(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体からの再生信号に対してＰＲＭＬ方式により２値化データを生成する情報再生方法において、
ＰＲＭＬ方式により生成された２値化データからパーシャルレスポンス波形を出力するステップと、
前記パーシャルレスポンス波形を目標波形として前記再生信号に対して適応的にフィルタ処理を施すステップと、
前記目標波形と前記適応型フィルタ処理によってフィルタリングされた波形との差分を誤差信号として前記適応型フィルタ処理にフィードバックするとき、最短データ長の誤差信号を小さくし、前記最短データ長に隣接する２番目に短いデータ長の誤差信号を大きくするように前記パーシャルレスポンス波形の調整を行う調整ステップとを備え、
前記調整ステップは、前記データ長が前記最短データ長であるときに前記パーシャルレスポンス波形に現れる振幅値の絶対値から第１の固定値を減算した値を絶対値とし、調整前の振幅値と同じ符号を有する振幅値を調整後の振幅値とすることで、前記誤差信号をより小さくし、
前記調整ステップは、前記データ長が前記２番目に短いデータ長であるときに前記パーシャルレスポンス波形に現れる振幅値の絶対値に第２の固定値を加算した値を絶対値とし、調整前の振幅値と同じ符号を有する振幅値を調整後の振幅値とすることで、前記誤差信号をより大きくする
ことを特徴とする情報再生方法。
【請求項２】
記録媒体からの再生信号に対してＰＲＭＬ方式により２値化データを生成する情報再生方法において、
ＰＲＭＬ方式により生成された２値化データからパーシャルレスポンス波形を出力するステップと、
前記パーシャルレスポンス波形を目標波形として前記再生信号に対して適応的にフィルタ処理を施すステップと、
前記目標波形と前記適応型フィルタ処理によってフィルタリングされた波形との差分を誤差信号として前記適応型フィルタ処理にフィードバックするとき、最短データ長の誤差信号を小さくし、前記最短データ長に隣接する２番目に短いデータ長の誤差信号を大きくするように前記パーシャルレスポンス波形の調整を行う調整ステップとを備え、
前記調整ステップは、前記最短データ長の誤差信号に、１よりも小さい第１の固定係数を乗算することで、前記誤差信号をより小さくし、
前記調整ステップは、前記２番目に短いデータ長の誤差信号に、１よりも大きい第２の固定係数を乗算することで、前記誤差信号をより大きくする
ことを特徴とする情報再生方法。
【請求項３】
記録媒体からの再生信号に対してＰＲＭＬ方式により２値化データを生成する情報再生装置において、
ＰＲＭＬ方式により生成された２値化データからパーシャルレスポンス波形を出力するパーシャルレスポンスデコーダと、
前記パーシャルレスポンス波形を目標波形として前記再生信号に対して適応的にフィルタ処理を施す適応型フィルタと、
前記目標波形と前記適応型フィルタによってフィルタリングされた波形との差分を誤差信号として前記適応型フィルタにフィードバックするとき、最短データ長と前記最短データ長に隣接する２番目に短いデータ長において、データ長の違いに応じて前記誤差信号の違いをより大きくするように調整を行う調整手段とを備え、
前記調整手段は、前記データ長が前記最短データ長であるときに前記パーシャルレスポンス波形に現れる振幅値の絶対値から第１の固定値を減算した値を絶対値とし、調整前の振幅値と同じ符号を有する振幅値を調整後の振幅値とすることで、前記誤差信号をより小さくし、
前記調整手段は、前記データ長が前記２番目に短いデータ長であるときに前記パーシャルレスポンス波形に現れる振幅値の絶対値に第２の固定値を加算した値を絶対値とし、調整前の振幅値と同じ符号を有する振幅値を調整後の振幅値とすることで、前記誤差信号をより大きくする
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項４】
記録媒体からの再生信号に対してＰＲＭＬ方式により２値化データを生成する情報再生装置において、
ＰＲＭＬ方式により生成された２値化データからパーシャルレスポンス波形を出力するパーシャルレスポンスデコーダと、
前記パーシャルレスポンス波形を目標波形として前記再生信号に対して適応的にフィルタ処理を施す適応型フィルタと、
前記目標波形と前記適応型フィルタによってフィルタリングされた波形との差分を誤差信号として前記適応型フィルタにフィードバックするとき、最短データ長と前記最短データ長に隣接する２番目に短いデータ長において、データ長の違いに応じて前記誤差信号の違いをより大きくするように調整を行う調整手段とを備え、
