(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を入力し制御信号により利得が可変される利得可変型増幅器と、
前記利得可変型増幅器からの出力信号を受け周波数変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器からの出力信号を受けるアクティブフィルタと、
前記アクティブフィルタ前段の所定のノードの電力を検出し前記利得可変型増幅器の利得制御用の第１の信号を生成する第１の回路と、
前記アクティブフィルタの中間ノードの電力を検出し前記利得可変型増幅器の利得制御用の第２の信号を生成する第２の回路と、
前記第１、第２の回路から出力される前記第１、第２の信号を受け、前記第１、第２の信号の大小を比較する比較器と、
前記第１、第２の回路から出力される前記第１、第２の信号を受け、前記比較器での比較結果に基づき、前記第１、第２の信号の一方を選択し、前記利得可変増幅器の利得制御用の前記制御信号として供給する切替スイッチと、
を備えている、受信機。
【請求項２】
前記第１の回路は、前記アクティブフィルタ前段の前記所定のノードの電力を検出する第１の電力検出器と、
前記第１の電力検出器の出力と第１の基準電圧とを差動入力する第１の差動増幅器と、
を備え、
前記第２の回路は、前記アクティブフィルタの前記中間ノードの電力を検出する第２の電力検出器と、
前記第２の電力検出器の出力と第２の基準電圧とを差動入力する第２の差動増幅器と、
を備え、
前記比較器は、前記第１、第２の差動増幅器の出力電圧を比較し、
前記切替スイッチは、前記第１、第２の差動増幅器の出力電圧のうち大きい方の電圧を選択出力する、請求項１記載の受信機。
【請求項３】
入力信号を入力し制御信号により利得が可変される利得可変型増幅器と、
前記利得可変型増幅器からの出力信号を受け周波数変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器からの出力信号を受けるアクティブフィルタと、
前記アクティブフィルタのアナログ出力信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
前記アナログデジタル変換器の出力信号をフィルタ処理するデジタルフィルタと、
前記アクティブフィルタ前段の所定のノードの電力を検出し前記利得可変型増幅器の利得制御用の第１の信号を生成する第１の回路と、
前記デジタルフィルタの中間ノードの電力を検出し前記利得可変型増幅器の利得制御用の第２の信号を生成する第２の回路と、
前記第１、第２の回路から出力される前記第１、第２の信号を受け、前記第１、第２の信号の大小を比較する比較器と、
前記第１、第２の回路から出力される前記第１、第２の信号を受け、前記比較器での比較結果に基づき、前記第１、第２の信号の一方を選択し、前記利得可変増幅器の利得制御用の前記制御信号として供給する切替スイッチと、
を備え、
前記第１の回路は、前記アクティブフィルタ前段の前記所定のノードの電力を検出する第１の電力検出器と、
前記第１の電力検出器の出力と第１の基準電圧を差動入力する第１の差動増幅器と、
を備え、
前記第２の回路は、前記デジタルフィルタの中間ノードの電力を検出する第２の電力検出器と、
前記第２の電力検出器の出力と第２の基準電圧を差動入力する第２の差動増幅器と、
を備え、
前記比較器は、前記第１、第２の差動増幅器の出力電圧を比較し、
前記切替スイッチは、前記第１、第２の差動増幅器の出力電圧のうち大きい方の電圧を選択出力する受信機。
【請求項４】
前記アクティブフィルタ前段の前記所定のノードは、
前記周波数変換器の入力ノードと、
前記周波数変換器の出力と前記アナログフィルタの入力の接続点ノード
のいずれかである、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の受信機。
【請求項５】
前記アクティブフィルタは低域通過型フィルタである、請求項２乃至４のいずれか１項に記載の受信機。
【請求項６】
前記第２の基準電圧は前記第１の基準電圧よりも低い電圧とされ、
低域通過型の前記アクティブフィルタの通過帯域内の前記所望波と、前記アクティブフィルタの遮断周波数に近い方の第１の干渉波を受信したときには、前記第２の電力検出器の出力電圧が前記第２の基準電圧と等しくなるように制御され、
前記低域通過型の前記アクティブフィルタへの入力電力は前記第２の基準電圧によって決定され、
低域通過型の前記アクティブフィルタの通過帯域内の前記所望波と前記アクティブフィルタの遮断周波数から前記第１の干渉波よりも離れている第２の干渉波を受信したときには、前記第１の電力検出器の出力電圧が前記第１の基準電圧と等しくなるように制御され、
前記低域通過型の前記アクティブフィルタへの入力電力は前記第１の基準電圧によって決定される、請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
前記低域通過型の前記アクティブフィルタへの入力電力が前記第２の基準電圧によって決定される場合、前記第１の干渉波が前記低域通過型のアクティブフィルタの耐入力特性を超えないように前記第２の基準電圧が調整され、
前記低域通過型の前記アクティブフィルタへの入力電力は前記第１の基準電圧によって決定される場合、前記第２の干渉波が前記低域通過型のアクティブフィルタの耐入力特性を超えないように前記第１の基準電圧が調整される、請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１項の記載の受信機を備えた半導体装置。
【請求項９】
半導体装置に搭載され、入力信号を入力し制御信号により利得が可変される利得可変型増幅器と、前記利得可変型増幅器からの出力信号を受け周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器からの出力信号を受けるアクティブフィルタと、を備えた受信機の自動利得制御方法であって、
前記アクティブフィルタ前段の所定のノードの電力を検出して前記利得可変型増幅器の利得制御用の第１の信号を生成し、
前記アクティブフィルタの中間ノードの電力を検出して前記利得可変型増幅器の利得制御用の第２の信号を生成し、
前記第１、第２の信号の大小を比較し、
前記比較結果に基づき、前記第１、第２の信号の一方を選択し、選択した信号を前記利得可変増幅器の利得制御用の制御信号として用いる、自動利得制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機に関し、特に、半導体装置上に搭載して好適な受信機と自動利得制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信機は、受信信号の周波数を中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、「ＩＦ」と略記される）に変換する機能を備える。周波数の変換にはミキサー回路が用いられる。ミキサー回路に入力する局部発振器（Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、「ＬＯ」と略記される）の信号（ＬＯ信号）と受信信号の周波数の差がミキサー回路の出力信号（ＩＦ信号）の周波数となる。ＩＦ信号の周波数が一定と仮定すると、ＬＯ信号の周波数を変更することで受信可能な受信信号の周波数が変わることになり、受信したい信号の周波数をＬＯ信号の周波数で制御できることになる。一般に、受信機で受信する信号には、受信したい周波数の信号（所望波）と不必要な周波数の信号（干渉波）が混在しており、この中から所望波だけをＩＦ信号として出力するためには、以下の２つの機能が必要となる。
