(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアのうち１以上の特定サブキャリアが既知の変調信号で変調されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換する変換手段と、
前記特定サブキャリアの受信信号の逆数を演算して前記周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を生成する逆数演算手段を備え、前記特定サブキャリアの受信信号と前記既知の変調信号とに基づいて前記サブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する抽出手段と、
前記抽出された成分を用いて前記サブキャリアの受信信号を補正する補正手段と、
を備え、
前記既知の変調信号は、時間的に変化しない一定値である、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
複数のサブキャリアのうち１以上の特定サブキャリアを、時間的に変化しない既知の変調信号で変調したＯＦＤＭ信号を送信する送信装置と、前記ＯＦＤＭ信号を受信する請求項１に記載されたＯＦＤＭ受信装置とを備える、通信システム。
【請求項３】
複数のサブキャリアのうち１以上の特定サブキャリアが既知の変調信号で変調されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置における受信方法であって、
前記既知の変調信号は、時間的に変化しない一定値であり、
受信したＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換し、
前記特定サブキャリアの受信信号の逆数を演算して前記周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を生成し、
前記特定サブキャリアの受信信号と前記既知の変調信号とに基づいて前記サブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出し、
前記抽出された成分を用いてサブキャリアの受信信号を補正する、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項４】
複数のサブキャリアのうち１以上の特定サブキャリアが既知の変調信号で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置の制御プログラムが記録された記録媒体であって、
前記既知の変調信号は、時間的に変化しない一定値であり、
前記制御プログラムは、前記ＯＦＤＭ受信装置の中央処理装置を、
受信したＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換する変換手段、
前記特定サブキャリアの受信信号の逆数を演算して前記周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を生成する逆数演算手段を備え、前記特定サブキャリアの受信信号と前記既知の変調信号とに基づいて前記サブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する抽出手段、
前記抽出された成分を用いて前記サブキャリアの受信信号を補正する補正手段、
として機能させる、
ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置の制御プログラムが記録された記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：ＯＦＤＭ）方式の受信装置、受信方法、通信システムおよび受信装置のプログラムに係り、特に復調されたＯＦＤＭ信号の周波数のずれを補正し、位相雑音を低減することができる受信装置、受信方法、通信システムおよび受信装置のプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】  近年、移動体通信の分野では、符号分割多重（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ：ＣＤＭＡ）方式やＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ−ＣＤＭＡ）方式といったダイレクトシーケンススペクトル拡散（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：ＤＳ−ＳＳ）方式が広く採用されている。しかしながら、周波数利用効率の観点からはＤＳ−ＳＳ方式よりもＯＦＤＭ方式のほうが遥かに優れている。このため、大容量のデータ通信方式にはＯＦＤＭ方式の採用が相次いでいる。以下は、ＯＦＤＭ方式の基本的な構成の簡単な説明である。  図７は、基本的なＯＦＤＭ方式の通信システムの構成を示す図である。送信装置５１は、逆フーリエ変換器（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＩＦＦＴ）、直交変調器２、ローカル発振器３及びアンプ４を備える。また、受信装置５２は、アンプ７，直交復調器８、ローカル発振器９、フーリエ変換器（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）とを備える。そして、図７に記載された通信システムは、２ｎ個のサブキャリア＃（１−ｎ）〜＃（ｎ）を用いて信号を伝送する。  送信装置５１においては、２ｎ個のサブキャリアにそれぞれ対応する変調信号ｓ１−ｎ（ｔ）、ｓ２−ｎ（ｔ）、ｓ３−ｎ（ｔ）、・・・ｓ−１（ｔ）、ｓ０（ｔ）、ｓ１（ｔ）・・・ｓｎ（ｔ）が逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１に入力され、逆フーリエ変換される。これを用いて、ベースバンドでのＯＦＤＭ信号が得られる。このベースバンドＯＦＤＭ信号は式（１）のように表される。【数１】
