(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電極及び第２の電極を備えるエレクトロルミネッセント（ＥＬ）エミッターを有し、かつ第１の供給電極、第２の供給電極及びゲート電極を備える駆動トランジスタを備えるエレクトロルミネッセント（ＥＬ）サブピクセルであって、前記駆動トランジスタの前記第２の供給電極は、前記ＥＬエミッターに電流を流すために、該ＥＬエミッターの前記第１の電極に電気的に接続される、エレクトロルミネッセントサブピクセルと、
前記駆動トランジスタの前記第１の供給電極に電気的に接続される第１の電圧供給源と、
前記ＥＬエミッターの前記第２の電極に電気的に接続される第２の電圧供給源と、
前記駆動トランジスタの前記ゲート電極に電気的に接続される試験電圧源と、
前記第１の電圧供給源、前記第２の電圧供給源及び前記試験電圧源の電圧を制御し、前記駆動トランジスタを線形領域において動作させるための電圧コントローラーと、
種々の時点において前記駆動トランジスタの前記第１の供給電極及び前記第２の供給電極を通って流れる電流を測定し、前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる該駆動トランジスタ及び該ＥＬエミッターの特性の変動を表すステータス信号を与えるための測定回路であって、前記電流は、前記駆動トランジスタが前記線形領域において動作している間に測定される、測定回路と、
線形コード値を与える手段と、
前記ステータス信号に応答して前記線形コード値を変更し、前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性の変動を補償するための補償器と、
前記駆動トランジスタの前記ゲート電極を駆動するために、変更済み線形コード値に応答して駆動トランジスタ制御信号を生成するためのソースドライバと、
を備え、前記ＥＬサブピクセル内の前記駆動トランジスタの前記ゲート電極に前記駆動トランジスタ制御信号を与えるための装置であって、
前記測定回路は、
前記第１の供給電極及び前記第２の供給電極を通って流れる前記駆動電流の関数であるミラー電流を生成するための第１の電流ミラーと、
前記第１の電流ミラーにバイアス電流を流して該第１の電流ミラーのインピーダンスを下げるための第２の電流ミラーと
を含み、
前記駆動トランジスタの線形動作領域において、経時変化していない前記ＥＬエミッターと経時変化した前記ＥＬエミッターとの間の測定電流の変化を測定する、装置。
【請求項２】
前記ＥＬエミッターはＯＬＥＤエミッターからなる、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記駆動トランジスタは低温ポリシリコントランジスタからなる、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記測定回路を、前記第１の供給電極及び前記第２の供給電極を通って流れる電流に選択的に電気的に接続するためのスイッチをさらに備える、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記測定回路はさらに、前記ミラー電流に応答して、電圧信号を生成するための電流／電圧コンバータと、該電圧信号に応答して、前記ステータス信号を前記補償器に与える手段とを含む、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記駆動トランジスタ制御信号は電圧からなる、請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記測定される電流は、前記ＥＬエミッターから光を放射するために必要とされる電流として選択されるしきい値電流よりも小さい、請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記測定回路は、パネル製造時に得られた、経時変化していない電流測定値であるターゲット信号及び直近の測定時に得られた経時変化した電流測定値を格納するためのメモリをさらに備える、請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記補償器は、前記線形コード値を変更して、変更済み線形コード値を生成し、前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性の変動を補償する、請求項１に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はエレクトロルミネッセントエミッターを通って流れる電流を供給するための駆動トランジスタに加えられる信号の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
コンピューティング、エンターテイメント及び通信のための情報ディスプレイとして、フラットパネルディスプレイへの関心は高い。たとえば、エレクトロルミネッセント（ＥＬ）エミッターは何年にもわたって知られており、最近になって市販のディスプレイデバイスにおいて用いられるようになった。そのようなディスプレイは、アクティブマトリックス制御方式及びパッシブマトリックス制御方式の両方を利用し、複数のサブピクセルを利用することができる。各サブピクセルは、ＥＬエミッターと、ＥＬエミッターを流れる電流を駆動するための駆動トランジスタとを含む。サブピクセルは通常２次元のアレイに配列され、サブピクセル毎に１つの行アドレス及び列アドレスがあり、サブピクセルにはデータ値が関連付けられる。単一ＥＬサブピクセルを照明及びユーザーインターフェースの用途に用いることもできる。ＥＬサブピクセルは、コーティング可能な無機発光ダイオード、量子ドット、及び有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）を含む、種々のエミッター技術を用いて作製することができる。
【０００３】
有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）技術のようなエレクトロルミネッセント（ＥＬ）技術は、白熱ランプ及び蛍光灯のような他の技術よりもルミナンス及び消費電力に関して優れた利点を提供する。しかしながら、ＥＬサブピクセルは経時的に性能が劣化するという難点がある。サブピクセルの寿命にわたって高品質の光放射を提供するために、この劣化を補償しなければならない。
【０００４】
ＥＬエミッターの光出力はエミッターを流れる電流に概ね比例するので、ＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタは通常、ゲート−ソース間電圧Ｖgsに応答する電圧制御式の電流源として構成される。ＬＣＤディスプレイにおいて用いられるソースドライバに類似のソースドライバが、駆動トランジスタに制御電圧を与える。ソースドライバは、所望のコード値をアナログ電圧に変換し、駆動トランジスタを制御することができる。より高いビット深度を有する線形ソースドライバが入手可能になりつつあるが、コード値と電圧との間の関係は通常非線形である。非線形のコード値−電圧関係は、ＯＬＥＤの場合、特徴的なＬＣＤ  Ｓ形状（たとえば、米国特許第４，８９６，９４７号において示される）とは異なる形状を有するが、要求されるソースドライバ電子回路は、２つの技術間で非常によく似ている。ＬＣＤソースドライバとＥＬソースドライバとの間の類似性に加えて、米国特許第５，０３４，３４０号においてTanaka他によって教示されるように、ＬＣＤディスプレイ及びＥＬディスプレイは通常同じ基板、すなわちアモルファスシリコン（ａ−Ｓｉ）上に製造される。アモルファスＳｉは安価であり、大きなディスプレイに加工するのが容易である。
【０００５】
劣化モード
しかしながら、アモルファスシリコンは準安定性である。すなわちａ−Ｓｉ  ＴＦＴのゲートに電圧バイアスが印加されるのに応じて、経時的に、そのしきい値電圧（Ｖth）がシフトし、それにより、そのＩ−Ｖ曲線がシフトする（Kagan & Andry編「Thin-film Transistors」（New York: Marcel Dekker, 2003. Sec. 3.5, pp. 121-131））。Ｖthは通常順方向バイアス下で経時的に上昇するので、経時的には、Ｖthシフトよって、平均してディスプレイが薄暗くなる。
【０００６】
ａ−Ｓｉ  ＴＦＴが不安定であることに加えて、最新のＥＬエミッターは自らも不安定である。たとえば、ＯＬＥＤエミッターでは、ＯＬＥＤエミッターを通って電流が流れるのに応じて、経時的に、その順方向電圧（Ｖoled）が上昇し、その効率（通常ｃｄ／Ａで測定される）が低下する（Shinar編「Organic Light-Emitting Devices: a survey」（New York: Springer-Verlag, 2004. Sec. 3.4, pp. 95-97））。効率の損失によって、一定の電流で駆動される場合であっても、ディスプレイは経時的に平均して薄暗くなる。さらに、通常のＯＬＥＤディスプレイ構成では、ＯＬＥＤは駆動トランジスタのソースに取り付けられる。この構成では、Ｖoledが上昇すると、トランジスタのソース電圧が上昇することになり、Ｖgs、それゆえ、ＯＬＥＤエミッターを通って流れる電流（Ｉoled）が減少し、それにより、経時的に薄暗くなる。
【０００７】
これら３つの作用（Ｖthシフト、ＯＬＥＤ効率損失及びＶoled上昇）によって、ＯＬＥＤサブピクセルはそのＯＬＥＤサブピクセルを通って流れる電流に比例する速度で、経時的に輝度を喪失する（Ｖthシフトが一次的な作用であり、Ｖoledシフトは二次的な作用であり、ＯＬＥＤ効率損失は三次的な作用である）。それゆえ、規定された出力をその寿命にわたって保持するために、サブピクセルは、経時変化を補償されなければならない。
【０００８】
従来技術
