(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング手段と、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求める第１の計算手段と、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、前記第１の計算手段により求められたｍｐ，ｋと、前記第１の計算手段により求められたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、
前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める補間手段と
を備える位相同期装置。
【請求項２】
前記補間手段は、前記受信信号の位相の補正を、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφｋ＋ｉが、時間Ｔｒ（−Ｔｐ≦Ｔｒ≦０）以上、時間Ｔｒ＋Ｔｐ未満に相当する補正量である場合、もしくは、時間Ｔｒより大きく、時間Ｔｒ＋Ｔｐ以下に相当する補正量である場合に行う
請求項１に記載の位相同期装置。
【請求項３】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、求めたｍｐ，ｋと、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める
ステップを含む位相同期方法。
【請求項４】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、求めたｍｐ，ｋと、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【請求項５】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング手段と、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求める第１の計算手段と、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、ｉを加算し、加算結果から、前記第１の計算手段により求められたｍｐ，ｋを減算し、減算結果を、前記第１の計算手段により求められたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、
前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める補間手段と
を備える位相同期装置。
【請求項６】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める
ステップを含む位相同期方法。
【請求項７】
他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、
前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、
Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、
求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相同期装置、位相同期方法、およびプログラムに関し、特に、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができるようにした位相同期装置、位相同期方法、およびプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【０００３】
図１に示すように、無線通信システムは送信装置１と受信装置２から構成される。送信装置１は、送信側ベースバンドブロック１１、送信側RF回路１２、およびアンテナ１３から構成される。
【０００４】
送信側ベースバンドブロック１１は、誤り訂正符号化回路２１、ヘッダ・プリアンブル挿入回路２２、変調回路２３、送信フィルタ２４、およびD/A(Digital/Analog)コンバータ２５から構成される。送信対象のデータである送信データは、送信装置１の送信側ベースバンドブロック１１に入力される。
【０００５】
誤り訂正符号化回路２１は、例えば、誤り訂正に用いられるパリティを送信データに基づいて生成し、生成したパリティを送信データに付加することによって誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化回路２１は、誤り訂正符号化後の送信データをヘッダ・プリアンブル挿入回路２２に出力する。
【０００６】
ヘッダ・プリアンブル挿入回路２２は、誤り訂正符号化回路２１から供給された送信データに対して各種のパラメータを含むヘッダやプリアンブルを挿入し、得られた送信データを変調回路２３に出力する。
【０００７】
変調回路２３は、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調等の変調を行い、ヘッダ・プリアンブル挿入回路２２から供給された送信データを、周期Ｔｓの送信シンボルの系列に変換する。変調回路２３は変換して得られたそれぞれの送信シンボルを送信フィルタ２４に出力する。
【０００８】
送信フィルタ２４は、変調回路２３から供給された送信シンボルに対して帯域制限を行うためのフィルタリングを施し、D/Aコンバータ２５に出力する。
【０００９】
D/Aコンバータ２５は、送信フィルタ２４から供給された送信シンボルに対してD/A変換を施し、D/A変換によって得られたアナログベースバンド信号を送信側RF回路１２に出力する。
【００１０】
送信側RF回路１２は、D/Aコンバータ２５から供給されたアナログベースバンド信号を所定の周波数のキャリアに重畳し、アンテナ１３から送信する。
【００１１】
受信装置２は、アンテナ３１、受信側RF回路３２、および受信側ベースバンドブロック３３から構成される。受信側ベースバンドブロック３３は、A/Dコンバータ４１、受信フィルタ４２、位相同期回路４３、復調回路４４、および誤り訂正符号復号回路４５から構成される。送信装置１から送信された送信信号はアンテナ３１を介して受信側RF回路３２に入力される。
【００１２】
受信側RF回路３２は、アンテナ３１から供給されたRF信号をアナログベースバンド信号に変換し、受信側ベースバンドブロック３３に出力する。
【００１３】
受信側ベースバンドブロック３３のA/Dコンバータ４１は、受信側RF回路３２から供給されたアナログベースバンド信号を、シンボル周期Ｔｓと非同期のサンプル周期Ｔｐでサンプリングする。A/Dコンバータ４１は、サンプリングによって得られたデータを受信信号として受信フィルタ４２に出力する。
【００１４】
受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施し、位相同期回路４３に出力する。
【００１５】
位相同期回路４３はFIR(Finite Impulse Response)フィルタ等により構成され、受信フィルタ４２から供給された受信信号を元にシンボル同期を実現する。位相同期回路４３は、補間処理を行うことによって受信信号から受信シンボルを求め、求めた受信シンボルを復調回路４４に出力する。
