(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１ダイオードが並列接続された高圧側スイッチング素子と第２ダイオードが並列接続された低圧側スイッチング素子とを備える片アーム回路を有し、
主電源が前記高圧側スイッチング素子及び前記低圧側スイッチング素子の直列回路に接続され、前記高圧側スイッチング素子と前記低圧側スイッチング素子との接続点が負荷に接続される電力変換器において、
前記第１ダイオード、前記低圧側スイッチング素子、及び前記主電源の閉回路を接続する第１配線のインダクタンス値と前記第１ダイオードの両端の容量値とから演算される共振周波数と、前記高圧側スイッチング素子、前記第２ダイオード、及び前記主電源の閉回路を接続する第２配線のインダクタンス値と前記第２ダイオードの両端の容量値とから演算される共振周波数と、が異なることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換器において、
前記第１ダイオード、及び前記第２ダイオードは、インダクタンス値が異なるインダクタが直列に挿入されており、
前記第１配線は、何れか一方の前記インダクタが含まれ、
前記第２配線は、他方の前記インダクタが含まれ、
前記第１ダイオードの両端、及び前記第２ダイオードの両端の容量値は、接合容量の容量値である
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の電力変換器において、
前記片アーム回路は、半導体基板の表面上に搭載されており、
前記第１ダイオードと前記第２ダイオードとのチップ面積が異なる
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項４】
請求項１又は請求項３に記載の電力変換器において、
前記片アーム回路は、半導体基板の表面上に搭載されており、
前記第１ダイオード及び前記第２ダイオードは複数のダイオードチップで実装されており、
前記ダイオードチップの面積が各々で異なる
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４の何れか一項に記載の電力変換器において、
前記共振周波数は、１／√２倍から√２倍までの範囲に分散されることを特徴とする電力変換器。
【請求項６】
請求項１乃至請求項５の何れか一項に記載の電力変換器において、
前記第１ダイオード、及び前記第２ダイオードには、それぞれキャパシタンス値が異なるキャパシタが並列接続されていることを特徴とする電力変換器。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６の何れか一項に記載の電力変換器において、
前記第１ダイオード、及び前記第２ダイオードは、シリコンより大きいバンドギャップを有する半導体材料を母材とするショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする電力変換器。
【請求項８】
請求項７に記載の電力変換器において、
前記半導体材料は、炭化ケイ素及び窒化ガリウムの何れか一方であることを特徴とする電力変換器。
【請求項９】
第１ダイオードが並列接続された高圧側スイッチング素子と第２ダイオードが並列接続された低圧側スイッチング素子とを備える片アーム回路を有し、
主電源が前記高圧側スイッチング素子及び前記低圧側スイッチング素子の直列回路に接続され、
前記高圧側スイッチング素子と前記低圧側スイッチング素子との接続点が負荷に接続される電力変換器において、
前記第１ダイオード、及び前記高圧側スイッチング素子の閉回路を接続する第１配線のインダクタンス値と前記第１ダイオードの両端の容量値とから演算される共振周波数と、前記第２ダイオード、及び前記低圧側スイッチング素子の閉回路を接続する第２配線のインダクタンス値と前記第２ダイオードの両端の容量値とから演算される共振周波数と、が異なることを特徴とする電力変換器。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項９の何れか一項に記載の電力変換器において、
前記片アーム回路は、ｎ個並列に接続され、
