(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３つの電位を有した直流電源に接続され三相負荷を駆動する、３レベルを出力可能な中性点クランプ式（ＮＰＣ）の三相インバータと、
三相電圧指令を演算する手段と、
前記三相電圧指令および前記三相負荷に流れる負荷電流に応じて、前記三相インバータの中性点電位の変動を抑制するように零相バイアス電圧補償量を演算する中性点電位変動抑制手段と、
当該零相バイアス電圧補償量を前記三相電圧指令に加算して補正する手段と、
を具備し、
前記中性点電位変動抑制手段は、
前記三相電圧指令の絶対値と前記負荷電流とに応じて前記三相インバータの中性点に流れる中性点電流を演算する中性点電流推定手段と、
前記三相電圧指令の符号と前記負荷電流とに応じて所定単位の零相バイアス電圧補償を施すことによって変化する前記中性点電流の変化量を推定する中性点電流変化量推定手段と、
前記中性点電流推定手段により演算される前記中性点電流と前記中性点電流変化量推定手段により推定される前記中性点電流の変化量とに応じて零相バイアス電圧補償量を演算する手段と、
を具備することを特徴とする中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項２】
前記中性点電流変化量推定手段は、三相電圧指令の符号と負荷電流に加え、零相バイアス電圧補償量の符号または加算補正後の三相電圧指令の符号に応じて、中性点に流れる中性点電流の変化量を推定することを特徴とする請求項１記載の中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項３】
３つの電位を有した直流電源に接続され三相負荷を駆動する、３レベルを出力可能な中性点クランプ式（ＮＰＣ）の三相インバータと、
三相電圧指令を演算する手段と、
前記三相電圧指令および前記三相負荷に流れる負荷電流に応じて、前記三相インバータの中性点電位の変動を抑制するように零相バイアス電圧補償量を演算する中性点電位変動抑制手段と、
当該零相バイアス電圧補償量を前記三相電圧指令に加算して補正する手段と、
を具備し、
前記中性点電位変動抑制手段は、前記三相電圧指令の絶対値および加算補正された三相電圧指令の符号と前記負荷電流とに応じて、零相バイアス電圧補償量を演算する手段を有したことを特徴とする中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項４】
３つの電位を有した直流電源に接続され三相負荷を駆動する、３レベルを出力可能な中性点クランプ式（ＮＰＣ）の三相インバータと、
三相電圧指令を演算する手段と、
前記三相電圧指令および前記三相負荷に流れる負荷電流に応じて、前記三相インバータの中性点電位の変動を抑制するように零相バイアス電圧補償量を演算する中性点電位変動抑制手段と、
当該零相バイアス電圧補償量を前記三相電圧指令に加算して補正する手段と、
を具備し、
前記中性点電位変動抑制手段は、
前記三相電圧指令の絶対値と前記負荷電流とに応じて前記三相インバータの中性点に流れる中性点電流を演算する中性点電流推定手段と、
前記加算補正された三相電圧指令の符号と前記負荷電流とに応じて所定単位の零相バイアス電圧補償を施すことによって変化する中性点電流の変化量を推定する中性点電流変化量推定手段と、
前記中性点電流推定手段により演算された中性点電流と前記中性点電流変化量推定手段により推定された中性点電流の変化量とに応じて、零相バイアス電圧補償量を演算する手段と、
を具備することを特徴とする中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項５】
前記零相バイアス電圧補償量を演算する中性点電位変動抑制手段は、零相バイアス電圧補償量の上限と下限を制限するリミット手段を具備することを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちいずれか１項記載の中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項６】
前記零相バイアス電圧補償量を演算する中性点電位変動抑制手段は、零相バイアス電圧補償量のフィルタを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちいずれか１項記載の中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項７】
