(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信受信機において受信周波数オフセットを推定する方法であって：
受信信号の２つ以上の時間的に分離されたサンプルの各々に対応するマルチブランチの信号サンプルから、時間的にスタックされた信号ブロックを形成することと；
前記受信周波数オフセット、および当該受信周波数オフセットの分だけ逆回転された前記時間的にスタックされた信号ブロックの空間共分散の、最尤同時推定値を計算することと、
を含む方法。
【請求項２】
前記時間的にスタックされた信号ブロックは、前記マルチブランチの信号サンプルの各ブランチについての複素数のサンプルをスタックすることにより形成されるベクトルを含む、請求項１の方法。
【請求項３】
前記時間的にスタックされた信号ブロックは、２つ以上の前記マルチブランチの信号サンプルの各ブランチについての実数の同相および直交位相のサンプルをスタックすることにより形成されるベクトルを含む、請求項１の方法。
【請求項４】
前記受信周波数オフセット、および当該受信周波数オフセットの分だけ逆回転された前記時間的にスタックされた信号ブロックの前記空間共分散の、最尤同時推定値を計算することは：
前記受信周波数オフセットの最新の推定値を用いて、前記時間的にスタックされた信号ブロックから逆回転された受信信号ブロックを計算するステップと；
前記逆回転された受信信号ブロックから、前記空間共分散を推定するステップと；
推定された前記空間共分散の関数として、前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値を更新するステップと；
を２回以上繰り返すことを含む、請求項１の方法。
【請求項５】
前記２回以上の繰り返しは、前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値が：
ゼロ；
粗い周波数オフセットの推定処理から取得される粗い周波数オフセット；および
受信周波数オフセットの事前の最尤推定値；
のうち１つに初期化される初回の繰り返しを含む、
請求項４の方法。
【請求項６】
予め定められた最大数の繰り返しについて、前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値を繰り返し更新することをさらに含む、請求項４の方法。
【請求項７】
各繰り返しについて、前記受信周波数オフセットおよび前記空間共分散の前記最尤同時推定値の対数尤度を計算することと、連続する繰り返し間における計算された前記対数尤度の増分の変化が予め定められた閾値を下回るまで、前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値を繰り返し更新することと、をさらに含む、請求項４の方法。
【請求項８】
無線通信受信機であって：
受信信号の２つ以上の時間的に分離されたサンプルの各々に対応するマルチブランチの信号サンプルから、時間的にスタックされた信号ブロックを形成し；
受信周波数オフセット、および当該受信周波数オフセットの分だけ逆回転された前記時間的にスタックされた信号ブロックの空間共分散の、最尤同時推定値を計算する；
ように構成された１つ以上の処理回路を含む、無線通信受信機。
【請求項９】
前記１つ以上の処理回路により形成される前記時間的にスタックされた信号ブロックは、前記マルチブランチの信号サンプルの各ブランチについての複素数のサンプルをスタックすることにより形成されるベクトルを含む、請求項８の無線通信受信機。
【請求項１０】
前記１つ以上の処理回路により形成される前記時間的にスタックされた信号ブロックは、２つ以上の前記マルチブランチの信号サンプルの各ブランチについての実数の同相および直交位相のサンプルをスタックすることにより形成されるベクトルを含む、請求項８の無線通信受信機。
【請求項１１】
前記１つ以上の処理回路は：
前記受信周波数オフセットの最新の推定値を用いて、前記時間的にスタックされた信号ブロックから逆回転された受信信号ブロックを計算するステップと；
前記逆回転された受信信号ブロックから、前記空間共分散を推定するステップと；
推定された前記空間共分散の関数として、前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値を更新するステップと；
を２回以上繰り返すことにより、前記受信周波数オフセット、および当該受信周波数オフセットの分だけ逆回転された前記時間的にスタックされた信号ブロックの前記空間共分散の、前記最尤同時推定値を計算するように構成されている、請求項８の無線通信受信機。
【請求項１２】
前記２回以上の繰り返しは初回の繰り返しを含み、前記１つ以上の処理回路は、前記初回の繰り返しについて：
ゼロ；
粗い周波数オフセットの推定処理から取得される粗い周波数オフセット；および
受信周波数オフセットの事前の最尤推定値；
のうちの１つに前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値を初期化するように構成さる、請求項１１の無線通信受信機。
【請求項１３】
前記１つ以上の処理回路は、予め定められた最大数の繰り返しについて前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値を繰り返し更新するようにさらに構成される、請求項１１の無線通信受信機。
【請求項１４】
前記１つ以上の処理回路は、各繰り返しについて、前記受信周波数オフセットおよび前記空間共分散の前記最尤同時推定値の対数尤度を計算し、連続する繰り返し間における計算された前記対数尤度の増分の変化が予め定められた閾値を下回るまで、前記受信周波数オフセットの前記最新の推定値を繰り返し更新するようにさらに構成される、請求項１１の無線通信受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムに関するが、とりわけ、無線通信受信機において受信周波数オフセットを推定するための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
