(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気的負荷に給電する給電装置であり、
同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在しているダイオード内蔵型ＩＧＢＴの２つが直列に接続された直列回路と、
各ダイオード内蔵型ＩＧＢＴのＩＧＢＴ素子領域のオン状態とオフ状態とを切替える駆動回路を備えており、
各ＩＧＢＴ素子領域は、エミッタ領域とボディ領域とドリフト領域とコレクタ領域が積層されており、エミッタ領域とドリフト領域を分離しているボディ領域に絶縁膜を介して対向しているゲート電極が形成されており、
各ダイオード素子領域は、ボディコンタクト領域とボディ領域とドリフト領域とドリフトコンタクト領域が積層されており、
駆動回路は、一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えることによって他方のダイオード素子領域に還流電流が流れるときに、（１）他方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とする第１モードと、（２）他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態とする第２モードとに切替え可能となっており、
駆動回路は、
（ａ）給電装置の駆動状態に基づいて算出される、第１モードで制御したときの駆動回路の損失と第１モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和が、第２モードで制御したときの駆動回路の損失と第２モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和より小さいときは、第１モードで制御し、
（ｂ）前記駆動状態に基づいて算出される、第２モードで制御したときの駆動回路の損失と第２モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和が、第１モードで制御したときの駆動回路の損失と第１モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和より小さいときは、第２モードで制御することを特徴とする給電装置。
【請求項２】
駆動回路は、第１モードで制御する場合は、一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切替えるに先立つ第１タイミングと第２タイミングで他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えており、
第１タイミングは、他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えてから一方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とするまでの時間が第１設定時間となるタイミングであり、
第２タイミングは、他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えてから一方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とするまでの時間が第１設定時間よりも短い第２設定時間となるタイミングであり、
駆動回路は、
（ｃ）前記駆動状態から一方のＩＧＢＴ素子領域と他方のＩＧＢＴ素子領域が共にオン状態となるとダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されると判断されるときは、第１タイミングで他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替え、
（ｄ）前記駆動状態から一方のＩＧＢＴ素子領域と他方のＩＧＢＴ素子領域が共にオン状態となってもダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されないと判断されるときは、第２タイミングで他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えることを特徴とする請求項１に記載の給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ等の電気的負荷に給電する給電装置に関する。特に、給電装置の損失を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば特許文献１に、複数のスイッチング素子と、各々のスイッチング素子を制御する駆動回路を備える給電装置が開示されている。この給電装置では、駆動回路を用いて各々のスイッチング素子を制御することで、給電装置に接続された電気的負荷に電力を供給している。この給電装置において、スイッチング素子には、ダイオード内蔵型ＩＧＢＴが用いられている。ダイオード内蔵型ＩＧＢＴは、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在して形成されている。給電装置にダイオード内蔵型ＩＧＢＴを用いることで、ＩＧＢＴ素子領域のオン／オフ状態を切替えて負荷に電力を供給することができるとともに、ダイオード素子領域に負荷からの還流電流を流すことができる。これによって、負荷がリアクタンス成分を有している場合に、負荷に貯められた電力が無駄に消費されてしまうことが抑制される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−７２８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ダイオード内蔵型ＩＧＢＴでは、ダイオード素子領域のアノードとカソードの不純物濃度が高い場合、ダイオード素子領域の逆回復損失が増大する。例えば、ダイオード素子領域が高濃度のｐ型不純物を有するアノードと低濃度のｎ型不純物を有するカソードで構成されている場合、順方向電圧を印加した際に、カソードに多量のｐ型キャリアが蓄積される。