(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転機（１０）の出力トルクを決定する基本波電流の周波数に同期して回転する基本波回転座標系の成分を算出する基本波回転座標成分算出手段（２７）と、
前記基本波回転座標成分算出手段により得られる前記基本波回転座標系の成分を用いて、基本波電流周波数の整数倍の周波数を有する高調波電流の指令値である高調波指令値を前記基本波電流の指令値である基本波指令値に加算した値に、前記回転機を流れる電流をフィードバック制御する第１制御手段（３２，３４）と、
前記基本波回転座標成分算出手段が算出した前記基本波回転座標系の成分から、前記高調波電流の周波数に同期して回転する高調波回転座標系の成分を算出する高調波回転座標成分算出手段（４２）と、
前記高調波回転座標成分算出手段により得られる高調波回転座標系の成分を用いて、前記高調波電流をフィードバック制御する第２制御手段（４４，４６，５０）と、
前記第１制御手段により算出される第１指令電圧と前記第２制御手段により算出される第２指令電圧を加算する手段（５２，５４）と、
加算された前記第１指令電圧と前記第２指令電圧を用いて逆変換を行い電圧指令値を算出する逆変換手段（５６）と、
前記電圧指令値に基づき回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加装置（６０）とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の回転機の制御装置において、
前記高調波指令値は、前記高調波回転座標系において直流成分となる次数の高調波電流に加えて、該次数と相違する高調波の指令値を含むことを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の回転機の制御装置において、
前記第２制御手段は、前記高調波指令値、前記基本波指令値および前記基本波回転座標系の成分を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項４】
請求項３記載の回転機の制御装置において、
前記第２制御手段は、前記高調波指令値が前記基本波指令値に加算された値と前記回転機を流れる電流との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項５】
請求項１または２記載の回転機の制御装置において、
前記第２制御手段は、前記基本波回転座標系の成分から高調波成分を抽出する高調波成分抽出手段を備え、前記高調波成分抽出手段の出力と前記高調波指令値を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項６】
請求項５記載の回転機の制御装置において、
前記第２制御手段は、前記高調波指令値と前記高調波成分の値との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置において、
前記高調波回転座標系は、前記回転機の１電気角周期当たりのスロット数に等しい次数の周期を有する回転座標系であることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置において、
前記第２制御手段によって用いられる前記高調波回転座標系は、互いに相違する次数の高調波のそれぞれに対応する周期を有する複数の回転座標系であることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置において、
前記基本波回転座標系は、前記基本波電流の周波数に同期して回転するｄｑ座標系であり、
前記高調波回転座標系は、前記基本波回転座標系に対し、高調波電流成分の次数倍で回転する高調波ｄｑ座標系であることを特徴とする回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転機の各端子に交流電圧を印加する交流電圧印加装置を操作することで、前記回転機を流れる電流を指令値にフィードバック制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動機（同期機）を流れる電流を制御する制御手法としては、ｄｑ座標系を流れる電流をその指令値にフィードバック制御するものが周知である。これにより、制御量を直流量として扱うことができるため、フィードバック制御器を容易に設計することができる。
【０００３】
ところで、電動機のトルクを一定値とする際にｄｑ座標系において電流が直流量となるためには、電動機のインダクタンスや鎖交磁束等が正確な正弦関数で表現されることが必要となる。このため、実際の電動機におけるインダクタンス等が正弦関数で表現されるものからずれる場合（いわゆる空間高調波を含む場合）、ｄｑ座標系の電流を直流の指令値に制御したのでは、電動機のトルクリップルが大きくなる。
【０００４】
そこで従来、たとえば下記特許文献１に見られるように、ｄｑ座標系の電流を直流の指令値に高調波指令値を重畳したものに制御するものも提案されている。詳しくは、電動機を流れる電流のｄｑ座標系における値を直流の指令値にフィードバック制御すべくｄｑ軸上の指令電圧を操作するｄｑ電流フィードバック制御に加えて、電動機を流れる電流の高調波成分が直流成分となるように座標変換し、高調波指令値にフィードバック制御すべくｄｑ軸上の指令電圧を操作する高調波ｄｑ軸フィードバック制御を行なっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３８５２２８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ただし、上記の場合、ｄｑ軸電流フィードバック制御として、電動機を流れる電流を直流の指令値にフィードバック制御するため、電動機を流れる電流の基本波成分と高調波成分とが基本波の指令値（ｄｑ座標系の直流の指令値）にフィードバック制御されることとなる。このため、ｄｑ軸電流フィードバック制御と高調波ｄｑ軸電流フィードバック制御とで干渉を生じ、ひいては制御が収束しないおそれがある。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、前記回転機を流れる電流の高調波成分を指令値により高精度にフィードバック制御することのできる回転機の制御装置の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００９】
