(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置において、
前記回転機に印加される電圧を指令電圧に制御すべくＰＷＭ処理によって前記電力変換回路を操作する第１制御手段と、
前記回転機の電気角に応じた前記電力変換回路の操作信号波形に基づき前記電力変換回路を操作する第２制御手段と、
前記第１制御手段による制御および前記第２制御手段による制御を選択的に切り替える切替手段とを備え、
前記操作信号波形は、矩形波制御よりも電圧利用率の小さいものを含み、
前記第１制御手段および前記第２制御手段は、前記第１制御手段による制御および前記第２制御手段による制御のうちいずれか一方の制御から他方の制御への前記切替手段による切り替え前後に渡って、最大トルク制御を行うように設計され、
前記切替手段は、前記第１制御手段による制御および前記第２制御手段による制御のうち現在選択されている一方の制御における前記実際のトルクを推定するための情報を入力として、他方の制御に切り替えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記切替手段は、前記実際のトルクを推定するための情報として前記回転機の回転速度に関する情報を入力として前記他方の制御に切り替えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記電力変換回路のスイッチング素子を操作するに際し、前記直流電源の正極及び負極の短絡状態を回避すべくデッドタイムが設定され、
前記切替手段は、前記実際のトルクを推定するための情報として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルに関する情報を入力として前記他方の制御に切り替えるものであって且つ、該入力としての出力電圧ベクトルから前記デッドタイムに起因する誤差を除去する手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記切替手段は、前記実際のトルクを推定するための情報として前記現在選択されている一方の制御によって要求される前記電力変換回路の出力電圧ベクトルに関する情報を入力として前記他方の制御に切り替えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記切替手段は、前記現在選択されている一方の制御によって要求される前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムと閾値との比較に基づき前記他方の制御に切り替えることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記切替手段は、前記回転機を流れる電流のｄ軸成分が正となる場合に前記第２の制御手段による制御から前記第１の制御手段による制御に切り替えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記第２の制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の位相を前記要求トルクに応じて操作するものであり、
前記切替手段は、前記位相に基づき、前記ｄ軸成分が正であるか否かを判断することを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記第１制御手段による制御および前記第２制御手段による制御のうちいずれか一方の制御から他方の制御へと前記切替手段によって切り替えるに際し、前記他方の制御における指令電圧の初期値に設定された値から、前記他方の制御によって算出される指令電圧へと徐々に変化させる変化手段を備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも実用化されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。
【０００３】
ただし、３相電動機の高回転速度領域においては、指令電圧が上昇し、その振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となることで、インバータの実際の出力電圧を指令電圧とすることができなくなる。ここで、３相電動機の高回転速度領域においては、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御を行うことも実用化されている。ただし、矩形波制御の電圧利用率は、上記ＰＷＭ制御における指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」の値となる時点での電圧利用率と比較して不連続的に大きいものとなっている。
【０００４】
そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となる場合、電流フィードバック制御のためのｄｑ軸上での指令電圧に基づき算出される位相と、ＲＯＭに格納されたパルスパターンとに基づき、インバータを操作することも提案されている。詳しくは、指令電圧のベクトルノルムが所定以上となる場合に、ＲＯＭに格納されたパルスパターンによりインバータを操作する。これにより、電圧利用率を、矩形波制御の電圧利用率へと上昇させていくことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−４７１００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上記ＲＯＭに格納されたパルスパターンに基づきインバータが操作される状況下、要求トルクが急激に低下すると、上記指令電圧のベクトルノルムが急激に小さくなり、ＰＷＭ制御に切り替えられることとなる。しかし、この際には、電動機の生成しているトルクを実現するために要求される電圧が、ＰＷＭ制御によっては実現できない電圧となるおそれがある。そしてこの場合には、トルクの制御性が低下する。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の実際のトルクを要求トルクに制御するに際し、回転機の制御性を高く維持することのできる回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００９】
請求項１記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置において、前記回転機に印加される電圧を指令電圧に制御すべくＰＷＭ処理によって前記電力変換回路を操作する第１制御手段と、前記回転機の電気角に応じた前記電力変換回路の操作信号波形に基づき前記電力変換回路を操作する第２制御手段と、前記第１制御手段による制御および前記第２制御手段による制御を選択的に切り替える切替手段とを備え、前記操作信号波形は、矩形波制御よりも電圧利用率の小さいものを含み、前記第１制御手段および前記第２制御手段は、前記第１制御手段による制御および前記第２制御手段による制御のうちいずれか一方の制御から他方の制御への前記切替手段による切り替え前後に渡って、最大トルク制御を行うように設計され、前記切替手段は、前記第１制御手段による制御および前記第２制御手段による制御のうち現在選択されている一方の制御における前記実際のトルクを推定するための情報を入力として、他方の制御に切り替えることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるインバータの操作信号の生成に関する処理を示すブロック図。
【図３】同実施形態にかかる指令電流設定部の処理の詳細を示す図。
【図４】同実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。
【図５】同実施形態にかかるノルム算出部の処理の詳細を示す図。
【図６】同実施形態にかかる電圧推定器の処理の詳細を示す図。
【図７】同実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図８】上記切替時における初期値の設定処理の手順を示す流れ図。
【図９】第２の実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１０】第３の実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１１】第４の実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１２】第５の実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１３】第５の実施形態の問題点を指摘するタイムチャート。