【００１６】
復調回路４４は、QPSK復調、BPSK復調等の、送信装置１における変調方式に対応する方式で受信シンボルを復調し、復調して得られた受信データを誤り訂正符号復号回路４５に出力する。
【００１７】
誤り訂正符号復号回路４５は、復調回路４４から供給された受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。
【００１８】
このように、受信装置２においては、シンボル同期を実現する手法として、シンボル周期Ｔｓと非同期のサンプル周期Ｔｐでサンプリングされた受信信号から、補間FIRフィルタを用いて受信シンボルを求める手法が用いられる。A/Dコンバータ４１においては固定クロックでサンプリングが行われる。なお、無線通信システムの受信側においてシンボル同期を実現する手法には、A/Dコンバータのサンプリング位相を制御し、A/Dコンバータの出力が受信シンボルとなるようにする手法がある。
【００１９】
受信装置２において用いられる前者の手法の利点としては、A/Dコンバータ４１の周波数制御を必要としない点、位相誤差フィードバックの遅延の低減を図ることができる点がある。
【００２０】
また、位相同期回路４３がアナログ信号を扱わないデジタル回路として構成されるため、機能の検証がデジタル回路の検証のみで完結させることができる点がある。例えば、位相同期回路４３がアナログ・デジタル回路混載の回路として構成される場合、特にアナログ回路は温度によって特性が変化することなどから機能の検証が困難になるが、より簡易な手法で機能の検証を行うことが可能になる。
【００２１】
以上のようなシンボル同期の実現方法については例えば特許文献１乃至３に記載されている。
【００２２】
図２は、図１の位相同期回路４３の構成例を示すブロック図である。
【００２３】
図２に示すように、位相同期回路４３は、補間FIRフィルタ６１と信号処理回路６２から構成される。信号処理回路６２は、位相誤差検出回路７１、ループフィルタ７２、およびNCO(Numerical Controlled Oscillator)７３から構成される。受信フィルタ４２から出力された受信信号は端子５１から入力され、補間FIRフィルタ６１に供給される。
【００２４】
補間FIRフィルタ６１は、受信信号と、NCO７３から供給された位相オフセットφｋとを用いて補間処理を行い、受信シンボルｙｋを出力する。補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙｋは、端子５２から復調回路４４に供給されるとともに、信号処理回路６２の位相誤差検出回路７１に供給される。
【００２５】
受信シンボルｙｋを処理対象とするか否かは、NCO７３から出力されたイネーブル信号ｅｋに基づいて例えば後段の回路において判別される。補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙｋは、受信シンボルの候補といえる。
【００２６】
イネーブル信号ｅｋが補間FIRフィルタ６１に供給され、イネーブル信号ｅｋの値が処理対象になることを表している場合にのみ、補間FIRフィルタ６１において受信信号の補間処理が行われるようにしてもよい。
【００２７】
図３は、アナログベースバンド信号、受信信号、受信シンボルの関係を示す図である。
【００２８】
図３の実線で示す波形は、A/Dコンバータ４１に入力されるアナログベースバンド信号を表す。白丸は、A/Dコンバータ４１においてサンプリングが行われることによって得られた受信信号を表す。受信信号に対しては、適宜、受信フィルタ４２においてフィルタリングが施される。黒丸は受信シンボルを表す。２つの白丸の間隔がサンプル周期Ｔｐに対応し、２つの黒丸の間隔がシンボル周期Ｔｓに対応する。
【００２９】
補間FIRフィルタ６１においては、受信信号の位相をNCO７３により求められた位相オフセットに基づいて補正した位相を受信シンボルの位相とし、受信シンボルの値を推定する処理が補間処理として行われる。
【００３０】
図２の説明に戻り、信号処理回路６２の位相誤差検出回路７１は、補間FIRフィルタ６１から出力された受信シンボルｙｋと、NCO７３から供給されたイネーブル信号ｅｋに基づいて位相誤差ｄｋを検出する。位相誤差検出回路７１は、位相誤差ｄｋをループフィルタ７２に出力する。
【００３１】
ループフィルタ７２は、フィードバックループを安定化させる目的で、位相誤差ｄｋの系列に対してフィルタリングを施し、位相誤差補正値ｌｋをNCO７３に出力する。
【００３２】
NCO７３は、位相誤差補正値ｌｋに基づいて受信信号の位相に対する受信シンボルの位相オフセットφｋを計算し、補間FIRフィルタ６１に出力する。また、NCO７３はイネーブル信号ｅｋの値を求め、求めた値を表すイネーブル信号ｅｋを出力する。NCO７３から出力されたイネーブル信号ｅｋは、位相誤差検出回路７１に供給されるとともに、端子５３から外部に出力される。
【００３３】
このように、位相同期回路４３においては、受信シンボルｙｋに基づいて位相オフセットφｋを更新するフィードバック制御が行われ、シンボル同期が確立される。図２の位相同期回路４３は、１つのサンプルである受信信号に対して、１つの受信シンボルｙｋとイネーブル信号ｅｋを各時刻ｋにおいて出力する、いわゆるシリアル構成の補間型位相同期回路である。
【００３４】
サンプル周期Ｔｐ毎に１つの受信信号に対して処理を行い、１つの受信シンボルを出力するシリアル構成の位相同期回路において用いられる代表的なアルゴリズムについては非特許文献１および２に記載されている。以下、これらのアルゴリズムについて説明する。
【００３５】
図２の補間FIRフィルタ６１においては、サンプル時刻である時刻ｋ（ｋは自然数）において、直前の時刻ｋ−１において計算された位相オフセットφｋを用いて受信シンボルｙｋが求められる。位相オフセットφｋはサンプル周期Ｔｐで規格化された値であり、０≦φｋ＜１とする。
【００３６】
位相誤差検出回路７１においては、受信シンボルｙｋとイネーブル信号ｅｋを入力とし、下式（１）に従って位相誤差ｄｋが求められる。式（１）のΔｋは下式（２）により表される。
【数１】
0005516967.tif 000002
【数２】
0005516967.tif 000003
【００３７】
また、時刻ｋにおいて、イネーブル信号ｅｋが１の場合、求められた位相誤差ｄｋが位相誤差検出回路７１から出力され、イネーブル信号ｅｋが０の場合、０が出力される。位相誤差ｄｋまたは０の出力と同時に、位相誤差検出回路７１の内部変数ｙ’ｋが下式（３）に従って更新される。
【数３】
0005516967.tif 000004
【００３８】
ここで、ｅｋ∈｛０，１｝は、サンプル時刻ｋ−１において求められた、受信シンボルｙｋに対するイネーブル信号である。また、式（１）のＫｄは、位相誤差検出回路７１に設定されたゲインを表し、式（２）のｋτは定数である。式（２）において‘―’を上に付して示すｙｋは、受信シンボルｙｋの硬判定値を表す。
【００３９】
