(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源の電源位相を検出し、検出された電源位相情報を出力する電源位相検出部と、
複数の双方向スイッチングデバイスを有し、前記単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを前記双方向スイッチングデバイスにより接続して構成された波形生成部と、
前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するとともに、予め設定された指令信号に基づいて前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御して、前記波形生成部から所定の周波数を有する多相交流を出力させる波形生成制御部と、
を具備し、
前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の電圧位相及び電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報及び電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成され、
前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が同じ期間において前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御する電力変換装置。
【請求項２】
単相交流電源の電源位相を検出し、検出された電源位相情報を出力する電源位相検出部と、
複数の双方向スイッチングデバイスを有し、前記単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを前記双方向スイッチングデバイスにより接続して構成された波形生成部と、
前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するとともに、予め設定された指令信号に基づいて前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御して、前記波形生成部から所定の周波数を有する多相交流を出力させる波形生成制御部と、
を具備し、
前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の電圧位相及び電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報及び電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成され、
前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が異なる期間において多相交流負荷からの電流を当該多相交流負荷に環流するモードに前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御する電力変換装置。
【請求項３】
前記双方向スイッチングデバイスの動作モードは、遮断状態と双方向通電状態を切り換えるスイッチングモードと、２方向の単方向通電状態となるダイオードモードとを有し、
前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスのスイッチングモードとダイオードモードとを選択的に切り換える請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記双方向スイッチングデバイスは、少なくとも２つの制御端子を有し、
前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において前記２つの制御端子に入力される互いの制御信号を切り換える請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において、前記双方向スイッチングデバイスのダイオードモードの通電方向を切り換える請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記双方向スイッチングデバイスは、ＳｉＣ横型双方向スイッチトランジスタ又はＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタ、若しくはＲＢ−ＩＧＢＴ（Ｒeverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆方向に並列接続して構成された請求項１または２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流電源から所定の周波数を有する多相交流を出力する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置としては、三相交流電源から直流段階を経ずに直接的に所定の電圧／周波数を持つ三相交流を生成するマトリックスコンバータを使用した同期電動機の駆動制御装置が日本の特開平１１−０１８４８９号公報（特許文献１）に開示されている。
【０００３】
図１４は特許文献１に開示された電力変換装置としての駆動制御装置の構成を示す回路図である。図１４に示されているように、この駆動制御装置は、三相交流電源１から入力された三相交流を、同期電動機５を駆動する所定の周波数を有する三相交流に形成するために、スイッチング手段３におけるスイッチングデバイスをＰＷＭ制御に基づいて開閉動作するものである。図１４に示す駆動制御装置には、三相交流電源１の電流波形を改善するために入力側の各相にリアクトル２が設けられており、また同期電動機５に入力される電圧波形を改善するために各相間にコンデンサ４が設けられている。また、同期電動機５には位置センサ６が設けられている。
【０００４】
上記のように構成された従来の駆動制御装置において用いられているスイッチング手段３におけるスイッチングデバイスは、図１５に示す双方向スイッチングデバイスであり、パワートランジスタ７とダイオード８を並列接続した並列体を直列に接続して構成されている。双方向スイッチデバイスとしては、図１５に示すように、トランジスタとダイオードとを２個ずつ組み合わせた形態となっているのが一般的である。
【０００５】
上記のように構成された従来の駆動制御装置においては、スイッチング手段３におけるそれぞれの双方向スイッチングデバイスに対して、ＰＷＭ制御を行うことにより、三相交流電源１から入力された三相交流を、同期電動機５を駆動するための所定の周波数を有する三相交流に形成している。
【０００６】
また、双方向スイッチングデバイスとしては、図１６に示すスイッチングデバイスがある。図１６は、日本の特開２００７−２５２０２９号公報（特許文献２）に開示された交流スイッチングモジュールである。
【０００７】
図１６に示す交流スイッチングモジュールにおいては、スイッチング部９、コンデンサ部１０、及びダイオード部１１が設けられており、これらが全て並列に接続されている。スイッチング部９は、環流ダイオード１３を内蔵するスイッチングデバイス１２を有して構成され、２つのスイッチングデバイス１２が順方向に直列接続されている。コンデンサ部１０は２個のスナバコンデンサを直列に接続して構成され、ダイオード部１１は２個のダイオードを順方向に直列接続されて構成されている。また、コンデンサ部１０の中点とダイオード部１１の中点との間には抵抗１４が接続されている。なお、ダイオード部１１の各ダイオードを流れる電流方向は、スイッチング部９のスイッチング素子を流れる電流方向と一致している。
【０００８】
