(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの直流電圧が印加される電圧入力端子と、
該電圧入力端子に印加された電圧と所定の電圧との大小を判定する電圧比較回路と、
前記電源の正極端子と回路の基準電位点との間に、電流−電圧変換手段と直列形態に接続されるスイッチ素子と、
前記電圧比較回路の出力に応じて前記スイッチ素子の制御信号を生成する制御回路と、を備え、
前記電源の電圧供給能力または電流供給能力が低い場合は前記スイッチ素子のオン状態にして、前記電圧入力端子に印加された電圧を前記電圧比較回路により判定し、前記電圧入力端子に印加されている電圧が前記所定の電圧よりも高いと前記電圧比較回路が判定した場合に前記制御回路より出力される制御信号によって前記スイッチ素子をオフ状態にして、前記電圧入力端子に印加された電圧を前記電圧比較回路により判定するように構成されていることを特徴とする電流電圧検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電流電圧検出回路と、
前記電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する電流制御用トランジスタと、
前記電流制御用トランジスタと並列に接続され該トランジスタよりも小さなサイズを有し該トランジスタと同一の制御電圧が制御端子に印加される電流検出用トランジスタと、
前記電流検出用トランジスタまたは前記電流制御用トランジスタと直列に接続される第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧に応じて前記電流制御用トランジスタの制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、を備えることを特徴とする電流制御回路。
【請求項３】
前記電源からの直流電圧もしくは前記出力端子に接続される二次電池からの直流電圧に基づいて内部回路の電源電圧を生成する内部レギュレータを備え、
前記制御回路は、前記電圧比較回路の出力に応じて前記電源の電圧供給能力または電流供給能力が小さい場合に前記内部レギュレータの動作を停止する信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電流制御回路。
【請求項４】
前記制御回路は、前記電圧比較回路の出力に応じて前記電源の電圧供給能力または電流供給能力が小さい場合に内部回路の動作電流を流す電流源をオフ状態にする信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電流制御回路。
【請求項５】
前記第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧と所定の参照電圧とを比較する第２の電圧比較回路を備え、
前記制御回路は、前記電圧比較回路の出力および前記第２の電圧比較回路の出力に応じて前記内部レギュレータの動作を停止、または内部回路の動作電流を流す電流源をオフ状態にする信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項３または４に記載の電流制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源から供給される電流、電圧を検出する電流電圧検出回路および該電流電圧検出回路により検出した電流、電圧に応じた電流制御を行なう電流制御回路に関し、例えば二次電池を充電する充電制御装置に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
二次電池の充電装置には、ＡＣアダプタなどの一次電源からの直流電圧が入力される入力端子と二次電池が接続される出力端子との間に設けられたＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ；以下ＭＯＳトランジスタと称する）からなる電流制御用のトランジスタにより充電電流を制御する充電制御回路が使用されている。従来、このような充電制御回路においては、充電の際に電流制御用のトランジスタに流れる電流を検出して、充電電流が一定になるように制御することが行なわれている（特許文献１）。
【０００３】
一方、太陽電池を備えた電子機器が普及するようになってきたのに伴い、太陽電池を電源とする電源装置や太陽電池を一次電源として二次電池を充電する充電制御装置に関する発明も種々提案されている（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−２９４９８１号公報
【特許文献２】特開２０１０−１０４１１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
太陽電池は日射量や負荷に応じて出力電流、出力電圧が比較的大きく変動するため、太陽電池を電源とする電源装置や太陽電池を一次電源として用い二次電池を充電する充電制御装置においては、電流および電圧を検出する必要がある。従来の電流、電圧の検出は、図８（Ａ）に示すように入力電圧Ｖｓと参照電圧Ｖref1とを比較するコンパレータＣＭＰ１を有する電圧検出回路、および図８（Ｂ）に示すように入力電流Ｉｓを電圧に変換するセンス抵抗Ｒｓと該抵抗の電圧降下を検出するコンパレータＣＭＰ２を有する電流検出回路を別々に設けたものが一般的であった。しかしながら、かかる検出方式は、２個のコンパレータを使用するため回路規模が増大し、制御回路をＩＣ化する場合にはチップサイズの増大を招くという課題がある。
