(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１Ｎチャネルトランジスタ及び第２Ｎチャネルトランジスタを備え、第１Ｎチャネルトランジスタのドレインが第１出力ノードであり、第２Ｎチャネルトランジスタのドレインが第２出力ノードであり、第１Ｎチャネルトランジスタのゲートが前記第２出力ノードに結合され、前記第２Ｎチャネルトランジスタのゲートが前記第１出力ノードに結合された第１クロスカップルトランジスタ対と、
前記第１Ｎチャネルトランジスタのソースに結合された第１リードと、前記第２Ｎチャネルトランジスタのソースに結合された第２リードとを有し、前記第１および第２出力ノードにおいて第１出力信号の電圧スイングを増加させる、第１キャパシタと、
第１電流注入回路と、
第１リード及び第２リードを有する第１負荷抵抗であって、前記第１負荷抵抗の前記第１リードが前記第１出力ノードに結合された前記第１負荷抵抗と、
第１リード及び第２リードを有する第２負荷抵抗であって、前記第２負荷抵抗の前記第１リードが前記第２出力ノードに結合され、前記第１負荷抵抗の前記第２リード及び前記第２負荷抵抗の前記第２ノードが電源電圧ノードに結合された前記第２負荷抵抗と
を備える第１インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：Injection-locked Ring Oscillator）を備え、
前記第１電流注入回路は、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第３Ｎチャネルトランジスタであって、前記第３Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが前記第１Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合され、前記第３Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが前記第１電流注入回路の前記第１入力ノードに結合された前記第３Ｎチャネルトランジスタと、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第４Ｎチャネルトランジスタであって、前記第４Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが前記第２Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合され、前記第４Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが前記第１電流注入回路の前記第１入力ノードに結合された前記第４Ｎチャネルトランジスタと、を備え、
前記第１ＩＬＲＯは、
前記第１ＩＬＲＯに与えられる１つの入力信号のみに基づいて、前記第１出力ノードにおける第１出力信号を第１電圧状態から第２電圧状態へと駆動し、前記１つの入力信号は前記第１入力ノードに与えられる、
周波数分周器（frequency divider）。
【請求項２】
前記１つの入力信号は、第１周波数で発振し、
前記第１出力信号は、第２周波数で発振し、
前記第１周波数は、前記第２周波数の２倍である、請求項１の周波数分周器。
【請求項３】
第５Ｎチャネルトランジスタ及び第６Ｎチャネルトランジスタを含み、前記第５Ｎチャネルトランジスタのドレインが第３出力ノードであり、前記第６Ｎチャネルトランジスタのドレインが第４出力ノードであり、前記第５Ｎチャネルトランジスタのゲートが前記第４出力ノードに結合され、前記第６Ｎチャネルトランジスタのゲートが前記第３出力ノードに結合された第２クロスカップルトランジスタ対と、
前記第５Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合された第１リードと、前記第６Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合された第２リードとを有し、前記第３および第４出力ノードにおいて第２出力信号の電圧スイングを増加させる第２キャパシタと、
前記第５Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合された第１リードと、前記第６Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合された第２リードと、第２入力ノードとを有する第２電流注入回路と
を備える第２インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ）を更に備える請求項１の周波数分周器。
【請求項４】
差動入力信号が、前記第１電流注入回路の前記第１入力ノードと前記第２電流注入回路の前記第２入力ノードとの間に与えられ、
同相（Ｉ：in-phase）差動出力信号が、前記第１ＩＬＲＯの前記第１及び第２出力ノード間に与えられ、
直交位相（Ｑ：quadrature）差動出力信号が、前記第２ＩＬＲＯの前記第３及び第４出力ノード間に与えられる、請求項３の周波数分周器。
【請求項５】
前記第１ＩＬＲＯは、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第５Ｎチャネルトランジスタであって、前記第５Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが前記第２ＩＬＲＯの前記第３出力ノードに結合され、前記第５Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが第１交流（ＡＣ）結合キャパシタを介して前記第１Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合された前記第５Ｎチャネルトランジスタと、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第６Ｎチャネルトランジスタであって、前記第６Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが前記第２ＩＬＲＯの前記第４出力ノードに結合され、前記第６Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが第２交流（ＡＣ）結合キャパシタを介して前記第２Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合され、前記第５Ｎチャネルトランジスタの前記ソース及び前記第６Ｎチャネルトランジスタの前記ソースが電流源に結合された前記第６Ｎチャネルトランジスタと
を更に備える請求項３の周波数分周器。
【請求項６】
同相（Ｉ：in-phase）差動出力信号が、前記第１及び第２出力ノード間に与えられ、
直交位相（Ｑ：quadrature）差動出力信号が、前記第１Ｎチャネルトランジスタの前記ソースと前記第２Ｎチャネルトランジスタの前記ソースとの間に与えられる、請求項１の周波数分周器。
【請求項７】
第２入力ノード、第３出力ノード、及び第４出力ノードを有する第２インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ）と、
第３入力ノード、第５出力ノード、及び第６出力ノードを有する第３インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ）と
を備え、前記第３ＩＬＲＯの前記第５出力ノードは前記第１ＩＬＲＯの前記第１入力ノードに結合され、前記第３ＩＬＲＯの前記第６出力ノードは前記第２ＩＬＲＯの前記第２入力ノードに結合される、請求項１の周波数分周器。
【請求項８】
第３入力信号が第１周波数で前記第３入力ノードに与えられ、
第２周波数の同相（Ｉ：in-phase）差動出力信号が、前記第１ＩＬＲＯの前記第１及び第２出力ノード間に与えられ、
直交位相（Ｑ：quadrature）差動出力信号が、前記第２ＩＬＲＯの前記第３及び第４出力ノード間に与えられ、
前記第１周波数は前記第２周波数の４倍である、請求項７の周波数分周器。
【請求項９】
前記電流注入回路の前記第３Ｎチャネルトランジスタの前記ソース及び前記第４Ｎチャネルトランジスタの前記ソースはグランドノードに結合される、請求項１の周波数分周器。
【請求項１０】
前記第１ＩＬＲＯのゲイン値は２より大きい、請求項１の周波数分周器。
【請求項１１】
第１周波数の第１発振信号を受信する第１入力リードと、第２周波数の同相（Ｉ：in-phase）差動出力信号を出力する第１出力リード及び第２出力リードとを有し、前記第１周波数が前記第２周波数の２倍である第１インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：Injection-locked Ring Oscillator）を備え、該ＩＬＲＯは、
第１Ｎチャネルトランジスタ及び第２Ｎチャネルトランジスタを含み、前記第１Ｎチャネルトランジスタのドレインが前記第１出力リードに結合され、前記第２Ｎチャネルトランジスタのドレインが前記第２出力リードに結合されたクロスカップルトランジスタ対と、
