(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路とトランスとを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置において、
前記電力変換回路の出力電圧を検出する出力検出部と、
前記トランスの一次電流を検出する一次電流検出部と、
前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成するタイミング生成部と、
を備え、
前記タイミング生成部は、前記出力電圧と前記一次電流とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成するに際して、前記一次電流のピーク値を検出し、前記出力電圧の検出値と基準値との差に係数（＜０）を乗算し、この乗算値に電圧バイアス値を加算することで値εを演算し、当該値εに周波数補償処理を施し、この処理後の値εFと前記ピーク値の電圧変換値との差分を演算して当該差分に基づき前記切換えタイミングを生成する、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
【請求項２】
前記スイッチ回路は、１つのスイッチ、またはブリッジのアームを構成する複数のスイッチからなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路の制御装置。
【請求項３】
前記出力検出部、前記一次電流検出部、前記タイミング生成部の各部のそれぞれが、
全体がアナログ回路またはディジタル回路により構成され、または、
一部がアナログ回路、残りがディジタル回路により構成されている、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換回路の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチとトランスとを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置に関し、具体的には、出力電圧が基準電圧に近づくように、かつトランスの一次電流の変化を抑えるように前記スイッチの切換えタイミングを生成できる制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、典型的な直流出力の電力変換回路は、出力電圧の制御を半導体スイッチのスイッチング周波数制御により行うものが知られている（特許文献１，特許文献２等参照）。【０００３】
たとえば、図８（Ａ）に示す電力変換回路９は、トランス９１と、トランス９１の一次側に設けられたスイッチ回路９３と、トランス９１の一次巻線９１１に直列に設けられた共振回路９２と、トランス９１の二次側に設けられた整流回路９４と、整流回路９４の負荷側に設けたキャパシタ９５とを備えている。【０００４】
スイッチ回路９３はブリッジから構成されている。また、共振回路９２は、インダクタ９２１とキャパシタ９２２とからなる。スイッチ回路９３のスイッチ動作と共振回路９２の共振動作とが協調することで、電源１０１の直流電力は交流電力に変換されて一次巻線９１１に与えられる。一次巻線９１１から二次巻線９１２に伝えられた交流電力は、整流回路９４および平滑用のキャパシタ９５を介して負荷９８与えられる。
【０００５】
一方、図８（Ｂ）にも示すように、制御装置８０は、電力変換回路９の出力電圧ｅo（ＥO）を取得しており、これを基準電圧ＥREFと比較し、その偏差がゼロとなるように、周波数変調した駆動信号をスイッチ回路９３に送出する。
【特許文献１】特開２００３−０２３７７５
【特許文献２】特開２００７−０２０２６２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
この制御手法では、出力電圧ＥOを検出してスイッチング周波数を制御している。このため、入力電流の大きさに基づく制御はなされない。したがって、電流値が適切な値から外れてしまう（たとえば、低格値から大きく外れてしまう）という問題がある。【０００７】
この問題を解消するために、出力電圧ＥOに加えて出力電流ＩOをも検出して、出力電流ＩOの変化を抑えるように制御することも考えられるが、キャパシタ９５があるために出力電流ＩOの変化を正確に検出できないという問題が新たに生じる。【０００８】
