(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
他の装置から送信された送信信号を振幅検波して振幅検波信号を生成する振幅検波部と、
前記振幅検波部におけるハイパスフィルタ処理に起因する信号レベルの減衰を補償するための、前記信号レベルの減衰を反映した波形に対応する重み係数をフィルタ係数として有し、前記振幅検波信号に対して前記フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施すことで、減衰のない振幅検波信号を移動平均した場合に得られる信号とほぼ同一の波形を有する移動平均信号を生成するフィルタと、
前記フィルタにより生成された前記移動平均信号に基づく復調処理を行い、第１の復調データを生成する第１の復調データ生成手段と、
前記他の装置から送信された送信信号を直交検波して得られた同相信号および直交信号に基づいて、前記送信信号のキャリア成分と前記直交検波に用いられるクロック信号との位相誤差を特定するとともに、前記クロック信号の位相を前記位相誤差に応じて回転させる位相回転手段と、
前記位相が回転させられた前記クロック信号を用いて直交検波した結果得られる同相信号または直交信号に基づいて、前記他の装置から送信された信号を復調して第２の復調データを生成する第２の復調データ生成手段と、
前記第１の復調データまたは前記第２の復調データのうち、一方を選択して出力する選択出力手段と
を備える信号処理装置。
【請求項２】
前記位相回転手段は、
前記同相信号および前記直交信号のレベルを要素としてもつ２次元のベクトルを、複素平面上で前記位相誤差に対応する角度だけ回転させることにより、前記送信信号のキャリア成分と前記クロック信号との位相誤差を０とし、
それにより得られた前記同相信号を、前記第２の復調データ生成手段に出力する
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
非接触通信装置の復調部、または前記非接触通信装置と通信するリーダ／ライタの復調部として構成される
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記選択出力手段は、
自分が非接触通信装置の復調部として構成される場合、
前記第２の復調データを選択して出力する
請求項３に記載の信号処理装置。
【請求項５】
振幅検波部が、他の装置から送信された送信信号を振幅検波して振幅検波信号を生成し、
前記振幅検波部におけるハイパスフィルタ処理に起因する信号レベルの減衰を補償するための、前記信号レベルの減衰を反映した波形に対応する重み係数をフィルタ係数として有するフィルタが、前記振幅検波信号に対して前記フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施すことで、減衰のない振幅検波信号を移動平均した場合に得られる信号とほぼ同一の波形を有する移動平均信号を生成し、
第１の復調データ生成手段が、前記フィルタにより生成された前記移動平均信号に基づく復調処理を行い、第１の復調データを生成し、
位相回転手段が、前記他の装置から送信された送信信号を直交検波して得られた同相信号および直交信号に基づいて、前記送信信号のキャリア成分と前記直交検波に用いられるクロック信号との位相誤差を特定するとともに、前記クロック信号の位相を前記位相誤差に応じて回転させ、
第２の復調データ生成手段が、前記位相が回転させられた前記クロック信号を用いて直交検波した結果得られる同相信号または直交信号に基づいて、前記他の装置から送信された信号を復調して第２の復調データを生成し、
選択出力手段が、前記第１の復調データまたは前記第２の復調データのうち、一方を選択して出力する
ステップを含む信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理装置および方法に関し、特に、通信方式や受信環境が変化しても常に信頼性の高い復調データを出力することができるようにする信号処理装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、非接触ＩＣカードを用いた非接触ＩＣカードシステムが交通システム、セキュリティシステム、電子マネーシステム等において、浸透しつつある。
【０００３】
このような非接触ＩＣカードを用いるシステムにおいては、非接触ＩＣカードがリーダ／ライタの通信可能距離内に入ると、まずリーダ／ライタがアンテナ経由で非接触ＩＣカードに対し電磁波を放射する。この状態においてリーダ／ライタが、データを返信するように要求する信号をアンテナ経由で非接触ＩＣカードに送信する。これに応じて非接触ＩＣカードは、要求されたデータを返信データとして負荷変調し、負荷変調された信号をアンテナ部経由でリーダ／ライタに対し送出する。
【０００４】
リーダ／ライタは、非接触ＩＣカードにより負荷変調された信号を受信して復調することにより返信データを取得する。このような復調の処理は、通常、リーダ／ライタに組み込まれた復調機能部により実現される。
【０００５】
復調機能部は、例えば、ＩＣチップに組み込まれる回路などとして構成される。復調機能部は、上述したように、リーダ／ライタに組み込まれて、非接触ＩＣカードから送信された信号を復調することも可能であるし、非接触ＩＣカードに組み込まれて、リーダ／ライタから送信された信号を復調することも可能である。
【０００６】
ここでは、復調機能部による復調の処理において、リーダ／ライタから送信された信号を受信する時の動作モードを、カードモードと称することにし、非接触ICカードから送信された信号を受信する時の動作モードを、リーダライタモードと称することにする。
【０００７】
また、ここでは、１ビットのデータを表す１データ期間をｅｔｕ（Elementary Time Unit）と称することとし、各ビットのデータ値は通信方式毎に定まるビットコーディング方式により変調されているものとする。
【０００８】
現在、リーダ／ライタから非接触ＩＣカードに送信される信号の形式、または、非接触ＩＣカードからリーダ／ライタに送信される信号の形式は、例えば、ＩＳＯ１４４４３、ＩＳＯ１８０９２等の規格により定められている。これらに規定された信号の形式には、３つのタイプが存在する。すなわち、ＴｙｐｅＡ方式(ISO14443-A)、ＴｙｐｅＢ方式(ISO14443-B)、FeliCa方式が存在する。
【０００９】
例えば、FeliCa方式の場合、マンチェスタ符号化によるビットコーディングが適用されている。マンチェスタ符号化によるビットコーディングでは、１ビット期間ごとに、「ＬＯＷレベルからＨＩレベル」又は「ＨＩレベルからＬＯＷレベル」に信号レベルを変化させることにより、データ値「１」又は「０」を表現するようになされている。
【００１０】
FeliCa方式では、データ値「１」又は「０」を上記のようにビットコーディングした信号により、周波数１３.５６MHzのキャリアを振幅変調し、非接触ＩＣカードまたはリーダ／ライタから送信し、それぞれの受信モードに従って復調が行われる。
【００１１】
従来、非接触ＩＣカードによって振幅変調（負荷変調）された上記信号を、リーダ／ライタの振幅変化検出回路で検波し、復調する際(すなわち、リーダ／ライタモード時)にＮＵＬＬ状態の問題があった。
【００１２】
すなわち、非接触ＩＣカードとリーダ／ライタの間の距離が特定の距離となった時、受信側から見て位相方向の変化量は存在するが振幅方向の変化量がなくなる状態であって、いわゆるＮＵＬＬ状態となることがある。
【００１３】
ＮＵＬＬ状態となった場合、振幅復調により復調を行うと、受信信号を復調できずに通信不能となってしまう。
【００１４】
ＮＵＬＬ状態の問題の対策として、従来の振幅検波回路に加えて、直交検波回路を用いて、その２つの回路の出力系統の一方を選択する方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。なお、出力系統の選択は、例えば、シンクコードや同期の検出、ＣＲＣの計算結果に基づいて行われる。
【００１５】
特許文献1の技術によれば、まず送信側において与えられたビットコーディングの波形にもとづいて、送信すべきデータを変調率８％乃至３０%で振幅変調する。そして、周波数１３.５６MHzのキャリアに重畳して送信する。
【００１６】
受信側では、受信した信号を、振幅検波部および直交検波部に供給する。
【００１７】
そして、直交検波部で、同相成分信号(Ｉ信号)および直交成分信号(Ｑ信号)を検出し、それぞれＡ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換する。また、振幅検波部で振幅成分信号を検出し、Ａ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換する。これらのデジタル信号は、デジタル復調部に供給されるようになされている。
【００１８】
デジタル復調部では、Ａ／Ｄ変換部から供給されてデジタル信号をデータ値「０」またはデータ値「１」への復調する処理が行われ、復調結果のデータとともに、１ｅｔｕ毎にイネーブル、フレームヘッド検出結果などが出力される。
【００１９】
このとき、直交検波部では、例えば受信した信号に重畳されたキャリア成分を除去する処理と、同相成分信号および直交成分信号に含まれるＤＣ成分を除去する処理が行われる。例えば、受信した信号から得られる信号にローパスフィルタによるフィルタ処理を施すことでキャリアの成分が除去される。また、ハイパスフィルタによるフィルタ処理を施すことで、同相成分信号および直交成分信号に含まれるＤＣ成分が除去される。
【００２０】
このようにすることで、受信した信号からキャリア成分が取り除かれ、同相成分ベースバンド信号および直交成分ベースバンド信号が、復調結果の信号として得られることになる。
