(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線を有するトランスと、
前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、
前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、
前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、
第１のコンデンサと第１の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第１のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路と
を備え、
前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第１のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とする自励式フライバックコンバータ。
【請求項２】
前記バイアス巻線の一端が、電流制限抵抗、直流阻止コンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端子に接続された請求項１記載の自励式フライバックコンバータであって、
前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第１のダイオードおよび第２のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、
前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点間に接続され、
前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第２のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とする自励式フライバックコンバータ。
【請求項３】
前記定電流回路と前記バイアス巻線の他端との間に前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させる定電流回路動作停止手段をさらに備えることを特徴とする請求項２記載の自励式フライバックコンバータ。
【請求項４】
カソードが前記バイアス巻線の他端にアノードが前記定電流回路に接続された第１のツェナーダイオードが前記定電流回路動作停止手段として機能し、
前記第１のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させる請求項３記載の自励式フライバックコンバータ。
【請求項５】
前記定電流回路は、３つの端子を有し、前記バイアス巻線の一端に第１端が接続され、前記第１のツェナーダイオードのアノードに第２端が、並びに前記スイッチ回路の制御端子に第３端が接続され、
前記時定数回路は、前記第１のコンデンサと、前記第１の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第３端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点に接続されたことを特徴とする請求項４に記載の自励式フライバックコンバータ。
【請求項６】
前記スイッチ回路は、ＰＮＰトランジスタを含み、
前記定電流回路は、ＮＰＮトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第２のツェナーダイオード、第２のダイオード並びに第２の抵抗および第３の抵抗から構成されており、
前記第１端となる前記定電流回路の前記第２のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第２のダイオードのアノードが前記第２の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のＰＮＰトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第２端となる前記第３の抵抗を介して前記第１のツェナーダイオードのアノードに、さらに、
前記第２のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第２のダイオードのアノードと前記第２の抵抗との接続点に、該第２のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第３の抵抗との接続点に各々接続されていることを特徴とする請求項３に記載の自励式フライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、重負荷時における発振周波数の低下防止回路を備えた自励式フライバックコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、家庭用電化製品や事務機器をはじめとする電子機器の電源部には、一般的に高効率でありこれらの低消費電力化に対するニーズに応え得るスイッチング電源装置が多用されている。
その中でも、自励式フライバックコンバータ（ＲＣＣ）は絶縁型コンバータであると共に自励式でその基本動作がシンプルであることから、様々な電化製品の電源部に採用されている。
【０００３】
かかる自励式フライバックコンバータを基本としたスイッチング電源装置において、通常、自励式フライバックコンバータは出力負荷が増加するにつれ発振周波数が低下し、入力電圧が低下するにつれ発振周波数が低下する（特許文献２［０００９］〜［００１１］段落参照）。そのためトランス設計は発振周波数が低下することを考慮した設計が必要であり、制御ＩＣを使用し固定発振周波数で動作させるフライバックコンバータと比較して、トランスが大型になっていた。
【０００４】
また、固定発振周波数のフライバックコンバータの場合、主スイッチング素子に流れる電流波形は台形波となるのに対し、自励式フライバックコンバータの場合は構成上、電流波形は三角波となる（特許文献１〜３の各波形図参照）。そのため、自励式フライバックコンバータでは重負荷時に発振周波数が低下するにつれ、主スイッチング素子に流れる電流の波高値が増大し、電流による損失（主スイッチング素子にオン抵抗があることに起因する導通損失およびスイッチング時に生じるスイッチング損失）が大きいという欠点があった。
【０００５】
よって重負荷時に発振周波数が低下しないように対策すべく、図２〜４のような回路がこれまでに案出されている（特許文献１〜３参照）。
【０００６】
図２は、特許文献１に開示された自励式フライバックコンバータの回路図である（特許文献１の図１参照）。
