(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランジスタと、
一端が前記トランジスタのベース側またはゲート側に接続された第一電気信号線路と、
一端が前記第一電気信号線路の他端に接続され、他端は接地された第一シャントキャパシタと、
一端が前記トランジスタのコレクタ側またはドレイン側に接続された第二電気信号線路と、
一端が前記第二電気信号線路の他端に接続され、他端は接地された第二シャントキャパシタと、
前記第一電気信号線路の他端と前記第二電気信号線路の他端を接続するキャパシタとを備え、
前記第一電気信号線路の線路長は、基本波信号の波長の１／４の値を奇数倍した長さから基本波信号の波長の１／１６の長さを減算した長さと、基本波信号の波長の１／４の値を奇数倍した長さに基本波信号の波長の１／１６の長さを加算した長さとの間の値であり、
前記キャパシタの電気容量は、前記第一シャントキャパシタと前記第二シャントキャパシタのうち電気容量の高いほうの電気容量の５倍以上であることを特徴とする高周波二倍波発振器。
【請求項２】
前記キャパシタの電気容量は１０ｐＦ以上であることを特徴とする請求項１に記載の高周波二倍波発振器。
【請求項３】
前記キャパシタに直列接続された固定抵抗又は可変抵抗を更に備えたことを特徴とする請求項１または２のいずれか１項に記載の高周波二倍波発振器。
【請求項４】
前記キャパシタに直列接続されたインダクタンスを更に備えたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の高周波二倍波発振器。
【請求項５】
前記キャパシタは可変容量キャパシタであることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか1項に記載の高周波二倍波発振器。
【請求項６】
前記第一シャントキャパシタと前記第二シャントキャパシタは可変容量キャパシタであることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の高周波二倍波発振器。
【請求項７】
前記キャパシタと前記第一シャントキャパシタとの間、および、前記キャパシタと前記第二シャントキャパシタとの間に接続されたバイアス端子またはバイアス回路を更に備えたことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか1項に記載の高周波二倍波発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は主にマイクロ波、ミリ波で動作する高周波二倍波発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載レーダーや携帯電話等の高周波無線装置の普及により、出力周波数１ＧＨｚ超の発振器の高性能化の要求が高まっている。ここで、発振器とは回路内部で高周波電気信号の発振を起こし、高周波電気信号を外部へ発信する回路である。発振器は高周波電気信号を増幅させるためのトランジスタ等の能動素子を内蔵する。
【０００３】
発振する周波数と外部へ出力される信号の周波数が同一である発振器は基本波発振器と呼ばれる。そして、外部へ出力される信号の周波数が発振する周波数の２倍である発振器は二倍波発振器と呼ばれる。二倍波発振器は基本波発振器と比較して、後述の仮想短絡点のために発振器外部の負荷変動の影響を受けにくい利点がある。これにより、トランジスタの最大発振周波数が低くても高性能な発振器の作成が可能となる。発振が生じる周波数は基本波周波数と呼ばれ、基本波周波数の電気信号は基本波信号と呼ばれる。また基本波周波数の２倍の周波数は２倍波周波数と呼ばれ、周波数が２倍波周波数の電気信号は２倍波信号と呼ばれる。
【０００４】
