(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の端末が同一の周波数を用いて基地局へ同時にデータの送信を行う無線通信システムであって、
前記基地局は、
複数の端末からの信号を受信する受信部と、
前記端末から送信され前記受信部が受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出部と、
前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定部と、
複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生成部と、
前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信部と、
を備え、
前記端末装置は、
前記基地局からの信号を受信する受信部と、
受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信部において受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定部と、
前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定部によって算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信部と、を備え、
前記制御信号生成部は、一の端末について周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間、が予め定められた範囲を超える場合に、前記一の端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末として選択しない、
無線通信システム。
【請求項２】
前記制御信号生成部は、予め定められた端末間の受信レベル差を超えない端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末のグループとしてとして選択する、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
前記制御信号生成部は、同一の周波数を用いて同時に通信を行うグループの端末からの受信電力のずれが、予め定められた許容電力差以下になるように、各端末に送信電力を低減させる電力量を決定し、送信電力の低減量の指定を前記制御信号に含める、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項４】
前記制御信号生成部は、同一の周波数を用いて同時に通信を行うグループの端末からの受信レベル差が、予め定められた最大電力低減量と許容電力差との和を超えない端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末のグループとしてとして選択する、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項５】
前記制御信号生成部は、各端末に対し推定した信号の到来時間を測定し、自装置から信号の送信要求を行った後に生じる遅延時間の計測を行い、各端末から応答信号が自装置へ届くまでの遅延時間が所定の範囲内になるように送信タイミングの指定を行う制御信号を前記制御信号に含めることによって、前記端末の送信タイミングを制御する、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項６】
受信したトレーニング・シンボルから、自装置から端末に対し指定したトレーニング・シンボルの情報により端末に対するチャネル情報を推定するチャネル情報推定手段であって、トレーニング・シンボルがＬ×Ｌの直交符号
【数１】
0005592839.tif 000052
を用いて送信されている場合に、各ストリームに対し推定された周波数ずれから得られる位相回転情報θ１〜θＬ、シンボル間時間ＴＬＤを用いて、
【数２】
0005592839.tif 000053
となるように直交符号に補正を行い、チャネル推定を行うことで、チャネル推定精度を向上するチャネル情報推定手段をさらに備える、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項７】
前記端末装置の前記送信部は、固有のトレーニング・シンボルとして、前記基地局が各端末装置からの信号受信タイミングを知るために用いるトレーニング・シンボルを、他の端末装置と異なる時間で送信する、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項８】
前記端末装置の前記送信部は、固有のトレーニング・シンボルとして、前記基地局が各端末装置からの信号受信タイミングを知るために用いるトレーニング・シンボルを、他の端末装置と異なる時間で送信し、他の端末装置が信号位置推定用のトレーニング・シンボルを送信しているタイミングにおいて、当該他の端末装置が信号位置推定用のトレーニング・シンボルに用いている周波数チャネル以外の周波数チャネルを用いて、チャネル推定用のトレーニング・シンボルを送信する、請求項７に記載の無線通信システム。
【請求項９】
複数の端末が同一の周波数を用いて基地局へ同時にデータの送信を行う無線通信システムが行う無線通信方法であって、
前記基地局が、複数の端末からの信号を受信する受信ステップと、
前記基地局が、前記端末から送信され前記受信ステップにおいて受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出ステップと、
前記基地局が、前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定ステップと、
前記基地局が、複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生ステップと、
前記基地局が、前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信ステップと、
前記端末装置が、前記基地局からの信号を受信する受信ステップと、
前記端末装置が、受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信ステップにおいて受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定ステップと、
前記端末装置が、前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定ステップにおいて算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信ステップと、を有し、
前記制御信号生成ステップにおいて、一の端末について周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間、が予め定められた範囲を超える場合に、前記一の端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末として選択しない、
無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、空間多重を用いて複数の通信相手から同時に無線信号を受信する無線通信システムにおける通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓの物理層伝送速度を実現している（非特許文献１）。
【０００３】
ただし、ここでの伝送速度とは物理レイヤ上での伝送速度である。すなわち、実際にはＭＡＣ（Medium Access Control）レイヤでの伝送効率が５０〜７０％程度であるため、実際のスループットの上限値は３０Ｍｂｐｓ程度である。そのため、情報を必要とする通信相手が増えればこの特性は更に低下する。一方で、有線ＬＡＮ（Local Area Network）の世界では、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）の１００Ｂａｓｅ−Ｔインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたＦＴＴＨ（Fiber to the home）の普及から、１００Ｍｂｐｓの高速回線の提供が普及している。このような普及に応じて、無線の世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。
【０００４】
そのための技術として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおいて、空間多重送信技術としてＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）技術が導入された。さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｃでは、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信方法が検討されている（非特許文献２）。
【０００５】
図１３は、従来のＭＩＭＯ通信を行う無線通信システムの機能構成を示す図である。以下、図１３を参照して従来のＭＩＭＯ通信による上り回線を説明する。図１３において、９は基地局、８−ｋは端末、９−２、８−ｋ−４は送信信号生成部、９−３、８−ｋ−２は無線信号送受信部、９−４−１〜９−４−Ｎ、８−ｋ−１−１〜８−ｋ−１−Ｍｋはアンテナ、９−５、８−ｋ−３は位置検出チャネル推定同期部、９−６、８−ｋ−５は復調部、９−７は復号判定部、を表す。Ｍｋは端末８−ｋのアンテナ数、Ｎは基地局９のアンテナ数である。２次変調として直交波分割多重方式（ＯＦＤＭ）を用い、パケットによる通信を行う場合について説明する。
【０００６】
本システムの処理の流れは以下の通りである。端末８−ｋの送信信号生成部８−ｋ−４が送信信号を生成すると、無線信号送受信部８−ｋ−２が変調、ガードインターバルの付与を行う。さらに、無線信号送受信部８−ｋ−２が、アナログ信号への変換、アップコンバートを行うと、アンテナ８−ｋ−１−１〜８−ｋ−１−Ｍｋのうち少なくとも一つを介して無線信号が送信される。基地局９は、アンテナ９−４−１〜９−４−Ｎのうち少なくとも一つを介して信号を受信する。無線信号送受信部９−３は、受信した信号をダウンコンバートし、デジタル信号へ変換する。次に、位置検出・チャネル推定同期部９−５が信号位置の検出、周波数ずれの補償、チャネル情報の推定を行う。その後、復調部９−６は、信号を復調し、送信されたビットを抽出する。復号判定部９−７は復調されたビット系列の誤り判定を行い正常復号されたか否かを判定する。正常に復号された場合には、復号判定部９−７は、送信信号生成部９−２にその旨を通知する。その場合、送信信号生成部９−２は、正常に復号されたことを通知するＡＣＫ信号を生成する。無線信号送受信部９−３は、ＡＣＫ信号に対し、変調を行い、必要な制御信号を加え、アナログ信号に変換し、アップコンバートする。その後、ＡＣＫ信号は、アンテナ９−４−１〜９−４−Ｎのうち少なくとも一つ以上を介して送信される。下り回線において信号が送信されると、端末８−ｋはアンテナ８−ｋ−１−１〜８−ｋ−１−Ｍｋを介して信号を受信する。無線信号送受信部８−ｋ−２は、受信したＡＣＫ信号をダウンコンバートし、デジタル信号へ変換する。位置検出チャネル推定同期部８−ｋ−３は、信号位置の検出と周波数ずれ補償、チャネル情報の推定を行う。復調部２−ｋ−５は、受信信号を復調し、上り回線通信が正常通信したことを検出する。
