(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気−機械エネルギー変換素子を備え前記電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することによって振動波を発生する振動体と、前記振動体に接触し前記振動波により前記振動体と相対的に移動する被駆動体と、を備えた振動型アクチュエータの駆動回路であって、
インダクタとキャパシタとが前記電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続され、
前記インダクタと前記キャパシタとによる直列共振周波数をｆｓとし、前記振動体の共振周波数をｆｍとした場合に、
０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍ
を満たすことを特徴とする振動型アクチュエータの駆動回路。
【請求項２】
電気−機械エネルギー変換素子を備え前記電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することによって振動波を発生する振動体と、前記振動体に接触し前記振動波により前記振動体と相対的に移動する被駆動体と、を備えた振動型アクチュエータの駆動回路であって、
トランスの１次側のコイルに交番電圧を印加し、前記トランスの２次側のコイルに前記電気−機械エネルギー変換素子が並列に接続されており、
前記トランスの１次側及び２次側のうち少なくとも一方に、インダクタとキャパシタとが前記電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続され、
前記インダクタと前記キャパシタとによる直列共振周波数をｆｓとし、前記振動体の共振周波数をｆｍとした場合に、
０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍ
を満たすことを特徴とする振動型アクチュエータの駆動回路。
【請求項３】
前記インダクタは、前記トランスの漏洩インダクタンスであることを特徴とする請求項２に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。
【請求項４】
前記電気−機械エネルギー変換素子に印加される交番電圧のピーク周波数をｆｅ、前記振動体の駆動周波数をｆｄとした場合に、
ｆｅ＜１．５・ｆｄ
を満たすことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の振動型アクチュエータの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動型アクチュエータの駆動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
振動型アクチュエータは、圧電素子等の電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することによって、該素子に高周波振動を発生させ、その振動エネルギーを連続的な機械運動として取り出すように構成された、非電磁駆動式のアクチュエータである。発生する振動の種類によって、定圧波型と進行波型とに分けられる。
【０００３】
図１６は従来の進行波型の振動型アクチュエータの駆動回路を示したものである（特許文献１参照）。振動体１０１は圧電素子と弾性体との結合体から成り、駆動電極１０１ａ，１０１ｂを介して圧電素子に交番電圧が印加される。発振器６０１は駆動周波数に応じた交番信号を発生し、スイッチング回路６０２は発振器６０１からの交番信号によりスイッチング素子がオン・オフ制御されて、交番電圧を出力させる。スイッチング回路６０２には不図示の直流電圧源が接続され、交番電圧を発生するための直流電圧が供給される。
【０００４】
図１６に示したアクチュエータは２相駆動であり、各相に加えられる交番電圧の位相が９０°移相器６０３で±９０°ずれる以外は第１と第２相間で差がないので、６０４で示す１相部分のみについて説明する。
【０００５】
スイッチング回路６０２から出力された交番電圧Ｖｉは、トランス４０１の１次側コイル４０１ａに印加され、トランス４０１の１次側コイル４０１ａと２次側コイル４０１ｂの巻線比に応じて昇圧される。昇圧された交番電圧Ｖｏの波形は、トランスの２次側コイル４０１ｂに直列に接続されたインダクタ１０２によって高調波成分が除去され、駆動電極１０１ａに印加される。特許文献１では、トランス４０１の１次側コイル４０１ａにキャパシタ１０３を直列に接続し、キャパシタ１０３と１次側コイル４０１ａとで直列共振させて、交番電圧Ｖｏの周波数特性にピークを持たせることを特徴としている。さらに、キャパシタ１０３とトランス１次側コイル４０１ａとによる直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数に一致させている。このように構成することにより、振動体１０１の共振周波数が変わってしまった場合においても、駆動周波数を制御することによって交番電圧Ｖｏを調整でき、消費電力を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特登録１８０７９５３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、従来の進行波型の振動型アクチュエータの駆動回路は、起動から所望の回転数までの使用する周波数域において、振動体１０１に印加する交番電圧Ｖｏの変化、即ち、交番電圧Ｖｏの周波数特性における傾きが振動体１０１の共振周波数付近で大きくなる。この為、所望の駆動速度に対する追従性を悪化する方向に電圧振幅の増減が生じてしまい、制御性を悪化させる。そこで、本発明は、起動から所望の回転数までの使用する周波数域において、駆動周波数に対する出力電圧の変動が小さい駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の振動型アクチュエータの駆動回路は、電気−機械エネルギー変換素子を備え前記電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することによって振動波を発生する振動体と、前記振動体に接触し前記振動波により前記振動体と相対的に移動する被駆動体と、を備えた振動型アクチュエータの駆動回路であって、インダクタとキャパシタとが前記電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続され、前記インダクタと前記キャパシタとによる直列共振周波数をｆｓとし、前記振動体の共振周波数をｆｍとした場合に、０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍを満たすことを特徴とする。
