(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路と，第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列に接続して構成したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチの直列接続点，前記第３の半導体スイッチと前記第４の半導体スイッチの直列接続点，前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの直列接続点を負荷への接続端子とした電力変換装置において、
電力変換装置の出力電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との偏差を演算する電圧偏差演算手段と、出力周波数に基づいて前記偏差の増幅ゲインを調整するゲイン調整手段と、前記偏差に前記増幅ゲインを乗じた値を前記出力電圧指令に加算する加算手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
出力周波数指令の増加に応じて前記増幅ゲインを低減させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
予め設定された運転周波数以上では前記増幅ゲインを零とすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源を整流した直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置を用いて２つの巻線を有する電動機（以下、２相電動機という）を可変速駆動するものとしては、例えば特許文献１に示すものが知られている。
図２はこの種の電力変換装置の従来技術を示す回路図であり、１は単相交流電源、２は２つの巻線２ａ，２ｂを備えた２相電動機、３は電力変換装置である。
【０００３】
電力変換装置３は、単相倍電圧整流回路３１とインバータ回路３２とから構成されている。単相倍電圧整流回路３１は、ダイオードＤPとダイオードＤNとを２個直列に接続して構成したダイオード直列回路と、コンデンサＣPとコンデンサＣNとを２個直列に接続して構成したコンデンサ直列回路とを並列接続して構成している。インバータ回路３２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子とダイオードとを逆並列に接続して構成した第１の半導体スイッチＴMPと半導体スイッチＴMNとを直列接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、半導体スイッチＴAPと半導体スイッチＴANとを直列接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路とを並列接続して構成している。なお、４１はコンデンサＣPの電圧Ｅdpを検出する電圧検出手段、４２はコンデンサＣNの電圧Ｅdnを検出する電圧検出手段である。
【０００４】
また、電力変換装置３は、半導体スイッチＴMPと半導体スイッチＴMNとの直列接続点，半導体スイッチＴAPと半導体スイッチＴANとの直列接続点，コンデンサＣPとコンデンサＣNとの直列接続点に３つの出力端子Ｍ，Ａ，Ｃを備え、負荷である２相電動機２に接続されている。そして、インバータ回路３２により、出力端子Ｍ−Ｃ間電圧ｖMCおよび出力端子Ａ−Ｃ間の電圧ｖACの振幅および周波数を調整することにより、２相電動機２の可変速駆動を実現するのであるが、このような２相電動機２を電力変換装置３で可変速駆動する場合には、電気的に９０度位相の異なる電圧を２相電動機２に印加し、その電圧の大きさと周波数とを調整することにより２相電動機２の可変速駆動を行っている。
【０００５】
図３は図２の制御装置１０の構成を示すブロック図である。図において、電圧指令生成手段１１では、外部から入力されるか、あるいは電力変換制御装置３自身で生成した出力周波数指令ｆ*に基づいて、出力端子Ｍ−Ｃ間，Ａ−Ｃ間の出力電圧指令ｖMC*，ｖAC*を演算する。これら出力電圧指令ｖMC*，ｖAC*から例えば数１を用いて振幅が１のキャリア三角波と比較するための変調信号λMC*，λAC*を演算する。
【０００６】
【数１】
0005540699.tif 000002
ここで、
