(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気負荷の制御のための電源であって、
前記電気負荷は、少なくとも一つのＬＥＤを含む主負荷と、少なくとも一つのＬＥＤを含む補助負荷とを含み、
前記電源は、前記主負荷及び電気源と直列接続する直列補償ブロックを含み、
前記直列補償ブロックは、前記補助負荷に供給される電力を制御しつつ、前記電気源の変動を妨げるように電圧を生じさせる
電源。
【請求項２】
前記直列補償ブロックが、前記補助負荷に供給される電力を直接に制御し、主負荷内で変換される電力を間接的に制御する
請求項１に記載の電源。
【請求項３】
前記電気源が電圧原である
請求項１又は２に記載の電源。
【請求項４】
前記主負荷が、二つ以上のＬＥＤが直列に接続するＬＥＤストリングを含む
請求項１、２又は３に記載の電源。
【請求項５】
前記補助負荷が、二つ以上のＬＥＤが直列に接続するＬＥＤストリングを含む
請求項１〜４のうちのいずれか一に記載の電源。
【請求項６】
前記直列補償ブロックが、ＬＣＬ直並列共鳴回路を含む
請求項１〜５のうちのいずれか一に記載の電源。
【請求項７】
前記直列補償ブロックが、ステップダウンＤＣ−ＤＣコンバータを含む
請求項１〜５のうちのいずれか一に記載の電源。
【請求項８】
前記直列補償ブロックが、ステップアップＤＣ−ＤＣコンバータを含む
請求項１〜５のうちのいずれか一に記載の電源。
【請求項９】
前記直列補償ブロックが、ステップアップダウンＤＣ−ＤＣコンバータを含む
請求項１〜５のうちのいずれか一に記載の電源。
【請求項１０】
前記直列補償ブロックが、磁気分離を伴わないＤＣ−ＤＣコンバータを含む
請求項１〜５のうちのいずれか一に記載の電源。
【請求項１１】
前記直列補償ブロックが、磁気分離を伴うＤＣ−ＤＣコンバータを含む
請求項１〜５のうちのいずれか一に記載の電源。
【請求項１２】
電気負荷の制御のための電源であって、
前記電気負荷は主負荷と補助負荷を含み、前記主負荷若しくは前記補助負荷のうち少なくとも一つは一つ以上のバッテリを含み、
前記電源は、前記主負荷及び電気源と直列接続する直列補償ブロックを含み、
前記直列補償ブロックは、前記補助負荷に供給される電力を制御しつつ、前記電気源の変動を妨げるように電圧を生じさせる
電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非常に高効率の電源に関する。本発明は、特にＬＥＤを駆動するのに適する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤなどの負荷を制御する簡素で低コストの電源に対する要求が増大している。自動車用、工業用及び家庭用の利用例において、より旧来の照明システムの代わりにＬＥＤが用いられ得る、非常に多数の新たな利用例がある。全ての場合に、エネルギ散逸が最小限とされること及び電源のサイズ及びコストが可及的に小さく保持されることを保証するには、できる限りの高効率に対する要求が不可欠である。
【０００３】
再生可能エネルギの利用例では、できる限りの高効率によって、バッテリをチャージし種々の負荷に電源を供給することが、有用である。
【０００４】
バッテリチャージャ、ＬＥＤシステムなどの負荷で電流をコントロールする間に高効率を維持するために、図１に示すような電子駆動回路を用いることができる。電圧源１は電子駆動回路４に供給し、該電子駆動回路４は、バック（ステップダウン）、ブースト（ステップアップ）、バックブースト（ステップアップダウン）若しくは他の共用ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であればよい。
【０００５】
電源がＬＥＤシステムに供給するのに用いられるとき、電圧ではなく負荷の電流を制御することが不可欠である。これは、ＬＥＤの順電圧に有意な変動が生じることがあり固定された電圧駆動が不安定な電流及び様々な光レベルを生じるからである。そのような変動を除外するために、ＬＥＤシステム内の電流がモニタされ、フィードバック回路が電子駆動回路の制御を調整してＬＥＤシステム内の電流を一定の若しくは所定の値に維持し、よって、製作公差若しくは温度により生じる供給電圧又はＬＥＤ順電圧内の変動を拒絶する。電子駆動回路は、ＬＥＤシステムを介する制御された電流を変動させ輝度調節を与えるのに用いられる。ロバスト性及び柔軟性により、ＬＥＤシステムの制御のための先行技術のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に基づいて電子制御回路を用いることが、一般的となった。電子駆動回路のパワースイッチ若しくは複数のパワースイッチのパルス幅変調を用いてＬＥＤシステムの制御を達成することが、そのような電子駆動回路では一般的である。
