(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステアリングシャフトに発生する操舵トルク及び車速に基づいて操舵トルク補助指令値を算出し、前記操舵トルク補助指令値から各相電流指令値を算出し、前記各相電流指令値とモータの各相電流値とから算出した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与える前記モータを制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置において、
前記モータと前記制御装置の各相抵抗及びインダクタンス特性を相殺すると共に、所望抵抗及びインダクタンス特性となる特性を有するフィルタを各経路に配設し、前記モータと前記制御装置の前記各相抵抗及びインダクタンス特性を前記フィルタで前記所望抵抗及びインダクタンス特性に変換して一致させると共に、前記フィルタにおける前記所望抵抗及びインダクタンス特性を適宜変えることにより、前記モータの任意の動特性を得ることができるようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項２】
前記所望抵抗及びインダクタンス特性を前記各相抵抗及びインダクタンス特性のいずれか１つに一致させることにより、前記フィルタの配設数を１つ省略した請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項３】
前記各相抵抗及びインダクタンス特性のいずれか２つが一致しており、残りの相にのみに前記フィルタを配設した請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項４】
前記モータの制御がベクトル制御方式であり、前記モータに回転センサが連結されており、前記回転センサからの回転角度及び前記回転角度から算出された回転速度に基づいて前記操舵トルク補助指令値及び前記各相電流指令値を算出するようになっている請求項１乃至３のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項５】
前記モータが３相のブラシレスＤＣモータである請求項４に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両の操舵系にブラシレスＤＣモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にモータと制御装置の各相特性を所望特性に変換することにより、トルクや速度等のリップル精度を向上させ、異音の発生がなく操舵に違和感のない電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両のステアリング装置をモータの回転力で補助負荷付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助負荷付勢するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置の制御装置は、アシストトルク（操舵補助トルク）を正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、電流制御値とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のデュ−ティ比の調整で行っている。
【０００３】
ここで、電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４Ａ及び４Ｂ、ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタイロッド６に結合されている。コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ（ブラシレスＤＣモータ）２０が減速ギア３を介してコラム軸２に結合されている。電動パワーステアリング装置を制御する制御装置（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１４から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。制御装置３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴと車速センサ１２で検出された車速Ｖとに基づいてアシスト指令の操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆの演算を行い、演算された操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆに基づいてモータ２０に供給する電流Ｉを制御する。なお、車速Ｖは車両のＣＡＮ通信ネットワークから取得することも可能である。
【０００４】
制御装置３０は主としてＣＰＵで構成されるが、そのＣＰＵ（又はＭＣＵ、ＭＰＵ等）内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと図２のようになる。なお、図２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑで電流制御するベクトル制御方式の場合を示している。
