(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子の光出力を低減する第１の調光動作と、
前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数を所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数範囲に制限し、
第２の調光動作により前記所定値を低減することで前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定の最高周波数に達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子の光出力を低減することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項２】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子の光出力を低減する第１の調光動作と、
前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、
前記スイッチング素子のオンオフ周波数を所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数範囲に制限し、
第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定の最低周波数に達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子の光出力を増加させることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項３】
前記所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数成分を雑音規制の範囲内に低減するフィルタ回路を備え、前記直流電源は商用交流電源を前記フィルタ回路と整流平滑回路を介して直流変換した直流電圧を出力する回路であることを特徴とする請求項１又は２記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項４】
第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定の最低周波数に達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子の光出力を増加させることを特徴とする請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＬＥＤの調光制御方式として、ＬＥＤに流れる電流を１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ程度の低周波で間欠的に休止させて、その電流休止期間の長さを調整することで、光出力の平均値を調整するＰＷＭ調光や、ＬＥＤに流れる電流の振幅を調整することで、ＬＥＤの光出力を調整する振幅調光が知られている。また、これらのＰＷＭ調光と振幅調光を組み合わせた調光制御も種々提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１（特開平１０−１３３６１３号公報）には、高輝度領域ではＰＷＭ調光、低輝度領域では振幅調光とＰＷＭ調光を組み合わせて用いることが提案されている。また、特許文献２（特開２００２−２３１４７０号公報）には、外部から入力されたＰＷＭ信号をパルス幅の異なる第２のＰＷＭ信号に変換し、変換後のＰＷＭ信号に応じてＬＥＤに流れる電流を断続すると共に、そのＰＷＭ信号を平滑化した直流電圧に応じてＬＥＤに流れる電流の振幅を調節する構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−１３３６１３号公報（図１−図３）
【特許文献２】特開２００２−２３１４７０号公報（図１−図４）
【特許文献３】特開２０１０−４０８７８号公報（図１、図２、段落３５、４０）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１、２の技術では、ＬＥＤに流れる電流の振幅を調節するために、トランジスタの導通抵抗を可変制御しており、電力ロスが大きかった。電力ロスを低減するには、ＬＥＤに流れる電流の振幅をチョッパ回路のようなスイッチング電源回路により調整することが有効である。特に、回生電流のゼロクロスを検出してスイッチング素子をオン制御する臨界モードで動作するスイッチング電源回路は電力変換効率が高いことが知られている。
【０００６】
例えば、特許文献３（特開２０１０−４０８７８号公報）には臨界モードで動作する降圧チョッパ回路を用いてＬＥＤに流れる電流を定電流制御する構成が開示されている。また、同文献の段落３５、４０によれば、調光信号に応じて降圧チョッパ回路のスイッチング素子の駆動信号をＰＷＭ制御することが提案されている。
【０００７】
しかしながら、特許文献３の提案は、スイッチング素子のオンパルス幅をＰＷＭ制御するという意味に解されるものであり、臨界モードで動作するスイッチング電源回路において、オンパルス幅を調光信号に応じて任意に可変制御すると、回生電流がゼロクロスするまでの時間が変動することにより、スイッチング周波数が広い範囲で変動するという問題がある（図４（ｅ）参照）。また仮に、特許文献３のＰＷＭ制御を低周波のＰＷＭ信号に応じて高周波のスイッチング動作を間欠的に休止するという意味に解したとしても、その場合、ＰＷＭ信号の可変範囲でしか調光できないから、調光範囲が制限されるという問題がある。
【０００８】
本発明は、臨界モードで動作するスイッチング電源回路を用いてＬＥＤを調光点灯する場合に、スイッチング周波数の変動範囲を所定の範囲内に制限しながら広い範囲の調光を可能とすることを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子４の光出力を低減する第１の調光動作と、前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子４の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、図４（ａ）〜（ｅ）に示すように、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆを所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの間の周波数範囲に制限する。また、図４（ｂ），（ｃ）に示すように、第２の調光動作により前記所定値を低減することで前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが前記所定の最高周波数ｆｍａｘに達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子４の光出力を低減することを特徴とする。
【００１０】
請求項２の発明は、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数よりも十分に低い周波数で前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止することにより前記半導体発光素子４の光出力を低減する第１の調光動作と、前記所定値を可変とすることにより前記半導体発光素子４の光出力を可変とする第２の調光動作を組み合わせることにより、図４（ａ）〜（ｅ）に示すように、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆを所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの間の周波数範囲に制限する。また、図４（ａ），（ｃ）に示すように、第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが前記所定の最低周波数ｆｍｉｎに達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子４の光出力を増加させることを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１又は２記載の半導体発光素子の点灯装置において、図１に示すように、前記所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの間の周波数成分を雑音規制の範囲内に低減するフィルタ回路２ａを備え、前記直流電源は商用交流電源を前記フィルタ回路２ａと整流平滑回路２ｂを介して直流変換した直流電圧を出力する回路であることを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、図４（ａ），（ｃ）に示すように、第２の調光動作により前記所定値を増加させることで前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが前記所定の最低周波数ｆｍｉｎに達した後は、第１の調光動作により前記半導体発光素子４の光出力を増加させることを特徴とする。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図７）。                                                                   