【図１４】第６の実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１５】第７の実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１６】第８の実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１７】第９の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１８】第１０の実施形態にかかるノルム算出部の処理の詳細を示す図。
【図１９】第１１の実施形態にかかるシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００１３】
モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。
【００１４】
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。
【００１５】
上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。
【００１６】
図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。
【００１７】
図示されるように、本実施形態では、電流フィードバック制御部２０及びトルクフィードバック制御部３０を備えている。以下では、「電流フィードバック制御部２０の処理」、「トルクフィードバック制御部３０の処理」、「電流フィードバック制御部２０の設計」、「トルクフィードバック制御部３０の設計」、「電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理」の順に説明する。
＜電流フィードバック制御部２０の処理＞
モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、２相変換部４０において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。詳しくは、２相変換部４０の出力のｑ軸成分は、ローパスフィルタ２３にて高周波成分がカットされ、また、２相変換部４０の出力するｄ軸成分は、ローパスフィルタ２４にて高周波成分がカットされる。一方、指令電流設定部２２は、要求トルクＴｄに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｃを設定する。フィードバック制御部２５は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｃを算出する。一方、フィードバック制御部２６は、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを算出する。詳しくは、フィードバック制御部２５，２６では、比例積分制御を用いて上記算出を行う。
【００１８】
３相変換部２８では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに変換する。ＰＷＭ信号生成部２９では、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃと、電源電圧ＶＤＣとに基づき、ＰＷＭ処理によって、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。本実施形態では、特に、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを２相変調して且つ電源電圧ＶＤＣにて規格化した信号と三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき操作信号を生成する。
＜トルクフィードバック制御部３０の処理＞
トルク推定器４２では、回転２相座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、モータジェネレータ１０のトルクの推定値である推定トルクＴｅを算出する。一方、偏差算出部３２では、推定トルクＴｅに対する要求トルクＴｄの差を算出する。位相設定部３４は、偏差算出部３２の出力の比例積分演算に基づき、インバータＩＶの出力電圧の回転２相座標系での位相δを設定する。ここでは、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に位相δを進角させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰となる場合に、位相δを遅角させるようにする。
【００１９】
ノルム設定部３６では、モータジェネレータ１０の電気角速度ωと、要求トルクＴｄとに基づき、回転２相座標系におけるインバータＩＶの出力電圧ベクトルのノルムＶｎを設定する。ここで、ベクトルのノルムは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根によって定義される。詳しくは、ノルム設定部３６は、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωに基づき、ノルムＶｎ１を算出するノルム算出部３６ａを備えている。更に、ノルム設定部３６は、ＰＩ制御部３６ｂを備えている。ＰＩ制御部３６ｂでは、その出力であるノルムＶｎ２と上記ノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１との差の比例積分演算によって上記ノルムＶｎ２を算出する。セレクタ３６ｃでは、ＰＩ制御部３６ｂの出力するノルムＶｎ２とノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１との差が規定値より大きい場合、ＰＩ制御部３６ｂの出力をノルム設定部３６の設定するノルムＶｎとして採用する。一方、ＰＩ制御部３６ｂの出力するノルムＶｎ２とノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１との差が規定値以下となる場合、ノルム算出部３６ａの出力をノルム設定部３６の設定するノルムＶｎとして採用する。
【００２０】
一方、操作信号生成部３８では、上記位相設定部３４の設定する位相δと、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎと、電源電圧ＶＤＣと、回転角度θとに基づき、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。詳しくは、操作信号生成部３８は、電圧利用率毎に、電気角の１回転周期分の操作信号波形をマップデータとして記憶している。ここで、記憶されている操作信号波形はいずれも、図２に例示されるように、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが半々となる波形となっている。これは、インバータＩＶの出力電圧を電気角の１回転周期で均衡の取れたものとするための設定である。更に、操作信号波形はいずれも、図２中にそのうちの１つの波形を例示するように、電気角の１回転周期の中央（１８０°）に対して対称性を有するものとなっている。詳しくは、中央に対して等距離にある一対のタイミングの論理値が逆となるものとなっている。ここで、論理「Ｈ」が、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオン状態に対応し、論理「Ｌ」が低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン状態に対応する。これは、インバータＩＶの出力電圧を正弦波形状の電圧に極力近似させるための設定である。
【００２１】
操作信号生成部３８では、電源電圧ＶＤＣとノルムＶｎとに基づき、電圧利用率を算出し、これに応じて、該当する操作信号波形を選択する。ここで、上記電圧利用率の上限は、矩形波制御時の電圧利用率である「０．７８」とされている。このため、電圧利用率が最大値「０．７８」となる場合には、操作信号波形として、矩形波制御時の波形である電気角の１回転周期に高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが１回ずつ生じる波形（１パルス波形）が選択される。一方、電圧利用率の下限は、電流フィードバック制御部２０によって設定される指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに応じた３つの線間電圧をインバータＩＶの入力電圧によって実現することのできる上限値である「０．７１」に設定されている。すなわち、２相変調された信号をインバータＩＶの入力電圧によって実現することのできる上限値に設定されている。
【００２２】
こうして操作信号波形が選択されると、操作信号生成部３８では、この波形の出力タイミングを上記位相設定部３４の設定する位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。
