(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
放射素子と、当該放射素子と給電端との間に接続された整合回路とを備え、第１の周波数帯であるＶＨＦハイバンドと第２の周波数帯であるワンセグ放送周波数帯の二つの周波数帯域を対象とするアンテナであって、
前記整合回路は、前記放射素子に電気的に直列接続された直列インダクタと、このインダクタに対して直列接続された、インダクタとキャパシタの並列共振回路と、を備え、
前記直列インダクタのインダクタンスは、当該直列インダクタと前記放射素子とによる共振周波数が、前記第１の周波数帯と前記第２の周波数帯との間の周波数になる値であり、
前記並列共振回路は、前記直列インダクタと前記放射素子とによる共振点を前記並列共振回路の共振周波数を境にして二つに分裂させて、前記給電端から放射素子側を見た回路の共振周波数が、前記第１の周波数帯の略中心周波数と前記第２の周波数帯の略中心周波数とする回路であり、
前記並列共振回路の、前記第１の周波数帯の中心周波数でのリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆは２．５Ω／ＭＨｚ以下であり、且つ、第２の周波数帯の低域帯の周波数でのリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆは１Ω／ＭＨｚ以下の範囲になるように、前記直列インダクタのインダクタンスを選択してなる、アンテナ。
【請求項２】
前記放射素子は、長さが１００ｍｍ乃至１２０ｍｍの範囲内の線状アンテナである、請求項１に記載のアンテナ。
【請求項３】
前記放射素子は、先端に放射電極の折り返し部が形成された、請求項１又は２に記載のアンテナ。
【請求項４】
前記放射素子は、伸縮可能な多段式放射素子であり、放射素子の１段目にヘリカル状の放射電極が形成された、請求項１乃至３の何れかに記載のアンテナ。
【請求項５】
前記放射素子は、円筒状の樹脂基材の表面に放射電極が形成された、請求項１乃至４の何れかに記載のアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、二つの周波数帯域を対象とする小型で高利得なアンテナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
放射素子に可変容量性素子を含む整合回路を付加して所定の周波数帯域に対応させるようにしたアンテナが特許文献１、特許文献２に開示されている。
【０００３】
ここで特許文献１のアンテナの構成を、図１を基に説明する。図１に示すアンテナは、放射素子１、第１誘導性素子１１、第２誘導性素子１３、及び可変容量性素子１４で構成されている。第１誘導性素子１１は、放射素子１のリアクタンス成分を増加させることにより放射素子１の基本共振周波数を放射素子１単体での周波数よりも低い周波数に変位させる。第２誘導性素子１３と可変容量性素子１４は可変リアクタンス回路を構成していて、可変容量性素子１４は、印加電圧に応じてキャパシタンスが変化して、放射素子１と第１誘導性素子１１との合成リアクタンスを低減し、放射素子１の基本共振周波数を所定の周波数を含む範囲で変動させる。
【０００４】
特許文献２に示されているアンテナは、２つの離れた共振周波数ｆ１，ｆ２で動作させたい場合に、その二つの共振周波数ｆ１，ｆ２の間に共振周波数が来るように放射素子（ホイップアンテナ）長を調整し、その放射素子の途中にＬＣ並列共振回路を挿入し、前記共振周波数をｆ１とｆ２とに分裂させるものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１１３２３３号公報
【特許文献２】実公平０７−０４６９６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１のアンテナは、単一の周波数帯に対して同調させる同調回路を付加するものであり、離れた２つの周波数帯域をカバーするものではない。また、並列共振回路の設計方法が明確には示されていない。
【０００７】
