(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ回路と、変換した交流電力の電圧調整を行う溶接トランスと、該溶接トランスの二次側交流電力から溶接に適した直流出力電力を生成する直流リアクトルを含む直流変換手段とを備え、生成した前記出力電力の電極への供給に基づいて溶接対象との間に溶接のためのアークを生じさせるものであり、装置内の検出手段にて検出した出力電流と出力電圧とに基づいて前記電極の先端電圧を算出し、算出した先端電圧に基づいて前記インバータ回路を制御する制御手段を更に備えた溶接用電源装置であって、
前記直流リアクトルには、高電流領域でインダクタンス値が一定となる通常特性を示し、低電流領域でインダクタンス値が電流値の減少に伴って増大する過飽和特性を示す過飽和リアクトルが用いられており、
前記電極を短絡状態として行われ、前記インバータ回路の動作にて生じる前記出力電流を所定電流値とした時の前記出力電圧の電圧値に基づいて前記電極先端までの経路上の合計抵抗値を算出する抵抗値算出手段と、
前記電極を短絡状態として行われ、前記インバータ回路の動作にて生じる前記出力電流を前記直流リアクトルの通常特性領域に対応する少なくとも１つの電流値とした時からの電流減衰量と前記インバータ回路の動作にて生じる前記出力電流を前記直流リアクトルの過飽和特性領域に対応する少なくとも２つの電流値とした時からの電流減衰量とに基づいて各インダクタンス値を検出し、前記電極先端までの経路上の合計インダクタンス値を先の検出した少なくとも３つのインダクタンス値の関数として算出するインダクタンス値算出手段とを備え、
前記インダクタンス値算出手段では、前記過飽和特性領域におけるインダクタンス値の検出数が、前記通常特性領域におけるインダクタンス値の検出数よりも多くなるように構成されており、
前記電極の先端電圧を算出する先端電圧算出手段は、検出する前記出力電圧の電圧値に対して前記電極先端までの経路上の前記合計抵抗値及び前記合計インダクタンス値にかかる電圧変化分を補正して前記先端電圧を算出することを特徴とする溶接用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の溶接用電源装置において、
前記抵抗値算出手段は、前記インダクタンス値算出手段にて前記通常特性領域に対応するインダクタンス値を検出すべく前記出力電流をその電流値に設定した際に、その時の前記出力電圧の電圧値から前記合計抵抗値を算出することを特徴とする溶接用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電極先端電圧の検出に基づいてフィードバック制御を実施する溶接用電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
アーク溶接機等に用いる溶接用電源装置には、例えば特許文献１に開示のようなものがある。溶接用電源装置は、商用電源からの交流入力電力を整流した直流電力をインバータ回路にて高周波交流電力に変換し、溶接トランスにて電圧調整された高周波交流電力を整流回路と直流リアクトルとでアーク溶接に適した直流出力電力に変換している。電源装置にて生成された出力電力はトーチにて支持される電極に供給され、これにより電極先端と溶接対象との間にアークが生じて、溶接対象の溶接が行われるようになっている。
【０００３】
また、このような溶接用電源装置は、出力電流及び出力電圧の検出を行っており、制御装置は、その時々で検出された出力電流及び出力電圧をインバータ回路のＰＷＭ制御にフィードバックし、その時々の出力電力を適正値とする制御を実施することで、溶接性能の向上が図られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特公平８−１０３８６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、好適なアークを生じさせるためには、電源装置内で検出する出力電圧をインバータ回路の制御値に反映させるのみならず、正にそのアークが生じている電極の先端電圧を検出し、検出した電極先端電圧を制御値に反映させるのが好ましい。