上記のように構成された図１６に示す交流スイッチングモジュールにおいては、スイッチング部９の中点に接続された端子が入力端子となり、ダイオード部１１の中点に接続された端子が出力端子として用いられる。この交流スイッチングモジュールにおいては、スイッチングデバイス１２がスイッチング素子としてのトランジスタとダイオード１３の並列接続で構成されており、スイッチングデバイス１２のオン・オフ動作によりスナバ回路であるコンデンサ部１０に蓄積されたエネルギーを電源側または負荷側に回生できる回路構成となっている。
【０００９】
単相交流電源が入力されて三相交流を生成する従来の電力変換装置としては、日本の特開２００４−２８９９８５号公報（特許文献３）に開示されたインバータ制御装置がある。図１７は、従来のインバータ制御装置を示す構成図である。図１７に示す従来のインバータ制御装置は、単相交流電源３３から単相交流電力が入力されて三相交流電力を生成し、誘導電動機であるモータ３２を駆動するものである。このインバータ制御装置は、単相交流電源３３を持つ直流電源装置３０及びインバータ３１により構成されている。直流電源装置３０は、単相交流電源３３と、交流を直流に変換する整流回路３４と、モータ３２の回生エネルギーを吸収するためのコンデンサ３６と、リアクタ３５とから構成されている。
【００１０】
したがって、上記の従来のインバータ制御装置は、整流手段である整流回路３４を有する電力変換装置であり、単相交流入力−直流変換−三相交流出力のインダイレクトマトリクスコンバータである。このインバータ制御装置においては、インバータ３１に入力される直流電圧が、ほぼ全波整流状態において脈流電圧波形であっても、インバータ３１へ入力される直流電圧値を検出して演算処理し、誘導負荷であるモータ３２を安定に、且つ実用上問題なく運転できるよう構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平１１−１８４８９号公報
【特許文献２】特開２００７−２５２０２９号公報
【特許文献３】特開２００４−２８９９８５号公報
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】Tatsuo Moritaほか、「650V 3.1mΩcm2 GaN-based Monolithic Bidirectional Switch Using Normally-off Gate Injection Transistor」;Electron Devices Meeting, 2007. IEDM 2007. IEEE International;P865-868
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
前述のように、図１４から図１６に示したように、三相交流電源から直流ステージを経ずに直接的に所定の電圧／周波数を有する三相交流を生成するマトリックスコンバータを使用した従来の電力変換装置においては、複数の双方向スイッチングデバイスがトランジスタ及びダイオードにより構成されている。このように構成された従来の電力変換装置においては、主回路の電流が双方向スイッチングデバイスのトランジスタ及びダイオードに常に流れて、三相交流が形成されている。このため、従来の電力変換装置ではトランジスタ及びダイオードに電流が流れることにより、発熱などのエネルギー損失が生じ、効率が低下するという問題があった。
【００１４】
また、図１７に示したように、単相交流電源が入力されて三相交流を生成する従来の電力変換装置は、単相交流入力−直流変換−三相交流出力のインダイレクトマトリクスコンバータであり、整流手段が必須構成要素であった。さらに、負荷として誘導電動機が用いられている場合には、その回生エネルギーを吸収するための手段が必要である。このため、単相交流電源が入力されて三相交流を生成する電力変換装置においては、構造が複雑となり、装置が大型化するという問題があった。
【００１５】
したがって、電力変換装置においては、整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力−三相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータを構成することが非常に有用であることに本発明者は直目し、本発明を実現したものである。
【００１６】
即ち、本発明の目的は、整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力−三相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータを構成した電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明に係る第１の観点の電力変換装置は、
単相交流電源の電源位相を検出し、検出された電源位相情報を出力する電源位相検出部と、
複数の双方向スイッチングデバイスを有し、前記単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを前記双方向スイッチングデバイスにより接続して構成された波形生成部と、
前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するとともに、予め設定された指令信号に基づいて前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御して、前記波形生成部から所定の周波数を有する多相交流を出力させる波形生成制御部と、を具備し、
前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の電圧位相及び電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報及び電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成され、
前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が同じ期間において前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御する。このように構成された本発明の電力変換装置においては、整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力−多相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータが構成することができる。このように構成された本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源の電圧位相情報及び電流位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となり、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。また、このように構成された本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスに対するＰＷＭ制御を、電源の電圧位相情報及び電流位相情報に基づき行うことにより、所定の多相交流電力を確実に生成することができ、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
本発明に係る第２の観点の電力変換装置は、
単相交流電源の電源位相を検出し、検出された電源位相情報を出力する電源位相検出部と、
複数の双方向スイッチングデバイスを有し、前記単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを前記双方向スイッチングデバイスにより接続して構成された波形生成部と、
前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するとともに、予め設定された指令信号に基づいて前記双方向スイッチングデバイスをＰＷＭ制御して、前記波形生成部から所定の周波数を有する多相交流を出力させる波形生成制御部と、を具備し、