前記調整手段は、前記最短データ長の誤差信号に、１よりも小さい第１の固定係数を乗算することで、前記誤差信号をより小さくし、
前記調整手段は、前記２番目に短いデータ長の誤差信号に、１よりも大きい第２の固定係数を乗算することで、前記誤差信号をより大きくする
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の情報再生装置を備えたことを特徴とする光ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、適応型フィルタ、及び、ＰＲＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）方式を用いて再生する情報再生方法及び装置、並びに情報再生装置を備えた光ディスク装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種光ディスクの大容量化は、ディスクのトラック上に書かれる情報の記録マークの大きさを小さくするとともに、記録や再生に用いるレーザ光の短波長化および開口数が大きい対物レンズの採用により、焦点面での集光スポットサイズを小さくすることによって達成してきた。
【０００３】
例えば、ＣＤ（コンパクトディスク）では、光透過層（情報記録層の上に設けられる透明保護層およびスペース層。透明基板とも言う）となるディスク基板の厚さが約１．２ｍｍ、レーザ光波長が約７８０ｎｍ、対物レンズの開口数が０．４５であり、６５０ＭＢの記録容量であった。このとき、データ（ピット）の解像度は回折限界の制限を受けるが、この回折限界はレーザ光波長λと開口数ＮＡを用いてλ／（４×ＮＡ）で与えられ、上記ＣＤの場合、回折限界は約４３０ｎｍと計算できる。これに対し、最短データ長（最短ピット長）は約８３０ｎｍであり、集光スポットに対する大きさは約１．９３倍となる。
【０００４】
ＤＶＤ（デジタル多用途ディスク）では、光透過層の厚さが約０．６ｍｍ、レーザ光波長が約６５０ｎｍ、ＮＡが０．６であり、４．７ＧＢの記録容量となっている。回折限界は、ＣＤの場合と同様に計算され、約２７０ｎｍとなる。これに対し、最短データ長は約４００ｎｍであり、集光スポットに対する大きさは約１．４８倍となる。
【０００５】
さらに高密度のＢＤ（ブルーレイディスク）では、光透過層の厚さを０．１ｍｍにした光ディスクを用いて、レーザ光波長を約４０５ｎｍ、ＮＡを０．８５とすることで１層あたり２５ＧＢの大容量化を実現している。回折限界は、約１２０ｎｍと計算できる。これに対し、最短データ長は約１５０ｎｍであり、集光スポットに対する大きさは約１．２５倍となる。
【０００６】
以上より、集光スポットを小さくすることによる大容量化とは別に、集光スポットに対する最短データ長の大きさも約１．９３から約１．２５倍へと小さくしてきており、このことも大容量化に繋がっている。これは、信号処理技術の進化によるものであり、読み出された再生信号に要求されるＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）を下げることが出来たためである。
【０００７】
このように、光ディスクの大容量化には信号処理技術の改良を伴っており、中でも、光ディスクの再生波形が既知のパーシャルレスポンス（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）特性を有することとして、これにビタビ復号方式による最尤推定法を組み合わせたＰＲＭＬ方式が開発されており、この技術が大きなエラーレート改善に寄与している（例えば特許文献１）。
【０００８】
具体的には、例えばＢＤの場合、一般的にパーシャルレスポンスのクラスを（１，２，２，１）としたＰＲＭＬが用いられている。（１，２，２，１）は、記録された２値データに対する光学的応答（符号間干渉）を７階調（振幅値）で表現するもので、実際の再生波形に近い表現が可能である。これに最尤推定法（ビタビ復号方式）を用いて再生波形に近い理想的な光学的応答を導くことで、記録された２値データが推定される。
【０００９】
また、信号処理の寄与が大きい例として、ＤＶＤと同じ光学系でＰＲＭＬにより大容量化を実現したＨＤ  ＤＶＤがある。このＨＤ  ＤＶＤは、最短データ長が約２００ｎｍであり、回折限界の約２７０ｎｍより小さいため最短データは読み取れない。そこで、パーシャルレスポンスのクラスを（１，２，２，２，１）にすることにより解決している。このクラスは、最短データが再生波形に出ないような光学的応答を９階調（振幅値）で表現するものである。
【００１０】
