(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数個の発電モジュールから生成された直流電圧を交流電圧に変更させるための２個のＤＣリンクを有した３レベルインバーターにおいて、
前記２個のＤＣリンクのうちで第１ＤＣリンクの一端は、前記複数個の発電モジュール回路で第１電位を発生する第１電位点と連結されて、
前記２個のＤＣリンクのうちで第２ＤＣリンクの一端は、前記複数個の発電モジュール回路で前記第１電位より低い第２電位を発生する第２電位点と連結されて、
前記第１ＤＣリンクの他端と前記第２ＤＣリンクの他端は、すべて前記複数個の発電モジュール回路で第１電位と第２電位との間の大きさである第３電位を発生する第３電位点と連結され、
前記ＤＣリンクそれぞれに対して独立的にＭＰＰＴ(Maximum Power Point Tracking)処理を遂行してＤＣリンク電圧指令値を生成する２個のＭＰＰＴ遂行部と、
前記２個のＭＰＰＴ遂行部で出力された各ＤＣリンク電圧指令値を、それぞれ入力を受けて各ＤＣリンク電圧指令値の和演算と差演算を遂行する演算部と、
前記演算部の和演算によって算出された値に基礎して各相電圧指令値を生成する相電圧指令部と、
前記演算部の差演算によって算出された値に基礎して零相分電圧指令値を生成する零相電圧指令部と、
前記相電圧指令部の各相電圧指令値に前記零相電圧指令部によって算出された零相分電圧指令値を加算した最終指令値を生成した後、前記最終指令値を利用した信号を前記３レベルインバーターに含まれたスイチング素子の各ゲートに印加するゲート駆動部と、を含む２個のＤＣリンクを有した３レベルインバーターを制御するインバーター制御装置。
【請求項２】
前記零相電圧指令部は、前記ＤＣリンク端の電圧差が前記演算部の差演算によって算出された値を追従するようにする零相分電圧指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載のインバーター制御装置。
【請求項３】
前記零相電圧指令部は、
前記演算部の差演算によって算出された値で感知される実際ＤＣリンク端の電圧差を差引して、その差引した値に期設定されたゲインを利用した比例積分を遂行してインバーター中性点電流指令値を生成する比例積分処理部と、
前記比例積分処理部で生成されたインバーター中性点電流指令値を利用して、零相分電圧指令値を生成して出力する電圧指令出力部と、を含むことを特徴とする請求項１または２に記載のインバーター制御装置。
【請求項４】
前記電圧指令出力部は、前記零相分電圧指令値とインバーター中性点電流をそれぞれX、Y軸にするグラフ上で各運転状態による臨界点を判断して、前記判断された臨界点を利用した線形補間処理を遂行して、前記比例積分処理部で生成されたインバーター中性点電流指令値に対応する零相分電圧指令値を生成することを特徴とする請求項３に記載のインバーター制御装置。
【請求項５】
前記電圧指令出力部は、前記運転状態を判断して前記臨界点を算出するにおいて、前記相電圧指令値と、サンプリング周期、各相電流大きさ、各ＤＣリンク電圧大きさを利用することを特徴とする請求項４に記載のインバーター制御装置。
【請求項６】
前記ゲート駆動部は、前記各ＤＣリンク電圧によってその大きさを動的に変更させた三角波と前記最終指令値を利用してＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号を生成して、生成されたＰＷＭ信号を前記スイチング素子の各ゲートに印加することを特徴とする請求項１に記載のインバーター制御装置。
【請求項７】
複数個の発電モジュールから生成された直流電圧を交流電圧に変更させるための２個のＤＣリンクを有した３レベルインバーターを制御する方法において、
前記２個のＤＣリンクのうちで第１ＤＣリンクの一端は、前記複数個の発電モジュール回路で第１電位を発生する第１電位点と連結されて、
前記２個のＤＣリンクのうちで第２ＤＣリンクの一端は、前記複数個の発電モジュール回路で前記第１電位より低い第２電位を発生する第２電位点と連結されて、
前記第１ＤＣリンクの他端と前記第２ＤＣリンクの他端は、すべて前記複数個の発電モジュール回路で第１電位と第２電位との間の大きさである第３電位を発生する第３電位点と連結され、
(a)前記ＤＣリンクそれぞれに対して独立的にＭＰＰＴ(Maximum Power Point Tracking)処理を遂行してＤＣリンク電圧指令値をそれぞれ生成する段階と、
(b)前記(a)段階で生成された各ＤＣリンク電圧指令値の入力を受けて、前記各ＤＣリンク電圧指令値の和演算と差演算を遂行する段階と、
(c)前記(b)段階の和演算によって算出された値に基礎して各相電圧指令値を生成する段階と、
(d)前記(b)段階の差演算によって算出された値に基礎して零相分電圧指令値を生成する段階と、
(e)前記(c)段階で算出された各相電圧指令値に前記(d)段階で算出された零相分電圧指令値を加算した最終指令値を生成した後、前記最終指令値を利用した信号を前記３レベルインバーターに含まれたスイチング素子の各ゲートに印加する段階と、を含む２個のＤＣリンクを有した３レベルインバーター制御方法。
【請求項８】
前記(d)段階は、前記ＤＣリンク端の電圧差が前記演算部の差演算によって算出された値を追従するようにする零相分電圧指令値を生成することを特徴とする請求項７に記載のインバーター制御方法。