【０００９】
さらに、トランスを用いた場合、本発明の振動型アクチュエータの駆動回路は、電気−機械エネルギー変換素子を備え前記電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することによって振動波を発生する振動体と、前記振動体に接触し前記振動波により前記振動体と相対的に移動する被駆動体と、を備えた振動型アクチュエータの駆動回路であって、トランスの１次側のコイルに交番電圧を印加し、前記トランスの２次側のコイルに前記電気−機械エネルギー変換素子が並列に接続されており、前記トランスの１次側及び２次側のうち少なくとも一方に、インダクタとキャパシタとが前記電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続され、前記インダクタと前記キャパシタとによる直列共振周波数をｆｓとし、前記振動体の共振周波数をｆｍとした場合に、０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍを満たすことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、起動から所望の回転数までの使用する周波数域において、駆動周波数に対する出力電圧の変動が小さい駆動回路を提供することができ、周波数制御において制御性を向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路とシミュレーション結果を示す図である。
【図２】従来の振動型アクチュエータの駆動回路とシミュレーション結果を示す比較例である。
【図３】交番電圧Ｖｏの位相を示すシミュレーション結果と、周波数に応じた交番電圧Ｖｏの変化を示すシミュレーション結果である。
【図４】ｆｓ／ｆｍの変化に応じた、従来に対する位相変化量の割合を示すシミュレーション結果である。
【図５】直列共振周波数ｆｓが振動体１０１の共振周波数ｆｍより小さい場合における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。
【図６】本発明における、ピーク周波数ｆｅに応じたインダクタとキャパシタの関係を示す図である。
【図７】ｆｅ＜１．５・ｆｄを満たす場合の交番電圧Ｖｏの周波数特性を示す図である。
【図８】第１の実施形態の変形例を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路とシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】第２の実施形態の変形例を示す図である。
【図１１】負荷のばらつきとインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を示すシミュレーション結果である。
【図１２】第２の実施形態の変形例を示す図である。
【図１３】トランスを使用した従来の振動型アクチュエータの駆動回路とシミュレーション結果を示す比較例である。
【図１４】比較例において、負荷のばらつきとインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を示すシミュレーション結果である。
【図１５】特許文献１の条件で出力される交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。
【図１６】特許文献１の駆動回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明の振動型アクチュエータの駆動回路について、図面を参照しながら説明する。本発明の駆動回路は、次のような振動型アクチュエータに適用される。即ち、本発明の駆動回路が駆動する振動型アクチュエータは、圧電素子等の電気−機械エネルギー変換素子と電気−機械エネルギー変換素子に接合する弾性体とを備える振動体と、弾性体に加圧接触して振動体に対して相対的に移動する被駆動体と、を有する。電気−機械エネルギー変換素子には、位相の異なる複数の交番電圧が各々印加され、弾性体に振動波を発生させる。弾性体は、生じた振動波により弾性体の駆動部（被駆動体との接触部）に楕円運動を生じ、この楕円運動によって被駆動体は振動体に対して相対的に移動する。
【００１３】
本実施形態は、電気−機械エネルギー変換素子である圧電素子を２相に分けて駆動する２相駆動における回路を例にとって説明する。２相駆動の場合、各相に加えられる交番電圧の位相が９０°移相器６０３で±９０°ずれる以外は第１と第２相間で差がないので、１相部分のみ（図１６で示すところの６０４に対応する部分）について以後説明する。尚、本発明は２相駆動に限定されるものではなく、４相以上の進行波型のアクチュエータや、定在波型のアクチュエータの駆動回路にも適用できる。また、交番信号を発生する発振器、スイッチング回路についても、発明の本質に関わるものではなく、特に限定されない。従って、図１６で示すところの交番電圧Ｖｉから振動体１０１に印加される交番電圧Ｖｏまでの駆動回路についてのみ、以後説明する。
【００１４】
（第１の実施形態）
（振動体に直列にインダクタとキャパシタを接続する例）
図１を用いて第１の実施形態の駆動回路を説明する。図１（ａ）は第１の実施形態における振動型アクチュエータの駆動回路を示す図である。駆動回路の構成として、インダクタ１０２とキャパシタ１０３とが振動体１０１に直列に（つまり電気−機械エネルギー変換素子に直列に）接続されている。ここで、インダクタ１０２としては、コイル等のインダクタンス素子を用いることができる。また、キャパシタ１０３としてはフィルムコンデンサ等の静電容量素子を用いることができる。本発明の特徴は、インダクタ１０２とキャパシタ１０３とによる直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数とほぼ一致させることにある。