【０００６】
と言うのは、実際には溶接を行うトーチ（電極）と電源装置との間は離間していることが多く、両者間がパワーケーブルを介して接続されているのが一般的な使用形態である。従って、パワーケーブルのケーブル長が使用者毎に異なるため、ケーブル自体の抵抗値が異なるばかりか、ケーブルの敷設状態、例えば余長分を何周も周回させて敷設すると、直線的に敷設した場合や周回数の違いによってインダクタンス値も異なってくる。そのため、更なる溶接性能の向上を図るためには、パワーケーブルを含む電源装置外部の電極までの間での抵抗及びインダクタンスの電圧変動分が無視できないためである。
【０００７】
従って、電源装置内で検出する出力電圧をインバータ回路の制御値に反映させる態様では、真の電極先端電圧とは乖離した電圧値がインバータ回路の制御値に反映されることになり、このことが好適なアークの発生の妨げとなって、更なる溶接性能の向上の妨げとなることが懸念されるものである。
【０００８】
また本発明者らは、直流リアクトルに過飽和特性のものを用いることを検討している。具体的な特性としては、高電流領域では電流平滑のための波形制御に影響を及ぼさない必要最低限のインダクタンス値で一定であり、所定電流値以下の低電流領域ではアーク切れを防止するために電流値の減少に伴ってインダクタンス値が次第に大きくなるものである。このような直流リアクトルを用いる場合においても、電極先端電圧の検出を適切に行うことが望まれている。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、制御に用いる電極先端電圧を精度良く検出し、溶接性能の更なる向上に寄与することができる溶接用電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ回路と、変換した交流電力の電圧調整を行う溶接トランスと、該溶接トランスの二次側交流電力から溶接に適した直流出力電力を生成する直流リアクトルを含む直流変換手段とを備え、生成した前記出力電力の電極への供給に基づいて溶接対象との間に溶接のためのアークを生じさせるものであり、装置内の検出手段にて検出した出力電流と出力電圧とに基づいて前記電極の先端電圧を算出し、算出した先端電圧に基づいて前記インバータ回路を制御する制御手段を更に備えた溶接用電源装置であって、前記直流リアクトルには、高電流領域でインダクタンス値が一定となる通常特性を示し、低電流領域でインダクタンス値が電流値の減少に伴って増大する過飽和特性を示す過飽和リアクトルが用いられており、前記電極を短絡状態として行われ、前記インバータ回路の動作にて生じる前記出力電流を所定電流値とした時の前記出力電圧の電圧値に基づいて前記電極先端までの経路上の合計抵抗値を算出する抵抗値算出手段と、前記電極を短絡状態として行われ、前記インバータ回路の動作にて生じる前記出力電流を前記直流リアクトルの通常特性領域に対応する少なくとも１つの電流値とした時からの電流減衰量と前記インバータ回路の動作にて生じる前記出力電流を前記直流リアクトルの過飽和特性領域に対応する少なくとも２つの電流値とした時からの電流減衰量とに基づいて各インダクタンス値を検出し、前記電極先端までの経路上の合計インダクタンス値を先の検出した少なくとも３つのインダクタンス値の関数として算出するインダクタンス値算出手段とを備え、前記インダクタンス値算出手段では、前記過飽和特性領域におけるインダクタンス値の検出数が、前記通常特性領域におけるインダクタンス値の検出数よりも多くなるように構成されており、前記電極の先端電圧を算出する先端電圧算出手段は、検出する前記出力電圧の電圧値に対して前記電極先端までの経路上の前記合計抵抗値及び前記合計インダクタンス値にかかる電圧変化分を補正して前記先端電圧を算出することをその要旨とする。