以上のように、今後も光ディスクの大容量化が進む中、回折限界に制約されてしまう解像度の物理的な改良は段々と困難になってきており、信号処理の担う役割が大きくなっている。特に、用いるレーザ光波長をＢＤの４０５ｎｍより短波長化するのは、光学素子の劣化を招く上に身体への悪影響が懸念されているため、実用化は考えられてない。そのため、今後はＢＤまでの流れから変わり、近接場光を用いる方法や、多層化、ホログラフィを用いた方向に動いている。それと同時に、再生波形のアシンメトリが悪化したり、最短データ長付近の信号強度が低下したりと、より再生信号の品質は劣化し、更なる信号処理技術の改良が必要となっている。
【００１１】
一例として、適応型ＰＲＭＬというものがある（例えば特許文献２参照）。これは、パーシャルレスポンスの各振幅値の値を再生波形に適応させるという方法で、特にアシンメトリの大きい再生波形に効果がある。具体的には、パーシャルレスポンスの各振幅値に毎に、再生波形において各振幅値に相当する点の分布の中心値を導き、その中心値を新しくパーシャルレスポンスの各振幅値の値とするものである。
【００１２】
また、上記とは別の方法として、適応型フィルタのタップ係数更新ステップを適応型とし、更にマークとスペースとを分離して学習させるものがある（例えば特許文献３参照）。これは、アシンメトリの大きい再生波形に対して、適応型フィルタの収束特性や収束状態の安定性を高める効果がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００５−９３０３３号公報
【特許文献２】特開平１０−２６１２７３号公報
【特許文献３】特開２００７−７３０９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかし、上記解決手段では、最短データ長付近の信号強度低下に対して対応しきれない問題がある。具体的には、特許文献２の方法を用いた場合、ビタビ復号方式において、取り得るパスのパスメトリック（ユークリッド距離の和）を比較して最尤であるパスを推定するが、この方法はパスメトリックを全体的に減少させるだけであり、各々のパスメトリックの差を考えた場合、大きくも小さくもならず、どのパスが最尤であるかの判定に影響しない。一方、特許文献３の方法を用いた場合、適応型フィルタの収束特性や収束状態の安定性を高められる分、最尤推定の判定は安定することになるが、最短データ長付近の信号強度低下によるエラーを低減する効果はない。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明の一つの態様に係る情報再生方法は、
記録媒体からの再生信号に対してＰＲＭＬ方式により２値化データを生成する情報再生方法において、
ＰＲＭＬ方式により生成された２値化データからパーシャルレスポンス波形を出力するステップと、
前記パーシャルレスポンス波形を目標波形として前記再生信号に対して適応的にフィルタ処理を施すステップと、
前記目標波形と前記適応型フィルタ処理によってフィルタリングされた波形との差分を誤差信号として前記適応型フィルタ処理にフィードバックするとき、最短データ長の誤差信号を小さくし、前記最短データ長に隣接する２番目に短いデータ長の誤差信号を大きくするように前記パーシャルレスポンス波形の調整を行う調整ステップとを備え、
前記調整ステップは、前記データ長が前記最短データ長であるときに前記パーシャルレスポンス波形に現れる振幅値の絶対値から第１の固定値を減算した値を絶対値とし、調整前の振幅値と同じ符号を有する振幅値を調整後の振幅値とすることで、前記誤差信号をより小さくし、
前記調整ステップは、前記データ長が前記２番目に短いデータ長であるときに前記パーシャルレスポンス波形に現れる振幅値の絶対値に第２の固定値を加算した値を絶対値とし、調整前の振幅値と同じ符号を有する振幅値を調整後の振幅値とすることで、前記誤差信号をより大きくする
ことを特徴とする。
この発明の他の態様に係るに係る情報再生方法は、
記録媒体からの再生信号に対してＰＲＭＬ方式により２値化データを生成する情報再生方法において、
ＰＲＭＬ方式により生成された２値化データからパーシャルレスポンス波形を出力するステップと、
前記パーシャルレスポンス波形を目標波形として前記再生信号に対して適応的にフィルタ処理を施すステップと、
前記目標波形と前記適応型フィルタ処理によってフィルタリングされた波形との差分を誤差信号として前記適応型フィルタ処理にフィードバックするとき、最短データ長の誤差信号を小さくし、前記最短データ長に隣接する２番目に短いデータ長の誤差信号を大きくするように前記パーシャルレスポンス波形の調整を行う調整ステップとを備え、
