(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
波動を空間に放射するとともに、空間に存在する物体で反射された波動を受信し、放射から受信までの波動の所要時間から物体の距離を計測するレーダ装置であって、
受信した波動に周波数変換を施し、中間周波受信信号を生成する受信手段、
受信手段からの中間周波受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換手段、
ディジタル信号に変換された中間周波受信信号の最大値を検出する中間周波信号最大値検出手段、
中間周波信号最大値検出手段で検出された受信信号の最大値の時刻を含む時間区間で中間周波信号を抽出する中間周波信号抽出手段、
中間周波信号抽出手段で抽出された信号から、予め設定された時間間隔Δｔだけ離れた２つの時刻ｔ１、ｔ２における中間周波受信信号値を抽出する２信号抽出手段、
前記レーダ装置と前記物体の間の相対速度が既知であるとして前記中間周波受信信号の中心周波数ｆＩＦを求め、前記中心周波数ｆＩＦと前記２信号抽出手段で抽出された前記２つの時刻ｔ１、ｔ２における前記中間周波受信信号値ｓ（ｔ１）、ｓ（ｔ２）とから、前記時刻ｔ１における前記中間周波受信信号の瞬時電力Ａ２（ｔ１）を下式（１）
【数１】
0005553970.tif 000009
に従って求めるとともに、前記時刻ｔ１を変化させながら前記中間周波受信信号の前記瞬時電力Ａ２（ｔ１）を上式（１）に従って求めることにより、前記中間周波受信信号の包絡線の電力時系列波形Ａ２（ｔ）を算出する包絡線算出手段、
前記中間周波受信信号の前記包絡線の電力時系列波形Ａ２（ｔ）を低域通過フィルタ処理し、前記電力時系列波形Ａ２（ｔ）が最大となる時刻ｔｅｎｖ＿ｍａｘを検出し、前記時刻ｔｅｎｖ＿ｍａｘと前記波動の空間放射時刻ｔ０とから前記物体までの距離Ｒを、光速をｃとして、下式（２）
【数２】
0005553970.tif 000010
に従って算出する最大値検出手段
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
中間周波信号最大値検出手段は、中間周波受信信号の絶対値の最大値を検出する構成にされたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
中間周波受信信号の最小値を検出する中間周波信号最小値検出手段を備え、中間周波信号抽出手段は、中間周波信号最大値検出手段で検出された最大値と中間周波信号最小値検出手段で検出された最小値の間の時間区間の中間周波受信信号を抽出する構成にされたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項４】
中間周波信号抽出手段は、中間周波数における一波長の時間区間長の信号を抽出する構成にされたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項５】
２信号抽出手段は、抽出する２信号の時間差が中間周波信号の周期の１／４の奇数倍であり、包絡線算出手段は、２信号抽出手段で抽出された信号の２乗和または２乗和の平方根を算出する構成にされたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項６】
包絡線算出手段は、中間周波信号のドップラー周波数偏移を考慮し、２信号抽出手段で抽出された受信信号値から包絡線振幅を算出する構成にされたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項７】
中間周波信号のドップラー周波数を算出する周波数解析手段を備え、包絡線算出手段は、周波数解析手段で得られたドップラー周波数を用い、２信号抽出手段で抽出された受信信号値から包絡線振幅算出を行う構成にされたことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
【請求項８】
周波数解析手段は、解析対象となる中間周波受信信号を、中間周波信号最大値検出手段で検出された最大値の近傍から抽出する構成にされたことを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
【請求項９】
周波数解析手段は、中間周波受信信号を抽出する区間長を概ね送信パルス幅とすることを特徴とする請求項８記載のレーダ装置。
【請求項１０】