３つの経時変化作用のうちの１つ又は複数を補償することが知られている。一次的な作用であり、印加されるバイアスによって逆方向にも作用するＶthシフトについて考えるとき（Mohan他著「Stability issues in digital circuits in amorphous silicon technology」（Electrical and Computer Engineering, 2001, Vol. 1, pp. 583-588））、補償方式は概ね４つのグループ：ピクセル内補償、ピクセル内測定、パネル内測定及び逆方向バイアスに分けられる。
【０００９】
ピクセル内Ｖth補償方式は、サブピクセルに付加回路を追加して、Ｖthシフトが生じるのに応じて補償する。たとえば、非特許文献１においてLee他は、所望のデータ電圧を印加する前にサブピクセルのＶthを該サブピクセルのストレージキャパシタ上に格納することによってＶthシフトを補償する、７トランジスタ、１キャパシタ（７Ｔ１Ｃ）サブピクセル回路を教示している。このような方法はＶthシフトを補償するが、Ｖoled上昇又はＯＬＥＤ効率損失を補償することはできない。これらの方法は、従来の２Ｔ１Ｃ電圧駆動サブピクセル回路に比べて、さらに複雑なサブピクセル、及びさらに大きなサブピクセル電子回路サイズを必要とする。要求される機構が細かくなるほど、製造誤差の影響を受けやすくなるので、サブピクセルが複雑になると、歩留まりが低下する。通常の底面発光構成では特に、サブピクセル電子回路の全サイズが大きくなると、アパーチャ比、すなわち、光を放射するサブピクセルのパーセンテージが減少するので、消費電力が増加する。一定の電流では、ＯＬＥＤの光放射は面積に比例するので、アパーチャ比が小さなＯＬＥＤエミッターほど、アパーチャ比が大きなＯＬＥＤと同じ輝度を生成するのに多くの電流を必要とする。さらに、小さな面積において電流が大きくなるほど、ＯＬＥＤエミッター内の電流密度が増加し、Ｖoled上昇及びＯＬＥＤ効率損失を加速させる。
【００１０】
ピクセル内測定Ｖth補償方式は、各サブピクセルに付加回路部を追加して、Ｖthシフトを表す値を測定できるようにする。その後、パネル外の回路部がその測定値を処理し、各サブピクセルの駆動を調整して、Ｖthシフトを補償する。たとえば、特許文献１においてNathan他は、４トランジスタピクセル回路を教示しており、その回路によれば、ＴＦＴ劣化データを所与の電圧条件下での電流として、又は所与の電流条件下での電圧として測定できるようになる。特許文献２においてNara他は、サブピクセルに切替トランジスタを追加して、そのトランジスタを検査インターコネクトに接続することを教示している。特許文献３においてKimura他は、サブピクセルに補正ＴＦＴを追加してＥＬ劣化を補償することを教示している。これらの方法はピクセル内Ｖth補償方式の不都合な点を共有するが、そのうちのいくつかは、Ｖoledシフト又はＯＬＥＤ効率損失をさらに補償することができる。
【００１１】
ピクセル内測定Ｖth補償方式は、パネルの設計を変更することなく、パネルの周囲に回路部を追加して測定し、測定値を処理する。たとえば、特許文献４においてNaugler他は、駆動トランジスタの種々のゲート電圧においてＯＬＥＤエミッターを通って流れる電流を測定し、補償するために用いられる予め計算されたルックアップテーブル上の点を特定することを教示している。しかしながら、この方法は多数のルックアップテーブルを必要とし、著しい量のメモリを消費する。さらに、この方法は、補償をディスプレイ駆動電子回路において通常実行される画像処理と統合するという問題を認識していない。
【００１２】
逆方向バイアスＶth補償方式は、或る形の逆方向電圧バイアスを用いて、Ｖthを或る開始点にシフトバックする。これらの方法は、Ｖoled上昇又はＯＬＥＤ効率損失を補償することはできない。たとえば、特許文献５においてLo他は、アクティブマトリックスピクセル回路内のストレージキャパシタの基準電圧を調整して、各フレーム間で駆動トランジスタに逆方向バイアスをかけることを教示している。フレーム内、又はフレーム間で逆方向バイアスをかけることによって目に見えるアーティファクトは防止されるが、デューティサイクル、それゆえ、ピーク明度は減少する。逆方向バイアス法は、パネルの平均Ｖthシフトを補償することができ、ピクセル内補償法よりも消費電力の増加は少ないが、より複雑な外部電源を必要とし、付加的なピクセル回路部又は信号線を必要とする可能性があり、他のサブピクセルよりも大きく色あせた個々のサブピクセルを補償しない場合がある。
【００１３】
Ｖoledシフト及びＯＬＥＤ効率損失について考えるとき、Arnold他等による特許文献６は、ＯＬＥＤエミッターの経時変化を補償する方法の一例である。この方法は、エミッター輝度の全変化がＯＬＥＤエミッター内の変化によって引き起こされると仮定する。しかしながら、その回路内の駆動トランジスタがａ−Ｓｉから形成されるとき、使用するとトランジスタのしきい値電圧も変化するので、この仮定は有効ではない。それゆえ、Arnoldの方法は、トランジスタが経時変化作用を示す回路では、サブピクセル経時変化を完全には補償しない。さらに、逆方向バイアスのような方法を用いて、ａ−Ｓｉトランジスタしきい値電圧シフトを軽減するとき、逆方向バイアス作用を適切に追跡／予測しなければ、又はＯＬＥＤ電圧変化若しくはトランジスタしきい値電圧変化を直に測定しなければ、ＯＬＥＤ効率損失の補償は信頼性がなくなる可能性がある。
【００１４】
たとえば、特許文献７においてYoung他によって教示されるように、代替の補償方法は各サブピクセルの光出力を直に測定する。そのような方法は、３つ全ての経時変化要因における変化を補償することができるが、非常に高精度の外部光センサーを必要とするか、又はサブピクセル内に内蔵光センサーを必要とする。外部光センサーが、デバイスのコストを高め、デバイスを複雑にするのに対して、内蔵光センサーは、サブピクセルを複雑にし、電子回路サイズを大きくするのに加えて、結果として性能低下も伴う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００６／０２７３９９７号明細書
【特許文献２】米国特許第７，１９９，６０２号明細書
【特許文献３】米国特許第６，５１８，９６２号明細書
【特許文献４】米国特許出願公開第２００８／００４８９５１号明細書
【特許文献５】米国特許第７，１１６，０５８号明細書
【特許文献６】米国特許第６，９９５，５１９号明細書
【特許文献７】米国特許第６，４８９，６３１号明細書
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】Lee他著「A New a-Si:H TFT Pixel Design Compensating Threshold Voltage Degradation of TFT and OLED」（SID 2004 Digest, pp. 264-274）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
それゆえ、これらの難点を克服してＥＬサブピクセル劣化を補償するために、補償を改善することが引き続き必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明によれば、第１の電極及び第２の電極を備えるエレクトロルミネッセント（ＥＬ）エミッターを有し、かつ第１の供給電極、第２の供給電極及びゲート電極を備える駆動トランジスタを備えるエレクトロルミネッセント（ＥＬ）サブピクセルであって、前記駆動トランジスタの前記第２の供給電極は、前記ＥＬエミッターに電流を流すために、該ＥＬエミッターの前記第１の電極に電気的に接続される、エレクトロルミネッセントサブピクセルと、前記駆動トランジスタの前記第１の供給電極に電気的に接続される第１の電圧供給源と、前記ＥＬエミッターの前記第２の電極に電気的に接続される第２の電圧供給源と、前記駆動トランジスタの前記ゲート電極に電気的に接続される試験電圧源と、前記第１の電圧供給源、前記第２の電圧供給源及び前記試験電圧源の電圧を制御し、前記駆動トランジスタを線形領域において動作させるための電圧コントローラーと、種々の時点において前記駆動トランジスタの前記第１の供給電極及び前記第２の供給電極を通って流れる電流を測定し、前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる該駆動トランジスタ及び該ＥＬエミッターの特性の変動を表すステータス信号を与えるための測定回路であって、前記電流は、前記駆動トランジスタが前記線形領域において動作している間に測定される、測定回路と、線形コード値を与える手段と、前記ステータス信号に応答して前記線形コード値を変更し、前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性の変動を補償するための補償器と、前記駆動トランジスタの前記ゲート電極を駆動するために、変更済み線形コード値に応答して駆動トランジスタ制御信号を生成するためのソースドライバと、を備え、前記ＥＬサブピクセル内の前記駆動トランジスタの前記ゲート電極に前記駆動トランジスタ制御信号を与えるための装置であって、前記測定回路は、前記第１の供給電極及び前記第２の供給電極を通って流れる前記駆動電流の関数であるミラー電流を生成するための第１の電流ミラーと、前記第１の電流ミラーにバイアス電流を流して該第１の電流ミラーのインピーダンスを下げるための第２の電流ミラーとを含み、前記駆動トランジスタの線形動作領域において、経時変化していない前記ＥＬエミッターと経時変化した前記ＥＬエミッターとの間の測定電流の変化を測定する、装置が提供される。
【発明の効果】
【００１９】