前記第１Ｎチャネルトランジスタのソースに結合された第１リードと、前記第２Ｎチャネルトランジスタのソースに結合された第２リードとを有し、前記同相（Ｉ）差動出力信号の電圧スイングを増加させるキャパシタと、
前記第１Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合された第１リードと、前記第２Ｎチャネルトランジスタの前記ソースに結合された第２リードと、前記第１ＩＬＲＯの前記第１入力リードに結合された第３リードとを有する電流注入回路と、
第１リード及び第２リードを有する第１負荷抵抗であって、前記第１負荷抵抗の前記第１リードが前記第１出力ノードに結合された前記第１負荷抵抗と、
第１リード及び第２リードを有する第２負荷抵抗であって、前記第２負荷抵抗の前記第１リードが前記第２出力ノードに結合され、前記第１負荷抵抗の前記第２リード及び前記第２負荷抵抗の前記第２ノードが電源電圧ノードに結合された前記第２負荷抵抗と
を備え、
前記第１ＩＬＲＯは、
前記第１ＩＬＲＯに与えられる１つの入力信号のみに基づいて、前記第１出力ノードにおける第１出力信号を第１電圧状態から第２電圧状態へと駆動し、前記１つの入力信号は前記第１発振信号であり、
前記第１ＩＬＲＯと実質的に等しい構成であり、第２発振信号を受信する第２入力リードと、直交位相（Ｑ：quadrature）差動出力信号を出力する第３出力リード及び第４出力リードとを有する第２ＩＬＲＯを更に備え、
前記第１発振信号と前記第２発振信号は差動入力信号であり、
前記同相（Ｉ）信号と前記直交位相（Ｑ）信号は、約９０°位相がずれている、
周波数分周器。
【請求項１２】
前記第１ＩＬＲＯのゲイン値は２より大きい、請求項１の周波数分周器。
【請求項１３】
第１電流注入回路を介して与えられる第１入力信号のデジタルhigh状態に応答して、第１インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：Injection-locked Ring Oscillator）の第１出力ノードに与えられた電圧を第１電圧状態にラッチすることであって、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第３Ｎチャネルトランジスタであって、前記第３Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが、クロスカップルトランジスタ対の第１Ｎチャネルトランジスタのソースと、第１キャパシタの第１リードとに結合され、前記第３Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが前記第１電流注入回路の前記第１入力ノードに結合された前記第３Ｎチャネルトランジスタと、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第４Ｎチャネルトランジスタであって、前記第４Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが前記クロスカップルトランジスタ対の第２Ｎチャネルトランジスタのソースと、第１キャパシタの第２リードとに結合され、前記第４Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが前記第１電流注入回路の前記第１入力ノードに結合された前記第４Ｎチャネルトランジスタと、を備え、回路電源電圧を第１負荷抵抗値で割った値に実質的に等しい電流が前記クロスカップルトランジスタの前記第１Ｎチャネルトランジスタに流れることと、
前記第１電流注入回路を介して与えられる前記第１入力信号のデジタルlow状態に応答して、第１出力ノードに与えられた前記電圧を第２電圧状態にトグルすること（toggling）であって、前記第１入力信号は前記ＩＬＲＯに与えられる唯一の入力信号であり、前記第１出力ノードに与えられた前記電圧が第１キャパシタの両端のインテグレイトチャージ（integrating charge）によって増大されることと
を備える方法。
【請求項１４】
回路グランド電圧及び前記回路電源電圧は前記第１ＩＬＲＯに供給され、
前記第１電圧状態は前記回路グランド電圧から１００ミリボルト以内であり、前記第２電圧状態は前記回路電源電圧から５０ミリボルト以内である、請求項１３の方法。
【請求項１５】
前記第１電流注入回路を介して与えられる前記第１入力信号の前記デジタルhigh状態に応答して、前記第１ＩＬＲＯの第２出力ノードに与えられた電圧を前記第２電圧状態にラッチすることであって、前記第１ＩＬＲＯの第２Ｎチャネルトランジスタに実質的に電流が流れないことと、
前記第１電流注入回路を介して与えられる前記第１入力信号の前記デジタルlow状態に応答して、第２出力ノードに与えられた前記電圧を前記第１電圧状態にトグルすることであって、前記第２出力ノードの前記電圧が前記第１キャパシタの両端のインテグレイトチャージによって低減されることと
を更に備える請求項１３の方法。
【請求項１６】
前記第１ＩＬＲＯは、周波数分周器回路の一部である、請求項１５の方法。
【請求項１７】
前記第１ＩＬＲＯの前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間に与えられた差動出力信号を受信すること
を更に備える請求項１５の方法。
【請求項１８】
第２入力信号のデジタルhigh状態に応答して、第２ＩＬＲＯの第３出力ノードに与えられた電圧と前記第２ＩＬＲＯの第４出力ノードに与えられた電圧とをラッチすることと、
前記第２入力信号のデジタルhigh状態に応答して、前記第２ＩＬＲＯの前記第３出力ノードに与えられた前記電圧と前記第２ＩＬＲＯの前記第４出力ノードに与えられた前記電圧とをトグルすることと
を更に備え、前記第１入力信号は、前記第２入力信号に対して約１８０°位相がずれている、請求項１５の方法。
【請求項１９】
第３入力信号のデジタルhigh状態に応答して、第３ＩＬＲＯの第５出力ノードに与えられた前記電圧と前記第３ＩＬＲＯの第６出力ノードに与えられた前記電圧とをラッチすることと、
前記第３入力信号のデジタルhigh状態に応答して、前記第３ＩＬＲＯの前記第５出力ノードに与えられた前記電圧と前記第３ＩＬＲＯの前記第６出力ノードに与えられた前記電圧とをトグルすることと
を更に備え、前記第５出力ノードは前記第１入力信号を前記第１ＩＬＲＯに供給し、前記第６出力ノードは前記第２入力信号を前記第２ＩＬＲＯに供給する、請求項１８の方法。
【請求項２０】
前記第１ＩＬＲＯの第３電圧ノードに与えられた電圧信号を反転することであって、これにより反転電圧信号を生成することと、
前記反転電圧信号を前記第２ＩＬＲＯの前記第１出力ノードに送信することと
を更に備える請求項１８の方法。
【請求項２１】
第１入力信号を固定された整数（fixed-integer）によって周波数分割し（frequency dividing）、これにより同相（in-phase）差動出力信号を生成する手段と
を備え、前記周波数分割する手段は第１キャパシタを含み、少なくとも部分的に（at least in part）前記第１キャパシタは、前記Ｉ差動出力信号の電圧スイングを増加させ、前記周波数分割する手段は第１インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：Injection-locked Ring Oscillator）を備える、周波数分周器回路、
前記第１ＩＬＲＯは、
第１Ｎチャネルトランジスタ及び第２Ｎチャネルトランジスタを含むクロスカップルトランジスタ対と、
第１リード及び第２リードを有する第１負荷抵抗であって、前記第１負荷抵抗の前記第１リードが前記第１出力ノードに結合された前記第１負荷抵抗と、
第１リード及び第２リードを有する第２負荷抵抗であって、前記第２負荷抵抗の前記第１リードが前記第２出力ノードに結合され、前記第１負荷抵抗の前記第２リード及び前記第２負荷抵抗の前記第２ノードが電源電圧ノードに結合された前記第２負荷抵抗と、
前記周波数分周器回路への第１入力信号を第１電流注入回路を介して受信するコンダクタと、を備え、前記第１電流注入回路は、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第３Ｎチャネルトランジスタであって、前記第３Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが前記周波数分割する手段の前記第１Ｎチャネルトランジスタのソースと、前記第１キャパシタの第１リードとに結合され、前記第３Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが前記第１電流注入回路の前記第１入力ノードに結合された前記第３Ｎチャネルトランジスタと、
ソース、ドレイン、及びゲートを有する第４Ｎチャネルトランジスタであって、前記第４Ｎチャネルトランジスタの前記ドレインが前記周波数分割する手段の前記第２Ｎチャネルトランジスタのソースと、前記第１キャパシタの第２リードとに結合され、前記第４Ｎチャネルトランジスタの前記ゲートが前記第１電流注入回路の前記第１入力ノードに結合された前記第４Ｎチャネルトランジスタと、を備え、
