(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光変調器に与える駆動信号の振幅を制御する構成を有する光送信機であって、
前記光変調器の出力光信号を検出し、光信号の強度に関する情報を取得する光検出手段と、
前記光変調器へのバイアス電圧を最適値付近に制御するバイアス制御手段と
前記光変調器のバイアス電圧が最適値付近に制御された状態で、前記光信号の強度に関する情報に基づいて、前記光変調器に与える駆動信号の振幅を、前記光変調器の位相をほぼ２π変化できる振幅に調整する振幅調整手段と、
を備え、
前記光信号の強度に関する情報は、光信号の光出力パワーであり、
前記振幅調整手段は、前記光出力パワーが大きくなるように、前記光変調器に与える駆動信号の振幅を調整することを特徴とする光送信機。
【請求項２】
光変調器に与える駆動信号の振幅を制御する構成を有する光送信機の制御方法であって、
前記光変調器の出力光信号を検出し、光信号の強度に関する情報を取得し、
前記光変調器のバイアス電圧を最適値付近に調整し、
前記光信号の強度に関する情報に基づいて、前記光変調器に与える駆動信号の振幅を前記光変調器の位相をほぼ２π変化できる振幅に調整し、
前記光信号の強度に関する情報は、光信号の光出力パワーであり、
前記光出力パワーが大きくなるように、前記光変調器に与える駆動信号の振幅を調整する
ことを特徴とする制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信システムにおける光送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、次世代の40 Gbit/s 光伝送システム導入の要求が高まっており、しかも10 Gbit/sシステムと同等の伝送距離や周波数利用効率が求められている。その実現手段として、従来10 Gb/s以下のシステムで適用されてきたNRZ(Non Return to Zero)変調方式に比べて、周波数利用効率、光信号対雑音比(OSNR)耐力、非線形性耐力が優れている、様々な変調方式(Duobinary、CS-RZ(Carrier Suppression-Return to Zero)、DPSK(Differential Phase Shift Keying)、DQPSK (Differential Quadrature Phase-Shift Keying)など)の研究開発が活発になっている。
【０００３】
特に、DQPSK変調方式は、位相変調された二つのデジタル信号を、一つの周波数の信号光を用いて同時に伝送する方式である。この方式は、伝送するデータ速度 (例えば40Gbit/s) に対してパルス繰り返し周波数が半分 (例えば20 GHz) で済むため、従来のNRZ変調方式などと比較して信号スペクトル幅が半分となり、周波数利用効率、波長分散耐力、デバイス透過特性などの点で優れている。このため、光伝送システムの分野では、特にデータ速度が40 Gbit/sを超える高速光伝送システムで本変調方式の適用が盛んに検討されている。
【０００４】
高速光伝送システムを実現する光送信器ではMach-Zehnder型のLN変調器が用いられている(非特許文献１参照)。これらを用いた光伝送システムの送信部では、光伝送信号の安定化ための送信部構成部品に対する安定化技術が必須になる。
【０００５】
例えば、送信部構成部品の安定化技術としては、実システムとして陸上や海底で稼働しているシステムで適用されているNRZ変調方式でのLN変調器のドリフトによる伝送信号劣化を防ぐための自動バイアス制御（ABC）回路があげられる(特許文献１など)。NRZやRZ変調方式では、LN変調器の駆動電圧対光強度特性の山から谷、または、谷から山を用いるVπの振幅を持った電気信号で変調を行う変調部が含まれる。また、CS-RZ変調方式、光デュオバイナリ変調方式、DPSK変調方式やDQPSK変調方式といった方式では、LN変調器の駆動電圧対光強度特性の山、谷、山を用いる２×Vπ(ここで、変調器の位相をπ変化できる電圧をVπ)の振幅を持った電気信号で変調を行う変調部が含まれる。
【０００６】
図２８にVπ電気信号駆動でのLN変調器バイアス制御を実現する構成を、図２９に２×Vπ電気信号駆動でのLN変調器バイアス制御を実現する構成を示す。
図２８の（１）のバイアス制御装置においては、レーザダイオード１０から発せられた光は、マッハツェンダ（ＭＺ）型変調器１１に入力され、強度変調されて、光カプラ１２に入力される。光カプラ１２では、光の一部が分岐され、フォトダイオード１３によって受光される。フォトダイオード１３で光信号は、電気信号に変換され、電気アンプ１４を通って、位相比較部１５に入力される。同期検波部１５には、低周波ｆ０の発振器から発振波が入力され、この発振器からの発振波を用いて電気アンプ１４からの信号の同期検波がなされる。同期検波部１５からバイアス供給回路１６に同期検波結果が入力され、バイアス供給回路１６は、同期検波結果に従ったバイアス制御を行う。発振器１８から発振された低周波ｆ０は、変調器ドライバ１７に、電気信号入力Ｑとともに入力され、入力信号Ｑに低周波ｆ０が重畳された駆動信号が生成され、ＭＺ型変調器１１に駆動信号として印加される。
【０００７】
図２８の（２）は、入力電気信号と、ＭＺ型変調器の特性を示した図である。（ａ）の状態がバイアスの最適状態であり、（ｂ）や（ｃ）は、バイアス電圧がずれているときのＭＺ型変調器の特性を表している。（ａ）〜（ｃ）のバイアスの状態において、入力電気信号に周波数がｆ０の低周波信号が振幅変調された信号が変調器に入力されると、図２８の（３）のような変調光信号が得られる。（ａ）の最適状態では、変調光信号には、周波数ｆ０の低周波成分は発生しない。一方、（ｂ）や（ｃ）のバイアス電圧がずれている状態においては、変調光信号に周波数ｆ０の低周波成分が発生している。状態（ｂ）と（ｃ）とは、互いに、低周波成分の位相が１８０°異なっていることから区別することが出来る。
