(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転運動についての情報を担う、誘導センサ（１０２）のアナログ信号（１５０）を評価する方法であって、前記アナログ信号（１５０）は、前記評価のためにＡＤ変換器（１２６）により読み込まれ、前記アナログ信号（１５０）の零交差が定められる、前記方法において、前記誘導センサ（１０２）は、抵抗器（１２２および１２４）を介して、前記ＡＤ変換器（１２６）と直接的に接続され、前記抵抗器（１２２および１２４）は、前記ＡＤ変換器（１２６）が過励振の際に損傷を受けないように、電流を制限し、
前記ＡＤ変換器（１２６）は、前記アナログ信号（１５０）の零の周りの小さな範囲のみをデジタル化して、出力するビットの数を低減することを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記零交差は、補間ルーチンを用いて定められる、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記評価に基づいて回転体の位置が定められる、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記評価に基づいて回転体の回転数が定められる、請求項１または２に記載の方法。
【請求項５】
誘導センサ（１０２）と、抵抗器（１２２および１２４）と、前記誘導センサ（１０２）のアナログ信号（１５０）を評価するＡＤ変換器（１２６）と、を備える回路構成であって、前記アナログ信号（１５０）は、回転運動についての情報を担い、前記アナログ信号（１５０）は、前記評価のために、マイクロコントローラ（１０６）内に設けられる前記ＡＤ変換器（１２６）により読み込まれる、前記回路構成において、
前記誘導センサ（１０２）は、抵抗器（１２２および１２４）を介して、前記ＡＤ変換器（１２６）と直接的に接続され、前記抵抗器（１２２および１２４）は、前記ＡＤ変換器（１２６）が過励振の際に損傷を受けないように、電流を制限し、
前記ＡＤ変換器（１２６）は、前記アナログ信号（１５０）の零の周りの小さな範囲のみをデジタル化して、出力するビットの数を低減することを特徴とする、回路構成。
【請求項６】
タイムスタンプの出力のためのソフトウェアが格納された演算ユニット（１２８）が設けられる、請求項５に記載の回路構成。
【請求項７】
前記マイクロコントローラ（１６０）内にはさらなる処理のためのＰＬＬ（１３０）が設けられる、請求項５または６に記載の回路構成。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転運動についての情報を担うアナログ信号を評価する方法、および、本方法の実行に特に適した、回転運動についての情報を担うアナログ信号を評価する回路構成に関する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００２】
回転体の場合、この回転運動についての情報はセンサを用いて記録される。その際に、例えば誘導センサが利用される。信号の評価によって、回転体の回転数および位置についての情報が獲得される。
【０００３】
誘導センサまたは誘導型トランスミッタを介して回転数信号を前処理する公知の回路構成は、回転数が異なると入力電圧の高さも異なるという問題を良好に評価しうるために、アナログ回路、例えば閾値追跡を行う比較器を利用するという原理に基づいている。
【０００４】
しかしながら、この回路構成には、評価回路が高価であるという欠点がある。さらに、ローエンド（Ｌｏｗ−Ｅｎｄ）セグメント、すなわち、簡素な解決策が使用されるセグメントにおいて、安価であるという理由から、誘導型トランスミッタがますます利用されるようになっている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
このような背景から、請求項１に記載の信号を評価する方法と、請求項８に記載の特徴を備えた回路構成とが提案される。本発明のさらなる実施形態は、従属請求項および明細書の記載から明らかとなろう。
【０００６】
したがって、デジタル技術の規格部品で済み、基本的に良好に組み込み可能であり、かつ、より小型の実現によってより安価な前処理が提案される。
【０００７】