前記共振周波数は、（２×ｎ）個の異なった値を有することを特徴とする電力変換器。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電力変換器と、
前記負荷として、ｎ個の前記接続点に接続される多相モータとを備え、
前記主電源は、ｎ個の前記直列回路に対して共通に接続される
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子とダイオードとの並列接続回路を複数用いた電力変換器、及びこれを用いたモータ駆動装置に関し、特に、パワー半導体スイッチング素子に並列に接続されるダイオードにＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体のショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いたインバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ワイドギャップ半導体素子として、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や、窒化ガリウム（ＧａＮ）などを材料とした半導体素子が注目を浴びてきている。これらの材料は、シリコン（Ｓｉ）より約１０倍の高い絶縁破壊電界強度を持ち、耐圧を確保するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くできるため、パワーデバイスの低オン電圧化を実現可能である。これにより、Ｓｉではバイポーラ素子しか使用できないような高耐圧領域でも、ＳｉＣなどのワイドギャップ半導体素子では、ユニポーラ素子が使用できるようになる。
【０００３】
インバータ回路に用いるパワー半導体モジュールは、スイッチング素子に並列に還流用のダイオードが接続されている。従来のパワー半導体モジュールは、還流用のダイオードとしてＳｉ−ＰｉＮダイオードが使用されてきた。Ｓｉ−ＰｉＮダイオードはバイポーラ型の半導体素子であり、順方向バイアスで大電流を通電させる場合、伝導度変調により電圧降下が小さくなるような構造となっている。しかし、Ｓｉ−ＰｉＮダイオードは、順方向バイアス状態から逆バイアス状態に至る過程で、伝導度変調によりＳｉ−ＰｉＮダイオードに残留したキャリアが逆回復電流として発生するという特性を持っている。Ｓｉ−ＰｉＮダイオードにおいては、残留するキャリアの寿命が長いため、逆回復電流が大きくなる。そのため、この逆回復電流により、ターンオン時の損失（Ｅon）や、ダイオードが逆回復したときに素子に発生するリカバリ損失（Ｅrr）が大きくなるという欠点がある。
【０００４】
一方、ショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）はユニポーラ型の半導体素子であり、伝導度変調によるキャリア発生が殆どなく、逆回復電流が非常に少ないため、インバータ回路で使用される場合、ターンオン損失やリカバリ損失を少なくすることができる。また、従来のＳｉは絶縁破壊電界強度が低いため、高耐圧を持たせる構造でＳＢＤを作製すると通電時に大きな抵抗が生じるため、Ｓｉ−ＳＢＤでは耐圧２００Ｖ程度が限界であった。ところが、ＳｉＣはＳｉの１０倍の絶縁破壊電界強度を持つため、高耐圧のＳＢＤの実用化が可能となり、ターンオン時の損失（Ｅon）や、ダイオードが逆回復したときに素子に発生するリカバリ損失（Ｅrr）を低減することが可能になることが広く知られている。
【０００５】
また、従来のＳｉ−ＰｉＮダイオードを用いたパワーモジュールのインバータの主回路では、Ｓｉ−ＰｉＮダイオードの逆回復電流の減衰時の電流変化（逆回復ｄｉ／ｄｔ）と主回路インダクタンスＬとの積により、転流サージ電圧（ΔＶｐ＝Ｌ×逆回復ｄｉ／ｄｔ）が加わり、電源電圧（Ｅ）とサージ電圧（ΔＶｐ）との和（Ｅ＋ΔＶｐ）がパワー半導体スイッチング素子の耐電圧を超えると、パワー半導体素子を破壊してしまう可能性がある。そのため、主回路のインダクタンスの低減技術やノイズ低減技術が種々提案されている。
【０００６】
例えば、特許文献１では、スイッチング素子と並列に接続された環流用ダイオードの端子とスイッチング素子の端子との間にインピーダンスを接続し、ノイズを低減する手法が開示されている。