【０００７】
上り回線における基地局９における位置検出チャネル推定同期部９−５の動作について、説明する。以下、すべてのアンテナを用いたものとして説明する。ただし、以下に用いるＮおよびＭｋがアンテナ選択された結果用いられたアンテナととらえることもできる。実際の基地局９と端末８−ｋとの間のｊ番目のサブキャリアにおけるアンテナ間のチャネル応答を表すチャネル行列は
【０００８】
【数１】
0005592839.tif 000002
【０００９】
と定義される。ここで、ＯＦＤＭシステムを考えており、サブキャリア数をＦとする。つまり、ｊは１以上Ｆ以下の値である。ｈｋ，ｊ，ｉ，ｌは端末８−ｋのｊ番目のサブキャリアにおける、端末８−ｋのｌ番目のアンテナ８−ｋ−１−ｌから、基地局９のｉ番目のアンテナ９−４−ｉまでの間のチャネル応答を表す。端末８−ｋからの送信信号をｘｋ，ｊとし、ｋ番目の端末８−ｋがＬｋストリームの空間多重を行い、Ｌｋ×１ベクトルのｘｋを用いて送信を行うものとすると、基地局９におけるｊ番目のサブキャリアの受信信号ｙｊは以下のように定義される。
【００１０】
【数２】
0005592839.tif 000003
【００１１】
ここで、Ｗｋ，ｊは端末８−ｋにおけるｊ番目の周波数チャネルに対するＭｋ×Ｌｋ行列の送信ウエイトである。この行列は、Ｗｋ，ｊのＭｋの行ベクトルのうち、Ｌｋの行ベクトルを選択し、列成分の位置が重複しない要素を１とし、それ以外の成分を０として、Ｌｋ本のアンテナを選択するアンテナ選択行列としてもよい。また、固定のウエイトを全サブキャリアに共通に用いてもよい。また、各サブキャリアでチャネル行列に演算を行い、決定することもできる。例えば、数式１の行ベクトルに直交化法を用いて得られる基底ベクトルや、数式１の右特異ベクトルを送信ウエイトとすることができる。また、要素を１とした対角行列とすることもでき、この場合、Ｗｋ，ｊを使わない場合と同様である。ｎｊはＮ×１の雑音ベクトルであり、要素は平均０、分散σ２の複素ガウス分布とみなすことができる。
【００１２】
このような条件で、基地局９は、あらかじめ送信ウエイト込みチャネル行列Ｈｋ，ｊＷｋ，ｊを推定することにより、送信信号ｘ１〜ｘＫを推定できる。ＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）ウエイトを用いて受信を行う場合には、チャネル行列Ｈｋ，ｊを用いて、受信ウエイトは
【００１３】
【数３】
0005592839.tif 000004
【００１４】
として算出できる。受信信号に対してＲｊの複素共役転置を乗算することで、送信信号ｘｋ，ｊが推定できる。
【００１５】
【数４】
0005592839.tif 000005
【００１６】
このようにして、上り回線ＭＩＭＯ通信は、アンテナ数の小さい方の数に比例して伝送容量を高めることができるＭＩＭＯ技術により通信可能となる。このような通信を実現するには、端末８−ｋと基地局９が同期を確立することが不可欠となる。次に、上り回線ＭＩＭＯ通信における同期方法を説明する。
【００１７】
シングルユーザにおける無線ＬＡＮ通信では、通信相手からの信号を検出するためにショート・トレーニング・シンボルが用いられる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａの例で、５２のサブキャリアを用いて通信を行う場合には、このうち１２個のサブキャリアに特定の信号を使い、残りのサブキャリアに信号０、つまり信号を使わず、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）を行うことで得られる、０．８μｓの信号を１０個つなげたものをショート・トレーニング・シンボルとしている。ここで、１２個のサブキャリアに指定する信号をｂ０〜ｂ１１とする。ＲＦ（Radio Frequency）の周波数の低い方から並べると、ＩＤＦＴを行う前のショートプリアンブル信号ｐＳは
【００１８】
【数５】
0005592839.tif 000006
【００１９】
と表せる。ベースバンド信号に落とした時に、直流成分に対応する中心には０が入れられている。この信号にＩＤＦＴを行うことで得られるｓＳ，０〜ｓＳ，６３はｓＳ，０〜ｓＳ，１５を４回繰り返したものとなっているため、以後、ｓＳ，０〜ｓＳ，１５を代表として説明する。
【００２０】
図１１は、ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルからなるＯＦＤＭパケットの概略を示す図である。この０．８μｓの信号（ショート・トレーニング・シンボル１個分）を、１サンプル５０ｎｓとして、１６サンプルからなるショート・トレーニング・シンボルｓＳ，０〜ｓＳ，１５として表現できる。受信側では、このｓ０〜ｓ１５を受信し、相関を畳みこみ演算により相関値を算出し、信号位置を検出することができる。さらに、ショート・トレーニング・シンボルｓＳ，０〜ｓＳ，１５は１０個連続して送信しているため、この受信信号の相関値の変動を観測することで通信相手との周波数ずれを推定することができる。
【００２１】
【数６】
0005592839.tif 000007
【００２２】
ここで、ρｔは時刻ｔにおけるショート・トレーニング・シンボルとの相関値、ｒｌ，ｔは基地局のｌ番目のアンテナにおける時刻ｔの受信信号を表す。受信信号ｙｊが周波数領域の信号だったのに対し、ｒｌ，ｔは時間領域の受信信号に対応する。ショート・トレーニング・シンボルを受信すると、数式６により相関値のピークを０．８μｓごと１０回観測することになる。この受信位置を基に、ＯＦＤＭ信号に離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を行うことによって信号位置を決定できる。また、検出される１０個の相関値のピークにおける時刻をＴ０〜Ｔ９とすると、ρｔ（ｔ＝Ｔ０〜Ｔ９）の位相の変化から、周波数ずれを検出できる。ピークごとに位相がθＳずつ回転している場合には、θＳに対応する大きさだけ基地局と端末間で周波数がずれていることになる。よって、例えば受信信号に対し、以下の数式７のように逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。
【００２３】
【数７】
0005592839.tif 000008
【００２４】
ロング・トレーニング・シンボル部ではさらに位相回転の詳細な推定および、チャネル情報の推定を行うことができる。ロング・トレーニング・シンボルは図１１に示すように、８μｓの２つ分のＯＦＤＭシンボルを束ねた構造のロング・トレーニング・シンボル（１）、または、４μｓのロング・トレーニング・シンボル（２）、またはその両方を用いることができる。
【００２５】
まず、ロング・トレーニング・シンボルを用いた周波数ずれの補償について説明する。ロング・トレーニング・シンボルでは、データサブキャリアに特定の信号を定める。ここで、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのフォーマットに沿い、５２のサブキャリアに用いる信号ｐ０〜ｐ５１を生成する。次に、ｐ０〜ｐ５１に直流成分に０、周波数帯域の端にも０を挿入して得られる６４個の信号にＤＦＴを行い、得られる時間領域の信号ｓＬ，０〜ｓＬ，６３を用いてロング・トレーニング・シンボルを生成する。ＤＦＴ前のロング・トレーニング・シンボルは、ＲＦ周波数における低い周波数サブキャリアから順に
【００２６】
【数８】
0005592839.tif 000009
【００２７】
上記にＩＤＦＴを行うことで、６４の時間領域信号ｓＬ，１〜ｓＬ，６３が得られる。ロング・トレーニング・シンボル（１）は１６０サンプルの時系列の信号で構成され、以下に示す数式９のように表すことができる。
【００２８】
【数９】
0005592839.tif 000010
【００２９】
ロング・トレーニング・シンボル（２）は８０サンプルの時系列の信号で構成され、以下に示す数式１０のように表すことができる。
【００３０】
【数１０】
0005592839.tif 000011
【００３１】
つまり、ロング・トレーニング・シンボルはｓＬ，０〜ｓＬ，６３の少なくとも一部の繰り返し信号になっている。受信側においては、この周期性を利用し、受信信号の位相ずれから、周波数ずれを補償する。ｓＬ１の例においては、ｓＬ，０〜ｓＬ，６３が２回繰り返しているため、ロング・トレーニング・シンボルが受信されるタイミングをＴＬとすると、１回目のｓＬ，０はＴＬ＋３１、２回目のｓＬ，０はＴＬ＋９５で得られることになる。よって、受信信号の自己相関により、
【００３２】
【数１１】
0005592839.tif 000012
【００３３】
を得る。このρＬ，ｌの位相φＬ，ｌが６４サンプルにおける位相回転となる。この値は、アナログデジタル変換機（すなわち、アンテナ）ごとに得られるが、特定の受信装置の値を用いたり、受信レベルの大きい受信装置を選択したり、すべての受信装置で得られるρＬ，ｌを平均化したり、位相φＬ，ｌを平均したりして得られる位相φＬを用いることができる。また、ロング・トレーニング・シンボル（２）ｓＬ２の場合には、ｓＬ，５８〜ｓＬ，６３が２回繰り返している。よって、１回目のｓＬ，５８が測定されるタイミングをＴＬとすると、２回目のｓＬ，５８はＴＬ＋６４で得られることになる。よって、受信信号の自己相関により、
【００３４】
【数１２】
0005592839.tif 000013
【００３５】
このρＬ，ｌの位相θＬ，ｌが６４サンプルにおけるｌ番目の受信装置で得られる位相回転となる。これも同様に、選択したり、平均化したりすることにより、位相φＬを算出することができる。受信信号ｒ’ｌ，ｔはショート・トレーニング・シンボルによる周波数補償を受けたｌ番目のアンテナのタイミングｔにおける受信信号である。ここで得られたθＬにより、周波数ずれを以下のように補償できる。
【００３６】
【数１３】
0005592839.tif 000014
【００３７】
のように逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。
さらに、当該ロング・トレーニング・シンボルにより、チャネル情報を推定できる。ロング・トレーニング・シンボルのｓＬ，０〜ｓＬ，６３に対応する受信信号、ｒ”ｌ，ＴＬ〜ｒ”ｌ，ＴＬ＋６３に対し、ＤＦＴを行い、データサブキャリアに対応する５２の成分をｙｌ，０〜ｙｌ，５１として０〜５１番目のサブキャリアに対応する受信信号が得られる。ｍ番目のロング・トレーニング・シンボルに対応する受信信号にＤＦＴを行って得られたｊ番目のサブキャリアのアンテナ１〜Ｎにおける受信信号ベクトルは
【００３８】
【数１４】
0005592839.tif 000015
【００３９】
と表せる。ａｍ，１〜ａｍ，Ｌｋはロング・トレーニング・シンボルに用いる符号化係数であり、
【００４０】
【数１５】
0005592839.tif 000016
【００４１】
と表せる。ここで、
