(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
供給された第１の電源電圧によって動作する半導体集積回路であって、
受光素子から受けた信号を増幅するための反転増幅回路と、
前記第１の電源電圧から、前記第１の電源電圧よりも絶対値の小さい第２の電源電圧を生成するための安定化電源と、
前記第１の電源電圧および前記第２の電源電圧を受けて、前記反転増幅回路に対して供給する電圧として、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備え、
前記半導体集積回路は、さらに、
前記信号または前記反転増幅回路によって増幅された信号のレベルを検出し、前記電源選択回路を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、前記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、前記電源電圧の絶対値の大小に応じて前記電源電圧を選択するための制御部を備え、
前記反転増幅回路は、
前記電源選択回路から供給される電源電圧を受ける第１導通電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極と、前記信号として電流を受ける制御電極とを有する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの制御電極に結合され、前記第１のトランジスタの出力電流を前記第１のトランジスタの制御電極に帰還するための帰還抵抗とを含み、
前記制御部は、さらに、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、前記第１のトランジスタの出力電流が前記帰還抵抗を介して前記第１のトランジスタの制御電極へ帰還される量を抑制する制御を行ない、
前記反転増幅回路は、さらに、
前記第１のトランジスタの制御電極に結合された第１導通電極および制御電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極とを有する第２のトランジスタを含み、
前記制御部は、検出したレベルが前記所定の閾値以上の場合には前記第２のトランジスタをオンすることにより前記第１のトランジスタの出力電流の一部を前記第２のトランジスタを通して流し、検出したレベルが前記所定の閾値未満の場合には前記第２のトランジスタをオフする、半導体集積回路。
【請求項２】
前記反転増幅回路は、バースト信号を受けて増幅し、
前記制御部は、前記バースト信号または前記反転増幅回路によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出し、検出結果に基づいて前記電源選択回路を制御することにより、前記反転増幅回路へ供給する前記電源電圧の選択を前記バースト信号ごとに行ない、
前記制御部は、前記反転増幅回路への供給電圧として、前記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、前記反転増幅回路における各前記バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい前記電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい前記電源電圧を選択する、請求項１に記載の半導体集積回路。
【請求項３】
前記半導体集積回路は、受動的光ネットワークにおける局側装置に設けられ、１または複数の宅側装置から受信したバースト信号を増幅し、
前記制御部は、前記バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した前記情報に基づいて、前記バースト信号の先頭部分のレベルを検出すべきタイミングを決定する、請求項２に記載の半導体集積回路。
【請求項４】
前記半導体集積回路は、さらに、
前記反転増幅回路によって増幅された信号の直流レベルを調整するための差動変換回路を備え、
前記安定化電源は、前記第２の電源電圧を、前記半導体集積回路における各回路のみへ供給し、
前記電源選択回路は、前記反転増幅回路に対して供給する電圧として、さらに、前記第１の電源電圧および前記第２の電源電圧を用いて、前記第１の電源電圧および前記第２の電源電圧の間の電圧である第３の電源電圧を生成し、
前記電源選択回路は、前記第１の電源電圧、前記第２の電源電圧および前記第３の電源電圧を選択可能である、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の半導体集積回路。
【請求項５】
供給された第１の電源電圧によって動作する増幅器であって、
受光素子から受けた信号を増幅するための反転増幅回路と、
前記第１の電源電圧、および安定化電源によって前記第１の電源電圧から生成され、前記第１の電源電圧よりも絶対値の小さい第２の電源電圧を受けて、前記反転増幅回路に対して供給する電圧として、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備え、
前記増幅器は、さらに、
前記信号または前記反転増幅回路によって増幅された信号のレベルを検出し、前記電源選択回路を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、前記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、前記電源電圧の絶対値の大小に応じて前記電源電圧を選択するための制御部を備え、
前記反転増幅回路は、
前記電源選択回路から供給される電源電圧を受ける第１導通電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極と、前記信号として電流を受ける制御電極とを有する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの制御電極に結合され、前記第１のトランジスタの出力電流を前記第１のトランジスタの制御電極に帰還するための帰還抵抗とを含み、
前記制御部は、さらに、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、前記第１のトランジスタの出力電流が前記帰還抵抗を介して前記第１のトランジスタの制御電極へ帰還される量を抑制する制御を行ない、
前記反転増幅回路は、さらに、
前記第１のトランジスタの制御電極に結合された第１導通電極および制御電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極とを有する第２のトランジスタを含み、
前記制御部は、検出したレベルが前記所定の閾値以上の場合には前記第２のトランジスタをオンすることにより前記第１のトランジスタの出力電流の一部を前記第２のトランジスタを通して流し、検出したレベルが前記所定の閾値未満の場合には前記第２のトランジスタをオフする、増幅器。
【請求項６】
前記第１の電源電圧は、前記増幅器および前記増幅器以外の回路へ供給するために生成され、
前記安定化電源は、前記第２の電源電圧を前記増幅器のみへ供給する、請求項５に記載の増幅器。
【請求項７】
光ファイバを備えた受動的光ネットワークにおいて用いられる光モジュールであって、
前記光ファイバと光学的に結合された受光素子と、
供給された第１の電源電圧によって動作し、前記受光素子からの電流を信号として受ける半導体集積回路とを備え、
前記半導体集積回路は、
受けた前記信号を増幅するための反転増幅回路と、
前記第１の電源電圧から、前記第１の電源電圧よりも絶対値の小さい第２の電源電圧を生成するための安定化電源と、
前記第１の電源電圧および前記第２の電源電圧を受けて、前記反転増幅回路に対して供給する電圧として、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを含み、
前記半導体集積回路は、さらに、
前記信号または前記反転増幅回路によって増幅された信号のレベルを検出し、前記電源選択回路を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、前記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、前記電源電圧の絶対値の大小に応じて前記電源電圧を選択するための制御部を含み、
前記反転増幅回路は、
前記電源選択回路から供給される電源電圧を受ける第１導通電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極と、前記信号として電流を受ける制御電極とを有する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの制御電極に結合され、前記第１のトランジスタの出力電流を前記第１のトランジスタの制御電極に帰還するための帰還抵抗とを含み、
前記制御部は、さらに、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、前記第１のトランジスタの出力電流が前記帰還抵抗を介して前記第１のトランジスタの制御電極へ帰還される量を抑制する制御を行ない、
前記反転増幅回路は、さらに、
前記第１のトランジスタの制御電極に結合された第１導通電極および制御電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極とを有する第２のトランジスタを含み、
前記制御部は、検出したレベルが前記所定の閾値以上の場合には前記第２のトランジスタをオンすることにより前記第１のトランジスタの出力電流の一部を前記第２のトランジスタを通して流し、検出したレベルが前記所定の閾値未満の場合には前記第２のトランジスタをオフする、光モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路、増幅器および光モジュールに関し、特に、安定化電源を用いる半導体集積回路、増幅器および光モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバを用いた公衆回線網において１０ギガビット／秒の通信速度を実現する１０Ｇ−ＥＰＯＮ（10 Gb/s Ethernet（登録商標） Passive Optical Network）では、宅側装置からの光信号を受光素子で検出し、この受光素子の出力する検出電流を増幅するためのＴＩＡ（トランスインピーダンスアンプ）すなわち前置増幅器が局側装置に設けられる。
【０００３】
従来の前置増幅器として、たとえば、特開２００９―３０３１５９号公報（特許文献１）には、以下のような構成が開示されている。すなわち、この増幅器は、電流が入力される第１導通電極と、上記第１導通電極に結合された制御電極と、固定電圧源に結合された第２導通電極とを有する第１のトランジスタと、第１導通電極と、上記固定電圧源に結合された第２導通電極と、上記第１のトランジスタの制御電極に結合された制御電極とを有する第２のトランジスタと、上記第２のトランジスタの制御電極に結合され、上記第２のトランジスタの出力を上記第２のトランジスタの制御電極に帰還するための帰還抵抗と、上記第１のトランジスタの第１導通電極から上記第２のトランジスタの制御電極および上記帰還抵抗へ流れる電流と、上記第１のトランジスタの第１導通電極から第２導通電極へ流れる電流との比率を制御するための可変抵抗素子とを備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９―３０３１５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一般に、シングルエンド信号を入力する前置増幅器は、電源ノイズに弱い。この電源ノイズ対策の一例としては、たとえば半導体集積回路で実現された前置増幅器において、外部からの供給電圧をそのまま使用するのではなく、半導体集積回路上にＬＤＯ（Low Drop Out）レギュレータ等の安定化電源を搭載して、ノイズが除去された安定した電圧を供給する方法がある。
【０００６】
このように、安定化電源を使用することで、弱レベルの入力信号に対する前置増幅器の受信感度を改善することができる。
【０００７】
