(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のレベル変動範囲でレベルが変動する電圧信号を、所定の定電流値を当該レベル変動範囲内におけるレベルの位置を示す比率で案分した電流値を有する２つの電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、
入力レベルと出力レベルが互いに逆の関係で動作する第１の論理回路と、
前記第１の論理回路と同一構成の第２の論理回路と、
前記第２の論理回路の出力端子と前記第１の論理回路の入力端子の間に接続され、前記電圧−電流変換回路から出力される前記第１の電流が前記第１の論理回路の入力端子との接続点から充電電流として供給される第１電荷蓄積回路と、
前記第１の論理回路の出力端子と前記第２の論理回路の入力端子の間に接続され、前記電圧−電流変換回路から出力される前記第２の電流が前記第２の論理回路の入力端子との接続点から充電電流として供給される第２電荷蓄積回路と、
前記第１の論理回路の入力端子に接続され、前記第１の電流による前記第１の電荷蓄積回路の充電動作で前記第１の論理回路の入力レベルが所定の閾値レベルに達すると、前記第１の論理回路の入力端子を第１の可変電圧電源に接続して前記第１の電荷蓄積回路の充電動作を停止させるとともに、当該第１の電荷蓄積回路の蓄積電荷を放電させる第１の放電回路と、
前記第２の論理回路の入力端子に接続され、前記第２の電流による前記第２の電荷蓄積回路の充電動作で前記第２の論理回路の入力レベルが前記閾値レベルに達すると、前記第２の論理回路の入力端子を第２の可変電圧電源に接続して前記第２の電荷蓄積回路の充電動作を停止させるとともに、当該第２の電荷蓄積回路の蓄積電荷を放電させる第２の放電回路と、を備え、前記第１の論理回路の出力端子から前記電圧信号の振幅でパルス幅が変調された第１のパルス幅変調信号が出力され、前記第２の論理回路の出力端子から前記第１のパルス幅変調信号に対して位相が反転した第２のパルス幅変調信号が出力されるパルス幅変調回路であって、
前記第１の可変電圧電源の電圧と前記第２の可変電圧電源の電圧は、前記電圧信号の振幅がゼロの場合に前記第１のパルス幅変調信号又は前記第２のパルス幅変調信号のハイレベル期間とローレベル期間が同一になるように設定されていることを特徴とするパルス幅変調回路。
【請求項２】
前記第１及び第２の可変電圧電源は、前記第１の可変電圧電源の電圧値を変化させると、前記第２の可変電圧電源の電圧値が連動して前記第１の可変電圧電源と逆方向に同一の割合で変化する電圧調整手段を備え、その電圧調整手段により前記第１の可変電圧電源と前記第２の可変電圧電源のいずれかの電圧を調節することにより両可変電源の電圧が調整されている、請求項１に記載のパルス幅変調回路。
【請求項３】
前記第１の可変電圧電源は所定の電源電圧を分圧した電圧を出力する第１の半固定抵抗器で構成され、前記第２の可変電圧電源は前記第１の半固定抵抗器に並列に接続され、前記電源電圧を分圧した電圧を出力する第２の半固定抵抗器で構成され、
前記第１の半固定抵抗器の前記分圧した電圧が出力される可動端子と前記第２の半固定抵抗器の前記分圧した電圧が出力される可動端子とは互いに逆方向に連動して同一の割合で移動可能になされ、前記第１，第２の半固定抵抗器の可動端子のいずれかの固定位置を調整することによって前記第１の可変電圧電源の電圧と前記第２の可変電圧電源の電圧とが設定されている、請求項２に記載のパルス幅変調回路。
【請求項４】
前記第１の論理回路と前記第２の論理回路は、同一の電源で駆動されるインバータで構成されている、請求項１乃至３のいずれかに記載のパルス幅変調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号などの入力信号をパルス幅変調信号に変換する無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、オーディオ用のＤ級増幅回路に使用されるパルス幅変調回路として、無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路が知られている。
【０００３】
図６は、従来の無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路の一例を示す図である。同図に示す無安定マルチバイブレータ回路は、矩形波を出力するための論理回路としてコンパレータを用いたものである。
【０００４】
図６に示すパルス幅変調回路１０１は、差動増幅回路を用いてオーディオ信号Ｓin（電圧信号）を２つの電流Ｊ１，Ｊ２に変換し、各電流Ｊ１，Ｊ２で無安定マルチバイブレータ回路１０３に含まれる２つのコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ充電することによって、オーディオ信号Ｓinの振幅でパルス幅（ハイレベルの期間）を変調した２つのＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmを無安定マルチバイブレータ回路１０３の２つのコンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２からそれぞれ出力させる回路である。
【０００５】
パルス幅変調回路１０１では、図７に示すように、オーディオ信号Ｓinが０ｖを基準に「＋Ｓ」と「−Ｓ」の間でレベル変動をする場合、そのレベル変動範囲２Ｓを電流値の変動範囲２Ｉoに対応させ、任意の点Ｐの電圧レベルＳｐのレベル変動範囲２Ｓにおける位置を示す比率で案分した電流値Ｉｐを有する電流Ｊ１と電流値（２Ｉo−Ｉｐ）を有する電流Ｊ２を生成し、これらの電流Ｊ１，Ｊ２で同一の容量を有するコンデンサＣ１，Ｃ２をその充電電圧が同一の変化をするまでそれぞれ充電させ、電流Ｊ１による充電時間をハイレベル（以下、「Ｈｉｇｈ」と表記する。）の期間ＴONとし、電流Ｊ２による充電時間をローレベル（以下、「Ｌｏｗ」と表記する。）の期間ＴOFFとするＰＷＭ信号Ｓpwmを生成する。
【０００６】
コンデンサの容量をＣとすると、コンデンサに流れる電流ｉとコンデンサの両端電圧ｖの間にはｉ＝Ｃ×（Δｖ／Δｔ）の関係がある。コンデンサの両端電圧をΔｖだけ変化させる時間Δｔが微小であれば、時間Δｔにおける電流ｉはほぼ一定であると見なせるから、その電流値をＩ、コンデンサの両端電圧の変化幅をΔＶｊ、充電時間をＴｊとすると、Ｉ×Ｔ＝Ｃ×Ｖの関係が成立するから、電流Ｊ１でコンデンサＣ１を充電した場合は、Ｉｐ×Ｔ１＝Ｃ×Ｖ、電流Ｊ２でコンデンサＣ２を充電した場合は、（２Ｉo−Ｉｐ）×Ｔ２＝Ｃ×Ｖが成立する。そして、Ｔ１＝ＴON、Ｔ２＝ＴOFF、Ｉｐ×Ｔ１＝（２Ｉo−Ｉｐ）×Ｔ２よりＴON：ＴOFF＝Ｉｐ：（２Ｉo−Ｉｐ）が成立するから、図７の電流値とＰＷＭ信号Ｓpwmのパルス波形の関係に示されるように、ＰＷＭ信号ＳpwmのＨｉｇｈ期間ＴONとＬｏｗ期間ＴOFFの比率は２つの電流値Ｉｐと電流値（２Ｉo−Ｉｐ）の比率に比例することになる。
【０００７】
図７の例では、電流値Ｉｐは、Ｉｐ＝（Ｓ−Ｓｐ）×２Ｉo／２Ｓ＝（Ｓ−Ｓｐ）×Ｉo／Ｓ＝Ｉo×（１−Ｓｐ／Ｓ)＝Ｉo−ｋ×Ｓｐ（但し、ｋ＝Ｉo／Ｓ）で表され、電流値（２Ｉo−Ｉｐ）は、（２Ｉo−Ｉｐ）＝２Ｉo−（Ｉo−ｋ×Ｓｐ）＝Ｉo＋ｋ×Ｓｐで表されるから、パルス幅変調回路１０１では電流値（Ｉo−ｋ×Ｓｐ）を有する電流Ｊ１と電流値（Ｉo＋ｋ×Ｓｐ）を有する電流Ｊ２が生成される。
【０００８】
図６に戻り、パルス幅変調回路１０１の差動増幅回路を用いたオーディオ信号Ｓin（電圧信号）を２つの電流Ｊ１，Ｊ２に変換する電圧−電流変換回路１０２は、トランジスタＴｒ１のベース電圧とトランジスタＴｒ２のベース電圧の差電圧を増幅してトランジスタＴｒ１のコレクタ電圧とトランジスタＴｒ２のコレクタ電圧の差電圧として出力する動作を行なう。電圧−電流変換回路Ａの電流に着目すると、定電流源から供給される定電流を「２×Ｉo」とし、オーディオ信号Ｓinの振幅を「Ｓin」とすると、トランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉc1はＩc1＝Ｉo−ｉ（但し、ｉ＝Ｓin／（２×Ｒｅ））となり、トランジスタＴｒ２のコレクタ電流Ｉc2はＩc2＝Ｉo＋ｉとなり、両コレクタ電流Ｉc1，Ｉc2は、上記の電流Ｊ１と電流Ｊ２の関係を満たすから、トランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉc1とトランジスタＴｒ２のコレクタ電流Ｉc2がそれぞれ無安定マルチバイブレータ回路１０３のコンデンサＣ１を充電する電流Ｊ１（以下、「充電電流Ｊ１」という。）とコンデンサＣ２を充電する電流Ｊ２（以下、「充電電流Ｊ２」という。）として用いられる。
【０００９】
従って、パルス幅変調回路１０１では、電圧−電流変換回路１０２のトランジスタＴｒ１のコレクタがコンデンサＣ１とコンパレータＣＯＭＰ２の接続点（イ）に接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタがコンデンサＣ２とコンパレータＣＯＭＰ１の接続点（ハ）に接続されている。
【００１０】
無安定マルチバイブレータ回路１０３の２個のコンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の正入力端子には基準電圧Ｖrefが入力されている。各コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２では負入力端子の電圧が基準電圧Ｖrefよりも小さいときは出力端子がハイレベルとなり、負入力端子の電圧が基準電圧Ｖref以上のときは出力端子がローレベルとなる。図６では、両コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２に駆動電圧として「Ｖhi（＞０）」と「Ｖlo（＜Ｖhi）」が供給される構成であるので、ハイレベルの電圧は「Ｖhi」となり、ローレベルの電圧は「Ｖlo」となる。
【００１１】
無安定マルチバイブレータ回路１０３のダイオードＤ１は、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1（接続点（イ）の電圧）が基準電圧Ｖrefに上昇すると、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電を停止させ、当該コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電させるためのものである。コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1が基準電圧Ｖrefに上昇すると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力端子のレベルがローレベルＶloに反転し、これによりコンパレータＣＯＭＰ１の出力レベルがハイレベルＶhiに反転して接続点（イ）の電圧Ｖc1が（Ｖhi＋Ｖref）に跳ね上がることになるが、この電圧上昇によりダイオードＤ１が導通して充電電流Ｊ１がコンパレータＣＯＭＰ２の上側の駆動電圧Ｖhiの電源にバイパスされるとともにコンデンサＣ１の蓄積電荷が全て放電され、接続点（イ）の電圧Ｖc1は電圧Ｖhiにクランプされる。
