(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、
前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差が零となるように制御する交直変換器電流制御手段と、
前記交直変換器電流制御手段の出力に応じて前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段とで構成され、
前記交直変換器及び前記受動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、
前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、
を具備したことを特徴とする高精度電源。
【請求項２】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記受動フィルタ回路に対して電気的に並列に接続され、前記受動フィルタ回路が吸収できない電流リプルを、制御信号に応じて能動的にインピーダンスを可変にすることで電流リプルを吸収する能動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、
前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差を求める減算器及び前記減算器の出力が零となるように制御する電流制御器を有する能動フィルタ電流制御手段と、
前記能動フィルタ電流制御手段の減算器の出力を入力し、前記交直変換器から前記負荷に流れる電流を概略等しく制御するための交直変換器電流制御手段と、
前記交直変換器電流制御手段の出力に応じて、前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段と、
前記能動フィルタ電流制御手段の出力に応じて前記能動フィルタ回路のインピーダンスを決定するインピーダンス決定手段とで構成され、
前記交直変換器、前記受動フィルタ回路、前記能動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記能動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、
前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記能動フィルタ電流制御手段に有する減算器の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、
を具備したことを特徴とする高精度電源。
【請求項３】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記受動フィルタ回路に対して電気的に並列に接続され、前記受動フィルタ回路が吸収できない電流リプルを、制御信号に応じて能動的にインピーダンスを可変にすることで電流リプルを吸収する能動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、
前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差を求める減算器及び前記減算器の出力が零となるように制御する電流制御器を有する能動フィルタ電流制御手段と、
前記能動フィルタ電流制御手段の減算器の出力を入力し、前記減算器の出力が零となるように制御する電流制御器と、前記電流パターン指令生成手段からの電流パターン指令値を入力し、フィ−ドフォワード量を演算するフィ−ドフォワード演算器と、前記電流制御器の出力と前記フィ−ドフォワード演算器の出力を入力し両者の加算を行う加算器を備え、前記交直変換器から前記負荷に流れる電流を概略等しく制御するための交直変換器電流制御手段と、
前記交直変換器電流制御手段の出力に応じて、前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段と、
前記能動フィルタ電流制御手段の出力に応じて前記能動フィルタ回路のインピーダンスを決定するインピーダンス決定手段とで構成され、
前記交直変換器、前記受動フィルタ回路、前記能動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記能動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、
前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記能動フィルタ電流制御手段に有する減算器の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、
を具備したことを特徴とする高精度電源。
【請求項４】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷に対して電圧を印加する際の負荷電圧パターン指令値を生成する電圧パターン指令生成手段と、
前記電圧パターン指令値と前記負荷に印加される電圧との偏差が零となるように制御する負荷電圧制御手段と、
前記負荷電圧制御手段の出力に応じて前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段とで構成され、
前記交直変換器及び前記受動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記受動フィルタ回路と前記負荷との間であって、それぞれ電気的に接続する正側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間、並びに負側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間においてそれぞれ前記負荷に印加される電圧を検出する正側負荷電圧検出手段及び負側負荷電圧検出手段と、
前記正側負荷電圧検出手段及び前記負側負荷電圧検出手段の出力信号を加算平均し、この加算平均した結果を前記負荷電圧制御手段の入力であって前記負荷に印加される電圧とする電圧加算演算手段と、