【請求項９】
前記(d)段階は、
(d１)前記差演算によって算出された値で感知される実際ＤＣリンク端の電圧差を差引して、その差引した値に期設定されたゲインを利用した比例積分を遂行してインバーター中性点電流指令値を生成する段階と、
(d２)前記(d１)段階で生成されたインバーター中性点電流指令値を利用して零相分電圧指令値を生成して出力する段階と、を含むことを特徴とする請求項７または８に記載のインバーター制御方法。
【請求項１０】
前記(d２)段階は、
インバーター中性点電流と前記零相分電圧指令値をそれぞれX、Y軸にするグラフ上で各運転状態による２個の臨界点を算出する段階と、
前記算出された２個の臨界点を利用した線形補間処理を遂行して、前記(d１)段階で生成されたインバーター中性点電流指令値に対応する零相分電圧指令値を生成する段階と、を含むことを特徴とする請求項９に記載のインバーター制御方法。
【請求項１１】
前記運転状態を判断して前記２個の臨界点を算出するにおいて、前記相電圧指令値と、サンプリング周期、各相電流大きさ、各ＤＣリンク電圧大きさを利用することを特徴とする請求項１０に記載のインバーター制御方法。
【請求項１２】
前記(e)段階は、
(e１)前記各ＤＣリンク電圧によってその大きさを動的に変更させた三角波と前記最終指令値を-利用してＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号を生成する段階と、
前記(e１)段階で生成されたＰＷＭ信号を前記スイチング素子の各ゲートに印加する段階と、を含むことを特徴とする請求項７に記載のインバーター制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３レベル太陽光インバーターを制御するためのインバーター制御装置及びその方法に関するものであり、より詳細には、３レベルインバーターに具備される２個のＤＣリンク電圧を個別的に制御するために構成されたインバーター及びそのインバーターを制御するための制御装置及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
化石燃料の枯渇によってエネルギー問題が深刻になることによって、新再生エネルギーの発電システムの開発が加速化されているし、そのうちで一番著しいのが太陽光発電システムである。
【０００３】
太陽発電システムは、複数個の太陽光モジュールとインバーター及び制御装置を含んで構成される。
【０００４】
複数個の太陽光モジュールで生成された直流電圧は、制御装置の制御によってインバーターを通じて交流電圧に変換されて負荷に供給される。複数個の太陽光モジュールを利用する理由は、一つの太陽電池ではその出力電圧が低すぎるためである。
【０００５】
すなわち、太陽電池を数十個または場合によっては数百個を直列で接続して、一つのモジュールを生成して一つのパネルに組立てたものを太陽光モジュール、すなわち、ＰＶモジュールと称するが、必要な電圧と電力を得るためには、このようなＰＶモジュールも一つとしては不足であって、いくつかを直列または並列で連結して利用するようになるものである。
【０００６】
このようなＰＶモジュールが出力できる電力は、図１に示されたところのように電圧に対して非線形的である。したがって、制御を通じてＰＶモジュールから最大電力が供給されるようにすることが重要であるが、このようにＰＶモジュールの最大電力点を追従するようにする制御をＭＰＰＴ(Maximum Power Point Tracking)制御と称する。
【０００７】
ＰＶモジュールの出力電力は、入射される太陽光の強さによって変動されるが、気象状況にしたがって一つの太陽光発電システムに含まれた複数個の太陽光モジュールのうちで一部に陰影状態が発生することがある。例えば、複数個の太陽光モジュールのうちで一部のみに雲またはその他の障害物の影が垂れ下げることがあるものである。
【０００８】
このように複数個の太陽光モジュールのうちで一部のみに陰影状態が発生することを‘部分陰影状態'と称するが、部分陰影状態が発生した場合にはＰＶモジュールの電圧-電力特性が変更される。
【０００９】
図２には、部分陰影状態のＰＶモジュールの電圧-電力グラフが示されているが、図１と比べると、図１は、一つの峰を形成していることに反して、図２はいくつかの峰を形成していることが分かる。
【００１０】
一般に、このような部分陰影状態は、頻繁に発生しているし、したがって、部分陰影状態で最大電力が供給されるように制御する方案が必要であるが、従来に提示された方式らは相変らず最大電力点の追従に満足な結果を示すことができない実情である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明は、前記した従来の問題点を解決するために案出されたものであり、その目的は、部分陰影が発生する状態でもＰＶモジュールが最大電力を供給できるようにするためのインバーター及びそのインバーターを制御する装置及び方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記した目的を達成するために本発明による複数個の発電モジュールから生成された直流電圧を交流電圧に変更させるための２個のＤＣリンクを有した３レベルインバーターは、前記２個のＤＣリンクのうちで第１ＤＣリンクの一端は、前記複数個の発電モジュール回路で第１電位を発生する第１電位点と連結されて、前記２個のＤＣリンクのうちで第２ＤＣリンクの一端は、前記複数個の発電モジュール回路で前記第１電位より低い第２電位を発生する第２電位点と連結されて、前記第１ＤＣリンクの他端と前記第２ＤＣリンクの他端は、すべて前記複数個の発電モジュール回路で第１電位と第２電位との間の大きさである第３電位を発生する第３電位点と連結されることを特徴とする。
