(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの入力端子のそれぞれと混合用の第１トランスとの間に接続されているカップリング用の入力側コンデンサと、
前記第１トランスと第２トランスとを接続して混合部を形成する接続部に設けられているバンドパスフィルタと、
前記２つの入力端子から入力された受信信号を混合した出力信号を出力する前記第２トランスと出力端子との間に接続されているカップリング用の出力側コンデンサとを備え、
前記入力側コンデンサおよび前記出力側コンデンサが７０ＭＨｚの信号を約−１０ｄＢ以上減衰させる容量値とされ、前記バンドパスフィルタの通過域が前記受信信号の周波数帯域である４７０〜７７０ＭＨｚとされていることを特徴とする混合器。
【請求項２】
前記バンドパスフィルタは、一端がアースされ約１６００ＭＨｚにおいて共振するコンデンサと、約２２２ＭＨｚにおいて共振するコンデンサとコイルの直列回路とが並列に接続されて構成されていることを特徴とする請求項１記載の混合器。
【請求項３】
前記出力端子から供給された直流電力を前記２つの入力端子から出力するための電通回路が設けられており、
前記電通回路は、第１の空芯コイルと第２の空芯コイルとを直列接続し、前記第１の空芯コイルと前記第２の空芯コイルとの接続点とアース間にコンデンサを接続して構成されたバターワースフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の混合器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２基のアンテナで受信した受信信号を混合する混合器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、２基のアンテナで受信した信号を混合する混合器では、一方のアンテナで受信した信号に他方のアンテナで受信した同一周波数の信号が混入しないように、入力側にそれぞれフィルター回路を入れて混合している。このフィルター回路は使用態様に応じて、ローパスフィルタとハイパスフィルタ、バンドパスフィルタとバンドエリミネートフィルタ等の組合せで構成している。通常の混合器はフィルター処理した信号同士を混合するが、回路構成が複雑で高価となっていた。そこで、２分配器の２つの出力に受信信号をそれぞれ入力して、２分配器の入力を出力とする混合器が考えられている。この２分配器型の混合器は安価とすることができる。
【０００３】
従来の２分配器型の混合器１００の回路構成の一例を図５に示す。
図５に示す混合器１００は、分配器においては出力端子として使用されるＩＮ１１とＩＮ１２の２つの入力端子と、分配器においては入力端子として使用されるＯＵＴ１１の１つの出力端子を備えている。第１入力端子ＩＮ１１に入力された第１受信信号は、カップリング用のコンデンサＣ１１を介して第１スイッチＳＷ１１の可動接点ｃ１１に供給され、図示するように第１スイッチＳＷ１１が切り換えられている場合は、固定接点ａ１１と固定接点ａ１２と可動接点ｃ１２を介して出力され、混合用の第１トランスＴ１１の一端に入力される。また、第２入力端子ＩＮ１２に入力された第２受信信号は、カップリング用のコンデンサＣ１５を介して第２スイッチＳＷ１２の可動接点ｃ１３に供給され、図示するように第２スイッチＳＷ１２が切り換えられている場合は、固定接点ａ１３と固定接点ａ１４と可動接点ｃ１４を介して出力され、混合用の第１トランスＴ１１の他端に入力される。
【０００４】
第１トランスＴ１１の中点から出力された第１受信信号と第２受信信号との混合信号は、周波数特性を調整する一端がアースされたコンデンサＣ１３を介して第２トランスＴ１２の中点に入力される。第２トランスＴ１２の一端はアースされ、他端から出力された混合信号がカップリング用のコンデンサＣ１４を介して出力端子ＯＵＴ１１から出力される。第１スイッチＳＷ１１は第１受信信号のレベルが高すぎる場合に切り換えられ、可動接点ｃ１１に入力された第１受信信号は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３からなるπ型の抵抗減衰器により減衰されて可動接点ｃ１２から出力されて、減衰された第１受信信号が第１トランスＴ１１の一端に入力される。また、第２スイッチＳＷ１２は第２受信信号のレベルが高すぎる場合に切り換えられ、可動接点ｃ１３に入力された第２受信信号は、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６からなるπ型の抵抗減衰器により減衰されて可動接点ｃ１４から出力されて、減衰された第２受信信号が第１トランスＴ１１の他端に入力される。
