(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力の電力エネルギーを蓄積するとともに、蓄積した電力エネルギーを放出するリアクトルと、
２つのダイオードと２つのスイッチング素子とからなり、前記リアクトルによる電力エネルギーの蓄積と放出とを切り換える混合ブリッジ型スイッチ部と、
前記リアクトルに流れる電流に応じて前記２つのスイッチング素子のオン制御を行うとともに、前記２つのスイッチング素子に流れる電流に応じて前記２つのスイッチング素子のオフ制御を行う制御部と、
前記交流入力の電圧に応じて不連続動作モードと臨界動作モードとを切り換える動作モード切換部と、
を備えることを特徴とする力率改善回路。
【請求項２】
前記動作モード切換部は、前記交流入力の電圧が所定値以上である場合に前記制御部によるオン制御のタイミングを強制的に調節して前記２つのスイッチング素子のオフ期間を固定とすることにより当該力率改善回路を不連続動作モードで動作させるとともに、前記交流入力の電圧が所定値未満である場合に前記制御部に対する強制的なオン制御のタイミングの調節を解除して前記２つのスイッチング素子のオフ期間を可変とすることにより当該力率改善回路を臨界動作モードで動作させることを特徴とする請求項１記載の力率改善回路。
【請求項３】
前記動作モード切換部は、
抵抗とコンデンサとからなり、前記制御部によるオン制御のタイミングを所定時間遅らせる時定数回路と、
前記２つのスイッチング素子のオン期間に前記コンデンサを放電させるとともに、前記２つのスイッチング素子のオフ期間に前記コンデンサを充電させる充放電部と、
前記交流入力の電圧が所定値以上である場合に前記抵抗に生じた電圧を前記制御部の前記リアクトルに流れる電流を検出する端子に出力するとともに、前記交流入力の電圧が所定値未満である場合に前記抵抗に生じた電圧が前記制御部に対して出力されるのを阻止する動作モード切換判断部と、
を有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の力率改善回路。
【請求項４】
前記動作モード切換部は、さらに前記混合ブリッジ型スイッチ部の出力電圧に応じて不連続動作モードと臨界動作モードとを切り換えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の力率改善回路。
【請求項５】
前記動作モード切換部は、前記混合ブリッジ型スイッチ部の出力電圧に基づく位相補償用信号の電圧が所定値未満である場合に軽負荷であると判断して不連続動作モードを選択するとともに、前記位相補償用信号の電圧が所定値以上である場合に重負荷であると判断して臨界動作モードを選択することを特徴とする請求項４記載の力率改善回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流入力を直流に変換する際の力率を改善する力率改善回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する際の力率低下を防止するために、昇圧型の力率改善回路が用いられている。特許文献１には、ブリッジ型全波整流回路の帰還電流が流れる側の整流素子２個を高速スイッチ素子にそれぞれ置き換え、高速スイッチ素子を適正に制御することによって力率を改善するとともに、部品点数の削減及び変換効率・信頼性の向上が可能な電源装置が記載されている。
【０００３】
この電源装置は、正弦波交流のライン入力電圧の上波側部と下波側部とに応じて各スイッチ素子を制御することにより、入力電流の波形が入力電圧の波形と相似形で同相の波形となるように構築され、力率を改善することができる。また、ブリッジ型全波整流回路が不要となるので、整流ダイオードの順方向電圧降下に起因する損失が無くなり、効率を改善することができるという利点を有する。
【０００４】
図９は、従来の臨界動作モードのブリッジ型力率改善回路の構成を示す回路図である。この力率改善回路は、図９に示すように、リアクトルＬ１，Ｌ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ７と、半波整流回路１，２と、制御回路３とから構成される。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａを介して供給される電圧を交流電源（ＡＣｉｎｐｕｔ）の周波数より高い周波数でスイッチングし、昇圧して出力するためのものである。
【０００６】
制御回路３は、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流が交流電源の交流入力電圧波形に比例するようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御することで、力率を改善することができる。また、制御回路３は、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流がゼロに減少したことをリアクトルＬ１，Ｌ２の補助巻線Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂに発生するフライバック電圧により検出した場合に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン制御する。
