(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
前記給電コイルと、
電源制御回路と、
前記給電コイルと磁気結合し、前記電源制御回路から供給された交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、を備え、
前記エキサイトコイルおよび前記給電コイルの面積比は、０．１８以上０．６４以下または１．４４以上であって、
前記電源制御回路は、第１のスイッチングトランジスタと第１のコイルが直列接続される第１の電流経路と、第２のスイッチングトランジスタと第２のコイルが直列接続される第２の電流経路を含み、
前記第１および第２のスイッチングトランジスタのゲート電極は第１の結合トランスを介してオシレータと接続され、前記オシレータが前記第１および第２のスイッチングトランジスタを前記共振周波数にて交互に導通させて第１のコイルと第２のコイルに交互に電流を流すことにより、前記エキサイトコイルに前記共振周波数の交流電力を供給することを特徴とするワイヤレス給電装置。
【請求項２】
前記第１および第２のスイッチングトランジスタそれぞれに対して第１および第２のキャパシタを並列接続したことを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項３】
給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
前記給電コイルと、
電源制御回路と、
前記給電コイルと磁気結合し、前記電源制御回路から供給された交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、を備え、
前記第１および第２の電流経路それぞれに対して、インダクタおよびキャパシタを直列接続し、
前記電源制御回路は、第１のスイッチングトランジスタと第１のコイルが直列接続される第１の電流経路と、第２のスイッチングトランジスタと第２のコイルが直列接続される第２の電流経路を含み、
前記第１および第２のスイッチングトランジスタのゲート電極は第１の結合トランスを介してオシレータと接続され、前記オシレータが前記第１および第２のスイッチングトランジスタを前記共振周波数にて交互に導通させて第１のコイルと第２のコイルに交互に電流を流すことにより、前記エキサイトコイルに前記共振周波数の交流電力を供給することを特徴とするワイヤレス給電装置。
【請求項４】
前記インダクタおよび前記キャパシタは、前記共振周波数にて共振することを特徴とする請求項３に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項５】
前記エキサイトコイルに二次コイルが接続され、
前記電源制御回路は、前記第１および第２のコイルを一次コイルとして、前記一次コイルと前記二次コイルにより形成される第２の結合トランスを介して、前記エキサイトコイルに電力を供給することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
【請求項６】
前記第２の結合トランスにおいて、前記電源制御回路の出力インピーダンスと、前記エキサイトコイルの入力インピーダンスを一致させるように前記一次コイルと前記二次コイルの巻き数比を設定したことを特徴とする請求項５に記載のワイヤレス給電装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス給電装置と、
前記受電コイルと、
前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
【請求項８】
給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
前記給電コイルと、
プッシュプル回路として構成される電源制御回路と、
前記給電コイルと磁気結合し、前記電源制御回路から供給された交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、を備え、
前記エキサイトコイルおよび前記給電コイルの面積比は、０．１８以上０．６４以下または１．４４以上であって、
前記電源制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに第１および第２のスイッチングトランジスタが直列接続され、
前記第１および第２のスイッチングトランジスタのゲート電極は第１の結合トランスを介してオシレータと接続され、前記オシレータが前記第１および第２のスイッチングトランジスタを前記共振周波数にて交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記共振周波数の交流電力を供給することを特徴とするワイヤレス給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワイヤレスにて電力を送るためのワイヤレス給電装置、および、ワイヤレス電力伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。
【０００３】
電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも比較的高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。
【０００４】
磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献３参照）。二つのコイルを向かい合わせ、一方のコイルに交流電流を流すと、他方のコイルにも交流電流が流れる。給電コイルが受電コイルの固有振動数と共振すると、給電コイルから受電コイルに特に高い効率にて電力を送り込むことができる。
【０００５】
特許文献３では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合う。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合う。給電コイルから受電コイルまでの距離は比較的大きい。エキサイトコイルに電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。受電コイルは給電コイルが発生させる磁場と共振するため、受電コイルにも電流がながれる。受電コイルが受電すると、電磁誘導の原理によりロードコイルに電流が流れ、ロードコイルから電力を取り出している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２３００３２号公報