前記第１ＩＬＲＯは、前記第１ＩＬＲＯに与えられる前記第１入力信号のみに基づいて、前記第１出力ノードにおける第１出力信号を第１電圧状態から第２電圧状態へと駆動し、前記第１入力信号は前記第１入力ノードに与えられる、
周波数分周器（frequency divider）。
【請求項２２】
前記周波数分周器回路への第２入力信号を受信する第２コンダクタを更に備え、
前記第１入力信号及び前記第２入力信号は差動入力信号であり、
前記手段は前記第２入力信号を周波数分割して、これにより直交位相（Ｑ：quadrature）差動出力信号を生成し、
前記手段はまた、第２キャパシタを備え、
少なくとも部分的に（at least in part）前記第２キャパシタは、前記Ｑ差動出力信号の第２電圧スイングを増加させる、請求項２１の周波数分周器回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示された実施形態は概して、無線通信システムで動作可能な周波数分周器を含む周波数分周器（frequency divider）に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムのようないくらかのアプリケーションでは、周波数分周器回路を含むことが有用である。一例では、周波数分周器は発振入力信号を受信し、入力信号を分周し、そして低周波数側に分割された発振出力信号（divided-down oscillatory output signal）を生成する。分周は、整数による周波数分割として特徴付けられる。無線通信システムでは、分周器は無線送受信機（送信機／受信機）の一部として頻繁に使用される。無線送受信機内の一例では、周波数分周器は、局部発振器（ＬＯ：Local Oscillator）から発振信号を受信し、この発振信号を低周波数側に分割し（divide-down）、そして２つのより低い周波数の出力信号（差動同相（Ｉ：in-phase）出力信号及び差動直交位相（Ｑ：quadrature）出力信号）を生成するために用いられ得る。出力信号Ｉ及びＱの周波数は、例えば入力信号の周波数の半分であり得る。Ｑ出力信号は、Ｉ出力信号と同じ周波数であるが、Ｉ出力信号に対して９０°位相がシフトされている。そのようなものとして、差動出力信号Ｉ及びＱは、位相直交にある（in phase quadrature）と呼ばれる。低周波数側に分割された出力信号（divided-down output signals）の組は、例えば無線送受信機の受信チェーンにおけるミキサに供給され得る。これは、無線通信システム内の周波数分周器の一応用例に過ぎない。周波数分周器はまた、局部発振器内の位相ロックループ内で使用され、または無線通信システム回路内の他の領域において信号を周波数分割するために使用され得る。
【０００３】
図１（先行技術）は、周波数分周器回路１のあるタイプのダイアグラムである。周波数分周器１は、２つの一般的なインジェクションロック周波数分周器（ＩＬＦＤ：Injection-locked Frequency Dividers）２及び３を含む。周波数分周器１は、コンダクタ４上の信号ＬＯ＋とコンダクタ５上の信号ＬＯ−とを含む差動入力信号ＬＯを受信する。分周器１は、２つの差動出力信号Ｉ及びＱを生成する。差動出力信号Ｉは、コンダクタ６上の信号Ｉ＋とコンダクタ７上の信号Ｉ−とを含む。差動出力信号Ｑは、コンダクタ８上の信号Ｑ＋とコンダクタ９上の信号Ｑ−とを含む。ＩＬＦＤ２及び３の両方は、発振回路の類である。例えば、一定電圧の入力信号がＩＬＦＤ２に供給される場合、単にその固有の周波数で発振する。しかしながら、許容可能な周波数ウィンドウ内にある十分な振幅の発振入力信号がＩＬＦＤ２に供給される場合には、発振入力信号の周波数にロックし、発振入力信号の周波数の半分で発振する。よって、周波数分周器２は、入力信号ＬＯを整数２で周波数分割して、位相直交の出力信号を生成するように動作可能である。図１の回路は、あるアプリケーションでは満足に動作するが、制限がある。誘導性負荷を使用するため、一般的なＩＬＦＤの物理的なサイズは大きく、望ましくない。更に、このインダクタは、より大きな回路のコンテキスト内で、電磁的干渉（ＥＭＩ：Electro-Magnetic Interference）の送信機及び受信機の両方として振る舞う。よって、このインダクタは、他の回路素子の性能を阻害し、周波数分周器１の性能は他の回路素子によって阻害される。更に、一般的なＩＬＦＤが確実に“ロック”し、従って分周する入力周波数レンジは、典型的な入力信号振幅の場合のチューニングされた中央の入力周波数（center tuned input frequency）の、比較的小さいパーセンテージに制限される。より広いレンジは、入力信号振幅を増加させること、またはインダクタのクオリティファクター（quality factor）を低減することによって得られることが出来るが、このアプローチはより多くの電力を消費する。ＩＬＦＤの実効的なレンジを、チューニングされた中央の入力周波数の３０〜４０％の実用的なレンジに広げるためには、複雑なデジタル制御キャパシタチューニングバンクが使用出来るが、しかしこのアプローチは複雑で、ダイ面積を多く取り、望ましくない。
【０００４】
図２（先行技術）は、周波数分周器回路１０の別のタイプのダイアグラムである。周波数分周器１０は、２つのクロスカップルコモンモードロジック（ＣＭＬ：cross-coupled Common Mode Logic）回路１１及び１２を含む。周波数分周器１０は、コンダクタ１３上の信号ＬＯ＋とコンダクタ１４上の信号ＬＯ−を含む差動入力信号ＬＯを受信する。分周器１０は、差動出力信号Ｉ及びＱの２組を生成する。差動出力信号Ｉは、コンダクタ１５上の信号Ｉ＋とコンダクタ１６上の信号Ｉ−を含む。差動出力信号Ｑは、コンダクタ１７上の信号Ｑ＋とコンダクタ１８上の信号Ｑ−を含む。ＣＭＬ回路１１は、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ６を含む。ＬＯ−はトランジスタＴＲ３に供給され、ＬＯ＋はトランジスタＴＲ４に供給される。ＴＲ３がＬＯ−によってhighレベルでクロックされている際には、トランジスタＴＲ１及びＴＲ２はＣＭＬ回路１２の状態をセンスし、この状態をＣＭＬ回路１１の負荷抵抗に転送する。ＴＲ３がＬＯ−によってlowレベルでクロックされ、ＴＲ４がＬＯ＋によってhighレベルでクロックされている際には、トランジスタＴＲ５及びＴＲ６は、このクロックサイクルのフェーズの間、ＣＭＬ１１の抵抗の状態をラッチする。このようにして、出力信号Ｉ＋及びＩ−は、ＬＯの周波数の半分で発振する。同様にして、出力信号Ｑ＋及びＱ−は、ＬＯの周波数の半分で発振する。しかしながら、ＣＭＬ１２はＣＭＬ１１に対して反対の極性でＬＯ＋及びＬＯ−を受信するので、差動出力の組（Ｑ＋、Ｑ−）と差動出力の組（Ｉ＋、Ｉ−）は、位相直交にある。周波数分周器１０の制限は、分周器の出力電圧のスイングが、レールtoレール（rail to rail）では無いことである。実際には、周波数分周器１０のlow出力スイングは、グランド（ＶＳＳ）上の数百ミリボルトにしか達しないだろう。この低減されたレンジの結果、分周器の位相ノイズ性能は、他のソリューションに比べて低い。更に、周波数分周器１０と、インバータタイプのパッシブミキサバッファステージとを結合するために、レールtoレールコンバータが使用されなければならない。レールtoレールコンバータは、数百メガヘルツから数ギガヘルツの周波数レンジにおいて、多くの電力を消費する。
【０００５】
別のタイプの周波数分周器は、トランジスタベースのインバータを用いたダイナミックロジック分周器である。望ましくないことに、このインバータは、分周のために、比較的高い電源電圧レールを必要とする。実際には、２つの閾値電圧と２つのドレイン−ソース飽和電圧との和よりも大きい電源電圧が、正確に動作させるための十分なゲインをインバータに持たせるために必要とされる。第２の欠点は、ダイナミックロジック分周器が、分周のためにレールtoレールの入力信号を必要とすることである。実際の回路設計では、局部発振器からの入力信号は、しばしば１ミリメータを超える長さの信号線上を伝送される。この距離にわたって、配線に沿った電力損失が、発振信号の振幅を減衰させる傾向にある。この損失を解決し、レールtoレールの信号を分周器に伝達するためには、より強力な信号が発振器によって送信されなければならず、望ましくないレベルの電力消費という結果となる。バッテリ駆動の携帯電話の無線送受信機におけるようなアプリケーションでは、減衰された発振入力信号を受信して、低位相ノイズで最小限の電力消費のレールtoレールＩ及びＱ信号を生成する周波数分周器を提供することが望まれ得る。
【発明の概要】
【０００６】
周波数分周器は、インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：Injection-locked Ring Oscillator）を含む。一実施形態では、周波数分周器は２つのＩＬＲＯを含む。周波数分周器は差動入力信号を受信し、入力信号を周波数において整数２で分割し、そして２つの差動出力信号を出力する。第１の差動信号は、第１ＩＬＲＯによって生成された同相（Ｉ：in-phase）差動信号である。第２の差動信号は、第２ＩＬＲＯによって生成された直交位相（Ｑ：quadrature）差動出力信号である。このＩ及びＱ信号は、互いにほぼ９０°位相がずれており、よって位相直交にある。
