(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次導体（２）内を流れる一次電流ＩPを特定の最小電流振幅から特定の最大電流振幅までの電流範囲にわたって測定する測定回路（６）とインダクタ（４）とを備える電流センサーであって、前記インダクタは高透磁性の磁性材によって形成される可飽和磁気コア（１０）と、前記磁気コアを交互に飽和させるように構成される交互の励磁電流ｉを流す二次コイル（１２）とを備え、前記コイルは前記測定回路に接続されており、前記測定回路は前記インダクタに正の電圧又は負の電圧を供給し、飽和状態を示す条件に達する場合に前記電圧をスイッチオフし、前記磁気コアの一方向において飽和するまでの時間ｔ1と他方向において飽和するまでの時間ｔ2とを測定して、それに基づいて前記一次電流の値を前記特定の最小電流から遷移振幅までの前記電流範囲の第一部分における振幅を有する一次電流の場合に決定するように構成され、前記測定回路は前記インダクタに電圧を供給する段階の間であって前記飽和状態に達する前に前記励磁電流ｉの平均値を求めて、それに基づいて前記一次電流の値を前記遷移振幅から前記特定の最大電流振幅までの前記電流範囲の第二部分における振幅を有する一次電流の場合に決定するように更に構成される電流センサー。
【請求項２】
前記測定回路はＤＣ電圧源ＶCと、前記ＤＣ電圧源によって電圧供給され、前記二次コイルを正の電圧及び負の電圧で交互に励磁するように構成されるＨブリッジ回路とを含む請求項１記載の電流センサー。
【請求項３】
前記Ｈブリッジの複数のスイッチは複数のＭＯＳＦＥＴを備える請求項２記載の電流センサー。
【請求項４】
前記測定回路は前記励磁電流を測定するための抵抗Ｒmを備える請求項１〜３のいずれかに記載の電流センサー。
【請求項５】
前記可飽和磁気コアは環状で閉じている請求項１〜４のいずれかに記載の電流センサー。
【請求項６】
前記測定回路が接続され、前記飽和時間ｔ1、ｔ2を測定するためのタイマーを備えるマイクロコントローラを更に含む請求項１〜５のいずれかに記載の電流センサー。
【請求項７】
一次導体内を流れる電流を特定の最小電流振幅から特定の最大電流振幅までの電流範囲にわたって測定する方法であって、
測定回路と、可飽和磁気コアの周囲に巻かれた二次コイルを備えるインダクタとを含む電流センサーを設けるステップと、
前記磁気コアを交互に飽和させるための前記二次コイルに励磁電圧を加えるステップと、
大きい一次電流を測定するために前記励磁電圧が加えられる段階の間に、励磁電流の平均値を計算するステップと、
交互の前記励磁電流の負の信号及び正の信号それぞれの前記磁気コアが飽和するまでの時間ｔ1、ｔ2を測定して、交互の前記飽和時間ｔ1、ｔ2間の関係に基づいて前記一次電流を小電流の場合に決定するステップとを含み、
小さい一次電流は特定の最小電流Ｉminから遷移振幅までの前記電流範囲の第一部分における振幅を有し、大きい一次電流は前記遷移振幅から前記特定の最大電流振幅Ｉmaxまでの前記電流範囲の第二部分における振幅を有する方法。
【請求項８】
小さい一次電流ＩPの場合、前記一次電流は両方向における前記飽和時間の和で除した一方向における前記飽和時間の値に基づく請求項７記載の方法。
【請求項９】
小電流の場合の前記測定方法は、以下の条件
0005606521.tif 000030
に従う一次電流の場合に採用され、ここでＩPは一次電流、Ｎは前記二次コイルのターン数、ｉs0は一次電流が０である場合の飽和励磁電流の値である請求項７又は８記載の測定方法。
【請求項１０】
大きい一次電流の場合、前記一次電流の測定は、励磁電圧が供給される段階の間の前記励磁電流の平均値の計算に基づく請求項７〜９のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
前記測定回路はＤＣ電圧源ＶCと、複数のトランジスタスイッチを有し前記ＤＣ電圧源によって電圧供給され、前記二次コイルを正の（Ｐ）電圧及び負の（Ｎ）電圧で交互に励磁するように構成されるＨブリッジ回路とを含み、
