(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した第１の入力信号について、所定帯域の第１の信号成分を抽出し、その第１の信号成分を所定の低域にシフトする第１の周波数シフト手段と、
上記第１の周波数シフト手段からの上記第１の信号成分のダウンサンプリングを行う第１のダウンサンプリング手段と、
エコー経路を経由した受信した第２の入力信号について、所定帯域の第２の信号成分を抽出し、その第２の信号成分を所定の低域にシフトする第２の周波数シフト手段と、
上記第２の周波数シフト手段からの上記第２の信号成分のダウンサンプリングを行う第２のダウンサンプリング手段と、
上記第１のダウンサンプリング手段及び上記第２のダウンサンプリング手段によりダウンサンプリングされた上記第１の信号成分及び上記第２の信号成分に基づいて、上記エコー経路のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段と、
上記インパルス応答推定手段により推定された上記エコー経路のインパルス応答波形に基づき、上記エコー経路のエコー経路特性を推定するエコー経路特性推定手段と
を備え、
上記エコー経路特性推定手段が、上記エコー経路のインパルス応答波形の複数のピーク位置に基づいて、上記エコー経路における複数のエコー発生点との間の往復伝搬遅延時間を推定するものである
ことを特徴とするエコー経路特性推定装置。
【請求項２】
単一周波数の正弦波信号を発生する正弦波発生手段を備え、
上記第１の周波数シフト手段及び上記第２の周波数シフト手段が、上記正弦波信号と、上記第１の信号成分及び上記第２の信号成分との積により、上記第１の信号成分及び上記第２の信号成分を低域に周波数シフトするものであることを特徴とする請求項２に記載のエコー経路特性推定装置。
【請求項３】
上記第１の入力信号及び上記第２の入力信号の受信を監視し、シングルトーク状態を検出するシングルトーク検出手段をさらに備え、
上記インパルス応答推定手段が、上記シングルトーク検出手段によりシングルトーク状態が検出されたときに、上記エコー経路のインパルス応答を推定するものであることを特徴とする請求項１又は２に記載のエコー経路特性推定装置。
【請求項４】
コンピュータを、
受信した第１の入力信号について、所定帯域の第１の信号成分を抽出し、その第１の信号成分を所定の低域にシフトする第１の周波数シフト手段、
上記第１の周波数シフト手段からの上記第１の信号成分のダウンサンプリングを行う第１のダウンサンプリング手段、
エコー経路を経由した受信した第２の入力信号について、所定帯域の第２の信号成分を抽出し、その第２の信号成分を所定の低域にシフトする第２の周波数シフト手段、
上記第２の周波数シフト手段からの上記第２の信号成分のダウンサンプリングを行う第２のダウンサンプリング手段、
上記第１のダウンサンプリング手段及び上記第２のダウンサンプリング手段によりダウンサンプリングされた上記第１の信号成分及び上記第２の信号成分に基づいて、上記エコー経路のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段、
上記インパルス応答推定手段により推定された上記エコー経路のインパルス応答波形に基づき、上記エコー経路のエコー経路特性を推定するエコー経路特性推定手段
として機能させ、
上記エコー経路特性推定手段が、上記エコー経路のインパルス応答波形の複数のピーク位置に基づいて、上記エコー経路における複数のエコー発生点との間の往復伝搬遅延時間を推定するものである
ことを特徴とするエコー経路特性推定プログラム。
【請求項５】
適応フィルタにより疑似エコーを生成して、第１の入力信号から第２の入力信号を減算してエコー成分を消去するエコーキャンセラーにおいて、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のエコー経路特性推定装置を備えることを特徴とするエコーキャンセラー。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エコー経路特性推定装置、エコー経路特性推定プログラム及びエコーキャンセラーに関し、例えば、１又は複数箇所のエコー発生点（エコー発生源）を有し得るエコー経路特性を推定するエコー経路特性推定装置、エコー経路特性推定プログラム及びエコーキャンセラーに適用し得るものである。
【背景技術】
【０００２】
音声通信で使用されるエコーキャンセラーは、大別すると、音響エコーキャンセラーと回線エコーキャンセラーとの２種類がある。
【０００３】
音響エコーキャンセラーは、例えば、スピーカとマイクを使用するハンズフリーホンや会議装置において、通信相手から受信した音声信号がスピーカから音波として放射され、当該音波がマイクに回り込みエコー信号となって通信相手に戻り、通話品質が劣化することを抑制する装置である。
【０００４】
回線エコーキャンセラーは、例えば、アナログ電話機を収容する加入者交換機や宅内ＶｏＩＰ（Voice  Over  Internet  Protocol）ルータには、２線／４線変換器と呼ばれるアナログ部品が搭載されており、当該アナログ部品におけるインピーダンス不整合により通信相手から受信した音声信号の一部が当該通信相手への送信信号にエコー信号として漏れ込み、通話品質が劣化することを抑制する装置である。
【０００５】
音声通信系のエコーキャンセラーはいずれのタイプも、データ通信系のエコーキャンセラーのように通信開始前に白色雑音を使用してエコー経路を前もって同定することが不可能である。従って、音声通信系のエコーキャンセラーは、音声通信中に音声信号を試験信号と見なしてエコー経路を同定しなければならない。この点に技術的な困難がある。換言すると、この点に工夫の余地がある。
【０００６】
音響エコーの場合、音波がスピーカからマイクまで回り込むエコー経路は１つとは限らない。通常は、複数のエコー経路が同時に存在する。例えば、音波がスピーカからマイクまで空間を介して直接回り込む経路と、室内の壁／床／天井／設置物等を１回以上反射して回り込む経路とがある。このような場合、音響エコーキャンセラーはこれら多重反射のことを考慮して設計する必要がある。
【０００７】