【００２１】
また、振幅検波部では、まず受信した信号の正部分のみを半波整流部で取り出しローパスフィルタを通過させてキャリア成分を除去する。ここで、ローパスフィルタから出力される信号のスペクトラムはベースバンド信号成分及びＤＣ成分から構成される。
【００２２】
この信号を、ハイパスフィルタを通過させることで０MHzを中心に分布するＤＣ成分を除去することにより、最終的にベースバンド成分信号のみを振幅検波出力として取り出すことができる。
【００２３】
このようにすることで、受信した信号からキャリア成分が取り除かれ、振幅検波結果のベースバンド信号が、復調結果の信号として得られることになる。
【００２４】
上述したように、同相成分ベースバンド信号および直交成分ベースバンド信号、並びに振幅検波結果のベースバンド信号は、それぞれＡ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換される。そして、これら３種類のデジタル信号は、デジタル復調部に供給されるようになされている。
【００２５】
また、デジタル復調部では、入力されたデジタル信号からイネーブルを生成する。なお、イネーブルの生成については、例えば、特許文献２に詳細に開示されている。
【００２６】
デジタル復調部では、Ａ／Ｄ変換部から出力された信号を、移動平均フィルタを通過させることにより生成した１／２ｅｔｕ毎にピークをもつ出力波形のピークを検出し、イネーブルを生成する。
【００２７】
理想的には、移動平均フィルタに入力される信号の波形は、ビットコーディングにより得られた矩形波となる。そうすると、移動平均フィルタに入力される信号の波形は、ビットコーディングにより得られた矩形波を近似した形となる。従って、結果的にこの移動平均フィルタは、入力波形へのマッチドフィルタを模擬したものとなっている。この移動平均フィルタにより、入力された信号からノイズなどの不要成分を除去すると共に、Ｓ／Ｎ比の最大点を充分に近似する値を１／２ｅｔｕ毎にピークとしてもつ出力波形を得る事ができる。
【００２８】
上述した３種類のデジタル信号は、移動平均フィルタを通過させることで移動平均信号となり、それぞれ三角波の形状の信号とされる。
【００２９】
このように生成された１／２ｅｔｕ毎イネーブルおよび移動平均信号は、デジタル復調部のビット復号部および平均振幅レベル算出部に入力される。
【００３０】
特許文献１では、同相成分信号、直交成分信号、および振幅検波信号の３つの検波信号から1つを選択し、その選択された検波信号に基づく復調結果を得るようになされている。例えば、３つの検波信号の平均振幅レベルが比較され、平均振幅レベルの最も大きいものが選択される。一般に平均振幅レベルの最も大きいほど、Ｓ／Ｎ比が高くなり、信頼性も高いと考えられるからである。
【００３１】
ビット復号部では送信側で採用しているビットコーディングの波形に基づき、移動平均信号のピーク値を検出するなどしてデータを復号し、後段のフレームヘッド検出部などへ出力する。
【００３２】
このようにすることで、最終的なデータの復号結果、およびそのデータに対応するイネーブルが得られることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３３】
【特許文献１】特開２００９−１１８０７０
【特許文献２】特開２００７−２８３５５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
しかしながら、特許文献1の技術により復調を行うとき、例えば、下記の２つの問題点が存在する。
【００３５】
まず1つめの問題について説明する。
【００３６】
直交検波もしくは振幅検波を行った場合、いずれの検波方式でもＤＣ成分を除去するためハイパスフィルタを用いている。しかし、例えば、ＴｙｐｅＢのカードモードのフレームヘッド内には、振幅変調度１０％で変調されたデータ値「０」が１０ｅｔｕ分連続で存在し、この区間のビットコーディングの波形は非常に平坦となり、比較的低周波成分が大きい信号となる。
【００３７】
このため、ＤＣ成分を除去する目的で、ハイパスフィルタのオフセット周波数を高めに設定した場合、低周波成分がカットされ、データ値「０」が１０ｅｔｕ区間連続する途中で検波部の出力波形は大きく減衰する。
【００３８】
上述したように移動平均フィルタに入力される波形は、ビットコーディングの波形をハイパスフィルタに通した後のものであるため、移動平均フィルタは入力へのマッチドフィルタを模擬したフィルタとはならない。このため、移動平均フィルタの出力はＳ／Ｎ比の最大点の近似値をピークに持たないものとなる。
【００３９】
このような信号は、Ｓ／Ｎ比が低いものとなりノイズの影響により、誤った復調が行われる可能性が高くなる。
【００４０】
続いて２つめの問題について説明する。
【００４１】
特許文献１の復調方式では、検波された振幅成分、直交成分、同相成分のそれぞれを使って復調を行い、３つの検波信号から1つを選択して復調結果を得ている。そうすると、結局、選択された復調結果を得るために用いられた情報は、振幅成分、直交成分、または同相成分のいずれか1つだけとなってしまう。
【００４２】
また、劣悪な受信環境での検波結果に対し、仮に復調自体が正しくできていても、正しく選択できなかったために、結果として正しい復調ができなくなる恐れもある。
【００４３】
例えば、キャリアの位相誤差が４５°に近く、同相成分と直交成分の振幅にほぼ差異がない場合、ノイズなどの影響により平均振幅レベルが変化すると、本来選択されるべきでない信号が選択されてしまうことがある。このような場合、あえてノイズが多く含まれる信号に基づく復調処理がなされてしまうので、誤った復調が行われる可能性が高くなる。
【００４４】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、通信方式や受信環境が変化しても常に信頼性の高い復調データを出力することができるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００４５】
本発明の一側面は、他の装置から送信された送信信号を振幅検波して振幅検波信号を生成する振幅検波部と、前記振幅検波部におけるハイパスフィルタ処理に起因する信号レベルの減衰を補償するための、前記信号レベルの減衰を反映した波形に対応する重み係数をフィルタ係数として有し、前記振幅検波信号に対して前記フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施すことで、減衰のない振幅検波信号を移動平均した場合に得られる信号とほぼ同一の波形を有する移動平均信号を生成するフィルタと、前記フィルタにより生成された前記移動平均信号に基づく復調処理を行い、第１の復調データを生成する第１の復調データ生成手段と、前記他の装置から送信された送信信号を直交検波して得られた同相信号および直交信号に基づいて、前記送信信号のキャリア成分と前記直交検波に用いられるクロック信号との位相誤差を特定するとともに、前記直交検波に用いられるクロック信号の位相を前記位相誤差に応じて回転させる位相回転手段と、前記位相が回転させられた前記クロック信号を用いて直交検波した結果得られる同相信号または直交信号に基づいて、前記他の装置から送信された信号を復調して第２の復調データを生成する第２の復調データ生成手段と、前記第１の復調データまたは前記第２の復調データのうち、一方を選択して出力する選択出力手段とを備える信号処理装置である。
【００４７】
前記位相回転手段は、前記同相信号および前記直交信号のレベルを要素としてもつ２次元のベクトルを、複素平面上で前記位相誤差に対応する角度だけ回転させることにより、前記送信信号のキャリア成分と前記クロック信号との位相誤差を０とし、それにより得られた前記同相信号を、前記第２の復調データ生成手段に出力するようにすることができる。
【００４８】
非接触通信装置の復調部、または前記非接触通信装置と通信するリーダ／ライタの復調部として構成されるようにすることができる。
【００４９】
前記選択出力手段は、自分が非接触通信装置の復調部として構成される場合、前記第２の復調データを選択して出力するようにすることができる。
【００５０】
本発明の第１の側面は、振幅検波部が、他の装置から送信された送信信号を振幅検波して振幅検波信号を生成し、前記振幅検波部におけるハイパスフィルタ処理に起因する信号レベルの減衰を補償するための、前記信号レベルの減衰を反映した波形に対応する重み係数をフィルタ係数として有するフィルタが、前記振幅検波信号に対して前記フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施すことで、減衰のない振幅検波信号を移動平均した場合に得られる信号とほぼ同一の波形を有する移動平均信号を生成し、第１の復調データ生成手段が、前記フィルタにより生成された前記移動平均信号に基づく復調処理を行い、第１の復調データを生成し、位相回転手段が、前記他の装置から送信された送信信号を直交検波して得られた同相信号および直交信号に基づいて、前記送信信号のキャリア成分と前記直交検波に用いられるクロック信号との位相誤差を特定するとともに、前記クロック信号の位相を前記位相誤差に応じて回転させ、第２の復調データ生成手段が、前記位相が回転させられた前記クロック信号を用いて直交検波した結果得られる同相信号または直交信号に基づいて、前記他の装置から送信された信号を復調して第２の復調データを生成し、選択出力手段が、前記第１の復調データまたは前記第２の復調データのうち、一方を選択して出力するステップを含む信号処理方法である。
【００５１】
