(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１トランジスタと、第２トランジスタと、第３トランジスタと、第４トランジスタと、第１ノードと、第２ノードと、第１出力ノードとを具備する直交変調器であって、
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能であり、
前記第１トランジスタの前記入力電極と前記第２トランジスタの前記入力電極と前記第３トランジスタの前記入力電極と前記第４トランジスタの前記入力電極とに、非反転同相アナログ信号と反転同相アナログ信号と非反転直交アナログ信号と反転直交アナログ信号とがそれぞれ供給可能とされ、
前記第１トランジスタの前記制御電極と前記第２トランジスタの前記制御電極と前記第３トランジスタの前記制御電極と前記第４トランジスタの前記制御電極とは、非反転同相ＲＦ信号と反転同相ＲＦ信号と非反転直交ＲＦ信号と反転直交ＲＦ信号とにそれぞれ応答可能とされ、
前記第１トランジスタの前記出力電極と前記第２トランジスタの前記出力電極とは前記第１ノードと接続され、前記第３トランジスタの前記出力電極と前記第４トランジスタの前記出力電極とは前記第２ノードと接続され、
前記第１ノードと前記第１出力ノードとの間に接続され前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第１ハイパスフィルタと、前記第２ノードと前記第１出力ノードとの間に接続され前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第２ハイパスフィルタとを更に具備する、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項２】
請求項１において、
第５トランジスタと、第６トランジスタと、第７トランジスタと、第８トランジスタと、第３ノードと、第４ノードと、第２出力ノードとを更に具備して、
前記第５トランジスタと前記第６トランジスタと前記第７トランジスタと前記第８トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能であり、
前記第５トランジスタの前記入力電極と前記第６トランジスタの前記入力電極と前記第７トランジスタの前記入力電極と前記第８トランジスタの前記入力電極とに、前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号と前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号とがそれぞれ供給可能とされ、
前記第５トランジスタの前記制御電極と前記第６トランジスタの前記制御電極と前記第７トランジスタの前記制御電極と前記第８トランジスタの前記制御電極とは、前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号とにそれぞれ応答可能とされ、
前記第５トランジスタの前記出力電極と前記第６トランジスタの前記出力電極とは前記第３ノードと接続され、前記第７トランジスタの前記出力電極と前記第８トランジスタの前記出力電極とは前記第４ノードと接続され、
前記第３ノードと前記第２出力ノードとの間に接続され前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第３ハイパスフィルタと、前記第４ノードと前記第２出力ノードとの間に接続され前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第４ハイパスフィルタとを更に具備する、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項３】
請求項２において、
前記第１ハイパスフィルタは前記第１ノードと前記第１出力ノードとの間に接続された第１容量を含み、前記第２ハイパスフィルタは前記第２ノードと前記第１出力ノードとの間に接続された第２容量を含み、前記第３ハイパスフィルタは前記第３ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された第３容量を含み、前記第４ハイパスフィルタは前記第４ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された第４容量を含む、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項４】
請求項３において、
前記第１ハイパスフィルタと前記第２ハイパスフィルタと前記第３ハイパスフィルタと前記第４ハイパスフィルタの各ハイパスフィルタは、前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号と前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の各アナログ信号の最高周波数と前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号の各ＲＦ信号の最低周波数との間に設定されたカットオフ周波数を有する、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項５】
請求項４において、
前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号とが供給可能な波形処理回路を更に具備して、
前記波形処理回路は、前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号とに応答して、パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧とパルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧とパルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧とパルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧とをそれぞれ生成可能とされ、
前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧との各ＲＦ信号電圧は、そのハイレベル期間がローレベル期間よりも短い期間に設定されたものであり、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧は、前記第１トランジスタの前記制御電極と前記第６トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされ、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧は、前記第２トランジスタの前記制御電極と前記第５トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされ、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧は、前記第３トランジスタの前記制御電極と前記第８トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされ、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧は、前記第４トランジスタの前記制御電極と前記第７トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされた、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項６】
請求項５において、
前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧の非反転同相電圧レベルと前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧の反転同相電圧レベルとがクロスオーバーするタイミングでは、前記非反転同相電圧レベルと前記反転同相電圧レベルの各電圧レベルは前記第１トランジスタと前記第６トランジスタと前記第２トランジスタと前記第５トランジスタの各トランジスタのしきい値電圧よりも低く設定されており、
前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧の非反転直交電圧レベルと前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧の反転直交電圧レベルとがクロスオーバーするタイミングでは、前記非反転直交電圧レベルと前記反転直交電圧レベルの各電圧レベルは前記第３トランジスタと前記第８トランジスタと前記第４トランジスタと前記第７トランジスタの各トランジスタのしきい値電圧よりも低く設定されている、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項７】
請求項６において、
第１バッファアンプと、第２バッファアンプと、第３バッファアンプと、第４バッファアンプとを更に具備して、
前記第１トランジスタの前記入力電極と前記第５トランジスタの前記入力電極とに、前記第１バッファアンプを介して前記非反転同相アナログ信号が供給可能とされ、
前記第２トランジスタの前記入力電極と前記第６トランジスタの前記入力電極とに、前記第２バッファアンプを介して前記反転同相アナログ信号が供給可能とされ、
前記第３トランジスタの前記入力電極と前記第７トランジスタの前記入力電極とに、前記第３バッファアンプを介して非反転直交アナログ信号が供給可能とされ、
前記第４トランジスタの前記入力電極と前記第８トランジスタの前記入力電極とに、前記第４バッファアンプを介して前記反転直交アナログ信号が供給可能とされた、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項８】
請求項７において、
前記波形処理回路の前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧とをそれぞれ生成する非反転同相ＲＦ信号電圧生成器と反転同相ＲＦ信号電圧生成器と非反転直交ＲＦ信号電圧生成器と反転直交ＲＦ信号電圧生成器の各信号電圧生成器は、ＣＭＯＳインバータによって構成され、
前記各信号電圧生成器の前記ＣＭＯＳインバータは、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタとを含み、
前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ＣＭＯＳインバータの出力端子の電流駆動能力よりも、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ＣＭＯＳインバータの前記出力端子の電流駆動能力が小さな値に設定された、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項９】
請求項８において、
前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号と前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の前記各アナログ信号は、送信ベースバンド信号であり、
前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号の前記各ＲＦ信号は、送信ＲＦローカル信号である、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項１０】
請求項９において、
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタと前記第５トランジスタと前記第６トランジスタと前記第７トランジスタと前記第８トランジスタとは、ＭＯＳトランジスタと接合型電界効果トランジスタとバイポーラ・トランジスタとヘテロ接合バイポーラ・トランジスタと高電子移動度トランジスタとのいずれかである、
ことを特徴とする直交変調器。
【請求項１１】
受信回路と送信回路とを具備する半導体集積回路であって、
前記送信回路は、第１と第２のＤ／Ａ変換器と、第１と第２のローパスフィルタと、直交変調器と、シンセサイザと、送信増幅器とを含み、
前記第１と第２のＤ／Ａ変換器は、第１と第２の送信デジタルベースバンド信号を第１と第２の送信アナログベースバンド信号に変換可能とされ、
前記第１と第２のローパスフィルタは、前記第１と第２の送信アナログベースバンド信号を前記直交変調器に伝達可能とされ、
前記シンセサイザは、前記直交変調器に第１と第２のＲＦローカル信号を供給可能とされ、
前記直交変調器はその出力にＲＦ送信信号を生成可能とされ、前記送信増幅器は前記直交変調器から生成される前記ＲＦ送信信号を増幅可能とされ、
前記直交変調器は、第１トランジスタと、第２トランジスタと、第３トランジスタと、第４トランジスタと、第１ノードと、第２ノードと、第１出力ノードとを具備して、
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能であり、
前記第１トランジスタの前記入力電極と前記第２トランジスタの前記入力電極と前記第３トランジスタの前記入力電極と前記第４トランジスタの前記入力電極とに、非反転同相アナログ信号と反転同相アナログ信号と非反転直交アナログ信号と反転直交アナログ信号とがそれぞれ供給可能とされ、
前記第１トランジスタの前記制御電極と前記第２トランジスタの前記制御電極と前記第３トランジスタの前記制御電極と前記第４トランジスタの前記制御電極とは、非反転同相ＲＦ信号と反転同相ＲＦ信号と非反転直交ＲＦ信号と反転直交ＲＦ信号とにそれぞれ応答可能とされ、
前記第１トランジスタの前記出力電極と前記第２トランジスタの前記出力電極とは前記第１ノードと接続され、前記第３トランジスタの前記出力電極と前記第４トランジスタの前記出力電極とは前記第２ノードと接続され、
前記第１ノードと前記第１出力ノードとの間に接続され前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第１ハイパスフィルタと、前記第２ノードと前記第１出力ノードとの間に接続され前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第２ハイパスフィルタとを更に具備する、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１２】
請求項１１において、
前記直交変調器は、第５トランジスタと、第６トランジスタと、第７トランジスタと、第８トランジスタと、第３ノードと、第４ノードと、第２出力ノードとを更に具備して、
前記第５トランジスタと前記第６トランジスタと前記第７トランジスタと前記第８トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能であり、
前記第５トランジスタの前記入力電極と前記第６トランジスタの前記入力電極と前記第７トランジスタの前記入力電極と前記第８トランジスタの前記入力電極とに、前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号と前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号とがそれぞれ供給可能とされ、
前記第５トランジスタの前記制御電極と前記第６トランジスタの前記制御電極と前記第７トランジスタの前記制御電極と前記第８トランジスタの前記制御電極とは、前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号とにそれぞれ応答可能とされ、
