(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
下記（イ）、（ロ）、（ハ）、（ニ）、（ホ）、（ヘ）の各手段を具備することを特徴とするパルス圧縮超音波探知装置。
（イ）  後記（ロ）の送受信切替器の受信端に接続され、受波信号を増幅する増幅器と、増幅された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受波信号の周波数掃引幅を拡大する、下記（ａ）又は（ｂ）に記載の周波数変調掃引幅拡大回路とを具備し、その拡大出力デジタル信号を、後記（ニ）のパルス圧縮相関係数生成回路の相関係数ＲＡＭと、後記（ヘ）のパルス圧縮器へ送出する受信部
（ａ）入力された周波数変調パルス信号を二乗して出力する二乗算器と、
該二乗算器の出力を受けその出力中に含まれる直流成分を遮断する直流分遮断器と、
該直流分遮断器の出力の絶対値の平方根と前記出力の符号を乗算した値を出力する平方根算出器と、
該平方根算出器の出力中の基本周波数以外の高調波成分を除去して出力する高調波遮断ろ波器とから構成される、周波数変調パルス信号の周波数変調掃引幅拡大回路
（ｂ）入力正弦波信号をπ／２ラジアン移相して出力する（π／２）移相器と、
該（π／２）移相器への入力信号と該移相器の出力信号とを受けてこれを乗算して出力する乗算器と、
該乗算器の出力の絶対値の平方根と前記出力の符号を乗算した値を出力する平方根算出器と、
該平方根算出器の出力信号を受け、その出力信号中に含まれる基本周波数以外の高調波成分を除去して出力する高調波遮断ろ波器とから構成される、周波数変調パルス信号の周波数変調掃引幅拡大回路
（ロ）送信端へ入力された送信信号が送受波器端へ伝送される他、一部が、受信器が接続される受信端へ漏出する送受信切替器
（ハ）  前記（ロ）の送受信切替器の送信端へ接続され、周波数変調された送信パルスを送出する送信部
（ニ）  受信部の出力中、送受信切替器において送信端から受信端へ漏出した送信パルス部分の受信部出力信号を、時間軸で細分化し、相関係数ＲＡＭの記憶素子列へ順次記憶させて行き、送信パルス終了後から前記記憶素子列から記憶順とは逆順で読み出したものに窓関数を乗じたものをパルス圧縮相関係数として出力し、又は前記送信パルス部分の受信部漏出出力信号を時間軸で細分化し、これに窓関数を乗じたものを前記相関係数ＲＡＭの記憶素子列へ順次記憶させて行き、送信パルス終了後逆順で読み出したものをパルス圧縮相関係数として出力するパルス圧縮相関係数生成回路
（ホ）  前記（ロ）の送受信切替器の送受波器端に接続された送受波器
（ヘ）  前記（イ）の受信部からの受信デジタル信号と、前記（ニ）のパルス圧縮相関係数生成回路からのパルス圧縮相関係数信号を受け、相関係数信号により受信デジタル信号に対し畳み込み演算によるパルス圧縮を行うパルス圧縮器
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス圧縮超音波探知装置において、パルス圧縮に起因して生じ、受信Ｓ／Ｎや距離分解能に悪影響を与えるレンジサイドローブのレベルを抑圧する技術の分野に属する。
【背景技術】
【０００２】
従来のパルス圧縮処理を行う超音波探知装置やレーダーにおいては、レンジサイドローブを低減させるために、窓関数の係数を生成して受信信号に乗じている（特許文献１、２）。パルス圧縮処理をした信号は、送信パルスの周波数変調掃引幅を大きくすると、メインローブが鋭くなることが知られている。