ループフィルタ７２においては、位相誤差ｄｋを入力として位相誤差補正値ｌｋが求められる。図２に示す位相同期回路４３が、２次のフィードバック系で構成される場合には、位相誤差補正値ｌｋの更新には例えば下式（４）が用いられる。
【数４】
0005516967.tif 000005
【００４０】
ここで、式（４）のＫＰはループフィルタ７２における比例項の係数であり、ＫＩはループフィルタ７２における積分項の係数である。μは、μ≡Ｔｓ／Ｔｐで表され、サンプル周期Ｔｐで規格化されたシンボル周期Ｔｓを表す。一般的に、A/Dコンバータ４１においてはオーバーサンプリングの形でサンプリングが行われるから、μは１以上の実数になる。
【００４１】
NCO７３においては、下式（５）に従って、補間FIRフィルタ６１において時刻ｋ＋１に用いられる位相オフセットφｋ＋１が更新される。
【数５】
0005516967.tif 000006
【００４２】
また、NCO７３においては、時刻ｋ＋１に補間FIRフィルタ６１から出力される受信シンボルｙｋ＋１に対するイネーブル信号ｅｋ＋１が下式（６）に従って計算される。イネーブル信号ｅｋ＋１の値が１のとき、受信シンボルｙｋ＋１が処理対処として後段の回路において扱われる。
【数６】
0005516967.tif 000007
【００４３】
図４は、図２のNCO７３の回路構成の例を示す図である。
【００４４】
加算回路９１は、NCO７３に対する設定値として端子８１から供給されるμ−１と、ループフィルタ７２から出力され、端子８２に入力された位相誤差補正値ｌｋとを加算する。
【００４５】
選択回路９２は、バッファ９４に保持されている位相オフセットφｋの最上位ビット（MSB）が１であるとき０を選択し、０であるとき、加算回路９１による加算結果を選択する。
【００４６】
加算回路９３は、選択回路９２により選択された値と、位相オフセットφｋを表すビット列のうちの、最上位ビットを除くビットにより表される値とを加算する。加算回路９１、選択回路９２、加算回路９３により、式（５）の計算が実現される。
【００４７】
加算回路９３による加算結果の値は、位相オフセットφｋとしてバッファ９４に保持される。また、加算結果の値を表すビット列のうちの最上位ビットは反転回路９５において反転された後、イネーブル信号ｅｋ＋１として端子８３から出力され、最上位ビットに続くビットは位相オフセットφｋ＋１として端子８４から出力される。
【００４８】
シリアル構成の位相同期回路において以上のようにしてそれぞれの値を求めるアルゴリズムが非特許文献１および２に記載されている。
【００４９】
なお、送信側ベースバンドブロック１１が設けられた記録装置と、記録装置により所定の記録媒体に記録されたデータを再生する、受信側ベースバンドブロック３３が設けられた再生装置によって記録再生システムを構成することも可能である。
【００５０】
ところで、近年、通信システム、記録再生システムにおいては、データ転送速度の高速化の要求が高まり、シンボル周波数が高くなる傾向にある。上述したようなシリアル構成の位相同期回路を用いた場合、回路の動作周波数を上げることで対応可能なシンボル周波数を高くすることはできるが、動作周波数には半導体プロセス等による上限が存在するので、必要なシンボル周波数を達成できない場合がある。
【００５１】
このため、近年、位相同期回路の実現手法として、サンプリング周波数の１／Ｎ(Ｎは２以上の整数)のクロックで動作し、１クロックの期間毎にＮ個の受信信号を処理するＮ並列化の手法が用いられる場合がある。Ｎ並列化の手法が用いられた補間型位相同期回路からは、１クロックの期間毎に、Ｎ個の受信シンボルと、それぞれの受信シンボルに対するイネーブル信号が出力される。
【００５２】
図５は、上述したシリアル構成の位相同期回路において用いられるアルゴリズムと同一のアルゴリズムを用いて実現する場合のＮ並列化位相同期回路の構成例を示す図である。
【００５３】
図５に示すように、Ｎ並列化位相同期回路である位相同期回路４３は、補間FIRフィルタ１１１−１乃至１１１−Ｎと、信号処理回路１１２−１乃至１１２−Ｎがそれぞれ交互に数珠つなぎの形で接続されることによって構成される。信号処理回路１１２−１乃至１１２−Ｎは、それぞれ、図２の信号処理回路６２と同じ構成を有する。受信フィルタ４２から出力された受信信号は、端子１０１に入力され、補間FIRフィルタ１１１−１乃至１１１−Ｎにそれぞれ供給される。
【００５４】
補間FIRフィルタ１１１−１は、信号処理回路１１２−Ｎにより求められた位相オフセットφｋを用いて補間処理を行い、受信シンボルｙｋを出力する。補間FIRフィルタ１１１−１から出力された受信シンボルｙｋは、時刻ｋにおける受信シンボルとして端子１０２から出力されるとともに、信号処理回路１１２−１に供給される。
【００５５】
信号処理回路１１２−１は、図２の信号処理回路６２と同様に、受信シンボルｙｋと、信号処理回路１１２−Ｎにより求められたイネーブル信号ｅｋに基づいて位相オフセットφｋ＋１とイネーブル信号ｅｋ＋１を計算し、出力する。信号処理回路１１２−１から出力された位相オフセットφｋ＋１は補間FIRフィルタ１１１−２に供給され、イネーブル信号ｅｋ＋１は、信号処理回路１１２−２に供給されるとともに端子１０３から出力される。
【００５６】
補間FIRフィルタ１１１−２は、信号処理回路１１２−１により求められた位相オフセットφｋ＋１を用いて補間処理を行い、受信シンボルｙｋ＋１を出力する。補間FIRフィルタ１１１−２から出力された受信シンボルｙｋ＋１は、時刻ｋ＋１における受信シンボルとして端子１０２から出力されるとともに、信号処理回路１１２−２に供給される。
【００５７】
信号処理回路１１２−２は、受信シンボルｙｋ＋１と、信号処理回路１１２−１により求められたイネーブル信号ｅｋ＋１に基づいて位相オフセットφｋ＋２とイネーブル信号ｅｋ＋２を計算し、出力する。信号処理回路１１２−２から出力された位相オフセットφｋ＋２は後段の補間FIRフィルタに供給され、イネーブル信号ｅｋ＋２は後段の信号処理回路に供給されるとともに端子１０３から出力される。
【００５８】
後段の補間FIRフィルタと信号処理回路においても同様の処理が行われる。補間FIRフィルタ１１１−Ｎは、前段の信号処理回路により求められた位相オフセットφｋ＋Ｎ−１を用いて受信信号の補間処理を行い、受信シンボルｙｋ＋Ｎ−１を出力する。補間FIRフィルタ１１１−Ｎから出力された受信シンボルｙｋ＋Ｎ−１は、時刻ｋ＋Ｎ−１における受信シンボルとして端子１０２から出力されるとともに、信号処理回路１１２−Ｎに供給される。
【００５９】
信号処理回路１１２−Ｎは、受信シンボルｙｋ＋Ｎ−１と、補間FIRフィルタ１１１−Ｎの前段に設けられる、図示せぬ信号処理回路１１２−Ｎ−１により求められたイネーブル信号ｅｋ＋Ｎ−１に基づいて位相オフセットφｋとイネーブル信号ｅｋを計算し、出力する。信号処理回路１１２−２から出力された位相オフセットφｋは補間FIRフィルタ１１１−１に供給され、イネーブル信号ｅｋは信号処理回路１１２−１に供給されるとともに端子１０３から出力される。
【００６０】
このような構成を用いた場合、回路規模がシリアル構成の位相同期回路と比べて約Ｎ倍となり、非常に大きくなってしまう。また、１クロックあたりの計算量もシリアル構成の位相同期回路のＮ倍になるので、最大動作周波数をシリアル構成時の最大動作周波数の１／Ｎ以上にする事は困難である。