図１４を参照して典型的な直列正帰還型二倍波発振器について説明する。図１４は典型的な直列正帰還型二倍波発振器１００の回路図である。バイアス端子１１３およびバイアス端子１１４は、トランジスタ１０８にベース電圧およびコレクタ電圧を印加するための端子である。バイアス端子１１３は伝送線路１１５を介してトランジスタ１０８のベース端子に接続され、さらに先端開放スタブと接続され、基本波信号の影響を受けないように設計される。また、バイアス端子１１４は伝送線路１１７を介してトランジスタ１０８のコレクタ端子に接続され、２倍波信号の影響を受けないように設計される。キャパシタ１１１はコレクタ電圧およびコレクタ電流の直流成分が外部に漏洩することを防ぐ。
【０００５】
さらに、トランジスタ１０８より出力端子１１２側に存在する電気信号線路に対して先端開放スタブ１０９が接続される。先端開放スタブ１０９の線路長は基本波信号の波長の四分の一である。この先端開放スタブ１０９の接続箇所には基本波信号によって電位が変動しない領域、すなわち仮想短絡点１１０が生じる。この仮想短絡点１１０より出力端子側１２へは基本波信号は伝播しない。一方、２倍波信号は先端開放スタブ１０９および仮想短絡点１１０の影響を受けることがない。そのため、２倍波信号は出力端子１１２へと伝播し発振器１００の外部へと発信される。
【０００６】
上記の通り図１４の場合は、仮想短絡点１１０は先端開放スタブ１０９を用いて生じさせている。この他にも複数の発振器を結合させる事で仮想短絡点を生じさせた２倍波発振器、すなわちpush-push発振器も頻繁に用いられる。スタブによる電力損失が小さく且つ基本波周波数が充分高い場合には先端開放スタブが使用されることが多い。それ以外の場合ではpush-push型発振器を使用することが多い。
【０００７】
なお、特許文献１、２には発振器についての記載がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特表２００７−５０１５７４号公報
【特許文献２】特開２００９−１４７８９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
発振器において重要視される特性として、出力周波数と位相雑音がある。まず、出力周波数について説明する。
【００１０】
出力周波数は出力信号の周波数のことである。そして、二倍波発振器の出力周波数は前述の２倍波周波数に相当する。発振器が組み込まれる高周波無線装置が扱う周波数の信号は、発振器が直接出力する事が望ましい。ここで、周波数逓倍器を使用する事で無線装置が扱う周波数よりも低い周波数の信号を出力する発振器も使用可能となる。しかしながら、無線装置の構成はより複雑となるため低コスト化の観点からは不利である。無線装置の高周波化が進む今日、発振器の出力周波数の向上が要望されている。
【００１１】
一方、位相雑音は出力周波数の安定性を示す指標である。発振器をレーダーや通信装置として用いた際、発振器の位相雑音は測距精度および通信エラーレートに影響を及ぼす。そのため位相雑音はより低い値となる事が望ましい。ここで、位相雑音の低減を図るためにQ値の増加が試みられる場合がある。Q値とは共振器のエネルギーの蓄積量を示す指標である。発振器の場合、基本波周波数の変わりにくさを示す指標となる。しかしながらQ値を増加させると、発振器に出力周波数可変機能を追加しても周波数が変わり難くなる。すなわち周波数可変幅が狭帯域になるという問題点がある。そのためQ値増加以外の位相雑音の抑制方法が提案されるようになった。
【００１２】
位相雑音が悪化する原因として発振器内部の各箇所における電位の変動がある。この電位の変動には２つの要因がある。第一の要因は発振器内部に残留した２倍波信号であり、第二の要因はトランジスタが発生する１／ｆ雑音信号である。発振器内部に残留した２倍波信号を考慮して提案された発振器については[2007信学技報, vol. 107, no.355, pp.29-32, November 2007. "高調波負荷を最適化したKa帯2倍波発振器,"]（参考文献１と称する）に開示がある。この発振器は、トランジスタのベース側又はゲート側に接続された回路の２倍波周波数における負荷を短絡とする。これにより、２倍波信号を発振器外部へと放出する効果が高まり位相雑音が低減する。トランジスタが発生する１／ｆ雑音信号を考慮して提案された発振器については[“A novel RFIC for UHF oscillators”, IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symp. Digest, pp. 53-56, 2000] （参考文献２と称する）に開示がある。この発振器は１／ｆ雑音信号フィードバック回路を備える。このフィードバック回路は、トランジスタのベース又はゲートで発生する１／ｆ雑音信号と１８０度位相が異なる電気信号を、トランジスタのベース又はゲートに与える。これによって１／ｆ雑音信号は打ち消され、位相雑音が低減する。
