(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置であって、
前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生する電圧指令発生部と、
前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生する区間判定部と、
前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流検出する電流検出部と、
前記区間判別信号のオン時の前記電流検出の変化量と、オフ時の前記電流検出の変化量が等しくなるように電圧補正値を生成する電圧補正値生成部と、
前記電圧指令に前記電圧補正値を補正する電圧補正部と、を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記電圧補正値生成部は、前記設定時間周期に同期した電流リップル成分を抽出する電流リップル検出部を備え、
前記電流リップル成分と前記区間判別信号に基づいて電圧補正値を生成することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置であって、
前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生する電圧指令発生部と、
前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生する区間判定部と、
前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流検出する電流検出部と、
少なくとも電流の電気角位相又は大きさを引数とした電圧補正テーブルを内部に記憶する電圧補正値記憶部と、
前記電圧補正テーブルから前記電圧補正値を読み出す電圧補正値読み出し部と、
前記電圧指令に前記電圧補正値を補正する電圧補正部と、を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
請求項３に記載のインバータ装置であって、
前記電圧補正テーブルを作成する電圧補正テーブル作成部を備え、
前記電圧補正テーブル作成部は、少なくとも前記電流の電気角位相又は大きさを順次可変し、前記区間判別信号の変化タイミングで検出した電流検出値とその前回値との差分値を算出し、前記区間判別信号のオン時の電流変化量と、オフ時の電流変化量が等しくなる電圧補正値を電圧補正テーブルとして前記電圧補正値記憶部に記憶することを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】
前記電圧指令発生部は、前記モータの磁極位置方向であるｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸とから成るｄｑ軸座標系で前記モータの電流制御する電流制御部を備えたことを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記電圧指令発生部は、前記モータの各相に対応するＵＶＷ座標系で、少なくとも２つの相で前記モータの電流制御する電流制御部を備えたことを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記電圧補正部は、前記電流検出を前記モータの磁極位置方向であるｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸とから成るｄｑ軸座標系で前記電圧補正値を生成し、ｄｑ電圧指令に補正する
ことを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項８】
前記電圧補正部は、前記電流検出を前記モータの各相に対応するＵＶＷ座標系で前記電圧補正値を生成し、ＵＶＷ電圧指令に補正することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項９】
前記電圧補正部は、前記電流検出を前記モータの各相に対応するＵＶＷ座標系で前記電圧補正値を生成し、前記電圧補正値をＰＷＭ制御におけるＰＷＭ時間幅に変換して補正することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項１０】
前記パワー部は、搬送波比較変調法に基づいて電力変換することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項１１】
前記パワー部は、空間電圧ベクトル変調法に基づいて電力変換することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項１２】
モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置の制御方法であって、
前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生し、
前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流を検出し、
前記電流検出値とその前回値との差分値を算出し、
前記区間判別信号のオン時の前記モータ電流の変化量と、オフ時の前記モータ電流の変化量が等しくなるように電圧補正値を生成し、
前記電圧補正値を前記電圧指令に補正することを特徴とするインバータ装置の制御方法。
【請求項１３】
モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部と、電圧補正テーブルを内部に記憶する電圧補正値記憶部を備えたインバータ装置の制御方法であって、
前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生し、
前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生し、
前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流を検出し、
与えられえる電流指令又は前記検出した電流における電流位相角又は大きさの少なくとも一方を演算し、
少なくとも前記電流における電流位相角又は大きさを引数にして電圧補正値を読み出し、
前記電圧補正値を前記電圧指令に補正することを特徴とするインバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを駆動するインバータ装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、モータへ電圧指令どおりに電圧出力可能なインバータ装置が要求され、出力電圧に歪が生じないようにするため、デッドタイムによる偏差電圧が生じないようにしたインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１の技術によれば、スイッチング素子であるトランジスタがアーム短絡しないように、デッドタイムを補償する出力信号はＰＷＭゲート信号より遅れ、トランジスタのゲートドライブ回路に入力される。トランジスタインバータの出力電圧を検出して、毎回のスイッチング遅れ時間を計測し、トランジスタのＯＮスイッチング時間、ＯＦＦスイッチング時間やデッドタイムが変化しても、それに追従させ制御量を可変にする。こうして、常にＰＷＭゲート信号と出力電圧信号が一定時間だけ遅れるようにしている。【０００３】
このためＰＷＭ信号に対して一定時間の遅れのある出力電圧が得られ、そのパルス幅は出力電圧信号のパルス幅と一致するため出力電圧誤差が少なくなる。また、直接電圧を検出することによりスイッチング遅れを計測しているため、温度変化などにより、デッドタイム量が変化しても追従し補償量を修正できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平２−３０７３６９号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のインバータ装置は、出力電圧信号を得る電圧検出回路を必要とする。さらに、偏差電圧は基本波周波数の半サイクルごとに２×（td−tS）期間（td：デッドタイム、tS：ストレージタイム）に抑制するが、スイッチング素子を構成するトランジスタやダイオードの半導体特性やドライブ回路の浮遊容量などにより発生する電圧の補償に対して抑制効果はない。【０００６】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電圧検出回路を不要とし、デッドタイム以外の要因で発生する電圧誤差に対しても補償可能なインバータ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本願の代表的な発明は、モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置であって、前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生する電圧指令発生部と、前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生する区間判定部と、前記区間判別信号の変化タイミングで、前記区間判別信号のオン時の電流検出の変化量と、オフ時の電流検出の変化量が等しくなるように前記電圧指令を補正することである。【０００８】