【０００７】
各ＩＬＲＯは、クロスカップルされたトランジスタ対、クロスカップルされたトランジスタ対の各トランジスタに対応する負荷抵抗、インテグレイトキャパシタ（integrating capacitor）、及び電流注入回路を含む。Ｉ差動出力信号は、第１ＩＬＲＯのクロスカップルされたトランジスタ対のドレイン間に与えられる。Ｑ差動出力信号は、第２ＩＬＲＯのクロスカップルされたトランジスタ対のドレイン間に与えられる。各ＩＬＲＯ内において、各トランジスタのドレインは、クロスカップルされたトランジスタ対の各トランジスタのゲートに結合される。負荷抵抗は、回路電圧源と各トランジスタのドレインとの間に結合される。インテグレイトキャパシタ（integrating capacitor）は、各トランジスタのソースに結合される。電流注入回路は、第１周波数の発振入力信号に応答して、各トランジスタのソースから回路グランドへのパスを交互にオープン及びクローズする。それに応答して、各トランジスタのドレインの電圧状態は、交互にラッチ及びトグルされ、これにより２分周された発振出力信号周波数の差動対が生成される。このようにして、差動入力信号により逆位相で駆動される２つのＩＬＲＯは、２つの差動出力信号Ｉ及びＱを生成する。
【０００８】
第２実施形態では、周波数分周器は、シングルエンドの入力信号を受信し、入力信号を整数２で周波数分割し、そして位相直交にある２つの差動出力信号Ｉ及びＱを出力する。この実施形態では、周波数分周器は単一のＩＬＲＯを含む。クロスカップルされたトランジスタ対のドレイン間に現れる差動出力信号Ｉは、クロスカップルされたトランジスタ対のソース間に与えられる差動信号とほぼ９０°位相がずれている。よって、クロスカップルされたトランジスタ対のソース間に現れた差動信号は、差動直交位相信号Ｑに近似する。
【０００９】
第３実施形態では、周波数分周器は４分周動作（a divide by four operation in frequency）を実行する。この実施形態では、シングルエンドの入力信号は、第１ＩＬＲＯによって低周波数側に２で周波数分割される。第１ＩＬＲＯのクロスカップルされたトランジスタ対の各トランジスタのドレインに現れた出力信号は、それぞれ第２及び第３ＩＬＲＯの入力に伝送される。よって、第２及び第３ＩＬＲＯは、差動の低周波数側に分割された入力信号によって逆位相で駆動される。第２及び第３ＩＬＲＯは、低周波数側に分割された入力信号を２で周波数分割し、そして２つの差動出力信号Ｉ及びＱを生成する。この実施形態では、周波数分周器への入力信号は、低周波数側に４で周波数分割されている。第１ＩＬＲＯは入力信号を２で周波数分割し、そして第２及び第３ＩＬＲＯは再度２で周波数分割し、位相直交の出力信号を生成する。
【００１０】
第４実施形態では、改善された出力信号スルーレート（slew rate）を有する周波数分周器が実現される。この実施形態では、周波数分周器は２つのＩＬＲＯを含む。周波数分周器は、差動入力信号を受信し、入力信号を整数２で周波数分割し、位相直交にある２つの差動出力信号Ｉ及びＱを出力する。交流（ＡＣ）結合キャパシタは、第１ＩＬＲＯのクロスカップル対の第１トランジスタのソースを、第３トランジスタのゲートに結合する。第３トランジスタのソースは、電流源に結合される。第３トランジスタのドレインは、第２ＩＬＲＯのクロスカップルされたトランジスタ対の第１トランジスタのドレインに結合される。このようにして、第１トランジスタのソースに現れた信号は反転され、増幅され、そして第２ＩＬＲＯの第１出力ノードに供給される。よって、第２ＩＬＲＯの第１負荷抵抗は２つのトランジスタで駆動され、これにより第２ＩＬＲＯの第１ノード上に現れた出力信号のスルーレートが改善される。更に、差動入力信号の両成分は、第２ＩＬＲＯの第１ノード上に現れた出力信号を駆動する。これは、入力ノイズ及びデバイスミスマッチにも関わらず性能を改善する。類似した方法では、各ＩＬＲＯのクロスカップルされたトランジスタ対の各トランジスタのソースは、反対側のＩＬＲＯのクロスカップルされたトランジスタ対のドレインにそれぞれ結合される。よって、周波数分周器の差動出力信号Ｉ及びＱにおいて、性能の利点が得られる。
【００１１】
上記はサマリであり、従って当然ながら、単純化、一般化、及び詳細の省略を含み、よって当業者は、このサマリが例示的なものにすぎず、多少なりとも限定することを意味しないことを理解するだろう。特許請求の範囲においてもっぱら定義されるように、本明細書で述べられるデバイス及び／またはプロセスの別の側面、進歩的な特徴、及び有利な点は、本明細書で説明される非限定的な詳細な説明において明白になるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１（先行技術）は、２つの一般的なインジェクションロック周波数分周器（ＩＬＦＤ：Injection-locked Frequency Dividers）のダイアグラム。
【図２】図２（先行技術）は、２つのクロスカップルコモンモードロジック（ＣＭＬ：Common Mode Logic）回路を含む周波数分周器のダイアグラム。
【図３】図３は、新規な一側面に従ったインジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：Injection-locked Ring Oscillator）を用いるモバイル通信デバイス１００の単純化されたダイアグラム。
【図４】図４は、図３のＲＦ送受信機集積回路１０２のより詳細なダイアグラム。
【図５】図５は、図４のＲＦ送受信機集積回路１０２の受信チェーン１０８内における周波数分周器１１３の動作のダイアグラム。
【図６】図６は、図４のＲＦ送受信機集積回路１０２の受信チェーン１０８内における周波数分周器１１３のより詳細なダイアグラム。
【図７Ａ】図７Ａは、図６の周波数分周器１１３のインジェクションロックリング発振器１３０の動作時におけるより詳細なダイアグラム。
【図７Ｂ】図７Ｂは、図６の周波数分周器１１３のインジェクションロックリング発振器１３０の動作時におけるより詳細なダイアグラム。
【図７Ｃ】図７Ｃは、図６の周波数分周器１１３のインジェクションロックリング発振器１３０の動作時におけるより詳細なダイアグラム。
【図７Ｄ】図７Ｄは、図６の周波数分周器１１３のインジェクションロックリング発振器１３０の動作時におけるより詳細なダイアグラム。
【図８】図８は、周波数分周器１１３の動作時における入出力波形の例示。
【図９】図９は、周波数分周器１１３の第２実施形態の例示。
【図１０】図１０は、第３実施形態における周波数分周器１１３の４分周動作の例示。
【図１１】図１１は、第４実施形態における周波数分周器１１３の例示。
【図１２】図１２は、一側面に従った方法のフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図３は、携帯電話のようなモバイル通信デバイス１００の非常に単純化されたハイレベルのブロック図である。デバイス１００は、（図示せぬ別の部分のうち）携帯電話通信の受信及び送信に使用可能なアンテナ１０１、ＲＦ送受信機集積回路１０２、及びデジタルベースバンド集積回路１０３を含む。
【００１４】
図４は、図３のＲＦ送受信機集積回路１０２のより詳細な図である。携帯電話の動作の非常に単純化された一説明において、携帯電話通話の一部として携帯電話が音声情報を受信するように使用されていれば、到来する送信１０４はアンテナ１０１で受信される。この信号はデュプレクサ１０５及びマッチングネットワーク１０６をパススルーして、受信チェーン１０８の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１０７により増幅される。ミキサ１０９により周波数においてダウンコンバートされた後、そしてベースバンドフィルタ１１０によりフィルタリングされた後、この情報はアナログ／デジタル変換及びデジタル領域での更なる処理のためにデジタルベースバンド集積回路１０３に伝送される。ダウンコンバート処理の一部として、ミキサ１０９は、周波数分周器１１３で生成された、低周波数側に分割された発振信号（divided-down oscillatory signal）ＬＯ１／Ｎを受信し、この信号を用いて、受信チェーン１０８で処理された情報をダウンコンバートする。低周波数側に分割された発振信号ＬＯ１／Ｎが指すのは、実際には２つの差動信号Ｉ及びＱを含む。差動信号Ｉ及びＱの各々は、２つのコンダクタ（conductor）を介して伝送される。周波数分周器１１３は、受信チェーン１０８の回路と物理的に近接している。周波数分周器１１３は、局部発振信号ＬＯ１を受信し、この信号を整数Ｎで周波数分割し、そして低周波数側に分割された発振信号ＬＯ１／Ｎを出力する。局部発振信号ＬＯ１は、局部発振器１１１によって生成される。ＬＯ１は、例えば２つのコンダクタを介して伝送された差動信号であり得る。別の例では、ＬＯ１は、単一のコンダクタを介して伝送されるシングルエンド信号であっても良い。ＬＯ１は、損失を伴う（“lossy”）長い配線１１２を介して周波数分周器１１３に伝送される。以下で説明するように、信号ＬＯ１は、損失を伴う長い配線１１２を介した伝送の間、寄生的な電力損失を受ける。これらの損失は、ＬＯ１のピークtoピーク（peak to peak）の信号振幅及びＬＯ１の高周波数成分を減衰させる。
