(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１端子と第２端子の間に、第１ダイオードと、第２ダイオードと、リアクトルと、コンデンサと、オンオフ制御が可能なパワー半導体デバイスである第１スイッチ及び第２スイッチとを備えた共振スイッチであって、
前記第１端子と前記第２端子の間に、前記第１スイッチと前記リアクトルと前記第２スイッチを直列に接続し、
前記第１ダイオードのアノードを前記第２スイッチと前記リアクトルの接続点に、前記第１ダイオードのカソードを前記第１端子に接続し、
前記第２ダイオードのアノードを前記第２端子に、前記第２ダイオードのカソードを前記第１スイッチと前記リアクトルの接続点に接続し、
前記コンデンサを前記第１端子と前記第２端子の間に接続して、
構成されるソフトスイッチング用の共振スイッチ。
【請求項２】
正極入力端子と、接地入力端子と、前記正極入力端子に前記第１端子を接続した請求項１記載の共振スイッチと、カソードを該共振スイッチの前記第２端子に接続しアノードを前記接地入力端子に接続したダイオードと、一端を前記共振スイッチの第２端子に接続した直流リアクトルと、該直流リアクトルの他端を接続する正極出力端子と、前記接地入力端子と接続した接地出力端子と、該共振スイッチを駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路を備えて、前記正極入力端子と前記接地入力端子を介して入力する直流電力の電圧を低減して前記正極出力端子と前記接地出力端子を介して出力する、ソフトスイッチング降圧チョッパ。
【請求項３】
正極入力端子と、接地入力端子と、前記正極入力端子に前記第１端子を接続した請求項１記載の共振スイッチと、カソードを該共振スイッチの前記第２端子に接続しアノードを前記接地入力端子に接続したダイオードと、一端を前記共振スイッチの第２端子に接続した直流リアクトルと、該直流リアクトルの他端を接続する正極出力端子と、前記接地入力端子と接続した接地出力端子とを備えた降圧チョッパ回路モジュールを複数並列に接続し、各降圧チョッパ回路モジュールの前記共振スイッチを時分割制御により駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路を備えて、前記正極入力端子と接地入力端子を介して入力する直流電力の電圧を低減して前記正極出力端子と前記接地出力端子を介して出力する、ソフトスイッチング降圧チョッパ。
【請求項４】
直流電力を供給する直流電源と、請求項２または３記載のソフトスイッチング降圧チョッパを用いて構成したＤＣ−ＤＣコンバータと、電池駆動電車に搭載した二次電池とを備え、前記直流電源から供給される直流電力を、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力して降圧し、前記二次電池を該降圧した直流電力で充電する、電池駆動電車の電力供給システム。
【請求項５】
前記直流電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバータは地上に設置される、請求項４記載の電池駆動電車の電力供給システム。
【請求項６】
前記直流電源は地上に設置され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記電池駆動電車に搭載される、請求項４記載の電池駆動電車の電力供給システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソフトスイッチング方式による降圧チョッパに関し、さらに二次電池などの蓄電装置に適用される電力供給システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、地方路線など架線のない架線レス区間で運行するディーゼル車は、ＣＯ２排出量削減の要請などにより、近い将来、二次電池を搭載して電動機で運転される電池駆動電車に取って代わられる可能性が高いと考えられている。電池駆動電車は、二次電池を搭載し、運行区間の適所に設けた充電ステーションで二次電池を充電して、架線レス区間を二次電池からの電気エネルギーを使って電動機により運行する。架線レス区間と架線区間が混在する路線では、架線区間で走行中に架線から二次電池を充電して、架線レス区間を二次電池に蓄電したエネルギーで運行するようにすることもできる。
このような技術趨勢に応じて、電池駆動電車に適用できるような、大容量で、急速充電が可能な高エネルギー密度の二次電池が開発・実用化されつつある。また、このような電池駆動電車搭載の二次電池に対して効果的な充電管理を行う充電制御装置が求められている。
【０００３】
最近の電池駆動電車の電力供給システムでは、充電ステーションにおける地上設置式蓄電装置、及び電車搭載の蓄電装置として、新しい構造を有する大容量のニッケル水素電池が利用されている。
ここに、充電制御装置は、電池駆動電車に搭載され、直流架線電圧を降圧して（たとえば、ＤＣ１５００Ｖから電池電圧のＤＣ６００Ｖ程度まで降圧する）、二次電池の充電を行う装置であり、電池駆動電車の適切な運用を行うために必要とされる。充電制御装置には、直流入力電圧（架線電圧；以下直流電源と称す）を降圧するための降圧チョッパが組み込まれる。
【０００４】
図１０は、基本的な降圧チョッパの回路図である。
図１０において、直流電源Ｅに、スイッチＳＷ、リアクトルＬ、負荷Ｒが直列接続され、直列接続された直流電源ＥとスイッチＳＷに対して環流ダイオードＤｆが並列に接続されている。また、負荷ＲにはコンデンサＣが並列接続されている。スイッチＳＷはオン／オフを高速で周期的に繰り返す。
コンデンサＣは、負荷Ｒに印加される直流電圧を平滑化するものである。ダイオードＤｆは、スイッチＳＷがオフしたときにリアクトルＬに蓄えられたエネルギーを放出するバイパス用ダイオードである。
【０００５】
スイッチＳＷは、極めて高速かつ周期的に動作させる必要があるので、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、ＥＳＢＴ（Emitter Switched Bipolar Transistor）などのパワー半導体デバイスが用いられる。
パワー半導体デバイスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置については、高周波スイッチング技術の導入に伴って、小型軽量化、高電力密度化、低騒音化、高速応答化、波形の高品質化、の要求に向けた技術開発が注目を浴びている。
しかし、高周波スイッチング半導体電力変換装置を応用する分野において、パワー半導体デバイスのスイッチング損失やスナバ回路での損失の増加に伴う電力変換効率の低下、急峻なスイッチ部の電圧変化に伴う対地高周波漏れ電流やスイッチングサージに伴う電磁ノイズの発生などの実用上の問題が顕在化している。
【０００６】
電池駆動電車に搭載する二次電池用の充電制御装置は、高周波スイッチング電力変換回路を使用する。パワー半導体デバイスのオン／オフ時に発生する電磁ノイズが大きいため、列車検知装置、踏切制御子、自動列車停止装置など、鉄道信号系に悪影響を及ぼすおそれがある。電磁ノイズに対しては、装置へのフィルタやシールド材の追加により、信号系への影響を抑制できるが、これらは車両を重量化する。
【０００７】
