(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に生じる電圧の周波数または周期の変化量が所定の変化閾値以上の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に生じる電圧の位相と交流同期正弦波との位相差または位相差積算値が所定の閾値以上の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記第１の入力端子または前記第２の入力端子に流れる電流値が所定の電流閾値未満の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に生じる電圧および電圧の実効値が所定の電圧閾値以下、または前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に生じる電圧の実効値変化量が所定の電圧実効値閾値以上の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子から入力される電力が所定の閾値以下、または前記第１の入力端子と前記第２の入力端子から入力される電力の所定期間内の低下量が所定の低下量閾値以上の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧が所定の閾前以下、または前記平滑コンデンサの電圧の所定期間内の低下量が所定の低下量閾値以上の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記コンバータ回路から出力される電流が所定の閾値以下、または前記コンバータ回路から出力される電流の所定期間内の低下量が所定の低下量閾値以上の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記単相インバータの前記直流電圧源の電圧が所定の閾値以下、または前記単相インバータの前記直流電圧源の電圧の所定期間内の低下量が所定の低下量閾値以上の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続され、前記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記電源が切り離された場合、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に前記インバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記単相インバータの前記直流電圧源に流れる電流が所定の電流閾値未満の場合に、前記電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電源切断検出手段を複数組み合わせ、複数の電源切断検出手段に基づいて前記電源の接続が切り離されたことを検出するようにした電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記電源切断検出手段により前記電源の切断を検出すると、前記半導体スイッチ素子と前記スイッチを全てオフして制御を停止する請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記制御回路は、前記電源切断検出手段により前記電源の切断を検出すると共に、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に生じる電圧値が所定閾値以下となった場合に、前記半導体スイッチ素子と前記スイッチを全てオフして制御を停止する請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記制御回路は、前記電源切断検出手段により前記電源の切断を検出すると、前記各単相インバータが前記第１の入力端子と前記第２の入力端子の間に生じる電圧に対向する電圧を出力する場合は、前記単相インバータを構成する前記複数の半導体スイッチ素子を全てオフするようスイッチング制御方法を変更する請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記コンバータ回路は、それぞれダイオードと前記スイッチとしての半導体スイッチ素子の直列接続からなる２個のブリッジ回路を前記直流母線間に並列接続して構成され、前記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１乃至１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第１、第２の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第１の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が交流電源の第２の端子に接続される。
【０００３】
そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせる。（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−９５１６０号公報（段落００３２〜００３９及び図                  １０〜１２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このような電力変換装置では、短絡用スイッチをオンしている間も入力力率が概１となるよう入力電流を制御するため、交流電源からの入力電圧に対向するようインバータ回路からの出力電圧を制御し、これによりインバータ回路の直流電圧源を充電する動作となる。そして、短絡用スイッチをオフしている間は、入力電圧にインバータ回路の出力電圧を重畳するよう制御することにより、インバータ回路の直流電圧源を放電する動作とし、平滑コンデンサを充電する。
【０００６】
しかし、このような制御動作中に交流電源が切り離され、電力変換装置の入力端子が開放状態となった場合、インバータ回路の出力によって入力端子間の電圧が出力されてしまう。特に、交流電源の入力電圧に同期した信号を制御回路内部で演算し、該同期信号に従って電流制御すると共に短絡位相範囲を定めている場合は、入力端子開放後も同期した周波数と位相で制御を継続するため、インバータ回路の出力により入力端子間に交流電圧を生じる。
【０００７】
このように、力行方向の電力変換を行う回路構成であるにもかかわらず入力端子側に電圧が出力されるため、開放されてから電力変換装置の動作停止する前に入力端子間へ、人が接触した場合は感電の危険性がある。従って、入力端子の開放を検出して速やかに動作停止する等の対応が必要であるが、入力端子に生じる電圧が交流であるため、電源の有無を検出できないという問題点があった。
【０００８】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、電源が切り