【０００６】
この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、太陽電池のような出力電流、出力電圧が比較的大きく変動する電源を使用する電源装置や充電制御装置において、１つのコンパレータで電流および電圧を検出することが可能な電流電圧検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、この発明に係る電流電圧検出回路は、
電源からの直流電圧が印加される電圧入力端子と、
該電圧入力端子に印加された電圧と所定の電圧との大小を判定する電圧比較回路と、
前記電源の正極端子と回路の基準電位点との間に、電流−電圧変換手段と直列形態に接続されるスイッチ素子と、
前記電圧比較回路の出力に応じて前記スイッチ素子の制御信号を生成する制御回路と、を備え、
前記電源の電圧供給能力または電流供給能力が低い場合は前記スイッチ素子のオン状態にして、前記電圧入力端子に印加された電圧を前記電圧比較回路により判定し、前記電圧入力端子に印加されている電圧が前記所定の電圧よりも高いと前記電圧比較回路が判定した場合に前記制御回路より出力される制御信号によって前記スイッチ素子をオフ状態にして、前記電圧入力端子に印加された電圧を前記電圧比較回路により判定するように構成したものである。
【０００８】
上記した手段によれば、太陽電池のような出力電流、出力電圧が比較的大きく変動する電源を使用する電源装置や充電制御装置において、１つのコンパレータ（電圧比較回路）で電源から供給される電流および電圧の大きさを検出することができ、回路規模を小さくできるとともに、電源の電圧供給能力または電流供給能力が大きい場合に電流検出用の電流−電圧変換手段（センス抵抗）と直列に設けられたスイッチ素子をオフするため、消費電流を抑えることができるようになる。
【０００９】
また、望ましくは、上記のような構成を有する電流電圧検出回路と、
前記電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する電流制御用トランジスタと、
前記電流制御用トランジスタと並列に接続され該トランジスタよりも小さなサイズを有し該トランジスタと同一の制御電圧が制御端子に印加される電流検出用トランジスタと、
前記電流検出用トランジスタまたは前記電流制御用トランジスタと直列に接続される第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧に応じて前記電流制御用トランジスタの制御電圧を生成する制御電圧生成回路と、を備える電流制御回路とする。
【００１０】
これにより、太陽電池のような出力電流、出力電圧が比較的大きく変動する電源を使用し電流を制御して出力する電源装置や充電制御装置において、１つの電圧比較回路で電源から供給される電流および電圧の大きさを検出することができ、回路規模を小さくできるとともに、電源の電圧供給能力または電流供給能力が大きい場合に電流検出用の電流−電圧変換手段と直列のスイッチ素子をオフして消費電流を抑えることができる電流制御回路を実現することができる。
【００１１】
さらに、望ましくは、前記電源からの直流電圧もしくは前記出力端子に接続される二次電池からの直流電圧に基づいて内部回路の電源電圧を生成する内部レギュレータを備え、前記制御回路は、前記電圧比較回路の出力に応じて前記電源の電圧供給能力または電流供給能力が小さい場合に前記内部レギュレータの動作を停止する信号を出力するように構成する。
【００１２】
あるいは、前記制御回路は、前記電圧比較回路の出力に応じて前記電源の電圧供給能力または電流供給能力が小さい場合に内部回路の動作電流を流す電流源をオフ状態にする信号を出力するように構成する。
これにより、内部回路の消費電流を低減することが可能になる。
【００１３】
また、望ましくは、前記第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧と所定の参照電圧とを比較する第２の電圧比較回路を備え、
前記制御回路は、前記電圧比較回路の出力および前記第２の電圧比較回路の出力に応じて前記内部レギュレータの動作を停止、または内部回路の動作電流を流す電流源をオフ状態にする信号を出力するように構成する。
これにより、出力電流が所定値以下になった場合にも内部レギュレータまたは内部回路の電流源の動作を停止して内部回路の消費電流を低減することが可能になる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によると、太陽電池のような出力電流、出力電圧が比較的大きく変動する電源を使用する電源装置や充電制御装置において、１つのコンパレータで電流および電圧を検出することが可能な電流電圧検出回路を実現することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る電流電圧検出回路の一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】一次電源としての太陽電池の電圧−電流特性および電力−電圧特性を示すグラフである。
【図３】太陽電池が電流供給能力ほぼ一定で電圧供給能力が変化する特性領域で動作している状態における実施形態の電流電圧検出回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】太陽電池が電圧供給能力ほぼ一定で電流供給能力が変化する特性領域で動作している状態における実施形態の電流電圧検出回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の電流電圧検出回路を適用した充電制御用ＩＣおよびそれを用いた充電装置の一実施例を示す回路構成図である。
