(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスＤＣの電気機械の固定子巻線を通過する負荷電流を、ゲート制御によって整流する構成の電子整流子回路において、
固定子巻線が共通カップリングの同数のポイントによってリンクされる複数のコイルを有し、電子整流子回路が同数のスイッチングステージを含み、各スイッチングステージが共通カップリングのポイントのそれぞれの一つと第一および第二のＤＣターミナル間に接続され、そして下記：
第一のＤＣターミナルに接続された陽極を有するゲート制御によってターンオンおよびオフされる第一の逆ブロッキング半導体電力装置；ならびに
第二のＤＣターミナルに接続された陰極を有するゲート制御によってターンオンおよびオフされる第二の逆ブロッキング半導体電力装置を備え、
さらに、前記第一の逆ブロッキング半導体電力装置および前記第二の逆ブロッキング半導体電力装置のそれぞれが、各々の前記ゲート制御によるターンオン状態に応答して、前記第一および第二のＤＣターミナルの直流電流を前記固定子巻線に流れる直流電流として生成する構成を含むことを特徴とする電子整流子回路。
【請求項２】
第一と第二の半導体電力装置が内部再生特性を有する、請求項１記載の電子整流子回路。
【請求項３】
第一と第二の半導体電力装置が単一利得ターンオフ特性を有する、請求項１または２記載の電子整流子回路。
【請求項４】
さらに、第一の半導体電力装置と並列に接続される第一の極性化スイッチング援助ネットワーク、および第二の半導体電力装置と並列に接続される第二の極性化スイッチング援助ネットワークとを備える、前記請求項１〜３のいずれかに記載の電子整流子回路。
【請求項５】
各スイッチングステージが、
（ｉ）第一の半導体電力装置の陰極および共通カップリングの関連するポイント、ならびに
（ｉｉ）第二の半導体電力装置の陽極および共通カップリングの関連するポイントの間に接続される巻線を有するリアクターをさらに含む、前記請求項１〜４のいずれかに記載の電子整流子回路。
【請求項６】
リアクターが、電気機械の定格機械巻線電流のわずかな部分で飽和するコアを含む、請求項５記載の電子整流子回路。
【請求項７】
前記第一及び第二の逆ブロッキング半導体電力装置のうち少なくともどちらかが、逆ブロッキングゲートターンオフサイリスターである前記請求項１〜６のいずれかに記載の電子整流子回路。
【請求項８】
前記第一及び第二の逆ブロッキング半導体電力装置のうち少なくともどちらかが、逆ブロッキングゲートターンオフサイリスター派生物である前記請求項１〜６のいずれかに記載の電子整流子回路。
【請求項９】
可動部分、固定子、共通カップリングの同数のポイントによってリンクされた複数のコイルを有する固定子巻線および前記請求項１〜８のいずれかに記載の電子整流子回路とを含むブラシレスＤＣの電気機械において、ゲート制御で固定子巻線を通る負荷電流を整流するための構成であって、電子整流子回路の各スイッチングステージが、共通カップリングのポイントのそれぞれの一つと第一および第二のＤＣターミナル間に接続する構成とする電気機械。
【請求項１０】
位相位置信号を受け取り、かつ固定子ＭＭＦの段階的回転を引き起こすために電子整流子回路の各スイッチングステージの第一と第二の半導体電力装置に点弧コマンドのシーケンスを供給する、制御装置をさらに含む、請求項９記載の電気機械。
【請求項１１】
制御装置が、位相位置信号を受け取り、かつ点弧シーケンス発電機に回転ベクトルの形式で位相参照信号を供給する、位相参照発電機をさらに含む、請求項１０記載の電気機械。
【請求項１２】
制御装置が、下記：
位相位置信号を受け取る位相参照発電機、ならびに
位相制御装置が：（ｉ）位相参照発電機からの位相参照信号、（ｉｉ）負荷角度要求信号および（ｉｉｉ）固定子ＭＭＦの段階的回転を表わす信号を受信すること、かつ点弧シーケンス発電機に回転ベクトルの形式で処理された位相参照信号を供給すること、
をさらに含む、請求項１０記載の電気機械。
【請求項１３】
位相位置信号が時間依存性である、請求項１０〜１２のいずれかに記載の電気機械。
【請求項１４】
位相位置信号が、固定子巻線の共通カップリングの隣接ポイント間における電圧波形の進行と同期する、請求項１１または請求項１２記載の電気機械。
【請求項１５】
位相位置信号が可動部分の絶対位置と同期する、請求項１１または請求項１２記載の電気機械。
【請求項１６】
位相位置信号が可動部分のインクリメント位置および方向と同期する、請求項１１または請求項１２記載の電気機械。
【請求項１７】
回転電気機械であり、かつ可動部分がローターである、請求項１２〜１６のいずれかに記載の電気機械。
【請求項１８】
かご型または巻線型ローターのいずれかを備える誘導機械である、請求項１７記載の電気機械。
【請求項１９】
巻線型または永久磁石型ローターのいずれかを備える同期機である、請求項１７記載の電気機械。
【請求項２０】
線形電気機械であり、かつ可動部分がトランスレーターである、請求項９〜１８のいずれかに記載の電気機械。
【請求項２１】
点弧コマンドのシーケンスが位相参照信号に対して固定位相関係を有する、請求項１１記載の電気機械を制御する方法。
【請求項２２】
位相制御装置が、処理された位相参照信号を表わす回転ベクトルと固定子ＭＭＦを表わすベクトル間との負荷角度を決定し、かつ負荷角度要求信号に応じて負荷角度を調整する、請求項１２記載の電気機械を制御する方法。
【請求項２３】
位相制御装置が閉ループ手段によって負荷角度を調整する、請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
位相制御装置が実質上ゼロになるように負荷角度を調整する、請求項２２または請求項２３記載の方法。
【請求項２５】
位相制御装置が機械励起の所望レベルを達成するために負荷角度を調整する、請求項２２または請求項２３記載の方法。
【請求項２６】
位相制御装置が、
（ｉ）電子整流子回路の第一と第二のＤＣターミナル間の平均電圧、ならびに
（ｉｉ）固定子巻線電圧、
のそれぞれの大きさ間における所望の関係を達成するために、
そして、第一と第二のＤＣターミナル間の平均電圧および／または第一と第二のＤＣターミナルに流れる平均電流を調整するために、負荷角度を調整する、請求項２２または請求項２３記載の方法。
【請求項２７】
位相制御装置が、位相参照信号を表わす回転ベクトルと固定子ＭＭＦを表わすベクトル間との負荷角度を決定し、かつ永久磁石型ローターによって提供された機械励起に加算されるか、または減算される機械励起の所望の重ねられた構成要素を達成するために、負荷角度要求信号に応じて負荷角度を調整する、機械励起を提供する永久磁石型ローターを有する、請求項１９記載の電気機械を制御する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子整流子回路に関し、特に、強制電子整流を利用する回転および線形機械（例えば、ブラシレスＤＣ回転および線形機械など）のための回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ回転機械は、典型的に巻線固定子によって囲まれたローターを含む。銅セグメントおよび静止ブラシギヤーでローターに接続している整流子は、ローターの角度位置に基づいてローター巻線の電流の整流を制御するために使用される。ＤＣ回転機械の一層の開発において、電子スイッチング回路が、ローターの角度位置に基づいて固定子巻線の電流の整流を制御するために使用される。ローターは、永久磁石、スリップリングまたはブラシレス励起電源を備えた従来の巻線、あるいは適切な励起電源を備えた超伝導巻線によって生成することができる回転磁界を提供する。
【０００３】
英国特許出願第２１１７５８０号は、電子スイッチング回路を使用するブラシレスＤＣ回転機械を開示する。電子スイッチング回路は、本質的に、業界基準ラップ巻線固定子のための従来のブラシおよび整流子トポロジーを模写し、ブラシがサイリスターと取り替えられ、整流子セグメントが、関連するペアのサイリスター間における共通カップリングのポイントに取り替えられる。各サイリスターペアにおける一つのサイリスターは、第一のＤＣターミナルに接続された陽極を有し、一方、そのペアの別のサイリスターは、第二のＤＣターミナルへ接続された陰極を有する。ｎシリーズ接続コイルを備えた固定子巻線は、電子スイッチング回路において共通カップリングのｎポイントを遮断するｎノードを有する。これはｎ＝８の場合に図１において示される。
【０００４】
図１から分かるように、第一のコイルＣ１は第二のコイルＣ２に接続し、共通カップリングＰＣＣ１の第一のポイントによって、サイリスタースイッチＳ１ａとＳ１ｂの第一のペアに接続する。サイリスターＳ１ａの陽極は、第一のリング「リング１」によって第一のＤＣターミナルＤＣ１に接続され、サイリスターＳ１ｂの陰極は、第二のリング「リング２」によって第二のＤＣターミナルＤＣ２に接続される。第二のコイルＣ２は、第三の巻線Ｃ３に接続され、共通カップリングＰＣＣ２の第二のポイントによってサイリスタースイッチＳ２ａとＳ２ｂの第二のペアに接続される。サイリスターＳ２ａの陽極は、第一のリング「リング１」によって第一のＤＣターミナルＤＣ１に接続され、サイリスターＳ２ｂの陰極は、第二のリング「リング２」によって第二のＤＣターミナルＤＣ２に接続される。残りのコイルは、対応する方法で第一のＤＣターミナルＤＣ１および第二のＤＣターミナルＤＣ２に接続される。
【０００５】
サイリスターペアは、ブラシレスＤＣ回転機械の逆ＥＭＦ（つまり固定子巻線に誘起された起電力）によって、およびローターの角度位置と同期するゲートパルスの印加によって整流される。低いローター速度において、この逆ＥＭＦはサイリスターの整流のために不十分となり、ＤＣ線タイプの外部整流回路が使用される。この外部整流回路もローターの角度位置と同期し、サイリスターペアのゲーティングに同期する。
【０００６】
