(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号を出力するポーラ変調器と、
直流電圧を出力する第１の直流電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調器と、
前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記第１の直流電源から出力された直流電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記ＲＦ変調信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する電力増幅器。
【請求項２】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号及び前記ＲＦ変調信号の位相変調成分である位相成分信号を出力するポーラ変調器と、
直流電圧を出力する第１の直流電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調回路と、
前記パルス変調回路から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記第１の直流電源から出力された直流電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記位相成分信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する電力増幅器。
【請求項３】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号を出力するポーラ変調器と、
前記振幅成分信号または該振幅成分信号の低周波成分を増幅する制御電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調器と、
前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記制御電源の出力電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記ＲＦ変調信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する電力増幅器。
【請求項４】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号及び前記ＲＦ変調信号の位相変調成分である位相成分信号を出力するポーラ変調器と、
前記振幅成分信号または該振幅成分信号の低周波成分を増幅する制御電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調回路と、
前記パルス変調回路から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記制御電源の出力電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記位相成分信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する電力増幅器。
【請求項５】
前記パルス増幅回路は、
直流電圧を出力する第２の直流電源と、
前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号にしたがってオンまたはオフするスイッチ素子と、
前記第２の直流電源の出力電圧が一次巻線の一端に供給され、前記一次巻線の他端に前記スイッチ素子が接続されたトランスと、
を有する請求項１または２記載の電力増幅器。
【請求項６】
前記パルス増幅回路は、
前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号にしたがってオンまたはオフするスイッチ素子と、
前記制御電源の出力電圧が一次巻線の一端に供給され、前記一次巻線の他端に前記スイッチ素子が接続されたトランスと、
を有する請求項３または４記載の電力増幅器。
【請求項７】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端にアノードが接続された第１のダイオードと、
前記トランスの二次巻線の他端にアノードが接続され、前記第１のダイオードとカソードどうしが接続された第２のダイオードと、
を有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記第１の直流電源から出力された直流電圧が供給される請求項５記載の電力増幅器。
【請求項８】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端にアノードが接続された第１のダイオードと、
前記トランスの二次巻線の他端にアノードが接続され、前記第１のダイオードとカソードどうしが接続された第２のダイオードと、
を有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記制御電源の出力電圧が供給される請求項６記載の電力増幅器。
【請求項９】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端にアノードが接続されたダイオードを有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記直流電源から出力された直流電圧が供給される請求項５記載の電力増幅器。
【請求項１０】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端にアノードが接続されたダイオードを有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記制御電源の出力電圧が供給される請求項６記載の電力増幅器。
【請求項１１】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端に接続された第１のスイッチと、
前記トランスの二次巻線の他端と前記第１のスイッチ間に接続された第２のスイッチと、
を有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記第１の直流電源から出力された直流電圧が供給される請求項５記載の電力増幅器。
【請求項１２】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端に接続された第１のスイッチと、
前記トランスの二次巻線の他端と前記第１のスイッチ間に接続された第２のスイッチと、
を有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記制御電源の出力電圧が供給される請求項６記載の電力増幅器。