【図６】実施例の充電制御用ＩＣにおける動作を示すタイミングチャートである。
【図７】実施形態の充電制御用ＩＣの変形例を示す回路構成図である。
【図８】従来の充電制御装置における電圧検出回路および電流検出回路の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る電流電圧検出回路の一実施形態を示す。
図１に示されているように、この実施形態の電流電圧検出回路は、例えば太陽電池のような出力電圧および出力電流が比較的大きく変動する一次電源２０からの直流電圧Ｖｉｎが印加される電圧入力端子Ｐ１と、該電圧入力端子Ｐ１に非反転入力端子が接続された差動アンプを用いた電圧比較回路としてのコンパレータＣＭＰ１と、一次電源２０から電流を引き込むための電流入力端子Ｐ２と、該電流入力端子Ｐ２と回路の基準電位点としての接地点との間に接続されたスイッチ素子ＳＷ１と、上記コンパレータＣＭＰ１の出力に応じてスイッチ素子ＳＷ１をオン、オフする制御信号を生成する制御ロジック回路ＬＧとを備える。コンパレータＣＭＰ１と、スイッチ素子ＳＷ１と、制御ロジック回路ＬＧは、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成することができる。コンパレータＣＭＰ１には、ヒステリシス特性を有するものを使用している。
【００１７】
本実施形態の電流電圧検出回路は、一次電源２０の正極端子と上記電流入力端子Ｐ２との間に電流検出用のセンス抵抗Ｒｓが接続され、スイッチ素子ＳＷ１をオンして一次電源２０から電流Ｉｓをセンス抵抗Ｒｓに流して電圧に変換し、その電圧と所定の参照電圧Ｖref1とをコンパレータＣＭＰ１により比較して検出する電流検出モードと、スイッチ素子ＳＷ１をオフして一次電源２０からの入力電圧Ｖｉｎと参照電圧Ｖref1とをコンパレータＣＭＰ１により比較して検出する電圧検出モードとを備え、時分割で電流検出と電圧検出を行うことによって、１つのコンパレータを電流検出と電圧検出に兼用できるように構成されている。
【００１８】
次に、図１の電流電圧検出回路による具体的な電流電圧検出動作について、図２〜図４を用いて説明する。なお、制御ロジック回路ＬＧは、最も簡単な制御を想定した場合、コンパレータＣＭＰ１の出力を反転するインバータ一つで構成することができるので、以下の図１に基づく説明では制御ロジック回路ＬＧをインバータとみなす。また、以下に説明する検出動作は、一次電源２０が太陽電池である場合のものである。太陽電池の電圧−電流特性をグラフで示すと、図２（Ａ）のようになり、大きく分けると、電圧がほぼ一定で電流が大きく変動する特性領域Ａと、電流がほぼ一定で電圧が大きく変動する特性領域Ｂがあり、太陽電池への太陽光の入射状態や負荷に応じて動作領域が変化する。
【００１９】
まず、太陽電池（２０）の電流供給能力（電源電流能力）がほぼ一定で電圧供給能力（電源電圧能力）が変化する特性領域Ｂで動作する状態で、電流電圧検出回路が起動された場合の動作について図３を用いて説明する。ここで、「起動」とは回路（ＩＣ）の電源電圧が投入された場合の他、電源電圧が供給されている状態で電圧入力端子Ｐ１に太陽電池が電気的に接続された場合を含む。
起動直後は、コンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがロウレベルとなるように回路が構成されており、制御ロジック回路ＬＧ（インバータ）の出力はハイレベルとなりスイッチ素子ＳＷ１はオン状態とされる（期間Ｔ１）。そのため、太陽電池から出力される電流がセンス抵抗Ｒｓに流れ、太陽電池の内部抵抗によって電圧が下がり、比較的低い電圧が電圧入力端子Ｐ１に印加され、コンパレータＣＭＰ１が該電圧と参照電圧Ｖref1とを比較するため、コンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏは当初ロウレベルである（期間Ｔ１）。
【００２０】
その後、図３（Ａ）のように太陽電池の電圧供給能力が増加するのに伴って図３（Ｃ）のようにコンパレータＣＭＰ１の検出電圧（入力電圧）が次第に高くなる。そして、検出電圧が参照電圧Ｖref1を超えた時点で、図３（Ｅ）のようにコンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがハイレベルに変化して制御ロジック回路ＬＧ（インバータ）の出力はロウレベルとなり、スイッチ素子ＳＷ１がオンからオフに切り替わる（タイミングｔ１）。
すると、センス抵抗Ｒｓに流れる電流が遮断され、電流検出モードから電圧検出モードへ変わる。そのため、電圧入力端子Ｐ１には太陽電池（２０）の出力電圧が印加され、電圧が参照電圧Ｖref1よりも高い間はコンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがハイレベル、制御ロジック回路ＬＧ（インバータ）の出力がロウレベルに維持され、スイッチ素子ＳＷ１はオフのままとされる（期間Ｔ２）。その後、太陽電池の電圧供給能力が減少して、検出電圧が参照電圧Ｖref1よりも低くなるとコンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがロウレベルに変化し、スイッチ素子ＳＷ１がオフからオンに切り替わり、電圧検出モードから電流検出モードへ変わる（タイミングｔ２）。