前記電源位相検出部は、前記単相交流電源の電圧位相及び電流位相を検出するよう構成されており、前記波形生成制御部は検出された電圧位相情報及び電流位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成され、
前記波形生成制御部は、前記電源位相検出部からの電圧位相情報及び電流位相情報に基づき、電源電圧波形と電源電流波形において正負の領域が異なる期間において多相交流負荷からの電流を当該多相交流負荷に環流するモードに前記双方向スイッチングデバイスを駆動制御する。このように構成された本発明の電力変換装置においては、整流手段を設けることなく、簡単な構成で単相交流入力−多相交流出力のダイレクトマトリクスコンバータが構成することができる。このように構成された本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源の電圧位相情報及び電流位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となり、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。また、このように構成された本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスに対する駆動制御を、電源の電圧位相情報及び電流位相情報に基づき行うことにより、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
【００１８】
本発明に係る第３の観点の電力変換装置は、前記第１または第２の観点の電力変換装置において、前記双方向スイッチングデバイスの動作モードが、遮断状態と双方向通電状態を切り換えるスイッチングモードと、２方向の単方向通電状態となるダイオードモードとを有し、
前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づいて前記双方向スイッチングデバイスのスイッチングモードとダイオードモードとを選択的に切り換えるように構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、波形生成部の双方向スイッチングデバイスに対する駆動制御を行うだけで所望の多相交流を生成することができ、他の回路に対する特別の対応制御が不要となり、回路構成の簡略化、小型化を図ることができる。また、本発明の電力変換装置では、波形生成部の双方向スイッチングデバイスに対して回生エネルギーの処理を目的とする特別の保護回路を設けることが不要となり、更なる回路構成の単純化、小型化を図ることができる。さらに、本発明の電力変換装置においては、ダイオードモードの切り換え動作の判定を、電源状態、又は電源位相情報に基づき行うことにより、回生エネルギー処理回路の制御が容易となり、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
【００１９】
本発明に係る第４の観点の電力変換装置は、前記第１または第２の観点の電力変換装置において、前記双方向スイッチングデバイスが、少なくとも２つの制御端子を有し、
前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において前記２つの制御端子に入力される互いの制御信号を切り換えるように構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、検出された電源位相情報に基づき、波形生成部の双方向スイッチングデバイスを選択的に駆動制御することにより、容易に所定の多相交流電力を出力することができる。
【００２０】
本発明に係る第５の観点の電力変換装置は、前記第３の観点の電力変換装置において、前記波形生成制御部が、前記電源位相検出部からの電源位相情報に基づき、電源波形における正領域と負領域のゼロクロス点を検出し、検出されたゼロクロス点において、前記双方向スイッチングデバイスのダイオードモードの通電方向を切り換えるよう構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、回生エネルギーの処理回路をダイオードモードの通電方向を切り換える動作により実現することが可能となり、簡単な構成で信頼性の高い電力変換を実現することができる。
【００２７】
本発明に係る第６の観点の電力変換装置は、前記第１または第２の観点の電力変換装置において、前記双方向スイッチングデバイスが、ＳｉＣ横型双方向スイッチトランジスタ又はＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタ、若しくはＲＢ−ＩＧＢＴ（Ｒeverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆方向に並列接続して構成してもよい。このように構成された本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスに対する駆動制御を容易に、且つ確実に行うことができ、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明は、単相交流電源から直流ステージを経ることなく直接的に多相交流を形成することができる電力変換装置を提供し、且つ制御の容易性及び低損失化を実現することが可能な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１の電力変換装置における波形生成部に用いられる双方向スイッチングデバイスを示す回路図
【図３】図２に示す双方向スイッチングデバイスの動作説明図
【図４】実施の形態１の電力変換装置における波形生成部の主要構成を示す回路図
【図５Ａ】単相交流電源の電圧が正領域のときの双方向スイッチングデバイスの動作の一例を示す表
【図５Ｂ】単相交流電源の電圧が負領域のときの双方向スイッチングデバイスの動作を示す表
【図６Ａ】単相交流電源の電圧が正領域のときにおいて、双方向スイッチングデバイスがＰＷＭ制御されているときの動作の一例を示す表
【図６Ｂ】図６Ａに示す動作状態のときの波形生成部における電流の流れを示す図
【図７Ａ】単相交流電源の電圧が正領域のときにおいて、双方向スイッチングデバイスがＰＷＭ制御されているときの動作の一例を示す表
【図７Ｂ】図７Ａに示す動作状態のときの波形生成部における電流の流れを示す図
【図８Ａ】波形生成部に用いられる双方向スイッチングデバイスの一例を示す回路図
【図８Ｂ】図８Ａに示す双方向スイッチングデバイスの動作説明図
【図９】本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明に係る実施の形態３の電力変換装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明に係る実施の形態４の電力変換装置の構成を示すブロック図
【図１２】実施の形態４の電力変換装置において、単相交流電源から入力される電圧波形Ｖと電流波形Ｉの一例を用いてゼロベクトル電流モードの動作期間を示す波形図
【図１３Ａ】実施の形態４の電力変換装置において、ゼロベクトル電流モードにおける双方向スイッチングデバイスの動作の一例を示す表
【図１３Ｂ】図１３Ａに示す動作状態のときの波形生成部における電流の流れを示す図
【図１４】従来の電力変換装置の構成を示す回路図
【図１５】従来の双方向スイッチングデバイスの構成を示す回路図
【図１６】従来の双方向スイッチングデバイスの構成を示す回路図
【図１７】従来のインバータ制御装置の構成を示すブロック図
