(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パッシブミキサを含む受信チェーンと、
電流モード出力ミキサを含む送信チェーンと、
ループバックモード及び通常動作モードにおいて動作可能なループバック導電体（loopback conductor）と
を備え、前記ループバックモードにおいて前記ループバック導電体は、前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサにより出力された電流信号を、前記受信チェーンの前記パッシブミキサに供給する集積回路。
【請求項２】
前記ループバック導電体は、導電体と、該導電体に直列のスイッチとを含み、
前記通常動作モードにおいて前記ループバック導電体の前記スイッチは、前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサが前記受信チェーンの前記パッシブミキサと非結合とされるようにオープンとされ、
前記ループバックモードにおいて前記ループバック導電体の前記スイッチは、前記電流信号が前記受信チェーンの前記パッシブミキサに供給されるようにクローズされる、請求項１の集積回路。
【請求項３】
前記ループバック導電体は、第１スイッチ、導電体、及び第２スイッチを含み、
前記ループバックモードにおいて前記電流モード出力ミキサによって出力される前記電流信号は、前記電流モード出力ミキサから前記第１スイッチを介し、前記導電体を介し、前記第２スイッチを介し、そして前記受信チェーンの前記パッシブミキサに達する電流経路を流れる、請求項１の集積回路。
【請求項４】
前記パッシブミキサは、前記電流信号の動作周波数において３００オーム未満の入力インピーダンスを有する、請求項１の集積回路。
【請求項５】
前記送信チェーンは、調整可能なタンク回路を更に備え、
前記タンク回路は、前記ループバックモードにおける前記電流モード出力ミキサ対パッシブミキサの利得（current mode output mixer to passive mixer gain）が実質的に最大化されるように調整される、請求項１の集積回路。
【請求項６】
前記送信チェーンは、調整可能なタンク回路を更に備え、
前記タンク回路は、前記通常動作モードにおいて第１の一次側容量と共に共振するように調整され、
前記タンク回路は、前記ループバックモードにおいて第２の一次側容量と共に共振するように調整される、請求項１の集積回路。
【請求項７】
前記送信チェーンは、駆動増幅器及び駆動増幅器スイッチを更に含み、
前記駆動増幅器スイッチは、前記電流モード出力ミキサと前記駆動増幅器の入力リードとの間の信号経路に配置され、
前記駆動増幅器スイッチは前記ループバックモードではオープンとされ、
前記駆動増幅器スイッチは前記通常動作モードではクローズされる、請求項１の集積回路。
【請求項８】
前記ループバックモードにおける動作の期間の間、前記電流モード出力ミキサは、前記電流信号を前記ループバック導電体上に駆動するようにイネーブルとされ、
前記集積回路は、第２電流モード出力ミキサを含む前記送信チェーンの第２直交位相分岐（second quadrature branch）を更に備え、
前記ループバックモードにおける動作の期間の間、前記第２電流モード出力ミキサは、前記ループバック導電体上に信号を駆動しないようディセーブルとされ、
前記通常モードの間、前記第２電流モード出力ミキサは、第２電流信号を前記ループバック導電体上に駆動する、請求項１の集積回路。
【請求項９】
前記ループバックモードにおける動作の期間の間、前記ループバック導電体を用いた第１キャリブレーションテストが、前記送信チェーンの前記第２直交位相分岐の部分で第２キャリブレーションテストが実行されるのと同時に実行される、請求項８の集積回路。
【請求項１０】
（ａ）集積回路の動作のループバックモードにおいて、送信チェーンの第１電流モード出力ミキサによって出力される電流信号を、ループバック導電体（loopback conductor）を介して受信チェーンのパッシブミキサに供給することと、
（ｂ）前記集積回路の動作の通常動作モードにおいて前記送信チェーンの前記第１電流モード出力ミキサが前記受信チェーンの前記パッシブミキサから分離されるように、前記ループバック導電体の第１スイッチをオープンにすることと
を備え、前記送信チェーン、前記受信チェーン、及び前記ループバック導電体は、前記集積回路の一部である、方法。
【請求項１１】
（ｃ）前記第１スイッチが（ｂ）でオープンにされると同時に、前記ループバック導電体の第２スイッチをオープンにすること、
を更に備え、（ａ）において前記電流信号は、前記第１電流モード出力ミキサから前記第１スイッチを介し、前記ループバック導電体の導電体を介し、前記第２スイッチを介し、そして前記パッシブミキサに達する電流経路を通る、請求項１０の方法。
【請求項１２】
（ｃ）前記通常動作モードにおいて、第１容量を有するようにタンク回路のキャパシタを調整することと、
（ｄ）前記ループバックモードにおいて、第２容量を有するように前記キャパシタを調整することと
を備え、前記タンク回路は前記第１電流モード出力ミキサに結合される、請求項１０の方法。
【請求項１３】
（ｃ）前記ループバックモードにおいて、電流モード出力ミキサ対パッシブミキサの利得（current mode output mixer to passive mixer gain）を最大化するように、タンク回路を調整すること、
を更に備え、前記タンク回路は、前記第１電流モード出力ミキサに結合されている、請求項１０の方法。
【請求項１４】
（ｃ）前記第１電流モード出力ミキサと駆動増幅器の入力リードとの間に信号経路を維持するように、前記通常動作モードにおいてスイッチをクローズされるように制御することと、
（ｄ）前記第１電流モード出力ミキサが前記駆動増幅器の前記入力リードから分離されるように、前記ループバックモードにおいて前記スイッチをオープンとされるように制御することと
を更に備える請求項１０の方法。
【請求項１５】
（ｅ）前記第１電流モード出力ミキサが前記ループバック導電体上に前記電流信号を供給するように、前記ループバックモードの動作の期間の間、前記第１電流モード出力ミキサをイネーブル状態に維持することと、
