(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置であって、
上記無線信号を受信するアレーアンテナと、
上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の２以上の自然数倍の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段と、
上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する復調手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも１本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、
上記指向性変化手段は、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】
上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、
上記指向性変化手段は、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
【請求項４】
所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置のチャネル等化方法であって、
上記無線受信装置は、上記無線信号を受信するアレーアンテナを備え、
上記チャネル等化方法は、上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の２以上の自然数倍の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する等化ステップを含むことを特徴とする無線受信装置のチャネル等化方法。
【請求項５】
上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも１本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、
上記等化ステップは、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項４記載の無線受信装置のチャネル等化方法。
【請求項６】
上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、
上記等化ステップは、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項４記載の無線受信装置のチャネル等化方法。
【請求項７】
所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置であって、
上記無線信号を受信する第１のアンテナ素子と、
上記第１のアンテナ素子と電磁的に結合するように設けられた第２のアンテナ素子と、
上記第２のアンテナ素子に装荷された可変リアクタンス素子と、
上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の２以上の自然数倍の制御周波数で上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記第１のアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段と、
上記指向性が変化する第１のアンテナ素子により受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより新たに発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する復調手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項８】
所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置のチャネル等化方法であって、
上記無線受信装置は、
上記無線信号を受信する第１のアンテナ素子と、
上記第１のアンテナ素子と電磁的に結合するように設けられた第２のアンテナ素子と、
上記第２のアンテナ素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、
上記チャネル等化方法は、
上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の２以上の自然数倍の制御周波数で上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記第１のアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化する第１のアンテナ素子により受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより新たに発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する等化ステップを含むことを特徴とする無線受信装置のチャネル等化方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式という。）で送信された無線信号を受信する無線受信装置に関し、特に、マルチパスフェージングにより無線信号レベルが低下することに起因する誤り率特性の劣化を補償することができる無線受信装置とそのチャネル等化方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、その周波数利用効率の高さとマルチパスによる周波数選択性フェージングへの耐性や遅延波による符号間干渉への耐性から移動通信においてＯＦＤＭ方式が広く用いられている。しかし、フェージングによる受信信号強度の低下から生ずる劣化からは逃れられない。最大比合成ダイバーシチはマルチパスによる性能劣化の軽減には効果があるが、空間ダイバーシチの効果を最大限に得るためには、ＲＦ受信回路、Ａ／Ｄ変換器、離散フーリエ変換（ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform））回路などがそれぞれのアンテナに必要となり回路規模の増加が避けられない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−０９６１４０号公報。
【特許文献２】特開２００９−１４１７４０号公報
【特許文献３】特開２００７−２２８２４８号公報。
