(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ信号の論理“１”に基づいて短パルスの列を出力する短パルス発生器と、
前記短パルスを受け取って通信で使用する周波数帯域のＲＦパルス信号を抽出するバンドパスフィルタと、
抽出された前記ＲＦパルス信号を増幅する送信増幅器と、
増幅された前記ＲＦパルス信号を出力するアンテナとを備え、
前記短パルス発生器は、前記データ信号の伝送速度が前記バンドパスフィルタを通過できる最大伝送速度より遅い場合に、該最大伝送速度より周波数が速いオーバーレートした前記短パルスの列を前記データ信号と同期した逓倍クロック信号を使用して生成し出力する
ことを特徴とするインパルス無線伝送装置。
【請求項２】
前記オーバーレートした短パルスの列は、前記最大伝送速度の２倍以上の周波数である
ことを特徴とする請求項１に記載のインパルス無線伝送装置。
【請求項３】
前記短パルス発生器は、否定論理積回路と排他的論理和回路と所定時間遅延する遅延回路とを含んで構成され、
前記否定論理積回路にはＮＲＺのデータ信号と前記最大伝送速度の周波数のクロック信号が供給され、該データ信号と該クロック信号との否定論理積を演算してＲＺデータを生成し、該ＲＺデータを２系統に分配して一方を前記排他的論理和回路に入力し、他方を前記遅延回路を経て該排他的論理和回路に入力し、該排他的論理和回路にて排他的論理和を演算して該最大伝送速度の２倍の周波数のオーバーレートした短パルスの列を出力する  
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインパルス無線伝送装置。
【請求項４】
前記短パルス発生器は、ｎ倍の逓倍回路と第１の論理積回路と第２の論理積回路と所定時間遅延する遅延回路とを含んで構成され、
前記逓倍回路には前記最大伝送速度の周波数の第１のクロック信号とオーバーレート切替信号とが供給され、該オーバーレート切替信号に基づいて第１のクロック信号を逓倍化した第２のクロック信号を出力し、前記第１の論理積回路には、ＮＲＺのデータ信号と該第２のクロック信号が供給され、該データ信号と該第２のクロック信号との論理積を演算してＲＺデータを生成し、該ＲＺデータを２系統に分配して一方を前記第２の論理積回路に入力し、他方を前記遅延回路を経て該第２の論理積回路に入力し、該第２の論理積回路にて論理積を演算して該オーバーレート切替信号に基づいた周波数のオーバーレートした短パルスの列を出力する  
ことを特徴とする請求項１に記載のインパルス無線伝送装置。
【請求項５】
データ信号の論理“１”に基づいて短パルスの列を出力する短パルス発生器と、前記短パルスを受け取って通信で使用する周波数帯域のＲＦパルス信号を抽出するバンドパスフィルタと、抽出された前記ＲＦパルス信号を増幅する送信増幅器と、増幅された前記ＲＦパルス信号を出力するアンテナと、を備えるインパルス無線伝送装置の送信方法であって、
前記短パルス発生器において、前記データ信号の伝送速度が前記周波数帯域を通過できる最大伝送速度より遅い場合に、該最大伝送速度より周波数が速いオーバーレートした前記短パルスの列を前記データ信号と同期した逓倍クロック信号を使用して生成し出力する
ことを特徴とするインパルス無線伝送装置の送信方法。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インパルスを利用してデータの無線伝送を行なうインパルス無線伝送装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インパルス無線は、ＲＦパルス信号を伝送媒体とする無線伝送であり、従来では不可欠であった発振器やミキサなどを削減できることからシンプルな構成とすることができ、小型化と共に低コスト化を実現できる特徴がある。このようなインパルス無線は、１０Ｇｂｐｓを超える広帯域無線通信システムへの適用が期待されている。
【０００３】