セルラー通信システムでは、モバイル端末の重要課題は、その内部の基準クロック（reference  clock）とサービング基地局または他の近隣の基地局のキャリア周波数とを同期させることである。周波数の同期は、基地局から送信される無線信号の適切な受信を可能とするためだけではなく、他のユーザについて実質的な干渉が生成されないように、モバイル端末から発せられる無線信号の周波数が厳格なシステム仕様を満たすことも保証するためにも必要がある。
【０００３】
発振器について適切な周波数基準を維持するために、モバイル端末は、典型的には、サービング基地局またはモニタリングされている基地局から受信された信号に基づいて、周波数オフセット、すなわち送信信号の実際の周波数からのローカル基準信号の偏差の、周期的な推定を実行する。結果として得られる周波数オフセットの推定値が使用されて、基準周波数が正しい指定周波数から離れないようにするために、受信信号上で実行されるデジタル信号処理を補うために、またはその両方のために、発振器において基準周波数が調整される。したがって、受信信号からの周波数オフセットを正確に推定するための効率的なアルゴリズムは、モバイル端末の通常動作に不可欠である。
【０００４】
多くの従来型の周波数推定アルゴリズムは、実際の送信信号についてのある知識を有することを受信機に求める。ある知識は、予め定められたトレーニング信号の使用を通じて得られ、または判定指向形（decision-directed）の手法で復調された情報シンボルの使用を通じて得られ得る。しかしながら、多くの場合、トレーニング信号は短すぎるため、受信機が正確な周波数オフセットの推定値を得ることができない。一方で、判定指向形推定は、計算的に高くつき、将来の設計強化についての柔軟性に欠ける特殊なハードウェアアクセラレータの使用を必要とし得る。
【０００５】
さらに、多くの従来型の判定帰還型の周波数推定アルゴリズムは、ベースバンド受信信号を複素数の信号として扱い、したがって、受信信号の同相成分および直交位相成分を、複素数の信号の実数部および虚数部としてそれぞれ扱う。これらのアルゴリズムは、一般的に、複素数演算が受信機を通じて使用されると仮定すれば得られる。結果として、これらのアルゴリズムは、受信信号の同相成分および直交位相成分を別々の「空間的」次元またはブランチ（branch）として扱い、そして受信信号上でより一般的な２次元の「空間的」演算を適用する受信機とは、相容れない。例えば、ＧＳＭの単一アンテナ干渉除去（ＳＡＩＣ）受信機は、典型的には、受信信号の同相成分および直交位相成分を、まるでそれらが２つの異なるアンテナ要素から来るかのように扱う。当該受信機に関与する空間的演算は、干渉除去のケイパビリティに不可欠であるが、また、対応する複素数の信号の位相情報を著しく歪め得る。それ故に、当該受信機で周波数オフセットを推定するために、空間的に設計されたアルゴリズムが必要である。
【発明の概要】
【０００６】
本発明の様々な実施形態は、トレーニング信号または復調された情報シンボルを必要としない繰り返しのブラインド周波数推定処理を用いる。結果として、開示される処理を具現化する受信機は、例えば、計算上集中的である等化または復調のアルゴリズムを実行することなく、他のユーザ向けであり得るデータバーストをモニタリングすることにより、周期的な周波数オフセットの推定値を生成することができる。
【０００７】
開示される受信機および処理技術は、最大尤度の意味で受信信号に最もよく適合する周波数オフセットの推定値を見つけるために、いくつかの実施形態では、時間領域内の受信信号の時間的な（ブロックの）相関、および同相次元および直交位相次元にわたる受信信号の相関を利用する。受信信号の時間的な（ブロックの）相関は、チャネル分散（channel  dispersion）、内在する所望の信号もしくは支配的な干渉信号のパーシャルレスポンスシグナリング、またはそれらの両方から生じ得る。一方で、同相成分および直交位相成分にわたる相関は、二位相偏移（ＢＰＳＫ）変調またはガウス最小偏移（ＧＭＳＫ）変調等の受信信号内の１次元のシンボルコンスタレーションの存在から生じ得る。
【０００８】
開示される技術は、ＧＳＭ／ＥＤＧＥシステム、３ＧＰＰのＬＴＥ（Long-Term  Evolution）システムにおける単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）受信機、または他の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づくシステムを含む、様々なセルラーシステムについて設計される、様々なマルチブランチ（multi-branch）受信機のアーキテクチャのいずれかに適用され得る。
【０００９】
本発明のいくつかの実施形態は、ベースバンド信号の複素数モデルに基づき、したがって複素演算のみを用いる。他の実施形態は、ベースバンド信号の同相成分および直交位相成分についての２次元空間モデルに基づき、同相ブランチおよび直交位相ブランチの２次元行列演算を用いる。前者の実施形態は、受信信号の時間的な相関を用い、一方で、後者も、同相領域および直交位相領域にわたる空間的な相関を用いる。この後者のアプローチは、受信信号の変調コンスタレーションが同相／直交位相平面上の１次元である場合に、実質的な性能向上をもたらすことができる。
【００１０】
