(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを駆動する信号源を出力する信号出力部と、前記信号出力部より出力した信号源から第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第一ゲート端子と第二ゲート端子へ駆動信号を分配する分配手段を備え、前記第１の双方向スイッチまたは第２の双方向スイッチのうち一方は第一ゲート端子および第二ゲート端子は、前記分配手段からの出力信号により制御し、切り替え時の過渡時間に逆方向に流れる還流電流を通電可能とする逆導通素子を備え、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち他方の第一ゲート端子は常時オン状態とし、かつ第二ゲート端子は還流電流を通電する際に、前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第二ゲート端子と相補動作するように制御する同期制御手段を備えたことを特徴とする双方向スイッチの駆動装置。
【請求項２】
信号出力部は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチに対して唯一のゲート駆動信号を出力することを特徴とする請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項３】
駆動装置の信号出力部は、矩形波駆動信号を出力することを特徴とする請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項４】
請求項１から３いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１から３いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゲート信号の制御により４つの状態を有する双方向スイッチの駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、各スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続し、このフライホイルダイオードを通じてモータのインダクタンスに蓄積されたエネルギーの消勢を行っている。
【０００３】
インバータのＰＷＭ制御では、フライホイルダイオードに順方向の電流が通電した直後に、逆方向の高電圧が印加される動作が行われる。このとき、還流ダイオードはリカバリ電流とよばれる逆方向へ流れる電流を瞬間的に通電する。リカバリ電流は、モータを駆動するために不要な電力であり、インバータ回路で熱として消費され、インバータの電力変換効率を低下させる一因となる。
【０００４】
スイッチング素子にＭＯＳ（金属−絶縁膜−半導体）トランジスタを用いる場合には、フライホイルダイオードとして、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードが用いられる。しかし、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードはリカバリ電流が流れるリカバリ時間が長い。このため、リカバリ電流による電力損失が大きく、発熱しやすい。
【０００５】
スイッチング素子に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いる場合には、寄生ダイオードを有していないため、フライホイルダイオードを外付けする必要がある。外付けの還流ダイオードにリカバリ電流の少ないファーストリカバリダイオードを用いることにより、スイッチングロスを低減することができる（例えば特許文献１を参照）。
【０００６】
また、特許文献２のように、ＡＮＤゲートやＯＲゲートを用いて同期制御信号を生成する方法もある。この方法を使用することによって還流電流を低損失に導通させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平７−２２２４５９号公報
【特許文献２】特開２００２−２７２１６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１の例では、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続して還流電流を常時ダイオード側に通電していたため、回路の部品点数が増大し、また、逆方向に流す際のダイオードの順方向電圧による損失が大きくなるため、冷却フィン、あるいは冷却ファンなど装置が大型化し、小型化及び低コスト化を阻害するという問題がある。
【０００９】
また、特許文献２の例では、同期信号生成のためにロジック回路を追加する必要があるため、高コストであり、かつ信号の信頼性の観点からロジック回路のチャタリング等による安定性の問題がある。
【００１０】
本発明は、前記の問題を解決し、還流電流の流れる時間の長い各アームの何れかの双方向スイッチを低損失な状態で駆動し、外付けしたダイオードに常時還流電流を通電することを回避し、切り換え時以外の期間では低損失な双方向スイッチに通電し、還流電流の流れる時間が短いもう一方は外付けダイオードに通電するようなインバータを構成し、単方向スイッチを応用した一般的なインバータ等の電力変換回路に比べて低損失、かつ安定した同期制御を図りつつ、簡単な構成で低コスト化を図ることができる双方向スイッチの駆動装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