特許文献２のアンテナは、集中定数回路を直接放射素子に挿入するため、組立工程が煩雑で、バラツキが発生しやすい。また、並列共振回路の設計方法が明確に示されていない。
【０００８】
本発明の目的は、二つの周波数帯域を対象とする小型で高利得なアンテナを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、放射素子と、当該放射素子と給電端との間に接続された整合回路とを備え、第１の周波数帯であるＶＨＦハイバンド（２０７．５〜２２２ＭＨｚ）と第２の周波数帯であるワンセグ放送周波数帯（４７０〜７７０ＭＨｚ）の二つの周波数帯域を対象とするアンテナであって、
前記整合回路は、前記放射素子に直列接続された直列インダクタ（Ｌ２）と、このインダクタ（Ｌ２）に対して直列接続された、インダクタ（Ｌ１）とキャパシタ（Ｃ１）の並列共振回路と、を備え、
前記直列インダクタ（Ｌ２）のインダクタンスは、当該直列インダクタ（Ｌ２）と前記放射素子とによる共振周波数が、前記第１の周波数帯と前記第２の周波数帯との間の周波数（ｆ０）になる値であり、
前記並列共振回路は、前記直列インダクタ（Ｌ２）と前記放射素子とによる共振点を前記並列共振回路の共振周波数（反共振点）を境にして二つに分裂させて、前記給電端から放射素子側を見た回路の共振周波数が、前記第１の周波数帯の中心周波数（ｆ１）と第２の周波数帯の中心周波数（ｆ２）とする回路であり、
前記並列共振回路の、前記第１の周波数帯の中心周波数（２１５ＭＨｚ）でのリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆは２．５Ω／ＭＨｚ以下であり、且つ第２の周波数帯の低域端の周波数（４７０ＭＨｚ）でのリアクタンス変化率ｄＸ／ｄｆは１Ω／ＭＨｚ以下の範囲になるように、前記直列インダクタ（Ｌ２）のインダクタンスを選択したことを特徴としている。
【００１０】
このことにより、一般的なワンセグ用の１００〜１２０ｍｍ程度のモノポール放射素子（ＧＮＤ電極面積、約４５×１００ｍｍ）に対して、比帯域の大きく異なるＩＳＤＢ−Ｔｍｍ（ＶＨＦハイバンド、２０７．５〜２２２ＭＨｚ）、ワンセグ帯（ＵＨＦ帯、４７０〜７７０ＭＨｚ）のそれぞれの帯域について、整合回路の通過損失を抑えつつバランス良く同時に整合できる。
【００１１】
前記放射素子は、例えば長さが１００ｍｍ乃至１２０ｍｍの範囲内の線状アンテナである。
【００１２】
前記放射素子は、先端に放射電極の折り返し部が形成されたものとすることができる。このことにより、直列インダクタＬ２値を低減でき、直列インダクタＬ２でのロスが低減でき、アンテナ効率が向上する。また、整合回路のバラツキが低減できる。
【００１３】
前記放射素子が、伸縮可能な多段式放射素子であり、放射素子の１段目にヘリカル状の放射電極が形成された構造とすれば、直列インダクタＬ２のインダクタンス値を低減でき、直列インダクタＬ２でのロスが低減でき、アンテナ効率が向上する。また、整合回路のバラツキが低減できる。
【００１４】
前記放射素子が、円筒状の樹脂基材の表面に放射電極が形成されたものであれば、アンテナ自体の製造が容易で、無線装置への組立も容易となる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、第１の使用周波数で共振させるのに必要なλ／４長よりも短い放射素子を用いながらも第１の周波数帯と第２の周波数帯の両帯域について同時に整合でき、且つ整合回路の通過損失を抑えることができる。そのため、小型で高利得なアンテナが構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】特許文献１のアンテナの構成を示す図である。
【図２】第１の実施形態に係るアンテナ１０１のブロック図である。
