(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、第１のトランスを介して前記インバータと接続されて前記トランスから入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流器とからなる絶縁型直流／直流変換回路を備え、
前記インバータは、正負２種類の電源ラインの間に直列に挿入されて交互にオン／オフされる第１および第２の主スイッチと、前記第１の主スイッチに並列に接続された第１のコンデンサと、前記第２の主スイッチに並列に接続された第２のコンデンサと、前記第１および第２の主スイッチをオンするときにこのオンする主スイッチの両端電圧が０Ｖであってこの主スイッチを通して流れる電流が０Ａとなるように制御するソフトスイッチング部とを有し、
前記ソフトスイッチング部は、
前記第１および第２の主スイッチの接続点に一方端が接続された共振リアクトルと、
前記共振リアクトルの他方端に二次巻線の中間タップが接続され、この二次巻線の両端のそれぞれが前記正負２種類の電源ラインのそれぞれと第１あるいは第２のスイッチを介して接続され、一次巻線の両端のそれぞれが前記正負２種類の電源ラインのそれぞれとダイオードを介して接続された第２のトランスと、
を備えることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記正負２種類の電源ラインの間には第３および第４のコンデンサが直列に挿入されており、
前記第２のトランスの一次巻線は中間タップを有し、この中間タップが前記第３および第４のコンデンサの接続点に接続され、前記一次巻線の両端のそれぞれが前記インバータ内の前記正負２種類の電源ラインのそれぞれと別々に前記ダイオードを介して接続されていることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項３】
請求項１において、
前記第２のトランスの一次巻線の両端のそれぞれは、前記インバータ内の前記正負２種類の電源ラインの両方と別々にダイオードを介して接続されていることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項４】
請求項１において、
前記第１および第２の主スイッチのオン／オフタイミングを制御する出力制御手段と、前記第１および第２のスイッチのオン／オフタイミングとを制御するソフトスイッチング制御手段とを有する制御回路をさらに備えることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記出力制御手段は、
鋸波波形を有する信号を発生する鋸波発生回路と、
前記整流器に流れる負荷電流に対応した基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、
前記鋸波波形の電圧と前記基準電圧とを比較する第１の電圧比較器と、
前記第１の電圧比較器の出力に基づいて前記第１および第２の主スイッチを交互にオンする主スイッチ駆動手段と、
を備えることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項６】
請求項４において、
前記ソフトスイッチング制御手段は、前記第１および第２の主スイッチをオンするタイミングを含む所定期間、前記第１および第２のスイッチをオンすることにより、前記第１および第２の主スイッチをオンする際にこのオンする主スイッチの両端電圧が０Ｖであってこの主スイッチを通して流れる電流が０Ａとなるように制御することを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項７】
請求項６において、
前記ソフトスイッチング制御手段は、
鋸波波形を有する信号を発生する鋸波発生回路と、
前記整流器に流れる負荷電流に対応した第１の比較電圧を発生する第１の比較電圧設定回路と、
前記整流器に流れる負荷電流に対応した第２の比較電圧を発生する第２の比較電圧設定回路と、
前記鋸波波形の電圧と前記第１の比較電圧とを比較する第２の電圧比較器と、
前記鋸波波形の電圧と前記第２の比較電圧とを比較する第３の電圧比較器と、
前記第１あるいは第２の主スイッチをオンする前に前記第１あるいは第２のスイッチをオンする期間を前記第２の電圧比較器の出力に基づいて設定するとともに、前記第１あるいは第２の主スイッチをオンした後に前記第１あるいは第２のスイッチをオンする期間を前記第３の電圧比較器の出力に基づいて設定するオン期間設定回路と、
前記オン期間設定回路の出力に基づいて前記第１および第２のスイッチを交互にオンするスイッチ駆動手段と、
を備えることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項８】
請求項１において、
前記第２のトランスの一次巻線の少なくとも一方端に接続され、この一方端に電圧サージが生じたときにこの一方端の電圧を所定値に固定するクランプ回路を備えることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項９】
請求項８において、
前記クランプ回路は、前記第２のトランスの一次巻線の端部と前記正負２種類の電源ラインの一方との間に接続されたダイオードと並列に接続されたコンデンサとダイオードからなる直列回路と、この直列回路を構成するコンデンサとダイオードの接続点と前記正負２種類の電源ラインの他方との間に接続された抵抗とを含んで構成されていることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項１０】
請求項１において、