【００１５】
ここで、振動体１０１の等価回路について図１（ｂ）を用いて説明する。図１（ｂ）は、１相部分の振動体１０１を等価回路で表わしたものである。振動体１０１の等価回路は、機械的振動部分のＲＬＣ直列回路（自己インダクタンスＬｍの等価コイル３０１ｂ、静電容量Ｃｍの等価コンデンサ３０１ｃ、抵抗値Ｒｍの等価抵抗３０１ｄ）と、ＲＬＣ直列回路に並列に接続された振動体１０１の固有静電容量Ｃｄのコンデンサ３０１ａと、により構成される。
【００１６】
本発明において、インダクタ１０２とキャパシタ１０３とによる直列共振周波数をｆｓとし、振動体１０１の共振周波数をｆｍと定義する。インダクタ１０２の自己インダクタンスをＬ、キャパシタ１０３の静電容量をＣとすると、
【００１７】
【数１】
0005436164.tif 000002
【００１８】
【数２】
0005436164.tif 000003
【００１９】
となる。上記ｆｓとｆｍをほぼ一致させることで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。
【００２０】
図１（ｃ）に、インダクタ１０２とキャパシタ１０３による直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数と一致させた場合における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果を示す。このシミュレーションでは、インダクタ１０２の自己インダクタンスＬを２ｍＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃを６．５ｎＦ、等価コイル３０１ｂの自己インダクタンスＬｍを０．１Ｈ、等価コンデンサ３０１ｃの静電容量Ｃｍを１３０ｐＦとした。図１（ｃ）の縦軸は、入力側の交番電圧Ｖｉに対する出力側の交番電圧Ｖｏの振幅のゲインを表している。例えば、振幅のゲインが３の場合、Ｖｉの振幅が１００Ｖであれば、Ｖｏの振幅は３００Ｖとなる。図１（ｃ）に示されるように、ｆｓとｆｍを一致させることで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。ｆｍ近傍で交番電圧Ｖｏの振幅変化が生じる原因は振動体１０１の機械的振動部分の自己インダクタンスＬｍと静電容量Ｃｍによってインピーダンスの変化が生じているためである。これに対して、本発明では、ｆｓとｆｍを一致させることで、振動体１０１の機械的振動部分のインピーダンスに対してマッチング（整合）を取ることができる。よって、結果として交番電圧Ｖｏの振幅変化を低減することができるものと考えられる。さらに、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることで、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を低減することができる。これは、振動体１０１の機械的振動部分のインピーダンスに対してマッチング（整合）を取っているため、ｆｍ近傍では素子のばらつきに対して周波数特性が影響を受けにくくなっているものと考えられる。
【００２１】
また、インダクタ１０２と、キャパシタ１０３及び振動体１０１のコンデンサ３０１ａの電気共振を用いて、交番電圧Ｖｏの振幅は、ある周波数でピークを持つように設定される。この交番電圧Ｖｏのピーク周波数をｆｅと定義すると、図１（ｃ）に示すように、ｆｅをｆｍより高い周波数に設定することで、ｆｍからｆｅの間の周波数域において、振動体１０１の駆動周波数ｆｄを変えても電圧変動の少ない周波数特性を得ることができる。
【００２２】
（比較例１：振動体に直列にインダクタのみ接続する例）
ここで、図２を用いて、振動体１０１に直列にインダクタ１０２のみが接続された場合について説明する。図２（ａ）は振動体１０１に直列にインダクタ１０２のみが接続された駆動回路を示す図である。図２（ｂ）は、図２（ａ）の回路を用いた場合の交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。交番電圧Ｖｏの振幅は、インダクタ１０２と振動体１０１のコンデンサ３０１ａとの電気共振を用いて、ある周波数でピークを持つように設定される。具体的には、インダクタ１０２の自己インダクタンスＬを１．２３ｍＨ、振動体１０１のコンデンサ３０１ａの固有静電容量Ｃｄを３．５ｎＦとして、Ｖｏのピーク周波数ｆｅが７６．７０７ｋＨｚとなるように設定した。また、振動体１０１の共振周波数ｆｍは４４．１４２Ｈｚとした。図２（ｂ）の結果から分かるように、交番電圧Ｖｏの周波数特性はｆｍの前後で大きく電圧変動が生じており、制御性が悪化してしまう。また、交番電圧Ｖｏの傾きが振動体１０１の共振周波数ｆｍからＶｏのピーク周波数ｆｅにかけて急峻な為、駆動周波数の高域側で高電圧が出力されてしまう。この為、駆動回路に用いるスイッチング素子等に高い耐圧が要求され、コストアップを招くことになる。さらに、負荷（等価抵抗３０１ｄ）とインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動も大きくなる。
【００２３】
（ｆｓとｆｍとの関係の許容範囲）
本発明は、振動体１０１に直列に接続されているインダクタ１０２とキャパシタ１０３とによる直列共振周波数ｆｓを、振動体１０１の共振周波数ｆｍに完全に一致させなくてもよい。つまりｆｓとｆｍとを、ある範囲内の近い値に設定することで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることができる。但し、ｆｓはｆｍに近い程、その効果は大きくなる。
【００２４】
