(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第１、第２のコンデンサ、上記両端子間に直列接続された第１、第２のスイッチング素子、および、上記第１、第２のコンデンサの接続点と上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に接続されたインダクタを有する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記第２のコンデンサの電圧を降圧する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記第１、第２のコンデンサ間での互いの電力授受により上記第１、第２のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように、上記第１、第２のスイッチング素子を駆動制御して上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備えて、
上記第１のコンデンサに並列接続された第１の負荷に該第１のコンデンサの直流電力を供給し、上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続される第２の負荷に上記第２のコンデンサの直流電力を供給するものであって、
上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧比が低下するように上記所望の分圧電圧が調整され、上記制御回路は、上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御して上記第２のコンデンサの電圧を、上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧比が低下するように変化させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記制御回路は、上記第１、第２の負荷の電力が均衡するように上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、入力側と出力側とが絶縁された絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第１、第２のコンデンサ、上記両端子間に直列接続された第１、第２のスイッチング素子、および、上記第１、第２のコンデンサの接続点と上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に接続されたインダクタを有する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記第２のコンデンサの電圧を降圧し、入力側と出力側とが絶縁された絶縁型の第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記第１、第２のコンデンサ間での互いの電力授受により上記第１、第２のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように、上記第１、第２のスイッチング素子を駆動制御して上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備えて、
上記第１のコンデンサに並列接続された第１の負荷に該第１のコンデンサの直流電力を供給し、上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続される第２の負荷に上記第２のコンデンサの直流電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続されたＮ個のコンデンサ、上記両端子間に直列接続されたＮ個のスイッチング素子、および、上記Ｎ個のコンデンサの各接続点と上記Ｎ個のスイッチング素子の各接続点との間に接続された（Ｎ−１）個のインダクタを有する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記Ｎ個のコンデンサ間で互いに電力授受することで上記Ｎ個のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように、上記Ｎ個のスイッチング素子を駆動制御して上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備えて、
上記Ｎ個のコンデンサの各直流電力を各負荷へ供給するものであって、
上記所望の分圧電圧として所定の電圧範囲を設け、
上記制御回路は、上記Ｎ個のコンデンサの電圧が上記所定の電圧範囲を外れると上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
上記所望の分圧電圧は、当該分圧電圧にて均衡状態が保持されるように上記各負荷に応じて決定されることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記Ｎ個のコンデンサは、第１、第２のコンデンサの２個のコンデンサであり、上記Ｎ個のスイッチング素子は、第１、第２のスイッチング素子の２個のスイッチング素子であり、上記各負荷は第１、第２の負荷であって、
上記第２のコンデンサの電圧を降圧する第２のＤＣ／ＤＣコンバータを備え、上記第１の負荷が上記第１のコンデンサに並列接続され、上記第２の負荷が上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続されることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記Ｎ個の各コンデンサに上記各負荷が並列接続されることを特徴とする請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ内の上記スイッチング素子はシリコンよりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体により形成されることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を異なる電圧の直流電力に変換して出力する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、従来のエンジンのみで走行する従来自動車に加えて、エンジンとモータジェネレータを組み合わせたハイブリッド自動車や、モータのみで走行する電気自動車などの電動車両が登場し電動車両の普及が進んできている。電動車両においては、従来の低圧バッテリに加えて、モータジェネレータにエネルギ供給を行うため高圧バッテリが用いられている。また、車両電装品として、例えばヒータやエアコンコンプレッサなどの高圧系の負荷、およびヘッドライトやワイパなどの低圧系の負荷があり、各種負荷の使用電圧はモータの使用電圧より低い。このため、高圧バッテリの電圧をＤＣ／ＤＣコンバータで降圧して負荷に供給している。【０００３】
従来の電力変換装置としての降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータには、トランジスタとダイオードとコイルとから構成されるものがある。
また、従来の別例では、直流電源の出力電圧と同じ電圧の高圧側直流出力と、前記直流電源の出力電圧より低い電圧の低圧側直流出力とを供給可能で、前記直流電源を前記低圧側直流出力と同じ出力電圧の第１の直流電源と、前記高圧側直流出力と第１の直流電源の出力電圧との差の出力電圧を有する第２の直流電源とを直列に接続して構成し、前記第１および第２の直流電源を直列に接続した出力を前記高圧側直流出力として供給し、前記低圧側直流出力として前記第１の直流電源の出力と、前記第２の直流電源に接続した直流−直流変換装置によって降圧した出力とを供給する（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００１−１３６７３５（図７、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記従来の電力変換装置（降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ）では、高圧バッテリから低い電圧に降圧するため降圧比が大きく、また後段に接続される全ての負荷電力を扱う必要があり、ＤＣ／ＤＣコンバータは大きな電力容量を要して大型化するという問題点があった。