【００１５】
他方で、もし携帯電話１００が、携帯電話通話の一部として音声情報を送信するように使用されていれば、送信すべきこの音声情報は、デジタルベースバンド集積回路１０３においてアナログ形式に変換される。このアナログ情報は、ＲＦ送受信機集積回路１０２の送信チェーン１１５のベースバンドフィルタ１１４に供給される。フィルタリングの後、この信号はミキサ１１６によって周波数においてアップコンバートされる。このアップコンバージョン処理の一部として、ミキサ１１６は、周波数分周器１１９によって生成された低周波数側に分割された発振信号ＬＯ２／Ｎを受信し、この信号を用いて、送信チェーン１１５で処理された情報をアップコンバートする。その結果得られたアップコンバートされた信号は、駆動増幅器１２０及び外部の電力増幅器１２１に供給される。この増幅された信号は、発信する送信１２２として、送信のためにアンテナ１０１に供給される。低周波数側に分割された発振信号ＬＯ２／Ｎは、２つの差動信号Ｉ及びＱを含む。周波数分周器１１９は局部発振信号ＬＯ２を受信し、この信号を整数の除数Ｎで周波数において分割し、そして低周波数側に分割された（divided-down）発振信号ＬＯ２／Ｎを出力する。局部発振信号ＬＯ２は、局部発振器１１７によって生成される。ＬＯ２は、例えば２つのコンダクタを介して伝送される差動信号であり得る。別の例では、ＬＯ２は、単一のコンダクタを介して伝送されるシングルエンド信号であっても良い。ＬＯ２は、損失を伴う（”lossy”）長い配線１１８を介して、送信チェーン１１５の回路に近接して設けられた周波数分周器１１９に伝送される。信号ＬＯ２は、損失を伴う長い配線１１８を介した伝送の間、寄生的な電力損失を受ける。これらの損失は、ピークtoピークの振幅及び高周波数成分を減衰させる。
【００１６】
図５は、図４のＲＦ送受信機集積回路１０２の受信チェーン１０８内における周波数分周器１１３の動作のより詳細な図である。周波数分周器１１３は、コンダクタ１３２、１３３、１４４、及び１４５によってミキサ１０９に結合される。周波数分周器１１３は、コンダクタ１３１及び１４３によって局部発振器１１１に結合される。周波数分周器１１３は、コンダクタ１３１上の信号ＬＯ＋とコンダクタ１４３上の信号ＬＯ−とを含む差動入力信号ＬＯ１を受信する。周波数分周器１１３は、整数Ｎで入力信号ＬＯ１を周波数分割することにより、低周波数側に分割された出力信号ＬＯ１／Ｎを生成する。ＬＯ１／Ｎは、２つの差動出力信号Ｉ及びＱを含む。差動出力信号Ｉは、コンダクタ１３２上の信号Ｉ＋とコンダクタ１３３上の信号Ｉ−とを含む。差動出力信号Ｑは、コンダクタ１４４上の信号Ｑ＋とコンダクタ１４５上の信号Ｑ−とを含む。Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、及びＱ−は共に、位相直交にある４つの周波数分割された発振信号である。以下に説明するように、４つの全信号は、入力波形ＬＯ１の周波数分割されたバージョンに近似しているが、しかし４つの信号の表示のそれぞれは、約９０°の位相差で特徴付けられている。
【００１７】
ミキサ１０９は、コンダクタ１３２、１３３、１４４、及び１４５を介して差動出力信号Ｉ及びＱを受信するミキサバッファステージを含む。ミキサバッファステージは、インバータ回路を含む。インバータベースのミキサバッファステージは、それらの電力効率動作特性のために用いられる。しかしながらそれらは、信頼出来る動作のために、ほぼレールtoレール（rail to rail）の入力波形を必要とする。よって、差動出力信号Ｉ及びＱは、確実にミキサ１０９を駆動するために、理想的なレールtoレールの振幅波形に近似しなければならない。動作時には、出力信号Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、及びＱ−は、回路電源電圧ＶＤＤから数十ミリボルト以内の最大電圧と、回路グランド電圧ＶＳＳから数十ミリボルト以内の最小電圧との間で発振する。ミキサ１０９のミキサバッファステージは、周波数分周器１１３からの出力信号Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、及びＱ−から駆動される際に、信頼性良く動作する。
【００１８】
局部発振器１１１は、損失を伴う長い配線１１２によって周波数分周器１１３に結合される。本例では、局部発振器１１１は差動信号ＬＯ１を生成する。損失を伴う長い配線１１２は、信号ＬＯ＋を含むコンダクタ１３１と、信号ＬＯ−を含むコンダクタ１４３とを含む。その他の例では、局部発振器１１１はシングルエンド信号を生成し、配線１１２はシングルエンド入力信号を含む単一のコンダクタのみを含んでも良い。バッテリ駆動の携帯電話のような無線通信システムでは、局部発振器１１１は種々のサブ回路に発振信号を供給する。よって、局部発振器１１１を各サブ回路に物理的に近接して構成することは可能では無い。その結果、局部発振器１１１はしばしば、受信チェーン１０８の周波数分周器１１３に物理的に近接していない。例えば、損失を伴う長い配線１１２は、１ミリメータまたはそれ以上の長さである。この長さのため、配線１１２上を伝送される発振信号は、様々な電力損失メカニズムに襲われる。ダイ基板への容量性結合は、配線１１２上を伝送される高周波数発振信号に対するローパスフィルタ効果を有する。電磁放射損失（electro-magnetic radiation losses）もまた、配線１１２上を伝送される高周波数信号の振幅を減衰させ、配線１１２の充電／放電は、１／２ｃｖ２ｆの損失をもたらす。その長さのため、配線１１２はアンテナのように振る舞い、そして配線１１２上を伝送される高周波信号は放射損失（radiation losses）を受ける。これらの電力損失の結果、配線１１２上を伝送される発振信号は、ピークtoピークの信号振幅の減衰、及び高周波数成分の減衰を被る。例えば、局部発振器１１１に物理的に近接して測定された局部発振器１１１からの信号ＬＯの波形は、理想的な方形波に極めて似ているだろう。しかしながら、周波数分周器１１３の入力に物理的に近接して測定された同じ信号は、振幅及び高周波成分が減衰されているだろう。例示の目的で、方形波の遷移はひどく減衰され、各遷移において角部が丸まって見える。これらの電力損失は送信電力を増大することによって解消出来るが、これは望ましくないことに電力消費を増大させる。よって、周波数分周器１１３は、減衰された入力信号を確実に分割出来るべきである。
【００１９】
図６は、図４のＲＦ送受信機集積回路１０２の受信チェーン１０８の周波数分周器１１３のより詳細な図である。周波数分周器１１３は、２つのインジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：injection-locked ring oscillators）１３０及び１４２を含む。インジェクションロックリング発振器１３０は、負荷抵抗１３８及び１３９の組、クロスカップルされたトランジスタ対１３７、インテグレイトキャパシタ（integrating capacitor）１３６、及び電流注入回路１３５を含む。本例では、抵抗１３８及び１３９の各々の抵抗値は２００オームである。別の例では、他の抵抗値が用いられても良い。第１抵抗１３８の第１リード及び第２抵抗１３９の第１リードは、電圧基準ノード１４８に結合される。回路電源電圧ＶＤＤは、電圧基準ノード１４８に供給される。例えば、ＶＤＤは７００ミリボルト程度に小さいだろう。抵抗１３８の第２リードは発振ノード１４０に結合され、抵抗１３９の第２リードは発振ノード１４１に結合される。出力信号Ｉ−は発振ノード１４０に与えられ、周波数分周器１１３からコンダクタ１３２に伝送される。出力信号Ｉ＋は発振ノード１４１に与えられ、周波数分周器１１３からコンダクタ１３３に伝送される。クロスカップルされたトランジスタ対１３７は、Ｎチャネルトランジスタ１５２（ＴＲ１）及びＮチャネルトランジスタ１５３（ＴＲ２）を含む。ＴＲ１のドレインは発振ノード１４０に結合され、ＴＲ２のドレインは発振ノード１４１に結合される。更に、ＴＲ１のゲートはＴＲ２のドレインに結合され、ＴＲ２のゲートはＴＲ１のドレインに結合される。負荷抵抗値で乗算したＴＲ１及びＴＲ２のトランスコンダクタンス値は、ＩＬＲＯ１３０のゲインを決める。ゲインは、分割するために１より大きくなければならない。本例では、２より大きいゲインが、信頼できる分割のために用いられる。インテグレイトキャパシタ１３６は、ＴＲ１のソースに結合された第１リードと、ＴＲ２のソースに結合された第２リードとを含む。本例では、インテグレイトキャパシタ１３６は、数十から数百フェムトファラッドのキャパシタンス値を有する金属to金属キャパシタ（metal to metal capacitor）である。電流注入回路１３５は、Ｎチャネルトランジスタ１５４（ＴＲ３）及びＮチャネルトランジスタ１５５（ＴＲ４）を含む。ＴＲ３のドレインはインテグレイトキャパシタ１３６の第１リードに結合され、ＴＲ４のドレインはインテグレイトキャパシタ１３６の第２リードに結合される。この例では、ＴＲ３及びＴＲ４はＴＲ１とＴＲ２と同様のサイズである。ＴＲ３のソースとＴＲ４のソースは、第２電圧参照ノード１４９に結合される。第２電圧参照ノード１４９は、第２回路電源電圧ＶＳＳを供給する。例えば、ＶＳＳは回路グランドであっても良い。更に、ＴＲ３のゲートとＴＲ４のゲートは、インジェクションロックリング発振器１３０の入力ノード１５０に結合される。入力ノード１５０はコンダクタ１３１に結合される。