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】K. Gyoda et al. "Design of electronically steerable passive array radiator (ESPAR) antennas", Proceedings of Antennas and Propagation Society International Symposium, Salt Lake City, Utah, U.S.A., Vol.2, pp.922-925, July 2000.
【非特許文献２】C. Plapous et al., "Reactance domain MUSIC algorithm for electronically steerable parasitic array radiator", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol.52, Issue 12, pp.3257-3264, December 2004.
【非特許文献３】E. Taillefer et al., "Reactance-domain ESPRIT algorithm for a hexagonally shaped seven-element ESPAR antenna", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol.53, Issues 11, pp.3486-3495, November 2005.
【非特許文献４】J. G. Proakis et al., "Digital Communications", Fourth Edition, McGraw-Hill, Singapore, 2001.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図１７は従来技術に係るＥＳＰＡＲアンテナ（Electronically Steerable Passive Array Radiator）アンテナ（以下、エスパアンテナという。例えば、非特許文献１参照。）６０の構成を示すブロック図である。図１７において、エスパアンテナ６０は１本の給電素子６１と例えば６本の無給電素子６２〜６７と、接地導体６８とを備えて構成され、各無給電素子６２〜６７の一端にそれぞれ電気長を変化させる可変容量ダイオード７２〜７７が接続される。給電素子６１の長さは１／４波長であり、各無給電素子６２〜６７の電気長を変化させることにより、電波の到来方向に対して給電素子６１の前後にある無給電素子７２〜７７を導波器又は反射器として動作させることで八木宇多アンテナのように指向性を持たせることができる。アンテナ指向性は、可変容量ダイオード７２〜７７に印加するＤＣバイアス電圧をコントローラ７０により変化させることで電気的に自由に可変できる。図１７に例示したエスパアンテナでは、水平面内３６０度の任意の方向に指向性を制御できる。従来技術に係るエスパアンテナは可変容量ダイオード７２〜７７に印加するバイアス電圧を伝搬路の特性に合わせて可変することでアンテナの指向性を適切に制御して空間ダイバーシチ効果を得ている。【０００６】
上述の問題点に対して、上記エスパアンテナを用いた選択ダイバーシチは回路規模の点で有利だが、指向性制御のための演算の収束に時間が掛かるため、高速移動による高速フェージング環境下ではアンテナの指向性制御が追従できない。その上、マルチパス環境による周波数選択性フェージングに対しても、指向性を切り替えても何れかのサブキャリアが常に落ち込むような状況が現実には多く効果が薄い。【０００７】
上記エスパアンテナを用いた無線受信装置において、空間ダイバーシチ効果を得るための適切な指向性を実現するに必要なバイアス電圧はＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴなどのアルゴリズムにより計算できる（例えば、非特許文献２及び３参照。）。しかしながら、アンテナ素子の自由度に比べて一度の受信によって得られる情報が少ないため、収束時間が長くなる傾向が見られ、高速移動により伝搬路の変化が速いと追従性能が問題となる。また、アンテナ素子の自由度が少ない提案方式で使用するのと同じ一つの給電素子６１に無給電素子６２が一つだけ付いているエスパアンテナでも、常に受信信号強度の強い最適な方向を選び続ける状態を維持できない。これは、単一ＲＦ入力なので基本的には選択切り替えダイバーシチ動作になり、この動作では原理的に指向性を切り替えてみないと、それ以前より結果が良くなるか悪くなるかがわからないためである。【０００８】
図１８は従来技術に係るダイバーシチ方式による動作を示すタイミングチャートである。図１８において、破線はアンテナ素子の切り替えを行う受信信号強度を示すしきい値である。しきい値を下回るとアンテナ素子を切り替えるように制御を行うとすると三角矢印で示すタイミングでアンテナを切り替える。例えば破線で囲んだ部分のように、もう一方のアンテナの方の受信強度が強いにもかかわらず受信強度が弱いアンテナを選択し続けており、最適でないアンテナを選択し続ける場合があることがわかる。その上、移動体無線通信で広く用いられているＯＦＤＭ方式に適用した場合、この方法では周波数選択性フェージングに対しても効果的でない。これは指向性を制御するための最適な方向、すなわち指向性制御の重み係数が周波数により異なるため、ＯＦＤＭの全てのサブキャリアに対して最適となる重み係数を一意に決められないことによる。【０００９】
図１９及び図２０は従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置によって互いに異なる２つの指向性で受信したときのＯＦＤＭ信号のスペクトラム図である。これらの図１９及び図２０に示すように、どちらの方向にしても落ち込むサブキャリアが存在し全てのサブキャリアに対して最適となる方向を選択することが困難であることがわかる。【００１０】
図２１は特許文献１において開示された従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。図２１において、エスパアンテナ１０は、給電素子１１と、可変容量ダイオード１３が装荷された無給電素子１２とを備えて構成され、コントローラ５５から高周波阻止用インダクタ１４を介して可変容量ダイオード１３に印加される直流バイアス電圧（以下、制御電圧という。）Ｖｃを変化させることによりエスパアンテナ１０の指向性を変化させる。ここで、給電素子１１で受信された無線信号はＲＦフロントエンド回路５１に入力された後、低雑音増幅、ベースバンド信号への周波数変換、Ａ／Ｄ変換などの処理がなされた後、ＯＦＤＭベースバンド復調器５０に入力される。ＯＦＤＭベースバンド復調器５０は、入力されるデジタル信号に対してＦＦＴ５２により複数のサブキャリアにフーリエ変換した後、誤り訂正復号器５３により誤り訂正することによりデジタル復調信号を得る。特許文献１では、特に、フーリエ変換後の信号に基づいて受信信号品質検出回路５４により例えばＲＳＳＩなどの受信信号品質を検出し、コントローラ５５は例えばＲＳＳＩが大きくなるように制御電圧Ｖｃを変化させることにより、マルチパスフェージングにより受信信号レベルが低下することにより起因する誤り率特性の劣化を補償することができる。【００１１】