本発明の一側面においては、振幅検波部により、他の装置から送信された送信信号が振幅検波されて振幅検波信号が生成され、前記振幅検波部におけるハイパスフィルタ処理に起因する信号レベルの減衰を補償するための、前記信号レベルの減衰を反映した波形に対応する重み係数をフィルタ係数として有するフィルタにより、前記振幅検波信号に対して前記フィルタ係数を用いたフィルタ処理を施すことで、減衰のない振幅検波信号を移動平均した場合に得られる信号とほぼ同一の波形を有する移動平均信号が生成され、前記移動平均信号に基づく復調処理が行われ、第１の復調データが生成され、前記他の装置から送信された送信信号を直交検波して得られた同相信号および直交信号に基づいて、前記送信信号のキャリア成分と前記直交検波に用いられるクロック信号との位相誤差を特定するとともに、前記クロック信号の位相が前記位相誤差に応じて回転させられ、前記位相が回転させられた前記クロック信号を用いて直交検波した結果得られる同相信号または直交信号に基づいて、前記他の装置から送信された信号を復調して第２の復調データが生成され、前記第１の復調データまたは前記第２の復調データのうち、一方が選択して出力される。
【発明の効果】
【００５２】
本発明によれば、通信方式や受信環境が変化しても常に信頼性の高い復調データを出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】非接触ＩＣカードとリーダ／ライタにより構成される通信システムの例を示す図である。
【図２】図１の送信機から送信される信号を説明する図である。
【図３】図１の送信機から送信される信号を説明する図である。
【図４】従来の復調部の詳細な構成例を示すブロック図である。
【図５】図４の振幅検波部の詳細な構成例を示すブロック図である。
【図６】図５における信号の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【図７】図５における信号の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【図８】図５における信号の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【図９】図５における信号の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【図１０】各通信方式における通信開始および通信終了を表す信号の波形を説明する図である。
【図１１】ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合の図５における信号の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【図１２】ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合の図５における信号の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【図１３】ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合の図５における信号の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【図１４】ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合の信号の減衰を説明する図である。
【図１５】チャネル模擬フィルタの例を説明する図である。
【図１６】位相回転部の処理を説明する図である。
【図１７】位相回転部の処理を説明する図である。
【図１８】位相回転部の処理を説明する図である。
【図１９】位相回転部の処理を説明する図である。
【図２０】本発明の一実施の形態に係る復調部の構成例を示すブロック図である。
【図２１】復調処理の例を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００５４】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
【００５５】
なお、説明を分かり易くするために、最初に従来の復調処理について説明し、その後本発明の実施の形態について説明する。
【００５６】
図１は、非接触ＩＣカードとリーダ／ライタにより構成される通信システムの例を示す図である。送信機１０は、例えば、非接触ＩＣカードとして構成され、受信機２０は、例えば、リーダ／ライタとして構成される。
【００５７】
受信機２０は、アンテナで受信した信号を、復調部３０に供給し、復調部３０により復調されて得られたデータをデータ処理部５０に供給するようになされている。
【００５８】
図２と図３は、送信機１０から送信される信号を説明する図である。送信機１０は、受信機２０に送信すべきデータを、予め定められたビットコーディング方式により２値化信号系列に変換する。そして、送信機１０は、その２値化信号系列をベースバンド信号とし、ベースバンド信号に所定の周波数（例えば、１３.５６MHz）のキャリアが重畳された送信信号を生成する。
【００５９】
図２は、上述した２値化信号系列の例を示す図である。同図は、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、データ値「０」とデータ値「１」により構成される２ビットのデータを、マンチェスタ方式でビットコーディングして得られる２値化信号系列の波形を表している。
【００６０】
同図中左側の波形であって、レベルが「Ｌ」から「Ｈ」に変化する波形によりデータ値「０」の１ビットが表わされている。また、同図中右側の波形であって、レベルが「Ｈ」から「Ｌ」に変化する波形によりデータ値「１」の１ビットが表わされている。この波形が、送信機１０から送信されるベースバンド信号の波形となる。
【００６１】
図３は、図２に示されるベースバンド信号の波形にキャリアが重畳された送信信号の波形を示す図である。同図は、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、送信信号の波形が示されている。送信信号の波形は、ベースバンド信号に対応する低周波数の振幅を有しつつ、キャリアの波形が重畳されたことによる高周波の振幅を有する形状とされている。
【００６２】
図４は、従来の復調部であって、例えば、図１の復調部３０として設けられる復調部の詳細な構成例を示すブロック図である。同図に示されるように、復調部３０は、振幅検波部３３、直交検波部３４、Ａ／Ｄ変換部３５乃至Ａ／Ｄ変換部３７、およびデジタル復調部３８により構成されている。なお、同図においては、便宜上、振幅検波部３３および直交検波部３４から出力される信号の波形が、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされて示されている。
【００６３】
受信機２０のアンテナで受信された信号は、信号線ｄ１を介して振幅検波部３３および直交検波部３４に供給される。なお、信号線ｄ１を介して伝送される信号を、適宜、信号ｄ１のように称することにする。
【００６４】
振幅検波部３３は、例えば、信号ｄ１を包絡線検波し、振幅変化を検出するようになされている。振幅検波部３３は、得られた検波信号を、信号ｄ２としてＡ／Ｄ変換部３５に出力する。同図に示されるように信号ｄ２の波形は、図２に示されるベースバンドの信号の波形を、レベル０を中心として上下に振幅する形状として表したものと、ほぼ同じ形状とされている。
【００６５】
Ａ／Ｄ変換部３５は、信号ｄ２を、予め設定されたサンプリングレートでサンプリングし、デジタル信号である信号ｄ５を生成してデジタル復調部３８に出力するようになされている。
【００６６】
直交検波部３４は、例えば、信号ｄ１について位相検波し、位相変化信号が信号ｄ３、および信号ｄ４として出力される。
【００６７】
直交検波部３４に供給された信号ｄ１は、キャリアと同じ周波数の信号を発生する発振器から出力された信号と乗算されて同相成分が抽出されるようになされている。また、信号ｄ１は、発振器から出力された信号の位相を９０°シフトさせた信号と乗算されて直交成分が抽出されるようになされている。
【００６８】
送信機１０が送信した信号におけるベースバンド信号Ｓ(t)の周波数をｆbとし、ベースバンド信号に重畳されたキャリアＣ(t)=cos2πfctとすると、受信機２０のアンテナで受信される信号ｇ(t)は、式（１）により表わされる。
【００６９】
【数１】
0005577686.tif 000002
・・・（１）
【００７０】
直交検波部３４の内部の発振器は、式（２）により表わされるクロック信号Ｐ1(t)を発生する。
【００７１】
【数２】
0005577686.tif 000003
・・・（２）
【００７２】
ここで、θは、信号ｇ(t)のキャリア成分とクロック信号Ｐ1(t)の位相誤差とされる。
【００７３】
また、発振器から出力されたクロック信号Ｐ1(t)の位相を９０°シフトさせた信号Ｐ2(t)は、式（３）により表わされる。
【００７４】
【数３】
0005577686.tif 000004
・・・（３）
【００７５】
直交検波部３４は、信号ｇ(t)を、クロック信号Ｐ1(t)および信号Ｐ2(t)とそれぞれ乗算する。すなわち、式（４）および式（５）により表わされる演算を行う。
【００７６】
【数４】
0005577686.tif 000005
・・・（４）
【数５】
0005577686.tif 000006
・・・（５）
【００７７】
この演算結果の信号を、例えば、周波数ｆcを阻止域とするローパスフィルタに通し、さらにＤＣ成分を除去することで、式（６）で表される同相成分と式（７）で表される直交成分とを得ることができる。
【００７８】
【数６】
0005577686.tif 000007
・・・（６）
【数７】
0005577686.tif 000008
・・・（７）
【００７９】
