(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧指令に従い、半導体スイッチ素子を有する電力変換器により直流電圧を交流電圧に変換して負荷にそれぞれ供給する第１，第２の負荷駆動部を、前記電力変換器の直流中間回路を共通にして互いに並列に接続してなる負荷駆動システムにおいて、
前記第１の負荷駆動部は、
第１の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが直流電源を介して接続され、前記第１の電力変換器により、第１の直流電圧指令に従い前記直流電源の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であると共に、
前記第２の負荷駆動部は、
第２の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが電圧可変形エネルギー貯蔵素子を介して接続され、前記第２の電力変換器により、第２の直流電圧指令に従い前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であり、
前記第１の電力変換器から前記第１の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記直流電源の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第１の直流電圧指令を設定し、前記第１の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第１の電力変換器に対する第１の交流電圧指令の振幅を設定すると共に、
前記第２の電力変換器から前記第２の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第２の直流電圧指令を設定し、前記第２の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第２の電力変換器に対する第２の交流電圧指令の振幅を設定し、
前記直流電源と前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子との電圧が異なる場合に、それぞれの電圧に応じて前記直流中間回路の電圧の昇圧比を調整することを特徴とする負荷駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、半導体スイッチ素子を有する電力変換器を高効率運転して交流電動機等の負荷を駆動する負荷駆動システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図９は、電力変換器の代表例である三相電圧形インバータにより交流電動機等の負荷を駆動する負荷駆動システムの構成図である。
図９において、１００は三相電圧形インバータ、Ｂはバッテリ等からなる直流電源（その電圧をＶｄとする）、Ｃｄは直流中間コンデンサ（その電圧をＥｄとする）、Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，ＱｚはＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。また、Ｍは三相コイルにて示した交流電動機等の負荷である。
【０００３】
この負荷駆動システムによれば、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚを任意にオンオフさせることにより、直流電源Ｂの直流電圧を所定の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換して負荷Ｍに供給することができる。
例えば、負荷Ｍが交流電動機である場合には、図１０に示すような三相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをインバータ１００から通流して電動機を駆動することが可能である。
【０００４】
さて、図９の回路構成において、直流電源Ｂの両端は直流中間コンデンサＣｄに直接接続されている。この場合、直流電源電圧Ｖｄの変動が直流中間コンデンサＣｄの電圧Ｅｄ（直流中間電圧）に直接影響してインバータ１００の出力が変動してしまうため、以下に述べるように、直流中間電圧Ｖｄの変動分を補償してインバータ１００の出力制御を行うことが必要である。
【０００５】