その一方で、安定化電源を使用した場合には、前置増幅器への供給電圧レベルが下がるため、トランジスタ回路のヘッドルームすなわち動作電圧範囲が減少する。このため、強レベル信号の受信に関しては弱くなり、前置増幅器のダイナミックレンジは狭くなる。
【０００８】
しかしながら、特許文献１には、このような問題点を解決するための構成は開示されていない。
【０００９】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことが可能な半導体集積回路、増幅器および光モジュールを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる半導体集積回路は、供給された第１の電源電圧によって動作する半導体集積回路であって、受けた信号を増幅するための増幅回路と、上記第１の電源電圧から第２の電源電圧を生成するための安定化電源と、上記第１の電源電圧および上記第２の電源電圧を受けて、上記増幅回路に対して供給する電圧として、上記第１の電源電圧と上記第２の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備える。
【００１１】
このような構成により、たとえば弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。
【００１２】
好ましくは、上記半導体集積回路は、さらに、上記信号または上記増幅回路によって増幅された信号のレベルを検出し、上記電源選択回路を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、上記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、上記電源電圧の絶対値の大小に応じて上記電源電圧を選択するための制御部を備える。
【００１３】
このような構成により、たとえば、弱信号受信時には安定化電源からの絶対値の小さい第２の電源電圧を使用することで、電源ノイズが除去されたきれいな電圧を半導体集積回路に供給し、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐことができる。すなわち、ノイズ耐性を高めて、受信感度を改善することができる。また、安定化電源によって外部電源電圧の変動に依存しない安定した電圧を生成することで、電源電圧変動への依存性が小さい半導体集積回路を提供することができる。また、たとえば、強信号受信時には絶対値の大きい第１の電源電圧を使用することで、安定化電源の導入によるトランジスタ回路のヘッドルームの減少を防ぎ、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。
【００１４】
好ましくは、上記増幅回路は、バースト信号を受けて増幅し、上記半導体集積回路は、さらに、上記バースト信号または上記増幅回路によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出し、検出結果に基づいて上記電源選択回路を制御することにより、上記増幅回路へ供給する上記電源電圧の選択を上記バースト信号ごとに行なうための制御部を備える。
【００１５】
このような構成により、バースト信号の先頭のセトリング区間すなわちバースト信号におけるプリアンブル受信時に電源切替を実施することが可能である。このため、データ区間で電源切替を行なう必要がなく、受信エラーが発生しない。
【００１６】
より好ましくは、上記制御部は、上記増幅回路への供給電圧として、上記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、上記増幅回路における各上記バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい上記電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい上記電源電圧を選択する。
【００１７】
このような構成により、バースト信号の待ち受け期間における消費電力の低減を図ることができる。また、プリアンブル受信時における電源電圧の切替を、レベルの大きいバースト信号に対して行なうことから、電源電圧切替時の過渡応答の影響を小さくすることができる。
【００１８】
より好ましくは、上記半導体集積回路は、受動的光ネットワークにおける局側装置に設けられ、１または複数の宅側装置から受信したバースト信号を増幅し、上記制御部は、上記バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した上記情報に基づいて、上記バースト信号の先頭部分のレベルを検出すべきタイミングを決定する。
【００１９】
このような構成により、受動的光ネットワークにおいて、バースト信号を検出すべきタイミングを把握し、適切なタイミングにおけるレベル検出結果に基づいて適切な電源選択制御を行なうことができる。
【００２０】
好ましくは、上記電源選択回路は、上記増幅回路に対して供給する電圧として、さらに、上記第１の電源電圧および上記第２の電源電圧を用いて、上記第１の電源電圧および上記第２の電源電圧の間の電圧である第３の電源電圧を生成し、上記第３の電源電圧を選択可能である。
【００２１】
このような構成により、入力信号レベルに応じてより柔軟な電源選択制御を行なうことができる。また、電源電圧の切替を連続的に行なう構成により、切替による受信エラーの発生を防ぐことができるため、バースト信号ではなく連続的な信号を受信する半導体集積回路にも有用となる。
【００２２】
好ましくは、上記半導体集積回路は、さらに、上記増幅回路によって増幅された信号の直流レベルを調整するための差動変換回路を備える。
【００２３】
このような構成により、電源切り替えによる増幅回路の出力信号の直流レベルの変化が、後段の回路に影響することを防ぐことができる。
【００２４】
好ましくは、上記第２の電源電圧は、上記半導体集積回路のみにおける各回路へ供給するために生成される。
【００２５】
このような構成により、半導体集積回路以外の回路の動作による負荷変動およびノイズ発生に影響されない、安定した電源電圧を用いることが可能となる。
【００２６】
より好ましくは、上記増幅回路は、上記電源選択回路から供給される電源電圧を受ける第１導通電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極と、上記信号を受ける制御電極とを有する第１のトランジスタと、上記第１のトランジスタの制御電極に結合され、上記第１のトランジスタの出力を上記第１のトランジスタの制御電極に帰還するための帰還抵抗とを含み、上記制御部は、さらに、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、上記第１のトランジスタの出力が上記帰還抵抗を介して上記第１のトランジスタの制御電極へ帰還される量を抑制する制御を行なう。
【００２７】
このような構成により、強信号受信時、帰還抵抗による負帰還の働きを弱め、第２の電源電圧から第１の電源電圧へ切り替えることで増幅回路における各トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を拡げることが可能となる。これにより、半導体集積回路のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００２８】
より好ましくは、上記増幅回路は、さらに、上記第１のトランジスタの制御電極に結合された第１導通電極および制御電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第２導通電極とを有する第２のトランジスタを備え、上記制御部は、検出したレベルが上記所定の閾値以上の場合には上記第２のトランジスタをオンし、検出したレベルが上記所定の閾値未満の場合には上記第２のトランジスタをオフする。
【００２９】
このような構成により、入力信号レベルに応じた利得切り替えが可能となるとともに、この利得切り替えのための構成を利用して、簡易な構成で、帰還抵抗による負帰還の働きを弱め、半導体集積回路のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００３０】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる増幅器は、供給された第１の電源電圧によって動作する増幅器であって、受けた信号を増幅するための増幅回路と、上記第１の電源電圧、および安定化電源によって上記第１の電源電圧から生成された第２の電源電圧を受けて、上記増幅回路に対して供給する電圧として、上記第１の電源電圧と上記第２の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備える。
【００３１】
このような構成により、たとえば弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。
【００３２】
好ましくは、上記第１の電源電圧は、上記増幅器および上記増幅器以外の回路へ供給するために生成され、上記第２の電源電圧は、上記増幅器へ供給するために生成される。
【００３３】
このような構成により、増幅器以外の回路の動作による負荷変動およびノイズ発生に影響されない、安定した電源電圧を用いることが可能となる。
【００３４】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる光モジュールは、光ファイバを備えた受動的光ネットワークにおいて用いられる光モジュールであって、上記光ファイバと光学的に結合された受光素子と、供給された第１の電源電圧によって動作し、上記受光素子からの電流を信号として受ける半導体集積回路とを備え、上記半導体集積回路は、受けた上記信号を増幅するための増幅回路と、上記第１の電源電圧から第２の電源電圧を生成するための安定化電源と、上記第１の電源電圧および上記第２の電源電圧を受けて、上記増幅回路に対して供給する電圧として、上記第１の電源電圧と上記第２の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを含む。
【００３５】
このような構成により、たとえば弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。
【発明の効果】
【００３６】
本発明によれば、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る光ネットワークの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る局側装置の構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器の概略構成および弱信号受信時における電源選択を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器の概略構成および強信号受信時における電源選択を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択動作を示す図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択動作および利得選択動作を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンし、かつＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオフしている状態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における無信号入力時の各ノードの直流電位を示す図である。
【図１１】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における無信号入力時の各ノードの直流電位を示す図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における入力電流と各ノードの電位との関係を示す図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における入力電流と各ノードの電位との関係を示す図である。
【図１４】ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ５のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流との関係を示す図である。
