共鳴負荷回路にかかる正弦波電圧の第１四分円内に（即ち、正の上昇１／４サイクル上に）注入点を移動させる。一般に、放電しているエネルギー伝達コンデンサの低下電圧からの注入は、負荷回路の上昇電圧とは反対であるので、振動周波数のこの上方移動は、前の段落に記載された下方移動の選択肢ほど効率的ではない。しかしながら、回路は、このモードで尚も機能することができる。
【００６６】
図１Ａ、図２Ａ及び図３Ａに示される特定の実施形態では、注入周波数は、平均振動周波数に等しく、切替回路は、共鳴負荷回路内の完全振動サイクル毎に１つの注入パルスを与える。
【００６７】
任意選択的に、注入周波数は、平均振動周波数の整数倍に等しくされてもよい。図４Ａ、図５Ａ、図６Ａ及び図７に示される切替回路は、この場合の実施例である。これらの回路では、（反対の極性の）２つのパルスが、共鳴負荷回路内の完全振動サイクル毎に注入される。
【００６８】
別の選択では、平均振動周波数は、注入周波数の整数倍に等しい。この場合、切替回路は、共鳴負荷回路内の２つ以上の完全振動サイクル毎に１つの注入パルスを与える。幾つかの振動サイクルにわたり注入パルスをこのように省略することは、負荷回路に伝達されるエネルギーを削減する電力制御技術として有用であり得る。
【００６９】
１つ以上の注入パルスは、共鳴負荷回路内の１つ以上の振動サイクルにわたり注入され、続いて、１つ以上の振動サイクルにわたり注入されなくてもよい。幾つかの振動サイクル上でのエネルギー注入の省略を利用して、誘導性負荷装置に配送されるエネルギーの量を制御し得る。
【００７０】
本発明を実行する際に、注入周波数を設定することができ、次に、共鳴回路の性質因子若しくはＱ、及び全効率を最適にするように、共鳴コンデンサを「調節」することができる。目的は、最小限のエネルギー入力で共鳴負荷回路の共鳴振動を維持することである。入力エネルギーは、回路の減分に合わせるのに丁度十分に保持されなければならない。
【００７１】
共鳴コンデンサの最適な「調節」を維持するために、エネルギー注入の電圧又は周期性が、マイクロプロセッサ又は他のプログラム可能な論理制御装置により自動的に制御され得る。例えば、異なる負荷条件のもとで全回路の効率を維持するために、回路の動作特性が監視され、共鳴コンデンサが調節され得る。
【００７２】
回路効率
【００７３】
本発明による回路の効率は、入力エネルギーが半サイクル毎に又は２番目毎の半サイクルで回路動作の周期の半分又は４分の１にわたり回路内に供給されることを特徴とする準共鳴反転駆動、半ブリッジ反転駆動及び完全ブリッジ反転駆動等の従来の誘導加熱インバータの設計と比較して高い。
【００７４】
高い効率は、エネルギー伝達コンデンサを共鳴負荷回路内へ放電しているときに、エネルギー伝達コンデンサから電源を絶縁することにより得られる。特に、エネルギー伝達コンデンサを放電するためのエネルギーが電源から切替回路に配送されている間、エネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へのエネルギーの注入がない場合に、高い効率を得ることができる。
【００７５】
幾つかの実施形態では、注入制御トランジスタが「オン」にされる間、又は、注入電流パルスが共鳴負荷回路内へ注入されている間、再充電は、エネルギー伝達コンデンサ内へ尚も流れている場合がある。例えば、図２Ａの実施形態は、降下コンバータ形態を利用して、エネルギー伝達コンデンサＣ２１に電源Ｖ２１を接続する。この実施形態では、注入制御トランジスタＱ２２が「オン」にされる間、且つ、注入電流パルスが共鳴負荷回路内に注入されている間、慣性インダクタＬ２１からの電流は、エネルギー伝達コンデンサＣ２１内へ尚も流れている場合がある。
【００７６】
効率利得は、共鳴負荷回路の「減分」、即ち、サイクル当たりのエネルギー損失に合わせる必要がある分のみから導かれ、エネルギーの量の効率的な制御が、エネルギー伝達コンデンサを介して注入することによりこの減分を相殺するのに必要とされる。比較すると、従来の半ブリッジ駆動回路又は全ブリッジ駆動回路は、電流で「過度に駆動され」、入力エネルギーを最小限に注入することは達成されない。
【００７７】
本発明では、注入周波数は、有利には、自然共鳴周波数よりも下の振動周波数を与えるように設定される。その上、エネルギー伝達コンデンサは、有利には、回路の減分に合わせるのに十分であるが、注入期間中のエネルギー伝達コンデンサの電圧降下が共鳴負荷回路にかかる電圧のゼロ交差付近の電圧降下に整合するか又は同じであり得る程十分に小さいエネルギーを保持するような容量が定められる。注入中に放電される際の、最適な容量のエネルギー伝達コンデンサの低下電圧は、従来のインバータに利用されるような比較的大きな容量の蓄積コンデンサから利用可能であるより不変な電圧を利用するよりも、効率的である。
【００７８】
本発明は、共鳴ワークコイル回路に供給するのに通常必要とされるエネルギーよりも少ないエネルギーを必要とする。例えば、ワークコイルに電力を供給する本発明を利用することにより、ワークコイル内に平均二乗偏差（ｒｍｓ）電流を得ることができ、入力電力は、普通に１５％〜３０％節約される。一実施例では、平坦に螺旋状に巻かれた９０μＨで０．１オームの、見積もられる負荷への結合効率が９０％である市場で入手可能な誘導調理台中の加負荷ワークコイル内で、１８００Ｗが、２２Ａｒｍｓの電流を得るために必要とされる。本発明を利用して、同じワークコイル内で、約１５５０Ｗの電力入力で、２２Ａｒｍｓの電流が得られる。
【００７９】
しかしながら、ワークコイルが、より重いリッツ線を利用してより高いＱ値に設定され、パンケーキ型の形状とは異なる形状でソレノイドに作製される場合、本発明による双方向エネルギー注入技術を利用して、同じ９０％の結合効率の加負荷ワークコイル内で、９００Ｗのみの入力電力で、２２Ａの電流を得ることができる。これは、共鳴回路、特に、誘導加熱システム又は誘導性電力伝達装置を駆動する極めて効率的な方法である。
【００８０】
本発明を利用することにより得られうる効率利得を示すために、以下に更に記載される図６の結合回路及び典型的な従来技術の４つのトランジスタから成る完全ブリッジ反転回路が、回路シミュレーションソフトウェアプログラム上で模擬的に試験され、比較された。典型的な従来技術の完全ブリッジインバータでは、１０４μＨの誘導加熱ワークコイルが、０．６０５μＦ共鳴コンデンサに結合され、全波ブリッジインバータ回路内の４つの切替トランジスタにより２０ｋＨｚで駆動された。この回路は、電源から１．０５５ｋＷを引き出し、ワークコイル内に６２アンペアの電流を生成する。比較として、同一の１０４μＨの誘導加熱ワークコイルが、変圧器Ｔ６１の代わりに接続され、２０ｋＨｚで駆動される図６Ａの回路内で０．６０５μＦのコンデンサＣ６２と共に共鳴された場合、この回路は、電源から７５９ワットのみを引き出し、ワークコイルに６２アンペアを通す。これは、同じワークコイル電流を得るために従来技術の回路により必要とされる電力入力を２８％削減し、誘導加熱目的に本発明を実際に適用する際に見出される結果に適合する。
【００８１】
電力制御
【００８２】
本発明による共鳴負荷回路又はワークコイルに配送される電力は、エネルギー伝達コンデンサ内に蓄積されるエネルギーの量を制御又は変更することにより容易に制御され得る。これは、適切に容量が定めら得たエネルギー伝達コンデンサを選択することにより、及び／又は、共鳴負荷回路内へエネルギーを注入する前にエネルギー伝達コンデンサが充電される電圧を制御することにより行われ得る。エネルギー伝達コンデンサを再充電するエネルギー供給のパルス幅変調を利用することにより、この電圧制御を得ることができる。注入周波数又は注入期間の時期若しくは継続時間を変えても、共鳴負荷回路に供給されるエネルギーを調節又は限定することができる。共鳴負荷サイクル毎に注入される電流パルスの数、又は、注入電流パルスの繰り返し周波数を調節しても、供給負荷回路に供給されるエネルギーの量を変えることができる。
【００８３】
高電力が必要とされる場合、各注入期間を全四分円に拡張することができ、この拡張により、注入方法、注入点及び注入周波数を制御して、ワークコイル内の電流波形の幅を、実質的なエネルギーを搬送する「２重こぶ」パルスに広げ、それにより、高電力動作モードを与えることができる。この注入方法は、高い効率を尚も維持しており、高電力で、高い程度の誘導加熱電力制御を与える。
【００８４】
並列負荷回路の両端へのエネルギー注入
【００８５】
共鳴負荷回路内へのエネルギー注入は、直列注入又は並列注入であり得る。並列注入は、一般に、直列注入で行うような、共鳴負荷回路の閉ループを注入可能なように開く必要がないので、実装するのにより容易である。
【００８６】
図１Ａ、図４Ａ及び図５Ａに示される実施形態では、共鳴コンデンサ及び誘導性負荷装置は、並列に連続的に接続されたままである。切替回路は、エネルギー注入構成の場合、並列接続で組み合わせた共鳴コンデンサと誘導性負荷装置の両端に並列に、エネルギー伝達コンデンサを有効に接続するように配置される。並列注入の１つの利点は、循環共鳴電流が注入回路内よりも通常更に高い並列接続の負荷回路内で、高位の作動状態の切替装置を無効にすることである。切替装置は、循環電流が注入回路内よりも更に極めて高い共鳴負荷回路内部で利用される場合、速度及び電流定格値が更に高くなければならない。
【００８７】
エネルギー伝達コンデンサからの放電電流は、図１Ａ、図４Ａ及び図５Ａの回路のように、並列に接続された負荷回路内に注入される場合、注入効率は、特に、低動作周波数で、例えば、５０〜５００Ｈｚで共鳴負荷回路の容量性脚部内に流される比較的高い電流により下がり得る。この状況を克服するために、以下に記載されるように、実施形態３Ａ及び７Ａが設計される。
【００８８】
直列負荷回路内へのエネルギー注入
【００８９】
図２Ａ、図６Ａ及び８Ａに示される実施形態では、切替回路は、エネルギー注入構成にある場合に、共鳴負荷回路を開き、エネルギー伝達コンデンサ、共鳴コンデンサ及び誘導性負荷措置を有効に接続するように配列される。この直列注入方法は、共鳴負荷回路のコンデンサと誘導性負荷装置の両方による注入あるので、高い効率を与えることができる。注入回路は、正確に制御され、共鳴回路内の最も効率的な点に配置され得る。しかしながら、直列注入方法は、注入時期と共鳴回路の開口時期との間の交差又は重複により生じ得る棘波及び短絡回路経路を避けるように、切替時期の精度をより高めて制御することを必要とする。
【００９０】
誘導性負荷装置内へのエネルギー注入
【００９１】
図３Ａ及び図７Ａに示される実施形態では、切替回路は、放電構成にある場合に、共鳴負荷回路を開き、共鳴コンデンサを用いることなく、エネルギー伝達コンデンサ及び誘導性負荷装置の巻線を直列に有効に接続するように配置される。上述のように、並列方法による共鳴負荷回路内への電流パルスの注入により、負荷回路内の共鳴コンデンサは、エネルギー伝達コンデンサから不必要に大きな注入電流を吸収する。これは、全回路の効率を下げる。例えば、図３Ａ及び図７Ａのように、共鳴コンデンサの後に「阻止」スイッチを有することにより、注入電流は、負荷回路の誘導部品に流され、それにより、注入電流パルスの振幅を限定する。これは、注入効率を増すために用いられる。なぜなら、注入電流は、誘導部品のみを通じて循環電流を「持ち上げ」、サイクル毎の電流の減分を直接補充するからである。
【００９２】
注入の極性
【００９３】
図１Ａ、図２Ａ、図３Ａ及び図８Ａに示される実施形態では、切替回路は、エネルギー伝達コンデンサ（単数）又は図８Ａの場合ではエネルギー伝達コンデンサ（複数）から共鳴負荷回路内へ、一連の一方向電流パルスとして、即ち、全て同じ極性を有する一連のパルスとしてエネルギーを注入するように配置される。
【００９４】
図４Ａ、図５Ａ、図６Ａ及び図７Ａの実施形態では、切替回路は、エネルギー伝達コンデンサから共鳴負荷回路内へ、一連の双方向の電流パルスとして、つまり、極性を交互に変える一連のパルスとしてエネルギーを注入するように配置される。
【００９５】
注入制御インダクタ
【００９６】
共鳴負荷回路へのエネルギー伝達コンデンサの接続は、図１Ａ、図２Ａ、図３Ａ、図５Ａ、図７Ａ及び図８Ａに示される実施形態では、一連のインダクタＬ１２，Ｌ２２，Ｌ３２，Ｌ５２，Ｌ７２及びＬ８２を通じて、図４Ａに示される実施形態では、一対の直列インダクタＬ４２Ａ及びＬ４２Ｂを通じて行われる。これらの注入制御インダクタを利用して、共鳴負荷回路内に注入される電流パルスを制御する。直列注入制御インダクタは、エネルギー伝達コンデンサからの初期放電電流の過渡現象を低減する。前記インダクタがなければ、例えば、図１Ａ、図４Ａ及び図５Ａに示される実施形態では、エネルギー伝達コンデンサが共鳴コンデンサの両端に並列に直接接続される場合、前記初期放電電流の過渡現象が起こり得る。
【００９７】
これらの注入制御インダクタは、共鳴負荷回路が、注入回路内に、特に、低周波数で動作する並列負荷回路の両端へのエネルギーの注入を利用する回路内にエネルギーを戻すのを阻止することもできる。回路内に直列注入制御インダクタを含むことは、任意選択であり、動作周波数、エネルギー伝達コンデンサの容量、及び、エネルギー伝達コンデンサが充電される電圧等の複数の因子に依存し得る。いずれの注入制御インダクタも用いずに、伝達コンデンサから直接注入することにより、幾つかの回路構成では、注入効率が高くなり得る。
【００９８】
注入共鳴
【００９９】
注入回路部品の値は、共鳴負荷回路内にエネルギーを注入する間の寄生振動性の切替過渡現象を削減するように、好ましくは回避するように、しかし、注入の間に、負荷回路がその自然共鳴で又はその近くで振動することができるように選択される。例えば、注入回路ループ内の誘導性部品及び容量性部品の値は、回路が適切な電圧で必要なエネルギーを蓄積するように、且つ、注入回路ループの自然共鳴周波数が、負荷回路内の振動の瞬間周波数又は平均周波数に等しくないように選択される。部品の値をこのように選択することで、寄生的又は過渡的注入共鳴が抑制される。そのように選択しなければ、前記共鳴により、回路動作が不安定になり得る。
【０１００】
電源
【０１０１】
電気エネルギー源Ｖ１１，Ｖ２１，Ｖ３１等は、各々が、ＤＣ電源として図に示される。しかしながら、本明細書に記載される回路に、いずれかの適切な電源、例えば、整流された５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ交流主電源又は切替モード電源から、好ましくは、１つ以上のフィルタインダクタ及びフィルタコンデンサ若しくは蓄積コンデンサを介して電力が供給され得る。好ましくは、電源は、パルス電流を供給する駆動回路の近くの電源のＤＣ出力の両端に位置する大容量の蓄積コンデンサを有する。
【０１０２】
適切な電源として、昇圧変圧器、降圧変圧器又は１：１巻線比の変圧器と、絶縁型ＡＣからＤＣを与える全波ブリッジ整流器が挙げられ得る。
【０１０３】
代わりに、直接結合絶縁型電源からの出力は、絶縁型ＡＣからＤＣを与えるために、全波ブリッジ整流器により整流され得る。
【０１０４】
本発明の回路は、電池により供給され得、任意選択的に、適切なインダクタ／コンデンサフィルタ回路、及び／又は、駆動回路のための電圧を得るためにバッテリー電圧を昇圧又は降圧するＤＣ−ＤＣコンバータを通じて供給され得る。
【０１０５】
切替結合器
【０１０６】
本発明で利用される切替装置は、好ましくは、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又は絶縁型ゲート双極トランジスタ（ＩＧＢＴ）である。本発明の実施形態に示されるＦＥＴスイッチのゲートは、パルス発生器から、光学的絶縁光カプラ、例えば、ヒューレート・パッカード社からのＨＣＰＬ−３１２０を通じて駆動され得る。光カプラは、電気的に絶縁されたＤＣ対ＤＣコンバータから導出された１５ボルトの電源から電力を供給され得る。１つの適切なコンバータは、２ｋＶの絶縁を与え、１２ボルト入力に対して１５ボルト出力で１ワットを供給する、Ｃ＆Ｄテクノロジー社からのＮＭＥＩ  ２１５Ｓである。
【０１０７】
電気的に絶縁されたコンバータに対する１２ボルト電源は、ＡＣ又はＤＣ電源から導出され得る。ＴＲＥＣＯ社は、５０Ｈｚ、２４０ボルトＡＣを、電気的に絶縁されたコンバータに電力を供給するための１２ボルトＤＣに変換する１つの適切なコンバータを供給する。
【０１０８】
供給コンバータ
【０１０９】
各々の電源Ｖ１１〜Ｖ８１からのエネルギーは、電源切替トランジスタＱ１１〜Ｑ７１、Ｑ８１Ａ及びＱ８１Ｂを主に含む電源切替回路を通じて、エネルギー伝達コンデンサＣ１１〜Ｃ７１、Ｃ８１Ａ及びＣ８１Ｂへ配送される。
【０１１０】
供給切替回路は、図１Ａ〜６Ａ及び図８Ａに示される回路内の降圧コンバータとして、及び、図７Ａに示される回路内の昇圧コンバータとして設定される。電源コンバータの種類の選択とその制御システムは、電源電圧が、エネルギー伝達コンデンサが充電されるべき電圧よりも高いか又は低いかに部分的に依存する。電源切替トランジスは、エネルギー伝達コンデンサの充電を制御し、電源Ｖ１１〜Ｖ８１から導出される充電電流パルスは、直列インダクタＬ１１〜Ｌ７１、Ｌ８１Ａ又はＬ８１Ｂにより制御又は形成される。インダクタＬ１１〜Ｌ７１、Ｌ８１Ａ及びＬ８１Ｂの値は、電流パルスの形状と、利用可能な時間内にエネルギー伝達コンデンサに伝達される電力レベルとを最適化するように選択される。
【０１１１】
切替コントローラ
【０１１２】
付属の図面に示される制御された切替回路の切替装置、例えば、ＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴは、いずれかの適切な制御器（各切替装置に対する個別のゲート駆動装置として単に概略的に図示される）により制御される。例えば、制御器は、必要とされる振幅及び時期の制御パルス又は制御信号を切替装置に与えることできる、個別のロジック制御器、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ又は他の適切なデジタル論理装置又はプログラム可能論理装置であり得る。幾つかの用途で検討されるのは、制御器により切替装置に与えられる制御信号が、誘導性負荷装置に関連する１つ以上の動作条件に応答することである。例えば、誘導性負荷装置が、誘導加熱コイルである場合、スイッチに与えられる制御信号の時期は、回路上で加熱される物体又は負荷の温度に応答し得る。代わりに、切替装置の切替時間を制御する制御装置に情報を与えるために、共鳴負荷装置内を循環する電流が検出され得る。
【０１１３】
制御スイッチ
【０１１４】
制御切替回路の切替装置は、発生する電流及び電圧に適切であり、切替速度、低位の「オン」又は閉じた抵抗、及び高位の「オフ」又は開いた抵抗等の適切な切替特性を有する、いずれかのスイッチであり得る。
【０１１５】
誘導加熱用途に対して、絶縁ゲート双極トランジスタ（ＩＧＢＴ）、インターナショナル社の整流器ＩＲＧＢＨ５０Ｆ、又はＩＲＧＰＣ４０Ｕ、ＩＲＧＰＣ５０Ｆ若しくはＩＲＧＰＣ５０Ｕ、又はモトローラ社のＭＧＹ４０Ｎ６０、又はフィリップスセミコンダクタ社のＥＣＧ３３２２、及び金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、インターナショナル社の整流器ＩＲＦＰＧ５０、ＩＲＦＫ４ＨＣ５０、ＩＲＦＫ４ＨＥ５０、ＩＲＦＫ４ＪＥ５０、ＩＲＦＫ４Ｊ４５０、ＩＲＦＫ４ＨＥ４５０、ＩＲＦＫ６Ｊ３５０又はＩＲＦＫ６Ｈ３５０が、付属の図面の回路に示される半導体切替装置に適切であるとわかっている。
【０１１６】
スイッチは、いずれかの適切な手段により制御器に結合される。しかしながら、制御器、スイッチの種類、及び制御器とスイッチとの間の結合は、本発明の一部を成していない。幾つかの特定の実施形態では、ＦＥＴスイッチ又はＩＧＢＴスイッチは、絶縁された駆動器、例えば、絶縁コンバータ電源、例えば、Ｃ＆Ｄテクノロジー社からの１２１５Ｓにより電力を供給されるゲート駆動を有する、ヒューレットパッカード社からのＨＶＰＬ−３１２０ゲート駆動光カプラにより、切替制御器に結合される。この絶縁結合配置は、コンデンサ充電又はエネルギー注入回路内の制御スイッチのいかなる破壊でも、切替制御器が故障しないことを保証する。
【０１１７】
