(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナに到来する受信波を復調すべき復調手段の入力に前記アンテナの給電路の往路および復路を介して至る第一の区間を介して前記復調手段に入力され、かつ前記受信波の代替となる第一の信号の前記第一の区間における移相量を計測する第一の移相量計測手段と、
前記給電路の一端から前記給電路を介することなく前記復調手段の入力に至る第二の区間を介して前記復調手段に入力され、かつ前記受信波の代替となる第二の信号の前記第二の区間における移相量を求める第二の移相量計測手段と、
前記第一の信号の移相量と前記第二の信号の移相量との平均値に亘って、前記アンテナから前記給電路を介して前記復調手段の入力に至る区間を介して前記復調手段で出力される受信波の位相を補償する位相補償手段と
を備えたことを特徴とする給電路特性補償装置。
【請求項２】
請求項１に記載の給電路特性補償装置において、
前記第一の信号と前記第二の信号との内、一方の信号の周波数を可変し、前記周波数に応じた前記一方の信号の移相量の実測値から、前記一方の信号の移相量を示す前記周波数の一次式を予測する移相量予測手段を備え、
前記第一の移相量計測手段または前記第二の移相量計測手段は、
前記受信波の所望の周波数に対する前記一次式の値として、前記一方の信号の移相量を求める
ことを特徴とする給電路特性補償装置。
【請求項３】
請求項１に記載の給電路特性補償装置において、
前記第一の信号と前記第二の信号との内、一方の信号の周波数を可変し、前記周波数に応じた前記一方の信号の移相量の実測値から、前記一方の信号の移相量を示す前記周波数の一次式を予測する移相量予測手段と、
前記周波数に対する前記一次式の値とπ倍の整数との和の前記周波数に対する変化率が最小となる値として前記整数を求める不確定性排除手段とを備え、
前記第一の移相量計測手段または前記第二の移相量計測手段は、
前記アンテナに到来すべき受信波の所望の周波数に対する前記一次式の値と、前記不確定性排除手段によって求められた整数のπ倍の値との和として、前記一方の信号の移相量を求める
ことを特徴とする給電路特性補償装置。
【請求項４】
請求項３に記載の給電路特性補償装置において、
前記不確定性排除手段は、
前記一次式の切片ｂに対する値（＝−ｂ／π）として前記整数を求める
ことを特徴とする給電路特性補償装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の給電路特性補償装置において、
前記第一の移相量計測手段は、
外部から与えられる契機に前記第一の信号の移相量を求め、
前記第二の移相量計測手段は、
前記契機に前記第二の信号の移相量を求める
ことを特徴とする給電路特性補償装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のアンテナに到来した受信波に、これらのアンテナの給電路毎の長さや特性の相違によって生じる位相の誤差の補償を施す給電路特性補償装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、多様な測位系や測距系は、高度に進展した無線工学および情報処理技術が有機的に組み合わせられることにより実現されている。
【０００３】
このような測位系や測距系では、所望の測位や測距に供される複数のアンテナに個別に到来した受信波は、これらのアンテナの給電点にそれぞれ接続された給電路毎に予め実測された一定の値（例えば、単位長さ当たりの移相量と実測された長さとの積）に亘って、位相の補償が施されている。
【０００４】
なお、本発明に関連する先行技術としては、後述する特許文献１ないし特許文献４がある。
(1) 「無線通信に使用する帯域と同一又はそれに近似した帯域のキャリブレーション信号を受信キャリア周波数で送信するキャリブレーション信号送信手段と、前記キャリブレーション信号の信号レベルを変化させる調整手段と、信号レベル変化後のキャリブレーション信号をアレーアンテナに対応して設けられた複数の無線受信部へ伝送する伝送手段と、前記無線受信部から出力される受信キャリブレーション信号を用いて前記調整手段が変化させたキャリブレーション信号の信号レベルごとに前記無線受信部の遅延特性及び振幅特性の少なくとも一方を検出する検出手段とを備える」ことにより、「ＴＤＭＡ伝送における無線部の遅延特性、及び振幅特性の検出において、実際の通信に使用する変調信号と同一帯域、又はそれに近い帯域を有する信号をキャリブレーション信号として使用し、各無線受信部からの出力信号を相関検出した相関出力を検出することにより、無線受信部、及び無線送信部の正確な遅延特性及び振幅特性を測定することができる」点に特徴があるキャリブレーション装置…特許文献１
【０００５】
(2) 「物理的なおよび／または環境の影響を受ける限定経路信号伝達デバイスに関する特性を決定するための装置であって、物理的なおよび／または環境の影響を受ける、１つの主要な限定経路信号伝達デバイスと、同様に物理的なおよび／または環境の影響を受ける、複数の他の、限定経路信号伝達デバイスと、前記の主要な限定経路信号伝達デバイスと前記の複数の他の限定経路信号伝達デバイスを接続して、前記デバイスの対を形成するための手段と、前記デバイスの前記対を通して伝達される信号を比較して、前記主要な限定経路信号伝達デバイスに関する特性を自動的に決定するための手段とを含む」ことにより、「物理的なまたは環境の影響による電気デバイスの変化を補正するために”３ケーブル法”を用いてデバイスにたいする補正係数を自動的に決定する」点に特徴がある限定経路信号伝達デバイスの特性決定装置…特許文献２