図１１は、一般的な昇圧チョッパＣｈｏｐを前記インバータ１００に付加してなるインバータ１０１の主回路を示している。ここで、チョッパＣｈｏｐは、直流電源Ｂの正極と直流中間コンデンサＣｄの両端との間に、リアクトルＬｃと半導体スイッチ素子Ｑｐ，Ｑｎの直列回路とを接続して構成されている。
【０００６】
その動作としては、半導体スイッチ素子Ｑｐ，Ｑｎを交互にオンオフすることにより、インバータ１０１の直流中間電圧Ｅｄを直流電源電圧Ｖｄよりも高い値に制御する。このため、直流電源Ｂの電圧が低下した場合でも、チョッパＣｈｏｐの動作により直流中間電圧Ｅｄを一定にしてインバータ１０１の出力を安定させることができる。
【０００７】
また、図１２（ａ）は、負荷Ｍの中性点とインバータ１０２の直流中間コンデンサＣｄの一端との間に直流電源Ｂを接続した負荷駆動システムの構成図であり、後述する特許文献１，２に記載されているものと実質的に同一の回路である。
図１２（ａ）に示す回路によれば、インバータ１０２の上アームのスイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗまたは下アームのスイッチング素子Ｑｘ〜Ｑｚをすべてオンまたはオフさせるスイッチング動作により、前述した昇圧チョッパＣｈｏｐを用いずに、負荷Ｍの巻線のインダクタンスを利用しつつ直流電源電圧Ｖｄを昇圧して直流中間コンデンサＣｄに供給し、その電圧Ｅｄを直流電源電圧Ｖｄよりも高い値に維持することができる。これと同時に、インバータ１０２から負荷Ｍに三相交流電流を供給して負荷Ｍを駆動することも可能である。なお、ｉｄは直流電源Ｂを流れる零相電流を示す。
この従来技術では、昇圧チョッパＣｈｏｐが不要になるため、部品点数やコストの削減が可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３２１９０３９号公報（段落［００１４］〜［００２０］、図１〜図３等）
【特許文献２】特許第３２２３８４２号公報（段落［００２９］〜［００３０］、図１０，図１１，図１４等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図１２（ａ）に示す回路では、同図（ｂ）に示す如く、一般の三相電圧形インバータと同様に、三角波キャリアｖｃと交流電圧指令λａｃ＊とを比較した結果をＰＷＭ指令として与えると、直流中間コンデンサＣｄに対する直流電圧指令はλｚ＊となっている。このため、図１２（ｃ）に示すように、直流中間電圧Ｅｄは直流電源電圧Ｖｄに対して必然的に約２倍まで昇圧される。
なお、この場合、負荷Ｍの各相を流れる三相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、図１０に比べてｉｄ／３だけ減少した値となる。
【００１０】
一方、交流電動機の可変速運転では、図１３に示すような回転数−端子電圧特性が一般的であり、電動機の端子電圧Ｖｍが回転数ｎに対して一次関数的に増加する定トルク運転領域において、低速運転時には電動機への印加電圧は低くて良いものである。
しかしながら、図１２（ｂ）に示したような方法でインバータ１０２に交流電圧指令λａｃ＊を与えると、直流中間電圧Ｅｄは必然的に直流電源電圧Ｖｄの約２倍まで上昇するので、インバータ１０２のスイッチング損失が増加したり、負荷Ｍに余分な損失が発生し、効率が低下するという問題がある。このため、従来では、図１４（ａ），（ｂ）に示すような交流電圧指令λａｃ＊をインバータ１０２に与えている。
そこで、本発明の解決課題は、電力変換器の交流出力電圧を低下させることなく損失を減少させて高効率な運転を可能にした負荷駆動システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電圧指令に従い、半導体スイッチ素子を有する電力変換器により直流電圧を交流電圧に変換して負荷にそれぞれ供給する第１，第２の負荷駆動部を、前記電力変換器の直流中間回路を共通にして互いに並列に接続してなる負荷駆動システムにおいて、
前記第１の負荷駆動部は、
第１の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが直流電源を介して接続され、前記第１の電力変換器により、第１の直流電圧指令に従い前記直流電源の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であると共に、
前記第２の負荷駆動部は、
第２の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが電圧可変形エネルギー貯蔵素子を介して接続され、前記第２の電力変換器により、第２の直流電圧指令に従い前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であり、