【００６１】
より小さな回路規模でＮ並列化位相同期回路を実現するアルゴリズムとして特許文献１に記載されているものがある。以下、特許文献１に記載されているアルゴリズムについて説明する。
【００６２】
特許文献１に記載されているアルゴリズムを用いたＮ並列化位相同期回路の構成自体は、図２に示す位相同期回路４３の構成と同様の構成である。各回路において処理されるデータの単位がＮ個単位になる。
【００６３】
補間FIRフィルタ６１、位相誤差検出回路７１、ループフィルタ７２においては、シリアル構成の位相同期回路４３のそれぞれの回路で用いられるアルゴリズムと同じアルゴリズムで処理が行われる。
【００６４】
一方、NCO７３は、Ｎ個の位相オフセットとイネーブル信号の更新を下式（７）、（８）に従って時刻ｋにおいて行う。
【数７】
0005516967.tif 000008
【数８】
0005516967.tif 000009
【００６５】
式（７）、（８）において、ｉは１以上、Ｎ以下の整数である。なお、式（７）、（８）は、特許文献１に記載されている位相オフセットとイネーブル信号の更新を式で表したものである。
【００６６】
式（５）と式（７）を比較して分かるように、シリアル構成の位相同期回路においては、位相誤差補正値ｌｋが、時刻ｋ＋１における受信シンボルの補間処理に用いられる位相オフセットφｋの計算に用いられるのに対して、特許文献１に記載されているＮ並列化補間型位相同期回路においては、時刻ｋ＋Ｎおける受信シンボルの補間処理に用いられる位相オフセットφｋ＋Ｎの計算に用いられている。
【００６７】
一般的に、フィードバック制御を用いた位相同期回路においては、出力結果から得られた情報が反映されるまでの遅延量が大きくなると、同期可能なシンボル周波数の範囲が狭くなるといったような性能の劣化が見られる。
【００６８】
特許文献１に記載されているアルゴリズムを用いて位相オフセットの更新を行うNCO７３の回路構成を図６に示す。図６に示すNCO７３の構成は、図４に示す構成が４個（Ｎ＝４）並列して設けられる構成になっている。重複する説明については適宜省略する。ループフィルタ７２から４個のデータ単位で出力された位相誤差補正値ｌｋ，ｌｋ−１，ｌｋ−２，ｌｋ−３は、それぞれ端子１２２−１乃至１２２−４に入力される。
【００６９】
位相誤差補正値ｌｋと端子１２１から供給されたμ−１が加算回路１４１−１により加算され、加算結果の値と０のうちのいずれかが、位相誤差補正値ｌｋ−１に基づいて求められたビット列の最上位ビットに基づいて選択回路１４２−１により選択される。
【００７０】
選択回路１４２−１により選択された値と、位相誤差補正値ｌｋ−１に基づいて求められたビット列の最上位ビットに続くビット列が加算回路１４３−１により加算され、加算結果の値がバッファ１４５に保持される。バッファ１４５に保持された値は位相オフセットφｋ＋１とイネーブル信号ｅｋ＋１の計算に用いられる。
【００７１】
加算回路１４３−１による加算結果の最上位ビットが反転回路１４４−１により反転された後、イネーブル信号ｅｋ＋４として端子１３１−１から出力される。また、加算回路１４３−１による加算結果のうち、最上位ビットに続くビットが位相オフセットφｋ＋４として端子１３２−１から出力される。
【００７２】
図６の回路構成を有するNCO７３においては、４個の受信信号の補間処理に用いる位相オフセットを計算することができるものの、その計算自体はシリアルで行われるために動作速度の向上が困難である。
【００７３】
例えば、位相オフセットφｋ＋４の計算には、位相誤差補正値ｌｋ−１に基づいて求められた値が必要になり、位相オフセットφｋ＋３の計算には、位相誤差補正値ｌｋ−２に基づいて求められた値が必要になる。また、位相オフセットφｋ＋２の計算には、位相誤差補正値ｌｋ−３に基づいて求められた値が必要になり、位相オフセットφｋ＋１の計算には、位相誤差補正値ｌｋに基づいて求められた値が必要になる。
【００７４】
Ｎ並列化位相同期回路において動作速度を改善するアルゴリズムとして、特許文献２に記載されているアルゴリズムについて説明する。
【００７５】
特許文献２には、２並列化された補間型位相同期回路の構成と、Ｎが３以上の場合の回路構成の拡張方法が記載されている。また、位相誤差補正値ｌｋを用いてμを補正した値であるμ＋ｌｋを推定シンボル周期とし、下式（９）に従って、Ｎ個の補間FIRフィルタで用いられる位相オフセットφ’ｋ＋ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）を計算するアルゴリズムが記載されている。
【数９】
0005516967.tif 000010
【００７６】
特許文献２に記載されているアルゴリズムは、Ｎ個の位相オフセットを同時に、それぞれ独立に計算するアルゴリズムになっている。Ｎ個の位相オフセットφ’ｋ＋ｉの計算には、全て同じ推定シンボル周期であるμ＋ｌｋが用いられる。
【００７７】
例えば、３個の位相オフセットを同時に計算する場合において、図７に示すように、位相オフセットを計算する対象のシンボル間隔として間隔ｎ，ｎ＋１，ｎ＋２があるとき、それぞれの間隔のシンボル周期μが同じ周期μ＋ｌｋになるようにして補正され、それぞれの位相オフセットの計算に用いられる。図７の白丸は受信シンボルを表す。
【００７８】
すなわち、式（９）を用いた位相オフセットφ’ｋ＋ｉの計算においては、位相誤差補正値ｌｋをシンボル間隔の数Ｎに比例させて（時間に比例させて）補正したシンボル位相と、受信信号の位相との比較が行われる。
【００７９】
また、非特許文献１に記載されているアルゴリズムは、受信シンボルｙｋとそれ以降の受信シンボルとの位相オフセットを推定するものであるのに対して、特許文献２に記載されているアルゴリズムは、受信シンボルｙｋとそれ以前の受信シンボルとの位相オフセットを推定するものになっている。
【００８０】
２並列化とした場合のイネーブル信号ｅｋ＋１，ｅｋ＋２の計算については、それぞれ下式（１０）、（１１）に従って行われる。式（１０）、（１１）は、特許文献２に記載されているアルゴリズムによる計算を式で表したものである。
【数１０】
0005516967.tif 000011
【数１１】
0005516967.tif 000012
【００８１】
式（１１）ではイネーブル信号ｅｋ＋２の計算にｅｋ＋１（φ’ｋ＋ｉ＞μ＋ｌｋの判定結果）が必要であることから、Ｎが３以上の場合、イネーブル信号ｅｋ＋ｉ（１＜ｉ≦Ｎ）を計算するには、ｅｋ＋１からｅｋ＋ｉ−１までの計算結果が必要になると推定される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００８２】
【特許文献１】特開２００６−３３８７２６号公報
【特許文献２】特開２００７−２６５９６号公報
【特許文献３】米国特許第５３０９４８４号明細書
【非特許文献】
【００８３】
【非特許文献１】Floyd M.Gardner, “Interpolation in digital modems-I： Fundamentals,” IEEE Trans. Commun., vol 41, pp. 501-507, Mar. 1993.