通信受信機において受信周波数オフセットを推定する例示的な方法では、時間的にスタックされた信号ブロックは、受信信号の時間分離された２つ以上のサンプルの各々に対応するマルチブランチの信号サンプルから形成される。時間的にスタックされた信号ブロックは、受信周波数オフセットおよび当該受信周波数オフセットの分だけ逆回転された時間的にスタックされた信号ブロックの空間共分散（spatial  covariance）の最尤同時推定値（maximum-likelihood  joint  estimate）の計算に用いられる。いくつかの実施形態では、時間的にスタックされた信号ブロックは、マルチブランチの信号サンプルの各ブランチについての複素数のサンプルをスタックすることにより、ベクトルを形成することで生成される。一方で他の実施形態では、時間的にスタックされた信号ブロックは、２つ以上のマルチブランチの信号の各ブランチについての実数の同相および直交位相のサンプルをスタックすることにより形成されるベクトルを含んでもよい。
【００１１】
本発明のいくつかの実施形態では、受信周波数オフセットおよび当該受信周波数オフセットの分だけ逆回転された時間的にスタックされた信号ブロックの空間共分散の最尤同時推定値を計算することは、繰り返し処理を用いて実行される。これらの実施形態のうちのいくつかでは、逆回転された受信信号ブロックは、受信周波数オフセットの最新の推定値を用いて、各繰り返しの中で時間的にスタックされた信号ブロックから計算される。信号共分散行列は、各繰り返しについて、逆回転された受信信号ブロックから推定される。そして、受信周波数オフセットの最新の推定値は、推定された信号共分散行列の関数として更新される。この繰り返し処理は、予め定められた条件が満たされるまで何度かの繰り返しの間継続してもよい。例えば、いくつかの実施形態では、処理は、単純に予め定められた繰り返しの最大数の間繰り返されてもよい。別の実施形態では、受信周波数オフセットおよび空間共分散の同時推定の対数尤度が、各繰り返しについて計算され、連続する繰り返し間における計算された対数尤度の増分の変化が予め定められた閾値を下回るまで、繰り返し処理が繰り返されてもよい。
【００１２】
本発明のさらなる実施形態は、ここで説明される１つ以上の周波数オフセットの推定技術を実行するように構成される１つ以上の処理回路を含む（１つ以上の無線標準を伴う動作のために構成される無線送受信機の中で具現化され得る）無線受信機を含む。当然ながら、当業者は、本発明は上記特徴、利点、文脈または例に限定されないことを理解し、以下の詳細な説明を読み、添付の図面を見ると、追加の特徴および利点を認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明のいくつかの実施形態に従った例示的な無線送受信機を含む無線通信システムを説明する。
【図２】通信受信機において受信周波数オフセットを推定するための例示的な処理フローを説明する。
【図３】本発明のいくつかの実施形態に従った受信周波数オフセットを推定するための方法を説明する別の処理フロー図である。
【図４】本発明のいくつかの実施形態に従った別の例示的な無線送受信機の詳細を説明する。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
ここに開示される周波数オフセットの推定技術は、ＧＳＭ／ＥＤＧＥシステム、３ＧＰＰのＬＴＥ（Long-Term  Evolution）システムにおける単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）受信機、または他の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づくシステムを含む、様々なセルラーシステムについて設計される、様々なマルチブランチ受信機のアーキテクチャのいずれかに適用され得る。したがって、図１は、基地局１１０および無線送受信機１５０を含む無線システム１００の単純化されたブロック図を説明する。基地局１１０は、例えば、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ基地局またはＬＴＥ  ｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ  Ｂを含んでもよい。一方で、無線送受信機１５０は、基地局１１０によりサポートされる無線標準および周波数帯域を含む１つ以上の無線標準並びに１つ以上の周波数帯域と適合するように構成された無線受信器回路および無線送信器回路を含む。
【００１５】
図のように、例示的な送受信機１５０は、マルチブランチの受信信号を二重化回路１５２に提供する２つの受信アンテナを含む。当該二重化回路１５２は、同様にマルチブランチの受信信号を受信機フロントエンド回路１５６に提供する。当業者は、二重化回路１５２が、無線標準に応じて１つ以上のフィルタおよび／またはスイッチを含み、受信機（ＲＸ）フロントエンド回路１５６および送信機（ＴＸ）アナログ部１５４にアンテナを択一的に接続し、もしくはＴＸアナログ部１５４により生成される信号をＲＸフロントエンド回路１５６から分離する役割を果たし、またはその両方の役割を果たす、ということを理解するであろう。当業者は、ＴＸアナログ部１５４およびＲＸフロントエンド回路１５６が、無線送受信機１５０によりサポートされる無線標準および周波数帯域に適した周知の技術に従って構成される、１つ以上の電力増幅器、低雑音増幅器、フィルタ、ミキサ、変調器、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）等を含み得る、ということを理解するであろう。したがって、本発明の理解に必要のない、これらの回路のさらなる詳細は、ここでは提供されない。
【００１６】
ＴＸアナログ部１５４およびＲＸフロントエンド１５６は、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路１５８から１つ以上の基準信号（reference  signal）を供給される。当該ＰＬＬ回路１５８は、同様に基準クロック発振器１５９により駆動される。当該基準クロック発振器１５９は、温度補償水晶発振器回路であってもよい。また、様々な好適な位相ロックループ回路および基準発振器回路についての設計の詳細は、当業者に周知であり、ここでは提供されない。
