(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
空間ベクトルベースの同期変調方法であって、
基準電圧ベクトルの周波数fをサンプリングし、かつ前記周波数fを用いることにより、周波数と搬送波比の関係表から、搬送波比Nを取得するステップと、
基準電圧ベクトルをΔθ=2π/N回転させる角度Δθと、またθm=(Nth-1)×Δθから前記基準電圧ベクトルの変調角θmとを導出するステップであって、前記Nthは基準電圧ベクトルがサンプリングされた回数を表す、ステップと、
変調比対周波数のグラフから変調比mを取得するステップと、
前記基準電圧ベクトルの前記変調角θm、前記所与の角度Δθ、および前記変調比mから、前記基準電圧ベクトルを合成する3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算するステップと、
前記基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、前記3つの基本電圧ベクトルの前記出力角と比較し、比較結果に応じて、前記基本電圧ベクトルを出力し、かつ前記基本電圧ベクトルを、前記基準電圧ベクトルと一致する出力電圧へと合成するステップとを含む方法。
【請求項２】
前記基準電圧ベクトルの前記周波数fは、実時間で、またはプリセットされた時間間隔でサンプリングされる、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
前記基準電圧ベクトルの前記変調角θm、前記所与の角度Δθ、および前記変調比mから、前記基準電圧ベクトルを合成する前記3つの基本電圧ベクトルの前記出力角を計算する前記ステップが、
【数１】
0005593310.tif 000062
を含み、式中、Δθ1、Δθ2、およびΔθ0は、それぞれ、前記3つの基本電圧ベクトル
【数２】
0005593310.tif 000063
および
【数３】
0005593310.tif 000064
の前記出力角を表しており、またd1、d2、およびd0は、それぞれ、前記所与の角度Δθに対するデューティ比を表し、それらは、
【数４】
0005593310.tif 000065
で導出される、請求項1に記載の方法。
【請求項４】
前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfを、前記3つの基本電圧ベクトルの前記出力角と比較し、前記比較結果に応じて、前記基本電圧ベクトルを出力する前記ステップが、
前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfが、前記3つの基本電圧ベクトルの前記出力角と比較されるシーケンス、およびそれらの比較値を共にプリセットするステップと、
各プリセットステップTsにおいて、前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfが、前記基準電圧ベクトルに与えられた前記角度Δθを超えているかどうかを判定し、超えている場合、バッファ域中のデータを取得し、かつ前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfをゼロにするステップであって、前記バッファ域は、計算されたΔθ1、Δθ2、およびΔθ0をバッファするために利用される、ステップとを含む、請求項1に記載の方法。
【請求項５】
前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfは、式
【数５】
0005593310.tif 000066
で計算されるが、最初の瞬間における各サンプルは、θf(0)=0であると仮定され、前記各ステップTsにおいて、Δθf(k)=2πfTs+Δθf(k-1)と離散化される、式中、kは現在の瞬間を表し、またk-1はその前の瞬間を表している、請求項4に記載の方法。
【請求項６】
前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfが、前記基準電圧ベクトルに与えられた前記角度Δθを超えているかどうかを判定するステップの後、前記バッファ域中の前記データが取得されたかどうかを判定し、取得されている場合、1だけNthを増分させるステップと、NthがN/6を超えているかどうか判定し、超えている場合、次のセクタを示すステップとをさらに含む、請求項4に記載の方法。
【請求項７】
プリセット装置およびマイクロプロセッサを備える空間ベクトルベースの同期変調システムであって、
前記プリセット装置が、基準電圧ベクトルの周波数fをプリセットするように構成されており、また
前記マイクロプロセッサが、同期変調アルゴリズムを実施するように構成され、かつ
前記基準電圧ベクトルの前記周波数fをサンプリングするように、また前記周波数fを用いることにより、周波数と搬送波比の関係表から、搬送波比Nを取得するように構成されたサンプリングユニットと、
基準電圧ベクトルをΔθ=2π/N回転させる角度Δθと、またθm=(Nth-1)×Δθから、前記基準電圧ベクトルの変調角θmとを導出するように構成された第1の計算ユニットであって、前記Nthは基準電圧ベクトルがサンプリングされた回数を表す、第1の計算ユニットと、
変調比対周波数のグラフから変調比mを取得するように構成された取得ユニットと、
前記基準電圧ベクトルの前記変調角θm、前記所与の角度Δθ、および前記変調比mから、前記基準電圧ベクトルを合成する3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算するように構成された第2の計算ユニットと、
前記基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、前記3つの基本電圧ベクトルの前記出力角と比較するように構成された比較ユニットと、
比較結果に応じて、前記基準電圧ベクトルと一致する出力電圧へと合成される前記基本電圧ベクトルを出力するように構成された出力ユニットとを備える、空間ベクトルベースの同期変調システム。
【請求項８】
インバータおよびACモータをさらに備え、前記インバータが、前記ACモータが回転する周波数を、前記基準電圧ベクトルの前記プリセットされた周波数fに一致するように制御するために、直流電圧Vdcを、前記ACモータに送られる三相交流電圧uU、uV、およびuWへと変換するように構成されている、請求項7に記載のシステム。
【請求項９】
前記第2の計算ユニットが、前記基準電圧ベクトルの前記変調角θm、前記所与の角度Δθ、および前記変調比mから、前記基準電圧ベクトルを合成する前記3つの基本電圧ベクトルの前記出力角を、
【数６】
0005593310.tif 000067
で計算するように構成されており、式中、Δθ1、Δθ2、およびΔθ0は、それぞれ、前記3つの基本電圧ベクトル
【数７】
0005593310.tif 000068
および
【数８】
0005593310.tif 000069
の前記出力角を表し、またd1、d2、およびd0は、それぞれ、前記所与の角度Δθに対するデューティ比を表し、それらは、
【数９】
0005593310.tif 000070
で導かれる、請求項7に記載のシステム。
【請求項１０】
前記マイクロプロセッサが、プリセットユニットおよび判定ユニットをさらに備え、前記プリセットユニットが、前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfを、前記3つの基本電圧ベクトルの前記出力角と比較するシーケンス、およびそれらの比較値を共にプリセットするように構成されており、また前記判定ユニットが、各プリセットステップTsにおいて、前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfが、前記基準電圧ベクトルに与えられた前記角度Δθを超えているかどうかを判定し、超えている場合、バッファ域中のデータを取得して、前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfをゼロにするように構成され、前記バッファ域は、計算されたΔθ1、Δθ2、およびΔθ0をバッファするために利用される、請求項7に記載のシステム。
