(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波を受信する受信手段と、
前記受信手段が受信した電波を整流する整流手段と、
前記整流手段が整流した電波の高調波のインピーダンスが、偶数次高調波では零、奇数次高調波では無限大となる共振回路と、
を備え、
前記共振回路は、
前記整流手段に一端が接続され、前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの１／４の長さの第１伝送路と、
前記第１伝送路の他端に一端が接続され、他端が負荷に接続され、前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの１／４の長さの第２伝送路と、
前記第１伝送線路と前記第２伝送線路との接続点に互いに並列に接続された複数の第１の分布定数線路と、
前記第１伝送線路と前記第２伝送線路との接続点に互いに並列に接続された複数の第２の分布定数線路と、
を備え、
前記第１の分布定数線路は、Ｌ＝λ／（４ｍ）（ｍは２以上ｎまでの整数）で表される伝送線路長Ｌであり、ｍは互いに異なり、
前記第２の分布定数線路は、Ｌ＝λ（２ｍ−１）／（４ｍ）（ｍは２以上ｎまでの整数）で表される伝送線路長Ｌであり、ｍは互いに異なる
ことを特徴とするレクテナ装置。
【請求項２】
前記共振回路と前記負荷との接続点に一端が接続され、他端が接地されているキャパシタを備える
ことを特徴とする請求項１に記載のレクテナ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レクテナ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波無線電力伝送に用いられるレクテナ（受電整流アンテナ；Ｒｅｃｔｅｎｎａ（ｒｅｃｔｉｆｙｉｎｇ  ａｎｔｅｎｎａの略））は、１９６０年代に発明されて以来、様々な方式のものが開発され、公表されてきた。レクテナは、整流回路部とアンテナ部に別れる。公知のレクテナ整流回路は、基本となるシングルシャント整流回路と、それ以外の整流回路に大別される。
【０００３】
図１４は、シングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置９００の等価回路図である。図１５は、シングルシャント整流回路の動作を説明する図である。
図１４のように、シングルシャント整流回路９１０は、ダイオード９１１と、λｇ／４線路９１２と、キャパシタ９１３とを有している。シングルシャント整流回路９１０は、簡単な構成ながら、図１３のように、λｇ／４線路９１２とキャパシタ９１３で構成される出力フィルタが高調波処理と平滑を同時に行うため、全波整流が可能であり、理論効率１００％となる。
【０００４】
レクテナ装置において、キャパシタを用い、λｇ／４線路の最適化によって高効率化を図ることが提案されている。
例えば、特許文献１では、レクテナ装置においてシングルシャント整流回路の基本構成であるダイオード、λｇ／４線路、及びキャパシタのうち、λｇ／４線路をλｇ／２２．５からλｇ／１４の範囲とすることで最適化し、弱いマイクロ波強度での高効率化を図っている。
【０００５】
シングルシャント整流回路で必須のキャパシタは、理論上１００％変換効率を実現するためには容量が無限大である必要がある。さらに、実際のキャパシタは、ある周波数まではキャパシタとして動作するが、さらに高周波においてはインダクタとして動作することもある。
【０００６】
また、特許文献２に記載の従来技術では、受信信号において発生する高調波のうち、１波のみ、例えば２次高調波を遮断している。入力段に２次高調波を遮断するために、２次高調波の波長λ２の１／４のオープンスタブが形成され、整流器を結ぶ線路によりフィルタが形成されている。また当該線路の先に、整流器と基本波λｇの１／４の線路が接続され、１／４の線路にはキャパシタが接続されている。この構成により、出力手段で反射されて逆相で戻ってきた基本波と同相で合成されて整流手段に入射することになるため、半波整流時よりも倍の波高値で整流できるので、交流−直流変換効率が向上する。