【０００５】
ベクトル制御の場合、モータ２０には回転位置θを検出するための回転センサ（レゾルバ、ホールセンサ等）２１が連結されており、回転センサ２１からの回転位置θは回転速度算出部２２に入力されて、回転速度ωが算出される。操舵トルクＴ、車速Ｖ及び回転速度ωが操舵補助トルク指令値算出部３１に入力されて操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆが算出され、電流指令値算出部３２は操舵補助トルク指令値Ｔｒｅｆ、回転位置θ及び回転速度ωに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑを算出する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑは回転位置θと共に各相電流指令値算出部３３に入力され、算出された各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆがそれぞれフィードバックのための減算部３４ａ，３４ｂ，３４ｃに入力される。減算部３４ａ，３４ｂ，３４ｃには、電流検出器３８ａ，３８ｂ，３８ｃで検出されたモータ２０の各相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃがフィードバックされており、減算部３４ａ，３４ｂ，３４ｃで得られる偏差（Ｉａｒｅｆ−ｉａ，Ｉｂｒｅｆ−ｉｂ，Ｉｃｒｅｆ−ｉｃ）はＰＩ制御部３５に入力され、ＰＩ制御部３５で演算された電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，ＶｃｒｅｆがＰＷＭ制御部３６及びインバータ３７を経てモータ２０を駆動制御する。
【０００６】
上述のような電動パワーステアリング装置において、ブラシレスＤＣモータ２０と制御装置３０との間の３相抵抗値（抵抗（Ｒ）及びインダクタンス（Ｌ））が同一ではなく、それぞれ異なっているため、図３に示すように３相に流れる電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃの最大振幅値が同一にならず、トルクリップルが発生するという問題がある。即ち、図３の例では、相電流ｉｂのピーク値に対して、相電流ｉａにはギャップＰａが発生し、相電流ｉｃにはギャップＰｃが発生している。なお、モータ各相の電流値のバラツキは、モータ単体特性のバラツキ以外にも、制御装置３０内のインバータ回路３７、基板、配線抵抗等のバラツキ要素が考えられる。
【０００７】
このような相電流のピーク値の不一致に基づく作動音や振動の低減が、操舵性能の向上の面から強く要請されている。
【０００８】
かかる問題を解決するために、例えば特開２００９−８１９５１号公報（特許文献１）では、モータ制御信号生成部に相抵抗補正演算部を設け、相抵抗補正演算部には予め測定された各相抵抗値Ｒu，Ｒv，Ｒw及び基準抵抗値Ｒが記憶され、これら記憶された値に基づいて、ｄ／ｑ座標系の電圧方程式においてモータの回転角に依存して変動する電圧降下項を打ち消すような補正成分εd，εqを演算し、モータ制御信号生成部は、これら各補正成分εd，εqをｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*に重畳することにより、各相間の抵抗値の相違に起因するトルクリップルの発生を抑制すべくｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を補正している。
【０００９】
また、特開２０１０−１３０７０７号公報（特許文献２）では、３相電圧補正部が、ｄｑ軸上の指令電流ｉd*，ｉq*と電流センサで検出された電流値ｉaとに基づき、３相の電機子巻線抵抗Ｒu，Ｒv，Ｒw又は巻線抵抗の比率Ｇu，Ｇv，Ｇwを算出し、算出された抵抗値又は比率に基づき３相の巻線抵抗値のバラツキによる設定値からのずれを補償するための補正を、ｄｑ軸／３相変換部で求めた各相の指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに対して行い、製造時における抵抗バラツキや周囲温度による抵抗変化などにより各相毎の巻線抵抗値が異なる場合であっても、その違いによる指令電圧のずれを補正してトルクリップルを低減している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００９−８１９５１号公報
【特許文献２】特開２０１０−１３０７０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１及び２のいずれも３相電流の最大振幅値が一致することを目的としており、製造上決まってしまうモータと制御装置の各相特性（各相インダクタンスＬｘ，各相抵抗Ｒｘ）を任意に調整することができず、所望の動特性（過渡応答）にすることができないという問題がある。
【００１２】