【００１２】
ダイオードＤ２もダイオードＤ１と同様の機能を果たすものである。コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc2（接続点（ハ）の電圧）が基準電圧Ｖrefに上昇すると、コンパレータＣＯＭＰ１の出力端子のレベルがローレベルＶloに反転し、これによりコンパレータＣＯＭＰ２の出力レベルがハイレベルＶhiに反転して接続点（ハ）の電圧Ｖc2が（Ｖhi＋Ｖref）に跳ね上がることになるが、この電圧上昇によりダイオードＤ２が導通して充電電流Ｊ２がコンパレータＣＯＭＰ２の上側の駆動電圧Ｖhiの電源にバイパスされるとともにコンデンサＣ２の蓄積電荷が全て放電され、接続点（ハ）の電圧Ｖc2は電圧Ｖhiにクランプされる。
【００１３】
図８は、図６に示すパルス幅変調回路の動作時の接続点（イ）〜（ニ）の電圧の波形図である。図８を用いて、図６に示すパルス幅変調回路１０１の動作を簡単に説明すると、ｔ１のタイミングでコンパレータＣＯＭＰ２の入力レベルが基準電圧Ｖrefに達し、出力レベルがローレベルＶloに反転すると（（ニ）の電圧波形参照）、トランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉc1（充電電流Ｊ１）によるコンデンサＣ１の充電が開始される（（イ）の電圧波形参照）。一方、ｔ１のタイミングでコンパレータＣＯＭＰ１の出力レベルはハイレベルＶhiに反転するので（（ロ）の電圧波形参照）、接続点（ハ）の電圧Ｖc2はコンデンサＣ２の充電電圧Ｖrefから当該充電電圧ＶrefにコンパレータＣＯＭＰ１の出力レベルＶhiを加算した値（Ｖhi＋Ｖref）に跳ね上がるので、これによりダイオードＤ２が導通し、コンデンサＣ２の蓄積電荷が全て放電されて接続点（ハ）の電圧Ｖc2はコンパレータＣＯＭＰ２の駆動電圧Ｖhiにクランプされる（（ハ）の電圧波形参照）。
【００１４】
ｔ１のタイミングでコンデンサＣ１の充電が開始されると、接続点（イ）の電圧Ｖc1が充電電流Ｊ１に応じた速度（波形の傾き）で上昇する。上述したように、充電電流Ｊ１はほぼ一定と見なせるので、接続点（イ）の電圧はほぼ直線的に上昇する。コンパレータＣＯＭＰ１の出力レベルは接続点（イ）の電圧Ｖc1が基準電圧Ｖrefよりも小さい間はハイレベルＶhiに保持されるが、ｔ２のタイミングで接続点（イ）の電圧Ｖc1が基準電圧Ｖrefに達すると、ローレベルＶloに反転する（（ロ）の電圧波形参照）。コンパレータＣＯＭＰ１の出力レベルがローレベルＶloに反転すると、接続点（ハ）の電圧Ｖc2がローレベルＶloに変化し、トランジスタＴｒ２のコレクタ電流Ｉc2（充電電流Ｊ２）によるコンデンサＣ２の充電が開始される（（ハ）の電圧波形参照）。
【００１５】
一方、ｔ２のタイミングで接続点（ハ）の電圧Ｖc2がローレベルＶloに変化すると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力レベルがハイレベルＶhiに反転する（（ニ）の電圧波形参照）。このとき、接続点（イ）の電圧Ｖc1はコンデンサＣ１の充電電圧Ｖrefから当該充電電圧ＶrefにコンパレータＣＯＭＰ２の出力レベルＶhiを加算した値（Ｖhi＋Ｖref）に跳ね上がるので、これによりダイオードＤ１が導通し、コンデンサＣ１の蓄積電荷が全て放電されて接続点（イ）の電圧Ｖc1はコンパレータＣＯＭＰ１の駆動電圧Ｖhiにクランプされる（（イ）の電圧波形参照）。
【００１６】
ｔ２のタイミングでコンデンサＣ２の充電が開始されると、接続点（ハ）の電圧Ｖc2が充電電流Ｊ２に応じた速度（波形の傾き）で上昇する。充電電流Ｊ２も充電電流Ｊ１と同様にほぼ一定と見なせるので、接続点（ハ）の電圧はほぼ直線的に上昇する。コンパレータＣＯＭＰ２の出力レベルは接続点（ハ）の電圧Ｖc2が基準電圧Ｖrefよりも小さい間はハイレベルＶhiに保持されるが、ｔ３のタイミングで接続点（ハ）の電圧Ｖc2が基準電圧Ｖrefに達すると、ローレベルＶloに反転し（（ニ）の電圧波形参照）、その後は上述したｔ１からｔ２の期間のコンデンサＣ１の充電動作とｔ２からｔ３の期間のコンデンサＣ２の充電動作とが交互に繰り返される。これにより、コンパレータＣＯＭＰ１の出力端子からコンデンサＣ１の充電期間Ｔ１をＨｉｇｈ期間とし、コンデンサＣ２の充電時間Ｔ２をＬｏｗ期間としたＰＷＭ信号Ｓpwmが出力され、コンパレータＣＯＭＰ２の出力端子からコンデンサＣ２の充電期間Ｔ２をＨｉｇｈ期間とし、コンデンサＣ１の充電時間Ｔ１をＬｏｗ期間としたＰＷＭ信号／Ｓpwmが出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００７−２８４５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
図６に示すパルス幅増幅回路１０１のパルス幅変調の原理は、コンデンサＣ１の容量とコンデンサＣ２の容量が同一であるとの前提でコンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧の範囲を同一の範囲（電圧Ｖloから電圧Ｖrefの範囲）に設定する一方、図７に示すように、オーディオ信号Ｓinを当該オーディオ信号Ｓinの振幅に比例して電流値が変動する電流Ｊ１＝Ｉo−（ｋ×Ｓin）と電流Ｊ２＝Ｉo＋（ｋ×Ｓin）に変換し、電流Ｊ１によってコンデンサＣ１をコンパレータＣＯＭＰ１の下側の駆動電圧Ｖloから基準電圧Ｖrefまで充電して充電時間Ｔ１に変換する動作と電流Ｊ２によってコンデンサＣ２をコンパレータＣＯＭＰ２の下側の駆動電圧Ｖloから基準電圧Ｖrefまで充電して充電時間Ｔ２に変換する動作を交互に行わせることで、充電時間Ｔ１をパルス幅とするＰＷＭ信号Ｓpwmと充電時間Ｔ２をパルス幅とするＰＷＭ信号／Ｓpwmを生成するというものである。
【００１９】
コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の下側の駆動電圧Ｖloから基準電圧Ｖrefまでの充電電圧の範囲を「Ｖ」（＝Ｖref−Ｖlo）とし、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量をそれぞれ「ｃ１」、「ｃ２」、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電開始時の蓄積電荷をゼロとすると、充電電流Ｊ１によってコンデンサＣ１に蓄積される電荷量Ｑ１はＱ１＝ｃ１×Ｖで表され、充電電流Ｊ２によってコンデンサＣ２に蓄積される電荷量Ｑ２はＱ２＝ｃ２×Ｖで表される。従来のパルス幅増幅回路１０１はｃ１＝ｃ２を前提にしているから、Ｑ１＝Ｑ２となるので、Ｑ１＝Ｑ２＝Ｑoとすると、パルス幅増幅回路１０１のパルス幅変調の原理は、充電電流Ｊ１によってコンデンサＣ１に電荷量Ｑoを蓄積するまでに要する時間Ｔ１と、充電電流Ｊ２によってコンデンサＣ２に電荷量Ｑoを蓄積するまでに要する時間Ｔ２を生成し、充電時間Ｔ１をパルス幅とするＰＷＭ信号Ｓpwmと充電時間Ｔ２をパルス幅とするＰＷＭ信号／Ｓpwmを生成するものである。
【００２０】
コンデンサＣ１，Ｃ２の容量ｃ１，ｃ２をｃ１＝ｃ２＝Ｃoとすると、蓄積電荷量Ｑo、充電電流Ｊ１，Ｊ２、充電時間Ｔ１，Ｔ２及び充電電圧の範囲Ｖの間には、
Ｊ１×Ｔ１＝Ｃｏ×Ｖ＝Ｑｏ …（1）
Ｊ２×Ｔ２＝Ｃｏ×Ｖ＝Ｑｏ …（2）
の関係が成立するので、Ｔ１−Ｔ２＝Ｑ≠×（Ｊ２−Ｊ１）／（Ｊ１×Ｊ２）、Ｔ１＋Ｔ２＝Ｑo×（Ｊ２＋Ｊ１）／（Ｊ１×Ｊ２）より、変調度ｍ＝｜（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）｜は、
Ｍ＝｜(Ｊ２−Ｊ１)／(Ｊ２＋Ｊ１)｜ …（3）
となる。
【００２１】
上記（３）式に、Ｊ１＝Ｉo−ｉ＝Ｉo−ｋ×Ｓin、Ｊ２＝Ｉo＋ｉ＝Ｉo＋ｋ×Ｓin（但し、ｋ＝Ｉo／Ｓ）を代入して整理すると、
Ｍ＝ｉ／Ｉｏ＝Ｓｉｎ／Ｓ  …（4）
となり、変調度ｍはオーディオ信号Ｓinの振幅に比例することが分かる。
【００２２】
しかしながら、実際にはコンデンサＣ１の容量ｃ１とコンデンサＣ２の容量ｃ２は素子の個体差によって異なるのが通常であるから、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の容量差が充電時間Ｔ１，Ｔ２の差に表れ、変調度ｍはオーディオ信号Ｓinの振幅に正確には比例しない。
【００２３】
コンデンサＣ１，Ｃ２にそれぞれ蓄積される電荷量Ｑ１，Ｑ２をＱ１≠Ｑ２として（Ｔ１−Ｔ２）、（Ｔ１＋Ｔ２）を求めると、Ｔ１−Ｔ２＝Ｑ１／Ｊ１−Ｑ２／Ｊ２、Ｔ１＋Ｔ２＝Ｑ１／Ｊ１＋Ｑ２／Ｊ２となるから、変調度ｍは、
Ｍ＝(Ｑ１×Ｊ２−Ｑ２×Ｊ１）／（Ｑ１×Ｊ２＋Ｑ２×Ｊ１） …（5）
となる。
【００２４】
上記（５）式に、Ｊ１＝Ｉo−ｉ＝Ｉo−ｋ×Ｓin、Ｊ２＝Ｉo＋ｉ＝Ｉo＋ｋ×Ｓin（但し、ｋ＝Ｉo／Ｓ）を代入して整理すると、
Ｍ＝｛Ｑｐ×Ｉｏ＋Ｑｑ×ｋ×Ｓｉｎ｝／｛Ｑｑ×Ｉｏ＋Ｑｐ×ｋ×Ｓｉｎ]…（6）
但し、Ｑｐ＝Ｑ１−Ｑ２、Ｑｑ＝Ｑ１＋Ｑ２
となり、変調度ｍは、オーディオ信号Ｓinの振幅に比例しないことが分かる。
【００２５】
オーディオ信号Ｓinが無信号である場合（ｉ＝０の場合）について検討すると、ｃ１＝ｃ２＝Ｃoの場合、Ｊ１＝Ｊ２＝Ｉoとなるから、上記（１），（２）式より充電時間Ｔ１，Ｔ２は、Ｔ１＝（Ｃo×Ｖ）／Ｉｏ、Ｔ２＝（Ｃo×Ｖ）／Ｉｏであるから、Ｔ１＝Ｔ２となる。従って、ＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmのデューティ比は５０％となる。
【００２６】
ｃ１≠ｃ２の場合、コンデンサＣ１，Ｃ２にそれぞれ蓄積される電荷量Ｑ１，Ｑ２は、Ｑ１＝ｃ１×Ｖ、Ｑ２＝ｃ２×Ｖとなるから、充電時間Ｔ１，Ｔ２は、Ｔ１＝Ｑ１／Ｉｏ＝（ｃ１×Ｖ）／Ｉｏ、Ｔ２＝Ｑ２／Ｉｏ＝（ｃ２×Ｖ）／Ｉｏとなるから、Ｔ１＝Ｔ２にはならない。従って、ＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmのデューティ比は５０％にはならない。
【００２７】
オーディオ信号Ｓinが無信号である場合、ｃ１＝ｃ２であれば、Ｔ１＝Ｔ２となるので変調度ｍはゼロになるが、ｃ１≠ｃ２であれば、Ｔ１≠Ｔ２となるので変調度ｍはゼロにならない。変調度ｍがゼロでないということは、ＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmの復調信号に直流のオフセット成分が含まれることになる。
【００２８】
上記（６）式によれば、Ｑｐ＝Ｑ１−Ｑ２＝０でなければ、ｍ＝ｉ／Ｉoとならず、変調度ｍをオーディオ信号Ｓinの振幅に比例するようにするためには、Ｑｐ＝Ｑ１−Ｑ２＝０にする必要があることが分かる。
【００２９】