また、別例による電力変換装置（直流−直流変換装置）では、直流電源から第１の直流電源の出力電圧分低い電圧を降圧すれば良いが、第１の直流電源に接続される負荷電力に応じて直流−直流変換装置で扱う電力量が増大するため、直流−直流変換装置の電力容量の低減化は限定的であった。また、直列接続された第１、第２の直流電源の一方が偏って使用されるため、直流電源の信頼性が損なわれるという問題点もあった。【０００６】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、バッテリの信頼性を保ちつつ該バッテリ電圧を降圧して複数の負荷に供給する電力変換装置の電力容量を低減し電力変換装置の小型化を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明による電力変換装置は、バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第１、第２のコンデンサ、上記両端子間に直列接続された第１、第２のスイッチング素子、および、上記第１、第２のコンデンサの接続点と上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に接続されたインダクタを有する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、上記第２のコンデンサの電圧を降圧する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、上記第１、第２のコンデンサ間での互いの電力授受により上記第１、第２のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように、上記第１、第２のスイッチング素子を駆動制御して上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備えて、上記第１のコンデンサに並列接続された第１の負荷に該第１のコンデンサの直流電力を供給し、上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続される第２の負荷に上記第２のコンデンサの直流電力を供給するものであって、上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧比が低下するように上記所望の分圧電圧が調整され、上記制御回路は、上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御して上記第２のコンデンサの電圧を、上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧比が低下するように変化させるものである。
【０００８】
またこの発明による電力変換装置は、バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第１、第２のコンデンサ、上記両端子間に直列接続された第１、第２のスイッチング素子、および、上記第１、第２のコンデンサの接続点と上記第１、第２のスイッチング素子の接続点との間に接続されたインダクタを有する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、上記第２のコンデンサの電圧を降圧し、入力側と出力側とが絶縁された絶縁型の第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、上記第１、第２のコンデンサ間での互いの電力授受により上記第１、第２のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように、上記第１、第２のスイッチング素子を駆動制御して上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備えて、上記第１のコンデンサに並列接続された第１の負荷に該第１のコンデンサの直流電力を供給し、上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続される第２の負荷に上記第２のコンデンサの直流電力を供給するものである。
またこの発明による電力変換装置は、バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続されたＮ個のコンデンサ、上記両端子間に直列接続されたＮ個のスイッチング素子、および、上記Ｎ個のコンデンサの各接続点と上記Ｎ個のスイッチング素子の各接続点との間に接続された（Ｎ−１）個のインダクタを有する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、上記Ｎ個のコンデンサ間で互いに電力授受することで上記Ｎ個のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように、上記Ｎ個のスイッチング素子を駆動制御して上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備えて、上記Ｎ個のコンデンサの各直流電力を各負荷へ供給するものであって、上記所望の分圧電圧として所定の電圧範囲を設け、上記制御回路は、上記Ｎ個のコンデンサの電圧が上記所定の電圧範囲を外れると上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータを動作させるものでる。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によると、バッテリ電圧を分圧する複数のコンデンサから各負荷へ電力供給され、電力変換装置は複数のコンデンサ間で直流電力を互いに移行する。このため、電力変換装置の実際の電圧変換比は低く、また扱う電力量を格段と低減できる。このため電力変換装置の電力容量を大きく低減でき小型化を効果的に図ることができる。また、バッテリ電圧を複数のコンデンサで分圧しているが、バッテリは全体として電力を供給するため従来技術で示したもののように偏った電力消費によりバッテリの信頼性を損なうことはなく、小型で信頼性の高い車載電源装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１による車載電源装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図６】この発明の実施の形態２によるバッテリ電圧とＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態との関係を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態３による車載電源装置の構成を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの入出力電圧関係の例を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態４による第２のＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率と電圧Ｖ１との関係を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態５による第２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力と電圧Ｖ１との関係を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態６による車載電源装置の構成を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態６による車載電源装置のバッテリ充電時における各電圧関係の例を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態７による車載電源装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による車載電源装置の構成図である。