【図１５】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝２ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図１６】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝２ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図１７】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝３ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図１８】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝３ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図１９】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝４ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図２０】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝４ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図２１】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図２２】電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図２３】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図２４】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図２５】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝６ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図２６】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝６ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図２７】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝７ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図２８】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝７ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図２９】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝８ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。
【図３０】電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝８ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図３１】本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択回路の構成を詳細に示す図である。
【図３２】本発明の第３の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択回路の構成を詳細に示す図である。
【図３３】本発明の第３の実施の形態に係る前置増幅器における電源電圧の選択を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００３９】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る光ネットワークの構成を示す図である。
【００４０】
図１を参照して、光ネットワーク５０１は、たとえば１０Ｇ−ＥＰＯＮであり、宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄと、局側装置４０２と、スプリッタＳＰ１，ＳＰ２とを備える。宅側装置４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃと局側装置４０２とは、スプリッタＳＰ１およびＳＰ２ならびに光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。宅側装置４０１Ｄと局側装置４０２とは、スプリッタＳＰ２および光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。
【００４１】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る局側装置の構成を示す図である。
【００４２】
図２を参照して、局側装置４０２は、光モジュール３０１と、ＰＯＮ受信部３０２と、ＰＯＮ送信部３０３と、通信制御部３０４と、上位ネットワーク受信部３０５と、上位ネットワーク送信部３０６とを備える。光モジュール３０１は、光受信部５１と、光送信部５２と、合分波部５３と、端子Ｔ１〜Ｔ３とを含む。光受信部５１は、レンズ２０１と、受光素子ＰＤと、前置増幅器１０１とを含む。光送信部５２は、レンズ２０２と、発光素子２０３とを含む。ＰＯＮ受信部３０２は、後置増幅器５４と、クロック／データ再生部５５とを含む。
【００４３】
上位ネットワーク５０２からのフレームは上位ネットワーク受信部３０５により受信され、通信制御部３０４へ送られる。通信制御部３０４は、ＰＯＮ送信部３０３を介して光モジュール３０１の端子Ｔ３へフレームを出力する。光モジュール３０１の光送信部５２において、発光素子２０３は、ＰＯＮ送信部３０３から受けた電気信号であるフレームを光信号に変換し、レンズ２０２および合分波部５３を介して宅側装置へ送信する。
【００４４】
一方、宅側装置から局側装置へ送信された光信号は、合分波部５３を介して光受信部５１により受信される。光受信部５１において、受光素子ＰＤは、合分波部５３およびレンズ２０１を介して光ファイバＯＰＴＦと光学的に結合されている。受光素子ＰＤは、光ファイバＯＰＴＦから受けた光量に応じた電気信号を出力する。前置増幅器１０１は、受光素子ＰＤから受けた電気信号を増幅し、端子Ｔ１を介してＰＯＮ受信部３０２へ出力する。
【００４５】
ＰＯＮ受信部３０２において、後置増幅器５４は、前置増幅器１０１から受けた電気信号を増幅してクロック／データ再生部５５へ出力する。クロック／データ再生部５５は、後置増幅器５４から受けた電気信号に基づいて、クロックおよびデータを再生する。
【００４６】
通信制御部３０４は、クロック／データ再生部５５から受けたデータを復号化し、データフレームおよび制御フレームを復元する。通信制御部３０４は、復元したこれらのフレームに基づいて、上位ネットワーク送信部３０６を介して上位ネットワーク５０２へフレームを送信する。また、通信制御部３０４は、各宅側装置が送信した光信号が時間的に競合しないように、宅側装置からのバースト信号の開始タイミングおよび終了タイミング等を管理し、バースト信号を送信してもよい期間を示すウインドウを制御フレームとして宅側装置に通知する。宅側装置は、割り当てられたウインドウにおいてバースト信号を送信してくるため、通信制御部３０４は、管理しているタイミングに基づいてバースト信号の開始時または終了時にリセット信号ＲＳＴを端子Ｔ２経由で前置増幅器１０１へ出力する。
【００４７】
図３は、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器の概略構成および弱信号受信時における電源選択を示す図である。
【００４８】
図３を参照して、前置増幅器１０１は、反転増幅回路２と、安定化電源５と、電源選択回路６と、電源選択制御部７とを備える。反転増幅回路２は、帰還抵抗ＲＦを含む。前置増幅器１０１は、たとえば１つの半導体集積回路に含まれる。
【００４９】
前置増幅器１０１は、局側装置４０２が備える図示しない電源から供給された電源電圧Ｖｃｃによって動作する。電源電圧Ｖｃｃは、前置増幅器１０１および前置増幅器１０１以外の回路へ供給するために生成される。
【００５０】
反転増幅回路２は、受光素子ＰＤから受けた電気信号たとえばバースト信号を増幅し、出力信号ＶＯＵＴとして端子Ｔ１へ出力する。
【００５１】
安定化電源５は、たとえばＬＤＯレギュレータであり、電源電圧Ｖｃｃからノイズの除去された電源電圧ＶＳＴを生成し、かつ電源電圧ＶＳＴのレベルを所定値に制御する。ここで、電源電圧Ｖｃｃが正電圧である場合および負電圧である場合のいずれにおいても、電源電圧ＶＳＴの絶対値は電源電圧Ｖｃｃと比べて小さくなる。電源電圧ＶＳＴは、前置増幅器１０１専用の電源電圧であり、前置増幅器１０１における各回路へ供給するために生成される。
【００５２】
電源選択回路６は、電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴを受けて、反転増幅回路２に対して供給する電源電圧ＰＳＶとして、電源電圧Ｖｃｃと電源電圧ＶＳＴとを選択可能である。より詳細には、電源選択回路６は、たとえばスイッチであり、電源選択制御部７から受けた電源選択信号ＳＷＣに基づいて、前置増幅器１０１の外部から供給された電源電圧Ｖｃｃ、または安定化電源５から供給された電源電圧ＶＳＴを電源電圧ＰＳＶとして反転増幅回路２へ出力する。
【００５３】
図４は、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器の概略構成および強信号受信時における電源選択を示す図である。
【００５４】
図３および図４を参照して、電源選択制御部７は、反転増幅回路２によって増幅された信号のレベルを検出する。そして、電源選択制御部７は、電源選択回路６を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、電源選択回路６によって選択可能な電源電圧の中から、各電源電圧の絶対値の大小に応じて、反転増幅回路２に対して供給する電圧を選択する。具体的には、電源選択制御部７は、電源選択回路６を制御することにより、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には反転増幅回路２に対して電源電圧Ｖｃｃを供給し、検出したレベルが上記所定の閾値未満の場合には反転増幅回路２に対して電源電圧ＶＳＴを供給する。
【００５５】
図５は、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器の構成を示す回路図である。
【００５６】
図５を参照して、前置増幅器１０１は、反転増幅回路２と、差動変換回路３と、出力バッファ回路４と、電源選択制御部７とを備える。反転増幅回路２は、ＮＰＮトランジスタＮ２，Ｎ４と、帰還抵抗ＲＦと、抵抗ＲＬと、電流源ＩＳ１とを含む。
【００５７】
抵抗ＲＬは、ＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタに接続された第１端と、電源電圧ＰＳＶの供給される電源ノードＶＮ３に接続された第２端とを有する。
【００５８】
ＮＰＮトランジスタＮ２は、受光素子ＰＤのアノードおよび帰還抵抗ＲＦの第１端に接続されたベースと、抵抗ＲＬの第１端およびＮＰＮトランジスタＮ４のベースに接続されたコレクタと、接地電圧の供給される固定電位ノードＶＮ２に接続されたエミッタとを有する。
【００５９】
ＮＰＮトランジスタＮ２は、ベースにおいて、受光素子ＰＤからの検出電流ｉｐｄを信号として受ける。また、ＮＰＮトランジスタＮ２は、コレクタにおいて、電源選択回路６から供給される電源電圧ＰＳＶを抵抗ＲＬ経由で受ける。
【００６０】
