(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を備えたインバータに流れる電流を検出する電流検出回路であって、
前記インバータに電流を供給する電源の陽極側と前記スイッチング素子の間に配置された電流検出抵抗と、
前記電流検出抵抗の両端電圧を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路が出力する信号の最大値を保持するとともに前記増幅回路が出力する信号を増幅するピークホールド回路と、
を備え、
前記ピークホールド回路は、
前記電源が前記インバータに供給する電流値を示す検出信号を当該電流検出回路の外部に出力し、
前記増幅回路が出力する信号の信号レベルが最大値より低いレベルとなっている期間において、所定時間の間は、前記最大値を示す信号レベルを保持しつつ当該電流検出回路の外部に前記検出信号を出力し続け、
前記増幅回路は、
増幅率を上げるにつれて増幅応答が遅れる特性を有し、
前記電源が供給する電流の周波数が最も高いときの最大電流値を検出することができるだけの増幅応答性能を有するように増幅率が設定されている
ことを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
前記ピークホールド回路は、
前記増幅回路が出力する信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力端を前記増幅器の入力端に接続するフィードバック抵抗と、
前記増幅器の出力端と前記フィードバック抵抗の間に配置されたダイオードと、
前記ダイオードの出力端に接続されたコンデンサと、
を備え、
前記ダイオードは、
前記増幅器からの出力が所定レベル以下に下がると非通電状態となり、
前記コンデンサは、
前記ダイオードが通電しているときは電荷を充電し、
前記ダイオードが非通電状態になると電荷を放出して当該電流検出回路の外部に前記最大値を有する検出信号を出力する
ことを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
【請求項３】
前記ピークホールド回路の増幅率は、前記増幅回路の増幅率よりも低く設定されている
ことを特徴とする請求項１または２記載の電流検出回路。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項記載の電流検出回路と、
前記インバータと、
を備え、
前記インバータからモータに交流電流を供給することによって前記モータを駆動する
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの電源電流を検出する回路、およびその回路を用いてモータを駆動する装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
自動車の電動パワーステアリング装置は、人間によるハンドル操作を検出してステアリングをアシストする、高精度モータ制御技術を用いている。電動パワーステアリング装置は一般に、モータを効果的に動作させるためにモータに流れる電流を高精度に検出するモータ電流検出装置と、インバータまたはモータが地絡・天絡した際にインバータを保護するインバータ電流検出装置を備えている。電流検出装置には、ホール素子を用いたものとシャント抵抗を用いたものがあるが、シャント抵抗を使用したものが広く使用されている。
【０００３】
インバータ電流検出装置は、バッテリからの出力ラインに接続された電流検出用抵抗両端の電位差より電流値を算出する手法を用いるのが一般的である。下記特許文献１には、この電流検出装置の１例が記載されている。
【０００４】
電流検出に使用されるシャント抵抗は、一般的に損失低減を図るため、抵抗値が小さいものを用いる。したがって、シャント抵抗の両端電位差は微小となるため、電流を正確に検出するためには、オペアンプを用いてシャント抵抗の両端電圧を増幅する必要がある。オペアンプのゲインは、帰還抵抗とゲイン設定用抵抗の比で決まる。すなわち、
オペアンプゲイン＝帰還抵抗／ゲイン設定用抵抗
となる。  
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−２１８６６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
