(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１出力部（Ｏ１）と第２出力部（Ｏ２）とを備え、前記第１出力部（Ｏ１）と前記第２出力部（Ｏ２）との間に電気負荷（ＬＤ）が接続された電圧変換回路であって、パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）に応じて前記第１出力部（Ｏ１）と前記第２出力部（Ｏ２）との間に出力信号を生成するように構成された電圧変換回路において、更に、
制御信号に応じ、前記第１出力部（Ｏ１）に出力電圧（ＶＤＣ）を生成する順方向回路部（ＦＷＤ）と、
前記制御信号を生成する比較回路（ＣＣ）、及び前記第２出力部（Ｏ２）に直接的に接続された第１端子（１１）を有する第１蓄電器（Ｃ１）を含むフィードバック回路部（ＦＢＫ）とを備え、
前記フィードバック回路部（ＦＢＫ）は、
前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）が第１状態にある期間の少なくとも一部に相当する第１検出期間において、前記第２出力部（Ｏ２）における電圧（ＶＳＩＮＫ）に対応した第１電位を前記比較回路（ＣＣ）の比較入力部（ＣＩ）に供給し、
前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）が第２状態にある期間の一部に相当する第２検出期間において、前記第２出力部（Ｏ２）における電圧（ＶＳＩＮＫ）から前記第１蓄電器（Ｃ１）を介して得られた第２電位を前記比較入力部（ＣＩ）に供給し、
前記第１蓄電器（Ｃ１）は、
前記第１検出期間と前記第２検出期間との間の中間期間においてプリチャージされる
ことを特徴とする電圧変換回路。
【請求項２】
前記フィードバック回路部（ＦＢＫ）は、前記第１検出期間において、前記比較入力部（ＣＩ）を前記第２出力部（Ｏ２）に直接的に接続し、前記第２検出期間において、前記第１蓄電器（Ｃ１）を介し、前記比較入力部（ＣＩ）を前記第２出力部（Ｏ２）に接続することを特徴とする請求項１に記載の電圧変換回路。
【請求項３】
前記比較回路（ＣＣ）は、前記第１電位及び前記第２電位のそれぞれと基準電圧との比較結果に応じて前記制御信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の電圧変換回路。
【請求項４】
前記フィードバック回路部（ＦＢＫ）は、前記第２出力部（Ｏ２）を前記比較入力部（ＣＩ）に接続する第１スイッチ（ＳＷ１）と、第２スイッチ（ＳＷ２）を介して前記比較入力部（ＣＩ）に接続される第２端子（１２）を有した前記第１蓄電器（Ｃ１）とを備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電圧変換回路。
【請求項５】
前記フィードバック回路部（ＦＢＫ）は、前記比較入力部（ＣＩ）に接続された入力部（ＢＩＮ）と、第３スイッチ（ＳＷ３）を介して前記第１蓄電器（Ｃ１）の第２端子（１２）に接続される出力部（ＢＯＴ）とを有したバッファ増幅器（ＢＵＦ）を備えることを特徴とする請求項４に記載の電圧変換回路。
【請求項６】
前記フィードバック回路部（ＦＢＫ）は、前記比較入力部（ＣＩ）と接地電位端子（ＧＮＤ）との間に接続された第２蓄電器（Ｃ２）を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の電圧変換回路。
【請求項７】
前記第２出力部（Ｏ２）に接続された電流源（ＣＳ）を更に備え、
前記電流源（ＣＳ）は、前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）によって制御される
ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電圧変換回路。
【請求項８】
前記電流源（ＣＳ）は、前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）の前記第１状態に対応して第１電流を供給し、前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）の前記第２状態に対応して第２電流を供給するものであって、前記第１及び第２電流は零から識別可能な大きさであることを特徴とする請求項７に記載の電圧変換回路。
【請求項９】
前記順方向回路部（ＦＷＤ）は、更に、クロック信号化されたアクティベーション信号（ＡＣＴ）と、前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）の状態とに応じて前記出力電圧（ＶＤＣ）を生成することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の電圧変換回路。
【請求項１０】
第１出力部（Ｏ１）と第２出力部（Ｏ２）との間に接続された電気負荷（ＬＤ）を設ける工程と、
前記第２出力部（Ｏ２）に直接的に接続された第１端子（１１）を有する蓄電器（Ｃ１）を設ける工程と、
制御信号に応じて前記第１出力部（Ｏ１）に出力電圧（ＶＤＣ）を生成する工程と、
パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）に応じて前記第１出力部（Ｏ１）と前記第２出力部（Ｏ２）との間に出力信号を生成する工程と、
前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）が第１状態にある期間の少なくとも一部に相当する第１検出期間において、前記第２出力部（Ｏ２）における電圧（ＶＳＩＮＫ）に対応する第１電位を基準電圧と比較する工程と、
前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）が第２状態にある期間の一部に相当する第２検出期間において、前記第２出力部（Ｏ２）における電圧（ＶＳＩＮＫ）から前記蓄電器（Ｃ１）を介して得られた第２電位を前記基準電圧と比較する工程と、