【特許文献２】国際公開２００６／０２２３６５号公報
【特許文献３】米国公開２００８／０２７８２６４号公報
【特許文献４】米国公開２００９／００７２６２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
給電コイルから受電コイルへの電力伝送についてはさまざまな検討がなされているものの、給電コイル自体に電力を効率的に供給する方法については、あまり提案がなされていないのが現状である。特許文献３や特許文献４は磁場共振型のワイヤレス給電技術を開示するが、いずれも受電コイルへ電力伝送効率の向上を目的としている。
【０００８】
本発明は、上記課題に基づいて完成された発明であり、磁場共振型のワイヤレス給電技術における給電コイルへの電力伝送効率、特に、高周波数帯における電力伝送効率を高めることを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、給電コイルと、電源制御回路と、給電コイルと磁気結合し、電源制御回路から供給された交流電力を給電コイルに送電するエキサイトコイルと、を備える。電源制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチングトランジスタを共振周波数にて交互に導通させることにより、エキサイトコイルに共振周波数の交流電力を供給する。
【００１０】
給電コイルに対してスイッチング電源として動作する電源制御回路を用いることにより、電源制御回路から給電コイルへの電力供給効率を高めることができる。また、電源制御回路は、共振周波数にて動作するため、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。
【００１１】
第１および第２のスイッチングトランジスタそれぞれに対して第１および第２のキャパシタを並列接続してもよい。また、第１および第２の電流経路それぞれに対して、インダクタおよびキャパシタを直列接続してもよい。このインダクタとキャパシタは、給電コイル等の共振周波数にて共振するように値設定されることが好ましい。このような構成によれば、電源制御回路を高周波数帯で動作させるときにもスイッチング損失を効果的に抑制できる。
【００１２】
電源制御回路の第１および第２の電流経路それぞれに一次コイルを接続し、エキサイトコイルに二次コイルを接続することにより、結合トランスを形成してもよい。電源制御回路は、この結合トランスを介して、エキサイトコイルに電力を供給してもよい。結合トランスにおいて、電源制御回路の出力インピーダンスと、エキサイトコイルの入力インピーダンスを一致させるように一次コイルと二次コイルの巻き数比を設定すれば、電力伝送効率をいっそう高めやすくなる。
【００１３】
本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、上述したワイヤレス給電装置と、受電コイルと、受電コイルと磁気結合して、受電コイルが給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備える。
【００１４】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電技術における電力伝送効率を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】ワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。
【図２】第１のスイッチングトランジスタが導通するときの電流経路を示す図である。
【図３】第２のスイッチングトランジスタが導通するときの電流経路を示す図である。
【図４】２つのスイッチングトランジスタにおける電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。
【図５】調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いたときの電流電圧波形のタイムチャートである。
【図６】調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いたときの第２期間におけるソース・ドレイン間の電圧および電流の関係を示すタイムチャートである。
【図７】調整インダクタおよび調整キャパシタを取り付けたときの第２期間におけるソース・ドレイン間の電圧および電流の関係を示すタイムチャートである。
【図８】エキサイト回路１１０等における電流の変化過程を示すタイムチャートである。
【図９】エキサイトコイルと給電コイルを真円形状としたときの外観図である。
【図１０】エキサイトコイルと給電コイルを矩形形状としたときの外観図である。
【図１１】エキサイトコイルと給電コイルを楕円形状としたときの外観図である。
【図１２】エキサイトコイルと給電コイルを多角形形状としたときの外観図である。
【図１３】エキサイトコイルおよび給電コイルの大きさと電力伝送効率の関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。
【００１８】
図１は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、電源制御回路２００と、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０を含む。給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０の間には数ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイル回路１２０から受電コイル回路１３０に電力を送ることである。また、ワイヤレス電力伝送システム１００は、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯にて動作させることを想定したシステムである。本実施の形態においては、電源制御回路２００をＩＳＭ周波数帯内の１３．５６ＭＨｚにて動作させる。また、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の共振周波数ｆも共に１３．５６ＭＨｚである。
【００１９】
エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ１とトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。エキサイト回路１１０は、電源制御回路２００からトランスＴ２二次コイルＬｉを介して電力を供給される。トランスＴ２二次コイルＬｉは、電源制御回路２００のトランスＴ２一次コイルＬｄおよびトランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により電力を供給される。エキサイトコイルＬ１の巻き数は１回、導線の直径は３ｍｍ、エキサイトコイルＬ１自体の直径は２１０ｍｍである。エキサイト回路１１０を流れる電流Ｉ１は交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。
【００２０】
給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２とキャパシタＣ２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２は電磁気的に強く結合している。給電コイルＬ２の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、給電コイルＬ２自体の直径は２８０ｍｍである。エキサイトコイルＬ１に電流Ｉ１を流すと、給電コイル回路１２０に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には電流Ｉ２が流れる。同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ１の向きと電流Ｉ２の向きは逆（逆相）である。電流Ｉ２は電流Ｉ１よりも格段に大きい。給電コイルＬ２とキャパシタＣ２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆが１３．５６ＭＨｚとなるように設定される。
【００２１】
受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３が直列接続された回路である。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は互いに向かい合っている。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の距離は、０．２ｍ〜１ｍ程度と比較的長い。受電コイルＬ３の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、受電コイルＬ３自体の直径は２８０ｍｍである。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆも１３．５６ＭＨｚとなるように、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３それぞれの値が設定されている。給電コイル回路１２０が共振周波数ｆにて磁界を発生させることにより、給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ３が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ２の向きと電流Ｉ３の向きは逆（逆相）である。すなわち、電流Ｉ３は、電流Ｉ１と同相である。
【００２２】
ロード回路１４０は、ロードコイルＬ４と負荷Ｒが直列接続された回路である。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ４の巻き数は１回、導線の直径は３ｍｍ、ロードコイルＬ４自体の直径は２１０ｍｍである。受電コイルＬ３に電流Ｉ３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に電流Ｉ４が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ３の向きと電流Ｉ４の向きは逆（逆相）である。すなわち、電流Ｉ４は、電流Ｉ２と同相である。こうして、電源制御回路２００から供給される電力は、エキサイト回路１１０と給電コイル回路１２０により送電され、受電コイル回路１３０とロード回路１４０により受電され、負荷Ｒにより取り出される。
【００２３】
負荷Ｒを受電コイル回路１３０に直列接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。また、電力伝送効率を高めるためには、エキサイトコイルＬ１、給電コイルＬ２、受電コイルＬ３およびロードコイルＬ４の中心線を揃えることが好ましい。
【００２４】
電源制御回路２００は、共振周波数ｆにて動作するプッシュプル回路である。電源制御回路２００を共振周波数ｆが動作するように各回路パラメータを設定する。ゲート駆動用トランスＴ１の一次側には、オシレータ２０２が接続される。オシレータ２０２は、共振周波数ｆにて交流電圧を発生させる。電圧波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波であるとして説明する。この交流電圧により、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬｇ、トランスＴ１二次コイルＬｆはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬｇとトランスＴ１二次コイルＬｆにも正負の両方向に交互に電流が流れる。
【００２５】
トランスＴ１二次コイルＬｆの一端とトランスＴ１二次コイルＬｇの一端は互いに接続され、そのまま接地される。トランスＴ１二次コイルＬｆの他端は、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと接続され、トランスＴ１二次コイルＬｇの他端は、別のスイッチングトランジスタＱ２のゲートと接続される。スイッチングトランジスタＱ１のソースとスイッチングトランジスタＱ２のソースも接地されている。したがって、オシレータ２０２が共振周波数ｆにて交流電圧を発生させると、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が共振周波数ｆにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は共振周波数ｆにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Negative-Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor）であるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。
