(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共に交流電動機である第一電動機及び第二電動機と、前記第一電動機に接続された第一インバータと、前記第二電動機に接続された第二インバータと、前記第一インバータと前記第二インバータとに共通の直流電源と、前記直流電源に並列接続されたコンデンサと、を備えた駆動装置を制御する駆動制御装置であって、
第一交流電圧指令と第一キャリア波との比較に基づくパルス幅変調により、前記第一インバータが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御信号を生成する第一制御信号生成部と、
前記第一キャリア波と同じ周波数の第二キャリア波を用い、第二交流電圧指令と前記第二キャリア波との比較に基づくパルス幅変調により、前記第二インバータが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御信号を生成する第二制御信号生成部と、
前記第一電動機及び前記第二電動機の双方が、共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態、又は共に回転方向とは反対方向のトルクを出力して回生する状態となる共通回生状態である場合に、前記第一キャリア波の位相と前記第二キャリア波の位相とを互いに４分の１周期ずらす位相シフト制御を実行するキャリア位相制御部と、
を備え、
前記キャリア位相制御部は、前記第一電動機及び前記第二電動機のいずれか一方が力行して他方が回生する状態となる力行・回生状態である場合に、前記第一キャリア波の位相と前記第二キャリア波の位相とを同じ位相とする同位相制御を実行し、
前記第一電動機及び前記第二電動機が三相交流電動機であり、
前記第一制御信号生成部及び前記第二制御信号生成部は、前記パルス幅変調の方式を、三相の全てについて変調を行う三相変調方式と、三相の内の少なくとも一相を所定の固定期間オン状態又はオフ状態に固定して他の相について変調を行う二相変調方式と、で切り替え可能に構成され、
前記キャリア位相制御部は、前記第一制御信号生成部と前記第二制御信号生成部との前記パルス幅変調の方式が同じ状態となる同変調方式状態の場合とは異なり、前記第一制御信号生成部と前記第二制御信号生成部との前記パルス幅変調の方式が互いに異なる状態となる異変調方式状態である場合には、前記共通力行状態又は前記共通回生状態であっても前記同位相制御を実行し、前記力行・回生状態であっても前記位相シフト制御を実行する駆動制御装置。
【請求項２】
前記キャリア位相制御部は、前記第一電動機及び前記第二電動機のいずれか一方の電動機の力行・回生状態が力行から回生又は回生から力行に変化した場合に、力行・回生状態が変化した前記一方の電動機に対応する前記第一キャリア波及び前記第二キャリア波のいずれか一方の位相を変更すると共に他方の位相を固定したままとすることで、前記位相シフト制御から前記同位相制御への移行又は前記同位相制御から前記位相シフト制御への移行を行う請求項１に記載の駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共に交流電動機である第一電動機及び第二電動機と、前記第一電動機に接続された第一インバータと、前記第二電動機に接続された第二インバータと、前記第一インバータと前記第二インバータとに共通の直流電源と、前記直流電源に並列接続されたコンデンサと、を備えた駆動装置を制御する駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記のような駆動装置を制御する駆動制御装置として、例えば、下記の特許文献１に記載された装置が既に知られている。特許文献１の技術では、交流電圧指令と第一キャリア波（搬送波）との比較に基づくパルス幅変調により、第一インバータが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するように構成され、交流電圧指令と第二キャリア波（搬送波）との比較に基づくパルス幅変調により、第二インバータが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するように構成されている。
【０００３】
ところで、パルス幅変調によりスイッチング素子のオンオフを行うと、インバータから直流電源に向かって流れる電流に、高周波のリップル電流が生じる。上記の駆動装置では、コンデンサを直流電源に並列接続することにより、リップル電流を平滑化して、できるだけ平滑化された直流電流が直流電源に流れるように構成されている。しかし、コンデンサはリップル電流を平滑化する際に発熱し、発熱による温度上昇が大きいとコンデンサの劣化が進行する問題がある。このため、リップル電流による発熱量に耐えられる性能を有するコンデンサが用いられる。よって、リップル電流が大きくなり発熱量が大きくなると、大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要がある。特に、コンデンサに第一インバータと第二インバータとが共に接続される場合、第一インバータからのリップル電流と、第二インバータからのリップル電流との組み合わせ（合計）により、コンデンサに作用する合計リップル電流が大きくなる恐れがあり、高性能のコンデンサを用いる必要性が高くなる。また、合計リップル電流が大きくなる場合は、各インバータと直流電源を接続するバスバーなどの導体により構成される直流電源線の発熱量が大きくなり、大きな発熱量に耐えられる高性能の導体を用いる必要性が高くなる。また、合計リップル電流が大きくなる場合は、コンデンサ及び直流電源線の発熱による熱損失が高くなる。
【０００４】
特許文献１の技術では、コンデンサに作用する合計リップル電流を低減するために、第一電動機及び第二回転電機が共に力行（モータ）状態である場合、又は第一電動機及び第二回転電機が共に回生（発電）状態である場合に、第一キャリア波と第二キャリア波との周波数を同一にする共に、第一キャリア波と第二キャリア波との位相差を半周期にするように構成されている。
【０００５】
しかしながら、本願発明者による検証の結果、特許文献１の技術による第一キャリア波と第二キャリア波との位相差の設定では、合計リップル電流を十分に低減することができないことがわかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−５２７３０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、第一キャリア波と第二キャリア波との位相差を適切に設定することにより、第一インバータからのリップル電流と、第二インバータからのリップル電流とを合計したリップル電流を低減して、コンデンサ及び直流電源線の発熱量を低減することができる駆動制御装置が求められる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る、共に交流電動機である第一電動機及び第二電動機と、前記第一電動機に接続された第一インバータと、前記第二電動機に接続された第二インバータと、前記第一インバータと前記第二インバータとに共通の直流電源と、前記直流電源に並列接続されたコンデンサと、を備えた駆動装置を制御する駆動制御装置の特徴構成は、第一交流電圧指令と第一キャリア波との比較に基づくパルス幅変調により、前記第一インバータが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御信号を生成する第一制御信号生成部と、前記第一キャリア波と同じ周波数の第二キャリア波を用い、第二交流電圧指令と前記第二キャリア波との比較に基づくパルス幅変調により、前記第二インバータが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御信号を生成する第二制御信号生成部と、前記第一電動機及び前記第二電動機の双方が、共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態、又は共に回転方向とは反対方向のトルクを出力して回生する状態となる共通回生状態である場合に、前記第一キャリア波の位相と前記第二キャリア波の位相とを互いに４分の１周期ずらす位相シフト制御を実行するキャリア位相制御部と、を備え、前記キャリア位相制御部は、前記第一電動機及び前記第二電動機のいずれか一方が力行して他方が回生する状態となる力行・回生状態である場合に、前記第一キャリア波の位相と前記第二キャリア波の位相とを同じ位相とする同位相制御を実行し、前記第一電動機及び前記第二電動機が三相交流電動機であり、前記第一制御信号生成部及び前記第二制御信号生成部は、前記パルス幅変調の方式を、三相の全てについて変調を行う三相変調方式と、三相の内の少なくとも一相を所定の固定期間オン状態又はオフ状態に固定して他の相について変調を行う二相変調方式と、で切り替え可能に構成され、前記キャリア位相制御部は、前記第一制御信号生成部と前記第二制御信号生成部との前記パルス幅変調の方式が同じ状態となる同変調方式状態の場合とは異なり、前記第一制御信号生成部と前記第二制御信号生成部との前記パルス幅変調の方式が互いに異なる状態となる異変調方式状態である場合には、前記共通力行状態又は前記共通回生状態であっても前記同位相制御を実行し、前記力行・回生状態であっても前記位相シフト制御を実行する点にある。
【０００９】
上記の特徴構成によれば、共通力行状態、又は共通回生状態である場合に、第一キャリア波の位相と第二キャリア波の位相とを互いに４分の１周期ずらすことにより、１キャリア波周期における、第一インバータからの第一リップル電流の発生時期と、第二インバータからの第二リップル電流との発生時期を相互にずらすことができる。よって、第一リップル電流と、第二リップル電流とを合計したコンデンサに作用する合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加することを抑制できる。従って、コンデンサの発熱量の増加を抑制でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要性を低減することができる。
また、上記の特徴構成によれば、力行・回生状態である場合に、第一キャリア波の位相と第二キャリア波の位相とを同じ位相にすることにより、力行状態であるインバータからの、正方向に変動する正のリップル電流の発生時期と、回生状態であるインバータからの、負方向に変動する負のリップル電流の発生時期とを一致させることができる。よって、正のリップル電流と負のリップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができる。このため、合計リップル電流の振幅を、正のリップル電流の振幅又は負のリップル電流の振幅から増加させず、或いは減少させることができると共に、１キャリア波周期あたりの合計リップル電流量を低減することができる。従って、コンデンサ及び直流電源線の発熱量を低減でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサ及び直流電源線を用いる必要性を低減することができる。また、コンデンサ及び直流電源線の発熱による熱損失を低減することができる。
三相変調方式と二相変調方式とでは、１キャリア波周期における、リップル電流の発生時期が異なる。上記の構成によれば、異変調方式状態では、共通力行状態又は共通回生状態であっても同位相制御を実行することにより、三相変調方式で動作するインバータからのリップル電流の発生時期と、二相変調方式で動作するインバータからのリップル電流の発生時期とを、相互にずらすことができる。よって、異変調方式状態であっても、合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加することを抑制できる。
また、上記の特徴構成によれば、異変調方式状態では、力行・回生状態であっても位相シフト制御を実行することにより、三相変調方式で動作するインバータからのリップル電流の発生時期と、二相変調方式で動作するインバータからのリップル電流の発生時期とを、とを一致させることができる。よって、正のリップル電流と負のリップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができ、合計リップル電流の振幅を、正のリップル電流の振幅又は負のリップル電流の振幅から増加させず、或いは減少させることができると共に、１キャリア波周期あたりの合計リップル電流量を低減することができる。
従って、異変調方式状態であっても、コンデンサ及び直流電源線の発熱量を低減でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサ及び直流電源線を用いる必要性を低減することができる。また、コンデンサ及び直流電源線の発熱による熱損失を低減することができる。