そして、この目的を達成するために、本発明の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを駆動する信号源を出力する信号出力部と、前記信号出力部より出力した信号源から第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第一ゲート端子と第二ゲート端子へ駆動信号を分配する分配手段を備え、前記第１の双方向スイッチまたは第２の双方向スイッチのうち一方は第一ゲート端子および第二ゲート端子は、前記分配手段からの出力信号により制御し、切り替え時の過渡時間に逆方向に流れる還流電流を通電可能とする逆導通素子を備え、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち他方の第一ゲート端子は常時オン状態とし、かつ第二ゲート端子は還流電流を通電する際に、前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第二ゲート端子と相補動作するように制御する同期制御手段を備えることを特徴とするものであり、これにより初期の目的を達成するものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを駆動する信号源を出力する信号出力部と、前記信号出力部より出力した信号源から第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第一ゲート端子と第二ゲート端子へ駆動信号を分配する分配手段を備え、第１の双方向スイッチまたは第２の双方向スイッチの第一ゲート端子および第二ゲート端子は、前記分配手段からの出力信号により制御し、切り替え時の過渡時間に逆方向に流れる還流電流を通電可能とする逆導通素子を備えることを特徴とするものであり、前記駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを駆動する信号源を出力する信号出力部と、前記信号出力部より出力した信号源から第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第一ゲート端子と第二ゲート端子へ駆動信号を分配する分配手段を備え、前記第１の双方向スイッチまたは第２の双方向スイッチのうち一方は第一ゲート端子および第二ゲート端子は、前記分配手段からの出力信号により制御し、切り替え時の過渡時間に逆方向に流れる還流電流を通電可能とする逆導通素子を備え、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち他方の第一ゲート端子は常時オン状態とし、かつ第二ゲート端子は還流電流を通電する際に、前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第二ゲート端子と相補動作するように制御する同期制御手段を備えるので、還流電流の流れる時間の長い各アームの何れかの双方向スイッチを低損失な状態で駆動し、還流ダイオードのＶｆによる損失を低減することができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。また、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、そして、この双方向スイッチの駆動装置を用いることで損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもできる。更に、還流電流の流れる時間が短いもう一方の双方向スイッチは外付けダイオードに通電するため、簡単な構成とすることができ、低コスト化を図ることができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図
【図２】同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第１、第２のトランジスタで構成する等価回路図、（ｂ）第２のトランジスタの等価回路図、（ｃ）第２のトランジスタをダイオードとみなした場合の等価回路図）
【図３】同双方向スイッチの電圧・電流の相関図
【図４】同双方向スイッチの動作モードを示す図
【図５】同インバータ装置の構成図
【図６】同同期制御手段の詳細な構成を示す図
【図７】同信号出力部の出力パターンを示す図
【図８】同双方向スイッチ１ａ、１ｂの駆動パターンの拡大図
【図９】本発明の実施の形態２の同期制御手段の詳細な構成を示す図
【図１０】同信号出力部の出力パターンを示す図
【図１１】同駆動パターンの拡大図
【図１２】本発明の実施の形態３における換気扇の構成図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを駆動する信号源を出力する信号出力部と、前記信号出力部より出力した信号源から第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第一ゲート端子と第二ゲート端子へ駆動信号を分配する分配手段を備え、前記第１の双方向スイッチまたは第２の双方向スイッチのうち一方は第一ゲート端子および第二ゲート端子は、前記分配手段からの出力信号により制御し、切り替え時の過渡時間に逆方向に流れる還流電流を通電可能とする逆導通素子を備え、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち他方の第一ゲート端子は常時オン状態とし、かつ第二ゲート端子は還流電流を通電する際に、前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち一方の第二ゲート端子と相補動作するように制御する同期制御手段を備えることを特徴とするものである。これにより、駆動装置は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、還流電流の流れる時間の長い各アームの何れかの双方向スイッチを低損失な状態で駆動し、還流電流の流れる時間が短いもう一方は外付けダイオードに通電することで、還流ダイオードのＶｆによる損失を低減することができ、低損失な電力変換回路を実現しつつ、簡単な構成で低コスト化を図ることを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。また、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、そして、この双方向スイッチの駆動装置を用いることで損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもできるという双方向スイッチの駆動装置を提供する。
【００１５】
