(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有するデジタル信号に対して、デジタル信号処理およびＤＡ変換処理を１倍のオーバーサンプリング比で行うことでアナログ信号を生成し、前記アナログ信号に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する光送信器と、
前記光伝送路を介して受信した前記変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔を概略２／Ｔ（ただし、Ｔは１シンボル時間）に設定して遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成し、前記加算成分および前記減算成分に基づいて、概略０．５／Ｔで帯域制限された電気信号を生成する光受信器と
を備え、
前記光送信器は、
送信信号の符号間干渉抑圧のための予等化処理を行うとともに、制限帯域が概略０．５／Ｔのローパスフィルタによりエイリアシングを防止し、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有し、サンプリングレート対シンボルレート比に相当する前記オーバーサンプリング比を１Ｓａｍｐｌｅ／Ｓｙｍｂｏｌとして離散化処理するデジタル信号処理部と、
前記サンプリングレートおよび前記オーバーサンプリング比を有し、前記デジタル信号処理部で離散化処理されたデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、
前記デジタル−アナログ変換器による変換後の前記アナログ信号に対して、エイリアシングを防ぐための低域帯域制限を行うアナログローパスフィルタと、
前記アナログローパスフィルタの出力に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する変調器と
を含み、
前記光受信器は、
前記光伝送路を介して受信した前記変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔が概略２／Ｔの遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成する遅延干渉計と、
概略０．５／Ｔの電気帯域を有し、前記遅延干渉計により生成された前記加算成分および前記減算成分に基づいて、電気信号を生成するバランス型光子検出器と、
前記バランス型光子検出器で生成された前記電気信号をもとに再生されたクロックに基づいて、前記電気信号の並列展開・データ識別を行い、並列展開・データ識別後の電気信号を出力するデータ識別部と
を含む
ことを特徴とする光送受信器。
【請求項２】
請求項１に記載の光送受信器において、
前記光送信器内の前記変調器は、変調方式が偏波多重差動４位相偏移変調（ＤＰ−ＤＱＰＳＫ）であることを特徴とする光送受信器。
【請求項３】
請求項１に記載の光送受信器において、
前記光送信器内の前記変調器は、変調方式が偏波多重差動２位相偏移変調（ＤＰ−ＤＢＰＳＫ）であることを特徴とする光送受信器。
【請求項４】
光送信器および光受信器による光送受信方法であって、
前記光送信機において、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有するデジタル信号に対して、デジタル信号処理およびＤＡ変換処理を１倍のオーバーサンプリング比で行うことでアナログ信号を生成し、前記アナログ信号に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する光送信ステップと、
前記光受信機において、前記光伝送路を介して受信した前記変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔を概略２／Ｔ（ただし、Ｔは１シンボル時間）に設定して遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成し、前記加算成分および前記減算成分に基づいて、概略０．５／Ｔで帯域制限された電気信号を生成する光受信ステップと
を備え、
前記光送信ステップは、
送信信号の符号間干渉抑圧のための予等化処理を行うとともに、制限帯域が概略０．５／Ｔのローパスフィルタによりエイリアシングを防止し、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有し、サンプリングレート対シンボルレート比に相当する前記オーバーサンプリング比を１Ｓａｍｐｌｅ／Ｓｙｍｂｏｌとして離散化処理するデジタル信号処理ステップと、
前記サンプリングレートおよび前記オーバーサンプリング比を有し、前記デジタル信号処理ステップで離散化処理されたデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換ステップと、
前記デジタル−アナログ変換ステップによる変換後の前記アナログ信号に対して、エイリアシングを防ぐための低域帯域制限を行うフィルタリングステップと、
前記フィルタリングステップの出力に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する変調ステップと
