(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源にリアクトルを直列に接続し、前記交流電源と前記リアクトルの直列回路両端にアノードを共通として互いに逆向きに接続された第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの直列回路両端にカソードを共通として互いに逆向きに接続された第３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点と前記第３のダイオードと前記第４のダイオードとの接続点の間に第１のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサ両端に負荷を接続したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のダイオードに並列に第１のスイッチ素子を接続し、前記第２のダイオードに並列に第２のスイッチ素子を接続し、前記第１のコンデンサに直列に第１の抵抗を挿入し、前記第１の抵抗両端の電圧が下降して所定の値になると信号を出力する検出回路を付加し、前記検出回路の出力する信号に同期して前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせ、かつ、前記交流電源の少なくても１交流周期の間はオン期間を一定に保つ発振制御回路を付加したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
交流電源にリアクトルを直列に接続し、前記交流電源と前記リアクトルの直列回路両端にアノードを共通として互いに逆向きに接続された第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの直列回路両端にカソードを共通として互いに逆向きに接続された第３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点と前記第３のダイオードと前記第４のダイオードとの接続点の間に第１のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサ両端に負荷を接続したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のダイオードに並列に第１のスイッチ素子を接続し、前記第２のダイオードに並列に第２のスイッチ素子を接続し、前記第１のスイッチ素子に並列に第２のコンデンサと第２の抵抗からなる直列回路を接続し、前記第２のスイッチ素子に並列に第３のコンデンサと第３の抵抗からなる直列回路を接続し、前記第２の抵抗両端の電圧かまたは前記第３の抵抗両端の電圧のいずれかが下降して所定の値になると信号を出力する検出回路を付加し、前記検出回路の出力する信号に同期して前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせ、かつ、前記交流電源の少なくても１交流周期の間はオン期間を一定に保つ発振制御回路を付加したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
交流電源にリアクトルを直列に接続し、前記交流電源と前記リアクトルの直列回路両端にアノードを共通として互いに逆向きに接続された第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの直列回路両端にカソードを共通として互いに逆向きに接続された第３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点と前記第３のダイオードと前記第４のダイオードとの接続点の間に第１のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサ両端に負荷を接続したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のダイオードに並列に第１のスイッチ素子を接続し、前記第２のダイオードに並列に第２のスイッチ素子を接続し、前記第１のダイオードと前記第１のスイッチ素子の並列回路に直列に第４の抵抗を挿入し、前記第２のダイオードと前記第２のスイッチ素子の並列回路に直列に第５の抵抗を挿入し、前記第４の抵抗両端の電圧かまたは前記第５の抵抗両端の電圧が下降して所定の値になると信号を出力する検出回路を付加し、前記検出回路の出力する信号に同期して前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせ、かつ、前記交流電源の少なくても１交流周期の間はオン期間を一定に保つ発振制御回路を付加したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、スイッチング電源に関し、特に交流電流を直接スイッチングするＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】  交流電流を直接スイッチングするＡＣ−ＤＣコンバータの従来の手段として図５に示した回路例がある（特開２０００−２０８２９０）。図５において、交流電源１０１より供給される正の半波に対してはＭＯＳＦＥＴ１０９とダイオード１０５がスイッチング手段を構成し、負の半波に対してはＭＯＳＦＥＴ１１０とダイオード１０６がスイッチング手段を構成する。リアクトル１０２とコンデンサ１０７は正負に関係なく共通の部品として働く。【０００３】  交流の正の半波ではＭＯＳＦＥＴ１０９がオンとオフを繰り返してオンのときはリアクトル１０２に励磁エネルギを蓄積し、オフのときはその励磁エネルギを放出させてコンデンサ１０７を充電する。交流電源１０１には励磁電流と励磁エネルギの放出による電流が流れる。それらの平均値がそのときの交流電圧の瞬時値に比例するようにオンとオフの幅を制御するので電流は電圧に比例する。すなわち高い力率が得られる。交流の負の半波でも同様にして高い力率が得られる。そして、交流電流を直接スイッチングすることにより、交流電流を整流するダイオードを省くことができ、効率が改善される。【０００４】  しかし、交流の正の半波の電流と負の半波の電流が等しくないと高い力率が得られても偶数次の高調波電流が発生し、高調波電流規制の限度値をオーバーする。また、偶数次の高調波電流によってスイッチノイズを減衰する働きを担うコモンモードチョークコイルが飽和して減衰の効果が損なわれる。
