(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁巻線を有する同期機の制御装置において、前記同期機の磁極位置を検出して磁束の方向である回転子位相を検出する磁極位置検出手段と、前記回転子位相の時間変化にもとづいて前記同期機の回転速度を検出する速度検出手段と、前記界磁巻線に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出手段と、界磁電流指令と前記界磁電流検出手段により検出された界磁電流とにもとづいて界磁電圧指令を演算する界磁電圧指令算出手段と、前記界磁電圧指令にもとづいて前記界磁巻線に界磁電圧を印加する界磁電圧印加手段と、前記同期機の電機子巻線に電機子電圧を印加する電機子電圧印加手段と、前記同期機の電機子電流指令と前記回転速度と前記回転子位相とにもとづいて前記界磁電圧指令算出手段に供給する界磁電流指令を出力すると共に前記電機子電圧印加手段に供給する電機子電圧位相指令を出力する制御手段と、前記回転速度にもとづいて前記同期機に最大トルクを与える界磁電流を算出し、前記界磁電流の算出値が所定の上限より小さい時は真の信号値を出力すると共に、前記界磁電流の算出値が所定の上限より大きい時は偽の信号値を出力する力率１運転判定手段を備え、前記制御手段は、前記信号値が偽の時は前記界磁電流指令が前記上限に制限されるような電機子電圧位相指令と界磁電流指令を出力し、前記信号値が真の時は力率が１となるような電機子電圧位相指令と界磁電流指令を出力するようにしたことを特徴とする同期機の制御装置。
【請求項２】
界磁巻線を有する同期機の制御装置において、前記同期機の磁極位置を検出して磁束の方向である回転子位相を検出する磁極位置検出手段と、前記回転子位相の時間変化にもとづいて前記同期機の回転速度を検出する速度検出手段と、前記界磁巻線に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出手段と、界磁電流指令と前記界磁電流検出手段により検出された界磁電流とにもとづいて界磁電圧指令を演算する界磁電圧指令算出手段と、前記界磁電圧指令にもとづいて前記界磁巻線に界磁電圧を印加する界磁電圧印加手段と、前記同期機の電機子巻線に電機子電圧を印加する電機子電圧印加手段と、前記同期機の電機子電流指令と前記回転速度と前記回転子位相とにもとづいて前記界磁電圧指令算出手段に供給する界磁電流指令を出力すると共に前記電機子電圧印加手段に供給する電機子電圧位相指令を出力する制御手段と、前記電機子電圧印加手段に直流電圧を供給する直流電圧源と、前記直流電圧源と電機子電圧印加手段との間を流れる直流電流を検出する直流電流検出手段と、前記電機子電圧印加手段に供給される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記電機子電流指令を制限する電機子電流指令制限手段とを備え、前記電機子電流指令制限手段は、前記直流電流と前記直流電圧と、前記直流電圧源の内部抵抗を含む前記電機子電圧印加手段の直流側の抵抗値と、前記同期機の電機子抵抗を含む前記電機子電圧印加手段の交流側の抵抗値とにもとづいて前記電機子電流指令の上限値を算出することを特徴とする同期機の制御装置。
【請求項３】
前記電機子電圧印加手段は矩形波電圧を前記電機子巻線に印加することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の同期機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、同期機の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
同期機をインバータ駆動する場合、インバータのスイッチング素子を高周波で複数回スイッチングして同期機の電機子巻線に印加する電圧の振幅と位相を正弦波状に変換するPWM駆動方式と各電機子巻線につき電気角半周期毎に1回スイッチングする矩形波電圧を印加する矩形波駆動方式がある。
【０００３】
従来の同期機のPWM駆動方式では、電圧制限下で高効率運転を行うために、同期機の磁束と磁束に直交する軸からなる回転直交二軸上に制御軸を取り、同期機の力率が1となるように、すなわち磁束ベクトルと電流ベクトルが直交するように、電機子電流と界磁電流のフィードバック制御を行っている(例えば特許文献１)。
【０００４】