【０００６】
電子駆動回路はＬＥＤ電流の制御を提供するが、電子駆動回路内部には損失がある。これらの損失は、電子パワーデバイス内部の電流のスイッチング及び伝導と関連する。これらの損失はＬＥＤシステム効率を減少させる。ＬＥＤを駆動するのに用いられる通常の先行技術の電子駆動回路は、作動状況に依存して、８０−９５％の領域の効率を有する。大抵のケースでは、効率は８０−９５％の領域となる。
【０００７】
ＬＥＤのための電子駆動回路の効率性を向上するために、共鳴回路技術を用いることが有益である。共鳴回路では、スイッチングトランジスタ内のスイッチング損失は、実質的に除外可能であり、電子駆動回路の効率性は向上し得る。一つのそのような回路は、米国特許出願２０１０／０１４１１６９号（特許文献１）に開示されている。特許文献１では、ＬＣＬ直並列共鳴回路がＬＥＤを駆動するのに用いられる。回路は、“Ａ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ，  ｌｏａｄ−ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｃｈａｒｇｉｎｇ  ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｙ”ＩＥＥ  Ｐｒｏｃ．Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．１４６，Ｉｓｓｕｅ２，ｐｐ．１８７−１９２，１９９９年３月（非特許文献１）内で刊行されるＬＣＬ直並列共鳴回路の特性を利用する。
【０００８】
特許文献１で開示される、ＬＥＤを駆動するＬＣＬ直並列共鳴回路の一定の出力電流特性を利用することで、ＬＥＤストリングを介する電流はストリング内のＬＥＤの数、若しくは個別のＬＥＤの順電圧とは無関係となる。更に、直列接続電流計測レジスタの除去、及び共鳴スイッチングによるスイッチング損失の減少により、高効率ＬＥＤ電源となり、この際効率は８５％−９５％に達する。
【０００９】
しかしながら、このＬＣＬ直並列共鳴回路では、ＬＥＤ電源負荷を介する電流は電源と無関係ではない。回路が種々の電圧入力からＬＥＤ負荷を駆動するのに用いられるならばＬＥＤ内の電流は入力電圧に比例して変動するということを、このことは意味する。このことは、例えば、バッテリにより供給される照明システム内では望ましくない。バッテリ電圧が落ちると光出力が落ちるからである。
【００１０】
電子パワーデバイスの伝導損失は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのデバイスの構造に依存する。伝導損失は、デバイスに亘る電圧降下により及び伝導電流により、増加する。電圧降下は、より高い定格電圧若しくは維持電圧を提供するように設計されているデバイス内で増加する傾向にある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】米国特許出願２０１０／０１４１１６９号
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】“Ａ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｃｕｒｒｅｎｔ，  ｌｏａｄ−ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｃｈａｒｇｉｎｇ  ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｙ”ＩＥＥ  Ｐｒｏｃ．Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．１４６，Ｉｓｓｕｅ２，ｐｐ．１８７−１９２，１９９９年３月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、非常に高い効率性で、ＬＥＤシステムやバッテリチャージャなどの負荷内の電流を制御するための別途の方法を提供し、供給電圧で負荷電流の変動を減少させることである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明において、電気源に接続する電気負荷の制御のための電源が提示され、電気負荷は、少なくとも一つのＬＥＤを含む主負荷と、少なくとも一つのＬＥＤを含む補助負荷とを含み、電源は、主負荷及び電気源と直列接続する直列補償ブロックを含み、直列補償ブロックは、補助負荷に供給される電力を制御しつつ、電圧源の変動を妨げるように電圧を生じさせる。
