(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力系統のアナログ交流電気量よりも高い周波数の高調波信号を発生させる高調波発生器と、
前記電力系統から取込まれたアナログ交流電気量と前記高調波信号とを重畳して取込みフィルタ処理を行う複数のアナログフィルタと、
前記複数のアナログフィルタごとに設けられ、前記アナログフィルタの出力をディジタル電気量に変換する複数のＡ／Ｄ変換器と、
前記複数のＡ／Ｄ変換器のそれぞれの出力から前記重畳された高調波信号の振幅値および位相を算出するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段により算出された位相および振幅値から位相偏差および振幅偏差を求め、前記位相偏差が既定値以下の場合は前記Ａ／Ｄ変換器の異常検出処理を行い、前記位相偏差が前記既定値より大きい場合は前記アナログフィルタの異常検出処理を行う監視手段と、
を備えるディジタル保護制御装置。
【請求項２】
請求項１において前記監視手段は、
前記位相偏差が前記既定値以下で前記振幅偏差が第２の既定値以上であった場合に前記Ａ／Ｄ変換器の異常と判断することを特徴とするディジタル保護制御装置。
【請求項３】
請求項２において前記監視手段は、
前記位相偏差が、前記既定値より大きい値に定められた第３の既定値以上であった場合に前記アナログフィルタの異常と判断することを特徴とするディジタル保護制御装置。
【請求項４】
請求項１において前記監視手段は、
前記アナログフィルタを通過して入力された前記高調波信号の振幅値および位相値と、前記アナログフィルタを通過せずに入力された前記高調波信号の振幅値および位相値との振幅比および位相差を算出し、予め記憶された初期値との振幅偏差および位相偏差を求めて異常を判断することを特徴とするディジタル保護制御装置。
【請求項５】
請求項１においてさらに、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力に対して、前記Ａ／Ｄ変換周波数よりも低い周波数にサンプリング周波数を変換する周波数レート変換器と、を備えるディジタル保護制御装置。
【請求項６】
請求項１において、
前記フーリエ変換手段は前記高調波信号の周期に合わせて振幅値および位相値を算出し、前記ディジタル電気量を用いた前記電力系統の保護制御演算と合わせて算出することを特徴とするディジタル保護制御装置。
【請求項７】
請求項５においてさらに、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力から前記重畳された高調波信号を抽出し前記フーリエ変換手段へ出力するディジタルフィルタと、を備え、
前記ディジタルフィルタは、前記保護制御演算の周期の１／２n周期（ｎは整数）で高調波信号の抽出を行うことを特徴としたディジタル保護制御装置。
【請求項８】
請求項１においてさらに、
前記フーリエ変換手段によって算出された前記高調波信号の振幅偏差および位相偏差が算出時刻ごとに格納されるメモリと、を備えるディジタル保護制御装置。
【請求項９】
請求項８においてさらに、
前記メモリに格納される算出時間ごとの振幅偏差および位相偏差から経時変化を算出し、劣化の予測を行う劣化予測手段と、を備えるディジタル保護制御装置。
【請求項１０】
電力系統から取込まれたアナログ交流電気量に該アナログ交流電気量よりも高い周波数の高調波信号を重畳し、
前記高調波信号が重畳されたアナログ交流電気量に対して特定領域の周波数を減衰させるフィルタ処理を行い、
前記フィルタ処理された信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、
前記Ａ／Ｄ変換された信号から前記重畳された高調波信号の位相偏差および振幅偏差を算出し、
前記位相偏差と第１の既定値を比較し、
前記位相偏差が第１の既定値以下であった場合に前記振幅偏差と第２の既定値を比較し、
