(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
蓄電手段に供給される充電電流の大きさが閾値以上であるか否かを検出する充電電流検出回路において、
前記蓄電手段に対する充電電流の供給経路に介挿され、前記充電電流に比例した電圧を両端間に発生する電流／電圧変換素子と、
前記電流／電圧変換素子の両端に第１および第２の入力端子が各々接続されたコンパレーターであって、前記第１および第２の入力端子間にオフセット電圧を有し、前記第２の入力端子に対する入力電圧が、前記第１の入力端子に対する入力電圧に前記オフセット電圧を加えた電圧を上回るか否かを示す比較結果信号を出力するコンパレーターと、
トリミング操作に応じて前記コンパレーターのオフセット電圧を調整するトリミング手段と
を具備することを特徴とする充電電流検出回路。
【請求項２】
前記コンパレーターは、
電流値の調整が可能な定電流源と、
各々のゲートに前記第１および第２の入力端子の各入力電圧が各々与えられ、前記定電流源に各々のソースが共通接続され、トランジスターサイズが互いに異なる２個の電界効果トランジスターからなり、前記２個の電界効果トランジスターの一方のドレインから前記比較結果信号を出力する差動トランジスターペアとを具備し、
前記トリミング手段は、トリミング操作に応じて前記定電流源の電流値を調整する手段を具備することを特徴とする請求項１に記載の充電電流検出回路。
【請求項３】
前記電流／電圧変換素子の両端に前記第１および第２の入力端子が接続されたコンパレーターとして、各々異なるオフセット電圧を有する複数のコンパレーターを具備し、
前記トリミング手段は、トリミング操作に応じて前記複数のコンパレーターのオフセット電圧を個別的に調整することを特徴とする請求項１または２に記載の充電電流検出回路。
【請求項４】
前記コンパレーターは、
電流値の調整が可能な定電流源と、
ゲートに前記第１の入力端子の入力電圧が与えられ、前記定電流源にソースが接続された第１の電界効果トランジスターと、各ゲートに前記第２の入力端子の入力電圧が与えられた複数の第２の電界効果トランジスターの群と、前記複数の第２の電界効果トランジスターの各々を前記定電流源に接続するか否かを切り換える複数のスイッチとを有する差動トランジスターペアとを有し、
前記複数のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ切り換えにより前記第１および第２の入力端子間のオフセット電圧の切り換えが可能なコンパレーターであり、
前記トリミング手段は、トリミング操作に応じて前記定電流源の電流値を調整する手段を具備することを特徴とする請求項１に記載の充電電流検出回路。
【請求項５】
発電手段と、
前記発電手段から供給される充電電流を蓄積することにより、電子時計内の回路に対する電源電圧を出力する蓄電手段と、
請求項１乃至４のいずれか１の請求項に記載の電流検出回路とを具備し、
前記電流検出回路における前記コンパレーターの出力信号に基づいて、前記蓄電手段に対する充電電流を検出し、この充電電流の積算を行うことにより電子時計が動作可能な持続時間を算出することを特徴とする電子時計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、発電機能を備えた電子時計およびこの電子時計に搭載される充電電流検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
発電機能を備えた時計は、電池交換が不要な利点を備えるため、広く利用されるようになった。このような発電機能付き電子時計においては、発電手段によって発電された電力を蓄電手段に充電して利用している。特許文献１は、この発電機能付き電子時計として、必要に応じて発電を促すために、蓄電手段に蓄積された電気エネルギーにより電子時計が動作可能な時間（以下、持続時間という）を算出して示す機能を備えたものを開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２２４５４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上述した特許文献１に開示された電子時計では、蓄電手段への充電電流の供給経路上に介挿された電流／電圧変換素子の両端間電圧に基づいて充電電流を検出し、このようにして検出される充電電流の積算値を求め、この積算値に基づいて持続時間を算出している。