本願の他の代表的な発明は、モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、直流電力を交流電力に変換して出力するパワー部を備えたインバータ装置の制御方法であって、前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生し、前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生し、前記区間判別信号の変化タイミングで検出した電流検出値とその前回値との差分値を算出し、前記区間判別信号のオン時の電流変化量と、オフ時の電流変化量が等しくなる電圧補正値を前記モータへの電圧指令に補正するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によると、ＰＷＭ制御の前半周期と後半周期毎の電流リップル成分の大きさを等しくして電流リップルを軽減するので、ＰＷＭ制御周期と同じ周期の振動及びそれが原因で発生する騒音を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施例を示すインバータ装置のブロック図
【図２】本発明のｄ軸電圧補正値生成部１２の詳細を示すブロック図
【図３】本発明の効果を示す試験データ
【図４】本発明の第２実施例を示すインバータ装置（テーブル作成時）のブロック図
【図５】本発明の第２実施例を示すインバータ装置（テーブル読出時）のブロック図
【図６】本発明の電圧補正テーブル作成部３０での処理手順を示すフローチャート
【図７】本発明の第３実施例の処理手順を示すフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
本発明の実施例の説明前に、本発明で補正する電圧誤差について説明する。
電力変換するパワー部は、相毎にトランジスタTrとそれに逆並列接続されたダイオードFDを備える。このトランジスタTrを構成するダイオードの半導体特性は、モータに流れる電流が小さいとトランジスタTrに逆並列接続されたダイオードFDが完全にオンしない状態になり、トランジスタTrのスイッチングに遅れが生じたり、完全にスイッチングされず中途半端な電圧レベルとなったりする傾向がある。このようなトランジスタTrのスイッチングの遅れは、トランジスタTrをベースドライブするゲート信号のオンタイミングとオフタイミングで異なる。
【００１２】
また、同様な問題は主回路周りの浮遊容量の影響によっても生じる。例えば、トランジスタTrのエミッタ−コレクタ間の浮遊コンデンサの影響である。モータに流れる電流の大きさにより、浮遊コンデンサにチャージされる時間に差が発生するし、浮遊コンデンサにチャージされる際には微小電流指令では電流ゼロとなる。これらの影響でモータ端子電圧は中途半端な電圧レベルとなる。
デッドタイム以外の要因でも、このような現象により電圧誤差が発生する。この電圧誤差はＰＷＭ制御周期の前半周期と後半周期で異なる値となり、電流リップルが発生する。
【００１３】
このようして発生する電流リップルを軽減するため、ＰＷＭ制御周期における前半周期と後半周期毎に、モータ電流のリップル成分を抽出し、前半周期と後半周期で生じた電流リップル成分の差をゼロとする制御を施し、その出力を電圧補正値として電圧誤差を補正する。
【実施例１】
【００１４】
図１は、本発明の第１実施例を示すインバータ装置のブロック図である。このインバータ装置は、電流制御部１、減算器２，３、座標変換部４、電流検出器５、座標変換部６、ＰＷＭ信号発生部７、パワー部８、モータ９、ＰＷＭ周期信号発生部１０、区間判定部１１、ｄ軸電圧補正値生成部１２、ｑ軸電圧補正値生成部１３、磁極位相検出器１４を備える。【００１５】
電流制御部１は、与えられた電流指令Id_ref、Iq_refと後述の検出電流Id、Iqが一致するように、Id,Iq個別に、例えばＰＩ（比例・積分）制御してVd_ref1、Vq_ref1を生成する。なお、d,qは、磁極位置方向であるｄ軸とこのｄ軸と直交するｑ軸とした座標系での各成分を示す。
減算器２、３は、Vd_ref1、Vq_ref1から後述する電圧補正値Vdfc、Vqfcをそれぞれ減算してｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refを出力する。【００１６】
座標変換部４は、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refと磁束位相θを用いて、ｄｑ／ＵＶＷ座標変換で求めた相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refを出力する。なお、磁束位相θはモータ９のモータ軸の取り付けられた磁極位相検出器１４によって検出される。