ＮＰＮトランジスタＮ４は、電源ノードＶＮ３および抵抗ＲＬの第２端に接続されたコレクタと、帰還抵抗ＲＦの第２端および電流源ＩＳ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。ＮＰＮトランジスタＮ４は、コレクタにおいて、電源選択回路６から供給される電源電圧ＰＳＶを受ける。
【００６１】
受光素子ＰＤのカソードは、固定電圧の供給される固定電位ノードＶＮ１に接続されている。電流源ＩＳ１の第２端が固定電位ノードＶＮ２に接続されている。
【００６２】
差動変換回路３は、反転増幅回路２によって増幅された信号の直流レベルを調整する。より詳細には、差動変換回路３は、反転増幅回路２の出力電圧ＶＡＭＰすなわちＮＰＮトランジスタＮ４のエミッタ電圧を差動信号に変換し、出力バッファ回路４を介して出力信号ＶＯＵＴとして端子Ｔ１へ出力する。
【００６３】
帰還抵抗ＲＦは、出力電圧ＶＡＭＰすなわちＮＰＮトランジスタＮ２の出力を、ＮＰＮトランジスタＮ２のベースに帰還し、負帰還ループを形成する。
【００６４】
電源選択制御部７は、出力電圧ＶＡＭＰに基づいて電源選択信号ＳＷＣを生成し、電源選択回路６へ出力する。
【００６５】
図６は、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択動作を示す図である。
【００６６】
図６を参照して、電源選択制御部７は、出力電圧ＶＡＭＰのレベルを監視することにより、反転増幅回路２によって増幅されたバースト信号の、先頭部分すなわちプリアンブルＰＲのレベルを検出する。そして、電源選択制御部７は、検出結果に基づいて電源選択回路６を制御することにより、反転増幅回路２へ供給する電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴの選択をバースト信号ごとに行なう。
【００６７】
すなわち、電源選択制御部７は、バースト信号のレベル検出結果に基づいて、当該バースト信号のプリアンブルＰＲ以外の部分を増幅する際に反転増幅回路２が用いる電源電圧を決定する。
【００６８】
また、電源選択制御部７は、反転増幅回路２への供給電圧ＰＳＶとして、電源選択回路６によって選択可能な電源電圧の中から、反転増幅回路２における各バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい電源電圧を選択する。具体的には、電源選択制御部７は、反転増幅回路２における各バースト信号の受信開始時において、反転増幅回路２への供給電圧ＰＳＶを電源電圧ＶＳＴとする。そして、電源選択制御部７は、検出したレベルが所定の閾値以上になると、反転増幅回路２への供給電圧ＰＳＶを電源電圧ＶＳＴから電源電圧Ｖｃｃへ切り替える。
【００６９】
より詳細には、電源選択制御部７は、電源電圧ＶＳＴを反転増幅回路２に供給している状態でバースト信号の入力を待つ。そして、電源選択制御部７は、前置増幅器１０１へ新たに入力されたバースト信号のレベルが大きい場合には、反転増幅回路２への供給電圧を電源電圧ＶＳＴから電源電圧Ｖｃｃに切り替える。
【００７０】
一方、電源選択制御部７は、前置増幅器１０１へ新たに入力されたバースト信号のレベルが小さい場合には、反転増幅回路２への供給電圧を電源電圧ＶＳＴのまま維持する。
【００７１】
また、電源選択制御部７は、バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した情報に基づいて、バースト信号のプリアンブルＰＲのレベルを検出すべきタイミングを決定する。具体的には、電源選択制御部７は、通信制御部３０４から受けたリセット信号ＲＳＴに応答して、バースト信号のレベル検出を開始する。
【００７２】
ところで、たとえば半導体集積回路で実現された前置増幅器において、外部からの供給電圧をそのまま使用するのではなく、半導体集積回路上にＬＤＯレギュレータ等の安定化電源を搭載し、安定化電源によって外部供給電圧から生成された電圧を使用する方法では、前置増幅器への供給電圧レベルが下がるため、トランジスタ回路のヘッドルームすなわち動作電圧範囲が減少する。このため、強レベル信号の受信に関しては弱くなり、前置増幅器のダイナミックレンジは狭くなる。
【００７３】
これに対して、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、安定化電源５は、電源電圧Ｖｃｃから電源電圧ＶＳＴを生成する。そして、電源選択回路６は、電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴを受けて、反転増幅回路２に対して供給する電源電圧ＰＳＶとして、電源電圧Ｖｃｃと電源電圧ＶＳＴとを選択可能である。
【００７４】
すなわち、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、外部電源およびＬＤＯレギュレータ等の安定化電源の２系統を準備して、入力信号強度に応じて使用する電源を選択可能である。
【００７５】
このような構成により、弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。
【００７６】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部７は、反転増幅回路２によって増幅された信号のレベルを検出する。そして、電源選択制御部７は、電源選択回路６を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、電源選択回路６によって選択可能な電源電圧の中から、各電源電圧の絶対値の大小に応じて、反転増幅回路２に対して供給する電圧を選択する。
【００７７】
このように、弱信号受信時には安定化電源からの絶対値の小さい電源電圧を使用することで、電源ノイズが除去されたきれいな電圧を前置増幅器に供給し、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐことができる。すなわち、ノイズ耐性を高めて、受信感度を改善することができる。また、安定化電源によって外部電源電圧の変動に依存しない安定した電圧を生成することで、電源電圧変動への依存性が小さい前置増幅器を提供することができる。
【００７８】
また、強信号受信時にはＳＮ比（Signal to Noise Ratio）が十分に得られるため、電源ノイズは問題にならない。逆に、トランジスタ回路のヘッドルームすなわち動作電圧範囲が狭いと、強信号受信時に波形が歪んで受信エラーとなってしまう。
【００７９】
本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、強信号受信時には外部電源からの絶対値の大きい電源電圧を使用することで、安定化電源の導入によるトランジスタ回路のヘッドルームの減少を防ぎ、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。
【００８０】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部７は、反転増幅回路２によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出し、検出結果に基づいて電源選択回路６を制御することにより、反転増幅回路２へ供給する電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴの選択をバースト信号ごとに行なう。
【００８１】
ここで、外部電源および安定化電源の切り替えをたとえばスイッチで行なうと、切替時に受信エラーが発生する場合がある。
【００８２】
しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、バースト信号を受信する前置増幅器に対して上記のような電源選択構成を適用することにより、バースト信号の先頭のセトリング区間すなわちバースト信号におけるプリアンブル受信時に電源切替を実施することが可能である。このため、データ区間で電源切替を行なう必要がなく、受信エラーが発生しない。
【００８３】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部７は、反転増幅回路２への供給電圧ＰＳＶとして、電源選択回路６によって選択可能な電源電圧の中から、反転増幅回路２における各バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい電源電圧を選択する。
【００８４】
このような構成により、バースト信号の待ち受け期間における消費電力の低減を図ることができる。また、プリアンブル受信時における電源電圧の切替を、レベルの大きいバースト信号に対して行なうことから、電源電圧切替時の過渡応答の影響を小さくすることができる。
【００８５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器は、受動的光ネットワークにおける局側装置に設けられ、１または複数の宅側装置から受信したバースト信号を増幅する。そして、電源選択制御部７は、バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した情報に基づいて、バースト信号の先頭部分のレベルを検出すべきタイミングを決定する。
【００８６】
このような構成により、受動的光ネットワークにおいて、バースト信号を検出すべきタイミングを把握し、適切なタイミングにおけるレベル検出結果に基づいて適切な電源選択制御を行なうことができる。
【００８７】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、差動変換回路３は、反転増幅回路２によって増幅された信号の直流レベルを調整する。
【００８８】
このような構成により、電源切り替えによる反転増幅回路２の出力信号の直流レベルの変化が、後段の回路に影響することを防ぐことができる。
【００８９】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、電源電圧Ｖｃｃは、前置増幅器１０１および前置増幅器１０１以外の回路へ供給するために生成される。また、電源電圧ＶＳＴは、前置増幅器１０１における各回路へ供給するために生成される。
【００９０】
このような構成により、前置増幅器１０１以外の回路の動作による負荷変動およびノイズ発生に影響されない、安定した電源電圧を用いることが可能となる。
【００９１】
なお、本発明の第１の実施の形態では、図３、図４および図５等に示す構成を前置増幅器１０１に適用したが、前置増幅器に限らず、他の増幅器、たとえば後置増幅器５４に適用することも可能である。
【００９２】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器は、電源選択制御部７を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。電源選択制御部７が前置増幅器１０１の外部に設けられる、たとえば半導体集積回路とは別個に設けられる構成であってもよい。
【００９３】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器は、安定化電源５を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。安定化電源５が前置増幅器１０１の外部に設けられる、たとえば半導体集積回路とは別個に設けられる構成であってもよい。
【００９４】
また、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部７は、前置増幅器によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出する構成であるとしたが、これに限定するものではない。
【００９５】
電源選択制御部７は、増幅前のバースト信号、たとえば反転増幅回路２へ入力されるバースト信号の、先頭部分のレベルを検出する構成であってもよい。
【００９６】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００９７】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る前置増幅器と比べて利得選択機能を追加した前置増幅器に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る前置増幅器と同様である。