【０００７】
具体的には、制御回路３は、図９に示すように、コンパレータ４と、ワンショット回路５と、エラーアンプ６と、マルチプライヤ７と、コンパレータ８と、ＲＳフリップフロップ９と、ドライバ１０とから構成され、ＺＣＤ端子、ＣＳ端子、ＦＢ端子、及びＭＵＬＴ端子に入力された諸信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフ制御するための信号を生成してＯＵＴ端子から出力する。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンと共にリアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフと共にダイオードＤ１，Ｄ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる。コンデンサＣ２の両端電圧即ち出力電圧は、抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧されてＦＢ端子に入力される。エラーアンプ６は、出力電圧を検出するＦＢ端子から入力された電圧と所定の基準電圧Ｖｔｈ１とを比較し、その誤差に応じた電圧をマルチプライヤ７に出力する。
【０００９】
マルチプライヤ７は、交流入力電圧を検出するＭＵＬＴ端子から入力された電圧とエラーアンプ６の出力電圧とを乗算し、その乗算に応じた電圧をコンパレータ８に出力する。なお、ＭＵＬＴ端子に入力される電圧は、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａを介して供給される電圧をダイオードＤ３，Ｄ４で整流した脈流電圧を抵抗Ｒ５とＲ６とで分圧した電圧である。
【００１０】
一方、半波整流回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流に基づいて抵抗Ｒ１，Ｒ２に発生する電圧を半波整流してＣＳ端子を介してコンパレータ８に出力する。
【００１１】
コンパレータ８は、マルチプライヤ７の出力電圧と半波整流回路２の出力電圧とを比較して、抵抗Ｒ１，Ｒ２に発生する電圧がマルチプライヤ７の出力電圧よりも高い場合にＲＳフリップフロップ９のリセット端子Ｒに対して出力を発生する。
【００１２】
半波整流回路１は、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流に基づいて補助巻線Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂに発生するフライバック電圧を半波整流して抵抗７とＺＣＤ端子とを介してコンパレータ４に出力する。半波整流回路１は、補助巻線Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂの各々において現れる互いに極性の異なる波形のマイナス側を除去するので、結果的に交流電源の周波数に同期してプラス側の波形のみを選別する回路であるといえる。
【００１３】
コンパレータ４は、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流を検出するＺＣＤ端子から入力された電圧と基準電圧Ｖｔｈ２とを比較して、その比較結果をワンショット回路５に出力する。
【００１４】
ワンショット回路５は、ローレベルからハイレベルに上がる信号が入力された場合には、ローレベルの信号をＲＳフリップフロップ９のセット端子Ｓに出力する。一方、ハイレベルからローレベルに下がる信号が入力された場合には、一定時間幅のパルス信号をＲＳフリップフロップ９のセット端子Ｓに出力する。
【００１５】
ＲＳフリップフロップ９は、リセット端子Ｒ又はセット端子Ｓに入力された電圧に基づいて、出力端子Ｑについて、セット動作またはリセット動作を行う。ドライバ１０は、例えば、トランジスタを用いたスイッチング回路から構成され、ＲＳフリップフロップ９の出力端子Ｑの電圧に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフ駆動する。
【００１６】
制御回路３は、上述した構成を有することにより臨界動作モードを実現し、リアクトルＬ１，Ｌ２の補助巻線Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂに生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積したエネルギーをゼロ近辺まで放出させた時点で蓄積に転じてリアクトルＬ１，Ｌ２に対する高い利用率を維持するとともに、交流入力電流波形が交流入力電圧波形に追従した正弦波電流波形となり、力率を改善することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開平７−１１５７７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