本発明の目的は、トランスの一次電流の変化を抑えるように前記スイッチの切換えタイミングを生成できる電力変換回路の制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
通常の電源回路（電力変換回路）では、負荷からの要求に応じて電源から電力の供給を受ける。このため、入力電流を検出するといった着想はありえない。また、ＣＰＵ等の電子回路の電源回路では、電源から供給される電流を、負荷にむやみに供給する場合には、電源側の電圧が変動に、周辺回路（通常の機能回路の他、電源回路をも含む）に悪影響を及ぼすことがある。
本発明者は、一次電流のピーク値と出力とを検出し、これに基づき電源からの電流供給を調整することで、電源変動による周辺回路への影響を解消できるし、ＣＰＵ等の電子回路の安定した動作が可能となるとの知見のもと、本発明をなすに至った。【００１０】
本発明の電力変換回路の制御装置は、（１）から（３）を要旨とする。
（１）  １つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路とトランスとを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置において、
前記電力変換回路の出力電圧を検出する出力検出部と、
前記トランスの一次電流（前記１つまたは複数のスイッチを流れる電流）を検出する一次電流検出部と、
前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミング（ＴONおよび／またはＴOFF）を生成するタイミング生成部と、
を備え、
前記タイミング生成部は、前記出力電圧と前記一次電流とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成するに際して、前記一次電流のピーク値を検出し、前記出力電圧の検出値と基準値との差に係数（＜０）を乗算し、この乗算値に電圧バイアス値を加算することで値εを演算し、当該値εに周波数補償処理を施し、この処理後の値εFと前記ピーク値の電圧変換値との差分を演算して当該差分に基づき前記切換えタイミングを生成する、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
【００１３】
（２）  前記スイッチ回路は、１つのスイッチ、またはブリッジのアームを構成する複数のスイッチからなることを特徴とする（１）に記載の電力変換回路の制御装置。
【００１４】
（３）  前記出力検出部、前記一次電流検出部、前記タイミング生成部の各部のそれぞれが、
全体がアナログ回路またはディジタル回路により構成され、または、
一部がアナログ回路、残りがディジタル回路により構成されている、
ことを特徴とする（１）または（２）に記載の電力変換回路の制御装置。
【発明の効果】
【００１５】
負荷の増減に対応できることはもちろん、トランスの一次電流の変化を抑えるようにスイッチの切換えタイミングを生成できる。これにより、電源電流が安定するし、一次電流のピーク値を抑制できるのでスイッチ回路（スイッチ素子）の保護が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の制御装置の基本実施形態を示す説明図（電力変換回路と制御装置を示す回路図）である。
【図２】図１の制御装置を示すブロッ図である。
【図３】（Ａ）は出力電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換した様子を示す図、（Ｂ）は一次電流をサンプリングしてＡ／Ｄ変換した様子を示す図、（Ｃ）はサンプリング周期を示す図である。
【図４】（Ａ）〜（Ｆ）は、タイミング発生器が、２つのスイッチのオンタイミングを、基準タイミングに基づいて生成する場合のタイミング図である。
【図５】図１の電力変換回路を具体的に示した本発明の実施形態を示す図である。
【図６】（Ａ）〜（Ｄ）は、図５に示した制御装置の動作を説明するためのタイミング図である。
【図７】複数の電力変換回路を並列動作させる接続例を示す説明図である。
【図８】従来の制御技術を示す説明図である。
【符号の説明】
【００１７】
１  制御装置
２  電力変換回路