英国特許出願第２１１７５８０号のブラシレスＤＣ回転機械には、次の欠点がある：
（ｉ）ローターの角度位置に対するサイリスターペアのゲーティングの同期は、実装することが困難であり、電磁気干渉の傾向がある。そして、
（ｉｉ）サイリスターペアのゲーティング同期および続く整流プロセスは、機械の負荷条件に正確に順応することができない。
【０００７】
英国特許出願第２１１７５８０号に記述されたブラシレスＤＣ回転機械の一般的な線形機械相当物を引き出すことが可能であることは、容易に理解されよう。このブラシレスＤＣ回転機械は、図１において、ペアのリング型ＤＣターミナルおよびスイッチングステージの円形アレーを有するとして描かれるが、これらは明瞭化を容易にするために線形形式で表わすことができる。
【０００８】
基礎的な固定子巻線の線形形式（多角形巻線またはラップ巻線）および電子整流子回路は、図２において示される。電子整流子回路は、円形アレーではなく線形に配置された多くの同一のスイッチングステージから成る。各スイッチングステージは、図３に示されるように、ペアのサイリスター１と２を含む。発電モードにおけるＤＣ電気機械の操作中に、大部分の時間に対して、ＤＣ電流はアレーの第一のポイントで巻線の中へ流れ込み、アレーの第二のポイントで巻線から流れ出る。第二のポイントは、第一のポイントからおよそ１８０電気角度に置き換えられる。巻線電流は、第一のポイントで二つのほぼ等しいパスへ分岐し、図２に示されるように第二のポイントで再結合する。整流を達成するために、第一のポイントまたは第二のポイントの場所は、アレーに沿って一ステップだけスライドする。そのスライドは、第一のポイントから第三のポイントへ、および第二のポイントから第四のポイントへ同時に生じる。またはそのスライドは順次的でもよく、その場合は、第一のポイントから第三のポイントへの最初のスライドの後に、第二のポイントから第四のポイントへスライドが続く。周知の自然整流用語によれば、整流後の電流を導通するスイッチングデバイスは、入力装置として知られており、整流前の電流を導通する装置は、出力装置として知られている。これら二つの装置の動作条件は、オーバーラップおよび逆回復に支配され、位相制御が使用されうる。この場合に、そのターミナルが順バイアス（陰極に対して陽極が正）であり、出力装置の電源ターミナルが逆バイアスにされるときに、入力装置にゲートパルスを印加することによってスライドが行われる。
【０００９】
隣接したスイッチングステージの入力および出力サイリスターのための総括的な整流プロセスは、図４、５に示される。図４は等価回路定義を示し、図５は理想化された整流波形を示す。
【００１０】
図４を参照すると、定電流ソース「Ｉ負荷」は、出力サイリスターから入力サイリスターへ整流される電流を表わす。整流された電流の変化率は、固定子巻線の等価回路表現によって決定され、時間可変切替電圧ＥおよびインダクタンスＬを有する整流リアクタンスを含む。出力サイリスターは、電流「Ｉ出力」を導通し、電圧「Ｖ出力」を維持する。入力サイリスターは電流「Ｉ入力」を導通し、電圧「Ｖ入力」を維持する。
【特許文献１】英国特許出願第２１１７５８０号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
出力サイリスターは、整流プロセスの最初にラッチされるがゲート制御されないと考えられる。入力サイリスターがゲートオンされる場合、電圧「Ｖ入力」は下がり、電流「Ｉ入力」はレートＥ／Ｌで上昇する。電流ソース「Ｉ負荷」は一定なので、電流「Ｉ出力」はレートＥ／Ｌで低下する。電流「Ｉ出力」が０になるまでに得られた時間は、オーバーラップとして定義される。オーバーラップの終わりに、出力サイリスターにおいてターンオフプロセスが始められる。ターンオフプロセスは、出力サイリスターの逆回復から始まり；最初に出力サイリスターが逆に導通し、それにより電流「Ｉ入力」がオーバーシュートし、電流の変化率がＥ／Ｌによって決定される。結局、逆回復の終わりごろに、出力サイリスターの伝導性が低下し、電圧「Ｖ出力」は、時間可変切替電圧―Ｅの方へ増加する。電圧「Ｖ出力」を増加させる効果は、出力サイリスターからの電流を強制することである。この時に、出力サイリスターは、有効なフォワードブロッキング能力に到達しておらず、それは逆ブロッキング能力を有しているということである。したがって、電圧「Ｖ出力」は、固定子巻線における電流の妨害の結果、オーバーシュートする。整流が継続するにつれて、出力サイリスターの定常状態、および一時的なフォワード電圧ブロッッキング能力は増加する。
【００１２】
結局、電圧「Ｖ出力」が逆転し、出力サイリスターはこの電圧を維持する。必要なフォワード電圧ブロッキング能力を獲得するために出力サイリスターに利用可能な合計時間は、ターンオフ時間Ｔｑとして知られている。これは、電流「Ｉ出力」の負極性逆転とそれに続く電圧「Ｖ出力」の正極性逆転間の時間である。ターンオフ時間Ｔｑが十分な場合は、電流「Ｉ出力」は０に留まり、一方、電圧「Ｖ出力」は時間可変切替電圧Ｅを追跡する。しかしながら、ターンオフ時間Ｔｑが十分でない場合は、電流「Ｉ出力」は回復し、電圧「Ｖ出力」は低下し、出力サイリスターはターンオフに失敗する。この故障は、時々「Ｔｑ故障」と呼ばれ、関連する設備の破滅的故障を伴って出力サイリスターを破壊する。
【００１３】
明瞭にするために、負荷電流「Ｉ負荷」が一方向（左から右）であると仮定されるので、各スイッチングステージの一つのサイリスターだけが図４において示される。逆回復中を除いてサイリスターの電流が右から左へ流れるように、サイリスターは両方とも同じ極性を有する。しかしながら、負荷電流が周期的な逆転に従う場合には、各スイッチングステージは、反対極性のペアのサイリスターを組込む必要がある。
【００１４】
図４における整流電圧Ｅは時間変数であり、典型的にシヌソイドである。整流が始められる時点は、周知の位相制御の技術に従って、整流電圧Ｅの波形に関連して位相が調節される。
【００１５】
原理上は、ブラシレスＤＣ回転機械がモータ運転アプリケーションのための使用される場合に、自然整流サイリスターは理想的である。しかしながら、固定子巻線へ入力する電流の最適点が、信頼できる整流を実行するためには不適当なコイル電圧が存在する場所に位置しているので、低速度で作動する場合における性能制限は重要である。高いモータ運転トルクおよび低速度において、生成される整流オーバーラップ期間は、サイリスターがフォワードブロッキング能力へ到達するために不適当な時間を残す。外部ＤＣライン整流装置は、自然整流の制限を克服するために使用することができるが、これは不適当な高振幅トルク振動を引き起こし、追加の電源損失を生成する。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、電気機械の固定子巻線とともに使用するための電子整流子回路であって、固定子巻線が共通カップリングの同数のポイントによってリンクされる複数のコイルを有し、電子整流子回路が同数のスイッチングステージを含み、各スイッチングステージが共通カップリングのポイントのそれぞれの一つと第一および第二のＤＣターミナル間に接続され、そして下記を含む、電子整流子回路を提供する：
第一のＤＣターミナルに接続された陽極を有するゲート制御によってターンオンおよびオフされる第一の逆ブロッキング半導体電力装置；ならびに
第二のＤＣターミナルに接続された陰極を有するゲート制御によってターンオンおよびオフされる第二の逆ブロッキング半導体電力装置。
【００１７】
従来のサイリスターの代わりにそのような第一と第二の半導体電源装置を使用することは、電子整流子回路が、固定子巻線における電圧に関係なく電流の整流を強制することができることを意味する。
【００１８】
適切な半導体電源装置は、逆ブロッキング絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＲＢ−ＩＧＢＴ）およびシリーズ接続個別絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードの共同配置ペアを含む。しかしながら、これらの構造は内部再生特性を有しておらず、それらの比較的高いオン状態電圧降下は、この種の電子整流子回路に当てはまる低いデューティーサイクル電導条件に理想的には適合しない。
【００１９】
好ましいタイプの半導体電源装置は、逆ブロッキングゲートターンオフサイリスター（ＲＢ−ＧＴＯ）である。ＲＢ−ＧＴＯおよびＲＢ−ＧＴＯ派生物は、それらの内部再生特性の結果として、ＩＧＢＴのような他のゲート整流装置ファミリーに比べて、縮小されたオン状態損失から利益を得る。スイッチステージ電流は、高いピーク／平均比率を備えた低いデューティーサイクルパルス波形の形式をとる。更に、要求されるスイッチング周波数は比較的低く（少なくとも現在の標準では）、固定子の基本周波数と等しい値であり、典型的に１００Ｈｚ未満である。圧縮搭載密封包装のＲＢ−ＧＴＯおよびＲＢ−ＧＴＯ派生物は、それらがオン状態およびスイッチング損失間で理想に近い妥協を提供するので、本発明の電子整流子回路で使用するために十分に適しており、同時に非常に信頼性が高い。
【００２０】
第一と第二の半導体電源装置は、好ましくは単一利得ターンオフ特性を有する。これは以下に詳細に記述される。
【００２１】
電子整流子回路は、好ましくはさらに、第一の半導体電源装置と並列に接続される第一の極性化スイッチング援助ネットワーク（スナバー）、および第二の半導体電源装置と並列に接続される第二の極性化スイッチング援助ネットワーク（スナバー）を含む。
【００２２】
電子整流子回路の各スイッチングステージは、好ましくは第一の半導体電源装置の陰極と共通カップリングのポイント間、および第二の半導体電源装置の陽極と共通カップリングのポイント間に接続される巻線を有するリアクターを含む。
【００２３】
