(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイル及び検出コイルと、
矩形波電圧を印加して磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態にする磁化電流を前記励磁コイルに供給する励磁手段と、
該励磁手段によって前記励磁コイルに流れる磁化電流を、前記検出コイルで検出し、当該検出コイルに流れる検出電流における当該検出電流の大きさが急変するタイミングに基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段とを備え、
前記励磁手段は、矩形波電圧を発生する発振回路と、該発振回路から出力される矩形波電圧を励磁電流に変換して前記励磁コイルに供給する電流ブースターとで構成されている
ことを特徴とする電流検知装置。
【請求項２】
前記電流検知手段は、前記検出コイルに流れる検出電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、該電流−電圧変換回路の出力が供給されてデューティ変化を検出して前記測定電流に応じた出力信号を出力する電流検知回路とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
【請求項３】
前記励磁手段は、印加する矩形波電圧の周波数を選択する周波数選択手段を備え、当該周波数選択手段の周波数を前記測定電流の大きさに応じて選択することを特徴とする請求項１又は２に記載の電流検知装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献１参照)。
この特許文献１に記載された従来例では、図７（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。
【０００３】
励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。
【０００４】
そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図７（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。
【０００５】
今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図７（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図７（ｃ）に示すようになる。この図７（ｃ）では、前述した図７（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図７（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図７（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図７（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。
この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
【０００６】
また、他の従来例として、検知すべき電流を流す１次巻線と、この１次巻線から電気的に絶縁され磁気コアにより１次巻線に磁気的に結合されている２次巻線とを具備している１以上の第１の検知変成器と、飽和を検出してそれに応じて磁化電流の方向を反転させる手段を含む前記磁気コアを周期的に飽和状態に駆動するために前記２次巻線に交互に反対方向の磁化電流を供給する手段と、感知される電流に実質上比例する出力信号を出力する処理手段とを備えている検知手段を具備して電流センサが提案されている（例えば、特許文献２参照）。この電流センサは、さらに、前記第１の検知変成器の２次巻線に接続されて感知する電流によって前記２次巻線中に生成された磁化電流の低周波または直流成分を分離するローパスフィルタと、感知される電流が通過する１次巻線と、２次巻線とを有し、その２次巻線の入力側は前記ローパスフィルタの出力部に結合され、その出力側は前記装置の出力信号が生成される抵抗によって設置されている第２の検知変成器とを具備している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−１６２２４４号公報
【特許文献２】特許第２９２３３０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であるため、磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという見解決の課題がある。
【０００９】
また、検出コイル１０４から出力される電流値Ｉに対応した２次高調波は、電流値Ｉが大きくなり過ぎると、図７（ｃ）で破線図示のように台形波の形が歪んでしまうために、電流Ｉと２次高調波成分の関係が比例関係ではなくなる。これにより、電流値Ｉの検知範囲が制限されてしまうために、広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題もある。
【００１０】
また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