を具備したことを特徴とする高精度電源。
【請求項５】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、
前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差が零となるように制御する交直変換器電流制御手段と、
前記交直変換器電流制御手段の出力を電圧パターン指令値とし、これと負荷に印加される電圧との偏差が零となるように制御する負荷電圧制御手段と、
前記負荷電圧制御手段の出力に応じて前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段とで構成され、
前記交直変換器及び前記受動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記受動フィルタ回路と前記負荷との間であって、それぞれ電気的に接続する正側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間、並びに負側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間においてそれぞれ前記負荷に印加される電圧を検出する正側負荷電圧検出手段及び負側負荷電圧検出手段と、
前記正側負荷電圧検出手段及び前記負側負荷電圧検出手段の出力信号を加算演算し、この加算演算した結果を前記負荷電圧制御手段の入力であって前記負荷に印加される電圧とする電圧加算演算手段と、
前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、
前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段とを具備し、
前記交直変換器電流制御手段の出力と前記電圧加算演算手段の出力との偏差を前記点弧タイミング決定手段の入力とすることを特徴とする高精度電源。
【請求項６】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記受動フィルタ回路に対して電気的に並列に接続され、前記受動フィルタ回路が吸収できない電流リプルを、制御信号に応じて能動的にインピーダンスを可変にすることで電流リプルを吸収する能動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、
前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差を求める減算器及び前記減算器の出力が零となるように制御する電流制御器を有する能動フィルタ電流制御手段と、
前記能動フィルタ電流制御手段の出力に応じて前記能動フィルタ回路のインピーダンスを決定するインピーダンス決定手段と
前記能動フィルタ電流制御手段の減算器の出力を入力し、前記交直変換器から前記負荷に流れる電流を概略等しく制御するための交直変換器電流制御手段と、
電圧パターン指令値と前記負荷に印加される電圧との偏差が零となるように制御する負荷電圧制御手段と、
前記負荷電圧制御手段の出力に応じて、前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段と
で構成され、前記交直変換器、前記受動フィルタ回路、前記能動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記能動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、
前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記能動フィルタ電流制御手段の入力信号とする負荷電流平均演算手段と、
前記能動フィルタ回路と前記負荷との間であって、それぞれ電気的に接続する正側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間、並びに負側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間においてそれぞれ前記負荷に印加される電圧を検出する正側負荷電圧検出手段及び負側負荷電圧検出手段と、
前記正側負荷電圧検出手段及び前記負側負荷電圧検出手段の出力信号を加算演算する電圧加算演算手段と、を設け、
前記電圧加算演算手段の出力を、前記負荷電圧制御手段の入力信号である、前記負荷に印加される電圧の代りとし、前記交直変換器電流制御手段の出力を、前記負荷電圧制御手段の入力信号である、前記電圧パターン指令値の代りとすることを特徴とする高精度電源。
【請求項７】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、
前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差が零となるように制御する交直変換器電流制御手段と、
前記交直変換器電流制御手段の出力に応じて前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段とで構成され、
前記交直変換器及び前記受動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が同一となるように接続した１台の負荷電流検出手段と、
前記負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、
を具備したことを特徴とする高精度電源。
【請求項８】
スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、
前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、
前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、
前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差が零となるように制御する交直変換器電流制御手段と、
