(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を等化するように構成されている複数の等化段階と、
前記等化された入力信号を送信するように構成されている変換器段階と、
を具備する、指向性音響システムであって、
前記複数の等化段階は、
前記変換器段階の近似モデルを用いるように構成されている第１の等化段階と、
前記変換器段階の前記近似モデルと前記変換器段階の実際のモデルとの間における差を補償するように構成されている第２の等化段階と、
を具備する、指向性音響システム。
【請求項２】
前記第２の等化段階よりも前に、前記第１の等化段階からの前記等化された入力信号を変調するように構成されている変調段階を更に具備しており、
前記変調段階は、可変次数を有する予歪み項を使用する変調技術を用いる、請求項１に記載の指向性音響システム。
【請求項３】
前記変調技術は、
前記変調技術への入力を第１の搬送波信号で変調して、主信号を生成するステップと、
前記第１の搬送波信号と直交する第２の搬送波信号と、前記予歪み項を乗算して、補償信号を生成するステップと、
前記主信号と前記補償信号とを加算して、前記変調技術の出力を生成するステップと、
を具備する、請求項２に記載の指向性音響システム。
【請求項４】
前記第１の等化段階は、
復調後の前記入力信号における１つ以上の予想される変化を補償して、
前記変換器段階の周波数及び位相応答を補償する、
ように更に構成されている、請求項２又は３に記載の指向性音響システム。
【請求項５】
前記第１の等化段階は、
復調後の前記入力信号における予想される１２ｄＢ／オクターブの傾斜変化を補償する、
ように構成されている、請求項４に記載の指向性音響システム。
【請求項６】
前記第２の等化段階は、少なくとも１つの適応フィルタを具備している、請求項２乃至５の何れか１項に記載の指向性音響システム。
【請求項７】
使用の際に、第１の信号と第２の信号との間における差を用いて、最小二乗平均アルゴリズムを使って、前記少なくとも１つの適応フィルタを訓練して、
前記入力信号を二重積分して、前記変換器段階の前記実際のモデルを逆にしたものを通じて、前記二重積分された信号を処理することによって、前記第１の信号を得ることができ、
前記第１の等化段階からの前記等化された入力信号を使用して、前記第２の信号を得ることができる、請求項６に記載の指向性音響システム。
【請求項８】
前記指向性音響システムは、前記変換器段階よりも前に、前記等化された入力信号を増幅する増幅段階を更に具備している、請求項２乃至７の何れか１項に記載の指向性音響システム。
【請求項９】
前記変換器段階は、超音波変換器を具備しており、
前記入力信号の帯域幅と前記超音波変換器の帯域幅とに基づいて、前記変調技術のための前記予歪み項の前記可変次数を選択する、請求項２乃至８の何れか１項に記載の指向性音響システム。
【請求項１０】
前記超音波変換器の周波数応答は、非対称であり、
前記第２の等化段階は、前記超音波変換器の前記非対称の周波数応答を補償するように更に構成されている、請求項９に記載の指向性音響システム。
【請求項１１】
前記入力信号を複数の周波数領域に分割することができ、
前記変調段階を通じて、前記入力信号の各周波数領域を独立して処理することができる、請求項２乃至１０の何れか１項に記載の指向性音響システム。
【請求項１２】
フィルタバンクにおける複数のフィルタを使用して、前記入力信号を複数の周波数領域に分割することができ、
前記変調段階は、複数の変調器を具備しており、
各変調器は、前記フィルタバンクにおける各フィルタに動作可能に接続されており、
少なくとも１つの変調器は、前記変調技術を使用するように構成されており、
前記少なくとも１つの変調器の各々に対する前記予歪み項の前記可変次数は、前記変調器に動作可能に接続されている前記フィルタの帯域幅に基づいて選択される、請求項１１に記載の指向性音響システム。
【請求項１３】
前記第１と第２の等化段階を通じて、前記入力信号の各周波数領域を独立して処理することができる、請求項１１又は１２に記載の指向性音響システム。
【請求項１４】
前記変換器段階は、複数の超音波変換器を具備しており、
各超音波変換器は、前記フィルタバンクのフィルタと、前記変調段階の変調器とに動作可能に接続されており、
少なくとも１つの変調器は、前記変調技術を使用するように構成されており、
前記少なくとも１つの変調器の各々に対する前記予歪み項の前記可変次数は、前記変調器に動作可能に接続されている前記フィルタの帯域幅と、前記変調器に動作可能に接続されている前記超音波変換器の帯域幅とに基づいて選択される、請求項１２又は１３に記載の指向性音響システム。
【請求項１５】
前記変調段階は、第１の変調段階を具備しており、
前記指向性音響システムは、前記変換器段階よりも前に、前記等化された入力信号を更に変調するように構成されている第２の変調段階を更に具備しており、
前記更に変調された等化された入力信号の搬送周波数は、前記第１の変調段階における第１の搬送周波数と、前記第２の変調段階における第２の搬送周波数とによって決まる、請求項２乃至１４の何れか１項に記載の指向性音響システム。
【請求項１６】
前記入力信号を複数の周波数領域に分割することができ、
前記第１と第２の変調段階を通じて、前記入力信号の各周波数領域を独立して処理することができる、請求項１５に記載の指向性音響システム。
【請求項１７】
指向性音響システムへの入力信号を処理する方法であって、
前記入力信号を繰り返し等化するステップと、
前記等化された入力信号を送信するステップと、
を具備しており、
前記入力信号の第１の等化は、前記送信の近似モデルを使用して行なわれ、
前記入力信号の第２の等化は、前記送信の前記近似モデルと前記送信の実際のモデルとの間における差を補償するステップを具備する、方法。
【請求項１８】
前記方法は、
可変次数を有する予歪み項を使用する変調技術を用いることによって、前記第２の等化よりも前に、前記第１の等化からの前記等化された入力信号を変調するステップ、
を更に具備する、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記変調技術は、
前記変調技術への入力を第１の搬送波信号で変調して、主信号を生成するステップと、
前記第１の搬送波信号と直交する第２の搬送波信号と、前記予歪み項を乗算して、補償信号を生成するステップと、
前記主信号と前記補償信号とを加算して、前記変調技術の出力を生成するステップと、
を具備する、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記送信は、周波数及び位相応答によって特徴付けられ、
前記入力信号を繰り返し等化するステップは、
復調後の前記入力信号における１つ以上の予想される変化を補償するサブステップと、