特許文献２では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の駆動回路内のゲート抵抗をターンオン期間中に変化させることで、ノイズを低減する手法が紹介されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−２２５５７０号公報
【特許文献２】特開２００８−９２６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＳｉＣなどのショットキバリアダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ）は、前記したように、逆回復電流が流れないため、ターンオン損失やリカバリ損失が本質的に小さい。また、逆回復ｄｉ／ｄｔがないため、さらに、パワー半導体スイッチング素子のゲート抵抗の値を小さくし、スイッチング素子のスイッチ速度（ターンオン速度）を速くすることが可能になる。これにより、さらに低損失化が可能になる。
しかしながら、ＳｉＣ−ＳＢＤでも接合容量は多少あるので、スイッチング素子がターンオンした際にダイオードの両端子に電源電圧が印可され、ダイオードの接合容量と主回路のインダクタンスにより共振電流が流れることになる。すなわち、ＳｉＣ−ＳＢＤでも、ダイオードの両端子に大きなサージ電圧（リンギング電圧）が加わり、リンギングノイズが大きくなってしまうという欠点がある。
【０００９】
また、電磁妨害対策のためのＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility）ノイズ測定は、測定周波数を可変して、その周波数に応じたノイズ強度を示すスペクトル分布を計測している。このスペクトル分布は、少なくとも低い周波数領域においては、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算で求めることができ、ノイズ強度（パワー）を所定時間、逐次積分する演算が行われる。
このため、装置が発生するノイズを低減するためには、必ずしもノイズ強度のピーク値を抑える必要が無く、所定時間内でのノイズ強度の二乗平均値である平均パワーを低減させてもよい。
【００１０】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、リンギングノイズの平均パワーを低減することができる電力変換器、及びこれを用いたモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記目的を達成するため、本発明の電力変換器（３０）は、第１ダイオード（５ａ）が並列接続された高圧側スイッチング素子（１１ａ）と第２ダイオード（５ｂ）が並列接続された低圧側スイッチング素子（１１ｂ）とを備える片アーム回路を有し、主電源（１）が前記高圧側スイッチング素子及び前記低圧側スイッチング素子の直列回路に接続され、前記高圧側スイッチング素子と前記低圧側スイッチング素子との接続点が負荷に接続される電力変換器において、前記第１ダイオード、前記低圧側スイッチング素子、及び前記主電源の閉回路を接続する第１配線のインダクタンス値と前記第１ダイオードの両端の容量値とから演算される共振周波数と、前記高圧側スイッチング素子、前記第２ダイオード、及び前記主電源の閉回路を接続する第２配線のインダクタンス値と前記第２ダイオードの両端の容量値とから演算される共振周波数と、が異なることを特徴とする。なお、（ ）内の数字は、例示である。
【００１２】
高圧側スイッチング素子と低圧側スイッチング素子との二つの素子からなるとき、一方がオン状態のときに他方がオフ状態となるので、同時に逆方向に遷移する。このとき、第１ダイオード、第２ダイオード、及び主電源の閉回路を接続する配線のインダクタンス値と前記第１ダイオードの両端の容量値とから演算される共振周波数が異なるので、共振電流のスペクトル分布が分散される。このため、共振周波数でのピーク値が下がる。言い換えれば、共振電流の流れる系の共振周波数をすべて同じ周波数にするのではなく、系毎に固有の値を持たせることで、共振周波数のピーク値を分散させ、ピーク値を下げる。なお、第１ダイオード、及び第２ダイオードの両端の容量値は、接合容量の容量値である。
【００１３】