【０００８】
図２９の（１）では、図２８の（１）と同じ構成要素には、同じ参照符号を付して、説明を省略する。図２９の（１）では、デュアルＭＺ型光変調器を使っており、分岐した２つの導波路のそれぞれに、ドライバ１７−１、１７−２を介して、電気信号入力Ｑ、Ｑ−が印加されている。この場合も、周波数ｆ０の低周波でバイアス電圧を変化させ、結果得られる光信号の振幅のゆれを検出する。図２９の（２）、（３）に示されているように、バイアス電圧が最適な（ａ）においては、出力光信号にｆ０成分は発生しないが、バイアス電圧がずれている場合には、出力光信号にｆ０成分が発生する。（ｂ）と（ｃ）の区別は、ｆ０成分の位相の違いによって行うことが出来る。このように、図２９は、基本的に、変調器を駆動する駆動信号の振幅が２×Ｖπであることと、低周波信号を重畳するのではなく、バイアス電圧自身を変調するという点以外は、図２８と同じである。
【０００９】
駆動信号振幅またはバイアスに周波数ｆ０の制御信号を重畳する。すると、バイアスが最適値からずれたとき、検出信号にｆ０成分が発生する。また、バイアス最適点からのずれ方向によってｆ０成分の位相が反転するため、バイアスずれの方向を検出可能である。
【００１０】
また、光送信器の品質を決定する、もう一つのパラメータとしてLN変調器の駆動振幅がある。この駆動振幅をVπまたは2xVπに制御する方法は特に提示されていない。現状のシステムでは特に制御を行っておらず、デバイスの個体ばらつきをマージンとして見込むか、または初期調整時に高速光信号の波形を観測して調整している。ただし、後者は調整時に高速光信号の波形をモニタできる測定器が必要となり調整系が高価になる。
【００１１】
特許文献２は、出力光の光周波数変動量を検出する光周波数変動量検出手段と前記光周波数変動量が最適になるように前記光変調器の駆動条件を調整する手段とを備えたことを特徴としている。
【００１２】
特許文献３は、位相比較回路と電力比較回路により、駆動振幅と位相を調整し、送信光信号に与える光波長チャープの最低化をすることを特徴としている。
【非特許文献１】雑誌ＦＵＪＩＴＳＵ．５４,４，ｐ．３１４−３２２（０７，２００３）
【特許文献１】特開平３−２５１８１５号公報
【特許文献２】特開平１１−３０５１７５号公報
【特許文献３】特開２００２−２３１２４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図３０に駆動振幅Vπと２×Vπの電気信号で変調を行う構成例を示す。
図３０（ａ）が駆動振幅Ｖπの場合であり、図３０（ｂ）が駆動振幅２×Ｖπの場合である。各種変調方式に含まれるVπと２×Vπ駆動部分の構成は変わらず、どちらの変調方式であっても、電気信号駆動系のばらつき、また、経時劣化や温度変動により、この最適駆動振幅からのずれ（駆動振幅が大、小）が発生した場合には、光信号の伝送品質に劣化が生じる。このため、その電気信号駆動振幅の最適点からのずれをモニタし、電気駆動信号振幅を制御する構成が必須になる。
【００１４】
図３１に駆動振幅に対する信号品質劣化の計算例を例にあげて説明する。計算に用いたDQPSK光送信器を図３１（ａ）に示す。DQPSK信号源から出力されるData1とData2の信号は、ドライバ1とドライバ2で増幅され、変調器を駆動する。駆動振幅に対する信号品質劣化の計算結果を図３１（ｂ）に示す。Vπ近傍で信号品質の劣化量(Qペナルティ)が最も小さくなり、駆動振幅が変調器のVπ近傍からずれることにより信号品質が劣化する。この傾向は、符号化方法が、２値の場合よりも多値の場合のほうが大きく現れる。従来は、２値の符号化方法を使っていたので、許容範囲内であった信号劣化も、多値の符号化方法では、許容できなくなる傾向がある。
【００１５】
以上のように、信号品質の劣化を抑制するためには、各ドライバの駆動振幅を各変調器のVπ近傍になるように調整または制御する必要がある。特に、RZ-DPSKやRZ-DQPSK等の多値変調の場合の差動位相変調器を用いた複数のMach-Zehnder型変調器を持ち、その変調器を駆動するために複数のドライバを有する送信器である場合、その調整は複雑となるため、簡易な調整/制御方法が必要となる。
【００１６】
しかし、これまでにそれを行う手段はなかった。また、従来技術で示したように、バイアス制御方法はあるが、駆動信号振幅量に関わらず制御信号の周波数f0成分は常にほとんど0（ゼロ）になるため、駆動信号振幅制御には適用できない。
【００１７】
本発明の課題は、信号劣化をより精度良く防ぐための光変調器制御機構を有する光送信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の光送信機は、光変調器に与える駆動信号の振幅を制御する構成を有する光送信機であって、該光変調器の出力光信号を検出し、光信号の強度に関する情報を取得する光検出手段と、該光信号の
強度に関する情報に基づいて、該光変調器に与える駆動信号の振幅を調整する振幅調整手段とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、電気信号駆動系のばらつき、経時劣化や温度変動により生じる、マッハツェンダ型変調器を駆動するドライバにおける駆動振幅の最適値(Vπ近傍)からのずれ（駆動振幅が大、小）を低減でき、伝送信号の信号品質の劣化を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明においては、一つまたは複数の光変調部を有する光変調器とそれを駆動する複数の電気駆動回路を有する光送信器において、その光送信器の出力端でモニタする光出力パワーが最大となるように、その駆動回路の出力振幅をフィードバック制御または調整する。
