(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチを介して入力電圧源と接続可能な第１電極と、第２スイッチを介して接地線に接続可能で、且つ第３スイッチを介して前記入力電圧源に接続可能な第２電極とを有するフライコンデンサと、
第４スイッチを介して前記フライコンデンサの第１電極に接続可能な第１電極と、接地線に接続した第２電極とを有する平滑用の出力コンデンサと、
前記フライコンデンサの第１電極に接続されるか、又はスイッチを介して接続可能である第１電極と、印加電圧の変更が可能な第２電極とを有するスナバコンデンサと、
前記各スイッチのオンオフ制御、並びに前記スナバコンデンサの第２電極に印加する電圧変更を行う制御部と、を備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】
前記制御部が、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオンにし、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチをオフにするチャージ動作と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフにし、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチをオンにするディスチャージ動作とを、交互に切り換えながら制御を行う構成であって、
前記ディスチャージ動作時に、前記スナバコンデンサの第２電極への印加電圧を、前記チャージ動作時よりも低下させることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項３】
前記制御部は、前記チャージ動作時に、前記第１スイッチよりも前記第２スイッチを先にオンにすることを特徴とする請求項２に記載のチャージポンプ回路
【請求項４】
前記スナバコンデンサの第２電極は、第５スイッチを介して前記入力電圧源に接続可能で、且つ第６スイッチを介して接地線に接続可能であり、
前記制御部は、
前記チャージ動作時に、前記第５スイッチをオンにし、前記第６スイッチをオフにし、
前記ディスチャージ動作時に、前記第５スイッチをオフにし、前記第６スイッチをオンにする制御を行うことを特徴とする請求項２又は３に記載のチャージポンプ回路。
【請求項５】
前記制御部は、前記チャージ動作時に、前記第２スイッチ及び前記第５スイッチをオンにした後に、前記第１スイッチをオンにすることを特徴とする請求項４に記載のチャージポンプ回路。
【請求項６】
前記制御部は、前記ディスチャージ動作時に、前記第３スイッチ及び前記第６スイッチをオンにした後に、前記第４スイッチをオンにする制御を行うことを特徴とする請求項４又は５に記載のチャージポンプ回路。
【請求項７】
前記制御部は、
入力端子に前記出力コンデンサの第１電極と可変基準電圧源が接続され、出力端子に前記スナバコンデンサの第２電極が接続され、前記出力コンデンサの第１電極の電圧と前記可変基準電圧源から出力される電圧の差分を増幅して前記スナバコンデンサの第２電極に与える誤差増幅器を有し、
前記チャージ動作から前記ディスチャージ動作時に切り替わる際、前記可変基準電圧源から出力される電圧値を低下させる制御を行うことを特徴とする請求項２又は３に記載のチャージポンプ回路。
【請求項８】
前記制御部は、
入力端子に前記出力コンデンサの第１電極と固定基準電圧源が接続され、出力端子にＰＷＭ制御回路が接続され、前記出力コンデンサの第１電極の電圧と前記固定基準電圧源から出力される電圧の差分を増幅して前記ＰＷＭ制御回路に与えるフィードバック制御用誤差増幅器を有し、
前記ＰＷＭ制御回路が、前記フィードバック制御用誤差増幅器の出力電圧に応じて前記各スイッチのデューティ比を決定することを特徴とする請求項２〜７のいずれか１項に記載のチャージポンプ回路。
【請求項９】
第１端子に前記スナバコンデンサの第１電極が接続され、第２端子に前記フライコンデンサの第１電極が直接又はスイッチを介して接続されたスナバ抵抗を有し、
前記スナバコンデンサの第１電極が、前記スナバ抵抗を介して前記フライコンデンサの第１電極と接続可能に構成されていることを特徴とする請求項２〜８のいずれか１項に記載のチャージポンプ回路。
【請求項１０】
前記スナバ抵抗と並列に形成されたバイパススイッチを有し、
前記制御部が、前記チャージ動作時に前記バイパススイッチをオンに制御することで、前記スナバ抵抗を迂回し前記バイパススイッチを介した電流経路を形成することを特徴とする請求項９に記載のチャージポンプ回路。
【請求項１１】
前記スナバコンデンサの静電容量値及び前記スナバ抵抗の抵抗値がそれぞれ可変に構成され、
前記出力コンデンサの第１電極に印加されている電圧の波形を観測し、リンギング周波数を計測するモニタ回路を備え、
前記制御部が、前記スナバコンデンサの静電容量値と前記リンギング周波数から所定の演算を行って前記スナバ抵抗の抵抗値を決定することを特徴とする請求項２〜１０のいずれか１項に記載のチャージポンプ回路。
【請求項１２】
前記スナバコンデンサの静電容量は、前記フライコンデンサの静電容量よりも小さいことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載のチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングノイズによる負荷デバイス或いは周辺回路への影響を抑制した
チャージポンプ回路に関する。なお、本発明は、目的とする出力電圧の大きさを制御できる、いわゆるチャージポンプレギュレータ回路もその範囲に含む。
【背景技術】
【０００２】
図５に、一般的なダブラ（２倍）チャージポンプ回路の回路図を示す。図５に示すチャージポンプ回路９０は、出力電圧Ｖｏとして入力電圧Ｖｉｎの２倍の電圧を得ることを目的とする回路である。