【００１７】
ベースバンド信号処理回路１６０は、適当なファームウェアおよび／またはソフトウェアと共に構成された１つまたはいくつかのマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ等を含んでもよく、（例えば、符号化された一連のデジタルサンプルを含み得る）送信ベースバンド信号をＴＸアナログ部１５４に供給する。ＴＸアナログ部１５４は、送信ベースバンド信号と共にＰＬＬ１５８により提供される基準信号を変調し、必要に応じて、変調された信号を無線周波数（ＲＦ）キャリア信号周波数へと変換（up-convert）し、基地局１１０への送信のためにＲＦ信号を増幅する。ベースバンド信号処理回路１６０は、また、ＲＸフロントエンド回路１５６から受信ベースバンド信号を受信する。ＲＸフロントエンド回路１５６は、例えば、１つ以上のＡＤＣがその後に続くホモダイン式またはヘテロダイン式の変換器（downconverter）を含んでもよく、従来型の技術に従った復調処理および復号処理を実行する。
【００１８】
図１に描かれている無線送受信機１５０では、複素数のマルチブランチの受信信号サンプルｒｃ［ｎ］は、とりわけ周波数オフセット推定回路１６５による使用のために、ＲＸフロントエンド回路１５６によりベースバンド信号処理回路１６０へ提供される。この実施形態では、以下で詳細に説明されるように、無線受信機の周波数エラーまたは「周波数オフセット」を推定するために、マルチブランチの信号サンプルの時間的な相関を用いることができる。また図４を参照して以下で説明されるように、他の実施形態は、受信信号の同相成分と直交位相成分との間の空間的な相関をさらに用い得る。
【００１９】
いずれにせよ、無線送受信機１５０の中で使用される基準信号は、一般的に、基地局１１０での対応する周波数源と適合するように厳しく制御されなければならない。この厳しい制御は、他の無線装置への過度な干渉を避けるために、無線送受信機１５０により送信される信号が予め定められた帯域内にとどまることを保証するために必要である。この厳しい制御は、受信信号の適切な復調および復号を保証するためにも必要である。したがって、ベースバンド信号処理回路１６０は、周波数オフセット推定回路１６５を含む。周波数オフセット推定回路１６５は、ここで説明される１つ以上の技術に従って、無線送受信機１５０により使用される周波数基準と基地局１１０により使用される周波数基準との間の周波数オフセットを推定するように構成される。ここで使用されるように、用語「周波数オフセット」は、基地局１１０により送信されて無線送受信機１５０により受信されるキャリア周波数に関して、一般的に、無線送受信機１５０の中で使用される基準信号内の周波数エラーに言及することを意図する、ということを当業者は理解するであろう。周波数オフセットは、１×１０−８または１億分の１等の無次元の相対量として一般に表され、当該相対量は、名目的なキャリア周波数等の特定の名目的な周波数に関して、１００Ｈｚ等の名目的な周波数または周波数の単位に適用され得る、ということを当業者は理解するであろう。しかしながら、周波数オフセット推定回路１６５により測定される周波数オフセットが使用されて、図１に示されるような基準クロック１５９および／またはＰＬＬ１５８が調整され、および／または、ベースバンド信号処理回路１６０の中の１つ以上の信号処理機能が補償され得る、ということを当業者は理解するであろう。
【００２０】
本発明の様々な実施形態によると、周波数オフセット推定回路１６５は、図２の中で概説される処理を用いて受信信号に関する受信周波数オフセットを推定するように構成される。ブロック２１０に示されるように、空間的になおよび／または時間的にスタックされた信号ブロックは、受信信号の２つ以上の時間的に分離されたマルチブランチのサンプルをスタックすることにより形成され得る。複数の信号ブランチは、２つ以上の別々のアンテナの使用から、オーバーサンプリングされた信号の複数のサンプリング位相から、またはその両方から生じる。以下でかなりより詳細に説明されるように、受信信号の時間的なおよび／または空間的な相関を用いて、周波数オフセットを推定することができる。特に、受信周波数オフセット、および当該受信周波数オフセットの分だけ逆回転された時間的にスタックされた信号ブロックの空間／時間共分散（spatial/temporal  covariance）の、最尤同時推定値をブロック２２０に示すように計算することができる。本発明のいくつかの実施形態では、推定された受信周波数オフセットが使用されて、ブロック２３０に示されるように、例えば、基準クロック１５９もしくはＰＬＬ回路１５８、またはその両方を調整することにより、周波数基準が調整され得る。いくつかの実施形態では、推定された受信周波数オフセットが使用されて、受信信号の１つ以上のデジタルサンプルをデジタル処理で逆回転する等により受信信号サンプル上のベースバンド信号処理が補償され得る。いくつかの実施形態では、これらの技術の組合せが使用され得る。
【００２１】
以下は、本発明の様々な実施形態に従った、受信信号内の周波数オフセットの推定に使用するための例示的な式の詳細な導出である。上記の全般的な技術に従って、本発明の様々な実施形態において受信周波数オフセットを推定するために、等価な定式化および／またはここで表される定式化の軽微な変更が使用され得る、ということを当業者は理解するであろうように、以下の導出は、例示の目的のために表され、限定することを意図しない。
【００２２】
第１に、ｎ＝０,１,…Ｎ−１について、Ｎ個のサンプルのバースト上で受信された以下のマルチブランチ信号の複素数のベースバンドモデルを考える。
【数１】
0005450645.tif 000002