レンジサイドローブを低減するために、受信信号に窓関数を掛けてパルス圧縮処理をした信号は、送信パルスの周波数変調掃引幅を大きくするとメインローブが鋭くなると同時に、レンジサイドローブレベルが減少することを発明者らはシミュレーションや実験で確認した（図１０、図１１）。従って、送信パルスの周波数変調掃引幅を広帯域化すればレンジサイドローブを抑制したパルス圧縮が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２８８０３８号公報（段落［００１４］、[００２６]）
【特許文献２】特開２００８−１７５５５２号公報（段落[００１２]、［００２６］）
【特許文献３】特願２０１３−１５５５３５号公報（段落[０００９]、[００１２]、［００１４］）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、送信パルスの周波数変調掃引幅を大きくすることには、以下のような問題がある。
第１に、送受波器に用いる圧電セラミック素子の広帯域化が充分ではなく、広帯域化の工夫として音響整合層の改良や複数の共振点を持たせるなどの工夫をしているが、特性が安定化せず且つ高価になるという問題がある。
第２に、送受信の周波数が広帯域化すると、他の水中超音波機器の発する超音波の干渉を受ける機会が多くなるという問題がある。
第３に、送受信の周波数を広帯域化すると、周波数によって水中伝搬中の減衰の程度が異なるため、受波した１パルス内におけるレベルが一様でなくなり、このような信号をパルス圧縮した信号の精度や信頼性に問題がある。
【０００５】
本発明は、パルス圧縮超音波探知装置において、送信パルスの周波数変調掃引幅を拡大すると、上記のような問題点があることに鑑み、送信パルスの周波数変調掃引幅を拡大することなく、受信系に工夫をすることによって、恰も送受信の周波数変調掃引幅を拡大したと同等の効果を得られるようにしたものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、送信装置の送信パルスの周波数変調掃引幅は拡大することなく、送受波器から水中へ送波された送信波が水中標的から反射されてきて送受波器で受波され受信装置へ入力された受信波について、その周波数を逓倍することにより、恰も周波数変調掃引幅が拡大された送信パルスが送信されてその反射波が受波されたかのようにすることにより、送信パルスの周波数変調掃引幅が拡大されたのと同じ効果を生ぜしめ、これによりレンジサイドローブを抑圧しようとするものである。
即ち、受信装置内に、受信信号の周波数を逓倍することによる周波数変調掃引幅拡大回路を設け、これに受信信号を通過させるというものである。
【０００７】
パルス圧縮相関係数の生成は、送受信切替器の送信端から受信端へ漏洩し、受波信号と同様に前記周波数変調掃引幅拡大回路を通過して掃引幅が拡大した漏洩送信パルスを基にして生成されるので、受信部内に周波数変調掃引幅拡大回路を設けたことによる問題はない。
【０００８】
このようにして、送受信共に周波数変調掃引幅が拡大されたと同様になり、パルス圧縮相関係数に窓関数がかかっていることと相俟って、パルス圧縮後のレンジサイドローブのレベルを抑圧することができるという効果がある。
【００１１】
本発明の構成は、下記（イ）、（ロ）、（ハ）、（ニ）、（ホ）、（ヘ）の各手段を具備することを特徴とするパルス圧縮超音波探知装置である。
（イ）  後記（ロ）の送受信切替器の受信端に接続され、受波信号を増幅する増幅器と、増幅された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、受波信号の周波数掃引幅を拡大する、下記（ａ）又は（ｂ）の周波数変調掃引幅拡大回路とを具備し、その拡大出力デジタル信号を、後記（ニ）のパルス圧縮相関係数生成回路の相関係数ＲＡＭと、後記（ヘ）のパルス圧縮器へ送出する受信部
（ａ）入力された周波数変調パルス信号を二乗して出力する二乗算器と、
該二乗算器の出力を受けその出力中に含まれる直流成分を遮断する直流分遮断器と、
