(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
導波管給電ネットワークによって互いに接続された主ホーンアンテナ素子からなるアレイを備えた、広帯域衛星通信用アンテナ装置であって、
前記アンテナは、Ｎ＝Ｎ1×Ｎ2個の主ホーンアンテナ素子を備え、ここで、Ｎ1＞４Ｎ2、Ｎ1及びＮ2は偶数の整数であり、
前記アンテナの総開口面積ＡはＡ＝Ｌ×Ｈであり、ここでＬ≧４ＨでＬ＜Ｎ1λであり、λは送信または受信される電磁波の最小自由空間波長であり、
前記主ホーンアンテナ素子は、矩形の開口領域ａ＝ｌ×ｈを有し、ここでｌ＜ｈ、ｌ＜λであり、前記主ホーンアンテナ素子の各々が、Ｌ＝Ｎ1ｌ、Ｈ＝Ｎ2ｈ、Ａ＝Ｎ1×Ｎ2×ｌ×ｈ＝Ｌ×Ｈである、ほぼ方形の出力を有し、前記主ホーンアンテナ素子は、その出力において矩形の導波管を介して、前記直交する直線偏波のうちの一方は開口領域に並行して供給・伝搬し、前記直交する直線偏波のうちの他方は導波管隔壁によって開口領域に直交する面上を供給・伝搬するようにして、直接給電されているので、直交する２つの直線偏波電磁波の受信及び送信が可能になり、
前記主ホーンアンテナ素子のホーンは圧縮されていて、開口領域に直角方向の長さｌH＜１．５λを有し、
前記導波管給電ネットワークは、前記直交する２つの直線偏波のうちの一方のための給電ネットワークと、該ネットワークとは別個の、前記直交する２つの直線偏波のうちの他方のための給電ネットワークを備えており、
前記２つの給電ネットワークの各々は、二分形式の電界磁界出力分配器を有する二分木形式であり、いずれの場合においてもＮ／２個の主ホーンアンテナ素子を有する前記二分木の一番下のレベルにあるそれぞれの最後の出力分配器が、前記直交する２つの偏波のそれぞれに対して、２つの半開口の出力を別々かつ対称的に合成していて、
前記アンテナの開口の構成は、いずれの場合においても、次の関係にほぼ従い、
ｐ1,j＜ｐ2,j＜ｐ3,j＜．．．＜ｐk,j＝ｐk+1,j＝ｐk+2,j＝．．．＝ｐk+m,j＞ｐk+m+1，j＞ｐk+m+2，j＞ｐk+m+3，j＞．．．＞ｐ2k+m,j
ここで、ｋ及びｍは整数、２ｋ＋ｍ＝Ｎ1であり、出力ｐi,j（ｉ＝１．．Ｎ1、ｊ＝１．．Ｎ2）は、前記個別の主ホーンアンテナ素子の出力寄与分を表していて、
前記開口構成は、対称及び非対称の二分形式の電界磁界出力分配器によって、前記直交する２つの偏波の各々に対する２つの給電ネットワークのそれぞれで実行されており、
全開口領域は位相等化グリッドで覆われていて、前記位相等化グリッドのメッシュは、縁辺の長さがｂである方形寸法を有し、いずれの場合においてもおよそｂ＝ｌ、ｈ＝２ｂ、ｂ＜λであり、Ｎ1方向において、前記グリッドの網状部が、隣接する２つのホーンアンテナ素子の当接する縁辺の上方にあり、Ｎ2方向において、前記グリッドの前記網状部が、それぞれ、前記個々のホーンアンテナ素子の前記開口領域の中心にほぼ正確に位置していることを特徴とするアンテナ装置。
【請求項２】
前記アンテナの開口の構成は、いずれの場合においても、次の関係にほぼ従い、
ｐ1,j＜ｐ2,j＜ｐ3,j＜．．．＜ｐk,j＝ｐk+1,j＝ｐk+2,j＝．．．＝ｐk+m,j＞ｐk+m+1，j＞ｐk+m+2，j＞ｐk+m+3，j＞．．．＞ｐ2k+m,j
ここで、ｋ及びｍは整数、ｍ≧２ｋ、２ｋ＋ｍ＝Ｎ1であり、いずれの場合においても、ｉ＝１．．Ｎ1／２としてほぼｐi,j＝ｐ2k+m+1-i,jであり、出力ｐi,j（ｉ＝１．．Ｎ1、ｊ＝１．．Ｎ2）は、前記個別の主ホーンアンテナ素子の出力寄与分を表していることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
【請求項３】
前記直交する２つの偏波の各々の前記給電ネットワークの出力は、いずれの場合においても、導波管を用いて、受信周波数帯から送信周波数帯を分離する導波管周波数ダイプレクサに接続されていて、前記２つの導波管周波数ダイプレクサの受信周波数帯出力は、いずれの場合においても、低雑音増幅器に接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のアンテナ装置。
【請求項４】
前記給電ネットワークの２つの出力、前記導波管周波数ダイプレクサの出力、及び前記低雑音増幅器の出力の少なくとも何れかに存在する前記直交する２つの直線偏波信号は、１つ以上の導波管モジュールに直角に給電されていて、前記導波管モジュールは、それぞれの軸に沿って互いに接続しているとともに、モータによって駆動され、導波管軸を中心にして互いに回転可能な２つの導波管部分を備えていて、導波管モジュールにおける給電点と反対側では、偏波が給電された前記直交する直線偏波信号に対して既に回転した直線偏波信号が出力可能になるように、かつ、前記入射波の偏波が再現可能になるように、もしくは、送信される波の偏波が制御可能になるようにすることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項５】
前記アンテナには送信帯域の偏波追跡用の導波管モジュールと、該モジュールとは別個の受信帯域の偏波追跡用の導波管モジュールが搭載されていることを特徴とする請求項４記載のアンテナ装置。
【請求項６】
前記給電ネットワークの前記２つの出力、前記導波管周波数ダイプレクサの前記出力、及び前記低雑音増幅器の前記出力の少なくとも何れかに存在する前記直交する２つの直線偏波信号を、１つ以上の９０°ハイブリッドカプラにより、直交する円偏波信号に変換することによって、前記アンテナを円偏波信号の送信及び受信の少なくとも何れかに使用可能にすることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項７】
前記アンテナは２軸ポジショナーの仰角軸上に装着されていて、請求項４に記載されたような前記導波管モジュール、及び請求項５に記載されたような前記９０°ハイブリッドカプラの少なくとも何れかは、前記ポジショナーの方位方向のプラットホーム上に装着されており、前記アンテナと前記導波管モジュール、及び前記９０°ハイブリッドカプラの少なくとも何れかは、可撓性無線周波ケーブルを用いて互いに接続されていることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項８】
前記アンテナの構成要素の全てもしくは一部が、完全にまたは部分的に銀めっきまたは銅めっきされていて、前記構成要素の全てもしくは一部が互いに対して、はんだ付け、溶接、及び接着の少なくとも何れかで結合されており、前記開口領域を除き、前記アンテナには外側から、水分の侵入に対する保護層が全体的に、または部分的に設けられていて、前記主ホーン及び前記導波管給電ネットワーク内への水分の侵入を防ぐ防水膜が、前記主ホーンと前記位相等化グリッドの間の面に、もしくは前記ホーン出力の平面上に挿入されていることを特徴とする、請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項９】
いずれの場合においてもＮ／２個の主ホーンアンテナ素子を用いて前記２つの半開口からの各信号を合成する、前記２つの給電ネットワークの各々の前記最後の導波管出力分配器は、前記２つの対称的な半開口の和信号と前記２つの対称的な半開口の差信号の両方をこの導波管の４ポートネットワークに印加し、前記和信号と前記差信号の両方を、前記直交する２つの偏波のそれぞれに対して別々に排出可能であるような複合電界磁界分配器として設計されていることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項１０】
前記複合電界磁界分配器の差分ポートには、送信信号が差分分岐に入るのを防ぐ送信帯域消去フィルタが搭載されていて、前記差分ポートは前記送信帯域消去フィルタを介して低雑音増幅器に接続されていることを特徴とする請求項９記載のアンテナ装置。
【請求項１１】