従って、持続時間を正確に算出するためには、充電電流の検出精度を高くする必要がある。しかし、電子時計を構成する時計回路は、半導体製造工程により製造され、その際、電流／電圧変換素子およびその両端間電圧を検出する回路には、製造ばらつきが生じる。しかも、電流／電圧変換素子およびその両端間電圧を検出する回路は、各々別個の製造工程において製造されるため、電流／電圧変換素子に生じる製造ばらつきと、電流／電圧変換素子の両端間電圧を検出する回路に生じる製造ばらつきには相関がない。このため、蓄電手段に対する充電電流を高い精度で検出することが難しく、持続時間を精度良く算出することができる電子時計を安価に製造することが困難であった。
【０００５】
この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、製造ばらつきが発生する状況においても、蓄電手段に対する充電電流を精度良く検出することが可能な充電電流検出回路およびこの充電電流検出回路を備えた電子時計を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は、蓄電手段に供給される充電電流の大きさが閾値を上回るか否かを検出する充電電流検出回路において、前記蓄電手段に対する充電電流の供給経路に介挿され、前記充電電流に比例した電圧を両端間に発生する電流／電圧変換素子と、前記電流／電圧変換素子の両端に第１および第２の入力端子が各々接続されたコンパレーターであって、前記第１および第２の入力端子間にオフセット電圧を有し、前記第１の入力端子に対する入力電圧が、前記第２の入力端子に対する入力電圧に前記オフセット電圧を加えた電圧を上回るか否かを示す信号を出力するコンパレーターと、トリミング操作に応じて前記コンパレーターのオフセット電圧を調整するトリミング手段とを具備することを特徴とする充電電流検出回路を提供する。
【０００７】
この発明によれば、充電電流検出回路を含む装置の製造後、所望の大きさの充電電流が電流／電圧変換素子に流れたときにコンパレーターの出力信号が反転するように、トリミング操作によりコンパレーターのオフセット電圧を調整することが可能である。従って、電流／電圧変換素子およびコンパレーターの電気的特性に製造ばらつきが発生する状況においても、所望の大きさの充電電流を精度良く検出することができる充電電流検出回路を実現することができる。
【０００８】
また、この発明は、発電手段と、前記発電手段から供給される充電電流を蓄積することにより、電子時計内の回路に対する電源電圧を出力する蓄電手段と、前記充電電流検出回路とを具備し、前記電流検出回路における前記コンパレーターの出力信号に基づいて、前記蓄電手段に対する充電電流を検出し、この充電電流の積算を行うことにより電子時計が動作可能な持続時間を算出することを特徴とする電子時計を提供する。
【０００９】
かかる発明によれば、トリミング操作により充電電流検出回路が検出する充電電流のばらつきを低減することができるので、持続時間を高い精度で算出することが可能な電子時計を安価に製造することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の一実施形態である充電電流検出回路の適用例である電子時計の外観を示す平面図である。
【図２】同電子時計の機能構成を示すブロック図である。
【図３】同電子時計における充電電流検出回路および積分手段の動作を示すタイムチャートである。
【図４】同充電電流検出回路の構成例を示す回路図である。
【図５】この発明の一実施形態である充電電流検出回路の他の構成例を示す回路図である。
【図６】この発明の一実施形態である充電電流検出回路の他の構成例の要部を示す回路図である。
【図７】この発明の一実施形態である充電電流検出回路の他の構成例および積分手段の動作を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