前記フィルタの遮断周波数は、インバータ出力周波数の３倍の周波数より高く設定されることを特徴とする請求項６記載の中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項８】
前記フィルタの遮断周波数は、インバータが出力電圧最大となる周波数の３倍の周波数より高く設定されることを特徴とする請求項６記載の中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項９】
前記中性点クランプ式電力変換装置は、交流電気車の主変換装置のインバータに適用されるものであって、当該中性点クランプ式電力変換装置の三相負荷は電動機であって、前記インバータの直流リンク部には、中性点クランプ式のＰＷＭコンバータが接続され、当該ＰＷＭコンバータの交流側は、パンタグラフおよび主変圧器を介して単相交流架線に接続されたものであることを特徴とする請求項１乃至請求項８のうちいずれか１項記載の中性点クランプ式電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、鉄道車両などに用いられる中性点クランプ式電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
鉄道車両では、３レベル出力のＮＰＣ変換器が主変換装置（単相コンバータ＋３相インバータ）に用いられる場合がある。このシステムは、通常の２レベル出力変換器に比べ、高調波が小さい特徴がある。レールに流れる電流の高周波帯域は、列車の信号として用いられるため、高調波が小さい同システムが適している。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、同システム固有の現象であるインバータ出力周波数の３倍の高周波が発生する。この高周波の周波数スペクトル成分がインバータ出力周波数の変動と共に動き、ＡＴＣなどで用いられる信号帯（５００Ｈｚ〜２ｋＨｚ付近の非同期成分）を横切り、問題となる場合がある（このような５００Ｈｚ〜２ｋＨｚ信号帯があるかどうか、その許容レベルがどうか、による）。この要因は、ＰＣインバータから中性点へ流れる電流により、中性点の電位がインバータ出力周波数の３倍で脈動し、この成分が単相ＮＰＣコンバータから帰線（レール）へ流れるからである。
【０００４】
特に、鉄道車両の場合、前記ＡＴＣ等の信号周波数帯の帰線電流許容値は、基本波電流（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）の１００００分の１程度のオーダーと微弱なレベルであり、厳密な抑制が要求される。
【０００５】
この問題に対して、登録３５８５７３３では、インバータとコンバータの中性点を切り離して、インバータによる影響がコンバータ出力に現われないようにしている。しかしながら、コンバータ・インバータの個々にコンデンサが分割されるため、直流安定化のための総容量が増加するなど課題がある。
【０００６】
一方、中性点電位の変動を抑制する制御法として、登録３１８２３２２では、インバータの３相出力電圧に対して、一定のバイアス電圧を重畳する方式がある。しかしながら、このバイアス電圧の大きさに制限を受けて、出力電圧が大きい領域では利用できない課題がある。
【０００７】
バイアス電圧量を中性点電位のアンバランス量に応じて制御する方式もあるが、フィードバック制御になるため、インバータ出力周波数が高くなり、中性点電位の脈動周波数が高くなる領域では、十分な効果が得られない。
【０００８】
また、フィードフォワード方式として、特開平８−３１７６６３には、３相ＮＰＣインバータが理論上、中性点電位変動を生じない演算方式が提案されているが、演算式が複雑であり、実用化は難しかった。
【０００９】
