(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ電源に接続される回生機能付きのＡＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータと、双方向通電可能な被試験装置との間に接続される双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記被試験装置に発生する電圧と、設定電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力電圧と、設定力行電流に対応する電圧とを比較して、前記コンパレータの出力電圧を上限クランプすることにより、前記設定力行電流を前記被試験装置に供給するための電圧を前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに設定するための第１クランプ回路と、
前記コンパレータの出力電圧と、設定回生電流に対応する電圧とを比較し、前記コンパレータの出力電圧を下限クランプすることにより、前記設定回生電流を前記被試験装置から吸収するための電圧を前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに設定するための第２クランプ回路と、
を備えることを特徴とする回生電源装置。
【請求項２】
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記被試験装置に発生する電圧が前記設定電圧より低い場合、前記被試験装置側に力行電流を供給し、前記被試験装置に発生する電圧が高い場合、前記被試験装置側から回生電流を吸収することを特徴とする請求項１に記載の回生電源装置。
【請求項３】
前記コンパレータの前記被試験装置に発生する電圧が入力される入力端子と、前記コンパレータの出力端子との帰還経路に容量および抵抗が接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の回生電源装置。
【請求項４】
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
昇圧型チョッパと、
降圧型チョッパと、
前記昇圧型チョッパおよび前記降圧型チョッパを、前記第１クランプ回路および前記第２クランプ回路により調整された前記コンバータの出力電圧に応じて制御する制御部と、を含み、
前記制御部は、前記昇圧型チョッパを制御して、前記力行電流を前記被試験装置に供給し、前記降圧型チョッパを制御して、前記回生電流を前記被試験装置から吸収することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の回生電源装置。
【請求項５】
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータと前記被試験装置との間に直列的に接続される第１スイッチング素子およびチョークコイルと、
前記第１スイッチング素子と並列に接続され、前記被試験装置から前記ＡＣ−ＤＣコンバータの方向を順方向とする第１ダイオードと、
前記被試験装置と並列的に接続される容量と、
前記第１スイッチング素子と前記チョークコイルとの接続点に接続される第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子と並列に接続され、前記被試験装置の電圧に対して逆方向を順方向とする第２ダイオードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを相補的にオン／オフ制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記第１クランプ回路および前記第２クランプ回路により調整された前記コンパレータの出力電圧にしたがって、前記第１スイッチング素子のオン／オフと、前記第２スイッチング素子のオン／オフとを制御すると共に、それぞれデッドタイム後にオンに遷移させることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の回生電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回生機能付きの回生電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ハイブリットカー、電気自動車などが普及してきており、そのモータ制御システムの試験などに必要な電源装置の開発も進んできている。その種の電源装置のなかに、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（たとえば、特許文献１参照）を備えた回生機能付き回生電源装置がある。従来、この種の電源装置では、力行電力を被試験装置（以下適宜、試料という）に供給する電源装置と、試料からの回生電力を消費するための負荷装置とを組み合わせたものが一般的であった。
【０００３】
これに対し、上記回生電源装置は、負荷装置およびそれに付随する冷却装置が不要であるため小型化が可能である。また、試料からの回生電力を商用電源に戻すことができ、エネルギー効率を高めることが可能である。
【０００４】