【０００３】
（Ａ）所望波周波数とＬＯ信号周波数の差がＩＦ信号周波数となるようにＬＯ信号周波数を調整する。
【０００４】
（Ｂ）ミキサー出力信号には所望波と干渉波が出現するため、その後にフィルタ回路を設け、干渉波を抑圧し所望波を取り出す。
【０００５】
受信機の干渉波抑圧に関する性能は、干渉波抑圧比で表される。干渉波抑圧比の数値が高いほど優れた受信機である、と言える。一般に、所望波と干渉波の周波数差が小さくなると、受信機の干渉波抑圧比は劣化する。このため、通信システムにおいて、干渉波抑圧比は、周波数差が小さい時には、比較的小さい値とされ、周波数差が大きい時には、大きい値に定められている。一例として、図２に各種ＴＶ放送での干渉波抑圧比規格を示す。横軸は所望波と干渉波のチャネル差であり縦軸は干渉波抑圧比規格（ｄＢ表示）である。破線はＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｔｅｒｒｅｓｔｉａｌ：地上デジタルテレビジョン放送規格（ＮｏｒＤｉｇ規格による）、実線はＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ：アメリカの地上デジタルテレビ規格）である。
【０００６】
図３は、関連技術の受信機の回路構成を示す図である。高周波可変利得増幅器（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下「ＲＦＶＧＡ」という）３は、制御電圧によって利得が可変できる機能を持つ。制御電圧が高いと利得大、低いと利得小となる。
【０００７】
電力検出器（Ｐｏｗｅｒ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ、「ＤＥＴ」と略記される）８は、入力された信号の電力に応じた電圧を出力する。
【０００８】
差動増幅器（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、「ＤＩＦＦＡＭＰ」と略記される）１０は、電力検出器８の出力電圧と基準電圧（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ、「Ｖｒｅｆ」と略記される）９の差電圧を増幅して出力する。差動増幅器１０の出力電圧は高周波可変利得増幅器３の制御電圧として印加される。
【０００９】
周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）４は。高周波可変利得増幅器３の出力信号をＬＯ周波数との差周波数に周波数変換する。変換された信号を中間周波数（ＩＦ）信号と呼ぶ。
【００１０】
局部発振器（Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、「ＬＯ」と略記される）５の出力は、周波数変換器４に入力され周波数変換時に利用される。このＬＯ信号周波数は、受信したい信号周波数に応じて変更される。
【００１１】
中間周波数低域通過フィルタ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ、「ＩＦＬＰＦ」と略記される）６は、所定の周波数（カットオフ周波数）以下の信号を通し、それ以上の信号を遮断するフィルタである。半導体装置に搭載される受信機である半導体受信機の場合、能動素子を利用したアクティブフィルタで構成される。
【００１２】
自動利得制御ループ７は、高周波可変利得増幅器３の利得を制御するための負帰還ループであり、高周波可変利得増幅器３、電力検出器８、基準電圧（Ｖｒｅｆ）９、差動増幅器１０を備えている。
【００１３】
入力信号（ＲＦ信号）は、高周波可変利得増幅器３で増幅されたあと、電力検出器８で電力検波される。差動増幅器１０は、電力検出器８の出力電圧と基準電圧（Ｖｒｅｆ）９との差電圧を増幅して出力する。差動増幅器１０の出力電圧は高周波可変利得増幅器３の制御電圧となり、高周波可変利得増幅器３は、入力された制御電圧に応じて利得を変化させる。
【００１４】
ここで、高周波可変利得増幅器３の出力電力が高くなったと仮定すると、電力検出器８の出力電圧が高くなり、基準電圧（Ｖｒｅｆ）９を超える場合、（Ｖｒｅｆ−電力検出器８の出力電圧）の符号はマイナスとなり、差動増幅器１０の出力電圧が低下する。この結果、高周波可変利得増幅器３の利得が下がり、高周波可変利得増幅器３の出力電力が低下する。高周波可変利得増幅器３出力電力が下がった場合は、上記とは逆の動作をし、出力電力が上昇する。
【００１５】
このように、差動増幅器１０によって、高周波可変利得増幅器３に対して、負帰還をかけることによって最終的には、電力検出器８の出力電圧と基準電圧（Ｖｒｅｆ）９とが等しくなりループが収束する。したがって、高周波可変利得増幅器３の出力電力は、基準電圧（Ｖｒｅｆ）９の電圧値を変更することで制御することができる。
【００１６】
入力１からの入力信号（受信信号）は、高周波可変利得増幅器３で増幅される。高周波可変利得増幅器３の利得は制御電圧によって可変制御される。高周波可変利得増幅器３で増幅された信号電力は電力検出器８で検出され、差動増幅器１０を通じて高周波可変利得増幅器３の制御電圧として、フィードバックされる。差動増幅器１０は、基準電圧（Ｖｒｅｆ）９と電力検出器８の出力電圧の差を増幅して出力する。電力検出器８の出力電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）９よりも高い場合、高周波可変利得増幅器３に供給する制御電圧を下げるように働く。この一連のループを、自動利得制御（ＡＧＣ）ループと呼び、負帰還ループが形成されるため、受信信号電力によらず、高周波可変利得増幅器３の出力電力が一定となるように動作する。
【００１７】
高周波可変利得増幅器３の出力信号は周波数変換器４に入力されＬＯ信号との差周波数に周波数変換される。その後、中間周波数低域通過フィルタで不必要な干渉波が抑圧され、受信したい所望波のみが出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００３−２１８７１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
以下に関連技術の問題点を説明する。
【００２０】
図３を参照して説明した関連技術では、中間周波数低域通過フィルタ６を構成するアクティブフィルタの耐入力特性が望ましくない周波数特性を持つため、充分高い干渉波抑圧比を得ることが出来ない場合がある。
【００２１】
以下、この問題が発生する原因について説明する。
【００２２】
＜アクティブフィルタの性能について＞