また、請求項２記載の双方向スイッチの駆動装置は、信号出力部は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチに対して唯一のゲート駆動信号を出力するようにしたものである。これにより、駆動装置は、第１の双方向スイッチ、および第２の双方向スイッチの計４ゲート端子それぞれに信号出力する必要がなく、ゲート駆動部の簡略化を図ることができると同時に低損失な電力変換回路を実現することができる。
【００１６】
また、請求項３記載の双方向スイッチの駆動装置は、駆動装置の信号出力部は、矩形波駆動信号を出力するようにしたものである。これにより、矩形波駆動の還流電流を双方向スイッチへ通電する際のゲート駆動信号の生成において、相の切り換えを行なう上下何れかのアームの変調は、オン状態である時間帯が多いため、常時オンとした場合とロジック回路でゲートオフ状態を生成した時のゲート消費電力に大差がなく、複雑な回路やゲート駆動のタイミング生成のソフトウェアを搭載せずに、より簡単な構成で低損失な電力変換回路を実現することができる。
【００１７】
また、請求項４記載のモータ駆動装置は、請求項１から４いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したものである。これにより、還流電流を通電する際に双方向スイッチへ通電することができることによって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある電力変換装置を得ることができる。
【００１８】
また、請求項５記載の空気調和機は、請求項１から４いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある空気調和機を得ることができる。
【００１９】
（実施の形態１）
双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―2以上で且つ移動度が１０００ｃｍ2Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。つまり、半導体層積層体８は、２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域を有し、基板の上に形成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接���がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。
【００２０】
つまり、双方向スイッチ１は、チャネル領域を有する半導体層積層体８と、この半導体層積層体８の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂと、第１のオーミック電極１１Ａと前記第２のオーミック電極１１Ｂとの間に前記第１のオーミック電極１１Ａ側から順に形成した第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成した第１のゲート電極１３Ａと、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成した第２のゲート電極１３Ｂとを備えた基板と、前記第１のオーミック電極１１Ａに接続したドレイン端子４と、前記第２のオーミック電極１１Ｂに接続したソース端子５と、前記第１のゲート電極１３Ａに接続した第一ゲート端子２と、前記第２のゲート電極１３Ｂに接続した第二ゲート端子３とで構成される。
【００２１】
次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。
【００２２】
Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００２３】
以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００２４】
次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００２５】
次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。
【００２６】
さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００２７】
図３は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、図３（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図３（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図３（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。
【００２８】
以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。
【００２９】
以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４示す４つの動作モードで動作することができる。つまり、双方向スイッチ１は、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第一ゲート端子２のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第二ゲート端子３のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間にゲート駆動信号を入力（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンする信号を入力）して前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフして）順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有するものである。
【００３０】
本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。
【００３１】
また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリーオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。