自レーダ装置が移動中のとき、自レーダ装置の移動速度を外部から入力し、入力した移動速度から中間周波信号のドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段を備え、包絡線算出手段はドップラー周波数算出手段で得られたドップラー周波数を用いて、２信号抽出手段で抽出された受信信号値から包絡線算出を行う構成にされたことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
【請求項１１】
包絡線算出手段は、ドップラー周波数偏移がないことを想定して、２信号抽出手段で抽出された受信信号値から包絡線算出を行う構成にされたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項１２】
受信手段は、周波数解析手段により算出されたドップラー周波数に基づき、２信号抽出手段において抽出する２信号の時間差が中間周波信号の周期の１／４の奇数倍となるように、出力する中間周波数を制御する機能を有することを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
【請求項１３】
ＡＤ変換手段は、周波数解析手段により算出されたドップラー周波数に基づき、２信号抽出手段において抽出する２信号の時間差が中間周波信号の周期の１／４の奇数倍となる信号をサンプルできるように、サンプル速度を制御する機能を有することを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、波動を空間に放射するとともに、空間に存在する物体で反射された波動を受信し、放射から受信までの波動の所要時間から物体の距離を計測するレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から遠隔点の風計測を行う計測器として、コヒーレントライダが知られている。コヒーレントライダについては、例えば非特許文献１に開発例が紹介されている。コヒーレントライダでは、送信パルス幅毎に受信IF (Intermediate Frequency)信号を切り出し，フーリエ変換などの周波数解析によりドップラー周波数を求める。非特許文献１の例のように、送信波長1.5μm 程度のレーザ光を用い、-37m/s〜37m/sの視線方向風速を計測する場合、そのドップラー周波数は -50 〜 50 MHz となる。したがって、100MHz の帯域幅のドップラー周波数を計測する必要があるため、標本化定理により 200 MSample/s以上のAD変換により受信信号を収集して、周波数解析を行う。
距離計測は、送信光にパルス変調を施し、送受信の時間差を計測することにより行う。したがって、距離分解能はパルス幅によって定まる。例えば送信パルス幅を 200 ns とすれば、距離分解能は30 mとなる。
【０００３】
一方、速度分解能はドップラー周波数の分解能によって定まる。ドップラー周波数の分解能は、受信信号の観測時間の逆数となるため、観測時間の長い方が高いドップラー周波数分解能が得られる。しかし、受信信号の観測時間は最大で送信パルス幅となる。よって、送信パルス幅が200 nsの場合、ドップラー周波数分解能は 5 MHz となり、送信波長1.5 μmの場合には風速分解能 3.75 m/s となる。以上から、距離分解能と風速分解能はともに送信パルス幅によって定まる。送信パルス幅が短い方が距離分解能は高いが、逆に風速分解能は低くなる関係にある。
【０００４】
周波数帯域幅100 MHz程度で信号長が200ns 程度ということで、１つの受信パルス内では数十回周期の位相回転が生じうる。この位相回転速度がドップラー周波数に対応する。１パルス内で位相回転が生じているため、受信パルス内では信号値が正弦波状に振動するものとなっている。
【０００５】
受信パルスの遅延時間は、受信パルス幅（≒送信パルス幅）程度には容易に計測することができる。それ以上の測距精度を得るためには、受信パルスのピーク位置を受信パルス幅内から抽出する必要がある。従来の測距のみを行うライダでは、自乗検波などによる電力信号が得られるのみであるため、受信信号の時系列値の最大値または極大値を抽出すれば良いだけであった。しかし、前述のように、コヒーレントライダではヘテロダイン検波方式などを用いることにより、位相情報も保存された受信信号が得るようにしている。そのため、受信パルス内では信号値が振動的に変化しており、信号値の単純な最大値を検出するだけでは、精度の高い測距結果が得られない。
【０００６】
しかし，構造物等の反射波をライダ観測する場合は、単一距離で送信パルスが反射されると近似的に見なせるため、送信パルスとほぼ同形の包絡線を持つ受信パルスが得られる。よって包絡線波形を算出すれば，そのピーク位置を検出することにより、パルス幅よりも細かい精度で距離計測値を得ることができる。このような技術は例えば非特許文献２に紹介されている。
