(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流の入力電圧を入力し、共振インダクタンス及び共振キャパシタンスの共振動作を利用して、スイッチング周波数を有する制御信号によりオン／オフ動作するスイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせて、前記入力電圧を、１次巻線、２次巻線及び励磁インダクタンスを有する変圧器を介して、交流電圧に変換し、前記交流電圧を直流の出力電圧に変換して出力側から出力する電流共振型コンバータの制御方法において、
起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出処理と、
前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定処理と、
決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御処理と、を有し、
前記周波数決定処理では、
前記共振インダクタンス、前記共振キャパシタンス、前記励磁インダクタンス、前記スイッチング周波数、前記１次巻線と前記２次巻線の巻数比、及び前記入力電圧に基づき、前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を演算により求め、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定することを特徴とする電流共振型コンバータの制御方法。
【請求項２】
スイッチング周波数ｆｓ（Ｈｚ）を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によって直流の入力電圧Ｖｉｎを交流に変換して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、
共振インダクタンスＬｒ（μＨ）及び共振キャパシタンスＣｒ（μＦ）を有し、前記第１の交流電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、
前記共振信号を入力する巻数Ｎ１の１次巻線、前記１次巻線に対して絶縁された巻数Ｎ２の２次巻線、及び励磁インダクタンスＬｍ（μＨ）を有する巻数比Ｎ（＝Ｎ１／Ｎ２）の変圧器と、
前記２次巻線から出力される第２の交流電圧を直流に変換して出力電圧Ｖｏを生成し、前記出力電圧Ｖｏを出力側から出力する整流回路と、
前記出力電圧Ｖｏを検出し、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる前記制御信号を生成し、前記スイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせる制御回路と、
を備える電流共振型コンバータの制御方法において、
起動時の前記出力電圧Ｖｏを検出してこの検出結果を求める出力電圧検出処理と、
前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定する周波数決定処理と、
決定された前記スイッチング周波数ｆｓにて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数ｆｓを漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御処理と、を有し、
前記周波数決定処理では、
前記出力電圧Ｖｏに対する前記スイッチング周波数ｆｓにおける無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を下記式を用いて演算し、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定することを特徴とする電流共振型コンバータの制御方法。
【数３】
0005591002.tif 000004
【請求項３】
スイッチング周波数を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によって直流の入力電圧を交流に変換して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、
共振インダクタンス及び共振キャパシタンスを有し、前記第１の交流電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、
前記共振信号を入力する１次巻線、前記１次巻線に対して絶縁された２次巻線、及び励磁インダクタンスを有する巻数比（＝１次巻線／２次巻線）の変圧器と、
前記２次巻線から出力される第２の交流電圧を直流に変換して出力電圧を生成し、前記出力電圧を出力側から出力する整流回路と、
前記出力電圧を検出し、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる前記制御信号を生成し、前記スイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせる制御回路と、
を備える電流共振型コンバータにおいて、
前記制御回路は、
起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出手段と、
前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、
決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御手段と、を有し、
前記周波数決定手段は、
前記共振インダクタンス、前記共振キャパシタンス、前記励磁インダクタンス、前記スイッチング周波数、前記巻数比、及び前記入力電圧に基づき、前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を演算により求め、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定することを特徴とする電流共振型コンバータ。
【請求項４】
スイッチング周波数ｆｓを有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によって直流の入力電圧Ｖｉｎを交流に変換して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、
共振インダクタンスＬｒ（μＨ）及び共振キャパシタンスＣｒ（μＦ）を有し、前記第１の交流電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、
前記共振信号を入力する巻数Ｎ１の１次巻線、前記１次巻線に対して絶縁された巻数Ｎ２の２次巻線、及び励磁インダクタンスＬｍ（μＨ）を有する巻数比Ｎ（＝Ｎ１／Ｎ２）の変圧器と、
前記２次巻線から出力される第２の交流電圧を直流に変換して出力電圧Ｖｏを生成し、前記出力電圧Ｖｏを出力側から出力する整流回路と、
前記出力電圧Ｖｏを検出し、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる前記制御信号を生成し、前記スイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせる制御回路と、
を備える電流共振型コンバータにおいて、
前記制御回路は、
起動時の前記出力電圧Ｖｏを検出してこの検出結果を求める出力電圧検出手段と、
前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定する周波数決定手段と、
