(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子（Ｅ）と、出力端子（Ｓ）と、制御端子（Ｄ）と、グランド（Ｍ）とを含み、かつ中心端子（Ｏ）を有する４分岐スター接続を構成するＤＣ／ＤＣ電圧コンバータであって、入力電圧は、前記入力端子と前記グランドとの間に印加されるように構成され、前記コンバータは、
前記入力端子（Ｅ）を前記スター接続の中心端子（Ｏ）に接続するスター接続の分岐に設置され、かつ前記入力電圧を断続するために開閉制御されるように構成されている上側スイッチ（Ｔ１）と、
前記スター接続の中心端子（Ｏ）を、前記グランド（Ｍ）に接続するスター接続の分岐に設置され、かつ開閉制御されるように構成されている下側スイッチ（Ｔ２）と；
前記上側スイッチ（Ｔ１）及び下側スイッチ（Ｔ２）を制御する手段（１０，２０）と、
前記制御手段（１０，２０）と並列に設置され、かつ所定の電圧範囲を、前記上側スイッチ（Ｔ１）を制御する手段（１０）の両端に保持するように構成されているチャージポンプコンデンサ（Ｃ）とを含み、
コンバータは、
前記制御手段（１０，２０）が、前記上側スイッチ（Ｔ１）が開いているときに、前記下側スイッチ（Ｔ２）を閉じて、ゼロ電位を前記スター接続の中心端子（Ｏ）に印加することにより、前記チャージポンプコンデンサ（Ｃ）を強制的に充電するように構成されており、
前記出力端子（Ｓ）を前記スター接続の中心端子（Ｏ）に接続するスター接続の分岐に設置されているインダクタンス（Ｌ）を含み、出力電流（ＩＬ）が、前記インダクタンス（Ｌ）を流れ、前記制御手段（１０，２０）は、前記出力電流（ＩＬ）が正である間、前記下側スイッチを閉じるのみであり、
前記制御手段（１０，２０）は、前記上側スイッチ（Ｔ１）が開いた直後に、ゼロ電位を前記スター接続の中心端子（Ｏ）に印加するようになっており、
前記制御手段（１０，２０）は、前記上側スイッチ（Ｔ１）が、コンデンサ（Ｃ）の値に、コンデンサと前記制御端子（Ｄ）との間に設けられている電気抵抗（Ｒ）の値を乗算した積の３倍と少なくとも等しい回復期間（ｔ）に亘って開いているときに、前記下側スイッチ（Ｔ２）を閉じるように構成されていることを特徴とする、ＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ。
【請求項２】
前記制御手段（１０，２０）をプログラムして、前記上側スイッチ（Ｔ１）が開いているときに、前記下側スイッチ（Ｔ２）を閉じて、ゼロ電位を前記スター接続の中心端子（Ｏ）に印加することにより、前記チャージポンプコンデンサ（Ｃ）を強制的に充電するようになっている、請求項１に記載のコンバータを制御する方法。
【請求項３】
前記制御手段（１０，２０）をプログラムして、前記上側スイッチ（Ｔ１）が開いているときに、前記下側スイッチ（Ｔ２）を閉じることにより、ゼロ電位を前記スター接続の中心端子（Ｏ）に印加して、前記チャージポンプコンデンサ（Ｃ）を強制的に充電するようになっている、請求項１に記載のコンバータの制御手段（１０，２０）をプログラミングする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エネルギー変換の分野に関し、特にこの技術分野の当業者に「ＤＣ−ＤＣコンバータ」として良く知られているＤＣ−ＤＣ電圧コンバータに関するものである。本発明は、更に詳細には、自動車両に搭載するＤＣ−ＤＣコンバータを最適化して、変換損失を小さく抑えることにより、コンバータの出力で安定電圧を実現することを目的としている。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、自動車の種々の電子機器において使用することができる。このＤＣ−ＤＣコンバータの機能は、入力電圧（例えば、２４Ｖ）を、この入力電圧よりも低い出力電圧（例えば、１２Ｖ）に変換して、自動車内の機器に給電することである。「ストップアンドスタート」システムとして知られ、かつ自動車を停車すると、エンジンを自動的に停止させることにより、都市で運転しているときのエネルギー消費量を小さく抑える省エネルギーシステムは、大量の電力を必要とする。通常の車載用回路網の電圧１２Ｖ〜１４Ｖは、内燃エンジンが大排気量気筒エンジン（＞１．６Ｌ）である場合のこのタイプのシステムに適していない。このタイプのシステムは、より高い電圧（例えば、２４Ｖ）を必要とする。この場合、コンバータを使用して、「ストップアンドスタート」システムが使用する電圧（２４Ｖ）を１２Ｖの電圧に変換することにより、自動車の機器に給電する。