【００１１】
この発明では、抵抗値算出手段では、電極を短絡状態として行われ、インバータ回路の動作にて生じる出力電流を所定電流値とした時の出力電圧の電圧値に基づいて電極先端までの経路上の合計抵抗値（装置内部及び外部の抵抗値）が算出される。インダクタンス値算出手段では、同じく電極を短絡状態として行われ、インバータ回路の動作にて生じる出力電流を直流リアクトルの通常特性領域に対応する少なくとも１つの電流値とした時からの電流減衰量とインバータ回路の動作にて生じる出力電流を直流リアクトルの過飽和特性領域に対応する少なくとも２つの電流値とした時からの電流減衰量とに基づいて各インダクタンス値が検出され、電極先端までの経路上の合計インダクタンス値（装置内部及び外部のインダクタンス値）が先の検出した少なくとも３つのインダクタンス値の関数として算出される。そして、先端電圧算出手段はでは、検出する出力電圧の電圧値に対して電極先端までの経路上の合計抵抗値及び合計インダクタンス値にかかる電圧変化分が補正されて先端電圧が算出される。これにより、通常特性領域と過飽和特性領域とを有する直流リアクトルを用いても電極先端までの経路上の合計抵抗値、特に合計インダクタンス値を適切に算出でき、先端電圧が適切に算出される。従って、過飽和特性のリアクトルを用いることとの相乗効果で、全電流領域に亘って一層適切なアーク溶接のための出力電力を生成でき、溶接性能の更なる向上に寄与できる。
【００１４】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の溶接用電源装置において、前記抵抗値算出手段は、前記インダクタンス値算出手段にて前記通常特性領域に対応するインダクタンス値を検出すべく前記出力電流をその電流値に設定した際に、その時の前記出力電圧の電圧値から前記合計抵抗値を算出することをその要旨とする。
【００１５】
この発明では、抵抗値算出手段では、インダクタンス値算出手段にて通常特性領域に対応するインダクタンス値を検出すべく出力電流をその電流値に設定した際に、その時の出力電圧の電圧値から合計抵抗値が算出される。これにより、通常特性領域に対応するインダクタンス値を検出するために設定される出力電流の電流値で合計抵抗値の検出も可能となるため、出力電流の電流値の設定数を少なくできる。つまり、出力電流の電流値の設定毎にインバータ回路を動作させる必要があるため、その動作回数を低減でき、先端電圧の算出を効率良く短時間で行うことが可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、制御に用いる電極先端電圧を適切に検出し、溶接性能の更なる向上に寄与することができる溶接用電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本実施形態における溶接用電源装置の構成を示す構成図である。
【図２】過飽和リアクトルの単体及び電圧変化分全体のインダクタンス値の変化を説明するための説明図である。
【図３】抵抗値及びインダクタンス値の算出手法を説明するための説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、消耗電極式のアーク溶接機１０を示す。アーク溶接機１０では、溶接用電源装置１１のプラス側出力端子にトーチＴＨにて支持されるワイヤ電極１２が接続され、該電源装置１１のマイナス側出力端子に溶接対象Ｍが接続され、該電源装置１１にて生成された直流出力電力がワイヤ電極１２に印加されることでアーク溶接が行われる。このとき、ワイヤ電極１２は溶接時に消耗するため、ワイヤ供給装置１３にて消耗に応じて送給がなされる。ワイヤ電極１２及び溶接対象Ｍには、電源装置１１の出力端子に接続されるパワーケーブル１４を介して出力電力が供給されるようになっている。
【００１９】