さらに特許文献２に記載の従来技術では、入力フィルタ部で複数の高周波を遮断するように、各高調波に合わせた１／４のオープンスタブを形成することで、ダイオードから発生する複数の高調波に対してインピーダンスを零として高効率化を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−１１６５１５号公報
【特許文献２】特開平５−３３５８１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の従来技術によるシングルシャント整流回路では、容量の大きなキャパシタが必要であり、また、使用するキャパシタによっては、周波数の増加に伴いインピーダンスが大きくなり、ミリ波等の高周波では理想的なキャパシタとして動作することが徐々に難しくなる。この結果、ミリ波等の高周波になると、受信した信号を直流に変換する際の変換効率が下がるという課題があった。
また、特許文献２に記載の従来技術では、整流器で発生する複数の高調波を反射させて高効率化を図っているが、出力フィルタ部にキャパシタが用いられているため、容量の大きなキャパシタが必要である。また、使用するキャパシタによっては、周波数の増加に伴いインピーダンスが大きくなり、ミリ波等の高周波では理想的なキャパシタとして動作することが徐々に難しくなる。この結果、ミリ波等の高周波になると、受信した信号を直流に変換する際の変換効率が下がるという課題があった。
【０００９】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率なレクテナ装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するため、本発明のレクテナ装置は、電波を受信する受信手段と、前記受信手段が受信した電波を整流する整流手段と、前記整流手段が整流した電波の高調波のインピーダンスが、偶数次高調波では零、奇数次高調波では無限大となる共振回路と、を備え、前記共振回路は、前記整流手段に一端が接続され、前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの１／４の長さの第１伝送路と、前記第１伝送路の他端に一端が接続され、他端が負荷に接続され、前記受信手段が受信した電波の基本波の伝送線路上の波長λの１／４の長さの第２伝送路と、前記第１伝送線路と前記第２伝送線路との接続点に互いに並列に接続された複数の第１の分布定数線路と、前記第１伝送線路と前記第２伝送線路との接続点に互いに並列に接続された複数の第２の分布定数線路と、を備え、前記第１の分布定数線路は、Ｌ＝λ／（４ｍ）（ｍは２以上ｎまでの整数）で表される伝送線路長Ｌであり、ｍは互いに異なり、前記第２の分布定数線路は、Ｌ＝λ（２ｍ−１）／（４ｍ）（ｍは２以上ｎまでの整数）で表される伝送線路長Ｌであり、ｍは互いに異なることを特徴としている。
【００１３】
また、本発明に係るレクテナ装置において、前記共振回路と前記負荷との接続点に一端が接続され、他端が接地されているキャパシタを備えるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、負荷共振回路を用いて、偶数次高調波ではインピーダンスが０（零）、奇数次高調波ではインピーダンスが∞（無限大）となるような高調波処理を行うことで、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率なレクテナ装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１実施形態に係るレクテナ装置の等価回路図である。
【図２】Ｆ級増幅回路の等価回路図である。
【図３】同実施形態に係るレクテナ装置のシミュレーション用の等価回路図である。
【図４】従来技術に係るレクテナ装置のシミュレーション用の等価回路図である
【図５】従来技術に係るレクテナ装置１００における入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。
【図６】従来技術に係るレクテナ装置１００におけるダイオードの電圧・電流波形、λ／４線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。