前記第１の電力変換器から前記第１の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記直流電源の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第１の直流電圧指令を設定し、前記第１の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第１の電力変換器に対する第１の交流電圧指令の振幅を設定すると共に、
前記第２の電力変換器から前記第２の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第２の直流電圧指令を設定し、前記第２の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第２の電力変換器に対する第２の交流電圧指令の振幅を設定し、
前記直流電源と前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子との電圧が異なる場合に、それぞれの電圧に応じて前記直流中間回路の電圧の昇圧比を調整するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、電力変換器から負荷に供給するべき交流電圧が低い場合に電力変換器の直流中間電圧を低くすることができる。これにより、電力変換器を構成する半導体スイッチ素子のスイッチング損失を減少させ、電力変換器を高効率に運転することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１参考形態に係る負荷駆動システムの構成図である。
【図２】第１参考形態における電圧指令の説明図である。
【図３】第１参考形態における交流電動機の回転数−端子電圧特性を示す図である。
【図４】図３の定トルク運転領域における電圧指令の説明図である。
【図５】本発明の第２参考形態に係る負荷駆動システムの構成図である。
【図６】第２参考形態における電圧指令の説明図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係る負荷駆動システムの構成図である。
【図８】第１実施形態における電圧指令の説明図である。
【図９】三相電圧形インバータを用いた負荷駆動システムの構成図である。
【図１０】図９における負荷電流の波形図である。
【図１１】昇圧チョッパを付加した負荷駆動システムの構成図である。
【図１２】特許文献１，２に記載されているものと実質的に同一の負荷駆動システムの構成図（図１２（ａ））、電圧指令の説明図（図１２（ｂ））、及び、電圧並びに電流等の説明図（図１２（ｃ））である。
【図１３】一般的な交流電動機の回転数−端子電圧特性を示す図である。
【図１４】図１３の定トルク運転領域における電圧指令の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１参考形態に係る負荷駆動システムを示しており、その構成は、前述した図１２（ａ）と同一である。以下では、負荷Ｍが電動機である場合につき説明する。
【００１７】
いま、図１において、三相電圧形インバータ１０２に対して図２に示すような交流電圧指令λａｃ＊を与えた場合、直流電圧指令λｚ＊の値に応じ、直流中間電圧Ｅｄは直流電源電圧Ｖｄに対して数式１の値に昇圧される。
【００１８】
【数１】
0005472606.tif 000002
【００１９】
すなわち、数式１によれば、直流電源電圧Ｖｄに対する直流中間電圧Ｅｄの昇圧比は、２／（１＋λｚ＊）となる。
次に、インバータ１０２から負荷Ｍに出力される交流電圧Ｖｉｎｖは、交流電圧指令λａｃ＊に対して数式２のようになる。
【００２０】
【数２】
0005472606.tif 000003
【００２１】
数式２は、インバータ１０２の交流出力電圧Ｖｉｎｖは、直流電源電圧Ｖｄのほか、交流電圧指令λａｃ＊と直流電圧指令λｚ＊とによって決まることを示している。つまり、交流電圧指令λａｃ＊だけでなく直流電圧指令λｚ＊を操作することにより、直流中間電圧Ｅｄを下げて運転することが可能である。
【００２２】
次に、この参考形態の動作を、図３，図４を用いて説明する。
図３は、一般的な交流電動機の回転数−端子電圧特性を示しており、前述した図１３に示したものと同一である。図３において、回転数ｎがＮｂａｓｅに達するまでは、電動機の端子電圧Ｖｍが一次関数的に上昇する定トルク運転領域であり、回転数ｎがＮｂａｓｅ以上の領域は、端子電圧Ｖｍが一定となる定出力運転領域である。