【００１４】
ここで、前記キャリア位相制御部は、前記第一電動機及び前記第二電動機のいずれか一方の電動機の力行・回生状態が力行から回生又は回生から力行に変化した場合に、力行・回生状態が変化した前記一方の電動機に対応する前記第一キャリア波及び前記第二キャリア波のいずれか一方の位相を変更すると共に他方の位相を固定したままとすることで、前記位相シフト制御から前記同位相制御への移行又は前記同位相制御から前記位相シフト制御への移行を行う構成とすると好適である。
【００１５】
力行から回生又は回生から力行に変化する際に、電動機の出力トルクがゼロとなる状態を経る。そして、電動機の出力トルクがゼロ付近である場合は、キャリア波の位相変更により、電動機の出力トルクの変動が生じたとしても、当該出力トルクの変動量を小さく抑制できる。従って、上記の構成によれば、力行・回生状態が変化した一方の電動機に対応するキャリア波の位相を変更することで、キャリア波の位相変更に伴う、電動機の出力トルクの変動量を小さく抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施形態に係る駆動装置及び駆動制御装置の概略構成を示す模式図である。
【図２】制御信号生成部における基準電圧指令を示す図である。
【図３】三相変調方式における電圧指令の算出を示す図である。
【図４】二相変調方式における電圧指令の算出を示す図である。
【図５】三相変調方式における制御信号生成部の処理を示す図である。
【図６】二相変調方式における制御信号生成部の処理を示す図である。
【図７】三相変調方式における直流電源に流れる電流を示す図である。
【図８】二相変調方式における直流電源に流れる電流を示す図である。
【図９】三相変調方式の同変調方式状態及び共通力行状態において、本発明の実施形態とは異なりキャリア波の位相差がゼロに設定されている場合の比較例を示す図である。
【図１０】二相変調方式の同変調方式状態及び共通力行状態において、本発明の実施形態とは異なりキャリア波の位相差がゼロに設定されている場合の比較例を示す図である。
【図１１】キャリア位相制御部におけるキャリア波の位相差の設定を示す図である。
【図１２】三相変調方式の同変調方式状態及び共通力行状態において、キャリア波の位相差が４分の１周期に設定されている場合の例を示す図である。
【図１３】二相変調方式の同変調方式状態及び共通力行状態において、キャリア波の位相差が４分の１周期に設定されている場合の例を示す図である。
【図１４】三相変調方式の同変調方式状態及び力行・回生状態において、キャリア波の位相差がゼロに設定されている場合の例を示す図である。
【図１５】二相変調方式の同変調方式状態及び力行・回生状態において、キャリア波の位相差がゼロに設定されている場合の例を示す図である。
【図１６】異変調方式状態及び共通力行状態において、キャリア波の位相差がゼロに設定されている場合の例を示す図である。
【図１７】異変調方式状態及び力行・回生状態において、キャリア波の位相差が４分の１周期に設定されている場合の例を示す図である。
【図１８】異変調方式状態及び共通力行状態において、キャリア波の位相差が半周期に設定されている場合の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
〔第一の実施形態〕
本発明に係る制御装置３の実施形態について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る駆動装置２及び駆動制御装置３０の概略構成を示す模式図である。この図に示すように、駆動装置２は、共に交流電動機である第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２と、第一電動機ＭＧ１に接続された第一インバータＩＮ１と、第二電動機ＭＧ２に接続された第二インバータＩＮ２と、第一インバータＩＮ１と第二インバータＩＮ２とに共通の直流電源ＤＣと、直流電源ＤＣに並列接続されたコンデンサＣ１と、を備えている。そして、駆動制御装置３０は、駆動装置２を制御する装置とされている。本実施形態では、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２は、共に三相交流電動機である。
【００１８】
このような構成において、本実施形態に係る駆動制御装置３０は、図１に示すように、第一交流電圧指令と第一キャリア波ＣＡ１との比較に基づくパルス幅変調により、第一インバータＩＮ１が備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御信号を生成する第一制御信号生成部３１と、第一キャリア波ＣＡ１と同じ周波数の第二キャリア波ＣＡ２を用い、第二交流電圧指令と第二キャリア波ＣＡ２との比較に基づくパルス幅変調により、第二インバータＩＮ２が備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御信号を生成する第二制御信号生成部３２と、キャリア位相制御部３３と、を備えている。
キャリア位相制御部３３は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方が、共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態、又は共に回転方向とは反対方向のトルクを出力して回生する状態となる共通回生状態である場合に、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを互いに４分の１周期ずらす位相シフト制御を含むキャリア位相制御を実行する。以下、本実施形態に係わる駆動装置２及び駆動制御装置３０について詳細に説明する。
【００１９】
１．駆動装置の構成
まず、本実施形態に係る駆動装置２の構成について図１に基づいて説明する。本実施形態においては、駆動装置２は、２つの交流電動機ＭＧ１、ＭＧ２を駆動する装置として構成されている。そのため、駆動装置２は、第一電動機ＭＧ１に対応する第一インバータＩＮ１と、第二電動機ＭＧ２に対応する第二インバータＩＮ２との２つのインバータを備えている。また、駆動装置２は、２つのインバータＩＮ１、ＩＮ２に共通の１つの直流電源ＤＣを備えている。そして、直流電源ＤＣが、２つのインバータＩＮ１、ＩＮ２に共通のシステム電圧Ｖｄｃを供給するように構成されている。システム電圧Ｖｄｃは、システム電圧センサ６２により検出されて駆動制御装置３０へ出力される。
また、駆動装置２は、直流電源ＤＣに並列接続され、システム電圧Ｖｄｃを平滑化するコンデンサＣ１を備えている。コンデンサＣ１には、アルミ電解コンデンサなどが用いられる。なお、コンデンサＣ１は、直流電源ＤＣに並列接続された複数のコンデンサから構成されるようにしてもよい。
【００２０】
直流電源ＤＣは、２つのインバータＩＮ１、ＩＮ２を介して交流電動機ＭＧ１、ＭＧ２に電力を供給可能であると共に、交流電動機ＭＧ１、ＭＧ２が発電して得られた電力を蓄電可能に構成されている。このような直流電源ＤＣとしては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。
なお、直流電源ＤＣは、二次電池などの電源電圧を昇圧して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する、又はシステム電圧Ｖｄｃを降圧して所望の電圧を二次電池などに供給するＤＣ−ＤＣコンバータなどの電圧変換回路を備えるようにしてもよい。電圧変換回路は、リアクトル、及びスイッチング素子などを備える。
【００２１】
第一インバータＩＮ１は、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を交流電力に変換して第一電動機ＭＧ１に供給するための装置である。第一インバータＩＮ１は、ブリッジ回路により構成され、複数組のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８を備えている。ここでは、第一インバータＩＮ１は、第一電動機ＭＧ１の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相）のそれぞれについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ３及びＵ相用下アーム素子Ｅ４、Ｖ相用上アーム素子Ｅ５及びＶ相用下アーム素子Ｅ６、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ７及びＷ相用下アーム素子Ｅ８を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いる。各相用の上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７のエミッタと下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８のコレクタとが、第一電動機ＭＧ１の各相のコイルにそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７のコレクタはシステム電圧線６７に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８のエミッタは負極線６８に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８には、それぞれフリーホイールダイオードＤ３〜Ｄ８が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。
【００２２】
スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のそれぞれは、駆動制御装置３０から出力される第一インバータＩＮ１用のオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１に従って動作する。本実施形態では、第一インバータＩＮ１用のオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１は、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチングを制御するスイッチング制御信号、より詳しくは、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、第一インバータＩＮ１は、システム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して第一電動機ＭＧ１に供給し、所望のトルクを第一電動機ＭＧ１に出力させる。この際、駆動制御装置３０は、パルス幅変調制御などにより、オンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１を生成して出力する。各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８は、オンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１により、スイッチング動作を行う。また、第一インバータＩＮ１は、第一電動機ＭＧ１が発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換してシステム電圧線６７を介して直流電源ＤＣに供給する。
【００２３】
第二インバータＩＮ２は、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を交流電力に変換して第二電動機ＭＧ２に供給するための装置である。この第二インバータＩＮ２は、上述した第一インバータＩＮ１とほぼ同じ構成を有している。すなわち、第二インバータＩＮ２は、ブリッジ回路により構成され、複数組のスイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４を備えている。各相用の上アーム素子Ｅ９、Ｅ１１、Ｅ１３のエミッタと下アーム素子Ｅ１０、Ｅ１２、Ｅ１４のコレクタとが、第二電動機ＭＧ２の各相のコイルにそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ９、Ｅ１１、Ｅ１３のコレクタはシステム電圧線６７に接続され、各相用の下アーム素子１０、Ｅ１２、Ｅ１４のエミッタは負極線６８に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４には、それぞれフリーホイールダイオードＤ９〜Ｄ１４が並列接続されている。そして、スイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４のそれぞれは、駆動制御装置３０から出力される第二インバータＩＮ２用のオンオフ信号Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２に従って動作する。これにより、第二インバータＩＮ２は、システム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して第二電動機ＭＧ２に供給し、所望のトルクを第二電動機ＭＧ２に出力させる。