電流検出器５は、後述の区間判別信号ＳＤに同期して設定周期の半周期毎にモータ９の相電流Iu、Iv、Iwを検出する。【００１７】
座標変換部６は、上記座標変換部４の逆演算により相電流Iu、Iv、Iwを検出電流Id、Iqに変換する。
ＰＷＭ信号発生部７は、相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refを、後述のＰＷＭ制御信号、例えば三角波搬送波を用いてＰＷＭ（パルス幅変調）制御してＰＷＭパルスに変換し、ゲート信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷを出力する。【００１８】
パワー部８は、相毎、上下アーム毎にトランジスタTrとフライホイールダイオードFDを具備する主回路、トランジスタTrのベースドライブ回路を備え、上記ゲート信号に従い相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに応じた電圧を出力してモータ９を駆動する。
ＰＷＭ周期信号発生部１０は、ＰＷＭ周期信号として三角波搬送波を出力する。三角波搬送波はのこぎり波といった他の形状であってもよい。以後、三角波搬送波の山、谷といった説明をする場合があるが、他の形状の搬送波の場合のＰＷＭ周期信号では、その信号の半周期毎ということを説明するものである。【００１９】
区間判定部１１は、ＰＷＭ周期信号である三角波搬送波のカウントアップ区間（前半周期）をオフ（０）、カウントダウン区間（後半周期）をオン（１）とする区間判別信号ＳＤを出力する。【００２０】
次に、d軸電圧補正値生成部１２について、図を用いて説明する。図２に示すようにｄ軸電圧補正値生成部１２は、差分器２１、不感帯部２２、符号反転器２４、加算器２５、制御器２６、符号反転器２８を備えている。【００２１】
差分器２１は、検出電流Idとその前回値Id_oldの差分ΔIdを算出する。
不感帯部２２は、差分ΔIdに対し不感帯処理を行う。不感帯部２２は、主に電流検出の際の量子化誤差やスイッチングノイズの除去を目的とし、必要に応じて設けられる。【００２２】
符号反転器２４は、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であれば差分ΔIdをIdfcとし、区間判別信号ＳＤがオン（１）であれば差分ΔIの符号を反転してIdfcとする。
加算器２５は、Idfcとその前回値Idfc_oldを加算してIdfc1とし、前回値Idfc_oldをIdfcに更新する。
このようにして、三角波搬送波の半周期毎に、検出電流Idのリップル成分を抽出し、前半周期と後半周期で生じた電流リップル成分の差をIdfc1として取り出す。【００２３】
制御器２６は、電流リップル成分の差Idfc1がゼロとなるように制御し、d軸電圧補正値Vdfc1を算出する。制御器２６は、少なくとも比例器又は積分器を用いた制御器によって構成される。
符号反転器２８は、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であればｄ軸電圧補正値VdfcをVdfcとし、区間判別信号ＳＤがオン（１）であればd軸電圧補正値Vdfcの符号を反転してVdfcとする。
このようにして、上記電流リップル成分の差を補償するｄ軸電圧補正値Vdfcは生成される。【００２４】
ｄ軸電圧補正値生成部１２は、ｄ軸電圧補正値Vdfcを図１に示す減算器２に出力する。
ｑ軸電圧補正値生成部１３は、検出電流Iqの対してｄ軸電圧補正値生成部１２と同様の処理を行ってｑ軸電圧補正値Vqfcを生成し、図１に示す減算器３に出力する。
このようにして、実施例１は行なわれる。【００２５】
上記説明では、三角波搬送波の前半周期と後半周期で生じた電流リップル成分の差は、ソフトウェアでＦＦＴを構成し、三角波搬送波の１周期に相当する周波数成分を抽出するようにしてもよい。
また、上記では説明を省略したが、通常ＰＷＭ信号発生部７にはデッドタイム回路が付加される。そのための電圧補償は、座標変換部４において、デッドタイムTd時間相当の電圧降下値をｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_ref又は相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに加算することにより、あるいはＰＷＭ信号発生部７において、デッドタイムTd時間分を予めＰＷＭパルスのパルス幅に補正することにより行なわれる。
また、磁束位相θは磁極位相検出器１４を用いて検出されるとして説明したが、磁束位相θはモータ９の指令電流又は検出電流、指令電圧又は検出電圧などを入力とた磁極推定器を用いて推定により求めるようにしてもよい。【００２６】
