(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コアと、コアに巻装され、互いに磁気結合された複数相のコンバータコイルとを含む複数相コンバータ用リアクトルであって、
コアは、複数のコア材料を組み合わせることにより構成され、
複数のコア材料は、コアにおいて、コンバータコイルが巻装された部分の少なくとも一部を構成するコイル内部コア材料と、コアにおいて、コンバータコイルが巻装されていない部分を構成するコイル外部コア材料とを含み、
コイル内部コア材料は、コイル外部コア材料に比べて、磁束密度上昇に対するコア損失の上昇度が低い、低損失コア材であることを特徴とする複数相コンバータ用リアクトル。
【請求項２】
請求項１に記載の複数相コンバータ用リアクトルにおいて、
コンバータコイルは、昇降圧用コイルであり、
さらに、コアに巻装され、昇降圧用コイルと磁気結合する追加コイルを備え、追加コイルは、別の回路に接続可能としていることを特徴とする複数相コンバータ用リアクトル。
【請求項３】
請求項２に記載の複数相コンバータ用リアクトルにおいて、
コアは、互いにギャップ空間またはギャップ板を介して対向する２以上の脚要素を含む脚部を備え、
追加コイルは、昇降圧用コイルの内側で、ギャップ空間またはギャップ板を除く脚部の外側に設けられていることを特徴とする複数相コンバータ用リアクトル。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コアと、コアに巻装され、互いに磁気結合された複数相のコンバータコイルとを含む複数相コンバータ用リアクトルに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、エンジンと走行用モータとを搭載し、エンジン及び走行用モータの一方または両方を主駆動源として使用するハイブリッド車両（ＨＶ）や、電気自動車（ＥＶ）、燃料電池車両等において電池電圧と、走行用モータに接続されたインバータの駆動電圧との最適化を図るために、昇圧コンバータ等の電圧変換器が使用されている。
【０００３】
また、チョッパ方式の昇圧コンバータである昇圧チョッパの容量を１／Ｎにして、Ｎ個の昇圧チョッパを並列に接続し、駆動パルスの位相を２π／Ｎずつずらした構成は、Ｎ相の複数相コンバータである、マルチフェーズコンバータと呼ばれている。
【０００４】
また、非特許文献１には、コンバータ用としてＮ相を使用する、すなわちマルチフェーズ化させることで、リアクトルの全容積を１／Ｎに減少させ、体積を小さくできる、すなわち小型化を図れるコンバータが記載されている。
【０００５】
また、非特許文献２には、３本の脚を有するコアのうち、両側の２本の脚にコイルを設けることで、一体化させた、複数相磁気結合リアクトルが記載されている。この場合、中央の脚で生じる交流磁束リップルを減少でき、中央の脚でのコア損を減少でき、効率向上を図れるとされている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】B.Eckardt他、「Automotive Powertrain DC/DC Converter with 25kw/dm3 by using SiC Diodes」、International Conference on Integrated Power Electronics Systems(CIPS) 2006
【非特許文献２】Pit-Leong Wong他、「Performance Improvements of Interleaving VRMs  with Coupling Inductors」、IEEE  Transactions on power electronics、VOL.16、No.4、JULY 2001
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載されたようなマルチフェーズコンバータに使用するための複数相のリアクトルにおいて、各相のリアクトル同士を磁気結合して一体化させ、複数相磁気結合リアクトルとした場合には、複数相のリアクトルを１つに一体化させることにより、部品点数を少なくして、低コスト化が可能となる。ただし、このような構造では、コア損失が過度に大きくなるという問題が生じる可能性がある。
【０００８】
例えば、本発明者が行ったシミュレーションによると、互いにインダクタンスが同じで入力する電流を同じとした仕様で設計した場合の、２相磁気結合リアクトルと、単相リアクトルとを比較した場合に、条件により、２相磁気結合リアクトルの体積を単相リアクトルの体積に比べて約５０から６０％に低減できたが、２相磁気結合リアクトルのコア損失は、単相リアクトルのコア損失に比べて、約３倍と大きくなるという問題が生じることが分かった。
【０００９】
すなわち、リアクトルでのコア損失Ｗは、リアクトルでの磁束密度の増加量ΔＢが大きくなるのに従って大きくなる。一方、磁束密度の増加量ΔＢは、磁束密度の基準値Ｂ１、電流値Ｉ１に対する、電流リップルの電流値Ｉ１からの振れ幅Ｉｒの割合（Ｉｒ／Ｉ１）を乗じることで求められる。この場合、ΔＢは、次式で求められる。
ΔＢ＝Ｂ１×（Ｉｒ／Ｉ１）  ・・・（１）
【００１０】
ここで、２相磁気結合リアクトルでは、単相リアクトルに対し、各相のリアクトルで電流値Ｉ１が１／２倍となるので、磁束密度の増加量ΔＢが２倍となり、ΔＢの増加に応じてコア損失Ｗが大きくなる。例えば、条件により、２相磁気結合リアクトルでは、単相リアクトルに比べてコア損失Ｗが約３倍と大きくなった。このようにコア損失Ｗが大きくなることは、リアクトルの性能低下に結びつく原因となるため、好ましくない。
【００１１】
これに対して、２相磁気結合リアクトルで、コアの全体を薄型ケイ素鋼板、アモルファス材等の低損失コア材により構成することが考えられる。ただし、低損失コア材は高価であり、全体を低損失コア材とする場合、コストの大幅な増大を招く可能性がある。また、低損失コア材は、加工作業が困難という問題もある。例えば、ケイ素鋼板の積層構造により断面Ｅ形状や断面Ｔ形状のコアを製造する場合、打ち抜き可能や放電加工を行う必要があり、コストが高くなる。また、板材では、リアクトルを小型化可能な適切な３次元形状に加工することが困難であるという問題もある。また、アモルファス材によりコアを構成する場合も、高価であり、かつ、加工作業が困難という問題がある。
