(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号を増幅して出力する高周波増幅器と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、該出力電圧と前記変調信号の振幅変調成分との差を増幅して出力する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、所定の直流電圧と加算して前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する第１の直流電源と、
前記スイッチング増幅部に前記所定の直流電圧を供給する第２の直流電源と、
を有し、
前記線形増幅部は、
入力される前記変調信号の振幅変調成分に所定の直流電圧を加算して増幅する電力増幅装置。
【請求項２】
振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号を増幅して出力する高周波増幅器と、
前記変調信号の振幅変調成分の電圧波形を成形する電圧波形整形部と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、該出力電圧と前記変調信号の振幅変調成分との差を増幅して出力する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、所定の直流電圧と加算して前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する第１の直流電源と、
前記スイッチング増幅部に前記所定の直流電圧を供給する第２の直流電源と、
を有し、
前記電圧波形整形部は、
前記変調信号の振幅変調成分の振幅変化のダイナミックレンジを圧縮することで直流電圧成分が発生するように波形整形する電力増幅装置。
【請求項３】
前記スイッチング増幅部は、
前記第１の直流電源に一次巻線の一端が接続され、前記第２の直流電源が二次巻線の一端に接続されたトランスと、
前記トランスの一次巻線の他端に接続されたスイッチング素子と、
前記トランスの二次巻線の他端に接続された第１の整流素子と、
前記第２の直流電源と前記第１の整流素子の出力端との間に接続された第２の整流素子と、
前記第１の整流素子および第２の整流素子の出力電流を平滑化するフィルタと、
を有する請求項１または２記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記第１の整流素子および前記第２の整流素子の少なくとも一方が、ダイオードである請求項３記載の電力増幅装置。
【請求項５】
前記第１の整流素子および前記第２の整流素子の少なくとも一方が、前記パルス変調信号に同期してオンおよびオフが制御されるスイッチング素子である請求項３記載の電力増幅装置。
【請求項６】
前記線形増幅部は、
該線形増幅部の出力端の電圧が負帰還される差動増幅器を備える請求項１から５のいずれか１項記載の電力増幅装置。
【請求項７】
前記線形増幅部は、
前記高周波増幅器に供給される電源電圧が負帰還される差動増幅器である請求項１から６のいずれか１項記載の電力増幅装置。
【請求項８】
前記制御信号生成部は、
前記線形増幅部の出力電流が流れる電流検知抵抗器と、
前記電流検知抵抗器の両端に発生する電圧によって前記線形増幅部の出力電流の向きを判定し、判定した結果をパルス変調信号として出力するヒステリシスコンパレータと、
を有する請求項１から７のいずれか１項記載の電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主として無線通信の送信機に用いられる電力増幅装置に関し、特に入力信号の振幅変調成分に応じて増幅器に供給する電源電圧を変化させる電力増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システムや無線ＬＡＮ（Local  Area  Network）等の近年の無線通信システムでは、ＱＰＳＫ（Quadrature  Phase  Shift  Keying）や多値ＱＡＭ（Quadrature  Amplitude  Modulation）等の変調フォーマットが採用されている。これらの変調フォーマットでは、一般にシンボル間の遷移時に信号の軌跡が振幅変調を伴うため、マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号は、時間とともに信号の振幅（包絡線）が変化する。このときの高周波変調信号のピーク電力と平均電力の比は、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average  Power  Ratio）と呼ばれる。ＰＡＰＲが大きい信号を増幅する場合、高い線形性を確保するためには、ピーク電力に対しても波形が歪まないように電源装置から十分に大きな電力を増幅器に供給する必要がある。言い換えると、増幅器を電源電圧によって制限される飽和出力電力よりも十分に低い電力領域で余裕（バックオフ）を持って動作させる必要がある。【０００３】
一般に、Ａ級やＡＢ級方式で高周波信号を増幅する高周波増幅器では、その飽和出力電力付近で効率が最大となるため、バックオフが大きい電力領域で動作させると平均的な効率が低下する。【０００４】
次世代の携帯電話システムや無線ＬＡＮ、デジタルテレビ放送等で採用されているマルチキャリアを用いた直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）方式では、ＰＡＰＲが大きくなる傾向にあるため、高周波増幅器の平均的な効率がさらに低下する。したがって、高周波増幅器は、バックオフが大きい電力領域でも高い効率で動作することが望ましい。【０００５】
そこで、バックオフが大きい電力領域で、かつ広いダイナミックレンジで高効率に信号を増幅する方式として、包絡線除去・復元（ＥＥＲ：Envelope  Elimination  and  Restoration）方式と呼ばれる電力増幅装置が非特許文献１で提案されている。【０００６】
非特許文献１で提案されたＥＥＲ方式では、まず入力された変調信号を位相変調成分と振幅変調成分とに分解する。振幅が一定の位相変調成分は、位相変調情報を維持したまま増幅器に入力される。このとき、増幅器は、常に効率が最大となる飽和出力電力付近で動作させる。【０００７】
一方、振幅変調成分は、振幅変調情報を維持したままＤ級アンプ等を用いて高効率に増幅され、出力強度が変調された電源電圧（変調電源）として高周波増幅器に供給される。【０００８】
このように動作させることで、高周波増幅器は、乗算器としても動作し、変調信号の位相変調成分と振幅変調成分とを合成して出力する。そのため、高周波増幅器からは、バックオフによらずに高い効率で増幅された出力変調信号が得られる。【０００９】
また、ＥＥＲ方式と類似した方式として、包絡線追跡（ＥＴ：Envelope  Tracking）と呼ばれる方式も知られている。例えば、非特許文献２等でその一例が報告されている。【００１０】
ＥＴ方式においても、変調信号の振幅変調成分を、振幅変調情報を維持しつつＤ級アンプ等を用いて高効率に電力増幅し、出力強度が変調された電源電圧（変調電源）として増幅器に供給する構成はＥＥＲ方式と共通である。【００１１】
ＥＥＲ方式は、増幅器に振幅が一定の位相変調信号のみを入力して飽和出力電力付近で動作させ、ＥＴ方式は、振幅変調と位相変調の両方を含む入力変調信号をそのまま増幅器に入力して線形動作させる点で異なっている。その他の構成は同一である。【００１２】
ＥＴ方式は、増幅器が線形動作するため、ＥＥＲ方式よりも効率が低下するが、入力変調信号の振幅変調成分に応じた必要最小限の電力しか増幅器に供給されないため、増幅器に一定の電源電圧を供給する構成に比べれば高い効率が得られる。【００１３】
また、ＥＴ方式では、振幅変調成分と位相変調成分とを合成するタイミングマージンが緩和されるため、ＥＥＲ方式と比べて実現が容易であるという利点もある。【００１４】
ＥＥＲ方式やＥＴ方式では、一般に、振幅変調成分をパルス変調信号に変換し、Ｄ級アンプなどを用いてスイッチング増幅する変調電源が用いられる。パルス変調方式としては、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse  Width  Modulation）方式が従来から用いられてきたが、特許文献１や特許文献２では、より線形性に優れたデルタ変調方式（またはパルス密度変調方式（ＰＤＭ：Pulse  Density  Modulation））を採用した構成が提案されている。また、近年では、パルス変調方式に、信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal  to  Noise  Ratio）が高いシグマデルタ変調方式等も使用されている。【００１５】