「オフ」に切り替えられる又は「非導電性」にされるトランジスタ又はスイッチについての本明細書内の参照は、１次経路内で、例えば、電源とドレインとの間で比較的導電性ではない状態を提示するトランジスタ又はスイッチを指していると理解されるべきである。前記トランジスタ又はスイッチを通じて、電流は一方向に流れるが、導電性の状態を排除するものではなく、１次経路を通じて、電流は反対方向に流れる。例えば、ＭＯＳＦＥＴは、電流が一方向にＭＯＳＦＥＴを流れるのを実質的に防止するように「オフ」に切り替えられ得るが、電流が反対方向にＭＯＳＦＥＴを流れる導電経路を尚も与える。この反転導電経路は、通常、あるＭＯＳＦＥＴを製造するのに利用される製造プロセスから生じる固有の半導体ダイオードにより与えられる。その上留意されるべきことは、付属の図面に示されるＭＯＳＦＥＴが、個別の部品としての固有の寄生ダイオードを示していないことである。固有の寄生ダイオードにより与えられる電流搬送容量を増加させるために、個別の追加のダイオード（例えば、図３ＡのダイオードＤ３４）が、トランジスタスイッチの１次経路の両端に並列に接続され得る。
【０１１８】
ダイオード
【０１１９】
本発明の幾つかの切替装置は、電流を一方向に流すために導電性の又は閉じた状態（即ち、比較的低い抵抗性の経路）を本質的に与えるが、電流を反対方向に流すために導電性ではない又は開いた状態（即ち、比較的高い抵抗性の経路）を与える半導体ダイオードである。ダイオードは、単独で又は制御された切替装置と組み合わせて利用され得る。組み合わせる場合、ダイオードは、必要とされる切り替えに応じて、制御スイッチと並列に又は直列に利用され得る。
【０１２０】
個別の半導体対オードを利用する場合、インターシル社の１２００Ｖ、超高速ダイオードＲＨＲＧ３０１２０（３０Ａ）及びＲＨＲＧ７５１２０（７５Ａ）が適切であるとわかっている。
【０１２１】
半導体ダイオードは、導電性になるには、小さな順バイアス電圧を必要とする。この必要性は、回路動作の説明を簡略にするために、一般に、以下の記載では無視されている。
【０１２２】
コンデンサ
【０１２３】
本発明の各々記載される実施形態は、少なくとも２つのコンデンサを含む。
【０１２４】
少なくとも１つのコンデンサは、次に共鳴負荷回路にエネルギーを伝達する前に、エネルギー源から導出されるエネルギーを一時的に格納する。これらのコンデンサは、１つ以上の個別のコンデンサにより与えられ得、便宜上、一般に、用語「エネルギー伝達コンデンサ」と呼ばれる。
【０１２５】
別のコンデンサは、誘導性負荷装置に接続され、誘導性負荷装置と共鳴し、共鳴負荷回路を形成する。このコンデンサは、１つ以上の個別のコンデンサにより与えられ得、便宜上、一般に、用度「共鳴コンデンサ」と呼ばれる。
【０１２６】
用語「エネルギー伝達コンデンサ」及び「共鳴コンデンサ」は、本明細書で利用され、これらのコンデンサの機能を互いに区別し、記載される実施形態の幾つかの変態で利用され得る他のコンデンサ（図面に示されず）、例えば、電源貯蔵又はフィルタコンデンサと区別するのに役立つ。
【０１２７】
以下の実施形態に記載されるエネルギー伝達コンデンサ及び共鳴コンデンサは、好ましくは、低い等価な直列抵抗とインダクタンスとを有する低損失コンデンサである。適切なコンデンサは、金属被膜ポリプロピレンパルスコンデンサ、又は、コンデンサが高い切替速度及び周波数で高電圧及び高電流に耐えなければならない用途のための、金属被膜ポリプロピレン薄膜層コンデンサである。
【０１２８】
好ましいエネルギー伝達コンデンサは、コーネルダブラー社、エヴォックス・リファ社又はＥＰＣＯＳ社からの金属被膜ポリエステル又はポリプロピレン層パルスコンデンサである。
【０１２９】
好ましい共鳴コンデンサは、ＬＣＲキャパシタ（ＥＵ）社からの型番ＰＣ／ＨＶ／Ｓ／ＷＦコンデンサ、又はコーネルダブラー社からの型番９４２Ｃポリプロピレン層金属薄膜・金属被膜ポリプロピレン絶縁ハイブリッドコンデンサ等のポリプロピレン層薄膜直列巻きコンデンサである。各々の場合では、所望の容量値を得るために、複数のコンデンサが並列に接続され、等価な直列抵抗（ＥＳＲ）を実質的に削減し、適切な電流容量を与え得る。例えば、以下に記載される幾つかの回路に共鳴コンデンサを与えるために、１４個の０．０４７μＦのコンデンサ又は７個の０．１μＦコンデンサの並列組合せが利用されている。
【０１３０】
エネルギー伝達コンデンサの適切な値は、適切な回路シミュレーションソフトウェアパッケージで回路を模擬的に試験し、最大の効率にコンデンサの値を定めることにより定められ得る。
【０１３１】
大量のエネルギーが共鳴回路内に供給される必要がある高電力用途のために、２つの伝達コンデンサを交互に利用することができる、又は２つ以上のエネルギー伝達コンデンサを連続的に逐次的に利用することができる。  
【０１３２】
２つのコンデンサが交互に利用される配置では、第１エネルギー伝達コンデンサを放電して、共鳴負荷回路内へ電流パルスを注入する。次に、電源から第１エネルギー伝達コンデンサを再充電する。次に、第２エネルギー伝達コンデンサを放電して、共鳴負荷回路内へ第２電流パルスを注入し、最終的に、電源から第２エネルギー伝達コンデンサを再充電する。その循環は繰り返される。２つの充電期及び２つの放電期は、重複することなく逐次的に起こる。
【０１３３】
別の２つのコンデンサの交互の配置では、第２コンデンサが電源からを再充電されている間に、第１エネルギー伝達コンデンサを放電して、共鳴負荷回路内へ電流パルスを注入する。次に、第１エネルギー伝達コンデンサが電源からを再充電されている間に、第２エネルギー伝達コンデンサを放電し、共鳴負荷回路内へ第２電流パルスを注入する。各充電期は、放電期と重複する。
【０１３４】
例えば、ダイオードにより固定されなければ、エネルギー伝達コンデンサの電圧は、コンデンサの値があまりにも小さい場合、ゼロよりも下に降下し得る。この状況により、効率が減少し、エネルギー伝達コンデンサを再び充電するために、電源から比較的高いエネルギーレベルを要求することになる。エネルギー伝達コンデンサの電圧は、ゼロを下回るのを回避するために、例えば、ダイオードにより、例えば、図５Ａ及び図６Ａに示される実施形態では、ダイオードＤ４５又はＤ６５により固定され得る。
【０１３５】
共鳴コンデンサは、単一のコンデンサにより与えられ得るか、又は、所望の電流定格値及び電圧定格値を与えるために、並列に及び／又は直列に結合された複数のコンデンサにより与えられ得る。共鳴コンデンサの値は、例えば、マイクロプロセッサ又は他のプログラム可能論理制御装置の制御下で、回路内及び回路外のコンデンサを切り替えることにより制御され、適切な「調整」状態に、即ち、既定の最良の動作範囲内に共鳴負荷回路を保持し得る。
【０１３６】
共鳴コンデンサは、図内でコンデンサＣ１２〜Ｃ８２により示されるように、回路内の１つの場所で与えられ得る。代わりに、共鳴コンデンサは、誘導性負荷装置の両側で、離れた場所での２つのコンデンサに分割され、与えられ得る。例えば、図２Ａ及び図６Ａ内の共鳴コンデンサＣ２２及びＣ６２は、それぞれの変圧器巻線の１次巻線の各末端Ｔ２１又はＴ６１で、直列に接続されるコンデンサに入れ替えられ得る。
【０１３７】
誘導性負荷装置
【０１３８】
以下に記載される特定の実施形態での誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであるが、別の誘導性電力装置、例えば、共鳴モードで実行される巻線、結合インダクタの１次巻線、誘導性電力伝達装置又は変換装置の１次巻線を備えたＡＣ誘導又は同期磁気抵抗モータであり得る。
【０１３９】
回路を模擬試験する目的のために、誘導性負荷装置は、本明細書に付属の図面に、疎結合変圧器の１次巻線として表される誘導加熱ワークコイルである。以下に記載される回路の実施形態では、変圧器の結合は、通常、５０％である。変圧器の第２巻線、及び、２次巻線に接続される低抵抗負荷は、誘導加熱コイルにより囲まれて誘導渦電流が流れる製品内の渦電流回路を表す。単一のコンデンサにより、又は、複数のコンデンサにより与えられる共鳴コンデンサは、変圧器の１次巻線に接続される。共鳴コンデンサ、変圧器の１次巻線、及び疎結合２次巻線の抵抗負荷は、共鳴負荷回路を一体的に形成する。
【０１４０】
第１実施形態
【０１４１】
図１Ａは、本発明の第１実施形態の２つの特定の異型に対する回路を、図１Ｂ及び図１Ｃは、２組の波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置に接続される共鳴コンデンサＣ１２により形成される並列共鳴負荷回路内へ一方向の電流パルスを注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図１Ａで疎結合変圧器Ｔ１１の１次巻線により表される。共鳴コンデンサＣ１２は、変圧器の１次巻線と並列に連続的に接続される。低抵抗の負荷抵抗Ｒ１１は、変圧器の２次巻線の両端に接続され、誘導加熱システムの製品を表す。電気エネルギーＶ１１のＤＣ電源は、切替結合回路により、共鳴負荷回路に結合される。
【０１４２】
図１Ａに示されるように、切替結合回路は、充電制御トランジスタＱ１１、直列阻止ダイオードＤ１１、還流ダイオードＤ１２、直列インダクタＤ１１、エネルギー伝達コンデンサＣ１１、エネルギー注入制御トランジスタＱ１２、直列阻止ダイオードＤ１３及び直列注入制御インダクタＬ１２を含む。
【０１４３】
電源から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達するために、切替結合回路は、以下の構成の序列で繰り返し設置される。
１．コンデンサ充電構成
２．第１選択的絶縁構成
３．コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、及び 
４．第２選択的絶縁構成。
【０１４４】
コンデンサ充電構成では、充電制御トランジスタＱ１１は、「オン」であり、即ち、実質的に導電性にされ、エネルギー注入制御トランジスタＱ１２は、「オフ」であり、即ち、実質的に非導電性にされる。この充電構成では、電気エネルギーＶ１１の電源は、充電制御トランジスタＱ１１、ダイオードＤ１１及びインダクタＬ１１の直列回路を通じて、エネルギー伝達コンデンサＣ１１に接続される。同期的に、「オフ」状態である注入制御トランジスタＱ１２は、エネルギー伝達コンデンサＣ１１が共鳴負荷回路から接続を外されることを確保する。エネルギー伝達コンデンサＣ１１は、電気エネルギー源Ｖ１１から、トランジスタＱ１１、ダイオードＤ１１及び直列インダクタＬ１１を通じて充電される。
【０１４５】
インダクタＬ１１は、充電制御トランジスタＱ１１の初期のオンで電源Ｖ１１から引かれる電流の上昇率を制御する。エネルギー伝達コンデンサへの充電量は、電源Ｖ１１の電圧、エネルギー伝達コンデンサＣ１１のコンデンサ、インダクタＬ１１のインダクタンス、及び、トランジスタＱ１１が「オン」に保持される期間の継続時間を選択することにより制御される。
【０１４６】
充電構成の終端では、充電制御トランジスタＱ１１は、「オフ」にされる。結合回路は、次に、充電制御トランジスタＱ１１と注入制御トランジスタＱ１２の両方が短期間にわたり「オフ」に切り替えられたままである、選択的絶縁構成に設定され得る。
【０１４７】
このとき、インダクタＬ１１は、ある残留磁界を有し得る。この場合、エネルギー伝達コンデンサＣ１１は、その残留磁界が下落するによりインダクタＬ１１内で誘導される電流から充電され続けることになる。還流ダイオードＤ１２（慣性ダイオードとしても知られている）は、次に、磁界が完全に下落するまで、インダクタＬＨ、エネルギー伝達コンデンサＣ１１及びダイオードＤ１２により与えられる直列回路の周りをこの充電電流が流れることができるように導通され、伝達コンデンサＣ１１内に更なる電荷が加えられる。
【０１４８】
幾つかの実施形態では、エネルギー伝達コンデンサＣ１１は、コンデンサＣ１１が直接インダクタＬ１１と過渡共鳴することにより、又は、「ムーアクロフト効果」として知られている誘導容量性のオーバーシュートにより、電源の電圧よりも大きな電圧に充電され得る。
【０１４９】
充電正誤トランジスタＱ１１が、そのトランジスタが「オフ」にされるときにさえソースからドレインへの反転導電経路を与える固有の寄生ダイオードを備えた、ＭＯＳＦＥＴ又は類似の装置である場合、阻止ダイオードＤ１１が含まれる。阻止ダイオードＤ１１は、エネルギー伝達コンデンサＣ１１からの放電電流がこの固有のＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードを通じて電源Ｖ１１内に流れ戻るのを防止する。阻止ダイオードＤ１１を用いなければ、トランジスタＱ１１が「オフ」にされたときにさえ、この放電電流が流れ得る。
【０１５０】
伝達コンデンサ充電サイクルが完了した後に、結合回路は、次に、注入構成に設定され、放電制御トランジスタＱ１１は、「オフ」に切り替えられ、電気エネルギー源Ｖ１１からエネルギー伝達コンデンサＣ１１の接続を外し、エネルギー注入制御トランジスタＱ１２は、「オン」に切り替えられ、阻止ダイオードＤ１３と直列パルス制御インダクタＬ１２を通じて、共鳴負荷回路の両端にエネルギー伝達コンデンサＣ１１を接続する。エネルギー伝達コンデンサＣ１１は、共鳴コンデンサと、図１Ａで変圧器Ｔ１１及び負荷抵抗Ｒ１１により表される誘導性負荷装置との並列組合せの両側に有効に接続される。
【０１５１】
注入構成では、エネルギー伝達コンデンサＣ１２は、トランジスタＱ１２、順バイアス阻止ダイオードＤ１３及び注入制御インダクタＬ１２を通じて放電され、並列共鳴負荷回路内にエネルギーを注入する。この注入は、トランジスタＱ１２が「オン」である場合に起こり、エネルギー伝達コンデンサＣ１１上の電圧は、共鳴負荷回路にかかる、即ち、共鳴コンデンサＣ１２にかかる瞬時電圧よりも大きい。注入は、トランジスタＱ１２が注入構成の停止で「オフ」にされるか、又は、阻止ダイオードＤ１３が逆バイアスになる場合に続く。ダイオードＤ１３は、放電エネルギー伝達コンデンサＣ１１が、共鳴負荷回路にかかる、即ち、共鳴コンデンサＣ１２にかかる瞬時電圧よりも下に降下する場合、電圧反転バイアスになる。
【０１５２】
エネルギー注入制御トランジスタＱ１２が、そのトランジスタが「オフ」にされるときにさえソースからドレインへの反転導電経路を与える固有の寄生ダイオードを備えた、ＭＯＳＦＥＴ又は類似の装置である場合、阻止ダイオードＤ１３が含まれる。阻止ダイオードＤ１３は、反転電流が、固有のＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードを通じて共鳴負荷回路からエネルギー伝達コンデンサＣ１１に流れ戻るのを防止する。阻止ダイオードＤ１３を用いなければ、トランジスタＱ１２が「オフ」にされたときにさえ、この反転電流が流れ得る。
【０１５３】
本実施形態でのエネルギー伝達コンデンサＣ１１からの放電電流は、同じ極性で共鳴負荷回路内に常に注入される。つまり、放電電流は、全て同じ極性を有する一連のパルスとして共鳴負荷回路内に注入される。図１Ａに示される回路では、電流パルスは、共鳴負荷回路内に注入され、コンデンサＣ１１、トランジスタＱ１２、阻止ダイオードＤ１３、インダクタＬ１２、及び共鳴コンデンサＣ１２と変圧器Ｔ１１の１次巻線との並列接続により形成されるループの周りで時計回りに流れる。
【０１５４】
注入構成の後、結合回路は、絶縁構成に設定される。絶縁構成では、トランジスタＱ１１とＱ１２の両方は、「オフ」であり（即ち、実質的に非伝導性にされ）、従って、電気エネルギー源Ｖ１１から、及び、共鳴コンデンサＣ１２と、変圧器Ｔ１１及び負荷抵抗Ｒ１１により表される誘導性負荷装置とから形成される共鳴負荷回路から、エネルギー伝達コンデンサＣ１１の接続を外して絶縁する。
【０１５５】
エネルギー注入制御トランジスタＱ１２が、絶縁構成の開始で「オフ」にされる場合、共鳴負荷回路内を流れる循環電流は、次にエネルギーが注入されるまで、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで実質的に循環し続ける。
【０１５６】
切替回路は、充電構成、任意選択で絶縁構成、注入構成及び絶縁構成の序列で、エネルギー伝達コンデンサＣ１１を介して電気エネルギー源Ｖ１１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するように、繰り返し設定される。
【０１５７】
充電及び注入構成は、絶縁構成段階の一方又は両方を省くことにより重複し得る。例えば、注入制御トランジスタＱ１２は、充電制御トランジスタＱ１１が充電構成の停止で「オフ」にされる前に、注入構成に回路を設定するように「オン」にされ得る。しかし、エネルギー伝達コンデンサＣ１１の放電と共鳴負荷回路内へのエネルギーの同時注入は、注入制御トランジスタＱ１２がオンされた直後に、必ずしも開始されない。
【０１５８】
図１Ｂは、以下の詳細を有する図１Ａに示される第１実施形態の回路の第１特定形の電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ１１  ３００ボルト 
トランジスタＱ１１  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＣ５０
トランジスタＱ１２  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ１１及びＱ１２の切替周波数  ９．５２ｋＨｚ
トランジスタＱ１１及びＱ１２の切替期間  １０５μＳ
インダクタＬ１１  １９５μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ１１  １．５０μＦ
インダクタＬ１２  ４μＨ
共鳴コンデンサＣ１２  １．３６μＦ
共鳴負荷回路インダクタンス
（変圧器Ｔ１１の１次巻線）１９５μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  ９．７７ｋＨｚ
エネルギー注入（即ち、切替）周波数  ９．５２ｋＨｚ
【０１５９】
ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１１及びＱ１２の切替周期を１０５μＳで各々繰り返す間に、充電制御トランジスタＱ１１は、０〜５２μＳで「オン」、即ち、導電性であり、次に、５２〜１０５μＳでオフである。注入制御トランジスタＱ１２は、０〜５０μＳで「オフ」、即ち、非伝導性であり、５０〜７６μＳで「オン」、即ち、導電性であり、７６〜１０５μＤで「オフ」である。
【０１６０】
図１Ｂは、１．０５〜１．３ｍＳで、図１Ａの回路の第１特定形の開始から以下の波形を示す。
ＩＤ１１  ５Ａ／分割で示される、ダイオードＤ１１内の電流
ＶＣ１１  １００Ｖ／分割で示される、エネルギー伝達コンデンサＣ１１にかかる電圧
ＩＬ１２  ５０Ａ／分割で示される、インダクタＬ１２内の電流
ＶＣ１２  １０００Ｖ／分割で示される、コンデンサＣ１２にかかる電圧 
ＩＴ１１Ｐ  １００Ａ／分割で示される変圧器Ｔ１１の１次巻線内の電流
ＰＲ１１  ５００Ｗ／分割で示される、負荷抵抗Ｒ１１内の電力
【０１６１】
充電制御トランジスタＱ１１の切替がオンである間（例えば、図１Ｂで１．０５０〜１．１０２ｍＳ）、エネルギー伝達コンデンサＣ１１は、ダイオードＤ１１を流れる電流ＩＤ１１により充電される。この電流は、ゼロに下げ戻る前に、ゼロから約３．７５Ａのピーク値へ上昇し、共鳴するように直列に組み合わせたインダクタＬ１１とエネルギー伝達コンデンサＣ１１のパルス形状効果に左右されるほぼ半分の正弦波形を有する。この充電の間、エネルギー伝達コンデンサにかかる電圧ＶＣ１１は、約２５５Ｖから約３４５Ｖへ上昇する。
【０１６２】
注入制御トランジスタＱ１２は、（例えば、図１Ｂの１．１００ｍＳで）「オン」に切り替えられるが、エネルギー伝達コンデンサＣ１１から共鳴負荷回路への電流及びエネルギーの注入は、共鳴コンデンサＣ１２にかかる電圧ＶＣ１２により示される共鳴負荷回路にかかる電圧が、エネルギー伝達コンデンサにかかる３４５Ｖに降下するまで起こらず、それにより、阻止ダイオードＤ１３に順バイアスがかかる。例えば、図１Ｂは、注入制御トランジスタＱ１２がオフに切り替えられる場合に、この注入が、約１．１２０ｍＳで始まり、１．１２６ｍＳまで続くことを示す。
【０１６３】
図１Ｂに示される注入電流は、約３４Ａで尖鋭するパルスである。この注入電流が、エネルギー伝達コンデンサＣ１１から、注入制御トランジスタＱ１２、阻止ダイオードＤ１３、インダクタＬ１２を通じて、共鳴コンデンサＣ１２と、図１Ａで変圧器Ｔ１１の１次巻線により表される誘導性負荷装置との並列接続内へ流れる。エネルギー伝達コンデンサＣ１１からの注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電し、エネルギー伝達コンデンサの電圧は、約３４５Ｖから約２５５Ｖに降下する。
【０１６４】