該直流分遮断器の出力の絶対値の平方根と前記出力の符号を乗算した値を出力する平方根算出器と、
該平方根算出器の出力中の基本周波数以外の高調波成分を除去して出力する高調波遮断ろ波器とから構成される、周波数変調パルス信号の周波数変調掃引幅拡大回路
（ｂ）入力正弦波信号をπ／２ラジアン移相して出力する（π／２）移相器と、
該（π／２）移相器への入力信号と該移相器の出力信号とを受けてこれを乗算して出力する乗算器と、
該乗算器の出力の絶対値の平方根と前記出力の符号を乗算した値を出力する平方根算出器と、
該平方根算出器の出力信号を受け、その出力信号中に含まれる基本周波数以外の高調波成分を除去して出力する高調波遮断ろ波器とから構成される、周波数変調パルス信号の周波数変調掃引幅拡大回路
（ロ）  送信端へ入力された送信信号が送受波器端へ伝送される他、一部が、受信器が接続される受信端へ漏出する送受信切替器
（ハ）  前記（ロ）の送受信切替器の送信端へ接続され、周波数変調された送信パルスを送出する送信部
（ニ）  受信部の出力中、送受信切替器において送信端から受信端へ漏出した送信パルス部分の受信部出力信号を、時間軸で細分化し、相関係数ＲＡＭの記憶素子列へ順次記憶させて行き、送信パルス終了後から前記記憶素子列から記憶順とは逆順で読み出したものに窓関数を乗じたものをパルス圧縮相関係数として出力し、又は前記送信パルス部分の受信部漏出出力信号を時間軸で細分化し、これに窓関数を乗じたものを前記相関係数ＲＡＭの記憶素子列へ順次記憶させて行き、送信パルス終了後逆順で読み出したものをパルス圧縮相関係数として出力するパルス圧縮相関係数生成回路
（ホ）  前記（ロ）の送受信切替器の送受波器端に接続された送受波器
（ヘ）  前記（イ）の受信部からの受信デジタル信号と、前記（ニ）のパルス圧縮相関係数生成回路からのパルス圧縮相関係数信号を受け、相関係数信号により受信デジタル信号に対し畳み込み演算によるパルス圧縮を行うパルス圧縮器
【発明の効果】
【００１２】
本発明のパルス圧縮超音波探知装置はその受信部に前記構成（イ）の（ａ）又は（ｂ）の周波数変調掃引幅拡大回路を有するものであり、受波した周波数変調パルスの周波数掃引幅を拡大して出力する。
（ａ）の構成は、図１に示すように、二乗算器１、直流分遮断器２、平方根算出器４、高調波遮断ろ波器５がこの順序で縦続に接続されている。
【００１３】
今、二乗算器１にＡｓｉｎωｔなる信号が入力されると、その出力はＡ２（１−ｃｏｓ２ωｔ）／２となる。ここで、入力正弦波の角速度がωであるのに対して、出力余弦波の角速度が２倍の２ωになっており、周波数が２倍になっていることが分かる。この出力を次段の直流分遮断器２を通過させ直流成分を除去するとその出力は（Ａ２ｃｏｓ２ωｔ）／２となり、これを入出力振幅特性の直線性を回復するために次段の平方根算出器４に入力するとその出力は、Ａ√ｃｏｓ２ωｔ／√２となる。この式の出力波形はｃｏｓ２ωｔの正弦波形（図３の（ａ）参照）の平方根であり、その周期は同じく２ωであるが、その波形は、図３の（ｂ）のように正弦波形から変形した、高調波を含むものとなる。そこで、この信号を高調波遮断ろ波器５を通過させ、高調波成分を除去すると（Ａ／√２）ｃｏｓ２ωｔ即ち、周波数が２倍の正弦波が得られることになる。
【００１４】
従って、図６のように、一定のパルス幅内での正弦波でパルスの立ち上り時点の周波数がｆ１、立ち下り（終了）時点の周波数がｆ２というように、パルス幅内で周波数がｆ１からｆ２（＞ｆ１）に掃引されている信号を上記の周波数変調掃引幅拡大回路へ入力し通過させると、パルスの立ち上り時点での周波数は２ｆ１となり、パルスの終了時点での周波数は２ｆ２となる。
【００１５】