離されて入力端子が開放状態となった場合に、インバータ回路の出力によって入力端子間に電圧印加されたとしても、入力端子が開放状態であることを検出するようにした電力変換装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明にかかる電力変換装置は、電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を第１の入力端子に直列接続して各単相インバータの出力の総和を電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に接続された１以上のスイッチを有し、一方の交流端子がインバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が第２の入力端子に接続され、交流端子間がスイッチにより短絡可能なよう接続され、直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、直流母線間に接続され、コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、コンバータ回路の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を制御すると共に、電圧または電流指令を用いてインバータ回路を制御する制御回路とを備え、電源が切り離された場合、第１の入力端子と第２の入力端子の間にインバータ回路の出力により交流電圧が生じる電力変換装置であって、制御回路は、第１の入力端子と第２の入力端子の間、インバータ回路、コンバータ回路などに生じる所定の判定要素に基づいて電源との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段を備えたものである。  
【発明の効果】
【００１０】
この発明によると、電源が切り離されたことを検出できるため、速やかに動作停止する等の対応が可能となる。これにより、電力変換装置を電源へ接続するプラグ等の端子間に生じる電圧での感電や、電力系統の保安・保守における感電等の事故を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する第１の電流経路図である。
【図４】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する第２の電流経路図である。
【図５】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する第３の電流経路図である。
【図６】この発明の実施の形態１による電力変換装置の昇圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１による電力変換装置の降圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１による電力変換装置のインバータ回路制御を示す制御ブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態１による電力変換装置のコンバータ回路制御を示す制御ブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態１による電力変換装置の入力端子開放時の各部の波形を説明する図である。
【図１１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の入力端子開放時の各部の波形を説明する図である。
【図１２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の入力端子開放時の動作を説明する電流経路図である。
【図１３】この発明の実施の形態１による電力変換装置の電源切断検出手段を説明するフローチャートを示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態３による電力変換装置の電源切断検出手段を説明するフローチャートを示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態３による電力変換装置の入力端子開放時および電源切断検出時の各部の波形を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１における電力変換装置について図に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
【００１３】
主回路は、入力フィルタ回路４と、限流回路としてのリアクトル２と、インバータ回路１００と、コンバータ回路３００と、平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１は電力変換装置の第1の入力端子ｔ１と第２の入力端子ｔ２の間に接続され、第1の入力端子ｔ１は入力フィルタ回路４を介してリアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。
コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が入力フィルタ回路４を介して第２の入力端子ｔ２に接続され、コンバータ回路３００の直流母線３ａ、３ｂ間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
【００１４】
なお、ここでの入力フィルタ回路４は、ノーマルモードノイズ除去のため入力端子間にコンデンサを挿入したフィルタを想定している。ただし、例えばコモンモードチョークコイルやサージアブソーバなど、これ以外の素子や構成によるフィルタ回路であってもよい。
【００１５】
インバータ回路１００内の単相インバータは、ソース・ドレイン間にダイオード１０１ｂ〜１０４ｂが内蔵された複数個のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、および直流コンデンサ等から成る直流電圧源１０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
【００１６】
コンバータ回路３００は、直流母線３ａ、３ｂ間に接続される半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０２ｂ、３０４ｂを内蔵したＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａと、ダイオード３０１、３０３をそれぞれ直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線３ａ、３ｂ間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００のダイオード３０１のアノードと半導体スイッチ素子３０２ａのドレインとの接続点が接続される。またダイオード３０３のアノードと半導体スイッチ素子３０４ａのドレインとの接続点が入力フィルタ回路４を介して上記第２の入力端子ｔ２に接続される。
【００１７】
なお、半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０２ａ、３０４ａはＭＯＳＦＥＴ以外にも、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  ＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等でもよい。また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間や、コンバータ回路３００と第２の入力端子ｔ２の間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
【００１８】
制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂと、平滑コ
ンデンサ３の電圧Ｖｄｃと、電力変換装置の入力端子ｔ１、ｔ２間へ印加される入力電圧Ｖｉｎ、入力端子へ流れる入力電流Ｉｉｎとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０２ａ、３０４ａへのゲート信号１１、１２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