リアクターは、好ましくはＤＣ電気機械の定格機械巻線電流のわずかな部分で飽和するコアを含む。コア飽和は、好ましくは定格機械巻線電流の１０％未満のリアクター巻線電流で生じる。リアクター巻線インダクタンスの飽和値は、また好ましくは共通カップリングの隣接した二ポイント間で測定された固定子巻線のインダクタンスの１％未満であり、最も好ましくは実際に達成可能であるのと同じくらい小さい。リアクター巻線インダクタンスの飽和している値で割られたリアクター巻線インダクタンスの不飽和値の比率は、好ましくは１０倍より大きく、最も好ましくは実際に達成可能であるのと同じくらい大きい。飽和可能なリアクターの目的は、関連する第一および第二の半導体電源装置において、電流の変化率を縮小し、従ってスイッチング電源損失を縮小することである。電流の変化率の縮小は、低電流および電流の逆転の時だけ必要である。従って、リアクターは、好ましくは電子整流子回路が動作中におけるすべての他の期間に、大きくないことである。また、飽和インダクタンスに対する不飽和インダクタンスの最大の実際的比率、およびできるだけ低い飽和電流を使用することが望まれる。
【００２４】
本発明は、さらに、可動部分、固定子、共通カップリングの同数のポイントによってリンクされた複数のコイルを有する固定子巻線および任意の前記請求項に従う電子整流子回路を含む電気機械を提供し、ここで、電子整流子回路の各スイッチングステージは、共通カップリングのポイントのそれぞれの一つと、第一および第二のＤＣターミナル間に接続される。
【００２５】
電気機械は、任意の適切なタイプの回転または線形の電気機械であり得る。回転または線形の電気機械は、任意の適切な手段によって励起され、励起のタイプは、電子整流子回路の動作と利益の基本原則に影響しない。したがって、電子整流子回路は、放射状、軸および横磁束方向における、従来型、内面逆および両面構造における、スリップリングまたはブラシレスフィールドシステムを備えた同期機で、従来型または高温超伝導または低温超伝導の界磁巻線で、ならびに永久磁石ローターで、使用することができる。電気整流子回路は、誘導機械と共に使用することもできる。線形電気機械は、例えば波力発電機などの往復運動から本質的に利益を受けるアプリケーションで使用することができる。
【００２６】
回転または線形電気機械は、モータ運転モードおよび／または発電モードにおいて作動するように設計されてもよい。
【００２７】
回転電気機械の場合には、可動部分は通常ローターと呼ばれ、線形電気機械の場合には、可動部分は通常トランスレーターと呼ばれる。
【００２８】
本明細書で考察するタイプの回転電気機械において、回転する磁石発電機磁気力（ＭＭＦ）は、電子整流子および適切な回転動作制御システムによって固定子巻線に印加される。固定子ＭＭＦの軸は、固定子電流ベクトルの軸によって決定され、次に、周期的および回転的にスライドする固定子電流入力および出口ポイントの場所によって決定される。別のＭＭＦは、このローターＭＭＦがローター位置に対して固定または低速スリップ角度関係で励起するための任意の便利な手段によってローターに印加される。同期機の場合において、ローターＭＭＦ軸は、固定の機械的形状を有することによって、ローター位置に対する固定アライメントを採用する。しかしながら、誘導機械の場合において、ローターＭＭＦは、固定子とローター間の誘導プロセスによって生成され、ローターＭＭＦの性質が固定子ＭＭＦの回転に対してスリップすることであるスリッププロセスを含む。エアギャップは、固定子とローター間に存在する。固定子ＭＭＦは、ローターの軸と固定子ＭＭＦ間に移動角度が存在する場合は常に、周辺力がローターと固定子間のエアギャップ内で生成されるように、ローターＭＭＦと反応する。トルクは、エアギャップ内に生成された周辺力とエアギャップの半径の積であり、増加する移動角度につれて増加するトルクの性質は、固定子ＭＭＦ回転と同期してローターを回転させる。同期機の場合において、ローターは、固定子ＭＭＦ回転と同期して回転する。誘導機械の場合において、ローターは、いわゆるスリップによって固定子ＭＭＦ回転との同期から外れた速度で回転する。ローター回転の速度および方向は、電気周波数および固定子ＭＭＦの位相回転の方向に依存し、電子整流子および回転動作制御システムによって決定される。前述された回転は、機械の構造に固有的である磁極の数によってさらに影響される。この記述は、電気機械を回転させるための最も単純な回路である二ポール構造の周知の原理に従って表現され、ここで、固定子ＭＭＦは、固定子基本周波数における個々の電気サイクルのために単一の物理的な回転を行なう。しかしながら、本発明は、二つ以上のポールを有する機械に適用可能であり、固定子ＭＭＦは、固定子基本周波数におけるＰ／２電気サイクルごとに、単一の物理的な回転を行ない、ここで、Ｐはポールの数である。例えば、六つのポール機械における固定子ＭＭＦは、固定子基本周波数の三つの電気サイクルごとに一つの物理的回転を行なう。すなわち、六つのポール機械の固定子ＭＭＦは、固定子基本周波数の三分の一で回転する。
【００２９】
本明細書で考察するタイプの線形電気機械は、回転機械から導かれるのと同様に、便利および有益に視覚化することができ、ここで、円筒状ローターおよび固定子構造は、線形形式を達成するために、各々軸方向にカットされ展開されている。この視覚化において、回転機械の任意の回転態様が線形等価物を有することは明らかであり、ただ一つの制限は、線形機械がローターおよび固定子構造の端で不連続を有することである。別の視覚化において、回転電気機械は大きな直径を有し、すべての実際的な目的のために、エアギャップの曲率の半径は、直線または線形配置に近づくほど大きくなる。これらの視覚化によって、回転機械の軸回転速度がそのローター周辺速度に関連し、このローターの周辺速度が、線形機械用語において使用されるトランスレーター線形速度と直接的な同等性を有することは、認識することが容易である。
【００３０】
本明細書で考察するタイプの線形電気機械において、直線的に移動する磁石発電機磁気力（ＭＭＦ）は、電子整流子および適切な直線運動制御システムによって固定子巻線に印加される。固定子ＭＭＦの中立軸は運動の軸に垂直であり、固定子ＭＭＦの中立軸の線形位置は、周期的および直線的にスライドする固定子電流入力および出口ポイントの場所によって決定される。別のＭＭＦは、このトランスレーターＭＭＦがトランスレーター位置に対して固定または低速でスリップする線形関係を維持するように励起させる任意の便利な手段によってトランスレーターに印加される。同期機の場合において、トランスレーターＭＭＦ軸は、固定の機械的形状を有することによって、トランスレーター位置に対する固定アライメントを採用する。誘導機械の場合において、トランスレーターＭＭＦは、固定子とトランスレーター間の誘導プロセスによって生成され、トランスレーターＭＭＦの性質は、固定子ＭＭＦの直線運動に対してスリップすることであるスリッププロセスを含む。エアギャップは、固定子とトランスレーター間に存在する。トランスレーターの軸と固定子ＭＭＦ間に線形移動がある場合は常に、力がトランスレーターと固定子間のエアギャップ内で直線運動の方向に生成されるように、固定子ＭＭＦは、トランスレーターＭＭＦと反応する。その力の性質は、増加する移動角度につれて増加することであり、固定子ＭＭＦ運動と同期してトランスレーターを移動させる。同期機の場合には、トランスレーターは固定子ＭＭＦ運動と同期して移動する。誘導機械の場合には、トランスレーターはいわゆるスリップによって固定子ＭＭＦ運動と同期が外れた速度で移動する。トランスレーター運動の速度および方向は、電気周波数および固定子ＭＭＦの位相回転の方向に依存し、電子整流子および回転動作制御システムによって決定される。前述された運動は、さらに、機械の構造に固有的である磁極の数によって影響される。この記述は、線形電気機械のための最も単純な回路である二ポール構造の周知の原理に従って説明され、ここで、固定子ＭＭＦは、固定子基本周波数の個々の電気サイクルに対して二倍の磁極ピッチを横断する。しかしながら、本発明は、二以上のポールを有する機械に適用可能であり、固定子ＭＭＦは、固定子基本周波数のＰ／２電気サイクルごとに二倍の磁極ピッチを横断し、ここで、Ｐはポールの数である。例えば、六ポール機械における固定子ＭＭＦは、固定子基本周波数の三電気サイクルごとに固定子の全長を横断する。
【００３１】
電気機械の動作および制御が、それらが回転または線形タイプかに関係なく、電気的角度および周波数の点から特徴づけられることは、上述から明らかである。したがって、固定子ＭＭＦの負荷角度および回転をすべて参照すると、可動部品ＭＭＦおよび固定子電流ベクトルは、回転および線形電気機械の両方に当てはめるはずである。
【００３２】
電気機械は、位相位置信号を受け取り、かつ固定子ＭＭＦの段階的回転を引き起こすために、電子整流子回路の各スイッチングステージの第一と第二の半導体電源装置に点弧コマンドのシーケンスを供給する、制御装置をさらに含む。ＭＭＦは、磁気回路中の磁束を生成するために要求され、この力は、磁気回路の素材を囲む巻線に流れる電流の大きさに比例する。点弧シーケンスは、電力半導体デバイスが、電子整流子のスイッチングステージにおいて、それらを順にターンオンおよびオフするゲート・コマンドを受け取ることであり、多角形固定子巻線における電流の入力および出力のポイントをスライドすることによって、固定子ＭＭＦの合成ベクトルを、固定子電流ベクトルの回転に同期して回転させることができる。点弧コマンドは、電流の整流を強制するために、第一と第二の半導体デバイスを適切な時点でオンおよびオフさせるために使用される。
【００３３】