【００１３】
参考文献１に記載の発振器では、発振器内部に残留した２倍波信号を発振器外部へ放出できる。しかしながら、１／ｆ雑音信号に対しては何の効果も無い。よって、１／ｆ雑音信号が支配的に位相雑音の原因となっている発振器に対しては、位相雑音の低減が不十分となる問題があった。
【００１４】
参考文献２に記載の発振器では、以下の３点の問題がある。一点目は、位相雑音抑制効果が小さいことである。なぜならばフィードバック回路が有するトランジスタもまた１／ｆ雑音信号源であるためである。二点目は、すでに作成した発振器にフィードバック回路を付加すると発振周波数が変わる、又は発振が生じなくなる。よって発振器の再設計が必要となる点である。三点目は、発振器内部に残留した２倍波信号に対しては何の効果も無い。従って２倍波信号が支配的に位相雑音の原因となっている発振器に対しては、位相雑音低減効果は小さい。以上より参考文献２に記載の発振器であっても位相雑音の低減が不十分となる問題があった。
【００１５】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、位相雑音の劣化原因によらず低位相雑音特性を示す高周波二倍波発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本願の発明にかかるパワーデバイス制御回路は、トランジスタと、一端が該トランジスタのベース側またはゲート側に接続された第一電気信号線路と、一端が該第一電気信号線路の他端に接続され、他端は接地された第一シャントキャパシタと、一端が該トランジスタのコレクタ側またはドレイン側に接続された第二電気信号線路と、一端が該第二電気信号線路の他端に接続され、他端は接地された第二シャントキャパシタと、該第一電気信号線路の他端と該第二電気信号線路の他端を接続するキャパシタとを備える。そして、該第一電気信号線路の線路長は、基本波信号の波長の１／４の値を奇数倍した長さから基本波信号の波長の１／１６の長さを減算した長さと、基本波信号の波長の１／４の値を奇数倍した長さに基本波信号の波長の１／１６の長さを加算した長さとの間の値であり、該キャパシタの電気容量は、該第一シャントキャパシタと該第二シャントキャパシタのうち電気容量の高いほうの電気容量の５倍以上であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、位相雑音の劣化原因によらず位相雑音を低減可能な高周波二倍波発振器を製造できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施形態１の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。
【図２】図１における直流信号の影響範囲を説明する図である。
【図３】図１における基本波信号の影響範囲を説明する図である。
【図４】図１における二倍波信号の影響範囲を説明する図である。
【図５】図１における低周波１／ｆ雑音信号の影響範囲を説明する図である。
【図６】本発明により発振器内部に残留する２倍波信号が低減されることを説明する図である。
【図７】本発明により低周波１／ｆ雑音信号が低減されることを説明する図である。
【図８】二倍波発振器の１／ｆ雑音信号の周波数依存を説明する図である。
【図９】実施形態２の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。
【図１０】実施形態３の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。