【００２１】
あるいは、一つまたは複数の光変調部を有する光変調器とそれを駆動する複数の電気駆動回路を有する光送信器において、低周波パイロット信号を用いモニタ信号成分の変化を検出し、マッハツェンダ型LN変調器のバイアス対光強度特性での山、谷、山の２×Vπに相当する電気駆動信号振幅で変調を行う変調方式およびマッハツェンダ型LN変調器のバイアス対光強度特性での山と谷、または、谷と山のVπに相当する電気駆動信号振幅で変調を行う変調方式に対応した電気駆動信号振幅をフィードバック制御または調整する。
【００２２】
本発明は、従来にはなかった２×Vπを駆動振幅とする変調部の駆動振幅最適点制御を実現する。また、その機能をLN変調器バイアス制御に適用されている構成とほぼ変わらない構成で実現しているため、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調部など駆動振幅制御とDCバイアス制御の両制御を必要としている変調部において、制御用モニタ部の共通化を可能とし、制御のための装置追加を最小限に抑えることが可能であり、低コストかつ小規模な構成をも実現する。
【００２３】
本発明の第1実施形態を図１に示す。
ここでは、Mach-Zehnder型変調器を用いた送信器の例としてDQPSK変調方式を用いた送信器で説明を行うが、本発明は、本変調方式だけでなくNRZやRZ変調方式に加え、CSRZ変調方式や光デュオバイナリ変調方式、また、DPSK変調方式を含む位相変調方式など、他変調方式にも適用可能である。DQPSK信号源から出力されるData1とData2の信号は、ドライバ1とドライバ2で増幅され、変調器を駆動する。ドライバ１と２は、差動動作を行うように構成されている。ここで、変調器の位相をπ変化させることのできる電圧をVπとする。CW(Continuous Wave) sourceから出力された光信号は変調器で変調され、送信器の出力部にある光カプラ２０に到達する。その光カプラ２０で分岐された送信器出力の平均光パワーをパワーモニタ２１でモニタし、そのモニタ結果を元に振幅制御部２２で送信器出力の光パワーが最大となるようにドライバ1と2の出力を制御する。その結果、送信器出力パワーが最大となるようにドライバ1と2の駆動振幅を制御するので、その駆動振幅はVπ近傍に近づく。
【００２４】
本発明の原理を説明するための駆動振幅と光送信器の光パワーの関係を図２に示す。ここで、変調器のバイアス電圧は一定とする。図２では、駆動振幅に対する位相偏移状態、DQPSK変調波形、平均パワーの関係を示している。駆動振幅がVπより小さい場合、および、大きい場合には、図２（ａ）及び図２（ｃ）から明らかなように平均パワーは駆動振幅がVπの時よりも小さくなる。したがって、平均パワーを最大にすれば駆動振幅は変調器のVπ近傍に調整できる。
【００２５】
上記の本発明の制御を行う場合には、変調器のバイアス電圧が最適値に制御されているのが望ましく、バイアス電圧の制御が十分安定化した後に駆動振幅の制御を行うことが望ましい。バイアス電圧の制御と駆動振幅の制御を併用する場合には、駆動振幅とバイアス電圧の制御は時分割で行い、駆動振幅の制御周期はバイアス電圧制御の制御周期に比べ長くするのが望ましい。また、ドライバ1とドライバ2の振幅を制御するには時分割で行う方が精度のよい制御が可能となる。
【００２６】
以上のような構成で以上のような制御を行うことによる効果を図３に示す。これまでの説明と同様DQPSK光送信器を例にとり、駆動振幅に対する光パワーモニタの値の計算結果を示す。ここで、光信号は、非常に速いレートで振幅の変化を起こすが、光パワーモニタは、その平均の光パワーを検出する。図３（ａ）及び図３（ｂ）は、それぞれドライバ１、２の駆動振幅がＶπの近傍で光パワーが最大となっていることを示している。横軸をドライバ１の駆動振幅（Ｖπに対する比率）、縦軸をドライバ２の駆動振幅（Ｖπに対する比率）とした場合の送信器出力光パワーを表示したのが図３（ｃ）である。ドライバ１及び２のいずれともＶπに近い場合に光パワーが最大となっていることがわかる。したがって、光パワーをモニタし、最大値に設定することによりドライバの駆動振幅をVπ近傍に制御することができる。したがって、ドライバ駆動振幅がVπ近傍からのズレにより生じる信号品質劣化(Qヘ゜ナルティ)を低減できる。
【００２７】
本発明の第２実施形態を図４に示す。バイアス電圧制御をしている状態でパワーをモニタした場合、従来技術のような方式を用いてバイアス電圧制御を行うと、そのバイアス電圧制御回路の重畳信号の周波数成分が雑音となる。そこで、実施形態ではバイアス制御などで重畳する周波数成分をローパスフィルタ等で除去した後、ドライバ1と2の出力制御を行う。バイアス電圧制御バイアス電圧制御信号成分を除去できるので、モニタ精度が向上する。
【００２８】
本発明の第3実施形態を図５に示す。本構成では、送信器出力部に設置したパワーモニタ２０−１、２０−２を各アームに設定することにより、各アームでパワーをモニタし、各モニタ値よりドライバ駆動振幅を制御する。これにより、ドライバ1と2の振幅制御を同時に行える。この場合も図４と同様、バイアス制御回路などで重畳する周波数成分をローパスフィルタ２３−１、２３−２等で除去した後、ドライバ1と2の出力制御を行う。
【００２９】
本発明の第4実施形態を図６に示す。本構成では、ドライバ1と2の振幅調整を減衰器１〜４で行う。本構成では、変調器のバイアス電圧制御状態における送信器出力の光パワーをパワーモニタ２０でモニタし、送信器出力の光パワーが最大となるようにドライバ1と2の出力に接続される減衰器１〜４の減衰量を、減衰量制御部２５を用いて制御する。