一般に、フィルタを半導体受信機に内蔵する場合、抵抗、容量と増幅器（演算増幅器）を組合せたアクティブフィルタの構成をとる。増幅器には、能動素子が用いられるため、能動素子が飽和しない電力範囲でのみフィルタとしての役割を果たす。飽和しない入力電力が高いほど、出力でのＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を高く保つことができることから、高性能なフィルタといえる。この特性は、「耐入力特性」と呼ばれ、フィルタの性能指標の一つである。
【００２３】
また、フィルタの他の重要な性能指標に減衰特性がある。減衰特性とは、ある周波数での減衰量を意味し、減衰量が大きいほど、高性能なフィルタといえる。
【００２４】
アクティブフィルタの減衰特性を急峻にするためには、フィルタ回路の次数を上げることが必要である。すなわち、フィルタを、抵抗、容量と増幅器を多段構成（段数を増やす）とする必要がある。この場合、フィルタの内部ノードでは、遮断周波数ｆｃ付近の周波数領域で高い増幅率を持つこととなり、増幅率が低い周波数に比べ耐入力特性が劣化する。この問題は、アクティブフィルタ固有の問題であり、アクティブフィルタの減衰特性を急峻にするほど、耐入力特性の劣化は大きくなる傾向にある。図４に示すように、アクティブフィルタの遮断周波数ｆｃ付近でアクティブフィルタの耐入力特性は、一側でフィルタ減衰特性に沿ってＶ字状に劣化している。なお、図４において、横軸は周波数、縦軸はアクティブフィルタの周波数特性（低域通過特性）と、耐入力特性である。
【００２５】
＜ＡＧＣ収束電力と干渉波抑圧比＞
図５に、ＡＧＣ収束電力と干渉波抑圧比の関係を示す。図５において、横軸はＡＧＣ収束電力（ｄＢｍ）、縦軸は干渉波抑圧比（ｄＢ）である。ＡＧＣ収束電力、すなわち中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６への入力電力を上げると、中間周波数低域通過フィルタ６の出力でのＳ／Ｎ比を高く保つことができるため、干渉波抑圧比を向上させることができる。
【００２６】
しかし、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６への入力電力を上げすぎると、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の耐入力特性を超え、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６が飽和してしまうため、図５に示すように、干渉波抑圧比が著しく劣化する。すなわち、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の遮断周波数付近では、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の耐入力特性がＶ字状に下がり（図４参照）、干渉波の周波数が中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の遮断周波数付近の場合、ＡＧＣ収束電力を上げると、耐入力特性を超え、図５において、干渉波抑圧比（実線）に付された矢線（干渉波の周波数が遮断周波数付近）で示すように劣化する。干渉波の周波数が中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の遮断周波数よりも大きい場合も、ＡＧＣ収束電力を上げすぎると、干渉波抑圧比（破線）に付された矢線で示すように劣化する。
【００２７】
＜干渉波抑圧比の向上＞
受信機の干渉波抑圧比を向上させるためには、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の減衰特性を急峻にし、干渉波の除去能力を向上させる必要がある。しかしながら、アクティブフィルタにおいて急峻な減衰特性を実現させると、遮断周波数付近での耐入力特性の劣化が大きくなる。このため、ＡＧＣ収束電力を下げる必要があり、干渉波抑圧比の低下につながる。すなわち、
（Ａ）干渉波抑圧比を上げるには、低域通過型のアクティブフィルタを急峻な減衰特性としなければならない。
（Ｂ）急峻な減衰特性のアクティブフィルタは、遮断周波数付近の耐入力特性の劣化が大きくなり、干渉波抑圧比が低下する。
【００２８】
上記（Ａ）と（Ｂ）はトレードオフ（ｔｒａｄｅ−ｏｆｆ：二律背反）の関係にある。
【００２９】
＜関連技術の干渉波抑圧比＞
図６に、中間周波数低域通過フィルタ６へ入力される所望波と干渉波の関係を示す（図６の横軸は周波数、縦軸は電力）。周波数軸上、所望波の近傍にある干渉波を「干渉波１」とする。
【００３０】
干渉波１に対応する中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の出力（図６の破線で示すＩＦＬＰＦ出力での減衰特性）は、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の耐入力特性が劣化する周波数帯にある。周波数軸上、所望波から干渉波１よりもさらに離れた干渉波を「干渉波２」とする。干渉波２に対応する中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の出力は、中間周波数低域通過フィルタ６の耐入力特性がＶ字状に劣化する周波数帯よりも上側（高い周波数帯）の、中間周波数低域通過フィルタ６の耐入力特性の劣化が発生しない周波数帯にある。
【００３１】
図３の構成では、１種類のＡＧＣ設定しかとれないため、ある一定のＡＧＣ収束電力を使い続けることになる。干渉波１を重視したＡＧＣ設定の場合には、中間周波数低域通過フィルタ６の劣化した耐入力特性を超えない範囲でＡＧＣ収束電力を高め、干渉波１に対する干渉波抑圧比を向上させる。このＡＧＣ設定で、干渉波２が支配的になった場合、中間周波数低域通過フィルタ６の耐入力特性に余裕が出るが、ＡＧＣ収束電力は一定なため、その余裕を、干渉波抑圧比の向上に使うことはできない。
【００３２】
干渉波２を重視したＡＧＣ設定の場合には、干渉波２に対する中間周波数低域通過フィルタ６の耐入力特性が高いため、ＡＧＣ収束電力を上げた設定が可能となり、干渉波２に対する干渉波抑圧比の改善が図れる。
【００３３】
しかしながら、このＡＧＣ設定で干渉波１が支配的になった場合には、中間周波数低域通過フィルタ６が飽和して干渉波抑圧比が劣化する。
【００３４】
図７に、ＡＧＣ収束電力が変化した場合の干渉波抑圧比変化の模式的に示す。図７において、横軸は所望波と干渉波のチャンネルの差、縦軸は干渉波抑圧比である。ＡＧＣ収束電力が大（破線）の場合、所望波と干渉波のチャンネルの差が絶対値でほぼ２以下になると、ＡＧＣ収束電力が小（実線）の場合と比べ干渉波抑圧比が著しく劣化し、チャンネル差が絶対値で２以上では改善している。
【００３５】
このように、図３に示した半導体受信機では、１種類のＡＧＣ設定しかとれず、干渉波１と干渉波２のどちらが支配的であるかを知ることが出来ない。
【００３６】
このため、干渉波１、２の両方に対応した、中庸な、言い換えれば、妥協したＡＧＣ設定とせざるを得ない。結果として、充分高い干渉波抑圧比が得られない場合がある。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