構成１では、回転機（１０）の出力トルクを決定する基本波電流の周波数に同期して回転する基本波回転座標系の成分を算出する基本波回転座標成分算出手段（２７）と、前記基本波回転座標成分算出手段により得られる基本波回転座標系の成分を用いて、基本波電流周波数の整数倍の周波数を有する高調波電流の指令値である高調波指令値を前記基本波電流の指令値である基本波指令値に加算した値に、前記回転機を流れる電流をフィードバック制御する第１制御手段（３２，３４）と、前記高調波電流の周波数に同期して回転する高調波回転座標系の成分を算出する高調波回転座標成分算出手段（４２）と、前記高調波回転座標成分算出手段により得られる高調波回転座標系の成分を用いて、前記高調波電流をフィードバック制御する第２制御手段（４４，４６，５０）と、前記第１制御手段により算出される第１指令電圧と前記第２制御手段により算出される第２指令電圧を加算する手段（５２，５４）と、加算された指令電圧に基づき回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加装置（６０）とを備えることを特徴とする。
【００１０】
回転機を流れる電流には、高調波成分が含まれ、これには、高調波指令値に追従する成分も含まれる。このため、高調波指令値と基本波指令値との和と回転機を流れる電流との差は、高調波指令値と同一の次数の高調波成分が好適に低減されたものとなる。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とした。
【００１１】
構成２では、構成１おいて、前記高調波指令値は、前記高調波回転座標系において直流成分となる次数の高調波電流に加えて、該次数と相違する高調波の指令値を含むことを特徴とする。
【００１２】
構成３では、構成１または２において、前記第２制御手段は、前記高調波指令値、前記基本波指令値および前記回転機を流れる電流を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする。
【００１３】
回転機を流れる電流のうち高調波以外の部分は、第１制御手段によって基本波指令値に制御される。このため、基本波指令値と回転機を流れる電流との差は、基本波成分が十分に低減されたものとなっていると考えられる。上記発明では、この点に鑑み、基本波指令値を回転座標成分算出手段の入力パラメータとすることで、回転機を流れる電流から高調波成分を抽出するためのハイパスフィルタ等の利用の必要が生じない。
【００１４】
構成４では、構成３において、前記第２制御手段は、前記高調波指令値が前記基本波指令値に加算された値と前記回転機を流れる電流との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする。
【００１５】
構成５では、構成１または２において、前記第２制御手段は、前記回転機を流れる電流の高調波成分を抽出する高調波成分抽出手段を備え、前記高調波成分抽出手段の出力と前記高調波指令値を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする。
【００１６】
上記発明では、高調波成分抽出手段を備えることで、回転座標成分算出手段の入力パラメータとして、基本波成分の除去された電流を適切に取得することができる。
【００１７】
構成６では、構成５において、前記第２制御手段は、前記高調波指令値と前記回転機を流れる電流の高調波成分を抽出した値との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする。
【００１８】
構成７では、構成１〜６のいずれかにおいて、前記高調波回転座標系は、前記回転機の１電気角周期当たりのスロット数に等しい次数の周期を有する回転座標系であることを特徴とする。
【００１９】
一般に、固定子巻線の収納されるスロットと固定子巻線がまかれる鉄心（ティース）とではパーミアンスが相違するため、回転子の回転に伴ってスロットと鉄心との出現する周期に応じた空間高調波がトルクリップルに与える影響が大きくなる傾向にある。上記発明では、この点に鑑み、空間高調波のうち特にトルクリップルに与える影響が大きくなると想定される成分を直流成分に変換することができ、ひいては第２制御手段によるこの成分の制御性を向上させる。
【００２０】
構成８では、構成１〜７のいずれかにおいて、前記第２制御手段によって用いられる前記高調波回転座標系は、互いに相違する次数の高調波のそれぞれに対応する周期を有する複数の回転座標系であることを特徴とする。
【００２１】
高調波成分はこれを直流成分に変換して指令値に制御することでその制御性を向上させることが容易となる。上記発明では、この点に鑑み、複数の高調波回転座標系を利用することで、互いに相違する次数を有する複数の高調波成分の制御性を向上させることが容易となる。
【００２２】
構成９では、構成１〜８のいずれかにおいて、前記基本波回転座標系は、前記基本波電流の周波数に同期して回転するｄｑ座標系であり、前記高調波回転座標系は、前記基本波回転座標系に対し、高調波電流成分の次数倍で回転する高調波ｄｑ座標系であることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかる電動機の一部断面構成を示す断面図。
【図３】同実施形態にかかる高調波指令電流の生成手法を説明するためのタイムチャ    ート。
【図４】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【図５】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図６】第３の実施形態にかかるシステム構成図。
【図７】第４の実施形態にかかるシステム構成図。
