(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ΔΣ変調処理により得られる１ビット以上の所定の量子化ビット数による第１の形式のデジタル信号を入力して、所定の基準サンプリング周波数をfsとしてn×fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号とされる第２の形式のデジタル信号を生成して出力する第１のデシメーション処理手段と、
上記第１のデシメーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号を入力して、m×fs（mは自然数、かつ、m＜n）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号としての形式を有する第３の形式のデジタル信号を生成して出力する第２のデシメーション処理手段と、
上記第２のデシメーション処理手段から出力される第３の形式のデジタル信号を入力して所定の機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第３の形式により出力するようにされた第１の機能対応信号処理手段と、
上記第１の機能対応信号処理手段から出力される第３の形式の信号を、第２の形式に変換して出力するようにされたインターポレーション処理手段と、
上記第１のデシメーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号を入力して上記機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第２の形式により出力するようにされた第２の機能対応信号処理手段と、
少なくとも、上記第２の機能対応信号処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号と、上記インターポレーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号とを、少なくとも合成し、後段のデジタル−アナログ変換処理のための入力段に対して出力する合成手段と、
を備え、
上記第１の機能対応信号処理手段は、上記機能目的に応じた所定の信号処理として、中域及び低域とされる所定以下の周波数帯域または、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音をキャンセルするためのキャンセル信号特性を与えるための信号処理を実行するように構成され、
上記第１の機能対応信号処理手段を、中域及び低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する場合には、  
上記第２の機能対応信号処理手段を、上記中域及び低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定し、
上記第２の機能対応信号処理手段は、直線位相型の有限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより構成し、または、
上記第１の機能対応信号処理手段を、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするためのキャンセル信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する場合には、
上記第２の機能対応信号処理手段を、上記低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定し、
上記第２の機能対応信号処理手段は、無限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより構成する
信号処理装置。
【請求項２】
上記第１の機能対応信号処理手段は、デジタルシグナルプロセッサに対するプログラミングにより、このデジタルシグナルプロセッサにおいて実行されるデジタル信号処理機能として得られるようにされる、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
上記第１の機能対応信号処理手段が入力すべきデジタル信号を分岐して入力して、所定の解析処理を実行して得た解析結果に応じて、上記第１の機能対応信号処理手段を形成するとされるデジタルフィルタ、上記第２の機能対応信号処理手段を形成するとされるデジタルフィルタ、上記第２のデシメーション処理手段を形成するとされるデジタルフィルタ、及び上記インターポレーション処理手段を形成するとされるデジタルフィルタの少なくとも何れか１つについてのフィルタ特性を変更設定する解析手段をさらに備える、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項４】
上記第１の形式のデジタル信号は、フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号について、上記ΔΣ変調処理を行って得られるものである、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項５】
上記第１の形式のデジタル信号は、フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号について、上記ΔΣ変調処理を行って得られるものである、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項６】
上記信号処理装置は、１つのチップ内に備えられる請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項７】
上記信号処理装置は、複数のチップから成るものとされ、上記第１のデシメーション処理手段、上記第２のデシメーション処理手段、上記第１の機能対応信号処理手段、上記インターポレーション処理手段、上記第２の機能対応信号処理手段、及び合成手段のそれぞれは、自身が入出力するデジタル信号のサンプリング周波数に基づいて、上記複数のチップにおける所定のチップにおいて形成するようにされる
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項８】
ΔΣ変調処理により得られる１ビット以上の所定の量子化ビット数による第１の形式のデジタル信号を入力して、所定の基準サンプリング周波数をfsとしてn×fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号とされる第２の形式のデジタル信号を生成して出力する第１のデシメーション処理手順と、
上記第１のデシメーション処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号を入力して、m×fs（mは自然数、かつ、m＜n）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号としての形式を有する第３の形式のデジタル信号を生成して出力する第２のデシメーション処理手順と、
上記第２のデシメーション処理手順により出力される第３の形式のデジタル信号を入力して、所定の機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第３の形式により出力するようにされた第１の機能対応信号処理手順と、
上記第１の機能対応信号処理手順により出力される第３の形式の信号を、第２の形式に変換して出力するようにされたインターポレーション処理手順と、
上記第１のデシメーション処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号を入力して、上記機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第２の形式により出力するようにされた第２の機能対応信号処理手順と、
少なくとも、上記第２の機能対応信号処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号と、上記インターポレーション処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号とを、少なくとも合成し、後段のデジタル−アナログ変換処理のための入力段に対して出力する合成手順と、
を実行し、
上記第１の機能対応信号処理手順において、上記機能目的に応じた所定の信号処理として、中域及び低域とされる所定以下の周波数帯域または、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音をキャンセルするためのキャンセル信号特性を与えるための信号処理を実行し、
上記第１の機能対応信号処理手順において、中域及び低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する場合には、
上記第２の機能対応信号処理手段を、上記中域及び低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定し、
上記第２の機能対応信号処理手順は、直線位相型の有限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより実行され、または、
上記第１の機能対応信号処理手順において、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするためのキャンセル信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する場合には、
上記第２の機能対応信号処理手段を、上記低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定し、
上記第２の機能対応信号処理手順は、無限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより実行される
信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声信号を対象として所定目的に応じた信号処理を実行するようにされた、信号処理装置と、その方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ヘッドフォン装置により楽曲などのコンテンツの音声を再生しているときに聴こえてくる外部のノイズをアクティブにキャンセルするようにされた、ヘッドフォン装置対応のいわゆるノイズキャンセリングシステムが知られ、また、実用化されるようになってきている。そして、このようなノイズキャンセリングシステムとしては、大別してフィードバック方式とフィードフォワード方式との２つの方式が知られている。
【０００３】
例えば、特許文献１には、ユーザの耳に装着される音響管内においてイヤホンユニットの近傍に設けたマイクロフォンユニットにより収音した音響管内部の騒音（ノイズ）を位相反転させた音声信号を生成し、これをイヤホンユニットから音として出力させることにより、外部ノイズを低減させるようにした構成、つまり、フィードバック方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。
また、特許文献２には、その基本構成として、ヘッドフォン装置外筐に取り付けたマイクロフォンにより収音して得た音声信号について所要の伝達関数による特性を与えてヘッドフォン装置から出力させるようにした構成、つまりフィードフォワード方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。
【０００４】
【特許文献１】特開平３−２１４８９２号公報
【特許文献２】特開平３−９６１９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記したフィードバック方式とフィードフォワード方式との何れについてもいえることであるが、現在、民生機器におけるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムとして実用化されているものは、アナログ回路により構成されたものとなっている。
ノイズキャンセリングシステムのノイズキャンセル効果が有効に得られるようにするためには、例えばマイクロフォンにより収音された外部の不要音と、この不要音のキャンセルのためにドライバから出力される音との位相差を一定以内に納めることが必要である。換言すれば、ノイズキャンセリングシステムにおいて、外部の不要音を入力してから、これに応じたキャンセル音が出力されるまでの速度（応答速度）が一定以内であることが要求される。
しかしながら、ノイズキャンセリングシステムをデジタル回路により構成しようとすると、その入力と出力にＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータを備えることになる。現状で広く用いられるＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータの処理時間では、ノイズキャンセリングシステムとしての採用を考えた場合には遅延が相当に大きく、有効なノイズキャンセル効果を得ることが難しい。例えば、軍事用、産業用などの分野では、サンプリング周波数が相当に高くて遅延の少ないＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータが存在するが、これらは著しく高価であり、民生機器で採用することは現実的ではない。現状にあってノイズキャンセリングシステムをデジタル回路により構成せずに、アナログ回路により構成しているのは、このような理由による。
【０００６】
とはいえ、アナログ回路をデジタル回路に置き換えることによっては、物理的な部品素子の定数の変更、交換などを行うことなく、特性や動作モードの変更、切り換えを行うことが容易化されるものであり、また、ノイズキャンセリングシステムのような音響に関連したシステムであれば、さらなる音質の向上も期待できるなど、利点は多い。
そこで、本願発明としては、例えば民生におけるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムなどとして、デジタル回路により形成したものでありながら、実用上、充分なノイズキャンセル効果が得られるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、信号処理装置として次のように構成する。
つまり、ΔΣ変調処理により得られる１ビット以上の所定の量子化ビット数による第１の形式のデジタル信号を入力して、所定の基準サンプリング周波数をfsとしてn×fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号とされる第２の形式のデジタル信号を生成して出力する第１のデシメーション処理手段と、上記第１のデシメーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号を入力して、m×fs（mは自然数、かつ、m＜n）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号としての形式を有する第３の形式のデジタル信号を生成して出力する第２のデシメーション処理手段と、上記第２のデシメーション処理手段から出力される第３の形式のデジタル信号を入力して所定の機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第３の形式により出力するようにされた第１の機能対応信号処理手段と、上記第１の機能対応信号処理手段から出力される第３の形式の信号を、第２の形式に変換して出力するようにされたインターポレーション処理手段と、上記第１のデシメーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号を入力して上記機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第２の形式により出力するようにされた第２の機能対応信号処理手段と、少なくとも、上記第２の機能対応信号処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号と、上記インターポレーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号とを、少なくとも合成し、後段のデジタル−アナログ変換処理のための入力段に対して出力する合成手段とを備え、上記第１の機能対応信号処理手段は、上記機能目的に応じた所定の信号処理として、中域及び低域とされる所定以下の周波数帯域または、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音をキャンセルするためのキャンセル信号特性を与えるための信号処理を実行するように構成され、上記第１の機能対応信号処理手段を、中域及び低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する場合には、上記第２の機能対応信号処理手段を、上記中域及び低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定し、記第２の機能対応信号処理手段は、直線位相型の有限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより構成し、または、上記第１の機能対応信号処理手段を、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするためのキャンセル信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する場合には、上記第２の機能対応信号処理手段を、上記低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定し、上記第２の機能対応信号処理手段は、無限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより構成することとした。
【０００８】