決定された前記スイッチング周波数ｆｓにて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数ｆｓを漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御手段と、を有し、
前記周波数決定手段は、
前記出力電圧Ｖｏに対する前記スイッチング周波数ｆｓにおける無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を下記式を用いて演算し、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定することを特徴とする電流共振型コンバータ。
【数４】
0005591002.tif 000005
【請求項５】
前記出力電圧検出手段、前記周波数決定手段、及び前記周波数制御手段は、
制御プログラムに従い所定の演算及び制御を行うプロセッサの前記制御プログラムにより実行する構成にしたことを特徴とする請求項３又は４記載の電流共振型コンバータ。
【請求項６】
前記出力電圧検出手段、前記周波数決定手段、及び前記周波数制御手段は、
実回路により構成にしたことを特徴とする請求項３又は４記載の電流共振型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インダクタとコンデンサの共振動作を利用してソフトスイッチング動作を行わせる電流共振型コンバータ（これは「ＬＬＣコンバータ」とも言う。）と、そのソフトスタートを制御する電流共振型コンバータの制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、電流共振型コンバータは、例えば、下記の特許文献１に記載されているように、スイッチング周波数を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によって直流（以下「ＤＣ」という。）の入力電圧を交流（以下「ＡＣ」という。）に変換するスイッチング回路と、共振用インダクタ及び共振用コンデンサを有し、前記スイッチング回路から出力されるＡＣ電圧を入力して所定の共振周波数にて共振する共振回路と、前記共振回路から出力される共振信号を入力する１次巻線、及び２次巻線を有する変圧器（以下「トランス」という。）と、前記２次巻線から出力されるＡＣ電圧をＤＣ電圧に整流する整流回路と、前記整流回路から出力されるＤＣ電圧を平滑した出力電圧を出力側から出力する出力コンデンサとを備えている。
【０００３】
このような電流共振型コンバータの制御方法において、出力電圧の制御は、スイッチング素子をオン／オフ動作させるための制御信号のスイッチング周波数を制御することにより行われる。スイッチング周波数は、例えば、共振回路の共振周波数より高い周波数で動作するように設計されていて、スイッチング周波数を上げると（即ち、共振周波数から離れると）、出力される電力が小さくなり、スイッチング周波数を下げると（即ち、共振周波数に近づけると）、出力される電力が大きくなる。
【０００４】
この種の電流共振型コンバータでは、スイッチング素子のスイッチング時に、共振回路による共振現象を利用し、電圧又は電流がゼロとなった状態でスイッチングを行うソフトスイッチング技術により、スイッチング損失のない電源の高効率化や、低ノイズ化等が可能になる。ソフトスイッチングにおいて、一般に、電圧がゼロの状態で行うスイッチングをゼロ電圧スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）、電流がゼロの状態で行うスイッチングをゼロ電流スイッチング（以下「ＺＣＳ」という。）と称されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２０４０４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来の電流共振型コンバータ及びその制御方法によれば、以下のような課題があった。
【０００７】
電流共振型コンバータは、スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御信号の周波数制御を行っており、出力電圧及び出力電流によってスイッチング周波数が一意に決まる。このため、出力電圧が０Ｖの状態から起動する場合は、スイッチング周波数を高い周波数から徐々に周波数を下げていくこと（即ち、ソフトスタート）により、出力コンデンサのチャージ電流による過電流を防止している。この時、スイッチングを行っているスイッチング素子には、出力コンデンサをチャージする電流が流れるため、この電流を利用してＺＶＳを行うことができる。
【０００８】
ところが、出力コンデンサに電圧が残っている状態、あるいは、複数の電流共振型コンバータが出力側で並列接続され、出力停止状態の電流共振型コンバータが、他の動作中の電流共振型コンバータにより出力電圧が印加されている状態の場合、スイッチング周波数における高い周波数から電流共振型コンバータの起動を行うと、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性により、出力側に電力を伝達できない。この結果、スイッチング素子に電流が流れないため、ＺＶＳ動作を行うことができずに、そのスイッチング素子にサージ電圧が印加されてしまう。
【０００９】
ソフトスイッチングの電流共振型コンバータは、スイッチング素子のスイッチング損失を減少させることの他に、ターンオフ時のスイッチング素子のサージ耐圧を抑えることにより、耐圧の低いスイッチング素子を選定できることに利点（メリット）がある。しかし、前記のような現象が起きてしまうと、スイッチング素子の耐圧を高くしなければならないため、電流共振型コンバータのコスト増加や、スイッチング素子の特性悪化（スイッチング素子におけるオン抵抗等）によるコンバータ効率の低下の課題がある。
【００１０】
本発明は、前記課題に鑑みてなされたものであり、耐圧の低いスイッチング素子を使用でき、比較的簡単な回路構成で、低コストの電流共振型コンバータとその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のうちの第１の発明の電流共振型コンバータの制御方法は、ＤＣの入力電圧を入力し、共振インダクタンス及び共振キャパシタンスの共振動作を利用して、スイッチング周波数を有する制御信号によりオン／オフ動作するスイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせて、前記入力電圧を、１次巻線、２次巻線及び励磁インダクタンスを有するトランスを介して、ＡＣ電圧に変換し、前記ＡＣ電圧をＤＣの出力電圧に変換して出力側から出力する電流共振型コンバータの制御方法において、起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出処理と、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定処理と、決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御処理と、を有している。そして、前記周波数決定処理では、前記共振インダクタンス、前記共振キャパシタンス、前記励磁インダクタンス、前記スイッチング周波数、前記１次巻線と前記２次巻線の巻数比、及び前記入力電圧に基づき、前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を演算により求め、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定することを特徴とする。