（ｆ）第２電流モード出力ミキサが前記ループバック導電体上に信号を駆動しないように、前記ループバックモードの動作の期間の間、前記送信チェーンの第２直交位相分岐（second quadrature branch）の前記第２電流モード出力ミキサをディセーブル状態に維持することと、
（ｇ）前記通常動作モードにおいて、前記第１及び第２電流モード出力ミキサをイネーブル状態に維持することと
を更に備え、前記送信チェーンの前記第２直交位相分岐はまた、前記集積回路の一部である、請求項１０の方法。
【請求項１６】
（ｃ）前記ループバックモードにおいて第１キャリブレーションテストを行うために前記ループバック導電体を用いることと、
（ｄ）前記第１キャリブレーションテストが（ｃ）で実行されるのと同時に、第２キャリブレーションテストを行うために前記送信チェーンの第２直交位相分岐を用いることと
を更に備え、前記送信チェーンの前記第２直交位相分岐はまた、前記集積回路の一部である、請求項１０の方法。
【請求項１７】
受信チェーンのパッシブミキサと、
送信チェーンの電流モード出力ミキサと、
集積回路の動作のループバックモードにおいて、前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサから前記受信チェーンの前記パッシブミキサに達する信号経路を介して電流信号を駆動する手段と
を備え、前記手段、前記受信チェーン、及び前記送信チェーンは、前記集積回路の一部であり、
前記手段はまた、前記集積回路の通常動作モードにおいて前記電流モード出力ミキサが前記受信チェーンの前記パッシブミキサから分離されるように、前記信号経路を切断するためのものである、装置。
【請求項１８】
前記パッシブミキサは、前記電流信号の動作周波数において３００オーム未満の入力インピーダンスを有する、請求項１７の装置。
【請求項１９】
前記手段は、第１スイッチ、導電体（conductor）、及び第２スイッチを含み、
前記ループバックモードにおける動作期間内、前記信号経路が前記第１スイッチを介し、前記導電体を介し、そして前記第２スイッチを介して延びるように、前記第１及び第２スイッチはクローズされ、
前記通常動作モードでは、前記第１及び第２スイッチはオープンとされる、請求項１７の装置。
【請求項２０】
前記ループバック導電体は、
第１導電体セグメントと、
第１スイッチブロックと、
第２導電体セグメントと、
第２スイッチブロックと
第３導電体セグメントと
を備え、前記ループバックモードでは、前記電流信号は、前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサから、前記第１導電体セグメント、前記第１スイッチブロック、前記第２導電体セグメント、前記第２スイッチブロック、及び前記第３導電体セグメントを通って、前記受信チェーンの前記パッシブミキサに達する、請求項１の集積回路。
【請求項２１】
前記第１スイッチブロックは、
中央のＴノード（central T node）と、
前記第１導電体セグメントと前記中央のＴノードとの間に結合された第１スイッチと、
前記中央のＴノードと前記第２導電体セグメントとの間に結合された第２スイッチと、
前記中央のＴノードと接地導電体との間に結合された第３スイッチと
を備える請求項２０の集積回路。
【請求項２２】
前記ループバック導電体は、
第４導電体セグメントと、
第３スイッチブロックと、
第５導電体セグメントと、
第４スイッチブロックと、
第６導電体セグメントと
を更に備え、前記ループバックモードでは、第２電流信号が、前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサから、前記第４導電体セグメント、前記第３スイッチブロック、前記第５導電体セグメント、前記第４スイッチブロック、及び前記第６導電体セグメントを通って、前記受信チェーンの前記パッシブミキサに達する、請求項２０の集積回路。
【請求項２３】
前記ループバック導電体は、
前記電流モード出力ミキサと前記第１導電体セグメントとの間に結合された第１ＤＣブロッキングキャパシタと、
前記第３導電体セグメントと前記パッシブミキサとの間に結合された第２ＤＣブロッキングキャパシタと
を更に備える請求項２０の集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示された実施形態は、ＲＦ送受信機のキャリブレーション及び内部ループバックテストに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話の送信機及び受信機は共に、理想的には通信される信号への歪みを最小限にする線形デバイスである。あるタイプの歪みは二次歪み（second-order distortion）と呼ばれる。線形増幅器は一般に、この増幅器が低出力電力レベルで動作している際には、ごくわずかな二次歪みをもたらすに過ぎない。しかしながら、出力電力が増加すると、基本周波数（入力信号の周波数）における出力電力は、上昇する出力電力全体に対して第１のレートで増加し、その一方で二次歪みによる出力電力は、より速いレートで増加する。増幅器の出力電力が十分に高くなると、二次歪みの出力電力は基本信号の出力電力に達する。この交差する点は、二次インターセプトポイント（ＩＰ２：second order intercept point）と呼ばれている。携帯電話の送信チェーンまたは携帯電話の受信チェーンのようなシステムのＩＰ２ポイントは、システムの二次歪みの指標として用いられ得る。
【０００３】
システムのＩＰ２を測定する一つの方法は、いわゆるtwo-tone解析を用いることを必要とする。１つの純粋な周波数の信号は、“トーン（tone）”と呼ばれる。等しい強度ではあるが異なる周波数の２つのトーンが、システムに与えられる。システムは、この２つの基本周波数のそれぞれで出力を生成するだろう。しかし、二次効果によるその他の周波数の出力もまた生成するだろう。二次効果による出力は例えば、２つの入力トーンの周波数の和に等しい周波数を有する出力を含むだろう。二次効果による出力はまた、例えば、２つの入力トーンの周波数の差に等しい周波数を有する出力を含むだろう。システムのＩＰ２の判断のためには、２つの基本周波数のいずれでもない出力信号の出力電力が測定され、使用される。
【０００４】