上記構成では、所定のキャンセル対象音をキャンセル（低減、減衰）するシステムのデジタル信号処理系について、m×fsのサンプリング周波数の信号に所定のキャンセル対象音をキャンセルするための信号特性(キャンセル信号特性)を与える系と、これより高いサンプリング周波数ｎ×fsの信号にキャンセル信号特性を与える系との、複数の系が備えられる。そのうえで、後者のサンプリング周波数ｎ×fsの信号にキャンセル信号特性を与える系においては、第２のデシメーション処理手段によるデシメーションと、インターポレーション処理手段によるインターポレーション処理が施されることなく、合成器において、前者のキャンセル信号特性が与えられたサンプリング周波数ｎ×fsの信号と合成される。このようにして、デシメーション処理とインターポレーション処理が省略されることによって、後者の系の信号の遅延は大幅に短縮されることになる。
【発明の効果】
【０００９】
上記のようにして、複数のキャンセル信号特性を与える系を備えたうえで、そのうちの少なくとも１つの系における信号遅延(信号伝搬時間)が短いものとされることで、システム全体として、例えばヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムの信号処理系に要求される応答速度の条件を満たすことができる。つまり、デジタル回路方式によるノイズキャンセリングシステムを容易に実現することが可能となる。そして、デジタル回路によるノイズキャンセリングシステムが実現されることで、アナログ回路によるものでは困難であった機能の実装であるとか、高音質化などが図られることになるものであり、ユーザにとっての利用価値は高まる。
また、本願発明のようにして、キャンセル信号特性を与える系を複数備えていることで、例えば各系に特定の信号処理的な機能を割り当てて分担させるなどすることが可能であり、ノイズキャンセリングシステムとしての性能向上、設計自由度の向上なども図られることになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本願発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）としては、ノイズキャンセリングシステムが搭載されたヘッドフォン装置を例に挙げることとする。
そこで、本実施の形態としての構成を説明するのに先立ち、ヘッドフォン装置に対応するノイズキャンセリングシステムの基本概念について説明を行っておくこととする。
【００１１】
このようなヘッドフォン装置対応のノイズキャンセリングシステムの基本的な方式としては、フィードバック方式によりサーボ制御を行うようにされたものとフィードフォワード方式がそれぞれ知られている。先ず、図１により、フィードバック方式について説明する。
【００１２】
図１（ａ）には、ヘッドフォン装着者（ユーザ）の右耳（Ｌ（左），Ｒ（右）による２チャンネルステレオにおけるＲチャンネル）側における、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムのモデル例を模式的に示している。
ここでのヘッドフォン装置のＲチャンネル側の構造としては、先ず、右耳に対応するハウジング部２０１内において、ヘッドフォン装置を装着したユーザ５００の右耳に対応する位置にドライバ２０２を設けるようにされる。ドライバ２０２は、いわゆるスピーカと同義のものであり、音声信号の増幅出力により駆動（ドライブ）されることで音声を空間に放出するようにして出力するものである。
【００１３】
そのうえで、フィードバック方式としては、ハウジング部２０１内においてユーザ５００の右耳に近いとされる位置に対してマイクロフォン２０３を設けるようにされる。このようにして設けられるマイクロフォン２０３によっては、ドライバ２０２から出力される音声と、外部のノイズ音源３０１からハウジング部２０１内に侵入して右耳に到達しようとする音声、つまり右耳にて聴き取られる外部音声であるハウジング内ノイズ３０２とが収音されることになる。なお、ハウジング内ノイズ３０２が発生する原因としては、ノイズ音源３０１が例えばハウジング部のイヤーパッドなどの隙間から音圧として漏れてきたり、ヘッドフォン装置の筐体がノイズ音源３０１の音圧を受けて振動し、これがハウジング部内に伝達されてくることなどを挙げることができる。
そして、マイクロフォン２０３によって収音して得られた音声信号から、例えば外部音声の音声信号成分に対して逆特性となる信号など、ハウジング内ノイズ３０２がキャンセル（減衰、低減）されるようにするための信号（キャンセル用オーディオ信号）を生成し、この信号について、ドライバ２０２を駆動する必要音の音声信号（オーディオ音源）に合成させるようにして帰還させる。これによりハウジング部２０１内における右耳に対応するとされる位置に設定されたノイズキャンセル点４００においては、ドライバ２０２からの出力音声と外部音声の成分とが合成されることによって外部音声がキャンセルされた音が得られ、ユーザの右耳では、この音を聴き取ることになる。そして、このような構成を、Ｌチャンネル（左耳）側においても与えることで、通常のＬ，Ｒ２チャンネルステレオに対応するヘッドフォン装置としてのノイズキャンセリングシステムが得られることになる。
【００１４】
図１（ｂ）のブロック図は、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムの基本的なモデル構成例を示している。なお、この図１（ｂ）にあっては、図１（ａ）と同様にして、Ｒチャンネル（右耳）側のみに対応した構成が示されているものであり、また、Ｌチャンネル（左耳）側に対応しても同様のシステム構成が備えられるものである。また、この図において示されるブロックは、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムの系における特定の回路部位、回路系などに対応する１つの特定の伝達関数を示すもので、ここでは伝達関数ブロックということにする。各伝達関数ブロックにおいて示されている文字が、その伝達関数ブロックの伝達関数を表しているものであり、音声信号(若しくは音声)は、伝達関数ブロックを経由するごとに、そこに示される伝達関数が与えられることになるものである。
先ず、ハウジング部２０１内に設けられるマイクロフォン２０３により収音される音声は、このマイクロフォン２０３と、マイクロフォン２０３にて得られた電気信号を増幅して音声信号を出力するマイクロフォンアンプに対応する伝達関数ブロック１０１（伝達関数Ｍ）を介した音声信号として得られることになる。この伝達関数ブロック１０１を経由した音声信号は、ＦＢ(FeedBack)フィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２(伝達関数−β)を介して合成器１０３に入力される。ＦＢフィルタ回路は、マイクロフォン２０３により収音して得られた音声信号から、上記したキャンセル用オーディオ信号を生成するための特性が設定されたフィルタ回路であり、その伝達関数が−βとして表されているものである。
【００１５】
また、楽曲などのコンテンツとされるオーディオ音源の音声信号Ｓは、ここでは、イコライザによるイコライジングが施されるものとしており、このイコライザに対応する伝達関数ブロック１０７（伝達関数Ｅ）を介して合成器１０３に入力することとしている。
【００１６】
ここでの合成器１０３では、上記の２つの信号を加算により合成するようにされる。このようにして合成された音声信号は、パワーアンプにより増幅され、ドライバ２０２に駆動信号として出力されることで、ドライバ２０２から音声として出力されることになる。つまり、合成器１０３からの音声信号は、パワーアンプに対応する伝達関数ブロック１０４（伝達関数Ａ）を経由し、さらにドライバ２０２に対応する伝達関数ブロック１０５（伝達関数Ｄ）を経由して音声として空間内に放出される。なお、ドライバ２０２の伝達関数Ｄは、例えばドライバ２０２の構造などにより決まる。
【００１７】
そして、ドライバ２０２にて出力された音声は、ドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの空間経路(空間伝達関数)に対応する伝達関数ブロック１０６（伝達関数Ｈ）を経由するようにしてノイズキャンセル点４００に到達し、ここの空間にてハウジング内ノイズ３０２と合成されることになる。そして、ノイズキャンセル点４００から例えば右耳に到達するものとされる出力音の音圧Ｐとしては、ハウジング部２０１の外部から侵入してくるノイズ音源３０１の音がキャンセルされるものとなる。
【００１８】
上記図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムのモデルの系にあって、上記出力音の音圧Ｐは、ハウジング内ノイズ３０２をＮ、オーディオ音源の音声信号をＳとしたうえで、各伝達関数ブロックにおいて示される伝達関数、Ｍ、−β、Ｅ、Ａ、Ｄ、Ｈを利用して、
【数１】
0005439707.tif 000002
のようにして表されるものとなる。この（数１）の式において、ハウジング内ノイズ３０２であるＮに着目すると、Ｎは、１ ／（１ ＋ＡＤＨＭβ）で表される係数により減衰されることがわかる。ただし、（数１）に示される式の系が、ノイズ低減対象の周波数帯域にて発振することなく、安定して動作するためには、
【数２】
0005439707.tif 000003
が成立していることが必要となる。
【００１９】
一般的なこととして、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムにおける各伝達関数の積の絶対値が、
１＜＜｜ＡＤＨＭβ｜
で表されることとと、古典制御理論におけるNyquistの安定性判別と合わせると、（数２）については下記のように解釈できる。
ここでは、図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムの系において、ハウジング内ノイズ３０２であるＮに関わるループ部分を一箇所切断して得られる、（−ＡＤＨＭβ）で表される系を考える。この系を、ここでは「オープンループ」ということにする。一例として、マイクロフォン及びマイクロフォンアンプに対応する伝達関数ブロック１０１と、ＦＢフィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２との間を切断すべき箇所とすれば、上記のオープンループを形成できる。
【００２０】
上記のオープンループは、例えば図２のボード線図により示される特性を持つものとされる。このボード線図においては、横軸に周波数が示され、縦軸においては、下半分にゲインが示され、上半分に位相が示される。
このオープンループを対象とした場合、Nyquistの安定性判別に基づき、（数２）を満足するためには、下記の２つの条件を満たす必要がある。
条件１：位相０ｄｅｇ．（０ 度）の点を通過するとき、ゲインは０ｄＢより小さくなくてはならない。
条件２：ゲインが０ｄＢ以上であるとき、位相０ｄｅｇ．の点を含んではいけない。
【００２１】
上記２つの条件１、２を満たさない場合、ループには正帰還がかかることとなって、発振（ハウリング）を生じさせることになる。図２においては、上記の条件１に対応するゲイン余裕Ｇａ、Ｇｂと、条件２に対応する位相余裕Ｐａ、Ｐｂが示されている。これらの余裕が小さいと、ノイズキャンセリングシステムを適用したヘッドフォン装置を使用するユーザの各種の個人差やヘッドフォン装置を装着したときの状態のばらつきなどにより、発振の可能性が増加することになる。
例えば図２にあっては、位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインとしては０ｄｂより小さくなっており、これに応じてゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが得られている。しかしながら、例えば仮に位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ以上となってゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが無くなる、あるいは位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ未満であるものの、０ｄＢに近く、ゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。
同様にして、図２にあっては、ゲインが０ｄＢ以上であるときには位相０ｄｅｇ．の点を通過しないようにされており、位相余裕Ｐａ、Ｐｂが得られている。しかしながら、例えばゲインが０ｄＢ以上であるときに位相０ｄｅｇ．の点を通過してしまっている、あるいは、位相０ｄｅｇ．に近くなり位相余裕Ｐａ、Ｐｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。
【００２２】
次に、図１（ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの構成において、上述の外部音声（ノイズ）のキャンセル（低減）機能に加えて、必要な音（必要音）をヘッドフォン装置により再生出力する場合について説明する。
ここでは、必要音として、例えば楽曲などのコンテンツとしてのオーディオ音源の音声信号Ｓが示されている。
なお、この音声信号Ｓとしては、このような音楽的、又はこれに準ずる内容のもののほかにも考えられる。例えば、ノイズキャンセリングシステムを補聴器などに適用することとした場合には、周囲の必要音を収音するために筐体外部に設けられるマイクロフォン（ノイズキャンセルの系に備えられるマイクロフォン２０３とは異なる）により収音して得られた音声信号となる。また、いわゆるヘッドセットといわれるものに適用する場合には、電話通信などの通信により受信した相手方の話し声などの音声信号となる。つまり、音声信号Ｓとは、ヘッドフォン装置の用途などに応じて再生出力すべきことが必要となる音声一般に対応したものである。
【００２３】
先ず、（数１）において、オーディオ音源の音声信号Ｓに着目する。そして、イコライザに対応する伝達関数Ｅとして、
【数３】
0005439707.tif 000004
により表される式による特性を有するものとして設定したこととする。なお、この伝達特性Ｅは、周波数軸でみた場合に、上記オープンループに対してほぼ逆特性（１＋オープンループ特性）となっている。そして、この（数３）により示される伝達関数Ｅの式を、数１に代入すると、図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムのモデルにおける出力音の音圧Ｐについては、
【数４】
0005439707.tif 000005
のようにして表すことができる。
（数４）におけるＡＤＨＳの項において示される伝達関数Ａ、Ｄ、Ｈのうち、先ず伝達関数Ａはパワーアンプに対応し、伝達関数Ｄはドライバ２０２に対応し、伝達関数Ｈはドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの経路の空間伝達関数に対応するので、ハウジング部２０１内のマイクロフォン２０３の位置が耳に対して近接した位置にあるとすれば、音声信号Ｓについては、ノイズキャンセル機能を有さないようにした通常のヘッドフォンと同等の特性が得られることがわかる。
【００２４】
次に、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムについて説明する。
図３（ａ）は、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムのモデル例として、図１（ａ）と同様に、Ｒチャンネルに対応する側の構成を示している。
フィードフォワード方式では、ハウジング部２０１の外側に対して、ノイズ音源３０１から到達してくるとされる音声が収音できるようにしてマイクロフォン２０３を設けるようにされる。そして、このマイクロフォン２０３により収音した外部音声、つまりノイズ音源３０１から到達してきたとされる音声を収音して音声信号を得て、この音声信号について適切なフィルタリング処理を施して、キャンセル用オーディオ信号を生成するようにされる。そして、このキャンセル用オーディオ信号を、必要音の音声信号と合成する。つまり、マイクロフォン２０３の位置からドライバ２０２の位置までの音響特性を電気的に模擬したキャンセル用オーディオ信号を必要音の音声信号に対して合成するものである。
そして、このようにしてキャンセル用オーディオ信号と必要音の音声信号とが合成された音声信号をドライバ２０２から出力させることで、ノイズキャンセル点４００において得られる音としては、ノイズ音源３０１からハウジング部２０１のなかに侵入してきた音がキャンセルされたものが聴こえるようにされる。
【００２５】
図３（ｂ）は、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムの基本的なモデル構成例として、一方のチャンネル（Ｒチャンネル）に対応した側の構成を示している。
先ず、ハウジング部２０１の外側に設けられるマイクロフォン２０３により収音される音は、マイクロフォン２０３及びマイクロフォンアンプに対応する伝達関数Ｍを有する伝達関数ブロック１０１を介した音声信号として得られる。
次に、上記伝達関数ブロック１０１を経由した音声信号は、ＦＦ(Feed Forward)フィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２(伝達関数−α)を介して合成器１０３に入力される。ＦＦフィルタ回路は、マイクロフォン２０３により収音して得られた音声信号から、上記したキャンセル用オーディオ信号を生成するための特性が設定されたフィルタ回路であり、その伝達関数が−αとして表されているものである。
【００２６】
また、ここでのオーディオ音源の音声信号Ｓは、直接、合成器１０３に入力するものとしている。
合成器１０３により合成された音声信号は、パワーアンプにより増幅され、ドライバ２０２に駆動信号として出力されることで、ドライバ２０２から音声として出力されることになる。つまり、この場合にも、合成器１０３からの音声信号は、パワーアンプに対応する伝達関数ブロック１０４（伝達関数Ａ）を経由し、さらにドライバ２０２に対応する伝達関数ブロック１０５（伝達関数Ｄ）を経由して音声として空間内に放出される。
そして、ドライバ２０２にて出力された音声は、ドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの空間経路(空間伝達関数)に対応する伝達関数ブロック１０６（伝達関数Ｈ）を経由するようにしてノイズキャンセル点４００に到達し、ここでハウジング内ノイズ３０２と空間で合成されることになる。
【００２７】