図１１は、ＩＧＢＴにおいて、ハードスイッチング・ターンオン時に発生するサージを例示する電圧・電流波形である。対象とした回路は、昇圧チョッパ回路で、スナバ回路を持たないハードスイッチング動作時の波形である。横軸の１目盛が５００ｎｓで、縦軸にパワー半導体デバイスの電圧を１目盛１００Ｖ、電流を１目盛１０Ａで表示した波形例である。
【０００８】
図１１の電圧波形と電流波形から、ハードスイッチング動作時ではスイッチング過渡時に急峻なｄｖ／ｄｔ及びｄｉ／ｄｔと、急峻なｄｉ／ｄｔと寄生インダクタンスによる電圧サージと、急峻なｄｖ／ｄｔと寄生キャパシタンスによる電流サージとが発生することが分かる。
【０００９】
このように、ハードスイッチングでは、スイッチングサージに起因する伝導性ノイズや放射性ノイズが発生する。伝導性ノイズは一部が出力端子に、他の一部は直流電源側に逆流して、周辺の電子機器に障害を引き起こす。また、放射性ノイズは周辺機器の誤動作などの悪影響を引き起こす。
これから、ハードスイッチングでは、ＩＧＢＴなどパワー半導体デバイスの電圧／電流のピークストレスの増大と、電磁ノイズの発生が問題になる。
【００１０】
また、図１２は、一般的なハードスイッチング時の電圧・電流波形である。波形は、降圧チョッパのデバイス電圧ｖＣＥとデバイス電流ｉＣの変化を示す。Ｅは電源電圧、Ｉ０は負荷電流を表す。
図１２から分かるように、パワー半導体デバイスは、ターンオン時とターンオフ時の過渡状態において、スイッチの電圧と電流に重なりが生じて、スイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は熱となるので、パワー半導体デバイスを冷却するための放熱系が大きくかつ重くなるという問題がある。このスイッチング損失は、スイッチング周波数の高周波化とともに増大するため、電力変換装置の変換効率の低下を招くことになる。
【００１１】
上記のような、スイッチング周波数の高周波化に伴う問題とスイッチング損失を抑制するための効果的な解決法として、スイッチング電力変換回路をアクティブ補助共振スナバ回路によりＬＣ部分共振状態で動作させることで、スイッチ端子間がゼロ電圧状態においてスイッチングを行うゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）あるいはゼロ電流状態においてスイッチングを行うゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）あるいはこれらのハイブリッドとなるＺＶＺＣＳといったソフトスイッチング電力変換回路技術が注目されている。
【００１２】
特許文献１には、ソフトスイッチング技術によりスイッチング損失を減少させ、スイッチング周波数を高周波化して、直流リアクトルなどの部品を小型化した、低コストで高効率な部分共振型のＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。
開示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、部分共振回路の機能により、第１の主スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を可能とし、ソフトスイッチングを実現する。ただし、直列に接続された２つの主スイッチを交互に異なるタイミングでオン／オフさせたり、タイミングを計るため直流リアクトルに実際に流れる電流を測定するセンサと共振リアクトルに実際に流れる電流を測定するセンサを必要としたりするため、制御回路が複雑になることが避けられない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００４−１２９３９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従来でも、共振スイッチ、特に、部分共振スイッチ回路要素を用いたソフトスイッチング降圧チョッパを利用することにより、電池駆動電車の電力供給システムにおいて、ハードスイッチング方式と比べて電磁ノイズやスイッチング損失を抑制することができる。
しかし、従来のソフトスイッチング降圧チョッパでは、ソフトスイッチングを実現する制御回路が複雑になり、十分な経済性を有するものとならなかった。
【００１５】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、より簡単なゲート駆動回路で的確に管理できる部分共振スイッチ回路要素を組み込んだソフトスイッチング降圧チョッパを提供することである。
さらに、より簡単なゲート駆動回路で的確に管理できるソフトスイッチング方式の充電制御装置を備えた、電池駆動電車の二次電池に対する電力供給システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するため、本発明のソフトスイッチング用の部分共振スイッチ回路要素は、第１端子と第２端子の間に、第１ダイオードと、第２ダイオードと、共振リアクトルと、共振コンデンサと、オンオフ制御が可能なパワー半導体デバイスである第１スイッチ及び第２スイッチとを備えた共振スイッチである。
本部分共振スイッチ回路要素は、第１端子と第２端子の間に、第１スイッチと共振リアクトルと第２スイッチを直列に接続し、第１ダイオードのアノードを第２スイッチと共振リアクトルの接続点に、第１ダイオードのカソードを第１端子に接続し、第２ダイオードのアノードを第２端子に、第２ダイオードのカソードを第１スイッチと共振リアクトルの接続点に接続し、共振コンデンサを第１端子と第２端子の間に接続して、構成される。
【００１７】
本発明の部分共振スイッチ回路要素の動作は、第１スイッチと第２スイッチを一つのゲート駆動信号により同じタイミングでオンオフすることによって制御することができる。
なお、第１スイッチと第２スイッチは、同等の特性を有するパワー半導体デバイスを用いて、主スイッチに印加される電圧を二分して負担させることにより耐電圧特性に対する要求を緩和させることができる。特に大電流を扱う回路では、耐電圧特性に対する要求性能が低いと、パワー半導体デバイスの選択を容易にし、しかもオン電圧の低いパワー半導体デバイスを採用することができ、コストを低減することに繋がり、有利である。
【００１８】
また、第１スイッチと第２スイッチが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、ＥＳＢＴ（Emitter Switched Bipolar Transistor）などの、オン・オフの制御が可能なパワー半導体デバイスである場合は、ターンオフ時には第１端子と第２端子の間に接続されている共振コンデンサの作用によりゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行い、ターンオン時には第１スイッチと第２スイッチの間に接続された共振リアクトルの作用により共振初期電流を確保し、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行うことができる。
【００１９】
本発明の部分共振スイッチ回路要素を各種の直流チョッパに適用することにより、直流チョッパの主スイッチについてソフトスイッチングを実現させることができる。なお、直流チョッパ内の環流ダイオードもゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行うため、その逆回復電流を小さくすることができ、主スイッチのターンオン損失と環流ダイオードのターンオフ損失を効果的に低減させることができる。
【００２０】