【００１３】
また、前記した目的を達成するために本発明による２個のＤＣリンクを有した３レベルインバーターを制御するインバーター制御装置は、前記ＤＣリンクそれぞれに対して独立的にＭＰＰＴ(Maximum Power Point Tracking)処理を遂行して、ＤＣリンク電圧指令値を生成する２個のＭＰＰＴ遂行部と、前記２個のＭＰＰＴ遂行部から出力された各ＤＣリンク電圧指令値を、それぞれ入力を受けて、各ＤＣリンク電圧指令値の和演算と差演算を遂行する演算部と、該演算部の和演算によって算出された値に基礎して、各相電圧指令値を生成する相電圧指令部と、前記演算部の差演算によって算出された値に基礎して、零相分電圧指令値を生成する零相電圧指令部と、前記相電圧指令部の各相電圧指令値に前記零相電圧指令部によって算出された零相分電圧指令値を加算した最終指令値を生成した後、前記最終指令値を利用した信号を前記３レベルインバーターに含まれたスイチング素子の各ゲートに印加するゲート駆動部を含んで構成される。
【００１４】
また、前記した目的を達成するために本発明による２個のＤＣリンクを有した３レベルインバーターを制御する方法は、前記ＤＣリンクそれぞれに対して独立的にＭＰＰＴ(Maximum  Power Point Tracking)処理を遂行して、ＤＣリンク電圧指令値をそれぞれ生成する段階と、前記生成された各ＤＣリンク電圧指令値の入力を受けて、前記各ＤＣリンク電圧指令値の和演算と差演算を遂行する段階と、前記和演算によって算出された値に基礎して各相電圧指令値を生成する段階と、前記差演算によって算出された値に基礎して零相分電圧指令値を生成する段階と、前記算出された各相電圧指令値に前記算出された零相分電圧指令値を加算した最終指令値を生成した後、前記最終指令値を利用した信号を前記３レベルインバーターに含まれたスイチング素子の各ゲートに印加する段階と、を含んでなされる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、発電モジュールに部分陰影が発生した場合、その発電モジュールから負荷に供給することができる電力の大きさを従来の方式に比べて高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】ＰＶモジュールの電圧-電力特性曲線である。
【図２】部分陰影時のＰＶモジュールの電圧-電力特性曲線である。
【図３】本発明の一実施例による３レベルインバーターを含む発電システムの概略構成図である。
【図４】図３の制御部の機能ブロック図である。
【図５】図４の零相電圧指令部の詳細構成図である。
【図６】３レベルインバーターの電圧出力状態を電圧ベクターを利用して示した図面である。
【図７】三角波キャリア制御のための参照図面である。
【図８】３レベルインバーターにＲ-Ｌ負荷が連結された時、各ベクターに該当する回路連結を示した図面である。
【図９】本発明による帰還制御ルーフの一例である。
【図１０】図９の帰還制御ルーフを簡略に示した図面である。
【図１１】零相分電圧指令値による三角波キャリアと最終指令値の関係を示した図面である。
【図１２】出力相電流符号によるインバーター中性点電流変化の何種類の例を示した図面である。
【図１３】陰影条件を与えた状態で本発明による処理を遂行した場合の電流-電圧曲線、電力-電圧特性曲線を示した図面である。
【図１４】図１３と同様な陰影条件を与えた状態で従来の方式に従った最大電力点の追従結果を示した図面である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明を実施するための具体的な内容は添付された図面を参照して詳しく説明することにする。
【００１８】
本発明の一実施例による３レベルインバーター２００を含む発電システムは、図３に示されたところのようである。同図面に示されたところのように発電システムは、複数個の発電モジュール３００、３レベルインバーター２００、制御部１００を含んで構成される。
【００１９】
発電モジュール３００は、電気を生成する素子らの単位グループを意味するものであり、本実施例では太陽光発電システムを一例にしているので、発電モジュール３００はＰＶ(Photovoltaic)モジュールに該当する。しかし、発電モジュール３００が必ずＰＶモジュールに限定されるものではない。
【００２０】
３レベルインバーター２００は、発電モジュール３００から発生された電力を負荷の各相に供給する機能を遂行するものであり、本実施例で３レベルインバーター２００は、３相a、b、c相)出力を有することを一例とする。３レベルインバーター２００は、少なくとも一つのスイチング素子を含んでいるし、２個のＤＣリンク、すなわち、第１ＤＣリンク２１０と第２ＤＣリンク２２０を有している。