また、ノイズ音源３０１から発せられた音がハウジング部２０１内に侵入してノイズキャンセル点４００に到達するまでには、伝達関数ブロック１１０として示すように、ノイズ音源３０１からノイズキャンセル点４００までの経路に対応する伝達関数（空間伝達関数Ｆ）が与えられる。その一方で、マイクロフォン２０３では、外部音声であるノイズ音源３０１から到達してくるとされる音声を収音することになるが、このとき、ノイズ音源３０１から発せられた音（ノイズ）がマイクロフォン２０３に到達するまでには、伝達関数ブロック１１１として示すように、ノイズ音源３０１からマイクロフォン２０３までの経路に対応する伝達関数（空間伝達関数Ｇ）が与えられることになる。伝達関数ブロック１０２に対応するＦＦフィルタ回路としては、上記の空間伝達関数Ｆ，Ｇも考慮した上での伝達関数−αが設定されるものである。
これにより、ノイズキャンセル点４００から例えば右耳に到達するものとされる出力音の音圧Ｐとしては、ハウジング部２０１の外部から侵入してくるノイズ音源３０１の音がキャンセルされるものとなる。
【００２８】
上記図３（ｂ）に示されるフィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムのモデルの系にあって、上記出力音の音圧Ｐは、ノイズ音源３０１において発せられるノイズをＮ、オーディオ音源の音声信号をＳとしたうえで、各伝達関数ブロックにおいて示される伝達関数、Ｍ、−α、Ａ、Ｄ、Ｆ、Ｇ、Ｈを利用して、
【数５】
0005439707.tif 000006
のようにして表されるものとなる。また、理想的には、ノイズ音源３０１からキャンセルポイント４００までの経路の伝達関数Ｆは、
【数６】
0005439707.tif 000007
のようにして表すことができる。
次に、（数６）に示される式を、（数５）に代入すると、右辺の第１項と第２項とが相殺されることとなる。この結果から、出力音の音圧Ｐは、
【数７】
0005439707.tif 000008
のようにして表すことができる。このようにして、ノイズ音源３０１から到達してくるとされる音はキャンセルされ、オーディオ音源の音声信号だけが音声として得られることが示される。つまり、理論上、ユーザの右耳においては、ノイズがキャンセルされた音声が聴こえることになる。ただし、現実には、（数６）が完全に成立するような伝達関数を与えることのできる、完全なＦＦフィルタ回路の構成は困難である。また、人による耳の形状であるとか、ヘッドフォン装置の装着の仕方についての個人差が比較的大きく、ノイズの発生位置とマイク位置との関係の変化などは、特に中高域の周波数帯域についてのノイズ低減効果に影響を与えることが知られている。このために、中高域に関しては、アクティブなノイズ低減処理を控え、主として、ヘッドフォン装置の筐体の構造などに依存したパッシブな遮音をすることがしばしば行われる。
また、確認のために述べておくと、（数６）は、ノイズ音源３０１から耳までの経路の伝達関数を、伝達関数−αを含めた電気回路にて模倣することを意味している。
【００２９】
また、図３（ａ）に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムでは、マイクロフォン２０３をハウジングの外側に設けることから、キャンセルポイント４００については、図１（ａ）のフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと異なり、聴取者の耳位置に対応させるようにしてハウジング部２０１内にて任意に設定できる。しかし通常にあって、伝達関数−αは固定的であり、設計段階においては、なんらかのターゲット特性を対象とした決めうちになる。その一方で、聴取者によって耳の形状などは異なる。このために、十分なノイズキャンセル効果が得られなかったり、ノイズ成分を非逆相で加算してしまって異音を生じさせたりするなどの現象が発生する可能性もある。
このようなことから、一般的に、フィードフォワード方式は、発振する可能性が低く安定度は高いが、十分なノイズ減衰量（キャンセル量）を得るのは困難であるとされている。一方、フィードバック方式は大きなノイズ減衰量が期待できる代わりに、系の安定性に注意が必要であるとされている。このように、フィードバック方式とフィードフォワード方式とでは、それぞれに特徴を有するものである。
【００３０】
ところで、現況として、実際に民生にあって実用化されているヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムは、アナログ回路を採用したアナログ方式である。しかしながら、ノイズキャンセリングシステムについて、その信号処理系をデジタル信号処理とするデジタル方式とすれば、ノイズキャンセリングシステムの特性や動作モードの可変、切り換えなどを始めとする各種機能を与えることが容易に可能となり、また、高音質化も図ることができる。このようにして、ノイズキャンセリングシステムをデジタル方式化することのメリットは大きい。
【００３１】
そこで図４に、現状において知られているデジタルデバイスを用いてヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムを構築したとする場合において、順当に考えられる１つの構成例を示す。
なお、この図に示されるノイズキャンセリングシステムは、図３に示したフィードフォワード方式に基づいて構成したものとなっている。
また、ここに示されるヘッドフォン装置（以下、単にヘッドフォンという）１は、Ｌ（左），Ｒ（右）による２チャンネルステレオに対応したものであることとするが、この図のシステム構成は、Ｌチャンネル又はＲチャンネルの何れか一方に対応したものである。
また、この図においては、説明を簡単で分かりやすいものとするために、本来聴取すべきオーディオ音源の信号系については省略し、外部音(ノイズ音源)をキャンセルするための系のみを示している。
【００３２】
図４において、先ずマイクロフォン２Ｆは、キャンセル対象となるヘッドフォン１の周囲の外部音（外部ノイズ）を含む外部音を収音するためのものである。フィードフォワード方式の場合、このマイクロフォン２Ｆは、実際には、ヘッドフォン１のＬ、Ｒの片側チャンネルごとに対応する筐体（ヘッドフォンユニット）の外部に対して設けるようにされるのが一般的である。なお、この図では、ヘッドフォンユニット１ｃ、１ｄのうち、Ｌ、Ｒの何れか一方のチャンネルに対応するヘッドフォンユニット１ｃに設けたとするマイクロフォン２Ｆが示されている。
マイクロフォン２Ｆにより外部音を収音して得られた信号はアンプ３により増幅され、アナログのオーディオ信号としてＡ／Ｄコンバータ５０に対して入力される。
また、以降の説明において、fs(１fs)で示される基準のサンプリング周波数は、ヘッドフォン１により本来聴こうとするデジタルオーディオソースのサンプリング周波数が対応するものとする。ここでのデジタルオーディオソースの具体例としては、CD（コンパクトディスク）に記録されるデジタルオーディオ信号などのようにして、fs＝４４．１ｋＨｚ、量子化ビット数＝１６ビットのものを挙げることができる。もちろん、fs＝４８ｋＨｚのものなどをはじめ、デジタルオーディオソースの形式としては、他が採用されてよいものである。
【００３３】
この場合のＡ／Ｄコンバータ５０は、例えば１つの部品、デバイスとされるもので、入力されるアナログ信号を、所定のサンプリング周波数、及び量子化ビット数によるＰＣＭ（Pulse Code Modulation）信号形式のデジタル信号に変換して出力する。このために、例えば図示するようにして、ΔΣ変調器４とデシメーションフィルタ５を備えるようにされる。
ΔΣ（デルタシグマ）変調器４は、入力されたアナログのオーディオ信号を、例えばサンプリング周波数＝６４fsによる１ビットのデジタル信号に変換する。このデジタル信号は、デシメーションフィルタ５により、例えば１fsにまでサンプリング周波数が引き下げられるとともに、量子化ビット数については、デジタルオーディオソースに対応する所定のマルチビット（ここでは１６ビットとする）とされる形式のＰＣＭ信号に変換され、Ａ／Ｄコンバータ５０からのデジタル信号として出力される。
また、このようなＡ／Ｄコンバータ５０としてのデバイスでは、一般的に上記のデシメーションフィルタ５については、直線位相特性を有する直線位相型のＦＩＲ(Finite Impulse Response)システム（直線位相型ＦＩＲ）により形成している。
このノイズキャンセリングシステムにおいて処理対象となるデジタル信号はオーディオ信号であり、従って、忠実な音響再生を前提とすれば、波形の歪みが生じないことが理想として求められることになるが、直線位相型ＦＩＲにより直線位相特性を与えれば、上記の波形歪みは生じない。また、ＦＩＲシステムであれば、周知のようにして、正確な直線位相特性を容易に得ることが可能とされる。このようなことを理由に、デシメーションフィルタ５としてのデジタルフィルタについては、直線位相型ＦＩＲにより構成しているものである。
なお、ＦＩＲシステムのデジタルフィルタを直線位相型とするのには、周知のようにして、例えばタップ係数について、タップ数（次数）の中心に係数のピーク値を設定して対称となるようにして設定することで実現できる。
【００３４】
上記Ａ／Ｄコンバータ５０から出力されたデジタル信号は、ＤＳＰ６０に対して入力される。
この場合のＤＳＰ６０は、少なくともヘッドフォン１のドライバ１ａから出力させるべき音のオーディオ信号を生成するための所要の信号処理をデジタル信号処理により実行する部位とされ、プログラミングにより必要とする機能を与えることができるようにされている。以降の説明から理解されるように、ヘッドフォン１のドライバ１ａから出力させるべきオーディオ信号は、デジタルオーディオソースの音声信号と、マイクロフォン２Ｆにより収音した外部音がキャンセルされるようにして聴こえるための音声信号（キャンセル用オーディオ信号）とが合成されたものとなる。
また、このＤＳＰ６０は、例えば１つのチップ、デバイスとして提供されるもので、所定のＰＣＭ信号形式（ここではサンプリング周波数＝１fs（＝４４．１ｋＨｚ）、量子化ビット数＝１６ビット）に対応してデジタル信号処理を実行するものとして形成されている。ＤＳＰが対応するこのＰＣＭ信号形式は、このノイズキャンセリングシステムにおいてノイズキャンセル用オーディオ信号と合成されるデジタルオーディオソースの形式に適合させることを前提に設定されたものである。
【００３５】
この図では、ＤＳＰ６０において実装される信号処理機能ブロックとして、ノイズキャンセル信号処理部６が示されている。なお、ノイズキャンセル信号処理部６は、上記のＰＣＭ信号形式に対応してデータを入出力するデジタルフィルタにより構成される。
このノイズキャンセル信号処理部６は、図３のＦＦフィルタ回路に相当するもので、Ａ／Ｄコンバータ５０から出力されるデジタル信号、即ち、マイクロフォン２Ｆにより収音した外部音声に対応するデジタルのオーディオ信号を入力する。そして、この入力した信号を利用して、ドライバ１ａから出すべき音として、ドライバ１ａに対応するヘッドフォン装着者の耳に到達して聴こえる外部音声をキャンセルする作用を持つ音のオーディオ信号（キャンセル用オーディオ信号）を生成する。このようなキャンセル用オーディオ信号として最も簡単なものとしては、例えば、ノイズキャンセル信号処理部６に入力されたオーディオ信号、即ち、外部音を収音して得たオーディオ信号に対して逆特性、逆位相となる信号である。そのうえで、実際にあっては、ノイズキャンセリングシステムの系中における回路、空間などの伝達特性を考慮した特性（図３の伝達特性−αに相当する）が与えられるようにされる。
【００３６】
この場合のＤＳＰ６０の出力とされるノイズキャンセル信号処理部６からのデジタル信号は、合成器１２により、サンプリング周波数＝１fs、量子化ビット数＝１６ビットによるＰＣＭ信号形式のデジタルオーディオソースの信号と合成されたうえで、Ｄ／Ａコンバータ７０に対して入力される。
このＤ／Ａコンバータ７０も例えば１つのチップ部品とされるもので、先に説明したＡ／Ｄコンバータ５０により変換されたＰＣＭ形式のデジタル信号を入力して、これをアナログ信号に変換するものとされ、例えば図示するようにして、インターポレーションフィルタ７、ノイズシェイパ８、ＰＷＭ回路９、パワードライブ回路１０を備えて構成される。
【００３７】
Ｄ／Ａコンバータ７０に入力されたデジタル信号は、先ず、インターポレーションフィルタ７に入力される。インターポレーション(オーバーサンプリング)フィルタ７では、入力されたデジタル信号について、そのサンプリング周波数を２のべき乗で表される係数により所定倍して得られるサンプリング周波数にまで引き上げるようにして変換して出力する。この場合には、サンプリング周波数＝８fsにまで引き上げるものとされている。また、出力信号の量子化ビット数については、この場合、入力時の１６ビットよりも小さいマルチビットによるビット数となるようにして変換が行われる。
また、このインターポレーションフィルタ７についても、先のデシメーションフィルタ５と同じ理由により、直線位相型のＦＩＲシステムにより形成されている。
【００３８】
インターポレーションフィルタ７から出力されたデジタル信号は、ノイズシェイパ８によりノイズシェイピングといわれる処理を施される。このノイズシェイピング後の信号は、例えば入力時のサンプリング周波数を２のべき乗で表される係数により所定倍して得られるサンプリング周波数（ここでは１６fsとしている）で、入力時よりも小さい所定の量子化ビット数による形式に変換される。なお、周知のようにして、ノイズシェイピングはΔΣ変調処理の結果として得られるもので、従って、ノイズシェイパ８は、ΔΣ変調器により実現できる。即ち、この図に示されるデジタルのノイズキャンセリングシステムは、Ａ／Ｄ変換及びＤ／Ａ変換について、ΔΣ変調を応用した構成を採っているものである。
【００３９】
ノイズシェイパ８の出力は、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)回路９にてPWM変調がかけられて１ビット列の信号に変換されたうえで、後段のパワードライブ回路１０に入力される。パワードライブ回路１０は、例えば１ビット列の信号を高圧でスイッチングして増幅するスイッチングドライブ回路と、この増幅出力を音声信号波形とするためのローパスフィルタ（ＬＣローパスフィルタ）により形成されるもので、アナログオーディオ信号としての増幅出力を得るようにされる。ここでは、このパワードライブ回路１０の出力がＤ／Ａコンバータ７０の出力とされている。
このＤ／Ａコンバータ７０からの増幅出力は、フィルタ１１にて例えば所定の不要帯域成分が除去されたうえで、直流絶縁用のコンデンサC１を介して、ドライバ１ａに対して駆動信号として供給される。
【００４０】
このようにして駆動されるドライバ１ａから出力される音としては、デジタルオーディオソースの音成分と、ノイズキャンセル用オーディオ信号の音成分とが合成されたものとなるが、ノイズキャンセル用オーディオ信号の音成分によっては、外部からドライバ１ａに対応する耳に到達してくる外部音を打ち消す(キャンセルする)効果を生じることになる。この結果、ヘッドフォン装着者がドライバ１ａに対応する耳で聴く音としては、理想的には、外部音がキャンセルされて、相対的にデジタルオーディオソースの音が強調されたものとなる。
【００４１】
上記図４に示した構成は、例えば民生用として入手が容易なＡ／Ｄコンバータ、ＤＳＰ、Ｄ／Ａコンバータなどを利用したものであり、現状において実際にデジタル方式によるノイズキャンセリングシステムとして、例えばＣＤなどのオーディオソースに対応するものを作ろうとした場合には、先ず順当に考えられる構成である。
【００４２】
しかしながら、上記の構成では、現実には充分なノイズキャンセル効果を得ることが困難であることが分かっている。これは、Ａ／Ｄコンバータ５０、及びＤ／Ａコンバータ７０としての実際のデバイスが持つ信号処理時間（伝搬時間）、即ち入出力間の遅延が、相当に大きいことがその理由である。
本来、これらのデバイスは、通常の楽曲などのオーディオ音源としてのオーディオ信号を単一的に処理することを想定しており、従って、信号処理により遅延を生じるとしても、これが問題になることはなかったものである。しかしながら、このようなデバイスをそのまま、ノイズキャンセルリングシステムに流用しようとした場合には、その遅延が無視できない程度に大きいものとなってしまう。
つまり、これらのデバイスを使用して構成したノイズキャンセリングシステムの系全体としては、外部音声がマイクロフォン２Ｆにより収音されてからドライバにより音として出力されるまでの時間（応答速度）に大きな遅延が生じることになる。この遅延により、例えば、ドライバから出力されるノイズキャンセルのための音成分により外部音声を打ち消すことが難しくなる。例えばＡ／Ｄコンバータ５０だけをとってみても、サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚのもとでの遅延が４０サンプル分であるとすれば、約５５０Ｈｚ以上の信号の位相回転は１８０°以上になる。この程度にまで遅延が大きくなってしまうと、ノイズキャンセル効果を得にくいばかりか、かえって外部音を強調してしまうような現象も生じるときがある。
このように、図４に例示したようなデジタル方式によるノイズキャンセリングシステムの構成では、許容できるノイズキャンセル効果は、５５０Ｈｚ程度よりも低い周波数帯域の範囲に限定されてしまうものであり、例えば可聴帯域として標準的な２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚを設定した場合との比較でも、非常に狭い低域側の周波数帯域の範囲でしかノイズキャンセル効果が得られないことになる。つまり、実用に足るまでのノイズキャンセル効果を得ることが難しい。このことが、現状において実用化されているヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムのほとんどが、アナログ方式であることの理由である。
【００４３】
しかしながら、先にも述べたように、ノイズキャンセリングシステムをデジタル方式化することにより得られる利点は大きい。そこで、本実施の形態としては、以降説明していくようにして、ヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについて、デジタル方式でありながら上記の遅延の問題を解消して実用化を図るための構成を提案するものである。
【００４４】
先ず、本願の発明者が、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムを構成するのに至った経緯について、図５を参照して説明する。なお、図５において、図４と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