また、特許文献２に記載された従来例にあっても、第１の検知変成器と第２の検知変成器とを設ける必要があり、１つの磁気コアによって広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コストで、広い範囲の微小電流検知が可能な電流検知装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本発明の一の形態に係る電流検知装置は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイル及び検出コイルと、矩形波電圧を印加して磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態にする磁化電流を前記励磁コイルに供給する励磁手段と、該励磁手段によって前記励磁コイルに流れる磁化電流を、前記検出コイルで検出し、当該検出コイルに流れる検出電流における当該検出電流の大きさが急変するタイミングに基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段とを備え、前記励磁手段は、矩形波電圧を発生する発振回路と、該発振回路から出力される矩形波電圧を励磁電流に変換して前記励磁コイルに供給する電流ブースターとで構成されていることを特徴としている。
【００１２】
この構成によると、励磁手段で励磁コイルに矩形波電圧を印加することにより、磁気コアのインダクタンスで決まる電流が流れ、磁気コアのインダクタンスが飽和すると、２次巻線の抵抗で決まる電流が流れることにより、励磁コイルに流れる電流波形が急変する。インダクタンスが消失するタイミングは磁気コアによって囲まれる導線の測定電流に比例する。
この励磁コイルに流れる電流波形を検出コイルで検出し、電流波形が急変するタイミングを電流検知手段で検出することにより、測定電流を検知することができる。
【００１３】
また、発振回路で矩形波電圧を発生し、これを電流ブースターに供給して磁化電流に変換して励磁コイルに供給することにより、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態に制御してインダクタンス特性に基づく電流急変タイミングを確実に形成することができる。
【００１４】
また、本発明の他の形態に係る電流検知装置は、前記電流検知手段は、前記検出コイルに流れる検出電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、該電流−電圧変換回路の出力が供給されてデューティ変化を検出して前記測定電流に応じた出力信号を出力する電流検知回路とを備えていることを特徴としている。
この構成によると、検出コイルに流れる検出電流を電圧に変換した状態で、デューティ変化を検出することにより、測定電流に応じた電圧信号を得ることができる。
【００１５】
また、本発明の他の形態に係る電流検知装置は、前記励磁手段は、印加する矩形波電圧の周波数を選択する周波数選択手段を備え、当該周波数選択手段の周波数を前記測定電流の大きさに応じて選択することを特徴としている。
この構成によると、励磁手段の矩形波電圧の周波数を測定電流の大きさに応じて選択することができるので、検出レンジを変化させてより広範囲の電流検知を行うことができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、磁気コアのインダクタンスが飽和電流付近で急に消失する特性が内部を貫通する導線の電流によってシフトすることを利用して、励磁手段で、励磁コイルに、矩形波電圧を印加して、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態とする磁化電流を供給し、励磁コイルに磁気コアのインダクタンス消失による電流変化を生じさせ、この電流変化を検出コイルで検出し、この検出コイルの検出電流の大きさが急変するタイミングに基づいて測定電流を検知する。このため、電流検知装置を１つの磁気コアを用いて構成することができ、磁気コアの材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがなく、微小電流を高精度で検出することができる。
また、電流検知装置を１つの磁気コアと２つの巻線とで構成できるので、小型、低コスト化が可能となる。
さらに、磁気センサ等を使用しないので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない電流検知装置を提供できる。
しかも、二次巻線に印加する矩形波電圧の周波数を選択可能に構成することにより、測定電流に応じた周波数を選択して、広い範囲の電流検知が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る電流検知装置の第１の実施形態を示す構成図である。
【図２】図１の励磁回路の一例を示す回路図である。
【図３】磁気コアの特性を示す説明図であって、（ａ）は磁気コアの磁束密度と磁界の強さとの関係を示す特性線図、（ｂ）は磁気コアの測定電流とインダクタンスとの関係を示す特性線図である。
【図４】励磁コイルに流れる電流波形を示す模式図である。
【図５】図１の検出回路の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態における励磁回路を示す回路図である。