図１に示すように、車載電源装置は、車両の走行用モータ駆動用の高圧のバッテリ１と、バッテリ１の電圧を降圧して第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂに電力供給するための電力変換装置２を備える。
【００１２】
電力変換装置２の主回路は第１のＤＣ／ＤＣコンバータとしてのＤＣ／ＤＣコンバータ２ａで構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、入力端子１ａ、１ｂと、直列接続された第１、第２のスイッチング素子としての第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂと、バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂと、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂの接続点と第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの接続点との間に接続されたインダクタ４と、出力端子７ａ、７ｂ、７ｃとを備える。第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂは、それぞれダイオードが逆並列接続されているが、このダイオードは素子が内蔵する寄生ダイオードを用いても良い。
また、電力変換装置２は、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂを駆動制御してＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを出力制御する制御回路６を備える。
【００１３】
次に、車載電源装置の接続構成の詳細を以下に示す。
バッテリ１は入力端子１ａ−１ｂ間に接続される。入力端子１ａは、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａのソース端子と第１のコンデンサ５ａの一端と出力端子７ａに各々接続され、入力端子１ｂは、第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子と第２のコンデンサ５ｂの一端と出力端子７ｃに各々接続される。第１のＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン端子と第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂのソース端子は互いに接続され、その接続点とインダクタ４の一端が接続される。インダクタ４の他端は、第１のコンデンサ５ａの他端と第２のコンデンサ５ｂの他端と出力端子７ｂに各々接続される。
【００１４】
制御回路６の端子６ｂは入力端子１ｂと接続され、端子６ａは入力端子１ａに接続される。また、制御回路６の端子６ｃｃは出力端子７ｃと接続され、端子６ｂｂは出力端子７ｂと接続され、端子６ａａは出力端子７ａと接続される。また、端子６ｘは、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａのゲート端子に接続され、端子６ｙは第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂのゲート端子に接続される。
また、出力端子７ａは、第１の負荷１０ａの一端に接続され、出力端子７ｂは、第１の負荷１０ａの他端と第２の負荷１０ｂの一端に各々接続される。出力端子７ｃは、第２の負荷１０ｂの他端に接続される。
【００１５】
次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、バッテリ１からの入力電圧ＶＡを降圧して、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２を生成し、第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂに電力供給する。
制御回路６は、各入出力端子１ａ、１ｂ、７ａ〜７ｃの電位を取得して入力電圧であるバッテリ１の電圧ＶＡおよび出力電圧である第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２を検出し、これらの電圧に基づいて、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂへのゲート信号を出力して第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂを駆動制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを出力制御する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２が所望の電圧となるように制御される。電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との和は常にＶＡに等しいため、一方の電圧を制御することで他方の電圧も制御でき、この場合、電圧Ｖ１を目標電圧に制御することで電圧Ｖ２も制御できる。
【００１６】
電圧Ｖ１が目標電圧より小さい場合、図２および図３に示す第１の制御により、第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂがオンオフして第２のコンデンサ５ｂから第１のコンデンサ５ａへエネルギを移行することで、第１のコンデンサ５ａの電圧Ｖ１を増加させる。
まず図２に示すように、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａがオフ状態で、第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂがオンすると、第２のコンデンサ５ｂ−第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂ−インダクタ４、の経路で電流が流れ、第２のコンデンサ５ｂのエネルギがインダクタ４に移行する。次に図３に示すように、第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂがオフすると、インダクタ４−第１のコンデンサ５ａ−第１のＭＯＳＦＥＴ３ａのダイオード、の経路で電流が流れ、インダクタ４のエネルギが第１のコンデンサ５ａに移行する。
このように第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂがオンオフして図２と図３の状態を繰り返すことで、第２のコンデンサ５ｂから第１のコンデンサ５ａへエネルギが移行して電圧Ｖ１を増加させ目標電圧に制御する。
【００１７】
一方、電圧Ｖ１が目標電圧より大きい場合、図４および図５に示す第２の制御により、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａがオンオフして第１のコンデンサ５ａから第２のコンデンサ５ｂへエネルギを移行することで、第１のコンデンサ５ａの電圧Ｖ１を低下させる。
