(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍを２以上の整数として、送信波を互いに直交するＭ個の直交符号を用いて拡散してＭ個の被拡散送信波を生成するＭ個の拡散器と、
該Ｍ個の被拡散送信波を同時に送出するＭ個の送信センサ素子と、
Ｎを２以上の整数として、Ｎ個の受信センサ素子と、
該Ｎ個の受信センサ素子から並行して得られたＮ個の受信信号のそれぞれを同時にＭ個に分岐し、前記Ｍ個の直交符号をそれぞれ用いて同時に逆拡散してＭ×Ｎ個の逆拡散出力を生成する受信制御手段と、
該同時に得られたＭ×Ｎ個の逆拡散出力を組み合わせて、複数のターゲットからの反射信号の到来方向を推定する到来方向推定手段と、を具備すると共に、
前記Ｍ個の直交符号は、第１の直交符号と該第１の直交符号よりもチップレートが高い第２の直交符号とを含み、
少なくとも該第１の直交符号で拡散される送信波は三角波で周波数変調された搬送波であり、
該第１の直交符号で逆拡散した逆拡散出力について、前記三角波の上り区間における逆拡散出力の周波数と前記三角波の下り区間における逆拡散出力の周波数とからターゲットとの距離を算出する第１の距離算出手段と、
第２の直交符号で逆拡散した逆拡散出力について、逆拡散に用いた第２の直交符号の位相からターゲットとの距離を算出する第２の距離算出手段とを具備する探知測距装置。
【請求項２】
同じターゲットについて前記第１および第２の距離算出手段により算出された距離の差により第１の距離算出手段が算出した距離を補正する補正手段をさらに具備する請求項１記載の探知測距装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサアレー及び到来方向推定法を利用して信号の到来方向を推定する機能を有する探知測距装置および探知測距方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
この様な探知測距装置の例として、被探知物体との相対距離、相対速度及び方角の全ての量を推定可能なレーダ装置を考える。レーダにおいて、センサとはアンテナを指す。三角波等で周波数変調された送信波を前方へ放射し、ターゲットによる反射波に送信信号の一部をミキサで混合してターゲットの情報を含んだベースバンド信号を取得し、このベースバンド信号からターゲットとの距離と相対速度を算出するＦＭ−ＣＷレーダが車載用レーダ等として実用化されている。
【０００３】
ターゲットが存在する方向を決定するためには、複数のアンテナ素子を有するアレーアンテナでターゲットからの反射波を受信し、受信信号に周知のビームフォーマ（ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ）法などの到来方向推定法を適用してターゲットの方向を決定することが考えられる。
【０００４】
アレーアンテナによる到来方向推定法においては、例えばアレーアンテナのメインローブの方向を走査して出力電力が最大となる方向を到来方向とするビームフォーマ法では、メインローブのビーム幅が角度分解能を決めるので、分解能を増大して多数のターゲットの方向の決定を可能にするためには、アンテナ素子の数を増やしてアレーの開口長を広げる必要がある。アレーの受信信号の相関行列の固有値および固有ベクトルから到来方向を決定する最小ノルム（Ｍｉｎ−Ｎｏｒｍ）法およびそれを発展させたＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）アルゴリズムやＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉｅｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）アルゴリズムにおいても同様で、相関行列の次数、すなわちアンテナ素子の数が検出可能なターゲットの数を決めるので、多数のターゲットの方向の決定を可能にするためには、アンテナ素子の数を増やす必要がある。