図５（ａ）には、上記図４に示した構成のノイズキャンセリングシステムにおける、デシメーションフィルタ５、ノイズキャンセル信号処理部６（ＤＳＰ６０）、インターポレーションフィルタ７から成るノイズキャンセル用信号の系を抜き出して示している。図４においては、デシメーションフィルタ５は、Ａ／Ｄコンバータ５０内において単一のブロックとして示していたのであるが、本願の発明者は、この図５（ａ）に示すようにして、デシメーションフィルタ５について、デシメーションフィルタ５Ａ，５Ｂに分解してこれらを直列接続した構成を与えてみることとした。
デシメーションフィルタ５は、図４の説明からも分かるように、サンプリング周波数＝64fsの信号を1fsの信号に変換して出力する、即ち、サンプリング周波数を1/64にダウンサンプリングするようにされている。そこで、図５（ａ）における構成としては、この1/64のダウンサンプリングを行うデシメーションフィルタ５について、それぞれ、1/8のダウンサンプリングを行うデシメーションフィルタ５Ａ、５Ｂから成るものとし、デシメーションフィルタ５Ａの後段にデシメーションフィルタ５Ｂを直列に接続するようにしたものである。この構成によれば、デシメーションフィルタ５に入力されてくるサンプリング周波数＝64fsの信号は、先ず、デシメーションフィルタ５Ａによりサンプリング周波数＝8fsの信号に変換されて出力されることになる。続いて、このサンプリング周波数＝8fsの信号がデシメーションフィルタ５Ｂに入力されることで、ＰＣＭ形式によるサンプリング周波数＝1fsの信号に変換されることになる。このようにして、デシメーションフィルタ５Ａ−５Ｂの直列接続によっては、1/8×1/8により表されるようにして、総合では1/64のダウンサンプリングを実行するようにされている。
確認のために述べておくと、この図５（ａ）においても、デシメーションフィルタ５（デシメーションフィルタ５Ｂ）を通過した後の信号の処理については、図４と同様となる。つまり、デシメーションフィルタ５から出力されたサンプリング周波数＝１ｆｓの信号（ＰＣＭ信号）は、ノイズキャンセル信号処理部６に入力される。ノイズキャンセル信号処理部６は、サンプリング周波数＝1fsによるＰＣＭ形式の信号に対応した信号処理として、入力された信号に所定の特性を与えることでキャンセル用オーディオ信号を生成して出力する。ノイズキャンセル信号処理部６から出力されるキャンセル用オーディオ信号は、サンプリング周波数＝1fsによるＰＣＭ形式とされているが、インターポレーションフィルタ７では、このキャンセル用オーディオ信号を入力してアップサンプリング（インターポレーション）を実行することで、サンプリング周波数＝8fsによる信号として出力する。
【００４５】
ここで、上記図５（ａ）において一点鎖線により括って示す、デシメーションフィルタ５Ｂ、ノイズキャンセル信号処理部６、及びインターポレーションフィルタ７から成る系についてみると、この系は、入力信号と出力信号のサンプリング周波数は8fsで同じとなっている。なお、以降においては、この一点鎖線で括って示す系を8fs入出力信号処理系ともいうことにする。
この8fs入出力信号処理系を１つのブラックボックスとしてみたとすれば、サンプリング周波数＝8fsのＰＣＭ信号を入力して、同じサンプリング周波数＝8fsのＰＣＭ形式によるノイズキャンセル用オーディオ信号を生成して出力する（ノイズキャンセル信号処理）というデジタル信号処理を実行する部位であるとしてみることができる。
【００４６】
そして、8fs入出力信号処理系が上記の機能を有する部位であると捉えたことに基づいては、図５（ｂ）に示す構成も採り得るものであると考えることができる。
つまり、8fs入出力信号処理系として、ノイズキャンセル信号処理部６Ａのみを設ける。そして、このノイズキャンセル信号処理部６Ａにより、サンプリング周波数＝8fsの信号を直接的に入力し、8fsのＰＣＭ信号形式に対応したデジタル信号処理により、サンプリング周波数＝8fsによるノイズキャンセル用オーディオ信号を生成して出力させるものである。
【００４７】
上記図５（ｂ）の構成と、先の図５（ａ）の構成とを比較してみると、図５（ｂ）では、先ず、デシメーションフィルタ５において、1/8倍のサンプリング周波数変換を行うためのデシメーションフィルタ（５Ｂ）が省略され、さらに、8倍のサンプリング周波数変換を行うためのインターポレーションフィルタ７が省略されることになる。
先に述べたように、図４に示した構成では、Ａ／Ｄコンバータ５０及びＤ／Ａコンバータ７０における遅延が大きいのであるが、これらの遅延の要因としては、Ａ／Ｄコンバータ５０ではデシメーションフィルタ５による遅延が支配的で、Ｄ／Ａコンバータ７０ではインターポレーションフィルタ７による遅延が支配的であることが分かっている。このことからすれば、図５（ｂ）では、ノイズキャンセル信号処理部６Ａを入出力する信号がデシメーションフィルタ５Ｂとインターポレーションフィルタ７を経由しないのであるから、図５（ａ）に示す8fs入出力信号処理系、つまり図４の構成と比較すれば、信号遅延は大幅に短縮されることになる。
そして、このようにしてノイズキャンセル信号処理系における信号遅延が短縮されることによっては、先の説明から導かれるようにして、ノイズキャンセルが有効にはたらくとされる音声の周波数帯域として、より高域の範囲に拡大させていくことが可能であることになる。つまり、図５（ｂ）の構成を採ることで、図４に示したノイズキャンセリングシステムの問題点については解消されることになる。
【００４８】
ここで、上記図５（ｂ）に示したモデルに従って実際にノイズキャンセリングシステムを構成することとした場合において、ノイズキャンセル信号処理部６Ａをどのような構成とするべきかについて考察してみる。
先ず、図５（ａ）に示されるノイズキャンセル信号処理部６の実際としては、図４においても述べたとおりに、先ずはＤＳＰにプログラミングを行うことで実現される。また、デジタルフィルタの形式としては、ＦＩＲとすることが一般的となっている。そこで、図５（ｂ）に基づくノイズキャンセリングシステムを構成する場合にあっても、上記ノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、ＤＳＰが備えるＦＩＲのデジタルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）として構成することが、先ず順当には考えられるものである。
【００４９】
しかし、ノイズキャンセル信号処理部６Ａが処理する信号のサンプリング周波数は8fsであり、図５（ａ）のノイズキャンセル信号処理部６が１fsであるのに対して8倍という、相当に高いものとなる。すると、クロックとの関係で、サンプリング周波数の１周期あたりにおいて実行可能な演算回数（処理ステップ数）としては、ノイズキャンセル信号処理部６Ａのほうが、ノイズキャンセル信号処理部６よりも少なくなってしまう。具体的に、クロックが１０２４fsであるとすると、対応するサンプリング周波数が８fsであるノイズキャンセル信号処理部６Ａは、１サンプル周期あたりの演算回数は１０２４／８＝１２８回ということになる。これに対して、対応するサンプリング周波数が1fsのノイズキャンセル信号処理部６は、１０２４／１＝１０２４回になる。このことは、仮に、ノイズキャンセル信号処理部６Ａについて、ＤＳＰを利用した構成とした場合には、サンプリング周波数＝1fsに対応するデジタル信号処理を実行するＤＳＰほどの演算処理能力が得られないことを意味する。この観点からすると、ノイズキャンセル信号処理部６Ａについてはハードウェアにより構成することのほうが好ましいということになる。
また、キャンセル用オーディオ信号としての特性は相応に複雑であることから、ノイズキャンセル信号処理部６ＡについてＦＩＲフィルタにより構成したうえで、できるだけ広い音声周波数帯域をノイズキャンセル対象とする信号処理を実行可能に構成しようとした場合には、膨大な次数（タップ数）が必要になり、処理のためのリソースも非常に大きくなってしまう。そこで本願発明者が、図５（ｂ）に示すモデルを実際に構成する場合のノイズキャンセル信号処理部６ＡについてＩＩＲ(Infinite Impulse Response)のデジタルフィルタ（ＩＩＲフィルタ）により構成すること検討してみたところ、ＩＩＲフィルタによっても、ノイズキャンセル用オーディオ信号として必要充分な特性を与えることが可能であることが確認された。つまり、ノイズキャンセル用オーディオ信号としての同等の信号特性を与えるのにあたり、ＦＩＲフィルタよりも少ない次数、小さいリソースで形成可能なＩＩＲフィルタでも充分採用できることが確認されたものである。
このようにして、図５（ｂ）に示す構成におけるノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、ハードウェアのＩＩＲフィルタにより構成するのが妥当であるとの一つの結論が得られた。
【００５０】
これまでの説明のようにして、図５（ｂ）の構成を採ることによっては、ノイズキャンセル信号処理系からデシメーションフィルタ５Ｂとインターポレーションフィルタ７が省略され、これによる信号遅延が生じなくなることで、有効なノイズキャンセル効果の得られる周波数帯域は、より高域にまで拡大されることになる。つまり、デジタル信号処理でありながら、実用に足るノイズキャンセル性能は獲得することが可能となるものである。
しかし、現実にノイズキャンセリングシステムを構成しようとした場合には、デジタルであることの利点であるフィルタ特性・設計についての自由度であるとか、コストダウン、小型軽量化などを始めとする、純粋なノイズキャンセル性能以外のいくつかの条件も満足することが必要になってくる。
図５（ｂ）に基づいたノイズキャンセリングシステムを実際に構成するものとした場合、ノイズキャンセル信号処理の実行部位（ノイズキャンセル信号処理部６Ａ）を例えば専用のハードウェアのみにより構成することになるが、そうすると、例えばフィルタ特性の設定などが固定的になり、切り換え操作や適応制御などに応じたフィルタ特性の変更設定であるとか、後のフィルタの設計変更なども制限されがちになる。ちなみに、このようなフィルタ特性・設計の変更などの自由度に関しては、プログラムに従ってデジタル信号処理を実行するようにされたＤＳＰのほうが有利となる。
また、ノイズキャンセル信号処理は本来的に複雑であるために、ノイズキャンセル信号処理部６ＡにハードウェアによるＩＩＲフィルタを採用したとしても、相応のリソースは要求されることになる。このために、条件によっては、ハードウェアであるノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、許容以上のコストがかかったり、あるいはまた、許容以上の回路規模、実装面積に成らざるを得なかったりする場合もあると考えられる。
このようなことを鑑みると、図５（ｂ）のようにして、ハードウェアのみによってノイズキャンセル信号処理としてのデジタル信号処理を実行するノイズキャンセリングシステムを実際に得ようとすることは、あまり現実的ではないということになる。
【００５１】
そこで、本願発明者は、図５（ｃ）に示すようにして、8fs入出力信号処理系についてノイズキャンセル信号処理部６Ａを備える系と、ノイズキャンセル信号処理部６を備える系との２系統を並列的に設けるようにした構成を考えたものである。
先にも述べたように、ノイズキャンセリングシステムにあってノイズキャンセル用音声としての信号遅延が拡大するほど、高域についてのノイズキャンセル効果が得られにくくなってくる。このことは、換言すれば、低域側については、相当の信号遅延が存在していてもノイズキャンセル効果を得やすくなる、ということを意味する。
このことに基づき、図５（ｃ）の構成では、ノイズキャンセル信号処理部６については、ノイズキャンセル対象となる全ての音声周波数帯域における低域を対象としてノイズキャンセルを行うためのノイズキャンセル信号を生成するようにして構成することとした。これに対して、ノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、ノイズキャンセル対象となる全ての音声周波数帯域において、上記低域よりも高いとされる中高域を対象としてノイズキャンセルを行うためのノイズキャンセル信号を生成するようにして構成することとしたものである。
このような構成では、ノイズキャンセル対象となる全音声周波数帯域のうち中高域を担当するノイズキャンセル信号処理部６Ａがメイン処理としてノイズキャンセル信号処理を実行し、一方のノイズキャンセル信号処理部６は、サブ処理として補助的に、低域についてのノイズキャンセル信号処理部を実行する部位であるとしてみることができる。
【００５２】
このような構成であれば、先ずはハードウェアのＩＩＲフィルタにより構成されるノイズキャンセル信号処理部６Ａについて、低域を除いた中高域側だけの周波数帯域をノイズキャンセル対象とするノイズキャンセル用オーディオ信号が生成できるように構成すればよいので、低域も含めた全音声周波数帯域をノイズキャンセル対象とする場合に比較すれば、必要となるリソース量の削減もそれだけ促進されることになる。また、このようにしてハードウェアのリソースについての削減が図られることにより、ノイズキャンセル信号処理部６Ａにおける消費電力も低減されることになる。これは、ノイズキャンセリングシステムの低消費電力化につながるものであり、例えばノイズキャンセリングシステムをバッテリにより駆動するような場合には、バッテリの長寿命化が期待される。
また、サンプリング周波数＝1fsに対応したデジタル信号処理を実行するノイズキャンセル信号処理部６は、先に説明したように、サンプリング周波数＝8fsに対応するノイズキャンセル信号処理部６Ａと比較すれば演算回数の点で演算処理能力が高いので、ＤＳＰにより構成することについて支障がない。そこで、ノイズキャンセル信号処理部６をＤＳＰの一機能として構成すれば、例えばフィルタ特性を動的に変更設定することなども容易に可能となる。つまり、信号処理に関しての自由度が向上する。
【００５３】
このようにして、図５（ｃ）の構成では、先ず、ノイズキャンセル用オーディオ信号の遅延に起因したノイズキャンセル性能の劣化の問題が解消されている。そのうえで、ハードウェアロジックにより構成する、サンプリング周波数＝8fsに対応したノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、更なるリソースの低減が図られると同時に、ノイズキャンセル信号処理に関しては、高い自由度が得られる。
本願発明者は、上記のような利点が得られることに基づき、ノイズキャンセリングシステムとしては、この図５（ｃ）に示されるモデル形態が、現状においては最善であろうとの結論に至ったものである。つまり、本願発明に基づく実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムは、この図５（ｃ）に示されるモデル形態を基本としたノイズキャンセル用オーディオ信号の系を含んで構成されるものである。
【００５４】
ところで、上記図５（ｃ）については、ノイズキャンセル信号処理部６Ａ側の系がメインとされて中高域を対象とするノイズキャンセル信号処理を行い、ノイズキャンセル信号処理部６側の系がサブとされて、補助的に低域を対象とするノイズキャンセル信号処理を行うものであるとして説明を行った。
先にも述べたように、例えばコストであるとか、基板実装面積などのことを考慮すれば、ハードウェアにより構成されるノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、できるだけリソースを削減して小規模な回路とすることが求められているといえる。
【００５５】
そこで、本願発明者は、例えば、ノイズキャンセリングシステムとしてのコストであるとか小型軽量化などを優先させたいなどの理由で、ノイズキャンセル信号処理部６Ａについて極力リソースを削減する必要のある場合を想定して検討を行った。その結果、図５（ｄ）に示すようにして、上記図５（ｃ）と同じモデル態様の下で、ノイズキャンセル信号処理部６にメインのノイズキャンセル信号処理を担当させ、ノイズキャンセル信号処理部６Ａにサブとしてのノイズキャンセル信号処理を担当させるようにした構成も考えるに至った。
この構成では、先ず、ノイズキャンセル信号処理部６については、例えばノイズキャンセル対象となる全ての音声周波数帯域のうちで、有効なノイズキャンセル効果は得られにくいとされる一定以上の高域の音声周波数帯域を除き、これより低い中低域としての音声周波数帯域についてノイズキャンセルが行われるようにして構成する。一方、ノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、例えば入力信号についてのゲイン調整を行うゲイン調整回路として構成する、あるいは数サンプルの値に基づいて移動平均を求めるような構成とするものである。このようなノイズキャンセル信号処理部６Ａの信号処理動作は、例えばノイズキャンセル信号処理部６側では不足する、高域のノイズキャンセル信号処理を補うこと（高域のノイズキャンセル用オーディオ信号の生成）に相当する。
【００５６】
そして、上記図５（ｄ）に対応する構成であれば、ノイズキャンセル信号処理部６Ａとしては、例えば数タップ程度のＦＩＲフィルタにより実現することができる。即ち、リソースとしては非常に少なくて済み、実際にハードウェアとして構成するのにあたっては、低コストで小型なものとすることができる。
【００５７】
このようにして、本実施の形態としては、図５（ｃ）（ｄ）により説明したように、ノイズキャンセル信号処理を実行する系について、互いに異なるサンプリング周波数に対応したデジタル信号処理を実行する２つの系を備えることで、デジタル信号処理でありながらも実用上充分とされるノイズキャンセル効果を得るようにされるとともに、ハードウェアリソースであるとか回路規模について一定以下に抑えることと、ノイズキャンセル信号処理についての設定自由度を得ているものである。
【００５８】