前記振幅偏差が第２の既定値以上であった場合に前記Ａ／Ｄ変換に異常があることを示す異常信号を出力するディジタル保護制御装置の異常検出方法。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記位相偏差が第１の既定値より大きい場合には、前記第１の既定値より大きい値に定められた第３の既定値と前記位相偏差を比較し、
前記位相偏差が第３の既定値以上であった場合に前記フィルタ処理に異常があることを示す異常信号を出力するディジタル保護制御装置の異常検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル保護制御装置に係り、特に不良検出を高精度に行うに好適なディジタル保護制御装置およびその異常検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の技術は、例えば、特許文献１に記載されているように、複数のアナログ入力信号をマルチプレクサにて切替え、信号を多重化し、この多重化した信号を時分割に、１個のＡ／Ｄ変換にてディジタル量に変換するディジタル形保護制御装置が提案され、変電所向けの保護装置には、ほぼ主流の構成として採用されている。
【０００３】
上記装置は、Ａ／Ｄ変換したデータをマイクロコンピュータなどのディジタル演算手段にて、予め定めたプログラムに基づき、ディジタル演算処理して系統事故の有無を検出し、遮断器に対して引き外し指令を発するものである。
【０００４】
このような保護制御装置において、アナログ入力部の回路監視として例えば特許文献２に記載のように、一般的に適用されているアナログローパスフィルタの入力段に高調波重畳し、該高調波成分の信号の大きさを検出し、フィルタの減衰特性の変動を監視するようにしている。
【０００５】
さらにＡ／Ｄ変換器の監視には、非特許文献１に記載のように電力系統から取り込む入力信号とは別に入力Ａ／Ｄ変換器に既知の基準直流電圧を印加する専用の入力チャンネルを設け、ディジタル変換後のデータをチェックし、精度監視する方式が標準的に採用されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許３１８６７３５号公報
【特許文献２】特開２００３−３７９２８号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】電気協同研究  第５０巻第１号  第二世代ディジタルリレー
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来のように複数のアナログ信号をマルチプレクサにより時分割に切替えてＡ／Ｄ変換する場合、Ａ／Ｄ変換精度を高精度に維持した上で、さらなる高速化を図るには限界があった。
【０００９】
すなわち、マルチプレクサを適用して、アナログ入力信号を多重化してＡ／Ｄ変換する方式では、マルチプレクサ切替え後の信号の過渡状態が安定する時間まで待つ必要があり、精度を確保してサンプリングを高速化することは相反することであり、おのずと限界がある。この高速化できない原因は、信号線に浮遊容量が生成するため、マルチプレクサのＯＮ抵抗との関連から、波形が鈍ることによるものである。
【００１０】
また、マルチプレクサの切替時間や信号波形の切替時の過渡現象であるリンギング現象などにより、波形が安定するまでに時間がかかるため、これらの制約から高速な切替ができず、これらのことから、精度確保した上での、より高速なサンプリングを困難にしていた。
【００１１】
この問題に対して、Ａ／Ｄ変換手段を複数チャンネル備え、並列構成して高速化を図ることが考えられる。しかし上記の従来の監視技術では、保護制御装置として必須のＡ／Ｄ変換精度チェックのために、Ａ／Ｄ変換手段分の既知の監視用基準直流電圧を印加する専用の入力チャンネルを設ける必要があるため、入力信号と監視信号を切替える手段がＡ／Ｄ変換手段分必要となる。従って、これらの機能を満たすためには回路追加しなければならず、回路規模が大きくなると共に、切替制御が複雑になってしまうという課題ある。