【０００３】
チャージポンプ回路９０は、フライコンデンサＣｆと、平滑用の出力コンデンサＣｏを備える。フライコンデンサＣｆの一方の電極はノードＮａを形成し、他方の電極はノードＮｂを形成する。
【０００４】
ノードＮａは、スイッチＳＷ１を介して入力電圧Ｖｉｎが印加され、スイッチＳＷ４を介して出力コンデンサＣｏの一方の電極（出力端側）と接続する。出力コンデンサＣｏの他方の電極は接地線に接続している。また、ノードＮｂは、スイッチＳＷ３を介して入力電圧Ｖｉｎが印加され、スイッチＳＷ２を介して接地線と接続する。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、制御部１０によってオンオフ制御が行われる。
【０００５】
このような構成の下、まず、図５（ａ）に示すように、スイッチＳＷ３，ＳＷ４をオフ、ＳＷ１，ＳＷ２をオンにする。このとき、フライコンデンサＣｆの両電極間には、入力電圧Ｖｉｎが印加され、当該電圧Ｖｉｎが保持される。
【０００６】
次に、図５（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフにし、ＳＷ３，ＳＷ４をオンにする。このとき、フライコンデンサＣｆの低電圧側であるノードＮｂの電圧はＶｉｎとなるため、フライコンデンサＣｆに保持されたＶｉｎの電圧に、ノードＮｂの電圧Ｖｉｎが足し合わされ、ノードＮａには２Ｖｉｎの電圧が発生する。スイッチＳＷ４は接続しているため、このノードＮａの電圧がそのまま出力電圧Ｖｏとして出力される。このようにして、出力電圧Ｖｏとして入力電圧Ｖｉｎの２倍の電圧を得ることができる。
【０００７】
図６に、任意の電圧を昇圧チャージポンプ動作によって実現するチャージポンプレギュレータ回路の回路図を示す。図６に示すチャージポンプ回路９１では、制御部１０として、ＰＷＭ制御回路２１及び誤差増幅器２２を含む構成である。
【０００８】
チャージポンプ回路９１は、出力電圧Ｖｏをモニタリングし、このモニタ電圧と固定基準電圧Ｖｒｅｆを比較する誤差増幅器２２によって誤差信号を増幅した後、ＰＷＭ制御回路２１に出力する。ＰＷＭ制御回路２１は、入力された誤差増幅信号に基づき、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の開閉制御を行うことで、フライコンデンサＣｆへの充電デューティ、或いはフライコンデンサＣｆから出力コンデンサＣｏへの放電デューティを制御している。図６において、（ａ）がフライコンデンサＣｆへのチャージ時、（ｂ）がＣｆへのディスチャージ時における各スイッチの接続状態を示している。このような構成とすることで、出力電圧Ｖｏが目的とする固定基準電圧Ｖｒｅｆとなるように自動制御が行われる。
【０００９】
図５及び図６の構成共に、フライコンデンサＣｆに蓄えられた電荷を出力コンデンサＣｏへ搬送するタイプである。これらの構成においては、電荷を保持したフライコンデンサＣｆをスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介して出力コンデンサＣｏに接続した場合に、スパイク状のノイズが発生し、接続されている負荷デバイスの破壊や周辺回路への特性異常を誘発するおそれがある。これは、主として回路に存在する寄生容量の影響によるものが大きい。
【００１０】
図６のようにフィードバック制御を行う構成とした場合であっても、このノイズの発生原因がフィードバックループ外の部分に存在するため、単にフィードバック制御を行うことで自動的にノイズを減衰させる効果を得ることはできない。このような効果を得るためには、制御部１０内にノイズ抑制効果を有する構成要素（例えば定電流源）を含めることが考えられる。しかし、この方法によれば、チャージポンプ昇圧回路の負荷追従性を損なってしまう。また、フィードバック制御ループの遅延の存在もノイズの発生に影響を与える。
【００１１】
このような問題に対処するため、下記特許文献１には、出力電圧が高くなってオーバーシュート電圧以上になると、出力端子とＧＮＤ端子の間に接続されているトランジスタを接続することで、出力端子をディスチャージする構成が開示されている。これによって負荷デバイスを保護するだけではなく、安定化するまでのセトリングタイムを短くすることができるというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００９−１７７９０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、この特許文献１に記載されている方法の場合、オーバーシュート電圧が発生した場合に、トランジスタを介して出力端子をＧＮＤ線に向かってディスチャージさせる構成であるため、必然的にエネルギー損失が発生する。また、チャージポンプ後に持ち上がった電圧を固定基準電圧と比較する構成であるため、スイッチングの立ち上がりエッジ時に発生するノイズの吸収を行うことはできない。
【００１４】
本発明は、上記の問題点に鑑み、エネルギー損失の抑制と、スイッチングノイズの影響の抑制の両立が可能なチャージポンプ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するため、本発明のチャージポンプ回路は、
第１スイッチを介して入力電圧源と接続可能な第１電極と、第２スイッチを介して接地線に接続可能で、且つ第３スイッチを介して前記入力電圧源に接続可能な第２電極とを有するフライコンデンサと、
第４スイッチを介して前記フライコンデンサの第１電極に接続可能な第１電極と、接地線に接続した第２電極とを有する平滑用の出力コンデンサと、
前記フライコンデンサの第１電極に接続されるか、又はスイッチを介して接続可能である第１電極と、印加電圧の変更が可能な第２電極とを有するスナバコンデンサと、