【００１２】
一方、コアのうち、コイルを巻装した部分はコイルの内径以下にする必要があるが、それ以外では、コイルの外形に合わせることが可能であるため、磁束密度の変化量が、コイルを巻装した部分に比べて少ない。これらの事情から、本発明者は、最適な部分を最適な材料により構成することで、上記の問題解決を図れると考えた。非特許文献１，２には、このような問題を解消できる手段は開示されていない。
【００１３】
本発明の目的は、複数相コンバータ用リアクトルにおいて、小型でかつ部品点数を少なくできるとともに、低損失を有効に図れる構造を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係る複数相コンバータ用リアクトルは、コアと、コアに巻装され、互いに磁気結合された複数相のコンバータコイルとを含む複数相コンバータ用リアクトルであって、コアは、複数のコア材料を組み合わせることにより構成され、複数のコア材料は、コアにおいて、コンバータコイルが巻装された部分の少なくとも一部を構成するコイル内部コア材料と、コアにおいて、コンバータコイルが巻装されていない部分を構成するコイル外部コア材料とを含み、コイル内部コア材料は、コイル外部コア材料に比べて、磁束密度上昇に対するコア損失の上昇度が低い、低損失コア材である。
【００１５】
本発明に係る複数相コンバータ用リアクトルによれば、複数相磁気結合リアクトルを１つの部品として構成できるので、小型でかつ部品点数を少なくできる。しかも、コアにおいて、コンバータコイルが巻装された部分の少なくとも一部を構成するコイル内部コア材料を、コンバータコイルが巻装されていない部分を構成するコイル外部コア材料よりも低損失のコア材とするので、磁束密度の変化量が大きいコイル内部コア材料を含む一部のコアだけを、低損失コア材料により構成し、コアの残りの部分を安価かつ加工しやすい材料により構成できる。このため、コストを過度に上昇させることなく、かつ、加工作業を容易に行え、しかも、互いに磁気結合したコンバータコイルを有する複数相コンバータ用リアクトルを構成するのにもかかわらず、低損失を図れる。
【００１６】
また、本発明に係る複数相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、コアを、コイルを巻装する第１脚部と、コイルを巻装しない第２脚部とを含み、コイル内部コア材料により構成するコア部分である第１脚部の長さ方向に対し直交する平面に関する断面積は、コイル外部コア材料により構成するコア部分である第２脚部の長さ方向に対し直交する平面に関する断面積よりも小さくしている。
【００１７】
上記構成によれば、コイル内部コア材料により構成する第１脚部にコイルを巻回するのにもかかわらず、リアクトル全体の容積を小さくでき、しかも、コイル内部での磁束密度の変化量が大きくなる場合でも、コイル内部コア材料を低損失コア材により構成するので、低損失を図れる。
【００１８】
また、本発明に係る複数相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、コンバータコイルは、昇降圧用コイルであり、さらに、コアに巻装され、昇降圧用コイルと磁気結合する追加コイルを備え、追加コイルは、別の回路に接続可能としている。
【００１９】
上記構成によれば、追加コイルと昇降圧用コイルとを介して、別の回路から昇降圧用コイルを接続した回路へ充電したり、昇降圧用コイルを接続した回路から別の回路へ放電することができる。しかも、このような充放電のために、昇降圧用コイルを使用できるので、必要となる新たな部品点数を少なくでき、過度にコストを高くすることがない。
【００２０】
また、本発明に係る複数相コンバータ用リアクトルにおいて、好ましくは、コアは、互いにギャップ空間またはギャップ板を介して対向する２以上の脚要素を含む脚部を備え、追加コイルは、昇降圧用コイルの内側で、ギャップ空間またはギャップ板を除く脚部の外側に設けられている。
【００２１】
上記構成によれば、ギャップ板またはギャップ空間によりコア内での磁束の飽和を生じにくくできるとともに、ギャップ板またはギャップ空間の周囲から磁束漏れが生じやすくなるのにもかかわらず、追加コイルに対する磁束の鎖交を生じにくくして、誘導加熱による発熱を有効に回避でき、効率向上を図れる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の複数相コンバータ用リアクトルによれば、小型でかつ部品点数を少なくできるとともに、低損失を有効に図れる構造を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る複数相コンバータ用リアクトルである、２相コンバータ用リアクトルを、一部を透視して示す斜視図である。
【図２】図１のＡ−Ａ断面図である。
【図３】２相コンバータ用リアクトルの別の実施形態を、一部を透視して示す斜視図である。
【図４】図１のリアクトルを有する２相昇降圧コンバータを含む回路図である。
【図５】従来の磁気結合リアクトルの１例を構成するコアの概略を示す図である。
【図６】図５のコアにコイルを巻装した状態で、コアに流れる磁束の様子を説明するための略図である。
【図７Ａ】図６を左右方向片側から他側に見て示す略図である。
【図７Ｂ】図１のリアクトルにおいて、従来構造に比べてコア材の厚みが増大する部分を説明するための、図７Ａに対応する図である。
【図８】従来の充電発電システムの基本構成を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係る２相コンバータ用リアクトルを含む充電発電機能付電源回路を示す図である。
【図１０】図９の電源回路を構成するリアクトルを取り出して示す断面図である。
【図１１】一部を省略して示す図１０のＢ部拡大図である。
【図１２】本発明の第３の実施の形態に係る２相コンバータ用リアクトルを示す、図１０に対応する断面図である。
【図１３】一部を省略して示す図１２のＣ部拡大図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態を、図面を用いて説明する。以下では、複数相コンバータ用リアクトルとして、２相コンバータ用リアクトルについて説明するが、複数相コンバータを構成するものであればよく、２相以外の複数相、例えば３相等であってもよい。