【００２１】
ここで、各ＤＣリンクは、３レベルインバーター２００の入力端を形成するが、このような各ＤＣリンクにはキャパシターが具備されることができる。
【００２２】
２個のＤＣリンクのうちで第１ＤＣリンク２１０(以下、‘上位ＤＣリンク'と称する)の一端は、複数個の発電モジュール３００回路で第１電位を発生する第１電位点と連結される。
【００２３】
第１電位点は、例えば、２個のＰＶモジュール３１０、３２０が直列で連結されていると仮定する場合、より高い電位にあるＰＶモジュール３１０(以下、‘上位ＰＶモジュール'と称する)の両極点に該当することができる。
【００２４】
ここで、第１電位点と連結されるということは、必ず直接連結されることだけではなく、所定の素子(例えば、ダイオード)を経由して連結されることも含む。
【００２５】
第２ＤＣリンク２２０(以下、‘下位ＤＣリンク'と称する)の一端は、複数個のＰＶモジュール３１０、３２０回路で第１電位より低い第２電位を発生する第２電位点と連結されることができる。例えば、２個のＰＶモジュール３１０、３２０が直列で連結されていると仮定する場合、第２電位点はより低い電位にあるＰＶモジュール３２０(以下、‘下位ＰＶモジュール'と称する)の陰極点に該当することができる。
【００２６】
また、第１ＤＣリンクの他端と第２ＤＣリンクの他端は、すべて複数個のＰＶモジュール３１０、３２０回路で第１電位と第２電位との間の大きさである第３電位を発生する第３電位点と連結される。例えば、２個のＰＶモジュール３１０、３２０が直列で連結されていると仮定する場合第３電位点は、上位ＰＶモジュール３１０の陰極点と下位ＰＶモジュール３２０の両極点が触れ合う点に該当することができる。
【００２７】
すなわち、上位ＤＣリンク２１０の他端と下位ＤＣリンク２２０の他端は、すべて等しい第３電位点と連結されるものである。
【００２８】
以下、３レベルインバーター２００において、上位ＤＣリンク２１０及び下位ＤＣリンク２２０と共通的に連結される点(図３で‘O'点)を'インバーター中性点'と呼ぶことにする。
【００２９】
従来にはこのようにインバーター中性点がＰＶモジュール３００と連結される構成が開示されたところがなくて、このような連結構成は本発明の主要特徴のうちで一つに該当する。
【００３０】
３レベルインバーター２００に含まれるスイチング素子の構成は、図３に示されたものに限定されるものではなくて、多様に構成可能である。
【００３１】
一方、制御部１００は３レベルインバーター２００を制御する機能を遂行する。
【００３２】
３レベルインバーター２００を制御するためには３レベルインバーター２００に具備された各スイチング素子の制御端子(例えば、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)のゲート端子)に制御信号を印加しなければならないが、制御部１００はこのようにスイチング素子に制御信号を印加する機能を遂行する。
【００３３】
このような制御のために制御部１００は、フィードバック情報として、３レベルインバーター２００の入力端と出力端支点で感知される電流または/及び電圧の入力を受けることができる。例えば、制御部１００は３レベルインバーター２００入力端に該当する各ＤＣリンク２１０、２２０の端子電圧を所定のセンサー(図示せず)を通じて、入力を受けることができるし、３レベルインバーター２００の出力端に該当する支点での各相電流または相電圧をセンサーを通じて、入力を受けることができる。
【００３４】
３レベルインバーター２００の各位置での電圧または電流をセンシングするセンサーと、このようなセンサーを利用して制御部１００に信号をフィードバックさせるための回路の構成は、既に公知された技術に過ぎないので、図３では便宜上に略した。
【００３５】
制御部１００の詳細的な機能ブロックは、図４に示されたところのようである。
【００３６】
同図面に示されたところのように制御部１００は、２個のＭＰＰＴ遂行部１１１、１１２、演算部１２０、相電圧指令部１３０、零相電圧指令部１４０、ゲート駆動部１５０を含んで構成されることができる。
【００３７】
各ＭＰＰＴ遂行部１１１、１１２は、ＤＣリンク２１０、２２０それぞれに対して独立的にＭＰＰＴ(Maximum Power Point Tracking)処理を遂行してＤＣリンク電圧指令値を生成する機能を遂行する。
【００３８】
例えば、第１ＭＰＰＴ遂行部１１１は、上位ＤＣリンク２１０の電圧と電流の入力を受けて上位ＤＣリンク電圧指令値を生成して、第２ＭＰＰＴ遂行部１１２は下位ＤＣリンク２２０の電圧と電流の入力を受けて、下位ＤＣリンク電圧指令値を生成する機能を遂行する。
【００３９】
このようにＤＣリンク２１０、２２０それぞれに対して独立的に制御することは、各ＤＣリンク２１０、２２０電圧を非対称的に制御することを意味する。
【００４０】
ＭＰＰＴ遂行部１１１、１１２が遂行するＭＰＰＴ処理には、多様なアルゴリズムが適用されることができるが、例えば、Ｐ＆O(Perturb and Observe)方式と、Inc Cond(Incremental Conductance)方式に従ったアルゴリズムが適用されることができる。ＭＰＰＴ処理を遂行すること自体は公知されたものであり、本発明の核心事項ではないのでより詳細な説明は略する。
【００４１】