【００１２】
第２の発明の電流共振型コンバータの制御方法は、スイッチング周波数ｆｓ（Ｈｚ）を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によってＤＣの入力電圧ＶｉｎをＡＣに変換して第１のＡＣ電圧を出力するスイッチング回路と、共振インダクタンスＬｒ（μＨ）及び共振キャパシタンスＣｒ（μＦ）を有し、前記第１のＡＣ電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、前記共振信号を入力する巻数Ｎ１の１次巻線、前記１次巻線に対して絶縁された巻数Ｎ２の２次巻線、及び励磁インダクタンスＬｍ（μＨ）を有する巻数比Ｎ（＝Ｎ１／Ｎ２）のトランスと、前記２次巻線から出力される第２のＡＣ電圧をＤＣに変換して出力電圧Ｖｏを生成し、前記出力電圧Ｖｏを出力側から出力する整流回路と、前記出力電圧Ｖｏを検出し、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる前記制御信号を生成し、前記スイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせる制御回路と、を備える電流共振型コンバータの制御方法において、起動時の前記出力電圧Ｖｏを検出してこの検出結果を求める出力電圧検出処理と、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定する周波数決定処理と、決定された前記スイッチング周波数ｆｓにて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数ｆｓを漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御処理と、を有している。そして、前記周波数決定処理では、前記出力電圧Ｖｏに対する前記スイッチング周波数ｆｓにおける無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を次式（１）を用いて演算し、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定することを特徴とする。
【数１】
0005591002.tif 000002
【００１３】
第３の発明の電流共振型コンバータは、スイッチング周波数を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によってＤＣの入力電圧をＡＣに変換して第１のＡＣ電圧を出力するスイッチング回路と、共振インダクタンス及び共振キャパシタンスを有し、前記第１の交流電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、前記共振信号を入力する１次巻線、前記１次巻線に対して絶縁された２次巻線、及び励磁インダクタンスを有する巻数比（＝１次巻線／２次巻線）のトランスと、前記２次巻線から出力される第２のＡＣ電圧をＤＣに変換して出力電圧を生成し、前記出力電圧を出力側から出力する整流回路と、前記出力電圧を検出し、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる前記制御信号を生成し、前記スイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせる制御回路と、を備える電流共振型コンバータにおいて、前記制御回路は、起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出手段と、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御手段と、を有している。そして、前記周波数決定手段は、前記共振インダクタンス、前記共振キャパシタンス、前記励磁インダクタンス、前記スイッチング周波数、前記巻数比、及び前記入力電圧に基づき、前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を演算により求め、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定することを特徴とする。
【００１４】
第４の発明の電流共振型コンバータは、スイッチング周波数ｆｓを有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によってＤＣの入力電圧ＶｉｎをＡＣに変換して第１のＡＣ電圧を出力するスイッチング回路と、共振インダクタンスＬｒ（μＨ）及び共振キャパシタンスＣｒ（μＦ）を有し、前記第１のＡＣ電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、前記共振信号を入力する巻数Ｎ１の１次巻線、前記１次巻線に対して絶縁された巻数Ｎ２の２次巻線、及び励磁インダクタンスＬｍ（μＨ）を有する巻数比Ｎ（＝Ｎ１／Ｎ２）のトランスと、前記２次巻線から出力される第２のＡＣ電圧を直流に変換して出力電圧Ｖｏを生成し、前記出力電圧Ｖｏを出力側から出力する整流回路と、前記出力電圧Ｖｏを検出し、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる前記制御信号を生成し、前記スイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせる制御回路と、を備える電流共振型コンバータにおいて、前記制御回路は、起動時の前記出力電圧Ｖｏを検出してこの検出結果を求める出力電圧検出手段と、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定する周波数決定手段と、決定された前記スイッチング周波数ｆｓにて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数ｆｓを漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御手段と、を有している。そして、前記周波数決定手段は、前記出力電圧Ｖｏに対する前記スイッチング周波数ｆｓにおける無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を上記式（１）を用いて演算し、この演算結果と前記検出結果とに基づいて、前記ソフトスタート開始の前記スイッチング周波数ｆｓを決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
第１の発明における電流共振型コンバータの制御方法によれば、起動時の出力電圧検出処理、周波数決定処理、及び周波数制御処理により、ソフトスタート時、必ずスイッチング素子のＺＶＳ動作を行うことができるため、耐圧の低いスイッチング素子を選定できる。特に、第１の発明では、出力電圧対スイッチング周波数特性のスイッチング周波数を利用しているので、入力電圧は外部要因により変動するが、起動後瞬時に入力電圧が変化した場合でも、必要以上に出力側に電力を伝達することを防ぎ、過電流を防止してソフトスタート動作ができる。
第２の発明における電流共振型コンバータの制御方法によれば、無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を式（１）を用いて演算し、この演算結果を利用しているので、特に無負荷の周波数特性（出力側に電力が供給可能な周波数特性）は、巻線の寄生インダクタンス等が影響し、正確に算出することが困難であるが、簡単な計算式で、過電流を防止してソフトスタート動作ができる。