携帯電話内の送受信機の動作を改善するため、送受信機のＩＰ２を測定し、そして送受信機で示されたＩＰ２を低減するように送受信機の種々の部品をキャリブレーションすることが多くの場合に望ましい。上記のtwo-tone解析で使用するための２つのトーンの信号を生成するためには、外部信号ソースが使用され得るが、そのような外部ソースは、工場でのキャリブレーションの期間に工場において使用可能であるにすぎないだろう。そのような工場でのキャリブレーションは、送受信機集積回路を製造するために使用される半導体製造プロセスにおけるばらつきを明らかにするために携帯電話をキャリブレーションすることを可能とし得るが、そのような工場でのキャリブレーションは、携帯電話の動作中に起きる温度変化によって生じる性能変動を考慮することはできない。同様に、そのような工場でのキャリブレーションは、携帯電話の送受信機の動作中に起きる電源電圧変動によって生じる性能変動を考慮することは出来ない。従って、動作条件が変化しても最小の歪みを維持出来るよう、工場の外での携帯電話の動作中に、送受信機の部品のキャリブレーション、及びＩＰ２のモニタが可能となることが望ましい。
【０００５】
機能している送受信機でＩＰ２の測定及びキャリブレーションを工場外で行うことが出来るよう、two-tone解析テストに必要な２つのトーンを生成するために送受信機の送信機を使用する幾つかの方法が提案されている。一つの提案は、Darabiらによる“An IP2 Improvement Technique for Zero-IF Down-Converters”と表題された論文に説明されている。本論文は、長いループアプローチについて述べており、これにより、電力増幅器（ＰＡ：power amplifier）及び低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）は、スロット毎にＡＭ変調と共に１つのトーンブロッカー（tone blocker）を生成するために用いられる。しかし、このアプローチはいくつかの欠点を有する。まず、送受信機の最大出力電力定格を超え得る不必要に大きな電力量が、キャリブレーションの期間、送受信機のアンテナに戻される（driven back）。通常、キャリブレーションテストで使用されるブロッカーの電力レベルは、非線形効果を検出するための基準に定められているブロッカーの電力レベルよりも大きい。次に、あるトーンブロッカーアプローチは、一般に必要とするよりも多くの電力を消費する外部電力増幅器を動作させることを利用する。結果として増大した電力消費は、スロット毎に電力増幅器が動作されることにより、通話時間を短くするだろう。第３に、あるトーンブロッカーアプローチは、ＯＦＤＭＡモデムにおいて変調された信号を検出するには効率的な方法ではない。
【０００６】
第２のアプローチは、Bourasらによる“A Single-Chip Digitally Calibrated 5.15-5.825-GHz 0.18-um CMOS Transceiver for 802.11a Wireless LAN”と表題された論文におけるWiFi, IEEE 802.11技術に説明されている。Bourasらの論文は、ＩＱミスマッチのキャリブレーションのための１つのトーンを生成するため、オンチップのループバック接続を使用することを提案する。もし、このアプローチが携帯電話受信機のＩＰ２キャリブレーションに拡張されて適用されたなら、いくつかの問題が生じるだろう。まず、ループバック回路は、電圧駆動モードで動作する。従って、受信機で検出されるベースバンド信号は、しばしば高周波数ＲＦループバック信号を送信機から受信機へ運ぶ長いオンチップの導電体により、望ましくない小さい振幅を有するだろう。しばしば、携帯電話の送受信機集積回路内での送信機と受信機との間の距離は、受信機と送信機との間のカップリングを避けるために、かなり大きい。この大きな距離は、もし内部ループバック接続技術が用いられたなら、送信機は、内部ループバックキャリブレーションのために受信機回路に２つのトーンを供給するため長い導電体中を駆動しなければならないだろうということを意味する。その結果、受信機で受信した際のベースバンド信号は、受信機のキャリブレーションが困難または不可能なほどに、望ましくない小さな振幅を有するだろう。次に、ＷｉＦｉ回路のループバック経路における回路は、相互変調項及び高調波のような非線形性を生成するだろう。これらの非線形性は、携帯電話の送受信機の受信機キャリブレーションを妨げ得る。
【発明の概要】
【０００７】
携帯電話のＲＦ送受信機集積回路は、ＩＰ２セルフテスト及びキャリブレーションを行うのに適したループバック導電体回路を有する。ループバック導電体回路は、制御回路と、新規なセグメント化された小さい寄生容量の内部ループバック導電体を含む。一例では、ベースバンドプロセッサ集積回路は、ベースバンドプロセッサ集積回路からＲＦ送受信機に延びるシリアルバスを介して、ＲＦ送受信機集積回路におけるループバック導電体回路の制御回路を制御出来る。ループバック導電体回路の制御回路は、シリアルバスから制御情報を受信し、それに応じてセグメント化されたループバック導電体を制御する。
【０００８】
第１の新規な側面では、ＲＦ送受信機集積回路の送信チェーンの送信ミキサは、電流モード出力ミキサである。ＲＦ送受信機集積回路の受信チェーンの受信ミキサは、相対的に低い入力インピーダンスを有するパッシブミキサである。受信チェーンにアクティブミキサを用いるのではなく、その後にトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）が続くパッシブミキサが用いられる。ＴＩＡは、パッシブミキサから受信したその入力電流に比例する電圧を出力する。ループバックモードでは、送信ミキサは２つのトーン電流を、セグメント化されたループバック導電体を介してパッシブミキサに駆動する。送受信機の他の部分は、ループバックモードの期間に送信チェーンから受信チェーンへの電力転送を最大化し、電力消費を低減し、そして望ましくないＲＦ送信が起きることを防止するように制御される。ＲＦ送受信機集積回路の通常動作モードでは、さもなければループバック導電体の長いセグメントにより生じ得るカップリングの問題及び寄生負荷を最小化または回避するように、ループバック導電体のセグメントはスイッチブロックにより互いに分離される。
【０００９】