演算部１２０は、２個のＭＰＰＴ遂行部１１１、１１２から出力された各ＤＣリンク電圧指令値を、それぞれ入力を受けて各ＤＣリンク電圧指令値の和演算と差演算を遂行する機能を遂行する。さらにひいては演算部１２０は、上位ＤＣリンク電圧、下位ＤＣリンク電圧を受信して各ＤＣリンク電圧の和演算及び/または差演算を遂行することもできる。
【００４２】
相電圧指令部１３０は、演算部１２０の和演算によって算出された値に基礎して各相電圧指令値を生成する。例えば、相電圧指令部１３０は、ＤＣリンク電圧指令値の和演算及び/またはＤＣリンク電圧の和演算を利用して各相電圧指令値を生成することができる。
【００４３】
図４では、図３のa相に対する相電圧指令値は、 Vas*と表示したし、b相に対する相電圧指令値は、 Vbs*と表示したし、c相に対する相電圧指令値は、 Vcs*と表示した。
【００４４】
ＤＣリンク電圧指令値の和演算によって算出された値は、３レベルインバーター２００でＤＣリンク全体に対する指令値に該当して、このようにＤＣリンク全体に対する指令値を基礎に各相電圧指令値を生成することは、従来の３レベルインバーターにおいて既に公知された技術に該当するので、より詳細な説明は略する。
【００４５】
一方、零相電圧指令部１４０は、演算部１２０の差演算によって算出された値に基礎して零相分電圧指令値を生成する。例えば、零相電圧指令部１４０は、ＤＣリンク電圧指令値の差演算及び/またはＤＣリンク電圧の差演算を利用して各相に共通される零相分電圧指令値を生成することができる。
【００４６】
この時、零相電圧指令部１４０は、フィードバックを考慮する時は、ＤＣリンク電圧の差演算も共に考慮することができるが、フィードバックを考慮しない時にはＤＣリンク電圧指令値の差演算だけで各零相分電圧指令値を生成することもできる。図４で零相電圧指令部１４０で生成する零相分電圧指令値は、Vzs*と表示した。
【００４７】
この時、零相電圧指令部１４０は、ＤＣリンク２１０、２２０の電圧差が演算部１２０の差演算によって算出された値を追従するようにする零相分電圧指令値を生成する。
【００４８】
このような零相電圧指令部１４０の詳細機能ブロックは、図５に示されたところのようである。同図面に示されたところのように零相電圧指令部１４０は、比例積分処理部１４１と、電圧指令出力部１４２を含んで構成されることができる。
【００４９】
ここで、比例積分処理部１４１は、演算部１２０の差演算によって算出された値で実際ＤＣリンク２１０、２２０の電圧差を差引して、その差引した値に期設定されたゲインを利用した比例積分を遂行して、インバーター中性点電流指令値を生成する機能を遂行する。
【００５０】
ここで、インバーター中性点電流は、inpで表示するが、図３に示されたところのようにインバーター中性点で３レベルインバーター２００内側方向に流れる電流を意味して、インバーター中性点電流指令値は、このようなインバーター中性点電流に対する指令値を意味して、以下inp*で表示する。
【００５１】
電圧指令出力部１４２は、比例積分処理部１４１で生成されたインバーター中性点電流指令値を利用して零相分電圧指令値Vzs*を生成して出力する機能を遂行する。
【００５２】
特に、電圧指令出力部１４２は、インバーター中性点電流inpと零相分電圧指令値Vzs*をそれぞれX、Y軸にするグラフ上で各運転状態による臨界点を判断して、その判断された臨界点を利用した線形補間処理を遂行して、比例積分処理部１４１で生成されたインバーター中性点電流指令値inp*に対応する零相分電圧指令値Vzs*を生成することができる。
【００５３】
各運転状態の臨界点を判断するにおいて電圧指令出力部１４２は、サンプリング周期(図１１のＴｓａｍｐ)、相電流大きさ、相電圧指令値と、各ＤＣリンク電圧大きさを利用することができる。
【００５４】
運転状態を判断して臨界値を処理する過程に対するより詳細な説明は、後述するようにする。
【００５５】
一方、ゲート駆動部１５０は、相電圧指令部１３０の各相電圧指令値に零相電圧指令部１４０によって算出された零相分電圧指令値を加算した最終指令値を生成して、その生成した最終指令値を利用した信号を３レベルインバーター２００に含まれたスイチング素子の各ゲートに印加する機能を遂行する。
【００５６】
この時、ゲート駆動部１５０は、各ＤＣリンク電圧によってその大きさを動的に変更させた三角波と上述した最終指令値を利用してＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号を生成して、生成されたＰＷＭ信号をスイチング素子の各ゲートに印加することができる。
【００５７】
これは、各ＤＣリンク２１０、２２０の電圧を独立的に制御することにお手助けになるためである。
【００５８】
図６は、３レベルインバーター２００の電圧出力状態を電圧ベクターを利用して示したものである。
【００５９】
上位ＤＣリンク電圧と下位ＤＣリンク電圧が等しい場合には、３相の電圧出力は正三角形で満たされた六角形平面内部の頂点のうちで一つで表現されることができる。すなわち、電圧ベクターの大きさによってzero vector、small vector、medium vector、large vectorで分類することができる。
【００６０】