しかしながら、図２１の従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置では、測定した受信品質に基づいて指向性をフィードバック制御していたが、制御遅延が大きく、高速に伝搬路特性が変動するフェージング通信路では、その追従性に問題があった、また、無線ＬＡＮシステムのようなパケット伝送では、非常に短いパケットでデータ伝送が完結しているために、制御による遅延が許容されない。また、マルチパス遅延波の遅延広がりが大きく、周波数選択性のある伝搬路では、時変動が低速で制御遅延が問題とならない状況であっても、誤り訂正符号と組み合わせなければダイバーシチ効果が十分に得られないという問題があった。【００１２】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、ＯＦＤＭ無線受信装置において、高速フェージング環境下においてアンテナの指向性制御が受信信号に追従でき、サブキャリア間干渉を確実に等化することができる無線受信装置とそのチャネル等化方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
第１の発明に係る無線受信装置は、所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を受信する無線受信装置において、
上記無線信号を受信するアレーアンテナと、
第１の自然数を第２の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段と、
上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する復調手段とを備えたことを特徴とする。【００１４】
上記無線受信装置において、上記指向性変化手段は、上記アレーアンテナにより受信された無線信号に基づいて上記サブキャリア周波数間隔を求め、当該サブキャリア周波数間隔に対して第１の自然数を第２の自然数で除算してなる値を乗算して得られる制御周波数で周波数同期するように上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。【００１５】
また、上記無線受信装置において、上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも１本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、
上記指向性変化手段は、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。【００１６】
さらに、上記無線受信装置において、上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、
上記指向性変化手段は、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。【００１７】
第２の発明に係る無線受信装置のチャネル等化方法は、所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を受信する無線受信装置のチャネル等化方法において、
上記無線受信装置は、上記無線信号を受信するアレーアンテナを備え、
上記チャネル等化方法は、第１の自然数を第２の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する等化ステップを含むことを特徴とする。【００１８】
上記無線受信装置のチャネル等化方法において、上記等化ステップは、上記アレーアンテナにより受信された無線信号に基づいて上記サブキャリア周波数間隔を求め、当該サブキャリア周波数間隔に対して第１の自然数を第２の自然数で除算してなる値を乗算して得られる制御周波数で周波数同期するように上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。【００１９】
また、上記無線受信装置のチャネル等化方法において、上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも１本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、
上記等化ステップは、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。【００２０】
さらに、上記無線受信装置のチャネル等化方法において、上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、
上記等化ステップは、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明に係る無線受信装置とそのチャネル等化方法によれば、第１の自然数を第２の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する。従って、フィードバック制御をしないので上述の指向性ダイバーシチにおける制御遅延の問題は発生しない。また、周波数選択性伝搬路におけるダイバーシチ効果を効果的に得ることができる。それ故、ＯＦＤＭ無線受信装置において、高速フェージング環境下においてアンテナの指向性制御が受信信号変化に十分に追従できた状態と同等の効果が実現でき、サブキャリア間干渉をも確実に等化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】図１のＯＦＤＭ無線受信装置で受信した無線受信信号のスペクトラムを示す図である。