【図７】同実施形態のレクテナ装置１ａにおける入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。
【図８】同実施形態に係るレクテナ装置１ａにおけるダイオードの電圧・電流波形、λ／４線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。
【図９】第２実施形態に係るレクテナ装置の等価回路図である。
【図１０】同実施形態におけるレクテナ装置のシミュレーション用の等価回路図である
【図１１】同実施形態のレクテナ装置２００ａにおける入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。
【図１２】同実施形態に係るレクテナ装置２００ａにおけるダイオードの電圧・電流波形、λ／４線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。
【図１３】従来技術におけるＬＣ共振回路を用いたＦ級増幅器の等価回路図である。
【図１４】従来技術に係るシングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置の等価回路図である。
【図１５】従来技術に係るシングルシャント整流回路の動作を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、本発明は係る実施形態に限定されず、その技術思想の範囲内で種々の変更が可能である。
【００１７】
［第１実施形態］
図１は、本実施形態におけるレクテナ装置の等価回路図である。
図１において、本実施形態におけるレクテナ装置１は、アンテナ１１（受信手段）、サーキュレータ１２、抵抗１３、伝送路２１、キャパシタ２３、整流部３０（整流手段）、負荷共振回路４０（共振回路）を備えている。
レクテナ装置１には、負荷５１が接続されている。
図１のように、従来技術に対する本実施形態の差異は、従来技術のキャパシタ部１４０の代わりに負荷共振回路４０を備えていることである。
【００１８】
サーキュレータ１２は、アンテナ１１を介して送受信を行うために、送信信号を送信部へ、受信信号を受信部へ導く３端子の受動素子である。サーキュレータ１２は、アンテナ１１が受信した信号を伝送路２１に出力する。
抵抗１３は、一端がサーキュレータ１２に接続され、他端が接地されている。抵抗１３は、出力部を置き換えたものである。
【００１９】
キャパシタ２３は、一端が伝送路２１を介してサーキュレータ１２に接続され、他端が分岐３１に接続されている。また、符号２２は、キャパシタ２３にパッケージ部品を用いる場合、キャパシタ２３が有する寄生容量を表している。
【００２０】
整流部３０は、分岐３１、ダイオード３３、伝送路３４を備えている。分岐３１は、入力端子がキャパシタ２３の他端に接続され、出力端子の一端がダイオード３３のカソードに接続され、出力端子の他端が負荷共振回路４０のλ／４線路Ｔ１１に接続されている。
ダイオード３３は、カソードが分岐３１の出力端子の一端に接続され、アノードが伝送路３４を介して接地されている。また、符号３２は、ダイオード３３にパッケージ部品を用いる場合、ダイオード３３が有する寄生容量を表している。
ストリップ線路３２は、ダイオード３３と並列に接続され、一端が分岐３１に接続され、他端が伝送路３４に接続されている。
【００２１】
負荷共振回路４０は、λ／４線路Ｔ１１（第１伝送路）、λ／４線路Ｔ１２（第２伝送路）、高周波処理（Ｈａｒｍｏｎｉｃ  ｔｒｅａｔｍｅｎｔ）スタブ（分布定数線路）Ｔ２〜Ｔｎ（第１の分布定数線路）、補償（Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）スタブＴ２＊〜Ｔｎ＊（第２の分布定数線路）、分岐４１、４３、４５および４６、および伝送路４２、４４を備えている。分岐４１、４３、４５および４６は、例えば、ウィルキンソン型電力分配回路やマイクロストリップ線路によるＱマッチセッション電力分配回路である。
なお、図１では、伝送路４２と４４のみを示してあるが、負荷共振回路４０の伝送路は、ｎ−１個備えている。スタブＴ２は、スタブＴ３より長く、スタブＴ３は、スタブＴ４より長い。また、スタブＴ２は２ｆ０に対して共振し、スタブＴｎは２ｆｎに対して共振する。なお、ｆ０は、この共振器における基本周波数を表している。
