(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定試料の表面に対して垂直方向に移動可能でしかも被測定試料の表面に沿って相対的に移動可能である探針と、
探針に被測定試料の表面に対して垂直方向に向う針圧を作用させる針圧付加手段と、
探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスと、
差動トランスの出力信号に基き探針のとびを検出すると共に探針のとびの検出に応じて針圧付加手段を制御して探針の針圧を増減する制御手段と
を有する触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置において、
差動トランスの一次側に印加される一次電圧と同じ周波数の信号を位相調整して参照信号を形成し、この参照信号と探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスの二次側からの検出した信号とを掛算処理し、探針の垂直方向の変位値を表す信号を発生する回路と、
針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御する制御信号を発生する回路
を備えたデジタル信号処理装置を有することを特徴とする計測制御回路装置。
【請求項２】
デジタル信号処理装置が、ｓｉｎ波を発生するｓｉｎ波発生回路と、ｓｉｎ波発生回路で発生したｓｉｎ波を振幅調整する振幅調整回路とを備え、差動トランスの一次側に印加される一次電圧を出力するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の計測制御回路装置。
【請求項３】
デジタル信号処理装置が、さらに、ｓｉｎ波発生回路で発生したｓｉｎ波を振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路を備えていることを特徴とする請求項２記載の計測制御回路装置。
【請求項４】
デジタル信号処理装置が、さらに、外部発信器より差動トランスの一次側に印加される一次電圧から分岐した電圧を受け、振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路を備えていることを特徴とする請求項１記載の計測制御回路装置。
【請求項５】
デジタル信号処理装置が、さらに、１周期の１／４ずれた時点での参照信号の値を用いて測定信号のｃｏｓ成分とｓｉｎ成分とを同時に得るように構成されたデジタルロックイン増幅器を備えていることを特徴とする請求項４記載の計測制御回路装置。
【請求項６】
デジタル信号処理装置が、さらに、参照信号と差動トランスの二次側に発生した測定信号とを掛算する掛算回路と、掛算回路からの信号をフィルタリング処理して、雑音を含む測定信号の中から参照信号と同じ周波数成分を取り出す低域通過フィルタ回路とを備え、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、差動トランスのコアの変位を求めるように構成されたデジタルロックイン増幅器を備えていることを特徴とする請求項１記載の計測制御回路装置。
【請求項７】
デジタル信号処理装置が、差動トランスの一次側に印加されるｓｉｎ波の一次電圧の周波数が５ｋＨｚであり、差動トランスの二次コイルに発生する二次電圧を２００ｋＳ／ｓでＡＤ変換して読み込み、５μｓ毎に計算処理するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の計測制御回路装置。
【請求項８】
デジタル信号処理装置が、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御するように構成されることを特徴とする請求項１記載の計測制御回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置に関するものである。一層特に、本発明は触針式段差計の針のとびを小さくする計測制御回路装置に関する。
【０００２】
本明細書において、用語“試料の表面形状”は試料の段差、膜厚、表面粗さの概念を包含するものとする。
【背景技術】
【０００３】
この種の触針式段差計の例としては、特許文献１及び特許文献２に記載されているものを挙げることができる。
【０００４】