【非特許文献２】Zi-Ning Wu and Jhon M. Cioffi, ‘’A MMSE Interpolated Timing Recovery Scheme for The Magnnetic Recording Channel,’’IEEE International Conference on Communications 1977, pp.1625-1629,1997
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００８４】
特許文献２に記載の位相同期方法においては、上述したように、Ｎ個の位相オフセットの更新に用いられるループフィルタの出力値（位相誤差補正値）が、全てシンボル間隔の数に比例する補正値として用いられる。
【００８５】
ところが、位相オフセットの計算に際して考慮する必要がある補正値としては、シンボル間隔の数、すなわち時間に比例する補正値と比例しない補正値とが存在する。時間に比例する補正値は、図７に示すようにシンボル間隔を変える補正値であり、時間に比例しない補正値とは、間隔自体はそのままに、シンボル間隔の位置をずらす補正値である。
【００８６】
シリアル構成の位相同期回路の場合、受信信号の位相補正を１つずつ逐次行い、かつ、その補正量も最大で１シンボル分であるため、これらの補正値を分離して考える必要は無い。しかしながら、１度に２シンボル分以上の位相補正を行うＮ並列化位相同期回路の場合には、これらを分離しなければ位相補正に誤差が生じてしまう。
【００８７】
特許文献２に記載の位相同期方法においては時間に比例する補正値だけを用いて位相オフセットの更新を行っていることから、位相が収束するまでの時間が長くなってしまう。これまで、Ｎ並列化位相同期回路において、時間に比例する補正値と比例しない補正値とを分離して位相オフセットの更新を行う方法については知られていない。
【００８８】
さらに、特許文献１，２に記載の位相同期方法においては、各シンボル候補の判別に用いられるイネーブル信号を求める際に、その１サンプル前の位相オフセットが利用される。そのため、それを実現する回路構成は、図６を参照して説明したように、Ｎ個の回路が順次シリアル接続される構成になってしまい、並列度Ｎを上げると、最大動作速度が低く制限されてしまう。また、特許文献２には、Ｎが３以上である場合のイネーブル信号の生成方法については記載されていない。
【００８９】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００９０】
本発明の第１の側面の位相同期装置は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング手段と、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求める第１の計算手段と、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、前記第１の計算手段により求められたｍｐ，ｋと、前記第１の計算手段により求められたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める補間手段とを備える。
【００９１】
前記補間手段には、前記受信信号の位相の補正を、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφｋ＋ｉが、時間Ｔｒ（−Ｔｐ≦Ｔｒ≦０）以上、時間Ｔｒ＋Ｔｐ未満に相当する補正量である場合、もしくは、時間Ｔｒより大きく、時間Ｔｒ＋Ｔｐ以下に相当する補正量である場合に行わせることができる。
【００９２】
本発明の第１の側面の位相同期方法は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、求めたｍｐ，ｋと、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む。
【００９３】
本発明の第１の側面のプログラムは、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、求めたｍｐ，ｋと、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む処理をコンピュータに実行させる。
【００９４】
本発明の第２の側面の位相同期装置は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング手段と、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段により検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求める第１の計算手段と、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、ｉを加算し、加算結果から、前記第１の計算手段により求められたｍｐ，ｋを減算し、減算結果を、前記第１の計算手段により求められたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求める第２の計算手段と、前記第２の計算手段により求められた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める補間手段とを備える。
【００９５】
本発明の第２の側面の位相同期方法は、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む。
【００９６】
本発明の第２の側面のプログラムは、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行い、前記離散サンプルを行うことによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとを求め、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）を、φｋに、ｉを加算し、加算結果から、求めたｍｐ，ｋを減算し、減算結果を、求めたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求め、求めた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求めるステップを含む処理をコンピュータに実行させる。
【００９７】
本発明の第１の側面においては、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルが周期Ｔｐで行われ、前記離散サンプルが行われることによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差が検出される。また、検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとが求められ、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）が、φｋに、求められたｍｐ，ｋと、求められたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求められる。求められた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルがＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求められる。
【００９８】
本発明の第２の側面においては、他の装置から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルが周期Ｔｐで行われ、前記離散サンプルが行われることによって得られたＮ（Ｎは２以上の整数）個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ（Ｍは０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差が検出される。また、検出された前記位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値であるｍＩ，ｋとが求められ、Ｎ個のそれぞれの受信信号の位相の補正量を表す位相オフセットφｋ＋ｉ（ｉは１以上、Ｎ以下の整数）が、φｋに、ｉを加算し、加算結果から、求められたｍｐ，ｋを減算し、減算結果を、求められたｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値で割って得られた剰余に基づいて求められる。求められた位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて前記Ｎ個の受信信号を補間することによって前記Ｍ個の受信シンボルがＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求められる。