本発明は駆動トランジスタ制御信号を与える実効的な方法を提供する。この方法は、補償を実行するために１つの測定しか必要としない。この方法は、任意のアクティブマトリックスサブピクセルに適用することができる。ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて信号を非線形から線形に変更することによって制御信号の補償が単純化されているので、補償を線形電圧領域において行なうことができる。この方法は、複雑なピクセル回路部又は外部測定デバイスを必要とすることなく、Ｖthシフト、Ｖoledシフト及びＯＬＥＤ効率損を補償する。この方法は、サブピクセルのアパーチャ比を減少させない。この方法は、サブピクセルの通常の動作に影響を及ぼさない。トランジスタの線形動作領域において動作している間に、ＥＬサブピクセルの特性を測定することによって、改善されたＳ／Ｎ（信号／雑音）が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明を実施するためのディスプレイシステムのブロック図である。
【図２】図１のブロック図の詳細図である。
【図３】図２の測定回路を動作させるためのタイミング図である。
【図４Ａ】Ｖthシフトを示す、経時変化していないサブピクセル及び経時変化したサブピクセルの代表的なＩ−Ｖ特性曲線である。
【図４Ｂ】Ｖthシフト及びＶoledシフトを示す、経時変化していないサブピクセル及び経時変化したサブピクセルの代表的なＩ−Ｖ特性曲線である。
【図５Ａ】図１の補償器のハイレベルデータフロー図である。
【図５Ｂ】補償器の詳細なデータフロー図の（２つのうちの）第１の部分である。
【図５Ｃ】補償器の詳細なデータフロー図の（２つのうちの）第２の部分である。
【図６】領域変換ユニット及び補償器の効果を表すジョーンズダイアグラムである。
【図７】経時的な補償測定の頻度を示す代表的なプロット図である。
【図８】パーセント電流の関数としてパーセント効率を示す代表的なプロット図である。
【図９】本発明によるサブピクセルの詳細図である。
【図１０】経時的なＯＬＥＤ電圧の改善のプロット図である。
【図１１】ＯＬＥＤ効率と、ＯＬＥＤ製造後経過時間と、ＯＬＥＤ駆動電流密度との間の関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明は、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）サブピクセルのような、ＥＬサブピクセルの駆動トランジスタ及びエレクトロルミネッセント（ＥＬ）エミッターの劣化を補償する。一実施形態において、本発明は、アクティブマトリックスＯＬＥＤパネル上の全てのサブピクセルのＶthシフト、Ｖoledシフト及びＯＬＥＤ効率損を補償する。
【００２２】
以下で行なわれる検討では、最初にシステム全体について考える。その後、サブピクセルの電気的な詳細に進み、その後、サブピクセルを測定するための電気的な詳細に進む。次に、補償器が測定値を如何に使用するかを論じる。最後に、一実施形態、たとえば、コンシューマ製品において、工場から寿命まで、このシステムが如何に実施されるかを記述する。
【００２３】
概説
図１は本発明のディスプレイシステム１０のブロック図を示す。非線形入力信号１１は、ＥＬサブピクセル内のＥＬエミッターからの特定の光強度を指示する。この信号１１は、ビデオ復号器、画像処理経路、又は別の信号源から到来することができ、デジタル又はアナログとすることができ、非線形又は線形に符号化することができる。たとえば、非線形入力信号は、ｓＲＧＢコード値（ＩＥＣ  ６１９６６−２−１：１９９９＋Ａ１）又はＮＴＳＣ輝度（ｌｕｍａ）電圧とすることができる。どのような信号源及び信号形式であっても、その信号は、変換器１２によって、デジタル形式に、かつ線形電圧のような線形領域に優先的に変換されることができ、それについては、「領域間処理及びビット深度」において下記でさらに検討される。変換の結果は線形コード値になり、そのコード値は指示される駆動電圧を表すことができる。
【００２４】
補償器１３は線形コード値を受信し、その線形コード値は、ＥＬサブピクセルから指示される特定の光強度に対応することができる。むらによって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッター内の変動、並びにＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッター内の変動の結果として、ＥＬサブピクセルは一般的に、線形コード値に応じて、指示された光強度を生成しなくなる。補償器１３は、ＥＬサブピクセルが指示された輝度を生成することになる変更済み線形コード値を出力し、それにより、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動、並びに駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性のサブピクセル間の変動を補償する。補償器の動作は、「実施態様」において下記でさらに検討される。
【００２５】
補償器１３からの変更済み線形コード値はソースドライバ１４に渡され、ソースドライバはデジタル／アナログコンバータとすることができる。ソースドライバ１４は、変更済み線形コード値に応答して、駆動トランジスタ制御信号を生成し、その信号は、アナログ電圧若しくはアナログ電流、又はパルス幅変調波形のようなデジタル信号とすることができる。好ましい実施形態では、ソースドライバ１４は、線形入力−出力関係を有するソースドライバ、又はそのガンマ電圧が概ね線形な出力を生成するように設定される、従来のＬＣＤソースドライバ若しくはＯＬＥＤソースドライバとすることができる。後者の場合、線形性から逸脱すると、結果の品質に影響が及ぼされることになる。また、ソースドライバ１４は、たとえば、同じ譲受人に譲渡されるKawabeによる国際公開第２００５／１１６９７１号において教示されるような、時分割（デジタル駆動）ソースドライバとすることもできる。デジタル駆動ソースドライバからのアナログ電圧は、補償器からの出力信号に応じた時間の長さだけ、光出力を指示する所定のレベルに設定される。対照的に、従来のソースドライバは、或る決まった長さの時間（一般的には、フレーム全体）だけ、補償器からの出力信号に依存するレベルのアナログ電圧を与える。ソースドドライバは、１つ又は複数の駆動トランジスタ制御信号を同時に出力することができる。パネルは、それぞれ一度に１つのサブピクセルのための駆動トランジスタ制御信号を出力する、複数のソースドライバを有することが好ましい。
【００２６】
ソースドライバ１４によって生成される駆動トランジスタ制御信号は、ＥＬサブピクセル１５に与えられる。この回路は、「ディスプレイ構成要素の説明」において下記で検討される。アナログ電圧がＥＬサブピクセル１５内の駆動トランジスタのゲート電極に与えられると、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターを通って電流が流れ、ＥＬエミッターが光を放射する。一般的に、ＥＬエミッターを通って流れる電流とエミッターの光出力の輝度との間には線形の関係があり、駆動トランジスタに印加される電圧とＥＬエミッターを通って流れる電流との間には非線形の関係がある。それゆえ、１フレーム中にＥＬエミッターによって放射される光の全量は、ソースドライバ１４からの電圧の非線形関数とすることができる。
【００２７】
ＥＬサブピクセルを通って流れる電流は、「データ収集」において下記でさらに検討されるように、電流測定回路１６によって特定の駆動条件下で測定される。ＥＬサブピクセルのための測定された電流は、補償器に、指示された駆動信号を調整するために必要とする情報を提供する。これは、「アルゴリズム」において下記でさらに検討する。
【００２８】
ディスプレイ構成要素の説明
図９は、ＯＬＥＤエミッターのようなＥＬエミッターに電流を流すＥＬサブピクセル１５、及び関連回路部を示す。ＥＬサブピクセル１５は、駆動トランジスタ２０１と、ＥＬエミッター２０２と、オプションでストレージキャパシタ１００２及び選択トランジスタ３６とを備える。第１の電圧供給源２１１（「ＰＶＤＤ」）は正とすることができ、第２の電圧供給源２０６（「Ｖｃｏｍ」）は負とすることができる。ＥＬエミッター２０２は、第１の電極２０７及び第２の電極２０８を有する。駆動トランジスタは、ゲート電極２０３と、駆動トランジスタのドレインすることができる第１の供給電極２０４と、駆動トランジスタのソースとすることができる第２の供給電極２０５とを有する。オプションでは選択トランジスタ３６を通して、駆動トランジスタ制御信号をゲート電極２０３に与えることができる。駆動トランジスタ制御信号は、ストレージキャパシタ１００２に格納することができる。第１の供給電極２０４は、第１の電圧供給源２１１に電気的に接続される。第２の供給電極２０５は、ＥＬエミッターに電流を流すために、ＥＬエミッター２０２の第１の電極２０７に電気的に接続される。ＥＬエミッターの第２の電極２０８は、第２の電圧供給源２０６に電気的に接続される。電圧供給源は通常ＥＬパネル外に配置される。電気的接続は、スイッチ、バス線、導通トランジスタ、又は電流のための経路を提供することができる他のデバイス若しくは構造を通して行なうことができる。
【００２９】
本発明の１つの実施形態では、第１の供給電極２０４は、ＰＶＤＤバス線１０１１を通して第１の電圧供給源２１１に電気的に接続され、第２の電極２０８は、シートカソード１０１２を通して第２の電圧供給源２０６に電気的に接続され、選択トランジスタ３６がゲート線３４によってアクティブにされると、列線３２ａにわたって、ソースドライバ１４によってゲート電極２０３に駆動トランジスタ制御信号が与えられる。
【００３０】
図２は、システム１０との関連でＥＬサブピクセル１５を示しており、そのシステムは、図１に示されるような、非線形入力信号１１、コンバータ１２、補償器１３及びソースドライバ１４を含む。上記のように、駆動トランジスタ２０１は、ゲート電極２０３と、第１の供給電極２０４と、第２の供給電極２０５とを有する。ＥＬエミッター２０２は、第１の電極２０７及び第２の電極２０８を有する。そのシステムは、電圧供給源２１１及び２０６を有する。
【００３１】