前記調整ステップは、前記最短データ長の誤差信号に、１よりも小さい第１の固定係数を乗算することで、前記誤差信号をより小さくし、
前記調整ステップは、前記２番目に短いデータ長の誤差信号に、１よりも大きい第２の固定係数を乗算することで、前記誤差信号をより大きくする
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、少ない演算量（回路規模）で、最短データ長付近の局所的なエラーを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態１の光ディスク装置の全体構成を示す図である。
【図２】情報再生装置の構成を示す概略図である。
【図３】ＰＲＭＬ回路における再生信号の誤判定を示す説明図である。
【図４】ＰＲＭＬ回路における誤判定を示す説明図である。
【図５】実施の形態１における情報再生装置の構成例を示す概略図である。
【図６】実施の形態１における目標波形を示す説明図である。
【図７】実施の形態１における情報再生装置の効果を示す概略図である。
【図８】実施の形態１における情報再生装置の他の構成例を示す概略図である。
【図９】本発明の実施の形態２における情報再生装置の構成例を示す概略図である。
【図１０】本発明の実施の形態２における情報再生装置の効果を示す概略図である。
【図１１】実施の形態２における情報再生装置の他の構成例を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１における光ディスク装置の全体構成を示す図である。なお、図１における矢印は、代表的な信号や情報の流れを示すものであり、光ディスク装置５０を構成する各ブロックの接続関係のすべてを表すものではない。
【００１９】
図１において、光ディスク装置５０は、光ディスク４０を回転駆動するためのスピンドルモータ５１、光ディスク４０にレーザ光を照射し、光ディスク４０の情報記録層で反射された戻り光ビームを受光して信号を出力する光ヘッド装置５２、光ヘッド装置５２を光ディスク４０の半径方向に駆動するためのスレッドモータ５３、レーザ制御回路５４、サーボ制御回路５５、再生信号処理回路５６、変調回路６４、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）８０、及びＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）８１を備えている。
【００２０】
サーボ制御回路５５は、スピンドルモータ５１をコントロールするスピンドルモータ制御回路６３、スレッドモータ５３をコントロールするスレッドモータ制御回路６２、及び光ヘッド装置５２をコントロールする光ヘッド制御回路６１を備え、それぞれＭＰＵ８１から発せられる命令により動作を行なう。
【００２１】
再生信号処理回路５６は、光ヘッド装置５２で検出され、伝送路Ｌ３を介して送られた信号にもとづいて、サーボ信号を生成するサーボ信号検出回路５９、再生信号を検出して伝送路Ｌ１に出力信号として出力する再生信号検出回路５８、および光ディスク４０の蛇行した案内トラック溝からの反射光で得られるウォブル信号を検出するウォブル信号検出回路５７がある。
【００２２】
ＭＰＵ８１は、再生信号検出回路５８で検出された信号振幅値データや状態信号などの伝送路Ｌ１の出力信号、あるいは他の各部からの出力信号にもとづいて光ディスク装置全体の動作を決定し、各部へ制御データ（例えば、ＭＰＵ８１から再生信号検出回路５８への伝送路Ｌ２の信号）を送って、それらの制御を行う。
【００２３】
なお、再生信号処理回路５６の構成要素のうち一部分がＭＰＵ８１の内部でソフトウエアにより処理される構成であってもよい。
【００２４】
ＲＡＭ８０は、プログラム領域およびデータ領域で構成されている。ＭＰＵ８１は、ＲＡＭ８０に記録されているプログラムに従って、各部の動作を制御するとともに、各部から送られてくる信号から制御の判断を行なう。
【００２５】
光ヘッド制御回路６１は、サーボ信号検出回路５９から送られるサーボエラー信号やＭＰＵ８１からの動作命令を元に、制御信号を伝送路Ｌ４経由で光ヘッド装置５２に出力し、光ヘッド装置５２から光ディスク４０上へ照射される光の制御を行なう。
【００２６】
スレッドモータ制御回路６２およびスピンドルモータ制御回路６３は、サーボエラー信号やＭＰＵ８１からの動作命令を元に、スレッドモータ５１およびスピンドルモータ５３の制御を行なう。
【００２７】
