(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
DC/DCコンバータ(400)へのスイッチング電圧の供給に適し、前記スイッチング電圧を前記DC/DCコンバータに供給するように構成され、第一のトランジスタ(301)、第二のトランジスタ(302)、第三のトランジスタ(303)と、少なくとも一つの受動部品(315、321)を備えるゲートドライバ回路(300)であって、
前記第一および第二のトランジスタは並列に配置され、前記第一のトランジスタのドレイン端子は前記第三のトランジスタのゲート端子に接続され、前記第一のトランジスタのソース端子と前記第二のトランジスタのソース端子は第五の接続線(309)を介して接続され、
前記第三のトランジスタのソース端子は前記受動部品(321)を介して第八の接続点(320)に接続され、前記第二のトランジスタのドレイン端子は前記第八の接続点に接続され、
前記第三のトランジスタのドレイン端子に入力電圧(Vin)が供給され、
前記第一および第二のトランジスタのソース端子は、前記第五の接続線を介して、最小電圧(Vmin)と最大電圧(Vmax)の間でスイッチングする電圧パルスを受信し、
前記第一および第二のトランジスタのゲート端子の電圧が前記第一および第二のトランジスタをスイッチオンする電圧になると、前記第八の接続点の電圧は前記最小電圧になり、
前記第一および第二のトランジスタのゲート端子の電圧が前記第一および第二のトランジスタをスイッチオフする電圧になると、前記入力電圧が前記第三のトランジスタを介して前記第八の接続点に供給され、
前記第八の接続点において前記最小電圧と前記入力電圧の間で変化する前記スイッチング電圧が、前記DC/DCコンバータに供給されることを特徴とするゲートドライバ回路。
【請求項２】
前記トランジスタは、モノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)プロセスまたは高周波集積回路(RFIC)プロセスにより製造され、
前記トランジスタは、MMICチップまたはRFICチップに集積化されていることを特徴とする請求項1に記載されたゲートドライバ回路。
【請求項３】
前記トランジスタは、Nチャネルデプレションモード型であることを特徴とする請求項2に記載されたゲートドライバ回路。
【請求項４】
前記トランジスタは、金属半導体電界効果トランジスタ(MESFET)または高電子移動度トランジスタ(HEMT)であることを特徴とする請求項1から請求項3の何れか一項に記載されたゲートドライバ回路。
【請求項５】
前記受動部品は、
第一の端子が前記第一のトランジスタのドレイン端子と接続され、第二の端子が前記第三のトランジスタのドレイン端子と接続された第五の抵抗器(315)と、
第一の端子が前記第三のトランジスタのソース端子と接続され、第二の端子が前記第八の接続点と接続された第四の抵抗器(321)であることを特徴とする請求項1から請求項4の何れか一項に記載されたゲートドライバ回路。
【請求項６】
前記受動部品の少なくとも一つは、前記MMICチップまたは前記RFICチップに集積化されていることを特徴とする請求項2から請求項5の何れか一項に記載されたゲートドライバ回路。
【請求項７】
請求項1から請求項6の何れか一項に記載された前記ゲートドライバ回路(300)と前記DC/DCコンバータ(400)を備え、
前記ゲートドライバ回路は、前記DC/DCコンバータにスイッチング電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
前記ゲートドライバ回路と前記DC/DCコンバータの双方は、少なくとも一つのトランジスタ(301、302、303、401)と、少なくとも一つの受動部品または能動部品(315、321、404、407、409)を備え、  前記DC/DCコンバータは、入力電圧(Vin)を出力電圧(Vout)に変換し、前記出力電圧を第三の負荷(411)に供給し、  前記トランジスタは、MMICプロセスまたはRFICプロセスにより製造され、MMICチップまたはRFICチップに集積化されていることを特徴とする請求項7に記載された電力変換装置。
【請求項９】
前記DC/DCコンバータは、