溶接用電源装置１１は、商用電源から供給される三相の交流入力電力をアーク溶接に適した直流出力電力に変換するものである。交流入力電力は、ダイオードブリッジ及び平滑コンデンサよりなる整流平滑回路２１にて直流電力に変換され、変換された直流電力はインバータ回路２２で高周波交流電力に変換される。インバータ回路２２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子ＴＲを４個用いたブリッジ回路にて構成され、制御装置３１によるＰＷＭ制御が実施される。
【００２０】
インバータ回路２２にて生成された高周波交流電力は、溶接トランス２３にて所定電圧値に調整された二次側交流電力に変換される。溶接トランス２３の二次側交流電力は、ダイオードを用いた整流回路２４と直流リアクトル２５とで、アーク溶接に適した直流出力電力に変換される。
【００２１】
本実施形態の直流リアクトル２５には、過飽和特性を有する過飽和リアクトルが用いられている。図２に示すように、直流リアクトル２５の特性は、電流値Ｉｐ１を含む所定電流値Ｉａより大となる高電流領域は、必要最低限のインダクタンス値Ｌａで一定となる通常特性領域Ａ１である。一方、所定電流値Ｉａ以下となる低電流領域は、電流値の減少に伴ってインダクタンス値が直線的に次第に大きくなる過飽和特性領域Ａ２である（電流値Ｉｐ２でインダクタンス値Ｌｂ）。つまり、このような特性の直流リアクトル２５を用いることで、高電流領域ではインダクタンス値が小さいことから電流平滑のための波形制御への影響が小さく、低電流領域ではインダクタンス値が増大することでアーク切れが防止されると言うように、全電流領域に亘って好適な直流出力電力が生成される。
【００２２】
図１に示すように、制御装置３１は、インバータ回路２２のスイッチング素子ＴＲに対しＰＷＭ制御を実施し、直流出力電力をその時々で適正値とする制御を行っている。このとき、制御装置３１は、その時々の出力電流Ｉ及び出力電圧Ｖの検出を行い、検出した出力電流Ｉ及び出力電圧Ｖに基づくＰＷＭ制御へのフィードバックを行っている。
【００２３】
即ち、電源装置１１内のマイナス側出力端子の電源線上に電流センサ３３が備えられており、制御装置３１は、処理部（ＣＰＵ）３２においてその電流センサ３３を介して電源装置１１の出力電流Ｉを検出している。また、整流回路２４の直後の電源線間に電圧センサ３４が備えられており、制御装置３１は、処理部３２においてその電圧センサ３４を介して電源装置１１の出力電圧Ｖを検出している。制御装置３１は、処理部３２にてその時々に検出した出力電流Ｉ及び出力電圧Ｖに基づいてＰＷＭ制御のデューティの算出を行い、インバータ回路２２に出力するＰＷＭ制御信号を生成する。
【００２４】
ここで、ＰＷＭ制御には、制御に用いる出力電圧Ｖとして、正にアークが生じるワイヤ電極１２の先端電圧Ｖａを用いるのが好ましいが、先端電圧Ｖａの直接的な検出は困難である。そこで、制御装置３１は、電圧センサ３４から電極１２までの間の電圧変化分を記憶装置（図示略）に予め保持しておき、その時々に検出した出力電圧Ｖにその電圧変化分の補正を行って先端電圧Ｖａを得るようにし、算出した先端電圧Ｖａを用いたＰＷＭ制御を実施する。
【００２５】
ところで、電圧センサ３４から電極１２までの間の電圧変化分には、電源装置１１内部の電圧変化分（整流回路２４から出力端子までの抵抗値Ｒ１とインダクタンス値Ｌ１による電圧変化分）と、外部の電圧変化分（出力端子からパワーケーブル１４を介しての電極１２先端までの抵抗値Ｒ２とインダクタンス値Ｌ２による電圧変化分）とがある。電源装置１１の内部電圧変化分は、使用状態の影響を受けないために予め補正項として先端電圧Ｖａの算出に組み込むことが可能であるが、外部電圧変化分は、パワーケーブル１４のケーブル長や敷設状態（直線敷設や周回敷設、その周回数）等、使用者毎に条件が相違するため、抵抗値Ｒ２、特にインダクタンス値Ｌ２の変化の影響を大きく受ける。
【００２６】
