(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のアップコンバージョン送信機（２４）及び第１のダウンコンバージョン受信機（３３）を備えたトランシーバ（３０）によって信号へ導入される送信機及び受信機の非理想特性を決定する方法において、
ａ）送信されるべきデータパッケージの一部として少なくとも１つのトレーニングシンボルを含む信号を発生するステップと、
ｂ）前記第１のアップコンバージョン送信機において、第１の周波数（３４）を用いて、前記信号を第１の信号にアップコンバートするステップと、
ｃ）前記第１の信号を前記第１のアップコンバージョン送信機から前記第１のダウンコンバージョン受信機へ転送するステップと、
ｄ）前記第１のダウンコンバージョン受信機において、アップコンバージョン送信機の非理想性及びダウンコンバージョン受信機の非理想性に起因して生じるスペクトルトーンの分離を可能にするように、前記第１の周波数とは異なる第２の周波数（３５）を用いて、前記転送された第１の信号を第２の信号にダウンコンバートするステップと、
ｅ）前記第２の信号において、前記トレーニングシンボルのうちの少なくとも１つを検出するステップと、
ｆ）前記検出されたトレーニングシンボルの少なくとも１つを周波数領域に変換することによって、前記少なくとも１つの検出されたトレーニングシンボルに対応する複数のスペクトル成分を抽出し、前記複数のスペクトル成分のうちの少なくとも１つを分離して、前記少なくとも１つの送信機の非理想特性もしくは少なくとも１つの受信機の非理想特性を決定するステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記トランシーバは、複数の送信機及び受信機を備え、
前記方法は、少なくとも１つの送信機及び受信機ペアを選択する初期ステップをさらに
含み、
前記ペアは前記第１のアップコンバージョン送信機及び前記第１のダウンコンバージョン受信機を形成することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記方法は、起動時、モードのハンドオーバ時、又はユーザが定義する事例等の所定の時間的な事例において実行されることを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
前記ステップｆ）は、前記分離されたスペクトル成分のうちの少なくとも１つを前記既知のトレーニングシンボルと比較することによって、送信機の直交インバランス特性を決定するステップを含むことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１つの請求項記載の方法。
【請求項５】
前記ステップｆ）は、前記分離されたスペクトル成分のうちの少なくとも１つを前記既知のトレーニングシンボルと比較することによって、受信機の直交インバランス特性を決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記ステップｆ）は、前記分離されたスペクトル成分のうちの少なくとも１つを前記既知のトレーニングシンボルと比較することによって、キャリアフィードスルー特性を決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項４又は５記載の方法。
【請求項７】
前記ステップｆ）は、補償直流電圧を印加することによって、受信機の直流オフセットを決定するステップを含むことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つの請求項記載の方法。
【請求項８】
前記第１の信号を前記第１のアップコンバージョン送信機から前記第１のダウンコンバージョン受信機へ転送する前記ステップｃ）は、前記第１のアップコンバージョン送信機と前記第１のダウンコンバージョン受信機との間の寄生カップリングを活用することを特徴とする請求項１から７のうちのいずれか１つの請求項記載の方法。
【請求項９】
少なくとも１つのアップコンバージョン送信機と少なくとも１つのダウンコンバージョン受信機とを備えるトランシーバを動作させる方法において、
前記送信機のうちの少なくとも１つへ供給される信号をデジタル式に事前補償するステップと、
前記受信機のうちの少なくとも１つから受信される信号をデジタル式に事後補償するステップとを含み、
前記事前補償及び事後補償は、請求項１から８のうちのいずれか１つの請求項記載の方法によって決定される特性を使用する方法。
【請求項１０】
信号をデジタル式に事前補償する前記ステップは、
ｇ）請求項４に従って決定される前記送信機の直交インバランス特性に従って行う、前記信号の第１の信号操作ステップと、
ｈ）次いで、請求項６に従って決定される前記キャリアフィードスルー特性に従って行う、前記信号の第２の信号操作ステップとを含むことを特徴とする請求項９記載の方法。
【請求項１１】
信号をデジタル式に事後補償する前記ステップは、
ｉ）請求項５に従って決定される前記受信機の直交インバランス特性に従って行なう、第３の信号操作ステップを含むことを特徴とする請求項９記載の方法。
【請求項１２】
前記方法は、
所定の時間的な事例において、少なくとも１つの送信機及び受信機ペアを選択するステップと、
請求項１から７のうちのいずれか１つの請求項記載の方法に従って前記ペアの非理想特性を較正するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項８から１１のうちのいずれか１つの請求項記載の方法。
【請求項１３】
前記信号を前記較正された特性に従って事前補償と事後補償の少なくとも一方を実行するステップをさらに含む請求項１１記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランシーバの非理想性を特徴づけて補償する方法に関する。非理想性は、送信機及び受信機の直交インバランス（不平衡性）、キャリアフィードスルー、及び直流オフセットであってもよい。
【背景技術】
【０００２】
