(57)【特許請求の範囲】
【請求項２】
キャパシタを用いた主蓄電部を備えた蓄電装置における、直流電源から主蓄電部への蓄電と、主蓄電部から負荷への放電を制御するための制御回路を備え、
前記直流電源から電源の供給が開始される初期状態において前記制御回路の電源となる副蓄電部を備えた蓄電装置において、
前記副蓄電部にはキャパシタを用い、
前記主蓄電部は、メーク接点動作をする充電用メーク接点スイッチを介して前記直流電源と接続され、
前記副蓄電部の端子間電圧を検出する検出回路を備え、
前記制御回路は、前記検出回路によって検出された前記副蓄電部の端子間電圧が、制御回路の動作電圧以上になってから前記副蓄電部から電源が供給されて動作開始し、その後、前記充電用メーク接点スイッチを閉じて、前記直流電源から前記主蓄電部への蓄電を開始するとともに、所定の蓄電制御を開始するように構成され、
前記副蓄電部は、ブレーク接点動作をするブレーク接点スイッチを介して前記直流電源と接続され、
前記制御回路は、前記検出回路によって検出された前記副蓄電部の端子間電圧が充電完了電圧以上になってから、前記ブレーク接点スイッチを開くように構成されていることを特徴とするキャパシタを用いた蓄電装置。
【請求項３】
負荷は、放電用メーク接点スイッチを介して前記主蓄電部と接続され、
前記制御回路は、主蓄電部の出力電圧が、所定の放電可能電圧以上になってから、放電用メーク接点スイッチを閉じて放電可能状態とするように構成されていることを特徴とする請求項２に記載のキャパシタを用いた蓄電装置。
【請求項４】
前記制御回路の電源は、前記副蓄電部の端子間電圧を所定の動作電圧に変換する電圧変換手段の出力電圧に接続され、
前記電圧変換手段は、前記副蓄電部の端子間電圧が、所定の前記変換可能電圧以上になってから、前記出力電圧を前記制御回路の電源として供給するように構成されていることを特徴とする請求項２乃至３の何れか１項に記載のキャパシタを用いた蓄電装置。
【請求項５】
前記電圧変換手段は、副蓄電部の出力電圧を、制御回路の動作電圧に変換する電圧変換手段であることを特徴とする請求項４に記載のキャパシタを用いた蓄電装置。
【請求項６】
主蓄電部の出力電圧を降圧して、副蓄電部に充電する降圧型電圧変換手段を備えていることを特徴とする請求項２乃至５の何れか１項に記載のキャパシタを用いた蓄電装置。
【請求項７】
前記ブレーク接点スイッチは、
直流電源と副蓄電部との間に直列接続されたサイリスタと、
前記サイリスタのソースとゲートに並列接続されて、直流電源の供給開始時にはオン状態であって前記サイリスタをターンオンし、制御回路からのブレーク制御信号によりオフされるディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴと、
前記サイリスタのソースとドレインに並列接続されて、制御回路からのブレーク制御信号によりオンされて前記サイリスタをターンオフした後、オフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと
を含んでいることを特徴とする請求項２乃至６の何れか１項に記載のキャパシタを用いた蓄電装置。
【請求項８】
前記ブレーク接点スイッチは、
直流電源と副蓄電部との間に直列接続されたサイリスタと、
前記サイリスタのソースとゲートに並列接続されて、直流電源の供給によりオンされて前記サイリスタをターンオンし、制御回路からのブレーク制御信号によりオフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと、
前記サイリスタのソースとドレインに並列接続されて、制御回路からのブレーク制御信号によりオンされて前記サイリスタをターンオフした後、オフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと
を含んでいることを特徴とする請求項２乃至６の何れか１項に記載のキャパシタを用いた蓄電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気二重層キャパシタ（Electric Double-Layer Capacitor、以下ではＥＤＬＣと記す）などのキャパシタを用いた蓄電装置の蓄電開始時において、当該蓄電装置用の制御回路に対して、その初期駆動用の電源を供給する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＥＤＬＣなどのキャパシタを用いた蓄電装置では、キャパシタ単体の定格電圧が２．３〜４．０［Ｖ］程度と低いので、必要な出力電圧を得るために、複数個のキャパシタを直列接続して用いることが多い。また蓄電容量を増加させるために並列接続して用いることも多い。すなわちキャパシタを用いた蓄電装置では、複数個のキャパシタを直並列接続して用いることが多い。
しかし、キャパシタは静電容量誤差が大きいので、複数個のキャパシタを直列接続して用いた場合、充電時に静電容量の小さなキャパシタから満充電となり、さらに充電を継続し続ければ、静電容量の小さなキャパシタの端子間電圧は定格電圧を超え、劣化や破壊の原因となる。【０００３】
そこで、キャパシタを用いた蓄電装置では、その充電過程において、蓄電部を構成するキャパシタの静電容量誤差等に起因する各キャパシタの端子間電圧のばらつきを抑制したり、各キャパシタの過充電を防止するための制御を行う必要がある。
したがって、一般的にキャパシタを用いた蓄電装置は、直並列接続された複数個のキャパシタによって構成される蓄電部と、蓄電部のキャパシタの端子間電圧のばらつきを抑制したり、各キャパシタの過充電を防止するための制御部から構成される。【０００４】
キャパシタを用いた蓄電装置の制御部の機能については、上述の他にも、蓄電部への入力電流制御や負荷への出力電流制御など、様々な目的のために様々な機能がこれまでに提案されているが、どのような制御部もアナログ回路や論理回路、あるいはマイクロプロセッサやＰＬＤ、ＦＰＧＡなどの制御素子によって構成されているので、制御部自体の電源が必要である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許3418951（特開平11−215695）直並列切換型電源装置
【特許文献２】特許3487780（特開2000−253572）接続切り換え制御キャパシタ電源装置
【特許文献３】特許4368924  キャパシタを用いた蓄電装置とその制御方法            PCT/JP2005/019208  キャパシタを用いた蓄電装置とその制御方法            WO2007046138  Charge Storing Device Using Capacitor and Its Control Method
【特許文献４】特許第3854592号（特開2005−80469）  蓄電器の充電装置
【特許文献５】特許第3764633号（特開2002−10510）  電気エネルギ貯蔵装置、セルエネルギ量調節装置およびセルエネルギ量調整方法
【特許文献６】特開2007−252078  均等蓄放電回路
【特許文献７】特開2006−296179  キャパシタの蓄電装置、及びその充放電方法
【特許文献８】特開2007−006552  組電池用均等化回路
【特許文献９】特開2006−109620  蓄電器の電圧制御装置及びそれを備えた蓄電器モジュール
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、このような制御部の回路の電源については余り示唆されていない。制御部の電源として一次電池あるいは二次電池を用いる方法があるが、キャパシタを用いた蓄電装置は、そもそもキャパシタのサイクル寿命が電池より極めて長く、保守を余り必要としないことが特徴であるから、制御回路の電源としてキャパシタよりはるかに寿命の短い電池を用いることは、キャパシタを用いた蓄電装置の特徴を損なうことになる。【０００７】