【００３０】
本発明の第5実施形態を図７に示す。本構成では、DQPSK信号源よりData1とData1_Bar（Data1の反転信号）とData2とData2_Bar（Data2の反転信号）を出力し、その出力をドライバ１〜４で増幅して変調器を駆動する構成となっている。変調器のバイアス電圧制御状態において送信器出力の光パワーをパワーモニタ２０でモニタし、送信器出力の光パワーが最大となるようにドライバ１〜４の出力を、出力制御部２６で制御する。
【００３１】
本発明の第6の実施形態を図８に示す。本構成では、複数の送信器３０−１〜３０−ｎから出力された光パワーを切替スイッチ２８で切替ながら1つのパワーモニタ２０でモニタし、その情報を元に、各光送信器出力の光パワーが最大となるように各光送信器のドライバを制御する。ここで、各光送信器の変調器のバイアス電圧が一定制御されている状態を制御器が認識した後にドライバ制御をする。すなわち、バイアス電圧制御確認部２９が、パワーモニタ２０の検出値を用いてバイアス制御し、バイアスが最適になった状態で、出力制御部２６が、駆動振幅の制御を行うようにする。
【００３２】
本発明の第7実施形態(Vπ駆動振幅に関する)を図９に示す。図９（ａ）において、図２８及び図２９と同じ構成には、同じ参照符号を付して説明を簡略化する。本構成では、Vπ変調部のDCバイアス供給部１６に低周波パイロット信号ｆ０を重畳する。検出信号中のｆ０成分をモニタし、その信号成分が最小になるように駆動信号振幅を制御することで最適駆動振幅を得ることが可能である。このとき、LN変調器のDCバイアスはほぼ最適点にあることが前提条件になる。モニタ部（１２、１３、１４、３６）は、ＬＮ変調器内蔵または外付けのフォトディテクタ（以下、ＰＤ）、電気アンプ１４、必要に応じてｆ０を中心周波数に持つバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３６、また、そこから抽出した信号を元に駆動振幅調整を行う振幅制御部（ＣＰＵなど）３５からなる。
【００３３】
図９（ｂ）及び図９（ｃ）に示されるように、ｆ０成分をモニタした結果、強度が最小となる点で駆動振幅ずれが０となっている。また、同期検波特性が０のときが、駆動振幅ずれが０となっている。
【００３４】
第7の実施形態の原理を説明するために、図１０と図１１に駆動信号振幅と、検出されるｆ０信号成分の変化の関係を示す。図１０に駆動信号振幅が最適値にある場合を示す。図１０の中心にあるグラフはＬＮ変調器の駆動電圧対光強度特性を示している。この特性の山と谷、または谷と山を用いた駆動信号振幅Vπでの変調が最適点である。ここで、パイロット信号ｆ０をDCバイアスが変化するように重畳する。このとき中心バイアス値は山と谷、または、谷と山の中心である最適値にある。駆動信号振幅とLN変調器のVπが近しくなるとき、検出信号には２×ｆ０成分が発生する。
【００３５】
駆動信号振幅が最適値Ｖπから大きくなる（＋Δ）場合を図１１（ａ）に、小さくなる（−Δ）場合を図１１（ｂ）に示す。駆動振幅がVπ＋Δまたは駆動振幅Vπ−Δの場合には、モニタ信号に２×ｆ０成分は含まれない。図１１（ｃ）は、駆動振幅ずれに対するモニタ側ｆ０信号と元のパイロット信号との同期検波結果である。モニタ信号は最適点で０（ゼロ）になり、また、その前後での位相変化より極性を持つため、極性を見ながらずれ方向を確認し最適点に制御することが可能になる。また、モニタ信号の絶対値からは、モニタ信号が最小になるよう制御を行うことで、駆動振幅を最適値に設定することが可能であることが分かる。
【００３６】
本発明の第７の実施形態のシミュレーション結果を図１２に示す。図１２（ａ）は、シミュレーションに用いた構成であり、図１２（ａ）においては、図９と同じ構成要素には、同じ参照符号を付して、説明を省略する。図１２（ｂ）は、シミュレーション結果であり、モニタ部（１２、１３、１４、３６（バンドパスフィルタ３６は設けても設けなくても良い））で検出されるモニタｆ０成分の相対強度と、Ｖπに対する駆動振幅ずれの関係を示している。図１２（ｂ）から、駆動振幅ずれが０、すなわち、駆動振幅がＶπ近傍で、ｆ０成分の相対強度がほぼ０になっていることがわかる。したがって、ｆ０成分のモニタ強度を０（ゼロ）に近づけるように、駆動振幅を制御することによって、駆動振幅を、最適なＶπに設定することが出来る。
【００３７】
本発明の第8実施形態を(２×Vπ駆動振幅に関する)を図１３に示す。図１３（ａ）においては、図２９と及び図１２に記載されている構成と同じ構成には、同じ参照符号を付し、説明を省略する。本構成では、２×Vπ変調部のDCバイアス供給部１６に低周波パイロット信号ｆ０を重畳する。検出信号中の２×ｆ０成分をモニタし、その信号成分が最大になるように駆動信号振幅を制御することで最適駆動振幅を得ることが可能である。このとき、LN変調器のDCバイアスはほぼ最適点にあることが前提条件になる。モニタ部は、ＬＮ変調器内蔵または外付けのフォトディテクタ（以下、ＰＤ）１３、電気アンプ１４、必要に応じて２×ｆ０を中心周波数に持つバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３７、また、そこから抽出した信号を元に駆動振幅調整を行う制御部（ＣＰＵなど）（１５、３５）からなる。制御部は、同期検波部１５と振幅制御部３５からなる。同期検波部１５は、変調器の出力から、２×ｆ０成分を検出する。振幅制御部３５は、ドライバ１７−１、１７−２を制御して、駆動振幅を最適な値に設定する。図１３（ａ）の場合、駆動振幅は、２×Ｖπに設定される。図１３（ｂ）は、駆動振幅ずれと２×ｆ０成分の強度の関係を示す図である。この図から明らかなように、２×ｆ０成分が最大の場合に、駆動振幅ずれが０となっていることがわかる。