【００２１】
次に、太陽電池の電圧供給能力が一定で電流供給能力が変化する特性領域Ａで動作する状態で、電流電圧検出回路が起動された場合の動作について図４を用いて説明する。
起動直後は、コンパレータＣＭＰ１の出力はロウレベルであるため、制御ロジック回路ＬＧ（インバータ）の出力はハイレベルとなりスイッチ素子ＳＷ１はオン状態とされる（期間Ｔ１）。そのため、太陽電池（２０）から出力される電流がセンス抵抗Ｒｓおよびスイッチ素子ＳＷ１に流されて、センス抵抗Ｒｓにより変換された電圧が電圧入力端子Ｐ１に印加され、コンパレータＣＭＰ１が該電圧と参照電圧Ｖref1とを比較する。その結果、図４（Ｂ）のように太陽電池の電流供給能力が増加するのに伴って図４（Ｃ）のようにコンパレータＣＭＰ１の検出電圧（入力電圧）が次第に高くなる。
【００２２】
そして、検出電圧が参照電圧Ｖref1を超えた時点で、図４（Ｅ）のようにコンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがハイレベルに変化して制御ロジック回路ＬＧ（インバータ）の出力はロウレベルとなり、スイッチ素子ＳＷ１がオンからオフに切り替わる（タイミングｔ１）。すると、センス抵抗Ｒｓに流れる電流が遮断され、電圧入力端子Ｐ１には太陽電池（２０）の出力電圧が印加される。そのため、コンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベル、制御ロジック回路ＬＧ（インバータ）の出力がロウレベルに維持され、スイッチ素子ＳＷ１はオフのままとされる（期間Ｔ２）。その後、期間Ｔ３のように電流供給能力が減少してもコンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏはハイレベル、スイッチ素子ＳＷ１はオフ状態を維持することとなる。
【００２３】
太陽電池は、図２（Ｂ）に示すように、日射量によって出力電力−電圧特性が異なり、電圧あるいは電流のみからでは負荷に有効な電力を供給できる状態にあるか否か判別できない。そこで、本実施形態の電流電圧検出回路は、上述のように、先ずセンス抵抗Ｒｓに電流を流してみてそのときの入力端子の状態に応じて電圧検出モードに移行するか否か決定することで、太陽電池が有効な電力を供給できる状態にあるか否か判定するようにしたものであり、一つのコンパレータで電流と電圧を検出することができる。また、センス抵抗Ｒｓに電流を流して判定を行って電圧検出モードに移行した後は、センス抵抗Ｒｓに流す電流を遮断するようにしているため、消費電流を抑えることができるという利点もある。
【００２４】
図５は、本発明に係る電流電圧検出回路を適用した二次電池の充電制御用ＩＣの一実施形態およびそれを用いた充電装置の概略構成を示す。
図５に示されているように、この実施形態の充電装置は、例えば太陽電池のような一次電源２０と、該一次電源２０により入力された直流電圧Ｖｉｎによってリチウムイオン電池のような二次電池３０を充電する充電制御用ＩＣ１０とを備えている。
【００２５】
本実施形態の充電制御用ＩＣ１０は、一次電源２０からの直流電圧が入力される電圧入力端子Ｐ１と、充電対象の二次電池３０が接続される出力端子としてのバッテリ端子ＢＡＴと、前記電圧入力端子Ｐ１とバッテリ端子ＢＡＴとの間に設けられたＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１と、Ｑ１のゲート制御電圧を生成するゲート電圧制御回路（制御電圧生成回路）１１と、カレントミラー方式で電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１の電流を検出する出力電流検出回路１２と、一次電源２０もしくは２次電池からの直流電圧に基づいてＩＣ内部の電源電圧を生成する内部レギュレータ１８とを備えている。
【００２６】
さらに、本実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１と並列に該トランジスタよりもサイズの小さな電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２が設けられている。そして、出力電流検出回路１２は、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１とカレントミラー回路を構成する電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１および電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２とカレントミラー回路を構成する電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２と、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１，Ｑ２２とそれぞれ直列に接続されたバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２と、検出電流に応じた電圧を出力する誤差アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２とを備えている。バイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２のドレイン端子は、それぞれ電流検出用の抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２がチップ外部にて接続される外部端子Ｐ３，Ｐ４に接続され、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２によってトランジスタＱ２１，Ｑ２２に流れる電流が電圧に変換される。