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の電力変換装置に係る好適な実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。なお、以下に説明する具体的な構成の実施の形態により本発明の構成が限定されるものではなく、同じ技術的思想に基づいて構成される電力変換装置が本発明に含まれるのは言うまでもない。
【００３１】
（実施の形態１）
図１は、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、実施の形態１の電力変換装置は、単相交流電源１００の単相交流から直接的に所定の周波数を有する三相交流を形成して負荷１０１に対して三相電力を供給するものである。
【００３２】
図１において、単相交流電源１００のからの単相交流は波形生成部１０２に入力されており、単相交流電源１００から出力される電源電圧の位相は電源位相検出部１０３により検出される構成である。波形生成部１０２において所定の三相交流に生成された電力は、負荷１０１に供給される。実施の形態１において、負荷１０１は誘導負荷であるモータである。波形生成部１０２は、後述するように複数の双方向スイッチングデバイスにより構成されており、単相交流から三相交流に直流ステージを経ることなく変換するダイレクトマトリックスコンバータである。波形生成部１０２における複数の双方向スイッチングデバイスは、波形生成制御部１０４により駆動制御されている。波形生成制御部１０４は、予め設定された指令信号Ｘ、電源位相検出部１０３からの位相検出信号Ｙ、及び負荷１０１の動作状態である回転数を検出する回転数検出部１０５からの負荷状態検出信号Ｚ等に基づいて、波形生成部１０２における複数の双方向スイッチングデバイスを駆動制御し、波形生成部１０２が負荷１０１に入力すべき所定の三相交流電力を生成するよう構成されている。ここで、電源位相検出部１０３からの位相検出信号Ｙが電源位相情報である。
【００３３】
なお、実施の形態１の電力変換装置において、波形生成制御部１０４は、負荷１０１であるモータの負荷状態を示す情報として回転数情報が入力される構成で説明するが、負荷状態を示す情報としては、例えば、抵抗負荷においては電圧、電流、若しくは誘導負荷においてはモータへの入力電流、モータの相電流、出力トルク、回転子位置、角速度等の各種情報があり、これらの情報に基づいて予め設定された状態となるように負荷１０１を制御することが可能である。
【００３４】
波形生成制御部１０４は、位相検出信号Ｙが入力される位相検出信号処理部２１、指令信号Ｘ及び回転数検出信号Ｚが入力されるＰＷＭ制御部２２、及び波形生成部１０２の複数の双方向スイッチングデバイスを駆動制御するスイッチ駆動制御部２０、を具備している。スイッチ駆動制御部２０は、位相検出信号処理部２１とＰＷＭ制御部２２からの各信号が入力されて波形生成部１０２における複数の双方向スイッチングデバイスを駆動制御するための制御信号を出力する。
【００３５】
波形生成制御部１０４の位相検出信号処理部２１においては、入力された位相検出信号Ｙに対して、電源位相検出部１０３における電圧位相検出時に生じるオフセット分の遅れ、及び構成回路における信号遅れ等を考慮して、入力された位相検出信号Ｙのタイミング同期遅れを補正している。
【００３６】
波形生成部１０２における双方向スイッチングデバイスとしては、図２に示すスイッチングデバイスを用いることができる。図２に示す双方向スイッチングデバイスは、２つの制御端子であるゲート端子を有するＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタであり、遮断状態（ＯＦＦ状態）、双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）、及び逆方向である２つの単方向通電状態の４つの状態となる機能を持つ。このような機能を有する双方向スイッチングデバイスとしては、例えば、前述の非特許文献１に開示されたものがある。
【００３７】
図２に示すように、ＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタは２つのゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）を有しており、それぞれのゲート端子に入力される信号に応じて当該トランジスタが異なる機能を示す動作を行う。なお、ＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタの代わりにＳｉＣ横型双方向スイッチトランジスタを用いることも可能である。
【００３８】
図３は、ＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタの各ゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）に電圧が印加されることにより、当該トランジスタの動作を等価回路で示した表である。図３に示すように、第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２の両端子に電圧が印加されないとき（両方のゲート端子Ｇ１，Ｇ２がオフ状態のとき）、当該トランジスタはオフ状態（開成状態）である。一方、第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２の両端子に電圧が印加されたとき（両方のゲート端子Ｇ１，Ｇ２がオン状態のとき）、当該トランジスタはオン状態（閉成状態）である。
【００３９】
第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加され、第２のゲート端子Ｇ２に印加されないとき、即ち、第１のゲート端子Ｇ１がオン状態であり、第２のゲート端子Ｇ２がオフ状態のとき、当該トランジスタはダイオードモードとなり、第１のソースＳ１がカソード側となり、第２のソースＳ２がアノード側となる。即ち、第２のソース（Ｓ２）から第１のソース（Ｓ１）への電流の流れが順方向動作となる。反対に、第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加されず、第２のゲート端子Ｇ２に印加されたとき、即ち、第１のゲート端子Ｇ１がオフ状態であり、第２のゲート端子Ｇ２がオン状態のとき、当該トランジスタはダイオードモードとなり、第１のソースＳ１がアノード側となり、第２のソースＳ２がカソード側となる。即ち、第１のソース（Ｓ１）から第２のソース（Ｓ２）への電流の流れが順方向動作となる。
【００４０】
実施の形態１の電力変換装置において、上記のような動作を行うＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタを双方向スイッチングデバイスとして波形生成部１０２に用いることにより、波形生成部１０２は単相交流を所定の三相交流に変換することが可能となる。
【００４１】
図４は電力変換装置の波形生成部１０２における主要な回路構成を示す回路図である。図４に示すように、波形生成部１０２には６個の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）が設けられている。波形生成部１０２においては、２個の双方向スイッチングデバイスが直列接続された直列体が３組有り、３組の直列体が並列に接続されている。各直列体の中点（２個の双方向スイッチングデバイスの接続点）から所定の周波数を有する三相交流が負荷１０１であるモータに対して出力される構成である。各双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の２つのゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）には、スイッチ駆動制御部２０からの制御信号が入力される。
【００４２】