従って、その周波数掃引幅は、２ｆ２−２ｆ１＝２（ｆ２−ｆ１）となり、入力信号の周波数掃引幅ｆ２−ｆ１の２倍に拡大されることが分かる。以上のことから、周波数変調掃引幅拡大回路をｎ個縦続に接続して信号を順次通過させるとその出力の周波数変調掃引幅は、最初の入力信号の周波数変調掃引幅の２ｎ倍に拡大されることになる。
【００１６】
従って、この周波数変調掃引幅拡大回路を、パルス圧縮超音波探知装置の受信部内に設け、これに受波信号および漏洩送信パルスを通過させると、それらの周波数変調掃引幅が拡大され、恰も、拡大された周波数変調掃引幅の送信波が送信部から送信され、それが水中を伝搬し、反射物で反射され、それが送受波器で受波され、受信部へ入力されたと同様の効果をもたらす。その結果、窓関数が乗算されたパルス圧縮相関係数を用いるパルス圧縮超音波探知装置におけるレンジサイドローブレベルを一層抑圧できるという効果をもたらす。
【００１７】
（ｂ）の構成（図２）は、同じく周波数変調掃引幅拡大回路であり、（ａ）の構成におけるヘッドの二乗算器１に代えて（π／２）移相器７と乗算器８とを用いたものである。
入力信号Ａｓｉｎωｔをπ／２ラジアン移相するとＡｃｏｓωｔとなる。これと入力信号Ａｓｉｎωｔを乗算器８で乗算すると、振幅がＡ２／２で２倍周波数２ωｔの正弦波
（Ａ２／２）ｓｉｎ２ωｔが得られる。
【００１８】
次に、振幅は入力信号と直線的に変化するようにするため平方根算出器４で√（Ａ２／２）√ｓｉｎ２ωｔ＝（Ａ／√２）√ｓｉｎ２ωｔとし、次に√ｓｉｎ２ωｔの波形に含まれる高調波を除去するために高調波遮断ろ波器５を通過させて出力（Ａ／√２）ｓｉｎ２ωｔとし入力信号の２倍周波の正弦波信号を出力させることになる。
【００１９】
本発明の構成は、その（イ）の受信部に、前記（ａ）の構成または（ｂ）の構成の周波数変調掃引幅拡大回路を有し、送受信切替器の送信端から受信端へ漏洩した送信パルスおよび、送受波器端から受信端へ入力された反射受波信号を入力信号として受け、漏洩送信パルスおよび反射受波信号の両方に対しそれらの周波数変調掃引幅の拡大を行っているので、窓関数付きパルス圧縮相関係数によるパルス圧縮超音波探知装置におけるレンジサイドローブに対する抑圧効果が大となり、レンジサイドローブ抑圧のために、従来考えられていた、送信周波数の周波数変調掃引幅を拡大する必要がなくなり、その結果、技術的困難の多い超音波振動子の周波数帯域の拡張も必要なく、従って超音波振動子も高価なものとならず、経済的効果があり、また送受信の周波数帯域が広くなると、他の水中超音波機器との干渉と言う問題が発生するが送受信の周波数帯域幅を広げなくてもよいということになれば、そのような問題も生じない。
【００２０】
また、送受信帯域幅を広帯域化すると、周波数によって水中伝搬中の減衰程度が異なるために、受波した１パルス内におけるレベルが一様でなくなり、このような信号をパルス圧縮した信号の精度や信頼性に問題が生ずるが、送信パルスや受信帯域幅を広帯域化しないで済めばそのような問題は生じないという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本願発明装置の受信部（イ）中の（ａ）の周波数変調掃引幅拡大回路のブロック図であり、入力初段に二乗算器を用いる例である。
【図２】本願発明装置の受信部（イ）中の（ｂ）の周波数変調掃引幅拡大回路のブロック図であり、入力初段にπ／２移相器と乗算器を用いる例である。
【図３】正弦波波形図と、その平方根値の波形を示す図である。
【図４】図３の（ａ）の正弦波波形の周波数スペクトラムと図３の（ｂ）の正弦波平方根波形の周波数スペクトラムの比較図である。
【図５】受信部に周波数変調掃引幅拡大回路を設けた、本願発明の超音波探知装置の構成ブロック図である。
【図６】周波数掃引変調パルスの説明図である。