0005440181.tif 000002
ここで、ωｏはサブキャリア間隔を表す角周波数である。  直交変調器２は、ベースバンドＯＦＤＭ信号と、ローカル発振器３からの送信ローカル信号とを複素乗算する。送信ローカル信号は、式（２）のように表すことができる。
【数２】
0005440181.tif 000003
ここで、ωｃはキャリア角周波数、φ（ｔ）は送信ローカル信号の位相雑音である。  直交変調器２により複素乗算されて生成された高周波（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）帯のＯＦＤＭ信号は、上記式（１）および（２）を用いて、次式（３）のように表すことができる。
【数３】
0005440181.tif 000004
送信装置５１は、式（３）で表されるＲＦ帯ＯＦＤＭ信号をアンプ４で増幅する。アンテナ５は、アンプ４で増幅された信号を送信する。なお、ＲＦ回路には高周波フィルタなどが使用されるが、図７では記載が省略されている。  受信装置５２は、アンテナ６で受信した信号をアンプ７で増幅する。そして、直交復調器８は、アンプ７で増幅された受信信号とローカル発振器９の出力する次式（４）で表される受信ローカル信号とを複素乗算する。
【数４】
0005440181.tif 000005
ここで、ωｃはキャリア角周波数、θ（ｔ）は受信ローカル信号の位相雑音である。  直交復調器８により得られた復調ＯＦＤＭ信号は、式（３）および（４）より次式（５）のように表される。
【数５】
0005440181.tif 000006
ここで、Ａは伝送路の増幅度である。  フーリエ変換器１０は、この復調ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換する。そして、フーリエ変換器１０は、２ｎ個のサブキャリアにそれぞれ対応する復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）を出力する。復調信号ｒｉ（ｔ）は、次式（６）のように表される。ここで、ｉ＝１−ｎ、２−ｎ、・・・ｎである。
【数６】
0005440181.tif 000007
式（６）から分かるように、復調されたＯＦＤＭ信号は、周波数ずれΔωと、位相雑音φ（ｔ）＋θ（ｔ）とを含んでいる。この様子を図８に示す。  図８は、送信装置及び受信装置における、変調信号のスペクトルを示す図である。図８（Ａ）は送信装置における２ｎ個の変調信号のスペクトルを示す図である。また、図８（Ｂ）は受信装置における復調信号のスペクトルを示す図である。送信装置における変調信号ｓ１−ｎ（ｔ）、ｓ２−ｎ（ｔ）、ｓ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｓｎ（ｔ）に対し、受信装置における復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）は、それぞれΔωの周波数ずれがあり、φ（ｔ）＋θ（ｔ）の位相雑音を伴っている。  周知のように、ＯＦＤＭ方式は、サブキャリア間隔が数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚと非常に狭い。このため、ＯＦＤＭ方式には、周波数ずれや位相雑音の影響を受けやすいという課題があった。  そこで、この課題を解決しようとする技術が種々提案されている。たとえば、日本国特開２００１−９４５２５号公報に開示されたＯＦＤＭ受信方法は、２本のパイロットキャリアの複数の組からサンプリングタイムずれτと位相ずれθとを算出し、算出されたτ、θに基づいて全サブキャリアのサンプリングタイムと位相を補正する。そして、この公報に開示されたＯＦＤＭ受信方法は、さらに、補正された複数のサブキャリアから再度τおよびθを算出して、全ての補正済みサブキャリアを再度補正する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】  上述したＯＦＤＭ受信方法は、τおよびθを求めるために使用した２本のパイロットキャリアの振幅および位相がノイズに影響されている場合を考慮して、再度の補正を行っている。このため、このＯＦＤＭ受信方法は、構成が複雑化するという欠点を有していた。  