前記交直変換器電流制御手段の出力に応じて前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段とで構成され、
前記交直変換器及び前記受動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、
前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線又は負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が逆となるように接続した２台の負荷電流検出手段と、
前記２台の負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、
を具備したことを特徴とする高精度電源。
【請求項９】
前記負荷電流平均演算手段はアナログ演算器にて構成し、前記交直変換器電流制御手段は前記負荷電流パターン指令生成回路からの電流パターン指令値と前記負荷電流平均演算手段出力信号との偏差を演算する差分演算アナログ演算器、その演算結果を増幅する増幅演算アナログ演算器、その増幅演算結果をデジタル変換するＡ／Ｄ変換器で構成し、その信号をデジタル制御する構成としたことを特徴とする請求項１、２、３、５、６、７、８のいずれか一項記載の高精度電源。
【請求項１０】
前記負荷電流平均演算手段及び前記交直変換器電流制御手段の電流パターン指令値と、前記負荷電流平均演算手段出力信号との偏差を演算するための差分演算アナログ演算器と、その差分演算結果を増幅するための増幅演算アナログ演算器と、その結果をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを、温度制御機能を有する恒温部に格納したことを特徴とする請求項９記載の高精度電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば加速器用の電磁石等に使用される高精度電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、サイリスタやＧＴＯ、ＩＧＢＴといったスイッチング素子で構成され、交流を直流に変換する交直変換器を用いて、加速器に使用される電磁石等にパターン電流を供給する高精度電源においては、電源に許容される電流リプルの精度は１×１０−４〜１×１０−６といったオーダであり、検出信号及び制御信号に重畳する外乱（ノイズ）を、できる限り小さくすることが重要である。
【０００３】
上記高精度電源においては、特許文献１に示されるように、負荷に通電される電流を電流パターン指令値との偏差が零となるように制御するため、例えばホールＣＴ等の負荷電流検出手段を用いて負荷に通電される電流を検出し、交直変換器電流制御手段にてフィードバック制御等により基準電流値に追従するよう制御している。
【０００４】
図１１のようにスイッチング素子を用いた交直変換器２を高精度電源５に適用した場合、負荷電流にはスイッチング素子のスイッチングに伴い発生する高周波ノイズが、負荷２１や電源５の出力が負荷２１に供給されるまでのケーブル（接続線）３１等に存在するストレキャパシタンスを介して接地ラインや中性点にコモンモードノイズ電流として流れる。
【０００５】
ここで、図１１において存在するストレキャパシタンスとしては、次のようなものがある。すなわち、単相交流系統１と交直変換器２との間にある変圧器３０と接地ラインとの間に発生するストレキャパシタンスＣ30、交直変換器２と接地ラインとの間に発生するストレキャパシタンスＣ2、負荷２１と接地ラインとの間に発生するストレキャパシタンスＣ21、電源５と負荷２１を接続するケーブル（接続線）３１と接地ラインとの間に発生するストレキャパシタンスＣ31等である。
【０００６】
このように図１１に存在するストレキャパシタンスを介して接地ラインや中性点にコモンモードノイズ電流として流れるため、負荷電流検出手段によって検出された負荷電流検出信号にはノイズ電流が重畳しており、ローパスフィルタ等により十分に減衰させて、交直変換器電流制御手段に入力する必要がある。
【０００７】
ここで、コモンモードノイズ電流発生のメカニズムを、図１１の回路図及び図１２の等価回路図を用いて説明する。実際の回路では、コモンモードノイズは分布定数回路として表現されるが、簡便のため集中定数を用いて説明する。高精度電源５の交直変換器２では、正側、負側の直流電圧源Ｖ０にコモンモードノイズ源である交流電圧源Ｖｒが重ね合わせられた回路となる。それぞれのコモンモードノイズは交直変換器２が、正側、負側共に対称接続されているため、中性点又は接地レベルに対して振幅、位相共に等しい。高精度電源５を負荷２１及び出力のケーブル３１まで含めて線対称に構成した場合、コモンモードノイズに起因する電圧は、正側、負側がそれぞれ相殺され、負荷両端には現れない。
【０００８】
一方、図１０に示すように、高精度電源５と負荷２１までの電路と接地ラインの間に、前述したようにストレキャパシタンスＣ30、Ｃ2、Ｃ31、Ｃ21があり、正側、負側共に同じ振幅、位相のコモンモードノイズ電圧Ｖｒ’が対接地または、中性点に対して印加されるため、同じ振幅、位相のコモンモードノイズ電流が前記ストレキャパシタンスに流れる。
【０００９】
ここで、負荷２１に流れる電流をＩ０，正側、負側のコモンモードノイズ電流をＩｒとすると、高精度電源５の出力部に流れる電流は以下のとおりとなる。
【００１０】
正側：  Ｉ０  ＋Ｉｒ  
負側：  Ｉ０  −Ｉｒ
また、負荷端での直流電圧分Ｖ０’、コモンモードノイズ電圧をＶｒ’とすると、接地ライン又は中性点から正側の電圧及び、負側から接地又は中性点の電圧は以下のとおりとなる。
【００１１】
正側：  Ｖ０’  ＋  Ｖｒ’
負側：  Ｖ０’  −  Ｖｒ’
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００３−７０２４１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
前述のコモンモードノイズ電流はスイッチング素子のスイッチング動作に伴う転流サージ等により発生し、周波数は数ｋＨｚ〜数ＭＨｚであり、電源の制御応答周波数と比較して周波数が高く、制御信号にとっては不要な信号となる。このため、負荷２１やケーブル３１のストレキャパシタンスＣ21、Ｃ31をできる限り小さくし、コモンモードノイズ電流を小さくすることが重要となる。