【００２２】
高周波処理スタブＴ２〜Ｔｎと補償スタブＴ２＊〜Ｔｎ＊は、Ｆ級増幅器におけるスタブ（Ｓｔｕｂ）である。なお、スタブとは、負荷による反射波を打ち消すように整合性を取るための、平行平板線路に形成される溝などによる構造である。
【００２３】
負荷共振回路４０は、例えば、以下の文献１記載のＦ級増幅回路で用いられている負荷共振回路を用いる。
【００２４】
文献１：石川亮、黒田健太  他、ＧａＮ ＨＥＭＴを用いたＳＳＰＳ用５．８ＧＨｚ帯Ｆ級高効率増幅器、電子情報通信学会、信学技報ＳＰＳ２００８−０４、２００８
【００２５】
なお、Ｆ級電力増幅器とは、１／４波長伝送線路２の出力値を高周波に対して短絡させ、増幅素子１の負荷、つまり１／４波長伝送線路２の入力値を基本波及び奇数次高周波に対して開放、偶数次高周波に対して短絡とすることにより、効率の高い電力増幅をはかる回路である。この結果、偶数次高調波ではインピーダンスが０（零）、奇数次高調波ではインピーダンスが∞（無限大）となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、高効率化が可能となる。
【００２６】
次に、図１において、各部の定数等の設定手順の一例を説明する。図２は、Ｆ級増幅回路の等価回路図である。図２において、正弦波発振回路７０は、アンテナ１１を置き換えた発振回路である。この正弦波発振回路７０の出力は、伝送路を介してスイッチング素子のゲートに入力される。スイッチング素子は、ソースが接地され、ドレインがＦ級増幅回路の入力に接続されている。また、スイッチング素子のドレインは、チョークコイルを介して電源電圧Ｖｄｄに接続されている。また、スイッチング素子のゲートは、チョークコイルを介してバイアス電圧Ｖｇに接続されている。
【００２７】
負荷共振回路４０の各スタブ（Ｔ２〜Ｔｎ）の電気長は、図２のように、次式（１）を用いて算出する。また、Ｆ級増幅回路４０の各スタブ（Ｔ２＊〜Ｔｎ＊）の電気長は、図２のように、次式（２）を用いて算出する。
【００２８】
Ｌｍ＝λ０／４ｍ  （ｍ＝２，３，・・・，ｎ）・・・（１）
【００２９】
Ｌｍ＊＝λ０（２ｍ−１）／４ｍ  （ｍ＝２，３，・・・，ｎ）・・・（２）
【００３０】
式（１）と式（２）において、λは、正弦波発振回路（信号源）７０から入力される信号の波長である。また、伝送路Ｔ１１と伝送路Ｔ１２は、λ０／４に設定する。
【００３１】
次に、Ｆ級増幅回路の動作についての概要を説明する。
図２において、スイッチング素子に流れる半波整流した電流をフーリエ級数に展開すると、その周波数成分Ｉｄは、次式（３）のように表される。
【００３２】
Ｉｄ＝Ｉｍａｘ（１／π＋１／２π・ｃｏｓωｔ＋１／３π・ｃｏｓ２ωｔ−２／１５π・ｃｏｓ４ωｔ＋２／３５π・ｃｏｓ６ωｔ−・・・）  ・・・（３）
【００３３】
式（３）において、ωはアンテナ１１から入力される周波数の角周波数である。式（３）のように、基本波分の他には、偶数次の高周波成分のみ存在する。このため、スイッチング素子のドレインにかかる電圧を、電流と逆相の基本波と奇数次の高調波のみで構成すると、基本波に関して力率１００％で電力を発生できる。そして、全ての高調波で電力消費が零の状態となる。
このような状態にするには、スイッチング素子の出力から負荷側を見たインピーダンスが、偶数次高調波の場合に短絡（電流のみ存在）、奇数次高調波で開放（電圧のみ存在）、基本波の電流と電圧が互いに完全逆相且つ力率がマイナス１になるようにする。
以上のような関係になるように、スタブの線路長を設定することで、偶数次高調波ではインピーダンスが０、奇数次高調波ではインピーダンスが∞（無限大）となるような高調波処理を行うことができる。
【００３４】
次に、図１の本実施形態によるレクテナ装置１において、整流部３０、負荷共振回路１４０を含む範囲６０において、各線路長と各スタブ長を、式（１）と式（２）、伝送路Ｔ１１＝λ０／４、伝送路Ｔ１２＝λ０／４を算出して設定する。なお、算出した各線路長と各スタブ長を、例えば実測値に基づいて微調節するようにしてもよい。
【００３５】