【発明の効果】
【００９９】
本発明によれば、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号に基づくシンボル同期を、複数シンボル分並列してより迅速に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】位相同期回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】アナログベースバンド信号、受信信号、受信シンボルの関係を示す図である。
【図４】図２のNCOの回路構成の例を示す図である。
【図５】Ｎ並列化位相同期回路の構成例を示す図である。
【図６】NCOの回路構成を示す図である。
【図７】シンボル間隔の例を示す図である。
【図８】本発明の一実施形態に係る受信装置に設けられる位相同期回路の構成例を示す図である。
【図９】図８のNCOの回路構成の例を示す図である。
【図１０】受信信号、受信シンボル、位相オフセット、位相誤差補正値、周波数誤差補正値のそれぞれの位相の関係を示す図である。
【図１１】受信装置の処理について説明するフローチャートである。
【図１２】シミュレーション結果を示す図である。
【図１３】シミュレーション結果を示す他の図である。
【図１４】コンピュータの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０１０１】
［位相同期回路の構成例］
図８は、本発明の一実施形態に係る受信装置に設けられる位相同期回路の構成例を示す図である。
【０１０２】
図８の位相同期回路４３が、図１の受信側ベースバンドブロック３３に設けられる。本発明の一実施形態に係る受信装置の他の構成は、図１を参照して説明した構成と同じである。重複する説明については適宜省略する。
【０１０３】
図８の位相同期回路４３を有する受信装置２は、アンテナ３１、受信側RF回路３２、および受信側ベースバンドブロック３３から構成される。受信側ベースバンドブロック３３は、A/Dコンバータ４１、受信フィルタ４２、位相同期回路４３、復調回路４４、および誤り訂正符号復号回路４５から構成される。送信装置１から送信された送信信号はアンテナ３１を介して受信側RF回路３２に入力される。
【０１０４】
受信側RF回路３２は、アンテナ３１から供給されたRF信号をアナログベースバンド信号に変換し、A/Dコンバータ４１に出力する。
【０１０５】
A/Dコンバータ４１は、受信側RF回路３２から供給されたアナログベースバンド信号を、シンボル周期Ｔｓと非同期のサンプル周期Ｔｐでサンプリングし、サンプリングして得られたデータを受信信号として受信フィルタ４２に出力する。A/Dコンバータ４１は、他の装置である送信装置１から出力されたデータを表すアナログベースバンド信号の離散サンプルを周期Ｔｐで行うサンプリング手段として機能する。
【０１０６】
受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施し、位相同期回路４３に出力する。
【０１０７】
位相同期回路４３は、受信フィルタ４２から供給された受信信号を元にシンボル同期を実現する。すなわち、位相同期回路４３は、補間処理を行うことによって受信信号から受信シンボルを求め、求めた受信シンボルを復調回路４４に出力する。
【０１０８】
復調回路４４は、送信装置１における変調方式に対応する方式で受信シンボルを復調し、復調して得られた受信データを誤り訂正符号復号回路４５に出力する。
【０１０９】
誤り訂正符号復号回路４５は、復調回路４４から供給された受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。
【０１１０】
図８に示すように、位相同期回路４３は、補間FIRフィルタ２１１、位相誤差検出回路２１２、ループフィルタ２１３、およびNCO２１４から構成される。受信フィルタ４２から出力されたＮ個の受信信号は端子２０１から入力され、補間FIRフィルタ２１１に供給される。図８の位相同期回路４３は、Ｎ個の受信信号の処理を並列に行うＮ並列化位相同期回路である。
【０１１１】
補間FIRフィルタ２１１は、各時刻におけるＮ個の受信信号と、それぞれの受信信号用のものとしてNCO２１４から供給された位相オフセットとを用いて補間処理を行うことによって、Ｍ個の受信シンボルを一括して求める。
【０１１２】
すなわち、補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφｋを用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋにおける受信信号から受信シンボルｙｋを求める。また、補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφｋ−Ｎ−２を用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋ−Ｎ−２における受信信号から受信シンボルｙｋ−Ｎ−２を求める。補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφｋ−Ｎ−１を用いて補間処理を行うことによって、時刻ｋ−Ｎ−１における受信信号から受信シンボルｙｋ−Ｎ−１を求める。補間FIRフィルタ２１１においては、受信シンボルｙk-N-1〜ｙkのN個の受信シンボルについて同様の処理が行われる。
【０１１３】
補間FIRフィルタ２１１は、受信シンボルｙｋ，・・・，ｙｋ−Ｎ−２，ｙｋ−Ｎ−１を一括して出力する。補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルは、端子２０２から復調回路４４に供給されるとともに、位相誤差検出回路２１２に供給される。
【０１１４】
補間FIRフィルタ２１１から出力されたそれぞれの受信シンボルを処理対象とするか否かは、NCO２１４から出力されたイネーブル信号に基づいて例えば後段の回路において判別される。補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルは、受信シンボルの候補といえる。
【０１１５】
イネーブル信号が補間FIRフィルタ２１１に供給され、イネーブル信号の値が処理対象になることを表している場合（１である場合）にのみ、補間FIRフィルタ２１１において補間処理が行われるようにしてもよい。この場合において、サンプル周期Ｔｐがシンボル周期Ｔｓ以下であるとき、補間FIRフィルタ２１１においては、Ｎ個の受信信号から、Ｍ（０以上、Ｎ以下の整数）個の受信シンボルがＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求められることになる。補間FIRフィルタ２１１は、位相オフセットφｋ＋ｉに基づいて補間することによって、Ｎ個の受信信号からＭ個の受信シンボルをＮ・Ｔｐ時刻毎に一括して求める補間手段として機能する。
【０１１６】
位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルと、NCO２１４から供給されたイネーブル信号に基づいて位相誤差を検出する。それぞれの受信信号の位相誤差の検出は、例えば、上式（１）乃至（３）に従って行われる。
【０１１７】
位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルｙｋと、NCO２１４から供給されたイネーブル信号ｅｋに基づいて位相誤差ｄｋを検出する。また、位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルｙｋ−Ｎ−２と、NCO２１４から供給されたイネーブル信号ｅｋ−Ｎ−２に基づいて位相誤差ｄｋ−Ｎ−２を検出する。位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルｙｋ−Ｎ−１と、NCO２１４から供給されたイネーブル信号ｅｋ−Ｎ−１に基づいて位相誤差ｄｋ−Ｎ−１を検出する。位相誤差検出回路２１２においては、位相誤差ｄｋ−Ｎ−１〜ｄｋのN個の位相誤差について同様の処理が行われる。
【０１１８】
位相誤差検出回路２１２は、離散サンプルを行うことによって得られたＮ個の受信信号の位相の、推定される、周期ＴｓのＭ個の受信シンボルの位相に対する誤差である位相誤差を検出する位相誤差検出手段として機能する。
【０１１９】
位相誤差検出回路２１２は、検出した位相誤差ｄｋ，・・・，ｄｋ−Ｎ−２，ｄｋ−Ｎ−１をループフィルタ２１３に出力する。
【０１２０】
ループフィルタ２１３は、位相誤差検出回路２１２から供給された位相誤差に基づいて、位相誤差補正値ｍＰ，ｋと、周波数誤差補正値ｍＩ，ｋとを計算する。ループフィルタ２１３においては、図２のループフィルタ７２とは異なり、位相オフセットの計算（更新）に用いられる補正値として、位相誤差補正値ｍＰ，ｋと周波数誤差補正値ｍＩ，ｋの２つの補正値が計算される。