前記送信の前記周波数及び位相応答を補償するサブステップと、
を更に具備する、請求項１８又は１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記復調後の前記入力信号における１つ以上の予想される変化を補償するサブステップは、
前記復調後の前記入力信号における予想される１２ｄＢ／オクターブの傾斜変化を補償するサブステップ、
を更に具備する、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記送信の前記近似モデルと前記送信の実際のモデルとの間における差を補償するステップは、適応的に行なわれる、請求項１８乃至２１の何れか１項に記載の方法。
【請求項２３】
前記送信の前記近似モデルと前記送信の前記実際のモデルとの間における前記差に対する前記適応補償は、第１の信号と第２の信号との間における差を使用して、最小二乗平均アルゴリズムを使って行なわれ、
前記入力信号を二重積分して、前記送信の前記実際のモデルを逆にしたものを通じて、前記二重積分された信号を処理することによって、前記第１の信号を得て、
前記第１の等化からの前記等化された入力信号を使用して、前記第２の信号を得る、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記送信するステップよりも前に、前記等化された入力信号を増幅するステップ、
を更に具備する、請求項１８乃至２３の何れか１項に記載の方法。
【請求項２５】
超音波変換器を使用して、前記等化された入力信号を送信して、
前記入力信号の帯域幅と前記超音波変換器の帯域幅とに基づいて、前記変調技術のための前記予歪み項の前記可変次数を選択する、請求項１８乃至２４の何れか１項に記載の方法。
【請求項２６】
前記超音波変換器の周波数応答は、非対称であり、
前記方法は、
前記超音波変換器の前記非対称の周波数応答を補償するステップ、
を更に具備する、請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記入力信号を繰り返し等化するステップよりも前に、前記入力信号を複数の周波数領域に分割するステップ、
を更に具備する、請求項１８乃至２６の何れか１項に記載の方法。
【請求項２８】
前記等化された入力信号を変調するステップは、
前記入力信号の各周波数領域に対する前記等化された入力信号を独立して変調するサブステップ、
を更に具備する、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
フィルタバンクにおける複数のフィルタを使用して、前記入力信号を複数の周波数領域に分割して、
少なくとも１つの周波数領域に対して、前記変調技術を使用し、
前記予歪み項の前記可変次数は、前記フィルタバンクのそれぞれの前記フィルタの帯域幅に基づいて選択される、請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
超音波変換器を使用して、各周波数領域に対する前記変調された等化された入力信号を送信して、
少なくとも１つの周波数領域に対して、前記変調技術を使用し、
前記予歪み項の前記可変次数は、前記フィルタバンクのそれぞれの前記フィルタの帯域幅と、それぞれの前記超音波変換器の帯域幅とに基づいて選択される、請求項２８又は２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記等化された入力信号を送信するステップよりも前に、前記変調された等化された入力信号を更に変調するステップ、
を更に具備し、
前記更に変調された等化された入力信号の搬送周波数は、前記最初の変調の第１の搬送周波数と、前記更なる変調の第２の搬送周波数とによって決まる、請求項１８乃至３０の何れか１項に記載の方法。
【請求項３２】
前記入力信号の少なくとも１回の等化において、前記入力信号の各周波数領域が独立して処理される、請求項２７乃至３１の何れか１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、指向性音響システムと、指向性音響システムに対する入力信号を処理する方法とに関する。
【背景技術】
【０００２】
娯楽と、ゲームと、通信と、特定の人にあてたメッセージの伝達とにおいて音の放射パターンを制御する能力は、多くの市販製品における重要な差別化の特徴になってきている。これらのシステムにおける共通の目的は、あるグループの人々のための同調ゾーン(又は、特定の人にあてたオーディオ)を形成することによって、対象となる聞き手に対して高指向性音場を作ることである。指向性音場を生成するやり方は幾つかある。これらは、（ｉ）音響ドームを使用して、音を凸面に放出して、音響ドームの下の聴取者に対して音波を集中させるものと、（ｉｉ）スピーカアレイを使用して、異なるスピーカ間の位相振幅差を調節して、水平面において可聴音ビームを空間的に導くものと、（ｉｉｉ）可聴音信号を超音波の搬送波信号上に変調して、変調された信号を特定のタイプの超音波エミッタを介して放出して、可聴音を１本の音のビームで送ることができるようなやり方で、空気を通じてパラメトリックアレイを生成するものとを含む。（ｉｉｉ）を使用して指向性音場を生成するスピーカは、一般にパラメトリック(又は、超音波)スピーカと呼ばれている。パラメトリックスピーカは、非線形の音響特性(空気中におけるパラメトリックアレイ効果として知られている)に基づいており、これは、超音波信号を使用して、ちょうどオーディオスポットライトのようなタイトなビームで可聴音信号を伝える。
【０００３】
（（ｉｉ）に記載されている）スピーカアレイを使用して、低周波、例えば２００Ｈｚ未満の周波数の可聴音ビームを導く場合は、良い指向性を得るために、スピーカアレイの寸法は、オーディオの波長よりもかなり大きくなければならない。一般に、これは、スピーカアレイの寸法が直径１メートルよりも大きくなければならないことを意味する。従って、大きなスピーカアレイが必要であるので、集中した音のビームを作るこのアプローチは、高いコストがかかる。これに対して、(（ｉｉｉ）に記載されている)パラメトリックスピーカは、スピーカの直径よりもはるかに大きい波長を有する低周波の音波の高指向性の音のビームを生成できる。その理由は、従来のスピーカとは対照的に、パラメトリックスピーカにおける小さなサイズの超音波エミッタが、振動するコーンを使用することなく、高指向性の音のビームを生成できるからである。
【０００４】