次に、本実施形態におけるレクテナ装置１および従来技術によるレクテナ装置１００におけるシミュレーション結果を、図３〜図８を用いて説明する。
図３は、本実施形態におけるレクテナ装置１ａのシミュレーション用の等価回路図である。図１のアンテナ１１を、正弦波発振回路７０に置き換えて表している。
【００３６】
これに対し、図４は、従来技術におけるレクテナ装置１００のシミュレーション用の等価回路図である。図２と同じ機能部は同じ符号を用いて、説明を省略する。図４において、レクテナ装置１００は、正弦波発振回路７０、サーキュレータ１２、抵抗１３、伝送路２１、キャパシタ２３、整流部３０、キャパシタ部１４０、λ／４線路１５１、λ／４線路１５２、負荷５１を備えている。また、キャパシタ部１４０は、分岐１４１、キャパシタ１４３、伝送路１４４を備えている。また、符号２２と符号１４２は、キャパシタ２３とキャパシタ１４３とにパッケージ部品を用いる場合、キャパシタ２３と１４３とが各々有する寄生容量を表している。
【００３７】
シミュレーション条件は、発振周波数を２．４５［ＧＨｚ］に設定し、入力電力Ｐを１０［ｍＷ］から１０００［ｍＷ］まで１０［ｍＷ］刻みで変化させたときに最大変換効率を得る入力電力で回路シミュレーションを行った。入力電力Ｐを７５０［ｍＷ］に設定して、シミュレーションを行った、
また、整流部３０、キャパシタ部１４０、λ／４線路１５１とλ／４線路１５２を含む範囲１６０の全ての部品の定数と伝送路の線路長を、公知の手法を用いて最適化した。
【００３８】
図５は、従来技術におけるレクテナ装置１００における入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。図５（ａ）は、入力の電圧波形ｇ１であり、図５（ｂ）は、入力の電流波形ｇ２、図５（ｃ）は、出力の電圧波形ｇ３、図５（ｄ）は、出力の電流波形ｇ４である。図５（ａ）〜図５（ｄ）の横軸は時間軸であり、図５（ａ）と図５（ｃ）の縦軸は電圧値を表し、図５（ｂ）と図５（ｄ）の縦軸は電流値を表している。
図５（ｃ）の実線ｇ３、図５（ｄ）の実線ｇ４のように、出力電圧および出力電流は、交流波形である。
【００３９】
図６は、従来技術におけるレクテナ装置１００におけるダイオードの電圧・電流波形、λ／４線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。図６（ａ）は、ダイオード３３への入力の電圧波形ｇ１１であり、図６（ｂ）は、ダイオード３３への入力の電流波形ｇ１２、図６（ｃ）は、λ／４線路を流れる電流波形ｇ１３、図６（ｄ）は、変換効率ｇ１４と反射率ｇ１５の変化を表す図である。図６（ａ）〜図６（ｃ）の横軸は時間を表し、図６（ａ）の縦軸は電圧値を表し、図６（ｂ）と図６（ｃ）の縦軸は電流値を表している。図６（ｄ）の横軸は入力電力Ｐを表し、縦軸は変換効率と反射率を表している。
図６（ｄ）の実線ｇ１４のように、従来技術におけるレクテナ装置１００の変換効率は約６５％である。
【００４０】
次に、本実施形態について行ったシミュレーション結果について、図３、図７と図８を用いて説明する。図３の回路図において、正弦波発振回路７０には、正弦波状の入力電力を与え、発振周波数は２．４５［ＧＨｚ］に設定し、入力電力Ｐを１０［ｍＷ］から１０００［ｍＷ］まで１０［ｍＷ］刻みで変化させたときに最大変換効率を得る入力電力で回路シミュレーションを行った。また、入力電力Ｐを７５０［ｍＷ］に設定して、シミュレーションを行った。
また、負荷共振回路４０において、スタブの段数はｎ＝７とした。また、負荷共振回路４０の各スタブ（Ｔ２〜Ｔｎ、Ｔ２＊〜Ｔｎ＊）の電気長は、式（１）と式（２）を用いて算出した。また、伝送路Ｔ１１＝λ０／４、伝送路Ｔ１２＝λ０／４に設定した。
整流部３０、負荷共振回路４０を含む範囲６０において、スタブと伝送路Ｔ１１およびＴ１２以外の伝送路の線路長、各部品の定数を公知の手法を用いて最適化した。
【００４１】
図７は、本実施形態のレクテナ装置１ａにおける入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。図７（ａ）は、入力の電圧波形ｇ２１であり、図７（ｂ）は、入力の電流波形ｇ２２、図７（ｃ）は、出力の電圧波形ｇ２３、図７（ｄ）は、出力の電流波形ｇ２４である。図７（ａ）〜図７（ｄ）の横軸は時間を表し、図７（ａ）と図７（ｃ）の縦軸は電圧値を表し、図７（ｂ）と図７（ｄ）の縦軸は電流値を表している。
