(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの入力電圧が１次側に入力され、前記入力電圧を所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力する電力変換トランスと、
互いに絶縁された１次側伝送回路と２次側伝送回路とを有し、前記１次側伝送回路に入力された負荷駆動制御信号を、前記２次側伝送回路を介して前記負荷回路に伝送する駆動制御信号伝送回路と、
前記電力変換トランスの１次側に前記出力電圧を検出するために設けたコイルが生成するフィードバック電流に基づいて前記出力電圧をフィードバック制御するフィードバック回路と、を備え、
前記フィードバック回路は、前記フィードバック電流を前記駆動制御信号伝送回路の１次側伝送回路に動作電力として供給することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置において、
前記フィードバック回路は、前記負荷回路の負荷が小さい場合に、前記フィードバック電流の電流量を確保するためのブリーダ抵抗を備えていることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の電源装置において、
前記駆動制御信号伝送回路は、フォトカプラ、カップリングコンデンサ、カップリングコイルなどの絶縁素子を介して前記負荷駆動制御信号を伝送していることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の電源装置において、
前記負荷回路は、それぞれＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子を備え、
前記駆動制御信号伝送回路には、前記負荷駆動制御信号としてＰＷＭ制御信号が入力される、
ことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に係り、特に電力変換トランスを有し、１次側と２次側とを絶縁した状態で負荷回路に電力を供給する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、絶縁型のスイッチング電源として、フライバックトランスを備え、１次側と２次側とを絶縁した状態で負荷回路に電力を供給するためのフライバック型電源装置が知られている。
このフライバック型電源装置においては、２次側の出力電圧をモニターし、フィードバック制御を行うことで所定の電圧が出力されるように制御されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００３】
フィードバック制御の方法としては、例えば、以下の３通りの方法等が挙げられる。
（１）２次側の出力電圧（電圧情報）をフォトカプラなどの絶縁素子を介して１次側に伝送し、フィードバックに利用する方法。
（２）  ３次コイル（フィードバックコイル）を用いて出力電圧を検出し、フィードバックに利用する方法。
（３）  スイッチングするＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧（フライバック電圧）に基づいて出力電圧を推定してフィードバックに利用する方法。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第２６７９５８１号公報
【特許文献２】特許第３３９９２４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述した方法において、（１）で示した方法は、出力電圧を直接モニターしているため、２次側の負荷変動に対して、所定の出力電圧を精度良く出力できるが、多出力型とした場合には、モニターしている相以外の相は制御できないため、クロスレギュレーションが生じてしまうという問題点があった。
また、（２）の方法は、（１）の方法と比較して、絶縁デバイスが必要ないという特徴がある。しかしながら、フィードバック相の負荷は一定であるため、２次側の負荷変動に対しては追従することができず、クロスレギュレーションが生じてしまうという問題点があった。
【０００６】
また、（３）の方法は、基本的に（２）の方法と同様の問題が生じていた。
ところで、クロスレギュレーションが生じる原因は、複数の出力相のうち、フィードバック相（フィードバック系）が一定に保たれるのに対して、他の出力相は制御できないことにある。すなわち、多相出力型の電源装置では、各出力相を別々に制御できないため、負荷の条件が異なると異なる出力電圧が出力されることとなっていた。より詳細には、フィードバック相に対して、他の相は低負荷時には出力電圧が高くなる傾向があり、高負荷時には出力電圧が低くなってしまっていた。
【０００７】
また、フィードバック相では、出力相に流れる電流と同じ電流を流すためのブリーダ抵抗が用いられるが、ブリーダ抵抗は電力を消費させる目的で利用されるので、電源装置全体としては、消費電力が増加し、実効的な電力変換効率の低下を招く要因となっていた。