【０００５】
しかしながら、アンテナの実装寸法に厳しい制限が課せられるレーダ装置、例えば車載レーダに於いては、受信電力を低下させずにアンテナ素子の数を増やすことは困難であった。
【０００６】
下記特許文献１および特許文献２には、複数本の送信アンテナを使用することにより実効開口を拡大する方策が提案されている。
【０００７】
この場合において、受信された電波がどの送信アンテナからの送信波の反射波であるかを区別しなければならない。特許文献１，２においては、複数の送信アンテナの１つ１つを、スイッチを用いて時分割で選択して用いることによって、受信された電波がどの送信アンテナに由来するものであるかが区別されている。また、ＲＦ回路の規模を削減してコストを削減するため、受信側においても複数の受信アンテナの１つ１つがスイッチにより時分割で選択される。
【０００８】
しかしながら、スイッチによる切り替えは信号を劣化させ探知距離が短くなる等の弊害を誘発する。また、複数の送信アンテナからの送信波の反射波が複数の受信アンテナで同時に受信される、ということにはならないので、時間的なずれ、および、位相のずれを生じる、という問題がある。切り替えの速度を早くすればこの問題は軽減されるが、それには自と限界がある。
【０００９】
なお、特許文献６には、本願とは対象とする分野が異なり、移動通信システムの基地局の２つのアンテナから送信された電波を移動局の１つのアンテナで受信して、その到来位相差から方位を決定する、いわゆる位相モノパルス方式による方位決定において、電波を送出した送信アンテナを受信側で区別するために、互いに直交する拡散符号で拡散することが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００６−９８１８１号公報
【特許文献２】特開２０００−１５５１７１号公報
【特許文献３】特開２００６−２９８５８号公報
【特許文献４】特開２００４−２６４０６７号公報
【特許文献５】特開２００５−２５７３８４号公報
【特許文献６】特開２００１−２３７７５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって本発明の目的は、複数のセンサ素子を有するセンサアレーの実効開口を拡大するために複数の送信センサを用いる探知測距装置において、時分割処理による弊害をなくし、高精度の測定を可能とする探知測距装置を提案することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明によれば、Ｍを２以上の整数として、互いに直交するＭ個の直交符号を用いて送信波を拡散してＭ個の被拡散送信波を生成するＭ個の拡散器と、該Ｍ個の被拡散送信波をそれぞれ送出するＭ個の送信センサ素子と、Ｎを２以上の整数として、Ｎ個の受信センサ素子と、該Ｎ個の受信センサ素子において得られたＮ個の受信信号のそれぞれをＭ個に分岐し、前記Ｍ個の直交符号をそれぞれ用いて逆拡散してＭ×Ｎ個の逆拡散出力を生成する受信制御手段と、該Ｍ×Ｎ個の逆拡散出力から、複数のターゲットからの反射信号の到来方向を推定する到来方向推定手段とを具備する探知測距装置が提供される。
本発明によれば、信号の到来方法を検知する探知測距方法において、Ｍを２以上の整数として、Ｍ個の送信センサ素子への入力信号を、互いに直交するＭ個の直交符号でそれぞれ拡散して該Ｍ個の送信センサ素子から同時に送信し、Ｎを２以上の整数として、Ｎ個の受信センサ素子の出力信号をそれぞれＭ個に分岐し、前記Ｍ個の直交符号をそれぞれ用いて逆拡散する、ことを特徴とする探知測距方法もまた提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の一実施形態に係るレーダ装置のブロック図である。
【図２】図１の変調器１６（１６1，１６2）の構成の一例を示す図である。