添付図面の図１には、特許文献１及び特許文献２に記載された触針式段差計の例を示している。図１において、１は固定支持台で、その上に支点２を介して揺動支持棒３が設けられ、この揺動支持棒３の一端には探針４が下向きに取り付けられている。探針４はその先端はダイヤモンドで構成され、また先端の半径は一般的には２．５μｍであるが、それより大きくても小さくてもよい。また、揺動支持棒３の他端には探針４に垂直下方の力すなわち針圧を加える力を発生する針圧付加手段５が設けられている。この針圧付加手段５は図示例では、揺動支持棒３の他端から上方へのびる作動子５ａと作動子５ａを受ける穴をもつコイル５ｂとで構成されている。揺動支持棒３の一端における探針４より支点２側において、探針４の垂直方向の変位を検出する検出手段６が設けられ、この検出手段６は揺動支持棒３に一端を固定した測定子６ａと測定子６ａの他端すなわち自由端を受けるコイル６ｂとを備えた差動トランスで構成されている。
【０００５】
また、図１において７は試料ホルダーで、その上に走査ステージ８が探針４に対して予定の操作速度で移動できるように設けられ、この走査ステージ８上には被測定試料９が取り付けられ得る。
【０００６】
針圧付加手段５及び探針４の垂直方向の変位を検出する検出手段６は図２及び図３に示すような制御手段に接続され、この制御手段は検出手段６からの出力信号に基いて針圧付加手段５の動作を制御するように構成されている。なお、図１の装置において試料９を固定して探針側を走査するように構成することも可能である。
【０００７】
図１に示す制御手段の構成の一例（特許文献２）を図１１に示し、図１１において、１１はコンピュータ装置で、このコンピュータ装置１１はアナログ入出力ボード１２を介して、針圧発生装置５におけるコイル５ｂに接続された針圧発生装置用電源１３及び走査ステージ８の駆動装置１４にそれぞれ接続されている。また、コンピュータ装置１１は、汎用インターフェースボード１５を介してデジタルロックイン増幅器及び発振器を備えた検出回路１６に接続され、この検出回路１６は変位センサ６を成す差動トランスの一次コイル及び二次コイルに接続されている。
【０００８】
雑音を減らすために変位センサ６からの出力信号即ち測定データは、デジタルロックイン増幅器及び発振器を備えた検出回路１６における低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に通され、高い周波数の雑音は低減される。コンピュータ装置１１は、送られてきたデータをソフトのフィルタ、即ち、デジタルフィルタで同様のＬＰＦ処理をしてもよい。この処理は、計算によって高い周波数の雑音を低減する方法である。このようにして、それらのＬＰＦ処理によって高い周波数成分の雑音が除去され、雑音の小さい表面形状データが得られる。
【０００９】
ところで、半導体素子を作製する際のＳｉ基板や液晶パネル製作時のガラス基板上の薄膜プロセスにおける段差などの形状測定では、探針４を被測定試料９に対して相対的に一定の速さで掃引し、差動トランス等の変位センサ６の出力電圧を一定の時間間隔で計測器により測定し、そのデータがコンピュータ装置１１に送られ、モニターに表示される。ここで探針４の被測定試料９への力が０．１ｍｇｆと小さいときには、走査速度が大きいと段差の箇所で探針４が跳び上がる場合がある。
【００１０】
それを抑えるために、探針４の位置ｚを常にモニターし、力発生コイル５ｂに流す電流を制御するようにした制御装置の例（特許文献１）が図１２に示されている。
参照）（特許文献１）。
【００１１】
図１２に示す針とび抑制制御を行うための計測制御系の構成例では、差動トランス等から成り得る検出手段即ち変位センサ６は探針４の垂直方向の位置ｚを測定し、変位センサ６の出力はロックインアンプ等の計測器２１で計測される。計測器２１は計測した探針の変位信号をアナログ信号としてアナログ入出力ボード２２へ出力する。このアナログ入出力ボード２２は、リアルタイムＯＳで動作するコントローラ２３で制御され、計測器２１からのアナログ信号取り込む。コントローラ２３のＣＰＵ及びそれにＬＡＮを介し接続されたコンピュータ装置２４でその信号を探針４の垂直方向の変位zに換算し、その時間微分ｄｚ／ｄｔ即ち探針の変位速度ｖ及び２階微分ｄ２ｚ／ｄｔ２即ち探針の加速度αを計算し、それら値から探針のとびを判断するように機能する。コントローラ２３において探針４のとびが検知されると、探針４の針圧を増すために、針圧付加手段５（図１）におけるコイル５ｂに流す電流を増すようにする。すなわちアナログ入出力ボード２２を介して、コイル５ｂに流す電流を制御するアナログ電圧信号がコイル５ｂに接続された電源２５に供給され、この電源２５を制御する。
【００１２】
計測器２１によって測定した探針４の垂直方向の位置ｚの信号は、別個に設けた制御器に送られて、そこで別の計算処理を行い、力用コイルに流す電流値を算出し、制御することで探針のとびを小さくするようにされてきた（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００９−２００５０
【特許文献２】特開２００９−１３３７３０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