【００１９】
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Ｖｄｃは目標電圧Ｖｄｃ＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
また、制御回路１０は、後述する所定の判定要素に基づいて交流電源１と入力端子ｔ１、ｔ２との接続が切り離されたことを検出する電源切断検出手段１０００を備えている。
【００２０】
このように構成される電力変換装置の動作について、図２〜図７に基づいて説明する。図２〜図５は、電力変換動作における電流経路図を示す。また、図６は、電力変換装置の昇圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。図７は、電力変換装置の降圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。
【００２１】
なお、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより低い場合を降圧と称す。
また、図６、図７では、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ＊に制御されている状態を示す。交流電源１からの電圧Ｖｉｎは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Ｉｉｎを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Ｖｉｎに重畳する。
【００２２】
交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。
【００２３】
また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
【００２４】
図２に示すように、交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００内のダイオード３０１を通り平滑コンデンサ３を充電しダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
【００２５】
図６において、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央として、±θ
１の位相範囲（以下、短絡期間Ｔと称す）では、図３に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
【００２６】
次に、電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について説明する。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
【００２７】
図４に示すように、交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００内のダイオード３０３を通り、平滑コンデンサ３を充電し、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００の出力はリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
【００２８】
短絡期間Ｔでは、図５に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
【００２９】
なお、コンバータ回路３００の制御において、制御回路１０が半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、ダイオード３０２ｂ、３０４ｂに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａをオンさせて半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａ側に電流を流しても良い。即ち、電圧Ｖｉｎが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
【００３０】
このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図６に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Ｖｉｎ）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、θ１≦θ＜π−θ１にて直流電圧源１０５を放電する際、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎにインバータ回路１００の出力電圧である（Ｖｄｃ＊−Ｖｉｎ）を加算することで、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｄｃ＊に平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが制御される。
【００３１】
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Ｖｉｎ）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Ｖｄｃ＊に平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが制御される。
交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π／２）とすると、θ１≦θ＜θ２、π−θ２≦θ＜π−θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Ｖｄｃ＊−Ｖｉｎ）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ２≦θ＜π−θ２である時、インバータ回路１００は電圧（Ｖｉｎ−Ｖｄｃ＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。
【００３２】
以上のように、制御回路１０は、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでのみ、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、制御回路１０は、インバータ回路１００から電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御してインバータ回路１００を出力制御し、直流電圧源１０５は充電される。
【００３３】
そして、短絡期間Ｔ以外の位相では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御してインバータ回路１００を出力制御する。このとき、電圧Ｖｉｎの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊以下の時、直流電圧源１０５は放電され、電圧Ｖｉｎの絶対値が目標電圧Ｖｄｃ＊以上の時は、直流電圧源１０５は充電される。
【００３４】
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