そこで、本発明の目的は、負荷変動に伴う出力電圧の変動を低減し、安定化を図ることができるとともに、実効的な電力変換効率の向上を図ることが可能な電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、電源からの入力電圧が１次側に入力され、前記入力電圧を所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力する電力変換トランスと、互いに絶縁された１次側伝送回路と２次側伝送回路とを有し、前記１次側伝送回路に入力された負荷駆動制御信号を、前記２次側伝送回路を介して前記負荷回路に伝送する駆動制御信号伝送回路と、前記電力変換トランスの１次側に前記出力電圧を検出するために設けたコイルが生成するフィードバック電流に基づいて前記出力電圧をフィードバック制御するフィードバック回路と、を備え、前記フィードバック回路は、前記フィードバック電流を前記駆動制御信号伝送回路の１次側伝送回路に動作電力として供給することを特徴としている。
【０００９】
上記構成によれば、電力変換トランスは、電源からの入力電圧が１次側に入力され、入力電圧を所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力する。
駆動制御信号伝送回路は、１次側伝送回路に入力された負荷駆動制御信号を、２次側伝送回路を介して負荷回路に伝送する。
これらと並行してフィードバック回路は、電力変換トランスの１次側に出力電圧を検出するために設けたコイルが生成するフィードバック電流に基づいて出力電圧をフィードバック制御し、フィードバック電流を駆動制御信号伝送回路の１次側伝送回路に動作電力として供給する。
【００１０】
本発明の第２態様は、第１態様において、前記フィードバック回路は、前記負荷回路の負荷が小さい場合に、前記フィードバック電流の電流量を確保するためのブリーダ抵抗を備えていることを特徴としている。
上記構成によれば、負荷回路の負荷が小さい場合であってもブリーダ抵抗によりフィードバック電流の電流量を確保することができる。
【００１１】
本発明の第３態様は、第１態様または第２態様において、前記駆動制御信号伝送回路は、フォトカプラ、カップリングコンデンサ、カップリングコイルなどの絶縁素子を介して前記負荷駆動制御信号を伝送していることを特徴としている。
上記構成によれば、高効率で１次側伝送回路と２次側伝送回路との間の絶縁状態を保ったまま負荷駆動制御信号を伝送することができる。
【００１２】
本発明の第４態様は、第１態様ないし第３態様のいずれかにおいて、前記負荷回路は、それぞれＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子を備え、前記駆動制御信号伝送回路には、前記負荷駆動制御信号としてＰＷＭ制御信号が入力される、ことを特徴としている。
上記構成によれば、駆動制御信号伝送回路は、入力されたＰＷＭ制御信号を複数のスイッチング素子に１次側伝送回路と２次側伝送回路との間の絶縁状態を保ったまま伝送する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の第１態様によれば、フィードバック回路は、電力変換トランスの１次側に出力電圧を検出するために設けたコイルが生成するフィードバック電流に基づいて出力電圧をフィードバック制御し、フィードバック電流を駆動制御信号伝送回路の１次側伝送回路に動作電力として供給するので、フィードバック電流は、１次側伝送回路における負荷駆動制御信号の伝送状態、すなわち、負荷回路の負荷変動状態に伴って変動することとなり、負荷回路の負荷変動に伴う出力電圧の変動を低減し、安定化を図ることができる。さらにフィードバック電流を、駆動制御信号伝送回路で有効に利用することができ、実効的な電力変換効率の向上を図れる。
【００１４】
本発明の第２態様によれば、負荷回路の負荷が小さい場合であってもブリーダ抵抗によりフィードバック電流の電流量を確保することができるので、出力電圧が上昇して消費電力が無駄に増加するのを抑制することができる。
【００１５】
本発明の第３態様によれば、高効率で１次側伝送回路と２次側伝送回路との間の絶縁状態を保ったまま負荷駆動制御信号を伝送することができる。
【００１６】
本発明の第４態様によれば、負荷回路の負荷状態は、負荷駆動制御信号であるＰＷＭ制御信号に同期し、比例することとなるので、負荷回路の負荷変動に伴う出力電圧の変動をより確実に低減し、安定化を図ることができる。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
次に本発明の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。
まず、具体的な説明に先立ち、本発明の原理について説明する。
図１は、本発明の概要構成説明図である。