前記第２のトランスの二次巻線の少なくとも一方端に接続され、この一方端に電圧サージが生じたときにこの一方端の電圧を所定値に固定するクランプ回路を備えることを特徴とする直流安定化電源回路。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記クランプ回路は、前記第２のトランスの一次巻線の端部と前記正負２種類の電源ラインの一方との間に接続された前記第１あるいは第２のスイッチと並列に接続されたコンデンサとダイオードからなる直列回路と、この直列回路を構成するコンデンサとダイオードの接続点と前記正負２種類の電源ラインの他方との間に接続された抵抗とを含んで構成されていることを特徴とする直流安定化電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、系統電源から供給される交流電圧を整流し、さらに直流／直流変換を行う直流安定化電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、系統電源から供給される交流電圧を整流した後、トランスを含む絶縁部によって直流／直流変換を行うことにより、バッテリに対して充電可能な直流電圧を生成する双方向ＤＣ／ＡＣインバータが知られている（例えば、特許文献１参照。）。この双方向ＤＣ／ＡＣインバータの絶縁部では、第１のブリッジ回路１９と第２のブリッジ回路２０との間を、トランス１８を介して接続することにより絶縁している。バッテリに対して直流電圧を印加する場合には、第２のブリッジ回路２０で直流電圧が交流電圧に変換され、第１のブリッジ回路１９で交流電圧が直流電圧に変換される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−３３８００号公報（第５−１１頁、図１−５）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、特許文献１に開示された回路構成では、単純に４つのトランジスタを用いて第２のブリッジ回路２０が構成されており、直流電圧を交流電圧に変換する際に無駄が多く変換効率が悪いという問題があった。また、各トランジスタをオンからオフに切り替える際にサージ電圧が発生するという問題があった。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、変換効率を向上させることができる直流安定化電源回路を提供することにある。また、本発明の他の目的は、サージ電圧の発生を低減することができる直流安定化電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決するために、本発明の直流安定化電源回路は絶縁型直流／直流変換回路を備える。絶縁型直流／直流変換回路は、印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、第１のトランスを介してインバータと接続されてトランスから入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流器とを含んで構成されている。インバータは、正負２種類の電源ラインの間に直列に挿入されて交互にオン／オフされる第１および第２の主スイッチと、第１および第２の主スイッチをオンするときにこのオンする主スイッチの両端電圧が０Ｖであってこの主スイッチを通して流れる電流が０Ａとなるように制御するソフトスイッチング部とを有する。両端電圧が０Ｖで電流が０Ａのときに主スイッチをオンすることにより、主スイッチをオンする際に生じる損失を低減することができ、変換効率を向上させることが可能となる。
【０００７】
また、上述した第１の主スイッチに並列に接続された第１のコンデンサと、第２の主スイッチに並列に接続された第２のコンデンサとをさらに備える。主スイッチにコンデンサを並列接続することにより、一方の主スイッチをオフした際に発生するリカバリ電流でコンデンサを充電して両端電圧を所定の傾きで速やかに上昇させることができるため、両端電圧が０Ｖで電流が０Ａのときに他方の主スイッチをオフすることができ、その際に生じる損失を低減して変換効率を向上させることが可能となる。
【０００８】
また、上述したソフトスイッチング部は、第１および第２の主スイッチの接続点に一方端が接続された共振リアクトルと、共振リアクトルの他方端に二次巻線の中間タップが接続され、この二次巻線の両端のそれぞれが正負２種類の電源ラインのそれぞれと第１あるいは第２のスイッチを介して接続され、一次巻線の両端のそれぞれが正負２種類の電源ラインのそれぞれとダイオードを介して接続された第２のトランスとを備える。主スイッチと並列接続されたコンデンサと共振リアクトルとによる共振によって、主スイッチがオフされているときにこのコンデンサの両端電圧を０Ｖまで低下させることができ、これにより主スイッチをオンする際のソフトスイッチングが可能となる。
【０００９】
また、上述した正負２種類の電源ラインの間には第３および第４のコンデンサが直列に挿入されており、第２のトランスの一次巻線は中間タップを有し、この中間タップが第３および第４のコンデンサの接続点に接続され、一次巻線の両端のそれぞれがインバータ内の正負２種類の電源ラインのそれぞれと別々にダイオードを介して接続されていることが望ましい。あるいは、上述した第２のトランスの一次巻線の両端のそれぞれは、インバータ内の正負２種類の電源ラインの両方と別々にダイオードを介して接続されていることが望ましい。第２のトランスの一次巻線側にダイオードを介した電流の経路を形成することにより、第１あるいは第２のスイッチをオフする際に第２のトランスの二次巻線に流れる電流を消滅させることができ、第２のトランスが飽和することを防止することができる。
【００１０】
また、上述した第１および第２の主スイッチのオン／オフタイミングを制御する出力制御手段と、第１および第２のスイッチのオン／オフタイミングとを制御するソフトスイッチング制御手段とを有する制御回路をさらに備えることが望ましい。具体的には、上述した出力制御手段は、鋸波波形を有する信号を発生する鋸波発生回路と、整流器に流れる負荷電流に対応した基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、鋸波波形の電圧と基準電圧とを比較する第１の電圧比較器と、第１の電圧比較器の出力に基づいて第１および第２の主スイッチを交互にオンする主スイッチ駆動手段とを備えることが望ましい。これにより、負荷電流に応じて周期的に主スイッチをオン／オフする制御を簡単な構成で実現することができる。
【００１１】
また、上述したソフトスイッチング制御手段は、第１および第２の主スイッチをオンするタイミングを含む所定期間、第１および第２のスイッチをオンすることにより、第１および第２の主スイッチをオンする際にこのオンする主スイッチの両端電圧が０Ｖであってこの主スイッチを通して流れる電流が０Ａとなるように制御することが望ましい。具体的には、上述したソフトスイッチング制御手段は、鋸波波形を有する信号を発生する鋸波発生回路と、整流器に流れる負荷電流に対応した第１の比較電圧を発生する第１の比較電圧設定回路と、整流器に流れる負荷電流に対応した第２の比較電圧を発生する第２の比較電圧設定回路と、鋸波波形の電圧と第１の比較電圧とを比較する第２の電圧比較器と、鋸波波形の電圧と第２の比較電圧とを比較する第３の電圧比較器と、第１あるいは第２の主スイッチをオンする前に第１あるいは第２のスイッチをオンする期間を第２の電圧比較器の出力に基づいて設定するとともに、第１あるいは第２の主スイッチをオンした後に第１あるいは第２のスイッチをオンする期間を第３の電圧比較器の出力に基づいて設定するオン期間設定回路と、オン期間設定回路の出力に基づいて第１および第２のスイッチを交互にオンするスイッチ駆動手段とを備えることが望ましい。これにより、負荷電流に応じて主スイッチをオンする前後のタイミングでスイッチをオン／オフする制御を簡単な構成で実現することができる。