【００３８】
第8の実施形態の原理を説明するために、図１４と図１５に駆動信号振幅と検出される２×ｆ０信号成分の変化の関係を示す。図１４に駆動信号振幅が最適値にある場合を示す。図１４の中心にあるグラフはＬＮ変調器の駆動電圧対光強度特性を示している。この特性の山、谷、山を用いた駆動信号振幅２×Vπでの変調が最適点である。ここで、パイロット信号ｆ０をLNバイアスが変化するように重畳する。このとき中心バイアス値は山、谷、山の中心である最適値にある。駆動信号振幅とLN変調器の２×Vπが等しくなるとき、検出信号には２×ｆ０成分が発生する。駆動信号振幅が最適値２×Ｖπから大きくなる（＋Δ）場合を図１５（ａ）に、小さくなる（−Δ）場合を図１５（ｂ）に示す。駆動振幅が２×Vπ＋Δまたは駆動振幅２×Vπ−Δの場合には、モニタ信号に２×ｆ０成分は含まれない。このようにモニタ信号中の２×ｆ０成分を検出しその値が最大なるよう駆動信号振幅を調整することで最適な駆動信号振幅を得ることが可能になる。
【００３９】
図１６は、第８の実施形態のシミュレーション結果を示す図である。図１６（ａ）は、シミュレーションに用いた構成であり、図１３（ａ）と同じ構成には、同じ参照符号を付している。図１６（ｂ）は、シミュレーション結果であり、２×Ｖπに対する駆動振幅ずれに対する、モニタ２×ｆ０成分の強度を示している。図１６（ｂ）から明らかなように、駆動振幅ずれが０付近、すなわち、駆動振幅が２×Ｖπ付近で、２×ｆ０成分の強度が最大になっている。したがって、２×ｆ０成分が最大になるように、ドライバ１７−１、１７−２を制御することによって、駆動振幅を最適にすることが出来る。
【００４０】
本発明の第9実施形態を図１７に示し、第10実施形態を図１８に示す。図１７及び図１８においては、図１３（ａ）と同じ構成には、同じ参照符号を付して説明を省略する。本構成では、２×Vπ変調部（デュアルＭＺ型光変調器）の駆動信号に低周波パイロット信号ｆ０を駆動信号振幅が変化するように重畳する。図１７（ａ）の構成では、図１７（ｂ）に示されるように、検出信号中の２×ｆ０成分をモニタし、その信号成分が最大になるように駆動信号振幅を制御することで最適駆動振幅を得ることが可能である。図１８（ａ）の構成では、図１８（ｂ）、（ｃ）に示されるように、検出信号中のｆ０成分をモニタし、その信号と元のパイロット信号で同期検波を行った結果が０（ゼロ）に近づけるように駆動信号振幅を制御することで最適駆動振幅を得ることが可能である。または、検出信号中のｆ０成分をモニタし、その値が最小になるように駆動信号振幅を制御すればよい。図１７および図１８のいずれの場合にも、LN変調器のDCバイアスは最適点にあることが前提条件になる。モニタ部は、ＬＮ変調器内蔵または外付けのフォトディテクタ（以下、ＰＤ）１３、電気アンプ１４、必要に応じてｆ０または２×ｆ０を中心周波数に持つバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３７、３７ａ、また、そこから抽出した信号を元に駆動振幅調整を行う制御部（ＣＰＵなど）（１５、３５）からなる。
【００４１】
第9および第10の実施形態の原理を説明するために、図１９と図２０に、図１７の構成と図１８の構成の動作原理である駆動信号振幅と検出されるｆ０信号成分と２×ｆ０信号成分の変化の関係を示す。図１９に駆動信号振幅が最適値にある場合を示す。図１９（ａ）の中心にあるグラフはＬＮ変調器の駆動電圧対光強度特性を示している。この特性の山、谷、山を用いた駆動信号振幅２×Vπでの変調が最適点である。ここで、パイロット信号ｆ０を駆動振幅が変化するように重畳する。このとき中心バイアス値はパイロット信号の影響をうけず、一定で最適点にある。駆動信号振幅とLN変調器の２×Vπが等しくなるとき、検出信号には２×ｆ０成分が発生し、また、ｆ０成分は含まれない。図１９（ｂ）は、駆動振幅ずれに対するモニタ信号中の２×ｆ０信号の変化を示している。モニタ信号は最適点で最大になるため最適点に制御することが可能になる。
【００４２】
駆動信号振幅が最適値２×Ｖπから大きくなる（＋Δ）場合を図２０（ａ）に、小さくなる（−Δ）場合を図２０（ｂ）に示す。駆動振幅が２×Vπ＋Δまたは駆動振幅２×Vπ−Δの場合には、モニタ信号成分に２×ｆ０成分は含まれず、ｆ０成分(図中の検出信号f0)が発生する。またｆ０成分は、駆動振幅２×Vπ＋Δと駆動振幅２×Vπ−Δで位相が反転するため、この位相情報を用いることで＋Δと−Δのどちら側にずれているかを検出することが可能になる。
【００４３】
図２０（ｃ）は、駆動振幅ずれに対するモニタ側ｆ０信号と元のパイロット信号との同期検波結果である。モニタ信号は最適点で０（ゼロ）になり、また、その前後での位相変化より極性を持つため、極性を見ながらずれ方向を確認し最適点に制御することが可能になる。また、モニタ信号の絶対値からは、モニタ信号が最小になるよう制御を行うことで、駆動振幅を最適値に設定することが可能であることが分かる。
【００４４】
このように、モニタ信号中の２×ｆ０成分を検出し、その値が最大になるよう駆動信号振幅を調整する、または、モニタ信号中のｆ０成分を検出し、その値が０（ゼロ）近辺になるよう駆動信号振幅を調整することで最適な駆動信号振幅を得ることが可能になる。
【００４５】
図２１は、第９及び第１０の実施形態の動作をシミュレーションした結果である。
図２１（ａ）は、シミュレーションで想定した装置の構成であり、図１７あるいは、図１８と同じ構成には同じ参照符号を付してある。
【００４６】
