(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子が外部負荷と接続され、所定の周波数帯域を有する高周波半導体増幅器であって、
入力電極と、出力電極と、を有し、前記周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する半導体増幅素子と、
前記入力電極と接続された入力整合回路と、
ボンディングワイヤと、第１の伝送線路と、を有する出力整合回路であって、前記ボンディングワイヤは第１の端部と前記第１の端部とは反対の側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は前記出力電極に接続されかつ前記第２の端部は前記第１の伝送線路の一方の端部に接続され、前記第１の伝送線路は第１の特性インピーダンスと前記周波数帯域の上限周波数において９０度以下である第１の電気長とを有する出力整合回路と、
を備え、
前記出力整合回路は、基本波において、前記半導体増幅素子の前記容量性出力インピーダンスと前記外部負荷のインピーダンスとを整合し、
前記半導体増幅素子から前記外部負荷が接続された前記出力整合回路をみた２倍波インピーダンスは、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく周波数軌跡を有する高周波半導体増幅器。
【請求項２】
前記出力側整合回路は、前記第１の特性インピーダンスよりも高い第２の特性インピーダンスと前記上限周波数において９０度以下である第２の電気長とを有する第２の伝送線路をさらに有し、
前記第２の伝送線路は、前記第１の伝送線路と、前記出力端子と、の間に設けられた請求項１記載の高周波半導体増幅器。
【請求項３】
前記第２の電気長は、前記周波数帯域の下限周波数において、６０度以上である請求項２記載の高周波半導体増幅器。  
【請求項４】
前記出力整合回路は、前記第２の特性インピーダンスよりも高い第３の特性インピーダンスと前記上限周波数において９０度以下である第３の電気長とを有する第３の伝送線路をさらに有し、
前記第３の伝送線路は、前記第２の伝送線路と、前記出力端子と、の間に設けられた請求項２記載の高周波半導体増幅器。
【請求項５】
前記第３の電気長は、前記周波数帯域の下限周波数において、６０度以上である請求項４記載の高周波半導体増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、高周波半導体増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
１ＧＨｚ以上の高周波において、無線通信機器、移動通信基地局、レーダー装置などに用いる増幅器には、高い電力付加効率が求められる。
【０００３】
半導体増幅素子の出力電極から負荷側をみた高調波インピーダンスを開放インピーダンスの近くにすると、電力負荷効率を高めることができる。
【０００４】
１ＧＨｚ以上の周波数において、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）など半導体増幅素子の出力インピーダンスは、基本波において容量性である。半導体増幅素子により増幅された信号を効率よく取り出すためには、基本波においては、半導体増幅素子の出力インピーダンスと外部負荷とがインピーダンス整合していることが必要である。
【０００５】
このため、半導体増幅素子と外部負荷とがインピーダンス整合するには、基本波において半導体増幅素子から負荷側をみたインピーダンスは誘導性の所望のインピーダンスであることが必要である。他方、電力付加効率を高めるには、２倍波において半導体素子から負荷側をみたインピーダンスは開放インピーダンス近傍であることが必要である。
【０００６】
２倍波において半導体増幅素子から負荷側をみたインピーダンスを開放インピーダンス近傍にするためにチップ近傍にスタブを用いた高次高調波処理回路を設けると、高次高調波処理回路を介して整合回路を縦続接続するため挿入損失が増えるとともに、帯域が狭くなる。      
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−２０７０６０号公報
【特許文献２】特開平６−２０４７６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
高い電力付加効率と広帯域とを容易に実現可能な高周波半導体増幅器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の高周波半導体増幅器は、半導体増幅素子と、入力整合回路と、出力整合回路と、を有する。前記高周波半導体増幅器は、出力端子が外部負荷と接続され、所定の周波数帯域を有する。前記半導体増幅素子は、入力電極と、出力電極と、を有し、前記周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する。前記入力整合回路は、前記入力電極と接続される。前記出力整合回路は、ボンディングワイヤと、第１の伝送線路と、を有する。