トランシーバの設計、特にマルチモードトランシーバの設計は、要求される無線性能をほとんど満たさないことから、多くの較正方法が提案されてきている。デジタル式の較正方法に着目すると、これらはすべて同じ課題、すなわちＲＦ信号を如何にして効率的に発生しかつ捕捉するかという課題に直面している。ほとんどの先行技術方法は、回路のコスト及び複雑さを増加することによってこの課題を解決している。
【０００３】
必要な追加の回路の量が限定的である方法は、特許文献１に提示されている。送信／受信装置及び方法は、送信／受信装置からの出力信号における非線形性を減少させるために提供される。較正が要求される場合、送信／受信装置は通常の動作を動作不可能な状態にして較正モードに変わる。これは、通常のベースバンド信号の処理だけでなく、送信経路と受信経路との間の接続の非活性化も包含する。試験信号が発生されて、前記装置に供給される。装置の特性の最適化は、例えばＬＭＳアルゴリズムである、エラー信号の電力の最小値を繰返し探索するアプローチを基礎とする。測定装置は、試験信号を評価して、このエラー信号の電力を査定する。この電力が所定のしきい値より低ければ、最適化は停止される。その後、較正は終了され、通常の動作モードが回復される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００６／００３４３５６号明細書。
【特許文献２】国際公開第２００３／１０１０６４号。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、非理想トランシーバのための較正方法を提供することにあり、その較正方法は、直交インバランス、キャリアフィードスルー、及び直流オフセット等の非理想トランシーバの非理想性を特徴づけ、かつ非理想トランシーバの性能を最適化する。
【０００６】
この目的は、本発明に係る独立の請求項記載の方法により達成される。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、トランシーバによって信号へ導入される非理想特性を決定する方法を提案する。トランシーバは、第１のアップコンバージョン送信機と、第１のダウンコンバージョン受信機とを備える。非理想特性を決定する本方法は、少なくとも１つの既知のトレーニングシンボルを含む信号を発生するステップを含む。この信号は、送信機において第１の周波数を用いて第１の信号にアップコンバートされる。この第１の信号は、送信機から、例えばカップリングによって受信機へ転送される。アクティブカップリングが存在する可能性もあるが、本発明によれば、システム内にもともと存在している寄生カップリングを活用することが好適である。一方で、先行技術では、試験信号を転送できるようにするために、送信経路と受信経路との間に増幅された接続が必要とされる。転送された第１の信号は、受信機において第２の周波数を用いて第２の信号にダウンコンバートされる。第２の周波数は第１の周波数とは異なるが、第１の周波数にリンクされる。第２の信号から、トレーニングシンボルのうちの少なくとも１つが検出され、かつ周波数領域において、これらの検出されたトレーニングシンボルのうちの少なくとも１つのスペクトル成分が分離され、前記非理想特性が決定される。これらのスペクトル成分に基づいて、送信機及び受信機の双方の非理想性が、アナログ回路を追加する必要なしに特徴づけられることが可能である。
【０００８】
本明細書で使用しているように、「異なるが、リンクされる」という言い回しは、送信機が、受信機とは異なる周波数で動作するが、その周波数は、前に開始されたスペクトルトーンの分離が促進されるように事前決定式に選ばれることを意味する。この周波数の関係の安定を保証するために、これらの信号は、例えば同じ基準から発生される。
【０００９】
本明細書で使用しているように、考慮対象である「非理想性」は、送信機及び受信機の直交インバランス、キャリアフィードスルー、直流オフセット、非線形性、又は当業者には既知である他の任意の非理想性のうちの１つ又はそれ以上である可能性がある。
【００１０】
記載している非理想性は、特有の周波数で（望ましくない）スペクトルトーンを発生する。通常の動作では、これらのトーンはシステムの性能を低下させる。これらの非理想性を較正するために、異なる技術が公開されてきている。これらの先行技術の分析によって分かるのは、これらの技術は、主として同じ課題、すなわち送信機及び受信機の較正に関して、個々に、ＲＦ信号を如何にして効率的に捕捉しかつ発生させるか、という課題に挑んでいるということである。ここで、効率的にとは、すべての関連する信号情報を保存しながら余分なアナログ回路を制限することを指す。
【００１１】
本発明では、送信機を使用して、受信機を較正するためのＲＦ信号が発生され、受信機を使用して、送信機の較正に必要とされるＲＦ信号が捕捉される。これは、送信機により発生される信号を、例えばカップリングを介して受信機へ転送することによって達成される。
【００１２】
本発明による方法を使用すれば、アナログ回路を追加する必要なしにトランシーバの非理想性を較正する（特徴づけて補償する）ことができる。したがって、提案する本方法は、送信機及び受信機が（僅かに）異なる周波数で同時に動作できるようにする予め与えられたアーキテクチャを含む任意のトランシーバへ適用することができる。さらに、本較正方法は、送信機及び受信機の非理想性を別々に特徴づけて補償する。したがって、送信機及び受信機の双方は、グローバルなシステムトポロジーにおいて別々の較正されたデバイスとして使用されることが可能である。
【００１３】
較正は、規格準拠信号に存在するシンボルで動作することから、専用の（規格非準拠の）較正信号を回避することができる。その結果、較正は、システムが較正中に動作可能であり続けることを可能にする。さらに、較正は、少なくとも１つのトレーニングシンボルに適用されることから時間効率的かつ計算効率的であり、反復的な最適化ループが回避される。したがって、本方法は、システムが較正中も動作可能であり続けることを可能にし、専用の（規格非準拠の）較正信号を回避することができる。
【００１４】