【００１６】
第３の発明における電流共振型コンバータによれば、例えば、制御回路を、プロセッサを用いたプログラム制御により実行する構成にする場合は、新たな回路を追加する必要がなく、起動時の制御プログラムの変更だけで処理できるため、コストがかからない。又、制御回路を実回路にて構成する場合は、定常時の回路構成に対し、新たに、起動時の回路構成を追加するだけで、起動時の周波数制御が可能になる。そのため、比較的簡単な回路構成で、低コストの制御回路を実現できる。特に、第３の発明によれば、第１の発明と同様に、出力電圧対スイッチング周波数特性のスイッチング周波数を利用しているので、入力電圧は外部要因により変動するが、起動後瞬時に入力電圧が変化した場合でも、必要以上に出力側に電力を伝達することを防ぎ、過電流を防止してソフトスタート動作ができる。
第４の発明における電流共振型コンバータによれば、第２の発明と同様に、無負荷時の出力電圧対スイッチング周波数特性を式（１）を用いて演算し、この演算結果を利用しているので、特に無負荷の周波数特性は、巻線の寄生インダクタンス等が影響し、正確に算出することが困難であるが、簡単な計算式で、過電流を防止してソフトスタート動作ができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は本発明の実施例１における電流共振型コンバータの概略を示す構成図である。
【図２】図２は図１中のコンバータ主回路１０の構成例を示す回路図である。
【図３−１】図３−１は図２中のＦＥＴ１２−１〜１２−４における電圧及び電流波形を示す図である。
【図３−２】図３−２は図２中の１次巻線１４ａ側における電圧及び電流波形を示す図である。
【図３−３】図３−３は図２中の２次巻線１４ｂ側における電圧及び電流波形を示す図である。
【図４】図４は図１の電流共振型コンバータにおける出力電圧対スイッチング周波数特性を示す図である。
【図５】図５は図１中の制御回路２０における起動時の処理を示すフローチャートである。
【図６】図６は本発明の実施例２における電流共振型コンバータの構成例を示す概略の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。
【実施例１】
【００１９】
（実施例１の電流共振型コンバータの構成）
図１は、本発明の実施例１における電流共振型コンバータの概略を示す構成図である。
【００２０】
この電流共振型コンバータは、高効率及び低ノイズのスイッチング電源装置に使用されるＤＣ／ＤＣ変換器であり、太陽電池等のＤＣ電源から供給されるＤＣ入力電圧Ｖｉｎ及びＤＣ入力電流Ｉｉｎを入力する入力端子１を有している。入力端子１には、コンバータ主回路１０を介して、ＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏを出力する出力端子１７が接続されている。
【００２１】
コンバータ主回路１０は、スイッチング周波数ｆｓを有する制御信号Ｓ２０によりオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ、以下「ＦＥＴ」という。）を有するスイッチング回路と、インダクタ及びコンデンサからなる共振周波数ｆｒを有する共振回路と、入出力端子間を絶縁するトランスと、このトランスの出力電圧をＤＣ電圧に整流する整流回路等とにより構成されている。このコンバータ主回路１０では、入力端子１からＤＣ入力電圧Ｖｉｎ及びＤＣ入力電流Ｉｉｎを入力し、共振回路の共振動作を利用して、制御信号Ｓ２０によりオン／オフ動作するＦＥＴに対するソフトスイッチング動作を行わせて、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ及びＤＣ入力電流ＩｉｎをＡＣに変換し、このＡＣ電圧をトランスを介して伝達し、整流回路等により、そのＡＣ電圧及びＡＣ電流をＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏに変換して出力端子１７から出力する機能を有している。
【００２２】
出力端子１７側には、コンバータ主回路１０を周波数制御するための制御回路２０が接続されている。制御回路２０は、ＤＣ出力電圧ＶｏやＤＣ出力電流Ｉｏに基づき、制御信号Ｓ２０を生成してコンバータ主回路１０内のＦＥＴをオン／オフ動作させる回路であり、定常時の出力状態制御手段２１、及び周波数制御手段２２を有する他に、起動時の制御手段３０が追加されている。起動時の制御手段３０は、出力電圧検出手段３１、及びソフトスタート開始の周波数決定手段２２を有している。
【００２３】
定常時の出力状態制御手段２１は、ＤＣ出力電圧ＶｏやＤＣ出力電流Ｉｏ等に基づき、定電圧制御や定電流制御等を行うために最適なスイッチング周波数ｆｓを決定する機能を有し、この出力側に、周波数制御手段２２が接続されている。周波数制御手段２２は、決定されたスイッチング周波数ｆｓを有する制御信号Ｓ２０によってコンバータ主回路１０内のＦＥＴをオン／オフ制御する機能を有している。
【００２４】
起動時の制御手段３０を構成する出力電圧検出手段３１は、起動時のＤＣ出力電圧Ｖｏを検出してこの検出結果を求める機能を有し、この出力側に、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２が接続されている。ソフトスタート開始の周波数決定手段３２は、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性及び前記検出結果に基づき、出力端子１７側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆｓを決定する機能を有し、この出力側に、周波数制御手段２２が接続されている。周波数制御手段２２は、前記機能の他に、周波数決定手段３２により決定されたスイッチング周波数ｆｓにて起動を開始させた後にそのスイッチング周波数ｆｓを漸減する制御信号Ｓ２０により、ＦＥＴをオン／オフ動作させて電流共振型コンバータの起動を制御する機能を有している。
【００２５】
この制御回路２０は、デジタル信号処理に特化したマイクロプロセッサであるデジタルシグナルプロセッサ（以下「ＤＳＰ」という。）等のプロセッサや、あるいは、実回路により構成されている。
【００２６】
制御回路２０をプロセッサにより構成する場合には、例えば、以下のようにすればよい。
プロセッサは、例えば、定常時及び起動時の制御プログラムを格納したプログラムメモリと、その制御プログラムに従い演算及び制御処理を行う中央処理装置（以下「ＣＰＵ」という。）と、このＣＰＵのプログラム処理により制御される入力部及び出力部等とを備えている。そのため、入力部により、出力電圧検出手段３１の機能を実行させ、入力部及びＣＰＵのプログラム処理により、定常時の出力状態制御手段２１の機能を実行させ、ＣＰＵのプログラム処理により、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２、及び周波数制御手段２２の機能を実行させ、出力部により、制御信号Ｓ２０を出力させる機能を実行させればよい。
【００２７】
図２は、図１中のコンバータ主回路１０の構成例を示す回路図である。
このコンバータ主回路１０は、入力端子１を構成する正側入力端子１ａ及びグランドＧＮＤ側入力端子１ｂに接続された平滑用の入力コンデンサ１１及びフルブリッジ型のスイッチング回路１２を有している。フルブリッジ型のスイッチング回路１２は、スイッチング素子である４つのＦＥＴ１２−１〜１２−４を有し、入力端子１ａと入力端子１ｂとの間に、ＦＥＴ１２−１、ノードＮ１及びＦＥＴ１２−２が直列に接続されると共に、ＦＥＴ１２−３、ノードＮ２及びＦＥＴ１２−４が直列に接続されている。ノードＮ１，Ｎ２には、直列共振回路１３、及びトランス１４が接続されている。