励磁コイルに正の電圧を供給することにより前記磁気コアが前記飽和状態に達するまで正の電流＋ｉを前記インダクタ（４）に充電するように構成される前記トランジスタをスイッチオンし、前記トランジスタをスイッチオフするステップと、
飽和状態に達するまでの前記時間ｔ1を測定するステップと、
前記インダクタンスを放電するステップと、
前記励磁コイルに負の電圧を供給することにより負の電流−ｉを前記インダクタ（４）に充電するように構成される前記トランジスタをスイッチオンし、一旦前記磁気コアが飽和状態に達すると前記トランジスタをスイッチオフするステップと、
飽和状態に達するまでの前記時間ｔ2を測定するステップと、
前記インダクタンスを放電するステップとを含む請求項７〜１０のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】
前記磁気コアの飽和状態は、前記励磁電流ｉの特定の閾値に達したことを測定抵抗Ｒmを介して判定することで比較器によって検出される請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記飽和時間ｔ1、ｔ2は、各スイッチを閉じるときと飽和状態の検出時との間に決定される請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
前記飽和時間の値は、前記測定回路が接続されるマイクロコントローラによって、このマイクロコントローラのタイマーユニットを利用して計算される請求項１３記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はクローズドループ電流センサーに関し、特にフラックスゲート型のものに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のフラックスゲートセンサーは、典型的には、そのフラックスゲートの励磁コイルによって交番磁界にさらされる高透磁率の軟質の磁性材としてのコアを備える。励磁コイルの磁界によってこのコアは交互に飽和状態となる。例えば一次導体内を流れる電流によって生じる外部磁界等の磁界の存在下で、軟質の磁気コアの飽和特性は（見掛け上、二次側から見て）非対称となり、フラックスゲートコイルを駆動する回路において対応する信号が生成される。結果として生じた信号は外部磁界の振幅に相関性を有する。クローズドループセンサーにおいてこの信号は、外部磁界の影響を打ち消すように構成される磁気回路上で二次コイルを駆動するためにフィードバックループにおいて使用される。クローズドループフラックスゲートセンサーの主な利点は、その測定感度と、振幅の小さい電流を高精度で測定できる点とにある。一方、一般的にこのようなセンサーは振幅の大きい電流を測定するのに最適とはいえず、他のセンサーと同様に測定範囲が限られている。
【０００３】
しかしながら、ある特定の用途においては広い範囲で電流を測定する必要がある。振幅の小さい電流と広い測定範囲とを高精度に測定する必要がある用途の一例としてバッテリーの監視がある。バッテリーの監視には、バッテリーの状態（充電、健全性）を評価するためにバッテリーシステムの異なるパラメータ、温度、電圧、インピーダンス及び電流を測定することが含まれうる［２］。多くの場合、例えば工業用ＵＰＳ、電気通信システム又はバッテリーの蓄電システム等において数百ブロックからなる複雑なシステムを監視する必要がある。バッテリーを監視する用途に関する問題の一つとして電流の測定があり、ここで典型的には測定範囲（ＤＣ）は１０ｍＡから１０００Ａまで多様でありうる。今日入手可能な低コストの電流変換器は、数ミリアンペアの細流充電（フロート）電流から数百アンペアのバッテリーの放電電流及び再充電電流まで多様でありうる極めて広い測定範囲をサポートしつつ、振幅の小さい電流の場合に充分な精度で動作するようにはうまく適応しているといえない。
【０００４】