α０は、ラジアンでの通信速度についての厳密な（実数の）相対周波数オフセットを示す。ｎ０は、バーストの中央を指し示す一定のインデックスである。ｒｃ,ｉ［ｎ］は、ｉ番目の受信信号ブランチを示す。｛ｕｃ［ｎ］｝は、所望の複素数の信号を示し、｛ｖｃ［ｎ］｝は、複素数の干渉雑音ベクトル処理を示す。複数の信号ブランチは、別々の物理的なアンテナ、オーバーサンプリングされた信号の別々のサンプリング位相、またはその両方によってもたらされ得る、ということに留意する。
【００２３】
ここで、ｒ［ｎ,α］がαという周波数オフセットの分だけ逆回転された受信信号ベクトルを示すとする。すなわち、以下のようにする。
【数２】
0005450645.tif 000003
また、
【数３】
0005450645.tif 000004
が列に｛ｒ［ｋ,α］｝ｎｋ＝ｎ−Ｍ（ｎが｛｝の右上に、ｋ＝ｎ−Ｍが｛｝の右下にあることを示す。以下同様の記述も同じ）をスタックすることにより形成されるベクトルであるとする。ここで、Ｍは、「モデル次数」を示し、ＭＡＴＬＡＢＴＭ表記を使用して、任意の行列Ａについてvec（Ａ）≡Ａ（：）である。同様に、
【数４】
0005450645.tif 000005
が列に｛ｒｃ［ｋ］｝ｎｋ＝ｎ−Ｍをスタックすることにより形成されるベクトルとする。また、
【数５】
0005450645.tif 000006
が対応するスタックされた雑音ベクトルを示すとする。また、
【数６】
0005450645.tif 000007
が対応するスタックされた所望の信号ベクトルを示すとする。
【００２４】
受信周波数オフセットの推定値を導出するために、逆回転された受信信号ベクトルｒＭ［ｎ,α］が０の平均値を伴う複素ガウス分布であると仮定する。この仮定は、ＧＳＭおよびＥＤＧＥについての標準に従って変調された信号と同様に、ＬＴＥシステムで使用される信号等の（少なくとも）直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号に適用できる、ということを当業者は認識するであろう。さらに、（空間）共分散行列を以下のように定義する。
【数７】
0005450645.tif 000008
【００２５】
Ｎ個のサンプルのバーストについてのスタックされた受信信号のベクトル｛ｒＭ［ｎ］｝Ｎ−１ｎ＝Ｍおよび前述の仮定および定義を所与とすると、周波数オフセットαおよび空間共分散行列Ｑの最尤同時推定値を計算することができる。換言すると、同時推定値の対数尤度を最大化するように、すなわち以下のようになるように、周波数オフセットα＾ＭＬ（＾がαの上にあることを示す。以下同様の記述も同じ）およびＱ＾ＭＬが計算され得る。
【数８】
0005450645.tif 000009
ここで、
【数９】
0005450645.tif 000010
は、受信信号のベクトル｛ｒＭ［ｎ］｝Ｎ−１ｎ＝Ｍを所与とする、αおよびＱの対数尤度関数である。（関数ｔｒ｛Ａ｝は、行列Ａのトレースを表し、ｄｅｔ  Ａは、Ａの行列式である。）
【００２６】
等式（９）から、任意の所与のαについての最良のＱが以下により与えられるということを示すことができる。
【数１０】
0005450645.tif 000011
【００２７】
任意の所与のＱについて、Ｆ（Ｑ）が、Ｑ−１＝Ｆ（Ｑ）ＨＦ（Ｑ）のような、Ｑの逆の平方根行列（square-root  matrix）を示すとすると、所与のＱについての最良のαは、以下により与えられる。
【数１１】
0005450645.tif 000012
これは、以下を満たさなければならない。
【数１２】
0005450645.tif 000013
ここで、
【数１３】
0005450645.tif 000014
であり、ｂｌｋｄｉａｇ（｛Ａ｝Ｍｋ＝０）は、対角上で行列｛Ａ｝Ｍｋ＝０を伴うブロック対角行列を示す。
【００２８】
αの関数としての等式（１２）の解は、一般的に閉形式の表現を有さない。しかしながら、（ヘルツでの）周波数オフセットは典型的には通信速度よりもかなり小さいため、相対的な周波数オフセットαは小さく、以下により与えられるテーラー級数表現の最初の少数の項により回転ｅｊθを良好に近似することができる。
【数１４】
0005450645.tif 000015
【００２９】
等式（１４）の最初の２つの項のみが使用される（すなわち、ｅｊθの線形近似である）場合、
【数１５】
0005450645.tif 000016
【数１６】
0005450645.tif 000017
である。ここで、
【数１７】
0005450645.tif 000018
である。ＩＮｒ（Ｎの右下にｒがあることを示す）は、Ｎｒ×Ｎｒの単位行列を示し、
【数１８】
0005450645.tif 000019
は、クロネッカー積を示す。
【数１９】
0005450645.tif 000020
および
【数２０】
0005450645.tif 000021
である場合、その結果として等式（１２）における必要条件は以下のように減ることになる。
【数２１】
0005450645.tif 000022
ここで、
【数２２】
0005450645.tif 000023
【数２３】
0005450645.tif 000024
である。等式（２０）を解くことは、以下を生み出す。
【数２４】
0005450645.tif 000025
（等式（２０）の他の根は小さいαの仮定に違反することに留意する。）
【００３０】
【数２５】
0005450645.tif 000026
の近似を用いて、等式（２２）は以下のように簡約される。
【数２６】
0005450645.tif 000027
【００３１】
所与のαについての最良のＱを提供する等式（１０）における定式化が、所与のＱについての最良のαを提供する等式（２２）または（２３）のいずれかとともに繰り返しの手法で用いられて、周波数オフセットの近似の最尤推定値が計算され得る、ということを当業者は理解するであろう。このアプローチは、図３の処理フロー図において概説される。当該処理フロー図は、例えば、図１の無線送受信機１５０の中に描かれているベースバンド信号処理回路１６０等の、無線装置における１つ以上の処理回路を用いて、実装され得る。