再生信号検出回路５８の出力信号（再生信号）は伝送路Ｌ１を通じて情報再生装置６０で２値化データに復調される。
【００２８】
ＭＰＵ８１から出力されたデータの一部は、変調回路６４で光ディスク４０への記録に適した記録信号に変換され、レーザ制御回路５４へ送られる。この記録信号に基づいてレーザ制御回路５４から伝送路Ｌ５を介して光ヘッド装置５２に制御信号が送られ、光ヘッド装置５２に搭載されている半導体レーザの発光パワーが制御される。
【００２９】
光ヘッド装置５２は、光ディスク４０に半導体レーザによる光ビームを集光するとともに、光ディスク４０の情報記録層で反射した戻り光ビームを受光し、再生信号やサーボ信号を生成するための信号を検出する。
【００３０】
図２は、情報再生装置６０の一般的な構成例を示す図である。上述したように、再生信号検出回路５８から伝送路Ｌ１を通じて入力される再生信号を２値化するブロックである。
【００３１】
入力された再生信号は、Ａ／Ｄ変換器１によってデジタル値に変換される。このとき、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）回路８によって、再生信号に同期したクロックを生成し、これを、Ａ／Ｄ変換器１を含む情報再生装置６０全体のクロックとして用いる。例えば信号の変調方式が１−７ＲＬＬ（Ｒｕｎ  Ｌｅｎｇｔｈ  Ｌｉｍｉｔ）変調の場合、前記クロックの１周期の長さをＴとして、再生信号は２Ｔ（最短データ長）から８Ｔの長さを含んでおり、再生信号のゼロクロスする点とクロックの立ち上がり、或いは、立下りの点が一致するようにＰＬＬ回路８は働く。以下では、この１−７ＲＬＬ変調を用いる場合について説明する。
【００３２】
デジタル化された再生信号は、デジタルアンプ２によって所望の振幅レベルに調整される。このとき、このアンプ２をＡＧＣ（Ａｕｔｏ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路とし、振幅レベルが一定の値となるよう自動的に調整する構成とすれば、光ディスクの反射光変動等に伴う振幅レベルの変動を、以降の回路で無視することができる。
【００３３】
所望の振幅レベルに揃えられた再生波形は、プリイコライザ回路３により、主に最短データ長周辺の高域成分を増幅する。光のＭＴＦ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）特性上、最短データ長周辺の高域成分が極端に小さくなりやすいため、このプリイコライザ回路３によりある程度増幅させると後段のフィルタでの処理が容易になる。
【００３４】
適応型フィルタ回路４は、後段のＰＲＭＬ回路５と組み合わせて用いられ、ＰＲＭＬ回路５によって推定された理想的な再生波形を目標波形とし、フィルタ処理をする部分である。例えば、代表的な適応型アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムがある。これは、時刻ｎにおける入力信号のデータをｘ（ｎ）、フィルタのタップｋでの係数をｗｋ（ｎ）、フィルタの係数の更新ステップをμとして、係数更新は、
ｗｋ（ｎ＋１）＝ｗｋ（ｎ）＋２・μ・ｅ（ｎ）・ｘ（ｎ）        ・・・（１）
で表される。このときｅ（ｎ）は誤差信号であり、フィルタ後の再生波形のデータ列をｙ（ｎ）、目標波形のデータ列をｄ（ｎ）として、
ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｙ（ｎ）      ・・・（２）
で表される。誤差信号ｅ（ｎ）は、ＰＲＭＬ回路５から出力される目標波形のデータ列ｄ（ｎ）と適応型フィルタ４から出力される再生波形のデータ列ｙ（ｎ）とを入力とする減算器９により求められる。式（１）及び（２）は、時刻ｎにおける瞬時自乗誤差ｅ２（ｎ）を最小とするアルゴリズムから導かれたものであり、この瞬時自乗誤差が時間的に平均化されるため、ＬＭＳ（最小平均自乗）と呼ばれる。
【００３５】
このＬＭＳアルゴリズムのほかにも、正規化ＬＭＳアルゴリズム、ＲＭＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズム、射影アルゴリズムなどを用いても良い。以下では単純且つ演算量の少ないＬＭＳアルゴリズムを用いた例で説明する。
【００３６】
以上述べたように、適応型フィルタ回路４では、数学的に誤差信号を最小にする働きをするのみである。それに対し、後段のＰＲＭＬ回路５での復号しやすさは別に存在し、再生信号波形が劣化してきたとき、特に短いＴ周辺でのエラーが多発してしまう問題が生じる。以下では例として、パーシャルレスポンスのクラスを（１，２，２，１）とした場合を説明する。