直交検波部３４は、上述のように抽出された同相成分を同相信号（Ｉ信号）ｄ３とし、直交成分を直交信号（Ｑ信号）ｄ４として、それぞれＡ／Ｄ変換部３６、Ａ／Ｄ変換部３７に出力する。同図に示されるように信号ｄ３の波形と信号ｄ４の波形は、図２に示されるベースバンドの信号の波形を、レベル０を中心として上下に振幅する形状として表したものと、ほぼ同じ形状とされている。
【００８０】
図５は、図４の振幅検波部３３の詳細な構成例を示すブロック図である。同図に示されるように、振幅検波部３３は、半波整流器４１、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）４３により構成されている。
【００８１】
半波整流器４１は、信号ｄ１の信号レベルが正の値をとる正成分を抽出し、その正成分を信号ｄ２１として出力するようになされている。
【００８２】
図６は、信号ｄ１の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【００８３】
同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ１の波形が示されている。ここでは、図３と同様の波形が示されている。同図の下側には、横軸が周波数、縦軸が電力密度とされて、信号ｄ１の周波数スペクトルが示されている。いまの場合、キャリアの周波数（１３.５６MHz近傍）において電力密度が高くなっている。
【００８４】
図７は、信号ｄ２１の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【００８５】
同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ２１の波形が示されている。半波整流器４１の処理を経たことにより、図６の波形の上半分に対応する波形が出力される。同図の下側には、横軸が周波数、縦軸が電力密度とされて、信号ｄ２１の周波数スペクトルが示されている。いまの場合、キャリアの周波数（１３.５６MHz近傍）において電力密度が高くなっており、さらに、ベースバンド信号の周波数（０MHz近傍）において電力密度が高くなっている。また、ベースバンド信号は、常にレベルが０より大きい値をとりつつ上下に振幅する波形とされているので、ＤＣ成分により０MHzの周波数の電力密度が高くなっている。
【００８６】
ＬＰＦ４２は、信号ｄ２１の高周波成分を除去し、低周波成分のみを透過させることで、信号ｄ２１のキャリア成分を除去するようになされている。ＬＰＦ４２は、キャリア成分が除去された信号を、信号ｄ２２として出力するようになされている。
【００８７】
図８は、信号ｄ２２の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【００８８】
同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ２２の波形が示されている。ＬＰＦ４２の処理を経たことにより、図７の波形から細かい振幅が除去された波形が出力される。同図の下側には、横軸が周波数、縦軸が電力密度とされて、信号ｄ２２の周波数スペクトルが示されている。いまの場合、キャリア成分が除去されたので、ベースバンド信号の周波数（０MHz近傍）と、ＤＣ成分による０MHzの周波数においてのみ電力密度が高くなっている。
【００８９】
ＨＰＦ４３は、信号ｄ２２の低周波成分を除去し、高周波成分のみを透過させることで、信号ｄ２２のＤＣ成分を除去するようになされている。ＨＰＦ４３は、キャリア成分が除去された信号を、信号ｄ２として出力するようになされている。
【００９０】
図９は、信号ｄ２の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【００９１】
同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ２の波形が示されている。ここでは、レベル０を中心として、正方向と負方向に交互に振幅する矩形波の波形であって、図４に示した信号ｄ２の波形と同様の波形が示されている。同図の下側には、横軸が周波数、縦軸が電力密度とされて、信号ｄ２の周波数スペクトルが示されている。いまの場合、ＤＣ成分が除去されたので、ベースバンド信号の周波数（０MHz近傍）においてのみ電力密度が高くなっている。
【００９２】
図４に戻って、デジタル復調部３８に入力された信号ｄ５乃至信号ｄ７は、それぞれデジタル復調部の内部の移動平均フィルタを通過させられる。
【００９３】
移動平均フィルタは、１／２ｅｔｕの区間の波形の信号レベルの平均値を算出してその値を信号として出力する。すなわち、各時刻での１／２ｅｔｕの区間の波形の信号レベルの積分値が算出されることで、平均値が逐次算出されていく。移動平均フィルタの処理を経て出力される信号の波形は、例えば、シンボルの開始位置から１／２ｅｔｕ経過した時刻においてピークとなるような山型の波形となる。
【００９４】
デジタル復調部３８は、移動平均フィルタの処理を経て出力される信号の波形のピークを検出することにより、シンボルに同期したイネーブルを生成するようになされている。また、デジタル復調部３８は、移動平均フィルタの処理を経て出力される信号のレベルを、例えば、予め設定された閾値を用いて判定することで２値化する。これにより、送信機１０から送信されたベースバンド信号を得て、送信機１０のビットコーディング方式に対応する方式でデータを復号し、イネーブルとともに出力するようになされている。
【００９５】
また、デジタル復調部３８は、信号ｄ５乃至信号ｄ７に、移動平均フィルタの処理施して得られたそれぞれの信号の平均振幅レベルをそれぞれ算出する。そして、デジタル復調部３８は、３つの信号の平均振幅レベルを比較し、平均振幅レベルの最も大きいものを選択し、その選択した信号に基づいてデータを復号するようになされている。一般に平均振幅レベルの最も大きいほど、Ｓ／Ｎ比が高くなり、信頼性も高いと考えられるからである。
【００９６】
しかしながら、従来の復調部３０により復調を行う場合、例えば、下記の２つの問題点が存在する。
【００９７】
第１の問題点は、振幅検波部３３から出力された信号に基づく復調を行う際に、Ｓ／Ｎ比の低い信号に基づく復調が行われることにより、誤った復調がなされる可能性が高いことである。
【００９８】
上述したように、デジタル復調部３８は、Ａ／Ｄ変換部３５から出力された信号ｄ５に移動平均フィルタの処理を施して出力される信号に基づいてベースバンド信号のシンボルを特定し、データを復調するようになされている。
【００９９】
しかし、例えば、ＴｙｐｅＢ方式で通信するリーダ／ライタから送信された信号を復調する際（カードモードで動作する復調部３０がＴｙｐｅＢ方式の通信を行う際）に、データの復調が誤ってなされることがある。いまの場合、Ａ／Ｄ変換部３５から出力された信号ｄ５に移動平均フィルタの処理を施して出力される信号は、Ｓ／Ｎ比が低いものとなるからである。
【０１００】
ＴｙｐｅＡ方式、ＴｙｐｅＢ方式、FeliCa方式のそれぞれの通信方式では、それぞれ異なる通信開始（フレームヘッド）を表す情報、および通信終了を表す情報が規定されている。
【０１０１】
例えば、ＴｙｐｅＡ方式の場合、予め定められた２値化信号系列が、第１番目の１ｅｔｕの受信信号として到来することが、通信開始を表す情報とされている。また、ＴｙｐｅＡ方式の場合、データ値「０」の後に無変調区間が続く２値化信号系列の到来が通信終了を表す情報とされている。
【０１０２】
例えば、ＴｙｐｅＢ方式の場合、ＳＯＦ(１０ビットの値「０」および２ビットの値「１」)の２値化信号系列がフレームヘッドとされている。また、ＴｙｐｅＢ方式の場合、データ値「１」および１０ｅｔｕ分のデータ値「０」の２値化信号系列が通信終了を表す情報とされている。
【０１０３】
例えば、FeliCa方式では、通信開始時に、Preamble+syncと称される２値化信号系列がフレームヘッドとされている。なお、Preambleは、４８ビット以上の値０によって構成される２値化信号系列とされ、Syncは、１６進数で「Ｂ２４Ｄ」を表す１６ビットに対応する２値化信号系列とされている。また、FeliCa方式では、無変調区間(前半１／２ｅｔｕ、後半１／２ｅｔｕいずれでも振幅変調なし)の到来が通信終了を表す情報とされる。
【０１０４】
図１０は、ＴｙｐｅＡ方式、ＴｙｐｅＢ方式、FeliCa方式のそれぞれの通信方式における通信開始および通信終了を表す信号の波形を説明する図である。同図においては、横軸を時間、縦軸を信号レベルとし、通信開始を表す信号および通信終了を表す信号に対応する波形が示されている。
【０１０５】
また、同図は、各方式において、リーダ／ライタから非接触ＩＣカードにデータを送信する場合の信号の波形を示すものとされる。
【０１０６】
ＴｙｐｅＡ方式における通信開始を表す信号の波形は、第１番目の１ｅｔｕの受信信号としての系列Ｚの２値化信号系列に対応する波形とされている。すなわち、１ｅｔｕ区間の初期に１００％ＡＳＫ変調されて波形の振幅が小さくなり、その後ＡＳＫ変調されずに波形の振幅が大きくなる波形とされる。なお、ＴｙｐｅＡ方式における通信開始を表すシンボルはＳＯＣとも称される。
【０１０７】
また、ＴｙｐｅＡ方式における通信終了を表す信号の波形は、データ値「０」の後に無変調区間が続く２値化信号系列に対応する波形とされている。図２に示される例では、系列Ｚの後に系列Ｙ（変調なしのシンボル）が続く２値化信号系列の波形が示されている。なお、ＴｙｐｅＡ方式における通信終了を表す信号は、系列Ｙの後に系列Ｙが続く２値化信号系列とされてもよい。
【０１０８】
ＴｙｐｅＢ方式における通信開始を表す信号の波形は、１０ビットのデータ値「０」を表す２値化信号系列および２ビットのデータ値「１」を表す２値化信号系列に対応する信号の波形とされている。このような２値化信号系列がＳＯＦと称される。
【０１０９】