電源からインバータに供給される電流は、比較的周波数の高い交流電流である。この周波数は数百ｋＨｚ以上となるのが一般的である。したがって、上記特許文献１に記載されている技術において、シャント抵抗の両端電圧に基づきインバータ電流の最大値を検出するためには、数百ｎｓ毎に両端電圧値をサンプリングする必要がある。電流が最大になっている時点で検出値をサンプリングしないと、その最大値を検出することができないからである。
【０００７】
高周波数でサンプリングを実施すると、マイクロプロセッサのＡＤ変換器の負荷が大きくなり、より高性能なマイクロプロセッサを使用する必要がある。その結果、電流検出回路のコストが高くなってしまう。
【０００８】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、少ない部品点数で低コストかつ高精度にインバータ電流を検出することのできる電流検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電流検出回路は、電流検出抵抗の両端電圧を増幅する増幅回路と、増幅回路出力の最大値を保持し、かつ増幅回路の出力を増幅するピークホールド回路を備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る電流検出回路は、増幅回路の出力レベルが最大値よりも低くなっているときでも、最大値を所定時間保持し続ける。これにより、検出する電流の周波数よりも低い周波数でサンプリングを実施しても、電流の最大値を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態１に係るモータ駆動用インバータ装置の回路図である。
【図２】図１に示す回路においてインバータ電流を検出する動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】モータ７の動作を示すベクトル図である。
【図４】従来の電流検出回路の構成を示す図である。
【図５】図４に示す電流検出回路を、モータ駆動用インバータ装置に組み込んだ構成例を示す図である。
【図６】オペアンプの一般的な周波数特性を示したものである。
【図７】図５に示す従来の電流検出回路においてインバータ電流を検出する動作を説明するタイミングチャートである。
【図８】オペアンプ１２０の増幅応答が遅れる現象をグラフで示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
＜従来の電流検出回路＞
以下では、本発明の理解を容易にするため、まず始めに特許文献１に記載されている従来の電流検出回路の構成と動作を説明する。その後、本発明の実施形態に係る構成と動作を説明する。
【００１３】
図４は、従来の電流検出回路の構成を示す図である。以下、図４に示す回路の各構成要素について説明する。
【００１４】
シャント抵抗１０８の一端は、電流制限用抵抗１１４を介してオペアンプ１２０の非反転入力端子に接続されている。シャント抵抗１０８の他端は、ゲイン設定用抵抗１１３を介して、オペアンプ１２０の反転入力端子に接続されている。
【００１５】
オペアンプ１２０の出力端子は、帰還抵抗１１９を介して反転入力端子に接続されている。ゲイン設定用抵抗１１３とオペアンプ１２０の反転入力端子間は、定電圧クランプ抵抗１１６を介して定電圧発生回路１１５に接続されている。電流制限用抵抗１１４とオペアンプ非反転入力端子間は、定電圧クランプ抵抗１１７を介して定電圧発生回路１１５に接続されている。定電圧クランプ抵抗１１７、１１６と定電圧発生回路１１５との間は、分圧抵抗１１８を介してＧＮＤに接続されている。
【００１６】
オペアンプ１２０のゲインは、帰還抵抗１１９とゲイン設定用抵抗１１３の比で決まる。すなわち、
ゲイン＝帰還抵抗１１９／ゲイン設定用抵抗１１３
となる。
【００１７】
図５は、図４に示す電流検出回路を、モータ駆動用インバータ装置に組み込んだ構成例を示す図である。図５に示すモータ駆動用インバータ装置は、バッテリ１０９、ＡＣモータ１０７、スイッチング素子１０１〜１０６を備える。各スイッチング素子の出力１１０〜１１２は、ＡＣモータ１０７の各相に対応する。
【００１８】