【００２４】
第一インバータＩＮ１と第一電動機ＭＧ１の各相のコイルとの間を流れる実電流Ｉｒ１は第一電流センサ６３により検出され、第二インバータＩＮ２と第二電動機ＭＧ２の各相のコイルとの間を流れる実電流Ｉｒ２は第二電流センサ６４により検出され、それぞれ駆動制御装置３０へ出力される。ここで、実電流Ｉｒ１、Ｉｒ２には、三相に対応する実Ｕ相電流、実Ｖ相電流、及び実Ｗ相電流が含まれる。なお、本例では、三相全ての電流を検出する構成を示しているが、三相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので二相のみの電流をセンサで検出し、駆動制御装置３０において残りの一相の電流を演算により求めてもよい。また、第一電動機ＭＧ１のロータの各時点での磁極位置θ１は、第一回転センサ６５により検出され、第二電動機ＭＧ２のロータの各時点での磁極位置θ２は、第二回転センサ６６により検出され、それぞれ駆動制御装置３０へ出力される。回転センサ６５、６６は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置θ１、θ２は、電気角上でのロータの回転角度を表している。
【００２５】
２．駆動制御装置の構成
次に、駆動装置２の制御を行う駆動制御装置３０の構成について、詳細に説明する。
駆動制御装置３０は、ＣＰＵ等の演算処理装置を中核部材として備えるとともに、当該演算処理装置からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（ランダム・アクセス・メモリ）や、演算処理装置からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）等の記憶装置等を有して構成されている。そして、駆動制御装置３０のＲＯＭ等に記憶されたソフトウェア（プログラム）又は別途設けられた演算回路等のハードウェア、或いはそれらの両方により、駆動制御装置３０の各機能部３１〜３３などが構成されている。
【００２６】
駆動制御装置３０は、上記したように、第一制御信号生成部３１、第二制御信号生成部３２、及びキャリア位相制御部３３を備えている。そして、第一制御信号生成部３１は、第一交流電圧指令と第一キャリア波ＣＡ１との比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により、第一インバータＩＮ１が備える複数のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８をオンオフ制御する制御信号を生成する。また、第二制御信号生成部３２は、第一キャリア波ＣＡ１と同じ周波数の第二キャリア波ＣＡ２を用い、第二交流電圧指令と第二キャリア波ＣＡ２との比較に基づくパルス幅変調により、第二インバータＩＮ２が備える複数のスイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４をオンオフ制御する制御信号（オンオフ信号）を生成する。
キャリア位相制御部３３は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方が、共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態、又は共に回転方向とは反対方向のトルクを出力して回生する状態となる共通回生状態である場合に、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを互いに４分の１周期ずらす位相シフト制御を含む、キャリア位相制御を実行する。以下、各機能部３１〜３３について詳細に説明する。
【００２７】
２−１．第一及び第二制御信号生成部
２−１−１．パルス幅変調方式に応じた各相の電圧指令の算出
第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２のそれぞれは、各制御信号生成部に設定されているパルス幅変調方式に応じて、各制御信号生成部に入力された各相の基準電圧指令に基づき、交流電圧指令としての各相の電圧指令を算出する。
第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２は、パルス幅変調の方式を、三相の全てについて変調を行う三相変調方式と、三相の内の少なくとも一相を所定の固定期間オン状態又はオフ状態に固定して他の相について変調を行う二相変調方式と、で切り替え可能に構成されている。
本実施形態では、三相変調方式として、正弦波ＰＷＭ（ＳＰＷＭ：ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ＰＷＭ）、空間ベクトルＰＷＭ（ＳＶＰＷＭ：ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ）、３次高調波注入ＰＷＭ（ＴＨＩＰＷＭ：ｔｈｉｒｄ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ＰＷＭ）などが設定可能である。また、二相変調方式として、不連続ＰＷＭ（ＤＰＷＭ：ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ＰＷＭ）などが設定可能である。
【００２８】
２−１−１−１．第一制御信号生成部
＜基準電圧指令＞
第一制御信号生成部３１には、図１に示すように、第一電動機ＭＧ１の各相のコイルに供給する基準の電圧指令である第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１が入力される。本実施形態では、各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１は、次式に示すように、電圧振幅Ｖａ１と、磁極位置θ１及び電圧位相δａ１と、により表せる正弦波とされている。また、Ｖ相、Ｗ相の第一基準電圧指令Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１は、Ｕ相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１に対してそれぞれ２／３π（１２０deg）、４／３π（２４０deg）位相が遅れている。図２に、Ｕ相の位相（θ１＋δａ１）を横軸にした場合の各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１の波形を示す。
Ｖｕｂ１＝Ｖａ１×ｓｉｎ（θ１＋δａ１）＋Ｖｃ
Ｖｖｂ１＝Ｖａ１×ｓｉｎ（θ１＋δａ１−２／３π）＋Ｖｃ
Ｖｗｂ１＝Ｖａ１×ｓｉｎ（θ１＋δａ１−４／３π）＋Ｖｃ    ・・・（１）
ここで、Ｖｃは、システム電圧線６７の電圧と負極線６８の電圧との中間値である。本実施形態では、システム電圧線６７の電圧はシステム電圧Ｖｄｃ[v]であり、負極線６８の電圧は０[v]である。よって、本実施形態では、中間値Ｖｃは、Ｖｄｃ／２[v]となる。なお、第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御などの制御により算出される。
【００２９】
第一制御信号生成部３１は、第一制御信号生成部３１に設定されているパルス幅変調方式に応じて、各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１に基づき、第一キャリア波ＣＡ１と比較される第一交流電圧指令としての各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を算出する。
【００３０】
＜正弦波ＰＷＭ＞
パルス幅変調方式が、三相変調方式としての正弦波ＰＷＭに設定されている場合は、第一制御信号生成部３１は、次式に示すように、正弦波である各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１を、そのまま各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に設定する。
Ｖｕ１＝Ｖｕｂ１
Ｖｖ１＝Ｖｖｂ１
Ｖｗ１＝Ｖｗｂ１    ・・・（２）
【００３１】
＜空間ベクトルＰＷＭ＞
パルス幅変調方式が、三相変調方式としての空間ベクトルＰＷＭに設定されている場合は、次式に示すように、正弦波である各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１に対して、ゼロ相補正信号ΔＶ０を足し合せて、各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を算出する。
Ｖｕ１＝Ｖｕｂ１＋ΔＶ０
Ｖｖ１＝Ｖｖｂ１＋ΔＶ０
Ｖｗ１＝Ｖｗｂ１＋ΔＶ０    ・・・（３）
本実施形態では、ゼロ相補正信号ΔＶ０は、次式に従い設定され、第一基準電圧指令が正弦波である場合は、図３に示すように、第一基準電圧指令の３倍の周波数となる３次高調波の三角波となる。この場合の、各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１は、図３に示すような波形となる。
ΔＶ０＝−０．５×（ｖｍａｘ＋ｖｍｉｎ）−Ｖｃ
ｖｍａｘ＝ｍａｘ（Ｖｕｂ１，Ｖｖｂ１，Ｖｗｂ１）
ｖｍｉｎ＝ｍｉｎ（Ｖｕｂ１，Ｖｖｂ１，Ｖｗｂ１）    ・・・（４）
ここで、ｖｍａｘは、各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１の最大値であり、ｖｍｉｎは、各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１の最小値である。なお、図３に示しているゼロ相補正信号ΔＶ０は、式（４）に従い算出したゼロ相補正信号ΔＶ０を中間値Ｖｃ（Ｖｄｃ／２）分だけ正方向にオフセットさせた値となっている。
＜３次高調波注入ＰＷＭ＞
パルス幅変調方式が、三相変調方式としての３次高調波注入ＰＷＭに設定されている場合は、式（３）のゼロ相補正信号ΔＶ０に、次式に示すような、第一基準電圧指令の３次高調波の正弦波を用いる。
ΔＶ０＝１／６×Ｖａ×ｓｉｎ（３×θ１＋３×δａ1）    ・・・（５）
【００３２】
＜不連続ＰＷＭ＞
パルス幅変調方式が、二相変調方式としての不連続ＰＷＭに設定されている場合は、本実施形態では、図４に示すように、第一制御信号生成部３１は、各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１のいずれか一相が、システム電圧線６７の電圧（本例では、Ｖｄｃ）又は負極線６８の電圧（本例では、０）に固定されるように、式（３）におけるゼロ相補正信号ΔＶ０を設定する。
より具体的には、各相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１の内、中間値Ｖｃ（Ｖｄｃ／２）からの偏差（絶対値）が最大になる何れか一相の第一基準電圧指令と、その相の第一基準電圧指令との偏差（絶対値）が小さくなる方のシステム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）又は負極線６８の電圧（０）と、の偏差を、ゼロ相補正信号ΔＶ０に設定する。
これにより、第一基準電圧指令の絶対値が最大になる何れか一相の第一電圧指令は、システム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）又は負極線６８の電圧（０）に固定される。そして、固定されていない他の二相の第一電圧指令は、第一電圧指令の線間電圧が変化しないように、第一基準電圧指令に対してゼロ相補正信号ΔＶ０分だけオフセットされる。
例えば、Ｕ相の第一基準電圧指令Ｖｕｂ１の絶対値が最大であり、第一基準電圧指令Ｖｕｂ１が、中間値Ｖｃ（Ｖｄｃ／２）に対してシステム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）側にある場合は、次式に従い、ゼロ相補正信号ΔＶ０を算出する。
ΔＶ０＝（Ｖｄｃ−Ｖｕｂ１）      ・・・（６）
この場合、式（６）及び式（３）から、各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１は、次式のように算出される。
Ｖｕ１＝Ｖｄｃ
Ｖｖ１＝Ｖｖｂ１＋（Ｖｄｃ−Ｖｕｂ１）
Ｖｗ１＝Ｖｗｂ１＋（Ｖｄｃ−Ｖｕｂ１）      ・・・（７）
【００３３】