図７（ｃ）の実線ｇ２３、図７（ｄ）の実線ｇ２４のように、出力電圧および出力電流の波形は、図５（ｃ）の実線ｇ３と図５（ｄ）の実線ｇ４と比較し、直流に近い波形である。
【００４２】
図８は、本実施形態におけるレクテナ装置１ａにおけるダイオードの電圧・電流波形、λ／４線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。図８（ａ）は、ダイオード３３への入力の電圧波形ｇ３１であり、図８（ｂ）は、ダイオード３３への入力の電流波形ｇ３２、図８（ｃ）は、λ／４線路を流れる電流波形ｇ３３、図８（ｄ）は、変換効率ｇ３４と反射率ｇ３５の変化を表す図である。図８（ａ）〜図８（ｃ）の横軸は時間軸であり、図８（ａ）の縦軸は電圧値を表し、図８（ｂ）と図８（ｃ）の縦軸は電流値を表している。図８（ｄ）の横軸は入力電力Ｐを表し、縦軸は変換効率と反射率を表している。
図８（ｄ）の実線ｇ３４ように、本実施形態におけるレクテナ装置１ａの変換効率は約７１％であり、従来技術におけるレクテナ装置１００の変換効率の約６５％より高い。
また、図８（ａ）のダイオード３３に流れる電圧波形ｇ３１は、図６（ａ）のダイオード３３に流れる電圧波形ｇ１１に比べると、明らかに矩形波に近づいている。各高調波処理が理論どおりに高調波処理がなされると、ダイオード３３の電圧波形は矩形波となる。
なお、ダイオード３３に、３次高調波、５次高調波、・・・の電圧が反射により戻ってくるために、各高調波処理が理論どおりに高調波処理がなされると、ダイオード３３の電圧波形は矩形波となる。
【００４３】
このため、本実施形態におけるレクテナ回路は、より完全な高調波処理がなされていることを示している。なお、出力波形ｇ２３、ｇ２４がほぼ直流波形であるにもかかわらず、変換効率が約７１％に留まっているのは、図３において、回路図中の各不連続点で、わずかに反射する分や、ダイオードを逆方向に流れる電流の影響によるものであると考えられる。
【００４４】
以上のように、レクテナ装置において、従来技術においては整流回路にキャパシタが用いられていたが、本実施形態においては整流部に負荷共振回路を用いた。この結果、偶数次高調波ではインピーダンスが０（ゼロ）、奇数次高調波ではインピーダンスが∞（無限大）となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
また、本実施形態においては、従来技術のシングルシャント整流回路で用いられていたキャパシタを用いないようにしたので、容量の大きなキャパシタが不要になり、さらにキャパシタが高周波でキャパシタとして動作しなくなることによる整流回路の効率悪化を防止することができる。この結果、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
【００４５】
［第２実施形態］
図９は、本実施形態におけるレクテナ装置２００の等価回路図である。第１実施形態の図１と同じ機能を有する機能部は同じ符号を用いて、説明を省略する。
図９において、本実施形態におけるレクテナ装置２００は、アンテナ１１、サーキュレータ１２、抵抗１３、伝送路２１、キャパシタ２３、整流部３０、負荷共振回路４０、キャパシタ部２４０、λ／４線路２５１を備えている。すなわち、本実施形態におけるレクテナ装置２００は、第１実施形態に加え、負荷共振回路４０の後段にキャパシタ部２４０を備えている。
キャパシタ部２４０は、分岐２４１、キャパシタ２４３、伝送路２４４を備えている。また、符号２４２は、キャパシタ２４３にパッケージ部品を用いる場合、キャパシタ２４３が有する寄生容量を表している。
また、レクテナ装置２００には、負荷５１が接続されている。
【００４６】
本実施形態におけるレクテナ装置２００において、各部品の定数、線路長などの設定方法を説明する。負荷共振回路４０の各スタブ（Ｔ２〜Ｔｎ、Ｔ２＊〜Ｔｎ＊）の電気長は、第１実施形態と同様に、式（１）と式（２）を用いて算出し、伝送路Ｔ１１＝λ０／４、伝送路Ｔ１２＝λ０／４に設定する。