図２１（ｂ）は、ｆ０成分の強度をＶπに対する駆動振幅ずれとして示したものである。この図から明らかなように、Ｖπ近傍でｆ０成分が最小値となっている。図２１（ｃ）は、２×ｆ０成分の強度をＶπに対する駆動振幅ずれとして示している。この図から明らかなように、Ｖπ近傍で２×ｆ０成分の強度が最大となっていることがわかる。
【００４７】
以上で示してきた実施形態において、モニタ信号を用いて同期検波部で駆動振幅が最適点となる駆動振幅に調整できるが、また、その制御情報を元に、その制御部でオフセットを与え、駆動振幅の最適点からずらして運用することも可能である。
【００４８】
本発明の第11実施形態である、オフセットを与える構成例を図２２に示す。図２２において、図１７、図１８と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。
第１１の実施形態では、光送信器出力の光パワーをモニタして、その情報からオフセット量を可変する方法がとられる。そのために、ＰＤ１３からの出力がオフセット量可変部４０に入力され、振幅制御部３５に与える信号に、オフセット量調整用の信号を含めている。この構成では、オフセット量を光パワー値より決定する構成を示したが、あらかじめ固定のオフセット量を付加する方法もある。図２２（ｂ）及び図２２（ｃ）に示されるように、ｆ０成分が最小になる点及び、同期検波特性が０となる点の駆動振幅ずれは、Ｖπの値よりもオフセットαだけ異なる値となる。このオフセット量可変部４０の機能は、制御部の中で実施することも可能である。
【００４９】
本発明の第12実施形態である、本発明をRZ-DQPSK方式用送信部に適用した構成を図２３に示す。ここでは、DQPSK変調部に本発明の図１８の構成を、RZ変調部に本発明の図９の構成を適用した例を示している。ここでは、光源１０、導波路と位相シフト部(π/2)からなる位相変調部１１、RZパルス化ための強度変調器１１ａが主要構成部品である。この中で、DQPSK変調部の上下アーム（IアームとQアーム）に本実施形態が適用されることになる。この上下アームそれぞれでは、LN変調器の駆動電圧対光強度特性の山、谷、山を用いる２×Vπでの電気信号駆動を行っており、本発明を適用することで駆動振幅を最適点に制御することが可能になり、伝送信号の品質を保持することができる。ここで、図２３では図１８と図９の構成を適用した例で示したが、どちらか一方を適用するのでもよいし、上記で示した他の構成例を適用してもよく、この限りではない。
【００５０】
また、図２３で示したRZ−DQPSK変調方式のように制御対象が複数の場合には、
・パイロット信号として同じ周波数の低周波信号を用い、時分割制御を行う
・パイロット信号として異なる波長の複数の低周波信号を用いて、同時制御を行う
・パイロット信号として異なる波長の複数の低周波信号を用いながら、時分割制御と同時制御を組み合わせて行う。
【００５１】
ことが可能である。
ＬＮ変調器ではDCドリフトや温度ドリフトにより動作点のバイアスずれが発生するため、それを補償するようにバイアス電圧を常に最適値に設定する必要がある。
【００５２】
以下では、電気信号振幅制御とLN変調器バイアス制御のモニタ回路部をほぼ共通化し実現することも可能である。
本発明の第13実施形態である、駆動信号振幅制御とLN変調器DCバイアス制御の両方を行う構成図を図２４に示す。図２４において、図２３と同様の構成には、同じ参照符号を付して説明を省略する。駆動信号振幅制御とDCバイアス制御において、制御にパイロット信号ｆ０を用いモニタ信号のｆ０成分を検出し、その成分が０（ゼロ）近辺になるように制御を実施するという原理は等しいため、制御部の機能も等しくなる。このときの制御対象は、DQPSK変調部で駆動信号振幅制御2箇所とLN変調器DCバイアス制御2箇所、RZ変調部で駆動信号振幅制御1箇所とLN変調器DCバイアス制御1箇所の合計6箇所になる。図示した6箇所に対して一つの周波数を用いて時分割制御する方法の他にも、異なる波長の複数の低周波信号を用いてそれぞれ同時に、または、時分割制御と組み合わせて実施することも可能である。
【００５３】
図２５に第13実施形態の制御の流れを示す。図２５（ａ）は、図２４の構成に制御の順番を説明する番号を付したものである。図２５（ｂ）は、処理の流れを示すフローチャートである。制御を行うにあたっては、駆動信号振幅制御ではDCバイアスは最適点にあることが必要であるため、バイアス制御→駆動信号振幅制御の順で実施することが望ましい。
【００５４】
図２５（ｂ）にしたがって説明すると、まず、ステップＳ１０において、DQPSKのIアームのバイアス電圧を制御し、その後、ステップＳ１１において、Qアームのバイアス電圧を制御する。そして、ステップＳ１２において、DQPSKのπ/2位相シフト部のバイアスを制御して、RZ変調器のバイアスを制御する（ステップＳ１３）。このバイアス電圧制御を複数周期繰り返した後、バイアス電圧が安定したところで（ステップＳ１４）、DQPSKのIアームの駆動振幅を制御し（ステップＳ１５）、その後、Qアームの駆動振幅を制御する（ステップＳ１６）。そして、RZ変調器の駆動振幅を制御する（ステップＳ１７）。そして、再び、バイアス電圧制御を開始する。ここでは、RZ変調器の出力に制御モニタ用のPDでモニタする場合について述べたが、DQPSK変調器の出力とRZ変調器の出力に制御モニタ用を適用し、各変調器内でバイアス制御→駆動信号振幅制御の順で実施してもよい。このフローチャートにおいて、システム立ち上げ時など主信号への影響を考慮する必要がない場合には、順番に制限はない。また、上記の構成および制御方式について一例を示しただけであり、この限りではない。
【００５５】
また、図２３および図２４ともに、DQPSK変調器とRZ変調器の接続順序は入れ替わってもよい。