前記２つの対称的な半開口の前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかの一部を、処理用電子回路へと渡し、そこで前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかについて、強度及び位相角の少なくとも何れかを計測し、その結果をアンテナポジショナーの制御電子回路へと送信するので、前記制御電子回路によって前記差信号が最小となるようにアンテナを再調整することができ、よって、アンテナ通信設備が目的の衛星に対して移動している時に、前記アンテナは前記目的の衛星との位置整合を保っていることを特徴とする、請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項１２】
前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかの前記処理用電子回路は、１つ以上の固定周波数ミキサー及び１つ以上の制御可能な可変周波数ミキサーの少なくとも何れかと１つ以上の周波数フィルタとを有しており、これを利用することによって、前記差信号または前記差信号の一部、及び、前記和信号または前記和信号の一部、の少なくとも何れかを規定されたベースバンドに変換したり、そこで処理したりできることを特徴とする請求項１１記載のアンテナ装置。
【請求項１３】
前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかのベースバンド強度を適切な電子回路で測定して、前記アンテナポジショナーの前記制御電子回路へと送信することを特徴とする請求項１２記載のアンテナ装置。
【請求項１４】
前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかを、アナログ／デジタルコンバータによってベースバンドでデジタル化して、前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかについて、強度及び位相角の少なくとも何れかを決定するとともにこの情報を前記アンテナポジショナーの前記制御電子回路へと送信するための適切な計測方法を有するプロセッサへと渡すことを特徴とする請求項１２記載のアンテナ装置。
【請求項１５】
前記プロセッサは、前記アンテナ通信設備が高速で移動している時に前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかにおいて発生するドップラー周波数偏移を補償することが可能な計測方法を有していることを特徴とする、請求項１４記載のアンテナ装置。
【請求項１６】
前記アンテナ通信設備の空間位置によって生じる、前記２つの半開口の前記差信号及び前記和信号の少なくとも何れかの偏波回転は、請求項４に記載されたような１つ以上の導波管モジュールによって、あるいは、適切な計測方法を有する前記処理用電子回路内の前記プロセッサによって補償可能であることを特徴とする請求項１から請求項１５のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項１７】
前記プロセッサにおける計測方法は、
ベースバンド差信号の振幅の２つ以上の連続値をいずれの場合においても掛け合わせて、
これらの積を特定の時間△ｔにわたって加えて和Ｓ1を生成し、
ベースバンド和信号の振幅の２つ以上の連続値をいずれの場合においても掛け合わせて、
これらの積を特定の時間△ｔにわたって加えて、商Ｓ1／Ｓ2の和Ｓ2を生成し、かつ／または時間間隔△ｔが経過した後に別の適切な関数ｆ（Ｓ1，Ｓ2）を生成し、
このようにして得られた値を、最短間隔方法または他の適切な方法を用いて、較正測定または較正計算から判明する検量線ｆN（δ，Ｓ1，Ｓ2）と比較し、
誤差角度δの値をこのようにして決定し、
この値を前記アンテナポジショナーの前記制御電子回路へと送信することを特徴とする請求項１４記載のアンテナ装置。
【請求項１８】
合計Ｎ1／２個までの主ホーンアンテナ素子が、前記開口の端部に位置しており物理的には実装されてはおらず、あるいは、その境界線が変えられているか、またはサイズが小さくされており、前記位相等化グリッドの対応するセルは、該セルの端部が前記主ホーンアンテナ素子の端部上にあるように相応して変更されていて、請求項１または請求項２に記載されたような本発明に係る開口配置はＮ1個の主ホーンアンテナ素子を有する主ホーンアンテナ素子アレイ内の完全な列のみに対して実行されており、そして、主ホーンアンテナ素子が欠落している場合には、前記２つの給電ネットワーク二分木構造は適切に調整されていることを特徴とする請求項１から１７のうちのいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、特に航空用途の、移動体通信設備と衛星間の通信用広帯域アンテナシステムに関する。
特に移動衛星通信の分野において、非常に高速のデータ転送速度でデータ伝送を行う無線広帯域チャネルの必要性が、絶えず高まり続けている。しかし、特に航空分野では、小型で軽量の移動体での使用に必要な条件を満たすことができる適切なアンテナが欠けている。さらに、付近の衛星との干渉が確実に起こらないようにしなければならないので、衛星を用いた指向性のある無線データ通信（例えばＫｕ帯またはＫａ帯において）は、アンテナシステムの伝送特性に対する厳格な基準に従っている。
【０００２】
航空用途において、アンテナシステムの重量とサイズは、これらにより最大積載量が減少するとともに運転経費を追加的に生じさせるものであるので、とても重要である。
したがって、可能な限り小型で軽量でありながら、移動体通信設備で使用した時に送信及び受信の各動作に対する規制基準に適合するアンテナシステムを提供することが課題である。
【０００３】
送信動作に対する規制基準は、例えば、ＣＦＲ２５．２０９、ＣＦＲ２５．２２２、ＩＴＵ−Ｒ  Ｍ．１６４３、またはＥＴＳＩ  ＥＮ３０２  １８６の各規格から生じる。これらの規制基準は全て、移動衛星アンテナの指向送信動作中に付近の衛星との干渉が確実に起こらないようにするためのものである。この目的のために、最大スペクトルパワー密度の典型的な包絡線（包絡曲線）が、目的の衛星に対する離角の関数として定義されている。アンテナシステムの送信動作中は、ある特定の離角に対して規定された値を超えてはならない。これにより、角度依存のアンテナ特性に対して厳格な基準がもたらされている。一例として、図５ａには、Ｋｕ帯において、方位方向（クラーク軌道の接線方向）における角度依存のアンテナ利得についてのＣＦＲ２２．２０９要件（太字曲線）が図示されている。目的の衛星からの離角が大きくなるにつれて、アンテナ利得は急峻に減少しなければならない。これは物理的には、アンテナの振幅や位相が非常に均質な構成になっていることによってのみ達成可能である。したがって、これらの特性を有するパラボラアンテナが一般的に使用されている。しかし、このようなアンテナは移動体、とくに航空機での使用には適してはいない。アンテナでの空気抵抗を減らすために、高さ対幅のアスペクト比が最大で１：４の矩形アンテナ開口、または矩形に類した形状のアンテナ開口が用いられている。このようなアスペクト比ではパラボラ反射器は非常に低い効率しか示さないので、例えば、航空機や自動車といった用途には、アンテナアレイを用いるのが好ましい。
【０００４】
しかし、アンテナアレイは、いわゆるグレーティングローブという周知の問題の影響を受けやすい。グレーティングローブとは、設計上の理由によりアンテナアレイを構成するアンテナ素子のビーム中心は互いにある程度の距離だけ離れている必要があることに起因して生じる、かなりの量の寄生的サイドローブのことである。あるビーム角では、これがアンテナ素子間で正の干渉を招いてしまい、その結果電磁力の望ましくない放出が、好ましくない立体角の範囲で生じてしまう。２次元アンテナアレイの理論（例えば、Ｊ．Ｄ．Ｋｒａｕｓ，Ｒ．Ｊ．Ｍａｒｈｅｆｋａ著「Ａｎｔｅｎｎａｓ：ｆｏｒ  ａｌｌ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」第３版、マグロウヒルシリーズ電気工学、２００２年）から、著しい寄生的グレーティングローブが発生しないのは、アンテナアレイのビーム中心の互いの距離が、使用されている最短波長において１波長分より短い場合のみであることは明らかである。
【０００５】