インパルス無線伝送装置１０の一般的な構成は図８に示され、ＲＦ送信部２０が短パルス発生器２１、バンドパスフィルタ２２、送信増幅器２３、およびアンテナ２４で構成され、ＲＦ受信部３０はアンテナ３１、受信増幅器３２、バンドパスフィルタ３３および検波器３４で構成される。
【０００４】
ＲＦ送信部２０において、入力信号２０ａであるデータ信号（例えば、１０Ｇｂｐｓ）は短パルス発生器２１によって短パルス２０ｂに変換されバンドパスフィルタ２２に入力する。短パルス２０ｂは広い周波数成分を有し、バンドパスフィルタ２２により通信に使用する周波数成分のみが抽出され、ＲＦパルス信号２０ｃとして出力される。このときのＲＦパルス信号２０ｃのパルス幅は、バンドパスフィルタ２２の通過周波数帯域幅で可能な最大伝送速度の逆数の値となる。送信増幅器２３はバンドパスフィルタ２２から出力されたＲＦパルス信号２０ｃを規定の電力まで増幅し、増幅されたＲＦパルス信号２０ｄをアンテナを介して空間に放射する。アンテナから放射される信号は、ＲＦパルス信号２０ｄの存在する部分がデータ信号の「１」に対応し、ＲＦパルス信号２０ｄのない部分がデータ信号の「０」に対応する。受信部３０においては、アンテナを介して入力されたＲＦパルス信号３０ａを受信増幅器３２で増幅した後、バンドパスフィルタ３３により濾波し、検波器３４によって包絡線検波を行なってデータ信号３０ｂに復号する。
【０００５】
短パルス発生器２１によって発生した短パルス２０ｂは、前述したように広い周波数成分（直流から高い周波数までのスペクトル）を有し、図９に示すようなエネルギーを有している。短パルス２０ｂがバンドパスフィルタ２２を通過することにより、図９の斜線で示すバンドパスフィルタ２２の通過帯域Ｂｂｐｆのエネルギーを持った周波数スペクトルが抽出されることになる。
【０００６】
この構成のインパルス無線伝送装置１０は、バンドパスフィルタ２２の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆを割り当てられた周波数帯域幅と等しくしたとき、データ信号の伝送速度Ｂｒはその通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆを通過できる最大伝送速度Ｂｍａｘにまで高めることができる。しかし、一般には天候等に起因する伝送通信路の状態により常に最大伝送速度Ｂｍａｘを発揮できることは稀で、最大伝送速度Ｂｍａｘより低い伝送速度で運用される場合が多い。
【０００７】
低い伝送速度で送信する場合、ＳＮＲ（信号対雑音比）が劣化することが問題となる。例えば最大伝送速度１０Ｇｂｐｓのところを２．５Ｇｂｐｓで運用する場合を図１０を用いて考える。図１０（ａ）はデータ信号の伝送速度Ｂｒを１０Ｇｂｐｓで送信した場合のデータ信号の波形に対するＲＦパルス信号の波形を示している。これに対し、図１０（ｂ）はＢｒ＝２．５Ｇｂｐｓで送信した場合のデータ信号の波形に対するＲＦパルス信号の波形を示している。両図から分かるようにＲＦパルス信号の波形は同一であるが、２．５Ｇｂｐｓで送信した場合の１シンボル時間ｔｓにおけるパルス出現頻度は１０Ｇｂｐｓに比べて１／４である。
【０００８】
一方、ＲＦ受信部３０の雑音電力Ｐｎは次式で示されるように周波数帯域幅Ｂｂｐｆに比例する（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度）。
【０００９】
Ｐｎ＝ｋＴＢｂｐｆ（Ｗ）        
このことは、送信するデータの伝送速度に係わらず同一の周波数帯域幅Ｂｂｐｆのバンドパスフィルタを用いて受信すれば、同一の雑音電力で受信することになる。従って２．５ＧＨｚの信号を受信した場合、前述したようにそのデータ信号の電力は１／４となるのでＳＮＲは１／４に低下することになる。
【００１０】