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に休止することによる調光動作と、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を可変制御することによる調光動作を組み合わせることにより、スイッチング素子のオンオフ周波数を所定の最高周波数と最低周波数の間の周波数範囲に制限したから、スイッチング素子のオンオフ周波数が高くなり過ぎたり、低くなり過ぎることを防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。
【図３】本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。
【図４】本発明の実施形態１の調光制御例を示す動作説明図である。
【図５】本発明の実施形態２の点灯装置の要部構成例を示す回路図である。
【図６】本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。
【図７】本発明の実施形態４の照明器具の概略構成を示す断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。
【００１８】
電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して整流平滑回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。整流平滑回路２ｂは、ここでは全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０よりなる回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。
【００１９】
整流平滑回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と整流平滑回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。
【００２１】
図２は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。
【００２２】
電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。
【００２３】
７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２１、Ｒ２０で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ０の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。
【００２５】
制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定される。
【００２６】
チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２２がオンとなり、抵抗Ｒ２２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。
【００２８】
コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は負荷電圧に応じて変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。
【００２９】
インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。
【００３０】
制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。
【００３１】
このようにして出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ０の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。
【００３２】
ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。
【００３３】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。
【００３４】
ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。
【００３５】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。
【００３６】
このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。
【００３７】
なお、制御電源回路１０の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、コンデンサＣ０の正極から高抵抗を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。
【００３８】
また、本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。
【００３９】
《調光動作について》
本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。
【００４０】
そこで、高周波のチョッパ動作を低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、ＰＷＭ信号のデューティに応じた出力電流を半導体発光素子４に供給することができ、精度の高い調光が可能となる。そのために、図１の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御している（第１の調光動作）。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させれば、チョッパ電流の平均値は、常にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値の１／２となるので、精度の高い調光が可能となる。そのために、図１の実施形態では、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を制御可能としている（第２の調光動作）。
【００４２】
《第１の調光動作の詳細》
まず、スイッチング素子Ｑ２を低周波のＰＷＭ信号に応じてオン／オフ制御する第１の調光動作について説明する。低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃ、信号変換回路５ｄを介して、制御回路５に入力される。
【００４３】
図１の回路では、図３の信号変換回路５ｄから出力された低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２としており、ゲート電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間を短絡させる。また、ゲート電圧Ｖ２がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となり、接続されていないのと同じ状態となる。
【００４４】
スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗Ｒ２１とスイッチング素子Ｑ２の接続点が常にＬｏｗレベルとなる。したがって、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わっても、そのゲートドライブ出力は抵抗Ｒ２１で消費されることになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。
【００４５】
また、スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わるのに応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフに切り替わるので、通常のチョッパ動作となる。