【００２５】
また、以下では、複数相コンバータ用リアクトルが、ハイブリッド車両の駆動源として使用する回転電機である、走行用モータに接続されたインバータを駆動するための電気回路を構成する場合を説明する。ただし、複数相コンバータ用リアクトルを使用する回転電機は、電気自動車、燃料自動車等の、ハイブリッド車両以外を駆動するためのものでもよい。また、回転電機は、車両駆動以外の補機駆動用でもよい。また、回転電機を２個とし、２の回転電機に接続された２のインバータと、二次電池等の蓄電部との間にコンバータを設ける構成に本発明に係るリアクトルを使用することもできる。
【００２６】
［第１の発明の実施の形態］
図１から図４は、本発明の第１の実施の形態を示している。複数相コンバータ用リアクトルであり、２相磁気結合リアクトルである、２相コンバータ用リアクトル１０は、昇降圧用として使用するもので、コア１２と、コア１２に巻装された２相のコンバータコイル１４，１６と、複数のギャップ板１８とを備える。
【００２７】
図２に示すように、コア１２は、それぞれ同一の磁性材であるコア材料により構成され、断面積を同じとした断面略Ｔ形状の２のＴ形部２０，２２と、別の磁性材である別のコア材料により構成される断面直線状の第１脚部であり、かつ脚要素である２のＩ形部２４とを含む。各Ｔ形部２０，２２は、互いに向き合うように対向させており、それぞれの略直線状の基部２６の互いに対向する側の面である内側面の中央部に、内側に突出する第２脚部である、中央脚部２８を設けている。
【００２８】
また、それぞれの基部２６の内側面の中央脚部２８に関して幅方向（図２の左右方向）両側に、内側に突出する２の端脚要素３０を互いに平行に設けている。各Ｔ形部２０，２２を、互いに対向させた状態で、互いに対向する端脚要素３０の間に、Ｉ形部２４を、非磁性材製の断面矩形状のギャップ板１８をそれぞれ介して結合している。なお、各Ｔ形部２０，２２及びＩ形部２４を図示しない非磁性材製の部材で固定する等により、各Ｔ形部２０，２２とＩ形部２４との間に、ギャップ板を設けず、隙間であるギャップ空間を介して対向させることもできる。
【００２９】
また、中央脚部２８、各端脚要素３０、及びＩ形部２４は、それぞれ長さ方向（図２の上下方向）に対し直交する平面に関する断面形状を略正方形等の矩形に形成している。また、各端脚要素３０及び各Ｉ形部２４の、長さ方向に対し直交する平面に関する断面積は互いに略同じとするが、中央脚部２８の断面積よりも小さくしている。このために、各端脚要素３０及びＩ形部２４の厚さ方向（図１の上下方向、図２の裏表方向）寸法に対し、基部２６及び中央脚部２８の厚さ方向寸法を大きくするとともに、各端脚要素３０及びＩ形部２４の幅方向（図２の左右方向）寸法に対し、中央脚部２８の幅方向寸法を大きくしている。
【００３０】
また、各中央脚部２８の先端同士は、隙間であるギャップ空間３２を介して対向させている。なお、各中央脚部２８の先端同士を、空間を介さず、非磁性材により構成するギャップ板を介して結合することもできる。
【００３１】
コア１２の幅方向両端にそれぞれ存在する、Ｉ形部２４と、ギャップ板１８と、脚要素３０とを結合した直線状の部分により、２の端脚部３４を構成している。各端脚部３４の周囲にコンバータコイル１４，１６をそれぞれ巻装することにより、リアクトル１０を構成している。各コンバータコイル１４，１６は、互いに一端同士を電気的に接続するとともに、互いに磁気結合している。
【００３２】
また、コア１２は、複数のコア材料である、「コイル内部コア材料」と、「第２コイル内部コア材料」と、「コイル外部コア材料」とを組み合わせることにより構成している。すなわち、コア１２において、コンバータコイル１４，１６が巻装される部分の一部である、Ｉ形部２４は、「コイル内部コア材料」により構成する。各Ｔ形部２０，２２のコンバータコイル１４，１６が巻装される部分である、各端脚要素３０は、「第２コイル内部コア材料」により構成する。また、コア１２のうち、コンバータコイル１４，１６が巻装されていない部分である、各Ｔ形部２０，２２の基部２６及び中央脚部２８は、「コイル外部コア材料」により構成する。
【００３３】
「コイル内部材料」は、「コイル外部コア材料」に比べて、磁束密度上昇ΔＢに対するコア損失Ｗの上昇度が低い、低損失コア材としている。例えば、「コイル外部コア材料」を、鉄を基材とする磁性粉末を加圧成形することにより構成するダストコア材とするとともに、「コイル内部材料」を、低損失コア材であるアモルファス、または低損失ケイ素鋼板の積層体とする。すなわち、磁束密度の上昇分ΔＢを横軸にとり、コア損失Ｗを縦軸にとって種々のコア材料に関する損失曲線を考えた場合に、アモルファス等の低損失コア材は損失曲線の傾きが小さくなり、ダストコア材等の比較的高損失のコア材は、損失曲線の傾きが大きくなる。なお、本実施の形態では、各Ｔ形部２０，２２の全体を同じ材料であるダストコア材等の、低損失コア材よりも損失の高い材料により一体に構成している。すなわち、「第２コイル内部コア材料」と「コイル外部コア材料」とは同一の材料としている。
【００３４】
このように構成するため、「コイル内部コア材料」により構成するＩ形部２４の長さ方向に対し直交する平面に関する断面積Ｓ１は、「コイル外部コア材料」により構成する各Ｔ形部２０，２２の中央脚部２８の長さ方向に対し直交する平面に関する断面積Ｓ２よりも小さくなっている（Ｓ１＜Ｓ２）。また、各コンバータコイル１４，１６の外周面がコア１２の厚さ方向両側面よりも厚さ方向外側に突出しないようにするとともに、コア１２の幅方向両側面よりも幅方向外側に突出しないように、各部の寸法を規制している。図１に示すように、各Ｔ形部２０，２２の基部２６及び中央脚部２８は、厚さ方向に関して、コイル１４，１６の外周面と略一致する位置まで厚みを大きくした、複雑な３次元形状となっている。このため、基部２６及び中央脚部２８は、コイル通電時の磁束密度の変動幅ΔＢを低下させ、コア損失Ｗを低減させるのに寄与する。また、各Ｔ形部２０，２２をダストコアにより構成した場合には、コア１２の一部をこのような複雑な３次元形状とする場合でも、加工作業を容易に行えるとともに、リアクトル１０の体積を小型化しやすくなる。
【００３５】