ところで、図５（ａ）（ｂ）と、本実施の形態の基となる図５（ｃ）（ｄ）とを比較した場合の根本的な相違点は、先ず図５（ａ）（ｂ）の構成が、サンプリング周波数＝1fsまたはサンプリング周波数＝8fsに対応した1系統のみのデジタル信号処理によりノイズキャンセル信号処理（ノイズキャンセル用オーディオ信号の生成）を行っているのに対して、図５（ｃ）（ｄ）の構成では、サンプリング周波数＝1fsに対応した1系統のデジタル信号処理と、サンプリング周波数＝8fsに対応した1系統のデジタル信号処理とのそれぞれにより、同時的に、ノイズキャンセル信号処理を行っていることであるといえる。つまり、図５（ａ）（ｂ）の構成では、特定の単一のサンプリング周波数に対応したデジタル信号処理によりノイズキャンセル信号処理を実行しているのに対して、図５（ｃ）（ｄ）の構成では、２つの異なるサンプリング周波数に対応した各系のデジタル信号処理によりノイズキャンセル信号処理を実行しているものである。なお、確認のために述べておくと、先に説明した図４の構成は、図５（ａ）と同等であり、従って、前者の構成の範疇に含まれる。また、後者にあっては、サンプリング周波数が低いほう（1fs）の系の出力を、高いほうのサンプリング周波数(8fs)にまでアップサンプリング（インターポレーション）し、このアップサンプリングした信号と、サンプリング周波数が高い方の系の出力とを加算して出力するようにしている。
【００５９】
そして、上記した構成の相違に基づき、以降においては、ノイズキャンセル信号処理系について、上記図５（ａ）（ｂ）（及び図４）に対応した前者の構成を「シングルパス」ともいい、図５（ｃ）（ｄ）に対応した後者の構成を「デュアルパス」ともいうことにする。
【００６０】
以降、上記図５（ｃ）（ｄ）としてのモデル構成を基とした、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムとしての、より具体的な構成例について説明を行っていくこととする。
まず、図６は、第１の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示したブロック図である。なお、この図において、図４と同一とされる部位には同一符号を付し、図４と同様な内容についての説明は省略する。また、この図６に示されるノイズキャンセリングシステムも、図４と同様にしてフィードフォワード方式に基づいた構成を採っており、また、Ｌ，Ｒステレオチャンネルにおける何れか一方のチャンネルに対応したものである。
また、以降の実施の形態にあっても、基準サンプリング周波数fsは、例えばCDなどのデジタルオーディオソースに対応する４４．１ｋＨｚであることとする。
【００６１】
先ず、この実施の形態におけるノイズキャンセリングシステムでは、図４に示されていたＡ／Ｄコンバータ５０、ＤＳＰ６０、Ｄ／Ａコンバータ７０に相当する部位を、ＬＳＩ(Large Scale Integration)６００としての１つの集積回路部品としての物理構成単位に納めるようにして構成している。
また、このＬＳＩ６００は、その内部にて、大別してアナログブロック７００とデジタルブロック８００との２つの信号処理部を備えるものとされる。
アナログブロック７００は、アナログ信号の入出力が行われることに対応して、Ａ／Ｄコンバータ５０においては初段となるΔΣ変調器４と、Ｄ／Ａコンバータ７０においては最終段となるパワードライブ回路１０を含んで形成される。また、この図では、アナログブロック７００において、電源部２２と、オシレータ２１も含むようにされる。電源部２２は、ＬＳＩ６００内の回路に対して、所定の電圧値による直流の電力を供給する。オシレータ２１は、例えばＬＳＩ６００の外部に設けられる水晶発振子からの信号を利用して、ＬＳＩ６００（アナログブロック７００、デジタルブロック８００）内の回路のためのクロック(CLK)を出力するようにされる。本実施の形態では、このクロック周波数は１０２４fsであることとする。
デジタルブロック８００は、Ａ／Ｄコンバータ５０、ＤＳＰ６０、Ｄ／Ａコンバータ７０に相当する機能を形成する部位として、上記ΔΣ変調器４及びパワードライブ回路１０以外の部位をはじめ、デジタル信号により入出力が行われる部位を含んで形成されるものとなる。
また、ここでのアナログブロック７００とデジタルブロック８００は、それぞれ、異なるプロセスにより製造されるチップであるものとされる。つまり、この実施の形態でのＬＳＩ６００は、少なくとも、アナログブロック７００に相当するチップと、デジタルブロック８００に相当するチップとをパッケージ化して構成したものとされる。
なお、アナログ回路とデジタル回路とを１つのチップとして製造することも現状において行われているので、これに倣えば、アナログブロック７００とデジタルブロック８００とを１つのチップとして製造することも可能である。即ち、本実施の形態の実際としては、例えば製造効率その他の条件を鑑みて、アナログブロック７００とデジタルブロック８００とをそれぞれ別のチップで構成するのか、あるいは１つのチップで構成するのかを決定すればよい。
【００６２】
そして、この図６に示されるノイズキャンセリングシステムとしての機能ブロック構成は下記のようになる。
先ず、ヘッドフォンユニット１ｃの外筐には、フィードフォワード方式に対応してマイクロフォン２Ｆが取り付けられる。このマイクロフォン２Ｆにより収音して得られた信号はアンプ３により増幅されアナログ音声信号となる。このアナログ音声信号が、ＬＳＩ６００に入力されることで、先ず、アナログブロック７００におけるΔΣ変調器４に入力され、ここで、例えばサンプリング周波数が６４fsで、量子化ビット数が１ビット（６４fs、１ビット）の形式のデジタル信号に変換される。この場合、ΔΣ変調器４の出力としてのデジタル信号は、スイッチＳＷ１の一方の入力端子に入力される。
【００６３】
本実施の形態のノイズキャンセリングシステムは、拡張性を考慮してマイクロフォン入力段においてデジタルマイクロフォン（デジタルマイク）からの入力にも対応できるように配慮しており、このために、ＬＳＩ６００はデジタルマイクからのデジタルオーディオ信号を入力可能にされている。
デジタルマイクは、例えば、マイクロフォンと、このマイクロフォンにより収音して得られた信号を１ビット列のデジタルオーディオ信号に変換するΔΣ変調器とを少なくとも一体化して構成したものとされる。このデジタルマイクからの入力信号は、スイッチＳＷ１における他方の入力端子に入力されるようになっている。
【００６４】
スイッチＳＷ１は、２つの入力端子の何れか一方を選択して出力端子と接続するようにして切り換えが行われる。出力端子は、デジタルブロック８００のデシメーションフィルタ５Ａの入力と接続されるようになっている。
何れにせよ、スイッチＳＷ１の出力は、フィードフォワード方式に対応してヘッドフォン筐体の外側にて収音した音声を基とするデジタルオーディオ信号となるものである。スイッチＳＷ１の出力であるデジタルオーディオ信号は、デシメーションフィルタ５Ａに対して入力されることになる。
【００６５】
デシメーションフィルタ５Ａは、後段のデシメーションフィルタ５Ｂとの直列接続により、図４のデシメーションフィルタ５に相当するものとなる。デシメーションフィルタ５Ａ、５Ｂは、それぞれ、１／８のサンプリング周波数にデシメーションするようにして形成されていることから、デシメーションフィルタ５Ａ、５Ｂの直列接続により、（１／８）×（１／８）＝１／６４で表されるようにして、サンプリング周波数は１／６４にデシメーションされることになる。つまり、デシメーションフィルタ５と同様にして、６４fsの入力信号を１fsに変換する。
また、ここではデシメーションフィルタ５Ａについては固定のフィルタ特性を持つのに対して、デシメーションフィルタ５Ｂについては、後述するようにしてフィルタ特性が可変されるように構成できるものとしている。
【００６６】
先ず、デシメーションフィルタ５Ａでは、入力された６４fs、１ビットの信号について、サンプリング周期に対応した所定の間引きパターンによりデータを間引く、いわゆる間引き処理を実行することで、８fs、２４ビットの信号に変換して出力する。つまり、このデシメーションフィルタ５Ａは、サンプリング周波数の処理に関しては、1/8のデシメーション（ダウンサンプリング）を行うようにされる。この出力は、デシメーションフィルタ５Ｂに入力するとともに、分岐してノイズキャンセル信号処理部６Ａに対しても入力させることとしている。
【００６７】
ノイズキャンセル信号処理部６Ａは、デジタルフィルタにより形成されるもので、後述するようにして、８fs、２４ビットによるノイズキャンセル用オーディオ信号を生成し、合成器１２に対して入力させる。
なお、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムの構成では、後述するようにＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６によってもノイズキャンセル用オーディオ信号が生成される。
そこで、以降においては、ノイズキャンセル信号処理部６により生成されるものを第１のノイズキャンセル用オーディオ信号といい、ノイズキャンセル信号処理部６Ａにより生成されるものを第２のノイズキャンセル用オーディオ信号ということにして、両者を区別する。
【００６８】
デシメーションフィルタ５Ｂは、先のデシメーションフィルタ５Ａと同様にして、1/8のダウンサンプリングを行う。つまり、入力された８fs、２４ビットの信号について、例えば１fs、１６ビットによる形式のＰＣＭ(Pulse Code Modulation)信号に変換して、ＤＳＰ６０に対して出力する。
【００６９】
ＤＳＰ６０は、マイクロフォン２Ｆの収音音声を基として得られたデジタルオーディオ信号、及びデジタルオーディオソースとしてのオーディオ信号を入力し、それぞれについて所要の信号処理を施すものとして設けられる。また、この場合のＤＳＰ６０は、例えば１fs、１６ビットによるＰＣＭ信号の形式に対応した信号処理が可能なものとして構成されている。
このＤＳＰ６０が実行する信号処理機能はプログラミングにより得ることができる。このプログラムは、例えばフラッシュメモリ１６において、インストラクションのデータとして記憶保持されている。ＤＳＰ６０は、ここから適宜必要なインストラクションを読み出してこれを実行することで、適切に信号処理を実行する。
【００７０】
本実施の形態としてのＤＳＰ６０においては、先ず、デシメーションフィルタ５Ｂから入力された信号を利用して、ノイズキャンセル信号処理部６により、第１のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するようにされる。ノイズキャンセル信号処理部６は、デジタルフィルタにより形成される。
また、音響解析処理部６２により、デシメーションフィルタ５Ｂから入力された信号を取り込んで、所定の音響解析処理を実行し、その解析結果に適応させるようにしてデジタルブロック８００内における所定の機能部位としてのデジタルフィルタの特性を変更設定することも可能とされる。
音響解析処理部６２は、先ず、同じＤＳＰ６０におけるノイズキャンセル信号処理部６としてのデジタルフィルタを対象としてフィルタ特性を可変設定することが可能とされる。
また、ノイズキャンセル信号処理部６Ａとしてのデジタルフィルタを対象としてフィルタ特性を可変設定することが可能とされる。
また、デシメーションフィルタ５Ｂとしてのデジタルフィルタを対象としてフィルタ特性を可変設定することが可能とされる。
また、インターポレーションフィルタ７におけるアンチイメージングフィルタ７ｂを対象としてフィルタ特性を可変設定することが可能とされる。
そして、上記のデジタルフィルタに対するフィルタ特性を可変するのにあたっては、先ず、フラッシュメモリ１６に対して、予めフィルタ特性テーブルを記憶させておいたうえで、解析結果に応じたフィルタ特性を読み出すようにされる。そして、この読み出したフィルタ特性としてのタップ数、係数などのパラメータを設定して、所望の特性のデジタルフィルタの構成を得るようにされる。
また、例えばＲＡＭ１５においてもフィルタ特性テーブルを保持する領域を確保しておいたうえで、音響解析処理部６２は、解析結果などに基づいて演算等を実行して新規にフィルタ特性を生成し、これをＲＡＭ１５のフィルタ特性テーブルに格納するようにして保持させることも可能とされる。このようにして、音響解析処理部６２が解析結果に応じて適応的にフィルタ特性を生成できるようにすれば、よりデジタルフィルタに設定する特性についての自由度、適応性が高まり、より良好なノイズキャンセル効果を期待できる。
【００７１】
また、イコライザ６１により、後述するようにして入力されてくるデジタルオーディオソースの信号について、音質調整などをはじめとした音響に関する調整、補正などを行って出力させることも可能とされる。
【００７２】
ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６から出力された、第１のノイズキャンセル用オーディオ信号（１fs、１６ビット）は、インターポレーションフィルタ７に対して入力される。インターポレーションフィルタ７は、入力された１fs、１６ビットの信号についてサンプリング周波数を８倍とする処理を実行することで８fs、２４ビットの信号に変換し、これを合成器１２に対して出力する。また、ここでは、インターポレーションフィルタ７は、オーバーサンプリング回路７ａと、アンチイメージングフィルタ７ｂとから成るものとして示されている。つまり、インターポレーションフィルタ７では、先ずオーバーサンプリング回路７ａにより、入力された１fs、１６ビットの信号を８fs、２４ビットの形式に変換したうえで、アンチイメージングフィルタ７ｂにより、イメージ周波数成分として例えばサンプリング周波数８fsの１／２よりも高い周波数成分を除去するようにして信号処理を行うものである。
【００７３】
また、この場合のデジタルオーディオソースとしてのオーディオ信号は、ＰＣＭインターフェイス１３を経由して、１fs、１６ビットの形式とされ、ＤＳＰ６０に対して入力される。また、この場合には分岐してスイッチＳＷ２における一方の入力端子にも供給されるようになっている。ＤＳＰ６０では、入力されたデジタルオーディオソースの信号についてイコライザ６１により所定のイコライジングなどの処理を施したうえで、スイッチＳＷ２の他方の入力端子に対して入力させる。
【００７４】
スイッチＳＷ２は出力端子に対して、上記２つの入力端子の何れかを択一的に接続するようにして切り換えが行われる。また、スイッチＳＷ２の出力端子はインターポレーションフィルタ１４の入力と接続される。従って、スイッチＳＷ２の切り換えに応じては、ＰＣＭインターフェイス１３から出力されるデジタルオーディオソースの信号を、ＤＳＰ６０を経由させずにインターポレーションフィルタ１４に入力させる経路と、ＰＣＭインターフェイス１３から出力されるデジタルオーディオソースの信号を、ＤＳＰ６０を経由させたうえでインターポレーションフィルタ７に入力させる経路とで切り換えが行われるようにされる。
【００７５】
上記のようにして、インターポレーションフィルタ１４に対しては、デジタルオーディオソースとしての１fs、１６ビットによるデジタルオーディオ信号が入力される。インターポレーションフィルタ１４は、この入力信号について、サンプリング周波数を８倍にする処理を実行して、８fs、２４ビットによる形式の信号に変換し、合成器１２に対して出力するようにされる。
【００７６】
この場合、合成器１２では、それぞれ８fs、２４ビットによる形式の、デジタルオーディオソースのオーディオ信号、ノイズキャンセル信号処理部６からインターポレーションフィルタ７を経由して出力された第１のノイズキャンセル用オーディオ信号、及びノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力された第２のノイズキャンセル用オーディオ信号とを入力して合成するようにされる。
合成器１２の出力としては、デジタルオーディオソースとしてのオーディオ信号に対して、第１、第２のノイズキャンセル用オーディオ信号の成分が合成されて成る合成ノイズキャンセル用オーディオ信号がさらに合成されたオーディオ信号であることになる。
このオーディオ信号が、先ずノイズシェイパ８によりノイズシェイピングを施されて１６fs、４ビットのデジタル信号とされ、さらにＰＷＭ回路９によりＰＷＭ変調が施されて５１２fs、１ビットのデジタル信号に変換されることになる。そして、この１ビット列によるデジタル信号が、アナログブロック７００側に設けられたパワードライブ回路１０に対して入力され、ここで増幅されたアナログ信号に変換される。この増幅アナログ信号は、ＬＳＩ６００の外部のフィルタ１１、コンデンサＣ１を経由してドライバ１ａに対して供給される。
また、パワードライブ回路１０の入力信号は、分岐して外部にも出力可能とされている(外部１ｂｉｔ出力)。
【００７７】
ここで、上記図６に示される本実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成を、先に図４に示した構成と比較してみると次のようなことがいえる。
図６の構成において、図４に相当するノイズキャンセル用の信号系は、ΔΣ変調器４→ (スイッチＳＷ１) →デシメーションフィルタ５Ａ→デシメーションフィルタ５Ｂ→ＤＳＰ６０(ノイズキャンセル信号処理部６) →インターポレーションフィルタ７→合成器１２→ノイズシェイパ８→ＰＷＭ回路９→パワードライブ回路１０→フィルタ１１→コンデンサＣ１→ドライバ１ａからなる信号系となる。これは、第１のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成して、これをドライバ１ａから音声として出力させるための信号系である。そのうえで、図６にあってはノイズキャンセル信号処理部６Ａが設けられる。つまり、デシメーションフィルタ５Ａの出力信号から第２のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成して合成器１２に対して出力するという、もう１つのノイズキャンセルのための信号系を備える。このようにして、本実施の形態では、マイクロフォン２Ｆにより収音して得られた信号を基にノイズキャンセル用オーディオ信号を形成する系として２系統を備える。
つまり、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６を備えて第１のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成する系（第１のノイズキャンセル信号処理系）においては、デシメーションフィルタ５Ａ、デシメーションフィルタ５Ｂ、ノイズキャンセル信号処理部６、インターポレーションフィルタ７、合成器１２の順で信号が伝搬されていく。これに対して、ノイズキャンセル信号処理部６Ａを備えて第２のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成する系（第２のノイズキャンセル信号処理系）では、デシメーションフィルタ５Ａ、ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、合成器１２の順で信号が伝搬されていくものである。即ち、第１のノイズキャンセル信号処理系は、図４に示したノイズキャンセリングシステムの構成と同様にして、Ａ／Ｄ変換側のデシメーションフィルタ（５Ａ、５Ｂ）と、Ｄ／Ａ変換側のインターポレーション（オーバーサンプリング）フィルタ７を信号が経由するようにされるのに対して、第２のノイズキャンセル信号処理系では、デシメーションフィルタ５Ａを経由するものの、その後段のデシメーションフィルタ５Ｂをパスし、さらにインターポレーションフィルタ７もパスして、サンプリング周波数＝８fsの信号が入出力されるノイズキャンセル信号処理部６Ａのみを通過するようにされている。そのうえで、これらの第１、第２のノイズキャンセル信号処理系により得られた信号を合成器１２により合成することで、総合的なノイズキャンセル用オーディオ信号を得ようとするものである。