Ｑ１＝ｃ１×Ｖ、Ｑ２＝ｃ２×Ｖで、コンデンサＣ１の容量ｃ１とコンデンサＣ２の容量ｃ２は異なっているから、Ｑ１−Ｑ２＝０とするには、コンデンサＣ１の充電電圧の範囲とコンデンサＣ２の充電電圧の範囲をそれぞれ「Ｖ１」、「Ｖ２」とすると、ｃ１／ｃ２＝Ｖ２／Ｖ１を満たすように、互いに異ならせる必要がある。
【００３０】
従来のパルス幅増幅回路１０１では、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧の範囲Ｖ１，Ｖ２を決定する上側の電圧は基準電圧「Ｖref」に共通化するととともに下側の電圧はコンパレータＣＯＭＰ1，ＣＯＭＰ２の下側の駆動電圧「Ｖlo」に共通化し、充電終了時にはコンデンサＣ１，Ｃ２の蓄積電荷を全て放電して充電開始時の電圧を電圧Ｖloに設定する構成であるから、Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖとなり、変調度ｍをオーディオ信号Ｓinの振幅に正確に比例させることはできない。
【００３１】
上記の問題に対し、コンパレータＣＯＭＰ１の正入力端子に入力される基準電圧Ｖref1とコンパレータＣＯＭＰ２の正入力端子に入力される基準電圧Ｖref2とを異ならせ、コンデンサＣ１の充電電圧の範囲Ｖ１＝Ｖref1−ＶloとコンデンサＣ２の充電電圧の範囲Ｖ２＝Ｖref2−Ｖloとがｃ１／ｃ２＝（Ｖref2−Ｖlo）／（Ｖref1−Ｖlo）を満たすようにする方法が考えられる。
【００３２】
しかしながら、この方法は、コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の機能を果たす回路として、例えば、インバータ素子のように同一電源で駆動されるＣＭＯＳ−ＩＣで構成される半導体素子を用いる場合には基準電圧Ｖrefが当該半導体素子のスレシホールド電圧（上側の駆動電源Ｖhiと下側の駆動電源Ｖloのほぼ中央の電圧）に一意的に決定されるので、採用することは困難である。
【００３３】
本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、無安定マルチバイブレータの２つのコンデンサの充電終了時に蓄積電荷を完全に放電させずに、両コンデンサの容量値の差に応じた電荷を残留させておくことによって両コンデンサの充電電圧の範囲を異ならせ、これにより２つのコンデンサの容量値が異なっていてもパルス幅変調信号の変調度を正確に入力信号の振幅に比例させることのできるパルス幅変調回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
請求項１に記載のパルス幅変調回路は、所定のレベル変動範囲でレベルが変動する電圧信号を、所定の定電流値を当該レベル変動範囲内におけるレベルの位置を示す比率で案分した電流値を有する２つの電流信号に変換する電圧−電流変換回路と、入力レベルと出力レベルが互いに逆の関係で動作する第１の論理回路と、前記第１の論理回路と同一構成の第２の論理回路と、前記第２の論理回路の出力端子と前記第１の論理回路の入力端子の間に接続され、前記電圧−電流変換回路から出力される前記第１の電流が前記第１の論理回路の入力端子との接続点から充電電流として供給される第１電荷蓄積回路と、前記第１の論理回路の出力端子と前記第２の論理回路の入力端子の間に接続され、前記電圧−電流変換回路から出力される前記第２の電流が前記第２の論理回路の入力端子との接続点から充電電流として供給される第２電荷蓄積回路と、前記第１の論理回路の入力端子に接続され、前記第１の電流による前記第１の電荷蓄積回路の充電動作で前記第１の論理回路の入力レベルが所定の閾値レベルに達すると、前記第１の論理回路の入力端子を第１の可変電圧電源に接続して前記第１の電荷蓄積回路の充電動作を停止させるとともに、当該第１の電荷蓄積回路の蓄積電荷を放電させる第１の放電回路と、前記第２の論理回路の入力端子に接続され、前記第２の電流による前記第２の電荷蓄積回路の充電動作で前記第２の論理回路の入力レベルが前記閾値レベルに達すると、前記第２の論理回路の入力端子を第２の可変電圧電源に接続して前記第２の電荷蓄積回路の充電動作を停止させるとともに、当該第２の電荷蓄積回路の蓄積電荷を放電させる第２の放電回路と、を備え、前記第１の論理回路の出力端子から前記電圧信号の振幅でパルス幅が変調された第１のパルス幅変調信号が出力され、前記第２の論理回路の出力端子から前記第１のパルス幅変調信号に対して位相が反転した第２のパルス幅変調信号が出力されるパルス幅変調回路であって、前記第１の可変電圧電源の電圧と前記第２の可変電圧電源の電圧は、前記電圧信号の振幅がゼロの場合に前記第１のパルス幅変調信号又は前記第２のパルス幅変調信号のハイレベル期間とローレベル期間が同一になるように設定されていることを特徴とする。
【００３５】
請求項２に記載のパルス幅変調回路は、請求項１に記載のパルス幅変調回路において、前記第１及び第２の可変電圧電源は、前記第１の可変電圧電源の電圧値を変化させると、前記第２の可変電圧電源の電圧値が連動して前記第１の可変電圧電源と逆方向に同一の割合で変化する電圧調整手段を備え、その電圧調整手段により前記第１の可変電圧電源と前記第２の可変電圧電源のいずれかの電圧を調節することにより両可変電源の電圧が調整されているものである。
【００３６】
請求項３に記載のパルス幅変調回路は、請求項２に記載のパルス幅変調回路において、前記第１の可変電圧電源は所定の電源電圧を分圧した電圧を出力する第１の半固定抵抗器で構成され、前記第２の可変電圧電源は前記第１の半固定抵抗器に並列に接続され、前記電源電圧を分圧した電圧を出力する第２の半固定抵抗器で構成され、前記第１の半固定抵抗器の前記分圧した電圧が出力される可動端子と前記第２の半固定抵抗器の前記分圧した電圧が出力される可動端子とは互いに逆方向に連動して同一の割合で移動可能になされ、前記第１，第２の半固定抵抗器の可動端子のいずれかの固定位置を調整することによって前記第１の可変電圧電源の電圧と前記第２の可変電圧電源の電圧とが設定されているものである。
【００３７】
請求項４に記載のパルス幅変調回路は、請求項１乃至３のいずれかに記載のパルス幅変調回路において、前記第１の論理回路と前記第２の論理回路は、同一の電源で駆動されるインバータで構成されているものである。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、例えば、第２の論理回路の入力レベルが所定の閾値レベルに達し、出力レベルがローレベルに反転すると、第１の電流による第１の電荷蓄積回路の充電が開始され、その第１の電荷蓄積回路の充電動作により第１の論理回路の入力レベルが所定の閾値レベルに達すると、第１の論理回路の出力レベルがローレベルに反転する。第１の論理回路の出力レベルがローレベルに反転すると、第２の論理回路の入力レベルがローレベルになり、第２の論理回路の出力レベルがハイレベルに反転するとともに、第２の電流による第２の電荷蓄積回路の充電が開始される。
【００３９】
第２の論理回路の出力レベルがハイレベルに反転すると、第１の電荷蓄積回路の第１の論理回路の入力端子との接続点の電圧が上昇し、その接続点が第１の可変電圧電源に接続されて第１の電荷蓄積回路の充電動作が停止されるとともに、第１の電荷蓄積回路の蓄積電荷が放電される。すなわち、第１の電荷蓄積回路の充電動作は、第１の論理回路の入力レベルが所定の閾値レベルに達することにより停止され、その蓄積電荷が放電される。そして、第１の電荷蓄積回路の蓄積電荷の放電により第１の論理回路の入力レベルが第１の可変電圧電源の電圧に低下すると、その電圧が保持される。
【００４０】
一方、第２の電流による第２の電荷蓄積回路の充電が開始され、その第２の電荷蓄積回路の充電動作により第２の論理回路の入力レベルが所定の閾値レベルに達すると、第２の論理回路の出力レベルがローレベルに反転する。第２の論理回路の出力レベルがローレベルに反転すると、第１の論理回路の入力レベルがローレベルになり、第１の論理回路の出力レベルがハイレベルに反転するとともに、第１の電流による第１の電荷蓄積回路の充電が開始される。
【００４１】
第１の論理回路の出力レベルがハイレベルに反転すると、第２の電荷蓄積回路の第２の論理回路の入力端子との接続点の電圧が上昇し、その接続点が第２の可変電圧電源に接続されて第２の電荷蓄積回路の充電動作が停止されるとともに、第２の電荷蓄積回路の蓄積電荷が放電される。すなわち、第２の電荷蓄積回路の充電動作は、第２の論理回路の入力レベルが所定の閾値レベルに達することにより停止され、その蓄積電荷が放電される。そして、第２の電荷蓄積回路の蓄積電荷の放電により第２の論理回路の入力レベルが第２の可変電圧電源の電圧に低下すると、その電圧が保持される。
【００４２】
以下、第１の電荷蓄積回路の充電動作と第２の電荷蓄積回路の充電動作が交互に繰り返されることにより第１の論理回路の出力レベルが交互に反転されるとともに、第２の論理回路の出力レベルが第１の論理回路とは逆の関係で交互に反転されて、第１の論理回路から電圧信号の振幅でパルス幅が変調されたパルス幅変調信号が出力され、第２の論理回路から第１の論理回路から出力されるパルス幅変調信号と位相が逆になっているパルス幅変調信号が出力される。
【００４３】
パルス幅変調信号の変調度を電圧信号の振幅に比例させるためには、第１の電流による第１の電荷蓄積回路の蓄積電荷量Ｑ１と第２の電流による第２の電荷蓄積回路の蓄積電荷量Ｑ２は等しくする必要がある。パルス幅変調信号の変調度が電圧信号の振幅に比例していると、電圧信号の振幅がゼロの場合、変調度ｍはゼロになる。
【００４４】
電圧信号の振幅がゼロの場合、第１の電流と第２の電流は等しい一定量の電流Ｉoとなるから、第１の電荷蓄積回路の充電電圧の範囲（第１の論理回路の入力レベルの変化範囲）を「Ｖ１」と第２の電荷蓄積回路の充電電圧の範囲（第２の論理回路の入力レベルの変化範囲）を「Ｖ２」とすると、第１のパルス幅変調信号のＨｉｇｈ期間Ｔ１はＴ１＝Ｑ１／Ｉo＝ｃ１×Ｖ１／Ｉo、Ｌｏｗ期間Ｔ２はＴ２＝Ｑ２／Ｉo＝ｃ２×Ｖ２／Ｉoとなり、変調度ｍ＝（Ｔ１−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）は、ｍ＝（ｃ１×Ｖ１−ｃ２×Ｖ２）／
（ｃ１×Ｖ１＋ｃ２×Ｖ２）となる。
【００４５】
従って、電圧信号の振幅がゼロの場合、ｃ１×Ｖ１＝ｃ２×Ｖ２を満たすように、第１
の電荷蓄積回路の充電電圧の範囲Ｖ１と第２の電荷蓄積回路の充電電圧の範囲Ｖ２を設定する必要がある。
【００４６】
第１の電荷蓄積回路の充電電圧の範囲Ｖ１は、第１の電荷蓄積回路が第１の可変電圧電源によって次の充電開始まで保持される電圧を「Ｖr1」、所定の閾値レベルを「Ｖth」とすると、Ｖ１＝Ｖth−Ｖr1となり、第２の電荷蓄積回路の充電電圧の範囲Ｖ２は、第２の電荷蓄積回路が第２の可変電圧電源によって次の充電開始まで保持される電圧を「Ｖr2」とすると、Ｖ２＝Ｖth−Ｖr2となる。
【００４７】
本発明によれば、電圧信号の振幅がゼロの場合に、第１の可変電圧電源の電圧Ｖr1と第２の可変電圧電源の電圧Ｖr2がｃ１×（Ｖth−Ｖr1）＝ｃ２×（Ｖth−Ｖr2）を満たすように、それぞれ設定されるので、ｃ１≠ｃ２の場合でも第１の可変電圧電源の電圧Ｖr1と第２の可変電圧電源の電圧Ｖr2を互いに異なる電圧値に設定することにより、パルス幅変調信号の変調度を入力される電圧信号の振幅に正確に比例させることができる。