【請求項１１】
前記マイクロプロセッサが、前記基準電圧ベクトルの前記角度θの前記変動Δθfを、式
【数１０】
0005593310.tif 000071
で計算するように構成された第3の計算ユニットをさらに備え、最初の瞬間における各サンプルは、θf(0)=0であると仮定され、前記各ステップTsにおいて、Δθf(k)=2πfTs+Δθf(k-1)と離散化され、式中、kは現在の瞬間を表し、またk-1はその前の瞬間を表す、請求項10に記載のシステム。
【請求項１２】
NOTゲートおよび駆動回路をさらに備え、前記NOTゲートは、前記出力ユニットから出力された前記3つの基本電圧ベクトルとは反対の信号を生成するように構成され、また前記駆動回路は、前記3つの基本電圧ベクトルを増幅するように構成される、請求項7に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、2008年6月13日に中国特許庁に出願された、「Space vector synchronous modulation method and system」と題する中国特許出願第200810111288.4号に対する優先権を主張し、その全体を参照により本明細書に組み込む。
【０００２】
本発明は、ベクトル変調の分野に関し、また詳細には、ベクトル空間ベースの同期変調方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
交流(AC)駆動システムは、モータを、ACモータの速度およびトルクが可変電圧可変周波数(VVVF)モードで調整される制御対象と見なす新しい駆動システムを意味している。AC駆動システムは、一般に、主回路、制御システム、および制御対象、すなわち、ACモータから構成される。主回路は、直流(DC)バス、DCサポートコンデンサ、および電力半導体装置からなるコンバータを含む。制御システムは、例えば、デジタル信号プロセッサ(DSP)、中央演算処理装置(CPU)などのハードウェアプラットフォーム上に構築され、また、例えば、すべり差(sliding difference)、磁界方向制御、直接トルク制御などの様々なACモータ制御理論に基づく実時間の制御システムを使用して、駆動システム中で、例えば、モータ速度、モータの電流、DCバスの電圧などの信号を取得し、処理し、さらにモータに作用するAC電圧の振幅および周波数を調節するために、必要な速度またはトルク命令に応じてオンおよびオフするように主回路の電力半導体装置を制御することができ、それにより、モータの速度およびトルクを制御する。
【０００４】
パルス幅変調(PWM)は、AC駆動制御システムにおける極めて重要な構成要素の1つであり、それは、主回路から出力される基本波電圧を入力基準電圧と等しくするために、DCバスの入力基準電圧および現在の電圧に応じて、主回路の電力半導体装置をオンオフするように制御するパルス信号の幅を調節するように働く。PWMは、様々な変調比によって、非同期変調と同期変調に分類することができ、その前者では、コンバータのスイッチング周波数は不変のまま保持される。同期変調の場合、コンバータのスイッチング周波数は、厳密に、コンバータから出力される基本波周波数と比例関係を保持し、したがって、スイッチング周波数は、基本波周波数と共に変化する。非同期変調に対する同期変調の大幅な利点は、コンバータから出力される三相交流の対称性を保持するだけではなく、位相電圧の半波対称性および四分波対称性を得ることにあり、それにより、低次高調波の数を減らすことができる。同期変調は、通常、高動力駆動システムの高速ゾーンで使用される。
【０００５】
三角搬送波比較および多角形トレーストラッキング(trace tracking)の一般的な方法は、現在、同期変調に利用可能であり、まず前者を以下で紹介する。
【０００６】
三角搬送波比較法では、コンバータの三相変調波が同じ三角搬送波と比較されて、三相のPWM信号が出力され、また変調波周波数に対する三角搬送波周波数の比は、不変のまま保持され、コンバータのスイッチング周波数とコンバータから出力される基本波周波数との間で厳密な比例関係を確保する。低周波数の場合、スイッチング周波数が非常に低くなるので、高調波の数が増加する可能性があること、また高周波数の場合には非常に高くなるので、装置が耐えるのが困難である可能性のあることなどの欠点に対処するために、セグメント化した同期変調を使用することができ、コンバータから出力される周波数範囲は、周波数帯で互いに変わるが、周波数帯のそれぞれで一定に保たれる搬送波比を有するいくつかの周波数帯に分割される。従来技術におけるセグメント化された同期変調の概略図を示す図1を参照する。図1の実線の傾斜は、変調波周波数が増加すると、セグメントごとに増加する搬送波比を表しており、上方の点線は、コンバータのスイッチング周波数の上限を表している。0〜f1またはf2〜f3は、周波数帯を表す。各周波数帯の搬送波比がリストされたTable 1(表1)を参照する。
【０００７】
【表１】
0005593310.tif 000002
【０００８】
三角搬送波比較法は、以下のステップを含む。
【０００９】
ステップ101:変調波の周波数fがサンプリングされる。
【００１０】
ステップ102:ステップ1における周波数に対応する搬送波比Nが、その周波数を用いることによりTable 1(表1)から取得される。
【００１１】
ステップ103:対応する角度Δθ=2π/Nが搬送波比Nから決定される。
【００１２】
ステップ104:変調波に対応するタイミング値が、角度Δθから、T=Δθ/ω=Δθ/2πf=1/Nfとして導出され、第1のタイマに送られる。
【００１３】
ステップ105:変調比mは、図2で示された従来技術における変調比対周波数のグラフから得られる。変調比は、m=Vs/Vdcとして定義され、VdcはDC側の電圧を表し、Vsは基準電圧ベクトルの振幅を表す。
【００１４】
ステップ106:U、V、およびWの第1の正弦値が、正弦表から取得される。
【００１５】
ステップ107:U、V、およびWの位相スイッチがオンおよびオフである時間期間が、それぞれ、式
【００１６】
【数１】
0005593310.tif 000003
【００１７】
(1)で計算され、またオフする時間期間が、第2、第3、および第4のタイマに送られる。ただし、mは変調比を表し、Tは制御サイクルを表し、T1は、スイッチがオンである時間期間を表し、T1'は、スイッチがオフである時間期間を表し、fは、変調波の周波数を表す。
【００１８】
ステップ108:割込みがイネーブルされ、変化周波数フラグが読み取られて、周波数が変化していた場合、フローはステップ102にジャンプするが、変化していない場合、フローは判定を継続する。
【００１９】
第1のタイマに割り込むステップでは、サンプル数がNに達したかどうかが判定され、達している場合、変調波の周波数がサンプリングされて、周波数が変化したかどうかが判定され、周波数が変化している場合、変化周波数フラグが設定される。あるいは、サンプル数がNに達していない場合、U、V、およびWの次の正弦値が正弦表から取得される。U、V、およびW位相スイッチがオンオフする時間期間は、それぞれ、式(1)で計算され、オフする時間期間が、第1、第2、および第3のタイマに送られる。
【００２０】