【００２０】
インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ）１４２は、インジェクションロックリング発振器１３０に類似している。ＩＬＲＯ１４２は、負荷抵抗１８２及び１８３の対、Ｎチャネルトランジスタ１８４及び１８５を含むクロスカップルされたトランジスタ対、インテグレイトキャパシタ１８６、及び電流注入回路１８７を含む。出力信号Ｑ−は発振ノード１４６に与えられ、周波数発振器１１３からコンダクタ１４４上に伝送される。出力信号Ｑ＋は発振ノード１４７に与えられ、周波数発振器１１３からコンダクタ１４５上に伝送される。インジェクションロックリング発振器１４２の入力ノード１５１は、コンダクタ１４３に結合される。ＩＬＲＯ１３０及びＩＬＲＯ１４２は、ＩＬＲＯ１３０の入力電圧ノード１５０へのＬＯ＋信号の伝送と、ＩＬＲＯ１４２の入力電圧ノード１５１へのＬＯ−信号の伝送とにより、入力信号ＬＯの逆位相でクロックされる。本例では、各ＬＯ＋及びＬＯ−信号は発振波形を有し、およそ１００ミリボルトと１．３ボルトの間で発振する。
【００２１】
図７Ａ〜７Ｄは、動作時における周波数分周器１１３のインジェクションロックリング発振器１３０のより詳細な図である。入力信号ＬＯ＋は、コンダクタ１３１上に伝送されて、ＩＬＲＯ１３０の電圧ノード１５０に入力される。本例では、ＬＯ＋は数百メガヘルツから数ギガヘルツの発振周波数を有する方形波信号であり得る。図７Ａ〜７Ｄはそれぞれ、４つのステージにおける時刻Ｔ０から時刻Ｔ４のＩＬＲＯ１３０の動作の全出力サイクルを例示する。図７Ａ〜７Ｄは、時刻Ｔ０から時刻Ｔ４のＬＯ＋、Ｉ＋、及びＩ−の電圧波形の例示である。時刻Ｔ０〜Ｔ４の期間にわたって、ＬＯ＋は２つの完全なサイクル周期を推移する。同じ時間の周期で、Ｉ−及びＩ＋は１つの完全なサイクル周期を推移する。よって、ＩＬＲＯ１３１の動作は、ＬＯ＋を２で周波数分割することによる分周、という結果となる。
【００２２】
図７Ａは、「ラッチ（latch）」状態のＩＬＲＯ１３０の例示である。「ラッチ」状態は、入力信号ＬＯ＋がデジタルhigh状態である期間によって特徴付けられる。図７Ａは、ＬＯ＋がhigh状態であるＴ０からＴ１の期間におけるラッチ状態を例示する。入力電圧ノード１５０における信号ＬＯ＋は、ＴＲ３及びＴＲ４のゲートに伝送される。ＩＬＲＯ１３０のトランジスタＴＲ３及びＴＲ４は、ＬＯ＋によりトランジスタ動作の非線形領域で駆動される。よって、これらはＬＯ＋がhigh状態の際、導通する。時刻Ｔ０では、ＴＲ１のドレインは低電圧状態にあり、ＴＲ２のドレインは高電圧状態にある。ＴＲ２のドレインにおける高電圧状態がＴＲ１のゲートに伝送されるので、ＴＲ１は実質的に導通する。ＴＲ１とＴＲ３の両方がＴ０において導通状態であるので、電流１３４が回路電源電圧ノード１４８から、負荷抵抗１３８、ＴＲ１、及びＴＲ３を介して、回路グランドノード１４９に流れる。導通状態のトランジスタＴＲ１及びＴＲ３の抵抗値は負荷抵抗１３８の抵抗値よりも十分に小さいので、電流１３４は、ノード１４８における回路電源電圧を負荷抵抗１３８の抵抗値で割ったものにほぼ等しい。ＴＲ１のドレインにおける低電圧状態がＴＲ２のゲートに伝送されるので、ＴＲ２は実質的に導通しない。ＴＲ２が実質的に導通しないので、ＴＲ２には実質的に電流が流れず、ＴＲ２のドレインにおける電圧状態はhighを維持する。Ｔ０からＴ１の「ラッチ」状態の間中、ＴＲ２のドレインにおける電圧状態はhighに駆動され続け、ＴＲ１のドレインにおける電圧状態はlowに駆動され続ける。「ラッチ」状態なる用語は、ＴＲ１及びＴＲ２のドレインにそれぞれ与えられた信号Ｉ−及びＩ＋が、「ラッチ」状態の間、それらの最初の状態で駆動され続ける、という考え方に着目している。図７Ａに例示されたケースでは、「ラッチ」状態は時刻Ｔ０から時刻Ｔ１まで継続する。
【００２３】
図７Ｂは、「トグル（toggle）」状態のＩＬＲＯ１３０の例示である。「トグル」状態は、入力信号ＬＯ＋がデジタルlow状態である期間によって特徴付けられる。図７Ｂは、ＬＯ＋がlowであるＴ１からＴ２の期間におけるトグル状態を例示する。ＬＯ＋がlow状態の際、トランジスタＴＲ３及びＴＲ４は非導通である。なぜなら、ＴＲ３及びＴＲ４は、ＬＯ＋によってトランジスタ動作の非線形領域で駆動されるからである。ＴＲ３及びＴＲ４の導通及び非導通状態間の遷移は、ＬＯ＋の発振周期に比して時間的に非常に短い。更に、導通状態及び非道通状態なる用語は、完全な導通状態、または完全な非導通状態という意味を含むべきでは無く、現実的なＮチャネルトランジスタ実装によって判断される。時刻Ｔ１では、ＴＲ１のドレインは低電圧状態であり、ＴＲ２のドレインは高電圧状態である。ＴＲ２のドレインにおける高電圧状態はＴＲ１のゲートに伝送されるので、ＴＲ１は実質的に導通する。しかしながら、Ｔ１の初期においてＴＲ１が実質的に導通し、ＴＲ３が実質的に非導通であるので、回路電源電圧ノード１４８から負荷抵抗１３８を介してインテグレイトキャパシタ１３６に電流が流れる。時刻Ｔ１からＴ２に時間が進むにつれて、ＴＲ１のソースで電圧が徐々に上昇し、そしてＴＲ１及びＴＲ２がトランジスタ動作の線形領域で動作するので、ＴＲ１のドレインでもまた電圧が徐々に上昇する。ＴＲ１のドレインで上昇する電圧信号は、ＴＲ２のゲートに伝送される。これに応答して、ＴＲ２は導通し始める。その結果、回路電源電圧ノード１４８から、負荷抵抗１３９を介して、インテグレイトキャパシタ１３６に電流が流れ始める。この電流が流れ始めるため、ＴＲ２のドレインの電圧が降下する。ＴＲ２のドレインにおける電圧信号がＴＲ１のゲートに伝送されるため、ＴＲ１は、実質的に導通している状態から実質的に非導通している状態に遷移し始める。よって、ＴＲ１のドレインにおける信号Ｉ−は、２つのメカニズムの組み合わせにより、低電圧状態から高電圧状態に駆動される。第１のメカニズムは、ＴＲ１をパススルーする電流がインテグレイトキャパシタ１３６を充電することでＴＲ１のソースにおける電圧を増大させることによる。第２のメカニズムは、ＴＲ１のドレインとＴＲ２のゲート、及びＴＲ２のドレインとＴＲ１のゲートのクロスカップリングである。このクロスカップリングは、ＴＲ１のドレインにおける電圧の立ち上がりに応答して、ＴＲ１のゲートへ低電圧信号を伝送することにより、ＴＲ１のシャットオフを高速にする。よって、インテグレイトキャパシタ１３６は、これらの２つのメカニズムをイネーブルにすることにより、出力ノード１４０における信号Ｉ−の電圧スイングを増大させる。Ｔ１からＴ２の「トグル」状態の間中、ＴＲ１のドレインにおける電圧状態はlowに駆動され、ＴＲ２のドレインにおける電圧状態はhighに駆動される。「トグル」状態なる用語は、ＴＲ１及びＴＲ２のドレインにそれぞれ与えられた信号Ｉ−及びＩ＋が、「トグル」状態の間、それらの最初の状態と逆の状態で駆動される、という考え方に着目している。図７Ａに例示されたケースでは、「トグル」状態は時刻Ｔ１から時刻Ｔ２まで継続する。
【００２４】
図７Ｃは、ＬＯ＋が再度デジタルhigh状態になることによる「ラッチ（latch）」状態のＩＬＲＯ１３０の例示である。図７Ｃは、Ｔ２からＴ３の期間におけるラッチ状態を例示する。トランジスタＴＲ３及びＴＲ４は、ＬＯ＋のhigh状態への遷移に応答して、導通状態に即座に切り替わる。時刻Ｔ２において、ＴＲ１のドレインは高電圧状態にあり、ＴＲ２のドレインは低電圧状態にある。ＴＲ２のドレインにおける低電圧状態はＴＲ１のゲートに伝送されるため、ＴＲ１は実質的に非道通である。ＴＲ１は実質的に非道通であるので、ＴＲ１またはＴＲ３を介して実質的に電流は流れず、ＴＲ１のドレインにおける電圧状態はhighを維持する。ＴＲ１のドレインにおける高電圧状態はＴＲ２のゲートに伝送されるので、ＴＲ２は実質的に導通する。ＴＲ２及びＴＲ４の両方がＴ２で導通するので、回路電源電圧ノード１４８から負荷抵抗１３９を介して回路グランドノード１４９に電流が流れる。導通状態のトランジスタＴＲ２及びＴＲ４の抵抗値は負荷抵抗１３９の抵抗値よりも十分に小さいので、この電流は、ノード１４８における回路電源電圧を負荷抵抗１３９の抵抗値で割ったものにほぼ等しい。Ｔ２からＴ３の「ラッチ」状態の間中、ＴＲ１のドレインにおける電圧状態はhighに駆動され続け、ＴＲ２のドレインにおける電圧状態はlowに駆動され続ける。よって、ＴＲ１及びＴＲ２のドレインにそれぞれ与えられた信号Ｉ−及びＩ＋が、時刻Ｔ２から時刻Ｔ３の「ラッチ」状態の間、それらの最初の状態で駆動され続ける。
【００２５】