【０１２１】
位相誤差補正値ｍＰ，ｋは、図２のループフィルタ７２が位相誤差補正値ｌｋの計算に用いる式（４）の比例項（μＫＰｄｋ）に対応し、時間に依存しない補正値として用いられる。位相誤差補正値ｍＰ，ｋは下式（１２）により求められる。
【数１２】
0005516967.tif 000013
【０１２２】
なお、式（４）の比例項において積分計算が行われないのは、図２の位相同期回路４３がシリアル型の回路であり１個の受信信号を逐次処理する回路であるためである。図８の位相同期回路４３はＮ個の受信信号を並列して処理する回路であるから、式（１２）の比例項にはＮ個の積分計算が含まれる。
【０１２３】
周波数誤差補正値ｍＩ，ｋは、式（４）の積分項（μＫＩΣｄｉ）に対応し、時間に依存する補正値として用いられる。周波数誤差補正値ｍＩ，ｋは下式（１３）により求められる。
【数１３】
0005516967.tif 000014
【０１２４】
ループフィルタ２１３は、比例項の値である位相誤差補正値ｍＰ，ｋと、積分項の値である周波数誤差補正値ｍＩ，ｋとをそれぞれNCO２１４に出力する。ループフィルタ２１３からは、位相オフセットの更新に用いられる補正値として、時間に依存しない補正値と、時間に依存する補正値とが、それぞれ分離して出力されることになる。ループフィルタ２１３は、位相誤差に基づいて、Ｎ個の受信信号の位相誤差の和に比例する値である位相誤差補正値ｍｐ，ｋと、受信された全ての受信信号の位相誤差の和に比例する値である周波数誤差補正値ｍＩ，ｋとを求める計算手段として機能する。
【０１２５】
NCO２１４は、ループフィルタ２１３から供給された位相誤差補正値ｍＰ，ｋと周波数誤差補正値ｍＩ，ｋに基づいて、下式（１４）に従って位相オフセットφｋ＋１を計算する。ｉは、１以上、Ｎ未満の整数である。
【数１４】
0005516967.tif 000015
【０１２６】
NCO２１４は、計算した位相オフセットφｋ，・・・，φｋ−Ｎ−２，φｋ−Ｎ−１を一括して補間FIRフィルタ２１１に出力する。NCO２１４は、位相オフセットφｋ＋ｉを、φｋに、位相誤差補正値ｍｐ，ｋと、周波数誤差補正値ｍＩ，ｋにμ≡Ｔｓ／Ｔｐを加算した値のｉ倍の値とを加算し、加算結果からｉを減算し、減算結果をμ＋ｍＩ，ｋで割って得られた剰余に基づいて求める計算手段として機能する。
【０１２７】
また、NCO２１４は、受信シンボルｙｋ，・・・，ｙｋ−Ｎ−２，ｙｋ−Ｎ−１に対するイネーブル信号ｅｋ，・・・，ｅｋ−Ｎ−２，ｅｋ−Ｎ−１を下式（１５）に従ってそれぞれ求め、出力する。NCO２１４から出力されたイネーブル信号ｅｋ，・・・，ｅｋ−Ｎ−２，ｅｋ−Ｎ−１は位相誤差検出回路２１２に供給されるとともに、端子２０３から外部に出力される。
【数１５】
0005516967.tif 000016
【０１２８】
式（１４）と（１５）によって表されるアルゴリズムは、任意の正の整数Ｎにおいて成り立ち、位相オフセットとイネーブル信号を共に並列に計算することができるアルゴリズムになっている。イネーブル信号の値は、推定される受信シンボルの位相に対する受信信号の位相の差が、０以上１未満のサンプル周期Ｔｐに相当する範囲にある場合に１になる。
【０１２９】
式（１５）を用いたイネーブル信号の値の計算は、任意の正の整数Ｎにおいて、位相オフセットの計算式として式（９）を用いた場合にも適用することが可能である。
【０１３０】
図９は、図８のNCO２１４の回路構成の例を示す図である。
【０１３１】
ループフィルタ２１３から出力された周波数誤差補正値ｍＩ，ｋは端子２２２に入力され、加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎにそれぞれ供給される。加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎには、NCO２１４に対する設定値であるμ−１も端子２２１から供給される。位相誤差補正値ｍＰ，ｋは端子２２３に入力され、加算回路２５２に供給される。
【０１３２】
加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎは、それぞれ、周波数誤差補正値ｍＩ，ｋとμ−１を加算し、加算結果を表すＭ−１ビットを出力する。加算回路２５１−１乃至２５１−Ｎによる加算結果は、それぞれ信号処理回路２５３−１乃至２５３−Ｎに供給される。
【０１３３】
加算回路２５２は、位相誤差補正値ｍＰ，ｋと、バッファ２５４に保持されているφｋを加算し、加算結果を表すＭビットを出力する。加算回路２５２による加算結果は信号処理回路２５３−１乃至２５３−Ｎに供給される。
【０１３４】
信号処理回路２５３−１は、ｉを１として、加算回路２５１−１による加算結果と加算回路２５２による加算結果に基づいて式（１４）の計算を行い、計算結果としての剰余を表すＭビットを出力する。加算回路２５１−１による加算結果が式（１４）のｉ・（ｍＩ，ｋ＋μ）−ｉの値を表し、加算回路２５２による加算結果が式（１４）のφｋ＋ｍＰ，ｋの値を表す。
【０１３５】
信号処理回路２５３−１から出力されたＭビットのうちの最上位ビットは反転回路２５５−１において反転された後、イネーブル信号ｅｋ＋１として端子２４１−１から出力される。また、最上位ビットに続くＭ−１ビットは、位相オフセットφｋ＋１として端子２４２−１から出力される。
【０１３６】
信号処理回路２５３−２は、ｉを２として、加算回路２５１−２による加算結果と加算回路２５２による加算結果に基づいて式（１４）の計算を行い、計算結果としての剰余を表すＭビットを出力する。
【０１３７】
信号処理回路２５３−２から出力されたＭビットのうちの最上位ビットは反転回路２５５−２において反転された後、イネーブル信号ｅｋ＋２として端子２４１−２から出力される。また、最上位ビットに続くＭ−１ビットは、位相オフセットφｋ＋２として端子２４２−２から出力される。
【０１３８】
同様に、信号処理回路２５３−Ｎは、ｉをＮとして、加算回路２５１−Ｎによる加算結果と加算回路２５２による加算結果に基づいて式（１４）の計算を行い、計算結果としての剰余を表すＭビットを出力する。
【０１３９】
信号処理回路２５３−Ｎから出力されたＭビットはバッファ２５４に供給され、保持される。また、信号処理回路２５３−Ｎから出力されたＭビットのうちの最上位ビットは反転回路２５５−Ｎにおいて反転された後、イネーブル信号ｅｋ＋Ｎとして端子２４１−Ｎから出力され、最上位ビットに続くＭ−１ビットは、位相オフセットφｋ＋Ｎとして端子２４２−Ｎから出力される。
【０１４０】
イネーブル信号の値として、推定される受信シンボルの位相に対する受信信号の位相の差が−１より大きく０以下のサンプル周期Ｔｐに相当する範囲にある場合に１が出力されるようにすることも可能である。この場合、位相オフセットφ’ｋ＋ｉは下式（１６）に従って求められ、イネーブル信号ｅｋ＋１は下式（１７）に従って求められる。
【数１６】
0005516967.tif 000017
【数１７】
0005516967.tif 000018
【０１４１】
この場合のNCO２１４の回路構成は、位相オフセットφ’ｋ＋ｉを式（１６）に従って求め、イネーブル信号ｅｋ＋１を式（１７）に従って求める構成になる。
【０１４２】
図１０は、受信信号、受信シンボル、位相オフセット、位相誤差補正値、周波数誤差補正値のそれぞれの位相の関係を示す図である。
【０１４３】
図１０の横軸は位相を表す。白丸は受信信号の位相を表し、バツ印は推定される受信シンボルの位相を表す。φｋは、推定される受信シンボルの位相に対する、受信信号の位相の正方向の位相差を表し、φ’ｋは、推定される受信シンボルの位相に対する、受信信号の位相の逆方向の位相差を表す。
【０１４４】
また、実数ａ（−１≦ａ≦０）と、位相オフセットφｋ＋ｉとを用いて、イネーブル信号ｅｋ＋１が下式（１８）に従って、または下式（１９）に従って更新されるようにすることも可能である。
【数１８】
0005516967.tif 000019
【数１９】
0005516967.tif 000020
【０１４５】
例えば、式（１８）または（１９）に従って求められたイネーブル信号ｅｋ＋１が補間FIRフィルタ２１１に供給される場合、補間FIRフィルタ２１１による補間処理は、イネーブル信号ｅｋ＋１の値が１である場合にのみ行われる。
【０１４６】
すなわち、式（１９）が用いられる場合には、位相オフセットφｋ＋ｉが、ａ（時間Ｔｒ（−Ｔｐ≦Ｔｒ≦０））以上、１＋ａ（時間Ｔｒ＋Ｔｐ）未満に相当する補正量であるときに補間処理が行われる。また、式（１８）が用いられる場合には、位相オフセットφｋ＋ｉが、ａより大きく、１＋ａ以下に相当する補正量であるときに補間処理が行われる。
【０１４７】
［受信装置の動作］
ここで、図１１のフローチャートを参照して、図８の位相同期回路４３を有する受信装置２の処理について説明する。
【０１４８】