ところで、携帯電話システムや無線ＬＡＮ等の、デジタル変調方式を用いる近年の無線通信システムでは、隣接するチャネルへの漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent  Channel  Leakage  Power  Ratio）や、変調誤差を表すエラーベクトル強度（ＥＶＭ：Error  Vector  Magnitude）を一定値以下に抑制することが規格によって定められている。【００１６】
ＥＥＲ方式やＥＴ方式を採用する電力増幅装置において、これらの規格を満足するためには、変調電源が備えるパルス変調器やＤ級アンプの動作可能な帯域が、変調信号の帯域の最低でも２倍以上は必要と言われている。例えば、携帯電話システムで採用されているＷＣＤＭＡ（WidebandCode  Division  Multiple  Access）では変調帯域が約５ＭＨｚであり、無線ＬＡＮで採用されているＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは変調帯域が約２０ＭＨｚである。一般に、大電力を高速にスイッチングするのは困難であり、このような広い帯域で動作する変調電源を実現するのは困難である。【００１７】
そこで、最も簡単な構成の変調電源を備えた電力増幅装置が特許文献３で提案されている。図１に、この特許文献３に記載された電力増幅装置（以下、第１背景技術と称す）の構成を示す。【００１８】
第１背景技術の電力増幅装置は、定常的には平均的な電力（電源電圧）を増幅器に供給し、振幅が一定値以上になるときだけ大きな電力（電源電圧）を増幅器に供給する構成である。【００１９】
この第１背景技術の電力増幅装置の動作について図１及び図２を用いて説明する。【００２０】
第１背景技術の電力増幅装置では、定常的には電圧Ｂｃが増幅器２０４に電源電圧として供給されている（図２（ｃ）参照）。【００２１】
電圧Ｂｃは、通常、平均的な出力電力が得られるように設定されるため、最大出力電圧よりも低く設定される。包絡線センサ２０１は、入力変調信号の包絡線（振幅変調成分）９が参照電圧Ｖｒｅｆよりも高くなるピークを検出すると（図２（ａ））、制御信号１０を出力する（図２（ｂ））。【００２２】
この制御信号１０に基づいて電力バルブ２０３がオンし、最大電圧Ｂｖが加算された電圧１１が増幅器２０４に印加される（図２のｃ）。この電力バルブについては、容量結合を用いた構成が特許文献４で提案され、容量結合と磁気結合を併用した構成が特許文献５で提案されている。【００２３】
このような構成を採用することで、変調信号の振幅変調成分が小さい領域では、増幅器２０４に無駄な電力が供給されないため、増幅器２０４の平均的な効率を高めることができる。【００２４】
また、高効率、広帯域で動作する変調電源の他の構成が非特許文献３で提案されている。この非特許文献３で提案された電力増幅装置（以下、第２背景技術と称す）の構成を図３に示す。【００２５】
第２背景技術の電力増幅装置では、広帯域で動作するが効率が低い線形アンプ部３と、狭帯域で動作するが効率が高いスイッチングレギュレータ部２とを連動させることで、高効率・広帯域な変調電力（電源電圧）１１を増幅器１に供給している。具体的な動作について図４を用いて説明する。【００２６】
差動増幅器で構成された、ボルテージフォロアとして動作する線形増幅部３には、変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９が入力される。ここでは、振幅信号９が２ＭＨｚの正弦波と仮定している（図４（ｃ）の９）。【００２７】
線形増幅部３の出力電流は、電流検知抵抗器４２によって電圧信号に変換され、ヒステリシスコンパレータ４１に入力される。ここで、例えば線形増幅部３から電流が流れ出るときにコンパレータ４１の出力電圧がＨｉｇｈとなり、線形増幅部３に電流が流れ込むときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＬｏｗとなるように極性を選択すれば、ヒステリシスコンパレータ４１からは線形増幅部３の出力信号に応じたパルス幅変調信号が出力される（図４（ｃ）の１０)。【００２８】
ゲートドライバ５は、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）で構成されるスイッチング素子２１をオンまたはオフさせる。スイッチング素子２１は、ダイオード２２との組み合わせによりスイッチングレギュレータ部２を構成しており、該スイッチングレギュレータ部２によりパルス幅変調信号の振幅がＶｃｃ１まで増幅される。【００２９】
増幅されたパルス幅変調信号は、インダクタ６によって積分され、スイッチング周波数成分が除去される（図４（ａ））。【００３０】
インダクタ６の出力電流に含まれる誤差成分は、線形増幅部３によって電圧補正され、電源電圧として高周波増幅器１に供給される。このとき、効率が低い線形増幅器３１に流れる電流（図４（ｂ））は誤差成分だけであるため、線形増幅器３１で消費する電力は少なく、振幅信号９のほとんどの信号成分は高効率なスイッチングレギュレータ部２によって増幅される。したがって、電力増幅装置全体の効率を高めることができる。【００３１】
しかしながら、上述した背景技術の電力増幅装置のうち、第１背景技術の電力増幅装置では、高周波増幅器２０４の出力振幅が変調電圧１１よりも常に低くなるように電圧余裕（バックオフ）をもって動作をする必要があるため（図２の（ｃ））、効率の改善効果が少ないという問題がある。また、変調された電圧波形１１１は、ハードクリッピング状になるため、出力スペクトルの劣化を招くという問題もある。【００３２】
一方、第２背景技術の電力増幅装置では、線形アンプ３１により電圧補正を行うことで増幅器１に供給する電圧波形１１を振幅信号９の波形に近づけるため、第１背景技術の電力増幅装置に比べて、効率が向上し、スペクトルの劣化も抑制される。【００３３】
しかしながら、第２背景技術の電力増幅装置を、例えば携帯電話システムの無線基地局のような、送信電力が大きい装置で用いると、電源電圧Ｖｃｃ１が２８Ｖ程度になるため、スイッチング素子（通常はＦＥＴを使用）２１をオンするためには、ゲートドライバ５の出力信号１０の振幅をＶｃｃ１以上に昇圧する必要がある。このような構成は、通常、ゲートドライバ５にブートストラップ回路等を用いることで実現するが、一般に、このような大振幅のパルスを高速に動作させるのは困難である。【００３４】
したがって、第２背景技術の電力増幅装置では、図４（ｃ）に示したように、スイッチング周波数が低い値に制限され、スイッチングレギュレータ部２はＤＣから１００ｋＨｚ程度の帯域の信号成分しか増幅できない。そのため、より高い帯域の信号成分は、全て効率が低い線形アンプ３１で増幅することになるため、電力増幅装置全体の効率が低下する問題がある。【００３５】
また、上述したＥＥＲ方式やＥＴ方式のように、増幅器の電源電圧を変調する方式では、変調電源から増幅器１へ供給する電源電圧（電圧波形１１）の値が０に近づくと、該増幅器の利得が小さくなるため、出力信号１２に波形歪みが生じるという問題もある。そのため、変調電源の出力電圧には一定の下限値（ＤＣオフセット）を設けることが望ましい。【００３６】
第２背景技術の電力増幅装置では、ＤＣオフセットも含めてスイッチングレギュレータ部２で増幅しているが、大電力、高速スイッチングで動作する場合、スイッチングレギュレータであっても９０％以上の高い効率を得るのは困難である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３７】
【特許文献１】特許第３２０７１５３号公報（第８頁、第３図）
【特許文献２】米国特許第５９７３５５６号明細書（第３頁、第３図）
【特許文献３】特表２００３−５２６９８０号公報（第３０頁、第２Ａ図）
【特許文献４】国際公開第０３／１０３１３４号パンフレット（第２頁、図．２）
【特許文献５】国際公開第２００６／１１４７９２号パンフレット（第３頁、図．３）
【非特許文献】
【００３８】
【非特許文献１】Lenard  R.  Kahn,  “Single-sideband  Transmission  by  Envelope  Elimination  and  Restoration”,  PROCEEDINGS  OF  THE  I.R.E.,  Vol.  40,  pp.  803-806,  1952.