第2、第3、および第4のタイマに割り込むステップでは、割り込まれたタイマは、第1のタイマがU相に対するものであり、第2のタイマがV相に対するものであり、また第3のタイマがW相に対するものであるように決定される。サンプル数が奇数であるか、それとも偶数であるかが判定されて、スイッチ信号は、奇数の場合には1が出力され、偶数の場合はゼロが出力される。タイミング値は、オンである時間期間で更新される。
【００２１】
多角形トレーストラッキング法では、モータの速度があまり低速ではない場合、ステータ抵抗の両端の電圧降下が無視でき、非同期モータのステータ電圧
【００２２】
【数２】
0005593310.tif 000004
【００２３】
と、ステータの磁気結合
【００２４】
【数３】
0005593310.tif 000005
【００２５】
との間のベクトル関係は、
【００２６】
【数４】
0005593310.tif 000006
【００２７】
(2)として導くことができる。式(2)から明らかであるように、
【００２８】
【数５】
0005593310.tif 000007
【００２９】
は、角周波数に比例しており、またステータ磁気結合
【００３０】
【数６】
0005593310.tif 000008
【００３１】
に対して、
【００３２】
【数７】
0005593310.tif 000009
【００３３】
の振幅が一定である場合、一方向に直交している。磁気結合ベクトルを、空間中で360度回転させると、電圧ベクトルもまた、磁気結合円に当たるトレースにおいて、2πだけ磁気結合円の接線方向に連続的に移動する。したがって、ACモータの磁気結合が回転するトレースの問題は、電圧空間ベクトルが移動するトレースの問題に変換されうる。理想的には、磁気結合のトレースが円であることが望ましいが、2レベル電圧タイプのコンバータに対する電圧空間ベクトルは制限されており、磁気結合が円であることを不可能にし、したがって、最も円に近似する多角形で円を置き換える必要がある。可変の多角形トレーストラッキングを、例として正十二角形を使用して以下で述べるものとする。従来技術の多角形トレーストラッキング法における正十二角形を示す図3に対して参照が行われる。円は正十二角形で置き換えられており、その場合、6個の辺を非ゼロの電圧ベクトルから直接生成することができ、他の6個の辺はベクトルの合成で生成する必要があるが、30個の辺を有する多角形が得られる。従来技術の多角形トレーストラッキング法における磁気結合の30個の辺の多角形トレースを示す図4を参照する。変調波の周波数が増加するにつれて搬送波比は減少し、また30個の辺を有する多角形は、18個の辺を有する多角形へと変換される。従来技術の多角形トレーストラッキング法における磁気結合の18個の辺の多角形トレースを示す図5を参照する。最後に、多角形は、六角形へと変換され、それにより、矩形波が得られる。その個々のステップ201から205は、三角搬送波比較法におけるステップ101から105と同一であるので、ここでは、その反復する説明を省略し、その後の、これらの異なるステップだけを紹介する。
【００３４】
ステップ206:T1、T2、およびT0は、式
【００３５】
【数８】
0005593310.tif 000010
【００３６】
(3)で計算される。
【００３７】
ステップ207:ゼロベクトルがセグメント化され、ベクトルの各小ステップの動作する時間期間が決定されてバッファ域に送られる。
【００３８】
ステップ208:タイミング値Tが第1のタイマに送られ、割込みがイネーブルされる。
【００３９】
ステップ209:バッファ域にある値が取得されていた場合、フローは次のステップに進み、そうではない場合、フローは待機する。
【００４０】
ステップ210:計算が行われた回数が、N/6未満である場合、フローはステップ207へとジャンプし、そうではない場合、フローはステップ201に進む。
【００４１】
第1のタイマに割り込むステップでは、バッファ域中のデータが取得され、また第1のセグメントの電圧ベクトルが出力され、第1のセグメントの電圧ベクトルに対応するタイミングが第2のタイマに送られる。
【００４２】
第2のタイマに割り込むステップでは、次のセグメントの電圧ベクトルが出力され、次のセグメントの電圧ベクトルに対応するタイミングが第2のタイマに送られる。
【００４３】
三角搬送波比較および多角形トレーストラッキングの前述の方法では共に、計算は時間的な基準を用いて計算され、したがって、まず、搬送波比N、すなわち、サンプル数が周波数fから決定され、次いで、サンプルに与えられた角度Δθが、周波数fおよびサンプル数Nから決定され、サンプルに与えられた時間期間Tが、所与の角度Δθから計算され、各PWMの出力時間期間が式(3)で計算されてタイマに送られ、また各電圧ベクトルが、各角度を出力するために各時間期間中に出力される。これらの方法は共に、計算のために角度を時間期間へと変換し、次いで、タイマによりPWM出力を提供する必要があり、それによると、複雑な計算プロセスになる可能性があり、さらに、タイミング値は変調波の周波数から決定されるが、入力周波数は、その間に変化することがあり、それは、所定の角度に対して実際のPWM出力角が一致しない結果になる可能性があり、したがって、同期変調の性能を低下させ、さらにその目的を損なうことになる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００４４】
本発明の目的は、計算ステップの数を減らし、同期変調の角度をより正確にするために、空間ベクトル変調に基づいた同期変調タイミング方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００４５】
本発明は、空間ベクトルベースの同期変調方法を提供する。すなわち、本方法は、
基準電圧ベクトルの周波数fをサンプリングし、かつ周波数fを用いることにより、周波数と搬送波比の関係表から、搬送波比Nを取得するステップと、
Δθ=2π/Nから、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを、またθm=(Nth-1)×Δθから、基準電圧ベクトルの変調角θmを導出するステップであって、式中、NthはNth個のサンプリングを表す、ステップと、
変調比対周波数のグラフから、変調比mを取得するステップと、
基準電圧ベクトルの変調角θm、所与のΔθ、および変調比mから基準電圧ベクトルの3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算するステップと、
基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較し、比較結果に応じて、基本電圧ベクトルを出力し、かつ基本電圧ベクトルを、基準電圧ベクトルと一致する出力電圧へと合成するステップと
を含む。
【００４６】
基準電圧ベクトルの周波数fは、実時間で、またはプリセットされた時間間隔でサンプリングされることが好ましい。
【００４７】
基準電圧ベクトルの変調角θm、所与のΔθ、および変調比mから、基準電圧ベクトルの3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算するステップは、
【００４８】
【数９】
0005593310.tif 000011
【００４９】
を含むことが好ましく、式中、Δθ1、Δθ2、およびΔθ0は、それぞれ、3つの基本電圧ベクトル
【００５０】
【数１０】
0005593310.tif 000012
【００５１】
および
【００５２】
【数１１】
0005593310.tif 000013
【００５３】
の出力角を表しており、またd1、d2、およびd0は、それぞれ、所与のΔθに対するデューティ比を表し、それらは、
【００５４】
【数１２】
0005593310.tif 000014
【００５５】
で導出される。
【００５６】
基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較し、比較結果に応じて、基本電圧ベクトルを出力するステップは、