Vdc(=VdcH+VdcL)が１０％増加して、 VdcH:VdcL=６:４である場合には、電圧ベクターが図６の点線ベクターのように頂点を脱するようになる。‘ｐ'、‘ｏ'、‘ｎ'の電位は図３に定義されたところのようである。
【００６１】
電圧平面上で幾何学的にこのような歪曲を償おうとすれば、三角関数に基盤した複雑な演算をしなければならないが、三角波キャリア(Carrier、搬送波)方式のＰＷＭ観点で見れば、各ＤＣリンク２１０、２２０の非対称電圧に対する補償を簡単に理解することができる。
【００６２】
図７は、a相に対する最終指令値 Vao*が上側三角波と会う時の状況であり、図３の(Ｓ２、Ｓ４)は(ON、OFF)で固定であり、 Vao*と三角波の比較によって(Ｓ１、Ｓ３)のスイチング状態が変わるようになる。
【００６３】
以下、図７のＴ１とＴ２時間の区間の間に３レベルインバーター２００の上位/下位ＤＣリンク電圧がお互いに異なることで仮定する。
【００６４】
先ず、Ｔ１区間は、図６の対称的な電圧平面を仮定して、測定された Vdcの半分を上位/下位三角波の高さで適用した状況である。
【００６５】
元々意図したa相volt-second出力は、(Ａ+Ｃ)の面積に該当するものであるが、実際の上位キャパシター電圧であるVdcHは、Vdc/２より低くてＣ領域程度の損失が発生する。
【００６６】
T２区間ではこのような損失を償うために上位/下位三角波の大きさをそれぞれ上位/下位ＤＣリンク電圧に比例するように調整した。この場合、最終指令値と三角波が交差する瞬間が遅延されて、結果的にvolt-second出力が増加して、(Ａ+Ｃ)と同一な面積のＢを出力することができるようになる。したがって、このように三角波高さの上位三角波は、 VdcH、下位三角波はVdcLδxΛの電圧大きさに比例して、調整することで電圧出力の歪曲を易しく償うことができることが分かる。
【００６７】
以下では、本発明の一実施例による零相電圧指令部１４０によって実際ＤＣリンク２１０、２２０の電圧差が調節される理論的背景に対して説明する。
【００６８】
図６を参照した説明で電圧ベクターは、その大きさによって４種類に分けられると言及した。本発明の一実施例による３レベルインバーター２００にＲ-Ｌ負荷(抵抗-コイル負荷)が連結された時、各ベクターに該当する回路連結は、図８のようである。
【００６９】
図８(b)と図８(c)から分かるように、small vectorの場合二つの種類に分けられるようになる。負荷どうしの連結状態が等しいが、上側キャパシター(すなわち、上位ＤＣリンク２１０に含まれたキャパシター)に連結されることもできて、下側キャパシター(すなわち、下位ＤＣリンク２２０に含まれたキャパシター)に連結されることもできる。
【００７０】
ここで、インバーター中性点電圧制御のヒントを得ることができるが、全体ＤＣリンク電圧の和は、一定であるように理想的な電圧源に連結されて、負荷のＬが小さくて力率が１に近い場合を仮定する。それでは、図８(b)は、負荷が消耗する有効電力を上側キャパシターが堪えるようになって、インバーター中性点電位は増加するようになる。反対に、図８(c)の場合は、下側キャパシターが負荷の有効電力を手におえるので、インバーター中性点電位は減少するようになる。
【００７１】
すなわち、図８(b)と図８(c)は、負荷の連結状態が等しいが、インバーター中性点電位に及ぶ影響がお互いに反対である。ところで電圧出力で図８(b)と図８(c)が示される割合は、相電圧指令に加わる零相分電圧を利用して制限的に調節可能である。したがって、零相分電圧を利用すれば制限的な範囲内でインバーター中性点の電位の調節が可能である。
【００７２】
上の分析は、定性的に出力パワーの側面で眺めた観点であるが、キャパシターの電圧変化は数学的にキャパシターに流れる電流に係る関数で表現することができる。キャパシターの等価直列抵抗(Equivalent Series Resistance、ＥＳＲ) Ｒｄｃを有する上位/下位キャパシターの電圧と電流は、次のような関係を有する。関連変数らは図８に定義されたところのようである。
【００７３】
【数１】
0005579291.tif 000002
【００７４】
【数２】
0005579291.tif 000003
【００７５】
追加的に図４でKirchhoff's Current Lawによって次の(式３)も常に成立する。
【００７６】
【数３】
0005579291.tif 000004
【００７７】
(式３)を根拠にinpが及ぶ影響を分析するためには、(式１)で(式２)を引けば良い。
【００７８】
【数４】
0005579291.tif 000005
【００７９】
(式４)に根拠すれば、すべての場合の電圧ベクターに対して図８(f)の等価回路で示すことができることが分かる。図８(f)を基礎にフィードバック制御ルーフ制御対象を等価モデリングしたので、 δVdcのための帰還制御ルーフは図９に示されたところのように構成されることができる。
【００８０】
図９で点線ボックス内が前に説明した零相電圧指令部１４０に該当する。
【００８１】
一般な状況でのＰＩ利得を易しく選定するために次の条件を仮定する。
【００８２】
【数５】
0005579291.tif 000006
【００８３】
【数６】
0005579291.tif 000007
【００８４】