【請求項１３】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端に接続されたスイッチを有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記直流電源から出力された直流電圧が供給される請求項５記載の電力増幅器。
【請求項１４】
前記合成回路は、
前記トランスの二次巻線の一端に接続されたスイッチを有し、前記トランスの二次巻線の他端に前記制御電源の出力電圧が供給される請求項６記載の電力増幅器。
【請求項１５】
前記パルス変調器は、
前記前記パルス変調器の出力信号を入力へ負帰還する構成である請求項１から１４のいずれか１項記載の電力増幅器。
【請求項１６】
前記パルス変調器は、
前記ローパスフィルタの出力信号を入力へ負帰還する構成である請求項１から１４のいずれか１項記載の電力増幅器。
【請求項１７】
前記パルス変調器は、
前記合成回路の出力信号を入力へ負帰還する構成である請求項１から１４のいずれか１項記載の電力増幅器。
【請求項１８】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅するための電力増幅方法であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号を抽出し、
前記振幅成分信号をパルス変調し、
前記振幅成分信号をパルス変調した信号であるパルス変調信号を増幅し、
前記増幅後のパルス変調信号に直流電圧を加算して平滑化し、
前記ＲＦ変調信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記平滑化した信号で振幅変調して出力する電力増幅方法。
【請求項１９】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅するための電力増幅方法であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号及び前記ＲＦ変調信号の位相変調成分である位相成分信号を抽出し、
前記振幅成分信号をパルス変調し、
前記振幅成分信号をパルス変調した信号であるパルス変調信号を増幅し、
該増幅後のパルス変調信号に直流電圧を加算して平滑化し、
前記位相成分信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記平滑化した信号で振幅変調して出力する電力増幅方法。
【請求項２０】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅するための電力増幅方法であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号を抽出し、
前記振幅成分信号をパルス変調し、
前記振幅成分信号をパルス変調した信号であるパルス変調信号を増幅し、
前記増幅後のパルス変調信号に前記振幅成分信号または該振幅成分信号の低周波成分を増幅した信号を加算して平滑化し、
前記ＲＦ変調信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記平滑化した信号で振幅変調して出力する電力増幅方法。
【請求項２１】
振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅するための電力増幅方法であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号及び前記ＲＦ変調信号の位相変調成分である位相成分信号を抽出し、
前記振幅成分信号をパルス変調し、
前記振幅成分信号をパルス変調した信号であるパルス変調信号を増幅し、
前記増幅後のパルス変調信号に前記振幅成分信号または該振幅成分信号の低周波成分を増幅した信号を加算して平滑化し、
前記位相成分信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記平滑化した信号で振幅変調して出力する電力増幅方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は主として無線通信機で用いられる電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信機が備える送信用の電力増幅器は、無線通信機の中でも特に電力を消費する。そのため、電力増幅器の電力効率の改善が無線通信機の開発における重要な課題となる。近年ではスペクトル効率を改善するために振幅変調方式を採用した無線通信規格が主流になりつつある。この振幅変調方式では信号歪に対する要求が厳しいため、電力増幅器を良好な線形性が得られる高バックオフ（低入力電力）状態で動作させる必要がある。しかしながら、高バックオフ状態で動作させると電力増幅器の電力効率が低下する。【０００３】
そのため、電力増幅器の電力効率を向上させつつ入出力信号間の線形性を維持する技術として、近年、ポーラ変調技術が盛んに研究されている。【０００４】
図１はポーラ変調技術の一種であるＥＴ（Envelope  Tracking）方式を採用した電力増幅器の構成例を示している。【０００５】
ＥＴ方式は、振幅変調（ＡＭ：Amplitude  Modulation）成分及び位相変調（ＰＭ:Phase  modulation）成分を含むＲＦ（Radio  Frequency）変調信号を増幅すると共に、ＲＦ変調信号のＡＭ成分を抽出し、増幅後のＲＦ変調信号をＡＭ成分で振幅変調することで、入出力信号間の線形性を保ちつつ電力効率を向上させる手法である。【０００６】
図１に示すように、ＥＴ技術を適用した背景技術の電力増幅器は、ポーラ変調器３１１、ＲＦ−ＰＡ（Power  Amplifier）３０６及び電源変調器３０４を備えている。【０００７】
ポーラ変調器３１１は、端子３０１から入力されたＲＦ変調信号または端子３０１から入力されたベースバンド信号を搬送波に重畳したＲＦ変調信号のＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号３０３として端子３０２を介して電源変調器３０４へ出力する。また、ポーラ変調器３１１は、端子３０１から入力されたＲＦ変調信号または端子３０１から入力されたベースバンド信号を搬送波に重畳したＲＦ変調信号３０８を、端子３０７を介してＲＦ−ＰＡ３０６へ出力する。【０００８】
図２はＥＴ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の一構成例を示すブロック図であり、図３はＥＴ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の他の構成例を示すブロック図である。図２に示すポーラ変調器３１１は端子３０１からＲＦ変調信号が入力される構成に用いて好適な例であり、図３に示すポーラ変調器３１１は端子３０１からベースバンド信号が入力される構成に用いて好適な例である。【０００９】
