(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力端と、整流回路と、インダクタンスと、ファストリカバリダイオードと、コンデンサーと、直流出力端と、インダクタンス電流サンプリング回路と、出力電圧サンプリング回路と、スイッチングトランジスタ駆動回路と、スイッチングトランジスタと、を備えるｂｏｏｓｔ昇圧回路と、システムのメインコントロールチップとにおけるワンサイクルの力率要素補正方法であって、
（１）ソフトスタートが終了したか否かを判定し、ＹＥＳであるとそのままステップ（２）に進み、ＮＯであると、出力電圧参照値Ｕrefを増加した後ステップ（２）に進み；
（２）Ａ/Ｄサンプリングトリガー時刻に従って、母線電圧サンプリング値Ｕ0とインダクタンス電流サンプリング値ｉgを読取り；
（３）スイッチングトランジスタを駆動するＰＷＭ信号のデューティ比を計算し；
【数１１】
0005543975.tif 000012
に従ってｕ1，ｕ2を計算し、Ｒsは等価電流検知抵抗で、ｕm＝Ｕ0（Ｒs／Ｒe）であって、これによってＰＷＭ信号のデューティ比が得られ；
（４）ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて、ＰＷＭ信号を出力し；
（５）ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて、次回のＡ/Ｄサンプリングトリガー時刻を計算し；
（６）ステップ（２）に返るステップを含むことを特徴とするワンサイクルの力率要素補正方法。
【請求項２】
ステップ（３）においてＰＷＭコントロール信号のデューティ比を計算する方法は、
ｕ1がスイッチのＯＦＦデューティ比の最大値１を超えるか否かを判定し、１を超えていると、スイッチのＯＦＦデューティ比であるｐｒ＿ｄｕｔｙは最大値１であって、続いて、該ｐｒ＿ｄｕｔｙがスイッチのＯＦＦデューティ比の最小値０.０５未満であるか否かを判定し、未満であると、ｐｒ＿ｄｕｔｙは最小値０.０５で、そうでなければ、ｐｒ＿ｄｕｔｙの値はｕ1であることを特徴とする請求項１に記載のワンサイクルの力率要素補正方法。
【請求項３】
ステップ（３）においてＰＷＭコントロール信号のデューティ比を計算する方法は、
ｕ1がスイッチのＯＮデューティ比の最小値０未満であるか否かを判定し、０未満であると、スイッチのＯＮデューティ比であるｐ＿ｄｕｔｙは最小値０であって、続いて、該ｕ1がスイッチのＯＮデューティ比の最大値０.９５を超えているか否かを判定し、超えていると、ｐ＿ｄｕｔｙは最大値０.９５であって、そうでなければ、ｐ＿ｄｕｔｙの値はｕ1であることを特徴とする請求項１に記載のワンサイクルの力率要素補正方法。
【請求項４】
ステップ（５）において、デューティ比から次回のサンプリングトリガー時刻を計算する方法は、
まずスイッチ信号のデューティ比に基づいてスイッチングトランジスタのＯＮ時間の長さを確定し、ＯＮ時間がＯＦＦ時間より長いと、ＯＮ時間中の、中間に位置する５０％〜８０％区間にてサンプリング点を選択し、ＯＦＦ時間がＯＮ時間より長いと、ＯＦＦ時間中の、中間に位置する５０％〜８０％区間にてサンプリング点を選択することを特徴とする請求項２又は３に記載のワンサイクルの力率要素補正方法。
【請求項５】
ステップ（３）におけるｕ2は、システムのメインコントロールチップのカウンターによって算出されることを特徴とする請求項１に記載のワンサイクルの力率要素補正方法。
【請求項６】
前記システムのメインコントロールチップがＤＳＰであることを特徴とする請求項５に記載のワンサイクルの力率要素補正方法。                                                                              
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源技術分野に関し、具体的には、ｂｏｏｓｔ昇圧回路に基づくワンサイクルコントロールの力率要素補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
高調波電流の入力を低減するため、力率要素補正（ＰＦＣ，Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を用いる必要があるが、既存の力率要素補正回路は、その技術及びデザイン工程が複雑であり、必要である素子が数多く、体積が大きく、コストが高い問題が存在し、デザインする際、機能とコストとの間で折衷する必要がある。