トランシーバは、複数の送信機及び受信機を備えてもよい。本実施形態では、本方法はさらに、少なくとも１つの送信機／受信機ペアを選択する初期ステップを含む。選択された送信機／受信機ペアは、次に、本発明による方法の第１の送信機及び第１の受信機を形成する。
【００１５】
ペアは、送信機と受信機とによって形成される。異なるタイプの組み合わせの形成が可能である。ある１つの可能な組み合わせは、例えば送信機Ａと受信機Ａ、送信機Ｂと受信機Ｂ等々、異なるペアを同時に備える。幾つかのペアを同時に選択することの利点は、幾つかの較正を並行して実行することにより、較正の持続時間を最小限に抑えられることにある。
【００１６】
別の可能な組み合わせは、１つの送信機と幾つかの受信機とで形成されるペア、例えば送信機Ａと受信機Ａ、送信機Ａと受信機Ｂ等々を備える。このような組み合わせを選択することにより、幾つかの較正を同時に実行することができ、較正結果の統計的な解釈を可能にする。さらに、幾つかのこれらの組み合わせを同時に設け、双方の利点を組み合わせることもできる。
【００１７】
非理想特性を決定する方法は、好適には、例えば起動時、モードのハンドオーバ時、又はユーザが定義する事例（instance）等の所定の時間的な事例（time instance）において実行される。本明細書で使用しているように、モードのハンドオーバは、マルチモードシステムにおける動作モード又は規格に変更がある瞬間を指す。
【００１８】
ある好適な実施形態では、本発明による方法を使用して、送信機の直交インバランス特性を特徴づけることができる。これは、分離された成分を前記既知のトレーニングシンボルと比較することによって実行可能である。受信機の直交インバランス特性は、送信機の直交インバランス特性を考慮して決定することができる。これもやはり、分離された成分を既知のトレーニングシンボルと比較することによって実行される。
【００１９】
別の実施形態では、分離された成分を既知のトレーニングシンボルと比較することによって、キャリアフィードスルー特性を決定することができる。
【００２０】
別の実施形態では、補償直流電圧を印加することによって受信機の直流オフセットを決定することができる。
【００２１】
本発明の別の態様では、トランシーバの動作方法が提示される。トランシーバは、少なくとも１つのアップコンバージョン送信機と、少なくとも１つのダウンコンバージョン受信機とを備える。この方法は、送信機へ供給される信号をデジタル式に事前補償するステップと、受信機から受信される信号をデジタル式に事後補償するステップとを含む。事前補償及び事後補償の方法は、上述の実施形態に係る方法によって決定されている特性を使用する。よって、トランシーバの非理想性により導入される効果を最小限に抑えることができる。補償は時間領域において適用され、よってこれは、モード及びデータストリームに非依存である。
【００２２】
デジタル式の事前補償の方法は、送信機の直交インバランス特性に従って行う第１の信号操作ステップと、次いで、キャリアフィードスルー特性に従って行う第２の信号操作ステップとを含む。
【００２３】
デジタル式の事後補償の方法は、受信機の直交インバランス特性に従って行う信号操作を含む。
【００２４】
別の実施形態において、トランシーバの動作方法はさらに、予め定義された時間的な事例において送信機／受信機ペアを選択するステップを含む。このペアの非理想特性は、本発明による方法に従って特徴づけられることが可能である。この実施形態は、較正された特性に従って送信機／受信機ペアにおける信号を事前補償及び事後補償するステップをさらに含んでもよい。本発明による方法は、ＳＩＳＯ、ＭＩＭＯ及び他のシステムにおいて使用されることが可能である。提案している較正方法は、システムが動作可能な状態に保たれるようなスケジューリングを可能にする。例えばＭＩＭＯシステムにおけるモードのハンドオーバの間、システムは、異なるトランシーバを漸次較正して新しいモードへ切り換えると同時に、残りのトランシーバを当初のモードで動作可能に維持することによって動作可能な状態を保つ。
【００２５】
以下、添付の図面に関連して現時点で好適な実施形態について説明する。様々な図面において、同一の参照符号は同じ構成要素を指す。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】送信機／受信機ペアの可能な組み合わせを示す概略図である。
【図２】非理想トランシーバを介して送信／受信されるデュアルトーン信号のスペクトルコンテンツを示す。
【図３】較正を動作可能な状態にする方法を示す概略図である。
【図４】受信機のアーキテクチャを示す。
【図５】事前補償を含む送信機を示すブロック図である。
【図６】送信機の事前補償のアーキテクチャを示す。
【図７】事後補償を含む受信機を示すブロック図である。
【図８】受信機の事後補償のアーキテクチャを示す。
【図９】較正を動作可能な状態にする送信機のアーキテクチャを示す。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明を特定の実施形態に関連して、かつ所定の図面を参照して説明する。但し、本発明はこれらの実施形態及び図面に限定されるものではなく、特許請求の範囲によってのみ限定される。説明する図面は単なる略図であり、非限定的である。諸図において、幾つかの構成要素のサイズは説明を目的として誇張され、かつ縮尺通りに描かれていない場合がある。
【００２８】
以下の詳細な説明は、トランシーバの非理想性を較正するための方法に関する。このような較正は設計要件を緩和し、よって、設計努力及び設計の複雑さの低減を可能にする。必要とされるすべての無線性能を満たすことは設計要件のオーバーロードを招くことから、この緩和はマルチモードトランシーバにとって極めて重大である。
【００２９】
本発明による方法は、アナログ回路を追加する必要なしにトランシーバの非理想性を較正（特徴づけて補償）する。したがって、提案する本方法は、送信機及び受信機が（僅かに）異なる周波数で同時に動作できるようにする予め与えられたアーキテクチャを含む任意のトランシーバへ適用することができる。
【００３０】