また前記出力整合回路は、前記ボンディングワイヤは第１の端部と前記第１の端部とは反対の側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は前記出力電極に接続されかつ前記第２の端部は前記第１の伝送線路の一方の端部に接続される。前記第１の伝送線路は、第１の特性インピーダンスと、前記周波数帯域の上限周波数において９０度以下である第１の電気長と、を有する。前記出力整合回路は、基本波において、前記半導体増幅素子の前記容量性出力インピーダンスと前記外部負荷のインピーダンスとを整合し、前記半導体増幅素子から前記外部負荷が接続された前記出力整合回路をみた２倍波インピーダンスは、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく周波数軌跡を有する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
【図２】図２（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｂ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。
【図３】周波数帯域を説明するグラフ図である。
【図４】第２の実施形態にかかる高周波半導体増幅回路の構成を示す模式図である。
【図５】図５（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図５（ｂ）は第３基準面からみたインピーダンス図、図５（ｃ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。
【図６】第３の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
【図７】図７（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図７（ｂ）は第３基準面からみたインピーダンス図、図７（ｃ）は第４基準面からみたインピーダンス図、図７（ｄ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
高周波半導体増幅器は、入力端子１０、入力整合回路１２、半導体増幅素子１４、出力整合回路２０、出力端子１８、を有しており、たとえばパッケージに収納されている。なお、半導体増幅素子１４に電圧を供給する直流回路は省略してある。なお、出力端子１８からみて、外部負荷はＺＬ（Ω）であるものとする。なお、ＺＬは、たとえば、５０Ωとすることができる。
【００１２】
入力整合回路１２は、基本波において、半導体増幅素子１４の入力インピーダンスに対する整合回路とする。
【００１３】
半導体増幅素子１４は、ＧａＡｓ  ＦＥＴ、ＧａＡｓ  ＨＥＭＴ（High  Electron  Mobility Transistor)、ＧａＮ  ＨＥＭＴなどとすることができる。たとえば、ワイドバンドギャップ材料を用いたＧａＮ  ＨＥＭＴとすると、耐圧を高くでき、マイクロ波からミリ波の波長範囲で高出力を得ることができる。
【００１４】
半導体増幅素子１４の出力電極（図示せず）からみて負荷側の高調波インピーダンスを十分に高くすると、高い電力付加効率で動作させることができる。すなわち、出力整合回路２０は、高調波に対して高いインピーダンスを保ちつつ、基本波において半導体増幅素子１４の出力インピーダンスと整合を取る。第１の実施形態では、高調波のうち２倍波のインピーダンスを高くするような出力整合回路２０を有する。なお、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスＺoutは、たとえば、動作時のインピーダンスを測定することにより求めることができる。
【００１５】
図１の構成において、出力整合回路２０の出力端子１８に外部負荷ＺＬが接続される。第１の実施形態では、出力整合回路２０は、ボンディングワイヤ１５と、第１インピーダンス変換回路１６と、を有する。第１の伝送線路からなる第１インピーダンス変換回路１６は、たとえば、特性インピーダンスがＺＣ１、電気長がＬ１のマイクロストリップ線路などとすることができる。マイクロストリップ線路の電気長は、増幅器の帯域の上限周波数ｆＨにおいて、０度よりも大きく、９０度以下とする。
【００１６】
なお、電気長Ｌは、次式で求められる。ただし、図１において、半導体増幅素子１４の出力電極からワイヤでボンディングされる位置を第１基準面Ｐ１とするので、実効的な伝送線路の長さＭは、第１インピーダンス変換回路１６の物理的長さよりも僅かに短い。
【００１７】
Ｌ＝３６０°×Ｍ／λeff
但し  Ｍ：実効的な伝送線路の長さ
λeff：所定の周波数での実効波長
【００１８】
半導体増幅素子１４の出力電極と第１インピーダンス変換回路１６とはボンディングワイヤ１５により接続される。第１インピーダンス変換回路１６の線路パターン上で、ボンディング位置を負荷側のインピーダンスをみる場合の第１基準面Ｐ１とする。また、半導体増幅素子１４の出力電極上のボンディング位置を負荷側のインピーダンスをみる場合の第２基準面Ｐ２とする。
【００１９】