回線エコーにおいても、エコー経路は１つとは限らず、多重反射が存在し得る。例えば、企業網では公専公（公衆網‐専用網‐公衆網）接続のような多段リンクを介して音声通信する場合がある。このような状況下では、アナログ回線が複数箇所に現れるのに伴い、２線／４線変換器も複数箇所に現れるので、複数のエコー経路が同時に存在することになる。このような場合、回線エコーキャンセラーはこれら多重反射のことを考慮して設計する必要がある。
【０００８】
通信相手からの受信信号のエコーを生成するエコー経路を線形回路と見なすとき、一般的には、エコー経路は、有限インパルス応答（ＦＩＲ：Finit  Impulse  Response）フィルタＨ（ｚ）で表現される。
【０００９】
ここで、Ｈ（ｚ）はｚ関数である。Ｎ次ＦＩＲフィルタと想定すると、Ｈ（ｚ）は、式（１−１）と表現できる。なお、ｈ（ｋ）はタップ係数である。
【数１】
0005561025.tif 000002
【００１０】
式（１−２）に示すように、式（１−１）のタップ係数ｈ（ｋ）は、Ｈ（ｚ）を逆ｚ変換して得られる時間領域のインパルス応答ｈ（ｎ）でもある。ここで、式（１−２）において、ｊは純虚数であり、Ｃはｚ平面の原点を内包する周回積分路である。
【００１１】
一般に、エコー経路は、周波数領域では式（１−１）の伝達関数Ｈ（ｚ）で表現され、時間領域では式（１−２）のインパルス応答ｈ（ｎ）で表現されている。
【００１２】
次に、エコー経路のインパルス応答ｈ（ｎ）の具体例を図４に示す。
【００１３】
ここで、時間を標本数（整数）に換算し、
Ｎtotal：ｈ（ｎ）全体の長さ
Ｎｄ：エコーキャンセラーとエコー経路の間の往復伝搬遅延時間
Ｎｈｙｂ：エコー経路の中に存在し、エコーを発生させる素子、例えば２線／４線変換器のインパルス応答時間
とする。ここで、Ｎtotal＝Ｎｄ＋Ｎｈｙｂである。
【００１４】
図４に示すエコー経路のインパルス応答は、エコーの発生が１カ所の場合である。例えば、企業網などでは公専公接続などの多段リンク構成により、アナログ回線が複数箇所に存在する場合、エコー経路も複数箇所に存在し、話者には多重反射されたエコーが戻ることとなる。
【００１５】
図５は、例えばエコー経路が２カ所に存在するときのインパルス応答の例を示す。
【００１６】
図５において、
Ｎtotal：ｈ（ｎ）全体の長さ
Ｎｄ１：エコーキャンセラーと第１のエコー経路の間の往復伝搬遅延時間
Ｎｈｙｂ１：第１のエコー経路の中に存在し、エコーを発生させる素子、例えば２線／４線変換器のインパルス応答時間
Ｎｄ２＝エコーキャンセラーと第２のエコー経路の間の往復伝搬遅延時間
Ｎｈｙｂ２＝第２のエコー経路の中に存在し、エコーを発生させる素子、例えば２線／４線変換器のインパルス応答時間
とする。ここで、Ｎtotal＝Ｎｄ２＋Ｎｈｙｂ２である。
【００１７】
図６は、エコーキャンセラー周辺のブロック構成図である。図６において、入力信号ｘ（ｎ）は、図６に図示しない通信相手から受信した信号である。入力信号ｘ（ｎ）は、エコーキャンセラー５１とエコー経路５２とに供給される。
【００１８】
入力信号ｘ（ｎ）は、エコー経路５２を介して、エコー信号ｙ（ｎ）としてエコーキャンセラー５１に戻ってくる。それと同時に、入力信号ｘ（ｎ）は、エコーキャンセラー５１において、エコー信号ｙ（ｎ）の推定値である推定エコー信号ｙ＾（ｎ）に変換される。減算器５３において、エコー信号ｙ（ｎ）から推定エコー信号ｙ＾（ｎ）が減算され、残留エコー信号ｅ（ｎ）が算出される。
【００１９】
通常、減算器５３は、エコーキャンセラー５１に内蔵されるものであるが、図６では、説明の便宜のために、減算器５３をエコーキャンセラー５１から分離して描いている。この残留エコー信号ｅ（ｎ）は、通信相手に送出されると同時に、エコーキャンセラー５１にフィードバックされる。
【００２０】
以上は、エコーキャンセラーの適応制御の概要である。エコーキャンセラーの適応制御を一般的に採用されている学習同定法アルゴリズムで表記すると以下のようになる。
【数２】
0005561025.tif 000003
【００２１】
ここで、Ｎはエコーキャンセラーの適応フィルタの次数、ｈｎ＾（ｋ）は時刻ｎにおけるエコーキャンセラーの適応フィルタのタップ係数である。また、μは定数であり、μの値域は０＜μ≦１である。
【００２２】
なお、エコー経路のインパルス応答ｈ（ｋ）とするとき、ｈｎ＾（ｋ），０≦ｋ≦Ｎは、ｈ（ｋ），０≦ｋ≦Ｎの推定値である。つまり、エコーキャンセラーは、エコー信号ｙ（ｎ）を推定する以前に、タップ係数ｈ（ｋ）を推定しているのである。
【００２３】
ｈ（ｎ）＝０，ｎ＞Ｍとする場合、エコーキャンセラーは、Ｎ＝Ｍなるとき、最良の性能を発揮することが知られている。
【００２４】
これを実現するには、装置が、通信中に、エコー経路のインパルス応答時間（フィルタ次数）を測定し、エコーキャンセラーの適応フィルタの次数を、そのインパルス応答時間の値に動的変更できるようにすることが良い。
【００２５】
従来、エコーキャンセラーの適応フィルタ次数の動的変更は実施しないが、エコー経路のインパルス応答時間の最大値を前もって想定しておき、エコーキャンセラーの適応フィルタの次数をその最大値に設定する技術がある。
【００２６】
特許文献１及び特許文献２の記載技術は、エコー経路のインパルス応答時間の最大値を前もって想定しておき、適応フィルタが収束するまで待つ。そして、適応フィルタ収束後に、適応フィルタの係数の分布を解析し、適応制御区間を定める方法である。特許文献１及び特許文献２の記載技術によれば、例えば、図５の例示のように反射が２回発生するエコー経路の場合、エコーキャンセラーの適応フィルタ収束後には、適応フィルタの係数はほぼこのインパルス応答と同様の分布を示すことになる。よって、適応フィルタの全長はＮtotalに相当する値に設定し直すことができる。適応制御区間はＮｈｙｂ１とＮｈｙｂ２に相当する区間に限定すれば、最小のリソースで最大の効果を得ることが可能となる。
【００２７】
特許文献３及び特許文献４の記載技術は、まず、エコーキャンセラーの適応フィルタの次数を適当な値に設定しておく。特許文献３及び特許文献４の記載技術は、後述するエコーリターンロス改善量（ＥＲＬＥ：Echo  Return  Loss  Enhancement）が前もって定めた閾値を下回るときは、適応フィルタ次数が足りないと判断し、適宜、適応フィルタの次数を増加させるというものである。それ以降、ＥＲＬＥが閾値以上となるまで、適応フィルタの次数を増加させる処理を繰り返す。