図１は、先行技術に従って、パラメトリックスピーカを示している。パラメトリックスピーカでは、最初に、超音波の搬送波信号が、可聴音信号の形の変調入力信号によって変調される。前処理ユニットと変調ユニットとを使用して、変調された信号を生成する。次に、変調された信号を増幅器に送り、超音波エミッタを駆動して、変調された信号を伝送媒体(通常は、空気)に放出する。変調された信号を伝送媒体の中に放つと、変調された信号は、伝送媒体と相互に作用して、自己復調して（self-demodulate）、タイトな１本の可聴信号を生成する。従って、図１に示されているような１列の仮想音源を通じて、伝送媒体において可聴音ビームが生成される。この１列の仮想音源は、可聴源のエンドファイアアレイ(パラメトリックアレイと称される)を形成し、これは伝播軸に沿って同相で加算する。
【０００５】
伝送媒体を通るパラメトリックスピーカによる非線形の音の伝播を近似的に求めるために、バークテイ（Berktay）遠距離音場モデルが広く使用されている。このモデルは、方程式（１）に示されているような式を使用して、パラメトリックスピーカの遠距離音場のアレイの応答を予測する。方程式（１）によると、振幅変調を使用する場合に、伝播軸に沿う復調信号(又は、可聴差周波数)の圧力ｐ２（ｔ）は、変調された信号の包絡線の二乗の二次時間微分に比例する。方程式（１）において、βは非線形性の係数であり、Ｐ０は直接波の圧力であり、ａは超音波エミッタの半径であり、ρ０は伝送媒体の密度であり、ｃ０は小さな信号の音速であり、ｚは超音波エミッタからの軸方向の距離であり、α０は源周波数の減衰係数であり、Ｅ（ｔ）は変調された信号の包絡線である。
【数１】
0005450820.tif 000002
【０００６】
方程式（１）に示されているように、非線形の音の伝播は、復調信号において歪みをもたらす。その結果、これは、パラメトリックスピーカによって生成された可聴信号において歪みをもたらし、パラメトリックスピーカの性能に影響を及ぼす。更に、現在のパラメトリックスピーカの技術は、超音波エミッタの技術的な制約によって厳しく制限されている。１つのこのような技術的な制約は、超音波エミッタの使用可能な低周波の帯域幅が小さいということである。
【０００７】
パラメトリックスピーカの技術の技術的な制限を克服するために、ディジタル信号処理技術が以前に提案された。一般に、これらの技術は、前処理アルゴリズムを含んでいる。ディジタル信号プロセッサにおいて前処理アルゴリズムをプログラムして、処理された信号を超音波エミッタに送る前に、信号のオーディオ品質における任意の歪みを強調して、等化して、補償することができる。このような技術の例を以下に記載する。
【０００８】
図２は、適応パラメトリックスピーカシステム200を示している。適応パラメトリックスピーカシステム200は、米国特許出願第１１／５５８，４８９号の「超指向性スピーカシステムと、その信号処理方法（Ultra directional speaker system and signal processing method thereof）」(以下、キュンミン（Kyungmin)とする）において提案されている。キュンミンは、変調信号ｘ（ｔ）（即ち、入力可聴信号）に対して予歪み（predistortion、プレディストーション）補償を適応的に加えることを提案している。更に、パラメトリックスピーカシステムにおいて一般的に使用されている両側波帯振幅変調(double sided amplitude modulation, DSBAM)方式を使用する代わりに、キュンミンは、残留側波帯変調(vestigial sideband modulation, VSB)を使用して、単側波帯(single sideband, SSB)変調における側波帯の一方の非理想的なフィルタリングを克服することを提案している。
【０００９】
図２に示されているように、適応パラメトリックスピーカシステム200は、第１と第２の包絡線計算器202、204を具備している。第１と第２の包絡線計算器202、204は、包絡線Ｅ１（ｔ）とＥ２（ｔ）をそれぞれ計算する。ベースバンドの信号が、これらの包絡線計算器202、204に入力される。適応パラメトリックスピーカシステム200は、平方根演算器206を更に具備している。平方根演算器206は、バークテイの近似式（即ち、方程式（１））を使用して予測される「理想的な」包絡線
【数２】
0005450820.tif 000003
【００１０】
を計算する。次に、
【数３】
0005450820.tif 000004
【００１１】
との差を使って、最小二乗平均(least mean square, LMS)方式を使用して、予歪み適応フィルタ208を訓練する。次の方程式（２）と（３）とを使用して、適応フィルタ208の係数ａｍを得る。なお、βは、適応係数である。
【数４】
0005450820.tif 000005
【００１２】
方程式（４）において、適応フィルタ208の出力ｘ’（ｔ）は次のように示される。
【数５】
0005450820.tif 000006
【００１３】
更に、パラメトリックスピーカの性能を改善するために、米国特許第６，５８４，２０５号(以下、クロフト（Croft）とする)において、前処理技術が提案されている。図３は、クロフトにおいて提案されているパラメトリックスピーカシステム300を示している。クロフトは、ＳＳＢ変調を使用することを提案している。その理由は、ＳＳＢ変調は、前処理されたＤＳＢＡＭの変調された信号の平方根をとることを特徴とするものと同じ理想的な線形性を与えるからである。更に、クロフトは、マルチオーダ歪み補償器を使用して、ＳＳＢ信号に内在する歪みを補償することを提案している。マルチオーダ歪み補償器は、歪み補償器（図３に示されているように、歪み補償器０・・・Ｎ−１)のカスケード接続を具備している。従って、１つの歪み補償器からの予め歪ませた信号(例えば、ｘ１（ｔ）)を、そのカスケード接続における次の歪み補償器への入力として使用して、希望の次数に到達するまで、これを行なう。クロフトの各歪み補償器は、ＳＳＢ変調器302を含んでいる。ＳＳＢ変調器302では、従来のＳＳＢ変調技術を用いる。キュンミンと同様に、図３に示されている非線形モデル304は、バートレイの近似式(即ち、方程式（１）)に基づいており、クロフトにおいて提案されているシステム300は、マルチオーダ歪み補償器において見られるフィードフォワード構造に基づいている。
【発明の概要】
【００１４】
例示的な態様によると、入力信号を等化するように構成されている複数の等化段階と、前記等化された入力信号を送信するように構成されている変換器段階と、を具備する、指向性音響システムであって、前記複数の等化段階は、前記変換器段階の近似モデルを用いるように構成されている第１の等化段階と、前記変換器段階の前記近似モデルと前記変換器段階の実際のモデルとの間における差を補償するように構成されている第２の等化段階と、を具備する、指向性音響システムを提供する。
【００１５】