Ｅdp：コンデンサＣPの電圧検出値
Ｅdn：コンデンサＣNの電圧検出値
ｖXC*：出力端子Ｍ−Ｃ間，Ａ−Ｃ間の出力電圧指令（ＸはＭまたはＡ）
すなわち、図３に示すように、出力電圧指令ｖMC*は、除算器１３ａに入力され、加算器１２により加算されたコンデンサＣPの電圧検出値ＥdpとコンデンサＣNの電圧検出値Ｅdnとの加算値Ｅdp＋Ｅdnによって除算される。一方、除算器１４ではコンデンサＣPの電圧検出値Ｅdpが前記加算値Ｅdp＋Ｅdnによって除算され、この除算された値Ｅdp／（Ｅdp＋Ｅdn）が加算器１５ａにより除算器１３ａの出力ｖMC*／（Ｅdp＋Ｅdn）に加算されて変調信号λMC*を演算する。同様に、出力電圧指令ｖAC*は、除算器１３ｂに入力されて前記加算値Ｅdp＋Ｅdnによって除算され、加算器１５ｂにより除算器１３ｂの出力ｖAC*／（Ｅdp＋Ｅdn）に除算器１４の出力Ｅdp／（Ｅdp＋Ｅdn）が加算されて変調信号λAC*を演算する。
【０００７】
このように演算された変調信号λMC*，λAC*とキャリア発生器１６からの三角波キャリアとをそれぞれ比較器１７ａ，１７ｂにより比較し、半導体スイッチＴMP，ＴMN，ＴAP，ＴANの各ＩＧＢＴのオンオフ信号を得て所望の出力線間電圧を得るようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平３−７８４９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の電力変換装置３では、２つのコンデンサＣP，コンデンサＣNの電圧が不平衡になることがある。この現象は、特に電力変換装置３の出力周波数が低い場合に顕著となり、どちらか一方のコンデンサの電圧が著しく増加するとともに、他方のコンデンサの電圧が著しく低下する。このような場合、電圧が増加するコンデンサではコンデンサの耐圧を超える虞がある。
【００１０】
この２つのコンデンサが不平衡になる理由を以下に説明する。
図２に示した電力変換装置３において、説明を簡単にするために入力の整流ダイオードＤp，Ｄnに流れる電流を無視すると、コンデンサＣPに流れる電流は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）ＴMPに流れる電流ｉTMPと半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）ＴAPに流れる電流ｉTAPとの和になる。同様に、コンデンサＣNに流れる電流は、半導体スイッチＴMNに流れる電流ｉTMNと半導体スイッチＴANに流れる電流ｉTANとの和になる。
【００１１】
一方、図４は上アームの半導体スイッチＴMP，ＴAPに流れる電流の概念波形図を示すものであり、図示のごとく上アームのＩＧＢＴに流れる電流ｉTXPはパルス列波形となる（以下、ＸはＭまたはＡとする）。
【００１２】
次に、パルス列電流の平均値ｉTXP(AVG)を計算する。図５は、三角波キャリアの１周期分の電流波形を示したものである。キャリア１周期内にＩＧＢＴに電流が流れる時間比率は、変調率λxそのものであるので、出力電流の大きさをＩとすれば，キャリア１周期内の電流平均値ｉTXP(AVG)は数２で表せる。
【００１３】
【数２】
0005540699.tif 000003
ここで、Ｍ相，Ａ相の出力電流をそれぞれｉM，ｉAとおけば、半導体スイッチＴMP，ＴAPに流れるパルス列電流の平均値ｉTMP(AVG)，ｉTAP(AVG)は、数２に数１を代入してそれぞれ次の数３，数４で表せる。
【００１４】
【数３】
0005540699.tif 000004
【００１５】
【数４】
0005540699.tif 000005
このとき、コンデンサＣpに流れるパルス列電流の平均値ｉCP(AVG)は、半導体スイッチＴMPと半導体スイッチＴAPとに流れるパルス列電流の平均値の和として考えることができるから、数５で表すことができる。
【００１６】
【数５】
0005540699.tif 000006
以上の数式を用いてコンデンサＣPに流入する電流ｉCP(AVG)を計算した例を図６に示す。ただし、図６（ａ）（ｂ）に示すように、ここでの計算は電力変換装置３の負荷として先述の２相電動機２を想定し、出力端子Ａ−Ｃ間電圧ｖACを出力端子Ｍ−Ｃ間電圧ｖMCに対して電気的に９０度位相を進ませた場合の例であり、またコンデンサの静電容量値は十分大きく、かつコンデンサの電圧変動はないものとし、さらに負荷に流れる電流も理想的な正弦波電流とした場合の計算結果である。
