(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相以上のスイッチング素子からなる半導体モジュールを備え、各スイッチング素子のオン、オフを制御して多相モータに駆動用の電力を供給する多相インバータ装置において、
ＰＷＭ制御に用いるデューティ信号を生成するためのキャリア波形として、基準となる第１のキャリア波形、及びこの第１のキャリア波形の振幅を反転した第２のキャリア波形のうちのいずれか一方を、キャリア周期毎に、且つ各相毎に、それぞれ独立に選択するキャリア波形選択手段と、
前記各相のうち、一の相のスイッチング素子のオン、オフを所定時間停止し、他の２以上の相のスイッチング素子を、前記キャリア波形選択手段で選択されたキャリア波形に基づいて生成されたデューティ信号によりＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、を備え、
前記キャリア波形選択手段は、
一の相で前記第１または第２のキャリア波形を選択する際に、この一の相の、瞬時実相電流と、瞬時デューティ指令値、及び他の相のうち既にキャリア波形が選択された全ての相の瞬時実相電流と、瞬時デューティ指令値と、キャリア波形の選択結果と、に基づいて、前記半導体モジュールの入力電流のリップルの大きさを評価する評価式を用いて、第１のキャリア波形及び第２のキャリア波形のうちのいずれかを選択すること
を特徴とする多相インバータ装置。
【請求項２】
前記キャリア波形選択手段は、
１つのキャリア周期の間に、前記スイッチング素子のオン、オフを停止した相以外の各相のうち、瞬時実相電流の絶対値が最も大きな相については、前回のキャリア周期において第２のキャリア波形を選択した場合には、今回のキャリア周期においても第２のキャリア波形を選択し、
前回のキャリア周期において、第１のキャリア波形を選択した場合には、今回のキャリア周期においても第１のキャリア波形を選択すること
を特徴とする請求項１に記載の多相インバータ装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ制御手段は、
デューティが最大となる相の瞬時実相電流の絶対値と、デューティが最小となる相の瞬時実相電流の絶対値と、を比較し、絶対値が大きい方の相を、前記スイッチングを停止する相とすることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の多相インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相モータを駆動するための電力を生成する多相インバータ装置に係り、特に、平滑コンデンサに流れる電流を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、車両用モータに対して駆動用の電力を供給するために用いられる多相インバータ装置は、平滑コンデンサを備えており、更に、該コンデンサに流入する電流が増大するとコンデンサの発熱量も増大するので、余儀なくコンデンサが大型化されてしまう。そこで、平滑コンデンサへ流入するリップル電流を低減する技術として、例えば、特開２００４−３１２８２２号公報（特許文献１）に記載されたものが知られている。
【０００３】
該特許文献１では、平滑コンデンサに流入するリップル電流を低減するために、電動機のロータ位置に応じてＰＷＭのスイッチング方式を６０度電圧ベクトル方式と、１２０度電圧ベクトル方式とで切り替えるマップを備える構成としている。
【０００４】
更に、力率と変調度に応じて切り替えるロータ位置を変化させるマップを備える構成としているので、モータの回転数、及びトルクが時々刻々と変化しない定常的な動作状態ではリップル電流を低減する効果を得ることができる。
【０００５】
しかし、回転数、及びトルクが時々刻々と変化する過渡的な動作状態ではリップル電流を低減できないばかりか、逆効果になってしまう場合があるという問題がある。この問題は、定常的な動作状態が大部分を占める産業用モータでは顕在化しないものの、過渡的な動作状態が大部分を占める車両用モータでは顕在化する。
【０００６】
また、モータが三相方式の場合であれば、このうちの一相が固定された結果、変調相は２相となるため、その２相の電圧ベクトルの位相差を６０度と１２０度の二者択一で選択することができる。しかし、相数が増えると電圧ベクトルの位相差の決め方が複雑になり、実用化が困難になるという問題が発生する。この問題は、モータ及びインバータ装置の性能向上を図ることを目的として多相化が進む場合に顕在化するという欠点がある。
【０００７】
以下、上述した特許文献１に開示された従来例では、過渡的な動作状態においてリップル電流の低減効果が得られない理由について説明する。
