(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源に接続され、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に接続したレグと、
前記レグと並列に接続されるコンデンサと、
前記レグと前記コンデンサからなる単位ユニットと、
前記単位ユニットと交流リアクトルを直列に接続した単位アームと、
２つの前記単位アームを直列に接続した相ユニットと、
前記相ユニットの３相分が並列に接続し、前記相ユニットそれぞれの中間点と負荷が接続される電力変換器と、
出力電圧指令に基づき、前記単位ユニットの出力電圧を制御する制御手段と、
前記電源の電源電圧と同位相の循環電流が流れるように前記出力電圧指令を補正する補正手段とを有する電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換装置において、２台の前記電力変換装置が並列に接続し、
一方の前記電力変換装置の相ユニットの中間点と３相交流電源が接続され、他方の電力変換装置の相ユニットの中間点と３相交流負荷が接続する請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記３相交流電源と接続された電力変換装置は、単相交流電圧を出力するように第１スイッチング動作制御手段を有し、前記３相交流負荷に接続された電力変換装置は、前記単相交流電圧を前記３相交流負荷の制御に適した可変電圧可変周波数になるように第２スイッチング動作制御手段を有する請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換装置を３台、並列に接続し、各前記電力変換装置の３つの線間電圧をそれぞれ電源とするように接続した請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換装置において、単相交流部の交流周波数を、負荷に出力される電力変換装置の３相交流周波数に同期して可変させる請求項３記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、一定電圧一定周波数の交流を、可変電圧可変周波数の交流に変換して３相誘導電動機を可変速制御するモータドライブや、一定周波数一定電圧の３相交流を出力する交流電源駆動に用いる電力変換装置には、図６に示すような３相２レベルコンバータ、３相２レベルインバータが適用されてきた。３相２レベルインバータは、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。
【０００３】
一方、その出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２つの値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行い、擬似的に交流波形が生成された波形となっている。そのため、高耐圧のスイッチング周波数を使用し、ＰＷＭスイッチング周波数を高く出来ない鉄道用モータドライブや、車両補助電源装置においては、スイッチング高調波に起因した電磁騒音が問題になる場合があった。    
また、車両用補助電源においては、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルを挿入するが、電磁騒音が問題にならないレベルまで低減するために、このリアクトル容量が大きくなっており、コスト向上と、重量増加を招いていた。
【０００４】
また、モータドライブシステムの電源システム全体としての小型軽量化を図るために、鉄道用途における架線電圧や、一般産業用途における配電系統電圧に、従来一般的に用いられているトランスでの電圧降圧なしに直接接続することの出来る電力変換器の研究開発も進められている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−１１４９６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のようなモータドライブの電源システムでは、原理上、出力周波数と同一周波数成分で各単位ユニットのコンデンサ電圧が脈動する。この脈動は、コンデンサ充放電電流を増加させるため、コンデンサが発熱してしまう問題がある。また、コンデンサ電圧上昇は、スイッチング素子の過電圧破壊し、コンデンサ電圧の低下は、制御不能になる、といった問題がある。
【０００７】