【００２６】
スイッチングトランジスタＱ１のドレインは、インダクタＬｅ、キャパシタＣｂを介して、トランスＴ２一次コイルＬｄと直列接続される。同様に、スイッチングトランジスタＱ２のドレインは、インダクタＬｃ、キャパシタＣａを介して、トランスＴ２一次コイルＬｂと直列接続される。トランスＴ２一次コイルＬｄとトランスＴ２一次コイルＬｂの接続点には、平滑用のインダクタＬａが接続され、さらに、電源Ｖｄｄが接続される。また、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣＱ１が並列接続され、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間にはキャパシタＣＱ２が並列接続される。インダクタＬｅとインダクタＬｃは同一特性のコイルである。キャパシタＣｂとキャパシタＣａは同一特性のキャパシタであり、キャパシタＣＱ１とキャパシタＣＱ２も同一特性のキャパシタである。以下においては、インダクタＬｅとインダクタＬｃをまとめていうときには「調整インダクタ」とよび、キャパシタＣｂとキャパシタＣａ、キャパシタＣＱ１とキャパシタＣＱ２をまとめていうときには「調整キャパシタ」とよぶ。
【００２７】
スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ２とする。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。
【００２８】
エキサイト回路１１０の入力インピーダンスは、たとえば、５０（Ω）である。また、電源制御回路２００の出力インピーダンスがこの入力インピーダンス５０（Ω）と等しくなるようにトランスＴ２一次コイルＬｂおよびトランスＴ２一次コイルＬｄの巻き数を設定している。電源制御回路２００の出力インピーダンスとエキサイト回路１１０の入力インピーダンスが一致するとき、電源制御回路２００の出力は最大となる。
【００２９】
電源制御回路２００は、図１に示すように上下対称形の電気回路である。インダクタＬｅとキャパシタＣｂ（インダクタＬｃとキャパシタＣａ）は、共振周波数ｆにて電流共振するように値設定される。インダクタＬｅとキャパシタＣｂはソース・ドレイン電流ＩＤＳ１の電流波形を変化させ、インダクタＬｃとキャパシタＣａはソース・ドレイン電流ＩＤＳ２の電流波形を変化させるために挿入される。
【００３０】
キャパシタＣＱ１はソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１の電圧波形を変化させ、キャパシタＣＱ２はソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２の電圧波形を変化させるために挿入される。詳細については後述する。
【００３１】
図２は、スイッチングトランジスタＱ１が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタＱ１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから平滑用のインダクタＬａ、トランスＴ２一次コイルＬｄ、キャパシタＣｂ、インダクタＬｅ、スイッチングトランジスタＱ１を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。
【００３２】
図３は、スイッチングトランジスタＱ２が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタＱ２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから平滑用のインダクタＬａ、トランスＴ２一次コイルＬｂ、キャパシタＣａ、インダクタＬｃ、スイッチングトランジスタＱ２を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。
【００３３】
図４は、スイッチングトランジスタＱ１およびスイッチングトランジスタＱ２の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間である。時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間である。
【００３４】
電源Ｖｄｄの値は、スイッチングトランジスタＱ１のゲート・ソース電圧ＶＧＳ１が所定の閾値を超えたとき、スイッチングトランジスタＱ１が飽和状態となるように設定されている。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０にスイッチングトランジスタＱ１がオン（導通）となると、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１が流れ始める。第１電流経路に挿入されているインダクタＬｅとキャパシタＣｂが電流共振するため、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１の第１期間における電流波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１が第１期間の中間地点で最大値となり、第１期間の終了時点（時刻ｔ１）でローレベルに戻るように、インダクタＬｅとキャパシタＣｂの値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、電源制御回路２００の動作中にソース・ドレイン電流ＩＤＳ１の電流波形を計測し、インダクタＬｅとキャパシタＣｂの最適値を求めればよい。
【００３５】