ダイオード素子領域に逆電圧が印加されると、つまり、カソードが高電位側に接続され、アノードが低電位側に接続されると、ダイオード素子領域内のｐ型キャリアがアノード方向に流れることによって逆回復電流が流れる。アノードの不純物濃度が高いと、カソードに蓄積されるｐ型キャリアの量が増大し、大きな逆回復電流が流れる。大きな逆回復電流が流れれば、大量の熱が発生し、電力が消費される。アノード及びカソードの不純物濃度を低く設定すれば、逆回復電流を小さく抑えることができ、逆回復損失を減らすことができる。しかし、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在しているダイオード内蔵型ＩＧＢＴでは、ダイオード素子領域のアノードとカソードが、ＩＧＢＴ素子領域を構成する半導体領域（例えば、ボディ領域とドリフト領域）と同一の層で構成されることが少なくない。そのため、ダイオード素子領域のアノードとカソードの不純物濃度がＩＧＢＴ素子領域に求められる特性に基づいて決定されることが多く、その場合には、アノード及びカソードの不純物濃度を低く設定されず、逆回復電流を抑制することができない。
【０００５】
逆回復損失を減少させるために、還流電流が流れているダイオード内蔵型ＩＧＢＴのＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えることが考えられる。例えば、ＩＧＢＴ素子領域が、カソードと同一層で形成されたｎ型のドリフト領域と、アノードと同一層で形成されたｐ型のボディ領域と、ボディ領域によってドリフト領域から隔離されているｎ型のエミッタ領域で構成されている場合、ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えると、ｐ型のボディ流域にｎ型の反転層が形成される。すると、ｎ型のドリフト領域とｎ型のエミッタ領域がｎ型の反転層によって導通し、ｎ型キャリアが流れるようになる。その結果、ドリフト領域からボディ領域に流れるｎ型キャリアの量を増大させることができる。これにより、ボディ領域からドリフト領域に流れるｐ型キャリアの量が減少し、ドリフト領域に蓄積されるｐ型キャリアの量を減少させることができる。これによって、逆回復電流を十分に小さく抑えることができ、逆回復損失を抑制することができる。
【０００６】
一方において、還流電流が流れているダイオード内蔵型ＩＧＢＴのＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えるためには、駆動回路によってＩＧＢＴ素子領域をオン状態とする分だけ、駆動回路でドライブ損失が発生する。ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えることによる逆回復損失の減少量に比べて、ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えることによるドライブ損失の増加量が大きい場合、ダイオード内蔵型ＩＧＢＴの逆回復損失を抑制することができるものの、ダイオード内蔵型ＩＧＢＴと駆動回路を含めた給電装置全体の損失が増大してしまう。
【０００７】
本発明は、上記課題に鑑みて創作された。本発明は、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在しているダイオード内蔵型ＩＧＢＴと駆動回路を用いた給電装置において、給電装置の損失を抑制する技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
還流電流が流れているダイオード内蔵型ＩＧＢＴのＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えることによる逆回復損失の減少量（低減量）は、給電装置の駆動状態によって変化する。例えば、給電装置の出力電圧と出力電流が小さく、そのスイッチング周波数が低いと、ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えることによる逆回復損失の減少量は小さい。一方、給電装置の出力電圧と出力電流が大きく、そのスイッチング周波数が高いと、ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えることによる逆回復損失の減少量は大きくなる。また、ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切替えることによるドライブ損失は、給電装置のスイッチング周波数が低いと小さく、スイッチング周波数が高いと大きくなる。このため、本願明細書が開示する給電装置は、給電装置の駆動状態に応じて、還流電流が流れているダイオード内蔵型ＩＧＢＴのＩＧＢＴ素子領域をオン状態とするかオフ状態とするかを切替える。
【０００９】
すなわち、本明細書が開示する給電装置は、電気的負荷に給電する給電装置であり、直列回路と駆動回路を備えている。直列回路は、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在しているダイオード内蔵型ＩＧＢＴの２つが直列に接続されている。駆動回路は、各ダイオード内蔵型ＩＧＢＴのＩＧＢＴ素子領域のオン状態とオフ状態とを切替える。
【００１０】
直列回路の各ＩＧＢＴ素子領域は、エミッタ領域とボディ領域とドリフト領域とコレクタ領域が積層されており、エミッタ領域とドリフト領域を分離しているボディ領域に絶縁膜を介して対向しているゲート電極が形成されている。また、直列回路の各ダイオード素子領域は、ボディコンタクト領域とボディ領域とドリフト領域とドリフトコンタクト領域が積層されている。ボディコンタクト領域は、アノード領域またはカソード領域の一方であり、ドリフトコンタクト領域はそれらの他方である。ボディコンタクト領域がアノード領域であれば、ドリフトコンタクト領域はカソード領域であり、ボディコンタクト領域がカソード領域であれば、ドリフトコンタクト領域はアノード領域である。