本実施形態の不連続ＰＷＭによれば、図４に示すように、各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１は、各相の位相が１／３πから２／３πに変化するまでの１／３π（６０deg）の位相変化期間は、システム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）に固定され、各相の位相が４／３πから５／３πに変化するまでの１／３π（６０deg）の位相変化期間は、負極線６８の電圧（０）に固定される。よって、図４に示すように、１／３π（６０deg）の位相変化期間は、いずれか一相の第一電圧指令が、システム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）又負極線６８の電圧（０）に固定され、固定されていない他の二相の第一電圧指令が変化することとなる。なお、図４に示すゼロ相補正信号ΔＶ０は、上記のように算出したゼロ相補正信号ΔＶ０を中間値Ｖｃ（Ｖｄｃ／２）分だけ正方向にオフセットさせた値となっている。
【００３４】
２−１−１−２．第二制御信号生成部
第二制御信号生成部３２にも、第二電動機ＭＧ２の各相のコイルに供給する基準の電圧指令である第二基準電圧指令Ｖｕｂ２、Ｖｖｂ２、Ｖｗｂ２が入力される。本実施形態では、各相の第二基準電圧指令Ｖｕｂ２、Ｖｖｂ２、Ｖｗｂ２も、次式に示すように、電圧振幅Ｖａ２と、磁極位置θ２及び電圧位相δａ２と、により表せる正弦波とされている。
Ｖｕｂ２＝Ｖａ２×ｓｉｎ（θ２＋δａ２）＋Ｖｃ
Ｖｖｂ２＝Ｖａ２×ｓｉｎ（θ２＋δａ２−２／３π）＋Ｖｃ
Ｖｗｂ２＝Ｖａ２×ｓｉｎ（θ２＋δａ２−４／３π）＋Ｖｃ    ・・・（８）
【００３５】
そして、第二制御信号生成部３２は、上記した第一制御信号生成部３１と同様の方法で、第二制御信号生成部３２に設定されているパルス幅変調方式に応じて、各相の第二基準電圧指令Ｖｕｂ２、Ｖｖｂ２、Ｖｗｂ２に基づき、第二キャリア波ＣＡ２と比較される第二交流電圧指令としての各相の第二電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を算出する。
【００３６】
２−１−２．オンオフ信号の生成
第一制御信号生成部３１は、各相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１と第一キャリア波ＣＡ１との比較に基づくパルス幅変調により、第一インバータＩＮ１が備える複数のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８をオンオフ制御する制御信号であるオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１を生成する。
第二制御信号生成部３２は、各相の第二電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２と第二キャリア波ＣＡ２との比較に基づくパルス幅変調により、第二インバータＩＮ２が備える複数のスイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４をオンオフ制御する制御信号であるオンオフ信号Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２を生成する。
【００３７】
本実施形態では、第一キャリア波ＣＡ１の周波数と、第二キャリア波ＣＡ２の周波数とは、同じ周波数に設定されている。そして、後述するように、キャリア位相制御部３３が、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相との位相差（キャリア位相差）を制御するように構成されている。
【００３８】
なお、本実施形態では、第一キャリア波ＣＡ１及び第二キャリア波ＣＡ２は、図５に示すように、三角波であり、Ｖｄｃ／２の振幅でシステム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）と負極線６８の電圧（０）との間を振動する。また、以下の実施形態では、三相変調方式として、空間ベクトルＰＷＭを用いる場合を例として説明する。
【００３９】
まず、図５を参照して、パルス幅変調方式が三相変調方式（空間ベクトルＰＷＭ）に設定されている場合のオンオフ信号の生成について説明する。
第一制御信号生成部３１は、Ｕ相の第一電圧指令Ｖｕ１が、第一キャリア波ＣＡ１より大きくなった場合に、第一インバータＩＮ１のＵ相用上アーム素子Ｅ３をオンすると共にＵ相用下アーム素子Ｅ４をオフするＵ相のオンオフ信号Ｓｕ１を生成する。一方、第一制御信号生成部３１は、Ｕ相の第一電圧指令Ｖｕ１が、第一キャリア波ＣＡ１より小さくなった場合に、第一インバータＩＮ１のＵ相用上アーム素子Ｅ３をオフする共にＵ相用下アーム素子Ｅ４をオンするＵ相のオンオフ信号Ｓｕ１を生成する。
なお、本実施形態では、各相のスイッチング素子において、上アーム素子がオンされ、下アーム素子がオフされている状態を、オン状態と定義し、上アーム素子がオフされ、下アーム素子がオンされている状態を、オフ状態と定義する。また、図５などに示しているオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１は、対応する相のスイッチング素子を、オン状態にする信号をオンとして示し、オフ状態にする信号をオフとして示している。
【００４０】
Ｖ相及びＷ相の第一電圧指令Ｖｖ１、Ｖｗ１に対しても同様の処理を行い、Ｖ相のオンオフ信号Ｓｖ１、Ｗ相のオンオフ信号Ｓｗ１を生成する。また、第二制御信号生成部３２も、第一制御信号生成部３１と同様の方法により、各相のオンオフ信号Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２を生成する。
【００４１】
次に、図６を参照して、パルス幅変調方式が二相変調方式（不連続ＰＷＭ）に設定されている場合のオンオフ信号の生成を説明する。
上記したように、二相変調方式では、何れか一相の第一電圧指令が、システム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）又は負極線６８の電圧（０）に固定される。このため、例えば、Ｕ相の第一電圧指令Ｖｕ１がシステム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）に固定されている場合（１／３πから２／３πまでの位相変化期間）は、Ｕ相の第一電圧指令Ｖｕ１は、第一キャリア波ＣＡ１より大きくなることはあるが、小さくなることはないため、固定期間の間（１／３πから２／３πまで）、Ｕ相のオンオフ信号Ｓｕ１はオン状態に固定される。一方、固定されていないＶ相、Ｗ相のオンオフ信号Ｓｖ１、Ｓｗ１は、オン状態とオフ状態との変調が行われる。
また、Ｕ相の第一電圧指令Ｖｕ１が負極線６８の電圧（０）に固定されている場合（４／３πから５／３πまでの位相変化期間）は、Ｕ相の第一電圧指令Ｖｕ１は、第一キャリア波ＣＡ１より小さくなることはあるが、大きくなることはないため、固定期間の間（４／３πから５／３πまで）、Ｕ相のオンオフ信号Ｓｕ１はオフ状態に固定される。一方、固定されていないＶ相、Ｗ相のオンオフ信号Ｓｖ１、Ｓｗ１は、オン状態とオフ状態とが切り替えられて変調が行われる。
【００４２】
２−２．ＤＣ電流
次に、各相のスイッチング素子をオン状態又はオフ状態にした場合に、インバータＩＮ１、ＩＮ２から直流電源ＤＣに流れる電流（ＤＣ電流）について説明する。
まず、ＤＣ電流の基本的な挙動について説明する。図１の回路図に示すように、例えば、第一インバータＩＮ１のＵ相のスイッチング素子がオン状態（上アーム素子Ｅ３をオン、下アーム素子Ｅ４をオフ）になると、第一電動機ＭＧ１のＵ相のコイル端にシステム電圧線６７の電圧（例えば、システム電圧Ｖｄｃ）が印加される。一方、第一インバータＩＮ１のＵ相のスイッチング素子をオフ状態（上アーム素子Ｅ３をオフ、下アーム素子Ｅ４をオン）になると、第一電動機ＭＧ１のＵ相のコイル端に負極線６８の電圧（例えば、０ｖ）が印加される。
【００４３】
また、図１に示すように、交流電動機ＭＧ１、ＭＧ２の三相コイルは、Ｙ字結線されている。各相のスイッチング素子がオン状態又はオフ状態にされることにより、一相又は二相分のコイル端にシステム電圧線６７の電圧が印加され、且つ一相または二相分のコイル端に負極線６８の電圧が印加される場合に、Ｙ字結線された三相コイルを介して、システム電圧線６７と負極線６８との間を電流が流れる。ここで、二相分のコイル端にシステム電圧線６７の電圧が印加される場合の方が、一相分のコイル端にシステム電圧線６７の電圧が印加される場合よりも、ＤＣ電流の大きさが大きくなる。
【００４４】
一方、三相全てのスイッチング素子がオフ状態にされることにより、三相全てのコイル端に負極線６８の電圧が印加される場合は、三相コイルを介してシステム電圧線６７と負極線６８との間を電流が流れない。また、三相全てのスイッチング素子がオン状態にされることにより、三相全てのコイル端にシステム電圧線６７の電圧が印加される場合も、三相コイルを介してシステム電圧線６７と負極線６８との間を電流が流れない。
そして、交流電動機ＭＧ１、ＭＧ２が、正トルクを出力して力行している場合は、ＤＣ電流は、直流電源ＤＣの正極からインバータＩＮ１、ＩＮ２へ流れる電流、すなわち正の電流となり、交流電動機ＭＧ１、ＭＧ２が、負トルクを出力して回生している場合は、ＤＣ電流は、インバータＩＮ１、ＩＮ２から直流電源ＤＣの正極へ流れる電流、すなわち負の電流となる。
【００４５】
２−２−１．三相変調方式におけるＤＣ電流
次に、図７を参照して、パルス幅変調方式が三相変調方式（空間ベクトルＰＷＭ）に設定されている場合のＤＣ電流について説明する。なお、図７は、横軸（位相）を拡大して、１キャリア波周期におけるＤＣ電流の変化を示している。本実施形態では、１キャリア波周期は、図７に示すように、キャリア波が、最大値（システム電圧線６７の電圧）から次の最大値になるまでの期間、すなわち、キャリア波が山から山まで変化する期間としている。
【００４６】
三相変調方式では、第一キャリア波ＣＡ１が、最小値（負極線６８の電圧）、すなわち、谷である場合に、三相全ての第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１が、第一キャリア波ＣＡ１より大きくなり、三相全てのオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１がオン状態とされ、三相全てのスイッチング素子がオン状態になる。この状態では、上記したように、ＤＣ電流が流れない。よって、三相変調方式では、図７に示すように、第一キャリア波ＣＡ１の谷を中心として、所定期間、三相全てのスイッチング素子がオン状態になり、ＤＣ電流が流れない。
また、第一キャリア波ＣＡ１が、最大値（システム電圧線６７の電圧）、すなわち、山である場合に、三相全ての第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１が、第一キャリア波ＣＡ１より小さくなり、三相全てのオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１がオフ状態とされ、三相全てのスイッチング素子がオフ状態になる。この状態では、上記したように、ＤＣ電流が流れない。よって、三相変調方式では、図７に示すように、第一キャリア波ＣＡ１の山を中心として、所定期間、三相全てのスイッチング素子がオフ状態になり、ＤＣ電流が流れない。
【００４７】
一方、第一キャリア波ＣＡ１が、最大値と最小値との中間値付近、すなわち、山と谷の中間付近である場合には、一相又は二相分の第一電圧指令が、第一キャリア波ＣＡ１より小さくなり、残りの一相又は二相分の第一電圧指令が、第一キャリア波ＣＡ１より大きくなる。よって、一相又は二相分のオンオフ信号がオン状態とされ、残りの一相又は二相分のオンオフ信号がオフ状態とされる。そして、一相又は二相分のスイッチング素子がオン状態になり、残りの一相又は二相分のスイッチング素子がオフ状態になる。この状態では、上記したように、オン状態にされているスイッチング素子の数に応じたＤＣ電流が流れる。よって、三相変調方式では、図７に示すように、第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近では、ＤＣ電流が流れる。
【００４８】
従って、三相変調方式では、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷とを避けた、山と谷との中間付近、すなわち、山又は谷から４分の１周期（９０deg）ずれた位相を中心にＤＣ電流が流れる。言い換えると、三相変調方式では、１キャリア波周期において、山から谷の中間付近と、谷から山の中間付近との２箇所において、ＤＣ電流が流れる。
【００４９】
２−２−２．二相変調方式におけるＤＣ電流