図２の自励式フライバックコンバータ１００’では、自励動作を実現すべく、起動抵抗２４と、トランス２に補助巻線として巻回されたトランス一次側補助巻線（以下、「ゲート駆動巻線」または「バイアス巻線」という）２ｃとを備えている。図２の例では、バイアス巻線２ｃと一次巻線２ａとは同一極性とされている（なおトランス２については、●印の側を一端側、反対側を他端側とする。以下同じ）。バイアス巻線２ｃの巻数については、バイアス巻線２ｃの一端側に出力される電圧が、主スイッチング素子４のゲート駆動の閾値電圧より高い電圧を出力することが可能な範囲に予め設定されている。
【０００７】
図２の自励式フライバックコンバータ１００’について、発振周波数低下防止回路７’が非動作の場合における基本動作を概説すると、既知の通り、まず起動については、起動抵抗２４によって一旦主スイッチング素子４がターンオンし、トランス２の一次巻線２ａに入力電圧Ｖ１が印加されると共にバイアス巻線２ｃに一次巻線２ａとの巻数比に応じた比例電圧が誘起される。その電圧によって、主スイッチング素子４を完全にターンオンする。主スイッチング素子４が完全にターンオンした後のターンオン期間については、図２に示される発振制御回路６および出力電圧検出回路２８により決定される。なお、発振制御回路６および出力電圧検出回路２８自体は既知であり、その詳細な構成および動作の説明は省略する。
主スイッチング素子４がターンオン状態にあるとき、二次巻線２ｂに誘導される電圧によって二次側整流ダイオード２６に逆バイアスが印加され、二次巻線２ｂには電流が流れない。主スイッチング素子４がターンオン状態にある間、二次巻線２ｂは入力電圧Ｖ１で励磁され、エネルギーはトランス２に蓄積される。
一方、主スイッチング素子４がターンオフ状態にあるとき、二次巻線２ｂは出力電圧Ｖ２でリセットされ、蓄積されたエネルギーは二次側の出力端に接続された負荷に放出される。
【０００８】
次に、発振周波数低下防止回路７’が動作する場合を含めた図２の自励式フライバックコンバータ１００’の動作につき説明する。
バイアス巻線２ｃには、主スイッチング素子４のオン期間中は、図２上に実線で表示する矢印で示すような上向きの電圧Ｖ３が発生し、また、主スイッチング素子４のオフ期間中は、上記電圧Ｖ３と逆方向の下向きの電圧が発生し、主スイッチング素子４のスイッチング期間中において、コンデンサ１３は、抵抗９を介して正逆両方向に繰り返し充電される。
上記の通り、自励式フライバックコンバータは、軽負荷から重負荷状態に変化するに従い、主スイッチング素子４のオン期間およびオフ期間の長さが伸張する特性があるため、コンデンサ１３が図２上に実線で表示するような下向きの極性に充電される電圧Ｖ７が、次第に大きくなる。
したがって、このスイッチング電源装置の負荷が所定の値以上に大きくなると、主スイッチング素子４のオフ期間中に、上記電圧Ｖ７がＰＮＰトランジスタ５のベース−エミッタ間の順方向電圧より大きくなり、ＰＮＰトランジスタ５がオンする。
【０００９】
ＰＮＰトランジスタ５がオンすると、主スイッチング素子４のオフ期間中に、上述の通りバイアス巻線２ｃに図２上に実線で表示する電圧Ｖ３と逆方向の下向きの電圧が発生しているため、バイアス巻線２ｃの他端からＰＮＰトランジスタ５ 、ダイオード３および電流制限抵抗１６を経由してバイアス巻線の一端に戻る経路を経由して電流が流れる。
また、主スイッチング素子４のオフ期間中に直流阻止コンデンサ１４の充電電圧Ｖｃは起動抵抗２４を介して供給される電流により、図２上に実線で表示する極性に充電されているため、ＰＮＰトランジスタ５がオンすることによって、直流阻止コンデンサ１４は、該充電電圧Ｖｃを直流阻止コンデンサ１４から主スイッチング素子４のゲート−ソース間に介在する寄生容量、ＰＮＰトランジスタ５およびダイオード３を経由し直流阻止コンデンサ１４に戻る経路を介して放電し、主スイッチング素子４のゲート電圧がオンスレッシュレベル以上の値に上昇する。したがって、主スイッチング素子４が強制的にオンされる。
【００１０】
主スイッチング素子４がオンすると、上述したようにトランス２のバイアス巻線２ ｃに電圧Ｖ３が発生し、該電圧Ｖ３が電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４ を介して主スイッチング素子４のゲートに伝送され、主スイッチング素子４のオン状態が発振制御回路６の定電圧動作によって定められる所定の期間持続される。上記のような回路構成によって主スイッチング素子４を強制的にオンさせるタイミング、即ち主スイッチング素子４がオフされた後に強制的にオンさせるまでの所定の時間Ｔ（特許文献１の図５参照）は、抵抗９とコンデンサ１３の時定数を変更することによって調整することができる。
【００１１】
上記構成によれば、軽負荷時は、上述したように自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数は高くなるので、コンデンサ１３にＰＮＰトランジスタ５をオンさせるのに足りるだけの電圧が充電されることはなく、主スイッチング素子４を強制的にオンさせることは起こらない。すなわち、発振制御回路６によって該発振周波数低下防止回路７’が非動作の場合と同様の発振動作が行われる。
一方、重負荷に（すなわち、出力電流Ｉ２が大きく）なると、発振制御回路６による制御だけでは、自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数が低下してくる。そして主スイッチング素子４のオフ期間が上記期間Ｔよりも長くなろうとすると、発振周波数低下防止回路７’によって主スイッチング素子４が強制的にオンさせられる。発振周波数低下防止回路７’が動作するときは、このようにして、主スイッチング素子４のオフ期間が短縮される。
【００１２】
図３は、特許文献２に開示された自励式フライバックコンバータ（１００’’）の回路図である（特許文献２の図１参照）。
この特許文献２に開示された発振周波数低下防止回路１の概略を順次説明すると、トランス２の一次側に、一次巻線２ａと逆の巻き方向の、すなわち二次巻線２ｂと同じ巻き方向の補助巻線２ｄを更に設けている。したがって、この補助巻線２ｄには、主スイッチング素子４のオン期間中は図１中に実線で示すような下向きの電圧Ｖ４が発生し、オフ期間中は図３中に破線で示すような上向きの電圧Ｖ５が発生する。
【００１３】
そして、この補助巻線２ｄの一端側（巻き終わり側）に抵抗３４を直列接続し、この抵抗３４と補助巻線２ｄの他端側との間にコンデンサ３６を接続している。また、この抵抗３４とコンデンサ３６の接続部にダイオード３８のアノード側を接続している。主スイッチング素子４のスイッチング動作中は、このコンデンサ３６には正逆両方向に繰り返し充電されるが、ダイオード３８は、このコンデンサ３６の両端の電圧であって主スイッチング素子４がオフ期間中の向きの電圧、すなわち図３中で上向きの電圧Ｖ６を選択的に取り出す。
【００１４】