ＳＮＲの低下を抑制するために、バンドパスフィルタの通過帯域Ｂｂｐｆを割り当てられた周波数帯域幅と等しくし、１シンボル時間内にＲＦパルス信号を繰り返し出力することが知られている。例えば、図１１に示すように、バンドパスフィルタの通過帯域Ｂｂｐｆが１０ＧＨｚ（即ち、最大伝送速度Ｂｍａｘを１０ＧＨｚとすることができる）で、データ信号を伝送速度２．５Ｇｂｐｓで送信する場合に、１０Ｇｂｐｓの場合と同じパルス幅のＲＦパルス信号を１シンボル時間ｔｓ（４００ｐｓ）内に４個繰り返し出力するものである。図１１（ａ）は、図１０（ａ）と同様に１０Ｇｂｐｓの伝送速度におけるデータ信号とＲＦパルス信号を示し、図１１（ｂ）は２．５Ｇｂｐｓの伝送において４個のＲＦパルス信号を出力した状態を示している（点線で囲んだ３個のＲＦパルス信号を付け加え、４個のＲＦパルス信号とした状態を示している）。このようにすることで信号電力が４倍となり、図１０（ｂ）で示したものと較べＳＮＲは向上する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００６−７４４３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記したように、インパルス無線伝送装置では通信路状態によって最大伝送速度より遅い速度でデータ送信することが行なわれるが、その場合にＳＮＲが低下するという問題がある。インパルス無線伝送装置にデータの伝送速度に応じた通過帯域を持つバンドパスフィルタを備えるようにすれば、ＳＮＲが低下する問題は解決する。しかし、データの伝送速度に合わせてバンドパスフィルタを切替える構造が必要となり、サイズやコストの面で不利となる。また、バンドパスフィルタはミリ波信号の通過経路でもあり、その部分に切替え機構を設けることはＲＦパルス信号の特性劣化を引き起こすことにもなりかねない、と言う問題もある。
【００１３】
また、上記に述べた１シンボル時間内に繰り返しＲＦパルス信号を挿入する方法は、挿入しない場合に較べてＳＮＲは向上するものの、繰り返しＲＦパルス信号が独立しているために受信した信号からクロック信号を抽出できず、データの再生においてなんらかの工夫が必要となる。また、ＳＮＲの改善量としては充分とは言えず、より改善することが必要である。
【００１４】
本発明は、低伝送速度のデータ送信において、送信側で信号電力を高めたＲＦパルス信号の送信を行ない、受信側で容易にデータの再生が行なえ、ＳＮＲの改善ができるインパルス無線伝送装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
発明の一観点によれば、本発明のインパルス無線伝送装置は、データ信号の論理“１”に基づいて短パルスの列を出力する短パルス発生器と、短パルスを受け取って通信で使用する周波数帯域のＲＦパルス信号を抽出するバンドパスフィルタと、抽出されたＲＦパルス信号を増幅する送信増幅器と、増幅されたＲＦパルス信号を出力するアンテナとを備え、短パルス発生器は、データ信号の伝送速度がバンドパスフィルタを通過できる最大伝送速度より遅い場合に、最大伝送速度より周波数が速いオーバーレートした短パルスの列をデータ信号と同期した逓倍クロック信号を使用して生成し出力する、インパルス無線伝送装置が提供される。 
【００１６】
発明の別の一観点によれば、本発明のインパルス無線伝送装置の送信方法は、データ信号の論理“１”に基づいて短パルスの列を出力する短パルス発生器と、短パルスを受け取って通信で使用する周波数帯域のＲＦパルス信号を抽出するバンドパスフィルタと、抽出されたＲＦパルス信号を増幅する送信増幅器と、増幅されたＲＦパルス信号を出力するアンテナとを備えるインパルス無線伝送装置の送信方法であって、短パルス発生器において、周波数帯域を通過できる最大伝送速度より遅い場合に、最大伝送速度より周波数が速いオーバーレートした短パルスの列をデータ信号と同期した逓倍クロック信号を使用して生成し出力する、インパルス無線伝送装置の送信方法が提供される。
【発明の効果】
【００１７】