一方、従来の同期機の矩形波駆動方式は力行運転するために、界磁電流から同期機の磁束を推定し、d軸電流が零、q軸電流が正となるような電機子電圧位相進み量を算出している(例えば特許文献２)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３２５８号公報（図３−図４）
【特許文献２】特開２００４−３１２９６３号公報(段落0020〜0029、図３)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のPWM駆動方式はインバータのスイッチング素子を高周波でスイッチングするためにスイッチング損失による発熱が大きくなる。また、スイッチングスピードを下げるとPWMによる出力電圧精度が低下するためスイッチングスピードを落すことができず、直流電圧リップルが増加するため、そのリップルを抑制するための大容量の平滑コンデンサが必要となり、装置の小型化が困難である。またPWM駆動方式ではインバータの上下スイッチング素子の同時導通を防止するためにデッドタイムを設定するが、このデッドタイム分電圧が利用できないため、高速時の電圧利用率が低下する。また、力率1運転のため電流制御をする結果、電機子電流センサが必要となり、制御量も多く、装置の低コスト化が困難であった。
【０００７】
一方、従来の矩形波駆動方式は、d軸電流Idが零となるように電機子電圧位相進み量を操作するが、Id=0制御では高速時に最大トルクで運転することができず、効率が低下するという問題点があった。
【０００８】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、簡便で高効率な同期機の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る同期機の制御装置は、前記同期機の磁極位置を検出して磁束の方向である回転子位相を検出する磁極位置検出手段と、前記回転子位相の時間変化にもとづいて前記同期機の回転速度を検出する速度検出手段と、前記同期機の界磁巻線に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出手段と、界磁電流指令と前記界磁電流検出手段により検出された界磁電流とにもとづいて界磁電圧指令を演算する界磁電圧指令算出手段と、前記界磁電圧指令にもとづいて前記界磁巻線に界磁電圧を印加する界磁電圧印加手段と、前記同期機の電機子巻線に電機子電圧を印加する電機子電圧印加手段と、前記同期機の電機子電流指令と前記回転速度と前記回転子位相とにもとづいて前記界磁電圧指令算出手段に供給する界磁電流指令を出力すると共に前記電機子電圧印加手段に供給する電機子電圧位相指令を出力する制御手段と、力率１運転判定手段または電機子電流指令制限手段とを備えるように構成したものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係る同期機の制御装置によれば、一定電圧振幅で駆動される同期機を回転速度と回転子位相にもとづいてトルク最大となるように電機子電圧の位相を制御するものであるため、回転速度が変化しても同期機を高効率で運転することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の参考例１による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図３】力率１運転時の同期機の電機子電流、界磁電流、電圧、及び磁束のベクトル図である。
【図４】この発明の実施の形態２による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態３による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態４による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
参考例１．
以下、この発明の基本となる参考例を図にもとづいて説明する。図1は参考例１による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。同期機1の固定子には電機子巻線が巻回されており、この電機子巻線には直流電圧を三相交流電圧ＶUVWに変換した電圧が電機子電圧印加手段２から印加されている。また、同期機1の界磁磁束の方向である回転子位相θはレゾルバなどの磁極位置検出手段３によって検出され、前記回転子位相θの時間変化にもとづいて速度検出手段４が同期機の回転速度ωを算出するようにされている。制御手段5aは上述した回転速度ωと回転子位相θにもとづいて電機子電圧位相θvを出力し電機子電圧印加手段２の出力電圧を制御している。この参考例における同期機の制御装置は、電機子電圧印加手段２、磁極位置検出手段３、速度検出手段４、及び制御手段5aによって構成されている。
