(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動信号に応答して信号を発生するように構成された電力源（power source）と、
前記電力源によって発生された信号の電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサと、
前記電力源を駆動する駆動信号と同期して前記センサ信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングするように構成されたサンプラと、
を含み、前記サンプリング周波数ｆsは前記駆動信号の基本周波数ｆよりも低いことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、前記電力源はＲＦ（無線周波数）電力源を含み、前記電力源からの信号はＲＦ信号を含むことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項３】
請求項１記載の装置において、
前記サンプラは前記サンプリング周波数ｆsで前記センサ信号をサンプリングするように構成され、
前記センサ信号はそれぞれが基本周波数ｆを有する成分を含み、
前記サンプリング周波数ｆsは基本周波数ｆのスカラ倍であることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項４】
請求項１記載の装置において、
前記サンプリングされたセンサ信号を受け取り、周波数を設定する周波数コマンド信号を発生するように構成されたコントローラと、
前記周波数コマンド信号によって設定された周波数で前記駆動信号を発生するように構成された駆動信号発生器と、
を更に含むことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項５】
請求項４記載の装置において、前記コントローラはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を含み、前記駆動信号発生器はダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）を含むことを特徴とする装置。
【請求項６】
請求項５記載の装置において、
前記電力源は電源（power supply）と電力増幅器とを含み、
前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザによって発生された駆動信号は前記電力増幅器のスイッチング周波数を制御することを特徴とする高周波電源装置。
【請求項７】
請求項６記載の装置において、前記コントローラは、電力レベルを設定する電力コマンド信号を発生して、前記電力コマンド信号を前記電源に伝送して前記電力源によって発生される信号によって搬送される電力を規制するように構成されていることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項８】
請求項５記載の装置において、前記サンプラは、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータとサンプル・クロックとを含み、
前記アナログ・デジタルコンバータは、前記サンプル・クロックによって提供されるタイミング基準に応答してサンプルのタイミングを制御するように構成され、前記サンプル・クロックの周波数は、前記ダイレクト・デジタル・シンセサイザによって発生される駆動信号の周波数のスカラ倍であることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項９】
請求項８記載の装置において、
前記サンプラからのサンプリングされた信号を、正弦波信号及び余弦波信号と畳み込む（convolveする）ように構成された１又は複数のデジタル・ミキサと、
前記サンプリングされ畳み込まれた信号をデシメートすることにより、前記サンプリングされた信号から振幅及び位相と関係する情報を抽出するように構成された１又は複数のカスケード式積分器コーム（ＣＩＣ、cascade integrator comb）フィルタと、
を更に含むことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１０】
請求項９記載の装置において、
前記カスケード式積分器コームフィルタは、それぞれが、同相（in-phase）電圧信号と逆相（out-of-phase）電圧信号と同相電流信号と逆相電流信号との中の１つを発生するように構成されていることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１１】
請求項１０記載の装置において、
前記デジタル・ミキサは、更に、前記サンプル・クロックによって提供されるタイミング基準に応答して前記畳み込みのタイミングを制御するように構成され、
前記カスケード式積分器コームフィルタは、更に、前記サンプル・クロックによって提供されるタイミング基準に応答して前記デシメーションのタイミングを制御するように構成されていることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１２】
請求項８記載の装置において、
前記センサ信号はそれぞれが基本周波数ｆを有する成分を含み、
前記サンプル・クロックは前記基本周波数ｆと同期していることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１３】
請求項１記載の装置において、前記センサ信号は時間と共に変動する周波数を有する１又は複数の信号を含むことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１４】
請求項３記載の装置において、
前記センサ信号の少なくとも一部は基本周波数ｆの１又は複数の高調波を更に含み、前記サンプラはサンプリング点の列（succession）において前記センサ信号のそれぞれをサンプリングするように構成され、