【００２８】
ＦＥＴ１２−１，１２−２は、制御信号Ｓ２０により相補的にオン／オフ動作し、更に、ＦＥＴ１２−３，１２−４も、制御信号Ｓ２０により相補的にオン／オフ動作する。各ＦＥＴ１２−１，１２−２，１２−３，１２−４のドレイン・ソース間には、それぞれ寄生容量１２−１ａ，１２−２ａ，１２−３ａ，１２−４ａ等が存在している。
【００２９】
例えば、制御信号Ｓ２０により、ＦＥＴ１２−１，１２−４がオフ状態、ＦＥＴ１２−２，１２−３がオン状態の場合、入力端子１ａから入力されたＤＣ入力電流Ｉｉｎは、オン状態のＦＥＴ１２−３→ノードＮ２→直列共振回路１３及びトランス１４の１次側→ノードＮ１→オン状態のＦＥＴ１２−２→入力端子１ｂへ流れる。この時、ＦＥＴ１２−２，１２−３のドレイン・ソース間には電流Ｉｓｗが流れ、ＦＥＴ１２−２に、ドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが生じる。
【００３０】
ノードＮ２に接続された直列共振回路１３は、キャパシタンスＣｒの共振用コンデンサ１３ａと、インダクタンスＬｒの共振用インダクタ１３ｂとを有し、これらが直列に接続されている。直列共振回路１３は、共振用コンデンサ１３ａのキャパシタンスＣｒと共振用インダクタ１３ｂのインダクタンスＬｒとで決まる固有の共振周波数ｆｒを有し、例えば、コンデンサ１３ａ及びインダクタ１３ｂに共振信号である共振電流Ｉｒが流れると、このコンデンサ１３ａ及びインダクタ１３ｂの両端電極間に、共振電圧Ｖｒが生じる。インダクタ１３ｂの一端の電極側には、トランス１４が接続されている。
【００３１】
トランス１４は、インダクタ１３ｂの一端の電極とノードＮ２との間に接続された１次巻線１４ａと、この１次巻線１４ａに対して絶縁された２次巻線１４ｂとを有している。１次巻線１４ａと２次巻線１４ｂとの巻数比Ｎは、Ｎ１：Ｎ２である。１次巻線１４ａには、これと並列に、トランス１４の励磁インダクタンスＬｍであるインダクタ１４ｃが存在している。例えば、コンデンサ１３ａ及びインダクタ１３ｂに共振電流Ｉｒが流れると、この共振電流Ｉｒは、インダクタ１４ｃに流れる励磁電流Ｉｍと、１次巻線１４ａに流れる１次電流ＩＴとに分流する（即ち、Ｉｒ＝Ｉｍ＋ＩＴ）。この時のインダクタ１４ｃの両端電極間に生じる励磁電圧Ｖｍと、１次巻線１４ａの両端電極間に生じる１次電圧ＶＴ１とは、等しい。１次巻線１４ａに１次電流ＩＴが流れると、２次巻線１４ｂの両端電極間に第２のＡＣ電圧である２次電圧ＶＴ２が生じる。この２次巻線１４ｂの両端電極には、整流回路１５が接続されている。
【００３２】
整流回路１５は、２次巻線１４ｂに発生する２次電圧ＶＴ２をＤＣ電流ＩＤに全波整流する回路であり、例えば、４つのダイオード１５−１〜１５−４からなるダイオードブリッジ回路により構成されている。この整流回路１５の出力側には、平滑用の出力コンデンサ１６を介して、出力端子１７を構成する正側出力端子１７ａ及びグランドＧＮＤ側出力端子１７ｂが接続されている。出力コンデンサ１６は、キャパシタンスＣｏを有している。出力端子１７ａからＤＣ出力電流Ｉｏが出力されると、出力端子１７ａ，１７ｂ間にはＤＣ出力電圧Ｖｏが現れる。
【００３３】
（実施例１の電流共振型コンバータの制御方法）
本実施例１の電流共振型コンバータの制御方法として、（１）定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、（２）起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、について説明する。
【００３４】
（１）  定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
定常時の動作において、図１の制御回路２０内の定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２により、スイッチング周波数ｆｓを有する制御信号Ｓ２０が生成され、図２のスイッチング回路１２内のＦＥＴ１２−１〜１２−４がオン／オフ制御される。
【００３５】
例えば、制御信号Ｓ２０により、ＦＥＴ１２−１，１２−４がオフ状態、ＦＥＴ１２−２，１２−３がオン状態になると、図２の入力端子１ａに入力されたＤＣ入力電流Ｉｉｎにより、オン状態のＦＥＴ１２−３のドレイン・ソース間に電流Ｉｓｗが流れる。この電流ＩｓｗがノードＮ２に流れると、直列共振回路１３内に共振電流Ｉｒが流れる。共振電流Ｉｒは、インダクタ１４ｃへ励磁電流Ｉｍとして分流すると共に、トランス１４の１次巻線１４ａへ１次電流ＩＴとして分流する。分流した励磁電流Ｉｍと１次電流ＩＴとは合流して、スイッチング回路１２内のノードＮ１へ流れる。ノードＮ１へ流れる電流Ｉｓｗは、オン状態のＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間を介して入力端子１ｂへ流出する。
【００３６】
トランス１４の１次巻線１４ａに１次電流ＩＴが流れると、この１次巻線１４ａの両端電極間に１次電圧ＶＴ１が生じる。すると、トランス１４の２次巻線１４ｂに２次電流（＝ＩＴ＊（１／Ｎ）＝ＩＴ＊（Ｎ２／Ｎ１））が誘起され、この２次巻線１４ｂの両端電極間に２次電圧ＶＴ２（＝ＶＴ１＊（１／Ｎ）＝ＶＴ１＊（Ｎ２／Ｎ１））が発生する。２次電流は、整流回路１５にて全波整流されてＤＣ電流ＩＤに変換され、このＤＣ電流ＩＤが出力コンデンサ１６にて平滑され、平滑されたＤＣの出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏが出力端子１７ａから出力される。
【００３７】
ここで、図２のコンバータ主回路１０における各部の電圧及び電流波形について説明する。
【００３８】
図３−１は図２中のＦＥＴ１２−１〜１２−４における電圧及び電流波形を示す図、図３−２は図２中の１次巻線１４ａ側における電圧及び電流波形を示す図、及び、図３−３は図２中の２次巻線１４ｂ側における電圧及び電流波形を示す図である。これらの図３−１〜図３において、横軸は時刻ｔ、縦軸は電圧Ｖ又は電流Ｉの値である。
【００３９】
図３−１の時刻ｔ１において、ＤＣの入力電圧Ｖｉｎが入力端子１ａ，１ｂに入力された状態で、制御回路２０の制御信号Ｓ２０によってスイッチング回路１２中の例えばＦＥＴ１２−１，１２−４がターンオフすると共にＦＥＴ１２−２，１２−３がターンオンすると、ＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが０Ｖになる。時刻ｔ１から時刻ｔ２を経過して時刻ｔ３になると、制御信号Ｓ２０によって例えばＦＥＴ１２−１，１２−４がターンオンすると共にＦＥＴ１２−２，１２−３がターンオフし、ＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが入力電圧Ｖｉｎまで上昇する。時刻ｔ１〜ｔ３間の期間Ｔｓｗは、ＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期である。前記と同様に、時刻ｔ３の後、時刻ｔ４を経過して時刻ｔ５になると、ＦＥＴ１２−１，１２−４がターンオフすると共にＦＥＴ１２−２，１２−３がターンオンし、ＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが０Ｖになる。