図５に示した従来例には偶数次の高調波が生じやすい短所がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】  本発明は、交流の正の半波と負の半波の電流を一致させ、偶数次の高調波が発生しないように改善した、交流電流を直接スイッチングするＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】  そこで請求項１記載の発明は、交流電源にリアクトルを直列に接続し、交流電源とリアクトルの直列回路両端にアノードを共通として互いに逆向きに接続された第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路両端にカソードを共通として互いに逆向きに接続された第３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、第１のダイオードと第２のダイオードとの接続点と第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点の間に第１のコンデンサを接続し、第１のコンデンサ両端に負荷を接続したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のダイオードに並列に第１のスイッチ素子を接続し、第２のダイオードに並列に第２のスイッチ素子を接続し、第１のコンデンサに直列に第１の抵抗を挿入し、第１の抵抗両端の電圧が下降して所定の値になると信号を出力する検出回路を付加し、検出回路の出力する信号に同期して第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせ、かつ、交流電源の少なくても１交流周期の間はオン期間を一定に保つ発振制御回路を付加した。【０００７】  第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子は同時にターンオンして少なくても交流電源の１周期の間は一定のオン期間を保つので、交流の正の半周期と負の半周期ではオン期間の差はない。また、オフ期間に第１のコンデンサに流れる充電電流は、第１のコンデンサ両端の電圧と交流電源の電圧の瞬時値とリアクトルのインダクタンスによって決まる負の傾きを持った電流波形になる。交流電源の電圧は正弦波で正負同形であるため、第１の抵抗両端の電圧が所定の値になる時刻で第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせることによりオフ期間についても交流の正の半周期と負の半周期で差が生じないようにできる。【０００８】  請求項２記載の発明は、交流電源にリアクトルを直列に接続し、交流電源とリアクトルの直列回路両端にアノードを共通として互いに逆向きに接続された第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路両端にカソードを共通として互いに逆向きに接続された第３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、第１のダイオードと第２のダイオードとの接続点と第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点の間に第１のコンデンサを接続し、第１のコンデンサ両端に負荷を接続したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のダイオードに並列に第１のスイッチ素子を接続し、第２のダイオードに並列に第２のスイッチ素子を接続し、第１のスイッチ素子に並列に第２のコンデンサと第２の抵抗からなる直列回路を接続し、第２のスイッチ素子に並列に第３のコンデンサと第３の抵抗からなる直列回路を接続し、第２の抵抗両端の電圧かまたは第３の抵抗両端の電圧のいずれかが下降して所定の値になると信号を出力する検出回路を付加し、検出回路の出力する信号に同期して第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせ、かつ、交流電源の少なくても１交流周期の間はオン期間を一定に保つ発振制御回路を付加した。【０００９】  第１の���イッチ素子と第２のスイッチ素子は同時にターンオンして少なくても交流電源の１交流周期の間は一定のオン期間を保つので、交流の正の半周期と負の半周期ではオン期間の差はない。
また、第１のスイッチ素子両端の電圧と第２のスイッチ素子両端の電圧は、オン期間はほぼゼロであるが、ターンオフすると一方のスイッチ素子には第１のコンデンサ両端の電圧にほぼ等しい電圧が他方には並列に接続されたダイオードのドロップ電圧がそれぞれ加わる。ターンオフした後に一方のスイッチ素子に加わる電圧はリアクトルの励磁エネルギが放出し切ると交流電源の電圧の瞬時値まで下がるので、そのスイッチ素子に並列に接続されているコンデンサと抵抗の直列回路に流れる電流が変化し、抵抗両端の電圧は下がる。交流電源の電圧は正弦波で正負同形であるため、第２の抵抗両端の電圧か第３の抵抗両端の電圧が下降して所定の値になる時刻で第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせることによりオフ期間についても交流の正の半周期と負の半周期で差が生じないようにできる。すなわち、偶数次の高調波電流は生じない。