(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）が行う方法であって、
受信信号の測定に基づいて、完全なプリコーディング行列を決定するステップと、
前記完全なプリコーディング行列に基づいて非差分プリコーダフィードバック情報を決定し、前記非差分プリコーダフィードバック情報に基づくフィードバックビットを送信するステップであって、前記フィードバックビットは、J(n)HR(n+1)J(n)=~D2による反復計算における完全なプリコーディング行列に関するヤコビ回転行列のパラメータを少なくとも含み、Jはヤコビ回転行列を表し、Rはチャネル相関行列を表し、ｎは反復計算の回数を表し、~D2は、
【数３３Ａ】
0005420407.tif 000050
により表現される行列である、ステップと、
追加の受信信号の測定に応答して、前記完全なプリコーディング行列および前記追加の受信信号の測定に基づいて、デルタ差分プリコーディング回転行列ΔJを決定し、ΔJ(n)H[J(n)HR(n+1)J(n)]ΔJ(n)=ΔJ(n)H~D2ΔJ(n)=D2に基づいてヤコビ回転行列を更新するステップと、
前記デルタ差分プリコーディング回転行列に基づいて差分プリコーダフィードバック情報を決定し、前記差分プリコーダフィードバック情報を送信機に送信するステップと
を有し、前記差分プリコーダフィードバック情報は、前記非差分プリコーダフィードバック情報よりもより少ない情報ビットを有する、方法。
【請求項２】
前記差分プリコーダフィードバック情報は、基点に集中するコードワードに対応し、前記非差分プリコーダフィードバック情報は一様に分散したコードワードに対応する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
追加の非差分プリコーダフィードバック情報が、周期的に決定されて送信される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記デルタ差分プリコーディング回転行列は、ヤコビ回転行列から決定される、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記デルタ差分プリコーディング回転行列は、対応する角度パラメータによって表される、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記差分プリコーダフィードバック情報を決定することが、前記角度パラメータに基づいている、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記角度パラメータの数は、プリコーディング行列の行列要素の数よりも少ない、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記差分プリコーディング回転行列は、対角化補正行列から決定される、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
非差分プリコーダフィードバック情報は、チャネル相関特性またはチャネル応答行列のいずれかに基づいている、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
完全なプリコーディング行列と、差分回転行列であるデルタプリコーディング行列とを生成するように構成されたプリコーディング行列発生器と、
前記完全なプリコーディング行列を表す非差分フィードバックビットおよび前記デルタプリコーディング行列を表す差分フィードバックビットを生成するように構成されたフィードバックビット発生器であって、前記差分フィードバックビットは、J(n)HR(n+1)J(n)=~D2による反復計算における完全なプリコーディング行列に関するヤコビ回転行列のパラメータを少なくとも含み、Jはヤコビ回転行列を表し、Rはチャネル相関行列を表し、ｎは反復計算の回数を表し、~D2は、
【数３３Ｂ】
0005420407.tif 000051
により表現される行列であり、前記フィードバックビット発生器は、ΔJ(n)H[J(n)HR(n+1)J(n)]ΔJ(n)=ΔJ(n)H~D2ΔJ(n)=D2に基づいてヤコビ回転行列を更新するフィードバックビット発生器と、
前記非差分フィードバックビットおよび前記差分フィードバックビットを送信するよう構成された無線送信機と
を有し、前記フィードバックビット発生器は、前記非差分フィードバックビットよりもより少ない情報ビットを前記差分フィードバックビットに対して生成するよう構成されている、無線送受信ユニット装置。
【請求項１１】
前記フィードバックビット発生器は、基点に集中するコードワードとともに前記差分フィードバックビットを生成するように構成され、一様に分散したコードワードとともに前記非差分フィードバックビットを生成するように構成されている、請求項１０に記載の無線送受信ユニット装置。
【請求項１２】
前記プリコーディング行列発生器は、ヤコビ回転行列を使用して、前記デルタプリコーディング行列を生成するように構成されている、請求項１０に記載の無線送受信ユニット装置。
【請求項１３】
前記デルタプリコーディング行列は、対応する角度パラメータによって表される、請求項１２に記載の無線送受信ユニット装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に無線通信システムに関する。より詳細には、本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）システムにおいて差分フィードバック（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｆｅｅｄｂａｃｋ）を、著しく少ないフィードバックオーバヘッドを生じるグループフィードバックと組み合わせて使用して、効率的なＭＩＭＯプリコーディングを実施する方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｏｕｔｐｕｔ）は、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）のダウンリンク（ＤＬ）に対して高いデータ転送速度を提供しシステム容量を増加するために、Ｅ−ＵＴＲＡ（ｅｖｏｌｖｅｄ  ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  ｒａｄｉｏ  ａｃｃｅｓｓ）にとって不可欠であると考えられている。同じ理由から、ＳＣ−ＦＤＭＡのアップリンク（ＵＬ）に対してもＭＩＭＯを使用することが望ましい。ＳＣ−ＦＤＭＡのアップリンクにおいてＭＩＭＯプリコーディングを使用することで、データ転送速度とスループットが大幅に向上することが明らかにされている。Ｅ−ＵＴＲＡでは、１６ＱＡＭ変調を想定すると２０ＭＨｚのアップリンクスペクトル割り当て（２．５ｂｐｓ／Ｈｚ）内において５０Ｍｂ／ｓの瞬間的なアップリンクのピークデータ転送速度をサポートする。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
現実的な符号化レート（１／２など）を使用する場合、瞬間的なアップリンクのピークデータ転送速度は５０Ｍｂ／ｓよりはるかに低くなる。現実的な符号化レートを使用しながらこのデータ転送速度を達成するには、ＭＩＭＯ構成を利用する必要がある。また、アップリンク伝送において最高のスループットを達成するには、プリコーディングを使用することが必須であることが指摘されている。ＭＩＭＯをＳＣ−ＦＤＭＡのアップリンク（ＵＬ）に使用するには、アップリンク用のＭＩＭＯアンテナごとに１つ、つまり少なくとも２つの送信機を使用する必要がある。ＷＴＲＵにおいて２つ以上の送信機を用いることの他の利点は、ビームフォーミングを使用してマルチユーザＭＩＭＯを強化できる可能性、および時空間（Ｓｐａｃｅ  Ｔｉｍｅ：ＳＴ）／周波数デコーディング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ：ＦＤ）などのダイバーシチ方法を使用できる可能性である。
【０００４】
効率的なフィードバックを行うと、フィードバックオーバヘッドを減らしたり、またはパフォーマンスを向上したりすることができる。フィードバックオーバヘッドの低減は、固有基底（ｅｉｇｅｎ−ｂａｓｉｓ）のフィードバックに対してヤコビ回転を使用すると実現できる可能性がある。さらなるオーバヘッドの低減は、ヤコビ変換により固有基底のデルタを追跡し、次に新しい固有基底にフィードバックを提供する反復アプローチによる差分フィードバックを使用することによって達成することができる。
【０００５】
フィードバックオーバヘッドの低減およびパフォーマンス向上の可能性のためには、差分フィードバックおよび反復的なヤコビ回転を使用することが望ましいであろう。反復的なヤコビ変換に基づくフィードバックは、２つ以上の伝送アンテナを用いるＭＩＭＯの提議において解決策となる可能性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、送信機および受信機を含む無線通信システムにおいて、ＭＩＭＯプリコーディング方法のパフォーマンスを評価して、ＭＩＭＯプリコーディングの量子化、グループフィードバックおよびフィードバック遅延の影響を考慮する。このシステムでは、シングルコードワード構成（ＳＣＷ）またはダブルコードワード（ＤＣＷ）構成のいずれでも使用することができる。特異値分解（ＳＶＤ）を使用してプリコーディング行列（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  ｍａｔｒｉｘ）を生成することができる。ＭＩＭＯプリコーディングまたは送信固有ビームフォーミング（ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｅｉｇｅｎ−ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ：ＴｘＢＦ）の量子化は、コードブックに基づいて実施することができる。グループフィードバックは、サブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）のグループごとに１つのフィードバックと見なす。差分フィードバックおよび非差分フィードバック（ｎｏｎ−ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｆｅｅｄｂａｃｋ）の組合せを使用する、コードブックに基づくＭＩＭＯプリコーディング方法も提供される。このプリコーディング方法では、非差分フィードバックのみを使用することもできる。
【０００７】