【００１３】
電機子電圧印加手段２はスイッチング素子と、各スイッチング素子に逆並列接続された整流素子を含む３相ブリッジ回路と、３相ブリッジ回路のスイッチング素子を駆動するゲートドライブ回路とから構成されている。ここではスイッチング素子としてMOSFETを使用し、整流素子としてダイオードを使用している。電機子電圧印加手段２は印加する電機子電圧の振幅|V|と回転子位相θ、及び電機子電圧位相θvにもとづいてスイッチング素子の駆動パターンを作成し、ゲートドライブ回路が作成した駆動パターンにもとづいてスイッチング素子を駆動することにより、直流電圧を三相交流電圧ＶUVWに変換して電機子巻線に印加している。このようなスイッチング素子の駆動パターンの作成方法は従来のPWM制御および矩形波駆動における構成と同様であるので、詳細説明は省略する。
【００１４】
同期機の出力トルクτはインダクタンスの突極性がない場合、（式１）で表わされる。ただし、この式において、Φfは界磁磁束、Iqは回転二軸(dq軸)上のq軸電流、Pmは同機の極対数である。
【００１５】
τ＝Pm・Φf・Iq （式１）
【００１６】
電機子電圧印加手段２の印加可能な電圧振幅Vが一定値の場合、同期機のdq軸上の電流Id,Iqは（式２）で表される。ただし、この式において、Raは同期機の電機子抵抗、ωは回転速度、Lは同期機の自己インダクタンス、Δθvは回転子位相θに対する電機子電圧位相θvの位相進み量である。また、Zは（式３）で表わされる同期機の同期インピーダンスの絶対値である。
【００１７】
【数１】
0005496231.tif 000002
【００１８】
（式１）（式２）より同期機のトルクτは（式４）で表わされる。
【数２】
0005496231.tif 000003
【００１９】
（式４）より、同期機のトルクτは電機子電圧位相進み量Δθvの関数として表わされることが分かる。同期機のトルクτが最大となるような電機子電圧位相進み量Δθvは（式４）をΔθvで偏微分した値が零となる条件から（式５）で与えられる。
【数３】
0005496231.tif 000004
【００２０】
制御手段5aは、（式５）にもとづいて電機子電圧位相進み量Δθvを算出する。
（式５）によれば、同期機のトルクが最大となるような電機子電圧位相進み量Δθvは界磁磁束の大きさにかかわらず、同期機の電機子抵抗Ra、回転速度ω、自己インダクタンスLにのみ依存する。更に制御手段5aは磁極位置検出手段３の出力である回転子位相θと電
機子電圧位相進み量Δθvとを加算した（式６）を電機子電圧位相指令である電機子電圧位相θvとして電機子電圧印加手段２へ出力する。
θv=θ＋Δθv ・・・・・・（式６）
【００２１】
このように構成すれば、電圧指令の振幅が一定値に制限される運転条件または駆動方式において、（式５）（式６）を用いて電機子電圧位相を設定することにより、同期機をトルク最大で駆動することが可能である。例えば、高速回転時には同期機の界磁による誘起電圧が上昇し、最大トルクを出力するための電圧指令は最大値に貼り付く。また駆動方式として矩形波通電方式を採用する場合、電圧振幅は一定値に制限される。このような場合でも（式５）を用いて電機子電圧位相進み量Δθvを回転速度ωに応じて算出することにより最大トルク運転が可能である。
【００２２】
実施の形態１．
次に、この発明の実施の形態１を図にもとづいて説明する。図２は実施の形態１による同期機の制御装置の構成を示すブロック図で巻線界磁式同期機に実施したものである。
図２において、巻線界磁式同期機1aの固定子には電機子巻線が巻回されており、この電機子巻線には直流電圧を三相交流電圧ＶUVWに変換した電圧が電機子電圧印加手段２から印加されている。
【００２３】
また、同期機1aの回転子には界磁巻線６が巻回されており、この界磁巻線６は直流電圧を出力する界磁電圧印加手段８に接続されている。界磁巻線６に流れる界磁電流は、界磁電流検出手段７によって検出され、界磁電圧指令算出手段９に入力されている。同期機1aの界磁磁束の方向である回転子位相θはレゾルバなどの磁極位置検出手段３によって検出され、前記回転子位相θの時間変化にもとづいて速度検出手段４が同期機の回転速度ωを算出するようにされている。