【０００３】
最近、ワンサイクルのＰＦＣの研究は、如何に伝統のＰＦＣコントロール回路の構造を簡素化して入力電圧のサンプリング及び複雑なアナログ乗算器の利用を回避するかに集中され、それでワンサイクルのＰＦＣ回路は当該問題をよく解決することができた。現在、既にワンサイクルのＰＦＣコントロールチップの研究に成功され、また応用されており、例えば、特許文献１に記載の技術により電源スイッチ及び昇圧型コンバータを有するワンサイクルコントロールの連続伝導モードのＰＦＣ昇圧コンバータ集積回路が開示された。しかし、ワンサイクルのＰＦＣコントロールチップは便宜で安定性を持っている一方、利用コストが高い問題がある。
【０００４】
現在、多くのシステムはメインコントロールチップ（例えば、ＤＳＰ等のチップ）によりコントロールされるが、ＤＳＰなどのメインコントロールチップが強力なソフトウェア集積、互換性及び処理機能を持っているため、このようなシステムにおいて専用のワンサイクルのＰＦＣコントロールチップを用いると、コストを増加すると共に自体の資源を浪費することになる。例えば、エアコン分野において、圧縮機の電源に対し力率要素の調節技術が採用されているが、圧縮機のコントロールメインボードにメインコントロールチップが集積されているため、対応する技術を開発し、コストが高い専用のワンサイクルのＰＦＣコントロールチップの利用を回避するべきである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】中国特許第２００３８０１０９０４８.６号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、システムメインコントロールチップにソフトウェア集積されることができ、簡単なｂｏｏｓｔ昇圧回路と共にさらに有効なワンサイクルのＰＦＣコントロールを実現できるワンサイクルの力率要素補正方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的は、
ｂｏｏｓｔ昇圧回路及びシステムのメインコントロールチップに基づく方法であって、ｂｏｏｓｔ昇圧回路は交流入力端と、整流回路と、インダクタンスと、ファストリカバリダイオードと、コンデンサーと、直流出力端と、インダクタンス電流サンプリング回路と、出力電圧サンプリング回路と、スイッチングトランジスタ駆動回路と、スイッチングトランジスタと、を備え、
（１）ソフトスタートが終了したか否かを判定し、ＹＥＳであるとそのままステップ（２）に進み、ＮＯであると、出力電圧参照値Ｕrefを増加した後ステップ（２）に進み；
（２）Ａ/Ｄサンプリングトリガー時刻に従って、母線電圧サンプリング値とインダクタンス電流サンプリング値ｉgを読取り；
（３）スイッチングトランジスタを駆動するＰＷＭ信号のデューティ比を計算し；
【０００８】
【数１】
0005543975.tif 000002
【０００９】
に従ってｕ1，ｕ2を計算し、Ｒsは等価電流検知抵抗であり、ｕmは出力母線の電圧参照値Ｕrefと母線電圧サンプリング値Ｕ0との差をＰＩレギュレータを介して出力した値であって、ＰＷＭ信号のデューティ比が得られ；
（４）ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて、ＰＷＭ信号を出力し；
（５）ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて、次回のＡ/Ｄサンプリングトリガー時刻を計算し；
（６）ステップ（２）に返るステップを含むことを特徴とするコントロール方法によって実現する。
【発明の効果】
【００１０】
既存技術に比べ、本願によると以下のメリットを有している。既存の力率要素補正回路及び専用のワンサイクルのＰＦＣチップを用いる必要がなく、当該方法を既存のシステムのメインコントロールチップ（例えば、ＤＳＰチップ）にソフトウエア集積し、簡単なｂｏｏｓｔ昇圧回路と合わせ力率要素補正機能を実現でき、コストを効率的に低減することができる。特に、本願によると、サンプリングトリガー時刻を計算し開閉点付近でのサンプリングを回避することによって、サンプリングされたデータがさらに有効になり、ＰＷＭコントロール信号が最高効果に達し、システムの安定化した動作を保証することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】ｂｏｏｓｔ昇圧回路に基づくワンサイクルのＰＦＣコントロールシステムを示す図である。