別の例示的な態様によると、指向性音響システムへの入力信号を処理する方法であって、前記入力信号を繰り返し等化するステップと、前記等化された入力信号を送信するステップと、を具備しており、前記入力信号の第１の等化は、前記送信の近似モデルを使用して行なわれ、前記入力信号の第２の等化は、前記送信の前記近似モデルと前記送信の実際のモデルとの間における差を補償するステップを具備する、方法を提供する。
【００１６】
第１の等化段階は入力信号の粗い等化を提供でき、一方で、第２の等化段階は入力信号のより細かい等化を提供できるので、２つ以上の等化段階を有することが好都合である。このやり方では、入力信号の等化をより効率的で正確に行なうことができる。
【００１７】
指向性音響システムは、第２の等化段階よりも前に、第１の等化段階からの等化された入力信号を変調するように構成されている変調段階を更に具備しており、変調段階は、可変次数を有する予歪み項を使用する変調技術を用いることが好ましい。同様に、方法は、可変次数を有する予歪み項を使用する変調技術を用いることによって、第２の等化よりも前に、第１の等化からの等化された入力信号を変調するステップ、を更に具備することが好ましい。
【００１８】
可変次数を有する予歪み項を使用する変調技術を用いることが、好都合である。予歪み項を追加すると、復調信号(即ち、指向性音響システムのオーディオ信号出力)における歪みを低減し得る。歪みの低減量は、予歪み項の次数によって決まる。より高い次数になると、歪みの低減量がより大きくなる。しかしながら、より高い次数の予歪み項は、より大きい帯域幅を用いる超音波変換器（ultrasonic transducer、超音波トランスデューサ）を必要とする。可変次数を有する予歪み項を使用することによって、変調技術のフレキシビリティが高まり、指向性音響システムにおいて使用されている超音波変換器の条件に適するように、予歪み項の次数を変えてもよい。例えば、より小さい帯域幅を用いる超音波変換器に対して、より低い次数を使用して、一方で、より大きい帯域幅を用いる超音波変換器に対して、次数を上げて、指向性音響システムのオーディオ信号出力における歪みを一層低減してもよい。
【００１９】
サブバンドのアプローチを用いて、入力信号を複数の周波数領域に分割して、指向性音響システムの少なくとも１つの段階を通じて、入力信号の各周波数領域を独立して処理するのが好ましい。
【００２０】
サブバンドのアプローチを使用すると、各サブバンド内において変換器段階の周波数及び位相応答の線形の性質を、等化中に利用できる。更に、各周波数領域に対して独立して等化を適用できるので、一般に、各周波数領域における等化された信号の振幅は、フルバンドのアプローチにおける等化された信号の振幅ほど小さくならず、従って、各周波数領域における等化された信号に必要な増幅がより小さくなる。更に、サブバンドのアプローチを使用することによって、入力信号をダウンサンプルして、従って、各周波数領域を処理する速度条件を下げて、変化をつけて、その結果として、信号全体を処理する速度条件を下げることができる。従って、この混合レートの処理技術によって、高性能のプロセッサは不要になり、その代わりに、低コストのディジタル信号プロセッサを使用して、指向性音響システムを実施することができる。
【００２１】
可変次数を有する予歪み項を使用する変調技術とサブバンドのアプローチとの両者を用いることによって、各周波数領域に対する変調技術を独立して調節できる。従って、異なる周波数領域に対して、異なる条件を有する異なるコンポーネント(例えば、異なる変調技術又は異なる超音波変換器)を使用でき、各周波数領域に使用されているコンポーネントの条件に合わせるように、その周波数領域に対する変調技術を調節できる。従って、本発明の実施形態におけるフレキシブルな変調技術とサブバンドのアプローチとの組合せは、非常に好都合である。
【００２２】
好ましくは、変調段階は、第１の変調段階を具備しており、指向性音響システムは、変調された等化された入力信号を更に変調するように構成されている第２の変調段階を更に具備しており、更に変調された等化された入力信号の搬送周波数は、第１の変調段階における第１の搬送周波数と、第２の変調段階における第２の搬送周波数とによって決まる。
【００２３】
２つ以上の変調段階を有すると、システムの複雑さをより多くの部分に分けて、従って、アナログ変調器のような比較的により安価なハードウェアでシステムを実現できるので、２つ以上の変調段階を有することは好都合である。更に、各変調段階の搬送周波数を独立して調節することによって、全体的な搬送周波数を調節できるので、より多くの変調段階を使用すると、入力信号を変調する搬送周波数を選択する際に、より大きなフレキシビリティを与える。
【００２４】
次に、本発明を完全に理解して、実際に容易に実施するために、添付の説明図を参照して、例示的な実施形態を非制限的な例によって説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の先行技術に従って、パラメトリックスピーカを示している。
【図２】第２の先行技術に従って、適応パラメトリックスピーカシステムを示している。
【図３】第３の先行技術に従って、パラメトリックスピーカシステムを示している。
【図４】本発明の実施形態に従って、パラメトリックスピーカシステムを示している。
【図５】図４のパラメトリックスピーカシステムの変調段階において用いられている変調技術を示している。
【図６】図４のパラメトリックスピーカシステムの第１の変形である、パラメトリックスピーカシステムを示している。
【図７】図４のパラメトリックスピーカシステムの第２の変形である、パラメトリックスピーカシステムを示している。
【図８】図５の変調技術の総合高調波歪みの性能を示している。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図４は、本発明の実施形態に従って、パラメトリックスピーカシステム400の形の指向性音響システムを示している。
【００２７】
パラメトリックスピーカシステム400の入力信号414は、通常は可聴音信号である。図４に示されているように、パラメトリックスピーカシステム400は、フィルタバンク402と、第１の等化段階404と、変調段階408と、変換器段階412とを具備している。変換器段階412は、超音波変換器を具備している。フィルタバンク402は、入力信号414を異なる周波数領域に分割する役割をする。更に、第１の等化段階404は、入力信号414を等化する役割をし、一方で、変調段階408は、等化された入力信号を変調する役割をする。次に、変換器段階412は、変調された等化された入力信号を送信する役割をする。パラメトリックスピーカシステム400は、変換器段階412よりも前に、更に等化するための第２の等化段階406と、増幅段階410とを更に具備している。増幅段階410は、変調された等化された入力信号を増幅するために超音波増幅器を具備している。