前記第５トランジスタの前記出力電極と前記第６トランジスタの前記出力電極とは前記第３ノードと接続され、前記第７トランジスタの前記出力電極と前記第８トランジスタの前記出力電極とは前記第４ノードと接続され、
前記直交変調器は、前記第３ノードと前記第２出力ノードとの間に接続され前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第３ハイパスフィルタと、前記第４ノードと前記第２出力ノードとの間に接続され前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の周波数成分を減衰する特性を有する第４ハイパスフィルタとを更に具備する、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１３】
請求項１２において、
前記第１ハイパスフィルタは前記第１ノードと前記第１出力ノードとの間に接続された第１容量を含み、前記第２ハイパスフィルタは前記第２ノードと前記第１出力ノードとの間に接続された第２容量を含み、前記第３ハイパスフィルタは前記第３ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された第３容量を含み、前記第４ハイパスフィルタは前記第４ノードと前記第２出力ノードとの間に接続された第４容量を含む、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１４】
請求項１３において、
前記第１ハイパスフィルタと前記第２ハイパスフィルタと前記第３ハイパスフィルタと前記第４ハイパスフィルタの各ハイパスフィルタは、前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号と前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の各アナログ信号の最高周波数と前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号の各ＲＦ信号の最低周波数との間に設定されたカットオフ周波数を有する、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１５】
請求項１４において、
前記直交変調器は、前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号とが供給可能な波形処理回路を更に具備して、
前記波形処理回路は、前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号とに応答して、パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧とパルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧とパルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧とパルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧とをそれぞれ生成可能とされ、
前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧との各ＲＦ信号電圧は、そのハイレベル期間がローレベル期間よりも短い期間に設定されたものであり、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧は、前記第１トランジスタの前記制御電極と前記第６トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされ、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧は、前記第２トランジスタの前記制御電極と前記第５トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされ、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧は、前記第３トランジスタの前記制御電極と前記第８トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされ、
前記波形処理回路から生成される前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧は、前記第４トランジスタの前記制御電極と前記第７トランジスタの前記制御電極とに供給可能とされた、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧の非反転同相電圧レベルと前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧の反転同相電圧レベルとがクロスオーバーするタイミングでは、前記非反転同相電圧レベルと前記反転同相電圧レベルの各電圧レベルは前記第１トランジスタと前記第６トランジスタと前記第２トランジスタと前記第５トランジスタの各トランジスタのしきい値電圧よりも低く設定されており、
前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧の非反転直交電圧レベルと前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧の反転直交電圧レベルとがクロスオーバーするタイミングでは、前記非反転直交電圧レベルと前記反転直交電圧レベルの各電圧レベルは前記第３トランジスタと前記第８トランジスタと前記第４トランジスタと前記第７トランジスタの各トランジスタのしきい値電圧よりも低く設定されている、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１７】
請求項１６において、
前記直交変調器は、第１バッファアンプと、第２バッファアンプと、第３バッファアンプと、第４バッファアンプとを更に具備して、
前記第１トランジスタの前記入力電極と前記第５トランジスタの前記入力電極とに、前記第１バッファアンプを介して前記非反転同相アナログ信号が供給可能とされ、
前記第２トランジスタの前記入力電極と前記第６トランジスタの前記入力電極とに、前記第２バッファアンプを介して前記反転同相アナログ信号が供給可能とされ、
前記第３トランジスタの前記入力電極と前記第７トランジスタの前記入力電極とに、前記第３バッファアンプを介して非反転直交アナログ信号が供給可能とされ、
前記第４トランジスタの前記入力電極と前記第８トランジスタの前記入力電極とに、前記第４バッファアンプを介して前記反転直交アナログ信号が供給可能とされた、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１８】
請求項１７において、
前記波形処理回路の前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧と前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧とをそれぞれ生成する非反転同相ＲＦ信号電圧生成器と反転同相ＲＦ信号電圧生成器と非反転直交ＲＦ信号電圧生成器と反転直交ＲＦ信号電圧生成器の各信号電圧生成器は、ＣＭＯＳインバータによって構成され、
前記各信号電圧生成器の前記ＣＭＯＳインバータは、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタとを含み、
前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ＣＭＯＳインバータの出力端子の電流駆動能力よりも、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ＣＭＯＳインバータの前記出力端子の電流駆動能力が小さな値に設定された、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項１９】
請求項１８において、
前記非反転同相アナログ信号と前記反転同相アナログ信号と前記非反転直交アナログ信号と前記反転直交アナログ信号の前記各アナログ信号は、送信ベースバンド信号であり、
前記非反転同相ＲＦ信号と前記反転同相ＲＦ信号と前記非反転直交ＲＦ信号と前記反転直交ＲＦ信号の前記各ＲＦ信号は、送信ＲＦローカル信号である、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項２０】
請求項１９において、
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタと前記第５トランジスタと前記第６トランジスタと前記第７トランジスタと前記第８トランジスタとは、ＭＯＳトランジスタと接合型電界効果トランジスタとバイポーラ・トランジスタとヘテロ接合バイポーラ・トランジスタと高電子移動度トランジスタとのいずれかである、
ことを特徴とする半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交変調器およびそれを内蔵する半導体集積回路に関し、特に低雑音特性と良好な線形性と低消費電力とを実現するのに有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信装置等の情報機器において、周波数混合回路は必須の回路である。情報機器の進展に従って通信用モジュールの小型化が求められており、特に携帯電話や無線ＬＡＮ等で使用される無線通信用モジュールにおいては、モジュールの構成部品数を削減する技術の必要性が高まってきている。
【０００３】
携帯電話用通信モジュールには、ＲＦ信号を処理するＲＦＩＣ(無線周波数半導体集積回路)の他に、パワーアンプ(ＰＡ)、ＳＡＷ(表面弾性波)フィルタ、スイッチ、デュプレクサ等の部品が一般的に必要とされていた。しかし、ＳＡＷフィルタはモジュールのコストダウンと小型化の障害となっているので、ＳＡＷフィルタを削減することが望ましい。しかし、ＳＡＷフィルタの削減には、ＲＦＩＣを構成する各回路ブロック(送信器ではドライバアンプ、直交変調器、Ｄ／Ａ変換器、ローパスフィルタ等、受信器では低雑音増幅器、ダウンコンバータ等)の低雑音化が必要である。
【０００４】
下記非特許文献１には、能動電流ミキサであるギルバートミキサは相当なレベルの雑音を発生するので、送信用ＳＡＷを削減するため、２５％デューティーサイクルローカルによって駆動される受動電圧ミキサが記載されている。受動電圧ミキサの４個のＭＯＳトランジスタのソースには非反転同相電圧(ＶＩ＋)、反転同相電圧(ＶＩ−)、非反転直交電圧(ＶＱ＋)、反転直交電圧(ＶＱ−)が供給され、４個のＭＯＳトランジスタのドレインは共通に容量を介してＰＡドライバの入力端子に接続されている。２５％デューティーサイクルのクォドラチャー位相のローカル信号によって４個のＭＯＳトランジスタのゲートを駆動することによって、ＰＡドライバの入力インピーダンスが高くなると記載されている。
【０００５】
下記非特許文献２には、ＳＡＷフィルタを削減するためにローカル周波数ＬＯとその２倍の周波数２ＬＯとで駆動されるツーレベル受動スイッチを含むＩ／Ｑ変調器が記載されている。第１レベルでは、第１と第２のＭＯＳトランジスタのソースには非反転同相電圧(ＢＢＩ＋)が供給され、第３と第４のＭＯＳトランジスタのソースには反転同相電圧(ＢＢＩ−)が供給され、第５と第６のＭＯＳトランジスタのソースには非反転直交電圧(ＢＢＱ＋)が供給され、第７と第８のＭＯＳトランジスタのソースには反転直交電圧(ＢＢＱ−)が供給される(実際の下記非特許文献２には、第５乃至第８のＭＯＳトランジスタへのソースの信号印加には、誤記がある)。また、第１レベルでは、第１と第４のＭＯＳトランジスタのゲートには非反転ローカル周波数ＬＯＩ＋が供給され、第２と第３のＭＯＳトランジスタのゲートには反転ローカル周波数ＬＯＩ−が供給され、第５と第８のＭＯＳトランジスタのゲートには非反転ローカル周波数ＬＯＱ＋が供給され、第６と第７のＭＯＳトランジスタのゲートには反転ローカル周波数ＬＯＱ−が供給される。また第２レベルでは、第９のＭＯＳトランジスタのソースは第１と第３のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、第１０のＭＯＳトランジスタのソースは第２と第４のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、第１１のＭＯＳトランジスタのソースは第５と第７のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、第１０のＭＯＳトランジスタのソースは第６と第８のＭＯＳトランジスタのドレインに接続される。更に、第２レベルでは、第９と第１０のＭＯＳトランジスタのゲートには非反転の２倍周波数２ＬＯ＋が供給され、第１１と第１２のＭＯＳトランジスタのゲートには反転の２倍周波数２ＬＯ−が供給され、第９と第１１のＭＯＳトランジスタのドレインと第１０と第１２のＭＯＳトランジスタのドレインの間に差動ＲＦ出力信号が生成され、この差動ＲＦ出力信号はオンチップバルンによってシングルエンデッド出力に変換されＰＡドライバの入力に供給される。
【０００６】
一方、下記特許文献１には、下記非特許文献１と下記非特許文献２とに記載されたような受動ミキサではなく、特殊な送信用のアナログ変調器が記載されている。このアナログ変調器は、アナログシフトレジスタと、複数の第１のＭＯＳトランジスタと、複数の第２のＭＯＳトランジスタと、複数のコンデンサと、演算増幅器と、帰還コンデンサと、帰還ＭＯＳトランジスタによって構成されている。アナログシフトレジスタの入力端子に、送信信号の同相成分と直交成分とが交互に供給される。
【０００７】
アナログシフトレジスタの直列接続された複数のセルの複数の出力は、複数の第１のＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン経路を介して複数のコンデンサの複数の一端に接続され、複数のコンデンサの複数の他端は演算増幅器の反転入力端子に共通に接続されている。複数のコンデンサの複数の一端と接地電位の間には複数の第２のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース経路が接続され、演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間には帰還コンデンサと帰還ＭＯＳトランジスタの並列回路が接続されている。複数の第１のＭＯＳトランジスタと複数の第２のＭＯＳトランジスタとがスイッチされて、サインとコサインの搬送波の代りに“＋１”と“−１”の乗算を行うことができると記載されている。このように下記特許文献１に記載された特殊な送信用のアナログ変調器は、スイッチドキャパシタと有限インパルス応答(ＦＩＲ：Finite Impulse Response)型バンドパスフィルタとによって構成されたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平０１−０４８５５７号  公報(特開昭６４−０４８５５７号公報)
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】Ｘｉｎ  Ｈｅ  ａｔ  ａｌ，  “Ａ  ４５ｎｍ  Ｌｏｗ−Ｐｏｗｅｒ  ＳＡＷ−ｌｅｓｓ  ＷＣＤＭＡ  Ｔｒａｎｍｉｔ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ｕｓｉｎｇ  Ｄｉｒｅｃｔ  Ｑｕａｄａｔｕｒｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ”，  ２００９  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＤＩＧＥＳＴ  ＯＦ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  ＰＡＰＥＲＳ，  ＰＰ．１２０−１２１，  １２１ａ．  ８−１２  Ｆｅｂ，  ２００９．