また、ＴｙｐｅＢ方式における通信終了を表す信号の波形は、１ビットのデータ値「１」および１０ビットのデータ値「０」を表す２値化信号系列に対応する信号の波形とされる。なお、１０ビットのデータ値「０」を表す２値化信号系列がＥＯＦと称される。
【０１１０】
FeliCa方式における通信開始を表す信号の波形は、Preamble+syncと称される２値化信号系列に対応する波形とされている。
【０１１１】
Preambleは、４８ビット以上のデータ値「０」によって構成される２値化信号系列とされる。Syncは、１６進数で「Ｂ２４Ｄ」を表す１６ビットに対応する２値化信号系列とされる。なお、「Ｂ２４Ｄ」を表す１６ビットは、「1011001001001101」となる。
【０１１２】
また、FeliCa方式における通信終了を表す信号は、無変調の信号とされる。
【０１１３】
このようにそれぞれの通信方式によって通信開始または通信終了を表す信号の波形は異なったものとなる。また、それぞれの通信方式によって通信開始または通信終了を表す信号によって伝送されるデータのビット長（ｅｔｕ数）が異なる。
【０１１４】
図１０に示されるように、ＴｙｐｅＢ方式のカードモードにおいて検出するフレームヘッドには、変調度１０％で変調されたデータ値「０」が１０ｅｔｕ区間連続で存在し、この区間のビットコーディングの波形は非常に平坦となり、比較的低周波成分が大きい信号となる。
【０１１５】
図５を参照して上述したように、振幅検波部３３には、ＤＣ成分を除去するためＨＰＦ４３が設けられているので、ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合、振幅検波部３３から出力される信号のレベルが大きく減衰する。
【０１１６】
図１１乃至図１３は、ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合の図５の信号ｄ２１、信号ｄ２２、および信号ｄ２の波形とその周波数スペクトルを示す図である。すなわち、図１１乃至図１３は、図７乃至図９に対応する図である。
【０１１７】
図１１は、信号ｄ２１の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【０１１８】
同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ２１の波形が示されている。同図の下側には、横軸が周波数、縦軸が電力密度とされて、信号ｄ２１の周波数スペクトルが示されている。いまの場合、キャリアの周波数（１３.５６MHz近傍）において電力密度が高くなっており、さらに、ベースバンド信号の周波数（０MHz近傍）において電力密度が高くなっている。また、ベースバンド信号は、常にレベルが０より大きい値をとりつつ上下に振幅する波形とされているので、ＤＣ成分により０MHzの周波数の電力密度が高くなっている。
【０１１９】
図１１の場合、図７に示される周波数スペクトルと異なり、ベースバンド信号の周波数（０MHz近傍）において電力密度がさらに高くなっている。すなわち、いまの場合、信号ｄ２１のベースバンド信号には、データ値「０」が１０ｅｔｕ区間連続して存在するので、低周波数の電力密度がさらに高くなるのである。
【０１２０】
図１２は、信号ｄ２２の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【０１２１】
同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ２２の波形が示されている。ＬＰＦ４２の処理を経たことにより、図１１の波形から細かい振幅が除去された波形が出力される。同図の下側には、横軸が周波数、縦軸が電力密度とされて、信号ｄ２２の周波数スペクトルが示されている。いまの場合、キャリア成分が除去されたので、ベースバンド信号の周波数（０MHz近傍）と、ＤＣ成分による０MHzの周波数においてのみ電力密度が高くなっている。
【０１２２】
図１３は、信号ｄ２の波形とその周波数スペクトルを示す図である。
【０１２３】
同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ２の波形が示されている。いまの場合、信号ｄ２の波形は、ベースバンド信号の波形とは大きく異なった形状とされている。同図の下側には、横軸が周波数、縦軸が電力密度とされて、信号ｄ２の周波数スペクトルが示されている。いまの場合、図９に示される周波数スペクトルと異なり、ＤＣ成分とともにベースバンド信号の成分もＨＰＦ４３の処理により除去されている。
【０１２４】
図１４は、ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合の信号ｄ１と信号ｄ２の波形を示す図である。同図の上側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ１の波形が示されている。同図の下側には、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、信号ｄ２の波形が示されている。
【０１２５】
図１４の下側に示される信号ｄ２の波形において、点線（一点鎖線）で示される波形により理想的な検波信号が示されている。仮に信号ｄ２の波形として点線で示されるような形状の波形が出力されれば、移動平均フィルタが入力波形へのマッチドフィルタを模擬したものとして機能するが、実際には時間の経過に伴って信号ｄ２の波形が減衰する。すなわち、信号ｄ１の波形が平坦な部分では、時間の経過に伴って信号のレベルが０に近づいていくように、信号ｄ２の波形が減衰する。
【０１２６】
すなわち、ＤＣ成分を除去する目的で、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ４３）のオフセット周波数を高い値に設定した場合、低周波成分がカットされ、データ値「０」が１０ｅｔｕ区間連続する途中で振幅検波部３３の出力波形が大きく減衰するのである。
【０１２７】
上述したようにデジタル復調部３８の移動平均フィルタに入力される波形は、振幅検波部３３から出力されたものであるため、このように減衰した波形が移動平均フィルタに入力されることになる。
【０１２８】
移動平均フィルタは、矩形波に近い波形が入力されることを前提として、入力波形へのマッチドフィルタを模擬したものとなるが、図１３に示されるように減衰した波形が入力された場合、マッチドフィルタを模擬したフィルタとはならない。このような場合、移動平均フィルタの出力はＳ／Ｎ比の最大点の近似値をピークに持たないものとなる。つまり、移動平均フィルタが入力波形へのマッチドフィルタを模擬したものとして機能しない場合、移動平均フィルタから出力される信号の波形の振幅はあまり大きくならず、Ｓ／Ｎ比の低い信号となる。
【０１２９】
例えば、このようなＳ／Ｎ比が低い信号は、当然にノイズなどの影響により、データが誤って復調される可能性が高くなる。つまり、ベースバンド信号において、波形が平坦となる部分が長い信号を受信した場合、振幅検波部３３から出力された信号に基づく復調を行う際に、Ｓ／Ｎ比の低い信号に基づく復調が行われることにより、誤った復調がなされる可能性が高いことになる。
【０１３０】
この問題が最も顕著に表れるのは、カードモードで動作する復調部がＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドを受信した場合である。つまり、ＴｙｐｅＢ方式で通信するリーダ／ライタが送信するフレームヘッドの波形は、図１４を参照して上述したように、波形が平坦となる部分が長い信号なので、振幅検波部３３の出力波形が顕著に減衰するのである。
【０１３１】
ここまで、従来の復調部３０により復調を行う場合の第１の問題点について説明した。
【０１３２】
第２の問題点は、直交検波部３４から出力された信号ｄ３、または信号ｄ４に基づいて復調されたデータの信頼性が低くなることである。
【０１３３】
上述したように、デジタル復調部３８は、３つの信号の平均振幅レベルを比較し、平均振幅レベルの最も大きいものを選択し、その選択した信号に基づいてデータを復号するようになされている。このため、例えば、信号の選択を誤ると、仮に復調自体が正しくできていても、正しく選択できなかったために、結果として正しい復調ができなくなる恐れもある。
【０１３４】
例えば、ノイズなどの影響により平均振幅レベルが変化すると、本来選択されるべきでない信号が選択されてしまうことがある。このような場合、Ｓ／Ｎ比が低い信号に基づく復調処理がなされてしまう。
【０１３５】
具体的には、例えば、キャリアの位相誤差が４５°に近く、同相成分と直交成分の振幅にほぼ差異がない場合、ノイズなどの影響により平均振幅レベルが変化すると、本来選択されるべきでない信号が選択されてしまうことがある。例えば、直交成分を表す信号がノイズ成分により振幅レベルが大きくなった場合、直交成分が選択されて直行成分に基づく復調が行われることになる。このような場合、あえてノイズが多く含まれる信号に基づく復調処理がなされてしまうので、誤った復調が行われる可能性が高くなる。
【０１３６】
ここまで、従来の復調部３０により復調を行う場合の第２の問題点について説明した。
【０１３７】
本発明においては、第１の問題を解決するためにチャネル模擬フィルタを設ける。
【０１３８】
図１５は、チャネル模擬フィルタの例を説明する図である。
【０１３９】
図１５Ａは、チャネル模擬フィルタに入力される信号の波形の例を示している。同図は、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、当該信号の波形が示されている。この信号は、本来矩形の形状を有し、図中垂直方向の点線で示される間隔を１／２周期として正方向と負方向に交互に振幅する信号が、ＨＰＦの処理を経ることで歪んだものとされる。
【０１４０】