前述のように先行技術においては、針のとびを抑制するには、計測器の他に専用の制御器が必要であり、装置としてのコストが上がり、計測制御器として小型化ができないという問題がある。
【００１５】
そこで、本発明は、小型化、コストダウンができる、触針式段差計の針のとびを小さくする計測制御回路装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明によれば、被測定試料の表面に対して垂直方向に移動可能でしかも被測定試料の表面に沿って相対的に移動可能である探針と、
探針に被測定試料の表面に対して垂直方向に向う針圧を作用させる針圧付加手段と、
探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスと、
差動トランスの出力信号に基き探針のとびを検出すると共に探針のとびの検出に応じて針圧付加手段を制御して探針の針圧を増減する制御手段と
を有する触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置において、
差動トランスの一次側に印加される一次電圧と同じ周波数の信号を位相調整して参照信号を形成し、この参照信号と探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスの二次側からの検出した信号とを掛算処理し、探針の垂直方向の変位値を表す信号を発生するデジタル信号処理装置と、
針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御する制御信号を発生する回路と
を有することを特徴としている。
【００１７】
デジタル信号処理装置は、ｓｉｎ波を発生するｓｉｎ波発生回路と、ｓｉｎ波発生回路で発生したｓｉｎ波を振幅調整する振幅調整回路とを備え、差動トランスの一次側に印加される一次電圧を出力するように構成され得る。
【００１８】
デジタル信号処理装置は、さらに、ｓｉｎ波発生回路で発生したｓｉｎ波を振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路を備え得る。
【００１９】
参照信号は、差動トランスの一次側に印加される一次電圧と同じ周波数で位相を調整された信号であり得る。
【００２０】
参照信号を発生する振幅・位相調整回路は、外部発信器より差動トランスの一次側に印加される一次電圧から分岐した電圧を受け、振幅及び位相調整して参照信号を発生するように構成され得る。
【００２１】
デジタル信号処理装置は、参照信号と差動トランスの二次側に発生した測定信号とを掛算する掛算回路と、掛算回路からの信号をフィルタリング処理して、雑音を含む測定信号の中から参照信号と同じ周波数成分を取り出す低域通過フィルタ回路とを備え、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、差動トランスのコアの変位を求めるように構成されたデジタルロックイン増幅器から成り得る。
【００２２】
デジタルロックイン増幅器は、１周期の１／４ずれた時点での参照信号の値を用いて測定信号のｃｏｓ成分とｓｉｎ成分とを同時に得るように構成され得る。
【００２３】
差動トランスの一次側に印加されるｓｉｎ波の一次電圧の周波数は５ｋＨｚであり、差動トランスの二次コイルに発生する二次電圧を２００ｋＳ／ｓでＡＤ変換して読み込み、５μｓ毎に計算処理するように構成され得る。
【００２４】
デジタル信号処理装置は、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御するように構成され得る。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、触針式段差計の計測回路としてデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）を用いて、差動トランスの出力を計測し、その値を計算処理して、針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御することにより、別個に制御装置を設ける必要がなく、装置のコストを低減でき、触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置計測制御器として小型化できる。また一つのデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）で探針の変位計測と針圧付加手段の力の制御の両方が可能となり、計測装置と制御装置をそれぞれ設ける必要がなく、探針のとびを小さくすることができる小型で安価な計測制御回路装置を提供できる。
【００２６】