【００３２】
説明される処理は、ブロック３１０で示されるように、周波数オフセットの推定値α＾（０）および繰り返しのインデックスｉ＝０の初期化から始まる。いくつかの実施形態では、α＾（０）は、周波数オフセットについてのいかなる事前の情報も既知でない場合には、ゼロに初期化されてもよい。他の実施形態では、粗い周波数オフセット推定処理等の、別の推定処理から導出される事前の周波数オフセットの推定値が、周波数オフセットの初期推定値として用いられても良い。いくつかの実施形態では、ここで説明される技術を用いる前回のブラインド推定からの出力が使用されて、後続のブラインド推定処理についての周波数オフセットの推定値が初期化されてもよい。
【００３３】
いずれにせよ、ブロック３２０に示されるように、処理は、受信バーストからの２つ以上（Ｍ＋１であり、Ｍは正の整数）のマルチブランチの信号サンプルをスタックすることにより形成される空間的におよび時間的にスタックされた信号ブロックの生成を続ける。上記で採用された表記法を用いると、空間的にスタックされた信号ブロックは、以下により与えられ得る。
【数２７】
0005450645.tif 000028
【００３４】
次に、ブロック３３０に示されるように、スタックされた信号ブロックおよび最新の周波数オフセットの推定値から、逆回転された受信信号ブロックが計算される。前の議論からの表記法を用いて、逆回転された受信信号ブロックは、以下により与えられる。
【数２８】
0005450645.tif 000029
【００３５】
次に、ブロック３４０に示されるように、信号共分散行列Ｑの推定値が、逆回転された受信信号ブロックから直接的に計算される。とりわけ、受信信号のサンプルＭ...Ｎ−１に対応する一連の逆回転された受信信号ブロックを所与として、この推定値は、以下に従って計算され得る。
【数２９】
0005450645.tif 000030
また、上記推定値は、周波数オフセットについての最新の推定値α＾（ｉ）を所与として、Ｑの最良推定値を表す。
【００３６】
次に、ブロック３５０で示されるように、Ｑの最新の推定値、すなわちＱ＾（ｉ）が使用されて、周波数オフセットの推定値が更新される。上記に示されるように、いくつかの実施形態では、これは、まず
【数３０】
0005450645.tif 000031
および
【数３１】
0005450645.tif 000032
を計算し、次に上記のα＾（ｉ）についての近似値の１つ、すなわち
【数３２】
0005450645.tif 000033
または
【数３３】
0005450645.tif 000034
を使用することにより、行われ得る。当然ながら、いくつかの実施形態では、上記等式（１１）において与えられるα＾（ｉ）についての一般的定式化の他の近似値が使用されてもよい、ということを当業者は理解するであろう。
【００３７】
Ｑおよびαの推定値は、予め定められた基準が満たされるまで繰り返されてもよく、したがって、各々についての最尤値に収束する。いくつかの実施形態では、ブロック３６０および３７０で示されるように、この基準は、単純に、予め定められた繰り返しの最大数の完了でもよい。いくつかの実施形態では、ブロック３８０に示されるように、繰り返しは、１回の繰り返しから次の繰り返しまでの増分の変化が予め定められた閾値よりも小さい場合に、終了してもよい。例えば、対数尤度値が、式（９）に従って各繰り返しについて計算されてもよく、１回の繰り返しから次の繰り返しまでの変化が予め定められた閾値よりも小さい場合に、その後処理が終了する。そうでなければ、繰り返しインデックスｉがインクリメントされ、更新処理が繰り返される。
【００３８】
上記のように、受信機には、受信信号の同相成分および直交位相成分を、別々の「空間的な」次元またはブランチとして扱い、受信信号に一般的な２次元の「空間的な」演算を適用するものもある。上記技術は、わずかに変更されて、同相成分および直交位相成分の別々の処理に適応し得る。当業者により理解されるであろうように、このアプローチは、連続するサンプル間の時間的な相関に加えて、同相領域および直交位相領域にわたる空間的な相関を用いてる。したがって、受信信号の変調コンスタレーションが同相／直交位相の平面上の１次元である場合に、実質的な性能向上を実現することができる。
【００３９】
したがって、図４は、無線送受信機４５０の受信機部分の単純化されたブロック図を説明する。２つの受信アンテナを有していた図１の中で説明された無線送受信機１５０と対照的に、無線送受信機４５０は、ただ１つの受信アンテナを含む。当然ながら、他の実施形態では１つ以上の追加の受信アンテナが使用されてもよいと、当業者は理解するであろう。いずれにせよ、無線送受信機４５０の受信アンテナは、受信信号を二重化回路４５２に提供する。二重化回路４５２は、同様に、当該受信信号を受信機フロントエンド回路４５６に提供する。図１について上記で議論されたように、二重化回路４５２は、無線標準に応じて１つ以上のフィルタおよび／またはスイッチを含み、受信機（ＲＸ）フロントエンド回路４５６および送信機（ＴＸ）アナログ部にアンテナを交互に接続し、もしくは送信機部により生成される信号をＲＸフロントエンド回路４５６から分離し、またはその両方を行う役割を果たす、ということを当業者は理解するであろう。図のように、ＲＸフロントエンド回路４５６は、低雑音増幅器、並びに位相ロックループ回路４５８からの同相位相および直交位相の局部発振器の信号により駆動される同相および直交位相のミキサを含む。図１について上記で議論されたように、送受信機４５０の送信機部および受信機フロントエンド回路４５６は、無線送受信機４５０によりサポートされる無線標準および周波数帯域に適した周知の技術に従って構成される、１つ以上の電力増幅器、低雑音増幅器、フィルタ、ミキサ、変調器、アナログデジタル変換器、デジタルアナログ変換器等の、図４の中で説明されない追加のコンポーネントをさらに含む、ということを当業者は理解するであろう。したがって、本発明の理解に必要ないこれらの回路のさらなる詳細は、ここでは提供されない。