【非特許文献２】J.  Staudinger,  B.  Gilsdorf,  D.  Newman,  G.  Norris,  G.  Sandwniczak,  R.  Sherman  and  T.  Quach,  “HIGH  EFFICIENCY  CDMA  RF  POWER  AMPLIFIER  USING  DYNAMIC  ENVELOPE  TRACKING  TECHNIQUE”,  2000  IEEE  MTT-S  Digest,  vol.  2,  pp.  873-876.
【非特許文献３】F.  Wang,  A.  Ojo,  D.  Kimball,  P  Asbeck  and  L.  Larson,  “Envelope  Tracking  Power  Amplifier  with  Pre-Distortion  Linearization  for  WLAN  802.11g”,  2004  IEEE  MTT-S  Digest,  vol.  3,  pp.  1543-1546.
【発明の概要】
【００３９】
そこで本発明は、高周波増幅器に供給する電源電圧を変調信号の振幅に応じて変化させる電力増幅装置において、高効率で、かつ波形歪みの小さい電力増幅装置を提供することを目的とする。
【００４０】
上記目的を達成するため本発明の電力増幅装置は、振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号を増幅して出力する高周波増幅器と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、該出力電圧と前記変調信号の振幅変調成分との差を増幅して出力する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、所定の直流電圧と加算して前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する第１の直流電源と、
前記スイッチング増幅部に前記所定の直流電圧を供給する第２の直流電源と、
を有し、
前記線形増幅部は、
入力される前記変調信号の振幅変調成分に所定の直流電圧を加算して増幅する構成である。
【００４１】
または、振幅変調成分および位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅装置であって、
前記変調信号を増幅して出力する高周波増幅器と、
前記変調信号の振幅変調成分の電圧波形を成形する電圧波形整形部と、
出力電圧を前記高周波増幅器に供給する電源電圧に加算すると共に、該出力電圧と前記変調信号の振幅変調成分との差を増幅して出力する線形増幅部と、
前記線形増幅部の出力電流が流れる方向を検知し、その電流の向きに応じたパルス変調信号を生成する制御信号生成部と、
前記パルス変調信号を制御信号に用いて、直流電流の導通および非導通を制御することで前記線形増幅部の出力信号をスイッチング増幅し、所定の直流電圧と加算して前記高周波増幅器へ前記電源電圧として供給するスイッチング増幅部と、
前記スイッチング増幅部に前記直流電流を供給する第１の直流電源と、
前記スイッチング増幅部に前記所定の直流電圧を供給する第２の直流電源と、
を有し、
前記電圧波形整形部は、
前記変調信号の振幅変調成分の振幅変化のダイナミックレンジを圧縮することで直流電圧成分が発生するように波形整形する構成である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】図１は、第１背景技術の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、第１背景技術の電力増幅装置の動作を示す信号波形図である。
【図３】図３は、第２背景技術の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、第２背景技術の電力増幅装置の動作を示す信号波形図である。
【図５】図５は、第１の実施の形態の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、図５に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。
【図７】図７は、図６に示した電力増幅装置の動作例を示す信号波形図である。
【図８】図８は、図６に示した電力増幅装置の動作例を示す信号波形図である。
【図９】図９は、図５に示した電力増幅装置の他の具体例の構成を示す回路図である。
【図１０】図１０は、図５に示した電力増幅装置の他の具体例の構成を示す回路図である。
【図１１】図１１は、第２の実施の形態の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１２は、図１１に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。
【図１３】図１３は、図１２に示した電圧波形整形部で用いる波形整形関数の例を示すグラフである。
【図１４】図１４は、図１２に示した電圧波形整形部による整形後の波形例を示す信号波形図である。
【図１５】図１５は、図１２に示した電力増幅装置の動作例を示す信号波形図である。
【図１６】図１６は、第３の実施の形態の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１７は、図１６に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
次に本発明について図面を用いて説明する。
（第１の実施の形態）
図５は、第１の実施の形態の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【００４４】
図５に示すように、第１の実施の形態の電力増幅装置は、高周波増幅器１、スイッチング増幅部２、線形増幅部３および制御信号生成部４を備えている。
【００４５】
線形増幅部３は、変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９に所定の直流電圧を加算し、出力電圧を高周波増幅器１に供給する電源電圧に加算すると共に、該出力電圧と変調信号の振幅変調成分との差を増幅して出力する。
【００４６】
制御信号生成部４は、線形増幅部３の出力電流の方向に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗとなるパルス変調信号を生成し、該パルス変調信号をスイッチング増幅部２に出力する。
【００４７】
スイッチング増幅部２は、制御信号生成部４から出力されたパルス変調信号を制御信号に用いて、振幅信号９をスイッチング増幅すると共に所定の直流電圧を加算して出力する。このスイッチング増幅部２の出力電圧は、制御信号生成部４の出力電圧と加算されて、高周波増幅器１に供給される電源電圧である、変調電圧１１が生成される。
【００４８】
高周波増幅器１は、変調電圧１１を電源に用いてＡ級またはＡＢ級方式等により変調信号８を線形増幅し、振幅と位相が変調された高周波変調信号１２を出力する。
【００４９】
図６は、図５に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。
【００５０】
図６に示すように、スイッチング増幅部２は、スイッチング素子２１、トランス２４、ダイオード（第１の整流素子）２２、ダイオード（第２の整流素子）２３およびインダクタ（フィルタ）６を備えている。