ここで、交流電源の交流入力電圧が１００Ｖ等のように低い電圧である場合には、リアクトルＬ１，Ｌ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量あるいはドレイン−ソース間に付加された共振コンデンサ（図示しない）とによって部分共振動作が行われ、高い効率を得ることができる。
【００１９】
しかしながら、自由振動の振幅がリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値や共振コンデンサの容量あるいはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量により決まるため、交流入力電圧が２００Ｖ等のように高い電圧である場合には、自由振動によるスイッチング素子の電圧がゼロまで下がらない場合があり、擬似共振動作が行われずにハードスイッチングとなる。
【００２０】
図１０は、従来の力率改善回路の各部の動作を示す波形図である。図１０に示すように、スイッチング素子の電圧がゼロまで下がりきらずにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンすると、共振コンデンサ（あるいは寄生容量）のターンオン時の短絡電流によりスイッチング損失が増大し、高効率を得るのが困難という問題が生じる。さらに、臨界動作モードで動作する力率改善回路は、交流入力電圧が高い場合や軽負荷時においてスイッチング周波数が上昇するため、単位時間あたりのスイッチング損失はより増大することになる。
【００２１】
本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、負荷の軽重や交流入力電圧の高低にかかわらず、高効率を得る力率改善回路を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明に係る力率改善回路は、上記課題を解決するために、交流入力の電力エネルギーを蓄積するとともに、蓄積した電力エネルギーを放出するリアクトルと、２つのダイオードと２つのスイッチング素子とからなり、前記リアクトルによる電力エネルギーの蓄積と放出とを切り換える混合ブリッジ型スイッチ部と、前記リアクトルに流れる電流に応じて前記２つのスイッチング素子のオン制御を行うとともに、前記２つのスイッチング素子に流れる電流に応じて前記２つのスイッチング素子のオフ制御を行う制御部と、前記交流入力の電圧に応じて不連続動作モードと臨界動作モードとを切り換える動作モード切換部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、負荷の軽重や交流入力電圧の高低にかかわらず、高効率を得る力率改善回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施例１の形態の力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例１の形態の力率改善回路の動作を示す各部の波形図である。
【図３】本発明の実施例１の形態の力率改善回路における臨界動作モードと不連続動作モードとの動作モード切換を示す波形図である。
【図４】本発明の実施例１の形態の力率改善回路における動作モード切換を示す波形図の拡大図である。
【図５】本発明の実施例１の形態の力率改善回路の別の構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の実施例１の形態の力率改善回路の別の構成例を示す回路図である。
【図７】本発明の実施例２の形態の力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施例２の形態の力率改善回路の動作を示す各部の波形図である。
【図９】従来の臨界動作モードのブリッジ型力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図１０】従来の力率改善回路の動作を示す各部の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の力率改善回路の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００２６】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。まず、本実施の形態の構成を説明する。図１は、本発明の実施例１の力率改善回路の構成を示す回路図である。この力率改善回路は、図１に示すように、リアクトルＬ１，Ｌ２、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１〜Ｄ４、コンデンサＣ１〜Ｃ３、抵抗Ｒ１〜Ｒ７、半波整流回路１，２、制御回路３、及び動作モード切換部１１により構成される。したがって、図９で説明した従来の力率改善回路と異なる点は、動作モード切換部１１が新たに設けられている点である。なお、図１において、図９における構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。
【００２７】