【００１２】
また、上述した第２のトランスの一次巻線の少なくとも一方端に接続され、この一方端に電圧サージが生じたときにこの一方端の電圧を所定値に固定するクランプ回路を備えることが望ましい。具体的には、上述したクランプ回路は、第２のトランスの一次巻線の端部と正負２種類の電源ラインの一方との間に接続されたダイオードと並列に接続されたコンデンサとダイオードからなる直列回路と、この直列回路を構成するコンデンサとダイオードの接続点と正負２種類の電源ラインの他方との間に接続された抵抗とを含んで構成されていることが望ましい。これにより、第２のトランスの一次巻線側に接続されたダイオードがターンオフした際に電圧サージが発生してもその電圧をクランプすることができる。
【００１３】
また、上述した第２のトランスの二次巻線の少なくとも一方端に接続され、この一方端に電圧サージが生じたときにこの一方端の電圧を所定値に固定するクランプ回路を備えることが望ましい。具体的には、上述したクランプ回路は、第２のトランスの一次巻線の端部と正負２種類の電源ラインの一方との間に接続された第１あるいは第２のスイッチと並列に接続されたコンデンサとダイオードからなる直列回路と、この直列回路を構成するコンデンサとダイオードの接続点と正負２種類の電源ラインの他方との間に接続された抵抗とを含んで構成されていることが望ましい。これにより、第２のトランスの二次巻線側に接続されたスイッチがオフした際に電圧サージが発生してもその電圧をクランプすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】一実施形態の直流安定化電源回路の全体構成を示す図である。
【図２】共通整流器の詳細構成を示す図である。
【図３】インバータおよび整流器の詳細構成を示す図である。
【図４】インバータおよび整流器の各部の電流／電圧波形を示す図である。
【図５】図４にＡで示す範囲の電圧波形の拡大図である。
【図６】図４にＢで示す範囲の電圧波形の拡大図である。
【図７】モード０の動作状態を示す図である。
【図８】モード１の動作状態を示す図である。
【図９】モード２の動作状態を示す図である。
【図１０】モード３の動作状態を示す図である。
【図１１】モード４、５の動作状態を示す図である。
【図１２】制御回路の構成を示す図である。
【図１３】制御回路の動作タイミング図である。
【図１４】クランプ回路を追加したインバータの変形例を示す図である。
【図１５】励磁トランスを変更したインバータの変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明を適用した一実施形態の直流安定化電源回路について、図面を参照しながら説明する。
【００１６】
図１は、一実施形態の直流安定化電源回路の全体構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態の直流安定化電源回路１は、共通整流器１００、インバータ２００、トランス３００、整流器４００を含んで構成されている。インバータ２００、トランス３００、整流器４００によって絶縁型直流／直流変換回路が構成されている。なお、図１に示す構成では、インバータ２００、トランス３００、整流器４００からなる絶縁型直流／直流変換回路が２組備わっているが、１組あるいは３組以上が備わるようにしてもよい。
【００１７】
共通整流器１００は、系統電源から供給される三相交流電圧を整流して直流電圧を生成する。インバータ２００は、共通整流器１００から出力される直流電圧を交流電圧に変換する。この交流電圧はトランス３００の一次巻線に印加される。整流器４００は、トランス３００の二次巻線に現れる交流電圧を整流して直流電圧を生成する。
【００１８】
上述した直流安定化電源回路１は、例えば電気自動車に搭載された電池を充電するために用いられる。この場合には、電気自動車に設けられた充電用端子に整流器４００の出力端子が接続され、整流器４００から電気自動車に搭載された電池に対して充電用の電流（負荷電流）が供給される。
【００１９】
図２は、共通整流器１００の詳細構成を示す図である。図２に示すように、共通整流器１００は、インダクタ１０２、１０４、１０６、主スイッチ１１０、１１２、１１４、１１６、コンデンサ１２０、１２２、１２４、１２６、インダクタ１４０、１４２、スイッチ１４４、１４６、コンデンサ１３０、１３２を備えている。なお、図２において、主スイッチ１１０、１１２、１１４、１１６に含まれるダイオードは寄生ダイオードである。
【００２０】
インダクタ１０２、１０４、１０６のそれぞれは、系統電源の各相の電源ラインに挿入されている。４つの主スイッチ１１０、１１２、１１４、１１６によってＨブリッジ回路が構成されており、インダクタ１０２、１０６を介して入力される交流電圧がこのＨブリッジ回路によるスイッチングにより整流される。なお、主スイッチ１１０にはコンデンサ１２０が、主スイッチ１１２にはコンデンサ１２２が、主スイッチ１１４にはコンデンサ１２４が、主スイッチ１１６にはコンデンサ１２６が、それぞれ並列接続されている。
【００２１】
また、インダクタ１４０、１４２、スイッチ１４４、１４６は、ソフトスイッチングを行うためのものである。インダクタ１４０、１４２は共振リアクトルである。インダクタ１４０とスイッチ１４４の直列回路の一方端がインダクタ１０２が挿入された電源ラインに接続され、他方端がインダクタ１０４が挿入された電源ラインに接続されている。また、インダクタ１４２とスイッチ１４６の直列回路の一方端がインダクタ１０６が挿入された電源ラインに接続され、他方端がインダクタ１０４が挿入された電源ラインに接続されている。さらに、インダクタ１０４が挿入された電源ラインと上述したＨブリッジ回路の２つの出力端のそれぞれの間にはコンデンサ１３０、１３２が接続されている。
【００２２】