【図１１】実施形態４の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。
【図１２】実施形態５の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。
【図１３】実施形態６の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。
【図１４】従来の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
実施の形態１
本実施形態は図１ないし図８を参照して説明する。なお、同一材料または同一、対応する構成要素には同一の符号を付して複数回の説明を省略する場合がある。他の実施形態でも同様である。
【００２０】
図１は本実施形態の高周波二倍波発振器の構成を説明する回路図である。直列正帰還構成の高周波二倍波発振器１０は発振部１２とフィードバック回路１４を備える。以後、発振部１２とフィードバック回路１４の構成について説明する。
【００２１】
発振部１２はトランジスタ１６を備える。トランジスタ１６はインジウム砒素ガリウムを材料としたバイポーラトランジスタである。トランジスタ１６のベース端子には伝送線路１７を介してバイアス端子１８および先端開放スタブ１９が接続される。トランジスタ１６のコレクタ端子には伝送線路２１を介してバイアス端子２０が接続される。トランジスタ１６のコレクタ端子には伝送線路２１とキャパシタ２６を介して出力端子２８が設けられる。そして、伝送線路２１とキャパシタの間には先端開放スタブ２４が接続される。先端開放スタブ２４が接続される点は基本波信号がそれ以上伝播しない仮想短絡点２２となる。トランジスタ１６のエミッタ端子は伝送線路２３を介して接地される。
【００２２】
フィードバック回路１４は、一端がトランジスタ１６のベース端子に接続された第一電気信号線路３０を備える。さらに、一端が第一電気信号線路３０の他端と接続され、他端は接地された第一シャントキャパシタ３４を備える。フィードバック回路１４は、仮想短絡点２２とキャパシタ２６の間に接続されることで、伝送線路２１を介して一端がトランジスタ１６のコレクタ端子に接続された第二電気信号線路３２を備える。さらに、一端が第二電気信号線路３２の他端に接続され、他端は接地された第二シャントキャパシタ３６を備える。そして、第一電気信号線路３０の他端と第二電気信号線路３２の他端は大容量キャパシタ３８により接続されている。
【００２３】
第一電気信号線路３０の線路長は、基本波信号の波長の１／４の値を奇数倍した長さである。大容量キャパシタ３８の電気容量は、第一シャントキャパシタ３４と第二シャントキャパシタ３６のうち電気容量の高いほうの電気容量の５倍以上の値である。先端開放スタブ２４の線路長は、基本波信号の波長の１／４の値を奇数倍した長さである。また、伝送線路１７、２１、２３および先端開放スタブ１９の長さは基本波信号に対する発振条件を満たすように決められる。本実施形態の高周波二倍波発振器は上述の構成を備える。
【００２４】
以後、フィードバック回路１４が発振部１２に与える効果を説明する。この説明は直流信号すなわちゼロＨｚ信号、基本波信号、２倍波信号、低周波１／ｆ雑音信号について個別に行う。
【００２５】
直流信号について説明する。図２は直流信号について説明する回路図である。図２において直流信号が影響を及ぼす範囲は実線で示した。そして、線路長を変える、直列抵抗を挿入する等のあらゆる操作に対しても、直流特性が変わらない領域は点線で示している。先端が開放となっている線路や先端にキャパシタが直列接続されている線路は直流信号に影響を与えない。よって直流信号が影響を受ける箇所は図２中の実線で示した箇所となる。すなわち、フィードバック回路１４の追加によって直流特性は変化しない。
【００２６】