ＩＧＢＴ素子領域のボディ領域とダイオード素子領域のボディ領域は共通であることが好ましい。同様に、ＩＧＢＴ素子領域のドリフト領域とダイオード素子領域のドリフト領域は共通であることが好ましい。この場合、エミッタ領域とボディコンタクト領域は反対の導電型となり、コレクタ領域とドリフトコンタクト領域も反対の導電型となる。
【００１１】
駆動回路は、一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えることによって他方のダイオード素子領域に還流電流が流れるときに、（１）他方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とする第１モードと、（２）他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態とする第２モードに切替え可能となっている。
【００１２】
駆動回路は、一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えることによって他方のダイオード素子領域に還流電流が流れるときに、いずれのモードで制御するかを以下のように決定することを特徴とする。すなわち、
（ａ）給電装置の駆動状態に基づいて算出される、第１モードで制御したときの駆動回路の損失と第１モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和が、第２モードで制御したときの駆動回路の損失と第２モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和より小さいときは、第１モードで制御する。
（ｂ）給電装置の駆動状態に基づいて算出される、第２モードで制御したときの駆動回路の損失と第２モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和が、第１モードで制御したときの駆動回路の損失と第１モードで制御した後に行われるダイオード素子領域の逆回復時の損失との和より小さいときは、第２モードで制御する。
【００１３】
この給電装置では、駆動回路が、一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えることによって他方のダイオード素子領域に還流電流が流れるときに、駆動状態に基づいて算出される駆動回路の損失とダイオード素子領域の逆回復時の損失の和が小さくなるモードで他方のＩＧＢＴ素子領域を制御する。これによって、給電装置で発生する損失を抑制することができる。
【００１４】
この給電装置では、駆動回路が第１モードで制御する場合は、一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切替えるに先立つ第１タイミングと第２タイミングで他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態と切替える。ここで、第１タイミングは、他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えてから一方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とするまでの時間が第１設定時間となるタイミングである。第２タイミングは、他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えてから一方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とするまでの時間が第１設定時間よりも短い第２設定時間となるタイミングである。
この駆動回路は、一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切替えるに先立って他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態切替えるときに、いずれのタイミングで切替えるかを以下のように決定することが好ましい。すなわち、
（ｃ）駆動状態から一方のＩＧＢＴ素子領域と他方のＩＧＢＴ素子領域が共にオン状態となるとダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されると判断されるときは、第１タイミングで他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替える。
（ｄ）駆動状態から一方のＩＧＢＴ素子領域と他方のＩＧＢＴ素子領域が共にオン状態となってもダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されないと判断されるときは、第２タイミングで他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替える。
【００１５】
この給電装置では、駆動回路が、一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切替えるに先立って他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替える。逆回復時の損失を低減するためには、一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切替える直前まで他方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とすることが好ましい。その一方、他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えてから一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切替えるまでの時間が短すぎると、一方のＩＧＢＴ素子領域と他方のＩＧＢＴ素子領域が短絡する可能性が生じる。