漏れを無視すると、同じ電流、すなわち、駆動電流が、第１の電圧供給源２１１から、第１の供給電極２０４及び第２の供給電極２０５を通り、ＥＬエミッター電極２０７及び２０８を通って、第２の電圧供給源２０６まで流れる。駆動電流は、ＥＬエミッターが光を放射するもとになる電流である。それゆえ、電流は、この駆動電流経路内の任意の点で測定することができる。第１の電圧供給源２１１において、ＥＬパネル外で電流を測定し、ＥＬサブピクセルを複雑にしないようにすることができる。駆動電流は本明細書においてＩdsと呼ばれ、駆動トランジスタのドレイン端子及びソース端子を通って流れる電流である。
【００３２】
データ収集
ハードウエア
さらに図２を参照すると、パネル上にあるどの特殊な電子回路にも頼ることなく、ＥＬサブピクセル１５の電流を測定するために、本発明は、電流ミラーユニット２１０、相関ダブルサンプリング（ＣＤＳ）ユニット２２０、並びにオプションでアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２３０及びステータス信号生成ユニット２４０を含む測定用回路１６を用いる。
【００３３】
ＥＬサブピクセル１５は、駆動トランジスタ２０１のゲート電極２０３上の測定基準ゲート電圧（図４Ａ  ５１０）に対応する電流において測定される。この電圧を生成するために、測定するときに、ソースドライバ１４が試験電圧源としての役割を果たし、ゲート電極２０３に測定基準ゲート電圧を与える。選択されるしきい値電流よりも小さな測定電流に対応する測定基準ゲート電圧を選択することによって、都合の良いことに、測定をユーザの目に見えないようにしておくことができる。選択されるしきい値電流は、ＥＬエミッターから目に見えるほどの光を放射するために必要とされる電流よりも小さくなるように、たとえば、１．０ｎｉｔ以下になるように選択することができる。測定が行なわれるまで、測定電流はわからないので、測定基準ゲート電圧は、モデル化によって、選択されるしきい値電流未満の選択されたヘッドルームパーセンテージである予想電流に対応するように選択することができる。
【００３４】
電流ミラーユニット２１０は、電圧供給源２１１に取り付けられているが、駆動電流経路内の任意の場所に取り付けることができる。第１の電流ミラー２１２が、スイッチ２００を通して、ＥＬサブピクセル１５に駆動電流を供給し、その出力２１３においてミラー電流を生成する。ミラー電流は、駆動電流に等しいか、又は駆動電流の関数とすることができる。たとえば、ミラー電流を駆動電流の倍数とし、付加的な測定システム利得を与えることができる。第２の電流ミラー２１４及びバイアス供給源２１５は、第１の電流ミラー２１２にバイアス電流を印加し、パネルから見た第１の電流ミラーのインピーダンスを下げて、測定回路の反応速度を有利に上げる。この回路は、測定回路に電流が引き込まれることから生じる電流ミラーの電圧変化に起因して測定される、ＥＬサブピクセルを通る電流の変化も低減する。これは、電流に応じて駆動トランジスタ端子における電圧を変更する可能性がある単純な検出抵抗器のような、他の電流測定オプションよりも信号対雑音比を有利に改善する。最後に、電流／電圧（Ｉ／Ｖ）コンバータ２１６が、第１の電流ミラーからのミラー電流を、さらに処理するために電圧信号に変換する。Ｉ／Ｖコンバータ２１６は、トランスインピーダンス増幅器又はローパスフィルタを含むことができる。
【００３５】
スイッチ２００は、リレー又はＦＥＴとすることができ、測定用回路を、駆動トランジスタ２０１の第１の電極及び第２の電極を通って流れる駆動電流に選択的に電気的に接続することができる。測定中に、スイッチ２００は、測定を可能にするために第１の電圧供給源２１１を第１の電流ミラー２１２に電気的に接続することができる。通常動作中に、スイッチ２００は、第１の電圧供給源２１１を、第１の電流ミラー２１２ではなく、第１の供給電極２０４に直に電気的に接続することができ、それにより、測定用回路を駆動電流の流れから除去することができる。これにより、測定回路部は、パネルの通常動作に影響を及ぼさなくなる。また、これによって、電流ミラー２１２及び２１４内のトランジスタのような、測定回路の構成要素のサイズを、動作電流のためにではなく、測定電流のためだけに決めることができるようになるので有利である。通常動作は一般的に、測定よりもはるかに多くの電流を引き込むので、これにより、測定回路のサイズ及びコストを大幅に削減できるようになる。
【００３６】
サンプリング
電流ミラーユニット２１０によって、単一の時点におけるＥＬサブピクセルのための電流を測定できるようになる。信号対雑音比を改善するために、一実施形態において、本発明は相関ダブルサンプリングを用いる。
【００３７】
ここで図３を参照し、図２も参照すると、ＥＬサブピクセル１５がオフであるとき、測定４９が行なわれる。したがって、そのＥＬサブピクセルは暗電流を引き込んでいるが、それは０又はわずかな漏れ量とすることができる。暗電流が０でない場合には、ＥＬサブピクセル１５の電流の測定と混同しないようにできることが好ましい。時刻１において、ＥＬサブピクセル１５が起動され、測定回路１６を用いて、その電流４１が測定される。具体的には、測定されるのは、電流ミラーユニット２１０からの電圧信号であり、それは、上記で検討されたように、第１及び第２の電流供給源を通って流れる駆動電流Ｉdsを表す。電流を表す電圧信号を測定することを、明確にするために、「電流を測定する」と言う。電流４１は、第１のサブピクセルからの電流と、暗電流との和である。第１の測定値４１と暗電流測定値４９との間の差４３が、第２のサブピクセルによって引き込まれる電流である。この方法によれば、サブピクセルの整定時間が許す限り迅速に、測定を行なうことができるようになる。
【００３８】
再び図２を参照し、図３も参照すると、相関ダブルサンプリングユニット２２０が、測定された電流をサンプリングして、ステータス信号を生成する。ハードウエアでは、電流ミラーユニット２１０からの対応する電圧信号を図２のサンプルアンドホールドユニット２２１及び２２２内にラッチすることによって、電流が測定される。電圧信号は、Ｉ／Ｖコンバータ２１６によって生成される電圧信号とすることができる。差動増幅器２２３が、連続するサブピクセル測定値間の差をとる。サンプルアンドホールドユニット２２１の出力は、差動増幅器２２３の正端子に電気的に接続され、ユニット２２２の出力は、増幅器２２３の負端子に電気的に接続される。たとえば、電流４９が測定されるとき、その測定値はサンプルアンドホールドユニット２２１内にラッチされる。その後、電流４１が測定される（ユニット２２１内にラッチされる）前に、ユニット２２１の出力が第２のサンプルアンドホールドユニット２２２内にラッチされる。その後、電流４１が測定される。これにより、ユニット２２２内に電流４９が残り、ユニット２２１内に電流４１が残る。したがって、差動増幅器の出力、すなわち、ユニット２２１内の値からユニット２２２内の値をマイナスしたものは、電流４１（を表す電圧信号）から電流４９（を表す電圧信号）をマイナスしたもの、すなわち、差４３である。種々の駆動レベル（ゲート電圧又は電流密度）において連続して測定を行ない、そのサブピクセルのためのＩ−Ｖ曲線を形成することができる。
【００３９】
差動増幅器２２３のアナログ又はデジタル出力は補償器１３に直に与えることができる。代替的には、アナログ／デジタルコンバータ２３０が、好ましくは、差動増幅器２２３の出力をデジタル化して、補償器１３にデジタル測定データを与えることができる。
【００４０】
測定回路１６は、好ましくは、ステータス信号生成ユニット２４０を含むことができ、ステータス信号生成ユニットは、差動増幅器２２３の出力を受信し、さらに処理を実行して、ＥＬサブピクセルのためのステータス信号を与える。ステータス信号はデジタル又はアナログとすることができる。図５Ｂを参照すると、ステータス信号生成ユニット２４０が、明確にするために、補償器１３との関連で示される。種々の実施形態において、ステータス信号生成ユニット２４０は、サブピクセルについてのデータを保持するためのメモリ６１９を含むことができる。
【００４１】
本発明の第１の実施形態では、電流差、たとえば、４３を、対応するサブピクセルのためのステータス信号とすることができる。この実施形態では、ステータス信号生成ユニット２４０は、電流差に関する一次変換を実行することができるか、又はそれを変更せずに渡すことができる。測定基準ゲート電圧においてサブピクセルを通って流れる電流（４３）は、サブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性に依存し、それゆえ、意味があるように、それらの特性を表す。電流差４３はメモリ６１９に格納することができる。
【００４２】
第２の実施形態では、メモリ６１９がＥＬサブピクセル１５のターゲット信号ｉ0６１１を格納する。また、メモリ６１９は、ＥＬサブピクセルの直近の電流測定値ｉ1６１２も格納し、それは、サブピクセルのための測定回路によって直近に測定された値とすることができる。また、測定値６１２は、複数の測定値の平均、測定値の経時的な指数重み付け移動平均、又は当業者に明らかである他の平滑化方法の結果とすることもできる。ターゲット信号ｉ0６１１及び現在の測定値ｉ1６１２を、以下に説明されるように比較して、パーセント電流６１３を与えることができ、パーセント電流は、ＥＬサブピクセルのためのステータス信号とすることができる。サブピクセルのためのターゲット信号は、そのサブピクセルの現在の測定値とすることができ、それゆえ、パーセント電流は、それぞれの駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動を表すことができる。
【００４３】
メモリ６１９は、ＲＡＭ、フラッシュメモリのような不揮発性ＲＡＭ、及びＥＥＰＲＯＭのようなＲＯＭを含むことができる。一実施形態では、ｉ0の値はＥＥＰＲＯＭに格納され、ｉ1の値はフラッシュに格納される。
【００４４】
雑音源