【図８】上記各実施形態の変形例にかかる基本波回転座標系を示す図。
【図９】上記第１の実施形態の変形例にかかるシステム構成図。
【図１０】上記第２の実施形態の変形例にかかるシステム構成図。
【図１１】上記第２の実施形態の変形例にかかるシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２５】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００２６】
図示される電動機１０は、３相の同期機である。図２に、電動機１０の一部断面構造を示す。なお、図中、「Ｕ」は、各スロットに収容されるＵ相の固定子巻線を示し、「Ｖ」は、各スロットに収容されるＶ相の固定子巻線を示し、「Ｗ」は、各スロットに収容されるＷ相の固定子巻線を示している。図示されるように、本実施形態にかかる電動機１０は、その回転子１２が、「３６０°／４」において一対の磁極を有し、固定子１４が、「３６０°／４」において１２個のスロットを有する。
【００２７】
先の図１に示すように、電流センサ１６によって電動機１０を流れる電流のうちＵ相およびＶ相の実電流ｉｕ，ｉｗが検出され、回転角度センサ１８によって電動機１０の回転角度（電気角θ）が検出される。
【００２８】
基本波指令値設定部２０では、たとえば要求トルク等に基づき、ｄｑ座標系における基本波の指令値（基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ）を設定する。ここで、本実施形態では、ｄ軸を界磁の磁束方向とし、ｑ軸をｄ軸方向に直交する方向とする。一方、高調波ＭＡＰ２２では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力とし、高調波の指令値（高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒ）を算出する。ここで、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒの変数ｋは、ｄｑ座標系における高調波の次数を示す。本実施形態では、「ｋ＝６ｊ：ｊ＝１，２，３，…」とする。高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒは、電動機１０の空間高調波に起因して、電動機１０を流れる電流が基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとなる場合に生じるトルクリップルを低減するための電流に設定される。
【００２９】
ｄ軸電流指令値補正部２４では、ｄ軸上の基本波指令電流ｉｄｒに高調波指令電流Σｉｄｋｒを加算する。ｑ軸電流指令値補正部２６では、ｑ軸上の基本波指令電流ｉｑｒに高調波指令電流Σｉｑｋｒを加算する。一方、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２７では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、実電流ｉｕ，ｉｖをｄｑ座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。そして、ｄ軸電流偏差算出部２８では、実電流ｉｄに対するｄ軸電流指令値補正部２４の出力値の差を算出し、ｑ軸電流偏差算出部３０では、実電流ｉｑに対するｑ軸電流指令値補正部２６の出力値の差を算出する。
【００３０】
ｄ軸電流フィードバック制御部３２では、ｄ軸電流偏差算出部２８の出力値をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒを算出し、ｑ軸電流フィードバック制御部３４では、ｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒを算出する。これらｄ軸電流フィードバック制御部３２やｑ軸電流フィードバック制御部３４を、本実施形態では、比例要素および積分要素の出力同士の和を算出して出力する手段とする。
【００３１】
一方、ハイパスフィルタ３６は、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分を抽出する。ハイパスフィルタ３６は、実電流ｉｄ，ｉｑについての複数のサンプリング値からそれらの変化を把握することで、高調波成分を抽出するものである。そして、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８では、実電流ｉｄからハイパスフィルタ３６によって抽出された高調波成分と高調波指令電流Σｉｄｋｒとの差が算出され、ｑ軸高調波電流偏差算出部４０では、実電流ｉｑからハイパスフィルタ３６によって抽出された高調波成分と高調波指令電流Σｉｑｋｒとの差が算出される。ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８およびｑ軸高調波電流偏差算出部４０の出力値を、電気角速度のｎ倍の速度で回転する回転座標系であるｄｑｎ座標系に変換する。
【００３２】
ここで、ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２による変換は、高調波ＭＡＰによる高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒに対応付けて定められる。これは、図３に６次の場合について例示するように、ｄｑ座標系における６ｊ次の高調波電流が、ｕｖｗ座標系における「６ｊ−１」次の高調波電流と「６ｊ＋１」次の高調波電流とのいずれによっても生成可能であることに鑑みた設定である。図３では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の高調波間の互いの位相差を均等とするに際し、Ｕ、Ｗ，Ｖの順にピークがくる場合には５次の場合に、また、Ｕ，Ｖ，Ｗの順にピークがくる場合には７次の場合に、それぞれｄｑ座標系における電流が６次の高調波となることを示している。このため、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒが、ＵＶＷ相におけるいかなる高調波電流を生成するためのものであるかに応じて、ｄｑ／ｄｑｎ変換も２種類存在することとなるため、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒに対応付けてｄｑ／ｄｑｎ変換を設定する必要がある。