【００１０】  請求項３記載の発明は、交流電源にリアクトルを直列に接続し、交流電源とリアクトルの直列回路両端にアノードを共通として互いに逆向きに接続された第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路両端にカソードを共通として互いに逆向きに接続された第３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路の両端を各々接続し、第１のダイオードと第２のダイオードとの接続点と第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点の間に第１のコンデンサを接続し、第１のコンデンサ両端に負荷を接続したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のダイオードに並列に第１のスイッチ素子を接続し、第２のダイオードに並列に第２のスイッチ素子を接続し、第１のダイオードと第１のスイッチ素子の並列回路に直列に第４の抵抗を挿入し、第２のダイオードと第２のスイッチ素子の並列回路に直列に第５の抵抗を挿入し、第４の抵抗両端の電圧か第５の抵抗両端の電圧が下降して所定の値になると信号を出力する検出回路を付加し、検出回路の出力する信号に同期して第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせ、かつ、交流電源の少なくても１交流周期の間はオン期間を一定に保つ発振制御回路を付加した。【００１１】  第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子は同時にターンオンして少なくても交流電源の１周期の間は一定のオン期間を保つので、交流の正の半周期と負の半周期ではオン期間の差はない。
オフ期間には、第１のダイオードか第２のダイオードを通過する電流が流れるので、第４の抵抗か第５の抵抗のいずれかの両端に電圧が生じる。【００１２】  その電流は、第１のコンデンサ両端の電圧と交流電源の電圧の瞬時値とリアクトルのインダクタンスによって決まる負の傾きを持った電流波形になる。交流電源の電圧は正負同形であるため、第１の抵抗両端の電圧が所定の値になる時刻で第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を同時にターンオンさせることによりオフ期間についても交流の正の半周期と負の半周期で差が生じないようにできる。
【発明の効果】
【００１３】  本発明によって、従来の交流電流をスイッチングして直流電圧を作るＡＣ−ＤＣコンバータにおいて生じやすかった偶数次高調波電流を抑えることができた。
高調波電流抑制ガイドライン（資源エネルギー庁発行）は照明機器に関して２次高調波を基本波成分の２％以下に抑えるように定めているので、本発明はガイドラインをクリアする上で有効な手段になり得る。【００１４】  また、偶数次高調波電流が抑えられることにより、コモンモードチョークコイルが飽和する従来の問題も解決できたので同問題に対する回路上の対策が不要になり、部品減による経済効果が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】  請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図２】  請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図３】  請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図４】  図２の交流電源の電流波形を示す波形図である。
【図５】  従来の方式の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】  発明を実施するための最良の形態を実施例の図面を参照して説明する。
【実施例】
【００１７】  図１は請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。図において、第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０は発振制御回路１２の出力パルスによって同時にオンになりまたオフになる。第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がオン状態のときは交流電源１の電流はリアクトル２だけに流れ、リアクトル２に励磁エネルギを蓄積する。オン期間は交流周期の少なくても１周期は一定の値を保つので、交流の正の半波とそれに続く負の半波とでは同じオン期間である。【００１８】  第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がターンオフすると、リアクトル２の励磁エネルギは交流電源１と第１のダイオード３から第４のダイオード６が構成するブリッジ整流回路のいずれか２つのダイオードと第１のコンデンサ７と、第１の抵抗１１を通って流れて放出される。【００１９】  この電流はターンオフ直前のリアクトル２の電流値をピーク値として、第１のコンデンサ７の両端の電圧と交流電源１の交流電圧の瞬時値の差をリアクトル２のインダクタンスで割った値を傾きとする下降する電流になる。【００２０】  第１の抵抗１１両端の電圧も下降する電圧になるが、その電圧が基準電源１３の値より小さくなるとコンパレータ１４の出力端子は吸い込みになり、その信号を受けた発振制御回路１２は第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０をターンオンさせるパルスを出力する。【００２１】  オン期間は交流電圧の正の半波と負の半波のいずれでも一定の値を保つのでターンオフ直前のリアクトル２のピーク電流は交流電圧の瞬時値に比例する。そして、ピーク電流から下降する傾きが第１のコンデンサ７の電圧と交流電圧の瞬時値の差に比例する。【００２２】  交流電源の電圧は正弦波であるから、上の条件が成立すれば正の半波と負の半波では同じ波形の電流になる。すなわち偶数次の高調波電流は流れない。【００２３】  図２は請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。図において、第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０は発振制御回路１２の出力パルスによって同時にオンになりまたオフになる。