【０００５】
図示しない第１アンテナから第１受信信号が出力され、第２アンテナから第２受信信号が出力されるが、第１アンテナおよび／または第２アンテナが直流電力を必要とする場合がある。このために、混合器１００の出力端子ＯＵＴ１１から供給された直流電力を第１入力端子ＩＮ１１および／または第２入力端子ＩＮ１２から出力する２つの電通回路が混合器１００には設けられている。一方の電通回路では、出力端子ＯＵＴ１１から供給された直流電力は高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルＣＨ２と、高周波信号をアースにバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ１７とを介して第３スイッチＳＷ１３の固定接点ｂ１６，ｂ１５に入力される。第３スイッチＳＷ１３が図示するよう切り換えられている場合は、直流電力は第３スイッチＳＷ１３を通過せず第１入力端子ＩＮ１１から直流電力が出力されないようになる。ここで、第１入力端子ＩＮ１１から直流電力を出力する必要がある場合は第３スイッチＳＷ１３が切り換えられる。これにより、直流電力は第３スイッチＳＷ１３の可動接点ｃ１５，ｃ１６から出力されて、高周波信号をアースにバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ１６と、高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルＣＨ１とを介して第１入力端子ＩＮ１１から第１アンテナへ直流電力が出力される。この場合、カップリング用のコンデンサＣ１１は直流カット用のコンデンサとしても機能する。また、コンデンサＣ１６の他端とチョークコイルＣＨ１との接続点とアース間に接続された抵抗Ｒ１７と発光ダイオードＬＥＤ１１との直列回路は、第３スイッチＳＷ１３が切り換えられて直流電力が第１入力端子ＩＮ１１から出力される場合に発光ダイオードＬＥＤ１１が点灯するようになって、その旨が表示されるようになる。
【０００６】
また、他方の電通回路では、出力端子ＯＵＴ１１から供給された直流電力は高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルＣＨ４と、高周波信号をアースにバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ１９とを介して第４スイッチＳＷ１４の可動接点ｃ１７，ｃ１８および固定接点ｂ１６，ｂ１５に入力される。第４スイッチＳＷ１４が図示するよう切り換えられている場合は、直流電力は第４スイッチＳＷ１４の固定接点ａ１７，ａ１８から出力されて、高周波信号をアースにバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ１８と、高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルＣＨ３とを介して第２入力端子ＩＮ１２から第２アンテナへ直流電力が出力される。なお、カップリング用のコンデンサＣ１５は直流カット用のコンデンサとしても機能する。また、コンデンサＣ１８の他端とチョークコイルＣＨ３との接続点とアース間に接続された抵抗Ｒ１８と発光ダイオードＬＥＤ１２との直列回路は、第４スイッチＳＷ１４が図示するよう切り換えられて直流電力が第２入力端子ＩＮ１２から出力される場合に発光ダイオードＬＥＤ１２が点灯するようになって、その旨が表示されるようになる。ここで、第２入力端子ＩＮ１２から直流電力を出力する必要がない場合は第４スイッチＳＷ１４を切り換える。これにより、直流電力は第４スイッチＳＷ１４を通過せず第２入力端子ＩＮ１２から直流電力が出力されないようになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平９−２８４１５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来の混合器１００において、カップリング用のコンデンサＣ１１，Ｃ１４，Ｃ１５と、バイパス用のコンデンサＣ１６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ１９は約１０００ｐＦとされ、周波数特性補正用のコンデンサＣ１３は約１ｐＦとされる。また、チョークコイルＣＨ１〜ＣＨ４は数ＭＨｚ以上を阻止するためにフェライトコアにコイルを多数回巻回したチョークコイルとされている。