を含み、
前記光受信ステップは、
前記光伝送路を介して受信した前記変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔が概略２／Ｔの遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成する遅延干渉ステップと、
概略０．５／Ｔの電気帯域を有し、前記遅延干渉ステップにより生成された前記加算成分および前記減算成分に基づいて、電気信号を生成する電気信号生成ステップと、
前記電気信号生成ステップで生成された前記電気信号をもとに再生されたクロックに基づいて、前記電気信号の並列展開・データ識別を行い、並列展開・データ識別後の電気信号を出力するデータ識別ステップと
を含む
ことを特徴とする光送受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ファイバによるデジタル通信で用いられる光送受信器および光送受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
４０Ｇｂ／ｓＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：差動２位相偏移変調）信号は、占有帯域が広く、ＲＯＡＤＭ（Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｄｄ−ｄｒｏｐ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）におけるスペクトル狭窄に弱い。従って、波長多重時の周波数間隔５０ＧＨｚを実現することが困難であった。また、シンボルレートが高く、波長分散や偏波モード分散のようなファイバの分散特性に弱かった。
【０００３】
これらの課題を解決する技術として、いわゆるＰａｒｔｉａｌ  ＤＰＳＫ（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：部分差動位相偏移変調）方式が挙げられる（例えば、特許文献１参照）。Ｐａｒｔｉａｌ  ＤＰＳＫ方式は、ＤＰＳＫ方式受信器に備えられる１シンボル遅延干渉計の自由スペクトル間隔（ＦＳＲ：Ｆｒｅｅ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｒａｎｇｅ）をシンボルレート１／Ｔ（Ｔはシンボル期間）に対して十分広くとる方式である。
【０００４】
そして、このＰａｒｔｉａｌ  ＤＰＳＫ方式は、光領域で半値全幅（ＦＷＨＭ）（Ｆｕｌｌ  Ｗｉｄｔｈ  Ｈａｌｆ  Ｍａｘｉｍｕｍ）が１／Ｔを下回るほどの帯域狭窄が行われた場合、あるいは電気領域で半値全幅（ＦＷＨＭ）が０．５／Ｔを下回るほどの帯域狭窄が行われた場合においても、良好な受信特性を得ることが可能な方式である。
【０００５】
このＰａｒｔｉａｌ  ＤＰＳＫ方式は、複素電界平面においてＩ軸（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ軸）上のみに信号点を取るＤＢＰＳＫ方式に対して、特に有効である。複素電界平面において、Ｉ軸とＱ軸（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ軸）の両方に信号点を取るＤＱＰＳＫ方式では、ＤＢＰＳＫ方式ほど光領域での帯域制限への耐力がないが、電気領域での帯域制限に対しては、ＤＢＰＳＫ方式と同等の耐力がある。
【０００６】
光ファイバ通信の送信端デジタル信号処理（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）に適用可能なＤＡ変換器（ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）として、サンプリングレートが２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓを上回るものが開発されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００７】
サンプリングレートの増大は、回路規模、消費電力、波形歪み等とのトレードオフにより、非常に厳しく制限される。ＤＡ変換器を用いて波形生成を行う場合には、基本的には２倍のオーバーサンプリング比（＝サンプリングレート対シンボルレート比）が必要である。これは、無線通信分野で広く知られているエイリアシングによる波形歪みを防止するためである。
【０００８】
図４は、従来技術に係る光送信系統の形態例（１）を示すブロック図である。具体的には、従来の光送信器において、２倍のオーバーサンプリングでデジタル演算処理およびＤＡ変換を行う場合の、離散時間−連続時間変換に着目したブロック図と、各ブロック処理を受けた信号の周波数スペクトルの変化を示している。
【０００９】