【００４０】
時刻ｔ１の時、ＦＥＴ１２−２，１２−３の寄生容量１２−２ａ，１２−３ａのため、ＦＥＴ１２−２，１２−３のドレイン・ソース間には−方向の電流Ｉｓｗが流れ、その後直ちに、電流Ｉｓｗが＋方向に増加していく。電流Ｉｓｗが＋方向に増加していくと、ある時点で最大電流値になり、その後、共振周波数ｆｒを有する直列共振回路１３、トランス１４、及び整流回路１５の動作等により、ある電流値（時刻ｔ２）まで減少していく。
【００４１】
時刻ｔ１〜ｔ２間の期間Ｔｒは、整流回路１５のダイオード１５−１〜１５−４が導通するため、
Ｖｉｎ−Ｖｒ＞（Ｎ１／Ｎ２）＊Ｖｏ
の状態で、出力電圧Ｖｏにクランプされる。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間（Ｔｓｗ−Ｔｒ）は、励磁電流Ｉｍを使って、直列共振回路１３の共振電圧Ｖｒを上昇させる期間（即ち、電流Ｉｓｗを増加させる期間）である。入力電圧Ｖｉｎが低い場合は、制御回路２０内の定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２の制御により、制御信号Ｓ２０のスイッチング周波数ｆｓを小さくしてＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期Ｔｓｗを大きくすることで、共振電圧Ｖｒの昇圧が可能となる。
【００４２】
図３−２において、インダクタ１４ｃの励磁電圧Ｖｍ及び１次巻線１４ａの１次電圧ＶＴ１は、時刻ｔ１になると、電圧（Ｎ１／Ｎ２）＊Ｖｏまで上昇し、時刻ｔ２になると、下降していき、時刻ｔ３になると、電圧−（Ｎ１／Ｎ２）＊Ｖｏまで下降する。励磁電圧Ｖｍ及び１次電圧ＶＴ１は、時刻ｔ４になると、上昇していき、時刻ｔ５になると、電圧（Ｎ１／Ｎ２）＊Ｖｏまで上昇していく。
【００４３】
１次巻線１４ａに流れる１次電流ＩＴは、時刻ｔ１になると、電流値０Ａから電流値（Ｎ２／Ｎ１）＊Ｉｐまで増加し、その後、減少して時刻ｔ２で電流値０Ａになる。電流値Ｉｐは、整流回路１５の出力電流ＩＤにおける最大値である。
ＩＰ＝（π／２）＊（Ｔｓｗ／Ｔｒ）＊Ｉｏ
但し、デットタイムは除く。
【００４４】
更に、１次電流ＩＴは、時刻ｔ２〜ｔ３間が電流値０Ａであり、時刻ｔ３後に電流値−（Ｎ２／Ｎ１）＊Ｉｐまで減少し、その後、電流値０Ａまで増加し、電流値０Ａを時刻ｔ５まで維持する。
【００４５】
インダクタ１４ｃに流れる励磁電流Ｉｍは、時刻ｔ１前において、電流値が０Ａ以下の最小値となり、その後増加して、時間ｔ２〜ｔ３間において、電流値が最大値となる（≒Ｖｍ＊Ｔｓｗ／Ｌｍ／２）。励磁電流Ｉｍは、その後減少して、時刻ｔ４〜ｔ５間において、電流値が０Ａ以下の最小値となる。
【００４６】
直列共振回路１３に流れる共振電流Ｉｒは、１次巻線１４ａに流れる１次電流ＩＴと、インダクタ１４ｃに流れる励磁電流Ｉｍとを加算した電流波形となる。
【００４７】
図３−３において、２次巻線１４ｂの２次電圧ＶＴ２は、１次巻線１４ａの１次電圧ＶＴ１に対して最大値及び最小値が異なるだけである。即ち、２次電圧ＶＴ２は、時刻ｔ１になると、出力電圧Ｖｏまで上昇し、時刻ｔ２になると、下降していき、時刻ｔ３になると、電圧−Ｖｏまで下降する。更に、２次電圧ＶＴ２は、時刻ｔ４になると、上昇していき、時刻ｔ５になると、出力電圧Ｖｏまで上昇していく。
【００４８】
整流回路１５の出力電流ＩＤは、時刻ｔ１になると、電流値０Ａから最大値Ｉｐまで増加し、その後、減少して時刻ｔ２で電流値０Ａになる。出力電流ＩＤは、時刻ｔ２〜ｔ３間が電流値０Ａであり、その後、時刻ｔ３〜ｔ５までは、時刻ｔ１〜ｔ３までの電流波形と同一である。出力電流ＩＤが出力コンデンサ１６にて平滑され、平坦な出力電流Ｉｏが出力端子１７ａから出力される。
【００４９】
このように、本実施例１における定常時の制御方法においては、例えば、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合、制御回路２０内の定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２の制御により、制御信号Ｓ２０のスイッチング周波数ｆｓを小さくしてＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期Ｔｓｗを大きくすることで、共振電圧Ｖｒを昇圧し、出力電流Ｉｏを一定値に保持することが可能になる。
【００５０】
又、定常時の出力状態制御手段２１により、出力端子１７ａ，１７ｂに接続される負荷の変動等に基づく出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏ（あるいは共振電流Ｉｒ）の変動を監視し、この監視結果に基づき、定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２により、制御信号Ｓ２０のスイッチング周波数ｆｓを制御してＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期Ｔｓｗを変更する。これにより、一定の出力電圧Ｖｏを出力する定電圧制御や、一定の出力電流Ｉｏを出力する定電流制御等を行うことが可能になる。
【００５１】
（２）  起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
図４は、図１の電流共振型コンバータにおける出力電圧対スイッチング周波数特性を示す図である。
【００５２】
この図４において、横軸は出力電圧Ｖｏ、縦軸はスイッチング周波数ｆｓである。太い破線の直線４０は、従来のソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ１を示す特性である。太い実線の曲線４１は、出力側に電力が供給可能なスイッチング周波数特性である。細い実線の曲線４２は、本実施例１におけるソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ２を示す特性である。更に、太い実線の直線４３は、本実施例１の実際の運用時におけるソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３を示す特性である。
【００５３】
電流共振型コンバータは、制御信号Ｓ２０におけるスイッチング周波数ｆｓの制御を行っており、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏによってスイッチング周波数ｆｓが一意に決まる。そのため、従来の電流共振型コンバータでは、出力電圧Ｖｏが０Ｖの状態から起動する場合、スイッチング周波数ｆｓを高い周波数ｆ１（例えば、３００ｋＨｚ）から徐々に周波数を下げていくこと（即ち、ソフトスタート）により、出力コンデンサ１６のチャージ電流による過電流を防止している。この時、スイッチングを行っているＦＥＴ１２−１〜１２−４には、出力コンデンサ１６をチャージする電流が流れるため、この電流を利用してＺＶＳ動作を行うことができる。
【００５４】
しかし、出力コンデンサ１６に電圧が残っている、あるいは、複数の電流共振型コンバータにおける出力側の並列接続によって出力電圧Ｖｏが印加されている状態の場合、スイッチング周波数ｆ１における高い周波数（例えば、３００ｋＨｚ）から電流共振型コンバータの起動を行うと、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性により、出力側に電力を伝達できない。この結果、ＦＥＴ１２−１〜１２−４に電流が流れないため、ＺＶＳ動作を行うことができずに、そのＦＥＴ１２−１〜１２−４にサージ電圧が印加されてしまう。