【００１４】
しかし、負荷２１やケーブル３１の制約等から、ストレキャパシタンスＣ21、Ｃ31を低減することは困難であることが多く、コモンモードノイズ電流を低減することが困難である。
【００１５】
従って、前述の通り負荷電流検出手段によって検出された、負荷電流検出信号には負荷電流にコモンモードノイズ電流が重畳した信号となり、本信号を制御信号として使用する場合の外乱となる。このため、負荷電流検出信号にローパスフィルタを挿入し、重畳したノイズ信号を除去する方法が用いられるが、ローパスフィルタのカットオフ周波数を低くし、ノイズ信号分を十分に除去しようとすると、応答速度が低下し電流パターンへの追従性の悪化を招くこととなるため、カットオフ周波数を低くすることが困難であるといった問題が生じていた。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、交直変換器電流制御手段の入力信号に重畳するコモンモードノイズ電流成分である外乱の影響を低減することができ、高精度で負荷に通電される電流を制御することが可能となる高精度電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記目的を達成するため、請求項１に対応する発明は、スイッチング素子を用いて、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する交直変換器と、前記交直変換器よりの電流リプルを吸収するためのものであって、受動素子で構成される受動フィルタ回路と、前記交直変換器から前記負荷へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段と、前記電流パターン指令値と前記負荷に流れる電流との偏差が零となるように制御する交直変換器電流制御手段と、前記交直変換器電流制御手段の出力に応じて前記交直変換器のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段とで構成され、前記交直変換器及び前記受動フィルタ回路は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている高精度電源において、前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、を具備した高精度電源である。
【００１８】
前記目的を達成するため、請求項２に対応する発明は、従来の高精度電源において、前記能動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記能動フィルタ電流制御手段に有する減算器の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、を具備した高精度電源である。
【００１９】
前記目的を達成するため、請求項３に対応する発明は、従来の高精度電源において、前記能動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記能動フィルタ電流制御手段に有する減算器の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、を具備した高精度電源である。
【００２０】
前記目的を達成するため、請求項４に対応する発明は、従来の高精度電源において、前記受動フィルタ回路と前記負荷との間であって、それぞれ電気的に接続する正側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間、並びに負側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間においてそれぞれ前記負荷に印加される電圧を検出する正側負荷電圧検出手段及び負側負荷電圧検出手段と、前記正側負荷電圧検出手段及び前記負側負荷電圧検出手段の出力信号を加算平均し、この加算平均した結果を前記負荷電圧制御手段の入力であって前記負荷に印加される電圧とする電圧加算演算手段と、を具備した高精度電源である。
【００２１】
前記目的を達成するため、請求項５に対応する発明は、従来の高精度電源において、前記受動フィルタ回路と前記負荷との間であって、それぞれ電気的に接続する正側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間、並びに負側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間においてそれぞれ前記負荷に印加される電圧を検出する正側負荷電圧検出手段及び負側負荷電圧検出手段と、前記正側負荷電圧検出手段及び前記負側負荷電圧検出手段の出力信号を加算演算し、この加算演算した結果を前記負荷電圧制御手段の入力であって前記負荷に印加される電圧とする電圧加算演算手段と、前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段とを具備し、前記交直変換器電流制御手段の出力と前記電圧加算演算手段の出力との偏差を前記点弧タイミング決定手段の入力とする高精度電源である。
【００２２】
前記目的を達成するため、請求項６に対応する発明は、従来の高精度電源において、前記能動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ前記負荷に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段及び負側負荷電流検出手段と、前記正側負荷電流検出手段及び前記負側負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記能動フィルタ電流制御手段の入力信号とする負荷電流平均演算手段と、前記能動フィルタ回路と前記負荷との間であって、それぞれ電気的に接続する正側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間、並びに負側接続線と前記交直変換器の接地レベル又は前記交直変換器の中性点の間においてそれぞれ前記負荷に印加される電圧を検出する正側負荷電圧検出手段及び負側負荷電圧検出手段と、前記正側負荷電圧検出手段及び前記負側負荷電圧検出手段の出力信号を加算演算する電圧加算演算手段と、を設け、前記電圧加算演算手段の出力を、前記負荷電圧制御手段の入力信号である、前記負荷に印加される電圧の代りとし、前記交直変換器電流制御手段の出力を、前記負荷電圧制御手段の入力信号である、前記電圧パターン指令値の代りとする高精度電源である。