電源装置１０は、電力変換トランス１１により電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して２次側に接続された所定の負荷回路１３に出力するとともに、駆動制御信号伝送回路１４により車載のＥＣＵ１５から入力されたＰＷＭ制御信号群ＧＰＷＭを絶縁状態で２次側に接続された負荷回路１３に出力する電力変換・信号伝送回路１６と、を備えている。
【００１８】
電力変換・信号伝送回路１６は、大別すると、上述した電力変換トランス１１を有し、電力変換トランスを制御して電力変換を行う電力変換回路１７と、上述した駆動制御信号伝送回路１４とを備えている。
電力変換トランス１１は、入力電圧Ｖｉｎが入力される１次コイルと、１次コイルと共働して、所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換し複数系統に出力するための複数の２次コイルと、を備えている。さらに電力変換トランス１１は、複数の２次コイルから出力される出力電圧Ｖｏｕｔを所定の電圧に安定させるために電力変換トランス１１の１次側を流れる電流の電圧を内部的に検出し、フィードバック端子ＦＢから制御信号伝送回路の１次側に動作電力ＦＢＰＷとして供給する３次コイルと、を備えている。これら１次コイル、複数の２次コイル及び３次コイルについては、後に詳述する。
駆動制御信号伝送回路１４は、ＥＣＵ１５から入力されるＰＷＭ制御信号群ＧＰＷＭを絶縁状態で２次側に伝送するための１次側伝送回路１４Ａと、１次側伝送回路１４Ａから伝送されたＰＷＭ制御信号群ＧＰＷＭを負荷回路１３に出力する２次側伝送回路１４Ｂと、を備えている。
【００１９】
図２は、実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。
このモーター駆動装置２０は、電気自動車あるいはハイブリッド自動車などにおいて、電気モーター（本願における三相交流モーター２６）を駆動する装置であり、電源である車載のバッテリーとして構成された電源１２と、電源１２から供給された直流電源の平滑化を行う平滑化コンデンサ２２と、モーター駆動装置２０を中枢的に制御するコントローラ２３と、複数のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｅ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えたインバーター回路２４と、インバーター回路２４を構成するＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５と、インバーター回路２４により駆動される三相交流モーター２６と、三相交流モーター２６の各相の駆動電流を検出する電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗと、を備えている。
【００２０】
コントローラー２３は、マイクロコンピューターとして構成されており、図示しないＭＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを備え、ＭＰＵがＲＯＭに予め記憶した制御プログラムに基づいて、ＲＡＭをワークエリアとして、各種処理を行っている。
さらにコントローラ２３は、ＰＷＭ制御信号群ＧＰＷＭを負荷回路１３に供給する。
インバーター回路２４は、直列接続された二つのＩＧＢＴを有するＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを備え、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗがバッテリー２１の正極及び負極間に並列接続されている。
【００２１】
ここで、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、同一回路構成であるので、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕを例として説明する。
ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕは、正側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサ３３Ｈと、負側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサ３３Ｌと、を備えている。
ここで、各ＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌのゲートは、ＩＧＢＴドライバー部２５に接続されている。
【００２２】
ＩＧＢＴドライバー部２５は、Ｕ相に対応するＵ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相に対応するＶ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相に対応するＷ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬを備えている。