ある特定の電気モータ、発電機及びその他の電気駆動装置においても、この駆動装置又は発電機に対して精度が高く且つ信頼性の高い制御を行うために、極めて広い範囲にわたる電流の測定が必要となることがある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、小電流を高精度で測定し且つ広い測定範囲を有する電流センサーを提供することである。
【０００６】
経済的に製造できる電流センサーを提供することは有利である。
【０００７】
精度が高く且つ経済的に製造できるバッテリー監視用電流センサーを提供することは有利である。
【０００８】
実施が容易である電流センサーを提供することは有利である。
【０００９】
コンパクトで信頼性の高い電流センサーを提供することは有利である。
【００１０】
本発明の目的は、請求項１に記載のクローズドループフラックスゲートセンサー及び請求項７に記載の電流の測定方法を提供することによって達成された。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本明細書において開示されるのは、一次導体内を流れる一次電流ＩPを、測定可能な又は特定の最小電流振幅（Ｉmin）から測定可能な又は特定の最大電流振幅（Ｉmax）までの電流範囲にわたって測定する測定回路とインダクタとを備えるフラックスゲート電流センサーであって、インダクタは高透磁性の磁性材によって形成される可飽和磁気コアと、磁気コアを交互に飽和させるように構成される交互の励磁電流ｉを流す二次コイルとを備え、コイルは測定回路に接続される。測定回路は対向する磁界方向における磁気コアの飽和時間ｔ1及びｔ2を測定して、それに基づいて一次電流の値を小さい電流振幅の場合に決定し、測定回路は励磁電流ｉの平均値を求めて、それに基づいて一次電流の値を大電流の場合に決定するように更に構成される。
【００１２】
本発明に係る、一次導体内を流れる電流を特定の最小電流振幅から特定の最大電流振幅までの電流範囲にわたって測定する方法は、
測定回路と、可飽和磁気コアの周囲に巻かれた二次コイルを備えるインダクタとを含む電流センサーを設けるステップと、
磁気コアを交互に飽和させるように構成される二次コイルに励磁電圧を加えるステップと、
大きい一次電流を測定するために電圧源がオンにされる段階の間に、インダクタを流れる励磁電流の平均値を計算するステップと、
交互の励磁電流の負の信号及び正の信号それぞれの磁気コアが飽和するまでの時間ｔ1、ｔ2を測定して、交互の飽和時間ｔ1、ｔ2間の関係に基づいて一次電流を小電流の場合に決定するステップとを含む。
【００１３】
小さい一次電流は特定の最小電流Ｉminから遷移振幅までの電流範囲の第一部分における振幅を有し、大きい一次電流は遷移振幅から特定の最大電流振幅Ｉmaxまでの電流範囲の第二部分における振幅を有する。第一の測定方法から第二の測定方法への移行時の遷移振幅の値は、Ｉminの値とＩmaxの値との関数として変化しうる。
【００１４】
「フラックスゲート」型の技術に基づく本発明に係る電流センサーは、経済的に製造及び実施できるにもかかわらず、優れた精度を実現しつつ広い測定範囲を有する。このセンサーは、一次電流が可飽和インダクタに対して作用することによって生じる磁界を使用している。飽和状態に達する間隔とインダクタの負荷電流とを測定し、適当なマイクロコントローラを利用することによって、高い電流レベル及び低い電流レベルの両方の場合に一次電流の値を高精度で計算することが可能となる。
【００１５】
小さい一次電流ＩPの場合、一次電流値は両方向における飽和時間の和で除した一方向における飽和時間の値（ＩPはｔ1／（ｔ1＋ｔ2）に比例する）に基づいて決定すればよい。
【００１６】
小電流の場合の測定方法は、以下の条件
0005606521.tif 000002
に従う一次電流の場合に採用されることが好ましく、ここでＩPは一次電流、Ｎは二次コイルのターン数、ｉs0は一次電流が０である場合の飽和励磁電流の値である。
【００１７】
大きい一次電流の場合、一次電流の測定は励磁電流の平均値の計算に基づいてもよい。
【００１８】
本発明の更なる目的及び有利な特徴は、請求項、実施形態の以下の詳細な説明、並びに添付図面からも明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は測定パラメータを示すバッテリー監視システムの簡略図である。