これに対して、各コンバータコイル１４，１６内に配置され、各Ｔ形部２０，２２とギャップ板１８を介して結合されたＩ形部２４は、コンバータコイル１４，１６の内径で形状及び寸法が決定される柱状構造とならざるを得ず、断面積を大きくすることにより磁束密度変動幅ΔＢを減少させることは難しい。このために、本実施の形態では、各Ｉ形部２４を、アモルファス等の、ダストコア材よりも磁束密度上昇に対するコア損失の上昇度が低い、低損失コア材により構成することで、コンバータコイル１４，１６内での鉄損を、ダストコア材を用いた場合に比べて低く（例えば、１／２以下に低く）することができる。このため、基部２６及び中央脚部２８の厚みを増大させたことと相まって、コア１２全体の鉄損を、コアの厚みを全体で同一とした場合に比べて、低く（例えば、１／２以下に低く）することができる。
【００３６】
図３は、２相コンバータ用リアクトルの別の実施形態を、一部を透視して示す斜視図である。図３のリアクトル１０では、図１のリアクトル１０を構成する各Ｔ形部２０ａ，２２ａにおいて、幅方向両端部に設けた各端脚要素３０ａの幅方向寸法及び厚さ方向寸法を、図１、図２に示した場合よりも大きくし、各端脚要素３０ａの長さ方向に対し直交する平面に関する断面積を、中央脚部２８の長さ方向に対し直交する平面に関する断面積と略同じとしている。また、各Ｔ形部２０ａ、２２ａ同士で、中央脚部２８が対向するように配置するとともに、対向する端脚要素３０ａの先端に、ギャップ板１８（図２参照、図３では図示を省略する。）を介してＩ形部２４を結合する。各Ｉ形部２４の周囲にコンバータコイル１４，１６を巻装する。また、各Ｔ形部２０ａ，２２ｂを上記の「コイル外部コア材料」により構成し、各Ｉ形部２４を上記の「コイル内部コア材料」により構成する。このように、ギャップ板１８を除いて「コイル内部コア材料」により構成する部分のみにコイル１４，１６を巻装することもできる。
【００３７】
また、上記の図１、図２の構成において、各端脚要素３０，３０ａ、各Ｉ形部２４及び各ギャップ板１８は、断面矩形状とする構成に限定するものではなく、断面円形等、他の形状とすることもできる。例えば、コアのうち、コイルを巻装する部分は、円柱状とすることもできる。
【００３８】
このような本実施の形態のリアクトル１０は、例えば図４に示すような２相昇降圧コンバータの回路に設けて使用することができる。図４は、図１のリアクトル１０を有する２相昇降圧コンバータを含む回路図である。２相昇降圧コンバータ３６は、例えば、ハイブリッド車両の駆動源として使用する回転電機である、図示しない走行用モータに接続されたインバータ３８を駆動するための電源回路を構成する。電源回路は、直流電圧Ｖｂを出力する蓄電部４０と、インバータ３８との間に、２相昇降圧コンバータ３６を接続している。２相昇降圧コンバータ３６は、磁気結合コイル部である、２相コンバータ用リアクトル１０と、２相のアーム４２，４４とを含む。また、昇降圧コンバータ３６の出力側とインバータ３８との間にコンデンサＣ１を接続している。各相アーム４２，４４は、上側スイッチング素子４６及び下側スイッチング素子４８を直列に接続しており、各相アーム４２，４４を並列にインバータ３８及びコンデンサＣ１に接続している。
【００３９】
また、リアクトル１０を構成する各コンバータコイル１４，１６の一端を、蓄電部４０の正極側に接続している。各コンバータコイル１４，１６は、それぞれインダクタンスＬ１，Ｌ２を有する。また、１のコンバータコイル１４の他端を１のアーム４２の上側スイッチング素子４６及び下側スイッチング素子４８の中点に接続し、別のコンバータコイル１６の他端を別のアーム４４の上側スイッチング素子４６及び下側スイッチング素子４８の中点に接続している。各スイッチング素子４６，４８は、後述する図９を参照して示すように、トランジスタまたはＩＧＢＴ等であり、それぞれダイオードを逆並列に接続している。なお、各スイッチング素子４６，４８のオンオフ動作は、図示しない制御部により制御される。
【００４０】
また、インバータ３８は、詳しい図示は省略するが、コンデンサＣ１両端に接続された正極母線５０及び負極母線５２間に供給される直流電力を、交流三相駆動電力に変換し、回転電機等の負荷に供給する機能と、回転電機から供給される交流三相回生電力を直流電力に変換し、昇降圧コンバータ３６側に供給する機能とを有する。インバータ３８は、それぞれ一端が正極母線５０に接続され、他端が負極母線５２に接続され、互いに並列に接続された図示しない３相アームを含む。各相アームは、互いに直列に接続された上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子を有し、各スイッチング素子にダイオードを逆並列に接続し、各アームの中点を回転電機等の負荷に接続している。
【００４１】
蓄電部４０は、充放電可能な二次電池であり、例えば２００Ｖから３００Ｖの大きさの端子電圧Ｖｂを有するリチウムイオン組電池、ニッケル水素組電池等とするが、キャパシタ等を用いることもできる。
【００４２】
また、コンデンサＣ１は、インバータ３８側の電圧変動を抑制する機能を有する。なお、蓄電部４０と、リアクトル１０の一端及び負極母線５２との間に図示しないコンデンサを接続し、蓄電部４０側の電圧変動を抑制することもできる。また、蓄電部４０の正極側と負極側とに、それぞれ制御部により制御されるリレースイッチを設けることもできる。
【００４３】
このような電源回路を用いて昇降圧コンバータ３６を機能させる場合、各相アーム４２，４４の下側スイッチング素子４８を、互いに１８０度位相をずらせた状態でスイッチングすることにより、スイッチングのオンデューティ比に応じて蓄電部４０側の電圧を昇圧し、コンデンサＣ１両端間に供給することができる。また、各相アーム４２，４４の上側スイッチング素子４６を、互いに１８０度位相をずらせた状態でスイッチングすることにより、スイッチングのオンデューティ比に応じてインバータ３８側から入力される電圧を降圧し、蓄電部４０側へ供給することができる。
【００４４】
このような電源回路において、本実施の形態では、各相のコンバータコイル１４，１６同士を磁気結合し、一体化させているので、部品点数を削減できるとともに、小型化を図れる。しかも、コア１２において、コンバータコイル１４，１６が巻装された部分の一部である、Ｉ形部２４を構成するコイル内部コア材料を、コンバータコイル１４，１６が巻装されていない部分であるＴ形部２０，２０ａ、２２，２２ａの中央脚部２８及び基部２６を構成するコイル外部コア材料よりも低損失のコア材としている。このため、磁束密度の変化量が大きいＩ形部２４だけを低損失コア材料により構成し、コア１２の残りの部分を安価かつ加工しやすい材料により構成できる。このため、コストを過度に上昇させることなく、かつ、加工作業を容易に行え、しかも、互いに磁気結合したコンバータコイル１４，１６を有する２相コンバータ用リアクトル１０を構成するのにもかかわらず、低損失を図れる。