【００４２】
【数１６】
0005592839.tif 000017
【００４３】
となるように、Ａは決定される。符号化係数行列Ａの役割は、チャネル推定を可能にするパイロット信号を全アンテナから送信し、送信電力を有効に利用することにある。単にチャネル推定を行うのであれば、各アンテナからそれぞれ信号を出す、つまり行列Ａとして、要素１の対角行列を用いることができるが、あるアンテナが送信中に他のアンテナが送信できないため、効率的でなくなる。Ａとしては、ウォルシュ符号を用いることもできるし、ＤＦＴの変換行列を用いることもできる。Ｌｋ個のロング・トレーニング・シンボルの受信信号ベクトルｙ１，ｊ〜ｙＬｋ，ｊを用いて受信信号行列Ｙｊを表すと、以下に示す数式１７のように表すことができる。
【００４４】
【数１７】
0005592839.tif 000018
【００４５】
すなわち、基地局９において、ｐｊ、Ａを予め知っておくことで、Ｈｋ，ｊＷｋ，ｊの推定行列Ｈ’Ｗ，ｋ，ｊは、以下に示す数式１８のように表すことができる。
【００４６】
【数１８】
0005592839.tif 000019
【００４７】
熱雑音が十分に小さければ、  Ｈ’Ｗ，ｋ，ｊ＝Ｈｋ，ｊＷｋ，ｊである。
上記のロング・トレーニング・シンボルの動作を図１２により説明する。図１２は、端末のアンテナ数が２であった場合のトレーニング・シンボルの図である。ロング・トレーニング・シンボルは２つのアンテナから２ＯＦＤＭシンボルにより送信されており、ストリーム１からは、係数ａ１，１およびａ１，２を各サブキャリアの既知信号ｐｊに乗算したうえで、それぞれ送信する。ストリーム２からは、係数ａ２，１およびａ２，２を各サブキャリアの基地信号ｐｊに乗算したうえで、それぞれ送信する。受信時には、ストリーム１のａ１，１が乗算されたＯＦＤＭシンボルと、ストリーム２のａ２，１が乗算されたＯＦＤＭシンボルが同時に受信され（時間１）、ストリーム１のａ１，２が乗算されたＯＦＤＭシンボルと、ストリーム２のａ２，２が乗算されたＯＦＤＭシンボルが同時に受信される（時間２）ことがわかる。よって、ｊ番目のサブキャリアにおいて、時間１に対応する受信信号ベクトルｙ１，ｊとｙ２，ｊから、数式１７から受信信号行列Ｙｊが［ｙ１，ｊｙ２，ｊ］として生成でき、数式１８から２×２のチャネル行列を得ることができる。
【００４８】
このようにして、従来のシングルユーザＭＩＭＯ技術は、同期、チャネル推定を行い、数式３のように受信ウエイトを演算し、数式４のようにデータシンボルの復号を行うことができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００４９】
【非特許文献１】守倉正博  「無線LAN教科書」
【非特許文献２】IEEE, “Proposed specification framework for TGac,” doc.: IEEE 802.11-09/0992r21, Jan. 2011.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００５０】
しかしながら、ＭＵ−ＭＩＭＯ通信の上り回線では、以下のような問題が生じていた。基地局が複数の端末から同一時間同一周波数による送信信号を受信すると、各送信信号の間で周波数ずれや信号到来時間が異なってしまう。また、基地局が同時に受信する信号のレベルに開きがあると、量子化誤差により受信電力の小さい端末の通信品質を著しく低下させてしまう。
上記のように、基地局が複数の端末から同時に受信を行う上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信において、端末ごとの周波数のずれ、到来時間のずれ、受信レベルの差により、通信の品質が低下してしまい、通信を確立することができなくなる等の問題があった。
【００５１】
上記事情に鑑み、本発明は、基地局が複数の端末から同時に受信を行う上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信において、通信の品質の低下を軽減する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００５２】
本発明の一態様は、複数の端末が同一の周波数を用いて基地局へ同時にデータの送信を行う無線通信システムであって、前記基地局は、複数の端末からの信号を受信する受信部と、前記端末から送信され前記受信部が受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出部と、前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定部と、複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信部と、を備え、前記端末装置は、前記基地局からの信号を受信する受信部と、受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信部において受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定部と、前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定部によって算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信部と、を備える。
【００５３】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、予め定められた端末間の受信レベル差を超えない端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末のグループとしてとして選択する。
【００５４】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、同一の周波数を用いて同時に通信を行うグループの端末からの受信電力のずれが、予め定められた許容電力差以下になるように、各端末に送信電力を低減させる電力量を決定し、送信電力の低減量の指定を前記制御信号に含める。
【００５５】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、同一の周波数を用いて同時に通信を行うグループの端末からの受信電力のずれが、予め定められた最大電力低減量と許容電力差との和を超えない端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末のグループとしてとして選択する。
【００５６】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、各端末に対し推定した信号の到来時間を測定し、自装置から信号の送信要求を行った後に生じる遅延時間の計測を行い、各端末から応答信号が自装置へ届くまでの遅延時間が所定の範囲内になるように送信タイミングの指定を行う制御信号を前記制御信号に含めることによって、前記端末の送信タイミングを制御する。
【００５７】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、一の端末について周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間、が予め定められた範囲を超える場合に、前記一の端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末として選択しない。
【００５８】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、受信したトレーニング・シンボルから、自装置から端末に対し指定したトレーニング・シンボルの情報により端末に対するチャネル情報を推定するチャネル情報推定手段であって、トレーニング・シンボルがＬ×Ｌの直交符号
【数１９】
0005592839.tif 000020
を用いて送信されている場合に、各ストリームに対し推定された周波数ずれから得られる位相回転情報θ１〜θＬ、シンボル間時間ＴＬＤを用いて、
【数２０】
0005592839.tif 000021
となるように直交符号に補正を行い、チャネル推定を行うことで、チャネル推定精度を向上するチャネル情報推定手段をさらに備える。つまり、数式１８のAとして、数式２０を用いることができる。
【００５９】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記端末装置の前記送信部は、固有のトレーニング・シンボルとして、前記基地局が各端末装置からの信号受信タイミングを知るために用いるトレーニング・シンボルを、他の端末装置と異なる時間で送信する。
【００６０】
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記端末装置の前記送信部は、固有のトレーニング・シンボルとして、前記基地局が各端末装置からの信号受信タイミングを知るために用いるトレーニング・シンボルを、他の端末装置と異なる時間で送信し、他の端末装置が信号位置推定用のトレーニング・シンボルを送信しているタイミングにおいて、当該他の端末装置が信号位置推定用のトレーニング・シンボルに用いている周波数チャネル以外の周波数チャネルを用いて、チャネル推定用のトレーニング・シンボルを送信する。
【００６１】
本発明の一態様は、複数の端末が同一の周波数を用いて基地局へ同時にデータの送信を行う無線通信システムが行う無線通信方法であって、前記基地局が、複数の端末からの信号を受信する受信ステップと、前記基地局が、前記端末から送信され前記受信ステップにおいて受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出ステップと、前記基地局が、前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定ステップと、前記基地局が、複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生ステップと、前記基地局が、前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信ステップと、前記端末装置が、前記基地局からの信号を受信する受信ステップと、前記端末装置が、受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信ステップにおいて受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定ステップと、前記端末装置が、前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定ステップにおいて算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信ステップと、を有する。
【発明の効果】
【００６２】
本発明により、複数の通信相手から空間多重方式を用いて同時刻同一周波数を用いて受信する場合に、通信可能な端末を選択し、各端末に同期を行い、チャネル情報を推定し、復調を行う。そのため、複数の端末から同時に受信を行う上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信において通信の品質の低下を軽減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の実施形態における無線通信システムの機能構成を示す図である。