第２期間の開始タイミングである時刻ｔ１にスイッチングトランジスタＱ１がオフ（非導通）となると、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は流れなくなる。スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣＱ１が並列接続されているため、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１の第２期間における電圧波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１が第２期間の中間地点で最大値となり、第２期間の終了時点（時刻ｔ２）でローレベルに戻るように、キャパシタＣＱ１の値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、電源制御回路２００の動作中にソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１の電圧波形を計測し、キャパシタＣＱ１の最適値を求めればよい。
【００３６】
第１期間はスイッチングトランジスタＱ２のオフ期間であるから、第１期間におけるＶＧＳ２、ＩＤＳ２、ＶＤＳ２の変化は、第２期間におけるＶＧＳ１、ＩＤＳ１、ＶＤＳ１の変化と同様である。第２期間はスイッチングトランジスタＱ２のオン期間であるから、第２期間におけるＶＧＳ２、ＩＤＳ２、ＶＤＳ２の変化は、第１期間におけるＶＧＳ１、ＩＤＳ１、ＶＤＳ１の変化と同様である。第３期間、第４期間以降についても同様である。
【００３７】
次に、調整インダクタと調整キャパシタの役割を明確にするため、調整インダクタと調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧特性について説明し、その問題点を指摘する。
【００３８】
図５は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧波形のタイムチャートである。スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２の動作は基本的に同じであるため、ここでは、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１およびソース・ドレイン電流ＩＤＳ１に注目して説明する。スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間に並列接続されるキャパシタＣＱ１を取り除くと、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１の電圧波形は矩形波となる。
【００３９】
第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０にスイッチングトランジスタＱ１がオン（導通）となると、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１はローレベル（たとえばゼロ）となる。キャパシタＣＱ１を取り除いているため、スイッチングトランジスタＱ１のオン・オフに連動して、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１はハイレベルとローレベルの間を急峻に変化する。ただし、スイッチングトランジスタＱ１の内部的な遅延により、スイッチングトランジスタＱ１がオンとなっても、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１はすぐにゼロ（ローレベル）にはならない。時刻ｔ０から所定の遅延時間が経過してからソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１はゼロとなる。
【００４０】
第１期間の終了タイミングである時刻ｔ１にスイッチングトランジスタＱ１がオフ（非導通）となると、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１はハイレベルとなる。この場合にも、スイッチングトランジスタＱ１の内部的な遅延によりソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１はすぐにハイレベルには至らない。したがって、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１の電圧波形は台形状となる。
【００４１】
第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０において、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン電流ＩＤＳ１はハイレベルとなる。インダクタＬｅとキャパシタＣｂを取り除いているため、スイッチングトランジスタＱ１のオン・オフに連動して、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１もローレベルとハイレベルの間を急峻に変化する。ただし、スイッチングトランジスタＱ１の内部的な遅延により、スイッチングトランジスタＱ１がオンとなっても、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１はすぐにハイレベルにはならない。時刻ｔ０から所定の遅延時間が経過してからソース・ドレイン電流ＩＤＳ１はハイレベルとなる。
【００４２】
第１期間の終了タイミングである時刻ｔ１にスイッチングトランジスタＱ１がオフ（非導通）となると、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン電流ＩＤＳ１はローレベルとなる。この場合にも、スイッチングトランジスタＱ１の内部的な遅延によりソース・ドレイン電流ＩＤＳ１はすぐにローレベルにはならない。したがって、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１の電流波形も台形状となる。
【００４３】
図６は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いたときの第２期間（時刻ｔ１〜ｔ２）におけるＶＤＳ１とＩＤＳ１の関係を示すタイムチャートである。同図では、わかりやすさのため、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１とソース・ドレイン電流ＩＤＳ１を重ねて描いている。ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とソース・ドレイン電流ＩＤＳ２の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１とソース・ドレイン電流ＩＤＳ１の関係に注目して説明する。第２期間の開始タイミングである時刻ｔ１に至り、スイッチングトランジスタＱ１がオフとなると、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１は増加し始め、所定の遅延時間ＴＳ後にハイレベルに安定する。一方、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は減少し始め、遅延時間ＴＳ後にローレベルに安定する。この遅延時間ＴＳ中は「ＶＤＳ１＞０、かつ、ＩＤＳ１＞０」となるため、スイッチングトランジスタＱ１において無駄な電力が消費される。すなわち、スイッチング損失が発生している。