【００４０】
ＲＸフロントエンド４５６は、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路４５８から同相（０°）のおよび直交位相（９０°）の基準信号を供給される。ＰＬＬ回路４５８は、同様に、基準クロック発振器４５９により駆動される。さらに、様々な適した位相ロックループ回路および基準発振器回路の設計の詳細は、当業者に周知であり、ここでは提供されない。したがって、ベースバンド信号処理回路４６０は、ＲＸフロントエンド回路４５６から受信信号の別々の同相（Ｉ）成分および直交位相（Ｑ）成分を受けとる。これらのＩ成分およびＱ成分は、ＲＸフロントエンド回路４５６またはベースバンド信号処理回路４６０の中に位置する、適合しているアナログデジタル変換器（図示せず）を使用して、デジタル化され得る。他の機能の中で、ベースバンド信号処理回路４６０は、従来型の技術に従って復調処理および復号処理を実行する。従来型の技術には、２つの別々のアンテナ要素から来るかのように受信信号のＩ成分およびＱ成分を扱う単一アンテナ干渉除去（ＳＡＩＣ）技術を含んでもよい。
【００４１】
上記に詳細に説明された処理において、受信信号の時間的な（ブロックの）相関が用いられて、受信周波数オフセットの推定値が導出される。以下に詳細に示されるように、図４に描かれる構造等の単一アンテナの受信機の構造を含むがこれに限定されない本発明の他の実施形態は、時間的な相関と同様に、受信信号の同相成分と直交位相成分との間の空間的な相関を用いて、周波数オフセットを推定してもよい。当業者は理解するであろうように、時間／空間共分散および推定された周波数オフセットについての定式化の以下の導出は、上記で詳細に説明された導出と非常に類似する。主な違いは、複素信号の実数部分および虚数部分が、２次元の実数のベクトル信号として扱われることである。
【００４２】
各信号ブランチｒｃ,ｉ［ｎ］の実数部分および虚数部分を２×１のベクトルにスタックすることにより、ｎ＝０,１,…,Ｎ−１について等式（１）の信号モデルを以下のように表すことができる。
【数３４】
0005450645.tif 000035
ここで、ＩＮは、Ｎｒ×Ｎｒの単位行列を示し、
【数３５】
0005450645.tif 000036
は、クロネッカー積を示す。また、以下のとおりである。
【数３６】
0005450645.tif 000037
したがって、ｒ［ｎ］は、次元２Ｎを伴う実数のマルチブランチの受信信号ベクトルを示す。ｕ［ｎ］は、対応する実数の所望の信号を示し、ｖ［ｎ］は、対応する実数の干渉雑音処理を示す。
【００４３】
ここで、ｒ［ｎ,α］が、周波数オフセットαだけ逆回転された受信信号ベクトルを示すものとする。すなわち、
【数３７】
0005450645.tif 000038
とする。また、
【数３８】
0005450645.tif 000039
が、列に｛ｒ［ｋ,α］｝ｎｋ＝ｎ−Ｍをスタックすることにより形成されるベクトルであるものとする。ここで、Ｍは、「モデル次数」を示す。また、ＭＡＴＬＡＢの表記法を使用して、任意の行列Ａについてｖｅｃ(Ａ)≡Ａ（：）である。同様に、
【数３９】
0005450645.tif 000040
が、列に｛ｒ［ｋ］｝ｎｋ＝ｎ−Ｍをスタックすることにより形成されるベクトルであるものとする。また、
【数４０】
0005450645.tif 000041
が対応するスタックされた雑音ベクトルを示すものとし、また、
【数４１】
0005450645.tif 000042
が、対応するスタックされたトレーニングベクトルを示すものとする。
【００４４】
前の場合のように、逆回転された受信信号ベクトルｒＭ［ｎ,α］が、０である平均値を伴う実数のガウス分布を有し、および（空間的な）共分散行列Ｑ≡Ｅ｛ｒＭ［ｎ,α］ｒＭ［ｎ,α］Ｈ｝、と仮定する。これらの仮定を所与とすると、周波数オフセットαおよび空間共分散行列Ｑの最尤同時推定値を計算することができる。換言すると、繰り返し処理を使用して、
【数４２】
0005450645.tif 000043
を見つけることができる。ここで、
【数４３】
0005450645.tif 000044
は、Ｎ個のサンプルのバーストについてのスタックされた受信信号ベクトル｛ｒＭ［ｎ］｝Ｎ−１ｎ＝Ｍを所与とする、αおよびＱの対数尤度関数である。
【００４５】
等式（３９）から、任意の所与のαについての最良のＱは以下により与えられることを示すことができる。
【数４４】
0005450645.tif 000045
【００４６】
任意の所与のＱについて、Ｆ（Ｑ）が、Ｑ−１＝Ｆ（Ｑ）ＨＦ（Ｑ）のようなＱの逆の平方根行列を示すとすると、所与のＱについての最良のαは、以下にまで減る。
【数４５】
0005450645.tif 000046
これは、以下を満たさなければならない。
【数４６】
0005450645.tif 000047
ここで、
【数４７】
0005450645.tif 000048
である。ここで、
【数４８】
0005450645.tif 000049
であり、ｂｌｋｄｉａｇ(｛Ａｋ｝Ｍｋ＝０)は、その対角上に行列｛Ａｋ｝Ｍｋ＝０を伴うブロック対角行列を示す。
【００４７】
αの関数としての等式（４３）の解は、一般的に閉形式の表現を有しない。しかしながら、ヘルツでの周波数オフセットは典型的には通信速度よりも非常に小さいため、相対的な周波数オフセットαは小さく、また、以下により与えられるテーラー級数表現の最初の少数の項により、回転行列Φθを良好に近似することができる。