そのため、使用者がアーク溶接機１０を現場に設置し、パワーケーブル１４の敷設も含めて正に使用状態としたところで、内部の抵抗値Ｒ１及びインダクタンス値Ｌ１と、外部の抵抗値Ｒ２及びインダクタンス値Ｌ２とを合計した抵抗値Ｒ及びインダクタンス値Ｌが測定される。測定した合計抵抗値Ｒ及び合計インダクタンス値Ｌは、制御装置３１内に保持される。
【００２７】
尚、本実施形態の電源装置１１には、前記合計抵抗値Ｒ及び合計インダクタンス値Ｌを測定する測定モードが備えられており、スイッチ等の選択に基づいて制御装置３１が測定モードに移行できるようになっている。測定モードでの測定時においては、ワイヤ電極１２の先端が溶接対象Ｍと短絡状態として行う。因みに、電極１２の短絡は、溶接対象Ｍと直接的な短絡を行わず、電極１２を支持するトーチＴＨの先端部分（ワイヤを除く給電部分）を溶接対象Ｍと短絡させて行う。この場合、短絡用の特殊治具を作製して対応してもよい。また、ワイヤ電極１２の代用としてコンタクト用電極を用いて短絡させてもよい。
【００２８】
以降は、制御装置３１の測定モードを中心に説明する。
図３に示すように、先ずインバータ回路２２を動作させて、出力電流Ｉが電流値Ｉｐ１まで増大される。この電流値Ｉｐ１は、過飽和特性を有する直流リアクトル２５の単体において、インダクタンス値Ｌａで一定となる通常特性領域Ａ１の電流値である。実際には図２に示すように、パワーケーブル１４の敷設状態等で特性がオフセットするため、合計インダクタンス値Ｌはオフセットした値Ｌａ１で一定となるが、そのオフセット分も考慮した通常特性領域Ａ１の電流値に設定される。そして、このような電流値Ｉｐ１で保持した区間での平均電圧値Ｖｅが測定される。これにより、先ず合計抵抗値Ｒが次式（ａ）にて算出される。
【００２９】
Ｒ＝Ｖｅ／Ｉｐ１  ・・・  （ａ）
次いで、インバータ回路２２の動作を停止させて、この時の時刻Ｔ０から計時が開始される。同時に、時刻Ｔ０を起点に刻々と変化する出力電流Ｉのサンプリングが行われ、時定数に該当する電流減衰量となる電流値ΔＩｐ１（Ｉｐ１×３６．８％）に到達した時刻をＴ１とし、その時刻Ｔ１−Ｔ０間の時間（時定数）τ１が求められる。これにより、通常特性領域Ａ１で変化する合計インダクタンス値Ｌａ１（リアクトル２５の単体ではインダクタンス値Ｌａ）が次式（ｂ）にて算出される。
【００３０】
Ｌａ１＝Ｒ・τ１（＝Ｖｅ・τ１／Ｉｐ１）  ・・・  （ｂ）
次いで、再びインバータ回路２２を動作させて、出力電流Ｉが過飽和特性領域Ａ２内の所定電流値Ｉｐ２に調整される。調整後、インバータ回路２２の動作を再び停止させて、この時の時刻Ｔ２から計時が開始される。同時に、時刻Ｔ２を起点に刻々と変化する出力電流Ｉのサンプリングが行われ、時定数に該当する電流減衰量となる電流値ΔＩｐ２（Ｉｐ２×３６．８％）に到達した時刻をＴ３とし、その時刻Ｔ３−Ｔ２間の時間（時定数）τ２が求められる。これにより、過飽和特性領域Ａ２で変化する合計インダクタンス値Ｌｂ１（リアクトル２５の単体ではインダクタンス値Ｌｂ）が次式（ｃ）にて算出される。
【００３１】
Ｌｂ１＝Ｒ・τ２＝（Ｖｅ・τ２／Ｉｐ２）  ・・・  （ｃ）
次いで、図２に示すように、算出された通常特性領域Ａ１の合計インダクタンス値Ｌａ１と過飽和特性領域Ａ２の合計インダクタンス値Ｌｂ１とが直線補完により、合計インダクタンス値Ｌが電流Ｉの関数Ｌ（Ｉ）として得られる。そして、このようにして得られた合計インダクタンス値Ｌの関数Ｌ（Ｉ）と、先に求めた合計抵抗値Ｒとが制御装置３１内に保持される。以上で、測定モードが終了する。
【００３２】
そして、制御装置３１は、溶接動作時において、その時々の出力電流Ｉ及び出力電圧Ｖから次式（ｄ）にて先端電圧Ｖａを算出している。
Ｖａ＝Ｖ−Ｌ（Ｉ）・ｄＩ／ｄｔ−ＲＩ  ・・・  （ｄ）
因みに、具体的数値で示すと、インバータ回路２２のオンに基づいて出力電流Ｉの電流値Ｉｐ１＝４００［Ａ］を１０［ｍｓ］間出力させ、その後、インバータ回路２２をオフさせる。この間の平均電圧値Ｖｅが４［Ｖ］であると、上記式（ａ）から、