第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がオン状態のときは交流電源１の電流はリアクトル２だけに流れ、リアクトル２に励磁エネルギを蓄積する。オン期間は交流周期の少なくても１周期は一定の値を保つので、交流の正の半波とそれに続く負の半波とでは同じオン期間である。【００２４】  第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がターンオフすると、リアクトル２の励磁エネルギは交流電源１と第１のダイオード３から第４のダイオード６が構成するブリッジ整流回路のいずれか２つのダイオードと第１のコンデンサ７とを流れて放出される。【００２５】  リアクトル２の励磁エネルギが放出している間は、第１のスイッチ素子９の両端かまたは第２のスイッチ素子１０の両端に第１のコンデンサ７の両端の電圧にほぼ等しい電圧が加わる。放出し切ると交流電源１の交流電圧の瞬時値まで下がる。その電圧の下降は第２のコンデンサ１８と第２の抵抗２０の直列回路かまたは第３のコンデンサ１９と第３の抵抗２１の直列回路によってとらえられる。下降する電圧が基準電源１３の値より小さくなるとコンパレータ１４かまたはコンパレータ１５は吸い込みになり、その信号を受けた発振制御回路１２は第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０をターンオンさせるパルスを出力する。【００２６】  交流電源１を流れる電流は、リアクトル２の励磁エネルギがゼロになってから第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がターンオンするのでオン期間の電流はゼロアンペアから立ち上がり、また、励磁エネルギの放出が終わるのとターンオンが同時刻であるので、図４に示した波形になる。【００２７】  図４の波形のように励磁エネルギが毎サイクルゼロになり、励磁エネルギがゼロの期間の時間がゼロというスイッチングを臨界モードと呼んでいるが、臨界モードのときは交流電流と交流電圧とは相似形になり力率は１になる。【００２８】  図１及び後述する図３の実施例においても基準電源１３の電圧をなるべくゼロに近い値を選ぶことにより臨界モードに近い状態にすることが可能である。【００２９】  図３は請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において、第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０は発振制御回路１２の出力パルスによって同時にオンになりまたオフになる。第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がオン状態のときは交流電源１の電流はリアクトル２だけに流れ、リアクトル２に励磁エネルギを蓄積する。オン期間は交流周期の少なくても１周期は一定の値を保つので、交流の正の半波とそれに続く負の半波とでは同じオン期間である。【００３０】  第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がターンオフすると、リアクトル２の励磁エネルギは交流電源１と第１のダイオード３から第４のダイオード６が構成するブリッジ整流回路のいずれか２つのダイオードと第１のコンデンサ７と、第４の抵抗１６か第５の抵抗１７のいずれかを流れて放出される。
この電流はターンオフ直前のリアクトル２の電流値をピーク値として、第１のコンデンサ７の両端の電圧と交流電源１の交流電圧の瞬時値の差をリアクトル２のインダクタンスで割った値を傾きとする下降する電流になる。
第４の抵抗１６両端の電圧かまたは第５の抵抗１７両端の電圧の電圧も下降する電圧になるが、その電圧が基準電源１３の値より小さくなるとコンパレータ１４の出力端子は吸い込みになり、その信号を受けた発振制御回路１２は第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０がターンオンするパルスを出力する。【００３１】  オン期間は交流電圧の正の半波を負の半波のいずれでも一定の値を保つのでターンオフ直前のリアクトル２のピーク電流は交流電圧の瞬時値に比例する。そして、ピーク電流から下降する傾きが第１のコンデンサ７の電圧と交流電圧の瞬時値の差に比例する。【００３２】  交流電源の電圧は正弦波であるから、上の条件が成立すれば正の半波と負の半波では同じ波形の電流になる。すなわち偶数次の高調波電流は流れない。【００３３】  図１から図３の実施例において、第１のスイッチ素子９と第２のスイッチ素子１０にＭＯＳＦＥＴを応用しているので第１のダイオード３と第２のダイオード４をＭＯＳＦＥＴのボディダイオードで代用することも可能である。【００３４】  図１から図３の実施例において、基準電源１３とコンパレータ１４及び１５が下降する電圧の検出回路をはたしているが、同等の回路をトランジスタで構成しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００３５】  交流電流を直接スイッチングする方式はダイオードによる損失を小さくできるが、従来の方式の場合は偶数次高調波電流に対する対策が弱かった。本発明の、偶数次高調波電流を抑える交流電流スイッチング方式のＡＣ−ＤＣコンバータは産業上の利用の可能性は高い。
【符号の説明】
【００３６】１、１０１  交流電源
２、１０２  リアクトル
３、４、５、６、１０５、１０６  ダイオード
７、１０７  コンデンサ
８、１０８  負荷
９、１０、１０９、１１０  ＭＯＳＦＥＴ
１１  抵抗
１２  発振制御回路
１３  基準電源
１４、１５  コンパレータ
１６、１７  抵抗
１８、１９  コンデンサ
２０、２１  抵抗
１０３、１０４  発振制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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