【図２】上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯの通信フローの一例を示す図である。
【図３】各端末がそれぞれショート・トレーニング・シンボルを送信していることを示す図である。
【図４】ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルを含むＯＦＤＭパケットの概略を示す図である。
【図５】ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルを含むＯＦＤＭパケットの概略を示す図である。
【図６】ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルを含むＯＦＤＭパケットの概略を示す図である。
【図７】第２の通信シーケンスを示す図である。
【図８】第３の通信シーケンスを示す図である。
【図９】第４の通信シーケンスを示す図である。
【図１０】本実施形態における効果を示す図である。
【図１１】ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルからなるＯＦＤＭパケットの概略を示す図である。
【図１２】端末のアンテナ数が２であった場合のトレーニング・シンボルの図である。
【図１３】従来のＭＩＭＯ通信を行う無線通信システムの機能構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００６４】
図１は、本発明の実施形態における無線通信システムの機能構成を示す図である。以下、図１を参照して種々の実施形態について説明する。
図１において、１は基地局、２−１〜２−Ｋは端末、１−２、２−１−４〜２−Ｋ−４は送信信号生成部、１−３、２−１−２〜２−Ｋ−２は無線信号送受信部、１−４−１〜１−４−Ｎ、２−１−１−１〜２−Ｋ−１−ＭＫはアンテナ、１−５は位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部、２−１−３〜２−Ｋ−３は位置検出チャネル推定同期部、１−６、２−１−５〜２−Ｋ−５は復調部、２−１−６〜２−Ｋ−６は同期・タイミング設定部、１−７は復号判定部、を表す。Ｍ１は端末２−１のアンテナ数、Ｍｋは端末２−ｋのアンテナ数、Ｎは基地局１のアンテナ数である。２次変調として直交波分割多重方式（ＯＦＤＭ）を用い、パケットによる通信を行う場合について説明する。
【００６５】
本実施形態における基地局１、端末２−１〜２−ｋを構成する部の主な機能について説明する。まず基地局１の送信信号生成部１−２は、上り回線の通信を行う端末を決定し、上り回線を行う端末に対し、対象となる端末のグループＩＤ（端末の識別子）、送信を行う時間区間、用いるトレーニング・シンボルの種類、送信タイミング設定、送信電力設定のうち少なくとも一つからなる制御信号を含む信号（Ｓｉｇ１）を生成する。無線信号送受信部１−３は、アンテナ１−４−１〜１−４−Ｎのうち少なくとも一つを介して、送信信号生成部１−２によって生成された信号（Ｓｉｇ１）を送信する。
【００６６】
端末２−ｋの無線信号送受信部２−ｋ−２は、アンテナ２−ｋ−１−１〜２−ｋ−１−Ｍｋのうち少なくとも一つを介して信号を受信する。位置検出チャネル推定同期部２−ｋ−３は同期を行い、復調部２−ｋ−５は復調を行う。復調部２−ｋ−５は、受信したＳｉｇ１の制御信号から、対象となる端末のグループＩＤ、送信を行う時間区間、用いるトレーニング・シンボルの種類、送信タイミング設定、送信電力設定のうちすくなくとも一つを取得し、同期・タイミング設定部２−ｋ−６に出力する。このとき、制御信号に記載されていない情報についても、基地局１からの受信信号の同期ブロックから得られた基地局１との周波数ずれやクロックずれについての情報を取得し、同期・タイミング設定部２−ｋ−６に出力しても良い。
【００６７】
端末２−ｋの同期・タイミング設定部２−ｋ−６は、Ｓｉｇ１により通知されたか、基地局１との同期時に取得された、周波数ずれ、クロックずれ、送信タイミング設定、送信電力設定、トレーニング・シンボルの種類、のうち少なくとも一つの情報を用い、送信信号生成部２−ｋ−４に送信信号の出力指示を行う。送信信号生成部２−ｋ−４は、送信信号を生成し、指定されたトレーニング・シンボルを付加し、無線信号送受信部２−ｋ−２へ出力する。無線信号送受信部２−ｋ−２は、入力された送信信号に対して、通知された周波数ずれを補償し、アンテナより無線パケットとして出力する。ここで、トレーニング・シンボルは、端末２−１〜２−ｋが送信する前に端末毎に予め与えられ、無線信号送受信部２−１−１〜２−ｋ−２が備える記憶部において保持される。トレーニング・シンボルは、Ｓｉｇ１の制御信号により指定されてもよいし、グループＩＤや通信相手を指定する順番により用いるトレーニング・シンボルを判定してもよいし、基地局１との過去の通信時に固定のトレーニング・シンボルを割り当ててもよい。なお、基地局１より、送信電力を制御するための情報を受信したことを同期・タイミング設定部２−ｋ−６が検出したときは、無線信号送受信部２−ｋ−２が当該情報に基づいて、送信電力制御を行う。
【００６８】
一方、基地局１は、複数の端末から同時に受信した無線パケットについて、各無線パケットに付加されているトレーニング・シンボルを利用して、フレーム同期ずれ、周波数ずれを検出する。すなわち、アンテナを介して受信された信号は、無線信号送受信部１−３によりデジタル信号として、位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部１−５へ入力される。位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部１−５は、各端末に指定されたトレーニング・シンボルを利用して、信号位置ずれ、周波数ずれを検出する。
【００６９】
チャネル解析部１−８は、基地局１が受信した信号から検出された各端末からの受信電力を、上り回線を同時・同一周波数で行う端末を決定するために記憶する。チャネル解析部１−８は、同時に送信する端末群の各端末からの受信電力が同程度になるように、各端末に対して送信電力を制御するための情報を決定して記憶しても良い。チャネル解析部１−８は、各端末への送信電力の制御信号を、上り回線の端末の組み合わせに応じてそれぞれ個別に記憶する。送信電力の制御信号は、上り回線を行う端末の組み合わせにおいて、各端末からの基地局１における受信信号レベルの信号差が一定レベル以下になるように決定される。例えば、チャネル解析部１−８は、基地局１の受信レベルがＰｄ［ｄＢ］以下になるように各端末に送信信号電力の低減値を設定する。送信電力の低減値がＰ０［ｄＢ］を上回る値を設定する必要がある場合には、チャネル解析部１−８は、同時の上り回線を行う端末の組み合わせにその端末を含めないようにする。たとえば、Ｐｄを３として、Ｐ０を１０とすると、何も送信電力制御を行わない場合の基地局１における受信電力の差が１３［ｄＢ］より大きいと、この端末は同時同一周波数で上り回線を行う組み合わせとして指定されない。また、チャネル解析部１−８は、信号位置ずれ、周波数ずれを、端末ごとに検出する。そして、各端末が事前補償できるように、チャネル解析部１−８はこれらを各端末に通知しても良い。これらの情報は前述のＳｉｇ１の制御情報に含めることができる。
【００７０】
本システムにおいても、従来と同様のシングルユーザ通信は行われる。端末２−ｋからの上り回線通信を考える。送信信号生成部２−ｋ−４が送信信号を生成すると、無線信号送受信部２−ｋ−２が変調、ガードインターバルの付与を行う。そして、無線信号送受信部２−ｋ−２が、アナログ信号への変換、アップコンバートを行い、アンテナ２−ｋ−１−１〜２−ｋ−１−Ｍｋのうち少なくとも一つを介して送信する。基地局１の無線信号送受信部１−３は、アンテナ１−４−１〜１−４−Ｎのうち少なくとも一つを介して信号を受信し、ダウンコンバート、デジタル信号への変換を行う。位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部１−５は、信号位置の検出、周波数ずれの検出と補償、チャネル情報の推定を行う。この際、位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部１−５は、一つの端末からの受信信号を扱う場合には、ユーザ分離は行わない。この場合、位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部１−５は、端末２−ｋに対するチャネルの大きさ、周波数ずれの値、遅延量についてチャネル解析部１−８に出力する。復調部１−６は、受信された信号を復調し、もとの送信されたビットを抽出する。
【００７１】
復号判定部１−７は、復調されたビット系列の誤り判定を行い正常受信されたか否かを判定する。復号判定部１−７は、正常に復号されたと判定した場合には、送信信号生成部１−２にその旨を通知する。送信信号生成部１−２は、この通知に応じて、正常に復号されたことを通知するＡＣＫ信号を生成する。無線信号送受信部１−３は、ＡＣＫ信号に対し変調を行い、必要な制御信号を加え、アナログ信号に変換し、アップコンバートしアンテナ１−４−１〜１−４−Ｎのうち少なくとも一つ以上を介して送信する。
【００７２】
下り回線において信号が送信されると、端末２−ｋの無線信号送受信部２−ｋ−２はアンテナ２−ｋ−１−１〜２−ｋ−１−Ｍｋを介して信号を受信する。無線信号送受信部２−ｋ−２は、受信したＡＣＫ信号に対しダウンコンバート、デジタル信号への変換を行う。位置検出チャネル推定同期部２−ｋ−３は、信号位置の検出と周波数ずれ補償、チャネル情報の推定を行う。復調部２−ｋ−５は、受信信号を復調し、上り回線通信が正常通信したことを検出する。また、基地局１のチャネル解析部１−８は、端末ごとにチャネルの大きさ、周波数ずれ、クロックずれ、遅延量、それらの安定性を記憶する。
周波数ずれは前述のθＳとθＬから、１シンボルごとの位相回転量として、以下の数式２１のように得ることができる。
【００７３】
【数２１】
0005592839.tif 000022
【００７４】
遅延量は、ＲＴＳ／ＣＴＳ（Request to Send／Clear to Send）を用いた通信や、ＡＣＫが端末から帰ってくる際に、基地局で返信を求める信号を送信した後どのくらいの遅延量で返信が確認できるかを示す値である。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１では基地局１が通信完了した後、ＳＩＦＳ（Short InterFrame Space）間隔でＡＣＫ信号が戻る。しかし、実際に送信完了してから受信するまでにＳＩＦＳ間隔＋装置信号処理遅延＋伝搬路遅延に対応する時間遅延して、信号が受信される。よって、制御信号送信後、返信が来るまでの時間Ｄを端末ごとに記憶しておくことで、遅延時間が各端末に対しどれだけ存在するか判定できる。具体的には、送信してから返信を検出するまでの時間をＤとし、制御で定められた待機時間をＤＳとすると、遅延時間ＤＰは、（Ｄ−ＤＳ）と表すことができる。また、クロックずれは、データシンボルの復調時に既知信号を挿入したパイロットサブキャリアの位相の回転量により判定できる。安定性の情報については後述する。このように記憶された端末２−ｋの周波数ずれ、クロックずれ、遅延量は、その端末２−ｋの識別子とともに、送信信号生成部１−２が端末制御信号としてビットに変換する。端末制御信号は、制御信号（Ｓｉｇ１）に含められる。無線信号送受信部１−３は、アンテナ１−４−１〜１−４−Ｎを介して制御信号を端末２−ｋに送信する。