図２（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｂ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。
なお、本明細書において、スミス図は、特性インピーダンスＺＣＣを３Ωとした正規化インピーダンスを表すものとする。すなわち、インピーダンスＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）に対する正規化インピーダンスｚは、次式で表される。
【００２０】
ｚ＝Ｚ／ＺＣＣ＝（Ｒ＋ｊＸ）／ＺＣＣ＝ｒ＋ｊｘ
【００２１】
図２（ａ）のように、インピーダンス図上で、負荷インピーダンスをｚＬ、第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスをｚＣ１、で示す。
【００２２】
負荷側をみたインピーダンスは、負荷を離れるに従ってドット線に沿って時計回りのインピーダンス軌跡を描く。第１の実施形態において、第１インピーダンス変換回路１６は、周波数帯域の上限周波数ｆＨにおける電気長Ｌ１である０度よりも大きく、９０度以下とする。このため、周波数帯域ｆＬ（下限）〜ｆＨ（上限）において、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ１は、図２（ａ）のように、ｆＨ（上限）では半導体増幅素子の出力インピーダンスと同じ抵抗値の実軸（ｘ＝０）近傍に変換される。また、ｆＬ（下限）〜ｆＨ（上限）では容量性となる。また、２倍波インピーダンスｚＰ１２は、誘導性となる。
【００２３】
さらに、図２（ｂ）において、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わると、
周波数ｆにおける負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ２は、第１基準面Ｐ１における基本波インピーダンスｚＰ１に、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬｗによる２πｆ×Ｌｗ／Ｚｃｃなるリアクタンス分を加えたものとなり、誘導性に転じつつ半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutと整合することができる。
【００２４】
負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ２は、ｚＰ２＝ｚout＊（＊は複素共役を表す）となる。ｚoutは、半導体増幅素子１４により決まるので、特性インピーダンスＺＣ１および電気長Ｌ１を適切に選択することにより、基本波インピーダンスｚＰ２を出力インピーダンスｚout＊に近づけることができる。
【００２５】
このとき、２倍波インピーダンスｚＰ２２は、第１基準面Ｐ１において誘導性に保たれた２倍波インピーダンスｚＰ１２に、４πｆ×Ｌｗ／ＺＣＣなるリアクタンス分が加わったものとなるので開放インピーダンス（無限大のインピーダンス）に、より近づくことができる。  
【００２６】
半導体増幅素子１４の近傍にスタブ回路を設けても、負荷側をみたインピーダンスを開放インピーダンスに近づけることができる。しかし、この場合、挿入損失が増大する。また、基本波インピーダンスは、半導体増幅素子のチップ端面よりも低下し、広帯域にわたって基本波インピーダンスを整合させることが困難になることがある。これに対して、第１の実施形態では、挿入損失の増大を抑制しつつ、広帯域な整合が可能である。
【００２７】
図３は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の電力付加効率を説明するグラフ図である。
周波数帯域は、たとえば、１〜２０ＧＨｚの中のいずれかの範囲とする。出力整合回路２０が、基本波に対して整合が取れ、かつ２倍波に対して開放インピーダンスに近い高インピーダンスとすると、周波数帯域の下限周波数ｆＬと、上限周波数ｆＨと、の間で電力付加効率が高い使用周波数帯域とできる。
【００２８】
第１の実施形態では、上限周波数ｆＨにおいて、第１インピーダンス変換回路１６の電気長Ｌ１を９０度以下とした。もし、２倍波インピーダンスが開放インピーダンスから遠ざかるのに応じて、半導体増幅素子に反射できずに漏れ出る２倍波成分が増加し電力付加効率が破線のように低下する。
【００２９】
図４は、第２の実施形態にかかる高周波半導体増幅回路の構成を示す模式図である。
第２の実施形態の出力整合回路２０は、ボンディングワイヤ１５と、第１インピーダンス変換回路１６と、第２の伝送線路からなる第２インピーダンス変換回路２１と、を有している。第２インピーダンス変換回路２１は、特性インピーダンスがＺＣ２（ＺＣ１＜ＺＣ２＜ＺＬ）、電気長Ｌ２が０度よりも大きく、９０度以下である。
【００３０】
図５（ａ）は第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図５（ｂ）は第１基準面からみたインピーダンス図、図５（ｃ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。図５（ａ）において、第２インピーダンス変換回路２１の特性インピーダンスＺＣ２は、第１の実施形態における第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスよりも高くできる。