【図７】従来例を示す説明図であって、（ａ）センサ部の構成図、（ｂ）は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、（ｃ）は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明に係る電流検知装置の一実施形態を示す構成図である。図中、１ａ，１ｂは例えば漏電検知等の対象物に設けられた例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線であって、健全状態では導線１ａ，１ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線１ａ，１ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。これら導線１ａ，１ｂの回りにリング状の磁気コア２が配設されている。つまり、磁気コア２内に導線１ａ，１ｂが挿通されている。
【００１９】
磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に励磁手段としての励磁回路４から磁化電流が供給される。
また、磁気コア２には、励磁コイル３とは電気的に絶縁され、且つ磁気的に結合される励磁コイル３と同巻数の検出コイル４が巻回されており、この検出コイル４に流れる検出電流が電流検知手段としての検出回路６に供給されている。
【００２０】
励磁回路４は、図２に示すように、３つのインバータＩＣ１１、１２及び１３と２つの抵抗１４及び１５と１つのコンデンサ１６とで構成される矩形波電圧としての方形波電圧を発生する発振回路１７と、この発振回路１７の発振出力電圧を電流に変換する電流ブースター１８とを備えている。
発振回路１７は、インバータＩＣの保護用の抵抗１４と３つのインバータＩＣ１１、１２及び１３とが直列に接続されている。抵抗１４のインバータＩＣ１１とは反対側の端部とインバータＩＣ１３の出力側との間に抵抗１５が介挿されている。さらに、抵抗１４のインバータＩＣ１１とは反対側の端部とインバータＩＣ１２及び１３の接続点との間にコンデンサ１６が介挿されている。
【００２１】
この発振回路１７の発振周波数ｆは、比例定数をα、抵抗１５の抵抗値をＲ、コンデンサ１６の容量をＣとしたとき、下記（１）式で算出される。
ｆ＝１／（α×Ｃ×Ｒ）    …………（１）
この発振回路１７の発振動作は、第１段階で、例えばインバータＩＣ１１の入力側がローレベルであって、出力側がハイレベルであるものとする。この第１段階ではインバータＩＣ１２の入力側がハイレベルとなり、出力側がローレベルとなる。また、インバータＩＣ１３の入力側がローレベルとなり、出力側がハイレベルとなる。
【００２２】
このため、インバータＩＣ１３から出力される電流が抵抗１５を介してコンデンサ１６を通じてインバータＩＣ１２の出力側を通って接地される電流路が形成されることにより、コンデンサ１６が充電される。
このコンデンサ１６の充電が進んでコンデンサ１６のプラス側すなわち抵抗１５側の電位がインバータＩＣ１１の閾値電圧Ｖｔｈに達すると、インバータＩＣ１１の出力が反転してローレベルとなり、これに応じてインバータＩＣ１２の出力がハイレベルに反転し、インバータＩＣ１３の出力がローレベルに反転する第２段階となる。
【００２３】
この第２段階となると前述した場合とは逆の電流路、すなわち、インバータＩＣ１２から出力される電流がコンデンサ１６及び抵抗１５を通ってインバータＩＣ１３の出力側から接地される電流路となって、コンデンサ１６が放電状態となる。このとき、放電の初期状態では、コンデンサ１６の抵抗１５側の電位は電源電圧にコンデンサ１６の充電電圧が加算された電位となっている。
【００２４】
その後、コンデンサ１６に蓄積された電荷が全て放電されてもまだインバータＩＣ１２の出力はハイレベルを維持し、電流はそのまま同じ方向に流れ続ける。このため、コンデンサは上記とは逆の極性すなわちコンデンサのインバータＩＣ側がプラスに充電される第３段階となる。コンデンサ１６の電荷がゼロのときはコンデンサ１６の抵抗１５側の電位は電源電圧と同じとなるが、充電が進むにつれて徐々に下がり、閾値電圧Ｖｔｈまで下がったところでインバータＩＣ１１の出力が反転して第４段階となる。
【００２５】
この第４段階では、インバータＩＣ１２の出力がローレベルに反転し、インバータＩＣ１３の出力がハイレベルに反転するので、インバータＩＣ１３から出力される電流が抵抗１５及びコンデンサ１６を通ってインバータＩＣ１２の出力側から接地される電流路が形成される。これによって、コンデンサ１６が放電状態となり、その抵抗１５側の電位が徐々に増加し、コンデンサ１６の電荷が空になると、前述した第１段階に戻って逆極性での充電が始まる。
【００２６】
このコンデンサ１６が充放電されることにより、インバータＩＣ１３の出力側から前記（１）式で算出される所定周波数ｆの方形波電圧が出力され、この方形波電圧が電流ブースター１８に入力される。ここで、発振回路１７から出力される方形波電圧は、励磁コイル３に印加したときに、後述するように磁気コア２が十分飽和する電流で励磁することができる電圧に設定されている。
電流ブースター１８は、ベースを互いに接続したＮＰＮ型トランジスタ１９及びＰＮＰ型トランジスタ２０が電源電圧及び接地間に直列に接続された構成を有し、発振回路１７から出力される方形波電圧を磁化電流に変換し、変換した磁化電流を励磁コイル３へ供給する。