【００１２】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、高速サンプリングを実現しつつ簡素な構成で不良監視が可能なディジタル保護制御装置およびその異常検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題は、電力系統のアナログ交流電気量よりも高い周波数の高調波信号を発生させる高調波発生器と、前記電力系統から取込まれたアナログ交流電気量と前記高調波信号とを重畳した信号のフィルタ処理を行う複数のアナログフィルタと、前記複数のアナログフィルタと少なくとも同数以上のＡ／Ｄ変換器を備え、前記Ａ／Ｄ変換器の出力から前記重畳した高調波信号成分の振幅値および位相を算出するフーリエ変換手段とを備えることで解決される。
【００１４】
上記した構成にて、前記フーリエ変換手段により算出した位相および振幅値から予め定めた基準値からの位相偏差および振幅偏差を求め、前記アナログフィルタが部品劣化により位相変化する特性から、位相偏差の大きさに応じて、不良部位を特定することで解決される。
【００１５】
すなわち、前記位相偏差が既定値以下の場合は前記Ａ／Ｄ変換器の異常検出処理を行い、前記位相偏差が前記既定値より大きい場合は前記アナログフィルタの異常検出を行うことで解決される。さらには、それぞれの監視レベルを異なったレベルにできるようにすることで、部品劣化による特性劣化の変化に応じた柔軟な判定が可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のディジタル保護制御装置によれば、高速サンプリング化を実現しつつ簡易な構成でＡ／Ｄ精度チェックと高調波重畳監視が可能なため、回路の小形化と低コスト化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の保護制御装置のブロック構成例。
【図２】保護制御装置の信号処理ブロック構成例。
【図３】信号加算機能付き折返し誤差防止用アナログフィルタ回路例。
【図４】図３に示したアナログフィルタの特性例。
【図５】アナログフィルタ異常時の入出力波形例。
【図６】オーバサンプリングディジタルフィルタ回路構成例。
【図７】図３及び図６に示したフィルタの総合ゲイン特性例。
【図８】フィルタ特性劣化時の波形例と回転因子例。
【図９】本発明の監視方法を示す処理ブロック例。
【図１０】入力回路の正常時と異常時のＸ−Ｒ特性ベクトル図例。
【図１１】本発明の処理フロー例。
【図１２】本発明のゲイン誤差−位相誤差相対特性例。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
【００１９】
図１は、本発明のディジタル保護制御装置の実施例を示す構成図である。図１において、本発明のディジタル保護制御装置は、電力系統からの複数の電圧・電流信号をフルスケール±１０Ｖのアナログ電圧信号に変換する入力変換器（補助ＣＴ／補助ＰＴ）１ａと、加算機能付きのサンプリングによる折返し誤差防止用アナログフィルタ１ｂと、アナログ信号をディジタル量に変換する複数のＡ／Ｄ変換器１ｃと、各チャンネル毎に備えた複数のハードウエアディジタルフィルタ１ｄと、ディシメーションのためのサンプリング周波数レート変換器（ディシメータ）１ｅと、バッファメモリ１ｆと、ＣＰＵ１ｌと、ワークメモリ１ｉと、不揮発性メモリ１ｊと、Ｉ／Ｏインタフェース１ｋとで構成する。
【００２０】
また、全体の動作はＯＳＣ１ｈからタイミング制御回路１ｇを介して、制御タイミング信号により、各回路がそれぞれ同期された周期で動作する。さらに、該アナログフィルタに重畳させる高調波信号に関しては、該タイミング制御からの信号を受け、Ｄ／Ａ変換器１ｍにより、予め定めた電力系統の周波数のｎ倍（ｎは自然数）の周波数の高調波重畳信号を生成し、該折返し誤差防止用アナログフィルタ１ｂに印加するように構成している。
【００２１】
また、該高調波重畳信号は、該アナログフィルタの特性劣化及びディジタルフィルタＤＦ１の故障を検出するために、アナログフィルタを介さないで、直接Ａ／Ｄ変換器１ｃにも印加するように構成する。