また、短絡期間Ｔの位相範囲は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電エネルギが等しいとすると、Ｖｄｃ＊＜Ｖｐの降圧時の場合、以下の数式が成り立つ。但し、Ｖｐは電圧Ｖｉｎのピーク電圧、Ｉｐは電流Ｉｉｎのピーク電流である。
【数１】
0005523499.tif 000002
【００３５】
ここで、Ｖｉｎ＝Ｖｐ・ｓｉｎθ、Ｉｉｎ＝Ｉｐ・ｓｉｎθとすると、
Ｖｄｃ＊＝Ｖｐ・π／（４ｃｏｓθ１）
となり、Ｖｄｃ＊の下限値はθ１が０となる時であり、値は（π／４）Ｖｐとなる。
このように、平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊は短絡期間Ｔの位相範囲を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは該目標電圧Ｖｄｃ＊に追従するように制御される。
【００３６】
次に、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧条件について説明する。
直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π／２、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π／２、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、直流電圧源１０５の電圧Ｖ
ｓｕｂは、以下の式（２）（３）（４）を満たす必要がある。
Ｖｓｕｂ≧Ｖｐ・ｓｉｎθ１                  （２）
Ｖｓｕｂ≧（Ｖｄｃ＊−Ｖｐ・ｓｉｎθ１）    （３）
Ｖｓｕｂ≧（Ｖｐ−Ｖｄｃ＊）                （４）
【００３７】
なお、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂは、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御するインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが大きくなると損失が増大するため、電圧Ｖｓｕｂは上記３つの式（２）（３）（４）を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲のみを平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔとすることで、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔでも、それ以外の期間でも入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御し、かつ平滑コンデンサ３に所望の電圧の直流電力を出力できる。
【００３８】
次に、インバータ回路１００の制御の詳細について、図８に基づいて以下に説明する。図８は、制御回路１０によるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。
インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御する。まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃ＊との差２１をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２として、この振幅目標値２２に基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令Ｉｉｎ＊を生成する。次に、電流指令Ｉｉｎ＊と検出された電流Ｉｉｎとの差２４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５とする。
【００３９】
この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間Ｔの制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間Ｔ以外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧△Ｖを加算して電圧指令２５を補正する。これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、短絡期間以外との切り替え時にも、入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して、高調波電流の発生が抑制できる。
そして、補正後の電圧指令２６を用いて、ＰＷＭ制御部２７によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
【００４０】
次に、コンバータ回路３００の出力制御であり、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを指令値Ｖｓｕｂ＊に追従させる制御について、図９に基づいて以下に説明する。図９は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。
まず、設定された指令値Ｖｓｕｂ＊と検出された電圧Ｖｓｕｂとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を電圧指令としてＰＷＭ制御部３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御部３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御され、電圧Ｖｓｕｂが低下すると短絡期間Ｔは長く、電圧Ｖｓｕｂが増加すると短絡期間Ｔは短くなるように制御される。
【００４１】
交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相−θ１において、制御回路１０がゲート信号１２によりコンバータ回路３００の短絡スイッチをオフからオンさせる際、電流を制御するためには、Ｖｐ・│ｓｉｎθ１│＜Ｖｓｕｂ、の電圧条件を満たす必要がある。ＰＷＭ制御部３４は、電流制御の観点から、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが低下するなどして上記電圧条件を外れると、短絡スイッチがオンすることを制限する。そして、電圧Ｖｉｎの位相がゼロクロス位相に近づいて、│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂとなってから短絡スイッチをオフからオンさせる。
【００４２】
このような制御回路１０の制御により動作する電力変換装置において、動作中に交流電源１が切断され、入力端子ｔ１、ｔ２が開放状態となった場合には、制御回路１０の電源切断検出手段１０００により、入力端子ｔ１、ｔ２の開放を検出する。
まず、電力変換装置の動作中に入力端子ｔ１、ｔ２が開放された場合の動作を図１０〜図１２に基づいて以下に説明する。図１０と図１１は、入力端子開放時の入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎの波形と、短絡スイッチのオン／オフ状態、交流同期正弦波について示している。ここで示す交流同期正弦波は、上記交流電源同期周波数に基づいて生成される正弦波であり、この交流同期正弦波のゼロクロス前後で上述の制御により短絡スイッチがオンされる。
【００４３】