前記各スイッチのオンオフ制御、並びに前記スナバコンデンサの第２電極に印加する電圧変更を行う制御部と、を備えたことを特徴とする。
【００１６】
このように構成されるとき、スイッチのオンオフ時に生じるスイッチングノイズがフライコンデンサの第１電極に接続されたノードの電圧に重畳した場合において、そのノイズを出力コンデンサで十分吸収できない場合であっても、スナバコンデンサで吸収することができる。これにより、出力端に接続される負荷デバイスに対して高周波ノイズを含む電圧が供給されるのを回避できる。
【００１７】
また、あくまでノイズ成分をスナバコンデンサで吸収する構成であり、しかもこのスナバコンデンサはフライコンデンサの電極に接続可能な構成であるため、スナバコンデンサで吸収したノイズ由来の電荷を再びフライコンデンサの電荷に供給することが可能である。従って、従来のようにノイズ成分を含む電圧をそのまま接地線へ流出させる構成ではなく、従来と比べて消費電力の低減効果を得ることができる。
【００１８】
本発明は、上記の特徴に加えて、
前記制御部が、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオンにし、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチをオフにするチャージ動作と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフにし、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチをオンにするディスチャージ動作とを、交互に切り換えながら制御を行う構成であって、
前記ディスチャージ動作時に、前記スナバコンデンサの第２電極への印加電圧を、前記チャージ動作時よりも低下させることを特徴とする。
【００１９】
このようにすることで、ディスチャージ動作時にスナバコンデンサの第２電極の電圧が低下しているため、フライコンデンサの第１電極に接続されたノードの電圧にノイズ成分が含まれている場合であっても、この電圧は外部負荷よりも優先的にスナバコンデンサ側へと与えられやすくなる。よって、外部負荷に対してノイズ成分を含む電圧が供給されないようにする効果を、より高めることができる。
【００２０】
本発明は、上記特徴に加えて、前記チャージ動作時に前記制御部が前記第１スイッチよりも前記第２スイッチを先にオンにする制御を行うことを特徴とする。
【００２１】
このようにすることで、フライコンデンサの第２電極の電圧が予め低下しているため、チャージ動作時においてスナバコンデンサに保持された電荷を、フライコンデンサの第１電極に流出させやすくし、これによって入力電圧源から供給される電荷よりも優先的にスナバコンデンサに保持された電荷の回生動作を実行させることができる。
【００２２】
本発明は、上記特徴に加えて、前記スナバコンデンサの第２電極は、第５スイッチを介して前記入力電圧源に接続可能で、且つ第６スイッチを介して接地線に接続可能であり、
前記制御部は、
前記チャージ動作時に、前記第５スイッチをオンにし、前記第６スイッチをオフにし、
前記ディスチャージ動作時に、前記第５スイッチをオフにし、前記第６スイッチをオンにする制御を行うことを特徴とする。
【００２３】
このようにすることで、チャージ動作時にはスナバコンデンサの第２電極が入力電圧源の出力電圧となり、ディスチャージ動作時にはスナバコンデンサの第２電極が接地電圧となる。これにより、ディスチャージ動作時に、スナバコンデンサの第２電極の電圧を低下させることができ、フライコンデンサの第１電極に保持された電圧に重畳するノイズ成分をスナバコンデンサによって吸収することができる。
【００２４】
このとき、前記制御部は、前記チャージ動作時に、前記第２スイッチ及び前記第５スイッチをオンにした後に、前記第１スイッチをオンにする制御を行うのが好適である。
【００２５】
第２スイッチを第１スイッチよりも先にオンにすることの効果は上述した通りである。また、第５スイッチを第１スイッチよりも先にオンにすることで、フライコンデンサの第１電極には、入力電圧源よりも先にスナバコンデンサの第１電極が接続される。これにより、スナバコンデンサに保持された電荷を強制的にフライコンデンサに供給させることができる。従って、その後に第１スイッチをオンにした場合、入力電圧源の電圧よりもフライコンデンサの両電極間に保持されている電圧が不足している場合には、この不足分のみが入力電圧源からフライコンデンサの第１電極に電荷供給される。すなわち、スナバコンデンサからの回生動作によって不足している分のみを入力電圧源からの電流でまかなう構成であるため、入力電圧源からの電流によってフライコンデンサに対する全ての充電をまかなう場合に比べて消費電力量を低下させることができる。
【００２６】
また、ディスチャージ動作時においては、前記第３スイッチ及び前記第６スイッチをオンにした後に、前記第４スイッチをオンにする制御を行うのが好適である。
【００２７】
このようにすることで、第３スイッチがオンにされたことで重畳したノイズ電圧をいったんスナバコンデンサによって吸収することができる。よって、その後に第４スイッチをオンにすると、この第４スイッチをオンにすることで生じるノイズのみを考慮すれば良い。つまり、出力電圧Ｖｏを得るべく第４スイッチをオンにするタイミングで吸収すべきノイズ成分の量を減少することができる。
【００２８】
また、本発明のチャージポンプ回路は、
前記制御部が、
入力端子に前記出力コンデンサの第１電極と可変基準電圧源が接続され、出力端子に前記スナバコンデンサの第２電極が接続され、前記出力コンデンサの第１電極の電圧と前記可変基準電圧源から出力される電圧の差分を増幅して前記スナバコンデンサの第２電極に与える誤差増幅器を有し、