【００２７】
磁気コア２は、図３（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の被線型な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア２のインダクタンスは、図３（ｂ）に示すように飽和電流付近で急激に消失する。磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂに任意の検出対象となる微小な測定電流Ｃを通電すると、図３（ｂ）のＢ−Ｈ特性は、測定電流Ｃに応じて磁界の強さＨ方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。
【００２８】
図３に示す材料特性を有する磁気コア２を用いて、励磁コイル３にパルス状の方形波電圧を印加し、磁気コア２が十分飽和する電流で励磁した場合の励磁コイル３に流れる電流は、図４に示すように模式的に表すことができる。
パルス状の電圧を印加すると、最初に磁気コア２のインダクタンスで決まる電流が流れ、磁気コア２のインダクタンスが飽和すると（図４中のＦ点）、励磁コイル３の抵抗で決まる電流が流れる。
【００２９】
磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂに任意の微小な測定電流を通電すると、図３（ｂ）に示すように、電流値Ｃに応じたインダクタンスが消失するタイミングの変化に伴って、図４に示す励磁電流もインダクタンスが消失するタイミングが点Ｆから点Ｈに変化する。すなわち、励磁コイル３を流れる電流のデューティ比が変化することになる。
そして、磁化コイル２に検出コイル５を励磁コイル３と同様の巻数で巻回することにより、図５に示す励磁電流波形と同様の波形を検出コイル４から得ることができる。
【００３０】
したがって、検出コイル５の検出電流の、インダクタンスが消失することによってパルスのデューティ変化を検出することにより、導線１ａ，１ｂを流れる電流値Ｃの測定が可能となる。
このため、検出コイル５に接続された検出回路６は、図５に示すように、検出コイル５の両端に入力側が接続されたオペアンプ２１とその帰還抵抗２２とで構成される電流−電圧変換回路２３と、この電流−電圧変換回路２３の出力電圧デューティ変化を電圧に変換するデューティ比−電圧変換回路２４とで構成されている。
【００３１】
ここで、電流−電圧変換回路２３は、検出コイル５に流れる前述した図４と同様の電流の電流値と抵抗２２との積に比例した電圧がオペアンプ２１から出力する。
また、デューティ比−電圧変換回路２４は、電流−電圧変換回路２３から出力される電圧出力が抵抗２５及びコンデンサ２６の直列回路を介して反転入力側に入力されるとともに、抵抗２５及び抵抗２７の直列を介して非反転入力側に入力されるオペアンプ２８を有する。ここで、抵抗２７及びオペアンプ２８の非反転入力側との間がコンデンサ２９を介してグランドに接続されている。
【００３２】
そして、オペアンプ２８の出力側から電流−電圧変換回路２３から入力される電圧出力のデューティ比に応じた電圧出力すなわち、磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂに流れる測定電流に対応した電圧出力が出力端子３０に出力される。
この出力端子３０から出力される電圧出力から磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂに流れる微小電流を検知することができる。
【００３３】
このように、上記第１の実施形態によると、測定電流が流れる導線を貫通させた１つの磁気コア２と、この磁気コア２に巻回された励磁コイル３及び検出コイル５とを備え、励磁コイル３に方形波電圧を印加して、磁気コア２を飽和状態又はその近傍の状態にするための磁化電流を供給する励磁回路４と、検出コイル５に流れる測定電流Ｉに応じた検出電流に基づいて測定電流を検知する検出回路６とを設けるだけの簡易な構成で、磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂを流れる微小電流を広範囲に確実に検知することができ、低コスト化を図ることができる。
【００３４】
また、前述した従来例のように２つの磁気コアを使用する場合のようにコア材料特性の違いによるＳ／Ｎ比の低下が生じることはなく、微小電流を高精度で検知することができる。
しかも、前述した従来例のように磁気センサ等を使用することなしに電流検知が可能であるので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない電流検知装置を提供することができる。
【００３５】
次に、本発明の第２の実施形態を図６について説明する。
この第２の実施形態では、磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂを流れる微小な検出対象電流の電流値に最適な方形波発振周波数を設定することができるようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態においては、励磁回路４の発振回路１７が、図６に示すように、前述した第１の実施形態における図２の構成において、抵抗１５と直列に周波数調整回路４０が設けられていることを除いては前述した図２と同様の構成を有する。したがって、図２との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００３６】