本較正方法は、送信機及び受信機の非理想性を別々に特徴づけて補償する。したがって、送信機及び受信機の双方は、グローバルなシステムトポロジーにおいて別々の較正されたデバイスとして使用されることが可能である。
【００３１】
考慮対象である非理想性は、送信機及び受信機の直交インバランス、キャリアフィードスルー、及び直流オフセット較正のうちの１つ又はそれ以上である。提案している本方法はまた、他の非理想性の較正を可能にする。
【００３２】
本較正方法は、ＳＩＳＯ、ＭＩＭＯ、及び他のシステムにおいて使用可能である。
【００３３】
本較正方法は、複数の送信機及び受信機を備えるトランシーバで実行されることができる。よって本方法は、少なくとも１つの送信機／受信機ペアを選択する初期ステップをさらに含み、これにより、１つの送信機と１つの受信機によるペアが形成される。ペアは、異なるタイプの組み合わせによって形成される可能性もある。図１は、幾つかの可能な組み合わせを表したものである。図１（ａ）は、第１の可能な組み合わせを示す。この組み合わせは異なるペアを同時に備える、すなわち送信機Ａ（１）と受信機Ａ（３）、送信機Ｂ（２）と受信機Ｂ（４）、…を備える。このような構成では、幾つかの較正を並行して実行することができる。図１（ｂ）は、別の可能な組み合わせを示す。この組み合わせは、同じ送信機と幾つかの受信機とで形成されるペア、送信機Ａ（１）と受信機Ａ（３）、送信機Ａ（１）と受信機Ｂ（４）、…を含む。これらの組み合わせは、幾つか同時に設けられる可能性もある（両方の組み合わせタイプの混合）。図１（ｃ）はそのような構成を示し、送信機Ａ（１）は受信機Ａ（３）とペアを形成しかつ受信機Ｂ（４）と別のペアを形成し、別の送信機Ｂ（２）は受信機Ｃ（５）及び受信機Ｄ（６）とペアを形成し、別の送信機Ｃ（７）は受信機Ｅ（８）とペアを形成する。
【００３４】
特徴づけは、好適には、起動時、モードのハンドオーバ時（マルチモードシステムの場合）、又はユーザが定義する事例等の予め決められた時間的な事例において実行される。特徴づけは、システムが較正中も動作可能な状態に保たれることを可能にし、専用の（規格非準拠の）較正信号を回避することができる。
【００３５】
補償は時間領域で適用され、よってこれは、モード及びデータストリームに非依存である。
【００３６】
記載している非理想性は、特有の周波数で（望ましくない）スペクトルトーンを発生する。通常の動作では、これらのトーンはシステムの性能を低下させる。これらの非理想性を較正するために、異なる技術が公開されてきている。これらの先行技術の分析によって分かるのは、これらの技術は、主として同じ課題、すなわち送信機及び受信機の較正に関して、個々に、ＲＦ信号を如何にして効率的に捕捉しかつ発生させるか、という課題に挑んでいるということである。ここで、効率的にとは、すべての関連する信号情報を保存しながら余分なアナログ回路を制限することを指す。
【００３７】
本発明では、送信機を使用して、受信機を較正するためのＲＦ信号が発生され、受信機を使用して、送信機の較正に必要とされるＲＦ信号が捕捉される。これは、送信機により発生される信号を、例えばカップリングを介して受信機へ転送することによって達成される。
【００３８】
送信機は、受信機とは異なる周波数で動作する。これは、送信機の非理想性及び受信機の非理想性に起因して生じるスペクトルトーンの分離を可能にする。この条件を満たす異なる周波数の組み合わせは、トランシーバの非理想性の周波数依存の特徴づけを可能にすることに留意されたい。図２は、デュアルトーン信号（１０）が非理想送信機を介して伝搬され、非理想受信機へ転送されかつ非理想受信機によってダウンコンバートされる一例を示す。このアクションは、結果的に下記の成分、すなわち、送信機の非線形性に起因する３次相互変調積（１１）、キャリアフィードスルー（１２）、送信機の直交インバランスによって生じる望ましいトーンのイメージ（１３）、受信機経路における直流オフセット（１４）、受信機の直交インバランスによって生じる望ましいトーンのイメージ（１５）、受信機の直交インバランスによって生じるキャリアフィードスルーのイメージ（１６）、受信機の直交インバランスによって生じる３次相互変調積のイメージ（１７）、及び受信機の直交インバランスによって生じるイメージ化された望ましいトーンのイメージ（１８）をもたらす。成分は、正規化された送信スペクトル指数を表す軸（２０）に沿って、受信スペクトル指数を表す軸（２１）に沿って、かつ受信機の非理想性により影響されない成分を示す軸（２２）に沿ってプロットされる。
【００３９】
先行技術では、非線形性の特徴づけは、専用の規格非準拠の試験信号に対して実行される。さらに、特性は、エラー信号の電力の最低値を反復して探索するアプローチを介して最適化される。この特徴づけの間、トランシーバは通常の動作を動作不可能な状態にされる。本発明では、トランシーバの非理想性の特徴づけは、規格準拠のデータパッケージのトレーニングシンボルに基づいて実行されることが可能である。較正ステップ（特に、特徴づけ及び補償）の各々について、アルゴリズムの式が用意される。これらの式は高度な較正の精度をもたらし、反復的なループを回避することができる。特徴づけを規格準拠のデータパッケージのトレーニングシンボルに対して実行できることから、トランシーバは動作可能に保たれる。
【００４０】
次に、本件出願における非理想性の選択について説明する。本発明はこれらの非理想性に限定されるものではない。較正方法は、広範な範囲のトランシーバの非理想性の較正を可能にする。
【００４１】
本発明による較正方法を、ダイレクトアップコンバージョン送信機とダイレクトダウンコンバージョン受信機とを備えるダイレクト・コンバージョン・トランシーバに関して説明する。この例では、非理想性の選択が較正される。この選択には、送信機及び受信機の直交インバランス、キャリアフィードスルー、及び受信機の直流オフセットが含まれる。
【００４２】
本明細書の場合、信号は下線が引かれ、スカラーは下線が引かれず、時間領域の信号は小文字フォントで示され、周波数領域の信号の最初の文字は大文字フォントで示されている。すべての信号及びスカラーは、それらが上線を引かれている場合を除き、複素数である。