本発明では、効果の得られるｆｓの範囲を求める為に、振動体１０１の共振周波数ｆｍ近傍における交番電圧Ｖｏの位相変化に着目した。図３（ａ）は、交番電圧Ｖｏの位相を示すシミュレーション結果である。横軸は周波数であり、共振周波数ｆｍを４４．１４２ｋＨｚとして、４０ｋＨｚから４８ｋＨｚまでのＶｏの位相の変化を示す。このシミュレーションでは、図１（ａ）の駆動回路を用いて、インダクタ１０２とキャパシタ１０３による直列共振周波数ｆｓのｆｍに対する比（ｆｓ／ｆｍとする）を０．７３から１．２の範囲で変化させ、これをプロットした。ここで、ピーク周波数ｆｅは常に６１．７９８ｋＨｚ（＝１．４・ｆｍ）になるようにＬとＣの値を各々調整して、ｆｓ／ｆｍを変化させた。ピーク周波数ｆｅを一定にする理由は、ｆｅの値によって振動体１０１の共振周波数ｆｍ近傍でのＶｏの振幅が大きく変わってしまう為である。また、比較をする上での基準となる従来の構成としては図２（ａ）の回路を用いて計算し、この結果をプロットした。この場合のインダクタ１０２の自己インダクタンスＬは１．９７ｍＨとし、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅを６１．７９８ｋＨｚ（＝１．４・ｆｍ）になるよう設定した。
【００２５】
図３（ａ）より、従来の構成のＶｏは最大で６０°近く位相が遅れてしまうことがわかる。これに対して、ｆｓ／ｆｍ＝１となる場合は、Ｖｏの位相変化はほとんど生じない。なお、ｆｓ／ｆｍ＝１の場合、インダクタ１０２の自己インダクタンスＬは４．１７ｍＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃは３．１２ｎＦである。傾向としては、ｆｓ／ｆｍ＜１となる程、負側に位相の変化が大きくなり、ｆｓ／ｆｍ＞１となる程、正側に位相の変化が大きくなる。
【００２６】
図３（ｂ）は、図３（ａ）の交番電圧Ｖｏの位相変化と交番電圧Ｖｏの振幅変動の関係を調べるために、周波数に応じた交番電圧Ｖｏの変化を示すシミュレーションを行った結果である。シミュレーション条件は図３（ａ）と同様であり、ｆｓ／ｆｍを０．７３から１．２の範囲で変化させたものと、従来の構成と、を比較し、これをプロットした。図３（ｂ）で示した位相の変化量と、図３（ａ）で示す電圧の変動量の傾向は対応している事がわかる。つまり、Ｖｏの位相の変化が大きい程、Ｖｏの振幅変動は大きくなる。
【００２７】
図４は、ｆｓ／ｆｍの変化に応じた、従来の構成に対する位相変化量の割合を示すシミュレーション結果である。横軸はｆｓ／ｆｍであり、振動体１０１の共振周波数ｆｍに対するｆｓの比である。縦軸は従来の構成に対する位相変化量の割合であり、次のように計算した。まず、従来の構成を用いた場合のＶｏの位相変化量の絶対値を４０ｋＨｚから４８ｋＨｚの範囲で計算し、最大値を検出した。これを「従来の構成の位相最大変化量」とする。続いて、図１（ａ）の構成において、ｆｓ／ｆｍをパラメータとして、Ｖｏの位相変化量の絶対値を４０ｋＨｚから４８ｋＨｚの範囲で計算し、最大値を検出した。これを「ｆｓ／ｆｍに応じた位相最大変化量」とする。従来の構成に対する位相変化量の割合は、両者の比を計算し、
「ｆｓ／ｆｍに応じた位相最大変化量」／「従来の構成の位相最大変化量」
として、これを縦軸とした。
【００２８】
本発明では、図４のように従来の構成に対する位相変化量の割合が半分となる条件を閾値と定義して、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることができる範囲を求めた。この結果、ｆｓ／ｆｍの効果の得られる範囲は、
０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍ
となった。上記範囲は、ピーク周波数ｆｅを６１．７９８ｋＨｚ（＝１．４・ｆｍ）、振動体１０１のコンデンサ３０１ａの固有静電容量Ｃｄを３．５ｎＦとして計算したが、ピーク周波数ｆｅや固有静電容量Ｃｄの値を変えても、ほぼ同等の計算結果となる。なお、振動体１０１における等価コイル３０１ｂの自己インダクタンスＬｍは０．１Ｈ、等価コンデンサ３０１ｃの静電容量Ｃｍは１３０ｐＦ、等価抵抗３０１ｄの抵抗値Ｒｍは１ｋΩとして計算した。
【００２９】
よって、上記範囲に従って、交番電圧Ｖｏの位相差の変化量を半分以下に抑えることにより、従来と比較してＶｏの変動量も概ね半分以下に抑えることが可能となる。つまり、ｆｓとｆｍとを完全に一致させなくとも、上記ｆｓとｆｍの関係を満たすことにより、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性を従来に比べてなだらかにすることができる。また、位相遅れの改善との相乗効果によって、制御特性はより安定化される。
【００３０】
実際に、上記ｆｓとｆｍの関係を満たす場合（直列共振周波数ｆｓが振動体１０１の共振周波数ｆｍより小さい場合）における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果を図５に示す。シミュレーションは図１（ａ）の回路構成を用いて行なった。図５より、従来（図２（ｂ））に比べて交番電圧Ｖｏの共振周波数ｆｍ近傍での変動は小さい。振動体１０１の共振周波数は４４．１４２ｋＨｚとした。ここで、キャパシタ１０３の値を１０％大きくすることで、直列共振周波数ｆｓの値を０．９５・ｆｍ、即ちｆｍより約２ｋＨｚ小さい４２．０８７ｋＨｚに設定した。このように、ｆｓとｆｍを完全に一致させなくとも、交番電圧Ｖｏの共振周波数ｆｍ近傍での変動を低減することができる。
【００３１】
（インダクタ１０２のインダクタンスＬと、キャパシタ１０３の静電容量Ｃの値の決め方）
次に、インダクタ１０２とキャパシタ１０３の値の決め方について説明する。直列共振周波数ｆｓはインダクタ１０２のインダクタンスＬとキャパシタ１０３の静電容量Ｃとの積によって決まるので、同じｆｓでも、組み合わせは多数存在する。これに対しては、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅを最初に決めることで、１つの組み合わせを求めることができる。
【００３２】
Ｖｏのピーク周波数ｆｅは、インダクタ１０２のインダクタンスＬとキャパシタ１０３の静電容量Ｃ、そして振動体１０１のコンデンサ３０１ａの固有静電容量Ｃｄから算出することができる。ピーク周波数ｆｅの式は、
【００３３】
【数３】
0005436164.tif 000004
【００３４】
となる。ここで、実際のピーク周波数ｆｅを計算するには、振動体１０１を等価的にキャパシタと見なし、機械的振動部分のＲＬＣ直列回路の影響を考慮したＣｄ’を用いて計算する必要がある。例えば、機械的振動部分のＲＬＣ直列回路の影響が１３４ｐＦの容量変化に相当する場合には、