【非特許文献２】Ｔｉｒｄａｄ  Ｓｏｗｌａｔｉ  ｅｔ  ａｌ，  “Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｈｉｐ  Ｍｕｌｔｉｂａｎｄ  ＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡ／ＨＳＵＰＡ／ＥＧＰＲＳ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ａｎｄ  ３Ｇ  ＤｉｇＲＦ  Ｉｎｔｅｒｆｅａｃｅ  Ｗｉｔｈｏｕｔ  ＳＷＡ  Ｆｉｌｔｅｒ  ｉｎ  Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ／３Ｇ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ｐａｔｈｓ” ，  ２００９  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ＤＩＧＥＳＴ  ＯＦ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  ＰＡＰＥＲＳ，  ＰＰ．１１６−１１７，  １１７ａ．  ８−１２  Ｆｅｂ，  ２００９．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明者は本発明に先立って、ＧＳＭ／ＷＣＤＭＡ／ＬＴＥのマルチモードをサポートする一方、ＳＡＷレスの携帯電話用無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)の研究・開発に従事した。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile communicationの略、ＷＣＤＭＡはWideband Code-Division Multiple-Accessの略、ＬＴＥはLong Term Evolutionの略である。
【００１１】
《送受信器の構成》
図７は、本発明に先立って本発明者によって検討された無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)を搭載した送受信器の構成を示す図である。
【００１２】
図７に示す送受信機は、ＲＦＩＣ３１１と、ＳＡＷフィルタ３０９と、ＲＦパワーアンプ３１０と、デュプレクサ３０２と、アンテナ３０１によって構成されている。
【００１３】
ＲＦＩＣ３１１の送信器は、送信ベースバンド信号の同相成分(Ｉ)のためのＤ／Ａ変換器３０４Ｉ、ローパスフィルタ３０５Ｉと、送信ベースバンド信号の直交成分(Ｑ)のためのＤ／Ａ変換器３０４Ｑ、ローパスフィルタ３０５Ｑとを含んでいる。ＲＦＩＣ３１１の送信器は、更に直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６と、プログラマブル・ゲイン・アンプ(ＰＧＡ)３０８と、シンセサイザ(Ｓｙｎｔｈ)３０７とを含んでいる。ＲＦＩＣ３１１は、また受信器３０３とデジタルインターフェース(ＤｉｇＩＦ)３１１０とを含んでいる。
【００１４】
デジタルインターフェース(ＤｉｇＩＦ)３１１０はＲＦＩＣ３１１の外部のベースバンド信号処理ＬＳＩ(ベースバンドプロセッサ)と接続され、ベースバンドプロセッサから供給される同相成分(Ｉ)と直交成分(Ｑ)の送信ベースバンドデジタル信号がＤ／Ａ変換器３０４Ｉの入力端子とＤ／Ａ変換器３０４Ｑの入力端子にそれぞれ印加される。また、受信器３０３の出力から生成される同相成分(Ｉ)と直交成分(Ｑ)との受信ベースバンドデジタル信号が、デジタルインターフェース(ＤｉｇＩＦ)３１１０を介してベースバンドプロセッサに供給される。すなわち、図７には図示されていないが、受信器３０３の出力部には、同相成分(Ｉ)と直交成分(Ｑ)の受信ベースバンドアナログ信号を同相成分(Ｉ)と直交成分(Ｑ)の受信ベースバンドデジタル信号に変換するための２個のＡ／Ｄ変換器を含むものである。
【００１５】
Ｄ／Ａ変換器３０４Ｉの出力端子とＤ／Ａ変換器３０４Ｑの出力端子からそれぞれ生成される同相成分(Ｉ)の送信ベースバンドアナログ信号と直交成分(Ｑ)の送信ベースバンドアナログ信号が、直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６の第１ミキサ３０６Ｉの一方の入力端子と第２ミキサ３０６Ｑの一方の入力端子とにそれぞれ供給される。また、シンセサイザ(Ｓｙｎｔｈ)３０７から生成される相互に位相が９０°異なった第１ＲＦローカル信号と第２ＲＦローカル信号が、直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６の第１ミキサ３０６Ｉの他方の入力端子と第２ミキサ３０６Ｑの他方の入力端子とにそれぞれ供給される。従って、第１ミキサ３０６Ｉの出力から同相成分(Ｉ)の送信ＲＦ信号が生成され、第２ミキサ３０６Ｑの出力から直交成分(Ｑ)の送信ＲＦ信号が生成され、両送信ＲＦ信号は加算器３０６０でベクトル合成される。従って、直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６の加算器３０６０の出力から同相成分(Ｉ)と直交成分(Ｑ)のＲＦ信号がベクトル合成されたＲＦ送信信号が生成されることが可能となる。
【００１６】
このようにして、ＲＦＩＣ３１１の送信器によって、Ｄ／Ａ変換器３０４Ｉ、Ｄ／Ａ変換器３０４Ｑの出力の同相成分(Ｉ)と直交成分(Ｑ)の送信ベースバンドアナログ信号は、直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６の出力のＲＦ送信信号にダイレクト・アップ・コンバージョン形式で周波数変換されることが可能とされる。従って、スーパーヘテロダイン方式の周波数変換のような中間周波数送信増幅回路や中間周波数送信周波数選択フィルタを省略することができるので、ＲＦＩＣ３１１の半導体チップ面積の削減が可能となる。
【００１７】
直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６の出力のＲＦ送信信号は、プログラマブル・ゲイン・アンプ(ＰＧＡ)３０８とＳＡＷフィルタ３０９とＲＦパワーアンプ３１０とデュプレクサ３０２とアンテナ３０１を介して携帯電話の基地局に送信される。逆に携帯電話の基地局からのＲＦ受信信号は、アンテナ３０１によって受信され、受信器３０３の入力端子に供給される。受信器３０３の入力のＲＦ受信信号は、受信器３０３によって同相成分(Ｉ)と直交成分(Ｑ)の受信ベースバンドアナログ信号にダイレクト・ダウン・コンバージョン形式で周波数変換されることが可能とされる。その結果、スーパーヘテロダイン方式の周波数変換のような中間周波数受信増幅回路や中間周波数受信周波数選択フィルタを省略することができるので、ＲＦＩＣ３１１の半導体チップ面積の削減が可能となる。
【００１８】
ＧＳＭ方式の携帯電話では送信器と受信器とは略同一の周波数帯域を時分割で使用する時分割デュプレックス(ＴＤＤ：Time-Division Duplex)が使用されているのに対して、ＷＣＤＭＡ方式の携帯電話では送信器と受信器とは低高の別の周波数帯域を同時使用する周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ：Frequency-Division Duplex)が使用されている。従って、この周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)を採用したＷＣＤＭＡ方式では、送信側と受信側の周波数帯域を分離するためにバンドパスフィルタが使用される。しかし、バンドパスフィルタを使用しても、送信側と受信側の周波数帯域の完全な分離は困難である。
【００１９】
従って、ＷＣＤＭＡ方式では、一定値以下の最小受信感度を得るために、送信器の出力から受信器の入力への漏れ電力を一定値以下に抑制することが、第３世代携帯電話システムの仕様の検討・作成を行うプロジェクトである３ＧＰＰ(3rd Generation Partnership Project)によって規定されている。そのため、従来では、送信器の出力と受信器の入力との間または受信器の低雑音増幅器(ＬＮＡ)の出力と周波数ダウンコンバータの入力との間に受信側ＳＡＷフィルタを接続している。しかしながら、無線通信機器の小型化と低コスト化のためには、受信側または送信側のＳＡＷフィルタを削減するか、またはこれらのＳＡＷフィルタの仕様を緩和する必要がある。
【００２０】
特に、送信側ＳＡＷフィルタの削減には、送信器の全ての回路ブロック(Ｄ／Ａ変換器３０４Ｉ、３０４Ｑ、ローパスフィルタ３０５Ｉ、３０５Ｑ、直交変調器３０６、プログラマブル・ゲイン・アンプ３０８、ＲＦパワーアンプ３１０)の低雑音化が必要不可欠である。その中で、直交変調器(ＱＭＯＤ)は、送信ベースバンド信号の低周波数帯域から送信ＲＦローカル信号のＲＦ周波数帯域までと動作周波数が広範囲であるために雑音のフィルタリングが困難であるので、低雑音化が困難であった。また、直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６の出力振幅はプログラマブル・ゲイン・アンプ３０８の入力線形特性から制限されるので、この理由からも、低雑音化が困難であった。
【００２１】
《直交変調器としてのギルバートミキサ》
図１４は、図７に示した本発明に先立って本発明者によって検討された無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)の直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６として検討された能動電流ミキサであるギルバートミキサの構成を示す図である。
【００２２】
図１４に示すように、能動電流ミキサであるギルバートミキサは、１２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭＡ１〜ＭＡ１２と、２個の定電流源Ｉ１、Ｉ２と、２個の負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む。
【００２３】
トランジスタＭＡ１のゲートとトランジスタＭＡ２のゲートに非反転同相ベースバンド信号電圧ＢＢＩと反転同相ベースバンド信号電圧ＢＢＩＢがそれぞれ供給され、その共通ソースは定電流源Ｉ１を介して接地電位に接続されている。トランジスタＭＡ１のドレインはトランジスタＭＡ５、ＭＡ６の共通ソースに接続され、トランジスタＭＡ５のゲートとトランジスタＭＡ６のゲートに非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢがそれぞれ供給されている。トランジスタＭＡ２のドレインはトランジスタＭＡ７、ＭＡ８の共通ソースに接続され、トランジスタＭＡ７のゲートとトランジスタＭＡ８のゲートに反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩとがそれぞれ供給されている。
【００２４】
トランジスタＭＡ３のゲートとトランジスタＭＡ４のゲートに非反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱと反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱＢがそれぞれ供給され、その共通ソースは定電流源Ｉ２を介して接地電位に接続されている。トランジスタＭＡ３のドレインはトランジスタＭＡ９、ＭＡ１０の共通ソースに接続され、トランジスタＭＡ９のゲートとトランジスタＭＡ１０のゲートに非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢがそれぞれ供給されている。トランジスタＭＡ４のドレインはトランジスタＭＡ１１、ＭＡ１２の共通ソースに接続され、トランジスタＭＡ１１のゲートとトランジスタＭＡ１２のゲートに反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢと非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱとがそれぞれ供給されている。
【００２５】
負荷抵抗Ｒ１の一端はトランジスタＭＡ５、ＭＡ７、ＭＡ１０、ＭＡ１２のドレインに接続され、負荷抵抗Ｒ２の一端はトランジスタＭＡ６、ＭＡ８、ＭＡ９、ＭＡ１１のドレインに接続され、負荷抵抗Ｒ１の他端と負荷抵抗Ｒ２の他端は電源電圧Ｖｄｄに接続され、負荷抵抗Ｒ１の一端から非反転ＲＦ送信信号ＲＦが生成され、負荷抵抗Ｒ２の一端から反転ＲＦ送信信号ＲＦＢが生成される。
【００２６】
トランジスタＭＡ１とトランジスタＭＡ２とトランジスタＭＡ３とトランジスタＭＡ４とは、非反転同相ベースバンド信号電圧ＢＢＩと反転同相ベースバンド信号電圧ＢＢＩＢと非反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱと反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱＢとをそれぞれベースバンド信号電流に変換する。
【００２７】
トランジスタＭＡ５、ＭＡ６、ＭＡ７、ＭＡ８、ＭＡ９、ＭＡ１０、ＭＡ１１、ＭＡ１２は、非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱと反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱＢとに応答して、トランジスタＭＡ１、ＭＡ２、ＭＡ３、ＭＡ４のベースバンド信号電流の負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２への流入比率を制御する。その結果、図１４に示す直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６としてのギルバートミキサにおいて、ベースバンド信号とＲＦローカル信号のミキシング動作が実行され、非反転ＲＦ送信信号ＲＦと反転ＲＦ送信信号ＲＦＢが生成されることが可能となる。
【００２８】
《ギルバートミキサの雑音特性》
図１５は、図１４に示した本発明に先立って本発明者によって検討された直交変調器３０６としての能動電流ミキサであるギルバートミキサの雑音特性を示す図である。尚、図１５に示した雑音特性は、２．３５ＧＨｚのＲＦ送信周波数から９０ＭＨｚ離間した２．４４ＧＨｚのＲＦ受信周波数で、図１４の直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６の雑音を観測したものである。この２．３５ＧＨｚのＲＦ送信周波数と２．４４ＧＨｚのＲＦ受信周波数とは、周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)での低いＲＦ送信周波数と高いＲＦ受信周波数に対応している。
【００２９】
図１５の縦軸は図１４のギルバートミキサのＳ／Ｎ比の逆数を示し、図１５の横軸は図１４のギルバートミキサの消費電流を示している。図１５から理解されるように、ギルバートミキサの雑音レベルを低減するためには、ギルバートミキサの消費電流を増加することが必要となる。
【００３０】