【００２８】
ここで、ＥＲＬＥは、図６に現れる信号を使用して、ＥＲＬＥ＝＜ｙ２（ｎ）＞／＜ｅ２（ｎ）＞と定義される量である。ここで、＜＞は統計的平均を表している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２９】
【特許文献１】特開２００６−１２８７５８号公報
【特許文献２】特開２００９−１７０２９号公報
【特許文献３】特表２００１−５０３２１７号公報
【特許文献４】特開平１１−１２２１４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
しかしながら、上述した、従来技術、特許文献１〜特許文献４の記載技術には以下のような問題が生じ得る。
【００３１】
上述した、エコーキャンセラーの適応フィルタの次数の動的変更を行わず、適応フィルタの次数を最大値に設定する従来技術は、エコー経路のインパルス応答長が想定される最大値であることを前提とする。エコーキャンセラーの適応フィルタの次数も、その最大値に対応させている。そのため、実際のエコー経路のインパルス応答長が当該最大値よりも小さい場合、実際のエコー経路のインパルス応答長と最大値との差分に相当するエコーキャンセラーのリソース、処理、ならびに、電力が無駄に消費される。さらに、適応フィルタの収束時間もこの差分に相当する分だけ長くなる。これは、特にエコーキャンセラーを１つの装置内に多チャンネル実装するとき、装置の原価／大きさ／消費電力の上昇を招くことになり得る。
【００３２】
特許文献１及び特許文献２の記載技術は、エコーキャンセラーの適応フィルタ収束後では、最適なリソース配分を実現している。しかし、適応フィルタの収束が完了するまでの間では、特許文献１及び特許文献２の記載技術は、上述した従来技術と同等のリソースを必要とする。これは、特にエコーキャンセラーを多チャンネル実装する装置の場合、一斉発呼数の能力を低下させることになる。一斉発呼数とは、同時に通信開始可能な通話数のことであり、音声通信装置の能力を表す重要な指標の一つとなっている。
【００３３】
特許文献３及び特許文献４の記載技術の課題は、エコーキャンセラーのＥＲＬＥの値に応じて、適応フィルタの次数を変更することにある。対向話者からの音声のみが存在する、いわゆるシングルトーク状態ではなんら問題はない。しかし、両端の話者の音声が同時に存在する、いわゆるダブルトーク状態のとき、ＥＲＬＥは低下する。このとき、エコーキャンセラーは、適応フィルタの次数が不足してＥＲＬＥが低下しているのか、又はダブルトーク状態なのでＥＲＬＥが低下しているのか、厳密な区別が困難である。さらに、ダブルトーク状態であるが、ＥＲＬＥの低下と誤って判断して適応制御を継続した場合、適応フィルタの係数が発散する。これは、エコー消去が不能となるだけでなく、最悪の場合、雑音が発生する可能性もある。
【００３４】
そのため、エコー発生点が１個の場合又は複数個ある多重反射の場合でも、適応フィルタを有するエコーキャンセラーの適応制御の効率化を図るために、エコー経路の特性を推定することができるエコー経路特性推定装置、エコー経路特性推定プログラム及びエコーキャンセラーが求められる。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
かかる課題を解決するために、第１の本発明のエコー経路特性推定装置は、（１）受信した第１の入力信号について、所定帯域の第１の信号成分を抽出し、その第１の信号成分を所定の低域にシフトする第１の周波数シフト手段と、（２）第１の周波数シフト手段からの第１の信号成分のダウンサンプリングを行う第１のダウンサンプリング手段と、（３）エコー経路を経由した受信した第２の入力信号について、所定帯域の第２の信号成分を抽出し、その第２の信号成分を所定の低域にシフトする第２の周波数シフト手段と、（４）第２の周波数シフト手段からの第２の信号成分のダウンサンプリングを行う第２のダウンサンプリング手段と、（５）第１のダウンサンプリング手段及び第２のダウンサンプリング手段によりダウンサンプリングされた第１の信号成分及び第２の信号成分に基づいて、上記エコー経路のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段と、（６）インパルス応答推定手段により推定されたエコー経路のインパルス応答波形に基づき、エコー経路のエコー経路特性を推定するエコー経路特性推定手段とを備え、エコー経路特性推定手段が、エコー経路のインパルス応答波形の複数のピーク位置に基づいて、エコー経路における複数のエコー発生点との間の往復伝搬遅延時間を推定するものであることを特徴とする。
【００３６】
第２の本発明のエコー経路特性推定プログラムは、コンピュータを、（１）受信した第１の入力信号について、所定帯域の第１の信号成分を抽出し、その第１の信号成分を所定の低域にシフトする第１の周波数シフト手段、（２）第１の周波数シフト手段からの上記第１の信号成分のダウンサンプリングを行う第１のダウンサンプリング手段、（３）エコー経路を経由した受信した第２の入力信号について、所定帯域の第２の信号成分を抽出し、その第２の信号成分を所定の低域にシフトする第２の周波数シフト手段、（４）第２の周波数シフト手段からの第２の信号成分のダウンサンプリングを行う第２のダウンサンプリング手段、（５）第１のダウンサンプリング手段及び第２のダウンサンプリング手段によりダウンサンプリングされた第１の信号成分及び第２の信号成分に基づいて、エコー経路のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段、（６）インパルス応答推定手段により推定されたエコー経路のインパルス応答波形に基づき、エコー経路のエコー経路特性を推定するエコー経路特性推定手段として機能させ、エコー経路特性推定手段が、エコー経路のインパルス応答波形の複数のピーク位置に基づいて、エコー経路における複数のエコー発生点との間の往復伝搬遅延時間を推定するものであることを特徴とする。
【００３７】