差動トランスの二次側に発生する二次電圧（測定信号）の振幅と位相は、差動トランスの一次側に印加される一次電圧を参照信号として用いて、計算処理のみにより求めることができる。また、差動トランスの調整時に行う必要のある参照信号の位相のシフトも、ハードウエアとしての移相器を必要とせずに、計算処理のみで行うことができ、その結果、装置を低コストで、小型化して提供することができる。
【００２７】
一つのデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）が一次電圧用の発振器、ロックインアンプの計測器、力発生用電流の制御器の機能を兼ね備えているので、小型化、コストダウンができる。
【００２８】
参照信号を外部から取る場合に、参照信号の位相を変化したときの結果を計算で求める際に必要な、過去の参照信号電圧値Ｒｓを保持するのに、リングバッファメモリを用いた場合には、演算時間の無駄やデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）の処理の負担が軽減される。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明が適用される接触式段差計の構成を示す概略部分断面図。
【図２】本発明の一実施形態による計測制御回路装置の構成を示すブロック線図。
【図３】図２の計測制御回路装置におけるデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）の構成を示すブロック線図。
【図４】本発明の変形例を示すブロック線図。
【図５】図４の計測制御回路装置におけるデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）の構成を示すブロック線図。
【図６】参照信号の位相変化の一例を示すグラフ。
【図７】参照信号の位相変化の別の例を示すグラフ。
【図８】参照信号Ｒｃ、Ｒｓの取り方の例を示すグラフ。
【図９】本発明による装置を用いて測定した測定結果の一例を示すグラフ。
【図１０】本発明による装置を用いて測定した測定結果の別の例を示すグラフ。
【図１１】先行技術による接触式段差計用の計測・制御系の構成を示すブロック線図。
【図１２】先行技術による接触式段差計用の別の計測・制御系の構成を示すブロック線図。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下添付図面の図２〜図１０を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００３１】
図２には、本発明の計測制御回路装置の一つの実施形態をブロック線図で示し、３０は本発明の計測制御回路装置であり、計測制御回路装置３０はデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１と、アナログ−デジタル変換器３２ａ及び複数のデジタル−アナログ変換器３２ｂ、３２ｃ、３２ｄを備えた変換回路３２と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３３と、前置増幅器３４と、電圧−電流変換回路３５とを有している。デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１は例えばテキサスインスツルメンツ社製のモデルＣ６７１３で構成され得る。３６は図１に示すような触針式段差計のセンサヘッドであり、センサヘッド３６は、一次コイル、二次コイル及び測定子を成すコアを備えた差動トランス３７と、触針式段差計の探針４に垂直下方の力すなわち針圧を加える力を発生する針圧付加手段の力発生用コイル３８とを有している。また３９は設定、表示用のコンピュータである。デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１は、変換回路３２におけるアナログ−デジタル変換器３２ａ、低域フィルタ（ＬＰＦ）３３及び前置増幅器３４を介して差動トランス３７の二次コイルに接続され、この二次コイルからの測定信号Ｓを受けるようにされている。またデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１は、変換回路３２におけるデジタル−アナログ変換器３２ｂ及び電圧−電流変換回路３５を介して針圧付加手段の力発生用コイル３８に接続されている。さらにデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１は、ＲＳ−２３２Ｃシリアル通信系を介して設定、表示用のコンピュータ３９に接続されている。また変換回路３２におけるデジタル−アナログ変換器３２ｄも設定、表示用のコンピュータ３９に接続されている。
【００３２】