本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、パワー半導体デバイスとダイオードとリアクトルを備え、部分共振スイッチ回路要素を駆動するゲート駆動信号を生成する回路を備えた降圧チョッパであって、上記本発明の部分共振スイッチ回路要素を組み込んだことを特徴とする。
すなわち、本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、正極入力端子と、接地入力端子と、正極入力端子に第１端子を接続した本発明の部分共振スイッチ回路要素と、カソードを部分共振スイッチ回路要素の第２端子に接続しアノードを接地入力端子に接続したダイオードと、一端を部分共振スイッチ回路要素の第２端子に接続した共振リアクトルと、共振リアクトルの他端を接続する正極出力端子と、接地入力端子と接続した接地出力端子と、部分共振スイッチ回路要素を駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路を備えて、正極入力端子と接地入力端子を介して入力する直流電力の電圧を低減して正極出力端子と接地出力端子を介して出力する。
【００２１】
このように、本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、ソフトスイッチング動作を行うので、電池駆動電車に適用することにより、列車検知装置、踏切制御子、自動列車停止装置など、電磁ノイズを嫌う鉄道信号系に対する悪影響が減少し、これらの悪影響を抑制するためにとられてきた各種の対策を簡約化することができる。
さらに、降圧チョッパの環流ダイオードについても、ターンオン時にゼロ電圧スイッチングを達成し、ターンオフ時にゼロ電流スイッチングを達成して、スイッチング損失を低減することができる。
【００２２】
また、第１スイッチと第２スイッチの２つのスイッチの耐圧は、電源電圧の半分の電圧であればよいため、低耐圧のパワー半導体デバイスを選択することができる。
本発明の降圧チョッパにおけるスイッチのゲート駆動回路は同じタイミングであることから簡単になり、小型化かつ軽量化することができる。
【００２３】
また、本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、複数並列接続することによって、時分割制御動作による多相多重（マルチフェーズ）化をすることもできる。
また、本発明の時分割制御動作による多相多重化をしたソフトスイッチング降圧チョッパは、回路素子の数は増えても１相当たりの出力電流が小さくなるので、合成して形成される合成出力電流におけるリップル率が激減して直流リアクトルや平滑コンデンサの小型軽量化が達成でき、降圧チョッパの重量軽減にも有効である。なお、多相多重化により回路的には複雑にみえるが、本発明の部分共振回路ではゲート駆動信号が単純なため、制御回路のコストが大きく増大することはない。
【００２４】
さらに、本発明の電池駆動電車の電力供給システムは、本発明のソフトスイッチング降圧チョッパを用いて構成したＤＣ−ＤＣコンバータを備え、地上に設置された直流電源装置から架線や電線・ケーブルを介して供給される直流電力を、ＤＣ−ＤＣコンバータで降圧して、降圧した直流電力で電池駆動電車に搭載した二次電池あるいは地上設置された二次電池を充電することを特徴とする。
直流電源装置に加えてＤＣ−ＤＣコンバータも地上に設置して、降圧した直流電力を電池駆動電車に供給するようにすることができる。
また、直流電源装置は地上に設置されるが、ＤＣ−ＤＣコンバータを電池駆動電車に搭載して、電池駆動電車上において直流電力を降圧するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００２５】
本発明のソフトスイッチング用部分共振スイッチ回路要素およびソフトスイッチング降圧チョッパによれば、極めて簡単なゲート駆動回路によりソフトスイッチングを達成するばかりでなく、パワー半導体デバイスや直流リアクトルや平滑コンデンサを小型化して、電池駆動電車の電力供給システムを小型軽量で経済的な装置とすることができる。さらに、本発明のソフトスイッチング用部分共振スイッチ回路要素およびソフトスイッチング降圧チョッパを電池駆動電車の二次電池に対する充電制御装置に適用することにより、鉄道信号系に悪影響を与えない経済的な地上設置型充電制御装置としても、また車載型充電制御装置としても、利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング用部分共振スイッチ回路要素の回路図である。
【図２】本実施形態に係るソフトスイッチング用部分共振スイッチ回路要素のスイッチオンオフ状態を説明する等価回路図である。
【図３】本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング降圧チョッパの回路図である。
【図４】本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパの動作原理波形図である。
【図５】本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパの動作モード遷移等価回路図である。
【図６】本発明の別の実施形態に係るソフトスイッチング降圧チョッパの回路図である。
【図７】電池駆動電車に搭載した二次電池に給電する、本発明に係る電力供給システムの概念図である。
【図８】本発明の１実施形態に係る電力供給システムの回路図である。
【図９】本発明の別の１実施形態に係る電力供給システムの回路図である。
【図１０】基本的な降圧チョッパの回路図である。
【図１１】ＩＧＢＴにおけるターンオン時のサージを例示する波形図である。
【図１２】基本的なスイッチング波形を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を用い実施形態に基づいて本発明のソフトスイッチング用部分共振スイッチ回路要素を用いたソフトスイッチング降圧チョッパおよび電力供給システムを詳細に説明する。
図１は、本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング用部分共振スイッチ回路要素の回路図である。
図１に示す通り、本実施形態のソフトスイッチング用の部分共振スイッチ回路要素１は、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２の間に、第１スイッチＱ１と、第２スイッチＱ２と、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２と、共振リアクトルＬｒと、共振コンデンサＣｒとを備えた共振スイッチである。
【００２８】
第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２の間に、第１スイッチＱ１と共振リアクトルＬｒと第２スイッチＱ２がこの順にかつこの方向に電流が流れるように直列に接続されている。また、第１ダイオードＤ１のアノードが第２スイッチＱ２と共振リアクトルＬｒの接続点に、第１ダイオードＤ１のカソードが第１端子Ｔ１に接続され、第２ダイオードＤ２のアノードが第２端子Ｔ２に、第２ダイオードＤ２のカソードが第１スイッチＱ１と共振リアクトルＬｒの接続点に接続されている。さらに、共振コンデンサＣｒが第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２に並列接続されている。