このダイオード３８のカソード側と補助巻線２ｄの他端側間には、スイッチ回路４０が設けられている。このスイッチ回路４０は、この例ではダイオード３８のカソード側と補助巻線２ｄの他端側との間に互いに直列に接続されたバイアス用の抵抗４２、４４および両抵抗４２、４４の接続部にベースが、ダイオード３８のカソードにエミッタがそれぞれ接続されたスイッチ用のトランジスタ４６を有しており、ダイオード３８のカソード側の電圧が所定値以上になるとトランジスタ４６のベースが所定以上にバイアスされてトランジスタ４６がオンし、ダイオード３８のカソード側の電圧を出力する。このスイッチ回路４０から出力される電圧は、この例では逆流防止用のダイオード４８を介して主スイッチング素子４のゲートに与えられ、それによって、それまでオフされていた主スイッチング素子４は強制的にオンさせられる。
【００１５】
主スイッチング素子４が上記のようにしてオンすると、上述したようにトランス２のバイアス巻線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、後は発振制御回路６の働きによって主スイッチング素子４のオン状態が所定期間維持される。
【００１６】
上記のような回路構成によって主スイッチング素子４を強制的にオンさせるタイミング、すなわち主スイッチング素子４がオフされた後、強制的にオンされるまでの時間Ｔ（特許文献２の図２参照）は、コンデンサ３６の両端の電圧Ｖ６の立ち上がりの時定数を決める抵抗３４およびコンデンサ３６の値、ならびに、抵抗４２と４４の比等によって調整することができる。
【００１７】
上記構成によれば、軽負荷時は、上述したように自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数は高くなるので、コンデンサ３６にスイッチ回路４０をオンさせるに足りるだけの電圧が充電されることはなく、補助巻線２ｄ側の上記のような回路によって主スイッチング素子４を強制的にオンさせることは起こらない。すなわち、発振制御回路６により発振周波数低下防止回路１が非動作のときと同様の発振制御が行われる。
【００１８】
一方、重負荷に（すなわち、出力電流Ｉ２が大きく）なると、発振制御回路６による制御だけでは、自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数が低下して来る。そして、主スイッチング素子４のオフ期間が上記時間Ｔよりも長くなろうとすると、補助巻線２ｄ側の上記のような回路によって主スイッチング素子４が強制的にオンさせられる。従って主スイッチング素子４のオフ期間が短縮される。
【００１９】
図４は、特許文献３に開示された自励式フライバックコンバータ（１００’’’）の回路図である（特許文献３の図１参照）。
この特許文献３に開示された例においては、図４に示すように、トランス３２０の一次側に設けた第２補助巻線Ｎｐ３に接続された整流用ダイオードＤ３、逆流防止ダイオードＤ４、充電時定数を決定する抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３とから発振周波数低下防止回路３４０が形成されている。Ｒ３は放電抵抗である。
【００２０】
第２補助巻線Ｎｐ３は、平滑コンデンサＣ１のマイナス側を基準とした場合、補助巻線Ｎｐ２の巻線方向と見掛け上反対の巻線方向となるように設けられている。したがって、補助巻線Ｎｐ２には一次巻線Ｎｐ１と同極性の電圧が誘起されるが、この第２補助巻線Ｎｐ３には逆極性の電圧が誘起されることになる。その電圧値は、一次巻線Ｎｐ１との巻線比に応じた値となる。
【００２１】
上記構成からなる発振周波数低下防止回路３４０の概略動作につき説明すると、まず、フィードバック信号Ｖｆに基づく制御信号発生回路３３２からのオン／オフ制御信号ＣＮＴによって制御用素子Ｑ２がオフとなると、主スイッチング素子Ｑ１がオフとなる。すると、第２補助巻線Ｎｐ３から整流ダイオードＤ３、充電用抵抗Ｒ２を通して電流が流れ充電用コンデンサＣ３に流れ込む。
そして、この充電用コンデンサＣ３の電圧が、主スイッチング素子Ｑ１のオン電圧を越えると、スイッチング素子Ｑ１は強制的にオンされる。
【００２２】
すなわち、主スイッチング素子Ｑ１が制御信号発生回路３３２からのオン／オフ制御信号ＣＮＴによってオフされてから、この発振周波数低下防止回路３４０によって強制的にオンされるまでの時間（特許文献３の図２（Ｂ）に示す時間（ｔｂ〜ｔ０）参照）は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３との充電時定数で決まる。したがって、この特許文献３に開示された例においては、最大負荷時における発振周波数を設定時定数で決まる発振周波数に規制することができる。
【００２３】
一方、最小負荷の場合は、発振周波数が高くなる。つまり、主スイッチング素子Ｑ１のオン−オフサイクル時間は最小となる。この場合、充電用コンデンサＣ３の電圧が、主スイッチング素子Ｑ１のオン電圧を越えることはなく、発振周波数低下防止回路３４０が動作しないので、電圧制御回路３１３による通常の発振周波数で運転される。
【００２４】
このように、図２〜４いずれの回路も、主スイッチング素子がオフしている時に、バイアス巻線に発生する電圧を利用し、抵抗とコンデンサを用いて時定数を設定して一定時間主スイッチング素子をオフさせたのち、強制的に主スイッチング素子をオンさせることによって、発振周波数の低下を防止している。なお、ｉ）図２の時定数を決定している抵抗とコンデンサは、抵抗９とコンデンサ１３であり、ｉｉ）図３の時定数を決定している抵抗とコンデンサは、抵抗３４とコンデンサ３６であり、ｉｉｉ）図４の時定数を決定している抵抗とコンデンサは、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３である。
【００２５】
ところで、図２〜４に示す発振周波数低下防止の回路に利用しているバイアス巻線の電圧は、主スイッチング素子がオフしている時の電圧であり、二次巻線の電圧を整流平滑して負荷へ電力を供給している期間中に、発生している。
【００２６】
ここで、二次側出力については、図２〜４いずれの回路においても、二次側出力電圧を一定にするためのフィードバック制御がなされており、出力負荷が増加するにつれ、二次巻線の電圧が上昇する構成となっている。したがって、バイアス巻線の電圧についても、二次巻線の電圧と同様に、出力負荷が増加するにつれ電圧が上昇する。
【００２７】
そうなると、これまで案出されている図２〜４の回路については、出力負荷が増加し発振周波数低下防止回路が動作するポイントから、さらに出力負荷が増加した時には、バイアス巻線に発生する電圧が上昇するため、（抵抗とコンデンサを用いて時定数を設定して一定時間主スイッチング素子をオフさせたのち）強制的に主スイッチング素子をオンさせるタイミングが早くなり、その結果、発振周波数低下防止回路が動作した時点の発振周波数から発振周波数が上昇することとなる。
【００２８】
したがって、これまで案出されている図２〜４の回路については、出力負荷が増加し続けて行くと、発振周波数低下防止回路が動作した時点の発振周波数から発振周波数が上昇することとなり、重負荷時のスイッチング損失の増大が問題となっていた。