図３を参照してデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１についてさらに説明すると、図示デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１は、ｓｉｎ波を発生するｓｉｎ波発生回路３１ａと、ｓｉｎ波発生回路３１ａで発生したｓｉｎ波を振幅調整する振幅調整回路３１ｂと、ｓｉｎ波発生回路３１ａで発生したｓｉｎ波を振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路３１ｃと、振幅・位相調整回路３１ｃで形成された参照信号と差動トランス３７の二次コイル３７ｂに発生した二次電圧である測定すべき信号とを掛算する掛算回路３１ｄと、低域通過フィルタ３１ｅとを備えている。振幅調整回路３１ｂはデジタル−アナログ変換器３２ｃに接続され、デジタル−アナログ変換器３２ｃは上述のように差動トランス３７の二次コイル３７ａに一次電圧を印加するようにされている。
【００３３】
このように構成した図示計測制御回路装置の動作について図６〜図８を参照しながら説明する。
センサヘッド３６の差動トランス３７の二次コイルに発生した二次電圧は測定信号として前置増幅器３４で１００倍程度増幅され、アンチエイリアシングフィルタ（ＬＰＦ）３３（例えばカットオフ周波数１０ｋＨｚ）を通してアナログ−デジタル変換器３２ａでデジタル信号に変換され、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１に送られる。差動トランス３７の一次コイル３７ａには、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１においてｓｉｎ波発生回路３１ａにより例えば５ｋＨｚのｓｉｎ波を発生し、デジタル−アナログ変換器３２ｂでアナログ電圧に変換して供給される。電流が足らなければ変換回路３２における演算増幅器（図示していない）で電流増幅すればよい。
【００３４】
デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１による差動トランス３７のコアの変位すなわち探針の垂直方向の変位ｚの測定について説明する。
差動トランス３７の二次コイル３７ｂに発生した二次電圧に相当する測定信号Ｓと差動トランス３７の一次コイル３７ａへの電圧に相当する参照信号Ｒｃ、 Ｒｓ（互いに位相が９０度ずれている。図６参照）の“積の時間平均”は以下のようになる。ここで
測定信号Ｓ  ＝ａｓｉｎ（ωｔ＋φ）
参照信号Ｒｃ＝２ｓｉｎωｔ
測定信号Ｓ・参照信号Ｒｃの時間平均＝ａｃｏｓφ
参照信号Ｒｓ＝２ｃｏｓωｔ＝２ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）
測定信号Ｓ・参照信号Ｒｓの時間平均＝ａｓｉｎφ
これら信号はロックインアンプで計測される。測定信号の振幅が直接出るように、参照信号は規格化される。すなわち、これら信号は振幅と位相情報を含んでおり、差動トランス３７のコアの変位が十分大きい時にはφを０に設定すれば、ａ ｃｏｓφは差動トランス３７のコアの変位ｚに比例する。
差動トランス３７のコアの変位が十分に大きい（例えば１ｍｍ）時には、例えば以下に記載するように処理される。通常、それぞれの位相も位相差も分からない。
差動トランス３７のコアの変位が１ｍｍの時
測定信号Ｓ  ＝ａｓｉｎ（ωｔ＋α）
参照信号Ｒｃ＝２ｓｉｎ（ωｔ＋θ）
測定信号Ｓ・参照信号Ｒｃの時間平均＝ａｃｏｓ（α−θ）       （１）
参照信号Ｒｓ＝２ｃｏｓ（ωｔ+θ）
測定信号Ｓ・参照信号Ｒｓの時間平均＝ａｓｉｎ（α−θ）       （２）
ここで、測定信号Ｓ・参照信号Ｒｃの時間平均が最大となり、測定信号Ｓ・参照信号Ｒｓの時間平均がゼロとなるように、θを設定すれば（θ→α）、式（１）が差動トランス３７のコアの変位ｚに比例することになり、変位センサになり得る。
【００３５】
デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１におけるＡＤ、ＤＡ変換は例えば２００ｋＳ／ｓで行い、５μｓごとにデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１で計算処理をすればよい。ロックインアンプとしてのデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１における処理内容は前述のとおりで、測定信号と参照信号（差動トランス３７の一次コイル３７ａへのｓｉｎ波の電圧信号の位相をプログラム内で変えることにより生成され得る）を掛け算してデジタルフィルタのＬＰＦ（例えばカットオフ周波数２０Ｈｚ）すなわち図３の低域通過フィルタ３１ｅに通せばよい。針とび抑制のアルゴリズムで速い応答が必要である場合には、カットオフ周波数は数１００Ｈｚにすればよい。センサコアすなわち差動トランス３７のコアが１ｍｍ付近で参照信号と測定信号の位相差を０にしておけば、前述の掛け算、ＬＰＦの計算結果が差動トランス３７のコアの変位に比例し、係数を掛ければ、差動トランス３７のコアの変位になる。