【００２９】
第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、ＥＳＢＴ（Emitter Switched Bipolar Transistor）などの、オンオフ制御が可能なパワー半導体デバイスで形成される。これらのパワー半導体デバイスは、同時にゲートがオンになってスイッチがオンの状態の時に電流が第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２の方向に流れる向きに接続されている。
本実施形態の部分共振スイッチ回路要素１では、一つのゲート駆動信号により、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２を同じタイミングでオンオフする。
【００３０】
図２は、本実施形態の部分共振スイッチ回路要素１における、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２のオンオフ状態における回路の変化を説明する等価回路図である。図２では、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２は、それぞれスイッチとダイオードの直列回路で表現されている。図２（ａ）は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２がオン状態の時、図２（ｂ）は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２がオフ状態の時を示す。
【００３１】
図２（ａ）を参照すると、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２が同時にオンになっているときには、上記の回路に加えて、第１スイッチＱ１と共振リアクトルＬｒと第２スイッチＱ２を通って第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２に電流が流れる回路が形成される。また、第１スイッチＱ１と共振リアクトルＬｒと第２スイッチＱ２を通って第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２に向けて流れる電流により共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒに基づいた部分共振が発生する直列共振回路が形成される。
【００３２】
図２（ｂ）を参照すると、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２がオフになっているときには、第２ダイオードＤ２と共振リアクトルＬｒと第１ダイオードＤ１を通って第２端子Ｔ２から第１端子Ｔ１に電流が流れる回路が形成される。
また、同時に、第２ダイオードＤ２と共振リアクトルＬｒと第１ダイオードＤ１を通って第２端子Ｔ２から第１端子Ｔ１に流れる電流により共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒに基づいた部分共振が発生する直列共振回路が形成される。ただし、共振リアクトルＬｒの電流は第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の向きで規制されるので、共振リアクトルＬｒの電流は反転して流れることはない。
【００３３】
なお、第１端子Ｔ１の電圧が第２端子Ｔ２の電圧より高い場合は、第１ダイオードＤ１と共振リアクトルＬｒと第２ダイオードＤ２を通って電流が流れることはない。
また、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２が同時にオンになっているときにも、共振リアクトルＬｒの電流は、第１スイッチＱ１と第２スイッチの電流の向きで規制されるので、逆に第２スイッチＱ２から第１スイッチＱ１に向けて流れることはない。
【００３４】
本実施形態の部分共振スイッチ回路要素１は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２の間に直列に接続された共振リアクトルＬｒと、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２の間に並列に接続した共振コンデンサＣｒとを備える。
【００３５】
このため、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２を同時にオン状態に変えるターンオン時においては、共振コンデンサＣｒの電圧は直流電源電圧にクランプされ、共振リアクトルＬｒによりスイッチ電流は緩やかに増加するので、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）のソフトスイッチングをさせることができる。
【００３６】
また、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２を同時にオフ状態に変えるターンオフ時には、スイッチ電流が適度に減少するまでの間は共振コンデンサＣｒが共振リアクトルＬｒと直列共振動作を取ることによりスイッチ電圧がゼロから緩やかに増加するので、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）のソフトスイッチングをさせることができる。
【００３７】
このように、本実施形態の部分共振スイッチ回路要素１は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２において、ターンオン時とターンオフ時のいずれでもソフトスイッチングを実現すると共に、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２を同じゲート駆動信号で駆動することができ、部分共振スイッチ回路要素のゲート駆動回路が簡易化する。
本発明の部分共振スイッチ回路要素は、パワー半導体デバイスとダイオードと直流リアクトルを備えて構成される各種直流チョッパにおいて、パワー半導体デバイスに代替して組み込むことにより、直流チョッパにおける主スイッチのソフトスイッチングを実現させることができる。
【００３８】
図３は、本発明の部分共振スイッチ回路要素を組み込んだ、本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング降圧チョッパの回路図である。
降圧チョッパ３は、部分共振スイッチ回路要素Ｓの高頻度のオンオフ動作のみにより、直流電源Ｅｄ（たとえばＤＣ１５００Ｖなど所定の直流電源電圧）からＤＣ６００Ｖなど低い異なる直流電圧に変換して、二次電池Ｅｂなどに供給する直流チョッパである。なお、本実施形態において、直流電源Ｅｄは、降圧チョッパ３の外に設けられて、たとえば架線あるいは電線・ケーブルなどを介して直流電源電圧を降圧チョッパ３に供給する。
【００３９】
本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパ３は、部分共振スイッチ回路要素ＳとダイオードＤｏと直流リアクトルＬｏを備えて構成される。ソフトスイッチング降圧チョッパ３では、部分共振スイッチ回路要素ＳとダイオードＤｏと直流リアクトルＬｏは接続点Ｔ３で接続され、部分共振スイッチ回路要素Ｓを挟んで接続点Ｔ３と反対側に位置する接続点Ｔ４に直流電源Ｅｄが接続され、直流リアクトルＬｏを挟んで接続点Ｔ３と反対側に位置する接続点Ｔ５に二次電池Ｅｂが接続され、ダイオードＤｏを挟んで接続点Ｔ３と反対側に位置する接続点Ｔ６が接地されている。