【図６】図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図７】図１のＯＦＤＭ無線受信装置において周期的プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）信号又はガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）を挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルの１／４の時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐで４種類の等化ウェイト（Ｅ１〜Ｅ４）を用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図８Ａ】図１のＯＦＤＭ無線受信装置において周期的プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）信号又はガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）を挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルの１／４の時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐ×４で１種類の等化ウェイトを用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図８Ｂ】図１のＯＦＤＭ無線受信装置において周期的プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）信号又はガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）を挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルの１／８の時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐ×４で２種類の等化ウェイトを用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図８Ｃ】図１のＯＦＤＭ無線受信装置において周期的プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）信号又はガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）を挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルと同じの時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐ×１／２で１種類の等化ウェイトを用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図９】図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第１の例のスペクトル図である。
【図１０】図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第２の例のスペクトル図である。
【図１１】図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第３の例のスペクトル図である。
【図１２】図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第４の例のスペクトル図である。
【図１３】図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第５の例のスペクトル図である。
【図１４】図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第６の例のスペクトル図である。
【図１５】図１のＯＦＤＭ無線受信装置のシミュレーション実行時の諸元を示す表である。
【図１６】図１のＯＦＤＭ無線受信装置のシミュレーション結果であって、加法性白色雑音（ＡＷＧＮ）及びレイリーフェージングにおける１シンボル当たりの送信電力と雑音電力の比Ｅｂ／Ｅ０に対するビット誤り率ＢＥＲを示すグラフである。
【図１７】従来技術に係るエスパアンテナの構成を示すブロック図である。
【図１８】従来技術に係るダイバーシチ方式による動作を示すタイミングチャートである。
【図１９】従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置によって第１の指向性で受信したときのＯＦＤＭ信号のスペクトラム図である。
【図２０】従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置によって第２の指向性で受信したときのＯＦＤＭ信号のスペクトラム図である。
【図２１】従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００２４】
図１は本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置は、上述の問題を解決した単一ＲＦ入力でのエスパアンテナ１０を用いた最大比合成ダイバーシチ方式を用いて、ＯＦＤＭ信号のシンボルに周波数同期して指向性を変化しながらチャネル等化器２４によりチャネル等化を行うことにより、伝搬路推定とサブキャリア間干渉を軽減して等化することを特徴としている。
【００２５】
図１において、受信信号はエスパアンテナ１０の給電素子１１により受信された低雑音増幅器（ＬＮＡ）１６を介して周波数変換器１７に入力されてベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器１８によりデジタル信号に変換された後、ＯＦＤＭベースバンド復調器２０の自動周波数制御器（ＡＦＣ）２１に入力される。
【００２６】
エスパアンテナ１０は、互いに電磁的に結合するように例えば半波長だけ離隔された給電素子１１及び無給電素子１２とを備えて構成され、無給電素子１２の一端に電気長を変化させる可変容量ダイオード１３が接続され、制御電圧発生器１５からの制御電圧Ｖｃが高周波阻止用インダクタ１４を介して可変容量ダイオード１３に印加される。制御電圧Ｖｃの変化により可変容量ダイオード１３の容量が変化して無給電素子１２の電気長が変化させる。これにより、無給電素子１２は導波器又は反射器として動作してエスパアンテナ１０の指向性を変化させる。ここで、無給電素子１２の本数は複数であってもよく、バイアス電圧を発生して指向性を変化させるコントローラを備えてもよい。図１に例示したエスパアンテナ１０では、水平面内０度と１８０度の方向の指向性、並びに無指向性に制御できる。
【００２７】