【００２４】
制御手段5bは速度検出手段４の出力である回転速度ω、磁極位置検出手段３の出力である回転子位相θおよび上位制御系からの電機子電流指令Ia*にもとづいて界磁電流指令If*と電機子電圧位相θvを出力し、If*は界磁電圧指令算出手段９に入力し、電機子電圧位相θvは電機子電圧印加手段２に入力してその出力電圧を制御している。なお、電機子電圧印加手段２に入力される電機子電圧位相指令である電機子電圧位相θvは、回転子位相θと電機子電圧位相進み量Δθvとを加算したものである。
【００２５】
電機子電圧印加手段２はスイッチング素子と、各スイッチング素子に逆並列接続された整流素子を含む３相ブリッジ回路と、３相ブリッジ回路のスイッチング素子を駆動するゲートドライブ回路とから構成されている。この実施の形態ではスイッチング素子としてMOSFETを使用し、整流素子としてダイオードを使用している。電機子電圧印加手段２は印加する電機子電圧の振幅|V|と回転子位相θ、及び電機子電圧位相θvにもとづいてスイッチング素子の駆動パターンを作成し、ゲートドライブ回路が作成した駆動パターンにもとづいてスイッチング素子を駆動することにより、直流電圧を三相交流電圧ＶUVWに変換して電機子巻線に印加している。このようなスイッチング素子の駆動パターンの作成方法は従来のPWM制御および矩形波駆動における構成と同様であるので、詳細説明は省略する。
【００２６】
界磁電圧指令算出手段９は界磁電流指令If*と界磁電流Ifにもとづいて、界磁電圧指令Vf*を出力し、界磁電圧印加手段８に供給している。
巻線界磁式同期機のように界磁磁束Φfが界磁電流IfによりΦf=M・Ifで制御できるような同期機においてはトルクτは（式７）で表わされる。ただし、この式においてMは電機子巻線の相互インダクタンスである。
【数４】
0005496231.tif 000005
【００２７】
（式７）よりトルクτは電機子電圧位相進み量Δθvおよび界磁電流Ifの関数として表わされることが分かる。同期機のトルクτが最大となるような電機子電圧位相進み量Δθvおよび界磁電流Ifは（式７）をそれぞれΔθv、Ifで偏微分した値が零になる条件から求まり、電機子電圧位相進み量Δθvは参考例１と同様に（式５）で、界磁電流は（式８）で表わされる。
【数５】
0005496231.tif 000006
【００２８】
（式８）によれば、最大トルクを与える界磁電流Ifは電圧振幅Vと同期機の同期インピーダンスZ、回転速度ω、相互インダクタンスMおよび電機子抵抗Raにより求まることが分かる。
【００２９】
【数６】
0005496231.tif 000007
であるため、(式２)において、Φf=M・Ifと置き換えた上で、（式５'）及び（式８）を（式２）に代入して、Pm・M・Ifが最大時の電機子電流の位相θi=tan-1(Iq/Id)を算出すると、θiは（式５）の電機子電圧位相進み量Δθvと等しくなる。すなわち電機子電圧一定ではトルク最大時に力率１制御となっている。従って力率１制御を行えば、トルク最大制御が可能となる。
【００３０】
図３は、力率１運転時の同期機の電流と電圧と鎖交磁束のベクトルをdq軸上で表わしたものである。界磁電流Ifによって電機子巻線に鎖交する界磁磁束Φf=M・Ifと電機子電流Iaによる電機子反作用磁束L・Iaの合成ベクトルである総磁束Φと電機子電流ベクトルIは互いに直交している(力率１)。ここで、Lは電機子巻線の自己インダクタンス、Mは電機子巻線の相互インダクタンスである。更に総磁束Φを90°進めた方向、即ち電機子電流ベクトルの方向に誘起電圧E=ω・Φが発生し、電機子電圧Vは電機子電流の銅損Ra・Iaと誘起電圧ω・Φのベクトル和となる。ここで、Raは電機子巻線の抵抗を表す。
【００３１】
このような力率１運転時においては、電機子電流指令をIa*とした時に、力率１となる界磁電流指令If*及び電機子電圧位相進み量Δθvは（式９）（式10）により算出することができる。
【数７】
0005496231.tif 000008
【００３２】
ここで、Eは総磁束による誘起電圧であり、力率１制御時には（式11）により与えられる。
E=V−Ra・Ia*      （式11）
【００３３】
制御手段5bは（式９）（式10）にもとづいて電機子電圧位相進み量Δθvと界磁電流指令If*を算出する。