本発明によれば、第１の側面において、入力信号を入力し制御信号により利得が可変される利得可変型増幅器と、前記利得可変型増幅器からの出力信号を受け周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力信号を受けるアクティブフィルタと、前記アクティブフィルタ前段の所定のノードの電力を検出し前記利得可変型増幅器の利得制御用の第１の信号を生成する第１の回路と、前記アクティブフィルタの中間ノード又は前記アクティブフィルタ後段の所定のノードの電力を検出し前記利得可変型増幅器の利得制御用の第２の信号を生成する第２の回路と、前記第１、第２の回路から出力される前記第１、第２の信号を受け、前記第１、第２の信号の大小を比較する比較器と、前記第１、第２の回路から出力される前記第１、第２の信号を受け、前記比較器での比較結果に基づき、前記第１、第２の信号の一方を選択し、前記利得可変増幅器の利得制御用の前記制御信号として供給する切替スイッチと、を備えた受信機が提供される。
【００３８】
本発明によれば、第２の側面において、半導体装置に搭載され、入力信号を入力し制御信号により利得が可変される利得可変型増幅器と、前記利得可変型増幅器からの出力信号を受け周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力信号を受けるアクティブフィルタと、を備えた受信機の自動利得制御方法であって、
前記アクティブフィルタ前段のノードの電力を検出して前記利得可変型増幅器の利得制御用の第１の信号を生成し、
前記アクティブフィルタの中間ノード又は前記アクティブフィルタ後段ノードの電力を検出して前記利得可変型増幅器の利得制御用の第２の信号を生成し、
前記第１、第２の信号の大小を比較し、
前記比較結果に基づき、前記第１、第２の信号の一方を選択し、前記利得可変増幅器の利得制御用の制御信号として供給する自動利得制御方法が提供される。
【発明の効果】
【００３９】
本発明によれば、干渉波周波数に応じた干渉波抑圧比の実現、特に、高い干渉波抑圧比が要求される周波数での干渉波抑圧比の向上が望める。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す図である。
【図２】各種ＴＶ放送での干渉波抑圧比規格を示す図である。
【図３】典型的な関連技術の構成を示す図である。
【図４】中間周波数低域通過フィルタの減衰特性と耐入力特性を示す図である。
【図５】ＡＧＣ収束電力と干渉波抑圧比を示す図である。
【図６】中間周波数低域通過フィルタに入力される所望波と干渉波を示す図である。
【図７】関連技術での干渉波周波数と干渉波抑圧比を示す図である。
【図８】各電力検出器での検出電力を示す図である。
【図９】所望波、干渉波１を受信した場合（ＡＧＣループオープン）の図である。
【図１０】所望波、干渉波１を受信した場合（ＡＧＣループクローズ）の図である。
【図１１】所望波、干渉波２を受信した場合（ＡＧＣループオープン）の図である。
【図１２】所望波、干渉波２を受信した場合（ＡＧＣループクローズ）の図である。
【図１３】本発明の実施形態２の構成を示す図である。
【図１４】本発明の実施形態３の構成を示す図である。
【図１５】アクティブフィルタの回路構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
本発明の実施形態について説明する。本発明の好ましい態様（Ｐｒｅｆｅｒｒｅｄ  Ｍｏｄｅｓ）の一つにおいては、ＡＧＣループの構成を工夫することにより、周波数的に（周波数軸上）、所望波近傍にある第１の干渉波（干渉波１）が支配的である場合には、ＡＧＣ収束電力を低くし、周波数的に、所望波から離れた第２の干渉波（干渉波２）が支配的である場合には、ＡＧＣ収束電力を高くする切り替えを、自律的に行う構成とし、中間周波数低域通過フィルタの耐入力特性を常にフルに使いきることを可能としている。この結果、干渉波に対する耐性を上げることが出来る。以上を実現するために、本発明では、利得可変増幅器の自動利得制御（ＡＧＣ）ループの収束に使われる制御電圧として、周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）の入力電力（中間周波数低域通過フィルタの前段の電力）を検出する第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８の出力電圧と第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９との第１の差電圧と、中間周波数低域通過フィルタ６の中間ノードの電力を検出する第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧と第２の第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２の第２の差電圧、の２つの差電圧を用意する。
【００４２】
そして、これら第１、第２の差電圧をそれぞれ第１、第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１、２）１０、１３で差動増幅し、第１、第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１、２）１０、１３の出力電圧を比較する比較器（ＣＯＭＰ）１４を備え、比較器１４での比較結果に基づき、第１、第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１、２）１０、１３の出力電圧のうち一方の電圧を選択する切替えスイッチ（ＳＷ）１５を備え、切替えスイッチ（ＳＷ）１５で選択された電圧が、利得制御用の制御電圧として、高周波可変利得増幅器３に供給される。
【００４３】
本実施形態においては、第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９と第２の第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２を適正な電圧とすることで、周波数軸上、所望波に近い干渉波１が支配的である場合と、所望波から離れた干渉波２が支配的である場合とに応じて、ＡＧＣ収束電力を切替えることができる。このため、干渉波１、干渉波２それぞれがアクティブフィルタの耐入力特性を超えない範囲でＡＧＣ収束電力を高めることができる。この結果、本発明によれば、関連技術では困難であった、干渉波周波数に応じた干渉波抑圧比を実現できる。以下具体的な実施形態に即して説明する。
【００４４】
＜実施形態１＞
図１は、本発明の実施形態１を示す図である。図１を参照すると、本実施形態の受信機は、
入力１に入力が接続された高周波可変利得増幅器（ＲＦＶＧＡ）３と、
高周波可変利得増幅器（ＲＦＶＧＡ）３に入力が接続された周波数変換器（ＭＩＸＩＥＲ）４と、
周波数変換器（ＭＩＸＩＥＲ）４にＬＯ信号を供給する局部発振器（ＬＯ）５と、
局部発振器（ＬＯ）５の出力に入力が接続され、出力２に出力が接続された中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６と、