【００４０】
直流リアクトルＬｏは電流を平滑化するためのもので、さらに平滑コンデンサＣｏを接続して電圧を平滑化している。ダイオードＤｏは、部分共振スイッチ回路要素Ｓの第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２がオフになったときに、直流リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーを放出する環流ダイオードである。
本実施形態の降圧チョッパ３は、図１に示した部分共振スイッチ回路要素１を組み込んだもので、部分共振スイッチ回路要素１のゲート駆動信号を生成する制御回路２が付属している。
部分共振スイッチ回路要素１の第１端子Ｔ１を直流電源Ｅｄに繋がる接続点Ｔ４に接続し、第２端子Ｔ２を直流リアクトルＬｏとの接続点Ｔ３に接続する。
【００４１】
本実施形態の降圧チョッパ３は、直流電源Ｅｄの出力端子と接続する接続点Ｔ４すなわち正極入力端子Ｔ４と接地入力端子と、正極入力端子Ｔ４に第１端子Ｔ１を接続した図１の部分共振スイッチ回路要素１と、ダイオードＤｏのカソードを部分共振スイッチ回路要素１の第２端子Ｔ２に接続し、ダイオードＤｏのアノードを接地入力端子に接続したダイオードＤｏと、一端を部分共振スイッチ回路要素１の第２端子Ｔ２に接続した直流リアクトルＬｏと、直流リアクトルＬｏの他端を接続する接続点Ｔ５すなわち正極出力端子Ｔ５と、接地入力端子と接続した接地出力端子と、部分共振スイッチ回路要素１を駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路２を備えたソフトスイッチング降圧チョッパであって、直流電源Ｅｄから入力する直流電力の電圧を降圧して正極出力端子Ｔ５と接地出力端子を介して二次電池Ｅｂに供給する。
【００４２】
本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパ３は、部分共振スイッチ回路要素１の中に設けられた２つのスイッチＱ１，Ｑ２を、制御回路２から供給される１つのゲート駆動信号で同時に駆動するもので、２つのスイッチについてゼロ電流ターンオン動作（ＺＣＳ）とゼロ電圧ターンオフ動作（ＺＶＳ）を達成して、ソフトスイッチング降圧チョッパ３を実現している。
【００４３】
図３に示すように構成された降圧チョッパ３において、部分共振スイッチ回路要素１の第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２を同時にオンにすると、第１端子Ｔ１から第１スイッチＱ１と共振リアクトルＬｒと第２スイッチＱ２を通って第２端子Ｔ２に電流が流れ始めるが、共振リアクトルＬｒの作用で第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２に流れる電流は緩やかに増加する。これを、ＺＣＳと称する（段落００１８参照）。
【００４４】
一方、電流が流れている状態で、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２を同時にオフにすると、蓄積時間を経た後にスイッチ電流が減少しスイッチ電圧が増加し始めるが、共振コンデンサＣｒが電源からの電流を吸収しながら端子電圧を徐々に上昇させて、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２のスイッチ電圧の上昇を緩やかにする。これを、ゼロ電圧ターンオフ動作（ＺＶＳ）と称する（段落００１８参照）。
【００４５】
以下、本実施形態の降圧チョッパ３のオンオフ動作による動作モード遷移と等価回路を表した図面により詳しく説明する。
図４は、図３に示した本実施形態の降圧チョッパ３がオンオフ動作する間における各回路素子の電圧あるいは電流の時間的変化を説明する動作原理波形図である。図４は、横軸を時間軸として、オンオフ動作１周期にわたり降圧チョッパ３の主要な回路素子における電圧または電流の波形変化を表している。
【００４６】
図４（ａ）は第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２に与えるゲート駆動信号ｐ（Ｑ１）（およびｐ（Ｑ２））の波形図、図４（ｂ）は第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のスイッチ電流ｉ（Ｑ１）（およびｉ（Ｑ２））の波形図、図４（ｃ）は第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のスイッチ電圧ｖ（Ｑ１）（およびｖ（Ｑ２））の波形図、図４（ｄ）は第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の電流ｉ（Ｄ１）（およびｉ（Ｄ２））の波形図、図４（ｅ）は共振リアクトルＬｒの電流ｉ（Ｌｒ）の波形図、図４（ｆ）は共振コンデンサＣｒの電流ｉ（Ｃｒ）の波形図、図４（ｇ）は共振コンデンサＣｒの電圧ｖ（Ｃｒ）の波形図、図４（ｈ）は環流ダイオードＤｏの電流ｉ（Ｄｏ）の波形図、図４（ｉ）は環流ダイオードＤｏの電圧ｖ（Ｄｏ）の波形図、図４（ｊ）は直流リアクトルＬｏの電流ｉ（Ｌｏ）の波形図である。また、図４（ｋ）に各動作モードの区分を記載している。
【００４７】
また、図５は、降圧チョッパ３のオンオフ動作１周期内の各動作モードにおける等価回路を示す動作モード遷移等価回路図である。降圧チョッパ３は、負荷電流環流モード（モード０）からＺＣＳターンオンモード（モード１）、部分共振モード（モード２）、定常モード（モード３）、ＺＶＳターンオフモード（モード４）、電源回生モード（モード５）と遷移して、再びモード０に戻る動作を繰り返す。
【００４８】
図５（ａ）はモード０におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｂ）はモード１におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｃ）はモード２におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｄ）はモード３におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｅ）はモード４におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｆ）はモード５におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路である。
【００４９】
以下、図４と図５を対照してモードの遷移を説明する。
負荷電流環流モード（モード０）では、図５（ａ）に示すように、部分共振スイッチ回路要素１の第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２がオフになっていて、直流電源Ｅｄからの電力供給がなく、負荷電流は環流ダイオードＤｏを通じて環流する。
【００５０】