低伝送速度において、送信側でデータ信号の１シンボル時間内を連続するＲＦパルス信号が占めるようにしたので、ＲＦパルス信号の電力量を増大でき、受信側でＳＮＲを大幅に改善したインパルス無線伝送装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明のインパルス無線伝送装置の構成例を示す図である。
【図２】伝送速度が低い場合のＳＮＲ改善を説明する図である。
【図３】オーバーレート短パルス発生器の回路例とタイムチャート例を示す図である。
【図４】本発明のＲＦパルス信号の波形例を示す図である。
【図５】ｎ逓倍オーバーレート短パルス発生回路とタイムチャート例を示す図である。
【図６】２倍と３倍のオーバーレート短パルスによるＲＦパルス信号作成例を示す図である。
【図７】バンドパスフィルタの作成例を示す図である。
【図８】インパルス無線伝送装置の一般的な構成例を示す図である。
【図９】短パルスのスペクトル例を示す図である。
【図１０】伝送速度が低い場合のＳＮＲ低下を説明する図を示す図である。
【図１１】繰り返しＲＦパルス信号によるＳＮＲ低減例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明のインパルス無線伝送装置１００の構成を図１に示す。図１は、前述した図８に対応して描いたもので、同一の構成要素と信号波形に対しては同じ符号を記している。インパルス無線伝送装置１００はＲＦ送信部２００とＲＦ受信部３０とを有し、ＲＦ受信部３０の構成は図８と同一の構成である。ＲＦ送信部２００の構成は、オーバーレート短パルス発生器２１０、バンドパスフィルタ２２、送信増幅器２３、およびアンテナ２４で構成され、図８の短パルス発生器２１がオーバーレート短パルス発生器２１０に置き換わった構成である。
【００２０】
オーバーレート短パルス発生器２１０は、データ信号２００ａとクロック信号２０１ａとに基づいてバンドパスフィルタ２２において通過し得る最大伝送速度Ｂｍａｘの２倍に相当する出現頻度で短パルス列を発生する。発生した短パルス列をここではオーバーレート短パルス２００ｂという。バンドパスフィルタ２２は、生成されたオーバーレート短パルス２００ｂに含まれるバンドパスフィルタ２２の周波数帯域Ｂｂｐｆの周波数スペクトルを抽出し、パルス幅の大きなＲＦパルス信号２００ｃを出力する。送信増幅器２３はバンドパスフィルタ２２から出力されたＲＦパルス信号２００ｃを規定の電力まで増幅し、増幅されたＲＦパルス信号２００ｄをアンテナ２４を介して空間に放射する。
【００２１】
受信部３０は、図８で示したものと同一の構成でパルス幅の大きなＲＦパルス信号３００ａを処理することになる。即ち、アンテナを介して入力された微弱のＲＦパルス信号３００ａを受信増幅器３２で増幅した後、バンドパスフィルタ３３により濾波し、検波器３４によって包絡線検波を行なってデータ信号３００ｂに復号する。ＲＦパルス信号３００ａは図８のＲＦパルス信号３０ａに較べて信号電力が大きいためＳＮＲは改善されることになる。
【００２２】
オーバーレート短パルス発生器２１０によって発生するオーバーレート短パルス２００ｂとこれにより生成されるパルス幅の大きなＲＦパルス信号２００ｃについて、図２〜図４を用いてより詳細に説明する。
【００２３】
図２（ａ）は図１に示したＲＦ送信部２００におけるオーバーレート短パルス発生器２１０とバンドパスフィルタ２２の部分を切り出した図である。ここでは、データ信号２００ａの伝送速度Ｂｒを２．５Ｇｂｐｓ、バンドパスフィルタ２２の周波数帯域Ｂｂｐｆを１０ＧＨｚとする。オーバーレート短パルス発生器２１０においては、クロック信号２０１ａによりバンドパスフィルタ２２を通過できる最大伝送速度Ｂｍａｘの２倍の出現頻度でオーバーレート短パルスを発生させるものとする。バンドパスフィルタ２２の周波数帯域Ｂｂｐｆが１０ＧＨｚであるから最大伝送速度Ｂｍａｘは１０ＧＨｚとなり、この２倍の周波数である２０ＧＨｚでオーバーレート短パルス２００ｂを発生させることになる。
【００２４】