（式11）によれば、電機子電流指令Ia*に対して、力率１運転時の誘起電圧Eが求まる。更に（式９）（式10）によれば、自己インダクタンスLと誘起電圧Eと回転速度ωと電機子電流指令Ia*にもとづいて力率１となる界磁電流指令If*と電機子電圧位相進み量Δθvが求まる。
【００３４】
このように構成すれば、電圧振幅一定の巻線界磁式同期機において、力率１運転を行うため、トルク最大制御が可能である。更に電機子電流指令Ia*を変えることで部分負荷に対応した運転が可能となる。また、電圧振幅一定時には力率１運転時に高効率運転となる効果がある。
【００３５】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２を図にもとづいて説明する。図４は実施の形態２による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。図４において、図２と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図２と異なる点は、力率１運転判定手段10を追加し、制御手段5bの代わりに制御手段5cを設けた点である。制御手段5cについては後述する。
【００３６】
（式８）によれば、最大トルクを与える、すなわち力率１運転時の界磁電流Ifは回転速度に反比例し、停止時には無限大である。ただし、実際の同期機では界磁回路の制約から界磁電流の上限Ifmaxが設定されており、これを越える界磁電流を通電することはできない。このため（式８）の値がこの界磁電流上限Ifmax以上では最大トルクは界磁電流上限で制限され、力率１運転は行えない。
【００３７】
力率１運転判定手段10は回転速度にもとづく最大トルクを与える界磁電流を（式８）により算出し、この値が界磁電流上限よりも小さい場合は真の信号値を、この値が界磁電流上限より大きい場合は偽の信号値を出力する。
【００３８】
制御手段5cは、力率１運転判定手段10の出力が真の信号値である場合は、電機子電流指令Ia*と回転速度ωにもとづき（式９）（式10）を用いて力率が１となるような電機子電圧位相進み量及び界磁電流指令を算出し、力率１運転判定手段10の出力が偽の信号値である場合は、回転速度にもとづき（式９）を用いて電機子電圧位相進み量を算出し、界磁電流指令を界磁回路の界磁電流上限Ifmaxに制限する。
【００３９】
このような構成によれば、出力電圧の振幅が一定値に制限される巻線界磁式同期機の駆動において、トルク最大となる界磁電流指令が界磁回路の界磁電流上限を越えるような回転数においても、界磁電流上限においてトルク最大となる電機子電圧位相と界磁電流で運転することができ、トルク最大となる界磁電流指令が界磁回路の界磁電流上限以下となるような回転数においては、力率１となる電機子電圧位相と界磁電流で運転するので、回転速度にかかわらずトルク最大で運転することができる。
【００４０】
なお、力率１運転判定手段10の出力が真の信号値である時、制御手段5cにおいて、（式９）（式10）により算出された電機子電圧位相進み量および界磁電流指令を（式５）（式８）の電機子電圧位相進み量および界磁電流でリミットするように構成して、最大トルクとなる電機子電流以下に電機子電流がリミットされるようにしても同様の効果が得られることは明らかである。
【００４１】
また、実施の形態１、２において、電機子電圧位相θvまたは界磁電流指令If*の算出に用いる電機子電圧振幅Vとして、電機子電圧印加手段２の直流電圧Vdcを検出する直流電圧検出手段を設け、検出した直流電圧Vdcと電機子電圧印加手段２の駆動方式により求まる最大印加電圧値Vmaxを用いてもよい。
（式９）（式10）(式11)より、力率１運転時の電機子電圧位相進み量Δθvおよび界磁電流指令If*は電圧振幅Vにより変動する。直流電圧を三相交流電圧ＶUVWに変換する場合、電機子電圧印加手段２の出力電圧振幅Ｖは直流電圧Vdcにより制限されるため、Vとして直流電圧Vdcと駆動方式とにより求まる最大印加電圧値Vmaxを用いるようにすれば、負荷による直流電圧変動時にも精度よく力率１運転することができる。