図１１の処理は、受信側RF回路３２からA/Dコンバータ４１にアナログベースバンド信号が供給されたときに開始される。図１１に示す各ステップの処理は、適宜、他のステップの処理と並行して、または順序を変えて行われる。
【０１４９】
ステップＳ１において、A/Dコンバータ４１は、受信側RF回路３２から供給されたアナログベースバンド信号のサンプリングをサンプル周期Ｔｐで行う。
【０１５０】
ステップＳ２において、受信フィルタ４２は、A/Dコンバータ４１から供給された受信信号に対してフィルタリングを施す。
【０１５１】
ステップＳ３において、位相同期回路４３の補間FIRフィルタ２１１は、それぞれの受信信号用のものとしてNCO２１４から供給された位相オフセットを用いて補間処理を行い、Ｎ個の受信信号からＭ個の受信シンボルを求める。
【０１５２】
ステップＳ４において、位相誤差検出回路２１２は、補間FIRフィルタ２１１から出力された受信シンボルと、NCO２１４から供給されたイネーブル信号に基づいてそれぞれの受信信号の位相誤差を検出する。
【０１５３】
ステップＳ５において、ループフィルタ２１３は、位相誤差検出回路２１２により検出された位相誤差に基づいて、式（１２）に従って位相誤差補正値ｍＰ，ｋを求め、式（１３）に従って周波数誤差補正値ｍＩ，ｋを求める。
【０１５４】
ステップＳ６において、NCO２１４は、位相誤差補正値ｍＰ，ｋと周波数誤差補正値ｍＩ，ｋに基づいて、式（１４）に従って位相オフセットφｋ＋１を求め、式（１５）に従ってイネーブル信号を求める。NCO２１４は、位相オフセットφｋ，・・・，φｋ−Ｎ−２，φｋ−Ｎ−１を補間FIRフィルタ２１１に出力するとともに、イネーブル信号ｅｋ，・・・，ｅｋ−Ｎ−２，ｅｋ−Ｎ−１を出力する。
【０１５５】
ステップＳ７において、復調回路４４は、受信シンボルを復調し、受信データを誤り訂正符号復号回路４５に出力する。
【０１５６】
ステップＳ８において、誤り訂正符号復号回路４５は、受信データの誤り訂正を行い、誤り訂正後の受信データを外部に出力する。その後、ステップＳ１に戻り、以上の処理が繰り返される。
【０１５７】
以上の処理により、Ｎを２以上の任意の整数として、Ｎ並列化位相同期回路において位相オフセットとイネーブル信号をそれぞれ並列に求めることが可能になる。
【０１５８】
［シミュレーション結果］
図９に示す回路構成を有するNCO２１４により更新される位相オフセットを用いて受信信号の位相同期を行った場合（本手法で位相同期を行った場合）のシミュレーション結果について説明する。
【０１５９】
図１２は、周波数誤差の無い状態で、サンプル周期Ｔｐで規格化した値で0.5の初期位相誤差を与え、各時刻における位相補正値（位相オフセット）の累積値をプロットしたグラフである。
【０１６０】
図１２の横軸は受信シンボル時刻を表し、縦軸は位相補正値の累積値を表す。「×」は、特許文献２に記載の技術を用いて位相同期を行った場合（従来手法で位相同期を行った場合）の結果を示し、「＋」は、本手法で位相同期を行った場合の結果を示す。
【０１６１】
初期位相誤差に追従するのに要する時間は、位相補正値の累積値が-0.5に収束する時間となる。図１２に示すように、本手法で位相同期を行った場合には45受信シンボル周期目で収束しているのに対して、従来手法で位相同期を行った場合には90受信シンボル周期目で収束している。本手法によれば、従来手法に較べてほぼ半分の時間で収束し、追従性能が改善されていることがわかる。
【０１６２】
なお、図１２において、本手法で位相同期を行った場合に位相補正値の累積値が連続的に変化していないことは、ループフィルタ２１３から出力される比例項の位相誤差補正値ｍＰ，ｋに基づいて、瞬時的に変化するように位相オフセットが更新されていることを表す。
【０１６３】
図１３は、周波数誤差に対する追従性能を示すグラフである。
【０１６４】
図１３の横軸は周波数誤差を表し、縦軸は収束するまでにかかったシンボル数を表す。収束するまでにかかったシンボル数nは、n以降の2n個の受信シンボルの出力値が、正しい受信シンボルの値から20%以内の範囲に収まる数とする。
【０１６５】
50000シンボル以内で収束させることが可能な周波数誤差の範囲に注目した場合、従来手法によって収束させることが可能な周波数誤差の範囲は約3.6%の範囲であり、本手法によって収束させることが可能な周波数誤差の範囲は約6.1%の範囲である。本手法の方が、収束させることが可能な周波数誤差の範囲が約69%拡大していることになる。
【０１６６】
以上のように、Ｎ並列化位相同期回路である図８の位相同期回路４３においては、シンボル周期と非同期でサンプリングされた受信信号の位相の補正をＮシンボル分並列して行うことができ、より迅速に位相を同期させることが可能になる。
【０１６７】
以上においては、図８の位相同期回路４３が、無線通信システムを構成する受信装置２に設けられるものとしたが、記録装置によりデータが記録された記録媒体を再生する再生装置に設けられるようにしてもよい。
【０１６８】
［コンピュータの構成例］
上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行することもできるし、ソフトウェアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウェアにより実行する場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。
【０１６９】
図１４は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。
【０１７０】
CPU(Central Processing Unit)３０１、ROM(Read Only Memory)３０２、RAM(Random Access Memory)３０３は、バス３０４により相互に接続されている。
【０１７１】
バス３０４には、さらに、入出力インタフェース３０５が接続されている。入出力インタフェース３０５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部３０６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部３０７が接続される。また、入出力インタフェース３０５には、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部３０８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部３０９、リムーバブルメディア３１１を駆動するドライブ３１０が接続される。
【０１７２】
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU３０１が、例えば、記憶部３０８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース３０５及びバス３０４を介してRAM３０３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
【０１７３】
CPU３０１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア３１１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部３０８にインストールされる。
【０１７４】
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
【０１７５】
本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【０１７６】
２  受信装置，  ３１  アンテナ，  ３２  受信側RF回路，  ３３  受信側ベースバンドブロック，  ４１  A/Dコンバータ，  ４２  受信フィルタ，  ４３  位相同期回路，  ４４  復調回路，  ４５  誤り訂正符号復号回路，  ２１１  補間FIRフィルタ，  ２１２  位相誤差検出回路，  ２１３  ループフィルタ，  ２１４  NCO
【図１】
0005516967.tif 000021
【図２】
0005516967.tif 000022
【図３】
0005516967.tif 000023
【図４】
0005516967.tif 000024
【図５】
0005516967.tif 000025
【図６】
0005516967.tif 000026
【図７】
0005516967.tif 000027
【図８】
0005516967.tif 000028
【図９】
0005516967.tif 000029
【図１０】
0005516967.tif 000030
【図１１】
0005516967.tif 000031
【図１２】
0005516967.tif 000032
【図１３】
0005516967.tif 000033
【図１４】
0005516967.tif 000034