本発明は、三相ＮＰＣ変換器の中性点電流および中性点電位の脈動を、高い周波数成分まで簡単な制御アルゴリズムにて精度よく抑制する方式を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一実施例に係る中性点クランプ式電力変換装置は、３つの電位を有した直流電源に接続され三相負荷を駆動する、３レベルを出力可能な中性点クランプ式（ＮＰＣ）の三相インバータと、三相電圧指令を演算する手段１２と、前記三相電圧指令および前記三相負荷に流れる負荷電流に応じて、前記三相インバータの中性点電位の変動を抑制するように零相バイアス電圧補償量を演算する中性点電位変動抑制手段２３と、当該零相バイアス電圧補償量を前記三相電圧指令に加算して補正する手段１４とを具備し、前記中性点電位変動抑制手段２３は、前記三相電圧指令の絶対値と前記負荷電流とに応じて前記三相インバータの中性点に流れる中性点電流を演算する中性点電流推定手段と、前記三相電圧指令の符号と前記負荷電流とに応じて所定単位の零相バイアス電圧補償を施すことによって変化する前記中性点電流の変化量を推定する中性点電流変化量推定手段と、前記中性点電流推定手段により演算される前記中性点電流と前記中性点電流変化量推定手段により推定される前記中性点電流変化量とに応じて零相バイアス電圧補償量を演算する手段とを具備する
【発明の効果】
【００１１】
三相ＮＰＣ変換器の中性点電流および中性点電位の脈動を、高い周波数成分まで簡単な制御アルゴリズムにて精度よく抑制する方式を実現する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施例に係る中性点クランプ式電力変換装置の構成を示す図。
【図２】本発明の一実施例に係る零相バイアス補償量演算部の詳細構成を示す図。
【図３】式（３）を説明するための図。
【図４】本発明の第２実施例に係る零相バイアス補償量演算部の詳細構成を示す図。
【図５】本発明の第３実施例に係る零相バイアス補償量演算部の詳細構成を示す図。
【図６Ａ】本補償がない場合のモータ電流，補償前の三相変調率指令，補償後の三相変調率指令，零相バイアス補償量，インバータから直流リンク部の中性点に流れる中性点電流Ｉｎｐを示す波形図。
【図６Ｂ】本補償を施した場合のモータ電流，補償前の三相変調率指令，補償後の三相変調率指令，零相バイアス補償量，インバータから直流リンク部の中性点に流れる中性点電流Ｉｎｐを示す波形図。
【図６Ｃ】本補償を施した場合のモータ電流，補償前の三相変調率指令，補償後の三相変調率指令，零相バイアス補償量，インバータから直流リンク部の中性点に流れる中性点電流Ｉｎｐを示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明に係る中性点クランプ式電力変換装置の実施例について、図面を参照して説明する。
【００１４】
（第１実施例）
第１実施例を図１に示す。本実施例は鉄道の交流電気車駆動システムを対象に記載している。単相交流架線電力をパンタグラフ１、主変圧器２を介して受電し、単相ＮＰＣ（中性点クランプ式）ＰＷＭコンバータ３により、交流から直流に変換する。コンバータ３とインバータ６を結ぶ配線及びフィルタコンデンサ４−１、４−２の直列回路は直流リンク部を構成する。この直流リンク部は、このフィルタコンデンサ４−１、４−２により３レベルを有している。直流リンク部には、三相ＮＰＣ−ＰＷＭインバータ６が接続され、三相ＮＰＣ−ＰＷＭインバータ６は主電動機（誘導電動機）７を駆動する。
【００１５】
上記の主回路に対する制御部は、ベクトル制御に基づいて主回路を制御する。ここでは主電動機７の回転子の磁束軸をＤ軸とし、Ｄ軸に直交する軸をＱ軸とするＤＱ軸回転座標系を導入している。記載してはいないが、Ｄ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、ノッチ指令に対応するトルク指令や速度に応じて決定されるものである。ＤＱ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に応じて、すべり周波数演算部１７にて、すべり周波数ｗｓを次式のように算出する。
【００１６】
Ｗｓ＝Ｒ２／Ｌ２＊Ｉｑ＊／Ｉｄ＊    …（１）
ここでＲ２は主電動機７の２次抵抗値、Ｌ２は主電動機７の自己インダクタンスである。主電動機７には回転速度検出器８を有しており、検出された回転速度Ｗｒと、すべり周波数Ｗｓを加算器１８で加算することにより、インバータ出力周波数Ｗ１を決定する。Ｗ１は、積分器１９にて積分されて、静止座標系の基準軸（例えばＵ相）からＤ軸までの位相差θｄｑとなる。
【００１７】