【００３１】
図５（ｂ）において、第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスＺＣ１（ＺＣ１＜ＺＣ２＜ＺＬ）は、第１の実施形態における第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスよりも低く設定できる。第１基準面Ｐ１から負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ１は、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスと同じ抵抗値の実軸（ｘ＝０）近傍に変換される。また、２倍波インピーダンスｚＰ１２は、誘導性が維持される。
【００３２】
多段のインピーダンス変換回路を用いることで、図５（ｃ）のように、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わった第２基準面Ｐ２から負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ２は、周波数帯域ｆＬ〜ｆＨでのインピーダンス軌跡の変化範囲が狭くなり、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutとの整合が容易となる。このため、利得の周波数特性をより平坦にできる。多段のインピーダンス変換回路を用いた場合でも、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた２倍波インピーダンスｚＰ１２を誘導性に維持することで、２倍波インピーダンスｚＰ２２は、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わるため、より開放インピーダンスに近づけることができ、電力付加効率をより高くできる。
【００３３】
２倍波の抑制効果は、第１インピーダンス変換回路１６の電気長Ｌ１および第２インピーダンス変換回路２１の電気長Ｌ２にそれぞれ依存する。（表１）は、その依存性を示す。
【００３４】
【表１】
0005603893.tif 000002
【００３５】
それぞれのケースに対して、下限周波数ｆＬにおける第２の電気長Ｌ２、第３基準面Ｐ３における基本波の反射係数Γ、第１基準面Ｐ１における２倍波の反射係数Γ、第１の電気長Ｌ１、第２基準面Ｐ２における２倍波の反射係数Γ、を示している。
【００３６】
理想ケースでは、上限周波数ｆＨにおいて、第２の電気長Ｌ２は９０度、第１の電気長Ｌ１は９０度、である。このとき、比帯域を２０％とすると、下限周波数ｆＬにおいて、第２の電気長Ｌ２は７３度、第１の電気長Ｌ１は７３度、である。第３基準面Ｐ３において、基本波の反射係数Γは０．５６以下であり、２倍波の反射係数Γは０．８４以上であり、２倍波の反射係数Γは基本波の反射係数Γよりも十分大きくなっている。また第２基準面Ｐ２において、２倍波の反射係数Γは、０．９以上と高くできており、半導体増幅素子１４からみて開放インピーダンスに近いことを示している。
【００３７】
ケース１は、上限周波数ｆＨにおいて、第２の電気長Ｌ２を７４度、第１の電気長Ｌ１を８５度、である。このとき、比帯域を２０％とすると、下限周波数ｆＬにおいて、第２の電気長Ｌ２は６０度、第１の電気長Ｌ１は６９度、である。第３基準面Ｐ３において、基本波の反射係数Γは０．７１以下であり、２倍波の反射係数Γは０．７１以上であり、２倍波の反射係数は基本波の反射係数と同じである。また第２基準面Ｐ２において、２倍波の反射係数Γは、０．９以上と高くできており、半導体増幅素子１４からみて開放インピーダンスに近いことを示している。
【００３８】
ケース２は、上限周波数ｆＨにおいて、第２の電気長Ｌ２を４４度、第１の電気長Ｌ１を８８度、である。このとき、比帯域を２０％とすると、下限周波数ｆＬにおいて、第２の電気長Ｌ２は３６度、第１の電気長Ｌ１は７２度、である。第３基準面Ｐ３において、基本波の反射係数Γは０．８１以下であり、２倍波の反射係数Γは約０．３７以上であり、２倍波の反射係数は基本波の反射係数よりも小さくなっている。また第２基準面Ｐ２において、２倍波の反射係数Γは、約０．５８である。
【００３９】
第３基準面Ｐ３において、ケース１では基本波の反射係数Γの帯域内の最大値と、２倍波の反射係数の帯域内の最小値とが略等しい。これに対して、ケース２では２倍波の反射係数Γが、基本波の反射係数Γよりも小さくなる。すなわち、第２の電気長Ｌ２は、下限周波数ｆＬにおいて６０度以上であることがより好ましい。一度低下した反射係数を大きくすることは、容易ではないので、２倍波の反射係数Γは、常に大きく保つことが好ましい。
【００４０】
図６は、第３の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