【００３６】
差動トランス３７のコアの変位をデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１において５μｓごとにモニターして、特許文献１に記載のアルゴリズムの制御を行えば、針とびの抑制制御ができる。針圧付加手段３８への電流は、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１から出力に応じて変換回路３２におけるデジタル−アナログ変換器３２ｂにおいてアナログ電圧を作り、このアナログ電圧を電圧−電流変換回路３５において電流に変換し、針圧付加手段の力発生コイル３８へ供給される。
【００３７】
次に、図４及び図５を参照して本発明の変形実施形態について説明する。図４及び図５において、図２及び図３に示す構成要素に対応する部分は同じ番号で示す。この場合には、差動トランス３７の一次コイルへの５ｋＨｚのｓｉｎ波の電圧は外部発振器４０で発生される。外部発振器４０で発生された５ｋＨｚのｓｉｎ波は図５に示すように分岐されてデジタルロックイン増幅器の振幅・位相調整回路３１ｃへ送られ、振幅及び位相調整されて参照信号が形成される。この参照信号は、アンチエイリアシングフィルタすなわち低域フィルタ４１を通して変換回路３２におけるアナログ−デジタル変換器３２ｅでデジタル信号に変換され、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１に送られる。すなわち参照信号は掛算回路３１ｄへ供給される。そして図３に示すと同様に処理される。
【００３８】
図４及び図５に示す例はデジタルロックインアンプとしての動作例である。外部発振器４０から差動トランス３７の一次コイルへ５ｋＨｚ， １Ｖｒｍｓの電圧を印加し、それにより差動トランス３７の二次コイルに発生した測定信号としての電圧は前置増幅器３４で１００倍に増幅される。こうして前置増幅器３４で増幅された測定信号及び外部発振器３９から差動トランス３７の一次コイルへ印加される電圧の参照信号は、それぞれ、カットオフ周波数１０ｋＨｚの低域通過フィルタ３３及びバタワース４次型の低域通過フィルタ４１に通されて、エイリアシングによる雑音の発生原因となる高周波成分をカットされ、そして変換回路３２へ送られる。変換回路３２では、測定信号及び参照信号は、それぞれアナログ−デジタル変換器３２ａ、３２ｅにより２００ｋＳ／ｓで同時にＡＤ変換され、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１に送られる。図示例では、変換回路３２における各アナログ−デジタル変換器及びデジタル−アナログ変換器としては分解能が１６ｂｉｔのものが用いられる。デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１としては、テキサスインスツルメンツ社製のモデルＣ６７１３が用いられる。
【００３９】
次に、図示回路装置の動作について再び図６〜図８を参照しながら説明する。デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１では、差動トランス３７のコアの変位が求められ、また外部発振器４０から取り込んだ参照信号の位相の変更が行われる。
【００４０】
通常はθ→αだが、それを行わないで差動トランス３７のコアの変位ｚを求める方法について説明する。図４に示す回路装置において、参照信号は計算用にデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１で作ることも考えられるが、外部発振器４０からの信号と全く同じ周波数の信号を作ることは困難なので、外部信号を取り込んで利用するのが好ましい。
【００４１】
外部発振器４０から読み込んだものを用いる場合、１周期を例えば４０点で表わしているときには、位相を連続的に変化させることは簡単ではない。
差動トランス３７のコアの変位が任意のとき、測定信号Ｓの振幅、位相は任意の値になっており、以下のように表すことができる。
差動トランス３７におけるコアの変位が任意である時、測定信号Ｓの振幅及び位相が変化する。
測定信号Ｓ  ＝ｂｓｉｎ（ωｔ＋β）
参照信号Ｒｃ＝２ｓｉｎ（ωｔ＋θ）
測定信号Ｓ・参照信号Ｒｃの時間平均＝ｂｃｏｓ（β−θ）        （３）
参照信号Ｒｓ＝２ｃｏｓ（ωｔ＋θ）
測定信号Ｓ・参照信号Ｒｓの時間平均＝ｂｓｉｎ（β−θ）        （４）
求めたいのはθをαに置き換えたｂｃｏｓ（β−α）であり、これが差動トランス３７のコアの変位 z に比例する。これを書き換えると次のように表される。