前記サンプリング周波数ｆsは、前記サンプリング点のそれぞれが１又は複数の連続的（successive）なサンプリング点と同相であり前記高調波の中の少なくとも一部がサンプリングの間に前記サンプラによってピックアップされることを可能にする量だけ遅延するように、選択されることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１５】
請求項３記載の装置において、前記サンプリング周波数ｆsは、ｆs＝（Ｎsamp／Ｎcycles）＊ｆによって与えられる方程式によって前記基本周波数ｆと関係しており、
Ｎcyclesは、サンプリングが前記サンプラによって実行されるサイクルの数を示す整数であり、
Ｎsampは、Ｎcyclesのサイクル数の間に得られるサンプル数を示す整数であり、
ＮsampはＮcyclesと異なることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１６】
請求項１５記載の装置において、
Ｎsampは、数式Ｎsamp＝２pに従って整数ｐと関係しており、
Ｎcyclesは、数式Ｎcycles＝（２p）q＋１に従って整数ｐ及び別の整数ｑと関係していることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１７】
請求項１６記載の装置において、
前記電力源によって発生される信号はＲＦ信号を含み、
ｐ＝６であり、
ｑ＝１であることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１８】
請求項１６記載の装置において、
前記電力源によって発生される信号はマイクロ波周波数信号を含み、
ｐ＝６であり、
ｑ＝６であることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項１９】
請求項１５記載の装置において、ＮsampとＮcyclesとは、１又は複数の側帯（sideband）周波数をセンサ信号の少なくとも一部からフィルタリングによって除去できるように選択されることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２０】
請求項１記載の装置において、前記電力源は、更に、同調可能な周波数範囲の中にある同調された周波数で信号を発生するように構成されていることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２１】
請求項９記載の装置において、
前記コントローラは、更に、前記畳み込みされた及びデシメートされた信号をフィールドプログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰＧＡ、Field-Programmable Gate Array）から受け取り、前記信号をプラズマ・チャンバに伝送するように構成されていることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２２】
請求項２１記載の装置において、
前記コントローラは、更に、キャパシタンス・コマンド信号を発生し前記キャパシタンス・コマンド信号をこの装置とプラズマ・チャンバとの間に配置されたインピーダンス整合ネットワークに伝送することにより前記インピーダンス整合ネットワークのインピーダンスを制御するように構成されていることを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２３】
請求項１記載の装置において、前記電力源はマイクロ波周波数電力源を含み、前記電力源からの信号はマイクロ波信号を含むことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２４】
駆動信号によって駆動されると信号を発生するように構成された電力源と、
前記電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサと、
前記駆動信号と同期して前記センサ信号をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングするように構成されたサンプラと、
を含み、前記サンプリング周波数ｆsは前記駆動信号の基本周波数ｆよりも高いことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２５】
請求項２４記載の装置において、前記電力源はＲＦ（無線周波数）電力源を含み、前記電力源によって発生された信号はＲＦ信号を含むことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２６】
駆動信号に応答して信号を発生する手段と、
前記駆動信号に応答して発生される信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生する感知手段と、
前記駆動信号と同期して前記センサ信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングするサンプリング手段と、
を含み、前記サンプリング周波数ｆsは前記駆動信号の基本周波数ｆよりも低いことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２７】
駆動信号によって駆動される電力源によって発生される信号の電圧と電流とを測定するステップと、
測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するステップと、
前記信号発生器を駆動する駆動信号と同期して前記センサ信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングするステップと、
を含み、前記サンプリング周波数ｆsは前記駆動信号の基本周波数ｆよりも低いことを特徴とする高周波電力供給方法。
【請求項２８】
請求項２７記載の方法において、
前記センサ信号は基本周波数ｆを有する成分を含み、
前記サンプリング周波数ｆsは基本周波数ｆのスカラ倍であることを特徴とする高周波電力供給方法。
【請求項２９】
請求項２８記載の方法において、
前記センサ信号は基本周波数ｆの１又は複数の高調波を更に含み、
前記センサ信号をサンプリングするステップは、前記高調波の中の少なくとも一部がサンプリングの間にピックアップされることを可能にするように選択されるサンプリング点の列（succession）においてセンサ信号をサンプリングするステップを含むことを特徴とする高周波電力供給方法。