【図２】図２は本発明の実施形態に係る電流センサーの可飽和インダクタとそのメインパラメータとを示している。
【図３】図３はインダクタの理想的な特性Ｂ（Ｈ）をグラフで示したものである。
【図４】図４はインダクタの二次コイル内を流れる電流Ｉの関数としての磁束鎖交数Ψ（ｉ）の理想的な特性をグラフで示したものである。
【図５】。
【図６】図６は０よりも大きい一次電流（測定対象となる電流）（ＩP＞０）の場合のインダクタンス値のシフトをグラフで示したものである。
【図７】図７は本発明に係る電流センサーの測定回路の実施形態の回路図を示している。
【図８ａ】図８ａ及び８ｂは正の一次電流（ＩP＞０）の場合の飽和時間ｔ1及びｔ2それぞれのインダクタンス値のシフトを示す簡略化したグラフである。
【図８ｂ】図８ａ及び８ｂは正の一次電流（ＩP＞０）の場合の飽和時間ｔ1及びｔ2それぞれのインダクタンス値のシフトを示す簡略化したグラフである。
【図９ａ】図９ａ及び９ｂはそれぞれ、一次電流と励磁電流との関係を表すための、正の一次電流の場合の電流の関数としてのインダクタンスをグラフで示したもの、及び時間の関数としての電流をグラフで示したものである。
【図９ｂ】図９ａ及び９ｂはそれぞれ、一次電流と励磁電流との関係を表すための、正の一次電流の場合の電流の関数としてのインダクタンスをグラフで示したもの、及び時間の関数としての電流をグラフで示したものである。
【図１０ａ】図１０ａ及び１０ｂは図９ａ、９ｂと同様であるが負の一次電流の場合のものである。
【図１０ｂ】図１０ａ及び１０ｂは図９ａ、９ｂと同様であるが負の一次電流の場合のものである。
【図１１】図１１は、一次電流が０である場合の正の励磁電流信号Ｐに対する飽和時間及び負の励磁電流信号Ｎに対する飽和時間を示すオシロスコープのスクリーンショットである。
【図１２】図１２は１０００アンペアの一次電流における電圧Ｕmに関するオシロスコープのスクリーンショットである。
【図１３】図１３〜１５は本発明に係るプロトタイプの電流センサーの試験結果を示すものであり、図１３は−１〜＋１アンペアの範囲における一次電流に対する測定された電流誤差をミリアンペアで示している。
【図１４】図１３〜１５は本発明に係るプロトタイプの電流センサーの試験結果を示すものであり、図１４は−１５〜＋１５アンペアの範囲における一次電流に対するセンサー誤差をパーセンテージで示している。
【図１５】図１３〜１５は本発明に係るプロトタイプの電流センサーの試験結果を示すものであり、図１５は−１０００〜＋１０００アンペアの範囲における一次電流に対するセンサー誤差をパーセンテージで示している。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
図１、２及び７を参照すると、一次導体２内を流れる一次電流ＩPを測定するための、本発明に係る電流センサーの実施形態は、例えばバッテリー１やその他の電気装置やモータ等に接続され、この一次電流はバッテリーの充電電流又は放電電流、あるいは電気モータの駆動電流に対応している。このセンサーは測定回路６に接続されるインダクタ４（インダクタンスＬを示す）を備える。このインダクタは高透磁率材料（軟質の磁性材）によって形成される磁気コア１０を有する磁気回路８と、可飽和磁気コア１０の少なくとも一部に巻かれた二次コイル（本願明細書においては励磁コイルとも呼ぶ）１２とを備える。二次コイル１２はこの二次コイルを介して励磁電流＋ｉ、−ｉを供給する測定回路６に接続され、この励磁電流は磁気コアを一方向に、その次に反対方向に、交互に飽和させるように構成されている。示される実施形態において磁気コアは、一次導体が貫通して延在する中央通路１４を有する環状の閉じたリングの形状である。
【００２１】