第３の本発明のエコーキャンセラーは、適応フィルタにより疑似エコーを生成して、第１の入力信号から第２の入力信号を減算してエコー成分を消去するエコーキャンセラーにおいて、第１の本発明のエコー経路特性推定装置を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、エコー発生点が１個の場合又は複数個ある多重反射の場合でも、適応フィルタを有するエコーキャンセラーの適応制御の効率化を図るために、エコー経路の特性を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】実施形態の多重反射推定器の内部構成及びその周辺の構成を示す構成図である。
【図２】実施形態のダウンサンプリング処理を説明する説明図である。
【図３】実施形態の図７の動作条件とする場合のエコー経路の実際のインパルス応答を示す図である。
【図４】エコー経路のインパルス応答ｈ（ｎ）の具体例を説明する説明図である。
【図５】従来のエコー経路が２カ所に存在するときのインパルス応答例を示す説明図である。
【図６】エコーキャンセラー周辺の構成を示すブロック構成図である。
【図７】実施形態の多重反射推定処理の動作条件の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
（Ａ）実施形態
以下では、本発明のエコー経路特性推定装置、エコー経路特性推定プログラム及びエコーキャンセラーの実施形態を、図面を参照しながら説明する。
【００４１】
本発明は、連続値系であるアナログ信号のエコーという物理現象に係るものである。しかし、今日ではアナログ信号処理よりもコスト及びパフォーマンスに圧倒的に優れるディジタル信号処理が普及している。本発明の多重反射推定器及び方法もディジタル信号処理による実現を想定する。
【００４２】
以下の実施形態の説明では、アナログ信号の現象や処理であったとしても、離散値系で説明していることを断っておく。実際、ディジタル信号処理で実現されるエコーキャンセラーからしてみると、外部の世界は離散値系にしか見えないので、この処置は妥当であろう。
【００４３】
（Ａ−１）実施形態の構成
図１は、この実施形態の多重反射推定器の内部構成及びその周辺の構成を示す構成図である。
【００４４】
図１において、エコーキャンセラー５１とエコー経路５２との間に、多重反射推定器１が配置される場合を例示する。なお、多重反射推定器１は、エコーキャンセラー５１の前段に位置していれば、エコーキャンセラー５１に内蔵されるようにしてもよい。
【００４５】
多重反射推定器１は、入力信号ｘ（ｎ）とエコー信号ｙ（ｎ）とに基づいて、エコー経路５２における１又は複数のエコー反射点（エコー発生点）を推定するエコー経路特性推定装置である。また、多重反射推定器１は、推定した各エコー反射点までの推定エコー経路情報coe_infoをエコーキャンセラー５１に与える。これにより、エコーキャンセラー５１は、多重反射推定器１からの推定エコー経路情報coe_infoに基づき各エコー反射点の区間を特定でき、適切な適応制御を行うことができる。
【００４６】
エコーキャンセラー５１は、エコー経路５２を経由して回り込んできたエコー信号ｙ（ｎ）を消去するものである。エコーキャンセラー５１は、図示しない適応フィルタ及び減算器を有している。エコーキャンセラー５１は、対向話者から受信した入力信号（ｘ）に基づきエコー信号ｙ（ｎ）を推定した推定エコー信号ｙ＾（ｎ）を生成する。エコーキャンセラー５１は、エコー信号ｙ（ｎ）から推定エコー信号ｙ＾（ｎ）を減算して、残留エコー信号ｅ（ｎ）を算出する。さらに、エコーキャンセラー５１は、多重反射推定器１から推定エコー経路情報coe_infoを受け取り、その推定エコー経路情報coe_infoに基づき、適応フィルタによる適応制御を行う。
【００４７】
エコー経路５２は、１又は複数のエコー発生点を内包しているエコー経路である。入力信号ｘ（ｎ）は、図示しない対向話者から受信した信号である。入力信号ｘ（ｎ）は、エコー経路５２を経由することで、各エコー発生点で反射する。反射したエコー信号ｙ（ｎ）は、多重反射推定器１及びエコーキャンセラー５１に供給される。
【００４８】
図１において、多重反射推定器１は、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１１、乗算器（ＭＰＹ）１２、低域濾波器（ＬＰＦ）１３、間引器（ＤＣＭ）１４、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１１、乗算器（ＭＰＹ）２２、低域濾波器（ＬＰＦ）２３、間引器（ＤＣＭ）２４、正弦波発生器（ＳＧＥＮ）３１、シングルトーク検出器（ＳＧＬ）３２、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３、減算器（ＳＵＢ）３４を有する。
【００４９】
帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１１は、入力したエコー信号ｙ（ｎ）から所定の帯域周波数成分のみを抽出するものである。帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１１は、抽出した帯域周波数成分を出力信号ｙ１（ｎ）として乗算器（ＭＰＹ）１２に供給する。
【００５０】
乗算器（ＭＰＹ）１２は、出力信号ｙ１（ｎ）と正弦波発生器（ＳＧＥＮ）３１からの正弦波ｓ（ｎ）との積を算出するものである。乗算器（ＭＰＹ）１２は、算出した信号を出力信号ｙ２（ｎ）として低域濾波器（ＬＰＦ）１３に供給する。
【００５１】
低域濾波器（ＬＰＦ）１３は、乗算器（ＭＰＹ）１２から受け取った出力信号ｙ２（ｎ）から所定の低周波数成分のみを抽出するものである。低域濾波器（ＬＰＦ）１３は、抽出した低周波数成分を出力信号ｙ３（ｎ）として間引器（ＤＣＭ）１４に供給する。
【００５２】
間引器（ＤＣＭ）１４は、低域濾波器（ＬＰＦ）１３からの出力信号ｙ３（ｎ）を所定の間隔で間引くものである。また、間引器（ＤＣＭ）１４は、間引いた後の信号を出力信号ｙ４（ｒ）として減算器（ＳＵＢ）３４に与えるものである。
【００５３】
帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１は、対向話者から受信した入力信号ｘ（ｎ）から所定の帯域周波数成分のみを抽出するものである。帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１は、抽出した帯域周波数成分を出力信号ｘ１（ｎ）として乗算器（ＭＰＹ）２２に供給する。
【００５４】
乗算器（ＭＰＹ）２２は、出力信号ｘ１（ｎ）と正弦波発生器（ＳＧＥＮ）３１からの正弦波ｓ（ｎ）との積を算出するものである。乗算器（ＭＰＹ）２２は、算出した信号を出力信号ｘ２（ｎ）として低域濾波器（ＬＰＦ）２３に供給する。
【００５５】
低域濾波器（ＬＰＦ）２３は、乗算器（ＭＰＹ）２２から受け取った出力信号ｘ２（ｎ）から所定の低周波数成分のみを抽出するものである。低域濾波器（ＬＰＦ）２３は、抽出した低周波数成分を出力信号ｘ３（ｎ）として間引器（ＤＣＭ）２４に供給する。
【００５６】
間引器（ＤＣＭ）２４は、低域濾波器（ＬＰＦ）２３からの出力信号ｘ３（ｎ）を所定の間隔で間引くものである。また、間引器（ＤＣＭ）２４は、間引いた後の信号を出力信号ｘ４（ｒ）として適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３に与えるものである。
【００５７】
減算器（ＳＵＢ）３４は、間引器（ＤＣＭ）１４からの出力信号ｙ４（ｒ）から、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３からの推定信号ｙ４＾（ｒ）を減算した推定誤差信号ｅ４（ｒ）を算出するものである。減算器（ＳＵＢ）３４は、推定誤差信号ｅ４（ｒ）を適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３に与える。
【００５８】
正弦波発生器（ＳＧＥＮ）３１は、単一周波数の正弦波信号ｓ（ｎ）を発生させて、乗算器（ＭＰＹ）１２及び乗算器（ＭＰＹ）２２に正弦波信号ｓ（ｎ）を与えるものである。
【００５９】
シングルトーク検出器（ＳＧＬ）３２は、対向話者の入力信号ｘ（ｎ）とエコー信号ｙ（ｎ）とを入力し、入力信号ｘ（ｎ）とエコー信号ｙ（ｎ）とに基づき、対向話者のみが話中であることを示すシングルトークを検出するものである。シングルトーク検出器（ＳＧＬ）３２は、シングルトークの検出結果を係数更新イネーブル信号update_enとして、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３に与えるものである。
【００６０】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、エコー経路のインパルス応答を推定するものである。適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、エコーキャンセラー５１が有する適応フィルタと同様の機能をもつものである。
【００６１】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、間引器（ＤＣＭ）２４から出力信号ｘ４（ｒ）を入力し、また減算器（ＳＵＢ）３４から推定誤差信号ｅ４（ｒ）を入力し、ＤＣＭ出力信号ｙ４（ｒ）の推定信号ｙ４＾（ｒ）を出力するものである。
【００６２】
また、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、係数更新イネーブル信号update_enに基づき、シングルトークの場合にのみインパルス応答の推定を行う。
【００６３】
さらに、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、分析部３３１を有する。分析部３３１は、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３によるエコー経路のインパルス応答に基づいて、１又は複数のエコー反射点までの往復伝搬遅延時間、インパルス応答時間を分析する。そして、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、分析部３３１の分析結果であるフィルタ係数に関する情報を、推定エコー経路情報coe_infoとして、エコーキャンセラー５１に与えるものである。
【００６４】
（Ａ−２）実施形態の動作
（Ａ−２−１）実施形態の骨子
この実施形態の具体的な動作を説明する前に、実施形態の骨子を記載する。
【００６５】
エコー経路５２のインパルス応答長を決定するに際し、正確なインパルス応答を測定する必要はない。その理由は、一般的に、エコー経路５２内に存在する複数のエコー発生要素（例えば、２線／４線変換器や壁など）自身のインパルス応答は、図４に示すように、最初急激に立ち上がり、その後は減衰振動を示す。かつ、このエコー発生要素自身のインパルス応答時間のパラツキ（図５のＮｈｙｂ１とＮｈｙｂ２に相当）は、多重反射が存在するエコー経路の往復伝搬遅延時間（図５のＮｄ１とＮｄ２に相当）のバラツキに比べると非常に小さいものである。
【００６６】
例えば、２線／４線変換器のインパルス応答時間は３ｍｓから１２ｍｓの間に分布することが知られている。これに対して、往復伝搬遅延時間は音声通信に使用されているレイア２プロトコル、網構成により、数ｍｓ〜数百ｍｓのバラツキがある。よって、個々のエコー発生要素の最初のピークが、エコー経路全体においてどのように分布しているか測定できれば、エコー経路全体のインパルス応答長を定めることが可能となるのである。
【００６７】
そこで、この実施形態の多重反射推定器１は、エコーキャンセラー５１に入力される対向話者信号ｘ（ｎ）とエコー信号ｙ（ｎ）のそれぞれから一部の帯域成分を抽出する。そして、多重反射推定器１は、その抽出した各帯域成分を低域側に周波数シフトする。次に、多重反射推定器１は、これら音声信号の標本を間引く。そして、多重反射推定器１は、エコーキャンセラー５１と同様な適応フィルタでエコー経路５２のインパルス応答長を推定する。
【００６８】
多重反射推定器１による推定結果は、音声通信で使用されているエコーキャンセラー５１に与えられる。これにより、エコーキャンセラー５１の適応フィルタの次数を実際のエコー経路のインパルス応答と整合を図ることが可能となる。
【００６９】
（Ａ−２−２）動作説明