【図７】パルス圧縮相関係数生成回路の構成例を示す構成図で、相関係数ＲＡＭから読み出した信号に窓関数を乗算している例である。
【図８】パルス圧縮相関係数生成回路の構成例を示す構成図で、相関係数ＲＡＭへ記憶させる受信器出力における漏洩送信パルスデジタル信号に窓関数を乗算している例である。
【図９】本発明実施例でパルス圧縮器として用いるＦＩＲ（FiniteImpulse Respons）の構成図である。
【図１０】受信パルス内周波数掃引幅を１０ＫＨｚから２倍の２０ＫＨｚに拡大したときのレンジサイドローブの抑圧度を比較するシミュレーション図である。
【図１１】受信パルス内周波数掃引幅を１０ＫＨｚから４倍の４０ＫＨｚに拡大したときのレンジサイドローブの抑圧度を比較するシミュレーション図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施の形態としては、本発明の課題解決手段の構成（イ）（受信部）中の（ａ）、（ｂ）の構成は、受信部に入力された周波数変調パルス信号の周波数変調掃引幅拡大回路であり、複数の機能単位から構成されているが、それらがまとまって、周波数変調掃引幅の拡大という機能を果すものであるから、各機能単位を配置的に１つのまとまった構成（例えばユニット）とし、これをパルス圧縮を行う超音波探知装置の受信部内に組み込むと言う形態が考えられるが、特にユニットにまとめないで周波数変調掃引幅拡大回路を構成する各構成部分を、超音波探知装置或いは受信部内における信号授受の関係や、実装空間の状況に応じて分散配置するという形態で実施することも可能である。
【００２３】
また、本発明の周波数変調掃引幅拡大回路は、１ユニットの拡大幅は２倍である。従って、２ユニットを縦続接続すると２×２で拡大幅は４倍となり、同様にしてｎ個を縦続に接続すると２ｎ倍となる。
従って、単位拡大回路をユニット化しておくと、所望の拡大幅に応じた個数のユニットを縦続接続することにより所望の拡大ができることになる。
【００２４】
更に、複数の周波数変調掃引幅拡大ユニットを用意しておき、その縦続個数を、スイッチ切替えにより変えることができるようにしておくことにより、１つの超音波探知装置において受信部内での周波数変調掃引幅を状況に応じて選択することも可能となる。
【実施例】
【００２５】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は、周波数変調掃引幅拡大回路（ａ）の実施例のブロック図である。
超音波探知装置の送受波器で受波され、受信部へ入力される信号をＡｓｉｎωｔの正弦波とする。ここでＡは正弦波形の最大振幅値であり、定数である。ωは、周波数をｆとしたときの角速度２πｆであり、ｔは時間である。
【００２６】
まず、図１について説明する。入力信号Ａｓｉｎωｔが二乗算器１で二乗されるとその出力は、Ａ２（１−ｃｏｓ２ωｔ）／２となる。ここで、周波数が２倍のｃｏｓ２ωｔが現れる。これから、次段の直流分遮断器２によって直流分を遮断するとその出力は
（Ａ２ｃｏｓ２ωｔ）／２となる。これを見ると入力振幅がＡであるのに対して出力振幅はＡ２となり二乗特性となっているため、これを比例特性に戻すためにこの出力を平方根算出器４を通すとＡ√ｃｏｓ２ωｔ／√２となる。この√ｃｏｓ２ωｔの波形の周期は入力信号の２倍の２ωｔである。しかし、正弦波形の平方根であるため、その波形は図３の（ｂ）のような山谷の部分が幅広の波形になる。このような波形は、図３の（ａ）のような基本周波数の正弦波の他にいくつかの高調波を含んでいることによるものである。
【００２７】