また、整流部３０、負荷共振回路４０、キャパシタ部２４０およびλ／４線路２５１を含む範囲２６０において、スタブおよび伝送路Ｔ１１、伝送路Ｔ１２以外の伝送路の線路長、各部品の定数は、公知の手法を用いて算出する。
【００４７】
次に、本実施形態におけるレクテナ装置２００および従来技術によるレクテナ装置２００ａにおけるシミュレーション結果を、図１０〜図１２を用いて説明する。
図１０は、本実施形態におけるレクテナ装置のシミュレーション用の等価回路図である。図１のアンテナ１１を、正弦波発振回路７０に置き換えて表している。正弦波発振回路７０は、正弦波状の入力電力を与え、発振周波数は２．４５［ＧＨｚ］に設定し、入力電力Ｐを１０［ｍＷ］から１０００［ｍＷ］まで１０［ｍＷ］刻みで変化させたときに最大変換効率を得る入力電力で回路シミュレーションを行った。入力電力Ｐを７５０［ｍＷ］に設定して、シミュレーションを行った。
負荷共振回路４０において、スタブの段数はｎ＝７とした。また、整流部３０、負荷共振回路４０を含む範囲２６０において、スタブおよび伝送路Ｔ１１、伝送路Ｔ１２以外の伝送路の線路長、各部品の定数は、公知の手法を用いて算出する。
【００４８】
図１１は、本実施形態のレクテナ装置２００ａにおける入力の電流・電圧波形と出力の電流・電圧波形を示す図である。図１１（ａ）は、入力の電圧波形ｇ４１であり、図１１（ｂ）は、入力の電流波形ｇ４２、図１１（ｃ）は、出力の電圧波形ｇ４３、図１１（ｄ）は、出力の電流波形ｇ４４である。図１１（ａ）〜図１１（ｄ）の横軸は時間軸であり、図１１（ａ）と図１１（ｃ）の縦軸は電圧値を表し、図１１（ｂ）と図１１（ｄ）の縦軸は電流値を表している。
図１１（ｃ）の実線ｇ４３、図１１（ｄ）の実線ｇ４４のように、出力電圧および出力電流の波形は、キャパシタ部２４０の効果により、第１実施形態のシミュレーション結果である図７（ｃ）の実線ｇ２３と図７（ｄ）の実線ｇ２４と比較し、さらに交流分が少なくなっている。
【００４９】
図１２は、本実施形態におけるレクテナ装置２００ａにおけるダイオードの電圧・電流波形、λ／４線路を流れる電流波形、変換効率と反射率の変化を表す図である。図１２（ａ）は、ダイオード３３への入力の電圧波形ｇ５１であり、図１２（ｂ）は、ダイオード３３への入力の電流波形ｇ５２、図１２（ｃ）は、λ／４線路を流れる電流波形ｇ５３、図１２（ｄ）は、変換効率ｇ５４と反射率ｇ５５の変化を表す図である。図１２（ａ）〜図１２（ｃ）の横軸は時間軸であり、図１２（ａ）の縦軸は電圧値を表し、図１２（ｂ）と図１２（ｃ）の縦軸は電流値を表している。図１２（ｄ）の横軸は入力電力Ｐを表し、縦軸は変換効率と反射率を表している。
図１２（ｄ）の実線ｇ５４ように、本実施形態におけるレクテナ装置２００ａの変換効率は、第１実施形態と同等（約７１％）であり、従来技術におけるレクテナ装置１００の変換効率の約６５％より高い。
また、図１２（ａ）のダイオード３３に流れる電圧波形ｇ５１は、第１実施形態のシミュレーション結果である図８（ａ）のダイオード３３に流れる電圧波形ｇ３１と同様に矩形波に近づいている。
【００５０】
以上のように、レクテナ装置において、第１実施形態の負荷共振回路の後段に、さらにキャパシタ部を備えることで、第１実施形態よりもさらに理想的な整流処理が行える。この結果、偶数次高調波ではインピーダンスが０、奇数次高調波ではインピーダンスが∞となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
また、本実施形態においては、第１実施形態の負荷共振回路の後段に付加的にキャパシタ２４３を用いたのみであり、従来技術のシングルシャント整流回路で用いられていたキャパシタを用いないようにした。このため、容量の大きなキャパシタが不要になり、さらにキャパシタが高周波でキャパシタとして動作しなくなることによる整流回路の効率悪化を防止することができる。この結果、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
【００５１】
［第３実施形態］