また制御回路の電源として、蓄電部のキャパシタに蓄積された電力のみを用いることを前提としている蓄電装置もあるが、この方法では、蓄電部のキャパシタが完全放電状態の場合には、無制御の状態で蓄電部のキャパシタへの充電が開始され、キャパシタに電荷が徐々に蓄積されて、蓄電部の出力電圧が制御回路の電源として利用し得る値に達してから制御回路が稼働状態になる。
すなわち、蓄電部のキャパシタへの充電開始直後から暫くの間、制御回路を稼働させることはできず、しかも、蓄電部が大きな静電容量のキャパシタによって構成されている場合には、蓄電部の出力電圧が制御回路の電源として利用し得る値に達するまでに比較的長い時間を必要とするので、長時間、無制御の状態が継続されることになる。【０００８】
しかし、制御回路は蓄電部への充電開始時から稼働状態にあることが好ましい。その理由を以下に記す。
これまで、キャパシタを用いた蓄電装置に関して、蓄電部を構成するキャパシタの静電容量誤差や自己放電に起因する端子間電圧のばらつきを抑制し、全てのキャパシタの端子間電圧を揃え（以下では、均圧化と呼ぶ）たり、キャパシタの過充電を防止するための様々な方法が提案されている。【０００９】
例えば、特許文献１〜特許文献３のような抵抗を用いた均圧化回路（並列モニタとも呼ばれる）を用いる方法や、特許文献４〜特許文献７のようなトランスやコイルを用いた均圧化回路、特許文献８もしくは特許文献９のようなキャパシタを用いた均圧化回路などがある。これらの均圧化回路を制御しているのが制御部である。【００１０】
しかし、いずれの均圧化回路を用いるにしても、制御部の電源として蓄電部のキャパシタに蓄積された電力を用いる方法をとれば、完全放電状態にある蓄電部のキャパシタへの充電が開始され、電荷が徐々に蓄積されて、その電圧が制御回路の電源として利用し得る値に達するまでの間、無制御状態が継続されることになり、均圧化回路は動作しない。
無制御状態が長時間続くと、蓄電部のキャパシタの端子間電圧のばらつきは大きくなる。したがって、蓄電部のキャパシタの電圧が制御回路の電源として利用し得る値に達し、制御回路が動作可能となった段階で均圧化回路を動作させても、均圧化が間に合わなかったり、拡大したキャパシタ間の端子間電圧のばらつきを抑制するために蓄電部に蓄積された多くのエネルギーを無駄に消費しなければならないという事態が起こり得る。
また、特許文献１〜特許文献３のように、蓄電部において直並列切り換えと呼ばれる制御方法が用いられる場合には、一般的に蓄電部の全てのキャパシタを直列接続に切り換えて充電が開始されるが、蓄電部のキャパシタが完全放電状態にあり、制御部が稼働していない場合には、その切り換え制御すら行えず、蓄電部の充電自体が行えないことになる。
以上の理由により、蓄電部のキャパシタへの充電開始と同時に制御部を稼働させ、均圧化動作を行わせることにより、充電開始時からキャパシタ間の端子間電圧のばらつきを抑制しておくことが好ましい。そうすることにより、蓄電部のキャパシタに入力される電力エネルギーを無駄なく蓄積することができ、充電時間を短縮することも可能となる。【００１１】
そこで本発明では、ＥＤＬＣ等のキャパシタを蓄電部に用いた蓄電装置において、蓄電部のキャパシタに充電を開始する時点から制御回路を動作させるための初期駆動用電源を提案している。この制御回路の初期駆動用電源にも蓄電素子が必要であるが、その蓄電素子として、サイクル寿命の長いＥＤＬＣ等のキャパシタを用いる。
この初期駆動用電源は、少なくとも、蓄電部の出力電圧が制御回路の駆動電圧に達するまでの間、制御回路に駆動用電力を供給する回路であり、蓄電部の出力電圧が制御回路の駆動電圧に達した後も制御回路に駆動用電力を供給する回路構成とすることもできるし、蓄電部の出力電圧が制御回路の駆動電圧に達した後は、制御回路の駆動用電力を蓄電部から供給する回路構成とすることもできる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の請求項１に係るキャパシタを用いた蓄電装置では、
キャパシタを用いた主蓄電部を備えた蓄電装置における、直流電源から主蓄電部への蓄電と、主蓄電部から負荷への放電を制御するための制御回路を備え、
前記直流電源から電源の供給が開始される初期状態において前記制御回路の電源となる副蓄電部を備えた蓄電装置において、
前記副蓄電部にはキャパシタを用い、
前記主蓄電部は、メーク接点動作をする充電用メーク接点スイッチを介して前記直流電源と接続され、
前記副蓄電部の端子間電圧を検出する検出回路を備え、
前記制御回路は、前記検出回路によって検出された前記副蓄電部の端子間電圧が、制御回路の動作電圧以上になってから前記副蓄電部から電源が供給されて動作を開始し、その後、前記充電用メーク接点スイッチを閉じて、前記直流電源から前記主蓄電部への蓄電を開始するとともに、所定の蓄電制御を開始するように構成され、
前記副蓄電部は、ブレーク接点動作をするブレーク接点スイッチを介して前記直流電源と接続され、
前記制御回路は、前記検出回路によって検出された前記副蓄電部の端子間電圧が充電完了電圧以上になってから、前記ブレーク接点スイッチを開くように構成されている。
請求項２では、
負荷は、放電用メーク接点スイッチを介して前記主蓄電部と接続され、
前記制御回路は、主蓄電部の出力電圧が、所定の放電可能電圧以上になってから、放電用メーク接点スイッチを閉じて放電可能状態とするように構成されている。
請求項３では、
前記制御回路の電源は、前記副蓄電部の端子間電圧を所定の動作電圧に変換する電圧変換手段の出力電圧に接続され、
前記電圧変換手段は、前記副蓄電部の端子間電圧が、所定の前記変換可能電圧以上になってから、前記出力電圧を前記制御回路の電源として供給するように構成されている。
請求項４では、
前記電圧変換手段は、副蓄電部の出力電圧を、制御回路の動作電圧に変換する電圧変換手段である。
請求項５では、
主蓄電部の出力電圧を降圧して、副蓄電部に充電する降圧型電圧変換手段を備えている。
請求項６では、
前記ブレーク接点スイッチは、
直流電源と副蓄電部との間に直列接続されたサイリスタと、
前記サイリスタのソースとゲートに並列接続されて、直流電源の供給開始時にはオン状態であって前記サイリスタをターンオンし、制御回路からのブレーク制御信号によりオフされるディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴと、
前記サイリスタのソースとドレインに並列接続されて、制御回路からのブレーク制御信号によりオンされて前記サイリスタをターンオフした後、オフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと
を含んでいる。
請求項７では、
前記ブレーク接点スイッチは、
直流電源と副蓄電部との間に直列接続されたサイリスタと、
前記サイリスタのソースとゲートに並列接続されて、直流電源の供給によりオンされて前記サイリスタをターンオンし、制御回路からのブレーク制御信号によりオフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと、
前記サイリスタのソースとドレインに並列接続されて、制御回路からのブレーク制御信号によりオンされて前記サイリスタをターンオフした後、オフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと
を含んでいる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の請求項１に係るキャパシタを用いた蓄電装置によれば、
検出回路によって検出された副蓄電部の端子間電圧が、制御回路の動作電圧以上になってから、副蓄電部から制御回路へ電源が供給されて、制御回路は動作開始するので、制御回路は確実な動作が可能となる。
そして、制御回路が確実な動作を開始してから、充電用メーク接点スイッチを閉じて、直流電源から主蓄電部への蓄電を開始するとともに、制御回路による所定の蓄電制御を開始するように構成されているので、主蓄電部への適正な蓄電が行える。
さらに、