Ｒ＝Ｖｅ／Ｉｐ１＝４／４００＝０．０１［Ω］
と合計抵抗値Ｒが算出される。
【００３３】
次いで、電流値Ｉｐ１が時定数τ１に相当する電流減衰量となる電流値ΔＩｐ１は、
ΔＩｐ１＝４００×０．３６８＝１４７［Ａ］
であり、インバータ回路２２をオフしてから出力電流Ｉが４００［Ａ］からその１４７［Ａ］に達するその時定数τ１が３［ｍｓ］であれば、上記式（ｂ）から、
Ｌａ１＝Ｒ・τ１＝０．０１×３＝０．０３［ｍＨ］
と通常特性領域Ａ１において、直流リアクトル２５の単体のインダクタンス値Ｌａを含む合計インダクタンス値Ｌａ１が算出される。尚、上記した電流値Ｉｐ１は、予め使用する直流リアクトル２５の仕様から推定し、過飽和特性領域Ａ２に達しない値に設定する必要がある。
【００３４】
次いで、インバータ回路２２を再びオンさせて出力電流Ｉを過飽和特性領域Ａ２内となる例えばアーク溶接機１０の最小電流に相当する電流値Ｉｐ２＝２０［Ａ］として１０［ｍｓ］間出力させ、その後、インバータ回路２２をオフさせる。電流値Ｉｐ２が時定数τ２に相当する電流減衰量となる電流値ΔＩｐ２は、
ΔＩｐ２＝２０×０．３６８＝７［Ａ］
であり、インバータ回路２２をオフしてから出力電流Ｉが２０［Ａ］からその７［Ａ］に達するその時定数τ２が１０［ｍｓ］であれば、上記式（ｃ）から、
Ｌｂ１＝Ｒ・τ２＝０．０１×１０＝０．１［ｍＨ］
と過飽和特性領域Ａ２において、直流リアクトル２５の単体のインダクタンス値Ｌｂを含む合計インダクタンス値Ｌｂ１が算出される。
【００３５】
そして、これらＬａ１＝０．０３［ｍＨ］、Ｌｂ１＝０．１［ｍＨ］の直線補完を行うことで合計インダクタンス値Ｌの関数Ｌ（Ｉ）が得られ、先に得られた合計抵抗値Ｒとで、上記式（ｄ）からその時々の先端電圧Ｖａが算出できるようになっている。尚、上記に挙げた具体的数値は一例であり、これに限定されない。
【００３６】
このように過飽和特性を有する直流リアクトル２５を用いた本実施形態の溶接用電源装置１１であっても先端電圧Ｖａが適切に算出されることから、適切に算出される先端電圧Ｖａに基づいたインバータ回路２２のその時々の制御が一層適切に行われる。従って、過飽和特性のリアクトル２５を用いることとの相乗効果で、全電流領域に亘って一層適切なアーク溶接用の直流出力電力の生成ができるものとなっている。
【００３７】
次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
（１）制御装置３１の測定モードにおいて、合計抵抗値Ｒ（内部抵抗値Ｒ１＋外部抵抗値Ｒ２）及び合計インダクタンス値Ｌ（内部インダクタンス値Ｌ１＋外部インダクタンス値Ｌ２）を測定する際には、ワイヤ電極１２（代用する電極も含む）が上記の手法で短絡状態として行われる。合計抵抗値Ｒは、インバータ回路２２の動作にて生じる出力電流Ｉを所定電流値Ｉｐ１とした時の出力電圧Ｖの電圧値（平均電圧値Ｖｅ）に基づいて算出される。合計インダクタンス値Ｌは、インバータ回路２２の動作にて生じる出力電流Ｉを直流リアクトル２５の通常特性領域Ａ１と過飽和特性領域Ａ２とのそれぞれに対応する２つの電流値Ｉｐ１，Ｉｐ２とした時の各インダクタンス値Ｌａ１，Ｌｂ１が検出され、この２つのインダクタンス値Ｌａ１，Ｌｂ１の直線補完にて関数Ｌ（Ｉ）として算出される。このようにして得られた合計抵抗値Ｒ及び合計インダクタンス値Ｌの関数Ｌ（Ｉ）は制御装置３１内に保持される。そして、制御装置３１は、溶接動作時において、検出する出力電圧Ｖの電圧値に対して合計抵抗値Ｒ及び合計インダクタンス値Ｌにかかる電圧変化分の補正を行い、先端電圧Ｖａを算出している。これにより、通常特性領域Ａ１と過飽和特性領域Ａ２とを有する直流リアクトル２５を用いても電極１２先端までの経路上の合計抵抗値Ｒ、特に合計インダクタンス値Ｌを適切に算出でき、先端電圧Ｖａを適切に算出することができる。従って、過飽和特性のリアクトル２５を用いることとの相乗効果で、全電流領域に亘って一層適切なアーク溶接のための出力電力を生成でき、溶接性能の更なる向上に寄与することができる。