【００２９】
その他、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合には、主スイッチング素子のオン期間を減少させオフ期間を長くし、結果的に発振周波数を低下させる必要があるところ、このとき発振周波数低下防止の回路が動作していると、お互いに反対の制御を行うことになり、二次側出力を十分に絞ることが困難となっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３０】
【特許文献１】特開２００６−１１５５９３号公報
【特許文献２】特開平６−１８９５４５号公報
【特許文献３】特開平６−１３３５４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
したがって本発明は、出力負荷が増加し発振周波数低下防止回路が動作後、出力負荷がさらに増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数から発振周波数が上昇しないようにし、重負荷時の発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制することができる自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。
【００３２】
また本発明は、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、過電流保護回路の動作に影響を与えないようにすることができる自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。
【００３３】
その他本発明は、トランスに発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記の各課題を解決することが可能な構成を備えた自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
上記課題を解決可能な本発明の自励式フライバックコンバータは、（１）一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線を有するトランスと、
前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、
前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、
前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、
第１のコンデンサと第１の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第１のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路と
を備え、
前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第１のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とするものである。
【００３５】
また本発明は、好ましくは、（２）前記バイアス巻線の一端が、電流制限抵抗、直流阻止コンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端子に接続された（１）記載の自励式フライバックコンバータであって、
前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第１のダイオードおよび第２のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、
前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点間に接続され、
前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第２のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とするものである。
【００３６】
上記（２）の自励式フライバックコンバータにおいては、（３）前記定電流回路と前記バイアス巻線の他端との間に前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させる定電流回路動作停止手段をさらに備えることが好ましい。
【００３７】
上記（３）の自励式フライバックコンバータについては、（４）カソードが前記バイアス巻線の他端にアノードが前記定電流回路に接続された第１のツェナーダイオードが前記定電流回路動作停止手段として機能し、
前記第１のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させることが好ましい。
【００３８】
さらに、上記（４）の自励式フライバックコンバータについては、（５）前記定電流回路は、３つの端子を有し、前記バイアス巻線の一端に第１端が接続され、前記第１のツェナーダイオードのアノードに第２端が、並びに前記スイッチ回路の制御端子に第３端が接続され、
前記時定数回路は、前記第１のコンデンサと、前記第１の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第３端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点に接続されることが好ましい。
【００３９】
上記（３）の自励式フライバックコンバータにおいては、（６）前記スイッチ回路は、ＰＮＰトランジスタを含み、
前記定電流回路は、ＮＰＮトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第２のツェナーダイオード、第２のダイオード並びに第２の抵抗および第３の抵抗から構成されており、
前記第１端となる前記定電流回路の前記第２のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第２のダイオードのアノードが前記第２の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のＰＮＰトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第２端となる前記第３の抵抗を介して前記第１のツェナーダイオードのアノードに、さらに、
前記第２のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第２のダイオードのアノードと前記第２の抵抗との接続点に、該第２のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第３の抵抗との接続点に各々接続されていることが好ましい。