【００５５】
電流共振型コンバータの起動時に、出力電圧Ｖｏが印加されている状態でＦＥＴ１２−１〜１２−４がＺＶＳ動作を行えないのは、共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性おいて、出力側に電力を伝達できないスイッチング周波数ｆ１から起動を開始することによるものである。
【００５６】
そこで、本実施例１の制御方法では、図１中の出力電圧検出手段３１により、起動時の出力電圧Ｖｏを検出し、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２により、その検出結果に基づき、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性（即ち、図４に示す出力側に電力が供給可能なスイッチング周波数特性４１）を参考にして、出力側に電力を伝達できる周波数ｆ２から起動を開始し、必ずＦＥＴ１２−１〜１２−４に電流Ｉｓｗを流すことにより、常にＦＥＴ１２−１〜１２−４がＺＶＳ動作を行えるようにしている。
【００５７】
ここで、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性４１は、入力電圧Ｖｉｎにも依存するため、入力電圧Ｖｉｎを検出することにより、更に良いＺＶＳ動作を行うことが可能である。ところが、入力電圧Ｖｉｎは外部要因により変動するため、起動後瞬時に入力電圧Ｖｉｎが変化した場合で、起動を開始するスイッチング周波数ｆ２が出力側に電力を供給できる周波数より低い状態になった場合は、必要以上に出力側に電力を伝達してしまい、ソフトスタート動作ができずに過電流を防止できない。そのため、実際の運用上では、入力電圧Ｖｉｎが最も高い状態の時（スイッチング周波数ｆ２が最も高い入力電圧Ｖｉｎ）の出力電圧対スイッチング周波数特性４３のスイッチング周波数ｆ３を利用している。
【００５８】
なお、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性４１は、計算が非常に難しく、特に無負荷の周波数特性（出力側に電力が供給可能な周波数特性）は、巻線の寄生インダクタンス等が影響し、正確に算出することが困難である。そのため、実際の装置にて実測した値からある程度マージンを入れたソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３の特性４３を使用している。
【００５９】
図４に示す出力電圧対スイッチング周波数特性４３は、例えば、出力電圧Ｖｏが０Ｖの時のスイッチング周波数ｆ３（＝３００ｋＨｚ）と、出力電圧Ｖｏが３８０Ｖの時のスイッチング周波数ｆ３（＝２００ｋＨｚ）とを結んだ直線で表されている。
【００６０】
電流共振型コンバータにおける無負荷時（出力側に電力を供給できない時）の出力電圧対スイッチング周波数の特性式は、例えば、次式（１）で表せる。
【００６１】
【数２】
0005591002.tif 000003
【００６２】
但し、Ｖｉｎ；入力電圧
Ｖｏ；出力電圧
Ｌｍ；励磁インダクタンス（μＨ）
Ｌｒ；共振インダクタンス（μＨ）
Ｃｒ；共振キャパシタンス（μＦ）
Ｎ；トランスの巻数比（Ｎ１／Ｎ２）
ｆｓ；スイッチング周波数（Ｈｚ）
【００６３】
以下、図５を参照しつつ、起動時の制御方法を説明する。
図５は、図１中の制御回路２０における起動時の処理を示すフローチャートである。
【００６４】
図５において、図１に示す起動時の制御手段３０が処理を開始すると、ステップＳＴ１において、出力電圧検出手段３１は、電流共振型コンバータが起動しているか否かを判定し、起動していないと判定した時には（Ｎｏ）、処理を終了し、起動していると判定した時には（Ｙｅｓ）、出力電圧検出処理のステップＳＴ２へ進む。ステップＳＴ２において、出力電圧検出手段３１は、出力電圧Ｖｏを検出し、この検出結果をソフトスタート開始の周波数決定手段３２へ送り、周波数決定処理のステップＳＴ３へ進む。
【００６５】
ステップＳＴ３において、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２は、図４に示すソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３の特性４３を参照し、起動開始時のスイッチング周波数ｆｓを算出し、この算出結果を周波数制御手段２２へ送り、周波数制御処理のステップＳＴ４へ進む。ステップＳＴ４において、周波数制御手段２２は、前記算出結果に基づき、ソフトスタート処理を行い、算出されたスイッチング周波数ｆｓにて起動を開始した後、スイッチング周波数ｆｓを徐々に小さくした制御信号Ｓ２０を出力してＦＥＴ１２−１〜１２−４のオン／オフ動作を制御する。これにより、起動時にソフトスタートが行われ、処理を終了する。
その後、定常時の出力状態制御手段２１により、定常時の周波数制御が行われる。
【００６６】
（実施例１の効果）
本実施例１によれば、次の（ａ）、（ｂ）のような効果がある。
【００６７】
（ａ）  起動時の制御手段３０及び周波数制御手段２２により、ソフトスタート時、必ずＦＥＴ１２−１〜１２−４のＺＶＳ動作を行うことができるため、耐圧の低いＦＥＴ１２−１〜１２−４を選定できる。
【００６８】
（ｂ）  制御回路２０をプロセッサにより構成している場合は、新たな回路を追加する必要がなく、起動時の制御手段３０及び周波数制御手段２２の機能を実行する制御プログラムの変更だけで処理できるため、コストがかからない。
【実施例２】
【００６９】
（実施例２の電流共振型コンバータの構成）
図６は、本発明の実施例２における電流共振型コンバータの構成例を示す概略の回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
【００７０】
本実施例２の電流共振型コンバータでは、図１中の制御回路２０が実回路により構成されている。図１中の制御回路２０は、出力電圧Ｖｏを一定にする定電圧制御や、出力電流Ｉｏを一定にする定電流制御等を行う機能を有しているが、本実施例２では、例えば、定電圧制御を行う場合の構成例について説明する。
【００７１】
本実施例２の制御回路２０では、図１中の定常時の出力状態制御手段２１が、基準電圧Ｖｔｈを発生する基準電圧源２１ａと、演算増幅器（以下「オペアンプ」という。）２１ｂと、このオペアンプ２１ｂの出力側に接続されたリミッタ回路２１ｃとにより構成されている。
【００７２】
オペアンプ２１ｂは、出力端子１７ａ，１７ｂから出力される出力電圧Ｖｏを基準電圧Ｖｔｈと比較し、この比較結果をリミッタ回路２１ｃへ出力する回路である。リミッタ回路２１ｃは、最大リミッタ値ＬＶｍａｘ及び最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを有し、入力された比較結果が設定範囲（＝ＬＶｍａｘ〜ＬＶｍｉｎの範囲）内のときには、比較結果に対応（例えば、比例）した出力信号を出力し、入力された比較結果が設定範囲を超えているときには、超過分を設定値内に抑制した出力信号を出力する回路である。このリミッタ回路２１ｃの出力側には、図１中の周波数制御手段２２が接続されている。
【００７３】
図１中の周波数制御手段２２は、リミッタ回路２１ｃの出力信号を入力する周波数制御端子２２ａを有する周波数制御集積回路（以下「周波数制御ＩＣ」という。）２２ｂと、この周波数制御ＩＣ２２ｂの出力側に接続されたドライブ回路２２ｃとにより構成されている。
【００７４】