まず、予等化処理により表現したいアナログ信号（連続時間表現）Ｓ１があるとする。デジタル演算処理（ＤＳＰ）のため、２倍オーバーサンプリング部１２ａで離散時間化すると、Ｉ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号を合成して得られる複素ベースバンド信号Ｓ３ａの周波数スペクトルは、２／Ｔ間隔で繰り返すことになる。このため、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈの実時間電気信号は、１／Ｔの帯域を有するローパスフィルタ（ＬＰＦ：  Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１１ａで信号Ｓ１の主成分をあらかじめ抜き出した信号Ｓ２ａとして、２倍オーバーサンプリング部１２ａへ与える必要がある。
【００１０】
そして、信号Ｓ３ａを同じ２倍オーバーサンプリングのＤＡ変換器１３ａで連続時間信号Ｓ４ａに変換する際には、やはり周波数スペクトルが２／Ｔ間隔で繰り返すことになる。このため、ＤＡ変換器１３ａの後で、１／Ｔ程度の帯域を有するローパスフィルタ１４ａにより帯域制限して、信号Ｓ５ａとする必要がある。これにより、信号Ｓ１、Ｓ２ａ、Ｓ３ａ、Ｓ４ａ、Ｓ５ａの各第１Ｎｕｌｌ点まで、ほぼ所望のスペクトルの信号を実現できることがわかる。
【００１１】
図５は、従来技術に係る光送信系統の形態例（２）を示すブロック図である。具体的には、従来の光送信器において、１倍オーバーサンプリングでデジタル演算処理およびＤＡ変換を行う場合の、離散時間−連続時間変換に着目したブロック図と、各ブロックの処理を受けた信号の周波数スペクトルの変化を示している。ただし、ローパスフィルタ１１ａ、１４ａの帯域は、先の図４の場合と同じである。
【００１２】
この図５の構成の場合も、予等化処理により表現したいアナログ信号（連続時間表現）Ｓ１があるとすると、信号Ｓ１が図１と同じローパスフィルタ１１ａを通過した後、１倍オーバーサンプリング部１２ｂにより離散時間化される。離散時間化された後のＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号を合成して得られる複素ベースバンド信号の周波数スペクトルは、１／Ｔ間隔で繰り返す。このため、信号Ｓ３ｂで示すようにデジタル領域でスペクトルに重なりが生じてしまうことがわかる。
【００１３】
Ｉ−ｃｈ、  Ｑ−ｃｈの実時間電気信号を１／Ｔの帯域を有するローパスフィルタで抜き出した場合、デジタル領域でスペクトルに重なりが生じてしまうことがわかる。１倍オーバーサンプリング部１２ｂの後段のＤＡ変換器１３ｂで連続時間信号に変換する際には、やはり周波数スペクトルが１／Ｔ間隔で繰り返すことになる。このため、ＤＡ変換器１３ｂの後段において、１／Ｔの制限帯域を有するローパスフィルタ１４ａを含めて、いかなるローパスフィルタを用いても、もはやエイリアシングを除去できず、所望のスペクトルを実現できないことがわかる。
【００１４】
図６は、従来技術に係る光送信系統の形態例（３）を示すブロック図である。具体的には、従来の光送信器において、１倍オーバーサンプリングでデジタル演算処理およびＤＡ変換を行う場合の、離散時間−連続時間変換に着目したブロック図と、各ブロックの処理を受けた信号の周波数スペクトルの変化を示している。ただし、この図６の構成の場合には、ローパスフィルタ１１ｂおよび１４ｂの制限帯域を、先の図５の場合の半分（０．５／Ｔ）とした。
【００１５】
この図６の構成の場合も、予等化処理により表現したいアナログ信号（連続時間表現）Ｓ１があるとすると、信号Ｓ１がローパスフィルタ１１ｂを通過した後、１倍オーバーサンプリング部１２ｂにより離散時間化される。離散時間化された後のＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号を合成して得られる複素ベースバンド信号Ｓ３ｃの周波数スペクトルは、図６に示すように、１／Ｔ間隔で繰り返すことになる。したがって、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈの実時間電気信号は、０．５／Ｔの帯域を有するローパスフィルタ１１ｂであらかじめ主成分を抜き出しておく必要がある。
【００１６】
１倍オーバーサンプリング部１２ｂの後続のＤＡ変換器１３ｂで連続時間信号に変換する際には、やはり周波数スペクトルが１／Ｔ間隔で繰り返すことになる。このため、ＤＡ変換器１２ｂの後段において、０．５／Ｔ程度の帯域を有するローパスフィルタ１４ｂにより帯域制限する必要がある。これにより、シンボルレートの半分程度に厳しく帯域狭窄された信号が生成されることがわかる。この場合、エイリアシングは生じない。
【００１７】
近年、光ファイバ通信における１波長当たりのビットレートは、４０Ｇｂ／ｓや１００Ｇｂ／ｓに及ぶ。従って、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓのＤＡ変換器を用いて、２倍オーバーサンプリングを行うことは、ＤＡ変換器の動作速度限界により困難である。
【００１８】
これに対し、オーバーサンプリング比を１倍としてＤＡ変換器により波形生成を行い、送信端および受信端でアンチエイリアシングフィルタによりエイリアシングを防止する方法が検討されている（例えば、非特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００７／０１９６１１０号明細書（特表２００９−５３４９９３号公報）