電流パルスが共鳴負荷回路内に周期的に注入される繰り返し周波数は、注入制御トランジスタＱ１２の切り替え周波数に左右される。図１Ａの実施形態のこの第１特定形では、トランジスタ切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数９．７７ｋＨｚを約２．６％下回る９．５２ｋＨｚである。
【０１６５】
共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入により、図１ＢでＶＣ１２として示される、共鳴コンデンサＣ１２にかかる約１０００Ｖのピーク間の振動電圧、図１ＢでＩＴ１１Ｐとして示される、変圧器Ｔ１１の１次巻線内の約８２Ａのピーク間の振動電流が設定される。
【０１６６】
９．５２ｋＨｚの注入周波数が、負荷回路の自然共鳴周波数９．７７ｋＨｚによりも約２．６％下方に移動される場合、エネルギー注入は、共鳴負荷回路にかかる正弦波電圧の波形の、下降しているがまだ正である第２四分円の間に起こる。この電圧は、図１Ｂで波形ＶＣ１２として示される。図１Ｂで波形ＩＬ１２として示される注入電流パルスの影響は、その影響がなければほぼ正弦波状である波形の下り傾斜上の、小さな同期的攪乱又は上昇として見出され得る。
【０１６７】
図１Ｃは、以下の詳細を有する図１Ａに示される第１実施形態回路の第２特定形に対する電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ１１  ３００ボルト 
トランジスタＱ１１  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫＪＥ５０
トランジスタＱ１２  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０  
トランジスタＱ１１及びＱ１２  切替周波数  １０ｋＨｚ
トランジスタＱ１１及びＱ１２  切替周波数  １００μＳ
インダクタＬ１１  １９５μＨ 
エネルギー伝達コンデンサＣ１１  １．５０μＦ 
インダクタＬ１２  ５μＨ 
共鳴コンデンサＣ１２  １．３６μＦ
共鳴負荷回路インダクタンス
（変圧器Ｔ１１  １次巻線）１９５μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  ９．７７ｋＨｚ
エネルギー注入（即ち、切替）周波数  １０ｋＨｚ
【０１６８】
ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１１及びＱ１２の切替サイクルを１００μＳで各々繰り返す間に、充電制御トランジスタＱ１１は、０〜５０μＳで「オン」、即ち、導電性であり、次に、５０〜１００μＳで「オフ」である。注入制御トランジスタＱ１２は、０〜５５μＳで「オフ」、即ち、導電性ではなく、５５〜８１μＳで「オン」、即ち、導電性であり、８１〜１００μＳで「オフ」である。
【０１６９】
図１Ｃは、図１Ａの回路の第２特定形の開始から５．３００〜５．５５０ｍＳでの、以下の波形を示す。 
ＩＤ１１  ５Ａ／分割で示される、ダイオード電流Ｄ１１内の電流
ＶＣ１１  １００Ｖ／分割で示される、エネルギー伝達コンデンサＣ１１にかかる電圧 
ＩＬ１２  ５０Ａ／分割で示される、インダクタＬ１２内の電流
ＶＣ１２  １０００Ｖ／分割で示される、共鳴コンデンサＣ１２にかかる電圧 
ＩＴ１１Ｐ  １００Ａ／分割で示される、変圧器Ｔ１１の１次巻線内の電流
ＰＲ１１  ５００Ｗ／分割で示される、負荷抵抗Ｒ１１内の電力
【０１７０】
充電制御トランジスタＱ１１が切替オンである間（例えば、図１Ｃで５．３００〜５．３５０ｍＳ）、エネルギー伝達コンデンサＣ１１は、ダイオードＤ１１を流れる電流ＩＤ１１により充電される。この電流は、ゼロに戻って降下する前に、ゼロから約３．７Ａのピーク値へ上昇し、共鳴するように直列に組み合わせたインダクタＬ１１とエネルギー伝達コンデンサＣ１１のパルス形状効果に左右されるほぼ半分の正弦波形を有する。この充電の間、エネルギー伝達コンデンサにかかる電圧ＶＣ１１は、約２５８Ｖから約３４０Ｖへ上昇する。
【０１７１】
注入制御トランジスタＱ１２は、（例えば、図１Ｃの５．３５５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、従って、エネルギーは、エネルギー伝達コンデンサＣ１１から共鳴負荷回路へ注入される。上述の第１特定形とは対照的に、注入は、第２特定形では、注入制御トランジスタＱ１２の切替オンで即座に起こる。この時、エネルギー伝達コンデンサの電圧は、３４０Ｖであり、共鳴コンデンサＣ１２にかかる電圧ＶＣ１２により示される共鳴負荷回路にかかる２００Ｖの電圧よりも大きい。この電圧差は、阻止ダイオードＤ１３を順バイアスにし、前記阻止ダイオードは、導通され、注入電流ＩＬ１２を流す。
【０１７２】
インダクタＬ１２は、図１Ｃに見出される、約５．３５５ｍＳで始まり、３．５６０ｍＳまで続く注入電流パルスの上昇率を制御する。図１ＣにＩＬ１２として示される注入電流は、約４３Ａで尖鋭されるパルスである。注入電流は、エネルギー伝達コンデンサＣ１１から、注入制御トランジスタＱ１２、阻止ダイオードＤ１３、インダクタＬ１２を通じて、共鳴コンデンサＣ１２と、図１Ａで変圧器Ｔ１１の１次巻線により表される誘導性負荷装置との並列接続内に流れる。エネルギー伝達コンデンサＣ１１からの注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電する。エネルギー伝達コンデンサの電圧は、注入の間、約３４０Ｖから約２５７Ｖへ降下する。
【０１７３】
電流パルスが共鳴負荷回路内に周期的に注入される繰り返し周波数は、注入制御トランジスタの切替周波数に左右される。図１Ａの実施形態のこの第２特性形では、トランジスタ切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数９．７７ｋＨｚを約２．４％上回る１０ｋＨｚである。
【０１７４】
共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入は、図１ＣにＶＣ１２として示される、共鳴コンデンサＣ１２にかかる約１０３７Ｖのピーク間の振動電圧、図１ＣでＩＴ１１Ｐとして示される、変圧器Ｔ１１の１次巻線内の約８５Ａのピーク間の振動電流を設定する。
【０１７５】
１０ｋＨｚの注入周波数が、負荷回路の自然共鳴周波数９．７７ｋＨｚよりも約２．４％上方に移動する場合、エネルギー注入は、共鳴負荷回路にかかる正弦波電圧の波形のサイクルの、上昇するが正の第１四分円の間に起こる。この電圧は、図１Ｃでは波形ＶＣ１２として示される。図１Ｃで波形ＩＬ１２として示される注入パルスの影響は、その影響がなければほぼ正弦波状である電圧波形ＶＣ１２の第１四分円の上り傾斜の上に、同期的な小さな攪乱又は上昇として見られ得る。
【０１７６】
図１Ｂ及び図１Ｃに示され、上に記載される２つの形により実証されるように、負荷回路は、エネルギー注入周波数、即ち、注入制御トランジスタＱ１２の切替周波数に対応する平均周波数で必然的に振動する。注入周波数及び振動周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数よりも上又は下に相殺され得る。
【０１７７】
図１Ａに示される回路では、負荷回路内に注入される電流パルスは、一方向であり、即ち、１つの極性のみであり、負荷回路内の電圧及び電流振動のサイクル毎に一度のみ起こる。共鳴負荷回路は、注入パルスの間で自己共鳴し、注入パルスの間で負荷回路内の振動を維持する。しかしながら、電流振動は、抵抗性負荷が変圧器の一次側に反射して戻るために減少し、結果として、回路は、エネルギーの減分を被る。振動電圧及び電流の各第２半期サイクルは、従って、注入に直ぐ後に来る電圧及び電流よりも振幅が僅かに低い。この影響は、交互にピークが高低する電力振幅を有する電力波形ＰＲ１１を示す図１Ｂ及び図１Ｃに見られ得る。
【０１７８】
第２の実施形態
【０１７９】
図２Ａ及び図２Ｂは、本発明の第２の実施形態に対する回路及び波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置に直列に接続される共鳴キャパシタＣ２２により形成される直列共鳴負荷回路内へ一方向の電流パルスを注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図２Ａで疎結合変圧器Ｔ２１の１次巻線により表される。共鳴コンデンサＣ２２は、変圧器の１次巻線と直列に連続的に接続される。低抵抗性負荷抵抗Ｒ２１は、変圧器の２次巻線の両端で接続され、誘導加熱システムの製品を表す。ＤＣ電気エネルギー源Ｖ２１は、切替結合回路により共鳴負荷回路に結合される。
【０１８０】
負荷回路制御トランジスタＱ２３は、直列共鳴負荷回路の開閉を制御する。振動負荷回路電流は、負荷回路制御トランジスタＱ２３を通じて、そのトランジスタが「オン」にされる場合、一方向に（図２Ａでは反時計方向に）循環し得る。前記振動負荷回路電流は、トランジスタＱ２３の両端に並列に接続されたダイオードＤ２４を通じて、そのトランジスタＱ２３が「オフ」にされる場合でさえ、反対方向に（図２Ａでは時計方向に）循環し得る。
【０１８１】
並列ダイオードＤ２４は、負荷回路内で電流が時計回りに流れる経路を与える。トランジスタＱ２３が固有のダイオードを有する場合、例えば、トランジスタＱ２３がＭＯＳＦＥＴである場合、個別の並列ダイオード２４は、任意であるが、追加の電流搬送容量を与えるように含まれ得る。
【０１８２】
図２Ａに示されるように、切替結合回路は、充電制御トランジスタＱ２１、直列阻止ダイオードＤ２１、還流ダイオードＤ２２、直列インダクタＬ２１、エネルギー伝達コンデンサＣ２１、エネルギー注入制御トランジスタＱ２２、２つの直列阻止ダイオードＤ２３Ａ及びＤ２３Ｂ、及び直列注入制御インダクタＬ２２を含む。
【０１８３】
電源から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達するために、切替結合回路は、以下の構成の序列に繰り返し設置される：
１．コンデンサ充電構成、
２．第１選択的絶縁構成、
３．コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、及び
４．第２選択的絶縁構成。
【０１８４】
コンデンサ充電構成では、充電制御トランジスタＱ２１、直列阻止ダイオードＤ２１、還流ダイオードＤ２２、直列インダクタＬ２１は、上記のように、図１Ａの回路内の対応する部品と同様に動作し、電気エネルギー源Ｖ２１からエネルギー伝達コンデンサＣ２１を充電する。
【０１８５】
負荷回路制御トランジスタＱ２３は、充電構成の間、「オン」に切り替えられ、即ち、導電性にされ、次に、第１絶縁構成のほとんどを通して「オン」に保持され、共鳴負荷回路電流が、一方向に（図２Ａでは反時計回りに）循環するのを可能にする。並列ダイオードＤ２４により、共鳴負荷回路電流は、反対方向に（図２Ａでは時計方向に）循環することができる。
【０１８６】
切替結合回路が絶縁構成に設定される場合は、充電制御トランジスタＱ２１とエネルギー制御トランジスタＱ２２の両方が「オフ」である（即ち、実質的に非導電性にされる）ことにより、電気エネルギー源Ｖ２１から、及び、共鳴コンデンサＣ２２と、変圧器Ｔ２１及び負荷抵抗Ｒ２１により表される誘導性負荷装置とから形成される共鳴負荷回路から、エネルギー伝達コンデンサＣ２１の接続を有効に外して絶縁する。
【０１８７】
切替結合回路が絶縁構成に設定される場合に、共鳴負荷回路内を循環する電流は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで、負荷回路制御トランジスタＱ２３を通じて一方向に、並列ダイオードＤ２４を通じて反対方向に実質的に循環し続ける。
【０１８８】
注入構成では、充電制御トランジスタＱ２１は、「オフ」であり、電気エネルギー源Ｖ２１からエネルギー伝達コンデンサＣ２１の接続を外し、注入制御トランジスタＱ２２は、「オン」であり、阻止ダイオードＤ２３Ａ及びＤ２３Ｂ並びに直列注入制御インダクタＬ２２を通じて、直列に接続された共鳴負荷回路の両端にエネルギー伝達コンデンサＣ２１を接続する。
【０１８９】
注入構成段階の間、電流パルスは、エネルギー伝達コンデンサＣ２１から注入され、順バイアス阻止ダイオードＤ２３Ａ、注入制御トランジスタＱ２２、インダクタＬ２２、順バイアス阻止ダイオードＤ２３Ｂを通じて、直列接続の共鳴コンデンサＣ２２と（図２Ａでは、疎結合２次巻線の両端に接続される負荷抵抗Ｒ２１を有する変圧器Ｔ２１の１次巻線により表される）誘導性負荷装置により形成される共鳴負荷回路内に（図２Ａでは時計回りの方向に）流れる。共鳴負荷回路内に注入される注入電流パルスは、エネルギー伝達コンデンサＣ２１からの初期の過渡放電電流を限定する、直列注入制御インダクタＬ２２により平滑される。この電流の注入により、エネルギー伝達コンデンサＣ２１は実質的に放電され、このコンデンサの電圧は、ゼロに降下する。
【０１９０】
共鳴負荷回路内への注入電流パルスが拡大される場合、又は、エネルギー伝達コンデンサの容量の大きさが十分ではない場合、エネルギー伝達コンデンサＣ２１上の電圧は、ゼロよりも下に降下する場合があり、共鳴負荷回路により電流がコンデンサＣ２１から引かれるので、一時的に負になり得る。この条件は、次の再充電サイクルまで、単に一時的に起こり、最良の効率を損ね得るが、それ以外は、回路の通常の動作を妨げない。
【０１９１】
注入電流パルスが停止した後、電流は、自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで、初期に零列ダイオードＤ２４を通る時計回りの共鳴負荷回路電流として、共鳴負荷回路内を循環し続ける。共鳴負荷回路電流が時計回りに流れる間、負荷回路制御トランジスタＱ２３は、「オン」にされる、即ち、導電性にされる。極性を裏返すと、共鳴負荷回路電流は、負荷回路電流トランジスタＱ２３を通る反時計回りの電流として流れる。このように、電流は、中断されることなく、共鳴負荷回路内を振動し続ける。
【０１９２】
電流パルスによるエネルギー注入の繰り返し率は、切替結合回路の切替周波数により制御される。エネルギー伝達コンデンサＣ２１から共鳴負荷回路内への電流の各々の注入が、並列ダイオードＤ２４を通り時計方向に流れる共鳴負荷回路電流の半サイクルの間に起こるように、この切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数に近いように選択される。
【０１９３】
このように、ダイオードＤ２３Ａ、Ｄ２３Ｂ及びＤ２４により、共鳴負荷回路内の時計回りの電流が循環してダイオードＤ２４に戻る場合の自然共鳴モードから、時計回りの電流が、エネルギー伝達コンデンサＣ２１の放電から、ダイオードＤ２３Ａ、注入制御インダクタＬ２２及びダイオードＤ２３Ｂを通じて流れ、共鳴負荷回路内にエネルギーを注入する場合の注入モードへ円滑に切り替えることができる。
【０１９４】
エネルギー注入制御トランジスタＱ２２が、トランジスタが「オフ」にされるときにさえソースからドレインへの反転導電性経路を与える固有の寄生ダイオードを備えた、ＭＯＳＦＥＴ又は類似の装置である場合、阻止ダイオードＤ２３Ａ及びＤ２３Ｂが含まれる。阻止ダイオードＤ２３Ａ及びＤ２３Ｂは、反転電流が、固有のＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードを通じて共鳴負荷回路からエネルギー伝達コンデンサＣ２１へ流れ戻るのを防止する。阻止ダイオードＤ２３Ａ及びＤ２３Ｂを用いなければ、トランジスタＱ２２が「オフ」にされた場合にさえ、この反転電流が流れ得る。
【０１９５】
２つの阻止ダイオードＤ２３Ａ及びＤ２３Ｂのうちのいずれか１つが表面上は阻止作用を与えるが、エネルギー伝達コンデンサと共鳴負荷回路との間のエネルギー注入経路の各末端に阻止ダイオードをそれぞれ利用することにより、注入制御トランジスタＱ２２又は直列インダクタＬ２２と接地又はアース又は他の部品との間の寄生インダクタンス又は寄生容量の潜在的に不利な影響を隔離することで、阻止作用が改善される。阻止ダイオードが導電性ではない場合、逆バイアスダイオードの接合容量がより小さいので、これらの寄生容量及び寄生インダクタンスは、残りの結合回路から隔離される。隔離されない場合、これらの寄生により、回路内に望まれない過渡振動が生じる。
【０１９６】
エネルギー伝達コンデンサＣ２１からの放電電流は、常に、同じ極性で共鳴負荷回路内に注入される。つまり、充電電流は、全て同じ極性を有する一連のパルスとして共鳴負荷回路内に注入される。図２Ａに示される回路では、電流パルスは、共鳴負荷回路内に注入され、エネルギー伝達コンデンサＣ２１、第１阻止ダイオードＤ２３Ａ、トランジスタＱ２２、注入制御インダクタＬ２２、第２阻止ダイオードＤ２３Ａ、及び直列接続の共鳴コンデンサＣ２２と変圧器Ｔ２１の１次巻線により形成されるループの周りで、時計回りに流れる。
【０１９７】
切り替え回路は、エネルギー伝達コンデンサＣ２１を介して電気エネルギーＶ２１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するように、一連の充電構成、第１絶縁構成、注入構成、及び第２絶縁構成に、繰り返し設定される。
【０１９８】
共鳴負荷回路に伝達されるエネルギーの量は、充電構成と注入構成が重複する場合、増加され得る。絶縁構成段階の一方又は両方を省くことによりこの重複を得ることができる。しかしながら、絶縁構成段階は、重複しないことが好ましい。例えば、充電制御トランジスタＱ２１は、好ましくは、注入制御トランジスタＱ２２が注入構成の停止で「オフ」にされた後に、充電構成の開始で「オン」にされる。
【０１９９】
エネルギー伝達コンデンサＣ２１の放電と共鳴負荷回路内へのエネルギーの同時注入は、注入制御トランジスタＱ２２がオンされた直後に、必ずしも開始されないことに留意するべきである。例えば、エネルギー制御トランジスタＱ２２が、「オン」にされ得る、即ち、導電性にされるけれども、エネルギー伝達コンデンサＣ２１から、ダイオードＤ２３Ａ、エネルギー制御トランジスタＱ２２、注入制御インダクタＬ２２及びダイオードＤ２３Ｂを通じて、共鳴負荷回路への注入経路は、共鳴負荷回路にかかる電圧が、充電されたエネルギー伝達コンデンサの電圧よりも下に降下するまで、導電性にならない。これは、充電されたエネルギー伝達コンデンサの電圧に整合する、共鳴負荷回路にかかる振動電圧の波形上の点でエネルギーを注入することに有効に同期する。この自動的な同期化、及び、共鳴負荷にかかる低下電圧と次に放電するエネルギー伝達コンデンサの降下電圧の近似的な整合は、「柔軟な」且つエネルギー効率の良いエネルギー注入を与える。
【０２００】
図２Ｂは、以下の詳細を有する、図２Ａに示される第２実施形態の回路の特定形の電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ２１  ２００ボルト 
トランジスタＱ２１  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ６Ｊ３５０
トランジスタＱ２２  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４Ｈ３５０
トランジスタＱ２３  ＩＧＢＴ  ＥＣＧ３３２２
トランジスタＱ２１、Ｑ２２及びＱ２３の切替周波数  ９．３４ｋＨｚ
トランジスタＱ２１、Ｑ２２及びＱ２３の切替周期  １０７μＳ
インダクタＬ２１ １ｍＨ
インダクタＬ２２  ８μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ２１  １．５０μＦ
共鳴コンデンサＣ２２  １．３６μＦ
共鳴負荷回路インダクタンス
（変圧器Ｔ２１の１次巻線）  ２０５μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  ９．５３ｋＨｚ
エネルギー注入（即ち、切替）周波数  ９．３４ｋＨｚ
【０２０１】
トランジスタＱ２３は、上述の特性形のような、図２Ｂに示される波形に関連するようなＩＧＢＴであり得る。代わりに、Ｑ２３は、ＭＯＳＦＥＴであり得る。
【０２０２】
切替周期を１０７μＳで各々繰り返す間に、充電制御トランジスタＱ２１は、０〜４０μＳで「オン」、即ち、導電性であり、次に、４０〜１０７μＳで「オフ」である。注入制御トランジスタＱ２２は、０〜８２μＳで「オフ」、即ち、導電性ではなく、８２〜９４μＳで「オン」、即ち、導電性であり、９４〜１０７μＳで「オフ」である。負荷回路制御トランジスタＱ２３は、０〜３μＳで「オフ」であり、３〜７８μＳで「オン」であり、７８〜１０７μＳで「オフ」である。
【０２０３】
図２Ｂは、図２Ａの回路の特定形の開始から３．０〜３．３５ｍＳでの、以下の波形を示す。