また、本発明のモータ駆動装置は、前記片アーム回路は、ｎ個並列に接続され、前記共振周波数は、（２×ｎ）個の異なった値を有することを特徴とする電力変換器と、前記負荷として、ｎ個の前記接続点に接続される多相モータとを備え、前記主電源は、ｎ個の前記直列回路に対して共通に接続されることを特徴とする。
【００１４】
ｎ個並列接続された片アーム回路の何れか二つが、同時に遷移することはないので、リンギングノイズが重畳することは無い。しかしながら、多相モータに印加される矩形波電圧の周期よりも長い所定時間、リンギングノイズを積分した平均パワーは、ｎ個のリンギングノイズが重畳される。このとき、平均パワーのスペクトル分布は、分散されるので、ピーク値が低減する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、リンギングノイズの平均パワーのピーク値を低減することができる。また、スイッチング損失を上昇させることなく、ノイズのピーク値を低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１実施形態であるモータ駆動装置の基本構成を示す回路図である。
【図２】接合容量に起因するリンギングノイズ発生時の等価回路である。
【図３】三相モータの相電圧波形、及び相間電圧波形を示す図である。
【図４】リンギングノイズの一例を示す波形図である。
【図５】本発明の第１実施形態であるモータ駆動装置の特徴構成を含めた回路図である。
【図６】従来技術と実施形態との放射ノイズレベルを比較するための概念図である。
【図７】本発明の第２実施形態のモータ駆動装置に使用されるスイッチング回路の平面図である。
【図８】本発明の第３実施形態であるモータ駆動装置の特徴構成を含めた回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（第１実施形態）
以下、図面を参照して、本発明を実施するための形態（以下、実施形態という。）であるモータ駆動装置の基本構成を回路図を用いて説明し、次に本実施形態の特徴構成について説明する。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。
【００１８】
（基本構成）
図１は、本発明の第１実施形態であるモータ駆動装置の基本構成を示す回路図である
図１の回路図において、モータ駆動装置１００は、電力変換器としてのインバータ回路３０と、電力変換器の負荷としての三相モータ４０とを備え、インバータ回路３０ａは、主電源としての直流電源１と、３個のスイッチング回路３１，３２，３３と、インダクタ２３とを備えている。スイッチング回路３１，３２，３３は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ１１が２つ直列接続された構成であり、高圧側スイッチング素子としてのＩＧＢＴ１１ａと低圧側スイッチング素子としてのＩＧＢＴ１１ｂとの接続点が、多相モータとしての三相モータ４０のW相に接続されている。同様に、ＩＧＢＴ１１ｃ，１１ｄの接続点が三相モータ４０のＶ相に接続され、ＩＧＢＴ１１ｅ，１１ｆの接続点が三相モータ４０のＵ相に接続されている。
【００１９】
また、ＩＧＢＴ１１（１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆ）は、それぞれ、環流ダイオードとしてのダイオード５（５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ）を並列接続している。すなわち、ＩＧＢＴ１１のコレクタ端とダイオード５のカソード端とが接続され、ＩＧＢＴ１１のエミッタ端とダイオード５のアノード端とが接続されている。なお、ＩＧＢＴ１１ａ，１１ｃ，１１ｅに接続されているダイオード５ａ，５ｃ，５ｅが特許請求の範囲に記載の第１ダイオードであり、ＩＧＢＴ１１ｂ，１１ｄ，１１ｆに接続されているダイオード５ｂ，５ｄ，５ｆが第２ダイオードである。
【００２０】
直流電源１は、出力電圧がＥであり、商用電源を用いたスイッチング電源を用いてもよく、一次電池や二次電池を用いることもできる。
ＩＧＢＴ１１は、ゲート端子とコレクタ端子とエミッタ端子とを備える三端子半導体素子であり、ゲート電圧でコレクタ電流を制御することができる。