図１４に示すギルバートミキサでは、ベースバンド信号電圧ＢＢＩ、ＢＢＩＢ、ＢＢＱ、ＢＢＱのベースバンド信号電流への電圧電流変換を実行するトランジスタＭＡ１、ＭＡ２、ＭＡ３、ＭＡ４の雑音が支配的となる。ＭＯＳトランジスタＭＡ１〜ＭＡ４の電流雑音(Ｎ)はそのトランス・コンダクタンスｇｍの平方根に比例する一方、ＭＯＳトランジスタＭＡ１〜ＭＡ４の電流信号(Ｓ)はそのトランス・コンダクタンスｇｍに比例する。従って、トランジスタＭＡ１、ＭＡ２、ＭＡ３、ＭＡ４のＳ／Ｎ比は、トランス・コンダクタンスｇｍの平方根に比例するものとなる。一方、ＭＯＳトランジスタのトランス・コンダクタンスｇｍは、ＭＯＳトランジスタの動作電流に正比例する。
【００３１】
従って図１５の曲線に示すように、図１４のギルバートミキサのＳ／Ｎ比の逆数は、ギルバートミキサの消費電流の平方根に反比例するものとなる。その結果、図１４のギルバートミキサのＳ／Ｎ比を所定値以下に制限するためにはギルバートミキサの消費電流を４０ｍＡ以上に設定しなければならず、消費電力が増大すると言う問題が本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。
【００３２】
《直交変調器としての受動ミキサ》
図１６は、図７に示した本発明に先立って本発明者によって検討された無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)の直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６として検討された受動ミキサの構成を示す図である。
【００３３】
図１６に示すように、受動ミキサは、４個のバッファアンプＢＦ１、ＢＦ２、ＢＦ３、ＢＦ４と、４個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４を含む。
【００３４】
バッファアンプＢＦ１の入力端子とバッファアンプＢＦ２の入力端子に非反転同相ベースバンド信号電圧ＢＢＩと反転同相ベースバンド信号電圧ＢＢＩＢがそれぞれ供給され、バッファアンプＢＦ３の入力端子とバッファアンプＢＦ４の入力端子とに非反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱと反転直交ベースバンド信号電圧ＢＢＱＢがそれぞれ供給される。
【００３５】
トランジスタＭ１のソースとトランジスタＭ２のソースにバッファアンプＢＦ１の出力の非反転同相ベースバンド信号出力電圧とバッファアンプＢＦ２の出力の反転同相ベースバンド信号出力電圧とがそれぞれ供給され、トランジスタＭ３のソースとトランジスタＭ４のソースにバッファアンプＢＦ３の出力の非反転直交ベースバンド信号出力電圧とバッファアンプＢＦ４の出力の反転直交ベースバンド信号出力電圧とがそれぞれ供給される。
【００３６】
トランジスタＭ１のゲートとトランジスタＭ２のゲートに非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢがそれぞれ供給され、その共通ドレインは第１ノードＮ１に接続され、第１ノードＮ１に非反転同相ＲＦ送信信号ＲＦＩが生成される。トランジスタＭ３のゲートとトランジスタＭ４のゲートに非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢとがそれぞれ供給され、その共通ドレインは第２ノードＮ２に接続され、第２ノードＮ２に非反転直交ＲＦ送信信号ＲＦＱが生成される。
【００３７】
第１ノードＮ１と第２ノードＮ２とは出力ノードＮｏｕｔと第１信号配線と第２信号配線とを介して直接接続され、出力ノードＮｏｕｔからＲＦ送信信号ＲＦが生成される。従って、図１６に示す受動ミキサは、図１４に示したギルバートミキサ中に含まれたＭＯＳトランジスタのようにバイアス電流を消費するＭＯＳトランジスタを含んでいないので、雑音レベルを低減することが可能となる。しかしながら、図１６に示す受動ミキサは以下に説明するように線形性に関する問題を有することが、本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。
【００３８】
《受動ミキサの線形性》
図１７は、図１６に示した本発明に先立って本発明者によって検討された直交変調器３０６としての受動ミキサの動作を説明するための波形を示す図である。
【００３９】
すなわち、図１６に示す受動ミキサでは、非反転同相ベースバンド信号出力電圧と反転同相ベースバンド信号出力電圧がそれぞれ供給されるトランジスタＭ１とトランジスタＭ２とのいずれか一方と、非反転直交ベースバンド信号出力電圧と反転直交ベースバンド信号出力電圧がそれぞれ供給されるトランジスタＭ３とトランジスタＭ４とのいずれか一方とが同時にオン状態となる。この同時のオン状態は、図１６に示す受動ミキサで、常に発生する。
【００４０】
図１７では非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩのハイレベルに応答したトランジスタＭ１のオン期間の前半と後半で、非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱのハイレベルに応答してトランジスタＭ３がオンとなり反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢのハイレベルに応答してトランジスタＭ４がオンとなることが示されている。しかし、次の期間では、反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢのハイレベルに応答したトランジスタＭ２のオン期間の前半と後半で、反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢのハイレベルに応答してトランジスタＭ４がオンとなり非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱのハイレベルに応答してトランジスタＭ３がオンとなるものである。
【００４１】
その結果、図１６に示す受動ミキサでは、常に出力ノードＮｏｕｔを介して第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間で同相ベースバンド送信信号と直交ベースバンド送信信号の短絡が発生するものとなる。従って、図１６に示す受動ミキサでは、出力ノードＮｏｕｔから生成されるＲＦ送信信号ＲＦの信号波形歪みが増大する。このようにして、図１６に示す受動ミキサは線形性に関する問題を有することが、本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされたものである。
【００４２】
上記非特許文献１に記載された受動電圧ミキサの２５％デューティーサイクルローカルによる駆動方式によれば、トランジスタの同時オン状態は回避できるが、２５％デューティーサイクルローカルの生成回路が別途必要となり、消費電力が増大すると言う問題が本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。
【００４３】
上記非特許文献２に記載された受動電圧ミキサのローカル周波数ＬＯと２倍周波数２ＬＯによる駆動方式によれば、やはりトランジスタの同時オン状態は回避できるが、２倍周波数２ＬＯの生成回路が別途必要となり、消費電力が増大すると言う問題が本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。
【００４４】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等による検討の結果、なされたものである。
【００４５】
従って、本発明の目的とするところは、低雑音特性と良好な線形性と低消費電力の直交変調器およびそれを内蔵する半導体集積回路を提供することにある。
【００４６】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００４７】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００４８】
すなわち、本発明の代表的な実施の形態は、第１トランジスタ(Ｍ１)と、第２トランジスタ(Ｍ２)と、第３トランジスタ(Ｍ３)と、第４トランジスタ(Ｍ４)と、第１ノード(Ｎ１)と、第２ノード(Ｎ２)と、第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)とを具備する直交変調器(ＱＭＯＤ)である。
【００４９】
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能である。
【００５０】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記入力電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記入力電極と前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記入力電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記入力電極とに、非反転同相アナログ信号(ＢＢＩ)と反転同相アナログ信号(ＢＢＩＢ)と非反転直交アナログ信号(ＢＢＱ)と反転直交アナログ信号(ＢＢＱＢ)とがそれぞれ供給される。
【００５１】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記制御電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記制御電極と前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記制御電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記制御電極とは、非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)と反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)とにそれぞれ応答する。
【００５２】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記出力電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記出力電極とは前記第１ノード(Ｎ１)と接続され、前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記出力電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記出力電極とは前記第２ノード(Ｎ２)と接続される。
【００５３】
前記第１ノード(Ｎ１)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第１ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１)と、前記第２ノード(Ｎ２)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第２ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２)とを更に具備することを特徴とするものである(図１参照)。
【発明の効果】
【００５４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００５５】
すなわち、本発明によれば、低雑音特性と良好な線形性と低消費電力の直交変調器およびそれを内蔵する半導体集積回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】図１は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態２による受動ミキサの構成を示す図である。
【図２】図２は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態３による受動ミキサの構成を示す図である。
【図３】図３は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態４による受動ミキサの構成を示す図である。
【図４】図４は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態５による受動ミキサの構成を示す図である。
【図５】図５は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態６による受動ミキサの構成を示す図である。
【図６】図６は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態７による受動ミキサの構成を示す図である。
【図７】図７は本発明に先立って本発明者によって検討された無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)を搭載した送受信器の構成を示す図であり、更に本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣを搭載した送受信器の構成を示す図である。
【図８】図８は、図５に示した本発明の実施の形態６による受動ミキサに含まれるローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣの構成を示す図である。
【図９】図９は、図８に示した本発明の実施の形態６によるローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣの各部の波形を示す図である。
【図１０】図１０は、従来の上記非特許文献１に記載の２５％デューティーサイクルローカルによる駆動方式とこの駆動方式を参考とした５０％デューティーサイクルローカルによる駆動方式と図４に示した本発明の実施の形態５による受動ミキサのそれぞれの入力インピーダンスを比較した結果を示す図である。
【図１１】図１１は、従来の上記非特許文献１に記載の２５％デューティーサイクルローカルによる駆動方式と図４に示した本発明の実施の形態５による受動ミキサのそれぞれの電圧利得Ａｖと位相雑音ＣＮＲの送信ベースバンド信号振幅ＢＢｉｎｐｕｔの依存性を示す図である。
【図１２】図１２は、図５に示す本発明の実施の形態６による受動ミキサのローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣに供給される非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢの波形と、ローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣから生成されるパルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏとパルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏとパルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏとパルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏの波形とを示す図である。
【図１３】図１３は、従来の上記非特許文献１に記載の２５％デューティーサイクルローカルによる駆動方式とこの駆動方式を参考とした５０％デューティーサイクルローカルによる駆動方式と図６に示した本発明の実施の形態７による受動ミキサのそれぞれの入力インピーダンスを比較した結果を示す図である。
【図１４】図１４は、図７に示した本発明に先立って本発明者によって検討された無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)の直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６として検討された能動電流ミキサであるギルバートミキサの構成を示す図である。