【００４０】
なお、本明細書で主スイッチング素子４に関連して「ゲート」、「ドレイン」または「ソース」と表現されているのは、主スイッチング素子４として一応、電界効果トランジスタが想定されていることの表れであり、便宜上そう表現されたに過ぎないものである。したがって、当該表現を根拠として主スイッチング素子４が電界効果トランジスタに限定されるものでは決してない。主スイッチング素子４としては、同等の機能を果たすものであれば特に限定されず、その場合、電界効果トランジスタとは異なる三端子表現が用いられるものに対しては当然、相当する表現が該当するであろうことは明白である。
【発明の効果】
【００４１】
ｉ）本発明によれば、（出力負荷が増加し）発振周波数低下防止回路が動作後、さらに出力負荷が増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数より発振周波数が上昇しないようにし、重負荷時における発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。
【００４２】
ｉｉ）また本発明によれば、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、二次側出力を十分に絞ることが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。
【００４３】
ｉｉｉ）さらに本発明によれば、トランスに発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記ｉ）およびｉｉ）の各機能を実現することが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明に係る自励式フライバックコンバータの一実施例を示す回路図である。
【図２】従来例に係る自励式フライバックコンバータの一例を示す回路図である。
【図３】従来例に係る自励式フライバックコンバータの他の一例を示す回路図である。
【図４】従来例に係る自励式フライバックコンバータの他の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下、本発明の自励式フライバックコンバータの詳細に付き、一実施例を用いて説明する。
【実施例】
【００４６】
［基本構成］
図１に、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の回路図を示す。なお、図１の構成の説明に関し、図２〜４の説明で使用した箇所と同一箇所については同一の参照符を用いるものとする。
【００４７】
はじめに、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の基本構成および動作につき説明すると、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００は、トランス２の一次巻線２ａに主スイッチング素子４を直列接続し、同トランス２のバイアス巻線２ｃの出力を自励式の発振制御回路６を介してこの主スイッチング素子４のゲートに帰還させて発振させ、主スイッチング素子４のオフ時にトランス２内の蓄積エネルギーを二次巻線２ｂから整流ダイオード２６を介して直流出力として取り出すよう構成されている。本実施例では、主スイッチング素子４の一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用している。
なお、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００においても、一次巻線２ａの一端側と主スイッチング素子４のゲートとの間に起動抵抗２４が備えられている点は従来例と同様である。
【００４８】
発振制御回路６としては種々の構成を採り得る。本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００は、バイアス巻線２ｃの一端側と主スイッチング素子４のゲート間に直列に挿入された電流制限抵抗１６、直流阻止コンデンサ１４および主スイッチング素子４のゲートをグラウンドにバイパスするように接続された制御トランジスタ１８を備えている。また、互いに直列接続された抵抗１０およびコンデンサ１２から成る時定数回路８をバイアス巻線２ｃの両端に接続し、このコンデンサ１２の電圧が制御トランジスタ１８のベースに印加されるようにしている。
さらに、二次側の出力電圧Ｖ２の定電圧制御用に、バイアス巻線２ｃの一端側とコンデンサ１２との間にダイオード２０およびフォトカプラ２２（より具体的にはそのフォトトランジスタ側）を接続している。
【００４９】
トランスの二次巻線２ｂには、整流ダイオード２６および出力電圧検出回路２８が接続されている。出力電圧検出回路２８は、シャントレギュレータ３０、出力電圧Ｖ２を分圧してそれをシャントレギュレータ３０の参照電圧端子へ供給する分圧抵抗３２およびフォトカプラ２２を備えており、このシャントレギュレータ３０で出力電圧Ｖ２を基準電圧と比較してその差に応じてフォトカプラ２２のフォトダイオードを発光させ、これによって一次側の発振制御回路６へフィードバックを掛けるようにしている。
【００５０】
さらに、本実施例では、自励式フライバックコンバータ１００内に別途、以下の構成からなる過電流保護回路７４が設けられている。
すなわち、本実施例の過電流保護回路７４は、上記制御トランジスタ１８と、一端が主スイッチング素子４のソースに、他端がグラウンドに接続された電流検出抵抗３１と、該電流検出抵抗３１と主スイッチング素子４のソースとの接続点および制御トランジスタ１８のベース間に接続された、（制御トランジスタ１８の）ベース電流制限抵抗３３から構成されている。この過電流保護回路７４の詳細な動作については、後段において別途説明する。
【００５１】
ここで、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の基本発振動作、すなわち後述する発振周波数低下防止回路７が非動作時における自励式フライバックコンバータ１００の動作について説明すると、従来例と同様、入力電圧Ｖ１が印加されると、それが起動抵抗２４を通して主スイッチング素子４のゲートに印加され、主スイッチング素子４が導通状態になる。その結果、トランス２の一次巻線２ａに電圧が加わり、同時にバイアス巻線２ｃに電圧Ｖ３が発生する。これが電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４を介して主スイッチング素子４のゲートに印加され、主スイッチング素子４は急速にオンする。
このとき、トランス２の二次巻線２ｂの電圧は整流ダイオード２６に対して逆方向に加わるので、二次巻線２ｂには電流が流れず、トランス２にエネルギーが蓄積される。これと共に、時定数回路８を構成するコンデンサ１２に抵抗１０を通して充電電流が流れ、制御トランジスタ１８のベース電位が徐々に上昇する。