【００２３】
前記目的を達成するため、請求項７に対応する発明は、従来の高精度電源において、前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が同一となるように接続した１台の負荷電流検出手段と、前記負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、を具備した高精度電源である。
【００２４】
前記目的を達成するため、請求項８に対応する発明は、従来の高精度電源において、前記受動フィルタ回路と前記負荷との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線又は負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が逆となるように接続した２台の負荷電流検出手段と、前記２台の負荷電流検出手段の出力信号の平均を演算し、この演算平均を前記交直変換器電流制御手段の入力であって前記負荷に流れる電流とする負荷電流平均演算手段と、を具備した高精度電源である。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、交直変換器電流制御手段の入力信号に重畳するコモンモードノイズ電流成分である外乱の影響を低減することができ、高精度で負荷に通電される電流を制御することが可能となる高精度電源を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の高精度電源に係る第１の実施形態を示す概略構成図。
【図２】本発明の高精度電源に係る第２の実施形態を示す概略構成図。
【図３】本発明の高精度電源に係る第３の実施形態を示す概略構成図。
【図４】本発明の高精度電源に係る第４の実施形態を示す概略構成図。
【図５】本発明の高精度電源に係る第５の実施形態を示す概略構成図。
【図６】本発明の高精度電源に係る第６の実施形態を示す概略構成図。
【図７】本発明の高精度電源に係る第７の実施形態を示す概略構成図。
【図８】本発明の高精度電源に係る第８の実施形態を示す概略構成図。
【図９】本発明の高精度電源に係る第９の実施形態を示す概略構成図。
【図１０】本発明の高精度電源に係る第１０の実施形態を示す概略構成図。
【図１１】従来の高精度電源における問題点を説明するための回路図。
【図１２】図１１の等価回路を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００２８】
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図である。本発明の高精度電源の前提は、例えばＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードからなるスイッチング素子を用いて、単相交流系統１又は単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して負荷２１例えば加速器の電磁石に供給する交直変換器２と、交直変換器２の後段に交直変換器２よりのスイッチング素子によるサージ電流や、整流による脈動に伴う電流リプルを吸収するためのものであって、リアクトル、コンデンサ、抵抗からなる受動素子で構成される受動フィルタ回路３と、交直変換器２から負荷２１へ通電する際の電流パターン指令値を生成する電流パターン指令生成手段例えば電流パターン指令生成回路１２と、前記電流パターン指令値と負荷２１に流れる電流との偏差が零となるように制御する減算器１３１と、減算器１３１の出力を入力して電流制御信号を出力する電流制御器１３２からなる交直変換器電流制御手段（出力電流制御手段）１３と、交直変換器電流制御手段１３の出力に応じて交直変換器２のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段１４とで構成され、交直変換器２及び受動フィルタ回路３は、これらを構成している、正側構成部分と負側構成部分が線対称に構成されている。
【００２９】
ここで、正側構成部分は、交直変換器２の正側の回路と、受動フィルタ回路３の正側の回路のことであり、交直変換器２の正側の回路及び負側の回路の接続点と、受動フィルタ回路３の正側の回路及び負側の回路の接続点と、図１の中性点Ｏ（又は接地レベル）とを結ぶ線と、交直変換器２の正側端子と受動フィルタ回路３の正側端子と高精度電源の正側端子Ｐを結ぶ線で囲まれる範囲のことである。同様に、負側構成部分は、交直変換器２の負側の回路と、受動フィルタ回路３の負側の回路のことであり、交直変換器２の負側の回路及び負側の回路の接続点と、受動フィルタ回路３の正側の回路及び負側の回路の接続点と、図１の中性点Ｏ（又は接地レベル）とを結ぶ線と、交直変換器２の負側端子と受動フィルタ回路３の負側端子と高精度電源の負側端子Ｎを結ぶ線で囲まれる範囲のことである。
【００３０】
本発明の第１の実施形態の高精度電源は、以上のような前提において、受動フィルタ回路３と負荷２１との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ負荷２１に流れる電流を検出する例えばホールＣＴのごとき正側負荷電流検出手段４ａ及び例えばホールＣＴのごとき負側負荷電流検出手段４ｂと、正側負荷電流検出手段４ａ及び負側負荷電流検出手段４ｂの出力信号の平均を演算し、これを交直変換器電流制御手段１３の入力信号とするする負荷電流平均演算手段（出力電流平均演算手段）１１とを具備したものである。
【００３１】
なお、交直変換器２は、図１に示す自励式電流形変換器或いは、図示しないサイリスタを用いた他励式変換器、自励式電圧型変換器のいずれであってもよい。