異なる波長の複数の低周波信号を用いる場合の低周波信号重畳の構成例を図２６に示し、その重畳信号をモニタするモニタ部の構成例を図２７に示す。異なる波長の信号を重畳する場合に複数の接続線を図２６の１８ａに示すように各接続をスイッチで切替えてもよいし、図２６の１８ｂに示すように低周波発生器から接続してもよいし、図２６の１８ｃに示すように周波数可変発生器を適用してもよい。また、これら機能を制御部内で構成し実施してもよい。周波数可変発生器は、たとえば、ＶＣＯなどである。重畳された異なる波長の信号をバンドパスフィルタを用いてモニタする場合には、それぞれのバンドパスフィルタが接続された複数の接続線を、図２７の３７−１に示すように、スイッチで切替えてもよいし、図２７の３７−２に示すように複数のフィルタに接続してもよいし、図２７の３７−３に示すように中心周波数可変フィルタを適用してもよい。中心周波数可変フィルタは、たとえば、ＭＥＭＳテクノロジを用いて製造することが出来る。
【００５６】
駆動振幅の変動は、バイアス電圧の変動に比べると長い周期である可能性が高いため、バイアス電圧制御は常時行う必要があるが、駆動振幅制御はシステム運用中に長い周期で制御するか、またはシステム立上げ時にのみ制御を行う方法もある。特に、システム立上げ時は主信号への影響を考慮する必要がないので、主信号に重畳するパイロット信号の振幅を大きくし、制御の感度を向上することができる。立上げ時は、光パワーをパワーメータで測定して駆動振幅を調整するか、パイロット信号の振幅を大きくし、制御の精度を向上し収束時間を短縮させ、その後、パイロット信号の振幅を小さくして主信号へのパイロット信号の影響を小さくして、バイアス電圧制御よりも長い周期で駆動振幅制御を行う。
【００５７】
（付記１）
光変調器に与える駆動信号の振幅を制御する構成を有する光送信機であって、
該光変調器の出力光信号を検出し、光信号の強度に関する情報を取得する光検出手段と、
該光信号の強度に関する情報に基づいて、該光変調器に与える駆動信号の振幅を調整する振幅調整手段と、
を備えることを特徴とする光送信機。
【００５８】
（付記２）
更に、
前記光変調器へのバイアス電圧を制御するバイアス制御手段
を備えることを特徴とする付記１に記載の光送信機。
【００５９】
（付記３）
前記光信号の強度に関する情報は、光信号の平均強度であり、
前記振幅調整手段は、該平均強度を最大とするように、前記光変調器に与える駆動信号の振幅を調整することを特徴とする付記１に記載の光送信機。
【００６０】
（付記４）
更に、
前記光変調器に、主信号の駆動信号による変調のほかに、低周波信号による光強度の変調を与える低周波変調手段を備え、
前記振幅調整手段は、該低周波信号成分に対応する光信号の成分を抽出した結果に基づいて該光変調器に与える駆動信号の振幅を調整することを特徴とする付記１に記載の光送信機。
【００６１】
（付記５）
前記振幅調整手段は、前記低周波信号と同じ周波数の光信号の成分が０（ゼロ）に近づけるように、前記光変調器に与える駆動信号の振幅を調整することを特徴とする付記４に記載の光送信機。
【００６２】
（付記６）
前記振幅調整手段は、前記低周波信号の２倍の周波数の光信号の成分が最大に近づけるように、前記光変調器に与える駆動信号の振幅を調整することを特徴とする付記４に記載の光送信機。
【００６３】
（付記７）
前記低周波信号成分に対応する光信号の成分の抽出には、低周波信号の発振源からの信号を用いた同期検波が用いられることを特徴とする付記４に記載の光送信機。
【００６４】
（付記８）
前記低周波変調手段は、前記光変調器のバイアス電圧を変化させることにより、光強度の変調を行うことを特徴とする付記４に記載の光送信機。
【００６５】
（付記９）
前記低周波変調手段は、前記光変調器の駆動信号に低周波信号を重畳させることにより、光強度の変調を行うことを特徴とする付記４に記載の光送信機。
【００６６】
（付記１０）
前記低周波変調手段は、１つ以上の周波数の低周波信号を時分割多重して、光信号を変調することを特徴とする付記４に記載の光送信機。
【００６７】
（付記１１）
前記低周波変調手段は、複数の周波数の低周波信号を重畳して、光信号を変調することを特徴とする付記４に記載の光送信機。
【００６８】
（付記１２）
各周波数の低周波信号は、それぞれ、前記光送信機の異なる部分の調整に使用されることを特徴とする付記１０または１１に記載の光送信機。
【００６９】
（付記１３）
複数の光変調器を備え、
各光変調器に共通に、前記振幅調整手段を１つ設けることを特徴とする付記１に記載の光送信機。
【００７０】
（付記１４）
前記振幅調整手段は、制御部入力段、または、制御部内部の機能としてモニタ信号にオフセットを与え、前記光送信機を含む光通信システムの全体的な性能の最適化を図ることを特徴とする付記１に記載の光送信機。
【００７１】
（付記１５）
前記光変調器は、マッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする付記１に記載の光送信機。
【００７２】
（付記１６）
光変調器に与える駆動信号の振幅を制御する構成を有する光送信機の制御方法であって、
該光変調器の出力光信号を検出し、光信号の強度に関する情報を取得し、
該光信号の強度に関する情報に基づいて、該光変調器に与える駆動信号の振幅を調整する、
ことを特徴とする制御方法。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の第1実施形態を示す図である。
【図２】本発明の原理を説明するための駆動振幅と光送信器の光パワーの関係を示す図である。
【図３】第１の実施形態の効果を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示す図である。