副蓄電部は、ブレーク接点動作をするブレーク接点スイッチを介して前記直流電源と接続されているので、直流電源から電源が供給開始されたときには前記ブレーク接点スイッチはオン状態であって、直流電源から副蓄電部への充電が確実に開始される。
そして、前記検出回路によって検出された前記副蓄電部の端子間電圧が充電完了電圧以上になってから、前記ブレーク接点スイッチを開いて、副蓄電部への充電を終了するので、副蓄電部への適正な充電が行える。
請求項２では、
主蓄電部の出力電圧が、所定の放電可能電圧以上になってから、放電用メーク接点スイッチを閉じて放電可能状態とするので、確実な放電が可能となる。
請求項３では、
副蓄電部の端子間電圧が、電圧変換手段における所定の前記変換可能電圧以上になってから、前記副蓄電部からの出力電圧を前記制御回路の電源として供給するので、制御回路は確実に動作する。
請求項４では、
電圧変換手段によって、副蓄電部の出力電圧を、制御回路の動作電圧に変換するので、副蓄電部の定格電圧が制御回路の動作電圧と異なる場合でも、制御回路を適正に駆動することができる。
請求項５では、
主蓄電部の放電電圧を降圧して、副蓄電部に充電する降圧型電圧変換手段を備えているので、主蓄電部の定格電圧が、副蓄電部の定格電圧より高い場合でも、適正な充電電圧を副蓄電部へ供給することができる。
請求項６では、
前記ブレーク接点スイッチは、
直流電源と副蓄電部との間に直列接続されたサイリスタと、
前記サイリスタのソースとゲートに並列接続されて、直流電源の供給開始時にはオン状態であって前記サイリスタをターンオンし、制御回路からのブレーク制御信号によりオフされるディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴと、
前記サイリスタのソースとドレインに並列接続されて、制御回路からのブレーク制御信号によりオンされて前記サイリスタをターンオフした後、オフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと
を含んでおり、
直流電源の供給開始時にはディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴがオン状態であってサイリスタをターンオンして副蓄電部への充電を開始し、
制御回路からのブレーク制御信号によりディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴをＯＦＦすると共に、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴがオンされて前記サイリスタのソース電流を保持電流以下にして前記サイリスタをターンオフした後、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴがオフされて副蓄電部への充電を終了するので、
副蓄電部が満充電になったときに制御回路からブレーク制御信号を出力することにより、副蓄電部への適正な充電が行える。
請求項７では、
前記ブレーク接点スイッチは、
直流電源と副蓄電部との間に直列接続されたサイリスタと、
前記サイリスタのソースとゲートに並列接続されて、直流電源の供給開始時にはオン状態であって前記サイリスタをターンオンし、制御回路からのブレーク制御信号によりオフされるディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴと、
前記サイリスタのソースとドレインに並列接続されて、制御回路からのブレーク制御信号によりオンされて前記サイリスタをターンオフした後、オフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴと
を含んでおり、
直流電源の供給開始時にはディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴがオン状態であってサイリスタをターンオンして副蓄電部への充電を開始し、
制御回路からのブレーク制御信号によりディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴをＯＦＦすると共に、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴがオンされて前記サイリスタのソース電流を保持電流以下にして前記サイリスタをターンオフした後、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴがオフされて副蓄電部への充電を終了するので、
副蓄電部が満充電になったときに制御回路からブレーク制御信号を出力することにより、副蓄電部への適正な充電が行える。
請求項８では、
前記ブレーク接点スイッチは、
直流電源と副蓄電部との間に直列接続されたサイリスタと、
前記サイリスタのソースとゲートに並列接続されて、直流電源の供給によりオンされて前記サイリスタをターンオンし、制御回路からのブレーク制御信号によりオフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ（図４中に符号「45」を付して示した。）と、
前記サイリスタのソースとドレインに並列接続されて、制御回路からのブレーク制御信号によりオンされて前記サイリスタをターンオフした後、オフされるエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ（図４中に符号「46」を付して示した。）と
を含んでおり、
直流電源の供給開始時には（図４にて符号「45」を付した）エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴがオンされてサイリスタをターンオンして副蓄電部への充電を開始し、
制御回路からの（図４の「第３の」）ブレーク制御信号により（図４にて符号「45」を付した）エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴをオフし、さらに（図４の「第４の」）ブレーク制御信号により（図４にて符号「46」を付した）エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴがオンされて前記サイリスタのソース電流を保持電流以下にしてターンオフした後、（図４の「第４の」）ブレーク制御信号を停止することにより、（図４にて符号「46」を付した）エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴがオフされて副蓄電部への充電を終了するので、
副蓄電部が満充電になったときに制御回路から出力される（図４の「第４の」）ブレーク制御信号を停止することにより、副蓄電部への適正な充電が行える。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】キャパシタを用いた蓄電装置の実施例１のブロック図である。
【図２】キャパシタを用いた蓄電装置の実施例２のブロック図である。
【図３】キャパシタを用いた蓄電装置の実施例３のブロック図である。
【図４】キャパシタを用いた蓄電装置の実施例４のブロック図である。
【図５】主蓄電部の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明に係るキャパシタを用いた蓄電装置を、実施例を示した図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１６】
図１にキャパシタを用いた蓄電装置の制御回路の初期駆動用電源用の蓄電素子として、ＥＤＬＣを用いた蓄電システムの構成例を示す。【００１７】
＜各要素の説明＞
図１において、
ＤＣは、直流電源であり、電流源であることが望ましいが、電圧源であってもよい。前記直流電源ＤＣとしては、例えばソーラーパネルや風力発電装置等の自然エネルギーを利用した小規模発電装置を利用することが多いが、他の電力供給源を利用することも可能であり、交流電源である場合には直流化して利用する。