【００１５】
本発明に係る直列補償ブロックは、補助負荷に供給される電力を直接に制御し、主負荷内で変換される電力を間接的に制御する。
【００１６】
本発明の更なる形態において、主負荷若しくは補助負荷は、電気源により充電されるバッテリ若しくはキャパシタを組み入れ得る。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
本発明は、以下の図面を用いて説明される。
【図１】先行技術に係るＬＥＤシステムを制御する電源を伴う電圧源を示す。
【図２】電圧源が補助負荷を伴う直列補償ブロックに接続する本発明に係る回路の例を示す。
【図３】主負荷及び補助負荷が二つ以上のＬＥＤのストリングを含む本発明に係る回路の例を示す。
【図４】直列補償ブロックがＬＣＬ直並列共鳴回路を組み込む本発明に係る回路の例を示す。
【図５】直列補償ブロックがバックコンバータを実装される本発明に係る回路の例を示す。
【図６】直列補償ブロックがブーストコンバータを実装される本発明に係る回路の例を示す。
【図７】直列補償ブロックがバックブーストコンバータを実装される本発明に係る回路の例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明に係る制御される電気負荷が図２に示される。電気負荷は多数のタイプのものが有り得る。例示として、発明が非常に適切である２つの共通負荷は、バッテリチャージャとＬＥＤ照明である。本発明の実装は、負荷が、主負荷及び補助負荷と称される２つの部分に分割されることを要求する。主負荷と補助負荷は、同じ負荷の２つの部分でもよいし、完全に異なる装置であってもよい。
【００１９】
図２では、電圧源１は、主負荷２２０と補助負荷２２１を含む、電気負荷へ電力を供給するのに用いられる。直列補償ブロック５は、主負荷２２０に亘る電圧が安定化するように、電圧源１の反対側で電圧を与える動作をする。直列補償ブロックはインプットターミナル２００、２０１及びアウトプットターミナル２１０、２１１を有する。補助負荷２２１は、直列補償ブロックのアウトプットターミナル２１０、２１１に亘って接続される。
【００２０】
本発明がＬＥＤを制御するのに用いられるならば、主負荷２２０及び補助負荷２２１は両方とも、直列の若しくは並列の一つ以上のＬＥＤを含むＬＥＤストリングであればよい。図３は、ＬＥＤを駆動するのに用いられる本発明の例を示す。主負荷２２５は一つ以上のＬＥＤを組み込む。補助負荷２２６は、一つ以上のＬＥＤを組み込む。複数のＬＥＤを接続してより大きい光出力を作成するのが望ましい場合に、本発明は特に実効的である。その場合、主負荷は、直列接続されたＬＥＤのストリングを含む。補助負荷も、直列接続されたＬＥＤのストリングを含む。
【００２１】
複数の例により、直列補償ブロック５をより詳細に説明する。
【００２２】
図４は、直列補償ブロック５と直列する主負荷２２５に電源供給する電圧源１を示す。図４に示す主負荷２２５は、直列及び／又は並列接続された一つ以上のＬＥＤから成るＬＥＤシステムを含む。直列補償ブロックはインプットターミナル２００、２０１及びアウトプットターミナル２１０、２１１を有し、ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ共鳴インバータを含む。共鳴回路素子は、直列経路と並列経路の両方で配置される。この共鳴回路構成は、直並列共鳴回路として知られ、インダクタ、キャパシタ、及びインダクタのこの組み合わせは、ＬＣＬ直並列共鳴回路として知られる。
【００２３】
キャパシタ２４１は、直列補償ブロックのインプットターミナル２００、２０１に亘る電圧をサポートする。４つのスイッチングデバイス２３１、２３２、２３３、２３４を含む高周波インバータは、交流電圧をインダクタ２４２、キャパシタ２４３、及びインダクタ２４４を含む共鳴回路に供給する。共鳴インダクタ２４４と直列する整流器２４５は、補助負荷２２６を介して高周波交流電流を直流電流に変換する。図４の補助負荷２２６は、更なるＬＥＤシステムとして示されている。主負荷２２５のＬＥＤ電源システムと補助負荷のＬＥＤシステムは共に完全なＬＥＤ負荷を形成し、共に搭載されて各々から個別にアウトプットする光よりも大きい全体の光アウトプットを生成し得る。
【００２４】
ＬＣＬ直並列共鳴回路の特性は先行技術に記載されており、共鳴部品のリアクタンスが等しい大きさを有する周波数にてＬＣＬ直並列共鳴回路が動作するとき、アウトプット電流は以下の（１）となることが知られている。