第２の新規な側面では、送信ミキサの１つの直交位相分岐のみが、ＩＰ２テストを行うために必要とされる両方のトーンを生成するために用いられる。単一の分岐の使用は、一般的な方法において２つの分岐を使用することに較べて、ループバックテスト時の電力消費を低減する。単一の分岐の使用はまた、同じ電力振幅を有する２つのトーンを生成することを容易にする。
【００１０】
第３の新規な側面では、第１のキャリブレーションテストが送信ミキサの１つの直交位相分岐を用いて、第２のキャリブレーションテストが他の直交位相分岐を用いて行われるのと同時に行われる。ある状況では、複数のテストを同時に行うことは、ループバックテスト時間を短縮し、ループバックテスト電力消費を低減する。
【００１１】
上記はサマリであり、よって必然的に単純化、一般化、及び詳細の省略を含む。従って、当業者は、このサマリが例示に過ぎず、そして多少なりとも限定されていることを意図しないことを理解するだろう。もっぱら特許請求の範囲で定義されるような、本明細書で説明されるデバイス及び／または方法の他の側面、進歩的な特徴、及び利点は、本明細書で説明される非限定的な詳細な説明において明白になるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、新規な一側面に従ったモバイル通信デバイス１のある具体的なタイプの単純化されたハイレベルのブロック図。
【図２】図２は、図１のＲＦ送受信機集積回路３のより詳細なブロック図。
【図３】図３は、図２のＲＦ送受信機集積回路３のループバック導電体２２のより詳細な図。
【図４】図４は、図２の内部ループバック導電体２２を使用して行われるＩＰ２テストを例示する単純化された図。
【図５】図５は、図１〜３の新規な回路の種々の特性を、本特許明細書の背景技術の欄で述べたBourasの論文で説明されている一般的なＷｉＦｉループバック従来技術の特性と比較して説明するテーブル。
【図６】図６は、図３の送信ミキサ１７の分岐部１７Ａまたは１７Ｂの一例のより詳細な図。
【図７】図７は、図３の差動ＬＮＡ１０の一例のより詳細な図。
【図８】図８は、新規な一側面に従った方法のフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は、新規な一側面に従ったある具体的なタイプのモバイル通信デバイス１の、非常に単純化されたハイレベルのブロック図である。本具体例では、モバイル通信デバイス１は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）または直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）携帯電話通信プロトコルを使用する携帯電話である。携帯電話は、（図示せぬ種々のその他の部品と共に）アンテナ２及び２つの集積回路３、４を含む。集積回路４は、“デジタルベースバンド集積回路”または“ベースバンドプロセッサ集積回路”と呼ばれる。集積回路３は、ＲＦ送受信機集積回路である。ＲＦ送受信機集積回路３は、受信機と共に送信機も含むため、“送受信機”と呼ばれる。
【００１４】
図２は、ＲＦ送受信機集積回路３のより詳細なブロック図である。受信機は、局部発振器（ＬＯ）６に加えて、いわゆる“受信チェーン（receive chain）”５を含む。携帯電話の受信時、高周波数ＲＦ信号７がアンテナ２で受信される。信号７からの情報は、デュプレクサ（duplexer）８及び整合ネットワーク（matching network）９を通過し、そして受信チェーン５を通過する。信号７は、低ノイズ増幅器（low noise amplifier: ＬＮＡ）１０により増幅され、ミキサ１１によって周波数をダウンコンバートされる。結果として生じたダウンコンバート信号は、ベースバンドフィルタ１２でフィルタリングされ、そしてデジタルベースバンド集積回路４に渡される。デジタルベースバンド集積回路４におけるアナログ／デジタルコンバータ１３は、この信号をデジタルの形式に変換し、得られたデジタル情報は、デジタルベースバンド集積回路４におけるデジタル回路によって処理される。デジタルベースバンド集積回路４は、局部発振器６によってミキサ１１に供給される局部発振器信号（ＬＯ）の周波数を制御することにより、受信機を調整する。
【００１５】
携帯電話の送信時、送信される情報は、デジタルベースバンド集積回路４におけるデジタル／アナログコンバータ１４によってアナログの形式に変換され、そして“送信チェーン（transmit chain）”１５に供給される。ベースバンドフィルタ１６は、デジタル／アナログ変換処理によるノイズを取り除く。そして、局部発振器１８の制御の下、ミキサブロック１７はこの信号を高周波数信号にアップコンバートする。駆動増幅器（driver amplifier）１９及び外部電力増幅器（external power amplifier）２０は、この高周波信号を増幅して、高周波数ＲＦ信号２１がアンテナ２から送信されるように、アンテナ２を駆動する。
【００１６】
受信チェーン５及び送信チェーン１５に加えて、ＲＦ送受信機集積回路３は、新規なループバック導電体（loopback conductor）回路２３を含む。ループバック導電体回路２３は、ループバック導電体２２及び制御回路２４を含む。図２の例における制御回路２４は、ＳＳＢＩシリアルバス及び導電体２５を介してデジタルベースバンド集積回路４とインターフェース処理するバスインターフェースメカニズムを含む。デジタルベースバンド集積回路４の回路は、ＳＳＢＩバスを用いて、適切なループバック制御情報を、ＳＳＭＩバス２５を介して制御回路２４に送ることにより、ループバック導電体２２を制御する。制御回路２４は、ループバック導電体２２が、送信チェーン１５を受信チェーン５に結合する、または送信チェーン１５を受信チェーン５から非結合とするよう制御するように、適切なループバック制御信号２６をループバック導電体２２に送る。
【００１７】