基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較されるシーケンス、およびそれらの比較値を共にプリセットするステップと、
各プリセットステップTsにおいて、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを超えているかどうかを判定し、超えている場合、バッファ域中のデータを取得し、かつ基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfをゼロにするステップと
を含むことが好ましい。
【００５７】
基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfは、式
【００５８】
【数１３】
0005593310.tif 000015
【００５９】
で計算されることが好ましく、その場合、最初の瞬間における各サンプルは、θf(0)=0であると仮定され、各ステップTsにおいて、Δθf(k)=2πfTs+Δθf(k-1)と離散化することができる。ただし、kは現在の瞬間を表し、またk-1はその前の瞬間を表す。
【００６０】
本方法は以下のステップ、すなわち、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを超えているかどうかを判定するステップの後、バッファ域中のデータが、取得されたかどうかを判定し、取得されている場合、1つだけNthを増分させるステップと、NthがN/6を超えているかどうかを判定し、超えている場合は、次のセクタを示すステップとをさらに含むことが好ましい。
【００６１】
本発明は、プリセット装置およびマイクロプロセッサを含む空間ベクトルベースの同期変調装置をさらに提供し、その場合、
プリセット装置は、基準電圧ベクトルの周波数fをプリセットするように構成されており、また
マイクロプロセッサは、同期変調アルゴリズムを実施するように構成され、かつ
基準電圧ベクトルの周波数fをサンプリングするように、かつ周波数fを用いることにより、周波数と搬送波比の関係表から、搬送波比Nを取得するように構成されたサンプリングユニットと、
Δθ=2π/Nから、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを、またθm=(Nth-1)×Δθから、基準電圧ベクトルの変調角θmを導出するように構成された第1の計算ユニットであって、式中、NthはNth個のサンプリングを表している、第1の計算ユニットと、
変調比対周波数のグラフから、変調比mを取得するように構成された取得ユニットと、
基準電圧ベクトルの角度θm、所与の角度Δθ、および変調比mから、基準電圧ベクトルの3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算するように構成された第2の計算ユニットと、
基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較するように構成された比較ユニットと、
比較結果に応じて、基準電圧ベクトルと一致する出力電圧へと合成される基本電圧ベクトルを出力するように構成された出力ユニットと
を含む。
【００６２】
システムは、インバータおよびACモータをさらに含むことが好ましく、インバータは、ACモータが回転する周波数を、基準電圧ベクトルのプリセットされた周波数fに一致するように制御するために、直流電圧Vdcを、ACモータに送られる三相交流電圧uU、uV、およびuWへと変換するように構成されている。
【００６３】
第2の計算ユニットは、
【００６４】
【数１４】
0005593310.tif 000016
【００６５】
で、基準電圧ベクトルの変調角θm、所与のΔθ、および変調比mから、基本電圧ベクトルの3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算するように構成されることが好ましく、式中、Δθ1、Δθ2、およびΔθ0は、それぞれ、3つの基本電圧ベクトル
【００６６】
【数１５】
0005593310.tif 000017
【００６７】
および
【００６８】
【数１６】
0005593310.tif 000018
【００６９】
の出力角を表し、またd1、d2、およびd0は、それぞれ、所与のΔθに対するデューティ比を表し、それらは、
【００７０】
【数１７】
0005593310.tif 000019
【００７１】
で導かれる。
【００７２】
マイクロプロセッサは、プリセットユニットおよび判定ユニットをさらに含むことが好ましく、プリセットユニットは、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較するシーケンス、およびそれらの比較値を共にプリセットするように構成されており、また判定ユニットは、各プリセットステップTsにおいて、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを超えているかどうかを判定し、超えている場合、バッファ域中のデータを取得して、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfをゼロにするように構成される。
【００７３】
マイクロプロセッサは、式
【００７４】
【数１８】
0005593310.tif 000020
【００７５】
で、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを計算するように構成された第3の計算ユニットをさらに含むことが好ましい。ただし、最初の瞬間における各サンプルは、θf(0)=0であると仮定され、各ステップTsにおいて、Δθf(k)=2πfTs+Δθf(k-1)と離散化することができる。式中、kは現在の瞬間を表し、またk-1はその前の瞬間を表す。
【００７６】
システムは、NOTゲートおよび駆動回路をさらに含むことが好ましく、NOTゲートは、出力ユニットから出力された3つの基本電圧ベクトルとは反対の信号を生成するように構成され、また駆動回路は、3つの基本電圧ベクトルを増幅するように構成される。
【発明の効果】
【００７７】
本発明は、従来技術に対して以下の利点を提供する。
【００７８】
本発明は、基準電圧ベクトルの変調角θm、所与のΔθ、および変調比mから、基本電圧ベクトルの3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算し、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較し、かつ比較結果に応じて、対応する基本電圧ベクトルを出力する。本発明は、角度基準を用いて直接的に3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算し、かつそれらを、対応する基本電圧ベクトルを出力するために角度変動と比較して、インバータから出力された電圧を、基準電圧ベクトルと一致させる。角度基準を直接使用するため、本発明は、計算のために角度を時間期間へと変換する必要がなく、計算ステップ数を低減し、基準電圧の周波数fが動的に変化しても、同期変調角を正確に維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】従来技術のセグメント化された同期変調の概略図である。
【図２】従来技術の変調比対周波数のグラフである。
【図３】従来技術の多角形トレーストラッキング法における正十二角形を示す図である。
【図４】従来技術の多角形トレーストラッキング法における磁気結合の30辺を有する多角形トレースを示す図である。
【図５】従来技術の多角形トレーストラッキング法における磁気結合の18辺の多角形トレースを示す図である。