実施の形態１の電力変換装置においては、単相交流電源１００からの電源電圧の位相状態に応じて、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）のゲート端子に対する印加電圧を制御している。即ち、実施の形態１の電力変換装置においては、単相交流電源１００から入力された電圧において、電圧波形が正の領域のときと、電圧波形が負の領域のときで双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）を構成するトランジスタの電流の向きを切り換えるよう構成されている。以下、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）における具体的な動作について説明する。
【００４３】
図５Ａは、単相交流電源１００から入力された電圧が正の領域のときの双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の動作を示す表である。図５Ａに示すように、単相交流電源１００の電圧が正の領域のとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１〜Ｑ６における第１のゲート端子Ｇ１にはオン電圧が印加され、第１のゲート端子Ｇ１はオン状態である。このとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１〜Ｑ６における第２のゲート端子Ｇ２は、指令信号Ｘ及び回転数検出信号Ｚに基づいたＰＷＭ制御の制御信号により駆動制御されている。即ち、波形生成部１０２においては、単相交流電源１００の単相交流から所定の周波数を有する三相交流を生成するために、所定のデューティ比で第２のゲート端子Ｇ２がオン・オフ制御される。図５Ａにおいては、第１のゲート端子Ｇ１がオン状態であり、第２のゲート端子Ｇ２がＰＷＭ制御されたときの、双方向スイッチングデバイスの等価回路を示している。
【００４４】
図５Ｂは、単相交流電源１００から入力された電圧が負の領域のときの双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の動作を示す表である。図５Ｂに示すように、単相交流電源の電圧が負の領域のとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１〜Ｑ６における第２のゲート端子Ｇ２にはオン電圧が印加され、第２のゲート端子Ｇ２はオン状態である。このとき、各双方向スイッチングデバイスＱ１〜Ｑ６における第１のゲート端子Ｇ１は、指令信号Ｘ及び回転数検出信号Ｚに基づいたＰＷＭ制御の制御信号により駆動制御されている。即ち、波形生成部１０２においては、単相交流電源１００の単相交流から所定の周波数を有する三相交流を生成するために、所定のデューティ比で第１のゲート端子Ｇ１がオン・オフ制御される。図５Ｂにおいては、第１のゲート端子Ｇ１がＰＷＭ制御され、第２のゲート端子Ｇ２がオン状態のときの、双方向スイッチングデバイスの等価回路を示している。
【００４５】
図５Ａ及び図５Ｂにおける等価回路に示すように、単相交流電源１００の電圧が正の領域のときと負の領域のときで、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の機能動作が逆転するよう構成されている。したがって、実施の形態１の電力変換装置においては、単相交流から、直流ステージを経ることなく直接的に三相交流に変換するダイレクトマトリックスコンバータが構成されている。
【００４６】
図６Ａ，図６Ｂ，図７Ａ及び図７Ｂは、単相交流電源１００からの単相交流の電圧が正の領域のときにおいて、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）がＰＷＭ制御されているときの一動作を示す表である。
【００４７】
図６Ａ及び図６Ｂは、単相交流電源１００からの電流がモータに流れて、負荷１０１であるモータが稼働しているときの状態（力行状態）を示している。図６Ａ及び図６Ｂに示す状態（力行状態）におけるＰＷＭ制御では、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の第１のゲート端子Ｇ１がオン状態である。図６Ａ及び図６Ｂに示す状態（力行状態）においては、第１，第３，第６の双方向スイッチングデバイスＱ１，Ｑ３，Ｑ６がスイッチングモードのオン状態であり、第２，第４，第５の双方向スイッチングデバイスＱ２，Ｑ４，Ｑ５がダイオードモードである。この状態において、単相交流電源１００からの電流が図６Ｂに示す矢印の方向に流れて、負荷１０１を稼働している（力行モード）。
【００４８】
図７Ａ及び図７Ｂは、負荷１０１を制動している状態（減速状態）を示しており、この制動状態では誘導負荷であるモータが発電機となる。図７Ａ及び図７Ｂに示す制動状態においては、第２，第４，第５の双方向スイッチングデバイスＱ２，Ｑ４．Ｑ５がスイッチングモードのオン状態であり、第１，第３，第６の双方向スイッチングデバイスＱ１，Ｑ３．Ｑ６がダイオードモードである。この状態において、誘導負荷であるモータからの電流が図７Ｂに示す矢印の方向に流れている（環流電流モード）。
【００４９】
一方、単相交流電源１００からの単相交流の電圧が負の領域のときにおける、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）のＰＷＭ制御では、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の第２のゲート端子Ｇ２がオン状態であり、第１のゲート端子Ｇ１がＰＷＭ制御される。
【００５０】
上記のように、実施の形態１の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の第１及び第２のゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）が制御されることにより、単相交流から所定の周波数を有する三相交流へ、直流ステージを経ることなく直接的に変換することが可能となる。
なお、実施の形態１においては、双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）として図２に示したＧａＮ横型双方向スイッチトランジスタを用いた例で説明したが、同様の機能を有する他のデバイスでも対応することが可能である。
【００５１】
例えば、図８Ａに示すに示す双方向スイッチングデバイスを用いることが可能である。このスイッチングデバイスは、ＲＢ−ＩＧＢＴ（Ｒeverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor）を逆方向に並列接続して構成したものである。このＲＢ−ＩＧＢＴを双方向スイッチングデバイスとして用いることにより、主回路を構成する回路電流の素子数を低減化することが可能である。図８Ｂは、このＲＢ−ＩＧＢＴの第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２に対して、電圧を制御したときの当該トランジスタの機能を等価回路で示している。
【００５２】
図８Ｂに示すように、第１のゲート端子Ｇ１と第２のゲート端子Ｇ２の両方のゲート端子に電圧が印加されているオン状態、若しくは両方のゲート端子に電圧が印加されていないオフ状態においては、当該双方向スイッチングデバイスはスイッチングモードとなる。また、一方のゲート端子がオン状態であり、他方のゲート端子がオフ状態のとき、当該双方向スイッチングデバイスはダイオードモードとなる。図８Ａに示す双方向スイッチングデバイスにおいて、第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加され、第２のゲート端子Ｇ２に電圧が印加されていない状態では、端子Ｓ１がアノード側となり、端子Ｓ２がカソード側となる。即ち、このときの双方向スイッチングデバイスは、端子Ｓ１から端子Ｓ２への方向が順方向となるダイオードモードとなる。反対に、第１のゲート端子Ｇ１に電圧が印加されておらず、第２のゲート端子Ｇ２に電圧が印加された状態では、端子Ｓ１がカソード側となり、端子Ｓ２がアノード側となる。即ち、このときの双方向スイッチングデバイスは、端子Ｓ２から端子Ｓ１への方向が順方向となるダイオードモードとなる。