まず図４に示すように、第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂがオフ状態で、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａがオンすると、第１のコンデンサ５ａ−インダクタ４−第１のＭＯＳＦＥＴ３ａ、の経路で電流が流れ、第１のコンデンサ５ａのエネルギがインダクタ４に移行する。次に図５に示すように、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａがオフすると、インダクタ４−第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂのダイオード−第２のコンデンサ５ｂ、の経路で電流が流れ、インダクタ４のエネルギが第２のコンデンサ５ｂに移行する。
このように第１のＭＯＳＦＥＴ３ａがオンオフして図４と図５の状態を繰り返すことで、第１のコンデンサ５ａから第２のコンデンサ５ｂへエネルギが移行して電圧Ｖ１を低下させ目標電圧に制御する。
【００１８】
なお、図２〜図５では第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのダイオードで整流した例を示したが、ダイオードによる整流のタイミングに第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのオンオフが同期する同期整流動作を行っても良い。
【００１９】
上述したように、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂ間で互いに電力授受するようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが動作して電圧Ｖ１は目標電圧に制御される。この目標電圧は、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂが分担する分圧電圧の均衡状態が保持されるように、即ち電圧Ｖ１が一定の安定状態となるように、第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂに応じて決定される。望ましくは、第１の負荷１０ａを流れる電流と第２の負荷１０ｂを流れる電流とが等しくなるように決定される。制御回路６は、電圧Ｖ１が決定された目標電圧となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを制御する。
電圧Ｖ１の目標電圧は制御回路６で演算しても良いが、外部の演算装置で演算して制御回路６に与えられるものでも良い。また、制御回路６が電圧Ｖ１を変化させて制御して安定する状態を検出し、その時点の電圧Ｖ１を目標電圧として制御しても良い。
【００２０】
第１の負荷１０ａを流れる電流と第２の負荷１０ｂを流れる電流とが等しい時、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２が分担する分圧電圧の均衡状態が保持され、この均衡状態で電圧Ｖ１が目標電圧になっていれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは停止状態で所望の電圧Ｖ１、Ｖ２を出力して第１、第２の負荷１０ａ、１０ｂに電力供給できる。また、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２が均衡状態を保持するとき、第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂの電力が均衡状態にあると言う。
【００２１】
上記のような均衡状態が崩れて第１の負荷１０ａを流れる電流が第２の負荷１０ｂを流れる電流より大きくなると、電圧Ｖ１が小さくなり電圧Ｖ２は大きくなる。その場合、上記第１の制御により第２のコンデンサ５ｂから第１のコンデンサ５ａへエネルギを移行し、電圧Ｖ１を制御する。また、第１の負荷１０ａを流れる電流が第２の負荷１０ｂを流れる電流より小さくなると、電圧Ｖ１が大きくなり電圧Ｖ２は小さくなる。その場合、上記第２の制御により第１のコンデンサ５ａから第２のコンデンサ５ｂへエネルギを移行し、電圧Ｖ１を制御する。
【００２２】
以上のようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、出力電圧Ｖ１、Ｖ２（＝ＶＡ−Ｖ１）を一定の目標電圧に制御することができる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａでは、バッテリ１からの入力電圧ＶＡを降圧して出力電圧Ｖ１、Ｖ２を生成するが、第２のコンデンサ５ｂと第１のコンデンサ５ａとの間のエネルギ移行で電力変換動作を行っており、実際の電圧変換比はＶ１／Ｖ２あるいはＶ２／Ｖ１であり格段と低減できる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの扱う電力容量は、第１の負荷１０ａと第２の負荷１０ｂの電流差に基づく電力差分のみとなり、電力容量を大きく低減でき、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを小型化することができる。
また、バッテリ１の電圧ＶＡを第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂで分圧しているが、バッテリ１は全体として電力を供給するため従来技術で示したもののように偏った電力消費によりバッテリ１の信頼性を損なうことはない。このため、小型なＤＣ／ＤＣコンバータ２ａと信頼性の高いバッテリ１とを用いて、小型で信頼性の高い車載電源装置を得ることができる。
【００２３】
なお、上記実施の形態１では、第１、第２のスイッチング素子３ａ、３ｂとしてＭＯＳＦＥＴを用いて説明を行ったが、バイポーラトランジスタ、または絶縁型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはシリコンカーバイドトランジスタ、またはワイドバンドギャップ半導体によって形成されたＭＯＳＦＥＴを用いても同様の効果が得られる。
ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンに比べてバンドギャップが大きい半導体であり、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａおよび車載電源装置の小型化が促進できる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａおよび車載電源装置の高効率化が図れる。
またワイドバンドギャップ半導体から成るスイッチング素子は耐熱性も高いため、通常、車載電源装置に併設されているヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、車載電源装置の一層の小型化が可能になる。
【００２４】
また、各第１、第２のスイッチング素子３ａ、３ｂは、それぞれ複数個のスイッチング素子を直列接続して構成しても良い。また、各第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂは、それぞれ複数個のコンデンサを直列あるいは並列接続して構成しても良い。
【００２５】
実施の形態２．
この実施の形態２では、上記実施の形態１と同様の回路構成の車載電源装置を用い、上記実施の形態１と同様に、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂ間で互いに電力授受するようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが動作して電圧Ｖ１が制御される。この場合、電圧Ｖ１の目標電圧として所定の電圧範囲を設ける。第１の負荷１０ａおよび第２の負荷１０ｂの均衡状態が崩れたとき、図６に示すように、電圧Ｖ１の値がＶ１ａからＶ１ｂの範囲内にある場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは動作を停止する。そして、電圧Ｖ１の値がＶ１ａより小さく、またはＶ１ｂより大きい場合は、上記実施の形態１で示したように、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂ間で互いに電力授受するようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが動作して、電圧Ｖ１の値がＶ１ａからＶ１ｂの範囲内になるように制御する。