以下では、実施形態の多重反射推定器１における処理について、図面を参照しながら説明する。
【００７０】
（ａ）ダウンサンプリング
まず、対向話者からの入力信号ｘ（ｎ）が、エコーキャンセラー５１及び多重反射推定器１に入力される。
【００７１】
多重反射推定器１では、入力信号ｘ（ｎ）の帯域成分の一部がダウンサンプリングされる。以下では、入力信号ｘ（ｎ）の帯域成分の一部をダウンサンプリングする方法について説明する。
【００７２】
多重反射推定器１において、入力信号ｘ（ｎ）が帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１に入力される。入力信号ｘ（ｎ）が帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１を通過すると、入力信号ｘ（ｎ）の帯域成分の一部である出力信号ｘ１（ｎ）が出力される。
【００７３】
図２（Ａ）は、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１による入力信号ｘ（ｎ）の帯域成分の一部の抽出を説明する説明図である。図２（Ａ）では、音声信号の標本に係るナイキスト周波数を４ｋＨｚとする場合を例示する。また、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１の通過帯域は、３５０Ｈｚから８００Ｈｚまでとする。
【００７４】
図２（Ａ）において、点線は入力信号ｘ（ｎ）を示し、実線は帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１を通過する出力信号ｘ１（ｎ）を示す。図２（Ａ）に示すように、入力信号ｘ（ｎ）が帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１を通過することで、３５０Ｈｚから８００Ｈｚまでの４５０Ｈｚ帯域の入力信号の帯域成分が抽出される。
【００７５】
次に、ｘ１（ｎ）と単一周波数ｆｃの正弦波信号ｓ（ｎ）とが乗算器（ＭＰＹ）２２に入力される。
【００７６】
ここで、正弦波発生器（ＳＧＥＮ）３１は、例えば、所望の周波数に対応する極を単位円上に有する２次無限インパルス応答フィルタで実現してもよいし、若しくは、参照正弦波信号をメモリテーブルに前もって作成しておき、所望の周波数の正弦波を得るために当該テーブルを適切に間引きながら読み出すことで実現してもよい。
【００７７】
乗算器（ＭＰＹ）２２では、ｘ１（ｎ）とｓ（ｎ）との積が求められる。ここで、三角公式より式（２−１）の関係より、周波数ｆｃを鏡像の中心軸として、上下２カ所に周波数シフトされた信号ｘ２（ｎ）が得られる．
ｓｉｎαｓｉｎβ＝｛ｃｏｓ（α−β）−ｃｏｓ（α＋β）｝／２      …（２−１）
図２（Ｂ）は、周波数シフトを説明する説明図である。乗算器（ＭＰＹ）２２は、ｘ１（ｎ）と単一周波数ｆｃ（＝３００Ｈｚ）の正弦波信号ｓ（ｎ）との積を、式（２−１）により演算する。これにより、３５０ＨＺ〜８００Ｈｚの成分（ｘ１（ｎ））は、ｆｃ＝３００Ｈｚを鏡像の中心軸として、周波数６５０Ｈｚ〜１１００Ｈｚの帯域と周波数−５０Ｈｚ〜−５００Ｈｚの帯域とにシフトする。このとき、標本化定理から、負の周波数にシフトされた成分は、直流を鏡像の中心軸として正側に折り返される。そのため、周波数−５０Ｈｚ〜−５００Ｈｚ帯域にシフトされた成分は、周波数ｆ＝０を中心軸として、周波数５０Ｈｚ〜５００Ｈｚ帯域に折り返される。周波数シフトした周波数６５０Ｈｚ〜１１００Ｈｚの成分及び周波数５０Ｈｚ〜−５００Ｈｚの成分がｘ２（ｎ）である。
【００７８】
次に、乗算器（ＭＰＹ）２２により周波数シフトされたｘ２（ｎ）は、低域濾波器（ＬＰＦ）２３に入力される。ｘ２（ｎ）が低域濾波器（ＬＰＦ）２３を通過すると、所定の低域の信号成分であるｘ３（ｎ）が出力される。
【００７９】
図２（Ｃ）は、低域信号成分の抽出を説明する説明図である。図２（Ｃ）では、低域濾波器（ＬＰＦ）２３の通過帯域が５００Ｈｚ以下とする。乗算器（ＭＰＹ）２２からのｘ２（ｎ）が低域濾波器（ＬＰＦ）２３を通過すると、５００Ｈｚ以下である５０Ｈｚ〜５００Ｈｚの成分がｘ３（ｎ）として抽出される。
【００８０】
次に、ｘ３（ｎ）が間引器（ＤＣＭ）２４に入力する。間引器（ＤＣＭ）２４は、低域濾波器（ＬＰＦ）２３からのｘ３（ｎ）の標本を一定間隔で間引く。つまり、間引器（ＤＣＭ）２４は、離散時間の指標をｎからｒに変換する。その結果、標本が間引かれた信号ｘ４（ｒ）が適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３出力される。
【００８１】
ここで、間引器（ＤＣＭ）２４が行う間引きの間引き率について説明する。間引き率は、間引く前の信号のナイキスト周波数と低域濾波器ＬＰＦ２４の通過帯域との比率で決定される。
【００８２】
例えば、図２の例では、ナイキスト周波数が４ｋＨｚであり、低域濾波器（ＬＰＦ）２３の低域通過帯域が５００Ｈｚである。そこで、この場合、間引き率は１／８（＝５００／４０００）である。
【００８３】
上記のようにして、多重反射推定器１は、入力信号ｘ（ｎ）について、帯域成分の一部を低域側に周波数シフトし、さらに信号の標本を間引くことで、ダウンサンプリングを行う。
【００８４】
また、多重反射推定器１は、エコー信号ｙ（ｎ）についても、ダウンサンプリングを行う。エコー信号ｙ（ｎ）に対するダウンサンプリングの方法は、入力信号ｘ（ｎ）についてのダウンサンプリングの方法と同一の方法である。ここでは、エコー信号ｙ（ｎ）についてのダウンサンプリングを簡単に説明する。
【００８５】
なお、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１１及び低域濾波器（ＬＰＦ）１３の通過帯域、間引器（ＤＣＭ）１４の間引き率は、入力信号ｘ（ｎ）に対する帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２１及び低域濾波器（ＬＰＦ）１３の通過帯域、間引器（ＤＣＭ）２４の間引き率と同じである。
【００８６】