【００３３】
すなわち、Ｕ相とＶ相とのなす鋭角だけＵ相からＶ相へと回転する方向を正とする場合、ｕｖｗ座標系における「６ｊ−１」次の高調波電流を生成するなら、ｄｑ／ｄｑｎ変換は、以下の式（ｃ１）に示される回転行列によって表現される。
【００３４】
【数１】
0005447590.tif 000002
これに対し、Ｕ相とＶ相とのなす鋭角だけＵ相からＶ相へと回転する方向を正とする場合、ｕｖｗ座標系における「６ｊ＋１」次の高調波電流を生成するなら、ｄｑ／ｄｑｎ変換は、以下の式（ｃ２）に示される回転行列によって表現される。
【００３５】
【数２】
0005447590.tif 000003
先の図１に示すｄｎ軸電流フィードバック制御部４４では、ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２の出力するｄｎ軸成分をゼロにフィードバック制御するための操作量を算出し、ｑｎ軸電流フィードバック制御部４６では、ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２の出力するｑｎ軸成分をゼロにフィードバック制御するための操作量を算出する。これらｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６を、本実施形態では、比例要素および積分要素の出力同士の和を算出して出力する手段とする。ｄｑｎ／ｄｑ変換部５０では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の出力値についてｄｑ／ｄｑｎ変換部４２の逆変換を行なうことで、第２のｄ軸指令電圧ｖｄｎｒおよび第２のｑ軸指令電圧ｖｑｎｒを算出する。
【００３６】
ｄ軸指令電圧加算部５２では、第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒに第２のｄ軸指令電圧ｖｄｎｒを加算し、ｑ軸指令電圧加算部５４では、第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒに第２のｑ軸指令電圧ｖｑｎｒを加算する。ｄｑ／ｕｖｗ変換部５６では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２７の逆変換を行なうことで、ｕ，ｖ，ｗ相のそれぞれの指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを算出する。操作信号生成部５８では、インバータ６０の出力電圧をｕ，ｖ，ｗ相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとするためのインバータ６０の操作信号を生成する。これは、たとえば三角波比較ＰＷＭ処理によって行なうことができる。この操作信号により、電動機１０の各端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続すべくスイッチング素子が操作されることで、インバータ６０によって電動機１０に交流電圧が印加される。
【００３７】
ここで、本実施形態では、第２のｄ軸指令電圧ｖｄｎｒおよび第２のｑ軸指令電圧ｖｑｎｒがハイパスフィルタ３６の出力する高調波電流を高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒにフィードバック制御するための操作量であり、第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒや第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒが主に実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分を基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量となる。これは、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値が、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分が十分に低減されたものとなっているからである。なぜなら、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０では、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒが減算される一方、実電流ｉｄ，ｉｑの高調波成分は、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６によって、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒにフィードバック制御されているからである。このため、ｄ軸電流フィードバック制御部３２やｑ軸電流フィードバック制御部３４では、実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分を基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御することができる。
【００３８】
また、本実施形態では、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６がｄｑ／ｄｑｎ変換部４２の出力値をゼロにフィードバック制御するため、ｎ次の高調波については直流成分として扱うことができる。このため、ｎ次の高調波成分の制御性を特に高めることができる。特に、本実施形態では、この次数「ｎ」を、電動機１０の１電気角周期当たりのスロット数に設定する。具体的には、先の図２に示した構成に鑑み、「ｎ＝１２」とする。これは、固定子巻線がまかれる鉄心（ティース）とスロットとのパーミアンスの相違に起因して、電動機１０が１電気角周期回転する間に、１電気角周期辺りのスロット数回、パーミアンスが周期的に変動することに鑑みたものである。この変動に起因した空間高調波がトルクリップルの要因として特に顕著となることから、この空間高調波の影響を十分に低減すべくｄｑｎ座標系の成分でフィードバック制御を行なう。