【０００７】
【特許文献１】特開平04−172285号公報  第5頁〜第7頁、第１図
【非特許文献１】浅香公雄他、風速計測用光波レーダの開発、信学技報SANE2000-39, 2007年
【非特許文献２】Toshio WAKAYAMA, Toru SATO, Iwane KIMURA,'High-Resolution Radar Image Reconstruction Using an Arbitrary Array,'' IEICE Transactions on Communications, Vol.E76-B No.10 pp.1305-1312, 1993.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
包絡線を算出する方法としては、例えばフーリエ変換を用いる方法が知られている。これは、実数列である受信信号をフーリエ変換した後に、周波数０を中心に振幅分布が周波数の正負で対象に現れるスペクトルのうちの、正または負のいずれかのみを取り出して、逆フーリエ変換して得られる解析信号の絶対値を取ることにより算出される。この手法では測距処理対象となる受信信号長でのフーリエ変換を２回行う必要がある。一般にコヒーレントライダは、前述のようにドップラー周波数の帯域幅が広いため、200MHz程度の高速なＡＤ変換器でデータ収集される。よって、フーリエ変換に用いるデータ長は一般に長い。データ長がNの場合、フーリエ変換はN log N のオーダの演算量を要する。風速計測を行う場合は、周波数領域への変換を行うだけでよいが、包絡線算出にフーリエ変換を行う場合には、逆フーリエ変換も行う必要が生じる。その分だけ余分に演算量が必要となるため、必要となる信号処理ハードウェア規模が大きいものとなる。
この発明は、少ない演算量で精度の高い測距処理を行うことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係るレーダ装置は、
波動を空間に放射するとともに、空間に存在する物体で反射された波動を受信し、放射から受信までの波動の所要時間から物体の距離を計測するレーダ装置であって、
受信した波動に周波数変換を施し、中間周波受信信号を生成する受信手段、
受信手段からの中間周波受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換手段、
ディジタル信号に変換された中間周波受信信号の最大値を検出する中間周波信号最大値検出手段、
中間周波信号最大値検出手段で検出された受信信号の最大値の時刻を含む時間区間で中間周波信号を抽出する中間周波信号抽出手段、
中間周波信号抽出手段で抽出された信号から、予め設定された時間間隔Δｔだけ離れた２つの時刻ｔ１、ｔ２における中間周波受信信号値を抽出する２信号抽出手段、
前記レーダ装置と前記物体の間の相対速度が既知であるとして前記中間周波受信信号の中心周波数ｆＩＦを求め、前記中心周波数ｆＩＦと前記２信号抽出手段で抽出された前記２つの時刻ｔ１、ｔ２における前記中間周波受信信号値ｓ（ｔ１）、ｓ（ｔ２）とから、前記時刻ｔ１における前記中間周波受信信号の瞬時電力Ａ２（ｔ１）を後述の（５）式に従って求めるとともに、前記時刻ｔ１を変化させながら前記中間周波受信信号の前記瞬時電力Ａ２（ｔ１）を上式（１）に従って求めることにより、前記中間周波受信信号の包絡線の電力時系列波形Ａ２（ｔ）を算出する包絡線算出手段、
前記中間周波受信信号の前記包絡線の電力時系列波形Ａ２（ｔ）を低域通過フィルタ処理し、前記電力時系列波形Ａ２（ｔ）が最大となる時刻ｔｅｎｖ＿ｍａｘを検出し、前記時刻ｔｅｎｖ＿ｍａｘと前記波動の空間放射時刻とから前記物体までの距離Ｒを、光速をｃとして、後述の（６）式に従って算出する最大値検出手段を備える。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係るレーダ装置によれば、受信手段が空間に存在する物体から反射された波動を受信し、周波数変換を施して中間周波受信信号を生成し、中間周波信号最大値検出手段で中間周波受信信号の最大値を検出し、中間周波信号抽出手段でこの中間周波受信信号最大値の時刻を含む所定の時間区間で中間周波信号を抽出し、２信号抽出手段が、この抽出された中間周波信号から予め設定された時間間隔だけ離れた２つの中間周波受信信号値を抽出し、包絡線算出手段が、２信号抽出手段で抽出された２つの受信信号値から中間周波受信信号の包絡線を算出する構成にされているので、受信パルス内で時間的に振動する中間周波受信信号からも正確な受信パルスの所要時間を計測することができ、精度の高い距離計測を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の構成を表すブロック図である。