ＯＦＤＭベースバンド復調器２０は、自動周波数制御器（ＡＦＣ）２１と、ガードインターバル（以下、ＧＩという。）除去器２２と、離散フーリエ変換器２３と、チャネル等化器２４と、位相トラッキング回路２５と、サブキャリア復調器２６と、デインタリーバ２７と誤り訂正復号器２８とを備えて構成される。自動周波数制御器２１は入力されるデジタルベースバンド信号から受信信号のデータシンボル長を検出して、これより、サブキャリア周波数間隔ｆｓｐを求めこれを用いてアンテナ指向性の変更周波数（制御信号周波数ｆｃｏｎｔ）を制御して周波数同期させる。ここで、好ましくは、ｆｃｏｎｔ＝ｆｓｐである。なお、制御信号周波数ｆｃｏｎｔとサブキャリア周波数間隔ｆｓｐとの関係については詳細後述する。
【００２８】
ＯＦＤＭ信号のシンボルには、送信端末側で有効シンボル内の信号成分を部分的に複製した周期的プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）信号をＧＩとして付加することで、マルチパス伝送路で生じる遅延波との干渉で生じるシンボル間干渉を軽減するようにしている。従って、上記データシンボル長とはＯＦＤＭ信号のシンボルから周期的プリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）又はＧＩを取り除いた、離散フーリエ変換器２３の入力となるデータ部分の長さである。なお、ＣＰ又はＧＩを考慮した同期方法については詳細後述する。本実施形態では、ＯＦＤＭ信号のシンボルと制御信号とを周波数同期させているが、ＰＬＬ回路を用いて位相同期（完全同期）させてもよい。これについては、詳細後述する。
【００２９】
ＧＩ除去器２２は自動周波数制御後のデジタルベースバンド信号からＧＩを除去し、離散フーリエ変換器２３はＧＩ除去後のデジタルベースバンド信号をＯＦＤＭの各サブキャリア毎の信号にＤＦＴ処理を行う。次いで、チャネル等化器２４は、ＤＦＴ処理後の各サブキャリア信号に基づいて、詳細後述するように、各サブキャリア毎にプリアンブル信号に基づく伝搬路推定とサブキャリア間の干渉等化処理を行う。位相トラッキング回路２５はチャネル等化後の各サブキャリア信号に対して位相トラッキング処理を行った後、サブキャリア復調器２６は各サブキャリア信号毎に復調処理を行い、デインタリーバ２７は各サブキャリア信号に基づいて所定のデインタリーバ処理を行う。さらに、誤り訂正復号器２８はデインターリーブ処理後の信号に対して例えばビタビ復号方法を用いて誤り訂正復号処理を行った後、復調信号を出力する。
【００３０】
以上のように構成されたＯＦＤＭ無線受信装置においては、エスパアンテナ１０の指向性がシンボルタイミングの周期で変化される。図６は図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。図６の例では、制御信号を正弦波としているが、制御信号は矩形波や三角波でもよい。矩形波や三角波の場合はそのスペクトルからもわかるように両隣のサブキャリアのみならずそれ以外のサブキャリアにも干渉を生じることになるが等化を行うことは可能である。また、実際には可変容量ダイオード１３の容量変化はバイアス電圧に対して直線では無いため、単純な正弦波ではなく、この可変容量ダイオード１３の特性を考慮して容量を変化として正弦波カーブになるようなバイアス電圧を加えるのが望ましい。この発振周波数は現在の移動体無線通信システムに用いられているほとんどの規格では１ＭＨｚ以下である。
【００３１】
ＯＦＤＭベースバンド復調器２０において、チャネル等化器２４は、伝搬路における位相変化や送受信機間での周波数オフセットに対する等化を行う従来の等化器にサブキャリア間干渉対策機能を追加して構成される。この等化処理は、エスパアンテナ１０の指向性を変化させることにより伝搬路が高速に変化しているように見えるうえに、サブキャリア間での干渉が生じるので従来の方法のままでは劣化が生じる。この等化処理については詳細後述する。本実施形態に係る無線受信装置の特徴はＯＦＤＭのシンボル周期に合わせてエスパアンテナ１０の指向性を変化させている点にある。すなわち、アンテナ方向により受信信号強度が異なる条件では、周期的に指向性を変えることで受信無線信号はあたかもＡＭ変調を受けたようにみえる。
【００３２】
図５は図１のＯＦＤＭ無線受信装置で受信した無線受信信号のスペクトラムを示す図である。図５において、シンボル周期で指向性を変化させることにより受信信号では隣のサブキャリアと重なりサブキャリア間干渉が生じる。しかし、本実施形態では、指向性変化による変調を受けても変調周波数（制御信号の制御周波数）がサブキャリア周波数の自然数倍に等しい場合はＯＦＤＭ直交性が維持されており、特に、１倍に等しい場合は両隣のサブキャリアのみが干渉として含まれことから、この影響はデジタル信号処理により容易に等化することが可能である。また、一般に、第１の自然数ｎを第２の自然数ｍで除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で制御する場合（制御周波数ｆｃｏｎｔ＝（ｎ／ｍ）×ｆｓｐ（サブキャリア周波数間隔）であり、ｍ＝ｎのときは上記の１倍となる。）もその変調による影響は、制御信号波形が既知であるので計算量の増加を容認すれば等化可能である。一方、本実施形態では、単一ＲＦにもかかわらず指向性切り替えにより、１シンボル周期内で受信信号強度が平均化されるように働くことから選択切り替えダイバーシチと異なり無駄が無いだけでなく、最大比合成のようにどのサブキャリアもダイバーシチ効果を得ることができる。
【００３３】
さらに、上述のように、本実施形態によれば、伝搬路に合わせて指向性を制御している訳ではないので伝搬路の変化が速くても追従性能が問題となることはない。すなわち伝搬路変化に対する追従性能としてはダイバーシチを行わない単独の受信機と同等の性能が期待できる。また、計算により最適方向に指向性を制御している訳ではないので、周波数選択性フェージング環境下においても問題なく動作するという特有の効果を有する。
【００３４】
次いで、図１のチャネル等化器２４において、伝搬路推定とサブキャリア間干渉が等化できることを以下に示す。ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアに信号を持つプリアンブル信号を仮定して、この信号のベクトルをＰとすると、次式で表される。
【００３５】
［数１］
Ｐ＝［ｐ０，ｐ１，・・・，ｐＮ−１］Ｔ      （１）
【００３６】
ここで、ｐｋはｋ番目のサブキャリアのプリアンブルを表す。ここで、ＦをＦＦＴを行うフーリエ変換行列とすると送信信号ｐは次式で表される。
【００３７】
［数２］
ｐ＝Ｆ−１Ｐ      （２）
【００３８】
伝搬路によるマルチパスフェージングの影響を受けたｉ番目素子での受信信号ｑｉは次式で表される。
【００３９】
