(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力に共振コンデンサと誘導加熱負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置において、
半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、
前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値とを比較して、前記電圧設定値が大である時、前記半導体素子と直列接続され、前記半導体素子と上下アームを構成している対向アームの半導体素子をオンしない半導体素子の保護回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記電圧検出回路は、半導体素子と並列に接続した複数の分圧抵抗で構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧検出回路は、制御回路電源を複数の抵抗で分圧し、前記分圧点と半導体素子の主電極との間にダイオードを接続して構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
出力に共振コンデンサと誘導加熱負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置において、
半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、
前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、前記電圧設定値が大である時、電力変換装置の運転を停止する半導体素子の保護回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
前記半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、
前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、前記電圧設定値が大であることを判別するアームは、
電力変換装置の全アーム又は電力変換装置の中で同時に動作するアームの一方であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、
前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、前記電圧設定値が大であることを判別するアームは、
並列接続された複数の電力変換装置の内のいずれか1台の全アーム又は同時に動作するアームの一方であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、出力に共振コンデンサと誘導加熱負荷を接続し、出力電圧に対し、出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置に使用する半導体素子の保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３に、背景技術を説明するための回路図を、図４にその動作波形図を示す。最初に、図３に示す回路図について説明する。
直流電源８を直流入力とした電力変換器７は、直流コンデンサ７ｅ、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ７ａ〜７ｄにより構成された単相矩形波出力電圧形インバータである。その出力には、共振コンデンサ９とインダクタンス成分１０ａと抵抗成分１０ｂからなる誘導加熱負荷１０が接続され、全体で共振回路を構成している。ここで、図示しない制御回路から出力された周波数指令値がパルス生成回路１１に入力され、制御信号が生成される。制御信号はゲート駆動回路１２に入力され、その出力は、電力変換器７のＩＧＢＴ７ａ〜７ｄのゲートに入力される。
【０００３】
図４に示すように、電力変換器7 の出力電圧Ｖｏ は矩形波であるが、その出力には共振回路が接続されているため、その共振曲線の共振点付近の出力周波数で運転している時、出カ電流Ｉｏは、正弦波に近い波形となる。また、共振点より高い出力周波数で運転しているため、出力電圧Ｖｏ に対し、出力電流Ｉｏ は遅れ位相となる。
【０００４】
正常な動作状態である遅れ位相での運転期間のＡ点でゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄをオフすると、ＩＧＢＴ７ａ、７ｄの両端電圧Ｖ７ａ、Ｖ７ｄが立ち上がり、ＩＧＢＴに流れている電流Ｉ７ａ、Ｉ７ｄはＩＧＢＴ７ａ、７ｄからＩＧＢＴ７ｂ、７ｃに転流する。転流後の電流Ｉ７ａ、Ｉ７ｃの極性は負であるので、フリーホイール（還流）ダイオードに流れているが、出力に接続されている共振回路により、徐々に電流が減少して、極性が正となった後電流が増加する。
ここで、A 点からある一定時間（上下アームの短絡を防止するための待ち時間、以下デッドタイムと言う）後のフリーホイールダイオードに流れている期間のB 点で．ゲート信号Ｇ７ｂ、Ｇ７ｃをオンすることで、電流はフリーホイールダイオードからＩＧＢＴにスムーズに切替わる。
【０００５】
次に、異常な動作状態である進み位相での運転期間のC 点での動作を説明する。誘導加熱負荷１０の異常（インダクタンス成分１０ａの減少、具体的には加熱用コイルの短絡）などで、共振周波数が高くなった場合で、電流Ｉ７ａ、Ｉ７ｄは、ゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄがオフする前に、極性が負になっており、フリーホイールダイオードに流れている。すなわち、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏは進み位相となっている。
そのため、C 点でゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄがオフになっても、電流はＩＧＢＴ７ｂ、７ｃに転流せずにＩＧＢＴ７ａ、７ｄのフリーホイールダイオードにそのまま流れている。その後、C 点からある一定時間（デッドタイム）後のD 点で、ゲート信号Ｇ７ｂ、Ｇ７ｃをオンするとＩＧＢＴ７ａ、７ｄのフリーホイールダイオードが急峻に逆回復し電流Ｉ７ａ、Ｉ７ｄは、ＩＧＢＴ７ｂ、７ｃに転流する。この場合、例えば小電流などの電流領域おいては、フリーホイールダイオードの急峻な逆回復により、サージ電圧が発生し、半導体素子が破壊することがある。