【００２２】
図２は、図１の構成を機能的に記載したものである。図２において、１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅは図１と同じであり、２０ａで示すこの部分は、入力フィルタからサンプリングレート変換回路までの回路ブロックを表し、全てハードウエアとして動作するものである。
一方で、２０ｂはＣＰＵ１ｌによる演算処理により実施する範囲のブロックであり、先に示したＣＰＵ１ｌにて示した演算部でソフトウエアにて実行する。２ｈは保護演算を実施するための処理構成を示したものであり、電力系統から取り込んだ系統信号に含まれる低次高調波成分を除去する低次高調波除去用ディジタルフィルタ（ＤＦ２）２ｅ，該ディジタルフィルタ２ｅのデータレートを変換する第２のサンプリング周波数レート変換器（ディシメータ）２ｆを備え、サンプリングレートを落として（低くして）保護演算処理部２ｇにデータを送る。
【００２３】
保護演算処理部２ｇはこの入力信号を受けて、保護演算を行い、系統事故の有無を判定する。この際に、２０ａに取り込んだ、高調波重畳信号は、低次高調波除去用ディジタルフィルタ（ＤＦ２）２ｅで除去するため、該保護演算には影響ないようにしている。
【００２４】
一方で、図２−２ｌは２ｉ〜２ｋまでの回路ブロックを表し、２０ａに取り込んだ、高調波重畳信号を抽出し、その振幅値及び位相の偏差を求めてアナログ監視を行うブロックである。２０ａの出力信号を入力し、ディジタルフィルタ（ＤＦ３）２ｉにて高調波重畳信号成分のみを通過させ、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformer）処理手段２ｊにて、重畳させた信号成分の大きさと位相を求める。アナログ回路部の監視演算部２ｋにて、該
ＤＦＴ処理結果を受けて、Ａ／Ｄ変換器を含むアナログ回路の故障及び素子変動に伴う特性劣化を検出し、警報出力を発するように動作するものである。
【００２５】
上記に際して、ＤＦＴの機能から、ディジタルフィルタ（ＤＦ３）２ｉを設けなくても実現できることはいうまでも無いことであり、ひとつの変形例として構成することも可能である。
【００２６】
図３は図１−１ｂにて示した、サンプリングによる折返し誤差防止用アナログフィルタの回路構成例を示すものである。図３において、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｅは抵抗、３ｄはコンデンサ、３ｆは演算増幅器（オペアンプ）を示す。
【００２７】
図３に示すアナログフィルタは一次遅れ要素のローパスフィルタであり、高周波領域の信号を減衰するものである。また、本回路は電力系統から取り込んだ信号と、アナログフィルタの特性劣化を検知するための高調波信号を重畳するために該信号を加算する機能を有する。
【００２８】
該アナログフィルタの高調波信号Ｖｎに対する伝達関数Ｇは下記の（１）式にて表すことができる。
【００２９】
【数１】
0005380318.tif 000002
【００３０】
（１）式のＲ３ｂ，Ｒ３ｃは図３において示した３ｂ，３ｃを表し、Ｃ３ｄは図３において示した３ｄを表す。
【００３１】
図４は、図３に示したアナログフィルタの高調波信号を重畳したケースの周波数−ゲイン特性例と周波数−位相特性例を示す。図４において、（ａ）は素子の特性劣化により、ゲインのみの特性変動が生じた例を示し、（ｂ）は素子の特性劣化により、ゲインと位相の特性変動が生じた例をそれぞれ示すものである。
【００３２】
図４（ａ）に示す素子劣化要因は、図３に示すフィルタ回路の前段に備えたＡ／Ｄ変換器１ｃのゲイン誤差及び図３に示すフィルタ回路の抵抗３ｂである。この場合、ゲイン特性のみが初期のアナログフィルタの周波数−ゲイン特性例４ａに対して、Ａ／Ｄ変換器異常時の周波数−ゲイン特性例４ｂのようにゲイン差ε１の変動が生じ、位相差については、初期のアナログフィルタの周波数−位相特性例４ｃ及びＡ／Ｄ変換器異常時の周波数−位相特性例４ｄの差（θ１）ようにほとんど生じないことがわかる。このゲイン誤差は、入力信号に対して、直接的に影響を及ぼすものであり、例えば、ゲインが５％の誤差を有すると、入力信号の周波数に関わらず、５％の誤差の影響が出ることを意味する。