【００２３】
ここで、定トルク運転領域の回転数ｎ１における運転について説明する。
図４（ａ），（ｂ）は、回転数がｎ１であって電動機の端子電圧がＶｍ１の時の電圧指令を例示したものであり、図４（ａ）は図１４（ｂ）のように直流電圧指令λｚ＊＝λｚ＊（ａ）＝０とした場合、図４（ｂ）はλｚ＊＝λｚ＊（ｂ）＞０とした場合である。
【００２４】
図４（ａ）において、必要な交流電圧指令をλａｃ＊（ａ）とすると、インバータ１０２の出力電圧Ｖｉｎｖは以下のようにして求められる。
すなわち、図４（ａ）では直流電圧指令λｚ＊＝λｚ＊（ａ）＝０であるから、数式１により数式３が得られ、前述したようにＥｄはＶｄの２倍にまで上昇する。
【００２５】
【数３】
0005472606.tif 000004
【００２６】
このとき、数式３を数式２に代入すれば、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、数式４となる。
【００２７】
【数４】
0005472606.tif 000005
【００２８】
インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは負荷Ｍの端子電圧Ｖｍａに等しいため、必要な交流電圧指令λａｃ＊（ａ）は、数式４におけるＶｉｎｖ＝Ｖｍａとおけば数式５となる。
【００２９】
【数５】
0005472606.tif 000006
【００３０】
一方、図４（ｂ）は、直流電圧指令λｚ＊＝λｚ＊（ｂ）＞０の場合であり、過変調しないために採り得る交流電圧指令をλａｃ＊（ｂ）＝λａｃ＊（ｍａｘ）とすると、その値は数式６となる。
【００３１】
【数６】
0005472606.tif 000007
【００３２】
いま、λｚ＊（ｂ）＞０であるから、数式６は数式７に置き換えることができる。
【００３３】
【数７】
0005472606.tif 000008
【００３４】
従って、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、数式２に基いて数式８のように置き換えることができる。
【００３５】
【数８】
0005472606.tif 000009
【００３６】
数式８において、Ｖｉｎｖ＝Ｖｍａとすれば、λｚ＊（ｂ）は数式９によって表される。
【００３７】
【数９】
0005472606.tif 000010
【００３８】
よって、交流電圧指令λａｃ＊の最大値λａｃ＊（ｍａｘ）は、数式７により、数式１０のようになる。
【００３９】
【数１０】
0005472606.tif 000011
【００４０】
この時のインバータ１０２の出力電圧Ｖｉｎｖを確認すると、数式２に基づいて数式１１のようになり、当然に負荷Ｍの端子電圧Ｖｍａと等しくなる。
【００４１】
【数１１】
0005472606.tif 000012
【００４２】
つまり、回転数がｎ１の時点では、直流電圧指令λｚ＊（ｂ）を、０＜λｚ＊（ｂ）＜｛（√３Ｖｄ−√２Ｖｍａ）／（√３Ｖｄ＋√２Ｖｍａ）｝の範囲で調整することができ、交流電圧指令λａｃ＊は、数式７に従ってλａｃ＊＝１−λｚ＊（ｂ）により調整すればよい。
このように、負荷Ｍに供給するべき交流電圧が低いときには、直流電源電圧Ｖｄに対する直流中間電圧Ｅｄの昇圧比２／（１＋λｚ＊）が低くなるように直流電圧指令λｚ＊を調整すれば、結果的に直流中間電圧Ｅｄを下げることができ、インバータ１０２を構成する半導体スイッチ素子のスイッチング損失を低減して効率を向上させることができる。
【００４３】
次に、本発明の第２参考形態を説明する。
図５は第２参考形態に係る負荷駆動システムの構成図であり、図１のインバータ１０２と同一構成の第１，第２のインバータ１０２１，１０２２を備え、各インバータ１０２１，１０２２の直流中間コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２を並列に接続すると共に、直流電源Ｂの正極を第１，第２の電動機等の負荷Ｍ１，Ｍ２の中性点にそれぞれ接続して構成されている。なお、Ｉｚ１，Ｉｚ２は負荷Ｍ１，Ｍ２の中性点に流れる零相電流である。
【００４４】
いま、第１の負荷Ｍ１が駆動しており、第２の負荷Ｍ２が停止しているとする。負荷Ｍ１を駆動するために必要な第１のインバータ１０２１に対する電圧指令を、図４（ｂ）と同様に、図６（ａ）の交流電圧指令λａｃ１＊及び直流電圧指令λｚ１＊により与えると共に、第１のインバータ１０２１の直流電圧指令λｚ１＊と第２のインバータ１０２２の直流電圧指令λｚ２＊とがほぼ等しくなるように制御する。つまり、第１，第２のインバータ１０２１，１０２２において、直流電源電圧Ｖｄに対する直流中間電圧Ｅｄの昇圧比がほぼ等しくなるように制御を行う。なお、図６（ｂ）は第２のインバータ１０２２に対する交流電圧指令λａｃ２＊（＝０）及び直流電圧指令λｚ２＊である。