アンテナアレイは給電ネットワークを有さなくてはならず、この結果、一方ではビーム
中心間の最大距離に関する上記の条件を満たしながら、他方では占有する物理的な空間が可能な限り小さくなっている、ネットワークとアンテナアレイの配置を見出すことについての実際上の問題が生じる。さらに、高アンテナ効率、よって最小アンテナサイズを実現可能にするためには、給電ネットワークの散逸性がごく最小限でなければならない。
【０００６】
また、指向性のある衛星通信のデータ転送速度を高めるために、互いに独立した２つの信号偏波が一般的に使用されている。したがって、アンテナシステムは、独立した２つの偏波の同時処理が可能でなければならない。ミキシングやその結果生じる効率の損失を防ぐためには、送信動作中及び受信動作中の両方において高レベルの偏波分離が要求される。さらには、直交する偏波を有する付近のトランスポンダとの干渉を防ぐために、送信動作の偏波分離に関する厳しい規制基準が存在する（例えばＣＦＲ２５．２０９及び２５．２２２を参照）。よって、アンテナアレイの場合には、一方では、主アンテナ素子が十分に優れた偏波分離機能を有するとともに、その偏波をしっかりと維持することを確実に行うことが必要であり、他方では直交する偏波同士の不要なミキシングが給電ネットワーク内で確実に生じないようにすることが必要である。
【０００７】
特に航空用途の場合には、直線偏波信号に対して必要な偏波減結合を行うことで、非常に厳格な基準がアンテナシステムに課されている。通常このようなシステムは航空機の機体に搭載されていて、２軸ポジショナーを有しているので、アンテナ開口の方位軸は常に航空機面上にある。航空機面とは一般的に、地球表面の接線方向にある面のことである。ここで、航空機の位置と衛星の位置が同じ地理学的経度上になければ、アンテナ開口は、衛星の方を向いている場合には、クラーク軌道面に対して、地理学的経度によって決まる特定の角度内で常に回転している。このいわゆる地理的なスキュー（ｓｋｅｗ）は、固定型地上波アンテナでは可能ではあるが、移動体用途では開口面に直交する軸を中心にしてアンテナを回転させることによって補償することはできない。よって、原理上は不十分なそのアスペクト比にもかかわらず、航空アンテナシステムは、通常はおよそ±３５°の回転角までの地理的なスキューがあったとしても、規制基準に適合可能でなければならない。
【０００８】
これにより、移動体、特に航空に関する衛星アンテナには、以下のような同時に解決しなければならない課題がもたらされる。
１．規制基準に適合する可能な限り最小の寸法
２．最小重量で最大アンテナ効率
３．受信帯域と送信帯域（例えば、Ｋｕ帯での動作：１０、７〜１２、７５ＧＨｚ及び１３、７５〜１４、５ＧＨｚ）をカバーするための広い帯域幅
４．非常に良好な指向性
５．高レベルの偏波分離
６．直線偏波信号の偏波面を追跡することによる地理的なスキューの補償
［従来技術］
ホーンアンテナ素子からなるアレイ形状をしたアンテナは非常に効率が高いことが知られている。ホーンアンテナ素子からなるアレイに導波管からなるネットワークを用いて給電する場合、このようなネットワークによる電磁波の減衰はとても小さくなり得る。例えば米国特許第５２４３３５７号明細書において、このようなアレイの１つが提案されている。しかし、これは純然たる受信アンテナである（カラムの１０行目以降を参照）。送信アンテナとしての動作に必要な非常に高い偏波減結合は、提案された方形導波管のネットワークを用いても実現できない。さらに、効率的に導波するために、方形導波管の領域の寸法が、使用されている周波数の約半波長分である必要があるので、設計上の理由によりアンテナ素子間の距離が比較的大きい。よってアンテナ素子の中心は１波長よりはるかに長い距離で互いに離れている。このことが、アンテナ特性に著しいサイドローブ（いわゆるグレーティングローブ）をもたらすことが知られている。単なる受信動作中には、これ
らのサイドローブは問題にならない。しかし、例えばＣＦＲ２５．２０９やＣＦＲ２５．２２２がサイドローブの抑制に非常に厳格な基準を課しているので、規制に従って許可される送信動作は不可能である。偏波分離は別々の給電ネットワークを用いることによって向上する。例えば米国特許出願公開第２００５／０１４６４７７号明細書には、左旋円偏波と右旋円偏波の各場合においてそれぞれ専用の給電ネットワークを用いることが提案されている。しかし、アンテナ素子（開口交差の場合）は、この目的のためには直列状に給電される必要がある。これは使用可能帯域幅を大幅に制限してしまう。このような構成では、例えば１０．７ＧＨｚから１２．７５ＧＨｚの受信帯域及び１４．０ＧＨｚから１４．５ＧＨｚの送信帯域を有する一般的なＫｕ帯での動作は不可能である。例えば米国特許第５５６８１６０号明細書も同様に、開口交差を用いて供給ネットワークに給電することを提案している。しかしこの場合、主アンテナ素子は方形ホーンアンテナ素子である。給電ネットワークを細分すると、水平偏波に対するネットワークと垂直偏波に対するネットワークになる。よって、高レベルの偏波減結合が可能である。しかし、設計上の理由により、アンテナ素子の中心は比較的長い距離で互いに離れており、その結果、寄生サイドローブが発生する。同じ問題は、例えば米国特許第６２２５９６０号明細書、国際公開第ＷＯ２００６／０６１８６５号パンフレット、及び英国特許第２２４７９９０号明細書に提案されている構成を用いても生じる。米国特許第６２０１５０８号明細書では、開口の構造を均質化するために、グリッド（カラム３の２６行目にある「交差隔壁」）を個別のホーンアンテナ素子の各々の上に装着することを提案している。しかし、この場合も同様に、設計上の理由によりビーム中心が互いに１波長分よりかなり大きく離れており、位相相関によって決まる寄生サイドローブがやはり発生する。設計上の理由により、装置もかなりの高さ（開口面に対して直角な範囲で）を有しており（Ｋｕ帯で「０．３７ｍ」、カラム５の１５行目）、この結果、移動体用途、特に航空用途では事実上使用不能になってしまう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１ａ−１ｃ】本発明に係るホーンアレイの開口の設計、及び給電ネットワークの概略設計を図示している。
【図２】開口面の詳細な設計を示している。
【図３ａ−３ｄ】本発明に係るアンテナの背面、及び、直交する２つの直線偏波に対する給電ネットワークを有するホーンアンテナ素子アレイの詳細な設計を示している。
【図４ａ−４ｂ】一例として、給電ネットワークの電界分割器及び磁界分割器を図示している。
【図５ａ−５ｂ】本発明に係るアンテナの一般的なアンテナ図を示している。
【図６】本発明に係る周波数ダイプレクサ及び増幅器を有するアンテナの背面を示している。
【図７】本発明に係る偏波追跡用の導波管モジュールを図示している。
【図８】２軸ポジショナーを有する航空アンテナシステムを示している。
【図９】アンテナを高精度で追跡することに使用可能な複合電界磁界分配器を図示している。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明の目的は、最小寸法で、規制に従った送信動作及び受信動作を可能にし、かつ、アンテナを目的の衛星に正確に位置合わせすることが可能になる、特に航空用途の広帯域アンテナシステムを提供することである。
【００１１】
この目的は請求項１に記載されるような本発明によって達成される。図１ａ〜ｃは、本発明に係るアンテナシステムのある好適な設計を図示したものである。特に移動体用途の広帯域衛星通信用アンテナは、導波管給電ネットワーク（２）によって互いに接続された主ホーンアンテナ素子（１）からなるアレイを有している。アンテナは、Ｎ＝Ｎ1×Ｎ2