図３の（ｂ）の波形の周波数スペクトラムは図４の細線曲線のようになる。これに対して、図３の（ａ）の波形の周波数スペクトラムは、図４の太線曲線のように基本周波数のみでピークを有するものとなる。即ち、図３の（ｂ）の波形のスペクトラムは、図３の（ａ）のスペクトラムと重なる部分の他に、それより高い周波領域でピーク（高調波成分）を複数箇所（図４では２箇所）有している。従ってこのピーク成分（高調波成分）を除去すれば、図３の（ａ）のような正弦波になるということである。
【００２８】
図１の高調波遮断ろ波器５の作用は、このような高調波成分の通過を遮断するためのろ波器である。
かくしてその出力には、入力信号の周波数の２倍の周波数の正弦波（Ａｃｏｓ２ωｔ）／√２のみが出力されることになる。
入力信号がＡｓｉｎωｔであるから、Ａｃｏｓ２ωｔは周波数が２倍の正弦波ということになる。ここでｓｉｎ、ｃｏｓの違いは問題とはならない。また、１／√２については単なる固定係数であるので後続回路におけるレベル調整に委ねて問題ない。
【００２９】
従って、今、周波数変調超音波パルスにおいて、パルス立ち上り時の周波数がｆ１、パルス終了時（立ち下り時）がｆ２（＞ｆ１）即ち、パルス内周波数掃引幅がｆ２−ｆ１である場合、本発明の周波数変調掃引幅拡大回路を１個通過させるとその周波数掃引幅は
２ｆ２−２ｆ１＝２（ｆ２−ｆ１）、即ち２倍となる。更にもう１つ通過させるとその掃引幅は更に２倍で４（ｆ２−ｆ１）となり、これより、本発明回路をｎ個通過させると、その周波数掃引幅は２ｎ倍に拡大されることになる。この掃引幅の拡大が、すでに述べたように、窓関数を使用しているパルス圧縮超音波探知装置におけるレンジサイドローブレベルの抑圧に寄与することになるのである。
【００３０】
図２は、周波数変調掃引幅拡大回路（ｂ）に対応する実施例のブロック図である。
図１の実施例では、入力信号を二乗算器１で二乗しているが、図２の実施例では、入力信号を二手に分け、一方は乗算器８へ直接入力し、他方は、（π／２）移相器７で位相をπ／２ラジアン移相させて乗算器８へ入力し、直接入力させた信号と乗算させている。
このように、π／２ラジアンだけ位相に差のある正弦波の乗算はｓｉｎ波とｃｏｓ波の積となり、両者の振幅をそれぞれＡとすると乗算結果（乗算器８の出力）は、
（Ａ２／２）ｓｉｎ２ωｔとなり、その角速度は入力信号のωに対して２ωとなり周波数が２倍になることになる。
【００３１】
この後、図２では、乗算器８の出力を平方根算出器４を通して
（Ａ／√２）√ｓｉｎ２ωｔとし、入出力の振幅特性を直線特性にし、最後に高調波遮断ろ波器５で高調波を遮断して、（Ａ／√２）ｓｉｎ２ωｔの出力が得られるようにしている。また、１／√２については図１でのべたところと同様である。
【００３２】
図５は、上記周波数変調掃引幅拡大回路（本発明構成中の（イ）の（ａ）又は（ｂ））を、受信部（イ）内に設けた、本願発明のパルス圧縮超音波探知装置の構成ブロック図である。
パルス圧縮を行うために送信部１１が出力する超音波パルス電気信号は、周波数変調を受けている。例えば図６の（ａ）に示すようにパルス立ち上り部分では周波数はｆ１であり、これが時間とともに周波数が高くなって行き、パルス立ち下り（終了）時点でｆ２となると言うように周波数掃引変調を受けている。
【００３３】
その掃引態様は同図（ｂ）のように時間の経過とともに、周波数が直線的に高くなって行くもの、（ｃ）のように周波数が高くはなって行くが、その上昇率が時間の経過とともに低下して行くもの、（ｄ）のように周波数が高くはなって行くがその上昇率が時間とともに上って行くもの、その他周波数が時間の経過とともに下降して行く場合が考えられるが、これらに限定されず各種の態様が存在し得る。
【００３４】