ここで、周波数調整回路４０は、抵抗１５と直列に互いに異なる抵抗値に設定された周波数調整抵抗４１及び４２を接続するとともに、これら周波数調整抵抗４１及び４２と並列にアナログスイッチＩＣ等で構成される開閉スイッチ４３及び４４が接続されている。これら開閉スイッチ４３及び４４はスイッチ制御部４５によってオン・オフ制御される。
スイッチ制御部４５では開閉スイッチ４３及び４４を個別にオン・オフ制御することができる。このスイッチ制御部４５による開閉スイッチ４３及び４４のオン・オフによる方形波電圧の発振周波数ｆは、抵抗４１の抵抗値をＲ１とし、抵抗４２の抵抗値をＲ２とすると、下記表１に示すようになる。
【００３７】
【表１】
0005516079.tif 000002
【００３８】
この表１から明らかなように、開閉スイッチ４３及び４４をともにオン状態に制御すると、前述した第１の実施形態における（１）式と同様の発振周波数ｆとなる。また、開閉スイッチ４３をオフ状態に制御し、開閉スイッチ４４をオン状態に制御すると、抵抗１５及び４１の抵抗値Ｒ及びＲ１を加算した抵抗値（Ｒ＋Ｒ１）に基づいて発振周波数ｆ１が算出される。さらに開閉スイッチ４３をオン状態に制御し、開閉スイッチ４４をオフ状態に制御すると、抵抗１５及び４２の抵抗値Ｒ及びＲ２を加算した抵抗値（Ｒ＋Ｒ２）に基づいて発振周波数ｆ２が算出される。また、開閉スイッチ４３及び４４をともにオフ状態とする３つの抵抗１５、４１及び４２の抵抗値Ｒ、Ｒ１及びＲ２を加算した抵抗値（Ｒ＋Ｒ１＋Ｒ２）に基づいて発振周波数ｆ３が算出される。
【００３９】
したがって、各抵抗値をＲ＜Ｒ１＜Ｒ２に設定した場合には、発振周波数ｆ〜ｆ３の関係は、ｆ＞ｆ１＞ｆ２＞ｆ３となる。
ここで、スイッチ制御部４５による開閉スイッチ４３及び４４のオン・オフ制御は、磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂに流れる検出対象となる測定電流の大きさに応じて選択することが好ましい。例えば、測定電流が大きいときには小さい周波数ｆ３を選択し、測定電流が小さくなるにつれて大きくなる周波数ｆ２、ｆ１及びｆを選択することにより、測定電流に対するデューティ変化の検出レンジを変えることができ、測定電流の大きさに最適な発振周波数を選択して、前述した第１の実施形態に比較して、より広範囲の微小電流を高精度で検知することができる。
【００４０】
なお、上記第２の実施形態においては、２個の周波数調整抵抗４１及び４２を抵抗１５と直列に設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１個又は３個以上の周波数調整抵抗を接続し、接続した数に対応する開閉スイッチを設けることにより、より細かく発振周波数を調整することができる。また、固定抵抗器に代えて可変抵抗器を適用するようにしてもよく、要は全体の抵抗値を所望段階に調整可能に構成すればよいものである。
【００４１】
また、上記第１及び第２の実施形態においては、発振回路１７として３つのインバータＩＣ１１〜１３を使用して方形波電圧を出力する発振回路を構成した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、インバータＩＣ１１を省略するとともに、抵抗１５とコンデンサの配置位置を逆関係として２つのインバータＩＣを使用した発振回路を適用することもでき、さらには、１つのシュミットインバータを使用して方形波電圧を出力する発振回路を適用することもでき、任意の方形波発振回路を適用することができる。
【００４２】
また、発振回路１７で発振する矩形波電圧出力は、方形波電圧出力に限定されるものではなく、波形の高さ及び幅が異なる任意の矩形波電圧出力とすることができ、励磁コイル３に図４に示すように、測定電流の値に応じて飽和時のインダクタンス消失によって電流値が急変するタイミングが異なる電流を流すことができるものであればよい。
また、上記実施形態においては、２本の導線１ａ，１ｂの差異電流を検出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１本の導線の微小電流を検出することもできる。
【符号の説明】
【００４３】
１ａ，１ｂ…導線、２…磁気コア、３…励磁コイル、４…励磁回路、５…検出コイル、６…検出回路、１１〜１３…インバータＩＣ、１４，１５…抵抗、１６…コンデンサ、１７…発振回路、１８…電流ブースター、２１…オペアンプ、２２…抵抗、２３…電流−電圧変換回路、２４…デューティ比−電圧変換回路、２５，２７…抵抗、２６，２９…コンデンサ、２８…オペアンプ、３０…出力端子、４０…周波数調整回路、４１，４２…抵抗、４３，４４…開閉スイッチ、４５…スイッチ制御部
【図１】
0005516079.tif 000003
【図２】
0005516079.tif 000004
【図３】
0005516079.tif 000005
【図４】
0005516079.tif 000006
【図５】
0005516079.tif 000007
【図６】
0005516079.tif 000008
【図７】
0005516079.tif 000009