＜電流フィードバック制御部２０の設計＞
図３に、指令電流設定部２２の詳細を示す。本実施形態では、最大トルク制御を実現するように指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定する。ここで、最大トルク制御とは、最小の電流で最大のトルクを実現する制御であり、ここでいう最大トルクとは、力行制御時には正の最大トルク、回生制御時には、負であって絶対値が最大のトルクを意味する。以下、これについて詳述する。
【００２３】
モータジェネレータ１０のトルクＴは、電機子巻線鎖交磁束数Φ、ｑ軸インダクタンスＬｑ，ｄ軸インダクタンスＬｄ、抵抗Ｒ、及び極対数Ｐを用いて、下記の式（ｃ１）にて表現される。
【００２４】
【数１】
0005510444.tif 000002
ここで、図示されるように、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを、（−Ｉｓｉｎβ、Ｉｃｏｓβ）とすると、以下の式（ｃ２）を得る。
【００２５】
【数２】
0005510444.tif 000003
上記の式（ｃ２）において、最大トルク制御の条件、すなわちトルクＴのβによる偏微分がゼロであるとの条件を課すことで、βは、以下の式（ｃ３）となる。
【００２６】
【数３】
0005510444.tif 000004
上記の式（ｃ３）は、位相βが電流Ｉの関数であることを意味する。したがって、上記の式（ｃ２）により、トルクＴを電流Ｉのみの関数ｓ（Ｉ）にて表現することが可能である。一方、上記の式（ｃ３）は、電流Ｉが位相βによって表現できることをも意味する。このため、上記の式（ｃ２）により、トルクＴを位相βのみの関数ｕ(β)によって表現することができる。そして、これら関数ｓ（Ｉ）及び関数ｕ（Ｉ）の逆関数の値を算出することで、要求トルクＴｄを入力として、最大トルク制御を実現するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを出力させることができる。
＜トルクフィードバック制御部３０の設計＞
先の図２に示したように、トルクフィードバック制御部３０では、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωに基づき、ノルムＶｎを設定した。これにより、要求トルクＴｄが与えられた場合に、比較的自由にノルムＶｎを設定することができる。このため、例えばノルムＶｎを極力小さくすることで、電圧利用率を抑制することができる。そしてこの場合には、操作信号生成部３８の生成する操作信号波形として、よりパルス数の多い波形を選択することなどができ、ひいてはインバータＩＶの出力電圧を正弦波形状の電圧により近づけることができる。このため、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を低減することができ、ひいては高調波電流を抑制することが可能となる。
【００２７】
以下、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａによるノルムＶｎ０（最終的な出力であるノルムＶｎ１に対してガード処理のなされる前のノルム）の設定について説明する。図４に、本実施形態において、モータジェネレータ１０の力行時にノルムＶｎ０に課せられる基本的な制約を示す。図示されるように、本実施形態では、ノルムＶｎ０を、境界線ＢＬ１〜ＢＬ４によって囲われる領域内とするとの制約が課せられている。ここで、境界線ＢＬ４は、電圧利用率が「０．７８」であること示すものである。これは、矩形波制御の電圧利用率が実現可能な電圧利用率の最大値であることに対応している。以下では、境界線ＢＬ１〜ＢＬ３のそれぞれに対応する条件の導出に先立って、モータジェネレータ１０のトルクＴと電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）とを、ノルムＶｎ０、位相δ及び電気角速度ωによって表現する式を導出する。
【００２８】
ここで、電圧方程式は、以下の式（ｃ４）となる。
【００２９】
【数４】
0005510444.tif 000005
上記の式（ｃ４）から、下記の式（ｃ５）を得る。
【００３０】
【数５】
0005510444.tif 000006
上記の式（ｃ５）を上記の式（ｃ１）に代入することで、下記の式（ｃ６）を得る。
【００３１】
【数６】
0005510444.tif 000007
ここで、図４に示す境界線ＢＬ１に対応する条件である「トルクＴの位相δによる偏微分が正となるとの条件」は、上記の式（ｃ６）に基づき、下記の式（ｃ７ａ）及び（ｃ７ｂ）によって表現される。この条件は、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に、位相δを進角させることによってその不足を低減させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰である場合に、位相δを遅角させることによってその過剰分を低減させることを可能とするための条件である。
【００３２】
【数７】
0005510444.tif 000008
なお、本実施形態では、位相δは、力行時には、「０≦δ＜π／２」、回生時には、「π／２＜δ≦３π／２」となるように制御設計をするとの前提を設けているため、位相δが「３π／２」以上となる条件を削除した。また、境界線ＢＬ２に対応する条件である「ｄ軸電流がゼロ以下であるとの条件」は、下記の式（ｃ８）等よって表現される。
【００３３】
【数８】
0005510444.tif 000009
また、境界線ＢＬ３に対応する条件である「ｑ軸電流が力行時においてはゼロ以上である旨の条件」は、下記の式（ｃ９）によって表現される。
【００３４】
【数９】
0005510444.tif 000010
なお、回生時においては、ｑ軸電流がゼロ以下であるとの条件を課す。
【００３５】
本実施形態では、先の図４に例示するような許容領域内において、ノルムＶｎ０を設定する。このノルムＶｎ０は、位相δと電気角速度ωを設定しても一義的には定まらない。このため、ノルムＶｎ０の設定に際してはある程度の自由度があることとなるため、ノルムＶｎ０を自由に設計することができる。ここで、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を抑制する観点からは、ノルムＶｎ０を極力低減することが望ましい。ノルムＶｎ０を最小とするためには、トルクＴのノルムＶｎ０による偏微分係数がゼロとなるとの条件を課すことが要求される。ただし、この場合、上記モデルを用いる場合には、位相δとノルムＶｎ０との間に１対１の対応関係を持たせることができないことが発明者らによって見出されている。
【００３６】
そこで、本実施形態では、最小の電流で最大のトルクを実現する最大トルク制御を行うことができるようにノルムＶｎ０を設定する。これによっても、要求トルクＴｄを実現するうえでノルムＶｎ０を極力低減することができる。
【００３７】
図５に、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａの詳細を示す。
【００３８】
図示されるように、本実施形態では、最大トルク制御を実行すべく下記の式（ｃ１０）にて表現される条件を課す。
【００３９】
【数１０】
0005510444.tif 000011
この式は、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら  オーム社」の２３ページに記載されている。上記の式（ｃ１０）から、上記の式（ｃ５）によって電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を消去することで、ノルムＶｎ０を、電気角速度ωと位相δとの関数とすることができる。特に、トルクフィードバック制御を行う領域は電気角速度ωが大きい領域のため、抵抗Ｒを無視することで、以下の式（ｃ１１）とすることができる。
【００４０】
【数１１】
0005510444.tif 000012
上記の式（ｃ１１）では、ノルムＶｎ０が、位相δ及び電気角速度ωの関数とされている。以下では、これに基づき、ノルムＶｎ０を、要求トルクＴｄと電気角速度ωとによって表現することを考える。上記の式（ｃ６）において、抵抗Ｒが小さいとする近似を行うことで、下記の式（ｃ１２）を得る。
【００４１】
【数１２】
0005510444.tif 000013