【請求項３０】
請求項２９記載の方法において、
前記サンプリング周波数ｆsは、ｆs＝（Ｎsamp／Ｎcycles）＊ｆによって与えられる方程式によって前記基本周波数ｆと関係しており、
Ｎcyclesは、サンプリングが前記サンプラによって実行されるサイクルの数を示す整数であり、
Ｎsampは、Ｎcyclesのサイクル数の間に得られるサンプル数を示す整数であり、
ＮsampはＮcyclesと異なることを特徴とする高周波電力供給方法。
【請求項３１】
駆動信号によって駆動される電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定するステップと、
測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するステップと、
前記信号発生器を駆動する駆動信号と同期して前記センサ信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングするステップと、
を含み、前記サンプリング周波数ｆsは前記駆動信号の基本周波数ｆよりも高いことを特徴とする高周波電力供給方法。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
多くの応用で、高周波電圧及び電流の信頼性が高く正確な測定値が、必要とされる。そのような応用には、例えば、ＲＦプラズマの生成とＲＦプラズマ・エッチングとが含まれる。典型的なＲＦプラズマ生成器は、与えられた周波数（例えば、１３．５６ＭＨＺ）でＲＦ信号を生成する高出力のＲＦ源を含む。ＲＦ信号は、プラズマ・チャンバに供給される。インピーダンス・マッチング・ネットワークがＲＦ電力源とプラズマ・チャンバとの間に提供されることがあるが、これは、ＲＦ電力源とプラズマ・チャンバとの間に相当なインピーダンス不整合が存在しうるからである。ＶＩ（電圧−電流）センサ又はプローブが、プラズマ・チャンバに入るときのＲＦ信号の電圧と電流とを検出し、検出された電圧と電流とを表すセンサ信号を生成するように、提供される。
【０００２】
これら高周波電圧及び電流測定値の振幅及び位相は、正確かつ反復可能に得られなければならない。センサ信号から振幅及び位相情報を抽出するのに用いられる（ミキシング及びフィルタリングなどの）デジタル動作は、典型的には、オーバーサンプリング技術を用いて、つまり、ナイキスト基準に従い、関心対象である最高周波数の２倍に等しい又は２倍よりも高い周波数でデータをサンプリングすることによって、実行される。
【０００３】
しかし、オーバーサンプリング技術では、測定されたセンサ信号を正確に再構成できない場合がある。その理由は、測定されたセンサ信号は、振幅及び位相ノイズに加え、基本周波数の整数倍の高調波を含みうるからである。更に、例えば２．４ＧＨｚのマイクロ波周波数ではオーバーサンプリング技術を実現できない可能性があるが、これは、マイクロ波周波数では、サンプリング周波数はナイキスト基準を満たすために少なくとも約４．８Ｇｓｐｓでなければならないからである。現在利用可能な高速Ａ／Ｄ（アナログ・デジタル）コンバータは、約１０５Ｍｓｐｓから約４００Ｍｓｐｓまでの範囲のサンプリング周波数だけしか有していないのである。
【０００４】
ＶＩセンサからのアナログ信号がサンプリングされる場合、オーバーサンプリング又はアンダーサンプリングのいずれでも、固定されたサンプリング周波数を用いられる。固定されたサンプリング周波数は、時間変化するＲＦ周波数と非同期でありうる。しかし、（センサ信号だけでなく）ＲＦ源からのＲＦ信号もまた、時間変動する周波数を有する場合がある。その理由は、ＲＦ源からのＲＦ信号は、インピーダンスを制御可能に調整し、プラズマ・チャンバに運ばれる電力を制御するように調整されるからである。
【０００５】
時間と共に周波数が変動する信号が固定された周波数で、すなわち非同期的に、サンプリングされる場合には、信号の測定値は、ジッタや共振のために劣化する可能性がある。ジッタ又は共振の影響を含む測定値が高速の閉ループ制御で用いられる場合には、システムの性能が、極めて劇的に低下する可能性がある。
【発明の概要】
【０００６】
本発明による装置は、駆動信号によって駆動されると信号を発生するように構成された電力源を含む。この装置は、電力源によって発生された信号の電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサを更に含む。この装置は、更に、電力源を駆動する駆動信号と同期してセンサ信号をアンダーサンプリングするように構成されたサンプラ（サンプリング装置）を含む。
【０００７】
本発明による装置は、駆動信号によって駆動されると信号を発生するように構成された電力源を含む。この装置は、電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するように構成されたセンサを更に含む。また、サンプラは、駆動信号と同期してセンサ信号をオーバーサンプリングするように構成されている。
【０００８】
本発明による装置は、駆動信号に応答して信号を発生する手段を含む。この装置は、駆動信号に応答して発生される信号によって供給される電圧と電流とを測定し、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生する感知手段をさらに含む。この装置は、更に、駆動信号と同期してセンサ信号をアンダーサンプリングするサンプリング手段を含む。
【０００９】
本発明による方法は、駆動信号によって駆動される電力源からの信号によって供給される電圧と電流とを測定するステップと、測定された電圧と電流とを表すセンサ信号を発生するステップと、を含む。この方法は、更に、電力源を駆動する駆動信号と同期してセンサ信号をアンダーサンプリングするステップを含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明による装置及び方法は、高周波電圧及び電流の測定の同期アンダーサンプリングのために記載される。