【００３７】
ＰＲＭＬ回路５は、ビタビ復号回路６とＰＲデコーダ７とで構成されており、ビタビ復号回路６では、最尤推定と２値化処理が行われる。また、ＰＲデコーダ７では、２値化されたデータを適応型フィルタ回路４の目標波形として復号する処理が行われる。図３に、ビタビ復号回路６での誤判定の例を示す。このとき、図中の再生波形ＲＳはフィルタ後の波形である。図中の推定波形ＥＳが、ＰＲＭＬ回路５における推定処理を経た波形に相当する。すなわち、ビタビ復号回路６が最も正しいと推定した波形であり、その２値データ列は（１，１，０，０，１，１，１）ある。それに対し、光ディスクに書き込まれた２値データから復号したものが理想波形ＴＳであり、ビタビ復号回路６が最も正確にエラーなしで処理できる理想的な波形に相当し、その２値データ列は（１，１，０，０，０，１，１）である。すなわち、３Ｔである部分を２Ｔと誤判定している。
【００３８】
また、理想波形ＴＳは、ビタビ復号回路６が２番目に正しいと推定した波形に等しい。図において、誤った３Ｔの部分であるＡ，Ｂ，Ｃの３点に注目すると、Ａ点では理想波形ＴＳが再生波形ＲＳに近く、Ｂ，Ｃ点では推定波形ＥＳも理想波形ＴＳも再生波形ＲＳとの差が同程度であり、合計の誤差は推定波形ＥＳより理想波形ＴＳのほうが近く見える。しかし、ビタビ復号においては、ある一定の長さを考慮して最尤パスを見つけるため、前後の誤差分も考慮されてしまう。すなわち、３Ｔに隣接しているのは３Ｔ（図中左側）と４Ｔ（図中右側）であるが、これらの誤差も積算され、最終的に推定波形ＥＳが最尤として選択されている。
【００３９】
以上のように短いＴでエラーが多発してしまうのは、１−７ＲＬＬ変調の制限より１Ｔは存在し得ず、２Ｔは３Ｔと誤判定されるケースが多いためである。その一例を図４に示す。基準波形Ｓｃに対し、３Ｔが２Ｔ或いは４Ｔと誤判定されたケースとして、Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｄ，Ｓｅの４つの波形を図示している。このように、波形Ｓｂ以外の波形は隣接する長いＴのエッジがシフトしているのが分かる。このエッジシフトは、いわゆるジッタそのものであり、一般的に長いＴの方がジッタ値は小さく、すなわち長いＴのエッジシフト量は小さい。逆に、ここではＴが短くなるほどエッジシフトが増加する波形を考える。このことより、長いＴのエッジがシフトしている波形Ｓａ、Ｓｄ、Ｓｅに誤判定されることは少なく、２Ｔと３Ｔを混同している波形Ｓｂに誤判定されることが多いと考えられる。
【００４０】
以上より、２Ｔと３Ｔの誤判定を避けることが、１−７ＲＬＬ変調、及び、パーシャルレスポンスのクラスが（１，２，２，１）のＰＲＭＬを用いたシステムにおいて、復号を容易にすると考えられる。
【００４１】
ここでは、１−７ＲＬＬ変調を一例として挙げたが、ＤＶＤで用いられているＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔ−ｔｏ−Ｆｏｕｒｔｅｅｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調においても同様の考え方である。この場合、２Ｔ以下が存在しないため、３Ｔと４Ｔの誤判定が支配的となり、３Ｔと４Ｔの誤判定を避けるようにすればよい。
【００４２】
また、パーシャルレスポンスのクラスも（１，２，２，１）だけに限らず、例えば（１，２，２，２，１）等でも同様の考え方である。
【００４３】
次に、２Ｔと３Ｔの誤判定を避けるための手段について説明する。単純には２Ｔ成分を抑え、３Ｔ成分を強調するイコライズ機能を持たせればよく、例えば、プリイコライザ３の直後に調整器（イコライザ）を挿入することが考えられる。しかし、後段の適応型フィルタ４は、挿入した調整器（イコライザ）によるイコライズ効果を打ち消す方向に働くため、そのイコライズ効果は薄くなってしまう。
【００４４】
そこで、本実施の形態においては図５に示すように、ＰＲデコーダ７の出力を調整するための、演算器で構成された調整器１２を設ける。これは、ＰＲデコーダ７から出力される目標信号をイコライズすることで適応型フィルタ４のフィルタ係数を変化させ、再生波形に対して間接的にイコライズ効果を与えるものである。
【００４５】
具体的には、例えばパーシャルレスポンスのクラスが（１，２，２，１）の場合、図４に示したように、２Ｔが取り得る振幅値は０，−１，＋１の３点であるのに対し、３Ｔが取り得る振幅値は０，−２，＋２の３点である。そこで、この差を利用し、調整器１２にて、−１，＋１に相当する目標信号の点をより小さい値とし、−２，＋２に相当する目標信号の点をより大きい値とすることで、２Ｔを抑えて３Ｔを強調するイコライズ機能が期待できる。