この実施の形態では、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは扱う電力量をさらに低減でき小型化を一層促進でき、このＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを用いた車載電源装置も同様に小型化できる。
【００２６】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。
図７は、この発明の実施の形態３による車載電源装置の構成図である。
図７に示すように、車載電源装置は、車両の走行用モータ駆動用の高圧のバッテリ１と、バッテリ１の電圧を降圧して第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂに電力供給するための電力変換装置２０と、第２の負荷１０ｂ用の低圧の第２のバッテリ９とを備える。
電力変換装置２０の主回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａと第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、上記実施の形態１と同様であり、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は、入力端子８ａ、８ｂと出力端子８ｃ、８ｄを備えて、入力側が第２のコンデンサ５ｂに並列接続される。なお、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は、入力端子８ａ、８ｂと出力端子８ｃ、８ｄとが絶縁された絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータで、例えばトランスを有して構成される。
【００２７】
また電力変換装置２０は、上記実施の形態１と同様に、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂを駆動制御してＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを出力制御する制御回路６を備えると共に、図示しない第２の制御回路を備えて第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８を制御する。この第２の制御回路は、制御回路６で兼用しても良い。
【００２８】
次に、車載電源装置の接続構成で上記実施の形態１と異なる点を以下に示す。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの出力端子７ａは、第１の負荷１０ａの一端に接続され、出力端子７ｂは、第１の負荷１０ａの他端と第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の入力端子８ａに各々接続され、出力端子７ｃは、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の入力端子８ｂに接続される。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力端子８ｄは、第２のバッテリ９の正極側と第２の負荷１０ｂの一端に各々接続される。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力端子８ｃは、第２のバッテリ９の負極側と第２の負荷１０ｂの他端に各々接続される。
【００２９】
次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、バッテリ１からの入力電圧ＶＡを降圧して、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２を生成し、第１の負荷１０ａに電圧Ｖ１で電力供給する。第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は、第２のコンデンサ５ｂの電圧Ｖ２を降圧して第２のバッテリ９を充電し、第２の負荷１０ｂに電圧Ｖ２で電力供給する。
【００３０】
図８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの入力電圧ＶＡと出力電圧Ｖ１、Ｖ２との関係を示す例である。
第１の負荷１０ａが２００Ｖ〜４００Ｖの電圧範囲内で動作するとし、即ち電圧Ｖ１の電圧範囲は２００Ｖ〜４００Ｖであり、電圧ＶＡ＝３２０Ｖの時、電圧Ｖ１＝２００Ｖ、電圧Ｖ２＝１２０Ｖとし、電圧ＶＡ＝６００Ｖの時、電圧Ｖ１＝４００Ｖ、電圧Ｖ２＝２００Ｖとする。
電圧ＶＡが、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２とそれぞれ１次関数の関係を満たす場合、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の入力電圧範囲である電圧Ｖ２の範囲は、１２０Ｖ〜２００Ｖと小さくなり、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の入出力電圧変換比を小さくできる。このように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の入出力電圧変換比が小さくなると、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は高効率で動作する。
【００３１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの制御および動作は上記実施の形態１と同様であり、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂ間で互いに電力授受するようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが動作して電圧Ｖ１は目標電圧に制御される。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、上記実施の形態１と同様に、扱う電力量は第１の負荷１０ａと第２の負荷１０ｂの電力差分のみとなり、電力容量を大きく低減でき、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを小型化することができる。
従って、小型なＤＣ／ＤＣコンバータ２ａおよび高効率な第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８を用いた、小型で高効率な電力変換装置２０およびそれを用いた車載電源装置が得られる。
【００３２】
また、この実施の形態では、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータで構成したため、高圧側の電圧Ｖ２を入力電圧としても出力端子８ｃ、８ｄに高電圧を発生させることはない。また、高圧側の電圧Ｖ２に第１の負荷１０ａを接続し、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８を低圧側に接続して電圧Ｖ１を入力電圧としても良く、その場合、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８は非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータでも良く、同様の効果が得られる。