【００７５】
端末２−ｋの無線信号送受信部２−１−ｋは、アンテナ２−ｋ−１−１〜２−ｋ−１−Ｍｋの少なくとも一つを介して制御信号を受信する。位置検出チャネル推定同期部２−ｋ−３は、信号位置検出、同期、チャネル推定を行う。復調部２−ｋ−５は、受信された制御信号を復調する。復調されたビット情報の中に端末制御信号が含まれていると、同期・タイミング設定部２−ｋ−６は、端末制御信号に含まれている識別子が自装置の識別子と一致するか否か判定する。一致した場合には、同期・タイミング設定部２−ｋ−６は、搬送波の周波数、クロックが基地局と同一になるように補正をかける。ここで、同期・タイミング設定部２−ｋ−６は、搬送波の周波数、クロックの補正を行う際に、制御信号によらず、基地局１からの受信信号との同期を行う際に得られた情報を用いてもよい。また、同期・タイミング設定部２−ｋ−６は、制御信号が基地局１から送信されて端末２−ｋからある制御時間後に返信する場合に、この遅延時間が一定値Ｄ０になるように、制御時間の調整を行っても良い。この遅延時間Ｄ０は、シングルユーザの上り回線において要求される遅延時間より、大きく設定されてもよい。周波数ずれの補正は、搬送波の周波数を発生する基準信号発生装置を調整してもよいし、ｌ番目のアンテナから送信する時間領域の送信信号ｕｌ，ｔに対し、受信信号に周波数ずれ補償を行うときと同様に、
【００７６】
【数２２】
0005592839.tif 000023
【００７７】
として、補償された送信信号ｕ’ｌ，ｔをベースバンド信号として生成することで、周波数ずれを予め補償した送信信号を生成できる。
上り回線通信を各端末と行うことで、チャネル解析部１−８は、通信相手となる端末の周波数ずれ、クロックずれ、チャネルの大きさ、遅延時間に対する情報を収集することができる。また、前述のように端末制御信号を各端末に送信することで、周波数ずれ、クロックずれを０に近づけ、遅延時間を一定値Ｄ０に近づけることができる。しかし、これらの推定値には誤差があり、また、端末にも個体差や時間に対する不安定性があるため、必ずしもコントロールできない場合がある。先に述べた安定性とは、端末がどの程度制御可能かを示すパラメータとして用いることができる。すなわち、端末制御信号を挿入して、端末の同期・タイミング設定部２−１−６〜２−ｋ−６により周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間を再設定した結果、その後再び周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間を測定し、期待値内に収まったかを判定する。安定性が低い場合には、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信は不可能と判断し、当該端末に上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯを行わないことができる。例えば、周波数ずれθがθ０以下であり、且つ遅延量ＤがＤ０±ΔＤの範囲内になる場合に上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯによる通信が可能な端末として判定できる。
【００７８】
また、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯの組み合わせを、チャネル解析部１−８においてグループＩＤによりあらかじめ決めておくこともできる。このグループＩＤは、下り回線ＭＵ−ＭＩＭＯの通信時のものと同一のものを用いることもできる。下り回線ＭＵ−ＭＩＭＯのグループＩＤは、同時に下り回線データを送る必要が生じる端末、または下り回線の頻度が高い端末に指定することができ、グループＩＤにより指定を行うことで、端末は自端末へＭＵ−ＭＩＭＯ通信により信号が到来することをいち早く検出可能となる。ただし、下り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信より、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯの方が、端末に科す条件が多く、成立の難易度が高いため、上り回線と下り回線で独立にグループＩＤを指定することもできる。または、下り回線で指定したグループＩＤ内で、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ可能な端末組み合わせをサブグループとして決定することもできる。または、下り回線のグループＩＤを用いて、各端末の上り回線で用いるストリーム数を、０を含めて各端末に指定しても良い。このように構成することで、ストリーム数が０であることを、グループから除外されたものであるとして判断することもできる。まず、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯでは、各端末からの受信電力に差が生じてくると、基地局１における受信時に低い受信電力に対応する端末の通信品質は低下する。これは、基地局１におけるアナログ・デジタル変換器で用いることができるデジタル信号のビット数が有限であるため、低い受信電力となる端末に割り当てられるビット数が小さくなり、量子化誤差が大きくなったしまうためである。よって、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯでは、受信電力の不均衡に対し、以下の二つのうちいずれかのアプローチにより量子化誤差の増大を防ぐ必要がある。
【００７９】
第一の方法では、端末からの受信電力の大きさの差がＰｄ［ｄＢ］以下となる端末同士を組として、グループＩＤを割り当てる方法である。具体的には以下の通りである。第一の方法では、チャネル解析部１−８において、記憶しているチャネルの大きさが近い端末を上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯにおける同時通信端末として組み合わせる。端末２−１〜端末２−ｋの受信電力をＰ１〜Ｐｋ［ｄＢｍ］とすると、あらかじめ、レベルのずれとして許される大きさをＰｄ［ｄＢ］として設定しておき、選択した組み合わせの最大の受信電力と最小の受信電力の差がＰｄ［ｄＢ］以下となるように設定できる。例えば、下り回線のグループＩＤ１に端末２−１〜２−４が対応している場合に、それぞれの受信電力が、５５ｄＢｍ，５８ｄＢｍ，４１ｄＢｍ，３７ｄＢｍであったとし、Ｐｄを５ｄＢと定めていたとすると、端末２−１と２−２、端末２−３と２−４をそれぞれ同時通信可能な上り回線の端末組み合わせとして、上り回線信号を端末に要求することができる。
【００８０】
第二の方法では、端末に対して送信電力の変更を指定する。具体的には以下の通りである。第二の方法では、端末に送信電力の低減を要求する。つまり、端末２−ｋに対し、シングルユーザにおける上り回線の場合より、Ｐｒ，ｋ［ｄＢ］だけ送信電力を下げることを指定する。つまり、上述の端末２−１〜２−４の受信電力が５５ｄＢｍ，５８ｄＢｍ，４１ｄＢｍ，３７ｄＢｍであった場合には、送信電力低減係数、Ｐｒ，１〜Ｐｒ，４を１８ｄＢ，２１ｄＢ，４ｄＢ，０ｄＢとして指定することで、すべての受信電力を３７ｄＢに揃え、量子化誤差の問題が生じないようにできる。
【００８１】
また、第二の方法にさらに詳細な条件を課し、送信電力の低減量Ｐｒ，ｋ［ｄＢ］がＰ０を上回る場合に、この端末を上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯの端末組み合わせとして指定しないこともできる。すなわち、Ｐ０を２０［ｄＢ］としていた場合、第二の方法において、端末２−２は同時通信可能な上り回線端末の組み合わせに含めない。例えば、端末２−１〜２−４が下り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信において同一グループＩＤに属していたとすると、上り回線のグル―プＩＤとして指定する場合には、端末２−１、２−３、２−４は該当する（下り回線グループＩＤのサブグループ）が、端末２−２は該当しないことになる。下り回線ＭＵ−ＭＩＭＯに対応して、ＡＣＫ信号などの送信により上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯを行う場合にも、端末２−２は上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信に含まれないため、独立のタイムスロットを用意する必要がある。また、端末２−４を含めなければ端末２−１、２−２、２−３を上り回線MU-MIMOのグループとすることもできる。
【００８２】
ここから、端末のうち、端末２−１〜２−Ｕの端末に上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信を指定する場合について説明する。図２は、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯの通信フローの一例を示す図である。基地局１は予め端末２−１〜２−Ｕが上り回線用のデータを有することを検出し、これらの端末が同時に上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯが可能な組み合わせであることを、チャネル解析部において照会する。同時に上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯが可能な組み合わせであることは、端末２−１〜２−Ｕからの信号の受信電力の差が、Ｐｄ以下となっていること、電力制御を行う場合は、最大電力補正量Ｐ０とＰｄの合計より、受信電力の差が小さいこと、前述の周波数、クロック、送信タイミングの指定をした後、当該端末からの信号が補正されているかを検出する安定度の測定で、基地局１の指定する制御が端末において行われていることを確認することで判断される。上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯを開始する際には、これらの端末を指定する上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ開始制御信号Ｓｉｇ１を送信する。上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ開始制御信号には、周波数ずれ、クロック、送信タイミングの補正値を含めることもできるし、送信禁止区間（ＮＡＶ：Network Allocation Vector）を設定することもできる。Ｓｉｇ１が受信されると、各端末は無線信号送受信部２−ｋ−２を介して、位置検出チャネル推定同期部２−ｋ−３で信号を検出し、復調部２−ｋ−５により、Ｓｉｇ１を読み取る。Ｓｉｇ１の中に自端末に対する周波数ずれ・クロックずれ・タイミング補償のビットが含まれれば、同期・タイミング設定部において補正を行う。さらに、上り回線で用いるデータパケットを生成する。ここで、Ｓｉｇ１でＮＡＶの指定があった場合には、指定された長さ以下になるようにパケット信号を生成するか、もしくは、指定された長さになるように、データシンボルの後ろにダミーデータを挿入する。各端末はＳｉｇ１受信後一定時間後に上り回線の通信信号を送信開始する。