図１は、従来技術に係る回生電源装置１００ｐを説明するための構成図である。回生電源装置１００ｐは、ＡＣ−ＤＣコンバータ２、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１および容量Ｃ５を備える。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は商用電源３００に接続され、通常時には固定値の出力電圧を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に出力する。当該出力電圧より高い電圧が双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１から入力されると、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１から供給される電力を商用電源３００に戻す。
【０００５】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２と、双方向通電可能な試料３との間に接続される。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の詳細な構成例は後述する。容量Ｃ５は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の後段に接続され、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と試料３との間で入出力される電圧を平滑化する。回生電源装置１００ｐは、外部指令装置（たとえば、ＰＣ）２００に接続されることにより、その動作が制御される。
【０００６】
ここでは、試料３として車載用モータ制御システムを例に説明する。当該車載用モータ制御システムは、電力変換器３ａおよびモータ３ｂを含む。通常運行時には、電力変換器３ａはインバータとして機能し、電源装置側から供給される電力によりモータ３ｂを回転させる。ブレーキ時には、モータ３ｂは発電機（回生ブレーキ作用）として機能し、電力変換器３ａはモータ３ｂにより発電された電力を電源装置側に回生する。
【０００７】
外部指令装置２００には試料電圧Ｖａが入力される。外部指令装置２００は、回生電源装置１００ｐの電源をオンオフするためのＯｎ／Ｏｆｆ指令、試料３に設定すべき電圧を指定するための出力指令電圧ＶＳＥＴ、試料３に供給すべき力行電流を指定するための出力指令電流ＩＳＥＴおよび試料３から吸収すべき回生電流を指定するための負荷指令電流ＩＬＤを、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に設定する。
【０００８】
図２は、従来技術に係る回生電源装置１００ｐの動作例を説明するためのタイミングチャートである。試料電圧Ｖａが出力指令電圧ＶＳＥＴに設定されていて、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は力行動作モードで、試料３に力行電流を供給する。一方、回生動作モードでは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は試料３から回生電流を吸収する。図２では、出力指令電流ＩＳＥＴより低い力行電流が試料３に流れ、負荷指令電流ＩＬＤより低い回生電流が双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に流れる例を描いている。ここで、理想的にはモードの移行と同時に試料３から回生電流を吸収できればよいが、現実的には外部指令装置２００によるフィードバック制御が双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に反映されるまでに、若干のタイムラグが発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００２−１９９７０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、回生電源装置の応答時間を短縮する技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明のある態様の回生電源装置は、ＡＣ電源に接続される回生機能付きのＡＣ−ＤＣコンバータと、ＡＣ−ＤＣコンバータと、双方向通電可能な被試験装置との間に接続される双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、被試験装置に発生する電圧と、設定電圧とを比較するコンパレータと、コンパレータの出力電圧と、設定力行電流に対応する電圧とを比較して、コンパレータの出力電圧を上限クランプすることにより、設定力行電流を被試験装置に供給するための電圧を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに設定するための第１クランプ回路と、コンパレータの出力電圧と、設定回生電流に対応する電圧とを比較し、コンパレータの出力電圧を下限クランプすることにより、設定回生電流を被試験装置から吸収するための電圧を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに設定するための第２クランプ回路と、を備える。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、被試験装置に発生する電圧が設定電圧より低い場合、被試験装置側に力行電流を供給し、被試験装置に発生する電圧が高い場合、被試験装置側から回生電流を吸収してもよい。
【００１２】