【００４６】
したがって、チョッパ動作期間とチョッパ動作停止期間の比率は、ＰＷＭ信号のＬｏｗレベル期間とＨｉｇｈレベル期間の比率と一致することになる。チョッパ動作期間では定電流が供給され、チョッパ動作停止期間では電流供給が停止されるので、結局、ＰＷＭ信号の１周期に対するＬｏｗレベル期間の割合に応じた電流が半導体発光素子４に供給されることになる。これにより精度の高い調光が可能となる。
【００４７】
また、上述のスイッチング素子Ｑ２のオンオフ制御に代えて、もしくは、これと共に、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）を低周波のＰＷＭ信号に同期してグランドに短絡させることにより、制御用集積回路５０の発振動作を間欠的に停止させるように制御しても良い。上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡してＩＣの動作を停止させ、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）を開放して通常の動作に戻す。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。
【００４８】
図３の信号変換回路５ｄでは、調光信号線から供給されたＰＷＭ信号をパルス幅の異なる第２のＰＷＭ信号に変換して出力しても良いし、元のパルス幅のまま出力しても良い。また、信号変換回路５ｄでは、調光信号線から供給されたＰＷＭ信号のパルス幅に応じて変化するアナログの調光電圧Ｖｄｉｍを出力する。この調光電圧Ｖｄｉｍは第２の調光動作で用いられる。
次に、第２の調光動作について説明する。
【００４９】
《第２の調光動作の詳細》
本実施形態では、信号変換回路５ｄから出力されるアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を制御可能としている。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させることができるので、調光が可能となる。
【００５０】
スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が増加すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数は低くなり、反対に、ピーク値が減少すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数は高くなる。なぜなら、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に流れる漸増電流の傾き、並びに、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に流れる漸減電流の傾きは、電源電圧Ｖｄｃと負荷電圧Ｖｃ２が同じであれば一定だからである。つまり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が増減しても、インダクタＬ１に流れる漸増電流と漸減電流が形成する三角波は相似形を維持することになり、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期とスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は比例関係を維持することになる。
【００５１】
したがって、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を所定の最高周波数ｆｍａｘ以下に制限しようとすると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定の最低値Ｉｍｉｎ以上に制限する必要がある。また、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を所定の最低周波数ｆｍｉｎ以上に制限しようとすると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定の最高値Ｉｍａｘ以下に制限する必要がある。
【００５２】
このように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定の最低値Ｉｍｉｎから所定の最高値Ｉｍａｘの範囲に制限する動作は、信号変換回路５ｄから出力されるアナログの調光電圧Ｖｄｉｍの電圧範囲を制限することにより実現できる。
【００５３】
《第１の調光動作と第２の調光動作の組み合わせについて》
図３の信号変換回路５ｄは、例えばマイクロコンピュータ等により構成されており、波形整形回路５ｃから出力されるＰＷＭ信号のパルス幅を読み取り、デジタル値に変換した後、メモリテーブルを参照し、図４（ａ）〜（ｅ）に例示したような各種の調光動作を実現するように、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを生成すると共に、パルス幅を変換された第２のＰＷＭ信号を出力する。
【００５４】
図４（ａ）の例では、光出力１００％から所定の調光出力（例えば、光出力３０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。また、前記所定の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。
【００５５】
この調光制御によれば、特に低輝度側で滑らかな調光が可能となる利点がある。スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作だけでは、間欠発振期間が短くなると、その間欠発振期間中に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数が数個〜１個のように少なくなり、間欠発振期間の変化に対する光出力の変化が離散的になることがある。このとき、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減することで、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を高くすれば、間欠発振期間中に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数を増大させることができるから、間欠発振期間の変化に対して光出力の変化が離散的になることを抑制できる。また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は連続的に変化させることができるから、負荷電流の実効値を連続的に変化させることができ、これにより、特に低輝度側で滑らかな調光が可能となる。
【００５６】
図４（ｂ）の例では、光出力１００％から所定の調光出力（例えば、光出力７０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。また、前記所定の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。
【００５７】
この調光制御によれば、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作による低輝度側での調光制御が、最高周波数ｆｍａｘにおいて実施されるので、間欠発振期間に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数が最大となり、間欠発振期間の長さの変化に対する光出力の変化が滑らかとなる効果がある。
【００５８】
図４（ｃ）の例は、図４（ａ），（ｂ）の制御を組み合わせたものであり、光出力１００％から第１の調光出力（例えば、光出力７０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。また、第１の調光出力から第２の調光出力（例えば、光出力３０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。さらに、第２の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。
【００５９】
図４（ｄ）の例も、図４（ａ），（ｂ）の制御を組み合わせたものであり、光出力１００％から第１の調光出力（例えば、光出力８０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。また、第１の調光出力から第２の調光出力（例えば、光出力２０％）まで低下する過程では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作のみで光出力を低減する。さらに、第２の調光出力よりも低輝度側では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作のみで光出力を低減するか、もしくは、第２の調光動作と第１の調光動作を併用することで光出力を低減する。