制御装置は、位相位置信号を受け取り、かつ点弧シーケンス発生器に回転ベクトルの形式の位相参照信号を供給する、位相参照発生器をさらに含む。上で簡潔に言及されたように、電気機械の動いている部分（ローターまたはトランスレーター）は、さらに、使用する励起の形式の結果としてのＭＭＦを有する。可動部品ＭＭＦの回転は、固定子に誘導される電圧を生成する。生成される固定子電圧ベクトルは、可動部品ＭＭＦと同期して回転し、かつ固定子電圧ベクトルの角度位置は、位相参照信号を生成するために使用される。したがって、位相参照信号は、回転基準フレームであると考えられてもよく、その直（Ｄ）軸が固定子電圧ベクトルと整列し、かつその横（Ｑ）軸が直軸と直角である。対応する固定子電流ベクトルは、その後、エアギャップトルクおよびフラックスが領域指向制御方法に従って調整されるようにするために、便宜的に、回転基準フレームに関連する直軸および横軸ベクトル構成要素として表現される。
【００３４】
本発明の特に好ましい局面において、制御装置は、位相位置信号を受け取る位相参照発電機、ならびに位相制御装置が：（ｉ）位相参照発電機からの位相参照信号、（ｉｉ）負荷角度要求信号および（ｉｉｉ）固定子ＭＭＦの段階的回転を表わす信号を受信すること、かつ点弧シーケンス発電機に回転ベクトルの形式で処理された位相参照信号を供給すること、をさらに含む。
【００３５】
位相位置信号は時間依存性でありえる。すなわち、固定子巻線の共通カップリングの隣接ポイント間で電圧波形の進行と同期する。回転機械の場合には、この進行はローター磁気回路の回転にリンクされる。位相位置信号も、絶対位置と同期することができる。すなわち可動部品のインクリメント位置および方向、および固定子電圧の波形進行と同期する。
【００３６】
点弧コマンドのシーケンスは、位相参照信号に対して固定した位相関係を有することができる。しかしながら、本発明の特に好ましい局面において、位相制御装置は、位相参照信号を表わす回転ベクトルと、固定子ＭＭＦを表わすベクトル間との負荷角度を決定し、その後、負荷角度要求信号に応じて負荷角度を調整することができる。
【００３７】
位相制御装置は、好ましくはアナログまたはディジタル形式において比例積分微分（ＰＩＤ）制御のような閉ループ手段によって、負荷角度を調整する。
【００３８】
固定子ＭＭＦの段階的回転（およびゲート整流）が、整流プロセスと関連する電力損失および構成要素ストレスを縮小するために、対応する入力および出力半導体電源装置波形が、最小の振幅あるいはその振幅に近くなる固定子電圧波形のポイントで生じるように、位相制御装置は、負荷角度を実質上ゼロに調整してもよい。言いかえれば、対応する入力および出力半導体電源装置波形が最小の振幅あるいはその振幅の近くになる固定子電圧波形のポイントでゲート整流を生じさせるように、負荷角度を、固定子電圧の軸に関して固定子電流注入の軸を調節するために規制することができる。
【００３９】
位相制御装置は、機械励起の所望のレベルを達成するために、すなわち、（ｉ）電子整流子回路の第一と第二のＤＣターミナル間の平均電圧、ならびに（ｉｉ）固定子巻線電圧、のそれぞれの大きさ間における所望の関係を達成するために、そして、第一と第二のＤＣターミナル間の平均電圧および／または第一と第二のＤＣターミナルに流れる平均電流を調整するために、負荷角度をゼロでない角度へ調整する。
【００４０】
電気機械が、機械励起を提供する永久磁石タイプローターを有する同期機である場合に、位相制御装置は、位相参照信号を表わす回転ベクトルと固定子ＭＭＦを表わすベクトル間の負荷角度を決定し、永久磁石タイプローターによって提供された機械励起を増強し、あるいは機械励起を減じることができる機械励起の所望の付加構成要素を達成するために、負荷角度要求信号に応じて負荷角度を調整する。
【００４１】
図６Ａ、６Ｂは、単純化された形式で逆ブロッキングゲートターンオフサイリスター（ＲＢ−ＧＴＯ）のゲート整流強制整流を示す。図６Ａにおいて、ＲＢ−ＧＴＯは、ＲＢ−ＧＴＯの電力端子と並列に接続される、シリーズ接続抵抗器キャパシタースイッチング援助ネットワーク（スナバー）を使用する。ゲーティングシステムが使用され、これは電流ソース「Ｉゲート」として描かれる。負荷は、電流ソース「Ｉ負荷」として描かれる。関連する電流および電圧波形は、図６Ｂにおける時間に関連して示される。
【００４２】
整流に先立って、負荷電流「Ｉ負荷」は、ＲＢ−ＧＴＯの電力端子を流れる。ＲＢ−ＧＴＯを流れる電流は、「Ｉ陰極」によって表わされ、したがって負荷電流「Ｉ負荷」と等しい。一方、電流ソース「Ｉゲート」およびスナバーを流れる電流「Ｉスナバー」は、両方ともゼロである。ＲＢ−ＧＴＯは、オン状態でラッチされると考えられる。
【００４３】
整流を開始するために、電流ソース「Ｉゲート」が、「Ｉ陰極」を減少させるような適切な極性で注入される。ＲＢ−ＧＴＯを流れる電流「Ｉ陰極」の減少の影響は、ＲＢ−ＧＴＯ内の内部再生動作を縮小し、最終的にはＲＢ−ＧＴＯはターンオフを開始する。これは、ＲＢ−ＧＴＯを横切る電圧「Ｖ装置」を増加させる。「Ｖ装置」の増加は、負荷電流「Ｉ負荷」をスナバーへ転流させ、それにより「Ｉ陰極」の一層の減少、およびＲＢ−ＧＴＯ内の内部再生動作の一層の減少を引き起こす。
【００４４】
結局、ＲＢ−ＧＴＯはオフ状態に達し、負荷電流「Ｉ負荷」は完全にスナバーへ転流し、ＲＢ−ＧＴＯを横切る電圧「Ｖ装置」が十分に増加して、負荷電流「Ｉ負荷」を減少させる。図６Ａ、６Ｂに示さないが、電力回路のどこか他のところの入力ＲＢ−ＧＴＯは、典型的に負荷電流「Ｉ負荷」を別の有益なパスへ転流するためにターンオンする。しかしながら、ＲＢ−ＧＴＯが、ゲート制御によって完全に整流されることは明白である。
【００４５】
図７Ａおよび７Ｂは、単純化された形式で単一利得のＲＢ−ＧＴＯ整流を示す。ＲＢ−ＧＴＯは、ゲートパルス電流振幅が個別のＲＢ−ＧＴＯにおけるよりもはるかに大きくなるように、ＲＢ−ＧＴＯと物理的に統合されるゲーティングシステムを使用する。これは、電流ソース「Ｉゲート」によって表わされる。負荷は、電流ソース「Ｉ負荷」によって表わされる。単一利得のＲＢ−ＧＴＯ整流のための電流および電圧波形は、図７Ｂにおける時間に関連して示される。
【００４６】
整流に先立って、「Ｉ陰極」によって表わされたＲＢ−ＧＴＯを流れる電流が「Ｉ負荷」と等しくなり、電流ソース「Ｉゲート」がゼロになるように、負荷電流「Ｉ負荷」がＲＢ−ＧＴＯの電力端子に流れる。ＲＢ−ＧＴＯは、この状態でラッチされると考えられる。
【００４７】
整流を開始するために、「Ｉ陰極」を減少させるように、ゲート電流「Ｉゲート」が適切な極性で注入される。ゲート電流「Ｉゲート」の増加は、少なくともＲＢ−ＧＴＯを流れる電流「Ｉ陰極」の減少と等しくなり、それはターンオフ利得は少なくとも一に等しくなる。「Ｉ陰極」のこの減少の影響は、ＲＢ−ＧＴＯ内の内部再生動作を縮小することであり、最終的にはＲＢ−ＧＴＯはターンオフを開始する。これは、ＲＢ−ＧＴＯを横切る電圧「Ｖ装置」を増加させる。
【００４８】
結局、「Ｖ装置」は十分に増加して、負荷電流「Ｉ負荷」が減少し始める。明瞭化の理由のために図７Ａに示さないが、整流のこのモードは、上述されたタイプのスナバーを使用することによって支援することができるが、スナバーは、個別のＲＢ−ＧＴＯのためのよりはるかに小さな容量を持たなければならない。さらに、電子整流子回路のどこか他のところの入力ＲＢ−ＧＴＯは、典型的に負荷電流「Ｉ負荷」を別の有益なパスへ転流するためにターンオンする。しかしながら、もう一度、ゲート制御によってＲＢ−ＧＴＯが完全に整流することができることを明白である。
【００４９】
ＲＢ−ＧＴＯはゲート制御によって完全に整流されるが、ＲＢ−ＧＴＯのスイッチング電力損失、任意のスナバー構成要素の定格および電子整流子回路における電気的ストレスが、入力ＲＢ−ＧＴＯの点弧によって強くおよび有益に影響を受けることは、容易に認識されるだろう。それぞれのＲＢ−ＧＴＯスイッチングイベントの順序は、オーバーラップ方法を使用すると言える。この用語の意味は、図８Ａ〜図８Ｃに関連して以下に記述される。
【００５０】
図８Ａは、隣接するスイッチングステージの入力および出力ＲＢ−ＧＴＯに対する単一利得の総括的な整流プロセスを示す。「オーバーラップ」および「不感時間」（時々「アンダーラップ」と呼ばれる）整流方法の下で作動する図８Ａの単一利得の総括的な整流プロセスのための理想化された電流および電圧波形は、それぞれ、図８Ｂ、８Ｃに示される。
【００５１】
図８Ａに関して、定電流ソース「Ｉ負荷」は、出力ＲＢ−ＧＴＯから入力ＲＢ−ＧＴＯへ整流される電流を表わす。整流された電流の変化率は、固定子巻線の等価回路表現によって決定され、時間可変整流電圧ＥおよびインダクタンスＬを有する整流リアクタンスを含む。出力ＲＢ−ＧＴＯは、電流「Ｉ出力」を通し、電圧「Ｖ出力」を維持する。入力ＲＢ−ＧＴＯは、電流「Ｉ入力」を通し、電圧「Ｖ入力」を維持する。
【００５２】
整流に先立って、負荷電流「Ｉ負荷」は、「Ｉ出力」が「Ｉ負荷」と等しくなるように、出力ＲＢ−ＧＴＯを流れる。入力ＲＢ−ＧＴＯはオフ状態であり、それで「Ｉ入力」はゼロで、「Ｖ入力」は整流電圧Ｅと等しくなる。
【００５３】
整流を開始するために、入力ＲＢ−ＧＴＯは、ゲート制御によってターンオンし、負荷電流「Ｉ負荷」は、レートＥ／Ｌで出力ＲＢ−ＧＴＯから入力ＲＢ−ＧＴＯへ転流し始める。このポイントで、出力ＲＢ−ＧＴＯが、ゲート制御によって完全にターンオフするので、整流は、自然整流の周知のプロセスから外れる。これにより、「Ｖ出力」が整流電圧Ｅを越えるまで、「Ｖ出力」を増加させる。「Ｖ出力」が整流電圧Ｅと加算されるので、出力ＲＢ−ＧＴＯにおける電流は、自然整流される場合よりもはるかに大きいレートで整流される。
【００５４】
図８Ｂに示されるオーバーラップ時間は比例的には示されない。実際上は、整流電圧Ｅが「Ｖ出力」よりはるかに小さい場合に、それが整流プロセスの合計期間を単純に増すので、オーバーラップ時間の期間を最小限にすることが望ましい。さらに、構成要素のストレスに悪影響を及ぼすので、それは、オーバーラップ時間をゼロ以上に減じる（時々「不感時間」あるいは「アンダーラップ」方法と呼ばれる）ために不適当である。「不感時間」方法は、図８Ｃに示される。図８Ｃにおける正方向の「Ｖ出力」過渡現象は、図８Ｂに示される振幅および持続時間よりはるかに大きな振幅および持続時間を有し、出力ＲＢ−ＧＴＯにおけるターンオフ損失「Ｅオフ」は、「Ｖ出力」および「Ｉ出力」の積の時間積分であることが注意されるべきである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５５】