【数４９】
0005450645.tif 000050
【００４８】
等式（４４）の最初の２つの項のみ（すなわち、Φθの線形近似）を用いて、
【数５０】
0005450645.tif 000051
【数５１】
0005450645.tif 000052
ここで、
【数５２】
0005450645.tif 000053
である。
【００４９】
【数５３】
0005450645.tif 000054
および
【数５４】
0005450645.tif 000055
である場合、等式（４３）の中の必要な条件は、以下のように減る。
【数５５】
0005450645.tif 000056
ここで、
【数５６】
0005450645.tif 000057
【数５７】
0005450645.tif 000058
である。
【００５０】
等式（４８）を解くことは、所与の共分散Ｑについての周波数オフセットの最良の推定値を生み出す。
【数５８】
0005450645.tif 000059
（等式（４８）の他の根は、小さいαという前提に違反する、ということに留意する。）
【００５１】
近似値である
【数５９】
0005450645.tif 000060
を使用して、等式（５０）は以下のように簡約される。
【数６０】
0005450645.tif 000061
【００５２】
任意の所与のαについての最良のＱを提供する等式（４０）における定式化は、所与のＱについての最良のαを提供する等式（５０）または（５１）とともに繰り返しの手法で用いられて、周波数オフセットの近似の最尤推定値が計算される。このアプローチは、今回は真上で議論された代替の定式化に基づくということを除き、図３に関連して上記で議論されたものと概して同じである。
【００５３】
したがって、空間的におよび時間的にスタックされた信号ブロックは、以下に従って形成される。
【数６１】
0005450645.tif 000062
そして、逆回転された受信信号ブロックは、以下に従って計算される。
【数６２】
0005450645.tif 000063
【００５４】
受信周波数オフセットの初期推定値を所与として、信号共分散行列の推定値が計算される。
【数６３】
0005450645.tif 000064
また、受信周波数オフセットの推定値は、以下に従って更新される。
【数６４】
0005450645.tif 000065
または
【数６５】
0005450645.tif 000066
ここで、
【数６６】
0005450645.tif 000067
【数６７】
0005450645.tif 000068
である。
【００５５】
上記のように、繰り返しの最大数の完了、または推定値の対数尤度の増分の変化が予め定められた閾値よりも小さい程度までの推定値の収束等の、予め定められた停止基準が満たされるまで、この推定処理が繰り返されてもよい。
【００５６】
上記技術の利点は、受信機が、トレーニング信号を使用することなく、または計算上集中的である等化または復調のアルゴリズムを実行することなく、受信信号の周波数オフセットの推定値を計算できることである、ということを当業者は理解するであろう。これは、トレーニング信号も（モバイル端末に送信される）データベアリング信号（data-bearing  signal）もない場合であっても、モバイル端末が周期的に周波数オフセットの推定値を計算することを可能とする。当然ながら、いくつかの実施形態では、これらの技術は、トレーニング信号および／または復調された信号に依存する従来技術とともに受信機において使用されてもよい。いくつかの実施形態では、上記技術は、トレーニング信号および／または復調された信号が利用可能か否かに応じて選択的に用いられてもよい。
【００５７】
これらのおよび他の変形および拡張を考慮すると、通信受信機の中で受信周波数オフセットを推定する方法および装置の様々な実施形態の上記説明は、説明および例示の目的のために与えられる、ということを当業者は理解するであろう。上記に提案されるように、図２および図３の中で説明された処理フロー含む、上記の１つ以上の技術は、適切に構成された１つ以上の処理回路を含む無線受信機の中で実行されてもよい。いくつかの実施形態では、上記１つ以上の処理回路は、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）の中で具現化されてもよい。いくつかの実施形態では、これらの処理回路は、１つ以上のマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、並びに／または、１つ以上の上記処理またはその変形を実行するための適切なソフトウェアおよび／もしくはファームウェアでプログラムされたデジタル信号プロセッサを含んでもよい。いくつかの実施形態では、これらの処理回路は、１つ以上の上記機能を実行するための専用ハードウェアを含んでもよい。本発明の他の実施形態は、適切な処理装置により実行される場合に、通信受信機の中で受信周波数オフセットを推定するためのここで説明された１つ以上の技術を処理装置に実行させるコンピュータプログラム命令と共に符号化される、プログラム可能なフラッシュメモリ、光学または磁気データ記憶装置等のコンピュータに読取り可能な装置を含んでもよい。当然ながら、本発明は、本発明の本質的な特徴から逸脱することなく、ここで特に説明された手法とは別の手法で実行されてもよい、とうことを当業者は認識するであろう。したがって、本実施形態は、あらゆる点で例示であって限定するものではないとみなされるべきである。添付の特許請求の範囲の意味および等価の範囲内に来る全ての変更は、その中に包含されることを意図されている。
【図１】
0005450645.tif 000069
【図２】
0005450645.tif 000070
【図３】
0005450645.tif 000071
【図４】
0005450645.tif 000072