これらを解決するためにはコンデンサ容量を増加させればよいが、装置の大型化、高コスト化を招く。また、モータドライブのように直流出力をしなければならない場合は、上記脈動周波数が無限に小さくなることになり、電圧が単調増加または単調減少することとなって、コンデンサ容量を無限に大きくしないと主回路として成立しない問題が存在する。
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、トランスなしに直接高電圧電源系統へ接続可能であり、かつ、低周波数出力制御も可能な小型の電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の電力変換装置は、電源に接続され、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に接続したレグと、前記レグと並列に接続されるコンデンサと、前記レグと前記コンデンサからなる単位ユニットと、前記単位ユニットと交流リアクトルを直列に接続した単位アームと、２つの前記単位アームを直列に接続した相ユニットと、前記相ユニットの３相分が並列に接続し、前記相ユニットそれぞれの中間点と負荷が接続される電力変換器と、出力電圧指令に基づき、前記単位ユニットの出力電圧を制御する制御手段と、前記電源の電源電圧と同位相の循環電流が流れるように前記出力電圧指令を補正する補正手段とを有する電力変換装置。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態の電力変換装置の回路構成図。
【図２】第１の実施形態の電力変換装置のＵ相上単アームの回路構成図。
【図３】第１の実施形態の電力変換装置のせ制御部の動作を示す図。
【図４】第２の実施形態の電力変換装置の回路構成図。
【図５】第３の実施形態の電力変換装置の接続図。
【図６】従来の電力変換装置の回路構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、実施形態の電力変換装置を図面を参照して説明する。
【００１２】
（第１の実施形態）
第１の実施形態について図を参照し、詳細に説明する。図１は、第１の実施形態の電力変換装置の回路構成図である。図２は、第１の実施形態の電力変換装置のＵ相上単アームの回路構成図である。図３は、第１の実施形態の電力変換装置のせ制御部の動作を示す図である。
【００１３】
（構成）
図１の電力変換装置は、例えば、単相５０Ｈｚの電源を、３相可変電圧可変周波数の交流を出力する多レベル変換器であり、ＵＶＷ各相に、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグを２つと、コンデンサとを並列に接続してなるＨブリッジ単位変換器を単位ユニットとして、２×Ｎ個の単位ユニットと、交流リアクトル２つとを直列に接続する。図２に、図１の一部を拡大して説明する。
【００１４】
図２に示すように、スイッチング素子１０ａとスイッチング素子１０ｂは直列に接続され、第１レグ１２ａを構成する。またスイッチング素子１０ｃとスイッチング素子１０ｄは直列に接続され、第２レグ１２ｂを構成する。第１レグ１２ａと第２レグ１２ｂは並列に接続され、第１レグ１２ａと第２レグ１２ｂの間にコンデンサ１１が並列に接続する。以上の、スイッチング素子１０（１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ）、コンデンサ１１、レグ１２（１２ａ、１２ｂ）によって単位ユニット１３ａは構成される。
【００１５】
３つの単位ユニット１３（１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）とリアクトルが直列に接続されて、単アーム１５は構成される。
【００１６】
図１は、上述した単アーム１５（１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄ、１５ｅ、１５ｆ）で構成される相アーム１６（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ）と単相交流電源１、負荷２、電力変換部１００、制御部１０１で構成されている。
【００１７】
Ｕ相となる相アーム１６ａは、単アーム１５ａと単アーム１５ｂは、リアクトル１４が隣接するように直列に接続される。相アーム１６ｂと相アーム１６ｃは、相アーム１６ａと同様に構成され、相アーム１６ｂはＶ相、相アーム１６ｃはＷ相とする。相アーム１６ａと相アーム１６ｂは並列に接続され、相アーム１６ａと並列に接続された相アーム１６ｂと相アーム１６ｃは並列に接続される。各相アームの端子は、単相交流の電源１と接続され、中間点である中間子は負荷２と接続される。