次に、図８を参照して、パルス幅変調方式が二相変調方式（不連続ＰＷＭ）に設定されている場合のＤＣ電流について説明する。図８の（ａ）は、いずれか一相の第一電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合の例を示し、図８の（ｂ）は、いずれか一相の第一電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合の例を示している。
【００５０】
図８の（ａ）の例に示すように、Ｖ相の第一電圧指令Ｖｖ１が負極線６８の電圧（０）に固定されている場合では、固定されているＶ相の第一電圧指令Ｖｖ１が、第一キャリア波ＣＡ１より大きくなることはなく、固定されているＶ相のオンオフ信号Ｓｖ１がオフ状態に固定される。このため、二相変調方式では、三相変調方式とは異なり、第一キャリア波ＣＡ１が谷である場合にも、固定されているＶ相のオンオフ信号Ｓｖ１がオフ状態に維持され、三相全てのオンオフ信号がオフ状態になることはなく、二相分のオンオフ信号がオン状態になる。よって、第一キャリア波ＣＡ１の谷では、二相分のスイッチング素子がオン状態になり、この状態では、ＤＣ電流が流れる。
【００５１】
また、固定されていないＵ相、Ｗ相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｗ１も、ゼロ相補正信号ΔＶ０により、負極線６８の電圧（０）側にオフセットされており、固定されていないＵ相、Ｗ相のオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｗ１がオン状態になる期間は、二相変調方式とは異なり、山と谷との中間付近から谷の方向にシフトしている。
【００５２】
よって、図８の（ａ）に示すように、いずれか一相の第一電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合は、第一キャリア波ＣＡ１の谷を中心として、所定期間、二相又は一相分のスイッチング素子がオン状態になり、ＤＣ電流が流れる。
【００５３】
一方、図８の（ｂ）の例に示すように、Ｖ相の第一電圧指令Ｖｖ１がシステム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）に固定されている場合では、固定されているＶ相の第一電圧指令Ｖｖ１が、第一キャリア波ＣＡ１より小さくなることはなく、固定されているＶ相のオンオフ信号Ｓｖ１がオン状態に固定される。このため、二相変調方式では、三相変調方式とは異なり、第一キャリア波ＣＡ１が山である場合にも、固定されているＶ相のオンオフ信号Ｓｖ１がオン状態に維持され、三相全てのオンオフ信号がオフ状態になることはなく、一相分のオンオフ信号がオン状態になる。よって、第一キャリア波ＣＡ１の山では、一相分のスイッチング素子がオン状態になり、この状態では、ＤＣ電流が流れる。
【００５４】
また、固定されていないＵ相、Ｗ相の第一電圧指令Ｖｕ１、Ｖｗ１も、ゼロ相補正信号ΔＶ０により、システム電圧線６７の電圧（Ｖｄｃ）側にオフセットされており、固定されていないＵ相、Ｗ相のオンオフ信号Ｓｕ１、Ｓｗ１がオフ状態になる期間は、二相変調方式とは異なり、山と谷との中間付近から山の方向にシフトしている。
【００５５】
よって、図８の（ｂ）に示すように、いずれか一相の第一電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合は、第一キャリア波ＣＡ１の山を中心として、所定期間、一相又は二相分のスイッチング素子がオン状態になり、ＤＣ電流が流れる。
【００５６】
従って、二相変調方式において、いずれか一相の電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合は、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の谷付近でＤＣ電流が流れ、いずれか一相の電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合は、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山付近でＤＣ電流が流れる。また、いずれの場合も、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷との中間付近で、ＤＣ電流が流れることが抑制される。
【００５７】
２−２−３．ＤＣ電流におけるリップル電流
パルス幅変調方式では、上記のように、１キャリア波周期の間に、ＤＣ電流が流れる期間と流れない期間とが生じて、ＤＣ電流にリップル電流が生じる。本実施形態では、駆動装置２は、図１に示すように、このリップル電流を平滑化するために、直流電源ＤＣと並列接続されたコンデンサＣ１が備えられている。コンデンサＣ１は、リップル電流を平滑化する際に発熱する。このコンデンサＣ１の発熱量は、概ね、リップル電流の大きさ（振幅）の２乗に比例する。よって、リップル電流の振幅が大きくなるシステムでは、コンデンサＣ１の発熱量が大きくなり、大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要や、コンデンサの放熱性能を高める必要がある。
【００５８】
本実施形態のように、第一電動機ＭＧ１用の第一インバータＩＮ１と、第二電動機ＭＧ２用の第二インバータＩＮ２とが、共通の直流電源ＤＣに接続される場合には、第一インバータＩＮ１から生じる第一リップル電流と、第二インバータＩＮ２から生じる第二リップル電流との、合計でのリップル電流を考慮する必要がある。
【００５９】
例えば、第一リップル電流の発生時期と、第二リップル電流の発生時期とが一致した場合には、第一リップル電流の振幅と第二リップル電流の振幅とが足し合わされて、合計リップル電流の振幅が増加し、増加した合計リップル電流の振幅の２乗に応じて、コンデンサＣ１の発熱量が増加する。
一方、後述する本実施形態のように、第一リップル電流の発生時期と、第二リップル電流の発生時期とがずらされた場合には、合計リップル電流の振幅は、第一リップル電流の振幅及び第一リップル電流の振幅のいずれか一方になり、合計リップル電流の振幅の増加が抑制され、コンデンサＣ１の発熱量の増加が抑制される。
【００６０】
２−２−３−１．三相三相同変調／共通力行／０deg
図９に、本実施形態とは異なり、第一リップル電流の発生時期と、第二リップル電流の発生時期とが一致する場合の比較例を示す。図９に示す例は、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２のそれぞれが、共に三相変調方式によりオンオフ信号を生成しており、第一キャリア波ＣＡ１と第二キャリア波ＣＡ２との周波数及び位相が一致している場合を示している。また、図９に示す例は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方が、共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態とされている。
【００６１】
三相変調方式のパルス幅変調方式が設定されている場合は、上記したように、各インバータＩＮ１、ＩＮ２において、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷とを避けた、山と谷との中間付近で正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じる。このため、第一キャリア波ＣＡ１と第二キャリア波ＣＡ２とのキャリア位相差がない（0deg）場合は、図９に示すように、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と山、及び谷と谷が互いに一致し、リップル電流が生じる山と谷との中間付近も一致する。なお、第一キャリア波ＣＡ１と第二キャリア波ＣＡ２とのキャリア位相差が半周期（１８０deg）である場合も、第一キャリア波ＣＡ１と第二キャリア波ＣＡ２との間において、山と谷、谷と山が互いに一致し、リップル電流が生じる山と谷との中間付近も一致する。この場合も、キャリア位相差がない場合と同様のリップル電流の挙動となる。
【００６２】
このように、図９に示す例では、第一リップル電流の発生時期と、第二リップル電流の発生時期とが一致している。このため、合計リップル電流の振幅は、第一リップル電流の振幅と第二リップル電流の振幅とが足し合わされ、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅の約２倍になっている。よって、約２倍に増加した合計リップル電流の振幅の２乗に応じて、コンデンサＣ１の発熱量が増加する。
【００６３】
ここで、後述する本実施形態に係わる場合と比較する。本実施形態のように、第一リップル電流の発生時期と、第二リップル電流の発生時期とがずらされる場合は、図１３に示すように、第一リップル電流又は第二リップル電流と比較して、合計リップル電流の発生期間は約２倍に増加するが、合計リップル電流の振幅の増加は抑制される。このため、本実施形態では、合計リップル電流により発生するコンデンサＣ１の発熱量は、第一リップル電流のみにより発生したコンデンサＣ１の発熱量と、第二リップル電流のみにより発生したコンデンサＣ１の発熱量と、を合計した発熱量にほぼ等しくなる。
一方、本実施形態とは異なり、第一リップル電流の発生時期と第二リップル電流の発生時期とが一致した場合は、合計リップル電流の振幅が第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅の約２倍になり、合計リップル電流により発生するコンデンサＣ１の発熱量は、上記した第一リップル電流又は第二リップル電流のみにより発生したコンデンサＣ１の発熱量の４倍に近くなる。
よって、第一リップル電流の発生時期と第二リップル電流の発生時期とが一致した場合は、本実施形態と比べると、合計リップル電流によりコンデンサＣ１に発生する発熱量は、約２倍増加することとなる。このため、大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要性が高くなる。
【００６４】
２−２−３−２．二相二相同変調／共通力行／０deg
また、図１０に、本実施形態とは異なり、第一リップル電流の発生時期と、第二リップル電流の発生時期とが一致する場合の別の比較例を示す。図１０に示す例は、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２のそれぞれが、共に二相変調方式によりオンオフ信号を生成しており、第一キャリア波ＣＡ１と第二キャリア波ＣＡ２との周波数及び位相が一致している場合を示している。また、図１０に示す例は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方が、共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態とされている。
【００６５】
二相変調方式のパルス幅変調方式が設定されている場合は、上記したように、各インバータＩＮ１、ＩＮ２において、いずれか一相の電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合は、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の谷付近で正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じる。一方、いずれか一相の電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合は、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山付近で正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じる。
第一キャリア波ＣＡ１と第二キャリア波ＣＡ２とのキャリア位相差がない（０deg）場合は、図１０に示すように、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と山、及び谷と谷が互いに一致する。このため、図１０に示すように、いずれか一相の第一電圧指令、及びいずれか一相の第二電圧指令が共に負極線６８の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ１１以前）は、第一リップル電流が生じる谷と第二リップル電流が生じる谷が一致する。
また、いずれか一相の第一電圧指令、及びいずれか一相の第二電圧指令が共にシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ１２以降）は、第一リップル電流が生じる山と第二リップル電流が生じる山が一致する。