【００３２】
このような構成の高精度電源５にあっては、以下の作用効果が得られる。負荷２１に通電される電流を所望の値とするには、負荷電流を負荷電流検出手段４ａ、４ｂで検出し、負荷電流パターン指令生成回路１２の出力との偏差が零となるように交直変換器電流制御手段１３により制御され、その出力である操作量に応じて点弧タイミング決定手段１４により決定されたタイミングで交直変換器２のスイッチング素子を点弧することで実現される。
【００３３】
前述した高精度電源５において、交直変換器２及び受動フィルタ回路３は、各々正側の回路、負側の回路が対称となるよう構成してある。この対称性がないと、交直変換器２より発生したコモンモードノイズ電流が、ノーマルモードノイズ電流となって負荷２１に流出してしまうためである。
【００３４】
本発明の第１の実施形態では、負荷２１に通電される電流を、負荷電流検出手段４ａ、４ｂを正側、負側それぞれに設け検出している。ここで、正側、負側の負荷電流検出手段４ａ、４ｂは通常電流が流れる方向を正として取り付けている。また、それぞれの負荷電流検出手段４ａ、４ｂの特性はできる限り等しくすることが望ましい。
【００３５】
負荷電流検出手段４ａ、４ｂにより検出された信号３１ａ，３１ｂは、出力電流平均演算手段１１により、平均演算される。ここで、負荷電流検出手段４ａ、４ｂでは、図１１で説明したように、直流分Ｉ０（本来負荷に通電する電流）に、コモンモードノイズ電流Ｉｒが重畳した電流が流れる。高精度電源は、正側の回路及び負側の回路が対称に構成されているため、負荷電流検出手段４ａ、４ｂにそれぞれ重畳するコモンモードノイズ電流は、位相、振幅ともにほぼ等しい。従って、負荷電流検出手段４ａ、４ｂにより検出される信号３１ａ、３１ｂは以下のとおりとなる。
【００３６】
検出信号３１ａ：  Ｉ０  ＋  Ｉｒ
検出信号３１ｂ：  Ｉ０  −  Ｉｒ
負荷電流平均演算手段１１により、平均演算した結果はＩ０となり、交直変換器電流制御手段１３の入力信号に重畳するコモンモードノイズ電流成分が取り除かれた結果となる。交直変換器電流制御手段１３に対して外乱となる信号をローパスフィルタ等を挿入することなく除去することができるため、応答速度の低下による、電流パターン指令値への追従性の悪化を招くことはなく、負荷２１に通電する電流の精度を向上させることができる。
【００３７】
［第２の実施形態］
図２は本発明の第２の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図である。図１と異なる点は、交直変換器２の後段にある受動フィルタ回路３に対して電気的に並列に接続し、受動フィルタ回路３が吸収できない電流リプルを、吸収する能動フィルタ回路６を設け、能動フィルタ回路６は制御信号に応じて能動的にインピーダンスを可変にすることで電流リプルを吸収するものである。
【００３８】
すなわち、能動フィルタ回路６と負荷２１との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれ負荷２１に流れる電流を検出する正側負荷電流検出手段４ａ及び負側負荷電流検出手段４ｂと、正側負荷電流検出手段４ａ及び負側負荷電流検出手段４ｂの出力信号の平均を演算し、この演算平均を、能動フィルタ電流制御手段１５に有する減算器１５１の入力であって負荷２１に流れる電流とする負荷電流平均演算手段１１とを具備したものである。
【００３９】
ここでは、能動フィルタ回路６として、例えば交直変換器２とは別の電源を用いて、電圧リプルと逆相の電圧を印加するとことで、リプル成分をキャンセルするアクティブフィルタであって、能動フィルタ回路６はスイッチング素子と抵抗とを直列接続し、スイッチング素子をオンオフすることで能動フィルタ６のインピーダンスを可変にする方式を用いた例を示している。
【００４０】
そして、図１の負荷電流パターン指令生成回路１２の出力である、電流パターン指令値を能動フィルタ電流制御手段１５に入力し、能動フィルタ電流制御手段１５の出力をインピーダンス決定手段１６に与え、ここで能動フィルタ電流制御手段１５の出力に応じて能動フィルタ回路６のインピーダンスを決定するようになっている。
【００４１】
能動フィルタ電流制御手段１５は、電流パターン指令値と負荷２１に流れる電流との偏差を求める減算器１５１及び減算器１５１の出力が零となるように制御する電流制御器１５２を有している。
【００４２】
さらに、能動フィルタ電流制御手段１５の減算器１５１の出力を入力し、交直変換器２から負荷２１に流れる電流を概略等しく制御するための変換器電流制御手段１３と、交直変換器電流制御手段１３の出力に応じて、交直変換器２のスイッチング素子の点弧タイミングを決定する点弧タイミング決定手段１４を備えている。
【００４３】
第２の実施形態では、交直変換器２の出力電流制御はそれほど高精度である必要はなく、能動フィルタ回路６により最終的に高精度に制御する。
【００４４】
交直変換器２の制御はあらかじめ決められた電流パターンと、負荷電流平均演算手段１１の出力を、能動フィルタ電流制御手段１５の減算器１５１に入力し、ここで得られる偏差で、変換器電流制御手段１３を制御し、この結果を点弧タイミング決定手段１４に入力してスイッチング素子の点弧タイミングを決定するようにしている。
【００４５】
一方、能動フィルタ回路６の制御により負荷電流が高精度で決定されるため、能動フィルタ電流制御手段１５の出力を能動フィルタ回路６のインピーダンス決定手段１６に入力することで高精度電流制御を実現できる。
【００４６】
［第３の実施形態］
図３は本発明の第３の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図であり、図２と異なる点は、概略図２の制御追従性を向上させるようにしたことである。図２の変換器電流制御手段１３を、能動フィルタ電流制御手段１５の減算器１５１の出力を入力し、減算器１５１の出力が零となるように制御する電流制御器１３２と、電流パターン指令生成回路１２からの電流パターン指令値を入力し、フィ−ドフォワード量を演算するフィ−ドフォワード演算器１３３と、電流制御器１３２の出力とフィ−ドフォワード演算器１３３の出力を入力し両者の加算を行う加算器１３４で構成したものである。これ以外の構成は、図２と同一である。