【００６０】
図４（ｅ）の例は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる第１の調光動作と、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低減する第２の調光動作を常に組み合わせて、光出力を制御している。
【００６１】
光出力１００％のときは、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆは最低周波数ｆｍｉｎとなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は最大となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の休止期間は最小となる。一方、光出力が最低の時は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆは最高周波数ｆｍａｘとなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は最低となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の休止期間は最大となる。これにより、図４（ｅ）の実線に示すように広い範囲で光出力を変化させても、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆは、所定の最低周波数ｆｍｉｎから所定の最高周波数ｆｍａｘの範囲内に制限される。
【００６２】
これに比べると、図４（ｅ）の破線で示す特性は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を増減する第２の調光動作のみで光出力を増減させた場合に、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆが広い範囲で変動すること（特許文献３の欠点）を示している。負荷電流の実効値（平均値）はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値に比例するから、第２の調光動作のみで、例えば１００％〜１％の範囲で光出力を可変制御しようとすると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は１００：１の範囲で変化させなければならない。このとき、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数は１：１００の範囲で変化することになるから、最低周波数と最高周波数の比率は１００倍にもなり、実用的ではない。
【００６３】
しかし、最低周波数ｆｍｉｎと最高周波数ｆｍａｘの比率を、例えば１：２程度に制限しようとすると、調光比は１００％〜５０％ということになり、これも実用的ではない。
【００６４】
そこで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値のみを制御するのではなく、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を低周波で間欠的に休止させ、その休止期間の長さを可変とする制御と組み合わせる。これにより、図４（ｅ）の実線（本発明）に示すように、光出力を広い範囲で制御可能としながら、しかもスイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数ｆを所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの範囲内に制限することができるのである。
【００６５】
なお、所定の最高周波数ｆｍａｘと最低周波数ｆｍｉｎの範囲内の高周波成分は、フィルタ回路２ａによりＣＩＳＰＲ等で規定された雑音規制レベル以下に抑制できるものとする。
【００６６】
図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと整流平滑回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ０の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。
【００６７】
コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流器ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。
【００６８】
本発明の調光点灯装置では、波形整形回路５ｃの後にさらにマイクロコンピュータ等で構成される信号変換回路５ｄを設けて、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを生成し、その調光電圧Ｖｄｉｍに応じてスイッチング素子Ｑ１の電流ピーク値を可変制御している。また、入力された調光信号とはパルス幅の異なる第２のＰＷＭ信号を生成し、変換後のＰＷＭ信号のパルス幅に応じてスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させる期間を可変制御している。
【００６９】
なお、信号変換回路５ｄはマイクロコンピュータに限定されるものではなく、パルス幅を変換するための単安定マルチバイブレータと調光電圧Ｖｄｉｍを生成するためのＣＲ平滑回路などで構成しても構わない。また、信号変換回路５ｄによりＰＷＭ信号のパルス幅を変換することは必須ではなく、ＰＷＭ信号はそのまま通過させて、そのパルス幅に応じた調光電圧Ｖｄｉｍを生成するだけでも構わない。
【００７０】
（実施形態２）
上述の実施形態１では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させる第２の調光動作を実現するために、信号変換回路５ｄから出力されるアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を制御していたが、本実施形態では、第２の調光動作を実現するための別の手段として、図１の制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４に対してアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じた補正値を加算したり減算することにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させている。その他の構成及び動作は実施形態１と同じで良い。
【００７１】
（実施形態２ａ）
図５（ａ）の例では、図１の制御用集積回路５０の４番ピン（チョッパ電流検出端子ＣＳ）に接続された電流検出抵抗Ｒ１と並列に、抵抗Ｒ４１とトランジスタＴｒ１の直列回路を接続したものである。トランジスタＴｒ１は不飽和領域で使用しており、その抵抗値はアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて可変制御される。
【００７２】
アナログの調光電圧Ｖｄｉｍが高くなると、バイアス抵抗Ｒ４２を介してトランジスタＴｒ１に供給されるベース電流が増加するから、トランジスタＴｒ１の抵抗値が下がる。すると、制御用集積回路５０から見たときに、電流検出抵抗Ｒ１の抵抗値が低下したのと同じ効果があるから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を増大させることができる。
【００７３】
つまり、電流検出抵抗Ｒ１により検出される検出値から半導体発光素子４の目標増光量に応じた補正値を差し引くことにより半導体発光素子４を調光することができる。
【００７４】
（実施形態２ｂ）
図５（ｂ）の例では、図１の制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から、電流検出抵抗Ｒ１の非接地側端子に対して間欠的に重畳電流を流す回路を設けたものである。重畳電流は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなったタイミング、つまり、図１のスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にのみ流れるから、常に重畳電流を流す場合に比べると、電流検出抵抗Ｒ１における電力消費を抑制できる。
【００７５】