ＩＤ２１  １０Ａ／分割で示されるダイオードＤ２１内の電流
ＩＤ２２  １０Ａ／分割で示されるダイオードＤ２２内の電流
ＩＬ２１  １０Ａ／分割で示されるインダクタＬ２１内の電流
ＶＣ２１  ２５０Ｖ／分割で示されるエネルギー伝達コンデンサＣ２１にかかる電圧 
ＩＬ２２  ５０Ａ／分割で示されるインダクタＬ２２内の電流
ＩＴ２１Ｐ  ５０Ａ／分割で示される変圧器Ｔ２１の１次巻線内の電流
ＰＲ２１  ５００Ｗ／分割で示される負荷抵抗Ｒ２１内の電力 
【０２０４】
エネルギー伝達コンデンサＣ２１は、インダクタＬ２１を流れる電流ＩＬ２１により充電される。この電流は、ゼロに滑らかに降下する前に、ゼロから約８．２Ａのピーク値へ滑らかに上昇し、形状は、共鳴するように直列に組み合わせたインダクタＬ２１とエネルギー伝達コンデンサＣ２１に左右される。この充電の間、エネルギー伝達コンデンサＣ２１にかかる電圧ＶＣ２１は、約２７０ボルトだけ、負の約４０Ｖから正の約２３０Ｖへ上昇する。
【０２０５】
充電電流ＩＬ２１は、充電制御トランジスタＱ２１が「オン」にされる間に、ダイオードＤ２１を通じて電源Ｖ２１から引かれる電流ＩＤ２１と、トランジスタＱ２１が「オフ」にされた後に、慣性ダイオードＤ２２を通じて引かれる電流ＩＤ２２との合計である。
【０２０６】
注入制御トランジスタＱ２２は、（例えば、図２Ｂでは３．１０３ｍＳで）切替「オン」にされ、エネルギー伝達コンデンサＣ２１から共鳴負荷回路内へ電流及びエネルギーを注入する。例えば、図２Ｂでの波形ＩＬ２２において約３．１０３ｍＳで開始される示される注入電流パルスは、約３６Ａで尖鋭になる。エネルギー伝達コンデンサＣ２１からの注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電し、エネルギー伝達コンデンサの電圧は、約２７０ボルトだけ、正の約２３０ボルトから負の約４０ボルトへ降下する。
【０２０７】
エネルギー伝達コンデンサＣ２１上の電圧がゼロよりも下に降下する場合、電流は、図２Ｂの波形ＩＤ２２に見られるように、ダイオードＤ２２を流れる。この電流は、充電制御トランジスタＱ２１がオンになるまで継続し、電流は、電源Ｖ２１から、波形ＩＬ２１に見られるように、トランジスタＱ２１、ダイオードＤ２１及びＬ２１を通じて、コンデンサＣ２１内に流れる。充電制御トランジスタＱ２１が「オフ」にされる場合、インダクタＬ２１内に、前記インダクタに関連する磁界の降下により誘導される電流は、ダイオードＤ２２を流れ、電流ＩＬ２１がゼロに降下するまで、コンデンサＣ２１を充電し続ける。
【０２０８】
電流波形ＩＴ２１Ｐは、ほぼ正弦波状の波形の正のピーク上で、エネルギー伝達コンデンサから注入されるときに起こる小さな上昇を示す。
【０２０９】
共鳴負荷回路内に電流パルスを周期的に注入する繰り返し周波数は、充電制御トランジスタＱ２１、注入制御トランジスタＱ２２、及び負荷回路制御トランジスタＱ２３の切替周波数に左右される。図２Ａの実施形態のこの特定形では、トランジスタ切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数９．５３ｋＨｚを約２％下回る９．３４ｋＨｚである。
【０２１０】
共鳴負荷回路内へ電流パルスを周期的に注入することにより、図２ＢにＩＴ２１Ｐとして示される、共鳴コンデンサＣ２２と変圧器Ｔ２１の１次巻き内の、約７１Ａのピーク間の振動電流が設定される。
【０２１１】
図２Ａに示される回路では、負荷回路内に注入される電流パルスは、一方向である。第１実施形態に対する上述のものと同じ理由で、図２Ｂに見られる電力波形ＰＲ２１は、交互にピークが高低する電力振幅を示す。
【０２１２】
共鳴コンデンサは、図２Ａに示されるように、単一のコンデンサＣ２２により与えられ得るか、又は、所望の電流及び電圧定格値を得るように、並列に及び／又は直列に組み合わせられる複数のコンデンサにより与えられ得る。個別のコンデンサの容量値は、全てを組み合わせたコンデンサの容量値を維持するように選択されるので、共鳴負荷回路の共鳴周波数は、変化しない。一配置（図示されず）では、図２Ａの１．３６μＦの共鳴コンデンサＣ２２は、各々が２．７２μＦの、変圧器Ｔ２１の１次巻線に直列に、しかし前記１次巻線のそれぞれ対向する末端に接続される２つのコンデンサに入れ替えられる。
【０２１３】
第３の実施形態
【０２１４】
図３Ａ及び図３Ｂは、本発明の第３の実施形態に対する回路及び波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置に接続される共鳴コンデンサＣ３２により形成される共鳴負荷回路の誘導性脚部内に一方向の電流パルスを注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図３Ａで疎結合変圧器Ｔ３１の１次巻線により表される。共鳴コンデンサＣ３２の一末端は、変圧器Ｔ３１の１次巻線の一末端に連続的に接続される。低抵抗の負荷抵抗Ｒ１１は、変圧器の２次巻線の両端に接続され、誘導加熱システムの製品を表す。電気エネルギーのＤＣ電源Ｖ３１は、切替結合回路により共鳴負荷回路に結合される。
【０２１５】
図３Ａのこの第３の実施形態の回路は、電流及びエネルギーが共鳴負荷回路内に注入され、２つの阻止ダイオードＤ２３Ａ及びＤ２３Ｂが単一の阻止ダイオードＤ３３に入れ替えられること以外は、上述のような図２Ａの第２の実施形態の回路と同様に動作する。
【０２１６】
図３Ａの回路では、図３Ａで変圧器Ｔ３１及び負荷抵抗Ｒ３１により表される誘導性負荷装置内への注入である。共鳴コンデンサＣ３２に直列の負荷回路制御トランジスタＱ３３は、共鳴負荷回路の閉鎖を制御する。バイパスダイオードＤ３４は、トランジスタＱ３３の周囲に並列経路を与える。更に、この実施形態では、単一のダイオードＤ３３のみで、逆電流が阻止される。前記ダイオードがなければ、電流は、固有のＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードを通じて、共鳴負荷回路からエネルギー伝達コンデンサへ流れ戻り得る。他の点では、図３Ａに示される回路及び回路要素は、図２Ａに示される回路及び対応する要素と同様に動作する。
【０２１７】
図３Ａの回路では、負荷回路トランジスタＱ３３は、切替「オン」にされ、即ち、充電構成の間に導電性にされ、次に、大部分の第１絶縁構成を通して「オン」に保持され、共鳴負荷回路電流は、一方向に（図３Ａでは反時計回りに）循環することができる。並列バイパスダイオードＤ３４により、共鳴負荷回路電流は、トランジスタＱ３３を迂回し、反対方向に（図３Ａでは時計回りに）循環することができる。
【０２１８】
負荷回路トランジスタＱ３３が、固有の寄生ダイオードを含む場合、即ち、トランジスタＱ３３がＭＯＳＦＥＴである場合、固有の寄生ダイオードは、共鳴負荷回路内の時計回りの電流に、ソースからドレインへの導電性経路を与える。負荷回路内を循環する時計回りの電流に、追加の電流搬送容量を与えるために、並列バイパスダイオードＤ３４が回路内に含まれる。
【０２１９】
切替結合回路が絶縁構成に設定される場合に共鳴負荷回路内を循環する電流は、実質的に共鳴負荷回路の自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで、負荷回路制御トランジスタＱ３３を通じて一方向に、並列バイパスダイオードＤ３４を通じて反対方向に循環し続ける。
【０２２０】
注入構成段階の間、電流パルスは、（図３Ａでは、時計回りの方向に）エネルギー伝達コンデンサＣ３１から注入され、注入制御トランジスタＱ３２、順バイアス阻止ダイオードＤ３３、注入制御インダクタＬ３２を通じて、（図３Ａでは、変圧器Ｔ３１及び負荷抵抗Ｒ３１により表される）誘導性負荷装置内に流れる。注入電流パルスは、直列注入制御インダクタＬ３２により平滑される。この注入は、エネルギー伝達コンデンサＣ３１を実質的に放電する。
【０２２１】
図２Ａの回路と同様に、共鳴負荷回路内への注入電流パルスが拡張されるか、又は、エネルギー伝達コンデンサの容量の大きさが十分ではない場合、エネルギー伝達コンデンサＣ３１上の電圧は、ゼロよりも下に降下し得る。電流は、次に、充電制御トランジスタＱ３１が「オン」にされ、トランジスタＱ３１、ダイオードＤ３１及びインダクタＬ３１を通じて電源Ｖ３１から電流を配送し、エネルギー伝達コンデンサＣ３１を充電する前に、ダイオードＤ３２及びインダクタＬ３１を通じて引かれる。この条件は、最良の動作効率を損ねるが、回路通常の動作を妨げず、エネルギー伝達コンデンサＣ３１上の電圧が次の再充電サイクルで正にされるまで、単に一時的に起こる。
【０２２２】
エネルギー伝達コンデンサＣ３１の容量値は、通常、エネルギー伝達コンデンサの負の電圧を回避又は少なくとも削減するように増加される。例えば、以下に記載される部品の値を利用する回路では、エネルギー伝達コンデンサＣ３１上の電圧は、エネルギー伝達コンデンサＣ３１の値が０．５μＦから０．７５μＦへ増加される場合、負の向きに揺れる。容量値は、好ましくは、負電圧への揺れの尤度を削減することにより、回路効率を最適にするように選択される。
【０２２３】
図３Ａに図示されないが、以下に記載され、図４Ａのエネルギー伝達コンデンサＣ４１の両端に見られるダイオードＤ４５に類似する保護ダイオードは、エネルギー伝達コンデンサＣ３１の両端に並列に位置し、他の回路動作に全く抵触することなく、コンデンサの電圧が負になるのを実質的に防止する。
【０２２４】
注入電流パルスが停止された後、電流は、自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで、初期では、並列バイパスダイオードＤ３４、共鳴コンデンサＣ３２及び（負荷抵抗Ｒ３１に疎結合され、前記負荷抵抗により負荷を加えられる）変圧器Ｔ３１の１次巻線を含む回路ループを通る時計回りの共鳴負荷回路電流として、共鳴回路内を循環し続ける。共鳴負荷電流は、バイパスダイオードＤ３４を通じて共鳴回路ループ内を時計回りに流れる間、共鳴回路制御トランジスタＱ３３は、「オン」、即ち、導電性にされる。反対の極性では、共鳴負荷電流は、反時計回りの電流として、共鳴コンデンサＣ３２と共鳴回路制御トランジスタＱ３３を流れる。このように、電流は、共鳴負荷回路内を、中断することなく振動し続ける。
【０２２５】
図２Ａの回路と同様に、電流パルスによるエネルギー注入の繰り返し率は、図３Ａの回路内では、切替結合回路の切替周波数により制御される。この切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数の近くに選択されるので、エネルギー伝達コンデンサＣ３１から共鳴負荷回路内への各々の電流注入は、並列ダイオードＤ３４と共鳴コンデンサＣ３２を通じて、時計回りに流れる共鳴負荷回路電流の半サイクルの間に起こる。
【０２２６】
図３Ａの回路に関して特定して考察されていない他の点では、図３Ａの回路及び対応する部品は、図２Ａの回路と同様に実質的に動作し、一連の充電構成、絶縁構成、及び注入構成に切替回路を繰り返し設定し、エネルギー伝達コンデンサＣ３１を介して、電気エネルギー源Ｖ３１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達する。
【０２２７】
図３Ｂは、以下の詳細を有する図３Ａに示される第３の実施形態の回路の特定形の電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ３１  １００ボルト
トランジスタＱ３１  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＰＧ５０
トランジスタＱ３２  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４Ｊ４５０
トランジスタＱ３３  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４Ｊ４５０ 
トランジスタＱ３１、Ｑ３２及びＱ３３の切替周波数  ９．５２ｋＨｚ
トランジスタＱ３１、Ｑ３２及びＱ３３の切替周期  １０５μＳ
インダクタＬ３１  ５００μＨ
インダクタＬ３２  ４５μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ３１  ０．５μＦ 
共鳴コンデンサＣ３２  １．３６μＦ
共鳴負荷回路インダクタンス
（変圧器Ｔ３１の１次巻線）  １８０μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  １０．１７ｋＨｚ
エネルギー注入（即ち、切替）周波数  ０．９５２ｋＨｚ
【０２２８】
切替周期を１０５μＳで各々繰り返す間に、充電制御トランジスタＱ３１は、０〜４８μＳで「オン」、即ち、導電性であり、次に、４８〜１０５μＳで「オフ」である。注入制御トランジスタＱ３２は、０〜８０μＳで「オフ」、即ち、導電性ではなく、８０〜１０１μＳで「オン」、即ち、導電性であり、１０１〜１０５μＤで「オフ」である。共鳴回路制御トランジスタＱ３３は、０〜３μＳで「オフ」であり、３〜７６μＳで「オン」であり、７６〜１０５μＳで「オフ」である。
【０２２９】
図３Ｂは、図３Ａの回路特定形の開始からの１０．５ｍＳからの、以下の波形を示す。
ＩＤ３１  １０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ３１内の電流
ＩＤ３２  １０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ３２内の電流
ＩＬ３１  １０Ａ／分割で示される、ダイオードＬ３１内の電流
ＶＣ３１  ２５０Ｖ／分割で示される、エネルギー伝達コンデンサＣ３１にかかる電圧
ＩＬ３２  ２０Ａ／分割で示される、インダクタＬ３２内の電流
ＩＴ３１Ｐ  ５０Ａ／分割で示される、変圧器Ｔ３１の１次巻線内の電流
ＰＲ３１  ２５０Ｗ／分割で示される、負荷抵抗Ｒ３１内の電力
【０２３０】
エネルギー伝達コンデンサＣ３１は、インダクタＬ３１を流れる電流ＩＬ３１により充電される。この電流は、ゼロに滑らかに降下する前に、ゼロから約６．１Ａのピーク値へ滑らかに上昇し、形状は、共鳴するように直列に組み合わされたインダクタＬ３１とエネルギー伝達コンデンサＣ３１に左右される。この充電期の間、エネルギー伝達コンデンサＣ３１にわたる電圧ＶＣ３１は、負の約１００Ｖから正の約２９０Ｖへ上昇する。
【０２３１】
充電電流ＩＬ３１は、充電制御トランジスタＱ３１が「オン」にされる間にダイオードＤ３１を通じて電源Ｖ３１から引かれる電流ＩＤ３１と、トランジスタＱ３１が「オフ」にされた後に、慣性インダクタＩＤ３２を通じて引かれる電流ＩＤ３２との合計である。
【０２３２】
注入制御トランジスタＱ３２は、（例えば、図３Ｂでは１０．６０５ｍＳで）「オン」に切り替えされ、エネルギー伝達コンデンサＣ３１から共鳴負荷回路へ電流及びエネルギーを注入する。図３Ｂの波形ＩＬ３２で示される、例えば、約１０．６０５ｍＳで始まり、約１０．６２６ｍＳまで継続する注入電流パルスは、約１４．５Ａで尖鋭する。エネルギー伝達コンデンサＣ３１からの注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電し、エネルギー伝達コンデンサの電圧は、正の約２９０Ｖから負の約１００Ｖへ約３９０ボルトだけ降下する。
【０２３３】
共鳴負荷回路内に電流パルスを周期的に注入する繰り返し周波数は、充電制御トランジスタＱ３１、注入制御トランジスタＱ３２、及び共鳴負荷回路制御トランジスタＱ３３の切替周波数により左右される。図３Ａの実施形態のこの特定形では、トランジスタ切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数、１０．１７ｋＨｚよりも約６．８％下の９．５２ｋＨｚである。
【０２３４】
共鳴負荷回路内に電流パルスを周期的に注入することにより、図３ＢにＩＴ３１Ｐとして示される約６９Ａのピーク間の振動電流が、変圧器Ｔ３１の１次巻線内に設定される。
【０２３５】
図３Ａに示される回路では、共鳴負荷回路内に注入される電流パルスは、一方向である。第１実施形態に対する上述のような同じ理由で、図３Ｂに見られる電力波形ＩＴ３１Ｐは、交互にピークが高低する電力振幅を示す。
【０２３６】
第４の実施形態
【０２３７】
図４Ａ及び４Ｂは、本発明の第４の実施形態に対する電流及び波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置に接続される共鳴コンデンサＣ４２により形成される並列共鳴負荷回路内に、双方向の電流を注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図４Ａで疎結合変圧器Ｔ４１により表される。共鳴コンデンサＣ４２は、変圧器Ｔ４１の１次巻線と並列に連続的に接続される。低抵抗の負荷抵抗Ｒ４１は、変圧器の２次巻線の両端に接続され、誘導加熱システムの製品を表す。ＤＣ電気エネルギー源Ｖ４１は、切替結合回路により共鳴負荷回路に接続される。
【０２３８】
電源から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達するために、切替結合回路は、以下の構成の序列で繰り返し設置される：
１．第１コンデンサ充電構成
２．第１選択的絶縁構成
３．第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成
４．第２コンデンサ充電構成
５．第２選択的絶縁構成、及び
６．第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成。
【０２３９】
２つのコンデンサ充電構成段階の各々の間に、充電制御トランジスタＱ４１は、「オン」に、即ち、導電性にされ、電源Ｖ４１からエネルギー伝達コンデンサＣ４１を充電する。充電制御トランジスタＱ４１、直列阻止ダイオードＤ４１、還流ダイオードＤ４２及び直列インダクタＬ４１は、上記のように、図１Ａの回路内の対応する部品と同様に動作し、電気エネルギー源Ｖ４１からエネルギー伝達コンデンサＣ４１を充電する。
【０２４０】
保護ダイオードＤ４５は、エネルギー伝達コンデンサＣ４２の両端に並列に接続される。このダイオードは、通常、逆バイアスのままであるが、電流の注入周期がコンデンサの容量を超えて、コンデンサが完全に放電状態になる場合に、注入電流がそのコンデンサを迂回できることにより、エネルギー伝達コンデンサＣ４１の逆極性の充電を防止するように含まれる。
【０２４１】
切替結合回路は、４つのトランジスタＱ４４、Ｑ４５、Ｑ４６及びＱ４７を含む。並列共鳴負荷回路内に電流パルスを、極性を交互に変えて注入するために、Ｈブリッジ内のトランジスタの対角状の組みは、交互に導電性にされる。Ｈブリッジトランジスタの一方の対角状の組みＱ４４及びＱ４７は、結合回路が操作序列の第３段階に、即ち、第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。Ｈブリッジトランジスタの他方の対角状の組みＱ４５及びＱ４６は、結合回路が操作序列の第６段階に、即ち、第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。
【０２４２】
各操作序列の第３及び第６段階のコンデンサ放電及びエネルギー注入構成の間、エネルギー伝達コンデンサＣ４１は、Ｈブリッジトランジスタの各々の対角状の組み、各々の阻止ダイオードＤ４４Ａ又はＤ４４Ｂ、及び直列注入パルス制御インダクタＬ４２Ａ及びＬ４２Ｂにより有効に接続され、充電制御トランジスタＱ４１が「オフ」であり、電気エネルギー源Ｖ４１からエネルギー伝達コンデンサＣ４１の接続を外し、絶縁している間に、並列に組み合わされた共鳴コンデンサＣ４２と、図４Ａで変圧器Ｔ４１及び負荷抵抗Ｒ４１により表される誘導性負荷装置との両端で放電する。
【０２４３】
エネルギー伝達コンデンサＣ４１からの放電電流は、極性を交互に変えるパルスとして、共鳴負荷回路内に注入される。第３段階の間、パルスは、コンデンサＣ４１、ＨブリッジトランジスタＱ４４、導電性順バイアス阻止ダイオードＤ４４Ａ、インダクタＬ４２Ａ、共鳴コンデンサＣ４２と変圧器Ｔ４１の１次巻線との並列接続、インダクタＬ４２Ｂ、及びＨブリッジトランジスタＱ４７により形成されるループの周りで時計周りに流れる。この第６段階の間、パルスは、コンデンサＣ４１、ＨブリッジトランジスタＱ４５、導電性順バイアス阻止ダイオードＤ４４Ｂ、インダクタＬ４２Ｂ、共鳴コンデンサＣ４２と変圧器Ｔ４１の１次巻線との並列接続、インダクタＬ４２Ａ、及びＨブリッジトランジスタＱ４６により形成されるループの周りに反時計回りに流れる。