図３は、図２のＲＦ送受信機集積回路３のループバック導電体２２のより詳細な図である。回路のその他の詳細が図示されるように、図２のループバック導電体回路２３の制御導電体及び制御回路２４は、図３では図示されていない。ループバック導電体２２は、ノード２７をノード２８に結合し、ノード２９をノード３０に結合するためのプログラマブルなメカニズムを含む。ループバック導電体２２は、導電体セグメント（conductor segment）３３、３４、３５、３８、３９、及び４０と共に、スイッチブロック３１、３２、３６、及び３７を含む。ループバック導電体２２はまた、４つのＤＣブロッキングキャパシタ（DC blocking capacitor）４１〜４４を含む。各ＤＣブロッキングキャパシタは、例えば約５ｐＦの容量を有する。有利な一側面では、導電体セグメント３４及び３９は、送信チェーン回路が、受信チェーン回路から大きな距離を離れて配置され得るように、比較的長い。送信チェーン回路が受信チェーンから十分に距離を置いて配置されるようにＲＦ送受信集積回路３をレイアウトすることは、通常動作時における送信機と受信機との間の干渉、及び送信機のリークの低減に寄与する。図示された例では、導電体セグメント３４及び３９は、それぞれ少なくとも２ミリメータの長さである。
【００１８】
ＲＦ送受信機集積回路３には少なくとも２つの動作モードがある。すなわち、１）ＲＦ無線通信を行うために送信及び受信チェーンが使用可能な通常動作モード、及び２）テスト及び／またはキャリブレーション（calibration）を行うために、送信チェーンが受信チェーンに信号を駆動するために用いられるループバックモード、である。
【００１９】
通常動作モードでは、スイッチブロック３１及びスイッチブロック３２のＮチャネルスイッチが、導電体セグメント３４が、導電体セグメント３３及び導電体セグメント３５の両方から分離され非接続とされるように、制御回路２４によって適切に制御される。中央の導電体３４は、フローティングとされる。同様に、導電体セグメント３８は、導電体セグメント３９から分離され非接続とされ、そして導電体セグメント３９は導電体セグメント４０から分離され非接続とされる。スイッチブロック３１、３２、３６、及び３７の各々において、中央の“Ｔ”ノードは、中央の“Ｔ”ノードと接地導電体（ground conductor）との間のＮチャネルスイッチをクローズすることによって接地される。スイッチブロック３１の例では、スイッチ３１Ｂがクローズされることにより、中央の“Ｔ”ノード３１Ａが接地される。スイッチブロック３１の他の２つのスイッチは、オープンとされる。中央の“Ｔ”ノード３１Ａを接地することにより、スイッチブロックを介して導電体３３から導電体３４への信号リークが抑制される。
【００２０】
通常動作モードでは、Ｉ直交位相信号経路（I quadrature signal path）が、送信チェーン１５のＩ直交位相分岐（I quadrature branch）を介して延びる。Ｉ直交位相信号経路は、ベースバンドフィルタ１６の領域１６Ａを介し、ミキサ１７の領域１７Ａを介し、タンク回路４５を介し、駆動増幅器１９を介して、ＲＦ送受信機集積回路３の外部に出力され、そして電力増幅器（図２参照）に達し、そしてデュプレクサ８を介してアンテナ２に達する。タンク４５の一次側の可変キャパシタ４６（Ｃ１）及びタンク４５の二次側のキャパシタ５８（Ｃ２）は、ミキサ１７から駆動増幅器１９への電力送信が所望の動作周波数において最大化されるようにタンク４５を調整するために制御される。受信チェーン５のＩ直交位相信号経路は、アンテナ２（図２参照）から、デュプレクサ８を介し、整合ネットワーク（matching network）９を介し、そしてＲＦ送受信機集積回路３内部に入力され、差動低ノイズ増幅器１０を介し、ミキサ１１の領域１１Ａを介し、ベースバンドフィルタ１２のトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ：transimpedance amplifier）部１２Ａを介し、ベースバンドフィルタ１２の残りの部分を介し、そしてベースバンドプロセッサ集積回路４のＡＤＣ１３に達する。差動ＬＮＡ１０の可変キャパシタ４７及び４８（Ｃ３）は、ＬＮＡ１０から受信ミキサ１１への電力転送を最大化するように差動ＬＮＡ１０のＬＮＡ負荷を調整するよう制御される。スイッチブロック３２、３７は、受信ミキサ１１及び差動ＬＮＡ１０に可能な限り近接して配置され、これにより、ＬＮＡ１０の出力を受信ミキサ１１に結合する導電体上の容量性負荷を最小化する。同様に、スイッチブロック３１及び３６は、送信ミキサ１７及びタンク４５に可能な限り近接して配置され、これにより、受信ミキサ１７の出力をタンク４５に結合する導電体上の容量性負荷を最小化する。送信機を通り抜けて送信機外部に出力されるＱ直交位相信号経路（Q quadrature signal path）は上記述べたＩ直交位相送信信号経路と同様であり、受信機内部に入力され受信機を通り抜けるＱ直交位相信号経路は上記述べたＱ直交位相受信信号経路と同様である。
【００２１】
ループバックモードでは、スイッチブロック３１及びスイッチブロック３２のＮチャネルスイッチは、導電体セグメント３３が導電体セグメント３４に結合され、そしてこれが導電体セグメント３５に結合されるように、制御回路２４によって制御される。同様に、導電体セグメント３８は導電体３９に結合され、これは導電体セグメント４４に結合される。
【００２２】
第１の新規な側面では、図３の送信機チェーン１５の送信ミキサ１７は、電流モード出力ミキサである。本特許明細書の背景技術の欄で述べたBourasの論文で説明されている受信ミキサと異なり、図３の受信ミキサ１１の領域１１Ａ及び１１Ｂは、アクティブミキサではなく、むしろパッシブミキサ（passive mixer）である。Bourasの論文において領域１１Ａ及び１１Ｂのそれぞれが動作周波数において高い数百オームの高入力インピーダンスを有するよりもむしろ、領域１１Ａ及び１１Ｂのそれぞれは、動作周波数においてより十分に低い入力インピーダンスを有する。図３の例では、領域１１Ａ及び１１Ｂの各々は、３００オーム未満の入力インピーダンスを有する（例えば本例では、入力インピーダンスは約１５０オーム以下である）。Bourasの論文で説明されている送信ミキサと異なり、送信ミキサ１７の領域１７Ａ及び１７Ｂは、電流モード出力ミキサ（current mode output mixer）である。例えば、送信チェーンのＩ直交位相分岐のミキサ領域１７Ａは、ループバック導電体２２を介して電流信号４９を、受信ミキサ１１のパッシブＩ直交位相ミキサ分岐１１Ａ及びパッシブＱ直交ミキサ分岐１１Ｂに駆動する。電流信号４９を駆動し、領域１１Ａ及び１１Ｂの低インピーダンスの信号経路を終端（terminate）することにより、ＩＰ２テスト実行するために受信ミキサの２つの領域１１Ａ及び１１Ｂにおいて十分に強い２つのトーン（tone）信号を生成しつつ、２つのトーンループバック信号を、送信チェーンから受信チェーンへの２ミリメータ以上の長い距離につき駆動出来る。送信ミキサ１７からの出力として２ｄＢｍの２つのトーン信号出力電力の場合、この２つのトーン信号は、受信ミキサ１１において−３ｄＢｍの電力で受信される。