この態様によると、主に、ハードウェア資源により回生電源装置の制御することができ、応答時間を短縮することができる。
【００１３】
コンパレータの被試験装置に発生する電圧が入力される入力端子と、コンパレータの出力端子との帰還経路に容量および抵抗が接続されてもよい。これによれば、ハードウェア的に応答速度を調整することができる。
【００１４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧型チョッパと、降圧型チョッパと、昇圧型チョッパおよび降圧型チョッパを、第１クランプ回路および第２クランプ回路により調整されたコンバータの出力電圧に応じて制御する制御部と、を含んでもよい。制御部は、昇圧型チョッパを制御して、力行電流を被試験装置に供給し、降圧型チョッパを制御して、回生電流を被試験装置から吸収してもよい。
【００１５】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＡＣ−ＤＣコンバータ２と被試験装置との間に直列的に接続される第１スイッチング素子およびチョークコイルと、第１スイッチング素子と並列に接続され、被試験装置からＡＣ−ＤＣコンバータの方向を順方向とする第１ダイオードと、被試験装置と並列的に接続される容量と、第１スイッチング素子とチョークコイルとの接続点に接続される第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子と並列に接続され、被試験装置の電圧に対して逆方向を順方向とする第２ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを相補的にオン、オフ制御する制御部と、を備えてもよい。 制御部は、第１クランプ回路および第２クランプ回路により調整されたコンパレータの出力電圧にしたがって、第１スイッチング素子のオン／オフと、第２スイッチング素子のオン／オフとを制御すると共に、それぞれデッドタイム後にオンに遷移させてもよい。この態様によれば、昇圧機能と降圧機能との切替時間を短縮することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、回生電源装置の応答時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】従来技術に係る回生電源装置を説明するための構成図である。
【図２】従来技術に係る回生電源装置の動作例を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施の形態に係る回生電源装置を説明するための構成図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る回生電源装置の動作例を説明するためのタイミングチャートである（その１）。
【図５】本発明の実施の形態に係る回生電源装置の動作例を説明するためのタイミングチャートである（その２）。
【図６】本発明の実施の形態の変形例に係る回生電源装置を説明するための構成図である。
【図７】本発明の実施の形態への使用に適した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成を説明するための構成図である。
【図８】本発明の実施の形態への使用に適した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの詳細な構成を説明するための構成図である。
【図９】図８の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作例を説明するためのタイミングチャートである。図９（Ａ）は第１スイッチ素子および第２スイッチング素子のオン／オフ動作を示し、図９（Ｂ）は基準電圧と電流との関係を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図３は、本発明の実施の形態に係る回生電源装置１００ａを説明するための構成図である。回生電源装置１００ａは、ＡＣ−ＤＣコンバータ２、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１、容量Ｃ５、コンパレータ、抵抗Ｒ６、容量Ｃ６、バッファ５、第１クランプ回路２０および第２クランプ回路３０を備える。以下、図１と共通する構成要素についてはその説明を適宜省略し、異なる構成要素について説明する。
【００１９】
上記コンパレータは、試料電圧Ｖａと出力電圧指令電圧ＶＳＥＴとを比較する。より具体的には、当該コンパレータはオペアンプＯＰ６、抵抗Ｒ６および容量Ｃ６により構成される。試料電圧ＶａはオペアンプＯＰ６の反転入力端子に入力される。出力電圧指令電圧ＶＳＥＴはオペアンプＯＰ６の非反転入力端子に入力される。抵抗Ｒ６および容量Ｃ６は、オペアンプＯＰ６の反転入力端子とその出力端子とを結ぶ帰還経路に直列接続される。この抵抗Ｒ６および容量Ｃ６の値を調整することにより、応答速度を調整することができる。上記コンパレータの出力端子は、バッファ５を介して双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１、第１クランプ回路２０および第２クランプ回路３０に接続される。
【００２０】
試料電圧Ｖａが出力電圧指令電圧ＶＳＥＴより低い場合、点Ａの電圧（上記コンパレータの出力電圧を示す）が上昇し、試料電圧Ｖａが出力電圧指令電圧ＶＳＥＴより高い場合、点Ａの電圧が下降する。