【０２４４】
図４Ａの回路の異形（図示されず）では、インダクタＬ４２Ａ及びＬ４２Ｂは、省かれ、その代わりに、エネルギー伝達コンデンサＣ４１と、切替トランジスタのドレインＱ４４とＱ４５との間の共通接合との間に接続される単一の直列注入パルス制御インダクタに入れ替えられる。この配置では、各操作序列の第３及び第６段階のコンデンサ放電及びエネルギー注入構成の間、エネルギー伝達コンデンサＣ４１は、共鳴コンデンサＣ４２と誘導性負荷装置との並列接続の両端で放電するように、単一の注入パルス制御インダクタにより、Ｈブリッジの各々の対角状の組み、各々の阻止ダイオードＤ４４Ａ及びＤ４４Ｂに有効に接続される。
【０２４５】
この異形では、エネルギー伝達コンデンサＣ４１からの放電電流は、極性を交互に変えるパルスとして、共鳴負荷回路内に注入される。第３段階の間、パルスは、コンデンサＣ４１、単一の注入パルス制御インダクタ、ＨブリッジトランジスタＱ４４、導電性順バイアス阻止ダイオードＤ４４Ａ、共鳴コンデンサＣ４２と誘導性負荷装置との並列接続、ＨブリッジトランジスタＱ４７により形成されるループの周りで時計回りに流れる。第６段階の間、パルスは、コンデンサＣ４１、単一の注入パルス制御インダクタ、ＨブリッジトランジスタＱ４５、導電性順バイアス阻止ダイオードＤ４４Ｂ、共鳴コンデンサＣ４２と誘導性負荷装置との並列接続、ＨブリッジトランジスタＱ４６により形成されるループの周りで反時計回りに流れる。
【０２４６】
絶縁構成では、全てのトランジスタＱ４１、Ｑ４４、Ｑ４５、Ｑ４６及びＱ４７が、「オフ」である（即ち、実質的に非導電性にされる）ことにより、電気エネルギー源Ｖ４１から、及び、共鳴コンデンサＣ４２と、変圧器Ｔ４１及び負荷抵抗Ｒ４１により表される誘導性負荷装置とにより形成される共鳴負荷回路から共鳴負荷回路から、エネルギー伝達コンデンサＣ４１の接続を有効に外し、絶縁する。
【０２４７】
ＨブリッジトランジスタＱ４４及びＱ４７、又は、Ｑ４５及びＱ４６が、絶縁構成の始めに「オフ」にされる場合、共鳴負荷回路内を流れる循環電流は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで実質的に循環し続ける。
【０２４８】
切替回路は、第６段階の序列に繰り返し設定され、エネルギー伝達コンデンサＣ４１を介して電気エネルギー源Ｖ４１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達する。
【０２４９】
充電及び注入構成は、重複してもよい。例えば、充電制御トランジスタＱ４１が、第１又は第４段階の充電構成の始めに「オン」にされる場合、Ｈブリッジトランジスタの各組みは、短い重複周期にわたり「オン」のままであり得る。
【０２５０】
図４Ｂは、以下の詳細を有する図４Ａに示される第４実施形態の回路の特定形の電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ４１  ３００ボルト
トランジスタＱ４１  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０ 
トランジスタＱ４４  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４Ｊ４５０
トランジスタＱ４５  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４Ｊ４５０
トランジスタＱ４６  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＰＣ５０Ｕ
トランジスタＱ４７  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＰＣ５０Ｕ
トランジスタＱ４１の切替周波数  ４０ｋＨｚ
トランジスタＱ４４〜Ｑ４７の切替周波数  ２０ｋＨｚ
トランジスタＱ４４〜Ｑ４７の切替周波数  ５０μＳ
インダクタＬ４１  １０μＨ 
インダクタＬ４２Ａ  ４０μＨ
インダクタＬ４２Ｂ  ４０μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ４１  ４．０μＦ
共鳴コンデンサＣ４２  ０．７μＦ
共鳴負荷回路インダクタンス
（変換器Ｔ４１の１次巻線）９５μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  １９．５ｋＨｚ
エネルギー注入（即ち、切替）周波数  ２０ｋＨｚ
【０２５１】
ＨブリッジトランジスタＱ４４、Ｑ４５、Ｑ４６及びＱ４７の切替周期を５０μＳで各々繰り返す間に、充電制御トランジスタＱ４１は、０〜１２．５μＳで「オン」、即ち、導電性であり、１２．５〜２５μＳで「オフ」、即ち、導電性ではなく、２５〜３７．５％μＳで「オン」であり、３７．５〜５０μＳで「オフ」である。Ｈブリッジ注入制御トランジスタＱ４４及びＱ４７は、０〜１２．５μＳで「オフ」であり、１２．５〜２５μＳで「オン」であり、２５〜５０μＳで「オフ」である。Ｈブリッジ注入制御トランジスタＱ４５及びＱ４６は、０〜３７．５μＳで「オフ」であり、３７．５〜５０μＳで「オン」である。
【０２５２】
図４Ｂは、図４Ａの回路の特定形の開始から１．０〜１．１ｍＳで以下の波形を示す。
ＩＤ４１  ５Ａ／分割で示されるダイオードＤ４１内の電流 
ＶＣ４１  １０Ｖ／分割で示されるエネルギー伝達コンデンサＣ４１にかかる電圧 
ＩＣ４１  ５Ａ／分割で示されるコンデンサＣ４１からの放電電流
ＩＬ４２Ａ  ５Ａ／分割で示されるインダクタＬ４２Ａ内の電流 
ＩＴ４１Ｐ  ５０Ａ／分割で示される変圧器Ｔ４１の第１巻線内の電流
ＶＴ４１Ｐ  ５００Ｖ／分割で示される変圧器Ｔ４１の１次巻線にかかる電圧
ＰＲ４１  ５００Ｗ／分割で示される負荷抵抗Ｒ４１内の電力
【０２５３】
充電制御トランジスタＱ４１は、５０μＳサイクル毎に二度（例えば、図４Ｂでは、１．０１２５〜１．０２５ｍＳ及び１．０３７５〜１．０５０ｍＳで）「オン」に切り替えられ、トランジスタＱ４１及びＤ４１を流れる電流ＩＤ４１によりエネルギー伝達コンデンサＣ４１を充電する。この充電電流は、ゼロから約３．７５Ａのピーク値へ上昇し、共鳴するように直列に組み合わされたインダクタＬ４１とエネルギー伝達コンデンサＣ４１に左右される正弦波を有する。充電制御トランジスタＱ４１がオフにされる場合、充電パルスの正弦波形の後方端は遮断される。充電制御トランジスタＱ４１の切り替えは、エネルギー伝達コンデンサＣ４１内に配送される電荷の量を制御する役割をする。充電制御トランジスタＱ４１をオフに切り替えた後、降下する充電電流は、インダクタＬ４１からエネルギー伝達コンデンサＣ４１へ流れ続け、還流ダイオードＤ４２を通じて戻る。各々の充電周期の間、エネルギー伝達コンデンサＣ４１にかかる電圧ＶＣ４１は、約２９３Ｖから約３０２Ｖへ上昇する。
【０２５４】
Ｈブリッジ注入制御トランジスタの第１対角状の組みのトランジスタＱ４４及びＱ４７は、５０μＳサイクル毎に一度１２．５μＳにわたり（例えば、図４Ｂでは、１．０２４〜１．０３７５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ４１から共鳴負荷回路内へ電流及びエネルギーを注入する。図４Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから、並列共鳴負荷回路を通じて、主に、共鳴コンデンサＣ４１を通じて、時計回りに流れる。
【０２５５】
Ｈブリッジ注入制御トランジスタの第２対角状の組みのトランジスタＱ４５及びＱ４６は、５０μＳサイクル毎に一度１２．５μＳにわたり（例えば、図４Ｂでは、１．０５０〜１．０６２５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ４１から共鳴負荷回路内へ電流及びエネルギーを注入する。図４Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから並列共鳴負荷回路を通じて、反時計回りに流れる。
【０２５６】
エネルギー伝達コンデンサＣ４１からの放電電流パルスは、Ｈブリッジ切替トランジスタにより共鳴負荷回路内に注入され、図４Ｂの波形ＩＣ４１で示される。電流波形ＩＬ４２Ａは、同じパルスを示すが、インダクタＬ４２Ａを通じて並列共鳴負荷回路内に注入される。図４Ｂで理解され得るように、共鳴負荷回路内に注入されるＩＬ４２Ａの電流パルスは、極性が交互に変わる。
【０２５７】
共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入の繰り返し周波数は、４つのＨブリッジ注入制御トランジスタＱ４４、Ｑ４５、Ｑ４６及びＱ４７の切替周波数に左右される。図４Ａの実施形態の特定形では、これらの４つのトランジスタの切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数、１９．５ｋＨｚよりも約２．５％上の２０ｋＨｚである。
【０２５８】
共鳴負荷回路内へ電流パルスを周期的に注入することにより、変圧器Ｔ４１の１次巻線の両端で約７５０Ｖのピーク間の振動電圧が、図４ＢでＶＴ４１Ｐとして設定され、変圧器Ｔ４１の１次巻線での約６２Ａのピーク間の振動電流が、図４ＢでＩＴ４１Ｐとして設定される。
【０２５９】
図４Ａに示される回路では、負荷回路内に注入される電流パルスは、双方向であり、即ち、極性が交互に変わり、負荷回路内の電圧振動及び電流振動のサイクル毎に二度、発生する。共鳴負荷回路は、注入パルス間で自己共鳴し、注入パルス間で負荷回路内の振動を維持する。
【０２６０】
注入は、サイクル毎に二度であるので、振動電圧及び振動電流の各半サイクルは、振幅が同じである。この影響は、電力波形ＰＲ４１を示す図４Ｂに見ることができ、前記波形は、変化しないピーク電力振幅を有する。
【０２６１】
第５の実施形態
【０２６２】
図５Ａ、５Ｂ及び５Ｃは、本発明の第５の実施形態の回路及び波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置に接続される共鳴コンデンサＣ５２により形成される並列共鳴負荷回路内へ双方向の電流パルスを注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図５Ａで疎結合変圧器Ｔ５１の１次巻線により表される。共鳴コンデンサＣ５２は、変圧器の１次巻線と並列に連続的に接続される。低抵抗の負荷抵抗Ｒ５１は、変圧器の２次巻線の両端に接続され、誘導加熱システムの製品を表す。ＤＣ電気エネルギー源Ｖ５１は、切替結合回路により、共鳴負荷回路に結合される。
【０２６３】
一操作モードでは、電源から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達するために、切替結合回路は、以下の構成の序列で繰り返し設置される：
１．第１コンデンサ充電構成、
２．第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、
３．第１選択的絶縁構成、
４．第２コンデンサ充電構成、 
５．第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、及び
６．第２選択的絶縁構成。
【０２６４】
コンデンサ充電構成の各段階の間、充電制御トランジスタＱ５１は、「オン」にされ、即ち、導電性にされ、電源Ｖ５１からエネルギー伝達コンデンサＣ５１を充電する。充電制御トランジスタＱ５１、直列阻止ダイオードＤ５１、還流ダイオードＤ５２及び直列インダクタＬ５１は、上述のように、図１Ａの回路内の対応する部品と同様に動作し、電気エネルギー源Ｖ５１からエネルギー伝達コンデンサＣ５１を充電する。
【０２６５】
切替結合回路は、４つのトランジスタＱ５４、Ｑ５５、Ｑ５６及びＱ５７を含むＨブリッジ切替回路も含む。並列共鳴負荷回路内に電流パルスを、極性を交互に変えて注入するために、Ｈブリッジ内のトランジスタの対角状の組みは、交互に導電性にされる。
【０２６６】
４つのＨブリッジの対角状の組みであるトランジスタＱ５４及びＱ５７は、結合回路が、第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。この構成では、注入電流パルスは、コンデンサＣ５１、エネルギー注入制御トランジスタＱ５２、直列阻止ダイオードＤ５３、直列インダクタＬ５２、ＨブリッジトランジスタＱ５４、共鳴コンデンサＣ５２と変圧器Ｔ５１の第１巻線との並列接続、及びＨブリッジトランジスタＱ５７により形成されるループの周りで時計回りに流れる。
【０２６７】
４つのＨブリッジトランジスタの他の対角状の組みであるトランジスタＱ５５及びＱ５６は、結合回路が、第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。この構成では、注入電流パルスは、コンデンサＣ５１、エネルギー注入制御トランジスタＱ５２、直列阻止ダイオードＤ５３、直列インダクタＬ５２、ＨブリッジトランジスタＱ５５、共鳴コンデンサＣ５２と変圧器Ｔ５１の第１巻線との並列接続、及びＨブリッジトランジスタＱ５６により形成されるループの周りで反時計回りに流れる。
【０２６８】
エネルギー注入制御トランジスタＱ５２は、エネルギー伝達コンデンサＣ５１を、Ｈブリッジを通じて並列共鳴負荷回路内に放電するのを制御する。コンデンサＣ５１からの放電電流パルスは、トランジスタＱ５２、阻止ダイオードＤ５３及び直列インダクタＬ５２を通じて、代わりに、４つのＨブリッジトランジスタの各々の対角状の組みを通じて、共鳴負荷回路に流れる。注入は、充電制御トランジスタＱ５１が「オフ」である間に起こり、電気エネルギー源Ｖ５１からエネルギー伝達コンデンサＣ５１の接続を有効に外す。
【０２６９】
エネルギー注入制御トランジスタＱ５２が「オフ」にされる時点で直列インダクタＬ５２を流れる電流は、インダクタＬ５２に関連する磁界が崩落するまで、還流ダイオードＤ５６を通る電流の流れにより維持される。この電流は、エネルギー制御トランジスタＱ５２が「オフ」にされた後に一周期にわたって導電性「オン」状態に維持されるＨブリッジの各々の対角状の組みを通じて、共鳴負荷回路内に注入される。
【０２７０】
第１及び第２絶縁構成では、充電制御トランジスタＱ５１及びエネルギー注入トランジスタＱ５２が「オフ」である（即ち、実質的に非導電性である）ことにより、電気エネルギー源Ｖ５１から、及び、共鳴コンデンサＣ５２と、変圧器Ｔ５１及び負荷抵抗Ｒ５１により表される誘導性負荷装置とから形成される共鳴負荷回路から、エネルギー伝達コンデンサＣ５１の接続を有効に外し、絶縁する。
【０２７１】
回路が絶縁構成に設定される場合、並列共鳴負荷回路内を流れる循環電流は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで実質的に循環し続ける。
【０２７２】
切替回路は、上述の序列で繰り返し設定され、エネルギー伝達コンデンサＣ５１を介して電気エネルギー源Ｖ５１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達する。
【０２７３】
図５Ｂは、以下の詳細を有する図５Ａに示される第５実施形態の回路の第１形の電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ５１  ３００ボルト
トランジスタＱ５１  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４Ｊ４５０
トランジスタＱ５２  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４Ｊ４５０
トランジスタＱ５４  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ５５  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ５６  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＰＣ５０Ｕ 
トランジスタＱ５７  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＰＣ５０Ｕ
トランジスタＱ５１及びＱ５２の切替周波数  ４０ｋＨｚ
トランジスタＱ５４〜Ｑ５７の切替周波数  ２０ｋＨｚ
トランジスタＱ５４〜Ｑ５７の切替周波数  ５０μＳ 
インダクタＬ５１  １０μＨ
インダクタＬ５２  ８０μＨ 
エネルギー伝達コンデンサＣ５１  ５．０μＦ
共鳴コンデンサＣ５２  ０．７μＦ 
共鳴負荷回路インダクタンス
（トランジスタＴ５１の第１巻線）９５μＨ 
負荷回路の自然共鳴周波数  １９．５ｋＨｚ
エネルギー注入（即ち、切替）周波数  ２０ｋＨｚ
【０２７４】
ＨブリッジトランジスタＱ５４、Ｑ５５、Ｑ５６及びＱ５７の切替周期を５０μＳで各々繰り返す間に、充電制御トランジスタＱ５１は、０〜１２．５μＳで「オン」、即ち、導電性であり、１２．５〜２５μＳで「オフ」、即ち、導電性ではなく、２５〜３７．５μＳで「オン」であり、３７．５〜５０μＳで「オフ」である。エネルギー注入制御トランジスタＱ５２は、０〜１２．５μＳで「オフ」であり、１２．５〜２０．５μＳで「オン」であり、２０．５〜３７．５μＳで「オフ」であり、３７．５〜４５．５μＳで「オン」であり、４５．５〜５０μＳで「オフ」である。ＨブリッジトランジスタＱ５４及びＱ５７は、０〜１２．５μＳで「オフ」であり、１２．５〜２５μＳで「オン」であり、５〜５０μＳで「オフ」である。ＨブリッジトランジスタＱ５５及びＱ５６は、０〜３７．５μＳで「オフ」であり、３７．５〜５０μＳで「オン」である。
【０２７５】
図５Ｂは、以下の波形を、図５Ａの回路の第１形の開始から１．０〜１．１ｍＳで示す。
ＩＤ５１  ５Ａ／分割で示されるダイオードＤ５１内の電流
ＶＣ５１  １０Ｖ／分割で示されるエネルギー伝達コンデンサＣ５１にかかる電圧
ＩＬ５２  ５Ａ／分割で示されるインダクタＬ５２を通る電流
Ｉｘ  ５Ａ／分割で示される、共鳴負荷回路内に注入される双極電流 
ＩＴ５１Ｐ  ２５Ａ／分割で示される、変圧器Ｔ５１の第１巻線内の電流
ＶＴ５１Ｐ  ２５０Ｖ／分割で示される、電圧Ｔ５１の１次巻線にかかる電圧
ＰＲ５１  ２５０Ｗ／分割で示される、負荷抵抗Ｒ５１内の電力
【０２７６】
充電制御トランジスタＱ５１は、５０μＳサイクル毎に二度（例えば、図５Ｂでは、１．０３７５〜１／０５０ｍＳ及び１．０６２５〜１．０７５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、トランジスタＱ５１及びダイオードＤ５１を流れる電流ＩＤ５１によりエネルギー伝達コンデンサＣ５１を充電する。この充電電流は、ゼロから約３．６Ａのピーク値へ滑らかに上昇し、共鳴するように直列に組み合わされたインダクタＬ５１とエネルギー伝達コンデンサＣ５１に左右される正弦波形を有する。充電パルスの正弦波形の後方端は、充電制御トランジスタＱ５１がオフにされる場合に遮断される。充電制御トランジスタＱ５１の切り替えは、エネルギー伝達コンデンサＣ５１内に配送される電荷の量を制御する役割をする。エネルギー伝達コンデンサＱ５１がオフに切り替えられた後、降下する充電電流は、インダクタＬ５１からエネルギー伝達コンデンサＣ５１へ流れ続け、還流ダイオードＤ５２を通じて戻る。各充電期間中に、エネルギー伝達コンデンサＣ５１にかかる電圧ＶＣ５１は、約２９４Ｖから約３００Ｖへ上昇する。
【０２７７】
エネルギー注入制御トランジスタＱ５２は、５０μＳサイクル毎に二度（例えば、図５Ｂでは、１．０２５〜１．０３３ｍＳ及び１．０５０〜１．０５８ｍＳで）「オン」に切り替えられ、図５Ｂに波形ＩＬ５２で示される電流パルスによりエネルギー伝達コンデンサＣ５１を放電し、電気電流パルスは、トランジスタＱ５２、ダイオードＤ５３及びインダクタＬ５２並びにＨブリッジの各々の対角状トランジスタの組みを通じて、並列共鳴負荷回路内に流れる。
【０２７８】
Ｈブリッジ注入制御トランジスタの第１対角状の組みのトランジスタＱ５４及びＱ５７は、５０μＳサイクル毎に一度１２．５μＳにわたり（例えば、図５Ｂでは、１．０５０〜１．０６２５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ５１からの注入電流及びエネルギーを共鳴負荷回路内へ向ける。図５Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから並列共鳴負荷回路を通じて、主に、共鳴コンデンサＣ５２を通じて、時計回りに流れる。
【０２７９】