本発明の目的は、ＯＦＤＭ受信方法において、構成が複雑化するという課題を解決するＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信方法、通信システムおよびＯＦＤＭ受信装置の制御プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】  本発明におけるＯＦＤＭ受信装置は、複数のサブキャリアのうち特定のサブキャリアが既知の変調信号で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換する変換手段と、特定サブキャリアの受信信号と既知の変調信号とに基づいて周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する抽出手段と、抽出された成分を用いてサブキャリアの受信信号を補正する補正手段と、を備えることを特徴とする。  また、本発明におけるＯＦＤＭ受信装置は、複数のサブキャリアが複数のグループに分けられ、各グループに少なくとも１つの特定サブキャリアが既知の変調信号で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換する変換手段と、複数のグループの各々に設けられた補正回路ブロックと、を有し、各補正回路ブロックが、当該グループの特定サブキャリアの受信信号と当該サブキャリアの既知の変調信号とに基づいてサブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する抽出手段と、抽出された成分を用いて当該グループのサブキャリアの受信信号を補正する補正手段とを備えることを特徴とする。  また、本発明のＯＦＤＭ受信方法は、複数のサブキャリアのうち１以上の特定サブキャリアが既知の変調信号で変調されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置における受信方法であって、受信したＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換し、特定サブキャリアの受信信号と既知の変調信号とに基づいてサブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出し、抽出された成分を用いてサブキャリアの受信信号を補正する、ことを特徴とする。  また、本発明の通信システムは、複数のサブキャリアのうち１以上の特定サブキャリアを既知の変調信号で変調したＯＦＤＭ信号を送信する送信装置と、ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置とを備える通信システムであって、ＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換する変換手段と、特定サブキャリアの受信信号と既知の変調信号とに基づいてサブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する抽出手段と、抽出された成分を用いてサブキャリアの受信信号を補正する補正手段と、を備えることを特徴とする。  さらに、本発明のＯＦＤＭ受信装置の制御プログラムが記録された記録媒体は、複数のサブキャリアのうち１以上の特定サブキャリアが既知の変調信号で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置の制御プログラムが記録された記録媒体であって、制御プログラムは、ＯＦＤＭ受信装置の中央処理装置を、ＯＦＤＭ信号をサブキャリアごとの受信信号に変換する手段と、特定サブキャリアの受信信号と既知の変調信号とに基づいてサブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する手段と、抽出された成分を用いてサブキャリアの受信信号を補正する手段、として機能させる。
【発明の効果】
【０００５】  本発明は、受信装置の構成を複雑化することなく、周波数ずれおよび位相雑音を除去することが可能なＯＦＤＭ受信装置、受信方法及びＯＦＤＭ受信装置のプログラムを提供する。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本発明の第１実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態の変形例におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の概略的構成を示すブロック図である。
【図５】４個のサブキャリアからなる任意の補正回路ブロックの回路図である。
【図６】本発明の第４実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】基本的なＯＦＤＭ方式の通信システムの構成を示す図である。
【図８】送信装置及び受信装置における、変調信号のスペクトルを示す図である。
【図９】本発明の第５実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の概略的構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第６実施形態における、ＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。
【図１１】本発明の第６の実施形態における、ＯＦＤＭ受信装置の受信信号の処理手順を示す図である。
【符号の説明】