【０００３】
「チョッパー」としても知られるＤＣ−ＤＣコンバータは、コントローラによって制御される１つ以上のスイッチを使用することにより、主電圧を縮減して、当該電圧をより低い出力電圧にするパワー電子装置である。縮減またはチョッピングを非常に高い周波数で行なうことにより、コンバータだけでなく、コンバータの内部フィルタ素子群のサイズを小さくすることができる。このようにして生成される電圧は、ＤＣである。
【０００４】
従来、ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧の印加先である入力端子と、出力電圧がサンプリングされるときのサンプリング先の出力端子と、グランドとを含む電圧変換回路の形態を採り、この回路は、中心点を有する３分岐スター接続を形成している。
【０００５】
図１に示すように、スター接続の中心点を入力端子に接続する回路の入力分岐は、上側スイッチＴ１と表記されるスイッチを備えている。スター接続の中心点をグランドに接続する回路のグランド分岐は、下側ダイオードＤ２と表記されるダイオードを備えている。スター接続の中心点を出力端子に接続する回路の出力分岐は、出力電流ＩＬが流れるインダクタンスＬを備えている。ダイオードＤ２の機能は、スイッチＴ１の状態に応じて、電流がこのダイオードＤ２を通過することができるようにする、または当該電流を阻止することができるようにすることである。
【０００６】
この技術分野の当業者に「ハイサイド（Ｈｉｇｈ  Ｓｉｄｅ）」スイッチとして知られる上側スイッチＴ１は、通常、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ／バイポーラトランジスタ）の形態を採り、このトランジスタは、このトランジスタの端子群に接続され、かつ図１には示していないコントローラによって個々に制御される。コントローラで上側スイッチＴ１を制御して、このコントローラの制御機能を果たさせる場合、このコントローラを低定電位（例えば、１２Ｖ）に接続する必要がある。この低定電位は、このコントローラに給電する機能を果たす（「ドライバ」）。
【０００７】
上側スイッチＴ１は、一方の側で、入力端子（断続的な値を取る電圧）に接続され、他方の側で、可変の電位を有するスター接続の中心点に接続されている。上側スイッチＴ１のコントローラの電源の基準電位になることがあるスター接続の中心点の電位は変化するので、この電源は十分に安定することがない。
【０００８】
上側スイッチＴ１のコントローラに給電するために、「ブートストラップコンデンサ（Ｂｏｏｔ  Ｓｔｒａｐ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）」として良く知られている「チャージポンプ」コンデンサを、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において使用することが知られている。これにより、スター接続の中心点の電位が変化する問題を解決することができる。
【０００９】
この目的のために、図２に示すように、「ブートストラップコンデンサ」コンバータは、入力端子、出力端子、及びグランドの他に、スター接続の中心点に制御分岐を介して接続される制御端子を備えている。上側スイッチＴ１を制御するモジュール１を、図２に示すように、コンバータ制御分岐に位置するチャージポンプコンデンサＣに並列に設置する。
【００１０】
上側スイッチＴ１を閉じると、スター接続の中心点の電位（Ｖａ）は、入力端子の電位（Ｕｅ）に等しくなる。チャージポンプコンデンサＣから、モジュール１に給電される（コンデンサが放電する）。従って、制御モジュールは、上側スイッチＴ１を制御する当該モジュールの機能を果たすことができる。
【００１１】
上側スイッチＴ１を開くと、出力電流ＩＬを瞬時にインダクタンスＬ内で打ち消すことができないので、ダイオードＤ２が順方向にバイアスされる。スター接続の中心点の電位（Ｖａ）は接地される。コンデンサを流れる電流は減少する。
【００１２】
スター接続の中心点の電位（Ｖａ）ともなるモジュール１の基準電位は、グランドに接続される。
【００１３】
この場合、モジュール１には、電圧Ｕｄにより、ダイオードＤｃ（順方向にバイアスされる）及び抵抗Ｒを介して給電される。同時に、コンデンサＣが再充電される。抵抗Ｒの目的は、コンデンサＣの再充電電流を制限することにある。