また、電力変換器の半導体素子にＭＯＳＦＥＴを用い、寄生ダイオードをフリーホイールダイオードとして用いている場合、急峻な逆回復をすることだけで破壊する。特許文献1に、背景の技術が記載されている。しかし、背景の技術はＰＷＭスイッチングにより徐々 に出力電流を制御する用途向けであり、1 回でもフリーホイールダイオードが急峻に逆回復すると半導体素子が破壊する場合には適さない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−１１２９１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
解決しようとする課題は、出力に共振コンデンサと誘導加熱負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換器に関し、負荷の異常などで、出力電圧に対して出力電流が進み位相となった場合にフリーホイールダイオードを急峻に逆回復させないように保護することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、出力に共振コンデンサと誘導加熱負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置において、
半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値とを比較して、前記電圧設定値が大である時、前記半導体素子と直列接続され、前記半導体素子と上下アームを構成している対向アームの半導体素子をオンしない半導体素子の保護回路を備える。
【０００９】
第２の発明においては、第１の発明における前記電圧検出回路は、半導体素子と並列に接続した複数の分圧抵抗で構成する。
第３の発明においては、第１の発明における前記電圧検出回路は、制御回路電源を複数の抵抗で分圧し、前記分圧点と半導体素子の主電極との間にダイオードを接続して構成する。
【００１０】
第４の発明においては、出力に共振コンデンサと誘導加熱負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置において、半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、前記電圧設定値が大である時、電力変換装置の運転を停止する半導体素子の保護回路を備える。
【００１１】
第５の発明においては、第４の発明における、前記半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、前記電圧設定値が大であることを判別するアームは、電力変換装置の全アーム又は電力変換装置の中で同時に動作するアームの一方とする。
【００１２】
第６の発明においては、第４の発明における、前記半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、前記半導体素子をオフした後の所定時間後、前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、前記電圧設定値が大であることを判別するアームは、並列接続された複数の電力変換装置の内のいずれか1台の全アーム又は同時に動作するアームの一方とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば．半導体素子をオフした後に、フリーホイールダイオードに電流が流れていることを検出し運転停止することで、その後の対向アームのオンによる前記フリーホイールダイオードの急峻な逆回復を防ぐことができる。この結果、小電流領域などにおいてサージ電圧が発生せず、半導体素子が破壊しない。また、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをフリーホイールダイオードとして用いている場合も、急峻な逆回復をしないため、破壊を防止できる。さらに、半導体素子の主電極電圧の検出値と設定値との比較により、保護の判断を行うため、電流検出器などが不要で、検出した電圧の絶縁も不要であり、簡易な回路で構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】一般的な誘導加熱用共振型インバータの回路構成図である。
【図４】図３における各部の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の要点は、出力に共振コンデンサと誘導加熱負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置において、半導体素子の主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、前記半導体素子をオフした後、前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、前記電圧設定値が大である時、前記半導体素子と直列接続され．上下アームを構成している対向アームの半導体素子をオンしないようにしている点である。
【実施例１】
【００１６】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。その各部の動作波形図は、背景の技術と同様に図４ に示す。図３における各ＩＧＢＴ７ａ〜７ｄに保護回路を設けた時の構成である。
まず、図４ について説明する。
【００１７】
通常の出力電圧Ｖｏ に対し、出力電流Ｉｏ が遅れ位相の時のA 点では、オフするＩＧＢＴ７ａ、７ｄに電流が流れているため、ゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄオフ後の所定時間後（上下アームの短絡を防止するためのデッドタイム内の任意の点）であるＡ’点では、ＩＧＢＴ７ａ、７ｄの電圧は直流コンデンサ７ｅの電圧Ｅｄが印加される。本電源では数百V 以上となる。
【００１８】