次に図１のレーダ装置について説明する。
送信部１は送信パルスを発生する。この送信パルスは単一周波数の連続波をパルス変調したものである。以下ではレーザ光を想定した記述を行うが、この発明は特に送受信する波動の種類を限定するものではなく、光の周波数領域以外の一般の電磁波、あるいは音波などにも同様に適用することができる。
【００１２】
送信パルスは切替部２を経由して放射部３から空間へ放射される。空間へ放射されたレーザ光は物体１０１によって反射される。反射されたレーザ光の一部は放射部３によってレーダ装置に受信波として取り込まれる。受信波は切替部２を経由して受信手段としての受信部４に入力される。受信部４では、受信波に周波数変換を施すことにより、中間周波数(Intermediate Frequency, IF)の信号へと変換する。受信部４から出力された中間周波数帯の信号はアナログ信号である。ディジタル的に信号処理を行うために、ＡＤ変換部５でＩＦ受信信号をディジタル変換する。以降はディジタル化されたＩＦ受信信号を単にＩＦ信号と呼ぶことにする。
【００１３】
図３にこの発明のレーダ装置において想定する周波数帯域を説明する模式図を示す。レーダ装置と目標との間の相対速度が０のときの中心ドップラー周波数ｆDは０になる。このときのＩＦ信号の中心周波数をｆ0とする。レーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合も含めた一般の場合には、ＩＦ信号の中心周波数はｆIF＝ｆ0＋ｆDとなる。
【００１４】
ＡＤ変換部５から出力されたＩＦ信号は信号処理部６で信号処理が行われる。以上までに説明したレーダ装置の構成は、従来からある一般的なものである。この発明の特徴は以降に説明する信号処理部６の内部動作にある。
【００１５】
図２は信号処理部６の内部構成を表すブロック図である。
中間周波信号最大値検出手段としてのＩＦ信号ピーク検出部１１では、処理対象となるＩＦ信号の時間区間中で信号値の最大値を検出し、その時刻ｔpeakを出力する。中間周波信号抽出手段としてのピーク近傍抽出部１２では、ｔpeakを含む近傍の時間範囲ｔmin＜ｔ＜ｔmaxのＩＦ信号を抽出する。２信号抽出手段に対応する擬似Ｉ／Ｑ生成部１３は抽出されたＩＦ信号を入力し、擬似Ｉ／Ｑ信号を生成する。なお、擬似Ｉ／Ｑ生成部１３は、予め設定した時間間隔Δtで２つのＩＦ信号を抽出し、それを組み合わせることで擬似的にＩ／Ｑ信号を生成する。
【００１６】
擬似Ｉ／Ｑ信号生成の方法を次に説明する。ＩＦ信号が次式で表されるとする。
【００１７】
【数１】
0005553970.tif 000002
【００１８】
時刻差Δtの時刻ｔ1とｔ2でサンプルした式（２）と式（３）で表される２つのＩＦ信号値を抽出する。
【００１９】
【数２】
0005553970.tif 000003
【００２０】
【数３】
0005553970.tif 000004
【００２１】
時刻差Δtで振幅値 A(t)がほとんど変化しないとみなせるとすると、式（３）のＩＦ信号値 s(t2)はＩＦ信号値 s(t1)と振幅値 A(t1)を用いて次式のように表される。
【００２２】
【数４】
0005553970.tif 000005
【００２３】
よって瞬時電力A2(t1)はＩＦ信号値 s(t1)とＩＦ信号値 s(t2)を用いて次式で算出される。
【００２４】
【数５】
0005553970.tif 000006
【００２５】
目標との相対速度が予め分かっている場合（例えばレーダ装置と目標がともに静止した状況で距離計測を行うために相対速度が０となる場合）は中心ドップラー周波数fDが既知となる。また中心ドップラー周波数fDが０ときのＩＦ信号の中心周波数 f0はレーダ装置のハードウェア諸元により定まるものであるためこれも既知となる。したがってＩＦ信号の中心周波数fIFが既知となるため、式（５）により瞬時電力A2(t1)を信号処理により算出することが可能である。
【００２６】
包絡線算出手段である包絡線算出部１４で時刻t1をｔmin＜ｔ1＜ｔmax−Δｔで変化させながら瞬時電力A2(t1)を計算すれば、ＩＦ信号の包絡線の電力時系列波形A2(t)が得られる。この包絡線算出部１４で得られたＩＦ信号の包絡線の電力時系列波形A2(t)を低域通過フィルタ手段１５で低域通過フィルタ処理を施し、最大値検出手段１６でＩＦ信号の包絡線の電力時系列波形A2(t)が最大となる時刻ｔenv−maxを検出し、その時刻ｔenv−maxが受信パルスの中心時刻であるとして、また波動の空間放射時刻をｔ０として、次式により目標の距離Ｒを算出する。