シャント抵抗１０８に流れるインバータ電流は、先述の通り周波数が比較的高い。したがって、マイクロプロセッサがインバータ電流の最大値を検出するためには、サンプリング周波数をこれに合わせて高くする必要がある。
【００１９】
本発明では、シャント抵抗１０８に流れるインバータ電流が最大値より小さくなっているときでも、マイクロプロセッサが最大値を得ることができるようにするため、オペアンプ１２０とマイクロプロセッサの間に、最大値を保持することのできるピークホールド回路を設ける。これにより、サンプリング周波数をインバータ電流の周波数よりも下げることができるようにする。
【００２０】
＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施形態１に係るモータ駆動用インバータ装置の回路図である。図１に示すモータ駆動用インバータ装置は、インバータ主回路２９、増幅回路３０、ピークホールド回路３１を備える。インバータ主回路２９は、モータを駆動するための三相交流電流を生成する。増幅回路３０は、インバータ主回路２９に流れるインバータ電流をシャント抵抗８の両端電圧として検出し、その電圧を増幅する。ピークホールド回路３１は、増幅回路３０が増幅した電圧の最大電圧を保持する。
【００２１】
インバータ主回路２９は、バッテリ９、ＡＣモータ７、スイッチング素子１〜６、インバータ主回路２９に流れるインバータ電流を抵抗両端電圧として検出するシャント抵抗８を備える。
【００２２】
シャント抵抗８は、バッテリ９の陽極側と基準電圧１０の間に設けられている。シャント抵抗８の抵抗値は、電圧損失を抑えるため比較的小さい値に設定されている。また、シャント抵抗８には大きな電流が流れるため、シャント抵抗８は大きな容量を有する。
【００２３】
例えば、電動パワーステアリング装置に用いられるモータ駆動用インバータ装置の場合、インバータ電流は百Ａ以上となる。この場合、シャント抵抗８の抵抗値は数ｍΩ程度である。したがって、シャント抵抗８の容量は数Ｗ程度を要する。さらに、シャント抵抗８に発生した微小電位差は、後段の増幅回路３０によって増幅されるため、抵抗値の誤差が比較的少ないものを用いる必要がある。
【００２４】
オペアンプ２１の非反転入力端子（＋）とシャント抵抗８の一端との間には、電流制限用抵抗１５が設けられている。オペアンプ２１の非反転入力端子（＋）と電流制限用抵抗１５の間には、定電圧クランプ用抵抗１６を介して定電圧電源１８が接続されている。定電圧電源１８は、分圧抵抗１９を介してＧＮＤに接続される。非反転入力端子（＋）は電流制限用抵抗２０を介してＧＮＤに接続される。
【００２５】
オペアンプ２１の反転入力端子（−）とシャント抵抗８の他端との間には、ゲイン設定用抵抗１４が設けられている。オペアンプ２１の反転入力端子（−）とゲイン設定用抵抗１４の間には、クランプ用抵抗１７を介して定電圧電源１８が接続されている。
【００２６】
オペアンプ２１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、帰還抵抗２２が接続されている。オペアンプ２１の増幅率は、帰還抵抗２２とゲイン設定用抵抗１４の比で決定される。つまり、シャント抵抗８に発生する電圧をＶｓｈｕｎｔ、オペアンプ２１（または増幅回路３０）の出力をＶｏ１、帰還抵抗２２の抵抗値をＲ２２、ゲイン設定用抵抗１４の抵抗値をＲ１４とすると、
Ｖｏ１＝Ｖｓｈｕｎｔ×（Ｒ２２／Ｒ１４）
となる。すなわち、シャント抵抗８の両端電位差を測定することにより、モータ７に流れる電流（インバータ電流）を検出することができる。
【００２７】
シャント抵抗８の抵抗値は小さく、両端電位差は小さいため、オペアンプ２１のゲインは相応に大きく設定しなければならない。例えば、シャント抵抗８を用いて検出する電流を０〜７０Ａ程度、シャント抵抗８の抵抗値を０．５ｍΩとすると、シャント抵抗８の両端電位差は最大でも３５ｍＶにすぎない。一方、オペアンプ２１によって増幅された電圧を取り込むマイクロプロセッサの入力電圧は数Ｖ（一般的には５Ｖ）である。したがって、３５ｍＶを数Ｖに増幅するため、オペアンプ２１のゲインは１０倍以上に設定するのが、マイクロプロセッサの分解能の観点から効率的であるといえる。
【００２８】
本実施形態１では、オペアンプ２１のゲインを１２倍に設定する。したがって、
Ｒ２２（＝帰還抵抗２２）／Ｒ１４（＝ゲイン設定用抵抗１４）＝１２