このような定数とされた場合の従来の混合器１００の周波数特性を図６ないし図８に示す。図６には混合器１００における全体の周波数特性を示しており、横軸は０〜２６００ＭＨｚまでの周波数が対数で目盛られており、縦軸は減衰量［ｄＢ］とされている。図６を参照すると２６００ＭＨｚ付近において若干減衰量が増加しているが、約−３．５ｄＢないし約−４ｄＢのわずかなほぼ一定の減衰量を示す周波数特性となっている。このように、混合器１００は、２２２ＭＨｚまでのアナログテレビの周波数帯、４７０〜７７０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯、７７０ＭＨｚを超える携帯電話やＢＳ，ＣＳの周波数帯における信号を混合することができ、その際の減衰量は周波数帯域によらずわずかとされる。
【０００９】
次に、混合器１００における電通回路を構成している図７（ａ）に示すチョークコイルＣＨ１／ＣＨ３と、コンデンサＣ１６，Ｃ１７／Ｃ１８，Ｃ１９と、チョークコイルＣＨ２／ＣＨ４からなるＴ型のローパスフィルタの周波数特性を図７（ｂ）に示す。図７（ｂ）において横軸は０〜８００ＭＨｚまでの周波数がリニアに目盛られており、縦軸は減衰量［ｄＢ］とされている。図７（ｂ）を参照すると、周波数を０から上げていくと急激に減衰量が増加するようになり、約１０ＭＨｚにおいて約−２０ｄＢ減衰し、約９０ＭＨｚになると約−６３．５ｄＢ減衰するようになる。９０ＭＨｚを超えると約−６０ｄＢでほぼ一定の減衰量を示すようになる。このように、電通回路においてはアナログテレビの周波数帯も阻止されることが分かる。
【００１０】
次に、混合器１００における混合部を構成している図８（ａ）に示すコンデンサＣ１１／Ｃ１５と、コンデンサＣ１３と、コンデンサＣ１４からなるＴ型の回路の周波数特性を図８（ｂ）に示す。図８（ｂ）において横軸は０〜２６００ＭＨｚまでの周波数が対数で目盛られており、縦軸は減衰量［ｄＢ］とされている。図８（ｂ）を参照すると、２６００ＭＨｚ付近において若干減衰量が増加しているが、約−０．５ｄＢのわずかなほぼ一定の減衰量を示す周波数特性となっている。このように、混合部は、２２２ＭＨｚまでのアナログテレビの周波数帯、４７０〜７７０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯、７７０ＭＨｚを超える携帯電話やＢＳ，ＣＳの周波数帯における信号をほぼ減衰することなく混合することができる。
【００１１】
このような周波数特性を示す混合器１００において、２基のアンテナからのアナログの受信信号を混合する場合は、同一チャンネルでのゴースト障害などが発生し易かった。一方、地上デジタル放送の受信信号を混合する場合は、同一チャンネルでの混信は発生し難いことから、地上デジタル放送の受信信号を混合する場合にコスト面を優先して、分配器を利用する混合器１００が用いられている状況にある。
しかしながら、地上デジタル放送の周波数帯域の帯域外では、ＶＨＦ、ＢＳ、ＣＳ、携帯電話、通信信号などの周波数帯域が存在し、それらの信号もＵＨＦアンテナより混入している。そして、混合器１００が図６に示すわずかなほぼ一定の減衰量を示す周波数特性とされていることから、混合器１００において本来混合される受信信号に混入した信号により混信や発振の原因となる恐れがあるという問題点があった。
【００１２】