少なくとも第四のトランジスタ(401)と、
前記受動部品(407、409)および前記能動部品(404)とを備え、
前記第四のトランジスタのドレイン端子に前記入力電圧が供給され、
前記第四のトランジスタのゲート端子に前記スイッチング電圧が供給され、
前記第四のトランジスタのソース端子は、前記受動部品および前記能動部品の回路網を介して、グラウンド(405)と出力端子(412)の間に前記出力電圧を出力し、
前記第四のトランジスタは、そのゲート端子に前記入力電圧(Vin)に実質的に等しい電圧が供給されるとスイッチオンし、前記ゲート端子に前記最小電圧(Vmin)に実質的に等しい電圧が供給されるとスイッチオフすることを特徴とする請求項8に記載された電力変換装置。
【請求項１０】
前記DC/DCコンバータの前記受動部品および前記能動部品は、
その順方向が前記グラウンドから前記第四のトランジスタのソース端子に接続された第十の接続点(403)に向くように、第一の端子が前記グラウンドに接続され、第二の端子が前記第十の接続点に接続された第三のダイオード(404)と、
第一の端子が前記第十の接続点に接続され、第二の端子が、第13の接続線(410)を介して前記出力端子に接続する第11の接続点(408)に接続された第三のインダクタ(407)と、
第一の端子が、前記第13の接続線を介して前記出力端子に接続され、第二の端子が前記グラウンドに接続された第三のキャパシタ(409)であることを特徴とする請求項9に記載された電力変換装置。
【請求項１１】
前記DC/DCコンバータの前記能動部品は、前記MMICチップまたは前記RFICチップに集積化されていることを特徴とする請求項8から請求項10の何れか一項に記載された電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、DC/DCコンバータのトランジスタスイッチを動作させるゲートドライバの分野に関する。とくに、マイクロ波モノリシック集積回路(MMIC)技術または高周波集積回路(RFIC)技術においてDC/DCコンバータとゲートドライバを集積する分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
DC/DCコンバータは、今日の電子工学において、供給電力の電圧または極性を変更するために一般に使用される。最も単純なコンバータは、DC電源に直列の一つまたは複数の抵抗器を備え、電圧を抵抗器で分割するリニアコンバータである。一般的な種類のスイッチングDC/DCコンバータは、DC電圧をある周波数でインダクタの両端に印加する。標準的な周波数は約100〜500kHzである。インダクタの両端に電圧を印加すると、インダクタを通って電流が流れ、電磁エネルギがインダクタに蓄積される。インダクタの両端の電圧が遮断されると、インダクタに蓄積されたエネルギは、DC/DCコンバータの出力に接続された負荷を通って流れる。理想的には、DC/DCコンバータの入力電圧Vinとコンバータの出力電圧Voutは、次式に示すように、総サイクル時間Tとインダクタの両端に電圧を印加する時間tonに関連する。
Vin/Vout = T/ton
【０００３】
インダクタの両端に印加する電圧のオン/オフ時間を変えると、DC/DCコンバータの出力電圧が変化する。この関係は、入力電圧に対して出力電圧が減少する所謂降圧コンバータにおいて有効である。
【０００４】
入力電圧に対して出力電圧を増加する、または、極性を変更するDC/DCコンバータも利用可能である。コンバータの種類の幾つかの例は、バック(Buck)、ブースト(Boost)、バックブースト(Buck-Boost)、フライバック(Flyback)、プッシュプル(Push-pull)およびセピック(Sepic)である。これらはすべて、第一のサイクル中にインダクタにエネルギを蓄積し、その後、第二のサイクル中にエネルギを放出する原理に基づく。トランジスタは、インダクタへの電流の流れをオンおよびオフするスイッチングに使用される。この動作を行うために、トランジスタは、ベースまたはゲート端子に供給されるスイッチング電圧を必要とする。このスイッチング電圧は、以下に説明するように、ゲートドライバ回路から供給される。
【０００５】