図２に示すポーラ変調器３１１は、端子３０１から入力されたＲＦ変調信号のＡＭ成分を抽出し、端子３０２から振幅成分信号３０３として出力する振幅検出器１３０と、端子３０１から入力されたＲＦ変調信号の遅延量を調整し、端子３０７から出力する遅延補正器１３１とを有する構成である。【００１０】
端子３０１から入力されたＲＦ変調信号は、振幅検出器１３０へ供給されると共に遅延補正器１３１へ供給される。図２に示すポーラ変調器３１１では、この遅延補正器１３１により、振幅検出器１３０から出力される振幅成分信号３０３と端子３０７から出力されるＲＦ変調信号３０８の遅延時間差の調整が可能である。【００１１】
一方、図３に示すポーラ変調器３１１は、ベースバンド信号処理回路１５０及び直交変調器１５２を備えた構成である。ベースバンド信号処理回路１５０は、例えばＤＳＰ（Digital  signal  Processor）及びＤ／Ａ（Digital  to  Analog）変換器を備えた構成である。【００１２】
ベースバンド信号処理回路１５０は、端子３０１から入力されたベースバンド信号のＡＭ成分をＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、端子３０２から振幅成分信号３０３として出力する。また、ベースバンド信号処理回路１５０は、端子３０１から入力されたベースバンド信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、直交変調器１５２へ出力する。【００１３】
直交変調器１５２は、ベースバンド信号処理回路１５０から出力されたベースバンド信号をＲＦ周波数にアップコンバートし、ＲＦ変調信号３０８として端子３０７から出力する。なお、ベースバンド信号処理回路１５０は、振幅成分信号３０３及びＲＦ変調信号３０８の出力タイミングを個別に設定できる機能を備えている。【００１４】
電源変調器３０４は、ポーラ変調器３１１から出力された振幅成分信号３０３を増幅し、ＲＦ−ＰＡ（Radio  Frequency  Power  Amplifier）３０６の電源端子３０９に供給する。【００１５】
ＲＦ−ＰＡ３０６は、ポーラ変調器３１１から出力されたＲＦ変調信号３０８を増幅する。このとき、ＲＦ−ＰＡ３０６の電源端子３０９には電源変調器３０４で増幅された振幅成分信号３０５が供給されているため、ＲＦ−ＰＡ３０６の出力電力が小さいとき、電源端子３０９へ供給される電圧も低くなる。そのため、ＲＦ−ＰＡ３０６へ電源として供給される電力が必要最小限に抑制されて無駄な消費電力が抑制される。【００１６】
また、ポーラ変調技術では、上述したＥＴ方式の他にＥＥＲ（Envelope  Elimination  and  Restoration）方式も知られている。【００１７】
ＥＥＲ方式は、ＡＭ成分及びＰＭ成分を含むＲＦ変調信号のＡＭ成分を除去して残ったＰＭ成分のみを増幅し、増幅後のＰＭ成分をＡＭ成分で振幅変調することで、入力信号を線形増幅しつつ元の波形を復元する手法である。このＥＥＲ方式を適用した背景技術の電力増幅器の構成を図４に示す。【００１８】
図４に示すように、ＥＥＲ方式の電力増幅器は、ポーラ変調器３１１の構成及び動作が異なることを除けば、図１に示したＥＴ方式の電力増幅器と同様の構成である。したがって、ここではポーラ変調器３１１以外の構成部位については、その説明を省略する。なお、図４では各構成部位に対して図１に示した電力増幅器と同様の符号を付与している。【００１９】
図５はＥＥＲ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の一構成例を示すブロック図であり、図６はＥＥＲ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の他の構成例を示すブロック図である。図５に示すポーラ変調器３１１は端子３０１からＲＦ変調信号が入力される構成に用いて好適な例であり、図６に示すポーラ変調器３１１は端子３０１からベースバンド信号が入力される構成に用いて好適な例である。【００２０】
図５に示すポーラ変調器３１１は、端子３０１から入力されたＲＦ変調信号のＡＭ成分を抽出し、端子３０２から振幅成分信号３０３として出力する振幅検出器１３０と、端子３０１から入力されたＲＦ変調信号の遅延量を調整して出力する遅延補正器１３１と、遅延補正器１３１から供給された信号のＡＭ成分を除去するリミッタ１３２とを有する構成である。リミッタ１３２は、遅延補正器１３１から出力されたＲＦ変調信号のＡＭ成分を除去し、残ったＰＭ成分である位相成分信号３１３を端子３０７から出力する。図５に示すポーラ変調器３１１では、遅延補正器１３１により、振幅検出器１３０から出力される振幅成分信号３０３と端子３０７から出力される位相成分信号３１３の遅延時間差の調整が可能である。【００２１】
一方、図６に示すポーラ変調器３１１は、ベースバンド信号処理回路１５０及びＶＣＯ（電圧制御発振器）１５１を備えた構成である。ベースバンド信号処理回路１５０は、例えばＤＳＰ及びＤ／Ａ変換器を備えた構成である。【００２２】
ベースバンド信号処理回路１５０は、端子３０１から入力されたベースバンド信号のＡＭ成分をＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、内蔵するＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、端子３０２から振幅成分信号３０３として出力する。また、ベースバンド信号処理回路１５０は、端子３０１から入力されたベースバンド信号のＰＭ成分をＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、ＶＣＯ１５１に位相成分信号３１３を出力させるための制御信号を生成し、内蔵するＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換してＶＣＯ１５１へ出力する。【００２３】
ＶＣＯ１５１は、ベースバンド信号処理回路１５０から出力される制御信号にしたがってＲＦ周波数にアップコンバートされた位相成分信号３１３を出力する。なお、ベースバンド信号処理回路１５０は、振幅成分信号３０３及び位相成分信号３１３の出力タイミングを個別に設定できる機能を備えている。【００２４】
図４に示したＥＥＲ方式の電力増幅器も、図１に示したＥＴ方式の電力増幅器と同様に、ポーラ変調器３１１から出力された振幅成分信号３０３を電源変調器３０４で増幅し、ＲＦ−ＰＡ３０６の電源端子３０９に供給する。【００２５】