【００４７】
以上述べた第３の実施形態によれば、第２の実施形態の作用効果に加えて、変換器電流制御手段１３はフィ−ドフォワード制御とし、このフィードフォワード制御の出力を点弧タイミング決定手段１４の操作量としているので、制御の追従性が向上する。
【００４８】
［第４の実施形態］
図４は本発明の第４の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図である。図１と異なる点は、交直変換器２の出力である、負荷電流を検出せず、この検出負荷電流に基き交直変換器２の点弧タイミングを点弧タイミング決定手段１４で決定せずに、ここではその代わりに負荷電圧を検出し、この検出電圧に基き交直変換器２を制御するようにしたものである。具体的には、受動フィルタ回路３の出力側と負荷２１との間であって、それぞれ電気的に接続する正側接続線と交直変換器２の接地レベル又は交直変換器２の中性点Ｏの間、並びに負側接続線と交直変換器２の接地レベル又は交直変換器２の中性点の間においてそれぞれ負荷２１に印加される電圧を検出する正側負荷電圧検出手段７ａ及び負側負荷電圧検出手段７ｂを設けたものである。また、正側負荷電圧検出手段７ａ及び負側負荷電圧検出手段７ｂの出力信号３５ａ、３５ｂを加算平均し、この加算平均した結果を後述する負荷電圧制御手段（出力電圧制御手段）１８の入力信号とするする電圧加算演算手段１７を設けたものである。負荷電圧制御手段１８は、電圧加算演算手段１７の出力信号と、負荷電圧パターン指令生成回路２０からの負荷電圧パターン指令値との偏差を求める減算器１８１と、減算器１８１の出力を入力し電圧制御信号を、図１の点弧タイミング決定手段１４に出力する電圧制御器１８２からなるものを設けたものである。
【００４９】
このように構成した第４の実施形態も、前述した第１の実施形態と同様な作用効果が得られる。
【００５０】
［第５の実施形態］
図５は本発明の第５の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図である。図１の構成に、新たに図４と同様に正側負荷電圧検出手段７ａ及び負側負荷電圧検出手段７ｂと、正側負荷電圧検出手段７ａ及び負側負荷電圧検出手段７ｂの出力信号を加算演算し、この加算演算した結果を負荷電圧制御手段１８の入力信号とするする電圧加算演算手段１７と、図１と同一構成の交直変換器電流制御手段１３の出力と電圧加算演算手段１７の出力との偏差を点弧タイミング決定手段１４の入力とするようにしたものである。
【００５１】
一般的に、電流パターンへの追従性を高速化するため、負荷に通電される電流の微分値である、負荷両端電圧を検出し、負荷電圧制御手段１８にて交直変換器電流制御手段１３の出力との偏差を零とするよう電圧制御する方法が用いられる。本信号は、特に電流パターンへの追従性を高速化するための制御信号であり、外乱を除去するため、ローパスフィルタのカットオフ周波数を低くすることなどによる応答性の低下は好ましくない。
【００５２】
第５の実施形態では、電圧検出手段７ａ、７ｂを設け、対接地レベルまたは中性点Ｏ端子から正側、負側から対接地レベルまたは中性点Ｏ端子の電圧をそれぞれ検出している。電圧検出手段によって検出された電圧は、直流分Ｖ０’ （本来負荷に印加される電圧）に、コモンモードノイズ電圧Ｖｒ’が重畳した電圧となる。従って、負荷電圧検出手段７ａ、７ｂにより検出される信号３５ａ、３５ｂは以下のとおりとなる。
【００５３】
検出信号３５ａ：  Ｖ０’  ＋  Ｖｒ’
検出信号３５ｂ：  Ｖ０’  −  Ｖｒ’
出力電圧加算演算手段１７により、加算演算した結果は２Ｖ０’となり、コモンモードノイズ電圧成分が取り除かれた結果となる。これにより、ローパスフィルタ等挿入することなく、外乱となる信号を除去することができるため、電流パターンへの高速応答性を損なうことがなく、電源の精度を向上することができる。また、出力電圧加算演算手段１７の出力信号２Ｖ０’は、負荷両端電圧そのものであるため、本信号を負荷電圧制御手段１８の入力とする。
【００５４】
［第６の実施形態］
図６は本発明の第６の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図である。図５の実施形態に、図２で説明した能動フィルタ回路６を、受動フィルタ回路３に並列接続し、能動フィルタ回路６を制御する能動フィルタ電流制御手段１５を、電流パターン指令生成回路１２及び負荷電流平均演算手段１１とインピーダンス決定手段１６の間に設けたものである。
【００５５】
能動フィルタ電流制御手段１５は、前記電流パターン指令値と負荷に流れる電流との偏差を求める減算器１５１及び減算器１５１の出力が零となるように制御する電流制御器１５２を備えている。
【００５６】
さらに、能動フィルタ電流制御手段１５の減算器１５１の出力を入力し、交直変換器２から負荷２１に流れる電流を概略等しく制御するための交直変換器電流制御手段１３を、負荷電圧制御手段１８の減算器１８１の一方の入力側に備えている。減算器１８１の他方の入力側に、電圧加算演算手段１７の出力を入力するようにした点は、図５と同じである。それ以外の構成は、図５と同一である。
【００５７】
このように第６の実施形態によれば、電圧加算演算手段１７の出力を、負荷電圧制御手段１８の入力信号である、負荷２１に印加される電圧の代りとし、交直変換器電流制御手段１３の出力を、負荷電圧制御手段１８の入力信号である、電圧パターン指令値の代りとすることで、前述した第５の実施形態と同様な作用効果が得られるばかりでなく、能動フィルタ回路６の制御により高精度な電源を得ることができる。
【００５８】
［第７の実施形態］
図７は本発明の第７の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図である。この実施形態は、従来の高精度電源に１台の例えばホールＣＴからなる負荷電流検出手段４ａと負荷電流平均演算手段１１を設けたものである。具体的には、負荷電流検出手段４ａは受動フィルタ回路３と負荷２１との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線及び負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が同一となるように接続したものである。