そこで、本発明は、混信や発振といった電波障害を防止することができる２分配器型の簡易な回路構成の混合器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の混合器は、２つの入力端子のそれぞれと混合用の第１トランスとの間に接続されているカップリング用の入力側コンデンサと、前記第１トランスと第２トランスとを接続して混合部を形成する接続部に設けられているバンドパスフィルタと、前記２つの入力端子から入力された受信信号を混合した出力信号を出力する前記第２トランスと出力端子との間に接続されているカップリング用の出力側コンデンサとを備え、前記入力側コンデンサおよび前記出力側コンデンサが７０ＭＨｚの信号を約−１０ｄＢ減衰させる容量値とされ、前記バンドパスフィルタの通過域が前記受信信号の周波数帯域である４７０〜７７０ＭＨｚとされていることを最も主要な特徴としている。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、カップリング用の入力側コンデンサおよび出力側コンデンサが７０ＭＨｚの信号を約−１０ｄＢ以上減衰させる容量値とされ、バンドパスフィルタの通過域が２つの入力端子から入力される受信信号の周波数帯域である４７０〜７７０ＭＨｚとされ、ＶＨＦ、ＢＳ、ＣＳ、携帯電話、通信信号などの周波数帯域の信号に減衰を与えている。これにより、４７０〜７７０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯の受信信号においてはわずかに減衰するだけで混合することができ、２２２ＭＨｚまでのアナログテレビ放送の周波数帯および７７０ＭＨｚを超える携帯電話やＢＳ，ＣＳの周波数帯において大きな減衰量が得られることから、混信や発振といった電波障害を防止することができる２分配器型の簡易な回路構成の混合器とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例にかかる混合器の回路構成を示す回路図である。
【図２】本発明にかかる混合器の周波数特性を示す図である。
【図３】本発明の混合器における電通回路の周波数特性を示す図である。
【図４】本発明の混合器における混合部の周波数特性を示す図である。
【図５】従来の混合器の回路構成を示す回路図である。
【図６】従来の混合器の周波数特性を示す図である。
【図７】従来の混合器における電通回路の周波数特性を示す図である。
【図８】従来の混合器における混合部の周波数特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の実施例にかかる混合器１の回路構成を示す回路図を図１に示す。本発明にかかる混合器１は、分配器を利用した混合器とされている。
図１に示す本発明の実施例にかかる混合器１は、分配器においては出力端子として使用されるＩＮ１とＩＮ２の２つの入力端子と、分配器においては入力端子として使用されるＯＵＴの１つの出力端子を備えている。第１入力端子ＩＮ１に入力された第１受信信号は、カップリング用のコンデンサＣ１を介して第１スイッチＳＷ１の可動接点ｃ１に供給され、図示するように第１スイッチＳＷ１が切り換えられている場合は、固定接点ａ１と固定接点ａ２と可動接点ｃ２を介して出力され、混合用の第１トランスＴ１の一端に入力される。また、第２入力端子ＩＮ２に入力された第２受信信号は、カップリング用のコンデンサＣ５を介して第２スイッチＳＷ２の可動接点ｃ３に供給され、図示するように第２スイッチＳＷ２が切り換えられている場合は、固定接点ａ３と固定接点ａ４と可動接点ｃ４を介して出力され、混合用の第１トランスＴ１の他端に入力される。
【００１７】
第１トランスＴ１の中点から出力された第１受信信号と第２受信信号との混合信号は、一端がアースされたコンデンサＣ３と、コンデンサＣ２と一端がアースされたコイルＬ５の直列回路とが並列接続されたバンドパスフィルタを介して第２トランスＴ２の中点に入力される。第２トランスＴ２の一端はアースされ、他端から出力された混合信号がカップリング用のコンデンサＣ４を介して出力端子ＯＵＴから出力される。第１スイッチＳＷ１は第１受信信号のレベルが高すぎる場合に切り換えられ、可動接点ｃ１に入力された第１受信信号は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなるπ型の抵抗減衰器により減衰されて可動接点ｃ２から出力されて、減衰された第１受信信号が第１トランスＴ１の一端に入力されるようになる。また、第２スイッチＳＷ２は第２受信信号のレベルが高すぎる場合に切り換えられ、可動接点ｃ３に入力された第２受信信号は、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６からなるπ型の抵抗減衰器により減衰されて可動接点ｃ４から出力されて、減衰された第２受信信号が第１トランスＴ１の他端に入力されるようになる。