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Ｐ．Ｓｃｈｖａｎ  ｅｔ  ａｌ．、“Ａ  ２２ＧＳ／ｓ  ６ｂ  ＤＡＣ  ｗｉｔｈ  ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｒａｍｐ  ｇｅｎｅｒａｔｏｒ”ＩＳＳＣＣ２００５、６．７（２００５）
【非特許文献２】Ｌ．Ｄｏｕ  ｅｔ  ａｌ．、“Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ  ｏｐｅｒａｔｉｎｇ  ａｔ  （１）  ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌ  ｗｉｔｈ  ａｃｃｕｒａｔｅ  ｂｉａｓ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｆｏｒ  ＣＤ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ”ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ２０１０、ＯＴｈＴ４（２０１０）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、上記の従来技術には、以下のような課題がある。
従来の光送受信機では、波長分散や周波数スペクトル狭窄化を、送信端デジタル信号処理により予等化し、アナログ的な光波形を生成し、受信端で非同期検波を行う方式を行っている。しかしながら、４０Ｇｂ／ｓ以上のビットレートで、入手可能なＤＡ変換器を用いて、低消費電力かつ小さな回路規模で、上記方法を実現することは困難であった。
【００２２】
また、非特許文献２に示される方式では、受信端でコヒーレント検波を行い、受信端でデジタル信号処理による等化を組み合わせなければ、波形歪みが残留し、受信特性が劣化する問題があった。
【００２３】
このような受信特性劣化を避けるために、２倍オーバーサンプリングを前提とすると、４０Ｇｂ／ｓ以上のビットレートでは、ＤＡ変換器に非常に高速なサンプリングレートが要求される。この結果、消費電力、回路規模、波形品質、実現可能性、コスト、入手性等のハードウェアの点で、それぞれ課題があった。
【００２４】
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、４０Ｇｂ／ｓ以上のビットレートにおいても、オーバーサンプリング比を上げることなく、低消費電力化および小規模回路化を実現できるハードウェア的に優れた光送受信器および光送受信方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明に係る光送受信器は、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有するデジタル信号に対して、デジタル信号処理およびＤＡ変換処理を１倍のオーバーサンプリング比で行うことでアナログ信号を生成し、アナログ信号に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する光送信器と、光伝送路を介して受信した変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔を概略２／Ｔ（ただし、Ｔは１シンボル時間）に設定して遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成し、加算成分および減算成分に基づいて、０．５／Ｔで帯域制限された電気信号を生成する光受信器とを備え、光送信器は、送信信号の符号間干渉抑圧のための予等化処理を行うとともに、制限帯域が概略０．５／Ｔのローパスフィルタによりエイリアシングを防止し、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有し、サンプリングレート対シンボルレート比に相当するオーバーサンプリング比を１Ｓａｍｐｌｅ／Ｓｙｍｂｏｌとして離散化処理するデジタル信号処理部と、サンプリングレートおよびオーバーサンプリング比を有し、デジタル信号処理部で離散化処理されたデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、デジタル−アナログ変換器による変換後のアナログ信号に対して、エイリアシングを防ぐための低域帯域制限を行うアナログローパスフィルタと、アナログローパスフィルタの出力に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する変調器とを含み、光受信器は、光伝送路を介して受信した変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔が概略２／Ｔの遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成する遅延干渉計と、概略０．５／Ｔの電気帯域を有し、遅延干渉計により生成された加算成分および減算成分に基づいて、電気信号を生成するバランス型光子検出器と、バランス型光子検出器で生成された電気信号をもとに再生されたクロックに基づいて、電気信号の並列展開・データ識別を行い、並列展開・データ識別後の電気信号を出力するデータ識別部とを含むものである。