【図１５】図１５は、図１４に示した本発明に先立って本発明者によって検討された直交変調器３０６としての能動電流ミキサであるギルバートミキサの雑音特性を示す図である。
【図１６】図１６は、図７に示した本発明に先立って本発明者によって検討された無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)の直交変調器(ＱＭＯＤ)３０６として検討された受動ミキサの構成を示す図である。
【図１７】図１７は、図１６に示した本発明に先立って本発明者によって検討された直交変調器３０６としての受動ミキサの動作を説明するための波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５７】
１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００５８】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態は、第１トランジスタ(Ｍ１)と、第２トランジスタ(Ｍ２)と、第３トランジスタ(Ｍ３)と、第４トランジスタ(Ｍ４)と、第１ノード(Ｎ１)と、第２ノード(Ｎ２)と、第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)とを具備する直交変調器(ＱＭＯＤ)である。
【００５９】
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能である。
【００６０】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記入力電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記入力電極と前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記入力電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記入力電極とに、非反転同相アナログ信号(ＢＢＩ)と反転同相アナログ信号(ＢＢＩＢ)と非反転直交アナログ信号(ＢＢＱ)と反転直交アナログ信号(ＢＢＱＢ)とがそれぞれ供給可能とされる。
【００６１】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記制御電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記制御電極と前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記制御電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記制御電極とは、非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)と反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)とにそれぞれ応答可能とされる。
【００６２】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記出力電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記出力電極とは前記第１ノード(Ｎ１)と接続され、前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記出力電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記出力電極とは前記第２ノード(Ｎ２)と接続される。
【００６３】
前記第１ノード(Ｎ１)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第１ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１)と、前記第２ノード(Ｎ２)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第２ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２)とを更に具備することを特徴とするものである(図１参照)。
【００６４】
前記実施の形態によれば、低雑音特性と良好な線形性と低消費電力の直交変調器を提供することが可能となる。
【００６５】
好適な実施の形態による直交変調器(ＱＭＯＤ)は、第５トランジスタ(Ｍ１Ｂ)と、第６トランジスタ(Ｍ２Ｂ)と、第７トランジスタ(Ｍ３Ｂ)と、第８トランジスタ(Ｍ４Ｂ)と、第３ノード(Ｎ１Ｂ)と、第４ノード(Ｎ２Ｂ)と、第２出力ノード(ＮｏｕｔＢ)とを更に具備するものである。
【００６６】
前記第５トランジスタと前記第６トランジスタと前記第７トランジスタと前記第８トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能である。
【００６７】
前記第５トランジスタ(Ｍ１Ｂ)の前記入力電極と前記第６トランジスタ(Ｍ２Ｂ)の前記入力電極と前記第７トランジスタ(Ｍ３Ｂ)の前記入力電極と前記第８トランジスタ(Ｍ４Ｂ)の前記入力電極とに、前記非反転同相アナログ信号(ＢＢＩ)と前記反転同相アナログ信号(ＢＢＩＢ)と前記非反転直交アナログ信号(ＢＢＱ)と前記反転直交アナログ信号(ＢＢＱＢ)とがそれぞれ供給可能とされる。
【００６８】
前記第５トランジスタ(Ｍ１Ｂ)の前記制御電極と前記第６トランジスタ(Ｍ２Ｂ)の前記制御電極と前記第７トランジスタ(Ｍ３Ｂ)の前記制御電極と前記第８トランジスタ(Ｍ４Ｂ)の前記制御電極とは、前記反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と前記非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と前記反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)と前記非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)とにそれぞれ応答可能とされる。
【００６９】
前記第５トランジスタ(Ｍ１Ｂ)の前記出力電極と前記第６トランジスタ(Ｍ２Ｂ)の前記出力電極とは前記第３ノード(Ｎ１Ｂ)と接続され、前記第７トランジスタ(Ｍ３Ｂ)の前記出力電極と前記第８トランジスタ(Ｍ４Ｂ)の前記出力電極とは前記第４ノード(Ｎ２Ｂ)と接続される。
【００７０】
前記第３ノード(Ｎ１Ｂ)と前記第２出力ノード(ＮｏｕｔＢ)との間に接続された第３ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１Ｂ)と、前記第４ノード(Ｎ２Ｂ)と前記第２出力ノード(ＮｏｕｔＢ)との間に接続された第４ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２Ｂ)とを更に具備することを特徴とするものである(図２参照)。
【００７１】
他の好適な実施の形態では、前記第１ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１)は前記第１ノード(Ｎ１)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第１容量(ＣＨＰＦ１)を含み、前記第２ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２)は前記第２ノード(Ｎ２)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第２容量(ＣＨＰＦ２)を含み、前記第３ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１Ｂ)は前記第３ノード(Ｎ１Ｂ)と前記第２出力ノード(ＮｏｕｔＢ)との間に接続された第３容量(ＣＨＰＦ１Ｂ)を含み、前記第４ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２Ｂ)は前記第４ノード(Ｎ２Ｂ)と前記第２出力ノード(ＮｏｕｔＢ)との間に接続された第４容量(ＣＨＰＦ２Ｂ)を含むことを特徴とするものである(図４参照)。
【００７２】
更に他の好適な実施の形態では、前記第１ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１)と前記第２ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２)と前記第３ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１Ｂ)と前記第４ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２Ｂ)の各ハイパスフィルタは、前記非反転同相アナログ信号(ＢＢＩ)と前記反転同相アナログ信号(ＢＢＩＢ)と前記非反転直交アナログ信号(ＢＢＱ)と前記反転直交アナログ信号(ＢＢＱＢ)の各アナログ信号の最高周波数と前記非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と前記反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と前記非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)と前記反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)の各ＲＦ信号の最低周波数との間に設定されたカットオフ周波数を有することを特徴とするものである(図４参照)。
【００７３】
より好適な実施の形態による直交変調器(ＱＭＯＤ)は、前記非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と前記反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と前記非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)と前記反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)とが供給可能な波形処理回路(ＬＯＰＣ)を更に具備する。
【００７４】
前記波形処理回路(ＬＯＰＣ)は、前記非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と前記反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と前記非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)と前記反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)とに応答して、パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩ＿Ｏ)とパルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩＢ＿Ｏ)とパルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱ＿Ｏ)とパルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱＢ＿Ｏ)とをそれぞれ生成可能とされる。
【００７５】
前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩ＿Ｏ)と前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩＢ＿Ｏ)と前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱ＿Ｏ)と前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱＢ＿Ｏ)との各ＲＦ信号電圧は、そのハイレベル期間(ＴH)がローレベル期間(ＴL)よりも短い期間に設定されたものである(図１２参照)。
【００７６】
前記波形処理回路(ＬＯＰＣ)から生成される前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩ＿Ｏ)は、前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記制御電極と前記第６トランジスタ(Ｍ２Ｂ)の前記制御電極とに供給可能とされる。
【００７７】
前記波形処理回路(ＬＯＰＣ)から生成される前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩＢ＿Ｏ)は、前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記制御電極と前記第５トランジスタ(Ｍ１Ｂ)の前記制御電極とに供給可能とされる。
【００７８】
前記波形処理回路(ＬＯＰＣ)から生成される前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱ＿Ｏ)は、前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記制御電極と前記第８トランジスタ(Ｍ４Ｂ)の前記制御電極とに供給可能とされる。
【００７９】
前記波形処理回路(ＬＯＰＣ)から生成される前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱＢ＿Ｏ)は、前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記制御電極と前記第７トランジスタ(Ｍ３Ｂ)の前記制御電極とに供給可能とされたことを特徴とするものである(図６参照)。
【００８０】
他のより好適な実施の形態では、前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩ＿Ｏ)の非反転同相電圧レベルと前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩＢ＿Ｏ)の反転同相電圧レベルとがクロスオーバーするタイミングでは、前記非反転同相電圧レベルと前記反転同相電圧レベルの各電圧レベルは前記第１トランジスタ(Ｍ１)と前記第６トランジスタ(Ｍ２Ｂ)と前記第２トランジスタ(Ｍ２)と前記第５トランジスタ(Ｍ１Ｂ)の各トランジスタのしきい値電圧よりも低く設定されている。
【００８１】
前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱ＿Ｏ)の非反転直交電圧レベルと前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱＢ＿Ｏ)の反転直交電圧レベルとがクロスオーバーするタイミングでは、前記非反転直交電圧レベルと前記反転直交電圧レベルの各電圧レベルは前記第３トランジスタ(Ｍ３)と前記第８トランジスタ(Ｍ４Ｂ)と前記第４トランジスタ(Ｍ４)と前記第７トランジスタ(Ｍ３Ｂ)の各トランジスタのしきい値電圧よりも低く設定されていることを特徴とするものである(図６、図１２参照)。
【００８２】
更に他のより好適な実施の形態による直交変調器(ＱＭＯＤ)は、第１バッファアンプ(ＢＦ１)と、第２バッファアンプ(ＢＦ２)と、第３バッファアンプ(ＢＦ３)と、第４バッファアンプ(ＢＦ４)とを更に具備する。