【００１４】
電流ＩＬが負である場合、ダイオードＤ１が順方向にバイアスされ、電位Ｖａ＝Ｕｅが成り立つ。チャージポンプコンデンサＣが放電して、制御モジュールに給電する。
【００１５】
最後に、出力電流ＩＬがゼロである場合、電位Ｖａは、いずれの電位も基準とすることがない（浮遊状態になる）ので、チャージポンプコンデンサＣが放電して、制御モジュールに給電する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
コンデンサＣの充電量が出力電流ＩＬの値によって変わるとすると、コンデンサＣの充電時間が極めて短くなって、コンデンサＣが再び満充電されるのが阻止される可能性がある。これにより、コンデンサＣから、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御モジュール１に給電する必要がある場合に、入力電圧を断続する制御が妨害される。多数の充電／放電サイクルの後、チャージポンプコンデンサＣは、制御モジュールに給電するために、十分に充電されない可能性がある。
【００１７】
ある解決策では、インダクタンスＬを流れる最小電流を確保して、スイッチＴ１が開くときのダイオードＤ２の導通時間を確保する。しかしながら、インダクタンスに不必要な電流が流れると、補助回路網（出力Ｓ）に過電圧が発生する。
【００１８】
別の解決策では、上側スイッチＴ１を開閉するスイッチング周波数を高くする。しかしながら、スイッチングに関連するエネルギー損失がそれによって極めて大きくなる。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の複数目的のうちの１つは、チャージポンプコンデンサの充電時間を確保して、電圧の断続を最適なものに維持することである。
【００２０】
本発明は、入力端子と、出力端子と、制御端子と、グランドとを含み、かつ中心端子を有する４分岐スター接続回路を構成するＤＣ／ＤＣ電圧コンバータに関するものであり、入力電圧は、前記入力端子と前記グランドとの間に印加されるように構成され、前記コンバータは、
前記入力端子を、前記スター接続の中心端子に接続するスター接続の分岐に設置され、かつ前記入力電圧を断続するために開閉制御されるように構成されている上側スイッチと、
前記スター接続の中心端子を、前記グランドに接続するスター接続の分岐に設置され、かつ開閉制御されるように構成されている下側スイッチと、
前記上側スイッチ及び下側スイッチを制御する手段と、
前記制御手段に並列に設置され、かつ所定の電圧範囲を、前記上側スイッチを制御する手段の両端に保持するように構成されているチャージポンプコンデンサとを含み、
コンバータは、
前記制御手段が、前記上側スイッチが開いているときに、前記下側スイッチを閉じて、ゼロ電位をスター接続の前記中心端子に印加することにより、前記チャージポンプコンデンサを強制的に充電するようになっていることを特徴としている。
【００２１】
本発明により、チャージポンプコンデンサは、このチャージポンプコンデンサで上側スイッチの制御モジュールに給電する必要がある場合に、十分に充電される。従って、制御手段は、断続制御機能、及び断続動作の精度を確保するコンデンサの強制充電機能を果たす。この制御手段は、各スイッチに対応する個別制御モジュール、または２つの制御を統合した単一モジュールの形態を採ることができる。
【００２２】
自動車の分野では、チャージポンプコンデンサは、普通、１０〜１５Ｖである電圧範囲を、上側スイッチを制御する手段の両端に保持している。
【００２３】
チャージポンプコンデンサの充電は、出力電流の値に依存することはないが、その理由は、基準電位が、上側スイッチが開いているときに、完全なゼロ値に保持されて、コンデンサの効率的な高速再充電を確保することができるからである。
【００２４】
小さい値の内部抵抗を含む下側スイッチを使用して、電流が非常に大きい場合の変換に関連する損失を小さくすることが、従来技術において知られている。しかしながら、この下側スイッチが、コンデンサを強制的に充電するために制御されることはなかった。
【００２５】
本発明の１つの特定の実施形態によれば、前記コンバータは、出力端子をスター接続の中心端子に接続する前記スター接続の分岐に設けられているインダクタンスを含み、出力電流は、前記インダクタンスを流れる。前記制御モジュールは、下側スイッチを所定の時間に亘って閉じることにより、コンデンサを充電する。