【００２１】
第１クランプ回路２０は、上記コンパレータの出力電圧と、出力指令電流ＩＳＥＴに対応する電圧とを比較して、当該コンパレータの出力電圧を上限クランプすることにより、出力指令電流ＩＳＥＴを試料３に供給するための電圧を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に設定する。第１クランプ回路２０は、点Ａの電圧上昇を制限することにより、出力指令電流ＩＳＥＴを試料３に供給するための電圧を生成する。
【００２２】
第１クランプ回路２０は、オペアンプＯＰ７、抵抗Ｒ７およびダイオードＤ７を含む。オペアンプＯＰ７の非反転入力端子には出力指令電流ＩＳＥＴに対応する電圧（プラス電圧）が入力される。オペアンプＯＰ７の反転入力端子には抵抗Ｒ７を介して上記コンパレータの出力電圧が入力される。オペアンプＯＰ７の出力端子と第１クランプ回路２０の外部入出力端子との間にダイオードＤ７が接続される。ダイオードＤ７のカソード端子がオペアンプＯＰ７の出力端子と接続され、アノード端子が当該外部入出力端子に接続される。したがって、上記コンパレータの出力電圧がオペアンプＯＰ７の出力電圧より高い場合、上記コンパレータと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１とを結ぶ経路から電流が引き抜かれ、その経路電圧の上昇が制限される。したがって、当該経路電圧の上限値は、出力指令電流ＩＳＥＴに対応する電圧により調整されることになる。
【００２３】
第２クランプ回路３０は、上記コンパレータの出力電圧と、負荷指令電流ＩＬＤに対応する電圧とを比較して、当該コンパレータの出力電圧を下限クランプすることにより、負荷指令電流ＩＬＤを試料３から吸収するための電圧を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に設定する。第２クランプ回路３０は、点Ａの電圧下降を制限することにより、負荷指令電流ＩＬＤを試料３から吸収するための電圧を生成する。
【００２４】
第２クランプ回路３０は、オペアンプＯＰ８、抵抗Ｒ８およびダイオードＤ８を含む。オペアンプＯＰ８の非反転入力端子には負荷指令電流ＩＬＤに対応する電圧（マイナス電圧）が入力される。オペアンプＯＰ８の反転入力端子には抵抗Ｒ８を介して上記コンパレータの出力電圧が入力される。オペアンプＯＰ８の出力端子と第２クランプ回路３０の外部入出力端子との間にダイオードＤ８が接続される。ダイオードＤ８のアノード端子がオペアンプＯＰ８の出力端子と接続され、カソード端子が当該外部入出力端子と接続される。したがって、上記コンパレータの出力電圧がオペアンプＯＰ８の出力電圧より低い場合、上記コンパレータと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１とを結ぶ経路の電流が持ち上げられ、その経路電圧の下降が制限される。したがって、当該経路電圧の下限値は、負荷指令電流ＩＬＤに対応する電圧により調整されることになる。
【００２５】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、昇圧型チョッパ、降圧型チョッパおよび制御部４（後述する図７参照）を備え、制御部４は第１クランプ回路２０および第２クランプ回路３０により調整された、上記コンパレータの出力電圧（以下、リファレンス電圧という）に応じて、当該昇圧型チョッパおよび降圧型チョッパを制御する。
【００２６】
より具体的には、当該リファレンス電圧がプラスの場合（すなわち、試料電圧Ｖａが出力電圧指令電圧ＶＳＥＴより低い場合）、制御部４は上記昇圧型チョッパを制御して、試料３に力行電流を供給する。一方、当該リファレンス電圧がマイナスの場合（すなわち、試料電圧Ｖａが出力電圧指令電圧ＶＳＥＴより高い場合）、制御部４は上記降圧型チョッパを制御して、試料３から回生電流を吸収する。また、当該リファレンス電圧の値によって、当該力行電流値または当該回生電流値が設定される。
【００２７】
図４は、本発明の実施の形態に係る回生電源装置１００ａの動作例を説明するためのタイミングチャート（その１）である。図２と比較すると、モードの移行と略同時に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、タイムラグなく試料３から回生電流を吸収しはじめていることが分かる。
【００２８】
図５は、本発明の実施の形態に係る回生電源装置１００ａの動作例を説明するためのタイミングチャート（その２）である。図５では、基本的に、力行動作モードでは出力指令電流ＩＳＥＴにより規定される力行電流の上限値が試料３に供給され、回生動作モードでは負荷指令電流ＩＬＤにより規定される回生電流の上限値が双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に供給される例を描いている。力行動作モードにて、力行電流が流れるにつれ試料電圧Ｖａが出力指令電圧ＶＳＥＴに向けて上昇していく。回生動作モードにて、回生電流が流れるにつれ試料電圧Ｖａが出力指令電圧ＶＳＥＴを超えて上昇していく。試料電圧Ｖａと出力指令電圧ＶＳＥＴが一致している期間ｔ１には、図４に示すように試料電圧Ｖａが一定に維持されるような力行電流または回生電流が流れる。
【００２９】