【０００６】
(3) 「マルチビームを合成するするマルチビーム合成回路と、前記マルチビーム合成回路のそれぞれの出力側に接続された複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナと、前記マルチビーム合成回路の出力と一つの前記アンテナ素子との間に設けられた校正信号を入力する校正信号結合部と、前記マルチビーム合成回路のそれぞれの入力側に前記複数のアンテナ素子に対応して設けられた高周波信号をベースバンド信号に変換する複数の受信系統と、校正信号発生器と、校正量算出器とを有し、前記校正信号発生器は、校正信号出力を前記校正信号結合部に印加し、前記マルチビーム合成回路は、入力された校正信号を前記受信系統に同時に供給し、前記校正量算出器は、前記受信系統により変換された校正信号のベースバンド信号から、前記受信系統毎に校正量を算出し、前記受信系統に対して校正を行う」ことにより、「個体差に基づく校正信号への影響を無くし、信頼性の高い校正を実現する」点に特徴があるアダプティブアレーアンテナ…特許文献３
【０００７】
(4)「複数個の素子アンテナ、これら素子アンテナに対応するディジタル形の移相器、上記各移相器に電力分配する電力分配合成回路、上記移相器を制御する移相器制御装置、上記移相器制御装置に送るための量子化されたビーム走査用位相を計算することにおいて所望の細かさでビーム走査を行うのに必要な計算精度を持たないビーム制御計算機からなるアンテナ装置において、上記電力分配合成回路から各素子アンテナまでの電気長の差による理想波面からのずれを補正する移相量をビーム制御計算機と同じ計算精度で量子化した位相データと、不足している計算精度を補うランダムな位相データを保持し、それぞれの位相データを上記ビーム制御計算機から送られるビーム走査用位相に加える」ことにより、
「ビーム制御計算機又はモジュール内位相演算回路の計算精度で実現できる以上の細かさのビーム走査特性を持つ」点に特徴があるフェーズドアレーアンテナ装置…特許文献４
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３５１９２７６号公報
【特許文献２】特開平６−６６８６５号公報
【特許文献３】特許第３５０２３４８号公報
【特許文献４】特許第３１７０９２１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、上述した従来例では、個々の給電路の移相量や特性は、敷設されている環境の温度その他の条件に応じて変化し、特に、航空機に搭載されたアンテナの給電路については、高度に応じて広範にかつ急激に変化し得る。
【００１０】
したがって、航空機に搭載された複数のアンテナに到来する受信波の位相に基づいて行われる方位や位置の標定には、状況に応じて大きく変動する誤差が付帯する場合があった。
【００１１】
本発明は、受信波を復調する受信系と給電路との特性の偏差や変動に起因する誤差を柔軟に、かつ安定に補償できる給電路特性補償装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１に記載の発明では、第一の移相量計測手段は、アンテナに到来する受信波を復調すべき復調手段の入力に前記アンテナの給電路の往路および復路を介して至る第一の区間を介して前記復調手段に入力され、かつ前記受信波の代替となる第一の信号の前記第一の区間における移相量を計測する。第二の移相量計測手段は、前記給電路の一端から前記給電路を介することなく前記復調手段の入力に至る第二の区間を介して前記復調手段に入力され、かつ前記受信波の代替となる第二の信号の前記第二の区間における移相量を求める。位相補償手段は、前記第一の信号の移相量と前記第二の信号の移相量との平均値に亘って、前記アンテナから前記給電路を介して前記復調手段の入力に至る区間を介して前記復調手段で出力される受信波の位相を補償する。
【００１３】
すなわち、復調手段に入力される受信波の位相は、その受信波の復調処理に先行して、アンテナから給電路を介してその復調手段の出力に至る区間の移相量に亘って補正される。
【００１４】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の給電路特性補償装置において、移相量予測手段は、前記第一の信号と前記第二の信号との内、一方の信号の周波数を可変し、前記周波数に応じた前記一方の信号の移相量の実測値から、前記一方の信号の移相量を示す前記周波数の一次式を予測する。前記第一の移相量計測手段または前記第二の移相量計測手段は、前記受信波の所望の周波数に対する前記一次式の値として、前記一方の信号の移相量を求める。
【００１５】
すなわち、第一の信号と第二の信号との内、一方の信号の移相量は、給電路の一端からその給電路を往復して復調手段の入力に至る区間において上記第一の信号の信号源との結合が生じる状態であっても、所望の周波数に適した値として精度よく求められる。
【００１６】