【００２６】
上側スイッチが開くと、出力電流は徐々に小さくなる。下側スイッチも開くと、電流は自然にゼロ値に落ち着き、スター接続の中心端子の電位は従って、浮遊状態になる。しかしながら、制御モジュールが下側スイッチを閉じたままにして、ゼロ電位をスター接続の中心端子に印加する場合、出力電流は、それが減少する（下側スイッチが閉じたままになっていることに起因して）につれて、電流のゼロ値に落ち着くということがなく、負値を採る可能性がある。
【００２７】
制御モジュールが、出力電流が正になっているときにのみ、下側スイッチを強制的に閉じる（従って、チャージポンプコンデンサを強制的に充電する）。この好適な実施形態によると、出力電流は正のままであり、強制的な充電は、当該電流がゼロ値に達する前に中止される。従って、出力電流はゼロ値に落ち着き、基準電位は或る電位（浮遊電位）に保持される。
【００２８】
制御モジュールは、上側スイッチが開いた直後に、ゼロ電位をスター接続の中心端子に印加するのが好ましい。
【００２９】
制御モジュールは、前記上側スイッチが：
Ｔｍｉｎ＝３ｘＲＣ（μ秒）（簡易方程式）、例えばＲ＝２．４Ω、Ｃ＝４７０ｎＦの場合に次式により計算される→Ｔｍｉｎ＝３ｘ２．４Ωｘ４７０ｎＦ＝３．４μｓ
と少なくとも等しい回復期間に亘って開いているときに、前記下側スイッチを閉じるように構成されているのが好ましい。
【００３０】
本発明は更に、上に定義したコンバータを制御する方法にも関するものであり、前記モジュールをプログラムして、上側スイッチが開いているときに、下側スイッチを閉じて、ゼロ電位をスター接続の中心端子に印加することにより、チャージポンプコンデンサを強制的に充電するようになっている。
【００３１】
本発明はまた、上に定義したコンバータの制御モジュールをプログラミングする方法にも関するものであり、前記モジュールをプログラムして、上側スイッチが開いているときに、前記モジュールが下側スイッチを閉じて、ゼロ電位を前記スター接続の中心端子に印加することにより、チャージポンプコンデンサを強制的に充電するようになっている。
【００３２】
添付の図面を参照することにより、本発明を、より深く理解しうると思う。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】先行技術によるハーフブリッジコンバータを模式的に示している。
【図２】チャージポンプコンデンサ及び制御回路を備える先行技術によるコンバータを模式的に示している。
【図３】制御モジュールにより制御される下側スイッチを備える本発明のコンバータ回路を模式的に示している。
【図４】図３の回路の種々の箇所の電位の値、及び出力電流の値を、スイッチ群の異なる位置に応じて示すタイミング図であり、制御モジュールは、インダクタンスを流れる出力電流が負である場合に、下側スイッチの開放を指令するようになっている。
【図５】制御モジュールが、インダクタンスを流れる出力電流が正である場合に、下側スイッチの開放を指令するときのタイミング図を示している。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
本発明は、自動車両に搭載されるコンバータのようなＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ、またはＤＣ−ＤＣ電圧コンバータに関するものである。コンバータは、１つの電圧を、別の大きさの電圧または電流に変換する変換回路である。
【００３５】
図３に示すように、コンバータの回路は、入力端子Ｅと、出力端子Ｓと、制御端子Ｄと、グランドＭとを備えており、中心端子Ｏを有する４分岐スター接続を形成している。
【００３６】
コンバータの変換回路は、この技術分野の当業者に「ハイサイド」スイッチとして知られ、かつ入力端子Ｅをスター接続の中心端子Ｏに接続するスター分岐に設置されている上側スイッチＴ１を備え、上側スイッチＴ１は、開閉制御されるように構成されている。すなわち、開位置と閉位置との間で移動するように構成されている。
【００３７】
変換回路は更に、この技術分野の当業者に「ローサイド」スイッチとして知られ、かつグランドＭをスター接続の中心端子Ｏに接続するスター分岐に設置されている下側スイッチＴ２を含み、下側スイッチＴ２も、開閉制御されるように構成されている。
【００３８】
この例では２４Ｖである入力電圧Ｕｅが、入力端子Ｅと回路のグランドとの間に印加される。