【００５２】
コンデンサ１２の電圧が所定値に達して制御トランジスタ１８が導通し始めると、それによって主スイッチング素子４のゲートがグラウンドにバイパスされて主スイッチング素子４がオン状態を保てなくなり、一次巻線２ａの電圧が低下し、バイアス巻線２ｃの電圧Ｖ３も低下する。これは正帰還であるため、主スイッチング素子４は急速にオフする。主スイッチング素子４がオフすることにより、トランス２の蓄積エネルギーが二次巻線２ｂから整流ダイオード２６を通して出力側へ供給される。
【００５３】
その後、蓄積エネルギーが放出し終わると、二次巻線２ｂにわずかに残された残留エネルギーによって、バイアス巻線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、再び主スイッチング素子４がオン状態となり、上記のような動作が繰り返される。
【００５４】
また、出力電圧Ｖ２の定電圧制御について説明すると、出力電圧Ｖ２が規定値以上に上昇すると、シャントレギュレータ３０およびフォトカプラ２２のフォトダイオードに流れる電流が大きくなり、それに応じて同フォトカプラ２２のフォトトランジスタに流れる電流も大きくなり、これによって発振制御回路６内のコンデンサ１２が早く充電されるので制御トランジスタ１８が早く導通して主スイッチング素子４のゲートをグラウンドへバイパスさせ、その結果、主スイッチング素子４のオン期間が短くなって出力電圧Ｖ２が低下し、このようにして出力電圧Ｖ２の定電圧制御が行われる。
【００５５】
また、本実施例の過電流保護回路７４の動作につき説明すると、まず、本実施例に係る過電流保護回路７４は、自励式フライバックコンバータ１００の二次側出力電流Ｉ２が増加するに比例して主スイッチング素子４に流れる電流Ｉｄも増加することを利用している。すなわち、二次側出力電流Ｉ２の多寡に比例した主スイッチング素子４に流れる電流Ｉｄの多寡は、電流検出抵抗３１で電圧に変換され、得られた電圧信号はベース電流制限抵抗３３を通じて制御トランジスタ１８のベースに印加される。
本実施例では、二次側出力電流Ｉ２が過負荷状態になったとき、電流検出抵抗３１の両端電圧が制御トランジスタ１８をオンさせる電圧まで上昇する構成となっており、実際に電流検出抵抗３１の両端電圧が制御トランジスタ１８をオンさせる電圧まで上昇すると、制御トランジスタ１８はオンとなり、主スイッチング素子４のゲート電圧が引き抜かれる。これにより、主スイッチング素子４はオフとなり、自励式フライバックコンバータ１００は過電流に対して保護される（過電流保護動作）。
なお、２次側出力電流Ｉ２が過負荷状態を脱した後は、自励式フライバックコンバータ１００は過電流保護回路７４の影響を受けず、上で説明した基本動作の通り動作するほか、必要に応じて以下で説明する発振周波数低下防止回路７が作動する。
【００５６】
［発振周波数低下防止回路について］
次に、発振周波数低下防止回路７につき説明する。本実施例において発振周波数低下防止回路７は、バイアス巻線２ｃの一端および他端間に接続された、ダイオード３７（本発明の「第１のダイオード」に相当）とコンデンサ３９（本発明の「第２のコンデンサ」に相当）とからなるドライブ用補助電源７２と、ダイオード３とＰＮＰトランジスタ５とを含み、直流阻止コンデンサ１４と主スイッチング素子４のゲートとの接続点およびドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点間に接続されたスイッチ回路１７と、バイアス巻線２ｃの一端および他端間に第１端および第２端が、並びにスイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５のベースに第３端が接続された定電流回路７１と、一端がスイッチ回路１７（ＰＮＰトランジスタ５）の制御端子と定電流回路７１の第３端との接続点に、他端がドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点に接続された時定数回路７３と、からなっている。
この発振周波数低下防止回路７の各構成要素の詳細構成および発振周波数低下防止回路７の詳細な動作については、後段において別途説明する。
【００５７】
なお、本実施例では、バイアス巻線２ｃの他端と定電流回路７１との間には、定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード２５（本発明の「第１のツェナーダイオード」に相当）が接続されている。このツェナーダイオード２５は、アノードが定電流回路７１に、そしてカソードがバイアス巻線２ｃの他端に各々接続されている。定電流回路動作停止手段としてのツェナーダイオード２５の働きの詳細についても、後段にて詳細に説明する。
【００５８】
ドライブ用補助電源７２は、ダイオード３７のアノードがバイアス巻線２ｃの一端と電流制限抵抗１６との接続点に、該ダイオード３７のカソードがコンデンサ３９を介してバイアス巻線２ｃの他端に各々接続されることにより構成されている。
【００５９】
スイッチ回路１７は、ＰＮＰトランジスタ５、ダイオード３および抵抗２９から構成されており、ダイオード３のカソードが直流阻止コンデンサ１４と主スイッチング素子４のゲートとの接続点に、該ダイオード３のアノードが抵抗２９を介してＰＮＰトランジスタ５のコレクタに、該ＰＮＰトランジスタ５のエミッタがドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点間に各々接続されることにより構成されている。
【００６０】
定電流回路７１は、ＮＰＮトランジスタからなる定電流制御トランジスタ１９、ツェナーダイオード２３（本発明の「第２のツェナーダイオード」に相当）、ダイオード２１（本発明の「第２のダイオード」に相当）並びに抵抗９（本発明の「第２の抵抗」に相当）および抵抗２７（本発明の「第３の抵抗」に相当）から構成されており、その第１端に相当するダイオード２１のカソードがバイアス巻線２ｃの一端と電流制限抵抗１６との接続点に、該ダイオード２１のアノードが抵抗９を介して定電流制御トランジスタ１９のエミッタに、第３端に相当する該定電流制御トランジスタ１９のコレクタがスイッチ回路１７の制御端子に相当するＰＮＰトランジスタ５のベースに、そして該定電流制御トランジスタ１９のベースに一端が繋がる抵抗２７の他端（第２端に相当）がツェナーダイオード２５のアノードに、さらに、ツェナーダイオード２３のアノードがダイオード２１のアノードと抵抗９との接続点に、該ツェナーダイオード２３のカソードが定電流制御トランジスタ１９のベースと抵抗２７との接続点に各々接続されることにより構成されている。
【００６１】