【図３】図１の復調器２６（２６11〜２６2N）の構成の一例を示す図である。
【図４】図１の装置の動作を説明する図である。
【図５】図４の各ポートの出力信号の模式図である。
【図６】一変形例に係るレーダ装置のブロック図である。
【図７】アンテナ配置の他の例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１は本発明の一実施例に係るレーダ装置の構成を示す。図１に示した例では、前記特許文献１と同様に、Ｎ個のアンテナ素子ＡR1〜ＡRNからなる受信用アレーアンテナとその両側に配置された２つの（Ｍ＝２）アンテナ素子ＡT1，ＡT2からなる送信用アレーアンテナが用いられている。発振器モジュール１０は、三角波等のベースバンド信号を発生する発振器１２と発振器１２の出力により周波数が制御されるＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）電圧制御発振器１４とを含んでおり、三角波で周波数変調された送信波を生成する。符号発生器２０は、互いに直交する２つのＰＮ符号１，２を出力する。三角波で周波数変調された送信波は、変調器１６1，１６2において、ＰＮ符号１，２によって２位相偏位変調（ＢＰＳＫ）することにより直接拡散され、電力増幅器１８1，１８2を経てアンテナ素子ＡT1，ＡT2から送出される。
【００１５】
アンテナ素子ＡR1〜ＡRNにおいて受信されたＮ個の信号は、低雑音増幅器２０1〜２０Nを経て、ミキサ２２1〜２２Nにおいて、発振器モジュール１０が出力する拡散前の送信波を用いてダウンコンバートされる。Ｎ個のミキサ２２1〜２２Nの出力はそれぞれ分岐器２４1〜２４Nによって２分岐され、２Ｎ個の復調器２６11〜２６2Nにより送信側で用いたＰＮ符号１，２で逆拡散される。復調器２６11〜２６2Nからの２Ｎ個の逆拡散結果はＡ／Ｄ変換器２８11〜２８2Nにおいてデジタル信号に変換され、信号処理ユニット３０へ入力される。
【００１６】
ここで、後述するように、復調器２６11〜２６1Nからは、アンテナ素子ＡR1〜ＡRNで受信されたアンテナ素子ＡT1からの送信波の反射波が、ミキサ２２1〜２２Nでダウンコンバートされ、符号１で逆拡散された結果、すなわち、ＡT1の位置に送信アンテナを持つ一般的なレーダのベースバンド信号が出力される。同様に復調器２６21〜２６2Nからは、アンテナ素子ＡR1〜ＡRNで受信されたアンテナ素子ＡT2からの送信波の反射波が、ミキサ２２1〜２２Nでダウンコンバートされ、符号２で逆拡散された結果、すなわち、ＡT2の位置に送信アンテナを持つ一般的なレーダのベースバンド信号が出力される。したがって、アンテナ素子ＡT1から送信しアンテナ素子ＡR1〜ＡRNで受信したときの結果と、アンテナ素子ＡT2から送信しアンテナ素子ＡR1〜ＡRNで受信したときの結果が同時に途切れることなく得られることになる。
【００１７】
信号処理ユニット３０は、これらの信号に対して、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演算を適用して、三角波の上り区間のＦＦＴ演算結果におけるピークの周波数と下り区間のＦＦＴ演算結果におけるピークの周波数とからターゲットとの距離および相対速度を算出する。更に、ターゲットの存在を示すＦＦＴ結果の周波数位置において、ビームフォーマ法などの到来方向推定法を適用して各ターゲットの方向を決定する。尚、方向推定を行う前にターゲット数の推定が必要ならば、ＡＩＣ（Ａｋａｉｋｅ‘ｓ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）等の目標数推定法が前処理として利用される。
【００１８】