図１はセンサ信号からの電圧及び電流を測定するための同期サンプリング技術を実装する装置１００の一実施形態の図式ブロック図である。概略には、装置１００はＲＦ（無線周波数）動力源１１０、センサ１２０、サンプラ１３０、コントローラ１４０、及びＤＤＳ（ダイレクト・デジタル・シンセサイザ）１５０を含む。
ＲＦ（無線周波数）電力源１１０は、ＤＤＳ（ダイレクト・デジタル・シンセサイザ）１５０によって生成された駆動信号に応答して、コントローラ１４０によって設定された周波数でＲＦ信号を生成する。コントローラ１４０は、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）である。センサ１２０は、ＲＦ信号の電圧及び電流を検出して、測定された電圧及び電流を表すアナログセンサ信号を生成する。センサ１２０からの出力はサンプラ１３０に与えられ、サンプラ１３０は、ＲＦ電力源１１０を駆動する駆動信号と同期して、（周波数ｆｓで）センサ信号をアンダーサンプリングする。特に、より詳細には後述するが、同期アンダーサンプリング周波数ｆｓは、センサ信号の基本周波数のスカラ倍である。図１は、駆動信号を生成するのに用いられるものとしてＤＤＳを図解しているが、他の実施例では、他のタイプの駆動信号発生器が用いられる場合もある。
【００１１】
図解されている実施例では、装置１００は、ＲＦ生成装置でありうるし、プラズマ・エッチングなどの応用に用いられるプラズマ・チャンバ（図示せず）にＲＦ信号を運ぶＲＦプラズマ・システムの一部でありうる。相当なインピーダンス不整合が存在する可能性があるＲＦ生成装置とプラズマ・チャンバとの間でインピーダンスを整合させるために、ＲＦ生成装置とプラズマ・チャンバとの間にインピーダンスマッチングネットワーク２００が配置される場合がある。
【００１２】
図１では、ＲＦ信号の生成及びサンプリングを、ＲＦプラズマ・システムのコンテキストで図解している。しかし、当然に理解されるはずであるが、高周波において正確で信頼性の高い電圧及び電流の測定値が要求される他のどの応用でも、後述する同期アンダーサンプリング技術を用いることができる。更に、図１にはＲＦ信号の生成及びサンプリングが図解されているが、他の実施例では、マイクロ波周波数信号の生成及びアンダーサンプリングも後述する技術を用いて可能である。
【００１３】
ＲＦ電力源１００は、ある調整された周波数でＲＦ信号を生成するように構成された調整可能な電力源である。このＲＦ電力源１００は、直流電源１１２とＲＦ電力増幅器１１４とを含む。センサ１２０は、図解されている実施例では、ＶＩ（電圧・電流）センサ又はプローブである。図１に示されるように、センサの出力１２２及び１２４は、それぞれ、ＲＦ回線電圧とＲＦ回線電流とを表わす。センサ１２０は、プラズマ・チャンバに入るＲＦ信号の電圧と電流とを検出するために、プラズマ・チャンバへの電力入力に配置される。プラズマの質のよりよい指示を得るように、そして、例えばウエハのようなエッチング対象のプラズマ・エッチング特性をよりよく制御するために、電圧と電流とは、可能な限りプラズマ・チャンバに近い位置で、正確に測定されなければならない。
サンプラ（サンプリング装置）１３０は、Ａ／Ｄ（アナログ・デジタル）コンバータ１３２とサンプル・クロック１３４とを含む。Ａ／Ｄコンバータは、アナログ電圧信号１２２とアナログ電流信号１２４とを受け取り、サンプリング周波数ｆｓでサンプリングすることによりこれらのアナログ信号をデジタル化する。サンプル・クロック１３４は、Ａ／Ｄコンバータに対し、クロック周波数でサンプリング・パルスを供給することにより、タイミング基準を提供する。換言すると、Ａ／Ｄコンバータは、サンプル・クロック１３４によって提供されるタイミング基準に従って、サンプリングのタイミングを制御する。Ａ／Ｄコンバータ１３２からの出力は、デジタル電圧（Ｖ）信号１２３とデジタル電流（Ｉ）信号１２５として、示されている。
【００１４】
サンプラ１３０は同期アンダーサンプリングを実現するのであるが、その場合、センサ１２０の出力は、（ＤＤＳ１５０によって生成され）ＲＦ電力源１１０を駆動する駆動信号１５２と同期してサンプリングされる。駆動信号１５２は、ＲＦ電力増幅器１１４のスイッチング周波数を制御する。サンプル・クロック１３４のクロック周波数は、ＲＦ電力増幅器１１４のスイッチング周波数を制御する信号の周波数のスカラ倍、すなわち、駆動信号１５２の周波数のスカラ倍となる場合がある。図１で示されている実施例では、ＤＤＳは、サンプル・クロック周波数をｆｓ＝（Ｎｓａｍｐ／Ｎｃｙｃｌｅｓ）×ｆに設定する信号１５４も生成する。なお、ＮｓａｍｐはＮｃｙｃｌｅｓサイクルの間に得られるサンプル数を示し、ＮｓａｍｐとＮｃｙｃｌｅｓとは共に整数である。
【００１５】
コントローラ１４０は、アンダーサンプリングされたセンサ信号を受け取り、ＲＦ電力源によって生成されたＲＦ信号の調整された周波数を追跡する１つ又は複数の制御信号を出力する。コントローラ１４０は、周波数コマンド信号１４２を生成してＤＤＳに送信する。ＤＤＳは、これに応答し、周波数コマンド信号１４２によって特定される周波数で駆動信号１５４を生成する。周波数コマンド信号１５４は、例えばｆ＝１３．５６ＭＨｚのような数値的なコマンドであり、ＲＦ増幅器１１４のスイッチング周波数は１３．５６ＭＨｚであるべきことをＤＤＳ１５０に伝える。
【００１６】
更に、コントローラ１４０は、キャパシタンス・コマンド信号１４６を生成し、インピーダンスマッチングネットワーク２００におけるシャント・キャパシタンスを調節するために、この信号をインピーダンス・マッチング・ネットワーク２００に送信する。このようにして、コントローラ１４０によって、インピーダンス・マッチングを改善する周波数の調整が実現される。更に、コントローラ１４０は、電力レベルを特定する電力コマンド信号１４４を生成する。コントローラ１４０は、この電力コマンド信号１４４を電源１１２に送信し、それによって、ＲＦ電力源１１０によって生成されるＲＦ信号によって運ばれた電力を規制する。
【００１７】