本発明に従ってＲＢ−ＧＴＯを使用する電子整流子回路は、図９〜１５を参照して記述される。
【００５６】
明瞭化のために、スイッチング援助ネットワーク（スナバー）は、図９〜１５に含まれていない。しかしながら、実際には、電子整流子回路のすべてが、電力電子装置のスイッチング損失を減じるためにスナバーを含むことは、熟練した読者に明白だろう。下に引用される飽和可能なリアクターは、記述した利益を提供するとともに、さらにスイッチング援助ネットワークの全体の有効性に寄与する。スイッチング援助ネットワークの特に望ましい形式は、図１６および１７を参照してより詳細に以下に記述される。
【００５７】
回転機械を参照して電子整流子回路が以下に記述されるが、線形機械で使用する場合も適応可能である。線形機械の場合には、用語「ローター」の任意の使用は、用語「トランスレーター」、「可動メンバー」あるいは他の適切な用語に取り替えることができる。線形機械の固定子巻線および可動メンバーとの電磁気関係は、すべての固定子および可動メンバーの端で不連続になる。しかるに、以下に言及された回転ＤＣ電気機械は、連続的な電磁気回路を有している。
【００５８】
図９は、ＤＣ電気機械のために第一電子整流子回路のスイッチングステージを示す。回路は、第一の逆ブロッキングゲートターンオフサイリスター（ＲＢ−ＧＴＯ）１、および第二のＲＢ−ＧＴＯ ２を含む。第一と第二のＲＢ−ＧＴＯ １および２は、リアクター３のリアクター巻線の左側に接続される。リアクター巻線の右側は、固定子巻線の巻線タップｎに接続される。第一のＲＢ−ＧＴＯ １は、電流がＤＣターミナルＤＣ１から第一のＲＢ−ＧＴＯおよびリアクター巻線を通して巻線タップｎに流れることができるように、適切な極性でリアクター巻線に接続される。同様に、第二のＲＢ−ＧＴＯ ２は、電流が巻線タップｎからリアクター巻線および第二のＲＢ−ＧＴＯを通してＤＣターミナルＤＣ２に流れることができるように、適切な極性でリアクター巻線２に接続される。
【００５９】
リアクター３のコアは、定格機械巻線電流のわずかな部分で飽和するように設計されている。リアクター巻線が、リアクター３のコアを飽和させるために必要な電流より少ない電流を流す場合、リアクター巻線のインダクタンスは最大になる。他方、リアクター巻線が、リアクター３のコアを飽和させるために必要な電流より大きい電流を流す場合、リアクター巻線のインダクタンスは最小になる。第一のＲＢ−ＧＴＯ １がターンオンする場合、リアクター巻線に流れる電流は最初に小さく、リアクター巻線インダクタンスは、第一のＲＢ−ＧＴＯにおいてターンオン損失を減じる場合に有益であるので、リアクター３は飽和しない。電子整流子回路の他のところにおけるＲＢ−ＧＴＯの動作の結果として第一のＲＢ−ＧＴＯ １が整流される場合に、リアクター巻線インダクタンスは増加し、一方、リアクター巻線に流れる電流はほぼゼロである。したがって、リアクター巻線インダクタンスは、第一のＲＢ−ＧＴＯ １においてターンオフ損失を減じる際に有益である。リアクター３の機能は、第二のＲＢ−ＧＴＯ ２のターンオンおよびターンオフ損失を減じる際に等しく有益である。
【００６０】
第一および第二のＲＢ−ＧＴＯ １および２は、単一ターンオフ利得を達成するために集積化ゲート回路を使用する。言いかえれば、ＲＢ−ＧＴＯ １および２は、ターンオフのためにスイッチング援助ネットワーク（スナバー）に依存する必要がない。それらは、固定子巻線におけるコイル電圧によって提供された利益と完全に無関係に、ゲート制御によってターンオンおよびオフすることができる。これは、コイル電圧が従来のサイリスターをターンオフさせるために十分でない場合に、電子整流子回路が作動することができることを意味する。ＲＢ−ＧＴＯは、ゲート制御整流および再生構造の利益を提供するので、そのような電子整流子回路にとって理想的である。そのような装置は、非常に強健な圧縮搭載エンベロープにおける電導とスイッチング電源損失間で優れた妥協を提供する。ＲＢ−ＧＴＯは、単一体に集積化されたゲートターンオフサイリスター（ＧＴＯ）および逆ブロッキング構造を特色とし、あるいは、それらはシリーズ接続の個別ＧＴＯ、および共通エンベロープ内に共同配置されたダイオードウエハーを含む。
【００６１】
極性化されたスイッチング援助ネットワーク（以下を参照）および飽和可能なリアクターに関係する時、単一利得のターンオフで作動するＲＢ−ＧＴＯは、無視できるスイッチング電源損失を達成する。これは、スイッチング援助ネットワーク構成要素の効果を考慮した後でさえ、電力密度と効率を改善する。
【００６２】
図１０〜１５は、電気機械がモータモードで作動している場合に、一つのスイッチングステージにおいて第一のＲＢ−ＧＴＯ １ｎから隣接したスイッチングステージにおける第一のＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１への整流を示す。第二のＲＢ−ＧＴＯ ２ｎからＲＢ−ＧＴＯ ２ｎ＋１へ整流は、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎからＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１への整流の後に、固定子基本周波数のおよそ１８０度で起きる。
【００６３】
整流に先立って、負荷電流は、第一のターミナルＤＣ１から第一のＲＢ−ＧＴＯ １ｎおよびその関連するリアクター３ｎを通って巻線タップｎの固定子巻線へ流れ、ここで、それがほぼ等しい大きさの二つのパスへ分かれる。負荷電流の二つのパスは、結局、スイッチングステージ２ｎ＋ｍで固定子巻線から現れ、ここで、ｍは、固定子電気角度１８０度における巻線タップの数であり、第二のＲＢ−ＧＴＯ ２ｎ＋ｍ（示されない）を通って第二のターミナルＤＣ２へ流れる。整流の出発点は図１０に示される。電圧Ｖ入力はコイル電圧Ｖコイルとほぼ等しくなるように、隣接したスイッチングステージのＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１はフォワードバイアスとなる。リアクター３ｎは飽和する。
【００６４】
電流の整流は、ゲート制御によってＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１のターンオンで開始され、図１１に示されるように、負荷電流は、ＤＣ１からＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１およびリアクター３ｎ＋１を通って巻線タップｎ＋１の固定子巻線へ流れ始める。最初に、電流の変化率は、コイル電圧Ｖコイル、および巻線タップｎと巻線タップｎ＋１との間のインダクタンスに加えてリアクター３ｎ＋１の不飽和インダクタンスによって制限される。一旦、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１を通して流れる電流が、リアクター３ｎ＋１が飽和するレベルに増加すると、電流の変化率は、コイル電圧および巻線タップｎと巻線タップｎ＋１間のインダクタンスによってのみ決定される。最初に不飽和であるリアクター３ｎ＋１の影響は、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１におけるターンオン電力損失を減じることである。電流がＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１で増加すると、それはＲＢ−ＧＴＯ １ｎの電流が同じレートで減少することが認識されるだろう。
【００６５】
ＲＢ−ＧＴＯ １ｎは、ゲート制御によって次第にターンオフされる。これは、そのオフ状態電圧Ｖ出力（図１２に示される）を急速に増加させる。電流の変化率は、急速に増加するＶ出力と、巻線タップｎと巻線タップｎ＋１との間のインダクタンスに作用する比較的静止したコイル電圧Ｖ電圧の合計の結果として、次第に増加する。実際上、電流の変化率は、特に電気機械が低い速度で作動しており、かつコイル電圧が非常に低い場合に、オフ状態電圧Ｖ出力によって支配される。
【００６６】
ＲＢ−ＧＴＯ １ｎを通して流れる電流は、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１を通して流れる電流の増加と同じ急速な増加率で減少し続ける。これにより結局、図１３に示されるように、巻線タップｎと巻線タップｎ＋１との間で固定子巻線のコイルに逆の電流を流す。巻線タップｎと巻線タップｎ＋１との間に流れる逆転して増加する電流が、巻線タップｎと前の巻線タップｎ−１（示されない）との間に流れる電流の値に接近するポイントで、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎおよびリアクター３ｎに流れる電流も電流逆転に接近する。リアクター３ｎのインダクタンスは、その不飽和値へ増加し、これが電子整流子回路における電流の変化率を減じ始め、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎのオフ状態電圧Ｖ出力を効果的に減じる。したがって、リアクター３ｎの影響は、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎでターンオフ電力損失を減じることである。
【００６７】