［数３］
ｑｉ＝Ｃｉｐ      （３）
【００４０】
ここで、Ｃｉはｉ番目のアンテナ素子のサイクリックインパルス応答（cyclic impulse response）であって、周波数ドメインでのインパルス応答行列である。本実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置によって受信された後、ベースバンドに変換された信号である復調回路への入力信号ｒは次式で表される。
【００４１】
［数４］
ｒ
＝ｑ０＋Ｄｑｉ＋ｎ
＝（Ｃ０＋ＤＣ１）ｐ＋ｎ
＝（Ｃ０＋ＤＣ１）Ｆ−１Ｐ＋ｎ    （４）
【００４２】
ここで、ｎはノイズであり、Ｄはアンテナの指向性制御による受信信号変化を表し、サブアンテナの時間ｋにおける係数ｄｋを対角に並べた行列、すなわち次式で表される。
【００４３】
［数５］
Ｄ＝ｄｉａｇ（ｄｋ）      （５）
［数６］
ｕ＝Ｆｒ＝（Ｈ０＋ＧＨ１）Ｐ＋ｚ      （６）
【００４４】
ただし、ｚは周波数領域での熱雑音である。ここでＨｉは次式で表される。
【００４５】
［数７］
Ｈｉ＝ＦＣｉＦ−１      （７）
【００４６】
Ｈｉはｉ番目のアンテナ素子の周波数インパルス応答を対角要素に持つ行列である。また、Ｇは次式で表される。
【００４７】
［数８］
Ｇ＝ＦＤＦ−１      （８）
【００４８】
Ｇはサブキャリア間干渉を表す行列である。ここで、Ｐ、ｈｉを対角要素に持つ対角行列Ｐｄ及びＨｉを導入し、次式で表す。
【００４９】
［数９］
Ｐｄ＝ｄｉａｇ（Ｐ）      （９）
［数１０］
Ｈｉ＝ｄｉａｇ（ｈｉ）      （１０）
【００５０】
ここで、若干の劣化を無視して式６を変形すると、次式を得ることができる。
【００５１】
［数１１］
ｕ＝Ｐｄｈ０＋ＧＰｄｈ１＋ｚ      （１１）
【００５２】
これから、以下の共分散行列Ｒと相互相関行列Ｂｉが得られる
【００５３】
［数１２］
Ｒ＝Ｅ［ｕｕＨ］＝ＰｄＲｈＰｄＨ＋ＧＰｄＲｈＰｄＨＧＨ＋σ２ｚＩ      （１２）
［数１３］
Ｂｉ＝Ｅ［ｕｈｉＨ］      （１３）
【００５４】
なお、Ｒｈは次式で表される。
【００５５】
［数１４］
Ｒｈ＝Ｅ［ｈｉｈｉＨ］      （１４）
【００５６】
Ｒｈはチャネル応答の共分散行列である。ここで、Ｅ［ｘ］はｘのアンサンブル平均を表す。さらに、相互相関行列は次式で表される。
【００５７】
［数１５］
Ｂ０＝ＰｄＲｈ      （１５）
［数１６］
Ｂ１＝ＧＰｄＲｈ      （１６）
【００５８】
従って、チャネル応答はベクトルＷｉを用いて次式で表される。
【００５９】
［数１７］
ｈｉ＝ＷｉＨｕ      （１７）
【００６０】
従って、等化ウェイトベクトルＷｉは次式で表される。
【００６１】
［数１８］
Ｗｉ＝Ｒ−１Ｂｉ      （１８）
【００６２】
これは最小二乗誤差を実現するウェイトとなっており、最大比合成ダイバーシチと同様の効果が得られることがわかる。
【００６３】
次に、この結果を用いて伝搬路の等化を行う。ここで、データ部分の受信信号ｕｄを次式で表す。
【００６４】
［数１９］
ｕｄ＝Ｈｃｄ＋ｚ      （１９）
【００６５】
ただし、次式の通りとする。
［数２０］
Ｈｃ＝Ｈｃ０＋ＧＨｃ１      （２０）
［数２１］
Ｈｃｉ＝ｄｉａｇ（ｈｉ）      （２１）
【００６６】
ここで、ｂを受信信号電力を表す係数とすると、次式の伝搬路等化時の相互相関行列Ｂｄを用いて、次式の伝搬路等化時の共分散行列Ｒｄを表すことができる。
【００６７】
［数２２］
Ｂｄ＝Ｅ［ｕｄｄＨ］
＝ｂＨｃ      （２２）
【００６８】
［数２３］
Ｒｄ＝Ｅ［ｕｄｕｄＨ］
＝ＨｃＥ［ｄｄＨ］ＨｃＨ＋σ２ｚＩ
＝ｂＨｃＨｃＨ＋σ２ｚＩ      （２３）
【００６９】
従って、送信された信号の推定値ｄは次式で表される。
【００７０】
［数２４］
ｄ＝Ｒｄ−１Ｂｄ      （２４）
［数２５］
ｄｃ＝ｂ（ｂＨｃＨｃＨ＋σ２ｚＩ）−１・Ｈｃ      （２５）
【００７１】
これにより最大比合成による受信が可能である。また、本実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置において、干渉は自己のサブキャリアの周辺サブキャリアからの干渉信号であるのでサブキャリア数をフレーム長と見なしてサブキャリアの周波数順に受信信号を並べることでビタビ復号により等化することも可能である。
【００７２】
図２は本発明の第１の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。図１のＯＦＤＭ無線受信装置では、制御信号周波数ｆｃｏｎｔをサブキャリア周波数間隔ｆｓｐに一致するように自動周波数制御器２１により制御しているが、本発明はこれに限らず、図２に示すように、自動周波数制御を行わなくてもよい。この場合は、制御信号発生器１５の制御信号周波数ｆｃｏｎｔと、送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア周波数間隔ｆｓｐを実質的に一致するように設定し、かつ各発振器の発振周波数精度が極めて高いものを用いることが好ましい。これにより、ＯＦＤＭのサブキャリア間の干渉を軽減して除去することができる。
【００７３】
また、以上の実施形態及びその変形例では、制御信号周波数ｆｃｏｎｔをＯＦＤＭのサブキャリア周波数間隔ｆｓｐに実質的に一致させている（ｆｃ≒ｆｓ）が、本発明はこれに限らず、ｆｃｏｎｔ＝（ｎ／ｍ）×ｆｓｐ（ここで、ｍ，ｎはそれぞれ１以上の整数、すなわち自然数である。）と設定してもよい。
【００７４】
無線送信装置での基準周波数の変動や、移動に伴いドップラー効果により生ずる周波数シフトが常に存在するために、送信信号での周波数ｆｓｐと、制御信号周波数ｆｃｏｎｔとが同じになり、もしくはｆｓｐ×（ｎ／ｍ）＝ｆｃｏｎｔとなるように設定しても、周波数同期を行わない場合には、無線受信装置において受信信号の周波数ｆｓｐとｆｃｏｎｔとが完全に同じになり、もしくは完全にｆｓｐ×（ｎ／ｍ）＝ｆｃｏｎｔとはならない場合がある。ｆｓｐ＝ｆｃｏｎｔの関係、もしくはｆｓｐ×（ｎ／ｍ）＝ｆｃｏｎｔの関係における等式関係からずれて、等式では無い関係になるにしたがい、サブキャリア間の直交性が失われてゆくため等化が困難になることで、最終的にはエラー特性の劣化要因となり、本実施形態に係るチャネル等化処理による利得を相殺してしまう。しかし、この劣化が本実施形態に係るチャネル等化処理による利得を上回らない範囲においては、周波数ｆｓｐとｆｃｏｎｔとが一致していなくても、もしくはｆｓｐ×（ｎ／ｍ）＝ｆｃｏｎｔでなくても本実施形態に係るチャネル等化処理の効果はある。すなわち、サブキャリア間干渉を完全に等化できなくても実質的に等化できて、当該干渉を大幅に軽減できる。