【００２７】
【数６】
0005553970.tif 000007
【００２８】
ここで、２信号抽出手段としての擬似Ｉ／Ｑ生成部１３は、抽出する２信号の予め設定した時刻差ΔtがＩＦ信号の周期のk/4 (kは奇数)になるようにする。
また、もしレーダ装置のハードウェアの設定により、ＩＦ信号の時刻差fIFΔtがＩＦ信号の周期のk/4 (kは奇数)となるようにＩＦ信号の中心周波数fIFまたは時刻差Δtを選択することが可能な場合は、次式のように瞬時電力A2(t1)はより少ない演算量で算出することが可能になる。
【００２９】
【数７】
0005553970.tif 000008
【００３０】
この条件は、時刻差Δtの間にＩＦ信号の位相がπ/2変化することを意味する。このとき、s(t1)とs(t2)は直交するため、インバランスなく正確にIn-phase信号とQuadurature信号を抽出したことになる。そのため、両者の２乗和を計算するだけで電力値が正確に得られるわけである。
【００３１】
なお、ＩＦ信号の時刻差fIFΔtがＩＦ信号の周期のk/4となるようにハードウェアを設定する一つの方法は、ＡＤ変換部５のサンプル周期を設定することである。これはＡＤ変換部のクロックの設定により実現可能である。もう一つの方法は、受信部４における受信信号の周波数変換を適切に設定することである。周波数変換をヘテロダイン検波により行う場合、切替部２を経由して入力した受信波と、受信機内の基準信号の周波数差が、周波数変換後の受信信号の周波数となる。よって、基準信号の周波数を適切に設計もしくは調整すれば、ＩＦ信号の周波数fIFを前記条件に合わせることが可能である。
【００３２】
中間周波信号最大値検出手段としてのＩＦ信号ピーク検出部１１での最大値を検出は、ＩＦ信号の絶対値をとって行うようにしても良い。絶対値をとることにより、ＩＦ信号の極小値が受信パルスの中心に近い場合に、ｔpeakが受信パルスの中心位置により近くなる。そのため、時間範囲ｔmin＜ｔ＜ｔmaxを狭めることが可能になり、演算量削減の効果が得られる。
【００３３】
以上のように、本実施の形態のレーダ装置では、ＩＦ信号から擬似的にＩ／Ｑ信号を生成し、包絡線を算出するようにしているので、受信パルス内で時間的に振動するＩＦ信号からも正確な受信パルスの遅延時間を計測することができるため、精度の高い距離計測を行うことができる。
【００３４】
実施の形態２．
以上の実施の形態１では、ＩＦ信号の最大値またはＩＦ信号の絶対値の最大値を検出し、その近傍のＩＦ信号を抽出するようにしたものであった。しかし、ＩＦ信号に直流成分がオフセットとして含んでいる場合には、ＩＦ信号の絶対値を取ってもその効果が得られない。事前にＩＦ信号から直流成分を除去するようにしても良いが、図４の構成を持つ信号処理部を用いる方法でもオフセットの影響を取り除くことが可能である。
【００３５】
この図の信号処理部６の構成は、図２のＩＦ信号ピーク検出部１１を中間周波受信信号の最大値を検出するＩＦ信号最大値検出部２１と中間周波信号最小値検出手段としてのＩＦ信号最小値検出部２２の２つに置き換えた構成となっている。ＩＦ信号最大値検出部２１では、ＩＦ信号の最大値の時刻ｔpeak-maxを抽出する。また、ＩＦ信号最小値検出部では、ＩＦ信号の最小値の時刻ｔpeak-minを抽出する。IF信号のSN比が十分高い場合など、包絡線算出部１４で算出される包絡線の歪みが小さい場合には、ｔpeak-minからｔpeak-maxの時間区間でピーク近傍抽出部１２がＩＦ信号を抽出すれば、その区間内で正しく包絡線ピークを得ることが可能になる。
本実施の形態によれば、ＩＦ信号の信号値がオフセットを持つ場合にも、適切にＩＦ信号を抽出することが可能となる。
【００３６】
実施の形態３．
以上の実施の形態では、ドップラー周波数が予め既知であることを前提としていた。そこで、ドップラー周波数が未知である場合にも正しく測距を行う実施の形態を次に示す。
図５は本実施の形態のレーダ装置の信号処理部６の内部構成を表すブロック図である。レーダ装置全体の構成は前述の実施の形態１のレーダ装置の構成である図１と同じであるが、信号処理部６の内部構成が、ピーク近傍抽出部１２が抽出したＩＦ信号は擬似Ｉ／Ｑ生成部１３と周波数解析手段としてのフーリエ変換部４１に入力され、これら擬似Ｉ／Ｑ生成部１３とフーリエ変換部４１の出力が包絡線算出部１４に入力される構成になっている。
【００３７】
次に図５の信号処理部６の動作を説明する。