【００５３】
上記のように、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置においては、遮断状態（ＯＦＦ状態）と双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）のスイッチングモード、及び２つの単方向通電のダイオードモードの機能を有する双方向スイッチングデバイスを用いて波形生成部を構成することにより、単相交流電源から所定の周波数を有する三相交流を形成することが可能となる。したがって、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置は、制御の容易性と低損失化を実現した汎用性の高い電力変換装置である。
【００５４】
（実施の形態２）
図９は、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２の電力変換装置は、前述の実施の形態１の電力変換装置における電源位相検出部１０３の具体的な構成の一例を示したものである。実施の形態２の電力変換装置においては、電源位相検出部１０３が単相交流電源１００の電圧位相を検出する電圧位相検出部１０５として構成されている。なお、実施の形態２の電力変換装置において、前述の実施の形態１の電力変換装置における構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、当該構成要素に関する詳細な説明は実施の形態１における説明を適用する。
【００５５】
図９に示すように、単相交流電源１００と三相の負荷１０１との各接続部分には、双方向スイッチングデバイス１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄ，１０２ｅ，１０２ｆが設けられており、６個の双方向スイッチングデバイス１０２ａ〜１０２ｆにより波形生成部１０２が構成されている。実施の形態２の電力変換装置における波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス１０２ａ〜１０２ｆは、前述の実施の形態１において説明した双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）と同じ構成である。実施の形態２の電力変換装置においては、単相交流電源１００と負荷１０１と波形生成部１０２とにより主回路が構成されており、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス１０２ａ〜１０２ｆが波形生成制御部１０４により駆動制御されている。
【００５６】
また、単相交流電源１００には電圧位相検出部１０６が設けられており、この電圧位相検出部１０６により単相交流電源１００の電圧位相が検出されている。電圧位相検出部１０６は、波形生成部１０２における各双方向スイッチングデバイス１０２ａ〜１０２ｆに対するＰＷＭ制御を行う波形生成制御部１０４に対して位相検出信号Ｙを伝送している。ここで、電圧位相検出部１０６からの位相検出信号Ｙが電圧位相情報である。
【００５７】
実施の形態２の電力変換装置の構成は、前述の実施の形態１の電力変換装置の構成と実質的に同じ構成を有している。実施の形態２の電力変換装置においても、波形生成制御部１０４に負荷１０１に関する負荷状態を示す情報（例えば、回転数、モータへの入力電流、モータの相電流、出力トルク、回転子位置、角速度、電圧、電流等）を検出して波形生成制御部１０４に送信するよう構成されている。
【００５８】
以上のように構成された実施の形態２の電力変換装置における動作は、前述の実施の形態１の電力変換装置における動作と実質的に同じである。
実施の形態２の電力変換装置において、単相交流電源１００の単相交流から所定の周波数を有する三相交流を形成して、負荷１０１に三相電力を供給するために、単相交流電源１００の電源電圧の位相を電圧位相検出部１０５において検出して、波形生成部１０２の各双方向スイッチングデバイス１０２ａ〜１０２ｆをＰＷＭ制御し、擬似三相交流を生成している。生成された疑似三相交流が負荷１０１に供給され、負荷１０１が指定された負荷状態、例えば所定の回転数で駆動される。
【００５９】
図９に示すように、実施の形態２の電力変換装置における電圧位相検出部１０６においては、単相交流電源１００の電圧が電源トランス１０６ａに入力されて、電気絶縁と低電圧化が行われる。電源トランス１０６ａから出力された電圧信号は、オペアンプ回路１０６ｂに入力されて、所定電圧（実施の形態２においては接地電圧）と比較され、その比較結果が電圧位相情報である位相検出信号Ｙとして出力される。
【００６０】
電圧位相検出部１０６から出力された位相検出信号Ｙは、波形生成制御部１０４に入力される。波形生成制御部１０４の位相検出信号処理部２１（図１参照）において、位相検出信号Ｙに対して、電源位相検出部１０３における電圧位相検出時に生じるオフセット分、及び構成回路における信号遅れ等を補正して、入力された位相検出信号Ｙのタイミング同期遅れを補正している。
【００６１】
上記のように構成された、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置においては、電圧位相検出部１０６からの位相検出信号Ｙ、指令信号Ｘ等に基づいて双方向スイッチングデバイスの第１及び第２のゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）が駆動制御される。このように駆動制御された実施の形態２の電力変換装置は、単相交流から直流ステージを経ることなく直接的に所定の周波数を有する三相交流（指令信号Ｘに対応した三相交流）へ変換することが可能となる。
【００６２】
（実施の形態３）
図１０は、本発明に係る実施の形態３の電力変換装置の構成を示すブロック図である。実施の形態３において、前述の実施の形態１及び実施の形態２における構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、当該構成要素に関する詳細な説明はそれぞれの実施の形態における説明を適用する。
【００６３】
実施の形態３の電力変換装置において、前述の実施の形態２の電力変換装置と異なる点は、単相交流電源１００の電圧位相を検出する電圧位相検出部１０５が、単相交流電源１００の電流位相を検出する電流位相検出部１０７に代わった点である。
【００６４】
図１０に示すように、実施の形態３の電力変換装置においては、単相交流電源１００と三相の負荷１０１と波形生成部１０２とにより主回路が構成されており、波形生成部１０２が波形生成制御部１０４により駆動制御されている。したがって、電流位相検出部１０７以外の構成は、実施の形態１及び実施の形態２と実質的に同じである。
【００６５】
実施の形態３の電力変換装置において、単相交流電源１００には電流位相検出部１０７が設けられており、この電流位相検出部１０７により単相交流電源１００の電流位相が検出されている。電流位相検出部１０７は、波形生成部１０２における各双方向スイッチングデバイス１０２ａ〜１０２ｆに対するＰＷＭ制御を行う波形生成制御部１０４に対して位相検出信号Ｙを伝送している。ここで、電流位相検出部１０７からの位相検出信号Ｙが電流位相情報である。
【００６６】