そして、この構成は、先に図５（ｃ）（ｄ）により説明した、「デュアルパス」としてのノイズキャンセル信号処理系の構成に他ならないものである。
【００７８】
ここで、上記のようにして第１、第２のノイズキャンセル信号処理系を備える本実施の形態のデュアルパス構成にあっては、先の図５（ｃ）（ｄ）のそれぞれのモデル構成に対応させて、これら第１、第２のノイズキャンセル信号処理系のそれぞれに与えるべき機能、役割に基づいて、２つの基本的な態様例を採ることができる。そこで先ず、これら２つの機能態様例についての説明を行っておくこととする。
【００７９】
図７は、上記図６に示したノイズキャンセリングシステムにおいて、デシメーションフィルタ５Ａ、デシメーションフィルタ５Ｂ、ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６、インターポレーションフィルタ７、及び合成器１２から成る部位を抜き出して示したものとされる。この図により、上記２つの機能態様例のうちの１つである、第１の機能態様例について説明する。
【００８０】
先ず、第１の機能態様例としては、図７に示されるようにして、ノイズキャンセル用オーディオ信号を形成するノイズキャンセル信号処理部について、図４の構成に対応する第１のノイズキャンセル信号処理系に属するノイズキャンセル信号処理部６のほうをメイン処理部として扱うこととし、一方の第２のノイズキャンセル信号処理系に属するノイズキャンセル信号処理部６Ａをサブ処理部として扱うようにされる。つまり、図５（ｄ）に対応する構成である。
そして、この場合においてメイン処理部となるノイズキャンセル信号処理部６のデジタルフィルタについては、先にも述べたように、ノイズキャンセル対象となる全ての音声周波数帯域のうちで、有効なノイズキャンセル効果が得られるとされる一定以下の周波数帯域範囲に対応するノイズキャンセル信号処理を実行させるように構成する。つまり、ノイズキャンセル信号処理部６を備える第１のノイズキャンセル信号処理系は、デシメーションフィルタ５Ｂとインターポレーションフィルタ７を備えることで信号遅延を有するために、一定以上の高域について有効なノイズキャンセル効果を期待することが難しいが、ここでは、この一定以上の高域は除外して、これより低い中低域としての周波数帯域範囲を対象とするノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するものである。
そのうえで、サブ処理部となるノイズキャンセル信号処理部６Ａのデジタルフィルタについては、上記の高域を対象としてノイズキャンセルが行われるようにされた特性のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するように形成する。
そして、これらのメイン処理部とサブ処理部のノイズキャンセル用オーディオ信号が合成器１２により合成される結果、合成器１２から出力される総合のノイズキャンセル用オーディオ信号としては、ノイズキャンセル対象として必要とされる全音声周波数帯域にわたって有効なノイズキャンセル効果を生じる機能が与えられるものである。
このようにして、第１の機能態様例としては、先にも述べたように、先ず、第１のノイズキャンセル信号処理系により、中低域を対象とするノイズキャンセルを行うようにしたうえで、この第１のノイズキャンセル信号処理系では充分なノイズキャンセル効果を得にくい高域について、より信号遅延の少ない第２のノイズキャンセル信号処理系により補助的にキャンセルを行うように構成している。つまり、キャンセル対象とするノイズの周波数帯域を、第１、第２のノイズキャンセル信号処理系（ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、６）とで分担する。
この場合のノイズキャンセル信号処理部６Ａは、先に図５（ｄ）においても述べたように、単純なゲイン調整回路であるとか、数タップのＦＩＲフィルタなどによる移動平均値を求める回路などの簡易なハードウェア構成により実現できるものであり、大幅なリソースの削減、回路規模の縮小などが図られる。また、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６についても、この場合には、高域について有効にノイズキャンセルを図るべきことを意図して構成する必要がないことから、その分、リソースは削減され、処理能力の点でも有利となる。また、このようにして、これまでより簡易な構成となることで、これらのノイズキャンセル信号処理部６、６Ａとしてのフィルタの設計に関しても容易化が期待される。
【００８１】
次に、図８を参照して、第２の機能態様例について説明する。なお、この図において、図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
第２の機能態様例としては、上記図７により説明した第１の機能態様例とは反対に、第２のノイズキャンセル信号処理系をメインの信号処理系とし、第１のノイズキャンセル信号処理系をサブの信号処理系とする。これに応じて、第２のノイズキャンセル信号処理系に属するノイズキャンセル信号処理部６Ａがメイン処理部となり、第１のノイズキャンセル信号処理系に属するノイズキャンセル信号処理部６がサブ処理部となる。つまり、図５（ｃ）に対応する構成である。
そして、その役割分担としては、図５（ｃ）においても述べたように、メインとなるノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、ノイズキャンセル対象となる全ての音声周波数帯域における中高域を対象としてノイズキャンセルを行うためのノイズキャンセル信号を生成するようにして構成し、サブとなるノイズキャンセル信号処理部６については、ノイズキャンセル対象となる全ての音声周波数帯域における低域を対象としてノイズキャンセルを行うためのノイズキャンセル信号を生成するようにして構成するものである。
そして、この場合にも、合成器１２により、メイン処理部とサブ処理部のノイズキャンセル用オーディオ信号を合成して得られるノイズキャンセル用オーディオ信号としては、ノイズキャンセル対象として必要とされる全音声周波数帯域にわたって有効なノイズキャンセル効果を生じる機能が与えられることになる。
【００８２】
なお、本実施の形態に基づくノイズキャンセリングシステムを実際に構成するのにあたって、上記第１の機能態様例と第２の機能態様例の何れを採用するのかについては、そのノイズキャンセリングシステムに要求されるコスト、仕様などの各種条件に応じて適当なほうを選べばよい。先の図５（ｃ）（ｄ）の説明からも理解されるように、低コストであることや、回路規模をできるだけ小さなものとすることを優先したい場合には、第１の機能態様例を採用することの方が有利となる。一方で、ハードウェアによるノイズキャンセル信号処理部６Ａがメインの信号処理を実行するようにされた第２の機能態様例では、より高品位なノイズキャンセル効果を期待できる。従って、高品位な再生音を提供することを優先するような場合には、第２の機能態様例を採用することが妥当となる。
【００８３】
またここで、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムのデジタルブロック８００において、ノイズキャンセルのための信号処理系に関わる所定の機能回路部において採用するデジタルフィルタの構成について述べる。
例えば先に図４に示したノイズキャンセリングシステムにあっては、上記のデシメーションフィルタ５（５Ａ、５Ｂ）、及びインターポレーションフィルタ７について、直線位相型ＦＩＲにより構成している。これは、先にも説明したように、処理対象がオーディオ信号とされているのであるから、一般的には、周波数に応じた位相歪みなどを生じさせないことが必要であるとの考え方に基づくものである。
直線位相型ＦＩＲとされることで、入出力間には群遅延が生じるが、これまでのＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータのデバイスは、ユーザが積極的に聴こうとするオーディオ音源の再生（記録）に使用することを前提としていたために、特に問題になることはなかったものである。例えばオーディオ音源を再生する場合であれば、そのオーディオ音源の信号が信号処理デバイスに入力されてから音として再生するまでに、信号処理による相応の遅延が生じたとしても、ユーザが聴く音としては、正常に連続して再生出力されているものに他ならないわけであり、従って、ユーザがオーディオ音源を再生して聴くのに、信号処理の遅延が問題視されることはないからである。
しかしながら、オーディオ音源の再生ではなく、ノイズキャンセリングシステムにこれまでのデバイスを流用しようとすると、そのデバイスが持つ群遅延により、外部音を打ち消すことのできる位相を得ることができない、あるいは困難になってくるものであり、これが問題点として浮上してしまう。
【００８４】
図６に示す実施の形態のノイズキャンセリングシステムとしては、この問題点を、先ず、デシメーションフィルタ５Ｂ及びインターポレーションフィルタ７を経由しない、ノイズキャンセル信号処理部６Ａを含む第２のノイズキャンセル信号処理系を設けることにより、解決しているものである。
しかし、そのうえでさらに、第１のノイズキャンセル信号処理系側についても、デシメーションフィルタ５（５Ａ、５Ｂ）と、インターポレーションフィルタ７において顕著とされる信号遅延が短縮されるのであれば、ノイズキャンセル効果の阻害要因はそれだけ少なくなって、より良好な効果を期待できることになる。
【００８５】
そこで本実施の形態としては、先ず、１つの例として、図６に示されるデシメーションフィルタ５Ｂと、インターポレーションフィルタ７におけるアンチイメージングフィルタ７ｂとしてのデジタルフィルタについて、最小位相推移型ＦＩＲとした構成を採るようにされる。
なお、最小位相推移型ＦＩＲのデジタルフィルタの基本としては、ＦＩＲ型のデジタルフィルタのシステムとして最小位相が得られるようにして、タップ係数について、先頭側（入力に近い側）にピークの値を設定することで形成できる。
【００８６】
例えば、同じタップ数により構成した直線位相型ＦＩＲのデジタルフィルタと、最小位相推移型ＦＩＲのデジタルフィルタの特性として、インパルス応答波形について比較してみると、先ず、直線位相型ＦＩＲでは入力タイミングに対して或る一定時間遅延したタイミングで、そのピークが得られる。これは、入力に応答した出力としては、タップ数（次数）に応じた一定時間による遅延（群遅延）を持つということを示している。これに対して、最小位相推移型ＦＩＲでは、入力タイミングに対して、例えば数タップ分程度に相当する速いタイミングでピークが得られる。つまり、同じＦＩＲデジタルフィルタでありながら、最小位相推移型ＦＩＲは、直線位相型ＦＩＲと比較して、入力に応答した出力の遅延（入出力遅延）の時間が非常に短い。
従って、デシメーションフィルタ５Ｂと、インターポレーションフィルタ７におけるアンチイメージングフィルタ７ｂとについて、最小位相推移型ＦＩＲを採用することとすれば、ここでの信号遅延時間は大幅に短縮されることとなり、信号遅延の要因がほぼ排除されることになる。これにより、第１のノイズキャンセル信号処理系としては、より良好なノイズキャンセル能力の得られることが期待される。
【００８７】
なお、周知のようにして、最小位相推移型ＦＩＲの場合には、周波数に応じた位相歪みが生じる。従って、オーディオ信号の場合、この位相歪みによる音質劣化を生じる可能性は避けられないことになる。このことが、これまでにおいて、オーディオ信号対応のＡ／ＤコンバータやＤ／Ａコンバータに実装するデジタルフィルタについて直線位相型ＦＩＲとしていたことの理由である。
しかしながら、この場合の信号処理対象は、オーディオ信号ではあるものの、例えばノイズキャンセル対象となる外部音であり、オーディオソースなどと比較すれば、要求される再生忠実度は相当に低い。そのうえでさらに、実際にあってキャンセル効果の大きいとされる音成分は、いわゆる低域といわれる低い周波数帯域であり、デバイスの特性などとの兼ね合いもあって、数ｋHz程度までのノイズキャンセルが有効にはたらけば、実使用上は充分であるとされている。このような見地からすると、例えば上記のデシメーションフィルタ５Ｂ、及びアンチイメージングフィルタ７ｂを最小位相推移型ＦＩＲにより形成したとしても、音質的な不具合などはほとんど生じない。
【００８８】
また、上記の説明によると、デシメーションフィルタ５とインターポレーションフィルタ７の構成部位において、デシメーションフィルタ５Ａとオーバーサンプリング回路７ａについては最小位相推移型ＦＩＲとしていない。つまり、これらの部位については、直線位相型ＦＩＲとしている。
これは、デシメーションフィルタ５とインターポレーションフィルタ７における信号遅延の要因が、それぞれデシメーションフィルタ５Ｂとアンチイメージングフィルタ７ｂにおいて支配的であることによる。従って、デシメーションフィルタ５Ａとオーバーサンプリング回路７ａについて、例えば再生音質などを重視して直線位相型ＦＩＲを用いたとしても、ノイズキャンセル信号処理部６を経由する信号処理系での信号遅延は特に問題にはならないものである。
【００８９】
また、上記のようにして、入出力間での信号遅延の短縮を目的とするのであれば、デシメーションフィルタ５Ｂとアンチイメージングフィルタ７ｂとについて、ＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタにより構成することも妥当なものとなる。ＩＩＲフィルタのインパルス応答波形も、入力タイミングに対して、例えば数タップ分程度に相当する速いタイミングでピークが得られる特性を示す、即ち、入出力遅延は非常に短いものであり、最小位相推移型ＦＩＲにより構成した場合と同様にして、第１のノイズキャンセル信号処理系についての信号遅延をこれまでより少ないものとすることができる。
【００９０】
また、第１のノイズキャンセル信号処理系におけるＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６としてのデジタルフィルタについては、直線位相型ＦＩＲフィルタ、若しくはＩＩＲフィルタにより形成することができる。なお、このノイズキャンセル信号処理部６としての直線位相型ＦＩＲフィルタ若しくはＩＩＲフィルタは、例えばプログラミング（インストラクション）に従ってＤＳＰ６０が動作を実行することで実現される機能回路である。
なお、ノイズキャンセル信号処理部６のほうがメイン処理部となる第１の機能態様例にあっては、プログラミングにより実現されるＤＳＰ６０内の信号処理機能であっても、リソースの削減が図られるなどの点を考慮すれば、ノイズキャンセル信号処理部６をＩＩＲフィルタにより構成することのほうが好ましい。
【００９１】
また、もう一方の第２のノイズキャンセル信号処理系に属するとされる、ノイズキャンセル信号処理部６Ａとしてのデジタルフィルタについては、ノイズキャンセル信号を生成するための専用のハードウェアとして実装するものとされる。そのうえで、このノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、直線位相型ＦＩＲ、若しくはＩＩＲフィルタにより構成するようにされる。
ただし、現状において、第２の機能態様例に従って、第２のノイズキャンセル信号処理系（ノイズキャンセル信号処理部６Ａ）をメインとし、第１のノイズキャンセル信号処理系（ノイズキャンセル信号処理部６）をサブとする構成を考えた場合には、先に図５（ｃ）にても述べたように、ノイズキャンセル信号処理部６ＡをＩＩＲフィルタにより構成することの方が、必要なリソース量を抑えながら高品位なノイズキャンセル効果を得ようという目的からは有利となる。
【００９２】
そのうえで、第２の機能態様例を採ることとした場合においては、さらに、ハードウェアとして構成されるノイズキャンセル信号処理部６Ａについても、或る程度の自由度の範囲内において、その特性について可変設定できるようにすれば、例えばＤＳＰ６０側のノイズキャンセル信号処理部６によってのみ特性を可変設定するようにした場合よりも高い適応性のノイズキャンセル信号処理が行えることとなって好ましいといえる。
そこで、ノイズキャンセル信号処理部６ＡについてＩＩＲフィルタを採用する場合としては、例えば次のようにしてフィルタ特性を可変できるようにした構成を考えることができる。
【００９３】
先ずは、ノイズキャンセル信号処理部６Ａを形成するデジタルフィルタとして、二次のＩＩＲフィルタを複数備えることとする。ここでは、実際の演算ステップ数などを考慮して、二次のＩＩＲフィルタとして、ＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３、６５−４、６５−５の５つを用意する。そのうえで、ノイズキャンセル信号処理部６Ａに必要とされる特性に応じて、これらのＩＩＲフィルタ６５−１〜６５−５の接続態様のパターンを、図９〜図１５に示すもののうちから適宜選択するようにされる。
図９には、ＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３、６５−４、６５−５を直列に接続したパターンを示している。この場合には、直列接続の初段のＩＩＲフィルタ６５−１から信号を入力し、最終段のＩＩＲフィルタ６５−５から信号を出力する。