本実施形態の共通整流器１００は、Ｈブリッジ回路によるスイッチングとスイッチ１４４、１４６によるソフトスイッチングとを併用したＡＲＣＰ（アクティブ補助共振ブリッジリンク）方式の整流器であり、系統電源から供給された三相交流電圧を整流して、例えば８００Ｖの直流電圧を生成する。
【００２３】
なお、ソフトスイッチングの詳細動作については従来の各種手法を適用することができる。また、上述した説明では、ハードスイッチングとソフトスイッチングを併用した共通整流器１００について説明したが、ハードスイッチングのみを用いて整流を行うようにしてもよい。
【００２４】
図３は、インバータ２００および整流器４００の詳細構成を示す図である。図３に示すように、インバータ２００は、主スイッチ２１０、２１２、コンデンサ２１４、２１６、インダクタ２２０、スイッチ２２２、２２４、ダイオード２２６、２２８、トランス２３０を備えている。なお、図３において、主スイッチ２１０、２１２、スイッチ２２２、２２４に含まれるダイオードは寄生ダイオードである。
【００２５】
このインバータ２００は、共通整流器１００に接続される３つの入力端子ａ、ｂ、ｃを有している。入力端子ａは、共通整流器１００内のコンデンサ１３０に一方端から延びる正極側電源ラインに接続されている。入力端子ｂは、共通整流器１００内のコンデンサ１３２の一方端から延びる負極側電源ラインに接続されている。入力端子ｃは、共通整流器１００内の２つのコンデンサ１３０、１３２のそれぞれの他方端であってこれらの接続点から延びる電源ラインに接続されている。また、インバータ２００は、トランス３００に接続される２つの出力端子ｄ、ｅを有している。これら２つの出力端子ｄ、ｅは、トランス３００の一次巻線の両端に接続される。
【００２６】
一方の主スイッチ２１０は、入力端子ａと出力端子ｄとの間に接続されている。この主スイッチ２１０にはコンデンサ２１４が並列接続されている。また、他方の主スイッチ２１２は、入力端子ｂと出力端子ｄとの間に接続されている。この主スイッチ２１２にはコンデンサ２１６が並列接続されている。これら２つの主スイッチ２１０、２１２によってハードスイッチングが行われる。
【００２７】
トランス２３０は、一次巻線および二次巻線のそれぞれに中間タップを有する。一次巻線側の中間タップは、入力端子ｃおよび出力端子ｅに接続されている。二次巻線側の中間タップは、共振リアクトルとしてのインダクタ２２０を介して出力端子ｄに接続されている。トランス２３０の一次巻線の一方端はダイオード２２６を介して入力端子ａに接続され、一次巻線の他方端はダイオード２２８を介して入力端子ｂに接続されている。また、トランス２３０の二次巻線の一方端はスイッチ２２２を介して入力端子ａに接続され、二次巻線の他方端はスイッチ２２４を介して入力端子ｂに接続されている。
【００２８】
上述したコンデンサ２１４、２１６、インダクタ２２０、スイッチ２２２、２２４、ダイオード２２６、２２８、トランス２３０を用いてソフトスイッチングが行われる。
【００２９】
また、図３に示すように、整流器４００は、ダイオード４１０、４１２、４１４、４１６、インダクタ４２０、コンデンサ４２２を備えている。この整流器４００は、２つの入力端子ｆ、ｇと２つの出力端子ｈ、ｉを有している。２つの入力端子ｆ、ｇは、トランス３００の二次巻線の両端に接続されている。また、２つの出力端子ｈ、ｉは、直流安定化電源回路１の出力端子であり、例えば電気自動車の充電用端子に接続される。
【００３０】
ダイオード４１０、４１２の接続点が一方の入力端子ｆに接続されており、ダイオード４１４、４１６の接続点が他方の入力端子ｇに接続されている。これら４つのダイオード４１０、４１２、４１４、４１６によってＨブリッジ回路が構成されており、トランス３００の二次巻線から入力される交流電圧が整流される。この整流出力は、インダクタ４２０およびコンデンサ４２２によって構成される回路によって平滑されて出力端子ｈ、ｉから出力される。
【００３１】
上述したトランス３００が第１のトランスにそれぞれ対応する。主スイッチ２１０が第１の主スイッチに、主スイッチ２１２が第２の主スイッチにそれぞれ対応する。コンデンサ２１４、２１６、スイッチ２２２、２２４、ダイオード２２６、２２８、トランス２３０がソフトスイッチング部に対応する。コンデンサ２１４が第１のコンデンサに、コンデンサ２１６が第２のコンデンサに、コンデンサ１３０が第３のコンデンサに、コンデンサ１３２が第４のコンデンサにそれぞれ対応する。スイッチ２２２が第１のスイッチに、スイッチ２２４が第２のスイッチに、トランス２３０が第２のトランスにそれぞれに対応する。
【００３２】
本実施形態の直流安定化電源回路１はこのような構成を有しており、次に、インバータ２００、トランス３００、整流器４００による直流／直流変換動作を説明する。
【００３３】
図４は、インバータ２００および整流器４００の各部の電流／電圧波形を示す図であり、スイッチングの２周期分の波形が示されている。図４（Ａ）において点線で示された「ＶQ2」はインバータ２００内の主スイッチ２１２の両端電圧を、実線で示された「ＩQ2」は主スイッチ２１２に流れる電流をそれぞれ示している。図４（Ｂ）において「ｉLr」はインバータ２００内のインダクタ２２０（共振リアクトル）に流れる電流を示している。図４（Ｃ）において「ＩO 」は整流器４００内のインダクタ４２０に流れる負荷電流（出力電流）を示している。図５は、図４にＡで示す範囲の電圧波形の拡大図である。また、図６は図４にＢで示す範囲の電圧波形の拡大図である。なお、図５および図６に示す電圧波形は動作状態に応じてモード（ＭＯＤＥ）０〜５に６分割されている。
【００３４】
以下、モード０〜５の各動作状態について説明する。図５の各モードにおける主スイッチ２１０等の状態を以下に示す。なお、ソフトスイッチングを行わず、ハードスイッチングのみを行う従来手法では、モード０→モード１→モード５の順番で動作状態が遷移する。
【００３５】
モード          ０    １    ２    ３    ４    ５
主スイッチ２１０    ON    OFF   OFF   OFF   OFF   OFF
主スイッチ２１２    OFF   OFF   OFF   OFF   ON    ON
スイッチ２２２    OFF   OFF   OFF   OFF   OFF   OFF
スイッチ２２４    OFF   OFF   ON    ON    ON    ON
（モード０）