【００２７】
電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１は、ゲート幅が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１の１／Ｎの大きさ（サイズ）を有しソース端子が前記電圧入力端子Ｐ１に接続されＱ１１と同一の電圧が制御端子（ゲート端子）に印加されることで、Ｑ１１のドレイン電流の１／Ｎの大きさの電流を流す。また、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２は、ゲート幅が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２の１／Ｎの大きさ（サイズ）を有しソース端子が前記電圧入力端子Ｐ１に接続されＱ１２と同一の電圧が制御端子（ゲート端子）に印加されることで、Ｑ１２のドレイン電流の１／Ｎの大きさの電流を流す。サイズ比Ｎは例えば数１００〜数１０００程度の値とすることができ、それにより電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１，Ｑ２２に流れる電流は非常に小さなものとすることができ、電流検出用の抵抗（Ｒｐ１，Ｒｐ２）における損失を低減することができる。
【００２８】
誤差アンプＡＭＰ１は電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン電圧と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１のドレイン電圧とを入力とし、その電位差に応じた電圧をバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１のゲート端子に印加することでＱ２１のバイアス状態すなわちソース・ドレイン間電圧をＱ１１のソース・ドレイン間電圧と同一にすることで、Ｑ１１のドレイン電流により正確に比例した電流をＱ２１に流す。
また、誤差アンプＡＭＰ２は電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２のドレイン電圧と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２のドレイン電圧とを入力とし、その電位差に応じた電圧をバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート端子に印加することでＱ２２のバイアス状態すなわちソース・ドレイン間電圧をＱ１２のソース・ドレイン間電圧と同一にすることで、Ｑ１２のドレイン電流により正確に比例した電流をＱ２２に流す。
【００２９】
上記のように、２つの電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１，Ｑ２２を設けているのは、一次電源として電圧、電流が変動する太陽電池を使用する場合には、次に述べるような問題点があるためである。すなわち、電流制御用ＭＯＳトランジスタと電流検出用ＭＯＳトランジスタがそれぞれ一つであると、第１に、日射量が少なくて充電電流が極端に少ない場合、一次電源２０と二次電池３０間の電圧差すなわち電流制御用トランジスタのソース・ドレイン間の電圧差Ｖｑ１が非常に小さくなって、差動アンプＡＭＰ１のオフセット電圧等の影響で充電電流を正確に検出することができなくなる。第２に、制御可能な充電電流範囲を広くすると、高充電電流時に電流−電圧変換用の抵抗Ｒｐでの検出電圧が高くなりすぎて、検出電圧Ｖｒ１が入力電圧Ｖｉｎにクランプされてしまい電流制御が不能になるためである。
【００３０】
この実施形態の充電制御用ＩＣ１０においては、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のサイズがＱ１１＞Ｑ１２となるように設定される一方、外部端子Ｐ３，Ｐ４に接続される抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２の抵抗値はＲｐ１＜Ｒｐ２となるように設定される。また、充電電流が大きい時は電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１を介して抵抗Ｒｐ１に電流が流れ、充電電流が小さい時は電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２を介して抵抗Ｒｐ２に電流が流れるようにしている。これにより、充電電流が大きい時は抵抗Ｒｐ１に流れる電流が電圧に変換される際に、電圧が高くなり過ぎないようにし、充電電流が小さい時は抵抗Ｒｐ２に流れる電流が電圧に変換される際に、電圧が低くなり過ぎないようにしている。
【００３１】