【００４２】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３を図にもとづいて説明する。図５は実施の形態３による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。図５において、図４と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図４と異なる点は、電機子電圧印加手段２に直流電圧を供給する直流電圧源11と、この直流電圧源11と電機子電圧印加手段２との間の直流電流Idcを検出する直流電流検出手段12と、少なくとも直流電流Idcにもとづいて制御手段5cからの電機子電圧位相θvを補正する電機子電圧位相補正手段13とを設けた点である。つまり、電機子電圧位相補正手段13は、前記直流電流にもとづいて電機子電圧位相補正量を算出し、電機子電圧位相θvを補正する。
【００４３】
（式９）（式10）は同期機のモータ定数を利用して力率１となる電機子電圧位相進み量および界磁電流指令を算出しているが、モータ定数が温度変化や磁気飽和により変化して正確に把握できない場合には、電機子電流やトルクを正確に制御することは難しい。これらを正確に制御しようとすれば、同期機に流れる電機子電流をフィードバックして制御する必要がある。電機子電流をフィードバックする場合、２個以上の交流電流センサが必要となり、制御系も複雑になる。
【００４４】
一方、同期機を車両用のトルクアシストおよび発電機として使用することを考えると、トルクおよび発電電力が重要な制御量であると考えられ、これらは直流電流で代表される。  力率１制御時には無効電力が発生しないという関係と、電機子電圧印加手段２のDC/AC変換において有効電力が変化しないという関係から、有効電流である電機子電流と直流電流との間には（式12）の関係が成立する。ただし、Vdcは直流電源の直流電圧値、Vは直流電源の直流電圧値と電機子電圧印加手段の駆動方法によって求まる電機子電圧振幅であり、kはVdcとVの比で一定である。
【００４５】
【数８】
0005496231.tif 000009
【００４６】
電機子電圧位相補正手段13は電機子電流指令Ia*と（式12）の電機子電流Iaとの偏差にもとづいて制御手段5cの電機子電圧位相を補正する。この実施の形態では偏差のI制御出力を電機子電圧位相に加えるようにしているが、偏差のP制御またはPI制御出力を用いてもよい。また、電機子電圧位相の補正を（式５）に示す最大トルク時の電機子電圧位相進み量でリミットしてもよい。
【００４７】
以上のような構成とすることにより、同期機のモータ定数が温度変化や磁気飽和により変化して正確に把握できない場合でも、（式12）で算出される電機子電流が電機子電流指令値と一致するように電機子電圧位相を補正するので、モータ定数変動時の力率１運転からの変動を低減することができる。
【００４８】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４を図にもとづいて説明する。図６は実施の形態４による同期機の制御装置の構成を示すブロック図である。図６において、図４と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図４と異なる点は、電機子電圧印加手段２に直流電圧を供給する直流電圧源11と、この直流電圧源11と電機子電圧印加手段２との間の直流電流Idcを検出する直流電流検出手段12と、直流電圧Vdcを検出する直流電圧検出手段14と、少なくとも直流電流Idcと直流電圧Vdcと電機子電圧印加手段２から見た入出力抵抗にもとづいて電機子電流指令Ia*の上限値を算出し、電機子電流指令Ia*を制限する電機子電流指令制限手段15とを設けた点である。
【００４９】
同期機が低電圧・大電流で駆動される場合は、直流側の抵抗による電圧降下が全電圧に占める割合が大きくなるので、モータ定数によっては電機子電流(トルク電流)を小さくして直流側での抵抗電圧降下を低減し、その分の電圧により磁束を大きくした方が、結果としてトルクが大きくなる場合がある。
【００５０】
電圧振幅一定の同期機の力率１運転時には、総磁束Φは（式13）で表わされる。
【数９】
0005496231.tif 000010
【００５１】
また、同期機のトルクτは総磁束Φと電機子電流Iaの積として（式14）で表わされる。ただし、Pmは同期機の極対数である。
τ=Pm・Φ・Ia （式14）
【００５２】
また、直流電圧源の無負荷時の電圧をV0、直流電圧源の内部抵抗を含む直流側の抵抗値をRdcとすれば、電機子電圧印加手段２に供給される直流電圧Vdcは（式15）で表わされる。
Vdc=V0−Rdc・Idc （式15）
【００５３】