【００５１】
また、線形増幅部３は、線形増幅器３１およびチョークインダクタ３２を備えている。制御信号生成部４は、ヒステリシスコンパレータ４１、電流検知抵抗器４２およびゲートドライバ５を備えている。
【００５２】
本実施形態の電力増幅装置では、変調信号の振幅変調成分（振幅信号）に直流電圧を加算して線形増幅部３に入力する。線形増幅部３は、負帰還ループを含む線形増幅器（例えば差動増幅器）で構成され、その出力電圧波形は直流電圧成分を含む振幅信号９の波形と高い精度で一致する。線形増幅部３の出力は、制御信号生成部４に入力される。
【００５３】
制御信号生成部４は、線形増幅部３から出力される電流を検出するための電流検知抵抗器４２と比較器（ヒステリシスコンパレータ４１）とを備え、例えば線形増腹部３から電流が流れ出るときにＨｉｇｈ、電流が流れ込むときにＬｏｗとなる制御信号を生成する。生成された制御信号は、スイッチング増幅部２に入力される。
【００５４】
スイッチング増幅部２は、制御信号生成部４で生成された制御信号を用いて、トランス２４の一次巻線を介して直流電圧が印加されたスイッチング素子２１の導通／非道通を制御することにより、変調信号の振幅変調成分を高効率にスイッチング増幅する。さらに、本実施形態の電力増幅装置では、トランス２４の二次巻線から出力されるスイッチング増幅した電圧波形に直流電圧を加算して出力する。
【００５５】
スイッチング増幅部２から出力された電流は、インダクタ６によって平滑化され、線形増幅部３の出力信号と加算されることで電圧補正される。
【００５６】
この補正後の電圧を、変調信号８を線形増幅する高周波増幅器１に電源電圧として供給することで、高周波増幅器１には常に必要最小限の電力（電源電圧）しか供給されない。したがって、本実施形態の電力増幅装置では、高周波増幅器１を、電源電圧として一定の電圧が供給される場合と比べて高い効率で動作させることができる。
【００５７】
背景技術の電力増幅装置では、ＦＥＴから成るスイッチング素子２１を駆動するパルス信号に電源電圧よりも高い振幅を備えた信号を用いるため、高速に動作させるのが困難であった。そのため、スイッチング周波数が低くなり、スイッチング誤差を補正する線形増幅器３に大きい電力負荷がかかり、電力増幅装置全体の効率が低下する要因となっていた。また、振幅信号９に直流電圧を加算する場合、直流電圧成分もスイッチング増幅する必要があるため、ある程度の効率低下は避けられなかった。それに対して本実施形態の電力増幅装置では、スイッチング素子として用いるＦＥＴをソース接地で動作させることができるため、該ＦＥＴを駆動するための駆動信号が数ボルト程度で済み、高速なスイッチング動作が可能になる。したがって、スイッチング増幅できる帯域が拡大するため、線形増幅部３の消費電力を抑制でき、電力増幅装置全体の効率を向上させることができる。
【００５８】
また、効率が低い線形増幅部３は、スイッチング増幅の誤差を補正するためだけに用いられるため、消費電力が低減する。
【００５９】
また、高周波増幅器１の出力波形の歪を低減するために、高周波増幅器１に供給する電源電圧に含まれる直流電圧成分は、スイッチング増幅されることなくトランスの二次巻線を介して高周波増幅器に直接供給されるため、電力増幅装置全体の効率の低下を招くことがない。
【００６０】
以上より、本実施形態の電力増幅装置では、背景技術の電力増幅装置に比べて変調電源の効率が向上する。また、本実施形態の電力増幅装置が備える変調電源による波形の再生精度は、最終的には線形増幅器で決まるので、背景技術の電力増幅装置に比べて、高い効率を維持したまま、高い波形再生精度を実現できる。その結果、本実施形態による変調電源を用いることで、振幅と位相が変調された変調信号を、出力波形の歪が少なく、高い効率で増幅できる、電力増幅装置が実現される。
【００６１】
次に、第１の実施の形態の電力増幅装置の動作について図６から図８を用いて説明する。
【００６２】
図７及び図８は、図６に示した電力増幅装置の動作例を示す信号波形図である。なお、図７は、振幅信号９として、振幅が４Ｖ、周波数が２ＭＨｚの正弦波が入力され、線形増幅部３により該振幅信号９に１２Ｖの直流電圧が加算される場合の動作波形例を示している。また、図８は、ＷＣＤＭＡダウンリンク信号の包絡線（振幅信号）を入力した場合の各ブロックの動作波形例を示している。
【００６３】
図６に示したように、線形増幅部３には振幅変調および位相変調された変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９が入力される。
【００６４】
振幅信号９にはチョークインダクタ３２を介してＶｃｃ２＝１２Ｖの直流電圧が加算され（図７の（ａ））、例えば差動増幅器を用いて構成された、ボルテージフォロアとして動作する線形増幅器３１に入力される。
【００６５】
線形増幅器３１の出力電流（図７（ｂ））は、電流検知抵抗器４２で電圧信号に変換され、ヒステリシスコンパレータ４１に入力される。ここで、例えば線形増幅器３１から電流が流れ出るときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＨｉｇｈとなり、線形増幅器３１に電流が流れ込むときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＬｏｗとなるように極性を選択すれば、ヒステリシスコンパレータ４１からは入力信号の強度に応じたパルス幅変調信号が出力される（図７（ｃ）)。
【００６６】
ゲートドライバ５は、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、例えばＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子２１をオンまたはオフさせる。
【００６７】
スイッチング素子２１は、一方の端子が接地され、他方の端子がトランス２４の一次巻線を介して第１の電源Ｖｃｃ１と接続されている。スイッチング素子２１は、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、第１の電源Ｖｃｃ１と接地電位間に流れる電流の導通／非導通を制御することで、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号の振幅をＶｃｃ１まで増幅する。
【００６８】
ここで、スイッチング素子２１の両端子には、電流が流れているときに電圧が印加されていないため、スイッチング素子２１は、理想的には１００％の効率でヒステリシスコンパレータ４１の出力信号を増幅する。
【００６９】
スイッチング素子２１で増幅された信号は、トランス２４の一次巻線から二次巻線に伝達される。トランス２４の二次巻線の一方の端子には第２の電源で生成された直流電圧Ｖｃｃ２が印加されているため、トランス２４の二次巻線からは、振幅Ｖｃｃ１のパルス信号に直流電圧Ｖｃｃ２が加算された信号が出力される。
【００７０】
トランス２４の二次巻線には、このパルス信号に応じた電流が第２の電源から供給される。このとき、整流素子２２および整流素子２３の整流作用により、電流はパルス信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗに応じて整流素子２２と整流素子２３から交互に出力される。トランス２４の二次巻線にはパルス状の電流が流れるため、トランス２４の二次巻線側でもスイッチング素子２１による高効率なスイッチング増幅の特徴が維持される。トランス２４の二次巻線から出力された電流は、インダクタ６によって積分され、スイッチング周波数成分が除去される（図７（ｄ））。