図１はこの発明の一実施形態である充電電流検出回路の適用例である電子時計１の外観を示す平面図である。図１に示すように、電子時計１は、時針２１、分針２２、秒針２３からなる時刻表示用指針２０を備えている。また、電子時計１の文字板２４の９時位置には、時刻表示用指針２０とは別に表示針（副表示針）３１および発電表示用目盛板３２が設けられている。この表示針３１および発電表示用目盛板３２は、二次電池（図１では図示略）に蓄積されている電気エネルギーにより電子時計１が動作を継続することが可能な残り時間（継続時間）を表示する手段である。なお、文字板２４の３時位置には窓２４１が形成され、文字板２４の裏面に配置された日車によって日付が表示可能とされている。
【００１２】
図２は電子時計１の機能構成を示すブロック図である。図２において、電源部Ｘは、回転錘２、りゅうず３、発電手段４及び整流手段５を備える。発電手段４は、電子時計１のケース内部に配置された回転錘２の運動またはりゅうず３の回転に応じて発電する交流発電機である。整流手段５は、発電手段４から出力される交流電流を整流するものであり、全波整流回路、半波整流回路などの公知の整流回路を利用することができる。
【００１３】
本実施形態による充電電流検出回路６は、整流手段５によって整流された電流の大きさを複数種類の閾値の各々と比較し、各比較結果を示す検出結果信号を出力する回路である。整流手段５によって整流された電流は、この充電電流検出回路６を通過し、蓄電手段である二次電池７に充電される。なお、蓄電手段としては、二次電池７に限らず、キャパシタを利用してもよい。積分手段８は、充電電流検出回路６から出力される検出結果信号に基づいて二次電池７に対する充電電流の平均電流値を算出し、その平均電流値を積算することにより継続時間を算出する回路である。
【００１４】
ここで、図３を参照し、充電電流検出回路６および積分手段８の動作を説明する。例えばりゅうず３の回転が繰り返されると、１回転毎に図３の最上段に例示するような複数の半波を繋げたバースト波形を持った電流が整流手段５から出力される。充電電流検出回路６には、所定のサンプリングレートのサンプリングパルスφが積分手段８から供給される。充電電流検出回路６は、整流手段５の出力電流と、大きさの異なった閾値Ｉ１〜Ｉ４（Ｉ１＜Ｉ２＜Ｉ３＜Ｉ４）の各々とを比較し、サンプリングパルスφの発生タイミングにおいて各比較結果をサンプリングし、検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ４として出力する。
【００１５】
積分手段８は、検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ４が充電電流検出回路６から得られる都度、検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ４が示す電流値を積算し、充電量積算値を算出する。具体的には検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ４が全てＬレベルである場合、充電電流の大きさは閾値Ｉ１以下である。従って、積分手段８は、現状の充電量積算値を維持する。また、検出結果信号ＳＣＰ１がＨレベル、検出結果信号ＳＣＰ２〜ＳＣＰ４がＬレベルである場合、充電電流の大きさは閾値Ｉ１〜Ｉ２の範囲内にある。従って、積分手段８は、閾値Ｉ１〜Ｉ２の範囲内の所定値を現状の充電量積算値に加える。また、検出結果信号ＳＣＰ１およびＳＣＰ２がＨレベル、検出結果信号ＳＣＰ３およびＳＣＰ４がＬレベルである場合、充電電流の大きさは閾値Ｉ２〜Ｉ３の範囲内にある。従って、積分手段８は、閾値Ｉ２〜Ｉ３の範囲内の所定値を現状の充電量積算値に加える。また、検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ３がＨレベル、検出結果信号ＳＣＰ４がＬレベルである場合、充電電流の大きさは閾値Ｉ３〜Ｉ４の範囲内にある。従って、積分手段８は、閾値Ｉ３〜Ｉ４の範囲内の所定値を現状の充電量積算値に加える。また、検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ４が全てＨレベルである場合、充電電流の大きさは閾値Ｉ４以上である。従って、積分手段８は、閾値Ｉ４以上の所定値を現状の充電量積算値に加える。一方、積分手段８は、単位時間の経過を示すタイミングパルスが発生する毎に、充電量積算値から電子時計１の単位時間当たりの電荷消費量を示す数値を減算する。