【００４６】
例えば、図６に示すように、−１，＋１に相当する目標信号の点をそれぞれ＋０．５，−０．５し、−２，＋２に相当する目標信号の点をそれぞれ＋０．５，−０．５すれば、２Ｔは抑えられ、３Ｔが強調された目標信号となる。このときの効果を図７に示す。図は、適応型フィルタ後の再生波形の各振幅値における分散を示しており、調整器１２によるイコライズ処理によって−１，＋１の２点と−２，＋２の２点との振幅差が広がっていることが分かる。また、それぞれの振幅値において、分散のピークが調整器１２によるイコライズ処理前より高くなっており、分散が小さくなっているのも分かる。
【００４７】
上記の例では、−１，＋１，−２，＋２の計４点の値を変化させたが、−１，＋１の２点のみ変化させ（より小さな値とし）ても良く、−２，＋２の２点のみ変化させ（より大きな値とし）ても良く、或いは、−１，＋１，−２，＋２，−３，＋３の６点を変化させても良く、結果的に２Ｔと３Ｔが離れるような、即ちデータ長の違いによる誤差信号の値の違いがより大きくなるような演算処理を加えれば良い。
【００４８】
また、一例としてパーシャルレスポンスのクラスが（１，２，２，１）の場合を示したが、これに限定されず、例えば（１，２，２，２，１）等でも同様の効果が得られる。
【００４９】
また、図５に示す例では単純に振幅値の値を変化させたが、図４に示したように、−２，＋２の２点は４Ｔ以上が取り得る振幅値の点でもある。従って、−２，＋２の値を変化させた場合４Ｔ以上も影響を受けてしまう。これに対し、より純粋に３Ｔを強調するためには、３Ｔであると判断された場合にのみ前記−２，＋２の値を変化させると良い。具体的には、図８に示す構成とし、ビタビ復号回路６によって推定された２値化データ列を用いてデータ長を判定するデータ長判定回路１３を設け、データ長判定回路１３にて３Ｔと判定された場合のみ、調整器１２にて目標信号に対して上記したのと同様の演算処理を行えば良い。
【００５０】
なお、図５や図８に示すように、ＰＲＭＬ回路５から出力された目標信号に対して上記の加減算処理を行なう代わりに、ＰＲＭＬ回路５内で、目標信号を発生する際に、上記の加減算に相当する処理を行なうこととしても良い。後者の場合、例えばＰＲＭＬ回路５内にＰＲデコーダの出力を入力とする変換テーブルを用いることが考えられる。
【００５１】
上記の情報再生装置及び該装置で実施される情報再生方法によれば、最短データ長付近の局所的なエラー低減効果がある。
【００５２】
また、上記のイコライズ機能の実現には、負荷としては、ＰＲデコーダ７から出力される値を変えるだけでよいため、調整器１２を追加したことによる演算増加量、或いは回路規模増加量は殆んど無くて済み、上記で説明した情報再生方法の効果が得られる。
【００５３】
また、この情報再生装置を備えた光ディスク装置においても、上記で説明した情報再生方法の効果が得られる。
【００５４】
実施の形態２．
次に実施の形態２の情報再生装置及び該装置を用いて実施の形態される情報再生方法について説明する。図９に本発明の実施の形態２の情報再生装置を示す。図示の情報再生装置は、実施の形態１に関して図５を参照して説明した情報再生装置と概して同じであるが、以下の点で異なる。実施の形態２の情報再生装置は、実施の形態１と同様に光ディスク装置の一部として利用されるものである。
【００５５】
実施の形態２の情報再生装置は、適応型フィルタ４にフィードバックされる誤差信号を調整器１４を用いてイコライズすることで適応型フィルタ４のフィルタ係数を変化させ、再生波形に対して間接的にイコライズ効果を与えるものである。
【００５６】
実施の形態１で示したように、短いＴ周辺のエラーが多発する原因として、短いＴのジッタ値は一般的に長いＴでのジッタ値より悪い点が上げられる。逆に、ここではＴが短くなるほどジッタ値が悪化する波形を考える。また、実施の形態１で示したように、ビタビ復号においては、長いＴを判定するのは容易であるのに対し、短いＴを判定するのは比較的困難である。
【００５７】
従って、適応型フィルタ４がＴの長さに依存せず誤差信号が収束値に安定するよう適応化処理を行うのに対し、データ長が３Ｔの場合における誤差信号をより大きくし、データ長が２Ｔの場合における誤差信号をより小さくして、適応型フィルタに与える。
【００５８】