【００１８】
このような構成の電力変換部１００は、制御部１０１の動作制御手段により電源１から各Ｕ相アーム１６ａ、Ｖ相アーム１６ｂ、Ｗ相アーム１６ｃへ電流が流れると、スイッチング素子１０の開閉動作により負荷２へ交流電力を供給することが可能となる。
【００１９】
次に、制御部１０１の動作制御について説明する。制御部１０１は、負荷側への出力がゼロの時、２×Ｎ段の単位ユニットの合成電圧が、単相電源Ｖｓと拮抗するようにそれぞれＶｓ／（２Ｎ）の電圧を出力する。
【００２０】
負荷側への出力電圧指令がＶｕＯＵＴのとき、上からＮ段目までの単位ユニットは、Ｖｓ／（２Ｎ）−ＶｕＯＵＴ／Ｎの電圧を出力し、Ｎ＋１段目から２Ｎ段目までの単位ユニットは、Ｖｓ／（２Ｎ）＋ＶｕＯＵＴ／Ｎの電圧を出力する。
【００２１】
直流電圧制御部１０２では、単位ユニットそれぞれの直流コンデンサ電圧の合計値（ＶｄｃＵＡＬＬ）が、別の手段であらかじめ設定した直流コンデンサ電圧指令値（ＶｄｃＲｅｆ）の単位ユニット段数２Ｎを乗じた値ＶｄｃＡＬＬＲｅｆに追従するように、Ｕ相循環電流指令値（ＩｓＵＲｅｆ）を演算して出力する。
【００２２】
第３演算部１０２ｃでは、直流電圧バランス補正制御部１１４からの直流コンデンサ電圧指令値（ＶｄｃＲｅｆ）に２Ｎを乗じた値（ＶｄｃＡＬＬＲｅｆ  ＝  ＶｄｃＲｅｆ  ×  ２Ｎ：Ｎは正の整数、２Ｎは単位ユニットの段数を表す）から、直流コンデンサ電圧合成部１０２ｂから出力される値（ＶｄｃＵＡＬＬ  ＝  ＶｄｃＵ１  ＋  ＶｄｃＵ２  ＋  ・・・  ＋ＶｄｃＵ２Ｎ）を引いた値を算出する（ＶｄｃＡＬＬＲｅｆ  −  ＶｄｃＵＡＬＬ）。その値にＧｓ演算部１０２ｄでＧ（ｓ）を乗じた値をＵ相循環電流指令生成部１０２ｅへ入力する。ここで、Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子である。Ｕ相循環電流指令生成部１０２ｅでは、入力された値にｓｉｎ（θｖｓ）を乗じた値（ＩｓＵＲｅｆ  ＝  Ｇ（ｓ）×（ＶｄｃＡＬＬＲｅｆ  −  ＶｄｃＵＡＬＬ）×ｓｉｎ（θｖｓ））を算出し、循環電流制御部１０３へ出力する。θｖｓは、交流電源電圧位相検出値である。
【００２３】
循環電流制御部１０３では、直流電圧制御部１０２から出力されたＵ相循環電流指令値ＩｓＵＲｅｆと、Ｕ相上段電流検出部１１２で検出されたＵ相上段電流検出値ＩｓＵＰと、Ｕ相下段電流検出部１１３で検出されたＵ相下段電流検出値ＩｓＵＮから、第５演算部１０３ｃと１／２演算部１０３で演算された値（ｉｓＵ＝（ＩｓＵＰ−ＩｓＵＮ）／２）を第４演算部１０４ａに入力する。第４演算部１０４ａでは、ＩｓＵＲｅｆからｉｓＵを引いた値をＨ（ｓ）演算部１０３ｂに入力する。Ｈ（ｓ）演算部１０３ｂでは、第一の電圧指令補正値（ΔＶａｃＵ１＿１  ＝  Ｈ（ｓ）×（ＩｓＵＲｅｆ  −  （ＩｓＵＰ−ＩｓＵＮ）／２））を演算し、第２演算部部１０７へ出力する。ここで、Ｈ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子である。
【００２４】
また、直流電圧バランス補正制御部１１４では、直流電圧指令値ＶｄｃＲｅｆと直流コンデンサ電圧検出部１０２ｂで検出した直流コンデンサ電圧検出値ＶｄｃＵ１を用いて、次の演算により第二の電圧指令補正値（ΔＶａｃＵ１＿２  ＝  Ｊ（ｓ）×（ＶｄｃＲｅｆ  −  ＶｄｃＵ１））を求め、第１演算部１０６へ出力する。ここで、Ｊ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子である。
【００２５】
以上により求められた各指令値、補正値を用いて、１／２演算部１０８の演算によりＵ相の最上段単位ユニットのための最終的な電圧指令値ＶａｃＵ１を以下の式で求める。
【００２６】
ＶａｃＵ１  ＝  （Ｖｓ／（２Ｎ）  −  ＶｕＯＵＴ／Ｎ  −  ΔＶａｃＵ１＿１  -  ΔＶａｃＵ１＿２）／２
以上の結果によって得られる各単位ユニットの電圧指令を、三角波比較によりＰＷＭ（パルス幅変調）パルス指令に変換し、単位ユニットの各ＩＧＢＴ素子のスイッチング動作を行わせる。さらに、−１演算部１０９での演算により２Ｎ段のＰＷＭは三角波位相ずらしを行うことにより、パルス位置をずらし、合成電圧の高調波を小さくすることが出来る。