ＳＷ１は、ブレーク接点スイッチであり、ブレーク制御信号が入力されない状態では接点が閉じて導通し、ブレーク制御信号が入力されると接点が開いて遮断するように構成された開閉スイッチで構成されている。
ＳＷ２は、主蓄電部の充電用メーク接点スイッチであり、充電制御信号が入力されない状態では接点が開いて遮断し、充電制御信号が入力されると接点が閉じて、主蓄電部の蓄電のために導通するように構成された開閉スイッチで構成されている。
ＳＷ３は、放電用メーク接点スイッチであり、放電制御信号が入力されない状態では接点が開いて遮断し、放電制御信号が入力されると接点が閉じて放電のために導通するように構成された開閉スイッチで構成されている。【００１８】
１は制御回路であり、所定の制御プログラムに基づいて、前記ブレーク制御信号、前記充電制御信号、前記放電制御信号、および、後述する蓄電部制御信号を出力し、また、後述する端子間電圧検出信号、蓄電部状態信号が入力される。【００１９】
Ｃｓｔは前記制御回路１の初期駆動用電源としてのＥＤＬＣであり、特許請求の範囲に記載された副蓄電部に相当し、以下では、単に「スタート・キャパシタＣｓｔ」と記す。
２は端子間電圧検出回路であり、前記スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧を検出して、前記制御回路１に対して端子間電圧検出信号を出力する。
３は電圧変換手段としてのＤＣ−ＤＣコンバータであり、前記スタート・キャパシタＣｓｔに蓄電された電圧を、前記制御回路１が必要とする直流電圧に変換して前記制御回路１の動作電源として供給する。【００２０】
Ｃｍは蓄電部であり、特許請求の範囲に記載された主蓄電部に相当し、この実施例ではＥＤＬＣが所定数直列接続されて構成されており、蓄電した電力を、前記放電用メーク接点ＳＷ３を介して負荷Ｒに供給するように構成されている。
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は、それぞれ逆流防止ダイオードである。【００２１】
＜各要素の相互接続状態の説明＞
前記直流電源ＤＣの＋側の出力端子ＤＣ＋には、逆流防止ダイオードＤ１のアノード端子が接続され、前記逆流防止ダイオードＤ１のカソード端子には前記ブレーク接点スイッチＳＷ１の一端と、前記メーク接点スイッチＳＷ２の一端とが共に接続されている。
前記ブレーク接点スイッチＳＷ１の他端には、逆流防止ダイオードＤ２のアノード端子が接続され、この逆流防止ダイオードＤ２のカソード端子には前記スタート・キャパシタＣｓｔの一端Ｃｓｔ＋が接続されている。なお、前記直流電源ＤＣの−側の出力端子ＤＣ−はアース側の配線（アース記号で表記。）に接続され、前記スタート・キャパシタＣｓｔの他端Ｃｓｔ−も前記アース側の配線に接続されている。【００２２】
前記充電用メーク接点スイッチＳＷ２の他端には逆流防止ダイオードＤ５のアノード端子が接続され、この逆流防止ダイオードＤ５のカソード端子には、前記蓄電部Ｃｍの＋側の端子Ｃｍ＋と、前記放電用メーク接点ＳＷ３の一端とが共に接続されている。なお、前記蓄電部Ｃｍの−側の端子Ｃｍ−も前記アース側の配線に接続されている。
前記放電用メーク接点ＳＷ３の他端には逆流防止ダイオードＤ６のアノード端子が接続され、この逆流防止ダイオードＤ６のカソード端子は、＋側の放電用出力端子Ｔ＋に接続されており、この＋側の放電用出力端子Ｔ＋に負荷Ｒの一端を接続し得るように構成されている。なお、−側の放電用出力端子Ｔ−には前記負荷Ｒの他端を接続し得るように構成されている。【００２３】
前記制御回路１のブレーク制御信号出力端子１１は、前記ブレーク接点スイッチＳＷ１の制御信号入力端子Ｂ１に接続され、前記制御回路１の充電制御信号出力端子１２は、前記充電用メーク接点スイッチＳＷ２の制御信号入力端子Ｍ１に接続され、前記制御回路１の放電制御信号出力端子１３は、前記放電用メーク接点スイッチＳＷ３の制御信号入力端子Ｍ２に接続されている。
端子間電圧検出回路２の検出端子２１、２２は前記スタート・キャパシタＣｓｔの両極に接続され、検出信号出力端子２３は前記制御回路１の検出電圧入力端子１４と接続されて、端子間電圧検出信号が前記制御回路１へ出力される。【００２４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力端子３１は逆流防止ダイオードＤ３を介して前記スタート・キャパシタＣｓｔの＋側の端子に接続され、入力端子３２は前記スタート・キャパシタＣｓｔの−側の端子に接続されている。
前記入力端子３１は、前記蓄電部Ｃｍの＋側の端子とも逆流防止ダイオードＤ４を介して接続されている。
上記何れの逆流防止ダイオードＤ３、Ｄ４も前記入力端子３１への方向を順方向として接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力端子３３は、前記制御回路１の電源端子１５と接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ３で電圧変換した直流電力を前記制御回路１へ供給するように構成されている。【００２５】
前記蓄電部Ｃｍの制御信号入力端子Ｃｍ１は、前記制御回路１の制御信号出力端子１６と複数の信号線で接続され、蓄電部制御信号が制御回路１から蓄電部Ｃｍへ伝達されるように構成されている。前記蓄電部Ｃｍの状態信号出力端子Ｃｍ２は、前記制御回路１の状態信号入力端子１７と複数の信号線で接続され、蓄電部状態信号が蓄電部Ｃｍから制御回路へ伝達されるように構成されている。【００２６】
＜動作の説明＞
同図は、制御回路の初期駆動用電源としてのＥＤＬＣであるＣｓｔ（以下ではスタート・キャパシタと記す）の定格電圧と、蓄電部Ｃｍの定格出力電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧範囲内に収まる場合の構成を示している。なお、図中の直流電源ＤＣは電流源であることが好ましいが、電圧源であってもよい。
また、図１の蓄電部Ｃｍは複数個のキャパシタが直列接続された構成となっているが、これに限られるわけではなく、蓄電部Ｃｍは何らかの制御を必要とする複数個のキャパシタが直並列接続された構成であればよい。以下では図１に示した蓄電装置１０の動作について説明する。
図１において、ブレーク接点スイッチＳＷ１はブレーク接点（normally-closed contact）として動作をするスイッチであり、充電用メーク接点スイッチＳＷ２と、放電用メーク接点スイッチＳＷ３はメーク接点（normally-open contact）として動作をするスイッチである。【００２７】
＜初期充電動作の説明＞
蓄電部Ｃｍの充電を開始する前に、まず、制御回路１の初期駆動用電源としてのキャパシタＣｓｔ（スタート・キャパシタ）が充電される。すなわち、制御回路１に電源が供給されていない初期状態では、スイッチＳＷ２とＳＷ３はメーク接点なので開放状態、ＳＷ１はブレーク接点なのでＯＮ状態、すなわち閉じており、直流電源ＤＣからの電流はスタート・キャパシタＣｓｔのみに流入し、蓄電部Ｃｍのキャパシタには流入しない。
図１のように、スタート・キャパシタＣｓｔの両端子には、逆流防止用ダイオードＤ３を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３が接続されており、スタート・キャパシタＣｓｔの出力電圧が制御回路１の正常な駆動に必要な一定の駆動電圧になるように設定されている。なお、スタート・キャパシタＣｓｔを１個のＥＤＬＣで構成する場合、一般的にその定格電圧は制御回路１の駆動電圧に満たないことも多い。そのような場合には、このＤＣ−ＤＣコンバータ３として昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いればよい。【００２８】