図示された例では、コレクタ接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ３をエミッタフォロワ動作させることにより、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを低インピーダンス化し、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、７番ピンの出力電圧と調光電圧Ｖｄｉｍとの電圧差を抵抗Ｒ４４で割った電流をＰＮＰトランジスタＴｒ２のベースに供給している。アナログの調光電圧Ｖｄｉｍが低くなると、トランジスタＴｒ２のベース電流が増加し、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤ７を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流が増加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を減少させることができる。
【００７６】
つまり、電流検出抵抗Ｒ１により検出される検出値に半導体発光素子４の目標減光量に応じた補正値を重畳させることにより半導体発光素子４を調光することができる。
【００７７】
（実施形態２ｃ）
図５（ｃ）の例では、図１の制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）からのゲートドライブ信号を抵抗Ｒ４４、Ｒ４５とコンデンサＣｉよりなる平滑回路により積分することにより、調光電圧Ｖｄｉｍを自ら生成している。すなわち、この実施形態では、抵抗Ｒ４４、Ｒ４５とコンデンサＣｉよりなる平滑回路がＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベル期間に応じた直流電圧を生成する信号変換回路として機能しているので、図３の信号変換回路５ｄは不要であり、波形整形回路５ｃから出力されたＰＷＭ信号を、そのまま図１のスイッチング素子Ｑ２の駆動電圧Ｖ２として用いている。さらに、波形整形回路５ｃから出力されたＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、制御用集積回路５０の発振動作を停止させるべく、制御用集積回路５０の５番ピンをグランドに短絡させている。
【００７８】
上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号（図１のスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２）がＨｉｇｈレベルのときは、図５（ｃ）のスイッチング素子Ｑ３をオンさせて、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡させてＩＣの動作を停止させ、ゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力されないようにしている。このゲートドライブ信号の実効値に応じて、コンデンサＣｉの充電電圧が制御されるように、抵抗Ｒ４４、Ｒ４５とコンデンサＣｉの時定数を設定している。
【００７９】
回路構成は簡単なものであり、放電抵抗Ｒ４５が並列接続されたコンデンサＣｉと充電抵抗Ｒ４４の直列回路を、トランジスタＴｒ２のベースと回路グランドの間に接続し、前記トランジスタＴｒ２のエミッタを制御用集積回路５０のゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）に接続し、コレクタを抵抗Ｒ４３とダイオードＤ７の直列回路を介して電流検出抵抗Ｒ１の非接地側端子に接続したものである。
【００８０】
低周波のＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベルの期間が長くなると、制御用集積回路５０のゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力される期間が短くなるから、コンデンサＣｉの充電電圧は低くなる。すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランジスタＴｒ２のベース電流が増加するので、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤ７を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流は増大する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は短くなり、そのピーク電流は減少する。
【００８１】
逆に、低周波のＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベルの期間が短くなると、制御用集積回路５０のゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力される期間が長くなるから、コンデンサＣｉの充電電圧は高くなる。すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランジスタＴｒ２のベース電流が減少するので、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤ７を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流は減少する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は長くなり、そのピーク電流は増加する。
【００８２】
本実施形態によれば、図４（ａ）または（ｅ）に示す調光動作を簡単な回路構成で実現できる。また、副次的な作用効果として、電源投入時にコンデンサＣｉが充電されるまでの間、光出力が徐々に増大するソフトスタートの機能を兼用することもできる。
【００８３】
（実施形態３）
上述の実施形態１、２では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図６（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。
【００８４】
また、図６（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図６（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図６（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図６（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄの例である。これらは例示であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタンス要素（インダクタＬ１またはトランスＴ１）に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流検出動作と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードＤ１を介して放出される電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオン制御するゼロクロス検出動作を併用しているスイッチング電源回路であれば、本発明を適用することができる。
【００８５】
（実施形態４）
図７は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。
【００８６】
器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。
【００８７】
電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。
【００８８】
本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。
【００８９】
また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。
【００９０】
上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。
【符号の説明】
【００９１】
Ｑ１  スイッチング素子
Ｌ１  インダクタ
Ｄ１  ダイオード
Ｒ１  電流検出抵抗
４    半導体発光素子
５    制御回路
【図１】
0005603719.tif 000002
【図２】
0005603719.tif 000003
【図３】
0005603719.tif 000004
【図４】
0005603719.tif 000005
【図５】
0005603719.tif 000006
【図６】
0005603719.tif 000007
【図７】
0005603719.tif 000008