【００１８】
図示しない第１アンテナから第１受信信号が出力され、第２アンテナから第２受信信号が出力されるが、第１アンテナおよび／または第２アンテナが直流電力を必要とする場合がある。このために、本発明にかかる混合器１の出力端子ＯＵＴから供給された直流電力を第１入力端子ＩＮ１および／または第２入力端子ＩＮ２から出力する２つの電通回路が混合器１には設けられている。一方の電通回路では、出力端子ＯＵＴから供給された直流電力は高周波信号の伝達を阻止する空芯コイルＬ２と、高周波信号をバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ７とを介して第３スイッチＳＷ３の固定接点ｂ６，ｂ５に入力される。第３スイッチＳＷ３が図示するよう切り換えられている場合は、直流電力は第３スイッチＳＷ３を通過通過せず第１入力端子ＩＮ１から直流電力が出力されないようになる。第１入力端子ＩＮ１から直流電力を出力する必要がある場合は第３スイッチＳＷ３を切り換える。これにより、直流電力は第３スイッチＳＷ３の可動接点ｃ５，ｃ６から出力されて、高周波信号をバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ６と、高周波信号の伝達を阻止する空芯コイルＬ１とを介して第１入力端子ＩＮ１から第１アンテナへ出力される。なお、カップリング用のコンデンサＣ１は直流カット用のコンデンサとしても機能する。コンデンサＣ６の他端と空芯コイルＬ１との接続点とアース間に接続された抵抗Ｒ７と発光ダイオードＬＥＤ１との直列回路は、第３スイッチＳＷ３が切り換えられて直流電力が第１入力端子ＩＮ１から出力される場合に発光ダイオードＬＥＤ１が点灯するようになって、その旨が表示されるようになる。
【００１９】
また、他方の電通回路は、出力端子ＯＵＴから供給された直流電力は高周波信号の伝達を阻止する空芯コイルＬ３と、高周波信号をバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ８とを介して第４スイッチＳＷ４の可動接点ｃ７，ｃ８および固定接点ｂ６，ｂ５に入力される。第４スイッチＳＷ４が図示するよう切り換えられている場合は、直流電力は第４スイッチＳＷ４の固定接点ａ７，ａ８から出力されて、高周波信号をバイパスする一端がアースされたコンデンサＣ９と、高周波信号の伝達を阻止する空芯コイルＬ４とを介して第２入力端子ＩＮ２から第２アンテナへ出力される。なお、カップリング用のコンデンサＣ５は直流カット用のコンデンサとしても機能する。コンデンサＣ９の他端と空芯コイルＬ４との接続点とアース間に接続された抵抗Ｒ８と発光ダイオードＬＥＤ２との直列回路は、第４スイッチＳＷ４が図示するよう切り換えられて直流電力が第２入力端子ＩＮ２から出力される場合に発光ダイオードＬＥＤ２が点灯するようになって、その旨が表示されるようになる。第２入力端子ＩＮ２から直流電力を出力する必要がない場合は第４スイッチＳＷ４を切り換える。これにより、直流電力は第４スイッチＳＷ４を通過せず第２入力端子ＩＮ２から直流電力が出力されないようになる。
【００２０】
本発明にかかる混合器１において、カップリング用のコンデンサＣ１，Ｃ４，Ｃ５は約５ｐＦ、バイパス用のコンデンサＣ６，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ９は約１０００ｐＦとされ、バンドパスフィルタにおけるコンデンサＣ３は約５ｐＦ、コンデンサＣ２は約１８ｐＦとされる。また、空芯コイルＬ１〜Ｌ４は巻径が約φ２ｍｍ、線径が約０．４ｍｍ、巻き数が６．５ターンとされている。