スタート・キャパシタＣｓｔに直流電源ＤＣからの電流が流入し、電荷が蓄積され、その端子間電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作可能電圧にまで上昇すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ３が作動して制御回路１に電力が供給されるので、制御回路１は蓄電部Ｃｍを制御することが可能な状態となる。しかし、この時点ではまだ制御回路１は蓄電部Ｃｍの制御動作を開始しない。
引き続きスタート・キャパシタＣｓｔに直流電源ＤＣからの電流が流入し、やがてスタート・キャパシタＣｓｔが満充電になると、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧検出回路２によってその満充電が検出され、その満充電検出信号がスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧検出信号として、前記検出信号出力端子２３から、既に動作可能な状態にある制御回路１に入力される。スタート・キャパシタＣｓｔの満充電検出信号が制御回路１に入力されると、制御回路１は後に述べる一連の制御動作を開始する。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３が入力電圧監視機能を持つタイプの場合には、その入力電圧監視機能によってスタート・キャパシタＣｓｔの満充電を検出し、その満充電検出信号を、図中破線で示したように、既に動作可能な状態にある制御回路１に入力するような構成としてもよい。
また、上記のように端子間電圧検出回路２によってスタート・キャパシタＣｓｔの満充電を検出するのではなく、満充電電圧以下の所定の電圧を検出するようにし、端子間電圧検出信号として、所定電圧検出信号を出力するようにしても良い。【００２９】
スタート・キャパシタＣｓｔの満充電検出信号が制御回路１に入力されると、制御回路１は後に述べる一連の制御動作を開始する。
但し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３および制御回路１で消費される電力は、スタート・キャパシタＣｓｔへの流入電力より小さく、またスタート・キャパシタＣｓｔの静電容量は、少なくとも蓄電部Ｃｍへの充電開始から、蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔがスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧より大きくなるまでの間、制御回路１の動作を保証できるような電力を蓄積できるような静電容量に設定されているとする。したがって、直流電源ＤＣから電力が供給されている限り、制御回路１は一旦、動作可能になるとその動作が停止することはない。
なお、直流電源ＤＣが太陽電池等の場合には、スタート・キャパシタＣｓｔの静電容量は、夜間あるいは無日照保証期間の間、制御回路１の動作を保証できるような電力を蓄積できるような静電容量に設定されているとする．【００３０】
スタート・キャパシタＣｓｔの満充電検出信号が制御回路１に入力されると、制御回路１はまず、ブレーク接点スイッチＳｗ１をＯＦＦにする信号を送出し、スタート・キャパシタＣｓｔへの充電を停止する。このブレーク接点スイッチＳＷ１をＯＦＦにする信号は、制御回路１による電力消費や自己放電等によりスタート・キャパシタＣｓｔの電荷が減少し、再び直流電源ＤＣからスタート・キャパシタＣｓｔを充電する必要が生じるまでの間、制御回路１から送出し続けられる。【００３１】
制御回路１はブレーク接点スイッチＳＷ１をＯＦＦにするブレーク制御信号を送出してスタート・キャパシタＣｓｔへの充電を停止した後、充電用メーク接点スイッチＳＷ２をＯＮにする充電制御信号を送出し、直流電源ＤＣからの電流を蓄電部Ｃｍのキャパシタに導くと共に、蓄電部Ｃｍの制御を開始する。【００３２】
＜蓄電部への充電動作の説明＞
制御回路１から蓄電部Ｃｍへ送出される蓄電部制御信号は、蓄電部Ｃｍの構成や蓄電部Ｃｍの制御方式によって異なるが、基本的には制御回路１は蓄電部Ｃｍの状態を示す蓄電部状態信号を取り込み、それらの信号に応じた蓄電部制御信号を決定し、蓄電部Ｃｍに送出する。（一般的には制御回路１から複数本の信号線を経由して蓄電部制御信号が蓄電部Ｃｍに送出される。）
直流電源ＤＣから蓄電部Ｃｍのキャパシタに充電電流が流入し、電荷が蓄積されていくと、蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔが上昇する。スタート・キャパシタＣｓｔと蓄電部Ｃｍの出力はそれぞれ逆流防止用ダイオードＤ３、Ｄ４を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力端子３１に接続されているので、蓄電部Ｃｍのキャパシタに電荷が蓄積され、やがて蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔがスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧より大きくなると、２つの逆流防止ダイオードＤ３、Ｄ４の作用により、スタート・キャパシタＣｓｔからではなく、蓄電部ＣｍからＤＣ−ＤＣコンバータ３に電力が供給されるようになる。
以後、負荷への放電等により蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔがスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧以下になるまで、蓄電部ＣｍからＤＣ−ＤＣコンバータ３を介して制御回路１に電力が供給される。【００３３】
＜蓄電部への充電完了＞
制御回路１からの蓄電部制御信号によって蓄電部Ｃｍが制御され、蓄電部Ｃｍへの蓄電が進んで、蓄電部Ｃｍが満充電状態になると、蓄電部Ｃｍ内の満充電検出回路（図中には記載されていない）から制御回路１に対して、蓄電部Ｃｍの満充電検出信号が蓄電部状態信号として送出される。その蓄電部状態信号を受け取った制御回路１は充電用メーク接点スイッチＳＷ２をＯＦＦにする充電制御信号を送出し、蓄電部Ｃｍへの充電を停止する。続いて制御回路は放電用メーク接点スイッチＳＷ３をＯＮにする放電制御信号を送出し、負荷Ｒへの放電を開始する。【００３４】
なお、蓄電部Ｃｍが満充電状態に達しなくとも、蓄電部Ｃｍから制御回路１へ送出される蓄電部状態信号により、蓄電部Ｃｍに充分な電力が蓄積されていると判断される場合には、放電用メーク接点スイッチＳＷ３をＯＮにし、放電を開始する構成としてもよい。
また、充電用メーク接点スイッチＳＷ２や放電用メーク接点ＳＷ３および逆流防止用ダイオードが蓄電部Ｃｍ内に組み込まれている構成や、さらに蓄電部Ｃｍが充電と放電を同時に行えるような構成となっている場合もある。このような場合には、蓄電部Ｃｍ内に組み込まれている充電用メーク接点スイッチＳＷ２および放電用メーク接点ＳＷ３のＯＮ、ＯＦＦ信号などの、蓄電部Ｃｍの制御に必要な信号は制御回路１から蓄電部Ｃｍに送出される蓄電部制御信号に含まれているとする。【００３５】
＜スタート・キャパシタへの再充電＞
なお、蓄電部Ｃｍからの電力供給によって制御回路１が動作中に、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧が自己放電等によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作可能電圧範囲内の設定された電圧以下に低下した場合には、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧検出回路２がこれを検知し、スタート・キャパシタＣｓｔの低電圧検出信号を制御回路１に入力する。
このスタート・キャパシタＣｓｔの低電圧検出信号が、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧検出信号として制御回路１に入力されると、制御回路１はブレーク接点スイッチＳＷ１をＯＦＦにするブレーク制御信号を停止してブレーク接点スイッチＳＷ１をＯＮにし、直流電源ＤＣからの電流をスタート・キャパシタＣｓｔへ流入させてスタート・キャパシタＣｓｔの充電を行う。スタート・キャパシタＣｓｔが再び満充電になって以降の制御回路１の動作は上述と同様である。