ＲＦ−ＰＡ３０６は、ポーラ変調器３１１から出力された位相成分信号３１３を増幅する。このとき、ＲＦ−ＰＡ３０６の電源端子３０９には電源変調器３０４で増幅された振幅成分信号３０５が供給されているため、ＲＦ−ＰＡ３０６の出力電力が小さいとき、電源端子３０９へ供給される電圧も低くなる。そのため、ＲＦ−ＰＡ３０６へ電源として供給される電力が必要最小限に抑制されて無駄な消費電力が抑制される。【００２６】
上述したＥＴ方式やＥＥＲ方式の電力増幅器では、電源変調器３０４に、広帯域（高速）特性、広ダイナミックレンジ（大電圧動作、低ノイズ）特性及び高電力効率の両立が要求される。しかしながら、背景技術の電源変調器３０４ではこれらの要求を全て満たすことが困難である。【００２７】
例えば、電源変調器３０４にリニアレギュレータ用いると、広帯域（高速）特性及び広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性は実現できるが、高い電力効率の実現は困難である。一方、電源変調器３０４にスイッチングレギュレータを用いると、高い電力効率は実現できるが、広帯域（高速）特性及び広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性の実現は困難である。【００２８】
また、一般に、信号増幅に用いるトランジスタは、最大動作電圧が高いものほど動作速度が遅くなる傾向にあるため、トランジスタのみを用いて構成する電源変調器３０４では、大電圧動作と広帯域（高速）特性を両立することが困難である。【００２９】
さらに、ポーラ変調技術では、ＲＦ−ＰＡ３０６の電源端子３０９に供給する振幅成分信号３０５が小さいとき、ＲＦ−ＰＡ３０６から出力されるＲＦ変調出力信号３１０で歪が発生することが非特許文献１で指摘されている。【００３０】
非特許文献１では、この対策としてＲＦ−ＰＡ３０６の電源端子３０９に供給する振幅成分信号３０５に下限値を設定することを提案している。【００３１】
このようなポーラ変調技術の課題を解決する手法が、例えば特許文献１に記載されている。この特許文献１に記載された電力増幅器について図７（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。【００３２】
図７は特許文献１に記載された電力増幅器の構成及び動作を示す図であり、同図（ａ）は回路構成を示すブロック図、同図（ｂ）は入力信号の一例を示す波形図、同図（ｃ）は電源変調器の出力信号の一例を示す波形図である。【００３３】
図７（ａ）に示す電力増幅器では、入力信号の振幅成分が図７（ｂ）の破線で示すしきい値Ｌよりも小さい場合、ＲＦ−ＰＡ２０４には、ＶＥ-ＬＯＡＤ２０５から電圧が一定の直流電圧が電源として供給される。【００３４】
また、入力信号の振幅成分がしきい値Ｌ以上の場合、ＲＦ−ＰＡ２０４には、図７（ｃ）に示すように、アナログ電力バルブ（ＡＰＶ）２０３からしきい値Ｌを越えた入力信号の振幅成分のみを増幅した信号が、ＶＥ-ＬＯＡＤ２０５から出力された直流電圧に加算されて電源として供給される。【００３５】
図７（ａ）に示す電力増幅器では、ＲＦ−ＰＡ２０４に電源として供給する振幅信号の大部分を占める直流成分を、電力効率が高いＤＣ−ＤＣコンバータで構成されたＶＥ-ＬＯＡＤ２０５から供給するため、電力増幅器全体の電力効率を改善できる。また、入力信号の振幅成分を増幅するＡＰＶ２０３からＲＦ−ＰＡ２０４へ供給する電圧に下限値を設定することで、ＡＰＶ２０３にダイナミックレンジが狭い回路を用いることが可能であり、電源電圧が低いときにＲＦ−ＰＡ２０４の出力信号で発生する歪も低減できる。【００３６】
また、上述したポーラ変調技術の課題を解決する別の手法が、例えば特許文献２に記載されている。この特許文献２に記載された電力増幅器について図８を用いて説明する。【００３７】
図８は特許文献２に記載された電力増幅器の構成を示すブロック図である。【００３８】
図８に示す電力増幅器では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１及びＤＣ／ＤＣコンバータ２を用いて入力信号の低周波成分を増幅し、Ｂ級増幅器３及びハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４を用いて入力信号の高周波成分を増幅し、増幅後の低周波成分及び高周波成分を合成して不図示のＲＦ−ＰＡへ電源電圧として供給する構成である。【００３９】
図８に示す電力増幅器では、電力効率が高いが低周波成分しか増幅できないＤＣ／ＤＣコンバータ２と、電力効率が低いが高周波成分を増幅できるＢ級増幅器３とを用いることで、比較的高い電力効率で、かつ広帯域（高速）の信号増幅を可能にしている。【００４０】
さらに、上述したポーラ変調技術の課題を解決する別の手法が、例えば特許文献３に記載されている。この特許文献３に記載された電力増幅器について図９を用いて説明する。【００４１】
図９は特許文献３に記載された電力増幅器の構成を示すブロック図である。【００４２】
図９に示す電力増幅器では、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８の出力電圧を切り替えて出力するスイッチ１１０〜１１４を備え、リニアレギュレータが備えるトランジスタ１１８のコレクタにスイッチ１１０〜１１４を介して最適な電圧を供給する構成である。【００４３】
図９に示す電力増幅器では、ＲＦ−ＰＡ１２４に供給する電源電圧の直流成分を振幅成分信号の振幅値に応じて切り替えることで、単一の電源を用いた回路では達成できない、高帯域特性、広ダイナミックレンジ特性及び低電力効率の両立を実現している。【００４４】
上述した背景技術の電力増幅器のうち、図７（ａ）に示した（特許文献１に記載された）電力増幅器では、ＲＦ−ＰＡに供給する電源電圧の波形が図７（ｃ）に示したようにハードクリッピング状になる。このような微分不連続な波形の電圧をＲＦ−ＰＡに電源として供給すると、ＲＦ−ＰＡの出力信号で歪が発生することが、例えば特開２００５−４５７８２号公報で指摘されている。なお、微分不連続とは、電源電圧の変化を示す曲線が数学的に微分不可能（すなわち、変化率が不連続）であることを示している。【００４５】
また、図８に示した（特許文献２に記載された）電力増幅器では、電力効率が比較的低いＢ級増幅器を用いているため、電力増幅器全体の電力効率の改善に限界がある。また、特許文献２に記載された電力増幅器では、入力信号を低周波成分と高周波成分とに分離する回路や増幅後の低周波成分と高周波成分とを合成する回路を備えることで回路規模が大きくなるため、電力増幅器の小型化や低コスト化が困難である。さらに、特許文献２に記載された電力増幅器では、増幅した低周波成分と高周波成分とを合成してＲＦ−ＰＡに電源電圧として供給するため、ＲＦ−ＰＡの出力信号で該合成に起因する歪が発生する。【００４６】