【００７５】
また、等化のためには伝搬路と指向性変化を合わせた影響をプリアンブル信号を用いて計算により求め使用するが、この値は位相が変化させると変わってくる。従って、周波数のずれにより時間の経過と共に位相が変化させることで頻繁にプリアンブル信号を挿入して再計算する必要が生じる要因ともなる。すなわち、位相同期が結果として実現されていない場合にはそのときどきの位相状態に合わせた等化ウェイトを用意して等化しなくてはならない。しかし、これは本発明の必要条件ではないと考えられる。
【００７６】
ＣＰやＧＩが存在する場合は通常その長さはデータ部分の１／４や１／８など整数比なのでこれを除いたデータの開始部分と制御信号の位相関係にはｆｓｐ＝ｆｃｏｎｔの場合には４通りの状態又は８通りの状態など複数の状態が存在する。そこでこれに対応した４種類の値又は８種類の値など必要な種類を用意してこれらを切り替えて設定して使う方法で実現できる。
また、データの開始部分と制御信号の位相関係の種類が減るように制御信号の周波数をn倍すれば必要な種類を減らす事ができる。
【００７７】
図７は図１のＯＦＤＭ無線受信装置においてＣＰ又はＧＩを挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルの１／４の時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐで４種類の等化ウェイト（Ｅ１〜Ｅ４）を用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。また、図８Ａは図１のＯＦＤＭ無線受信装置においてＣＰ又はＧＩを挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルの１／４の時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐ×４で１種類の等化ウェイトを用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。図７の場合、図８Ａの場合ともに、サブキャリア間の干渉を容易に等化することができるが、図８Ａの場合は、周波数ｆｓｐ×４だけ離れた周波数からの干渉、すなわち隣接チャネルからの干渉を受けやすくなる。
【００７８】
図８Ｂは図１のＯＦＤＭ無線受信装置においてＣＰ又はＧＩを挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルの１／８の時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐ×４で２種類の等化ウェイトを用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。図８Ｂの場合は、周波数ｆｓｐ×４だけ離れた周波数からの干渉、すなわち隣接チャネルからの干渉を受けやすくなる。
【００７９】
図８Ｃは図１のＯＦＤＭ無線受信装置においてＣＰ又はＧＩを挿入したとき（ＣＰ又はＧＩが１シンボルの時間長を有する場合であって、制御信号周波数ｆｃｏｎｔ＝サブキャリア周波数間隔ｆｓｐ／２で１種類の等化ウェイトを用いる場合）のＯＦＤＭシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。図８Ｃの場合は、隣接チャネルからの干渉を受けやすくなるだけでなく、高次にわたるサブチャネル間干渉の発生により等化に要する計算量が増加するがサブキャリア間干渉の軽減の効果は得られる。
【００８０】
等化する際には指向性変化によって生じる振幅の変化が正弦波であれば干渉が基本波に対して上下の周波数にそれぞれ１つずつしか生じない点で干渉による劣化が少なく等化が簡単かつ良好になる点で望ましい。しかし、実際のデバイスでは指向性変化が制御電圧に対して直線的に変化しないうえに、指向性の変化と振幅変化も必ずしもリニアな関係ではないので制御信号に正確な正弦波を加える必要性は薄い。矩形波や三角波など周期性をもった指向性変化であれば基本的効果は同様に期待できるが、本実施例ではより正弦波に近い振幅変化が期待でき、簡便であることから正弦波の例を示した。
【００８１】
さらに、図１のＯＦＤＭ無線受信装置における制御信号周波数の設定比の自然数ｍ，ｎとキャリア間干渉の等化について以下に説明する。
【００８２】
本実施形態では、サブキャリア周波数間隔をｆｓｐとし、周期的に指向性を変化させるための制御信号周波数をｆｃｏｎｔとしている。ここで、ｎ×ｆｓｐ（ｎ＝１，２，３，…）が正確には制御信号周波数ｆｃｏｎｔと一致していなくてもよいが、好ましくは、ｎ×ｆｓｐ＝ｆｃｏｎｔである。この場合、制御信号が正弦波であればサブキャリア間干渉は上下の周波数のｎ番目のサブキャリアのみに現れる。ｆｓｐ＝ｍ×ｆｃｏｎｔ（ｍ＝１，２，３，…）の場合も動作可能であって、この場合、正弦波ではｍ×ｆｃｏｎｔ周期の全波整流された正弦波（ｍ＝２のとき）や正弦波を９０度で切った丸みを帯びた鋸波（ｍ＝４のとき）のような特殊な波形であるので、その繰り返し波形の周波数スペクトラムから想像されるように、矩形波や三角波同様に等化がより複雑となるが機能的には動作する。
【００８３】
実用化されているＯＦＤＭを用いたシステムではＣＰ／ＧＩを一般にはデータシンボル長の自然数分の１と設定することから、シンボル周期はサブキャリア周波数間隔の自然数比ｎ０／ｍ０倍（ここで、ｎ０，ｍ０はそれぞれ自然数（異なってもいいし、同じでもよい）である。）となるが、これは等化に用いるウェイトの種類や等化の容易さに関係するが本発明では本質的ではない。
【００８４】
さらに、サブキャリア周波数間隔ｆｓｐ＝ｆｃｏｎｔのときの三角波、矩形波の場合のサブキャリア間干渉の現れ方について以下に説明する。図９乃至図１４は図１のＯＦＤＭ無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための各例のスペクトル図である。
【００８５】
元々のＯＦＤＭ信号は図９のように複数のサブキャリアが並んでいる。この例では９サブキャリアである。この内の一つのサブキャリアに着目すると図１０のようになっている。これに正弦波で指向性を変化させた場合は、振幅変調を行ったのと同様の作用により図１１のように２つの側波帯が生成される。従って、ＯＦＤＭ信号全体では図１２のように側波帯がその両側に生成されるとともに中心部分７つのサブキャリアでは２つの側波帯が合成されサブキャリア間干渉が生じる。これに対して矩形波や三角波を作用させると、そのスペクトルに応じて一つのサブキャリアに対して図１３のように高次に渡った側波帯の成分が生成される従って、ＯＦＤＭ信号全体では元々のＯＦＤＭ信号に対して図１４のように全てのサブキャリアにそれぞれ周囲のサブキャリアのよる干渉が高次の側波帯部分として付加される