一方のＩＧＢＴ素子領域と他方のＩＧＢＴ素子領域が短絡すると、給電装置の駆動状態によってはダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されてしまう。そこで、この給電装置では、他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替える際に、給電装置の駆動状態から一方のＩＧＢＴ素子領域と他方のＩＧＢＴ素子領域が共にオン状態となるとダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されるか否かを判断する。ダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されないと判断される場合には、他方のＩＧＢＴ素子領域を第２タイミングでオフ状態とする（即ち、他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えてから一方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態とするまでの時間を短くする）。これによって、ダイオード内蔵型ＩＧＢＴが破壊されてしまうことを未然に防止しながら、ダイオード素子領域の逆回復時の損失をより小さくすることができ、給電装置で発生する損失を抑制することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によると、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在しているダイオード内蔵型ＩＧＢＴと駆動回路を用いた給電装置において、給電装置の損失を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】給電装置１０を示す。
【図２】逆導通半導体素子３０を示す。
【図３】ＩＧＢＴ素子領域４２がオン状態の逆導通半導体素子３０を示す。
【図４】ダイオード素子領域４４に還流電流が流れている逆導通半導体素子３０を示す。
【図５】逆回復損失を説明する図である。
【図６】逆回復損失を説明する図である。
【図７】第１モードを選択した場合のタイムチャートを示す。
【図８】第２モードを選択した場合のタイムチャートを示す。
【図９】第１モードを選択した場合のタイムチャートを示す。
【図１０】第１モードで制御することによる損失低減量Ｌ１と駆動回路６０のドライブ損失Ｌ２の関係を説明する図である。
【図１１】第１モードで制御することによる損失低減量Ｌ１のマップを示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下に説明する実施例の主要な特徴を最初に整理する。
（特徴１）給電装置は、電力変換回路である。
（特徴２）駆動回路には、一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えることによって他方のダイオード素子領域に還流電流が流れるときに制御するモードが、給電装置の駆動状態に関連付けられて記憶されている。
（特徴３）駆動回路には、第１モードで制御する場合、一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切替えるに先立って他方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切替えるタイミングが、給電装置の駆動状態に関連付けられて記憶されている。
【実施例１】
【００１９】
本実施例の給電装置１０を図１に示す。給電装置１０は、入力端子１２に入力された外部電源の電圧を、出力端子１４に接続されたモータ等の電気的負荷に必要とされる電圧に変換し、出力端子１４から電気的負荷に給電する電力変換回路である。給電装置１０は、主たる構成として直列回路２０と駆動回路６０を備えている。
直列回路２０は、逆導通半導体素子（ダイオード内蔵型ＩＧＢＴの一例）３０ａ、３０ｂが直列に接続されて構成されている。逆導通半導体素子３０ａのコレクタ電極３４ａは、出力端子１４ａに接続されている。逆導通半導体素子３０ｂのエミッタ電極３２ｂは、入力端子１２ｂと出力端子１４ｂに接続されている。逆導通半導体素子３０ａのエミッタ電極３２ａと逆導通半導体素子３０ｂのコレクタ電極３４ｂは、中間電位点２２に接続されている。逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂのトレンチゲート電極３６ａ、３６ｂは、駆動回路６０に接続されている。駆動回路６０は、各々の逆導通半導体素子３０のトレンチゲート電極３６の電圧を独立に制御する。
直列回路２０の中間電位点２２は、コイル１６の一端に接続されている。コイル１６の他端は、入力端子１２ａに接続されている。コイル１６はインダクタンス成分を持っている電気的負荷である。入力端子１２の間には、入力用コンデンサ１８が設けられている。出力端子１４間には、出力用コンデンサ１９が取り付けられている。
【００２０】
逆導通半導体素子３０は、同一の半導体基板内に絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor（以下ではＩＧＢＴという））素子領域４２と、ダイオード素子領域４４が形成されている。図２は、ＩＧＢＴ素子領域４２とダイオード素子領域４４の境界近傍の断面図を示している。
逆導通半導体素子３０は、１枚のｎ型不純物を低濃度に含む半導体基板から形成されている。半導体基板が未加工状態で残っている部分によって、ドリフト領域４８が形成されている。ドリフト領域４８の表面側に、ｐ型不純物を含むボディ領域４６が積層されている。ドリフト領域４８とボディ領域４６は、ＩＧＢＴ素子領域４２とダイオード素子領域４４に関係なく、一様に伸びている。ボディ領域４６のＩＧＢＴ素子領域４２とダイオード素子領域４４の境界部分には、ボディ領域４６を貫通してドリフト領域４８に達するｐ型不純物領域４３が形成されている。
【００２１】