【０００８】
定常的な動作状態では、回転数及びトルクがほぼ一定であるため、回転数及びトルクの値とロータ位置が一意に決まると、モータの各相ステータを流れる電流、各相半導体のスイッチングにより発生させる電圧共に一意に決まることになる。しかし、過渡的な動作状態では回転数及びトルクの値が一意に決まり且つ電流が一意に決まった場合でも、電圧は一意に決まらないため（指令トルクの変化率が大きい時には電圧を大きくなり、指令トルクの変化率が小さい時には電圧は小さくなる）、ロータ位置のみで６０度電圧方式と１２０度電圧方式を正確に切り替えることは難しい。
【０００９】
また、定常的な動作状態では、回転数及びトルクがほぼ一定であるので、電流、電圧の振幅及び周波数は一定であり、力率を定常的に精度良く検出することができるが、過渡的な動作状態では、電流、電圧は複数の周波数成分を含む複雑な波形となるので、過渡的に力率を精度良く検出することは難しく、６０度電圧方式と１２０度電圧方式を力率に応じて正しく切り替えることは困難となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−３１２８２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、過渡的な動作状態であっても効率良く脈動電流の発生を抑制することが可能な多相インバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するため、本発明に係る多相インバータ装置は、３相以上のスイッチング素子からなる半導体モジュールを備え、各スイッチング素子のオン、オフを制御して多相モータに駆動用の電力を供給する多相インバータ装置において、ＰＷＭ制御に用いるデューティ信号を生成するためのキャリア波形として、基準となる第１のキャリア波形、及びこの第１のキャリア波形の振幅を反転した第２のキャリア波形のうちのいずれか一方を、キャリア周期毎に、且つ各相毎に、それぞれ独立に選択するキャリア波形選択手段と、前記各相のうち、一の相のスイッチング素子のオン、オフを所定時間停止し、他の２以上の相のスイッチング素子を、前記キャリア波形選択手段で選択されたキャリア波形に基づいて生成されたデューティ信号によりＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、を備え、前記キャリア波形選択手段は、一の相で前記第１または第２のキャリア波形を選択する際に、この一の相の、瞬時実相電流と、瞬時デューティ指令値、及び他の相のうち既にキャリア波形が選択された全ての相の瞬時実相電流と、瞬時デューティ指令値と、キャリア波形の選択結果と、に基づいて、前記半導体モジュールの入力電流のリップルの大きさを評価する評価式を用いて、第１のキャリア波形及び第２のキャリア波形のうちのいずれかを選択することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明に係る多相インバータ装置では、装置が過渡的な場合及び多相モータの相数が増大する場合であっても、半導体モジュールの入力電流の脈動を抑制することが可能となり、平滑コンデンサの電圧変動を抑制し、平滑コンデンサに流れる電流を低減できるという効果を達成できる。このため、平滑コンデンサの容量を小型化することができ、且つ、平滑コンデンサの損失抑制に伴ってインバータ装置の効率を向上させることができ、更に、平滑コンデンサの発熱抑制に伴う平滑コンデンサの寿命延長効果が得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明に係る多相インバータ装置、及びこの多相インバータ装置により制御される多相モータの回路構成を示す説明図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るインバータ装置で用いるキャリア信号１周期分の、半導体モジュールの入力電流の変化を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の一実施形態に係るインバータ装置で用いるキャリア信号半周期分の、各相のオンデューティを示すタイミングチャートである。
【図４】特許文献１に記載された手法を採用した場合の、キャリア信号１周期分の、半導体モジュールの入力電流の変化を示すタイミングチャートである。
【図５】特許文献１に記載された手法を採用した場合の、キャリア信号半周期分の、各相のオンデューティを示すタイミングチャートである。
【図６】単相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第１の説明図である。