【００１７】
図６（ｃ）のコンデンサＣpの電流ｉCP(AVG)に着目すると、電流ｉCP(AVG)には出力周波数成分を含んだ脈動成分が含まれていることがわかる。コンデンサ電圧は脈動成分だけを考えると、コンデンサＣPの電圧脈動成分ΔｖCPは、電流ｉCP(AVG)を用いて次式で表せる。
【００１８】
【数６】
0005540699.tif 000007
すなわち、図６（ｃ）に示したように、コンデンサＣpの電流ｉCP(AVG)は電力変換装置３の出力周波数成分を含んだ脈動電流になることから、コンデンサＣPには脈動電圧が発生する。同様な理由でコンデンサＣNにも脈動電圧が発生する。このときコンデンサＣPとコンデンサＣNの脈動電圧は、互いに位相が反転したような状態となることから、コンデンサＣPとコンデンサＣNの電圧が不平衡となる。
【００１９】
ここで、数６から明らかなように、出力周波数が低いほど、コンデンサＣPの電圧の脈動成分ΔｖCPは大きくなり、また、２つのコンデンサＣPとコンデンサＣNとの電圧差も出力周波数が低いほど大きくなる。
【００２０】
上述のように、従来の電力変換装置３では２つのコンデンサが不平衡になるため、コンデンサの静電容量値を必要以上に高くするか、もしくは２つのコンデンサの電圧を平衡させるための回路を新たに追加する等、コンデンサの電圧上昇を抑制するための対策をとる必要があり、電力変換装置３が大型かつ高価になるという問題があった。
【００２１】
この発明は、上記問題を解消し、２つのコンデンサの電圧のアンバランスを抑制し、小型で安価な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記目的を達成するために、この発明は、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路と，第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列に接続して構成したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチの直列接続点，前記第３の半導体スイッチと前記第４の半導体スイッチの直列接続点，前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの直列接続点を負荷への接続端子とした電力変換装置において、電力変換装置の出力電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との偏差を演算する電圧偏差演算手段と、出力周波数に基づいて前記偏差の増幅ゲインを調整するゲイン調整手段と、前記偏差に前記増幅ゲインを乗じた値を前記出力電圧指令に加算する加算手段とを備えるものである。
【発明の効果】
【００２３】
この発明に係る電力変換装置によれば、２つのコンデンサ電圧の偏差の増幅ゲインを出力周波数に基づいて調整し、この偏差を増幅した値により出力電圧指令を補正して新たな出力電圧指令を生成することにより、２つのコンデンサの電圧のアンバランスを抑制することができる。この結果、コンデンサの静電容量値を必要以上に高くしたり、２つのコンデンサの電圧を平衡させるための回路を追加する必要がなくなるので、小型で安価な電力変換装置を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】この発明の実施の形態を示すブロック図
【図２】電力変換装置を示す回路図
【図３】従来の制御装置の構成を示すブロック図
【図４】上アームの半導体スイッチに流れる電流の概念波形図
【図５】三角波キャリアの１周期分の電流の概念波形図
【図６】コンデンサに流入する電流の概念波形図
【発明を実施するための形態】
【００２５】
図１はこの発明の電力変換装置３の制御装置１０の構成を示すブロック図である。ここで、図３と同一機能を有するものについては同一の符号を付してその説明を省略する。
従来技術と異なる点は、２つのコンデンサＣP，ＣNの電圧検出値Ｅdpと電圧検出値Ｅdnとの偏差を演算する加算器２１，出力周波数指令ｆ*に基づいて増幅ゲインを調整するゲイン演算部２２，乗算器２３，加算器２４ａ，２４ｂからなる不平衡抑制手段２０を新たに追加した点である。この不平衡抑制手段２０では、２つのコンデンサＣP，ＣNの電圧検出値Ｅdpと電圧検出値Ｅdnとの差電圧Ｅdp−Ｅdnにゲイン演算部２２で演算されたゲインを乗じた値を出力電圧指令ｖMC*，ｖAC*の補正量としてそれぞれ加算し、新たな出力電圧指令ｖMC**，ｖAC**を生成する。