このような定数とされた場合の本発明にかかる混合器１の周波数特性を図２ないし図４に示す。図２には本発明にかかる混合器１における全体の周波数特性を示しており、横軸は０〜２６００ＭＨｚまでの周波数が対数で目盛られており、縦軸は減衰量［ｄＢ］とされている。図２を参照すると３００ＭＨｚ付近までは大きく減衰しており、１０ＭＨｚにおいて約−１７ｄＢ、７０ＭＨｚにおいて約−３７．６ｄＢ、２２２ＭＨｚにおいて約−３８．５ｄＢの減衰量が得られている。また、４７０ＭＨｚないし７７０ＭＨｚの帯域は通過域とされ減衰量はわずかでほぼ一定とされており、４７０ＭＨｚにおいて約−３．８ｄＢ、７７０ＭＨｚにおいて約−３．８ｄＢしか減衰していない。さらに、１０００ＭＨｚ付近から減衰量が増加していき、１３３６ＭＨｚにおいて約−１１．８ｄＢ、１５００ＭＨｚにおいて約−１７．３ｄＢの減衰量が得られており、約１６００ＭＨｚにおいて減衰量のピークを示し約−２５ｄＢの減衰量が得られている。約１６００ＭＨｚを超えると減衰量は低下していき、２１５０ＭＨｚにおいて約−１２．１ｄＢ、２６００ＭＨｚにおいて約−１０．９ｄＢの減衰量が得られている。
【００２１】
このように、本発明にかかる混合器１においては、４７０〜７７０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯の受信信号においてはわずかに減衰するだけで混合することができ、２２２ＭＨｚまでのアナログテレビの周波数帯および７７０ＭＨｚを超える携帯電話やＢＳ，ＣＳの周波数帯において大きな減衰量が得られることから、混信や発振といった電波障害を防止することができる２分配器型の簡易な回路構成の混合器とすることができる。
【００２２】
次に、本発明にかかる混合器１における電通回路を構成している図３（ａ）に示す空芯コイルＬ１／Ｌ３と、コンデンサＣ６，Ｃ７／Ｃ８，Ｃ９と、空芯コイルＬ２／Ｌ４からなるＴ型のローパスフィルタの周波数特性を図３（ｂ）に示す。図３（ｂ）において横軸は０〜８００ＭＨｚまでの周波数がリニアに目盛られており、縦軸は減衰量［ｄＢ］とされている。図３（ｂ）を参照すると、周波数を０から上げていくと減衰量が増加するようになり、約１０ＭＨｚにおいて約−７．９ｄＢ減衰し、約９０ＭＨｚになると約−３９．５ｄＢ減衰するようになる。９０ＭＨｚを超えると約１００ＭＨｚにおいて約−４２ｄＢのピークの減衰量を示し、以降は次第に減衰量が低下していき２２２ＭＨｚにおいて約−２８．５ｄＢ、４７０ＭＨｚにおいて約−３０．１ｄＢ、７７０ＭＨｚにおいて約−３４．１ｄＢの減衰量を示すようになる。このように、電通回路においては約７０ＭＨｚ以上において大きな減衰量を示しており、アナログテレビの周波数帯を阻止していることが分かる。図３（ｂ）に示す周波数特性となるのは、電通回路がバターワースフィルタとされているからであり、チョークコイルに替えて空芯コイル（巻径：約φ２ｍｍ、線径：約０．４ｍｍ、巻き数：６．５ターン）を用いるようにしたので、混合器１を安価とすることができる。
【００２３】
次に、本発明にかかる混合器１における混合部を構成している図４（ａ）に示すコンデンサＣ１／Ｃ５と、コンデンサＣ３およびコンデンサＣ２とコイルＬ５との直列回路からなるバンドパスフィルタと、コンデンサＣ４からなる回路の周波数特性を図４（ｂ）に示す。図４（ｂ）において横軸は０〜２６００ＭＨｚまでの周波数が対数で目盛られており、縦軸は減衰量［ｄＢ］とされている。図４（ｂ）を参照すると、周波数を０から上げていくと急激に減衰量は低下し、１０ＭＨｚにおいて約−４９．６ｄＢ、７０ＭＨｚにおいて約−２７．６ｄＢの減衰量が得られている。さらに周波数を上げていくと上に凸型の第１ピークに達し、その後は急激に減衰量が増加していき下に凸型の第２ピークに達し、２２２ＭＨｚにおいて約−３０．７ｄＢの減衰量が得られている。第２ピークを過ぎると急激に減衰量は低下してわずかな減衰量で一定となって４７０ＭＨｚないし７７０ＭＨｚの帯域は通過域とされて、４７０ＭＨｚにおいて約−１．２ｄＢ、７７０ＭＨｚにおいて約−２．２ｄＢしか減衰しないようになる。４７０ＭＨｚと７７０ＭＨｚの間において上に凸型の第３ピークに達し、この第３ピーク以後においては次第に減衰量が増加していく。１３３６ＭＨｚにおいて約−１５．３ｄＢ、１５００ＭＨｚにおいて約−２０．８ｄＢの減衰量が得られており、約１６００ＭＨｚにおいて下に凸型の第４ピークを示し約−５１ｄＢの減衰量が得られている。約１６００ＭＨｚを超えると減衰量は低下していき、２１５０ＭＨｚにおいて約−２０ｄＢ、２６００ＭＨｚにおいて約−１２ｄＢの減衰量が得られている。
【００２４】