【００４５】
また、コア１２を、コイル１４，１６を巻装する端脚部３４と、コイル１４，１６を巻装しない中央脚部２８とを含み、コイル内部コア材料により構成する端脚部３４であるＩ形部２４の長さ方向に対し直交する平面に関する断面積は、コイル外部コア材料により構成する中央脚部２８の長さ方向に対し直交する平面に関する断面積よりも小さくしている。このため、Ｉ形部２４にコイル１４，１６を巻回するのにもかかわらず、リアクトル１０全体の容積を小さくでき、しかも、コイル１４，１６内部での磁束密度の変化量が大きくなる場合でも、コイル内部コア材料をアモルファス等の低損失コア材により構成するので、低損失を図れる。この結果、小型でかつ部品点数を少なくできるとともに、低損失を有効に図れる構造を提供できる。
【００４６】
これに対して、本実施の形態と異なり、例えば、リアクトルのコア全体の厚みを同一とし、コア全体を同一の材料であるダストコアにより構成し、コアの２の脚部に２相コイルを巻装し、互いに磁気結合させた構成である、２相磁気結合リアクトルの従来例も考えられる。ただし、本実施の形態では、このような２相磁気結合リアクトルの従来例に比べて、鉄損、すなわちコア損失を十分に小さくできる。なお、単相リアクトルの場合には、コア損失以外の損失がリアクトル損失を大きく占めるのに対し、本発明に係る複数相リアクトルの場合には、リアクトル損失に占めるコア損失の割合が大きく、本実施の形態のように、コア損失を低減することは有効である。
【００４７】
このような本実施の形態による効果を確認するために、本発明者は、従来のハイブリッド車両で使用していた単相コイルを有する単相リアクトルと、上記の２相磁気結合リアクトルの従来例と、図１、図２に示した本実施の形態のリアクトルである、２相磁気結合リアクトルの実施例とを用いて、シミュレーションを行った。
【００４８】
まず、２相磁気結合リアクトルの従来例を、図５、図６、図７Ａを用いて説明する。図５は、従来の磁気結合リアクトルの１例を構成するコア５４の概略を示す図である。図６は、図５のコア５４にコンバータコイル１４，１６を巻装した状態で、コア５４に流れる磁束の様子を説明するための略図である。図７Ａは、図６を左右方向片側から他側に見て示す略図である。このような従来例のリアクトル５６では、上記の図１、図２に示した実施の形態のリアクトル１０を構成するコア１２に対して、コア５４を断面Ｅ形の２のＥ形部５８，６０を、互いに向き合うように配置することにより構成している。また、コア５４の各部の厚さ方向（図５、図６の表裏方向、図７Ａの上下方向）寸法を同一とし、コア５４を同一の材料であるダストコアにより構成している。各Ｅ形部５８，６０は、基部と、基部に結合した３本の脚部とを含み、各Ｅ形部５８，６０同士で、各脚部を対向させている。また、各脚部のうち、幅方向（図５、図６の左右方向）両端の脚部に各相コイル１４，１６を巻装し、各相コイル１４，１６の一端を電気的に接続するとともに、互いに磁気結合している。なお、図６では、コア５４の内部を通る環状の実線α１、α２により、各相コイル１４，１６から生じる独立磁束を示しており、コア５４の内部を通る環状の破線βにより、各相コイル１４，１６から生じる磁束が干渉しあうことを表す干渉磁束を示している。また、図７Ａに示すように、従来例のリアクトル５６では、コア５４の厚さ方向（図７Ａの上下方向）両側面から厚さ方向外側に突出するように、コア５４にコイル１４，１６が巻装されている。
【００４９】
このような従来例の２相磁気結合リアクトル５６と、従来例の単相リアクトルとを用いて、インダクタンスＬを２３０μＨ近辺とし、リアクトルに１００Ａの電流を入力する、同一の仕様で設計した場合の、体格比と、コア損概算比と、コイル抵抗比とを２Ｄ−ＪＭＡＧを用いてシミュレーションし比較した。表１は、このシミュレーション結果を示している。なお、２相磁気結合リアクトルでは、結合係数ａが０．３である（ａ＝０．３）としてシミュレーションした。
【００５０】
【表１】
0005502672.tif 000002
【００５１】
表１から明らかなように、上記シミュレーションでは、同等の磁束密度で設計しているが、従来例の２相磁気結合リアクトル５６は、単相リアクトルに比べて体積を５０から６０％の間に低減することができることが分かった。すなわち、概略的には、各相コイル１４，１６に流れる電流が、単相リアクトルの場合の電流Ｉに比べて１／２倍の電流Ｉ／２となる。このため、各相コイル１４，１６で蓄積するエネルギが１／４となり、全体の蓄積エネルギが単相リアクトルの場合に比べて１／２で済む。このため、リアクトル５６の体格比を単相リアクトルの場合に比べて約１／２倍とすることができる。ただし、上記の「発明が解決しようとする課題」の欄で説明したように、従来例の２相磁気結合リアクトルの場合には、コア損失Ｗが単相リアクトルの場合に比べて大きくなる。このことは、表１のシミュレーション結果で、コア損概算比が単相リアクトルに比べて２．６倍と大きくなっていることからも分かる。
【００５２】
これに対して、上記の図１、図２に示した構成である、実施例の２相磁気結合リアクトル（２相コンバータ用リアクトル１０）で、同様にシミュレーションをした場合、図５、図６の従来例の２相磁気結合リアクトル５６と同様に、体格比を、従来例の単相リアクトルの場合に比べて６０％以下に小型化できることを確認できた。すなわち、本実施の形態では、コア１２のコイル１４，１６を巻装していない部分の厚みを増大させており、リアクトル１０の体積が増大することが懸念される。これに対して、図７Ｂは、図１のリアクトルにおいて、従来構造に比べてコア材の厚みが増大する部分を説明するための、図７Ａに対応する図である。図７Ｂに示すように、本実施の形態では、コア１２のコイル１４，１６を巻装していない部分の厚みが増加した場合でも、コイル１４，１６の外径とほぼ同じで、コア損失低減効果を十分に得られる。このため、図７Ｂのリアクトル１０全体の外接直方体の体積を、図７Ａの従来例のリアクトルの場合とほぼ同じとすることができ、実用上の問題は生じない。