ｂｃｏｓ（β−α）＝ｂｃｏｓ（β−θ）ｃｏｓ（α−θ）
＋ｂｓｉｎ（β−θ）ｓｉｎ（α−θ）
＝Ｓ・Ｒｃ・ｃｏｓ（α−θ）＋Ｓ・Ｒｓ・ｓｉｎ（α−θ）の時間平均
つまり、ｂｃｏｓ（β−α）は図４に示すように、参照信号の位相をα−θ増すことに相当する。従って、元々の参照信号の位相では、
Ｓ・Ｒｃの時間平均＝ｂｃｏｓ（β−θ）
であり、参照信号の位相をφ増すと、
Ｓ・Ｒｃ・ｃｏｓφ＋Ｓ・Ｒｓ・ｓｉｎφの時間平均＝ｂｃｏｓ（β−θ−φ）
（５）
となる。
これにより、参照信号の位相は任意に変えることができる。実際には、位相は変えていないが、変えた場合の“測定信号×参照信号の時間平均”の値がデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１で算出され、出力される。
【００４２】
ｓｉｎ成分について書くと以下のとおりである。
元々の参照信号の位相では、前述のように
Ｓ・Ｒｃの時間平均＝ｂｃｏｓ（β−θ）
Ｓ・Ｒｓの時間平均＝ｂｓｉｎ（β−θ）
であり、参照信号の位相をφ増すと、
−Ｓ・Ｒｃ・ｓｉｎφ＋Ｓ・Ｒｓ・ｃｏｓφの時間平均＝ｂｓｉｎ（β−θ−φ）
（６）
となる。
これにより、参照信号の位相は任意に変えることができる。図５参照。実際には、位相は変えていないが、変えた場合の“測定信号×参照信号の時間平均”の値がデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１で算出され、出力される。
【００４３】
以上、図４及び図５の場合における参照信号の位相の変更方法について説明してきた。実際には位相は変えていないが、変えたときと同じ結果を計算で求めている。
【００４４】
以上のようにして、差動トランス３７のコアの変位は、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１を用いたデジタルロックインアンプで測定できる。参照信号の位相を調整しておけば、測定したい信号と参照信号を掛け算して低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に通せば、差動トランス３７のコアの変位に比例する値が算出される。この低域通過フィルタ（ＬＰＦ）もデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１で、デジタルフィルタで計算処理される。なお、アナログ−デジタル変換器の前にはアンチエイリアシングフィルタが設けられており、測定したい信号を、それと同じ周波数の参照信号と掛け算して低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に通すことで、その周波数成分だけを取り出し、その信号の振幅、位相の情報を得るようにしている。
【００４５】
このようにしてデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１において、前述の例では差動トランス３７のコアの変位ｚが５μｓごとに求まる。これを同一のデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１でモニターし、監視し、それを元に針圧付加手段３８への電流を制御すればよい。その制御のアルゴリズムは特許文献１に記載のものと同じである。
【００４６】
参照信号Ｒｃと参照信号Ｒｓは互いに位相が９０度ずれている。参照信号を外部から取る場合に、その参照信号の位相をずらす方法は既に示したとおりであり、参照信号Ｒｃと参照信号Ｒｓの両方が必要である（式（５）、（６）参照）。そのためには前述のように例えば図８に示すように４０点で１周期を表わすと、現在の、参照に用いる外部信号電圧値をＲｃとして、それより３０点前の電圧値をＲｓとして、式（５）、（６）で用いればよい。
【００４７】
外部発振器４０から取り込んだ参照信号の位相の変更は、前述のようにして行われる。式（５）における「時間平均」は低域通過フィルタ、カットオフ周波数２０Ｈｚのデジタルフィルタに通した。デジタルフィルタはＩＩＲ、縦続型、バタワース４次で、カットオフ周波数１０００Ｈｚでも測定した。デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１で得られた演算結果は変換回路３２におけるデジタル−アナログ変換器３２ｄでアナログ信号にして、設定、表示用コンピュータ３９へ送り表示される。
【００４８】
前記の説明において、過去の３０点前の電圧値Ｒｓは、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１におけるメモリに記憶しておけばよいが、リングバッファを用いれば、一度に書き換える量が少なくて済むので、時間の無駄やデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１の処理の負担も軽減する。