本発明は、ＭＩＭＯプリコーディング方法のパフォーマンスを評価して、ＭＩＭＯプリコーディングの量子化、グループフィードバックおよびフィードバック遅延の影響を考慮する。ＳＶＤを使用して、プリコーディング行列を生成することができる。ＭＩＭＯプリコーディングまたはＴｘＢＦの量子化は、コードブックに基づいて実施することができる。グループフィードバックは、サブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）のグループごとに１つのフィードバックと見なす。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを使用する、コードブックに基づくＭＩＭＯプリコーディング方法について検討する。
【０００８】
本発明は、アップリンクＭＩＭＯにおいてヤコビ回転に基づくプリコーディングフィードバック方法を提供する。本発明は、ＯＦＤＭ（Ａ）を使用するダウンリンクＭＩＭＯにも適用することができる。周期的な再設定を行う差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せについて考慮する。差分フィードバックと共に適切な再設定を行うことでパフォーマンスが向上することが明らかにされている。差分フィードバックでは、非差分フィードバックに比べて約３３％という大幅に少ないフィードバックオーバヘッドが生じるが、パフォーマンスは維持される。
【０００９】
量子化、グループフィードバックおよびフィードバック遅延によるＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンス低下について検討する。ＭＩＭＯプリコーディングの量子化によるパフォーマンス低下は、わずかなｄＢ内にあることが明らかにされている。グループフィードバックによるＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンス低下は、チャネルのコヒーレント帯域幅およびフィードバックグループのサイズによって異なる。損失は、２５ＲＢごとのフィードバックに対して１ｄＢ以内である。また、フィードバック遅延によるパフォーマンス低下は、３ｋｍ／時または２伝送時間間隔（ＴＴＩ）など、低速または短いフィードバック遅延に対して、わずかなｄＢ内であることが明らかにされている。速度またはフィードバック遅延が増加するとパフォーマンスは低下する。
【００１０】
本発明は、例として以下に示す好ましい実施形態の説明および添付の図面によって、より詳細に理解され得るであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】ＴＵ−６（Ｔｙｐｉｃａｌ  Ｕｒｂａｎ  ６）チャネルモデルを使用した、フレーム誤り率と信号対ノイズ比の関係を示すグラフである。理想的なフィードバックと量子化されたフィードバックとの比較が示されている。
【図２】ＳＣＭＥ−Ｃ（Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌ  Ｅｘｔｅｎｄｅｄ  Ｃ）チャネルモデルを使用した、フレーム誤り率と信号対ノイズ比の関係を示すグラフである。理想的なフィードバックと量子化されたフィードバックとの比較が示されている。ＴＵ−６チャネルモデルと比べて、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルモデルの量子化されたフィードバックの方が損失が少ないことが観察される。これはＳＣＭＥ−Ｃチャネルモデルの相関特性による。
【図３】差分フィードバックと非差分フィードバックとを比較するグラフである。
【図４】異なる再設定間隔を使用したフィードバックのグラフである。
【図５】低速なＳＣＭＥ−Ｃに対するフィードバック遅延のある差分フィードバックを比較するグラフである。
【図６】高速なＳＣＭＥ−Ｃに対する差分フィードバックおよびフィードバック遅延のグラフである。
【図７】高速なＳＣＭＥ−Ｃに対する非差分フィードバックおよびフィードバック遅延のグラフである。
【図８Ａ】本発明による、差分フィードバックビットまたは非差分フィードバックビットを処理するためのプリコーディング行列発生器を含む送信機のブロック図である。
【図８Ｂ】図８Ａのプリコーディング行列発生器の詳細を示した図である。
【図８Ｃ】図８Ａのプリコーディング行列発生器の詳細を示した図である。
【図９Ａ】本発明による、図８Ａの送信機のプリコーディング行列発生器によって処理されるフィードバックビットを生成するフィードバック発生器を含む受信機のブロック図である。
【図９Ｂ】図９Ａの受信機のフィードバック発生器の詳細を示した図である。
【図９Ｃ】図９Ａの受信機のフィードバック発生器の詳細を示した図である。
【図１０Ａ】図９Ｂのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。
【図１０Ｂ】図９Ｂのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。
【図１０Ｃ】図９Ｃのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。
【図１０Ｄ】図９Ｃのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。
【図１１】高いデータスループットＳＮＲ領域に対してシングルユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）で単一入力、複数出力（ＳＩＭＯ）する際のダブルコードワードのパフォーマンスの比較を示した図である。
【図１２】ＳＣＭＥ−Ｃチャネルを用いるＷＴＲＵおよびｅＮｏｄｅＢの２本以上のアンテナに対してアップリンクプリコーディングＭＩＭＯを使用するシングルコードワードおよびダブルコードワードのパフォーマンス比較を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、「無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）」という用語は、移動端末装置（ＵＥ）、移動局、固定または移動可能な加入者端末、携帯無線呼出し器、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、コンピュータ、あるいは無線環境において動作可能なその他のあらゆる種類のユーザ装置を含むが、これらには限定されない。以下、「基地局」という用語は、Ｎｏｄｅ−Ｂ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ）、あるいは無線環境において動作可能なその他のあらゆる種類の接続装置を含むが、これらには限定されない。
【００１３】
非差分フィードバック
ヤコビ回転を使用して行列の対角化を実施する。チャネル応答行列Ｈ（またはチャネル応答行列の推定）は、次のように分解することができる。
Ｈ＝ＵＤＶH                                                      式（１）
ここで、ＵおよびＶはユニタリー行列である。つまり、ＵHＵ＝ＩおよびＶHＶ＝Ｉとなる。Ｄは対角線に特異値を持つ対角行列であり、Ｖは固有行列（固有ベクトルから構成される）であり送信機においてプリコーディング行列として使用することができ、ＶHはプリコーディング行列（固有行列）Ｖのエルミート行列である。チャネル相関行列Ｒは、次のように定義される。
Ｒ＝ＨHＨ                                                        式（２）
これは、チャネル応答行列Ｈのエルミート行列の転置とチャネル応答行列Ｈ自体との積である。チャネル相関行列Ｒは、次のように分解することができる。
Ｒ＝ＶＤ2ＶH                                                    式（３）
【００１４】
ヤコビ回転を使用して、次のようにチャネル相関行列Ｒ上において行列の対角化を実施する。
Ｄ2＝ＪHＲＪ                                                    式（４）
【００１５】
対角化とは、任意の行列を対角行列に変換するプロセスのことである。対角化は、一般的に多重信号を分離するために、および／または所望の信号と干渉とを分離するために、無線通信および信号処理用途において使用される。式（４）は、チャネル相関行列Ｒを対角行列Ｄ2に対角化するプロセスを示している。式（４）では、ヤコビ回転行列Ｊは右側においてチャネル相関行列Ｒで乗ぜられ、ヤコビ回転行列Ｊのエルミート行列の転置は、左側においてチャネル相関行列Ｒで乗ぜられる。この結果として得られる行列が、対角行列であるＤ2である。式（１）と式（３）とを比較すると、固有行列Ｖを見つけるためにチャネル応答行列Ｈを対角化することは、固有行列Ｖを見つけるためにチャネル相関行列Ｒを対角化することと等価であることが認められる。式（３）は、次のように書き換えることができる。
ＶHＲＶ＝Ｄ2                                                    式（５）
【００１６】
式（４）と式（５）とを比較すると、固有値分解（またはＳＶＤ）およびヤコビ回転を対角化変換に使用して、チャネル相関行列Ｒを対角化すると、ヤコビ行列Ｊは固有行列Ｖになることが認められる。２×２構成に対するヤコビ回転変換またはプリコーディング行列（あるいはヤコビ回転変換またはプリコーディング行列の推定）は、次のように表される。
【００１７】
【数１】
0005420407.tif 000002
【００１８】
ここで、
【００１９】
【数２】
0005420407.tif 000003
【００２０】
および
【００２１】
【数３】
0005420407.tif 000004
【００２２】
はヤコビ回転用パラメータの推定である。パラメータ
【００２３】
【数４】
0005420407.tif 000005
【００２４】
および
【００２５】
【数５】
0005420407.tif 000006
【００２６】
は、式９および１０によって得ることができる。パラメータ
【００２７】
【数６】
0005420407.tif 000007
【００２８】
および
【００２９】
【数７】
0005420407.tif 000008
【００３０】
も、次の式６ｂを解くことによって得ることができる。
【００３１】
【数８】
0005420407.tif 000009
【００３２】
プリコーディング行列（固有行列）Ｖは、次のように表される。
【００３３】
【数９】
0005420407.tif 000010
【００３４】
チャネル相関行列Ｒは、次のように表される。
【００３５】
【数１０】