周波数変換器（ＭＩＸＩＥＲ）４の入力ノードに入力が接続された第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８と、
第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９と、
第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８と第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９に反転入力と非反転入力が接続された第１の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１）１０と、
中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６に入力が接続された第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１と、
第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２と、
第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力と第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２に反転入力と非反転入力が接続された第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ２）１３と、
第１の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１）１０の出力と第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ２）１３の出力を入力して電圧比較する比較器（ＣＯＭＰ）１４と、
第１の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１）１０の出力と第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ２）１３の出力を入力し、比較器（ＣＯＭＰ）１４での比較結果に基づき一方を選択し、高周波可変利得増幅器（ＲＦＶＧＡ）３に利得制御用の制御電圧として供給する切替スイッチ（ＳＷ）１５と、を備えている。
【００４５】
本実施形態においては、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１と、第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２と、第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ２）１３と、比較器（ＣＯＭＰ）１４と、切替スイッチ（ＳＷ）１５が、図３の構成に追加されている。以下では、図３と同一の構成要素の説明は適宜省略し、図３の構成との相違点に着目して説明する。
【００４６】
第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１は、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の中間ノードの電力を検出し、それに応じた電圧を出力する。中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の中間ノードは、例えば干渉波２を完全に除去し、干渉波１を完全には除去しないノードが選ばれる。
【００４７】
第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２は、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧と比較する基準電圧である。
【００４８】
第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＰ２）１３は第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧と第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２の差電圧を出力する。
【００４９】
比較器（ＣＯＭＰ）１４は、第１、第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１、２）１０、１３の出力電圧を入力し、大きい方の電圧が、切替スイッチ（ＳＷ）１５で選択されるように切替制御信号を出力する。切替スイッチ（ＳＷ）１５は、比較器（ＣＯＭＰ）１４からの切替制御信号に基づき、第１、第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１、２）１０、１３の出力電圧の一方（電圧の高い方）を選択し、制御電圧として高周波可変利得増幅器３へ供給する。
【００５０】
図８（Ａ）、図８（Ｂ）は、第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１で検出する信号のスペクトラムを模式的に示す図である（横軸は周波数、縦軸は電力）。図８（Ａ）は、第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８で検出するＭＩＸＥＲの入力信号の周波数領域での電力スペクトラムを表し、図８（Ｂ）は第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１で検出するＩＦＬＰＦ中間ノードの信号の周波数領域での電力スペクトラムを表している。
【００５１】
中間周波数低域通過フィルタ６の中間ノードとして、干渉波２は十分に減衰できるが（図８（Ａ）、（Ｂ）のＩＦＬＰＦ中間ノードでの減衰特性参照）、干渉波１に対する減衰が不十分なノードが選択される。こうすることで、所望波と周波数が近い干渉波１（遮断周波数付近の干渉波）が入力された場合、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１で検出する電力には、図８（Ｂ）に示すように、干渉波１の残留電力が含まれる。
【００５２】
一方、所望波と周波数が離れている干渉波２が入力された場合、中間周波数低域通過フィルタ６の中間ノードでは十分に減衰されているため、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１で検出する電力には、干渉波２の残留電力は殆ど含まれないことになる。
【００５３】
また、図８（Ａ）に示すように、周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）４への入力信号の電力を検出する第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８では、所望波、干渉波１、干渉波２全ての電力が検出される。
【００５４】
＜所望波と干渉波１が入力された場合＞