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータと制御装置の各相特性を相殺して所望特性に変換すると共に、各相特性を一致させることによりトルクや速度等のリップル精度を向上させ、異音の発生がなく操舵に違和感のない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、ステアリングシャフトに発生する操舵トルク及び車速に基づいて操舵トルク補助指令値を算出し、前記操舵トルク補助指令値から各相電流指令値を算出し、前記各相電流指令値とモータの各相電流値とから算出した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与える前記モータを制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータと前記制御装置の各相抵抗及びインダクタンス特性を相殺すると共に、所望抵抗及びインダクタンス特性となる特性を有するフィルタを各経路に配設し、前記モータと前記制御装置の前記各相抵抗及びインダクタンス特性を前記フィルタで前記所望抵抗及びインダクタンス特性に変換して一致させると共に、前記フィルタにおける前記所望抵抗及びインダクタンス特性を適宜変えることにより、前記モータの任意の動特性を得ることができるようにすることにより達成される。
【００１４】
また、本発明の上記目的は、前記所望抵抗及びインダクタンス特性を前記各相抵抗及びインダクタンス特性のいずれか１つに一致させることにより、前記フィルタの配設数を１つ省略することにより、或いは前記各相抵抗及びインダクタンス特性のいずれか２つが一致しており、残りの相にのみに前記フィルタを配設することにより、或いは前記モータの制御がベクトル制御方式であり、前記モータに回転センサが連結されており、前記回転センサからの回転角度及び前記回転角度から算出された回転速度に基づいて前記操舵トルク補助指令値及び前記各相電流指令値を算出することにより、或いは前記モータが３相のブラシレスＤＣモータであることにより、より効果的に達成される。
【発明の効果】
【００１５】
本発明では、モータと制御装置の各相の特性（Ｌｘ，Ｒｘ）を相殺し、所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）となるフィルタを電圧指令部若しくは電流制御部の各経路に設けているので、モータと制御装置の各相特性を所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）に変換することができると共に、各相特性を一致させることができる。そのため、トルクや速度等のリップル精度を向上させることができ、異音の発生がなく操舵に違和感のない高性能な電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することができる。
【００１６】
また、モータと制御装置の各相特性を所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）とできるため、過渡応答特性（動特性）を任意に変更することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】電動パワーステアリング装置の一例を示す構成図である
【図２】コントロールユニットの内部構成の一例を示すブロック構成図である。
【図３】モータの各相電流（ｉａ，ｉｂ、ｉｃ）のバラツキ例を示す波形図である。
【図４】本発明の原理を説明するためのブロックである。
【図５】本発明の原理を説明するためのブロックである。
【図６】本発明の効果を示すモータ各相電流の波形図である。
【図７】本発明に用いるフィルタの構成手法の例を示すブロック図である。
【図８】本発明に用いる各相フィルタ形成の動作例を示すフローチャートである。
【図９】本発明による過渡応答の特性例を示す図である。
【図１０】本発明の具体的な実施形態の一例を示すブロック構成図である。
【図１１】本発明の具体的な実施形態の他の例を示すブロック構成図である。
【図１２】本発明の具体的な実施形態の他の例を示すブロック構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明では、ブラシレスＤＣモータと制御装置（ＥＣＵ）との間の各相特性（Ｌｘ，Ｒｘ）が一致していないために発生するモータトルクリップルの低減対策において、トルクリップルを低減若しくは消滅すると共に、各相特性を所望の特性（Ｌｈ，Ｒｈ）に変換し、更にモータの過渡応答（動特性）を任意に変更することができる制御装置を提案する。モータと制御装置の各相特性を所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）に変換して一致させることにより、トルクや速度等のリップル精度を向上させることができ、電動パワーステアリング装置に異音の発生がなく、操舵にも違和感は生じない。
【００１９】
以下に、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００２０】
先ずモータ特性を説明する。モータ及び制御装置の抵抗をＲ、インダクタンスをＬとし、モータに電流ｉを流したとすると、モータの相電圧Ｖｍは下記数１で表わされる。
（数１）
Ｖｍ＝Ｒ・ｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）