また、図９に示した（特許文献３に記載された）電力増幅器では、複数の直流電圧を生成する電源装置、それらの出力電圧を切り替えるための複数のスイッチ及び複数のスイッチの動作を制御するための制御回路が必要であるため、電力増幅器の回路が複雑になり、かつ回路規模も大きくなるため、電力増幅器の小型化や低コスト化が困難である。【００４７】
すなわち、特許文献１や特許文献２に記載された電力増幅器は、電力効率を改善するために追加した回路に起因して出力信号で歪が発生する問題、あるいは出力信号で歪が発生することがないように追加した回路に起因して消費電力が増大する問題があるため、電力効率の改善と出力信号で発生する歪の抑制とを両立するものではない。【００４８】
一方、特許文献３に記載された電力増幅器は、電力効率の改善と出力信号で発生する歪の抑制とを両立させるために大規模な回路を追加する必要があるため、電力増幅器の小型化や低コスト化が困難である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４９】
【特許文献１】特表２００３−５２６９８０号公報
【特許文献２】特開２００５−１０２１４６号公報
【特許文献３】特開２００５−２７７５５９号公報
【非特許文献】
【００５０】
【非特許文献１】ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，  ｖｏｌ．５０，  ｎｏ．８，  ｐｐ．１９７９−１９８３，２００２）
【発明の概要】
【００５１】
そこで本発明は、回路規模の増大を抑制しつつ、電力効率の改善と出力信号で発生する歪の抑制とを両立できる電力増幅器を提供することを目的とする。
【００５２】
上記目的を達成するため本発明の電力増幅器は、振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号を出力するポーラ変調器と、
直流電圧を出力する第１の直流電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調器と、
前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記第１の直流電源から出力された直流電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記ＲＦ変調信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する。
【００５３】
または、振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号及び前記ＲＦ変調信号の位相変調成分である位相成分信号を出力するポーラ変調器と、
直流電圧を出力する第１の直流電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調回路と、
前記パルス変調回路から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記第１の直流電源から出力された直流電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記位相成分信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する。
【００５４】
または、振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号を出力するポーラ変調器と、
前記振幅成分信号または該振幅成分信号の低周波成分を増幅する制御電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調器と、
前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記制御電源の出力電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記ＲＦ変調信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する。
【００５５】
または、振幅変調成分及び位相変調成分を含むＲＦ変調信号を増幅する電力増幅器であって、
前記ＲＦ変調信号の振幅変調成分である振幅成分信号及び前記ＲＦ変調信号の位相変調成分である位相成分信号を出力するポーラ変調器と、
前記振幅成分信号または該振幅成分信号の低周波成分を増幅する制御電源と、
前記振幅成分信号をパルス変調するパルス変調回路と、
前記パルス変調回路から出力されるパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路と、
前記パルス増幅回路から出力される前記パルス変調信号に前記制御電源の出力電圧を加算して出力する合成回路と、
前記合成回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、
前記位相成分信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】図１は、ＥＴ方式を適用した背景技術の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、ＥＴ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の一構成例を示すブロック図である。
【図３】図３は、ＥＴ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の他の構成例を示すブロック図である。
【図４】図４は、ＥＥＲ方式を適用した背景技術の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図５】図５は、ＥＥＲ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の一構成例を示すブロック図である。
【図６】図６は、ＥＥＲ方式の電力増幅器で用いるポーラ変調器の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】図７は、特許文献１に記載された電力増幅器の構成及び動作を示す図であり、同図（ａ）は回路構成を示すブロック図、同図（ｂ）は入力信号の一例を示す波形図、同図（ｃ）は電源変調器の出力信号の一例を示す波形図である。
【図８】図８は、特許文献２に記載された電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は、特許文献３に記載された電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、第１の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、図１０に示した電力増幅器の動作を示す図であり、同図（ａ）はＬＰＦに入力される信号波形の一例を示す波形図、同図（ｂ）は電源変調器から出力される信号波形の一例を示す波形図である。