請求項３に記載の発明では、請求項１に記載の給電路特性補償装置において、移相量予測手段は、前記第一の信号と前記第二の信号との内、一方の信号の周波数を可変し、前記周波数に応じた前記一方の信号の移相量の実測値から、前記一方の信号の移相量を示す前記周波数の一次式を予測する。不確定性排除手段は、前記周波数に対する前記一次式の値とπ倍の整数との和の前記周波数に対する変化率が最小となる値として前記整数を求める。前記第一の移相量計測手段または前記第二の移相量計測手段は、前記アンテナに到来すべき受信波の所望の周波数に対する前記一次式の値と、前記不確定性排除手段によって求められた整数のπ倍の値との和として、前記一方の信号の移相量を求める。
【００１７】
すなわち、第一の信号と第二の信号との内、一方の信号の移相量は、給電路の電気長が受信波の半波長より長いことに起因する誤差が排除されて求められる。
【００１８】
請求項４に記載の発明では、請求項３に記載の給電路特性補償装置において、前記不確定性排除手段は、前記一次式の切片ｂに対する値（＝−ｂ／π）として前記整数を求める。
【００１９】
すなわち、第一の信号または第二の信号の移相量は、給電路の電気長が受信波の半波長より長いことに起因する誤差が効率的に排除されて求められる。
【００２０】
請求項５に記載の発明では、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の給電路特性補償装置において、前記第一の移相量計測手段は、外部から与えられる契機に前記第一の信号の移相量を求める。前記第二の移相量計測手段は、前記契機に前記第二の信号の移相量を求める。
【００２１】
すなわち、アンテナに到来した受信波の位相の誤差は、給電路や復調手段の特性の変化等の契機に応じて求められた第一および第二の信号の移相量に基づいて補償される。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、アンテナの給電点から給電路を介して復調手段に至る区間の移相量が温度その他の要因によって変化した場合であっても、復調処理の対象となる受信波の位相は、第一の移相量計測手段および第二の移相量計測手段が稼働する頻度が高いほど、安定に精度よく維持される。
【００２３】
また、本発明によれば、アンテナに到来した受信波は、給電路の一端からその給電路を往復して復調手段の入力に至る区間の構成や特性によって制約されることなく、位相の誤差が精度よく安定に補償されて復調手段に引き渡される。
【００２４】
さらに、本発明によれば、アンテナに到来した受信波は、給電路の長さの如何にかかわらず、位相の誤差が精度よく高速にかつ安定に補償されて復調手段に引き渡される。
【００２５】
また、本発明によれば、給電路の敷設だけではなく、復調手段の実装および配置にかかわる制約の大幅な緩和が可能となり、しかも、受信波の位相の誤差が精度よく安定に補償される。
【００２６】
したがって、本発明が適用された無線装置やシステムは、装備および環境にかかわる多様な条件に対する柔軟な適合が可能となり、かつ性能および総合的な信頼性が高められると共に、安定に維持される。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第一の実施形態を示す図である。
【図２】本発明の第一の実施形態におけるプロセッサの動作フローチャートである。
【図３】本発明の第二の実施形態を示す図である。
【図４】本発明の第二の実施形態におけるプロセッサの動作フローチャートである。
【００２８】
【図５】校正信号の周波数の変化に応じて変化する同軸ケーブルの移相量を示す図である。
【図６】跳躍是正処理の結果として得られた移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋを示す図である。
【図７】周波数の変化に対する直線性を利用して得られた同軸ケーブルの移相量を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
〔第一の実施形態〕
図１は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
図において、アンテナ１１-1〜１１-Nの給電点は同軸リレー１２-1〜１２-Nのブレーク接点にそれぞれ接続され、これらの同軸リレー１２-1〜１２-Nのメーク接点は接地される。さらに、同軸リレー１２-1〜１２-Nの共通接点は、上記アンテナ１１-1〜１１-Nの給電路にそれぞれ該当する同軸ケーブル１３-1〜１３-Nの一端に接続される。これらの同軸ケーブル１３-1〜１３-Nの他端は標定装置３０の対応する入力に接続され、その標定装置３０の出力には、例えば、所望の目標の方位や位置を示す標定結果が得られる。
【００３０】
標定装置３０は、以下の要素で構成される。
(1) 同軸ケーブル１３-1〜１３-Nの他端に接続され、かつ最終段から所定の信号（例えば、後述するベースバンド信号Ｂ１〜ＢＮ）をそれぞれ出力する受信機４０-1〜４０-N
【００３１】
(2) 受信機４０-1〜４０-Nがそれぞれ２つずつ有する校正用入力端子にそれぞれ接続された出力を有する校正信号生成部３１
【００３２】
(3) 以下に列記するポートを有するプロセッサ３２
a) 同軸リレー１２-1〜１２-Nの制御入力にそれぞれ接続された出力ポート
b) 受信機４０-1〜４０-Nによって出力される複数N対の直交復調信号(Ｉ♯１,Ｑ♯１)〜(Ｉ♯Ｎ,Ｑ♯Ｎ)がそれぞれ入力されるアナログポート
【００３３】
c) 標定装置３０の中枢部（図示されない。）または外部に後述する「校正情報」を引き渡す出力ポート
d) 上記中枢部または外部から後述する「タイミング情報」を取り込むための入力ポート