一方、いずれか一相の第一電圧指令が負極線６８の電圧に固定され、いずれか一相の第二電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ１１から位相ｔｈ１２の間）は、第一リップル電流が生じる谷と、第二リップル電流が生じる山とは、一致しない。
【００６６】
よって、いずれか一相の第一電圧指令、及びいずれか一相の第二電圧指令が、共に負極線６８の電圧又はシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合は、第一リップル電流の発生時期と、第二リップル電流の発生時期とが、一致する。この場合も、合計リップル電流の振幅は、第一リップル電流の振幅と第二リップル電流の振幅とが足し合わされ、コンデンサＣ１の発熱量が増加する。よって、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要性が高くなる。
【００６７】
なお、第一キャリア波ＣＡ１と第二キャリア波ＣＡ２とのキャリア位相差が半周期（１８０deg）である場合は、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷、谷と山が互いに一致する。このため、いずれか一相の第一電圧指令が負極線６８の電圧に固定されると共にいずれか一相の第二電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合、又は、いずれか一相の第一電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されると共にいずれか一相の第二電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合に、第一リップル電流の発生時期と第二リップル電流の発生時期とが一致する。この場合も、キャリア位相差がない場合と同様に、合計リップル電流の振幅が増加する。
【００６８】
２−３．キャリア位相制御部
本実施形態では、第一リップル電流と第二リップル電流との合計リップル電流によりコンデンサＣ１及び直流電源線に発生する発熱量の増加を抑制するため、キャリア位相制御部３３により、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相との位相制御を行うように構成されている。なお、直流電源線は、第一インバータＩＮ１及び第二インバータＩＮ２と直流電源ＤＣとを接続し、合計リップル電流が流れるバスバーなどの導体により構成され、本実施形態では、システム電圧線６７及び負極線６８の一部が該当する。
【００６９】
キャリア位相制御部３３は、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調方式が、共に三相変調方式となる又は共に二相変調方式となる同変調方式状態であって、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方が、共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態、又は共に回転方向とは反対方向のトルクを出力して回生する状態となる共通回生状態である場合に、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを互いに４分の１周期（９０deg）ずらす位相シフト制御を実行する。
【００７０】
一方、キャリア位相制御部３３は、上記同変調方式状態であって、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２のいずれか一方が力行して他方が回生する状態となる力行・回生状態である場合には、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを同じ位相とする同位相制御を実行する。
【００７１】
また、本実施形態では、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２は、パルス幅変調方式を、三相の全てについて変調を行う三相変調方式と、三相の内の少なくとも一相を所定の固定期間オン状態又はオフ状態に固定して他の相について変調を行う二相変調方式と、で切り替え可能に構成されている。
そして、キャリア位相制御部３３は、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調の方式が同じ状態となる同変調方式状態の場合とは異なり、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調の方式が互いに異なる状態となる異変調方式状態である場合には、共通力行状態又は共通回生状態であっても同位相制御を実行し、力行・回生状態であっても位相シフト制御を実行する。
【００７２】
また、本実施形態では、キャリア位相制御部３３は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２のいずれか一方の電動機の力行・回生状態が力行から回生又は回生から力行に変化した場合に、力行・回生状態が変化した一方の電動機に対応する第一キャリア波ＣＡ１及び第二キャリア波ＣＡ２のいずれか一方の位相を変更すると共に他方の位相を固定したままとすることで、位相シフト制御から同位相制御への移行又は同位相制御から位相シフト制御への移行を行う。
【００７３】
力行から回生又は回生から力行に変化する際に、電動機の出力トルクがゼロとなる状態を経る。そして、電動機の出力トルクがゼロ付近である場合は、キャリア波の位相変更により、電動機の出力トルクの変動が生じたとしても、当該出力トルクの変動量を小さく抑制できる。よって、キャリア位相制御部３３が、力行・回生状態が変化した一方の電動機に対応するキャリア波の位相を変更することで、キャリア波の位相変更に伴う、電動機の出力トルクの変動量を小さく抑制できる。
【００７４】
図１１に、以上で説明したキャリア位相制御部３３により実行される位相制御をまとめた表を示す。図１１の（ａ）に、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２の双方が、共に力行状態となる共通力行状態、又は共に回生状態となる共通回生状態である場合における位相制御を示している。図１１の（ｂ）に、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２のいずれか一方が力行して他方が回生する状態となる力行・回生状態である場合における位相制御を示している。
【００７５】
まず、図１１の（ａ）を参照して、共通力行状態、又は共通回生状態の場合について説明する。第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調方式が、共に三相変調方式となる又は共に二相変調方式となる場合、すなわち互いに同じ変調方式となる同変調方式状態である場合は、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相との位相差であるキャリア位相差が４分の１周期（９０deg）になる位相シフト制御が実行される。
一方、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調方式が、一方が三相変調方式となり他方が二相変調方式となる場合、すなわち、互いに異なる変調方式となる異変調方式状態である場合は、キャリア位相差が同じ位相（０deg）になる同位相制御が実行される。
【００７６】
次に、図１１の（ｂ）を参照して、力行・回生状態の場合について説明する。第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調方式が互いに同じ状態となる同変調方式状態である場合は、キャリア位相差が同じ位相（０deg）になる同位相制御が実行される。
一方、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調方式が、互いに異なる状態となる異変調方式状態である場合は、キャリア位相差が４分の１周期（９０deg）になる位相シフト制御が実行される。
以下で、各場合における位相制御について、より詳細に説明する。
【００７７】
２−３−１．三相三相同変調／共通力行／９０deg
まず、図１２に示す例を参照して、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とが、共に三相変調方式となる同変調方式状態であり、共に力行状態となる共通力行状態である場合において、キャリア位相制御部３３が、キャリア位相差を４分の１周期（９０deg）ずらす位相シフト制御を実行する場合を説明する。
【００７８】
図１２に示すように、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２に、共に三相変調方式のパルス幅変調方式が設定されている場合は、上記したように、各インバータＩＮ１、ＩＮ２において、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷とを避けた、山と谷との中間付近、すなわち、山又は谷から４分の１周期（９０deg）ずれた位相を中心に正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じている。
【００７９】
このため、図１２に示すように、キャリア位相差が４分の１周期（９０deg）に設定されることにより、第一インバータＩＮ１（第一電動機ＭＧ１）における第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近）を、第二インバータＩＮ２（第二電動機ＭＧ２）における第二リップル電流の非発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近）に一致させることができる。同様に、第二インバータＩＮ２における第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山と谷の中間付近）を、第一インバータＩＮ１における第１リップル電流の非発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山又は谷付近）に一致させることができる。
よって、第一リップル電流の発生時期と第二リップル電流の発生時期とを相互にずらすことができる。このため、第一リップル電流と第二リップル電流との合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加することを抑制できる。従って、合計リップル電流の振幅の２乗に比例して増加するコンデンサＣ１の発熱量の増加を抑制でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要性を低減することができる。
【００８０】
なお、図１２に示す例では、キャリア位相制御部３３は、第二キャリア波ＣＡ２の位相を、第一キャリア波ＣＡ１の位相に対して、相対的に４分の１周期（９０deg）遅れるように設定し、キャリア位相差を４分の１周期（９０deg）ずらしている。しかし、キャリア位相制御部３３は、第二キャリア波ＣＡ２の位相が、第一キャリア波ＣＡ１の位相に対して、相対的に４分の１周期（９０deg）進むように設定してもよい。
【００８１】
２−３−２．二相二相同変調／共通力行／９０deg
次に、図１３に示す例を参照して、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とが、共に二相変調方式となる同変調方式状態であり、共に力行状態となる共通力行状態である場合において、キャリア位相制御部３３が、キャリア位相差を４分の１周期（９０deg）ずらす位相シフト制御を実行する場合を説明する。
【００８２】
図１３に示すように、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２に、共に二相変調方式のパルス幅変調方式が設定されており、上記したように、いずれか一相の電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合は、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の谷付近で正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じており、いずれか一相の電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合は、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山付近で正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じている。