上記の式（ｃ１２）における関数ｆは、位相δを独立変数として、電気角速度ωによって規格化されたノルムＶｎ０（速度規格化ノルム）を従属変数とするものである。ここで、ノルムＶｎ０が、電気角速度ωに依存しない関数ｆと電気角速度ωとの積として定義できるのは、上記の式（ｃ１１）を根拠としている。すなわち、抵抗Ｒが無視できるとの近似を前提としている。上記の式（ｃ１２）によれば、位相δを独立変数として且つトルクＴを従属変数とする関数ｇを定義することができる。このため、関数ｇの逆関数を用いることで、上記関数ｆの独立変数を位相δからトルクＴに変換することができる。これにより、トルクＴを独立変数として且つ速度規格化ノルム（Ｖｎ０／ω）を従属変数とする関数ｈを定義することができる。
【００４２】
図５に、先の図２に示したノルム算出部３６ａの処理の詳細を示す。図示されるように、ノルム算出部３６ａは、要求トルクＴｄを独立変数として且つ速度規格化ノルム（Ｖｎ０／ω）を従属変数とするマップ５０と、マップ５０の出力に電気角速度ωを乗算する乗算器５２と、乗算器５２の出力するノルムＶｎ０にガード処理を施す電圧リミッタ５４とを備えている。ここで、電圧リミッタ５４は、ノルムＶｎ０によって電圧利用率が「０．７１」以下となると判断される場合には、電圧利用率が「０．７１」となるようにガード処理を施す。一方、ノルムＶｎ０によって電圧利用率が「０．７８」以上となる場合には、電圧利用率が「０．７８」となるようにガード処理を施す。こうしてガード処理の施された電圧リミッタ５４の出力が、ノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１である。
【００４３】
上記マップ５０は、位相δと速度規格化ノルムとの関係を示す関数ｆ、及び位相δと要求トルクＴｄとの関係を示す関数ｇを数値計算によって算出することで算出されたものである。これにより、要求トルクＴｄとノルムＶｎ０との関係を、ノルムＶｎ０が先の図４に示した領域内となるようにして、予めマップ化しておくことが可能となる。そしてこれにより、要求トルクＴｄと電気角速度ωが与えられた際に、最小の電流にてモータジェネレータ１０を駆動することができる。
【００４４】
なお、本明細書において、「マップ」とは、離散的な入力値のそれぞれに対して出力値が１つ定義された写像のことである。
＜電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理＞
本実施形態では、電圧利用率が小さい領域では電流フィードバック制御を行い、電圧利用率が大きい領域ではトルクフィードバック制御を行う。これは、電圧利用率によって、要求トルクＴｄに対する実際のトルクの応答性が高い制御器が相違することに鑑みたものである。ただし、この場合、電圧利用率が上昇することで電流フィードバック制御の応答性が低下すると、トルクフィードバック制御へと切り替える必要が生じる。また、電圧利用率が低下することでトルクフィードバック制御の応答性が低下すると、電流フィードバック制御に切り替える必要が生じる。ここで、電流フィードバック制御部２０及びトルクフィードバック制御部３０のそれぞれが、自身の有する電圧情報に基づき、他方への切り替えのための閾値を設定する場合には、以下の問題が生じる。
【００４５】
すなわち、要求トルクＴｄの急変時や急激な負荷変動が生じると、電圧情報が急激に変化することで、切り替え閾値を超えることとなる。ただし、この場合、切り替え後の制御器による制御によっては、要求される電圧ベクトルを実現することができない事態が生じ得る。ここで、トルクフィードバック制御部３０では、位相δの操作による実際のトルクの調節可能範囲が大きい一方、電流フィードバック制御部２０の操作量は指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃのみとなるため、問題となる。すなわち、要求トルクＴｄの急減少時等に電流フィードバック制御部２０による制御に切り替える場合、電源電圧ＶＤＣの制約から、切り替え直後において、電流フィードバック制御による制御を適切に実現することができないおそれがある。
【００４６】
そこで、本実施形態では、切り替えに際して各制御器の出力を用いることなく、双方の制御器に共通の基準を設ける。これは、上述したように、本実施形態では、電流フィードバック制御部２０とトルクフィードバック制御部３０との双方が、最大トルク制御を行うように制御器を設計したことを利用するものである。すなわち、この場合、要求トルクＴｄを最大トルク制御によって実現するための電圧情報（電圧利用率に関する情報）に基づき、いずれの制御器による制御が適切かを判断することができる。
【００４７】
具体的には、先の図２に示すように、本実施形態では、電圧推定器４８を備える。電圧推定器４８は、図６に示すように、先の図５に示したノルム算出部３６ａのマップ５０及び乗算器５２と同一の構成を有するマップ５６及び乗算器５８を備えて構成される。換言すれば、ノルム算出部３６ａから電圧リミッタ５４を除いた構成とされる。ただし、入力パラメータとして、要求トルクＴｄに代えて、実際のトルク（推定トルクＴｅ）を用いている。
【００４８】
電圧推定器４８の出力する２次元電圧ベクトルのノルム（推定ノルムＶｎｅ）に基づき、先の図２に示す切替制御部４６では、電流フィードバック制御部２０による制御を行うか、トルクフィードバック制御部３０による制御を行うかを切り替える。図７に、切替制御部４６の行う処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００４９】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、推定トルクＴｅを最大トルク制御によって実現する場合の電圧ベクトルのノルム（上記推定ノルムＶｎｅ）を推定する。この処理は、上記電圧推定器４８の処理である。続くステップＳ１２では、推定ノルムＶｎｅが閾値Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御部２０による制御とトルクフィードバック制御部３０による制御とのいずれを用いるかを判断するためのものである。ここで、閾値Ｖｔｈは、上記指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが２相変調された信号をインバータＩＶによって実現できる上限値に対応する電圧利用率（「０．７１」）となるノルムに設定されている。
【００５０】
そして、閾値Ｖｔｈよりも大きいと判断される場合、ステップＳ１４において、トルクフィードバック制御部３０による制御を行うべく、トルクフィードバック制御モードとする。一方、閾値Ｖｔｈ以下と判断される場合、ステップＳ１６において、電流フィードバック制御部２０による制御を行うべく、電流フィードバック制御モードとする。
【００５１】
図８に、上記切り替え直後における初期値の設定処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。この一連の処理では、トルクフィードバック制御部の処理への切り替え時である（ステップＳ２０：ＹＥＳ）場合、ステップＳ２２において、トルクフィードバック制御部３０による位相δ及びノルムＶｎ２の初期値を与える。ここで、位相設定部３４の設定する位相δの初期値δ０は、切り替え直前(現在)の電流フィードバック制御部２０の回転２相座標系の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃに基づき、「δ０＝ａｒｃｔａｎ（−ｖｄｃ／ｖｑｃ）」と設定される。一方、ＰＩ制御部３６ｂの算出するノルムＶｎ２の初期値は、上記指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃのそれぞれの２乗の和の平方根とされる。詳しくは、この初期値は、ＰＩ制御部３６ｂの積分要素の初期値とされる。これにより、先の図２に示したノルム設定部３６では、与えられた初期値を当初設定するノルムＶｎとした後、設定するノルムＶｎを、ノルム算出部３６ａの算出するノルムＶｎ１へと徐々に変化させていく。このため、上記切り替え時において、電流フィードバック制御部２０の設定する指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃのノルムと、ノルム算出部３６ａの算出するノルムとの間にずれが生じている場合であっても、ノルムの急変を回避することができる。
【００５２】
一方、電流フィードバック制御部２０による制御への切替時である（ステップＳ２４：ＹＥＳ）場合、ステップＳ２６において、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値を与える。ここでは、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値が、トルクフィードバック制御部３０によるインバータＩＶの出力電圧ベクトルとなるように設定する。換言すれば、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値を、ベクトル（−Ｖｎ・ｓｉｎδ、Ｖｎ・ｃｏｓδ）とする。詳しくは、フィードバック制御部２５，２６のそれぞれの積分項の初期値を、ベクトル（−Ｖｎ・ｓｉｎδ、Ｖｎ・ｃｏｓδ）とする。