0005420407.tif 000011
【００３６】
非差分フィードバックに対して、プリコーディング行列Ｖのフィードバックが実施される。前の節で説明したように式（４）と式（５）とを比較すると、プリコーディング行列Ｖはヤコビ回転行列Ｊと等価であるため、プリコーディング行列Ｖはヤコビ回転行列Ｊに変換することができる。プリコーディング行列Ｖをフィードバックすることは、ヤコビ回転行列Ｊをフィードバックすること、またはヤコビ回転行列のパラメータ
【００３７】
【数１１】
0005420407.tif 000012
【００３８】
および
【００３９】
【数１２】
0005420407.tif 000013
【００４０】
をフィードバックすることと等価である。プリコーディング行列Ｖのフィードバックは、ｖ１１、ｖ１２、ｖ２１、およびｖ２２（プリコーディング行列Ｖの要素または固有ベクトル）またはｒ１１、ｒ１２、ｒ２１、およびｒ２２（チャネル相関行列Ｒの要素）の代わりに、
【００４１】
【数１３】
0005420407.tif 000014
および
【００４２】
【数１４】
0005420407.tif 000015
【００４３】
という２つの要素によって表すことができる。行列変換のパラメータのフィードバック（
【００４４】
【数１５】
0005420407.tif 000016
【００４５】
および
【００４６】
【数１６】
0005420407.tif 000017
【００４７】
のフィードバックなど）は、全プリコーディング行列のフィードバックまたはプリコーディングベクトル自体（プリコーディング行列Ｖ、または同等にその要素ｖ１１、ｖ１２、ｖ２１、およびｖ２２のフィードバック、またはチャネル相関行列Ｒ、または同等にその要素ｒ１１、ｒ１２、ｒ２１、およびｒ２２のフィードバックなど）より効率的である。
【００４８】
ヤコビ変換パラメータ
【００４９】
【数１７】
0005420407.tif 000018
【００５０】
および
【００５１】
【数１８】
0005420407.tif 000019
【００５２】
は、次の２つの式を使用して計算することができる。
【００５３】
【数１９】
0005420407.tif 000020
【００５４】
ここで、ｒyは、ｉ行目のｊ列目に対応するチャネル相関行列Ｒの要素である。
【００５５】
フィードバックオーバヘッドをさらに減らすために、更新間の行列変換
【００５６】
【数２０】
0005420407.tif 000021
【００５７】
および
【００５８】
【数２１】
0005420407.tif 000022
【００５９】
のパラメータの変更または差分だけを計算してフィードバックする差分処理を導入する。
【００６０】
差分処理のために生じるエラーの蓄積および伝播を回避するために、差分フィードバックと共に周期的にエラーの再設定を実施する、差分フィードバックと非差分フィードバックとを組み合わせる方法を考慮する。
【００６１】
差分フィードバック
反復的なヤコビ変換を使用する差分フィードバックを実施する。
【００６２】
フィードバックインスタンスｎに関して、ヤコビ回転Ｊ（ｎ）がチャネル相関行列Ｒに適用される。これは、次の式で表される。
Ｊ（ｎ）HＲ（ｎ）Ｊ（ｎ）＝Ｄ2                                  式（１１）
次のフィードバックインスタンスｎ＋１に関して、ヤコビ回転行列が更新されていない場合、フィードバックインスタンスｎのヤコビ回転を使用する行列Ｒの対角化は、次の式で表すことができる。
【００６３】
【数２２】
0005420407.tif 000023
【００６４】
【数２３】
0005420407.tif 000024
【００６５】
は対角線ではない。しかし、チャネルがゆっくりと変更されると、
【００６６】
【数２４】
0005420407.tif 000025
【００６７】
は対角線に接近する。チャネルが変更されなければ、
【００６８】
【数２５】
0005420407.tif 000026
【００６９】
は対角線である。ＭＩＭＯチャネルが変更されると、
【００７０】
【数２６】
0005420407.tif 000027
【００７１】
は対角線ではなくなる。正確な対角化のために、プリコーディング行列を更新し、したがってヤコビ回転行列を更新する必要がある。ΔＪ（またはΔＪ（ｎ））を、差分プリコーディング行列（デルタプリコーディング行列）と呼び、フィードバックインスタンスｎでのフィードバック行列更新のデルタを表す。デルタプリコーディング行列のヤコビ回転変換用のパラメータ
【００７２】
【数２７】
0005420407.tif 000028
【００７３】
および
【００７４】
【数２８】
0005420407.tif 000029
【００７５】
は、受信機から送信機に送り返される。これは、デルタプリコーディング行列の代わりに完全なプリコーディング行列がフィードバックされる非差分フィードバックと対照的である。完全なプリコーディング行列のヤコビ回転変換用のパラメータ
【００７６】
【数２９】
0005420407.tif 000030
【００７７】
および
【００７８】
【数３０】
0005420407.tif 000031
【００７９】
は、送信機にフィードバックされる。チャネルが変更されると、正確な対角化のために、ヤコビ回転または変換を更新する必要がある。
【００８０】
【数３１】
0005420407.tif 000032
【００８１】
ここで、ΔＪ（ｎ）はフィードバックインスタンスｎのフィードバック更新のデルタである。差分フィードバックまたはデルタフィードバックΔＪ（ｎ）は受信機において推定および計算され、送信機（および／または必要に応じて受信機）での次のプリコーディングプロセスＪ（ｎ＋１）のためにプリコーディング行列Ｊ（ｎ）を更新するために、受信機から送信機に送り返される。
【００８２】
差分フィードバックまたはデルタフィードバックΔＪは、
【００８３】
【数３２】
0005420407.tif 000033
【００８４】
から得ることができる。
【００８５】
ここで、
【００８６】
【数３３】
0005420407.tif 000034
【００８７】
である。
【００８８】
次の式（１５）および（１６）を使用すると、差分プリコーディング行列ΔＪを得ることができる（つまり
【００８９】
【数３４】
0005420407.tif 000035
【００９０】
および
【００９１】
【数３５】
0005420407.tif 000036
【００９２】
を得ることができる）。
【００９３】
【数３６】
0005420407.tif 000037
【００９４】
あるいは、差分フィードバックΔＪは、次の式を使用して、前のプリコーディング行列Ｊ（ｎ）のエルミート行列の転置にプリコーディング行列Ｊ（ｎ＋１）を乗ずることにより、受信機において計算することができる。
ΔＪ（ｎ）＝Ｊ（ｎ）HＪ（ｎ＋１）                              式（１７）
ここで、Ｊ（ｎ＋１）は、フィードバックインスタンスｎ＋１に関して式（２）および（４）で記述したように、受信機において相関行列Ｒ（ｎ＋１）から計算することができる。送信機はフィードバックΔＪ（ｎ）を受信して、Ｊ（ｎ＋１）のプリコーディング行列更新に使用する。プリコーディング行列はＪ（前の節で説明したようにＪとＶは等価であるためＶに等しい）として表されることに留意されたい。送信機において前のプリコーディング行列Ｊ（ｎ）は、次のプリコーディング行列Ｊ（ｎ＋１）を得るために更新される。送信機は最初にフィードバックビットを受信してデコードし、そのフィードバックビットをデルタプリコーディング行列ΔＪに変換する。この操作は、次の式を使用して、送信機で使用される前のプリコーディング行列Ｊ（ｎ）を、送信機が受信機から受信してデコードおよび変換を行う差分プリコーディング行列ΔＪ（ｎ）で乗ずることによって、送信機で実施することができる。
Ｊ（ｎ＋１）＝Ｊ（ｎ）・ΔＪ（ｎ）                                式（１８）
Ｊ（ｎ＋１）はＲ（ｎ＋１）から計算することができ、Ｒ（ｎ＋１）はＨ（ｎ＋１）から計算される。
【００９５】
対角化は、式（１３）に記述したように、更新された差分プリコーディング行列ΔＪを使用して達成され、結果として得られる式は、次のように書き直すことができる。
Ｊ（ｎ＋１）HＲ（ｎ＋１）Ｊ（Ｎ＋ｌ）＝Ｄ2                      式（１９）
ここで、Ｊ（ｎ＋１）とΔＪとは、式（１８）によって関連付けられている。
【００９６】
差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せ
差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを、グループフィードバックと共に使用できることに留意されたい。グループフィードバックでは、隣接するサブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）は類似したフェージング動作を示すと想定されるため、これらの技術を組み合わせて適用することができる。
【００９７】
一般的に、差分フィードバックは低速チャネルに適しており、非差分フィードバックは高速チャネルに適している。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを、フィードバックオーバヘッドの低減およびパフォーマンス向上のために考慮することができる。
【００９８】
差分フィードバックは、差分処理によるエラーの蓄積または伝播を回避するために、Ｎ  ＴＴＩごと、Ｎフィードバック間隔ごと、一定時間ごと、または非周期的に再設定することができる。Ｎは所定の整数である。各再設定において、非差分フィードバックが使用される。非差分フィードバックは、Ｎ  ＴＴＩごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用される。再設定期間には、完全なプリコーディング行列がフィードバックされるが、再設定と再設定の間または非差分フィードバックと非差分フィードバックの間には、デルタプリコーディング行列だけがフィードバックされる。
【００９９】
フィードバックオーバヘッドを減らすことができる。差分フィードバックでは、より少ないビット（例えば２ビット）が量子化に必要となる。非差分フィードバックでは、より多くのビット（例えば３ビット）が量子化に必要となる。
【０１００】
例えば、量子化に３フィードバックビットを必要とする８つのコードワードから構成されるコードブックが非差分フィードバックに使用される。その一方、４つのコードワードが差分フィードバックに使用され、これには、より少ないフィードバックビット（２ビット）が必要となる。フィードバックは複数のリソースブロック（ＲＢ）の平均に基づくことができる（例えば２、５、６、１０ＲＢ）。ここで、ＲＢは複数のサブキャリアを含むブロックとして定義する（例えば１２または２５のサブキャリア）。