【図１２】図１２は、第２の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１３は、第３の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１４は、第４の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１５は、第５の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１６は、第６の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１７は、第７の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５７】
次に本発明について図面を用いて説明する。【００５８】
なお、以下では、各図面中の同一または対応する部位に対して同一の符号を付与し、その説明は繰り返さないものとする。
（第１の実施の形態）
図１０は第１の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。図１１は、図１０に示した電力増幅器の動作を示す図であり、同図（ａ）はＬＰＦに入力される信号波形の一例を示す波形図、同図（ｂ）は電源変調器から出力される信号波形の一例を示す波形図である。【００５９】
図１０に示すように、第１の実施の形態の電力増幅器は、ポーラ変調器４１９、ＲＦ−ＰＡ４１２、電源変調器４１０及び直流電源４１１を備えている。【００６０】
ポーラ変調器４１９には、図２、図３、図５または図６に示した背景技術のポーラ変調器３１１を用いることができる。【００６１】
ポーラ変調器４１９は、端子４２０から入力されたＲＦ変調信号または端子４２０から入力されたベースバンド信号を搬送波に重畳したＲＦ変調信号のＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号４１３として端子４２１を介して電源変調器４１０へ出力する。また、ポーラ変調器４１９は、端子４１２から入力されたＲＦ変調信号、端子４１２から入力されたベースバンド信号を搬送波に重畳したＲＦ変調信号またはＲＦ変調信号のＰＭ成分である位相成分信号４１６を、端子４２２を介してＲＦ−ＰＡ４１２へ出力する。さらに、ポーラ変調器４１９は、振幅成分信号４１３と、ＲＦ変調信号４１５または位相変調信号４１６の出力タイミングを個別に設定できる機能も備えている。【００６２】
ＲＦ−ＰＡ４１２は、電源変調器４１０から供給される電圧を電源に用いて、ポーラ変調器４１９から出力されたＲＦ変調信号４１５または位相変調信号４１６を増幅する。【００６３】
図１０に示すように、第１の実施の形態の電源変調器４１０は、スイッチ素子４０１、トランス４０２、ダイオードスイッチ４０３及び４０４、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４０７、直流電源４０８及びパルス変調器４０９を備えている。【００６４】
パルス変調器４０９は、端子４２１（Ｖｉｎ）に入力された振幅成分信号４１３をパルス変調し、パルス変調信号４１４として端子４２８（Ｖｇ）からスイッチ素子４０１へ出力する。このパルス変調信号４１４は、スイッチ素子４０１をドライブするのに十分な振幅であることが望ましい。本実施形態のパルス変調器４０９は、端子４２８（Ｖｇ）から出力されたパルス変調器４０９の出力信号を、積分器４５１を介して入力端子４２４（Ｖｒｅｆ）へ負帰還する構成である。そのため、パルス変調器４０９によって振幅成分信号４１３に対応するパルス変調信号４１４を精度よく生成できる。パルス変調器４０９には、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）方式、Δ変調方式、ΔΣ変調方式等の周知のパルス変調回路を用いることができる。【００６５】
トランス４０２の一次巻線の一端には直流電源４０８から出力された直流電圧が供給され、トランス４０２の一次巻線の他端にはスイッチ素子４０１が接続されている。【００６６】
スイッチ素子４０１は、パルス変調器４０９から出力されるパルス変調信号４１４にしたがってオン・オフすることで、トランス４０２の一次巻線にパルス変調信号４１４に対応する電力を供給する。したがって、トランス４０２の二次巻線からはパルス変調信号４０９を増幅した信号Ｖｄ１が出力される。トランス４０２、直流電源４０８及びスイッチ素子４０１は、パルス変調器４０９から出力されたパルス変調信号を増幅するパルス増幅回路として動作する。なお、スイッチ素子４０１には、例えばＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタを用いればよい。【００６７】
ダイオードスイッチ４０３及び４０４は、トランス４０２の二次巻線から出力された信号Ｖｄ１に直流電源４１１から出力された直流電圧Ｖ２を加算してＬＰＦ４０７に出力する。ダイオードスイッチ４０３及び４０４は、上記パルス増幅回路の出力信号に直流電源４１１から出力された直流電圧を加算して出力する合成回路として動作する。ここで、ＬＰＦ４０７に入力される信号Ｖｄ２は、図１１（ａ）に示すような波形になる。【００６８】
ＬＰＦ４０７は、例えばインダクタ４０５及び容量素子４０６を備え、ダイオードスイッチ４０３及び４０４から出力されたパルス信号を平滑化し、スプリアス成分を除去してＲＦ−ＰＡ４１２に電源電圧として供給する。【００６９】
第１の実施の形態の電力増幅器では、図１１（ｂ）で示すように、振幅成分信号４１３を直流電源４０８から出力される直流電圧Ｖ1に比例する利得で増幅し、さらに増幅後の信号に直流電源４１１から出力される直流電圧Ｖ２を加算した信号ＶｏｕｔがＲＦ−ＰＡ４１２の電源端子４５２に供給される。そのため、ＲＦ−ＰＡ４１２の出力信号は、ＬＰＦ４０７から出力される信号Ｖｏｕｔによって振幅変調される。【００７０】
ここで、ＲＦ−ＰＡ４１２に電源電圧として供給される信号Ｖｏｕｔは、直流電源４１１の出力電圧Ｖ２よりも低くならないように制限された信号であるため、電源電圧が低下したときにＲＦ−ＰＡ４１２の出力信号で発生する歪が抑制される。【００７１】
また、ＲＦ−ＰＡ４１２の電源端子４５２には、振幅成分信号４１３を増幅した信号に直流電源４１１の出力電圧Ｖ２を加算した電圧が供給されているため、図７（ａ）に示した（特許文献１に記載された）電力増幅器のように、ＲＦ−ＰＡに供給する電源電圧波形に微分不連続が発生しない。そのため、特許文献１に記載された電力増幅器と比べてＲＦ−ＰＡ４１２の出力信号で発生する歪を低減できる。【００７２】