更に、装置１００は、ＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）１６０を含む。このＦＰＧＡ１６０は、Ａ／Ｄコンバータ１３２のサンプリング・レートをＤＳＰコントローラ１４０が処理可能なレートまで低下させ、それによって、サンプラ１３０からのアンダーサンプリングされた信号から振幅及び位相情報が抽出できるようになる。図１で見られるように、サンプラ１３０から出力されるデジタル電圧（Ｖ）及び電流（Ｉ）信号は、ＦＰＧＡ１６０に接続される。このＦＰＧＡ１６０は、デジタル・ミキシングを行なうデジタル・ミキサ１６２と、フィルタリング及びデシメーションを行うＣＩＣ（カスケード・インテグレータ・コーム）とを含む。ＦＰＧＡ１６０は、ゲート・ドライブ１６６を更に含み、このゲート・ドライブ１６６は、コントローラ１４０からの周波数コマンド信号に応答してＤＤＳによって生成される駆動信号によって決定される周波数で、ＦＰＧＡを駆動する。
【００１８】
サンプラ１３０からのアンダーサンプリングされた信号はデジタル・ミキサ１６２に与えられ、デジタル・ミキサ１６２は、サンプリングされた値とＤＤＳ１５０によって生成されたデジタル・ミキシング信号との畳み込みを行う。図１で見られるように、サンプリングされたデータは、負の正弦信号及び余弦信号と畳み込みがなされる。そして、畳み込みのなされたデータは、アンダーサンプリングされた信号から振幅及び位相を抽出するために、ＣＩＣフィルタ１６４に供給される。デシメーションはＣｌＣフィルタによって行われる。すなわち、サンプリング周波数は、ＣＩＣフィルタによって、デシメーション因子で除算されたサンプリング・レートによって与えられるデータレートまで低下される。デシメーション因子が大きくなると、データ率はそれに比例して小さくなる。図解されている実施例では、デシメーション因子として１２８が用いられているが、他の実施例では異なるデシメーション因子を用いることもできる。
【００１９】
ＣＩＣフィルタ１６４は、それぞれが、以下の出力信号を生成しうる。すなわち、同相電圧（ＶＩ）信号１２６、位相外れ電圧（ＶＱ）信号１２７、同相電流（ＩＩ）信号１２８及び位相外れ電流（ＩＱ）信号１２９である。換言すると、ＣＩＣフィルタ１６４からの出力は、図１に示されているように共にＡ／Ｄコンバータ１３２から生じＦＰＧＡ１６０に入力されるデジタル電圧（Ｖ）信号１２３とデジタル電流（Ｉ）信号１２５のそれぞれに対する、同相（Ｉ）及び位相はずれの直交（Ｑ）信号として示されている。
【００２０】
また、デジタル・ミキサ１６２及びＣＩＣフィルタ１６４を制御するクロックは、センサ信号の基本周波数と同期して、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングを制御する。このようにして、同期アンダーサンプリングが達成される。コントローラ１４０が、例えばマッチング・ネットワーク２００のインピーダンスを制御するために、電力源１１０によって生成されるＲＦ信号の周波数を変更すると、サンプリング周波数ｆｓもまた、センサ信号の基本周波数と同期して、変更される。上述したように、コントローラ１４０は、コントローラ１４０がＤＤＳ１５０に入力する周波数コマンド信号１４２を通じてＲＦ信号の周波数を制御し、次に、ＤＤＳ１５０は、ＲＦ増幅器１１４のスイッチング周波数を制御する駆動信号１５４を生成する。
【００２１】
振幅及び位相ノイズだけでなく複数の高調波も含むのが典型的であるセンサ信号をアンダーサンプリングすることにより、ＶＩセンサ信号の形状を正確に再構成できる。他方で、図２Ａ〜２Ｅ及び３Ａ〜３Ｅに示されているように、オーバーサンプリング技術では、高調波を含む測定された信号を正確に再構成できない。
【００２２】
図２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ及び２Ｅは、ＶＩセンサからの電圧信号のオーバーサンプリングを図解している。この場合、センサ信号の基本周波数はｆ＝１３．５６ＭＨｚで与えられ、サンプリング周波数はｆｓ＝６５で与えられる。また、図２Ａ〜２Ｅは、６５ＭＨｚのサンプリング・レートでの非同期サンプリングを図解している。図２Ａは、第２及び第３の高調波に加えてｆ＝１３．５６ＭＨｚの基本周波数成分を有するセンサ信号を図解している。図２Ｂには１３．５６ＭＨｚの信号の拡大図が提供され、図２Ｃには実際の位相角についての拡大図が提供されている。
【００２３】
図２Ｄは、６５ＭＨｚのサンプリング周波数で非同期にオーバーサンプリングされる１３．５６ＭＨｚの信号の図解である。図２Ｄには、それぞれのサイクルの中の固定された位相オフセットではサンプルは反復しないこと、そして、高調波は捕捉されないこと、が示されている。負のピークは０．１８５マイクロ秒及び０．５５４マイクロ秒だけで検出され、正のピークは０マイクロ秒及び０．３６９マイクロ秒だけで検出される。図２Ｅには、オーバーサンプリングされた位相角が図解されている。図２Ｅと図２Ｃとを比較すると、オーバーサンプリングが用いられるには、瞬時位相が不正確であることが示されている。
【００２４】
図３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ及び３Ｅには、サンプリング周波数が関心対象の周波数の整数倍の場合、つまり、任意の正の整数ｎ（∀ｎ＝１，２，３）に対してｆｓａｍｐ＝ｎｆである場合の、ＶＩセンサからの電圧信号の非同期オーバーサンプリングの特別の例が図解されている。
【００２５】
図解されている実施例では、ｆｓａｍｐ＝６５Ｍｓｐｓ、ｆ＝１３ＭＨｚであるから、ｎ＝５である。図２Ａ〜２Ｃのように、図３Ａは、第２及び第３高調波に加えて、ｆ＝１３ＭＨｚにおける基本周波数成分を有するセンサ電圧信号を図解している。図３Ｂは１３ＭＨｚの信号の拡大図を提供し、図３Ｃは実際の位相角の拡大図を提供している。
【００２６】
図解されている例では、第１のサンプルが任意のθ１＝（２πｆ）ｔで生じる場合には、それ以後のサンプルは、θ１＋２π／５、θ１＋４π／５、θ１＋６π／５、θ１＋８π／５、θ１＋２πにおいて反復する。特に、θ１＝０の場合には、ピークがそれぞれのサイクルのπ／４及び３π／４で生じないため、ｆ＝１３ＭＨｚの信号のピークは検出不可能である。他方で、この信号は、０、２π／５、４π／５、６π／５、８π／５、２πにおいてサンプリングされる。図３Ｄは、６５ＭＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリングされる１３ＭＨｚの信号を示している。正のピークは各サイクルで検出されるが、関心対象である周波数の整数倍で信号がオーバーサンプリングされる場合、負のピークは検出されない。図２Ｄと異なり、サンプルは、各サイクル内の固定された位相オフセットで反復する。図２Ｄでのように、高調波は捕らえられない。図３Ｅは、オーバーサンプリングされた位相角を図解している。ここでもまた、図３Ｃと比較することによって理解できるように、瞬間的な位相は不正確である。