Ｈブリッジの対角線の第２組のトランジスタＱ５５及びＱ５６は、５０μＳサイクル毎に一度１２．５Ｓにわたり（例えば、図５Ｂでは、１．０２５〜１．０３７５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ５１からの電流及びエネルギーを共鳴負荷回路内へ向ける。図５Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから並列共鳴負荷回路を通じて反時計回りに流れる。
【０２８０】
エネルギー伝達コンデンサＣ５１からの放電電流パルスは、Ｈブリッジ切替トランジスタにより、共鳴負荷回路内に交互の方向に向けられ、図５Ｂでは波形Ｉｘで示される。電流Ｉｘは、図５Ａに示されるように、Ｈブリッジ切替トランジスタと並列接続共鳴負荷回路との間を流れる。
【０２８１】
エネルギー伝達コンデンサＣ５１の注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電する。エネルギー伝達コンデンサにかかる電圧は、約３００Ｖから約２９４Ｖへ降下する。
【０２８２】
共鳴負荷回路内へ電流パルスを周期に注入する繰り返し周波数は、４つのＨブリッジ注入制御トランジスタＱ５４、Ｑ５５、Ｑ５６及びＱ５７の切替周波数により左右される。図５Ａの第１の特定形では、これらの４つのトランジスタの切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数、１９．５ｋＨｚよりも約２．５％上の２０ｋＨｚである。
【０２８３】
共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入により、変圧器Ｔ５１の１次巻線の両端の、図５ＢでＶＴ５１Ｐとして示される約７２０Ｖのピーク間の振動電圧と、変圧器Ｔ５１の１次巻線内の、図５ＢでＩＴ５１Ｐとして示される約６０Ａのピーク間の振動電流が設定される。
【０２８４】
図５Ｃは、図５Ａに示される第５実施形態の回路の第２形の電流、電圧及び波形を示す。図５Ａの回路のこの形では、変圧器Ｔ５１のインダクタンスは、上記の最初の形のような９５μＨの代わりに、８５μＨであり、第２特定形に、２０．６ｋＨｚの共鳴負荷回路の自然共鳴周波数を与える。全ての他の点では、トランジスタの部品、部品値及び切替時間は、図５Ａの第１形に対して上に記載されたようなものである。
【０２８５】
図５Ｃは、以下の波形を、図５Ａの回路の第２形の開始から１．０〜１．１ｍＳで示す。
ＩＤ５１  ２．５Ａ／分割で示されるダイオードＤ５１内の電流
ＶＣ５１  ５Ｖ／分割で示される、エネルギー伝達コンデンサＣ５１にかかる電圧
ＩＬ５２  ５Ａ／分割で示される、インダクタＬ５２を通る電流
Ｉｘ  ５Ａ／分割で示される、共鳴負荷回路内への双極電流
ＩＴ５１Ｐ  ２５Ａ／分割で示される、変圧器Ｔ５１の１次巻線内の電流
ＶＴ５１Ｐ  ２５０Ｖ／分割で示される、変圧器Ｔ５１の１次巻線にかかる電圧
ＰＲ５１  ２５０Ｗ／分割で示される、負荷抵抗Ｒ５１内の電力
【０２８６】
ダイオードＤ５１を通じてエネルギー伝達コンデンサＣ５１に配送される充電電流は、ゼロから約２．３Ａのピーク値へ上昇し、共鳴するように直列に組み合わされたインダクタＬ５１とエネルギー伝達コンデンサＣ５１により左右される形状を有する。各充電周期の間、エネルギー伝達コンデンサＣ５１にかかる電圧ＶＣ５１は、約２９６Ｖから約３００Ｖへ上昇する。
【０２８７】
エネルギー伝達コンデンサＣ５１からの注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電する。エネルギー伝達コンデンサの電圧は、約３００Ｖから約２９６Ｖに戻って降下する。
【０２８８】
共鳴負荷回路内に電流パルスを周期的に注入する繰り返し周波数は、４つのＨブリッジ注入制御トランジスタＱ５４、Ｑ５５、Ｑ５６及びＱ５７の切替周波数により左右される。図５Ａの実施形態の第２の特定形では、これらの４つのトランジスタの切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数、２０．６ｋＨｚよりも約３％下の２０ｋＨｚである。
【０２８９】
共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入により、変圧器Ｔ５１の１次巻線の両端の、図５ＣにＶＴ５１Ｐとして示される、約５２０Ｖのピーク間の振動電圧ＶＴ５１Ｐが、変圧器Ｔ５１の１次巻線内の、図５ＣにＩＴ５１Ｐとして示される、約５１Ａのピーク間の電流ＩＴ５１Ｐが、設定される。
【０２９０】
図５Ａに示される回路では、負荷回路内に注入される電流パルスは、双方向である。第４実施形態に対する上記のものと同じ理由で、図５Ｂ及び５Ｃに見られる電力波形ＰＲ５１は、ピーク電力の振幅が変化しない。
【０２９１】
第６の実施形態
【０２９２】
図６Ａ及び６Ｂは、本発明の第６の実施形態に対する回路及び波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置に接続される共鳴コンデンサＣ６２により形成される直列共鳴負荷回路内へ双方向の電流パルスを注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図６Ａで疎結合変圧器Ｔ６１の１次巻線により表される。共鳴コンデンサＣ６２は、変圧器Ｔ６１の１次巻線と直列に連続的に接続される。低抵抗の負荷抵抗Ｒ６１は、変圧器の２次巻線の両端に接続され、誘導加熱システムの製品を表す。ＤＣ電気エネルギー源Ｖ６１は、切替結合回路により共鳴負荷回路に結合される。
【０２９３】
電源から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達するために、切替結合回路は、以下の構成の序列で繰り返し設置される：
１．第１コンデンサ充電構成、
２．第１絶縁構成、
３．第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成
４．第２絶縁構成
５．第２コンデンサ充電構成
６．第３絶縁構成
７．第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、及び、
８．第４絶縁構成。
【０２９４】
２つのコンデンサ充電構成段階の個々の段階の間に、充電制御トランジスタＱ６１は、「オン」にされ、即ち、導電性にされ、電源Ｖ６１からエネルギー伝達コンデンサＣ１を充電する。充電制御トランジスタＱ６１、直列阻止ダイオードＤ６１、還流ダイオードＤ６２及び直列インダクタＬ６１は、上述にように、図１Ａの回路内の対応する部品と同様に動作し、電気エネルギー源Ｖ６１からエネルギー伝達コンデンサＣ６１を充電する。
【０２９５】
ダイオードＤ６５は、エネルギー伝達コンデンサＣ６１の両端で並列に接続される。このダイオードは、通常、逆バイアスのままであるが、電流の注入期間がエネルギー伝達コンデンサＣ６１の容量を超えて、そのコンデンサが完全に放電状態になる場合に、回路が機能し続けるように含まれる。
【０２９６】
切替結合回路は、４つのトランジスタＱ６４、Ｑ６５、Ｑ６６及びＱ６７も含む。直列共鳴負荷回路内に電流パルスを、極性を交互に変えて注入するために、Ｈブリッジ内のトランジスタの対角状の組みは、交互に導電性にされる。Ｈブリッジトランジスタの一方の対角状の組みである２つのトランジスタＱ６４及びＱ６７は、結合回路が、操作序列の第３段階に、即ち、第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。Ｈブリッジの他方の対角状の組みの２つのトランジスタＱ６５及びＱ６６は、結合回路が、操作序列の第７段階に、即ち、第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。
【０２９７】
各操作序列の第３段階及び第６段階のコンデンサ放電及びエネルギー注入構成の間に、エネルギー伝達コンデンサＣ６１は、Ｈブリッジトランジスタの各々の対角状の組みにより有効に接続され、充電制御トランジスタＱ６１が「オフ」であり、電気エネルギー源Ｖ６１からエネルギー伝達コンデンサＣ６１の接続を外している間に、直列に組み合わされた共鳴コンデンサＣ６２と、図６Ａで変圧器Ｔ６１及び負荷抵抗Ｒ６１により表される誘導性負荷装置の両端で放電する。
【０２９８】
エネルギー伝達コンデンサＣ６１からの放電電流は、極性が交互に変わるパルスとして、共鳴負荷回路内に注入される。第３段階の間、パルスは、コンデンサＣ６１、ＨブリッジトランジスタＱ６４、共鳴コンデンサＣ６２、トランジスタＴ６１の１次巻線、及びＨブリッジトランジスタＱ６７により形成されるループの周りで時計回りに流れる。第７段階の間、パルスは、コンデンサＣ６１、ＨブリッジトランジスタＱ６５、変圧器Ｔ６１の１次巻線、共鳴コンデンサＣ６２及びＨブリッジトランジスタＱ６６により形成されるループの周りで反時計回りに流れる。
【０２９９】
操作序列の第２、第４、第６及び第８段階の絶縁構成では、トランジスタＱ６１が「オフ」である（即ち、実質的に非導電性にされる）ことにより、電気エネルギー源Ｖ６１からエネルギー伝達コンデンサＣ６１の接続を外し、絶縁する。
【０３００】
操作序列の第２及び第４段階の絶縁構成では、トランジスタＱ６６及びＱ６７は、「オフ」である（即ち、実質的に非導電性にされる）。操作序列の第６及び第８段階の絶縁構成では、トランジスタＱ６６及びＱ６７が「オフ」である（即ち、実質的に非導電性にされる）ことにより、直列共鳴負荷回路からエネルギー伝達コンデンサＣ６１の接続を外し、絶縁する。
【０３０１】
回路が、２つのコンデンサ放電及びエネルギー注入構成段階のどちらでもない場合、トランジスタＱ６３又はトランジスタＱ６５は、「オン」に切り替えられる。これらの２つのトランジスタの各々は、これらの２つのトランジスタのうちの他方の固有のダイオードと組み合わせて、直列共鳴負荷回路ループを閉じ、電流は、前記ループ内を各々の方向に流れる。例えば、トランジスタＱ６４が「オン」である場合、このトランジスタは、トランジスタＱ６５の固有の寄生ダイオードと直列に、電流が、図６Ａの共鳴負荷回路内を時計回りに循環することができるように働く。代わりに、トランジスタＱ６５が「オン」である場合、このトランジスタは、トランジスタＱ６４の固有の寄生ダイオードと直列に、電流が図６Ａの共鳴負荷回路内を反時計回りに循環すうことができるように働く。
【０３０２】
切替回路は、エネルギー伝達コンデンサＣ６１を介して電気エネルギー源Ｖ６１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するように、第８段階序列に繰り返し設定される。
【０３０３】
図６Ｂは、以下の詳細を有する図６Ａに示される第６実施形態の回路の特定形の電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ６１  ３００ボルト
トランジスタＱ６１  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ６Ｈ３５０
トランジスタＱ６４  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ６Ｈ３５０
トランジスタＱ６５  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ６Ｈ３５０
トランジスタＱ６６  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＰＣ５０Ｆ 
トランジスタＱ６７  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＰＣ５０Ｆ
トランジスタＱ６１の切替周波数  ４０ｋＨｚ
トランジスタＱ６４〜Ｑ６７の切替周波数  ２０ｋＨｚ
トランジスタＱ６４〜Ｑ６７の切替周期  ５０μＳ
インダクタＬ６１  ７５μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ６１  ２．０μＦ
共鳴コンデンサＣ６２  ０．６８μＦ 
共鳴負荷回路インダクタンス
（トランジスタＴ６１の１次巻線）  １０４μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  １８．９ｋＨｚ
エネルギー注入（即ち、切替）周波数２０ｋＨｚ
【０３０４】
ＨブリッジトランジスタＱ６４、Ｑ６５、Ｑ６６及びＱ６７の切替周期を５０μＳで各々繰り返す間に、充電制御トランジスタＱ６１は、０〜１μＳで「オフ」、即ち、非導電性であり１〜１５μＳで「オン」、即ち、導電性であり、１５〜２６μＳで「オフ」、即ち、非導電性であり、２６〜４０μＳで「オン」であり、４０〜５０μＳで「オフ」である。ＨブリッジトランジスタＱ６４は、０〜４０．５μＳで「オン」であり、４０．５〜５０μＳで「オフ」である。ＨブリッジトランジスタＱ６５は、０〜１５．５μＳで「オン」、１５．５〜２５μＳで「オフ」、２５〜５０μＳで「オン」である。ＨブリッジトランジスタＱ６６は、０〜４１μＳで「オフ」、４１〜４９．５μＳで「オン」、４９．５〜５０μＳで「オフ」である。ＨブリッジトランジスタＱ６７は、０〜１６μＳで「オフ」、１６〜２４．５μＳで「オン」、２４．５〜５０μＳで「オフ」である。
【０３０５】
図６Ｂは、以下の波形を、図６Ａの回路の特定形の開始から１．０〜１．１２ｍＳで示す。
ＩＤ６１  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ６１内の電流
ＩＤ６２  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ６２内の電流 
ＩＬ６１  ５０Ａ／分割で示される、インダクタＬ６１内の電流
ＶＣ６１  ２００Ｖ／分割に示される、エネルギー伝達コンデンサＣ６１にかかる電圧
Ｉγ  １００Ａ／分割で示される、コンデンサＣ６１からの放電電流
ＩＴ６１Ｐ  １００Ａ／分割で示されるトランジスタＴ６１の１次巻線内の電流
ＰＲ６１  ２．５ｋＷ／分割で示される、負荷抵抗Ｒ６１内の電力
【０３０６】
充電制御トランジスタＱ６１は、５０μＳサイクル毎に二度（例えば、図６Ｂでは、１．０１〜１．０２４ｍＳ及び１／０３５〜１．０４９ｍＳで）「オン」に切り替えられ、トランジスタＱ６１、ダイオードＤ６１及びインダクタＬ６１を流れる電流ＩＤ６１によりエネルギー伝達コンデンサＣ６１を充電する。この充電電流は、ゼロから約２８．５Ａのピーク値へ上昇し、直列に組み合わされたインダクタＬ６１とエネルギー伝達コンデンサＣ６１に左右される形状を有する。トランジスタＱ６１は、オフに切り替えられ、インダクタＬ６１内に設けられた電流は、関連する磁界が崩壊する間、流れ続ける。還流ダイオードＤ６２とインダクタＬ６１を流れるこの電流は、図６Ｂに波形ＩＤ６２として示される。このように、インダクタＬ６１内の電流ＩＬ６１は、２つの電流ＩＤ６１とＩＤ６２との組合せである。伝達コンデンサが電源よりも低い電圧に充電されるこの操作は、バルク誘導源に適合する。各充電期間中に、エネルギー伝達コンデンサＣ６１にかかる電圧ＶＣ６１は、約１１０Ｖから約２４３Ｖへ上昇する。
【０３０７】
Ｈブリッジ入力制御トランジスタの第１対角状の組みのトランジスタＱ６４及びＱ６７は、５０μＳサイクル毎に一度８．５μＳにわたり（例えば、図６Ｂでは、１．０２５〜１．０３３５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ６１から共鳴負荷回路内へ電流及びエネルギーを注入する。図６Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから並列共鳴負荷回路を通じて時計回りに流れる。
【０３０８】
Ｈブリッジ入力制御トランジスタの第２対角状の組みのトランジスタＱ６５及びＱ６６は、５０μＳサイクル毎に一度８．５μＳにわたり（例えば、図６Ｂでは、１．０５０〜１．０５８５ｍＳで）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ６１から共鳴負荷回路内へ電流及びエネルギーを注入する。図６Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから並列共鳴負荷回路を通じて反時計回りに流れる。
【０３０９】
エネルギー伝達コンデンサＣ６１からの放電電流パルスは、ピーク電流が７２Ａであり、図６Ｂでは電流波形Ｉγで示される。この放電電流Ｉγは、図６Ａに示されるように、エネルギー伝達コンデンサＣ６１からＨブリッジ切替トランジスタへ流れる。これらの放電パルスは、共鳴コンデンサＣ６２と、図６Ａで変圧器Ｔ６１及び抵抗Ｒ６１により表される誘導性負荷装置との並列接続により形成される共鳴負荷回路内に、極性が交互に変わるパルスとして注入される前に、Ｈブリッジ切替トランジスタＱ６４、Ｑ６５、Ｑ６６及びＱ６７により交互に反転される。
【０３１０】
エネルギー伝達コンデンサＣ６１からの注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電する。エネルギー伝達コンデンサの電圧は、約２４３Ｖから約１１０Ｖへ降下する。
【０３１１】
共鳴負荷回路内へ電流パルスを周期的に注入する繰り返し周波数は、４つのＨブリッジ注入制御トランジスタＱ６４、Ｑ６５、Ｑ６６及びＱ６７の切替周波数により左右される。図６Ａの実施形態の特定形では、これらの４つのトランジスタの切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数、１．８９ｋＨｚよりも約５．８％上の２０ｋＨｚである。
【０３１２】
共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入により、図６ＢでＩＴ６１Ｐとして示される約１４８Ａのピーク間の振動電流が、変圧器Ｔ６１の１次巻線内に設けられ、約２．４ｋＷの平均電力が、負荷抵抗Ｒ６１内に設けられ、製品を加熱する渦電流を表す。
【０３１３】
図６Ａに示される回路では、負荷回路内に注入される電流パルスは、双方向である。第４実施形態に対する上記のものと同じ理由で、図６Ｂに見られる電力波形ＰＲ６１は、ピーク電力振幅が変化しない。
【０３１４】
共鳴コンデンサは、図６Ａに示される単一のコンデンサＣ６２により与えられ得る、又は、所望の電流定格値及び電圧定格値を得るために並列に又は直列に組み合わされた複数のコンデンサにより与えられ得る。個別のコンデンサの容量値を選択して、共鳴負荷回路の共鳴周波数が変化しないように、コンデンサの全ての組合せの容量値を維持する。マイクロプロセッサ又は他のプログラム可能論理制御装置の制御下で、複数の並列なコンデンサを回路の内外に切り替えることにより、共鳴コンデンサの値を制御し、「調整」の適切な状態に、即ち、共鳴点に又はその付近に共鳴負荷回路を維持することができる。
【０３１５】
図６Ａに示される回路の異形（図示されず）では、図６Ａの０．６８μＦの共鳴コンデンサＣ６２は、各々が１．３６μＦの２つのコンデンサに入れ替えられる。前記２つのコンデンサは、変圧器Ｔ６１の１次巻線に直列に、しかし、それぞれが反対の末端に接続される。
【０３１６】
第７の実施形態
【０３１７】
図７Ａ及び図７Ｂは、本発明の第７実施形態に対する回路及び波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置に接続される共鳴コンデンサＣ７２により形成される共鳴負荷回路の誘導性脚部内に双方向の電流パルスを注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図７Ａで疎結合変圧器Ｔ７１の１次巻線により表される。共鳴コンデンサＣ７２は、共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ａ及びＱ７３Ｂにより変圧器Ｔ７１の１次巻線の両端に接続される。低抵抗の負荷抵抗Ｒ７１は、変圧器２次巻線の両端に接続され、誘導加熱システムの製品を表す。ＤＣ電気エネルギー源Ｖ７１は、切替結合回路により共鳴負荷回路に結合される。
【０３１８】
電源から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達するために、切替結合回路は、以下の構成の序列で繰り返し配置される。
１．第１事前充電構成、
２．第１コンデンサ充電構成、
３．第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、
４．第１絶縁構成、
５．第２事前充電構成、
６．第２コンデンサ充電構成、 
７．第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、及び