ところで、図１０に示す電源変調器４１０の電力損失は、スイッチ素子４０１並びにダイオードスイッチ４０３及び４０４のスイッチング損失が主な要因となる。【００７３】
スイッチ素子４０１のスイッチング損失ＬＳＷは、下記式（１）で表される。【００７４】
【数１】
0005472115.tif 000002
但し、ＲはＲＦ−ＰＡ４１２の負荷のインピーダンス、ｆｓｗはパルス変調信号４１４の平均スイッチング周波数、Δｔはオン時及びオフ時のスイッチング時間の合計値である。【００７５】
また、ダイオードスイッチ４０３のスイッチング損失Ｌｄｉｏｄｅ４０３は、下記式（２）で表される。【００７６】
【数２】
0005472115.tif 000003
一方、ダイオードスイッチ４０４のスイッチング損失Ｌｄｉｏｄｅ４０４は、下記式（３）で表される。【００７７】
【数３】
0005472115.tif 000004
したがって、電源変調器４１０の電力損失の合計Ｌtotalは、下記式（４）で表される。【００７８】
【数４】
0005472115.tif 000005
一方、電源変調器４１０から出力される電力ＰＯＵＴは、下記式（５）で表される。【００７９】
【数５】
0005472115.tif 000006
但し、ｄはパルス変調信号４１４の平均デューティである。【００８０】
したがって、式（５）で示す電源変調器４１０の出力電力ＰＯＵＴと、式（４）で示す電力損失Ｌtotalの比ＰＯＵＴ/Ｌtotalは、下記式（６）で表される。【００８１】
【数６】
0005472115.tif 000007
但し、ｒ＝Ｖ２/Ｖ１（＞０）である。【００８２】
式（６）から分かるように、ＰＯＵＴ/Ｌtotalは、ｒの値に対して単調に増加する関数である。また、下記式（７）で示すように、電力効率ηは、ＰＯＵＴ/Ｌtotalの値に対して単調に増加する関数である。そのため、電力効率ηは、ｒの値に対して単調に増加する関数となる。【００８３】
【数７】
0005472115.tif 000008
すなわち、図１０に示した電力増幅器は、直流電源４１１からダイオードスイッチ４０３及び４０４に直流電圧Ｖ２を供給することで、ｒの値を大きくした構成である。したがって、本実施形態の電力増幅器では、電源変調器４１０の電力効率ηを向上させることができる。【００８４】
本出願人は、直流電源４１１が無いとき（Ｖ２＝０Ｖ）の電源変調器４１０の電力効率が５０〜７０％であり、直流電源４１１を用いたとき（Ｖ２＝５Ｖ〜１０Ｖ）の電源変調器４１０の電力効率が８５〜９５％に改善されることを実験で確認している。【００８５】
本実施形態の電力増幅器によれば、図８に示した（特許文献２に記載された）電力増幅器のように、振幅成分信号を低周波成分と高周波成分とに分離し、それらを増幅した後に合成する処理が不要である。そのため、振幅成分信号を低周波成分と高周波成分とに分離する回路や低周波成分と高周波成分とを合成する回路が不要であり、特許文献２に記載された電力増幅器よりも小型化及び低コスト化を実現できる。【００８６】
また、本実施形態の電力増幅器では、図８に示した（特許文献２に記載された）電力増幅器のようにＢ級増幅器を用いないため、特許文献２に記載された電力増幅器よりも電力効率を改善できる。【００８７】
さらに、本実施形態の電力増幅器では、図９に示した（特許文献３に記載された）電力増幅器のように、複数の電源装置で生成された直流電圧を切り替える制御が不要である。したがって、本実施形態の電力増幅器は、特許文献３に記載された電力増幅器よりも簡易な回路で構成できるため、特許文献３に記載された電力増幅器よりも小型化及び低コスト化を実現できる。【００８８】
なお、第１の実施の形態の電力増幅器全体の電力効率は、主として電源変調器４１０の電力効率とＲＦ−ＰＡ４１２の電力効率とに依存し、（電源変調器４１０の電力効率）×（ＲＦ−ＰＡ４１２の電力効率）で表される。【００８９】
電源変調器４１０の電力効率は、上述したように直流電源４１１の出力電圧Ｖ２＝０Ｖのとき、５０〜７０％であり、Ｖ２＝５〜１０Ｖに設定すると８５〜９５％に改善する。一方、ＲＦ−ＰＡ４１２の電力効率は、一般に、直流電源４１１の出力電圧Ｖ２の値を高くするほど低下する。【００９０】
したがって、第１の実施の形態の電力増幅器では、ＲＦ−ＰＡ４１２で低下する電力効率よりも電源変調器４１０で向上する電力効率のほうが大きくなるように、直流電源４１１の出力電圧Ｖ２の値を設定すれば、電力増幅器全体の電力効率を改善できる。【００９１】
よって、本実施形態の電力増幅器によれば、回路規模の増大を抑制しつつ、電力効率が良好であり、出力信号で発生する歪を抑制して入力信号の波形を精度よく復元できる、ＥＴ方式またはＥＥＲ方式を適用した電力増幅器が得られる。
（第２の実施の形態）
図１２は第２の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。【００９２】
第２の実施の形態の電力増幅器は、図１０に示した第１の実施の形態の電源変調器４１０が備えるダイオードスイッチ４０３及び４０４に代えてスイッチ４３１及び４３２を備え、該スイッチ４３１及び４３２の動作を制御するインバータ４３３をさらに追加した構成である。スイッチ４３１及び４３２には、例えばＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタを用いればよい。その他の構成及び動作は第１の実施の形態の電力増幅器と同様である。【００９３】
このような構成でも第１の実施の形態で示した電源変調器４１０と同様に、トランス４０２の二次巻線から出力された信号Ｖｄ１に、直流電源４１１から出力された直流電圧Ｖ２を加算した電圧がＬＰＦ４０７を介してＲＦ−ＰＡ４１２の電源端子４５２に供給される。【００９４】
第１の実施の形態の電源変調器４１０が備えるダイオードスイッチ４０３及び４０４は、そのフォワード電圧（順方向電圧）によって電力損失が生じる。【００９５】
一方、第２の実施の形態の電力増幅器では、ダイオードスイッチ４０３及び４０４よりもフォワード電圧が低いスイッチ４３１及び４３２を用いることで、第１の実施の形態よりも電源変調器４１０の電力損失を低減できる。
（第３の実施の形態）
図１３は第３の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。【００９６】
第３の実施の形態の電力増幅器は、図１０に示した電源変調器４１０からダイオードスイッチ４０４及びインダクタ４０５を除去し、トランス４０２の一次巻線と二次巻線の極性を同一にした構成である。その他の構成及び動作は第１の実施の形態の電力増幅器と同様である。【００９７】
このような構成でも第１の実施の形態で示した電源変調器４１０と同様に、トランス４０２の二次巻線から出力された信号Ｖｄ１に、直流電源４１１から出力された直流電圧Ｖ２を加算した電圧がＬＰＦ４０７を介してＲＦ−ＰＡ４１２の電源端子４５２に供給される。【００９８】