リアクトルＬ１，Ｌ２は、交流入力（交流電源）の電力エネルギーを蓄積するとともに、蓄積した電力エネルギーをリアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａから出力電流として放出する。また、リアクトルＬ１，Ｌ２の補助巻線Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂは、図９に示す従来の力率改善回路と同様に、一端が接地されているとともに、他端が半波整流回路１に接続されている。
【００２８】
ダイオードＤ１，Ｄ２とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とからなる混合ブリッジは、本発明の混合ブリッジ型スイッチ部に対応し、リアクトルＬ１，Ｌ２による電力エネルギーの蓄積と放出とを切り換える。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａを介して供給される電圧を交流電源（ＡＣｉｎｐｕｔ）の周波数より高い周波数でスイッチングし、昇圧して出力するためのものである。本実施例において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されるものとするが、必ずしもこれに限らない。
【００３０】
また、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々に対して直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流を電圧に変換し、半波整流回路２およびＣＳ端子を介して制御回路３内のコンパレータ８に出力する。
【００３１】
制御回路３は、本発明の制御部に対応し、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流に応じて２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン制御を行うとともに、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流に応じて２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ制御を行う。制御回路３の具体的な構成は、図９で説明した従来の力率改善回路と同様であるため、重複した説明を省略する。
【００３２】
動作モード切換部１１は、本発明の動作モード切換部に対応し、交流入力の電圧（交流入力電圧）に応じて不連続動作モードと臨界動作モードとを切り換える。
【００３３】
具体的には、動作モード切換部１１は、ダイオードＤ１０，Ｄ１１、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１、コンデンサＣ１０、及び電源Ｖｃｃにより構成される。なお、電源Ｖｃｃと抵抗Ｒ１１とは、定電流電源に置き換えることも可能である。
【００３４】
動作モード切換部１１は、交流入力の電圧が所定値以上である場合に制御回路３によるオン制御のタイミングを強制的に調節して２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間を固定とすることにより、力率改善回路を不連続動作モードで動作させる。
【００３５】
さらに、動作モード切換部１１は、交流入力の電圧が所定値未満である場合に制御回路３に対する強制的なオン制御のタイミングの調節を解除して２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間を可変とすることにより、力率改善回路を臨界動作モードで動作させる。
【００３６】
ここで、コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１２とにより構成される時定数回路は、制御回路３によるオン制御のタイミングを所定時間遅らせる。この時定数回路の詳細な動作については後述する。
【００３７】
また、スイッチング素子Ｑ１０は、本発明の充放電部に対応し、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間にコンデンサＣ１０を放電させるとともに、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間にコンデンサＣ１０を充電させる。本実施例において、スイッチング素子Ｑ１０は、ＮＰＮ型のバイポーラ・トランジスタであり、抵抗Ｒ１０を介して制御回路３のＯＵＴ端子がベースに接続されているため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に同期してオン／オフ制御される。
【００３８】
また、抵抗Ｒ１３とスイッチング素子Ｑ１１とにより構成される直列回路は、本発明の動作モード切換判断部に対応し、抵抗Ｒ１２に対して並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１は、本実施例においてＰＮＰ型のバイポーラ・トランジスタであり、ＭＵＬＴ端子がベースに接続されているため、交流入力の電圧が所定値未満の場合にオンする構成となっている。
【００３９】