８．第２絶縁構成。
【０３１９】
事前充電構成段階の各々の段階の間に、昇圧コンバータ配置内の充電制御トランジスタＱ７８は、「オン」に切り替えられ、即ち、導電性にされ、電源Ｖ７１から直列阻止ダイオードＤ７１、インダクタＬ７１及び阻止ダイオードＤ７７を通じて電流を引く。この電流は、インダクタＬ７１と関連する磁界を作り上げる。阻止ダイオードＤ７８は、逆に偏倚され、エネルギー伝達コンデンサＣ７１がダイオードＤ７７及びＤ７８を通じて放電するのを防止する。
【０３２０】
コンデンサ充電構成段階の始めに、充電制御トランジスタＱ７８は、「オフ」に切り替えられるが、随伴する磁界が崩壊する間、電流は、電源からインダクタＬ７１を通じて流れ続ける。トランジスタＱ７８が非導電性の場合、電流は、代わりに、ここでは順バイアスで、阻止ダイオードＤ７８を流れ、エネルギー伝達コンデンサＣ７１を充電し続ける。
【０３２１】
切替結合回路は、４つのトランジスタＱ７４、Ｑ７５、Ｑ７６及びＱ７７も含む。Ｈブリッジ内のトランジスタの対角状の組みは、交互に導電性にされ、直列共鳴負荷回路内に電流パルスを、極性を交互に変えて注入する。Ｈブリッジトランジスタの一方の対角状の組みの２つのトランジスタＱ７４及びＱ７７は、結合回路が、操作序列の第３段階に、即ち、第１コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。Ｈブリッジトランジスタの他方の対角状の組みの２つのトランジスタＱ７５及びＱ７６は、結合回路が、操作序列の第７段階に、即ち、第２コンデンサ放電及びエネルギー注入構成に設定される場合に導電性にされる。
【０３２２】
各操作序列の第３及び第７段階のコンデンサ放電及びエネルギー注入構成の間に、エネルギー伝達コンデンサＣ７１は、Ｈブリッジトランジスタの各々の対角状の組みにより、図７Ａに変圧器Ｔ７１及び負荷抵抗Ｒ７１により表される誘導性負荷装置の両端で放電するように有効に接続される。エネルギー伝達コンデンサＣ７１からの放電電流は、極性が交互に変わるパルスとして共鳴負荷回路内に注入される。
【０３２３】
第３段階の間に、注入パルスは、コンデンサＣ７１、インダクタＬ７２、ＨブリッジトランジスタＱ７４、ダイオードＤ７４Ａ、トランジスタＴ７１の１次巻線、及びＨブリッジトランジスタＱ７７により形成されるループの周りで時計回りに流れる。この第３段階の間に、共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ｂは、「オフ」に切り替えられ、変圧器Ｔ７１の１次巻線の両端で共鳴コンデンサＣ７２の並列接続を外し、電流が、共鳴コンデンサＣ７２を通じて、図７Ａに見られるように左から右へ流れるのを防止する。
【０３２４】
理解されるべきことは、共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ｂが、「オフ」に切り替えられる間に、トランジスタＱ７３Ａが「オン」に切り替えられる場合、電流が逆方向に流れることができることである。これにより、変圧器Ｔ７１の１次巻線と共鳴コンデンサＣ７２により形成される並列共鳴回路内で時計回りに循環する電流は、図７Ａに見られるように右から左へ、固有の寄生ダイオードＱ７３Ｂ、共鳴コンデンサＣ７２、及び「オン」状態のトランジスタＱ７３Ａを通じて流れることができる。
【０３２５】
第７段階の間に、注入パルスは、コンデンサＣ７１、インダクタＬ７２、ＨブリッジトランジスタＱ７５、ダイオードＤ７４Ｂ、変圧器Ｔ７１の１次巻線、及びＨブリッジトランジスタＱ７６により形成されるループの周りで反時計回りに流れる。この第７段階の間に、共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ａは、「オフ」に切り替えられ、変圧器Ｔ７１の１次巻線の両端で共鳴コンデンサＣ７２の並列接続を外し、電流が、共鳴コンデンサＣ７２を通じて、図７Ａに見られるように右から左へ流れるのを防止する。理解されるべきことは、共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ａが、「オフ」に切り替えられる間に、トランジスタＱ７３Ｂが「オン」に切り替えられる場合、電流が逆方向に流れることができることである。これにより、変圧器Ｔ７１の１次巻線と共鳴コンデンサＣ７２により形成される並列共鳴回路内で時計回りに循環する電流は、図７Ａに見られるように左から右へ、固有の寄生ダイオードＱ７３Ａ、共鳴コンデンサＣ７２、及び「オン」状態のトランジスタＱ７３Ｂ通じて流れることができる。
【０３２６】
共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ａ及びＱ７３Ｂは、「オフ」に切り替えられ、共鳴コンデンサＣ７２の接続を外し、他方では、ＨブリッジトランジスタＱ７５及びＱ７６並びにＱ７４及びＱ７７の各々の組みは、「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ７１から共鳴負荷回路の誘導性脚部、即ち、変圧器Ｔ７１の１次巻線内へ電流を注入する。
【０３２７】
阻止ダイオードＤ７４Ａ及びＤ７４Ｂは、電流が、各々のＨブリッジトランジスタＱ７４及びＱ７５を通じて、特に、これらのトランジスタが「オフ」に切り替えられる際に、これらのトランジスタに固有の寄生ダイオードを通じて流れるのを防止する。
【０３２８】
操作序列の第４及び第８段階の絶縁構成では、トランジスタＱ７８は、「オン」に切り替えられ（即ち、実施的に導電性にされ）、電源Ｖ７１から引かれた電流を接地に流し、電気エネルギー源Ｖ７１からエネルギー伝達コンデンサＣ７１の接続を有効に外す。
【０３２９】
操作序列の第４及び第８段階の絶縁構成では、４つのＨブリッジトランジスタＱ７４、Ｑ７５、Ｑ７６及びＱ７７は、「オフ」である（即ち、実質的に非導電性にされる）ことにより、直列共鳴負荷回路からエネルギー伝達コンデンサＣ７１の接続を有効に外す。
【０３３０】
回路は、２つのコンデンサ放電及びエネルギー注入構成段階のどちらでもない場合、トランジスタＱ７３Ａ及びトランジスタＱ７３Ｂは、「オン」に切り替えられる。これらの２つのトランジスタの各々は、これらの２つのダイオードのうちの他方のものの固有のダイオードと組み合わせて、共鳴負荷回路ループの誘導性脚部の両端に共鳴コンデンサＣ７２を接続し、電流は、前記ループ内を各々の方向に流れる。例えば、トランジスタＱ７３Ａが「オン」である場合、このトランジスタは、トランジスタＱ７３Ｂの固有の寄生ダイオードと直列に働き、電流は、図７Ａの共鳴負荷回路内を時計回りに循環することができる。代わりに、トランジスタＱ７３Ｂが「オン」である場合、このトランジスタは、トランジスタＱ７３Ａの固有の寄生ダイオードと直列に働き、電流は、図７Ａの共鳴負荷回路内を反時計回りに循環することができる。
【０３３１】
エネルギー伝達コンデンサＣ７１を介して電気エネルギー源Ｖ７１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達するために、切替回路は、第８段階序列に繰り返し設置される。
【０３３２】
図７Ｂは、以下の詳細を有する図７Ａに示される第８実施形態の回路の特定形の電流、電圧及び電力波形を示す。
電源Ｖ７１  ３００ボルト
トランジスタＱ７３Ａ  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ７３Ｂ  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ７４  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ７５  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＨＥ５０又はＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ７６  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＢＨ５０Ｆ
トランジスタＱ７７  ＩＧＢＴ  ＩＲＧＢＨ５０Ｆ 
トランジスタＱ７８  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４ＪＥ５０
トランジスタＱ７８の切替周波数  ４０ｋＨｚ
トランジスタＱ７３Ａ〜Ｑ７７の切替周波数  ２０ｋＨｚ
トランジスタＱ７３Ａ〜Ｑ７７の切替周期  ５０μＳ
インダクタＬ７１  ７５μＨ
インダクタＬ７２  １０μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ７１  ０．６８μＦ
共鳴コンデンサＣ７２  ０．６８μＦ
共鳴負荷回路のインダクタンス
（変圧器Ｔ７１の１次巻線）８２μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  ２１．３ｋＨｚ
エネルギー注入周波数  ２０ｋＨｚ
【０３３３】
トランジスタＱ７３Ａ、Ｑ７３Ｂ、Ｑ７４、Ｑ７５、Ｑ７６及びＱ７７の切替周期を５０μＳで各々の繰り返しの間に、充電制御トランジスタＱ７８は、０〜４．７２μＳで「オン」、即ち、導電性であり、４．７２〜２５μＳで「オフ」、即ち、非導電性であり、２５〜２９．７２μＳで「オン」、即ち、導電性であり、２９．７２〜５０μＳで「オフ」である。Ｈブリッジ注入制御トランジスタＱ７４及びＱ７７は、０〜１５μＳで「オフ」であり、１５〜１８μＳで「オン」であり、１８〜５０μＳで「オフ」である。Ｈブリッジ注入制御トランジスタＱ７５及びＱ７６は、０〜４０μＳで「オフ」であり、４０〜４３μＳで「オン」であり、４３〜５０μＳで「オフ」である。共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ａは、０〜３９．５μＳで「オン」であり、３９．５〜４３．５μＳで「オフ」であり、４３．５〜５０μＳで「オン」である。共鳴コンデンサ切替トランジスタＱ７３Ｂは、０〜１４．５μＳで「オン」であり、１４．５〜１８．５μＳで「オフ」であり、１８．５〜５０μＳで「オン」である。
【０３３４】
図７Ｂは、以下の波形を、図７Ａの回路の特定形の開始から１．５０〜１．５８ｍＳで示す。
ＩＤ７１  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ７１内の電流 
ＩＤ７７  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ７７内の電流 
ＩＤ７８  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ７８内の電流
ＶＣ７１  ２５０Ｖ／分割で示される、エネルギー伝達コンデンサＣ７１にかかる電圧
ＩＬ７２  １００Ａ／分割で示される、インダクタＬ７２内の電流
ＩＴ７１Ｐ  ５０Ａ／分割で示される、トランジスタＴ７１の１次巻線内の電流
ＰＲ７１  １ｋＷ／分割で示される、負荷抵抗Ｒ７１内の電力
【０３３５】
充電制御トランジスタＱ７８は、５０μＳサイクル毎に二度４．７２μＳにわたり（例えば、図７Ｂでは、約１．５１〜１．５１５ｍＳ及び１．５３５〜１．５４ｍＳで）「オン」に切り替えられ、電源Ｖ７１から電流を引き、インダクタＬ７１に関連する磁界内にエネルギーを蓄積する。図７Ａの回路では、トランジスタＱ７８を流れる電流は、ダイオードＤ７７も流れ、図７Ｂで波形ＩＤ７８として示される。この電流は、約１９Ａのピーク値に上昇し、トランジスタＱ７８がオフに切り替えられる際に急峻に終える。その時点では、ダイオードＤ７１及びインダクタＬ７１を通じて電源から流れる電流は、ダイオードＤ７８を流れるように、エネルギー伝達コンデンサＣ７１へ送られる。ダイオードＤ７８を通るこの電流は、図７Ｂに波形ＩＤ７８として示される。電源からダイオードＤ７１及びインダクタＬ７１を通じて流れる電流は、図７Ｂに波形ＩＤ７１として示され、電流ＩＤ７７及びＩＤ７８の和である。
【０３３６】
エネルギー伝達コンデンサＣ７１は、そのように、５０μＳサイクル毎に二度充電され、エネルギー伝達コンデンサＣ７１にかかる電圧ＶＣ７１は、その度に、約３５０Ｖから約５０７Ｖへ上昇する。
【０３３７】
Ｈブリッジ注入制御トランジスタの第１対角状の組みのトランジスタＱ７４及びＱ７７は、５０μＳサイクル毎に一度３μＳにわたり（例えば、図７Ｂでは、１．５２５〜１．５２８ｍＳ）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ７１から共鳴負荷回路内へ電流及びエネルギーを注入する。図７Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから並列共鳴負荷回路を通じて時計回りに流れる。
【０３３８】
Ｈブリッジ注入制御トランジスタの第２対角状の組みのトランジスタＱ７５及びＱ７６は、５０μＳサイクル毎に一度３μＳにわたり（例えば、図７Ｂでは、１．５５０〜１．５５３ｍＳ）「オン」に切り替えられ、エネルギー伝達コンデンサＣ７１から共鳴負荷回路内へ電流及びエネルギーを注入する。図７Ａの回路では、この電流は、Ｈブリッジから並列共鳴負荷回路を通じて反時計回りに流れる。
【０３３９】
エネルギー伝達コンデンサＣ７１からの放電電流パルスは、ピーク電流が５２Ａである。これらのパルスは、インダクタＬ７２を通じて配送され、図７Ｂに波形ＩＬ７２で示される。これらのパルスは、極性が交互に変わるパルスとして共鳴負荷回路の誘導性脚部内に注入される前に、Ｈブリッジ切替トランジスタＱ７４、Ｑ７５、Ｑ７６及びＱ７７により交互に反転される。
【０３４０】
エネルギー伝達コンデンサＣ７１からの注入電流の流れは、エネルギー伝達コンデンサを放電し、エネルギー伝達コンデンサにかかる電圧は、約５０７Ｖから約３５０Ｖへ降下する。
【０３４１】
共鳴負荷回路内に電流パルスを周期的に注入する繰り返し周波数は、４つのＨブリッジ注入制御トランジスタＱ７４、Ｑ７５、Ｑ７６及びＱ７７の切替周波数に左右される。図７Ａの実施形態の特定形では、これらの４つのトランジスタの切替周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数、２１．３ｋＨｚよりも約６．５％下の２０ｋＨｚである。
【０３４２】
共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入により、図７ＢでＩＴ７１Ｐとして示される約１０８Ａのピーク間の振動電流が、変圧器Ｔ７１の１次巻線に設けられ、負荷抵抗Ｒ７１内の約９００Ｗの平均電力は、製品内を加熱する渦電流を表す。
【０３４３】
図７Ａに示される回路では、負荷回路内に注入される電流パルスは、双方向である。第４実施形態についての上記のものと同じ理由で、図７Ｂに見られる電力波形ＰＲ７１は、ピーク電力振幅が変化しない。
【０３４４】
第８の実施形態
【０３４５】
図８Ａ、８Ｂ及び８Ｃは、本発明の第８実施形態に対する回路及び波形を示す。この回路は、誘導性負荷装置と直列に接続される共鳴コンデンサＣ８２により形成される直列共鳴負荷回路内へ一方向の電流パルスを注入する。誘導性負荷装置は、誘導加熱システムのワークコイルであり、図８Ａで、疎結合変圧器Ｔ８１の１次巻線により表される。共鳴コンデンサＣ８２は、変圧器の１次巻線と直列に連続的に接続される。低抵抗の負荷抵抗Ｒ８１は、変圧器第２巻線の両端に接続され、誘導加熱システムの製品を表す。ＤＣ電気エネルギー源Ｖ８１は、２つの切替結合回路により共鳴負荷回路に結合される。
【０３４６】
負荷回路制御トランジスタＱ８３は、直列共鳴負荷回路の開閉を制御する。振動負荷回路電流は、負荷回路制御トランジスタＱ８３を通じて、そのトランジスタが「オン」にされる場合、一方向に（図８Ａでは、反時計回りに）循環することができ、トランジスタＱ８３の両端に並列に接続されるダイオードＤ８４を通じて、トランジスタＱ８３が「オフ」にされる場合でも、反対方向に（図８Ａでは、時計回りに）循環することができる。
【０３４７】
並列ダイオードＤ８４は、負荷回路内を循環する時計回りの電流のための経路を与える。トランジスタＱ８３が固有のダイオードを有する場合、例えば、トランジスタＱ９３がＭＯＳＦＥＴである場合、個別の並列ダイオードＤ８４は、任意選択であるが、追加の電流搬送容量を与えるように含み得る。
【０３４８】
図８Ａに示されるように、切替結合回路は、２つの切替結合回路を含む。各結合回路は、直列阻止ダイオードＤ８１Ａ、Ｄ８１Ｂ、充電制御トランジスタＱ８１Ａ、Ｑ８１Ｂ、乾留ダイオードＤ８２Ａ、Ｄ８２Ｂ、直列インダクタＬ８１Ａ、Ｌ８１Ｂ、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂ、エネルギー注入制御トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂ、及び直列阻止ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂを含む。
【０３４９】
２つの結合回路は、共通の直列注入制御インダクタＬ８２を介して、負荷回路内に電流パルスを注入する。
【０３５０】
電源Ｖ８１から共鳴負荷回路へエネルギーを伝達するために、各切替結合回路は、以下の構成の序列に繰り返し設置される。
１．コンデンサ充電構成、
２．第１選択的絶縁構成 
３．コンデンサ放電及びエネルギー注入構成、及び
４．題意選択的絶縁構成。
【０３５１】
各それぞれの切替結合回路のコンデンサ充電構成では、充電制御トランジスタＱ８１Ａ、Ｑ８１Ｂ、直列阻止ダイオードＤ８１Ａ、Ｄ８１Ｂ、還流ダイオードＤ８２、Ｄ８２Ｂ、及び直列インダクタＬ８１Ａ、Ｌ８１Ｂは、上述のように、図１Ａの回路内の対応する部品と同様に働き、共通の電気エネルギー源Ｖ８１から、各々エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂを充電する。
【０３５２】
各それぞれの切替結合回路のコンデンサ放電及びエネルギー注入構成では、充電制御トランジスタＱ８１Ａ、Ｑ８１Ｂは、「オフ」であり、電気エネルギー源Ｖ８１からエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂの接続を外す。エネルギー注入制御トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂは、「オン」であり、阻止ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂ及び共通の直列注入制御インダクタＬ８２を通じて、直列接続共鳴負荷回路の両端にエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂを接続する。
【０３５３】
図８Ａの回路の一実施形態は、以下に、図８Ｂの波形を参照して記載される。この実施形態では、２つの充電及び注入回路は、交互に働き、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂのどちらかの再充電が、共鳴負荷回路内の電流パルスの注入に重複することはない。この実施形態では、電源から共鳴負荷回路へエネルギーを有効に伝達するために、以下の操作の序列が繰り返される。最初に、第１注入制御トランジスタＱ８２Ａは、導電性にされ、第１エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａを放電することにより、共鳴負荷回路内に電流パルスを注入する。第２に、第１充電制御トランジスタＱ８１Ａは、導電性にされ、電源Ｖ８１から第１エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａを再充電する。第３に、第２注入制御トランジスタＱ８２は、導電性にされ、第２エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ｂを放電することにより、共鳴負荷回路内に電流パルスを注入する。第４に、第２充電制御トランジスタＱ８１Ｂは、導電性にされ、電源Ｖ８１から第２エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ｂを再充電する。
【０３５４】