個の主ホーンアンテナ素子を備えていて、ここで、Ｎ1＞４Ｎ2であり、Ｎ1及びＮ2は偶数の整数である。アンテナの総開口面積ＡはＡ＝Ｌ×Ｈであり、ここでＬ≧４Ｈ、Ｌ＜Ｎ1λであり、λは送信または受信される電磁波の最小自由空間波長である。主ホーンアンテナ素子は、矩形の開口領域ａ＝ｌ×ｈを有し、ここで、ｌ＜ｈ、ｌ＜λであり、主ホーンアンテナ素子の各々がほぼ方形の出力（３）を有し、ここで、Ｌ＝Ｎ1ｌ、Ｈ＝Ｎ2ｈ、Ａ＝Ｎ1×Ｎ2×ｌ×ｈ＝Ｌ×Ｈである。主ホーンアンテナ素子（１）は、その出力（３）において矩形の導波管（４，５）を介して直接給電されており、直交する直線偏波のうちの一方は開口領域に平行して供給・伝搬し、直交する直線偏波のうちの他方は導波管隔壁（６）を介して開口領域に直交する面上を供給・伝搬し、直交する２つの直線偏波電磁波の受信及び送信が可能となる。主ホーンアンテナ素子のホーンは圧縮されていて、開口領域に直角方向の長さＬH＜１．５λを有している。導波管給電ネットワーク（２）は、直交する２つの直線偏波のうちの一方（４）のための給電ネットワークと、該ネットワークとは別個の、直交する２つの直線偏波のうちの他方（５）のための給電ネットワークとを備えている。２つの給電ネットワークの各々は、二分形式の電界磁界出力分配器（７，８）を有する二分木形式であり、いずれの場合においてもＮ／２個の主ホーンアンテナ素子を有する二分木の一番下のレベルにあるそれぞれの最後の出力分配器が、直交する２つの偏波のそれぞれに対して、２つの半開口の出力を別々かつ対称的に合成している。アンテナの開口の構成は、いずれの場合においても、次の関係にほぼ従う。
【００１２】
ｐ1,j＜ｐ2,j＜ｐ3,j＜．．．＜ｐk,j＝ｐk+1,j＝ｐk+2,j＝．．．＝ｐk+m,j＞ｐk+m+1，j＞ｐk+m+2，j＞ｐk+m+3，j＞．．．＞ｐ2k+m,j
ここで、ｋ及びｍは整数、２ｋ＋ｍ＝Ｎ1である。
【００１３】
出力ｐi,j（ｉ＝１．．Ｎ1、ｊ＝１．．Ｎ2）は、個別の主ホーンアンテナ素子の出力寄与分を表している。開口構成は、対称及び非対称の二分形式の電界磁界出力分配器（７，８）によって、直交する２つの偏波の各々に対する２つの給電ネットワークのそれぞれで実装されている。全開口領域は位相等化グリッド（９）で覆われていて、位相等化グリッドのメッシュ（１０）は、縁辺の長さがｂである方形寸法を有し、いずれの場合においてもおよそｂ＝ｌ、ｈ＝２ｂ、ｂ＜λであり、Ｎ1方向において、グリッドの網状部が、隣接する２つのホーンアンテナ素子の当接する縁辺の上方にあり、Ｎ2方向において、グリッドの網状部が、それぞれ、個々のホーンアンテナ素子の開口領域の中心にほぼ正確に位置している。
【００１４】
Ｎ1＞４Ｎ2、Ｎ1及びＮ2は偶数の整数として、Ｎ＝Ｎ1×Ｎ2個の主ホーンアンテナ素子を有するホーンアンテナ素子アレイの寸法を上述のように選定した結果、移動体、特に航空機での使用において高さを可能な限り低くするという基準を満たす矩形アンテナ開口が得られる。さらに、このような寸法規則によって、アンテナが主ビーム軸を中心にして回転する場合に、回転に必ず関係するメインローブの広がりを、この用途にとって重要な±３５°の角度範囲内と確実に小さいままで保つ。一例として、送信帯域（１４ＧＨｚ〜１４．５ＧＨｚ）におけるこの広がりは、４：１のアスペクト比を用いると十分の数度でしかない。
【００１５】
したがって、±３５°の地理的なスキューの角度範囲は特に重要である。その理由はこの場合に、Ｋｕ帯では例えば北アメリカ大陸全体がたった１つの衛星でカバーできるからである。これにより、対応する業務の供給コストを大きく削減できる。
【００１６】
Ｎ1及びＮ2が偶数である場合、両方向に二分されている供給ネットワークを用いて、ホーンアンテナ素子アレイに効率的に給電できる。
ホーンアンテナ素子アレイの長さＬの寸法規則、即ちＬ＜Ｎ1λにより、主ホーンアンテナ素子のビーム中心間の距離を過度に大きくすることによって発生する寄生サイドロー
ブが、方位方向に生じないことが確実になる。この場合、波長λは、送信動作中に発生する波長のうちの最短のものでなければならない。Ｋｕ帯での送信動作では、これは例えば１４．５ＧＨｚに対する波長で、結果としてλ≒２．０７ｃｍである。規制に従って認められる送信動作が可能になるのは、寄生サイドローブを抑制することによってのみである。
【００１７】
図１ｂ及び図２に図示されているように、主ホーンアンテナ素子は、矩形の開口領域ａを有している。ａ＝ｌ×ｈ、ｌ＜ｈである。そして、ホーンアンテナ素子アレイは、Ｌ＝Ｎ1ｌ、Ｈ＝Ｎ2ｈ、Ａ＝Ｎ1×Ｎ2×ｌ×ｈ＝Ｌ×Ｈという規則に従って設計されている。ここで、Ａはアレイの全開口面積を表す。したがって、主ホーンアンテナ素子の方位方向と仰角方向の開口領域ａは互いに接近して位置しており、短辺が方位方向に、そして長辺が仰角方向に揃っている。ｌ＜λであれば、これは、ホーンの配置が密である場合に寄生サイドローブは方位方向には発生しないことを意味している。周波数帯１４ＧＨｚ〜１４．５ＧＨｚにおけるＫｕ帯での送信動作に対して、例えばｌ＜λmax、ｌ≒λmax≒２．０７ｃｍが選択された場合、ｈ＝２ｌ、Ｎ1＞４Ｎ2という本発明に係る選択により、この結果として最小寸法のホーンアンテナ素子アレイになり、規制基準への適合が可能になる。例えば、規制によってメインローブの方位方向に対して２°３ｄＢの幅△3dBが要求されている場合、これはＬλ＝Ｌ／λmax＝Ｎ1,minである既知の近似式△3dB＝５１°／Ｌλ（例えば、Ｊ．Ｄ．Ｋｒａｕｓ，Ｒ．Ｊ．Ｍａｒｈｅｆｋａ著「Ａｎｔｅｎｎａｓ：ｆｏｒ  ａｌｌ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」第３版、マグロウヒルシリーズ電気工学、２００２年、３７４ページ）を用いて、最小数Ｎ1,min＝２６という結果になる。これにより、Ｎ1及びＮ2は偶数の整数でなければならないという基準に従って、Ｎ2の最小数Ｎ2,minに対して、Ｎ2,min≦４である。
【００１８】
請求項１からの規則が二分木の形式の給電ネットワークによって追加で使用された場合、これはＮ1＝３２でＮ2＝４、つまり、Ｌ≒６４ｃｍでＨ≒１６ｃｍのホーンアンテナ素子アレイという結果になる。ここで、対称及び非対称の二分形式の電界磁界出力分配器を用いて、開口の配置を本発明に従って選定した場合、このアンテナ図は規制基準に適合可能である。
【００１９】
さらに、主ホーンアンテナ素子の寸法によって、直交する２つの直線偏波を支える方形の出力が確保される。方形出力（３）は、互いに対して直交する面上にそれぞれ位置する２つの矩形導波管によって給電されている。この配置構造によって効果的な偏波分離が確実に行われる。その上、開口面に直角な面にある給電導波管には、直交する偏波がこの導波管の分岐へと寄生的に移動するのを防ぐ導波管隔壁（６）が設けられている。主ホーンアンテナ素子の方形出力（３）と１つの直線偏波に対する矩形導波管の開口面上に位置する入力の間の接合は、一般的に段をつけて設計されている。このことによっても同様に偏波分離が向上し、帯域幅の拡大が可能である。図２は、主ホーンアンテナ素子からの信号出力のある典型的な実施形態を図示している。
【００２０】
ホーンアレイの寸法を可能な限り小さく保つために、主ホーンアンテナ素子の各ホーンはそれぞれビーム方向に圧縮されている。これらの開口領域の直角方向の長さはｌH＜１．５λでしかない。この長さは、ホーン開口に対する既知の寸法規則に従った長さよりも非常に短いが、位相等化グリッドなしでは自由空間波に対して著しいインピーダンス不整合がもたらされ、かなりの反射損失が生じてしまう。しかし、開口に本発明に係る位相等化グリッドが設けられた場合、各ホーンは、大きな損失が生じることもなしに、本発明に係る寸法を有することが可能である。このことは、全アンテナのサイズが大きく削減されることにつながる。したがって、本発明に係るアンテナを用いることにより、位相等化グリッドは、開口の位相の遮り（ｐｈａｓｅ  ｓｈａｄｉｎｇ）を均質化する目的を有するだけでなく、主ホーンアンテナ素子のインピーダンスを自由空間波のインピーダンスに整
合させるために使用されている。
【００２１】
偏波分離を可能な限り最大限に行うとともに、瞬時帯域幅を可能な限り大きくするために、直交する２つの偏波の各々に対して、別個の給電ネットワークが設けられている。さらに、ホーン出口から直接行う独立した給電は、直線的に直交する２つの偏波が完全に別々に処理でき、また高精度の位相整合を実行できるというという効果を有する。このことは、一般的に３ＧＨｚより高い瞬時帯域幅全体にわたる、１°より小さい範囲での偏波追跡に要求されている、通常の精度の達成を可能にするために必要である。送信帯域と受信帯域の間の分離も、適切な周波数ダイプレクサによってより簡単になる。