Ｃｄ’＝Ｃｄ−１３４ｐＦ
として計算することが出来る。
【００３５】
ピーク周波数ｆｅの式より、ｆｅの値を決めることによって、各々のＬとＣの関数を求めることができる。図６は、ピーク周波数ｆｅに応じたインダクタ１０２のインダクタンスＬとキャパシタ１０３の静電容量Ｃとの関係を示す図である。横軸がＣの値、縦軸がＬの値である。ｆｅが１．４・ｆｍ、１．５・ｆｍ、２・ｆｍの場合における、（式１−３）より求まるＬとＣの値を各々プロットした。さらに、ＬとＣの積ＬＣがＬｍＣｍとなる場合、即ち直列共振周波数ｆｓがｆｍと一致する場合のプロットも示した。上述したように、Ｌｍは等価コイル３０１ｂの自己インダクタンス、Ｃｍは等価コンデンサ３０１ｃの静電容量を示す。図より、ｆｅを固定した場合のインダクタとキャパシタの関数は、ＬＣ＝ＬｍＣｍとなる関数と１つの点で交差する。この点が、ｆｓがｆｍと一致する最適なインダクタンスＬと静電容量Ｃの値である。例えば、ｆｅが１．４・ｆｍの場合、Ｌは４．１７ｍＨ、Ｃは３．１２ｎＦである。
【００３６】
次に、ｆｅの値について説明する。本発明において、ピーク周波数ｆｅの条件は、振動体１０１の駆動周波数をｆｄとすると、
ｆｅ＜１．５・ｆｄ
の関係を満たすように設定することが好ましい。この理由を次に説明する。
【００３７】
図７は、ｆｅ＜１．５・ｆｄを満たす場合の交番電圧Ｖｏの周波数特性を示す図である。２・ｆｄは、駆動周波数ｆｄの２次高調波周波数である。交番電圧Ｖｏの波形には、２次高調波成分や３次高調波成分が極力少ないｓｉｎ波が求められる。実機における交番電圧Ｖｏの駆動波形はパルス・デューティが正確な５０％ではないので、特に２次高調波成分を落とす必要がある。従って、ピーク周波数ｆｅを１．５・ｆｄより低い値に設定することで、２次高調波成分の周波数２・ｆｄの交番電圧Ｖｏの振幅を駆動周波数ｆｄより小さくすることができる。例えば、駆動周波数ｆｄを４６ｋＨｚとした場合、１．５・ｆｄは６９ｋＨｚである。この場合、インダクタ１０２のインダクタンスＬを４ｍＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃを３．２５ｎＦに設定すれば、ピーク周波数ｆｅは６１．３ｋＨｚとなり、上記条件を満たすことができる。
【００３８】
（第１の実施形態における変形例）
図８は本発明の第１の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路のその他の構成例を示す図である。振動体１０１に対して、並列共振用インダクタ２０１が並列に接続されている。並列共振用インダクタ２０１を振動体１０１のコンデンサ３０１ａ（固有静電容量Ｃｄ）との間で並列共振を起こすことにより、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動をさらに低減することができる。また、本変形例の場合のｆｓは（式１−１）と同じ式から求められる。
【００３９】
（第２の実施形態）
次に、図９を用いて本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態は、トランスを用いて昇圧する点が第１の実施形態と異なる。
【００４０】
図９（ａ）は本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続されている（つまり、電気−機械エネルギー変換素子にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続されている）。また、トランス１次側コイル４０１ａに直列にキャパシタ１０３が接続されている。ここで、キャパシタ１０３にはフィルムコンデンサ等の静電容量素子を用いることができる。また、トランス４０１の結合を弱めることで、トランス１次側コイル４０１ａの漏洩インダクタンスと、トランス２次側コイル４０１ｂの漏洩インダクタンスをインダクタとして用いることができる。この漏洩インダクタンスは、図においてインダクタ１０２ａ（トランス１次側コイル４０１ａの漏洩インダクタンス）、１０２ｂ（トランス２次側コイル４０１ｂの漏洩インダクタンス）として等価的に示している。この２つの漏洩インダクタンスとキャパシタ１０３とにより、直列共振を形成する。尚、キャパシタ１０３は、トランス１次側コイル４０１ａの下側に図９（ａ）では接続されているが、上側に接続しても良い。ここで、１次側の漏洩インダクタンス１０２ａと２次側の漏洩インダクタンス１０２ｂとキャパシタ１０３とによる直列共振周波数をｆｓとし、振動体１０１の共振周波数をｆｍと定義する。トランス１次側コイル４０１ａの漏洩インダクタンス１０２ａをＬ１、トランス２次側コイル４０１ｂの漏洩インダクタンス１０２ｂをＬ２、２次側コイル４０１ｂの１次側コイル４０１ａに対する巻線比をＮ、キャパシタ１０３をＣとすると、
【００４１】
【数４】
0005436164.tif 000005
【００４２】
【数５】
0005436164.tif 000006
【００４３】
となる。上記したように、Ｌｍ、Ｃｍは振動体１０１の機械的な振動の等価回路定数であり、Ｌｍは等価コイル３０１ｂの自己インダクタンス、Ｃｍは等価コンデンサ３０１ｃの静電容量を示す。
【００４４】
図９（ｂ）は直列共振周波数ｆｓを、振動体１０１の共振周波数ｆｍと一致させた場合における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。図９（ｂ）より、第１の実施形態と同様に、ｆｓとｆｍを一致させることで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。Ｌは２０μＨ（＝Ｌ１＋Ｌ２／Ｎ２）、Ｃは６５０ｎＦ、Ｌｍは０．１Ｈ、Ｃｍは１３０ｐＦとした。ここで、巻線比Ｎ＝１０とする。さらに、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることで、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を低減することができる。また、交番電圧Ｖｏのピーク周波数をｆｅと定義すると、図のように、ｆｍより高い周波数に設定することで、ｆｍからｆｅの間の周波数域において、駆動周波数を変えても電圧変動の少ない周波数特性を得ることができる。ただし、トランスを用いた構成の場合、インダクタ１０２とキャパシタ１０３を接続することによって、振動体１０１の共振周波数ｆｍより低域側にも、交番電圧Ｖｏはピークを持っている。つまり、ｆｍの前後で交番電圧Ｖｏはピークを２つ持っている。本発明では、高域側のピークをｆｅとして定義する。