となるように設定すればよい。
【００２９】
次に、ピークホールド回路３１について説明する。ピークホールド回路３１は、増幅回路３０（またはオペアンプ２１）が増幅した信号Ｖｏ１の最大値を保持する。信号Ｖｏ１はピークホールド回路３１が備えるコンパレータ２５の非反転入力端子（＋）に入力される。コンパレータ２５の出力は、ダイオード２６のアノードに接続されている。ダイオード２６のカソードとコンパレータ２５の反転入力端子（−）の間には、ゲイン設定用抵抗２４が接続されている。反転入力端子（−）は、電流制限用抵抗２３を介してＧＮＤに接続されている。マイクロプロセッサへの出力ポートとダイオード２６のカソードの間は、放電用抵抗２８を介してＧＮＤに接続されている。また、マイクロプロセッサへの出力ポートとダイオード２６のカソードの間は、コンデンサ２７を介してＧＮＤに接続されている。
【００３０】
ピークホールド回路３１の増幅率は、ゲイン設定用抵抗２４と電流制限用抵抗２３の比率によって決定される。つまり、ピークホールド回路３１の出力信号をＶｏ２、ゲイン設定用抵抗２４の抵抗値をＲ２４、電流制限用抵抗２３の抵抗値をＲ２３とすると、
Ｖｏ２＝Ｖｏ１×（１＋Ｒ２４／Ｒ２３)
となる。
【００３１】
本実施形態１では、ピークホールド回路３１のゲインを２倍（約６ｄＢ）に設定する。したがって、
Ｒ２４／Ｒ２３＝１
となるように設定すればよい。なお、コンパレータ２５に増幅作用を持たせているのは、オペアンプ２１の増幅率を大きくすることによってオペアンプ２１の増幅応答が遅れないようにするためである。
【００３２】
ピークホールド回路３１は、コンパレータ２５が増幅した信号Ｖｏ２を、以下のような手順で保持する。
【００３３】
コンデンサ２７は、増幅信号Ｖｏ２を受け取って充電する。Ｖｏ１の電圧が、Ｖｏ２の電圧値より低下した時、すなわちバッテリ９からの供給電流が無くなったとき、またはシャント抵抗８に流れる電流値が下がったとき、ダイオード２６はカットオフする。コンデンサ２７は、電圧Ｖｏ２で充電している電荷を、放電抵抗２８、ゲイン設定用抵抗２４、電流制限用抵抗２３を介して放電する。コンデンサ２７のキャパシタンスをＣ２７、放電用抵抗２８の抵抗値をＲ２８、ゲイン設定用抵抗２４の抵抗値をＲ２４、電流制限用抵抗２３の抵抗値をＲ２３とすると、放電時定数τは、
τ＝１／（Ｃ２７×（Ｒ２８／（Ｒ２４＋Ｒ２３））
となる。放電時定数τの設定により、ピークホールド電圧Ｖｏ２の最大電圧を一定時間保持することができる。これにより、マイクロプロセッサは必ずしもインバータ電流と同等の周波数でサンプリングを実施しなくともよくなるので、サンプリング周波数を下げてマイクロプロセッサの負担を低減することができる。本実施形態１では、下記で説明するスイッチング周波数に鑑み、時定数τは数ｍｓとする。
【００３４】
以上、本実施形態１に係るモータ駆動用インバータ装置の構成について説明した。なお本発明における「電流検出回路」は、シャント抵抗８、増幅回路３０、ピークホールド回路３１がこれに相当する。
【００３５】
図２は、図１に示す回路においてインバータ電流を検出する動作を説明するタイミングチャートである。以下、図２に示す各信号について説明する。
【００３６】
モータ７を回転させるためには、インバータ出力端子１１〜１３に三相交流電流を流す必要がある。三相交流電流は、スイッチ１〜６をＯＮ／ＯＦＦすることによって生成することができる。スイッチ１〜６のスイッチングパターンは以下に示す２8通り存在する。
（１）スイッチ１：ＯＮ／スイッチ４、６少なくとも片方：ＯＮ
（２）スイッチ３：ＯＮ／スイッチ２、６少なくとも片方：ＯＮ
（３）スイッチ５：ＯＮ／スイッチ２、４少なくとも片方：ＯＮ
（４）スイッチ１、３、５がすべてＯＮ／またはスイッチ２、４、６がすべてＯＮ
【００３７】
図２では、１例としてスイッチ１がＯＮ、スイッチ６がＯＮとなり、モータ７に電流が流れた時の様子を示した。各スイッチのＯＮ時間幅が異なるのは、このオン時間幅によって、インバータ出力電圧を制御するためである。これは一般に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御と呼ばれる。
【００３８】