時刻ｔ１において、ゲート駆動信号ｐ（Ｑ１）およびｐ（Ｑ２）を印加して第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２をオンすると、図５（ｂ）に示すＺＣＳターンオンモード（モード１）に遷移して、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２にスイッチ電流ｉ（Ｑ１）およびｉ（Ｑ２）が流れ始める。ただし、共振リアクトルＬｒの作用でスイッチ電流ｉ（Ｑ１）およびｉ（Ｑ２）は緩やかに増加するため、これと同時に環流ダイオードに流れる電流は減少し始める。
【００５１】
これにより、降圧チョッパ３はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）のターンオンを行うことができる。なお、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２は、同じ特性を有するパワー半導体デバイスであって、同じゲート駆動信号で駆動され、両者はほぼ同じ電圧波形と電流波形を呈する。こうして、直流電源Ｅｄから負荷Ｒｏに電流が流れるようになると、環流ダイオードＤｏの電流は減少していく。
【００５２】
環流ダイオードＤｏの電流が減少して時刻ｔ２にゼロになると、図５（ｃ）の等価回路で示すような、部分共振モード（モード２）になって、部分共振スイッチ回路要素１の共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒを含む回路で部分共振を始める。このため、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２のスイッチ電流ｉ（Ｑ１）およびｉ（Ｑ２）が正弦波状に増加し、共振コンデンサＣｒの電流ｉ（Ｃｒ）も正弦波状に増加する。共振コンデンサＣｒの放電に従って共振コンデンサＣｒ両端間の電圧ｖ（Ｃｒ）は減少し、共振コンデンサ電圧ｖ（Ｃｒ）がゼロになると、部分共振スイッチ回路要素１の共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒによる部分共振が停止する。なお、環流ダイオードＤｏがオフするときには、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行うことになる。
【００５３】
共振コンデンサ電圧ｖ（Ｃｒ）がゼロになった時刻ｔ３から、部分共振スイッチ回路要素１の第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２が共に順バイアス状態になり、図５（ｄ）の等価回路で示すような、直流電源Ｅｄから出力側にパワー伝達を行う定常モード（モード３）が始まる。
【００５４】
パワー伝達の定常モード（モード３）にある降圧チョッパ３について、時刻ｔ４にゲート駆動信号ｐ（Ｑ１）およびｐ（Ｑ２）をゼロにして第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２をオフにすると、図５（ｅ）の等価回路で示すような、ＺＶＳターンオフモード（モード４）に遷移する。第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２は、その後スイッチ電流が減少しスイッチ電圧が増加し始める。
一方、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２には共振コンデンサＣｒが並列接続されているため、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２の端子間電圧すなわちスイッチ電圧ｖ（Ｑ１）およびｖ（Ｑ２）は緩やかに上昇する。
【００５５】
第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）のターンオフを行うことができる。
なお、ターンオフをすると、同時に部分共振スイッチ回路要素１の共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒによる部分共振が始まり、共振コンデンサＣｒを部分共振モード（モード２）とは逆の方向に充電しながら、共振リアクトルＬｒを流れる電流が緩やかに減少する。
【００５６】
第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２のＺＶＳターンオフモード（モード４）では、共振コンデンサＣｒが充電され両端電圧ｖ（Ｃｒ）が上昇するが、両端電圧ｖ（Ｃｒ）が電源電圧まで上昇した時刻ｔ５になると、環流ダイオードＤｏが導通状態となり、図５（ｆ）の等価回路で示すような、電源回生モード（モード５）が始まる。なお、このとき、環流ダイオードＤｏはデバイス電圧がゼロの状態でターンオンしており、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現している。
【００５７】
モード５では、環流ダイオードＤｏに流れる電流ｉ（Ｄｏ）と負荷電流との差を、部分共振スイッチ回路要素１の第１ダイオードＤ１と共振リアクトルＬｒと第２ダイオードＤ２を介して直流電源側に回生しながら、スナバ回路を流れる電流（例えばｉ（Ｌｒ））は減衰して、時刻ｔ６になると、自然にゼロになる。
時刻ｔ６からは、回生電流を伴わず直流電源Ｅｄからの電力供給がなく、負荷電流は環流ダイオードＤｏを通じて環流する図５（ａ）に示す負荷電流環流モード（モード０）となる。
【００５８】
上記説明から明らかな通り、本実施形態の降圧チョッパ３は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２の２つのスイッチに対して、それぞれ独立ではなく、同一のゲート駆動信号で駆動することができる。また、降圧チョッパ３の動作はモード０からモード５まで遷移するが、主スイッチＱ１、Ｑ２のターンオンとターンオフ以外は降圧チョッパ３自体の状態の変遷に基づいて自動的にモードが切り替わる。
【００５９】
本実施形態の降圧チョッパ３は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２の２つのスイッチについて、ゼロ電流ターンオン（ＺＣＳターンオン）、ゼロ電圧ターンオフ（ＺＶＳターンオフ）のいわゆるソフトスイッチング転流を実現している。また、環流ダイオードのオンオフについても、ゼロ電圧スイッチングを実現しており、スイッチング損失の小さいＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。また、本実施形態の降圧チョッパ３を適用することにより、電磁ノイズの少ない環境を提供することができる。
【００６０】
本実施形態の降圧チョッパは、直流電源と負荷の間に複数の降圧チョッパを並列接続して、多相多重化することができる。図６は、時分割制御による多相多重方式を採用した降圧チョッパの代表例を示す回路図である。図６（ａ）には、いわゆる分割コンデンサ方式の降圧チョッパの例、図６（ｂ）には、いわゆる一括コンデンサ方式の降圧チョッパの例を示す回路図が示されている。
【００６１】
図６（ａ）は、３個の降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃを直流電源Ｅと負荷Ｒの間に並列接続した三相多重方式降圧チョッパ５を示している。降圧チョッパ３ａ、３ｂ、３ｃはそれぞれ、図１に示した本実施形態に係る部分共振スイッチ回路要素１と環流ダイオードＤと平滑コンデンサＣと直流リアクトルＬで構成された、図３などに説明した本実施形態に係る単位降圧チョッパ３である。なお、三相多重方式降圧チョッパ５には、降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃの部分共振スイッチ回路要素１のパワー半導体デバイスにゲート駆動信号を供給する制御回路４が付属されている。