図９、図１０は、図１の第１、第２の電力検出器（ＤＥＴ１、ＤＥＴ２）８、１１における、入力電力（Ｐｉｎ）対電力検出器出力電圧（Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ）の関係を示す（横軸：Ｐｉｎ、縦軸：Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ）。縦軸のＶｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２は、図１の第１、第２の基準電圧である。
【００５５】
図９は、ＡＧＣループがオープン（開）の場合であり、入力電力（Ｐｉｎ）に比例して、電力検出器の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔが増加する関係を示している。
【００５６】
図１０は、ＡＧＣループがクローズ（閉）の場合であり、Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔが基準電圧に達すると負帰還のＡＧＣループが働き、それ以上の入力電力範囲では、Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ＝基準電圧（Ｖｒｅｆ）となるように高周波可変利得増幅器３の利得が調整される。
【００５７】
所望波と干渉波１が入力された場合、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１で検出する信号のうち干渉波１は、中間周波数低域通過フィルタ６の中間ノードまでで若干減衰されているため、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２は第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１よりも、やや低くなる。
【００５８】
図１０に示すように、第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２を第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９よりも低く設定しておくことで、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２（図１０の＠ＤＥＴ２の矢線で指示される実線）と第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２とが釣り合うように（Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２＝Ｖｒｅｆ２）、ＡＧＣループが働くことになる。
【００５９】
この場合、Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１（図１０の＠ＤＥＴ１の矢線で指示される実線）は、第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９には届かず（Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１＜Ｖｒｅｆ１）、それよりも低い電圧で一定となる。なお、第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２と第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９の差は、同じ入力電力における第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１と、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２の差よりも大きく設定しておく必要がある。
【００６０】
所望波と干渉波２が入力された場合、図１１、図１２に、入力電力（Ｐｉｎ）対電力検出器出力電圧（Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ）の関係を示す。
【００６１】
図１１は、ＡＧＣループがオープンの場合である。図１２はＡＧＣループがクローズの場合である。
【００６２】
所望波と干渉波２が入力された場合、中間周波数低域通過フィルタ６で干渉波２が十分減衰されており、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２はＶｏｕｔ＿ｄｅｔ１よりも十分低くなる。そのため、ＡＧＣループは、第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１と基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９が釣り合うように働くこととなり（図１２の＠ＤＥＴ１の矢線で指示される実線参照）、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２は第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２には届かず、それよりも低い電圧で一定となる（図１２の＠ＤＥＴ２の矢線で指示される実線参照）。
【００６３】
この場合、干渉波１が入力された時よりも、第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１は上昇することとなり、周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）４の出力電力、すなわち中間周波数低域通過フィルタ６への入力電力が上昇する。
【００６４】
上記の実施形態の動作をまとめると、以下の通りになる。
【００６５】
＜所望波＋干渉波１を受信した場合＞
ＡＧＣループは、
Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２＝第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２
となるように働くため、ＡＧＣ収束電力は、第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２によって決定される。
【００６６】
よって、中間周波数低域通過フィルタ６の入力電力は第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２で制御されることとなる。干渉波１が中間周波数低域通過フィルタ６の劣化した耐入力特性を超えないように、第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２を調整する。
【００６７】
＜所望波＋干渉波２を受信した場合＞
ＡＧＣループは、
Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１＝第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９
となるように働くため、ＡＧＣ収束電力は、第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９によって決定される。
【００６８】