【０１０１】
２つのコードブックを使用する。量子化に使用されるコードブック（差分コードブック）は、差分フィードバックの（θ、φ）プレーンの基点に集中するが、非差分フィードバックのコードブック（非差分コードブック）は、コードワードが一様に分散されて均一である。一実装においては、差分コードブックは４つのコードワードから構成される。非差分コードブックは８つのコードワードから構成される。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せにより、フィードバックオーバヘッドを減らし、ＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを向上することができる。
【０１０２】
シミュレーションにおける想定事項
使用するシミュレーションにおける想定事項およびパラメータを、以下の表１に示す。
【０１０３】
【表１】
0005420407.tif 000038
【０１０４】
シミュレーション結果および説明
図１は、ＴＵ６チャネルモデルおよび車両速度３ｋｍ／時に対するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。異なるグループサイズのグループフィードバックを用いるＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを比較している。グループフィードバックは、最も高いフィードバックオーバヘッドを必要とする、サブキャリアごとのフィードバックではない。グループフィードバックは、Ｌ個のサブキャリアごとに１フィードバックを使用する。グループフィードバックなしでのパフォーマンスに対して（つまりＬ＝１）、約０．３ｄＢの低下が１２サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。グループフィードバックなしに対して、約０．８ｄＢのパフォーマンス低下が２５サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。
【０１０５】
これに加えて、図１では、量子化を用いる場合および用いない場合のＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを比較している。フィードバックグループごとに２ビットを使用する差分フィードバックでは、グループフィードバックのすべてのサイズ（Ｌ＝１、１２、および２５サブキャリア）に対して、量子化の結果として約０．３ｄＢの低下が見られる。フィードバックは１ＴＴＩごとに更新され、１０ＴＴＩごとに再設定された。
【０１０６】
図２は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび車両速度３ｋｍ／時に対するグループフィードバックおよびコードブック量子化を使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。グループフィードバックなしでのパフォーマンスに対して（つまりＬ＝１）、約０．１ｄＢの低下が１２サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。グループフィードバックなしに対して、約０．２ｄＢの低下が２５サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。これに加えて、フィードバックグループごとに２ビットを使用する量子化による約０．３ｄＢの低下が見られる。
【０１０７】
図３は、差分フィードバックおよび非差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンス比較を示す図である。２ビット／３ビットを混合する方法を使用する、差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せのパフォーマンスを、３ビットを使用する非差分フィードバックと比較する。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せでは、再設定期間ごとに２ビットの量子化と共に３ビットの量子化を使用する。
【０１０８】
差分処理に適切な再設定間隔で、より少ないビット（２ビット）を使用する差分フィードバックのパフォーマンスは、完全なフィードバックおよびより多くのビット（３ビット）を使用する非差分フィードバックのパフォーマンスに近いことが観察される。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せは、反復間隔および再設定期間に基づいて、非差分フィードバックのフィードバックオーバヘッドと比較して、フィードバックオーバヘッドを３３％程度減らすことができる。量子化を用いない理想的なプリコーディング／ＴｘＢＦに対して、量子化を使用するプリコーディングのパフォーマンスにおいて約０．３〜０．４ｄＢの低下である。
【０１０９】
図４は、再設定を用いる差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。適切な再設定を用いるＴＴＩごとの差分フィードバックのパフォーマンスが２ｄＢ向上することが示されている。この理由は、差分フィードバックでは、量子化によるプリコーディングエラーが蓄積または伝播される場合があるためである。再設定プロセスによりエラーが修正され、パフォーマンスが向上する。
【０１１０】
Ｎ＝１０、２０、３０、および５０ＴＴＩという異なる再設定間隔を用いる差分フィードバックのパフォーマンスを比較する。パフォーマンス低下は無視できる範囲であり、約０．１ｄＢのパフォーマンス低下が、５０ＴＴＩという最も長い再設定間隔において見られる。これは潜在的なフィードバックビットエラーが原因ではないことに注意されたい。このようなエラーは、エラー保護のためにほとんど発生しないと考えられる。
【０１１１】
図５は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび車両速度３ｋｍ／時に対するフィードバック遅延のある差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。量子化およびフィードバック遅延なしに対して、２ビットの量子化およびフィードバック遅延の組合せによるパフォーマンス低下は、２ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約０．３ｄＢ、６ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約０．４ｄＢである。
【０１１２】
図６は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび車両速度１２０のｋｍ／時に対するフィードバック遅延のある差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。フィードバック遅延のないパフォーマンスに対して、約０．６ｄＢの低下が２ＴＴＩフィードバック遅延の結果として生じ、約１．５ｄＢの低下が６ＴＴＩフィードバック遅延の結果として生じることが示されている。量子化およびフィードバックのない理想的なプリコーディングのパフォーマンスと比較すると、差分フィードバックのパフォーマンスは、量子化ならびに２ＴＴＩおよび６ＴＴＩのフィードバック遅延の組合せに対して、それぞれ約１．７ｄＢおよび２．７ｄＢの低下がある。
【０１１３】
図７は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび１２０ｋｍ／時に対する非差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。フィードバック遅延のないパフォーマンスと比較して、パフォーマンスが２ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約０．５ｄＢ、６ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約２ｄＢ低下することが示されている。量子化およびフィードバックのない理想的なプリコーディングのパフォーマンスと比較すると、差分フィードバックのパフォーマンスは、量子化ならびに２ＴＴＩおよび６ＴＴＩのフィードバック遅延の組合せに対して、それぞれ約０．７ｄＢおよび２．２ｄＢの低下がある。速度によるパフォーマンス損失を減らすために、このような高速チャネルに対してはフィードバック遅延が短い方が望ましいことは明らかである。
【０１１４】
差分フィードバック、非差分フィードバック、およびグループフィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングは、ＳＣ−ＦＤＭＡまたはＯＦＤＭＡエアインターフェースのアップリンクまたはダウンリンクＭＩＭＯに適用することができる。次に、ＳＣ−ＦＤＭＡエアインターフェースを用いるアップリンクＭＩＭＯにおける差分フィードバックの動作を示す。
【０１１５】
これらの技術は、１を超える任意の数のアンテナに拡張することができる。
【０１１６】
構造
図８Ａは、本発明による、デュアル送信チェーンを用いるプリコーディングを使用するアップリンクＭＩＭＯのＤＣＷ構成用の送信機８００のブロック図である。ＳＣＷの場合には、符号化データは、それぞれが異なる変調を持つ並列するストリームに分割される。送信機８００は、ｅＮｏｄｅＢまたは基地局（つまりＬＴＥ用語におけるｅＮｏｄｅＢ）とすることができる。
【０１１７】
図８Ａを参照すると、送信機８００は、デマルチプレクサ８１０、複数のチャネルエンコーダ８１５1〜８１５n、複数のレートマッチングユニット８２０1〜８２０n、複数の周波数インタリーバ８２５1〜８２５n、複数のコンスタレーションマッピングユニット８３０1〜８３０n、複数の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット８３５1〜８３５n、プリコーダ８４０、サブキャリアマッピングユニット８４５、複数のマルチプレクサ８５０1〜８５０n、複数の逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）ユニット８５５1〜８５５n、複数のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）挿入ユニット８６０1〜８６０n、複数のアンテナ８６５1〜８６５n、およびプリコーディング行列発生器８７５を含む。送信機８００の構成は例として提供するものであり、限定するために提供したものではなく、この処理は、これより多いまたは少ない構成要素によって実施することが可能であり、また処理の順序は入れ替えることができることに注意されたい。