【００２８】
パラメトリックスピーカシステム400によって生成された可聴信号における歪みを最適に低減するために、パラメトリックスピーカシステム400の等化段階404、406において、変換器段階412の周波数と位相の応答を両者とも補償することが望ましい。
【００２９】
パラメトリックスピーカシステム400は、サブバンドのアプローチを用いて、フィルタバンク402によって入力信号を複数の周波数領域(言い換えると、複数の帯域)に分割して、第１の等化段階404と変調段階408とを通じて、入力信号の各周波数領域を独立して処理する。従って、パラメトリックスピーカシステム400は、「マルチバンドオーディオビーム生成」システムと称され得る。
【００３０】
ここで、パラメトリックスピーカシステム400の異なる段階について、より詳しく説明する。
【００３１】
フィルタバンク402は、入力信号414を異なる周波数領域に分割する役割をする。図４に示されているように、フィルタバンク402は、Ｎ個のフィルタ(フィルタｈ０，ｈ１，・・・ｈＮ−１)を用いている。各フィルタｈｉは異なる帯域幅を有していてもよく、フィルタｈｉの帯域幅内にある周波数のみが、フィルタｈｉを通ることを許される。
【００３２】
第１の等化段階404は、復調後の入力信号における１つ以上の予想される変化を補償する役割をする。一例において、第１の等化段階404は、方程式（１）におけるバークテイの近似式によって予測される、復調後の入力信号における予想される１２ｄＢ／オクターブの傾斜変化を補償する役割をする。この変化は、方程式（１）における二次時間微分によって得られる。更に、変換器段階412の周波数及び位相応答は、一般に非常に非線形であり、第１の等化段階404は、変換器段階412の周波数及び位相応答を補償する役割をする。図４に示されているように、第１の等化段階404は、複数のイコライザ(スピーカイコライザｅ０，ｅ１，・・・ｅＮ−１)と、利得モジュール(ｅｇ０，ｅｇ１，・・・ｅｇＮ−１)とを具備しており、イコライザｅｉと利得モジュールｅｇｉとの各対が、入力信号の１つの周波数領域を処理する。一例において、第１の等化段階404は、変換器段階412の近似モデルを用いて、近似モデルを逆にしたものに基づいて、複数のイコライザ(スピーカイコライザｅ０，ｅ１，・・・ｅＮ−１)の応答を設定する。変換器段階412において使用されている超音波変換器の製品規格に基づいて、この近似モデルを得ることができる。
【００３３】
変調段階408は、図５に示されているように、可変次数を有する予歪み項を使用する変調技術を用いる。方程式（５）は、図５に示されている変調技術の出力
【数６】
0005450820.tif 000007
【００３４】
を説明している。なお、ｇ（ｔ）は、変調技術への入力であり、ｍは、変調指数であり、ω０＝２πｆ０であり、ｆ０は、変調のための搬送周波数である。
【数７】
0005450820.tif 000008
【００３５】
図５と方程式（５）とに示されているように、入力ｇ（ｔ）を第１の搬送波信号ｓｉｎω０ｔで変調して、主信号（１＋ｍｇ（ｔ））ｓｉｎω０ｔを生成して、第２の搬送波信号ｃｏｓω０ｔと予歪み項
【数８】
0005450820.tif 000009
【００３６】
を乗算して、補償信号を生成して、主信号と補償信号とを加算して、出力
【数９】
0005450820.tif 000010
【００３７】
を生成することによって、変調技術は機能する。なお、第１と第２の搬送波信号は互いに直交しており、予歪み項は信号発生器502によって生成され、信号発生器502の次数は、信号発生器502が生成する予歪み項の次数を表わす。単に主信号（１＋ｍｇ（ｔ））ｓｉｎω０ｔを生成する典型的なＤＳＢＡＭ方式と比べると、出力
【数１０】
0005450820.tif 000011
【００３８】
が追加の直交項
【数１１】
0005450820.tif 000012
【００３９】
を含んでいることが、方程式（５）から分かる。
【００４０】
予歪み項を追加すると、復調信号における歪みを低減できる。これは、以下で詳しく述べる。ｆ１（ｔ）＝１＋ｍｇ（ｔ）であり、信号発生器502の出力をｆ２（ｔ）として表すと、帯域ｎの変調器の出力
【数１２】
0005450820.tif 000013
【００４１】
を、方程式（６）に示されている形で書くことができる。
【数１３】
0005450820.tif 000014
【００４２】
言い換えると、変調技術の出力
【数１４】
0005450820.tif 000015
【００４３】
の包絡線は、
【数１５】
0005450820.tif 000016
【００４４】
である。バークテイの近似式(方程式（１）)によると、伝播軸に沿う復調信号(又は、可聴差周波数)の圧力ｐ２（ｔ）は、変調された信号の包絡線の二乗の二次時間微分に比例する。
【数１６】
0005450820.tif 000017
【００４５】
を方程式（１）に代入すると、以下のように方程式（７）が得られる。
【数１７】
0005450820.tif 000018
【数１８】
0005450820.tif 000019
【００４６】
と定めると、方程式（７）を次のように書くことができる。
【数１９】
0005450820.tif 000020
【００４７】
方程式（８）に示されているように、
【数２０】
0005450820.tif 000021
【００４８】
と定めることによって、復調信号は、入力信号ｇ（ｔ）に比例することになる。言い換えると、復調信号における歪みは完全に取り除かれる。しかしながら、超音波変換器412が無限の帯域幅を有しているとき且つそのときに限り、これは真である。これは、実際の超音波変換器のケースではないので、予歪み項
【数２１】
0005450820.tif 000022
【００４９】
は、打ち切りテイラー級数
【数２２】
0005450820.tif 000023
【００５０】
を使用して概算される。ｑの値を調節することによって、予歪み項
【数２３】
0005450820.tif 000024
【００５１】
の次数を変えることができる。
【００５２】
パラメトリックスピーカシステム400では、変調段階408は、帯域ｎの変調器を複数具備しており、帯域ｎの変調器の各々は、図５の変調技術を使用する。帯域ｎの変調器の各々における予歪み項の次数ｑを独立して調節することが可能である。一例において、変調器に動作可能に接続されているフィルタバンク402のフィルタｈｎの帯域幅に従って、帯域ｎの変調器の各々に対する予歪み項の次数ｑが選択される。この例では、フィルタバンク402のそれぞれのフィルタの帯域幅がより大きくなると、より高い次数ｑが選択される。
【００５３】