図２は変調器１６1，１６2の構成の一例を示す。線路４０を経て入力される高周波信号はＴ字型の線路４２において２つに分岐され、一方はインバータ４４により正負を反転することによって位相が１８０°偏位されて線路４６に供給され他方はそのまま線路５６へ供給される。線路４６は、その直流電位が高レベルであるとダイオード４８，５０，５２，５４が順バイアスとなって短絡状態となるため高周波を遮断し、直流電位が低レベルであるとダイオード４８，５０，５２，５４が逆バイアスとなってオープン状態となり高周波を伝送するものである。線路５６も同様である。
【００１９】
線路４６には直流電位として符号発生器からのＰＮ符号の論理値（例えば０，１）Ｓがバイアス電圧として適当な値に変換されて与えられ、線路５６にはその論理を反転したものが与えられる。したがってＰＮ符号の値に応じて位相が偏位しない高周波信号もしくは位相を１８０°偏位させた高周波信号のいずれかが選択されて出力される。
【００２０】
図３は復調器２６（２６11〜２６2N）の構成の一例を示す。復調器２６へは、ミキサ２２（２２1〜２２N）において拡散前の送信波によりダウンコンバートされた受信信号が入力される。すなわち、通常のＦＭ−ＣＷレーダにおけるいわゆるビート信号がＰＮ符号でＢＰＳＫ変調された形で入力される。乗算器５８において、±１のバイポーラ信号としてのＰＮ符号がこれに乗算され、積分器６０において期間Ｔfにわたって積分される。ここで積分期間ＴfはＰＮ符号のチップ幅（ｃｈｉｐ  ｄｕｒａｔｉｏｎ）×符号長であり、ビート信号の周期よりも充分短くなるようにチップ幅と符号長が設計される。なお、ＰＮ符号のチップレート（チップ幅の逆数）は、後述する様な符号によるフィルタリング効果の影響を軽減する為に、開口の拡大を主眼とする場合は特に、測定すべき最大遅延時間以上とする事が、また、拡散により送信波の帯域が拡がって他の機器への妨害となることを避ける為には、三角波による周波数変調の幅に対して充分に小さい値とすることが望ましい。
【００２１】
本復調器において、積分器６０は入力信号中の符号成分に対して相関演算を行う部品であるから、乗算器５８に与えられるＰＮ符号が入力信号に含まれるＰＮ符号の１つと一致し、かつ、符号の位相も一致するとき、この符号成分に対する積分器６０の出力は最大値１（拡散されていない信号電力で規格化した場合の表示）を取り、位相が一致していない符号成分に対する出力は−１／（符号長）となる（勿論、直交符号に対しては概ね０となる）。そこで、可変遅延器６２においてＰＮ符号の位相を１チップ（実際には１／３程度が用いられるが、説明を簡単にする為、１チップとする）ずつ変えて掃引し、積分器６０の出力に設けられた判定器６４において適当に設定された閾値を越える相関値が検出された場合、可変遅延器６２における掃引を停止することにより、同期捕捉が達成される。カウンタ６６は可変遅延器６２からのパルスをカウントすることによって、可変遅延器６２の遅延量を示す遅延インデックスを出力するものであり、後に説明するように、同期捕捉後の遅延インデックスからもターゲットとの距離を算出することができる。同期が確立した後、判定器６４からの制御信号によりスイッチ６５がオンになり、当該ＰＮ符号で拡散する前のビート信号が復調器出力として出力される。
【００２２】
復調器２６は同じ符号についてＮ個並列に使用されるので、掃引すべき範囲（通常は積分区間）をＴｆとして、遅延量の初期値をそれぞれ０，Ｔｆ／Ｎ，２Ｔｆ／Ｎ…（Ｎ−１）Ｔｆ／Ｎと設定すれば同期捕捉までの時間を１／Ｎに短縮することができる。
【００２３】
なお、復調器の構成の他の例として、整合フィルタ、ＳＡＷコンボルバ等を使用することも可能である。勿論、同期捕捉回路として、直／並列同期回路やＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ  Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）等を用いても良い。
【００２４】