基本波信号について説明する。図３は基本波信号について説明する回路図である。図３において基本波信号が影響を及ぼす範囲は実線で示した。そして、回路変更を行っても基本波信号が変化しない領域を点線で示している。仮想短絡点２２より出力端子２８側へは基本波信号は伝播しない。そのため仮想短絡点２２より出力端子２８側の領域で回路変更を行っても基本波信号は変化しない。また先端が第一シャントキャパシタ３４によって短絡されている第一電気信号線路３０は基本波周波数において開放負荷を有する。そのため、第一電気信号線路３０が接続されても基本波信号は変化しない。すなわち、フィードバック回路１４の追加によって基本波特性は変化しない。以上の様にフィードバック回路１４を発振部１２に接続しても、発振部１２の直流特性および基本波特性は変化しないため発振周波数の変化は生じない。
【００２７】
２倍波信号について説明する。図４は２倍波信号について説明する回路図である。図４において２倍波信号が影響を及ぼす範囲は実線で示した。先端が第一シャントキャパシタ３４によって短絡となっている第一電気信号線路３０は２倍波周波数において短絡負荷を有する。そして、第一電気信号線路３０はトランジスタ１６のベース端子に接続されている。よって、トランジスタ１６のベース側に接続された回路全体の2倍波周波数における負荷は短絡負荷となる。この結果、２倍波信号の発振部１２外部への放出が促進され、２倍波信号によるトランジスタ１６のベース電圧のふらつきが抑制され位相雑音が低減する。
【００２８】
低周波１／ｆ雑音信号について説明する。図５は低周波１／ｆ雑音信号について説明する回路図である。図５において低周波１／ｆ雑音信号が影響を及ぼす範囲は実線で示した。０．００１ＧＨｚ以下の低周波１／ｆ雑音信号は、大容量キャパシタ３８は通過しうるが小容量値の第一シャントキャパシタ３４、第二シャントキャパシタ３６は通過できない。従ってトランジスタ１６で発生した低周波１／ｆ雑音信号が影響を与える領域は図５中の実線の領域となる。トランジスタ１６のベースで低周波１／ｆ雑音信号が生じると、トランジスタ１６通過時に位相が１８０度変化する。そして、第二電気信号線路３２、大容量キャパシタ３８、第一電気信号線路３０を通過して元の箇所に戻る。よって、低周波１／ｆ雑音信号が打ち消される。このため位相雑音が低減できる。
【００２９】
以上の様に、本実施形態の高周波二倍波発振器１０は、基本波周波数および２倍波周波数に対しては短絡負荷であるが０．００１ＧＨｚ以下の１／ｆ雑音信号の周波数に対しては開放負荷となる第一シャントキャパシタ３４および第二シャントキャパシタ３６を備える。また、低周波１／ｆ雑音信号を打ち消す大容量キャパシタ３８を備える。つまり、位相雑音の原因となる２倍波信号と低周波１／ｆ雑音信号に対して、フィードバック回路１４はそれぞれ異なる処理を施して位相雑音を低減する。
【００３０】
本実施形態の高周波二倍波発振器１０による位相雑音抑制効果を２種類の二倍波発振器について検証した。二倍波発振器Ａは、図１４に示した二倍波発振器と同じ構成であり、２倍波信号が発振器内部に残留するために位相雑音特性が劣る発振器である。また、トランジスタにおいて１／ｆ雑音が発生している。図６上段には二倍波発振器Ａの２倍波出力電力、出力周波数、１ＭＨｚオフセット位相雑音のシミュレーション結果を示す。そして図６の下段には二倍波発振器Ａにフィードバック回路１４を付加した高周波二倍波発振器の２倍波出力電力、出力周波数、１ＭＨｚオフセット位相雑音のシミュレーション結果を示す。図６からフィードバック回路１４を付加すると、発振が停止することなくほぼ同等の発振周波数を保ちながら、位相雑音が抑制されることが分かる。なお、フィードバック回路１４の付加の前後で二倍波発振器Ａに対し一切の変更を行っていない。
【００３１】
別の二倍波発振器Ｂは、図１４に示した二倍波発振器において、伝送線路１１５と先端開放スタブ１１６の接続点に、基本波信号の波長の１／４の長さを持つ先端開放スタブ（図示せず）をさらに接続するとともに、１／ｆ雑音がより大きなトランジスタに置き換えたものである。この二倍波発振器は、２倍波信号が強く外部へ放出されるとともに２倍波信号の残留が抑制されるため２倍波信号に起因する位相雑音は少ないが、トランジスタの１／ｆ雑音が高いために位相雑音特性が劣る発振器である。なお、図８に示すとおり、二倍波発振器Ａ、Ｂの1／ｆ雑音はいずれも周波数が低いほど増大するものである。図７上段には二倍波発振器Ｂの２倍波出力電力、出力周波数、１ＭＨｚオフセット位相雑音のシミュレーション結果を示す。