一次導体は磁気コアの中央通路を一直線に貫通する単一の導体として示されているが、一次導体は可飽和コアの一部に巻かれた一つ以上のターン（巻線）を有するものでもよい。一次導体の部分は電流センサーに組み込まれていてもよく、測定対象となるシステムの外部一次導体に接続するための複数の接続端子を備える。一次導体はセンサーとは別体であってセンサーを貫通するように挿入されてもよい。磁気コアは円形以外の他の形状であってもよく、例えば四角形、正方形、多角形又は他の形状等であってもよい。更には、インダクタの磁気コアは、例えば棒の形状やエアギャップを有するほぼ閉じた磁気コアの形態等の閉じていない回路を形成してもよい。磁気コアは、例えば一次導体の周囲に組立てられた二つの半体部分又は二つの部分等の一つ以上の部分によって形成されてもよい。また電流センサーは、一次導体が貫通して延在する中央通路を有さない磁気コアを備えてもよく、これによって磁気コアの近傍に一次導体を位置させることもできるし、磁気コアの一部分の周囲に一つ以上のターンの形で一次導体を巻くこともできる。これらの様々な構成において、機能原理は実質的に同一のままであり、これによって二次コイルにおける励磁電流は磁気コアを交互の方向に飽和させる交流となり、磁気コアの飽和特性に影響を与える磁界が一次電流によって生じることとなる。
【００２２】
本発明において、小電流の場合には測定回路はインダクタンス特性のシフトを励磁電流の関数として測定するが、このシフトは一次電流の振幅に実質的に比例する。しかしながら、大きい一次電流の場合にはこの測定原理が採用されることはない。これは、二次（励磁）電流が全くなくてもコアは既に完全に飽和状態にあり、関係ｔ1／（ｔ1＋ｔ2）の結果はそれ以上変化しないためである。このため、大電流の場合には測定回路は他の測定方法を採用するが、この方法は、励磁電圧が供給される間の二次コイルの励磁電流の平均値、即ち以下により詳細に説明されるように一次電流の振幅に対応するｔ1又はｔ2を計算するものである。
【００２３】
好適には、極めて広い電流範囲の測定のために単一で簡素で低コストのセンサーをこれにより使用することができる。
【００２４】
図１及び２はクローズドループ電流センサーを有するバッテリー監視システムにおける以下のパラメータを示している。
Ｎは二次ターン数であり、
ＩFeは平均磁気回路長であり、
ＳFeは磁気回路断面であり、
ｉは励磁電流であり、
ＩPは一次電流（測定対象）であり、
Φは磁束である。
この種の用途における主な問題は電流の測定である。これは、細流充電（フロート）電流の数ミリアンペアからバッテリーの放電電流及び再充電電流の数百アンペアまでの極めて広い範囲において電流が多様でありうるためである。
【００２５】
可飽和インダクタのメインパラメータが図２に定義されている。磁気回路の幾何学的パラメータに加えてコアの特性Ｂ（Ｈ）も加味して、励磁電流ｉの関数としてインダクタンス値を定義することができる。
【００２６】
磁気回路の理想特性Ｂ（Ｈ）（磁界Ｈの関数としての磁束密度Ｂ）は図３のように大まかに示すことができる。＋Ｈsと−Ｈsとの間で変化する磁界値に対してはコアは飽和しないため、Ｂ（Ｈ）は公知の式（１）によって表される。
0005606521.tif 000003
ここでμ0は空気の透過係数であり、μrは回路の磁性材の相対透過係数である。
【００２７】
図４は電流の関数として理想的な特性Ψ（ｉ）の磁束鎖交数を示している。ターン数Ｎに加えて磁気回路の幾何学的パラメータによって磁束鎖交数Ψと励磁電流ｉとの関係が決定される。
0005606521.tif 000004
0005606521.tif 000005
（２）を（１）に代入することにより、以下が求められる。
0005606521.tif 000006
そして（４）を（３）に代入することにより、以下が求められる。
0005606521.tif 000007
そして最終的に以下のようになる。
0005606521.tif 000008
電流の関数として（６）を導き出すことにより、インダクタンス値が（７）として求められる。
0005606521.tif 000009
【００２８】
図５は励磁電流の関数として理想的なインダクタンス値を示している。磁性材が飽和状態でないとき、この値は以下から求めることができる。
0005606521.tif 000010