【００３３】
一方、図４（ｂ）に示す素子劣化要因は、図３に示すフィルタ回路の抵抗３ｃもしくはコンデンサ３ｄである。この場合、ゲイン特性は初期のアナログフィルタの周波数−ゲイン特性例４ｅに対し、アナログフィルタ特性劣化時の周波数−ゲイン特性例４ｆのようにゲイン差ε２の変動と合わせて、位相特性も初期のアナログフィルタの周波数−位相特性例４ｇに対して、アナログフィルタ特性劣化時の周波数−位相特性例４ｈのように位相差（θ２）が生じる。このような位相差検出を行うことで、上記した位相特性の初期値に対する変動を算出して特性劣化要因を特定することが可能となる。
【００３４】
一般に、保護制御装置の監視レベルは、Ａ／Ｄ変換精度チェック監視が既知の±５％を逸脱した場合に異常判定し、高調波重畳監視が既知の±１０％〜２０％というように、監視の判定値を異ならせている。これは、基本波（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）における影響具合を加味して設定しているためであり、Ａ／Ｄ変換精度チェック監視は入力周波数に関わらず、その変動分の誤差を生じ、高調波重畳監視は、基本波として換算した場合、±５％相当となるようにするための理由から上述した値を監視レベルに設定している。
【００３５】
従って、位相変動の大きさによって、ゲイン変動を、Ａ／Ｄ変換精度監視：±５％以下、高調波重畳監視：±１０〜２０％以下で切り分けてそれぞれの誤差要因に適したレベルで監視することが可能であり、過剰検出することなく、高精度に監視することが可能となる。
【００３６】
上記した説明の中で、抵抗３ｃが変動した場合、（１）式に表すように、ゲインも変動するが、これは、同一ロットの抵抗（表面実装品）を使うことで、特性変動としては同じ傾向とすることができるため、双方の抵抗が異なる割合で変動することを防止することにより、この変動を無視することができる。
【００３７】
また、同一チップに複数の抵抗素子を持たせた抵抗モジュール等の部品を適用することで、同じく、双方の抵抗値が異なった変動となることをさらに抑制できる手法はここで言うまでもないことであり、考えられる応用展開の例である。
【００３８】
図５は、上記したアナログフィルタが特性劣化した場合の波形例を示すものである。
【００３９】
図５（ａ）はゲイン変動時の異常状態を説明するものである。５ａはアナログフィルタに重畳した高調波信号電圧波形例であるＶｆｎ，５ｂは正常時である初期のアナログフィルタ出力波形例、５ｃはＡ／Ｄ変換器異常時のフィルタ出力電圧波形例をそれぞれ示す。
この図に示すように、ゲインのみ変動した場合は、振幅偏差は５ｄにて示す偏差は生じるが、５ｂ及び５ｃの位相偏差は生じない。
【００４０】
図５（ｂ）はＡ／Ｄ変換器，アナログフィルタ回路及びディジタルフィルタ回路が完全に故障した場合の波形例を示す。このケースでは、振幅及び位相共に初期値から大きく逸脱しており、容易に故障検出が可能である。
【００４１】
図５（ｃ）は位相変動時の異常状態を説明するものである。図中の５ｆはアナログフィルタが特性劣化した時の出力電圧波形例を示すものであり、ゲイン偏差と共に、５ｇに示す位相偏差が生じていることが理解できる。
【００４２】
このように、Ａ／Ｄ変換したアナログフィルタの出力から、アナログ入力回路の故障または特性劣化を出力信号の理論値からの偏差として検出することで把握することが可能である。同様に、Ａ／Ｄ変換後に備えたディジタルフィルタの故障についても検出が可能である。
【００４３】
図６は、Ａ／Ｄ変換後に実施するディジタルフィルタの回路構成例を示すものである。
図６において、６ａ〜６ｅは１サンプル遅延回路、６ｌ〜６ｒは乗算回路、６ｆ〜６ｋは加算回路をそれぞれ示す。
【００４４】