図６は、本発明の実施の形態の変形例に係る回生電源装置１００ｂを説明するための構成図である。図６の回生電源装置１００ｂは、上記リファレンス電圧を二系統（力行系と回生系）に分けて、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に入力する構成である。図６の回生電源装置１００ｂは、図３の回生電源装置１００ａに対し、ボルテージフォロワ回路４０および反転増幅回路５０が追加された構成である。なお、変形例では第２クランプ回路３０に含まれるオペアンプＯＰ８の非反転入力端子には負荷指令電流ＩＬＤに対応する電圧（プラス電圧）が入力される。
【００３０】
ボルテージフォロワ回路４０は、オペアンプＯＰ９および抵抗Ｒ９を含む。オペアンプＯＰ９の非反転入力端子に上記コンパレータの出力電圧が入力される。オペアンプＯＰ９の反転入力端子とその出力端子とは抵抗Ｒ９を介して接続される。ボルテージフォロワ回路４０の出力端子は、第１クランプ回路２０の外部入出力端子および双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の力行用制御端子に接続される。ボルテージフォロワ回路４０を挿入することにより、力行系のリファレンス電圧と回生系統のリファレンス電圧の分離特性を向上させることができる。
【００３１】
反転増幅回路５０は、オペアンプＯＰ１０、抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１１を含む。オペアンプＯＰ１０の反転入力端子に上記コンパレータの出力電圧が入力される。オペアンプＯＰ１０の非反転入力端子は抵抗Ｒ１１を介してグラウンドに接地される。オペアンプＯＰ１０の反転入力端子とその出力端子とは抵抗Ｒ１０を介して接続される。反転増幅回路５０は、第２クランプ回路３０の外部入出力端子および双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回生用制御端子に接続される。反転増幅回路５０は上記コンパレータの出力電圧の極性を反転させることができる。
【００３２】
当該変形例では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は上記力行用制御端子に入力される力行用リファレンス電圧がプラスの場合、力行電流を供給し、マイナスの場合、力行電流の供給を停止する。また、当該力行用リファレンス電圧の値によって、当該力行電流値が設定される。一方、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は上記回生用制御端子に入力される回生用リファレンス電圧がプラスの場合、回生電流を吸収し、マイナスの場合、回生電流の吸収を停止する。また、当該回生用リファレンス電圧の値によって、当該回生電流値が設定される。
【００３３】
図７は、本発明の実施の形態への使用に適した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の基本的な構成を説明するための構成図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１容量Ｃ１、第１スイッチング素子ＳＷ１、チョークコイルＬ１、第１ダイオードＤ１、第２容量Ｃ２、第２スイッチング素子ＳＷ２、第２ダイオードＤ２、電流検出部ＩＲおよび制御部４を備える。
【００３４】
第１容量Ｃ１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２と並列に接続される。第１スイッチング素子ＳＷ１（ＦＥＴなど）、チョークコイルＬ１および電流検出部ＩＲは、ＡＣ−ＤＣコンバータ２と試料３との間に直列的に接続される。第１ダイオードＤ１は、第１スイッチング素子ＳＷ１と並列に接続され、試料３からＡＣ−ＤＣコンバータ２の方向を順方向とする。第２容量Ｃ２は、試料３と並列的に接続される。第２スイッチング素子ＳＷ２は、第１スイッチング素子ＳＷ１とチョークコイルＬ１との接続点に接続される。
【００３５】
第２ダイオードＤ２は、第２スイッチング素子ＳＷ２と並列に接続され、試料３の電圧に対して逆方向を順方向とする。なお、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２は、第１スイッチング素子ＳＷ１および第２スイッチング素子ＳＷ２のそれぞれの寄生ダイオードを利用することも可能である。
【００３６】
制御部４は第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２とを相補的にオン／オフ制御する。制御部４には電流検出部ＩＲにより検出された電流値および制御信号ｃｔが入力される。制御信号ｃｔは上記リファレンス電圧に対応する。制御部４はこの制御信号ｃｔに応じて、降圧して試料３に力行電流を供給するか、昇圧して試料３から回生電流を吸収するかを制御する。より具体的には、制御部４は制御信号ｃｔに応じて、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御を主とし、第２スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御を従としてオン／オフ制御することにより、降圧機能を実現する。一方、第２スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御を主とし、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御を従としてオン／オフ制御することにより、昇圧機能を実現する。