【００３３】
また、上記実施の形態３では、電圧ＶＡが、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２とそれぞれ１次関数の関係を満たす場合について説明を行ったが、電圧ＶＡの増加に応じて電圧Ｖ１、電圧Ｖ２の一定値区間や増加区間があれば同様の効果が得られる。
【００３４】
実施の形態４．
この実施の形態４では、上記実施の形態３と同様の回路構成の車載電源装置を用い、上記実施の形態３と同様に、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂ間で互いに電力授受するようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが動作して電圧Ｖ１を制御することで第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２を生成し、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８が第２のコンデンサ５ｂの電圧Ｖ２を降圧する。
この実施の形態では、電圧Ｖ１の目標電圧は第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の動作効率に依存して変化させる。図９は、電圧Ｖ１と第２のＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率の関係を示す図である。図に示すように、第２のＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率が低い時は、電圧Ｖ１を高くする。具体的には、電圧Ｖ１の目標電圧を高くして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａにより電圧Ｖ１が高くなるように制御する。これにより第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の入力電圧Ｖ２が低下して入出力変換比を小さくすることができ、高効率化が図れる。
【００３５】
このように、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の入出力電圧変換比を小さくするように電圧Ｖ１の目標電圧を調整することで、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の動作効率を向上でき、さらに高効率な第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８が得られる。また、小型でさらに高効率な電力変換装置２０およびそれを用いた車載電源装置が実現できる。
【００３６】
なお、上記実施の形態４では、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の動作効率と電圧Ｖ１が１次関数の関係を満たすものを図示して説明を行ったが、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の動作効率に対して電圧Ｖ１を減少傾向であれば同様の効果が得られる。
【００３７】
実施の形態５．
この実施の形態５では、上記実施の形態３と同様の回路構成の車載電源装置を用い、上記実施の形態３と同様に、第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂ間で互いに電力授受するようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが動作して電圧Ｖ１を制御することで第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２を生成し、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８が第２のコンデンサ５ｂの電圧Ｖ２を降圧する。
この実施の形態では、第１の負荷１０ａと第２の負荷１０ｂとの電力が均衡するように、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電力を制御する。図１０は、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電力と電圧Ｖ１との関係を示す図である。図１０に示すように第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電力を電圧Ｖ１に応じて変化させることにより、第１の負荷１０ａと第２の負荷１０ｂとの電力を均衡させることができる。
上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、第１、第２の負荷１０ａ、１０ｂの電力差分を扱っているため、第１の負荷１０ａと第２の負荷１０ｂとの電力が均衡するように、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電力を制御することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが扱う電力量は極めて低くできる。このためＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの小型化がさらに促進でき、さらに小型の電力変換装置および車載電源装置が得られる。
【００３８】
なお、上記実施の形態５では、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電力と電圧Ｖ１が１次関数の関係を満たすものを図示して説明を行ったが、電圧Ｖ１に対して第２のＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電力が減少傾向であれば同様の効果が得られる。
【００３９】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。
図１１は、この発明の実施の形態６による車載電源装置の構成図である。
図１１に示すように、車載電源装置は、車両のモータジェネレータＭ／Ｇにインバータを介して接続される高圧のバッテリ１と、バッテリ１の電圧を降圧して第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂに電力供給すると共に、交流電源１２からバッテリ１に充電する機能を有する電力変換装置２００とを備える。電力変換装置２００の主回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａとＡＣ／ＤＣコンバータ１１とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは上記実施の形態１と同様であり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、出力端子１１ａ、１１ｂと入力端子１１ｃ、１１ｄを備えて、出力側が第１のコンデンサ５ａに接続され、バッテリ１の充電時に入力側が交流電源１２に接続される。
【００４０】
また電力変換装置２００は、上記実施の形態１と同様に、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂを駆動制御してＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを出力制御する制御回路６を備えると共に、図示しない第３の制御回路を備えてＡＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。また、インダクタ４に流れる電流を検出するように電流検出手段１５が配置される。この場合、制御回路６は、上記実施の形態１で示した制御と、バッテリ１を充電する際の充電モードでの制御との２種の制御を行う。第３の制御回路は、バッテリ１を充電する際の制御のみ行い、制御回路６で兼用しても良い。