一般に、変換器段階412における超音波変換器の周波数スペクトルは、その共振周波数に関して非対称である。第２の等化段階406は、これを補償する役割をする。更に、第２の等化段階406は、変換器段階412の実際のモデルと、第１の等化段階404において使用されている変換器段階412の近似モデルとの間における差を補償する役割をする。変換器段階412の実際のモデルは、実験を通じて得ることができる。
【００５４】
図４に示されているように、第２の等化段階406は、適応フィルタ(スピーカイコライザｅＮ)を用いている。この適応フィルタは、第１の信号と第２の信号との間における差を用いて、ＬＭＳアルゴリズムを使って訓練される。図４に示されているように、入力信号414を二重積分して、変換器段階412の実際のモデルを逆にしたもの（即ち、逆変換器モデル）を通じて、この二重積分された信号を処理することによって、第１の信号を得て、一方で、第１の等化段階404からの等化された信号を使用して、第２の信号を得る。システム400では、変換器段階412における超音波変換器の共振周波数に一致するように、二重積分された信号と等化された信号とを、ｓｉｎω０ｔによって変調する。この共振周波数は、通常は超音波領域にある。従って、ＬＭＳアルゴリズムを使用して、スピーカイコライザを適応的に同調させることによって、第２の等化段階406は、超音波変換器の非対称の応答を等化して、変換器段階412の実際のモデルと、変換器段階412の近似モデルとの間における差を補償する。
【００５５】
図６は、パラメトリックスピーカシステム600を示している。パラメトリックスピーカシステム600は、パラメトリックスピーカシステム400の第１の変形である。パラメトリックスピーカシステム600の中のフィルタバンク402'と、第１の等化段階404'と、変調段階408'は、パラメトリックスピーカシステム400の中のものと同じである。従って、これらの部分は、プライム符号を追加した同じ参照番号を有する。
【００５６】
図６に示されているように、１つのみの適応フィルタ(スピーカイコライザｅＮ)を有する代わりに、パラメトリックスピーカシステム600の第２の等化段階602は、複数の適応フィルタ(Ｎ個のスピーカイコライザｅ’０，ｅ’１，・・・ｅ’Ｎ−１)を具備しており、各適応フィルタｅ’ｉは、対応する逆変換器モデル（グループｉ）を使用して訓練される。更に、１つの超音波増幅器と１つの超音波変換器のみを有するのとは異なり、パラメトリックスピーカシステム600の増幅段階604は、複数の超音波増幅器(超音波増幅器０，１，・・・，Ｎ−１)を具備しており、一方で、パラメトリックスピーカシステム600の変換器段階606は、複数の超音波変換器(超音波変換器グループ０，１，・・・，Ｎ−１)を具備している。変調段階408'における帯域ｎの変調器の各々は、フィルタバンク402’におけるフィルタｈｎと、変換器段階606(超音波変換器グループｎ)における超音波変換器とに動作可能に接続されている。同様に、変換器段階606の中の各超音波変換器の周波数スペクトルは、その共振周波数に関して非対称であるかもしれず、第２の等化段階602は、それぞれの超音波変換器に合わせるようにスピーカイコライザ(Ｎ個のスピーカイコライザｅ’０，ｅ’１，・・・ｅ’Ｎ−１)の各々を同調させることによって、これを補償する役割をする。
【００５７】
パラメトリックスピーカシステム600は、サブバンドのアプローチを、第２の等化段階602と、増幅段階604と、変換器段階606とに拡張している。パラメトリックスピーカシステム600では、最初に、フィルタバンク402'を使用して、入力信号608を異なる周波数領域に分割する。２つの等化段階404'、602'と、変調段階408'と、増幅段階604と、変換器段階606とを通じて、入力信号608の各周波数領域を独立して処理する。このような構造では、異なる周波数領域に対して、異なる超音波変換器の中の異なるタイプのエミッタを使用できる。異なるタイプのエミッタは、異なる帯域幅又は増幅の条件を有し得る。変調段階408'における帯域ｎの変調器の各々に動作可能に接続されているそれぞれの超音波変換器(超音波変換器グループｎ)の条件に合わせるように、変調段階408'の中の帯域ｎの変調器の各々の出力を独立して調節してもよい。更に、帯域ｎの変調器の各々に動作可能に接続されているフィルタバンク402'におけるフィルタｈｎの帯域幅に従って、帯域ｎの変調器の各々の出力を独立して調節してもよい。
【００５８】
例えば、帯域ｎの変調器の各々が、図５に示されている変調技術を用いてもよく、フィルタバンク402'における対応するフィルタｈｎの帯域幅と、対応する超音波変換器(超音波変換器グループｎ)の帯域幅とに基づいて、帯域ｎの変調器の各々に対する予歪み項の次数ｑが選択され得る。更に、各変調器に対する搬送周波数が、それぞれの超音波変換器（超音波変換器グループｎ）の共振周波数に一致するように、変調段階408'の中の帯域ｎの変調器の各々が、異なる搬送周波数(即ち、図５に示されている異なるω０)を使用してもよい。更に、図５に示されている変調技術の代わりに、幾つかの変調器が、それぞれの超音波変換器により適した他の変調技術を適用してもよい。これにより、復調信号の歪みをより小さくすることができる。
【００５９】
図７は、パラメトリックスピーカシステム700を示している。パラメトリックスピーカシステム700は、パラメトリックスピーカシステム400の第２の変形である。パラメトリックスピーカシステム700は、パラメトリックスピーカシステム600に似ている。従って、同じ部分は、プライム符号を追加した同じ参照番号を有する。
【００６０】
図７に示されているように、パラメトリックスピーカシステム700は、第１の変調段階408''を具備しているだけでなく、変調された信号を更に変調する第２の変調段階702も具備している。図７では、第１と第２の変調段階408''、702を通じて、入力信号の各周波数領域を独立して処理する。第１の変調段階408''における第１の搬送周波数と、第２の変調段階702における第２の搬送周波数とによって、更に変調される信号の搬送周波数が決まる。第１の変調段階408''と同様に、第２の変調段階702も複数の変調器(帯域Ｎの変調器，帯域Ｎ＋１の変調器・・・帯域２Ｎ−１の変調器）を具備しており、各変調器に動作可能に接続されている超音波変換器の条件に合わせるように、各変調器の出力を独立して調節してもよい。更に、各変調器に動作可能に接続されているフィルタバンク402''のフィルタｈｎの帯域幅に従って、各変調器の出力を独立して調節してもよい。
【００６１】