前記チャージ動作から前記ディスチャージ動作時に切り替わる際、前記可変基準電圧源から出力される電圧値を低下させる制御を行うことを別の特徴とする。
【００２９】
このように構成した場合においても、ディスチャージ動作時に、スナバコンデンサの第２電極の電圧を低下させることができ、フライコンデンサの第１電極に保持された電圧に重畳するノイズ成分をスナバコンデンサによって吸収することができる。
【００３０】
また、本発明のチャージポンプ回路は、上記の特徴に加えて、
前記制御部が、
入力端子に前記出力コンデンサの第１電極と固定基準電圧源が接続され、出力端子にＰＷＭ制御回路が接続され、前記出力コンデンサの第１電極の電圧と前記固定基準電圧源から出力される電圧の差分を増幅して前記ＰＷＭ制御回路に与えるフィードバック制御用誤差増幅器を有し、
前記ＰＷＭ制御回路が、前記フィードバック制御用誤差増幅器の出力電圧に応じて前記各スイッチのデューティ比を決定することを別の特徴とする。
【００３１】
このように構成することで、消費電力の抑制とノイズ成分の吸収とを両立させたチャージポンプレギュレータ回路を実現することができる。
【００３２】
また、本発明のチャージポンプ回路は、上記の特徴に加えて、
第１端子に前記スナバコンデンサの第１電極が接続され、第２端子に前記フライコンデンサの第１電極が直接又はスイッチを介して接続されたスナバ抵抗を有し、
前記スナバコンデンサの第１電極が、前記スナバ抵抗を介して前記フライコンデンサの第１電極と接続可能に構成されていることを別の特徴とする。
【００３３】
スイッチングノイズには、寄生インダクタンス成分由来の共振を有する場合がある。ノイズに共振成分が存在すると、スナバコンデンサによって当該ノイズを吸収するのに時間を要する結果となる。このため、スナバコンデンサと直列にスナバ抵抗を設けることで、ノイズの共振を強制的に減衰させ、スナバコンデンサによるノイズ吸収を速やかに実行させることができる。
【００３４】
このとき、前記スナバ抵抗と並列に形成されたバイパススイッチを有し、
前記制御部が、前記チャージ動作時に前記バイパススイッチをオンに制御することで、前記スナバ抵抗を迂回し前記バイパススイッチを介した電流経路を形成する構成とするのが好適である。
【００３５】
ディスチャージ動作時にノイズ吸収することでスナバコンデンサに蓄積された電荷を、チャージ動作時にフライコンデンサに回生させる際、スナバ抵抗を介して電流が流れると当該抵抗で電力消費が発生してしまう。このため、チャージ動作時にバイパススイッチを介してスナバコンデンサとフライコンデンサを接続することで、スナバ抵抗に電流を流すことなく回生動作を行うことができ、消費電力の低下が図られる。
【００３６】
また、本発明のチャージポンプ回路は、上記の特徴に加えて、
前記スナバコンデンサの静電容量値及び前記スナバ抵抗の抵抗値がそれぞれ可変に構成され、
前記出力コンデンサの第１電極に印加されている電圧の波形を観測し、リンギング周波数を計測するモニタ回路を備え、
前記制御部が、前記スナバコンデンサの静電容量値と前記リンギング周波数から所定の演算を行って前記スナバ抵抗の抵抗値を決定することを特徴とする。
【００３７】
このようにすることで、寄生インダクタンス由来の共振を含むノイズ成分に対し、電圧振動を強制的に減衰させることができ、スナバコンデンサによるノイズ吸収の高速化を実現することができる。
【発明の効果】
【００３８】
本発明の構成によれば、平滑用の出力コンデンサの電荷保持許容量が不足している場合であっても、スイッチングノイズをスナバコンデンサによって吸収することができるため、ノイズ成分を含む電圧が外部負荷デバイスに供給されるのを防ぐことができる。更に、スナバコンデンサに保持した電荷を再びフライコンデンサへの充電に利用できるため、ノイズ成分を含む電圧を接地線へと流出させていた従来構成と比べて電力消費の低下を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明のチャージポンプ回路の回路図
【図２】本発明のチャージポンプ回路の別の回路図
【図３】本発明にチャージポンプ回路の別の回路図
【図４】チャージポンプ回路の各ノードの電圧変化タイミング図
【図５】従来のダブラチャージポンプ回路の回路図
【図６】従来のチャージポンプレギュレータ回路の回路図
【発明を実施するための形態】
【００４０】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して詳細に説明する。なお、図５〜図６と同一の構成要素については同一の符号を付している。
【００４１】
［第１実施形態］
本発明のチャージポンプ回路の第１実施形態の回路図を図１に示す。図１に示すチャージポンプ回路１は、図５に示す従来のチャージポンプ回路９０と比較して、追加的にスイッチＳＷ５，ＳＷ６、スナバコンデンサＣｒを備える構成である。図１において（ａ）がチャージ動作、（ｂ）がディスチャージ動作を示している。
【００４２】
図１（ａ）に示すように、図５（ａ）の場合と同様、スイッチＳＷ３，ＳＷ４をオフにし、ＳＷ１，ＳＷ２をオンにする。これによって、フライコンデンサＣｆの両端間に入力電圧Ｖｉｎが印加され、同コンデンサに充電される。この動作を、「チャージ動作」と呼ぶ。
【００４３】
次に、図１（ｂ）に示すように、図５（ｂ）の場合と同様、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフにし、ＳＷ３，ＳＷ４をオンにする。これによって、フライコンデンサＣｆの低電圧側であるノードＮｂの電圧がＧＮＤレベルからＶｉｎレベルまで持ち上がり、この結果、フライコンデンサＣｆの高電圧側であるノードＮａには２Ｖｉｎの電圧が発生する。スイッチＳＷ４が接続されているため、このノードＮａの電圧がそのまま出力電圧Ｖｏとして出力される。この動作を、「ディスチャージ動作」と呼ぶ。チャージ動作、ディスチャージ動作に関しては、図５の場合と全く同じである。