１１  出力電圧検出部
１２  一次電流検出部
１３  タイミング生成部
２１  トランス
２２  共振回路
２３  スイッチ回路
２１１  一次巻き線
２１２  二次巻き線
２２１  インダクタ
２２２  キャパシタ
１１  出力電圧検出部
１２  一次電流検出部
１３  タイミング生成部
１３１  電圧データバッファ
１３２  平均電圧算出器
１３３  偏差算出器
１３４  電流データバッファ
１３５  ピーク値検出器
１３６  ディジタル差分器
１３７  タイミング発生器
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の制御装置の基本実施形態を図１に示す。図１において、電力変換回路２は制御装置１により制御される。電力変換回路２は、トランス２１を備えており、トランス２１の一次側には、スイッチ回路２３と、トランス２１とスイッチ回路２３との間に一次巻線２１１に直列に接続された共振回路２２とが設けられている。また、トランス２１の二次側には、整流回路２４と、整流回路２４の出力端子に並列接続された平滑キャパシタ２５が設けられている。共振回路２２は、トランス２１の一次巻き線２１１に直列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２とからなる。インダクタ２２１の一部または全部を浮遊インダクタンスとでき、キャパシタ２２２の一部または全部を浮遊キャパシタンスとできる。
【００１９】
制御装置１は、図２に示すように、出力電圧検出部（本発明の出力検出部）１１と、一次電流検出部１２と、タイミング生成部１３とを備えている。また、タイミング生成部１３は、出力電圧検出部１１からのディジタル信号、および一次電流検出部１２からのディジタル信号に基づき、以下のディジタル処理を行う。【００２０】
出力電圧検出部１１は、出力電圧の瞬時値ｅOをサンプリング周期ｎ（図３（Ｃ）参照）で取り込み、これをＡ／Ｄ変換する（図３（Ａ）参照）。一次電流検出部１２は、トランス２１の一次電流の瞬時値ｉ1をサンプリング周期ｎ（ｅOのサンプリング周期と異なっていてもよいが、ここでは同一周期とする）で取り込み、これをＡ／Ｄ変換する（図３（Ｂ）参照）。【００２１】
タイミング生成部１３は、電圧データバッファ（ＦＩＦＯ）１３１と、平均電圧算出器１３２と、偏差算出器１３３と、電流データバッファ（ＦＩＦＯ）１３４と、ピーク値検出器１３５と、ディジタル差分器１３６と、タイミング発生器１３７とを備えている。
【００２２】
出力電圧検出部１１から取り込まれた出力電圧ｅOは電圧データバッファ１３１に取り込まれ、平均電圧算出器１３２は電圧データバッファ１３１を参照して出力電圧ＥOを算出する。ＥOは出力電圧の平均値または実効値である。偏差算出器１３３は、出力電圧ＥOを入力するとともに、基準電圧値ＥREFと係数Ａ（ここでは、Ａ＜０）とバイアス電圧値ＥBとを取り込み、偏差εを演算する。
ε＝Ａ（ＥO−ＥREF）＋ＥB      ・・・（１）
この偏差εは、フィルタ１３４により処理される。フィルタ処理後の値をεFで示す。【００２３】
一方、一次電流検出部１２から取り込まれた一次電流ｉ1は電流データバッファ１３４に取り込まれ、ピーク値検出器１３５は、電流データバッファ１３４を参照して一次電流ｉ1のピーク値ｉ1PEAKを検出する。たとえば、ピーク値検出器１３５は、ｉ1（ｎ）−ｉ1（ｎ−１）の変化が最小となったときの、ｉ1（ｎ）をｉ1PEAKとすることができる。ｉ1PEAKは絶対値であり、本実施形態では、正の値である。
【００２４】
ディジタル差分器１３６は、値εFとピーク値ｉ1PEAKの電圧変換値との差分値ＤBを演算してタイミング発生器１３７に送出し、タイミング発生器１３７は、差分値ＤBに基づきスイッチ回路２３を構成するスイッチの切換えタイミングＴCHNGを生成する。タイミングＴCHNGは、スイッチ回路２３を構成するスイッチが複数の場合には、各スイッチについて別々に与えられるタイミングである。
スイッチ回路２３は、ハーフブリッジの場合には、２つのスイッチから構成される。この場合には、タイミング発生器１３７は、２つのスイッチ（以下、第１スイッチ，第２スイッチと言う）それぞれについて切換えタイミングを発生する。なお、後述する図４（Ｄ），（Ｅ）では、第１スイッチの切換えタイミングをＴCHNG1で、第２スイッチの切換えタイミングをＴCHNG2で示してある。