【００５９】
負荷電流平均演算手段１１は、負荷電流検出手段４ａの出力信号の平均を演算し、この演算平均を交直変換器電流制御手段１３の入力であって負荷２１に流れる電流とするものである。
【００６０】
このように１台の負荷電流検出手段４ａを、正側接続線及び負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が同一となるように接続したことで、図１と同様なコモンモード電流をキャンセルできる効果が得られるばかりでなく、正側負荷電流検出手段４ａのみで済むと言う効果が追加される。
【００６１】
なお、図７は図１の正側負荷電流検出手段４ａを設けず、負側負荷電流検出手段４ｂの一端を、受動フィルタ回路３の正側に接続し、負側負荷電流検出手段４ｂの他端を、高精度電源の正側端子Ｐに接続してもよい。
【００６２】
［第８実施形態］
図８は本発明の第８の実施形態に係わる高精度電源の概略構成図である。この実施形態は、従来の高精度電源に、２台の負荷電流検出手段４ａ、４ｂと、負荷電流平均演算手段１１とを設けたものである。
【００６３】
負荷電流検出手段４ａ、４ｂは、受動フィルタ回路３と負荷２１との間を、それぞれ電気的に接続する正側接続線又は負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が逆となるように接続したものである。
【００６４】
負荷電流平均演算手段１１は、負荷電流検出手段４ａ、４ｂの出力信号の平均を演算し、この演算平均を、交直変換器電流制御手段１３の入力であって、減算器１３１の一方（減算器１３１の他方には負荷電流パターン指令生成回路１２からの電流パターン指令値が入力されている）の入力である負荷２１に流れる電流としたものである。
【００６５】
このように２台の負荷電流検出手段４ａ、４ｂを正側接続線又は負側接続線においてそれぞれに流れる主電流方向が逆となるように接続したので、負荷電流検出手段４ａ、４ｂはコモンモード電流だけを検出できる。通常、ホールＣＴの検出から、コモンモード電流を差し引けば、本来必要とする電流のみを検出できる。
【００６６】
［第９の実施形態］
図９は本発明の第９の実施形態に係わる高精度電源であって、前述の実施形態の出力電流平均演算手段１１及び交直変換器電流制御手段１３の概略構成図を示している。本発明の第９の実施形態では、負荷電流平均演算手段１１をアナログ演算器とし、図９では、オペアンプによる加算回路（ゲイン０．５）を適用している。
【００６７】
また、交直変換器電流制御手段１３は、負荷電流平均演算手段１１の出力信号と、負荷電流パターン指令生成回路１２の出力信号との偏差を差分演算アナログ演算器１３ａにより演算し、その信号を増幅演算アナログ演算器１３ｂにより増幅した後、Ａ／Ｄ変換器１３ｃを用いてデジタル変換する構成としている。図８では、差分演算アナログ演算器１３ａは、オペアンプによる減算回路とし、増幅演算アナログ演算器１３ｂは、オペアンプによる反転増幅器を２段（これに限るものではない）で構成している。
【００６８】
一般的に、デジタルデータの精度はＡ／Ｄ変換器１３ｃの精度（ビット）で決定されている。加速器等の電磁石に通電される電流の精度は１×１０−６のオーダとなるため、Ａ／Ｄ変換器１３ｃに必要なビット数は１７ｂｉｔ以上となり、汎用品の適用が困難となる。
【００６９】
また、Ａ／Ｄ変換器１３ｃ自身の変換精度も問題となるため、負荷電流検出手段４ａ、４ｂよりの検出信号３１ａ、３１ｂを直接デジタルデータに変換するのは現実的ではない。
【００７０】
一方、負荷電流検出手段４ａ、４ｂからの信号をアナログ演算器で構成される負荷電流平均演算手段１１により演算し、そのアナログ信号と電流パターン指令値との偏差を差分演算アナログ演算器１３ａにより演算し、更に増幅演算アナログ演算器１３ｂにより増幅した後、Ａ／Ｄ変換器１３ｃによりデジタル変換すれば、Ａ／Ｄ変換器１３ｃは汎用ビット数のものが適用できるといった利点がある。
【００７１】
［第１０の実施形態］
図１０は本発明の第１０の実施形態に係わる高精度電源であって、前述の実施形態の負荷電流平均演算手段１１及び交直変換器電流制御手段１３の概略構成図を示している。第１０の実施形態では第９の実施形態の負荷電流平均演算手段１１と、交直変換器電流制御手段１３内の差分演算アナログ演算器１３ａ、増幅演算アナログ増幅器１３ｂ、及びＡ／Ｄ変換器１３ｃとを、温度制御機能を有する恒温部１９に格納している。
【００７２】
一般的にアナログ演算器及びＡ／Ｄ変換器は周囲温度の影響により特性が変化する。本発明の対象となる高精度電源に要求されるオーダは１×１０−４〜１×１０−６であり、温度ドリフトによる影響が無視できない。このため図９に示す該当部分を、温度制御機能を有する恒温部１９に格納し、温度ドリフトの影響を最小化することで高精度を実現できる。
【符号の説明】
【００７３】
１…単相交流系統、２…交直変換器、３…受動フィルタ回路、４ａ…正側負荷電流検出手段、４ｂ…負側負荷電流検出手段、５…高精度電源、６…能動フィルタ回路、７ａ…正側負荷電圧検出手段、７ｂ…負側負荷電圧検出手段、１１…負荷電流平均演算手段、１２…負荷電流パターン指令生成回路、１３…交直変換器電流制御手段、１３ａ…差分演算アナログ演算器、１３ｂ…増幅演算アナログ演算器、１３ｃ…Ａ／Ｄ変換器、１４…点弧タイミング決定手段、１５…能動フィルタ電流制御手段、１６…インピーダンス決定手段、１７…出力電圧加算演算手段、１８…負荷電圧制御手段、１９…恒温部、２０…負荷電圧パターン指令生成回路、２１…負荷、３０…変圧器、３１…ケーブル、１３１…減算器、１３２…電流制御器、１３３…フィ−ドフォワード演算器、１３４…加算器、１８１…減算器、１８２…電圧制御器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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