【００４１】
次に、車載電源装置の接続構成で上記実施の形態１と異なる点を以下に示す。
制御回路６の端子６ｓは、電流検出手段１５に接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの出力端子７ａは、第１の負荷１０ａの一端とＡＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端子１１ａに接続される。出力端子７ｂは、第１の負荷１０ａの他端と第２の負荷１０ｂの一端とＡＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端子１１ｂに各々接続される。出力端子７ｃは第２の負荷１０ｂの他端に接続される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の入力端子１１ｃ−１１ｄ間に交流電源１２が接続される。なお、上記実施の形態１においても、バッテリ１は、インバータを介してモータジェネレータ（モータ）に接続されているが、便宜上図示を省略した。
【００４２】
次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。
電力変換装置２００は、バッテリ１の電圧を降圧して第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂに電力供給する際、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａが上記実施の形態１と同様に動作する。ここでは、交流電源１２から電力変換装置２００を介してバッテリ１を充電する動作について以下に説明する。
交流電源１２からの交流電力は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１により直流電力に変換されて第１のコンデンサ５ａに出力される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａがオンオフしてバッテリ１を電圧ＶＡで充電する。このとき、制御回路６は、インダクタ４に流れる電流が所定電流になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを制御する。
【００４３】
図１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの入出力電圧である第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの電圧Ｖ１、Ｖ２とバッテリ１の電圧ＶＡとの関係を示す例である。
例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の電力変換効率が最も高い条件を、直流電圧、即ち出力電圧である電圧Ｖ１を３７０Ｖとする条件で動作させる場合とする。図１２の例では、バッテリ１の電圧ＶＡ＝３２０Ｖの時に、電圧Ｖ１＝３１０Ｖ、電圧Ｖ２＝１０Ｖとし、電圧ＶＡ＝３８０Ｖの時に電圧Ｖ１＝３７０Ｖ、電圧Ｖ２＝１０Ｖとして、電圧ＶＡが３２０Ｖ〜３８０Ｖである領域において、電圧ＶＡが電圧Ｖ１、Ｖ２とそれぞれ１次関数の関係を満たす。また、バッテリ１の電圧ＶＡ＝６００Ｖの時に、電圧Ｖ１＝３７０Ｖ、電圧Ｖ２＝２３０Ｖとし、電圧ＶＡが３８０Ｖ〜６００Ｖである領域においても電圧ＶＡが電圧Ｖ１、Ｖ２とそれぞれ１次関数の関係を満たす。
このような条件でＤＣ／ＤＣコンバータ２ａおよびＡＣ／ＤＣコンバータ１１を動作させると、電圧ＶＡが３２０Ｖ〜３８０Ｖである領域では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａにおける入出力電圧変換比が１に近い値となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａは高効率で動作する。また、電圧ＶＡが３８０Ｖ〜６００Ｖである領域では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は最も高効率で動作する。
【００４４】
このように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１が高効率な最適動作ポイントである電圧に、電圧Ｖ１を長時間制御するようにし、さらに、バッテリ１の電圧ＶＡに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａの入出力電圧変換比が１に近い値となるように電圧Ｖ１を制御する。これにより、電力変換装置２００を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１が低損失で動作する変換効率の高い電力変換装置が得られる。
【００４５】
なお、この実施の形態では、上記実施の形態１の車載電源装置を充電に適用可能に変形した場合を示したが、上記実施の形態２〜５のいずれの車載電源装置も、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１を備えた電力変換装置を用いることで同様にバッテリ１に充電でき、同様の効果が得られる。
【００４６】
また、この実施の形態６では、電圧ＶＡが電圧Ｖ１、Ｖ２とそれぞれ１次関数の関係を満たすよう説明を行ったが、電圧ＶＡに対して電圧Ｖ１、Ｖ２の変化に一定値区間や増加区間があれば同様の効果が得られる。
【００４７】
また、上記実施の形態６では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は交流電源１２からバッテリ１への充電をさせるため単方向で説明を行ったが、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は双方向の電力変換機能を備えても良い。その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１が第１のコンデンサ５ａの直流電力を交流電力に変換して交流電源１２に出力可能となるため、バッテリ１から第１のコンデンサ５ａおよびＡＣ／ＤＣコンバータ１１を介して交流電源１２に電力供給することができる。
【００４８】
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。
上記各実施の形態１〜６では、直列接続された２つのスイッチング素子３ａ、３ｂと直列接続された２つのコンデンサ５ａ、５ｂと１つのインダクタ４とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを第１のＤＣ／ＤＣコンバータとして用いたが、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ内のスイッチング素子およびコンデンサの個数は３以上でも良く、この実施の形態では、３個の場合について以下に説明する。
【００４９】
図１３は、この発明の実施の形態７による車載電源装置の構成図である。
図１３に示すように、車載電源装置は、車両の走行用モータ駆動用の高圧のバッテリ１と、バッテリ１の電圧を降圧して第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂおよび第３の負荷１０ｃに電力供給するための電力変換装置３０を備える。