【０００７】６  アンテナ７  アンプ８  直交変調器９  ローカル発振器１０  フーリエ変換器２０  乗算器５１  送信装置５２  受信装置１００、１００ａ  抽出回路１０１  逆数演算器１０２  乗算器２００  抽出回路２０１  逆数演算器２０２  乗算器２０３  逆数演算器２０４  乗算器２０５  加算器２０６  除算器３００  抽出回路３０１  複素共役演算器３０２  乗算器３０３  正規化回路４００  補正回路ブロック４０１  逆数演算器４０２  乗算器４０３  乗算器５００  抽出手段５１０  変換手段５２０  補正手段６００  中央処理装置６０１  記憶装置
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】  １．発明の概要  上述したように、ＯＦＤＭ受信装置で復調された信号ｒｉ（ｔ）は、ｉ＝１−ｎ、２−ｎ、・・・ｎとして、式（６）で表される。【数７】
0005440181.tif 000008
このように、復調ＯＦＤＭ信号は、周波数ずれΔωと位相雑音φ（ｔ）＋θ（ｔ）とを含んでいる。ここでは、周波数ずれΔωと位相雑音φ（ｔ）＋θ（ｔ）とは、すべてのサブキャリアに等しく加わるということが注目される。  これを利用して、特定のサブキャリアから周波数ずれΔωと位相雑音の寄与分を抽出できれば、その寄与分を用いて、受信された全てのサブキャリアの周波数ずれと位相雑音を補正できる。  受信装置は、受信装置自身が変調パターンを知っている基準信号（リファレンス信号あるいはパイロット信号）を利用して、その復調信号から周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を抽出する。そして、受信装置は、その抽出した成分を用いて全てのサブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音を補正する。以下、本発明の実施形態について詳細に説明する。  ２．第１の実施形態  図１は本発明の第１実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、送信機（図１には図示されない）の構成およびＯＦＤＭ受信装置のアンテナ６、アンプ７、直交復調器８、ローカル発振器９、フーリエ変換器１０の構成は、図７に示した受信装置５２と同様である。すなわち、第１の実施形態においても、直交復調器８で復調されたＯＦＤＭ信号は、フーリエ変換器１０によりフーリエ変換される。そして、フーリエ変換器１０は、２ｎ個のサブキャリアにそれぞれ対応する復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）を出力する。  第１実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置は、抽出回路１００および補正部２０からなる補正回路を備えている。抽出回路１００は逆数演算器１０１および乗算器１０２を備えている。逆数演算器１０１は特定キャリアの復調信号の逆数を算出し、乗算器１０２は、逆数演算器１０１の出力と当該特定キャリアの既知の変調信号（以下、基準信号という。）とを乗算することで、当該特定キャリアの周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を抽出し、補正部２０へ出力する。  補正部２０は、復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）の各々（ｒｉ）と、抽出回路１００により得られた周波数ずれΔωおよび位相雑音の寄与分とを乗算する。その結果、補正部２０は、送信側と同じ変調信号ｓ１−ｎ（ｔ）、ｓ２−ｎ（ｔ）、ｓ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｓｎ（ｔ）を復元することができる。以下、具体的に説明する。  ｋ番目のサブキャリアの変調信号ｓｋ（ｔ）が受信側で既知である基準信号であるとすると、抽出回路１００はフーリエ変換器１０により得られた復調信号ｒｋ（ｔ）を入力し、その逆数を逆数演算器１０１で計算する。  逆数演算器１０１の演算結果は、式（６）から
【数８】
0005440181.tif 000009
となる。乗算器１０２は、式（７）に基準信号ｓｋ（ｔ）を乗算する。その結果、次式（８）に示す周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を得ることができる。
【数９】
0005440181.tif 000010
この乗算器１０２の乗算結果は、補正部２０へ出力される。補正部２０は、各復調信号ｒｉ（ｔ）に乗算結果を乗じる。その結果、次式（９）に示すように、元の変調信号ｓｉ（ｔ）を復元することができる。
【数１０】