図７は、モード０の動作状態を示す図である。なお、図７〜図１１までの各図においては、共通整流器１００、インバータ２００、トランス３００のそれぞれの等価回路が示されている。例えば、トランス３００やインバータ２００内のトランス２３０は、理想トランスと励磁インダクタンスとの組合せとして表現されている。また、共通整流器１００では、コンデンサ１３０、１３２の前段部分が８００Ｖの直流電源で表現されている。また、Ｒoutは負荷抵抗を示しており、例えば充電対象となる電池に相当する。
【００３６】
モード０では、主スイッチ２１０がオンされ、他の主スイッチ２１２、スイッチ２２２、２２４が全てオフされている。このとき、主スイッチ２１２の両端電圧ＶQ2は、直流電源の電圧と同じ８００Ｖとなるとともに、主スイッチ２１２はオフされているため主スイッチ２１２に流れる電流ＩQ2は０Ａとなる（図５：モード０）。この状態では、トランス３００の一次巻線側では、図７に矢印Ｃ０で示すように、直流電源→主スイッチ２１０→トランス３００の一次巻線→コンデンサ１３２→直流電源の経路で電流が流れる。また、トランス３００の二次巻線側では、図７に矢印Ｃ１で示すように、ダイオード４１６、４１０を介した経路で電流が流れる。
【００３７】
（モード１）
図８は、モード１の動作状態を示す図である。モード１では、主スイッチ２１０がオンからオフに切り替えられる。主スイッチ２１０にはコンデンサ２１４が並列接続されているため、主スイッチ２１０をオフするとコンデンサ２１４に電流が転流する。このため、モード０からモード１に切り替わる際に、主スイッチ２１０の両端電圧は、瞬時ではなく所定の傾きで速やかに上昇する。これに伴って、主スイッチ２１２の両端電圧ＶQ2は、８００Ｖから所定の傾きで速やかに減少し、その後８００Ｖの半分の４００Ｖで維持される。この状態では、トランス３００の一次巻線の一方端に主スイッチ２１２の両端電圧ＶQ2（＝４００Ｖ）が印加されるが、この一次巻線の他方端にもコンデンサ１３０、１３２の接続点から同じ４００Ｖの電圧が印加されるため、一次巻線の両端電圧が０Ｖになり、トランス３００の二次巻線の両端電圧も０Ｖとなる。トランス３００の二次巻線側では、４つのダイオード４１０、４１２、４１４、４１６を介して電流が流れる。
【００３８】
（モード２）
図９は、モード２の動作状態を示す図である。モード２では、スイッチ２２４がオンされる。これにより、図９に矢印Ｃ２で示すように、トランス３００の一次巻線、インダクタ２２０、トランス２３０の二次巻線の一部、スイッチ２２４を介した経路で電流が流れる。また、トランス２３０の二次巻線の一部に電流が流れると、一次巻線の一部にも電流が流れ、図９に矢印Ｃ３で示す経路で電流が流れる。なお、トランス２３０の一次巻線の他の部分および二次巻線の他の部分には、ダイオード２２６やオフ状態のスイッチ２２２およびこの寄生ダイオードが直列に接続されているため、これらには電流は流れない。一方、トランス３００の一次巻線に電流が流れることで、二次巻線にも電流が流れる。この二次巻線に流れる電流は、図９では矢印Ｃ４で示されている。
【００３９】
ところで、トランス２３０の一次巻線に流れる電流はインダクタ２２０を経由して流れる。このとき、インダクタ２２０の両端の電位差は２００Ｖであり、インダクタ２３０に２００Ｖが印加されて電流ｉLrが直線的に増加する（図５：モード２）。電流ｉLrが負荷電流ＩO に相当する値（具体的には、トランス３００の一次巻線と二次巻線の巻数比をｎ：１とすると、負荷電流ＩO に（１／ｎ）を乗じた値）に達すると、モード２が終了する。
【００４０】
（モード３）
図１０は、モード３の動作状態を示す図である。インダクタ２２０に流れる電流ｉLrが負荷電流ＩO に相当する値に達してモード３の状態に移行すると、トランス３００の二次巻線側では、ダイオード４１０、４１６がターンオフし、Ｃ５で示す経路で電流が流れる。トランス３００の一次巻線側では、主スイッチ２１２に並列に接続されたコンデンサ２１６とインダクタ２２０との共振によりＣ６で示す経路で電流が流れ、インダクタ２２０に流れる電流ｉLrが増加した後減少する。このとき、主スイッチ２１２の両端電圧（コンデンサ２１６の両端電圧）は、４００Ｖからなだらかに減少し、ほぼ０Ｖに到達すると、モード３が終了する。
【００４１】
（モード４、５）
図１１は、モード４、５の動作状態を示す図である。主スイッチ２１２の両端電圧がほぼ０Ｖに到達すると主スイッチ２１２がオンされ、モード４の状態に移行する。主スイッチ２１２がオンされると、主スイッチ２１２に流れる電流ＩQ2が徐々に増加するとともにインダクタ２２０に流れる電流ｉLrが徐々に減少する。インダクタ２２０に流れる電流ｉLrがほぼ０Ａに達すると、モード４が終了する。その後、モード５に移行し、トランス２３０の励磁電流が０Ａになると、モード５が終了する。
【００４２】
上述した説明では、主スイッチ２１０がオンされた状態から主スイッチ２１２がオンされた状態に移行する場合について説明したが、反対に、主スイッチ２１２がオンされた状態から主スイッチ２１０がオンされた状態に移行する場合も、基本的に同様の手順でモードが遷移する。但し、この場合には、スイッチ２２４の代わりにスイッチ２２２が使用される。図６のモード０〜５は、主スイッチ２１２がオンされた状態から主スイッチ２１０がオンされた状態に移行する場合のモード変化を示している。図６の各モードにおける主スイッチ２１０等の状態を以下に示す。
【００４３】
モード          ０    １    ２    ３    ４    ５
主スイッチ２１０    OFF   OFF   OFF   OFF   ON    ON
主スイッチ２１２    ON    OFF   OFF   OFF   OFF   OFF
スイッチ２２２    OFF   OFF   ON    ON    ON    ON
スイッチ２２４    OFF   OFF   OFF   OFF   OFF   OFF
次に、インバータ２００の動作タイミングを制御する制御回路について説明する。上述したインバータ２００には、主スイッチ２１０、２１２およびスイッチ２２２、２２４ののオン／オフのタイミングを制御する制御回路５００が接続されている。図１２は、制御回路５００の構成を示す図である。
【００４４】
図１２に示すように、制御回路５００は、鋸波発生回路５１０、基準電圧発生回路５１２、アナログ乗算器（あるいは乗数値ｎに相当するゲインが設定された増幅器）５１４、電圧比較器５１６、５２４、５２６、Ｖta設定回路５２０、Ｖtb設定回路５２２、排他的論理和回路５２８、反転回路５３０、トグル信号発生回路５４０、遅延回路５４２、論理積回路５４４、５４６、５４８、５５０を備えている。
【００４５】