このように、周波数掃引変調を受けた送信パルスは、図５の送受信切替器１０で送受波器９の方へ送られ、送受波器９から超音波となって水中へ放射（送波）され、水中を伝搬して行き、魚体や水底その他の反射体で反射され送受波器９へ戻って来て受波され、電気信号に変換され受信器１３へ入力される。この他に、受信器へは、送信部１１の出力する送信パルスが送受信切替器１０内で、受信器１３が接続されている受信端へ漏洩し、その漏洩送信パルスが受信器１３へ入力している。これを時間的に見れば、受信器１３は、漏洩送信パルスを送信部１１の送信時と殆ど同時に受け、その後に続いて、送受波器９が受波した反射信号を受けることになる。
【００３５】
受信部１９では、必要に応じて増幅された後、周波数変調掃引幅拡大回路１５で周波数掃引幅が拡大された漏洩送信パルスと受波信号が出力され、そのうち漏洩送信パルスはパルス圧縮相関係数生成回路１２へ送られ窓関数のかかったパルス圧縮相関係数計数生成の元信号となり、受波信号はパルス圧縮器１６へ送られ、ここでパルス圧縮相関係数生成回路１２からの相関係数信号によってパルス圧縮されることになるが、周波数変調掃引幅が拡大されたことによって、パルス圧縮した後のレンジサイドローブレベルが、周波数変調掃引幅を拡大しない場合に較べて低くなるという効果が得られる。
【００３６】
パルス圧縮相関係数生成回路（以下単に相関係数発生器と呼ぶ）１２もパルス圧縮器１６もデジタル回路で構成するのが一般的であるので、受信部１９から相関係数発生器１２へ送られる漏洩送信パルス部分およびパルス圧縮器１６へ送られる受波信号はデジタル信号が好都合である。このため図５の構成ブロック図では、受信器１３で増幅等のアナログ処理を受けた後、Ａ／Ｄ変換器１４でデジタル化した信号をデジタル構成の周波数変調掃引幅拡大回路１５で掃引幅を拡大したデジタル信号を相関係数発生器１２とパルス圧縮器１６へ送っている。
【００３７】
これに対して、周波数変調掃引幅拡大回路１５がアナログ構成である場合には、これをＡ／Ｄ変換器１４より上流側に設け、掃引幅が拡大されたアナログ信号をＡ／Ｄ変換器１４でデジタル化しそれを相関係数発生器１２およびパルス圧縮器１６へ送ることになる。
また、掃引幅を更に拡大する場合には、Ａ／Ｄ変換器の下流側或いは上流側において、掃引幅拡大回路を複数（ｎ）個、縦続に接続することにより掃引幅は２ｎ倍に拡大されることになる。
【００３８】
パルス圧縮の相関係数とは、基本的には、送信パルス１個の信号についてその時間軸を逆にした振幅信号である。
従って、図５の受信部１９の出力のうち、送受信切替器１０で漏洩して受信器１３へ入って来た送信パルス部分の出力を利用することにより、相関係数の生成が可能になる。従って、受信部１９の出力のうち、周波数掃引幅の拡大された送信パルス部分を相関係数発生器１２へ取り込む。
【００３９】
まず、図７を参照して説明する。
図５の受信部１９から出力されたデジタル信号は、相関係数ＲＡＭ２３へ入力される。一方、送信情報抽出器２０から記憶素子アドレス指定器２１へ、送信パルスの立ち上り時点であることを示す送信パルス立ち上り信号が送られると、記憶アドレス指定器２１は相関係数ＲＡＭ２３へ順次書込みアドレス指定信号を送る。これは、受信部１９から入力された送信パルス出力を時間軸方向に、例えば１０００に区分したその１区分毎の振幅情報を相関係数ＲＡＭ２３の記憶素子列の記憶素子１個々々に順次記憶させていくための記憶素子のアドレスを指定するためである。
【００４０】
そして、送信情報抽出器２０から送信パルス終了信号が記憶素子アドレス指定器２１に到来すると順次書き込みアドレス指定信号は停止し、今度は逆順読み出しアドレス指定信号を出力し、記憶素子列中の最後に記憶させた記憶素子から、記憶のときとは逆順序で相関係数ＲＡＭ２３から読み出す。こうして読み出した信号が相関係数信号である。
この相関係数信号は乗算器２４で窓関数ＲＡＭ２２からの窓関数を乗算されて、窓関数付相関係数信号として出力され、図５のパルス圧縮器１６へ出力される。
【００４１】