周波数制御ＩＣ２２ｂは、周波数制御端子２２ａから入力されるリミッタ回路２１ｃの出力信号に対応したスイッチング周波数ｆｒを有する信号を生成し、この信号をドライブ回路２２ｃへ出力する回路である。ドライブ回路２２ｃは、周波数制御ＩＣ２２ｂの出力信号を駆動して制御信号Ｓ２０を生成し、この制御信号Ｓ２０によりコンバータ主回路１０内のＦＥＴ１２−１〜１２−４をオン／オフ動作させる回路である。
【００７５】
図１中の起動時の制御手段３０は、出力電圧検出手段３１を構成する２つの分圧抵抗３１ａ，３１ｂと、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２を構成するオペアンプ３２ａとを備えている。
【００７６】
２つの分圧抵抗３１ａ，３１ｂは、出力端子１７ａとグランドＧＮＤとの間に直列に接続され、この２つの分圧抵抗３１ａ，３１ｂの接続点であるノードＮ３から、出力電圧Ｖｏに比例した検出電圧をオペアンプ３２ａへ出力するものである。オペアンプ３２ａは、入力される検出電圧を基準電圧（例えば、グランドＧＮＤの０Ｖ）と比較し、この検出結果に基づき、リミッタ回路２１ｃの最大リミッタ値ＬＶｍａｘ及び最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを、例えば以下のように調整する回路である。
図４において出力電圧Ｖｏが０Ｖの時：
最大リミッタ値ＬＶｍａｘを３００ｋＨｚに調整
図４において出力電圧Ｖｏが３８０Ｖの時：
最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを２００ｋＨｚに調整
【００７７】
（実施例２の電流共振型コンバータの制御方法）
本実施例２の電流共振型コンバータの制御方法として、（１）定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、（２）起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、について説明する。
【００７８】
（１）  定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
定常時の動作において、オペアンプ２１ｂにより、出力端子１７ａ，１７ｂから出力された出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｔｈと比較され、この比較結果がリミッタ回路２１ｃへ出力される。リミッタ回路２１ｃでは、入力された比較結果が設定範囲（＝ＬＶｍａｘ〜ＬＶｍｉｎの範囲）内のときには、比較結果に比例した出力信号を周波数制御端子２２ａへ出力し、入力された比較結果が設定範囲を超えているときには、超過分を設定値内に抑制した出力信号を周波数制御端子２２ａへ出力する。
【００７９】
周波数制御ＩＣ２２ｂでは、リミッタ回路２１ｃの出力信号を周波数制御端子２２ａから入力し、その出力信号に対応したスイッチング周波数ｆｒを有する信号を生成する。この信号は、ドライブ回路２２ｃで駆動されて、所望のスイッチング周波数ｆｒを有する制御信号ｓ２０が生成され、この制御信号Ｓ２０により、コンバータ主回路１０内のＦＥＴ１２−１〜１２−４がオン／オフ動作する。これにより、実施例１と同様に、出力端子１７ａ，１７ｂに接続される負荷の変動等があっても、一定の出力電圧Ｖｏを出力することができる。
【００８０】
（２）  起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
起動時においては、出力端子１７ａから出力された出力電圧Ｖｏが、分圧抵抗３１ａ、３１ｂで分圧され、その出力電圧Ｖｏに比例した検出電圧が、ノードＮ３からオペアンプ３２ａへ出力される。オペアンプ３２ａでは、入力される検出電圧を基準電圧（＝０Ｖ）と比較し、この検出結果に基づき、リミッタ回路２１ｃの最大リミッタ値ＬＶｍａｘ及び最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを、次のように調整する。例えば、出力電圧Ｖｏが０Ｖの時には、最大リミッタ値ＬＶｍａｘを３００ｋＨｚに調整し、出力電圧Ｖｏが３８０Ｖの時には、最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを２００ｋＨｚに調整する。
【００８１】
リミッタ回路２１ｃは、図４に示すソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３の特性４３に従い、起動開始時のスイッチング周波数ｆｓを決定し、この決定結果を、周波数制御端子２２ａを介して周波数制御ＩＣ２２ｂへ送る。周波数制御ＩＣ２２ｂでは、ソフトスタート処理を行い、決定されたスイッチング周波数ｆｓにて起動を開始した後、スイッチング周波数ｆｓを徐々に小さくした出力信号を出力する。この出力信号がドライブ回路２２ｃで駆動されて制御信号Ｓ２０が生成され、この制御信号Ｓ２０によってコンバータ主回路１０内のＦＥＴ１２−１〜１２−４がオン／オフ動作する。これにより、起動時にソフトスタートが行われる。その後、オペアンプ２１ｂ、リミッタ回路２１ｃ、周波数制御ＩＣ２２ｂ、及びドライブ回路２２ｃにより、定常時の周波数制御が行われる。
【００８２】
なお、本実施例２では、リミッタ回路２１ｃにて、起動開始時のスイッチング周波数ｆｓを決定しているが、このスイッチング周波数ｆｒの決定を周波数制御ＩＣ２２ｂにて行う構成に変更してもよい。
【００８３】
（実施例２の効果）
本実施例２によれば、実施例１の効果（ａ）と同様の効果があり、その他、次の（ｃ）のような効果もある。
【００８４】
（ｃ）  定常時の出力状態制御手段２１を構成する回路に対し、新たに、起動時の制御手段３０を構成するための分圧抵抗３１ａ，３１ｂ及びオペアンプ３２ａを追加するだけで、起動時の周波数制御が可能になる。そのため、比較的簡単な回路構成で、低コストの制御回路２０を実現できる。
【００８５】
（変形例）
本発明は、上記実施例１、２に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ）、（ｉｉ）のようなものがある。
【００８６】
（ｉ）  実施例２では、定電圧制御を行う場合の構成例について説明したが、回路構成を変更することにより、定電流制御等を行うことも可能である。
【００８７】
（ｉｉ）  図１中の制御回路２０を実現するための実施例１のプロセッサを用いた構成、あるいは、実施例２の実回路を用いた構成は、図示以外の構成に変更してもよい。例えば、スイッチング回路１２を構成するＦＥＴ１２−１〜１２−４は、他のトランジスタ等のスイッチング素子で構成してもよい。
【符号の説明】
【００８８】
１０      コンバータ主回路
１２      スイッチング回路
１２−１〜１２−４      ＦＥＴ
１３      直列共振回路
１４      トランス
１５      整流回路
２０      制御回路
２１      定常時の出力状態制御手段
２２      周波数制御手段
３０      起動時の制御手段
３１      出力電圧検出手段
３２      ソフトスタート開始の周波数決定手段
【図１】
0005591002.tif 000006
【図２】
0005591002.tif 000007
【図３−１】
0005591002.tif 000008
【図３−２】
0005591002.tif 000009
【図３−３】
0005591002.tif 000010
【図４】
0005591002.tif 000011
【図５】
0005591002.tif 000012
【図６】
0005591002.tif 000013