よって、中間周波数低域通過フィルタの６の入力電力は、第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９で制御されることになる。干渉波２が中間周波数低域通過フィルタ６の劣化していない耐入力特性を超えないように、第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９を調整する。
【００６９】
本実施形態によれば、第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９と第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２とを互いに独立に設定することができる。このため、本発明によれば、干渉波１と干渉波２に対するＡＧＣ収束電力を独立して設定できることになる。
【００７０】
したがって、干渉波１が支配的である場合と、干渉波２が支配的である場合のそれぞれについて、最適なＡＧＣ収束電力が自律的に得られ、常に高い干渉波抑圧比を得ることが出来る。
【００７１】
＜実施形態２＞
図１３は、本発明の第２の実施形態の構成を示す図である。本実施形態と前記第１の実施形態との相違点は、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の後段に、ＡＤ変換器（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＡＤＣ）１６と、デジタルフィルタ１７を備え、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）２の入力は、デジタルフィルタ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｆｉｌｔｅｒ）の中間ノードに接続されている。
【００７２】
本発明の第２の実施形態の動作について説明する。基本的な動作は、前記第１の実施形態と同じである。
【００７３】
受信信号に干渉波１が含まれる場合、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２が、
Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２＝第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２
となるように、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）−第２の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ２）のＡＧＣループが働く。
【００７４】
受信信号に干渉波１が含まれていない場合は、第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１が、
Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ１＝第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９
となるように、第１の電力検出器（ＤＥＴ１）−第１の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１）のＡＧＣループが働く。
【００７５】
第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９、第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２を適切に設定することで、干渉波１、干渉波２それぞれがアクティブフィルタの耐入力特性を超えない範囲でＡＧＣ収束電力を高めることができ、干渉波周波数に応じた干渉波抑圧比を実現できる。
【００７６】
また第２の実施形態では、干渉波を除去する役割の一部をデジタルフィルタ１７が担っている。このデジタルフィルタ１７は、アクティブフィルタではないため、耐入力特性の劣化は生じない。
【００７７】
中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６は、アクティブフィルタで構成される。このため、図１の前記第１の実施形態と同様に、遮断周波数付近での耐入力特性の劣化、という問題は存在するが、中間周波数低域通過フィルタ６の減衰特性の一部をデジタルフィルタで実現できるため、前記第１の実施形態に比べ、中間周波数低域通過フィルタ６の減衰特性を緩やかに設定することができ、耐入力特性の劣化を軽減することが可能となる。このことは、中間周波数低域通過フィルタ６の入力電力の上昇を意味し、受信機全体の干渉波抑圧比が向上することを意味する。
【００７８】
また、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１への入力をデジタルフィルタ１７の中間ノードとすることで、第２の電力検出器（ＤＥＴ２）１１への入力をアクティブフィルタ６の中間ノードを入力としていた前記第１の実施形態に比べ、フィルタ減衰特性のバラツキを低減できる。
【００７９】
よって、入力電力（Ｐｉｎ）対第２の電力検出器出力電圧（Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ２）が、半導体装置の製造バラツキ等の影響を受けずに安定するため、より正確なＡＧＣループ切替え動作の実現が可能となる。
【００８０】
＜実施形態３＞
図１４は、本発明の第３の実施形態の構成を示す図である。図１４を参照すると、本実施形態が、図１の前記第１の実施形態との相違点は、第１の電力検出器（ＤＥＴ１）８が、前記第１の実施形態では、周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）４の入力に接続されていたが、本実施形態では、周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）４の出力、したがって中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の入力へ変更されている。
【００８１】
前記第１の実施形態では、以下の２種類のＡＧＣ電圧を準備し、所望波と干渉波の周波数関係に応じてそれらを切替える。
【００８２】
（１）周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）４の入力電力（中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６より前段の電力）を検出する第１の電力検出器（ＤＥＴ１）の出力電圧と第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）９の差電圧。
【００８３】
（２）中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の中間ノードの電力を検出する第２の電力検出器（ＤＥＴ２）の出力電圧と第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）１２との差電圧。
【００８４】