２つ以上の変調段階を有することは、好都合である。１つのみの変調段階があるケースでは、入力信号を高い搬送周波数で変調する場合は、入力信号を高いサンプリング周波数でサンプリングすることが必要である。追加の変調段階を備えることによって、全体的な搬送周波数を下げることなく、各変調段階における搬送周波数を下げることができる。従って、入力信号のサンプリング周波数を下げることができ、入力信号を処理するための計算条件が軽減され得る。更に、２つの変調段階408''、702を有して、システム700の複雑さを２つの部分に分けて、従って、アナログ変調器のような比較的により安価なハードウェアを使って、システム700を実現できる。例えば、コンピュータに外付けする廉価なアナログ変調器で実施され得る第２の変調段階702を使用して、全体的な搬送周波数を上げることができるので、ユーザは、サンプリング周波数が低いにも関わらず、入手し易いコンピュータで第１の変調段階408''を実施できる。
【００６２】
更に、第１の変調段階408''における第１の搬送周波数又は第２の変調段階702における第２の搬送周波数の何れか、或いはこれらの搬送周波数の両者を調節することによって、全体的な搬送周波数が調節され得るので、追加の変調段階702を使用すると、入力信号を変調する搬送周波数を選択する際のフレキシビリティが更に増す。サブバンドのアプローチにおいて、特に、異なる周波数領域に使用されている超音波変換器が異なる共振周波数を有している場合に、これはとりわけ有益である。
【００６３】
パラメトリックスピーカシステム400の他の変形も可能であり得る。
【００６４】
例えば、フルバンドのアプローチを上述の実施形態の何れかに取り入れてもよく、それによって、入力信号は、パラメトリックスピーカシステムの全段階を通じて、まとめて処理される。一例において、パラメトリックスピーカシステムは、変調段階における１つの変調器と、変換器段階における１つの超音波変換器とを具備する。１つの変調器は、入力信号の周波数範囲(即ち、帯域幅)と、１つの超音波変換器の帯域幅とに基づいて選択された次数ｑを使って、図５に示されている変調技術を用いることができる。従って、１つのみの変調器を使っていても、その変調器を、異なる周波数応答を有する異なるタイプの超音波変換器に適応させることができる。これは、指向性を有する音を最小の歪みで再生するのに役立つ。しかしながら、図５における変調技術を用いる帯域ｎの変調器を幾つか使用することによって、帯域ｎの変調器の各々に対する次数ｑを別々に調節でき、従って、歪みをより一層低減できるので、サブバンドのアプローチが依然として好ましい。
【００６５】
その代わりに、パラメトリックスピーカシステムは、第２の等化段階における複数の適応フィルタと、変換器段階における１つのみの超音波変換器とを具備していてもよい。別の例において、パラメトリックスピーカシステムは、第２の等化段階における１つの適応フィルタと、変換器段階における複数の超音波変換器とを具備していてもよい。しかしながら、この例は好ましくない。
【００６６】
更に、パラメトリックスピーカシステム400、600、700のフィルタバンクと第1の等化段階とを組み合わせて、１つの等化段階にしてもよく、それによって、１つの等化段階が、入力信号を異なる周波数領域に分割して、復調後の入力信号の１つ以上の予想される変化を補償して、同時に、変換器段階の周波数及び位相応答を補償する役割をする。更に、パラメトリックシステムは、３つ以上の等化段階を具備していてもよく、更に、３つ以上の変調段階を具備していてもよい。これらの変調段階の各々は、図５の変調技術を用いてもよく、又は用いなくてもよい。一例では、任意の１つの変調段階における幾つかの変調器のみが、図５の変調技術を用いる。
【００６７】
本発明の実施形態の利点は、以下の通りである。
【００６８】
パラメトリックスピーカにおける歪みを低減する前処理方法は、既に提案されている。しかしながら、これらの前処理方法は、シングルバンドのアプローチに基づいており、１つの前処理方法と変調技術が、信号の全周波数範囲に適用される。更に、これらの前処理方法と共に使用される超音波エミッタのタイプについては、殆ど記載されていない。実験を通じて、異なる超音波エミッタは非常に異なる周波数応答を有しており、指向性を有する音を最小の歪みで最良に再生するために、非常に異なる周波数応答に個別に対処する必要があることが、本出願の発明者に分かった。本発明の実施形態は、異なる超音波エミッタの周波数応答における差が原因で発生する問題と、シングルバンドの問題との両者に対処できる。更に、超音波エミッタに欠けているものを補うために、適応性のあるアプローチが実施形態において取り入れられている。
【００６９】
本発明の実施形態では、変調段階は、可変次数を有する予歪み項を使用する修正振幅変調ｑ(Modified Amplitude Modulation q, MAMq)として知られている変調技術を用いる。この変調技術では、(直交搬送波信号と予歪み項を乗算することによって形成される)直交項を、通常のＤＳＢＡＭ方式に加えている。これは、先行技術で使用されている一般的な振幅ベースの変調技術と異なる。
【００７０】
図８は、ＭＡＭｑ方式、特に、ＭＡＭ１(即ち、ｑ＝１)とＭＡＭ３(即ち、ｑ＝３)の総合高調波歪み(Total Harmonic Distortion, THD)の性能を示している。次数ｑは、３を超えてもよいことに留意すべきである。しかしながら、次数がより高くなる(ｑ＞３)のに伴って、ＭＡＭｑ方式のＴＨＤの性能はあまり上がらないと予想される。図８に示されているように、ｑの定められた値に対して、超音波エミッタの利用可能な帯域幅と、変調指数ｍとによって、ＭＡＭｑ方式のＴＨＤの性能が決まる。超音波エミッタの相対帯域幅(即ち、中心周波数によって分けられた絶対帯域幅)が大きくなるのに従って、ＭＡＭｑ方式によって達成されるＴＨＤ値が急速に下がり、相対帯域幅が１０％を超えて大きくなると、ＴＨＤ値の低下率が下がる。これは、狭い相対帯域幅を用いる超音波エミッタに対してさえ、ＭＡＭｑ方式が適切に作用することを示している。更に、ＭＡＭｑ方式は、低いＴＨＤ値を達成するだけでなく、より広い帯域幅の超音波エミッタの場合に、ＴＨＤ値を更に下げるために次数ｑを上げるフレキシビリティも有する。
【００７１】
従って、予歪み項を追加すると、復調信号(即ち、パラメトリックスピーカシステムのオーディオ信号出力)における歪みを大幅に低減できる。図８に示されているように、歪みの低減量は、予歪み項の次数によって決まる。より高い次数になると、歪みの低減量がより大きくなる。しかしながら、より高い次数の予歪み項は、より大きい帯域幅を用いる超音波変換器を必要とする。可変次数を有する予歪み項を使用することによって、変調技術のフレキシビリティが高まり、パラメトリックスピーカシステムにおいて使用されている超音波変換器の条件に適するように、予歪み項の次数を変えることができる。例えば、より小さい帯域幅を用いる超音波変換器の場合に、より低い次数を使用して、一方で、より大きい帯域幅を用いる超音波変換器に対して、次数を上げて、パラメトリックスピーカシステムのオーディオ信号出力における歪みを一層低減してもよい。
【００７２】