なお、定電流トランジスタ１９、ツェナーダイオード２３、ダイオード２１並びに抵抗９および２７を上記の通り組み合わせてなる本実施例の定電流回路７１では、抵抗９の両端に印加される電圧が、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧から定電流トランジスタ１９のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを引き算した一定電圧となるため、抵抗９の抵抗値が一定であることを前提とすると、抵抗９に流れる電流は定電流となる。本実施例の定電流回路７１では、このようにして定電流動作が行われる。
【００６２】
時定数回路７３は、一端がスイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５のベースと定電流回路７１の定電流制御トランジスタ１９のコレクタとの接続点に、他端がドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点（ＰＮＰトランジスタ５のエミッタ）に接続された、定電流回路７１によって一定の電流で充電され得るコンデンサ１３（本発明の「第１のコンデンサ」に相当）および該コンデンサ１３に充電された電荷を放電するための放電抵抗３５（本発明の「第１の抵抗」に相当）の並列接続回路により構成されている。
この時定数回路７３は、その一端からスイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５のベースに信号を送出することによって、スイッチ回路１７のスイッチング動作を制御している。
【００６３】
すなわち、本実施例では、発振周波数低下防止回路７において、主スイッチング素子４がオフ時のバイアス巻線２ｃの電圧を直接使用するのではなく、上記の通りトランジスタ１９、ツェナーダイオード２３、ダイオード２１並びに抵抗９および２７から定電流回路７１を構成し、時定数回路７３のコンデンサ１３を一定の電流で充電することにより、バイアス巻線２ｃの電圧が変化しても影響されないように構成している。
ただし、本実施例の自励式フライバックコンバータ１００では、定電流回路動作停止手段が別途備えられており、出力負荷が過負荷状態となった結果、自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作した場合には、定電流回路動作停止手段が動作して定電流回路７１の動作を停止させ、発振周波数低下防止回路７が動作停止となるよう構成されている。
【００６４】
また本実施例では、主スイッチング素子４を十分にドライブするために、ダイオード３７とコンデンサ３９でドライブ用補助電源７２を作ってトランジスタ５のエミッタに接続し、発振周波数低下防止のため主スイッチング素子４を強制的にオンさせるときのドライブ電流を、トランジスタ５から抵抗２９とダイオード３を通じて主スイッチング素子４のゲートに直接加える回路構成としている。
【００６５】
さらに、本実施例では、バイアス巻線２ｃの他端と定電流回路７１の第２端に相当する抵抗２７との間に定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード２５が追加されている。
これにより、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作し、二次側出力電圧Ｖ２の低下に比例して主スイッチング素子４がオフ時のバイアス巻線２ｃの電圧がツェナーダイオード２５のツェナー電圧よりも低下すると、発振周波数低下防止回路７が動作停止となるよう構成されている。すなわち、本実施例の構成によれば、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４と発振周波数低下防止回路７とが互いに反対の制御を行うことは無く、過電流保護回路７４は二次側出力を十分に絞ることが可能となっている。
【００６６】
なお、定電流制御トランジスタ１９のベース閾値電圧、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧およびツェナーダイオード２５のツェナー電圧それぞれの大小関係につき補足すると、本実施例では、定電流制御トランジスタ１９のベース閾値電圧は、一般的な値である０．５〜０．６Ｖとされる。
次に、ツェナーダイオード２３および２５のツェナー電圧については、バイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転（他端側がプラスになる）したときに発生する電圧と、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧＋ツェナーダイオード２５のツェナー電圧＋ダイオード２１においてドロップする電圧＋抵抗２７両端電圧の和とが相等しくなる必要がある。
したがって、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧＋ツェナーダイオード２５のツェナー電圧は、バイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧よりも小さい値となる。
ここで、ツェナーダイオード２５のツェナー電圧は、出力負荷が過負荷状態となった結果、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の過電流保護回路７４が動作してバイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧が減少を開始した際、どの程度まで減少した時点で定電流トランジスタ１９をオフして定電流回路７１をオフさせたいかを決定する電圧であり、その値についてはケースに応じ設計され得るものである。
他方、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧は、定電流回路７１における定電流値を決定するための電圧であり、ツェナーダイオード２５のツェナー電圧に対して相当程度低い値とされる。
【００６７】
［動作］
以下、上記構成からなる発振周波数低下防止回路７が動作状態にあるときの自励式フライバックコンバータ１００の詳細な動作につき説明する。
まず、主スイッチング素子４がオンになったとき、トランス２の一次巻線２ａに電流が流れ、バイアス巻線２ｃの一端側にプラスの電圧が発生する。これにより、バイアス巻線２ｃは、その一端側から電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４を通じて主スイッチング素子４のオン状態が維持されるよう主スイッチング素子４をドライブする。
またこのとき、バイアス巻線２ｃの一端側からダイオード３７を通じてコンデンサ３９が充電される。
【００６８】
その後、出力電圧検出回路２８のシャントレギュレータ３０で検出される二次側出力電圧Ｖ２が所定の電圧に達すると、フォトカプラ２２の発光ダイオードに電流が流れる。
そうなると、フォトカプラ２２のフォトトランジスタがオンとなるため、バイアス巻線２ｃの一端側からダイオード２０、フォトカプラ２２のフォトトランジスタを通じてトランジスタ１８のベースに電圧が印加され、最終的にトランジスタ１８はオンとなる。