主電動機７の電流は、電流検出器９により検出されて、座標変換器２０にて三相ＤＱ変換されてＤ軸電流Ｉｄ，Ｑ軸電流Ｉｑとなる。電流制御部１０には、Ｄ軸電流偏差（＝Ｉｄ＊−Ｉｄ）とＱ軸電流偏差（＝Ｉｑ＊−Ｉｑ）が入力されて、ＰＩ制御器などにより、それぞれの電流がそれぞれの電流指令に追従するようにインバータ出力のＤＱ軸電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）が決定される。座標変換部１１では、ＤＱ三相変換により、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が演算される。
【００１８】
直流リンク部のコンデンサ４−１の電圧は正側直流電圧ＶｄｃＰと呼び、コンデンサ４−２の電圧は負側直流電圧ＶｄｃＮと呼ぶ。それぞれ直流電圧検出器５により検出され、加算器２２によって加算されて直流リンク部全体の直流電圧Ｖｄｃが算出される。
【００１９】
三相変調率指令演算部１２では、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と直流電圧Ｖｄｃから、三相変調率指令Ａｕ＊，Ａｖ＊，Ａｗ＊を次式のように計算する。
【００２０】
Ａｕ＊＝Ｖｕ＊／（Ｖｄｃ／２）
Ａｖ＊＝Ｖｖ＊／（Ｖｄｃ／２）    …（２）
Ａｗ＊＝Ｖｗ＊／（Ｖｄｃ／２）
ここで、ＮＰＣ変換器は、前述のように３レベルを有しており、その中性点が変動する。これを抑制するのが中性点電位抑制制御部２３である。中性点電位抑制制御部２３は、座標変換部１６、零相バイアス補償量演算部１３、加算器１４から構成される。座標変換器１６では、ＤＱ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を入力し、三相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を演算する。零相バイアス補償量演算部１３では、三相変調率指令Ａｕ＊，Ａｖ＊，Ａｗ＊と三相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊に基づき、零相バイアス補償量ＮＰｃｍｐＡＬを演算する。零相バイアス補償量ＮＰｃｍｐＡＬは、加算器１４にて三相変調率指令Ａｕ＊，Ａｖ＊，Ａｗ＊と加算され、補正後三相変調率指令Ａｕ＊＊，Ａｖ＊＊，Ａｗ＊＊が出力される。
【００２１】
補正後三相変調率指令Ａｕ＊＊，Ａｖ＊＊，Ａｗ＊＊は、ゲート指令生成部１５にて、キャリア発生部２１で生成されたＮＰＣ変換器用のキャリアＣＡＲ１，ＣＡＲ２と比較されて、インバータ６の各スイッチング素子へのゲート指令が生成される。
【００２２】
ここで、本実施例の特徴部分である零相バイアス補償量演算部１３の詳細構成を図２に示す。基本的な構成は、中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆを中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２で除して、零相バイアス補償量ＮＰｃｍｐＡＬを算出するものである。
【００２３】
中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆは、三相変調率指令Ａｕ＊，Ａｖ＊，Ａｗ＊によりインバータがスイッチング動作し、三相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊に一致したモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れた場合に、中性点に流れる電流を予測するものである。中性点電位Ｖｎｐは、中性点（コンデンサ４−１と４−２の接続点）からインバータの中性点電流ＩｎＩＮＶが図中矢印のように流れ出すと、コンデンサ４−２は放電され、コンデンサ４−１は充電されるので下がる。逆に中性点に中性点電流ＩｎＩＮＶが流れ込むと、コンデンサ４−２は充電され、コンデンサ４−１は放電されるので中性点電位Ｖｎｐは上がる。本発明の１実施例は、この中性点電流をできるだけ０に抑えることを目的としている。
【００２４】