【００８３】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記入力電極と前記第５トランジスタ(Ｍ１Ｂ)の前記入力電極とに、前記第１バッファアンプ(ＢＦ１)を介して前記非反転同相アナログ信号(ＢＢＩ)が供給可能とされる。
【００８４】
前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記入力電極と前記第６トランジスタ(Ｍ２Ｂ)の前記入力電極とに、前記第２バッファアンプ(ＢＦ２)を介して前記反転同相アナログ信号(ＢＢＩＢ)が供給可能とされる。
【００８５】
前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記入力電極と前記第７トランジスタ(Ｍ３Ｂ)の前記入力電極とに、前記第３バッファアンプ(ＢＦ３)を介して非反転直交アナログ信号(ＢＢＱ)が供給可能とされる。
【００８６】
前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記入力電極と前記第８トランジスタ(Ｍ４Ｂ)の前記入力電極とに、前記第４バッファアンプ(ＢＦ４)を介して前記反転直交アナログ信号(ＢＢＱＢ)が供給可能とされたことを特徴とするものである(図６参照)。
【００８７】
具体的な実施の形態では、前記波形処理回路(ＬＯＰＣ)の前記パルス幅変換出力非反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩ＿Ｏ)と前記パルス幅変換出力反転同相ＲＦ信号電圧(ＬＯＩＢ＿Ｏ)と前記パルス幅変換出力非反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱ＿Ｏ)と前記パルス幅変換出力反転直交ＲＦ信号電圧(ＬＯＱＢ＿Ｏ)とをそれぞれ生成する非反転同相ＲＦ信号電圧生成器と反転同相ＲＦ信号電圧生成器と非反転直交ＲＦ信号電圧生成器と反転直交ＲＦ信号電圧生成器の各信号電圧生成器は、ＣＭＯＳインバータ(ＩＮＶ１)によって構成される。
【００８８】
前記各信号電圧生成器の前記ＣＭＯＳインバータは、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(ＰＭ１)とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ(ＮＭ１)とを含む。
【００８９】
前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(ＰＭ１)の前記ＣＭＯＳインバータの出力端子(ＬＯＩ＿ｉ)の電流駆動能力よりも、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ(ＮＭ１)の前記ＣＭＯＳインバータの前記出力端子(ＬＯＩ＿ｉ)の電流駆動能力が小さな値に設定されたことを特徴とするものである(図８参照)。
【００９０】
他の具体的な実施の形態では、前記非反転同相アナログ信号(ＢＢＩ)と前記反転同相アナログ信号(ＢＢＩＢ)と前記非反転直交アナログ信号(ＢＢＱ)と前記反転直交アナログ信号(ＢＢＱＢ)の前記各アナログ信号は、送信ベースバンド信号である。
【００９１】
前記非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と前記反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と前記非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)と前記反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)の前記各ＲＦ信号は、送信ＲＦローカル信号であることを特徴とするものである。
【００９２】
最も具体的な実施の形態では、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタと前記第５トランジスタと前記第６トランジスタと前記第７トランジスタと前記第８トランジスタとは、ＭＯＳトランジスタと接合型電界効果トランジスタとバイポーラ・トランジスタとヘテロ接合バイポーラ・トランジスタと高電子移動度トランジスタとのいずれかであることを特徴とするものである。
【００９３】
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、受信回路(３０３)と送信回路(３０４〜３０８)とを具備する半導体集積回路(３１１)である。
【００９４】
前記送信回路は、第１と第２のＤ／Ａ変換器(３０４Ｉ、Ｑ)と、第１と第２のローパスフィルタ(３０５Ｉ、Ｑ)と、直交変調器(３０６)と、シンセサイザ(３０７)と、送信増幅器(３０８)とを含む。
【００９５】
前記第１と第２のＤ／Ａ変換器(３０４Ｉ、Ｑ)は、第１と第２の送信デジタルベースバンド信号を第１と第２の送信アナログベースバンド信号に変換可能とされる。
【００９６】
前記第１と第２のローパスフィルタ(３０５Ｉ、Ｑ)は、前記第１と第２の送信アナログベースバンド信号を前記直交変調器(３０６)に伝達可能とされる。
【００９７】
前記シンセサイザ(３０７)は、前記直交変調器に第１と第２のＲＦローカル信号を供給可能とされる。
【００９８】
前記直交変調器(３０６)はその出力にＲＦ送信信号を生成可能とされ、前記送信増幅器(３０８)は前記直交変調器から生成される前記ＲＦ送信信号を増幅可能とされる(図７参照)。
【００９９】
前記直交変調器(３０６)は、第１トランジスタ(Ｍ１)と、第２トランジスタ(Ｍ２)と、第３トランジスタ(Ｍ３)と、第４トランジスタ(Ｍ４)と、第１ノード(Ｎ１)と、第２ノード(Ｎ２)と、第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)とを具備する。
【０１００】
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタと前記第３トランジスタと前記第４トランジスタの各トランジスタは入力電極と出力電極と制御電極とを有し、前記制御電極に供給される制御電圧に応答して前記入力電極と前記出力電極との間の電導度が制御可能である。
【０１０１】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記入力電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記入力電極と前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記入力電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記入力電極とに、非反転同相アナログ信号(ＢＢＩ)と反転同相アナログ信号(ＢＢＩＢ)と非反転直交アナログ信号(ＢＢＱ)と反転直交アナログ信号(ＢＢＱＢ)とがそれぞれ供給可能とされる。
【０１０２】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記制御電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記制御電極と前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記制御電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記制御電極とは、非反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩ)と反転同相ＲＦ信号(ＬＯＩＢ)と非反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱ)と反転直交ＲＦ信号(ＬＯＱＢ)とにそれぞれ応答可能とされる。
【０１０３】
前記第１トランジスタ(Ｍ１)の前記出力電極と前記第２トランジスタ(Ｍ２)の前記出力電極とは前記第１ノード(Ｎ１)と接続され、前記第３トランジスタ(Ｍ３)の前記出力電極と前記第４トランジスタ(Ｍ４)の前記出力電極とは前記第２ノード(Ｎ２)と接続される。
【０１０４】
前記第１ノード(Ｎ１)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第１ハイパスフィルタ(ＨＰＦ１)と、前記第２ノード(Ｎ２)と前記第１出力ノード(Ｎｏｕｔ)との間に接続された第２ハイパスフィルタ(ＨＰＦ２)とを更に具備することを特徴とするものである(図１参照)。
【０１０５】
２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
【０１０６】
［実施の形態１］
《送受信器の構成》
図７は、本発明の実施の形態１による無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)を搭載した送受信器の構成を示す図である。
【０１０７】
図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣが冒頭で説明した本発明に先立って本発明者により検討されたＲＦＩＣと相違するのは、次の点である。
【０１０８】
すなわち、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６は、以下に説明するように図１の実施の形態２による受動ミキサと図２の実施の形態３による受動ミキサと図３の実施の形態４による受動ミキサと図４の実施の形態５による受動ミキサと図５の実施の形態６による受動ミキサと図６の実施の形態７による受動ミキサとのいずれかによって構成されている。その結果、このように構成された直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６では、ＤＣ(直流)および送信ベースバンド信号の周波数帯域とでの出力ノードＮｏｕｔを介しての第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間の同相ベースバンド送信信号と直交ベースバンド送信信号との短絡が解消されるものとなる。その際、第１ノードＮ１から生成される同相ＲＦ送信信号と第２ノードＮ２から生成される直交ＲＦ送信信号とは、それぞれ十分な信号レベルで出力ノードＮｏｕｔに伝達されることが可能となる。
【０１０９】
尚、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣのＤ／Ａ変換器３０４Ｉ、３０４Ｑ、ローパスフィルタ３０５Ｉ、３０５Ｑ、シンセサイザ３０７、プログラマブル・ゲイン・アンプ３０８、受信器３０３、デジタルインターフェース(ＤｉｇＩＦ)３１１０の構成は、冒頭で説明した本発明に先立って本発明者により検討されたＲＦＩＣのそれらの構成と同一であるので、その繰り返しの説明は省略する。
【０１１０】
また更に、図７に示す本発明の実施の形態１でのＳＡＷフィルタ３０９、ＲＦパワーアンプ３１０、デュプレクサ３０２、アンテナ３０１の構成は、冒頭で説明したそれらの構成と同一であるので、その繰り返しの説明は省略する。更に、図７に示した本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣは、ＷＣＤＭＡ方式のマルチバンドでの送受信をサポートするものである。周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)に従って、マルチバンドの各マルチバンドでは、ＲＦ送信周波数はＲＦ受信周波数よりも低い周波数に設定されている。
【０１１１】
［実施の形態２］
図１は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態２による受動ミキサの構成を示す図である。
【０１１２】
図１に示す受動ミキサが、図１６に示した本発明に先立って本発明者により検討された受動ミキサと相違するのは、下記の点である。
【０１１３】
すなわち、図１に示す受動ミキサでは、図１６に示した受動ミキサのように第１ノードＮ１と第２ノードＮ２とは出力ノードＮｏｕｔと第１信号配線と第２信号配線を介してそれぞれ直接接続されるのではなく、第１ノードＮ１は第１ハイパスフィルタＨＰＦ１を介して出力ノードＮｏｕｔと接続され、第２ノードＮ２は第２ハイパスフィルタＨＰＦ２を介して出力ノードＮｏｕｔと接続されている。また、この第１ハイパスフィルタＨＰＦ１と第２ハイパスフィルタＨＰＦ２の各カットオフ周波数は、低周波数信号のベースバンド送信信号の最高周波数と高周波信号のＲＦ送信信号の最低周波数との間の値に設定されている。
【０１１４】
従って、図１に示す受動ミキサでは、ベースバンド送信信号の低周波数帯域では第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間のインピーダンスは比較的大きな値となるので、ＤＣ(直流)および送信ベースバンド信号の周波数帯域での出力ノードＮｏｕｔを介しての第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間の短絡が解消されることが可能となる。このようにして、図１に示す受動ミキサによれば、出力ノードＮｏｕｔから生成されるＲＦ送信信号ＲＦの信号波形歪みを軽減することが可能となり、受動ミキサの線形性の向上が可能となる。
【０１１５】
更に図１の受動ミキサによれば、上記非特許文献１に記載の受動電圧ミキサに必要な２５％デューティーサイクルローカルの生成回路や上記非特許文献２に記載の受動電圧ミキサに必要な２倍周波数２ＬＯの生成回路が不必要となるので、受動ミキサの消費電力の削減が可能となる。
【０１１６】
一方、図１に示す受動ミキサでは、ＲＦ送信信号の高周波数帯域では第１ハイパスフィルタＨＰＦ１と第２ハイパスフィルタＨＰＦ２の各インピーダンスは比較的小さな値となるので、第１ノードＮ１から生成される同相ＲＦ送信信号と第２ノードＮ２から生成される直交ＲＦ送信信号とはそれぞれ十分な信号レベルで出力ノードＮｏｕｔに伝達されることが可能となる。
【０１１７】
例として、ＬＴＥ方式の携帯電話の低周波数信号のベースバンド送信信号の最高周波数は１０ＭＨｚであり、ＵＭＴＳバンド１の高周波信号のＲＦ送信信号の周波数は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚであるので、第１と第２のハイパスフィルタＨＰＦ１、ＨＰＦ２のカットオフ周波数はその間の値に設定されている。
【０１１８】
また更に図１の受動ミキサは第１と第２のハイパスフィルタＨＰＦ１、ＨＰＦ２を含んでいるので、４個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のソースから見たベースバンド送信信号の低周波数帯域での入力インピーダンスが向上されることが可能となる。従って、４個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のソースに供給される低周波数帯域のベースバンド送信信号を出力する４個のバッファアンプＢＦ１〜ＢＦ４の出力インピーダンスを高くすることができるので、４個のバッファアンプＢＦ１〜ＢＦ４の出力駆動電流が低減でき、受動ミキサの消費電力の削減が可能となる。
【０１１９】
［実施の形態３］
図２は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態３による受動ミキサの構成を示す図である。
【０１２０】
図２に示す実施の形態３による受動ミキサが、図１に示した本発明の実施の形態２による受動ミキサと相違するのは、下記の点である。
【０１２１】
すなわち、図２に示す受動ミキサには、図１に示した受動ミキサに含まれていなかった他の４個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１Ｂ、Ｍ２Ｂ、Ｍ３Ｂ、Ｍ４Ｂと第３ハイパスフィルタＨＰＦ１Ｂと第４ハイパスフィルタＨＰＦ２Ｂとが追加されている。