【図２】本願に係わるワンサイクルの力率要素補正方法を示すフローチャートである。
【図３】本願に係わるワンサイクルの力率要素補正方法に係わる信号ｕ1，ｕ2，ｕNと、ＰＷＭコントロール信号の波形を示す図である。
【図４】ＰＷＭコントロール信号のデューティ比を計算する第１の形態を示すフローチャートである。
【図５】ＰＷＭコントロール信号のデューティ比を計算する第２の形態を示すフローチャートである。
【図６】Ａ/Ｄサンプリング時刻を計算するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１に示すように、本願により提供される方法は、ｂｏｏｓｔ昇圧回路及びシステムのメインコントロールチップに基づく方法であり、その中、ｂｏｏｓｔ昇圧回路は既存回路に属し、交流入力端と、整流回路と、インダクタンスと、昇圧ダイオードと、コンデンサーと、直流出力端と、インダクタンス電流サンプリング回路と、母線電圧サンプリング回路と、駆動回路と、スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ）と、を備える。点線枠内の部分が、メインコントロールチップに集積され、本願により提供される方法に対応するコントロールブロックである。
【００１３】
以下、図１を参照し、ワンサイクルのＰＦＣコントロールの原理を説明する。ワンサイクルのＰＦＣコントロールは、インダクタンス電流ｉgが整流後の入力電圧の波形ｕgに従うようにすると共に、出力電圧Ｕ0を所定値に安定させることを目的とする。コントロール回路が、インダクタンス電流と入力電圧が比例し位相が一致する条件を満たし、コンバータ全体が抵抗Ｒeに等価すると、
【００１４】
【数２】
0005543975.tif 000003
【００１５】
である。
【００１６】
その中、ＲeはＰＦＣコンバータの等価抵抗で、ｉgはインダクタンス電流瞬時値であり、ｕgは整流後の半波正弦波入力電圧瞬時値で、ｂｏｏｓｔ型ＰＦＣコンバータの場合、ワンサイクルにおいて、入力電圧ｕgと、出力電圧Ｕ0と、スイッチングトランジスタのデューティ比ｄとの関係は、
【００１７】
【数３】
0005543975.tif 000004
【００１８】
であって、これから、
Ｒeｉg＝Ｕ0（１−ｄ）を得ることができ、ＲsをＰＦＣコンバータにおける等価電流検知抵抗と定義すると、
【００１９】
【数４】
0005543975.tif 000005
【００２０】
が得られ、
【００２１】
【数５】
0005543975.tif 000006
【００２２】
とすると、
【００２３】
【数６】
0005543975.tif 000007
【００２４】
が得られる。
【００２５】
ここで、
【００２６】
【数７】
0005543975.tif 000008
【００２７】
はスイッチングトランジスタのＯＦＦデューティ比であり、デューティ比
【００２８】
【数８】
0005543975.tif 000009
【００２９】
が上式を満たすと、インダクタンス入力電流ｉgと半波正弦入力電圧ｕgは一致する。インバータの開閉周期をＴとし、その数字を離散化すると、キャリア周波数がインダクタンス入力電圧の周波数を大幅に超える場合、１開閉周期において、インダクタンス電流及び調節電圧は基本的に常数を維持するとすることができる。
【００３０】
【数９】
0005543975.tif 000010
【００３１】
式（５）におけるｕmは異なる周期において異なる値であるため、システムのメインコントロールチップによって実現すると手間がかかってしまい、また、１開閉周期においてｕmとｉgの値は固定値であるため、式５を
【００３２】
【数１０】
0005543975.tif 000011
【００３３】
に修正することができる。
【００３４】
ｕ2（ｔ）は、ＤＳＰカウンターにより実現し、ｕ1（ｔ）＜ｕ2（ｔ）である場合、スイッチはＯＮされ、そうでなければ、ＯＦＦされる。
【００３５】
以下、本願により提供されるワンサイクルの力率要素補正方法の具体的なコントロールプロセスを説明する。図２に示すように、以下のステップを含む。
【００３６】
（１）ソフトスタートが終了したか否かを判定し、ＹＥＳであるとそのままステップ（２）に進み、ＮＯであると、出力電圧参照値Ｕref（即ち、図２における「電圧指令の緩慢増加」）を増加した後ステップ（２）に進む；