図1Aは、グラウンド103と電位VinのDC/DCコンバータの電圧入力104の間に直列接続された二つのトランジスタT1(101)とT2(102)を有する従来のDC/DCコンバータ100を示す図である。各トランジスタは、ゲート、ソースおよびドレインの三つの端子を有する。トランジスタのゲート端子105と106は、第一の接続点107に接続される。トランジスタT2のソース端子108は、グラウンド103に接続される。トランジスタT2のドレイン端子109は、第一の接続線110を介してトランジスタT1のソース端子111に接続され、トランジスタT1のドレイン端子112は電圧入力104において入力電圧Vinに接続される。第一のダイオード113は、グラウンド103と第二の接続点118の間に接続される。第二の接続点118は、第二の接続線119を介して、トランジスタT2のドレイン端子109に接続される。ダイオード113の順方向は、グラウンド103から第二の接続点118への向きである。第一のインダクタ114は、第二の接続点118と第三の接続点115の間に接続される。最後に、第一のキャパシタ116および第一の負荷117は、グラウンド103と第三の接続点115の間に並列接続される。このようにして、出力電圧Voutは、負荷117の両端に供給される。トランジスタT1はPチャネルエンハンスメントモード型であり、トランジスタT2はNチャネルデプレションモード型である。これらトランジスタの種類の特性を図1Bに示す。図1Bにおいて、水平軸123はゲート電圧Vgを、垂直軸124はドレイン電流Idを、曲線121はトランジスタT1を通るドレイン電流を、曲線122はトランジスタT2を通る電流をそれぞれ示す。図から明らかなように、トランジスタT1を通る電流はゲート電圧の減少に連れて増加し、一方、トランジスタT2を通る電流はゲート電圧の増加に連れて増加する。従って、これらトランジスタは相補型トランジスタと呼ばれる。ドレイン電流Idが0のときのゲート電圧Vgは、ピンチオフ電圧と呼ばれる。第一の接続点107には、パルス発生器130の内部抵抗である第一の抵抗器131を介して、パルス発生器130が供給する0Vと負電圧の間で変化する矩形波パルスが入力される。負の入力電圧において、トランジスタT2はスイッチオフし、トランジスタT1はスイッチオンする第一の位相において、電流はトランジスタT1を通って流れ、第二の接続点118はVinに近い電位を示す。それにより、電流は第一のインダクタ114および第一の負荷117を通って流れる。0Vの入力電圧において、トランジスタT1はスイッチオフし、トランジスタT2はスイッチオンするから、第二の接続点118は接地電位に近い値を示す。この第二の位相において、第一の位相の間に第一のインダクタ114に蓄積した電磁エネルギによって、第一の負荷117と第一のダイオード113を通って電流が流れる。この第二の位相は、フリーフィールフェーズとも呼ばれる。
【０００６】
図2は、変圧器を使用して、一つのトランジスタのみの使用を可能にするDC/DCコンバータ200に対する、別の従来技術のソリューションを示す図である。変圧器201は、一次巻線202と二次巻線203を有する。一次巻線には、パルス発生器204の内部抵抗である第二の抵抗器205を介して、パルス発生器204が供給する0Vと負電圧の間で変化する矩形波パルスが入力される。二次巻線203は二端を有し、第一端はトランジスタT3(208)のソース端子206に接続され、第二端はゲート端子207に接続される。トランジスタT3のドレイン端子209は、点210において入力電圧Vinに接続される。第二のダイオード211は、グラウンドとソース端子206の間に接続され、順方向はグラウンド214からソース端子206への向きである。第二のインダクタ212は、ソース端子206と第四の接続点213の間に接続される。最後に、第二のキャパシタ215と第二の負荷216は、グラウンド214と第四の接続点213の間に並列に接続される。トランジスタT3は、Pチャネルエンハンスメント型またはNチャネルデプレション型である。変化するゲート電圧によりトランジスタT3はスイッチオンおよびオフされる。これは、ソース端子が正電圧Vinおよび負電圧を示すことを意味する。トランジスタT3がスイッチオンすると、第二のインダクタ212と第二の負荷216を通って電流が流れる。トランジスタT3がスイッチオフすると、トランジスタT3がスイッチオンの位相の間に第二のインダクタ212に蓄積した電磁エネルギによって、第二の負荷216と第二のダイオード211を通って電流が流れる。これは、フリーフィールフェーズとも呼ばれる。