図８Ａの回路の別の実施形態は、以下に、図８ＢＣの波形を参照して記載される。この実施形態では、２つの充電及び注入回路は、交互に働き、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂのどちらかの再充電が、共鳴負荷回路内の電流パルスの注入に重複することはない。この実施形態では、電源から共鳴負荷回路へエネルギーを有効に伝達するために、以下の操作の序列が繰り返される。最初に、第１注入制御トランジスタＱ８１Ａは、電源Ｖ８１から充電される。エネルギー伝達コンデンサが充電されている少なくとも一部分の期間中に、第２エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ｂを放電して、共鳴負荷回路内へ電流パルスを注入する。第２に、第２エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ｂは、電源Ｖ８１から充電される。この第２エネルギー伝達コンデンサが充電されている少なくとも一部の期間中に、第１エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａを放電し、共鳴負荷回路内に電流パルスを注入する。２つのエネルギー伝達コンデンサの充電は、互いに重複し得る。
【０３５５】
これらの２つの実施形態の各々では、負荷回路制御トランジスタＱ８３は、電流パルスが共鳴負荷回路内に注入される間、「オフ」に切り替えられる、即ち、非導電性にされる。負荷回路制御トランジスタＱ８３は、「オン」に切り替えられ、即ち、導電性にされ、共鳴負荷回路電流は、一方向に（図８Ａでは、反時計回りに）循環することができる。負荷回路制御トランジスタＱ８３の両端に並列に接続されるダイオードＤ８４により、負荷回路電流は、反対方向に（図８Ａでは、時計回りに）循環することができる。
【０３５６】
各切替結合回路が選択的絶縁構成に設定される場合、各々の充電制御トランジスタＱ８１Ａ、Ｑ８１Ｂ及び各々のエネルギー注入トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂは、「オフ」である（即ち、非導電性にされる）ことにより、共通の電気エネルギー源Ｖ８１から、及び、共鳴コンデンサＣ８２と、図８ＡでトランジスタＴ８１及び負荷抵抗Ｒ８１により表される誘導性負荷装置とにより与えられる共鳴負荷回路から、各々のエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂの接続を有効に外す。
【０３５７】
エネルギー注入制御トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂのどちらも、「オン」に切り替えられない場合に共鳴負荷回路内を循環する電流は、実質的に、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで、負荷回路制御トランジスタＱ８３を通じて一方の方向に、及び、並列ダイオードＤ８４を通じて反対の方向に循環し続ける。
【０３５８】
各結合回路が注入構成に設定される場合、電流パルスは、各々のエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂから注入され、各々の順バイアス阻止ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂ、各々の注入制御トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂ、共通直列注入制御インダクタＬ８２を通じて、共鳴コンデンサＣ８２と（図８Ａで、疎結合第２巻線の両端に接続される負荷抵抗Ｒ８１を有する変圧器Ｔ８１の１次巻線により表される）誘導性負荷装置との直列接続により形成される共鳴負荷回路の上部脚内を流れる。共鳴負荷回路内に注入される注入電流パルスは、各々のエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂからの初期過渡放電電流を限定する直列注入制御インダクタＬ８２により平滑される。注入電流は、各々のエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂから引かれ、コンデンサを放電し、任意選択的に、コンデンサにかかる電圧をゼロに降下させる。
【０３５９】
共鳴負荷回路内への注入電流パルスが延長される場合、又は、エネルギー伝達コンデンサの容量が十分な容量ではない場合、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂ上の電圧は、ゼロよりも下に降下する場合があり、共鳴負荷回路により電流がコンデンサから引かれるために、一時的に負になり得る。この条件は、一時的にのみ、次の再充電サイクルまで起こり、最良の効率を損ねる場合があるが、それ以外は、通常の回路動作を妨げない。
【０３６０】
各注入電流パルスが停止した後に、電流は、自然共鳴周波数で又はその周波数の近くで、初期に時計回りの共鳴負荷回路電流として、並列ダイオードＤ８４を通じて共鳴負荷回路内を循環し続ける。共鳴負荷回路電流が時計回りに流れる間、負荷回路制御トランジスタＱ８３は、「オン」にされる、即ち、導電性にされる。極性が反転されると、共鳴負荷回路電流は、反時計回りの電流として、負荷回路制御トランジスタＱ８３として流れる。このように、電流は、共鳴負荷回路内を、中断することなく振動し続ける。
【０３６１】
電流パルスによるエネルギー注入の繰り返し率は、切替結合回路の切替周波数により制御される。この切替周波数又はこの切替周波数の整数倍は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数に近いように選択され、そのため、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂから共鳴負荷回路内への電流の各々の注入は、並列ダイオードＤ８４を通じて時計回りに流れる共鳴負荷回路電流の半サイクルの間に起こる。
【０３６２】
このように、ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂ及びＤ８４により、共鳴負荷回路内の時計回りの電流がダイオードＤ８４を通り戻るように循環する場合の自然共鳴モードから、電流が、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂの放電から、各々のダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂ及び注入制御インダクタＬ８２を通じて、共鳴負荷回路の上部脚内で左から右へ、流れる場合の注入モードへ滑らかに切り替えられ、共鳴負荷回路内にエネルギーを注入することができる。
【０３６３】
エネルギー注入制御トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂが、固有の寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ又は類似の装置であり、前記トランジスタが「オフ」にされるときにさえ、前記寄生ダイオードがソースからドレインへ反転導電性経路を与える場合、阻止ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂが含まれる。阻止ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂは、共鳴負荷回路から各々のエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂ内へ、固有のＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードを通じて流れ戻る反転電流を防止する。阻止ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂを用いなければ、各々のトランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂが「オフ」であるときにさえ、この反転電流が流れ得る。
【０３６４】
エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂからの放電電流パルスは、常に、共鳴負荷回路内へ、全てが同じ極性を有する一連のパルスとして注入される。図８Ａに示される回路では、電流パルスは、共鳴負荷回路内に注入され、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂ、阻止ダイオードＤ８３Ａ、Ｄ８３Ｂ、トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂ、共通の注入制御インダクタＬ８２、及び直列に接続された共鳴コンデンサＣ８２と変圧器Ｔ８１の第１巻線により形成される各々のループの周りで時計回りに流れる。
【０３６５】
図８Ａの切替回路は、上述の序列に繰り返し設定され、２つのエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂを介して経路を交互に変えることにより、電気エネルギー源Ｖ８１から誘導性負荷装置へエネルギーを伝達する。
【０３６６】
共鳴負荷回路へ伝達され得るエネルギーの量は、図８Ａの回路内で、２つのエネルギー伝達コンデンサを交互に利用することにより増加する。図示されない別の実施形態では、関連する電荷及び注入切替回路を有する２つ以上のエネルギー伝達コンデンサが、それぞれ、共鳴負荷回路内へ連続する電流パルスを注入し、負荷へ配送されるエネルギーの量を更に増加させる。
【０３６７】
エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂの放電、及び、共鳴負荷回路内へのエネルギーの同時注入が、各々の注入制御トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂがオンになった後に必ずしも始まらないことに留意するべきである。例えば、エネルギー制御トランジスタＱ８２Ａが「オン」になり得る、即ち、導電性にされ得る場合、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａから共鳴負荷回路への注入経路は、共鳴負荷回路にかかる電圧が、充電されたエネルギー伝達コンデンサの電圧よりも下に降下する場合、ダイオードＤ８３Ａが導電性になるまで完了しないことになる。これは、充電されたエネルギー伝達コンデンサの電圧に接合する共鳴負荷回路にかかる振動電圧の波形上の点でのエネルギーの注入を有効に同期させる。この自動的な同期、及び、共鳴負荷にかかる低下電圧と次に放電するエネルギー伝達コンデンサの降下電圧の近似的な整合は、「柔軟な」且つエネルギー効率の良いエネルギー注入を与える。
【０３６８】
図８Ｂは、以下の詳細を有する図８Ａに示される第８実施形態の回路の第１特定形の電流及び電圧波形を示す。
電源Ｖ８１  １００Ｖ
トランジスタＱ８１Ａ及び８１Ｂ  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ６Ｊ３５０
トランジスタＱ８２Ａ及び８２Ｂ  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４Ｊ４５０
トランジスタＱ８３  ＩＧＢＴ  ＭＧＹ４０Ｎ６０
トランジスタＱ８１Ａ及びＱ８１Ｂ、Ｑ８２Ａ及びＱ８２Ｂの切替周波数  ４．７６ｋＨｚ
トランジスタＱ８１Ａ及びＱ８１Ｂ、Ｑ８２Ａ及びＱ８２Ｂの切替周期  ２１０μＳ
トランジスタＱ８３の切替周波数  ９．５２ｋＨｚ
トランジスタＱ８３の切替周期  １０５μＳ  
インダクタＬ８１Ａ及びＬ８１Ｂ  １．７ｍＨ
インダクタＬ８２  ３０μＨ  
インダクタＬ８３  １μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ及びＣ８１Ｂ  １．０μＦ
共鳴コンデンサＣ８２  １．３６μＦ
共鳴負荷回路インダクタンス
（変圧器Ｔ２１の１次巻線）  ２０５μＨ
負荷回路の自然共鳴周波数  ９．６５ｋＨｚ
エネルギー注入周波数  ９．５２ｋＨｚ
【０３６９】
交互に変化する注入サイクルの各組みの２１０μＳの切替周期の間、第１注入制御トランジスタＱ８２Ａは、０〜２２μＳで２２μＳにわたり「オン」、即ち、導電性であり、２２〜２１０μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされる。第１充電制御トランジスタＱ８１Ａは、０〜２４μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされ、２４〜９４μＳで７０μＳにわたり「オン」であり、次に、９４〜２１０μＳで「オフ」にされる。第２注入制御トランジスタＱ８２Ｂは、０〜１０５μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされ、１０５〜１２７μＳで２２μＳにわたり「オン」、即ち、導電性にされ、次に、１２７〜２１０μＳで「オフ」にされる。第２充電制御トランジスタＱ８１Ｂは、０〜１２９μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされ、１２９〜１９９μＳで７０μＳにわたり「オン」にされ、次に、１９９〜２１０μＳで「オフ」にされる。負荷電流制御トランジスタＱ８３は、０〜２８μＳで「オフ」にされ、２８〜１０１μＳで７３μＳにわたり「オン」にされ、１０１〜１３３μＳで「オフ」にされ、１３３〜２０６μＳで７３μＳにわたり「オン」にされる。
【０３７０】
図８Ｂは、以下の波形を、図８Ａの回路の形の開始から３．１〜３．５５ｍＳで、直前の２つの段落で記載されるような成分値及び切替時期を利用して示す。 
ＩＤ８１Ａ  １０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８１Ａ内の電流
ＶＣ８１Ａ  ５００Ｖ／分割で示される、第１エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ上の電圧
ＩＤ８３Ａ  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８３Ａ内の電流
ＩＤ８１Ｂ  １０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８１Ｂ内の電流 
ＶＣ８１Ｂ  ５００Ｖ／分割で第２エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ｂ上の電圧
ＩＤ８３Ｂ  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８３Ｂ内の電流 
ＩＬ８２  ５０Ａ／分割で示される、インダクタＬ８２内の電流
ＩＴ８１Ｐ  ５０Ａ／分割で示される、変圧器Ｔ８１の１次巻線内の電流
【０３７１】
この実施形態では、共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入により、約７２Ａのピーク間の振動電流が、共鳴コンデンサＣ８２及び変圧器Ｔ８１の第１巻線内に設けられ、図８ＢにＩＴ８１Ｐとして示される。
【０３７２】
図８Ｃは、以下の詳細を有する図８Ａに示される第８実施形態の回路の第２特定形の電流及び電圧波形を示す。この回路は、図８Ｂの波形に関して記載されるものと同一の形態を有するが、インダクタＬ８１Ａ、Ｌ８１Ｂのインダクタンス値が、１．７ｍＨから３．４ｍＧへ２倍になり、エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂの充電時間の継続が、７０μＳから１４０μＤへ２倍になる点で異なる。この変化により、一方のエネルギー伝達コンデンサの充電は、他方のエネルギー伝達コンデンサの放電と重複し、負荷回路内へ電流パルスを注入し、その結果、負荷回路内の電流が増す。
電源Ｖ８１  １００ボルト
トランジスタ  Ｑ８１Ａ及びＱ８１Ｂ  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ６Ｊ３５０
トランジスタ  Ｑ８２Ａ及びＱ８２Ｂ  ＭＯＳＦＥＴ  ＩＲＦＫ４Ｊ４５０
トランジスタＱ８３  ＩＧＢＴ  ＭＧＹ４０Ｎ６０
トランジスタＱ８１Ａ及びＱ８１Ｂ、Ｑ８２Ａ及びＱ８２Ｂの切替周波数  ４．７６ｋＨｚ
トランジスタＱ８１Ａ及びＱ８１Ｂ、Ｑ８２Ａ及びＱ８２Ｂの切替周期  ２１０μＳ 
トランジスタＱ８３の切替周波数  ９，５２ｋＨｚ
トランジスタＱ８３の切替周期  １０５μＳ
インダクタＬ８１Ａ及びＬ８１Ｂ  ３．４ｍＨ
インダクタＬ８２  ３０μＨ
インダクタＬ８３  １μＨ
エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ及びＣ８１Ｂ  １．０μＦ
共鳴コンデンサＣ８２  １．３６μＦ
共鳴負荷回路のインダクタンス
（変圧器Ｔ２１の第１巻線）２０５μＨ 
負荷回路の自然共鳴周波数  ９．６５ｋＨｚ
エネルギー注入周波数  ９．５２ｋＨｚ
【０３７３】
交互に変化する注入サイクルの各組みの２１０μＳの切替周期の間、第１注入制御トランジスタＱ８２Ａは、０〜２２μＳで２２μＳにわたり「オン」、即ち、導電性であり、２２〜２１０μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされる。第１充電制御トランジスタＱ８１Ａは、０〜２４μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされ、２４〜１６４μＳで１４０μＳにわたり「オン」であり、次に、１６４〜２１０μＳで「オフ」にされる。第２注入制御トランジスタＱ８２Ｂは、０〜１０５μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされ、１０５〜１２７μＳで２２μＳにわたり「オン」、即ち、導電性にされ、次に、１２７〜２１０μＳで「オフ」にされる。第２充電制御トランジスタＱ８１Ｂは、０〜５９μＳで「オン」、即ち、導電性にされ、５９〜１２９μＳで「オフ」、即ち、非導電性にされ、１２９〜２１０μＳで「オン」にされる。負荷電流制御トランジスタＱ８３は、０〜２８μＳで「オフ」にされ、２８〜１０１μＳで７３μＳにわたり「オン」にされ、１０１〜１３３μＳで「オフ」にされ、１３３〜２０６μＳで７３μＳにわたり「オン」にされる。
【０３７４】
図８Ｃは、以下の波形を、図８Ａの回路の形の開始から３．１〜３．５５ｍＳで、直前の２つの段落内で記載されるような成分値及び切替時期を利用して示す。
ＩＤ８１Ａ  １０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８１Ａ内の電流
ＶＣ８１Ａ  ５００Ｖ／分割で示される、第１エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ上の電圧
ＩＤ８３Ａ  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８３Ａ内の電流
ＩＤ８１Ｂ  １０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８１Ｂ内の電流
ＶＣ８１Ｂ  ５００Ｖ／分割に示される、第２エネルギー伝達コンデンサＣ８１Ｂ上の電圧
ＩＤ８３Ｂ  ５０Ａ／分割で示される、ダイオードＤ８３Ｂ内の電流
ＩＬ８２  ５０Ａ／分割で示される、インダクタＬ８２内の電流 
ＩＴ８１Ｐ  ５０Ａ／分割で示される、変圧器Ｔ８１の１次巻線内の電流
【０３７５】
この実施形態では、共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入により、約１００Ａのピーク間の振動電流が、共鳴コンデンサＣ８２及び変圧器Ｔ８１の１次巻線内に設けられ、図８ＣにＩＴ８１Ｐとして示される。
【０３７６】
図８Ａの回路の両方の実施形態について、共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入は、２つのエネルギー伝達コンデンサＣ８１Ａ、Ｃ８１Ｂから導出される、交互に変わる注入の組合せである。共鳴負荷回路内への電流パルスの周期的注入の繰り返し周波数は、充電制御トランジスタＱ８１Ａ、Ｑ８１Ｂ及び注入制御トランジスタＱ８２Ａ、Ｑ８２Ｂの切替周波数（４．７６ｋＨｚ）の２倍であり、負荷回路制御トランジスタＱ８３の切替周波数（９．５２ｋＨｚ）に等しい。図８Ａの実施形態のこの特定形では、９．５２ｋＨｚの注入周波数は、共鳴負荷回路の自然共鳴周波数、９．６５ｋＨｚよりも約１．５％下である。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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