図9でZnpは inp*の入力を受けて、必要な零相分電圧指令値(Vzs*)を生成する過程を意味するものとして、図示しなかったが信号の大きさを物理的に制限する一種のリミッターによって inp*の大きさを一定範囲で制限する過程がさらに含まれることができる。 Znpは前で説明した電圧指令出力部１４２で遂行される過程を意味する。
【００８５】
Ynpは、零相分電圧指令値と３相電圧指令値、ＤＣリンク電圧、サンプリング周期によって決まった実際ＰＷＭ信号及び実際３相出力電流によってインバーター中性点電流が生成されることを意味する。すなわち、ynpはシステム特性に該当するので、システムによって変わることができる。
【００８６】
(式５)と(式６)が満足された時、図９の制御ルーフは、図１０のように簡単に表現されることができる。
【００８７】
図１０から伝達関数を求めることができるが、ＰＩ利得が(式８)のような時(式７)を満足すれば(式９)のように表現される。
【００８８】
【数７】
0005579291.tif 000008
【００８９】
【数８】
0005579291.tif 000009
【００９０】
【数９】
0005579291.tif 000010
【００９１】
すなわち、ＰＩ利得を(式８)に提示された値で設定すれば、(式９)のような特性を得てωnを通じて制御帯域幅を調節することもできる。
【００９２】
以下では、前に説明した電圧指令出力部１４２で各運転状態による臨界点を判断して、零相分電圧指令値を生成する具体的な過程の一例を説明する。
【００９３】
まず、図１１には零相分電圧指令値と最終指令値の関係が示されている。
【００９４】
同図面で、Vzsは零相分電圧指令を意味して、Vmaxは各相最終指令のうちで最大値を有する指令、Vmedは各相最終指令のうちで中間値を有する指令、Vminは各相最終指令のうちで最小値を有する指令を意味する。Vmax0、Vmed0、Vmin0は、Vzs=0である時の相電圧指令値を意味する。
【００９５】
例えば、図１１(a)は、Vzsが０である時の最終指令値らを示しているし、このような図１１(a)の指令値らは、Vzsが０であるので相電圧指令値でもある。
【００９６】
図１１(a)のαとβは、次のように定義される。
【００９７】
【数１０】
0005579291.tif 000011
【００９８】
サンプリング一周期の間の平均的なインバーター中性点電流は、次のように表現される。
【００９９】
【数１１】
0005579291.tif 000012
【０１００】
Tvmax は図１１(a)に定義されたもののようにVmax が上位/下位三角波の間にとどまる時間を意味して、ivmaxはa、b、c上のうちでVmaxに対応される相の電流大きさを意味して、ivmedはa、b、c上のうちでVmedに対応される相の電流大きさを意味して、ivmin はa、b、c相のうちでVmin に対応される相の電流大きさを意味する。
【０１０１】
正の値を有する零相分電圧指令値の変化(δVzs)がある場合、Tvmaxは図１１(a)で比例関係によってα・δ Vzs程度減少するようになる。
【０１０２】
零相分電圧指令値が図１１(b)のように- VdcL - Vmin0である時、インバーター中性点電流を Inp_b0 としよう。零相分電圧指令が正の値であるδVzs程度変化して、最終指令値が図１１(b)で図１１(c)に変わって行く時のインバーター中性点電流Inp_bcは次のように表現される。ここで、負荷の中性点が外部と連結されていなかったという前題下に３相電流の和は０で仮定することができる。
【０１０３】
【数１２】
0005579291.tif 000013
【０１０４】
同じく、図１１に表示された各場合らの間の電流変化は次のようである。
【０１０５】
【数１３】
0005579291.tif 000014
【０１０６】
【数１４】
0005579291.tif 000015
【０１０７】
【数１５】
0005579291.tif 000016
【０１０８】
前の(式１２)〜(式１５)によれば、図１１の(b)と(c)の間、(e)と(f)との間に該当する零相分電圧指令値の変化は、平均的なインバーター中性点電流変化に影響を及ぼすことができない。インバーター中性点電流に変化があるものは、図１１の(c)と(d)との間または(d)と(e)との間であるが、サンプリング区間で出力相電流の大きさがほとんど一定であると仮定すれば、インバーター中性点電流は、零相分電圧指令に線形的に比例するように変化することが分かる。
【０１０９】
δVzs,Tsamp、α、βは、すべて正数であるので、インバーター中性点電流の増加あるいは、減少可否はivmaxとivminの符号によって変わるようになる。インバーター中性点の電流変化傾きは、相電流大きさによって変わることができるが、例示で|ivmax|＞|ivmin|であるものとして仮定する。
【０１１０】
図１２には、出力相電流符号によるインバーター中性点電流変化のいくつかの例が示されている。
【０１１１】
同図面でX軸は、零相分電圧指令を意味して、Y軸はインバーター中性点電流の平均値を意味する。また、Vzs_min0は、図１１(b)の- VdcL -Vmin0に該当して、Vzs_max0は図１１(f)のVdcH-Vmax0に該当する。
【０１１２】