【００６２】
本実施形態の三相多重方式降圧チョッパ５は、各々独立の直流リアクトルＬｏ１，Ｌｏ２，Ｌｏ３を持った三相の単位降圧チョッパ３からなり、出力は各直流リアクトルＬｏ１，Ｌｏ２，Ｌｏ３の出力側で合成されて負荷Ｒに供給される。したがって、個々の直流リアクトルの電流は相数分の１に減少する。
各単位降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃは、１サイクルを３等分した位相関係でオンオフされる。出力電流は各相の和となるので、平均値は相数倍の３倍となり、リップル周波数も３倍となり、リップルの絶対値は互いに打ち消す効果を生じて極めて小さくなる。また最大リップル率は、相数の２乗に逆比例して急速に減少し、三相では１／９になる。これにより、リップルが小さくなり電力の品質が向上する。
【００６３】
また、１つの相のチョッパが故障しても、残りの相によって運転を続行することができるので、動作信頼性が向上する。
なお、本実施形態の三相多重方式降圧チョッパ５に使用される単位降圧チョッパ３は、部分共振スイッチ回路要素１に用いられる２つのパワー半導体デバイスを１つのゲート駆動信号で同時に制御すればよく、しかも、モード遷移にも余分なセンサを必要としないので、降圧チョッパを多相多重化しても、制御回路は位相シフト制御によりシンプルで経済的である。
【００６４】
図６（ａ）に示した三相多重方式降圧チョッパ５では、平滑コンデンサＣｏを各相の単位降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃに分割して配置し、負荷を分担するので、個々の平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３の容量は比較的小さくて済むが、単位降圧チョッパ毎に設ける必要がある。
これに対して、図６（ｂ）に示した三相多重方式降圧チョッパ５'は、一括コンデンサ方式を採用して、各単位降圧チョッパ３ａ'，３ｂ'，３ｃ'に平滑コンデンサを配置する代わりに、単位降圧チョッパ３ａ'，３ｂ'，３ｃ'を並列接続した出力端子に相応の容量を持つ平滑コンデンサＣｏ'を配置するようにしたものである。平滑コンデンサＣｏ'は、一括したものを１個設ければシンプルで済み、製作および保全管理が容易である。
【００６５】
なお、図６には、降圧チョッパを３個使って三相化したＤＣ−ＤＣコンバータを示したが、相数を任意に選択することができることは言うまでもない。また、単位降圧チョッパ３を１つのモジュールとして標準化して、必要な容量にしたがって相数を決めて多相多重化したＤＣ−ＤＣコンバータを構成するようにすることもできる。このように標準部品を使う場合は、設計および製造の標準化が容易で、信頼性の高い部品を利用した信頼性が高く保守性の高いＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【００６６】
図７は、電池駆動電車に搭載した二次電池に給電する本発明の１実施形態に係る電力供給システムの概念図である。電池駆動電車６は、二次電池に蓄電した電力を使って電動機を駆動して非電化区間のレール３２上を走行する。したがって、非電化区間の架線レス区間を走行するときには、適宜設けられた充電ステーションで車載の二次電池（蓄電デバイス）を充電する必要がある。
【００６７】
図７に示すように、充電ステーションは，充電設備がある車両基地Ａ及び駅Ｂ１，Ｂ２であり、駅Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は充電設備がなく充電ステーションではない。例えば、ニッケル水素電池など小型で高容量の二次電池を用いると、走行距離を長くすることができ、全ての駅に充電設備を設ける必要がない。
【００６８】
充電ステーションには、電力供給装置本体３６ａと充電ポスト３１とを備えた電力供給装置３６が設けられている。電力供給装置本体３６ａには、ＤＣ−ＤＣコンバータが設けられ、たとえばＤＣ１５００Ｖの直流電力Ｐｗを受電して、車載の二次電池に適合した、たとえばＤＣ６００Ｖに降圧した直流電力を充電ポスト３１に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータの負側出力端子はレールに電気的に接続されている。
【００６９】
なお、二次電池電圧の状態に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を適宜に調整することができる。
電力供給装置本体３６ａに設けられるＤＣ−ＤＣコンバータは、図３に示した本発明に係るソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いたＤＣ−ＤＣコンバータや、図６に示したソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いた多相多重方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００７０】
電池駆動電車６は、小型で高容量の二次電池を搭載し、二次電池の直流をインバータで三相交流に変換して車輪と連結された電動機を駆動することにより、架線レス区間を走行することができる。
電池駆動電車６は、充電ステーション以外の場所では，パンタグラフを降ろして走行し、充電ステーションでパンタグラフを上昇させて充電ポスト３１に接触させ、電池駆動電車６に搭載した二次電池の充電を行う。
なお、充電ポスト３１は、架線に限らず、軌条あるいはソケットなどを介して電力供給するものであっても良い。
【００７１】
図８は、電池駆動電車が本実施形態の電力供給システムの充電ステーションで二次電池に充電している状態を示す回路図である。
本実施形態の電力供給システムの充電ステーションには、本発明に係るソフトスイッチング降圧チョッパを用いて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ３５が設備されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３５は、地上変電設備など、直流電源からたとえばＤＣ１５００Ｖなど所定の直流電源電圧を入力して、車載の二次電池に適合するたとえばＤＣ６００Ｖなど低い異なる直流電圧に変換して、充電ポスト３１に供給する。
【００７２】
電池駆動電車６は、充電ステーションに停車し、パンタグラフ１４を上昇させて充電ポスト３１に接触させ、搭載された二次電池１１の充電を行う。
電池駆動電車６は、ニッケル水素電池などを使った二次電池１１、可変電圧可変周波数制御を行うＶＶＶＦインバータ１２、車両走行用の誘導電動機１３などをそれぞれ搭載している。
【００７３】
二次電池１１の正極側端子には、高速度遮断器７と電磁接触器８とフィルタリアクトル９を介して、ＶＶＶＦインバータ１２の正側入力端子が接続され、二次電池１１の負極側端子にＶＶＶＦインバータ１２の負側入力端子が接続されている。
フィルタコンデンサ１７がＶＶＶＦインバータ１２と並列に接続されて、フィルタリアクトル９と共にローパスフィルタを構成している。ＶＶＶＦインバータ１２の出力端子には、車輪１５を駆動するための誘導電動機１３が接続されている。
【００７４】