【００３２】
次に双方向スイッチ１を使用した電力変換装置としてモータ駆動装置である三相インバータ１７について、図５を参照しながら説明する。図５に示すように、三相インバータ１７は、双方向スイッチ１を二個直列に接続したハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃを並列に備え、第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆの１２ゲートを駆動する駆動装置１９が備えられている。また、双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅには、逆導通素子としてのダイオード２０ａ、２０ｂ、２０ｃが並列に接続している。ここで、前記二個直列に接続したそれぞれの双方向スイッチ１は、ハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃの上アームと下アームを形成し、双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅを上アーム、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを下アームとする。三相インバータ１７の出力としてハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃの中間接続点には、例えばブラシレスＤＣモータが誘導負荷２１として接続されている。また、ここでは、三相インバータとしたが、ハーフブリッジ回路を２対備えた構成として、単相負荷を接続してもよい。
【００３３】
次に、双方向スイッチ１ａ〜１ｆの変調パターンは、各端子共にＰＷＭ制御を行なう方法や、上アームである双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを出力の電気角１２０度毎に常時オンとし、下アームである双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅのみＰＷＭ制御を行なう方法、あるいは上アームと下アームが逆の変調パターンなどがあるが、一般に行われるものであるので、ここでは詳細な説明は省略する。
【００３４】
次に、駆動装置１９の内部構成について図６を参照しながら説明する。なお、ハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃに対応する駆動装置１９のそれぞれは同様の構成のため、ハーフブリッジ回路１８ａに対応する部分のみを代表として説明する。図６に示すように、駆動装置１９は、上アームの双方向スイッチ１ａに対してキャリア周期毎にＰＷＭ制御信号を出力する信号出力部２２と、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂに対して唯一のゲート駆動信号とし、かつ相補動作するための同期制御手段としての信号共有手段２３と、双方向スイッチ１ａに対する信号を第一ゲート端子２ａ、第二ゲート端子３ａに分配する分配手段２４と、絶縁あるいはレベルシフトさせた後の信号を第一ゲート端子へ出力するゲート出力部２５を備えている。ここで、双方向スイッチ１ａへの信号である第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａとは、基準電位が異なるのみであり、タイミングや論理を変化させるものではない。“Ｈ２１００３８と同じ。上アームを特殊な制御をすると聞いていました記載がありません。”また、分配手段２４を介さずに信号出力部２２より直接駆動する下アーム側は、高電位側である第一ゲート端子２ｂを常時オン状態となるように構成している。また、信号出力部２２は、図７に示すようなパターンで、上アームの第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅに対して矩形波駆動を行なうための駆動信号２ａｇ、２ｃｇ、２ｅｇを出力している。
【００３５】
また、上アームの第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅと、下アームの第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆへの駆動信号３ｂｇ、３ｄｇ、３ｆｇは前述の通り、信号共有手段２３を経由して出力される。よって、信号出力部２２における出力信号数は３本であるのに対し、分配手段２４を通過した後には９本に分配されて、常時オンとなっている双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂ、２ｄ、２ｆへ駆動信号３ａｇ、３ｃｇ、３ｅｇの３信号を含め、１２ゲート信号を３信号で制御していることとなる。
【００３６】
次に、各ゲート端子の駆動状態と双方向スイッチ１ａ、１ｂの駆動状態の相関について、駆動パターンの拡大したチャートを図８に示す。図８では、出力相を１相分のみを示しているが、その他の出力相は１相分と電気角１２０度ずれているのみで、基本動作は同等のため、詳細な説明は省略する。タイミングチャートの上からゲート信号源の信号（信号Ａ）、上アームの第一ゲート端子２ａとドレイン端子４ａ間の電圧（信号Ｂ）、上アームの第二ゲート端子３ａとソース端子５ａ間の電圧（信号Ｃ）、上アームの駆動状態（信号Ｄ）、同様に下アームも以下順に表している。駆動状態（信号Ｄ、信号Ｇ）で斜線部分は第三モードを示し、Ｌｏ部分は第四モードであり、また、信号ＧのＨｉ部分では第一モードである。ここで、Ｕ相の上アームが順方向に電流を流す（誘導負荷２１に電流を順方向に流す）場合について説明する。つまり上アームの双方向スイッチ１ａが順方向にオンとなるのは、駆動状態（信号Ｄ）が斜線の状態となった期間である。また、下アームの双方向スイッチ１ｂは、上アームの双方向スイッチ１ａの順方向電流が遮断される斜線部分以外の場合つまり信号ＧのＨｉ部分では、図示した如く第一モードで駆動している。すなわち、上アームの双方向スイッチ１ａが斜線部分の状態（第三モード）に切換わるときには、下アームの双方向スイッチ１ｂはすでに第一モードに切り換わっていて、ソース端子５ｂからドレイン端子４ｂに逆方向に電流を通電できる状態が確保されている。