数１より、ｓをラプラス演算子として、入力を電圧Ｖｍ、出力を電流ｉとする伝達関数で表記すると、モータ特性は下記数２となる。
（数２）
ｉ＝Ｖｍ・（１／（Ｌ・ｓ＋Ｒ））
よって、モータのａ，ｂ，ｃ相の特性、つまり各相入力電圧Ｖｍａ〜Ｖｍｃに対する出力電流ｉａ〜ｉｃは、下記数３となる。
（数３）
ｉａ＝Ｖｍａ・（１／（Ｌａ・ｓ＋Ｒａ））
ｉｂ＝Ｖｍｂ・（１／（Ｌｂ・ｓ＋Ｒｂ））
ｉｃ＝Ｖｍｃ・（１／（Ｌｃ・ｓ＋Ｒｃ））
数３で示されるモータ及び制御装置の各相特性（Ｌｘ，Ｒｘ）に対して、本発明ではその特性を相殺すると共に、所望特性（Ｌｈ，Ｒｈ）となるような特性のフィルタをＰＩ制御部３５とＰＷＭ制御部３６の間の各経路に配設する。即ち、電圧指令値Ｖａｒｅｆ〜Ｖｃｒｅｆの経路に各相フィルタＦａ〜Ｆｃを配設する。各相フィルタＦａ〜Ｆｃの特性は下記数４のようになっている。
（数４）
ａ相フィルタ：  Ｆａ＝（Ｌａ・ｓ＋Ｒａ）／（Ｌｈ・ｓ＋Ｒｈ）
ｂ相フィルタ：  Ｆｂ＝（Ｌｂ・ｓ＋Ｒｂ）／（Ｌｈ・ｓ＋Ｒｈ）
ｃ相フィルタ：  Ｆｃ＝（Ｌｃ・ｓ＋Ｒｃ）／（Ｌｈ・ｓ＋Ｒｈ）
上記数４で示される特性のフィルタＦａ〜ＦｃをＰＩ制御部３５とＰＷＭ制御部３６の間の各経路に配設することにより、数３で示される各相のバラツキを補償することができると共に、各相特性を一致させることができる。また、抵抗Ｒｈ及びインダクタンスＬｈを適宜選択することにより、任意のモータ過渡応答特性（動特性）を得ることができる。
【００２１】
即ち、ｘ＝ａ，ｂ，ｃとして、各相ａ，ｂ，ｃにフィルタＦｘを配設することによりモータと制御装置の各相特性（Ｌｘ，Ｒｘ）を各相同一でかつ所望のモータと制御装置の各相特性（Ｌｈ，Ｒｈ）とする構成が可能であり、その構成を模式的にブロック図で示すと図４のようになり、モータと制御装置の各相特性４０ａ〜４０ｃがそれぞれフィルタＦａ〜Ｆｃによって相殺され、全体として図５のように簡易化されたモータと制御装置の各相特性（Ｌｈ，Ｒｈ）となる。これにより各相特性がモータと制御装置の各相特性４１ａ〜４１ｃとなるので、各相のバラツキは無くなり、しかも所望の特性（Ｌｈ，Ｒｈ）とすることができる。この結果、モータ各相電流は図６に示すように最大振幅値のピークが一致した波形特性となり、リップルが改善若しくは無くなる。
【００２２】
なお、ａ相抵抗Ｒａ、ｂ相抵抗Ｒｂ、ｃ相抵抗Ｒｃ及びａ相インダクタンスＬａ、ｂ相インダクタンスＬｂ、ｃ相インダクタンスＬｃは設計値若しくは測定値である。
【００２３】
ここで、フィルタＦａ〜Ｆｃの構成手法を図７に示して説明する。本発明では双一次変換を用いており、Ｔｓをサンプリング時間（ｓｅｃ）、Ｚ−１を１サンプリング前の値とした場合、ラプラス演算子ｓは下記数５のように表わされる。
（数５）
ｓ＝２／Ｔｓ・（１−Ｚ−１）／（１＋Ｚ−１）
数５を上記数４に代入することにより、下記数６が得られる。
（数６）
ａ相フィルタ：  Ｆａ＝（b0_a＋b1_a・Ｚ−１）／（１＋a1_a・Ｚ−１）
ｂ相フィルタ：  Ｆｂ＝（b0_b＋b1_b・Ｚ−１）／（１＋a1_b・Ｚ−１）
ｃ相フィルタ：  Ｆｃ＝（b0_c＋b1_c・Ｚ−１）／（１＋a1_c・Ｚ−１）
ここで、ａ相フィルタＦａの上記係数a1_a、b0_a、b1_aは下記数７である。
（数７）
a1_a＝（Ｔｓ・Ｒｈ−２Ｌｈ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b0_a＝（Ｔｓ・Ｒａ＋２Ｌａ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b1_a＝（Ｔｓ・Ｒａ−２Ｌａ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
また、ｂ相フィルタＦｂの上記係数a1_b、b0_b、b1_bは下記数８であり、
（数８）
a1_b＝（Ｔｓ・Ｒｈ−２Ｌｈ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b0_b＝（Ｔｓ・Ｒｂ＋２Ｌｂ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b1_b＝（Ｔｓ・Ｒｂ−２Ｌｂ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
ｃ相フィルタＦｃの上記係数a1_c、b0_c、b1_cは下記数９である。
（数９）
a1_c＝（Ｔｓ・Ｒｈ−２Ｌｈ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b0_c＝（Ｔｓ・Ｒｃ＋２Ｌｃ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
b1_c＝（Ｔｓ・Ｒｃ−２Ｌｃ）／（Ｔｓ・Ｒｈ＋２Ｌｈ）
ここで、図７に示す各相フィルタＦａ〜Ｆｃを形成する動作例を図８に示して説明する。図８（Ａ）はａ相フィルタＦａの形成方法を、図８（Ｂ）はｂ相フィルタＦｂの形成方法を、図８（Ｃ）はｃ相フィルタＦｃの形成方法をそれぞれ示しているが、各相共係数のみが相違して、動作は同一であるので、ここではａ相フィルタＦａの形成方法を図８（Ａ）に従って説明する。
【００２４】