図１０と図１１は、いずれも入力端子が開放されたときの波形の例を示しているが、図１１では上記電圧条件として示している│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂの条件から外れ、短絡スイッチを強制的にオフする場合の動作を示す。
図１２は、入力端子開放した場合において、短絡スイッチをオンし、電流指令Ｉｉｎ＊が正のときの電流経路を示している。
【００４４】
図１０について、入力端子開放時は交流電源１が切り離されるため、開放直後に入力電流Ｉｉｎは制御できなくなり０Ａとなる。ただし電流指令Ｉｉｎ＊へ追従させる制御は継続され、インバータ回路１００をスイッチング動作させることにより、交流電源１とは異なる交流電圧が入力電圧Ｖｉｎに現れる。このとき入力電圧Ｖｉｎに生じる電圧値をＴ１〜Ｔ４に示す期間に分けて説明する。
【００４５】
Ｔ１は、交流同期正弦波が正極性で、短絡スイッチがオンしている期間である。この期間Ｔ１では電流指令Ｉｉｎ＊が正極性であるため、入力電流Ｉｉｎを正方向に制御する動作となる。このとき図１２に示す経路で電流が流れるようインバータ回路１００の出力が制御されるため、入力電圧Ｖｉｎが負方向に増加し、入力電圧Ｖｉｎはインバータ回路１００の最大出力電圧である電圧（−Ｖｓｕｂ）と等しくなる。
【００４６】
Ｔ２は、交流同期正弦波が正極性で、短絡スイッチがオフしている期間である。この期間Ｔ２では、正極性の電流指令Ｉｉｎ＊に従い、入力電圧Ｖｉｎにインバータ回路１００の出力を足し合わせて平滑コンデンサ３を充電する制御となるが、このときの入力電圧Ｖｉｎは電圧（−Ｖｓｕｂ）であるため、インバータ回路１００から電圧（Ｖｓｕｂ）を出力しても回路に電流は流れず、入力電圧Ｖｉｎは変化しない。
【００４７】
Ｔ３は、交流同期正弦波が負極性で、短絡スイッチがオンしている期間である。この期間Ｔ３は、上記期間Ｔ１と正負反転した動作を行う。即ち、入力電圧Ｖｉｎが正方向に増加し、入力電圧Ｖｉｎはインバータ回路１００の最大出力電圧である電圧（Ｖｓｕｂ）と等しくなる。
Ｔ４は、交流同期正弦波が負極性で、短絡スイッチがオフしている期間である。この期間Ｔ４は、上記期間Ｔ２と正負反転した動作を行う。即ち、入力電圧Ｖｉｎは電圧（Ｖｓｕｂ）であるため、インバータ回路１００から電圧（−Ｖｓｕｂ）を出力しても回路に電
流は流れず、入力電圧Ｖｉｎは変化しない。
【００４８】
図１１について、図１０と同様に入力端子開放時に入力電圧Ｖｉｎに交流電圧を生じる動作であるが、上記電圧条件として示している│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂの条件から外れ、短絡スイッチを強制的にオフする場合について、Ｔ５〜Ｔ８に示す期間に分けて説明する。
Ｔ５は、交流同期正弦波が正極性で、短絡スイッチがオフしている期間である。この期間Ｔ５では、正極性の電流指令Ｉｉｎ＊に従い、入力電圧Ｖｉｎにインバータ回路１００の出力を足し合わせて平滑コンデンサ３を充電する制御となる。
このときの入力電圧Ｖｉｎは電圧（Ｖｓｕｂ）であるため、インバータ回路１００から電圧（Ｖｓｕｂ）を重畳して平滑コンデンサ3の直流電圧Ｖｄｃ以上となる場合は、電力
出力される。ただし、入力端子間には入力フィルタ回路４のフィルタ用コンデンサの電荷しかないため、入力電圧Ｖｉｎは電圧（Ｖｄｃ−Ｖｓｕｂ）まで瞬時に低下する。
【００４９】
Ｔ６は、交流同期正弦波が正極性で、短絡スイッチがオンからオフになる期間である。この期間Ｔ６では、電流指令Ｉｉｎ＊が正極性であるため、入力電流Ｉｉｎを正方向に制御する動作となる。このとき図１２に示す経路で電流が流れるようインバータ回路１００の出力が制御されるため、入力電圧Ｖｉｎが負方向に増加する。
そして、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電荷を放電する動作によって入力電圧Ｖｉｎの電圧が増加し、さらにリアクトル２によって放電動作が瞬間的に維持されることで、│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂの条件から外れ、短絡スイッチがオフされる。短絡スイッチがオフされてから電流指令Ｉｉｎ＊が負になるまで、即ち交流同期正弦波のゼロクロスまでは、入力電圧Ｖｉｎはおよそ電圧（−Ｖｓｕｂ）であるため、インバータ回路１００から電圧（Ｖｓｕｂ）を出力しても回路に電流は流れず、入力電圧Ｖｉｎは変化しない。
【００５０】
Ｔ７は、交流同期正弦波が負極性で、短絡スイッチがオフしている期間である。この期間Ｔ７は、上記期間Ｔ５と正負反転した動作を行う。即ち、入力電圧Ｖｉｎは電圧（−Ｖｄｃ＋Ｖｓｕｂ）まで瞬時に低下する。
Ｔ８は、交流同期正弦波が負極性で、短絡スイッチがオンからオフになる期間である。この期間Ｔ８は、上記期間Ｔ６と正負反転した動作を行う。即ち、入力電圧Ｖｉｎが正方向に増加し、│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂの条件から外れて短絡スイッチがオフされる。そして、交流同期正弦波のゼロクロスまでは入力電圧Ｖｉｎはおよそ電圧（Ｖｓｕｂ）から変化しない。
【００５１】
次に、上記の図１０、図１１のように入力端子開放時に入力電圧Ｖｉｎに交流電圧を生じる場合に、入力端子が開放状態であることを検出する電源切断検出手段１０００について、図１３のフローチャートを用いて説明する。なお、図１３のフローチャートで示す処理は、上記制御の動作中に適用する。
まずステップＳ５０は、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス間の周期変化量が周期変化閾値ＴＴＨ以上であるか判定する。入力端子開放時には入力電圧Ｖｉｎのゼロクロスタイミングが変化するため、周期変化量を電源切断検出の判定条件として含める。なお周期変化量は、ある時点での周期と、1回前に検出された周期との差より算出する。
【００５２】
ステップＳ５０において、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロスに変化を生じていなければ（ＮＯ）、処理を終了する。
またステップＳ５０の条件に一致したならば（ＹＥＳ）、ステップＳ５１に進み、入力電流Ｉｉｎが電流閾値ＩＴＨ未満、かつ期間ｔOPEN以上継続するかを判定する。入力端子開放時に入力電流Ｉｉｎとして検出される電流は、入力フィルタ回路４を構成するコンデンサの電荷授受により生じるわずかな電流値となるため、入力電流Ｉｉｎ低下の継続を電源切断検出の判定条件として含める。
【００５３】
ステップＳ５１において、入力電流Ｉｉｎが電流閾値ＩＴＨ以上であれば（ＮＯ）、処理を終了する。
また、ステップＳ５１の条件に一致したならば（ＹＥＳ）、ステップＳ５２に進み、電流指令Ｉｉｎ＊の実効値が電流実効値閾値ＩｒｍｓTH以上であるか判定する。入力端子開放時に入力電流Ｉｉｎは低下するが、電流指令Ｉｉｎ＊がステップＳ５１の電流閾値ＩＴＨ未満に設定されている場合には、常にステップＳ５１の判定条件に一致する。
【００５４】
そのため、もしステップＳ５１までの条件により電源切断を検出したとすると、ステップＳ５０での周期変化の誤判定により電源切断を誤検出する可能性がある。従って、ステップＳ５２の条件により電流指令Ｉｉｎ＊は十分高い値として設定しているにもかかわらず、入力電流Ｉｉｎが低下していることを判定する。なお、電流実効値閾値ＩｒｍｓTHは、制御誤差を加味してステップＳ５１での電流閾値ＩＴＨより高い値に設定し、入力端子開放時の入力電流Ｉｉｎ低下を判別できるようにする。
【００５５】
ステップＳ５２の条件に一致したならば（ＹＥＳ）、ステップＳ５３に進み、電源切断を検出し、処理を終了する。