【図５】本発明の第3実施形態を示す図である。
【図６】本発明の第4実施形態を示す図である。
【図７】本発明の第5実施形態を示す図である。
【図８】本発明の第6実施形態を示す図である。
【図９】本発明の第7実施形態(Vπ駆動振幅に関する)を示す図である。
【図１０】第7の実施形態の原理を説明するための駆動信号振幅と、検出されるｆ０信号成分の変化の関係を示す図（その１）である。
【図１１】第7の実施形態の原理を説明するための駆動信号振幅と、検出されるｆ０信号成分の変化の関係を示す図（その２）である。
【図１２】本発明の第７実施形態のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】本発明の第8実施形態を(２×Vπ駆動振幅に関する)を示す図である。
【図１４】第8の実施形態の原理を説明するための駆動信号振幅と検出される２×ｆ０信号成分の変化の関係を示す図（その１）である。
【図１５】第8の実施形態の原理を説明するための駆動信号振幅と検出される２×ｆ０信号成分の変化の関係を示す図（その２）である。
【図１６】第８の実施形態のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】本発明の第9実施形態を示す図である。
【図１８】本発明の第10実施形態を示す図である。
【図１９】第9の実施形態の原理を説明するための図１７の構成の動作原理である駆動信号振幅と検出されるｆ０信号成分と２×ｆ０信号成分の変化の関係を示す図である。
【図２０】第10の実施形態の原理を説明するための図１８の構成の動作原理である駆動信号振幅と検出されるｆ０信号成分と２×ｆ０信号成分の変化の関係を示す図である。
【図２１】第９及び第１０の実施形態の動作をシミュレーションした結果を示す図である。
【図２２】本発明の第11実施形態である、オフセットを与える構成例を示す図である。
【図２３】本発明の第12実施形態である、本発明をRZ-DQPSK方式用送信部に適用した構成を示す図である。
【図２４】本発明の第13実施形態である、駆動信号振幅制御とLN変調器DCバイアス制御の両方を行う構成図を示す図である。
【図２５】第13実施形態の制御の流れを示す図である。
【図２６】異なる波長の複数の低周波信号を用いる場合の低周波信号重畳の構成例を示す図である。
【図２７】異なる波長の複数の低周波信号を用いる場合の低周波信号重畳をモニタするモニタ部の構成例を示す図である。
【図２８】Vπ電気信号駆動でのLN変調器バイアス制御を実現する構成を示す図である。
【図２９】２×Vπ電気信号駆動でのLN変調器バイアス制御を実現する構成を示す図である。
【図３０】駆動振幅Vπと２×Vπの電気信号で変調を行う構成例を示す図である。
【図３１】駆動振幅に対する信号品質劣化の計算例を例にあげて説明する。
【符号の説明】
【００７４】
１０      光源、レーザダイオード
１１      （デュアル）ＭＺ型光変調器
１２、２０      光カプラ
１３      フォトダイオード
１４      電気アンプ
１５      同期検波部
１６      バイアス供給回路
１７、１７−１、１７−２      ドライバ
１８、１８ａ〜１８ｃ      （低周波）発振器
２０、２０−１、２０−２、２１      パワーモニタ
２２      振幅制御部
２３、２３−１、２３−２      ローパスフィルタ
２５      減衰量制御部
２６      出力制御部
２８      切替スイッチ
２９      バイアス電圧制御確認部
３０−１〜２０−ｎ      光送信器
３５      振幅制御部
３６、３７、３７ａ、３７−１〜３７−３      バンドパスフィルタ
５０      バイアス制御部
【図１】
0005405716.tif 000002
【図２】
0005405716.tif 000003
【図３】
0005405716.tif 000004
【図４】
0005405716.tif 000005
【図５】
0005405716.tif 000006
【図６】
0005405716.tif 000007
【図７】
0005405716.tif 000008
【図８】
0005405716.tif 000009
【図９】
0005405716.tif 000010
【図１０】
0005405716.tif 000011
【図１１】
0005405716.tif 000012
【図１２】
0005405716.tif 000013
【図１３】
0005405716.tif 000014
【図１４】
0005405716.tif 000015
【図１５】
0005405716.tif 000016
【図１６】
0005405716.tif 000017
【図１７】
0005405716.tif 000018
【図１８】
0005405716.tif 000019
【図１９】
0005405716.tif 000020
【図２０】
0005405716.tif 000021
【図２１】
0005405716.tif 000022
【図２２】
0005405716.tif 000023
【図２３】
0005405716.tif 000024
【図２４】
0005405716.tif 000025
【図２５】
0005405716.tif 000026
【図２６】
0005405716.tif 000027
【図２７】
0005405716.tif 000028
【図２８】
0005405716.tif 000029
【図２９】
0005405716.tif 000030
【図３０】
0005405716.tif 000031
【図３１】
0005405716.tif 000032