（２）Ａ/Ｄサンプリングトリガー時刻に従って、母線電圧サンプリング値Ｕ0とインダクタンス電流サンプリング値ｉgを読取る；
（３）スイッチングトランジスタを駆動するＰＷＭ信号のデューティ比を計算する；
式６に従ってｕ1，ｕ2を計算し、は、例えばＤＳＰなどのシステムのメインコントロールチップのカウンターによって完成され、その中、Ｒsは等価電流検知抵抗であり、ｕmは出力母線電圧参照値Ｕrefと母線電圧サンプリング値Ｕ0との差をＰＩレギュレータを介して出力した値であって、ＰＷＭ信号のデューティ比が得られた。
【００３７】
（４）ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する；
（５）ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて、次回のＡ/Ｄサンプリングトリガー時刻を計算する；
（６）ステップ（２）に返る。
【００３８】
図３に示すように、曲線１はｕ1とｕ2とを比較して発生したパルス、曲線２はｕm（ｎＴ）、曲線３はｕ2、曲線４はｕ1であり、図に示すように、ワンサイクルにおいて、ｕ1がｕ2より小さい場合、ＰＷＭはハイレベルを出力し、そうでなければローレベルを出力し、このように重複してパルスを発生した後、インダクタンス電流ｉgが整流後の入力電圧波形ｕgに従うことになる。
【００３９】
本実施例は２種類のＰＷＭコントロール信号のデューティ比の計算形態を提供し、上記の式６はその中の一つである。図４は、実施形態１のデューティ比の計算を示すフローチャートである。ここで、ｐｒ＿ｄｕｔｙはスイッチのＯＦＦデューティ比であり、まず、ｕ1の大きさを計算し、ｕ1がスイッチのＯＦＦデューティ比の最大値１を超えるか否かを判定し、１を超えていると、ｐｒ＿ｄｕｔｙは最大値１であり、続いて、該ｐｒ＿ｄｕｔｙがスイッチのＯＦＦデューティ比の最小値０.０５未満であるか否かを判定し、未満であると、ｐｒ＿ｄｕｔｙは最小値０.０５であり、そうでなければ、ｐｒ＿ｄｕｔｙの値はｕ1である。図５は、実施形態２のデューティ比の計算を示すフローチャートである。ここで、ｐ＿ｄｕｔｙはスイッチのＯＮデューティ比であり、まず、ｕ1の大きさを計算し、ｕ1がスイッチのＯＮデューティ比の最小値０未満であるか否かを判定し、０未満であると、ｐ＿ｄｕｔｙは最小値０であって、続いて、該ｐ＿ｄｕｔｙがスイッチのＯＮデューティ比の最大値０.９５を超えているか否かを判定し、超えていると、ｐ＿ｄｕｔｙは最大値０.９５であって、そうでなければ、ｐ＿ｄｕｔｙの値はｕ1である。
【００４０】
ワンサイクルのＰＦＣコントロールは１開閉周期においてサンプリングを１回のみ行うため、当該方法を用いる場合、サンプリング点の確定に留意しなければならない。インダクタンス電流がスイッチングトランジスタの開閉動作を行う瞬間に電流のピーク値を有するため、開閉点付近でのサンプリングは避けなければならない。そうでなければ、システムの不安定を招き、その解決方法としてはスイッチングトランジスタのＯＮ又はＯＦＦ時間が長い中間時刻にサンプリングを行うことである。
【００４１】
図６は、Ａ/Ｄサンプリングトリガー時刻を計算するブロック図である。その中、ｐｒ＿ｄｕｔｙはスイッチのＯＦＦデューティ比であり、Ｔ３ＣＭＰＲはレジスタを比較した比較値で、Ｔ３ＣＭＰＲはレジスタを比較する周期値で、ＡＤ＿ｄｕｔｙはシステムのメインコントロールチップの汎用カウンターのＰＷＭハイレベル出力のデューティ比である。まず、スイッチ信号のデューティ比に基づいてスイッチングトランジスタのON時間の長さを確定し、ON時間が長いと、ON時間中の中間時刻においてサンプリングを行い、ＯＦＦ時間が長いと、ＯＦＦ時間中の中間時刻においてサンプリングを行う。図６においては正中央の時刻でサンプリングを行っているが、実際は、中間の時間帯において選択することができる。本願は、ＯＮ又はＯＦＦしている時間中の中間の５０％〜８０％の区間においてサンプリング点を選択することを主張する。得られたＡ/Ｄサンプリング時刻は、次周期のＡ/Ｄサンプリングのトリガーに用いられる。
【図１】
0005543975.tif 000013
【図２】
0005543975.tif 000014
【図３】
0005543975.tif 000015
【図４】
0005543975.tif 000016
【図５】
0005543975.tif 000017
【図６】
0005543975.tif 000018