【００３８】
（２）合計インダクタンス値Ｌの算出において、直流リアクトル２５の通常特性領域Ａ１と過飽和特性領域Ａ２とのそれぞれに対応する２つの電流値Ｉｐ１，Ｉｐ２とした時に検出する２つのインダクタンス値Ｌａ１，Ｌｂ１からその合計インダクタンス値Ｌの関数Ｌ（Ｉ）の算出が行われる。つまり、インダクタンス値Ｌａ１，Ｌｂ１の検出数を少なくしているため、その検出にかかる時間や合計インダクタンス値Ｌの算出にかかる時間を短くでき、先端電圧Ｖａの算出にかかる時間を短くすることができる。また、これらの演算負荷を軽減することもできる。
【００３９】
（３）合計抵抗値Ｒの算出において、通常特性領域Ａ１に対応するインダクタンス値Ｌａ１を検出すべく出力電流Ｉをその電流値Ｉｐ１に設定した際に、その時の出力電圧Ｖの電圧値（平均電圧値Ｖｅ）からその合計抵抗値Ｒの算出が行われる。これにより、通常特性領域Ａ１に対応するインダクタンス値Ｌａ１を検出するために設定される出力電流Ｉの電流値Ｉｐ１で合計抵抗値Ｒの検出も可能となるため、出力電流Ｉの電流値の設定数を少なくすることができる。つまり、出力電流Ｉの電流値の設定毎にインバータ回路２２を動作させる必要があるため、その動作回数を低減でき、先端電圧Ｖａの算出を効率良く短時間で行うことができる。
【００４０】
尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、合計インダクタンス値Ｌの算出において、直流リアクトル２５の通常特性領域Ａ１と過飽和特性領域Ａ２とに対応する２つの電流値Ｉｐ１，Ｉｐ２に対しての２つのインダクタンス値Ｌａ１，Ｌｂ１からその算出を行ったが、３以上のインダクタンス値の検出を行うようにしてもよい。また、各領域Ａ１，Ａ２のそれぞれで２以上のインダクタンス値の検出を行うようにしてもよい。また、電流値の変化に伴ってインダクタンス値が変化する過飽和特性領域Ａ２側でインダクタンス値の検出数を多くしてもよい。
【００４１】
・上記実施形態では、合計抵抗値Ｒの算出において、通常特性領域Ａ１に対応するインダクタンス値Ｌａ１を検出すべく出力電流Ｉを電流値Ｉｐ１に設定した際に、その時の出力電圧Ｖの電圧値（平均電圧値Ｖｅ）からその算出を行ったが、合計抵抗値Ｒの算出のために出力電流Ｉの電流値を別途設定してもよい。また、インダクタンス値Ｌａ１の検出の前に合計抵抗値Ｒの検出を行ったが、インダクタンス値Ｌａ１，Ｌｂ１の検出の間やインダクタンス値Ｌｂ１の後に合計抵抗値Ｒの検出を行ってもよい。
【００４２】
・上記実施形態では、図１の如くインバータ回路２２、溶接トランス２３、直流変換手段（整流回路２４、直流リアクトル２５）等にて電源装置１１を構成したが、これら各回路構成を適宜変更してもよい。
【符号の説明】
【００４３】
１１      溶接用電源装置
１２      ワイヤ電極（電極）
２２      インバータ回路
２３      溶接トランス
２４      整流回路（直流変換手段）
２５      直流リアクトル（直流変換手段）
３１      制御装置（制御手段、先端電圧算出手段、抵抗値算出手段、インダクタンス値算出手段）
３３      電流センサ（検出手段）
３４      電圧センサ（検出手段）
Ｍ        溶接対象
Ｉ        出力電流
Ｉｐ１    電流値
Ｉｐ２    電流値
Ｖ        出力電圧
Ｖａ      先端電圧
Ｒ        合計抵抗値
Ｌ        合計インダクタンス値
Ｌａ１    インダクタンス値
Ｌｂ１    インダクタンス値
Ｌ（Ｉ）  関数
Ａ１      通常特性領域
Ａ２      過飽和特性領域
【図１】
0005579570.tif 000002
【図２】
0005579570.tif 000003
【図３】
0005579570.tif 000004