結局、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎおよびリアクター３ｎに流れる電流は逆転する。これによって、逆回復プロセスがＲＧ−ＧＴＯ １ｎで開始され、結局、オフ状態電圧Ｖ出力の逆転を強制する。ＲＢ−ＧＴＯ １ｎが、逆回復プロセスを実行している間に、リアクター１ｎの不飽和インダクタンスは、ＲＧ−ＧＴＯ １ｎの逆回復電流の時間積分を制限する。これは、オフ状態電圧Ｖ出力の逆転の大きさを制限する有益な効果となり、さらに、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎにおけるターンオフ電力損失を減じる。図１４は、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎが逆回復プロセスを完了し、ＲＢ−ＧＴＯ １ｎにおける逆回復電流がゼロまで低下した時の状況を示す。
【００６８】
逆回復プロセスがＲＢ−ＧＴＯ １ｎで完了した後、オフ状態電圧Ｖ出力は逆転し、図１５に示されるように、コイル電圧Ｖコイルとほぼ等しくなる。この一連の整流ステップの後に、負荷電流は、第一のターミナルＤＣ１からＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１およびリアクター３ｎ＋１を通って巻線タップ１ｎ＋１の固定子巻線へ流れ、ここで、ほぼ等しい大きさの二つの部分に分かれる。負荷電流の二つのパスは、結局、スイッチングステージ２ｎ＋１＋ｍで固定子巻線から現れ、ここで、ｍは、固定子電気角度１８０度における巻線タップの数であり、第二のＲＢ−ＧＴＯ ２ｎ＋１＋ｍ（示されない）を通して第二のターミナルＤＣ２へ流れる。リアクター３ｎ＋１は飽和する。
【００６９】
電気機械がモータモードで作動している場合に、整流の好ましい方法は、典型的なゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングの理想に極めて接近するように、コイル電圧が最小に近く、単位ＤＣ供給電流あたりのトルクが最大に近く、かつＲＢ−ＧＴＯ（およびスナバー）スイッチング損失が最小に近いポイントで、巻線電流を中断し急速に再建することである。この理想的オペレーティングモードは、ＲＢ−ＧＴＯのゲートターンオフ能力によって容易になる。この理想的に近いオペレーティングモードに加えて、ＲＢ−ＧＴＯは、上述された位相制御方法に従って作動することができる。
【００７０】
整流原理の選択が、電気機械の実際的な設計、特に任意のスナバー設計に関して重要な影響を及ぼすであろうが、ＲＢ−ＧＴＯは、「オーバーラップ」および「不感時間」整流方法の両方に従って作動することが認識されるだろう。
【００７１】
上に言及したように、スイッチング援助ネットワーク（スナバー）および位相制御は、全整流プロセスに直接の影響がある。本発明の好ましい実施態様は、図１６および１７に関連して記述される。好ましい実施態様は、関連する制御手段によって最適化され、飽和可能なリアクター、および単一利得ゲート制御ターンオフモードで動作するＲＢ−ＧＴＯと結合した特別のスイッチング援助ネットワークを含む。
【００７２】
図１６は、図１０〜１５に関連して上述した一般的な整流プロセスに従ってすべて作動する、第一のＲＢ−ＧＴＯ １、第二のＲＢ−ＧＴＯ ２および飽和可能なリアクター３を含むスイッチングステージを示す。図１６は、さらに、第一のＲＢ−ＧＴＯ １に関係する、第一のスナバーキャパシター４、第一のスナバーダイオード５および第一のスナバー抵抗器６、ならびに第二のＲＢ−ＧＴＯ ２と関連する、第二のスナバーキャパシター７、第二のスナバーダイオード８および第二のスナバー抵抗器９を含む、スイッチング援助ネットワークを示す。スイッチング援助ネットワークは、Ｒがスナバー放電抵抗器であり、Ｃがスナバーキャパシターであり、Ｄがダイオード極性化スナバーである場合の周知の業界基準「ＲＣＤ極性化スナバー」原理に従って形成されが、それらは、本発明に特有な方法でリアクター３および固定子巻線と結合して操作される。
【００７３】
図１７Ａおよび１７Ｂは、極性化されたスイッチング援助ネットワークの操作の好ましい手段を示す。図１７Ａは、ＲＢ−ＧＴＯが飽和可能なリアクターおよび極性化されたスイッチング援助ネットワークから利益を得る場合のために、隣接したスイッチングステージの入力および出力ＲＢ−ＧＴＯ用の総括的な単位利得の整流プロセスの等価回路定義を示す。図１７Ｂは、オーバーラップ整流方法を使用する図１７Ａの総括的な整流プロセスのための理想化された整流波形を示す。その波形は、図８Ｂに示された二つの重要な例外と緊密に対応する。第一に、オーバーラップ期間の最初で、入力スナバーの電流「Ｉｓ入力」は、短い過渡現象を経験する。この電流は、入力スナバー放電抵抗器、入力スナバーキャパシターおよび入力ＲＢ−ＧＴＯによって定義されたループで流れる。第二に、オーバーラップ期間の終わりに、出力ＲＢ−ＧＴＯの電流「Ｉ出力」は、ほとんどすぐにゼロまで落ち、一方、出力スナバーの電流「Ｉｓ出力」は、オーバーラップ期間の終わりに出力ＲＢ−ＧＴＯに流れていた電流の値までほとんどすぐに増加する。したがって、出力ＲＢ−ＧＴＯの電流は、スイッチング援助ネットワークへ整流したと言える。一旦これが生じると、出力スナバー極性化ダイオードが順電圧降下をほとんど持っていないので、出力スナバーの電流「Ｉｓ出力」は共振してゼロまで低下する。スナバーキャパシターおよび出力ＲＢ−ＧＴＯを横切った電圧「Ｖ出力」も、共振してピークへ増加しほぼ等しくなる。したがって、スイッチング援助ネットワークは共振すると言える。
【００７４】
スイッチング援助ネットワークおよび整流プロセスの制御における共振形態が最適化されることは、電子整流子回路の性能にとって重要である。次の記述において、出力スイッチングステージｎが隣接した入力スイッチングステージｎ＋１へ整流し、関連がある接尾辞がすべての構成要素に適用される。例えば、ｎおよびｎ＋１のようなスイッチングステージ構成要素の接尾辞が、図１０〜１５に描かれる。
【００７５】
出力スナバーキャパシター４ｎ、出力リアクター３ｎ、整流リアクタンスＬおよび入力リアクター３ｎ＋１を含むシリーズ共振回路を介して、負荷電流「Ｉ負荷」が、出力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎから入力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１へ整流されるので、スイッチング援助ネットワークは共振する（ここで、すべての半導体電力装置はそれらの「理想」、「オン」あるいは「オフ状態」にあると考えられ、例えば、入力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１が短絡であり、出力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎが開回路であり、および出力スナバー極性化ダイオード５ｎが短絡である）。これは、電流依存インダクタンスを備えたシリーズ誘導容量性共振回路の例である。この場合に、共振回路のインダクタンスは、三つのシリーズ接続誘導構成要素の合計であり、その一つである整流リアクタンスＬは、任意の特別の整流期間に相対的に一定であると仮定され、そのうちの二つである、出力および入力リアクター３ｎおよび３ｎ＋１は、そのインダクタンスが時間の任意の特別なポイントに特別のリアクターに流れる電流の瞬時値に依存する非線形装置である。これらの瞬時電流は、次の要素の重ね合せに従う：
（ｉ）出力スナバーキャパシター４ｎ、出力リアクター３ｎ、整流リアクタンスＬおよび入力リアクター３ｎ＋１を含む、シリーズ誘導容量性共振回路に流れる電流の共振ＡＣ構成要素；そして
（ｉｉ）ＤＣターミナルから入力および出力ＲＢ−ＧＴＯならびにリアクターを通して固定子巻線の巻線タップに流れる負荷電流のそれぞれの構成要素。
【００７６】
出力および入力リアクター３ｎおよび３ｎ＋１に流れる負荷電流のそれぞれの構成要素は、ＤＣバイアス電流であると考えることができる。これらは図１７Ｂに示され、時間の三つのポイントに（ａ）、（ｃ）、（ｂ）とラベルが付けられる。
【００７７】
ポイント（ａ）と（ｂ）との間において、入力および出力ＲＢ−ＧＴＯによって流れる電流「Ｉ入力」および「Ｉ出力」の勾配は、等しくかつ反対になり、「Ｉ入力」と「Ｉ出力」との間に−「Ｉ負荷」の初期オフセットが存在する。入力スナバー「Ｉｓ入力」の電流は、入力スナバーキャパシター４ｎ＋１、入力スナバー放電抵抗器６ｎ＋１および入力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１を含むループに流れるように抑制され、そして入力リアクター３ｎ＋１に流れない。出力スナバー「Ｉｓ出力」の電流はゼロである。
【００７８】
ポイント（ｂ）と（ｃ）との間において、電流「Ｉ入力」および「Ｉｓ出力」の勾配は、等しくかつ反対になり、「Ｉ入力」と「Ｉｓ出力」との間に＋「Ｉ負荷」の最終オフセットが存在する。入力スナバー「Ｉｓ入力」の電流はゼロである。
【００７９】
ポイント（ａ）で、および入力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎ＋１によって流れる電流「Ｉ入力」が入力リアクター３ｎ＋１の飽和電流を超過するまで、リアクター３ｎ＋１のインダクタンスは、その不飽和（最大）値にとどまる。図１７Ｂに示された時間に続くすべての時間で、入力リアクター３ｎ＋１のインダクタンスは、その飽和（最小）値にある。
【００８０】
ポイント（ｂ）で、出力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎの電流はゼロであり、出力スナバーキャパシター４ｎへ急速に整流される。出力リアクター３ｎの電流は、「Ｉ出力」と「Ｉｓ出力」の合計なので、合計された電流は、出力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎおよびそのスナバーを含む整流プロセスに比較的に影響されない。そしてポイント（ｂ）のまわりで、出力リアクター３ｎのインダクタンスは、その飽和（最小）値にある。