【００３９】
なお、本実施形態では、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒを、６の倍数の複数の次数の指令電流を含んで設定したが、これはトルクリップルに影響する空間高調波が６の倍数の高調波であることに鑑みた設定である。
【００４０】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４１】
（１）基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒを加算した値に対する実電流ｉｄ，ｉｑの差を第１制御手段（ｄ軸電流フィードバック制御部３２，ｑ軸電流フィードバック制御部３４）の入力とすることで、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒの制御との干渉を回避しつつ基本波指令電流ｉｄｒ、ｉｑｒへの制御を行なうことができる。
【００４２】
（２）高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒにフィードバック制御する第２制御手段（ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６）の入力を、ｄｑｎ座標系の成分とした。これにより、ｎ次の高調波を直流成分として制御することができ、ひいてはｎ次の高調波の制御性を向上させることができる。
【００４３】
（３）ハイパスフィルタ３６の出力値をｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の制御量とした。これにより、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の制御量を適切に設定することができる。
【００４４】
（４）直流成分に変換する高調波成分の次数ｎを、１電気角周期当たりのスロット数に等しい次数に設定した。これにより、空間高調波のうち特にトルクリップルに与える影響が大きくなると想定される成分を直流成分に変換することができ、ひいてはこの成分の制御性を向上させることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００４５】
図４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。
【００４６】
図示されるように、本実施形態では、ハイパスフィルタ３６を削除し、ｄ軸電流偏差算出部２８，ｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の制御量とする。これは、ｄ軸電流フィードバック制御部３２，ｑ電流フィードバック制御部３４によって実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分が基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御されるために、ｄ軸電流偏差算出部２８，ｑ軸電流偏差算出部３０の出力値のうち基本波成分は十分に低減されていることに鑑みた設定である。
【００４７】
こうした設定によれば、電動機１０の回転速度が変化した場合であっても応答性を好適に維持することができる。すなわち、先の第１の実施形態の処理では、回転速度が変化する過渡時において、ハイパスフィルタ３６から基本波成分の過渡成分が出力されてしまうため、過渡時の応答性が悪化するおそれがある。これに対し、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値のうち基本波成分は過渡時であってもｄ軸電流フィードバック制御部３２やｑ軸電流フィードバック制御部３４によってすばやく且つ十分に低減されると考えられるため、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の入力パラメータに基本波成分が混入する事態を好適に回避することができる。なお、先の第１の実施形態の処理では、回転速度が様々な値をとる場合に、各回転速度に応じてハイパスフィルタ３６のカットオフ周波数を可変とする必要があるため、制御が煩雑ともなる。
【００４８】
図５に、本実施形態の効果を示す。図５（ａ）に示すように、本実施形態にかかる電動機１０は、基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを流すことで大きなトルクリップルが生じる。これに対し、本実施形態では、このトルクリップルを低減するように高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒへの制御を行なうことで、図５（ｃ）に示すように、トルクリップルを好適に低減できる。なお、図５（ｂ）は、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６を持たず、ｄ軸電流フィードバック制御部３２，ｑ軸電流フィードバック制御部３４によって、基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒとの和に実電流ｉｄ，ｉｑを制御する場合を示している。この場合、指令電流への追従性が低下し、トルクリップルを十分に低減できない。ちなみに、図５（ｂ）、図５（ｃ）の上段には、ｄｑ軸電流波形を拡大して示している。この結果からも、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６を持たない場合と比較してこれらを有する本実施形態では、指令電流への追従性が向上していることがわかる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００４９】