【図３】図３（Ａ）は、図２に示した放射素子ＲＥ単体で実測した反射係数（Ｓ１１）の周波数特性を示す図である。図３（Ｂ）は、図２に示した放射素子ＲＥに対して直列インダクタＬ２を接続した状態での反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。図３（Ｃ）は、放射素子ＲＥに、第１の周波数帯の帯域端（２０７．５ＭＨｚと２２２ＭＨｚ）で均等な整合がとれるに要するインダクタンスを計算により求めた反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。図３（Ｄ）は、放射素子に、第２の周波数帯の帯域端（４７０ＭＨｚと７７０ＭＨｚ）で均等な整合がとれるに要するコンデンサを計算により求めた反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。図３（Ｅ）は、第１の周波数帯の中心周波数（２１４．７５ＭＨｚ）でインダクタＬ０のインダクタンスとなり、且つ第２の周波数帯の低域端の周波数（４７０ＭＨｚ）でキャパシタＣ０のキャパシタンスとなるような、インダクタＬ１のインダクタンス及びキャパシタＣ１のキャパシタンスを決定し、その状態での図２に示したアンテナ１０１の反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。
【図４】インダクタＬ１及びキャパシタＣ１による並列共振回路のリアクタンスＸとその変化率ｄＸ／ｄｆを示す図である。
【図５】図５（Ａ）は、アンテナの反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図、図５（Ｂ）は、アンテナへの順方向伝送係数（Ｓ２１）の周波数特性図である。
【図６】リアクタンス変化率ｄＸ／ｄｆに対する帯域内損失平均値の関係を示す図である。
【図７】並列共振回路のインダクタＬ１とキャパシタＣ１の組み合わせによるリアクタンスの周波数特性を示す図である。
【図８】図８（Ａ）はそれぞれ異なる３つのホイップアンテナを用いたときのアンテナの反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図、図８（Ｂ）はそのアンテナの順方向伝送係数（Ｓ２１）の周波数特性図である。
【図９】第３の実施形態に係るアンテナで用いる放射素子（ホイップアンテナ）の形状を示す図である。
【図１０】折り返しの有無による、アンテナの反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。
【図１１】図１１（Ａ）はアンテナ効率の周波数特性図、図１１（Ｂ）は図１１（Ａ）の２０７〜２２２ＭＨｚ部分の拡大図である。
【図１２】第４の実施形態に係るアンテナに用いる放射素子の平面図である。
【図１３】第５の実施形態に係るアンテナに用いる放射素子の平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係るアンテナについて、図２〜図７を参照して説明する。
図２は第１の実施形態に係るアンテナ１０１のブロック図である。このアンテナ１０１は、放射素子ＲＥ、直列インダクタＬ２、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１を備えている。直列インダクタＬ２は放射素子ＲＥに直列接続されている。インダクタＬ１とキャパシタＣ１は並列共振回路を構成し、この並列共振回路が直列インダクタＬ２と給電端ＦＰとの間に直列に挿入されている。
【００１８】
前記直列インダクタＬ２のインダクタンスは、この直列インダクタＬ２と放射素子ＲＥとによる共振周波数が、第１の周波数帯と第２の周波数帯との間の周波数ｆ０になる値である。
【００１９】
前記並列共振回路は、直列インダクタＬ２と放射素子ＲＥとによる共振点を、並列共振回路の共振周波数（反共振点）を境にして、給電端ＦＰから放射素子ＲＥ側を見た回路の共振周波数ｆ０を、第１の周波数帯の中心周波数ｆ１と第２の周波数帯の中心周波数ｆ２とに分裂させる回路である。
【００２０】
なお、直列インダクタＬ２は放射素子ＲＥに対して電気的に直列接続されていればよく、また、インダクタＬ１とキャパシタＣ１との並列共振回路はインダクタＬ２に対して直列接続されていればよいので、インダクタＬ１とキャパシタＣ１との並列共振回路が放射素子ＲＥ側に接続され、直列インダクタＬ２が給電端ＦＰ側に接続されていてもよい。すなわち、並列共振回路と直列インダクタＬ２の順は逆であってもよい。
【００２１】
直列インダクタＬ２及び前記並列共振回路の設計は、次に述べる順序で行う。