上述したように、ＨＰＦの処理が施された矩形波は、本来波形が平坦となる部分のレベルが時間の経過に伴って減衰する。図１５Ａの波形は、図中左から右に向かって、図中垂直方向の点線で示される位置に近づくにつれて信号のレベルが０に近づいていく形状とされている。
【０１４１】
図１５Ｂは、チャネル模擬フィルタのフィルタ係数を模式的に表した図である。同図は、横軸が時間とされ、縦軸がフィルタ係数の値とされ、図中の矢印によりチャネル模擬フィルタの係数が示されている。例えば、信号のサンプリング点に対応する数のフィルタ係数が設定されるようにし、図１５Ａの波形の形状に対応する大きさの値のフィルタ係数を設定する。この例では、ベースバンド信号の波形が再現されている部分の係数（矢印）が大きく設定され、ベースバンド信号の波形が減衰した部分の係数（矢印）が小さく設定されている。
【０１４２】
すなわち、チャネル模擬フィルタは、振幅検波部において、ＤＣ成分を除去するために用いられるＨＰＦの処理に伴う信号のレベルの減衰を反映した波形に対応する重み係数をフィルタ係数として有する。
【０１４３】
図１５Ｃは、チャネル模擬フィルタから出力される信号の波形の例を示している。同図は、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、当該信号の波形が示されている。この信号は、図１５Ａに示される入力信号の１／２周期毎にピークを有する三角波の形状とされている。この波形は、例えば、１ｅｔｕ周期で振幅を繰り返す矩形波であるベースバンド信号に対して、信号のレベルを減衰させることなく、そのまま移動平均フィルタの処理を施して得られる信号の波形とほぼ同様である。
【０１４４】
このようにすることで、図１５Ａに示されるような信号から、図１５Ｃに示されるように、十分な振幅を有する三角波を生成することができる。図１５Ｃに示されるような信号は、Ｓ／Ｎ比が高いものとなり、ノイズの影響が低減される。
【０１４５】
本発明では、上述したようなチャネル模擬フィルタを、デジタル復調部の内部に設け、振幅検波部からＡ／Ｄ変換部を経由して供給される信号に対してチャネル模擬フィルタの処理を施すこととする。そして、デジタル復調部内のビット復号部において、チャネル模擬フィルタの処理を経て出力される信号のレベルを、例えば、予め設定された閾値を用いて判定することで２値化する。これにより、送信機から送信されたベースバンド信号を得て、送信機のビットコーディング方式に対応する方式でデータを復号し、イネーブルとともに出力する。
【０１４６】
また、本発明においては、第２の問題を解決するために位相回転部を設ける。
【０１４７】
位相回転部は、直交検波部から出力されるＩ信号およびＱ信号について、Ａ／Ｄ変換部の処理を経て、さらに移動平均フィルタの処理が施された信号の位相誤差を特定し、位相誤差を補う処理を行う。
【０１４８】
いま、直交検波部の内部においてキャリアと同じ周波数の信号を発生する発振器から出力された信号と、送信機から送信された信号のキャリア成分との位相誤差をθで表すことにする。ここでは、発振器から出力された信号を、クロック信号と称することとし、送信機から送信された信号を送信信号と称することにする。
【０１４９】
図１６は、送信信号のキャリア成分とクロック信号との位相誤差を複素平面上で表現した図である。同図の縦軸は直交成分となり、同図の横軸は同相成分となる。位相誤差がθである場合、横軸とθの角度を有する矢印の直線と、図中の点線の円周との交点によりＩ信号とＱ信号のピークが特定される。
【０１５０】
図１７は、送信信号のキャリア成分とクロック信号との位相誤差がθである場合のＩ信号とＱ信号の波形の例を示す図である。なお、同図に示されるＩ信号の波形とＱ信号の波形は、直交検波部から出力された同相信号と直交信号が、Ａ／Ｄ変換部の処理を経て、さらに移動平均フィルタの処理が施されたものとされている。ここでは、説明を簡単にするため、これらの信号をＩ信号とＱ信号と称している。
【０１５１】
図１７Ａには、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、Ｉ信号の波形が示されている。ここでは、１ｅｔｕ周期で振幅する三角波として、Ｉ信号の波形が示されている。図１７Ｂには、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、Ｑ信号の波形が示されている。ここでは、１ｅｔｕ周期で振幅する三角波として、Ｑ信号の波形が示されている。なお、図中の白い丸と黒い星で示される波形のピークが、図１６の白い丸と黒い星の位置に対応している。
【０１５２】
図１７Ａに示されるＩ信号と比較すると、図１７Ｂに示されるＱ信号の振幅がやや大きいものとされている。位相誤差θが４５°である場合、Ｉ信号の振幅の大きさとＱ信号の振幅の大きさが同じとなる。
【０１５３】
位相回転部は、例えば、Ｉ信号およびＱ信号のレベルを要素としてもつ２次元のベクトルを複素平面上で角度θだけ回転させることにより、送信信号のキャリア成分とクロック信号との位相誤差を０にするようになされている。すなわち、位相回転部の処理を経た場合、図１６に示される同相成分と直交成分の関係は、図１８に示されるようになる。
【０１５４】
図１８は、位相回転部による処理の後、送信信号のキャリア成分とクロック信号との位相誤差を複素平面上で表現した図である。同図の縦軸は直交成分となり、同図の横軸は同相成分となる。いまの場合、位相誤差が０となり、図中に示される矢印の直線が、横軸と同じ位置に示されている。これにより、直交検波して得られた信号の直交成分（Ｑ信号）の振幅が０となり、同相信号の振幅が大きくなる。
【０１５５】
図１９は、位相回転部による処理の後のＩ信号とＱ信号の波形の例を示す図である。
【０１５６】
図１９Ａには、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、Ｉ信号の波形が示されている。ここでは、１ｅｔｕ周期で振幅する三角波として、Ｉ信号の波形が示されている。図１９Ｂには、横軸が時間とされ、縦軸が信号のレベルとされ、Ｑ信号の波形が示されている。ここでは、１ｅｔｕ周期で振幅する三角波として、Ｑ信号の波形が示されている。なお、図中の白い丸と黒い星で示される波形のピークが、図１８の白い丸と黒い星の位置に対応している。
【０１５７】
図１９Ｂに示されるＱ信号は、位相回転部の処理により、時間の経過に伴って振幅が小さくなり、図中の右側の部分では、信号のレベルが０の平坦な波形とされている。一方、図１９Ａに示されるＩ信号は、位相回転部の処理により、時間の経過に伴って振幅が大きくされている。
【０１５８】
このようにすることで、直交検波された信号（いまの場合、Ｉ信号）に基づいて、十分な振幅を有する三角波を生成することができる。図１９Ａに示されるような信号は、Ｓ／Ｎ比が高いものとなり、ノイズの影響が低減される。
【０１５９】
本発明では、上述したような位相回転部を、デジタル復調部の内部に設け、クロック信号の位相を、複素平面上で位相誤差に対応する角度だけ回転させる処理を施すこととする。そして、デジタル復調部内のビット復号部において、位相回転部の処理を経て出力される信号のレベルを、例えば、予め設定された閾値を用いて判定することで２値化する。これにより、送信機から送信されたベースバンド信号を得て、送信機のビットコーディング方式に対応する方式でデータを復号し、イネーブルとともに出力する。
【０１６０】
図２０は、本発明の一実施の形態に係る復調部の構成例を示すブロック図である。同図に示される復調部１００は、例えば、図１に示される非接触ＩＣカードとリーダ／ライタにより構成される通信システムにおいて、復調部３０に替えて用いられる。
【０１６１】
例えば、送信機１０が非接触ＩＣカードとして構成され、受信機２０がリーダ／ライタとして構成される場合、復調部１００は、リーダ／ライタの一部として機能する。また、送信機１０がリーダ／ライタとして構成され、受信機２０が非接触ＩＣカードとして構成される場合、復調部１００は、非接触ＩＣカードの一部として機能する。
【０１６２】
復調部１００が、リーダ／ライタの一部として機能する場合の動作モードをリーダ／ライタモードと称する。また、復調部１００が、非接触ＩＣカードの一部として機能する場合の動作モードをカードモードと称する。復調部１００は、いずれの動作モードにも対応可能となるように構成されている。
【０１６３】
復調部１００は、振幅検波部１３３、直交検波部１３４、Ａ／Ｄ変換部１３５乃至Ａ／Ｄ変換部１３７、およびデジタル復調部１３８により構成されている。
【０１６４】
受信機のアンテナで受信された信号は、信号線ｄ１０１を介して振幅検波部１３３および直交検波部１３４に供給される。なお、信号線ｄ１０１を介して伝送される信号を、適宜、信号ｄ１０１のように称することにする。
【０１６５】
振幅検波部１３３は、例えば、信号ｄ１０１を包絡線検波し、振幅変化を検出するようになされている。振幅検波部１３３は、得られた検波信号を、信号ｄ１０２としてＡ／Ｄ変換部１３５に出力する。
【０１６６】
Ａ／Ｄ変換部１３５は、信号ｄ１０２を、予め設定されたサンプリングレートでサンプリングし、デジタル信号である信号ｄ１０５を生成してデジタル復調部１３８に出力するようになされている。
【０１６７】
直交検波部１３４は、例えば、信号ｄ１０１について位相検波し、位相変化信号が信号ｄ１０３、および信号ｄ１０４として出力される。
【０１６８】
直交検波部１３４に供給された信号ｄ１０１は、キャリアと同じ周波数の信号を発生する発振器から出力された信号と乗算されて同相成分が抽出されるようになされている。また、信号ｄ１０１は、発振器から出力された信号の位相を９０°シフトさせた信号と乗算されて直交成分が抽出されるようになされている。
【０１６９】
直交検波部１３４は、上述のように抽出された同相成分を同相信号（Ｉ信号）ｄ１０３とし、直交成分を直交信号（Ｑ信号）ｄ１０４として、それぞれＡ／Ｄ変換部１３６、Ａ／Ｄ変換部１３７に出力する。