【０１２２】
トランジスタＭ１、Ｍ１Ｂの共通ソースとトランジスタＭ２、Ｍ２Ｂの共通ソースにバッファアンプＢＦ１の出力の非反転同相ベースバンド信号出力電圧とバッファアンプＢＦ２の出力の反転同相ベースバンド信号出力電圧とがそれぞれ供給され、トランジスタＭ３、Ｍ３Ｂの共通ソースとトランジスタＭ４、Ｍ４Ｂの共通ソースにバッファアンプＢＦ３の出力の非反転直交ベースバンド信号出力電圧とバッファアンプＢＦ４の出力の反転直交ベースバンド信号出力電圧とがそれぞれ供給される。
【０１２３】
トランジスタＭ１のゲートとトランジスタＭ２のゲートに非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢがそれぞれ供給され、その共通ドレインは第１ノードＮ１に接続され、第１ノードＮ１に非反転同相ＲＦ送信信号ＲＦＩが生成される。またトランジスタＭ１ＢのゲートとトランジスタＭ２Ｂのゲートに反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩとがそれぞれ供給され、その共通ドレインは第３ノードＮ１Ｂに接続され、第３ノードＮ１Ｂには反転同相ＲＦ送信信号ＲＦＩＢが生成される。
【０１２４】
トランジスタＭ３のゲートとトランジスタＭ４のゲートに非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢとがそれぞれ供給され、その共通ドレインは第２ノードＮ２に接続され、第２ノードＮ２に非反転直交ＲＦ送信信号ＲＦＱが生成される。またトランジスタＭ３ＢのゲートとトランジスタＭ４Ｂのゲートに反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢと非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱとがそれぞれ供給され、その共通ドレインは第４ノードＮ２Ｂに接続され、第４ノードＮ２Ｂには反転直交ＲＦ送信信号ＲＦＱＢが生成される。
【０１２５】
第１ノードＮ１と第２ノードＮ２とは第１ハイパスフィルタＨＰＦ１と第２ハイパスフィルタＨＰＦ２とを介して第１出力ノードＮｏｕｔとそれぞれ接続され、第１出力ノードＮｏｕｔからは非反転ＲＦ送信信号ＲＦが生成される。第３ノードＮ１Ｂと第４ノードＮ２Ｂとは第３ハイパスフィルタＨＰＦ１Ｂと第４ハイパスフィルタＨＰＦ２Ｂとを介して第２出力ノードＮｏｕｔＢとにそれぞれ接続され、第２出力ノードＮｏｕｔＢからは反転ＲＦ送信信号ＲＦＢが生成される。この非反転ＲＦ送信信号ＲＦと反転ＲＦ送信信号ＲＦＢとは、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣのプログラマブル・ゲイン・アンプ３０８の差動入力端子に供給される。第１ハイパスフィルタＨＰＦ１と第２ハイパスフィルタＨＰＦ２と第３ハイパスフィルタＨＰＦ１Ｂと第４ハイパスフィルタＨＰＦ２Ｂの各カットオフ周波数は、低周波数信号のベースバンド送信信号の最高周波数と高周波信号のＲＦ送信信号の最低周波数との間の値に設定されている。
【０１２６】
図１に示した本発明の実施の形態１による受動ミキサと比較すると、図２に示す実施の形態３による受動ミキサは差動型回路形式に構成されているので、電源電圧変動や温度変動等に対する安定性を向上でき、同相信号成分も抑圧されるので、低雑音化が可能となる。
【０１２７】
［実施の形態４］
図３は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態４による受動ミキサの構成を示す図である。
【０１２８】
図３に示す実施の形態４による受動ミキサが、図１に示した本発明の実施の形態２による受動ミキサと相違するのは、下記の点である。
【０１２９】
すなわち、図４に示す受動ミキサでは、図１に示した受動ミキサの第１ハイパスフィルタＨＰＦ１が容量ＣＨＰＦ１と出力ノードＮｏｕｔの次段の入力インピーダンスで構成され、図１に示した受動ミキサの第２ハイパスフィルタＨＰＦ２が容量ＣＨＰＦ２と出力ノードＮｏｕｔの次段の入力インピーダンスで構成されている。この出力ノードＮｏｕｔの次段の入力インピーダンスは、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣのプログラマブル・ゲイン・アンプ３０８の入力インピーダンスとなる。
【０１３０】
第１と第２のハイパスフィルタＨＰＦ１、ＨＰＦ２の各カットオフ周波数は、容量ＣＨＰＦ１、２の容量値と出力ノードＮｏｕｔの次段の入力インピーダンスによって決定される。第１と第２のハイパスフィルタＨＰＦ１、ＨＰＦ２にはリアクタンス素子としての容量ＣＨＰＦ１、２を使用することによって、熱雑音が抑制され、低雑音化が可能となる。更に、容量ＣＨＰＦ１、２はＲＦＩＣの半導体チップ上に比較的小さなチップ占有面積で形成可能であるので、ＲＦＩＣの低コスト化が可能となる。
【０１３１】
［実施の形態５］
図４は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態５による受動ミキサの構成を示す図である。
【０１３２】
図４に示す本発明の実施の形態５による受動ミキサが、図２に示した本発明の実施の形態３による受動ミキサと相違するのは、下記の点である。
【０１３３】
すなわち、図４に示す受動ミキサでは、図２に示した受動ミキサの第１ハイパスフィルタＨＰＦ１が容量ＣＨＰＦ１と第１出力ノードＮｏｕｔの次段の入力インピーダンスで構成され、図２に示した受動ミキサの第２ハイパスフィルタＨＰＦ２が容量ＣＨＰＦ２と第１出力ノードＮｏｕｔの次段の入力インピーダンスで構成されている。更に図４に示す受動ミキサでは、図２に示した受動ミキサの第３ハイパスフィルタＨＰＦ１Ｂが容量ＣＨＰＦ１Ｂと第２出力ノードＮｏｕｔＢの次段の入力インピーダンスで構成され、図２に示した受動ミキサの第４ハイパスフィルタＨＰＦ２Ｂが容量ＣＨＰＦ２Ｂと第２出力ノードＮｏｕｔＢの次段の入力インピーダンスで構成されている。この第１出力ノードＮｏｕｔの次段の入力インピーダンスと第２出力ノードＮｏｕｔＢの次段の入力インピーダンスは、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣのプログラマブル・ゲイン・アンプ３０８の入力インピーダンスとなる。
【０１３４】
第１と第２と第３と第４のハイパスフィルタＨＰＦ１、２、３、４の各カットオフ周波数は、容量ＣＨＰＦ１、２、３、４の容量値と出力ノードＮｏｕｔ、ＮｏｕｔＢの次段の入力インピーダンスとによって決定される。
【０１３５】
図１０は、従来の上記非特許文献１に記載の２５％デューティーサイクルローカルによる駆動方式とこの駆動方式を参考とした５０％デューティーサイクルローカルによる駆動方式と図４に示した本発明の実施の形態５による受動ミキサのそれぞれの入力インピーダンスを比較した結果を示す図である。
【０１３６】
図１０に示すように、５０％デューティーの場合には入力インピーダンスＺＢＢは略２０オームと極めて低い値であるのに対して、２５％デューティーの場合には入力インピーダンスＺＢＢは略１１０オームまで増加して、図４に示した本発明の実施の形態５の場合には入力インピーダンスＺＢＢは略２０５オームと極めて高い値に増加するものである。尚、この場合の入力インピーダンスＺＢＢは、図１に示した本発明の実施の形態５の受動ミキサで説明したように４個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のソースから見たベースバンド送信信号の低周波数帯域での入力インピーダンスである。また図１０に示す比較結果は、ライン幅６５ｎｍの製造プロセスのＮチャンネルＭＯＳトランジスタの回路モデルを使用したシミュレーションによるものである。
【０１３７】
このように図４に示した本発明の実施の形態５による受動ミキサの入力インピーダンスは、従来の５０％デューティーの場合と比較して約１０倍高くなり、従来の２５％デューティーの場合と比較して約２倍高くなり、大幅に入力インピーダンスを向上できるため、低消費電力と高い線形特性を実現することができる。
【０１３８】
図１１は、従来の上記非特許文献１に記載の２５％デューティーサイクルローカルによる駆動方式と図４に示した本発明の実施の形態５による受動ミキサのそれぞれの電圧利得Ａｖと位相雑音ＣＮＲの送信ベースバンド信号振幅ＢＢｉｎｐｕｔの依存性を示す図である。
【０１３９】
図１１の横軸の送信ベースバンド信号振幅ＢＢｉｎｐｕｔは、図４に示した受動ミキサのバッファアンプＢＦ１〜ＢＦ４の出力端子の送信ベースバンド信号の電圧振幅を示す。図１１の左の縦軸の電圧利得Ａｖは、図４の受動ミキサのバッファアンプＢＦ１〜ＢＦ４の入力端子から非反転ＲＦ送信信号ＲＦと反転ＲＦ送信信号ＲＦＢまでの電圧利得である。図１１の右の縦軸の位相雑音ＣＮＲは、図１５の縦軸と略同様に１２０ＭＨｚ離調時のＳ／Ｎ比の逆数に対応するものである。
【０１４０】
電圧利得Ａｖに関しては従来の２５％デューティーの場合と比較して、大振幅レベルの送信ベースバンド信号振幅ＢＢｉｎｐｕｔに対して図４に示した受動ミキサの電圧利得Ａｖは比較的大きな値を維持しているので、図４の受動ミキサは良好な線形性を持つものである。
【０１４１】
位相雑音ＣＮＲに関しては従来の２５％デューティーの場合と比較して、図４の受動ミキサのＳ／Ｎ比は改善されているので、図４の受動ミキサは低雑音特性を持つものである。
【０１４２】
［実施の形態６］
図５は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態６による受動ミキサの構成を示す図である。
【０１４３】
図５に示す本発明の実施の形態６による受動ミキサが、図３に示した本発明の実施の形態４による受動ミキサと相違するのは、下記の点である。
【０１４４】
すなわち、図５に示す受動ミキサには、図３に示す受動ミキサに含まれていなかったローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣが追加されている。このローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣに非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢとが供給されることによって、ローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣからパルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏとパルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏとパルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏとパルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏとが生成される。
【０１４５】
図１２は、図５に示す本発明の実施の形態６による受動ミキサのローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣに供給される非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢの波形と、ローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣから生成されるパルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏとパルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏとパルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏとパルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏの波形とを示す図である。
【０１４６】
図１２の上部に示すように、非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩの電圧レベルと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢの電圧レベルとがクロスオーバーする時点Ｘでは、両電圧レベルはＮチャンネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧のレベルを超えるものとなる。同様に図１２の上部に示すように、非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱの電圧レベルと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢの電圧レベルがクロスオーバーする時点Ｘでは、両電圧レベルはＮチャンネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧のレベルを超えるものとなる。
【０１４７】
図１２の上部に示した波形の非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢとは、図３に示した本発明の実施の形態４による受動ミキサの４個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のゲートにそれぞれ供給されている。従って、図３に示した受動ミキサでは、クロスオーバーの時点Ｘで、バッファアンプＢＦ１の非反転同相ベースバンド信号出力電圧が供給されるトランジスタＭ１とバッファアンプＢＦ２の反転同相ベースバンド信号出力電圧が供給されるトランジスタＭ２とが同時にオン状態に駆動され、バッファアンプＢＦ３の非反転直交ベースバンド信号出力電圧が供給されるトランジスタＭ３とバッファアンプＢＦ４の反転直交ベースバンド信号出力電圧が供給されるトランジスタＭ４とが同時にオン状態に駆動されることになる。従って、このトランジスタの同時オンによって、図３に示した受動ミキサでは、２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２の両ソースから見た非反転同相ベースバンド信号と反転同相ベースバンド信号の低周波数帯域での入力インピーダンスが低下して、２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４の両ソースから見た非反転直交ベースバンド信号と反転直交ベースバンド信号の低周波数帯域での入力インピーダンスが低下してしまう。
【０１４８】
それに対して、図５に示す受動ミキサでは、ローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣから生成されるパルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏとパルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏとパルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏとパルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏとが４個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のゲートにそれぞれ供給されている。
【０１４９】