【００４４】
次に、課題となっているスイッチングノイズに関して説明する。
【００４５】
出力コンデンサＣｏの電荷が残っていない場合、このコンデンサのＥＳＲ（Equivalent Series Resistance：等価直列抵抗）及び配線のインピーダンスが低抵抗であれば、スイッチングノイズが発生しても出力コンデンサＣｏによって吸収されるため、出力端子に接続された負荷デバイス側へノイズが流出せず、負荷デバイスに影響が及ぶということはない。しかしながら、出力コンデンサＣｏに電荷が十分保持されている場合であれば、スイッチングノイズを出力コンデンサＣｏで十分吸収することができず、その残りが出力端子から負荷デバイスの方へ流出してしまい、この結果負荷デバイスに悪影響が及ぶ。
【００４６】
本発明のチャージポンプ回路１は、この問題に対処すべく、スナバコンデンサＣｒを備えている。以下、このスナバコンデンサＣｒを備えることで、スイッチングノイズの負荷デバイスへの影響を抑制できる点につき説明する。
【００４７】
図１（ａ）に示すように、チャージ動作時において、スイッチＳＷ５をオンにし、スイッチＳＷ６をオフにする。この時点において、スナバコンデンサＣｒの両電極間に電圧差は生じておらず、電荷は保持されていない。なお、この時点において、ノードＮｃの電圧はＶｉｎである。また、この時点において出力コンデンサＣｏには電荷がほとんど蓄積されていないものとする。
【００４８】
次に、図１（ｂ）に示すように、ディスチャージ動作時において、スイッチＳＷ５をオフにし、スイッチＳＷ６をオンにする。上述したように、ディスチャージ動作時においてノードＮａの電圧は２Ｖｉｎに突き上げられている。ここで、スイッチＳＷ６を接続すると、ノードＮｃの電圧は０Ｖとなるため、スナバコンデンサＣｒには２Ｖｉｎの電圧が与えられる。
【００４９】
ところで、ディスチャージ動作時において、スナバコンデンサＣｒのノードＮｃ側の端子がＶｉｎから０Ｖに低下すると、スナバコンデンサＣｒの静電容量の比率に応じてノードＮａの電圧は低下するが、一方で、ディスチャージ動作時においてスイッチＳＷ３，ＳＷ４をオンにすると、ノードＮａにはスパイク状のノイズが瞬間的に重畳する。よって、これらが打ち消され、ディスチャージ動作実行後の定常状態においてノードＮａの電圧がほぼ２Ｖｉｎとなるように、スナバコンデンサＣｒの静電容量を決定する必要がある。スナバコンデンサＣｒの静電容量を大きくしすぎると、ディスチャージ動作実行後の定常状態において、ノードＮａの電圧が２Ｖｉｎに大きく到達しない値となり得る。一方で、あまりに小さくすると、前記スパイクノイズを打ち消す効果が得られない。このため、ノイズの大きさと、ノードＮａの総寄生容量（特にはフライコンデンサＣｆの静電容量）を考慮して、適切なスナバコンデンサＣｒの静電容量が決定される。一例としては、スナバコンデンサＣｒの静電容量を、フライコンデンサＣｆの静電容量の１／１０程度とすることができる。
【００５０】
そして、このノードＮａの電圧が、スイッチＳＷ４を介して出力電圧Ｖｏとして得られる。この時点では出力コンデンサＣｏには電荷が蓄積されていないため、仮にスナバコンデンサＣｒによるノードＮａの電圧引き下げ効果よりもスパイクノイズ成分が大きい場合であっても、このノイズ成分は出力コンデンサＣｏによって吸収され、出力端子からノイズ成分が外部に流出することはない。
【００５１】
次に、再びチャージ動作に戻る。すなわち、スイッチＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ６をオフにし、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ５をオンにする。このとき、ノードＮｃの電圧は０Ｖから入力電圧Ｖｉｎに上昇する。このため、ノードＮａの電圧は２Ｖｉｎから突き上げられる。このとき、過渡的には３Ｖｉｎ程度にまで突き上げられた後、定常的には入力電圧Ｖｉｎにまで低下する。この突き上げられたノードＮａの電圧は、フライコンデンサＣｆの電荷蓄積に貢献する。すなわち、スナバコンデンサＣｒに保持された電荷をフライコンデンサＣｆに移すことができる。
【００５２】
ここで、特にスイッチＳＷ１よりもＳＷ５を先にオンにすることで、電源電圧Ｖｉｎ由来の電荷がフライコンデンサＣｆに保持される前に、スナバコンデンサＣｒからの電荷が保持される。これにより、スナバコンデンサＣｒに保持されていた電荷を有効にフライコンデンサＣｆへの充電に利用することができ、従来構成よりも消費電力の低減を図ることができる。
【００５３】
なお、本実施形態において、チャージ動作時にスイッチＳＷ２，ＳＷ５，ＳＷ１の順にオンにし、ディスチャージ動作時にＳＷ３，ＳＷ６，ＳＷ４の順にオンにする制御を行うのが好適である。
【００５４】
チャージ動作時において、スイッチＳＷ２をＳＷ１，ＳＷ５に先駆けてオンにすることで、ノードＮｂの電圧を低下させ、予めフライコンデンサＣｆに対してスナバコンデンサＣｒに保持された電荷を保持可能な状態にしておく狙いがある。その後、スイッチＳＷ５をＳＷ１よりも先にオンにすることで、入力電圧Ｖｉｎよりも先にスナバコンデンサＣｒに保持された電荷をフライコンデンサＣｆに供給する。これによって、スナバコンデンサＣｒに保持された電荷を、フライコンデンサＣｆの充電に有効に活用することができる。特に、スナバコンデンサＣｒから与えられた電荷によってフライコンデンサＣｆが満充電状態となった場合、入力電圧ＶｉｎからスイッチＳＷ１を介して電流が流れないこととなり、消費電力を大きく削減することができる。
【００５５】
次に、ディスチャージ動作時において、スイッチＳＷ３をオンにしてノードＮａの電圧を突き上げた後、スイッチＳＷ４をオンにする前にスイッチＳＷ６をオンにすることで、ノードＮａに重畳していたノイズ成分を出力電圧Ｖｏとして出力させる前にスナバコンデンサＣｒで吸収することができる。