【図６】従来技術の2レベルのSVPWMの電圧ベクトルの配分図である。
【図７】本発明による空間ベクトルベースの同期変調方法の第1の実施形態の流れ図である。
【図８】本発明による基本電圧ベクトルの出力角と基本電圧ベクトルの間の関係を示す図である。
【図９】本発明による基準電圧ベクトルの角度変動対基本電圧ベクトルの出力角の第1の概略図である。
【図１０】本発明による基準電圧ベクトルの角度変動対基本電圧ベクトルの出力角の第2の概略図である。
【図１１】本発明による空間ベクトルベースの同期変調方法の第2の実施形態の流れ図である。
【図１２】本発明による空間ベクトルベースの同期変調システムの第1の実施形態の構造図である。
【図１３】本発明による空間ベクトルベースの同期変調システムの第2の実施形態の構造図である。
【図１４】図13に対応する構造的ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００８０】
本発明の前述の目的、特徴、および利点をより明らかにするために、諸図面およびその実施形態と併せて、本発明を以下でさらに詳細に述べるものとする。
【００８１】
空間ベクトルパルス幅変調(SVPWM)の原理を、当業者が本発明をよりよく実施することを助けるために、例として、2つのレベルを使用して以下で説明する。SVPWM法は、モータの磁気結合のトレースを追跡することに基づき制御する考えに基づいて導かれたPWM法である。抵抗を無視できるステータを有するACモータでは、モータステータの電圧空間ベクトルの積分は、モータステータの磁気結合空間ベクトルであり、したがって、モータの磁気結合トレースは、モータの電圧ベクトルの大きさおよび方向と、それらの作用する時間期間とを制御することにより簡単に制御することができる。しかし、一定の磁気結合トレースの原理の下で実行するためには、コンバータから出力される基本電圧ベクトル、ならびにその基本電圧ベクトルに割り当てられた、モータに作用する理想的な電圧ベクトルおよびそれらが作用する時間期間の数が限られている。従来技術の2レベルのSVPWMの電圧ベクトルの配分図を示す図6を参照する。図示のように、
【００８２】
【数１９】
0005593310.tif 000021
【００８３】
は、基本電圧ベクトルベクトルを表しており、
【００８４】
【数２０】
0005593310.tif 000022
【００８５】
は、アクティブな電圧ベクトルを表し、また
【００８６】
【数２１】
0005593310.tif 000023
【００８７】
および
【００８８】
【数２２】
0005593310.tif 000024
【００８９】
は、ヌルベクトル
【００９０】
【数２３】
0005593310.tif 000025
【００９１】
を表す。電圧-秒バランスの原理の下に、以下の式(4)を導くことができる。
【００９２】
【数２４】
0005593310.tif 000026
【００９３】
式中、Vsは基準電圧ベクトルを表し、
【００９４】
【数２５】
0005593310.tif 000027
【００９５】
および
【００９６】
【数２６】
0005593310.tif 000028
【００９７】
は、基準電圧ベクトルVsを合成する3つの基本電圧ベクトルを表し、またT1、T2、およびT0は、基本電圧ベクトル
【００９８】
【数２７】
0005593310.tif 000029
【００９９】
および
【０１００】
【数２８】
0005593310.tif 000030
【０１０１】
の作用する時間期間を表す。式(5)は、式(4)を解くことにより導くことができる。
【０１０２】
【数２９】
0005593310.tif 000031
【０１０３】
計算の一般性を失うことなく、基本電圧ベクトルの作用する時間期間のデューティ比dx=Tx/Tは、通常、Tに関して独立なアルゴリズムで計算されるが、必要に応じて、作用する時間期間Tは、Tx=T*dxから計算される。対応するデューティ比の式(6)は、式(5)から導くことができる。
【０１０４】
【数３０】
0005593310.tif 000032
【０１０５】
本発明による方法の実施形態は、本発明による空間ベクトルベースの同期変調方法の第1の実施形態の流れ図を示す図7を参照して、以下で詳細に述べる。
【０１０６】
S701:基準電圧ベクトルの周波数fがサンプリングされ、また搬送波比Nは、周波数fを用いることにより、周波数と搬送波比の関係表から取得される。
【０１０７】
S702:基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθが、Δθ=2π/Nから導かれ、また基準電圧ベクトルの変調角θmが、θm=(Nth-1)×Δθから導かれる。ただし、NthはNth個のサンプリング、すなわち、基準電圧ベクトルのNth個のサンプリングを表し、またそれがサンプリングされた回数は、セクタごとにN/6である。基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθは、同期変調から出力される角度である。
【０１０８】
S703:変調比mは、変調比対周波数のグラフから得られる。
【０１０９】
S704:基準電圧ベクトルを合成する3つの基本電圧ベクトルの出力角は、基準電圧ベクトルの変調角θm、所与の角度Δθ、および変調比mから計算される。3つの基本電圧ベクトルの出力角の合計が、同期変調から出力される角度である。
【０１１０】
S705:基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfは、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較され、また基本電圧ベクトルは、比較結果に応じて出力され、基準電圧ベクトルと一致する出力電圧へと合成される。
【０１１１】
本発明は、任意の角度を時間期間に変換することなく、計算のために角度基準を用いて基本電圧ベクトルを直接出力するために、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較し、それにより、計算ステップ数が低減されて同期変調を容易に行うことができる。
【０１１２】
基準電圧ベクトルの変調角θm、所与の角度Δθ、および変調比mから、基準電圧ベクトルを合成する3つの基本電圧ベクトルの出力角をどのようにして計算するかに関する紹介を以下に提示する。基準電圧ベクトルの角速度は常に変化しているが、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθの平均速度は、ωavと仮定することができ、Δθに与えられた時間期間は、式(7)で導くことができ、また式(8)は、式(7)を式(5)に代入することにより導出することができる。
【０１１３】
【数３１】
0005593310.tif 000033
【０１１４】
式(7)のΔθ1、Δθ2、およびΔθ0は、それぞれ、3つの基本電圧ベクトル
【０１１５】
【数３２】
0005593310.tif 000034
【０１１６】
および
【０１１７】
【数３３】
0005593310.tif 000035
【０１１８】
の出力角を表す。式(8)は、式(9)へと簡単化することができ、式(9)は、その両辺をΔθで除算すると式(10)になる。
【０１１９】
【数３４】
0005593310.tif 000036
【０１２０】
式(10)と式(6)は、形式的には同一のものであるが、式(10)のd1、d2、およびd0は、時間期間ではなく、角度Δθに対するデューティ比を表す。所望に応じて、実際の出力角を得るためには、式(11)でd1、d2、およびd0にΔθを乗算するだけで十分であり、Δθ1、Δθ2、およびΔθ0は、それぞれ、3つの基本電圧ベクトル
【０１２１】
【数３５】
0005593310.tif 000037
【０１２２】
および
【０１２３】