図７は、図６で示したディジタルフィルタのゲイン特性例を示すものである。図７において、系統信号の基本波周波数成分はほぼ０ｄＢであり、減衰はなく、図２−２ｅにて示した低次高調波除去用のディジタルフィルタＤＦ２のサンプリング周波数の成分は大きく減衰させている。これは、ディジタルフィルタＤＦ２のサンプリングによる折返し誤差防止のためである。
【００４５】
上記したアナログフィルタ、Ａ／Ｄ変換器と同じく、ディジタルフィルタにおいても、後段でゲイン及び位相偏差を求めることで、回路が正常に動作していないことを検出できる。
【００４６】
このように、アナログフィルタからＡ／Ｄ変換後のディジタルフィルタまで一貫した形で回路の劣化や故障を監視することが可能である。
【００４７】
次に、上記したゲイン偏差と位相偏差を求めることで、Ａ／Ｄ変換異常もしくはアナログフィルタ異常の検出が可能であることを示したが、次に、このゲイン偏差と位相偏差をどのようにして求めるかについて説明する。
【００４８】
図８（ａ）は高調波重畳監視信号の入出力波形例と演算のタイミング例を示すものである。８ａは高調波重畳監視信号、８ｂはアナログ及びディジタルフィルタを通過させた信号、８ｃはディジタルフィルタ（ＤＦ３）２ｉの演算周期例、８ｄは高調波信号を検出するＤＦＴ（Discrete Fourier Transformer）処理手段２ｊの演算タイミング例をそれぞれ示す。図示したように、８ｃと８ｄはタイミング同期して動作することが望ましいが、同
期する必要は必ずしもない。また、ＤＦＴ処理手段２ｊのタイミングと合わせて保護演算処理部２ｇの保護演算を行うよう構成することもできる。
【００４９】
ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformer）処理手段２ｊの処理は、下記式にて表すことができる。
【００５０】
【数２】
0005380318.tif 000003
【００５１】
【数３】
0005380318.tif 000004
【００５２】
また、本実施例では、重畳した高調波信号の１周期分をＤＦＴ演算するように構成している。従って、この演算から、ＤＣ成分（Ｆ０）と高調波成分の基本波成分（Ｆ１）を下記式にて示す演算式で求める。
【００５３】
【数４】
0005380318.tif 000005
【００５４】
【数５】
0005380318.tif 000006
【００５５】
但し
【００５６】
【数６】
0005380318.tif 000007
【００５７】
図８（ｂ）は（６）式にて示した回転因子Ｗの周期性を示すものである。すなわち、８０ａがＷ0、８０ｂがＷ1、８０ｃがＷ2、８０ｄがＷ3、８０ｅがＷ4、８０ｆがＷ5、８０ｇがＷ6、８０ｈがＷ7をそれぞれに対応する。
【００５８】
このようにして、（４）式，（５）式を演算することで、ＤＣ成分と高調波信号の基本波成分を求めることができる。
【００５９】
（５）式より、実部Ｒと虚部Ｘを求め、下記式より振幅値｜Ｆ１｜とＣＯＳ波形を基準とした位相ａｒｇ（Ｆ１）を求めることができる。
【００６０】
【数７】
0005380318.tif 000008
【００６１】
【数８】
0005380318.tif 000009
【００６２】
図９は上記にて求めた振幅値と位相から、Ａ／Ｄ変換器及びアナログフィルタ・ディジタルフィルタ回路の異常を判断するための処理フローを示す。図９において、９０ａはアナログフィルタ１ｂを通さないで取り込んだ高調波信号の演算ブロック、９０ｂはアナログフィルタ１ｂを通して取り込んだ高調波信号の演算ブロックを示す。
【００６３】
図９において、９ａ，９ｅは実部Ｒ演算部、９ｂ，９ｆは虚部Ｘ演算部、９ｃ，９ｇは振幅値算出演算部、９ｄ，９ｈは位相算出演算部をそれぞれ示す。上記より求めた振幅と位相から、振幅比演算部９ｉ及び位相差演算部９ｍでそれぞれ振幅比と位相差を求める。
この値に対し、予め求めて記憶しておいた、ゲイン初期値９ｊおよび位相初期値９ｎとの偏差を加算部９ｋ，９ｏにて求め、９ｌ，９ｐにて示す初期値とのゲイン偏差εｇと初期値との位相偏差εθを求めるように処理する。