混合部を構成するバンドパスフィルタが図４（ｂ）に示す周波数特性となるのは、カップリングコンデンサＣ１，Ｃ４，Ｃ５が約５ｐＦと小容量とされて１０ＭＨｚにおいて約−３２．４ｄＢ、７０ＭＨｚにおいて約−１０．２ｄＢ、２２２０ＭＨｚにおいて約−２．８ｄＢの減衰量が得られて、２２２ＭＨｚ以下のＶＨＦ帯域以下をカットしていること、コンデンサＣ２とコイルＬ５の直列回路が第２のピークで直列共振していること、約５ｐＦとされたコンデンサＣ３とそのラインとが第４ピークで直列共振していることが理由とされる。なお、コイルＬ５のインダクタンスはコンデンサＣ２とコイルＬ５の直列回路が約１６００ＭＨｚに共振するよう調整されている。
【００２５】
このように、本発明にかかる混合器１においては、カップリング用のコンデンサＣ１，Ｃ４，Ｃ５が７０ＭＨｚの信号を約−１０ｄＢ以上減衰させる容量値、例えば約５ｐＦとされ、混合部を構成するバンドパスフィルタの通過域が第１入力端子ＩＮ１および第２入力端子ＩＮ２から入力される地上デジタル放送の受信信号の周波数帯域である４７０〜７７０ＭＨｚとされ、ＶＨＦ、ＢＳ、ＣＳ、携帯電話、通信信号などの周波数帯域の信号に減衰を与えている。これにより、本発明にかかる混合器１は、４７０〜７７０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯の受信信号においてはわずかに減衰するだけで混合することができ、２２２ＭＨｚまでのアナログテレビ放送の周波数帯および７７０ＭＨｚを超える携帯電話やＢＳ，ＣＳの周波数帯において大きな減衰量が得られることから、混信や発振といった電波障害を防止することができる２分配器型の簡易な回路構成の混合器とすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００２６】
以上説明した本発明にかかる混合器において、上記示したコンデンサの容量値および空芯コイルの巻径、線径および巻き数は一例であり、これに限るものではない。
本発明にかかる混合器は、図１に示す回路構成とされているが、この回路をプリント基板に組み込むことができる。そして、このプリント基板を防水ケースに収納することができる。このような防水ケースに収納された本発明にかかる混合器は、第１アンテナおよび第２アンテナが取り付けられるポールに取り付けられて、第１アンテナおよび第２アンテナからの受信信号が入力され、２つの受信信号を混合した出力信号を出力することができる。この出力信号は同軸ケーブルを介して、屋内に設置されたTV受像機等へ供給されるようになる。なお、プリント基板を収納する防水ケースは開閉可能な蓋を備え、使用態様に応じて第１スイッチＳＷ１ないし第４スイッチＳＷ４を切り替え可能とすると共に、ノイズからシールドするために金属製とするのが好適とされる。
【符号の説明】
【００２７】
１  混合器、Ｃ１，Ｃ４，Ｃ５  カップリングコンデンサ、Ｃ２  コンデンサ、Ｃ３  コンデンサ、Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ９  コンデンサ、ＩＮ１  第１入力端子、ＩＮ２  第２入力端子、Ｌ１〜Ｌ４  空芯コイル、Ｌ５  コイル、ＬＥＤ１  発光ダイオード、ＬＥＤ２  発光ダイオード、ＯＵＴ  出力端子、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗、Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８  抵抗、ＳＷ１  第１スイッチ、ＳＷ２  第２スイッチ、ＳＷ３  第３スイッチ、ＳＷ４  第４スイッチ、Ｔ１  第１トランス、Ｔ２  第２トランス、１００  混合器、Ｃ１１  コンデンサ、Ｃ１６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ１９  コンデンサ、ＣＨ１〜ＣＨ４  チョークコイル、ＩＮ１１  第１入力端子、ＩＮ１２  第２入力端子、ＬＥＤ１１  発光ダイオード、ＬＥＤ１２  発光ダイオード、ＯＵＴ１１  出力端子、Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８  抵抗、ＳＷ１１  第１スイッチ、ＳＷ１２  第２スイッチ、ＳＷ１３  第３スイッチ、ＳＷ１４  第４スイッチ、Ｔ１１  第１トランス、Ｔ１２  第２トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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