（１）放射素子ＲＥに、第１の周波数帯の帯域端（２０７．５ＭＨｚと２２２ＭＨｚ）で均等な整合がとれるに要する、直列インダクタＬ２に対して直列に追加すべきインダクタＬ０のインダクタンスを求める。
【００２２】
ここで、「均等な整合」とは、暗室での測定誤差程度であり、通常、入力電力で±５％以内である。
【００２３】
（２）放射素子ＲＥに、第２の周波数帯の帯域端（４７０ＭＨｚと７７０ＭＨｚ）で均等な整合がとれるに要する、直列インダクタＬ２に対して直列に追加すべきキャパシタＣ０のキャパシタンスを求める。
【００２４】
（３）第１の周波数帯の中心周波数（２１４．７５ＭＨｚ）で前記インダクタＬ０のインダクタンスとなり、且つ第２の周波数帯の低域端の周波数（４７０ＭＨｚ）でキャパシタＣ０のキャパシタンスとなるような、インダクタＬ１のインダクタンス及びキャパシタＣ１キャパシタンスを、後に示す式３，式４から決定する。
【００２５】
但し、第１の周波数帯の中心周波数（２１４．７５ＭＨｚ）での、並列共振回路のリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆが２．５以下であり、且つ第２の周波数帯の低域端周波数（４７０ＭＨｚ）でのリアクタンス変化率ｄＸ／ｄｆが１以下となるように、直列インダクタＬ２のインダクタンスを選択する。
【００２６】
以上の手順で直列インダクタＬ２及び並列共振回路の設計を行う。
【００２７】
次に、インダクタＬ１、キャパシタＣ１による並列共振回路と直列インダクタＬ２の作用とそれぞれの値の決定方法について、図３を参照して具体的に示す。
図３（Ａ）は、図２に示した放射素子ＲＥ単体で実測した反射係数（Ｓ１１）の周波数特性を示す図である。ここで放射素子ＲＥはいわゆる多段式アンテナであり、最も伸張した１２０ｍｍの状態である。この放射素子ＲＥでは、第１の周波数帯と第２の周波数帯の間の周波数である４８０ＭＨｚ付近でリターンロスのディップが生じている。
【００２８】
図３（Ｂ）は、図２に示した放射素子ＲＥに対して直列インダクタＬ２を接続した状態での反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。曲線Ｃは計算結果、曲線Ｍは実測値である。直列インダクタＬ２と放射素子ＲＥとによる共振周波数が、第１の周波数帯と第２の周波数帯との間の周波数ｆ０（約３５０ＭＨｚ）になるように直列インダクタＬ２のインダクタンス値を求める。ここで、直列インダクタＬ２のインダクタンスは３９ｎＨである。この直列インダクタＬ２の作用により、前記周波数ｆ０を中心としてリターンロスが生じる。
【００２９】
図３（Ｃ）は、放射素子ＲＥに、第１の周波数帯の帯域端（２０７．５ＭＨｚと２２２ＭＨｚ）で均等な整合がとれるに要するインダクタンスを計算により求めた反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。具体的には、直列インダクタＬ２に対してさらに直列に追加すべきインダクタＬ０のインダクタンスを求める。ここではＬ２のインダクタンスは３９ｎＨ、Ｌ０のインダクタンスは８２ｎＨである。この状態で、２０７．５ＭＨｚと２２２ＭＨｚで均等なリターンロスが生じている。
【００３０】
図３（Ｄ）は、放射素子ＲＥに、第２の周波数帯の帯域端（４７０ＭＨｚと７７０ＭＨｚ）で均等な整合がとれるに要するキャパシタンスを計算により求めた反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。具体的には、直列インダクタＬ２に対して直列に追加すべきキャパシタＣ０のキャパシタンスを求める。ここではＬ２のインダクタンスは３９ｎＨ、Ｃ０のキャパシタンスは３ｐＦである。この状態で、４７０ＭＨｚと７７０ＭＨｚで均等なリターンロスが生じている。
【００３１】
図３（Ｅ）は、第１の周波数帯の中心周波数（２１４．７５ＭＨｚ）で前記インダクタＬ０のインダクタンスとなり、且つ第２の周波数帯の低域端の周波数（４７０ＭＨｚ）でキャパシタＣ０のキャパシタンスとなるような、インダクタＬ１のインダクタンス及びキャパシタＣ１のキャパシタンスを決定し、その状態での図２に示したアンテナ１０１の反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。曲線Ｃは計算結果、曲線Ｍは実測値である。