実際には、電流波形はきれいなステップではない可能性があるので、波形が整定するのを待った後にのみ測定を行なうことができる。各サブピクセルを何度も測定し、合わせてその平均をとることもできる。そのような測定は、連続して、又は別々の測定パスにおいて行なうことができる。電圧供給源２０６と２１１との間のキャパシタンスは、整定時間に加算することができる。このキャパシタンスは、通常の動作において一般的であるように、パネルに内在するか、外部キャパシタによって与えることができる。測定を行なう間に外部キャパシタを電気的に切断するために用いることができるスイッチを設けることが有利となる場合がある。
【００４５】
任意の電圧供給源での雑音が、電流測定値に影響を及ぼす。たとえば、ゲートドライバが行を非アクティブにするために用いる電圧供給源（多くの場合に、ＶＧＬ又はＶｏｆｆと呼ばれ、通常約−８ＶＤＣである）での雑音は選択トランジスタを介して駆動トランジスタに容量性結合し、その電流に影響を及ぼす可能性があり、それにより、電流測定値の雑音を多くする。パネルが複数の電源領域、たとえば、分割供給面を有する場合には、それらの領域はパラレルに測定することができる。そのような測定は、領域間で雑音を分離し、測定時間を短縮することができる。
【００４６】
ソースドライバが切り替わるときはいつでも、雑音過渡現象が、電力供給面、及び個々のサブピクセルに結合して、測定雑音を引き起こす可能性がある。この雑音を低減するために、ソースドライバからの制御信号は、一定に保つことができる。これによってソースドライバ過渡雑音が除去される。
【００４７】
電流安定性
これまでの検討では、一旦、サブピクセルがオンになり、或る電流に整定すると、その列の残りの部分に対してその電流のままであると仮定する。その仮定を破る可能性がある２つの作用が、ストレージキャパシタ漏れ及びサブピクセル内作用である。
【００４８】
図９を参照すると、ＥＬサブピクセル１５内の選択トランジスタ３６の漏れ電流が、ストレージキャパシタ１００２上の電荷を徐々に放出する可能性があり、駆動トランジスタのゲート電圧２０１、ひいては、引き込まれる電流が変化する。さらに、列線３２が経時的に値を変化させている場合には、それはＡＣ成分を有し、それゆえ、選択トランジスタの寄生キャパシタンスを通してストレージキャパシタに結合する可能性があり、ストレージキャパシタの値、ひいては、サブピクセルによって引き込まれる電流が変化する。
【００４９】
ストレージキャパシタの値が安定している場合であっても、サブピクセル内作用が測定を損なう可能性がある。一般的なサブピクセル内作用はサブピクセルの自己発熱であり、それは、サブピクセルによって引き込まれる電流を経時的に変化させる可能性がある。ａ−Ｓｉ  ＴＦＴのドリフト移動度は温度の関数である。温度が上昇すると、移動度が大きくなる（Kagan & Andry, op. cit., sec. 2.2.2, pp. 42−43）。電流が、駆動トランジスタを通って流れるとき、駆動トランジスタ内及びＥＬデバイス内の電力損により、サブピクセルが加熱されるので、トランジスタの温度が上昇し、それゆえ、移動度が大きくなる。さらに、熱はＶoledを下げる。ＯＬＥＤが駆動トランジスタのソース端子に取り付けられる場合は、これにより、駆動トランジスタのＶgsが上昇する可能性がある。これらの作用によって、トランジスタを通って流れる電流量が増加する。通常の動作では、パネルが表示している画像の平均的な表示内容に基づいて、パネルが平均温度に安定することができるので、自己発熱は些細な作用である可能性がある。しかしながら、サブピクセル電流を測定するとき、自己発熱は測定を損なう可能性がある。
【００５０】
自己発熱作用及び同様の雑音シグネチャを生成する任意の他のサブピクセル内作用を補正するために、自己発熱を特徴付けて、各サブピクセルの既知の自己発熱成分から減算することができる。
【００５１】
自己発熱、及び電力損に起因する誤差は、低い測定基準ゲート電圧を選択することにより低減することができるが（図４Ａ  ５１０）、電圧を高くするほど、信号対雑音比が改善される。これらの要因のバランスを保つために、パネル設計毎に測定基準ゲート電圧を選択することができる。
【００５２】
アルゴリズム
図４Ａを参照すると、Ｉ−Ｖ曲線５０１は、経時変化前のサブピクセルの測定された特性である。Ｉ−Ｖ曲線５０２は、経時変化後のサブピクセルの測定された特性である。曲線５０１、及び５０２は、異なる電流レベルにおける同一の電圧差５０３、５０４、５０５、及び５０６によって示されるように、主に水平方向のシフトによって分離される。すなわち、経時変化の主な作用は、ゲート電圧軸上で一定の量だけＩ−Ｖ曲線をシフトすることである。これは、ＭＯＳＦＥＴ飽和領域の駆動トランジスタの式、Ｉd＝Ｋ（Ｖgs−Ｖth）2に従う（Lurch, N. Fundamentals of electronics, 2e. New York: John Wiley & Sons, 1971, pg. 110）：駆動トランジスタが動作すると、Ｖthは増加し、そして、Ｖthが増加すると、それに応じてＶgsが増加して、Ｉdを一定に保持する。それゆえ、Ｖgsを一定にする結果として、Ｖthが増加すると、Ｉdsが小さくなる。
【００５３】
測定基準ゲート電圧５１０において、経時変化していないサブピクセルは、点５１１で表される電流を生成した。しかしながら、経時変化したサブピクセルは、そのゲート電圧において、点５１２ａで表される、より低い電流量を生成した。点５１１及び５２１ａは、異なる時間において取り込まれる同じサブピクセルの２つの測定値とすることができる。例えば、点５１１は、製造時の測定値とすることができ、点５１２ａは、顧客がいくらか使用した後の測定値とすることができる。点５１２ａにおいて表される電流は、電圧５１３（点５１２ｂ）で駆動されるときに、経時変化していないサブピクセルであれば生成していたので、電圧シフトΔＶth５１４は、電圧５１０と５１３との間の電圧差として計算される。したがって、電圧シフト５１４は、経時変化した曲線を経時変化していな曲線に戻すために必要とされるシフトである。この例では、ΔＶth５１４は、２Ｖ弱である。その際、Ｖthシフトを補償し、経時変化したサブピクセルを経時変化していないサブピクセルが有したのと同じ電流に駆動するために、電圧シフト５１４が、指示された全ての駆動電圧（線形コード電圧）に加算される。さらに処理するために、電流５１２ａを電流５１１で割った値として、パーセント電流が計算される。したがって、経時変化していないサブピクセルは、１００％電流を有することになる。パーセント電流は、本発明によるいくつかのアルゴリズムにおいて用いられる。極端な環境雑音によって引き起こされる場合があるような、任意の負の電流読み値５１１は、０にクリップされるか、又は無視することができる。パーセント電流は常に測定基準ゲート電圧５１０において計算されることに留意されたい。
【００５４】
一般的に、経時変化したサブピクセルの電流は、経時変化していないサブピクセルの電流よりも高いか、又は低い可能性がある。例えば、温度が高くなるほど、多くの電流が流れるので、高温環境におけるわずかに経時変化したサブピクセルは、低温環境における経時変化していないサブピクセルよりも多くの電流を引き込む可能性がある。本発明の補償アルゴリズムは、いずれの場合も取り扱うことができる：ΔＶth５１４は、正である可能性も、負である可能性もある（又は、経時変化していないピクセルの場合は０）。同様に、パーセント電流は、１００％より大きい可能性も、小さい可能性もある（又は、経時変化していないピクセルの場合に、厳密に１００％）。
【００５５】
Ｖthシフトに起因する電圧差は、全ての電流で同じであるので、Ｉ−Ｖ曲線上のいずれか１つの点を測定して、この差を求めることができる。一実施形態では、高いゲート電圧において測定が行われ、測定の信号対雑音比を高めることが有利であるが、曲線上の任意のゲート電圧を用いることができる。
【００５６】
Ｖoledシフトは、二次的な経時変化作用である。ＥＬデバイスが動作するのに応じて、Ｖoledがシフトし、それにより、経時変化したＩ−Ｖ曲線がもはや経時変化していない曲線の単なるシフトではなくなる。これは、Ｖoledが電流と共に非線形に上昇するためであり、Ｖoledシフトが及ぼす影響は、高電流では低電流とは異なるであろう。この作用によって、Ｉ−Ｖ曲線は水平方向に伸長し、かつシフトする。Ｖoledシフトを補償するために、異なる駆動レベルにおいて２回の測定を行い、曲線がどのくらい伸長したかを求めることができるか、又は負荷をかけてＯＬＥＤの通常のＶoledシフトを特徴付けて、開ループでＶoledの寄与を推定できるようにする。いずれも、許容可能な結果を生成することができる。
【００５７】
図４Ｂを参照すると、経時変化していないサブピクセルのＩ−Ｖ曲線５０１及び経時変化したサブピクセルのＩ−Ｖ曲線５０２が片対数目盛において示される。成分５５０は、Ｖthシフトに起因し、成分５５２は、Ｖoledシフトに起因する。Ｖoledシフトは、測定手段を備えたＯＬＥＤサブピクセルを、長時間にわたって通常の入力信号によって駆動し、Ｖth及びＶoledを周期的に測定することによって特徴付けることができる。２つの測定は、測定手段を備えたサブピクセル上に、ＯＬＥＤとトランジスタとの間にプローブ点を設けることによって、別々に行うことができる。この特徴付けを用いて、パーセント電流を、Ｖthシフトに対してだけではなく、適切なΔＶth及びＶoledに対してマッピングすることができる。
【００５８】
一実施形態では、ＥＬエミッター２０２（図９）は、駆動トランジスタ２０１のソース端子に接続される。したがって、Ｖoledの任意の変化が、駆動トランジスタのソース端子における電圧Ｖs、それゆえ、駆動トランジスタのＶgsを変更するので、Ｉdsに直に影響を及ぼす。
【００５９】