また図２では、スイッチ１がＯＮする区間４３、スイッチ２がＯＮする区間４２、スイッチ５がＯＮする区間４５、スイッチ６がＯＮする区間４４を示した。前述のように、モータ７の各相に対応する２個のスイッチのうち、少なくとも片方は必ずＯＮさせることが原則である。しかし、素子のバラツキによっては、同一の相に対応するスイッチが同時にＯＮして短絡することがあるため、各相２個のスイッチにはともにＯＦＦとなる時間帯４０が設けられている。これを、短絡防止時間またはデッドタイムと呼ぶ。この時間は、一般的に１〜３μｓ程度である。
【００３９】
図２では、区間４３と区間４４の両端がオーバーラップしている区間４１がある。この区間４１では、バッテリ９の陽極側、シャント抵抗８、スイッチ１、モータ７の電気子巻線、スイッチ６、バッテリ９の陰極側で電流経路ができて電流が流れ、モータ７の回転力が発生する。
【００４０】
図３は、モータ７の動作を示すベクトル図である。ここでは、モータ７は非突極型永久磁石同期モータとする。６４〜６６はモータ７内の電気子巻線、６７はモータ内の永久磁石、６９は永久磁石が回転することによって発生する磁束、７４は磁束が回転することによって電気子巻線に発生する速度起電力ベクトル、６２はインバータ出力ベクトル、６８はインバータ出力ベクトル６２を基準とした界磁磁束６９までの位相角、７１はインバータ出力ベクトルと速度起電力７４との負荷角、７３は電気子電流を回転軸座標系に変換したｄ軸電流、７２は電気子電流を回転座標系に変換した時のｑ軸電流である。
【００４１】
モータに発生するトルクＴは、ｄ軸に電流を流さないとすると、
Ｔ＝ｐ（モータ極対数）×Ｉｑ×Φｍ
となり、電気子巻線に流す電流に比例することがわかる。
【００４２】
電気子巻線に流す電流量は、図２における区間４１（ＰＷＭ信号がＯＮになっている時間）に比例する。したがって、小トルクを必要とする時は区間４１を狭くし、大トルクを必要とするときは区間４１を広くし、通電する電流を調整する必要がある。
【００４３】
以上のことから、小トルク領域では区間４１が狭いため、シャント抵抗に発生する電位差Ｖｓｈｕｎｔ４６の周波数は高くなる。大トルク領域では、区間４１が広いため、シャント抵抗に発生する電位差Ｖｓｈｕｎｔ４６の周波数は低くなる。このＶｓｈｕｎｔ４６のｄｕｔｙ変化に対応するため、帯域の広いオペアンプ２１が必要となる。
【００４４】
前述したように、シャント抵抗８にインバータ電流が流れるときの両端電位差Ｖｓｈｕｎｔ４６は数十ｍＶの微小信号である。信号４７は、オペアンプ２１を介して増幅された電圧（本実施形態１では１２倍）である。
【００４５】
本発明では、後段のピークホールド回路３１にゲインを持たせているため、信号４８は、信号４７をさらに増幅（本実施形態１では２倍）した信号である。信号４８はダイオード２６を経由し、コンデンサ２７に充電される。バッテリ９からの供給電流が無くなったとき、またはインバータ電流値が下がった時、ダイオード２６はカットオフする。このとき、コンデンサ２７に充電された電荷が放電される。図２の区間５０は、その放電時間を表している。
【００４６】
近年のインバータは、インバータから発生する歪み高調波を低減するため、スイッチング周波数は数十ｋＨｚと高い。そこで、本実施形態１では、放電時間５０の時定数τを、ＰＷＭ周期より十分大きく設定する。これにより、ピークホールド回路３１は、シャント抵抗８を通電する電位差の最大値を、ＰＷＭ周期よりも長い時間保持することができる。
【００４７】
図２のコンパレータ出力Ｖｏ２５１は、コンデンサ２７の充放電過程を表している。コンデンサ２７が放電するにともなって、コンデンサ２７の両端電圧は最大値から次第に低下するが、放電時定数τを十分に大きくしておけば、インバータ電流の最大値に対応する信号レベルと略同等の信号レベルを提供することができる。
【００４８】
ピークホールド回路３１がインバータ電流の最大値を上記時間保持しているので、マイクロプロセッサは必ずしもインバータ電流と同等の周波数でサンプリングを実施しなくとも、ピークホールド回路３１が最大値を保持している間にサンプリングを実施すれば、インバータ電流の最大値を得ることができる。すなわち、マイクロプロセッサのサンプリング処理に係る負荷を低減することができる。
【００４９】
＜実施の形態１：まとめ＞