さらに、二次電池１１の正極側端子には、高速度遮断器７ａと電磁接触器８ａとフィルタリアクトル９ａを介して、定電圧定周波数制御をするＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８の正側入力端子が接続され、二次電池１１の負極側端子にＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８の負側入力端子が接続されている。フィルタコンデンサ１７ａがＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８と並列に接続されて、フィルタリアクトル９ａと共にローパスフィルタを構成している。
ＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８の出力端子には、空調装置、車内照明装置、ブレーキ用コンプレッサなど、補機の負荷１９が接続されている。
【００７５】
二次電池１１の正極側端子はパンタグラフ１４に接続され、負極側端子は車輪１５に接続されており、充電ステーションにおいて、パンタグラフ１４を介し充電ポスト３１から直流電力の供給を受けて二次電池１１の充電が行われる。
電池駆動電車６の力行時は、二次電池１１からの直流電力がＶＶＶＦインバータ１２に供給され、運転指令台からの指令速度に応じた周波数、電圧の三相交流電力に変換して、誘導電動機１３を駆動する。
【００７６】
また、電池駆動電車６の制動時には、誘導電動機１３を発電機として使用し発生する交流電力をＶＶＶＦインバータ１２で直流電力に変換して二次電池１１に充電することができる。
電池駆動電車６が駅に停車している間でも補機の運転が必要である場合には、ＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８が二次電池１１から必要な電力を受けて補機に供給する。
電池駆動電車６は、充電ステーションに停車中に二次電池１１に充電して、つぎの充電ステーションまで走行できる電力を蓄電する。
【００７７】
本実施形態の電池駆動電車の電力供給システムでは、充電ステーションにおいて地上に設置されたＤＣ−ＤＣコンバータ３５にソフトスイッチング降圧チョッパを用いているため、スイッチング動作時でのスイッチング損失が抑えられると共に、電磁ノイズの発生が抑制される。
したがって、軌道に沿って敷設される信号線やレールを伝播する鉄道信号系に及ぼす悪影響が抑制され、電磁ノイズに対する対策を簡易なものとすることができる。
【００７８】
図９は、本発明の別の実施形態に係る電力供給システムについて、電池駆動電車が充電ステーションで二次電池に充電している状態を示す回路図である。本実施形態では、電池駆動電車に二次電池用のＤＣ−ＤＣコンバータを搭載するようにしたところが、図８で説明した実施形態に係る電力供給システムと異なる点であり、その他に異なるところはない。
【００７９】
本実施形態も、図８で説明した実施形態も、直流電源装置から供給される高圧直流電力を、本発明に係る降圧チョッパを用いたＤＣ−ＤＣコンバータで降圧して、電池駆動電車に搭載した二次電池を降圧した直流電力で充電する点において差異はない。
そこで、図９においては、図８に記載の要素と同じ機能を有する要素については同じ参照番号を付すことで説明を簡約化している。
【００８０】
本実施形態の電力供給システムの充電ステーションでは、充電ポスト３１には既設の架線に供給する、たとえばＤＣ１５００Ｖの高い直流電圧が印加されている。なお、充電ポスト３１は、電化区間における通常の架線であっても良い。
【００８１】
本実施形態の電池駆動電車６ａは、充電ステーションに停車し、パンタグラフ１４を上昇させて充電ポスト３１に接触させ、充電ポスト３１の直流電力を取り込み、ＬＣフィルタを介してＤＣ−ＤＣコンバータ２１の入力端子に供給する。
【００８２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１は、図３に示した本発明に係るソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いたＤＣ−ＤＣコンバータや、図６に示したソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いた多相多重方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。
したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１自体が小型軽量であるばかりでなく、コンバータが稼働する際のスイッチング損失が少なく高効率であり、冷却が簡単である。また、電磁ノイズが少ないので、ノイズの遮蔽が容易である。このため、電池駆動電車６に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１を搭載しても、車両重量が過大にならず、走行負荷に対応する二次電池容量も過大にならない。
【００８３】
特に、降圧チョッパ３を複数設けて多相多重化した場合は、チョッパの部品も軽量になると共に、電磁ノイズが激減して保護に必要な部材の重量やコストが低減する。また、多相多重化により駆動周波数が相数に比例して大きくなることから、スイッチング周波数を可聴周波数より高くして乗客の感じる音響ノイズを抑制することができる。
【００８４】
このように、電池駆動電車６ａに二次電池１１を充電するＤＣ−ＤＣコンバータ２１を搭載した場合は、充電ステーションには、単にたとえばＤＣ１５００Ｖを供給する充電ポストが設置されていればよく、地上施設の設備が簡単になる。また、電車の架線を充電ポストとして使用することにより、電化区間と非電化区間が混在する運転区間では、充電ステーションで充電する代わりに電化区間を走行中に二次電池１１を充電することができる。走行中に充電するシステムによれば、設備装置のコストを低減すると共に充電時間を節減することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明の降圧チョッパは、ソフトスイッチングを実現した上に、パワー半導体デバイスなどの部品の要求特性を緩和した上、単純な駆動回路で制御できるようになったので、ＤＣ−ＤＣコンバータなどに適用することにより、各種の産業分野に利用することができる。特に、電池駆動電車の二次電池の充電制御装置に適用すると、鉄道信号系に対する悪影響の少ない経済的な充電システムを形成することができる。
【符号の説明】
【００８６】
１  部分共振スイッチ回路要素
２  制御回路
３，３ａ，３ｂ，３ｃ，３ａ'，３ｂ'，３ｃ'  降圧チョッパ
４  制御回路
５，５'  三相多重方式降圧チョッパ
６，６ａ  電池駆動電車
７，７ａ  高速度遮断器
８，８ａ  電磁接触器
９，９ａ  フィルタリアクトル
１１  二次電池
１２  ＶＶＶＦインバータ
１３  誘導電動機
１４  パンタグラフ
１５  車輪
１７，１７ａ  フィルタコンデンサ
１８  ＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）
１９  負荷
２１  ＤＣ−ＤＣコンバータ（車載）
３１  充電ポスト
３２  レール
３５  ＤＣ−ＤＣコンバータ（地上設置）
３６  電力供給装置
３６ａ  電力供給装置本体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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