一旦飽和状態に達するとインダクタンス値は以下によって表される。
0005606521.tif 000011
インダクタンス値ＬfはＬeのμr倍の値である。例えば試験用プロトタイプの場合、Ｌe＝２ｍＨのときＬf＝２２Ｈである。以下において、インダクタンスＬeの飽和値が０であると仮定する。図２に示す電流の流れる方向を見てみると、一次導体に正の電流を流すことによって特性Ｌ（ｉ）が左にシフトし、負の一次電流の場合はこの特性は右にシフトする。このシフトは一次電流に相関性があり、以下に説明するように理論上は一次電流に比例する。
【００２９】
インダクタンス特性のシフト：
一次電流によって生じる磁界強度ＨPを考えてみると、以下のように表わすことができる。
0005606521.tif 000012
（２）を（１０）に代入することにより、以下が求められる。
0005606521.tif 000013
そして（１１）を（３）に代入して、以下が求められる。
0005606521.tif 000014
0005606521.tif 000015
（１３）から、磁束特性のシフト量はＩP／Ｎであることがわかる。
【００３０】
図６は正の一次電流（ＩP＞０）の場合のインダクタンス値のシフトを示している。電流ｉs0はＩP＝０．１ｎの場合の飽和励磁電流の値である。この場合、特性Ｌ（ｉ）は対称であり＋ｉs0＝−ｉs0である。一次電流ＩPが０でない場合の正の飽和電流はｉ1であり、一方、負の飽和電流はｉ2である。この場合、特性Ｌ（ｉ）はもう対称ではなくなっている。正の一次電流ｉ1＜｜ｉ2｜のとき、この特性のパラメータは以下のように計算できる。
0005606521.tif 000016
0005606521.tif 000017
一例として、＋ｉs0＝７ｍＡ及びＮ＝１０００として試験が行われたプロトタイプにおいては、１Ａの一次電流によって正の飽和限界がｉ1＝（０．００７−１／１０００）Ａ＝６ｍＡとなった。
【００３１】
測定回路
図７は本発明に係るセンサーの実施形態の測定回路のレイアウトを示している。測定対象となる電流は適当なトロイダルコアを有する変流器の一次電流である。二次（測定）回路は、複数のＭＯＳＦＥＴによって形成されるＨブリッジ回路の構造に電圧供給するＤＣ電圧源ＶC＝１２Ｖによって形成される。このＨブリッジによって二次コイルが正の電圧及び負の電圧で交互に励磁される。コイル抵抗はＲsである。励磁電流は抵抗Ｒmを用いて測定される。測定のサイクルは４つのステップを含む。測定のシーケンスの開始時にはインダクタンスは「無負荷」、即ち巻線における電流は０であり全てのスイッチが開いている。
【００３２】
ステップ１）各ＭＯＳＦＥＴ「Ｐ」がスイッチオンされる。インダクタンスＬを示すインダクタ４は、図７に示す方向に応じて正の電流＋ｉを充電する。一旦飽和状態に達するとトランジスタはスイッチオフされる。
ステップ２）インダクタンスは各「Ｎ」スイッチのフリーホイリングダイオードを介して自ら放電する。次のステップに移行する前にインダクタンスは完全に放電されていることが好ましい。
ステップ３）各ＭＯＳＦＥＴ「Ｎ」がスイッチオンされる。このときインダクタンスにおける負の電流が増大する。飽和状態に達するとスイッチオフされる。
ステップ４）インダクタンスは各「Ｐ」スイッチのフリーホイリングダイオードを介して自ら放電する。この場合も同様に、次の手順が開始する前にインダクタンスの放電が完了していることが好ましい。
【００３３】
飽和状態に達するまでの時間ｔ1、ｔ2の測定値と、段階Ｐ及びＮそれぞれの間の平均励磁電流ｉaverageの測定値とは一次電流の計算に使用される。これらの演算は、測定回路が接続されるマイクロコントローラ（図示せず）によって二つの充電期間において、例えばマイクロコントローラのＡＤＣユニット及びタイマー等を利用して行われてもよい。飽和状態に達するときに、測定抵抗Ｒmを介した励磁電流ｉの急激な増大が比較器によって検出されてもよい。飽和時間ｔ1、ｔ2は各スイッチを閉じるときと飽和状態の検出時との間に計算される。その結果、励磁電流ｉaverageの平均値を計算することができる。一次電流が０である場合には、例えば約１８０ｍｓが測定のシーケンスに要される。