【００２３】
ループバックモードでは、タンク回路４５の一次側の可変キャパシタ４６（Ｃ１）の容量は、導電体セグメント３４及び３９が送信ミキサ出力リードに結合された際に送信ミキサ１７の出力上に結合される追加の寄生容量を補償する（埋め合わせる、account for）ように低減される。スイッチ５７は、タンク４５の二次側のキャパシタ５８（Ｃ２）と直列に接続されている。スイッチ５７はオープンとされるように制御され、二次側と駆動増幅器１９の入力リードとの間のスイッチ５９はオープンとされる。スイッチ５９は、駆動増幅器１９の入力容量が、ループバックテストの間、送信ミキサ１７の負荷となることを防止する。駆動増幅器１９はまた、ループバックテストの間、電流消費を低減するため、そしてそうでなければループバックテストの間になされるアンテナ２からの望ましくない強い送信を防止するために、ディセーブルとされる。一例では、可変キャパシタ４６の容量は、タンク４５が約２．０ＧＨｚの所望の周波数で共振するように、通常動作モードでは１．０ｐＦに設定される。他方、ループバックモードにおいて可変キャパシタ４６の容量は、タンク４５が同じ約２．０ＧＨｚの所望の周波数で共振するように、約０．５ｐＦに設定される。図３の例では、ループバック導電体２２の追加の寄生容量は、キャパシタシンボル５０、５１、５２、５３、３４Ａ、及び３９Ａで示されている。これらの寄生容量の各々は、例えば約０．５ｐＦである。ループバックモードの期間、差動ＬＮＡ１０はディセーブルとされ、従って受信チェーンミキサを駆動せず、そして電流信号４９と干渉しない。ＬＮＡの負荷容量４７及び４８（Ｃ３）と直列のスイッチは更に、ループバックモードにおいてタンクのインピーダンスを最大化するように制御される。
【００２４】
第２の新規な側面では、送信ミキサ１７の１つの直交位相分岐のみが、ＩＰ２テストを行うのに必要な２つのトーンを生成するために用いられる。図４は、ＩＰ２テストを例示する単純化された図である。２つの信号Ｆ１及びＦ２は、同じ電力振幅の信号である。これらの２つのトーンは、ループバック導電体２２を介して受信チェーン５に駆動される。そして、受信チェーン５から出力される、結果として生じる相互変調歪みの強度が測定される。相互変調歪みの電力強度が許容レベル未満に落ちるまで、送受信機の種々の回路パラメータ及び設定が変更され、そして再度相互変調歪みが測定される。新規なループバック導電体２２を用いてこのようなＩＰ２テストを行うため、図１の差動電流ＤＡＣ１４のＩ直交位相分岐領域１４Ａは、送信チェーンの領域１６Ａに差動電流信号を駆動させられる。Ｉ分岐の領域１６Ａ及びＤＡＣ１４は単純化された形で図示されているが、Ｑ分岐についてより完全に図示されたように、これらは共に差動回路である。領域１６Ａは、カレントミラーに加えてＲＣフィルタを含む。このカレントミラーは、領域１７Ａが２つのトーンを含む電流信号４９を出力するように、送信ミキサ１７の領域１７Ａに電流信号を出力する。これらの２つのトーンは、ループバック導電体２２を介して、上記説明したように受信チェーンに伝達される。その他の直交位相ミキサ分岐（本例では、Ｑ直交位相ミキサ分岐１７Ｂ）のトランジスタは、ベースバンドフィルタ１６の領域１６Ｂの出力がループバック導電体２２から分離されるように、オフ状態とされ非導通とされる。図３のＱ直交位相ミキサ領域１７Ｂのトランジスタのゲートに図示された接地シンボルは、どのようにしてトランジスタがオフ状態とされて、非導通とされるよう制御されるかを示している。ＩＰ２テストのための２つのトーンを出力するための送信ミキサの１つの直交位相分岐の使用は、２つのトーンを生成するための２つのミキサの使用と比較して、幾つかの利点を有する。第１に、両方のトーンを生成するために１つのミキサを使用することは、両方のトーンを同じ振幅にすることを容易にする。第２に、ＤＡＣ１４及びベースバンドフィルタ１６は、１つのトーントラジェクトリ（tone trajectory）を駆動しさえすれば良く、電流消費の関数としてより線形な出力が得られる。第３に、２つのトーンの生成は、Ｉ及びＱ直交位相信号経路のミスマッチ（mismatch）に依存しない。第４に、２つの信号経路回路に較べて、１つの信号経路回路のみが必要とされるので、電流消費が低減される。この電力消費の低減は、ＩＰ２テスト及びキャリブレーションが毎スロット行われるアプリケーションにおいて特に有効である。
【００２５】
第３の新規な側面では、送信チェーンのＩ直交位相分岐１６Ａ、１７Ａを用いた第１のキャリブレーションテストが、送信チェーンのＱ直交位相分岐１６Ｂ、１７Ｂを用いた第２のキャリブレーションテストが行われるのと同時に行われる。このとき、送信チェーンの２つの直交位相分岐の１つのみが、ループバック導電体２２を駆動する。一例では、送信チェーンのＩ直交位相分岐１６Ａ、１７Ａが、ＩＰ２キャリブレーションテストにおいて、２つのトーン電流信号４９を、ループバック導電体２２を介して受信ミキサ１１の２つの領域１１Ａ及び１１Ｂに駆動する。この２つのトーン電流信号４９がループバック導電体２２間で駆動されているのと同時に、送信チェーンのＱ直交位相分岐１６Ｂ、１７ＢにおいてＤＣオフセットキャリブレーションテストが実行される。制御回路２４は、ミキサ１７の領域１７Ｂのトランジスタを非導通とさせ、これによりベースバンドフィルタ領域１６Ｂの出力をループバック導電体２２から分離する。制御回路２４は、ノード５５が抵抗５６を介して電源電圧ＶＤＤに結合されるように、スイッチ５４をクローズさせる。図１のＤＡＣ１４のＤＡＣ１４Ｂは、ＤＡＣ１４Ｂから出力される電流ＩＤＡＣの大きさが、ＤＡＣ１４Ｂで受信されたデジタル値に対応すべきであるという点で、電流モード出力のデジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ）である。あるデジタル値が受信された場合、ＤＡＣ１４Ｂは、ノード５５のある負荷につきノード５５の電圧が特定の電圧を有するように、ベースバンドフィルタ領域１６Ｂを介して正確な電流量を駆動するだろう。従って、ＤＣオフセットキャリブレーションテストでは、スイッチ５４はクローズされ、領域１４Ｂにはデジタル値が供給され、そして図１のＡＤＣ１３のアナログ／デジタルコンバータ領域１３Ｃはノード５５の電圧を読み出す。そしてＤＡＣ１４Ｂのオフセット電流は、特定のデジタル値がＤＡＣ領域１４Ｂに与えられた際に、ノード５５の電圧が所望の電圧を有するように測定されるように、調整される。