【数１】
0005414950.tif 000002
【００２５】
上式（１）において、Ｖｉｎは、インバータスイッチへの直流（ｄｃ）供給電圧であり、ｋは、インバータのスイッチングストラテジ、矩形波励起の有効交流（ａｃ）電圧、及びＡＣ−ＤＣアウトプット整流器を考慮した定数である。よって、ＬＣＬ直並列共鳴回路では、
【数２】
0005414950.tif 000003
のとき、負荷内の電流はＶｉｎに比例する。
【００２６】
図４に示す直列補償ブロックでは、直列補償ブロックのアウトプットターミナルからのアウトプット電流は、ＬＥＤシステムである補助負荷２２６を通過する。直列若しくは並列に接続する一つ以上のＬＥＤを含む補助負荷の順電圧降下は、アウトプット電流の広い範囲に亘って相対的に一定である。アウトプットターミナルから取られるアウトプット電力Ｐ０は、よって以下のようになる。
【数３】
0005414950.tif 000004
【００２７】
インプットターミナルにて吸収される電力Ｐｉｎは、以下のようになる。
【数４】
0005414950.tif 000005
【００２８】
直列補償ブロック内の損失が、アウトプット電力と比較して小さいと仮定すると、インプット電力はアウトプット電力と概略等しく、以下の式が成り立つ。
【数５】
0005414950.tif 000006
【００２９】
直列補償ブロックへのインプット電流のためのこの式は、直列補償ブロックへのアウトプット電圧が概略一定であるとき直列補償ブロックへのインプット電流は概略一定であることを示す。アウトプットターミナルにおける電圧が一定であるならば直流補償ブロックへのインプット電流は一定となる。従って、一つ以上のＬＥＤからなる補助負荷を接続することにより、直列補償ブロックのアウトプット電圧は相対的に一定でとなり、これらの条件下では直列補償ブロックへのインプット電流は、主負荷から独立して一定となり、供給電圧を与える電源は、主負荷を介する一定電流を駆動するのに十分となる。
【００３０】
直列補償ブロックのインプットターミナルに亘る電圧は自動的に順応し、主負荷内で一定の電流を維持する間に電源の変化を妨げる。従って、直列補償ブロックのインプットターミナルにおいて、電源の変動を妨げるように自動的に変化する直流補償電圧を与えることにより、本発明は主負荷内の一定電流を保証する。更に、直流補償ブロックのアウトプットターミナルに接続する補助負荷は、ＬＥＤ順電圧の小さい変化から実質的に独立して、電流フィードバック回路を要求すること無く、予測可能の電流を搬送する。
【００３１】
ＬＥＤなどの負荷の制御のための本発明を用いることの主たる利点は、この回路により達成される高レベルの実効性である。実効性におけるこのような改良を示すために、簡素な例を示す。主負荷に亘って降下する電圧を全体供給電圧ＶＳにおけるＶＬと仮定し、残余の電圧が直列補償ブロックによりサポートされるとする。
【００３２】
電源から引き出される電流がＩＳであるならば、全体回路へのインプット電力は以下のようになる。
【数６】
0005414950.tif 000007
【００３３】
主負荷への電源供給で受ける損失はなく、直列補償ブロックの電力変換の効率がη（０＜η＜１）であると仮定すると、本発明に係る全体回路の有用なアウトプット電力は以下のようになる。
【数７】
0005414950.tif 000008
【００３４】
そして、システム効率は以下のようになる。
【数８】
0005414950.tif 000009
【００３５】
本発明に係る回路の効率は、直列補償ブロック単独の効率よりも常に高くなる。直列補償ブロック単独の効率が０．９（９０％）であり、主負荷に亘る電圧が電源電圧の半分であるならば、本発明に係る回路の効率は９５％まで増大する。
【００３６】
この回路の更なる利点は、主負荷が供給電圧のかなりの割合を降下するので、直列補償ブロックの定格電圧が供給電圧全体よりも低くなる、ということである。電子部品がより低い定格電圧を有することができ、結果としてシステム効率を更に向上させつつ損失がより低くなる、ということを意味する。
【００３７】
よって、本発明は、補助負荷へも電力を供給しつつ、広範な供給電圧に亘り主負荷を介する電流を制御する方法を提供するものであり、これにより、高度なシステム効率を実現する。
【００３８】
本発明に係る直列補償ブロックは、主負荷及び電圧源と直列に接続して電圧源と反対に電圧を生じさせ、よって、電圧源と直列補償ブロックの間の差異を主負荷に亘って要求される電圧とする。直列補償ブロックに亘って生じる電圧の制御は、補助負荷へ供給される電圧を制御する、直列補償ブロック内部の制御スイッチ若しくはスイッチ群により、達成される。