【００２６】
また、本発明に係る光送受信方法は、光送信器および光受信器による光送受信方法であって、光送信機において、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有するデジタル信号に対して、デジタル信号処理およびＤＡ変換処理を１倍のオーバーサンプリング比で行うことでアナログ信号を生成し、アナログ信号に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する光送信ステップと、光受信機において、光伝送路を介して受信した変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔を概略２／Ｔ（ただし、Ｔは１シンボル時間）に設定して遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成し、加算成分および減算成分に基づいて、０．５／Ｔで帯域制限された電気信号を生成する光受信ステップとを備え、光送信ステップは、送信信号の符号間干渉抑圧のための予等化処理を行うとともに、制限帯域が概略０．５／Ｔのローパスフィルタによりエイリアシングを防止し、２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上のサンプリングレートを有し、サンプリングレート対シンボルレート比に相当するオーバーサンプリング比を１Ｓａｍｐｌｅ／Ｓｙｍｂｏｌとして離散化処理するデジタル信号処理ステップと、サンプリングレートおよびオーバーサンプリング比を有し、デジタル信号処理ステップで離散化処理されたデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換ステップと、デジタル−アナログ変換ステップによる変換後のアナログ信号に対して、エイリアシングを防ぐための低域帯域制限を行うフィルタリングステップと、フィルタリングステップの出力に基づいて光源出力を変調し、変調後の光信号を光伝送路を介して送出する変調ステップとを含み、光受信ステップは、光伝送路を介して受信した変調後の光信号に対して、自由スペクトル間隔が概略２／Ｔの遅延量を与え、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成する遅延干渉ステップと、概略０．５／Ｔの電気帯域を有し、遅延干渉ステップにより生成された加算成分および減算成分に基づいて、電気信号を生成する電気信号生成ステップと、電気信号生成ステップで生成された電気信号をもとに再生されたクロックに基づいて、電気信号の並列展開・データ識別を行い、並列展開・データ識別後の電気信号を出力するデータ識別ステップとを含むものである。
【発明の効果】
【００２７】
本発明に係る光送受信器および光送受信方法によれば、送信端では、デジタル信号処理およびＤＡ変換処理を１倍のオーバーサンプリング比で行い、受信端では、遅延干渉計の自由スペクトル間隔を概略２／Ｔに設定し、バランス型光子検出器を０．５／Ｔで帯域制限することで、送信端の電気領域での帯域狭窄化ペナルティを低減することで、４０Ｇｂ／ｓ以上のビットレートにおいても、オーバーサンプリング比を上げることなく、低消費電力化および小規模回路化を実現できるハードウェア的に優れた光送受信器および光送受信方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施の形態１に係る光送受信器を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る光送受信器のシミュレーション結果（１）を示す説明図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る光送受信器のシミュレーション結果（２）を示す説明図である。
【図４】従来技術に係る光送信系統の形態例（１）を示すブロック図である。
【図５】従来技術に係る光送信系統の形態例（２）を示すブロック図である。
【図６】従来技術に係る光送信系統の形態例（３）を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明に係る光送受信器および光送受信方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
【００３０】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る光送受信器を示すブロック図であり、同図（ａ）は、光送信器を示し、同図（ｂ）は、光受信器を示している。
【００３１】