ここで、コントローラ２３は、Ｕ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨに対応するＰＷＭ制御信号ＵＨ、Ｕ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＬに対応するＰＷＭ制御信号ＵＬを出力し、Ｕ相に対応するＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌを駆動する。同様にＶ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨに対応するＰＷＭ制御信号ＶＨ、Ｖ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＬに対応するＰＷＭ制御信号ＶＬを出力し、Ｖ相に対応するＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌを駆動し、Ｗ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨに対応するＰＷＭ制御信号ＷＨ、Ｗ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＬに対応するＰＷＭ制御信号ＷＬを出力し、Ｗ相に対応するＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌを駆動する。
【００２３】
電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗは、対応する各相を流れる電流を検出し、電流検出信号ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷをコントローラ２３に出力する。
上記構成において、Ｕ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬ及び対応するＩＧＢＴは、全体として負荷回路１３に相当している。
【００２４】
図３は、コントローラの概要構成ブロック図である。
コントローラ２３は、バッテリーとして構成された電源１２から電力が供給され、電力変換を行うフライバックトランス（電力変換トランス）４１と、このフライバックトランス４１の３次コイル５４に接続され、負荷回路に印加される電圧を１次側で擬似的に検出するための負荷電流検出部４７と、３次コイル５４を流れた電流の一部が供給されることにより発生した電圧を分圧して、出力電圧Ｖｏｕｔを安定させるための電力変換制御に用いる電圧ＶＬＤとして出力する分圧回路４８と、電圧ＶＬＤに基づいて、電力変換におけるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うＰＷＭ制御部４９と、を備えている。
【００２５】
ここで、負荷電流検出部４７及びＰＷＭ制御部４９は、フィードバック回路を構成している。
負荷電流検出部４７は、３次コイル５４を逆流電流が流れるの防止するためのダイオード４７−１と、３次コイル５４を流れる電流の交流成分を除去するためのバイパスコンデンサ４７−２と、負荷回路１３の低負荷時に１次側の電力が低すぎることに起因して出力電圧Ｖｏｕｔが上昇してしまうのを抑制するために、負荷電流検出部４７に所定電流を流すために接続されるブリーダ抵抗４７−３と、を備えている。
また、ＰＷＭ制御部４９は、電圧ＶＬＤと、基準電圧ＶＲＥＦと、の差を増幅して誤差増幅信号を出力する誤差増幅器５１と、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成する発振器（三角波生成回路）５２と、発振器５２の出力した三角波信号と誤差増幅信号と、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭをスイッチングトランジスター４４のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる比較器（コンパレータ）５３と、を備えている。
【００２６】
さらに３次コイル５４を流れた電流のうち、ブリーダ抵抗４７−３及び分圧回路４８を流れた以外の電流は、フィードバック端子ＦＢを介して、駆動制御信号伝送回路１４の１次側伝送回路１４Ａに動作電力ＦＢＰＷとして供給される。
駆動制御信号伝送回路１４は、図３に示すように、入力されたＰＷＭ制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬのバッファリングを行うバッファ回路６２と、バッファ回路６２から出力されたＰＷＭ制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬのそれぞれにより駆動される複数（本実施形態では、６個）のフォトカプラ６３−１、６３−２、…を備えたフォトカプラ部６３と、を備えている。
【００２７】