一方、中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２は、零相バイアス補償量ＮＰｃｍｐＡＬを１（＝１００％）として、加算器１４にて三相変調率を補償した場合に、中性点電流ＩｎＩＮＶがどれほど変化するかを予測した値、すなわち中性点電流の零相バイアス補償量に対する感度である。よって、中性点電流の予測値である中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆを除算器２７にて中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２で除することにより、零相バイアス補償量ＮＰｃｍｐＡＬを求めることができる。更に実用的には、除算器２７の出力に、零相バイアス補償量の値を制限するリミッタ２８、演算により生じる不要な高周波成分を除去するフィルタ２９、当該零相バイアス補償による中性点電位抑制制御の有効・無効を制御するための切り替えスイッチ３０を有している。
【００２５】
中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆおよび中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２の演算の詳細を以下に説明する。
【００２６】
中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆは、各相の中性点電流予測値を加算器２６で加算することにより算出する。例えば、Ｕ相の中性点電流予測値は後述するように、Ｕ相の変調率指令Ａｕ＊の絶対値を１から減じ、Ｕ相電流指令Ｉｕ＊と乗じることにより、算出することができる。
【００２７】
中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２も、各相の中性点電流変化量を加算器３１で加算することにより算出する。例えば、Ｕ相の中性点電流変化量の場合、基本的にはＵ相変調率指令Ａｕ＊の符号を符号器３２（入力が正なら１、負なら−１を出力する）により演算し、該演算値とＵ相電流指令Ｉｕ＊を乗じることにより、Ｕ相の中性点電流変化量を求めることができる。また、より厳密に中性点電流を抑制するための補償として、高精度補償部４０（後述される）を備えている。
【００２８】
以上により中性点電流が抑制できる作用を示す。本実施例の構成は次のような考えに基づいている。
【００２９】
零相バイアス電圧補償を施さない場合、Ｕ相の中性点電流は次式に計算できる。
【００３０】
Ｕ相中性点電流＝（１−｜Ａｕ＊｜）×Ｉｕ    …  （３）
図３は式（３）を説明するための図であり、ゲート生成部１５で処理される波形を示している。ここではＵ相についてのみ説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。変調率Ａｕ＊は正弦波であるが、ここでは時間方向に拡大した波形を示しているので、ほぼ直線となっている。変調率Ａｕ＊が正の値であるとき、変調率Ａｕ＊は図３のように三角波キャリアＣＡＲ１を横切る。
【００３１】
中性点電流が流れるのは、図１におけるインバータ６のゲートｇｕ１、ｇｕ２、ｇｕ３、ｇｕ４がオフ、オン、オン、オフのときに限られる。すなわち、変調率Ａｕ＊がキャリアＣＡＲ１の内側（図３では下）に位置するとき、中性点電流が流れる。三角形ａ、ｂ、ｇで示すと、Ａｕ＊が期間ｄ、ｆ間にあるとき、中性点電流が流れる。これは、変調率Ａｕ＊が負の値をとり、キャリアＣＡＲ２を横切る時も同様に、変調率Ａｕ＊がキャリアＣＡＲ２の内側（図３では上）に位置するとき、中性点電流が流れる。
【００３２】
ここでキャリアＣＡＲ１の斜辺ａ、ｂを含む直角三角形ａ，ｂ，ｃを考える。この場合、中性点電流はｄ，ｅ間で流れる。変調率Ａｕ＊は０〜１の値であって、’１’のとき点ａを通過する。三角形ａ，ｂ，ｃと三角形ａ，ｄ，ｅは合同であるから、変調率Ａｕ＊は、線分の長さの比ａｅ／ａｃに等しい。従って、底辺ｂｃの長さを１とすると、線分ｄｅの長さは、１−Ａｕ＊である。つまり、中性点電流が流れる時間的割合は、１−Ａｕ＊である。変調率Ａｕ＊が負の場合も考慮すると、中性点電流は式（３）のように（１−｜Ａｕ＊｜）の時間的割合で流れる。
【００３３】
中性点電流に流れる中性点電流の総和、すなわち、中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆは、（３）式をＵＶＷ相の各相について計算し加算することで算出することができる。一方、零相バイアス電圧補償量ＮＰｃｍｐＡＬを加算した場合、Ｕ相中性点電流は次式により計算できる。
【００３４】
「Ｕ相中性点電流」＝（１−｜Ａｕ＊＋ＮＰｃｍｐＡＬ｜）×Ｉｕ
…  （４）