【００３４】
小さい一次電流の場合の測定方法
図２に示す電流の流れる方向を見てみると、正の一次電流を流すことによってインダクタンス特性Ｌ＝Ｌ（ｉ）は左に向かってシフトしている。このシフトが一次電流ＩPに比例することを説明することができる。一次電流（ＩP／Ｎ）が負であれば、インダクタンス特性は右に向かってシフトする。図８において、ｔ1は正の電流の場合の飽和時間、ｔ2は負の電流の場合の飽和時間、ｉ1は正の飽和電流、ｉ2は負の飽和電流である。このシフトはインダクタが飽和するまでの時間に影響を及ぼしている（図８）。
【００３５】
この回路の時間領域における挙動を計算する際には、回路の抵抗部（Ｒ＝Ｒs＋Ｒm）を無視することができる。実際、時定数（Ｌf＝２２Ｈ及びＲ＝５Ω）と比較して飽和時間は短い（典型的には２０ｍｓ）。そして電圧ステップを印加した後、以下の直線関係が求められる。
0005606521.tif 000018
励磁電流は一次電流と直線的且つ直接的に関係する。一旦飽和状態に達すると電流は瞬時に定常値まで増大する（Ｌe＝０）。
0005606521.tif 000019
一次電流は飽和するまでの時間の関数である。図８において、正の一次電流の場合の挙動が示されている。図８は正の一次電流の場合の飽和時間ｔ1及びｔ2を示している。
0005606521.tif 000020
（１５）及び（１６）を（１９）に代入することにより、以下が求められる。
0005606521.tif 000021
そして（１４）を（２０）に代入することにより、以下が求められる。
0005606521.tif 000022
Ｈブリッジ供給電圧ＶCについてはこの式には明示されていないため、この電圧を高精度に安定させる必要はない。一旦飽和状態に達すると励磁電流によってＶC／Ｒの定常値が得られる。一例として、試験用プロトタイプにおいてこの値はＶC／Ｒ＝２．４Ａであったが、より高い電流値はこの用途において必要とされなかったことから、各ＭＯＳＦＥＴは約１．２５Ａ（ｉthreshold）でスイッチオフされた。
【００３６】
小さい一次電流の場合の上記測定方法は、以下の条件に従う一次電流の場合に使用することができる。
0005606521.tif 000023
一例として、試験用プロトタイプにおいてこの条件は±７Ａの測定範囲（一次電流）を指している。より高い一次電流値の場合には異なる測定方法が用いられる。
【００３７】
大きい一次電流の場合の測定方法
｜ＩP／Ｎ｜＞ｉs0であれば、特性Ｌ（ｉ）は大きく左へ移動（遷移）する。これは、励磁電流が全く流れていなくてもインダクタンスが既に飽和状態にあることを意味している。大きい負の一次電流の場合、この現象は同じであるが逆向きとなる（右にシフトする）。図９はＩPとｉaverageとの関係を示している。小さい一次電流の測定に対して定められた上記の関係をここで使用することはできない。この場合、段階「Ｐ」又は「Ｎ」の間に励磁電流の平均値を計算することによって測定が行われる。磁気コア１０が飽和状態でないときのインダクタ電流に対応する、図９に示すこの特性の平均値ｉaverageはＩP／Ｎを示す。一次電流を求めるには、励磁電流の平均値（ｉnとｉn’との間の値）を計算し、これにターン数を乗じればよい。
0005606521.tif 000024
【００３８】
例
例示的な実施形態は以下の特性を有する。
測定範囲：０．．±１０００Ａ  ＤＣ
誤差＠Ｔａ＝２５℃：±１０ｍＡ  ｆｏｒ  ＩP＝０  ｔｏ  ±１Ａ
：±１％  ｆｏｒ  ＩP＝１±１０００Ａ
供給電圧：１２Ｖ
供給電流：２５０ｍＡ（平均）
整定時間：≦１ｓ
出力種類：デジタル
【００３９】
測定信号
図１１は、一次電流が０である場合に飽和するまでの時間を示している。Ｐ（及びＮそれぞれの）信号によって正（及び負それぞれ）の充電段階が開始される。Ｕm信号は測定抵抗Ｒmに対する電圧である。
（１７）から、この場合以下であることがわかる。
0005606521.tif 000025
この後、インダクタが飽和状態にあることから電圧Ｕmは各スイッチのオープン電圧に到達する。