【００１６】
以上、りゅうず３の回転が繰り返されて発電手段４が発電する場合を例に充電電流検出回路６および積分手段８の動作の概略を説明したが、回転錘２の回転により発電手段４が発電する場合の充電電流検出回路６および積分手段８の動作も同様である。
【００１７】
持続時間表示制御手段９は、積分手段８が算出する充電量積算値に基づいて持続時間を算出し、この持続時間を表示針３１で指示するように持続時間表示用モータ駆動手段１０を制御する。持続時間表示用モータ駆動手段１０は、持続時間表示制御手段９から出力される駆動制御信号に基づいて、持続時間表示用モータ１１のモータコイル１１１に駆動パルスを与えて表示針３１を駆動し、この表示針（副表示針）３１により、発電量を積算した持続時間を表示する。
【００１８】
以上説明した電子時計１において、持続時間を精度良く算出するためには、蓄電手段である二次電池７に対する充電電流の大きさを精度良く検出する必要がある。そこで、本実施形態では、充電電流検出回路６として、図４に例示する構成のものを採用している。
【００１９】
図４に示すように、充電電流検出回路６は、整流手段５から二次電池７に至る充電電流の供給経路に介挿された電流／電圧変換素子６１と、４個のコンパレーター６２＿１〜６２＿４と、サンプリング回路６３とにより構成されている。
【００２０】
ここで、電流／電圧変換素子６１は、例えば半導体チップ上に形成された拡散層パターンからなる拡散抵抗である。
【００２１】
コンパレーター６２＿１〜６２＿４は、各々の第１の入力端子６０１が電流／電圧変換素子６１の二次電池７側の端子に接続され、各々の第２の入力端子６０２が電流／電圧変換素子６１の整流手段５側の端子に接続されている。
【００２２】
コンパレーター６２＿１において、Ｐチャネルトランジスター６１１および６１２は、各々のソースが電源ＶＤＤに接続され、各々のゲートがＰチャネルトランジスター６１１のドレインに接続されており、カレントミラー６１０を構成している。
【００２３】
Ｎチャネルトランジスター６２１および６２２は、ソース同士が共通接続された差動トランジスターペア６２０を構成している。ここで、Ｎチャネルトランジスター６２１のドレインは、Ｐチャネルトランジスター６１１のドレインに接続され、Ｎチャネルトランジスター６２２のドレインは、Ｐチャネルトランジスター６１２のドレインに接続されている。そして、Ｎチャネルトランジスター６２１のゲートはコンパレーター６２＿１の第１の入力端子６０１、Ｎチャネルトランジスター６２２のゲートはコンパレーター６２＿１の第２の入力端子６０２、Ｎチャネルトランジスター６２２のドレインはコンパレーター６２＿１の出力端子６０３となっている。
【００２４】
Ｎチャネルトランジスター６２１および６２２のソース同士の共通接続点と接地線との間には定電流源６３０が介挿されている。この例における定電流源６３０は、ゲートおよびソースが互いに接続されたデプレッション型ＮチャネルトランジスターＴＲ０と、ゲートおよびソースが互いに接続されたデプレッション型ＮチャネルトランジスターＴＲ１およびスイッチＳＷ１からなる直列回路と、…、ゲートおよびソースが互いに接続されたデプレッション型ＮチャネルトランジスターＴＲｎおよびスイッチＳＷｎからなる直列回路とを並列接続してなるものである。ここで、１個のスイッチＳＷｋは、図４の下方に示すように、ソースが接地され、ドレインが差動トランジスターペア６２０の共通ソースに接続されたＮチャネルトランジスターＴＲＳと、このＮチャネルトランジスターＴＲＳのゲートおよび接地線間に介挿された抵抗Ｒと、同ゲートと電源ＶＤＤとの間に介挿されたヒューズＦとにより構成されている。このスイッチＳＷｋは、ヒューズＦが?がった状態ではＯＮ状態、溶断した状態ではＯＦＦ状態となる。
【００２５】
以上の構成において、差動トランジスターペア６２０のＮチャネルトランジスター６２２のトランジスターサイズは、Ｎチャネルトランジスター６２１のトランジスターサイズよりも小さい。このため、Ｎチャネルトランジスター６２２に対するゲート電圧をＮチャネルトランジスター６２１に対するゲート電圧よりも所定のオフセット電圧だけ増加させないと、Ｎチャネルトランジスター６２１および６２２に同じドレイン電流が流れる平衡状態にならない。