【００４５】
これにより、第１のインバータ１０２１により第１の負荷Ｍ１を駆動した場合の半導体スイッチ素子のスイッチング損失が低減されるだけでなく、第２のインバータ１０２２を構成する半導体スイッチ素子のスイッチング損失も低減することができる。
更に、例えば、特開２００９−１３１０２１号公報の段落［００１２］〜［００２９］、図１〜図６等に記載されているように、第１，第２の負荷Ｍ１，Ｍ２の中性点に流れる零相電流Ｉｚ１，Ｉｚ２の分配率を調整することも可能であり、これらを組み合わせれば、一方の負荷を駆動するインバータの責務低減効果も期待することができる。
当然のことながら、第１の負荷Ｍ１を停止し、第２の負荷Ｍ２を駆動した場合には、上述した動作を反転させればよいことはいうまでもない。
【００４６】
次に、図７は、本発明の第１実施形態に係る負荷駆動システムの構成図である。
図７の回路は、図５の回路構成において、負荷Ｍ１の中性点を直流電源Ｂから切り離し、この中性点と直流中間回路の負極との間に電圧可変型エネルギー貯蔵素子（以下、キャパシタという）Ｃｎを接続したものである。
いま、キャパシタＣｎ及び直流電源Ｂの電圧がそれぞれＶｃ，Ｖｄであり、Ｖｃ＞Ｖｄであるとする。このとき、数式１２に示す如く、Ｖｃに対するＥｄの昇圧比をα、Ｖｄに対するＥｄの昇圧比をβとすると、数式１３が得られる。
【００４７】
【数１２】
0005472606.tif 000013
【００４８】
【数１３】
0005472606.tif 000014
【００４９】
前述した数式１から、第１の負荷駆動部を構成する第１のインバータ１０２１により第１の負荷Ｍ１を駆動する際の直流電圧指令を図８（ａ）のようにλｚ１＊とし、第２の負荷駆動部を構成する第２のインバータ１０２２側の直流電圧指令を図８（ｂ）のようにλｚ２＊とすれば、昇圧比α，βは数式１４によって表すことができる。
【００５０】
【数１４】
0005472606.tif 000015
【００５１】
ここで、第２のインバータ１０２２側の直流電圧指令λｚ２＊は、Ｅｄ＝αＶｃ＝βＶｄから、数式１５によって求めればよい。
【００５２】
【数１５】
0005472606.tif 000016
【００５３】
以上のように、キャパシタＣｎの電圧Ｖｃと直流電源電圧Ｖｄとが異なる場合に、それぞれの電圧に応じて各インバータ１０２１，１０２２の直流中間回路の昇圧比を調整することで、第１，第２参考形態と同様に直流中間電圧を低下させてスイッチング損失を低減させることができる。
なお、特開２００９−１７１７５９号公報の段落［０００８］〜［００１２］、図１〜図６等に記載されているように、回転速度と電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧値とによって零相電流Ｉｚ１，Ｉｚ２の分配率を調整することも可能であり、これらを組み合わせれば、一方の負荷を駆動するインバータの責務低減も可能になる。
【符号の説明】
【００５４】
１０２，１０２１，１０２２：三相電圧形インバータ
Ｂ：直流電源
Ｃｄ，Ｃｄ１，Ｃｄ２：直流中間コンデンサ
Ｃｎ：電圧可変型エネルギー貯蔵素子（キャパシタ）
Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ：半導体スイッチ素子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
Ｍ：負荷（電動機）
【図１】
0005472606.tif 000017
【図２】
0005472606.tif 000018
【図３】
0005472606.tif 000019
【図４】
0005472606.tif 000020
【図５】
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【図６】
0005472606.tif 000022
【図７】
0005472606.tif 000023
【図８】
0005472606.tif 000024
【図９】
0005472606.tif 000025
【図１０】
0005472606.tif 000026
【図１１】
0005472606.tif 000027
【図１２】
0005472606.tif 000028
【図１３】
0005472606.tif 000029
【図１４】
0005472606.tif 000030