【００５３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５４】
（１）トルクフィードバック制御部３０による制御がなされているとき、最大トルク制御によって実際のトルク（推定トルクＴｅ）を実現するために要求されるインバータＩＶの出力電圧が所定以下である場合、電流フィードバック制御による制御へと切り替えた。これにより、切り替えに際してモータジェネレータ１０の制御性を高く維持することができる。
【００５５】
（２）モータジェネレータ１０を流れる電流（実電流ｉｄ，ｉｑ）を入力として、実際のトルクを推定するトルク推定器４２を備えた。これにより、トルクセンサが不要となることから、制御のために必要なハードウェア手段の増加を抑制することができる。
【００５６】
（３）推定トルクＴｅを入力として速度規格化ノルムＶｎｅ／ωを出力するマップ５６を備えることで、推定ノルムＶｎｅを算出した。これにより、制御装置１４の演算負荷を低減することができる。
【００５７】
(４)トルクフィードバック制御部３０への切り替えに際し、電流フィードバック制御部２０の算出する指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃに基づきノルムＶｎ２の初期値を設定した。これにより、切り替えの前後でノルムの連続性を維持することができる。
【００５８】
(５)ＰＩ制御部３６ｂ及びセレクタ３６ｃを備えることで、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎを、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃに基づく初期値からノルム算出部３６ａの算出するノルムへと徐々に変化させた。これのより、上記切り替えに起因したノルムの急変を好適に回避することができる。
【００５９】
(６)トルクフィードバック制御部３０による制御から電流フィードバック制御部２０による制御へと切り替えるに際し、電流フィードバック制御部２０による指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値を、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎ及び位相設定部３４の設定する位相δに基づき設定した。これにより、切り替え時においてもインバータＩＶの出力電圧の連続性を維持することができる。
【００６０】
（７）トルクフィードバック制御部３０及び電流フィードバック制御部２０の双方を、同一の要求（最大トルク制御を行うとの要求）に応じて設計した。これにより、双方の制御間の切り替えに際してのトルク変動を好適に抑制することができる。更に、双方の制御の妥当性を判断する基準として共通の基準（電圧推定器４８の出力する推定ノルムＶｎｅ）を用いることができる。
【００６１】
(第２の実施形態)
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６２】
図９に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００６３】
この一連の処理では、ステップＳ３０において、上記ステップＳ１０と同様の処理にて推定ノルムＶｎｅを算出する。続くステップＳ３２では、トルクフィードバック制御モードであるか否かを判断する。そして、トルクフィードバック制御モードであると判断される場合、ステップＳ３４において、推定ノルムＶｎｅが閾値Ｖｔｈより大きいか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御へと切り替えるか否かを判断するものである。そしてステップＳ３４において、閾値Ｖｔｈ以下であると判断される場合、ステップＳ３６において、電流フィードバック制御モードに切り替える。
【００６４】
一方、上記ステップＳ３２において否定判断される場合、ステップＳ３８において、推定ノルムＶｎｅが、閾値Ｖｔｈに係数αを乗算した値よりも小さいか否かを判断する。この処理は、トルクフィードバック制御へと切り替えるか否かを判断するためのものである。ここで、係数αは、「１」よりも小さい正の数である。これは、電流フィードバック制御への切り替え条件とトルクフィードバック制御への切り替え条件とにヒステリシスを設けるためのものである。そして、ステップＳ３８において否定判断される場合、ステップＳ４０において、トルクフィードバック制御モードに切り替える。
【００６５】
なお、ステップＳ３６、Ｓ４０の処理が完了する場合や、ステップＳ３４、Ｓ３８において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００６６】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００６７】
（８）電流フィードバック制御への切り替え条件とトルクフィードバック制御への切り替え条件とにヒステリシスを設けることで、切り替えが頻繁に生じることを回避することができる。
【００６８】
(第３の実施形態)
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６９】
図１０に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１０において、先の図７に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。
【００７０】
図示されるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れるｄ軸電流（ローパスフィルタ２４の出力）が正となる場合（ステップＳ５０：ＮＯ）にも、電流フィードバック制御へと切り替える。これは、ｄ軸電流が正となると、損失が増大することが知られているためである。
【００７１】
なお、トルクフィードバック制御部３０による制御がなされている場合であって且つｄ軸電流が正となった状況下においては、電流フィードバック制御部２０の制御性が低い領域にはないと考えられる。これは、トルクフィードバック制御部３０による制御がなされる領域では、要求トルクＴｄを実現するために要求される電圧の印加が困難となれば、ｄ軸電流を負として弱め界磁制御を行うことで印加電圧を増加させる処理がなされるものであり、ｄ軸電流が正となることはないと考えられるためである。また、要求トルクＴｄが急減した場合であっても、位相δは、積分器を用いて算出されるものであるため、要求トルクＴｄの急減に同期してｄ軸電流が一時的に正となることもないと考えられる。
【００７２】
以上説明した本実施形態では、上記第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００７３】
（９）モータジェネレータ１０を流れる電流のｄ軸成分が正となる場合、電流フィードバック制御部２０による制御へと切り替えた。これにより、損失の大きくなる制御が継続されることを好適に回避することができる。
【００７４】
(第４の実施形態)
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７５】
図１１に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１１において、先の図７に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。
【００７６】
図示されるように、本実施形態では、電圧の位相δの絶対値が閾値δｔｈ未満である場合（ステップＳ５２：ＮＯ）にも、電流フィードバック制御へと切り替える。これは、ｄ軸電流が正となる場合に電流フィードバック制御を行うための処理である。ここで、ｄ軸の電流を直接用いないのは、切り替え条件の成立を高精度に判断することと、同判断を迅速に行うこととの両立が困難なことに鑑みたものである。すなわち、モータジェネレータ１０を流れる電流には、ノイズが混入しているため、ローパスフィルタ２４の上流側の値を用いる場合には、ｄ軸電流が正であるか否かの判断精度が低下する。これに対し、ローパスフィルタ２４の下流側の値を用いる場合には、フィルタによる遅延に起因して、条件が成立した場合にその旨を判断することが遅れるおそれがある。
【００７７】
そこで本実施形態では、位相δを用いて、ｄ軸電流がゼロ以下であるのか否かを判断する。これが可能であるのは、次の理由である。すなわち、上記の式（ｃ４）において、電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を閾値δｔｈを用いて（−Ｖｓｉｎδｔｈ、Ｖｃｏｓδｔｈ）と表記し、ｄ軸電流をゼロとすると、「Ｖ／ω＝Φ／ｃｏｓδｔｈ」を得る。これを、上記の式（ｃ１２）に代入することで、「ｔａｎδｔｈ＝ＴＬｑ／ＰΦΦ」を得る。これにより、位相δの絶対値が閾値δｔｈの絶対値以上となることで、ｄ軸電流がゼロ以下となることがわかる。ここで、閾値δｔｈの絶対値以下となる領域は、図１１の下方に示すように、トルクＴが正である場合には閾値δｔｈ以上の領域であって且つ、トルクＴが負である場合には閾値δｔｈ以下である領域である。