【００３２】
以上の手順で直列インダクタＬ２のインダクタンス、並列共振回路のインダクタＬ１のインダクタンス、キャパシタＣ１のキャパシタンスをそれぞれ求めることによって、並列共振回路の作用で共振が二つに分裂された結果生じる二つのリターンロスのディップが、第１の周波数帯と第２の周波数帯にそれぞれ現れることになる。
【００３３】
次に、前記並列共振回路のリアクタンスとその変化率について示す。
図４は前記インダクタＬ１及びキャパシタＣ１による並列共振回路のリアクタンスＸとその変化率ｄＸ／ｄｆを示す図である。ここで横軸は周波数、縦軸はリアクタンス及びその変化率である。
【００３４】
リアクタンスＸ（ω）は次式で表される。
【００３５】
【数１】
0005494057.tif 000002
【００３６】
ここでωは角周波数、すなわちω＝２πｆである。
【００３７】
また、リアクタンスの変化率ｄＸ（ω）／ｄωは次式で表される。
【００３８】
【数２】
0005494057.tif 000003
【００３９】
また、第１の周波数帯の中心周波数（２１４．７５ＭＨｚ）で前記インダクタＬ０のインダクタンスとなり、且つ第２の周波数帯の低域端の周波数（４７０ＭＨｚ）でキャパシタＣ０のキャパシタンスとなるような、インダクタＬ１のインダクタンス及びキャパシタＣ１のキャパシタンスは、次式で表される。
【００４０】
【数３】
0005494057.tif 000004
【００４１】
【数４】
0005494057.tif 000005
【００４２】
ここでω１は並列共振回路で実現したいインダクタンスを満たす周波数ｆ１に２πを掛けた値２πｆ１、ω２は並列共振回路の反共振周波数ｆ２に２πを掛けた値２πｆ２、である。
【００４３】
次に、直列インダクタＬ２、並列共振回路のインダクタＬ１及びキャパシタＣ１の値を変化させたときの、アンテナの反射係数（Ｓ１１）と順方向伝送係数（Ｓ２１）について、図５を参照して説明する。
図５（Ａ）は、アンテナの反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図、図５（Ｂ）はアンテナの順方向伝送係数（Ｓ２１）の周波数特性図である。ここで、アンテナの順方向伝送係数（Ｓ２１）は、アンテナの効率を１００％とし、整合回路での損失について求めている。各特性曲線［１］，［２］，［３］の条件は次のとおりである。
【００４４】
これらは何れも上記設計手順（１）〜（３）の条件を満足している。
【００４５】
【表１】
0005494057.tif 000006
【００４６】
［１］の条件は、第１の周波数帯の中心周波数（２１４．７５ＭＨｚ）での、並列共振回路のリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆが２．５以下であり、且つ第２の周波数帯の低域端周波数（４７０ＭＨｚ）でのリアクタンス変化率ｄＸ／ｄｆは１以下である。図５（Ａ）、図５（Ｂ）及び表１から明らかなように、［１］の条件であると、第１の周波数帯と第２の周波数帯の両帯域についてバランス良く整合でき、且つ整合回路の通過損失を抑えることができる。一方、［２］，［３］は、２１４．７５ＭＨｚでの並列共振回路のリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆが２．５０以下、４７０ＭＨｚでの変化率ｄＸ／ｄｆ＝１以下の条件が同時に満たせていないため、Ｓ２１，Ｓ１１共にバランスが悪くなっている。
【００４７】
一般的に並列共振回路は、その反共振点に近づくほどＱ値が劣化し、損失が大きくなるが、上記の条件を満たす並列共振回路のリアクタンス（インダクタＬ１のインピーダンス及びキャパシタＣ１のキャパシタンス）を選択することで、反共振点の上下に位置するＩＳＤＢ−Ｔｍｍ帯、ワンセグ帯における反共振点周波数でのロスを最小限に抑えつつ、両帯域の整合をとることができる。
【００４８】