そして図７の下段には二倍波発振器Ｂにフィードバック回路１４を付加した高周波二倍波発振器の２倍波出力電力、出力周波数、１ＭＨｚオフセット位相雑音のシミュレーション結果を示す。図７からフィードバック回路１４を付加すると、発振が停止することなくほぼ同等の発振周波数を保ちながら、位相雑音が抑制されることが分かる。フィードバック回路１４の付加の前後で二倍波発振器Ｂに対し一切の変更を行っていない。なお、上記のシミュレーションはいずれも、第一シャントキャパシタ３４、第二シャントキャパシタ３６の容量はともに２ｐＦ、大容量キャパシタ３８の容量は１００ｐＦとして計算した。
【００３２】
ここで、フィードバック回路１４は受動素子のみから構成されている。そのため、フィードバック回路１４付加後も、図８の場合と比較して、低周波１／ｆ雑音信号は増加しない。つまり、トランジスタ等の１／ｆ雑音源を追加することなく１／ｆ雑音信号をフィードバックさせ、１／ｆ雑音に起因する位相雑音を抑制することが可能である。さらに、長さを基本波信号の波長の１／４とした第一電気信号線路によって２倍波信号によるトランジスタのベース電圧のふらつきを防止し、２倍波信号に起因する位相雑音も抑制できる。また新たなバイアス電源、バイアス端子等も必要としない。このように、本実施形態の構成によれば、簡素な構成で位相雑音の劣化原因に依らず高周波二倍波発振器の位相雑音を低減することができる。
【００３３】
本実施形態の第一電気信号線路３０は、線路長が基本波信号の波長の１／４の奇数倍であることが望ましい。しかしながら厳密に上記の線路長である必要は無い。つまり、上記の線路長から、基本波信号の波長の１／１６の誤差を有しても位相雑音の抑制効果が期待できる。換言すれば、第一電気信号線路３０の線路長は、基本波信号の波長の１／４の値を奇数倍した長さから同波長の１／１６の長さを減算した長さと、同波長の１／４の値を奇数倍した長さから同波長の１／１６の長さを加算した長さとの間の値でよい。
【００３４】
本実施形態の第二電気信号線路３２の線路長および接続箇所は、２倍波信号が最大に外部へ出力されるような出力側負荷となるように調整される事が望ましい。仮想短絡点２２とキャパシタ２６の間に接続された整合回路（図示せず）を用いて出力負荷の整合がなされている場合、第二電気信号線路３２の線路長を２倍波信号の波長の四分の一の奇数倍とすることで、第二電気信号線路３２は２倍波信号に対して開放負荷となり、仮想短絡点２２とキャパシタ２６の間の線路に対する影響がなくなることで整合条件を乱したり出力負荷を変化させたりすることなくフィードバック回路１４を付加することが可能である。このとき、２倍波信号は出力端子から効率よく取り出すことができる。上記整合回路を用いない場合においても、第二電気信号線路３２の線路長を２倍波信号の波長の四分の一の奇数倍とすることで仮想短絡点２２とキャパシタ２６の間の線路に対する影響をなくすことができるし、また２倍波信号の周波数で出力負荷に対して整合がとれるようなインピーダンスを持つように第二電気信号線路３２の線路長を調整することもできる。
【００３５】
本実施形態の大容量キャパシタ３８の容量値は高ければ高いほど望ましい。少なくとも第一シャントキャパシタ３４、第二シャントキャパシタ３６の容量値の高い方の値の五倍以上の容量値を有すれば、位相雑音抑制効果が期待できる。位相雑音と深く関係する０．００１ＧＨｚ以下の１／ｆ雑音を有効にフィードバックするためには、大容量キャパシタ３８の容量値は少なくとも１０ｐＦあればよく、また２０ｐＦ以上であればより高い位相雑音抑制効果が期待できる。望ましくは５０ｐＦ以上、さらには１００ｐＦ以上の容量値であれば、非常に高い位相雑音抑制効果が得られる。
【００３６】
本実施形態ではトランジスタ１６は、インジウム砒化ガリウムを材料としたバイポーラトランジスタを用いた。しかしながら、フィードバック回路１４の適用に際してトランジスタ１６の材料に制限は無い。例えばシリコン、砒化ガリウム、窒化ガリウム等が使用可能である。またトランジスタ１６の構造にも制限は無く、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、高電子移動度トランジスタ等が使用可能であり、真空管であっても良い。電界効果トランジスタおよび高電子移動度トランジスタにおいてはゲート端子、ドレイン端子、ソース端子がそれぞれバイポーラトランジスタのベース端子、コレクタ端子、エミッタ端子に相当する。