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このように、第１の実施形態は、複雑な構成を用いることなく、全てのサブキャリアから、周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を除去することが可能となるという効果を奏する。  （第１実施形態の変形例）  図１に示す第１実施形態では、１つの基準信号をｓｋ（ｔ）としていた。しかし、ｓｋ（ｔ）が時間ｔに関わらず常に一定値（ここでは“１”とする）であれば、図２に示すように、抽出回路１００から乗算器１０２を除くことができる。その結果、第１実施形態の変形例は、ＯＦＤＭ受信装置の回路構成がより簡単になるという効果を奏する。  図２は、第１実施形態の変形例におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。ただし、上記第１実施形態と同じブロックには同一参照番号を付して、その説明は省略する。  図２に示すように、抽出回路１００ａはフーリエ変換器１０により得られた復調信号ｒｋ（ｔ）を入力し、逆数演算器１０１により逆数が計算される。ｓｋ（ｔ）が時間ｔに依存しない一定値“１”であれば、ｓｋ（ｔ）と乗算することなく、上記式（８）が得られるので、そのまま補正部２０へ出力すればよい。なお、ｓｋ（ｔ）が時間ｔに依存しない（“１”以外の）一定値である場合は、信号の振幅を適当に調整すればよい。従って、この場合も、図２と同様に乗算器１０２は不要である。  ３．第２実施形態  上記第１実施形態では、周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を１つの特定サブキャリアを利用して抽出した。しかし、複数の特定サブキャリアを利用して、周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を抽出することもできる。以下、２つの特定サブキャリア（ｋ番目と−ｋ番目）を利用して周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を推定する場合を説明する。  図３は本発明の第２実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、送信装置（図３には図示されない）の構成およびＯＦＤＭ受信装置のアンテナ６、アンプ７、直交復調器８、ローカル発振器９、フーリエ変換器１０は、図７に示した受信装置５２と同様である。また、図１に示した第１実施形態と同じ機能を備えるブロックには、同一の参照番号を付している。すなわち、本実施形態においても、フーリエ変換器１０は、復調されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換する。そして、フーリエ変換器１０は、２ｎ個のサブキャリアにそれぞれ対応する復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）を乗算部２０へ出力する。  本実施形態における抽出回路２００は、ｋ番目の特定サブキャリア復調信号ｒｋ（ｔ）に対する逆数演算器２０１と、基準信号ｓｋ（ｔ）を用いた補正部２０２と、−ｋ番目の特定サブキャリア復調信号ｒ−ｋ（ｔ）に対する逆数演算器２０３と、基準信号ｓ−ｋ（ｔ）を用いた補正部２０４と、を備える。逆数演算器２０１、２０３および乗算部２０における逆数演算および乗算処理は、上述した式（７）および（８）に示す演算と基本的に同じであるから説明は省略する。  こうして得られたｋ番目および−ｋ番目の特定サブキャリアにおける周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分は、加算器２０５および除算器２０６を用いて平均された後、補正部２０へ出力される。本実施形態では、２つの���定サブキャリアを加算器２０５で加算したので、除算器２０６は加算器２０５の出力を１／２倍している。同様に、Ｎ個の特定サブキャリアを利用する場合は、加算器２０５の出力を、除算器２０６で１／Ｎ倍することで、同等の結果が得られる。  補正部２０は、上述したように、復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）の各々（ｒｉ）と、抽出回路２００により得られた周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分とを乗算する。その結果、補正部２０は、送信側と同じ変調信号ｓ１−ｎ（ｔ）、ｓ２−ｎ（ｔ）、ｓ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｓｎ（ｔ）を復元することができる。  このように、第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、既知の基準信号を送るサブキャリアが複数存在する場合、それぞれに式（８）の演算を施した後、その結果を加算平均する。その結果、第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、複雑な構成を用いることなく、量子化雑音を低減することが可能である。従って第２実施形態は、精密な補正が可能になるという効果を奏する。  ４．第３実施形態  上述した第１および第２実施形態では、逆数演算部１０１、２０１を用いて特定サブキャリアの復調信号ｒｋの逆数を演算して基準信号ｓｋと乗算した。さらに、図４に示すように、復調信号ｒｋの逆数を演算する構成に代えて、復調信号ｒｋの複素共役を演算する構成も可能である。そして、逆数を計算する構成よりも、複素共役を計算する構成の方が、回路は簡単になる。  図４は本発明の第３実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、送信装置（図４には図示されない）の構成およびＯＦＤＭ受信装置のアンテナ６、アンプ７、直交復調器８、ローカル発振器９、フーリエ変換器１０は、図７で説明した受信装置５２と同様である。