【００４８】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明に係る無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路の第１実施形態の基本構成を示す図である。
【図２】第１実施形態に係るパルス幅変調回路の動作時における接続点（イ）〜（ニ）の電圧の波形を示す図である。
【図３】第１実施形態に係るパルス幅変調回路の電流バイパス回路の変形例を示す図である。
【図４】本発明に係る無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路の第２実施形態の基本構成を示す図である。
【図５】第２実施形態に係るパルス幅変調回路の動作時における接続点（イ）〜（ニ）の電圧の波形を示す図である。
【図６】従来の無安定マルチバイブレータを用いたパルス幅変調回路の一例を示す図である。
【図７】無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路の変調原理を説明するための図である。
【図８】図６に示すパルス幅変調回路の動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
図１は、本発明に係る無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路の第１実施形態の基本構成を示す図である。図１に示すパルス幅変調回路１の無安定マルチバイブレータ回路３は、図６に示す従来のパルス幅変調回路１０１のコンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２に対応する回路として同一特性のＣ−ＭＯＳインバータを用いたものである。なお、コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２やインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の回路は、入力レベルと出力レベルの論理を示す信号を出力することができる回路であれば、他の論理回路を利用することができる。
【００５１】
第１実施形態に係るパルス幅変調回路１は、図６に示した従来のパルス幅変調回路１０１と同様に、オーディオ信号Ｓin（電圧信号）を２つの電流Ｊ１，Ｊ２に変換する電圧−電流変換回路２と、電圧−電流変換回路２から出力される電流Ｊ１，Ｊ２で２つのコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ充電することによって、オーディオ信号Ｓinの振幅でパルス幅（Ｈｉｇｈ期間の幅）を変調した２つのＰＷＭ信号Ｓpwm，／ＳpwmをインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２からそれぞれ出力させる無安定マルチバイブレータ回路３とで構成されている。
【００５２】
パルス幅変調回路１の基本的な回路構成は従来のパルス幅変調回路１０１と同一であるが、パルス幅変調回路１０１ではコンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧が基準電圧Ｖrefに上昇すると、ダイオードＤ１，Ｄ２が導通して充電電流Ｊ１，Ｊ２をそれぞれコンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２の上側の駆動電圧Ｖhiの電源にバイパスしてコンデンサＣ１，Ｃ２の充電動作を停止させるとともに、当該コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積された電荷を全て放電させる構成であったが、図１に示すパルス幅変調回路１では、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧が基準電圧Ｖrefに上昇したときに充電電流Ｊ１，Ｊ２をバイパスさせる電圧を異ならせ、これによりコンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積された電荷の放電量を異ならせてコンデンサＣ１，Ｃ２の次の充電開始時にそれぞれ所定の電荷を残留させておく構成にしている点が異なる。
【００５３】
すなわち、パルス幅変調回路１は、コンデンサＣ１,Ｃ２の充電電圧の範囲の上限値は「Ｖref」に共通であるが、下限値（充電開始時の電圧）を異ならせることによって両コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧の範囲Ｖ１，Ｖ２がｃ１／ｃ２＝Ｖ２／Ｖ１を満たすようにしている。従って、コンデンサＣ１の充電電圧の範囲の下限値を「Ｖl1」、コンデンサＣ２の充電電圧の範囲の下限値を「Ｖl2」とすると、ｃ１／ｃ２＝（Ｖref−Ｖl2）／（Ｖref−Ｖl1）を満たすように、コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積された電荷の放電量を異ならせるようしている。
【００５４】
なお、ｃ１＝ｃ２の場合は、Ｖl1＝Ｖl2＝Ｖloであるから、ｃ１≠ｃ２の場合、ΔＶ１＝Ｖl1−Ｖlo、ΔＶ２＝Ｖl2−Ｖloとすると、コンデンサＣ１に残留させる電荷量はｃ1×ΔＶ１となり、コンデンサＣ２に残留させる電荷量はｃ２×ΔＶ２となる。
【００５５】
パルス幅変調回路１に設けられた電流バイパス回路４は、コンデンサＣ１の充電電流Ｊ１をバイパスさせるための電圧（クランプ電圧Ｖk1）とコンデンサＣ２の充電電流Ｊ２をバイパスさせるための電圧（クランプ電圧Ｖk2）をそれぞれ設定するための回路であり、両電圧を異ならせることによってコンデンサＣ１，Ｃ２の容量値が互いに相違することに起因して変調度ｍがオーディオ信号Ｓinの振幅に正確に比例しなくなるという不具合を解消する機能を果たす回路である。
【００５６】
ここで、電流バイパス回路４によって上記の不具合を解消する原理について、図６のパルス幅変調回路１０１の例で説明する。
【００５７】
上述したように、ｃ１≠ｃ２の場合は、Ｑ１＝Ｑ２にするためにコンデンサＣ１の充電電圧の範囲Ｖ１とコンデンサＣ２の充電電圧の範囲Ｖ２をｃ１×Ｖ１＝ｃ２×Ｖ２を満たすように設定する必要がある。
【００５８】
今、ｃ２＜ｃ１であるとすると、ｃ１／ｃ２＝Ｖ２／Ｖ１であるから、Ｖ１＜Ｖ２となる。そこで、ｃ１＝Ｃo＋ΔＣ、ｃ２＝Ｃo−ΔＣ（ΔＣ≠０）、Ｖ１＝Ｖo−ΔＶ、Ｖ２＝Ｖo＋ΔＶ（ΔＶ≠０）であるとすると、Ｑ１＝Ｑ２とするための条件式は、
（Ｃo＋ΔＣ）×（Ｖo−ΔＶ）=（Ｃo−ΔＣ）×(Ｖo＋ΔＶ）…（7）
となる。そして、上記（７）式より、ΔＶを求めると、
ΔＶ＝Ｖo×ΔＣ／Ｃo …（8）
となる。
【００５９】
従って、コンデンサＣ１の容量ｃ１とコンデンサＣ２の容量ｃ２とがｃ１＝Ｃo＋ΔＣ、Ｃ１＝Ｃo−ΔＣ（ΔＣ≠０）の関係にある場合、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電電圧の範囲を「Ｖo」から「ΔＶ」だけ狭くし、充電電流Ｊ２によるコンデンサＣ２の充電電圧の範囲を「Ｖo」から「ΔＶ」だけ広くすると、Ｑ１＝Ｑ２になり、変調度ｍをオーディオ信号Ｓinの振幅に比例させることができる。
【００６０】
充電電圧の範囲「Ｖo」は、コンデンサＣ１の容量ｃ１とコンデンサＣ２の容量ｃ２とに差がない場合、すなわち、ΔＣ＝０の場合の充電電圧の範囲であり、従来のパルス幅変調回路１０１における「Ｖref−Ｖlo」に相当する電圧である。従来のパルス幅変調回路１０１では、この充電電圧の範囲「Ｖref−Ｖlo」は、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電動作を停止させたときにコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点（イ），（ハ）の電圧Ｖc1，Ｖc2をそれぞれ電圧Ｖhiにクランプして蓄積電荷を全て放電させ、コンパレータＣＯＭＰ２，ＣＯＭＰ１の出力レベルがそれぞれハイレベル（電圧Ｖhi)が反転したときのコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点（イ），（ハ）の電圧Ｖc1，Ｖc2（充電開始時の電圧）が電圧Ｖloに設定されるようにしている。
【００６１】
コンデンサＣ１の充電電圧の範囲を「Ｖo」より「ΔＶ」だけ狭くするには、コンパレータＣＯＭＰ２の出力レベルがハイレベル（電圧Ｖhi)が反転したときのコンデンサＣ１の接続点（イ）の電圧Ｖc1を「Ｖlo＋ΔＶ」に設定する必要がある。同様に、コンデンサＣ２の充電電圧の範囲を「Ｖo」より「ΔＶ」だけ広くするには、コンパレータＣＯＭＰ１の出力レベルがハイレベル（電圧Ｖhi)が反転したときのコンデンサＣ２の接続点（ハ）の電圧Ｖc2を「Ｖlo−ΔＶ」に設定する必要がある。
【００６２】
コンデンサＣ１の充電動作を停止させたときにコンデンサＣ１の蓄積電荷を全て放電させると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力レベルがハイレベル（電圧Ｖhi)が反転したときに接続点（イ）の電圧Ｖc1が「Ｖlo」になるから、そのときの接続点（イ）の電圧Ｖc1を「Ｖlo＋ΔＶ」にするには、コンデンサＣ１の充電動作を停止させたときにコンデンサＣ１の蓄積電荷を全て放電させずに、電荷量ｑ１＝ｃ１×ΔＶだけ残留させておけばよいことが分かる。すなわち、コンデンサＣ１の充電動作を停止させたときにコンデンサＣ１の接続点（イ）の電圧Ｖc1をクランプさせる電圧Ｖk1（以下、「クランプ電圧Ｖk1」という。）を電圧ＶhiよりもΔＶだけ高い電圧（Ｖhi＋ΔＶ）に設定すればよいことが分かる。
【００６３】
同様に、コンパレータＣＯＭＰ１の出力レベルがハイレベル（電圧Ｖhi)が反転したときの接続点（ハ）の電圧Ｖc2を「Ｖlo−ΔＶ」にするには、コンデンサＣ２の充電動作を停止させたときにコンデンサＣ１の蓄積電荷を全て放電させ、さらに逆方向に電荷量ｑ２＝ｃ２×ΔＶだけ電荷を蓄積させておけばよいことが分かる。すなわち、コンデンサＣ２の充電動作を停止させたときにコンデンサＣ２の接続点（ハ）の電圧Ｖc2をクランプさせる電圧Ｖk2（以下、「クランプ電圧Ｖk2」という。）を電圧ＶhiよりもΔＶだけ低い電圧（Ｖhi−ΔＶ）に設定すればよいことが分かる。
【００６４】
そして、電圧ΔＶは、上記（８）式よりΔＶ＝Ｖo×ΔＣ／Ｃoであるから、コンデンサＣ１の接続点（イ）のクランプ電圧Ｖk1とコンデンサＣ２の接続点（ハ）のクランプ電圧Ｖk2は、
Ｖk1＝Ｖhi＋ΔＶ
＝Ｖhi＋Ｖo×ΔＣ／Ｃo …（9）
Ｖk2＝Ｖhi−ΔＶ
＝Ｖhi−Ｖo×ΔＣ／Ｃo …（10）
となる。さらに、Ｃo＝（ｃ１＋ｃ２)／２、ΔＣ＝（ｃ１−ｃ２)／２、Ｖo＝Ｖref−Ｖloより、
ΔＶ＝(Ｖref−Ｖlo）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（11）