【００９８】
図７は、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器の構成を示す回路図である。
【００９９】
図７を参照して、前置増幅器１０２は、本発明の第１の実施の形態に係る前置増幅器と比べて、さらに、利得選択制御部１と、ＮＰＮトランジスタＮ１と、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタＭ１，Ｍ１１と、コンデンサＣ１と、インバータＩＮＶとを備える。
【０１００】
ＮＰＮトランジスタＮ１は、受光素子ＰＤのアノードに接続されたコレクタおよびベースと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインおよびコンデンサＣ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。
【０１０１】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１は、利得選択制御部１からの利得選択信号ＧＳＷを受けるゲートと、固定電位ノードＶＮ２およびコンデンサＣ１の第２端に接続されたソースとを有する。
【０１０２】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１は、インバータＩＮＶの出力に接続されたゲートと、固定電圧の供給される固定電位ノードＶＮ４に接続されたドレインと、コンデンサＣ１の第１端に接続されたソースとを有する。
【０１０３】
ＮＰＮトランジスタＮ２は、ＮＰＮトランジスタＮ１のベースおよびコレクタならびに帰還抵抗ＲＦの第１端に接続されたベースと、抵抗ＲＬの第１端およびＮＰＮトランジスタＮ４のベースに接続されたコレクタと、固定電位ノードＶＮ２に接続されたエミッタとを有する。
【０１０４】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１は、受光素子ＰＤからＮＰＮトランジスタＮ２および帰還抵抗ＲＦへ流れる電流と、受光素子ＰＤからＮＰＮトランジスタＮ１のコレクタおよびエミッタを介して固定電位ノードＶＮ２へ流れる電流との比率を制御するために設けられている。
【０１０５】
また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１は、ＮＰＮトランジスタＮ２の出力電流が、ＮＰＮトランジスタＮ４および帰還抵抗ＲＦを介してＮＰＮトランジスタＮ２のベースへ帰還される量を抑制する役割も兼ねている。
【０１０６】
図８は、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択動作および利得選択動作を示す図である。利得選択以外の動作は図６において説明した内容と同様である。
【０１０７】
図８を参照して、利得選択制御部１は、反転増幅回路２の利得が高い状態でバースト信号の入力を待つ。そして、利得選択制御部１は、前置増幅器１０１へ新たに入力されたバースト信号のプリアンブルＰＲのレベルが大きい場合には、反転増幅回路２の利得を低い状態に切り替える。
【０１０８】
一方、利得選択制御部１は、前置増幅器１０１へ新たに入力されたバースト信号のプリアンブルＰＲのレベルが小さい場合には、反転増幅回路２の利得が高い状態を維持する。
【０１０９】
図９は、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンし、かつＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオフしている状態を示す回路図である。
【０１１０】
利得選択制御部１は、出力電圧ＶＡＭＰに基づいて利得選択信号ＧＳＷを生成して出力する。より詳細には、利得選択制御部１は、バースト信号の先頭において、論理ローレベルの利得切替信号ＧＳＷを出力してバースト信号の受信を開始する。その後、バースト信号の複数ビット分の期間における、出力電圧ＶＡＭＰのレベルの平均値を算出する。
【０１１１】
そして、利得選択制御部１は、反転増幅回路２の出力電圧ＶＡＭＰの平均値が所定の閾値未満すなわちバースト信号のレベルが大きい場合には、論理ハイレベルの利得選択信号ＧＳＷを出力することにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１をオンする。そうすると、ＮＰＮトランジスタＮ１のエミッタ電位が下がり、ＮＰＮトランジスタＮ１がオンする。これにより、ＮＰＮトランジスタＮ１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１を通してバイパス電流ｉｂｐｓが受光素子ＰＤから固定電位ノードＶＮ２へ流れる。すなわち、受光素子ＰＤからの検出電流ｉｐｄが反転増幅回路２への入力電流ｉｉｎとバイパス電流ｉｂｐｓとに分流される。
【０１１２】
このとき、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ１のエミッタがそれぞれ固定電位ノードＶＮ２に結合されていることから、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ１はカレントミラー回路のような動作を行ない、バイパス電流ｉｂｐｓに対応する電流がＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタからエミッタへ流れる。なお、本発明において、「結合している」とは、各回路要素同士が直接接続されている状態に限らず、各回路要素間に他の回路要素が接続されている場合も含む。
【０１１３】
一方、利得選択制御部１は、出力電圧ＶＡＭＰの平均値が上記所定の閾値以上すなわちバースト信号のレベルが小さい場合には、論理ローレベルの利得選択信号ＧＳＷを出力することにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１をオフする。そうすると、ＮＰＮトランジスタＮ１のエミッタ電位が上がり、ＮＰＮトランジスタＮ１がオフする。これにより、受光素子ＰＤからの検出電流ｉｐｄは分流されず、入力電流ｉｉｎとして反転増幅回路２へ流れる。
【０１１４】
なお、利得選択制御部１は、出力電圧ＶＡＭＰのレベルの平均値の代わりに、バースト信号の先頭において、バースト信号の複数ビット分の期間における出力電圧ＶＡＭＰのボトム値を検出し、このボトム値に基づいて利得選択信号ＧＳＷの論理レベルを決定する構成であってもよい。
【０１１５】
インバータＩＮＶは、利得選択制御部１から受けた利得選択信号ＧＳＷの論理レベルを反転してＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートへ出力する。
【０１１６】
利得選択制御部１は、バースト信号ごとに通信制御部３０４からリセット信号ＲＳＴを受けて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１をオンする。これにより、固定電位ノードＶＮ４からコンデンサＣ１に電荷が注入されるため、ＮＰＮトランジスタＮ１のエミッタ電位を迅速に上昇させることができる。ここで、固定電位ノードＶＮ４から供給される電圧は、ＮＰＮトランジスタＮ１のベース−エミッタ間電圧より大きい電圧であればよい。ただし、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１をオフからオンにした場合において、コンデンサＣ１から電荷を引き抜く時間を短縮するためには、固定電位ノードＶＮ４から供給される電圧は、ＮＰＮトランジスタＮ１のベース−エミッタ間電圧に近い電圧であることが好ましい。
【０１１７】
また、利得選択制御部１は、バースト信号ごとに通信制御部３０４からリセット信号ＲＳＴを受けて、出力電圧ＶＡＭＰの平均値をクリアする。バースト信号の光強度は、宅側装置ごとに大きく異なる場合がある。バースト信号ごとに出力電圧ＶＡＭＰの平均値をクリアすることにより、過去に受信したバースト信号の影響を受けることなく、新たに受信するバースト信号に対して、出力電圧ＶＡＭＰのレベルを精度良く検出し、利得選択信号ＧＳＷを生成することができる。
【０１１８】
なお、利得選択制御部１は、通信制御部３０４からリセット信号ＲＳＴを受ける構成に限らず、バースト信号の開始または終了を自ら検出し、利得選択信号ＧＳＷの論理レベルを初期値に戻す構成であってもよい。また、局側装置４０２がバースト信号ではなく連続信号を受信する場合には、リセット信号ＲＳＴは存在しなくてもよい。
【０１１９】
また、電源選択制御部７は、たとえば、上記のような利得選択制御部１と同様の方法で、バースト信号のレベルを検出する。利得選択制御部１および電源選択制御部７のレベル検出部分は、共通化されてもよい。
【０１２０】
このように、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器では、出力電圧ＶＡＭＰに基づいて、受光素子ＰＤからの検出電流ｉｐｄの分流比率すなわち入力電流ｉｉｎとバイパス電流ｉｂｐｓとの比を制御する。このような構成により、バイパス電流ｉｂｐｓが検出電流ｉｐｄに対する比率で決まり、強信号入力時はバイパス電流ｉｂｐｓの量を多くし、弱信号入力時はバイパス電流ｉｂｐｓの量を少なくすることができる。これにより、反転増幅回路２が飽和して前置増幅器１０１のダイナミックレンジが狭くなることを防ぐことができ、かつＳ／Ｎ比の劣化を防ぐことができる。また、検出電流ｉｐｄの分流比率は、抵抗の比率とトランジスタの相互コンダクタンスの比率とで決まる製造ばらつきおよび温度変動に対して安定した値であり、パラメータ調整が容易である。
【０１２１】
また、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器では、出力信号ＶＯＵＴを監視し、バースト信号のレベルが大きい場合には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１をオンする。これにより、受光素子ＰＤからの検出電流ｉｐｄの一部をバイパス電流ｉｂｐｓとしてグランドにバイパスし、反転増幅回路２への入力電流ｉｉｎを小さくすることで、前置増幅器１０１の利得を見かけ上小さくする。このような構成により、帰還抵抗の抵抗値を切り替える必要がなくなるため、利得切り替え前後で帰還ループの特性に変更を生じさせず、位相余裕の制御を不要にすることができる。
【０１２２】
ここで、本願発明者は、電源選択制御部７による電源切替が、前置増幅器１０２のような利得制御（ＡＧＣ）回路を備える構成において効果が大きいことを発見した。
【０１２３】
要約すれば、前置増幅器１０１において、電源電圧ＶＳＴから電源電圧Ｖｃｃへ切り替えた場合には、帰還抵抗ＲＦによる負帰還が大きく働き、反転増幅回路２における各トランジスタの直流電位が変化し難くなる。
【０１２４】
一方、前置増幅器１０２においてＡＧＣ回路を動作させた場合には、帰還抵抗ＲＦによる負帰還の働きが弱くなり、電源電圧ＶＳＴから電源電圧Ｖｃｃへ切り替えることで反転増幅回路２における各トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を拡げることが可能となる。これにより、受光素子ＰＤからの入力電流Ｉｉｎのダイナミックレンジを拡大することができる。
【０１２５】
具体的には、前述のように、利得選択制御部１は、バースト信号のプリアンブルＰＲのレベルを検出し、検出したレベルが所定の閾値以上の場合にはＮＰＮトランジスタＮ１をオンし、検出したレベルが上記所定の閾値未満の場合にはＮＰＮトランジスタＮ１をオフする。このＮＰＮトランジスタＮ１をオンする動作により、ＮＰＮトランジスタＮ２の出力が帰還抵抗ＲＦを介してＮＰＮトランジスタＮ２のベースへ帰還される量を抑制することができ、帰還抵抗ＲＦによる負帰還の働きを弱めることができる。
【０１２６】
以下、本願発明者による上記発見の検証内容を詳細に説明する。
図１０および図１１は、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における無信号入力時の各ノードの直流電位を示す図である。
【０１２７】