図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。
【００５０】
図示されるように、本実施形態では、ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２に加えて、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０を備える。ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０は、ｍ次の高調波を直流成分に変換するためのものである。ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０は、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８やｑ軸高調波電流偏差算出部４０の出力値をｄｑｍ座標系の成分に変換する。そして、ｄｍ軸電流フィードバック制御部７２では、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０の出力するｄｍ軸成分をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第３のｄ軸指令電圧ｖｄｍｒを算出し、ｑｍ軸電流フィードバック制御部７４では、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０の出力するｑｍ軸成分をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第３のｑ軸指令電圧ｖｑｍｒを算出する。ｄｑｍ／ｄｑ変換部７６は、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｄｍ軸電流フィードバック制御部７２やｑｍ軸電流フィードバック制御部７４の出力値について、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０の逆変換をする。
【００５１】
第２のｄ軸指令電圧加算部７８では、ｄｑｎ／ｄｑ変換部５０の出力（第２のｄ軸指令電圧ｖｄｎｒ）およびｄｑｍ／ｄｑ変換部７６の出力（第３のｄ軸指令電圧ｖｄｍｒ）同士を加算して第４のｄ軸指令電圧ｖｄｎｍｒとし、第２のｑ軸指令電圧加算部８０は、ｄｑｎ／ｄｑ変換部５０の出力（第２のｑ軸指令電圧ｖｑｎｒ）およびｄｑｍ／７６の出力（第３のｑ軸指令電圧ｖｑｍｒ）のｑ軸成分同士を加算して第４のｑ軸指令電圧ｖｑｎｍｒとする。そして、第１のｄ軸指令電圧加算部５２によって、第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒと第４のｄ軸指令電圧ｖｄｎｍｒとを加算し、第１のｑ軸指令電圧加算部５４によって、第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒと第４のｑ軸指令電圧ｖｑｎｍｒとを加算する。
【００５２】
こうした設定によれば、ｎ次の高調波のみならず、ｍ（≠ｎ）次の高調波についても直流成分として制御することができるため、その制御性を向上させることができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５３】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図６に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。
【００５４】
図示されるように、本実施形態では、ハイパスフィルタ３６を削除し、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をｄｎ軸電流フィードバック制御部４４およびｑｎ軸電流フィードバック制御部４６やｄｍ軸電流フィードバック制御部７２およびｑｍ軸電流フィードバック制御部７４の制御量とする。すなわち、第２の実施形態（図４）の要領で、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をｄｑｎ変換やｄｑｍ変換したものをフィードバック制御の入力パラメータとすることで、入力パラメータに基本波成分が含まれることを好適に回避することができ、ひいてはハイパスフィルタ３６を削除することができる。これにより、第２の実施形態と同様、簡素な構成によってトルクリップルの低減効果を高めることができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００５５】
「第１制御手段について」
基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒおよび高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒの和と実電流ｉｄ，ｉｑとの差を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものであってもよい。
【００５６】
「第２制御手段について」
高調波実電流と高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒとの差を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものであってもよい。
【００５７】
高調波指令電流ｉｄｋｎ，ｉｑｋｎを電気角θ毎に可変とする手段を備えるものに限らず、ハイパスフィルタ３６の出力をｄｑｎ変換したものに対する指令値とすることで、電気角θに依存しないものとしてもよい。
【００５８】
高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒのうち、直流成分に変換されるもののみを入力としてもよい。これは、たとえば上記第１の実施形態において、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８やｑ軸高調波電流偏差算出部４０の入力を、ｎ次の高調波指令電流ｉｄｎｒ，ｉｑｎｒに限ることで実現することができる。