送信用ＩＣはＧａＡｓＨＥＭＴやＨＢＴ等、出力電力を稼げる材料で作成し、受信用ＩＣはＣＭＯＳ等、出力電力は低いが後段のデジタル信号処理系と相性の良い材料で作成する事で、装置全体の性能向上が図れる。
【００２５】
図４は図１の本質的な構成を抽出した図である。直交座標のＸ軸に沿って送受信用アンテナ素子が配置されており、受信用アレイアンテナは、原点からＸ軸の正方向に向かって間隔ｄで配置されたＮ個のアンテナ素子：ＡR1〜ＡRNから、送信用アレイアンテナは、その両側の最外縁に配置された２個（Ｍ＝２）のアンテナ素子：ＡT1，ＡT2から、それぞれ構成される。
【００２６】
図１に戻って、発振器モジュール１０で生成されたシステム基準信号をｖS（ｔ）とし、互いに直交する符号を生成する符号生成器２０で生成されたＡT1用の変調信号をｖC1（ｔ）、ＡT2用の変調信号をｖC2（ｔ）とする。また、便宜上、ｖC（ｔ）≡ｖC1（ｔ）＋ｖC2（ｔ）とすると、各送信アンテナ素子からのプローブ信号はそれぞれ、ｖT1（ｔ）＝ｖS（ｔ）ｖC1（ｔ）、及びｖT2（ｔ）＝ｖS（ｔ）ｖC2（ｔ）となる。ここで直交符号として例えば、ＡT1，ＡT2にコード長Ｑ１，Ｑ２のＰＮ符号列：［ｃ11，…，ｃQ11］、［ｃ12，…，ｃQ22］をそれぞれ割り当てたものとすれば、コードを乗せるパルス波形ｐ（ｔ）、パルスのチップ幅：ＴC1，ＴC2に対し、ｖC1（ｔ），ｖC2（ｔ）は具体的に以下の様に表わされる。
【００２７】
【数１】
0005611294.tif 000002
【００２８】
再び図４に於いて、独立した被探知目標が装置の探知範囲内にＬ個存在しており、その内のｍ（＝１〜Ｌ）番目の目標が、相対視線距離ｄm、角度θm（Ｙ軸の正方向を０度として時計回り方向を角度の正方向とする）、の位置に存在しているものとすれば、ＲＦ復調後のエコー信号、ｘm（ｔ）は次の様に表わされる。但しτmは遅延時間であって、光速度ｃ0に対して、τm＝２ｄm／ｃ0である。
【００２９】
【数２】
0005611294.tif 000003
【００３０】
さて、ＡR1とＡRkに到来するｘm（ｔ）の位相差は、ＡR1を位相基準とした場合、
【００３１】
【数３】
0005611294.tif 000004
【００３２】
と表わされるから、ＡRkからの出力をＡT1に割り当てられたＰＮ符号信号ｖC1（ｔ）で復調して得られるベースバンド信号、ｖ1k（ｔ）は、雑音信号ｎk（ｔ）とともに次式で表される。
【００３３】
【数４】
0005611294.tif 000005
【００３４】
ここで、簡単の為、上式のｍ番目の信号成分に対するＰＮ符号による復調過程のみ取り出すと、
【００３５】
【数５】
0005611294.tif 000006
【００３６】
となるが、図１のＤＥＭは例えば図３に示したような構成であり、復調用ＰＮ符号信号のシフト量：ｘＴC1を変化させながら掛け合わせて積分を行うので、式（６）の右辺第１項は、送信符号信号と復調符号信号とが遅延分を含めて同期した時、積分区間毎に例えば１となる（ズレている時は−１／（符号長））。しかし一方で、｛ｃ1｝と｛ｃ2｝とは直交しているので、式（６）の右辺第２項は常に０である。
【００３７】
そこで改めて、ｎk（ｔ）≡ｖC（ｔ）ｎk（ｔ），ｘm（ｔ）≡ｖS（ｔ）ｖ*S（ｔ−τm）とおくと、復調後のＡT1由来のベースバンド信号は、
【００３８】
【数６】
0005611294.tif 000007
【００３９】
となり、これらをベクトルとして並べたｖ1（ｔ）＝［ｖ11（ｔ），…，ｖ1N（ｔ）］Tの空間位相は、図４の等位相面１を構成する。
【００４０】
同様に、ＡRNとＡRkに到来するｘm（ｔ）の位相差は、ＡRNを位相基準とした場合、先の場合に対して、基準アンテナ間の距離が（Ｎ−１）ｄだけ離れているので、
【００４１】
【数７】
0005611294.tif 000008
【００４２】
と表わされるから、ＡRkからの出力をＡT2に割り当てられたＰＮ符号信号ｖC2（ｔ）で復調して得られるベースバンド信号、ｖ2k（ｔ）は、上記と同様に、