【０００７】
上述した従来技術のソリューション双方において、DC/DCコンバータ内のスイッチングトランジスタT1、T2、T3は、図2の例ではさらに変圧器を含む、パルス発生器が供給するスイッチング電圧によってスイッチオンおよびオフされる。以下の説明において、ゲートドライバは、DC/DCコンバータ内のスイッチングトランジスタをスイッチオンおよびオフする、DC/DCコンバータにスイッチング電圧を供給する回路と定義する。図1の例において、ゲートドライバはパルス発生器を備え、図2の例において、ゲートドライバはパルス発生器と変圧器を備える。
【０００８】
今日の多くの用途において、高電圧において高スイッチング周波数を有し、かつ、良好な熱効率で高電力を供給することができるDC/DCコンバータが必要とされる。マイクロ波モノリシック集積回路(MMIC)技術は、これら要求を満たすために非常に適する。しかし、RFIC（高周波集積回路）プロセスは、MMICほどの高周波数では使用できないにしても、利用可能である。RF増幅器をMMICチップまたはRFICチップ内に形成する多くの用途において、さらに、同一チップ内にDC/DCコンバータとゲートドライバを集積することが望まれる。
【０００９】
しかし、今日のゲートドライバは個別部品から形成され、DC/DCコンバータは相補型トランジスタおよび/あるいはMMICまたはRFICに集積できない変圧器を使用して構成されることがしばしばである。これらのソリューションは、スペースを消費し、かつ、比較的遅い。
【００１０】
特許文献1は、GaAs技術で製造されるMMICのDC/DCコンバータを開示する。このソリューションの欠点は、高電力出力を許容できないことである。
【００１１】
従って、MMICまたはRFICの製造プロセスで実現されるトランジスタにより、MMICまたはRFICに集積可能で、同時にDC/DCコンバータの高出力電力を可能にする、小型高速のゲートドライバ回路とDC/DCコンバータの改良された別のソリューションが必要である。さらに、ゲートドライバ回路とDC/DCコンバータを備える電力変換装置が必要である。
【００１２】
【特許文献１】米国特許出願公開第2005/0242795A1号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上述した従来技術のソリューションの欠点の少なくとも幾つかを取り除くことを目的とする。また、MMICまたはRFICの製造プロセスにおいて実現されるトランジスタによって、MMICまたはRFICに集積可能で、同時にDC/DCコンバータの高出力電力を可能にする、小型高速のゲートドライバ回路とDC/DCコンバータの改良された別のソリューションを提供する場合の問題を解決するゲートドライバ回路の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の目的は、DC/DCコンバータにスイッチング電圧を供給するのに適し、かつ、スイッチング電圧をDC/DCコンバータに供給するように構成されたゲートドライバ回路の提供により達成される。ゲートドライバ回路は、少なくとも一つのトランジスタと、少なくとも一つのさらなる部品を備え、ゲートドライバ回路の設計は、それぞれソース端子、ゲート端子、ドレイン端子を備える三つのトランジスタT4、T5、T6を並列に配置し、T4のドレイン端子をT6のゲート端子に接続し、少なくとも一つのさらなる部品を介してT6のソース端子をT5のドレイン端子に接続し、T4とT5のソース端子を接続する。
【００１５】
本発明のさらなる長所は、ゲートドライバ回路に関する請求項の何れかに記載されたゲートドライバ回路と、DC/DCコンバータを備える電力変換装置を提供することである。ゲートドライバ回路は、DC/DCコンバータにスイッチング電圧を供給するように構成される。
【００１６】