【０１７０】
ここまでは、従来の処理と同様である。
【０１７１】
デジタル復調部１３８は、チャネル模擬フィルタ１６１、移動平均フィルタ１６２、移動平均フィルタ１６３を有する構成とされている。
【０１７２】
Ａ／Ｄ変換部１３５から出力された信号ｄ１０５は、チャネル模擬フィルタ１６１に入力されるようになされている。チャネル模擬フィルタ１６１は、図１５を参照して上述したようなフィルタ係数を有するフィルタとされる。
【０１７３】
チャネル模擬フィルタ１６１の処理を経るようにすることで、例えば、図１５Ａに示されるような信号から、図１５Ｃに示されるように、十分な振幅を有する三角波を生成することができる。図１５Ｃに示されるような信号は、Ｓ／Ｎ比が高いものとなり、ノイズの影響が低減される。
【０１７４】
このようにすることで、例えば、復調部１００がカードモードで動作している場合、ＴｙｐｅＢ方式のフレームヘッドのように、ベースバンド信号において、波形が平坦となる部分が長い信号を受信したときでも適正な復調が行われるようにすることができる。
【０１７５】
チャネル模擬フィルタ１６１から出力された信号ｄ１０８は、イネーブル生成部１６５に供給される。
【０１７６】
イネーブル生成部１６５は、チャネル模擬フィルタ１６１から出力された信号ｄ１０８に基づいてイネーブルを生成する。イネーブル生成部１６５は、例えば、チャネル模擬フィルタ１６１から出力された信号ｄ１０８のピークを検出し、そのタイミングでイネーブルのパルスを生成することにより、シンボルに同期したイネーブルを生成するようになされている。
【０１７７】
イネーブル生成部１６５は、例えば、１／２ｅｔｕ毎のイネーブルを信号ｄ１１１として出力し、１ｅｔｕ毎のイネーブルを信号ｄ１１２として出力する。また、イネーブル生成部１６５は、信号ｄ１０８をそのまま信号ｄ１１３として出力する。
【０１７８】
信号ｄ１１１乃至信号ｄ１１３は、位相誤差検出部１６６に供給される。位相誤差検出部１６６は、例えば、コスタスループなどにより構成され、信号ｄ１１１または信号ｄ１１２として供給されたイネーブルと信号ｄ１１３のシンボルとのタイミング誤差を検出してイネーブル生成部１６５に信号ｄ１１８として通知するようになされている。これにより、イネーブル生成部１６５においてタイミング誤差が補正される。
【０１７９】
信号ｄ１１２と信号ｄ１１３は、ビット復号部１７１にも供給される。ビット復号部１７１は、信号ｄ１１３を、例えば、予め設定された閾値を用いて判定することで２値化する。そして、ビット復号部１７１は、２値化された信号とイネーブル（信号ｄ１１２）を用いて送信機１０から送信されたベースバンド信号を得て、送信機のビットコーディング方式に対応する方式でデータを復号し、イネーブルとともに出力する。
【０１８０】
ビット復号部１７１により復号されたデータ（ビット列）は、信号ｄ１２５として出力され、イネーブルは信号ｄ１２４として出力される。
【０１８１】
信号ｄ１２４と信号ｄ１２５は、フレームヘッド検出部１７３に供給される。フレームヘッド検出部１７３は、信号ｄ１２５のビット列を、図１０を参照して上述したような、各通信方式のフレームヘッドのパターンと比較することで、フレームヘッドを検出するようになされている。フレームヘッドの検出結果を表す情報は、信号ｄ１２８および信号ｄ１２９として出力されるようになされている。
【０１８２】
信号ｄ１２４、信号ｄ１２５、および信号ｄ１２８は、出力回路１７５に供給される。これにより、フレームヘッドが検出された後、ビット復号部で復号されたデータが信号ｄ１３３として、イネーブルである信号ｄ１３２とともに、出力選択部１７７に入力されることになる。
【０１８３】
一方、Ａ／Ｄ変換部１３６とＡ／Ｄ変換部１３７から出力された信号ｄ１０６と信号ｄ１０７は、それぞれ移動平均フィルタ１６２と移動平均フィルタ１６３に入力されるようになされている。
【０１８４】
なお、移動平均フィルタ１６２と移動平均フィルタ１６３は、チャネル模擬フィルタとして構成されるようにしてもよい。
【０１８５】
移動平均フィルタ１６２と移動平均フィルタ１６３から出力された信号ｄ１０９と信号ｄ１１０は、イネーブル生成部１６７に供給される。
【０１８６】
イネーブル生成部１６７は、移動平均フィルタ１６２と移動平均フィルタ１６３から出力された信号ｄ１０９と信号ｄ１１０に基づいてイネーブルを生成する。イネーブル生成部１６７は、例えば、信号ｄ１０９および信号ｄ１１０のピークを検出し、そのタイミングでイネーブルのパルスを生成することにより、シンボルに同期したイネーブルを生成するようになされている。
【０１８７】
イネーブル生成部１６７は、例えば、１／２ｅｔｕ毎のイネーブルを信号ｄ１１４として出力し、１ｅｔｕ毎のイネーブルを信号ｄ１１５として出力する。また、イネーブル生成部１６５は、信号ｄ１０９および信号ｄ１１０をそのまま、それぞれ信号ｄ１１６および信号ｄ１１７として出力する。
【０１８８】
信号ｄ１１４乃至信号ｄ１１７は、位相誤差検出部１６８に供給される。位相誤差検出部１６８は、例えば、コスタスループなどにより構成され、信号ｄ１１４または信号ｄ１１５として供給されたイネーブルと信号ｄ１１６または信号ｄ１１７のシンボルとのタイミング誤差を検出してイネーブル生成部１６７に信号ｄ１１９として通知するようになされている。これにより、イネーブル生成部１６７においてタイミング誤差が補正される。
【０１８９】
信号ｄ１１５乃至信号ｄ１１７は、位相回転部１６９にも供給される。位相回転部１６９は、図１６乃至図１９を参照して上述したように、Ｉ信号およびＱ信号のレベルを要素としてもつ２次元のベクトルを複素平面上で角度θだけ回転させることにより、送信信号のキャリア成分とクロック信号との位相誤差を０にするようになされている。例えば、Ｑ信号（信号ｄ１１７）の振幅が０となるように、クロック信号の位相が、位相誤差に対応する角度だけ回転させられ、Ｉ信号の振幅を表す信号ｄ１２１として位相回転部１６９から出力される。
【０１９０】
なお、直交検波部１３４の内部の発振器から出力されたクロック信号と、送信機から送信された信号のキャリア成分との位相誤差は、後述するキャリア位相同期部１７０により特定されて位相回転部１６９に供給される。
【０１９１】
位相回転部１６９の処理を施すことにより、直交検波された信号に基づいて、十分な振幅を有するＳ／Ｎ比が高い三角波を生成することができ、ノイズの影響が低減される。
【０１９２】
このようにすることで、例えば、キャリアの位相誤差が４５°に近く、同相成分と直交成分の振幅にほぼ差異がない場合、ノイズなどの影響により平均振幅レベルが変化しても、適切な復調処理を行うことができる。
【０１９３】
信号ｄ１２１と信号ｄ１２２は、キャリア位相同期部１７０に供給される。なお、信号ｄ１２１は、例えば、位相回転部１６９の処理を施した後得られる信号ｄ１１６とされ、ｄ１２２は、例えば、位相回転部１６９の処理を施した後得られる信号ｄ１１７とされる。
【０１９４】
キャリア位相同期部１７０は、信号ｄ１２１と信号ｄ１２２に基づいて、直交検波部１３４の内部の発振器から出力されたクロック信号と、送信機から送信された信号のキャリア成分との位相誤差（図１６におけるθ）を検出する。この検出結果の情報は、信号ｄ１２３として位相回転部１６９に供給されるようになされている。
【０１９５】
信号ｄ１２０と信号ｄ１２１は、ビット復号部１７２に供給される。なお、信号ｄ１２０は、位相回転部１６９から、信号ｄ１１５のイネーブルがそのまま出力された信号とされる。
【０１９６】
ビット復号部１７２は、信号ｄ１２１を、例えば、予め設定された閾値を用いて判定することで２値化する。そして、ビット復号部１７２は、２値化された信号とイネーブル（信号ｄ１２０）を用いて送信機１０から送信されたベースバンド信号を得て、送信機のビットコーディング方式に対応する方式でデータを復号し、イネーブルとともに出力する。
【０１９７】
ビット復号部１７２により復号されたデータ（ビット列）は、信号ｄ１２７として出力され、イネーブルは信号ｄ１２６として出力される。
【０１９８】
信号ｄ１２６と信号ｄ１２７は、フレームヘッド検出部１７４に供給される。フレームヘッド検出部１７４は、信号ｄ１２７のビット列を、図１０を参照して上述したような、各通信方式のフレームヘッドのパターンと比較することで、フレームヘッドを検出するようになされている。フレームヘッドの検出結果を表す情報は、信号ｄ１３０および信号ｄ１３１として出力されるようになされている。
【０１９９】
信号ｄ１２６、信号ｄ１２７、および信号ｄ１３０は、出力回路１７６に供給される。これにより、フレームヘッドが検出された後、ビット復号部で復号されたデータが信号ｄ１３５として、イネーブルである信号ｄ１３４とともに、出力選択部１７７に入力されることになる。
【０２００】
出力選択部１７７は、信号ｄ１３３のデータまたは信号ｄ１３５のデータのいずれか一方を選択して、後段のデータ処理部に、信号ｄ１４０として出力するようになされている。信号ｄ１３３のデータが選択された場合、信号ｄ１３２のイネーブルに基づいて出力される。信号ｄ１３５のデータが選択された場合、信号ｄ１３４のイネーブルに基づいて出力される。
【０２０１】
出力選択部１７７は、予め定められた方式に従って選択すべきデータを出力するようになされている。
【０２０２】
例えば、出力選択部１７７は、復調部１００がリーダライタモードで動作する場合、信号ｄ１３５のデータを選択して出力するようになされている。
【０２０３】
非接触ＩＣカードによって振幅変調（負荷変調）された信号を、リーダ／ライタで復調する際(すなわち、リーダ／ライタモード時)にＮＵＬＬ状態の問題がある。すなわち、非接触ＩＣカードとリーダ／ライタの間の距離が特定の距離となった時、リーダ／ライタから見て位相方向の変化量は存在するが振幅方向の変化量がなくなる状態である。ＮＵＬＬ状態となった場合、振幅復調により復調を行うと、受信信号を復調できずに通信不能となってしまう。