以上のように、本実施形態１に係る電流検出回路が備えるピークホールド回路３１は、インバータ電流が最大値よりも小さくなることにより増幅回路３０の出力が最大値より小さくなっている期間において、インバータ電流の最大値に対応する電圧値を所定時間保持する。これにより、マイクロプロセッサはインバータ電流の周波数よりも低い周期でサンプリングを実施することができるので、ＡＤ変換などの処理負担を抑えることができる。
【００５０】
＜実施の形態２＞
実施形態１では、シャント抵抗８を流れる最大電流に対応する検出信号をピークホールド回路３１が所定時間保持し、マイクロプロセッサのサンプリング負荷を軽減する構成例を説明した。本発明の実施形態２では、オペアンプ２１の増幅率とコンパレータ２５の増幅率のトレードオフについて説明する。各回路構成は、実施形態１と同様である。
【００５１】
図６は、オペアンプの一般的な周波数特性を示したものである。オペアンプには、入力された信号を設定したゲインで出力できる周波数範囲があり、これを利得帯域幅と呼ぶ。この周波数範囲より大きい周波数の入力信号が入力されると、一般的に−２０ｄＢ／ｄｅｃでゲインが下がってしまう。
【００５２】
図６に示すオペアンプ特性において、オープン時ゲイン帯域幅１６２は、約２０ｋＨｚ程度である。オペアンプ入力信号の周波数が２０ｋＨｚ以上である場合、この帯域制限にかかってしまい、目標レベルまで増幅されていない状態で信号が出力されてしまう。
【００５３】
すなわち、オペアンプのゲインを上げすぎると、増幅応答が遅くなり、目標レベルまで増幅されるまでに要する時間が長くなり、入力信号の周波数が高くなると追従することができなくなってしまう。先述の通りシャント抵抗１０８に流れるインバータ電流は比較的高周波であるため、オペアンプ１２０のゲインをあまり大きくすることはできない。
【００５４】
そこで実際は、フィードバックによるゲインを下げることにより、オペアンプの帯域幅を広げる。図６に示す特性の場合、フィードバック時ゲインを２５ｄＢ程度に設定することにより、帯域幅を約２００ｋＨｚまで広げることができる。
【００５５】
一方、マイクロプロセッサが備える入力端子の入力電圧は数Ｖ程度であるため、検出信号に基づきインバータ電流を求めるには、マイクロプロセッサの分解能の観点から、シャント抵抗１０８の両端電圧を数Ｖ程度まで増幅することが望ましい。実際のシャント抵抗１０８の両端電圧は例えば数十ｍＶ程度であるため、オペアンプの増幅率も相応に高くする必要がある。
【００５６】
ところが、上記オペアンプの帯域制限により、オペアンプの増幅率は制約を受ける。反面、近年のインバータは上述の通りＰＷＭ周波数が数十ｋＨｚ程度と高く、これにともないインバータ電流の周波数も数ＭＨｚ程度と高くなる。したがって、オペアンプのゲインを高くし過ぎると、オペアンプが高周波数に追従することができなくなり、応答の線形性が劣化する。
【００５７】
さらに、先に説明したように、小トルク領域ではＰＷＭのＯＮ周期が短く、インバータ電流は高周波となり、大トルク領域ではＰＷＭのＯＮ周期が長く、インバータ電流は低周波となる。したがって、大トルク領域では、オペアンプはインバータ電流を検出するのに十分な増幅応答で信号を増幅することができるが、小トルク領域では、インバータ電流を検出するのに十分な増幅応答を発揮することができず、本来想定している増幅値を得ることができない。その結果、インバータ電流の検出誤差が大きくなってしまう。
【００５８】
図７は、図５に示す従来の電流検出回路においてインバータ電流を検出する動作を説明するタイミングチャートである。以下、図７に示す各信号について説明する。なお、区間１４１〜１４５は、図２における区間４１〜４５に対応する。シャント抵抗１０８の両端電位差をＶｓｈｕｎｔ１４６、オペアンプ１２０の増幅目標レベルを１４８、オペアンプ１２０の実際の出力Ｖｏ１を１４７とする。
【００５９】
図７において、オペアンプ１２０の出力Ｖｏ１は、図２のコンパレータ出力４８のように垂直に立ち上がらずにやや遅れて応答していることが分かる。そのため、シャント抵抗１０８が通電している区間内に、オペアンプ１２０の出力は目標レベル１４８に到達していない。これは、オペアンプ１２０のゲインを大きくし過ぎ、増幅応答が遅れたことによる。
【００６０】
図８は、オペアンプ１２０の増幅応答が遅れる現象をグラフで示した図である。誤差１７１は、理論値１７０とオペアンプ出力１７２との差である。微小電流領域では誤差１７１が大きく、大電流領域では誤差１７２が減る。これは、大電流領域ではＰＷＭのパルス幅が広くなり、インバータ電流の周波数が低下することによる。