【０１１８】
送信データ８０５は、最初にデマルチプレクサ８１０によって複数のデータストリーム８１２1〜８１２nに多重分離される。適応変調符号化（ＡＭＣ）を、データストリーム８１２1〜８１２nのそれぞれに使用することができる。次に、各データストリーム８１２1〜８１２n上のビットはチャネルエンコーダ８１５1〜８１５nのそれぞれによって符号化され、符号化ビット８１８1〜８１８nが生成される。この符号化ビットはその後、レートマッチングユニット８２０1〜８２０nのそれぞれによって、レートマッチングのためにパンクチャされる。あるいは、１つの送信データを複数のデータストリームに解析するのではなく、複数の入力データストリームをチャネルエンコーダおよびレートマッチングユニットによって符号化してパンクチャすることができる。
【０１１９】
レートマッチング８２２1〜８２２n後の符号化されたデータは、インタリーバ８２５1〜８２５nによってインタリーブされることが好ましい。その後、選択された変調方式に従って、インタリーブ８２８1〜８２８n後のデータビットは、コンスタレーションマッピングユニット８３０1〜８３０nによってシンボル８３２1〜８３２nにマッピングされる。変調方式には、２進移相変調（ＢＰＳＫ）、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、８ＰＳＫ、１６直交振幅変調（ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、または同様の変調方式を使用することができる。各データストリーム上のシンボル８３２1〜８３２nはＦＦＴユニット８３５1〜８３５nによって処理され、これらのＦＦＴユニットは周波数領域データ８３８1〜８３８nを出力する。
【０１２０】
プリコーディング行列発生器８７５は非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビット（またはフィードバックチャネル測定基準）を使用して、１組のプリコーディングウェイト８８０（つまりプリコーディング行列）を生成する。このプリコーディングウェイトは、周波数領域データストリーム８３８1〜８３８n上でプリコーディングを実施するためにプリコーダ８４０に送られる。
【０１２１】
図８Ｂおよび図８Ｃは、図８Ａの送信機８００のプリコーディング行列発生器８７５の詳細を示す図である。
【０１２２】
フィードバックビット８７０が非差分フィードバックビット８７０’を含んでいる場合、プリコーディング行列発生器８７５は、図８Ｂに示すプリコーディング発生器８７５’として構成することができる。プリコーディング行列発生器８７５’は、非差分コードブック８８８を使用して、非差分フィードバックビット８７０’を完全なプリコーディング行列８８０’（Ｊ）に変換するフィードバックビットから完全なプリコーディング行列へのマッピングユニット８９０を含む。
【０１２３】
フィードバックビット８７０が差分フィードバックビット８７０”を含む場合は、プリコーディング行列発生器８７５は、図８Ｃに示すプリコーディング行列発生器８７５”として構成することができる。プリコーディング行列発生器８７５”は、差分コードブック８９２を使用して、差分フィードバックビット８７０”をデルタプリコーディング行列８９６（ΔＪ）に変換するフィードバックビットからデルタプリコーディング行列へのマッピングユニット８９４を含む。デルタプリコーディング行列８９６は、
【０１２４】
【数３７】
0005420407.tif 000039
【０１２５】
および
【０１２６】
【数３８】
0005420407.tif 000040
【０１２７】
で表される。プリコーディング行列発生器８７５”は、デルタプリコーディング行列８９６を、
【０１２８】
【数３９】
0005420407.tif 000041
【０１２９】
および
【０１３０】
【数４０】
0005420407.tif 000042
【０１３１】
によって表される完全なプリコーディング行列８８０”（Ｊ）に変換する完全なプリコーディング行列生成および更新ユニット８９８をさらに含む。
【０１３２】
図８Ａを再度参照すると、空間拡散（ｓｐａｔｉａｌ  ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）またはビームフォーミングと同様に、プリコーダ８４０は周波数領域データ８３８1〜８３８nの各ストリームにウェイトを適用し、プリコーディングしたデータストリーム８４２1〜８４２nを出力する。サブキャリアマッピングユニット８４５は、プリコーディングされたデータストリーム８４２1〜８４２nを、利用者に割り当てられるサブキャリアにマッピングする。サブキャリアマッピングは、分散されたサブキャリアマッピングとすることもでき、あるいは局所的なサブキャリアマッピングとすることもできる。
【０１３３】
サブキャリアがマッピングされたデータ８４２1〜８４２nは、マルチプレクサ８５０1〜８５０nによってパイロット８４９と多重化され、その出力８５２1〜８５２nは、次にＩＦＦＴユニット８５５1〜８５５nによって処理される。ＩＦＦＴユニット８５５1〜８５５nは、時間領域データ８５８1〜８５８nを出力する。ＣＰが、ＣＰ挿入ユニット８６０1〜８６０nによって各時間領域データストリーム８５８1〜８５８nに追加される。次に、ＣＰ８６２1〜８６２nを含む時間領域データが、アンテナ８６５1〜８６５nを介して送信される。
【０１３４】
図９Ａは、本発明による、図８Ａの送信機８００によって送信された信号を受信して処理する受信機９００のブロック図である。ＳＣＷの場合には、単一のデコーダを使用することができる。受信機９００は、ＷＴＲＵとすることができる。
【０１３５】
プリコーダ行列コードワードインデックスは、基地局（つまりＬＴＥ用語のｅＮｏｄｅＢ）からＷＴＲＵにフィードバックされると想定する。
【０１３６】
受信機９００は、複数のアンテナ９０５1〜９０５n、複数のＣＰ除去ユニット９１０1〜９１０n、複数のＦＦＴユニット９１５1〜９１５n、チャネル推定器９２０、サブキャリアデマッピングユニット９２５、ＭＩＭＯデコーダ９３０、複数のＩＦＦＴユニット９３５1〜９３５n、複数のデータ復調機９４０1〜９４０n、複数のデインタリーバ９４５1〜９４５n、複数の順方向誤り修正（ＦＥＣ）ユニット９５０1〜９５０n、空間デパーサ９５５、およびフィードバック発生器９６０を含む。ＭＩＭＯデコーダ９３０は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）デコーダ、ＭＭＳＥ連続干渉除去（ＳＩＣ）デコーダ、最尤（ＭＬ）デコーダ、またはＭＩＭＯに対する他の高度な技術を使用するデコーダとすることができる。
【０１３７】
引き続き図９Ａを参照する。ＣＰ除去ユニット９１０1〜９１０nは、アンテナ９０５1〜９０５nによって受信されたデータストリーム９０８1〜９０８nのそれぞれからＣＰを取り除く。ＣＰを取り除いた後に、ＣＰ除去ユニット９１０1〜９１０nによって出力された処理済みデータストリーム９１２1〜９１２nは、ＦＦＴユニット９１５1〜９１５nによって周波数領域データ９１８1〜９１８nに変換される。チャネル推定器９２０は、従来の方法を使用して、周波数領域データ９１８1〜９１８nからチャネル推定９２２を生成する。チャネル推定はサブキャリアごとに実施される。サブキャリアデマッピングユニット９２５は、図８Ａの送信機８００で実施されたのと反対の操作を実施する。次に、サブキャリアがデマッピングされたデータ９２８1〜９２８nは、ＭＩＭＯデコーダ９３０によって処理される。
【０１３８】
ＭＩＭＯのデコードを行った後に、デコードしたデータ９３２1〜９３２nは、ＩＦＦＴユニット９３５1〜９３５nによって処理されて時間領域データ９３８1〜９３８nに変換される。時間領域データ９３８1〜９３８nは、ビットストリーム９４２1〜９４２nを生成するために、データ復調機９４０1〜９４０nによって処理される。ビットストリーム９４２1〜９４２nは、デインタリーバ９４５1〜９４５nによって処理される。このデインタリーバは、図８Ａの送信機８００のインタリーバ８２５1〜８２５nとは反対の操作を実施する。次に、デインタリーブされたビットストリーム９４８1〜９４８nのそれぞれは、ＦＥＣユニット９５０1〜９５０nのそれぞれによって処理される。ＦＥＣユニット９５０1〜９５０nによって出力されたデータビットストリーム９５２1〜９５２nは、データ９６２を回復するために空間デパーサ９５５によって組み合わせられる。フィードバック発生器は、非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットを生成し、これが送信機８００のプリコーディング行列発生器８７５にフィードバックされる。
【０１３９】
図９Ｂおよび図９Ｃは、図９Ａの受信機９００のフィードバック発生器９６０の詳細を示す図である。
【０１４０】
フィードバックビット８７０が非差分フィードバックビット８７０’を含む場合、フィードバック発生器９６０は、図９Ｂに示すフィードバック発生器９６０’として構成することができる。フィードバック発生器９６０’はプリコーディング行列発生器１００５’を含み、プリコーディング行列発生器１００５’は完全なプリコーディング行列１０１０（Ｊ）をパラメータ
【０１４１】
【数４１】
0005420407.tif 000043
【０１４２】
および
【０１４３】
【数４２】
0005420407.tif 000044
【０１４４】
の形で出力する。完全なプリコーディング行列１０１０はフィードバックビット発生器１０２０’に送られ、フィードバックビット発生器１０２０’は非差分コードブック１０１５を使用して非差分フィードバックビット８７０’を生成する。
【０１４５】
フィードバックビット８７０が差分フィードバックビット８７０”を含む場合、フィードバック発生器９６０は、図９Ｃに示すフィードバック発生器９６０”として構成することができる。フィードバック発生器９６０”はプリコーディング行列発生器１００５”を含み、プリコーディング行列発生器１００５”は、デルタプリコーディング行列１０１２（△Ｊ）をパラメータ
【０１４６】
【数４３】
0005420407.tif 000045
【０１４７】
および
【０１４８】
【数４４】
0005420407.tif 000046
【０１４９】