ＩＧＢＴ素子領域４２内では、ボディ領域４６の表面に臨む位置に、ｎ型不純物を高濃度に含んでいるエミッタ領域４０が形成されている。エミッタ領域４０は、ボディ領域４６によって、ドリフト領域４８から隔てられている。ＩＧＢＴ素子領域４２では、エミッタ領域４０の表面からエミッタ領域４０とボディ領域４６を貫通してドリフト領域４８に達するトレンチ４７が形成されている。トレンチ４７の壁面及び底面は、ゲート絶縁膜３８ｂで被覆されており、トレンチ４７のゲート絶縁膜３８ｂの内側にトレンチゲート電極３６が充填されている。トレンチゲート電極３６の表面には、ゲート絶縁膜３８ａが形成されている。
ダイオード素子領域４４内では、ボディ領域４６の表面に臨む範囲に、ｐ型不純物を高濃度に含んでいるボディコンタクト領域４５が形成されている。各々のボディコンタクト領域４５は、ボディ領域４６によって、ドリフト領域４８から隔てられている。
【００２２】
逆導通半導体素子３０の表面には、エミッタ電極３２が形成されている。エミッタ電極３２は、ＩＧＢＴ素子領域４２では、エミッタ領域４０に導通し、ダイオード素子領域４４では、ボディコンタクト領域４５に導通している。トレンチゲート電極３６は図示しない断面で、逆導通半導体素子３０の表面に露出し、駆動回路６０に接続されている。
ＩＧＢＴ素子領域４２では、ドリフト領域４８の裏面側に、ｐ型不純物を含むコレクタ領域５４が形成されている。ダイオード素子領域４４では、ドリフト領域４８の裏面側に、ｎ型不純物を含むドリフトコンタクト領域５０が形成されている。逆導通半導体素子３０の裏面には、コレクタ電極３４が形成されている。コレクタ電極３４は、コレクタ領域５４とドリフトコンタクト領域５０とに導通している。
【００２３】
コレクタ領域５４が形成されている領域４２では、逆導通半導体素子３０がＩＧＢＴとして作動する。ＩＧＢＴとして作動する領域４２では、ｎ＋型のエミッタ領域４０とｐ型のボディ領域４６とｎ−型のドリフト領域４８とｐ型のコレクタ領域５４が積層されている。ＩＧＢＴとして作動する領域４２では、エミッタ領域４０とドリフト領域４８を分離しているボディ領域４６を貫通して伸びるトレンチゲート電極３６が形成されている。
図３に示すように、コレクタ電極３４にエミッタ電極３２よりも高い正電圧を印加した状態で、トレンチゲート電極３６に正電圧を印加すると、トレンチゲート電極３６の周辺のボディ領域４６にｎ型の反転層５２が形成され、エミッタ領域４０から反転層５２を経てドリフト領域４８に電子が注入される。すると、コレクタ領域５４からドリフト領域４８に正孔が注入される。ドリフト領域４８に電子と正孔が注入され、伝導度変調現象が活発化する。これによって、エミッタ電極３２とコレクタ電極３４の間が導通し、電流が流れる。これをオン状態という。ＩＧＢＴは、伝導度変調現象を利用するので、オン電圧が低い。
トレンチゲート電極３６に正電圧を印加するのが中断されると、反転層５２が消滅し、エミッタ領域４０からドリフト領域４８に電子が注入されなくなる。これをオフ状態という。ＩＧＢＴ素子領域４２では、トレンチゲート電極３６に正電圧を印加する間はオン状態に制御され、トレンチゲート電極３６に正電圧を印加するのを中断するとオフ状態に制御される。
【００２４】
複数個のＩＧＢＴ素子を利用して給電装置を構成した場合、一つのＩＧＢＴ素子をオフ状態に切替えた際に、電気的負荷の誘導成分によって、ＩＧＢＴ素子に大電圧が印加されて素子が損傷することがある。また、電気的負荷の誘導成分を用いて、給電電圧を昇圧したい場合がある。そこで、ＩＧＢＴ素子と逆並列にダイオードを接続することによって、ＩＧＢＴ素子をオフ状態に切替えた際に電気的負荷の誘導成分によって流れ続ける電流をダイオードに流す逆導通半導体素子が普及している。以下ではこれを還流ダイオードといい、そのダイオードに流れる電流を還流電流という。
【００２５】
逆導通半導体素子３０のダイオード素子領域４４は、還流ダイオードとして作動する。すなわち、ドリフトコンタクト領域５０が形成されている領域４４では、逆導通半導体素子３０が還流ダイオードとして作動する。
還流ダイオードとして作動する領域４４では、ｐ＋型のボディコンタクト領域４５とｐ型のボディ領域４６とｎ−型のドリフト領域４８とｎ型のドリフトコンタクト領域５０が積層されている。ｐ型のボディコンタクト領域４５とｐ型のボディ領域４６がアノードとして作動し、ｎ−型のドリフト領域４８とｎ型のドリフトコンタクト領域５０がカソードとして作動するダイオードが形成される。ｐ型のアノードとｎ型のカソードの間に、不純物濃度が低い領域が形成されているＰＩＮ型のダイオードが形成されている。
図４に示すように、逆導通半導体素子３０では、エミッタ電極３２にコレクタ電極３４の電位よりも高い正電圧が印加されると、還流電流が流れる。
【００２６】
次に、給電装置１０の動作を説明する。給電装置１０では、駆動回路６０が給電を開始すると、逆導通半導体素子３０ａをオフ状態とし、逆導通半導体素子３０ｂをオン状態とする第１状態に切替える。これによって、外部電源から入力端子１２を介してコイル１６及び逆導通半導体素子３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ｂを通して電流が流れると共に、外部電源から入力用コンデンサ１８に電荷が蓄えられる。
次に、駆動回路６０は逆導通半導体素子３０ｂをオフ状態とする第２状態に切替える。これによって、外部電源から入力端子１２とコイル１６と逆導通半導体素子３０ａのダイオード素子領域４４ａを介して出力用コンデンサ１９に電荷が蓄えられる。また、インダクタ成分を有するコイル１６に起電力が生じ、コイル１６の起電力によって出力用コンデンサ１９に電荷が蓄えられる。コイル１６に生じる起電力は、外部電源と向きが等しい。そのため、出力用コンデンサ１９には、入力用コンデンサ１８に比べて多くの電荷が蓄えられる。出力端子１４に出力される電圧は、出力用コンデンサ１９に蓄えられた電荷に基づいて決定される。そのため、出力端子１４には、入力端子１２に接続された外部電源よりも昇圧された電圧が出力される。
【００２７】