【００７１】
さらに、スイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズ成分は線形増幅器３１によって電圧補正（平滑化）される（図７（ｅ））。
【００７２】
図６に示したように、線形増幅器３１はその出力信号が負帰還されているため、その出力信号波形が入力信号波形と一致するように動作する。そのため、線形増幅器３１からはスイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズを打ち消すための信号が出力される。
【００７３】
したがって、線形増幅器３１によりスイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズが平滑化される。このとき、線形増幅器３１の出力端は、電流検知抵抗器４２を介してスイッチング増幅部２の出力端と接続されているが、電流検知抵抗器４２の値は小さいため、これによる電圧補正動作への影響は少なくて済む。
【００７４】
線形増幅器３１による電圧補正後の電圧Ｖｏｕｔは高周波増幅器１に供給される。高周波増幅器１は、スイッチング増幅部２の出力電圧を電源電圧に用いて、入力された変調信号８を線形に増幅する。このとき高周波増幅器１には振幅信号９の振幅に応じて最小限の電力（電源電圧）しか供給されないため、高周波増幅器１は常に効率が高い飽和電力付近で動作できる。
【００７５】
一方、振幅信号９として、ＷＣＤＭＡダウンリンク信号の包絡線信号（図８（ａ））が線形増幅部３に入力された場合も、線形増幅部３は、振幅信号９にチョークインダクタ３２を介して直流電圧Ｖｃｃ２を加算し、差動増幅器を用いて構成された、ボルテージフォロアとして動作する線形増幅器３１により線形増幅する。
【００７６】
また、図７に示した正弦波が入力された場合と同様に、コンパレータ４１からは、線形増幅器３１の出力電流（図８（ｂ））の向きに応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗに切り換わるパルス幅変調信号１０が出力される（図８のｃ）。
【００７７】
このパルス幅変調信号１０に基づいてスイッチング増幅部２で高効率に増幅された電圧（図８（ｄ））と、線形増幅部３の出力電圧（図８（ｂ））とが加算され、平滑化された電圧１１（図７（ｅ））が高周波増幅器１に電源電圧として供給される。
【００７８】
高周波増幅器１は、スイッチング増幅部２の出力電圧を電源電圧に用いて入力された変調信号８を線形に増幅する。このとき高周波増幅器１には振幅信号９の振幅に応じて最小限の電力（電源電圧）しか供給されないため、高周波増幅器１は常に効率が高い飽和電力付近で動作できる。
【００７９】
本実施形態の電力増幅装置では、図７（ｂ）や図８（ｂ）に示したように、効率が低い線形増幅器３１には、スイッチングノイズ成分の電流だけが流れるため、線形増幅器３１で消費する電力は少なくて済み、電力増幅装置全体の効率を高くすることができる。
【００８０】
また、本実施形態の電力増幅装置では、図１に示した第１背景技術の電力増幅装置に比べて、直流電圧を加算した滑らかな出力電圧波形１１を高周波増幅器1に供給できる。したがって、高周波増幅器１から出力される変調信号１２の波形歪を小さくできる。
【００８１】
また、本実施形態の電力増幅装置では、図３に示した第２背景技術と異なって、スイッチング素子２１としてソース接地のＭＯＳＦＥＴを用いることが可能であり、スイッチング素子２１に入力するゲートパルス信号１０の振幅が数Ｖ程度でよいため、高速な動作が可能になる。
【００８２】
本実施形態の電力増幅装置では、同じ２ＭＨｚの正弦波を入力した場合を比較すると、図３に示した第２背景技術のスイッチング周波数（図４（ｃ）の１０）と比べて、スイッチング周波数が高いことが分かる（図７（ｃ））。
【００８３】
したがって、本実施形態の電力増幅装置では、高効率なスイッチング増幅の動作帯域が拡大し、効率の低い線形増幅器３１の負荷が減るため、電力増幅装置の高効率な動作が可能となる。加えて、本実施形態の電力増幅装置では、スイッチング増幅するのは入力信号のＤＣオフセットを除いた振幅変調成分のみであり、直流電圧成分はトランスの２次側から高周波増幅器１に直接供給されるため、第２背景技術の電力増幅装置に比べさらに高い効率を実現できる。
【００８４】
なお、図６では、チョークインダクタ３２を介して振幅信号９に直流電圧を加算する構成例を示しているが、信号処理によって、予め振幅信号９に直流電圧成分を加えてもよい。
【００８５】
振幅信号９に加算する直流電圧の値は、線形増幅器３１の利得が１の場合、理想的にはトランス２４の二次巻線に供給する第２の電源電圧Ｖｃｃ２と同じになるが、各回路のオフセット値などに応じて調整してもよい。
【００８６】
また、線形増幅器３１には、利得を持つ線形帰還アンプを用いてもよい。その場合、振幅信号９に加算する直流電圧の値も該利得の値に応じて小さくすればよい。また、トランス２４の巻き数比も任意の値に設定してよい。
【００８７】
図９は、図５に示した電力増幅装置の他の具体例の構成を示す回路図である。
【００８８】
図９に示す電力増幅装置は、図６に示したダイオード２２，２３に代えてスイッチング素子（第１の整流素子）２２ａ、スイッチング素子（第２の整流素子）２３ａを備え、該スイッチング素子２２ａ、２３ａが制御信号１０に同期してオン・オフする構成である。
【００８９】
図９に示す電力増幅装置は、スイッチング素子２２ａを制御信号１１がＨｉｇｈのときにＯＮさせ、ＬｏｗのときにＯＦＦさせ、スイッチング素子２３ａを制御信号１１がＨｉｇｈのときにＯＦＦさせ、ＬｏｗのときにＯＮさせれば、図６に示した電力増幅装置と同様に動作する。
【００９０】
ダイオード２２，２３に代えてスイッチング素子２２ａ、２３ａを用いると、ダイオードの順方向電圧による損失分だけ電力増幅装置の効率が向上する。
【００９１】
図１０は、図５に示した電力増幅装置の他の具体例の構成を示す回路図である。
【００９２】
図１０に示す電力増幅装置は、図６に示したトランス２４の一次巻線に電磁電流を回収するための電力回生回路２５が設けられた構成である。
【００９３】
図６に示した構成では、スイッチング素子２１がオフ（非導通）になったとき、それまでトランス２４に流れていた励磁電流の行き先がなくなり、該励磁電流が電源等に接続されたコンデンサや抵抗スナバ回路で消費されるため、損失が発生する。
【００９４】
電力回生回路２５は、スイッチング素子２１がオフになったとき、ダイオード２６を介して、励磁電流に相当する電流を、接地端子から吸い上げ、第１の電源Ｖｃｃ１に回生するために設けられている。電力回生回路２５を備えることで、励磁電流の損失が無くなるため、スイッチング増幅部２の効率が向上する。なお、図１０に示した電力回生回路２５と、図９に示したスイッチング素子２２ａ、２３ａを備える構成とは併用してよいことは言うまでもない。
（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態の電力増幅装置について図面を用いて説明する。
【００９５】
図１１は、第２の実施の形態の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【００９６】
図１１に示すように、第２の実施の形態の電力増幅装置は、高周波増幅器１、スイッチング増幅部２、線形増幅部３、制御信号生成部４および波形整形部７を備えている。