の形で出力する。デルタプリコーディング行列１０１２はフィードバックビット発生器１０２０”に送られ、フィードバックビット発生器に１０２０”は、差分コードブック１０１８を使用して差分フィードバックビット８７０”を生成する。
【０１５０】
図１０Ａおよび図１０Ｂは、図９Ｂのフィードバック発生器９６０’に使用されるプリコーディング行列発生器１００５’の別の実施形態を示す図である。一実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５’は、式（１）および式（６ｂ）に基づいて非差分フィードバックビットを生成するために使用する完全なプリコーディング行列１０１０’を生成する。他の実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５’は、式（２）、式（９）、および式（１０）に基づいて非差分フィードバックビットを生成するために使用する完全なプリコーディング行列１０１０”を生成する。
【０１５１】
図１０Ｃおよび図１０Ｄは、図９Ｃのフィードバック発生器９６０”で使用するプリコーディング行列発生器１００５”の他の実施形態を示す図である。一実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５”は、式（２）、（１２）、（１５）、および（１６）に基づいて差分フィードバックビットを生成するために使用するデルタプリコーディング行列１０１２’を生成する。他の実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５”は、式（１７）に基づいて差分フィードバックビットを生成するために使用するデルタプリコーディング行列１０１２”を生成する。
【０１５２】
プリコーディング
プリコーディングは、例えばＳＶＤに基づいて固有ビームフォーミング（ｅｉｇｅｎ−ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）を使用する送信ビームフォーミング（ＴｘＢＦ）に基づく。ＳＶＤが最適であるが、他のアルゴリズムをノードＢで使用することもできる。
【０１５３】
式（１）によって既に示したように、チャネル行列は、次のようにＳＶＤまたは同等の演算を使用して分解される。
【０１５４】
Ｈ＝ＵＤＶH
ここで、Ｈはチャネル行列である。空間多重化、ビームフォーミングなどのプリコーディングは、次のように表すことができる。
ｘ＝Ｔｓ                                                        式（２０）
ここで、ｓはデータベクトル、Ｔは一般化されたプリコーディング行列または変換行列である。送信固有ビームフォーミングを使用する場合、プリコーディング行列または変換行列Ｔはビームフォーミング行列Ｖとして選択される。これは上記のＳＶＤ演算（つまりＴ＝Ｖ）から得られる。あるいは、プリコーディング行列または変換行列Ｔは、コードブックまたは量子化から選択される。プリコーディング行列Ｔに対するコードブック内のコードワードまたは量子化の選択は、ＳＩＮＲ、平均二乗誤差（ＭＳＥ）、チャネル容量など所定の基準に基づく。推定されたチャネル行列Ｈに基づいて、すべてのプリコーディング行列の候補から、最高のＳＮＩＲ、最大のチャネル容量、または最小のＭＳＥなど、最高の測定基準を持つプリコーディング行列が選択される。あるいは、ＳＶＤ演算に基づいて、すべてのプリコーディング行列の候補から、行列Ｖの最高の量子化であるコードブック内のコードワードまたはプリコーディング行列が選択される。これは、ＳＣ−ＦＤＭＡに適用するために修正されたＯＦＤＭＡの固有ビームフォーミングに類似している。
【０１５５】
ＳＶＤ演算により直交ストリームが得られるため、ｅＮｏｄｅＢは単純な線形のＭＭＳＥ（ＬＭＭＳＥ）受信機を使用することができる。この式は、次のように表すことができる。
【０１５６】
【数４５】
0005420407.tif 000047
【０１５７】
ここで、Ｒは受信処理行列、ＲssおよびＲvvは相関行列、
【０１５８】
【数４６】
0005420407.tif 000048
【０１５９】
は、推定されたチャネル応答に対するＶ行列の影響を含む実効チャネル行列である。図８Ａでは、ｅＮｏｄｅＢ（つまり送信機８００）内のプリコーダ８４０は、ｅＮｏｄｅＢからＷＴＲＵに送信される最新の量子化されたプリコーダ行列を使用して、ＷＴＲＵで実効チャネル行列を生成する。
【０１６０】
フィードバック
プリコーディング行列をフィードバックする方法では、以前の節で説明したように差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを使用する、コードブックに基づくＭＩＭＯプリコーディング方法を使用する。
【０１６１】
この節では、ＳＵ−ＭＩＭＯに対する選択したシミュレーション結果を示す。ＳＵ−ＭＩＭＯとＳＩＭＯとの比較について最初に記述し、その後、シングルコードワードおよびダブルコードワードＳＵ−ＭＩＭＯのパフォーマンス比較について記述する。
【０１６２】
シミュレーションパラメータ
想定されるシミュレーションパラメータは表１に示している。空間ストリームごとにＭＣＳの様々な選択によって達成可能なスループットを、以下の表２に示す。
【０１６３】
【表２】
0005420407.tif 000049
【０１６４】
５ＭＨｚにおいてダブルコードワードおよび現実的な符号化率を使用した際に達成可能な最大スループットは、１９．９６８Ｍｂｐｓであり、この数値は２０ＭＨｚの帯域幅においては７９．８７Ｍｂｐｓに相当し、またスペクトル効率は４ｂｐｓ／Ｈｚであることは注目に値する。これに対して、ＳＩＭＯは５ＭＨｚにおいて１０．７５Ｍｂｐｓ、スペクトル効率２．１５に制限される。したがって、ＳＵ−ＭＩＭＯのアップリンクデータ転送速度は、ＳＩＭＯと比較してほぼ２倍にすることができる。
【０１６５】
ＳＵ−ＭＩＭＯとＳＩＭＯとの比較
図１１は、高いデータスループットＳＮＲ領域におけるＳＵ−ＭＩＭＯとＳＩＭＯとのダブルコードワードでのパフォーマンスの比較を示す図である。ＳＮＲが２４ｄＢのとき達成可能な最大スループットは約１９Ｍｂｐｓであり、ＳＮＲが２６ｄＢを超えるとき達成可能なスループットは約１９．９７Ｍｂｐｓである。この比較では、ＳＩＭＯを使用すると、達成可能な最大スループットはＳＮＲが２０ｄＢのときに１０．５Ｍｂｐｓである
ことは注目に値する。
【０１６６】
ＳＵ−ＭＩＭＯのシングルコードワードとダブルコードワードとの比較
この節では、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルを用いるＷＴＲＵおよびｅＮｏｄｅＢでアップリンクプリコーディングＭＩＭＯを２本のアンテナで使用するシングルコードワードとダブルコードワードとのパフォーマンスの比較を提供する。ＨＡＲＱはシミュレーションしなかったため、公正に比較するために、同じ符号化率をＳＣＷとＤＣＷとの両方に使用した。また、プリコーディングを使用するときに同じ変調を両ストリームのＳＣＷに使用するのは非実用的であるため、ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭの組合せだけを示す。したがって、ＤＣＷで達成可能なより高いスループットは示していない。
【０１６７】
図１２は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルを用いるＷＴＲＵおよびｅＮｏｄｅＢでアップリンクプリコーディングＭＩＭＯを２本のアンテナで使用するシングルコードワードおよびダブルコードワードのパフォーマンスの比較を示す図である。
【０１６８】
ＤＣＷは、ＳＮＲが低いほど高いスループットを達成し、ＳＮＲが高い場合はこの逆となる。ＳＣＷの方がＤＣＷよりパフォーマンスが高い。この違いはデータ転送速度が最高のときにより明白となり、３ｄＢの違いが見られる。最終的には、同等の変調およびコーディングを使用したため、両方法は同じ最大スループット、つまりシミュレーションした最高のＭＣＳに対して、５ＭＨｚにおいてほぼ１４Ｍｂｐｓに達した。
【０１６９】
ＳＮＲが低い方がＤＣＷのパフォーマンスが高い理由は、高い固有モードはシステムの合計ＳＮＲより高いＳＮＲを保持しているためである。したがって、ＳＮＲが低い場合には、このストリームは送信の成功にいくらか貢献するが、より低いストリームは一般的に貢献しない。しかし、ＳＮＲが高い場合には、より低いストリームは比較的高いＢＬＥＲを持っており、このためにＤＣＷの合計スループットが低下する傾向がある。しかし、ＳＣＷの場合には、コーディングにより両方のストリームが扱われるため、高いストリームが低いストリームを保護する。これにより、ＳＮＲが高い場合にＳＣＷの全体的なＢＬＥＲが低くなる。
【０１７０】
これらの結果から、約２．８ｂｐｓ／Ｈｚという非常に高いアップリンクのスペクトル効率は、いずれの方法を使用しても達成することができると結論づけることができる。しかし、ＤＣＷの方が約４ｂｐｓ／Ｈｚという、より高いスペクトル効率を達成することができる。この理由は、ＤＣＷではストリームごとに異なる符号化率を用いて１６ＱＡＭを使用できるのに対して、ＳＣＷでは単一の符号化率および異なる変調を使用する必要があるためである。
【０１７１】
要約すると、好ましい実施形態によるＳＣ−ＦＤＭＡ用のアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯは、以下を達成する。
【０１７２】
１）ＵＥでのプリコーディングは、ｅＮｏｄｅＢで実施するＳＶＤまたは同等のアルゴリズムに基づかせることができる。ＳＣＭＥ−Ｃチャネルに対して、コードブックは、例えば６つなど、複数の隣接するＲＢを占有するチャネル平均に基づかせることができる。
【０１７３】
２）プリコーディング行列インデックスのフィードバックは、差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを使用することにより効率的に実施することができる。代表的なフィードバックパラメータは、６ＲＢごとに２ビットで６ＴＴＩごとに送信するか、または５ＭＨｚにおいて２４ＲＢに対して最大１，３３３ｂｐｓである。これに相当する最大データ転送速度は、１９．９６８Ｍｂｐｓであるため、フィードバック効率は非常に高い。
【０１７４】
３）シミュレーションは、ＳＵ−ＭＩＭＯのアップリンクデータ転送速度は、ＳＩＭＯと比較してほぼ２倍（１８６％）にできることを示している。
【０１７５】
実施形態
１．受信機および送信機を含むＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムにおいてプリコーディングフィードバックを提供する方法であって、