【００８３】
図２において、Ｓｉｇ１の受信後、端末２−１〜２−Ｕがデータを送信する様子を示している。データシンボルの前についたＰはショート・トレーニング・シンボル、ロング・トレーニング・シンボルを含む制御信号を表す。データシンボルの後に示す点線で囲われた枠には、ダミー信号を挿入することができるし、信号を送らないこともできる。ダミー信号を挿入する場合には、同一時間で送信されている他の端末からのデータやダミー信号と相関の低い信号を選ぶことができる。例えば、端末ごとに異なるＰＮ系列を選ぶことができる。
【００８４】
ここで、Ｐに挿入するショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボルは従来のものではなく、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信用のものを用いる。ここから、ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボルについて説明する。
【００８５】
ＩＥＥＥ８０２．１１ａの例で、６４ポイントのＤＦＴで５２のサブキャリアを用いて通信を行う場合には、このうち１２個のサブキャリアに特定の信号を使い、残りのサブキャリアに信号０、つまり信号を使わず、ＩＤＦＴを行うことで得られる、０．８μｓの信号を１０個つなげたものをショート・トレーニング・シンボルとしていた。上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯでは、各端末に独立に信号位置、周波数ずれを推定することができる。このように信号を生成するため、基地局１はＳｉｇ１を用いて、予め各端末に空間ストリーム数と、端末の順番を指定する。ここから、端末数Ｕを３、各端末が用いる空間多重数Ｌｋを２とする。よって、全体の空間ストリーム数６となり、端末２−１に指定される順番は、１，２、端末２−２には、３，４、端末２−３に、５，６が割り当てられる。ショート・トレーニング・シンボルとしては、６種類以下のショート・トレーニング・シンボルが生成される。ユーザ毎に生成して、３種類とすることもできるし、端末２−１と２−２で共通とし、端末２−３に１種類として、合計２種類とすることもできる。また、ショート・トレーニング・シンボルを一種類として、従来と同様の形式を用いることもできる。これらのショート・トレーニング・シンボルの種類はＳｉｇ１で指定する。基本的なルールとしては、ＱＳ種類のショート・トレーニング・シンボルを生成する場合には、ＩＤＦＴを行う前のショート・トレーニング・シンボルｐＳ，１〜ｐＳ，Ｑｓを生成し、且つ、これらのベクトルが直交条件になるように決定する。すなわち、ｎとｍとが等しくない場合でｐＳ，ｎＨｐＳ，ｍ＝０となるように決定する。または、ｐＳ，ｎとｐＳ，ｍをそれぞれＩＤＦＴして得られるｓＳ，ｎとｓＳ，ｍの畳みこみ演算を行った値が｜ｓＳ，ｍ｜に比べいちじるしく小さくなるように設定できる。
【００８６】
【数２３】
0005592839.tif 000024
【００８７】
次に、ショート・トレーニング・シンボルの生成方法を３種類示す。
＜ショート・トレーニング・シンボル１＞
ｎ番目のショート・トレーニング・シンボルは、１２個のサブキャリアに指定する信号をｂｎ，０〜ｂｎ，１１から生成する。ＲＦの周波数の低い方から並べると、ＩＤＦＴを行う前のｎ番目のショートプリアンブル１の信号ｐＳ，ｎは
【００８８】
【数２４】
0005592839.tif 000025
【００８９】
と表せる。ただし、ｎとｍとが異なる場合において、
【００９０】
【数２５】
0005592839.tif 000026
【００９１】
を満たすように、ｂｎ，０〜ｂｎ，１１を決定する。ここで、既知信号を用いるサブキャリア数が１２の場合には、１２種類の互いに直交するショート・トレーニング・シンボルが生成できる。よって、帯域幅を拡大して、ショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア数を増やしたり、０を挿入するサブキャリア数を減らしたりすることにより、用いる信号の数が増え、ショート・トレーニング・シンボルとして生成可能な種類の数を増やすこともできる。
【００９２】
＜ショート・トレーニング・シンボル２＞
ショート・トレーニング・シンボル２は、１２個のサブキャリアに指定する信号をｂ０〜ｂ１１は共通としながら、サブキャリアの位置を変更することにより、互いに直交するショート・トレーニング・シンボルを生成できる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａの規格では、４種類まで生成することができ、
【００９３】
【数２６】
0005592839.tif 000027
【００９４】
と表すことができる。このようにサブキャリア位置のシフトにより互いに直交するように決定する。また、上記の例は４つのサブキャリアに１つ既知信号を用いる例であるため、４種類までしか生成できないが、信号の挿入頻度を減らすことで、より多くの種類を生成できる。ここで、ｂ１２は、１種類目で直流成分に対応する信号のため０として用いないこともできる。ｂ１３も帯域の端に位置していることから、０として用いないこともできる。
【００９５】
＜ショート・トレーニング・シンボル３＞
ショート・トレーニング・シンボル３は、ショート・トレーニング・シンボル１とショート・トレーニング・シンボル２の合成となる。すなわち、ショート・トレーニング・シンボル２における信号系列ごとに、ＱＳ個の数式２５を満たす信号ｂｎ，０〜ｂｎ，１１、または、ｂｎ，０〜ｂｎ，１２、または、ｂｎ，０〜ｂｎ，１３を生成する。ショート・トレーニング・シンボル２におけるショート・トレーニング・シンボルの生成数をＱＳ’とすると、ショート・トレーニング・シンボル３は、ＱＳ×ＱＳ’種類のショート・トレーニング・シンボルを生成できる。また、これら、複数のショート・トレーニング・シンボルは、あらかじめ部内に記憶しておいて用いることもできる。
【００９６】
＜ショート・トレーニング・シンボル４＞
ショート・トレーニング・シンボル４は、ショート・トレーニング・シンボル１〜３でのうちいずれかのショート・トレーニング・シンボルを用い、各端末で送信するタイミングをずらすことが特徴となる。図３は、端末２−１に空間多重数２（Ｌ１＝２）、端末２−２は空間多重数１（Ｌ１＝１）、端末２−３は空間多重数１（Ｌ１＝１）の条件で、各端末がそれぞれショート・トレーニング・シンボルを送信していることを示す図である。
【００９７】
このようにタイミングをずらすことで、各端末の信号位置と周波数ずれの検出の精度を高めることができる。また、時刻ＴＳ，２、ＴＳ，３で前後のショート・トレーニング・シンボルがオーバラップすることを防ぐため、ショート・トレーニング・シンボルの前後のいくつかの信号を０に変換することもできる。例えば、従来のショート・トレーニング・シンボルはｓＳ，０〜ｓＳ，１５を10回繰り返したものとなっており、相関値のピークが10回検出されるが、先頭のｓＳ，０〜ｓＳ，１５のレベルを小さくし、相関値のピークが9回検出されるようにし、先頭部分が異なるユーザ間でオーバーラップすることを防ぐことができる。また、点線で示すＡ１１〜Ａ３１、Ｂ１１〜Ｂ２２において、信号を送信しないこともできる。または、Ａ１１、Ａ２１において、端末２−２のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。同様にＡ１２、Ａ２２、Ａ３１では、端末２−２のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。また、Ｂ１１、Ｂ２１において、端末２−１のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。ただし、このようにすることで、端末２−１の信号が検出しにくくなるリスクが生じる。端末２−２と２−３のショート・トレーニング・シンボルの位置は端末２−１の信号位置が既に検出されているため、推定しやすい。同様にＢ２２では、端末２−２のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。
【００９８】
すなわち、１〜ＱＳ個のショート・トレーニング・シンボルに対し、受信側で相関値を取得する演算を行うことで、ショート・トレーニング・シンボルが、重なって受信されても、復調することができる。ｎ番目のショート・トレーニング・シンボルの信号を検出する方法を説明する。図４〜図６は、ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルを含むＯＦＤＭパケットの概略を示す図である。ここで、図６は端末２−１に空間多重数２（Ｌ１＝２）、端末２−２は空間多重数１（Ｌ１＝１）、端末２−３は空間多重数１（Ｌ１＝１）の条件で、各端末にそれぞれショート・トレーニング・シンボルを生成している。各ストリームには用いるトレーニング・シンボルの固有番号が割り振られており、端末２−１のストリーム１に１、ストリーム２に２、端末２−２に３、端末２−３に４の固有のトレーニング・シンボルが指定される。これは、各端末へ送信されたＳｉｇ１により指定することもできるし、同時通信端末として指定された順番に、端末が判断してもよい。例えば、Ｓｉｇ１において、端末２−１、２−２、２−３の順番で同時通信上り回線端末と指定されており、端末２−１のストリーム数が２であると記載されていれば、各端末は指定された順番で、トレーニング・シンボルを割り当て、自端末のストリームが対応するトレーニング・シンボルの固有番号を決定できる。生成されたｐｎ，１〜ｐｎ，３はＩＤＦＴを行われ、時間領域の信号ベクトル、ｓＳ，ｎ，１〜ｓＳｎ，３に変換される。ここで、これらは、０．８μｓの信号を、１サンプル５０ｎｓとして、それぞれ１６サンプルからなるショート・トレーニング・シンボルｓＳ，１，０〜ｓＳ，１，１５、ｓＳ，２，０〜ｓＳ，２，１５、ｓＳ，３，０〜ｓＳ，３，１５の繰り返し信号として表現できる。受信側では、ショート・トレーニング・シンボルを受信し、相関を畳みこみ演算により相関値をそれぞれ算出し、信号位置を検出することができる。ｎ番目のショート・トレーニング・シンボルｓＳ，ｎ，０〜ｓＳ，ｎ，１５は１０個連続して送信しているため、この受信信号の相関値の変動を観測することで各通信相手との周波数ずれを推定することができる。
【００９９】
【数２７】
0005592839.tif 000028
【０１００】