図２（ｂ）は、図２（ａ）に示すデータ信号に対してオーバーレート短パルス発生器２１０で発生したオーバーレート短パルス２００ｂと、入力されたオーバーレート短パルス２００ｂからバンドパスフィルタ２２により出力されたＲＦパルス信号２００ｃのそれぞれの波形を示す。
【００２５】
図２（ｂ）示すデータ信号２００ａは“１０１１”のデータを示したもので、1シンボル時間は４００ｐｓ（１／２．５Ｇｂｐｓ）である。オーバーレート短パルス２００ｂは、２０ＧＨｚで短パルスを発生するので１シンボル時間内に８個の短パルス（短パルスの時間間隔は５０ｐｓとなる）を発生している。バンドパスフィルタ２２は、１個の短パルスからパルス幅１００ｐｓ（１／１０ＧＨｚ）のＲＦパルス信号を変換するので、１シンボル時間の４００ｐｓに８個のＲＦパルス信号２００ｃ（ＲＦパルス信号の時間間隔は５０ｐｓ）が変換されることになる。従って、１シンボル時間内において、この８個のＲＦパルス信号は重複して連続したものとなり、結果として１シンボル時間に等しいパルス幅のＲＦパルス信号２００ｃに変換されることになる。図２（ｂ）のＲＦパルス信号２００ｃは、幅の広い波形であることを示している。
【００２６】
図３は図２に示したオーバーレート短パルス発生器２１０の回路例と各信号の波形を示したものである。図３（ａ）に示すように、オーバーレート短パルス発生器２１０は一つの否定論理積回路（ＮＡＮＤ）２１１、それに続く排他的論理和回路（ＸＯＲ）２１２、および遅延回路２１３で構成される。否定論理積回路２１１にはデータ信号（同図の“Ａ”）とクロック信号（同図“Ｂ”）が供給され、データ信号とクロックの否定論理積２１１を演算する。データ信号はＮＲＺ（Non Return to Zero）信号で、図３（ｂ）に示すように信号パルスのレベルが、ハイ（高）、またはロー（低）でパルス幅の間で変化しない信号である。クロック信号の周波数は、図４のバンドパスフィルタ２２の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆで可能な最大伝送速度Ｂｍａｘに合わせている。否定論理積回路２１１におけるデータ信号とクロック信号の否定論理積の演算は、ＮＲＺ信号のデータからＲＺ（Return to Zero）信号のデータを作り出している（同図“Ｃ”）。否定論理積回路２１１から出力されるＲＺデータは２系統に分配され（同図“Ｃ”と“Ｄ”）、一方は直接後段の排他的論理和回路２１２に入力し、他方は遅延回路２１３によりδだけ遅れて排他的論理和回路２１２に入力する。排他的論理和回路２１２の演算により、１シンボル時間内に短パルスがクロック信号の２倍の頻度で出力されることになる（同図“Ｅ”）。
【００２７】
図３（ｂ）に示すように、データ信号の伝送速度Ｂｒ２．５Ｇｂｐｓ、クロック信号１０ＧＨｚが入力され遅延時間δを５ｐｓとすれば、１シンボル時間の４００ｐｓ内に、パルス幅５ｐｓの短パルスが２０ＧＨｚの頻度で出現する。すなわち、短パルスは１シンボル時間内に８個出力される。図２に戻って、この短パルスがオーバーレート短パルス発生器２１０の次段のバンドパスフィルタ２２に入ることになる。バンドパスフィルタ２２の通過周波数帯域Ｂｂｐｆは１０ＧＨｚとしているので、オーバーレート短パルス発生器２１０から出力される短パルス列からバンドパスフィルタ２２により生成されるＲＦパルス信号は互いに重なり合うことになる。したがって、ＲＦパルス信号としては１シンボル時間内全体に拡散する。前述した繰り返しＲＦパルス信号を用いる．方法では、ＲＦパルス信号は近接するものの独立に出現するのに対し、本発明ではＲＦパルス信号は重なり合うために１シンボル時間内で一つのパルスを形成した信号波形となる。
【００２８】
図４は、図３に示したオーバーレート短パルス発生器２１０（データ信号の伝送速度Ｂｒ２．５Ｇｂｐｓ、クロック信号１０ＧＨｚ、遅延時間５ｐｓ）を用いてオーバーレート短パルスを発生させ、バンドパスフィルタ２２を通過させて生成したＲＦパルス信号の波形を示したものである。図４に示すように、本発明で生成したＲＦパルス信号は振幅変調（ＡＳＫ：Amplitude Shift Keying）信号と類似の信号波形となる。