好ましい実施形態では、ＥＬエミッター２０２は、たとえば、ＰＭＯＳ非反転構成において、駆動トランジスタ２０１のドレイン端子に接続され、その構成では、ＯＬＥＤアノードは駆動トランジスタドレインに結合される。したがって、ＯＬＥＤが駆動トランジスタのドレイン−ソース間経路と直列に接続されるので、Ｖoledが上昇すると、駆動トランジスタ２０１のＶdsが変化する。しかしながら、最新のＯＬＥＤエミッターは、所与の量の経時変化の場合に、旧式のエミッターよりもはるかに小さなΔＶoledを有し、Ｖds変化の大きさ、それゆえ、Ｉds変化の大きさを低減する。
【００６０】
図１０は、その寿命にわたる白色ＯＬＥＤの場合の通常の電圧上昇ΔＶoledのプロットを示す（Ｔ５０、すなわち、２０ｍＡ／ｃｍ2において測定される５０％輝度まで）。このプロットは、ＯＬＥＤ技術が改善されるのに応じて、ΔＶoledが減少することを示す。このΔＶoledの減少により、Ｖds変化が減少する。図４Ａを参照すると、経時変化したサブピクセルの電流５１２ａは、ΔＶoledが小さな最新のＯＬＥＤエミッターの場合の方が、ΔＶoledが大きな旧式のエミッターの場合よりも、電流５１１にはるかに近い。それゆえ、最新のＯＬＥＤエミッターの場合、旧式のエミッターの場合よりも、はるかに高感度の電流測定が要求される可能性がある。しかしながら、より高感度の測定ハードウエアは費用がかかる可能性がある。
【００６１】
特別な測定感度のための要件は、電流を測定する間に、駆動トランジスタを線形の動作領域において動作させることによって緩和することができる。電子回路技術分野において既知であるように、薄膜トランジスタは、２つの異なる動作モード：線形（Ｖds＜Ｖgs−Ｖth）及び飽和（Ｖds≧Ｖgs−Ｖth）において、感知できるほどの電流を流す（Lurch, op. cit., p. 111）。ＥＬの応用例では、駆動トランジスタは通常飽和領域において動作し、Ｖds変動が電流に及ぼす影響を低減する。しかしながら、線形動作領域では、
Ｉds＝Ｋ［２（Ｖgs−Ｖth）Ｖds−Ｖds2］
であり（Lurch, op. cit., pg. 112）、電流ＩdsはＶdsに大きく依存する。図９に示されるように、
Ｖds＝（ＰＶＤＤ−Ｖcom）−Ｖoled
であるので、線形領域におけるＩdsはＶoledに大きく依存する。それゆえ、駆動トランジスタ２０１の線形動作領域において電流を測定することは、飽和領域において同じ測定を行なうのに比べて、新品のＯＬＥＤエミッター（５１１）と経時変化したＯＬＥＤエミッター（５１２ａ）との間の測定電流の変化の大きさを大きくするので好都合である。
【００６２】
それゆえ、本発明の一実施形態は、電圧コントローラーを含む。上記のように電流を測定する間に、電圧コントローラーは、第１の電圧供給源２１１及び第２の電圧供給源２０６のための電圧を制御し、試験電圧源として動作するソースドライバ１４からの駆動トランジスタ制御信号を制御して、駆動トランジスタ２０１を線形領域において動作させることができる。たとえば、ＰＭＯＳ非反転構成では、電圧コントローラーは、ＰＶＤＤ電圧及び駆動トランジスタ制御信号を一定の値に保持し、Ｖｃｏｍ電圧を上昇させて、Ｖgsを低減することなく、Ｖdsを低減することができる。ＶdsがＶgs−Ｖth未満に降下するとき、駆動トランジスタは線形領域において動作していることになり、測定を行なうことができる。電圧コントローラーは、補償器内に収容することができる。また、電圧コントローラー及びシーケンスコントローラーが協調して測定中にトランジスタを線形領域において動作させる限り、電圧コントローラーは、シーケンスコントローラーとは別に設けることもできる。
【００６３】
ＯＬＥＤ効率損失は三次的な経時変化作用である。ＯＬＥＤが経時変化すると、その効率が低下し、同じ電流量がもはや同じ量の光を生成しなくなる。光学センサー又は付加的な電子回路を必要とすることなく、これを補償するために、ＯＬＥＤ効率損失をＶthシフトの関数として特徴付けることができ、光出力をその以前のレベルに戻すために必要とされる余分な電流の量を推定できるようにする。測定手段を備えたＯＬＥＤサブピクセルを、長時間にわたって通常の入力信号によって駆動し、種々の駆動レベルにおいてＶth、Ｖoled及びＩdsを周期的に測定することによって、ＯＬＥＤ効率損失を特徴付けることができる。効率はＩds／Ｖoledとして計算することができ、その計算結果を、Ｖth又はパーセント電流と関連付けることができる。Ｖthシフトは簡単に逆にすることができるがＯＬＥＤ効率損失は簡単に逆にすることができないので、その特徴付けは、Ｖthシフトが常に順方向であるときに、より実効的な結果を達成することに留意されたい。Ｖthシフトが逆にされる場合には、ＯＬＥＤ効率損失をＶthシフトと関連付けるのは複雑になる可能性がある。さらに処理するために、上記のパーセント電流の計算と同じようにして、経時変化した効率を新品の効率で割った値として、パーセント効率を計算することができる。
【００６４】
図８を参照すると、種々の駆動レベルにおけるパーセント電流の関数としてパーセント効率の実験プロットが示されており、実験データの直線の当てはめ、たとえば、９０も合わせて示される。そのプロットが示すように、任意の所与の駆動レベルにおいて、効率はパーセント電流に線形に関連付けられる。この線形モデルによって、実効的な開ループ効率補償が可能である。
【００６５】
駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの動作に起因する経時的なＶｔｈ及びＶｏｌｅｄシフト並びにＯＬＥＤ効率損失を補償するために、ステータス信号生成ユニット２４０の上記の第２の実施形態を用いることができる。測定基準ゲート電圧５１０においてサブピクセル電流を測定することができる。点５１１における経時変化していない電流がターゲット信号ｉ０６１１である。直近の経時変化したサブピクセルの電流測定値５１２ａが、直近の電流測定値ｉ１６１２である。パーセント電流６１３がステータス信号である。パーセント電流６１３は０（故障したピクセル）、１（変化無し）、１未満（電流損）、又は１より大きい値（電流利得）とすることができる。一般的に、直近の電流測定値は、好ましくはパネル製造時に得られた電流測定値とすることができるターゲット信号よりも低いので、０と１との間にある。
【００６６】
実施態様
図５Ａを参照すると、補償器１３の一実施形態が示される。補償器１３への入力は線形コード値６０２であり、それは、ＥＬサブピクセル１５のための指示される駆動電圧を表すことができる。補償器１３は、その線形コード値を変更して、ソースドライバのための変更済み線形コード値を生成し、それは、たとえば、補償済み電圧出力６０３とすることができる。補償器１３は、４つの主なブロック：サブピクセルの製造後経過時間を求める（６１）、オプションでＯＬＥＤ効率を補償する（６２）、製造後経過時間に基づいて補償を決定する（６３）及び補償する（６４）を含むことができる。ブロック６１及び６２は主にＯＬＥＤ効率補償に関連し、ブロック６３及び６４は主に電圧補償、具体的には、Ｖth／Ｖoled補償に関連する。
【００６７】
図５Ｂはブロック６１及び６２の拡大図である。上記のように、格納されるターゲット信号ｉ0６１１及び格納される直近の測定値ｉ1６１２が読み出され、パーセント電流６１３、すなわち、サブピクセルのためのステータス信号が計算される。
【００６８】
パーセント電流６１３は次の処理ステージ６３に送出され、パーセントＯＬＥＤ効率６１４を求めるためにモデル６９５にも入力される。モデル６９５は効率６１４を出力し、その効率は、直近の測定時に所与の電流の場合に放射された光の量を、製造時にその電流の場合に放射された光の量で割った値である。電流利得があるピクセルの場合、効率損失を計算するのは難しい可能性があるので、１より大きな任意のパーセント電流は１、すなわち無損失の効率を生成することができる。ＯＬＥＤ効率が指示される電流に依存する場合、破線の矢印によって示されるように、モデル６９５は線形コード値６０２の関数とすることもできる。モデル６９５への入力として線形コード値６０２を含むか否かは、パネル設計の寿命試験及びモデル化によって決定することができる。
【００６９】
図１１を参照すると、本発明者らは、効率が一般的に電流密度及び製造後経過時間の関数であることに気がついている。図１１の各曲線は、電流密度Ｉdsをエミッター面積で割った値と、特定の時点まで経時変化したＯＬＥＤの場合の効率（Ｌoled／Ｉds）との関係を示す。製造後経過時間は、当該技術分野において既知であるＴ表記を用いて凡例において示される。たとえば、Ｔ８６は、たとえば、２０ｍＡ／ｃｍ2の試験電流密度における８６％効率を意味する。
【００７０】
図６Ｂを再び参照すると、それゆえ、モデル６９５は、電流密度及び製造後経過時間を補償するための指数項（又は何らかの他の実施態様）を含む。電流密度は、指示される電圧を表す線形コード値６０２に線形に関連付けられる。それゆえ、モデル６９５がその一部である補償器１３は、ステータス信号（６１３）及び線形コード値（６０２）の両方に応答して線形コード値を変更し、ＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動、そして具体的には、ＥＬサブピクセル内のＥＬエミッターの効率の変動を補償することができる。
【００７１】
同時に、補償器は、線形コード値６０２、たとえば、指示される電圧を受信する。この線形コード値６０２は、所望の電流６２１を求めるために製造時に測定されたパネルの元のＩ−Ｖ曲線６９１に通される。所望の電流の場合の光出力をその製造時の値に戻すために、演算６２８において、これがパーセント効率６１４で除算される。結果として生成されるブースト電流は、その後、曲線６９１の反転である曲線６９２に通され、効率損失がある場合に、どの指示電圧が望まれる光の量を生成するかを判断する。曲線６９２からの値は、効率調整済み電圧６２２として次のステージに渡される。
【００７２】
効率補償が望まれない場合には、線形コード値６０２は、オプションのバイパス経路６２６として示されるように、変更されずに効率調整済み電圧６２２として次のステージに送られる。効率補償が望まれているか否かに関わらずパーセント電流６１３は計算されるが、パーセント効率６１４は計算不要である。