【００２６】
この例では、二次電池７に対する充電電流が閾値Ｉ１を越えるか否かをコンパレーター６２＿１に検出させる。このため、電流／電圧変換素子６１の抵抗値に閾値Ｉ１を乗算したオフセット電圧がコンパレーター６２＿１に発生するように、コンパレーター６２＿１のＮチャネルトランジスター６２２のトランジスターサイズが決定されている。従って、コンパレーター６２＿１は、第２の入力端子６０２に対する入力電圧が第１の入力端子６０１に対する入力電圧にオフセット電圧を加えた電圧よりも大きいとき、出力端子６０３からの比較結果信号ＣＰ１をアクティブレベルであるＬレベルとし、そうでないときには非アクティブレベルであるＨレベルとする。
【００２７】
他のコンパレーター６２＿２〜６２＿４もコンパレーター６２＿１と同様な構成であるが、コンパレーター６２＿２は充電電流が閾値Ｉ２（＞Ｉ１）を越えるか否かを、コンパレーター６２＿３は充電電流が閾値Ｉ３（＞Ｉ２）を越えるか否かを、コンパレーター６２＿４は充電電流が閾値Ｉ４（＞Ｉ３）を越えるか否かを検出する役割を各々担っている。従って、各コンパレーターのＮチャネルトランジスター６２２は、各々に対応付けられた閾値Ｉ２〜Ｉ３に応じて決定されたトランジスターサイズを有している。
【００２８】
サンプリング回路６３には、所定のサンプリングレートのサンプリングパルスφが積分手段８から供給される。サンプリング回路６３は、サンプリングパルスφの発生タイミングにおけるコンパレーター６２＿１〜６２＿４の比較結果信号ＣＰ１〜ＣＰ４をサンプルホールドし、検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ４として積分手段８に出力する。
【００２９】
ところで、本実施形態による充電電流検出回路６の電流／電圧変換素子６１の抵抗値には製造ばらつきが発生する。また、コンパレーター６２＿１〜６２＿４を構成する各トランジスターの電気的特性にも製造ばらつきが発生するため、各コンパレーターのオフセット電圧にも製造ばらつきが発生する。そして、電流／電圧変換素子６１と、各コンパレーターを構成するＰチャネルトランジスター、Ｎチャネルトランジスターは、異なる製造工程において製造される。従って、電流／電圧変換素子６１の抵抗値の製造ばらつきと、コンパレーター６２＿１〜６２＿４のオフセット電圧の製造ばらつきには相関がない。このため、何ら策を講じないとすると、二次電池７に対する充電電流の検出精度が劣化する。そこで、本実施形態では、電子時計１を構成する時計回路の製造後において、トリミング操作を行うことによりコンパレーター６２＿１〜６２＿４の各々のオフセット電圧を閾値Ｉ１〜Ｉ４に合せて最適化する。
【００３０】
さらに詳述すると、各コンパレーター６２＿１〜６２＿４のオフセット電圧は定電流源６３０の電流値に依存し、定電流源３０の電流値が大きくなる程、オフセット電圧は大きくなる。そこで、各コンパレーター６２＿１〜６２＿４のオフセット電圧を閾値Ｉ１〜Ｉ４に対応した最適なオフセット電圧よりもやや大きめに設計しておく。
【００３１】
そして、時計回路の製造後に充電電流検出回路６の電気的特性を測定するとともに、測定結果に基づいて各コンパレーター６２＿１〜６２＿４のスイッチＳＷ１〜ＳＷｎをヒューズＦの溶断により必要な個数だけＯＦＦ状態にして定電流源６３０の電流値を減らし、例えばコンパレーター６２＿１に関しては、閾値Ｉ１に相当する電流を電流／電圧変換素子６１に流したときに比較結果信号ＣＰ１がＨレベルからＬレベルに転ずるようにオフセット電圧を最適化する。他のコンパレーター６２＿２〜６２＿４についても同様である。このようなトリミング操作を行うことにより、充電電流検出回路６の充電電流の検出精度を高めることができる。
【００３２】
以上説明したように、本実施形態によれば、製造ばらつきが発生する状況においても、蓄電手段に対する充電電流を精度良く検出することが可能となる。
【００３３】