【００２９】
バンドパスフィルタ２２をガウシアンフィルタで構成すると、前述の繰り返しＲＦパルス信号と本発明のＲＦパルス信号と比較すると、その電力比は約３ｄＢとなり、本発明の方法によりＳＮＲは３ｄＢ改善する効果が得られることになる。また、本発明のＲＦパルス信号は、繰り返しＲＦパルス信号とは異なり連続した波形であるためクロックの抽出は容易となる。
【００３０】
上記では２倍のオーバーレート短パルスを発生させてＲＦパルス信号の信号電力を大きくしてＳＮＲを改善することを行なったが、よりレートを上げることができるオーバーレート短パルス発生器について説明する。図５（ａ）は１〜ｎ逓倍の短パルスを発生するｎ逓倍オーバーレート短パルス発生器２２０の回路例を示し、ｎ逓倍オーバーレート短パルス発生器２２０は１〜ｎ倍に逓倍できる逓倍回路２２１と、２つの論理積回路（ＡＮＤ）２２２、２２４、および遅延回路２２３で構成される。
【００３１】
逓倍回路２２１には、バンドパスフィルタ２２の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆで可能な最大伝送速度Ｂｍａｘに合わせたクロック信号Ｈとオーバーレートを切り換えるレート切替信号とが入力され、レート切替信号に基づいてクロック信号Ｈをｎ逓倍する。レート切替信号によるオーバーレートの切替えは、例えば図５（ａ）の部分拡大図に示した構成で実現できる。即ち、×１〜×ｎに逓倍する回路のそれぞれにクロック信号Ｈを入力し、その出力をレート切替信号に基づいてセレクタで選択すればよい（セレクタから出力される逓倍化したクロック信号を逓倍クロックＩということにする）。
【００３２】
論理積回路２２２には逓倍回路２２１から出力された逓倍クロック信号Ｉとデータ信号Ｇとを入力し、論理積演算されたパルス信号Ｊを出力する。このパルス信号Ｊは２系統に分配され、一方は直接後段の論理積回路２２４に入力し、他方は遅延回路２２３によりδだけ遅れて論理積回路２２４に入力する。論理積回路２２４の論理積演算により、１シンボル時間内の短パルスが逓倍クロック信号の頻度で出力される。
【００３３】
上記の回路の波形は図５（ｂ）に示される。ここでは図２、３と同様にデータ信号Ｇは２．５Ｇｂｐｓ、クロック信号Ｈを１０ＧＨｚとし、レート切替信号により３倍のオーバーレートを行なった波形を示している。逓倍クロック信号Ｉはクロック信号Ｈの３倍の周波数のパルスとなっている（データ信号Ｇの２．５Ｇｂｐｓの１シンボル時間中に、クロック信号Ｈのパルス４個に対し、逓倍クロック信号Ｉでは１２個のパルスとなっている）。パルス信号Ｊは、逓倍クロック信号Ｉとデータ信号Ｇとが論理積演算された波形で、データ信号Ｇの“１”に対応する部分のみ３０ＧＨｚのパルス列を有する波形となる。パルス信号Ｋは、パルス信号Ｊが遅延回路２２３によって遅延時間δ遅れた波形である。オーバーレート短パルスＬは、パルス信号Ｊとパルス信号Ｋとが論理積演算されて得られる。
【００３４】
図２、３で説明したオーバーレート短パルス発生器２１０は、シンプルな回路構成で２倍のオーバーレート短パルスを発生させるものであった。これに対し、ｎ逓倍オーバーレート短パルス発生器２２０は、任意に逓倍したオーバーレート短パルスを発生させることができる。
【００３５】
次に、オーバーレートを高くした場合のＳＮＲの改善について説明する。図６は、２倍と３倍のオーバーレート短パルスを発生してＲＦパルス信号を作成した例を示した図である（２倍は比較のために示した）。図６においても、図２と同様にデータ信号の伝送速度Ｂｒを２．５Ｇｂｐｓ、バンドパスフィルタ２２の周波数帯域Ｂｂｐｆを１０ＧＨｚとしている。図６（ａ）は２倍にオーバーレートした例で、１シンボル時間に８個の短パルスを発生し、それによりバンドパスフィルタでＲＦパルス信号を生成した例である（即ち、図２（ｂ）と同一）。図６（ａ）の４つの波形は、上からデータ信号、オーバーレート短パルス、重なり前のＲＦパルス信号、そしてＲＦパルス信号が重なった波形に対する包絡線を示している（以下、図６（ｂ）も同様）。なお、包絡線の中に個々のＲＦパルス信号を点線で示している。１シンボルのＲＦパルス信号はこの実線で示した包絡線で示される信号となるが、包絡線のうねりは飽和電力増幅器で解消される。