誘導加熱負荷の異常などで、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが進み位相の時のC 点では、オフするＩＧＢＴ７ａ、７ｄ のフリーホイールダイオードに電流が流れているため、ゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄをオフ後の所定時間後（上下アームの短絡を防止するためのデッドタイム内の任意の点）Ｃ’点でも、ＩＧＢＴ７ａ、７ｄの電圧はダイオード導通時の順方向降下電圧の−数V 程度である。
この電圧の違いを利用して、保護を行うのが、本提案である。
【００１９】
次に、図１について説明する。
ＩＧＢＴ７ａの主電極間の電圧を検出した値を分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる分圧抵抗1 と、それを電圧設定値と比較するコンパレータ２ 、制御信号がオフした後のタイミングをとるフリップフロップ３、ディレイ回路４、及びＮＯＲ回路５ａ、AND 回路５ｂ、５ｃ、ゲート信号を生成する増幅回路6 から構成される。ＩＧＢＴ７ａの主電極間の電圧を分圧抵抗１により取り扱いの容易な数V 程度の電圧に分圧した後、コンパレータ２は電圧設定値とこの値を比較し、ＩＧＢＴ７ａの主電極間の電圧が、上述の直流中間コンデンサ７ｅの電圧（本電源では数百V 以上）の時はロー（Ｌｏ）を出力し、フリーホイールダイオード導通時の電圧（−数V 程度）の時は．ハイ（Ｈｉ） を出力する。
【００２０】
通常の出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが遅れ位相の時、制御信号がオン状態からオフとなり、ゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄがオフ後の所定時間後のＡ’点では、コンパレータ２はロー（Ｌｏ）を出力する。ディレイ回路４は、制御信号オフを入力し、設定したゲート駆動の遅れ、ＩＧＢＴオフの遅れなどの時間後、Ｈｉ→Ｌｏを出力し、これによりフリップフロップ３はＬｏを出力する。各ＩＧＢＴに取付けられた同様の回路からの故障信号が全てＬｏの時は、NOR 回路５ａ の出力はＨｉであるので、AND 回路５ｂ、５ｃの出力も図３のパルス生成回路１１ からの信号通りに対向アームのＩＧＢＴにオン信号が出力され、通常の動作を行う。AND回路５ｂと５ｃは互いに対向アームの制御信号を出力する。
【００２１】
誘導加熱負荷の異常などで、出力電圧Ｖｏ に対し、出力電流Ｉｏ が進み位相の時、制御信号がオンからオフとなり、ゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄがオフ後の所定時間後のＣ’点では、コンパレータ２はＨｉを出力している。ディレイ回路４は、制御信号オフを入力し、設定したゲート駆動の遅れ、ＩＧＢＴのオフの遅れなどの時間後、Ｈｉ→Ｌｏを出力し、これによりフリップフロップ３はＨｉを出力する。各半導体素子に取付けられた同様の回路からの故障信号がどれか一つでもＨｉの時は、ＮＯＲ回路５ａの出力はＬｏとなり、ＡＮＤ回路５ｂ、５ｃの出力もＬｏとなる。
この結果、制御信号は全てＬｏとなるので．運転は停止となり、対向アームのＩＧＢＴのオン信号は出力されない。従って、進み動作を検出して、いずれかのＩＧＢＴの保護回路が動作すると、ＩＧＢＴにはオン信号が与えられないので、ダイオードが逆回復することはない。
【００２２】
また、この実施例では、全てのＩＧＢＴについて保護回路を設けた場合を示したが、同時にオンオフ動作しているＩＧＢＴ７ａと７ｄの一方及びＩＧＢＴ７ｂと７ｃの一方に保護回路を設けた場合にも同様に保護することができる。この構成の場合は、ＮＯＲ回路５ａが２入力となるだけで、他は同様である。
さらに、図３に示す電力変換器が複数台並列接統され、同時に動作する構成の時は、複数台の電力変換器が同じ動作をするため、一つの電力変換器だけに故障検出回路を設けて、これが動作したら全ての電力変換器を停止させても良い。この時も、単機運転の構成と同様に同時にオンオフ動作しているＩＧＢＴの一方に保護回路を設ければ同様に保護することができる。
【実施例２】
【００２３】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。
第１の実施例との違いは、ＩＧＢＴ７ａの主端子間電圧を検出する回路の違いである。この構成では制御回路電源のＶｃｃとＩＧＢＴ７ａのエミッタとの間に抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列回路を、この直列接続点とＩＧＢＴ７ａのコレクタとの間にダイオードＤ１を、各々接続している。コンパレータ２で、この抵抗直列回路の直列接続点の電圧と電圧設定値とを比較することにより、第１の実施例と同様に保護が可能である。その他の動作は実施例１と同じである。この構成の場合、抵抗に加えられる電圧は第1の実施例に比べて低くなるので、分圧抵抗を小型化することが可能となる。
【００２４】
尚、本提案の有効な用途は、制御信号がオフとなってから、ゲート駆動の信号の遅れ、ＩＧＢＴオフの遅れなどの諸々の遅れの時間後に、半導体素子の電圧が立ち上がるが、さらにその後に、対向アームの制御信号のオンの出力可否を制御することが可能な制御時間に余裕のある装置である。
また、上記実施例には、半導体素子としてＩＧＢＴを適用した例を示したが、ＭＯＳＦＥＴを適用した場合も同様に実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
本願では誘導加熱装置について説明したが，共振回路を使用するスイッチング電源、D C 一DC コンバータなどにも適用可能である。
【符号の説明】
【００２６】
1，１ａ・・・分圧抵抗          ２・・・コンパレータ
３・・・フリップフロップ          ４・・・ディレイ回路
５ａ・・・NOR回路          ５ｂ、５ｃ・・・AND回路
６・・・増幅回路          ７・・・電力変換器
７ａ〜７ｄ・・・ＩＧＢＴ          ７ｅ・・・直流コンデンサ
８・・・直流電源          ９・・・共振コンデンサ
１０・・・誘導加熱負荷          １０ａ・・・インダクタンス成分
１０ｂ・・・抵抗成分          １１・・・パルス生成回路
１２・・・ゲート駆動回路          Ｒ１、Ｒ２・・・抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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