ダイオード５は、アノード端とカソード端とを備える二端子半導体素子であり、アノード端からカソード端への一方向にのみ電流が流れる。ダイオード５は、前記したようにリカバリ電流が小さな、ショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）が好適であるが、Ｓｉ−Ｐｉｎダイオードでもよい。
インダクタ２３は、ＩＧＢＴ１１ａ，１１ｂ、及び直流電源１の閉回路（主回路）を接続する配線のインピーダンスを等価的に示したものである。
【００２１】
三相モータ４０は、いわゆる三相ブラシレスモータであり、図示しない回転子に複数の永久磁石を使用し、図示しない固定子に３の倍数の個数の電磁石を円筒状に配設したものである。これらの電磁石は、Δ結線又はＹ結線に接続されて、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の配線が外部と接続される。Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相に三相交流電圧が印加されることにより、三相モータ４０は、固定子の内部に回転磁界が発生し、回転子が回転する。
【００２２】
図２は、接合容量に起因するリンギングノイズ発生時の等価回路であり、図４は、ダイオード５の端子電圧波形（リンギング波形）である。図２の等価回路は、簡略化のために一相分であるスイッチング回路３１のみを示している。
例えば、高電圧側のＩＧＢＴ１１ａがオンからオフに移行し、低電圧側のＩＧＢＴ１１ｂがオフからオンに移行している場合、ＩＧＢＴ１１ｂは等価的に抵抗器２１と見なすことができ、ダイオード５ａは接合容量があるためコンデンサ２２と見なすことができる。なお、コンデンサ２２は、ダイオード５ａの等価回路として示されるものであるので破線で示した。このときの共振電流ｉ（ｔ）は、抵抗器２１の抵抗値Ｒ、コンデンサ２２のキャパシタンスＣ、インダクタ２３のインダクタンスＬとしたとき、下記の式（１）で示すことができる。なお、α，βは、係数である。
ｉ（ｔ）=Ｅ／（β×Ｌ）×ｅ-α×t×sin（β×ｔ）・・・・・（1）
但し、α＝Ｒ／（２×Ｌ）、β＝（１／（Ｌ×Ｃ）-α2）1/2
【００２３】
また、高電圧側のＩＧＢＴ１１ａがオフからオンに移行し、低電圧側のＩＧＢＴ１１ｂがオンからオフに移行している場合、ＩＧＢＴ１１ａは等価的に抵抗器２１と見なすことができ、ダイオード５ｂはコンデンサ２２と見なすことができ、破線で示している。これにより、共振電流も逆方向に流れる。
【００２４】
図３は、三相モータの相電圧波形、及び相間電圧波形を示す図である。
上段から、Ｕ相の電位波形、Ｖ相の電位波形、Ｗ相の電位波形の一例を示し、最下段はＵ相とＶ相との線間電圧波形を示している。各段の縦軸は電圧を示し、横軸は、１／６周期毎の時間変化を示している。この例は、特段のＰＷＭ変調を行っていない。
ｔ＝ｔ０で、ＩＧＢＴ１１ａがオンし、ＩＧＢＴ１１ｂがオフすると、Ｗ相の電位ｅＵが電源電圧Ｅまで立ち上がる。ｔ＝ｔ３でＩＧＢＴ１１ａがオフし、ＩＧＢＴ１１ｂがオンし、Ｗ相の電位ｅＵが０まで立ち下がる。
また、ｔ＝ｔ２で、ＩＧＢＴ１１ｃがオンし、ＩＧＢＴ１１ｄがオフする。これにより、Ｖ相の電位ｅＶが電源電圧Ｅまで立ち上がる。また、ｔ＝ｔ５で、ＩＧＢＴ１１ｃがオフし、ＩＧＢＴ１１ｄがオンする。これにより、Ｖ電位ｅＶが０まで立ち下がる。
また、ｔ＝ｔ４で、ＩＧＢＴ１１ｅがオンし、ＩＧＢＴ１１ｆがオフする。これにより、Ｗ相の電位ｅＷが電源電圧Ｅまで立ち上がる。また、ｔ＝ｔ１で、ＩＧＢＴ１１ｄがオフし、ＩＧＢＴ１１ｆがオンする。これにより、Ｗ電位ｅＷが０まで立ち下がる。
【００２５】
この結果、Ｕ相の電位ｅＵとＶ相の電位ｅＶとの差である、相間電圧ｅＵＶは、ｔ＝ｔ０からｔ＝ｔ２まで、相間電圧Ｅとなり、ｔ＝ｔ２からｔ＝ｔ３まで、相間電圧０となり、ｔ＝ｔ３からｔ＝ｔ５まで、相間電圧−Ｅとなり、ｔ＝ｔ５からｔ＝ｔ０まで相間電圧０となる。すなわち、相間電圧０の区間が２箇所挿入されることにより、相間電圧波形は、方形波電圧よりも高調波成分が少ない。
また、図３から分かるように、相電圧ｅＵ，ｅＶ，ｅＷの遷移は、同時には発生しないので、リンギング電圧や共振電流も同時には発生しない。
【００２６】