またステップＳ５２の条件に一致しなければ（ＮＯ）、ステップＳ５４に進み、入力電圧Ｖｉｎの実効値変化量が電圧実効値閾値ＶｒｍｓTH以上であるか判定する。入力端子開放時は、入力電圧Ｖｉｎに生じる電圧の最大値はインバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧に依存するため、交流電源１の交流電圧とは異なる電圧実効値となる。これより、電流指令Ｉｉｎ＊が低く設定され、ステップＳ５２の条件で電源切断を検出できない場合には、入力電圧Ｖｉｎの実効値変化量によって電源切断を判定する。
【００５６】
なお、入力電圧Ｖｉｎの実効値変化量は変化前のＶｉｎ実効値から変化後のＶｉｎ実効値を減算することで求めることができるが、Ｖｉｎ実効値演算のタイミングによっては入力端子開放前後を含むため、入力端子開放された周期に演算される実効値は無視する等の方法により、正確な実効値変化量を求めることができる。
ステップＳ５４の条件に一致したならば（ＹＥＳ）、ステップＳ５３に進み、電源切断を検出して処理を終了する。
またステップＳ５４の条件に一致しなければ（ＮＯ）、ステップＳ５５に進み、入力電圧Ｖｉｎと交流同期正弦波との位相差積算値が位相差積算閾値φTH以上であるか判定する。
【００５７】
上記ステップＳ５４の処理において、入力電圧Ｖｉｎの実効値変化量が閾値ＶｒｍｓTH未満であったとしても、入力端子開放時の入力電圧Ｖｉｎが交流電源1の交流電圧と実効
値が一致する可能性があるため、ステップＳ５５において入力電圧Ｖｉｎの交流波形から電源切断を検出する条件を設定する。
位相差積算値は、入力電圧Ｖｉｎで生じる交流電圧と、交流同期正弦波との位相差をゼロクロス間などの所定期間積算した値であり、入力電圧Ｖｉｎの交流波形が正弦波と異なる度合いを簡易的に数値化することができる。
ステップＳ５５の条件に一致したならば（ＹＥＳ）、ステップＳ５３に進み、電源切断を検出して処理を終了する。また、ステップＳ５５の条件に一致しなければ（ＮＯ）、電源切断されていないと判断し、処理を終了する。
【００５８】
制御回路１０において、上記電源切断検出手段１０００により電力変換装置から交流電源１が切り離されたことを検出した場合は、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０２ａ、３０４ａを全てオフし、スイッチング動作を停止する。
【００５９】
この実施の形態では、制御回路１０は、電流指令Ｉｉｎ＊を用いてインバータ回路１０
０を制御することにより、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に追従させ、交流電源１の力率を改善するように制御する。
コンバータ回路３００は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆ど無い。また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを制御するように動作するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Ｖｓｕｂを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル２を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路１００の素子の信頼性が向上する。
【００６０】
また、制御回路１０は、平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔを有してコンバータ回路３００を制御し、インバータ回路１００では、短絡期間Ｔにて直流電圧源１０５が充電される。このため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流制御可能であると共に、直流電圧源１０５に充電されたエネルギを平滑コンデンサ３への放電に使える。このため、インバータ回路１００では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
【００６１】
また、交流電源１が切り離されて入力端子ｔ１、ｔ２が開放状態になると、インバータ回路１００の出力により入力電圧Ｖｉｎに交流電圧を生じるため、制御回路１０は電源切断検出手段１０００を備え、入力端子が開放状態であることを検出し、この電源切断検出を受けて速やかに電力変換装置の動作を停止する等の対応が可能となる。これにより、電力変換装置を電源へ接続するプラグ等の端子間に生じる電圧での感電や、電力系統の保安・保守における感電等の事故を防止することができる。
【００６２】
また、上記電源切断検出手段１０００は、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス間の周期変化量が周期変化閾値ＴＴＨ以上であるかという判定に基づいて電源切断を検出する。これにより、電源切断時の入力電圧Ｖｉｎの変化を即時検出可能となり、速やかに電源切断を検出することができる。
なお、判定要素として、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス間の周期変化量に代えて、入力電圧Ｖｉｎの周波数の変化量が周波数変化閾値以上の場合に電源切断を検出するようにしてもよい。即ち、周期の変化は周波数の変化であり、周期変化量と同様に電源切断を検出できる。
【００６３】
また、上記電源切断検出手段１０００は、入力電流Ｉｉｎが電流閾値ＩTH未満、かつ期間ｔOPEN以上継続するかという判定に基づいて電源切断を検出する。このように、電源切断時に特徴的に変化する入力電流Ｉｉｎに基づいて判定することにより、速やかに電源切断を検出することができる。
【００６４】
また、上記電源切断検出手段１０００は、入力電圧Ｖｉｎの実効値変化量が電圧実効値閾値ＶｒｍｓTH以上であるかという判定に基づいて電源切断を検出する。これにより、電源切断時の入力電圧Ｖｉｎの変化を即時検出可能となり、速やかに電源切断を検出することができる。
また、上記電源切断検出手段１０００は、入力電圧Ｖｉｎと交流同期正弦波との位相差積算値が位相差積算閾値φTH以上であるかという判定に基づいて電源切断を検出する。これにより、電源切断時の入力電圧Ｖｉｎの変化を即時検出可能となり、速やかに電源切断を検出することができる。
【００６５】
また、上記電源切断検出手段１０００は、上記した入力電圧Ｖｉｎの電圧値、周期、周波数、位相、及び入力電流Ｉｉｎといった判定要素を、図１３のフローチャートで示したように複数組み合わせ、複数の判定要素に基づいて電源切断を判定する。これにより、電源切断を精度良く検出することができる。
【００６６】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。実施の形態２による電力変換装置の概略構成図は、実施の形態１で示した図1と同じであり、制御回路１
０の電源切断検出手段１０００に入力される判定要素が異なるだけである。したがってその構成の説明は省略する。
【００６７】
実施の形態１では、電源切断検出手段１０００は、入力電圧Ｖｉｎの電圧値、周期、周波数、位相、及び入力電流Ｉｉｎといった判定要素に基づいて電源切断を判定しているが、上記で示した判定方法に限るものではなく、電源切断時の特徴的な変化を捉えることが可能な判定方法であれば良い。
即ち、実施の形態２の電源切断検出手段１０００は、入力電力に基づいて入力電源の切断を検出するものであっても良い。例えば、所定期間内の入力電力の低下量が所定閾値以上という判定に基づいて電源切断を検出することにより、電源切断時の入力電力の特徴的な変化に基づいて速やかに電源切断を検出することができる。