【００５３】
これに加えて、表１に示すように、実施例のリアクトル１０の場合、コア損比が、従来例の単相リアクトルの場合に比べて１．３倍以下となり、従来例の２相磁気結合リアクトル５６の２．６倍に比べて１／２以下と小さくできることを確認できた。これは、上記のようにコア１２のコイル１４，１６を巻装していない部分の厚みを増大させたことと、コア１２のコイル１４，１６を巻装した部分の少なくとも一部を低損失コア材により構成したことにより得られる効果である。
【００５４】
上記の説明では、従来のハイブリッド車両に使用している構成と同様の仕様で比較した結果を説明したが、磁気結合型のリアクトルでは、コイル抵抗を下げることが容易に行えるので、電気自動車や、プラグインハイブリッド車両（ＰＨＶ）等の大電流を流す仕様でも、従来構造に比べて体積を小さくするだけでなく、低損失を図ることが可能である。
【００５５】
なお、上記の実施の形態では、コア１２の一部の厚みを小さくする等により、他の部分と比べて断面積を小さくする場合を説明した。ただし、本発明は、このような構成に限定するものではなく、体格が多少悪化することが許容できれば、従来例の２相磁気結合リアクトルと同様に、コア全体の厚みを同じとした構成において、コイルを巻装した部分のコアを、コイルを巻装しない部分のコアに比べて低損失の低損失コア材により構成することもできる。
【００５６】
［第２の発明の実施の形態］
次に、図９から図１１を用いて、本発明に係る第２の実施の形態を説明する。まず、図８を用いて、従来構成における改良すべき点を説明する。図８は、従来の充電発電システムの基本構成を示す図である。図８に示す充電発電システムは、ハイブリッド車両や、電気自動車等の電動車両において、蓄電部４０により、昇降圧コンバータ６２及びインバータ３８を介して、負荷であり、回転電機である走行用モータ６４を駆動可能とするとともに、プラグ６８に接続したＡＣ１００Ｖの外部の交流電源から、充電回生装置６６を用いて、直流電源に変換した後、蓄電部４０へ充電可能としている。例えば、外部の交流電源から蓄電部４０へ充電する場合は、蓄電部４０を含むモータ駆動回路から、図示しないリレースイッチの切断等により蓄電部４０を切り離す。充電回生装置６６は、外部充電器としての役目を果たす、交流直流変換部の機能と、発電部としての役目を果たす、直流交流変換部の機能とを有する。このような構成の場合、充電回生装置６６を新たに付加する構成であるため、高コストであるという問題があった。
【００５７】
これに対して、本実施の形態は、図９から図１１に示すように構成している。図９は、本発明の第２の実施の形態に係る２相コンバータ用リアクトルを含む充電発電機能付電源回路を示す図である。図１０は、図９の電源回路を構成するリアクトルを取り出して示す断面図である。図１１は、一部を省略して示す図１０のＢ部拡大図である。
【００５８】
本実施の形態では、上記の問題を解決する手段として、２相昇圧コンバータ用リアクトルに、新たな追加コイル、及び追加コイルに接続する外部回路を、低コストで付加するようにしている。すなわち、図９に示す電源回路は、上記の図４に示した回路と同様に、蓄電部４０とインバータ３８との間に、コンデンサＣ１，Ｃ２と、２相昇降圧コンバータ３６ａとを設けるとともに、２相コンバータ用リアクトル１０ａの一端と、蓄電部４０の正極側との間に第１リレースイッチＳａを設けている。また、昇降圧コンバータ３６ａを構成する各相アーム４２，４４の正極母線５０側と、蓄電部４０との間を、第２リレースイッチＳｂを介して接続可能としている。各リレースイッチＳａ，Ｓｂは、図示しない制御部により制御される。また、リアクトル１０ａを構成する各相のコンバータコイル１４，１６のそれぞれに、１次コイルである追加コイル７０，７２を付加し、各コンバータコイル１４，１６に２次巻線としての機能を持たせるようにしている。そして、図９に示す電源回路を、絶縁型の充電発電回路として機能させるようにしている。
【００５９】
各追加コイル７０，７２は、例えば、充電スタンドまたは家庭において、外部交流電源から５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用交流電力を取り出し可能な電源コンセントに接続可能なプラグ６８と、フィルタ７４と、ＡＣ／ＡＣ変換回路７６とを有する外部回路７８に接続している。各追加コイル７０，７２の一端は互いに接続し、各追加コイル７０，７２の他端は、ＡＣ／ＡＣ変換回路７６の出力側の２端子に接続している。各追加コイル７０，７２は、各相のコンバータコイル１４，１６に磁気結合され、協働してトランス作用を行って交流電力を受け渡し可能としている。
【００６０】
なお、フィルタ７４は、プラグ６８から供給される電力信号のノイズ成分を抑制するための素子であり、例えばリアクトル等により構成する。また、ＡＣ／ＡＣ変換回路７６は、交流電力を振幅または周波数の異なる状態の適切な交流電力に変換する回路である。例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用交流電力を、１０ｋＨｚから３００ｋＨｚの大きさの交流電力に変換する機能を有する。
【００６１】
図９の回路では、例えば、次のように、昇降圧コンバータ３６ａ側のＩＧＢＴ等の半導体素子であるスイッチング素子４６，４８を制御する。すなわち、１次側である追加コイル７０，７２側に高周波の交流電圧を印加し、２次側の昇降圧コンバータ３６ａを構成するスイッチング素子４６，４８をすべてオフ状態とし、２次側出力電圧を、スイッチング素子４６，４８に並列に接続したダイオードのみで整流する。このために、外部交流電源から蓄電部４０へ充電する場合には、プラグ６８を外部交流電源に接続するとともに、第１リレースイッチＳａをオフ、すなわち遮断するとともに、第２リレースイッチＳｂをオン、すなわち接続する。これにより、コンバータコイル１４，１６と追加コイル７０，７２との間で交流電力の受け渡しが行われる。すなわち、追加コイル７０，７２に交流電力が供給されることで、コンバータコイル１４，１６に誘起電力が発生し、この交流電力が昇降圧コンバータ３６ａを構成するダイオードによって整流され、直流電力が蓄電部４０へ充電される。
【００６２】