本発明の長所は、RFICまたはMMICを使用して実現可能であり、同時にDC/DCコンバータから高出力電力を供給できることである。以下、本発明は、主にMMICを参照して説明される。MMICは、RFICより高い周波数で使用可能である。
【００１７】
さらなる部品は、詳細な説明に示すように、能動または受動の任意の種類の電子部品である。
【００１８】
DC/DCコンバータは、例えば変圧器のようにMMICが含むことができない部品を含まなければ、バック、ブースト、バックブースト、フライバック、プッシュプル、セピックなど、任意の種類でよい。
【００１９】
本発明の長所は、DC/DCコンバータから高出力電力を供給し、かつ、ゲートドライバ回路とDC/DCコンバータを備える電力変換装置の、一つの同じMMICチップへの集積化を可能にして、デザインを非常に小型化できることである。さらなる長所は、良好な熱効率が得られることである。
【００２０】
さらに、本発明の長所は、MMICチップへのゲートドライバ回路の集積化を可能にすることである。
【００２１】
本発明の幾つかの実施例において使用されるMMIC技術の使用による、さらなる長所は、MMICプロセスの一部が、良好な熱効率において高電圧と高電力を使用可能にすることである。SiCを使用するMMICプロセスの標準的なアプリケーションにおいて、Vinは60V、Voutは40Vが可能である。しかし、VinとVoutの他の値は、本発明の範囲内で使用可能である。
【００２２】
さらなる長所iは、上述した特徴に加え、従属請求項の特徴の一つまたは幾つかを実現することにより達成可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図面と本発明を実現する方法に関する幾つかの例を参照して、本発明の詳細を説明する。
【００２４】
図1Aから図2は、上記の背景技術に関連して説明した。
【００２５】
図3は、バッテリ304、305、324と、パルス発生器310とともに、本発明のゲートドライバ回路300の実施例を概略的に示す図である。バッテリと、第三の抵抗器311で表される内部抵抗を有するパルス発生器は、ゲートドライバ回路300の一部ではないが、ゲートドライバ回路300の機能の説明を明確にするために図示する。ゲートドライバ回路300は、三つのトランジスタT4〜T6(301〜303)を備える。これらトランジスタは、Nチャネルデプレションモード型であり、良好なRF特性を有する。シリコンベースのJFET（接合型電界効果トランジスタ）またはMOSFET（金属酸化膜型電界効果トランジスタ）より速い、Nチャネルデプレション型のMESFET（金属半導体型電界効果トランジスタ）トランジスタを使用することが好ましい。MESFETは、MMICと同一のプロセスに従い製造される。各トランジスタは、ソース、ゲート、ドレインの三端子を有する。トランジスタT4(301)は、ソース端子3011、ゲート端子3012、ドレイン端子3013を有する。トランジスタT5(302)とT6(303)は、対応する端子を有する。ゲートドライバ回路の設計の一般概念は、次のとおりである。トランジスタT4とT5は並列動作し、T4のドレイン端子がT6のゲート端子に接続し、さらなる部品を介して、T6のソース端子がT5のドレイン端子に接続し、T4とT5のソース端子が接続している。
【００２６】
MMICは、良好なRF特性を有し、300GHzまでの周波数範囲において使用可能である。MMIC回路は、例えば、ガリウム砒素、インジウム燐、シリコンゲルマニウムまたは炭化ケイ素から製造される。MMICに集積され、かつ、この材料から作成されるDC/DCコンバータは、非常に速いスイッチングが可能である。MMICは、例えば、MESFETプロセス（金属半導体型電界効果トランジスタ）またはpHEMT（疑似格子整合(pseudomorphic)高電子移動度トランジスタ）などの種々の技術を使用して製造される。MMIC技術の使用により、高いスイッチング周波数の使用が可能になり、より小型のDC/DCコンバータが導かれる。一つまたは幾つかのゲートドライバ回路、DC/DCコンバータ、並びに、他の電子回路および/または部品をMMICチップに集積可能である。これは、分散した電力変換を必要とするアプリケーションにおいて有利である。