【００２２】
図１ｃに模式的に示されたように、給電ネットワークの二分木としての構成は、一例として図４ａ及び図４ｂに示されたように、高精度の対称及び非対称の二分形式の電界磁界出力分配器（７，８）を使用することが可能になる。高精度であることは、偏波追跡に必要な精度の実現を可能にするために要求されているように、両方の偏波に対して実質的に同一の周波数応答を、瞬時帯域幅全体で実現するために必要である。よって、設計上の理由により、瞬時帯域幅全体にわたる高効率な位相整合は、導波管部と同軸ケーブル部を適切に組み合わせることによって実現可能である。さらに、これにより、開口の振幅の構成と位相の構成を非常に精密に設定可能であるという効果が得られる。これは、一般的に５００ＭＨｚより高い所要の送信帯域幅全体にわたって、規制包絡線に確実に適合することを可能にするために必要である。複数の出力分配器とは反対に、二分構造における製造に依存する許容誤差は、比較的大きな給電構造では通常は平均化されることが分かってきている。給電ネットワーク内の各導波管（２）は、両偏波に対して、一方では瞬時帯域幅全体にわたって可能な限り低い損失で伝わり、他方では高集積密度のおかげで必要とされる物理的な空間を最小限にする電磁波になるような大きさを有する。よって、例えば、Ｋｕ帯では、アスペクト比が標準的な比である１：２よりもかなり小さい導波管が使用される。図１ａに示されている実施形態では、導波管（２）のアスペクト比は６．５：１６でしかない。これは１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚ及び１３．７５ＧＨｚ〜１４．５ＧＨｚの瞬時帯域幅をカバーするには十分であることが分かってきた。標準的な寸法を有する導波管と比較して、この導波管を用いた結果、給電ネットワークに対して約２０％の体積が大幅に削減され、それに伴い重量も削減される。例えば、図３ａ〜ｄに示されているようなＫｕ帯での実施形態は、全体の深さ（開口面に直角な範囲）が約１５ｃｍしかなく、これは特に航空用途には重要な利点である。
【００２３】
給電ネットワークは、一番下のレベルにおいて、出力分配器がいずれの場合においてもＮ／２個の主ホーンアンテナ素子を用いて、２つの半開口の信号を合成するように設計されていると想定される。このことは、この出力分配器はまた、複合電界磁界分配器としても設計可能であるという効果も有する。これにより、２つの半開口の和信号だけでなく、差信号も開口の出力で直接取り出すことを可能にする。差信号が適宜に処理される場合、これにより、アンテナを目的の衛星に高精度に位置合わせすることが可能になる。アメリカ合衆国でのＫｕ帯送信動作の場合、例えば、規格ＣＦＲ２５．２２２が要求する目的の衛星との位置合わせ精度は、０．２°未満である。これは、位置データ（例えばＧＰＳ及び／または慣性検出器による）に基づいて、短時間の間に従来の「開ループ」再調整方法を用いることでのみ可能である。よって、送信動作は中断しなければならず、アンテナは受信した信号を活用して再び位置合わせを行わなければならない。
【００２４】
対照的に、開口が差信号を供給できるように設計されている場合は、閉ループ追跡を用いることで、０．２°よりもかなり小さい値の高い精度が常に得られる。
図１ｃは、直交する２つの直線偏波に対する２つの給電ネットワークの概略設計を示している。この２つの偏波は主ホーンアンテナ素子（１）の出力（３）で直接分離していて、２つの独立した給電ネットワーク（４）（実線）及び（５）（点線）内で供給・伝搬し
ていく。両給電ネットワークとも、電界分割器（７）と磁界分割器（８）を有する二分木形式である。一番下のレベルにおいて、Ｎ／２個の主ホーンアンテナ素子からの各信号は、いずれの場合でも対称的に合成される。分割器は一番下のレベルでは、２つの偏波に対する２つの半開口の差信号を測定するために、複合電界磁界分配器（３０）の形式であってもよい。
【００２５】
さらに、本発明は、開口には、次の関係を全ての場合においてほぼ満たしている双曲線の振幅構成が備わっていることを想定している。
ｐ1,j＜ｐ2,j＜ｐ3,j＜．．．＜ｐk,j＝ｐk+1,j＝ｐk+2,j＝．．．＝ｐk+m,j＞ｐk+m+1，j＞ｐk+m+2，j＞ｐk+m+3，j＞．．．＞ｐ2k+m,j
ここで、ｋ及びｍは整数、２ｋ＋ｍ＝Ｎ1であり、出力ｐi,j（ｉ＝１．．Ｎ1、ｊ＝１．．Ｎ2）は、個別の主ホーンアンテナ素子の出力寄与分を表している。本発明に係る他の特徴の全てが存在しているという前提で、この関係を満たす振幅の構成は、典型的な規制包絡線（例えば、ＣＦＲ２５．２０９及びＥＴＳＩ  ＥＮ３０２  １８６で定義されている）に適合可能なアンテナ図を生成することが分かってきた。このクラスの振幅構成はさらに、ホーンアンテナ素子アレイに対する寸法規則、個別の主ホーンアンテナ素子、及び請求項１の位相等化グリッドとともに、地理的なスキューの角度が大きくなっていっても寄生的グレーティングローブは発生せず、代わりに方位方向のサイドローブのレベルが瞬時帯域幅全体にわたって低下していくという特徴を有している。これは、本発明に係る構成の、これまでに知られている構成と比較して優れている利点である。典型的な実施形態の場合とＫｕ送信帯域（１４．２５ＧＨｚ）での周波数の場合とにおいて、その効果を図５ａ及び図５ｂに図示している。この場合において、角度シータは、静止衛星が位置する地点における、クラーク軌道上の接線に沿った角度を表しており、スキュー角は、アンテナがこの衛星に向いている時の、ビーム方向に直交する開口の回転角を表している。太字曲線（「ＦＣＣ」）はＣＦＲ２５．２０９に従った規制包絡線を示しており、アンテナ利得はこれを超えてはいけない。図５ａは−１８０°から＋１８０°の角度範囲を示していて、図５ｂはメインローブの周りの領域を示している。
【００２６】
開口の配置は、直交する２つの偏波の各々に対する２つの給電ネットワークのそれぞれにおいて、対称及び非対称の二分形式の電界磁界出力分配器（７，８）によって与えられているので、瞬時帯域幅全体にわたって効果的である。これは、受信帯域でも同様に非常に高レベルの指向性を得られ、付近の衛星からの信号の寄生的な入力放射が大幅に減少するという利点を有する。図１ｃは給電ネットワークのある典型的な実施形態を示している。電界分割器（７）及び磁界分割器（８）の典型的な実施形態は図４ａ及び４ｂに図示されている。
【００２７】
図１ａ，図１ｂ及び図２に図示されているように、本発明はまた、位相等化グリッド（９）によってカバーされることになっている、全体的な開口領域を備えており、ここで位相等化グリッドのメッシュ（１０）は、縁辺の長さがｂである方形寸法を有し、いずれの場合においてもおよそｂ＝ｌ、ｈ＝２ｂ、ｂ＜λであり、Ｎ1方向において、グリッドの網状部が、隣接する２つのホーンアンテナ素子の当接する縁辺の上方にあり、Ｎ2方向において、グリッドの網状部が、それぞれ、個々のホーンアンテナ素子（１）の開口領域の中心にほぼ正確に位置している。ｂ＝ｌ、ｂ＜λという寸法により、位相等化グリッドは方位方向においてホーンアンテナ素子アレイの周期性に確実に従うようになり、よって、さらなる寄生サイドローブが生じないようになる。仰角方向では、位相等化グリッドの網状部は、図１ａに示されているように、主ホーンアンテナ素子の開口領域を２つの全く同一の部分に細分する。このような構造は、アレイの位相構成を両方向とも均質化し、開口が主ビーム方向の周りを回転したとしても、位相相関に依存する寄生サイドローブが発生しないという利点を有する。グリッドは方形のセルを有するので、地理的なスキューが存在しても、また、本発明に係る構成の場合と同様に、主ホーンアンテナ素子の開口領域の
アスペクト比が１：２であっても、電界及び磁界ベクトルの歪みは発生しない。これにより、仰角方向において必要な主ホーンアンテナ素子の数を半分にすることが可能になる。なぜなら、素子はこの方向にはλよりも小さい範囲を有する必要がないからである。よって、給電ネットワークの配置に関する基準がかなり単純になり、体積や重量をさらに削減できる。
【００２８】