なお、蓄電部４０の電力を昇降圧コンバータ３６ａで昇圧した後、インバータ３８を介して走行用モータ６４（図８参照）等の負荷に供給する場合や、走行用モータ６４からの回生電力をインバータ３８で直流電力に変換した後、昇降圧コンバータ３６ａで降圧し、蓄電部４０に供給する場合には、第１リレースイッチＳａをオンし、第２リレースイッチＳｂをオフした状態で、昇降圧コンバータ３６ａ及びインバータ３８のスイッチング素子をスイッチング動作させる。
【００６３】
このような構成によれば、コンバータコイル１４，１６と追加コイル７０，７２とを用いて、１次側から２次側への電力伝達を達成することが可能となる。同様にして、例えば逆方向、すなわち、コンバータコイル１４，１６と追加コイル７０，７２とを用いて、昇降圧コンバータ３６ａ側から追加コイル７０，７２側への電力伝達、すなわち発電も可能となる。この場合には、プラグ６８を外部の蓄電部や負荷等に接続し、電力の供給を可能とする。なお、このようにトランスを用いた電力変換回路構成は、図９に示した回路以外にも種々の構成を採用できる。
【００６４】
上記の図９に示した回路構成において、昇降圧コンバータ３６ａは、自動車の駆動時のみ昇圧等の機能を有するコンバータとして動作するが、プラグインハイブリッド車両の場合でも、その場合の走行用モータ６４（図８参照）等の負荷に供給する電力は５０ｋＷ程度と大きい。一方、外部回路７８を用いた充電や発電は、自動車が停止している際に行い、その場合の外部交流電源から昇降圧コンバータ３６ａ側へ供給される電力は、最大で６ｋＷ程度である。このため、充電や発電時に、電力の受け渡しのため、コンバータコイル１４，１６と追加コイル７０，７２とに同時に通電させても問題は生じない。
【００６５】
次に、図１０から図１１を用いて、追加コイル７０，７２が付加された２相コンバータ用リアクトルの具体的構造について説明する。図１０、図１１に示す２相コンバータ用リアクトル１０ａでは、上記の図３に示したリアクトル１０の構成において、コンバータコイル１４，１６の内側で、端脚部３４を構成するＩ形部２４の周囲に追加コイル７０，７２を巻装している。なお、図１０、図１１では、Ｉ形部２４の断面積を中央脚部２８の断面積よりも小さくしているが、端脚要素３０ａの断面積とは略同じとしている。ただし、各端脚要素３０ａの断面積よりもＩ形部２４の断面積を小さくすることもできる。また、Ｉ形部２４は、ギャップ板１８を介して端脚要素３０ａに結合しているが、図示しない非磁性材製の部材に少なくとも一部を固定する等により、Ｉ形部２４と端脚要素３０ａとを隙間であるギャップ空間を介して対向させることもできる。
【００６６】
このように、本実施の形態のリアクトル１０ａでは、コンバータコイル１４，１６は、昇降圧用コイルであり、さらに、コア１２に巻装され、コンバータコイル１４，１６と磁気結合する追加コイル７０，７２を備え、追加コイル７０，７２は、別の外部回路７８（図９）に接続可能としている。
【００６７】
また、コア１２は、互いにギャップ板１８またはギャップ空間を介して対向する２以上の脚要素である、Ｉ形部２４と端脚要素３０ａとを含む端脚部３４を備える。また、各追加コイル７０，７２は、コンバータコイル１４，１６の内側で、ギャップ板１８またはギャップ空間を除く端脚部３４の外側に設けられている。コンバータコイル１４，１６と追加コイル７０，７２との巻き数比は、例えば１：１とする。
【００６８】
このような構成によれば、追加コイル７０，７２とコンバータコイル１４，１６とを介して、別の外部回路７８（図９）から、コンバータコイル１４，１６を接続した回路へ充電したり、コンバータコイル１４，１６を接続した回路から外部回路へ放電、すなわち発電することができる。しかも、このような充放電のために、コンバータコイル１４，１６を使用できるので、必要となる新たな部品点数を少なくでき、過度にコストを高くすることがない。
【００６９】
また、上記のようにコンバータコイル１４，１６の内側に追加コイル７０，７２を配置できる理由は、追加コイル７０，７２の断面積をコンバータコイル１４，１６の断面積に対して十分に小さく設定できることによる。例えば、追加コイル７０，７２とコンバータコイル１４，１６との電流容量を、具体例を用いて説明すると、コンバータコイル１４，１６では、例えば、２００Ｖの蓄電部４０で５０ｋＷの出力を得るために、２５０Ａの電流を通電させる必要がある。このため、本実施の形態のように、コンバータコイル１４，１６を２相とする場合には、各相のコイルで、１２５Ａの電流を流す必要がある。
【００７０】
一方、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの標準的な外部交流電源から蓄電部４０へ充電する場合の充電電力は、１．５ｋＷから６ｋＷ程度である。この電力を、図９に示したＡＣ／ＡＣ変換回路７６で高周波の交流電力に変換し、追加コイル７０，７２へ印加する。追加コイル７０，７２への印加電圧がＡＣ２００Ｖである場合、追加コイル７０，７２へ流れる電流は、充電電力が１．５ｋＷ時で７．５Ａであり、充電電力が６ｋＷ時で３０Ａである。
【００７１】
上記のように、例えば、追加コイル７０，７２とコンバータコイル１４，１６との巻き数比を１：１とし、１次側と２次側とで通電時の電圧降下を同じとする場合、追加コイル７０，７２に流れる最大電流は３０Ａで、各相のコンバータコイル１４，１６に流れる最大電流は１２５Ａであるので、追加コイル７０，７２の銅等の導電体の断面積は、コンバータコイル１４，１６の銅等の導電体の断面積に比べて０．２４倍（＝３０Ａ／１２５Ａ）と小さくできる。すなわち、付加する１次巻線である追加コイル７０，７２の導電体の体積は、コンバータコイル１４，１６の導電体の体積に対して０．２４倍の体積でよいことが分かる。このため、同じ巻き数であれば、追加コイル７０，７２の断面積は、コンバータコイル１４，１６の断面積の１／３以下と十分に小さく設定できる。このように追加コイル７０，７２の断面積をコンバータコイル１４，１６の断面積に対して十分に小さく設定できるので、コンバータコイル１４，１６の内側に追加コイル７０，７２を配置することを容易に行える。
【００７２】