【００４４】
第２期間の終了タイミングである時刻ｔ２に至り、スイッチングトランジスタＱ１がオンとなるときにも同様である。ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１は減少し始め、所定の遅延時間ＴＥ後にローレベルに安定する。一方、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は増加し始め、遅延時間ＴＥ後にハイレベルに安定する。遅延時間ＴＥ中も、「ＶＤＳ１＞０、かつ、ＩＤＳ１＞０」となるため、スイッチング損失が発生する。
【００４５】
以上のように、スイッチングトランジスタＱ１のオン・オフを切り換えるごとに、スイッチングトランジスタＱ１からはわずかながら電力が消費される。ＩＳＭ周波数帯のような高周波数帯で電源制御回路２００を動作させる場合には、スイッチング損失の影響が特に大きくなる。
【００４６】
一般的には、周波数が高くなると、スイッチング損失の影響が大きくなる。スイッチング損失を抑制するためには、スイッチングトランジスタＱ１やスイッチングトランジスタＱ２の遅延時間ＴＳ、ＴＥを短くするための工夫が必要であるが物理的な限界もあるため遅延時間をゼロにするのは難しい。本実施の形態では、電源制御回路２００に調整インダクタＬｅ、Ｌｃおよび調整キャパシタＣｂ、Ｃａ、ＣＱ１、ＣＱ２を挿入し、いわゆるソフトスイッチング方式に基づいてスイッチング損失を抑制している。
【００４７】
図７は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り付けたときの第２期間（時刻ｔ１〜ｔ２）におけるＶＤＳ１とＩＤＳ１の関係を示すタイムチャートである。この図でも、わかりやすさのため、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１とソース・ドレイン電流ＩＤＳ１を重ねている。ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とソース・ドレイン電流ＩＤＳ２の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１とソース・ドレイン電流ＩＤＳ１の関係に注目して説明する。第１期間（時刻ｔ０〜ｔ１）の後半に、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は減少し始め、時刻ｔ１に到達するときにはローレベルに到達している。時刻ｔ１にスイッチングトランジスタＱ１がオフとなると、ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１は徐々に増加し、第２期間の途中でハイレベルに到達する。したがって、第２期間が開始する時刻ｔ１の付近で「ＶＤＳ１＞０、かつ、ＩＤＳ１＞０」となる期間がほとんど存在しなくなるため、スイッチング損失もほとんど発生しない。
【００４８】
時刻ｔ２に至り、スイッチングトランジスタＱ１がオンとなるときにも同様である。このときまでにソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１は減少してローレベルまで到達する。一方、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は徐々に増加する。したがって、オフからオンへの切り換え時においても「ＶＤＳ１＞０、かつ、ＩＤＳ１＞０」となる期間がほとんど存在しなくなるためスイッチング損失を抑制できる。
【００４９】
図８は、電流Ｉ１〜Ｉ４の変化過程を示すタイムチャートである。図４に示したように、第１期間においては、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１が流れ、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ２は流れない。このため、エキサイト回路１１０には、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１に連動して正方向の電流Ｉ１が流れる。第２期間においては、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は流れず、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ２が流れる。このため、エキサイト回路１１０には、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ２に連動して負方向の電流Ｉ１が流れる。給電コイル回路１２０には電流Ｉ１の逆相の電流Ｉ２が流れる。受電コイル回路１３０には、その逆相、すなわち、電流Ｉ１と同相の電流Ｉ３が流れる。そして、ロード回路１４０には、電流Ｉ２と同相、電流Ｉ１および電流Ｉ３と逆相の電流Ｉ４が流れる。
【００５０】
次に、エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の形状について述べる。図９に示すようにエキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２を真円形状であってもよい。図９から図１２において、左側は正面図であり右側は側面図である。エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の中心は一致している。図１０に示すようにエキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２を矩形形状としてもよい。図１１に示すようにエキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２を楕円形状としてもよいし、図１２に示すように六角形形状としてもよい。なお、エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の形状は必ずしも一致させる必要はない。たとえば、エキサイトコイルＬ１の形状を矩形とし、給電コイルＬ２の形状を真円としてもよい。