【００２７】
以下、図3の実施例をより詳細に説明する。トランジスタの所謂ピンチオフ電圧である負電圧-V1は、0[V]の接地電位に関連して、次の手段により、トランジスタT4とT5のゲート端子3012と3022に印加される。つまり、バッテリ304と305の第一の端子はグラウンド306へ接続され、第二の端子は、第三と第四の接続線307と308を介して、ゲート端子3012と3022へ接続される。ソース端子3011と3021はともに、第五の接続線309を介して、二つの端子を有するパルス発生器310に接続する。パルス発生器310の二つの端子の一方はグラウンド306に接続し、他方は、第三の抵抗器311を介して、第五の接続線309上の第五の接続点312に接続する。パルス発生器310は、最大電圧Vmaxと最小電圧Vminの間でスイッチする。パルス発生器310は、第五の接続点312にVmax/Vminを加えるように設計されている。本例において、Vmaxは0[V]であり、Vminは-V2[V]である。本実施例において、V2の値はV1の値と同一である。トランジスタT4のドレイン端子3013は、第六の接続線313、第五の抵抗器315、第七の接続線317を介して、トランジスタT6のドレイン端子3033に接続する。第五の抵抗器315は二端を有し、一端は第六の接続点314において第六の接続線313に接続し、他端は第七の接続点316において第七の接続線317に接続する。トランジスタT4のドレイン端子3013は、第六の接続線313、第六の接続点314、第八の接続線318を介して、トランジスタT6のゲート端子3032に接続する。トランジスタT5のドレイン端子3023は、第九の接続線319を介して、第八の接続点320に接続する。トランジスタT6のソース端子3031は、第四の抵抗器321、第九の接続点322、第十の接続線323を介して、第八の接続点320に接続する。二端を有する第四の抵抗器321は、第九の接続点322、第十の接続線323、第八の接続点320、第九の接続線319を介して、トランジスタT6のソース端子3031とトランジスタT5のドレイン端子3023の間に接続される。最後に、バッテリ324は、グラウンド306と第11の接続線325の間に接続され、それにより、第11の接続線325、第七の接続点316、第七の接続線317を介して、正電圧VinをトランジスタT6のドレイン端子3033に供給する。
【００２８】
図3の実施例において、さらなる部品は、第四の抵抗器321と第五の抵抗器315である。
【００２９】
トランジスタT4〜T6は、例えばMESFETのようなNチャネルデプレションモード型が好ましい。Nチャネル型のトランジスタを用いる他の種類のMMICプロセスも利用可能である。
【００３０】
前述したように、ゲートドライバ回路の目的は、DC/DCコンバータにスイッチング電圧を供給することである。これは、MESFETを用いる図3の実施例において、以下のように達成される。第三の抵抗器311と第五の接続線309を介して、パルス発生器310が負電圧V2をソース端子3011と3021に供給すると、トランジスタT4とT5はスイッチオンする。これは、本実施例においてゲート端子に-V1=-V2が入力され、ゲート端子3012とソース端子3011の間、および、ゲート端子3022とソース端子3021の間の電圧が0[V]になるためである。図1Bの曲線122から明らかなように、ゲート電圧が零において、トランジスタはスイッチオンし、ドレイン電流が流れる。これにより、トランジスタT5における僅かな電圧降下を無視すれば、第八の接続点320はほぼ-V2の値を示す。これと同時に、トランジスタT4がスイッチオンすると、パルス発生器310は、トランジスタT6のゲート端子3032に負電圧-V2を供給する（トランジスタT4における電圧降下を無視する）。第四の抵抗器321の値は、トランジスタT6を通る小さな電流が存在するように選択され、つまり、トランジスタT6のゲート電圧がピンチオフ電圧に近付くように選択される。第四の抵抗器321における電圧降下V3によって、トランジスタT6のゲート電圧はピンチオフ電圧に近付く。他の実施例において、この作用は、他のさらなる部品を用いて達成される。これは、一つまたは幾つかのさらなる部品が、トランジスタT6のピンチオフ電圧に近付けるトランジスタの動作点を実現するのであれば、第四の抵抗器321は、そのような部品と置き換え可能であることを意味する。