こうすることにより、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧が常に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作可能電圧範囲内の設定された電圧以上になるように構成されている。【００３６】
なお、一定時間毎に制御回路１がブレーク接点スイッチＳＷ１をＯＦＦにするブレーク制御信号を停止し、ブレーク接点スイッチＳＷ１をＯＮにして直流電源ＤＣからの電流をスタート・キャパシタＣｓｔへ流入させることによりスタート・キャパシタＣｓｔの充電を行い、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧が常に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作可能電圧範囲内の設定された電圧以上になるように構成してもよい。
【実施例２】
【００３７】
図１はスタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧と蓄電部Ｃｍの定格出力電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧範囲内に収まる場合の構成例であった。しかし、このような条件が満たされる場合は限られており、蓄電部Ｃｍの定格出力電圧の方が、スタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧より高い場合が多い。
図２は蓄電部Ｃｍの定格出力電圧が、スタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧より大きく、電圧変換手段としてのＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの入力電圧範囲内に収まらない場合の構成を示している。但し、図２中において、降圧型電圧変換手段としての降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの許容入力電圧範囲は、スタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧より高く、出力電圧は、スタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧に設定され、かつ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの入力可能電圧範囲内に設定されているとする。
以下では蓄電装置１０Ａが図２のように構成されている場合の動作について説明する。【００３８】
スタート・キャパシタＣｓｔの充電から始まり、蓄電部Ｃｍの充電が開始され、蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔがスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧より大きくなるまでの過程については図１の場合の説明と同様であるので、説明を省略する。
図２において、蓄電部Ｃｍに電荷が蓄積されてゆき、蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔがスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧より大きくなると、蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔは降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂによって、スタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧まで降圧され出力される。【００３９】
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力端子３１Ａは、逆流防止用ダイオードＤ３を介して、スタート・キャパシタＣｓｔとＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａに並列接続されているので、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧が制御回路１による電力消費や自己放電等により低下している場合には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力によってスタート・キャパシタＣｓｔが充電されるとともに、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力がＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａによって制御回路１の駆動電圧にまで昇圧され、制御回路１へ電力が供給される。これ以後の制御回路１の動作は図１の場合と同様である。
【実施例３】
【００４０】
図３は、図２に示した実施例２の、より具体的な回路構成例を示している。図のように、蓄電装置１０Ｂの回路はスタート・キャパシタＣｓｔ、サイリスタＴｈ、ディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４２などから構成されている。
図３において破線で囲った回路部分である、サイリスタＴｈ、ディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１、およびエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４２などから構成されている回路が、図２中のブレーク接点スイッチＳＷ１に相当する。すなわち、図２中のブレーク接点スイッチＳＷ１として、ゲート・ソース間電圧が０［Ｖ］の状態であってもドレイン電流が流れるディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１が用いられている。【００４１】
しかし、一般的にディプレッション型のＦＥＴは数ｍＡ程度のドレイン電流しか流すことができず、ＯＮ抵抗も大きい。そこで、このディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴと、大電力系でも使用されるサイリスタＴｈを組み合わせることにより、比較的大きな電流でスタート・キャパシタＣｓｔの充電を可能にしている。
すなわち、制御回路１Ｂの電源に電力が供給されず制御回路１Ｂが稼働していない状態では、図３のＭＯＳＦＥＴドライバ４３に制御回路１Ｂからの信号は入力されない。したがってＭＯＳＦＥＴドライバ４３の出力はＯＦＦ状態にあり、ディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１のソース−ドレイン間は導通状態（ＯＮ状態）になっている。したがってトランジスタＴｒのベースに電流が流れるので、トランジスタＴｒもＯＮ状態にあり、サイリスタＴｈのゲートに電流が流入する。
サイリスタＴｈはアノードとカソード間に電圧を印加した状態でゲート電流が流入すると、アノード−カソード間が導通（ターンオン）するので、スタート・キャパシタＣｓｔに直流電源ＤＣからの電流が流れ、スタート・キャパシタＣｓｔには電荷が蓄積される。【００４２】
サイリスタＴｈのゲート電流を流す素子としてディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１とトランジスタＴｒを組み合わせて用いているのは、ディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１の出力電流だけではサイリスタＴｈのターンオン電流に満たないため、トランジスタＴｒを用いて前記出力電流を増幅する必要があるからである。