【００４３】
ダイレクトコンバージョン送信機のアイデアは、局部発振器（ＬＯ）の信号と混合することによって、複素数値のベースバンド信号を実数値のＲＦ信号へ直接的にアップコンバートすることであり、一方で、ダイレクトコンバージョン受信機は、ＲＦ信号を複素数値のベースバンド信号へ直接的にダウンコンバートする。複素数値のベースバンド信号は、実数部（Ｉ）と虚数部（Ｑ）とから成り、ＬＯ信号は、搬送波周波数における、但し位相において９０゜シフトされた２つの信号から成る。しかしながら実際の実装においては、Ｉ経路及びＱ経路の間に僅かな不整合があり、利得は一致せず、ＬＯ経路の間に不完全な９０゜位相シフトが存在する。送信機及び受信機のこれらの不完全性を分類すれば、これを各々送信機及び受信機の直交インバランスとして表すことができる。直交インバランスは、一般にその振幅不整合ε及びその位相不整合Δφによって特徴づけられるが、計算に関しては、複素数値の変数α及びβが使用される。このような直交インバランスに時間領域の信号ｘを与えると、次式が得られる。
【００４４】
【数１】
0005416084.tif 000002
【００４５】
但し、（  ）＊は複素共役であり、式（２）及び式（３）である。
【００４６】
【数２】
0005416084.tif 000003
【数３】
0005416084.tif 000004
【００４７】
式（１）は、周波数領域へ容易に変換することができ、次式が得られる。
【００４８】
【数４】
0005416084.tif 000005
【００４９】
ここで、（  ）ｍは、
【数５】
0005416084.tif 000006
であるようにベクトル指数が直流でミラーされるミラーリング又はイメージングオペレーションを示す。ここで、
【数６】
0005416084.tif 000007
は、
【数７】
0005416084.tif 000008
のミラーされたベクトル指数を示し、
【数８】
0005416084.tif 000009
は指数の合計量を示す。
【００５０】
したがって、直交インバランスは、ｘのスペクトルコンテンツを修正し、かつそのデータキャリアのイメージ周波数（ミラーされた指数）においてスペクトル成分を発生させる。マルチキャリア変調の場合、データキャリアは一般に対称的に離隔されるので、直交インバランスはデータキャリアの各々の品質を直接的に低下させ、よってシステムの性能を低下させる。
【００５１】
ダイレクトコンバージョン送信機では、ＬＯ信号からＲＦ信号経路へ向かう直接的なクロストーク及びベースバンド経路における寄生直流オフセットが、搬送波周波数において望ましくないスペクトル成分を生じさせる。この望ましくないスペクトルトーンの生成、所謂キャリアフィードスルーは、一般に、有効信号電力よりも十分に小さいものであるように規格で指定される。大きい出力電力範囲を提供する規格の場合、この要件を満たすことは実際には困難であるが、特にその理由は、この望ましくない搬送波の電力が元来送信機の利得にスケーリングしないことにある。
【００５２】
ダイレクトコンバージョン受信機では、ＬＯ経路とＲＦ経路との間の双方向の寄生カップリングが、自己混合及びベースバンド信号上の直流オフセットの生成を生じさせる。この直流オフセットは、特に受信される信号電力が低い場合に有効な動的信号のスイングを低下させ、よって、受信機の利得及び線形性性能を低減させる。ハイパスフィルタを使用してベースバンド信号から直流オフセットを除去することはオプションではなく、すなわち、目標とする規格（targeted standard）は密なスペクトル占有を有し、このようなフィルタは効率的に実装され得ない。したがって、好適には、別の較正技術が使用される。
【００５３】
任意のアナログ回路のように、ダイレクト・コンバージョン・トランシーバも非線形的に動作することができる。すなわち、アナログ回路上のアンバランスな利得の分布、又はアナログ回路の不十分な寸法決定（dimensioning）は、信号に回路の線形動作範囲を超えさせる場合もある。このような非線形的な動作は、高調波歪み及び相互変調歪みの双方を引き起こし、帯域内歪み及び帯域外歪みの双方を発生させる。文献には、非線形的な挙動をシミュレートして補償する多くのモデルが記述されている。しかしながら、これらのモデルのパラメータの決定は、高度な、よって実装に不利な測定機器又は回路を必要とする。
【００５４】
明確のために、較正を２つのエンティティ、すなわち特徴づけ及び補償に分ける。
【００５５】
図２に示すように、受信機の非理想性に影響されない（２２）において指示されるスペクトル成分が存在する。このような成分は、デュアルトーン以外の信号を印加するときにも存在する。よって、較正を可能にする方法の直観的な表現を図３に示す。トランシーバ（３０）内のベースバンド信号ｓ（２３）は、非理想送信機（２４）によってアップコンバートされ（３４）、受信機入力（２５）へ接続される。このカップリング又はチャネルの周波数応答は、ＣＨ（２６）によって記述される。受信機（３３）はこの信号をダウンコンバートし（３５）、かつスペクトル選択に基づいて２つのベースバンド信号、すなわち、受信機の非理想性に影響されない受信信号を示すｒｉ（２７）及び影響される信号を示すｒ（２８）が取得される。これらの信号は、同じ物理的な受信機から、同時に、かつ送信された同じベースバンド信号から抽出されることに留意されたい。
【００５６】
仮想の理想受信機経路が存在することから、送信機の非理想性はｓ（２３）及びｒｉ（２７）に基づいて特徴づけられ、一方で受信機の非理想性はｒ（２８）から特徴づけられる。
【００５７】
特徴づけの間、好適には、非規格準拠信号の放射は回避される。よって、専用の較正信号（図２におけるデュアルトーン（１０）等）の使用は好ましくない。また、トランシーバの動作を阻止する反復的な特徴づけプロセスも好ましくない。したがって、本明細書に提示している特徴づけアルゴリズムは、例えば長いトレーニングシンボル（ＬＴＳ）である単一の規格準拠のトレーニングシンボルで動作するように開発されている。
【００５８】