図１０には、４つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３、６５−４を直列接続した系と、残る１つのＩＩＲフィルタ６５−５のみの系を並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１１には、３つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３を直列接続した系と、残る２つのＩＩＲフィルタ６５−４、６５−５を直列接続した系とを並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１２には、３つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３を直列接続した系と、ＩＩＲフィルタ６５−４のみから成る系と、ＩＩＲフィルタ６５−５のみから成る系とを、それぞれ並列に接続したパターンが示される。入力信号は、これら３つの系に分岐して入力され、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１３には、２つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２を直列接続した系と、２つのＩＩＲフィルタ６５−３、６５−４を直列接続した系と、１つのＩＩＲフィルタ６５−５のみから成る系とを並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１４には、２つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２を直列接続した系と、ＩＩＲフィルタ６５−３のみによる系と、ＩＩＲフィルタ６５−４のみによる系と、ＩＩＲフィルタ６５−５のみによる系とを並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１５は、５つのＩＩＲフィルタ６５−１、ＩＩＲフィルタ６５−２、ＩＩＲフィルタ６５−３、ＩＩＲフィルタ６５−４、及びＩＩＲフィルタ６５−５を並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各フィルタに分岐して入力し、各フィルタの出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
なお、上記図９〜図１５に示したような構成は、例えばシーケンサなどの手法を用いて１つのハードウェア資源（リソース）を時間軸に従って再使用することで、より少ないハードウェア資源で実現できるものである。
【００９４】
また、先に、第１の機能態様例を採ることとした場合には、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６についてはＩＩＲフィルタにより構成することが好ましいと述べたが、このようにしてノイズキャンセル信号処理部６をＩＩＲフィルタとして構成しようとする場合には、ＤＳＰ６０に対するプログラミングにより、上記図９〜図１５により説明した構成を採用することができるものである。
【００９５】
そこで、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムとして第１の機能態様例を採用したうえで、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６として、図９に示したパターンを採用した場合における、ＩＩＲフィルタ６５−１〜６５−５ごとの特性の設定例を、図１６に示すこととする。
この場合、先ず、初段のＩＩＲフィルタ６５−１は、入力信号にゲインを与えて出力するゲイン設定回路としての機能を与えるようにされる。ここでは、そのゲイン係数 (Gain)として0.035を設定するようにされる。
また、続く２段目から５段目（最終段）までの各ＩＩＲフィルタ６５−２〜６５−５については、いわゆるパラメトリックイコライザといわれる機能が与えられるようにされる。そして、イコライザ特性として、ＩＩＲフィルタ６５−２については、中心周波数ｆｃ＝２０Ｈｚ、Ｑ値＝０．４、ゲイン値Ｇ＝２８ｄＢを設定し、ＩＩＲフィルタ６５−３については、中心周波数ｆｃ＝８００Ｈｚ、Ｑ値＝０．６、ゲイン値Ｇ＝１２ｄＢを設定し、ＩＩＲフィルタ６５−４については、中心周波数ｆｃ＝１００００Ｈｚ、Ｑ値＝３．２、ゲイン値Ｇ＝−２１ｄＢを設定し、ＩＩＲフィルタ６５−５については、中心周波数ｆｃ＝１８５００Ｈｚ、Ｑ値＝２．５、ゲイン値Ｇ＝−１６ｄＢを設定するようにされる。
また、ここでは図示していないが、上記のノイズキャンセル信号処理部６の構成に対応させて、ノイズキャンセル信号処理部６Ａはゲイン調整回路として構成するようにされる。そして、そのゲイン係数については、例えば０．０１２を設定する。
【００９６】
ここで、図４に基づく構成(設計)によるノイズキャンセリングシステム（シングルパス構成のノイズキャンセリングシステム）と、図６に基づいて構成(設計)した本実施の形態のノイズキャンセリングシステム（デュアルパス構成のノイズキャンセリングシステム）とについての特性を比較した結果を、図２１のボード線図に示す。ボード線図として図２１（ａ）には、図４に基づくシングルパス構成によるノイズキャンセリングシステムの、周波数対ゲイン特性、周波数対位相特性が示され、図２１（ｂ）には、図６に基づくデュアルパス構成によるノイズキャンセリングシステムの、周波数対ゲイン特性、周波数対位相特性が示されている。また、図２１（ｂ）に示す特性を得るのにあたっては、図６におけるデシメーションフィルタ５Ｂ、アンチイメージングフィルタ７ｂとしてのデジタルフィルタについて最小位相推移型ＦＩＲを採用し、ノイズキャンセル信号処理部６ＡについてはＩＩＲにより構成しているものとする。
例えばここでは、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムに求めるべき目標の周波数対ゲイン特性としては、図２１（ａ）（ｂ）のそれぞれにおける周波数対ゲイン特性図において破線で示している特性であることを前提としている。なお、この破線で示す目標特性について、その周波数の上限を２ｋＨｚまでとしているのは、現実においてノイズキャンセルの制御対象となる音声の周波数帯域が２ｋＨｚ程度までであることに依る。また、図２１（ｂ）に示される周波数対ゲイン特性では、100kHz付近まで一定以上のゲインが維持されているのに対して、図２１（ａ）に示す周波数対ゲイン特性では、20kHz近傍にて急峻に減衰する特性となっている。これは、図４に基づく構成によるノイズキャンセリングシステムでは、サンプリング周波数が１ｆｓのみの信号を対象としてノイズキャンセル処理を行うことから、サンプリング定理に基づくエリアシングを避けるために、ｆｓ／２で表されるサンプリング周波数よりも高い帯域を除去しているためである。ちなみに、この場合には、ｆｓ＝44.1kHzとしており、従って図２１（ａ）に示される周波数対ゲイン特性は、22.05kHzより高い周波数帯域を減衰させた結果が示されている。
【００９７】
ここで、例えば図２１（ａ）と図２１（ｂ）とを比較してみると、先ず、周波数対ゲイン特性については、現実にノイズキャンセル対象となる2KHz程度までの周波数帯域の範囲ではほぼ同等となっている。しかし、周波数対位相特性については、図２１（ｂ）のデュアルパス構成のほうでは、2kHz〜10kHz程度の範囲でほぼ0deg.に近い値が得られているのに対して、図２１（ａ）のシングルパス構成について同じ2kHz〜10kHz程度の範囲をみてみると、絶対値として100deg.以上の位相回転を生じるようにしておおきく変動している。このようにして、本実施の形態に基づくノイズキャンセリングシステムとしては実際においても信号の位相回転が大幅に縮小されるという結果が得られているものであり、デジタルシステムでありながら、実用に足るノイズキャンセリングシステムを得ることも現実において容易に可能とされるものである。
【００９８】
図１７は、第２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。なお、この図において、先の第１の実施の形態に対応する図６と同一とされる部分については、同一符号を付して説明を省略する。
【００９９】
先に図１〜図３によっても説明したように、ヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムには、大別して、フィードフォワード方式とフィードバック方式とが知られている。そして、これまでに述べてきた第１の実施の形態は、フィードフォワード方式に基づいた構成とされている。本願発明としては、フィードフォワード方式のみではなく、フィードバック方式にも適用できる。そこで、第２の実施の形態として、図１にそのモデルを示したフィードバック方式を基としたノイズキャンセリングシステムの構成例を示す。
【０１００】
フィードバック方式の場合には、図１７において模式的に示すようにして、マイクロフォン２Ｂを、ヘッドフォンユニット１ｃの内部において、ドライバ１ａから出力される音がヘッドフォン装着者の耳の近傍にて収音できるような位置に設けるようにされる。
この位置にてマイクロフォン２Ｂにより収音される音には、ドライバから出力される音とともに、例えばヘッドフォン装置の筐体にまで侵入してヘッドフォン装置者の耳に聴こえようとする外部音の成分も含まれている。このようにして収音された音の信号が、アンプ３Ａにより増幅されてアナログ音声信号とされ、さらにＬＳＩ６００のアナログブロック７００のΔΣ変調器４Ａに入力されて、ここで６４fs、１ビットによるデジタルオーディオ信号に変換され、スイッチＳＷ１１を介して、デジタルブロック８００のデシメーションフィルタ５−１のデシメーションフィルタ５Ｃに対して入力される。
なお、この場合においても、拡張性などを配慮して、マイクロフォン２Ｂと併行してデジタルマイク入力が備えられており、このデジタルマイク入力からのデジタルオーディオ信号と、ΔΣ変調器４Ａから出力されるマイクロフォン２Ｂからのデジタルオーディオ信号とを、スイッチＳＷ１１により選択することが可能とされている。
【０１０１】
デシメーションフィルタ５−１は、フィードバック方式のノイズキャンセル信号処理の系において、Ａ／Ｄ変換により得られた６４fs、１ビットの信号をデジタルブロック８００における信号処理に適合したサンプリング周波数にデシメーションするためのフィルタであり、図６との対応では、デシメーションフィルタ５に相当する。また、このデシメーションフィルタ５−１を形成するとされるデシメーションフィルタ５Ｃ、５Ｄは、図６との対応では、それぞれデシメーションフィルタ５Ａ、５Ｂに相当する。デシメーションフィルタ５Ｃにより８fsにデシメーションされた信号は、分岐してノイズキャンセル信号処理部６Ｂに対しても入力され、デシメーションフィルタ５Ｄにより１fsにデシメーションされた信号は、ＤＳＰ６０におけるノイズキャンセル信号処理部６に対して入力されることになる。ノイズキャンセル信号処理部６Ｂは、フィードバック方式に対応して設けられたとする第２のノイズキャンセル信号処理系において設けられるものであり、図６との対応では、ノイズキャンセル信号処理部６Ａが対応する。
【０１０２】
この場合のノイズキャンセル信号処理部６、６Ｂは、例えば入力された信号について所要の特性を与えることで、ノイズキャンセル用オーディオ信号として、ヘッドフォン装着者のドライバ１ａ側の耳に到達して聴こえる外部音声をキャンセルすることのできる特性を有する音のオーディオ信号を生成する。これは、一般には収音音声の信号に対して、ノイズキャンセルのための伝達関数−βを与える処理となる。
なお、これらのノイズキャンセル信号処理部６、６Ｂについても、先に第１の実施の形態においても述べた、第１、第２の機能態様例の考え方、及び第１、第２の機能態様例に従った構成を適用できる。また、ノイズキャンセル信号処理部６、６Ｂとしてのデジタルフィルタについての形式、構成についても、第１の実施の形態と同様の形式、構成を適用できる。
【０１０３】
また、フィードバック方式に関しては、ＤＳＰ６０内のイコライザ６１を、第１のノイズキャンセル信号処理系に含めて用いることが、良好なノイズキャンセル効果を得るために有効とされる。
この場合のイコライザ６１は、１＋βの伝達関数による特性を、デジタルオーディオソースの信号に与えるためのものとされる。フィードバック方式の場合、ノイズキャンセル信号処理部６から出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号には、外部音に対応する成分だけではなく、ドライバ１ａから音として出力されたデジタルオーディオソースの音を収音した成分も含まれている。つまり、デジタルオーディオソースの音成分に対して１／１＋βで表される伝達関数に応じた特性が与えられる。そこで、このイコライザ６１により、予めデジタルオーディオソースの信号に対して、１／１＋βの逆数となる１＋βの伝達関数による特性を与えておくようにされる。これにより、インターポレーションフィルタ１４からのデジタルオーディオソースの信号が合成器１２にてノイズキャンセル用オーディオ信号と合成された段階で、上記の１／１＋βの伝達特性が打ち消されることになる。これにより、合成器１２から出力される信号としては、外部音をキャンセルする特性を有する信号成分と、元のデジタルオーディオソースの信号成分とが合成されたものを得ることができる。
【０１０４】
この場合の合成器１２より後段の構成は、図６と同様となる。つまり、合成器１２の出力としての信号は、ノイズシェイパ８、ＰＷＭ回路９、及びパワードライブ回路１０を介することで増幅された音声信号とされ、これがさらにフィルタ１１、コンデンサＣ１を介してドライバ１ａに供給されることで、ドライバ１ａを駆動して音を出力させることになる。
このようにして、フィードバック方式では、ヘッドフォン装着者の耳の近傍にてドライバから出力される音とともに混入してきた外部音成分を収音してノイズキャンセル用の信号を生成する。そして、このノイズキャンセル用の信号を、負帰還をかけるようにしてドライバから出力させるものである。この結果、ヘッドフォン装置者のドライバ１ａに対応する耳に対しては、外部音が打ち消され、デジタルオーディオソースの音が相対的に強調された音が到達して聴こえることになる。
そして、このようなフィードバック方式に対応するノイズキャンセリングシステムの構成においても、第１の実施の形態と同様にして、ＤＳＰ６０のノイズキャンセル信号処理部６を経由する第１のノイズキャンセル信号処理系に加えて、ノイズキャンセル信号処理部６Ｂを経由する第２のノイズキャンセル信号処理系を備えることで、第１の実施の形態と同様の効果を得ることが可能になるものである。
【０１０５】
図１８は、第３の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。なお、この図において、先の第１、第２の実施の形態に対応する図６、図１７と同一とされる部分については、同一符号を付して説明を省略する。
【０１０６】
この第３の実施の形態は、第１の実施の形態が対応するフィードフォワード方式と、第２の実施の形態が対応するフィードバック方式の系も併用することとした構成を採るものである。
先に若干述べたが、フィードバック方式とフィードフォワード方式とでは、相互にトレードオフとなるような関係の特徴を持っている。
例えば、フィードフォワード方式では、ノイズを有効にキャンセル（減衰）できる周波数帯域は広く、系の安定性も高いが、充分なノイズキャンセル量が得られにくいとされている。このために、例えばノイズ音源との位置関係などの状況によっては、系の伝達関数と合致しなくなり、例えば特定の周波数帯域にてノイズがキャンセルされない、あるいは増加してしまうような可能性のあることが指摘されている。この場合、実際には広い周波数帯域にわたってノイズキャンセルが有効にはたらいているのにも関わらず、或る特定の周波数帯域においてのみノイズが目立ってしまうような現象が生じるということになり、聴感上は、ノイズキャンセル効果を感じにくくなる。
これに対して、フィードバック方式は、ノイズをキャンセルできる周波数帯域は狭いものの、充分なノイズキャンセル量が得られるという特徴を持っている。
このことからすると、フィードフォワード方式に対してフィードバック方式を組み合わせてノイズキャンセリングシステムを構築すれば、相互の不利点を補い合うことで、広い周波数帯域全体にわたってノイズ音を有効にキャンセルすることが容易に可能となる。即ち、何れか一方の方式のみに基づく場合よりも良好なノイズキャンセル効果を期待できる。
【０１０７】
そして、図１８に示される第３の実施の形態としての構成においては、先ず、フィードフォワード方式の系に対応するものとして、図６と同様にして、マイクロフォン２Ｆ、アンプ３、ΔΣ変調器４、スイッチＳＷ１、デシメーションフィルタ５（デシメーションフィルタ５Ａ、５Ｂ）、及びノイズキャンセル信号処理部６Ａが示される。また、フィードバック方式の系に対応するものとして、図１７と同様にして、マイクロフォン２Ｂ、アンプ３Ａ、ΔΣ変調器４Ａ、スイッチＳＷ１１、デシメーションフィルタ５−１（デシメーションフィルタ５Ｃ、５Ｄ）、及びノイズキャンセル信号処理部６Ｂが示される。
【０１０８】
また、この場合のＤＳＰ６０のノイズキャンセル信号処理部６は、フィードフォワード方式の系に対応するデシメーションフィルタ５Ｂからの信号と、フォードバック方式の系に対応するデシメーションフィルタ５Ｄからの信号とを入力して、ノイズキャンセル用オーディオ信号を生成して出力するものとして示されている。
実際において、この場合のノイズキャンセル信号処理部６においては、デシメーションフィルタ５Ｂからの信号を入力してフィードフォワード方式に対応するノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するフィルタと、デシメーションフィルタ５Ｄからの信号を入力してフィードバック方式に対応するノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するフィルタとを有するものとされる。そして、例えばノイズキャンセル信号処理部６のなかで、これらのフィルタにより生成されたノイズキャンセル用オーディオ信号を合成したうえで、インターポレーションフィルタ７に対して出力するような構成を採ることになる。
【０１０９】
そして、この場合の合成器１２においては、ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、６Ｂ、及びインターポレーションフィルタ７からの各ノイズキャンセル用オーディオ信号と、インターポレーションフィルタ１４からのデジタルオーディオソースの信号とを合成して後段の回路（ノイズシェイパ８）に出力するようにされる。
【０１１０】