第１実施形態と第２実施形態では、共振回路として各高調波に対する分布定数線路である負荷共振回路４０を用いて、偶数次高調波ではインピーダンスが０、奇数次高調波ではインピーダンスが∞を実現する例を説明した。第３実施形態では、共振回路としてＬＣ共振回路を用いる例について説明する。
【００５２】
図１３は、従来技術におけるＬＣ共振回路を用いたＦ級増幅器の等価回路図である。図１３のように、従来技術におけるレクテナ装置５００は、アンテナ１１、高周波チョーク５０１、スイッチング素子５０２（ＦＥＴ）、キャパシタ５１１、λ／４線路５２１、ＬＣ共振部５３０を備えている。レクテナ装置５００には、負荷５１が接続されている。
【００５３】
スイッチング素子５０２は、ゲートに入力信号が入力され、ソースは接地され、ドレインはキャパシタ５１１の一端に接続されている。また、スイッチング素子５０２のドレインは、高周波チョーク５０１を介して電源電圧Ｖｄｄに接続されている。  キャパシタ５１１は、一端がアンテナ１１、スイッチング素子５０２のドレインおよび高周波チョーク５０１の一端に接続され、他端がλ／４線路５２１の一端に接続されている。
λ／４線路５２１は、一端がキャパシタ５１１の他端に接続され、他端がＬＣ共振部５３０と負荷５１に接続されている。
【００５４】
ＬＣ共振部５３０は、インダクタ５３１、キャパシタ５３２を備える。インダクタ５３１とキャパシタ５３２とは、並列に接続され、インダクタ５３１とキャパシタ５３２の一端がλ／４線路５２１の他端と負荷５１に接続され、インダクタ５３１とキャパシタ５３２の他端が接地されている。そして、このＬＣ共振部５３０は、基本波の周波数で共振する。
【００５５】
このＬＣ共振部５３０は、高周波に対して短絡回路となる。しかし、スイッチング素子５０２のドレインからλ／４線路５２１を介して見た場合、ＬＣ共振部５３０は、奇数次高調波に対してλ／４線路５２１のインピーダンス変換作用により開放回路となる。また、ＬＣ共振部５３０は、偶数次高調波に対してλ／４線路５２１のインピーダンス変換作用が働かず短絡回路となる。このため、スイッチング素子５０２に十分なバイアスを与え、高周波信号を入力すると、ドレインの電圧波形は、基本波と奇数次高調波成分による矩形波となり、ドレインの電流波形は基本波と偶数次高調波からなる半波整流波形になる。
【００５６】
このため、図３の負荷共振回路４０の代わりに、各高調波にその高調波に対応したＬＣ共振部５３０を用いた場合においても、ダイオード３３は、偶数次高調波ではインピーダンスが０、奇数次高調波ではインピーダンスが∞を実現できるため、従来技術より高変換効率のレクテナ装置を実現することができる。または、各高調波にその高調波に対応したＬＣ共振部５３０を、図９の負荷共振回路４０の代わりに用いた場合においても、偶数次高調波ではインピーダンスが０、奇数次高調波ではインピーダンスが∞を実現できるため、従来技術より高変換効率のレクテナ装置を実現することができる。
【００５７】
以上のように、レクテナ装置において、従来技術でキャパシタを用いた回路部に受信信号の各高調波に対応したＬＣ共振回路を用いることで、偶数次高調波ではインピーダンスが０、奇数次高調波ではインピーダンスが∞となるような高調波処理が行え、高調波合成によって整流波形が整形され、マイクロ波またはミリ波等の高周波においても高効率化が可能となる。
【００５８】
なお、本発明のレクテナ装置は、単独で、あるいは連結して使用することが可能である。また、本発明のレクテナ装置は、無線電力伝送に有用であるが、環境発電と呼ばれるエネルギー・ハーベスティングにも用いることが可能で、汎用性は極めて広い。
【符号の説明】
【００５９】
１・・・レクテナ装置
１１・・・アンテナ
１２・・・サーキュレータ
１３・・・抵抗
２１、３４、４２、４４・・・伝送路
２２、３２・・・寄生容量
２３・・・キャパシタ
３０・・・整流部
３１、４１、４３、４５、４６・・・分岐
３３・・・ダイオード
４０・・・負荷共振回路
Ｔ１１、Ｔ１２・・・λ／４線路
Ｔ２〜Ｔｎ・・・高周波処理スタブ
Ｔ２＊〜Ｔｎ＊・・・補償スタブ
５１・・・負荷
５３０・・・ＬＣ共振部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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