また、本実施の形態では、コア１２は、互いにギャップ板１８またはギャップ空間を介して対向する２以上の脚要素である、Ｉ形部２４と端脚要素３０ａとを含む端脚部３４を備え、各追加コイル７０，７２は、コンバータコイル１４，１６の内側で、ギャップ板１８またはギャップ空間を除く端脚部３４の外側に設けられている。このため、ギャップ板１８またはギャップ空間によりコア１２内での磁束の飽和を生じにくくできるとともに、ギャップ板１８またはギャップ空間の周囲から磁束漏れが生じやすくなるのにもかかわらず、追加コイル７０，７２に対する磁束の鎖交を生じにくくして、誘導加熱による発熱を有効に回避でき、効率向上を図れる。
【００７３】
すなわち、リアクトル１０ａでは、図１１のＰ１からＰ４の丸で囲んだ部分である、ギャップ板１８（図１０）またはギャップ空間の周囲に磁束が漏れやすい部分が存在する。このため、Ｐ１からＰ４の部分にコイルを配置した場合には、漏れ磁束による誘導加熱によりこのコイルが発熱しやすくなる。これに対して、本実施の形態では、図１１のＱ１からＱ２の破線の丸で囲んだ部分である、Ｉ形部２４の長さ方向中央部周囲に追加コイル７０，７２を配置して、ギャップ板１８またはギャップ空間を除く端脚部３４の外側に追加コイル７０，７２（図１０）を設けている。このため、Ｐ１からＰ４の部分から、追加コイル７０，７２を大きく離しやすくなるので、追加コイル７０，７２への鎖交磁束による発熱を回避できる。
【００７４】
なお、このような発熱を回避するための別の方法として、漏れ磁束自体を低減する手段の採用も考えられるが、この場合には、高コストとなるため、好ましくない。逆にいえば、本実施の形態では、低コストで追加コイル７０，７２への鎖交磁束による発熱を回避できる。また、上記のように追加コイル７０，７２の体積をコンバータコイル１４，１６の体積に対して例えば１／３以下に、十分に小さくできるため、上記のように、追加コイル７０，７２をＩ形部２４の長さ方向中央部周囲に設けることを容易に行える。なお、設計によっては、コンバータコイル１４，１６をＰ１からＰ４の部分から少し離す必要がある場合が考えられるが、本実施の形態の優位性を損なうものではない。
【００７５】
このように２相コンバータ用リアクトル１０ａの体積を増加することなく、あるいは、少しの増加のみで、充電または発電に必要となる１次巻線である追加コイル７０，７２を追加することが可能となる。その他の構成及び作用は、上記の図１から図２または図３に示した実施の形態と同様である。
【００７６】
なお、図示は省略するが、複数相昇圧コンバータ用リアクトルを、２相ではなく、３相等とする場合でも、コンバータコイル１４，１６の内側の漏れ磁束の少ない部分に追加コイル７０，７２を設置することにより、同様の効果を得ることができる。
【００７７】
［第３の発明の実施の形態］
図１２から図１３は、本発明に係る第３の実施の形態を示している。図１２は、本発明の第３の実施の形態に係る２相コンバータ用リアクトルを示す、図１０に対応する断面図である。図１３は、一部を省略して示す、図１２のＣ部拡大図である。
【００７８】
本実施の形態の２相コンバータ用リアクトル１０ｂでは、上記の図９から図１１に示した第２の実施の形態において、コア１２において、コンバータコイル１４，１６の幅方向両端部に設けた２の端脚部３４を、断面Ｅ形に形成した２のＥ形部８０，８２の互いに対向する端脚要素３０により構成している。また、各Ｅ形部８０，８２同士で、端脚要素３０の先端同士をギャップ板１８またはギャップ空間を介して対向させている。また、各端脚部３４のうち、ギャップ板１８を除いて、コンバータコイル１４，１６内側に設ける部分を低損失コア材である、コイル内部コア材料により構成し、コア１２のうち、コンバータコイル１４，１６外側に設ける部分を高損失コア材である、コイル外部コア材料により構成している。
【００７９】
このような構成では、図１３に示すように、各端脚要素３０の間の周囲である、図１３のＰ５、Ｐ６の丸で囲んだ部分や、Ｐ７、Ｐ８の丸で囲んだ、端脚要素３０と基部２６との連結部となる角部の内側で、磁束漏れを生じやすい。このため、Ｐ５からＰ８の部分にコイルを配置した場合には、このコイルへの鎖交磁束による発熱を生じやすくなる。これに対して、本実施の形態では、Ｑ３、Ｑ４の破線の丸で囲んだ部分であり、Ｐ５からＰ８の部分から離れた各端脚要素３０の周囲に追加コイル７０，７２（図１２）を配置している。すなわち、図１２に示すように、各コンバータコイル１４，１６の内側の、軸方向中央部を避けた、軸方向に離れた２個所に追加コイル７０，７２を配置している。また、同じコンバータコイル１４，１６内で、互いに離れた２の追加コイル７０，７２同士は、互いに図示しない導線等により電気的に直列に接続している。
【００８０】
このような構成の場合も、上記の図９から図１１に示した第２の実施の形態と同様に、追加コイル７０，７２に対する磁束の鎖交を生じにくくして、誘導加熱による発熱を有効に回避でき、効率向上を図れる。その他の構成及び作用は、上記の第２の実施の形態と同様である。
【００８１】
以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【符号の説明】
【００８２】
１０，１０ａ，１０ｂ  ２相コンバータ用リアクトル、１２  コア、１４，１６  コンバータコイル、１８  ギャップ板、２０，２０ａ、２２，２２ａ  Ｔ形部、２４  Ｉ形部、２６  基部、２８  中央脚部、３０，３０ａ  端脚要素、３２  ギャップ空間、３４  端脚部、３６，３６ａ  ２相昇降圧コンバータ、３８  インバータ、４０  蓄電部、４２，４４  アーム、４６  上側スイッチング素子、４８  下側スイッチング素子、５０  正極母線、５２  負極母線、５４  コア、５６  リアクトル、５８，６０  Ｅ形部、６２  昇降圧コンバータ、６４  走行用モータ、６６  充電回生装置、６８  プラグ、７０，７２  追加コイル、７４  フィルタ、７６  ＡＣ／ＡＣ変換回路、７８  外部回路、８０，８２  Ｅ形部。
【図１】
0005502672.tif 000003
【図２】
0005502672.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
0005502672.tif 000009
【図７Ｂ】
0005502672.tif 000010
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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