図５はこの発明の一実施形態である充電電流検出回路の他の構成例である充電電流検出回路６Ａの構成を示す回路図である。上記充電電流検出回路６（図４参照）は、４個のコンパレーター６２＿１〜６２＿４を有していた。これに対し、充電電流検出回路６Ａは、オフセット電圧の切り換え機能を備えた１個のコンパレーター６２Ａのみを有している。また、充電電流検出回路６Ａでは、上記充電電流検出回路６におけるサンプリング回路６３がコンパレーター６２Ａのオフセット電圧の切り換え機能を備えたサンプリング回路６３Ａに置き換えられている。
【００３４】
コンパレーター６２Ａは、コンパレーター６２（図４参照）におけるＮチャネルトランジスター６２２がＮチャネルトランジスター６４１〜６４４および６５１〜６５４からなる回路に置き換えられている。ここで、Ｎチャネルトランジスター６４１〜６４４の各ドレインはＮチャネルトランジスター６１２のドレインに共通接続されている。この共通接続点が比較結果信号ＣＰを出力するコンパレーター６２Ａの出力端子６０３となっている。また、Ｎチャネルトランジスター６４１〜６４４の各ゲートは、第２の入力端子６０２に接続されている。そして、Ｎチャネルトランジスター６４１〜６４４の各ドレインはＮチャネルトランジスター６５１〜６５４の各ドレインに各々接続されている。これらのＮチャネルトランジスター６５１〜６５４の各ソースは、差動トランジスターペア６２０Ａを構成する相手であるＮチャネルトランジスター６２１と共通接続され、この共通接続点と接地線との間に図４のものと同様な定電流源６３０が介挿されている。
【００３５】
Ｎチャネルトランジスター６５１〜６５４の各ゲートにはサンプリング回路６３Ａからスイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４が各々供給される。ここで、スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４の全てがＨレベルである場合、Ｎチャネルトランジスター６５１〜６５４の全てがＯＮ状態となり、Ｎチャネルトランジスター６４１〜６４４を並列化したものがＮチャネルトランジスター６２１とともに差動トランジスターペア６２０Ａを構成する。この構成例では、この状態において第１の入力端子６０１および第２の入力端子６０２間にオフセット電圧Ｉ１が発生するようになっている。スイッチ制御信号Ｓ１がＬレベル、スイッチ制御信号Ｓ２〜Ｓ４がＨレベルである場合、Ｎチャネルトランジスター６５１がＯＦＦ状態、Ｎチャネルトランジスター６５２〜６５４がＯＮ状態となり、３個のＮチャネルトランジスター６４２〜６４４を並列化したものがＮチャネルトランジスター６２１とともに差動トランジスターペア６２０Ａを構成する。この構成例では、この状態において第１の入力端子６０１および第２の入力端子６０２間にオフセット電圧Ｉ２が発生するようになっている。スイッチ制御信号Ｓ１およびＳ２がＬレベル、スイッチ制御信号Ｓ３およびＳ４がＨレベルである場合、Ｎチャネルトランジスター６５１および６５２がＯＦＦ状態、Ｎチャネルトランジスター６５３および６５４がＯＮ状態となり、２個のＮチャネルトランジスター６４３および６４４を並列化したものがＮチャネルトランジスター６２１とともに差動トランジスターペア６２０Ａを構成する。この構成例では、この状態において第１の入力端子６０１および第２の入力端子６０２間にオフセット電圧Ｉ３が発生するようになっている。スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ３がＬレベル、スイッチ制御信号Ｓ４がＨレベルである場合、Ｎチャネルトランジスター６５１〜６５４がＯＦＦ状態、Ｎチャネルトランジスター６５４がＯＮ状態となり、１個のＮチャネルトランジスター６４４がＮチャネルトランジスター６２１とともに差動トランジスターペア６２０Ａを構成する。この構成例では、この状態において第１の入力端子６０１および第２の入力端子６０２間にオフセット電圧Ｉ４が発生するようになっている。
【００３６】