入力電圧が高い場合には１の入力を介して読み込まれ、したがって、１５０Ｖの入力信号の場合には約２．５Ｖの分解能が実現される。例えばエンジン始動時に、入力電圧が低い場合には第２の入力が利用され、この第２の入力は、基本的により小さい最大値、例えば５Ｖを有し、したがって約８０ｍＶの分解能を有する。代替的に、例えば５Ｖの入力電圧範囲を有し、信号の零交差が評価される限り全てのより大きな信号を制限するＡＤ変換器を１つ利用することも可能である。
【０００８】
その際に、ＡＤ変換器は、上記２つの範囲のうちの１つを非常に迅速に、例えば５００ｎｓの変換時間により変換する。プロセッサ内でのデジタル信号処理によって、この入力信号から回転数信号が検出され、デジタルフィルタを計算するという可能性も含まれる。
【０００９】
他の実現は、より多くまたはより少ないビットによるＡＤ変換器の利用、または、読み込みのためのＡＤチャネルの利用を含みうる。
【００１０】
本発明のさらなる利点および実施形態は、以下の記載および添付の図面から明らかとなろう。先に挙げた特徴、および、以下で解説される特徴は、各示される組み合わせのみならず他の組み合わせでも、または、単独でも、本発明の範囲を逸脱することなく利用されうる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
本発明は、実施形態を用いて図面に概略的に示され、図面を参照しながら詳細に記載される。
【図１】従来技術による回路構成を示す。
【図２】本発明に係る回路構成の一実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１には、全体に符号１０が付された、従来技術による回路構成が示されている。この回路構成１０は、例えばクランク軸で利用される。
【００１３】
図は誘導センサ１２を示し、この誘導センサ１２は、制御ユニット１４に接続されている。この制御ユニット内には、第１のコンデンサ１６と、第２のコンデンサ１８と、第１の抵抗器２０と、第２の抵抗器２２と、第３の抵抗器２４と、第４の抵抗器２６と、第３のコンデンサ２８と、第５の抵抗器３８と、第４のコンデンサ４０とが設けられる。出力口３０には、検査すべき回転体、例えばクランク軸の回転についての情報を与えるアナログ信号３２が印加される。アナログ信号３２は、さらなる処理のためのＡＳＩＣ３４に入力される。
【００１４】
ＡＳＩＣ３４の出力口４４では、処理された信号４６が出力され、この信号４６は、評価のためにマイクロコントローラ４８内へと読み込まれ、さらに、位相ロックループＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  ｌｏｃｋｅｄ  ｌｏｏｐ）５０へと入力される。
【００１５】
ホールセンサと比較して安価で、堅牢で、かつ非常に正確であるために、誘導型クランク軸センサが利用されることに注意されたい。ただし、マイクロコントローラに直接的に接続可能なホールセンサに対して、この誘導型クランク軸センサは、特別に処理する必要があるアナログ信号を伝達する。従来では、この特別な処理は、図１でも示すように、特定用途向けの構成要素、本例ではＡＳＩＣ３４によって行われる。
【００１６】
ただし、このＡＳＩＣ３４を省略し、誘導センサ１２のアナログ信号３２を、直接的にマイクロコントローラ４８により読み込むことが有利であると考えられる。その際には、アナログ信号を読み込み、マイクロプロセッサ内で全てのさらなる処理をデジタル的に行うために、マイクロコントローラのＡＤ変換器を利用することが達成されるべきである。
【００１７】
しかしながら、このことは簡単には達成されない。なぜならば、センサ信号の振幅はクランク軸の回転速度に比例するからである。この回転速度は、１：１．０００よりも大きい範囲内で変化する可能性があり、すなわち、２０Ｕｍｉｎを下回るエンジンのコールドスタートの際には、２０．０００Ｕｍｉｎを上回るエンジンの最高速度にまで変化しうる。対応して信号の振幅が挙動する。これは、約１００ｍＶｐ（ｍＶｐｅａｋまたはピーク）から約１００Ｖｐまで変化しうる。
【００１８】
特に速度が低い際には、信号はノイズの影響を受けやすい。遮蔽は通常高価過ぎるため、センサとエンジン制御ユニット（ＥＣＵ）との間の対称的な配線（ｓｙｍｍｅｔｒｉｓｃｈｅ  Ｖｅｒｄｒａｃｈｔｕｎｇ）が利用されることが多い。
【００１９】
さらに、センサ信号が直流成分を有さないため、ＡＤ変換器のオフセットエラーが重要ではないことに注意されたい。このオフセットエラーは、完全に、例えばソフトウェアによって補正されうる。信号の絶対値が重要ではないため増幅エラーも影響を及ぼさない。