【００７８】
以上説明した本実施形態では、上記第１の実施形態の上記各効果や第３の実施形態の上記（９）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００７９】
（１０）インバータＩＶの出力電圧の位相に基づき、ｄ軸成分が正であるか否かを判断した。これにより、ｄ軸電流の極性を迅速且つ的確に判断することができる。
【００８０】
(第５の実施形態)
以下、第５の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８１】
図１２に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００８２】
この一連の処理では、ステップＳ６０において、上記ステップＳ１０と同様の処理を行った後、ステップＳ６２において、トルクフィードバック制御モードであるか否かを判断する。そして、ステップＳ６２において肯定判断される場合、ステップＳ６４において、推定ノルムＶｎｅが閾値Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断し、否定判断される場合、ステップＳ６６において、電流フィードバック制御モードに切り替える。これに対し、トルクフィードバック制御モードでないと判断される場合、ステップＳ６８において、電流フィードバック制御部２０による指令電圧ベクトル（ｖｄｃ，ｖｑｃ）のノルムが閾値Ｖｔｈよりも小さいか否かを判断する。この処理は、トルクフィードバック制御部３０による制御へと切り替えるか否かを判断するものである。そして、ステップＳ６８において、否定判断される場合には、ステップＳ７０において、トルクフィードバック制御モードへと切り替える。
【００８３】
このように、本実施形態では、電流フィードバック制御部２０による制御へと切り替える際には、電圧推定器４８の出力する推定ノルムＶｎｅを用いるものの、トルクフィードバック制御部３０による制御へと切り替える際には、電流フィードバック制御部２０の指令値を用いる。これは、指令電圧ベクトル（ｖｄｃ，ｖｑｃ）のノルムが閾値Ｖｔｈに達しているにもかかわらず、推定ノルムＶｎｅが閾値Ｖｔｈに達しない状況が生じることが懸念されることに鑑みた設定である。こうした事態は、電圧推定器４８の推定誤差がある場合や、モータジェネレータ１０の電圧飽和領域近傍で要求トルクＴｄが増加する場合に生じえる。後者の場合には、電流フィードバック制御部２０による制御の応答性が低いことに起因して推定トルクＴｅの増加が遅れるために、推定ノルムＶｎｅの増加が遅れることとなる。
【００８４】
以上説明した本実施形態では、上記第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００８５】
（１１）電流フィードバック制御部２０による制御がなされているとき、指令電圧ベクトルのノルムが所定以上となることを条件に、トルクフィードバック制御部３０による制御に切り替えた。これにより、電流フィードバック制御の制御性が低下する状況を好適に判断することができる。
【００８６】
(１２) 指令電圧ベクトルのノルムとの比較対象とする閾値を、２相変調された電圧の
変動幅がキャリアの波高値以上となるときの値とした。これにより、電流フィードバック制御による要求トルクへの制御性を高く維持することのできる領域に限って電流フィードバック制御を行うことができる。
【００８７】
(第６の実施形態)
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８８】
上記第５の実施形態のように指令電圧ベクトルのノルムに基づきトルクフィードバック制御へと切り替える場合、要求トルクＴｄが急増することに起因した指令電圧ベクトルのノルムのオーバーシュートによって、同ノルムが閾値Ｖｔｈを超えるおそれがある。図１３に、この例を示す。
【００８９】
図１３（ａ）は、トルクの推移を示し、図１３（ｂ）は、指令電圧ベクトルのノルムの推移を示している。図示されるように、要求トルクＴｄが急増すると、上記指令電流設定部２２では、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ（特にｑ軸の指令電流ｉｑｃ）を増大させる。これにより、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと実電流ｉｄ，ｉｑとの差が拡大する。このため、上記フィードバック制御部２５，２６では、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃを増大操作することとなる。ただし、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと実電流ｉｄ，ｉｑとの差が一旦ゼロとなるまでの間は、フィードバック制御部２５，２６の積分器は、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃを増大させる側に変化し続ける。このため、推定トルクＴｅが要求トルクＴｄに達した後であっても、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃは増加操作されることとなり、ひいてはオーバーシュートする。この場合、オーバーシュートが収まることで推定トルクＴｅが要求トルクＴｄに追従する際には、指令電圧ベクトルのノルムは、ピーク値よりも小さい値に収束する。図１３に示す例では、指令電圧ベクトルのノルムの収束値自体は、閾値Ｖｔｈ未満であるが、オーバーシュートによって一時的に閾値Ｖｔｈを超える例を示している。この場合、オーバーシュートに起因してトルクフィードバック制御へと切り替える場合には、再度電流フィードバック制御へと切り替えがなされることとなり、切り替えのハンチング現象が生じる。
【００９０】
こうした事態を回避すべく、本実施形態では、図１４に示す処理を行う。図１４は、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１４において、先の図１２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００９１】
この一連の処理では、電流フィードバック制御がなされている場合（ステップＳ６２：ＮＯ）、ステップＳ６８ａに移行する。ステップＳ６８ａでは、（ア）指令電圧ベクトルのノルムが閾値Ｖｔｈよりも小さいとの条件と、（イ）要求トルクＴｄを最大トルク制御によって実現するために要求されるベクトルのノルムＶｎ０が閾値Ｖｔｈに係数γを乗算した値よりも小さいとの条件との論理和条件が成立するか否かを判断する。ここで、上記（イ）の条件は、トルクの制御性を維持しつつも要求トルクＴｄを電流フィードバック制御によって実現可能か否かを判断するためのものである。ここで、係数γは、「１」よりも小さい正の値とする。これにより、ノルムＶｎ０と比較される値は、指令電圧ベクトルのノルムに関する閾値Ｖｔｈよりも小さくなる。これは、ノルムＶｎ０の算出誤差を考慮したものである。
【００９２】
そして、ステップＳ６８ａにおいて否定判断される場合には、ステップＳ７０において、トルクフィードバック制御へと移行する。
【００９３】
以上説明した本実施形態では、上記第５の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００９４】
（１３）電流フィードバック制御によって要求トルクＴｄを実現するために要求されるインバータＩＶの出力電圧が閾値以上であることを条件に、トルクフィードバック制御に切り替えた。これにより、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃがオーバーシュートすることで、不必要にトルクフィードバック制御へと切り替えられることを回避することができる。
【００９５】
(第７の実施形態)
以下、第７の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９６】
図１５に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図１４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００９７】
図示されるように、本実施形態では、上記第６の実施形態の切り替え処理に、更に、上記第４の実施形態において記載した理由に鑑み、位相δの絶対値が閾値δｔｈの絶対値未満である場合（ステップＳ５２：ＮＯ）、電流フィードバック制御モードに切り替える処理を加える。