なお、ワンセグ帯での並列共振回路のリアクタンスは、４７０ＭＨｚでの変化率が最も急峻であり、それ以上の周波数では低インピーダンス（ショート）に近づくので、第２の周波数帯の「中心周波数」ではなく、上述のとおり、「低域端」である４７０ＭＨｚでのキャパシタンスを考慮すればよい。
【００４９】
図６は、リアクタンス変化率ｄＸ／ｄｆに対する帯域内損失平均値の関係を示す図である。ここで、近似直線ＬＢは第１の周波数帯（２０７〜２２２ＭＨｚ）での特性、近似直線ＨＢは第２の周波数帯（ワンセグ帯で最も整合回路損失が大きい区間である４７０〜５００ＭＨｚ）での特性である。なお、整合回路の損失は反射電力による損失分を補正して算出している。
【００５０】
また図７は、並列共振回路のインダクタＬ１とキャパシタＣ１の組み合わせによるリアクタンスの周波数特性を示す図である。
【００５１】
例えばＬ２＝５６ｎＨ、Ｌ１＝５１ｎＨ、Ｃ１＝４ｐＦなら、２１４．７５ＭＨｚでの並列共振回路のリアクタンスの変化率は約１．１で、２０７〜２２２ＭＨｚでの平均損失は約２．０ｄＢであり、４７０ＭＨｚでの変化率は約１．５で、４７０〜５００ＭＨｚでの平均損失は約１．０ｄＢである。すなわち、両バンドについての整合にバランスがとれている。
【００５２】
また、Ｌ２＝２７ｎＨ、Ｌ１＝３３ｎＨ、Ｃ１＝１３ｐＦなら、２１４．７５ＭＨｚでの並列共振回路のリアクタンスの変化率は約７．７で、２０７〜２２２ＭＨｚでの平均損失は約３．８ｄＢであり、４７０ＭＨｚでの変化率は約０．１で、４７０〜５００ＭＨｚでの平均損失は約０．５ｄＢである。すなわち、２０７〜２２２ＭＨｚでの損失がやや大きい。
【００５３】
このように、２１５ＭＨｚと４７０ＭＨｚでのリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆと損失とはトレード・オフの関係にあることが分かる。
【００５４】
このように、アンテナ長１２０ｍｍでの２０７〜２２２ＭＨｚ間、及び４７０〜５００ＭＨｚ間（ワンセグ帯で最も整合回路損失が大きい区間）の整合回路による帯域内損失平均値は、リアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆが２１４．７５ＭＨｚで４．７以下、４７０ＭＨｚで３．７以下であれば、平均損失はそれぞれ−３ｄＢ以内に収まる。
【００５５】
図６において、横軸をｘ、縦軸をｙで表すと、直線ＬＢは、
ｙ＝−０．２７３ｘ  −１．７１
直線ＨＢは、
ｙ＝−０．６８９ｘ  −０．４３３
でそれぞれ表される。
【００５６】
《第２の実施形態》
第２の実施形態ではホイップアンテナの長さを変化させたときの特性変化について示す。
図８（Ａ）はそれぞれ異なる３つのホイップアンテナを用いたときのアンテナの反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図、図８（Ｂ）はそのアンテナの順方向伝送係数（Ｓ２１）の周波数特性図である。
【００５７】
各特性曲線［１］［２］［３］の条件は次のとおりである。
これらは何れも上記設計手順（１）〜（３）の条件を満足している。
【００５８】
【表２】
0005494057.tif 000007
【００５９】
また、上記３つのアンテナについて整合回路の各帯域内損失平均値は次のとおりである。
【００６０】
【表３】
0005494057.tif 000008
【００６１】
この結果から明らかなように、ワンセグチューナー用アンテナの平均的な長さである１００〜１２０ｍｍのホイップアンテナであれば、並列共振回路のリアクタンス変化率が、少なくとも２１４．７５ＭＨｚで２．５以下、４７０ＭＨｚで１以下の範囲であれば、整合回路の通過損失が３ｄＢ以内に十分に収まっている。ここで「３ｄＢ」はあくまで目安である。リアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆと損失とはトレード・オフの関係にあるので、３ｄＢという数字に大意はない。
【００６２】
上述の第２の実施形態で示した結果と、第１の実施形態で図６に示した、変化率に対する帯域内損失平均値の関係とを合わせて、設計範囲と定義する。
【００６３】