【００２６】
このような構成において、例えば、コンデンサＣPの電圧が上昇し、コンデンサＣNの電圧が減少すると、上アームの半導体スイッチＴMP，ＴAPのオン時間を増加させ、下アームの半導体スイッチＴMN，ＴANのオン時間を減少させることになる。すなわち、コンデンサＣPの電圧が上昇し、コンデンサＣNの電圧が減少した際には、加算器２１で求めたコンデンサＣPの電圧検出値ＥdpとコンデンサＣNの電圧検出値Ｅdnとの差電圧を乗算器２３でゲイン倍した値が、加算器２４ａ，２４ｂにより出力電圧指令ｖMC*，ｖAC*にそれぞれ加算されて新たな出力電圧指令ｖMC**，ｖAC**が得られる。これにより、上アームの半導体スイッチＴMP，ＴAPのオン時間を増加させ、下アームの半導体スイッチＴMN，ＴANのオン時間を減少させることになる。これは、上側コンデンサＣPから流出する電流を増加させ、下側コンデンサＣNに流入する電流を減少させることになるから、結果としてコンデンサの電圧不平衡を抑制する作用となる。
【００２７】
逆に、コンデンサＣPの電圧が減少し、コンデンサＣNの電圧が上昇した際には、加算器２１で求めたコンデンサＣPの電圧検出値ＥdpとコンデンサＣNの電圧検出値Ｅdnとの差電圧を乗算器２３でゲイン倍した値はマイナスの補正量となる。この補正量が加算器２４ａ，２４ｂにより出力電圧指令ｖMC*，ｖAC*にそれぞれ加算されることになるから、下アームの半導体スイッチＴMN，ＴANのオン時間を増加させ、上アームの半導体スイッチＴMP，ＴAPのオン時間を減少させることになる。これは、下側コンデンサＣNから流出する電流を増加させ、上側コンデンサＣPに流入する電流を減少させることになるから、結果としてコンデンサの電圧不平衡を抑制する作用となる。
【００２８】
このように、コンデンサＣPの電圧検出値ＥdpとコンデンサＣNの電圧検出値Ｅdnとの差電圧に基づいて新たな出力電圧指令ｖMC**，ｖAC**を得ることにより、２つのコンデンサＣP，ＣNの電圧のアンバランスを抑制することが可能になる。
【００２９】
ところで、上記のコンデンサ電圧の不平衡抑制手段２０を適用した場合、所望とする出力電圧指令に２つのコンデンサ電圧の差電圧を重畳することになるから、当然のことながら電力変換装置３の出力電圧ｖMC，ｖACは本来の所望とする電圧ｖMC*，ｖAC*が出力されない。電力変換装置３の負荷として電動機を考えた場合、このような状態で運転を継続すると、出力電圧が著しく歪み、結果としてトルクの脈動を引き起こし、電動機から騒音，振動が発生する虞がある。
【００３０】
しかしながら、前述したとおりコンデンサの電圧不平衡は、電力変換装置３の出力周波数が低いほど顕著になることから、図１のゲイン演算部２２に示すように、ゲイン演算部２２に出力周波数指令ｆ*を入力し、この出力周波数指令ｆ*の増加に応じて増幅ゲインを低減させるようにすればよい。さらに、ある運転周波数以上ではコンデンサ電圧の不平衡抑制を行わなくてもよいことが予め分かっていれば、その運転周波数を予めゲイン演算部２２に設定しておき、この設定された運転周波数以上では偏差増幅ゲインを０とするようにしてもよい。
【００３１】
このように制御することで，低周波数時、すなわち電動機の始動時に、コンデンサ電圧の不平衡を抑制するように電力変換装置３が動作し、起動時のみ若干の振動が電動機より発生するものの問題なく始動でき、一旦始動が完了して運転周波数が高い状態で運転しているときには、２つのコンデンサの電圧アンバランスが著しく大きくなることもなく、所望の出力電圧を出力できる。
【符号の説明】
【００３２】
１…単相交流電源、２…２相電動機、３…電力変換装置、３１…単相倍電圧整流回路、３２…インバータ回路、１１…電圧指令生成手段、１６…キャリア発生器、２２…ゲイン演算部。
【図１】
0005540699.tif 000008
【図２】
0005540699.tif 000009
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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