【００９８】
(第８の実施形態)
以下、第８の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９９】
図１６に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１６において、先の図１４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。
【０１００】
図示されるように、本実施形態では、上記第６の実施形態の切り替え処理に、更に、上記第３の実施形態において記載した理由に鑑み、ｄ軸電流の検出値が正である場合（ステップＳ５０：ＮＯ）、電流フィードバック制御モードに切り替える処理を加える。
【０１０１】
(第９の実施形態)
以下、第９の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０２】
電流フィードバック制御部２０によって指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが設定され、これに基づき操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎが生成される際には、上側アーム及び下側アームの短絡を回避すべく、デッドタイムが生成される。このため、上記操作信号は、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが２相変調された信号とキャリアとの大小関係によって直接定まるパルス信号に対して、デッドタイム分だけ誤差を有した信号となる。ここで、モータジェネレータ１０を流れる電流の極性が正であるときには、デッドタイム期間に下側アームのダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎに電流が流れるために、インバータＩＶの正の印加電圧期間が不足する。一方、モータジェネレータ１０を流れる電流の極性が負であるときには、デッドタイム期間に上側アームのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐに電流が流れるために、インバータＩＶの負の電圧印加期間が不足する。このため、インバータＩＶの出力電圧は、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに対して不足することとなる。詳しくは、この電圧誤差ΔＶは、電源電圧ＶＤＣと、デッドタイム期間ｔｄと、キャリア周波数ｆｃとを用いて、「ΔＶ＝ＶＤＣ・ｔｄ・ｆｃ」となる。
【０１０３】
ここで、電流フィードバック制御を行う場合、デッドタイムによる電圧誤差ΔＶは、フィードバック制御によって補償される。ただし、先の第５の実施形態のように、指令電圧ベクトルのノルムと閾値Ｖｔｈとの比較に基づきトルクフィードバック制御に切り替える場合には、実際のノルムが「Ｖｔｈ−ΔＶ」となることで切り替えがなされることとなる。
【０１０４】
そこで本実施形態では、指令電圧ベクトルが閾値Ｖｔｈ以上となったか否かの判断から、上記電圧誤差ΔＶに起因した誤差を除去すべく、図１７に示すように、デッドタイム補償器６０を備える。ここで、デッドタイム補償器６０は、インバータＩＶの出力電圧をフィードバック制御部２５，２６の出力する指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃとするための補正量を算出するものである。これは、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃから位相δを算出し、電圧誤差ΔＶを、この位相δにてｄｑ軸上の電圧の補正値に変換することで実現することができる。
【０１０５】
これにより、デッドタイム補償器６０の出力にて指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃをフィードフォワード補正することで、インバータＩＶの出力電圧は、フィードバック制御部２５，２６の出力する指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃとなる。しかも、切替制御部４６では、フィードバック制御部２５，２６の出力する指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃのベクトルのノルムと閾値Ｖｔｈとを比較することで、インバータＩＶの実際の出力電圧ベクトルのノルムと閾値Ｖｔｈとを比較することができる。
【０１０６】
以上説明した本実施形態では、上記第５の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１０７】
（１４）フィードバック制御部２５，２６の出力する指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを補正するデッドタイム補償器６０を備えて且つ、デッドタイム補償器６０による補正前の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃのノルムと閾値Ｖｔｈとの比較に基づき、トルクフィードバック制御への切り替えを行った。これにより、インバータＩＶの出力電圧ベクトルのノルムが閾値Ｖｔｈ以上である否かを高精度に判断することができる。
【０１０８】
(第１０の実施形態)
以下、第１０の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０９】
図１８に、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａのうち、電圧リミッタ５４を除いた部分の処理を示す。図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶの出力電圧からモータジェネレータ１０の誘起電圧によって相殺される部分を削除した電圧ベクトルのノルムＶ２とその位相δ２とを定義し、トルクＴをこれらノルムＶ２及び位相δ２によって表現する。そして、位相δ２によるトルクＴの偏微分係数がゼロとなるように、ノルムＶｎ０を設定する。
【０１１０】
ここで、トルクＴは、ノルムＶ２及び位相δ２によって下記の式（ｃ１３）にて表現することができる。
【０１１１】
【数１３】
0005510444.tif 000014
上記の式（ｃ１３）において、位相δ２によるトルクＴの偏微分係数がゼロとなるとの条件の下、ノルムＶ２及び位相δ２を、位相δ及びノルムＶｎ０にて消去することで、ノルムＶｎ０を位相δ及び電気角速度ωにて表現することができる。特に、抵抗Ｒをゼロとする近似では、下記の式（ｃ１４）が成立する。
【０１１２】
【数１４】
0005510444.tif 000015
上記の式（ｃ１４）においても、速度規格化ノルム「Ｖｎ０／ω」は、位相δの関数ｆとして表現できる。これにより、先の第１の実施形態の要領で、速度規格化ノルムをトルクＴの関数ｈとして定義することができる。本実施形態でも、関数ｈを数値計算によって算出することで、マップ化しておく。図１８には、マップ化された関数ｈを示している。
【０１１３】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の各効果や、上記第５の実施形態の効果に加えて、更に、以下の効果が得られるようになる。
【０１１４】
（１５）インバータＩＶの出力電圧のうちのモータジェネレータ１０の誘起電圧によって相殺される電圧成分を除いた部分に応じて生じる電流によって最大のトルクを生成するようにノルムＶｎ０を設定した。これにより、トルクに寄与する電圧を最小にするノルムＶｎ０を選択することができる。このため、上記の式（ｃ４）に示した電圧方程式に鑑みれば、電流ベクトルｉｄ，ｉｑを極力低減することもできると考えられる。
【０１１５】
(第１１の実施形態)
以下、第１１の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１６】
図１９に、本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１９において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１１７】
図示されるように、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａは、位相設定部３４によって設定される位相δと電気角速度ωとを入力として、ノルムＶｎ１を設定する。これは、ノルム算出部３６ａを、上記の式（ｃ９）に基づきノルムＶｎ０を設定する処理を行うように変更することで実現することができる。
【０１１８】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１１９】