サンプリング回路６３Ａは、積分手段８からサンプリングパルスφが与えられる毎に次の動作を行う。まず、スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４を全てＨレベルとすることによりコンパレーター６２Ａのオフセット電圧をＩ１とし、このときコンパレーター６２Ａから出力される比較結果信号ＣＰをサンプリングし、検出結果信号ＳＣＰ１として保持する。次に所定時間経過後、スイッチ制御信号Ｓ１をＬレベル、スイッチ制御信号Ｓ２〜Ｓ４をＨレベルとすることによりコンパレーター６２Ａのオフセット電圧をＩ２とし、このときコンパレーター６２Ａから出力される比較結果信号ＣＰをサンプリングし、検出結果信号ＳＣＰ２として保持する。次に所定時間経過後、スイッチ制御信号Ｓ１およびＳ２をＬレベル、スイッチ制御信号Ｓ３およびＳ４をＨレベルとすることによりコンパレーター６２Ａのオフセット電圧をＩ３とし、このときコンパレーター６２Ａから出力される比較結果信号ＣＰをサンプリングし、検出結果信号ＳＣＰ３として保持する。次に所定時間経過後、スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ３をＬレベル、スイッチ制御信号Ｓ４をＨレベルとすることによりコンパレーター６２Ａのオフセット電圧をＩ４とし、このときコンパレーター６２Ａから出力される比較結果信号ＣＰをサンプリングし、検出結果信号ＳＣＰ４として保持する。そして、このようにして保持した検出結果信号ＳＣＰ１〜ＳＣＰ４を積分手段８に供給するのである。
【００３７】
この構成は、充電電流検出回路を構成するコンパレーターが１個で済むので、消費電流が少なくて済むという利点がある。
【００３８】
＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態を説明したが、この発明には、他にも各種の実施形態が考えられる。例えば次の通りである。
【００３９】
（１）上記実施形態では、定電流源６３０の電流値を調整することによりコンパレーター６２＿１〜６２＿４の各々のオフセット電圧のトリミングを行うようにした。しかし、オフセット電圧のトリミングを行うための回路構成はこれに限定されるものではない。例えば定電流源６３０をエンハンスメント型のトランジスターとこのトランジスターのゲートに基準電圧を出力する定電圧源とにより構成し、この定電圧源が出力する基準電圧をトリミング操作により調整する構成としてもよい。この態様においても、上記実施形態と同様な効果が得られる。
【００４０】
（２）上記実施形態では、オフセット電圧の異なる４個のコンパレーター６２＿１〜６２＿４を充電電流検出回路６に設けたが、コンパレーターの個数は必要な充電電流の分解能に合せて任意に決定すればよい。
【００４１】
（３）上記実施形態では、電源部Ｘは、回転錘２等の運動に応じて発電する発電手段４を備えたが、電源部Ｘとして太陽光の入射によって発電するソーラーパネルを用いてもよい。また、図４及び図５に示す電流／電圧変換素子６１としてＰチャネルトランジスターを用いてもよい。この場合、充電電流検出回路６（６Ａ）の要部は、図６に示す構成となる。Ｐチャネルトランジスター６１ａのゲート端子とドレイン端子とは蓄電手段である二次電池７に共通に接続される。一方、Ｐチャネルトランジスター６１ａのソース端子はソーラーパネル７０に接続される。ソーラーパネル７０の出力電流がＰチャネルトランジスター６１ａに流れると、ソース端子とドレイン端子との間に電圧が発生する。すなわち、Ｐチャネルトランジスター６１ａは、電流／電圧変換素子６１として機能する。
図７に充電電流検出回路および積分手段の動作を示す。この例では、図３に示す整流手段の出力電流の替わりにソーラーパネル７０の出力電流が供給され、上述した実施形態と同様に充電電流積算値が上昇する。
このようにソーラーパネル７０を用いることにより、発電機、回転錘２、および整流手段５を不要にでき、構成を簡素化することが可能となる。
【符号の説明】
【００４２】
４……発電手段、５……整流手段、７……二次電池（蓄電手段）、６……充電電流検出回路、６１……電流／電圧変換素子、６２＿１〜６２＿４……コンパレーター、６３……サンプリング回路、６１１，６１２……Ｐチャネルトランジスター、６２１，６２２……Ｎチャネルトランジスター、８……積分手段、９……持続時間表示制御手段、１０……持続時間表示用モータ駆動手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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