【００４５】
直列共振周波数ｆｓは、第１の実施形態と同様に、振動体１０１の共振周波数ｆｍに完全に一致させなくとも、以下の範囲でｆｍに近い値に設定することで、上記の効果を得ることができる。
０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍ
上記範囲に設定することで、交番電圧Ｖｏの変動量の低減と、位相遅れの改善による相乗効果によって、制御特性は安定化される。
【００４６】
ここで、トランスを用いる構成の場合、インダクタ１０２とキャパシタ１０３をトランスの１次側と２次側のどちらに接続するかによって、ｆｓの算出式におけるＬＣに係る係数が異なる。構成としては、以下の４つに大別される。
（１）トランスの１次側にＬＣが接続される構成。
（２）トランスの２次側にＬＣが接続される構成。
（３）トランスの１次側にＬ、トランスの２次側にＣが接続される構成。
（４）トランスの１次側にＣ、トランスの２次側にＬが接続される構成。
【００４７】
上記、（１）と（２）については、ＬＣに係る係数は１である。これに対して、（３）は、Ｎ２・ＬＣである。これは、１次側のＬは２次側に換算すると、トランスの巻線比Ｎの２乗に相当するからである。また、（４）は、（１／Ｎ２）・ＬＣである。これは、１次側のＣは２次側に換算すると、トランスの巻線比Ｎの２乗分の１に相当するからである。
【００４８】
次に、直列共振周波数ｆｓが振動体１０１の共振周波数ｆｍより小さい場合における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果を図１０（ｂ）に示す。このシミュレーションは、後述の図１０（ａ）の回路を用いて行った。振動体１０１の共振周波数は４４．１４２ｋＨｚとした。また、キャパシタ１０３の値を１０％大きくすることで、直列共振周波数ｆｓの値を０．９５・ｆｍ、即ちｆｍより約２ｋＨｚ小さい４２．０８７ｋＨｚに設定した。図１０（ｂ）に示すように、ｆｓとｆｍとは完全に一致させなくとも、交番電圧Ｖｏの共振周波数ｆｍ近傍での変動が低減される。
【００４９】
インダクタ１０２とキャパシタ１０３の値の決め方については、第１の実施形態と同様である。即ち、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅを最初に決めることで、１つの組合せを求めることができる。
【００５０】
また、ピーク周波数ｆｅは、振動体１０１の駆動周波数をｆｄとすると、第１の実施形態と同様に、
ｆｅ＜１．５・ｆｄ
の関係を満たすように設定する。このように設定することで、図７に示すように、２次高調波成分を低減することができる。例えば、駆動周波数ｆｄを４６ｋＨｚとした場合、１．５・ｆｄは６９ｋＨｚである。この場合、図５の回路において、インダクタ１０２のインダクタンスＬを４０μＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃを０．３２５μＦと設定すれば、ピーク周波数ｆｅは６１．３ｋＨｚとなり、上記条件を満たすことができる。
【００５１】
（第２の実施形態の変形例１）
前述した図１０（ａ）は、第２の実施形態における振動型アクチュエータの駆動回路の変形例１を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス１次側コイル４０１ａに直列にインダクタ１０２とキャパシタ１０３が接続されている。尚、インダクタ１０２とキャパシタ１０３は、トランス１次側コイル４０１ａに直列に接続されていれば、図に示した構成以外のものであっても良い。インダクタ１０２はトランス４０１の１次側に接続することで、２次側に接続する場合よりもインダクタンス値を１／Ｎ２の小さい素子を用いることができる。ここで、Ｎは巻線比である。また、キャパシタ１０３は、トランス４０１の１次側に接続することで、２次側に接続する場合よりも１／Ｎの耐圧を有する素子を用いることができる。
【００５２】
インダクタ１０２をＬ、キャパシタ１０３をＣとすると、直列共振周波数をｆｓは（式１−１）と同様であり、
【００５３】
【数６】
0005436164.tif 000007
【００５４】
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと略一致させることにより、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。さらに、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることで、負荷（振動体１０１の機械的振動の等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を低減することができる。この交番電圧Ｖｏの変動の低減の効果を図１１に示す。図１１は、図１０（ａ）の回路を用いて、負荷のばらつきとインダクタ１０２のばらつきとによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を計算によりシミュレーションした結果である。図１１（ａ）は負荷のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を示すシミュレーション結果である。振動体１０１の共振周波数ｆｍ付近での変動を説明するので、横軸の周波数は４０ｋＨｚから５０ｋＨｚまでを示した。負荷のばらつきは±２０％とし、振動体１０１を等価回路で表したときの等価抵抗値Ｒｍのばらつきとして計算した。図１１（ａ）の結果より、負荷のばらつきの影響がほとんど無いことが分かる。従って、制御性を向上することが可能となる。
【００５５】