光送信器は、多重部（ＭＵＸ）１０１、符号化部（ＥＮＣ）１０２、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１０３、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）１０４−１、１０４−２、ドライバ１０５−１、１０５−２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６−１、１０６−２、光源（ＴＬＤ）１０７、および変調器１０８を備えて構成されており、光伝送路１２０−１を介して変調後の光信号が出力される。
【００３２】
一方、光受信器は、遅延干渉計（ＤＬＩ：Ｄｅｌａｙ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）１３０、バランス型光子検出器（Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）１３１−１、１３１−２、およびクロック再生・多重分離部１３２を備えて構成されており、光伝送路１２０−２を介して光送信器からの出力信号を受信し、信号処理を行い、後述する並列展開・データ識別後の電気信号を出力する。
【００３３】
次に、各構成要素の接続関係について、説明する。
光送信器においては、入力信号に対して、多重部１０１と符号化部１０２とデジタル信号処理部１０３とが直列接続されている。また、デジタル信号処理部１０３は、Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈにおいて、ＤＡ変換器１０４−１と１０４−２が接続され、それぞれさらにドライバ１０５−１と１０５−２を介してローパスフィルタ１０６−１と１０６−２に接続されている。
【００３４】
ローパスフィルタ１０６−１と１０６−２は、変調器１０８に接続されている。また、変調器１０８は、光源１０７の光信号を変調して、光伝送路１２０−１に出力するように構成されている。
【００３５】
一方、光受信器においては、光伝送路１２０−２に遅延干渉計１３０が接続されている。そして、この遅延干渉計１３０は、Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈにおいてバランス型光子検出器１３１−１と１３１−２にそれぞれ接続されている。さらに、バランス型光子検出器１３１−１と１３１−２の出力は、クロック再生・多重分離部１３２に送られて、データ識別が行われるように構成されている。
【００３６】
次に、図１（ａ）に示す光送信器の動作について説明する。なお、ここでは、ビットレート４０Ｇｂ／ｓの入力信号を想定するが、これに制限されるものではない。また、変調器１０８の変調方式は、ＤＱＰＳＫ方式を使用するものとするが、ＤＰ（Ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ：偏波多重）−ＤＢＰＳＫ方式やＤＰ−ＤＱＰＳＫ方式であってもよい。
【００３７】
まず、多重部１０１は、図示しない外部から入力した２．５Ｇｂ／ｓで１６並列のＳＦＩ−５（Ｓｅｒｄｅｓ  Ｆｒａｍｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  Ｌｅｖｅｌ  ５）信号を多重化して、４０Ｇｂ／ｓ信号を生成し、符号化部１０２に出力する。
【００３８】
符号化部１０２は、多重部１０１から入力した４０Ｇｂ／ｓ信号を、変調器１０８でのＤＱＰＳＫ変調方式用に差動符号化し、差動符号化後の４０Ｇｂ／ｓ信号をデジタル信号処理部１０３に出力する。
【００３９】
デジタル信号処理部１０３は、例えば、伝送路光ファイバの波長分散や非線形性を予等化し、０．５／Ｔ相当の帯域を有するローパスフィルタ１０６−１、１０６−２によりアンチエイリアシングフィルタリングを行う。そして、フィルタリング後のデジタル信号の内、Ｉ−ｃｈ成分をＤＡ変換器１０４−１に出力し、Ｑ−ｃｈ成分をＤＡ変換器１０４−２に出力する。
【００４０】
ＤＡ変換器１０４−１は、デジタル信号処理部１０３から入力したＩ−ｃｈデジタル信号をアナログ信号に変換してドライバ１０５−１に出力する。一方、ＤＡ変換器１０４−２は、デジタル信号処理部１０３から入力したＱ−ｃｈデジタル信号をアナログ信号に変換してドライバ１０５−２に出力する。
【００４１】
ドライバ１０５−１は、ＤＡ変換器１０４−１から入力したＩ−ｃｈアナログ信号を、変調器１０８の駆動に必要な振幅まで増幅し、ローパスフィルタ１０６−１に出力する。一方、ドライバ１０５−２は、ＤＡ変換器１０４−２から入力したＱ−ｃｈアナログ信号を、変調器１０８の駆動に必要な振幅まで増幅し、ローパスフィルタ１０６−２に出力する。
【００４２】
ローパスフィルタ１０６−１は、ドライバ１０５−１から入力したＩ−ｃｈ増幅後信号を、エイリアシングを防ぐために、概略半値全幅（ＦＷＨＭ）＝１／Ｔの低域帯域制限を行い、Ｉ−ｃｈ帯域制限信号として変調器１０８に出力する。一方、ローパスフィルタ１０６−２は、ドライバ１０５−２から入力したＱ−ｃｈ増幅後信号を、エイリアシングを防ぐために、概略半値全幅（ＦＷＨＭ）＝１／Ｔの低域帯域制限を行い、Ｑ−ｃｈ帯域制限信号として変調器１０８に出力する。
【００４３】
光源１０７は、無変調光を生成して変調器１０８に出力するものである。光源としては、例えば、波長可変を用いて、Ｃ帯１５５０．２ｎｍ、＋１６ｄＢｍの光を生成すればよい。
【００４４】