【００３１】
パルス発生器310が、第三の抵抗器311、第五の接続点312、第五の接続線309を介して、ソース端子3011と3021に0[V]を出力する。この時点で、ゲート端子3012とソース端子3011の間と、ゲート端子3022とソース端子3021の間は-V1の負電圧になりトランジスタT4とT5はスイッチオフする。これは、ゲート端子3032の電圧が約-V2から約Vin（ゲート端子3032を通る電流が非常に少ないから僅かである、第五の抵抗器315における電圧降下を減算した値）に増加することを意味する。トランジスタT6は完全にスイッチオンし、電圧Vinから第四の抵抗器321とトランジスタT6における電圧降下V4を減算した電圧を第八の接続点320に出力する。トランジスタT6が完全にスイッチオンし、トランジスタT4とT5がスイッチオフすると、第八の接続点320は（図4に関連して説明する）DC/DCコンバータの非常に高いインピーダンスを有するトランジスタのゲート端子に接続するから、電圧降下V4は僅かである。従って、ゲートドライバ回路は、第八の接続点320において、-V2とVinの間で変化するスイッチング電圧をDC/DCコンバータに出力する。SiCを使用するMMICにすべてを集積し、RF増幅器に電力供給するDC/DCコンバータのアプリケーションにおける標準的な値は、Vin=60V、V2=-25Vである。より高いまたはより低い他の電圧も本発明の範囲で可能であり、他の実施例におけるV2は、例えば、約-5Vから-10Vが好ましい。
【００３２】
ゲートドライバ回路は、トランジスタと、さらなる部品を備える。図3の実施例において、さらなる部品は、二つの抵抗器315と321である。抵抗器の特性は、適切な電圧と電流がゲートドライバ回路内で得られるように選択する。この所望の機能は、さらなる部品の他の組み合わせによっても実現できる。さらなる部品は、所望の機能を達成するのであれば、能動または受動の任意の種類の電子部品でよい。例えば、各抵抗器は、直列接続された多くの抵抗器に置き換え可能だし、あるいは、各抵抗器は、互いに逆を向く二つの並列のダイオードと直列接続が可能である。さらなる部品を使用して所望の機能を実現する他の任意の方法は、本発明の範囲に含まれる。
【００３３】
図4は、DC/DCコンバータ400の一実施例を概略的に示す図である。DC/DCコンバータ400は、ソース端子4011、ゲート端子4012、ドレイン端子4013を有するトランジスタT7(401)を備える。トランジスタT7は、Nチャネルデプレションモード型である。ゲート端子4012は、第八の接続点320においてゲートドライバ回路に接続して、必要なスイッチング電圧を受け取る。ドレイン端子4013は、第七の接続点316に接続して、入力電圧Vinが供給される。トランジスタT7は、ゲート端子4012に実質的にVinの電圧が供給されるとスイッチオンし、ゲート端子4012に実質的にVminの電圧を供給されるとスイッチオフするように構成される。ソース端子4011は、第12の接続線402を介して、第十の接続点403に接続される。第三のダイオード404は、二つの端部を有し、順方向がグラウンド405からトランジスタ401のソース端子4011に接続された第十の接続点403に向くように、第一の端部はグラウンド405に接続し、第二の端部は第十の接続点403に接続する。二つの端部を有する第三のインダクタ407は、第一の端部が第十の接続点403に接続し、第二の端部は第11の接続点408に接続する。第11の接続点408は、第13の接続線410を介して、Vout端子412に接続する。
【００３４】
第三のキャパシタ409は、二つの端部を有し、第一の端部は第13の接続線410を介してVout端子412に接続し、第二の端部はグラウンド405に接続する。
【００３５】
出力電圧Voutは、第13の接続線410を介して、Vout端子412に出力される。そして、第三の負荷411がVout端子412とグラウンド405の間に接続可能である。
【００３６】