e) 校正信号生成部３１の制御入力に接続された出力ポート
【００３４】
受信機４０-1は、以下の要素で構成される。
(1) 同軸ケーブル１３-1の他端に接続された第一の端子と、校正信号生成部３１の対応する出力に接続された第二および第三の端子とを有する分岐器４１-1
【００３５】
(2) 分岐器４１-1の第四の端子に接続され、その分岐器４１-1の後段として既述の直交復調信号(Ｉ♯１,Ｑ♯１)を出力する直交復調器４２-1
【００３６】
なお、受信機４０-2〜４０-Nの構成については、受信機４０-1の構成と同じであるので、図１では、添え番号「１」に代わる「２」〜「N」を付与して示し、ここでは、その説明を省略する。
【００３７】
図２は、本発明の第一の実施形態におけるプロセッサの動作フローチャートである。
以下、図１および図２を参照して本実施形態の動作を説明する。
【００３８】
校正信号生成部３１は、通常の状態では、プロセッサ３２によって稼働が規制され、分岐器４１-1〜４１-Nの第二および第三の端子に接続されている何れの出力にも後述する「校正信号」を出力しない。
【００３９】
プロセッサ３２は、標定装置３０の中枢部または外部から与えられる「タイミング情報」に同期して、以下の処理（以下、「校正処理」という。）を起動する。
【００４０】
なお、以下では、アンテナ１１-1〜１１-Nの全てに関してプロセッサ３２が個別に一括して行う処理と、これらのアンテナ１１-1〜１１-Nに個別に対応したブランチ（符号「１３」が付与された同軸ケーブル、符号「４０」が付与された受信機およびその構成要素で構成される。）の何れにも同様に当てはまる事項とに関しては、関連する構成要素の符号の添え番号「１」〜「N」として、これらの添え番号「１」〜「N」の何れにも該当し得ることを意味する添え文字「ｋ」（１≦ｋ≦Ｎ）を用いて記述する。
【００４１】
［校正処理］
プロセッサ３２は、同軸リレー１２-kの共通接点をメーク接点に接続することにより、同軸ケーブル１３-kの一端を接地し（図２ステップＳ１）、さらに、
校正信号生成部３１の稼働の規制を解除する（図２ステップＳ２）。
【００４２】
校正信号生成部３１は、稼働を開始し、予め決められた（あるいはプロセッサ３２によって指示された）レベルや周波数の信号であって、アンテナ１１-kを介して受信されるべき受信波の代替となる無線周波信号（以下、「校正信号」という。）を生成する。
【００４３】
校正信号は、図１に一点鎖線の矢印で示すように、分岐器４１-kを介して同軸ケーブル１３-kの他端に引き渡され、その同軸ケーブル１３-kの一端では、その一端が同軸リレー１２-kによって接地されているため、反射する。
【００４４】
このようにして反射した校正信号は、同軸ケーブル１３-k上を逆方向に伝搬し、分岐器４１を介して直交復調器４２-kに「校正信号Ｓｃ１，♯ｋ」として入力される。
【００４５】
直交復調器４２-kは、その校正信号Ｓｃ１，♯ｋを直交復調することにより、互いに直交する復調信号(Ｉｃ１，♯ｋ、Ｑｃ１，♯ｋ)を出力する。ここに、下付け文字「ｃ１」は、「同軸ケーブル１３-kを往復し、さらに、分岐器４１-kを介して直交復調器４２-kに入力された校正信号Ｓｃ１，♯ｋの直交復調により得られた」ことを意味する。さらに、下付け文字「♯ｋ」は、直交復調器４２-kによって生成されたことを意味する。
【００４６】
プロセッサ３２は、このようにして得られた復調信号(Ｉｃ１，♯ｋ，Ｑｃ１，♯ｋ)と、直交復調器４２-1〜４２-Nの内、例えば、特定の直交復調器４２-N（任意の１つの直交復調器として選択される。）によって同様に生成された復調信号(Ｉｃ１，♯N，Ｑｃ１，♯N)との瞬時値の列に対して下式で示される（複素）演算を行うことによって、直交復調器４２-Nに入力される校正信号Ｓｃ１，♯Nに対する校正信号Ｓｃ１，♯ｋの相対的な位相差Δφｃ１，♯ｋを算出する（図２ステップＳ３）。
【００４７】
【数１】
0005525203.tif 000002
【００４８】
また、プロセッサ３２は、分岐器４１-kの第二の端子に代えてその第三の端子に既述の校正信号を供給する。ここに、このような校正信号の位相は、分岐器４１-kの第二の端子に供給される校正信号の位相と同じである。分岐器４１-kは、その校正信号を「校正信号Ｓｃ２，♯ｋ」として直交復調器４２-kに引き渡す。
【００４９】
直交復調器４２-kは、このような校正信号Ｓｃ２，♯ｋを直交復調することにより、互いに直交する復調信号(Ｉｃ２，♯ｋ、Ｑｃ２，♯ｋ)を出力する。ここに、下付け文字「ｃ２」は、「同軸ケーブル１３-kを往復することなく、分岐器４１-kを介して直交復調器４２-kに入力された校正信号Ｓｃ２，♯ｋの直交復調により得られた」ことを意味する。さらに、下付け文字「♯ｋ」は、直交復調器４２-kによって生成されたことを意味する。
【００５０】
プロセッサ３２は、このようにして得られた復調信号(Ｉｃ２，♯ｋ，Ｑｃ２，♯ｋ)と、直交復調器４２-1〜４２-Nの内、既述の特定の直交復調器４２-Nによって同様に生成された復調信号(Ｉｃ２，♯N，Ｑｃ２，♯N)との瞬時値の列に対して下式で示される（複素）演算を行うことによって、直交復調器４２-Nに入力される校正信号Ｓｃ２，♯Ｎに対する校正信号Ｓｃ２，♯ｋの相対的な位相差Δφｃ２，♯ｋを算出する（図２ステップＳ４）。
【００５１】
【数２】
0005525203.tif 000003
【００５２】
ところで、上記位相差Δφｃ１，♯ｋ、Δφｃ２，♯ｋ