【００７３】
図５Ｃは、図５Ａのブロック６３及び６４の拡大図である。それは、先行するステージから、パーセント電流６１３及び効率調整済み電圧６２２を受信する。ブロック６３「補償を得る」は、反転Ｉ−Ｖ曲線６９２を通してパーセント電流６１３をマッピングし、その結果を測定基準ゲート電圧（５１０）から減算し（図４Ａ  ５１３）、ＶthシフトΔＶth６３１を見つける。ブロック６４「補償する」は演算６３３を含み、その演算は、式１に与えられるように、補償済み電圧出力６０３を計算する。
Ｖout＝Ｖin＋ΔＶth（１＋α（Ｖg,ref−Ｖin））                  （式１）
ただし、Ｖoutは、補償済み電圧出力６０３であり、ΔＶthは電圧シフト６３１であり、αはアルファ値６３２であり、Ｖg,refは測定基準ゲート電圧５１０であり、Ｖinは効率的な調整済み電圧６２２である。補償済み電圧出力は、ソースドライバのための変更済み線形コード値として表すことができ、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動を補償する。
【００７４】
直線的なＶthシフトの場合、αは０であり、演算６３３は、効率調整済み電圧６２２にＶthシフト量を加算することに簡約される。任意の特定のピクセルの場合に、新たな測定が行なわれるまで、加算する量は一定である。この場合、演算６３３において加算する電圧は、測定が行なわれた後に予め計算することができ、ブロック６３及び６４を、格納された値を探索し、それを加算することに短縮できるようになる。これは、ロジックを大幅に節約することができる。
【００７５】
領域間処理及びビット深度
当該技術分野において既知の画像処理経路は通常非線形コード値（ＮＬＣＶ）、すなわち、輝度に対して非線形の関係を有するデジタル値を生成する（Giorgianni & Madden著「Digital Color Management: encoding solutions」（Reading, Mass.: Addison-Wesley, 1998. Ch. 13, pp. 283-295））。非線形出力を用いることは、通常のソースドライバの入力領域に一致し、かつコード値精度範囲を人の目の精度範囲に一致させる。しかしながら、Ｖthシフトは電圧領域動作であるので、線形電圧空間において実施されることが好ましい。ソースドライバを使用し、ソースドライバの前に領域変換を実行して、非線形領域画像処理経路を線形領域補償器と実効的に統合することができる。この検討はデジタル処理に関するものであるが、アナログ又はデジタル／アナログ混在システムにおいても同様の処理を実行できることに留意されたい。また、補償器は、電圧以外の線形空間において動作できることにも留意されたい。たとえば、補償器は線形電流空間において動作することができる。
【００７６】
図６を参照すると、象限Ｉ  １２７において領域変換ユニット１２、そして象限ＩＩ  １３７において補償器１３の効果に関するジョーンズダイアグラム表示が示される。この図は、これらのユニットの数学的な効果を示しており、それらのユニットが如何に実現されるかを示すものではない。これらのユニットの実施態様はアナログ又はデジタルとすることができ、ルックアップテーブル又は関数を含むことができる。象限Ｉは領域変換ユニット１２の動作を表す。軸７０１上の、非線形コード値（ＮＬＣＶ）とすることができる非線形入力信号が、変換７１１を通してマッピングすることによって変換され、軸７０２上に線形コード値（ＬＣＶ）を形成する。象限ＩＩは補償器１３の動作を表す。軸７０２上のＬＣＶが７２１及び７２２のような変換を通してマッピングされ、軸７０３上に変更済み線形コード値（ＣＬＣＶ）を形成する。
【００７７】
象限Ｉを参照すると、領域変換ユニット１２がサブピクセル毎にそれぞれのＮＬＣＶを受信し、それをＬＣＶに変換する。この変換は、輪郭化及び粒状の黒い染み（crushed blacks）のような目に見える不快なアーティファクトを避けるのに十分な分解能を用いて実行されるべきである。デジタルシステムでは、ＮＬＣＶ軸７０１は、図６に示されるように、量子化することができる。量子化されたＮＬＣＶの場合、ＬＣＶ軸７０２は、２つの隣接するＮＬＣＶ間の変換７１１の最も小さな変化を表すのに十分な分解能を有するはずである。これは、ＮＬＣＶステップ７１２及び対応するＬＣＶステップ７１３として示される。ＬＣＶは、その名の通りに線形であるので、ＬＣＶ軸７０２全体の分解能は、ステップ７１３を表すのに十分にすべきである。それゆえ、画像情報の損失を避けるために、ＬＣＶは、ＮＬＣＶよりも細かい分解能を用いて規定できることが好ましい。その分解能は、ナイキストサンプリング定理から類推して、ステップ７１３の２倍とすることができる。
【００７８】
変換７１１は、経時変化していないサブピクセルのための理想的な変換である。それは、任意のサブピクセル又はパネル全体の経時変化との関係を持たない。具体的には、変換７１１は、いかなるＶth、Ｖoled又はＯＬＥＤの効率変化によっても変更されない。全ての色に対して１つの変換が存在することができるか、又は色毎に１つの変換が存在することができる。領域変換ユニットは、変換７１１を通して、画像処理経路を補償器から切り離し、２つが情報を共有する必要なく一緒に動作できるようにするので好都合である。これは、両方の実施態様を簡単にする。領域変換ユニット１２は、ＬＣＤソースドライバに類似のルックアップテーブル又は関数として実施することができる。
【００７９】
象限ＩＩを参照すると、補償器１３が、ＬＣＶを変更済み線形コード値（ＣＬＣＶ）に変更する。図６は簡単な事例であり、一般性を失うことなく、直線的なＶthシフトを補正する。直線的なＶthシフトは、ＬＣＶからＣＬＣＶへの直線的な電圧シフトによって補正することができる。他の経時変化作用は、「実施態様」において上記で説明されたように取り扱うことができる。
【００８０】
変換７２１は、経時変化したサブピクセルの場合の補償器の挙動を表す。この場合、ＣＬＣＶはＬＣＶと同じとすることができる。変換７２２は、経時変化したサブピクセルの場合の補償器の挙動を表す。この場合、ＣＬＣＶは、ＬＣＶに該当のサブピクセルのＶthシフトを表すオフセットをプラスしたものとすることができる。結果として、補償のためのヘッドルームを与えるために、ＣＬＣＶは一般的に、ＬＣＶよりも大きな範囲を必要とすることになる。たとえば、サブピクセルが、新品であるときには２５６ＬＣＶを必要とし、その寿命にわたる最大シフトが１２８ＬＣＶである場合には、大きく経時変化したサブピクセルの補償をクリップするのを避けるために、ＣＬＣＶは、最大で３８４＝２５６＋１２８までの値を表すことができる必要がある。
【００８１】
図６は、領域変換ユニット及び補償器の作用の１つの完全な例を示す。図６の一点鎖線の矢印に従うと、３のＮＬＣＶが、象限Ｉにおいて示されるように、領域変換ユニット１２によって、変換７１１を通して９のＬＣＶに変換される。経時変化していないサブピクセルの場合、補償器１３は、象限ＩＩにおいて示されるように、変換７２１を通してそれを９のＣＬＣＶとして渡すことになる。１２ＣＬＣＶに類似のＶthシフトを有する経時変化したサブピクセルの場合、９のＬＣＶは、変換７２２を通して、９＋１２＝２１のＣＬＣＶに変換されることになる。
【００８２】
一実施形態では、画像処理経路からのＮＬＣＶは９ビット幅である。ＬＣＶは１１ビット幅である。非線形入力信号から線形コード値への変換は、ＬＵＴ又は関数によって実行することができる。補償器は、所望の電圧を表す１１ビット線形コード値を取り込み、１２ビット変更済み線形コード値を生成し、ソースドライバ１４に送る。その後、ソースドライバ１４は、変更済み線形コード値に応答して、ＥＬサブピクセルの駆動トランジスタのゲート電極を駆動することができる。補償器は、補償のためのヘッドルームを与えるために、すなわち、電圧範囲７８を電圧範囲７９に拡張し、同時に、最小線形コード値ステップ７１３の場合に必要とされるように、新たな拡張された範囲にわたって同じ分解能を保持するために、その入力よりも、その出力において大きなビット深度を有することができる。補償器出力範囲は、変換７２１の範囲より下に、かつその上に拡張することができる。
【００８３】
パネルの設計寿命にわたって最大のＶthシフト、Ｖoled上昇及び効率損失がどの程度であるかを判断するために各パネル設計を特徴付けることができ、補償器及びソースドライバは、補償するだけの十分な範囲を有することができる。この特徴付けは、標準的なトランジスタ飽和領域Ｉdsの式を介して、要求される電流から要求されるゲートバイアス及びトランジスタ寸法に進むことができ、その後、経時的なａ−Ｓｉ劣化のための当該技術分野において知られている種々のモデルを介して、経時的なＶthシフトに進むことができる。
【００８４】
動作の流れ
パネル設計特徴付け
このセクションは、特定のＯＬＥＤパネル設計の大量生産との関連で説明される。大量生産を開始する前に、その設計を特徴付けることができる。加速寿命試験を実行することができ、種々のレベルまで経時変化した種々のサンプル基板上の種々の色の種々のサブピクセルに対してＩ−Ｖ曲線を測定することができる。必要とされる測定の数及びタイプ、並びに経時変化レベルの数及びタイプは、特定のパネルの特性による。これらの測定値を用いて、値アルファ（α）を計算することができ、測定基準ゲート電圧を選択することができる。アルファ（図５Ｃ  項６３２）は、経時的な直線シフトからの偏差を表す値である。０のα値は、たとえば、Ｖthシフトのみの場合に当てはまるように、全ての経時変化が電圧軸上で直線的なシフトであることを示す。測定基準ゲート電圧（図４Ａ  ５１０）は、補償のために経時変化信号測定が行なわれる電圧であり、許容可能なＳ／Ｎ比を与えつつ、かつ電力損を低く抑えるように選択することができる。
【００８５】