このようにして、第３の実施の形態のノイズキャンセリングシステムは、図６に対応するフィードフォワード系としての第１、第２のノイズキャンセル信号処理系の構成と、図１７に対応するフィードバック系としての第１、第２のノイズキャンセル信号処理系の構成とを組み合わせて構成される。この構成により、先にも述べたようにして、何れか一方の方式のみに基づく場合よりも良好なノイズキャンセル効果が得られることになるものである。
【０１１１】
図１９は、第４の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。なお、この図に示されるノイズキャンセリングシステムは、フィードフォワード方式に対応したもので、構成部位としては、図６と同様となるものである。
図６に示した第１の実施の形態にあっては、デジタルブロック８００は、１つのチップとして製造されるものであるとして説明した。しかしながら、デジタルブロック８００内の機能回路部において入出力される信号のサンプリング周波数に着目してみると、これは一律ではなく、いくつかの種類のあることがわかる。このようにして機能回路部間で対応するサンプリング周波数が相違する場合、現実にＬＳＩを製造する場合の条件などを考慮した場合には、デジタルブロック８００に備えられる機能回路部について、対応するサンプリング周波数に基づいてグループ分けし、これらのグループ分けされた機能回路部ごとにまとめてチップ化するようにして製造することのほうが効率的な場合もあると考えられる。
そこで、本実施の形態としては、デジタルブロック８００を形成するチップとして、次のようにして構成することとする。
まず、図１９に示されるデジタルブロック８００において扱う信号のサンプリング周波数のうちでメインとなるものを考えてみた場合、１つは第１のノイズキャンセル信号処理系に対応するＤＳＰ６０を主体とした１fsであり、もう１つは、第２のノイズキャンセル信号処理系に対応した８fsであるとみることができる。
【０１１２】
そこで、本実施の形態としては、図示するようにして、先ず、１fsに対応するＤＳＰ６０としての回路部位を少なくとも形成した１つのチップとして第１信号処理チップ８１０を製造するとともに、これとは別に、８fsに対応する機能回路部として、デシメーションフィルタ５（５Ａ、５Ｂ）、ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、インターポレーションフィルタ７、インターポレーションフィルタ１４、及び合成器１２としての各回路部位を少なくとも形成した１つのチップとして第２信号処理チップ８２０を製造するようにされる。
【０１１３】
なお、図において第１信号処理チップ８１０と第２信号処理チップ８２０の何れにも含まれていない中のデジタルブロック８００内の機能回路部については、適宜、第１信号処理チップ８１０と第２信号処理チップ８２０のうちの適当とされる側に含めることとする、あるいは、第１信号処理チップ８１０、及び第２信号処理チップ８２０以外の他のチップも製造することとして、これらのチップに含めるようにしてもよい。
【０１１４】
なお、この図１９に示される第４の実施の形態としての構成は、第２の実施の形態として図１７に示したフィードバック方式に対応するノイズキャンセリングシステムのデジタルブロック８００に対しても同様にして適用可能である。
つまり、１fsに対応するＤＳＰ６０としての回路部位を少なくとも形成した第１信号処理チップ８１０と、８fsに対応する機能回路部として、デシメーションフィルタ５−１（５Ｃ、５Ｄ）、ノイズキャンセル信号処理部６Ｂ、インターポレーションフィルタ７、インターポレーションフィルタ１４、及び合成器１２としての各回路部位を少なくとも形成した第２信号処理チップ８２０を製造するものである。
【０１１５】
さらに第４の実施の形態としての構成は、第３の実施の形態として図１８に示したフィードフォワード方式とフィードバック方式とを併用したノイズキャンセリングシステムのデジタルブロック８００についても適用できる。この構成を、第５の実施の形態として図２０に示す。
図２０には、１fsに対応するＤＳＰ６０としての回路部位を少なくとも形成した第１信号処理チップ８１０と、８fsに対応する機能回路部として、デシメーションフィルタ５、５−１（５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ）、ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、６Ｂ、インターポレーションフィルタ７、インターポレーションフィルタ１４、及び合成器１２としての各回路部位を少なくとも形成した第２信号処理チップ８２０が示される。
【０１１６】
なお、これまでの実施の形態において述べてきた、ＬＳＩ６００内の機能回路部において入出力される信号のサンプリング周波数、及び量子化ビット数は、あくまでも代表的なものの１つであり、ノイズキャンセリングシステムの系の形成に破綻を生じない範囲で、必要に応じて、各機能回路部が扱うべきサンプリング周波数、及び量子化ビット数については変更されてよいものである。
【０１１７】
また、これまでの実施の形態においては、第１のノイズキャンセル信号処理系と、第２のノイズキャンセル信号処理系との２系統が示されているデュアルパスとしての態様を示しているが、これを発展させて、例えば、第２のノイズキャンセル信号処理系をさらに複数系列設けるようにした構成も本願発明の下では考えられるものである。このような構成では、第２のノイズキャンセル信号処理系の複数系列ごとに、例えば異なるサンプリング周波数の信号を入力してノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するようにして、各系の役割を分担させることが考えられる。なお、このようにして、第２のノイズキャンセル信号処理系を2系列以上設けた構成については「マルチパス」ともいうことにする。
ここで、上記のようにして第２のノイズキャンセル信号処理系を2系列以上設けるマルチパス構成とする場合において、このマルチパス構成の基となる信号処理系のモデル例を図２２に示しておくこととする。
図２２では、モデル例として、サンプリング周波数＝64fsの信号をマルチパス化し、最終的に同じ64fsの形式により合成出力する構成を示している。
この図においては、先ず、ダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６、信号処理ブロック９２−０〜９２−６、アップサンプリング回路９４−１〜９４−６、及び合成器９３−０〜９３−５を備える。
ダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６は、それぞれ、入力信号のサンプリング周波数を１／２にダウンサンプリングして出力する。そして、これらダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６は、直列に接続されたうえで、初段のダウンサンプリング回路９１−１に対してサンプリング周波数＝６４ｆｓの入力信号を入力させることとしている。これによりダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６からは、それぞれ、入力信号のサンプリング周波数を、３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓ、１ｆｓに変換した信号が出力される。なお、サンプリング周波数が３２ｆｓ以下の信号の量子化ビット数については、所定ビット数によるマルチビットとなるようにされる。
信号処理ブロック９２−０〜９２−６は、入力信号について所定目的に応じた信号処理を実行するための部位とされ、例えば所定の信号特性が与えられたデジタルフィルタなどとされる。この信号処理ブロックが、マルチパス化されたときの各パスにおけるノイズキャンセル信号処理部６Ａに相当することになる。
これらの信号処理ブロック９２−０〜９２−６には、それぞれ、サンプリング周波数＝６４ｆｓの入力信号、ダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６から出力される、サンプリング周波数＝３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓ、１ｆｓの信号が入力される。信号処理ブロック９２−０〜９２−６は、これらの信号をそれぞれ入力して、入力と同じサンプリング周波数（及び量子化ビット数）により出力する。
アップサンプリング回路９４−１〜９４−６は、入力される信号についてサンプリング周波数を２倍にアップサンプリングして出力する。アップサンプリング回路９４−１〜９４−５には、次に説明する合成器９３−１〜９３−５からの３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓの信号が入力されるようになっている。アップサンプリング回路９４−６については、信号処理ブロック９２−６からの１ｆｓの信号が入力されるようになっている。
合成器９３−０〜９３−５は、それぞれ、信号処理フィルタ９２−０〜９２−５から出力される６４ｆｓ、３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓの信号を入力するとともに、アップサンプリング回路９４−１〜９４−６から出力される６４ｆｓ、３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓの信号を入力し、これらを合成するようにされる。合成器９３−１〜９３−５の各出力は、アップサンプリング回路９４−１から９４−５に対して入力されるようになっている。合成器９３−０の出力が、最終的な６４ｆｓによる出力信号となる。
そして、実際に第２のノイズキャンセル信号処理系についてマルチパス化を行うのにあたっては、上記図２２に示した構成を基にして、必要とされるサンプリング周波数による系が得られるようにして、必要なダウンサンプリング回路、アップサンプリング回路、合成器を構成したうえで、各系において、しかるべき信号処理が実行されるように信号処理ブロック（ノイズキャンセル信号処理部）を構成するようにされる。
【０１１８】
また、実施の形態としては、デシメーションフィルタ５Ｂ（５Ｄ）、及びインターポレーションフィルタ７におけるアンチイメージングフィルタ７ｂについては、最小位相型ＦＩＲ、若しくはＩＩＲフィルタを実装することで、位相回転をより有効に抑制できるとしているが、これらの機能回路部に用いるデジタルフィルタとしては、要求されるノイズキャンセル効果を満たす程度に遅延時間が小さく、例えば音質、安定性などの他の条件が一定以上の水準を満たすものでありさえすれば、上記最小位相推移型ＦＩＲ、ＩＩＲフィルタ以外の構成も考えられるものである。
また、本願発明の下では、最小位相推移型ＦＩＲ又はＩＩＲフィルタを、デシメーションフィルタ５Ｂ（５Ｄ）、及びアンチイメージングフィルタ７ｂとについての少なくとも何れか一方のみに採用した構成とされてもよいものである。このような構成であっても、例えば上記のデシメーションフィルタ５Ｂ（５Ｄ）とアンチイメージングフィルタ７ｂとについて、ともに直線位相型を採用した場合と比較すれば、ノイズキャンセルのための信号処理系の遅延は短縮されることになり、従って相応の効果が期待される。
【０１１９】
また、本実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムを実現する各部品を、どのようにして現実に装置に実装するのかであるが、この点については、実際に、本願発明に基づいたノイズキャンセリングシステムが適用される装置、システムの構成であるとか、用途などに応じて適宜任意に決定されてよい。
例えば、単体でノイズキャンセル機能を有するヘッドフォン装置を構成しようとするのであれば、ノイズキャンセリングシステムを形成するものとされるほぼ全ての部品(即ちＬＳＩ６００)を、ヘッドフォン装置の筐体内に納めるようにして実装することが考えられる。あるいは、ヘッドフォン装置と外部のアダプタなどのような装置のセットによりノイズキャンセリングシステムを構成しようとするのであれば、ＬＳＩ６００を、アダプタ側に実装させるようにすることが考えられる。さらには、ＬＳＩ６００内の機能回路部を複数の部品に分割して、これらのうちの少なくとも１つをアダプタ側に実装するような構成も考えられる。
また、ヘッドフォン装置などではなく、オーディオコンテンツを再生してヘッドフォン端子に出力するように構成されたオーディオ再生装置であるとか、携帯電話機器、ネットワーク音声通信機器などに、本願発明に基づくノイズキャンセリングシステムを実装することとした場合にも、マイクロフォン、ドライバ以外の部品の少なくとも１つを、これらの機器側に実装することが考えられる。
【０１２０】
また、本願発明は、同じ機能目的に応じた所要のデジタル信号処理を、それぞれが異なるサンプリング周波数に対応する複数の信号処理系により行うように構成し、これにより得られる何らかの作用効果を期待するものである、ということがいえる。そして、この観点からすれば、本願発明としては、機能対応信号処理手段（手順）について、ノイズキャンセルのための機能目的に限定されることなく、他の機能目的に対応した信号処理を実行するようにして構成してもよいものである。
【図面の簡単な説明】
【０１２１】
【図１】フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについてのモデル例を示す図である。
【図２】図１に示したノイズキャンセリングシステムについての特性を示すボード線図である。
【図３】フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについてのモデル例を示す図である。
【図４】デジタル方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムの基本的な構成例を示すブロック図である。
【図５】本実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムが採るデュアルパスの構成を、シングルパスの構成と比較して示す図である。
【図６】本願発明における第１の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。
【図７】本実施の形態における第１の機能態様例として、第１のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部と、第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部とについての周波数帯域設定例を示す図である。
【図８】本実施の形態における第２の機能態様例として、第１のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部と、第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部とについての周波数帯域設定例を示す図である。
【図９】第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部についての、ＩＩＲフィルタにより構成する場合の接続態様例を示す図である。
【図１０】第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部についての、ＩＩＲフィルタにより構成する場合の接続態様例を示す図である。
【図１１】第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部についての、ＩＩＲフィルタにより構成する場合の接続態様例を示す図である。
【図１２】第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部についての、ＩＩＲフィルタにより構成する場合の接続態様例を示す図である。
【図１３】第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部についての、ＩＩＲフィルタにより構成する場合の接続態様例を示す図である。
【図１４】第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部についての、ＩＩＲフィルタにより構成する場合の接続態様例を示す図である。
【図１５】第２のノイズキャンセル信号処理系のノイズキャンセル信号処理部についての、ＩＩＲフィルタにより構成する場合の接続態様例を示す図である。
【図１６】図９に示した接続態様における各ＩＩＲフィルタについての特性設定例を示す図である。
【図１７】本願発明における第２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。
【図１８】本願発明における第３の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。
【図１９】本願発明における第４の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。
【図２０】本願発明における第５の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。
【図２１】図４に基づくシングルパス構成によるノイズキャンセリングシステムと、図６に基づくデュアルパス構成によるノイズキャンセリングシステムとについての各特性を示すボード線図である。
【図２２】マルチパス構成の基となる信号処理系のモデル例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１２２】
１ａ  ドライバ、１ｃ  ヘッドフォンユニット、２Ｆ・２Ｂ  マイクロフォン、３・３Ａ  アンプ、４・４Ａ  ΔΣ変調器、デシメーションフィルタ５・５−１（５Ａ・５Ｂ・５Ｃ・５Ｄ）、ノイズキャンセル信号処理部６・６Ａ・６Ｂ、７・１４  インターポレーションフィルタ、７ａ  オーバーサンプリング回路、７ｂ  アンチイメージングフィルタ、８  ノイズシェイパ、９  ＰＷＭ回路、１０  パワードライブ回路、１１  フィルタ、１２  合成器、１３  ＰＣＭインターフェイス、１５  ＲＡＭ、１６  フラッシュメモリ、６５−１〜６５−５  ＩＩＲフィルタ（二次）、６０  ＤＳＰ、６１  イコライザ、６２  音響解析処理部、ＳＷ１・ＳＷ１１  スイッチ、６００  ＬＳＩ、７００  アナログブロック、８００  デジタルブロック、８１０  第１信号処理チップ、８２０  第２信号処理チップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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