は、図１に示す構成の下では、同軸ケーブル１３-kの両端間における片道当たりの移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋと、受信機４０-k（分岐器４１-kの入力端から直交復調器４２-kの出力端に至る区間）における移相量ΔφＳＰＲＳ，♯ｋとに対して、それぞれ下式で表すことができる。
【００５３】
【数３】
0005525203.tif 000004
【００５４】
プロセッサ３２は、上式(ａ)〜(ｄ)の下で成立する下式の算術演算を行うことにより、同軸ケーブル１３-kおよび受信機４０-k（分岐器４１-kの入力端から直交復調器４２-kの出力端に至る区間）における総合的な移相量Δφｃ，♯ｋを算出する（図２ステップＳ５）。
【００５５】
【数４】
0005525203.tif 000005
【００５６】
さらに、プロセッサ３２は、以下の処理を行う。
(1) 上述したように算出された移相量Δφｃ，♯ｋ（k＝１〜N）を既述の校正情報として標定装置３０（または外部）に引き渡す（図２ステップＳ６）。
(2) 校正信号生成部３１の稼働を規制する（図２ステップＳ７）。
(3) プロセッサ３２は、同軸リレー１２-kの共通接点をその同軸リレー１２-kのブレーク接点に接続する（図２ステップＳ８）。したがって、同軸ケーブル１３-kの一端は、アンテナ１１-kで正規に終端される。
【００５７】
このような状態では、アンテナ１１-k（k＝１〜N）に到来した受信波は、同軸リレー１２-k（k＝１〜N）および同軸ケーブル１３-k（k＝１〜N）を介して受信機４０-k（k＝１〜N）に引き渡される。
【００５８】
受信機４０-k（k＝１〜N）は、このようにして引き渡された受信波に直交復調その他の処理を施すことにより、ベースバンド信号Ｂｋ
（k＝１〜N）をそれぞれ生成する。
標定装置３０は、これらのベースバンド信号Ｂ１〜ＢＮの位相をそれぞれ既述のΔφｃ，♯ｋ（k＝１〜N）に亘ってベースバンド領域で差し引いた後、上記受信波の送信源であるソノブイ等の方位や位置の標定を行う。なお、このような標定を実現する処理は、例えば、プロセッサ３２によって行われてもよく、あるいは図示されない他のプロセッサとの機能分散や負荷分散の下で行われてもよい。
【００５９】
すなわち、本実施形態によれば、同軸ケーブル１３-1〜１３-Nの移相量その他の特性と、受信機４０-1〜４０-Nの特性との何れについても、偏差があったり、温度等の要因による変動が生じる場合であっても、アンテナ１１-1〜１１-Nに到来した受信波の位相（差）が精度よく安定に求められ、これらの位相（差）に基づく方位や位置の標定の精度が高められ、かつ安定に維持される。
【００６０】
なお、本実施形態では、分岐器４１-1〜４１-Nの構成は、図１に点線の細線と、一点鎖線の細線とで示すように、校正信号の２通りの経路が形成されるならば、例えば、複数のサーキュレータや方向性結合器の組み合わせその他の如何なる構成であってもよい。
【００６１】
また、本実施形態では、分岐器４１-1〜４１-Nは受動素子として構成されなくてもよく、例えば、これらの分岐器４１-1〜４１-Nの各端子間における結合度がプロセッサ３２の主導の下で適宜切り替えられることによって、同軸リレー１３-1〜１３-Nの内部またはアンテナ１１-1〜１１-Nの給電点で生じる反射に起因する誤差の圧縮が図られてもよい。
【００６２】
〔第二の実施形態〕
図３は、本発明の第二の実施形態を示す図である。
本実施形態と既述の第一の実施形態との構成の相違点は、受信機４０-1〜４０-Nに代えて受信機４０Ａ-1〜４０Ａ-Nが備えられ、これらの受信機４０Ａ-1〜４０Ａ-Nには、分岐器４１-1〜４１-Nに代えてカプラ４３-1〜４３-Nが備えられた点にある。
【００６３】
図４は、本発明の第二の実施形態におけるプロセッサの動作フローチャートである。
以下、図３および図４を参照して本実施形態の動作を説明する。
【００６４】
本実施形態と既述の第一の実施形態との相違点は、既述の第一の実施形態との対比においては、既述の校正情報として標定装置３０に引き渡される移相量Δφｃ，♯ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）を算出するためにプロセッサ３２によって行われる処理の手順にある。
【００６５】
以下、このような移相量Δφｃ，♯ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）が算出される処理の原理について説明する。
【００６６】
［本実施形態の原理］
同軸ケーブル１３-kの両端における片道当たりの移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋ
は、既述の式（ｃ）、（ｄ）より下式で表すことができる。
【００６７】
【数５】
0005525203.tif 000006
【００６８】
上式で示される移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋ
は、校正信号Ｓｃ１，♯ｋ、Ｓｃ２，♯ｋの周波数ｆが昇順にｆ１〜ｆｎと変化すると、例えば、図５に示すように、不連続に跳躍する値の列となる可能性がある。
【００６９】
しかし、このような移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋの跳躍は、一般に、その移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋ
に、例えば、整数Ｉ（≧０）に比例した補正値（＝π・Ｉ）を加えることにより、図６に示すように、下記の最大値max1、max2（≧０）と所定のマージン（≧０）との和（以下、「最大跳躍移相量Δφmax」という。）以下（例えば、０．５πラジアン以下）に圧縮可能である。
【００７０】
(a) 校正信号Ｓｃ１，♯ｋ、Ｓｃ２，♯ｋの周波数ｆ（＝ｆ１〜ｆｎ）の変化（ここでは、離散的に変化すると仮定する。）に応じた同軸ケーブル１３-kの移相量の変化の最大値max1
(b) 同様の周波数ｆの変化に応じたカプラ４３-kの移相量の変化の最大値max2
【００７１】
なお、以下では、上述したように移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋの跳躍の幅が圧縮される処理については、「跳躍是正処理」と称する。
また、このような跳躍是正処理の結果として得られた同軸ケーブル１３-kの移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋ
は、一般に、校正信号Ｓｃ１，♯ｋ、Ｓｃ２，♯ｋの周波数ｆ（＝ｆ１〜ｆｎ）の変化に対して、図５の点線部および図７に示すように直線的に変化する。
【００７２】
したがって、このような周波数ｆｉ (ｉ＝１〜ｎ)に応じて変化する移相量ΔφＣＡＢＬＥ,♯ｋ,ｉ は下式（ｇ）に示す一次式で与えられ、かつ同式（ｇ）の右辺にある勾配ａ♯ｋおよび切片ｂ♯ｋは最小二乗法の下で下式（ｈ）、（ｉ）で与えられる。なお、以下では、このようにして移相量ΔφＣＡＢＬＥ,♯ｋ,ｉを周波数ｆｉの一次式として推定する処理については、「直線推定処理」という。
【００７３】
【数６】
0005525203.tif 000007
【００７４】
さらに、上式で示される移相量ΔφＣＡＢＬＥ,♯ｋ,ｉには、一般に、同軸ケーブル１３-kの長さに応じて生じる「πラジアンの整数ｍ♯ｋ倍の誤差」が付帯し得る。以下、このような整数ｍ♯ｋについては、「アンビギュイティ数ｍ♯ｋ」と称する。
【００７５】
しかし、このようなアンビギュイティ数ｍ♯ｋは以下の通りに算出可能であり、そのアンビギュイティ数ｍ♯ｋに応じた誤差の補償が可能である。
【００７６】
同軸ケーブル１３-kの長さΔＬ♯ｋは上記周波数ｆｉ
(ｉ＝１〜ｎ)の如何にかかわらず一定であるので、このような長さΔＬ♯ｋ
と上記ΔφＣＡＢＬＥ,♯ｋ,ｉ との間には、周波数ｆｉ の校正信号の波長λｉ(＝ｃ／ｆｉ)と、２πラジアンの移相量を示す数「２π」と、πラジアンの移相量を示す「π」とに対して、下式が成立する。
【００７７】
【数７】
0005525203.tif 000008
【００７８】
また、アンビギュイティ数ｍ♯ｋは、一般に、波長λｉ
に対する上式の左辺の値（＝２πΔＬ♯ｋ）の変化率が最小となる整数ｍ♯ｋとして求めることが可能である。なお、以下では、このような整数ｍ♯ｋを算出する処理については、「アンビギュイティ特定処理」と称する。
【００７９】
したがって、同軸ケーブル１３-kの移相量の真の値ΔΦＣＡＢＬＥ,♯ｋは、上式（ｇ）の右辺と、上記整数ｍ♯ｋと、πラジアンの移相量を意味する「π」とに対して、下式で与えられる。
【００８０】
【数８】
0005525203.tif 000009
また、同軸ケーブル１３-kおよび受信機４０Ａ-k（カプラ４３-kの入力端から直交復調器４２-kの出力端に至る区間）における総合的な移相量Δφｃ，♯ｋは、既述の式（ｄ）、（ｅ）および上式（ｋ）より下式で与えられる。
【００８１】
【数９】
0005525203.tif 000010
【００８２】
［本実施形態の動作］
プロセッサ３２は、以下の手順に基づいて、標定装置３０に引き渡されるべき校正情報である移相量Δφｃ，♯ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）を算出する。なお、以下では、このような移相量Δφｃ，♯ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）の算出のために参照される演算対象および各部の連係については、第一の実施形態および既述の原理として既述の通りであるので、ここでは説明を省略する。
【００８３】
(1) 校正信号生成部３１によって生成される校正信号の周波数ｆｉ
(ｉ＝１〜ｎ)を順次可変しつつ、同軸ケーブル１３-k（ｋ＝１〜Ｎ）の全てについて、式（ｆ）で示される移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋを個々の周波数ｆｉ
の校正信号毎に算出する（図４ステップＳ１）。
【００８４】
(2) このようにして得られた移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋの列（ｋ＝１〜Ｎ）について、それぞれ既述の跳躍是正処理を施し、個々の移相量の跳躍の幅を(π／２)ラジアン以下に圧縮する（図４ステップＳ２）。
【００８５】
(3) 跳躍是正処理の結果として得られた移相量ΔφＣＡＢＬＥ，♯ｋの列（ｋ＝１〜Ｎ）に基づいて既述の直線推定処理を行い、周波数ｆｉ
(ｉ＝１〜ｎ)に対して上式（ｊ）の右辺の第１項を示す値の列を得る（図４ステップＳ３）。
【００８６】