スイッチング素子としてのＩＧＢＴ１１がオフ状態からオン状態に遷移するたびに、このような共振電流が流れ、ダイオード１２の端子電圧は大きなリンギング電圧が発生し、共振周波数帯のノイズレベルが上昇する。また、図１のような３相インバータ回路を構成したとき、ＩＧＢＴ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆは、同時に遷移することはなくそれぞれの回路のリンギング電圧は略等しい。このため、ノイズ強度は変わらないが、ノイズの時間積分としての平均パワーは、重畳され、共振周波数帯のノイズレベルが上昇する。
【００２７】
図４は、リンギングノイズの一例を示す波形図であり、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示している。ステップ状に電圧が立ち上がるときに、リンギング電圧が重畳している。
【００２８】
（特徴構成）
図５は、本発明の第１実施形態であるモータ駆動装置の特徴構成を含めた回路図である。
図５に示すモータ駆動装置１００ａは、インダクタンスが各々異なるインダクタ２４（２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ，２４ｅ，２４ｆ）がダイオード５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆに直列に接続されている点が図１と相違する。すなわち、ＩＧＢＴ１１aとダイオード５とインダクタ２４との間で閉回路が構成されている。これにより、ダイオード５の接合容量とインダクタ２３とインダクタ２４のインダクタンスとで決まる共振周波数はすべて異なる。言い換えれば、インダクタ２３、インダクタ２４ａ、ダイオード５ａ、ＩＧＢＴ１１ｂ、及び直流電源１の閉回路を接続する配線のインダクタンス値とダイオード５ａの接合容量の容量値とから演算される共振周波数と、前記配線（インダクタ２３、及びインダクタ２４ａ）のインダクタンス値とダイオード１１ｂ（，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆ）の接合容量の容量値とから演算される共振周波数とは異なる。このため、インダクタ２３を含めた共振電流の周波数帯もすべて異なる。
【００２９】
図６は、従来技術と実施形態との放射ノイズレベルを比較するための概念図である。
図６の縦軸がノイズレベル（平均パワー）であり、横軸が周波数ｆである。また、インダクタ２４を設けていない従来構成の場合は、すべての共振系の共振周波数が同程度になるように実装されているため、ノイズレベルが重ね合わさり、共振周波数ｆ０に大きなピーク値が表れる。一方、本実施形態の特徴構成であるインダクタ２４（２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ，２４ｅ，２４ｆ）を適用したときには、共振周波数が分散されるため、ノイズレベルのピーク値は低減される。
また、共振周波数の分散は、１／２倍から２倍までの範囲、好ましくは１／√２倍から√２倍までの範囲が良い。
【００３０】
（第２実施形態）
図７は、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置に使用される半導体モジュールの平面図である。
本実施形態のモータ駆動装置の構成は、図１と同様であるが、スイッチング回路としての半導体モジュール３１ｂは、ＩＧＢＴチップ１３やダイオードチップ１２が絶縁基板上に複数並列接続されている。
また、半導体モジュール３１ｂは、放熱ベース６１の表面上に４個の絶縁基板６２が搭載され、その絶縁基板６２は、すべて並列接続され、図１のインバータ回路を製作する場合は図７の半導体モジュールが６個用いられる。
【００３１】
このダイオード１２の、チップ面積の合計がモジュール毎に異なるＳｉＣやＧａＮのダイオードチップを用いることで、配線のインダクタンス値とダイオード５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆの両端の容量値とから演算される共振周波数とが異なる。これにより、ノイズレベルのピーク周波数は分散され、放射ノイズのピーク値は低減される。
また、ダイオード１２は、ＳｉＣダイオードを使用しているので、前記したように、リカバリ電流を無視することができ、接合容量のみ考慮すればよい。
【００３２】