図１０および図１１を参照して、この検証において用いた前置増幅器１０２は、検証の都合上、図７に示す前置増幅器１０２と比べて、さらに、ＮＰＮトランジスタＮ３と、ＮＰＮトランジスタＮ５と、定電流源ＩＳ２とを備える。ＮＰＮトランジスタＮ５は、図７に示す定電流源ＩＳ１に相当する。定電流源ＩＳ２は、ＮＰＮトランジスタＮ１にバイアス電流を供給する。利得選択制御部１は、制御信号を定電流源ＩＳ２へ出力することにより、定電流源ＩＳ２のオフ状態およびオン状態、すなわち定電流源ＩＳ２の電流出力を停止するか否かを切り替える。
【０１２８】
また、ＮＰＮトランジスタＮ３は、抵抗ＲＬとＮＰＮトランジスタＮ２との間に直列接続されており、前置増幅器１０２の初段回路はＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ３のカスコード構成となっている。
【０１２９】
ここでは、電源電圧Ｖｃｃ＝３．３Ｖであり、電源電圧ＶＳＴ＝２．６Ｖであると仮定して説明する。
【０１３０】
また、前置増幅器１０２において、抵抗ＲＬの抵抗値を１７５Ωとし、帰還抵抗ＲＦの抵抗値を１ｋΩとし、定電流源ＩＳ２の出力電流を１ｍＡとする。また、ＮＰＮトランジスタＮ３のベース電位を１．５Ｖとし、ＮＰＮトランジスタＮ５のベース電位を０．８５Ｖとする。
【０１３１】
また、利得選択制御部１からＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１へ論理ハイレベルの信号が出力されており、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオン状態である。これにより、ＮＰＮトランジスタＮ１もオン状態となっている。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１はオフ状態である。
【０１３２】
図１０は、電源電圧ＰＳＶとして２．６Ｖの電源電圧ＶＳＴが供給される場合を示している。
【０１３３】
ＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタ電流をＩｃ２とすると、ＮＰＮトランジスタＮ４のベースと、抵抗ＲＬの第１端と、ＮＰＮトランジスタＮ３のコレクタとの接続ノードＮＤ１における電位Ｖ１は、以下の式で表される。
Ｖ１＝Ｖｃｃ−Ｉｃ２×ＲＬ＝２．６［Ｖ］−１．９［ｍＡ］×１７５［Ω］＝２．２７［Ｖ］
【０１３４】
また、ＮＰＮトランジスタＮ４のベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ４とすると、ＮＰＮトランジスタＮ４のエミッタ、帰還抵抗ＲＦの第２端、ＮＰＮトランジスタＮ５のコレクタとの接続ノードＮＤ２における電位Ｖ２は、以下の式で表される。
Ｖ２＝Ｖ１−Ｖｂｅ４＝２．２７［Ｖ］−０．８７［Ｖ］＝１．４０［Ｖ］
【０１３５】
なお、ＮＰＮトランジスタＮ４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ４は、０．８Ｖ〜０．９Ｖで比較的安定である。
【０１３６】
また、ＮＰＮトランジスタＮ１のベースとＮＰＮトランジスタＮ２のベースと帰還抵抗ＲＦの第１端との接続ノードである入力ノードＮＤＩＮの電位は０．８２Ｖであり、ＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタ電位は０．６６Ｖである。
【０１３７】
図１１は、電源電圧ＰＳＶとして３．３Ｖの電源電圧Ｖｃｃが供給される場合を示している。
【０１３８】
図１１を参照して、接続ノードＮＤ１における電位Ｖ１は、以下の式で表される。
Ｖ１＝Ｖｃｃ−Ｉｃ２×ＲＬ＝３．３［Ｖ］−２．６［ｍＡ］×１７５［Ω］＝２．８５［Ｖ］・・・（Ｂ１）
【０１３９】
なお、Ｉｃ２は、ＮＰＮトランジスタＮ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２の増加に伴い、図１０に示す場合と比べて少し増加している。
【０１４０】
また、接続ノードＮＤ２における電位Ｖ２は、以下の式で表される。
Ｖ２＝Ｖ１−Ｖｂｅ４＝２．８５［Ｖ］−０．８８［Ｖ］＝１．９７［Ｖ］・・・（Ｂ２）
【０１４１】
なお、ＮＰＮトランジスタＮ２のベース電位は０．８３Ｖであり、ＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタ電位は０．６５Ｖである。
【０１４２】
このように、電源電圧ＰＳＶを電源電圧ＶＳＴから電源電圧に切り替えて大きくすることにより、接続ノードＮＤ１における電位Ｖ１および接続ノードＮＤ２における電位Ｖ２を、図１０に示す場合と比べて上昇させることができる。電位Ｖ１および電位Ｖ２を上昇させることの意義については、図１２〜図１４において説明する。
【０１４３】
ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオフ状態であり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態であり、ＮＰＮトランジスタＮ１がオフ状態であり、定電流源ＩＳ２がオフ状態である場合を考える。この場合、利得選択機能を有さない前置増幅器１０１と等価な回路構成となる。
【０１４４】
この場合、電源電圧ＰＳＶを２．６Ｖから３．３Ｖに上げると、接続ノードＮＤ１，ＮＤ２の電位が上がる。
【０１４５】
そうすると、接続ノードＮＤ２から入力ノードＮＤＩＮへのバイアス電流Ｉｂが増加する。バイアス電流Ｉｂは、以下の式で表される。
Ｉｂ＝（Ｖ２−ＶＩＮ）／ＲＦ
【０１４６】
そして、バイアス電流Ｉｂが増加すると、ＮＰＮトランジスタＮ２のベース電流が増加し、ＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタ電流Ｉｃ２が増加する。
【０１４７】
その結果、式（Ｂ１）において、電流Ｉｃ２が２．６ｍＡより大きくなり、抵抗ＲＬにおける電圧降下が大きくなるため、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２の電位が下がる。すなわち、反転増幅回路２において、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２の電位上昇が抑制される方向に負帰還が大きく働き、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２の電位はあまり上昇しなくなってしまう。
【０１４８】
一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオン状態であり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態であり、ＮＰＮトランジスタＮ１がオン状態であり、定電流源ＩＳ２がオン状態である場合にも、上記と同様に反転増幅回路２において負帰還が働く。しかしながら、接続ノードＮＤ２から帰還抵抗ＲＦ経由で入力ノードＮＤＩＮへ帰還されるバイアス電流Ｉｂが、ＮＰＮトランジスタＮ２のベース電流と、ＮＰＮトランジスタＮ１のベース電流と、ＮＰＮトランジスタＮ１のコレクタ電流とに分流される。
【０１４９】
ここで、一般に、ＮＰＮトランジスタのコレクタ電流は、ベース電流のβ倍（β＞１００）以上流れることから、上記３つの分流された電流のうち、ＮＰＮトランジスタＮ１のコレクタ電流の配分が大きくなる。すなわち、バイアス電流ＩｂによるＮＰＮトランジスタＮ２のベース電流の増加は微少であり、ＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタ電流Ｉｃ２の増加も微少になる。
【０１５０】
このように、バイアス電流Ｉｂの大部分は、ＮＰＮトランジスタＮ１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１を介して固定電位ノードＶＮ２へ流れる。すなわち、ダイオード接続されているＮＰＮトランジスタＮ１が、バイアス電流ＩｂによるＮＰＮトランジスタＮ２のベース電流の増加を抑制するため、負帰還の効きが小さくなり、式（Ｂ１）および式（Ｂ２）に示すように、電源電圧ＰＳＶを電源電圧Ｖｃｃに切り替えることによって接続ノードＮＤ１およびＮＤ２の電位を上昇させることができる。すなわち、電源電圧ＰＳＶの変化によって飽和しやすい接続ノードＮＤ１およびＮＤ２の電位を上昇させることができる。
【０１５１】
なお、前置増幅器において、強信号受信入力時に帰還抵抗ＲＦの値をたとえば１０００Ωから２００Ωと小さくすることにより、利得を下げる構成が考えられる。
【０１５２】
しかしながら、帰還抵抗ＲＦを小さくすると、接続ノードＮＤ２から入力ノードＮＤＩＮへのバイアス電流Ｉｂ＝（Ｖ２−ＶＩＮ）／ＲＦの変化が大きくなるため、負帰還の働きが強くなってしまう。このため、ＮＰＮトランジスタＮ１を用いて入力ノードＮＤＩＮへのバイアス電流Ｉｂを分流する前置増幅器１０２と同様の効果を得ることはできない。
【０１５３】
図１２および図１３は、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における入力電流と各ノードの電位との関係を示す図である。図１２は、電源電圧ＰＳＶとして２．６Ｖの電源電圧Ｖｃｃが供給される場合を示している。図１３は、電源電圧ＰＳＶとして３．３Ｖの電源電圧Ｖｃｃが供給される場合を示している。
【０１５４】
図１２および図１３を参照して、ＮＰＮトランジスタＮ１の相互コンダクタンスをｇｍ１とし、ＮＰＮトランジスタＮ２の相互コンダクタンスをｇｍ２とすると、特許文献１における式（７）より、電流電圧利得Ｚｔは以下の式で表される。
Ｚｔ＝｛ｇｍ２×ＲＬ／（ｇｍ１×ＲＬ＋ｇｍ２×ＲＦ）｝×ＲＦ
【０１５５】
ここで、ｇｍ１およびｇｍ２の比率はデバイスサイズ比で決まり、この比率を４：５と仮定すると、Ｚｔ≒１８０Ωとなる。
【０１５６】
ここで、「トランジスタのサイズ」とは、トランジスタの相互コンダクタンスを決める構造上のサイズを意味する。たとえば、ＮＰＮトランジスタではエミッタ幅×エミッタ長であり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタではゲート幅／ゲート長である。また、複数のトランジスタを並列に接続する場合には、サイズは並列接続された各トランジスタのサイズの和となる。
【０１５７】
電位Ｖ１および電位Ｖ２の電位低下量ΔＶは、以下の式で表される。
ΔＶ＝Ｉｉｎ×Ｚｔ・・・（Ｂ３）
【０１５８】
式（Ｂ３）より、入力電流Ｉｉｎが大きくなると、電位Ｖ１および電位Ｖ２が下がり、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ５のコレクタ−エミッタ間電圧が小さくなることが分かる。
【０１５９】
図１４は、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ５のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流との関係を示す図である。図１４は、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ５のベース−エミッタ間電圧が０．８５Ｖの場合を示している。
【０１６０】
図１４を参照して、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ＞１．１Ｖである場合には、コレクタ電流Ｉｃは、電圧Ｖｃｅに依存せず一定値を示す。一方、コレクタ電流Ｉｃは、電圧Ｖｃｅが１．１Ｖを下回ると低下する。
【０１６１】
このため、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ５を安定して動作させるために、接続ノードＮＤ１の電位Ｖ１および接続ノードＮＤ２の電位Ｖ２を、以下の式を満たすように設定する。
Ｖ１＞０．６６＋１．１＝１．７６Ｖ
Ｖ２＞０．０＋１．１＝１．１Ｖ
【０１６２】
すなわち、ＮＰＮトランジスタＮ２およびＮ５においてＶｃｅ＞１．１Ｖとなるように、たとえば、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２の電位を、Ｖ１＞１．８Ｖ、かつＶ２＞１．１Ｖに保つ必要がある。
【０１６３】
ここで、図１２および図１３より、入力電流Ｉｉｎが増加すると、先に接続ノードＮＤ２の方がＶ２＞１．１Ｖを満足しなくなる。
【０１６４】