また、図１に示す第１実施形態と同じ機能を備えるブロックには、同一の参照番号を付している。すなわち、本実施形態においても、フーリエ変換器１０は、復調されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換する。そして、フーリエ変換器１０は、２ｎ個のサブキャリアにそれぞれ対応する復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）を、乗算部２０へ出力する。  本実施形態における抽出回路３００は、ｋ番目の特定サブキャリア復調信号ｒｋ（ｔ）に対する複素共役演算器３０１、乗算器３０２および正規化回路３０３を備える。複素共役演算器３０１は、復調信号ｒｋ（ｔ）の複素共役信号ｒｋ（ｔ）＊を算出して乗算器３０２へ出力する。乗算器３０２は、複素共役信号ｒｋ（ｔ）＊と基準信号ｓｋ（ｔ）とを複素乗算して、次式（１０）で示す出力を正規化回路３０３へ出力する。
【数１１】
0005440181.tif 000012
乗算器３０２の出力には、振幅成分Ａがかかる。このため、正規化回路３０３は、乗算器３０２の出力の振幅を１／Ａ２倍して、その出力を補正部２０へ出力する。  なお、基準信号ｓｋ（ｔ）が予め定められた周期で変化するパターンの信号であり、絶対値“１”のＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調信号あるいはＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ＰＳＫ）変調信号であれば、式（１０）に代えて次の式（１１）
【数１２】
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を用いることもできる。  このように演算されたｒｋ（ｔ）＊・ｓｋ（ｔ）が補正部２０を用いて各復調信号ｒｉ（ｔ）に複素乗算されることで、第３の実施形態も、複雑な構成を用いることなく周波数ずれおよび位相雑音の補正が可能となるという効果を奏する。  なお、本実施形態における抽出回路３００を、第２実施形態における逆数演算器および乗算器の代わりに採用してもよい。  ５．第４実施形態  位相雑音は、ローカルの位相雑音以外にも、ＲＦフィルタなどの位相特性に起因して発生する。位相特性は、周波数に依存して変化する。従って、１〜２個の特定のサブキャリアだけを使って補正したのでは消去することは難しい。  本発明の第４実施形態は、復調信号ｒｉ（ｔ）の位相雑音が周波数に応じて変化する場合を想定したものである。第４実施形態においては、２ｎ個のサブキャリアがＬ個ごとにグループを構成する。そして、それらのグループごとに周波数ずれおよび位相雑音の補正が実行される。Ｌの値は、位相雑音の周波数依存性に応じて、伝送速度が低下しない程度に決定すればよい。以下に、２ｎ個の復調信号を４個ごとにグループ化した回路を一例として説明する。  図５は４個のサブキャリアからなる任意の補正回路ブロックの回路図である。補正回路ブロックは、４個のサブキャリアの復調信号ｒｍ＋２（ｔ）、ｒｍ＋１（ｔ）、ｒｍ（ｔ）およびｒｍ−１（ｔ）を入力し、第１実施形態と同様の抽出回路により、周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を抽出する。すなわち、逆数演算器４０１は、１つの特定サブキャリアの復調信号ｒｍ（ｔ）の逆数を算出する。乗算器４０２は、逆数の計算結果と当該特定キャリアの基準信号ｓｍ（ｔ）とを複素乗算する。この複素乗算の結果、当該特定キャリアの周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分が抽出される。乗算器４０２は、複素乗算の結果を乗算器４０３へ出力する。  乗算器４０３は、復調信号ｒｍ＋２（ｔ）、ｒｍ＋１（ｔ）、ｒｍ（ｔ）およびｒｍ−１（ｔ）の各々と、抽出された周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分とを乗算する。これにより、送信側と同じ変調信号ｓｍ＋２（ｔ）、ｓｍ＋１（ｔ）、ｓｍ（ｔ）およびｓｍ−１（ｔ）を復元することができる。  図５に示された構成は、グループごとに、少なくとも１つの特定のサブキャリアを利用して、特定キャリアの周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を抽出している。この構成は、グループごとに、当該サブキャリアグループ内の周波数ずれおよび位相雑音を精密に補正することを可能にする。なお、１つのグループに含まれるサブキャリアの数は、上記の例では４個としたが、これ以外の数でもよい。  図６は本発明の第４実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、送信装置（図６には図示されない）の装置構成およびアンテナ６、アンプ７、直交復調器８、ローカル発振器９、フーリエ変換器１０は、図７で説明した受信装置５２と同様である。  第４実施形態によれば、フーリエ変換器１０は、復調されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換する。そして、フーリエ変換器１０は、２ｎ個のサブキャリアにそれぞれ対応する復調信号ｒ１−ｎ（ｔ）、ｒ２−ｎ（ｔ）、ｒ３−ｎ（ｔ）、・・・、ｒｎ（ｔ）を、Ｌ個のサブキャリアからなるグループごとに補正回路ブロック４００−１〜４００−ｐへ出力する。