【００６８】
また、上記電源切断検出手段１０００は、平滑コンデンサ3の電圧Ｖｄｃに基づいて入
力電源の切断を検出するものであっても良い。例えば、負荷への直流電力出力中に、所定期間内の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃの低下量が所定閾値以上という判定に基づいて電源切断を検出することにより、電源切断時の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃの特徴的な変化に基づいて速やかに電源切断を検出することができる。
【００６９】
また、上記電源切断検出手段１０００は、コンバータ３００から出力される電流Ｉｃｏｎに基づいて入力電源の切断を検出するものであっても良い。例えば、コンバータ３００から出力される電流Ｉｃｏｎの低下量が所定閾値以上という判定に基づいて電源切断を検出することにより、電源切断時のコンバータ３００から出力される電流Ｉｃｏｎの特徴的な変化に基づいて速やかに電源切断を検出することができる。
【００７０】
また、上記電源切断検出手段１０００は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂに基づいて入力電源の切断を検出するものであっても良い。例えば、所定期間内の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂの低下量が所定閾値以上という判定に基づいて電源切断を検出することにより、電源切断時の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂの特徴的な変化に基づいて速やかに電源切断を検出することができる。
【００７１】
また、上記電源切断検出手段１０００は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５に流れる電流に基づいて入力電源の切断を検出するものであっても良い。例えば、直流電圧源１０５に流れる電流が、短絡スイッチのオン時とオフ時のいずれであっても所定閾値未満という判定に基づいて電源切断を検出することにより、電源切断時の直流電圧源１０５の電流の特徴的な変化に基づいて速やかに電源切断を検出することができる。
【００７２】
また、上記した入力電力、平滑コンデンサ3の電圧Ｖｄｃ、コンバータ３００から出力
される電流Ｉｃｏｎ、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂ、直流電圧源１０５に流れる電流といった判定要素を単独で用いる以外に、上記の判定要素を複数組み合わせ、複数の判定要素に基づいて電源切断を判定してもよい。更に実施の形態１で説明した判定要素と実施の形態２で説明した判定要素を組み合わせて電源切断を判定してもよい。これにより、電源切断を精度良く検出することができる。
【００７３】
また、上記制御回路１０は上記電源切断検出手段１０００により電源切断を検出すると、上記各半導体スイッチ素子をオフすることにより即時に制御停止したが、入力電圧Ｖｉｎが低下するようしばらく制御を継続した後に停止しても良い。例えば、上記電源切断検出手段１０００により電源切断を検出した後もスイッチング制御継続し、第１の入力端子ｔ１と第２の入力端子ｔ２の間に生じる電圧値が所定閾値以下となった場合に、半導体スイッチ素子とスイッチを全てオフして制御を停止する。
このように入力電圧Ｖｉｎが所定の閾値以下まで低下した時点で制御停止することにより、入力端子間に接触した場合の感電の危険性を低下させることができる。
【００７４】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について、図１４、図１５に基づいて説明する。
実施の形態３による電力変換装置の概略構成図は、実施の形態１で示した図1と同じで
ある。また、実施の形態３による電力変換装置のインバータ回路１００の制御、およびコンバータ回路３００の制御は、実施の形態１で説明した図８、図９と同じであり、説明を省略する。
【００７５】
この実施の形態３における電源切断検出手段１０００について、図１４のフローチャートを用いて説明する。
まず、ステップＳ６０において、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス間の周期変化量が周期変化閾値ＴＴＨ以上であるか判定する。入力端子開放時には入力電圧Ｖｉｎのゼロクロスタイミングが変化するため、周期変化量を電源切断検出の判定条件として含める。なお周期変化量は、ある時点での周期と、1回前に検出された周期との差より算出する。
【００７６】
ステップＳ６０において、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロスに変化を生じていなければ（ＮＯ）、処理を終了する。
ステップＳ６０の条件に一致したならば（ＹＥＳ）、ステップＳ６１に進み、電源切断を検出し、処理を終了する。
制御回路１０において、上記電源切断検出手段１０００により電力変換装置から交流電源１が切り離されたことを検出したならば、インバータ回路１００が入力電圧Ｖｉｎに対向するように電圧を出力する場合のスイッチング方法を、インバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフするように変更する。
【００７７】
具体的には、入力電圧Ｖｉｎが正極性の時には、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａをオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａをオフとすると、インバータ回路１００の出力は入力電圧Ｖｉｎに対向する。また、入力電圧Ｖｉｎが負極性の時には、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａをオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａをオフとすると、インバータ回路１００の出力は入力電圧Ｖｉｎに対向する。
このようにインバータ回路１００が入力電圧Ｖｉｎに対向するよう出力制御されるときは、インバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフする。即ち、上記４種の制御の組み合わせに対し、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフするという組み合わせを追加して、インバータ回路１００をＰＷＭ制御する。
【００７８】
なお、入力力率が概１となるよう入力電流Ｉｉｎが制御されている状態であれば、インバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフした時には、インバータ回路１００の出力は入力電圧Ｖｉｎに対向する電圧となる。
このような制御による入力端子開放時の動作を図１５に基づいて以下に説明する。図１５は、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎの波形と、短絡スイッチのオン／オフ状態、交流同期正弦波について示している。入力端子開放により交流電源１が切り離され、電源切断検出手段１０００により電源切断を検出した直後に、入力電圧Ｖｉｎに生じる電圧値をＴ９〜Ｔ１２に示す期間に分けて説明する。
【００７９】
Ｔ９は、交流同期正弦波が負極性で、短絡スイッチがオフしている期間である。この期間Ｔ９では、負極性の電流指令Ｉｉｎ＊に従い、入力電圧Ｖｉｎにインバータ回路１００