そして、充電制御用ＩＣ１０は、抵抗Ｒｐ１またはＲｐ２により電流−電圧変換された電圧と参照電圧Ｖref3との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプＡＭＰ３と、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のゲート端子と接地点との間に接続されたゲート電圧制御用トランジスタＱ４とを備える。誤差アンプＡＭＰ３の出力電圧がゲート電圧制御用トランジスタＱ４のゲート端子に印加されることで、検出電流値に応じて電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のゲート電圧を制御する。すなわち、誤差アンプＡＭＰ３とトランジスタＱ４とによりゲート電圧制御回路１１が構成される。電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のゲート端子と入力端子との間には高抵抗値の抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２が接続されており、トランジスタＱ４のドレイン電流がＲｃ１，Ｒｃ２に流されて電圧に変換され、その電圧がＱ１１，Ｑ１２のゲート端子に印加されることで、誤差アンプＡＭＰ３の出力電圧に応じた電流が電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２に流れるように制御されることとなる。
【００３２】
さらに、充電制御用ＩＣ１０には、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２により変換された電流検出電圧Ｖｓ１またはＶｓ２を誤差アンプＡＭＰ３へ選択的に供給するためのセレクタ１４と、誤差アンプＡＭＰ３の出力電圧を電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１および電流検出用トランジスタＱ２１のゲート端子または電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２および電流検出用トランジスタＱ２２のゲート端子へ選択的に供給するためのセレクタ１５と、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２により変換された電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を監視して上記セレクタ１４および１５の切替え制御信号Ｓ１を生成する切替え制御回路１６と、が設けられている。
切替え制御回路１６は、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２により変換された電圧と所定の参照電圧とを比較する２つのコンパレータと、これらのコンパレータの出力に基づいて切替え制御信号Ｓ１を生成する論理回路とにより構成することができる。
【００３３】
充電電流Ｉｃが所定の電流Ｉｒよりも低い期間においては、セレクタ１４，１５は図５におけるｂ端子が選択されるように切替え制御され、抵抗Ｒｐ２により変換された電流検出電圧Ｖｒ２が誤差アンプＡＭＰ３へ供給され、トランジスタＱ４のドレイン電圧はＱ１２，Ｑ２２のゲート端子へ印加されて、サイズの小さな電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２および電流検出電流用ＭＯＳトランジスタＱ２２がオン状態にされる。
これにより、入力端子Ｐ１からの電流はＱ１２を通してバッテリ端子ＢＡＴへ流されて二次電池３０が充電されるとともに、抵抗値の高い抵抗Ｒｐ２に流され、電流値が多少小さくても電流検出用アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２のオフセットよりも高い電圧が外部端子Ｐ４に発生され、誤差アンプＡＭＰ３へ供給される。その結果、充電電流が小さい状態においても出力電流検出回路１２による精度の高い電流制御が可能となる。
【００３４】
一方、充電電流Ｉｃが所定の電流Ｉｒよりも高い期間においては、セレクタ１４，１５は図５におけるａ端子が選択されるように切替え制御され、抵抗Ｒｐ１により変換された電流検出電圧Ｖｓ１が誤差アンプＡＭＰ３へ供給され、トランジスタＱ４のドレイン電圧はＱ１１，Ｑ２１のゲート端子へ印加されて、サイズの大きな電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１および電流検出電流用ＭＯＳトランジスタＱ２１がオン状態にされる。
これにより、入力端子Ｐ１からの電流はＱ１１を通してバッテリ端子ＢＡＴへ流されて二次電池３０が充電されるとともに、抵抗値の低い抵抗Ｒｐ１に流され、電流値が大きくても比較的低い電圧が外部端子Ｐ３に発生され、誤差アンプＡＭＰ３へ供給される。その結果、充電電流が大きい状態においても電流検出電圧Ｖｒ１が入力電圧Ｖｉｎ以上になってＶｉｎにクランプされることがなく、広い電流範囲にわたって出力電流検出回路１２による精度の高い電流制御が可能となる。
【００３５】
さらに、この実施形態の充電制御用ＩＣ１０には、図１に示されている電流電圧検出回路と同様な、入力電圧Ｖｉｎと参照電圧Ｖref1とを比較して大小を判定するコンパレータＣＭＰ１と、電流検出用のセンス抵抗Ｒｓが接続される電流入力端子Ｐ２と接地点との間に接続されたスイッチ素子ＳＷ１としてのＭＯＳトランジスタＱｓと、コンパレータＣＭＰ１の出力に応じてＭＯＳトランジスタＱｓをオン、オフ制御する制御ロジック回路ＬＧと、が設けられている。これとともに、ゲート電圧制御用トランジスタＱ４と直列に接続されたＭＯＳトランジスタＱ５が設けられ、該トランジスタＱ５のゲート端子へ上記コンパレータＣＭＰ１の出力が印加されている。
【００３６】