動作モード切換判断部は、交流入力の電圧が所定値以上である場合にスイッチング素子Ｑ１１がオフとなり、抵抗Ｒ１２に生じた電圧をダイオードＤ１１を介して制御回路３のリアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流を検出する端子（ＺＣＤ端子）に出力することにより、制御回路３によるオン制御のタイミングを強制的に調節して２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間を固定とし、力率改善回路を不連続動作モードで動作させる。
【００４０】
また、動作モード切換判断部は、交流入力の電圧が所定値未満である場合にスイッチング素子Ｑ１１がオンとなり、抵抗Ｒ１２に生じた電圧が制御回路３（ＺＣＤ端子）に出力されるのを阻止することにより、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間を可変として、力率改善回路を臨界動作モードで動作させる。
【００４１】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。本実施例の力率改善回路において、動作モード切換部１１以外の構成における動作は、従来の力率改善回路と同様であり、交流入力の電流（交流入力電流）が交流入力電圧波形に追従した正弦波電流波形となるように動作して、力率を改善する。
【００４２】
図９に示す従来の力率改善回路は、臨界動作モードで動作するものであるが、本実施例の力率改善回路は、動作モード切換部１１を備えることにより、交流入力の電圧が高い場合に不連続動作モードで動作する。この場合の動作について説明する。
【００４３】
図２は、本実施例の力率改善回路の不連続動作モードによる動作を示す各部の波形図である。なお、図２に示す波形図は、交流入力のＬ相電圧が正である期間におけるものとする。また、図２において、力率改善回路の動作は、不連続動作モードの動作となる程度にＬ相電圧が高いものとする。ここで、交流入力のＬ相電圧が所定値以上であるため、ＭＵＬＴ端子の電圧が高くなり、スイッチング素子Ｑ１１はオフに制御される。したがって、抵抗Ｒ１２に生じた電圧は、ダイオードＤ１１を介してＺＣＤ端子に出力される。
【００４４】
時刻ｔ０において、制御回路３のＯＵＴ端子の信号がＨ（ハイ）レベルである場合に、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオン制御される。その際に、スイッチング素子Ｑ１０もオン制御されるため、スイッチング素子Ｑ１０のコレクタ電圧は、Ｌ（ロー）レベルになる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１０は、ＯＵＴ端子信号に対する反転信号を出力する。
【００４５】
図２に示すように、リアクトルＬ１の主巻線Ｌ１ａに流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１がオンの間に徐々に上昇する。それにつれてスイッチング素子Ｑ１に流れる電流も上昇する。
【００４６】
制御回路３内のコンパレータ８は、抵抗Ｒ１に発生する電圧がマルチプライヤ７の出力電圧よりも高くなった場合にＲＳフリップフロップ９のリセット端子ＲにＨレベルの信号を出力し、ＯＵＴ端子の信号をＬレベルにする（時刻ｔ１）。
【００４７】
ＯＵＴ端子の信号レベルがＬレベルになると、スイッチング素子Ｑ１がオフするので、リアクトルＬ１に蓄積された電力エネルギーはリアクトルＬ１の主巻線Ｌ１ａから出力電流として放出される。リアクトルＬ１の主巻線Ｌ１ａに流れる電流は、徐々に低下する。
【００４８】
また、ＯＵＴ端子の信号がＬレベルになると、スイッチング素子Ｑ１０がオフ制御されるので、スイッチング素子Ｑ１０のコレクタ側には電源Ｖｃｃによる電圧が発生する。これにより、時定数回路を構成する抵抗Ｒ１２の両端に電圧が発生するので、抵抗Ｒ１２は、ダイオードＤ１１を介してＺＣＤ端子に電圧を出力する。また、これと同時にコンデンサＣ１０に対する充電が開始される。
【００４９】
その後、コンデンサＣ１０に電荷がたまるにつれて抵抗Ｒ１２の両端の電圧は低下する。したがって、図２に示すように、ＺＣＤ端子に出力された電圧は、徐々に低下する。
【００５０】
臨界動作モードで動作する場合であれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流がゼロになると、制御回路３は、ＺＣＤ端子においてゼロ電流を検出し、ＯＵＴ端子の信号をＨレベルにして再びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンさせる。しかしながら、本実施例の力率改善回路は、図２において、ＺＣＤ端子に加算された電圧により不連続動作モードで動作しており、時刻ｔ２においてリアクトルＬ１，Ｌ２の主巻線Ｌ１ａ，Ｌ２ａに流れる電流がゼロになっても、ＺＣＤ端子の電圧がＶｔｈ２以下にならないかぎりＯＵＴ端子の信号はＬレベルに維持される。
【００５１】
コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１２とにより構成される時定数回路は、以上のようにして電圧をＺＣＤ端子に印加することにより、制御回路３によるオン制御のタイミングを所定時間遅らせ、オフ時間幅を固定とする。時刻ｔ３において、ＺＣＤ端子の電圧がＶｔｈ２以下になると、制御回路３は、再びＨレベルの信号をＯＵＴ端子から出力し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１０をオンさせる。