【００３７】
制御部４は、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御および第２スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御と共に、それぞれデッドタイム後にオンに遷移させる構成を備える。すなわち、制御信号ｃｔにしたがった基準電圧を制御して、降圧機能と昇圧機能との切替えを瞬時的に可能とする構成を備える。
【００３８】
図８は、本発明の実施の形態への使用に適した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の詳細な構成を説明するための構成図である。図８の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図７の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御部４をより詳細に描いたものであり、制御部４は、鋸歯状波発生部１０、差動増幅器１１Ａ、１１Ｂ、パルス幅制御部１２、基準電圧１３Ａ、１３Ｂ、調整用可変抵抗１３Ｃ、ゲート回路１４、インバータ１５、アンド回路１６、１７およびデッドタイム出力部１８、１９を備える。
【００３９】
差動増幅器１１Ａには電流検出部ＩＲを構成する抵抗の両端電圧が入力され、差動増幅器１１Ａはその両端電圧を差動増幅し、極性を含む電圧値を差動増幅器１１Ｂに出力する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１から試料３に力行電流が流れている場合、差動増幅器１１Ａの出力信号はプラス極性となり、反対に、試料３から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に回生電流が流れている場合、差動増幅器１１Ａの出力信号はマイナス極性となる。差動増幅器１１Ａは、当該力行電流または当該回生電流に対応した電圧値を出力信号として、差動増幅器１１Ｂに出力する。
【００４０】
調整用可変抵抗１３Ｃの両端に基準電圧１３Ａおよび基準電圧１３Ｂがそれぞれ印加される。調整用可変抵抗１３Ｃを中点に設定したとき、プラス極性の基準電圧１３Ａとマイナス極性の基準電圧１３Ｂとの中間位置の電圧は０Ｖに設定される構成である。
【００４１】
差動増幅器１１Ｂは、差動増幅器１１Ａからの電圧値と、調整用可変抵抗１３Ｃにより調整された極性を含む基準値とを差動増幅し、パルス幅制御部１２に出力する。パルス幅制御部１２は、鋸歯状波発生部１０からの鋸歯状波信号と、差動増幅器１１Ｂの出力信号とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅信号を生成し、ゲート回路１４およびインバータ１５にそれぞれ出力する。
【００４２】
アンド回路１６は、ゲート回路１４の出力信号と、デッドタイム出力部１８からのデッドタイム信号を受け、論理積を演算する。アンド回路１６の出力信号は第１スイッチング素子ＳＷ１に出力され、アンド回路１６がハイレベル信号を出力すると第１スイッチング素子ＳＷ１がオンし、ローレベル信号を出力するとオフする。
【００４３】
アンド回路１７は、インバータ１５により反転されたパルス幅信号と、デッドタイム出力部１９からのデッドタイム信号を受け、論理積を演算する。アンド回路１７の出力信号は第２スイッチング素子ＳＷ２に出力され、アンド回路１７がハイレベル信号を出力すると第２スイッチング素子ＳＷ２がオンし、ローレベル信号を出力するとオフする。
【００４４】
デッドタイム出力部１８は、パルス幅信号の立上りエッジからデッドタイムとして設定された時間だけ、ローレベル信号を出力する。デッドタイム出力部１９は、パルス幅信号の立下りエッジからデッドタイムとして設定された時間だけ、ローレベル信号を出力する。たとえば、ワンショット・マルチバイブレータにより構成することができる。すなわち、デッドタイム出力部１８は、パルス幅信号を点線矢印で示すように受け、パルス幅信号の立上りエッジでトリガされ、所定時間（予め設定されたデッドタイム）だけ、ローレベル信号を出力する。デッドタイム出力部１９は、パルス幅信号を点線矢印で示すように受け、パルス幅信号の立下りエッジでトリガされ、所定時間（予め設定されたデッドタイム）だけ、ローレベル信号を出力する。
【００４５】
アンド回路１６の出力信号により第１スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフが制御され、アンド回路１７の出力信号により第２スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフが、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフと異なるタイミングで制御される。この第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間と第２スイッチング素子ＳＷ２のオン時間とが交互に同一となる場合、昇圧機能と降圧機能とが交互に行われる状態となり、力行電流も回生電流も流れない状態となる。また、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を長くし、第２スイッチング素子ＳＷ２のオン時間を短くすると、降圧機能が有効となり、試料３に力行電流が供給される。反対に、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を短くし、第２スイッチング素子ＳＷ２のオン時間を長くすると、昇圧機能が有効となり、試料３から回生電流が吸収される。この場合の降圧機能と昇圧機能の切替えは、調整用可変抵抗１３Ｃの調整によって行うことができる。