直流電流と電機子電流の関係は（式12）で表されるから、直流電圧降下を考慮したトルク最大となる電機子電流Iamaxは、（式14）に（式12）（式13）を代入してIaで偏微分した値が零になる条件から、（式16）で表わされる。ただし、kは力率１運転時の直流電圧と交流電圧との比である。
【数１０】
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【００５４】
（式16）によれば、直流電圧降下を考慮したトルク最大となる電機子電流Iamaxは、直流電圧から直流分の電圧降下分Rdc・Idcを減算し、1/k倍して電機子側に換算した電圧値を電機子抵抗Raの２倍で除算した値となる。
【００５５】
電機子電流指令制限手段15は（式16）を用いて、直流電流と電機子電圧印加手段２から見た入出力抵抗にもとづき、直流電圧降下を考慮してトルク最大となる電機子電流を電機子電流制限Ialimとして算出し、電機子電流指令Ia*が電機子電流制限Ialimより大きい場合には、電機子電流指令を電機子電流制限でリミットする。
【００５６】
以上のように構成すれば、電機子電流指令を直流電圧降下を考慮して制限するので、大電流駆動時の直流抵抗損失により電機子電圧振幅が低下する場合でも同期機を最大トルクで運転することができる。（式15）において電機子電圧印加手段２の出力抵抗Rinvが無視できない場合には、出力抵抗としてRaの代わりにRinvとRaの和を用いて精度を向上させてもよい。また、無負荷時に電機子電圧印加手段２に供給される直流電圧をVdc0として記録しておき、直流電圧降下分(Rdc・Idc)をVdc0と負荷時に電機子電圧印加手段に供給される直流電圧Vdcとの差として与えてもよい。
【００５７】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５について説明する。実施の形態５は、実施の形態１〜４に示された電機子電圧印加手段２の出力電圧を各相ごとに120°ずつ位相がずれた矩形波電圧(180°通電)として矩形波通電方式で電機子巻線に印加するものである。
ただし、矩形波通電方式とする場合、電機子電圧波形は矩形波状となるため、同期機の回転速度(電気角速度)を基本角周波数とする電機子電圧および電機子電流の基本波成分の力率について力率１制御を行うことになる。
【００５８】
矩形波通電(180°通電)における電機子電圧の基本波成分の振幅(線間実効値)Vは（式17）で表わされる。ただし、この式においてVdcは電機子電圧印加手段２に供給される直流電圧、kは直流電圧と電機子電圧振幅との比であり、（式12）（式,16）のkと同じ値である。
【数１１】
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【００５９】
一方、電機子電圧印加手段２をPWM方式で駆動するように構成した場合、電機子電圧の
基本波成分の最大値(線間実効値)Vは（式18）で表わされる。
【数１２】
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【００６０】
以上のように、この実施の形態によれば、電機子電圧印加手段２の駆動方式に矩形波駆動方式を用いるので、同期機の電気角半周期に１回スイッチングを行なえばよく、従ってスイッチング素子のスイッチング損失が低減する。また、スイッチング周期が長く、スイッチングスピードを落とすことができるので、直流電圧リップルが低下する。これにより直流電圧リップルを平滑する平滑コンデンサ容量も削減できるため、平滑コンデンサを小型化することができる。また、矩形波駆動を行うため、巻線の線間電圧の基本波成分(線間実効値)が（式17）に示すように、PWM駆動よりも大きくなり、電圧利用率が向上する。
【符号の説明】
【００６１】
１：同期機、    ２：電機子電圧印加手段、    ３：磁極位置検出手段、
４：速度検出手段、    ５：制御手段、    ６：界磁巻線、  ７：界磁電流検出手段、
８：界磁電圧印加手段、    ９：界磁電圧指令算出手段、  １０：力率１運転判定手段、
１１：直流電圧源、      １２：直流電流検出手段、  １３：電機子電圧位相補正手段、
１４：直流電圧検出手段、    １５：電機子電流指令制限手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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