【００２７】
上述したように、オーバーサンプリング技術は、マイクロ波周波数ｆ＝２．４ＧＨｚ（＝２４００ＭＨｚ）では実現されない可能性がある。その理由は、ナイキスト基準ベースのオーバーサンプリングを満たすためには、サンプリング周波数は少なくとも４．８のＧｓｐｓ（＝４８００Ｍｓｐｓ）でなければならないからである。しかし、現在利用可能な高速アナログ／デジタル・コンバータは、１０５（ＡＤ６６４５：１４ビット）Ｍｓｐｓから４００Ｍｓｐｓ（ＡＤ１２４０：１２ビット）までの範囲のサンプリング周波数を有する。
【００２８】
図２Ａ〜２Ｅ及び３Ａ〜３Ｅのように固定されたサンプリング周波数が用いられると、サンプリング周波数は、図１に示されている装置１００で用いられたような時間変化するＲＦ周波数とは非同期になる。周波数が時間と共に変化する信号が固定された周波数でサンプリングされると、ジッタ又は共振が原因で、信号測定値が劣化する可能性がある。ジッタ又は共振の影響を受けた測定値が高速の閉ループ制御で用いられる場合には、システム性能が相当に低下する可能性がある。
【００２９】
上述したように、図１に示されている装置１００は、センサ信号の同期アンダーサンプリングを実現している。すなわち、サンプリング・レートは、ＲＦ信号の生成の周波数と同期するように調整される。同期サンプリングを用いることにより、ＲＦ信号の生成周波数が変更される場合でも、サンプラ１３０が同じ時点でサンプルをピックアップすることが保証され、また、ＤＳＰ１４０への入力が実質的に周波数と独立であることが保証する。同期サンプリングにより、例えば複数の極に遭遇するときに非同期サンプリングから生じる不安定性及び不正確性が回避される。
【００３０】
例えば、ＲＦ電力源１１０からのＲＦ信号とサンプリング・クロック１３４との間のうなり周波数がＡＤＣ１３２の出力帯域幅の中にエイリアスを生じると、測定値は歪みを生じ、これによって、閉ループ制御の性能が著しく低下する。ＲＦ信号周波数が時間と共に変動しサンプリング周波数が固定されている場合に生じうるように、帯域内うなり周波数が時間変動する場合には、この問題は、更に悪化する可能性がある。同期により、サンプリング・クロックとＲＦスイッチングを制御する信号との両方が、時間と同時に変動することが保証される。これにより、時間変動するうなり周波数と関連するひずみとを除去することができる。
【００３１】
ある実施例では、サンプリング周波数ｆｓは、基本周波数ｆのスカラ倍となるように選択される。特に、同期アンダーサンプリング周波数は、センサ信号の周波数に比例するが、連続的なサンプリングと同相にスライドし高調波がピックアップされることを保証するように、選択することができる。スライドの効果は、Ｎｓａｍｐ≠Ｎｃｙｃｌｅｓであることを保証することによって達成される。図１の実施例では、Ｎｓａｍｐ＜Ｎｃｙｃｌｅｓであることを保証することによって達成される。
【００３２】
特に、図１に図解されている実施例では、サンプリング周波数は、次の条件を満たすように選択される。
【００３３】
【数１】
0005496506.tif 000002
及びＮｓａｍｐ＜Ｎｃｙｃｌｅｓ
【００３４】
ここで、ｆはＶＩセンサの基本周波数であり、ＮｓａｍｐはＮｃｙｃｌｅｓ個のサイクルの間に取得されたサンプル数である。ＮｓａｍｐとＮｃｙｃｌｅｓとは共に整数である。サンプリング周波数ｆｓａｍｐは６５Ｍｓｐｓ未満であるが、これは最も高速の市販のアナログ／デジタル・コンバータの１つである。
【００３５】
サンプル数であるＮｓａｍｐとサイクル数であるＮｃｙｃｌｅｓとは、次の数式２を満たす。
【００３６】
【数２】
0005496506.tif 000003
【００３７】
ここで、ｐとｑとは整数である。ＲＦ周波数の場合は、ｐは６となるように、ｑは１となるように選ばれる。マイクロ波周波数の場合は、ｐは６となるように、ｑは６となるように選択される。
【００３８】
装置１００の特定の実施例では、ＲＦ信号が生成されサンプリングされるのであるが、パラメータｆ、ｆｓａｍｐ、Ｎｓａｍｐ及びＮｃｙｃｌｅｓについて、以下の値の組を選択できる。すなわち、ｆ＝１３．５６ＭＨｚ、Ｎｓａｍｐ＝６４、Ｎｃｙｃｌｅｓ＝６５、ｆｓａｍｐ＝１３．３５１である。マイクロ波周波数信号が生成されてサンプリングされる別の特定の実施例では、パラメータｆ、ｆｓａｍｐ、Ｎｓａｍｐ及びＮｃｙｃｌｅｓについて、以下の値の組を選択できる。すなわち、ｆ＝２４００ＭＨｚ、Ｎｓａｍｐ＝６４、Ｎｃｙｃｌｅｓ＝４０９７、ｆｓａｍｐ＝３７．４９０８である。他の実施例では、異なるパラメータ値を用いることもできる。
【００３９】
動作の際には、装置１００のユーザは、まだ同期サンプリングの間は、与えられた周期で、センサ信号のどの点がサンプリングされるかを制御できる。周波数ｆ＝１３．５６ＭＨｚのＲＦ信号が用いられるある特定の例では、ｆｓａｍｐ＝（６４／６５）×１３．５６ＭＨｚのサンプル・クロックを用いて、ｋ＝［０，６４］ではθ＝２πｋ（６５／６４）でＶＩセンサ信号をサンプリングする。この例では、ゼロ番目の周期つまりθ＝０°で（ｋ＝０）で、ゼロ番目のサンプルが取得される。第１のサンプルは、θ＝３６５．６２５°で得られ、これは第１の周期で生じる。第２のサンプルは、θ＝７３１．２５°で、つまり、第２の周期で生じる、などである。
【００４０】
信号は周期的であるから、１つの周期の中に２πｋ／６４個のサンプルをとるのは、６５の周期にわたって１つのサンプル／周期をとるのと同じことであるという事実に、ユーザは頼ることができる。換言すると、ユーザは、θ＝５．６２５°での信号がθ＝３６０＋５．６２５°と同じであると考えてもよい。アンダーサンプリング法は、１周期の表現を構築するのに信号の６５個の周期が要求されること以外は、６４×１３．５６ＭＨｚのサンプル・レートと等価である。信号の形状及び振幅は、それらの周期（６５／１３．５６ＭＨｚの＝４．７９μｓ）の間の特定された限度を超えては変わらないと想定される。