【００３６】
図６（ｂ）は３倍のオーバーレート短パルス（１シンボル時間に１２個の短パルスを発生）によるＲＦパルス信号の例を示した図である。３倍のオーバーレートは２倍のオーバーレートに較べてＲＦパルス信号の包絡線の信号振幅が増加していること分かる。このため、２倍より３倍の方が信号電力が増大するのでＳＮＲはより改善される。即ち、レートを上げるほど信号振幅を増加し、ＳＮＲ改善の効果は上がることになる。
【００３７】
次に、図１で示したバンドパスフィルタ２２の作成例を図７を用いて説明する。図７（ａ）の左の図に示すように、バンドパスフィルタ２２は裏面にアース面２２ｃを形成したアルミナ基板２２ａ上にマイクロストリップライン２２ｂを形成し、マイクロストリップライン２２ｂ間およびマイクロストリップライン２２ｂとアース面２２ｃ間の電気的結合でバンドパスフィルタを形成している。図７（ａ）の右の図は、アルミナ基板２２ａ上に形成したマイクロストリップライン２２ｂのパターンを示し、左方から入力された短パルスの電気信号はフィルタリングされて通過帯域の周波数成分のＲＦパルス信号として右方から出力する。
【００３８】
図７（ｂ）は、図７（ａ）に示したバンドパスフィルタ２２の通過損（信号がフィルタを通過するときの減衰量）と反射損（信号源からフィルタに電力を供給するときに反射される電力の割合）の計算値（点線）と実測値（実線）とを示した図で、略計算値通りの性能を有している。このバンドパスフィルタ２２の通過帯域は７８〜９３ＧＨｚ（帯域幅１５ＧＨｚ）で、挿入損失は１．５±０．３ｄＢである。
【００３９】
以上、本発明のインパルス無線伝送装置の実施例を説明したが、これらは上記した内容に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々なる態様で実施し得るものである。
【符号の説明】
【００４０】
１０    インパルス無線伝送装置
２０    ＲＦ送信部
２０ａ  データ信号
２０ｂ  短パルス
２０ｃ  ＲＦパルス信号
２０ｄ  ＲＦパルス信号
２１    短パルス発生器
２２    バンドパスフィルタ
２２ａ  アルミナ基板
２２ｂ  マイクロストリップライン
２２ｃ  アース面
２３    送信増幅器
２４    アンテナ
３０    ＲＦ受信部
３０ａ  ＲＦパルス信号
３０ｂ  データ信号
３１    アンテナ
３２    受信増幅器
３３    バンドパスフィルタ
３４    検波器
１００  インパルス無線伝送装置
２００  ＲＦ送信部
２００ａ  データ信号
２０１ａ  クロック信号
２００ｂ  オーバーレート短パルス
２００ｃ  ＲＦパルス信号
２００ｄ  ＲＦパルス信号
２１０  オーバーレート短パルス発生器
２１１  否定論理積回路（ＮＡＮＤ）
２１２  排他的論理和回路（ＸＯＲ）
２１３  遅延回路
２２０  ｎ逓倍オーバーレート短パルス発生器
２２１  逓倍回路
２２２  論理積回路
２２３  遅延回路
２２４  論理積回路
３００ａ  ＲＦパルス信号
３００ｂ  データ信号
【図１】
0005626044.tif 000002
【図２】
0005626044.tif 000003
【図３】
0005626044.tif 000004
【図４】
0005626044.tif 000005
【図５】
0005626044.tif 000006
【図６】
0005626044.tif 000007
【図７】
0005626044.tif 000008
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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