【００４３】
【数８】
0005611294.tif 000009
【００４４】
となり、これらをベクトルとして並べたｖ2（ｔ）＝［ｖ21（ｔ），…，ｖ2N（ｔ）］Tの空間位相は、図４の等位相面２を構成する。
【００４５】
従って、ＰＮ符号復調を行う間に発生するターゲットの角度変動が十分小さく、且つ位相原点の移動に対してシステムが安定ならば（電磁結合等の類似性を保つ為、送信アンテナ素子に対する受信アンテナ素子の基準位置を回転対象に配してある）、次式で定める拡張信号ベクトルを用いた合成開口により、本発明は２Ｎ個の復調器２６の全てが同期捕捉を完了する以上の時間区間に対して、Ｎｄの物理開口で２Ｎｄの実効開口を実現できる。
【００４６】
【数９】
0005611294.tif 000010
【００４７】
例えば、図５は、発振器モジュール１０からの信号が、三角波で周波数変調された搬送波である場合に於ける、各ポートの出力信号を模式的に描いたタイミングチャートであるが、ＦＭ変調入力の１周期：ＴFMの間に２Ｎｄの開口を持つアレー信号ベクトルが得られていることがわかる。
【００４８】
図３に示した復調器２６のカウンタ６６が出力する遅延インデックスが示す遅延量は、同期捕捉後においてはターゲットとの距離に対応している。すなわち、カウンタ６６が出力する遅延インデックスをｍ、ＰＮ符号のチップ幅をＴC、ターゲットとの距離をｄ、光速をｃとすると、
ｍＴC＝２ｄ／ｃ
の関係があるから、
ｄ＝ｃｍＴC／２
からもターゲットとの距離を算出することができる。従って、ＦＭ−ＣＷを基本方式とする場合は、ＴCをあまり小さくすると、ＰＮ符号による距離定位を先に行って、すなわち、特定の距離に存在するターゲットからの信号を選別して、後段の処理に回す事になるので（言い換えれば入力信号を距離についてフィルタリングする事に相当）、アンテナ開口を広げる事を主眼にするなら、ＴCは測定すべき最大遅延時間以上（最大探知距離で定まる）に設定する事が望ましい。つまり、本発明の主目的は物理開口を符号空間上で多重化してリアルタイムで拡大する事であるが、このフィルタリング効果も付随的ではあるものの、本質的な特徴である。
【００４９】
別の観点からは、ＰＮ符号のチップレートを上げれば精度良く距離を測定することができる反面、送信波の帯域も拡がるので、他の機器との干渉が問題となる長距離の測定には不向きである。そこで、好ましくは三角波による変調を停止する事によって、上記の手法によりターゲットとの距離を測定する、ＳＳ（スペクトラム拡散）レーダとして同じ装置を使用する事が可能である。この場合に、ＦＭ−ＣＷレーダと同様にＦＦＴ演算を施してドップラー周波数を決定することにより、相対速度の測定も可能である。
【００５０】
そこで例えば、図１のＣＰＵ３１からの指令により、図１の発振器モジュール１０内のＲＦ電圧制御発振器１４の制御入力を適宜、あるいは時分割的に切り替えれば、ＦＭ−ＣＷレーダとしてもＳＳレーダとしても使用することが可能である。この場合に、符号発生器２０が発生するＰＮ符号のチップレートもこれと連動して切り替えて、遠距離のターゲットをＦＭ−ＣＷレーダで測定し、近距離のターゲットをＳＳレーダで高精度に測定する、といった使い方が可能である。
【００５１】
また、発振器モジュール１０については三角波で周波数変調されたものを選択させ、符号発生器２０については変調器１６1と変調器１６2とで用いるＰＮ符号のチップレートを変えれば（勿論、直交性は保たせた上で）、実効開口はＮにとどまるものの、ＦＭ−ＣＷレーダによる距離の測定とＳＳレーダによる距離の測定を同時に実現することができる。
【００５２】
同一のターゲットに対して、ＦＭ−ＣＷレーダとＳＳレーダとの切り替えによって時分割的に、または、ＦＭ−ＣＷレーダとＳＳレーダとの同時使用によって同時に得られた距離をそれぞれｄFM，ｄSSとするとき、精度が比較的低いＦＭ−ＣＷレーダによる距離の偏差δｄを