続いて、図１１（ｂ）はインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を示すシミュレーション結果である。インダクタ１０２のばらつきは±２０％として計算した。図１１（ｂ）の結果より、インダクタ１０２のばらつきの影響に対する交番電圧Ｖ０の変動が小さいことが分かる。２相分以上の駆動回路を用いた場合、このようなインダクタ１０２によるばらつきの影響が少ないので、進行波ムラを低減することが可能となる。
【００５６】
尚、本発明において、トランス４０１は漏洩インダクタンスを有するものでも良いが、その場合は直列共振周波数ｆｓと振動体１０１の共振周波数ｆｍが略一致するよう、漏洩インダクタンスを加味して計算する必要がある。
【００５７】
（第２の実施形態の変形例２）
図１２（ａ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例２を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス１次側コイル４０１ａに直列にキャパシタ１０３が接続され、トランス２次側コイル４０１ｂに直列にインダクタ１０２が接続されている。インダクタ１０２はトランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりも電流許容値を１／Ｎと小さい素子を用いることができる。ここで、Ｎは巻線比である。インダクタ１０２のインダクタンスをＬ、キャパシタ１０３の静電容量をＣとすると、直列共振周波数をｆｓは、
【００５８】
【数７】
0005436164.tif 000008
【００５９】
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと略一致させることにより、今までの形態と同様に、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかになり、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動も低減することができる。
【００６０】
（第２の実施形態の変形例３）
図１２（ｂ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例３を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス１次側コイル４０１ａに直列にインダクタ１０２が接続され、トランス２次側コイル４０１ｂに直列にキャパシタ１０３が接続されている。インダクタ１０２はトランス４０１の１次側に接続することで、２次側に接続する場合よりもインダクタンスが１／Ｎ２と小さい素子を用いることができる。また、キャパシタ１０も、トランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりもキャパシタンスが１／Ｎ２と小さい素子を用いることができる。この場合の直列共振周波数をｆｓは、
【００６１】
【数８】
0005436164.tif 000009
【００６２】
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと一致させれば良い。
【００６３】
（第２の実施形態の変形例４）
図１２（ｃ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例４を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス２次側コイル４０１ｂに直列にインダクタ１０２とキャパシタ１０３が接続されている。インダクタ１０２はトランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりも電流許容値を１／Ｎと小さい素子を用いることができる。また、キャパシタ１０３も、トランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりもキャパシタンスが１／Ｎ２と小さい素子を用いることができる。この場合の直列共振周波数をｆｓは、
【００６４】
【数９】
0005436164.tif 000010
【００６５】
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと一致させれば良い。
【００６６】
（第２の実施形態の変形例５）
図１２（ｄ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例５を示す図である。トランス１次側コイル４０１ａに抵抗２８０１が並列に接続されている。ここで、上述したように、第２の実施形態及びその変形例１〜４のように、トランスを用いた構成の場合、インダクタ１０２とキャパシタ１０３を接続することによって、ｆｍの前後で交番電圧Ｖｏはピークを２つ有する。しかしながら、本変形例では、抵抗２８０１によって、低域側のピークを低減することができる。低域側のピークを低減すると、周波数の低い外乱や負荷変動の影響を低減することが可能になる。
【００６７】
（第２の実施形態の変形例６）
図１２（ｅ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例６を示す図である。トランス１次側コイル４０１ａに抵抗２８０１と並列共振用インダクタ２９０１が並列に接続されている。本変形例においても、並列共振用インダクタ２９０１によって、より効果的に低域側のピークを低減することができる。また、変形例６の場合のｆｓは、（式２−５）と同じ式から求められる。
【００６８】
（比較例２：振動体に直列にインダクタのみ接続する例）
次に、図１３を用いて、トランスを用い、振動体１０１には直列にインダクタ１０２のみが接続された場合について説明する。図１３（ａ）は，従来のトランスを使用する場合の振動型アクチュエータの駆動回路を示す図である。回路の構成は、トランスの２次側にインダクタ１０２が振動体１０１に直列に接続されている。図１３（ｂ）は図１３（ａ）の回路における、トランス４０１の２次側に出力される交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。ここで、インダクタ１０２のインダクタンスは１．２３ｍＨ、交番電圧Ｖｏのピーク周波数は７６．７０７ｋＨｚ、振動体１０１の共振周波数は４４．１４２ｋＨｚとなるように設定した。図１３（ｂ）より、交番電圧Ｖｏの周波数特性はｆｍの前後で大きく電圧変動が生じており、制御性が悪化してしまう。また、交番電圧Ｖｏの傾きが振動体１０１の共振周波数ｆｍからＶｏのピーク周波数ｆｅにかけて急峻な為、駆動周波数の高域側で高電圧が出力されてしまう。この為、駆動回路に用いるスイッチング素子等に高い耐圧が要求され、コストアップを招くことになる。