（３）式と（４）式を比較して、Ａｕ＊とＡｕ＊＋ＮＰｃｍｐＡＬ  の符号が同じならば、零相バイアス電圧補償量ＮＰｃｍｐＡＬ  による中性点電流の変化量は、次式になる。
【００３５】
「零相バイアス電圧補償量によるＵ相中性点電流変化量」＝
−Ｓｉｇｎ（Ａｕ＊）×ＮＰｃｍｐＡＬ×Ｉｕ  …（５）
この（５）式は、零相バイアス電圧補償量がＮＰｃｍｐＡＬである場合であり、それが１００％であるとして正規化すれば、（６）式になる。
【００３６】
「中性点電流変化量」＝−Ｓｉｇｎ（Ａｕ＊）×Ｉｕ    …  （６）
これをＵＶＷ相について計算し加算すれば、中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２を求めることができる。
【００３７】
よって、中性点電流を零にするためのことは、零相バイアス電圧補償量ＮＰｃｍｐＡＬは、次のように考えればよい。
【００３８】
「零相バイアス電圧補償量ＮＰｃｍｐＡＬ」＝
「（３）式の総和（ＵＶＷ相）」／「（６）式の総和（ＵＶＷ相）」  …  （７）
一方、前述のように“Ａｕ＊とＡｕ＊＋ＮＰｃｍｐＡＬ”の符号が同一であれば、という仮定をしている。必ずしもこの仮定は成立しない。より厳密な補償のためには、次のように考える。
【００３９】
上記の仮定が成立しない可能性があるのは、｜ＮＰｃｍｐＡＬ｜に対して｜Ａｕ＊｜の方が小さくなる場合である。この場合、（４）式のＡｕ＊＋ＮＰｃｍｐＡＬの符号を参照すればよい。この方式を第２実施例として図４に示す。
【００４０】
まず、Ｕ相変調率指令Ａｕ＊の絶対値と補償後のＵ相変調率指令Ａｕ＊＊の絶対値を絶対値演算器３５、３６にて演算する。コンパレータ３７にて２つを比較し、Ｕ相変調率指令Ａｕ＊が補償後のＵ相変調率指令Ａｕ＊＊より大きい場合には、切り替え器３３にて、前記のようにＵ相変調率指令Ａｕ＊の符号とＵ相電流指令Ｉｕ＊を乗じてＵ相中性点電流変化量とする。一方、コンパレータ３７にてＵ相変調率指令Ａｕ＊が補償後のＵ相変調率指令Ａｕ＊＊より小さい場合には、符号器３８にて前回演算に利用した零相バイアス補償量ＮＰｃｍｐＡＬの符号とＵ相電流指令Ｉｕ＊を乗じて、Ｕ相中性点電流変化量とする。尚、Ｚインバース（Ｚ−１）４１は、前回演算に利用した値を記憶して出力する記憶部である。
【００４１】
また、｜Ａｕ＊｜が小さいことを考えると、Ａｕ＊＋ＮＰｃｍｐＡＬではなく、ＮＰｃｍｐＡＬの符号のみを参照することもできる。図２の第１実施例では、このＮＰｃｍｐＡＬの符号を参照した例を示した。
【００４２】
更に、前述のように｜ＮＰｃｍｐＡＬ｜と｜Ａｕ＊｜の大きさで場合分けをするのではなく、Ａｕ＊＋ＮＰｃｍｐＡＬの符号だけを用いて演算する方法も可能である。これを第３実施例として図５に示す。第１実施例、第２実施例と比べ、場合分けもなく最も簡素な構成で実現できる。
【００４３】
図６には、インバータ出力周波数３０Ｈｚ，各相電流振幅３００Ａ，  変調率７０％，力率０．９の場合のモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ），補償前の三相変調率指令（Ａｕ＊，Ａｖ＊，Ａｗ＊），補償後の三相変調率指令（Ａｕ＊＊，Ａｖ＊，Ａｗ＊＊），零相バイアス補償量ＮＰｃｍｐＡＬ，インバータから直流リンク部の中性点に流れる中性点電流Ｉｎｐを示す。
【００４４】
図６Ａは、本補償がない場合であり、インバータ出力周波数の３倍で脈動する中性点電流Ｉｎｐが流れることが分かる。これによって、直流リンク部の中性点電圧Ｖｎｐが脈動する。
【００４５】
図６Ｂは、図１および図２に示した本実施例での結果である。中性点電流は厳密には零ではないが、大域的にはほぼ零に抑えられていること分かる。これにより、図示してはいないが、直流リンク部の中性点電圧Ｖｎｐの脈動を抑制することができる。簡素な制御アルゴリズムに関わらず、大きな効果が得られることが分かる。
【００４６】
図６Ｃは、高精度補償部４０がない場合の結果である。図６Ｂに比べて、スパイク状の電流が流れていることが分かる。高精度補償部４０による効果が確認できるとともに、高精度補償部４０が無い場合でも、中性点電流および中性点電圧Ｖｎｐの抑制において大きな効果が得られることが分かる。
【００４７】