【００２０】
サンプリング周波数に関して、センサ信号がほぼ正弦波形であり、１〜３個の欠けた歯部がマーク付けされた辺りに幾つかの分周成分（ｕｎｔｅｒｈａｒｍｏｎｉｓｃｈｅ  Ａｎｔｅｉｌｅ）が存在するということに考慮されたい。したがって、重量の重いトラックの場合は、約２０ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓで十分であり、オードバイの場合は、約１００ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓで十分である。
【００２１】
ＡＤ変換器の分解能においては、必要な角度分解能φｒｅｓに達するために十分なだけＡＤ変換器の分解能Ｖｒｅｓが高い必要があることに注意されたい。
【００２２】
図１では、誘導センサ１２からの信号が、抵抗器２０、２２、２４、および２６によりいかに処理または調整されるのかが示されている。コンデンサ１６および１８は、静電気放電（ＥＳＤ）および電磁気干渉（ＥＭＩ）からの防護に役立つ。コンデンサ２８は、干渉抑制に役立つ。
【００２３】
ＡＳＩＣ３４は、信号３２の零交差を検出するためにアナログ比較器を利用する。零交差の際に、ＡＳＩＣ３４は、そのデジタル出力口でパルスを出力する。このデジタル出力は、マイクロコントローラ４８内のタイミングジェネレータユニットを駆動する。ＡＳＩＣ３４は、差動入力を有する。
【００２４】
図２には、本発明に係る回路構成１００が示されている。図は、誘導センサ１０２と、制御装置１０４と、マイクロコントローラ１０６と、を示す。
【００２５】
制御ユニット１０４は、第１のコンデンサ１０８と、第２のコンデンサ１１０と、第１の抵抗器１１２と、第２の抵抗器１１４と、第３の抵抗器１１６と、第４の抵抗器１１８と、第３のコンデンサ１２０と、第５の抵抗器１２２と、第６の抵抗器１２４と、を有する。
【００２６】
マイクロコントローラ１０６は、ＡＤ変換器１２６と、ソフトウェアまたはソフトウェアブロックが格納された演算ユニット１２８と、ＰＬＬ１３０と、を備える。サンプリング周波数Ｆｓ１３２が予め設定されている。
【００２７】
したがって、図２の回路構成ではＡＳＩＣが設けられない。制御ユニット１０４の出力口の調整された信号であって、評価すべきアナログ信号１５０である上記信号が、ＡＤ変換器１２６の差動入力回路を直接的に駆動する。抵抗器１２２および１２４は、ＡＤ変換器１２６が過励振（Ｕｅｂｅｒｓｔｅｕｅｒｕｎｇ）の際に損傷を受けないように、電流を制限する（クリッピング（Ｃｌｉｐｐｉｎｇ））。したがって、誘導センサ１０２は、直接的にＡＤ変換器１２６と接続される。ＡＤ変換器１２６は、サンプル値（サンプル）１５２を出力する。演算ユニット１２８上のソフトウェアブロックは、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）１５４を出力する。
【００２８】
いわゆるクリッピング（Ｃｌｉｐｐｉｎｇ）においては、ＡＤ変換器１２６が過励振される場合に、必要なビット数が低減されうることに注意されたい。このことは、信号１５０の零交差のみに注目するため可能である。干渉抑制アルゴリズムを可能とするために、零の周りの小さな範囲のみがデジタル化される必要がある。残りの信号は切り取られうる（クリッピング（Ｃｌｉｐｐｉｎｇ））。
【００２９】
ＡＤ変換器１２６は、一定のレートＦｓ１３２によってサンプル値１５２を伝達する。演算ユニット１２８上で駆動するソフトウェアは、このサンプル値１５２を、零交差のタイムスタンプ１５４に変換する。
【００３０】
各サンプリング時点（例えば、２０μｓ＠ｆｓ＝５０Ｈｚ毎）に、零交差を探す補間ルーチンが呼び出される。零交差が発生した場合に、補間ルーチンは、零交差の時点を定めるために、いわゆる三次式近似（三次補間法）または他の適切なアルゴリズムを利用する。このタイムスタンプ１５４は、デジタルＰＬＬ１３０への、マイクロコントローラ１０６のタイミングジェネレータユニットの出力である。この時点から、公知のさらなる別の処理が行われる。
【００３１】
このようにして、例えば、回転体の回転レートまたは回転数、および、回転体の位置または角度位置を求めることが可能である。
【図１】
0005491645.tif 000002
【図２】
0005491645.tif 000003