まず、エコー信号ｙ（ｎ）が帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１１に入力される。エコー信号ｙ（ｎ）が帯域通過濾波器（ＢＰＦ）１１を通過すると、エコー信号ｙ（ｎ）の帯域成分の一部である出力信号ｙ１（ｎ）が出力される。
【００８７】
次に、ｙ１（ｎ）と単一周波数ｆｃの正弦波信号ｓ（ｎ）とが乗算器（ＭＰＹ）１２に入力される。乗算器（ＭＰＹ）１２では、式（２−１）により、ｙ１（ｎ）とｓ（ｎ）との積がなされ、低域側への周波数シフトが行われる。
【００８８】
乗算器（ＭＰＹ）１２により低域側への周波数シフトされたｙ２（ｎ）は、低域濾波器（ＬＰＦ）１３に入力される。ｙ２（ｎ）が低域濾波器（ＬＰＦ）１３を通過すると、所定の低域の信号成分であるｙ３（ｎ）が出力される。
【００８９】
そして、ｙ３（ｎ）が間引器（ＤＣＭ）１４に入力する。間引器（ＤＣＭ）１４は、低域濾波器（ＬＰＦ）１３からのｙ３（ｎ）の標本を一定間隔で間引く。その結果、信号ｙ４（ｒ）が間引器４から減算器（ＳＵＢ）３４に出力される。
【００９０】
（ｂ）適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３及び減算器（ＳＵＢ）３４の処理
次に、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３及び減算器（ＳＵＢ）３４の動作について説明する。
【００９１】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３及び減算器（ＳＵＢ）３４に入力される信号は、間引かれている。そのため、間引き率と等しく、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３及び減算器（ＳＵＢ）３４の信号処理速度は低減されている。
【００９２】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、対向話者からの入力信号ｘ（ｎ）の帯域の一部を間引いた信号ｘ４（ｒ）を入力信号とし、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３が推定したエコー経路５２のインパルス応答をｈ４＾（ｋ）とするとき、式（２−２）に従って畳み込み演算を行い、エコー信号ｙ（ｎ）の帯域の一部を間引いた信号ｙ４（ｒ）の推定値ｙ４＾（ｒ）を作成する。
【数３】
0005561025.tif 000004
【００９３】
また、減算器（ＳＵＢ）３４は、間引器（ＤＣＭ）１４からｙ４（ｒ）を入力し、また適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３により推定されたｙ４（ｒ）の推定値ｙ４＾（ｒ）を入力する。
【００９４】
減算器（ＳＵＢ）３４は、式（２−３）に従って、ｙ４（ｒ）とｙ４＾（ｒ）との推定誤差信号ｅ４（ｒ）を算出する。また、減算器（ＳＵＢ）３４は、算出した推定誤差信号ｅ４（ｒ）を適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３に与える。
【数４】
0005561025.tif 000005
【００９５】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、減算器（ＳＵＢ）３４から受け取った推定誤差信号ｅ４（ｒ）、間引器（ＤＣＭ）２４からのｘ４（ｎ）を用いて、フィルタ係数の更新を行う。
【００９６】
ここで、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３のフィルタ係数更新アルゴリズムは、特に限定されるものではなく、種々のアルゴリズムを広く適用することができる。この実施形態では、一般的によく利用される学習同定法を適用する場合を例示する。
【００９７】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、式（２−４）に示す学習同定法の演算式に従って、時刻ｒ＋１でのフィルタ係数ｈ４,r+1＾（ｋ）を算出する。
【数５】
0005561025.tif 000006
【００９８】
ここで、μ４は定数であり、その値域は０＜μ４≦１である。
【００９９】
なお、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、フィルタ係数の更新処理について、シングルトーク検出器（ＳＧＬ）からの係数更新イネーブル信号update_enがアクティブであるときのみ実施する。
【０１００】
ここで、シングルトーク検出器（ＳＧＬ）３２によるシングルトーク検出方法は、特に限定されることなく広く適用することができる。例えば、シングルトーク検出器（ＳＧＬ）は、対向話者の音声信号である入力信号ｘ（ｎ）とエコー信号ｙ（ｎ）とを入力し、両方向の通話状態を監視している。そして、入力信号ｘ（ｎ）のみが存在するとき、すなわち片方向通話状態にあるとき、シングルトーク検出器（ＳＧＬ）は、係数更新イネーブル信号update_enがアクティブになるようにする。
【０１０１】
例えば、シングルトーク検出器（ＳＧＬ）は、式（２−５）の条件が成立するとき、シングルトークであると判定する。
【数６】
0005561025.tif 000007
【０１０２】
ここで、＜＞は統計的平均を表す。
【０１０３】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３の収束は、下式（２−６）で定義するエコーリターンロス改善量（ＥＲＬＥ）が、ある閾値に到達した時点で収束と見なす。
【数７】
0005561025.tif 000008
【０１０４】
適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３において、分析部３３１は、出力信号ｙ４＾（ｒ）が収束した時点で、推定されたｈ４＾（ｋ）を分析する。
【０１０５】
例えば、収束後に、ｈ４＾（ｋ）の分布が図５に示すようになったとする。図５は、エコー経路５２におけるエコー反射点が２個の場合のインパルス応答である。この場合、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３の分析部３３１は、第１反射点までの往復伝搬遅延時間Ｎｄ１及びインパルス応答時間Ｎｈｙｂ１と、第２反射点までの往復伝搬遅延時間Ｎｄ２及びインパルス応答時間Ｎｈｙｂ２とを算出する。そして、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、エコーキャンセラー５１に対して、第１反射点までの往復伝搬遅延時間Ｎｄ１及びインパルス応答時間Ｎｈｙｂ１と、第２反射点までの往復伝搬遅延時間Ｎｄ２及びインパルス応答時間Ｎｈｙｂ２を供給する。