であるから、クランプ電圧Ｖk1，Ｖk2は、
Ｖk1＝Ｖhi＋ΔＶ
＝Ｖhi＋（Ｖref−Ｖlo）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（12）
Ｖk1＝Ｖhi−ΔＶ
＝Ｖhi−（Ｖref−Ｖlo）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（13）
となる。
【００６５】
従って、図１に示すパルス幅変調回路１では、パルス幅変調回路１０１に対して、ダイオードＤ１，Ｄ２によりコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点（イ）,（ハ）を電圧Ｖloにクランプする回路を電流バイパス回路４に変更し、電流バイパス回路４内のトランジスタＴｒ３と半固定抵抗ＴＲ１によってコンデンサＣ１の接続点（イ）をクランプ電圧Ｖk1にクランプし、電流バイパス回路４内のトランジスタＴｒ４と半固定抵抗ＴＲ２によってコンデンサＣ２の接続点（ハ）をクランプ電圧Ｖk2にクランプするようにしている。
【００６６】
次に、図１に示すパルス幅変調回路１の回路構成について簡単に説明する。
【００６７】
電圧−電流変換回路２は、差動増幅回路を用いてオーディオ信号Ｓin（電圧信号）を２つの電流Ｊ１，Ｊ２に変換する回路である。電圧−電流変換回路２は、図６に示すパルス幅変調回路１０１の電圧−電流変換回路１０２と同一の回路構成を有している。
【００６８】
電圧−電流変換回路２は、同一特性の一対のｐｎｐ型トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタを、それぞれエミッタ抵抗Ｒｅを介して定電流源２１に接続した差動増幅回路で構成されている。電圧−電流変換回路２は、定電流源２１から供給される定電流を「２×Ｉo」とすると、トランジスタＴｒ１のコレクタからコンデンサＣ１の充電電流Ｊ１＝Ｉo−ｉ（但し、ｉ＝Ｓin／（２×Ｒｅ）を出力し、トランジスタＴｒ２のコレクタからコンデンサＣ２の充電電流Ｊ２＝Ｉo＋ｉを出力する。
【００６９】
無安定マルチバイブレータ回路１０３は、充電電流Ｊ１，Ｊ２で２つのコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ充電することによって、オーディオ信号Ｓinの振幅でパルス幅（Ｈｉｇｈ期間の幅）を変調した２つのＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmを２つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２からそれぞれ出力させる回路である。インバータＩＮＶ１の出力端子はコンデンサＣ２を介してインバータＩＮＶ２の入力端子に接続され、インバータＩＮＶ２の出力端子はコンデンサＣ１を介してインバータＩＮＶ１の入力端子に接続されている。さらに、インバータＩＮＶ１の入力端子（接続点（イ））とインバータＩＮＶ２の入力端子（接続点（ハ））はそれぞれ電圧−電流変換回路２のトランジスタＴｒ１のコレクタとトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されている。
【００７０】
インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２にはそれぞれ一対の駆動電圧（上側の駆動電圧「Ｖhi」と下側の駆動電圧「Ｖlo」）が供給されている。インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、入力電圧がスレシホールド電圧Ｖth以上であると、出力電圧が駆動電圧のハイレベルとなり、入力電圧がスレシホールド電圧Ｖthより小さいと、出力電圧が駆動電圧のローレベルとなる論理回路である。インバータＩＮＶ１の入力電圧を制御することによってインバータＩＮＶ１の出力電圧が電圧Ｖhiと電圧Ｖloとの間で切り換えられ、コンパレータＣＯＭＰ１と同様の機能を果たすので、図１ではコンパレータＣＯＭＰ１の代わりにインバータＩＮＶ１を用いている。同様に、インバータＩＮＶ２の入力電圧を制御することによってインバータＩＮＶ２の出力電圧が電圧Ｖhiと電圧Ｖloとの間で切り換えられ、コンパレータＣＯＭＰ２と同様の機能を果たすので、図１ではコンパレータＣＯＭＰ２の代わりにインバータＩＮＶ２を用いている。
【００７１】
インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthは、コンパレータＣＯＭＰ１の正入力端子に入力される基準電圧Ｖrefに相当する。インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthは、駆動電圧範囲のほぼ中央であるから、Ｖth≒（Ｖhi＋Ｖlo）／２である。
【００７２】
従って、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電により接続点（イ）の電圧Ｖc1を電圧（Ｖlo＋ΔＶ）から上昇させた場合、インバータＩＮＶ１は、その出力電圧がスレシホールド電圧Ｖthより小さい間はハイレベル（電圧Ｖhi）になり（図２のｔ１〜ｔ２における（イ），（ロ）の電圧波形参照）、スレシホールド電圧Ｖth以上になると、ローレベル（電圧Ｖlo）になるという動作を行なう。
【００７３】
一方、充電電流Ｊ２によるコンデンサＣ２の充電により接続点（ハ）の電圧Ｖc2を電圧（Ｖlo−ΔＶ）から上昇させた場合、インバータＩＮＶ２は、その出力電圧がスレシホールド電圧Ｖthより小さい間はハイレベル（電圧Ｖhi）になり（図２のｔ２〜ｔ３における（ハ），（ニ）の電圧波形参照）、スレシホールド電圧Ｖth以上になると、ローレベル（電圧Ｖlo）になるという動作を行なう。
【００７４】
電流バイパス回路４は、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1（接続点（イ）の電圧）がインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに上昇すると、充電電流Ｊ１をバイパスしてコンデンサＣ１の充電を停止するとともに、接続点（イ）の電圧Ｖc1を上述したクランプ電圧Ｖk1にクランプし、充電電流Ｊ２によるコンデンサＣ２の充電電圧Ｖc2（接続点（ハ）の電圧）がインバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthに上昇すると、充電電流Ｊ２をバイパスしてコンデンサＣ２の充電を停止するとともに、接続点（ハ）の電圧Ｖc2を上述したクランプ電圧Ｖk2にクランプする動作を行なう回路である。
【００７５】
電流バイパス回路４は、充電電流Ｊ１をバイパスする第１バイパス回路と充電電流Ｊ２をバイパスする第２バイパス回路を含み、第１バイパス回路はｐｎｐ型トランジスタＴｒ３と半固定抵抗器ＴＲ１とによって構成され、第２バイパス回路はｐｎｐ型トランジスタＴｒ４と半固定抵抗器ＴＲ２とによって構成されている。
【００７６】
第１バイパス回路内のトランジスタＴｒ３は、エミッタとコレクタがそれぞれ接続点（イ）とインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の下側の駆動電源（電圧Ｖloを供給する電源）とに接続され、ベースが半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子に接続されている。第２バイパス回路内のトランジスタＴｒ４は、エミッタとコレクタがそれぞれ接続点（ハ）とインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の下側の駆動電源（電圧Ｖloを供給する電源）とに接続され、ベースが半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子に接続されている。
【００７７】
半固定抵抗器ＴＲ１と半固定抵抗器ＴＲ２は並列に接続され、一方の接続点はインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の下側の駆動電源（電圧Ｖloを供給する電源）に接続され、他方の接続点は抵抗Ｒ１を介して電圧−電流変換回路２の駆動電源（電圧Ｖccを供給する電源）に接続されている。
【００７８】
半固定抵抗器ＴＲ１と半固定抵抗器ＴＲ２は可動端子の移動に対して抵抗値がリニアに変化する特性がほぼ同一の抵抗器を有し、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子と半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子が各抵抗器に対して移動方向が互いに逆方向となるように連動して移動する抵抗調整機構を備えている。すなわち、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子を当該半固定抵抗器ＴＲ１の抵抗器の中心位置から下側にΔＲだけ移動させると、半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子が当該半固定抵抗器ＴＲ２の抵抗器の中心位置から上側にΔＲだけ移動し、逆に半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子を当該半固定抵抗器ＴＲ２の抵抗器の中心位置から下側にΔＬだけ移動させると、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子が当該半固定抵抗器ＴＲ１の抵抗器の中心位置から上側にΔＬだけ移動する抵抗調整機構を備えている。
【００７９】
従って、半固定抵抗器ＴＲ１，ＴＲ２の抵抗値を「２Ｒ」、可動端子の可動量を「２Ｌ」とし、例えば、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子を抵抗器の中心位置から下側にΔＬだけずれた位置に調整すると、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子の抵抗値Ｒ１はＲ１＝Ｒ×（Ｌ−ΔＬ）／Ｌとなり、半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子の抵抗値Ｒ２はＲ２＝Ｒ×（Ｌ＋ΔＬ）／Ｌとなる。この場合、半固定抵抗器ＴＲ１，ＴＲ２の抵抗器の両端に供給される電圧を「２Ｖｒ」とすると、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子の電圧、すなわち、トランジスタＴｒ３のベース電圧Ｖr1は、
Ｖr1＝２Ｖｒ×Ｒ１／２Ｒ＝Ｖｒ×（Ｌ−ΔＬ）／Ｌ
＝Ｖｒ−Ｖｒ×ΔＬ／Ｌ…（14）
となり、半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子の電圧、すなわち、トランジスタＴｒ４のベース電圧Ｖr2は、
Ｖr2＝Ｖｒ×Ｒ２／２Ｒ＝Ｖｒ×（Ｌ＋ΔＬ）／Ｌ
＝Ｖｒ＋Ｖｒ×ΔＬ／Ｌ…（15）
となる。
【００８０】