【００５２】
スイッチング素子Ｑ１０がオンすることにより、コンデンサＣ１０の放電が行われる。その際に、抵抗Ｒ１２に並列接続されたダイオードＤ１０は、コンデンサＣ１０にたまった電荷を迅速に抜く効果を有する。
【００５３】
次に、臨界動作モードと不連続動作モードとの動作モード切換について説明する。図３は、本実施例の力率改善回路における臨界動作モードと不連続動作モードとの動作モード切換を示す波形図であり、交流入力のＬ相電圧が正の期間における波形である。また、図４は、図３に示す波形図の拡大図にＺＣＤ端子の電圧波形をさらに示した図である。
【００５４】
交流入力の電圧が低い場合には、図３の交流入力位相０〜θに示すようにＭＵＬＴ端子電圧が低いため、スイッチング素子Ｑ１１がオン制御される。したがって、抵抗Ｒ１２の両端電圧が下がり、結果として動作モード切換判断部は、抵抗Ｒ１２に生じた電圧が制御回路３に対して出力されるのを阻止する。すなわち、動作モード切換部１１による制御回路３に対する強制的なオン制御のタイミングの調節が解除され、力率改善回路は、臨界動作モードで動作を行う。
【００５５】
したがって図３，４に示すように、リアクトルＬ１の主巻線Ｌ１ａに流れる電流（Ｌ１ａ電流）がゼロ近傍に低下すると同時に、制御回路３は、ＺＣＤ端子の電圧がＶｔｈ２未満に低下したのを検出して、ＯＵＴ端子の信号をＨレベルにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンさせる。
【００５６】
また、交流入力の電圧が高くなると、図３に示すように位相θにおいてＭＵＬＴ端子電圧が所定値より高くなり、スイッチング素子Ｑ１１がオフ制御される。したがって、動作モード切換判断部は、抵抗Ｒ１２に生じた電圧を制御回路３のＺＣＤ端子に出力することで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン制御のタイミングを強制的に調節し、オフ期間を固定にする。これにより、力率改善回路は、不連続動作モードで動作を行う。
【００５７】
したがって図３，４に示すように、リアクトルＬ１の主巻線Ｌ１ａに流れる電流（Ｌ１ａ電流）が位相ａ２でゼロ近傍に低下してもＺＣＤ端子の電圧がＶｔｈ２以上であるため、制御回路３は、ＯＵＴ端子の信号をＨレベルにせず、位相ａ３においてＺＣＤ端子の電圧がＶｔｈ２未満に低下した場合にＯＵＴ端子の信号をＨレベルにし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンさせる。
【００５８】
一般に、臨界動作モードにおけるスイッチングオン／オフ時間は、次式により表される。
【００５９】
【数１】
0005387183.tif 000002
ここで、（１）式及び（２）式における各記号の示す意味は以下の通りである。ｔｏｎ：スイッチングオン時間（ｓｅｃ）。ｔｏｆｆ：スイッチングオフ時間（ｓｅｃ）。Ｌ：リアクトルのインダクタンス（Ｈ）。η：効率（０＜η＜１）。Ｐ０：出力電力（ｗ）。Ｖｒｍｓ：交流入力電圧（Ｖ）。Ｖ０：直流出力電圧（Ｖ）。θ：位相角（ｒａｄ）。
【００６０】
したがって、従来の力率改善回路は、上述したように交流入力電圧の実効値Ｖｒｍｓが大きいほどスイッチング周波数が上昇し、単位時間あたりのスイッチング損失が増大するという問題があった。
【００６１】
しかしながら、本実施例の力率改善回路は、抵抗Ｒ１２、コンデンサＣ１０で与えられる時定数により、スイッチングオフ時間を長くとることができるため、スイッチング周波数を低減することができ、損失を減らして高効率を得ることができる。
【００６２】
その後、位相角π−θにおいてＭＵＬＴ端子電圧が所定値より低くなると、スイッチング素子Ｑ１１はオン制御される。したがって、動作モード切換部１１は、再び制御回路３に対する強制的なオン制御のタイミングの調節を解除し、力率改善回路の臨界動作モードによる動作を促す。
【００６３】
なお、図２、図３、図４において、交流入力のＬ相電圧が正の期間について説明したが、Ｎ相電圧が正の期間についての動作も同様であり、図中のＬ１ａ電流をＬ２ａ電流と考えればよい。
【００６４】
また、設計者は、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の調整により、交流入力の位相角θ、π−θにおける臨界動作モードと不連続動作モードとの切換を任意に設定することができ、最適な力率を得ることができる。
【００６５】
上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係る力率改善回路によれば、少ない部品点数の追加により、交流入力電圧の高低にかかわらず、高効率を得ることができる。すなわち、本実施例の力率改善回路は、交流入力電圧が低い領域においては臨界動作モードで動作し、交流入力電圧が高い領域においてはスイッチング周波数が低減された不連続動作モードで動作するので、単位時間あたりの損失を減らして高効率を得ることができる。
【００６６】