すなわち、並列共振回路の第１の周波数帯の中心周波数（２１５ＭＨｚ）でのリアクタンスの変化率ｄＸ／ｄｆが２．５以下、且つ第２の周波数帯の低域端の周波数（４７０ＭＨｚ）でのリアクタンス変化率ｄＸ／ｄｆが１以下の範囲になるように、直列インダクタＬ２のインダクタンスを選択すればよい。
【００６４】
なお、整合回路に用いるインダクタＬ１，Ｌ２は巻線タイプのインダクタであってもよいし、積層タイプのインダクタであってもよい。損失の絶対値が異なるだけであり、考え方は同じである。
【００６５】
《第３の実施形態》
第３の実施形態では、放射素子（ホイップアンテナ）の折り返しの効果について示す。
図９は、第３の実施形態に係るアンテナで用いる放射素子（ホイップアンテナ）の形状を示す図である。この放射素子ＲＥは先端の折り返し部ＴＥで所定長だけ折り返している。
【００６６】
この折り返しの有無によって、必要となる直列インダクタＬ２のインダクタンス値は異なる。折り返し無しの場合、第１・第２の実施形態で示したとおり、Ｌ２のインダクタンスは３３ｎＨである。折り返しを設けると、インダクタンス成分が増大することに伴い、直列インダクタＬ２のインダクタンス値は２４ｎＨとなる。
【００６７】
図１０は、折り返しの有無による、アンテナの反射係数（Ｓ１１）の周波数特性図である。図１１（Ａ）はアンテナ効率の周波数特性図、図１１（Ｂ）は図１１（Ａ）の２０７〜２２２ＭＨｚ部分の拡大図である。図中、特性曲線［１］は折り返し無しの特性、特性曲線［２］は折り返し有りの特性、をそれぞれ示している。
【００６８】
これらの特性から明らかなように、放射素子の先端部を折り返すことによって、直列インダクタＬ２のインダクタンス値を低減でき、直列インダクタＬ２による損失が低減できる。また、直列インダクタＬ２のインダクタンス値が小さくなる分、直列インダクタＬ２のインダクタンス値のバラツキによる特性のばらつきが低減される。
【００６９】
《第４の実施形態》
図１２は、第４の実施形態に係るアンテナに用いる放射素子の平面図である。この放射素子は２段の引き伸ばし可能な構造を備える。根元側は金属棒５１、先端側は円筒状の樹脂成形体であり、この樹脂成形体に沿って折り返し形状の放射電極５２１が形成されている。放射電極５２１の一方端５２１Ｃは金属棒５１に導通し、他方は開放端５２１Ｔとなっている
このように二段の引き伸ばし型であっても折り返し部を備えることができ、そのことによって、第３の実施形態で述べたと同様の効果を奏する。しかも、円筒状の樹脂基材の表面に放射電極が形成されたものであれば、アンテナ自体の製造が容易で、無線装置への組立が容易となる。
【００７０】
《第５の実施形態》
図１３は、第５の実施形態に係るアンテナに用いる放射素子の平面図である。根元側は樹脂成形体６１にヘリカル状の放射電極６１１が形成されている。先端側は金属棒６２であり、ヘリカル状の放射電極６１１の端部と導通している。
【００７１】
このように、根元部にヘリカル状の放射電極が形成された構造とすれば、直列インダクタＬ２のインダクタンス値を低減でき、直列インダクタＬ２でのロスが低減でき、アンテナ効率が向上する。また、整合回路のバラツキが低減できる。
【００７２】
また、このように、円筒状の樹脂基材の表面に放射電極を形成されたものであれば、アンテナ自体の製造が容易で、無線装置への組立が容易となる。
なお、放射電極はインサート成形によって樹脂成形体内に設けてもよい。
【符号の説明】
【００７３】
Ｌ１…インダクタ
Ｌ２…直列インダクタ
ＲＥ…放射素子
５１…金属棒
６２…金属棒
６１…樹脂成形体
１０１…アンテナ
５２１…放射電極
５２１Ｃ…一方端
５２１Ｔ…開放端
６１１…放射電極
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図３】
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【図５】
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【図１０】
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