【００３７】
本実施形態では、直列正帰還構成の二倍波発振器を用いたが、二倍波発振器としてｐｕｓｈ−ｐｕｓｈ型発振器を用いることもできる。また、２倍波信号を取り出すための仮想短絡点を有するその他の二倍波発振器を使用することも可能である。
【００３８】
実施の形態２
本実施形態は図９を参照して説明する。本実施形態の高周波二倍波発振器は大容量キャパシタ３８に直列接続された抵抗５０を更に備えたことを特徴とする。トランジスタ１６、第二電気信号線路３２、大容量キャパシタ３８、第一電気信号線路３０によって構成されるループ経路が原因で所望しない周波数の発振を起こすことが考えられる。そのような場合に、大容量キャパシタ３８に直列に抵抗５０を挿入する事で不要発振の発生を抑制できる。ここで、抵抗５０の抵抗値が高すぎると１／ｆ雑音フィードバック機能も抑圧されてしまうことに留意するべきである。よって、このことを考慮して抵抗５０は適切な抵抗値とする必要がある。さらに、抵抗５０を可変抵抗とする事で所望の位相雑音特性になるよう調整する事が可能となる。
【００３９】
実施の形態３
本実施形態は図１０を参照して説明する。本実施形態の高周波二倍波発振器は大容量キャパシタ３８に直列接続されたインダクタンス５２を更に備えたことを特徴とする。実施形態２で説明した抵抗５０の代わりにインダクタンス５２を直列接続する事で、１／ｆ雑音信号のフィードバック機能は比較的抑圧されない。よって不要発振信号のループを抑制する事が可能となる。
【００４０】
実施の形態４
本実施形態は図１１を参照して説明する。本実施形態の高周波二倍波発振器は大容量キャパシタとして、可変容量キャパシタ５４を備えることを特徴とする。可変容量キャパシタ５４の容量値を調整することで、不要発振を生じさせること無く適切な１／ｆ雑音信号のフィードバックが達成できる。
【００４１】
実施の形態５
本実施形態は図１２を参照して説明する。本実施形態の高周波二倍波発振器は第一シャントキャパシタ５６と第二シャントキャパシタ５８が可変容量キャパシタであることを特徴とする。フィードバック回路が正常に発振部１２の位相雑音を抑制するためには、第一シャントキャパシタおよび第二シャントキャパシタが低周波１／ｆ雑音信号に対しては開放負荷を有し、基本波周波数および２倍波周波数に対しては短絡負荷を有することが必要である。そこで、第一シャントキャパシタ５６および第二シャントキャパシタ５８を可変容量とすることで、適切な容量値に調整する事が可能となる。なお実施の形態４の可変容量キャパシタ５４および、第一シャントキャパシタ５６および第二シャントキャパシタ５８は、例えば、バラクタダイオードを用いて実現する事が可能である。
【００４２】
実施の形態６
本実施形態は図１３を参照して説明する。本実施形態の高周波二倍波発振器は、大容量キャパシタ３８と第一シャントキャパシタ３４との間に接続されたバイアス端子６０を備える。また、大容量キャパシタ３８と第二シャントキャパシタ３６との間に接続されたバイアス端子６２を備える。これにより第一電気信号線路３０および第二電気信号線路３２をバイアス回路の一部として利用することが可能である。なお、これら実施形態２乃至６の変更例は、複数組み合わせて実施する事も可能である。
【符号の説明】
【００４３】
１０  高周波二倍波発振器、  １２  発振部、  １４  フィードバック回路、  １６  トランジスタ、  ２２  仮想短絡点、  ３０  第一電気信号線路、  ３２  第二電気信号線路、  ３４  第一シャントキャパシタ、  ３６  第二シャントキャパシタ、  ３８  大容量キャパシタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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