【００３９】
スイッチＴ２が回路のグランドに接続されるとすると、下側スイッチＴ２を制御することにより、問題が生じることは全くないことに注目されたい。これは、低定電位に接続されるスイッチを制御するのが簡単であるからである。
【００４０】
上側スイッチＴ１及び下側スイッチＴ２は、この場合、ＭＯＳＦＥＴ型、バイポーラ型、またはＩＧＢＴ型トランジスタの形態である。これらのスイッチは、高位側ダイオードＤ１、及び低位側ダイオードＤ２にそれぞれ接続されている。高位側ダイオードＤ１及び低位側ダイオードＤ２は、それぞれ、前記上側スイッチＴ１及び下側スイッチＴ２に並列接続されている。
【００４１】
変換回路は、出力端子Ｓをスター接続の中心端子Ｏに接続するスター分岐に設置されているインダクタンスＬを有し、出力電流ＩＬは、前記インダクタンスＬを流れる。電圧コンバータの機能は、このコンバータの出力から、電流消費素子によって消費される出力電流ＩＬを供給するか、または出力端子Ｓで、サンプリングすることができる電圧を供給することである。インダクタンスはこの場合、コイルＬの形態を採っているが、他のいずれの電流消費素子も、適切なインダクタンスとなり得る。
【００４２】
変換回路は更に、制御端子Ｄをスター接続の中心端子Ｏに接続するスター分岐に設置されている上側スイッチＴ１を制御するモジュール１０だけでなく、下側スイッチＴ２を制御するモジュール２０を備えている。制御モジュール１０，２０は、スイッチＴ１，Ｔ２を制御する手段を形成している。各制御モジュール１０，２０は、この場合、トランジスタ「ドライバ」である。ＦＰＧＡまたは「フィールドプログラマブルゲートアレイ（ｆｉｅｌｄ−ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ｇａｔｅ  ａｒｒａｙ）」としてよく知られているプログラマブル論理回路を使用して、論理信号をモジュール１０に送信する。
【００４３】
制御モジュール１０は、変換回路の制御端子Ｄと変換回路のグランドＭとの間に印加される制御電圧Ｕｄによって給電される。制御モジュールは、基準を、素子群を制御するために使用する必要がある。前に述べたように、変換回路の制御モジュール１０は、基準として、浮遊電位であるスター接続の中心端子Ｏの電位Ｖａを使用する。以後、「基準電位Ｖａ」と記されているこの基準電位Ｖａの変化を打ち消すために、変換回路は更に、制御モジュール１０に並列接続されているチャージポンプコンデンサＣを、コンバータの制御分岐に備えている。図３に示すように、抵抗Ｒ及び充電ダイオードＤｃは、制御分岐内で、制御端子Ｄと制御モジュール１０及びチャージポンプコンデンサＣの並列接続複合体との間に、直列に設置されている。充電ダイオードＤｃは、電流が制御端子に流れるのを阻止するので有利であり、抵抗Ｒで、制御分岐を流れる電流の値を調整する。
【００４４】
本発明の変換回路の制御モジュール１０は、上側スイッチＴ１が開くときに、基準電位Ｖａをゼロ電位にすることにより、チャージポンプコンデンサＣを強制的に充電するように構成されている。
【００４５】
この例では、制御モジュール１０は、上側スイッチＴ１が開いた後に、下側スイッチＴ２を、回復期間ｔに亘って閉じて、チャージポンプコンデンサＣの再充電を可能にするようになっている。このように、基準電位Ｖａを変換回路のグランドに接続して、チャージポンプコンデンサＣを強制的に充電する。
【００４６】
図４のタイミング図に示すように、電圧を断続する操作中に、上側スイッチＴ１を閉じ（Ｔ１＝１）、下側スイッチＴ２を開く（Ｔ２＝０）と、基準電位Ｖａは入力端子（Ｅ）の電位と等しくなる。すなわち、入力電圧Ｕｅと等しくなる。チャージポンプコンデンサＣは、制御モジュール１０に給電することにより放電し、チャージポンプコンデンサＣの両端に現われる電圧の値Ｖｃが小さくなる。上側スイッチＴ１を閉じている間（Ｔ１＝１）、出力電流ＩＬは増加する。コンバータの出力端子（Ｓ）に現われる出力電圧Ｕｓは増加する。
【００４７】
以後、便宜上、上側スイッチＴ１の閉じ期間を「正のチョッピング期間Ｍ１」と記し、上側スイッチＴ１の開き期間を「負のチョッピング期間Ｎ１」と記する。
【００４８】
正のチョッピング期間Ｍ１の終了時に、制御モジュール１０は、上側スイッチＴ１を開いて、（Ｔ１＝０）に制御し、次に出力電流ＩＬは、出力分岐内に設置されるインダクタンスＬ内で減少し始める。
【００４９】