【００２６】
携帯電話では、ＩＰ２テスト及びＤＣオフセットキャリブレーションテストを含む複数のキャリブレーションテストが、携帯電話の通常動作中に周期的に行われ、及び／または携帯電話の起動時に最初に行われ得る。ＩＰ２テスト及びＤＣオフセットテストに関して上記説明したように、これらのキャリブレーションテストを同時に複数実行することを可能にすることで、テスト及びキャリブレーションを行うのに必要な総時間を短縮することが可能となる。テスト及びキャリブレーション時間を短縮することは、テスト及びキャリブレーションを行うために消費される電力量を低減し、また起動状態の後、携帯電話が通常動作モードで通信可能になるまでの待ち時間を削減する。
【００２７】
図５は、図１〜３の新規な回路の種々の特性を、本特許明細書の背景技術の欄で述べたBourasの論文で説明されている一般的なＷｉＦｉループバック従来技術の特性と比較して説明したテーブルである。
【００２８】
図６は、図３の送信ミキサ１７の分岐領域１７Ａまたは１７Ｂの一例のより詳細な図である。ＤＣＯＣＥＮは、アクティブhighのＤＣオフセットキャリブレーションイネーブル信号であり、ＤＣＯＣＥＮＢは、アクティブlowのＤＣオフセットキャリブレーションイネーブル信号である。ＤＣＯＣＥＮ及びＤＣＯＣＥＮＢは、図２のループバック導電体回路２３の制御回路２４から受信される。
【００２９】
図７は、図３の差動ＬＮＡ１０の一例のより詳細な図である。
【００３０】
図８は、新規な一側面に従った方法１００のフローチャート表現である。あるステップ（ステップ１０１）において、動作のループバックモードでは、電流信号が、送信チェーンの電流モード出力ミキサによって出力される。この電流信号は、セグメント化されたループバック導電体を介して受信チェーンのパッシブミキサに供給される。送信チェーン、ループバック導電体、及び受信チェーンの全ては、同じ集積回路上の一部である。一例では、本方法の電流モード出力ミキサは、図３の電流モード出力ミキサ１７である。一例では、本方法のパッシブミキサは、図３のパッシブミキサ１１である。一例では、本方法のセグメント化されたループバック導電体は、図３のセグメント化ループバック導電体２２である。
【００３１】
集積回路の通常動作モードでは、別のステップ（ステップ１０２）において、セグメント化されたループバック導電体のスイッチがオープンの状態を維持され、これによりループバック導電体のセグメントは互いに非結合とされる。ループバック導電体の非結合とされたセグメントは、送信チェーンの電流モード出力ミキサを受信チェーンのパッシブミキサから分離するように機能する。一例では、本方法のループバック導電体のセグメントは、図３のセグメント３３、３４、３５、３８、３９、及び４０を含む。一例では、セグメントを互いに結合及び非結合とするためにオープン及びクローズされるスイッチは、スイッチブロック３１、３２、３６、及び３７のスイッチである。ステップ１０１及び１０２は、任意の順序で行われても良く、そして携帯電話内の単一の集積回路の動作期間に、定期的な間隔で繰り返されても良い。
【００３２】
説明の目的で、ある具体的な実施形態が上記では述べられたが、この特許文献の教示は一般的な適用性を有し、上記述べられた具体的な実施形態に限定されない。スイッチブロック３１、３２、３６、及び３７は上記ではＮチャネルスイッチとして述べられたが、これらのスイッチは、他の例では、Ｐチャネルスイッチまたはトランスファーゲートのような他のタイプのスイッチであっても良い。従って、述べられた具体的な実施形態の種々の特徴の種々の変形、適応、及び組み合わせが、以下で説明される特許請求の範囲から逸脱することなく実施され得る。
[1]パッシブミキサを含む受信チェーンと、
電流モード出力ミキサを含む送信チェーンと、
ループバックモード及び通常動作モードにおいて動作可能なループバック導電体（loopback conductor）と
を備え、前記ループバックモードにおいて前記ループバック導電体は、前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサにより出力された電流信号を、前記受信チェーンの前記パッシブミキサに供給する集積回路。
[2]前記ループバック導電体は、導電体と、該導電体に直列のスイッチとを含み、
前記通常動作モードにおいて前記ループバック導電体の前記スイッチは、前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサが前記受信チェーンの前記パッシブミキサと非結合とされるようにオープンとされ、
前記ループバックモードにおいて前記ループバック導電体の前記スイッチは、前記電流信号が前記受信チェーンの前記パッシブミキサに供給されるようにクローズされる、[1]の集積回路。
[3]前記ループバック導電体は、第１スイッチ、導電体、及び第２スイッチを含み、
前記ループバックモードにおいて前記電流モード出力ミキサによって出力される前記電流信号は、前記電流モード出力ミキサから前記第１スイッチを介し、前記導電体を介し、前記第２スイッチを介し、そして前記受信チェーンの前記パッシブミキサに達する電流経路を流れる、[1]の集積回路。
[4]前記パッシブミキサは、前記電流信号の動作周波数において３００オーム未満の入力インピーダンスを有する、[1]の集積回路。
[5]前記送信チェーンは、調整可能なタンク回路を更に備え、
前記タンク回路は、前記ループバックモードにおける前記電流モード出力ミキサ対パッシブミキサの利得（current mode output mixer to passive mixer gain）が実質的に最大化されるように調整される、[1]の集積回路。