これにより、太陽電池から出力される電圧Ｖｉｎが所定の電圧値以上あるいは電流が所定値以上になってコンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルに変化している間は、トランジスタＱ５がオン状態にされ、ゲート電圧制御用トランジスタＱ４のドレイン電圧を電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のゲート端子に伝達して、Ｑ１１，Ｑ１２による入力端子Ｐ１（太陽電池）から出力端子ＯＵＴ（二次電池）への充電電流の制御が可能とされる。
また、コンパレータＣＭＰ１の出力がロウレベルに変化すると、トランジスタＱ５がオフされて、ゲート電圧制御用トランジスタＱ４のドレイン電圧を遮断して電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２による充電電流の制御が停止されるように構成されている。なお、コンパレータＣＭＰ１および制御ロジック回路ＬＧは、内部レギュレータ１８からの電源電圧ではなく二次電池３０等から供給される電源電圧により動作するように構成するのが望ましい。
【００３７】
さらに、この実施形態の充電制御用ＩＣ１０には、抵抗Ｒｐ２により変換された電圧Ｖｒ２と所定の参照電圧Ｖref2とを比較して二次電池３０へ供給される充電電流が所定の電流値以下になっていないか監視するコンパレータＣＭＰ２が設けられており、該コンパレータＣＭＰ２の出力がスイッチＳＷ２を介して制御ロジック回路ＬＧへ入力されている。スイッチＳＷ２は、例えば切替え制御回路１６から出力される制御信号Ｓ１が端子ｂを選択する状態すなわち抵抗Ｒｐ２に電流が流されている時にオン状態にされ、抵抗Ｒｐ２に電流が流されていない時はオフ状態にされる。スイッチＳＷ２を設ける代わりに制御信号Ｓ１を制御ロジック回路ＬＧへ供給して、制御ロジック回路ＬＧ内でコンパレータＣＭＰ２の出力の有効／無効を判断するように構成しても良い。
制御ロジック回路ＬＧは、コンパレータＣＭＰ１とＣＭＰ２の出力に基づいてスイッチ素子ＳＷ１としてのＭＯＳトランジスタＱｓのオン、オフ制御信号を生成する。具体的には、太陽電池の電圧供給能力と電流供給能力が共に基準を上回るまではコンパレータＣＭＰ１による検出を行い、その後はコンパレータＣＭＰ２による検出を行うように構成されている。また、制御ロジック回路ＬＧは、例えばコンパレータＣＭＰ１とＣＭＰ２の出力の論理積をとるＡＮＤ回路を備え、コンパレータＣＭＰ１またはＣＭＰ２の出力のいずれか一方がロウレベルになると内部レギュレータ１８の動作を停止させる信号Ｓ２を出力するように構成してもよい。
【００３８】
次に、電流電圧検出回路を備えた図５の充電制御用ＩＣ１０における制御ロジック回路ＬＧの動作について、図６を用いて説明する。
図６は、太陽電池（２０）に入る日射量が時間の経過と共に増加し、途中で一旦低下するものの再び回復し、その後減少したと仮定した場合の太陽電池の電圧供給能力および電流供給能力の変化と、コンパレータＣＭＰ１とＣＭＰ２の出力の変化、スイッチ素子ＳＷ１としてのＭＯＳトランジスタＱｓのオン、オフ状態の変化を示している。
【００３９】
起動直後は、コンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏはロウレベルであるため、制御ロジック回路ＬＧの出力はハイレベルとなりスイッチ素子ＳＷ１はオン状態とされる。そのため、太陽電池から出力される電流がセンス抵抗Ｒｓに流れ、太陽電池の内部抵抗によって電圧が下がり低い電圧が電圧入力端子Ｐ１に印加され、コンパレータＣＭＰ１が該電圧と参照電圧Ｖｒｅｆとを比較するためコンパレータＣＭＰ１の検出電圧は当初ロウレベルである。その後、図６（Ａ）のように太陽電池の電圧供給能力が増加するのに伴って図６（Ｃ）のようにコンパレータＣＭＰ１の検出電圧（入力電圧）が次第に高くなる（期間Ｔ１）。
【００４０】
そして、検出電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを超えた時点で、コンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがハイレベルに変化して制御ロジック回路ＬＧから出力される信号により、トランジスタＱｓがオンからオフに切り替わる（タイミングｔ１）。すると、センス抵抗Ｒｓに流れる電流が遮断され、電圧検出モードとなる（期間Ｔ２）。また、コンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがハイレベルに変化するとＭＯＳトランジスタＱ５がオン状態にされる。これによって、ゲート電圧制御回路１１による電流制御用トランジスタＱ１１またはＱ１２の電流制御が開始される。そして、Ｑ１１またはＱ１２に充電電流が流されることで、Ｑ２１またはＱ２２にも電流が流され、図６（Ｄ）のように出力電流検出回路１２のコンパレータＣＭＰ２の出力電位が高くなる。
【００４１】
その後、太陽電池（２０）の電流供給能力が低下して充電電流が減少すると、Ｑ２２の検出電流Ｉｓ２も減少して出力電流検出回路１２のコンパレータＣＭＰ２の検出電圧が低下し、所定値（Ｖref2）以下になると、コンパレータＣＭＰ２の出力がロウレベルに変化する。この変化を受けて、制御ロジック回路ＬＧから出力される信号が変化して、トランジスタＱｓがオフからオンに切り替わる（タイミングｔ２）。これにより、電圧入力端子Ｐ１の電圧すなわちコンパレータＣＭＰ１の検出電圧が低下して、電流検出モードとなる（期間Ｔ３）。また、トランジスタＱ５がオフさらにＱ１１およびＱ１２がオフされて充電電流が遮断される。なお、このとき、内部レギュレータ１８の動作が停止されるようにしてもよい。