【００４１】
図４Ａ〜４Ｅ、５Ａ〜５Ｅ、６Ａ〜６Ｃ及び７Ａ〜７Ｃには、上述した同期アンダーサンプリング法のロバスト性及び正確さが図解されている。これらの図では、次の電圧及び電流信号が、３つの高調波と共に、各高調波の異なる位相オフセットと共に、そして基本周波数における振幅ノイズ及び位相ノイズと共に、入力として用いられる。
【００４２】
【数３】
0005496506.tif 000004
【００４３】
【数４】
0005496506.tif 000005
【００４４】
電圧及び電流信号は、次の数式５及び数式６によって与えられる。
【００４５】
【数５】
0005496506.tif 000006
【００４６】
【数６】
0005496506.tif 000007
【００４７】
ノイズ成分の範囲は、次の数式によって与えられる。すなわち、φｎｏｉｓｅ∈［−２，２］サンプル、νｎｏｉｓｅ∈［−０．１６７Ｖ０，０．１６７Ｖ０］及びｉｎｏｉｓｅ∈［−０．１６７Ｉ０，０．１６７Ｉ０］
６４のサンプルが３６０°（完全な１サイクル）を表すとすると、±２サンプルの位相ノイズは＋１１．２５°（＝２／６４×３６０）に対応する。更に、基本周波数における電圧と電流との間の位相差は、４５°である。
【００４８】
図４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ及び４Ｅは、ＶＩセンサからの電圧信号の同期アンダーサンプリングを図解している。ただし、基本周波数はｆ＝１３．５６ＭＨｚであり、サンプリング周波数はｆｓａｍｐ＝１３．３５１４Ｍｓｐｓである。図２Ａ〜２Ｃの場合のように、図４Ａには、第２及び第３高調波に加えて、ｆ＝１３．５６ＭＨｚの基本周波数成分を有するセンサ信号を図解している。図４Ｂは１３．５６ＭＨｚの信号についての拡大図を提供し、図２Ｃは実際の位相角についての拡大図を提供している。
【００４９】
図４Ｄは、１３．３５１４Ｍｓｐｓのサンプリング周波数で同期アンダーサンプリングされたｆ＝１３．５６ＭＨｚの信号を図解している。図４Ｄに見られるように、同期アンダーサンプリングによって、正確な波形が再生されることが可能になり、基本周波数の高調波が捕捉されることが可能になる。図４Ｅは、アンダーサンプリングされた位相角を図解している。図４Ｅに見られるように、センサ信号が同期アンダーサンプリングされるときには、測定されたサイクルの中での瞬間的な位相は正確である。図４Ｄ及び４Ｅに示されている曲線は、Ａ／Ｄコンバータ１３２の出力に現われる波形である。
【００５０】
図５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ、５Ｅ、５Ｆ、５Ｇ及び５Ｈは、振幅及び位相ノイズと高調波とがある場合の、同期アンダーサンプリングされたＲＦ電圧及び電流センサ信号の時間応答を図解している。図５Ａは、振幅及び位相ノイズに加えて基本周波数の高調波を含む生のＲＦ電圧信号を図解している。図５Ｂは、振幅及び位相ノイズに加えて基本周波数の高調波を含む生のＲＦ電流信号を図解している。図５Ｃ及び５Ｄは、同期サンプリングされた電圧及び電流信号をそれぞれ図解している。図５Ｃ及び５Ｄで見ることができるように、電圧及び電流信号の形状は、同期アンダーサンプリングを用いて正確に再構築されている。
【００５１】
図５Ｅ及び５Ｆは、デジタル・ミキサ１６２によって−ｓｉｎ（正弦のマイナス）信号とｃｏｓ（余弦）信号とをミキシングした後の、電圧信号と電流信号との実部及び虚部をそれぞれ図解している。図５Ｇは、アンダーサンプリングされた信号がＣＩＣフィルタを通過した後の、電圧及び電流のデシメートされた振幅を図解している。図５Ｇからは、｜Ｖ｜＝Ｖ０＝２及び｜Ｉ｜＝Ｉ０＝１であることが観察され、これは、上述した数式（５）及び（６）と一致している。図５Ｈは、アンダーサンプリングされた信号がＣＩＣフィルタを通過した後の、デシメートされた位相差を図解している。図５Ｈからは、位相差の推定値が約４５度であることが観察でき、これは、上述した段落［００４７］での予測と一致している。図５Ｅないし５Ｈからわかるように、数式（３）及び（４）に与えられている電圧及び電流信号の同期アンダーサンプリングは、電圧及び電流の振幅及び位相を正確に推定している。
【００５２】
図６Ａ、６Ｂ及び６Ｃは、著しい側波帯がある状態で同期アンダーサンプリングされたＲＦ電圧及び電流信号の周波数応答を図解している。図６Ａ〜６Ｃは、基本周波数ｆ＝１３．５６＝ＭＨｚに加えてｆ±５００ｋＨｚの高調波が含まれる場合のシミュレーション結果を表わす。図６Ａは、１３．３５１４ＭＨｚのレートでサンプリングされた１３．５６ＭＨｚの信号の周波数応答を図解している。図６Ｂは余弦信号と混合した後の信号を図解している。図６Ｃは、１２８のデシメーション・ファクタを有するＣＩＣフィルタを通過した後の信号を図解している。同期アンダーサンプリングは、電圧及び電流の振幅及び位相の測定値を正確に推定するが、この様子は、著しい側波帯がある状態での同期アンダーサンプリング技術の有効性を示す図６Ａ−６Ｃにおいて見ることができる。
【００５３】
図６Ａ〜６Ｃは、上述した数式２におけるＮｓａｍｐ及びＮｃｙｃｌｅｓ値を、どの既知の側波帯周波数もフィルタリングで除去されるように、適切に選択できることを示している。特に、図６Ａ〜６Ｃは、基本周波数ｆ＝１３．５６ＭＨｚを有する信号の側波帯がｆ±５００ｋＨｚで生じる場合には、上述した数式（２）においてｐ＝６及びｑ＝１と選択することにより、これらの側波帯がフィルタリングによって除去できることを示している。
【００５４】
図７Ａ、７Ｂ、１Ｃ、７Ｄ、７Ｅ、７Ｆ、７Ｇ及び７Ｈは、振幅及び位相ノイズと高調波とが存在する場合の、マイクロ波周波数電圧及び電流信号に対する同期アンダーサンプリングを図解している。図７Ａ及び７Ｂは、マイクロ波周波数での生のマイクロ波電圧及び電流信号をそれぞれ図解している。これらの信号は、振幅ノイズ及び位相ノイズだけでなく高調波を含んでいる。図７Ｃ及び７Ｄは、同期アンダーサンプリングされた電圧及び電流信号をそれぞれ図解している。６４のサンプルが４０９７の周期で得られている。図７Ａ及び７Ｂと比較するとわかるように、同期アンダーサンプリングされた電圧及び電流信号は、正確に生の電圧及び電流信号の形状を再構築する。