【００５６】
［第２実施形態］
本発明のチャージポンプ回路の第２実施形態の回路図を図２に示す。図２に示すチャージポンプ回路１ａは、制御部１０として、出力電圧Ｖｏの電圧波形を観測するモニタ回路１１ａ、ノードＮａの電圧波形を観測するモニタ回路１１ｂ、両モニタ回路による結果に基づいて各スイッチのオンオフ制御を実行するプレドライバー１２を備える。
【００５７】
更に、チャージポンプ１ａは、スナバ抵抗Ｒ、スイッチＳＷ７，ＳＷ８を設けている。スナバ抵抗Ｒは、一端がスナバコンデンサＣｒの一方の電極に接続され、他端はスイッチＳＷ７を介してノードＮａに接続される。また、スイッチＳＷ８はスナバ抵抗Ｒに並列に接続され、このスイッチＳＷ８がオンすることでスナバ抵抗Ｒに電流が流れないようにするバイパス機能を有している。
【００５８】
第１実施形態で上述したノイズ成分は、各トランジスタの寄生容量の影響によるところが大きいが、これに加えて、寄生インダクタンスの影響も受ける場合がある。寄生インダクタンスの影響を受けると、スイッチングノイズに共振波形が形成される。このとき、スイッチングノイズが出力コンデンサＣｏのＥＳＲによって安定的に減衰するのに時間を要することとなる。本実施形態では、この対策としてスナバ抵抗Ｒを設け、減衰動作を加速化させている。
【００５９】
ところで、第１実施形態で上述したように、本発明の特徴の一つとして、ノイズ成分を含む電荷をスナバコンデンサＣｒで吸収した後、この電荷をフライコンデンサＣｆのチャージ動作に利用する（回生させる）点が挙げられ、これによって消費電力の低減が図られるという効果を有している。しかし、図２のようにスナバ抵抗Ｒを備える構成とした場合、この回生動作中に生じる電流がスナバ抵抗Ｒに流れると、ここで電力消費が発生してしまい、本発明の有する消費電力の低減効果を薄くしてしまう。このため、本実施形態の構成では、スナバ抵抗ＲをバイパスするためのスイッチＳＷ８を備え、回生動作中においては、このスイッチＳＷ８をオンにすることで、スナバ抵抗Ｒにおける電力消費を回避している。
【００６０】
なお、スナバ抵抗Ｒの抵抗値を制御部１０による制御によって変化させることができる構成とし、回生動作中に当該抵抗値を大幅に低下させる制御を行うものとしても、同様の効果を得ることができる。この場合はスイッチＳＷ８を備えなくても良い。更にこのとき、スナバ抵抗ＲをスイッチＳＷ７のオン抵抗で代用することも可能である。この場合、スイッチＳＷ７として複数のスイッチを並列に設けることで、各スイッチのオン抵抗の合成抵抗によって等価的に実現されるスナバ抵抗Ｒの抵抗値を可変にすることができる。
【００６１】
図２の構成において、ディスチャージ動作時に、スイッチＳＷ３をオンにした後、スイッチＳＷ６及びＳＷ７をオンにし、その後にスイッチＳＷ４をオンにするのが好適である。第１実施形態の構成の場合、常にスナバコンデンサＣｒの一方の電極はノードＮａに接続しているため、ノードＮａの電圧を上昇させるべくスイッチＳＷ３がオンにすると、一部の電荷がスナバコンデンサＣｒの電極に蓄積されるため、ノードＮａの電圧上昇はその分だけ緩やかとなる。これに対し、本実施形態の場合において、スイッチＳＷ３をオンにする時点でスイッチＳＷ７をオフにしておくことで、ノードＮａにはスナバコンデンサＣｒ或いはスナバ抵抗Ｒといった素子が接続されていないため、電圧の上昇速度を上げることができる。
【００６２】
そして、その後にスイッチＳＷ６とＳＷ７をオンにすると、電圧上昇したノードＮａからスナバコンデンサＣｒに対して電荷が供給され、急速な充電が可能となる。
【００６３】
また、図２に示すように、本実施形態のチャージポンプ回路１ａは、モニタ回路１１ａ、１１ｂを備えている。以下、このモニタ回路の役割について説明する。
【００６４】
本実施形態の場合、スナバ抵抗Ｒを備える構成である。前述したように、回生動作時においてはこのスナバ抵抗Ｒに電流を流さないようにすることで追加的な電力消費を回避することができるが、ディスチャージ動作時におけるフライコンデンサＣｒでのノイズ吸収時には、インダクタンス成分を含むノイズの共振を減衰させるべくスナバ抵抗Ｒを設けた関係上、このスナバ抵抗Ｒには必然的に電流が流れる。よって、その限りにおいては第１実施形態より追加的な電力消費を余儀なくされる。
【００６５】
ところで、本発明が問題としているのは、ノイズ成分を含む電圧が出力電圧Ｖｏとして外部の負荷デバイスに供給される点にある。そしてこのような問題は、出力コンデンサＣｏの許容量が少なく、ノイズ成分を含む電圧を出力コンデンサＣｏによって吸収しきれない場合に生じる。つまり、逆にいえば、ノイズ成分を含む電圧を出力コンデンサＣｏによって十分吸収できる場合には、スナバコンデンサＣｒを用いて吸収する必要はない。
【００６６】
本実施形態は、このことを踏まえ、ノイズ成分を含む電圧を出力コンデンサＣｏによって十分吸収できる場合には、スイッチＳＷ７をオンにせず、出力コンデンサＣｏによって吸収しきれない場合にのみスイッチＳＷ７をオンにしてスナバコンデンサＣｒによる吸収を行う。そして、出力コンデンサＣｏによってノイズ成分を含む電圧を十分吸収できるか否かの判断のために、モニタ回路１１ａ，１１ｂを備えている。
【００６７】
このようにすることで、必ずしもスナバコンデンサＣｒによる電圧吸収を要しない場合にはノードＮａからスナバ抵抗Ｒに電流が流れるのを回避でき、無駄な電力消費を抑制する効果を得ることができる。
【００６８】
プレドライバー１２は、スイッチＳＷ３をオンした時点におけるノードＮａの電圧をモニタ回路１１ｂの出力電圧によって認識する。そして、この時点において、モニタ回路１１ａの出力電圧を読み出し、出力コンデンサＣｏの両端に保持されている電圧を認識する。そして、現時点でノードＮａに重畳しているノイズ成分を十分出力コンデンサＣｏで吸収できると判断した場合には、スイッチＳＷ７をオンにすることなくスイッチＳＷ４をオンにする。一方、出力コンデンサＣｏでは吸収しきれないと判断した場合には、まずスイッチＳＷ６及びＳＷ７をオンにしてノードＮａの高電圧ノイズ成分をスナバコンデンサＣｒで吸収させた後、スイッチＳＷ４をオンにする。