図７Ｄは、「トグル（toggle）」状態のＩＬＲＯ１３０の例示である。図７Ｄは、ＬＯ＋がlowであるＴ３からＴ４の期間におけるトグル状態を例示する。トランジスタＴＲ３及びＴＲ４は、ＬＯ＋のlow状態への遷移に応答して、非導通状態に即座に遷移する。時刻Ｔ３では、ＴＲ１のドレインは高電圧状態にあり、ＴＲ２のドレインは低電圧状態にある。ＴＲ１のドレインにおける高電圧状態がＴＲ２のゲートに伝送されるため、ＴＲ２は実質的に導通する。しかしながら、Ｔ３でＴＲ２は実質的に導通しＴＲ４は実質的に非道通であるので、回路電源電圧ノード１４８から負荷抵抗１３９を介してインテグレイトキャパシタ１３６に電流が流れる。時刻Ｔ３からＴ４に時間が進むにつれて、ＴＲ２のソースで電圧が徐々に上昇し、そしてＴＲ１及びＴＲ２がトランジスタ動作の線形領域で動作するので、ＴＲ２のドレインでもまた電圧が徐々に上昇する。ＴＲ２のドレインで上昇する電圧信号は、ＴＲ１のゲートに伝送される。これに応答して、ＴＲ１は導通し始める。その結果、回路電源電圧ノード１４８から、負荷抵抗１３８を介して、インテグレイトキャパシタ１３６に電流が流れ始める。この電流が流れ始めるため、ＴＲ１のドレインの電圧が降下する。ＴＲ１のドレインにおける電圧信号がＴＲ２のゲートに伝送されるため、ＴＲ２は、実質的に導通している状態から実質的に非導通している状態に遷移し始め、これによりＴＲ２を流れる電流が制限され、更にＴＲ２のドレインにおける電圧を上昇させる。よって、ＴＲ２のドレインにおける電圧信号は、２つのメカニズムの組み合わせにより、低電圧状態から高電圧状態に駆動される。第１のメカニズムは、ＴＲ２をパススルーする電流がインテグレイトキャパシタ１３６を充電することにより、ＴＲ２のソースにおける電圧を増大させることである。第２のメカニズムは、ＴＲ２のドレインとＴＲ１のゲート、及びＴＲ１のドレインとＴＲ２のゲートのクロスカップリングである。このクロスカップリングは、ＴＲ２のドレインにおける電圧の立ち上がりに応答して、ＴＲ２のゲートへ低電圧信号を伝送することにより、ＴＲ２のシャットオフを高速にする。よって、インテグレイトキャパシタ１３６は、これらの２つのメカニズムをイネーブルにすることにより、出力ノード１４１における信号Ｉ＋の電圧スイングを増大させる。Ｔ３からＴ４の「トグル」状態の間中、ＴＲ２のドレインにおける電圧状態はhighに駆動され、ＴＲ１のドレインにおける電圧状態はlowに駆動される。「トグル」状態なる用語は、ＴＲ１及びＴＲ２のドレインにそれぞれ与えられた信号Ｉ−及びＩ＋が、「トグル」状態の間、それらの最初の状態と逆の状態で駆動される、という考え方に着目している。図７Ｄに例示されたケースでは、「トグル」状態は時刻Ｔ３から時刻Ｔ４まで継続する。
【００２６】
図８は、動作時における周波数分周器１１３の入出力波形の例示である。図７Ａ〜７Ｄで詳細に議論したように、第１のＩＬＲＯ１３０はＬＯ＋を受信し、周波数の２分周動作を行い、低周波数側に分割された逆位相の発振信号Ｉ＋及びＩ−を出力する。同様にして、ＩＬＲＯ１４２はＬＯ−を受信し、周波数の２分周動作を行い、低周波数側に分割された逆位相の発振信号Ｑ＋及びＱ−を出力する。入力信号ＬＯの発振周波数は、入力信号ＬＯにつき、完全なサイクルをトレースするように経過する時間の周期によって特徴付けられる。この時間の周期は、入力サイクル周期（input cycle period）と呼ばれ得る。低周波数側に分割された発振信号の各々の発振周波数は、この信号の各々につき、完全なサイクルをトレースするように経過する時間の周期によって特徴付けられる。この時間の周期は、出力サイクル周期と呼ばれ得る。ＩＬＲＯ１３０及び１４２は周波数において２で分割するので、出力サイクル周期は入力サイクル周期の２倍である。ＬＯ＋及びＬＯ−は入力信号ＬＯの逆位相であるので、ＬＯ−は、ＬＯ＋を入力サイクル周期の１／２、または等価的に出力サイクル周期の１／４だけ遅らせたものとして特徴付けられる。この遅延は、信号Ｑ＋及びＱ−がそれぞれ信号Ｉ＋及びＩ−を出力サイクル周期の１／４だけ遅らせるように、ＩＬＲＯ１４２中を直接伝播する。あるいは、この遅延は、９０°の位相遅れとして表現され得る。よって、周波数分周器１１３の出力は、位相直交にある４つの信号（Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、Ｑ−）のセットであり、それぞれ入力信号ＬＯの半分の周波数で発振する。
【００２７】
図９は、周波数分周器１１３の第２実施形態の例示である。周波数分周器１１３はＩＬＲＯ１３０のみを含む。図９に示すように、ＩＬＲＯ１３は図６で説明した通りである。しかし本例であると、ＩＬＲＯ１３０はＴＲ１のソースに結合された出力ノード１６０と、ＴＲ２のソースに結合された出力ノード１６１とを含む。出力信号Ｑ＋は出力ノード１６０に与えられ、周波数分周器１１３からコンダクタ１５６に伝送される。出力信号Ｑ−は出力ノード１６１に与えられ、そして周波数分周器１１３からコンダクタ１５７に伝送される。ＩＬＲＯ１３０は、コンダクタ１３１を介して入力信号ＬＯ＋を受信し、周波数において２分周動作を行い、低周波数側に分割された発振信号Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、及びＱ−を、それぞれコンダクタ１３３、１３２、１５６、及び１５７に出力する。出力ノード１６０に与えられた信号Ｑ＋は、発振ノード１４０に与えられた信号Ｉ−を、約９０°遅延させる。同様に、発振ノード１６１に与えられた信号Ｑ−は、発振ノード１４１に与えられた信号Ｉ＋を、約９０°遅延させる。よって、この組み合わせにより、発振ノード１４０、１４１、１６０、及び１６１に与えられた信号は、位相直交となる。よって、シングルエンドの発振信号により駆動される単一のＩＬＲＯは、２分周の周波数分割を行い、低周波数側に分割された位相直交にある４つの発振信号を出力出来る。第２実施形態は、第１実施形態のノイズ性能とは等しくない。しかし、位相直交出力で２分周の周波数分割を行うために、２つでは無く唯１つのＩＬＲＯを用いることで、電力を節約出来る。更に、局部発振器１１１からの発振信号を周波数分周器１１３に伝送するのに唯１つのコンダクタのみが必要とされ、よって集積回路ダイの面積を節約出来る。よって、性能が、より低いコスト及び電力消費とトレードされ得るアプリケーションにおいては、第２実施形態の周波数分周器１１３は、第１実施形態よりも好適であり得る。
【００２８】
図１０は、第３実施形態における周波数分周器の４分周動作の例示である。本例では、周波数分周器１１３は、ＩＬＲＯ１３０、ＩＬＲＯ１４２、及びＩＬＲＯ１６２を含む。図１０に示すように、ＩＬＲＯ１３０及びＩＬＲＯ１４２は図６で説明した通りであり、ＩＬＲＯ１６２もＩＬＲＯ１３０と同様である。出力信号Ｉ−はＩＬＲＯ１３０の発振ノード１４０に与えられ、周波数分周器１１３からコンダクタ１３２に伝送される。出力信号Ｉ＋はＩＬＲＯ１３０の発振ノード１４１に与えられ、周波数分周器１１３からコンダクタ１３３に伝送される。出力信号Ｑ−はＩＬＲＯ１４２の発振ノード１４６に与えられ、周波数分周器１１３からコンダクタ１４４に伝送される。出力信号Ｑ＋はＩＬＲＯ１４２の発振ノード１４７に与えられ、周波数分周器１１３からコンダクタ１４５に伝送される。入力信号Ｉ１＋は、ＩＬＲＯ１６２の入力ノード１６７に与えられる。入力ノード１６７はコンダクタ１３１に結合され、入力信号Ｉ１＋はコンダクタ１３１で周波数分周器１１３によって受信される。ＩＬＲＯ１６２の発振ノード１６５は、コンダクタ１６３によりＩＬＲＯ１３０の入力ノード１５０に結合される。ＩＬＲＯ１６２の発振ノード１６６は、コンダクタ１６４によってＩＬＲＯ１４２の入力ノード１５１に結合される。
【００２９】
ＩＬＲＯ１６２はコンダクタ１３１を介して発振入力信号Ｉ１＋を受信し、ＩＬＲＯ１３０につき上述したようにして２分周動作を実行する。ＩＬＲＯ１６２は、出力ノード１６５に与えられた低周波数側に分割された発振信号ＬＯ＋及び出力ノード１６６に与えられた低周波数側に分割された発振信号ＬＯ−として、差動出力信号ＬＯを出力する。ＬＯ＋信号のノード１６５からコンダクタ１６３上のＩＬＲＯ１３０の入力電圧ノード１５０への伝送、及びＬＯ−信号のノード１６６からコンダクタ１６４上のＩＬＲＯ１４２の入力電圧ノード１５１への伝送により、ＩＬＲＯ１３０及びＩＬＲＯ１４２は、入力信号ＬＯの逆位相でクロックされる。ＩＬＲＯ１３０は発振入力信号ＬＯ＋を受信し、２分周動作を実行し、低周波数側に分割された発振信号Ｉ＋、Ｉ−を出力する。同様に、ＩＬＲＯ１４２は発振入力信号ＬＯ−を受信し、２分周動作を実行し、低周波数側に分割された発振信号Ｑ＋、Ｑ−を出力する。信号Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋、及びＱ−は位相直交にある。ＩＬＲＯ１６２は２分周による第１の分割を行い、ＩＬＲＯ１３０及び１４２は２分周による次の分割を行うので、周波数分周器１１３は、図１０に示すように４分周で周波数分割する。同様にして、Ｎ分周動作が可能である（Ｎは２の累乗）。例えば、Ｙ個のＩＬＲＯが直列に構成され、ここで直列の最初のＩＬＲＯが入力信号Ｉ１＋を受信し、直列の最後のものが低周波数側に分割された差動信号を出力してＩＬＲＯ１３０及び１４２を駆動する。Ｙ個のＩＬＲＯの各々は、２分周の周波数分割動作を実行する。ＩＬＲＯ１３０及びＩＬＲＯ１４２は、最後の２分周動作を実行し、位相直交にある４つの出力信号を生成する。あるいは、第２実施形態の周波数分周器１１３が直列の最後のＩＬＲＯとして使用されても良く、位相直交にある４つの出力信号が単一のＩＬＲＯによって出力されても良い。