先ず電圧指令値Ｖａｒｅｆを入力し（ステップＳａ１）、電圧指令値Ｖａｒｅｆから１サンプリング前の値Xa_1と係数a1_aとの乗算値を減算部で減算する（ステップＳａ２）。なお、値Xa_1の初期値は０であり、減算部の減算結果はXaである。そして、減算結果Xaを係数b0_aと乗算して乗算値Y0_aを得ると共に（ステップＳａ３）、１サンプリング前の値Xa_1を係数b1_aと乗算して乗算値Y1aを得る（ステップＳａ４）。その後、減算結果XaがユニットＺ−１と乗算されると共に（ステップＳａ５）、値Xa、Y0a及びY1aが１サンプリング毎に更新される。
【００２５】
上述のようにして求められた値Y0a及びY1aを加算部で加算し（ステップＳａ６）、新たな電圧指令値Ｖａｒｅｆ‘として出力する（ステップＳａ７）。他のｂ相フィルタＦｂ及びｃ相フィルタＦｃについても同様であり、新たな電圧指令値Ｖｂｒｅｆ‘、Ｖｃｒｅｆ‘が出力される。
【００２６】
また、上記数１より下記数１０が導かれ、インダクタンスＬ及び抵抗Ｒを適宜変えることにより、電圧のステップ入力に対して図９に示すように過渡応答（動特性）を改善することができる。つまり、インダクタンスＬ及び抵抗Ｒを適宜変えることにより、任意の過渡応答（動特性）を得ることができる。
（数１０）
ｉ＝−（Ｖｍ／Ｒ）ｅｘｔ［−（Ｒ／Ｌ）ｔ］＋Ｖｍ／Ｒ
次に、本発明の具体的な実施形態を図１０に示して説明する。本実施形態は各相電流ｉａ〜ｉｃを減算部３４ａ〜３４ｃにフィードバックしており、減算部３４ａ〜３４ｃで求められた偏差をＰＩ制御するＰＩ制御部３５の後段にそれぞれ数４で説明した特性Ｆａ〜Ｆｃを有するフィルタ４２ａ〜４２ｃを配設している。フィルタ４２ａ〜４２ｃをＰＩ制御部３５の後段に配設することにより、図４及び図５で示すような各相特性が一致する。これによりリップルが無くなり、騒音の発生を防止することができる。
【００２７】
図１０の実施形態では３相全てにフィルタ４２ａ〜４２ｃを配設しているが、所望の特性（Ｌｈ，Ｒｈ）を例えばｂ相モータ特性（Ｌｈ＝Ｌｂ，Ｒｈ＝Ｒｂ）とすることで、ｂ相フィルタ４２ｂの分母分子が通分されるので、図１１に示すようにｂ相フィルタ４２ｂを省略することができる。これにより演算負荷を軽減することができる。図１１はｂ相のフィルタを省略した例を示しているが、ａ相又はｃ相についても同様である。
【００２８】
また、各相のモータ特性（Ｌｘ，Ｒｘ）が２相共に同じ場合、図１２に示すようにモータ特性が異なる残りの１相にのみフィルタ４２ｃを配設すれば良い。図１２の例は、ａ相モータ特性（Ｌａ，Ｒａ）とｂ相モータ特性（Ｌｂ，Ｒｂ）が同じ場合で（Ｌａｂ＝Ｌａ＝Ｌｂ，Ｒａｂ＝Ｒａ＝Ｒｂ）、ｃ相にフィルタ４２ｃを配設した例を示している。
【００２９】
図１０〜図１２の例ではいずれもＰＩ制御部３５の後段にフィルタを配設しており、つまり電流制御部の最後からの電圧出力を相殺するようになっているので、電流指令値（電流値）を相殺するよりも比較的簡単に行うことができる。フィルタ特性を適宜変更すれば、ＰＩ制御部３５の前段に配設したり、フィードバック経路に配設することも可能である。
【００３０】
また、ラプラス演算子ｓを変換する方法は、前述した双一次変換のみならず、周波数プリワープを用いても良い。
【００３１】
なお、上述ではベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置について説明したが、ベクトル制御方式に限定されるものではない。また、３相モータの例を説明したが、３相ブラシレスＤＣモータに限定されるものでもない。
【符号の説明】
【００３２】
１          ハンドル
５          ピニオンラック機構
１０        トルクセンサ
１２        車速センサ
１４        バッテリ
２０        モータ
２１        回転センサ
２２        回転速度算出部
３０        コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１        操舵補助トルク指令値算出部
３２        電流指令値算出部
３３        各相電流指令値算出部
３４ａ、３４ｂ、３４ｃ      減算部
３５        ＰＩ制御部
３６        ＰＷＭ制御部
３７        インバータ
４０a〜４０ｃ、４１a〜４１ｃ    モータと制御装置の各相特性
Ｆａ〜Ｆｃ、４２a〜４２ｃ        フィルタ
【図１】
0005541183.tif 000002
【図２】
0005541183.tif 000003
【図３】
0005541183.tif 000004
【図４】
0005541183.tif 000005
【図５】
0005541183.tif 000006
【図６】
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【図７】
0005541183.tif 000008
【図８】
0005541183.tif 000009
【図９】
0005541183.tif 000010
【図１０】
0005541183.tif 000011
【図１１】
0005541183.tif 000012
【図１２】
0005541183.tif 000013