【００６１】
以上の課題を解決するためには、オペアンプ１２０のゲインを下げて増幅応答を上げることが必要になる。しかし、オペアンプ１２０のゲインを単純に下げると、得られる信号レベルが下がるので、マイクロプロセッサがインバータ電流を検出する際の分解能がその分だけ低下する。
【００６２】
例えば、マイクロプロセッサの分解能を１．２５ｍＶ／ＬＳＢ、バッテリ１０９の電流を１００Ａ、シャント抵抗１０８の抵抗値を０．５ｍΩと仮定する。この場合、シャント抵抗１０８両端電位差Ｖｉｎは、
Ｖｉｎ＝１００（Ａ）×０．５（ｍΩ）＝５０（ｍＶ）
となる。オペアンプ１２０のゲインを２４倍とすると、マイクロプロセッサに入力される電圧最大値Ｖｍａｘは、
Ｖｍａｘ＝５０（ｍＶ）×２４（倍）＝１．２（Ｖ）＝９６０ＬＳＢ
となる。この場合のマイクロプロセッサの分解能は、
１００（Ａ）／９６０（ＬＳＢ）＝１０４（ｍＡ／ＬＳＢ）
となる。
【００６３】
これに対し、オペアンプ１２０のゲインを１２倍とすると、
Ｖｍａｘ＝５０（ｍＶ）×１２（倍）＝６００（ｍＶ）＝４８０（ＬＳＢ）
となる。この場合のマイクロプロセッサの分解能は、
１００（Ａ）／４８０（ＬＳＢ）＝２０８（ｍＡ／ＬＳＢ）
となる。そのため、ゲインが２４倍であるときと同等の分解能を得ようとすると、ＡＤ変換器の分解能はゲインが２４倍であるときの２倍の性能が必要となる。
【００６４】
これに対し、本発明に係る電流検出回路は、ピークホールド回路３１が増幅作用を有するので、増幅機能を増幅回路３０とピークホールド回路３１で分担し、増幅回路３０のゲインを低くすることができる。したがって、増幅回路３０の増幅応答性能を確保し、インバータ電流の周波数が高い区間でも、正確にこれを検出することができる。
【００６５】
＜実施の形態２：まとめ＞
以上のように、本発明に係る電流検出回路において、増幅回路３０は、増幅率を上げると増幅応答が遅れる特性を有しており、同増幅率は、インバータ電流を検出することができるのに十分な増幅応答を発揮できるような値に設定されている。具体的には、インバータ電流の最大周波数よりも速い周期で規定の増幅レベルを出力することができる程度の増幅率に設定されている。これにより、インバータ電流の周波数が高くなっても、確実にこれを検出することができる。
【００６６】
また、本発明に係る電流検出回路において、ピークホールド回路３１の増幅率は、増幅回路３０の増幅率よりも低く設定することが望ましい。これは、ピークホールド回路３１がコンデンサ２７を有することに起因する。コンデンサ２７は一般に遅延特性を有するので、ピークホールド回路３１の増幅率を大きくすると、その遅延分も同時に増幅してしまうからである。すなわち、増幅回路３０の増幅率とピークホールド回路３１の増幅率は、トレードオフの関係にある。各増幅率をどのような値に設定するかは、モータ駆動用インバータ装置の具体的な仕様などに基づき定める必要がある。
【符号の説明】
【００６７】
１〜６：スイッチング素子、７：ＡＣモータ、８：シャント抵抗、９：バッテリ、１０：基準電圧、１４：ゲイン設定用抵抗、１５：電流制限用抵抗、１６：定電圧クランプ用抵抗、１７：クランプ用抵抗、１８：定電圧電源、１９：分圧抵抗、２０：電流制限用抵抗、２１：オペアンプ、２２：帰還抵抗、２３：電流制限用抵抗、２４：ゲイン設定用抵抗、２５：コンパレータ、２６：ダイオード、２７：コンデンサ、２８：放電用抵抗、２９：インバータ主回路、３０：増幅回路、３１：ピークホールド回路、６２：インバータ出力ベクトル、６４〜６６：電気子巻線、６７：永久磁石、６９：磁束、６８：位相角、６９：界磁磁束、７１：負荷角、７２：ｑ軸電流、７３：ｄ軸電流、７４：速度起電力ベクトル、１０１〜１０６：スイッチング素子、１０７：ＡＣモータ、１０８：シャント抵抗、１０９：バッテリ、１１３：ゲイン設定用抵抗、１１４：電流制限用抵抗、１１５：定電圧発生回路、１１６：定電圧クランプ抵抗、１１７：定電圧クランプ抵抗、１１８：分圧抵抗、１１９：帰還抵抗、１２０：オペアンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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