このようにして、ターンオンしたサイリスタＴｈを経由してスタート・キャパシタＣｓｔに電流を流すことにより、ディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴだけでは行えなかった大電流での充電を可能にし、スタート・キャパシタＣｓｔへの充電を速くしている。【００４３】
スタート・キャパシタＣｓｔが満充電になると、スタート・キャパシタＣｓｔへの充電電流を停止させなければならないが、そのためにはサイリスタＴｈを停止させる必要がある。しかし、サイリスタＴｈのアノード−カソード間が導通した状態で、ゲート電流を停止するだけではサイリスタＴｈは遮断（ターンオフ）しない。サイリスタＴｈを遮断（ターンオフ）するためには、ゲート電流を停止させ、アノード−カソード間に流れる電流を保持電流以下にする必要がある。
そこで、まず稼働状態になった制御回路１Ｂからの第１のブレーク制御信号により、ＭＯＳＦＥＴドライバ４３をＯＮ状態にすることにより、ディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１をＯＦＦにしてトランジスタＴｒのベース電流を停止することにより、サイリスタＴｈのゲートに流れる電流を停止し、次に、制御回路１Ｂからの第２のブレーク制御信号によりＭＯＳＦＥＴドライバ４４をＯＮ状態にすることにより、サイリスタＴｈのソース−ドレイン間に並列接続されたエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４２をＯＮにする。
こうすることにより、直流電源ＤＣからの電流がＯＮ抵抗の小さなエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４２にバイパスするので、サイリスタＴｈのソースへ流れ込む電流が保持電流を下回り、サイリスタＴｈがＯＦＦとなる。その後、制御回路１Ｂからの第２のブレーク制御信号を停止することにより、ＭＯＳＦＥＴドライバ４４をＯＦＦ状態にし、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４２をＯＦＦにすることにより、スタート・キャパシタＣｓｔへの充電を停止する。【００４４】
なおスタート・キャパシタＣｓｔは、蓄電部Ｃｍの出力電圧が制御回路１Ｂの駆動電圧以上になるまでの間、それに蓄積された電力によって制御回路１Ｂを駆動するために用いられるものであるが、一般的にスタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧は制御回路１Ｂの駆動電圧に満たないことが多い。そこで上記の例では、スタート・キャパシタＣｓｔの出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａにより制御回路１Ｂの駆動可能電圧まで昇圧している。
しかしＤＣ−ＤＣコンバータを用いず、複数個のキャパシタを直列接続したものをスタート・キャパシタＣｓｔとすることにより、その出力電圧が制御回路１Ｂの駆動可能電圧になるようにしても良い。
【実施例４】
【００４５】
先にも述べたように、スタート・キャパシタＣｓｔの静電容量は、少なくとも蓄電部Ｃｍへの充電開始から、蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔがスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧より大きくなるまでの間、制御回路１Ｂの動作を保証できるような電力を蓄積できるような静電容量に設定されている必要がある。
しかし、実施例３で示した図３の回路では、蓄電部Ｃｍへの充電を継続している間、サイリスタＴｈのゲート信号が入力されないように、ディプレッション型ｎＭＯＳＦＥＴ４１をＯＦＦに維持し続けなければならない。そのためにはＭＯＳＦＥＴドライバ４３をＯＮ状態に維持するために制御回路１Ｂからの第１のブレーク制御信号を出力し続けなければならないが、一般的にＭＯＳＦＥＴドライバ４３をＯＮ状態に維持し続けるため必要とされる電流は大きく、制御回路１Ｂによる電力消費が増大するので、大きな静電容量のスタート・キャパシタＣｓｔが必要となる。【００４６】
図４は、そのような制御回路１Ｂによる電力消費を抑制し、スタート・キャパシタＣｓｔの静電容量を抑制することを可能とした蓄電装置１０Ｃの回路構成例を示したものである。
Ｄ０〜Ｄ３，Ｄ５，Ｄ６は逆流防止ダイオードである。図４において破線で囲んだ部分が、図２中のブレーク接点スイッチＳＷ１に相当する。
実施例３と実施例４との大きな違いはこのブレーク接点スイッチＳＷ１に相当する部分であるので、以下ではこの部分の動作を中心に説明する。【００４７】
すなわち、制御回路１Ｂが稼働していない状態では、図４中のトランジスタＴｒのベースに電流が流れないので、トランジスタＴｒはＯＦＦ状態にあり、ＭＯＳＦＥＴドライバ４７の入力側には，直流電源ＤＣから逆流防止ダイオードＤ０を介して電流が流入し、ＭＯＳＦＥＴドライバ４７はＯＮ状態になる。
したがって、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４５のソース電圧よりゲート電圧が高くなり、ドレイン−ソース間が導通状態となり、サイリスタＴｈのゲートに電流が流入し、サイリスタＴｈのアノード−カソード間が導通（ターンオン）し、スタート・キャパシタＣｓｔに直流電源ＤＣからの電流が流れ、スタート・キャパシタＣｓｔへ電荷が蓄積される。【００４８】
なお、実施例３の場合と異なり、図４の回路ではサイリスタＴｈのゲート電流を流す素子として、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４５が用いられているので、トランジスタ等で電流を増幅することなく、サイリスタＴｈをターンオンさせるのに充分な電流を流すことができる。【００４９】
スタート・キャパシタＣｓｔが満充電になると、スタート・キャパシタＣｓｔへの充電電流を停止させなければならないが、そのためにはサイリスタＴｈを停止させる必要がある。しかし、サイリスタＴｈのアノード−カソード間が導通した状態で、ゲート電流を停止するだけではサイリスタＴｈは遮断（ターンオフ）しない。サイリスタＴｈを遮断（ターンオフ）するためには、ゲート電流を停止させ、アノード−カソード間に流れる電流を保持電流以下にする必要がある。
そこで、まず稼働状態になった制御回路１Ｂからの第３のブレーク制御信号により、図４中のトランジスタＴｒをＯＮ状態にすることにより、ＭＯＳＦＥＴドライバ４７をＯＦＦにし、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４５をＯＦＦにすることにより、サイリスタＴｈのゲートに流れる電流を停止する。【００５０】
次に、制御回路１Ｂからの第４のブレーク制御信号によりＭＯＳＦＥＴドライバ４８をＯＮ状態にすることにより、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４６をＯＮにする。こうすることにより、直流電源ＤＣからの電流がＯＮ抵抗の小さなエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４６にバイパスするので、サイリスタＴｈのソースへ流れ込む電流が保持電流を下回り、サイリスタＴｈがＯＦＦとなる。
その後、制御回路１Ｂからの第４のブレーク制御信号を停止し、ＭＯＳＦＥＴドライバ４８をＯＦＦ状態にすることにより、エンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴ４６をＯＦＦにする。こうすることにより、スタート・キャパシタＣｓｔへの充電が停止する。【００５１】