【００９７】
図１１に示す電力増幅装置では、変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９が波形整形部７に入力される。
【００９８】
波形整形部７は、入力された振幅信号９の振幅変化のダイナミックレンジを圧縮することで直流電圧成分が発生するように波形整形し、線形増幅部３へ出力する。
【００９９】
線形増幅部３は、変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９を線形増幅する。
【０１００】
制御信号生成部４は、線形増幅部３の出力電流の方向に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗとなるパルス変調信号を生成し、スイッチング増幅部２に制御信号として出力する。
【０１０１】
スイッチング増幅部２は、制御信号生成部４から出力された制御信号にしたがって振幅信号９をスイッチング増幅すると共に所定の直流電圧を加算して出力する。このスイッチング増幅部２の出力電圧は、制御信号生成部４の出力電圧と加算されて、高周波増幅器１に供給される電源電圧である、変調電圧１１が生成される。
【０１０２】
高周波増幅器１は、変調電圧１１を電源に用いてＡ級またはＡＢ級方式等により変調信号８を線形増幅し、振幅と位相が変調された高周波変調信号１２を出力する。
【０１０３】
図１２は、図１１に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。
【０１０４】
図１２に示すように、スイッチング増幅部２は、スイッチング素子２１、トランス２４、ダイオード（第１の整流素子）２２、ダイオード（第２の整流素子）２３およびインダクタ（フィルタ）６を備えている。
【０１０５】
また、線形増幅部３は、線形増幅器３１を備えている。制御信号生成部４は、ヒステリシスコンパレータ４１、電流検知抵抗器４２およびゲートドライバ５を備えている。
【０１０６】
波形整形部７は、電圧波形整形部７を備えている。
【０１０７】
図１３は、図１２に示した電圧波形整形部で用いる波形整形関数の例を示すグラフである。また、図１４は、図１２に示した電圧波形整形部による整形後の波形例を示す信号波形図である。図１５は、図１２に示した電力増幅装置の動作例を示す信号波形図である。なお、図１１および図１２は、ＷＣＤＭＡ方式を採用した無線装置で受信するダウンリンク信号の包絡線信号（振幅信号）を入力した場合の動作波形例をそれぞれ示している。
【０１０８】
次に第２の実施の形態の電力増幅装置の動作について図１２から図１５を用いて説明する。
【０１０９】
図１２に示すように、波形整形部７には振幅変調および位相変調された変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９が入力される（図１５（ａ））。
【０１１０】
波形整形部７は、例えば下記式（１）で示す関数にしたがって振幅信号９を変換する。
【０１１１】
【数１】
0005472119.tif 000002
図１３は、式（１）で示す関数で変換される入出力信号の関係を示し、直流電圧Ｖｃｃ２の値を５，１０，１５，２０Ｖと変化させたときの様子をそれぞれ示している。図１４は、Ｖｃｃ２＝１０Ｖとしたとき、入力された振幅信号９を上記式（１）で示した関数にしたがって波形整形した例を示している。
【０１１２】
図１４に示すように、波形整形された振幅信号９’は、大きな振幅変調成分がそのまま出力され、低い振幅変調成分が圧縮され、さらにＶｃｃ２＝１０Ｖの直流電圧が加算された信号となる。
【０１１３】
第２の実施の形態の線形増幅部３は、波形整形部７から出力された波形整形後の振幅信号９’を線形増幅する（図１５（ｂ））。
【０１１４】
以降の動作は図５から図８に示した第１の実施の形態の電力増幅装置と同様である。
【０１１５】
線形増幅器３１の出力電流（図１５（ｃ））は、電流検知抵抗器４２で電圧信号に変換され、ヒステリシスコンパレータ４１に入力される。ここで、例えば線形増幅器３１から電流が流れ出るときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＨｉｇｈとなり、線形増幅器３１に電流が流れ込むときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＬｏｗとなるように極性を選択すれば、ヒステリシスコンパレータ４１からは入力信号の強度に応じたパルス幅変調信号が出力される（図１５（ｄ）)。
【０１１６】
ゲートドライバ５は、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、例えばＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子２１をオンまたはオフさせる。
【０１１７】
スイッチング素子２１は、一方の端子が接地され、他方の端子がトランス２４の一次巻線を介して第１の電源Ｖｃｃ１と接続されている。ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、スイッチング素子２１により第１の電源Ｖｃｃ１と接地電位間に流れる電流の導通／非導通を制御することで、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号の振幅はＶｃｃ１まで増幅される。
【０１１８】
スイッチング素子２１で増幅された信号は、トランス２４の一次巻線から二次巻線に伝達される。トランス２４の二次巻線の一方の端子には第２の電源で生成された直流電圧Ｖｃｃ２が印加されているため、トランス２４の二次巻線からは、振幅Ｖｃｃ１のパルス信号に直流電圧Ｖｃｃ２が加算された信号が出力される。
【０１１９】
トランス２４の二次巻線には、このパルス信号に応じた電流が第２の電源から供給される。このとき、整流素子２２および整流素子２３の整流作用により、電流はパルス信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗに応じて整流素子２２と整流素子２３から交互に出力される。トランス２４の二次巻線にはパルス状の電流が流れるため、トランス２４の二次巻線側でもスイッチング素子２１による高効率なスイッチング増幅の特徴が維持される。トランス２４の二次巻線から出力された電流は、インダクタ６によって積分され、スイッチング周波数成分が除去される（図１５（ｅ））。
【０１２０】
さらに、スイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズ成分は線形増幅器３１によって電圧補正（平滑化）される（図１５（ｆ））。
【０１２１】
図１２に示すように、スイッチング増幅部２の出力端には線形増幅器３１の出力端が接続され、線形増幅器３１はその出力信号が負帰還されている。したがって、線形増幅器３１は、出力信号波形が入力信号波形と一致するように動作するため、線形増幅器３１からはスイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズを打ち消すための信号が出力される。そのため、線形増幅器３１によりスイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズが平滑化される。このとき、線形増幅器３１の出力端には、電流検知抵抗器４２を介してスイッチング増幅部２の出力端が接続されているが、電流検知抵抗器４２の値は小さいため、これによる電圧補正への影響は少なくて済む。