【００８１】
ポイント（ｃ）において、出力リアクター３ｎの電流は、出力スナバーキャパシター４ｎの電流「Ｉｓ出力」と等しく、これはゼロに低下する。ポイント（ｃ）に隣接して、「Ｉｓ出力」が出力リアクター３ｎの飽和電流より小さい間、出力リアクター３ｎのインダクタンスは、その不飽和（最大）値にある。図１７Ｂに示されたすべての他の時間に、出力リアクター３ｎのインダクタンスは、その飽和（最小）値にある。
【００８２】
電流の変化率上における飽和可能なリアクターの瞬間的影響は、明瞭化の理由のために図１７Ｂの波形において示されないが、それらの機能および利益は上述されている。実際上、出力および入力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎおよび１ｎ＋１によって流れる電流「Ｉ入力」および「Ｉ出力」の勾配は、ポイント（ａ）で瞬間的に減じられ、一方、電流「Ｉ入力」および「Ｉｓ出力」の勾配は、ポイント（ｃ）で瞬間的に減じられる。
【００８３】
ポイント（ｃ）に関する出力リアクター３ｎの瞬間的影響を除いて、電流「Ｉ入力」および「Ｉｓ出力」は、ポイント（ｂ）と（ｃ）との間で従来の対応する４分の１シヌソイド共振応答に従う。同様に、出力スナバー極性化ダイオード５ｎの順電圧降下が無視できるので、「Ｖ出力」は、ほぼ従来の対応する４分の１シヌソイド応答に従い、そのピークは、整流電圧Ｅに依存する。本発明の重要な局面は、整流プロセスが、整流電圧Ｅの存在に依存しないことである。しかしながら、整流電圧Ｅが、「Ｖ出力」のピーク値に影響を持つので、それは、電子整流子回路において使用される構成要素の定格に影響を及ぼす。各個別の整流プロセスは、整流電圧Ｅがゼロである場合に生じるように順番に並べられることが好ましい。これは、出力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎおよびその関連するスイッチング援助ネットワークにおけるスイッチング電力損失を最小限にする。さらに、入力および出力ＲＢ−ＧＴＯ １ｎおよび１ｎ＋１の同時導通の期間が減じられるように、ポイント（ａ）と（ｂ）との間のオーバーラップ期間が最小限にされることが好ましい。これは、電力半導体デバイスにおける全導電電力損失を最小限にする。したがって、固定子巻線の隣接した巻線タップ間で行われる周期的ＥＭＦに対して、各整流プロセスを正確に同期させることが望ましい。さらに、同じ効果を達成するために、対応するローター位置に対して、各整流プロセスを正確に同期させることが可能である。
【００８４】
適切な制御システムが図１８に示される。回転電気機械は、固定子巻線１１およびローター１２を含む。電子整流子回路１０は、固定子巻線１１の固定子巻線タップ１１ｎ、１１ｎ＋、１１ｎ＋２などに接続される。図１６に示されるように、電子整流子回路１０は、第一と第二のＤＣターミナルＤＣ１およびＤＣ２および複数の同一のスイッチングステージを組込む。便宜のために、これらのスイッチングステージは、１−９ｎ、１−９ｎ＋１、１−９ｎ＋２などと呼ばれる。第一と第二のロータリー位置エンコーダ１３および１４は、軸システム１５によってローター位置と同期する。第一のエンコーダ１３は、絶対位置情報（矢印１７によって表わされる）を位相参照発生器１９に連続的に送信するタイプでもよい。第二のエンコーダ１４は、インクリメント位置および方向情報（矢印１８によって表わされる）を位相参照発生器１９に送信するタイプでもよい。第一と第二のエンコーダ１３と１４とを結合させ、関連するディジタル・データが、例えば業界基準「両位相プラスマーカー」フォーマットのような多くの形式をとってもよいことは容易に認識されるだろう。巻線タップ電圧の任意の実際的な数（例えば１１ｎおよび１１ｎ＋１）は、任意の適切な変換器によって、あるいは直接接続によって検出されてもよく、この情報は、固定子電圧線１６に沿って位相参照発生器１９に送信される。位相参照発生器１９は、ローター位置、および／または固定子ＥＭＦの大きさおよび位置を識別することができ（典型的にはそれぞれ業界基準エンコーダインターフェース、またはゼロ交差検知器またはディジタルサンプリング手段を使用して）、位相参照データ（矢印２０によって表わされる）は、点弧シーケンス発生器２１に送信される。インクリメント位置エンコーダおよびＥＭＦセンサーは、ローター１２の回転および励起が確立されるまで、位相参照データを識別することができない。この場合に、スイッチングステージ点弧コマンドの開ループシーケンスは、点弧シーケンス発生器２１によって生成されなければならない。一旦、ローター１２の回転および励起が確立されると、または絶対位置エンコーダ１３が使用される場合に、その後、点弧シーケンス発生器２１は、理想的位相関係に従って機械回転および固定子ＥＭＦに同期するスイッチングステージ点弧コマンドの閉ループシーケンス（ループ２２によって表わされる）を生成する。
【００８５】
基礎的なモータの場合に、スイッチングステージ点弧コマンドは、図１７Ａおよび１７Ｂに示される整流電圧Ｅがおよそゼロである期間の理想点で、回転電気機械のスライド整流を引き起こすために生成される。外部制御手段（示されない）は、ＤＣターミナルＤＣ１およびＤＣ２に供給するＤＣ電流ソースを制御するために使用される。回転電気機械が発電モードで作動するために要求される場合、モータおよび発電モードにおいて作動することができる場合、あるいはＤＣターミナル電圧、ローター励起および軸回転速度との間の他の特別で調整可能な関係で作動することができる場合に、スイッチングステージ点弧コマンド２２は、所望の結果を生成するために位相参照データ２０に関して位相シフトされてもよい。この場合に、位相シフトデータは、外部手段（示されない）によって点弧シーケンス発生器２１に供給することができる。
【００８６】
電子整流子回路は、誘導電動機または発電機の固定子ＭＭＦ（つまり起磁力）を調整するために使用されてもよい。この場合に、図１８に示される制御システムは使用することができるが、それは、固定子ロータースリップ周波数を提供する励起およびトルク調整制御を含む追加の調整手段によって、および点弧シーケンス発電機２１のために位相参照データを提供するプロセスにおいて、サポートしなければならない。適切な制御システムは、図１９に示され、領域指向誘導機械制御を提供する。図１８に示される制御システムに共通する構成部分は、同じ参照数字が与えられる。二つの制御システム間の主な差は、位相参照発電機が領域指向制御装置２３へ組込まれることである。領域指向制御装置２３の目的は、固定子巻線１１の電流入力および出口ポイントが固定子電圧線１６上の電圧に対して有益な位相位置をスライドさせることである。整流子スライドデータ（矢印２４によって表わされる）は、点弧シーケンス発電機２１によって提供され、領域指向制御装置２３内に組込まれる位相制御装置２７に供給される。外部制御装置（示されない）は、ＤＣターミナルＤＣ１およびＤＣ２に供給されるＤＣ電流を調整する。ＤＣ電流は、固定子巻線１１内で二つのパスに分割され、図２０において、これらは円形ベクトル「Ｉａ」および「Ｉｂ」として描かれる。それぞれの電流は、ほぼ等しい大きさを有している。位相制御装置２７は、回転基準フレームの直軸であると考えられる位相参照信号２０に関係する電流ベクトル「Ｉ全体」の角度を決定するために、整流子スライドデータを使用する。電流ベクトル「Ｉ全体」は、円形ベクトル「Ｉａ」と「Ｉｂ」の合計を表わし、図２０にも示される。電圧固定子線１６ならびに位相位置データ１７および１８上の電圧は、位相参照発電機１９に供給される。位相参照発生器１９は位相参照信号２０を出力する。位相制御装置２７は、固定子巻線電圧ベクトル「Ｖ全体」の位置を決定するために、位相参照信号２０を使用することができ、それは図２０に示され、下により詳細に記述される。外部手段（示されない）も、負荷角度要求信号（矢印２６によって表わされる）を位相制御装置２７に提供する。位相制御装置２７は、電圧と電流ベクトル「Ｖ全体」および「Ｉ全体」との間で負荷角度「シータ」を決定し、その後、これは、周知の閉ループ制御手段に従って処理された位相参照データ（矢印２８によって表わされる）を生成することによって、負荷角度要求信号に応じて位相制御装置によって調整することができる。任意の便利なタイプの閉ループ制御手段が使用可能であり、一つの例は、アナログまたはディジタル形式の比例積分微分（ＰＩＤ）制御である。
【００８７】
固定子電圧線１６は、領域指向制御装置２３によってバッファーされ、ＤＣターミナルＤＣ１およびＤＣ２に供給されるＤＣ電流を調整するために、外部制御装置（示されない）に送信（矢印２５によって表わされる）される。したがって、外部制御装置は、周知の機械制御手段に従ってモータフラックスを決定することができるように、モータ電圧、モータ電流、および負荷角度「シータ」に関する利用可能なデータを有している。外部制御装置は、モータおよび発電モードの両方においてモータフラックスおよびトルクを制御するために、ＤＣ電流および負荷角度要求信号を調整する。
【００８８】