次に、実施例１を適用したインバータ装置の効果を図を用いて説明する。図３は本発明の効果を示す試験データであり、モータ９からの発生音をＦＦＴ解析したものである。図３（ａ）は実施例１を適用していないパワースペクトル図、（ｂ）は適用したパワースペクトル図である。なお、試験に用いたモータの容量は２００[W]、定格電流は１．２[Arms]であり、三角波搬送波の周期は２５０[μs]、モータは回転停止状態、電流は定格電流のおよそ８[%]相当値としている。【００２７】
図３からもわかるように、実施例１を適用することにより、三角波搬送波の周波数４ｋＨｚのパワースペクトル値が大幅に低減されている。
このように、ＰＷＭ制御周期における前半周期と後半周期毎の電流リップルの大きさを同じにすることで、ＰＷＭ制御周期の振動を低減でき、これに伴う騒音を低減することができる。
【実施例２】
【００２８】
図４、図５は、本発明の第２実施例を示すインバータ装置のブロック図である。このインバータ装置は、図１の構成から追加で運転モード切替部３２と電圧補正値読み出し部３３を備え、ｄ軸電圧補正値生成部１２、ｑ軸電圧補正値生成部１３の代わりに電圧補正テーブル作成部３０、電圧補正値記憶部３１を備える。以下、電圧補正テーブルの作成及び読み出しを中心に第２実施例について説明する。【００２９】
電圧補正テーブルの作成は、図４の構成で実施される。
電圧補正テーブル作成部３０は、図６に示すシーケンス的な処理により電圧補正テーブルを作成する。この作成処理を説明する。
まず、後述の運転モード切替部３２により座標変換部４及び座標変換部６で用いる磁束位相θを電流の電気角位相θiに切り替えられる。電気角位相θiを０[deg]、電流指令Id_ref及びIq_refを=0として電流制御部１に設定して運転は開始される。
次に、検出電流Idのリップルの大きさを、三角波搬送波の半周期毎に前半周期と後半周期で比較し、両者が一致するように電圧補正値Vdfc１を増加減して調整する。この調整の際、電圧補正テーブル作成部３０は、調整中の電圧補正値Vdfc１を、区間判別信号ＳＤのオフ（０）のときそのまま、オン（１）のとき符号を反転して減算器２へ出力し、電流制御部１が出力するVd_ref1から減じられてｄ軸電圧指令Vd_refが作成される。【００３０】
上記処理を繰り返して、検出電流Idのリップルの大きさが三角波搬送波の半周期毎に前半周期と後半周期で一致するときの電圧補正値Vdfc１を決定する。
なお、このときの一致条件は、上記差異が所定値以内になったとき、又は電圧補正値Vdfc１がAとBの値で繰り返すようになった際の、（A+B）／２とすればよい。
ここまでの処理を、検出電流Iqに対しても実施し、検出電流Iqのリップルの大きさを、三角波搬送波の半周期毎で一致するまで繰り返し、電圧補正値Vqfc１を決定する。【００３１】
次に、このときの電流の電気角位相θｉ(i)、Idrefを電流の大きさIref(j)、決定された電圧補正値Vdfc１をVdfc2(i,j)、Vqfc１をVqfc2(i,j)として電圧補正値記憶部３１に出力する。上記処理は、電気角位相θｉを０からＩｅｎｄまでＩｓｔｅｐ毎に、さらに、その電気角位相θｉについて、電流指令Id_refを０からJｅｎｄまでＪｓｔｅｐ毎に実施する。
このようにして、電圧補正テーブル作成部３０は電圧補正テーブルを生成し、電圧補正値記憶部３１は、電気角位相θｉ(i)と電流の大きさIref(j)を引数とした、電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)の電圧補正テーブルを内部に記憶する。【００３２】
なお、Ｉｓｔｅｐ、Ｊｓｔｅｐの値は、基本的には要求される精度と許容されるテーブルの大きさ（メモリ容量）に応じて決定される。なお、電流指令Id_refが小さい領域程、電圧補正値の変化率が大きいので、電流の大きさの可変量は一定とせず、小さいほど細かく変更すると効率的なテーブルが作成できる。
さらに、事前に電圧補正値の最大値や、テーブルとして必要な電気角位相θｉの最大値がわかっていれば、その大きさを基にテーブルの作成をやめるなどしてもよい。
また、相毎、上下アーム毎にトランジスタTrなどの特性が同じとし、電気角位相θｉは０乃至６０度の範囲のテーブルとしてもよい。【００３３】
運転モード切替部３２は、電圧補正値記憶部３１に電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)の電圧補正テーブルを記憶するモード（テーブル作成モード）と、電圧補正値記憶部３１から電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)を読み出すモード（テーブル読出モード）を切り替える。
この運転の切り替えは、減算器２，３への電圧補正値Vdfc、Vqfc、磁束位相θと、図示を省略した電流指令Id_ref、Iq_refの切り替えにより行われる。