(4) 既述のアンビギュイティ特定処理を行うことにより、同軸ケーブル１３-k（ｋ＝１〜Ｎ）の全てのアンビギュイティ数（整数）ｍ♯ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）を求める（図４ステップＳ４）。
【００８７】
(5) 以上の処理の結果を上式（ｋ）に適用することにより、同軸ケーブル１３-kおよび受信機４０-k（カプラ４３-kの入力端から直交復調器４２-kの出力端に至る区間）における総合的な移相量Δφｃ，♯ｋ（ｋ＝１〜Ｎ）を算出する（図４ステップＳ５）。
【００８８】
このように本実施形態によれば、カプラ４３-k（ｋ＝１〜Ｎ）の内部における結合度と、同軸リレー１２-kの内部におけるアイソレーションとに大きな偏差が伴い、あるいはこれらが温度その他の環境条件に応じて大幅に変動する場合であっても、アンテナ１１-k（ｋ＝１〜Ｎ）の給電点から直交復調器４２-k（ｋ＝１〜Ｎ）にそれぞれ至る区間の移相量の差が精度よく安定に補償される。
【００８９】
したがって、本実施形態が適用された無線航法系、測距系および測位系の何れでも、アンテナ１１-1〜１１-Nの配置や環境条件によって制約されることなく性能や精度が高められ、かつ安定に維持される。
【００９０】
本実施形態では、既述の跳躍是正処理は、下式で示される簡便な算術演算により整数ｍ♯ｋを求める処理で代替可能である。
【００９１】
【数１０】
0005525203.tif 000011
【００９２】
なお、上式は、以下のように導出可能である。
(1) 同軸ケーブル１３-kの移相量の真の値ΔΦＣＡＢＬＥ,♯ｋ
は、既述の位相差Δφｃ１，♯ｋ、Δφｃ２，♯ｋ
および整数ｍ♯ｋに併せて、１８０度を弧度法で示す「π」が式（ｆ）に導入された下式で示される。
【数１１】
0005525203.tif 000012
【００９３】
(2) 上式は、その右辺の分子の第一項および第二項（＝Δφｃ１，♯ｋ−Δφｃ２，♯ｋ）が式（ｆ）に示すようにΔφCABLE，♯ｋ
に等しいので、下記の通りに変形可能である。
【数１２】
0005525203.tif 000013
【００９４】
(3) また、上式の左辺（＝ΔΦＣＡＢＬＥ,♯ｋ）は、同軸ケーブル１３-kの長さΔＬ♯ｋ、周波数ｆｉ の校正信号の波長λｉに対して下式で与えられる。
【数１３】
0005525203.tif 000014
【００９５】
(4) したがって、上式（ｐ）は、下記の通りに変形可能である。
【数１４】
0005525203.tif 000015
【００９６】
(5) さらに、上式（ｒ）は、式（ｑ）の左辺（＝ΔΦＣＡＢＬＥ,♯ｋ）が既述の式（ｇ）で表されるので、下記の通りに変形可能である。
【数１５】
0005525203.tif 000016
【００９７】
(6) 上式（ｓ）は、既述の校正信号Ｓｃ１，♯ｋに代わってアンテナ１１-1〜１１-Nに到来すべき受信波の速度Ｃと、その受信波の波長λｉ
に対して一般に成立する式（ｆｉ＝ｃ／λｉ）を代入することにより、下記の通りに変形可能である。
【数１６】
0005525203.tif 000017
【００９８】
(7) さらに、上式（ｔ）は、同式（ｔ）の右辺（＝２πΔＬ♯ｋ−ａ♯ｋｃ）が一般に一定の値となるため、λｉ
が「０」以外である場合には、下式が成立することを意味する。
【数１７】
0005525203.tif 000018
【００９９】
(8) したがって、アンビギュイティ数ｍ♯ｋは、下式で与えられるように、既述の切片ｂ♯ｋが求められた時点で簡便に算出可能となる。
【数１８】
0005525203.tif 000019
【０１００】
なお、本実施形態では、最小二乗法に基づいて直線推定処理が行われている。
しかし、このような直線推定処理は、所望の精度が達成されるならば、既述の最小二乗法だけではなく、例えば、指数平滑法、移動平均法その他の如何なるアルゴリズムに基づいて行われてもよい。
【０１０１】
また、本実施形態では、標定装置３０の中枢部または外部から「タイミング情報」が与えられるきっかけは、例えば、アンテナ１１-1〜１１-Nの位置や姿勢、同軸ケーブル１３-1〜１３-Nが敷設されたスペースや空間における温度等の環境条件、標定装置３０の動作の形態その他の如何なる項目が変化する（もしくは変化すべき）時点、または予め設定された周期や頻度を与える時点の何れであってもよい。
【０１０２】
さらに、本実施形態では、同軸ケーブル１３-1〜１３-Nの電気長（移相量）と、これらの同軸ケーブル１３-1〜１３-Nにそれぞれ接続された受信機４０-1〜４０-Nの特性との偏差、相違および変動の何れかに起因する受信波の位相の誤差を軽減するために、本発明が適用されている。
【０１０３】
しかし、本発明は、１つのアンテナの給電路と、その給電路に縦続接続された受信機の特性の偏差および変動の何れを補正するためにも、適用可能である。
【０１０４】
また、本実施形態では、アンテナ１１-1〜１１-Nに到来し得る受信波の周波数帯において、同軸ケーブル１３-1〜１３-Nの既知の長さの範囲では既述の「πラジアンの整数ｍ♯ｋ倍の誤差」が生じないことが明らかである場合には、「アンビギュイティ特定処理」は、整数ｍ♯ｋを「０」と見なす処理で代替されてもよい。
【０１０５】
さらに、本実施形態では、既述の直線推定処理（「アンビギュイティ特定処理」が含まれてもよい。）は、校正信号Ｓｃ１，♯ｋ、Ｓｃ２，♯ｋの何れ一方のみに施されてもよい。
【０１０６】
また、本実施形態では、校正信号の周波数ｆｉ