すなわち、図１２に示すように、前置増幅器１０２は、ＰＳＶ＝２．６Ｖの場合には、最大約２ｍＡの入力電流を受信可能となる。
【０１６５】
これに対して、図１３に示すように、前置増幅器１０２は、ＰＳＶ＝３．３Ｖの場合には、最大約５ｍＡの入力電流を受信可能となる。
【０１６６】
このように、電源電圧ＰＳＶを２．６Ｖから３．３Ｖに切り替えることにより、ダイナミックレンジを３ｍＡ改善することができる。
【０１６７】
ここで、ダイナミックレンジの改善量ΔＩｉｎは、電位Ｖ２の増加分ΔＶ２を、傾きＺｔすなわち電流電圧利得Ｚｔで割った値となる。また、前置増幅器１０２における負帰還により、ΔＶ２は、ΔＶｃｃより１０％程度小さい値となる。ΔＩｉｎは以下の式で表される。
ΔＩｉｎ＝ΔＶ２／Ｚｔ＜ΔＶｃｃ／Ｚｔ
【０１６８】
次に、電源電圧ＰＳＶを２．６Ｖから３．３Ｖに切り替えることによるダイナミックレンジの改善について詳細に説明する。ここでは、信号レートが１０．３１２５Ｇｂ／ｓの場合について説明する。
【０１６９】
図１５は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝２ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図１６は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝２ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。ここで、アイダイアグラムは、波形を１ビットごとに時間方向に重ね書きした波形である。
【０１７０】
図１７は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝３ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図１８は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝３ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【０１７１】
図１９は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝４ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図２０は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝４ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【０１７２】
図２１は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図２２は、電源電圧ＰＳＶ＝２．６Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【０１７３】
図１５，図１７，図１９，図２１に示すように、入力電流Ｉｉｎの振幅を２ｍＡから５ｍＡに向かって増加させていくと、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形の振幅が大きくなっていく。図１６，図１８，図２０，図２２に示すように、入力電流Ｉｉｎ＝２ｍＡを超えると、Ｖ２＜１．１Ｖの領域において、アイダイアグラムが歪む。
【０１７４】
図２３は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図２４は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【０１７５】
図２５は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝６ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図２６は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝６ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【０１７６】
図２７は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝７ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図２８は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝７ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【０１７７】
図２９は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝８ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形を示す図である。図３０は、電源電圧ＰＳＶ＝３．３Ｖかつ入力電流Ｉｉｎ＝８ｍＡの場合における、接続ノードＮＤ２におけるアイダイアグラムを示す図である。
【０１７８】
図２３，図２５，図２７，図２９に示すように、電流入力Ｉｉｎの振幅を５ｍＡから８ｍＡに向かって増加させていくと、接続ノードＮＤ１およびＮＤ２における電圧波形の振幅が大きくなっていく。図２４，図２６，図２８，図３０に示すように、入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡを超えると、Ｖ２＜１．１Ｖの領域において、アイダイアグラムが歪む。
【０１７９】
以上のように、電源電圧ＰＳＶを２．６Ｖから３．３Ｖに切り替えることにより、入力電流Ｉｉｎ＝５ｍＡ以下の範囲において波形の歪みを小さくすることができ、ダイナミックレンジを改善することができる。
【０１８０】
図３１は、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択回路の構成を詳細に示す図である。
【０１８１】
図３１を参照して、電源選択回路６は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１，Ｐ２を含む。
【０１８２】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１は、電源電圧ＶＳＴを受けるソースと、電源ノードＶＮ３に接続されたドレインと、電源選択制御部７からの電源選択信号ＳＷＣを受けるゲートとを有する。
【０１８３】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２は、電源電圧Ｖｃｃを受けるソースと、電源ノードＶＮ３に接続されたドレインと、電源選択制御部７からの電源選択信号ＳＷＣを受けるゲートとを有する。
【０１８４】
バースト信号のレベルが小さい場合には、電源選択制御部７は、論理ローレベルの信号をＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートへ出力して当該トランジスタをオンし、論理ハイレベルの信号ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のゲートへ出力して当該トランジスタをオフする。これにより、電源電圧ＶＳＴが電源電圧ＰＳＶとして供給される。また、利得選択制御部１は、論理ローレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートへ出力して当該トランジスタをオフし、論理ハイレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートへ出力して当該トランジスタをオンする。これにより、前置増幅器１０２の利得が大きくなる。このとき、利得選択制御部１は、制御信号を定電流源ＩＳ２へ出力することにより、定電流源ＩＳ２の出力電流を０ｍＡとする。
【０１８５】
バースト信号のレベルが大きい場合には、電源選択制御部７は、論理ハイレベルの信号をＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートへ出力して当該トランジスタをオフし、論理ローレベルの信号ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のゲートへ出力して当該トランジスタをオンする。これにより、電源電圧Ｖｃｃが電源電圧ＰＳＶとして供給される。また、利得選択制御部１は、論理ハイレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートへ出力して当該トランジスタをオンし、論理ローレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートへ出力して当該トランジスタをオフする。これにより、前置増幅器１０２の利得が小さくなり、かつ前置増幅器１０２における負帰還の働きが抑制される。このとき、利得選択制御部１は、制御信号を定電流源ＩＳ２へ出力することにより、定電流源ＩＳ２の出力電流を１ｍＡとする。
【０１８６】
このように、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器では、利得選択制御部１は、受光素子ＰＤからのバースト信号のレベルを検出し、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、ＮＰＮトランジスタＮ２の出力が帰還抵抗ＲＦを介してＮＰＮトランジスタＮ２のベースへ帰還される量を抑制する制御を行なう。
【０１８７】
このような構成により、強信号受信時、帰還抵抗ＲＦによる負帰還の働きを弱め、電源電圧ＶＳＴから電源電圧Ｖｃｃへ切り替えることで反転増幅回路２における各トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を拡げることが可能となる。これにより、前置増幅器のダイナミックレンジを拡大することができる。
【０１８８】
また、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器は、ＮＰＮトランジスタＮ２のベースに結合されたコレクタおよびベースと、固定電圧が供給される固定電位ノードＶＮ２に結合されたエミッタとを有するＮＰＮトランジスタＮ１を備える。そして、利得選択制御部１は、検出したレベルが上記所定の閾値以上の場合にはＮＰＮトランジスタＮ１をオンし、検出したレベルが所定の閾値未満の場合にはＮＰＮトランジスタＮ１をオフする。
【０１８９】
このような構成により、入力信号レベルに応じた利得選択が可能となるとともに、この利得選択のための構成を利用して、簡易な構成で、帰還抵抗による負帰還の働きを弱め、前置増幅器のダイナミックレンジを拡大することができる。
【０１９０】
なお、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器は、利得選択制御部１および電源選択制御部７を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。利得選択制御部１および電源選択制御部７の少なくとも一方が、前置増幅器１０２の外部に設けられる、たとえば半導体集積回路とは別個に設けられる構成であってもよい。
また、利得選択制御部１が利得を選択する際に用いる所定の閾値は、電源選択制御部７が電源電圧を選択する際に用いる所定の閾値と同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。
【０１９１】
また、ＮＰＮトランジスタＮ１およびＮ２は、バイポーラトランジスタ以外のトランジスタであってもよく、たとえばＮチャネルＭＯＳトランジスタに置き換えることが可能である。
【０１９２】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る前置増幅器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１９３】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０１９４】
＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係る前置増幅器と比べて電源選択回路の構成を変更した前置増幅器に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係る前置増幅器と同様である。
【０１９５】
本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択回路６における外部電源および安定化電源の切替を択一的に行なう構成であるとしたが、これに限定するものではない。外部電源および安定化電源の切替を徐々に、すなわち漸次的に行なう構成であってもよい。
【０１９６】
図３２は、本発明の第３の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択回路の構成を詳細に示す図である。
【０１９７】
図３２を参照して、前置増幅器１０３は、本発明の第２の実施の形態に係る前置増幅器１０２と比べて、電源選択回路６の代わりに電源選択回路１６を備え、ＮＰＮトランジスタＮ１の代わりにＮＰＮトランジスタＮ１Ａ，Ｎ１Ｂを備え、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１の代わりにＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１Ａ，Ｍ１Ｂを備え、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の代わりにＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１Ａ，Ｍ１１Ｂを備え、インバータＩＮＶの代わりにインバータＩＮＶＡ，ＩＮＶＢを備える。
【０１９８】
電源選択回路１６は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１Ａ，Ｐ１Ｂ，Ｐ２Ａ，Ｐ２Ｂを含む。
【０１９９】
たとえば、ＮＰＮトランジスタＮ１Ａ，Ｎ１Ｂのサイズは、ＮＰＮトランジスタＮ１の１／２である。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１Ａ，Ｍ１Ｂのサイズは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１の１／２である。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１Ａ，Ｐ１Ｂのサイズは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１の１／２である。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２Ａ，Ｐ２Ｂのサイズは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２の１／２である。
【０２００】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１Ａ，Ｐ１Ｂの各々は、電源電圧ＶＳＴを受けるソースと、電源ノードＶＮ３に接続されたドレインと、電源選択制御部７からの電源選択信号ＳＷＣを受けるゲートとを有する。
【０２０１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２Ａ，Ｐ２Ｂの各々は、電源電圧Ｖｃｃを受けるソースと、電源ノードＶＮ３に接続されたドレインと、電源選択制御部７からの電源選択信号ＳＷＣを受けるゲートとを有する。
【０２０２】
前置増幅器１０３では、電源電圧ＰＳＶを３段階に切り替え可能である。より詳細には、電源選択回路１６は、反転増幅回路２に対して電源電圧Ｖｃｃを供給するか、電源電圧ＶＳＴを供給するか、あるいは、電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴを用いて、電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴの間の電圧である電源電圧ＶＭＩＤを生成し、電源電圧ＶＭＩＤを供給するかを選択可能である。この場合、電源選択制御部７は、２種類の閾値を用いて電源電圧を選択する。また、前置増幅器１０３では、利得をそれぞれ３段階に切り替え可能である。
【０２０３】
図３３は、本発明の第３の実施の形態に係る前置増幅器における電源電圧の選択を示す図である。
【０２０４】
図３３を参照して、まず、バースト信号のレベルが小さい場合には、電源選択制御部７は、論理ローレベルの信号をＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１Ａ，Ｐ１Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ハイレベルの信号ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２Ａ，Ｐ２Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、電源電圧ＶＳＴが電源電圧ＰＳＶとして供給される。また、利得選択制御部１は、論理ローレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１Ａ，Ｍ１Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフし、論理ハイレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１Ａ，Ｍ１１Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンする。これにより、前置増幅器１０３の利得が大きくなる。このとき、利得選択制御部１は、制御信号を定電流源ＩＳ２へ出力することにより、定電流源ＩＳ２の出力電流を０ｍＡとする。
【０２０５】
次に、バースト信号のレベルが中程度の場合には、電源選択制御部７は、論理ローレベルの信号をＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１Ａ，Ｐ２Ａのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ハイレベルの信号をＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１Ｂ，Ｐ２Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、電源電圧ＶＳＴと電源電圧Ｖｃｃとの間のレベルを有する電圧であって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１ＡおよびＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２Ａのオン抵抗比に応じたレベルの電圧ＶＭＩＤが、電源電圧ＰＳＶとして供給される。また、利得選択制御部１は、論理ハイレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１Ａ，Ｍ１１Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ローレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１Ｂ，Ｍ１１Ａのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、前置増幅器１０３の利得が中程度となる。このとき、利得選択制御部１は、制御信号を定電流源ＩＳ２へ出力することにより、定電流源ＩＳ２の出力電流を０．５ｍＡとする。
【０２０６】
次に、バースト信号のレベルが大きい場合には、電源選択制御部７は、論理ハイレベルの信号をＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１Ａ，Ｐ１Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフし、論理ローレベルの信号ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２Ａ，Ｐ２Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンする。これにより、電源電圧Ｖｃｃが電源電圧ＰＳＶとして供給される。また、利得選択制御部１は、論理ハイレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１Ａ，Ｍ１Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ローレベルの信号をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１Ａ，Ｍ１１Ｂのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、前置増幅器１０３の利得が小さくなり、かつ前置増幅器１０３における負帰還の働きが抑制される。このとき、利得選択制御部１は、制御信号を定電流源ＩＳ２へ出力することにより、定電流源ＩＳ２の出力電流を１．０ｍＡとする。
【０２０７】
このように、本発明の第３の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択回路１６は、反転増幅回路２に対して供給する電源電圧ＰＳＶとして、さらに、電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴを用いて、電源電圧Ｖｃｃおよび電源電圧ＶＳＴの間の電圧である電源電圧ＶＭＩＤを生成し、電源電圧ＶＭＩＤを選択可能である。
【０２０８】
このような構成により、入力信号レベルに応じてより柔軟な電源選択制御を行なうことができる。また、電源電圧の切替を連続的に行なう構成により、切替による受信エラーの発生を防ぐことができるため、バースト信号ではなく連続的な信号を受信する増幅器にも有用となる。
【０２０９】
たとえば、弱信号受信時には安定化電源５から１００％の電流を前置増幅器１０３に供給し、信号の強度が上がるにつれて安定化電源５からの供給電流を減らして、外部電源からの供給電流を増やし、最終的には外部電源から１００％の電流を前置増幅器１０３に供給するような動作も可能である。
【０２１０】
その他の構成および動作は第２の実施の形態に係る前置増幅器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０２１１】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０２１２】
１  利得選択制御部
２  反転増幅回路
３  差動変換回路
４  出力バッファ回路
５  安定化電源
６，１６  電源選択回路
７  電源選択制御部
５１  光受信部
５２  光送信部
５３  合分波部
５４  後置増幅器
５５  クロック／データ再生部
１０１，１０２，１０３  前置増幅器
２０１，２０２  レンズ
２０３  発光素子
３０１  光モジュール
３０２  ＰＯＮ受信部
３０３  ＰＯＮ送信部
３０４  通信制御部
３０５  上位ネットワーク受信部
３０６  上位ネットワーク送信部
４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃ，４０１Ｄ  宅側装置
４０２  局側装置
５０１  光ネットワーク
Ｃ１  コンデンサ
ＩＮＶ  インバータ
ＩＳ１  電流源
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ４，Ｎ１Ａ，Ｎ１Ｂ  ＮＰＮトランジスタ
Ｍ１，Ｍ１１，Ｍ１Ａ，Ｍ１Ｂ  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１Ａ，Ｐ１Ｂ，Ｐ２Ａ，Ｐ２Ｂ  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＯＰＴＦ  光ファイバ
ＳＰ１，ＳＰ２  スプリッタ
Ｔ１〜Ｔ３  端子
ＰＤ  受光素子
ＲＦ  帰還抵抗
ＲＬ  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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