【０１２２】
線形増幅器３１による電圧補正後の電圧Ｖｏｕｔは高周波増幅器１に供給される。高周波増幅器１はスイッチング増幅部２の出力電圧を電源電圧に用いて、入力された変調信号８を線形に増幅する。このとき高周波増幅器１には振幅信号９の振幅に応じて最小限の電力（電源電圧）しか供給されないため、高周波増幅器１は常に効率が高い飽和電力付近で動作できる。
【０１２３】
本実施形態の電力増幅装置では、図１５（ｃ）に示したように、効率が低い線形増幅器３１を流れる電流はスイッチングノイズ成分だけであるため、線形増幅器３１で消費する電力は少なく、電力増幅装置全体の効率を高くすることができる。
【０１２４】
また、本実施形態の電力増幅装置では、図１に示した第１背景技術の電力増幅装置に比べて、直流電圧を加算した滑らかな出力電圧波形１１を高周波増幅器１に供給できる。したがって、高周波増幅器１から出力される変調信号１２の波形歪を小さくできる。
【０１２５】
また、本実施形態の電力増幅装置では、図３に示した第２背景技術と異なって、スイッチング素子２１としてソース接地のＭＯＳＦＥＴを用いることが可能であり、スイッチング素子２１に入力するゲートパルス信号１０の振幅が数Ｖ程度でよいため、高速な動作が可能になる。
【０１２６】
したがって、本実施形態の電力増幅装置では、高効率なスイッチング増幅の動作帯域が拡大し、効率の低い線形増幅器３１の負荷が減るため、電力増幅装置の高効率な動作が可能となる。加えて、本実施形態の電力増幅装置では、スイッチング増幅するのは入力信号のＤＣオフセットを除いた振幅変調成分のみであり、直流電圧成分はトランスの２次側から高周波増幅器１に直接供給されるため、第２背景技術の電力増幅装置に比べさらに高い効率を実現できる。
【０１２７】
また、本実施形態の電力増幅装置では、波形整形部７により、振幅信号９に含まれる大きな振幅変調成分はそのまま出力し、小さい振幅変調成分を圧縮するようにして直流電圧成分を生成している。このような波形整形を行うことで、振幅信号９の大きな振幅変調成分に対して十分に大きな電圧を高周波増幅器１に供給するように設定すれば、振幅信号９の小さい振幅変調成分については直流電圧成分のみでまかなえるので、高周波増幅器１に無駄な電力を供給することが無い（図１５（ｆ））。
【０１２８】
したがって、第１の実施の形態の電力増幅装置のように、振幅信号９を直流電圧Ｖｃｃ２だけ一様にシフトさせた場合（図８（ｅ））と比べて、高周波増幅器１に無駄なく電力を供給することができる。
【０１２９】
さらに、本実施形態の電力増幅装置では、上記波形整形を行うことで、線形増幅器３１やスイッチング素子２１に要求される帯域やダイナミックレンジが狭くて済む利点もある。
【０１３０】
なお、波形整形部７で用いる関数は上記式（１）に限定されるものではなく、増幅する信号やシステムに応じて、適宜、変更することが可能である。
【０１３１】
また、波形整形部７で、振幅信号９に設ける直流電圧成分の値は、線形増幅器３１の利得が１の場合、理想的にはトランス２４の二次巻線に供給する第２の電源電圧Ｖｃｃ２と同じになるが、各回路のオフセット値などに応じて調整してもよい。
【０１３２】
また、線形増幅器３１には、利得を持つ線形帰還アンプを用いてもよい。その場合、振幅信号９に加算する直流電圧の値も該利得の値に応じて小さくすればよい。また、トランス２４の巻き数比も任意の値に設定してよい。
【０１３３】
さらに、図１２に示した電力増幅装置では、ダイオード２２，２３に代えてスイッチング素子２２ａ、２３ａを備え、該スイッチング素子２２ａ、２３ａが制御信号１０に同期してオン・オフさせる構成でもよい。ダイオード２２，２３に代えてスイッチング素子２２ａ、２３ａを用いると、ダイオードの順方向電圧による損失分だけ電力増幅装置の効率が向上する。
【０１３４】
また、図１２に示した電力増幅装置に、図１０に示した励磁電流を回収するための電力回生回路２５を設けてもよい。電力回生回路２５を備えることで、励磁電流の損失が無くなるため、スイッチング増幅部２の効率が向上する。
（第３の実施の形態）
次に第３の実施の形態の電力増幅装置について図面を用いて説明する。
【０１３５】
図１６は、第３の実施の形態の電力増幅装置の構成を示すブロック図である。
【０１３６】
図１６に示すように、第３の実施の形態の電力増幅装置は、高周波増幅器１、スイッチング増幅部２、線形増幅部３および制御信号生成部４を備えている。
【０１３７】
線形増幅部３は、変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９に所定の直流電圧を加算し、出力電圧を高周波増幅器１に供給する電源電圧に加算すると共に、該出力電圧と変調信号の振幅変調成分との差を増幅して出力する。
【０１３８】
制御信号生成部４は、線形増幅部３の出力電流の方向に応じてＨｉｇｈまたはＬｏｗとなるパルス変調信号を生成し、該パルス変調信号をスイッチング増幅部２に出力する。
【０１３９】
スイッチング増幅部２は、制御信号生成部４から出力されたパルス変調信号を制御信号に用いて、振幅信号９をスイッチング増幅すると共に所定の直流電圧を加算して出力する。このスイッチング増幅部２の出力電圧は、制御信号生成部４の出力電圧と加算されて、高周波増幅器１に供給される電源電圧である、変調電圧１１が生成される。
【０１４０】
高周波増幅器１は、変調電圧１１を電源に用いてＡ級またはＡＢ級方式等により変調信号８を線形増幅し、振幅と位相が変調された高周波変調信号１２を出力する。
【０１４１】
本実施形態の線形増幅部３には、この高周波増幅器１に供給される電源電圧が負帰還される。
【０１４２】
高周波増幅器１は、変調電圧１１を電源に用いてＡ級またはＡＢ級方式等により変調信号８を線形増幅し、振幅と位相が変調された高周波変調信号１２を出力する。
【０１４３】
図１７は、図１６に示した電力増幅装置の具体例の構成を示す回路図である。
【０１４４】
図１７に示すように、スイッチング増幅部２は、スイッチング素子２１、トランス２４、ダイオード２２（第１の整流素子）、ダイオード（第２の整流素子）２３およびインダクタ（フィルタ）６を備えている。
【０１４５】
また、線形増幅部３は、線形増幅器３１およびチョークインダクタ３２を備えている。制御信号生成部４は、ヒステリシスコンパレータ４１、電流検知抵抗器４２およびゲートドライバ５を備えている。
【０１４６】
次に、第３の実施の形態の電力増幅装置の動作について図１７を用いて説明する。
【０１４７】
図１７に示すように、線形増幅部３には振幅変調および位相変調された変調信号８の振幅変調成分である振幅信号９が入力される。
【０１４８】
振幅信号９にはチョークインダクタ３２を介してＶｃｃ２＝１２Ｖの直流電圧が加算され、線形増幅器３１に入力される。
【０１４９】
線形増幅器３１の出力電流は、電流検知抵抗器４２で電圧信号に変換され、ヒステリシスコンパレータ４１に入力される。ここで、例えば線形増幅器３１から電流が流れ出るときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＨｉｇｈとなり、線形増幅器３１に電流が流れ込むときにヒステリシスコンパレータ４１の出力電圧がＬｏｗとなるように極性を選択すれば、ヒステリシスコンパレータ４１からは入力信号の強度に応じたパルス幅変調信号が出力される。
【０１５０】