図１２の下部に示すように、ローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣから生成されるパルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏとパルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏとパルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏとパルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏとの各パルス波形で、ハイレベル期間ＴHはローレベル期間ＴLよりも短い期間に設定されている。従って、図１２の下部に示すように、パルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏの電圧レベルとパルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏの電圧レベルとがクロスオーバーする時点Ｘでは、両電圧レベルはＮチャンネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧のレベルより低くなるものとなる。同様に図１２の下部に示したように、パルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏの電圧レベルとパルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏの電圧レベルがクロスオーバーする時点Ｘでは、両電圧レベルはＮチャンネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧のレベルより低くなるものとなる。
【０１５０】
従って、図５に示す受動ミキサでは、クロスオーバーの時点ＸのトランジスタＭ１、Ｍ２の同時オン状態およびトランジスタＭ３、Ｍ４の同時オン状態が解消されることが可能となる。その結果、図５に示す受動ミキサでは、２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２の両ソースから見た非反転同相ベースバンド信号と反転同相ベースバンド信号の低周波数帯域での入力インピーダンス低下が解消され、２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４の両ソースから見た非反転直交ベースバンド信号と反転直交ベースバンド信号の低周波数帯域での入力インピーダンス低下も解消されることが可能となる。
【０１５１】
《ローカル信号パルス幅縮小回路の構成》
図８は、図５に示した本発明の実施の形態６による受動ミキサに含まれるローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣの構成を示す図である。
【０１５２】
図８に示すローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣは、入力インバータＩＮＶ１と出力インバータＩＮＶ２とを含み、入力インバータＩＮＶ１はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭ１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭ１を含むＣＭＯＳインバータにより構成され、出力インバータＩＮＶ２もＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭ２とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭ２を含むＣＭＯＳインバータにより構成されている。特に、入力インバータＩＮＶ１でＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭ１のチャンネル長Ｌｐと比較してＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭ１のチャンネル長Ｌｎは大きな値に設定される一方、出力インバータＩＮＶ２でＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭ１のチャンネル長とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭ１のチャンネル長Ｌｎとは略等しい値設定されている。その結果、入力インバータＩＮＶ１では、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＭ１と比較すると、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭ１のしきい値電圧は高く電流駆動能力は低くなる。
【０１５３】
図９は、図８に示した本発明の実施の形態６によるローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣの各部の波形を示す図である。
【０１５４】
図９の上部の非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩの波形に応答して入力インバータＩＮＶ１は図９の中央部の非反転同相ＲＦローカル信号中間電圧ＬＯＩ＿ｉの波形を生成する。入力インバータＩＮＶ１では、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＭ１のしきい値電圧は高く電流駆動能力は低く設定されたので、非反転同相ＲＦローカル信号中間電圧ＬＯＩ＿ｉの波形では立ち上がり速度よりも立ち下がり速度が遅延している。この非対称波形の非反転同相ＲＦローカル信号中間電圧ＬＯＩ＿ｉのローレベルとハイレベルとを出力インバータＩＮＶ２が弁別して、出力インバータＩＮＶ２はパルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏを生成する。その結果、パルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏは、短い期間のハイレベル期間ＴHと長い期間のローレベル期間ＴLとを持つものとなる。
【０１５５】
その他のパルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏとパルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏとパルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏとは、図８に示したローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣと同様に構成された他のローカル信号パルス幅縮小回路に反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢと非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢを供給することで生成されることができる。
【０１５６】
図５に示す本発明の実施の形態６による受動ミキサでは、本来、トランジスタＭ１のゲートとトランジスタＭ２のゲートに非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩと反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢとをそれぞれ供給するための２個のバッファと、トランジスタＭ３のゲートとトランジスタＭ４のゲートに非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱと反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢとをそれぞれ供給するための２個のバッファとが必要である。図８に示すローカル信号パルス幅縮小回路ＬＯＰＣと他の３個のローカル信号パルス幅縮小回路とを、上記４個のバッファの代用として使用することで、チップ占有面積および消費電力の増大が軽減されることが可能となる。
【０１５７】
［実施の形態７］
図６は、図７に示す本発明の実施の形態１によるＲＦＩＣに含まれる直交復調器(ＱＭＯＤ)３０６として使用可能な本発明の実施の形態７による受動ミキサの構成を示す図である。
【０１５８】
図６に示す本発明の実施の形態７による受動ミキサは、図３に示した受動ミキサを差動回路形式の構成に展開して図４に示した受動ミキサを構成したのと同様に図５に示す本発明の実施の形態６による受動ミキサを差動回路形式の構成に展開したものである。
【０１５９】
図６に示す受動ミキサでも、図１２の下部に示すパルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩ＿Ｏ、パルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧ＬＯＩＢ＿Ｏ、パルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱ＿Ｏ、パルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧ＬＯＱＢ＿Ｏが使用される。
【０１６０】
従って、図６に示す受動ミキサでも、クロスオーバーの時点Ｘの複数のトランジスタの同時のオン状態が解消されることが可能となる。その結果、図６に示す受動ミキサでも、非反転直交ベースバンド信号と反転直交ベースバンド信号の低周波数帯域での入力インピーダンス低下も解消されることが可能となる。
【０１６１】
図１３は、従来の上記非特許文献１に記載の２５％デューティーサイクルローカルによる駆動方式とこの駆動方式を参考とした５０％デューティーサイクルローカルによる駆動方式と図６に示した本発明の実施の形態７による受動ミキサのそれぞれの入力インピーダンスを比較した結果を示す図である。
【０１６２】
図１３に示すように、従来の５０％デューティーと２５％デューティーのいずれの場合(特性Ｌ１)よりも、図６に示す本発明の実施の形態７による受動ミキサの入力インピーダンスＺＢＢ(特性Ｌ２)を極めて高い値とすることが可能となる。尚、入力インピーダンスＺＢＢの値は、複数のＮチャンネルＭＯＳトランジスタのソースから見たベースバンド送信信号の低周波数帯域での入力インピーダンスである。また図１３の比較結果は、ライン幅６５ｎｍの製造プロセスのＮチャンネルＭＯＳトランジスタの回路モデルを使用したシミュレーションによるものである。
【０１６３】
［他の実施の形態］
以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１６４】
例えば、図７に示した本発明の実施の形態１による無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)を搭載した送受信器は、ＷＣＤＭＡ方式の携帯電話の送受信だけではなく、ＧＳＭ方式の携帯電話の送受信にも適用できることは言うまでもない。その際には、デュプレクサ３０２は、時分割デュプレックス(ＴＤＤ)の方式で送信タイムスロットと受信タイムスロットとを切り換えるアンテナスイッチに置換される。
【０１６５】
送信タイムスロットで、ＲＦパワーアンプ３１０のＲＦ送信信号は、アンテナスイッチ３０２とアンテナ３０１を介して携帯電話の基地局に送信される。受信タイムスロットで、アンテナ３０１で受信された携帯電話の基地局からの受信信号はアンテナスイッチ３０２を介して受信器３０３の低雑音増幅器(ＬＮＡ)の入力端子に供給される。
【０１６６】
更に図７に示した本発明の実施の形態１による無線周波数半導体集積回路(ＲＦＩＣ)を搭載した送受信器は、携帯電話の送受信だけではなく、規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ｂ、ｇ、ｎ等に準拠する無線ＬＡＮ(Local Area Network)の無線通信の送受信にも適用できることは言うまでもない。その際に、ＲＦパワーアンプ３１０のＲＦ送信電力が携帯電話の場合より小さいので、ＲＦパワーアンプ３１０はＲＦＩＣ３１１の半導体チップに集積化されることが可能である。
【０１６７】
また更にも図１の実施の形態２による受動ミキサと図２の実施の形態３による受動ミキサと図３の実施の形態４による受動ミキサと図４の実施の形態５による受動ミキサと図５の実施の形態６による受動ミキサと図６の実施の形態７による受動ミキサとの各受動ミキサで、送信ベースバンド信号電圧とＲＦローカル信号電圧とが供給されるトランジスタは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタに限定されるものではない。
【０１６８】
受動ミキサのトランジスタとしては、それ以外にも、接合型電界効果トランジスタ、バイポーラ・トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ、高電子移動度トランジスタ(ＨＥＭＴ)等に置換可能である。また、トランジスタの導電型としては、Ｎチャンネル以外にＰチャンネルも可能であり、ＮＰＮ型以外にもＰＮＰ型も可能であることは言うまでもない。
【符号の説明】
【０１６９】
ＢＢＩ…非反転同相ベースバンド信号電圧
ＢＢＩＢ…反転同相ベースバンド信号電圧
ＢＢＱ…非反転直交ベースバンド信号電圧
ＢＢＱＢ…反転直交ベースバンド信号電圧
ＬＯＩ…非反転同相ＲＦローカル信号電圧
ＬＯＩＢ…反転同相ＲＦローカル信号電圧
ＬＯＱ…非反転直交ＲＦローカル信号電圧
ＬＯＱＢ…反転直交ＲＦローカル信号電圧
ＢＦ１〜ＢＦ４…バッファアンプ
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４…トランジスタ
Ｍ１Ｂ、Ｍ２Ｂ、Ｍ３Ｂ、Ｍ４Ｂ…トランジスタ
Ｎ１…第１ノード
Ｎ２…第２ノード
Ｎ１Ｂ…第３ノード
Ｎ２Ｂ…第４ノード
Ｎｏｕｔ、ＮｏｕｔＢ…出力ノード
ＲＦＩ…非反転同相ＲＦ送信信号
ＲＦＱ…非反転同相ＲＦ送信信号
ＲＦ…ＲＦ送信信号
ＨＰＦ１、ＨＰＦ２…ハイパスフィルタ
ＨＰＦ１Ｂ、ＨＰＦ２Ｂ…ハイパスフィルタ
ＣＨＰＦ１、ＣＨＰＦ２…容量
ＣＨＰＦ１Ｂ、ＣＨＰＦ２Ｂ…容量
ＬＯＰＣ…ローカル信号パルス幅縮小回路
ＬＯＩ＿Ｏ…パルス幅変換出力非反転同相ＲＦローカル信号電圧
ＬＯＩＢ＿Ｏ…パルス幅変換出力反転同相ＲＦローカル信号電圧
ＬＯＱ＿Ｏ…パルス幅変換出力非反転直交ＲＦローカル信号電圧
ＬＯＱＢ＿Ｏ…パルス幅変換出力反転直交ＲＦローカル信号電圧
３０１…アンテナ
３０２…デュプレクサ
３０３…受信器
３０４Ｉ、３０４Ｑ…Ｄ／Ａ変換器
３０５Ｉ、３０５Ｑ…ローパスフィルタ
３０６…直交変調器(ＱＭＯＤ) 
３０７…シンセサイザ(Ｓｙｎｔｈ) 
３０８…プログラマブル・ゲイン・アンプ(ＰＧＡ) 
３０９…ＳＡＷフィルタ
３１０…ＲＦパワーアンプ
３１１…ＲＦＩＣ
【図１】
0005395634.tif 000002
【図２】
0005395634.tif 000003
【図３】
0005395634.tif 000004
【図４】
0005395634.tif 000005
【図５】
0005395634.tif 000006
【図６】
0005395634.tif 000007
【図７】
0005395634.tif 000008
【図８】
0005395634.tif 000009
【図９】
0005395634.tif 000010
【図１０】
0005395634.tif 000011
【図１１】
0005395634.tif 000012
【図１２】
0005395634.tif 000013
【図１３】
0005395634.tif 000014
【図１４】
0005395634.tif 000015
【図１５】
0005395634.tif 000016
【図１６】
0005395634.tif 000017
【図１７】
0005395634.tif 000018