図８の相関係数発生器は、受信器出力デジタル信号に対し、相関係数ＲＡＭ２３へ記憶させる前に、窓関数ＲＡＭ２２からの窓関数信号を乗算器２４で乗算するもので、相関係数ＲＡＭ２３から読み出される相関係数信号は図７の構成のものと同じである。
パルス圧縮は、受信部１９で周波数変調掃引幅が拡大された受波信号と、周波数変調掃引幅が拡大された漏洩送信パルスからパルス圧縮相関係数生成回路１２で生成された窓関数付相関係数信号とをパルス圧縮器１６へ送ることにより行われる。
このパルス圧縮器としてはＦＩＲ（Finite Impulse Response）が用いられ、これにより受信デジタル信号と相関係数との畳み込み演算が行われる。
【００４２】
図９は、ＦＩＲの構成を示す図である。
Ｚ−１はシフトレジスタ、円内にクロスは乗算器、円内にプラスは加算器を表わしている。ｘ（ｎ）は入力デジタル信号であり、ａ（０）、ａ（１）、…、ａ（Ｎ−１）はパルス圧縮相関係数生成回路１２から読み出された相関係数である。図９のＦＩＲにより、畳み込み演算が行われることにより受信信号に対するパルス圧縮が行われることになる。
【００４３】
図１０、図１１はパルス内周波数掃引幅を拡大したときのレンジサイドローブレベルの抑圧程度を比較するシミュレーション図であり、窓関数はハミング窓を使用した。図１０は、パルス内周波数掃引幅を１０ＫＨｚから２０ＫＨｚ（２倍）に拡大した場合であり、レンジサイドローブレベルがｄ１（約６ｄＢ、振幅値で約２分の１に）だけ抑圧されていることが分かる。同時にパルス圧縮された信号のメインローブ幅はｔ２からｔ３のようにパルス幅も約２分の１になっている。
【００４４】
図１１は、パルス内周波数掃引幅を１０ＫＨｚから４０ＫＨｚ（４倍）に拡大した場合であり、レンジサイドローブレベルがｄ２（約１２ｄＢ、振幅値で約４分の１に）だけ抑圧されていることが分かる。同時にパルス圧縮された信号のメインローブ幅はｔ２からｔ４のようにパルス幅も約４分の１になっている。
このように、パルス幅内の周波数掃引幅を拡大するとレンジサイドローブレベルが抑圧され、またパルス幅も圧縮されることが分かる。
【符号の説明】
【００４５】
１  二乗算器
２  直流分遮断器
４  平方根算出器
５  高調波遮断ろ波器
７  （π／２）移相器
８  乗算器
９  送受波器
１０  送受信切替器
１１  送信部
１２  パルス圧縮相関係数生成回路（相関係数発生器）
１３  受信器
１４  Ａ／Ｄ変換器
１５  周波数変調掃引幅拡大回路
１６  パルス圧縮器
１７  整流器
１８  表示器
１９  受信部
２０  送信情報抽出器
２１  記憶素子アドレス指定器
２２  窓関数ＲＡＭ
２３  相関係数ＲＡＭ
２４  乗算器
【要約】
【課題】パルス圧縮超音波探知装置の受信器内に受波信号の周波数掃引幅拡大回路を設けることにより、送信パルスの周波数変調掃引幅を拡大しなくとも、恰も拡大したと同様のサイドローブレベルの抑圧を実現する。
【解決手段】入力信号である正弦波受波信号を二乗算器１で二乗することにより、直流分を含んだ２倍周波数の正弦波信号を得、その直流分を直流分遮断器２で除去した後、振幅特性が入力振幅の二乗特性になっているのを直線特性に戻すため平方根算出器４を通し、正弦波信号が平方根算出器４で処理された結果生ずる不要の高調波成分を高調波遮断ろ波器５でろ波して出力する。こうして周波数が２倍となることから入力でのｆ１→ｆ２の周波数掃引幅は出力では２ｆ１→２ｆ２＝２（ｆ１→ｆ２）となり２倍の幅となる。本発明をｎ段重ねると２ｎ倍となる。
【選択図】図１【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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