【００３９】
本発明は、補助負荷に供給される電圧のみが直列補償ブロックにより直接に制御されるという利点を有する。直列補償ブロック内の損失は、補助負荷に供給される電力の一部に限定される。主負荷に供給される電力は、直列補償ブロックにより間接的に制御される。主負荷への電力の供給に関連する更なる損失は無い。このことにより、本発明に係る回路の効率は非常に高くなる。直列補償ブロックのターミナルに亘る電圧は電圧源のターミナルにおける電圧より小さいので、直列補償ブロック内のパワー電子部品の定格電圧は、電気負荷を全体として制御する先行技術の電源のために要求されるものよりも、小さくすることができる。より低い定格電圧による部品は、より低い伝導電圧降下と、より低いスイッチング損失を備える。このことは、本発明に係る回路の伝導及びスイッチング損失が先行技術に係る回路よりも劇的に低くなり得る、ということを意味する。
【００４０】
図５は、ブックコンバータ若しくはステップダウンＤＣ−ＤＣコンバータを伴う直列補償ブロックが実装された本発明の更なる例を示す。直列補償ブロックのインプットターミナルに亘る電圧は、図５にて電圧源１及び主負荷２と直列に接続するキャパシタ１０に亘る電圧である。電圧源の電圧はＶＳである。主負荷に亘って降下する電圧はＶＬである。パワースイッチ１１及びダイオード１２は、インダクタ１３と連結して用いられており、補助負荷１５に電流を供給する。デューティ比Ｄと称する、周期に対する時間の比率に関する変数により、パワースイッチ１１を繰り返してスイッチングすることにより、ステップダウンＤＣ−ＤＣコンバータは制御される。パワースイッチがオフである期間にインダクタ１３の電流がゼロにまで降下しないならば、インダクタ電流は連続すると言われる。このことが真である場合、直列補償ブロックのインプットターミナルに亘る電圧ＶＳ−ＶＬと、直列補償ブロックのアウトプットターミナルに接続する補助負荷１５に亘る電圧ＶＯとの間の関係は、以下の式で示される。
【数９】
0005414950.tif 000010
更に、補助負荷１５内の電流ＩＯと主負荷内の電流ＩＳとの間の関係は、以下の式で示される。
【数１０】
0005414950.tif 000011
【００４１】
デューティ比Ｄは、回路の利用方法に柔軟性を与える。本発明の第１の形態と同様に回路を動作させ、主負荷を介する電流を一定にすることができる。補助負荷が、電流を増加しても順電圧に殆ど変動が無いＬＥＤストリングであると仮定すれば、ＶＯは概略一定であり、上式（９）によりデューティ比はＶＳ−ＶＬに反比例して変動する必要がある。そのようにすることで、インプットターミナルに亘る電圧は、主負荷に亘って相対的に一定の電圧を維持し従って主負荷内の電流を一定に維持する値を、有することになる。
【００４２】
デューティ比Ｄは、固定周期における時間に関する制御により、変動し得る。このことは、パルス幅変調として知られている。一方で、オンタイム若しくはオフタイムは、周波数の変動があっても一定に保持され得る。また更に、オンタイム及びオフタイムはインダクタ１３内の電流によってのみ決定され得、これにより特定の値に到達する。
【００４３】
図６は、電圧補償ブロック内でブーストコンバータが使用されている本発明に係る更なる実装を示す。電圧源１は、主負荷２、及び、ブーストコンバータを含む直列補償ブロックに接続する。直列補償ブロックのインプットターミナルに亘る電圧は、キャパシタ２０に亘る電圧であり、ＶＳ−ＶＬで与えられる。パワースイッチ２１及びダイオード２２はインダクタ２３と連結して用いられており、補助負荷２５に電流を供給する。デューティ比Ｄと称する、周期に対する時間の比率に関する変数により、パワースイッチ２１を繰り返してスイッチングすることにより、ステップアップ若しくはブーストＤＣ−ＤＣコンバータは制御される。直列補償ブロックのアウトプットターミナルの電圧ＶＯは、インプットターミナルにおける電圧よりも高い。ブックコンバータと同様に、Ｄは主負荷を介して一定の電流を供給するのに用いられ得る。連続電流モードでは、補助負荷が一定電圧負荷であるときに主負荷を介して概略一定の電流を供給するデューティ比の関数は、以下のようになる。
【数１１】
0005414950.tif 000012
図６の回路内のキャパシタ２０は任意のものであり、回路の動作原理を実質的に変更すること無く取り除くことができる。
【００４４】