位相等化グリッド（９）における開口領域に直角な方向の範囲は、通常λ／４からλ／２の間である。この範囲は、ホーンアンテナ素子のホーンの漏斗状部の範囲ｌHによって規定されている。このｌHは、本発明によれば１．５λ未満である。瞬時帯域幅及び自由空間波とのインピーダンス整合は、両方の長さの変動によって、それぞれの基準に従って調整可能である。したがって、本発明に係る構成は、変更されていないホーンアンテナ素子から形成されたアレイと比較して、開口の設計にさらなる自由度があり、使用できる物理的な空間に対して、大幅に短くなったホーンからなるアンテナの性能を最適化することができるという利点を有している。
【００２９】
本発明のさらに効果的な実施形態を、以下の文章にて説明する。
規制を準拠することに関連して、また、製造をより簡単にするために、アンテナの開口の構成が、いずれの場合においても、次の関係に従うことは効果的である。
【００３０】
ｐ1,j＜ｐ2,j＜ｐ3,j＜．．．＜ｐk,j＝ｐk+1,j＝ｐk+2,j＝．．．＝ｐk+m,j＞ｐk+m+1，j＞ｐk+m+2，j＞ｐk+m+3，j＞．．．＞ｐ2k+m,j
ここで、ｋ及びｍは整数、ｍ≧２ｋ、２ｋ＋ｍ＝Ｎ1であり、いずれの場合においても、およそｐi,j＝ｐ2k+m+1-i,j（ｉ＝１．．Ｎ1／２）であり、出力ｐi,j（ｉ＝１．．Ｎ1、ｊ＝１．．Ｎ2）は、個別の主ホーンアンテナ素子の出力寄与分を表している。このクラスの台形振幅の構成は、給電ネットワーク内の非対称の出力分配器の数を最小にすることが可能であるにもかかわらず、規制基準にも適合していることを意味する。よってこのネットワークは、大幅に簡単に、誤差に対する耐性もかなり高く作成可能である。一例として、Ｋｕ帯の場合での開口における、Ｎ1＝３２、Ｎ2＝４である上述の例では、ｍ＝１６、ｋ＝８という結果になる。その結果、原則として、必要となる非対称の出力分配器はたった８個となる。これは、相当に単純化されていることを示している。図５ａ及び５ｂは、本発明に係る、台形の開口シェーディングを有するアンテナにおける、測定されたアンテナ図の一例を示している。
【００３１】
製造をさらに簡単にすることは、いずれの場合においても、次の関係をほぼ満たすアンテナの開口の構成によって実現可能である。
ｐ1,j＜ｐ2,j＜ｐ3,j＜．．．＜ｐk,j＝ｐk+1,j＝ｐk+2,j＝．．．＝ｐk+m,j＞ｐk+m+1，j＞ｐk+m+2，j＞ｐk+m+3，j＞．．．＞ｐ2k+m,j
ここでｋ及びｍは整数、ｍ≧２ｋ、２ｋ＋ｍ＝Ｎ1であり、いずれの場合においてもおよそｐi,j＝ｐ2k+m+1-i,j（ｉ＝１．．Ｎ1／２）であり、出力ｐi,j（ｉ＝１．．Ｎ1、ｊ＝１．．Ｎ2）は、個別の主ホーンアンテナ素子の出力寄与分を表している。また、出力ｐ1,jからｐk,j、及び出力ｐk+m,jからｐ2k+m,jはそれぞれ互いに一次従属しているので、ｐ1,jからｐk,j、及びｐk+m,jからｐ2k+m,jはそれぞれ少なくともほぼ直線上にある。この２直線の傾きはいずれの場合においても、ほぼ数学記号によってのみ異なっている。
【００３２】
図６はさらに効果的な実施形態を図示している。アンテナを同時に送信と受信に用いる場合、直交する２つの偏波の各々の給電ネットワークの出力が、いずれの場合においても、導波管（１１）によって、受信周波数帯から送信周波数帯を分離する導波管周波数ダイプレクサ（１２）に接続されていることは効果的であり、また、２つの導波管周波数ダイプレクサ（１２）の受信周波数帯出力（１３）が、いずれの場合においても、低雑音増幅器（１４）に接続されていることは効果的である。この場合、導波管要素が設けられてい
るのは、送信帯域と受信帯域の間で減衰を最も小さく、かつ分離を最も優れて行うことができるからである。受信周波数帯出力は、いずれの場合においても、直接、または好ましくは導波管を用いて、低雑音増幅器に接続されていて、これにより、散逸性の接続に起因する寄生的な雑音出力が最小限のままである。
【００３３】
本発明に係るアンテナの自己雑音が低いので、冷却低雑音増幅器をここに使用することができて効果的である。特に熱電気冷却される低雑音増幅器によって、あるいは能動的または受動的に極低温冷却される低雑音増幅器によって、アンテナの受信性能をさらに高めることができる。
【００３４】
図７は、偏波追跡のための導波管モジュールのある典型的な実施形態を図示している。地理的なスキューやアンテナ通信設備の対応する動きによって生じる他の偏波回転を補償するためには、給電ネットワークの２つの出力、及び／または導波管周波数ダイプレクサの出力、及び／または低雑音増幅器の出力に存在する直交する２つの直線偏波信号が、２つの導波管部分（１５，１６）からなる１つ以上の導波管モジュールに直角に給電されているならば効果的である。ここで、２つの導波管部分（１５，１６）は、それぞれの軸に沿って互いに接続されていて、モータ（１８）によって駆動され、変速装置（１９）を使用して、導波管軸（１７）を中心にして互いに回転可能である。また、その回転は、導波管モジュールにおける給電点（２０）とは反対側（２１）に、給電された直交する直線偏波信号に対して偏波が既に回転した直線偏波信号が出力可能になるように、よって、入射波の偏波が再現可能なように、もしくは、送信される入射波の偏波が制御可能なように行われる。
【００３５】
状況によっては互いに十分に離れていることもある異なる周波数帯の信号を受信及び送信するためにアンテナを使用する場合には、アンテナに、送信帯域における偏波追跡用の導波管モジュールと、このモジュールとは別個の受信帯域における偏波追跡用の導波管モジュールが搭載されていることは効果的である。この２つの導波管モジュールは、適切な帯域に正確に調整可能である。この結果、高精度で偏波追跡を行い、導波管内での周波数分散によって発生する異常を最小限にすることができる。
【００３６】
アンテナを直線偏波信号の受信と送信だけでなく、円偏波信号の受信及び／または送信にも使用するつもりであるならば、給電ネットワークの２つの出力、及び／または導波管周波数ダイプレクサの出力、及び／または低雑音増幅器の出力に存在する直交する２つの直線偏波信号を、１つ以上の９０°ハイブリッドカプラにより、直交する円偏波信号に変換することによって、アンテナを円偏波信号の送信及び／または受信にも使用できるようにするならば効果的である。送信した信号と受信した信号が適切に分割された場合、送信動作中と同時受信動作中の両方において、４つの直交する偏波（２×直線偏波＋２×円偏波）の全てを用いた同時動作もまた可能である。請求項１に記載されているような配置は、可能な限り最大の多様性をもたらす。
【００３７】
特に移動体用途にとって、アンテナが２軸ポジショナーの仰角軸上に装着されていることや、偏波回転を補償する導波管モジュール、及び／または円偏波信号を再現する９０°ハイブリッドカプラが、ポジショナーの方位方向のプラットホーム上に装着されていることや、そして、アンテナ及び導波管モジュール、及び／または、９０°ハイブリッドカプラが、可撓性無線周波ケーブルを用いて互いに接続されていることが効果的である。開口とＲＦモジュールをこのように配置することによって、特に航空用途の場合に、必要とされる物理的な空間が減少し、集積化が簡単になる。図７は、２軸ポジショナーを有する、ある典型的な配置を図示している。給電ネットワーク（２２）を伴うホーンアレイの開口は仰角軸（２３）上に搭載されていて、仰角モータ（２４）及び仰角変速装置（２５）を利用して仰角方向に位置合わせすることができる。アンテナは、方位モータ（２６）を利
用して方位軸（２７）を中心にして回転することができる。無線周波用ロータリージョイントは通常は２つのチャネルを有し、方位軸（２７）内に組み込まれている。電子機器（２８）及び（２９）は通常、ポジショナー用の制御電子回路と、さらなる無線周波モジュール、例えば請求項４に記載されたような偏波追跡用のモジュールを有している。また、電子機器（２８）及び（２９）は、高精度のアンテナ追跡のための処理用電子回路、例えば複合電界磁界分配器の差信号と和信号を処理する電子回路等を有していてもよい。
【００３８】