この場合の（１）は、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の前段の電力が必要条件であり、周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）４の入力電力、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６の入力電力のどちらを利用しても同じ効果を奏することができる。本発明の第３の実施形態においても、前記第１の実施形態と同様の効果が期待できる。
【００８５】
図１５は、前記各実施形態における中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６を構成するアクティブフィルタの構成例を示す図である。図１５の例の場合、中間周波数低域通過フィルタ６は５段のオペアンプＯＰ１〜ＯＰ５を備え、中間ノードは、３段目のオペアンプＯＰ３の差動出力に対応している。例えばオペアンプと入力抵抗と帰還容量は伝達関数（−Ｋ／ｓ；容量を１、入力抵抗を１／Ｋとする）を構成し、１つオペアンプと入力抵抗と並列接続された帰還抵抗と容量は１次の伝達関数（−Ｋ／（ｓ＋ｐ１）；入力抵抗を１、容量を１／Ｋ、帰還抵抗をＫ／ｐ１とする）を構成している。より詳細には、中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）６は、５段に縦続接続されたオペアンプＯＰ１〜ＯＰ５と、各段を構成する抵抗Ｒ１〜Ｒ２０、容量Ｃ１〜Ｃ１０により構成されている。中間周波数低域通過フィルタＩＦＬＰＦの入力ノードＩＮ１、ＩＮ２には、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して初段の増幅器ＯＰ１が接続され、最終段の増幅器ＯＰ５の出力信号は、出力ノードＯＴ１、ＯＴ２に接続される。また、３段目の増幅器ＯＰ３の出力信号は、中間ノードＭＮ１、ＭＮ２に接続されている。この中間周波数低域通過フィルタＩＦＬＰＦの入力ノードＩＮ１、ＩＮ２に干渉波１と所望波が入力しても５段トータルでは十分な減衰特性を有しているので、出力ノードＯＴ１、ＯＴ２からは、所望波のみをフィルタリングして出力することができる。ただし、３段目の増幅器ＯＰ３の出力信号が接続される中間ノードＭＮ１、ＭＮ２では、図６の干渉波１のような所望波に近接する干渉波は除去しきれずに所望波に干渉波１が含まれる信号として出力される。一方、入力ノードＩＮ１、ＩＮ２に干渉波２が入力した場合は、中間ノードＭＮ１、ＭＮ２の段階で干渉波２が除去され、所望波のみが出力される。
【００８６】
中間周波数低域通過フィルタＩＦＬＰＦの中間ノードＭＮ１、ＭＮ２は、図１において、電力検出器ＤＥＴ２に、出力ノードＯＴ１、ＯＴ２は、出力２に接続される。なお、図８では、中間ノードＭＮ１、ＭＮ２、出力ノードＯＴ１、ＯＴ２からは１対の相補信号が出力されるものとして記載しているが、図１では、１対の相補信号は１本の信号として簡略化して記載している。
【００８７】
図１５に示した構成は、あくまで一例であるが、このように入力と出力の間を中間ノードとして引き出すことで、干渉波２は十分に減衰させるが、干渉波１に対する減衰が不十分なノードを作り出すことが可能となる。
【００８８】
図１３の第２の実施形態では、デジタルフィルタ１７の中間ノードの電力を第２の電力検出器（ＤＥＴ２）で検出する構成としており、この場合の中間ノードは、デジタルフィルタ１７の構成によって様々な端子で実現することが可能である。一例としてデジタルフィルタ１７を２段の縦続接続フィルタで構成する場合で考えると、１段目のフィルタの出力端子をデジタルフィルタ１７の中間ノードとして取り出せば、本発明に必要な情報が抽出できることになる。
【００８９】
上記した実施形態は、以下の作用効果を奏する。
【００９０】
干渉波周波数に応じた干渉波抑圧比の実現、特に高い干渉波抑圧比が要求される周波数（干渉波２）での干渉波抑圧比の向上が望める。
【００９１】
本発明では、半導体受信機に内蔵されるアクティブフィルタの耐入力特性劣化に着目し、それが原因で発生する受信機の干渉波抑圧比劣化を改善することを課題としている。一方、先行技術文献サーチでサーチされた特許文献１（特開２００３−２１８７１１号公報）は、ＩＦ領域に設けられるフィルタにセラミックフィルタを想定しており、本発明の課題とは別の発明である。本発明において、半導体受信機のＩＦ領域に設けたアクティブフィルタの耐入力特性が劣化する遮断周波数付近の干渉波の強さに応じてＡＧＣループを切替えることで、アクティブフィルタの飽和を防ぎつつ、干渉波抑圧比の向上を図っている。ＡＧＣ電圧を発生するノードの選択であり、アクティブフィルタ遮断周波数付近の干渉波を十分減衰しきれないが、その隣の周波数の干渉波は十分に減衰するノード（中間周波数低域通過フィルタの中間ノード）を選択する必要がある。
【００９２】
特許文献１（特開２００３−２１８７１１号公報）では、受信機のＩＦ領域に存在する干渉波がフィルタ通過帯域内に存在する場合と通過帯域外に存在する場合とでＡＧＣループの制御を切替え、受信感度の劣化を防止する、という動作を行う。本発明では、周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）の入力の電力から生成されるＡＧＣ電圧と、中間周波数低域通過フィルタの中間ノード電力から生成されるＡＧＣ電圧を比較し、それぞれの基準電圧との大小関係からＡＧＣループの選択を行う構成としている。特許文献１（特開２００３−２１８７１１号公報）では、ミキサー入力とバンドパスフィルタ１出力から２種類のＡＧＣ電圧を生成し、その大きいほうのＡＧＣ電圧を使用する構成となっている。
【００９３】
なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００９４】
１  入力
２  出力
３  高周波可変利得増幅器（ＲＦＶＧＡ）
４  周波数変換器（ＭＩＸＥＲ）
５  局部発振器（ＬＯ）
６  中間周波数低域通過フィルタ（ＩＦＬＰＦ）（アクティブフィルタ）
７、７Ａ、７Ｂ、７Ｃ  自動利得制御ループ
８  第１の電力検出器（ＤＥＴ１）（電力検出器（ＤＥＴ））
９  第１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）（基準電圧（Ｖｒｅｆ））
１０  第１の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ１）（差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ））
１１  第２の電力検出器（ＤＥＴ２）
１２  第２の基準電圧（Ｖｒｅｆ２）
１３  第３の差動増幅器（ＤＩＦＦＡＭＰ２）
１４  比較器（ＣＯＭＰ）
１５  切替スイッチ（ＳＷ）
１６  アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）
１７  デジタルフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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