具体的には、例えばパーシャルレスポンスのクラスが（１，２，２，１）の場合、図４に示したように、データ長が比較的短い場合（２Ｔの場合）に、パーシャルレスポンス波形に現れる振幅値は０，−１，＋１の３点であるのに対し、データ長が比較手的長い場合（３Ｔの場合）にパーシャルレスポンス波形に現れる振幅値は０，−２，＋２の３点である。そこで、この差を利用し、調整器１４において、−１，＋１の２点での誤差信号を抑え、−２，＋２の２点での誤差信号を強調することにより、２Ｔを抑えて３Ｔを強調するイコライズ機能が期待できる。
【００５９】
誤差信号を抑える（誤差信号をより小さくする）方法としては、１より小さい係数を掛けることが考えられ、誤差信号を強調する（誤差信号をより大きくする）方法としては、１より大きい係数を掛けることが考えられる。
例えば、−１，＋１の点での誤差信号を１／２倍に、−２，＋２の点での誤差信号を２倍にしたときの効果を図１０に示す。図は、適応型フィルタ後の再生波形の各振幅値における分散を示しており、前記イコライズ処理によって、特に３Ｔに関わる−２，＋２の点での分散が小さくなっていることが分かる。
【００６０】
上記の例では、−１，＋１，−２，＋２の計４点に相当する値を変化させたが、−１，＋１の２点のみ、或いは、−１，＋１，−２，＋２，−３，＋３の６点に相当する値を変化させても良く、結果的に２Ｔと３Ｔが離れるような演算処理を加えれば良い。
【００６１】
また、一例としてパーシャルレスポンスのクラスが（１，２，２，１）の場合を示したが、これに限定されず、例えば（１，２，２，２，１）等でも同様の効果が得られる。
【００６２】
また、ここでは単純に−１，＋１，−２，＋２の４点での誤差信号を変化させたが、図４に示したように、−２，＋２の２点は４Ｔ以上が取り得る振幅値の点でもある。従って、−２，＋２での誤差信号を変化させた場合４Ｔ以上も影響を受けてしまう。これに対し、より純粋に３Ｔを強調するためには、３Ｔであると判断された場合にのみ前記−２，＋２での誤差信号を変化させると良い。具体的には、ビタビ復号回路６に図１１に示すように、図８に示したのと同様に、ビタビ復号回路６によって推定された２値化データ列を用いてデータ長を判定するデータ長判定回路１３を設け、データ長判定回路１３において３Ｔと推定された場合のみ調整器１４で誤差信号を２倍にして出力することとしても良い。
【００６３】
上記の情報再生装置及び該装置で実施される情報再生方法によれば、最短データ長付近の局所的なエラー低減効果がある。
【００６４】
また、上記のイコライズ機能の実現には、負荷としては、減算器９から出力される誤差信号に固定値を乗算するだけでよく、特に２の倍数としてビットシフトで済ませる形態をとれば、調整器１４を追加したことによる演算増加量、或いは回路規模増加量は殆んど無くて済み、上記で説明した情報再生方法の効果が得られる。
【００６５】
以上実施の形態１及び２において、データ長が２Ｔの場合と３Ｔの場合に、誤差信号の値の違いがより大きくなるような調整を行うものとして説明したが、最短データ長が３Ｔの場合には、３Ｔと４Ｔの違いによる誤差信号の値の違いがより大きくなるように調整を行えば良い。一般化して言えば、データ長が最短データ長付近（即ち、最短データ長及びそれに近いデータ長を含む範囲内）において、データ長の違いによる誤差信号の違いがより大きくなるように調整を行えば良い。
【００６６】
また、光ディスクに欠陥があった場合、局所的に再生波形が大きく乱れ、これにより誤差信号も局所的に乱れるため、適応型フィルタを不安定にさせる問題がある。上記のイコライズ処理を用いることで、この問題にも対処でき、データ長が最長データ長付近である場合にも誤差信号をより大きくすることで適応型フィルタの不安定化抑制効果が得られる。
【００６７】
これらを総合的にいえば、本発明の特徴はデータ長に応じて、誤差信号の大きさを調整することにある。
【００６８】
以上に述べた本発明の実施の形態１及び実施の形態２によれば、演算負荷或いは回路規模を大幅に増大させることなく、最短データ長付近の局所的なエラー低減することができるという効果がある。
【符号の説明】
【００６９】
４  適応型フィルタ、  ５  ＰＲＭＬ回路、  ６  ビタビ復号回路、  ７  ＰＲデコーダ回路、  ９  減算器、  １２  調整器、  １３  データ長判定回路、  １４  調整器、  ４０  光ディスク、  ５０  光ディスク装置、  ６０  情報再生装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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