図１０に示すように、実施の形態３の電力変換装置における電流位相検出部１０７においては、単相交流電源１００の電流がＣＴ１０７ａにおいて検出される。検出された電流信号は、オペアンプ回路１０７ｂに入力されて、所定電圧（実施の形態３においては接地電圧）と比較され、その比較結果を示す位相検出信号Ｙが波形生成制御部１０４へ出力される。
【００６７】
電流位相検出部１０７から出力された位相検出信号Ｙに対しては、波形生成制御部１０４の位相検出信号処理部２１（図１参照）において、電源位相検出部１０３における電圧位相検出時に生じるオフセット分、及び構成回路における信号遅れ等を補正して、入力された位相検出信号Ｙのタイミング同期遅れを補正している。
【００６８】
図１０に示すように、実施の形態３の電力変換装置においては電流位相検出部１０７を用いることにより、単相交流電源１００から負荷１０１に供給される電流の連続性が明らかとなる。このため、実施の形態３の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイス１０２ａ〜１０２ｆに電流が流れていないタイミングで波形生成部１０２におけるスイッチングモードとダイオードモードとの切換えが可能となる。この結果、実施の形態３の電力変換装置は、単相から三相へのより信頼性の高い電力直接変換を安易に、且つ高効率で実現することができる。
【００６９】
実施の形態３の電力変換装置においては、単相交流電源１００からの電流位相を検出して、電流波形において電流が正の領域のときと負の領域のときで、双方向スイッチングデバイスの機能動作を逆転するよう構成されている。したがって、実施の形態３の電力変換装置においては、単相交流から、直流ステージを経ることなく直接的に三相交流に変換するダイレクトマトリックスコンバータが構成されており、制御の容易性及び低損失化を実現している。
【００７０】
（実施の形態４）
図１１は、本発明に係る実施の形態４の電力変換装置の構成を示すブロック図である。実施の形態４において、前述の実施の形態１から実施の形態３における構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付し、当該構成要素に関する詳細な説明はそれぞれの実施の形態における説明を適用する。
【００７１】
実施の形態４の電力変換装置において、前述の実施の形態１の電力変換装置と異なる点は、単相交流電源１００の電源位相を検出する電源位相検出部１０３に代わり、検出された電源電圧の位相を示す電圧位相検出信号Ｙ１と、検出された電源電流の位相を示す電流位相検出信号Ｙ２とを出力する電圧・電流位相検出部１０８が設けられている点である。ここで、電圧・電流位相検出部１０８からの電圧位相検出信号Ｙ１が電圧位相情報であり、電流位相検出信号Ｙ２が電流位相情報である。
【００７２】
負荷１０１が抵抗負荷の場合には、負荷力率がほぼ１であり、電圧位相及び電流位相における差がなく、電源位相の検出対象としては電圧又は電流のいずれでも問題はない。但し、抵抗負荷であっても軽負荷の場合には、電圧位相を検出対象とした前述の実施の形態２の電力変換装置の構成が好ましい。これは、負荷が軽い場合には電流値が小さく、この電流の位相を検出対象とすると、ノイズ等により電流検出系において誤動作のおそれがあるためである。電圧位相を検出対象とすると、電圧は一定であるため電圧検出系においては誤動作が少なく、精度の高い検出が可能である。
【００７３】
また、抵抗負荷であっても重負荷の場合には、電流位相を検出対象とした前述の実施の形態３の電力変換装置の構成が好ましい。これは、負荷が重い場合には電流値が大きく、電流検出系の分解能が十分に確保できるためである。
【００７４】
一方、負荷１０１が大容量の誘導負荷の場合、例えば大型の誘導電動機の場合には、電圧位相と電流位相とは大きなずれが生じている。
【００７５】
図１２は、単相交流電源１００から入力される電圧波形Ｖと電流波形Ｉの一例を示す波形図である。図１２に示すように、電流位相は電圧位相に較べて遅れている。したがって、例えば、電圧波形Ｖにおいてゼロレベルと交差するゼロクロス点Ｖ０と電流波形Ｉのゼロレベルと交差するゼロクロス点Ｉ０の期間では、電圧が正領域、電流が負領域となり、電圧と電流が異なる領域となっている。この結果、電圧波形Ｖのゼロクロス点Ｖ０において、双方向スイッチングデバイスを、前述の図５Ａ及び図５Ｂに示したように、スイッチング動作させた場合には、ある期間において電源が短絡し、過大サージ電圧が発生するおそれがある。
【００７６】
この問題を解決するために、実施の形態４の電力変換装置においては、電圧及び電流が異なる領域（正領域又は負領域）となる期間においては、波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイスを後述するゼロベクトル電流モードとなるように駆動制御している。ゼロベクトル電流モードとは、電源電圧がゼロクロス点を超えてから電源電流がゼロクロス点を超えるまでの期間においては、それまで流れていたモータ電流が引き続き回路に流れるため、そのときのモータ電流をモータ側へ返すよう双方向スイッチングデバイスを駆動制御する環流モードである。ゼロベクトル電流モードにおける具体的な動作の一例は以下の通りである。
【００７７】
図１３Ａは、ゼロベクトル電流モードにおける双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の各ゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）に対する電圧の印加状態（オン・オフ状態）と、そのときの各双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）の動作状態を示している。図１３Ｂは、図１３Ａに示す動作状態における波形生成部１０２の双方向スイッチングデバイス（Ｑ１〜Ｑ６）における電流の流れを示している。
【００７８】
図１３Ａ及び図１３Ｂに示す状態においては、第１，第３，第５の双方向スイッチングデバイスＱ１，Ｑ３，Ｑ５がダイオードモードであり、第２，第４，第６の双方向スイッチングデバイスＱ２，Ｑ４，Ｑ６がスイッチングモードのオン状態である。この状態において、誘導負荷であるモータからの電流は、図１３Ｂに示す矢印の方向に流れ、モータに環流している（ゼロベクトル電流モード）。
【００７９】
このように、実施の形態４の電力変換装置においては、電圧及び電流が異なる領域（正領域又は負領域）となる期間（例えば、図１２におけるＶ０−Ｉ０期間、Ｖ１−Ｉ１期間、Ｖ２−Ｉ２期間）においては、直前のモータから流れた電流がモータへ環流するゼロベクトル電流モードで双方向スイッチングデバイスが駆動制御されている。そして、電圧及び電流が同じ領域（正領域又は負領域）となる期間、即ち、図１２に示す電圧波形Ｖと電流波形Ｉにおいては、Ｉ０−Ｖ１期間、Ｉ１−Ｖ２期間においては、通常のＰＷＭ制御が行われる。
【００８０】
したがって、実施の形態４の電力変換装置においては、単相交流電源１００の電圧及び電流の各位相を検出するために電圧・電流位相検出部１０８を設けて、電圧・電流位相検出部１０８から電圧位相検出信号Ｙ１及び電流位相検出信号Ｙ２を波形生成制御部１０４に出力するよう構成されている。電圧位相検出信号Ｙ１及び電流位相検出信号Ｙ２が入力された波形生成制御部１０４は、上記の所定期間において、ＰＷＭ制御とゼロベクトル電流モードとを切り換えて各双方向スイッチングデバイスを駆動制御するよう構成されている。
【００８１】
このように構成された実施の形態４の電力変換装置においては、三相の負荷１０１が大容量の誘導負荷の場合等の電圧位相と電流位相とが大きなずれを生じている場合であっても、単相交流電源１００の単相交流から直流ステージを経ることなく所定の周波数を有する三相電流を信頼性高く生成することができる。
【００８２】