送信機の直交インバランスの特徴づけは、チャネルの周波数応答は平坦である、又は最終的に平滑である、という現実的な仮定に基づく。直交インバランスは、チャネルの平滑さに影響を与える。チャネルを平滑にすることにより、直交インバランスは、特許文献２で受信機の直交インバランスの特徴づけに関して言及されているように推定される。特許文献２は、参照によりその全体が本明細書に含まれる。図３に基づいて、かつ直交インバランスが送信機の非理想性のみによるものであるとすれば、「理想の受信機」の出力における信号Ｒｉ（２７）は、送信された信号Ｓ（２３）、送信機の直交インバランス及び有効チャネルＣＨ（２６）の関数であり、次式に等しい。
【００５９】
【数９】
0005416084.tif 000010
【００６０】
受信機側では、チャネルの応答Ｈが、次式のように推定される。
【００６１】
【数１０】
0005416084.tif 000011
【００６２】
ＳがＢＰＳＫシンボルであれば、
【数１１】
0005416084.tif 000012
、及び
【数１２】
0005416084.tif 000013
であり、したがって、次式が得られる。
【００６３】
【数１３】
0005416084.tif 000014
【００６４】
式（７）に基づいて、Ｈは送信機の直交インバランスに依存する。有効チャネルの応答は、次式のように導出される。
【００６５】
【数１４】
0005416084.tif 000015
【００６６】
この式において、有効チャネルは、（既知の）送信された信号Ｓ（２３）、（既知の）推定されたチャネルＨ、及び送信機により導入される直交インバランスと関係づけられる。直交インバランスは、平坦又は平滑である有効チャネルの挙動に基づいて推定されることが可能である。
【００６７】
有効チャネルの応答が平坦であると仮定する場合、これは、次式のように記すことができる。
【００６８】
【数１５】
0005416084.tif 000016
【００６９】
ここで、
【数１６】
0005416084.tif 000017
、及び
【数１７】
0005416084.tif 000018
は、Ｓにおける非ゼロデータキャリアの指数である。これらの指数の
【数１８】
0005416084.tif 000019
について、次式を導出することができる。
【００７０】
【数１９】
0005416084.tif 000020
【００７１】
【数２０】
0005416084.tif 000021
の増加する値は推定の精度を高め、最終的なシステムの雑音の影響は低減され、平坦ではなく平滑なチャネルが許容される。
【００７２】
【数２１】
0005416084.tif 000022
とした近似値計算により、次式が得られる。
【００７３】
【数２２】
0005416084.tif 000023
【数２３】
0005416084.tif 000024
【数２４】
0005416084.tif 000025
【００７４】
あるいは、有効チャネルは、先の導出のように平坦ではなく平滑であると仮定されることも可能である。すると、有効チャネルの変動を、式（１４）である平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化することによって近似することが可能である。
【００７５】
【数２５】
0005416084.tif 000026
【００７６】
ここで、
【数２６】
0005416084.tif 000027
、及び
【数２７】
0005416084.tif 000028
は、Ｓにおける非ゼロデータキャリアの指数である。式（８）に基づいて、式（１４）は、次式に等しい。
【００７７】
【数２８】
0005416084.tif 000029
【００７８】
式（１５）を最小化すると、次式が得られる。
【００７９】
【数２９】
0005416084.tif 000030
【００８０】
【数３０】
0005416084.tif 000031
とした近似値計算により、次式が得られる。
【００８１】
【数３１】
0005416084.tif 000032
【数３２】
0005416084.tif 000033
【数３３】
0005416084.tif 000034
【００８２】
受信機に送信機信号を転送するチャネルの応答は、比較的平坦であることから、式（１１）は一般に送信機の直交インバランスの特徴づけに適用可能である。しかしながら、チャネルの応答が極度に変動性であれば、代わりに式（１７）を使用することができる。
【００８３】
送信機と受信機との入力信号は基本的に異なることから、送信機の直交インバランスに関して導出される特徴づけの式を受信機用に再使用することはできない。送信機の入力では、データキャリアが対称的に分布される既知のマルチトーンＢＰＳＫシンボルが供給される。しかしながら、受信機へ提供される信号は、送信機の非理想性及びチャネルによって歪められる。さらに、送信機と受信機とは異なる周波数で動作することから、歪められたこの信号のスペクトルコンテンツは、受信機の観点からすると、もはや対称的に分布されない。これは、データキャリアのイメージ周波数ではスペクトルコンテンツが存在しないことを意味する。
【００８４】
受信機の直交インバランスの特徴づけは、図３によって開始される。すなわち、Ｇ（２９）が受信機の入力に提供される信号であり、
【数３４】
0005416084.tif 000035
がＧ（２９）における非ゼロデータキャリアのロケーションであるとき、対応するイメージのロケーション
【数３５】
0005416084.tif 000036
において、次式が得られる。
【００８５】
【数３６】
0005416084.tif 000037
【００８６】
したがって、式（４）に基づいて、
【数３７】
0005416084.tif 000038
は、次式に分解されることが可能である。
【００８７】
【数３８】
0005416084.tif 000039
【００８８】
これらの関係式は、上述の条件が満足される限り、任意の信号Ｇ（２９）に当てはまる。予め与えられたシステムでは、Ｇ（２９）は式（４）においてＳ（２３）へ関係づけられ、よって、次式が得られる。
【００８９】
【数３９】
0005416084.tif 000040