図４は、制御信号伝送回路の詳細構成説明図である。
バッファ回路６２は、ＰＷＭ制御信号ＷＨが入力され、ＰＷＭ制御信号ＷＨを所定倍率で増幅して出力するバッファアンプＢ１と、ＰＷＭ制御信号ＶＨが入力され、ＰＷＭ制御信号ＶＨを所定倍率で増幅して出力するバッファアンプＢ２と、ＰＷＭ制御信号ＵＨが入力され、ＰＷＭ制御信号ＵＨを所定倍率で増幅して出力するバッファアンプＢ３と、ＰＷＭ制御信号ＵＬが入力され、ＰＷＭ制御信号ＵＬを所定倍率で増幅して出力するバッファアンプＢ４と、ＰＷＭ制御信号ＶＨが入力され、ＰＷＭ制御信号ＶＨを所定倍率で増幅して出力するバッファアンプＢ５と、ＰＷＭ制御信号ＷＨが入力され、ＰＷＭ制御信号ＷＨを所定倍率で増幅して出力するバッファアンプＢ６と、を備えている。
【００２８】
さらにバッファ回路６２は、ＥＣＵ１５から入力された第１出力イネーブル信号ＥＮ１及びコントローラ２３から入力された第２出力イネーブル信号ＥＮ２が入力され、両イネーブル信号ＥＮ１、ＥＮ２が“Ｌ”レベルである場合に、“Ｈ”レベルのイネーブル信号ＥＮをバッファアンプＢ１〜Ｂ６のイネーブル入力端子に入力してＰＷＭ制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの出力を許可するＮＯＲ回路Ｅ１と、を備えており、各バッファアンプＢ１〜Ｂ６およびＮＯＲ回路Ｅ１には、動作電力ＦＢＰＷが供給され、フォトカプラ６３−１、６３−２、…を構成する複数のＬＥＤには、各バッファアンプＢ１〜Ｂ６を介して間接的に動作電力ＦＢＰＷが供給される。
これにより、バッファアンプＢ１〜Ｂ６及びフォトカプラ６３−１、６３−２、…を構成する複数のＬＥＤ（＝１次側伝送回路１４Ａ）に動作電力ＦＢＰＷが供給されることとなる。
【００２９】
ところで、バッファ回路６２及びフォトカプラ６３−１、６３−２、…を構成する複数のＬＥＤの消費電力は、ＰＷＭ制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの波形に応じたものとなるため、２次側の負荷変動、すなわち、Ｕ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬ及び対応するＩＧＢＴを合わせた負荷に対して比例（略同期）したものとなっている。
したがって、フィードバック端子ＦＢを介して、流れる電流ＩＳＥＴは、２次側の負荷変動に追従したものとなり、３次コイル５４を流れる電流も次側の負荷変動に追従したものとなって出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制することができることとなる。
【００３０】
次に実施形態の動作について説明する。
コントローラ２３は、電源装置１０が起動されると、電源１２から電力が供給され、この電力は、フライバックトランス４１の１次コイル４２に供給され、ひいては、３次コイル５４に供給されて、負荷電流検出部４７、分圧回路４８およびフィードバック端子ＦＢを介して駆動制御信号伝送回路１４の１次側伝送回路１４Ａに供給される。
【００３１】
電力が供給されると、分圧回路４８には、ブリーダ抵抗４７−３および１次側伝送回路１４Ａの負荷状態に応じて規定される所定の電圧、すなわち、負荷回路１３が定常動作を行っている場合に相当する電圧が供給され、分圧回路４８を構成する抵抗の分圧比に応じて分圧されて、電圧ＶＬＤとしてＰＷＭ制御部４９に出力される。
これにより、ＰＷＭ制御部４９の誤差増幅器５１は、電圧ＶＬＤと、基準電圧ＶＲＥＦと、の差を増幅して誤差増幅信号を比較器５３の反転入力端子に出力する。
これと並行して発振器５２は、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成して、比較器５３の非反転入力端子に出力する。
比較器５３は、発振器５２の出力した三角波信号と誤差増幅器５１の出力した誤差増幅信号と、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、スイッチングトランジスター４４のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる。
この結果、フライバックトランス４１の２次コイル５５−１、５５−２、……には、所定電圧の電力が供給され、負荷回路に供給される。
【００３２】
したがって、従来、フライバックトランス４１の出力電圧制御のために、ブリーダ抵抗により無駄に消費されていた電力の一部を、１次側伝送回路１４Ａとして機能するバッファアンプＢ１〜Ｂ６及びフォトカプラ６３−１、６３−２、…を構成する複数のＬＥＤの動作電力ＦＢＰＷとして供給することができ、電源装置１０の実効的な消費電力の低減化が図れる。
さらに、１次側伝送回路１４Ａに供給される動作電力ＦＢＰＷ（およびその電流値ＩＳＥＴ）、負荷回路１３の負荷状態に比例するので、電力変換回路１７側で、負荷回路の動作状態を確実にシミュレートでき、負荷回路１３側でオーバーシュートやクロスレギュレーションが発生したり、応答速度が遅くなったりしてしまうという不具合が生じることがない。
すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの安定度の向上を図ることができる。
さらに、従来は、ブリーダ抵抗によって無駄に熱として消費されていた電力を、１次側伝送回路１４Ａで有効に利用することができ、実効的な電力変換効率を向上させることができる。
【００３３】
以上の説明においては、１次側伝送回路１４Ａを構成し、駆動制御信号であるＰＷＭ制御信号を絶縁状態で伝送する絶縁素子として、フォトカプラを用いていたが、コンデンサをカップリングしたカップリングコンデンサ、コイルをカップリングしたカップリングコイル等の絶縁素子を用いることが可能である。
【実施例】
【００３４】
次により具体的な実施例について説明する。
実際の回路においては、最低限の部品構成で回路を構成しているため、部品点数の増加及びコストパフォーマンスの観点から、１次側の負荷と２次側の負荷とを厳密に合わせる必要はない。
【００３５】
例えば、実際の回路の負荷が、
・２次側のゲート駆動回路の消費電力（ＩＧＢＴゲート非駆動時）：約１０ｍＡ
・２次側のゲート駆動回路の消費電力（ＩＧＢＴゲート駆動時）  ：約３０ｍＡ
・１次側のフォトカプラの消費電流＝約５ｍＡ×６相            ：約２４ｍＡ
・他の１次側回路の消費電流                                  ：約１ｍＡ
であった場合には、１次側消費電流は、１〜２５ｍＡの範囲で変化し、２次側の消費電流は、１０〜３０ｍＡの範囲で変化することとなる。
【００３６】
ところで、フライバックトランスを用いたスイッチング電源では、負荷が小さい（上述の例の場合、１次側消費電流が１０ｍＡ未満）と、２次側の消費電流がそれほど高くないにもかかわらず、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するため、必要最低限の負荷電流を流す必要がある。したがって、少なくとも１０ｍＡ程度の電流を流すためのブリーダ抵抗（図３におけるブリーダ抵抗４７−３に相当）を設けて電流バランスをとることになっている。
【００３７】
このような構成を採ったとしても、３次コイル５４を流れる電流を完全固定負荷のブリーダ抵抗を設けて、熱に変換して消費してしまう場合と比較して、無駄に消費される電力を低減し、実効的な消費電力の低減を図ることができる。
図５は、負荷回路の負荷状態と、出力電圧の変動の関係を説明する図である。
また、２次側負荷の変動に追従してフィードバックの負荷も変わるので出力電圧も図５（ａ）に符号Ｌ１で示すように、３次コイル５４を流れるフィードバック電流により完全に制御されている相と比較すれば出力電圧変化はあるものの、制御されている相に対して出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる相（図５（ａ）中、符号ＬＨで示す）及び制御されている相に対して出力電圧Ｖｏｕｔが低くなる相（図５（ａ）中、符号ＬＬで示す）に対してその電圧変動を両者を併せたようなものとすることができ、図５（ｂ）に示すように、負荷回路１３の低負荷時の出力電圧に対して、高負荷時の出力電圧が大きく低下してしまう場合と比較して出力電圧変化を小さくした、安定した出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】図１は、本発明の概要構成説明図である。
【図２】実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。
【図３】コントローラの概要構成ブロック図である。
【図４】制御信号伝送回路の詳細構成説明図である。
【図５】負荷回路の負荷状態と、出力電圧の変動の関係を説明する図である。
【符号の説明】
【００３９】
１０  電源装置
１１  電力変換トランス
１２  電源
１３  負荷回路
１４  駆動制御信号伝送回路
１４Ａ  １次側伝送回路
１４Ｂ  ２次側伝送回路
１５  ＥＣＵ
１６  電力変換・信号伝送回路
１７  電力変換回路
３１Ｈ、３１Ｌ  ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４１  フライバックトランス（電力変換トランス）
４２  １次コイル
４４  スイッチングトランジスター
４７  ブリーダ抵抗
４９  ＰＷＭ制御部
６２  バッファ回路
６３  フォトカプラ部
６３−１、６３−２  フォトカプラ（１次側伝送回路、２次側伝送か一路絶縁素子）
ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ  ＰＷＭ制御信号
【図１】
0005391100.tif 000002
【図２】
0005391100.tif 000003
【図３】
0005391100.tif 000004
【図４】
0005391100.tif 000005
【図５】
0005391100.tif 000006