給電装置１０では、第１状態から第２状態に切替わると、逆導通半導体素子３０ｂがオフ状態に切替わるとともに、逆導通半導体素子３０ａのダイオード素子領域４４ａに還流電流が流れる。図２に示すように、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域４２とダイオード素子領域４４が混在して形成されている逆導通半導体素子３０では、ＩＧＢＴ素子領域４２の特性上、ｎ−型のドリフト領域４８の不純物濃度よりもｐ型のボディ領域４６の不純物濃度が高く設定される。そのため、図４に示すように、ダイオード素子領域４４ａに還流電流が流れると、不純物濃度が高いボディ領域４６から不純物濃度が低いドリフト領域４８へ多量の正孔が流れ込む。また、ＩＧＢＴ素子領域４２ａにおいても、不純物濃度が高いボディ領域４６から不純物濃度が低いドリフト領域４８へ多量の正孔が流れ込む。これにより、ドリフト領域４８への正孔の注入量が増大する。
そして、駆動回路６０が給電装置１０を再び第１状態に切替えると、図５に示すように、還流電流が流れていた逆導通半導体素子３０ａのダイオード素子領域４４ａにおいて、ドリフト領域４８に注入された正孔がボディ領域４６に戻り、逆回復電流が流れる。大きな逆回復電流が流れると、逆回復損失が増大する。逆回復損失の大きさは、ドリフト領域４８への正孔の注入効率に依存する。駆動回路６０が給電装置１０を第１状態と第２状態に単純に切替えるだけでは、逆導通半導体素子３０ａのドリフト領域４８へ多量の正孔が注入され、逆回復損失が大きくなる。
【００２８】
そこで、本実施例の駆動回路６０は、逆導通半導体素子３０ａのダイオード素子領域４４ａに還流電流が流れる際に、逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオン状態に切替える第１モードと、逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態のままとする第２モードが設けられる。駆動回路６０は、給電装置１０の駆動状態に基づいて、第１モードで制御したときの給電装置１０の損失量と、第２モードで制御したときの給電装置１０の損失量を推定し、損失量が少なくなる方を選択する。すなわち、第１モードを選択した場合、逆導通半導体素子３０ａの逆回復時の損失量は低減できるものの、ＩＧＢＴ素子領域４２ａをオン状態とするための損失（駆動回路６０のドライブ損失）が発生する。一方、第２モードを選択した場合、逆導通半導体素子３０ａの逆回復時の損失量は低減できないが、ＩＧＢＴ素子領域４２ａをオン状態とするための損失（駆動回路６０のドライブ損失）は発生しない。したがって、給電装置１０の損失が最も小さくなるように、第１モードか第２モードかを選択する。
【００２９】
駆動回路６０による第１モードか第２モードかの選択は、給電装置１０の駆動状態に基づいて決定される。すなわち、図１０に示すように、第１モードで制御することによる損失低減量Ｌ１は、給電装置１０の出力電圧及び出力電流が大きくなるほど大きくなる。また、駆動回路６０のドライブ損失Ｌ２（これは、第２モードで制御することによる損失低減量に等しい。）は、給電装置１０の出力電圧及び出力電流に関係なく、給電装置１０のスイッチング周波数が高いほど大きくなる。すなわち、第１モードで制御することによる損失低減量と、駆動回路６０のドライブ損失Ｌ２は、給電装置１０の駆動状態に基づいて算出（予測）することができる。従って、駆動回路６０は、給電装置１０の駆動状態（出力電圧，出力電流，スイッチング周波数）をモニタリングし、モニタリングした給電装置１０の駆動状態に基づいて第１モードか第２モードかを選択することができる。
【００３０】
例えば、図１１（ａ），（ｂ）に示すように、出力電圧と出力電流の組合せ毎に、第１モードで制御することによる損失低減量Ｌ１を記憶するマップを作成する。このマップは、給電装置１０のスイッチング周波数（駆動周波数）毎に作成され、駆動回路６０に記憶される。駆動回路６０は、第１状態から第２状態に切替わる際に、モニタリングした給電装置１０の駆動状態から、図１１（ａ），（ｂ）に示すマップを利用して、第１モードとすることによる損失低減量Ｌ１を特定する。（図１１（ａ）参照）次いで、給電装置１０のスイッチング周波数から、駆動回路６０のドライブ損失Ｌ２を算出する。そして、第１モードとすることによる損失低減量Ｌ１が駆動回路６０のドライブ損失Ｌ２（つまり、第２モードで制御することによる損失低減量）より大きい場合は、駆動回路６０は第１モードで給電装置１０を制御する。逆に、第１モードとすることによる損失低減量が駆動回路６０のドライブ損失より小さい場合は、駆動回路６０は第２モードで給電装置１０を制御する。
【００３１】
ここで、逆導通半導体素子３０ａを第１モードと第２モードで制御したときの、逆導通半導体素子３０ａの動作について説明する。図７に第１モードを選択した場合のタイムチャートを示す。以下に図７のタイムチャートについて説明する。
Ｖａは、逆導通半導体素子３０ａのトレンチゲートに印加する電圧を示す。Ｖｂは、逆導通半導体素子３０ｂのトレンチゲートに印加する電圧を示す。Ｉａは、逆導通半導体素子３０ａのダイオード素子領域４４ａに流れる電流を示す。「ＯＮ」は、各々の逆導通半導体素子３０のＩＧＢＴ素子領域４２がオンする閾値電圧以上に設定されている電圧を示す。「ＯＮ」電圧が印加されている場合に、各々のＩＧＢＴ素子領域４２がオン状態となる。「ＯＦＦ」は、各々の逆導通半導体素子３０のＩＧＢＴ素子領域４２がオフする閾値電圧以下に設定されている電圧を示す。「ＯＦＦ」電圧が印加されている場合に各々のＩＧＢＴ素子領域４２がオフ状態となる。Ｔ１は、第１状態に切替えられている第１期間を示す。Ｔ２は、第２状態に切替えられている第２期間を示す。ｔ１は、第１状態から第２状態に切替わるタイミングを示す。タイミングｔ１において、逆導通半導体素子３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ｂは、オン状態からオフ状態に切替わる。ｔ２は、逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態からオン状態に切替えるタイミングを示す。