特に機体に搭載された航空用アンテナが受ける環境条件が過酷なので、アンテナの構成要素の全てもしくは一部が、完全にまたは部分的に銀めっきまたは銅めっきされているならば、構成要素の全てもしくは一部が互いに対して、はんだ付け、及び／または溶接、及び／または接着結合されているならば、開口領域を除き、アンテナには外側から、水分の侵入に対する保護層が全体的に、または部分的に設けられているならば、そして、主ホーン及び導波管給電ネットワーク内への水分の侵入を防ぐ、無線周波数は透過できる防水膜が、主ホーン（１）と位相等化グリッド（９）の間の面に、もしくはホーン出力（３）の平面上に挿入されているならば効果的であり得る。特に移動体用途のために、重量削減の目的で、本発明に係るアンテナは通常、アルミニウム等の軽量の金属または金属被覆されたプラスチック材料で構成されている。アンテナ効率を高めるためには、これらの材料に銀または銅をめっきすることが効果的であり、その理由は銀または銅のＲＦ伝導性が非常に高いからである。たとえ非常に急激な温度変化が起こった場合であっても要求されたＲＦ遮蔽を確実に行うためには、開口の少なくとも不可欠な部分に対してはんだ付け、溶接、もしくは接着結合を行うことは効果的であり、この場合に、接着結合には導電性接着剤が一般的に使用されている。水分、特に結露の侵入から開口を保護することも必要であり得る。位相等化グリッドは主ホーンアンテナ素子にガルバニック接続される必要はないことが分かっているので、必要な保護膜を主ホーン面と位相等化グリッドの間に、またはホーン出力（３）の平面上に挿入することは効果的である。このことはまた、周囲の気圧が大きく変化した場合でも非常に高レベルの機械強度があるという利点を有する。
【００３９】
しかし、水分の侵入から保護するために、ＲＦが透過できる適切な材料を外側から位相等化グリッドに塗布することも可能である。適切な材料は、特に、独立気泡発泡体（例えばポリスチレン、エアレックス（Ａｉｒｅｘ）等）で構成されている薄板である。これらの薄板は、適切な可撓性または粘塑性の接着剤を用いて位相等化グリッドの表面に接着結合する、かつ／または、当該表面にねじ留めすることによって、水分や他の好ましくない物質がアンテナへと侵入するのを確実に防ぐことができる。保護材料の表面に疎水性及び／または抗真菌性加工を施すことも効果的であり、その理由は無線周波数特性に悪影響を及ぼす可能性のある有機生命体（「生物膜」、かび）の望まない蓄積を防いでくれるからである。また、位相等化グリッド内の空隙を発泡体で直接塞ぐことも可能である。
【００４０】
さらに、特に航空用途の場合、給電ネットワークに換気孔を設けることも効果的であり得る。このような換気孔によって、結露がアンテナ内部に蓄積して、アンテナの無線周波数特性に悪影響を及ぼすことになり得るのを防ぐことができる。この場合、換気孔は給電ネットワークの導波管の長辺に組み込まれているのが好ましい。なぜなら、ほんの少しの無線周波電流しかここに流れないからである。換気孔のサイズは、一般的に、アンテナが意図している波長よりも非常に小さい。しかし、換気孔は位相等化グリッドの保護膜内に、及び／または、位相等化グリッドを覆う材料内に組み込まれることも可能であり、その場合にはより大きな開口をここに設けることも可能である。ごみや他の好ましくない物質、例えば油等が侵入するのを防ぐために、換気孔に水蒸気のみが透過可能な膜（例えば撥油性ゴア膜）を備えるとさらに効果的であり得る。
【００４１】
図９は、アンテナの高精度追跡に使用可能な複合電界磁界分割器の、ある典型的な実施形態を図示している。アンテナの効果的な実施形態の一つは、いずれの場合においても、
Ｎ／２個の主ホーンアンテナ素子を用いて２つの半開口からの各信号を合成する、２つの給電ネットワーク（４，５）の各々の最後の導波管出力分配器は、２つの対称的な半開口の和信号（３１）と２つの対称的な半開口の差信号（３２）の両方をこの導波管の４ポートネットワークに印加し、そして和信号と差信号の両方を、直交する２つの偏波のそれぞれに対して別々に排出可能であるような複合電界磁界分配器（３０）として設計されているという特徴がある。複合電界磁界分配器、いわゆる「マジックティー（ｔｅｅ）」は、その幾何学的特性から、２つの供給信号の和信号、及び差信号の両方を供給する４ポート素子である。給電ネットワークが二分木構成であるために、本発明に係るホーンアレイの開口を用いると、最後の二分形式の出力分配器の代わりに「マジックティー（ｔｅｅ）」を取り付けることが可能である。アンテナを目的の衛星に高精度で位置合わせするために、差信号は、単独でも和信号と一緒でも用いることができる。位置合わせが正確に行われると、差信号は消滅し、和信号は最大になるので、例えば信号出力の商Ｐdifference／Ｐsumは、位置合わせが正確に行われると、顕著に分かる最小値（いわゆる「ゼロ」）になる。正確な位置合わせから誤差がある場合は、この商の値が急激に上昇するので、この値はアンテナの再調整を正確で素早く行うために使用可能である。さらに、差分ポート（３２）でのＲＦ信号の位相は、位置合わせが正確に行われるとゼロ交差になり、その結果、位相角の数学記号は、アンテナが再調整されなければいけない方向を示すことになる。原則的に、衛星アンテナの高精度な再調整を行う必要があるのはクラーク軌道、すなわち方位方向のみなので、方位方向において開口を２つの半開口に分割すれば十分である。位置データ及び／または慣性検出器データを利用した開ループ再調整は、仰角方向で通常は十分である。
【００４２】
給電ネットワークの最後の出力分配器が複合電界磁界分配器（３０）の形式である場合は、複合電界磁界分配器の差分ポート（３２）には、送信信号が差分分岐に入るのを防ぐ送信帯域消去フィルタが搭載されていて、差分ポート（３２）は送信帯域消去フィルタを介して低雑音増幅器に接続されているならば効果的である。差分ポートからの信号を利用したアンテナの高精度な再調整に使用する必要があるのは受信された信号のみなので、この信号を増幅する低雑音増幅器は、送信帯域消去フィルタにより、通常は非常に強い送信信号によって起こる過励振から効率的に保護できる。この目的には通常、導波消去フィルタが用いられるが、その理由はこのクラスの部品の減衰量がごくわずかだからである。また、低雑音増幅器が送信帯域消去フィルタに直接、好ましくは同様に導波管によって接続されていることも、信号損失を最小限にすることができるので効果的である。受信された信号が十分に強くても、低雑音増幅器が無線周波ケーブル、例えば同軸ケーブルによって送信帯域消去フィルタに接続されている場合に実施形態が実現可能である。
【００４３】
特にアンテナの移動体用途の場合に、２つの対称的な半開口の差信号及び／または一部の和信号が処理用電子回路へと渡されるならば効果的である。これにより、差信号及び／または和信号の強度及び／または位相角を計測し、その結果をアンテナポジショナーの制御電子回路へと送信するので、制御電子回路によって差信号が最小となるようにアンテナを再調整することができ、よって、アンテナ通信設備が目的の衛星に対して移動している時に、アンテナは目的の衛星との位置整合を保っている。設計上の理由により、複合電界磁界分配器の差分ポートで受信された信号が最小の時に、アンテナは目的の衛星と最適に位置合わせを行っている。したがって、この最適性に関する基準は、適切な電子回路ユニットで処理されて、アンテナ位置決めシステム用の制御システムに渡されることにより、簡単な手法で、アンテナ通信設備が移動している時に行うアンテナの高精度な再調整に使用可能である。差信号は常に入手可能であるので、アンテナ通信設備が非常に高速で移動している時でも、非常に高速なサンプリングレート、つまり非常に高速な再調整が可能である。目的の衛星と最適な位置合わせを行えた時、差信号の位相は高速ゼロ交差を有するので、差信号の位相角を計測し、この位相角を再調整に使うことは効果的である。これにより、多くの場合、差信号の強度のみを用いた場合よりもより優れた再調整精度の実現が
可能になる。差分ポートのアンテナ図には最悪の場合付近の衛星の方を向く可能性のある２つのメインローブがあるので、再調整中に付近の衛星からの寄生的な干渉を排除するために、差信号の強度及び／または位相角を和信号のものと比較することも効果的である。原則的には、和ポートのアンテナ図にははっきりとしたメインローブが１つしかないので、和信号の適切な処理により、差信号における寄生干渉の期間は除去可能である。一例として、これは、位相整合を行った差信号を和信号に投射することによって実行可能である。