本発明の電力変換装置においては、動作モードとして少なくとも遮断状態（ＯＦＦ状態）、双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）、２つの単方向通電状態（ダイオードモード状態）の機能を有する双方向スイッチングデバイスとして、例えばＧａＮのマルチゲート双方向トランジスタを使用している。図１５及び図１６に示したトランジスタとダイオードとを組み合わせた従来構成の双方向スイッチングデバイスを用いて本発明の電力変換装置を構成することは可能である。しかし、このようなトランジスタとダイオードとを組み合わせた構成では、常にダイオードとトランジスタが直列接続状態で通電されるため、通電ロスが大きく、またそれぞれの素子を組み合わせて構築する必要があるため装置が大型化し、接続手段が多く必要であるなどの問題がある。図２に示したＧａＮのマルチゲート双方向トランジスタ、及び図８Ａに示したＲＢ−ＩＧＢＴを用いた構成においては、トランジスタとダイオードとの組み合わせではなく、トランジスタ単独で構成されているため、上記のような問題は解消されている。
【００８３】
本発明の電力変換装置における波形生成部においては、図４に示したように、単相交流電源と三相負荷との間の接続が３組のハーフブリッジとなるよう構成されている。本発明の電力変換装置は、単相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出部からの位相検出信号Ｙに基づいて、図５Ａ又は図５Ｂに示したようなスイッチング動作を選択的に実行している。したがって、６個の双方向スイッチングデバイスは、単相交流電源の入力波形状態に応じて、例えば単相交流電源からの出力端子間（２本の電源線間）の電圧の大小関係に応じて、駆動制御されるよう構成されている。即ち、本発明の電力変換装置における波形生成制御部においては、電源位相検出部からの電源線間の電圧の大小関係を示す電源位相情報に基づいて波形制御部を駆動制御する。
【００８４】
具体的には、電源線において電圧が低い方の端子にダイオードモードの双方向スイッチングデバイスのアノード側が接続され、電圧が高い方の端子にダイオードモードの双方向スイッチングデバイスのカソード側が接続されるよう、双方向スイッチングデバイスの第１のゲート−第１のソース間にオン信号を印加する。また、単相交流電源１００の電圧位相が反転したときには、丁度回路を裏返した状態となるように、双方向スイッチングデバイスの第２のゲート−第２のソース間にオン信号を印加する。このとき、それぞれ他方のゲート端子に印加する電圧を制御して双方向スイッチングデバイスのオン・オフ動作を行うことにより、本発明の電力変換装置において三相負荷のためのＰＷＭ制御が実現されている。
【００８５】
なお、前述の各実施の形態においては、負荷が三相である場合について説明したが、本発明は負荷が三相に限定されるものではなく、単相交流電源の電源線と多相交流負荷への出力線とを双方向スイッチングデバイスにより接続するという同様の技術的特徴を適用することにより、単相交流電源から直流ステージを経ることなく多相交流を生成することが可能である。
【００８６】
電動機負荷をはじめインダクタンス成分を持つ負荷を用いた場合には、その負荷のインダクタンス成分による回生エネルギーを何らかの方法で処理することが必要である。通常、この回生エネルギー処理は、各トランジスタに並列に設けられたフライホイールダイオードを介して、電源回路若しくは大容量の平滑コンデンサに回生されるのが一般的である。本発明の電力変換装置においては、双方向スイッチングデバイスを用いることにより、スイッチングモード又はダイオードモードを形成することが可能であるため、双方向スイッチングデバイスが状況に応じてフライホイールダイオードとしての機能を持つものである。このため、本発明においては、インダクタンス成分を持つ負荷を用いた場合に生じる回生エネルギーを電源回路に回生することが可能な構成となる。
【００８７】
上記のように、本発明の電力変換装置における波形生成部の動作モードとして、少なくとも遮断状態（ＯＦＦ状態）、双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）、２つの単方向通電状態の各機能を示す双方向スイッチングデバイスを用いることにより、単相交流電源の位相情報に基づいた回生エネルギー処理のためのフライホイールダイオードを構成することが可能となり、信頼性の高い電力変換回路を安易に、且つ高効率で実現することができる。
【００８８】
本発明の電力変換装置においては、実施の形態３において説明したように、単相交流電源の位相を検出するために電圧位相検出手段の代わりに電流位相検出手段を設けることにより、電源から負荷に供給される電流の連続性が明らかとなり、電流が流れていないタイミングでの双方向スイッチングデバイスのモード切換えが可能となる。このため、本発明に係る電力変換装置は、単相交流から多相交流へのより信頼性の高い電力変換回路を安易に、且つ高効率で実現することができる。
【００８９】
また、本発明の電力変換装置においては、実施の形態４において説明したように単相交流電源の位相を検出するために電圧位相検出手段と電流位相検出手段を合わせた機能を有する電圧・電流位相検出手段を設けることにより、負荷が大容量の誘導負荷の場合であっても、所定の周波数を有する多相電流を信頼性高く生成することができる。
【００９０】
本発明の電力変換装置においては、遮断状態（ＯＦＦ状態）と双方向通電状態（双方向ＯＮ状態）のスイッチングモード、及び２つの単方向通電のダイオードモードの機能を有する双方向スイッチングデバイスを用いて波形生成部を構成することにより、単相交流から所定の周波数を有する多相交流を形成することが可能となり、制御の容易性と低損失化を実現している。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
本発明の電力変換装置は、単相交流から多相交流への電力変換において直流ステージを経ることなく容易に、且つ高効率に変換することができる信頼性の高い電源装置として有用であり、例えば空気調和機、ヒートポンプ式給湯機、冷蔵庫等の比較的大電力の多相電動機を有する各種の家庭用電気機器における電源装置として汎用性高く適用できる。
【符号の説明】
【００９２】
２０  スイッチ駆動制御部
２１  位相検出信号処理部
２２  ＰＷＭ制御部
１００  単相交流電源
１０１  負荷
１０２  波形生成部
１０３  電源位相検出部
１０４  波形生成制御部
１０５  回転数検出部
１０６  電圧位相検出部
１０７  電流位相検出部
１０８  電圧・電流位相検出部
【図１】
0005438004.tif 000002
【図２】
0005438004.tif 000003
【図３】
0005438004.tif 000004
【図４】
0005438004.tif 000005
【図５Ａ】
0005438004.tif 000006
【図５Ｂ】
0005438004.tif 000007
【図６Ａ】
0005438004.tif 000008
【図６Ｂ】
0005438004.tif 000009
【図７Ａ】
0005438004.tif 000010
【図７Ｂ】
0005438004.tif 000011
【図８Ａ】
0005438004.tif 000012
【図８Ｂ】
0005438004.tif 000013
【図９】
0005438004.tif 000014
【図１０】
0005438004.tif 000015
【図１１】
0005438004.tif 000016
【図１２】
0005438004.tif 000017
【図１３Ａ】
0005438004.tif 000018
【図１３Ｂ】
0005438004.tif 000019
【図１４】
0005438004.tif 000020
【図１５】
0005438004.tif 000021
【図１６】
0005438004.tif 000022
【図１７】
0005438004.tif 000023