また、図２におけるリミッタ２８は、零相バイアス補償量を制限するのに有効である。零相バイアス補償量の演算は、中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆを中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２で除して求めているが、その演算入力値である三相電圧指令や電流指令、あるいは、電流指令の代わりに用いる電流は、ノイズやリプルを含むものであり、相互に除して求める零相バイアス電圧補償量も大きく変動することがある。これを有意な範囲な制限することで、過電流や制御破綻を回避することができる。
【００４８】
また、図２におけるフィルタ２９も、前述と同様なリプルや脈動が含まれる零相バイアス電圧補償量を必要な帯域に制限することで、過電流や制御破綻を回避することができる。
【００４９】
前述のとおり、インバータ出力周波数の３倍の周波数成分のみを補償すればよく、それより高い成分は除去することが望ましい。交流電気車などでは、インバータは１パルスモードまで出力電圧を高く利用する。このような１パルスモードでは中性点電流は原理上流れない。よって、フィルタの遮断周波数は、インバータの出力周波数の最高周波数ではなく、１パルスモードになる出力周波数の３倍より高く設定することが有効である。
【００５０】
以上により、中性点電流の脈動成分を抑制することで、中性点電圧の変動を抑制することができる。
【００５１】
交流電気車システムでは、架線に流れる電流が軌道回路などの信号系を妨害する（誘導障害）ことを避けることが必要である。例えば、自動列車制御装置（ＡＴＣ）で利用される信号には、帰線電流（レールに流れる電流）の５００Ｈｚ〜２０００Ｈｚ帯を利用するものがある。この許容信号レベルは非常に微弱なものである。一般にＰＷＭコンバータは、電源に同期した奇数次あるいは偶数次に大きな高調波成分を有しており、その間の非同期成分は低いレベルしか生じない。しかしながら、ＰＷＭコンバータがＮＰＣ変換器であり、その中性点電圧が脈動する場合、中性点電圧の脈動周波数とその大きさに応じて非同期成分が生じることになる。その脈動周波数はインバータ出力周波数の３倍の周波数であり、コンバータ側がそれを検知して補償する「フィードバック補償」では、周波数が高いこと、また、許容レベルが微弱であることから有効ではない。一方、本構成により、中性点電圧の脈動源であるインバータ側にて、フィードフォワード的に補償することにより、中性点電圧自体の脈動を抑制することにより、前記のようなコンバータ交流側電流に含まれる非同期成分を低減することができる。特に、公知例にあるフィードフォワード演算は複雑であり、マイコンへの処理負荷（演算時間、コード量）がかかり、実現性が乏しい。本実施例による演算は厳密解ではない部分がある一方、アルゴリズムは簡単であり、実装上の問題がない。
【００５２】
なお、本実施例では、各電流指令と実電流が一致するように電流制御部１０を有しており、ＤＱ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に実電流Ｉｄ，Ｉｑは一致する。すなわち、三相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と実三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは一致すると考えてよい。よって、中性点電流基準ＩｎｐＲｅｆや中性点電流変化量ＩｎｐＲｅｆ２の演算には電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を用いたが、実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗであっても同様な作用効果を得ることができる。また、本実施例では、三相変調率指令Ａｕ＊，Ａｖ＊，Ａｗ＊に対する中性点電位補償方法を示したが、（２）式で示したように、三相変調率指令と三相電圧指令は直流電圧倍の関係があり、等価と考えることができる。よって、三相電圧指令に対して、同様な中性点電位補償方法を構築することが可能である。
【符号の説明】
【００５３】
１…パンタグラフ、２…主変圧器、３…単相ＮＰＣコンバータ、４…フィルタコンデンサ、５…直流電圧検出器、６…ＮＰＣ三相インバータ、７…電動機、８…回転速度検出器、２３…中性点電位抑制制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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