【００４４】
アンテナを高精度で再調整するために、原則的に、衛星のビーコン信号と標準トランスポンダ信号の両方を使用することが可能である。この場合、衛星ビーコンは一般的には連続波に類似した狭帯域（＜１ｋＨｚ）信号からなり、一方、標準トランスポンダは一般的に広帯域信号（Ｋｕ帯において、例えば３０ＭＨｚ）を送信するが、この信号には位相符号化（例えばＱＰＳＫ）によって情報量が与えられている。どちらの場合でも、雑音の帯域幅を制限することによって差分ポート信号及び／または和ポート信号の信号対雑音比を高くすることは効果的であり得る。また、無線周波信号の処理は、１つ以上の固定周波数ミキサー、及び／または１つ以上の制御可能な可変周波数ミキサー及び１つ以上の周波数フィルタを含む、差信号及び／または和信号用処理用電子回路によってより簡単になり、これを利用することによって、差信号または差信号の一部、及び／または和信号または和信号の一部を規定されたベースバンドに変換したり、そこで処理したりできる。再調整に用いた周波数範囲またはトランスポンダは、特に制御可能な可変周波数ミキサー（「周波数合成器」）の使用によって動作可能である。
【００４５】
適切な強度を有する衛星信号の場合、差信号と和信号をベースバンドで直接計測することができる。この目的のために、差信号及び／または和信号のベースバンド強度が適切な電子回路で測定され、アンテナポジショナーの制御電子回路へと送信されるならば効果的である。この場合、ＭＨｚレンジでの一般的なベースバンドを低コストで利用可能である、適切な増幅器またはパワー検波器等の標準的な電子部品を使用することができる。
【００４６】
衛星信号が弱い場合や衛星の設定がよくない場合、差信号及び／または和信号を、アナログ／デジタルコンバータによってベースバンドでデジタル化して、差信号及び／または和信号の強度及び／または位相角を決定するとともにこの情報をアンテナポジショナーの制御電子回路へと送信するための適切な計測方法を有するプロセッサへと渡すならば、効果的であり得る。信号をデジタル化するとソフトウェア制御の計測が可能になるので、それぞれの状況に柔軟に適合することができる。一例として、プロセッサはこの場合、特別にプログラムされたＦＰＧＡで構成されていても、単純で自由にプログラム可能な演算ユニットで構成されていてもよい。一例として、ソフトウェア実行されるフィルタを用いることにより、信号品質を向上させるとともに、雑音の帯域幅を最適化することができる。
【００４７】
アンテナ信号をベースバンドに変換し、デジタル化して、高精度な再調整用途のプロセッサへと渡す場合、特に、アンテナ通信設備（例えば航空機）が非常に高速で移動可能である航空用途において、プロセッサが、アンテナ通信設備が高速で移動している時に差信号及び／または和信号において発生するドップラー周波数偏移を補償することが可能な計測方法を有することが効果的である。ドップラー追跡を行う電子機器で電子的に実行するのとは対照的に、ソフトウェアで実行される追跡は、信号が既にデジタル化された形式になっていれば、適切なプロセッサ内で比較的簡単な形式で実行可能である。最大ドップラー偏移はアンテナ通信設備の最大速度によって計算できるので、ソフトウェア実行されるフィルタを適宜に設定することが可能である。よって、例えばＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ：高速フーリエ変換）を利用して信号の瞬時周波数が決定可能で、雑音の帯域幅を必要に応じて設定可能であり、信号の強度が測定可能である。
【００４８】
移動体、特に航空用途において、アンテナ開口は通常はビーム軸の周りを回転することはできないので、アンテナ通信設備の空間位置によって生じる、２つの半開口の差信号及び／または和信号の偏波回転が、請求項４に記載されているような１つ以上の導波管モジュールによって、あるいは、適切な計測方法を有する処理用電子回路内のプロセッサによって補償可能であるならば効果的である。これにより、互いに異なる偏波の信号がミキシングされるのを防ぎ、よって、高精度の再調整に悪影響を及ぼす可能性のある信号干渉を防ぐ。原則として、この目的のためには、その用途により、請求項４に記載された導波管モジュールの使用とソフトウェアによる処理の２つの方法が使用可能である。アンテナ通信設備の位置は一般的には例えばＧＰＳによって既知であるので、偏波回転は簡単な方法で計算可能であり、その後、導波管モジュールの制御システムへ、またはプロセッサへ送信可能である。
【００４９】
差分ポートでの信号と和ポートでの信号がデジタル化された形式である場合、プロセッサにおける計測方法は、ベースバンド差信号の振幅の２つ以上の連続値をいずれの場合においても掛け合わせて、これらの積を特定の時間△ｔにわたって加えて和Ｓ1を生成し、ベースバンド和信号の振幅の２つ以上の連続値をいずれの場合においても掛け合わせて、これらの積を特定の時間△ｔにわたって加えて、商Ｓ1／Ｓ2の和Ｓ2を生成し、かつ／または時間間隔△ｔが経過した後に別の適切な関数ｆ（Ｓ1，Ｓ2）を生成し、このようにして得られた値を、最短間隔方法または他の適切な方法を用いて、較正測定または較正計算から分かっている検量線ｆN（δ，Ｓ1，Ｓ2）と比較し、誤差角度δの値をこのようにして決定し、この値をアンテナポジショナーの制御電子回路へと送信するならば、効果的であることが分かっている。この方法は、雑音出力が信号強度よりも高い差信号の処理にも使用可能である。時間間隔△ｔを適切に選択すれば、乗算相関器における全ての雑音成分がなくなり、一般化した形では通常は周期性のある信号強度が可視化される。和信号も相応して処理する場合には、例えば、商Ｓ1／Ｓ2はそれぞれの信号の振幅には左右されなくなり、これは信号強度が変化している際には重要な利点である。検量線ｆN（δ，Ｓ1，Ｓ2）は信号強度には左右されないものであり、簡単な数値演算方法で計算できる。しかし、高精度な再調整を行うには、検量線は、本方法及び適切な衛星トランスポンダまたはビーコンを利用して測定することもでき、さらには記憶させておくこともできる。簡単であるという理由から、本方法は例えば、アナログ電子回路を用いて実行することもできる。
【００５０】
特に航空アンテナは一般的に空気力学的に最適化されたレードームの下に搭載されているので、物理的な空間のために、本発明に係る開口の矩形を変更することが必要であり得る。特に、レードームの下面からの必要な隙間を保つために、開口（図１ｂにある出力ｐ11、ｐ1N1、ｐ1N2、ｐN2N1を有するホーン）の角部を丸めることが必要であり得る。ホーン端部を変化させても、またホーン開口の寸法を小さくしても、さらには開口の角部でホーンアレイのホーンを完全に除去したとしても、アンテナ性能及びアンテナ特性に関する長所にはほとんど影響を及ぼさないことが分かっている。
【００５１】
図示されていない一実施形態において、アンテナには、本発明に従って、合計Ｎ1／２個までの主ホーンアンテナ素子が設計されていて、開口の端部に位置しているが物理的には実装されてはおらず、あるいは、その境界線が変えられているか、またはサイズが小さくされており、また、位相等化グリッドの対応するセルも、セルの端部がそれでも主ホーンアンテナ素子の端部上にあるように相応して変更されていて、本発明に係る開口配置はＮ1個の主ホーンアンテナ素子（図１ｂ参照）を有する主ホーンアンテナ素子アレイ内の完全な列のみに対して実行されており、そして、主ホーンアンテナ素子が欠落している場合には、２つの給電ネットワーク二分木構造（図１ｃ参照）は適切に調整されている。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図１ｃ】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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