従って、誘導負荷２１に対して順方向に電流を通電する場合、ＰＷＭ（パルス幅変調）によるスイッチングを行っても誘導負荷２１に連続して電流の供給ができるように、駆動状態を適切に切換えることができる。次に、Ｕ相の下アームが順方向に電流を流す（誘導負荷２１から電流が流れてくる）場合を説明する。誘導負荷２１から電流が流れ込む場合、下アームの双方向スイッチ１ｂに順方向電流（ドレイン端子４ｂからソース端子５ｂに流れる電流）が流れる。下アームの双方向スイッチ１ｂはＰＷＭによるスイッチングを行い状態が変化し、第三モードから第一モードと切換わった場合、下アームには順方向電流を通電することができない。この期間は、上アームの双方向スイッチ１ａについても、第一ゲート端子２ａ、第二ゲート端子３ａ共にオフ状態であるため、上アームの双方向スイッチ１ａが第一あるいは第三モードとなるまでの間は通電することができない。この期間は、双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅと逆並列に挿入した逆導通素子としてのダイオード２０ａを通電することになる。図８の電流通電状態は、双方向スイッチ１ａ、１ｂの第一ゲート端子２ａ、２ｂ、第二ゲート端子３ａ、３ｂの状態に応じた通電経路を示している。従って、誘導負荷２１から電流が流れる場合に対しても、連続して誘導負荷２１からの電流を通電できるように、駆動状態が適切に切換えることができる。ここで、本実施例の場合、還流電流の流れる時間の長いのは下アーム側であり、下アームの双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆは還流電流が流れる際に低損失な状態で駆動するために、第一ゲート端子２ｂ、２ｄ、２ｆは常時オン状態としており、外付けしたダイオードに常時還流電流を通電することを回避している。また、上アームの双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅは還流電流の流れる時間が短いため、第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅは常時オン状態とせず、信号を分配して入力することでオンオフを行い、前述の通り、モードを切り替える過渡時間の間にのみ外付けダイオードに通電する。
【００３７】
また、上アームの双方向スイッチ１ａの駆動状態の斜線部分の時間と、下アームの双方向スイッチ１ｂの駆動状態の斜線部分の時間が重複させていないため、上アームと下アームの同時オンが発生して高電位側から低電位側に短絡電流が流れないように切り換え制御ができる。また、逆並列に挿入されたダイオードに通電されるのは、上アームが斜線部分の期間に移行するまでのデッドタイムｔｄのみであり、デッドタイムｔｄの後は、上アームの双方向スイッチ１ａが低損失、すなわちオン抵抗と通電電流の乗算結果である順方向電圧Ｖｆがダイオードの順方向電圧よりも小さいため、双方向スイッチ１ａに通電することとなる。
【００３８】
なお、誘導負荷２１からの電流を連続的に通電するために、ダイオードを挿入しているが、誘導負荷２１への出力の線間にコンデンサ等を挿入して通電経路を確保してもよい。
【００３９】
以上のように、双方向スイッチ１と逆並列した外付けしたダイオードに常時還流電流を通電することを回避し、切り換え時以外の期間では低損失な双方向スイッチに通電するようなインバータを構成し、還流ダイオードのＶｆによる損失を低減することができ、低損失な電力変換回路を実現することができ、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、更に、この双方向スイッチ１の駆動装置１９を用いることで損失が少なく効率の良い三相インバータ１７を実現することができる。
【００４０】
また、信号共有手段２３により、双方向スイッチ１の第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の信号源を共有、共用することができるため、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３に入力する信号源を少なくすることができ、通常の単方向スイッチと同様の信号源の本数で駆動することができ、より低コスト化を図ることができる。
【００４１】
（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、図９〜図１１を参照しながら双方向スイッチ１の駆動装置１９について説明する。
【００４２】
なお、実施の形態１と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００４３】
図９は、矩形波通電制御を行う場合の駆動装置１９Ｂの構成を示している。図９に示すように、駆動装置１９Ｂは、位置センサ信号を入力することで、磁極位置情報を取り入れ、位置情報と信号出力部２２の出力とによりゲート駆動を行なう。位置センサ信号は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電気角１２０度導通させる相を切り換える信号として利用するように接続されている。その結果として、第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆの駆動タイミングチャートについて図１０に示す。それぞれ第一ゲート端子２ａ〜２ｆを駆動する信号を駆動信号２ａｇ〜２ｆｇとしてゲート端子をあらわす符号にｇを追加して表す。同様に第二ゲート端子３ａ〜３ｆを駆動する信号は、駆動信号３ａｇ〜３ｆｇとしている。図に示すように、各相の上アームがキャリア周期毎にスイッチングし、各相の下アームが通電切り換えを行なうための相切り換えを行なうように、電気角で１２０度の期間常時オン状態としている。
【００４４】