受信機が非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットのいずれかを送信するステップと、
送信機がフィードバックビットに基づいて第１のプリコーディング行列を更新し、第１のプリコーディング行列を使用して複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするステップとを含む方法。
【０１７６】
２．送信機が複数の時間領域データストリームを送信し、各時間領域データストリームはサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を含むステップと、
受信機が時間領域データストリームを受信するステップと、
受信機が複数の処理済みデータストリームを生成するために時間領域データストリームからＣＰを取り除くステップと、
受信機が処理済みデータストリームを周波数領域データに変換するステップと、
受信機がチャネル推定を生成するために周波数領域データに対してチャネル推定を実施するステップと、
受信機がチャネル推定に基づいて第２のプリコーディング行列を生成するステップと、
受信機が第２のプリコーディング行列に基づいてフィードバックビットを生成して送信するステップとをさらに含む実施形態１に記載の方法。
【０１７７】
３．第２のプリコーディング行列はデルタプリコーディング行列であり、フィードバックビットは差分フィードバックビットである実施形態２に記載の方法。
【０１７８】
４．第２のプリコーディング行列は完全なプリコーディング行列であり、フィードバックビットは非差分フィードバックビットである実施形態２に記載の方法。
【０１７９】
５．非差分フィードバックビットが、チャネル推定に関連付けられたチャネル応答行列およびチャネル相関行列の少なくとも１つに対して、行列の対角化を実施するためにヤコビ回転を使用することにより生成される実施形態４に記載の方法。
【０１８０】
６．フィードバックビットは非差分フィードバックビットであり、
送信機が、非差分コードブックを使用することにより非差分フィードバックビットを完全なプリコーディング行列にマッピングするステップをさらに含む実施形態１から５のいずれか１つに記載の方法。
【０１８１】
７．フィードバックビットは差分フィードバックビットであり、
送信機が、差分コードブックを使用することにより非差分フィードバックビットをデルタプリコーディング行列にマッピングするステップと、
送信機が、デルタプリコーディング行列に基づいて完全なプリコーディング行列を生成するステップとをさらに含む実施形態１から５のいずれか１つに記載の方法。
【０１８２】
８．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態１から７のいずれか１つに記載の方法。
【０１８３】
９．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態１から８のいずれか１つに記載の方法。
【０１８４】
１０．送信機は基地局である実施形態１から８のいずれか１つに記載の方法。
【０１８５】
１１．受信機および送信機を含むＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムにおいてプリコーディングフィードバックを提供する方法であって、
受信機が非差分フィードバックビットおよび差分フィードバックビットを送信するステップと、
送信機がフィードバックビットに基づいて第１のプリコーディング行列を更新し、第１のプリコーディング行列を使用して複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするステップとを含む方法。
【０１８６】
１２．差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態１１に記載の方法。
【０１８７】
１３．差分フィードバックは、Ｎフィードバック間隔ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態１１に記載の方法。
【０１８８】
１４．差分フィードバックは、差分処理によるエラー蓄積または伝播を回避するために非周期的に再設定される実施形態１１に記載の方法。
【０１８９】
１５．非差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用され、Ｎは所定の整数である実施形態１１に記載の方法。
【０１９０】
１６．２ビットが差分フィードバックに使用され、３ビットが非差分フィードバックに使用される実施形態１１に記載の方法。
【０１９１】
１７．量子化に３フィードバックビットを必要とする８コードワードから構成されるコードブックが、非差分フィードバックに使用される実施形態１１に記載の方法。
【０１９２】
１８．量子化に２フィードバックビットを必要とする４コードワードから構成されるコードブックが、差分フィードバックに使用される実施形態１１に記載の方法。
【０１９３】
１９．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態１１から１８のいずれか１つに記載の方法。
【０１９４】
２０．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態１１から１９のいずれか１つに記載の方法。
【０１９５】
２１．送信機は基地局である実施形態１１から１９のいずれか１つに記載の方法。
【０１９６】
２２．複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするために送信機によって使用される第１のプリコーディング行列を更新するために、送信機にフィードバックを提供する受信機であって、
送信機によって送信される複数の時間領域データストリームに関連付けられた周波数領域データに対してチャネル推定を実施することにより、チャネル推定を生成するように構成されたチャネル推定器と、
チャネル推定器に電気的に結合されたフィードバック発生器であって、チャネル推定に基づいて送信機への伝送のためにフィードバックビットを生成するように構成されたフィードバック発生器とを含み、フィードバックビットは非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットのいずれかである受信機。
【０１９７】
２３．時間領域データストリームを受信するように構成された複数のアンテナと、
アンテナの１つに電気的に結合された複数のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）除去ユニットであって、各ＣＰ除去ユニットは、処理済みデータストリームを生成するために、アンテナによって受信された複数の時間領域データストリームのそれぞれからＣＰを取り除くように構成されたＣＰ除去ユニットと、
ＣＰ除去ユニットの１つおよびチャネル推定器に電気的に結合された複数の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニットであって、各ＦＦＴユニットは、処理済みデータストリームを周波数領域データに変換するように構成されたＦＦＴユニットとをさらに含む実施形態２２に記載の受信機。
【０１９８】
２４．フィードバック発生器は、
チャネル推定に基づいて第２のプリコーディング行列を生成するように構成されたプリコーディング行列発生器と、
プリコーディング行列発生器に電気的に結合されたフィードバックビット発生器であって、第２のプリコーディング行列に基づいてフィードバックビットを生成して送信するように構成されたフィードバックビット発生器とを含む実施形態２２に記載の受信機。
【０１９９】
２５．第２のプリコーディング行列はデルタプリコーディング行列であり、フィードバックビットは差分フィードバックビットである実施形態２４に記載の受信機。
【０２００】
２６．第２のプリコーディング行列は完全なプリコーディング行列であり、フィードバックビットは非差分フィードバックビットである実施形態２４に記載の受信機。
【０２０１】
２７．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態２２から２６のいずれか１つに記載の受信機。
【０２０２】
２８．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態２２から２７のいずれか１つに記載の受信機。
【０２０３】
２９．送信機は基地局である実施形態２２から２７のいずれか１つに記載の受信機。
【０２０４】
３０．複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするために送信機によって使用される第１のプリコーディング行列を更新するために、送信機にフィードバックを提供する受信機であって、
送信機によって送信される複数の時間領域データストリームに関連付けられた周波数領域データに対してチャネル推定を実施することにより、チャネル推定を生成するように構成されたチャネル推定器と、
チャネル推定器に電気的に結合されたフィードバック発生器であって、チャネル推定に基づいて送信機への伝送のためにフィードバックビットを生成するように構成されたフィードバック発生器とを含み、フィードバックビットは差分フィードバックビットおよび非差分ビットを含む受信機。
【０２０５】
３１．差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態３０に記載の受信機。
【０２０６】
３２．差分フィードバックは、Ｎフィードバック間隔ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態３０に記載の受信機。
【０２０７】
３３．差分フィードバックは、差分処理によるエラー蓄積または伝播を回避するために非周期的に再設定される実施形態３０に記載の受信機。
【０２０８】
３４．非差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用され、Ｎは所定の整数である実施形態３０に記載の受信機。
【０２０９】
３５．２ビットが差分フィードバックに使用され、３ビットが非差分フィードバックに使用される実施形態３０に記載の受信機。
【０２１０】
３６．量子化に３フィードバックビットを必要とする８コードワードから構成されるコードブックが、非差分フィードバックに使用される実施形態３０に記載の受信機。
【０２１１】
３７．量子化に２フィードバックビットを必要とする４コードワードから構成されるコードブックが、差分フィードバックに使用される実施形態３０に記載の受信機。
【０２１２】
３８．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態３０から３７のいずれか１つに記載の受信機。