【図７】単相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第２の説明図である。
【図８】三相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第１の説明図である。
【図９】三相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第２の説明図である。
【図１０】三相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第３の説明図である。
【図１１】三相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第４の説明図である。
【図１２】三相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第５の説明図である。
【図１３】三相インバータにおける半導体モジュールの入力電流を示す第６の説明図である。
【図１４】キャリア信号と、相電圧指令、及びハイサイドスイッチのオン、オフ指令とその積算回数を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る多相インバータ装置１００、及び該多相インバータ装置１００に接続される多相モータ１０５（本実施形態では、３相モータとする）の構成を示す回路図である。
【００１６】
図１に示すように、多相インバータ装置１００は、例えば、燃料電池やバッテリ等の電池１０１に蓄積された直流電力を、多相モータ１０５を駆動するための交流電力に変換して供給する装置であり、複数の半導体スイッチＳ１〜Ｓ６（例えば、ＩＧＢＴ等）を備えた半導体モジュール１０４と、該半導体モジュール１０４に設けられた各半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のオン、オフを制御する制御装置１０６と、電池１０１と半導体モジュール１０４との間に設けられる平滑リアクトル１０２、及び平滑コンデンサ１０３を備えている。
【００１７】
また、電動車両においては、車両がドライバの意図に従った走行をするために、ドライバの加減速要求に応じて、駆動用の多相モータ１０５から発生すべきトルクを演算し、そのトルクを発生させるように、電池１０１から駆動用モータに供給する電力量を、半導体モジュール１０４に設けられた各半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のスイッチング指令を、制御装置１０６にて発生させることで制御している。そして、各半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のオン、オフを制御することにより多相モータ１０５の各相に供給する電圧をＰＷＭ制御して該多相モータ１０５を所望の回転数で回転するように制御する。
【００１８】
以下、本実施形態の概要について説明する。本実施形態は前述した特許文献１に記載されているようなマップ方式ではなく、瞬時実相電流、及び瞬時デューティ指令値に基づいて、各相について一相ずつ順にキャリア信号の振幅状態（反転か非反転かの状態）を決定する構成としている。また、一の相の振幅状態を決定する際に、既に振幅状態を決定した他の相の振幅状態に関する情報をも含めて、一の相の振幅状態を判定するための条件として用いる。なお、振幅を反転しないキャリア信号（振幅非反転のキャリア信号）が「第１のキャリア波形」であり、振幅を反転するキャリア信号が「第２のキャリア波形」である。  ここで、特許文献１に示されている「位相１８０度シフト」と、本実施形態で用いる「振幅の反転」は、キャリア信号の波形が左右対称形状を有する三角波である場合には、同一の状態となり、鋸歯状のように左右対称でない三角波の場合には、同一の状態とはならない。このため、キャリア信号の振幅を反転させる手法を用いる方が、キャリア信号の位相を１８０度シフトする手法よりも、平滑コンデンサに流れる電流を低減する効果は大きくなる。
【００１９】
次に、具体的なキャリア信号の振幅状態（非反転または反転）を決定する手順、換言すれば、第１のキャリア波形を使用するか、或いは第２のキャリア波形を使用するか、を決定する手順について説明する。
【００２０】
まず、複数相のうち、任意の第１相のキャリア信号の振幅状態は、前回のキャリア周期におけるキャリア信号の振幅状態と同一となるように決定する。例えば、任意の第１相の前回のキャリア周期における振幅状態が「反転」であった場合には、今回のキャリア周期においてもキャリア信号の振幅状態を「反転」とし、前回のキャリア周期における振幅状態が「非反転」であった場合には、今回のキャリア周期においてもキャリア信号の振幅状態を「非反転」とする。