電力変換装置３０の主回路は第１のＤＣ／ＤＣコンバータとしてのＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａで構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａは、入力端子１ａ、１ｂと、直列接続された３個のスイッチング素子としての第１、第２、第３のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂ、３ｃと、バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第１、第２、第３のコンデンサ５ａ、５ｂ、５ｃと、２個のインダクタ４ａ、４ｂと、出力端子７ａ〜７ｄとを備える。インダクタ４ａは、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂの接続点と第１、第２のコンデンサ５ａ、５ｂの接続点との間に接続され、インダクタ４ｂは、第２、第３のＭＯＳＦＥＴ３ｂ、３ｃの接続点と第２、第３のコンデンサ５ｂ、５ｃの接続点との間に接続される。また、第１、第２、第３のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂ、３ｃは、それぞれダイオードが逆並列接続されているが、このダイオードは素子が内蔵する寄生ダイオードを用いても良い。
また、電力変換装置３０は、第１、第２、第３のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂ、３ｃを駆動制御してＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａを出力制御する制御回路６を備える。
【００５０】
次に、車載電源装置の接続構成の詳細を以下に示す。
バッテリ１は入力端子１ａ−１ｂ間に接続される。入力端子１ａは、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａのソース端子と第１のコンデンサ５ａの一端と出力端子７ａに各々接続され、入力端子１ｂは、第３のＭＯＳＦＥＴ３ｃのドレイン端子と第３のコンデンサ５ｃの一端と出力端子７ｄに各々接続される。第１のＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン端子と第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂのソース端子は互いに接続され、その接続点とインダクタ４ａの一端が接続される。インダクタ４ａの他端は、第１のコンデンサ５ａの他端と第２のコンデンサ５ｂの他端と出力端子７ｂに各々接続される。第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子と第３のＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース端子は互いに接続され、その接続点とインダクタ４ｂの一端が接続される。インダクタ４ｂの他端は、第２のコンデンサ５ｂの他端と第３のコンデンサ５ｃの他端と出力端子７ｃに各々接続される。
【００５１】
制御回路６の端子６ｂは入力端子１ｂと接続され、端子６ａは入力端子１ａに接続される。また、制御回路６の端子６ｄｄは出力端子７ｄと接続され、端子６ｃｃは出力端子７ｃと接続され、端子６ｂｂは出力端子７ｂと接続され、端子６ａａは出力端子７ａと接続される。また、端子６ｘは、第１のＭＯＳＦＥＴ３ａのゲート端子に接続され、端子６ｙは第２のＭＯＳＦＥＴ３ｂのゲート端子に接続され、端子６ｚは第３のＭＯＳＦＥＴ３ｃのゲート端子に接続される。
また、出力端子７ａは、第１の負荷１０ａの一端に接続され、出力端子７ｂは、第１の負荷１０ａの他端と第２の負荷１０ｂの一端に各々接続される。出力端子７ｃは、第２の負荷１０ｂの他端と第３の負荷１０ｃの一端に各々接続され、出力端子７ｄは、第３の負荷１０ｃの他端に接続される。
【００５２】
次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａは、バッテリ１からの入力電圧ＶＡを降圧して、第１、第２、第３のコンデンサ５ａ、５ｂ、５ｃの電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を生成し、第１の負荷１０ａ、第２の負荷１０ｂ、第３の負荷１０ｃに電力供給する。
制御回路６は、各入力端子１ａ、１ｂ、７ａ〜７ｄの電位を取得して入力電圧であるバッテリ１の電圧ＶＡおよび出力電圧である第１、第２、第３のコンデンサ５ａ、５ｂ、５ｃの電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を検出し、これらの電圧に基づいて、第１、第２、第３のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂ、３ｃへのゲート信号を出力して第１、第２、第３のＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂ、３ｃを駆動制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａを出力制御する。
【００５３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａは、第１、第２、第３のコンデンサ５ａ、５ｂ、５ｃの電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３が所望の電圧となるように制御される。電圧Ｖ１、電圧Ｖ２および電圧Ｖ３の和は常に電圧ＶＡに等しいため、いずれか２つの電圧を制御することで残りの電圧も制御できる。例えば、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２をそれぞれの目標電圧に制御することで電圧Ｖ３も制御できる。
この実施の形態７においても、上記実施の形態１と同様に、第１〜第３のコンデンサ５ａ〜５ｃ間で互いに電力授受するようにＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａが動作して各電圧Ｖ１〜Ｖ３は目標電圧に制御される。この目標電圧は、各第１〜第３のコンデンサ５ａ〜５ｃが分担する分圧電圧の均衡状態が保持されるように、第１〜第３の負荷１０ａ〜１０ｃに応じて決定される。望ましくは、各負荷１０ａ〜１０ｃを流れる電流が等しくなるように決定される。制御回路６は、各電圧Ｖ１〜Ｖ３が決定された目標電圧となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２ａを制御する。
【００５４】
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａは、バッテリ１からの入力電圧ＶＡを降圧して出力電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を生成するが、第１〜第３のコンデンサ５ａ〜５ｃ間のエネルギ移行で電力変換動作を行っている。このため、上記実施の形態１と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａは、実際の電圧変換比を格段と低減できて扱う電力量も大きく低減でき、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａを小型化することができる。
また、バッテリ１は全体として電力を供給するため、偏った電力消費によりバッテリ１の信頼性を損なうことはなく、小型のＤＣ／ＤＣコンバータ３０ａと共に用いることで、小型で信頼性の高い車載電源装置を得ることができる。
【００５５】
なお、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ内のスイッチング素子およびコンデンサの個数は２または３に限るものではなく、Ｎを２以上の整数とすると、第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、直列接続されたＮ個のコンデンサ、直列接続されたＮ個のスイッチング素子、およびＮ個のコンデンサの各接続点とＮ個のスイッチング素子の各接続点との間に接続された（Ｎ−１）個のインダクタを備えて構成され、上述した同様の効果が得られる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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