また、本実施形態の場合は、インダクタ２３と接合容量との共振周波数を分散することも可能であるが、ＩＧＢＴ１３同士やダイオード１２同士を並列接続するための配線のインダクタンスと、ダイオード１２の接合容量との共振周波数を分散させることもできる。
【００３３】
（第３実施形態）
図８は、本発明の第３実施形態であるモータ駆動装置の特徴構成を含めた回路図である。
モータ駆動回路１００ｂは、ダイオード５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆに並列に、容量値の異なるコンデンサ２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄ，２５ｅ，２５ｆが接続されている点で図１の基本構成と異なる。外付けのコンデンサ２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄ，２５ｅ，２５ｆを接続することで、ダイオード５の接合容量はほぼ同一でも、コンデンサの容量値との合成容量は異なるので、インダクタ２３のインダクタンスとの共振周波数はそれぞれ異なる。これにより、ピーク値は分散され、放射ノイズのピーク値は低減される。
【００３４】
（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記各実施形態は、インバータ回路３０が三相モータ４０を駆動していたが、本発明は、ＤＣ／ＡＣ変換器やＡＣ／ＡＣ変換器のような電力変換器一般にも適用可能である。すなわち、本発明は、スイッチング素子に並列に転流ダイオードを接続した構成の回路であれば、鉄道、産業、エレベータ等の電力変換回路に適用可能である。
（２）前記各実施形態は、三相の電力変換器として構成したが、単相の電力変換器として構成することもできる。すなわち、直流電源装置１とＩＧＢＴ１１ａ，１１ｂとダイオード５ａ、５ｂとインダクタ２３とインダクタ２４ａ，２４ｂやコンデンサ２５ａ，２５ｂを備える電力変換器とすることができる。この場合には、ＩＧＢＴ１１ａ，１１ｂの接続点に、例えば、ダイオードと電解コンデンサとの直列回路が接続され、この電界コンデンサの両端に負荷が接続され、ＤＣ／ＤＣ変換器として構成されることが考えられる。
（３）前記各実施形態は、スイッチング素子としてＩＧＢＴ１１を用いたが、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやサイリスタ（ＳＣＲ）を使用することもできる。なお、スイッチング回路は、ＦＥＴの場合は、ｐ−ＭＯＳトランジスタとｎ−ＭＯＳトランジスタとの直列回路として構成される。
【符号の説明】
【００３５】
１  直流電源（主電源）
５  ダイオード
５ａ，５ｃ，５ｅ  ダイオード（第１ダイオード）
５ｂ，５ｄ，５ｆ  ダイオード（第２ダイオード）
１１    ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
１１ａ，１１ｃ，１１ｅ  ＩＧＢＴ（高圧側スイッチング素子）
１１ｂ，１１ｄ，１１ｆ  ＩＧＢＴ（低圧側スイッチング素子）
１２  ダイオードチップ
１３  ＩＧＢＴチップ
２１  抵抗器
２２  コンデンサ（接合容量）
２３  インダクタ
２４，２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ，２４ｅ，２４ｆ  インダクタ
２５，２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄ，２５ｅ，２５ｆ  コンデンサ
３０  インバータ回路（電力変換器）
３１，３２，３３  スイッチング回路
３１ｂ  半導体モジュール
４０  三相モータ（負荷、多相モータ）
６１  放熱ベース
６２  絶縁基板
１００，１００ａ，１００ｂ  モータ駆動装置
【図１】
0005444142.tif 000002
【図２】
0005444142.tif 000003
【図３】
0005444142.tif 000004
【図４】
0005444142.tif 000005
【図５】
0005444142.tif 000006
【図６】
0005444142.tif 000007
【図７】
0005444142.tif 000008
【図８】
0005444142.tif 000009