【００３０】
図１１は、第４実施形態の周波数分周器１１３を例示する。本例では、周波数分周器１１３はＩＬＲＯ１３０及びＩＬＲＯ１４２を含む。図１１に示すように、ＩＬＲＯ１３０及びＩＬＲＯ１４２は図６に示す通りである。しかし本例では追加の素子が含まれる。ＩＬＲＯ１３０は、トランジスタ１７４及び１７５を含む。トランジスタ１７４のソース及びトランジスタ１７５のソースは、電流源１８０の第１リードに結合される。電流源１８０の第２リードは、回路電源電圧源ＶＳＳに結合される。トランジスタ１７４のゲートは、交流（ＡＣ）結合キャパシタ１７２を介してＩＬＲＯ１３０の発振ノード１６０に結合される。ＡＣ結合キャパシタ１７２は、直流（ＤＣ）オフセット電圧信号をブロックし、高周波数交流（ＡＣ）電圧信号を通すようなサイズとされている。同様にして、ＡＣ結合キャパシタ１７３は、トランジスタ１７５のゲートをＩＬＲＯ１３０の発振ノード１６１に結合する。トランジスタ１７４のドレインは、ＩＬＲＯ１４２の発振ノード１４６に結合される。互いに結合されることで、電流源１８０、トランジスタ１７４、及び抵抗１８２は、トランジスタ１７４のゲートに与えられた電圧信号の反転増幅器として動作する。トランジスタ１７５のドレインは、ＩＬＲＯ１４２の発振ノード１４７に結合される。互いに結合されることで、電流源１８０、トランジスタ１７５、及び抵抗１８３は、トランジスタ１７５のゲートに与えられた電圧信号の反転増幅器として動作する。ＩＬＲＯ１４２は、トランジスタ１７８及び１７９を含む。トランジスタ１７８のソース及びトランジスタ１７９のソースは、電流源１８１の第１リードに結合される。電流源１８１の第２リードは、回路電源電圧源ＶＳＳに結合される。トランジスタ１７８のゲートは、交流（ＡＣ）結合キャパシタ１７６を介してＩＬＲＯ１４２の発振ノード１７０に結合される。ＡＣ結合キャパシタ１７６は、直流（ＤＣ）オフセット電圧信号をブロックし、高周波数交流（ＡＣ）電圧信号を通すようなサイズとされている。同様にして、ＡＣ結合キャパシタ１７７は、トランジスタ１７９のゲートをＩＬＲＯ１４２の発振ノード１７１に結合する。トランジスタ１７９のドレインは、ＩＬＲＯ１３０の発振ノード１４０に結合される。互いに結合されることで、電流源１８１、トランジスタ１７９、及び抵抗１３８は、トランジスタ１７９のゲートに与えられた電圧信号の反転増幅器として動作する。トランジスタ１７８のドレインは、ＩＬＲＯ１３０の発振ノード１４１に結合される。互いに結合されることで、電流源１８１、トランジスタ１７８、及び抵抗１３９は、トランジスタ１７８のゲートに与えられた電圧信号の反転増幅器として動作する。
【００３１】
第２実施形態に関して言及したように、信号Ｑ＋はＩＬＲＯ１３０の発振ノード１６０に与えられる。この信号はＡＣ結合キャパシタ１７２によって通過され、そして電流源１８０、トランジスタ１７４、及び抵抗１８２の動作により反転及び増幅されて、反転電圧信号１８８が生成される。信号１８８は、ＩＬＲＯ１４２の発振ノード１４６上に与えられた信号Ｑ−と結合される。発振ノード１４６でこれらの信号を結合することで、発振ノード１４６における状態をスイッチングする２つのトランジスタとなる。このことは、発振ノード１４６における電圧信号の遷移レート（rate of transition）を増大させる。更に、発振ノード１４６の電圧状態は、ＩＬＲＯ１３０を介した同相信号ＬＯ＋及びＩＬＲＯ１４２を介した逆位相信号ＬＯ−の両方によって駆動されている。同様にして、信号Ｑ−はＩＬＲＯ１３０の発振ノード１６１上に与えられる。この信号はＡＣ結合キャパシタ１７３によって通過され、電流源１８０、トランジスタ１７５、及び抵抗１８３の動作によって反転及び増幅され、ＩＬＲＯ１４２の発振ノード１４７に与えられた信号Ｑ＋と整合（match）される。同様にして、ＩＬＲＯ１３０の発振ノード１４０及び１４１は、ＩＬＲＯ１４２にクロスカップルされている。各発振ノードでのＩＬＲＯ１３０及び１４２のクロスカップリングにより、位相ノイズは低減され、位相直交精度へのデバイスミスマッチの有害な効果を低減し、そしてより大きな容量性負荷が、与えられた電源電流につき、周波数分周器１１３によって駆動されることが出来る。
【００３２】
図１２は、新規な一側面に従った方法２００のフローチャートである。デジタルhigh入力信号値に応答して、インジェクションロックリング発振器（ＩＬＲＯ：Injection-locked Ring Oscillator）１３０が、ＩＬＲＯ１３０の第１ノードに与えられた電圧をラッチする（ステップ２０１）。ラッチ状態の間、第１ノードに結合された負荷抵抗の抵抗値で割った回路電源電圧ＶＤＤに実質的に等しい電流が、第１ノードに結合されたＮチャネルトランジスタを流れる。一例では、電流１３４は図７Ａに示される。別の例では、第１ノードに与えられた電圧は、回路グランドＶＳＳから１００ミリボルト以内である。
【００３３】
次に（ステップ２０２）、デジタルlow入力信号値に応答して、ＩＬＲＯ１３０は、第１ノードに与えられた電圧状態を第２電圧状態にトグルする。トグル状態の間、第１出力ノードに与えられた電圧は、インテグレイトキャパシタの両端のインテグレイトチャージによって増加される。一例では、ステップ２０２は図７Ｂに示される。別の例では、第２電圧状態は、回路電源電圧ＶＤＤから５０ミリボルト以内である。
【００３４】
一つまたはそれ以上の典型的な実施形態では、述べられた機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの組み合わせで実現され得る。ソフトウェアで実装される場合、この機能は１つまたはそれ以上の命令またはコードとして、コンピュータ読み取り可能な媒体に記憶され、或いは伝送され得る。コンピュータ読み取り可能な媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの持ち運びを助ける任意の媒体を含むコンピュータ記憶媒体及び通信媒体の双方を含む。記録媒体は、汎用または特殊用途のコンピュータによってアクセスできる任意の利用可能な媒体であって良い。例として、これに限定するもので無いものとして、このようなコンピュータ読み取り可能な媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記録デバイス、または命令またはデータ構造の形で所望のプログラムコードを搬送または保持するために使用され、そして汎用または特殊用途のコンピュータまたは汎用または特殊用途のプロセッサによってアクセスできる他の任意の媒体を含むことが出来る。また、あらゆる接続が、適切にコンピュータ読み取り可能な媒体と呼ばれる。例えば、そのソフトウェアが同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、或いは赤外線、無線、及びマイクロ波といった無線技術を使用してウェブサイト、サーバ、または他の遠隔源から送信されるならば、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、或いは赤外線、無線、及びマイクロ波といった無線技術は、媒体の定義に含まれる。本明細書で使用されるディスク（disk and disc）は、コンパクトディスク（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）、光学ディスク、デジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク、及びブルーレイディスクを含み、ディスク（disk）は、一般的に、磁気によってデータを再生し、ディスク（disc）はレーザによって光学的にデータを再生する。上記の組合せもまたコンピュータ読み取り可能な媒体の範囲内に含まれるべきである。
【００３５】
ある例示的な例では、プロセッサ実行可能な命令１９１のセットが、図２のデジタルベースバンド集積回路１０３におけるメモリ（プロセッサ読み取り可能な媒体）に記憶される。プロセッサ１９０は、バスを介してメモリ１９２にアクセスし、命令１９１を実行し、これにより集積回路１０３に対して、ＲＦ送受信機集積回路１０２の受信チェーン１０８における周波数分周器を構成させ、制御させ、モニタさせる。
【００３６】
説明の目的である具体的な実施形態が上で述べられたが、この特許文書の教示は一般的な適用可能性を有し、そして上記の具体的な実施形態に限定されない。例えば、２分周周波数分周器はこのアプリケーションではインジェクションロックリング発振器として述べられてきたが、周波数分周器は別のインジェクションロック発振器であっても良い。従って、述べられた具体的な実施形態の様々な特徴の様々な修正、適応、及び組み合わせは、以下で説明される特許請求の範囲の範囲を逸脱することなく実行出来る。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図７Ｄ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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