トランジスタ１８がオンとなると、主スイッチング素子４のゲート電圧がトランジスタ１８によって引き抜かれ、これにより、主スイッチング素子４はオフとなる。
【００６９】
主スイッチング素子４がオフとなることで、バイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転（他端側がプラスになる）する。
ここで、バイアス巻線２ｃの電圧がツェナーダイオード２５のツェナー電圧を超えると、抵抗２７を通じてツェナーダイオード２３と定電流制御トランジスタ１９のベースに電流が流れ、定電流制御トランジスタ１９がオンとなる。定電流制御トランジスタ１９がオンとなると、コンデンサ３９に充電されていた電荷が、時定数回路７３を構成する放電抵抗３５およびコンデンサ１３を通じて、定電流にて定電流トランジスタ１９に流れる。またこのとき、コンデンサ１３は定電流にて充電され、コンデンサ１３の両端電圧が、スイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５がオンするために必要なベース−エミッタ間電圧に達すると、該ＰＮＰトランジスタ５がオンとなり、コンデンサ３９に充電されていた電荷が、該トランジスタ５と抵抗２９とダイオード３を通じて主スイッチング素子４のゲートに印加され、主スイッチング素子４は強制的にオンされる。この後は、上記の主スイッチング素子４のオン／オフ動作が繰り返し行われる。
【００７０】
次に、定電流回路動作停止手段の動作について順に説明する。本実施例では、出力負荷が過負荷状態となった結果、自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作し、二次側出力電圧Ｖ２の低下に比例して主スイッチング素子４がオフ時のバイアス巻線２ｃの電圧がツェナーダイオード２５のツェナー電圧よりも低下すると、発振周波数低下防止回路７が動作停止となるよう構成されている。すなわち、本実施例の構成によれば、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４と発振周波数低下防止回路７とが互いに反対の制御を行うことは無く、過電流保護回路７４は二次側出力を十分に絞ることが可能となっている。
【００７１】
上記の通り、本実施例では、発振周波数低下防止回路７には定電流回路７１が備えられており、コンデンサ１３を一定の電流で充電することにより、バイアス巻線２ｃの電圧が変化しても発振周波数低下防止回路７の動作に影響が現れないように構成されている。
したがって、本実施例によれば、（出力負荷が増加し）発振周波数低下防止回路７が動作後、さらに出力負荷が増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数より発振周波数が上昇せず、ゆえに重負荷時における発振周波数上昇による主スイッチング損失の増大が抑制された自励式フライバックコンバータを提供することができる。
【００７２】
また本実施例では、バイアス巻線２ｃの他端と定電流回路７１の第２端に相当する抵抗２７との間に定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード２５が接続されている。
したがって、本実施例によれば、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作した場合は、発振周波数低下防止回路７を動作停止させ、二次側出力を十分に絞ることが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。
【００７３】
さらに、本実施例では、トランス２に発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記重負荷時におけるスイッチング損失増大の抑制および過電流保護回路７４が動作した場合における発振周波数低下防止回路７の動作停止、の各機能を実現することが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。
【００７４】
［変形例］
以上、一実施例に基づき本発明の自励式フライバックコンバータに付き説明してきたが、本発明は上記実施例記載の構成に限定されず、種々変形実施することが可能である。
【００７５】
例えば、本実施例では、過電流保護回路７４は主スイッチング素子４のゲート電圧を引き抜くための制御トランジスタ１８を利用して構成しているところ、過電流保護回路の構成は本実施例記載の構成に限定されず、例えば、部品点数は増加するものの、制御トランジスタ１８と並列に過電流保護用トランジスタを別途追加し、該過電流保護用トランジスタのベースにベース電流制限抵抗３３を接続する構成としても構わない。かかる構成であっても、制御トランジスタ１８を利用する本実施例の過電流保護回路と同様の動作が得られる。
【００７６】
以上の通り、本発明はｉ）重負荷時の発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制することができるほか、さらに、ｉｉ）過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、過電流保護回路の動作に影響を与えないようにすることができる自励式フライバックコンバータを提供する新規かつ有用なるものであることが明らかである。
【符号の説明】
【００７７】
２  トランス
２ａ  一次巻線
２ｂ  二次巻線
２ｃ  バイアス巻線
３  ダイオード
４  主スイッチング素子
５  トランジスタ
６  発振制御回路
７  発振周波数低下防止回路
８  時定数回路
９  抵抗（第２の抵抗）
１０  抵抗
１２  コンデンサ
１３  コンデンサ（第１のコンデンサ）
１４  直流阻止コンデンサ
１６  電流制限抵抗
１７  スイッチ回路
１８  制御トランジスタ
１９  定電流制御トランジスタ
２０  ダイオード
２１  ダイオード（第２のダイオード）
２２  フォトカプラ
２３  ツェナーダイオード（第２のツェナーダイオード）
２４  起動抵抗
２５  ツェナーダイオード（第１のツェナーダイオード）
２６  整流ダイオード
２７  抵抗（第３の抵抗）
２８  出力電圧検出回路
２９  抵抗
３０  シャントレギュレータ
３１  電流検出抵抗
３２  分圧抵抗
３３  ベース電流制限抵抗
３５  放電抵抗（第１の抵抗）
３７  ダイオード（第１のダイオード）
３９  コンデンサ（第２のコンデンサ）
７１  定電流回路
７２  ドライブ用補助電源
７３  時定数回路
７４  過電流保護回路
１００、１００’、１００’’、１００’’’  自励式フライバックコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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