【数３６】
0005593310.tif 000038
【０１２４】
の出力角を表す。
【０１２５】
【数３７】
0005593310.tif 000039
【０１２６】
本発明による基本電圧ベクトルの出力角と基本電圧ベクトルとの間の関係図を示す図8を参照する。図8では、
【０１２７】
【数３８】
0005593310.tif 000040
【０１２８】
は、基準電圧ベクトルを表し、Δθは、基準電圧ベクトルに与えられる角度を表し、
【０１２９】
【数３９】
0005593310.tif 000041
【０１３０】
および
【０１３１】
【数４０】
0005593310.tif 000042
【０１３２】
は、基準電圧ベクトル
【０１３３】
【数４１】
0005593310.tif 000043
【０１３４】
を合成する3つの基本電圧ベクトルを表し、またΔθ1、Δθ2、およびΔθ0は、それぞれ、3つの基本電圧ベクトル
【０１３５】
【数４２】
0005593310.tif 000044
【０１３６】
および
【０１３７】
【数４３】
0005593310.tif 000045
【０１３８】
の出力角を表す。3つの基本電圧ベクトルの出力角Δθ1、Δθ2、およびΔθ0の合計は、同期変調から出力される角度Δθを表す。
【０１３９】
基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfをどのようにして計算するかに関する特定の紹介を以下で示す。
【０１４０】
【数４４】
0005593310.tif 000046
【０１４１】
は、角度と角周波数の間の関係、θ=∫ωdt=∫2πfdtから導くことができ、最初の瞬間における各サンプルは、θf(0)=0であると仮定され、したがって、導出されたθf(t)の変動Δθfは、
【０１４２】
【数４５】
0005593310.tif 000047
【０１４３】
であり、それは、各ステップTsにおいて、Δθf(k)=2πfTs+Δθf(k-1)と離散化することができる。ただし、kは現在の瞬間を表し、またk-1はその前の瞬間を表す。
【０１４４】
基本電圧ベクトルをどのようにして出力するかに関する特定の紹介を以下で示す。基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較され、各基本電圧ベクトルが、比較結果に応じて出力される。
【０１４５】
本発明による基準電圧ベクトルの角度変動対基本電圧ベクトルの出力角の第1の概略図を示す図9を参照する。図9で明らかなように、Δθfが増加すると、ΔθfがΔθ1未満であるとき、基本電圧ベクトル
【０１４６】
【数４６】
0005593310.tif 000048
【０１４７】
が出力されること、またΔθfがΔθ1を超え、かつΔθ1+Δθ2未満であるとき、基本電圧ベクトル
【０１４８】
【数４７】
0005593310.tif 000049
【０１４９】
が出力されること、またΔθfがΔθ1+Δθ2を超え、かつΔθ0+Δθ1+Δθ2未満であるとき、基本電圧ベクトル
【０１５０】
【数４８】
0005593310.tif 000050
【０１５１】
が出力されることを比較から導くことができる。本発明は、実際の必要性に応じて、角度が比較されるシーケンス、およびそれらの比較値を共に調整して、シーケンス、および基本電圧ベクトルが出力される方法を制御することができる。
【０１５２】
本発明による、基準電圧ベクトルの角度変動対基本電圧ベクトルの出力角の第2の概略図を示す図10を参照するが、その場合、Δθ2がまず比較され、それに応じて、基本電圧ベクトル
【０１５３】
【数４９】
0005593310.tif 000051
【０１５４】
が、最初に出力される。
【０１５５】
代替的に、当然ではあるが、まず1/2*Δθ2を比較することができ、またそれに応じて基本電圧ベクトル
【０１５６】
【数５０】
0005593310.tif 000052
【０１５７】
を出力することができ、次いで、1/2*Δθ2+Δθ1を比較することができ、それに応じて基本電圧ベクトル
【０１５８】
【数５１】
0005593310.tif 000053
【０１５９】
を出力することができ、次に、1/2*Δθ2+Δθ1+Δθ0を比較することができ、それに応じて基本電圧ベクトル
【０１６０】
【数５２】
0005593310.tif 000054
【０１６１】
を出力することができ、最後にΔθ2+Δθ1+Δθ0を比較することができ、それに応じて基本電圧ベクトル
【０１６２】
【数５３】
0005593310.tif 000055
【０１６３】
を出力することができる。
【０１６４】
本発明による方法の実施形態は、図11を参照して以下で詳細に述べる。本発明による空間ベクトルベースの同期変調方法の第2の実施形態の流れ図を示す図11を参照する。方法は、以下のステップを含む。
【０１６５】
S1101:基準電圧ベクトルの周波数fがサンプリングされ、また搬送波比Nが、周波数fを用いて、周波数と搬送波比の関係表から取得される。基準電圧ベクトルのサンプリング周波数fは、実時間で、または所定の時間間隔で取得することができる。
【０１６６】
S1102:基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθは、Δθ=2π/Nから導かれ、また基準電圧ベクトルの変調角θmは、θm=(Nth-1)×Δθで導出される。ただし、NthはNth個のサンプリング、すなわち、基準電圧ベクトルのNth個のサンプリングを表しており、またそれがサンプリングされた回数は、セクタごとにN/6である。基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθは、同期変調から出力される角度である。
【０１６７】
S1103:変調比mは、図2で示された変調比対周波数のグラフから得られる。
【０１６８】
S1104:基準電圧ベクトルを合成する3つの基本電圧ベクトルの出力角は、基準電圧ベクトルの変調角θm、所与の角度Δθ、および変調比mから計算される。3つの基本電圧ベクトルの出力角の合計は、同期変調から出力される角度である。
【０１６９】
S1105:基準電圧ベクトルの角度変動が、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較されるシーケンス、およびそれらの比較値が共にプリセットされる。本発明は、実際の必要性に応じて、角度が比較されるシーケンス、および比較のためのその値を調整して、シーケンスと、基本電圧ベクトルが出力される方法とを制御することができる。図9および図10を参照すると、異なる比較値を用いる2つの異なる比較シーケンスは、基本電圧ベクトルが出力される異なるシーケンスに対応している。代替的には、異なる値を有する基本電圧ベクトルが出力されるように、比較値を変えることができる。
【０１７０】
S1106:タイマが開始する。
【０１７１】
S1107:基準電圧ベクトルの角度変動Δθfが、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを超えているかどうかが判定される。超えている場合、フローは、S1108に進み、超えていない場合、フローはS1109に進む。
【０１７２】
S1108:バッファ域中のデータが取得され、Δθfはゼロにされる。
【０１７３】
S1109:Δθfが式(12)で計算され、Δθfがゼロにされるごとに再計算される。
【０１７４】
S1110:基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較され、各基本電圧ベクトルが比較結果に応じて出力される。例えば、本発明による基準電圧ベクトルの角度変動対基本電圧ベクトルの出力角の第1の概略図を示す図9を参照する。図示のように、Δθfが増加すると、ΔθfがΔθ1未満であるとき、基本電圧ベクトル