ここで、Ｌ×ｐ＝２ｎである。ここでは、Ｌ＝４の場合が例示される。図５は、この場合の各補正回路ブロックの構成を示している。  第４実施形態では、周波数の異なるサブキャリア群ごとに、精密に周波数ずれおよび位相雑音を補正することができる。従って、第４実施形態は、周波数に依存して位相雑音が変化する場合にも、周波数ずれおよび位相雑音の補正が可能であるという効果を奏する。  なお、第４実施形態では第１実施形態と同じ構成の抽出回路を用いた補正回路ブロックを例示した。さらに、第１実施形態の変形例、第２実施形態あるいは第３実施形態の抽出回路を第４実施形態に採用しても、同様の効果を得ることができる。  ６．第５実施形態  図９は、本発明の第５実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の概略的構成を示すブロック図である。図９に示したＯＦＤＭ受信装置は、変換手段５１０と、抽出手段５００と、補正手段５２０とを備える。変換手段５１０は、受信したＯＦＤＭ信号５３０を、サブキャリアごとの受信信号に変換する。抽出手段は、サブキャリアのうち特定サブキャリアの受信信号と既知の変調信号とに基づいてサブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する。補正手段５２０は、抽出手段５００が抽出した、サブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を用いて、全てのサブキャリアの受信信号の周波数ずれおよび位相雑音を補正する。  すなわち、図９に構成を示したＯＦＤＭ受信装置においても、上述の第１から第４実施形態と同様に、複雑な構成を用いることなく、サブキャリアから周波数ずれΔωおよび位相雑音に起因する成分を除去することが可能となる。  ７．第６実施形態  図１０は、本発明の第６実施形態における、ＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。図１０に示したＯＦＤＭ受信装置は、第５実施形態で示したＯＦＤＭ受信装置が、さらに、中央処理装置（ＣＰＵ）６００と記憶装置６０１とを備えたものである。  図１０に示したＯＦＤＭ受信装置において、記憶装置６０１は、中央処理装置６００を制御するプログラムを記憶している。プログラムは、記憶媒体を用いて、ＯＦＤＭ受信装置の外部から記憶装置６０１に記憶される。  そして、中央処理装置６００は、記憶装置６０１に記憶されたプログラムに従い、変換手段５１０と、抽出手段５００と、補正手段５２０とを図１１に示す動作を行うように制御する。  図１１は、本発明の第６の実施形態における、ＯＦＤＭ受信装置の受信信号の処理手順を示す図である。図１１において、変換手段５１０は、ＯＦＤＭ信号５３０を、サブキャリアごとの受信信号に変換する（Ｓ６０１）。抽出手段５００は、変換された受信信号のうち、特定サブキャリアの受信信号から、既知の変調信号に基づいてサブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を抽出する（Ｓ６０２）。そして、補正手段５２０は、抽出された、サブキャリアの周波数ずれおよび位相雑音に起因する成分を用いて、全てのサブキャリアの受信信号の周波数ずれおよび位相雑音を補正する（Ｓ６０３）。  第６実施形態は、プログラムを用いてＯＦＤＭ受信装置を制御しているので、第５実施形��の効果に加えて、さらに、プログラムを書き替えることで、制御手順の変更が容易に行えるという効果がある。  なお、第１〜第４実施形態においても、中央処理装置及び記憶装置を備えるように構成することが可能である。この構成は、フーリエ変換器１０、乗算器２０、抽出回路１００、１００ａ、２００あるいは３００と補正部２０とからなる補正回路、第４実施形態における補正回路ブロック４００−１〜４００−ｐを、中央処理装置で制御することを可能にする。その結果、第１〜第４実施形態において、さらに、中央処理装置及び記憶装置を備えるように構成することで、制御手順の変更が、プログラムを書き替えることで容易に行えるという効果をもたらす。  以上、第１から第６の実施形態を参照して本発明を説明した。しかし、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。  この出願は、２００８年２月４日に出願された日本出願特願２００８−０２３７４９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【産業上の利用可能性】
【０００９】  本発明は、ＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ  Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ  ｆｏｒ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ａｃｃｅｓｓ）などの移動体を対象としたＯＦＤＭ通信方式の端末側受信装置に適用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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