【００４９】
以上説明してきたように、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）で探針の変位計測と針圧付加手段の力の制御の両方が可能となり、計測装置と制御装置をそれぞれ設ける必要がなく、探針のとびを小さくすることができる小型、安価な計測制御回路で針のとびを小さく抑制できる。
【００５０】
図９には、センサヘッド３６における差動トランス３７のコアの変位の測定結果を示す。デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１でのＬＰＦカットオフ２０Ｈｚに通したデータを、設定、表示用コンピュータ３９でさらにＬＰＦカットオフ１３Ｈｚで処理した結果である。図７のグラフからピーク−ピークが１ｎｍ程度と十分に小さい雑音で計測ができていることがわかる。
【００５１】
図１０には入力換算電圧雑音密度の周波数依存性を示す。デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１でのＬＰＦカットオフ２０Ｈｚでの結果である。この計算では測定信号の振幅を求めているが、ＲＭＳで表示する方法もあり、その表示法では１０Ｈｚ以下の領域で４ｎＶ／Ｈｚ＾０．５となり雑音は十分に小さい。
【００５２】
ロックイン増幅器では、測定信号の振幅A、参照信号との位相差φとして、A cosφが計測され出力される。例えば、エヌエフ回路設計ブロック社の市販のデジタルロックイン増幅器LI5640では、測定信号の実効値Armsが出力され、表示される。この場合、上記との対応では、Arms cosφが出力される。実験では、振幅を測定しA cosφを出力している。Arms ＝0.707×A  なので、エヌエフ回路設計ブロック社の表し方では、0.707倍になる。
図１０はA cosφの電圧雑音密度を示しており、Arms cosφの電圧雑音密度も同様に0.707倍になっている。
【００５３】
図１０では、10Hz以下では約6 nV/Hz^0.5である。6 Hzの雑音は環境（床の振動）によるもの、2 Hzの雑音は用いた空気式除振台の固有振動数に起因するものと思われ、計測器自体の実力は約6 nV/Hz^0.5と思われる。なお、2や6 Hzの雑音は、昼休みや夜になり周りの活動が減ると、小さくなる。環境による、センサコアとコイル間の相対位置の振動によるもので、計測器自体の性能の問題ではない。
【００５４】
図１０は、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１でカットオフ20Hzの低域通過フィルタ、バタワース、デジタルフィルタをかけた結果を示している。バタワースならカットオフ周波数で0.707倍になるはずで、図では20Hzで3.5 nV/Hz^0.5になっており、逆算すると低域での白色雑音（フラットな雑音）は3.5/0.707で約5 nV/Hz^0.5となり、上記の6 nV/Hz^0.5程度またはそれを上回るくらいの性能が確かに出ていると思われる。
【００５５】
この実施形態においても、デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１から針圧付加手段の力発生コイル３８への電流経路を設けて、その電流を特許文献１に記載のアルゴリズムを用いてデジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）３１で制御すれば、小型で安価な計測制御回路で探針のとびを小さくできる。
【符号の説明】
【００５６】
１：固定支持台
２：支点
３：揺動支持棒
４：探針
５：針圧付加手段
６：検出手段
７：試料ホルダー
８：走査ステージ
９：被測定試料
３０：計測制御回路装置
３１：デジタルシグナル処理装置（ＤＳＰ）
３１ａ：Ｓｉｎ波発生回路
３１ｂ：振幅調整回路
３１ｃ：振幅・位相調整回路
３１ｄ：掛算回路
３１ｅ：低域通過フィルタ
３２：変換回路
３２ａ：アナログ−デジタル変換器
３２ｂ：デジタル−アナログ変換器
３２ｃ：デジタル−アナログ変換器
３２ｄ：デジタル−アナログ変換器
３２ｅ：アナログ−デジタル変換器
３３：低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
３４：前置増幅器
３５：電圧−電流変換回路
３６：触針式段差計のセンサヘッド
３７：差動トランス
３８：針圧付加手段の力発生用コイル
３９：設定、表示用のコンピュータ
４０：外部発振器
４１：低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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