【０１７５】
【数５４】
0005593310.tif 000056
【０１７６】
が出力されること、ΔθfがΔθ1を超え、かつΔθ1+Δθ2未満であるとき、基本電圧ベクトル
【０１７７】
【数５５】
0005593310.tif 000057
【０１７８】
が出力されること、またΔθfがΔθ1+Δθ2を超え、かつΔθ0+Δθ1+Δθ2未満であるとき、基本電圧ベクトル
【０１７９】
【数５６】
0005593310.tif 000058
【０１８０】
が出力されることを比較から導くことができる。
【０１８１】
S1111:タイマがタイミング値に達したかどうかが判定される。達していた場合、フローはS1107に進み、達していない場合、フローはS1112に進む。
【０１８２】
S1112:バッファ域中のデータが取得されているかどうかが判定される。取得されている場合、フローはS1113に進み、取得されていない場合、フローはS1111に進む。
【０１８３】
S1113:Nthが1つだけ増分され、それは、次のサンプリングが行われること、すなわち、次の基準電圧ベクトルの周波数が取得されることを示している。
【０１８４】
S1114:Nth>N/6。NthがN/6を超えているかどうか判定され、超えている場合、フローはS1101に進み、超えていない場合、フローはS1104に進む。Nth>N/6である場合、現在のセルが横断されていることを示しており、フローは、次のセクタを示しているS1101に進む。
【０１８５】
本発明の実施形態による方法は、任意の角度を時間期間へと変換することなく、角度を比較することにより、基本電圧ベクトルを直接出力するように制御し、それにより、計算ステップ数を低減する。基準電圧ベクトルの周波数fは、実時間で、またはプリセットされた時間間隔で取得されるので、Δθfは、積分(integration)アルゴリズムで計算され、次いで、Δθfを計算するための時間期間は、時間期間が短くなればなるほど計算結果がより正確になるようにタイマで制御され、したがって、周波数fの変動も考慮に入れ、同期変調角をさらに正確にすることができる。この方法における式(10)を角度で乗算すると同期変調の出力角が得られ、また時間期間で乗算すると、非同期変調のタイミング値を得ることができ、またSVPWM非同期変調および同期変調の式を統合して、アルゴリズムの実行を容易にすることができる。
【０１８６】
本発明による同期変調方法は、任意の数のレベルに適用可能であり、また計算プロセスは、レベル数が増加したことによりさらに複雑になることはない。
【０１８７】
前述の空間ベクトルベースの同期変調方法のために、本発明は、空間ベクトルベースの同期変調システムをさらに提供するが、そのコンポーネントは、その実施形態と併せて以下で詳細に述べるものとする。
【０１８８】
空間ベクトルベースの同期変調システムの第1の実施形態の構造図を示す図12を参照する。
【０１８９】
システムは、プリセット装置110およびマイクロプロセッサ220を含む。
【０１９０】
プリセット装置110は、電位差計からプリセットされ、アナログ-デジタル変換器を介してデジタル信号へと変換され、さらにマイクロコントローラ220のサンプリングユニット1201に送られる周波数プリセット信号により、基準電圧ベクトルの周波数fをプリセットする。
【０１９１】
マイクロプロセッサ220は、同期変調アルゴリズムを実行するためのシステム全体のコアであり、特に、サンプリングユニット1201、第1の計算ユニット1202、取得ユニット1203、第2の計算ユニット1204、比較ユニット1205、および出力ユニット1206を含む。
【０１９２】
サンプリングユニット1201は、プリセット装置110からプリセットされた、基準電圧ベクトルの周波数fをサンプリングし、周波数fを用いて、周波数と搬送波比の関係表から搬送波比Nを取得する。
【０１９３】
第1の計算ユニット1202は、Δθ=2π/Nから、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを、かつθm=(Nth-1)×Δθから、基準電圧ベクトルの変調角度θmを導出し、式中、NthはNth個のサンプリング、すなわち、基準電圧ベクトルのNth個のサンプリングを表し、またそれがサンプリングされた回数は、セクタごとにN/6である。基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθは、同期変調から出力される角度である。
【０１９４】
取得ユニット1203は、図2で示された変調比対周波数のグラフから変調比mを取得する。
【０１９５】
第2の計算ユニット1204は、基準電圧ベクトルの角度θm、所与の角度Δθ、および変調比mから基準電圧ベクトルを合成する3つの基本電圧ベクトルの出力角を計算する。
【０１９６】
比較ユニット1205は、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較する。
【０１９７】
出力ユニット1206は、比較結果に応じて、基本電圧ベクトルを出力し、それは、基準電圧ベクトルと一致する出力電圧へと合成される。
【０１９８】
本発明は、比較ユニット1205を介して、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較し、任意の角度を時間期間へと変換することなく、計算のために角度基準を用いて、出力ユニット1206により、比較結果に応じて基本電圧ベクトルを直接出力し、それにより、計算ステップ数が低減され、同期変調を容易に行うことができる。
【０１９９】
空間ベクトルベースの同期変調システムの第2の実施形態の構造図を示す図13を参照する。本発明のアプリケーションを、例として逆変換システムを用いて述べるものとする。当然ではあるが、本発明はまた、他の交流システム、例えば、整流システムにおいて適用することもできる。本発明によるシステムの第2の実施形態は、単に、プリセットユニット1306、第3の計算ユニット1307、および判定ユニット1308を追加するという点で、システムの第1の実施形態と異なるに過ぎない。
【０２００】
プリセットユニット1306は、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが3つの基本電圧ベクトルの出力角と比較されるシーケンス、およびそれらの比較値とを共にプリセットする。
【０２０１】
第3の計算ユニット1307は、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfを、特に、
【０２０２】
【数５７】
0005593310.tif 000059
【０２０３】
として計算し、その場合、最初の瞬間における各サンプルは、θf(0)=0と仮定され、それは、各ステップTsにおいて、Δθf(k)=2πfTs+Δθf(k-1)と離散化することができる。ただし、kは現在の瞬間を表し、またk-1はその前の瞬間を表す。
【０２０４】
判定ユニット1308は、各プリセットステップTsにおいて、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfが、基準電圧ベクトルに与えられた角度Δθを超えているかどうかを判定し、超えている場合、バッファ域中のデータを取得して、基準電圧ベクトルの角度θの変動Δθfをゼロにする。
【０２０５】
本発明の実施形態によるシステムは、任意の角度を時間期間に変換することなく、角度を比較することにより、基本電圧ベクトルを直接出力するように制御し、それにより、計算ステップ数が低減される。基準電圧ベクトルの周波数fは、実時間で、またはプリセットされた時間間隔で取得されるので、Δθfは、積分アルゴリズムで計算され、次いで、Δθfが計算されるステップTsは、Tsが短くなればなるほど(すなわち、時間期間が短くなればなるほど)、計算結果がより正確になるように制御され、したがって、周波数fの変動も考慮に入れ、同期変調角をさらに正確にすることができる。