図3と図4に示すゲートドライバ回路とDC/DCコンバータの実施例において、トランジスタは、例えばMESFETなどのNチャネルデプレションモード型で実現される。MMICまたはRFIC製造プロセスにおいて実現可能であれば、他の種類のトランジスタも利用可能である。つまり、ゲートドライバ回路とDC/DCコンバータの双方のトランジスタは、MMICまたはRFICプロセスによる製造に適している必要がある。本発明にかかる決定的な要因は、ゲートドライバ回路および/またはDC/DCコンバータのトランジスタが、MMICまたはRFIC製造プロセスで製造可能であり、かつ、MMICまたはRFICチップに集積可能であことである。
【００３７】
従って、ゲートドライバ回路は、トランジスタがMMICプロセス（モノリシックマイクロ波集積回路）またはRFICプロセス（高周波集積回路）による製造に適したトランジスタの形態をとるように設計可能である。さらに、ゲートドライバ回路のトランジスタがMMICチップまたはRFICチップに集積されるように設計可能である。
【００３８】
図4のDC/DCコンバータは一つのトランジスタを備える。しかし、他のDC/DCコンバータの構成は、例えば幾つかのトランジスタの合体を使用することが可能である。その一つの例は、各端子が接続され、かつ、共通のゲート端子にスイッチング電圧を入力する並列の二つのトランジスタを使用することである。この構成は、より高電力を負荷に出力する場合に好ましい。
【００３９】
図4の実施例は、部品としてインダクタ、ダイオード、キャパシタを備える。これら部品は、さらなる部品の回路網を備え、これら部品の特性は、安定した出力電圧を最適化するように選択される。この所望の機能は、部品の他の組み合わせによっても実現される。部品は、所望の機能を達成するのであれば、能動または受動の任意の種類の電子部品でよい。DC/DCコンバータのさらなる部品の回路網の少なくとも一つの部品は、MMICチップまたはRFICチップに集積される。
【００４０】
本発明は、上述したように、電力変換装置をさらに提供し、電力変換装置は、上述したゲートドライバ回路とDC/DCコンバータを備える。ゲートドライバ回路は、DC/DCコンバータにスイッチング電圧を供給するように構成される。
【００４１】
電力変換装置のゲートドライバ回路とDC/DCコンバータの双方は、少なくとも一つのトランジスタ(301、302、303、401)と、少なくとも一つのさらなる部品(315、321、404、407、409)を備える。DC/DCコンバータは、入力電圧Vinを出力電圧Voutに変換し、Voutを第三の負荷411に供給するように構成される。前記トランジスタは、MMICプロセスまたはRFICプロセスによる製造に適したトランジスタの形態をとる。トランジスタ(301、302、303、401)は、ゲートドライバ回路およびDC/DCコンバータの双方で使用されるように設計される。さらに、ゲートドライバ回路およびDC/DCコンバータのトランジスタ(301、302、303、401)は、MMICチップまたはRFICチップに集積されるように設計される。
【００４２】
本発明は、通常、1GHzまでの、および、1GHz超のスイッチング周波数で実現可能である。
【００４３】
本発明は、上記の実施例に限定されず、添付する請求項の範囲内で自由に変化してもよい。図面に関する記載はMMICだけを示すが、図面に示したものと同じ回路設計はRFICに対しても有効である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１Ａ】従来技術のDC/DCコンバータを概略的に示す図、
【図１Ｂ】相補型トランジスタに関して、ゲート電圧の関数としてドレイン電流を示す図、
【図２】変圧器の使用に基づく、別の従来技術のDC/DCコンバータを概略的に示す図、
【図３】本発明のゲートドライバ回路を概略的に示す図、
【図４】図3に従うゲートドライバ回路とともに使用するのに適したDC/DCコンバータを概略的に示す図である。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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