【００８３】
このため、図１３に示すように、キャリア位相差が４分の１周期（９０deg）に設定されることにより、第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山又は谷付近）を、第二リップル電流の非発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山と谷の中間付近）に一致させることができる。同様に、第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近）を、第一インバータＩＮ１における第１リップル電流の非発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近）に一致させることができる。よって、第一リップル電流の発生時期と第二リップル電流の発生時期とを相互にずらすことができる。
【００８４】
例えば、いずれか一相の第一電圧指令、及びいずれか一相の第二電圧指令が共に負極線６８の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ２１以前）は、第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の谷付近）と、第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の谷付近）とを、相互に４分の１周期（９０deg）ずらすことができている。
また、いずれか一相の第一電圧指令、及びいずれか一相の第二電圧指令が共にシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ２２以降）は、第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山付近）と、第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山付近）とを、相互に４分の１周期（９０deg）ずらすことができている。
更に、いずれか一相の第一電圧指令が負極線６８の電圧に固定され、いずれか一相の第二電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ２１から位相ｔｈ２２の間）は、第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の谷付近）と、第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山付近）とを、相互に４分の１周期（９０deg）ずらすことができている。
【００８５】
従って、第一リップル電流と第二リップル電流との合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加することを抑制できる。従って、合計リップル電流の振幅の２乗に比例して増加するコンデンサＣ１の発熱量の増加を抑制でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要性を低減することができる。
【００８６】
なお、図１３に示す例では、キャリア位相制御部３３は、第二キャリア波ＣＡ２の位相を、第一キャリア波ＣＡ１の位相に対して、相対的に４分の１周期（９０deg）遅れるように設定し、キャリア位相差を４分の１周期（９０deg）ずらしている。しかし、キャリア位相制御部３３は、第二キャリア波ＣＡ２の位相が、第一キャリア波ＣＡ１の位相に対して、相対的に４分の１周期（９０deg）進むように設定してもよい。
【００８７】
２−３−３．三相三相同変調／力行・回生／０deg
次に、図１４に示す例を参照して、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とが、共に三相変調方式となる同変調方式状態であり、いずれか一方が力行して他方が回生する力行・回生状態である場合において、キャリア位相制御部３３が、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを同じ位相とする同位相制御を実行する場合を説明する。
【００８８】
図１４に示すように、共に三相変調方式となる同変調方式状態であり、力行・回生状態である場合では、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷との中間付近で、力行状態では正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じており、回生状態では負のＤＣ電流が流れ、負のリップル電流が生じている。
【００８９】
このため、図１４に示すように、キャリア位相差がゼロ（０deg）に設定されることにより、正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近）を、負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山と谷の中間付近）に一致させることができる。よって、正の第一リップル電流と負の第二リップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができる。
このため、第一リップル電流と第二リップル電流との合計リップル電流の振幅を、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加させず、或いは減少させることができると共に、１キャリア波周期あたりの合計リップル電流量を低減することができる。従って、合計リップル電流の振幅の２乗に比例して増加するコンデンサＣ１の発熱量を低減でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要性を低減することができる。また、合計リップル電流の大きさに比例する直流電源線の発熱量を低減でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能の直流電源線を用いる必要性を低減することができる。また、コンデンサＣ１及び直流電源線の発熱による熱損失を低減することができる。
【００９０】
なお、キャリア位相制御部３３は、共に三相変調方式となる同変調方式状態であり、力行・回生状態である場合において、同位相制御として、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを互いに半周期（１８０deg）ずらすように設定してもよい。この場合も、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷、谷と山が互いに一致し、正又は負のリップル電流が生じる山と谷との中間付近も一致する。よって、この場合も、正の第一リップル電流を、負の第二リップル電流で、打ち消すことができる。
【００９１】
２−３−４．二相二相同変調／力行・回生／０deg
次に、図１５に示す例を参照して、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とが、共に二相変調方式となる同変調方式状態であり、いずれか一方が力行して他方が回生する力行・回生状態である場合において、キャリア位相制御部３３が、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを同じ位相とする同位相制御を実行する場合を説明する。
【００９２】
図１５に示すように、共に二相変調方式となる同変調方式状態であり、力行・回生状態である場合では、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山又は谷付近で、力行状態では正のＤＣ電流が流れ、正のリップル電流が生じており、回生状態では負のＤＣ電流が流れ、負のリップル電流が生じている。
【００９３】
このため、図１５に示すように、キャリア位相差がゼロ（０deg）に設定されることにより、正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山又は谷付近）を、負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近）に一致させることができる。よって、正の第一リップル電流と負の第二リップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができる。
【００９４】
例えば、いずれか一相の第一電圧指令、及びいずれか一相の第二電圧指令が共に負極線６８の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ３１以前）は、正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の谷付近）を、負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の谷付近）に一致させることができる。よって、正の第一リップル電流と負の第二リップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができる。
また、いずれか一相の第一電圧指令、及びいずれか一相の第二電圧指令が共にシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ３２以降）は、正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山付近）を、負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山付近）に一致させることができる。よって、正の第一リップル電流と負の第二リップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができる。
一方、いずれか一相の第一電圧指令が負極線６８の電圧に固定され、いずれか一相の第二電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ３１から位相ｔｈ３２の間）は、正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の谷付近）を、負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山付近）に一致させることができていない。しかし、正の第一リップル電流の発生時期と、負の第二リップル電流の発生時期との位相差は半周期（１８０deg）となるため、正の第一リップル電流と、負の第二リップル電流とが連続して発生することが抑制され、合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅より増加することが抑制されている。
【００９５】
従って、第一リップル電流と第二リップル電流との合計リップル電流の振幅を、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加させず、或いは減少させることができ、合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加することを抑制できると共に、１キャリア波周期あたりの合計リップル電流量を低減することができる。このため、コンデンサＣ１及び直流電源線の発熱量を低減でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサＣ１及び直流電源線を用いる必要性を低減することができる。また、コンデンサＣ１及び直流電源線の発熱による熱損失を低減することができる。
【００９６】
なお、キャリア位相制御部３３は、共に二相変調方式となる同変調方式状態であり、力行・回生状態である場合において、同位相制御として、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを互いに半周期（１８０deg）ずらすように設定してもよい。この場合も、キャリア波ＣＡ１、ＣＡ２の山と谷、谷と山が互いに一致し、正又は負のリップル電流が生じる山又は谷を一致させることができる。よって、この場合も、正の第一リップル電流と負の第二リップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができる。
【００９７】
２−３−５．三相二相異変調／共通力行／０deg
次に、図１６に示す例を参照して、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調の方式が互いに異なる状態となる異変調方式状態であり、共に力行状態となる共通力行状態である場合において、キャリア位相制御部３３が、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを同じ位相とする同位相制御を実行する場合を説明する。