ｔ３は、逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオン状態からオフ状態に切替えるタイミングを示す。ｔ４は、第２状態から第１状態に切替わるタイミングを示す。タイミングｔ４において、逆導通半導体素子３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ｂは、オフ状態からオン状態に切替わる。タイミングｔ１とタイミングｔ２の間には、遅延時間Ｔ３が設けられている。遅延時間Ｔ３は、第１状態から第２状態への切替え時に、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ａ、４２ｂが同時にオン状態となることを確実に避けることができるように設定されている。タイミングｔ３とタイミングｔ４の間には、設定時間Ｔ４が設けられている。設定時間Ｔ４は、第２状態から第１状態への切替え時に、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ａ、４２ｂが同時にオン状態となることを確実に避けるように設定されている。図示番号Ａに示す逆導通半導体素子３０ａのダイオード素子領域４４ａに流れるマイナスの電流は、逆回復電流を示している。
【００３２】
駆動回路６０は、第２状態において直列回路２０を第１モードで制御することで、逆回復損失を抑制することができる。つまり、ダイオード素子領域４４ａに還流電流が流れている逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオン状態に切替えると、図６に示すように、トレンチゲート電極３６の周辺のボディ領域４６にｎ型の反転層５２が形成される。そのため、電子がｎ型の反転層５２を通ってコレクタ電極３４からエミッタ電極３２へ流れることができる。これによって、ボディ領域４６への電子の注入効率が増大し、ドリフト領域４８への正孔の注入効率が低下する。正孔の注入効率を適値に調整することができ、逆回復電流Ａが抑制される。これによって、逆回復損失が抑制される。
【００３３】
一方、駆動回路６０が第２モードを選択すると、図８に示すように、ダイオード素子領域４４ａに還流電流が流れる際に、逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態のままとする。給電装置１０では、第２モードとすることで、第１モードに比べて逆回復電流Ａが大きくなり、逆回復損失が増大する。ただし、第２モードとすることで、第２期間に逆導通半導体素子３０ａをオン状態に切替える必要がなく、駆動回路６０のドライブ損失は減少する。
【００３４】
本実施例の給電装置１０では、駆動回路６０が給電装置１０の駆動状態に基づいて、給電装置１０の損失が小さくなるように、第２状態を制御するモードを決定する。これにより、給電装置１０では、駆動状態に基づいて適切な制御が行われ、第２状態における給電装置１０の損失を抑制することができる。
【実施例２】
【００３５】
第１実施例の給電装置１０では、第２状態において第１モードで制御した後に再び第１状態に切替えている。この際、直列回路２０の逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂが共にオン状態とならないように、逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオン状態からオフ状態に切替えるタイミングｔ３と、給電装置１０を第２状態から第１状態に切替わるタイミングｔ４との間隔を、十分に長い時間Ｔ４を設定していた。
【００３６】
しかし、逆回復損失を小さく抑えるためには、図９に示すように、設定時間Ｔ４’を短縮し、逆導通半導体素子３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ｂを再びオン状態に切替える直前まで、逆導通半導体素子３０ａのＩＧＢＴ素子領域４２ａをオン状態としておくことが望まれる。また、給電装置１０の駆動状態によっては、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ａ、４２ｂが同時にオン状態となっても、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂが破壊されない場合がある。例えば、ＩＧＢＴ素子領域４２ａ、４２ｂの素子短絡耐量が１０Ｊであり、出力用コンデンサ１９の容量が５００μＦであるとする。この場合、出力端子１４に求められる電圧が２００Ｖ以下である場合には、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂが短絡したとしても、これらの逆導通半導体素子３０ａ，３０ｂは破壊されない。このような場合には、図９に示すように、図７に示す設定時間Ｔ４よりも設定時間Ｔ４’を短縮しておくことが好ましい。
【００３７】
本実施例の駆動回路６０は、第２状態において第１モードで制御する場合には、ＩＧＢＴ素子領域４２ｂを再びオン状態に切替えるに先立つ第１タイミングｔ３（図７参照）と第２タイミングｔ３’（図９参照）のいずれかでＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替える。図７に示すように、第１タイミングｔ３でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替えると、設定時間がＴ４となる。（以下、これを第１設定時間Ｔ４と呼ぶことがある。）図９に示すように、第２タイミングｔ３’でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替えると、設定時間がＴ４’となる。（以下、これを第２設定時間Ｔ４’と呼ぶことがある。）第１設定時間Ｔ４は、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ａ、４２ｂが同時にオン状態とならない十分に長い時間に設定されている。第２設定時間Ｔ４’は、第１設定時間Ｔ４より短く、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ａ、４２ｂが同時にオン状態とならない限界の時間に設定されている。