【００２１】
次いで、第２相のキャリア信号の振幅は、次の（１）に示す評価式のＪ2の数値が正であれば反転、負であれば非反転、ゼロであれば前回のキャリア周期におけるキャリア信号の振幅状態と同一とするように決定する。
【数１】
0005447136.tif 000002
【００２２】
Ｄ2：第２相のハイサイドスイッチのオンデューティ
Ｄ1：第１相のハイサイドスイッチのオンデューティ
そして、上記（１）式から理解されるように、一の相（この場合は第２相）で第１または第２のキャリア波形を選択する際に、この一の相の、瞬時実相電流（第２相電流）と、瞬時デューティ指令値（Ｄ1）、及び他の相のうち既にキャリア波形が選択された全ての相の瞬時実相電流（第１相電流）と、瞬時デューティ指令値（Ｄ1）と、キャリア波形の選択結果（Ｓ1）と、に基づいて第１のキャリア波形及び第２のキャリア波形のうちのいずれかを選択する。
【００２３】
更に、第３相のキャリア信号の振幅は、次の（２）式に示す評価式が正であれば反転、負であれば非反転、ゼロであれば前回のキャリア周期におけるキャリア信号の振幅状態と同一とするように決定する。
【数２】
0005447136.tif 000003
【００２４】
Ｄ3：第３相のハイサイドスイッチのオンデューティ
Ｄ2：第２相のハイサイドスイッチのオンデューティ
Ｄ1：第１相のハイサイドスイッチのオンデューティ
そして、（２）式から理解されるように、一の相（この場合は第３相）で第１または第２のキャリア波形を選択する際に、この一の相の、瞬時実相電流（第３相電流）と、瞬時デューティ指令値（Ｄ3）、及び他の相のうち既にキャリア波形が選択された全ての相の瞬時実相電流（第１相電流、第２相電流）と、瞬時デューティ指令値（Ｄ1、Ｄ2）と、キャリア波形の選択結果（Ｓ1、Ｓ2）と、に基づいて、第１のキャリア波形及び第２のキャリア波形のうちのいずれかを選択する。この処理は、図１に示した制御装置１０６の制御により実行される。
【００２５】
即ち、制御装置１０６は、基準となる第１のキャリア波形、及びこの第１のキャリア波形の振幅を反転した第２のキャリア波形のうちのいずれか一方を、キャリア周期毎に、且つ各相毎に、それぞれ独立に選択するキャリア波形選択手段としての機能を備える。
【００２６】
その後、相数が「３」を上回る場合には、第Ｎ相のキャリア信号まで順に、次の（３）式に示す評価式に基づいて、前述と同様にキャリア信号の振幅状態を決定する。
【数３】
0005447136.tif 000004
【００２７】
Ｄn：第ｎ相のハイサイドスイッチのオンデューティ
Ｄk：第ｋ相のハイサイドスイッチのオンデューティ
次に、上述した（１）〜（３）に示した演算手法でキャリア信号の振幅状態を決定することにより、半導体モジュール１０４に流れるリップルを低減できる理由について説明する。
【００２８】
始めに、一例として図１に示した多相（三相）インバータ装置１００における半導体モジュール１０４の入力電流のリップルの計算方法について説明する。図２は、スイッチング１周期分のキャリア信号と相電圧指令値、及び半導体モジュール１０４の入力電流を示す特性図であり、（ａ）は三角波のキャリア信号（非反転）及びＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧指令値を示し、（ｂ）はＵ相のハイサイドスイッチ（図１に示すＳ１）のオン、オフ指令を示し、（ｃ）はＶ相のハイサイドスイッチ（Ｓ３）のオン、オフ指令を示し、（ｄ）はＷ相のハイサイドスイッチ（Ｓ５）のオン、オフ指令を示し、（ｅ）は半導体モジュール１０４の入力電流を示している。なお、図２において、横軸は時間経過を示している。
【００２９】
なお、図２に示した特性図において、各半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のスイッチングの１周期は、相電流の１周期と比較して十分に短い時間であるから、スイッチング1周期の間、各相電流の大きさは一定であると見なすことができる。
【００３０】
そして、図２に示した特性図は、１周期の中心時刻に対して線対称（左右対称）であるから、半周期分の半導体モジュール１０４の入力電流のリップルを、交流分の二乗実効値として算出する。従って、図２（ｂ）〜（ｅ）の特性図を簡略化して、図３（ａ）〜（ｄ）のように半周期分の波形として示す。
【００３１】