δｄ＝ｄFM−ｄSS
で計算し、ｄFMをδｄにより補正する、という使い方も可能である。
【００５３】
例えば、自車の前方を走行する車両が、自車で用いている符号と同じ符号で拡散されたレーダ波を後方に放射している場合、これが受信アンテナ素子ＡR1〜ＡRNに直接入射して干渉し、正常な測定ができなくなる。この場合、送信アンテナ素子ＡT1，ＡT2からの送信を停止した上で復調器２６11〜２６2Nの出力をみることで、前方を走行する車がどの符号を使用しているかを知り、ＣＰＵ３１からの指令により用いる符号を変更することで干渉を回避することができる。
【００５４】
図６は図１のレーダ装置の一変形例に係るレーダ装置の構成を示す。図１と同一の構成要素には同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００５５】
変調器１６2と電力増幅器１８2との間（または変調器１６1と電力増幅器１８1との間）に設けられた移相器７０は、これまでに説明した手法によりターゲットの方向を決定する通常モードでは移相量がゼロに設定されて使用されず、通常モードにおいてターゲットの方向が決定された後に送信ビームをターゲットの方向に指向させて追跡するトラッキングモードに移行した場合に使用される。トラッキングモードにおいては、通常モードにおいて決定された、追跡すべきターゲットの方向：θ、に基いて送信ビームをθ方向に指向させるための移相量φを決定し、ＣＰＵ３１が移相器７０に設定する。２つのアンテナ素子から位相差φの送信波が出力されることにより、送信波は特定の方向：θに指向し、注目しているターゲットの追跡が容易になる。追跡を開始した後は、アンテナ素子ＡR1〜ＡRNにおける受信信号から推定されたターゲットの方向：θを用いて移相量φを更新し、ＣＰＵ３１が移相器７０にフィードバックする。なお、通常モードとトラッキングモードの間の移行はターゲットの速度や位置に応じた危険度を算定して実施することが望ましい。
【００５６】
図１および図４に示した、受信用アンテナ素子を等間隔に配置してその両側に２つの送信用アンテナ素子を配置したアレーアンテナにおいては、一方の送信アンテナに由来する受信データと他方の送信アンテナに由来する受信データとは回転不変の関係にある（１つのリニアアンテナとみなせる）。そのため、信号処理ユニット３０における到来方向推定処理において、回転不変の関係を利用したＥＳＰＲＩＴアルゴリズム等の超分解能（ｓｕｐｅｒ  ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）測角手法の適用に便利な装置となる。
【００５７】
しかしながら、本発明はこのようなアンテナの配置に限らず、前記特許文献２に記載されたアンテナ配置、すなわち、図７に示すように、複数の送信用アンテナ素子ＡT1〜ＡTM（図ではＭ＝３）を受信用アンテナ素子ＡR1〜ＡRNの片側に配置する構成に対しても適用可能である。この場合には、Ｍ本の送信用アンテナ素子ＡT1〜ＡTMの間隔ｄTを受信用アンテナ素子の間隔ｄRのＮ倍、すなわち、ｄT＝Ｎ・ｄRとすることで受信アンテナの実効開口をＭ倍にすることができる。
【００５８】
図７において、符号発生器２０は互いに直交するＭ個（図ではＭ＝３）のＰＮ符号を出力し、Ｍ個の変調器１６1〜１６Mに供給する。受信アンテナＡR1〜ＡRNにおいて受信された信号はそれぞれ分岐器２４1〜２４NでＭ個に分岐され、復調器２６11〜２６MN（図ではＭ＝３）に供給される。
【図１】
0005611294.tif 000011
【図２】
0005611294.tif 000012
【図３】
0005611294.tif 000013
【図４】
0005611294.tif 000014
【図５】
0005611294.tif 000015
【図６】
0005611294.tif 000016
【図７】
0005611294.tif 000017