モータ電流および電圧ベクトルを、図２０を参照して詳細に記述する。ベクトルは、回転する基準フレームに関連して示され、この回転は固定子基本周波数である。固定子巻線タップの１１ｎおよび１１ｎ＋１などは、互いに関連して電圧を経験する。したがって、一連の電圧ベクトルは、多角形の形式をとって存在し、これらは便宜的にベクトル「Ｖａ」、「Ｖｂ」として表わされる。この多角形系列の合成電圧ベクトルは「Ｖ全体」と呼ばれる。多くの巻線タップを備えた固定子巻線の場合に、電圧ベクトル「Ｖ全体」の軸は、電圧０もしくはゼロ交差を経験する巻線タップ間の個別電圧ベクトルに垂直である、と仮定することができる。図２０に示される例は、巻線タップ１１ｎと巻線タップ１１ｎ＋１との間の個別電圧ベクトルである、個別電圧ベクトル「Ｖ（１１ｎ−１１ｎ＋１）」に垂直な電圧ベクトル「Ｖ全体」を有する。原理的に、電圧ベクトル「Ｖ全体」の角度は、回転する基準フレームと同期する時間的に連続する一連の電圧０もしくはゼロ交差から連続的に決定することができる。しかしながら、限られた数の巻線タップを備えた実際的な固定子巻線において、隣接した巻線タップ間の角度は、連続的な精度を達成するために、連続的な電圧０もしくはゼロ交差間で時間補間内挿を要求するために十分に大きくなるだろう。図１９に関連して、固定子電圧線１６上で検出された電圧は、絶対位置情報（矢印１７によって表わされる）、あるいはインクリメント位置および方向情報（矢印１８によって表わされる）を参照することによって、周知の原理に従って挿入された時間でよい。誘導機械の場合に、この情報から決定されたローター角速度は、補間内挿プロセスに組み入れられるべきローター・スリップ周波数に関連する項を含む。上述されたように、固定子巻線電流「Ｉａ」および「Ｉｂ」の円形表現は便宜的に使用されているものであり、個別の電流ベクトルが同様の多角形系列を形成することは容易に認識されるだろう。合成電流ベクトル「Ｉ全体」は、ベクトル「Ｉａ」と「Ｉｂ」に二分され、二つの成分ベクトル構成要素のベクトル和であると考えられる。第一の成分ベクトル構成要素は、電圧軸すなわち回転基準フレームの直軸に整列するベクトル「Ｉ全体」の構成要素である「Ｉトルク」である。第二の成分ベクトル構成要素は、回転基準フレームの直角位相軸に整列するベクトル「Ｉ全体」の構成要素である「Ｉ ｍａｇ」である。ベクトル「Ｉ ｍａｇ」は、主にエアギャップフラックスを生成する電流であるのに対して、ベクトル「Ｉトルク」は、主にエアギャップトルクを生成する電流である。
【００８９】
図１９および２０に関連して記述された制御システムは、モータおよび発電モードで作動する誘導発電機と同期機に適用することができる。
【００９０】
発電モードおよびＤＣ出力電圧で作動するブラシレス永久磁石同期機の励起は、永久磁石に固有な励起を備えたエアギャップフラックスを生成する電流「Ｉ ｍａｇ」によって提供された励起の合計によって制御することができる。この制御は、図２１に関連して記述されよう。
【００９１】
図２１は、様々な励起レベルの発電モードで作動する従来の三相同期機の出力電圧および電流特性について記述する曲線のファミリーを示す。図２１も、同期タイプローターで電子的に整流された機械に適用可能である。各曲線は、励起の一定値を表す。発電モードで作動する同期タイプローターで電子的に整流された機械の出力電圧は、励起に依存する電流依存性を有している。さらに、励起および負荷角度は相互関係がある（同期タイプローターを備えた過励起の電子的整流機械は、電流が電圧に遅れる場合に負荷角度を備えた発電機として作動し、一方、同期タイプローターを備えた低励起の電子的整流機械は、電流が電圧より進む場合に負荷角度を備えた発電機として作動する）。巻線ローターを備えた従来の同期機において、励起は、負荷角度に適合するように可変（ローター）界磁電流巻線を用いて調整可能であり、一方、同期タイプローターを備えた電子的に整流された機械において、固定子電流および（ローター）界磁電流の軸は、負荷角度に影響を及ぼすように一緒に調節されてもよい。永久磁石励起を備えた電子的に整流された機械において、励起のローター構成要素は永久磁石によって完全に提供され、調節することができない。図２１に示されるように、最上部の曲線は増加した励起の結果であり、この場合、機械は過度に励起されていると言われる。下部の曲線は減少した励起の結果であり、この場合、機械は低励起されていると言われる。図２１は、さらに定格電圧、定格電流および可変励起による最大電力出力の軌跡の例示線を含む。本発明に従って電子的に整流された機械は、定格電流出力で定格電圧出力を生成するために、十分な大きさの固定永久磁石励起を有するように設計することができる。この第一の例において、機械は特性Ｅｘ１に従って起動することができ、定格電流より小さい負荷電流で、出力電圧は定格電圧より大きくなる。これは、出力電圧でピークが生じる中間負荷で特に不利である。出力電圧におけるこのピークは、いくつかのケースで定格電圧の１１５％を超過し、電力変換設備のサイズとコスト上で不利益な影響がある。曲線Ｅｘ１における永久磁石励起のコストは、機械の全コストを支配する。第二の例において、機械は、特性Ｅｘ２に従って低い程度に励起させることができ、定格電流における出力電圧に対するピーク出力電圧の比率は、１６５％まで増加する。第三の例において、機械は、特性Ｅｘ３に従ってさらに低い程度で起動することができる。この場合に、定格電流におけるピーク出力電圧と出力電圧の比率は３００％以上に増加し、出力電圧は、増加する負荷電流で常に「降下する」。そのような機械は完全に非実用的になる。Ｅｘ３において永久磁石によって提供された励起の大きさは、矢印Ａによって表わされる。本発明によって、固定子電流「Ｉ ｍａｇ」の構成要素を生成するエアギャップフラックスによって提供された励起は、有益な励起構成要素が矢印Ｂによって表わされる大きさを有するように注入することができる。したがって、全励起の大きさは矢印ＡおよびＢの合計と等しく、Ｅｘ１において永久磁石によって提供される全励起と等しい。電流「Ｉ ｍａｇ」が注入されるときに、「Ｉトルク」が一定に保持されなければいけないの���、全電流「Ｉ全体」は増加する。全電流「Ｉ全体」のこの増加は、電力変換設備のコストに必然の影響を及ぼす。
【００９２】
閉ループ手段で図２０における角度「シータ」を調整することによって、永久磁石タイプローターを備えた電子的整流機械のコストは、永久磁石の節約に対する全電流「Ｉ全体」と電力変換設備の関連するコストとの交換によって最適化される。「シータ」が小さい間、全電流「Ｉ全体」における電流「Ｉ ｍａｇ」の影響も小さい。「シータ」の小さな値は、電力変換設備のコストの増加が小さいのに対して、永久磁石のコストにおいて、重要で有益な減少を与えることを意味する。「シータ」が増加すると、全電流「Ｉ全体」の増加に関係する電力変換設備の増加したコストは重要になるが、それは軽負荷出力電圧における減少の利益によって否定される（すなわち電力変換設備および機械の電圧電流定格は著しくは増加しない）。過度に大きな「シータ」の値が使用される場合、永久磁石のコストは、電力変換設備および機械電圧電流定格のコストに比較して重要でなくなる。調整された「Ｉ ｍａｇ」補償に対する励起下における永久磁石の最適化の利益は、電力変換設備のコストおよびサイズが減少することである。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】ブラシがサイリスターと取り替えられ、かつ整流子セグメントが関連するペアのサイリスター間で共通カップリングのポイントと取り替えられる、業界基準のラップ巻線固定子のために、従来のブラシおよび整流子トポロジーを形成する、先行技術の固定子巻線および関連する電子整流子を示す概要図である。
【図２】線形形式の先行技術の固定子巻線および電子整流子回路を示す概要図である。
【図３】図２の先行技術における電子整流子回路の単一スイッチングステージを示す概要図である。
【図４】スイッチングステージとしてペアのサイリスターを使用する総括的な整流プロセスのための等価回路の定義を示す概要図である。
【図５】図４の総括的な整流プロセスのために理想化された整流波形を示す波形図である。
【図６】図６Ａは、逆ブロッキングゲートターンオフサイリスター（ＲＢ−ＧＴＯ）の総括的な整流プロセスを示す概要図である。図６Ｂは、図６Ａの総括的な整流プロセスのために理想化された整流波形を示す波形図である。
【図７】図７Ａは、ＲＢ−ＧＴＯのために単一利得の総括的な整流プロセスを示す概要図である。図７Ｂは、図７Ａの総括的な整流プロセスのために理想化された整流波形を示す波形図である。
【図８】図８Ａは、スイッチングステージとしてペアのＲＢ−ＧＴＯを使用する単一利得の総括的な整流プロセスのために等価回路の定義を示す概要図である。図８Ｂは、オーバーラップ整流方法を使用する図８Ａの総括的な整流プロセスのために理想化された整流波形を示す波形図である。図８Ｃは、「不感時間」整流方法を使用する図８Ａの総括的な整流プロセスのために理想化された整流波形を示す波形図である。
【図９】本発明に従って電子整流子回路のスイッチングステージを示す概要図である。
【図１０】図９の電子整流子回路の動作を示す概要図である。
【図１１】図９の電子整流子回路の動作を示す概要図である。
【図１２】図９の電子整流子回路の動作を示す概要図である。
【図１３】図９の電子整流子回路の動作を示す概要図である。
【図１４】図９の電子整流子回路の動作を示す概要図である。
【図１５】図９の電子整流子回路の動作を示す概要図である。
【図１６】スイッチング援助ネットワークを備える本発明に従う電子整流子回路のスイッチングステージを示す概要図である。
【図１７】図１７Ａは、ＲＢ−ＧＴＯが飽和可能リアクターおよび極性化スイッチング援助ネットワークから利益を得る場合に、隣接したスイッチングステージの入力および出力ＲＢ−ＧＴＯに対する単一利得の総括的な整流プロセスのために等価回路の定義を示す概要図である。図１７Ｂは、オーバーラップ整流方法を使用する図１７Ａの総括的な整流プロセスのために理想化された整流波形を示す波形図である。
【図１８】図９の電子整流子回路のための第一の制御システムを示す概要図である。
【図１９】図９の電子整流子回路のための第二の制御システムを示す概要図である。
【図２０】図１９の第二の制御システムにおいて使用されるモータ電流および電圧ベクトルを示すベクトル図である。
【図２１】様々な励起レベルの発電モードで作動する従来の三相同期機の出力電圧および電流特性について記述する曲線のファミリーを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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