【００２７】
（効果）
以上述べた少なくともひとつの実施形態の電力変換装置によれば、３相可変電圧可変周波数の交流を出力する多レベル変換器であり、ＵＶＷ各相に、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグを２つと、コンデンサとを並列に接続してなるＨブリッジ単位変換器を単位ユニットとして、２×Ｎ個の単位ユニットと、交流リアクトル２つとを直列に接続することにより、トランスなしに直接高電圧電源系統へ接続可能であり、かつ、低周波数出力制御時も、各単位ユニットの直流コンデンサ電圧変動は、電源電圧の５０Ｈｚで高速に脈動するのみで運転継続可能な小型の電力変換器を提供することが可能となる。
【００２８】
（第２の実施形態）
第２の実施形態について図を参照し、詳細に説明する。図４は、第２の実施形態の電力変換装置の接続図である。尚、図１乃至３と同一の構成をとるものについては、同符号を付して説明を省略する。
【００２９】
本実施形態における電力変換装置は、３相５０Ｈｚの交流電源を、第１実施形態と同様に構成されたコンバータ４１で４００Ｈｚの単相交流に変換し、さらに、そこで得られた単相４００Ｈｚ電圧を第１実施形態と同様に構成されたインバータ４２で３相可変電圧可変周波数の交流に変換して出力する多レベル変換器である。制御の基本動作は、図２に示すものと同等である。
【００３０】
（効果）
以上の構成により、トランスなしに直接高電圧電源系統へ接続可能であり、かつ、低周波数出力制御時も、各単位ユニットの直流コンデンサ電圧変動は、電源電圧の４００Ｈｚで高速に脈動するのみのため、より小さな容量のコンデンサにしても運転継続可能なより小型の電力変換器を提供することが可能になる。
【００３１】
（第３の実施形態）
第３の実施形態について図を参照し、詳細に説明する。図５は、第３の実施形態の電力変換装置の接続図である。尚、図１乃至４と同一の構成をとるものについては、同符号を付して説明を省略する。
【００３２】
（構成）
３台の電力変換装置５０、５１、５２を、３相交流負荷側で並列に接続し、それぞれの電力変換装置の単相交流電源として、３相交流電力系統の３つの線間電圧（ＲＳ間、ＳＴ間、ＴＲ間）をそれぞれ電源とするように接続する。
【００３３】
（作用）
出力周波数ｆｏｕｔが２０Ｈｚ以下では単相交流周波数を１００Ｈｚとし、出力周波数ｆｏｕｔが２０Ｈｚを超過すると、単相交流周波数が５×ｆｏｕｔとなるようにスイッチング制御する。４５００Ｖ耐圧などの高耐圧大容量のＩＧＢＴ素子は、スイッチング損失が大きいため、スイッチング周波数２０００Ｈｚ程度が現実的な上限である。単相交流の周波数を３相出力周波数と同期取ることにより、スイッチング周波数を単相交流と３相交流の両方に同期を取ることができるようになり、低スイッチング周波数でも同期式ＰＷＭを用いることが可能になり、低周波ビート現象による過電流保護停止などを抑制することが可能になる。
【００３４】
（効果）
３相交流受電の場合でも、第２の実施形態と同様にトランスなしに直接高電圧電源系統へ接続可能であるとともに、かつ、低周波数出力制御時も、各単位ユニットの直流コンデンサ電圧変動は、電源電圧の５０Ｈｚで高速に脈動するのみで運転継続可能なより小型の電力変換器を提供することが可能になる。
【符号の説明】
【００３５】
１  電源
２  負荷
１３  単位ユニット
１０１  制御部
１０２  直流電圧制御部
１０２ａ  直流コンデンサ電圧制御部
１０２ｂ  直流コンデンサ電圧検出部
１０２ｃ  第３演算部
１０２ｄ  Ｇｓ演算部
１０２ｅ  Ｕ相循環電流指令生成部
１０３  循環電流制御部
１０３ａ  第４演算部
１０３ｂ  Ｈ（ｓ）演算部
１０３ｃ  第５演算部
１０３ｄ  １／２演算部
１０４  電圧拮抗電圧司令部
１０５  出力電圧司指令部
１０６  第１演算部
１０７  第２演算部
１０８  １／２演算部
１０９  −１演算部
１１０  第１三角波比較
１１１  第２三角波比較
１１２  Ｕ相上段電流検出部
１１３  Ｕ相下段電流検出部
１１４  直流電圧バランス補正制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
0005606846.tif 000005
【図５】
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【図６】
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