また、図３（ｄ）に示すように、直流を含む低周波数成分からなる電源電流Ｉ0を定義する。この電源電流Ｉ0は、上述したようにスイッチング１周期の間では変化しないと見なせるので、一定値としている。更に、図３に示すように、キャリア信号の周期の１／２を基準時間「１」とした場合の、各相のハイサイドスイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ５のオンデューティをＤu、Ｄv、Ｄwとし、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電流をＩu、Ｉv、Ｉwとすると、次の（４）式により半導体モジュール１０４に入力する電流に含まれる交流分の二乗実効値Ｉinputを算出することができる。
【数４】
0005447136.tif 000005
【００３２】
この交流分の二乗実効値Ｉinputの大小と、平滑コンデンサ１０３の電流実効値との間には正の相関があり、交流分の二乗実効値Ｉinputが小さいほど、平滑コンデンサ１０３の電流実効値も小さくなる。
【００３３】
一方、図２及び図３において、例えばＷ相のキャリア信号に、従来例で説明した特許文献１の手法を適用すると、図４及び図５のようになる。即ち、特許文献１に記載された手法では、Ｗ相に対してキャリア信号の位相が１８０度ずれるので、Ｗ相に対して用いられるキャリア信号は符号ｐ１に示すように振幅が反転した三角波となり、Ｗ相のハイサイドスイッチＳ５のオン、オフのタイミングは、図４（ｄ）に示す如くとなる。従って、図２（ｄ）に示したタイミングと相違する。その結果、図５に示すように、Ｗ相のハイサイドスイッチＳ５のオンデューティＤwは、図３に示したオンデューティＤwと相違する数値となる。
【００３４】
そして、図５によれば、半導体モジュール１０４に入力する電流の交流分の二乗実効値Ｉinputを算出する演算式は、下記（５）式に示す如くとなる。
【数５】
0005447136.tif 000006
【００３５】
そして、上述した（４）式と（５）式を対比すると、両者の二乗実効値は互いに相違している。更に、（４）式から（５）式を減算すると、下記の（６）式のように両者の差分値Δを求めることができる。
【００３６】
Δ＝２Ｉw｛（１−Ｄu）Ｉu＋ＤwＩv｝    …（６）
従って、各相電流値と各相のデューティ指令値を用いて定義された上記の（６）式で求められる差分値Δが正の値であるか、負の値であるかによって、（４）式と（５）式の大小を判定できることが判る。
【００３７】
つまり、例えばＷ相のキャリア信号の振幅状態（キャリア信号の反転、非反転）を決定する際に、上述した（６）式の結果を評価し、その値が正であれば振幅を反転し、負であれば振幅を反転しないようにすることで、効果的に半導体モジュール１０４の入力電流のリップル、及び平滑コンデンサ１０３に流れる電流を低減することができることが判る。
【００３８】
つまり、（６）式に示す評価式の結果が正であるということは、キャリア信号を反転した場合よりも非反転とした場合の方が二乗実効値が大きいということになるから、振幅を反転させて二乗実効値の低い方を選択し、評価式の結果が負であるということは、キャリア信号を非反転とした場合よりも反転した場合の方が二乗実効値が大きいということになるから、振幅を非反転として二乗実効値の低い方を選択する。
【００３９】
次に、Ｎ相インバータ装置における評価式の導出について、具体的に説明する。即ち、上述した（６）式は、３相インバータ装置の場合のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のキャリア信号の振幅状態を決める式を説明したが、インバータ装置の相数をＮ相とした場合において振幅状態を決定する式について説明する。
【００４０】
第ｎ相（１＜ｎ≦Ｎ）において、キャリア信号の振幅を非反転とした場合（反転しなかった場合）の半導体モジュール１０４の入力電流の交流分の二乗実効値Ｉinput+と、キャリア信号の振幅を反転した場合の半導体モジュール１０４の入力電流の交流分の二乗実効値Ｉinput-との差分値Δの一般解を、図６及び図７に示すＮ＝２の場合における解と、図８〜図１３に示すＮ＝３の場合における解に基づいて導出すると、相電流Ｉと各相デューティ指令値Ｄを用いて、下記の下式で与えられることがわかる。
【数６】
0005447136.tif 000007
【００４１】
更に、（７）式において、Ｖknを整理すると、下記の（８）式で示すことができる。
【数７】
0005447136.tif 000008
【００４２】
従って、（７）式を下記の（９）式のように簡単な形式で表し、第ｎ相のキャリア信号の振幅状態の評価式として定義し、該評価式で示されるＪnが正の場合はキャリア信号の振幅を反転し、負の場合は反転しないことで、効果的に半導体モジュール１０４の入力電流のリップル、及び平滑コンデンサ１０３に流れる電流を低減することができる。