次に、図１１に矩形波通電の制御について、駆動パターンの拡大したチャートを示す。図に示すように、上アームの双方向スイッチ１ａでゲート電圧（信号Ｂ、信号Ｃ）は、ゲート信号源（信号Ａ）に沿って同一のタイミングでオンまたはオフするようになっている。一方、下アームの双方向スイッチ１ｂでは、第一ゲート端子２ｂが常時オン状態となっており、ドレイン端子４ｂからソース端子５ｂに通電する順方向電流も、ソース端子５ｂからドレイン端子４ｂに通電する逆電流（還流電流）に対しても、通電することができる。また、双方向スイッチ１と逆並列した還流ダイオードに電流が流れるのは、上アームの切り換えの過渡期であるデッドタイムのみとなり、常時還流電流が通電されることはなく、低損失な双方向スイッチ１に通電されることとなる。これは、上アームがスイッチングした後に下アームが相補動作する必要があるため、正弦波通電の場合と同様のタイミングとなる。図示していないが、下アーム（例えば双方向スイッチ１ｂ）が１２０度の期間の常時オン状態からオフに切り換えた際、上アーム（例えば双方向スイッチ１ａ）はオフ状態にあるため、逆導通素子としてのダイオード２０ａにて還流電流を流すことができる。但し、ダイオード２０ａに還流電流が流れるタイミングは、１回転当たり１回のみであり、損失に対する影響は小さい。
【００４５】
以上のように、双方向スイッチ１と逆並列した還流ダイオードに常時還流電流を通電することを回避し、切り換え時以外の期間では低損失な双方向スイッチに通電するようなインバータを構成し、還流ダイオードのＶｆによる損失を低減することができ、低損失な電力変換回路を実現することができ、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、更に、この双方向スイッチ１の駆動装置１９を用いることで損失が少なく効率の良い三相インバータ１７を実現することができる。
【００４６】
なお、本実施の形態では、位置センサ信号をＯＲゲートで受けて第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆを制御するようにしたが、取り付け位置の制約などがある場合には、ロジックを追加して対応するか、あるいは信号出力部２２より別途信号を出力する構成としてもよい。
【００４７】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３における空気調和機としての換気扇２６の構成図について、図１２を参照しながら説明する。なお、実施の形態１あるいは実施の形態２と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００４８】
図１２に示すように、換気扇２６は、本体ケーシング２７、ファン２８、ブラシレスＤＣモータ２９、三相インバータ１７、および操作部３０により構成されている。操作部３０にて入り切りを行なうことで、三相インバータ１７の駆動装置１９に入力され、所望の回転数となるように変調率を演算し、双方向スイッチ１ａ〜１ｆを駆動する。これにより、ブラシレスＤＣモータ２９を駆動して、ファン２８が回転することで送風することができる。
【００４９】
なお、本実施の形態では、空気調和機の一例を換気扇としたが、その他の機器のインバータとして利用してもよく、また、三相でなく、単相インバータであってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
本発明にかかる双方向スイッチのゲート駆動回路は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、前記第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、前記同期制御手段は、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子および第二ゲート端子のターンオン時間およびターンオフ時間を相違なる時間とすることでタイミングを同期するようにしたものである。これにより、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、双方向スイッチと逆並列した還流ダイオードに外付けしたダイオードに常時還流電流を通電することを回避し、切り換え時以外の期間では低損失な双方向スイッチに通電するようなインバータを構成して還流ダイオードのＶｆによる損失を低減することができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。また、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、そして、この双方向スイッチの駆動装置を用いることで損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもでき有用である。
【符号の説明】
【００５１】
１      双方向スイッチ
１ａ〜１ｆ  双方向スイッチ
２      第一ゲート端子
２ａ〜２ｆ  第一ゲート端子
３      第二ゲート端子
３ａ〜３ｆ  第二ゲート端子
４ａ〜４ｆ  ドレイン端子
５ａ〜５ｆ  ソース端子
６      基板
７      バッファ層
８      半導体層積層体
９      ＧａＮ層
１０    ＡｌＧａＮ層
１１Ａ  第１のオーミック電極
１１Ｂ  第２のオーミック電極
１２Ａ  第１のｐ型半導体層
１２Ｂ  第２のｐ型半導体層
１３Ａ  第１のゲート電極
１３Ｂ  第２のゲート電極
１４    保護膜
１５    第１のトランジスタ
１６    第２のトランジスタ
１７    三相インバータ
１８ａ〜１８ｃ  ハーフブリッジ回路
１９    駆動装置
２０ａ〜２０ｃ  ダイオード
２１    誘導負荷
２２    信号出力部
２３    信号共有手段
２４    分配手段
２５    ゲート出力部
２６    換気扇
２７    本体ケーシング
２８    ファン
２９    ブラシレスＤＣモータ
３０    操作部
【図１】
0005423450.tif 000002
【図２】
0005423450.tif 000003
【図３】
0005423450.tif 000004
【図４】
0005423450.tif 000005
【図５】
0005423450.tif 000006
【図６】
0005423450.tif 000007
【図７】
0005423450.tif 000008
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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