α値は最適化によって計算することができる。一例が表１に与えられる。複数の経時変化条件下で、複数のゲート電圧においてΔＶthを測定することができる。その後、各ΔＶthと測定基準ゲート電圧５１０におけるΔＶthとの間で、ΔＶth差が計算される。各ゲート電圧と測定基準ゲート電圧５１０との間でＶg差が計算される。その後、式内のΔＶthとして測定基準ゲート電圧５１０における適切なΔＶthを用いて、かつ（Ｖg,ref−Ｖiｎ）として適切な計算されたゲート電圧差を用いて、測定毎に式１の内項、ΔＶth・α・（Ｖg,ref−Ｖin）を計算して、予測されるΔＶth差を生成することができる。その後、α値を繰返し選択して、予測されるΔＶth差と計算されたΔＶth差との間の誤差を低減し、好ましくは数学的に最小限にすることができる。誤差は、最大差又はＲＭＳ差として表すことができる。Ｖg差の関数としてのΔＶth差の最小二乗当てはめのような、当該技術分野において既知である代替の方法を用いることもできる。
【００８６】
【表１】
0005416228.tif 000002
【００８７】
α及び測定基準ゲート電圧に加えて、特徴付けによって、上記のように、Ｖthシフトの関数としてのＶoledシフト、Ｖthシフトの関数としての効率損失、サブピクセル当たりの自己発熱成分、最大Ｖthシフト、Ｖoledシフト及び効率損失、並びに非線形／線形変換及び補償器において必要とされる分解能も決定することができる。必要とされる分解能は、同じ譲受人に譲渡される同時係属の米国特許出願公開第２００８／０２５２６５３号のようなパネル較正手順に関連して特徴付けることができ、その開示は本明細書に援用される。下記で「現場において」で説明されるように、特徴付けによって、現場において特徴付け測定を行なうための条件、及び特定のパネル設計の場合に、ステータス信号生成ユニット２４０のどの実施形態を使用すべきであるかも決定することができる。これら全ての決定は、当業者が行うことができる。
【００８８】
大量生産
設計が特徴付けられると、大量生産を開始することができる。製造時に、ステータス信号生成ユニット２４０の選択された実施形態に従って、生産されるサブピクセル毎に適切な値が測定される。たとえば、Ｉ−Ｖ曲線及びサブピクセル電流を測定することができる。現実的なＩ−Ｖ曲線を形成するだけの十分な駆動電圧において電流を測定することができ、Ｉ−Ｖ曲線における任意の誤差が結果に影響を及ぼす可能性がある。測定基準ゲート電圧においてサブピクセル電流を測定して、ターゲット信号ｉ0６１１を与えることができる。Ｉ−Ｖ曲線及び基準電流は、サブピクセルに関連付けられる不揮発性メモリに格納され、現場に送られる。
【００８９】
現場において
現場に出ると、サブピクセルは、如何に激しく駆動されるかによって決まる速度で経時変化する。しばらくして、サブピクセルが、補償される必要があるほど十分にシフトした。その時点を判断する方法が、以下において検討される。
【００９０】
補償するために、補償測定が行なわれ、適用される。補償測定値は、測定基準ゲート電圧におけるサブピクセルの電流からなる。測定値は、上記の「アルゴリズム」において説明されるように適用される。測定値は格納されるので、次の時点に測定が行なわれるまで、そのサブピクセルが駆動されるときにはいつでも適用することができる。
【００９１】
補償測定は、所望により、頻繁に行なうことも、稀にしか行なわないこともできる。通常の範囲は、８時間に一度から４週間に一度とすることができる。図７は、パネルの動作時間の関数としての、補償測定が行なわれるべき頻度の一例を示す。この曲線は一例にすぎない。実際には、その設計の加速寿命試験を通して、任意の特定のサブピクセル設計について、この曲線を決定することができる。測定頻度は、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の経時的な変化速度に基づいて選択することができる。パネルが新品であるときには、いずれのシフトも速いので、パネルが新品であるときには、古いときよりも、頻繁に補償測定を行なうことができる。補償測定を行なう時点を判断する複数の方法がある。たとえば、或る所与の駆動電圧において動作中であるサブピクセルによって引き込まれる電流を測定し、同じ測定の以前の結果と比較することができる。別の例では、温度、周囲光のような、パネルに影響を及ぼす環境要因を測定することができ、たとえば、周囲温度が或るしきい値よりも大きく変化している場合には、補償測定を行なうことができる。
【００９２】
たとえば、図２に示されるＥＬサブピクセル１５は、Ｎチャネル駆動トランジスタ及び非反転ＥＬ構造のためのものある。ＥＬエミッター２０２は、第２の供給電極２０５に関連付けられ、その電極は駆動トランジスタ２０１のソース電極であり、ゲート電極２０３上の電圧が高いほど、多くの光出力を指示し、電圧供給源２１１は、第２の電圧供給源２０６に対して正であるので、電流は２１１から２０６に流れる。しかしながら、本発明は、Ｐチャネル又はＮチャネル駆動トランジスタ、及び非反転（共通カソード）又は反転（共通アノード）ＥＬエミッターの任意の組み合わせに適用することができる。これらの場合の回路に対する適切な変更は当該技術分野において既知である。
【００９３】
好ましい実施形態では、本発明は、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）を含むサブピクセルにおいて用いられ、それらの有機発光ダイオードは、限定はしないが、Tang他による米国特許第４，７６９，２９２号及びVanSlyke他による米国特許第５，０６１，５６９号において開示されるような、小分子又は高分子ＯＬＥＤから構成される。有機発光ダイオード材料の多くの組み合わせ及び変形を用いて、そのようなパネルを製造することができる。図２を参照すると、ＥＬエミッター２０２がＯＬＥＤエミッターであるとき、ＥＬサブピクセル１５はＯＬＥＤサブピクセルである。本発明は、ＯＬＥＤ以外のＥＬエミッターにも当てはまる。他のＥＬエミッタータイプの劣化モードは、本明細書において記述される劣化モードとは異なる可能性があるが、それでも、本発明の測定、モデル化及び補償技法を適用することができる。
【００９４】
上記の実施形態は、時間の関数として安定していない（ａ−Ｓｉ等）任意のアクティブマトリックスバックプレーンに適用することができる。たとえば、有機半導体材料及び酸化亜鉛から形成されるトランジスタは、時間の関数として変化することが知られており、それゆえ、この同じ手法をこれらのトランジスタにも適用することができる。さらに、本発明はトランジスタの経時変化から独立して、ＥＬエミッターの経時変化を補償することができるので、本発明は、低温ポリシリコン（ＬＴＰＳ）ＴＦＴのような、経時変化しないトランジスタを用いるアクティブマトリックスバックプレーンにも適用することができる。ＬＴＰＳバックプレーンでは、駆動トランジスタ２０１及び選択トランジスタ３６は低温ポリシリコントランジスタである。
【符号の説明】
【００９５】
１０  システム
１１  非線形入力信号
１２  線形領域へのコンバータ
１３  補償器
１４  ソースドライバ
１５  ＥＬサブピクセル
１６  電流測定回路
３２  列線
３４  ゲート線
３６  選択トランジスタ
４１  電流
４３  差
４９  電流
６１  ブロック
６２  ブロック
６３  ブロック
６４  ブロック
７８  電圧範囲
７９  電圧範囲
９０  直線の当てはめ
１２７  象限
１３７  象限
２００  スイッチ
２０１  駆動トランジスタ
２０２  ＥＬエミッター
２０３  ゲート電極
２０４  第１の供給電極
２０５  第２の供給電極
２０６  電圧供給源
２０７  第１の電極
２０８  第２の電極
２１０  電流ミラーユニット
２１１  電圧供給源
２１２  第１の電流ミラー
２１３  第１の電流ミラー出力
２１４  第２の電流ミラー
２１５  バイアス供給源
２１６  電流／電圧コンバータ
２２０  相関ダブルサンプリングユニット
２２１  サンプルアンドホールドユニット
２２２  サンプルアンドホールドユニット
２２３  差動増幅器
２３０  アナログ／デジタルコンバータ
２４０  ステータス信号生成ユニット
５０１  経時変化していないＩ−Ｖ曲線
５０２  経時変化したＩ−Ｖ曲線
５０３  電圧差
５０４  電圧差
５０５  電圧差
５０６  電圧差
５１０  測定基準ゲート電圧
５１１  電流
５１２ａ  電流
５１２ｂ  電流
５１３  電圧
５１４  電圧シフト
５５０  電圧シフト
５５２  電圧シフト
６０２  線形コード値
６０３  補償済み電圧
６１１  電流
６１２  電流
６１３  パーセント電流
６１４  パーセント効率
６１５  むら補正利得項
６１６  むら補償オフセット項
６１９  メモリ
６２１  電流
６２２  電圧
６２６  ブロック
６２８  演算
６３１  電圧シフト
６３２  アルファ値
６３３  演算
６９１  Ｉ−Ｖ曲線
６９２  Ｉ−Ｖ曲線の反転
６９５  モデル
７０１  軸
７０２  軸
７０３  軸
７１１  変換における最小の変化
７１２  ステップ
７１３  ステップ
７２１  変換
７２２  変換
１００２  ストレージキャパシタ
１０１１  バス線
１０１２  シートカソード
【図１】
0005416228.tif 000003
【図２】
0005416228.tif 000004
【図３】
0005416228.tif 000005
【図４Ａ】
0005416228.tif 000006
【図４Ｂ】
0005416228.tif 000007
【図５Ａ】
0005416228.tif 000008
【図５Ｂ】
0005416228.tif 000009
【図５Ｃ】
0005416228.tif 000010
【図６】
0005416228.tif 000011
【図７】
0005416228.tif 000012
【図８】
0005416228.tif 000013
【図９】
0005416228.tif 000014
【図１０】
0005416228.tif 000015
【図１１】
0005416228.tif 000016