【００５５】
図７Ｅ及び７Ｆは、デジタル・ミキサ１６２によって負の正弦信号及び余弦信号がミキシングされた後の電圧信号と電流信号との実部及び虚部をそれぞれ図解している。図７Ｇは、アンダーサンプリングされた信号がＣＩＣフィルタを通過した後の、電圧及び電流のデシメートされた振幅を図解する。図７Ｈは、アンダーサンプリングされた信号がＣＩＣフィルタを通過した後のデシメートされた位相差を図解する。図７Ａ〜７Ｈは、４０９７サイクルにおける６４のサンプルを用いて、図５Ａ〜５Ｈと同じ結果を確認している。
【００５６】
図８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、８Ｄ及び８Ｅは、実際の実験データを図解している。図８Ａ及び８Ｂは、振幅ノイズ及び位相ノイズに加えて高調波も含む生の電圧及び電流信号に関する実験データをそれぞれ図解している。図８Ｃ及び８Ｄは、同期アンダーサンプリングされた電圧及び電流信号に対する実験データをそれぞれ図解している。図８Ｃ及び８Ｄには、６４のサンプルが６５の周期でとられている。
【００５７】
図８Ｅ及び８Ｆは、デジタル・ミキサ１６２による負のサイン及びコサイン信号のミキシングの後の、電圧信号と電流信号との実部及び虚部に関する実験データをそれぞれ図解している。図８Ｇは、アンダーサンプリングされた信号がＣＩＣフィルタを通過した後の、電圧及び電流のデシメートされた振幅に関する実験データを図解している。図８Ｈは、アンダーサンプリングされた信号がＣＩＣフィルタを通過した後の、デシメートされた位相差に関する実験データを図解している。図８Ａ〜８Ｈで見られるように、これらの実験データは、ノイズと高調波がある場合の、同期アンダーサンプリング技術のロバスト性及び正確性とを確認する。
【００５８】
図９は、１つのサイクル当たり１つのサンプルを捕らえる同期アンダーサンプリングの例を図解している。比較のために、図１０は、１つのサイクル当たり４つのサンプルを捕らえる同期オーバーサンプリングの例を図解している。図１０は、特に、同期オーバーサンプリングは、ｆｓａｍｐ＜６５Ｍｓｐｓ、かつ、ｆｓａｍｐ＝（６４ｘ４／６５）ｆであることを示す。
【００５９】
要するに、以上では、高周波電圧と電流との測定のための、（ＲＦ及びマイクロ波周波数の信号に関する）同期アンダーサンプリングと（ＲＦ信号に関する）同期オーバーサンプリングとを実現する方法及び装置について説明した。アンダーサンプリングによれば、ＶＩセンサ信号を正確に再構築することができる。同期サンプリングでは、ジッタや共振に起因する不安定性及び不正確さを回避することができる。振幅及び位相情報は、高周波電圧及び電流の計測値から正確かつ反復可能に得られる。高調波の影響が著しい場合であっても、閉ループ制御の性能を改善することが可能である。同期アンダーサンプリングによると、ＶＩセンサをより高い周波数（例えば、マイクロ波周波数）で用いることが可能になるし、クロック周波数を調整することによって、高調波及び関連する歪みの数量化が可能になる。
【００６０】
以上では、高周波電圧及び電流の計測値のための同期サンプリングを実現する装置及び方法に即して複数の実施例を説明したが、これらの実施例に黙示的に含まれる概念は、他の実施例においても同様に用いることができる。この特許出願の保護は、特許請求の範囲によってのみなされる。
【００６１】
これらの請求項においては、要素が単数形で書かれていても、特に断らない限り、「１つ及び１つだけ」ではなく「１又は複数の」を意味する。この技術分野において既知であるか当業者であれば想到することができる、この出願における開示の全体にわたって記述された様々な実施例の要素への構造的及び機能的な等価物は、すべて、特許請求の範囲に包含される。更に、特許請求の範囲に明記されているかどうかとは関係なく、この出願に開示された内容を公衆に与えることは意図していない。要素が「手段」という表現を用いて書かれていない場合には、又は、方法の請求項において「ステップ」という表現を用いて書かれていない場合には、米国法３５号第１１２条の規定によっては解釈されない。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】センサ信号からの電圧と電流とを測定する同期サンプリング技術を実現する装置の実施例に関する概略的なブロック図である。
【図２】図２Ａ〜２Ｅで構成される。ＶＩセンサからの電圧信号のオーバーサンプリングを図解している。
【図３】図３Ａ〜３Ｅで構成される。基本周波数の整数倍であるサンプリング周波数でのＶＩセンサからの電圧信号のオーバーサンプリングの別の例を図解している。
【図４】図４Ａ〜４Ｅで構成される。ＶＩセンサからの電圧信号の同期アンダーサンプリングを図解している。
【図５】図５Ａ〜５Ｈで構成される。振幅及び位相ノイズと高調波とが存在する場合に、同期アンダーサンプリングされたＲＦ電圧及び電流センサ信号の時間応答を図解している。
【図６】図６Ａ〜６Ｃで構成される。著しい側波帯が存在する場合に、同期アンダーサンプリングされたＲＦ電圧及び電流信号の周波数応答を図解している。
【図７】図７Ａ〜７Ｈで構成される。振幅及び位相ノイズと高調波とが存在する場合に、同期アンダーサンプリングされたマイクロ波周波数の電圧及び電流センサ信号を図解している。
【図８】図８Ａ〜８Ｈで構成される。ノイズと高調波とが存在する場合に、同期アンダーサンプリング技術の精度を確認する実験データを図解している。
【図９】同期アンダーサンプリングの例を図解している。
【図１０】同期オーバーサンプリングの例を図解している。
【図１】
0005496506.tif 000008
【図２】
0005496506.tif 000009
【図３】
0005496506.tif 000010
【図４】
0005496506.tif 000011
【図５】
0005496506.tif 000012
【図６】
0005496506.tif 000013
【図７】
0005496506.tif 000014
【図８】
0005496506.tif 000015
【図９】
0005496506.tif 000016
【図１０】
0005496506.tif 000017