【００８６】
第２の実施形態．
図３は本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態は図１の第１の実施形態と比較して、エスパアンテナ１０に代えて、互いに例えば半波長だけ離隔された２本のアンテナ素子３１，３２と、移相器３３と、加算器３４とを備えて構成されたアレーアンテナ３０を備えたことを特徴とする。
【００８７】
図３において、アンテナ素子３１により受信された無線信号は加算器３４に入力される。一方、アンテナ素子３２により受信された無線信号は、制御信号電圧Ｖｃにより移相量が変化される移相器３３を介して加算器３４に入力される。加算器３４は入力される２つの無線信号を加算して加算結果の無線信号を低雑音増幅器１６に出力する。
【００８８】
以上のように構成することにより、制御信号電圧Ｖｃによりアレーアンテナ３０の指向性が変化し、図１のエスパアンテナ１０と同様の作用効果を得ることができる。その他の動作及び処理については、第１の実施形態と同様である。
【００８９】
なお、１個の移相器３３を備えているが、本発明はこれに限らず、２本のアンテナ素子３１，３２で受信した無線信号の相対的な位相を変化させて指向性を変化させるために、各アンテナ素子３１，３２の給電回路に挿入される２個の移相器を備えてもよい。また、アレーアンテナ３０は２本のアンテナ素子３１，３２を備えているが、本発明はこれに限らず、３本以上のＮ本のアンテナ素子を備え、各アンテナ素子で受信した無線信号の相対的な位相を変化させて指向性を変化させるために、各アンテナ素子の給電回路に挿入されるＮ個又はＮ−１個の移相器を備えてもよい。さらに、可変容量ダイオード１３を備えているが、本発明はこれに限らず、可変リアクタンス素子を備えてもよい。
【００９０】
図４は本発明の第２の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。この変形例は、第１の実施形態の変形例と同様に、制御信号発生器１５への周波数制御を無くした構成であり、第１の実施形態の変形例と同様の作用効果を有する。
【実施例】
【００９１】
本発明者らは第１の実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置を用いてシミュレーションを行った。図１５は図１のＯＦＤＭ無線受信装置のシミュレーション実行時の諸元を示す表である。また、図１６は図１のＯＦＤＭ無線受信装置のシミュレーション結果であって、加法性白色雑音（ＡＷＧＮ）及びレイリーフェージングにおける１シンボル当たりの送信電力と雑音電力の比Ｅｂ／Ｅ０に対するビット誤り率ＢＥＲを示すグラフである。【００９２】
当該シミュレーションでは基礎的な効果を確認するために単純なモデルを採用しており、符号化は行っていない。また、図７にシミュレーション結果を示す。実線はレイリーフェージング環境下でのビット誤り率特性の理論値で、破線は提案方式による特性である。ダイバーシチ効果によりゲインが得られていることがわかる。当該コンピュータシミュレーション結果により、本実施形態に係るＯＦＤＭ無線受信装置においてダイバーシチゲインが得られることを示した。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
以上詳述したように、本発明に係る無線受信装置とそのチャネル等化方法によれば、第１の自然数を第２の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する。従って、フィードバック制御をしないので上述の指向性ダイバーシチにおける制御遅延の問題は発生しない。また、周波数選択性伝搬路におけるダイバーシチ効果を効果的に得ることができる。それ故、ＯＦＤＭ無線受信装置において、高速フェージング環境下においてアンテナの指向性制御が受信信号に追従でき、サブキャリア間干渉を確実に等化することができる。【００９４】
本発明は、デジタル無線通信システムの無線受信装置の伝送品質改善に寄与することができ、特に、具体的には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠した無線ＬＡＮシステム、もしくは地上デジタルテレビジョン放送の無線受信装置等に適用することができる。
【符号の説明】
【００９５】
１０…エスパアンテナ、
１１…給電素子、
１２…無給電素子、
１３…可変容量ダイオード、
１４…高周波阻止用インダクタ、
１５…制御電圧発生器、
１６…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
１７…周波数変換器、
１８…Ａ／Ｄ変換器、
２０…ＯＦＤＭベースバンド復調器、
２１…自動周波数制御器（ＡＦＣ）、
２２…ＧＩ変換器、
２３…離散フーリエ変換器、
２４…チャネル等化器、
２５…位相トラッキング回路、
２６…サブキャリア復調器、
２７…デインタリーバ、
２８…誤り訂正復号器、
３０…アレーアンテナ、
３１，３２…アンテナ素子、
３３…移相器、
３４…加算器。
【図１】
0005626688.tif 000002
【図２】
0005626688.tif 000003
【図３】
0005626688.tif 000004
【図４】
0005626688.tif 000005
【図５】
0005626688.tif 000006
【図６】
0005626688.tif 000007
【図７】
0005626688.tif 000008
【図８Ａ】
0005626688.tif 000009
【図８Ｂ】
0005626688.tif 000010
【図８Ｃ】
0005626688.tif 000011
【図９】
0005626688.tif 000012
【図１０】
0005626688.tif 000013
【図１１】
0005626688.tif 000014
【図１２】
0005626688.tif 000015
【図１３】
0005626688.tif 000016
【図１４】
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【図１５】
0005626688.tif 000018
【図１６】
0005626688.tif 000019
【図１７】
0005626688.tif 000020
【図１８】
0005626688.tif 000021
【図１９】
0005626688.tif 000022
【図２０】
0005626688.tif 000023
【図２１】
0005626688.tif 000024