つまり、テーブル作成モードでは、電圧補正値記憶部３１の出力する電圧補正値Vdfc１Vqfc１、電気角位相θｉ、順次可変される電流指令である。
また、テーブル読出モードでは、電圧読み出し部３３の出力する電圧補正値Vdfc2、Vqfc２、磁極位相検出器１４が出力する磁束位相θ、外部から与えられる電流指令である。【００３４】
電圧補正テーブルの読出は、図５の構成で実施される。
電圧補正値読み出し部３３は、テーブル読出モードで、電圧補正値記憶部３１に記憶している電圧補正テーブルから、電流の電気角位相θｉ(i)と大きさIref(j)を引数とし、これに対応した値を電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)を読み出す。なお、電流の電気角位相θｉ(i)及び大きさIref(j)は、それぞれ（１）、（２）式として求め、電圧補正値記憶部３１に作成されているテーブルから該当の前後の値を読み出し、線形補間し電圧補正値Vdfc2、Vqfc2とする。【００３５】
θｉ(i)＝θ＋tan-1（Iq_ref/Id_ref）・・・（１）
Iref(j)＝√（Iq_ref２  +  Id_ref２）・・・（２）
なお、（１）、（２）式での電流の電気角位相θｉ(i)と大きさIref(j)の演算では、与えられる電流指令Id_ref、Iq_refの代わりに、検出電流Id,Iqを用いてもよい。
このようにして得た電圧補正値Vdfc2、Vqfc2を、区間判別信号ＳＤのオフ（０）のときそのまま、オン（１）のとき符号を反転して、それぞれ減算器２、３へ出力して実施例２は行なわれる。
なお、上記ではｄｑ軸での電圧補正テーブルの作成と利用について説明したが、ＵＶＷでの相電圧でのテーブルとして作成してもよいし、電圧補正テーブルは、少なくとも電気角位相θｉまたは電流の大きさIrefの１つの関数として作成してもよい。【００３６】
相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに補償する場合は、電圧補正値Vdfc2、Vqfc2を２相／３相変換してもよいし、Ｕ、Ｖ，Ｗ相の電圧指令に電圧補正値を補正するようにして、電圧補正値Vufc2(i,j)、Vvfc2(i,j)、Vwfc2(i,j)を測定するようにしても良い。この測定の際は、２相分の電圧補正値、例えばVufc2(i,j)、Vwfc2(i,j)を測定し、測定した２相分の電圧補正値から残りの１相分の電圧補正値を算出してもよい。
また、電圧指令を１相分補正すると残りの２相の相電圧出力が変化することを利用し、１相分の電圧補正値を測定し、その電圧補正値を補正に用いてもよい。このときの１相分の電圧指令は３相のうち中間の相を選択するとよい。
【実施例３】
【００３７】
次に、本発明の第３実施例について説明する。図７は、第３実施例に係るインバータ装置の制御方法を示すフローチャートである。各ステップを順に説明する。【００３８】
ステップＳＴ１で、三角波搬送波の山、谷のそれぞれのタイミングでモータ９の相電流Iu、Iv、Iwを検出し、検出電流Id、Iqに変換する。
ステップＳＴ２で、与えられた電流指令Id_ref、Iq_refと検出電流Id、Iqが一致するように、例えばＰＩ（比例・積分）制御してVd_ref1、Vq_ref1を生成する。【００３９】
ステップＳＴ３で、検出電流Id、Iqとその前回値との差分ΔId、ΔIqを算出する。
ステップＳＴ４で、三角波搬送波の谷から山への変化区間をオフ（０）、山から谷への変化区間オン（１）とする区間判別信号ＳＤを生成する。【００４０】
ステップＳＴ５で、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であれば、ΔIdをIdfc、ΔIqをIqfcとする。区間判別信号ＳＤがオン（１）であれば、−ΔIdをIdfc、−ΔIqをIqfcとする。
ステップＳＴ６で、前回値Idfc_old、Iqfc_oldに、Idfc、Iqfcをそれぞれ加算してIdfc1、Iqfc1とし、前回値Idfc_oldをIdfc、Iqfc_oldをIqfcで更新して保存する。【００４１】
ステップＳＴ７で、Idfc、Iqfcがゼロとなるように例えばＰＩ制御し、その出力を電圧補正値Vdfc1、Vqfc1とする。
ステップＳＴ８で、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であれば、Vdfc1、Vqfc1を電圧補正値Vdfc、Vqfcとする。区間判別信号ＳＤがオン（１）であれば、−Vdfc1、−Vqfc1を電圧補正値Vdfc、Vqfcとする。【００４２】
ステップＳＴ９で、電圧補正値Vdfc、VqfcをVd_ref1、Vq_ref1から減算し、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refを生成する。