さらに、交流入力電圧が高い領域では、スイッチング周波数が低減された不連続動作モードで動作することにより、過電流設定値を交流入力電圧が低い領域とほぼ同じの一定値にすることができる。すなわち、本発明の力率改善回路は、過電流設定値を交流入力電圧にかかわらず、ほぼ一定値にすることができる。
【００６７】
また、主回路に混合ブリッジを採用しているため、特許文献１に記載の電源装置と同様に、全波整流回路が不要で効率改善に資するという利点も有する。
【００６８】
なお、図５は、本実施例の力率改善回路の別の構成例を示す回路図である。図１に示す力率改善回路と異なる点は、Ｌ相とＮ相の両方にリアクトルＬ１，Ｌ２を設ける代わりに、Ｎ相にのみリアクトルＬ３を備えている点である。本発明の力率改善回路において、リアクトルは必ずしもＬ相とＮ相の両方に設けられる必要は無く、図５に示すようにＮ相にのみ設けてもよいし、Ｌ相にのみ設けてもよい。
【００６９】
図５に示す力率改善回路のリアクトルＬ３は、Ｎ相電圧の正負にかかわらずリアクトルに流れる電流を検出できるように補助巻線Ｌ３ｂ，Ｌ３ｃが設けられているので、動作は図１に示す力率改善回路と同一である。
【００７０】
また、図１に示す力率改善回路と同一の効果を得られるのみならず、リアクトルが１つでよいため、低コスト化に資するという利点を有する。
【００７１】
さらに、図６に示すような構成の力率改善回路も実現可能である。この場合の力率改善回路は、図１の力率改善回路と同様にＬ相とＮ相の両方にリアクトルを備えているが、リアクトル自体はリアクトルＬ４を１つ設けるのみでよいため、図５に示す力率改善回路と同様に、コスト面において利点を有する。
【実施例２】
【００７２】
図７は、本発明の実施例２の力率改善回路の構成を示す回路図である。実施例１の図１に示す力率改善回路と異なる点は、ダイオードＤ２０，Ｄ２１、コンパレータ１２、及びコンデンサＣ４が新たに設けられている点である。
【００７３】
制御回路３内のエラーアンプ６は、出力電圧を検出するＦＢ端子から入力された電圧と所定の基準電圧Ｖｔｈ１とを比較し、その誤差に応じた電圧を位相補償用に設けられたｃｏｍｐ端子とマルチプライヤ７とに出力する。
【００７４】
軽負荷時には、ＦＢ端子へ入力される電圧が大きくなるので、エラーアンプ６の出力レベルが下がり、ｃｏｍｐ端子の電圧が減少する。
【００７５】
したがって、本実施例の動作モード切換部１１は、ｃｏｍｐ端子の電圧を検出することにより、軽負荷領域であるか否かを判断して動作モードを切り換える。言い換えると、動作モード切換部１１は、交流入力電圧を検出するＭＵＬＴ端子電圧のみならず、さらに混合ブリッジ型スイッチ部の出力電力に応じて不連続動作モードと臨界動作モードとを切り換える。
【００７６】
具体的には、ｃｏｍｐ端子とグランドとの間にコンデンサＣ４が接続されている。また、ｃｏｍｐ端子は、コンパレータ１２のマイナス側入力端子に接続されている。一方、コンパレータ１２のプラス側入力端子はＶｔｈ３の電圧源に接続されており、コンパレータ１２の出力端子はダイオードＤ２１を介してスイッチング素子Ｑ１１のベースに接続されている。
【００７７】
また、ダイオードＤ２０は、スイッチング素子Ｑ１１とＭＵＬＴ端子との間に設けられている。ダイオードＤ２０，Ｄ２１を備えることにより、ＭＵＬＴ端子とコンパレータ１２の出力端子との間に電流が流れるのを防止するとともに、コンパレータ１２の出力端子とＭＵＬＴ端子とのいずれの電圧にも応じてスイッチング素子Ｑ１１をオン／オフ制御させることができる。
【００７８】
動作モード切換部１１は、混合ブリッジ型スイッチ部の出力電圧に基づく位相補償用信号のｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）未満である場合に軽負荷であると判断して不連続動作モードの動作を選択するとともに、位相補償用信号のｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）以上である場合に重負荷であると判断して臨界動作モードの動作を選択する。
【００７９】
すなわち、動作モード切換判断部は、ｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）未満である場合にスイッチング素子Ｑ１１がオフとなり、抵抗Ｒ１２に生じた電圧をダイオードＤ１１を介して制御回路３のＺＣＤ端子に出力することにより、制御回路３によるオン制御のタイミングを強制的に調節して２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間を固定とし、力率改善回路を不連続動作モードで動作させる。
【００８０】
一方、動作モード切換判断部は、ｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）以上である場合にスイッチング素子Ｑ１１がオンとなり、抵抗Ｒ１２に生じた電圧が制御回路３のＺＣＤ端子に出力されるのを阻止することにより、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間を可変として、力率改善回路を臨界動作モードで動作させる。
【００８１】
その他の構成は実施例１の図１に示す力率改善回路と同様であり、重複した説明を省略する。