【０２０６】
本発明の実施形態を、当業者が本発明をより十分に実施することを助けるために、本発明の実際的な適用例と共に以下で詳細に説明する。
【０２０７】
本発明の実施形態によるシステムは、NOTゲート1311、駆動回路1312、インバータ1313、およびACモータ1314をさらに含むことができる。
【０２０８】
NOTゲート1311は、マイクロコントローラから出力されるスイッチング信号を反転させる。マイクロプロセッサから出力される信号は、インバータ1313のパワー電子装置へと直接供給されるブランチと、NOTゲート1311を介してインバータ1313の同じブリッジアームの他のパワー電子装置に供給されるブランチとを含む。
【０２０９】
駆動回路1312は、容量の電圧を上げて、マイクロコントローラから出力されたスイッチング信号を駆動する。
【０２１０】
インバータ1313は、DC電圧を、ACモータ1314に送られる三相AC電圧へと変換する。
【０２１１】
ACモータ1314は、ACモータ1314が回転する周波数を所定の周波数fと一致させるために、インバータ1313から出力された三相AC電圧が送られる制御対象として働く。
【０２１２】
本発明による空間ベクトルベースの同期変調システムの第2の実施形態の回路原理図を示す図14を参照するが、その回路は、プリセット装置1401、制御装置440、インバータ1405、およびACモータ1406を含み、制御装置440は、マイクロプロセッサ1402、NOTゲート1403、および駆動回路1404を含む。
【０２１３】
プリセット装置1401は、電位差計または信号発生器によりプリセットされ、アナログ-デジタル変換器を介してデジタル信号へと変換され、かつマイクロコントローラ1402へと送られる周波数プリセット信号により、基準電圧ベクトルの周波数fをプリセットする。
【０２１４】
マイクロプロセッサ1402は、同期変調アルゴリズムを実行するためのシステム全体のコアである。同期変調アルゴリズムは、受け取った基準電圧ベクトルの周波数fに対して実行され、対応する基本電圧ベクトルを出力する。
【０２１５】
NOTゲート1403は、マイクロコントローラ1402から出力されたスイッチング信号を反転させる。
【０２１６】
駆動回路1404は、マイクロプロセッサ1402から出力されたスイッチング信号を増幅する。
【０２１７】
インバータ1405は、直流電圧Vdcを、三相交流電圧uU、uV、およびuWへと変換し、平滑コンデンサ、および6個のパワー電子装置を含む。平滑コンデンサは、直流電圧の安定性を保証するように機能し、またパワー電子装置D1およびD4、D2およびD5、D3およびD6は、各位相電圧を制御するための各ブリッジアームを構成する。各パワー電子装置は、マイクロプロセッサ1402から出力されたスイッチング信号が1であるときオンになり、0であるときオフになる。マイクロプロセッサ1402から出力されるスイッチング信号は、それぞれ、D1、D2、およびD3に直接送られ、NOTゲート1403を介して反転されて、それぞれ、D4、D5、およびD6に送られ、また各2つの相補的信号は、ブリッジアームの1つを構成する。3つのブリッジアームは、マイクロプロセッサ1402から出力される3つのスイッチング信号SU、SV、およびSWにより制御されるが、そのスイッチング信号は異なっており、それは、インバータ1405が異なる電圧ベクトルを出力して、ACモータ1406の回転する周波数が、プリセット装置1401によりプリセットされた周波数fと一致するような方法でACモータ1406を制御するためである。
【０２１８】
本発明に従って同期変調をどのように実施するかは、例として、2レベルの電圧空間ベクトルを使用し、図6および図14を参照して以下で詳細に説明する。例えば、図14のマイクロプロセッサ1402は、基本電圧ベクトル
【０２１９】
【数５８】
0005593310.tif 000060
【０２２０】
を出力する。2レベルSVPWMの電圧ベクトルの配分図を示す図6を参照する。
【０２２１】
【数５９】
0005593310.tif 000061
【０２２２】
は、スイッチング信号に対応する、すなわち、SU、SV、およびSWは、それぞれ、1、1、および0のスイッチの状態に対応し、また対応するパワー電子装置D1、D2、およびD3が、それぞれ、オン、オン、およびオフ状態であり、また対応するパワー電子装置D4、D5、およびD6が、それぞれ、オフ、オフ、およびオン状態である。インバータは、パワー電子装置のスイッチ状態に応じて、直流電圧Vdcを三相交流電圧uU、uV、およびuWへと変換し、三相交流電圧をACモータ1406に送り、したがって、ACモータ1406の回転する周波数が、プリセット装置1401でプリセットされた周波数fと一致することになり、それにより、同期変調が達成される。
【０２２３】
基準電圧ベクトルの周波数fが、実時間で、またはプリセットされた時間間隔で取得されるので、基準電圧ベクトルの角度変動は、積分アルゴリズムで計算され、したがって、周波数fの変動も考慮に入れることになり、同期変調角をより正確にすることができる。
【０２２４】
本発明による同期変調システムは、任意の数のレベルに適用可能であり、また計算プロセスは、レベル数が増加することによりさらに複雑になることはない。
【０２２５】
前述の記述は、本発明の好ましい実施形態を単に例示するものに過ぎないが、決して本発明を限定するものではない。本発明は、好ましい実施形態により上記で開示されているが、それらは、本発明を限定することを意図していない。当業者であれば、本発明の技術的な解決策の範囲から逸脱することなく、前述の方法および技術的な開示の点で、本発明の技術的な解決策に対して、数多くの可能な変更および変形を行うことができる。したがって、本発明の技術的な解決策の開示から逸脱することなく、本発明の技術的な趣旨の点から前述の諸実施形態に行うことのできる、どんな明白な変更、均等な形態、および構成も、本発明の技術的な解決策の特許請求される範囲に含まれるべきである。
【符号の説明】
【０２２６】
110  プリセット装置
220  マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ
440  制御装置
1201  サンプリングユニット
1202  第1の計算ユニット
1203  取得ユニット
1204  第2の計算ユニット
1205  比較ユニット
1206  出力ユニット
1306  プリセットユニット
1307  第3の計算ユニット
1308  判定ユニット
1311  NOTゲート
1312  駆動回路
1313  インバータ
1314  ACモータ
1401  プリセット装置
1402  マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ
1403  NOTゲート
1404  駆動回路
1405  インバータ
1406  ACモータ
【図１】
0005593310.tif 000072
【図２】
0005593310.tif 000073
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
0005593310.tif 000080
【図１０】
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【図１１】
0005593310.tif 000082
【図１２】
0005593310.tif 000083
【図１３】
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【図１４】
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