ステップＳＴ１０で、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refに従い電圧出力し、モータ９を駆動する。【００４３】
なお、各ステップの具体的な処理は、第１実施例で説明しているのでここでは説明を省略する。なお、ステップＳＴ２で行なわれる電流制御は、検出電流Id、Iqを生成する毎に行なうように説明したが、三角波搬送波の山あるいは谷のいずれかで行なうようにしてもよいし、山、谷の何回か１度行なうようにしてもよい。このようにして、第３の実施形態は実施される。【００４４】
以上、本発明の第１乃至第３の実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、適宜変形可能である。
例えば、図１のＰＷＭ信号発生部７の演算を、三角波比較方式に代えて空間ベクトル方式を用いてゲート信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷを決定しても良い。
空間ベクトル方式では、電圧指令（ベクトル）を基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ７のうち、隣接する２つの電圧ベクトル（例えばＶ１とＶ２）を用いて時間平均的に形成され、電圧指令（ベクトル）の更新は、設定された時間周期の半周期毎に実施される。【００４５】
したがって、空間ベクトル方式においても、設定される三角波搬送波の周期の半周期に相当する時間毎にゲート信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷが出力される。
したがって、ＰＷＭ制御周期における前半周期と後半周期毎に異なる電圧誤差が発生した場合でも、電圧補正が可能であり、三角波比較方式と同様の効果が得られる。また、時間判定部１１より出力される区間判別信号ＳＤは、電圧指令（ベクトル）の更新タイミングと同期させて生成すれば、本発明は実施できる。【００４６】
また、電圧補正値が補償する電圧指令は、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refに限定されない。
上述したデッドタイムの補償と同様に、相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refでも良いし、ＰＷＭ信号のパルス幅に変換して補償するようにして良い。相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに補償する場合は、電圧補正値Vdfc、Vqfcを２相／３相変換してもよいし、Ｕ、Ｖ，Ｗ相毎の電圧補正値を演算するようにしても良い。例えばＵ相の電圧補正値Vufcは、Ｕ相電流Iuに対してｄ軸電圧補正値生成部１２と同様の処理を行うことで演算できる。ＰＷＭ信号のパルス幅への変換は、ＰＷＭ信号発生部７において、相電圧補正値Vufc、Vvfc、VwfcをＰＷＭパルスのパルス幅に変換して求めることができる。このようにして、相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refやＰＷＭ信号のパルス幅に補償するようにしても、同様の効果を得られるのは言うまでもない。【００４７】
さらに、上記では、電流指令Id_ref、Iq_refと検出電流Id、Iqが一致するように、電流制御する電流制御部１を備えるように説明したが、ＵＶＷ３相のうち、少なくとも２相の電流が指令と一致するように構成された電流制御であっても良い。さらには、Ｖ／ｆ一定制御のように電流制御部を備えなくとも、与えられる電圧指令に対し、本発明による電圧補正値を補償するように実施しても、同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【００４８】
１  電流制御部
２、３  減算器
４  座標変換部
５  電流検出器
６  座標変換部
７  ＰＷＭ信号発生部
８  パワー部
９  モータ
１０  ＰＷＭ周期信号発生部
１１  区間判定部
１２  ｄ軸電圧補正値生成部
１３  ｑ軸電圧補正値生成部
１４  磁極位相検出器
２１  差分器
２２  不感帯部
２４  符号反転器
２５  加算器
２６  制御器
２８  符号反転器
３０  電圧補正テーブル作成部
３１  電圧補正値記憶部
３２  運転モード切替部
３３  電圧補正値読み出し部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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