鋸波発生回路５１０は、主スイッチ２１０、２１２やスイッチ２２２、２２４のスイッチング周波数の２倍の周波数を有する鋸波波形の信号を発生する。基準電圧発生回路５１２は、整流器４００の負荷電流ＩO に対応した基準電圧Ｖsuv を発生する。なお、インバータ２００と整流器４００は巻線比がｎ：１のトランス３００を介して接続されているため、負荷電流ＩO をアナログ乗算器でｎ倍した電流値が基準電圧発生回路５１２に入力されており、基準電圧発生回路５１２はこのｎ倍した電流値に対応する基準電圧Ｖsuv を発生する。また、負荷電流ＩO は、整流器４００内のインダクタ４２０と直列に挿入された電流センサ（図示せず）によって検出される。
【００４６】
電圧比較器５１６は、マイナス入力端子に鋸波発生回路５１０から出力される鋸波信号が入力され、プラス入力端子に基準電圧発生回路５１２から出力される基準電圧Ｖsuv が入力されている。電圧比較器５１６は、基準電圧Ｖsuv の方が鋸波信号の電圧よりも高いときにハイレベルの信号を出力し、基準電圧Ｖsuv の方が鋸波信号の電圧よりも低いときにローレベルの信号を出力する。この電圧比較器５１６の出力は、論理積回路５４４、５４６のそれぞれの一方の入力端に入力される。
【００４７】
Ｖta設定回路５２０は、鋸波信号の電圧と比較される比較電圧Ｖtaを発生する。この比較電圧Ｖtaは、電圧センサによって検出された共通整流器１００の直流電源の電圧Ｖin（インバータ２００の入力端子ａ−ｂ間の電圧）に応じて設定され、電源電圧の変動があったときにこの変動分が反映される。Ｖtb設定回路５２２は、鋸波信号の電圧と比較される比較電圧Ｖtbを発生する。上述した比較電圧Ｖta、Ｖtbの具体例については後述する。
【００４８】
電圧比較器５２４は、マイナス入力端子に鋸波発生回路５１０から出力される鋸波信号が入力され、プラス入力端子にＶta設定回路５２０から出力される比較電圧Ｖtaが入力されている。電圧比較器５２４は、比較電圧Ｖtaの方が鋸波信号の電圧よりも高いときにハイレベルの信号を出力し、比較電圧Ｖtaの方が鋸波信号の電圧よりも低いときにローレベルの信号を出力する。
【００４９】
電圧比較器５２６は、プラス入力端子に鋸波発生回路５１０から出力される鋸波信号が入力され、マイナス入力端子にＶtb設定回路５２２から出力される比較電圧Ｖtbが入力されている。電圧比較器５２６は、比較電圧Ｖtbの方が鋸波信号の電圧よりも高いときにローレベルの信号を出力し、比較電圧Ｖtbの方が鋸波信号の電圧よりも低いときにハイレベルの信号を出力する。
【００５０】
排他的論理和回路５２８は、２つの電圧比較器５２４、５２６の出力の排他的論理和を出力する。反転回路５３０は、排他的論理和回路５２８の出力信号の論理を反転する。この反転回路５３０の出力は、論理積回路５４８、５５０のそれぞれの一方の入力端に入力される。
【００５１】
トグル信号発生回路５４０は、主スイッチ２１０等をオンにするタイミングを切り替えるトグル信号Ｖtgl を発生する。このトグル信号Ｖtgl は、論理積回路５４４の他方の入力端に直接入力されるとともに、論理積回路５４６の他方の入力端に反転入力される。
【００５２】
遅延回路５４２は、トグル信号発生回路５４０から出力されるトグル信号Ｖtgl を所定時間遅延させる。例えば、トグル信号Ｖtgl の１／４周期分の遅延時間が設定されている。遅延回路５４２を通すことにより１／４周期分遅延させたトグル信号は、論理積回路５４８の他方の入力端に直接入力されるとともに、論理積回路５５０の他方の入力端に反転入力される。なお、この遅延されたトグル信号は、反転回路５３０から出力される信号がハイレベルになる順番（奇数番目と偶数番目）を振り分けることができればよいため、遅延量は必ずしも１／４周期分以外であってもよい。
【００５３】
上述した鋸波発生回路５１０、基準電圧発生回路５１２、アナログ乗算器５１４、電圧比較器５１６、トグル信号発生回路５４０、論理積回路５４４、５４６が出力制御手段に対応する。鋸波発生回路５１０、Ｖta設定回路５２０、Ｖtb設定回路５２２、電圧比較器５２４、５２６、排他的論理和回路５２８、反転回路５３０、トグル信号発生回路５４０、遅延回路５４２、論理積回路５４８、５５０がソフトスイッチング制御手段に対応する。電圧比較器５１６が第１の電圧比較器に、電圧比較器５２４が第２の電圧比較器に、電圧比較器５２６が第３の電圧比較器にそれぞれ対応する。排他的論理和回路５２８、反転回路５３０がオン期間設定回路に、トグル信号発生回路５４０、論理積回路５４４、５４６が主スイッチ駆動手段に、トグル信号発生回路５４０、遅延回路５４２、論理積回路５４８、５５０がスイッチ駆動手段に、Ｖta設定回路５２０が第１の比較電圧設定回路に、Ｖtb設定回路５２２が第２の比較電圧設定回路にそれぞれ対応する。
【００５４】
制御回路５００はこのような構成を有しており、次に、制御回路５００の動作を説明する。図１３は、制御回路５００の動作タイミング図である。図１３において、Ａは図４に示した範囲Ａに、Ｂは図４に示した範囲Ｂに対応しており、これらの範囲Ａ、Ｂに含まれるモード０〜５は、図５あるいは図６に含まれるモード０〜５に対応している。また、図１３に示すＱ１等は以下の内容の信号である。
【００５５】
Ｑ１：論理積回路５４４から出力されて主スイッチ２１０のベースに入力される信号、
Ｑ２：論理積回路５４６から出力されて主スイッチ２１２のベースに入力される信号、
Ｑsn１：論理積回路５４８から出力されてスイッチ２２２のベースに入力される信号、
Ｑsn２：論理積回路５５０から出力されてスイッチ２２４のベースに入力される信号、
鋸波：鋸波発生回路５１０から出力される信号、
比較器出力（５１６）：電圧比較器５１６から出力される信号、
トグル信号：トグル信号発生回路５４０から出力される信号、
比較器出力（５２４）：電圧比較器５２４から出力される信号、
比較器出力（５２６）：電圧比較器５２６から出力される信号、
反転出力（５３０）：排他的論理和回路５２８から出力された信号を反転回路５３０で反転した信号、
トグル信号（遅延）：トグル信号発生回路５４０から出力された信号を遅延回路５４２を介して所定時間遅延させた信号。
【００５６】