の出力を重畳して平滑コンデンサ３を充電する制御となる。
ここで入力電圧Ｖｉｎは電圧（Ｖｓｕｂ）であるため、インバータ回路１００から入力電圧Ｖｉｎに対向する電圧（−Ｖｓｕｂ）以上を出力する制御となり、即ちインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａが全てオフされる状態を１００％としてＰＷＭ制御される。このとき、入力電流Ｉｉｎを負方向に制御することはできず、入力電圧Ｖｉｎは変化しない。
【００８０】
Ｔ１０は、交流同期正弦波が負極性で、短絡スイッチがオンしている期間である。この期間Ｔ１０では、電流指令Ｉｉｎ＊が負極性であるため、入力電流Ｉｉｎを負方向に制御する動作となる。ここで入力電圧Ｖｉｎは電圧（Ｖｓｕｂ）であるため、Ｔ９と同様にインバータ回路１００から入力電圧Ｖｉｎに対向する電圧（−Ｖｓｕｂ）以上を出力する制御となるが、入力電流Ｉｉｎを負方向に制御することはできず、入力電圧Ｖｉｎは変化しない。
【００８１】
Ｔ１１は、交流同期正弦波が正極性で、短絡スイッチがオンしている期間である。この期間Ｔ１１では、電流指令Ｉｉｎ＊が正極性であるため、入力電流Ｉｉｎを正方向に制御する動作となる。ここで入力電圧Ｖｉｎは電圧（Ｖｓｕｂ）であるため、インバータ回路１００からは入力電圧Ｖｉｎに対向する出力制御となり、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフするという組み合わせを含んでインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。
【００８２】
このとき、入力電流Ｉｉｎが正極性となるよう制御されるため、入力電圧Ｖｉｎは低下する。ここで、入力電圧Ｖｉｎが低下して負極性になったとすると、入力電流Ｉｉｎを正極性に制御するために、インバータ回路１００は負極性の入力電圧Ｖｉｎに対向するよう出力制御する必要がある。ただし、入力電圧Ｖｉｎに対向する出力の場合は、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフする組み合わせでインバータ回路１００がスイッチングされ、入力電流Ｉｉｎを制御することができない。従って、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖとなった時点で入力電流Ｉｉｎを制御できなくなり、入力電圧Ｖｉｎは変動しなくなる。
【００８３】
Ｔ１２は、交流同期正弦波が正極性で、短絡スイッチがオフしている期間である。この期間Ｔ１２では、電流指令Ｉｉｎ＊が正極性であるため、入力電流Ｉｉｎを正方向に制御する動作となる。入力電圧Ｖｉｎは０Ｖであるため、インバータ回路１００の出力電圧のみで入力電流Ｉｉｎを制御するが、Ｖｄｃ＞Ｖｓｕｂである場合は電流制御できず、入力電圧Ｖｉｎは変動しない。
また、もしＶｄｃ＜Ｖｓｕｂであった場合には、インバータ回路１００の出力電圧で電流制御可能となる。ただし、正極性の入力電流Ｉｉｎが流れることにより、入力電圧Ｖｉｎは負極性となり、インバータ回路１００の出力が入力電圧Ｖｉｎに対向することになるため、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフする組み合わせでインバータ回路１００がスイッチングされ、結果として入力電圧Ｖｉｎは０Ｖからほとんど変動しないまま維持される。
【００８４】
なお、図１５とは異なるタイミングで電源切断が検出されたとしても、入力電圧Ｖｉｎは０Ｖに安定する動作となる。また、│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂの条件から外れ、短絡スイッチを強制的にオフする場合についても、電源切断が検出された後は同様に入力電圧Ｖｉｎは０Ｖに安定する。
【００８５】
この実施の形態３では、電源切断検出手段１０００により電源切断を検出したならば、インバータ回路１００が入力電圧Ｖｉｎに対向するように電圧を出力する場合のスイッチング方法を、インバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオ
フするように変更し、ＰＷＭ制御する。これにより、電源切断検出された後はインバータ回路の出力によって入力電圧Ｖｉｎが変動することは無く、０Ｖに安定する。これにより、電力変換装置を電源へ接続するプラグ等の端子間に生じる電圧での感電や、電力系統の保安・保守における感電等の事故を防止することができる。
【００８６】
また、電源切断検出手段１０００により電源の切断が誤検出されたとしても、上記のように各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフするという組み合わせを含んでインバータ回路１００をＰＷＭ制御することにより、入力力率を概１とする入力電流Ｉｉｎの制御を継続することができる。
【００８７】
また、インバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを全てオフすると、入力電流Ｉｉｎはダイオード１０１ｂ〜１０４ｂのいずれか２つを通る経路で流れる。
ここで、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂの導通損失が半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａのオン時の導通損失よりも大きい場合には、電源切断検出手段により電源の切断が検出されたときのみ、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂを意図的に導通させる制御とするため、入力力率を概１とする入力電流Ｉｉｎの制御時の損失を抑えることができる。
【符号の説明】
【００８８】
１：交流電源、                          ２：リアクトル、
３：平滑コンデンサ、                    ３ａ、３ｂ：直流母線、
４：入力フィルタ回路、
１０：制御回路、                          １１、１２：ゲート信号
１００：インバータ回路、                  １０５：直流電圧源、
１０１ａ、１０２ａ、１０３ａ、１０４ａ：半導体スイッチ素子、
３００：コンバータ回路、                  ３０１、３０３：ダイオード、
３０２ａ、３０４ａ：スイッチ（半導体スイッチ素子）、
１０００：電源切断検出手段、
ｔ１、ｔ２：第１および第２の入力端子、    入力電圧Ｖｉｎ、
Ｉｉｎ：入力電流、                        Ｖｓｕｂ：直流電圧源電圧、
Ｖｄｃ：平滑コンデンサ電圧。
【図１】
0005523499.tif 000003
【図２】
0005523499.tif 000004
【図３】
0005523499.tif 000005
【図４】
0005523499.tif 000006
【図５】
0005523499.tif 000007
【図６】
0005523499.tif 000008
【図７】
0005523499.tif 000009
【図８】
0005523499.tif 000010
【図９】
0005523499.tif 000011
【図１０】
0005523499.tif 000012
【図１１】
0005523499.tif 000013
【図１２】
0005523499.tif 000014
【図１３】
0005523499.tif 000015
【図１４】
0005523499.tif 000016
【図１５】
0005523499.tif 000017