第３の実施形態の出力整合回路２０は、ボンディングワイヤ１５と、第１インピーダンス変換回路１６と、第２インピーダンス変換回路２１と、第３の伝送線路からなる第３インピーダンス変換回路２２と、を有する。第３インピーダンス変換回路２２は、特性インピーダンスがＺＣ３（ＺＣ１＜ＺＣ２＜ＺＣ３＜ＺＬ）、電気長Ｌ３が０度よりも大きく、９０度以下である。
【００４１】
図７（ａ）は第４基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図７（ｂ）は第３基準面からみたインピーダンス図、図７（ｃ）は第１基準面からみたインピーダンス図、図７（ｄ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。  
【００４２】
図７（ｂ）において、第３基準面Ｐ３から負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ３は、インピーダンス図の中央部の近傍に変換される。また、２倍波インピーダンスｚＰ３２は、誘導性が維持される。
【００４３】
図７（ｃ）において、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ１は、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスと同じ抵抗値の実軸（ｘ＝０）近傍とすることができる。また、２倍波インピーダンスｚＰ１２は、誘導性が維持される。
【００４４】
多段のインピーダンス変換回路を用いることで、図７（ｄ）のように、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わった第２基準面Ｐ２から負荷側をみた基本波インピーダンスｚＰ２は、周波数帯域ｆＬ〜ｆＨでのインピーダンス軌跡の変化範囲が狭くなり、増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutとの整合が容易となる。このため、利得の周波数特性をより平坦にできる。多段のインピーダンス変換回路を用いた場合でも、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた２倍波インピーダンスｚＰ１２を誘導性に維持することで、２倍波インピーダンスｚＰ２２は、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わるため、より開放インピーダンスに近づけることができ、電力付加効率をより高くできる。第３の実施形態においても、第２の実施形態と同様に、出力端子１８の側の第３インピーダンス変換回路２２の電気長Ｌ３を下限周波数ｆＬにおいて６０度以上とすることがより好ましい。
【００４５】
一般に、Ｆ級増幅器では、半導体増幅素子近傍の出力側に、整合回路が縦続接続された高次高調波処理回路を有しており、高次高調波成分を半導体増幅素子に閉じ込めることで電力付加効率を高めている。
【００４６】
これに対して、第１〜第３の実施形態では、高次高調波処理回路を用いず、半導体増幅素子１４の出力側に、伝送線路からなるインピーダンス変換回路を縦続接続する。この場合、伝送線路の特性インピーダンスと、電気長と、をそれぞれ変化することにより、基本波インピーダンスと、２倍波インピーダンスと、を所望の範囲にそれぞれ変換することができる。このため、２倍波インピーダンスを開放インピーダンスに保ちつつ、基本波インピーダンスを半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutに整合させることができる。この結果、高周波半導体増幅器は、簡素な構造でありながら、要求された電力付加効率を十分に確保することができる。
【００４７】
第１〜第３の実施形態により、高い電力付加効率と広い帯域とを実現可能な高周波半導体増幅器が提供される。このような高周波半導体増幅器は、１ＧＨｚ以上の高周波において、無線通信機器、移動通信基地局、レーダー装置などに広く用いることができる。
【００４８】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４９】
１２  入力整合回路、１４  半導体増幅素子、１５  ボンディングワイヤ、１６  第１インピーダンス変換回路（伝送線路）、１８  出力端子、２０  出力整合回路、２１  第２インピーダンス変換回路（伝送線路）、２２  第３インピーダンス変換回路（伝送線路）、ＺＬ  外部負荷、ＺＣ１、ＺＣ２、ＺＣ３  （伝送線路の）特性インピーダンス、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３  電気長、ｆＬ  下限周多数、ｆＣ  中心周波数、ｆＨ  上限周波数
【図１】
0005603893.tif 000003
【図２】
0005603893.tif 000004
【図３】
0005603893.tif 000005
【図４】
0005603893.tif 000006
【図５】
0005603893.tif 000007
【図６】
0005603893.tif 000008
【図７】
0005603893.tif 000009