【数８】
0005447136.tif 000009
【００４３】
次に、図６〜図１３について説明する。図６〜図１３は、デューティ指令値の大きさ、キャリア信号の振幅状態、及び各振幅状態の交流分の二乗実効値の差分値Δの関係を示す説明図であり、図６、図７は相数が２相の場合、図８〜図１３は相数が３相である場合を示している。
【００４４】
各図では、列方向（横方向）に各相のデューティが相違するパターンを記載している。例えば、図６は、第１相のデューティＤ1と第２相のデューティＤ2との大小関係の相違を示している。また、行方向には、キャリア信号の振幅状態が非反転、反転の各状態でのハイサイドスイッチのオン、オフ指令と、半導体モジュール１０４の入力電流の交流分の二乗実効値Ｉinput+、Ｉinput-を示し、更に、各二乗実効値の差分値Δ（＝Ｉinput+−Ｉinput-）を記載している。
【００４５】
そして、本実施形態では、差分値Δの値がゼロまたは正の数である場合には、キャリア信号を反転させずに（非反転として）各相のデューティを求める。また、差分値Δの値が負の数である場合には、キャリア信号を反転させて、各相のデューティを求める。こうすることにより、半導体モジュール１０４に入力する電流を低減する効果を高めることができ、平滑コンデンサ１０３に流れる電流を低減でき、ひいては該平滑コンデンサ１０３の発熱量を低減できるので、該平滑コンデンサ１０３の小型化を図ることができる。
【００４６】
また、制御装置１０６は、求められたデューティで各半導体スイッチＳ１〜Ｓ６をＰＷＭ制御することにより、該多相モータ１０５を所望の回転数で回転させるための電力を供給する。即ち、制御装置１０６は、各相のうち、一の相のスイッチング素子のオン、オフを所定時間停止し、他の２以上の相のスイッチング素子を、前記キャリア波形選択手段で選択されたキャリア波形に基づいて生成されたデューティ信号によりＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段としての機能を備える。
【００４７】
このようにして、本実施形態に係る多相インバータ装置１００では、各キャリア周期毎に、キャリア信号を非反転とした場合と反転させた場合の、各二乗実効電流の差分を演算し、これらの差分が正の値になるか、或いは負の値になるかにより、キャリア信号を非反転とするか（第１のキャリア波形を使用するか）、或いは反転するか（第２のキャリア波形を使用するか）を決定している。従って、半導体モジュール１０４に入力される電流の脈動を抑制することができるので、平滑コンデンサ１０３の電圧変動の抑制と、平滑コンデンサ１０３の電流低減の効果を得られる。
【００４８】
更に、平滑コンデンサ１０３の電圧変動を抑制することができるので、該平滑コンデンサ１０３の容量を小型化することができ、更に、平滑コンデンサ１０３に流れる電流を低減することにより、該平滑コンデンサ１０３の損失抑制に伴う多相インバータ装置１００の効率向上効果、及び平滑コンデンサ１０３の発熱抑制に伴う平滑コンデンサ１０３の寿命延長効果を得ることができる。
【００４９】
また、本実施形態では多相インバータ装置１００の動作が定常的でなく、過渡的な状態においても達成することができるので、例えば、車両に搭載される多相モータのように、回転数、及びトルクが時々刻々と変化する場合についても高精度な制御が可能となる。また、モータの相数が大きい場合においても上記の効果を達成することができるので、例えば６相モータ等のような多相モータにおいても、平滑コンデンサ１０３に流れる電流値を抑制した制御が可能となる。
【００５０】
なお、上述した本実施形態では、全ての相をスイッチングを行う変調相とする、一般的な全相変調式インバータ装置を想定して記載したが、一相固定制御式インバータに適用する場合には、スイッチングを停止する固定相のキャリア信号については振幅の反転、非反転が半導体モジュール１０４の入力電流の波形に差異を生じないため、固定相を除く変調相に対して、上記の処理によりキャリア信号の振幅の反転、非反転を決定すれば良い。
【００５１】
［第１変形例］
次に、上述した実施形態の第１の変形例について説明する。この変形例では、スイッチングを行う変調相の中で、相電流の絶対値が最も大きい相を第１相とすることにより、スイッチングの回数を低減し、半導体の損失を低減する。
【００５２】
上述した実施形態では、第１相のキャリア信号の振幅状態は、反転及び非反転のいずれの場合でも、以降の相（第２相以降）のキャリアの振幅状態を適切に決定すれば、半導体モジュールの入力電流のリップルの低減効果を同等に得ることができる。
【００５３】