【００９８】
図１６に示すように、異変調方式状態であり、共通力行状態である場合において、三相変調方式では、第一キャリア波ＣＡ１の山と谷との中間付近で、正のＤＣ電流が流れ、正の第一リップル電流が生じており、二相変調方式では、第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近で、正のＤＣ電流が流れ、正の第二リップル電流が生じている。
【００９９】
このため、図１６に示すように、キャリア位相差がゼロ（０deg）に設定されることにより、三相変調方式における正の第一リップル電流の非発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山又は谷付近）と、二相変調方式における正の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近）とを一致させることができる。よって、第一リップル電流の発生時期と第二リップル電流の発生時期とを相互にずらすことができる。
【０１００】
例えば、いずれか一相の第二電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ４１以前）は、第一リップル電流の非発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の谷付近）と、第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の谷付近）とを一致させることができている。
また、いずれか一相の第二電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ４１以降）は、第一リップル電流の非発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山近）と、第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山付近）とを一致させることができている。
【０１０１】
従って、三相変調方式における第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近）と、二相変調方式における第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近）とを、相互に４分の１周期（９０deg）ずらすことができている。このため、第一リップル電流と第二リップル電流との合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加することを抑制できる。従って、合計リップル電流の振幅の２乗に比例して増加するコンデンサＣ１の発熱量の増加を抑制でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサを用いる必要性を低減することができる。
【０１０２】
なお、キャリア位相制御部３３は、異変調方式状態であり、共通力行状態である場合において、同位相制御として、第一キャリア波ＣＡ１の位相と第二キャリア波ＣＡ２の位相とを互いに半周期（１８０deg）ずらすように設定してもよい。この場合も、図１８に示すように、三相変調方式における正の第一リップル電流の非発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山又は谷付近）と、二相変調方式における正の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近）とを一致させることができる。
【０１０３】
２−３−６．三相二相異変調／力行・回生／９０deg
次に、図１７に示す例を参照して、第一制御信号生成部３１と第二制御信号生成部３２とのパルス幅変調の方式が互いに異なる状態となる異変調方式状態であり、いずれか一方が力行して他方が回生する力行・回生状態である場合において、キャリア位相制御部３３が、キャリア位相差を４分の１周期（９０deg）ずらす位相シフト制御を実行する場合を説明する。
【０１０４】
図１７に示すように、異変調方式状態であり、力行・回生状態である場合において、三相変調方式では、第一キャリア波ＣＡ１の山と谷との中間付近で、正のＤＣ電流が流れ、正の第一リップル電流が生じており、二相変調方式では、第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近で、負のＤＣ電流が流れ、負の第二リップル電流が生じている。
【０１０５】
このため、図１７に示すように、キャリア位相差が４分の１周期（９０deg）に設定されることにより、三相変調方式における正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近）と、二相変調方式における負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山又は谷付近）とを一致させることができる。よって、正の第一リップル電流と負の第二リップル電流とが互いに打ち消し合うようにすることができる。
【０１０６】
例えば、いずれか一相の第二電圧指令が負極線６８の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ５１以前）は、正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近）と、負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の谷付近）とを一致させることができている。
また、いずれか一相の第二電圧指令がシステム電圧線６７の電圧に固定されている場合（位相ｔｈ５１以降）は、正の第一リップル電流の発生時期（第一キャリア波ＣＡ１の山と谷の中間付近）と、負の第二リップル電流の発生時期（第二キャリア波ＣＡ２の山付近）とを一致させることができている。
【０１０７】
従って、第一リップル電流と第二リップル電流との合計リップル電流の振幅を、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加させず、或いは減少させることができ、合計リップル電流の振幅が、第一リップル電流の振幅又は第二リップル電流の振幅から増加することを抑制できると共に、１キャリア波周期あたりの合計リップル電流量を低減することができる。このため、コンデンサＣ１及び直流電源線の発熱量を低減でき、より大きな発熱量に耐えられる高性能のコンデンサＣ１及び直流電源線を用いる必要性を低減することができる。また、コンデンサＣ１及び直流電源線の発熱による熱損失を低減することができる。
【０１０８】
なお、図１７に示す例では、キャリア位相制御部３３は、第二キャリア波ＣＡ２の位相を、第一キャリア波ＣＡ１の位相に対して、相対的に４分の１周期（９０deg）遅れるように設定し、キャリア位相差を４分の１周期（９０deg）ずらしている。しかし、キャリア位相制御部３３は、第二キャリア波ＣＡ２の位相が、第一キャリア波ＣＡ１の位相に対して、相対的に４分の１周期（９０deg）進むように設定してもよい。
【０１０９】
〔その他の実施形態〕
最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【０１１０】
（１）上記の実施形態において、駆動制御装置３０は、三相変調方式として、正弦波ＰＷＭ、空間ベクトルＰＷＭ、３次高調波注入ＰＷＭなどが設定可能であり、二相変調方式として、不連続ＰＷＭなどが設定可能である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、駆動制御装置３０は、三相変調方式として、三相の全てについて変調を行うパルス幅変調であればいずれのパルス幅変調が設定されてもよく、例えば、式（３）におけるゼロ相補正信号ΔＶ０が、上記の実施形態とは異なる方法で設定されたパルス幅変調が設定されるようにしてもよい。また、駆動制御装置３０は、二相変調方式として、三相の内の少なくとも一相を所定の固定期間オン状態又はオフ状態に固定して他の相について変調を行うパルス幅変調であればいずれのパルス幅変調が設定されてもよく、例えば、過変調ＰＷＭなどが設定されるようにしてもよい。
【０１１１】
（２）上記の実施形態において、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２は、三相変調方式と二相変調方式とに切り替え可能に構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２の一方又は双方は、三相変調方式のみを実行可能で、二相変調方式に切り替えられないように構成されてもよく、或いは、二相変調方式のみを実行可能で、三相変調方式に切り替えられないように構成されてもよい。或いは、第一制御信号生成部３１及び第二制御信号生成部３２の一方が、三相変調方式のみを実行可能で、他方が、二相変調方式のみを実行可能に構成されてもよい。いずれの構成においても、上記実施形態において説明したものと同様に、変調方式及び力行・回生の組み合わせに応じたキャリア位相制御を実行する。
【０１１２】
（３）上記の実施形態において、キャリア位相制御部３３が、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２のいずれか一方の電動機の力行・回生状態が変化した場合に、力行・回生状態が変化した一方の電動機に対応する第一キャリア波ＣＡ１及び第二キャリア波ＣＡ２のいずれか一方の位相を変更すると共に他方の位相を固定したままとすることで、位相シフト制御から同位相制御への移行又は同位相制御から位相シフト制御への移行を行う場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、キャリア位相制御部３３は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２のいずれか一方の電動機の力行・回生状態が変化した場合に、力行・回生状態が変化しなかった一方の電動機に対応する第一キャリア波ＣＡ１及び第二キャリア波ＣＡ２のいずれか一方の位相を変更すると共に他方の位相を固定したままとすることで、位相シフト制御から同位相制御への移行又は同位相制御から位相シフト制御への移行を行うように構成してもよい。或いは、キャリア位相制御部３３は、第一電動機ＭＧ１及び第二電動機ＭＧ２のいずれか一方の電動機の力行・回生状態が変化した場合、又は変調方式が変化した場合に、第一キャリア波ＣＡ１及び第二キャリア波ＣＡ２の双方の位相を変更する、例えば８分の１周期（４５deg）変更することで、位相シフト制御から同位相制御への移行又は同位相制御から位相シフト制御への移行を行うように構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明は、共に交流電動機である第一電動機及び第二電動機と、前記第一電動機に接続された第一インバータと、前記第二電動機に接続された第二インバータと、前記第一インバータと前記第二インバータとに共通の直流電源と、前記直流電源に並列接続されたコンデンサと、を備えた駆動装置を制御する駆動制御装置に好適に利用することができる。
【符号の説明】
【０１１４】
２：駆動装置
３０：駆動制御装置
３１：第一制御信号生成部
３２：第二制御信号生成部
３３：キャリア位相制御部
６７：システム電圧線
６８：負極線
ＭＧ１：第一電動機
ＭＧ２：第二電動機
ＩＮ１：第一インバータ
ＩＮ２：第二インバータ
ＤＣ：直流電源
Ｃ１：コンデンサ
Ｅ３〜Ｅ８：第一インバータの複数のスイッチング素子
Ｅ９〜Ｅ１４：第二インバータの複数のスイッチング素子
Ｖｕｂ１、Ｖｖｂ１、Ｖｗｂ１：第一基準電圧指令
Ｖｕｂ２、Ｖｖｂ２、Ｖｗｂ２：第二基準電圧指令
Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１：第一電圧指令（第一交流電圧指令）
Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２：第二電圧指令（第二交流電圧指令）
ＣＡ１：第一キャリア波
ＣＡ２：第二キャリア波
Ｖｄｃ：システム電圧
ΔＶ０：ゼロ相補正信号
Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１：第一インバータ用のオンオフ信号
Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２：第二インバータ用のオンオフ信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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