【００３８】
第２設定時間Ｔ４’は、第１設定時間Ｔ４より短く設定されている。そのため、図９に示すように、第２タイミングｔ３’でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替えることで、逆回復電流Ａが抑制され、逆回復損失が抑制される。その一方、第２タイミングｔ３’でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替えた場合、給電装置１０の駆動状態、あるいは給電装置１０を構成する電子部品の特性のばらつきによっては、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂが短絡してしまうことがある。
【００３９】
本実施例の給電装置１０では、駆動回路６０が給電装置１０の駆動状態に基づいて、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂのＩＧＢＴ素子領域４２ａ、４２ｂが共にオン状態となったとすると、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂが破壊されてしまうのか否かを判断する。駆動回路６０は、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂが破壊されると判断されるときは、第１タイミングｔ３でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替える。また、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂが破壊されないと判断されるときは、第２タイミングｔ３’でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替える。これにより、逆導通半導体素子３０ａ、３０ｂの破壊を防止しつつ、直列回路２０に発生する逆回復損失を効果的に低減することができる。
【００４０】
なお、上述した第１タイミングｔ３でオフ状態とするか、第２タイミングｔ３’でオフ状態とするかの決定は、種々の方法によって行うことができる。例えば、電流検出機能を有する逆導通半導体素子が用いられ、逆導通半導体素子に過電流が流れたときに逆導通素子を保護する構成が採られている場合には、給電装置の駆動状態（出力電圧，出力電流等）と逆導通半導体素子の状態（電流量）から、第１タイミングｔ３か第２タイミングｔ３’かを選択するようにしてもよい。すなわち、給電装置の駆動状態と逆導通半導体素子の状態から、過電流保護機能で逆導通半導体素子を保護可能であると判断される場合には、第２タイミングｔ３’でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替える。一方、過電流保護機能で逆導通半導体素子を保護できないと判断される場合には、第１タイミングｔ３でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替える。例えば、過電流保護機能の応答性が５μｓであり、素子電流が１０００Ａで、駆動電圧が２００Ｖの場合、逆導通半導体素子に印加されるエネルギーは１Ｊとなる。このため、逆導通半導体素子の短絡耐量が１Ｊ以上であれば、逆導通半導体素子を保護できると判断し、第２タイミングｔ３’でＩＧＢＴ素子領域４２ａをオフ状態に切替える。
【００４１】
なお、逆導通半導体素子の短絡耐量は逆導通半導体素子の温度によっても変化する。すなわち、逆導通半導体素子の温度が上昇すると、逆導通半導体素子の短絡耐量が低下する。したがって、温度検出機能を有する逆導通半導体素子を用いる場合には、逆半導体素子の温度に応じて短絡耐量を変化させ、その変化させた短絡耐量に基づいて逆導通半導体素子を保護可能か否かを判断することができる。
【００４２】
以上、本発明の実施例について詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。例えば、ＩＧＢＴ素子領域４２に形成されるＩＧＢＴ素子はトレンチゲート型に限られるものでなく、プレーナ型のＩＧＢＴ素子が形成されても良い。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００４３】
１０   給電装置
１２   入力端子
１４   出力端子
１６   モータコイル
１８   入力用コンデンサ
１９   出力用コンデンサ
２０   直列回路
２２   中間電位点
３０   逆導通半導体素子
３２   エミッタ電極
３４   コレクタ電極
３６   トレンチゲート電極
３８ａ、３８ｂ       ゲート絶縁膜
４０   エミッタ領域
４２   ＩＧＢＴ素子領域
４３   ｐ型不純物領域
４４   ダイオード素子領域
４５   ボディコンタクト領域
４６   ボディ領域
４７   トレンチ
４８   ドリフト領域
５０   ドリフトコンタクト領域
５２   反転層
５４   コレクタ領域
６０   駆動回路
ｔ３   第１タイミング
ｔ３’ 第２タイミング
【図１】
0005476929.tif 000002
【図２】
0005476929.tif 000003
【図３】
0005476929.tif 000004
【図４】
0005476929.tif 000005
【図５】
0005476929.tif 000006
【図６】
0005476929.tif 000007
【図７】
0005476929.tif 000008
【図８】
0005476929.tif 000009
【図９】
0005476929.tif 000010
【図１０】
0005476929.tif 000011
【図１１】
0005476929.tif 000012