【００６９】
なお、プレドライバー１２内には、モニタ回路１１ａ及び１１ｂの出力電圧を比較するための比較器を備え、この比較結果に応じて前記の判断を行う構成とすることができる。この場合において、出力電圧Ｖｏの供給先である負荷デバイスが、入力電圧として要求されるリプル条件が厳格な場合には、当該リプル率も考慮して前記判断（スイッチＳＷ７のオンオフ制御）を行うものとすれば良い。
【００７０】
一方で、負荷デバイスが、入力電圧として厳格なリプル条件を要求しない場合であれば、モニタ回路１１ｂを備えずにモニタ回路１１ａの結果のみによってプレドライバー１２がスイッチＳＷ７のオンオフ制御を行う構成とすることもできる。この場合、プレドライバー１２が、モニタ回路１１ａによって測定された電圧とスイッチＳＷ７をオンにする必要があると判断する指標となる所定の基準電圧とが入力される比較器を備え、モニタ回路１１ａによる測定結果がこの基準電圧を上回ればスイッチＳＷ７をオンにするという制御を行うものとすることができる。
【００７１】
なお、本実施形態のように、出力電圧Ｖｏを観測するモニタ回路１１ａを備えている場合には、制御部１０において、モニタ回路１１ｂがこの電圧波形のリンギング周波数を計測し、プレドライバー１２がこの周波数に基づいてスナバコンデンサＣｒの静電容量、及びスナバ抵抗Ｒの抵抗値を決定する構成としても良い。このようにすることで、共振を防止することができ、更にノイズ成分を抑えることができる。具体的な方法の一例としては、スナバコンデンサＣｒの静電容量を例えば０から徐々に増加させながらリンギング周波数を観測する。そして、リンギング周波数の低下率とスナバコンデンサＣｒの静電容量の関係から寄生容量を導出し、この寄生容量に基づいて寄生インダクタンスをいわゆる共振条件の式から算出する。そして、寄生容量と寄生インダクタンスから共振インピーダンスを算出し、得られた値でもってスナバ抵抗Ｒの抵抗値とする。
【００７２】
なお、ディスチャージ動作時において、出力コンデンサＣｏの電荷許容量とは無関係にスナバコンデンサＣｒに対してノイズ吸収を実行させる構成とした場合であっても、ノイズ成分を含む電圧を負荷デバイスに供給しないようにするという本発明の目的は達成し得る。このため、本実施形態の構成においてモニタ回路１１ａ，１１ｂを備えない構成としても良い。ただし上述したように、これらのモニタ回路を備えることで、出力コンデンサＣｏの電荷許容量が十分存在する場合にはディスチャージ動作時にスイッチＳＷ７をオフにすることができ、このときスナバ回路Ｒでの電力消費が抑制される。よって、電力消費量の削減という観点からすれば、モニタ回路１１ａ，１１ｂを備えることがより好ましい。
【００７３】
［第３実施形態］
本発明のチャージポンプ回路の第３実施形態の回路図を図３に示す。図３は、図６と同様、出力電圧Ｖｏを制御部１０にフィードバックさせ、この値に応じて各スイッチのオンオフ制御を行う構成であり、所望する出力電圧Ｖｏの大きさを制御できる、いわゆるチャージポンプレギュレータ回路を構成している。
【００７４】
具体的には、出力電圧Ｖｏと固定基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、この差分を増幅して出力する誤差増幅器２２ａを備えている。また、出力電圧Ｖｏと固定基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、この差分を増幅して出力する誤差増幅器２２ｂを備えている。ＰＷＭ制御回路２１は、誤差増幅器２２ｂの出力電圧に基づいてスイッチングデューティを決定し、各スイッチのオンオフ制御を実行する。
【００７５】
スイッチングデューティの決定方法の一例としては、ＰＷＭ制御回路２１内に有する発振回路が出力する発振信号の周期毎に誤差増幅器２２ｂの出力電圧をサンプリングする。そして、前記発振信号の周波数に同期したのこぎり波又は三角波と誤差増幅器２２ｂの出力電圧を比較し、この差分に応じてスイッチングデューティを決定する。
【００７６】
出力電圧Ｖｏをフィードバックさせて各スイッチのオンオフ制御を行うことで、出力電圧Ｖｏが所望の固定基準電圧Ｖｒｅｆとなるように自動的に制御される。この点については、図６に示した従来のチャージポンプレギュレータ回路と同じである。
【００７７】
上述したように、図６の構成の場合、出力電圧Ｖｏとして観測している電圧は、既にチャージポンプ後に持ち上がった状態のノードＮａから供給される電圧である。このため、誤差増幅器２２ｂには、スイッチングの立ち上がりエッジに発生するノイズ成分を既に含んだ電圧が入力されてしまい、このノイズ成分を吸収する効果までは得ることができない。
【００７８】
そこで、本実施形態では、第２実施形態と同様に、スイッチＳＷ７とスナバコンデンサＣｒを備え、ディスチャージ動作時においてスイッチＳＷ４をオンする前にスイッチＳＷ７をオンにして、ノイズ成分をスナバコンデンサＣｒによって予め吸収させる。そして、このノイズ吸収後のノードＮａの電圧を誤差増幅器２２ｂに入力させ、この電圧に基づいてフィードバック制御を実行する。なお、本実施形態でも、第２実施形態と同様にスナバ抵抗Ｒを設ける構成としたが、このスナバ抵抗Ｒはノイズ成分が振動することによる減衰速度の低下を防ぐ目的で設けられるものである。従って、この振動周波数が十分小さい場合にはスナバ抵抗Ｒを備えない構成とすることもできる。
【００７９】
また、本実施形態では、出力電圧Ｖｏと可変基準電圧Ｖｒ１が入力される誤差増幅器２２ａを備えている。この誤差増幅器２２ａの出力電圧は、ノードＮｃに供給される。