【００９０】
ここで、
【数４０】
0005416084.tif 000041
は、信号Ｓ（２３）における非ゼロデータキャリアのロケーションであり、
【数４１】
0005416084.tif 000042
は、信号Ｒ（２８）における対応するデータロケーションである。
【数４２】
0005416084.tif 000043
がアップコンバージョンとダウンコンバージョンとの間の周波数オフセットを表す場合、次式が得られる。
【００９１】
【数４３】
0005416084.tif 000044
【００９２】
【数４４】
0005416084.tif 000045
の
【数４５】
0005416084.tif 000046
個の値について、受信機の直交インバランスの変数は、次式のように計算することができる。
【００９３】
【数４６】
0005416084.tif 000047
【数４７】
0005416084.tif 000048
【００９４】
【数４８】
0005416084.tif 000049
の増加する値は、特徴づけの精度を高めることに留意されたい。
【００９５】
先に述べたように、キャリアフィードスルーは、送信機経路に沿った不完全性の集合に起因して生じる。特徴づけにとって、これらの不完全性の各々の起源及び寄与は無関係であり、関係するのは、その全体的な効果（搬送波周波数における望ましくないトーン）である。本明細書で提案している特徴づけは、理論的には様々な不完全性をまとめて１つの不完全性、すなわちベースバンド信号Ｓ（２３）における複素直流オフセットδＣＦＴにする。
【００９６】
図３において、望ましくないキャリアトーンは
【数４９】
0005416084.tif 000050
（２７）で表される。ここで、
【数５０】
0005416084.tif 000051
は、直流キャリアのロケーションを示す。
【数５１】
0005416084.tif 000052
（２７）に基づいて、式（５）から等価なベースバンド複素直流オフセットδＣＦＴが計算され、次式が得られる。
【００９７】
【数５２】
0005416084.tif 000053
【００９８】
ここで、次式を抽出することができる。
【００９９】
【数５３】
0005416084.tif 000054
【０１００】
トレーニングシンボルは、一般に直流を含まないことから、次式が得られる。
【０１０１】
【数５４】
0005416084.tif 000055
【０１０２】
自己混合に起因する受信機の直流オフセットに関わる主たる問題点は、直流オフセットがミキサの出力に存在し、よって、可変利得（ＶＧＡ）ステージより前に存在し、これにより、受信機の利得及び線形性性能が極度に制限される場合があることにある。この性能低下を回避する唯一のオプションは、その特有のロケーションにおける直流オフセットを除去することである。ハイパスフィルタの挿入も１つの解決法であろうが、実装の面で実現不可能である。本明細書で提案する、かつ図４に示す解決法は、デジタル式に発生される複素直流オフセットδｃｏｍｐ（３１）を追加して受信機の直流オフセットを補償するというものである。較正上の難題は、ＶＧＡの入力における残りの直流オフセットを排除する最適なδｃｏｍｐ（３１）を効率的に発見することに依存する。
【０１０３】
提案している較正方法は任意の信号に適用されるが、（少なくとも）２つの結果的な信号捕捉を必要とする。第１の信号捕捉の間、デジタルオフセットは、最初の直流オフセットが次式に等しくなるように印加されない。
【０１０４】
【数５５】
0005416084.tif 000056
【０１０５】
ここで、
【数５６】
0005416084.tif 000057
は、直流キャリアのロケーションを示す。第２の信号捕捉の間は、任意のオフセットδｃｏｍｐ（３１）が印加され、捕捉される直流オフセットは、次式に等しい。
【０１０６】
【数５７】
0005416084.tif 000058
【０１０７】
一般に、これは、次式のように記すことができる。
【０１０８】
【数５８】
0005416084.tif 000059
【０１０９】
ここで、
【数５９】
0005416084.tif 000060
及び
【数６０】
0005416084.tif 000061
は、各々ＤＡＣ−ＡＤＣループの大きさの利得及び位相の回転を表し、ｄｃｅ及びｄｃｅから、次式のように計算される。
【０１１０】
【数６１】
0005416084.tif 000062
【０１１１】
よって、デジタル領域における複素直流オフセットの補償は、次式のように計算することができる。
【０１１２】
【数６２】
0005416084.tif 000063
【０１１３】
送信機及び受信機の非理想性が特徴づけられると、この情報は、送信機及び受信機のシステムの性能を最適化するために使用される。この最適化は、各々送信機及び受信機内におけるベースバンドの時間領域の信号のデジタル式の事前補償及び事後補償によって達成される。
【０１１４】
この補償のデジタル領域における適用は、アナログ回路を追加する必要なしに安定した、かつ容易な実装を可能にし、これに対して、時間領域におけるその適用は、任意のデータストリームの補償をそのモード又は変調方法に関わりなく可能にする。
【０１１５】
事前補償は、ＲＦ送信機の出力における信号品質を、そのベースバンド入力信号を非理想送信機の特徴とは逆に操作することによって高める。この時点で、直交インバランス及びキャリアフィードスルーについて、この逆関係が決定される。
【０１１６】
図５は、その直交インバランスの事前補償（４２）を含む送信機（４１）を示すブロック図である。ｘｔｘ（４３）は入力ベースバンドデータストリームであり、ｙｔｘ（４４）は事前補償されたベースバンド信号であり、ｚｔｘ（４５）は（理想化された）送信機の出力である。
【０１１７】
式（１）に基づいて、時間領域の信号で表される直交インバランスは、次式に等しい。
【０１１８】
【数６３】
0005416084.tif 000064
【０１１９】
事前補償は、ｘｔｘ＝ｚｔｘであるようなｙｔｘ（４４）を目指す。したがって、事前補償の関係式は、次式のように抽出されることが可能である。