半固定抵抗器ＴＲ１，ＴＲ２の可動端子の抵抗値Ｒ１，Ｒ２は、パルス幅変調回路１の製造時に調整され、調整後は可動端子がロックされて抵抗値Ｒ１，Ｒ２が固定される。
る。
【００８１】
半固定抵抗器ＴＲ１,ＴＲ２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２は、トランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ４の各エミッタの電圧がクランプ電圧Ｖk1とクランプ電圧Ｖk2になるように調整される。トランジスタＴｒ３のベース−エミッタ間の電圧を「Ｖbe」とすると、半固定抵抗器ＴＲ１により調整されるトランジスタＴｒ３のベース電圧は「Ｖr1」であるから、トランジスタＴｒ３のエミッタ電圧は（Ｖr1＋Ｖbe）となる。このエミッタ電圧は、（９）式に示す「Ｖk1」に調整されるから、Ｖbe＋Ｖr1＝Ｖhi＋Ｖo×ΔＣ／Ｃoより、半固定抵抗器ＴＲ１により調整されるトランジスタＴｒ３のベース電圧Ｖr1は、
Ｖr1＝Ｖhi−Ｖbe＋Ｖo×ΔＣ／Ｃo…（16）
となる。なお、「Ｖbe」は、「Ｖhi」に対して微小であるので、（１６）式で「Ｖbe」を無視し、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の下側の駆動電圧Ｖloを「０」に設定すると、トランジスタＴｒ３のベース電圧Ｖr1は、
Ｖr1＝Ｖhi＋Ｖhi×ΔＣ／Ｃo…（16’）
＝Ｖhi＋Ｖhi×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）
となる。
【００８２】
同様にして、トランジスタＴｒ４のベース−エミッタ間の電圧を「Ｖbe」とすると、半固定抵抗器ＴＲ２の抵抗調整後の可動端子の電圧は「Ｖr2」であるから、トランジスタＴｒ４のエミッタ電圧は（Ｖr2＋Ｖbe）となる。このエミッタ電圧は、「Ｖk2」に調整されるから、Ｖbe＋Ｖr1＝Ｖhi−Ｖo×ΔＣ／Ｃoより、半固定抵抗器ＴＲ２の抵抗調整後の可動端子の電圧Ｖr2は、
Ｖr２＝Ｖhi−Ｖbe−Ｖo×ΔＣ／Ｃｏ…（17）
となる。なお、（１７）式で「Ｖbe」を無視し、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の下側の駆動電圧Ｖloを「０」に設定すると、トランジスタＴｒ４のベース電圧Ｖr2は、
Ｖr２＝Ｖhi−Ｖhi×ΔＣ／Ｃo…（17’）
＝Ｖhi−Ｖhi×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）
となる。
【００８３】
上記の（１６’），（１７’）式によれば、ｃ１＝ｃ２のとき、Ｖr1＝Ｖr2＝Ｖhiであり、半固定抵抗器ＴＲ１，ＴＲ２の可動端子を抵抗器の中心位置に調整したときの電圧Ｖr1，Ｖr2はＶr1＝Ｖr2＝Ｖｒであるから、半固定抵抗器ＴＲ１，ＴＲ２の抵抗器の両端に供給される電圧が「２Ｖhi」に設定されているとすると、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子を抵抗器の中心位置から下側にΔＬだけずれた位置に調整したときの可動端子の電圧Ｖr1は、
Ｖr1＝Ｖhi−Ｖhi×ΔＬ／Ｌ…（18）
となり、半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子の電圧Ｖｒ2は、
Ｖr2＝Ｖhi＋Ｖhi×ΔＬ／Ｌ…（19）
となる。
【００８４】
（１８）式、（１９）式のＶhi×ΔＬ／Ｌは、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子が抵抗器の中心位置からΔＬだけずれることによって電圧ＶhiをΔＬ／Ｌの比率で分圧することを示し、（１６’）式、（１７’）式のＶhi×（c１−c２)／（c１＋c２）＝Ｖhi×ΔＣ／Ｃoは、電圧ＶhiをコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の容量差２ΔＣ＝ｃ１−ｃ２の両容量の和Ｃo＝ｃ１＋ｃ２に対する比率で分圧したものであることを示しているから、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子を抵抗器の中心位置からΔＬだけずらすことは電圧ＶhiをΔＣ／Ｃoで分圧することに対応する。
【００８５】
従って、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子と半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子を互いに逆方向に連動してスライドさせる抵抗調整機構により、簡単かつ正確にクランプ電圧Ｖk1を電圧ＶhiからＶhi×ΔＣ／Ｃoだけ減少させた電圧（Ｖhi−Ｖhi×ΔＣ／Ｃo）に調整できるとともに、クランプ電圧Ｖk2を電圧ＶhiからＶhi×ΔＣ／Ｃoだけ増加させた電圧（Ｖhi＋Ｖhi×ΔＣ／Ｃo）に調整できることが分かる。
【００８６】
なお、半固定抵抗器ＴＲ１，ＴＲ２を調整した後の可動端子の電圧Ｖr1，Ｖr2とコンデンサＣ１，Ｃ２の容量ｃ１，ｃ２の間には、Ｖr1−Ｖr2＝２×Ｖhi×ΔＣ／Ｃo＝２×Ｖhi×（c１−c２)／（ｃ１＋ｃ２）より、
(Ｖr1−Ｖr2)／２Ｖhi＝（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（20）
の関係がある。
【００８７】
半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子又は半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子の位置を調整して適切な電圧Ｖr1,Ｖr2を設定する作業では、例えば、オーディオ信号Ｓinを無信号状態にしてパルス幅変調回路１から出力されるＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmを復調した信号をモニタすると、電圧Ｖr1,Ｖr2が不適切であれば、直流のオフセット成分が出力されるので、このオフセット成分がなくなるように可動端子の位置調整を行なえばよい。あるいは、インバータＩＮＶ１又はインバータＩＮＶ２から出力されるＰＷＭ信号Ｓpwm又はＰＷＭ信号／Ｓpwmの波形をモニタしながら、Ｈｉｇｈ期間Ｔ１とＬｏｗ期間Ｔ２とが同一になるように可動端子の位置調整を行なえばよい。
【００８８】
半固定抵抗器ＴＲ１によりトランジスタＴｒ３のベース電圧Ｖr1が（１４）式のように調整されていると、充電電流Ｊ１によりコンデンサＣ１の充電が開始されるときは接続点（イ）の電圧Ｖc1がインバータＩＮＶ１のスレシホールドＶthよりも低く、トランジスタＴｒ３のエミッタ電圧はベース電圧Ｖr1より小さいからトランジスタＴｒ３はオフ状態である。充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電により接続点（イ）の電圧Ｖc1が上昇し、インバータＩＮＶ１のスレシホールドＶthに達すると、インバータＩＮＶ１の出力レベルがローレベルＶloに反転し、これによりインバータＩＮＶ２の出力レベルが電圧Ｖhiに反転する。
【００８９】
インバータＩＮＶ２の出力レベルが電圧Ｖhiになると、接続点（イ）の電圧Ｖc1は、クランプ電圧Ｖk1よりも大きい（Ｖhi＋Ｖth−Ｖlo）のレベルに跳ね上がるので、トランジスタＴｒ３がオン状態になり、充電電流Ｊ１がトランジスタＴｒ３によってインバータＩＮＶ１の下側の電圧Ｖloの電源側にバイパスされ、コンデンサＣ１の充電動作が停止されるとともに、コンデンサＣ１の蓄積電荷がトランジスタＴｒ３を介して放電される。
【００９０】
そして、コンデンサＣ１の蓄積電荷の放電により接続点（イ）の電圧Ｖc1がＶk1＝Ｖbe＋Ｖr1に低下すると、トランジスタＴｒ３がオフ状態になり、接続点（イ）の電圧Ｖc1はクランプ電圧Ｖk1に保持されることになる。
【００９１】
半固定抵抗器ＴＲ２によりトランジスタＴｒ４のベース電圧Ｖr1が（１５）式のように調整されていると、充電電流Ｊ２によりコンデンサＣ２の充電が開始されるときは接続点（ハ）の電圧Ｖc2がインバータＩＮＶ２のスレシホールドＶthよりも低く、トランジスタＴｒ４のエミッタ電圧はベース電圧Ｖr2より小さいからトランジスタＴｒ４はオフ状態である。充電電流Ｊ２によるコンデンサＣ２の充電により接続点（ハ）の電圧Ｖc2が上昇し、インバータＩＮＶ２のスレシホールドＶthに達すると、インバータＩＮＶ２の出力レベルがローレベルＶloに反転し、これによりインバータＩＮＶ１の出力レベルが電圧Ｖhiに反転する。
【００９２】
インバータＩＮＶ１の出力レベルが電圧Ｖhiになると、接続点（ハ）の電圧Ｖc2は、クランプ電圧Ｖk2よりも大きい（Ｖhi＋Ｖth−Ｖlo）のレベルに跳ね上がるので、トランジスタＴｒ４がオン状態になり、充電電流Ｊ２がトランジスタＴｒ４によってインバータＩＮＶ２の下側の駆動電圧Ｖloの電源側にバイパスされ、コンデンサＣ２の充電動作が停止されるとともに、コンデンサＣ２の蓄積電荷がトランジスタＴｒ４を介して放電される。
【００９３】
そして、コンデンサＣ２の蓄積電荷の放電により接続点（ハ）の電圧Ｖc2がＶk2＝Ｖbe＋Ｖr2に低下すると、トランジスタＴｒ４がオフ状態になり、接続点（ハ）の電圧Ｖc2はクランプ電圧Ｖk2に保持されることになる。
【００９４】
なお、コンデンサＣ１，Ｃ２が理想的で、両者の容量がほぼ同一の場合は、上記（１６），（１７）式でＶhi×ΔＣ／Ｃoの項がゼロになるから、Ｖr1＝Ｖr2＝Ｖhiとなる。すなわち、半固定抵抗器ＴＲ１,ＴＲ２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２はＲ１＝Ｒ２＝Ｒに調整される。この場合は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がそれぞれコンデンサＣ１の接続点（イ）とコンデンサＣ２の接続点（ハ）の電圧Ｖc1，Ｖc2を充電停止時にそれぞれ電圧Ｖhiにクランプし、しかもトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がｎｐｎ型でエミッタからベース方向にしか電流を流さないから、図６のパルス幅変調回路１０１のダイオードＤ１，Ｄ２と同様の電流バイパス作用をする。
【００９５】
次に、図２の波形図を用いて、パルス幅変調回路１の動作について説明する。
【００９６】
図２に示す波形図は、図８に示す波形図に対応するものであり、図８に対して、接続点（イ），（ロ）の電圧波形の充電停止後のクランプ電圧（例えば、ｔ２〜ｔ３の期間の（イ）の電圧とｔ１〜ｔ２の期間の（ハ）の電圧参照）と充電開始時の接続点（イ），（ハ）の電圧（例えば、ｔ２のタイミングの（ハ）の電圧とｔ３のタイミングの（イ）の電圧参照）とが異なるだけである。
【００９７】
従って、以下の説明では、上記の相違点を中心にパルス幅変調回路１の動作を説明する。
【００９８】