更に、本発明の実施形態は、サブバンドのアプローチを使用する。従来のフルバンドのアプローチと異なり、本発明の実施形態は、入力信号をより小さな周波数領域(又は、帯域)に区分して、「分割統治」法を使用して、これらのより小さな領域において見出された歪みを低減することによって、より精密なやり方で問題を解決できる。従って、異なるアルゴリズムを使用して、異なる周波数領域において見出された歪みを取り除いて、それによって、パラメトリックスピーカシステムによって生成されたオーディオサウンドの質を高めてもよい。
【００７３】
サブバンドのアプローチを使用して、本発明の実施形態は、各サブバンド内において、変換器段階の周波数及び位相応答の線形の性質を利用できる。従って、非サブバンド(即ち、フルバンド)のアプローチと比較して、本発明の実施形態を使用すると、変換器段階の周波数及び位相応答に対する補償が単純化される。
【００７４】
入力信号の振幅は、ある特定の周波数領域においてより大きく、一方で、他の周波数領域においてより小さいかもしれない。一般に、最低振幅の周波数領域(即ち、入力信号の振幅が最低である周波数領域)における入力信号の振幅に合わせるように、大きい振幅の周波数領域における入力信号の振幅を小さくすることによって、等化を達成する。信号レベルの低下を補償するために、等化後に信号を増幅する。これは、超音波変換器における電気対音響変換の効率が低いので、あまり望ましくない。本発明の実施形態におけるサブバンドのアプローチは、一般的なフルバンドの等化において発生する問題を回避する。サブバンドのアプローチを使用すると、各周波数領域に対して独立して等化が適用されるので、一般に、各周波数領域における等化された信号の振幅は、フルバンドのアプローチにおける等化された信号の振幅ほど小さくならない。従って、各周波数領域における等化された信号に必要な増幅がより小さくなる。
【００７５】
サブバンドのアプローチを使用する本発明の実施形態は、従来のフルバンドのアプローチと比較して、高調波歪みと相互変調歪みをかなり低減すると示すことができる。更に、サブバンドのアプローチを使用することによって、入力信号をダウンサンプルして、従って、各周波数領域を処理する速度条件を下げて、変化をつけて、その結果として、信号全体を処理する速度条件を下げることができる。従って、この混合レートの処理技術によって、高性能のプロセッサは不要になり、その代わりに、低コストのディジタル信号プロセッサを使用して、本発明の実施形態におけるマルチバンドオーディオビーム生成システムを実施することができる。更に、より大きい帯域幅を用いる超音波変換器がより望ましいが、これらは一般により高価である。サブバンドのアプローチは、同じシステムにおいて異なるタイプの超音波変換器を使用できるので、重要度のより低い入力周波数に対して、小さい帯域幅を用いるより安価な超音波変換器を使用できる。その結果として、これはシステムのコストを下げる。
【００７６】
更に、本発明における実施形態の実施には、フレキシビリティがある。例えば、パラメトリックスピーカシステム400の様々な変形が可能である。更に、必要な用途に合うように、例えば製造業者によって、本発明の実施形態を調整することができる。更に、この調整に応じて、システムの価格が変わり得る。従って、製品を差別化することができる。
【００７７】
更に、本発明の実施形態では、２つ以上の変調段階を備えてもよい。これにより、アナログ変調器のような比較的により安価なハードウェアを使って、実施形態を実現できる。更に、これにより、入力信号を変調する搬送周波数を選択する際に、より大きなフレキシビリティが与えられる。その理由は、各変調段階における搬送周波数を独立して調節することによって、全体的な搬送周波数を調節できるからである。
【００７８】
更に、本発明の実施形態では、２つ以上の等化段階を備えてもよい。最初の等化段階では、入力信号のより粗い等化を実施でき、一方で、後の等化段階では、入力信号のより細かい等化を実施できるので、これは好都合である。このように、より効率的でより正確なやり方で、入力信号の等化が行なわれる。
【００７９】
従って、本発明の実施形態は、パラメトリックアレイにおける歪みを低減する包括的なアプローチを提供する。本発明の実施形態を使用して、幾つかの商業上の用途を達成できる。これらの用途のうちの幾つかは、（ａ）博物館、広告掲示板、画廊、レストラン、等において特定の人に限定したメッセージを伝えることと、（ｂ）多言語の遠隔会議及びメッセージの伝達を行なうことと、（ｃ）ゲーム及び家庭用娯楽器具における新たな両耳及び三次元効果を生成することと、（ｄ）指向性携帯用拡声器と、（ｅ）パーソナル同調ゾーンとを含む。
【００８０】
要約すると、以下の通りである。
【００８１】
（ｉ）本発明の実施形態は、可変次数を有する予歪み項を使用することを通じて、異なるタイプ又は異なる帯域幅の超音波エミッタ(又は、変換器)に適するように、変調技術の次数を逓昇又は逓降することができる。更に、サブバンドのアプローチを使用することによって、各周波数領域の必要に基づいて、変調技術の次数を適合させることができる。
【００８２】
（ｉｉ）本発明の実施形態は、入力信号の周波数領域ごとに、より関連性のある又は直接的な前処理方式を適用して、オーディオビーム生成に対するマルチバンドの歪みを低減するアプローチを提供できる。
【００８３】
（ｉｉｉ）本発明の実施形態は、歪みを小さくするように、超音波変換器の帯域幅に合わせることができる。
【００８４】
（ｉｖ）本発明の実施形態は、変換器段階の周波数及び位相応答のサブバンドベースの等化を行なう。フルバンドのアプローチとは対照的に、等化を実施するときに、パラメトリックスピーカの出力音レベルを激しく落とす問題を回避する。
【００８５】
（ｖ）本発明の実施形態は、効率的な計算の複雑さを実現する。
【００８６】
（ｖｉ）本発明の実施形態は、フレキシビリティを得て、複数の変調段階を使用することを通じて、より低コストで実施され得る。
【００８７】
（ｖｉｉ）本発明の実施形態に適応アルゴリズムを取り入れることによって、パラメトリックスピーカシステムの中の異なるタイプの超音波変換器において見出された不備をより良く補償できる。更に、２つ以上の等化段階を有することによって、等化プロセスの効率と正確さとを高めることができる。
【００８８】
上述には例示的な実施形態が記載されているが、本発明から逸脱することなく、設計、構成、及び／又は動作の細部に多くの変更をしてもよいことが、当業者に分かるであろう。
【図１】
0005450820.tif 000025
【図２】
0005450820.tif 000026
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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