鋸波発生回路５１０から鋸波信号が出力され、基準電圧発生回路５１２から基準電圧Ｖsuv が出力されると、電圧比較器５１６からはこれら２つの信号の電圧の高低に応じた信号が出力される（図１３：鋸波、比較器出力（５１６））。トグル信号発生回路５４０から出力されるトグル信号Ｖtgl は、電圧比較器５１６の出力信号を１周期毎交互に主スイッチ２１０と主スイッチ２１２に入力するためのものである。トグル信号Ｖtgl がハイレベルのときに、電圧比較器５１６の出力信号が論理積回路５４４を通して主スイッチ２１０に入力され、この入力された信号がハイレベルの期間に対応して主スイッチ２１０がオンされる（図１３：トグル信号、Ｑ１）。反対に、トグル信号Ｖtgl がローレベルのときに、電圧比較器５１６の出力信号が論理積回路５４６を通して主スイッチ２１２に入力され、この入力された信号がハイレベルの期間に対応して主スイッチ２１２がオンされる（図１３：トグル信号、Ｑ２）。負荷電流ＩO が多くなるとこの電流値に対応して設定される基準電圧Ｖsuv が高くなり、電圧比較器５１６の出力がハイレベルになる期間も長くなる。これにより、主スイッチ２１０、２１２のオンデューティが増加し、インバータ２００からトランス３００を介して整流器４００に供給される電流（電力）が増すようになっている。
【００５７】
また、鋸波発生回路５１０から鋸波信号が出力され、Ｖta設定回路５２０から比較電圧Ｖtaが出力されると、電圧比較器５２４からはこれら２つの信号の電圧の高低に応じた信号が出力される（図１３：鋸波、比較器出力（５２４））。この電圧比較器５２４の出力信号がハイレベルとなる期間は、モード２とモード３をあわせた時間に対応している。
【００５８】
また、鋸波発生回路５１０から鋸波信号が出力され、Ｖtb設定回路５２２から比較電圧Ｖtbが出力されると、電圧比較器５２６からはこれら２つの信号の電圧の高低に応じた信号が出力される（図１３：鋸波、比較器出力（５２６））。この電圧比較器５２６の出力信号がローレベルとなる期間は、モード４とモード５をあわせた時間に対応している。
【００５９】
ところで、図６に示すように、モード２（モード４も同じ）の期間の長さをＴl 、モード３の期間の長さをＴr とすると、これらは以下の式で表すことができる。
【００６０】
Ｔl ＝２ｎ・Ｌr・ＩO／Ｖin
Ｔr ＝π√（Ｌr・２Ｃr）
ここで、ｎはトランス３００の巻数比、Ｌr はインダクタ２２０のインダクタンス、ＩO は負荷電流値、Ｖinは直流電源の電圧、Ｃｒはコンデンサ２１４、２１６の静電容量である。
【００６１】
このように、モード２の長さはＩO とＶinとに基づいて決まる値であり、Ｖta設定回路５２０は、検出した負荷電流ＩO と直流電源の電圧Ｖinとに基づいて、モード２とモード３の各期間を合計した時間で電圧比較器５２４の出力がハイレベルになるように比較電圧Ｖtaを設定する。同様に、Ｖtb設定回路５２２は、検出した負荷電流ＩO と直流電源の電圧Ｖinとに基づいて、モード４とモード５の各期間を合計した時間で電圧比較器５２６の出力がハイレベルになるように比較電圧Ｖtbを設定する。例えばモード５の期間が固定長である場合には、この固定長の時間に上述した時間Ｔl を合計した時間で電圧比較器５２６の出力がハイレベルになるように比較電圧Ｖtbが設定される。
【００６２】
排他的論理和回路５２８は、電圧比較器５２４、５２６のそれぞれの出力の論理が同じのときにローレベルの信号を出力し、この信号が反転回路５３０で反転される。したがって、反転回路５３０の出力は、モード２〜５の期間に対応してハイレベルになり、それ以外の期間ではローレベルになる（図１３：反転出力（５３０））。
【００６３】
遅延回路５４２の出力信号（遅延後のトグル信号Ｖtgl ）は、反転回路５３０の出力信号を１周期毎交互にスイッチ２２２とスイッチ２２４に入力するためのものである。遅延後のトグル信号Ｖtgl がハイレベルのときに、反転回路５３０の出力信号が論理積回路５４８を通してスイッチ２２２に入力され、この入力された信号がハイレベルの期間に対応してスイッチ２２２がオンされる（図１３：トグル信号（遅延）、Ｑsn１）。反対に、遅延されたトグル信号Ｖtgl がローレベルのときに、反転回路５３０の出力信号が論理積回路５５０を通してスイッチ２２４に入力され、この入力された信号がハイレベルの期間に対応してスイッチ２２４がオンされる（図１３：トグル信号（遅延）、Ｑsn２）。
【００６４】
このように、本実施形態の直流安定化電源回路１では、両端電圧が０Ｖで電流が０Ａのときに主スイッチ２１０、２１２をオンすることにより、主スイッチ２１０、２１２をオンする際に生じる損失を低減することができ、変換効率を向上させることが可能となる。
【００６５】
また、主スイッチ２１０、２１２にコンデンサ２１４、２１６を並列接続することにより、一方の主スイッチ２１０（あるいは主スイッチ２１２）をオフした際に発生するリカバリ電流でコンデンサ２１４（あるいはコンデンサ２１６）を充電して両端電圧を所定の傾きで速やかに上昇させることができるため、両端電圧が０Ｖで電流が０Ａのときに他方の主スイッチ２１２（あるいは主スイッチ２１０）をオフすることができ、その際に生じる損失を低減して変換効率を向上させることが可能となる。
【００６６】
また、主スイッチ２１０、２１２と並列接続されたコンデンサ２１４、２１６と共振リアクトルとしてのインダクタ２２０とによる共振によって、主スイッチ２１０、２１２がオフされているときにコンデンサ２１４、２１６の両端電圧を０Ｖまで低下させることができ、これにより主スイッチ２１０、２１２をオンする際のソフトスイッチングが可能となる。
【００６７】
また、トランス２３０の一次巻線側にダイオードを介した電流の経路を形成することにより、スイッチ２２２あるいは２２４をオフする際にトランス２３０の二次巻線に流れる電流を消滅させることができ、トランス２３０が飽和することを防止することができる。
【００６８】
また、制御回路５００を用いて主スイッチ２１０、２１２やスイッチ２２２、２２４を制御している。これにより、負荷電流ＩO に応じて周期的に主スイッチ２１０、２１２をオン／オフする制御を簡単な構成で実現することができる。また、負荷電流ＩO に応じて主スイッチ２１０、２１２をオンする前後のタイミングでスイッチ２２２、２２４をオン／オフする制御を簡単な構成で実現することができる。
【００６９】
また、トランス２３０の一次巻線あるいは二次巻線にクランプ回路が設けられている。これにより、トランス２３０の一次巻線側に接続されたダイオード２２６、２２８がターンオフした際に電圧サージが発生してもその電圧をクランプすることができる。また、トランス２３０の二次巻線側に接続されたスイッチ２２２、２２４がオフした際に電圧サージが発生してもその電圧をクランプすることができる。
【００７０】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。