ｔ１のタイミングでインバータＩＮＶ２の入力レベルが当該インバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに達し、出力レベルがローレベルＶloに反転すると（（ニ）の電圧波形参照）、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電が開始される（（イ）の電圧波形参照）が、ｔ１のタイミングでインバータＩＮＶ１の出力レベルはハイレベルＶhiに反転するので（（ロ）の電圧波形参照）、接続点（ハ）の電圧Ｖc2は（Ｖhi＋Ｖth−Ｖlo）に跳ね上がるので、これにより電流バイパス回路４内のトランジスタＴｒ４がオン状態になり、充電電流Ｊ２がトランジスタＴｒ４によってインバータＩＮＶ２の下側の駆動電圧Ｖloの電源側にバイパスされ、コンデンサＣ２の充電動作が停止されるとともに、コンデンサＣ２の蓄積電荷がトランジスタＴｒ４を介して放電される。
【００９９】
コンデンサＣ２の蓄積電荷の放電により接続点（ハ）の電圧Ｖc2がＶk2＝Ｖbe＋Ｖr2に低下すると、トランジスタＴｒ４がオフ状態になり、接続点（ハ）の電圧Ｖc2は（１０）式に示すクランプ電圧Ｖk2＝Ｖhi−ΔＶに保持される（（ハ）のｔ１〜ｔ２の期間の電圧波形参照）。
【０１００】
クランプ電圧Ｖk2がＶk2＝Ｖhiであれば、コンデンサＣ２の蓄積電荷はゼロとなるが、クランプ電圧Ｖk2はＶk2＝Ｖhi−ΔＶであるから、コンデンサＣ２はさらに逆向きに充電され、ｑ２＝ｃ２×ΔＶの電荷が蓄積された状態で次の充電開始時まで保持される。
【０１０１】
なお、ΔＶは、（８）式よりΔＶ＝Ｖo×ΔＣ／Ｃo＝（Ｖhi−Ｖlo）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）であるから、コンデンサＣ２に蓄積される電荷量ｑ２は、
ｑ2＝ｃ２×（Ｖhi−Ｖlo）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（21）
である。
【０１０２】
ｔ１のタイミングでコンデンサＣ１の充電が開始されると、接続点（イ）の電圧Ｖc1が充電電流Ｊ１に応じた速度（波形の傾き）で上昇する。なお、スイッチング周波数はオーディオ信号Ｓinの基本周波数よりも十分に高く設定されており、充電期間中の充電電流Ｊ１の変化は微小であるから、接続点（イ）の電圧はほぼ直線的に上昇する。インバータＩＮＶ１の出力レベルは、接続点（イ）の電圧Ｖc1がインバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthよりも低い間はハイレベルＶhiに保持されるが、ｔ２のタイミングで接続点（イ）の電圧Ｖc1がインバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthに達すると、ローレベルＶloに反転する（（ロ）の電圧波形参照）。インバータＩＮＶ１の出力レベルがローレベルＶloに反転すると、接続点（ハ）の電圧Ｖc2が（Ｖlo−ΔＶ）に変化し、充電電流Ｊ２によるコンデンサＣ２の充電が開始される（（ハ）の電圧波形参照）。
【０１０３】
一方、ｔ２のタイミングで接続点（ハ）の電圧Ｖc2が（Ｖlo−ΔＶ）に変化すると、インバータＩＮＶ２の出力レベルがハイレベルＶhiに反転する（（ニ）の電圧波形参照）。このとき、接続点（イ）の電圧Ｖc1は（Ｖhi＋Ｖth−Ｖlo）に跳ね上がるので、これにより電流バイパス回路４内のトランジスタＴｒ３がオン状態になり、充電電流Ｊ１がトランジスタＴｒ３によってインバータＩＮＶ１の下側の駆動電圧Ｖloの電源側にバイパスされ、コンデンサＣ１の充電動作が停止されるとともに、コンデンサＣ１の蓄積電荷がトランジスタＴｒ３を介して放電される。
【０１０４】
コンデンサＣ１の蓄積電荷の放電により接続点（イ）の電圧Ｖc1がＶk1＝Ｖbe＋Ｖr1に低下すると、トランジスタＴｒ３がオフ状態になり、接続点（イ）の電圧Ｖc1は（９）式に示すクランプ電圧Ｖk1＝Ｖhi＋ΔＶに保持される（（イ）のｔ１〜ｔ２の期間の電圧波形参照）。
【０１０５】
クランプ電圧Ｖk1がＶk1＝Ｖhiであれば、コンデンサＣ１の蓄積電荷はゼロとなるが、クランプ電圧Ｖk1はＶk1＝Ｖhi＋ΔＶであるから、コンデンサＣ１はｑ１＝ｃ１×ΔＶの電荷が残留するまで放電され、その電荷が残留した状態で次の充電開始時まで保持される。なお、ΔＶは、（８）式よりΔＶ＝Ｖo×ΔＣ／Ｃo＝（Ｖhi−Ｖlo）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）であるから、コンデンサＣ１に蓄積される電荷量ｑ１は、
ｑ1＝ｃ１×（Ｖhi−Ｖlo）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（22）
である。
【０１０６】
ｔ２のタイミングでコンデンサＣ２の充電が開始されると、接続点（ハ）の電圧Ｖc2が充電電流Ｊ２に応じた速度（波形の傾き）で上昇する。なお、充電期間中の充電電流Ｊ２の変化も充電電流Ｊ１と同様に微小であるから、接続点（ハ）の電圧はほぼ直線的に上昇する。インバータＩＮＶ２の出力レベルは、接続点（ハ）の電圧Ｖc2がインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthよりも低い間はハイレベルＶhiに保持されるが、ｔ３のタイミングで接続点（ハ）の電圧Ｖc2がインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに達すると、ローレベルＶloに反転する（（ニ）の電圧波形参照）。
【０１０７】
コンデンサＣ２は、電圧（Ｖlo−ΔＶ）からインバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthまで充電電流Ｊ２によって充電されるので、その充電時間Ｔ２は、
Ｔ２＝（Ｖth−Ｖlo＋ΔＶ）×ｃ２／Ｊ２
＝（Ｖo＋ΔＶ）×ｃ２／Ｊ２…（23）
となる。
【０１０８】
ｔ３のタイミングでインバータＩＮＶ２の出力レベルがローレベルＶloに反転すると（（ニ）の電圧波形参照）、接続点（イ）の電圧Ｖc1が電圧（Ｖlo＋ΔＶ）に変化し、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電が開始される（（イ）の電圧波形参照）。コンデンサＣ１の充電が開始されると、接続点（イ）の電圧Ｖc1は充電電流Ｊ１に応じた速度（波形の傾き）で直線的に上昇するが、インバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthよりも低い間はインバータＩＮＶ１の出力レベルはハイレベルＶhiに保持され、ｔ４のタイミングで接続点（イ）の電圧Ｖc1がインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに達すると、インバータＩＮＶ１の出力レベルはローレベルＶloに反転する（（ロ）の電圧波形参照）。
【０１０９】
コンデンサＣ１は、電圧（Ｖlo＋ΔＶ）からインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthまで充電電流Ｊ１によって充電されるので、その充電時間Ｔ１は、
Ｔ１＝(Ｖth−Ｖlo−ΔＶ）×ｃ１／Ｊ１
＝（Ｖo−ΔＶ）×ｃ１／Ｊ１…（24）
となる。
【０１１０】
その後は上述したｔ２からｔ３の期間のコンデンサＣ２の充電動作とｔ３からｔ４の期間のコンデンサＣ１の充電動作とが交互に繰り返され、インバータＩＮＶ１の出力端子からはコンデンサＣ１の充電期間Ｔ１をＨｉｇｈ期間とし、コンデンサＣ２の充電時間Ｔ２をＬｏｗ期間としたＰＷＭ信号Ｓpwmが出力され、インバータＩＮＶ２の出力端子からはコンデンサＣ２の充電期間Ｔ２をＨｉｇｈ期間とし、コンデンサＣ１の充電時間Ｔ１をＬｏｗ期間としたＰＷＭ信号／Ｓpwmが出力される。
【０１１１】
なお、ｃ１＝Ｃo＋ΔＣ、ｃ２＝Ｃo−ΔＣ、ΔＶ＝Ｖo×ΔＣ／Ｃoより（Ｖo−ΔＶ）＝Ｖo×（Ｃo−ΔＣ）／Ｃo＝Ｖo×ｃ２／Ｃo、（Ｖo＋ΔＶ）＝Ｖo×（Ｃo＋ΔＣ）／Ｃo＝Ｖo×ｃ１／Ｃoであるから、これらを上記の（２３）式、（２４）式に代入すると、Ｔ１＝（ｃ２×ｃ１／Ｃo）×（Ｖo／Ｊ１）、Ｔ２＝（ｃ１×ｃ２／Ｃo）×（Ｖo／Ｊ２）、Ｔ１−Ｔ２＝（Ｖo×ｃ１×ｃ２／Ｃo）×（１／Ｊ１−１／Ｊ２）、Ｔ１＋Ｔ２＝（Ｖo×ｃ１×ｃ２／Ｃo）×（１／Ｊ１＋１／Ｊ２）であるから、変調度ｍは、
Ｍ＝｜Ｔ１−Ｔ２｜／｜Ｔ１＋Ｔ２｜
＝｜Ｊ１−Ｊ２｜／｜Ｊ１＋Ｊ２｜
＝ｉ／Ｉo＝Ｓin／Ｓ
となり、オーディオ信号Ｓinの振幅に比例することは言うまでもない。
【０１１２】
上記のように、第１実施形態に係るパルス幅変調回路１によれば、充電終了後のコンデンサＣ１のクランプ電圧Ｖk1とコンデンサＣ２のクランプ電圧Ｖk2とを異ならせ、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量値ｃ１，ｃ２に基づきクランプ電圧Ｖk1,Ｖk2を上記の（１２），（１３）式若しくは（２０）式を満たすように設定しているので、コンデンサＣ１，Ｃ２の個体差によって容量値ｃ１，ｃ２が異なる場合でも変調度をオーディオ信号Ｓinの振幅に正確に比例させることができる効果を奏する。
【０１１３】
従って、オーディオ信号Ｓinが無音の場合にＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmの復調信号に直流のオフセット成分が含まれることもない。
【０１１４】
第１実施形態では、電流バイパス回路４をｎｐｎ型トランジスタＴｒ３, Ｔｒ４を用いて充電電流Ｊ１，Ｊ２をバイパスさせ、接続点（イ）,（ロ）の電圧Ｖc1,Ｖc2をそれぞれクランプ電圧Ｖk1,Ｖk2にクランプさせる構成としたが、図３に示すように、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードにボルテージホロア４１，４２を介してクランプ電圧Ｖk1，Ｖk2を与える電流バイパス回路４'を用いてもよい。
【０１１５】
図３に示す電流バイパス回路４’は、接続点（イ）,（ロ）にそれぞれダイオードＤ１,Ｄ２のアノードを接続し、ダイオードＤ１のカソードにボルテージホロア４１を介して半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子の電圧Ｖr1を入力し、ダイオードＤ２のカソードにボルテージホロア４２を介して半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子の電圧Ｖr2を入力するようにしたものである。
【０１１６】
第１実施形態では、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を用いているので、スレシホールド電圧Ｖthは、上側の駆動電圧Ｖhiと下側の駆動電圧Ｖloのほぼ中間のレベルである。下側の駆動電圧Ｖloを「０」に設定した場合は、Ｖo＝Ｖth＝Ｖhi／２となるから、これを上記（９），（１０）式に代入すると、クランプ電圧Ｖk1,Ｖk2は、
Ｖk1＝Ｖhi＋Ｖhi×ΔＣ／２Ｃo
＝Ｖhi＋（Ｖhi／２）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（9’）