【００８０】
制御部１０は、チャージ動作時において可変基準電圧Ｖｒ１の電圧値を高レベルとし、ディスチャージ動作時において可変基準電圧Ｖｒ１の電圧値を低レベルとする。ディスチャージ動作時に可変基準電圧Ｖｒ１の電圧値を低レベルとすることで、ノードＮｃの電圧を低レベルとしておく。これにより、第２実施形態と同様、ディスチャージ動作時に突き上げられたノードＮａとノードＮｃに十分な電圧差が設けられ、ノードＮａの電圧に含まれるノイズ成分を十分吸収することができる。
【００８１】
スイッチングノイズは、スイッチＳＷ４のオン時に最も大きく発生する。このため、スイッチＳＷ４のオンタイミングに合わせて可変基準電圧Ｖｒ１の電圧値を最小にするのが好適である。これにより、スイッチＳＷ４のオン時に発生したノイズ成分も、スナバコンデンサＣｒによって吸収できる。
【００８２】
図４にノードＮａ，Ｎｂ，Ｎｃの各電圧の変化タイミングを模式的に示している。可変基準電圧Ｖｒ１の電圧値を低レベルに変更したタイミングでノードＮｃが低下し（図中Ｂ）、この直後にノードＮａの電圧に重畳しているノイズ成分がスナバコンデンサＣｒに急激に吸収されて、ノードＮａの電圧が低下する（図中Ａ）。その後、可変基準電圧Ｖｒ１の値を上昇させ、ノードＮｃの電圧を上昇させる。これは、スナバコンデンサＣｒはあくまで重畳ノイズの吸収が目的であって、必要以上にスナバコンデンサＣｒに充電が行われるとせっかく入力電圧Ｖｉｎをチャージアップした電圧が低下してしまい、目的とする電圧を得られなくなるためである。スイッチングノイズはスイッチへの制御を行った直後に発生し、特にスイッチＳＷ４をオンにした直後に最も大きなノイズが重畳する。よって、スイッチＳＷ４のオン時に可変基準電圧Ｖｒ１を最小にし、その直後にＶｒ１の大きさを徐々に増大させている。ノードＮｃの電圧が急激に低下した後、徐々に増加しているのは、このことを示している。
【００８３】
なお、可変基準電圧Ｖｒ１の値を最小値に低下させた後、一気に上昇させずに徐々に上昇させているのは、急激に電圧を増加させることでノードＮｃにノイズが生じ、その影響がノードＮａに生じるのを防ぐためである。
【００８４】
スイッチＳＷ４をオンにした時点で、ノードＮｃの電圧を十分低くしておくことで、ノイズ成分が重畳したノードＮａの電圧は、スイッチＳＷ４を介して出力電圧Ｖｏとして外部負荷デバイスへと供給されるよりも優先して、スナバコンデンサＣｒへの充電に寄与する。これにより、ノードＮａの電圧が急激に低下し、その後スナバコンデンサＣｒ、出力コンデンサＣｏへの充電を行いつつ、外部負荷デバイスへの電圧供給がなされる。ノイズ成分がスナバコンデンサＣｒによって吸収された後、ノードＮａの電圧が徐々に低下しているのは、出力コンデンサＣｏ或いはスナバコンデンサＣｒに充電されていることを表わしている。しかし、その電圧変動は、ノイズ吸収時に比べれば微小であり、この変動による負荷デバイスへの影響を考慮しなくても良い。
【００８５】
出力電圧Ｖｏが固定基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、スイッチＳＷ４をオフにし、チャージ動作に移行する。このとき、スイッチＳＷ１をオンにする前にスナバコンデンサＣｒに保持されている電荷をフライコンデンサＣｆの充電に利用することで、第１，第２実施形態と同様に消費電力の低減効果を得られる。
【００８６】
なお、スナバコンデンサＣｒによってノイズ成分を除去した後の状態において、出力電圧Ｖｏが固定基準電圧Ｖｒｅｆに達していない場合には、出力電圧ＶｏがＶｒｅｆに達するまで可変基準電圧Ｖｒ１の値を増加させ、達した段階でチャージ動作に移行すれば良い。
【００８７】
以上説明したように、本発明のチャージポンプ回路（チャージポンプレギュレータ回路を含む）の各実施形態の構成によれば、出力コンデンサＣｏの許容量が不足している場合であっても、スナバコンデンサＣｒによってスイッチングノイズを吸収することができるため、負荷デバイスに対して当該ノイズ成分が重畳した電圧が供給されるのを防ぐことができる。また、チャージポンプレギュレータ回路においては、ノイズ成分が吸収された後の出力電圧に基づいてフィードバック制御がなされるため、前記ノイズ成分による影響を受けることなく所望する出力電圧を得ることができる。
【００８８】
なお、上記実施形態では、ノードＮｃの電圧を誤差増幅器２２ａの出力電圧によって直接制御する図３の構成についてのみ、出力電圧Ｖｏと固定基準電圧Ｖｒｅｆの差分に応じてスイッチングデューティの制御を行うチャージポンプレギュレータ回路としたが、当然に第１，第２実施形態の構成においても、誤差増幅器２２ｂ及びＰＷＭ制御回路２１を備えることでチャージポンプレギュレータ回路とすることができる。
【符号の説明】
【００８９】
１，１ａ，１ｂ  ：本発明のチャージポンプ回路
１０  ：制御部
１１ａ，１１ｂ  ：モニタ回路
１２  ：プレドライバー
２１  ：ＰＷＭ制御回路
２２，２２ａ，２２ｂ  ：誤差増幅器
９０  ：従来のチャージポンプ回路
９１  ：従来のチャージポンプレギュレータ回路
Ｃｆ  ：フライコンデンサ
Ｃｏ  ：出力コンデンサ
Ｃｒ  ：スナバコンデンサ
Ｎａ，Ｎｂ、Ｎｃ  ：ノード
Ｒ  ：スナバ抵抗
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８  ：スイッチ
Ｖｉｎ  ：入力電圧
Ｖｏ  ：出力電圧
Ｖｒｅｆ  ：固定基準電圧
【図１】
0005444012.tif 000002
【図２】
0005444012.tif 000003
【図３】
0005444012.tif 000004
【図４】
0005444012.tif 000005
【図５】
0005444012.tif 000006
【図６】
0005444012.tif 000007