しかし、図１４に示すように、今回のキャリア周期のキャリア信号の振幅状態が、前回のキャリア周期のキャリア信号の振幅状態と相違する場合には、振幅状態が同一の場合と比較した場合に、半導体スイッチのスイッチング回数が多くなる。
【００５４】
これを図１４に示すタイミングチャートを参照して説明する。図１４は横軸に時間をとり、キャリア信号とある相の相電圧指令、及びハイサイドスイッチのオン、オフ指令とその積算回数を示している。そして、図１４（ａ）は、キャリア信号の振幅状態が変化しない場合（非反転の状態が継続している場合）を示しており、図１４（ｂ）はキャリア信号の振幅状態が非反転→反転→非反転と変化した場合を示している。
【００５５】
そして、同一の期間内で両者を比較すると、図１４（ａ）に示すようにキャリア信号を反転しない場合には、ハイサイドスイッチのオン、オフの回数がａ１〜ａ８までの８回であるのに対し、図４（ｂ）に示すようにキャリア信号を反転する場合には、ハイサイドスイッチのオンオフの回数がｂ１〜ｂ９までの９回となってしまう。つまり、キャリア信号を反転することにより、ハイサイドスイッチのオン、オフ回数が増加し、ひいては半導体での電力損失が増加してしまう。
【００５６】
そこで、スイッチングに伴う損失が最も大きくなる相、つまり相電流の絶対値の最も大きい相を第１相として、キャリア信号の振幅状態（反転、非反転の状態）を変化させないようにすることで、スイッチング回数が増大することによる半導体損失の増加を抑制することができる。
【００５７】
このように、前回のキャリア周期と今回のキャリア周期において、キャリア波形の振幅反転、非反転の状態が互いに異なる場合には、異ならない場合に比べて、その相の半導体スイッチのスイッチング回数が多くなってしまい、半導体のスイッチング損失が増加してしまうが、第１変形例では、相電流の絶対値が最も大きい相を第１相とするので、その損失の増加を抑制することができる。
【００５８】
即ち、相電流が大きいほど、半導体スイッチのスイッチング損失は大きくなるので、相電流が最も大きい相でキャリア波形の振幅状態を切り替えないようにすることで、半導体スイッチの全相での損失の総和を著しく低減することができる。
【００５９】
［第２変形例］
次に、上述した実施形態の第２変形例について説明する。第２変形例では、スイッチングを停止する固定相は、ハイサイドのオンデューティが最大となる相と最小となる相の相電流の絶対値を比較し、大きい方の相を固定相とするという特徴を持つ。
【００６０】
ある相の半導体スイッチのスイッチングを停止して固定相に設定する場合に、多相モータ１０５への印加電圧に影響を与えないためには、ハイサイドスイッチのオンデューティが最も大きい相と、最も小さい相の二つの候補のうち、いずれか一方の相を固定相とすることになる。
【００６１】
従って、半導体モジュール１０４の全相トータルでの損失を効率良く低減できるような相を固定相として選択するのが最も良いことになるの、前述の固定相候補となる二つの相の相電流の絶対値を比較し、大きい方の相を固定相として決定する。
【００６２】
このようにして、第２変形例では、半導体スイッチのスイッチングを停止する相として、デューティが最大となる相、或いは最小となる相のうち、相電流が大きい方の相にて半導体スイッチのスイッチングを停止するように設定するので、半導体スイッチの全相での損失の総和を最小にすることができる。
【００６３】
以上、本発明の多相インバータ装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は、平滑コンデンサに流れる電流値を低減し、該平滑コンデンサの容量を小型化する上で極めて有用である。
【符号の説明】
【００６５】
１００  多相インバータ装置
１０１  電池
１０２  平滑リアクトル
１０３  平滑コンデンサ
１０４  半導体モジュール
１０５  多相モータ
１０６  制御装置
Ｓ１〜Ｓ６  半導体スイッチ
【図１】
0005447136.tif 000010
【図２】
0005447136.tif 000011
【図３】
0005447136.tif 000012
【図４】
0005447136.tif 000013
【図５】
0005447136.tif 000014
【図６】
0005447136.tif 000015
【図７】
0005447136.tif 000016
【図８】
0005447136.tif 000017
【図９】
0005447136.tif 000018
【図１０】
0005447136.tif 000019
【図１１】
0005447136.tif 000020
【図１２】
0005447136.tif 000021
【図１３】
0005447136.tif 000022
【図１４】
0005447136.tif 000023