変調器１０８は、ローパスフィルタ１０６−１から入力したＩ−ｃｈ帯域制限信号と、ローパスフィルタ１０６−２から入力したＱ−ｃｈ帯域制限信号とを用いて、光源１０７から入力した光信号を変調して、光伝送路１２０−１に送出する。変調器としては、例えば、２並列Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ変調器を用いればよい。
【００４５】
光伝送路１２０−１は、光増幅器、合分波装置、伝送路光ファイバ、中継装置等からなり、変調器１０８から出力された光信号を、光受信器へ伝送する。
【００４６】
次に、図１（ｂ）に示す光受信器の動作を説明する。
光伝送路１２０−２は、光増幅器、合分波装置、伝送路光ファイバ、中継装置等からなり、例えば、上述した光送信器から出力された光信号を伝送して遅延干渉計１３０に与える。
【００４７】
遅延干渉計１３０は、光伝送路１２０−２から入力した光信号を、Ｉ−ｃｈ用遅延干渉前光信号とＱ−ｃｈ用遅延干渉前光信号とに分岐する。
【００４８】
Ｉ−ｃｈ用遅延干渉前光信号は、遅延量Ｔ１が与えられた光（遅延光）と、遅延量Ｔ２が与えられた光（非遅延光）とに分けられる。そして、遅延干渉計１３０は、遅延光の光位相をπ／４ずらした「π／４位相ずれ遅延光」を生成するとともに、このπ／４位相ずれ遅延光と、非遅延光との加算成分（Ｉ−ｃｈ用遅延干渉後信号加算成分）および同減算成分（Ｉ−ｃｈ用遅延干渉後信号減算成分）を生成する。ただし、Ｔ１＞Ｔ２とする。ここで、Ｔ３＝Ｔ１−Ｔ２の逆数１／Ｔ３が、遅延干渉計１３０の自由スペクトル間隔（ＦＳＲ）に相当する。
【００４９】
同様に、Ｑ−ｃｈ用遅延干渉前光信号は、遅延量Ｔ１が与えられた光（遅延光）と、遅延量Ｔ２が与えられた光（非遅延光）とに分けられる。そして、遅延干渉計１３０は、遅延光の光位相を−π／４ずらした「−π／４位相ずれ遅延光」を生成するとともに、この−π／４位相ずれ遅延光と非遅延光との加算成分（Ｑ−ｃｈ遅延干渉後信号加算成分）および同減算成分（Ｑ−ｃｈ遅延干渉後信号減算成分）を生成する。Ｑ−ｃｈについても、自由スペクトル間隔（ＦＳＲ）は１／Ｔ３である。
【００５０】
なお、遅延光と非遅延光との加算成分および減算成分を生成する際には、Ｉ−ｃｈとＱ−ｃｈの内、一方のｃｈ（ここでは、Ｉ−ｃｈに相当）の位相差をπ／４ずらし、他方のｃｈ（ここでは、Ｑ−ｃｈに相当）の位相差を一方のｃｈの位相差とは逆符号となる−π／４ずらすことが重要であり、上述したように、遅延光の位相をπ／４ずらすことには限定されない。
【００５１】
遅延干渉計１３０は、Ｉ−ｃｈ用遅延干渉前光信号から生成される加算成分（Ｉ−ｃｈ用遅延干渉後信号加算成分）および同減算成分（Ｉ−ｃｈ用遅延干渉後信号減算成分）をバランス型光子検出器１３１−１に出力し、Ｑ−ｃｈ用遅延干渉前光信号から生成される加算成分（Ｑ−ｃｈ遅延干渉後信号加算成分）および同減算成分（Ｑ−ｃｈ遅延干渉後信号減算成分）をバランス型光子検出器１３１−２に与える。
【００５２】
バランス型光子検出器１３１−１は、遅延干渉計１３０から入力したＩ−ｃｈ遅延干渉後信号加算成分およびＩ−ｃｈ遅延干渉後信号減算成分をそれぞれ二乗検波し、電気信号に変換した上で差分をとる。さらに、バランス型光子検出器１３１−１は、差分結果に対して電流−電圧変換および増幅した電気信号（Ｉ−ｃｈ検波後信号）を生成し、クロック再生・多重分離部１３２に出力する。
【００５３】
バランス型光子検出器１３１−２は、遅延干渉計１３０から入力したＱ−ｃｈ遅延干渉後信号加算成分およびＩ−ｃｈ遅延干渉後信号減算成分をそれぞれ二乗検波し、電気信号に変換した上で差分をとる。さらに、バランス型光子検出器１３１−２は、差分結果に対して電流−電圧変換および増幅した電気信号（Ｑ−ｃｈ検波後信号）を生成し、クロック再生・多重分離部１３２に出力する。
【００５４】
クロック再生・多重分離部１３２は、バランス型光子検出器１３１−１から出力されたＩ−ｃｈ検波後信号と、バランス型光子検出器１３１−２から出力されたＱ−ｃｈ検波後信号を元に、クロック成分を再生する。さらに、クロック再生・多重分離部１３２は、この再生クロックに基づいて、Ｉ−ｃｈ検波後信号とＱ−ｃｈ検波後信号のデータ識別を行う。
【００５５】
クロック再生・多重分離部１３２において、データ識別は、並列展開されて行われ（あるいはデータ識別後に並列展開され）、並列展開・データ識別後の電気信号が、図示しない外部へ出力される。
【００５６】
なお、本実施の形態１における図１の構成では、ローパスフィルタ１０６−１、１０６−２を、ドライバ１０５−１、１０５−２の直後に配置して示したが、ドライバ１０５−１、１０５−２の直前に配置してもよい。また、ドライバ１０５−１、１０５−２の帯域制限がアンチエイリアシングフィルタの役割を果たせば（すなわち、不要成分を除去できれば）、ローパスフィルタ１０６−１、１０６−２は除去してもよい。
【００５７】
次に、この図１の構成を備えた本実施の形態１の光送受信器において、各素子の最適な諸元を求めるために行ったシミュレーション結果について、図２、図３を用いて説明する。図２は、本発明の実施の形態１に係る光送受信器のシミュレーション結果（１）を示す説明図である。また、図３は、本発明の実施の形態１に係る光送受信器のシミュレーション結果（２）を示す説明図である。