【０２１３】
３９．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態３０から３８のいずれか１つに記載の受信機。
【０２１４】
４０．送信機は基地局である実施形態３０から３８のいずれか１つに記載の受信機。
【０２１５】
４１．受信機によって提供されるフィードバックに基づいてプリコーディングを実施する送信機であって、フィードバックは、受信機が送信機から受信する複数の時間領域データストリームに基づいて生成される送信機において、
受信機からフィードバックビットを受信して、フィードバックビットに基づいてプリコーディング行列を更新するように構成されたプリコーディング行列発生器であって、フィードバックビットは非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットのいずれかであるプリコーディング行列発生器と、
プリコーディング行列発生器に電気的に結合されたプリコーダであって、プリコーディング行列を使用して、複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするように構成されたプリコーダとを含む送信機。
【０２１６】
４２．プリコーダは、
差分フィードバックビットをデルタプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットからデルタプリコーディングへのマッピングユニットと、
デルタプリコーディング行列に基づいて完全なプリコーディング行列を生成および更新するための完全なプリコーディング行列生成および更新ユニットとを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４１に記載の送信機。
【０２１７】
４３．プリコーダは、
非差分フィードバックビットを完全なプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットから完全なプリコーディングへのマッピングユニットを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４１に記載の送信機。
【０２１８】
４４．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態４１から４３のいずれか１つに記載の送信機。
【０２１９】
４５．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態４１から４４のいずれか１つに記載の送信機。
【０２２０】
４６．送信機は基地局である実施形態４１から４４のいずれか１つに記載の送信機。
【０２２１】
４７．受信機によって提供されるフィードバックに基づいてプリコーディングを実施する送信機であって、フィードバックは、受信機が送信機から受信する信号に基づいて生成される送信機において、
受信機からフィードバックビットを受信し、フィードバックビットに基づいてプリコーディング行列を生成するように構成されたプリコーディング行列発生器であって、フィードバックビットは差分フィードバックビットおよび非差分ビットを含むプリコーディング行列発生器と、
プリコーディング行列発生器に電気的に結合されたプリコーダであって、プリコーディング行列を使用して複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするように構成されたプリコーダとを含む送信機。
【０２２２】
４８．差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態４７に記載の送信機。
【０２２３】
４９．差分フィードバックは、Ｎフィードバック間隔ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態４７に記載の送信機。
【０２２４】
５０．差分フィードバックは、差分処理によるエラー蓄積または伝播を回避するために非周期的に再設定される実施形態４７に記載の送信機。
【０２２５】
５１．非差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用され、Ｎは所定の整数である実施形態４７に記載の送信機。
【０２２６】
５２．２ビットが差分フィードバックに使用され、３ビットが非差分フィードバックに使用される実施形態４７に記載の送信機。
【０２２７】
５３．量子化に３フィードバックビットを必要とする８コードワードから構成されるコードブックが、非差分フィードバックに使用される実施形態４７に記載の送信機。
【０２２８】
５４．量子化に２フィードバックビットを必要とする４コードワードから構成されるコードブックが、差分フィードバックに使用される実施形態４７に記載の送信機。
【０２２９】
５５．プリコーダは、
差分フィードバックビットをデルタプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットからデルタプリコーディングへのマッピングユニットと、
デルタプリコーディング行列に基づいて完全なプリコーディング行列を生成および更新するための完全なプリコーディング行列生成および更新ユニットとを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４７から５４のいずれか１つに記載の送信機。
【０２３０】
５６．プリコーダは、
非差分フィードバックビットを完全なプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットから完全なプリコーディングへのマッピングユニットを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４７から５４のいずれか１つに記載の送信機。
【０２３１】
５７．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態４７から５６のいずれか１つに記載の送信機。
【０２３２】
５８．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態４７から５７のいずれか１つに記載の送信機。
【０２３３】
５９．送信機は基地局である実施形態４７から５７のいずれか１つに記載の送信機。
【０２３４】
本発明の特徴および要素は好ましい実施形態において特定の組合せを用いて説明されているが、各特徴または要素は、好ましい実施形態の他の特徴および要素を用いずに単独で用いることが可能であり、または本発明の他の特徴および要素を用いてもしくは用いずに様々な組合せで用いることができる。本発明で提供される方法またはフローチャートは、汎用コンピュータまたはプロセッサによって実行するためにコンピュータで読み出し可能な記憶媒体に実際に組み込まれているコンピュータプログラム、ソフトウェア、またはファームウェアに実装することができる。コンピュータで読み出し可能な記憶媒体の例としては、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体記憶装置、内蔵型ハードディスクおよび取り外し可能ディスクなどの磁気媒体、光磁気媒体、およびＣＤ−ＲＯＭディスクなどの光学式媒体、ならびにデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などがある。
【０２３５】
適したプロセッサの例を挙げると、汎用プロセッサ、特殊用途向けプロセッサ、従来のプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと共に用いる１つまたは複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、書換可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）回路、その他の種類の集積回路（ＩＣ）、および／または状態遷移機械などがある。
【０２３６】
プロセッサをソフトウェアと共に使用することで、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）、移動端末装置（ＵＥ）、端末、基地局、無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）、またはホストコンピュータで使用するＲＦ送受信機（ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）を実装することができる。ＷＴＲＵは、カメラ、ビデオカメラモジュール、テレビ電話、スピーカーホン、振動装置、スピーカー、マイクロホン、テレビの送受信装置、ハンズフリーヘッドセット、キーボード、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ）無線装置、ＬＣＤ（ｌｉｑｕｉｄ  ｃｒｙｓｔａｌ  ｄｉｓｐｌａｙ）表示装置、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）表示装置、デジタル音楽プレーヤー、メディアプレーヤー、ビデオゲームプレーヤーモジュール、インターネットブラウザ、および／または無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）モジュールなど、ハードウェアおよび／またはソフトウェアに実装されたモジュールと共に使用することができる。
【図１】
0005420407.tif 000052
【図２】
0005420407.tif 000053
【図３】
0005420407.tif 000054
【図４】
0005420407.tif 000055
【図５】
0005420407.tif 000056
【図６】
0005420407.tif 000057
【図７】
0005420407.tif 000058
【図８Ａ】
0005420407.tif 000059
【図８Ｂ】
0005420407.tif 000060
【図８Ｃ】
0005420407.tif 000061
【図９Ａ】
0005420407.tif 000062
【図９Ｂ】
0005420407.tif 000063
【図９Ｃ】
0005420407.tif 000064
【図１０Ａ】
0005420407.tif 000065
【図１０Ｂ】
0005420407.tif 000066
【図１０Ｃ】
0005420407.tif 000067
【図１０Ｄ】
0005420407.tif 000068
【図１１】
0005420407.tif 000069
【図１２】
0005420407.tif 000070