同図面には(式１３)〜(式１５)の初期電流値ら(Inp_c0,Inp_d0,Inp_e0)が変曲点(A、B、C)の横に表示されている。IvmaxとIvminの相対的な絶対値差によってインバーター中性点電流変化の傾きは変わることができる。図１２の(a)と(b)を参照すれば、運転状態によってグラフの形態が変わることが分かる。
【０１１３】
このように各運転状態によるグラフが特定されることができたら与えられたインバーター中性点電流指令値に対応される零相分電圧指令値を算出することができるが、このために線形補間処理方式が利用されることができる。
【０１１４】
すなわち、各運転状態によるグラフが特定されたら図１２(a)と図１２(b)のようにインバーター中性点指令値(図９のinp*)とグラフが会う点に対応される零相分電圧指令値を算出することができるものである。
【０１１５】
線形補間方式を利用する具体的な過程をよく見れば次のようである。
【０１１６】
零相分電圧指令値が決まれば、図１１の比例関係を考慮する時(式１１)によって平均的なインバーター中性点電流の大きさを計算することができる。
【０１１７】
図１２(a)では零相分電圧指令値がVzs_min0であるA'点とVzs_max0であるB'点のインバーター中性点電流の大きさを計算した後、A'点とB'点との間の線形補間処理を遂行して、該当運転状態のグラフを特定することができる。すなわち、線形補間処理のための臨界点がそれぞれA'点とB'点になるものである。
【０１１８】
このようにグラフが特定されれば、inp*が会う点に対応される零相分電圧指令値を算出することができる。
【０１１９】
ところが１２(b)の場合は、図１２(a)の場合が少し差がある。
【０１２０】
図１２(b)では零相分電圧指令値がVzs_min0であるA'点とVzs_max0であるB'点を臨界点にして線形補間処理を遂行すれば、同図面の点線に該当するグラフが導出される。この時は該当グラフとinp*が会う点がPではなくP'になる。これは線形補間処理のための臨界点を間違って設定したためである。
【０１２１】
したがって、運転状態によって線形補間処理のための臨界点をまともに判断することが重要であるが、図１２(b)の場合には線形補間処理のための臨界点がA'及びB'ではなく、A及びB'にならなければならない。
【０１２２】
各運転状態による臨界点を算出するにおいて、相電圧指令値と、サンプリング周期、各相電流大きさ、各ＤＣリンク電圧大きさが利用されることができることは前でよく見たところのようである。
【０１２３】
例えば、図１２(b)において、Vzs_min0にVmax0を加算した値が０より小さな場合、線形補間処理のための臨界点をA'代わりにAで設定することができるものである。この時、A点での零相分電圧指令値は-Vmax0になる。
【０１２４】
前述したところのような制御によって３レベルインバーター２００に含まれた２個のＤＣリンク電圧が個別的に制御されることで、部分陰影発生時に負荷に従来の方式に比べてより向上した最大電力が供給されることができる。
【０１２５】
図１３は、一例示で５０００WＰＶモジュール３００に部分的な陰影条件を与えた状態で本発明による処理を遂行した場合の電流-電圧曲線、電力-電圧特性曲線を示したものである。
【０１２６】
図１３(b)をよく見れば本発明による処理結果負荷に供給されることができる全体電力は、４２５８W(=２０８２+２１７６)であることが分かる。
【０１２７】
同様な条件下で図３の Inp_pv が流れる経路をとり除いた状態で従来の方式によって最大電力点を追従した結果は、図１４に示された。図１４をよく見れば従来の方式に従って遂行する場合、負荷に供給されることができる最大電力は４１１５Wであることが分かる。
【０１２８】
図１３と図１４を比べて見ると本発明で提示する方式に従って３レベルインバーター２００を構成してＤＣリンク２１０、２２０の電圧を個別的に制御する場合、従来の方式に比べて３．５％増加された電力を供給することができることが分かる。
【０１２９】
一方、本発明は、前記した特定実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を脱しない範囲内でいろいろに変形及び修正して実施することができるものである。このような変形及び修正が添付される特許請求範囲に属したら本発明に含まれるということは自明であろう。
【符号の説明】
【０１３０】
１００  制御部
２００  インバーター
２１０  第１ＤＣリンク
２２０  第２ＤＣリンク
３００  発電モジュール
【図１】
0005579291.tif 000017
【図２】
0005579291.tif 000018
【図３】
0005579291.tif 000019
【図４】
0005579291.tif 000020
【図５】
0005579291.tif 000021
【図６】
0005579291.tif 000022
【図７】
0005579291.tif 000023
【図８】
0005579291.tif 000024
【図９】
0005579291.tif 000025
【図１０】
0005579291.tif 000026
【図１１】
0005579291.tif 000027
【図１２】
0005579291.tif 000028
【図１３】
0005579291.tif 000029
【図１４】
0005579291.tif 000030