【００８２】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。本実施例の力率改善回路の動作は、基本的に実施例１の力率改善回路とほぼ同様である。実施例１の力率改善回路の動作と異なる点は、負荷の軽重に応じて動作モードが切り換わる点であるため、当該切換動作について説明する。
【００８３】
図８は、本実施例の力率改善回路において負荷の軽重に応じた動作を示す各部の波形図である。なお、図８に示す波形図は、交流入力のＬ相電圧が正である期間におけるものとする。なお、Ｎ相電圧が正の期間についての動作も同様であり、図中のＬ１ａ電流をＬ２ａ電流と考えればよい。
【００８４】
まず、軽負荷時には、ＦＢ端子に入力される電圧が大きくなるため、エラーアンプ６の出力レベルが下がり、ｃｏｍｐ端子の電圧も低いものとなる。ｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）未満である場合には、コンパレータ１２の出力端子に電圧が生じ、ダイオードＤ２１に電流が流れない状態となる。その結果、スイッチング素子Ｑ１１がオフとなるので、抵抗Ｒ１２に生じた電圧をダイオードＤ１１を介して制御回路３のＺＣＤ端子に出力することにより、動作モード切換部１１は、制御回路３によるオン制御のタイミングを強制的に調節して２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間を固定とし、力率改善回路を不連続動作モードで動作させる。
【００８５】
すなわち、動作モード切換部１１は、混合ブリッジ型スイッチ部の出力電力に基づく位相補償用信号のｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）未満である場合に、軽負荷であると判断して不連続動作モードの動作を選択する。
【００８６】
一方、重負荷時には、ＦＢ端子に入力される電圧が小さくなるため、エラーアンプ６の出力レベルが上がり、ｃｏｍｐ端子の電圧も高いものとなる。ｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）以上である場合には、コンパレータ１２の出力端子に電圧が生じないので、ダイオードＤ２１が導通する。その結果、スイッチング素子Ｑ１１がオンとなるので、抵抗Ｒ１２の両端電圧が下がり、動作モード切換部１１による制御回路３に対する強制的なオン制御のタイミングの調節が解除され、力率改善回路は、臨界動作モードで動作を行う。
【００８７】
すなわち、動作モード切換部１１は、混合ブリッジ型スイッチ部の出力電力に基づく位相補償用信号のｃｏｍｐ端子電圧が所定値（Ｖｔｈ３）以上である場合に、重負荷であると判断して臨界動作モードの動作を選択する。
【００８８】
なお、動作モード切換部１１は、実施例１で説明したように交流入力電圧の高低にも応じて動作モードを切り換えるので、本実施例における動作としては、重負荷又は交流入力電圧が低い場合に臨界動作モードによる動作を選択し、軽負荷又は交流入力電圧が高い場合に不連続動作モードによる動作を選択するものとなる。
【００８９】
その他の作用は実施例１の図１に示す力率改善回路と同様であり、重複した説明を省略する。
【００９０】
上述のとおり、本発明の実施例２の形態に係る力率改善回路によれば、実施例１の効果に加え、少ない部品点数の追加により、負荷の軽重にかかわらず、高効率を得ることができる。すなわち、本実施例の力率改善回路は、中〜重負荷領域においては臨界動作モードで動作し、軽負荷領域においてはスイッチング周波数が低減された不連続動作モードで動作するので、全負荷領域において高効率を得ることができる。
【００９１】
また、動作モード切換部１１は、交流入力電圧の高低と負荷の軽重との双方に対して適切な動作モードを選択するので、高効率を実現するために状況に応じたきめ細かな動作が可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明に係る力率改善回路は、交流入力を直流に変換して出力するスイッチング電源装置に使用される力率改善回路に利用可能である。
【符号の説明】
【００９３】
１，２  半波整流回路
３      制御回路
４      コンパレータ
５      ワンショット回路
６      エラーアンプ
７      マルチプライヤ
８      コンパレータ
９      ＲＳフリップフロップ
１０    ドライバ
１１    動作モード切換部
１２    コンパレータ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４  リアクトル
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１０，Ｑ１１  スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ２０，Ｄ２１  ダイオード
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０  コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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