【０１０６】
これにより、エコーキャンセラー５１は、Ｎｄ２区間とＮｄ２−Ｎｄ１−Ｎｈｙｂ2区間を遅延素子で構成し、Ｎｈｙｂ１区間とＮｈｙｂ２区間を適応制御の対象とする。
【０１０７】
なお、エコーキャンセラー５１が、ここまで詳細な設定をする能力がないときには、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３はＮtotalのみを引き渡してもよい。
【０１０８】
また、適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）３３は、それぞれの反射点の位置をエコーキャンセラー５１に供給すればよいので、第１反射点までの往復伝搬遅延時間Ｎｄ１及び第２反射点までの往復伝搬遅延時間Ｎｄ２を受け渡し、第１反射点及び第２反射点のインパルス応答時間については所定値（例えば定数）として受け渡すようにしてもよい。
【０１０９】
（ｃ）動作例
図７は、実施形態の多重反射推定処理の動作条件の一例を示す。図３は、図７の動作条件とする場合のエコー経路の実際のインパルス応答を示す図である。
【０１１０】
図３（Ａ）は、エコー経路の実際のインパルス応答を示す。図３（Ｂ）は、この実施形態の多重反射推定器１によって推定されたインパルス応答を示す。図３（Ｂ）は、間引き率が１／８であるから時間分解能は１ｍｓである。
【０１１１】
図３（Ａ）及び図３（Ｂ）を比較すると、図３（Ｂ）に示す推定されたインパルス応答波形は、図３（Ａ）に示す実際のインパルス応答に対して、標本を間引いているため、詳細では異なっている。しかし、インパルス応答のピークに関してはその位置をほぼ捉えていることがわかる。つまり、多重反射推定器１は、エコー経路に内包されるエコー反射点の位置を捉えている。
【０１１２】
エコーキャンセラー５１は、多重反射推定器１から供給された３個のピークの報告から、それらよりも数ｍｓ手前から一定区間をそれぞれ適応制御の対象とすることでエコーの消去を可能とする。
【０１１３】
（Ａ−３）実施形態の効果
以上のように、この実施形態によれば、次のような効果が得られる。
【０１１４】
（Ａ−３−１）音声周波数分布の有効利用
例えばアナログ電話網で使用される音声信号帯域は３００Ｈｚ〜３４００Ｈｚに帯域制限されている。従って、単に低域通過濾波器で音声信号の低域を抽出してエコー経路のインパルス応答を推定しても、３００Ｈｚ以下の信号が存在しない。そのため、エコー信号のインパルス応答の推定値の精度及び推定速度は劣化する。しかしながら、この実施形態は、音声信号の任意の帯域（例えば音声エネルギーが集中している周波数帯域）を抽出し、その周波数帯域を低域側に周波数シフトし、ダウンサンプリングすることで、前記アナログ電話網での音声信号についてもエコー経路のインパルス応答の推定ができる。
【０１１５】
（Ａ−３−２）適応ディジタルフィルタの処理量低減
この実施形態は、対向話者音声信号とそのエコー信号をともにダウンサンプリングしているので、エコー経路のインパルス応答を推定する適応ディジタルフィルタの処理量を低減できる。
【０１１６】
（Ａ−３−３）適応ディジタルフィルタの推定速度向上
式（２−４）で例示した適応ディジタルフィルタの係数更新式において、μ４は収束速度と定常誤差を決定する定数である。μ４はゼロに近いほど収束速度は遅くなるが定常誤差は小さくなり、１に近いほど収束速度は早くなるが定常誤差は大きくなる。通常の音声エコーキャンセラーは、このことを考慮して、μ４を１に近い値に設定することはない。これに対して、実施形態の場合は、エコー経路のインパルス応答を正確に測定することを目的ではなく、エコー発生点までの往復伝搬遅延時間がある許容偏差内で求めることができればよい。従って、実施形態の多重反射推定器は、μ４を１に近い値に設定でき、エコー経路のインパルス応答の推定速度を、従来技術よりも高速にすることが可能である。
【０１１７】
（Ａ−３−４）音声エコーキャンセラーの経済化
実施形態の適応ディジタルレフィルタが推定したエコー経路に複数内在するエコー発生点までの伝搬遅延時間、ならびに、それぞれのエコー発生点のインパルス応答時間（これは、定数扱いでもよい）をエコーキャンセラーに供給することで、エコーキャンセラーは、エコー経路のインパルス応答に関して、エコー経路の全長と適応制御すべき区間を特定できる。そのため、エコーキャンセラーの処理量、回路実装規模、コスト、電力を抑えることが可能となる。特に、エコーキャンセラーを多チャンネル実装するＶｏＩＰゲートウェイ装置の場合、この効果は大きい。
【０１１８】
（Ｂ）他の実施形態
上述した実施形態の多重反射推定器は、例えばアナログ電話の通話回線で発生するエコーを消去する回線エコーキャンセラー、もしくは、スピーカとマイクを使用したハンズフリーホンまたは会議システムで発生するエコーを消去する音響エコーキャンセラーに適用可能である。
【符号の説明】
【０１１９】
１…多重反射推定器、１１…帯域通過濾波器（ＢＰＦ）、１２…乗算器（ＭＰＹ）、１３…低域濾波器（ＬＰＦ）、１４…間引器（ＤＣＭ）、２１…帯域通過濾波器（ＢＰＦ）、２２…乗算器（ＭＰＹ）、２３…低域濾波器（ＬＰＦ）、２４…間引器（ＤＣＭ）、３１…正弦波発生器（ＳＧＥＮ）、３２…シングルトーク検出器（ＳＧＬ）、３３…適応ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）、３４…減算器（ＳＵＢ）。
【図１】
0005561025.tif 000009
【図２】
0005561025.tif 000010
【図３】
0005561025.tif 000011
【図４】
0005561025.tif 000012
【図５】
0005561025.tif 000013
【図６】
0005561025.tif 000014
【図７】
0005561025.tif 000015