【００７１】
図１４は、クランプ回路を追加したインバータの変形例を示す図である。図１４に示すインバータ２００Ａは、インバータ２００（図３）に対して、ダイオード２４０、２５０、２６０、２７０、コンデンサ２４２、２５２、２６２、２７２、抵抗２４４、２５４、２６４、２７４を追加した点が異なっている。
【００７２】
ダイオード２４０、コンデンサ２４２、抵抗２４４によって第１のクランプ回路が形成されている。ダイオード２４０のカソードがダイオード２２６のアノードに接続されており、ダイオード２４０のアノードがコンデンサ２４２を介してダイオード２２６のカソードに接続されている。また、ダイオード２４０とコンデンサ２４２との接続点が抵抗２４４を介して入力端子ｂに接続された負極側電源ラインに接続されている。
【００７３】
ダイオード２５０、コンデンサ２５２、抵抗２５４によって第２のクランプ回路が形成されている。ダイオード２５０のアノードがダイオード２２８のカソードに接続されており、ダイオード２５０のカソードがコンデンサ２５２を介してダイオード２２８のアノードに接続されている。また、ダイオード２５０とコンデンサ２５２との接続点が抵抗２５４を介して入力端子ａに接続された正極側電源ラインに接続されている。
【００７４】
上述した第１のクランプ回路と第２のクランプ回路は極性が反転している点を除いて基本的に同じ動作をするので、第２のクランプ回路の動作について説明する。図５に示すモード５からモード０に移行する際にダイオード２２８がターンオフし、このときダイオード２２８にリカバリ電流が流れるため、ダイオード２２８のカソードに電圧サージが現れる。この時点では、第２のクランプ回路に含まれるコンデンサ２５２は、抵抗２５４を介して充電されており、その端子電圧が直流電源と同じ８００Ｖになっている。したがって、８００Ｖを超える電圧サージが生じても、ダイオード２２８のカソードの電位は８００Ｖにクランプされる。
【００７５】
また、ダイオード２６０、コンデンサ２６２、抵抗２６４によって第３のクランプ回路が形成されている。ダイオード２６０のカソードがスイッチ２２２のエミッタに接続されており、ダイオード２６０のアノードがコンデンサ２６２を介してスイッチ２２２のコレクタに接続されている。また、ダイオード２６０とコンデンサ２６２との接続点が抵抗２６４を介して入力端子ｂに接続された負極側電源ラインに接続されている。
【００７６】
ダイオード２７０、コンデンサ２７２、抵抗２７４によって第４のクランプ回路が形成されている。ダイオード２７０のアノードがスイッチ２２４のコレクタに接続されており、ダイオード２７０のカソードがコンデンサ２７２を介してスイッチ２２４のエミッタに接続されている。また、ダイオード２７０とコンデンサ２７２との接続点が抵抗２７４を介して入力端子ａに接続された正極側電源ラインに接続されている。
【００７７】
上述した第３のクランプ回路と第４のクランプ回路は極性が反転している点を除いて基本的に同じ動作をするので、第４のクランプ回路の動作について説明する。図５に示すモード５からモード０に移行する際にスイッチ２２４がオフし、このときトランス２３０の二次巻線の一部に微小な電流が流れている状態でこの電流が瞬断されるため電圧サージが現れる。この時点では、第４のクランプ回路に含まれるコンデンサ２７２は、抵抗２７４を介して充電されており、その端子電圧が直流電源と同じ８００Ｖになっている。したがって、８００Ｖを超える電圧サージが生じても、スイッチ２２４とトランス２３０との接続点の電位は８００Ｖにクランプされる。
【００７８】
なお、上述した各クランプ回路の動作では正常動作時に生じる電圧サージについて説明したが、異常発生時に主スイッチ２１０、２１２やスイッチ２２２、２２４をオフする場合に発生する電圧サージに対する対策としても、上述した各クランプ回路は有効である。また、上述した変形例の構成では４つのクランプ回路が設けられているが、その中の一部のみを備えるようにしてもよい。
【００７９】
図１５は、トランスを変更したインバータの変形例を示す図である。図１５に示すインバータ２００Ｂは、インバータ２００（図３）に対して、ダイオード２２６、２２８、トランス２３０をダイオード２８２、２８４、２８６、２８８、トランス２８０に置き換えた点が異なっている。このトランス２８０は、一次巻線に中間タップが設けられておらず、一次巻線の一方端がダイオード２８２を介して入力端子ａに接続されるとともにダイオード２８４を介して入力端子ｂに接続され、一次巻線の他方端がダイオード２８６を介して入力端子ａに接続されるとともにダイオード２８８を介して入力端子ｂに接続されている。このインバータ２００Ｂは、トランス２８０の二次巻線側の構成および結線や主スイッチ２１０等のオン／オフタイミングはインバータ２００と同じである。また、図１５に示したインバータ２００Ｂの構成に、図１４に示したインバータ２００Ａに含まれる４つのクランプ回路（あるいはその一部）を追加するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明によれば、両端電圧が０Ｖで電流が０Ａのときに主スイッチをオンすることにより、主スイッチをオンする際に生じる損失を低減することができ、変換効率を向上させることが可能となる。
【符号の説明】
【００８１】
１  直流安定化電源回路
１００  共通整流器
１０２、１０４、１０６  インダクタ
１１０、１１２、１１４、１１６  主スイッチ
１２０、１２２、１２４、１２６  コンデンサ
１４０、１４２  インダクタ
１４４、１４６  スイッチ
２００  インバータ
２１０、２１２  主スイッチ
２１４、２１６  コンデンサ
２２０  インダクタ
２２６、２２８  ダイオード
２３０  トランス
３００  トランス
４００  整流器
４１０、４１２、４１４、４１６  ダイオード
４２０  インダクタ
４２２  コンデンサ
５００  制御回路
５１０  鋸波発生回路
５１２  基準電圧発生回路
５１４  アナログ乗算器
５１６、５２４、５２６  電圧比較器
５２０  Ｖta設定回路
５２２  Ｖtb設定回路
５２８  排他的論理和回路
５３０  反転回路
５４０  トグル信号発生回路
５４２  遅延回路
５４４、５４６、５４８、５５０  論理積回路
【図１】
0005503204.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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