【００５１】
エキサイトコイルＬ１に電流Ｉ１を流し、給電コイルＬ２に大きな電流Ｉ２を発生させるためには、エキサイトコイルＬ１のサイズ（面積）と給電コイルＬ２のサイズ（面積）をなるべく近づけることが好ましい。エキサイトコイルＬ１のサイズが小さすぎるとエキサイトコイルＬ１が発生させる磁束が少なくなり、エキサイトコイルＬ１のサイズが大きすぎるとエキサイトコイルＬ１が発生させる磁束のうち給電コイルＬ２を貫く磁束の割合が小さくなる。
【００５２】
しかし、本発明者の実験によれば、エキサイトコイルＬ１のサイズ（面積）と給電コイルＬ２のサイズ（面積）を近づけすぎると、電源制御回路２００の動作が不安定になってしまうことがわかった。エキサイトコイルＬ１が発生させる磁束が給電コイルＬ２に起電力を発生させる一方、給電コイルＬ２が発生させる磁束がエキサイトコイルＬ１に起電力を発揮させ、結合トランスＴ２を介して電源制御回路２００にも電流が流れてしまうのが原因であると考えられる。すなわち、給電コイルＬ２自体が大きなＱを有する共振子であるため、エキサイトコイルＬ１が給電コイルＬ２の強い磁場の影響を受けて逆に励起されてしまう。電源制御回路２００は共振周波数ｆで動作する回路であるため、給電コイルＬ２が発生する共振周波数ｆの磁場の影響を受けやすい。したがって、エキサイトコイルＬ１のサイズ（面積）と給電コイルＬ２のサイズ（面積）の間には、最適な関係が存在すると考えられる。
【実施例】
【００５３】
図１３は、エキサイトコイルＬ１および給電コイルＬ２の大きさと電力伝送効率の関係を示すグラフである。エキサイトコイルＬ１および給電コイルＬ２の形状は、共に真円である。横軸はエキサイトコイルＬ１の直径Ｄ１と給電コイルＬ２の直径Ｄ２の直径比（Ｄ１／Ｄ２）を示す。縦軸は負荷Ｒから取り出される電力を示す。取り出し得る電力の最大値は２０（Ｗ）である。実験の条件は以下の通りである。
電源Ｖｄｄの電圧＝４０（Ｖ）
共振周波数ｆ＝１３．５６ＭＨｚ
給電コイルＬ２および受電コイルＬ３の直径Ｄ２＝２８０ｍｍ
ロードコイルＬ４の直径Ｄ４＝２１０ｍｍ
給電コイルＬ２および受電コイルＬ３の巻き数＝７回
エキサイトコイルＬ１およびロードコイルＬ４の巻き数＝１回
給電コイルＬ２および受電コイルＬ３の厚み＝７０ｍｍ
エキサイトコイルＬ１と給電コイルＬ２の距離＝１０ｍｍ
給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の距離＝１ｍ
受電コイルＬ３とロードコイルＬ４の距離＝１０ｍｍ
負荷Ｒの大きさ＝５０（Ω）
【００５４】
エキサイトコイルＬ１および給電コイルＬ２の形状が共に真円であり、それぞれの直径をＤ１、Ｄ２とする場合、直径比（Ｄ１／Ｄ２）が０．８より大きく１．２よりも小さいとき、いいかえれば、エキサイトコイルＬ１および給電コイルＬ２の面積比が０．６４以上１．４４以下のときには電源制御回路２００の動作が不安定化し、電力を負荷Ｒから取り出せなくなることがわかった。したがって、直径比（Ｄ１／Ｄ２）は０．８以下、または、１．２以上であることが好ましい。直径比（Ｄ１／Ｄ２）は、０．４３以上０．８以下、または、１．２以上であることがより好ましい。面積比で表せば、０．１８以上０．６４以下、または、１．４４以上である。この場合には、負荷Ｒから取り出せる最大電力２０（Ｗ）の５０％以上を取り出すことができる。直径比（Ｄ１／Ｄ２）は０．６３以上０．８以下、または、１．２以上であることが更に好ましい。面積比で表せば、０．４０以上０．６４以下、または、１．４４以上である。この場合には、負荷Ｒから取り出せる最大電力の８０％以上を取り出すことができる。直径比（Ｄ１／Ｄ２）は０．７２以上０．８以下、または、１．２以上であればより好ましい。面積比で表せば、０．５２以上０．６４以下、または、１．４４以上である。この場合には、負荷Ｒから取り出せる最大電力の９０％以上を取り出すことができる。
【００５５】
以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。ワイヤレス電力伝送システム１００は、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３に、同一共振周波数で効率よく送電するシステムである。電源制御回路２００は、共振型のプッシュプルコンバータであり、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３への電力伝送効率を高めるために共振周波数ｆにて動作する。トランジスタにバイアスをかけた状態を動作点とする、いわゆるリニア・アンプ（Ａ級、ＡＢ級等）などにより電力を供給する場合、電源Ｖｄｄから供給された電力のうち、エキサイト回路１１０に供給できる電力はその４０％にも満たない。これに対して、電源制御回路２００の場合には８０〜９０％程度の電力をエキサイト回路１１０に提供できる。調整インダクタＬｅ、Ｌｃや調整キャパシタＣｂ、Ｃａ、ＣＱ１、ＣＱ２を取り除くと、スイッチング周波数が１０ＭＨｚ以上の高周波数の場合にはスイッチング損失の影響が大きくなるため６０％程度まで低下し、ロスが大きくなるため、トランジスタの発熱が大きくなりやすい。
【００５６】
また、エキサイトコイルＬ１および給電コイルＬ２のサイズ比率（面積比や直径比など）を最適調整することにより、給電コイル回路１２０が発生する磁場のエキサイト回路１１０や電源制御回路２００への影響を抑制しつつ、ロード回路１４０の負荷Ｒから大きな電力を取り出すことができる。
【００５７】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【符号の説明】
【００５８】
１００  ワイヤレス電力伝送システム
１１０  エキサイト回路
１２０  給電コイル回路
１３０  受電コイル回路
１４０  ロード回路
２００  電源制御回路
２０２  オシレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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