【０２０４】
そこで、出力選択部１７７は、復調部１００がリーダライタモードで動作する場合、直交検波部１３４から出力された同相信号と直交信号に基づいて復調された、信号ｄ１３５のデータを選択して出力するようになされている。
【０２０５】
また、例えば、出力選択部１７７は、復調部１００がカードモードで動作する場合、フレームヘッド検出部１７３、またはフレームヘッド検出部１７４のうち、先にフレームヘッドを検出したものに対応するデータを選択して出力する。
【０２０６】
出力選択部１７７は、例えば、先にフレームヘッド検出部１７３からフレームヘッドを検出したことを表す信号（信号ｄ１２９）が出力された場合、信号ｄ１３３のデータを選択して出力するようになされている。また、出力選択部１７７は、先にフレームヘッド検出部１７４からフレームヘッドを検出したことを表す信号（信号ｄ１３１）が出力された場合、信号ｄ１３５のデータを選択して出力するようになされている。
【０２０７】
このように、出力選択部１７７は、予め定められた選択の方式に従って、出力すべきデータを選択するようになされている。
【０２０８】
なお、上述した選択の方式は一例であり、他の選択の方式が採用されるようにしても構わない。例えば、出力選択部１７７は、復調部１００がカードモードで動作する場合、振幅検波部１３３から出力された信号に基づいて復調された、信号ｄ１３３のデータを選択して出力するようにしてもよい。
【０２０９】
本発明の復調部１００は、振幅検波部１３３から出力された検波信号と、直交検波部１３４から出力された検波信号のそれぞれに基づいて復調が行われるので、例えば、ＮＵＬＬ状態の問題があっても、適正な通信を行うことができる。
【０２１０】
また、本発明の復調部１００には、チャネル模擬フィルタ１６１を設けるようにしたので、振幅検波部１３３から出力された信号に基づく復調を行う際に、Ｓ／Ｎ比の低い信号に基づく復調が行われることにより、誤った復調がなされることを抑止することができる。
【０２１１】
さらに、本発明の復調部１００には、位相回転部１６９を設けるようにしたので、直交検波部１３４から出力された信号に基づいて復調されたデータの信頼性が低くなることを抑止することができる。
【０２１２】
次に、図２１のフローチャートを参照して、本発明の復調部１００による復調処理の例について説明する。
【０２１３】
ステップＳ２１において、チャネル模擬フィルタ１６１は、検波信号をフィルタ処理する。このとき、振幅検波部１３３からＡ／Ｄ変換部１３５を経て出力された検波信号がチャネル模擬フィルタ１６１に供給されて、図１５を参照して上述したように、フィルタ処理される。
【０２１４】
なお、ステップＳ２１では、直交検波部１３４からＡ／Ｄ変換部１３６およびＡ／Ｄ変換部１３７を経て出力された検波信号が移動平均フィルタ１６２と移動平均フィルタ１６３に供給されることになる。
【０２１５】
また、直交検波部１３４からＡ／Ｄ変換部１３６およびＡ／Ｄ変換部１３７を経て出力された検波信号についても、ステップＳ２１で、図１５を参照して上述したように、フィルタ処理されるようにしてもよい。すなわち、移動平均フィルタ１６２と移動平均フィルタ１６３が、それぞれチャネル模擬フィルタとして構成されるようにしてもよい。
【０２１６】
ステップＳ２２において、イネーブル生成部１６５は、ステップＳ２１の処理を経て得られた信号に基づいて、イネーブルを生成する。
【０２１７】
このとき、イネーブル生成部１６５が、チャネル模擬フィルタ１６１から出力された信号ｄ１０８に基づいて、シンボルに同期したイネーブルを生成する。また、イネーブル生成部１６７が、移動平均フィルタ１６２と移動平均フィルタ１６３から出力された信号ｄ１０９と信号ｄ１１０に基づいて、シンボルに同期したイネーブルを生成する。
【０２１８】
ステップＳ２３において、位相回転部１６９は、直交検波による検波信号に基づいて位相を回転させる。
【０２１９】
このとき、位相回転部１６９は、図１６乃至図１９を参照して上述したように、Ｉ信号およびＱ信号のレベルを要素としてもつ２次元のベクトルを複素平面上で角度θだけ回転させることにより、送信信号のキャリア成分とクロック信号との位相誤差を０にする。
【０２２０】
ステップＳ２４において、ビット復号部１７１およびビット復号部１７２によるビット復号が行われる。
【０２２１】
このとき、ビット復号部１７１は、ステップＳ２１の処理により得られた信号（信号ｄ１１３）を、例えば、予め設定された閾値を用いて判定することで２値化する。そして、ビット復号部１７１は、２値化された信号とステップＳ２２の処理で得られたイネーブル（信号ｄ１１２）を用いて送信機１０から送信されたベースバンド信号を得て、送信機１０のビットコーディング方式に対応する方式でデータを復号し、イネーブルとともに出力する。
【０２２２】
また、このとき、ビット復号部１７２は、ステップＳ２３の処理により得られた信号（信号ｄ１２１）を、例えば、予め設定された閾値を用いて判定することで２値化する。そして、ビット復号部１７２は、２値化された信号とステップＳ２２の処理で得られたイネーブル（信号ｄ１２０）を用いて送信機１０から送信されたベースバンド信号を得て、送信機１０のビットコーディング方式に対応する方式でデータを復号し、イネーブルとともに出力する。
【０２２３】
ステップＳ２５において、フレームヘッド検出部１７３およびフレームヘッド検出部１７４は、フレームヘッドを検出する。このとき、フレームヘッド検出部１７３およびフレームヘッド検出部１７４のそれぞれは、信号ｄ１２５および信号ｄ１２７のビット列のそれぞれを、図１０を参照して上述したような、各通信方式のフレームヘッドのパターンと比較することで、フレームヘッドを検出する。
【０２２４】
ステップＳ２６において、出力選択部１７７は、予め定められた選択の方式に従って、出力すべきデータを選択して出力する。
【０２２５】
このとき、例えば、出力選択部１７７は、復調部１００がリーダライタモードで動作する場合、信号ｄ１３５のデータを選択して出力する。
【０２２６】
また、例えば、出力選択部１７７は、復調部１００がカードモードで動作する場合、フレームヘッド検出部１７３、またはフレームヘッド検出部１７４のうち、先にフレームヘッドを検出したものに対応するデータを選択して出力する。
【０２２７】
出力選択部１７７は、例えば、先にフレームヘッド検出部１７３からフレームヘッドを検出したことを表す信号（信号ｄ１２９）が出力された場合、信号ｄ１３３のデータを選択して出力する。また、出力選択部１７７は、先にフレームヘッド検出部１７４からフレームヘッドを検出したことを表す信号（信号ｄ１３１）が出力された場合、信号ｄ１３５のデータを選択して出力する。
【０２２８】
このようにして復調処理が実行される。
【０２２９】
以上においては、本発明が、例えば、図１に示されるような非接触ＩＣカードとリーダ／ライタにより構成される通信システムに用いられることとして説明した。しかし、例えば、図１の送信機１０と受信機２０は、いずれも携帯電話機などとして構成することが可能であり、２台の携帯電話機の一方を非接触ＩＣカードとし、他方をリーダライタとする通信システムに用いられるようにすることも可能である。
【０２３０】
すなわち、本発明は、携帯電話機などの非接触通信装置の一部として適用されるようにすることも可能である。
【０２３１】
なお、本明細書において上述した一連の処理は、記載された順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理をも含むものである。
【０２３２】
また、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【０２３３】
１０  送信機，  ２０  受信機，  ３０  復調部，  ５０  データ処理部，  １３３  振幅検波部，  １３４  直交検波部，  １６１  チャネル模擬フィルタ，  １６５  イネーブル生成部，  １６７  イネーブル生成部，  １６９  位相回転部，  １７１  ビット復号部，  １７２  ビット復号部，  １７３  フレームヘッド検出部，  １７４  フレームヘッド検出部，  １７７  出力選択部
【図１】
0005577686.tif 000009
【図２】
0005577686.tif 000010
【図３】
0005577686.tif 000011
【図４】
0005577686.tif 000012
【図５】
0005577686.tif 000013
【図６】
0005577686.tif 000014
【図７】
0005577686.tif 000015
【図８】
0005577686.tif 000016
【図９】
0005577686.tif 000017
【図１０】
0005577686.tif 000018
【図１１】
0005577686.tif 000019
【図１２】
0005577686.tif 000020
【図１３】
0005577686.tif 000021
【図１４】
0005577686.tif 000022
【図１５】
0005577686.tif 000023
【図１６】
0005577686.tif 000024
【図１７】
0005577686.tif 000025
【図１８】
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【図１９】
0005577686.tif 000027
【図２０】
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【図２１】
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