【００４２】
その後、しばらくして、太陽電池（２０）の電流供給能力が上昇して、コンパレータＣＭＰ１の検出電圧が参照電圧Ｖref1よりも高くなるとコンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏが再びハイレベルに変化し、トランジスタＱｓがオンからオフに切り替わり、電圧検出モードとなる（期間Ｔ４）。また、トランジスタＱ５がオンさらにＱ１１またはＱ１２がオンされて充電が再開される（タイミングｔ３）。内部レギュレータ１８の動作を停止させるものにおいては、タイミングｔ３で内部レギュレータ１８が再起動されるようにしてもよい。
【００４３】
一方、上記とは異なりが太陽電池（２０）の電圧供給能力が低下してコンパレータＣＭＰ１の検出電圧が参照電圧Ｖref1よりも低くなると、コンパレータＣＭＰ１の出力Ｖｏがロウレベルに変化する。この変化を受けて、制御ロジック回路ＬＧから出力される信号が変化して、トランジスタＱｓがオフからオンに切り替わる（タイミングｔ４）。これにより、電圧入力端子Ｐ１の電圧すなわちコンパレータＣＭＰ１の検出電圧が低下して、電流検出モードとなる（期間Ｔ５）。また、トランジスタＱ５がオフさらにＱ１１またはＱ１２がオフされて充電電流が遮断される。さらに、内部レギュレータ１８の動作が停止される。
【００４４】
図７には、前記実施形態の充電制御用ＩＣ１０の変形例が示されている。図７に示すように、この変形例は、電流制御用トランジスタを１つ（Ｑ１のみ）とするとともに、電流検出用トランジスタＱ２１，Ｑ２２およびこれらと直列に設けられているバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２と、バイアス制御用アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２を省略し、充電電流検出用の抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２を接続する外部端子Ｐ３，Ｐ４に設ける代わりに、電流制御用トランジスタＱ１と出力端子ＢＡＴとの間に検出用の抵抗Ｒｐを設けたものである。この変形例は、充電電流検出用の抵抗Ｒｐにおける損失が多くなるものの、出力電流検出回路を簡略化することができ、ＩＣのチップサイズを小さくできるという利点がある。
【００４５】
また、カレントミラー方式で充電電流を検出する図５の実施例の充電制御用ＩＣ１０において、バイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２とバイアス制御用アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ１を省略し、電流検出用トランジスタＱ２１，Ｑ２２のドレイン端子に直接抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２を接続し、該抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２により電流−電圧変換された電圧のいずれか一方をセレクタ１４で選択して誤差アンプＡＭＰ３へ入力するように構成してもよい。
【００４６】
なお、前記実施形態では、充電制御回路を構成するトランジスタとしてＭＯＳＦＥＴを使用したものを示したが、バイポーラ・トランジスタを使用するようにしてもよい。また、前記実施例（図５）の出力電流検出回路１２においては、バイアス状態制御用のトランジスタＱ３１Ｑ３２と直列に接続される電流−電圧変換用抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２として外付け抵抗を用いているが、チップ内に形成したオンチップの抵抗素子を用いるようにしてもよい。また、前記実施例では、太陽電池の電流供給能力または電圧供給能力が低下した場合に、内部回路の電源電圧を生成する内部レギュレータの動作を停止させる場合を説明したが、差動アンプの電流源など内部回路の電流源の電流を遮断するように構成しても良い。
【００４７】
さらに、以上の説明では、本発明を、太陽電池を一次電源とする充電装置を構成する電流電圧検出回路に適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、太陽電池を電源とする電源装置などにも利用することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１０  充電制御用ＩＣ
１１  ゲート電圧制御回路（制御電圧生成回路）
１２  出力電流検出回路
１４，１５  セレクタ
１８  内部レギュレータ
２０  一次電源（太陽電池）
３０  二次電池
Ｑ１，Ｑ１１，Ｑ１２  電流制御用ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２１，Ｑ２２  電流検出用ＭＯＳトランジスタ
Ｑ３１，Ｑ３２  バイアス状態制御用トランジスタ
Ｒｓ  電流−電圧変換手段（入力側の電流検出用抵抗）
Ｒｐ  電流−電圧変換手段（出力側の電流検出用抵抗）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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