【００５８】
まず、図２の計算条件を以下に示す。
・光送信器の入力信号のビットレート：４０  Ｇｂ／ｓ
・変調器１０８の変調方式：ＤＱＰＳＫ
・デジタル信号処理部１０３に含まれる波長分散予等化のためのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタのタップ長：１７シンボル
・デジタル信号処理部１０３およびＤＡ変換器１０４−１、１０４−２のオーバーサンプリング比：１倍
・ＤＡ変換器１０４−１、１０４−２の分解能：６ビット
・光フィルタの半値全幅（ＦＷＨＭ）：２０  ＧＨｚ
・ＤＡ変換後の電気帯域制限：１２ＧＨｚ
・光受信器の電気帯域制限：１２ＧＨｚ（バランス型光子検出器１３１−１、１３１−２を概略０．５／Ｔで帯域制限することに相当）
・光受信器の遅延干渉計１３０の自由スペクトル間隔（ＦＳＲ）：１／Ｔ
【００５９】
図２のシミュレーションにおいては、伝送路１２０−２の波長分散に関しては、０ｐｓ／ｎｍ、若しくは４００ｐｓ／ｎｍの２通りとした。また、予等化に関しては、デジタル信号処理により波長分散予等化を完全等化するもの（図２中では、「予等化あり」と記載）、若しくは全く等化しないもの（図２中では、「予等化なし」と記載）の２通りとした。また、光帯域制限に対する予等化は、行っていない。
【００６０】
図２（ａ１）、（ａ２）に示す波長分散ゼロ（０ｐｓ／ｎｍ）の場合には、予等化の有無に関わらずアイが半分以上閉じていることがわかる。また、図２（ｂ１）、（ｂ２）に示す波長分散４００ｐｓ／ｎｍの場合には、予等化の有無に関わらずアイが完全に閉じていることがわかる。
【００６１】
一方、図３の計算条件は、光受信器の遅延干渉計１３０の自由スペクトル間隔（ＦＳＲ）を、１／Ｔではなく１．８／Ｔとした以外は、先の図２の計算条件と同じである。また、伝送路１２０−２の波長分散、および予等化に関しても、先の図２と同様に、それぞれ２通りとして、シミュレーションを行った。また、光帯域制限に対する予等化も、先の図２と同様に、行っていない。
【００６２】
図３（ａ１）、（ａ２）に示す波長分散ゼロ（０ｐｓ／ｎｍ）の場合には、良好なアイ開口が得られていることがわかる。また、波長分散４００ｐｓ／ｎｍの場合には、図２（ｂ２）のように予等化がないと、ペナルティはあるものの、図２（ｂ１）に示すように、波長分散予等化を行うとアイが開くことがわかる。
【００６３】
なお、本シミュレーション結果は、ＦＩＲフィルタのタップ係数を最適化したものではないため、無線通信で知られているＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）等のアルゴリズムを用いたタップ係数最適化により、良好なアイ開口が得られることとなる。
【００６４】
従って、ＦＳＲ＝１／Ｔでのシミュレーション結果を示した図２と、ＦＳＲ＝１．８／Ｔでのシミュレーション結果を示した図３との比較からわかるように、遅延干渉計の自由スペクトル間隔を概略２／Ｔに設定することで、送信端の電気領域での帯域狭窄化ペナルティを低減することができる。
【００６５】
以上のように、実施の形態１によれば、送信端では、デジタル信号処理およびＤＡ変換処理を１倍のオーバーサンプリング比で行っている。さらに、受信端では、アンチエイリアシングフィルタにより電気領域での厳しい帯域制限を行う代わりに、遅延干渉計の自由スペクトル間隔を概略２／Ｔに設定し、バランス型光子検出器を概略０．５／Ｔで帯域制限している。
【００６６】
この結果、送信端の電気領域での帯域狭窄化ペナルティを低減することができ、４０Ｇｂ／ｓ以上のビットレートにおいても、オーバーサンプリング比を上げることなく、低消費電力化および小規模回路化を実現できるハードウェア的に優れた光送受信器および光送受信方法を得ることができる。
【００６７】
さらに、ＤＱＰＳＫ方式の電気領域での帯域制限は、自由スペクトル間隔をシンボルレートよりも十分大きく設定することで解決可能である。このため、変調方式としては、ＤＢＰＳＫ方式やＤＰ−ＤＢＰＳＫ方式のほかに、ＤＱＰＳＫ方式も採用可能である。
【００６８】
さらに、ＤＰ−ＤＢＰＳＫ方式やＤＱＰＳＫ方式により多値度を向上させることにより、シンボルレートを低減可能である。このため、ＤＡ変換器に求められるサンプリングレートの低減にも寄与する。
【符号の説明】
【００６９】
１０１  多重部（ＭＵＸ）、１０２  符号化部（ＥＮＣ）、１０３  デジタル信号処理部（ＤＳＰ）、１０４−１、１０４−２  ＤＡ変換器（ＤＡＣ）、１０５−１、１０５−２  ドライバ、１０６−１、１０６−２  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１０７  光源（ＴＬＤ）、１０８  光変調器、１２０−１、１２０−２  光伝送路、１３０  遅延干渉計（ＤＬＩ）、１３１−１、１３１−２  バランス型光子検出器、１３２  クロック再生・多重分離部（ＤＥＭＵＸ）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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