上記のように、この実施例では制御回路１Ｂからの出力電流（第３〜４のブレーク制御制御信号）が必要となるのは、トランジスタＴｒをＯＮ状態にし、ＭＯＳＦＥＴドライバ４７をＯＦＦし、さらにＭＯＳＦＥＴドライバ４８をＯＮ状態にすることによりサイリスタＴｈのソースへ流れ込む電流が保持電流を下回り、サイリスタＴｈがＯＦＦとなるのに必要な時間だけであるので、制御回路１Ｂによる電力消費を抑制することができ、実施例３の場合よりスタート・キャパシタＣｓｔの静電容量を小さく抑えることができる。
【００５２】
＜スタート・キャパシタの静電容量＞
次にスタート・キャパシタＣｓｔの静電容量について検討する。以上に述べたような制御回路の初期駆動用回路を用いた蓄電装置では、スタート・キャパシタＣｓｔが満充電、すなわち定格電圧になれば、蓄電部Ｃｍへの充電が開始され、
スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧＜蓄電部出力電圧Ｖｔ  ・・・（１）
となった時点で、制御回路１，１Ｂへの電力は蓄電部Ｃｍから供給される。
制御回路１，１Ｂの電力消費が少ない場合には、スタート・キャパシタＣｓｔが満充電になった後、蓄電部Ｃｍが式（１）の条件を満たすまでの間に、スタート・キャパシタＣｓｔに蓄積された電荷の減少は少ないと考えられる。
そこで計算を簡単化するために、以下ではスタート・キャパシタＣｓｔが満充電、すなわち定格電圧に達した後、式（１）を満たすまで、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧が低下しないと仮定すると、蓄電部Ｃｍの出力電圧がスタート・キャパシタＣｓｔの満充電電圧以上になるまでの間、スタート・キャパシタＣｓｔに蓄積された電荷によって制御回路１，１Ｂが駆動できれば良いことになる。【００５３】
そこで、蓄電部Ｃｍをｎ個のキャパシタの直列構成とし、
蓄電部Ｃｍを構成する各キャパシタの定格電圧をＶａ［Ｖ］、
蓄電部Ｃｍを構成する各キャパシタの静電容量をＣ［Ｆ］、
蓄電部Ｃｍの出力電圧をＶｔ［Ｖ］、
スタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧をＶａ［Ｖ］、
スタート・キャパシタＣｓｔの静電容量をＣｓ［Ｆ］、
ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの許容入力電圧範囲の下限値をＶｓｓ
［Ｖ］、
直流電源ＤＣの出力電流、すなわち充電電流をＩ［Ａ］、
制御回路１，１Ｂの消費電力をＰ［Ｗ］、
安全係数をＳ（＞１）
とする。また以下では計算を簡単化するために、図５のように蓄電部Ｃｍの各キャパシタへの流入電荷のみを考え、スタート・キャパシタＣｓｔへの流入電荷は無視して考える。【００５４】
まず、図５のように蓄電部Ｃｍを構成するｎ個のキャパシタを全て直列接続して、充電電流Ｉ［Ａ］で充電を開始し、
スタート・キャパシタの満充電電圧＝蓄電部Ｃｍの出力電圧Ｖｔ・・・（２）
となるまでに要する時間ｔ［ｓｅｃ］を求める。
満充電状態におけるスタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧を定格電圧Ｖａ［Ｖ］に等しいとすると、蓄電部Ｃｍの各キャパシタに静電容量誤差がなければ、式（２）が成立する時点で、
蓄電部Ｃｍの各キャパシタの端子間電圧Ｖｃ［Ｖ］＝Ｖａ／ｎ［Ｖ］
となる。したがって、式（２）が成立するまでに要する時間ｔ［ｓｅｃ］は
Ｃ（Ｖａ／ｎ）＝Ｉｔより、
ｔ＝ＣＶａ／（ｎＩ）  ［秒］       ・・・・・（３）
となる。【００５５】
ここで、スタート・キャパシタＣｓｔが満充電になった後、制御回路１，１Ｂが駆動されて蓄電部Ｃｍへの充電が開始されてから、制御回路１，１Ｂの駆動電力がスタート・キャパシタＣｓｔの電力から蓄電部Ｃｍの電力供給に切り換わるまでの間に、スタート・キャパシタＣｓｔから制御回路１，１Ｂに供給されるエネルギー量Ｕｃは
Ｕｃ＝Ｐｔ                           ・・・・（４）
となる。
また、スタート・キャパシタＣｓｔの端子間電圧が、満充電電圧すなわち定格電圧Ｖａ［Ｖ］から、ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの許容入力電圧範囲の下限値Ｖｓｓ［Ｖ］に低下するまでの間に、スタート・キャパシタＣｓｔから制御回路１，１Ｂに供給可能なエネルギー量Ｕｓは
Ｕｓ＝Ｃｓ（Ｖａ2−Ｖｓｓ2）／２    ［Ｊ］   ・・・・・（５）
である。【００５６】
したがって、スタート・キャパシタＣｓｔが満充電になり、制御回路１，１Ｂの駆動が開始された時点から、充電電流Ｉ［Ａ］で蓄電部Ｃｍへの充電が開始され、蓄電部Ｃｍの出力電圧がＶａ［Ｖ］に達した時点で、蓄電部Ｃｍからのエネルギーによって制御回路１，１Ｂの駆動が開始されるようになるまでの間、スタート・キャパシタＣｓｔから制御回路１，１Ｂに対して電力を供給し続けるためには、少なくともＵｃ＝Ｕｓが成立しなければならない。したがって、式（４）（５）より、
Ｐｔ＝Ｃｓ（Ｖａ2−Ｖｓｓ2）／２   ・・・・（６）
となる。したがって、スタート・キャパシタＣｓｔの静電容量Ｃｓは
Ｃｓ＝２Ｐｔ／（Ｖａ2−Ｖｓｓ2）   ・・・・（７）
となる。【００５７】
しかし、実際には余裕をみておかなければならないので、スタート・キャパシタＣｓｔの静電容量Ｃｓは、安全係数Ｓ（＞1）を掛けて式（７）を修正した次式
Ｃｓ＝２ＳＰｔ／（Ｖａ2−Ｖｓｓ2）   ・・・・（８）
とすることが好ましい。
例えば、
蓄電部Ｃｍを構成する各キャパシタの定格電圧Ｖａ＝２．７［Ｖ］、
蓄電部Ｃｍを構成する各キャパシタの静電容量Ｃ＝６００［Ｆ］、
蓄電部Ｃｍを構成するキャパシタの個数を１０個とし、全てを直列接続、
スタート・キャパシタＣｓｔの定格電圧Ｖａ＝２．７［Ｖ］、
ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの許容入力電圧範囲の下限値Ｖｓｓ
＝０．９［Ｖ］、
充電電流をＩ＝２［Ａ］、
制御回路１，１Ｂの消費電力をＰ＝０．２［Ｗ］、
安全係数をＳ＝１０
とすると、スタート・キャパシタＣｓｔが満充電になった後、式（２）が成立するまでに要する時間ｔ［秒］は式（３）より、
ｔ＝ＣＶａ／（ｎＩ）
＝６００×２．７／（１０×２）
＝８１  ［ｓｅｃ］
となる。【００５８】
したがって、少なくともスタート・キャパシタＣｓｔの静電容量Ｃｓは式（７）より、
Ｃｓ＝２Ｐｔ／（Ｖａ2−Ｖｓｓ2）
＝２×０．２×８１／（２．７2−０．９2）
＝３２．４／６．４８
＝５．０  ［Ｆ］
となるが、安全係数Ｓ＝１０とすると、スタート・キャパシタＣｓｔの静電容量は（８）式より、
Ｃｓ＝２ＳＰｔ／（Ｖａ2−Ｖｓｓ2）
＝２×１０×０．２×８１／（２．７2−０．９2）
＝５０．０  ［Ｆ］
となる。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明に係るキャパシタを用いた蓄電装置は、送電設備の整っていない地域や離島などにおける電力供給システムに広く利用することができる。
【符号の説明】
【００６０】
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ  キャパシタを用いた蓄電装置
１、１Ｂ  制御回路
２、２Ａ  端子間電圧検出回路
３、３Ａ、３Ｂ  電圧変換手段、ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＤＣ  直流電源
ＳＷ１  ブレーク接点スイッチ
ＳＷ２  充電用メーク接点スイッチ
ＳＷ３  放電用メーク接点スイッチ
Ｃｓｔ  副蓄電部、スタート・キャパシタ
Ｃｍ  主蓄電部、蓄電部
Ｒ  負荷
Ｄ０、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６  逆流防止用ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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