【０１２０】
【数６４】
0005416084.tif 000065
【０１２１】
キャリアフィードスルーを補償するために、キャリアフィードスルーの特徴づけから達成されるδＣＦＴ（５１）が、直交インバランスの事前補償（４２）の後に減算される。よって、最終的な事前補償アーキテクチャ（５２）を図６に示す。
【０１２２】
事後補償は、ベースバンド受信機の出力における信号品質を、この信号を非理想受信機の特徴とは逆に操作することによって高める。この時点で、この逆関係が決定される。図７は、その直交インバランスの事後補償（６２）を含む受信機（６１）を示すブロック図である。ｘｒｘ（６３）は入力ＲＦ信号であり、ｙｔｘ（６４）はダウンコンバートされたベースバンド信号であり、ｚｔｘ（６５）は（事後補償によって）理想化された受信機の出力である。
【０１２３】
式（１）に基づいて、時間領域の信号で表される直交インバランスは、次式に等しい。
【０１２４】
【数６５】
0005416084.tif 000066
【０１２５】
事後補償の目的は、ｘｔｘ＝ｚｔｘであるように、非理想受信機に起因する不完全性を取り除くことである。したがって、事後補償の関係式は、次式のように抽出されることが可能である。
【０１２６】
【数６６】
0005416084.tif 000067
【０１２７】
よって、最終的な事後補償アーキテクチャ（７１）は図８のようになる。
【０１２８】
式（３１）と式（３３）とは類似していることから、デジタル領域において同じ実装を使用することができる。
【０１２９】
提案している較正を可能にするトランシーバのブロック図を図９に示す。このアーキテクチャは、下記のブロックを含む。
・送信機（８１）及び受信機（８２）：同一チップ上へ実装されない／部分的に実装される／完全に実装される、かつ異なる周波数で同時に動作できる（ＦＤＤシステム等）、従来型のダイレクトコンバージョンモジュール。
・アンテナインタフェース（８３）：これは、その伝統的な目的以外に、送信機の出力と受信機の入力との間にアクティブかつ構成可能なカップリングを埋め込むことも可能である。このカップリングは必須ではなく、目的とされる較正には、「寄生」カップリングで通常は十分である。
・分解（８４）／特徴づけ（８５）：先に述べたように、「理想受信機」の信号を抽出しかつ特徴づけアルゴリズムを適用するデジタルブロック。
・制御（８６）：完全な較正、システム構成、アップ／ダウンコンバージョン周波数の発生、及び特徴づけられるパラメータの補償ブロックへの転送を習得する。
【０１３０】
アナログの観点からは、追加のハードウェア／回路を回避できることから、これまでに述べたようなトランシーバはどれも予め与えられたアーキテクチャで較正されることが可能である。周波数合成器は、トランシーバではなく制御ユニット（８６）の一部であると考えられている点に留意されたい。マルチモードトランシーバでは、これらの合成器はトランシーバの一部であるとされる。
【０１３１】
特徴づけは、不連続な時間的な事例において、すなわち、システムの起動時、モードのハンドオーバ時、及び／又はシステム定義の時間的な事例において実行されることが示唆され、補償パラメータを更新する。主として環境条件への対応である追加的なランタイムの較正も、依然として適用可能である。
【０１３２】
較正は規格準拠のデータパッケージ内に存在するトレーニングシンボルで動作することから、較正は、システムが動作可能に維持されるようにスケジュールされることが可能である。すなわち、送信されるデータパッケージは、較正モードで構成される受信機へ簡単に接続される。したがって、有効データは送信されるが、送信機及び受信機の双方の非理想性は較正される。
【０１３３】
しかしながら、予め与えられた較正スケジュールは、少しの間、最適なシステム性能を低下させる場合もある。システムが起動時又はモードのハンドオーバ時に較正されると、送信機の非理想性に関する最新情報を入手できず、よって、非理想的に補償されたデータが送信される場合もある。以下、起動時及びモードのハンドオーバ時の代替の較正スケジュールの可能性について述べる。
【０１３４】
ＭＩＭＯシステムにおけるモードのハンドオーバ時の最も適切な較正スケジュールは、異なるトランシーバを段階的に較正して新しいモードへ切り換えると同時に、残りのトランシーバを元のモードで動作可能に保つことである。このようにして、システムは動作可能に、かつ性能は最適に保たれる。
【０１３５】
起動時には、システムのセットアップに十分な時間を利用することができる。トランシーバの較正に、この時間のほんの一部を当てることも可能であり、すなわち、送信機−受信機ループへ単一のトレーニングシンボルを転送するだけで十分である。ＭＩＭＯシステムの場合、すべてのトランシーバの較正は並行してスケジュールされる。
【０１３６】
このダイレクト・コンバージョン・トランシーバの例において提案している特徴づけは、単一のトレーニングシンボルに対して実行される。受信機の直交インバランス及びキャリアフィードスルーの双方の特徴づけは、送信機の直交の特徴づけで取得される結果を使用することから、これらは、送信機の直交の特徴づけの後にスケジュールされることが好適である。受信機の直流オフセットの特徴づけは、他から独立してスケジュールされることが可能である。対応する非理想性が特徴づけられると、これらは、後続のシンボルを事前／事後補償するパラメータを直接的に更新することができる。
【図１（ａ）】
0005416084.tif 000068
【図１（ｂ）】
0005416084.tif 000069
【図１（ｃ）】
0005416084.tif 000070
【図２】
0005416084.tif 000071
【図３】
0005416084.tif 000072
【図４】
0005416084.tif 000073
【図５】
0005416084.tif 000074
【図６】
0005416084.tif 000075
【図７】
0005416084.tif 000076
【図８】
0005416084.tif 000077
【図９】
0005416084.tif 000078