0005606521.tif 000026
0005606521.tif 000027
この後、ダイオードのフリーホイリング電流によって負の電圧Ｕmが加えられる。
図１１はＩP＝０の場合の飽和時間を示している。
【００４０】
図１２は＋１０００Ａの一次電流と共に測定電圧を示しており、ＩP＝＋１０００Ａにおける電圧Ｕmを示している。正の励磁電流の場合には即座に閾値に到達し、これにより一次電流の流れる方向が決定される。負の励磁電流の場合には関係式（２３）によってその平均値を計算することができる。
0005606521.tif 000028
（２４）によれば、電圧Ｕmは以下のようになる。
0005606521.tif 000029
【００４１】
試験結果
測定のサイクル毎に、一次電流の値は変換器のデジタル出力によって送信される。図１３、１４及び１５は上記の試験済みプロトタイプの場合の一次電流（Ｔa＝２５℃）の関数としての変換器電流の誤差を表している。
図１３は以下における変換器電流誤差（ｍＡ）を示している。
−１Ａ≦ＩP≦Ａ
図１４は以下における変換器電流誤差（％）を示している。
−１５Ａ≦ＩP≦１５Ａ
図１５は以下における変換器電流誤差（％）を示している。
−１０００Ａ≦ＩP≦１０００Ａ
【００４２】
参照文献
［１］  Ｗ．  Ｔｅｐｐａｎ，  「Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ  ｏｆ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｅｎｓｏｒｓ」，  ５ｔｈ  Ｉｎｔ．  ＩＭＥＫＯ，  ＴＣ−４  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ  ｆｏｒ  Ｌｏｗ  ａｎｄ  Ｍｅｄｉｕｍ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ，  Ｖｉｅｎｎａ，  Ａｕｓｔｒｉａ，  ８−１０  Ａｐｒｉｌ  １９９２
［２］  Ｗａｌｔａｒｉ，  Ｔ．  Ｓｕｎｔｉｏ：  「Ｓｕｒｖｅｙ  ａｎｄ  ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｂａｔｔｅｒｙ  ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ  ｍｅｔｈｏｄｓ  ａｎｄ  ｒｅｓｕｌｔｓ  ｆｒｏｍ  ｕｓｅｒ’ｓ  ｖｉｅｗｐｏｉｎｔ」，  ２１ｓｔ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｅｎｅｒｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  １９９９．  ＩＮＴＥＬＥＣ  ’９９，  ６−９  Ｊｕｎｅ  １９９９  Ｐａｇｅ（ｓ）：７  ｐｐ．
【図１】
0005606521.tif 000031
【図２】
0005606521.tif 000032
【図３】
0005606521.tif 000033
【図４】
0005606521.tif 000034
【図５】
0005606521.tif 000035
【図６】
0005606521.tif 000036
【図７】
0005606521.tif 000037
【図８ａ】
0005606521.tif 000038
【図８ｂ】
0005606521.tif 000039
【図９ａ】
0005606521.tif 000040
【図９ｂ】
0005606521.tif 000041
【図１０ａ】
0005606521.tif 000042
【図１０ｂ】
0005606521.tif 000043
【図１１】
0005606521.tif 000044
【図１２】
0005606521.tif 000045
【図１３】
0005606521.tif 000046
【図１４】
0005606521.tif 000047
【図１５】
0005606521.tif 000048