図４には見ることができない短いスイッチング期間ｔcomの後、制御モジュール１０は下側スイッチＴ２を閉じ、（Ｔ２＝１）に制御する。制御モジュール１０は、スイッチング期間ｔcomが可能な限り最も短くなるように構成されているのが好ましい。しかしながら、スイッチング期間ｔcomは、仮にスイッチＴ１及びＴ２が同時に閉じるとした場合に生じる短絡の危険を、低く抑えるためにゼロではない。
【００５０】
下側スイッチＴ２を閉じた後、基準電位Ｖａを変換回路のグランドに、回復期間ｔrecupに亘って接続し、この回復期間ｔrecupでは、チャージポンプコンデンサＣが再充電される。この回復期間ｔrecupの長さは、チャージポンプコンデンサＣを再び満充電することができるように設定される。
【００５１】
チャージポンプコンデンサＣが再び満充電されると、上側スイッチＴ１を極めて正確に制御して、チャージポンプコンデンサＣで、スター接続の中心端子Ｏに現われる電位Ｖａの変化を打ち消すことができる。従って、スイッチＴ２に対する制御モジュール１０による制御を利用して、チャージポンプコンデンサＣの充電を、従って上側スイッチＴ１に対する制御を最適化し、その結果、断続の精度、従って電圧変換の精度を最適化する。
【００５２】
回復期間ｔrecupの終了時に、下側スイッチＴ２を開位置（Ｔ２＝０）に移動させる。上側スイッチＴ１は開位置（Ｔ１＝０）のままである。次に出力電流ＩＬは、増加し始め、ゼロ値に落ち着く。
【００５３】
出力電流ＩＬがインダクタンスＬを負の方向に流れ、かつ下側スイッチＴ２が開いている限り、基準電位Ｖａは、高位ダイオードＤ１が順方向にバイアスされるとすると、回路の入力端子Ｅの電位に等しい。出力電流ＩＬがインダクタンスＬ内でゼロになる場合、高位ダイオードＤ１が阻止状態となり、基準電位Ｖａは浮遊状態になる。
【００５４】
本発明の別の実施形態によれば、図５に示すように、制御モジュール１０は、出力電流ＩＬがインダクタンスＬを正の方向に流れているときにのみ、下側スイッチＴ２を閉じに制御する。別の表現をすると、制御モジュール１０は、出力電流ＩＬが、出力電流のゼロ値に達してしまう前に、スイッチＴ２を再び開きに制御する。従って、出力電流が負値を採るのが観察される危険が低く抑えられる。出力電流が負値を採ると、前に説明したように、結果的に基準電位Ｖａが、比較的高い入力端子Ｅの電位の値を採ることになり、制御モジュール１０に対する制御の精度に悪影響を及ぼす。図５に示すように、下側スイッチＴ２を期間ｔrecup2に亘って閉じ、この期間ｔrecup2では、インダクタンスＬを流れる出力電流ＩＬは必ず正になっている。
【００５５】
制御モジュール１０は、上側スイッチＴ１を開いた直後に、下側スイッチＴ２を閉じに制御するのが好ましく、これにより、下側スイッチＴ２を閉じることができる期間を最適化することができ、かつ出力電流を正に流し続けることができる。
【００５６】
本発明の好適な実施形態によれば、チャージポンプコンデンサＣの最小充電時間に対応する回復期間ｔrecupに亘って、スイッチＴ２を閉じに制御する。スイッチＴ２の閉期間を短く抑えることにより、出力電流が負値を採る危険は更に低く抑えられる。
【００５７】
一例として、チャージポンプコンデンサＣが４７０ｎｆであり、制御電圧Ｕｃが１５ボルトであり、かつ抵抗Ｒが２．４オームである場合、回復時間３．４μｓは、次の方程式で計算される。簡略方程式：Ｔmin＝３ｘＲＣ＝３ｘ２．４Ωｘ４７０ｎＦ＝３．４μｓ
【符号の説明】
【００５８】
１，１０，２０  制御モジュール
Ｃ  チャージポンプコンデンサ
Ｄ  制御端子
Ｄ１  高位側ダイオード
Ｄ２  低位側ダイオード
Ｄｃ  充電ダイオード
Ｅ  入力端子
ＩＬ  出力電流
Ｌ  インダクタンス
Ｍ  グランド
Ｍ１  正のチョッピング期間
Ｎ１  負のチョッピング期間
Ｏ  スター接続の中心端子
Ｒ  抵抗
Ｓ  出力端子
ｔ  回復期間
ｔcom  スイッチング期間
ｔrecup  回復期間
ｔrecup2  期間
Ｔ１  上側スイッチ
Ｔ２  下側スイッチ
Ｕｃ  制御電圧
Ｕｄ  電圧
Ｕｅ  入力端子の電位、入力電圧
Ｕｓ  出力電圧
Ｖａ  スター接続の中心点の電位、基準電位
Ｖｃ  チャージポンプコンデンサの両端の電圧の値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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