第３の実施の形態の電力増幅器によれば、第１の実施の形態や第２の実施の形態の電力増幅器よりも部品点数を低減できるため、電力増幅器のさらなる小型化及び低コスト化を実現できる。
（第４の実施の形態）
図１４は第４の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。【００９９】
第４の実施の形態の電力増幅器は、図１３に示した第３の実施の形態の電源変調器４１０が備えるダイオードスイッチ４０３に代えてスイッチ４３１を備え、該スイッチ４３１の動作を制御するインバータ４３３をさらに追加した構成である。スイッチ４３１は、例えばＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタを用いればよい。その他の構成及び動作は第１の実施の形態の電力増幅器と同様である。【０１００】
このような構成でも第１の実施の形態で示した電源変調器４１０と同様に、トランス４０２の二次巻線から出力された信号Ｖｄ１に、直流電源４１１から出力された直流電圧Ｖ２を加算した電圧がＬＰＦ４０７を介してＲＦ−ＰＡ４１２の電源端子４５２に供給される。【０１０１】
第４の実施の形態の電力増幅器によれば、第２の実施の形態と同様に、ダイオードスイッチ４０３に代えてフォワード電圧がより低いスイッチ４３１を用いることで、第３の実施の形態よりも電源変調器４１０の電力損失を低減できる。
（第５の実施の形態）
図１５は第５の実施の形態の電力増幅器の一構成例を示すブロック図である。【０１０２】
第５の実施の形態の電力増幅器は、電源変調器４１０が備える直流電源４０８とトランス４０２の一次巻線間に挿入された、振幅成分信号４１３またはその低周波成分を増幅する制御電源４４１と、直流電源４１１とトランス４０２の二次巻線間に振幅成分信号４１３またはその低周波成分を増幅する制御電源４４２とをさらに有する構成である。制御電源４４１及び４４２には、電力効率が良好な、例えばスイッチングレギュレータ型のＤＣ-ＤＣコンバータを用いることが望ましい。ＤＣ-ＤＣコンバータは、例えば上記特許文献２に記載されている。なお、制御電源４４１及び４４２により振幅成分信号４１３の低周波成分を増幅する場合は、制御電源４４１及び４４２が備えるローパスフィルタ等を用いて振幅成分信号４１３または振幅成分信号４１３を増幅した信号から低周波成分を抽出し、該低周波成分を増幅することが望ましい。一般に、制御電源４４１及び４４２として用いるＤＣ-ＤＣコンバータは、出力周波数が低いほど（狭帯域であるほど）電力効率が向上する。また、出力周波数が低いほど、低コストのスイッチング素子を用いて回路を構成できる。そのため、制御電源４４１及び４４２により振幅成分信号４１３の低周波成分を増幅する構成では、電源変調器４１０の電力効率をより向上させることが可能であり、電源変調器４１０のコストを低減できる。その他の構成及び動作は図１０に示した第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。【０１０３】
第５の実施の形態の電力増幅器では、トランス４０２の一次巻線または二次巻線に、制御電源４４１及び４４２によって増幅された振幅成分信号４１３またはその低周波成分が供給される。したがって、ＲＦ−ＰＡ４１２の出力電力が小さいとき、制御電源４４１及び４４２の出力電圧Ｖ１及びＶ２も低下し、ＲＦ−ＰＡ４１２の電源端子４５２に対する無駄な電力の供給が抑制されるため、第１の実施の形態〜第４の実施の形態の電力増幅器よりもＲＦ−ＰＡ４１２の電力効率を改善できる。
（第６の実施の形態）
図１６は第６の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。【０１０４】
第６の実施の形態の電力増幅器は、電源変調器４１０の出力信号を、帰還回路４５３を介してパルス変調器４０９の入力に負帰還する構成である。【０１０５】
帰還回路４５３は、パルス変調器４０９に帰還する信号の振幅及び位相を補正する。電源変調器４１０には、上述した第１の実施の形態〜第５の実施の形態で示したいずれの構成を用いてもよい。【０１０６】
第６の実施の形態の電力増幅器によれば、パルス変調器４０９に電源変調器４１０の出力信号を負帰還することで、電源変調器４１０内の回路に起因して発生する誤差や温度変動等によって発生する電源変調器４１０の特性変動が補正される。そのため、電源変調器４１０によって振幅成分信号４１３をより精度よく増幅できる。【０１０７】
また、電源変調器４１０の出力信号をパルス変調器４０９の入力端子４２４（Ｖｒｅｆ）に帰還することで、ＲＦ−ＰＡ４１２の負荷変動に対して電源変調器４１０の出力信号の変動が抑制されると共に、ＲＦ−ＰＡ４１２で発生するメモリ効果及びそれに起因するＲＦ−ＰＡ４１２の入出力信号間の線形性の劣化を抑制できる。
（第７の実施の形態）
図１７は第７の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。【０１０８】
第７の実施の形態の電力増幅器は、電源変調器４１０が備えるＬＰＦ４０７に対する入力信号（Ｖｄ２）、すなわち上記合成回路の出力信号を、積分器４５１を介してパルス変調器４０９の入力に負帰還する構成である。電源変調器４１０には、上述した第１の実施の形態〜第５の実施の形態で示したいずれの構成を用いてもよい。【０１０９】
第７の実施の形態の電力増幅器によれば、パルス変調器４０９の入力にＬＰＦ４０７に対する入力信号（Ｖｄ２）を負帰還することで、第６の実施の形態の電力増幅器と同様に、電源変調器４１０内の回路に起因して発生する誤差や温度変動等によって発生する電源変調器４１０の特性変動が補正される。そのため、電源変調器４１０によって振幅成分信号４１３をより精度よく増幅できる。【０１１０】
但し、第７の実施の形態では、電源変調器４１０が備えるＬＰＦ４０７が帰還ループ内に含まれていないため、第６の実施の形態よりも電源変調器４１０の入出力信号間の線形性が劣化する。しかしながら、第７の実施の形態では、位相シフト量が大きいＬＰＦ４０７を帰還ループ内に含まないため、第６の実施の形態よりも電源変調器４１０にて発振等が生じ難くなり、より安定して動作する。【０１１１】
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更が可能である。【０１１２】
この出願は、２００８年１０月１６日に出願された特願２００８−２６７６８７号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【図１】
0005472115.tif 000009
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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