Ｖk2＝Ｖhi−Ｖhi×ΔＣ／２Ｃo
＝Ｖhi−（Ｖhi／２）×（ｃ１−ｃ２）／（ｃ１＋ｃ２）…（10’）
となる。
【０１１７】
従って、図３のパルス幅変調回路１’でインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の下側の駆動電圧Ｖloを「０」に設定した場合、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧を無視すると、電流バイパス回路４’では、半固定抵抗器ＴＲ１の可動端子の電圧Ｖr１が（９’）式に示すクランプ電圧Ｖk1に設定され、半固定抵抗器ＴＲ２の可動端子の電圧Ｖr１が（１０’）式に示すクランプ電圧Ｖk2に設定される。
【０１１８】
電流バイパス回路４’では、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧を無視すると、接続点（イ）の電圧Ｖc1が電圧Ｖr1を超えると、ダイオードＤ１が導通し、充電電流Ｊ１がボルテージホロア４１側にバイパスされてコンデンサＣ１の充電動作が停止されるとともに、接続点（イ）の電圧Ｖc1が電圧Ｖr1にクランプされる。同様に、接続点（ハ）の電圧Ｖc2が電圧Ｖr2を超えると、ダイオードＤ２が導通し、充電電流Ｊ２がボルテージホロア４２側にバイパスされてコンデンサＣ２の充電動作が停止されるとともに、接続点（ハ）の電圧Ｖc2が電圧Ｖr2にクランプされる。
【０１１９】
従って、図３に示すパルス幅変調回路１’でも図１に示すパルス幅変調回路１と同様の作用・効果を奏することができる。
【０１２０】
図４は、本発明に係る無安定マルチバイブレータ回路を用いたパルス幅変調回路の第２実施形態の基本構成を示す図である。また、図５は、第２実施形態に係るパルス幅変調回路の動作時における接続点（イ）〜（ニ）の電圧の波形を示す図である。
【０１２１】
図１に示す第１実施形態に係るパルス幅変調回路１は、コンデンサＣ１，Ｃ２を下側の電圧Ｖlo±ΔＶからインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに上昇させるように電荷を充電する構成の回路であるが、図４に示す第２実施形態に係るパルス幅変調回路１’は、コンデンサＣ１，Ｃ２を上側の電圧Ｖhi±ΔＶからインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに下降させるように電荷を放電する構成の回路である。
【０１２２】
図４に示すパルス幅変調回路１’は、図１に示すパルス幅変調回路１に対して向きが上下逆に描かれているが、配線関係では、パルス幅変調回路１に対して、
（1）半固定抵抗器ＴＲ１,ＴＲ２の一方の接続点（ホ）をインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の上側の駆動電源（電圧Ｖhiを供給する電源）に接続する点
（2）定電流源２１に接続する電源を「Ｖss」（＜Ｖlo）に変更し、半固定抵抗器ＴＲ１,ＴＲ２の他方の接続点（ヘ）を抵抗Ｒ１を介して電源Ｖssに接続する点
（3）トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４をｎｐｎ型トランジスタとする点
が異なっている。なお、定電流源２１に接続する電源を「Ｖss」（＜Ｖlo）としたことにより、定電流源２１の電流の向きと充電電流Ｊ１，Ｊ２の向きが図１のパルス幅変調回路１とは逆になる。
【０１２３】
上記のように、第２実施形態に係るパルス幅変調回路１’の回路構成は、基本的に第１実施形態に係るパルス幅変調回路１と同じで、電源電圧の極性が正負逆になり、これに伴いトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のタイプがｎｐｎ型に変わるだけであるので、回路構成の説明は省略し、図５の波形図を用いてパルス幅変調回路１’の動作の説明を簡単に説明する。
【０１２４】
ｔ１のタイミングでインバータＩＮＶ２の入力レベルがスレシホールド電圧Ｖthに達し（（ハ）の電圧波形参照）、出力レベルがハイレベルＶhiに反転すると（（ニ）の電圧波形参照）、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電が開始される（（イ）の電圧波形参照）が、ｔ１のタイミングでインバータＩＮＶ１の出力レベルはローレベルＶloに反転するので（（ロ）の電圧波形参照）、接続点（ハ）の電圧Ｖc2はＶth−（Ｖhi−Ｖlo）に低下しようとするが、これにより電流バイパス回路４内のトランジスタＴｒ４がオン状態になり、コンデンサＣ２に蓄積された電荷がトランジスタＴｒ４を介して放電される。
【０１２５】
コンデンサＣ２の放電により接続点（ハ）の電圧Ｖc2がＶk2＝Ｖr2−Ｖbeに上昇すると、トランジスタＴｒ４がオフ状態になり、接続点（ハ）の電圧Ｖc2はクランプ電圧Ｖk2＝Ｖlo＋ΔＶに保持される（（ハ）のｔ１〜ｔ２の期間の電圧波形参照）。
【０１２６】
ｔ１のタイミングでコンデンサＣ１の充電が開始されると、接続点（イ）の電圧Ｖc1が充電電流Ｊ１に応じた速度（波形の傾き）でほぼ直線的に下降する。インバータＩＮＶ１の出力レベルは、接続点（イ）の電圧Ｖc1がインバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthよりも高い間はローレベルＶloに保持されるが、ｔ２のタイミングで接続点（イ）の電圧Ｖc1がインバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthに達すると、ハイレベルＶhiに反転する（（ロ）の電圧波形参照）。インバータＩＮＶ１の出力レベルがハイレベルＶhiに反転すると、接続点（ハ）の電圧Ｖc2が（Ｖhi＋ΔＶ）に変化し、充電電流Ｊ２によるコンデンサＣ２の充電が開始される（（ハ）の電圧波形参照）。
【０１２７】
一方、ｔ２のタイミングで接続点（ハ）の電圧Ｖc2が（Ｖhi＋ΔＶ）に変化すると、インバータＩＮＶ２の出力レベルがローレベルＶloに反転する（（ニ）の電圧波形参照）。このとき、接続点（イ）の電圧Ｖc1はＶth−（Ｖhi−Ｖlo）に低下しようとするが、これにより電流バイパス回路４内のトランジスタＴｒ３がオン状態になり、コンデンサＣ１に蓄積された電荷がトランジスタＴｒ３を介して放電される。
【０１２８】
コンデンサＣ１の充電により接続点（イ）の電圧Ｖc1がＶk1＝Ｖr1−Ｖbeに上昇すると、トランジスタＴｒ３がオフ状態になり、接続点（イ）の電圧Ｖc1はクランプ電圧Ｖk1＝Ｖlo−ΔＶに保持される（（イ）のｔ１〜ｔ２の期間の電圧波形参照）。
【０１２９】
ｔ２のタイミングでコンデンサＣ２の充電が開始されると、接続点（ハ）の電圧Ｖc2が充電電流Ｊ２に応じた速度（波形の傾き）でほぼ直線的に下降する。インバータＩＮＶ２の出力レベルは、接続点（ハ）の電圧Ｖc2がインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthよりも高い間はローレベルＶloに保持されるが、ｔ３のタイミングで接続点（ハ）の電圧Ｖc2がインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに達すると、ハイレベルＶhiに反転する（（ニ）の電圧波形参照）。
【０１３０】
コンデンサＣ２は、電圧（Ｖhi＋ΔＶ）からインバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthまで充電電流Ｊ２によって充電されるので、その放電時間Ｔ２は、
Ｔ２＝（Ｖhi＋ΔＶ−Ｖth）×ｃ２／Ｊ２
となる。
【０１３１】
ｔ３のタイミングでインバータＩＮＶ２の出力レベルがハイレベルＶhiに反転すると（（ニ）の電圧波形参照）、接続点（イ）の電圧Ｖc1が電圧（Ｖhi−ΔＶ）に変化し、充電電流Ｊ１によるコンデンサＣ１の充電が開始される（（イ）の電圧波形参照）。コンデンサＣ１の充電が開始されると、接続点（イ）の電圧Ｖc1は充電電流Ｊ１に応じた速度（波形の傾き）でほぼ直線的に下降するが、インバータＩＮＶ１のスレシホールド電圧Ｖthよりも高い間はインバータＩＮＶ１の出力レベルはローレベルＶloに保持され、ｔ４のタイミングで接続点（イ）の電圧Ｖc1がインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthに達すると、インバータＩＮＶ１の出力レベルはハイレベルＶhiに反転する（（ロ）の電圧波形参照）。
【０１３２】
コンデンサＣ１は、電圧（Ｖhi−ΔＶ）からインバータＩＮＶ２のスレシホールド電圧Ｖthまで充電電流Ｊ１によって充電されるので、その充電時間Ｔ１は、
Ｔ１＝（Ｖhi−ΔＶ−Ｖth）×ｃ２／Ｊ２
となる。
【０１３３】
その後は上述したｔ２からｔ３の期間のコンデンサＣ２の充電動作とｔ３からｔ４の期間のコンデンサＣ１の充電動作とが交互に繰り返され、インバータＩＮＶ１の出力端子からはコンデンサＣ１の充電期間Ｔ１をＬｏｗ期間とし、コンデンサＣ２の充電時間Ｔ２をＨｉｇｈ期間としたＰＷＭ信号Ｓpwmが出力され、インバータＩＮＶ２の出力端子からはコンデンサＣ２の充電期間Ｔ２をＬｏｗ期間とし、コンデンサＣ１の充電時間Ｔ１をＨｉｇｈ期間としたＰＷＭ信号／Ｓpwmが出力される。
【０１３４】
上記のように、第２実施形態に係るパルス幅変調回路１’でも第１実施形態に係るパルス幅変調回路１と同様に、コンデンサＣ１，Ｃ２の個体差によって容量値ｃ１，ｃ２が異なる場合でも変調度をオーディオ信号Ｓinの振幅に正確に比例させることができる効果を奏する。
【０１３５】
また、オーディオ信号Ｓinが無音の場合にＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmの復調信号に直流のオフセット成分が含まれることもない。
【０１３６】
また、第２実施形態でも電流バイパス回路４を図３に示すダイオードとボルテージホロアを用いた回路構成を適用することができる。
【０１３７】
なお、本発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記の実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。
【符号の説明】
【０１３８】
１，１’  パルス幅変調回路
２  電圧−電流変換回路
２１  定電流源
３  無安定マルチバイブレータ回路
４  電流バイパス回路
Ｃ１  コンデンサ（第１の電荷蓄積回路）
Ｃ２  コンデンサ（第２の電荷蓄積回路）
ＩＮＶ１  インバータ（第１の論理回路）
ＩＮＶ２  インバータ（第２の論理回路）
Ｄ１  電流バイパス用ダイオード（第１の放電回路）
Ｄ２  電流バイパス用ダイオード（第２の放電回路）
ＴＲ１，ＴＲ２  半固定抵抗器
Ｔｒ１〜Ｔｒ４  トランジスタ
Ｖth  インバータのスレシホールド電圧（第１の基準レベル）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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