は、アンテナ１１-1〜１１-Nに到来し得る受信波に割り付けられた無線チャネル毎の離散的な周波数に設定されている。
しかし、このような周波数ｆｉ は、アンテナ１１-1〜１１-Nに到来し得る受信波の周波数帯において、所望の精度で既述の処理が実現されるならば、如何なる周波数に設定されてもよい。
【０１０７】
さらに、上述した各実施形態では、同軸ケーブル１３-1〜１３-Nについては、長さや敷設の経路が異なってはいても公称の特性や仕様が共通であり、かつ受信機４０-1〜４０-Nの性能や特性もほぼ同じであることを前提として、本発明が適用されている。
しかし、本発明は、例えば、同軸ケーブル１３-1〜１３-Nの特性および仕様と、受信機４０-1〜４０-Nの性能および特性との何れかが基本的に異なる場合にも、同様に適用可能である。
【０１０８】
また、上述した各実施形態では、アンテナ１１-1〜１１-N（同軸ケーブル１３-1〜１３-N）に個別に対応する受信機４０-1〜４０-Nが備えられている。
しかし、本発明は、これらの受信機４０-1〜４０-Nに代えて１台の受信機が共用される場合であっても、同様に適用可能である。
【０１０９】
さらに、上述した各実施形態では、アンテナ１１-1〜１１-Nをそれぞれ含んで構成されるブランチの移相量の相違は、これらのアンテナ１１-1〜１１-Nの内、特定のアンテナ１１-Nに対応するブランチの移相量を基準として評価され、かつ補償されている。
しかし、本発明では、このような基準が何れのブランチの移相量も参照されることなく設定されてもよく、あるいは個々のブランチの移相量が絶対値で評価されてもよい。
【０１１０】
また、上述した各実施形態では、分岐器４１-kおよびカプラ４３-kは、所望の性能の確保が可能であるならば、３つまたは５つ以上の端子（ポート）を有する多様な分岐器で代替されてもよい。
【０１１１】
さらに、上述した各実施形態では、分岐器４１-k（カプラ４３-k）の第二の端子と第三の端子とに入力される更新信号の位相の差が既知である場合には、本発明は、その差を補正する処理を施すことにより同様に適用可能である。
【０１１２】
また、上述した各実施形態では、本発明は、無線航法に基づく測位や測距に供される複数のアンテナ１１-1〜１１-Nの給電系に適用されている。
しかし、本発明は、このような測位や測距を実現する装置に限定されず、所望の処理が施されるべき１つまたは複数の無線信号が個別のアンテナを介して与えられる多様な装置やシステムにも適用可能である。
【０１１３】
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
【０１１４】
以下、上記第一および第二の実施形態として開示された発明の内、本願の「特許請求の範囲」への記載が省略された発明の構成および作用効果を「特許請求の範囲」および「課題を解決するための手段」の欄の記載に準じた様式により列記する。
【０１１５】
［請求項６］
請求項３に記載の給電路特性補償装置において、
前記不確定性排除手段は、
前記周波数に対する前記変化率が所望の精度で一定であるときに、前記整数を「０」と見なす
ことを特徴とする給電路特性補償装置。
【０１１６】
このような構成の給電路特性補償装置では、請求項３に記載の給電路特性補償装置において、前記不確定性排除手段は、前記周波数に対する前記変化率が所望の精度で一定であるときに、前記整数を「０」と見なす。
【０１１７】
すなわち、給電路の電気長が受信波の半波長より大幅に短い場合には、不確定性排除手段によって行われる処理の簡略化が図られる。
したがって、精度が低下することなく、応答性が高められる。
【０１１８】
［請求項７］
請求項１ないし請求項６の何れか１項に記載され、かつ複数のアンテナに到来した受信波に、前記複数のアンテナの給電系の特性に応じて付帯する位相の誤差を個別に補償する複数の給電路特性補償装置と、
前記複数の給電路特性補償装置によって位相の誤差が個別に補償された複数の受信波に所定の処理を施す受信波処理手段と
を備えたことを特徴とする無線装置。
【０１１９】
このような構成の無線装置では、複数の給電路特性補償装置は、請求項１ないし請求項６の何れか１項に記載され、かつ複数のアンテナに到来した受信波に、前記複数のアンテナの給電系の特性に応じて付帯する位相の誤差を個別に補償する。受信波処理手段は、前記複数の給電路特性補償装置によって位相の誤差が個別に補償された複数の受信波に所定の処理を施す。
【０１２０】
すなわち、これらの複数の受信波に施される所定の処理は、その処理に適した複数のアンテナの配置や環境にかかわる制約によって阻まれることなく、安定に精度よく実現される。
したがって、本発明が適用された装置やシステムは、多様な分野に対して柔軟に適用可能となり、かつ総合的な信頼性および性能が安価に高められる。
【符号の説明】
【０１２１】
１１  アンテナ
１２  同軸リレー
１３  同軸ケーブル
３０  標定装置
３１  校正信号生成部
３２  プロセッサ
４０，４０Ａ  受信機
４１  分岐器
４２  直交復調器
４３  カプラ
【図１】
0005525203.tif 000020
【図２】
0005525203.tif 000021
【図３】
0005525203.tif 000022
【図４】
0005525203.tif 000023
【図５】
0005525203.tif 000024
【図６】
0005525203.tif 000025
【図７】
0005525203.tif 000026