[6]前記送信チェーンは、調整可能なタンク回路を更に備え、
前記タンク回路は、前記通常動作モードにおいて第１の一次側容量と共に共振するように調整され、
前記タンク回路は、前記ループバックモードにおいて第２の一次側容量と共に共振するように調整される、[1]の集積回路。
[7]前記送信チェーンは、駆動増幅器及びスイッチを更に含み、
前記スイッチは、前記電流モード出力ミキサと前記駆動増幅器の入力リードとの間の信号経路に配置され、
前記スイッチは前記ループバックモードではオープンとされ、
前記スイッチは前記通常動作モードではクローズされる、[1]の集積回路。
[8]前記ループバックモードにおける動作の期間の間、前記電流モード出力ミキサは、前記電流信号を前記ループバック導電体上に駆動するようにイネーブルとされ、
前記集積回路は、第２電流モード出力ミキサを含む前記送信チェーンの第２直交位相分岐（second quadrature branch）を更に備え、
前記ループバックモードにおける動作の期間の間、前記第２電流モード出力ミキサは、前記ループバック導電体上に信号を駆動しないようディセーブルとされ、
前記通常モードの間、前記第２電流モード出力ミキサは、第２電流信号を前記ループバック導電体上に駆動する、[1]の集積回路。
[9]前記ループバックモードにおける動作の期間の間、前記ループバック導電体を用いた第１キャリブレーションテストが、前記送信チェーンの前記第２直交位相分岐の部分で第２キャリブレーションテストが実行されるのと同時に実行される、[8]の集積回路。
[10]（ａ）集積回路の動作のループバックモードにおいて、送信チェーンの電流モード出力ミキサによって電流信号を、ループバック導電体（loopback conductor）を介して受信チェーンのパッシブミキサに供給することと、
（ｂ）前記集積回路の動作の通常動作モードにおいて前記送信チェーンの前記電流モード出力ミキサが前記受信チェーンのパッシブミキサから分離されるように、前記ループバック導電体の第１スイッチをオープンにすることと
を備え、前記送信チェーン、前記受信チェーン、及び前記ループバック導電体は、前記集積回路の一部である、方法。
[11]（ｃ）前記第１スイッチが（ｂ）でオープンにされると同時に、前記ループバック導電体の第２スイッチをオープンにすること、
を更に備え、（ａ）において前記電流信号は、前記電流モード出力ミキサから前記第１スイッチを介し、前記ループバック導電体の導電体を介し、前記第２スイッチを介し、そして前記パッシブミキサに達する電流経路を通る、[10]の方法。
[12]（ｃ）前記通常動作モードにおいて、第１容量を有するようにタンク回路のキャパシタを調整することと、
（ｄ）前記ループバックモードにおいて、第２容量を有するように前記キャパシタを調整することと
を備え、前記タンク回路は前記電流モード出力ミキサに結合される、[10]の方法。
[13]（ｃ）前記ループバックモードにおいて、電流モード出力ミキサ対パッシブミキサの利得（current mode output mixer to passive mixer gain）を最大化するように、タンク回路を調整すること、
を更に備え、前記タンク回路は、前記電流モード出力ミキサに結合されている、[10]の方法。
[14]（ｃ）前記電流モード出力ミキサと駆動増幅器の入力リードとの間に電流経路を維持するように、前記通常動作モードにおいてスイッチをクローズされるように制御することと、
（ｄ）前記電流モード出力ミキサが前記駆動増幅器の前記入力リードから分離されるように、前記ループバックモードにおいて前記スイッチをオープンとされるように制御することと
を更に備える[10]の方法。
[15]（ｅ）前記電流モード出力ミキサが前記ループバック導電体上に前記電流信号を供給するように、前記ループバックモードの動作の期間の間、前記電流モード出力ミキサをイネーブル状態に維持することと、
（ｆ）第２電流モード出力ミキサが前記ループバック導電体上に信号を駆動しないように、前記ループバックモードの動作の期間の間、前記送信チェーンの第２直交位相分岐（second quadrature branch）の前記第２電流モード出力ミキサをディセーブル状態に維持することと、
（ｇ）前記通常動作モードにおいて、前記第１及び第２電流モード出力ミキサをイネーブル状態に維持することと
を更に備え、前記送信チェーンの前記第２直交位相分岐はまた、前記集積回路の一部である、[10]の方法。
[16]（ｃ）前記ループバックモードにおいて第１キャリブレーションテストを行うために前記ループバック導電体を用いることと、
（ｄ）前記第１キャリブレーションテストが（ｃ）で実行されるのと同時に、第２キャリブレーションテストを行うために前記送信チェーンの第２直交位相分岐を用いることと
を更に備え、前記送信チェーンの前記第２直交位相分岐はまた、前記集積回路の一部である、[10]の方法。
[17]受信チェーンのミキサと、
送信チェーンの電流出力モードミキサと、
集積回路の動作のループバックモードにおいて、前記送信チェーンの前記電流出力モードミキサから前記受信チェーンの前記ミキサに達する信号経路を介して電流信号を駆動する手段と
を備え、前記手段、前記受信チェーン、及び前記送信チェーンは、前記集積回路の一部であり、
前記手段はまた、前記集積回路の通常動作モードにおいて前記電流出力モードミキサが前記受信チェーンの前記ミキサから分離されるように、前記信号経路を切断するためのものである、装置。
[18]前記受信チェーンの前記ミキサはパッシブミキサである、[17]の装置。
[19]前記パッシブミキサは、前記電流信号の動作周波数において３００オーム未満の入力インピーダンスを有する、[18]の装置。
[20]前記手段は、第１スイッチ、導電体（conductor）、及び第２スイッチを含み、
前記通常動作モードにおいて、前記信号経路が前記第１スイッチを介し、前記導電体を介し、そして前記第２スイッチを介して延びるように、前記第１及び第２スイッチはクローズされ、
前記ループバックモードの動作の期間には、前記スイッチはオープンとされる、[17]の装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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