【００６４】
この演算処理により、初期値に対する変動分を検出できるため、初期値のばらつき分をキャンセルできることで高精度に変動分のみを求めることが可能である。
【００６５】
図１０（ａ）は９０ａで示したアナログフィルタ１ｂを通さないで取り込んだ高調波信号のベクトル表示、図１０（ｂ）はアナログフィルタ１ｂを通して取り込んだ高調波信号のベクトル表示の例を示す。
【００６６】
１０ａ，１０ｅはそれぞれの初期の虚部Ｘベクトルおよびフィルタ特性劣化時の虚部Ｘベクトル、１０ｂ，１０ｆは初期の実部Ｒベクトルおよびフィルタ特性劣化時の実部Ｒベクトル、１０ｃ，１０ｇは初期の振幅値ベクトルおよびフィルタ特性劣化時の振幅値ベクトル、１０ｄ，１０ｈは初期の位相およびフィルタ特性劣化時の位相をそれぞれ表す。
【００６７】
図１１は、図９に示した初期値とのゲイン偏差εｇ９ｌと初期値との位相偏差εθ９ｐから、Ａ／Ｄ変換器の精度異常かアナログフィルタ及びディジタルフィルタの故障による異常かを判別するための処理フローである。図１１において、初期値とのゲイン偏差・位相偏差を求める処理ブロック１１ａで偏差データを取り込み、位相偏差判定処理部１１ｂにてまず、位相差εθが設定値α１以下か判断する。
【００６８】
以下の場合、ゲイン偏差判定処理部１１ｃにて、ゲイン偏差εｇが設定値β以上かを判断する。設定値β以上の場合、位相偏差が生じていなくて、ゲイン偏差が大きいことはＡ／Ｄ変換器の精度異常として判断し、Ａ／Ｄ精度チェック異常警報出力処理部１１ｄより警報出力する。
【００６９】
また、位相偏差判定処理部１１ｂにて、位相差εθが設定値α１以上の場合、アナログフィルタの特性劣化の可能性があるため、さらに、位相偏差判定処理部１１ｅにて位相偏差の大きさを第二の設定値α２と比較し、大きい場合は、フィルタ特性の変動より高調波重畳監視異常として、高調波重畳監視異常警報出力処理部１１ｆにて警報出力するように処理する。
【００７０】
図１２は、図１１にて示した処理フローをゲイン偏差εｇと位相偏差εθの関係で図示したものである。すなわち、図１２において、位相偏差がα１以下の場合で、ゲイン偏差がβより大きいＺｏｎｅ１の部分はＡ／Ｄ変換精度チェック異常の領域であり、位相偏差εθがα２以上の場合はフィルタの特性変動が大きいということで、高調波重畳監視異常として検出することができる。
【００７１】
このようにすることで、Ａ／Ｄ変換精度チェック異常時と高調波監視異常時とで異なったゲイン偏差レベルで監視することが可能であり、過剰検出を抑え、アナログフィルタからＡ／Ｄ変換器及びディジタルフィルタの適正なアナログ監視が実現できる。
【００７２】
さらに、上記した検出値を図１に示す設定データ格納用の不揮発性メモリ１ｊに、それぞれの検出時刻毎に検出したデータを書込むようにし、該設定データ格納用の不揮発性メモリに格納した検出データから、経時的な変動を求め、特性劣化具合を把握することが可能である。また、該検出データの傾きから、将来の特性劣化を事前に把握するようにして、予防保全的に有効に活用できるようにすることは、本発明の一連の説明から容易に理解できるものである。
【００７３】
以上のように本実施例をまとめると、下記の点を構成として有することで簡易な構成でＡ／Ｄ変換器の異常とアナログフィルタの特性劣化を分別して監視することができる。
（１）マルチプレクサを削除し複数の入力チャンネル毎にＡ／Ｄ変換器を備える
（２）入力フィルタに高調波信号を印加し、入力信号に重畳する
（３）ディジタルフィルタを多段構成として、ハードディジタルフィルタを２n倍のオーバサンプリングで動作するように構成する
（４）高調波重畳監視の信号周波数を基本サイクルとしてＤＦＴ（Discrete Fourier Transformer）演算する
（５）基準信号チャンネルと監視チャンネルとの振幅比と位相差を求め、初期値に対する偏差を求める
（６）Ａ／Ｄ変換精度は振幅比、高調波重畳監視は位相差の大きさにより求める