【００４６】
たとえば、基準電圧１３Ａ、１３Ｂの電圧値を同一とし、調整用可変抵抗１３Ｃを中点に設定すれば、差動増幅器１１Ｂに入力される基準電圧値はゼロとなる。この場合、第１スイッチング素子ＳＷ１および第２スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御によって、電流検出部ＩＲに流れる電流がゼロとなるように制御ループが作用することになる。すなわち、力行電流も回生電流も流れない状態となる。そして、調整用可変抵抗１３Ｃの調整により、プラス極性の基準電圧とすると、降圧機能が有効となり、試料３に力行電流が流れる。反対に、マイナス極性の基準電圧とすると、昇圧機能が有効となり、試料３から回生電流が流れる。
【００４７】
図９は、図８の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作例を説明するためのタイミングチャートである。図９（Ａ）は第１スイッチ素子ＳＷ１および第２スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ動作を示し、図９（Ｂ）は基準電圧Ｖｒｅｆと電流Ｉとの関係を示す。
【００４８】
図９（Ａ）において、期間Ｔ１は第１スイッチング素子ＳＷ１のオン期間、期間Ｔ２および期間Ｔ４はデッドタイム、期間Ｔ３は第２スイッチング素子ＳＷ２のオン期間および期間Ｔは１周期（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４）を示す。デットタイム期間Ｔ２は、第２スイッチング素子ＳＷ２のターンオンを一時的に禁止するための期間であり、デッドタイム出力部１９により出力されるローレベル信号の時間に相当する。デットタイムＴ４は、第１スイッチング素子ＳＷ１のターンオンを一時的に禁止するための期間であり、デッドタイム出力部１８により出力されるローレベル信号の時間に相当する。デットタイム期間Ｔ２およびデットタイム期間Ｔ４は、第１スイッチング素子ＳＷ１および第２スイッチング素子ＳＷ２が同時にオン状態となることを回避するために設定されている。
【００４９】
図９（Ｂ）に示すように、基準電圧Ｖｒｅｆを点線位置（すなわち、可変範囲の中点の値）とした場合、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン期間Ｔ１、第２スイッチング素子ＳＷ２のオン期間Ｔ３、ＡＣ−ＤＣコンバータ２の電圧Ｖ２、試料電圧Ｖａ、降圧特性および昇圧特性から、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン期間Ｔ１は、下記式１を満たす関係に設定される。
（Ｖａ／Ｖ２）Ｔ＜Ｔ１＜（Ｖａ／Ｖ２）Ｔ−Ｔ２−Ｔ４  …式１
【００５０】
また、第２スイッチング素子ＳＷ２のオン期間Ｔ３は、下記式２を満たすときバランス状態となり、電流Ｉは点線位置の０となる。
Ｔ３＝Ｔ−Ｔ１−Ｔ２−Ｔ４  …式２
【００５１】
すなわち、力行電流も回生電流も流れない状態となる。基準電圧Ｖｒｅｆを可変範囲の中点の値からプラス方向に増大させるにしたがって、昇圧作用が大きくなり、回生電流が流れる。反対に、基準電圧Ｖｒｅｆを中点の値からマイナス方向に低下させるにしたがって、降圧作用が大きくなり、力行電流が流れる。したがって、可変範囲の最小から最大まで基準電圧Ｖｒｅｆを連続的に変化させると、それに対応して、最小の力行電流から最大の回生電流まで連続的に変化することになる。
【００５２】
以上説明したように本発明の実施の形態によれば、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の力行動作と回生動作との切替制御を、主に、ハードウェア資源（コンパレータやクランプ回路など）を用いて行うことにより、回生電源装置の応答時間をより短縮することができる。また、図７、８に示した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を採用することにより、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１内における昇圧機能と降圧機能との切替速度を速めることができる。したがって、高精度な回生電源装置を構築することができる。
【００５３】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【符号の説明】
【００５４】
１００ｐ，１００ａ，１００ｂ  回生電源装置、  １  双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２  ＡＣ−ＤＣコンバータ、  ３  試料、  ５  バッファ、  ２０  第１クランプ回路、  ３０  第２クランプ回路、  ４０  ボルテージフォロワ回路、  ５０  反転増幅回路、  ２００  外部指令装置、  ３００  商用電源。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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