ピーク近傍抽出部１２で抽出されたＩＦ信号はフーリエ変換部４１にも入力され、フーリエ変換が施される。フーリエ変換により算出されたＩＦ信号のドップラースペクトルのピーク位置から、ＩＦ信号の中心周波数を算出する。包絡線算出部１４では、擬似Ｉ／Ｑ生成部１３から入力した擬似Ｉ／Ｑ信号から、フーリエ変換部４１により算出されたＩＦ信号の中心周波数を用いて式（５）による擬似Ｉ／Ｑ信号の包絡線電力を算出する。
【００３８】
擬似Ｉ／Ｑ生成部１３に入力するＩＦ信号の信号長と、フーリエ変換４１に入力するＩＦ信号の信号長は、必ずしも同じでなくても良い。フーリエ変換による推定の精度はフーリエ変換を適用する信号の時間長によって決まる。ただし、同一反射点からの反射波の成分は送信パルス幅の時間しか継続しないため、受信信号の相関長は送信パルス幅に等しい。したがって、周波数推定精度を最大にするには、送信パルス幅程度の信号長のＩＦ信号を用いればよい。
【００３９】
なお以上では、ＩＦ信号の中心周波数を算出するのにフーリエ変換を用いる例を示したが、他の中心周波数を算出する方法を用いても構わない。
本実施の形態によれば、レーダ装置と目標の間の相対速度が予め分からない場合にも、精度の良い測距を行うことが可能になる。
【００４０】
実施の形態４．
前述の実施の形態では、ドップラー周波数が予め分かっていない場合に、ドップラー周波数を信号処理で推定し、測距処理に用いるものであった。次に、外部からの情報をもとにドップラー周波数を定める実施の形態を示す。本実施の形態では、レーダ装置が移動体に搭載され、目標は静止している状況を想定している。
【００４１】
図６は本実施の形態のレーダ装置の信号処理部６の内部構成を表すブロック図である。レーダ装置全体の構成は前述の実施の形態１のレーダ装置の構成である図１と同じであるが、信号処理部６の内部構成が、自レーダ装置の移動速度とレーダ装置の観測方向の情報を外部より入力するドップラー周波数算出部５１を備え、ドップラー周波数算出部５１の出力が包絡線算出部１４に入力される構成になっている。
【００４２】
次に図６の信号処理部の動作を説明する。ドップラー周波数算出部５１は、移動体の速度を外部から入力する。外部から入力する移動体の速度は、移動体に別に搭載された速度センサにより計測されたものである。また、レーダ装置の観測する方向、すなわち放射部３の送受信ビームの方向を入力する。目標の視線方向速度は、外部から入力した移動速度に、移動体の移動方向と観測方向のなす角の余弦を乗算することにより得られる。得られた視線方向速度をドップラー周波数に変換し、包絡線算出部１４にて式（５）による包絡線算出を行う。
【００４３】
本実施の形態によれば、外部からの入力した移動速度の情報を用いて、ＩＦ信号の中心周波数を考慮した精度の高い距離計測を行うことが可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００４４】
この発明のレーダ装置は、大気境界層観測等の気象観測や、空港・航空機周辺の乱気流検出といった航空管制上の有効なレーダ装置として利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】この発明の実施形態１のレーダ装置の構成を表すブロック図である。
【図２】この発明の実施形態１のレーダ装置の信号処理部の内部構成を表すブロック図である。
【図３】この発明のレーダ装置で想定する周波数帯域説明用の模式図である。
【図４】この発明の実施形態２のレーダ装置の信号処理部の内部構成を表すブロック図である。
【図５】この発明の実施形態３のレーダ装置の信号処理部の内部構成を表すブロック図である。
【図６】この発明の実施形態４のレーダ装置の信号処理部の内部構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
【００４６】
１；送信部、２；切替部、３；放射部、４；受信部、５；ＡＤ変換部、６；信号処理部、１１；ＩＦ信号ピーク検出部、１２；ピーク近傍抽出部、１３；擬似Ｉ／Ｑ生成部、１４；包絡線算出部、１５；低域通過フィルタ手段、１６；最大値検出手段、２１；ＩＦ信号最大値検出部、２２；ＩＦ信号最小値検出部、４１；フーリエ変換部、５１；ドップラー周波数算出部、１０１；物体。
【図１】
0005553970.tif 000011
【図２】
0005553970.tif 000012
【図３】
0005553970.tif 000013
【図４】
0005553970.tif 000014
【図５】
0005553970.tif 000015
【図６】
0005553970.tif 000016