このように本発明のディジタル保護制御装置によれば、高速サンプリング化によるノイズ圧縮効果による変換データの高精度化とＡ／Ｄ精度チェックと高調波重畳監視を兼用することにより、回路の大幅な小形化と低コスト化が図れる。
【００７４】
また、サンプリングの高速化による時間軸分解能の高度化と高精度化が同時に達成できると共に、サンプリング高速化によるアナログ入力フィルタのより一層の簡素化と故障率の低下及び特性安定化が図れる。
【符号の説明】
【００７５】
１ａ  入力変換器（補助ＣＴ／補助ＰＴ）
１ｂ  折り返し誤差防止用アナログフィルタ
１ｃ  Ａ／Ｄ変換器
１ｄ  ハードウエアディジタルフィルタ
１ｅ  サンプリング周波数レート変換器（ディシメータ）
１ｆ  バッファメモリ
１ｇ  タイミング制御回路
１ｈ  発振回路（オシレータ）
１ｉ  ワークメモリ
１ｊ  不揮発性メモリ
１ｋ  Ｉ／Ｏインタフェース
１ｌ  ＣＰＵ
１ｍ  Ｄ／Ａ変換器
２ｅ  低次高調波除去用ディジタルフィルタ（ＤＦ２）
２ｆ  第２のサンプリング周波数レート変換器（ディシメータ）
２ｇ  保護演算処理部
２ｈ  ２ｅ〜２ｇまでの回路ブロック
２ｉ  ディジタルフィルタ（ＤＦ３）
２ｊ  ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformer）処理手段
２ｋ  アナログ回路部の監視演算部
２ｌ  ２ｉ〜２ｋまでの回路ブロック
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｅ  抵抗
３ｄ  コンデンサ
３ｆ  演算増幅器（オペアンプ）
４ａ，４ｅ  初期のアナログフィルタの周波数−ゲイン特性例
４ｂ  Ａ／Ｄ変換器異常時の周波数−ゲイン特性例
４ｃ，４ｇ  初期のアナログフィルタの周波数−位相特性例
４ｄ  Ａ／Ｄ変換器異常時の周波数−位相特性例
４ｆ  アナログフィルタ特性劣化時の周波数−ゲイン特性例
４ｈ  アナログフィルタ特性劣化時の周波数−位相特性例
５ａ  アナログフィルタに重畳した高調波信号電圧波形例
５ｂ  初期のアナログフィルタ出力波形例
５ｃ  Ａ／Ｄ変換器異常時のフィルタ出力電圧波形例
５ｅ  Ａ／Ｄ変換器が完全に故障したケースのアナログフィルタ波形例
５ｆ  アナログフィルタが特性劣化した時の出力電圧波形例
６ａ〜６ｅ  １サンプル遅延回路
６ｆ〜６ｋ  加算回路
６ｌ〜６ｒ  乗算回路
８ａ  高調波重畳監視信号
８ｂ  アナログ及びディジタルフィルタを通過させた信号
８ｃ  ディジタルフィルタ（ＤＦ３）２ｉの演算周期例
８ｄ  ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformer）処理手段２ｊの演算タイミング例
９ａ，９ｅ  実部Ｒ演算部
９ｂ，９ｆ  虚部Ｘ演算部
９ｃ，９ｇ  振幅値算出演算部
９ｄ，９ｈ  位相算出演算部
９ｉ  振幅比演算部
９ｍ  位相差演算部
９ｊ  ゲイン初期値
９ｎ  位相初期値
９ｋ，９ｏ  加算部
９ｌ  初期値とのゲイン偏差εｇ
９ｐ  初期値との位相偏差εθ
１０ａ  初期の虚部Ｘベクトル
１０ｂ  初期の実部Ｒベクトル
１０ｃ  初期の振幅値ベクトル
１０ｄ  初期の位相
１０ｅ  フィルタ特性劣化時の虚部Ｘベクトル
１０ｆ  フィルタ特性劣化時の実部Ｒベクトル
１０ｇ  フィルタ特性劣化時の振幅値ベクトル
１０ｈ  フィルタ特性劣化時の位相
１１ａ  初期値とのゲイン偏差・位相偏差を求める処理ブロック
１１ｂ，１１ｅ  位相偏差判定処理部
１１ｃ  ゲイン偏差判定処理部
１１ｄ  Ａ／Ｄ精度チェック異常警報出力処理部
１１ｆ  高調波重畳監視異常警報出力処理部
２０ａ  入力フィルタからサンプリングレート変換回路までの回路ブロック
２０ｂ  ＣＰＵ１ｌによる演算処理により実施する範囲のブロック
８０ａ〜８０ｈ  Ｓ平面上の回転因子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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