ゲートドライバ５は、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、例えばＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子２１をオンまたはオフさせる。
【０１５１】
スイッチング素子２１は、一方の端子が接地され、他方の端子がトランス２４の一次巻線を介して第１の電源Ｖｃｃ１と接続されている。ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号にしたがって、スイッチング素子２１により第１の電源Ｖｃｃ１と接地電位間に流れる電流の導通／非導通を制御することで、ヒステリシスコンパレータ４１の出力信号の振幅はＶｃｃ１まで増幅される。
【０１５２】
ここで、スイッチング素子２１の両端子には、電流が流れているときに電圧が印加されていないため、スイッチング素子２１は、理想的には１００％の効率でヒステリシスコンパレータ４１の出力信号を増幅する。
【０１５３】
スイッチング素子２１で増幅された信号は、トランス２４の一次巻線から二次巻線に伝達される。トランス２４の二次巻線の一方の端子には第２の電源で生成された直流電圧Ｖｃｃ２が印加されているため、トランス２４の二次巻線からは、振幅Ｖｃｃ１のパルス信号に直流電圧Ｖｃｃ２が加算された信号が出力される。
【０１５４】
トランス２４の二次巻線には、このパルス信号に応じた電流が第２の電源から供給される。このとき、整流素子２２および整流素子２３の整流作用により、電流はパルス信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗに応じて整流素子２２と整流素子２３から交互に出力される。トランス２４の二次巻線にはパルス状の電流が流れるため、トランス２４の二次巻線側でもスイッチング素子２１による高効率なスイッチング増幅の特徴が維持される。トランス２４の二次巻線から出力された電流は、インダクタ６によって積分され、スイッチング周波数成分が除去される。
【０１５５】
さらに、スイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズ成分は線形増幅器３１によって電圧補正（平滑化）される。
【０１５６】
図１７に示したように、本実施形態の電力増幅装置では、線形増幅器３１にスイッチング増幅部２の出力信号が負帰還されている。したがって、線形増幅器３１は、出力信号波形が入力信号波形と一致するように動作するため、線形増幅器３１からはスイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズを打ち消すための信号が出力される。そのため、線形増幅器３１によりスイッチング増幅部２の出力電圧に含まれるスイッチングノイズが平滑化される。このとき、線形増幅器３１には、スイッチング増幅部２の出力信号が負帰還されているため、第１の実施の形態や第２の実施の形態よりも電流検知抵抗器４２による電圧補正への影響が少なくて済む。
【０１５７】
線形増幅器３１による電圧補正後の電圧Ｖｏｕｔは高周波増幅器１に供給される。高周波増幅器１はスイッチング増幅部２の出力電圧を電源電圧に用いて、入力された変調信号８を線形に増幅する。このとき高周波増幅器１には振幅信号９の振幅に応じて最小限の電力（電源電圧）しか供給されないため、高周波増幅器１は常に効率が高い飽和電力付近で動作できる。
【０１５８】
本実施形態の電力増幅装置では、効率が低い線形増幅器３１を流れる電流はスイッチングノイズ成分だけであるため、線形増幅器３１で消費する電力は少なく、電力増幅装置全体の効率を高くすることができる。
【０１５９】
また、本実施形態の電力増幅装置では、図１に示した第１背景技術の電力増幅装置に比べて、直流電圧を加算した滑らかな出力電圧波形１１を高周波増幅器1に供給できる。したがって、高周波増幅器１から出力される変調信号１２の波形歪を小さくできる。
【０１６０】
また、本実施形態の電力増幅装置では、図３に示した第２背景技術と異なって、スイッチング素子２１としてソース接地のＭＯＳＦＥＴを用いることが可能であり、スイッチング素子２１に入力するゲートパルス信号１０の振幅が数Ｖ程度でよいため、高速な動作が可能になる。
【０１６１】
したがって、本実施形態の電力増幅装置では、高効率なスイッチング増幅の動作帯域が拡大し、効率の低い線形増幅器３１の負荷が減るため、電力増幅装置の高効率な動作が可能となる。加えて、本実施形態の電力増幅装置では、スイッチング増幅するのは入力信号のＤＣオフセットを除いた振幅変調成分のみであり、直流電圧成分はトランスの２次側から高周波増幅器１に直接供給されるため、第２背景技術の電力増幅装置に比べさらに高い効率を実現できる。
【０１６２】
さらに、本実施形態の電力増幅装置では、線形増幅器３１に高周波増幅器１に供給する電源電圧を負帰還している。通常、高周波増幅器１の電源入力のインピーダンスは数オーム程度である。一方、制御信号生成部４が備える電流検知抵抗器４２の値は０．５Ω程度であり、高周波増幅器１の電源入力のインピーダンスの１割程度を占める。
【０１６３】
理想的な電源装置の条件として、出力インピーダンスが負荷インピーダンスに対して十分に低いことがある。すなわち、電源装置には負荷が変動しても常に安定して同じ電圧を供給することが要求される。
【０１６４】
本実施形態のように、線形増幅器３１に高周波増幅器１に供給する電源電圧を負帰還することで、高周波増幅器１に供給される電源電圧波形は常に振幅信号９と等しくなる。すなわち、高周波増幅器１に電力（電源電圧）を供給する変調電源の出力インピーダンスに、制御信号生成部４が備える電流検知抵抗器４２の影響が見えなくなる。したがって、変調電源の出力インピーダンスが０に近づき、より理想的な電圧源として動作する。
【０１６５】
なお、図１７では、チョークインダクタ３２を介して振幅信号９に直流電圧を加算する構成例を示しているが、信号処理によって、予め振幅信号９に直流電圧成分を加えてもよい。
【０１６６】
振幅信号９に加算する直流電圧の値は、線形増幅器３１の利得が１の場合、理想的にはトランス２４の二次巻線に供給する第２の電源電圧Ｖｃｃ２と同じになるが、各回路のオフセット値などに応じて調整してもよい。
【０１６７】
また、線形増幅器３１には、利得を持つ線形帰還アンプを用いてもよい。その場合、振幅信号９に加算する直流電圧の値も該利得の値に応じて小さくすればよい。また、トランス２４の巻き数比も任意の値に設定してよい。
【０１６８】
さらに、図１７に示した電力増幅装置は、ダイオード２２，２３に代えてスイッチング素子２２ａ、２３ａを備え、該スイッチング素子２２ａ、２３ａが制御信号１０に同期してオン・オフさせる構成でもよい。ダイオード２２，２３に代えてスイッチング素子２２ａ、２３ａを用いると、ダイオードの順方向電圧による損失分だけ電力増幅装置の効率が向上する。
【０１６９】
また、図１７に示した電力増幅装置に、図１０に示した励磁電流を回収するための電力回生回路２５を設けてもよい。電力回生回路２５を備えることで、励磁電流の損失が無くなるため、スイッチング増幅部２の効率が向上する。
【０１７０】
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更が可能である。
【０１７１】
この出願は、２００８年１２月２５日に出願された特願２００８−３３０７０９号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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