【００６９】
次に、図１３（ａ）の回路を用いた場合の、負荷（等価抵抗３０１ｄ）とインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動をシミュレーションした結果を図１４に示す。
【００７０】
図１４（ａ）は負荷のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を示すシミュレーション結果である。振動体１０１の共振周波数付近での変動を説明する為、横軸の周波数領域は４０ｋＨｚから５０ｋＨｚまでを示している。負荷のばらつきは±２０％とし、振動体１０１の等価回路における機械的振動の等価抵抗のばらつきとして計算した。図１４（ａ）の結果より、負荷のばらつきの影響で交番電圧Ｖｏの周波数特性が変化することがわかった。これによって、制御性が悪化する。
【００７１】
続いて、図１４（ｂ）はインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を示すシミュレーション結果である。インダクタ１０２としてコイルを用いた場合を想定して、そのばらつきを±２０％として計算した。結果より、インダクタ１０２のばらつきの影響で交番電圧Ｖｏの周波数特性が変化してしまう。２相分以上の駆動回路において、コイルにこのようなばらつきがある場合、互いに異なる交番電圧Ｖｏを出力してしまうことになる。つまり、図６における振動体１０１の駆動電極１０１ａと１０１ｂには各々異なる振幅の交番電圧Ｖｏが同時に印加されるので、進行波ムラを生じてしまう。
【００７２】
（比較例３：キャパシタ１０３とトランス１次側コイル４０１ａとによる直列共振周波数を、ｆｍに一致させた場合）
次に、特許文献１のように、キャパシタ１０３とトランス１次側コイル４０１ａとによる直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数ｆｍに一致させた場合の、トランス４０１の２次側に出力される交番電圧Ｖｏの周波数特性をシミュレーションした。結果を図１５に示す。シミュレーションは、図１６の回路６０４を用いて行った。トランス４０１は、漏洩インダクタンスの無い理想的な結合（結合係数が１）を有するものとした。ここで、トランス１次側コイル４０１ａのインダクタンスを１５０μＨ、トランス２次側コイル４０１ｂのインダクタンスを１５ｍＨとした。また、トランス４０１の１次側に接続するキャパシタ１０３のキャパシタンスは８６．７ｎＦ、トランス２次側コイル４０１ｂに接続するインダクタ１０２のインダクタンスは１ｍＨとした。そして、振動体１０１の共振周波数ｆｍは４４．１４２Ｈｚとした。参考までに、キャパシタ１０３とインダクタ１０２による直列共振周波数は１７０．９６ｋＨｚであり、ｆｍとは大きく異なっている。また、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅは１９０．９２７ｋＨｚである。
【００７３】
図１５より、交番電圧Ｖｏの周波数特性は、ｆｍの前後で大きく電圧変動が生じている。また、交番電圧Ｖｏの位相変化に着目すると、ｆｍの前後の周波数で大きく変化することがわかった。このように、特許文献１は、トランス１次側コイル４０１ａとキャパシタ１０３による直列共振にのみ言及したものである。即ち、キャパシタ１０３とインダクタ１０２による直列共振周波数を、意図的に調整していないため、ｆｍの前後で周波数が大きく変動してしまう。また、交番電圧Ｖｏの傾きが振動体１０１の共振周波数ｆｍからＶｏのピーク周波数ｆｅにかけて急峻な為、駆動周波数の高域側で高電圧が出力されてしまう。この為、駆動回路に用いるスイッチング素子等に高い耐圧が要求され、コストアップを招くことになる。さらに、負荷（等価抵抗３０１ｄ）とインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動も大きくなる。
【００７４】
ただし、図１６の回路構成自体は、本発明に適用することができ、０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍの範囲に設定することで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることができる。
【符号の説明】
【００７５】
１０１  振動体
１０２  インダクタＬ
１０２ａ  トランス１次側コイルの漏洩インダクタンス
１０２ｂ  トランス２次側コイルの漏洩インダクタンス
１０３  キャパシタＣ
２０１  並列共振用キャパシタ
３０１ａ  振動体の固有静電容量Ｃｄ
３０１ｂ  機械的な振動の等価回路定数Ｌｍ
３０１ｃ  機械的な振動の等価回路定数Ｃｍ
３０１ｄ  機械的な振動の等価回路定数Ｒｍ
４０１  トランス
４０１ａ  トランス１次側コイル
４０１ｂ  トランス２次側コイル
６０１  発振器
６０２  スイッチング回路
６０３  ９０°移相器
６０４  １相部分
２８０１  抵抗
２９０１  並列共振用インダクタ
【図１】
0005436164.tif 000011
【図２】
0005436164.tif 000012
【図３】
0005436164.tif 000013
【図４】
0005436164.tif 000014
【図５】
0005436164.tif 000015
【図６】
0005436164.tif 000016
【図７】
0005436164.tif 000017
【図８】
0005436164.tif 000018
【図９】
0005436164.tif 000019
【図１０】
0005436164.tif 000020
【図１１】
0005436164.tif 000021
【図１２】
0005436164.tif 000022
【図１３】
0005436164.tif 000023
【図１４】
0005436164.tif 000024
【図１５】
0005436164.tif 000025
【図１６】
0005436164.tif 000026