ここで、ρｎ，ｔは時刻ｔにおけるｎ番目のショート・トレーニング・シンボルとの相関値であり、ｒｌ，ｔは基地局のｌ番目のアンテナにおける時刻ｔの受信信号を表す。ショート・トレーニング・シンボルを受信すると、ショート・トレーニング・シンボルごとに数式２７により相関値のピークを０．８μｓごと１０回観測することになる。この受信位置を基に、ＯＦＤＭ信号にＤＦＴを行う信号位置を決定できる。上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯの場合は、端末ごとにＤＦＴを行う位置を共通にすることもできるし、別々に設定することもできる。共通で設定する場合には、相関値のピークの全体の先頭位置、または全体の最後尾位置を基準にＤＦＴの位置を設定する。
【０１０１】
また、ｎ番目のショート・トレーニング・シンボルの検出される１０個の相関値のピークにおける時刻をＴｎ，０〜Ｔｎ，９とすると、ρｎ，ｔ（ｔ＝Ｔｎ，０〜Ｔｎ，９）の位相の変化から、周波数ずれを検出できる。ピークごとに位相がθＳ，ｎずつ回転している場合には、θＳ，ｎに対応する大きさだけ基地局とｎ番目のショート・トレーニング・シンボルを送信している端末間で周波数がずれていることになる。ただし、この周波数ずれは、通信相手となる端末数だけ存在しているため、端末ごとに受信信号を分岐し、分岐したそれぞれの信号に対して、各ショート・トレーニング・シンボルとの相関をとる必要がある。ｎ番目のショート・トレーニング・シンボルを送信している端末２−ｋに対する受信信号を、
【０１０２】
【数２８】
0005592839.tif 000029
【０１０３】
として、逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。周波数ずれの補償は、受信信号を分岐した後、行われる。よって、一つの受信信号は、端末の数だけ分岐される。または、複数の端末が、周波数同期精度が高く、共通の周波数ずれ補償係数で補正できる場合には、分岐する受信信号の数を周波数ずれ補償を共通化する端末の数をＧとすると、（Ｇ−１）だけ減らすことができる。
【０１０４】
次にロング・トレーニング・シンボルを説明する。ロング・トレーニング・シンボルでは、従来と同様、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａのフォーマットに沿った場合、５２のサブキャリアに用いる信号ｐ０〜ｐ５１を生成する。次に、ｐ０〜ｐ５１に直流成分に０、周波数帯域の端にも０を挿入して得られる６４個の信号にＤＦＴを行い、得られる時間領域の信号ｓＬ，０〜ｓＬ，６３を用いてロング・トレーニング・シンボルは生成される。ＤＦＴ前のロング・トレーニング・シンボルは数式８と同様であり、ＤＦＴを行うことで、６４の時間領域信号ｓＬ，１〜ｓＬ，６３が得られる。ロング・トレーニング・シンボル（１）と（２）の生成方法も数式９と数式１０と同様である。
【０１０５】
ロング・トレーニング・シンボルを用いた周波数ずれの推定と補償について示す。ロング・トレーニング・シンボルはｓＬ，０〜ｓＬ，６３の少なくとも一部の繰り返し信号になっているが、全端末から同時に受信を行うと、各端末の周波数ずれがそれぞれ混入し、端末ごとの周波数ずれを分離できなくなる。これを防ぐため、例えば図４に示すように、端末ごとにロング・トレーニング・シンボルの送信タイミングをずらし、それぞれ独立のＯＦＤＭシンボルを受信し、従来の方法と同様に６４サンプル間隔での位相回転量を抽出する。図４に示すロング・トレーニング・シンボルは、ロング・トレーニング・シンボルは（１）でもロング・トレーニング・シンボル（２）でもいずれでもよい。受信側においては、この周期性を利用し、受信信号の位相ずれから、周波数ずれを補償する。図４を参照し、ロング・トレーニング・シンボルがＴＬ，１〜ＴＬ，ＵでＵ個、各端末からそれぞれ１個ずつ受信される場合を考える。この場合、時刻ＴＬ，ｋにおいて受信されるロング・トレーニング・シンボルは端末２−ｋから送信されたものであり、推定される周波数ずれは端末２−ｋと基地局１との間の周波数ずれに対応する。
【０１０６】
まず、１６０サンブルからなるロング・トレーニング・シンボル（１）の例で示す。端末２−ｋに対する周波数ずれは、端末２−ｋとの間の周波数ずれをショート・トレーニング・シンボルの受信信号を用いて補償した数式２８の受信信号ｒ’（ｋ）ｌ，ｔを用いて、
【０１０７】
【数２９】
0005592839.tif 000030
【０１０８】
を得る。このρＬ，ｋ，ｌの位相θＬ，ｋ，ｌが、端末２−ｋに対するｌ番目のアナログ・デジタル変換器（またはアンテナ）に対応する６４サンプルに対する位相回転となる。位相回転量としては、特定のアナログ・デジタル変換器の値を用いたり、受信レベルの大きいアナログ・デジタル変換器のものを選択したり、すべてのアナログ・デジタル変換器で得られるρＬ，ｋ，ｌを平均化してえられる相関値の位相を求めたり、位相θＬ，ｌを平均したりして、位相θＬを用いることができる。また、ロング・トレーニング・シンボル（２）の場合には、ｓＬ，５８〜ｓＬ，６３が２回繰り返している。よって、１回目のｓＬ，５８が測定されるタイミングをＴＬとすると、２回目のｓＬ，５８はＴＬ＋６４で得られることになる。よって、受信信号の自己相関により、相関値を以下のように得ることもできる。
【０１０９】
【数３０】
0005592839.tif 000031
【０１１０】
このρＬ，ｋ，ｌを用いて、数式３２の結果と同様に位相θＬ，ｋを決定することができる。ここで得られたθＬ，ｋにより、周波数ずれを以下のように補償できる。
【０１１１】
【数３１】
0005592839.tif 000032
【０１１２】
上記の数式に示されるように、端末ごとに逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。
次に、ロング・トレーニング・シンボルが同時に受信される場合について示す。図５に、Ｕの端末から同時にロング・トレーニング・シンボルが受信される例を示す。各端末からのストリーム数は１としている。シングルユーザＭＩＭＯの場合と同様に、ロングプリアンブルには、係数ａｉ，ｊが乗算されており、ａｉ，ｊを要素として構成される行列ＡはＡＨＡ＝Ｉとなる条件で送信がおこなわれている。各端末は、あらかじめＡについては記憶しており、基地局１からの信号（図２におけるＳｉｇ１）によりＡのどの行成分の要素を用いてロング・トレーニング・シンボルを構成するか決定できる。Ａのどの部分が自端末のストリームに対応するかは、Ｓｉｇ１により指定される前述の固有番号により決定できる。これは、各端末へ送信されたＳｉｇ１により指定することもできるし、同時通信端末として指定された順番に、端末が判断してもよい。例えば、Ｓｉｇ１において、端末２−１、２−２、２−３の順番で同時通信上り回線端末と指定されており、端末２−１のストリーム数が２であると記載されていれば、各端末は指定された順番で、トレーニング・シンボルを割り当て、自端末のストリームが対応するトレーニング・シンボルの固有番号を決定できる。
【０１１３】
図５において、受信時刻ＴＬ，１〜ＴＬ，Ｕから始まるロング・トレーニング・シンボルは、それぞれ係数ａｉ，ｊが乗算されている。各タイミングの受信信号に係数ａｉ，ｊの複素共役ａｉ，ｊ＊を乗算して和をとることで、任意の端末以外の端末からの受信信号を打ち消したり、低減したりすることができる。端末２−ｋに対する周波数ずれをロング・トレーニング・シンボルを用いて補償するためには、合成受信信号を
【０１１４】
【数３２】
0005592839.tif 000033
【０１１５】
として算出する。ここで、ＴＬＴはロング・トレーニング・シンボルの周期であり、ロング・トレーニング・シンボル（１）では１６０、ロング・トレーニング・シンボル（２）では８０と設定できる。ＡＨＡ＝Ｉを満たすため、数式３１により、端末２−ｋに対応するロング・トレーニング・シンボルのみを抽出することができる。ただし、ＡＨＡ＝Ｉの条件を満たすように送信は行われているが、各端末との間の周波数ずれがそれぞれ異なるため、実際には端末２−ｋ以外の端末から送信された信号が混入し、図４のように各端末からのロング・トレーニング・シンボルを重複しないように送信するより、推定精度は低下する。しかし、このような制御をするメリットは２つあり、第一に無信号区間を作らない点であり、第二に送信電力を有効に利用できる点である。第一の点は、隠れ端末問題や、端末位置条件の違いによる他セル通信の与干渉、被干渉の問題が生じるのを防ぐことができる。第２の点では、すべての端末が常に一定の電力で送信し続けるため、チャネル推定のための信号に用いる送信電力を大きくとることができることがメリットになる。得られた値を数式２９、３０のｒ（ｋ）ｌ，ｔとして用いることで、図４の場合と同様に周波数ずれを各端末に対し推定できる。
また、図４〜６において、ショート・トレーニング・シンボルとして、図３のように時間をずらして送信することもできる。
【０１１６】
次にロング・トレーニング・シンボルを用いたチャネル情報の推定について説明する。シングルユーザＭＩＭＯ通信の場合とは異なり、上り回線マルチユーザＭＩＭＯ通信においては、どの端末と周波数を同期させたかによって、全体のチャネル情報が見掛け上変化することに注意が必要である。まず、ショート・トレーニング・シンボルとロング・トレーニング・シンボルで推定した周波数ずれを表すパラメータを定義する。端末２−ｋと基地局１間の残留周波数ずれ推定値は
【０１１７】
【数３３】
0005592839.tif 000034
【０１１８】
と表すことができ、受信信号ｒ”（ｋ）ｌ，ｔは推定された端末２−ｋに対する周波数ずれを補償された受信信号である。ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルを除いた適切な位置で、ＦポイントのＤＦＴを行うことで得られる、端末２−ｋの周波数ずれ補償を行った、ｌ番目のアンテナの周波数領域での受信信号は、ｙ（ｋ）ｌ，ｍ，１，ｙ（ｋ）ｌ，ｍ，２，…，ｙ（ｋ）ｌ，ｍ，Ｆと表すことができる。ここで、ｍはＯＦＤＭシンボルの番号であり、先頭からｍ番目のＯＦＤＭシンボルを表す。ＦはＩＥＥＥ８０２．１１において、２０ＭＨｚの帯域幅を設定する際には、６４が用いられる。端末２−ｋに対して周波数補償を行った受信信号のｊ番目のサブキャリアのｌ番目のアンテナの受信信号はｙ（ｋ）ｌ，ｍ，ｊと表せる。端末２−ｋに対して周波数補償を行った受信信号のｊ番目のサブキャリアの全てのアンテナに対応する受信信号ベクトルは
【０１１９】
【数３４】
0005592839.tif 000035
【０１２０】
と表せる。ロング・トレーニング・シンボルに対応するＯＦＤＭシンボルがＵ個あったとすると、端末２−ｋに対して周波数ずれを補償したｊ番目のサブキャリアのロング・トレーニング・シンボルに対応する受信信号行列を
【０１２１】
【数３５】
0005592839.tif 000036
【０１２２】
と表すことができる。ここで、ロング・トレーニング・シンボルが１番目のＯＦＤＭシンボルからＬ番目のＯＦＤＭシンボルまでであったとしている。Ｌはロング・トレーニング・シンボルの数であり、図４や図５の場合では、Ｌ＝Ｕと設定される。各端末が複数のアンテナ素子を用いている場合では、Ｌを通信相手となる端末のアンテナ数の総和として定義することもでき、図６の場合がこれに対応し、端末２−１が２ストリーム用いるために、端末数３に対し、Ｌは４に設定される。ロング・トレーニング・シンボルに用いている直交化のための符号ａｉ，ｊは数式１５と同様に与えられ、全ての端末と基地局間で、周波数ずれが存在しなければ、Ｌ個のロング・トレーニング・シンボルの受信信号ベクトルを用いて受信信号行列Ｙｊを表すと、