【００２５】
以下、図４（Ａ）〜（Ｆ）により、タイミング発生器１３７が、第１スイッチ，第２スイッチのオンタイミングＴONを、基準タイミングＳREF1，ＳREF2に基づいて生成し、オフタイミングＴOFFを出力電圧ｅO（図４（Ａ）参照）と一次電流ｉ1のピーク値ｉ1PEAK（図４（Ｆ）参照）とに基づいて生成する場合を説明する。
たとえば、図４（Ａ）に示すように、出力電圧ｅOが基準電圧ｅREFを越えた場合には、制御回路１は、電力の供給を減少させるように、スイッチ回路２３を制御する必要がある。
【００２６】
このときεの値（上記（１）式参照）は、減少し、結果として差分値ＤBも減少する。したがって、スイッチのオフタイミングＴOFFは、直前のオフタイミングよりも早められる。たとえば、第１のスイッチのオフタイミングＴOFFは、基準タイミングＳREF1からのクロック数Ｍの増減により決定することができる。このクロック数は、Ｍ∝ＤBとして、基準タイミングＳREF1からＴOFFのタイミングを生成することもできるが、本実施形態では、基準タイミングＳREF1から計数せずに、２つの基準タイミングＳREF1の間の時刻（図４（Ｂ）に示すように、基準タイミングＳREF1から一定時間（Ｘ）シフトした時刻ＴM）ら計数している（図４（Ｄ）参照）。第２スイッチのオフタイミングＴOFFも、図４（Ｃ），（Ｅ）に示すように第１スイッチのオフタイミングと同様にして生成される。
図４（Ｆ）は、一次電流ｉ1を示している。本実施形態では、一次電流ｉ1のピーク値ｉ1PEAKの値が増加傾向にあるときは、差分値ＤBは、より減少するので、一次電流ｉ1の増加も抑制される。【００２７】
図５は、図１の電力変換回路２を具体的に示す回路図である。
図５において、スイッチ回路２３は、ハーフブリッジからなり、２アームを構成する２つのスイッチ（第１，第２スイッチ）をＱ1，Ｑ2で示してある。第１スイッチＱ1，第２スイッチＱ2には、それぞれスナバ回路（それぞれ、ダイオードＤ1とキャパシタＣ1，ダイオードＤ2とキャパシタＣ2からなる）が接続されている。【００２８】
また、図５において、整流回路２４は、ダイオードブリッジからなり、２アームを構成する２つのダイオードを符号２４１，２４２で示してある。【００２９】
図６（Ａ）に第１スイッチＱ1に与えられる切換えタイミングＴCNHG1を示し、図６（Ｂ）に第２スイッチＱ2に与えられる切換えタイミングＴCNHG2を示す。また、図６（Ｃ）に一次電流ｉ1（第１スイッチＱ1に流れる電流：ｉQ1、第２スイッチＱ1に流れる電流：ｉQ2）、および一次電流ピーク値ｉ1PEAKを示し、図６（Ｄ）に第１スイッチＱ1，第２スイッチＱ2の端子電圧ＶQ1，ＶQ2を示す。
【００３０】
第１スイッチＱ1がオンすると、一次電流ｉ1がスイッチＱ1のみに流れるようになり（ｔ1参照）、ｉ1はピークに達する（ｔ2参照）。このピーク値ｉ1PEAKは、前述したように、タイミング生成部１３により検出される。そして、一次電流ｉ1は減少し、スイッチＱ１に流れる電流はトランス２１の励磁電流のみとなる（ｔ3および図６（Ｃ）のα部分参照）。次いで、タイミング生成部１３がスイッチＱ1のオフタイミングを生成し、スイッチＱ1はオフする（ｔ4参照）。この後、スイッチＱ2には、一時的に逆電圧が印加される（スナバ回路のキャパシタＣ2を介して逆電流が流れ始める）が（ｔ5参照）、速やかに順電圧が印加される（ｔ6参照）。第２スイッチＱ2は、時刻ｔ5と時刻ｔ5との間にオンする。以下、第２スイッチＱ2は、上記の第１スイッチＱ1の動作と同じ動作を行う。【００３１】
時刻ｔ3から時刻ｔ4までの期間が短ければ、スイッチＱ2のオンタイミングまでの時間は短くでき（負荷に供給される電力は増加する）、当該期間が長ければスイッチＱ2のオンタイミングまでの時間を長くできる（負荷に供給される電力は減少する）。【００３２】
本発明では、図７に示すように、複数（図７では３つ）の電力変換装置を駆動するときに、各電圧の変動を抑制できき、各電力変換装置での電流値のバランスを保持することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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