図７は、電圧補償ブロック内でブック−ブーストコンバータが使用されている本発明に係る更なる実装を示す。電圧源１は、主負荷２、及び、ブック−ブーストコンバータを含む直列補償ブロックに接続する。直列補償ブロックのインプットターミナルに亘る電圧は、キャパシタ３０に亘る電圧であり、ＶＳ−ＶＬで与えられる。パワースイッチ３１及びダイオード３２はインダクタ３３と連結して用いられており、補助負荷３５に電流を供給する。補助負荷に亘る電圧は、直列補償ブロックのインプットターミナルに亘る電圧よりも小さくなり得る。
【００４５】
これらの例で説明したＤＣ−ＤＣコンバータは、磁気分離を有していない。直列補償ブロック内で利用可能であり、回路の残部からの補助負荷の磁気分離を含み得る、広範囲のＤＣ−ＤＣコンバータがある。例えば、フライバックコンバータは、インダクタが２つの結合巻線に分割されている、ステップアップ−ダウンコンバータである。
【００４６】
回路の全ての例で示される電圧源は、直流源であると想定してきた。このことはバッテリにより実現され得るものであり、バッテリにより本発明に係る回路の高効率は重要な利点となり、負荷に対するより長期のランニングタイムを実現する。しかしながら、多くの利用例では、交流電源が利用可能であり、その場合電圧源はＡＣ−ＤＣ整流器回路を要求する。ＡＣ−ＤＣ整流器を設ける交流源の場合、平滑キャパシタを整流器のＤＣアウトプットターミナルに亘って接続し、整流された電圧のリプルを減少することが可能である。本発明に係る回路のいずれの動作も、いずれにせよ平滑キャパシタの存在若しくは特定の値に依存しない。
【００４７】
前述の例は、全て直流電流を要求する負荷に関連する。図４では、補助負荷が直流電流を要求しないならば、ＬＣＬ共鳴回路の後に配置される整流器は存在する必要が無い。潜在的に、補助負荷は、整流すること無しに高周波数交流電流から動作し得る加熱負荷で有り得る。
【００４８】
全ての例において、所与の回路は電圧源を使用している。これは、電流源などの電気エネルギを供給できるどの電気源とも置換できる。例えば、電気源は光起電力セルでもよく、その場合電源特性はより電流源に近くなる。電流源は、本発明に係る回路による利用に適する。
【００４９】
本発明の別の形態では、補助負荷若しくは主負荷が一つ以上のバッテリを含んでもよい。例えば、風力発電機若しくは光起電力システムでは、電気エネルギを利用して一つ以上のバッテリをチャージするのが通常である。しかしながら、バッテリシステムが過充電されないことを保証するためにバッテリ内へ若しくはバッテリ群内へ流れる電流を制御できることが必要である。本発明に係るバッテリ充電システムを実装することには、主負荷及び補助負荷に供給されるエネルギを変動し得る、という利点がある。一つ以上のバッテリが主負荷として用いられると、バッテリ若しくはバッテリ群を介する電流は調整され得る。バッテリ若しくはバッテリ群が充電するので、電源電圧がバッテリ電圧を超えるときでも直列補償電圧は過充電を防ぐのに用いられ得る。（例えば、より高速の風速や高レベルの日光により）電源電圧が増大する場合、直列補償電圧は主負荷に亘る電圧、若しくは主負荷を介する電流を調整するように増加し得る。同様に、バッテリが、本発明に係る回路内の補助負荷の一部を形成するとき、直列補償ブロックは補助負荷の充電電圧及び電流を制御でき、余剰のエネルギは主負荷における他の目的に利用され得る。本発明に係る回路を用いることにより、非常な高効率でのバッテリの充電が促進され、更に、バッテリ容量が超過されるときには第２の負荷システムに供給するというオプションも与えられる。更に一方で、主負荷と補助負荷の両方は、本発明に係る直列補償ブロックが補助負荷に供給される電力を直接に制御し主負荷内で変換される電力を間接的に制御するように、充電するためのバッテリを含んでもよい。
【００５０】
本発明に係る回路の制御は、回路内のいずれの電圧若しくは電流をモニタすることにより、又はオープンループメソッドにより、達成され得る。例えば、直列補償ブロック内のコントローラが直列補償ブロックのターミナルに亘る電圧を調整して電源の電圧内のいずれの変動も妨げることが可能である。一方で、主負荷及び／又は補助負荷内の電流を制御するコントローラも実装可能である。
【符号の説明】
【００５１】
１・・・電圧源、
５・・・直列補償ブロック、
２００、２０１・・・インプットターミナル、
２１０、２１１・・・アウトプットターミナル、
２２０、２２５・・・主負荷、
２２１、２２６・・・補助負荷。
【図１−３】
0005414950.tif 000013
【図４】
0005414950.tif 000014
【図５−７】
0005414950.tif 000015