【０１２３】
【数３６】
0005592839.tif 000037
【０１２４】
と表すことができる。ここで、ＨｊとＷｊは端末２−１〜２−Ｕに対応するチャネル行列Ｈ１，ｊ〜ＨＵ，ｊとＷ１，ｊ〜ＷＵ，ｊの集合行列であり、
【０１２５】
【数３７】
0005592839.tif 000038
【数３８】
0005592839.tif 000039
【０１２６】
と表せる。この場合には、基地局において、ｐｊ、Ａを予め知っておくことで、ＨｊＷｊの推定行列Ｈ’Ｗ，ｊは
【０１２７】
【数３９】
0005592839.tif 000040
【０１２８】
として得られる。しかしながら、上り回線マルチユーザＭＩＭＯ通信では、各端末に周波数ずれが残留するため、受信信号行列にＡの逆行列を乗算する方法では、チャネルの推定精度が劣化する。端末２−ｋに対する受信信号行列は、
【０１２９】
【数４０】
0005592839.tif 000041
【０１３０】
ここで、Ａ’ｋは端末２−ｋに対して周波数ずれの補償を行った受信信号系列から見た周波数ずれを含む行列Ａを表し、以下のように定義される。
【０１３１】
【数４１】
0005592839.tif 000042
【０１３２】
すなわち、上り回線マルチユーザＭＩＭＯ通信において、Ａの代わりに各端末に対しＡ’ｋを用いることで、チャネル推定精度を高めることができる。すなわち、送信ウエイト込の全体のチャネル行列は、
【０１３３】
【数４２】
0005592839.tif 000043
【０１３４】
として得ることができる。ここで、Ｈ’（ｋ）Ｗ，ｊは、端末２−ｋに対して周波数を合わせた場合に見えるチャネル行列である。このようにして、端末２−１〜２−Ｕに対し、それぞれ周波数ずれを補償した受信信号行列Ｙｊ（１）〜Ｙｊ（Ｕ）に対し、それぞれＡ’ｋの逆行列、または擬似逆行列を乗算することで複数の端末に対するチャネル情報Ｈ’（１）Ｗ，ｊ〜Ｈ’（Ｕ）Ｗ，ｊを推定できる。Ｈ’（ｋ）Ｗ，ｊは端末２−ｋに対し周波数を合わせた際の端末２−１〜２−Ｕまでのチャネル情報からなっており、この情報から、従来技術であるZero forcing（ＺＦ）法や  Minimum mean square error（ＭＭＳＥ）法やMaximum likelihood detection（ＭＬＤ）により各端末に対し、復調部１−６−１〜１−６−Ｕにより復調できる。ＭＭＳＥを用いる場合には、端末２−ｋに対し、端末２−ｋへの周波数ずれを補償された受信信号に用いる受信ウエイトは
【０１３５】
【数４３】
0005592839.tif 000044
【０１３６】
として算出できる。ここで、［Ｘ］（ｋ）は行列Ｘから、端末２−ｋに対応する列ベクトルを抽出する関数である。図５のように各端末シングルストリームで、Ｕの端末がいる場合には、［Ｘ］（ｋ）はｋ番目の列ベクトル算出し、図６のように端末によって、ストリーム数が複数になった場合には、ｋ＝１では、Ｘの１番目と２番目の列ベクトル、ｋ＝２とｋ＝３では、それぞれＸの３番目と４番目の列ベクトルを抽出することになる。受信ウエイトはＲｋ，ｊはＮ×Ｌｋの行列である。端末２−ｋに対し周波数ずれを補償した受信信号に対してＲｋ，ｊの複素共役転置を乗算することで、送信信号ｘｋ，ｊが推定できる。
【０１３７】
【数４４】
0005592839.tif 000045
【０１３８】
また、もうひとつの方法として、各端末に時間領域の受信信号に対しては周波数補償を行わないことで、ＤＦＴの数を削減し、受信アルゴリズムの負荷を軽減することができる。これまで説明した方法では、各端末に数式２８と数式３１で示されるように周波数ずれを補償する必要があり、各端末に得られる受信信号に対しそれぞれＤＦＴを行うため、ＤＦＴが用いるアナログデジタル変換装置の数×通信する端末数だけ行う必要があり、演算負荷が大きくなる。このように制御したほうが、ＯＦＤＭにおけるサブキャリア間の干渉を各端末に対し最小化できるメリットがある。しかし、各端末に対する周波数ずれのばらつきが小さければ、ＤＦＴを全端末に共通で用いても、サブキャリア間の干渉の影響は小さい。この方法では、受信信号に対して、周波数補償を行わず、そのまま用いるか、全端末に対して代表値θＡで補償を行う事で得られる受信信号を用いる。後者の場合のｌ番目のアナログ・デジタル変換装置の受信信号は
【０１３９】
【数４５】
0005592839.tif 000046
【０１４０】
として得られる。θＡ＝０とすることで、補償を行わない受信信号とすることもできる。θＡとしては、例えばθ１〜θＵの平均値を用いることができる。ここで得られた受信信号系列に対し、ＤＦＴを行うことで得られるロング・トレーニング・シンボルに対応する受信信号行列は
【０１４１】
【数４６】
0005592839.tif 000047
【０１４２】
と表せる。ここで、Ｙｊは、周波数補償なし、もしくはθＡにより周波数ずれを補償された受信信号からなる受信信号行列である。
【０１４３】
【数４７】
0005592839.tif 000048
【０１４４】
と表せる。ｙｌ，ｍ，１，ｙｌ，ｍ，２，…，ｙｌ，ｍ，Ｆは、先頭からｍ番目のＯＦＤＭシンボルに対応するｌ番目のアンテナの周波数領域での受信信号であり、受信信号ｒ’’’ｌ，ｔに対し、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルを除いた適切な位置で、ＦポイントのＤＦＴを行うことで得られる。送信ウエイト込みのチャネル情報は、
【０１４５】
【数４８】
0005592839.tif 000049
【０１４６】
として推定される。ただし、このチャネル情報は、各端末に対し、周波数がずれているため、それぞれ復調を行うための受信ウエイトで残留している周波数ずれを補償する必要がある。また、数式２０、４１、４６で各ストリームに対し定義しているi番目のストリームのθiは同一の端末に対応するストリームは全て共通の値とすることもできる。ＭＭＳＥを用いる場合には、端末２−ｋに対し、端末２−ｋへの周波数ずれを補償された受信信号に用いる受信ウエイトは
【０１４７】
【数４９】
0005592839.tif 000050
【０１４８】
として算出できる。数式４３とは異なり、各端末に対し計算する必要はなく、全端末共通で数式４９の演算を行うことで受信ウエイトが得られる。ただし、各端末に対して周波数ずれが残留しているため、受信ウエイトと、周波数ずれの補償係数を乗算する必要がある。端末２−ｋに対応する送信信号ｘｋ，ｊは
【０１４９】
【数５０】
0005592839.tif 000051
【０１５０】
として算出することができる。
図７は、第２の通信シーケンスを示す図である。図８は、第３の通信シーケンスを示す図である。図９は、第４の通信シーケンスを示す図である。上記のように本発明の方法によれば、各端末に周波数ずれを推定し、行列Ａ’またはＡ’ｋによりチャネル情報の推定も可能となるが、周波数ずれの推定値には誤差を生じる。このため、あらかじめ周波数ずれを小さくして通信を開始することが重要となる。そのためのシーケンスを説明する。
【０１５１】
図７では、基地局はまず上り回線の通信を行うことを端末２−１〜２−Ｕに指定する。この後、当該通信が問題なく行えることを各端末から返答（Ｓｉｇ２１〜Ｓｉｇ２Ｕ）をえる。この際に、受信した信号Ｓｉｇ２１〜Ｓｉｇ２Ｕから、従来の方法で周波数ずれ、クロックずれ、受信レベルについて測定を行う。改めて上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯを指定する際には、周波数ずれ、クロックずれ、受信レベルのいずれかの情報を通知し、各端末から受信するデータの伝送品質を高めることができる。
【０１５２】
図８の方式では、Ｓｉｇ２１〜Ｓｉｇ２Ｕを受信するたびに正常に受信したことをＡＣＫ１〜ＡＣＫＵにより通知している。このようにすることで、各端末から返信がない場合に、無信号区間を生じ、セル間干渉を生じさせないようにすることができる。また、この方式では、ＡＣＫ１〜ＡＣＫＵを用いて、周波数ずれ、クロックずれ、受信レベルのいずれかの情報を通知することができ、Ｓｉｇ３を省略することもできる。
【０１５３】
図９の方式では、Ｓｉｇ１により、上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信を行うことが通知されると、返答信号であるＳｉｇ２１〜Ｓｉｇ２Ｕを上り回線ＭＵ−ＭＩＭＯ通信で端末２−１〜２−Ｕが送信する。基地局は本発明の方式により周波数ずれを推定し、Ｓｉｇ３により通知することで、データ通信の際の伝送品質を改善することができる。
【０１５４】
また、上記構成の各ストリームにＣＳＤ（Cyclic Shift Diversity）を導入することで、特定のフェージング環境で特性が劣化するのを防ぐこともできる。
図１０は、本実施形態における効果を示す図である。横軸は周波数ずれに対応し、１ＯＦＤＭシンボルごとに位相が何度回るかを示している。縦軸は推定されたチャネル情報と実際のチャネル情報の誤差に対応する。チャネル行列は分散１、平均１のｉ．ｉ．ｄ．複素ガウス分布で与えた。ユーザ数は４とし、４つのロング・トレーニング・シンボルによりチャネルを推定した。熱雑音を０とし、周波数ずれによるチャネル推定精度の劣化だけを抜き出している。本発明の構成によりＡ’を用いた場合には、ほぼ誤差なくチャネルが推定されるが、従来のようにＡを用いた演算では、ＯＦＤＭシンボルごとに１度位相が回転するだけで、−２６ｄＢのＭＳＥが生じてしまうことが確認できる。
【０１５５】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１５６】
複数の端末に対し、同時刻同一周波数を用いて上り回線通信を行わせることで、システムスループットを飛躍的に高める通信システムを実現する。
【符号の説明】
【０１５７】
２−１〜２−Ｋ…端末（端末装置），  １−２…送信信号生成部，  １−３…無線信号送受信部，  １−４−１〜１−４−Ｎ…アンテナ，  １−５…位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部，  １−６…復調部，  １−７…復号判定部，  １−８…チャネル解析部，  ２−ｋ−１−Ｍｋ…アンテナ，  ２−ｋ−２…無線信号送受信部，  ２−ｋ−３…位置検出チャネル推定同期部，  ２−ｋ−４…送信信号生成部，  ２−ｋ−５…復調部，  ２−ｋ−６…同期・タイミング設定部
【図１】
0005592839.tif 000054
【図２】
0005592839.tif 000055
【図３】
0005592839.tif 000056
【図４】
0005592839.tif 000057
【図５】
0005592839.tif 000058
【図６】
0005592839.tif 000059
【図７】
0005592839.tif 000060
【図８】
0005592839.tif 000061
【図９】
0005592839.tif 000062
【図１０】
0005592839.tif 000063
【図１１】
0005592839.tif 000064
【図１２】
0005592839.tif 000065
【図１３】
0005592839.tif 000066