【００５９】
「高調波成分抽出手段について」
電流の変化に基づき高調波成分を抽出するものとしては、ハイパスフィルタ３６に限らず、たとえば、バンドパスフィルタであってもよい。またたとえば、実電流ｉｄ，ｉｑをローパスフィルタ処理したものとしていないものとの差を出力する手段であってもよい。
【００６０】
「高調波指令値について」
基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力として設定されるものに限らない。たとえば基本波指令値の設定に際しての入力パラメータ（要求トルク）を入力として設定されるものであってもよい。
【００６１】
直流成分に変換される高調波のみからなるものとしてもよい。
【００６２】
「基本波回転座標系について」
ｄｑ座標系としては、界磁の磁束方向をｄ軸方向とするものに限らず、たとえば図８に示すように、界磁の磁束方向に対して「Ｘ：０＜Ｘ＜２π」ラジアンずれた角度を有する軸とこれに直交する軸とからなる直交座標系であってもよい（図中、ｄ´ｑ´座標系として表記）。
【００６３】
「高調波回転座標成分算出手段について」
上記第１の実施形態において、先の図８に基本波回転座標系について例示したのと同様の考え方で、ｄｑｎ座標系を用いる代わりに、これに対してたとえば「Ｘ：０＜Ｘ＜２π／ｎ」ラジアンずれた直交座標系を用いてもよい。
【００６４】
上記第１の実施形態において、図９に示すように、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，ｉｑｋｒをｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ａによって変換したものと、ハイパスフィルタ３６の出力値をｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｂによって変換したものとの差を、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８やｑ軸高調波電流偏差算出部４０において算出し、これらの出力をそれぞれｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６に出力するようにしてもよい。
【００６５】
上記第２の実施形態において、図１０に示すように、ｄ軸電流指令値補正部２４、ｑ軸電流指令値補正部２６の出力値をｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ａによってｄｑｎ座標系の成分に変換し、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２７の出力値をｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｂによってｄｑｎ座標系の成分に変換してもよい。この場合、ｄｎ軸偏差算出部９０、ｑｎ軸偏差算出部９２では、それらの差が算出され、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６に入力される。
【００６６】
また、図１１に示すように、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，ｉｑｋｒ、実電流ｉｄ，ｉｑのそれぞれをｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｃ，４２ｄ，４２ｅのそれぞれによってｄｑｎ座標系の成分に変換してもよい。この場合、ｄｎ軸指令値補正部９４やｑｎ軸指令値補正部９６においてｄｎ軸、ｑｎ軸の指令値同士を加算し、ｄｎ軸偏差算出部９８、ｑｎ軸偏差算出部１００のそれぞれにおいて、ｄｎ軸指令値補正部９４、ｑｎ軸指令値補正部９６の出力値とｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｅの出力値との差を算出して、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６に出力する
もっとも、図１０、図１１に例示するものに限らず、たとえば高調波ＭＡＰ２２が高調波指令電流Σｉｄｋｒ，ｉｑｋｒを、ｄｑｎ軸の成分として与えるものであってもよい。
【００６７】
さらに、１つまたは互いに相違する２つの次数の高調波成分を直流成分として扱うものに限らず、３つ以上の互いに相違する次数の高調波成分を直流成分として扱うものであってもよい。
【００６８】
「回転機について」
８極４８スロットのものに限らない。
【００６９】
上記各実施形態では、固定子巻線同士がスター結線されたものを想定したが、これに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。また、回転機の相数は３に限らず、５相回転機等、４以上であってもよい。
【００７０】
「交流電圧印加装置について」
交流電圧印加装置としては、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータ６０）に限らない。たとえば特願２００８−３０８２５号に記載されているように、回転機の各端子に接続されるコンバータであってもよい。
【符号の説明】
【００７１】
１０…電動機、２２…高調波ＭＡＰ、３２…ｄ軸電流フィードバック制御部（第１制御手段の一実施形態）、３４…ｑ軸電流フィードバック制御部（第１の制御手段の一実施形態）、４２…ｄｑ／ｄｑｎ変換部、４４…ｄｎ軸電流フィードバック制御部（第２制御手段の一実施形態）、４６…ｑｎ軸電流フィードバック制御部（第２の制御手段の一実施形態）。
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図３】
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【図５】
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