・上記第２の実施形態では、電流フィードバック制御モードへの切替のための閾値よりもトルクフィードバック制御モードへの切替のための閾値を小さくしたが逆でもよい。
【０１２０】
・第５の実施形態に対する第９の実施形態の変更点によって、上記第６〜８の実施形態を変更してもよい。
【０１２１】
・第５の実施形態に対する第１０の実施形態の変更点によって、上記第６〜９、第１１の実施形態を変更してもよい。
【０１２２】
・第１の実施形態に対する第１１の実施形態の変更点によって、上記第２〜１０の実施形態を変更してもよい。
【０１２３】
・推定ノルムＶｎｅが所定以上（≧Ｖｔｈ）となるとの条件の成立の有無の判断に際して、デッドタイムに起因する誤差を除去する手段としては、上記第９の実施形態で例示したものに限らない。例えば、推定ノルムＶｎｅとの比較対象とされる閾値を、閾値Ｖｔｈに上記誤差ΔＶを加算した値としてもよい。
【０１２４】
・指令電流設定部２２としては、最大トルク制御をするための指令電流を設定するものに限らない。例えば、先の第１０の実施形態におけるトルクフィードバック制御部３０と同様の要求に基づき設計された制御としてもよい。この場合、電圧推定器４８が、先の図１８に示した処理において、要求トルクＴｄに代えて推定トルクＴｅを入力とするものとすればよい。また、例えば「ｉｄ＝０」との条件の下、指令電流ｉｑを設定してもよい。なお、指令電流設定部２２としては、「ｉｄ≦０」を条件として指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定するものであることが望ましい。
【０１２５】
・電流フィードバック制御部２０としては、キャリアとの大小の比較対象とする信号を、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが２相変調処理された信号とするものに限らない。例えば２相変調処理を行わなくてもよい。ただし、この場合、上記閾値Ｖｔｈを「０．６８ＶＤＣ」程度とすることが望ましい。換言すれば、操作信号の平均周波数がキャリア周波数ｆｃ以下となる際の値程度としてもよい。
【０１２６】
・切替制御部４６や電圧推定器４８の構成としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。ここで、上記各実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき推定トルクＴｅを算出し、これと電気角速度ωとを入力として推定ノルムＶｎｅを算出した。このことは、実電流ｉｄ，ｉｑ及び電気角速度ωを入力として推定ノルムＶｎｅを出力とする３次元マップを構成可能であることを意味する。このため、電圧推定器４８としては、この３次元マップを備える構成としてもよい。
【０１２７】
・電圧推定器４８の構成としては、２相座標系（２次元座標系）の電圧ベクトルの推定ノルムＶｎｅを算出する手段に限らない。例えば、電流フィードバック制御部２０によって推定トルクＴｅを実現するために要求される電圧に関するパラメータとして、相電圧の波高値を推定するものであってもよい。
【０１２８】
・ノルム算出部３６ａとしては、上記各実施形態で例示した制御を行うものに限らない。例えば「ｉｄ＝０」となる制御を行うためのノルムＶｎ１を算出するものであってもよい。
【０１２９】
・ノルム設定部３６の設定するノルムを、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃに基づく初期値からノルム算出部３６ａの算出するノルムへと徐々に変化させる変化手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃに基づく値を初期値として、これとノルム算出部３６ａの出力との加重平均処理をしたものをノルム設定部３６の出力としてもよい。
【０１３０】
・操作信号生成部３８としては、電圧利用率が閾値Ｖｔｈ以上となる操作信号波形を定めたデータを記憶するものに限らない。例えば、閾値Ｖｔｈよりも低い電圧利用率のパターンまで記憶しているものであってもよい。
【０１３１】
・操作信号生成部３８としては、電圧利用率毎に、操作信号波形を定めたデータを予め記憶しておき、都度の電圧利用率に応じて該当するデータを利用するものに限らない。例えば、電圧ベクトルのノルムに基づきＰＷＭ処理等によって操作信号を都度算出するものであってもよい。
【０１３２】
・操作信号生成部３８において、インバータＩＶの入力電圧が一定とみなせるなら、電圧利用率に代えて、ノルム設定部３６の出力するノルムのみを、操作信号波形を検索するパラメータとしてもよい。
【０１３３】
・上記各実施形態では、操作信号生成部３８の生成する操作信号波形を、電気角の１周期の中央に対して対称性を有する信号としたが、これに限らない。位相δとノルムＶｎとに基づき操作信号波形を設定するなら、例えば電流フィードバック制御部２０の処理等による設定によっては困難な操作信号波形を自由に設計することができる。
【０１３４】
・位相設定部３４による実際のトルク（推定トルクＴｅ）の要求トルクＴｄへのフィードバック制御の操作量としての位相δの設定手法としては、これらの差の比例積分制御によって位相δを設定するものに限らない。例えば、要求トルクＴｄと推定トルクＴｅとの差の積分制御や比例積分微分制御によって位相δを設定してもよい。
【０１３５】
・上記各実施形態では、電流フィードバック制御部２０において、フィードバック制御部２５，２６の出力を直接指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃとしたが、これに限らない。例えば、フィードバック制御部２５，２６の出力に、非干渉項をフィードフォワード項として加えることで、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを算出してもよい。
【０１３６】
・フィードバック制御部２５，２６としては、比例積分制御を行うものに限らず、例えば積分制御や、比例積分微分制御等を行うものであってもよい。
【０１３７】
・電流フィードバック制御部２０よりも電圧利用率の高い領域において要求トルクへの制御を行う高電圧制御手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、上記特許文献１に記載されたものであってもよい。
【０１３８】
・突極機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。例えば、同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）であってもよい。
【０１３９】
・回転機としては、突極機に限らず、非突極機であってもよい。この際、位相δ及びノルムＶｎ０によってトルクを表現したモデルについて、ノルムＶｎ０によるトルクＴの偏微分係数がゼロとなる条件を満たすノルムＶｎ０と、位相δとが１対１に対応する関係を有するなら、この条件を満たすノルムＶｎ０に基づき操作信号を生成してもよい。
【０１４０】
・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。
【符号の説明】
【０１４１】
１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ、１４…制御装置（電力変換回路の制御装置の一実施形態）、２０…電流フィードバック制御部、３０…トルクフィードバック制御部、３４…位相設定部、３６…ノルム設定部、３８…操作信号生成部、４８…電圧推定器、４６…切替制御部、ＩＶ…インバータ、ＣＶ…コンバータ。
【図１】
0005510444.tif 000016
【図２】
0005510444.tif 000017
【図３】
0005510444.tif 000018
【図４】
0005510444.tif 000019
【図５】
0005510444.tif 000020
【図６】
0005510444.tif 000021
【図７】
0005510444.tif 000022
【図８】
0005510444.tif 000023
【図９】
0005510444.tif 000024
【図１０】
0005510444.tif 000025
【図１１】
0005510444.tif 000026
【図１２】
0005510444.tif 000027
【図１３】
0005510444.tif 000028
【図１４】
0005510444.tif 000029
【図１５】
0005510444.tif 000030
【図１６】
0005510444.tif 000031
【図１７】
0005510444.tif 000032
【図１８】
0005510444.tif 000033
【図１９】
0005510444.tif 000034