前記比較の結果に応じて前記制御信号を生成する工程と
を備え、
前記蓄電器（Ｃ１）は、前記第１検出期間と前記第２検出期間との間の中間期間においてプリチャージされる
ことを特徴とする電圧変換方法。
【請求項１１】
前記出力信号を生成する工程は、
前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）の前記第１状態に対応して第１電流を供給する工程と、
前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）の前記第２状態に対応して第２電流を供給する工程とを備え、
前記第１及び第２電流は、前記第２出力部（Ｏ２）において供給されると共に、零から識別可能な大きさである
ことを特徴とする請求項１０に記載の電圧変換方法。
【請求項１２】
前記出力電圧（ＶＤＣ）は、更に、クロック信号化されたアクティベーション信号（ＡＣＴ）と、前記パルス幅変調クロック信号（ＰＷＭ）の状態とに応じて生成されることを特徴とする請求項１０または１１に記載の電圧変換方法。
【請求項１３】
請求項１〜９のいずれか１つに記載の電圧変換回路の照明装置への使用方法であって、前記電気負荷（ＬＤ）は発光素子が設けられることを特徴とする使用方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス幅変調クロック信号に応じた出力信号を電気的負荷に供給するために用いることができる電圧変換回路及び電圧変換方法に関する。また、本発明は、このような電圧変換回路の使用方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧変換回路は、電気的負荷へのエネルギの供給に用いることができる。例えば、照明装置において発光ダイオード（ＬＥＤ）は、このような回路から電力が供給される。この場合、パルス状の制御電圧が１つのＬＥＤまたは一連のＬＥＤとの第１接続部に供給されるようになっている。このような供給は、例えばパルス幅変調信号に従ってＬＥＤに流れる電流をオン・オフすることによって行われる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
電圧変換回路の第１接続部における電圧を調整するため、ＬＥＤに電流が流れている間は、ＬＥＤとの第２接続部における電圧を基準電圧と比較することが可能である。電流がオフに切り替わると、第２接続部における電圧は、第１接続部における制御電圧に向けて変化する。このため、このようなオフ状態においては、比較を行うことができなくなる。従って、第１接続部における電圧の制御は限られた期間にのみ可能となり、制御が不正確なものとなりうる。
【０００４】
本発明の目的は、電力を供給しようとする電気的負荷がオフ状態にあるときに、出力電圧のより一層正確な制御を可能とする電圧変換回路及び電圧変換方法を提供することにある。また、その様な電圧変換回路の使用方法を提供することも本発明の目的である。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の目的は、独立請求項の主題によって達成される。本発明の態様及び展開は従属請求項の主題である。
【０００６】
一態様に係る電圧変換回路は、第１出力部及び第２出力部を備え、これら第１出力部及び第２出力部の間に電気的負荷が接続されるようになっている。この電圧変換回路は、パルス幅変調クロック信号に応じ、第１出力部と第２出力部との間に出力信号を発生するように構成されている。更に電圧変換回路は、制御信号に応じて第１出力部に出力電圧を発生する順方向回路部を備える。また、フィードバック回路部が、第２出力部に接続された第１端子を有する第１蓄電器と、前記制御信号を生成する比較回路とを備えている。この場合、フィードバック回路部は、第１検出期間において、第２出力部における電圧に対応した第１電位を比較回路の比較入力部に与える。また、第２検出期間においては、第１蓄電器を介して第２出力部における電圧から得られた第２電位が比較入力部に与えられる。第１検出期間は、パルス幅変調クロック信号が第１状態にある期間の少なくとも一部に相当し、第２検出期間は、パルス幅変調クロック信号が第２状態にある期間の一部に相当する。また、第１蓄電器は、第１検出期間と第２検出期間との間の中間期間においてプリチャージされる。制御信号は、第１電位と第２電位とをそれぞれ評価することによって生成される。
【０００７】
パルス幅変調クロック信号の第１状態は、電圧変換回路が作動している間に電気負荷に流れる電流を調整しうるものであり、第２出力部における電圧が、第１出力部における出力電圧と電気負荷における電圧降下とに応じて生じる。第２出力部におけるこのような電圧は、第１検出期間における第１電位としてそのまま用いることができる。パルス幅変調クロック信号の第２状態は、電気負荷に流れる電流が減少またはなくなるように調整するものであり、第２出力部には出力電圧に等しいか或いは類似した高い電圧が生じる。第１蓄電器を介し、このような第２出力部における高い電圧が、より低い電圧へと転換されて第２電位となる。換言すれば、第１電位及び第２電位は、基本的に同じ値とすることが可能である。第２検出期間において出力電圧が変動した場合、第２電位が第１蓄電器の電圧変動に応じて変化することになる。
【０００８】
従って、電気負荷がオン状態にある間だけではなく、電気負荷がオフ状態にある間においても、出力電圧の変動を検出することが可能となり、出力電圧の制御をより一層円滑に高い精度で行うことが可能となる。更に、電圧制御によって生じるスイッチングノイズを低減することが可能となる。
【０００９】
パルス幅変調クロック信号が第１の状態にある期間の全体を第１検出期間とすることが可能である。また、パルス幅変調クロック信号が第１の状態にある期間の一部のみを第１検出期間とすることも可能である。パルス幅変調クロック信号が第１の状態から第２の状態に切り替わる際には、上述したように、第２出力部における電圧が変化する。このような電圧変化は第１蓄電器に与えられ、充電及びそれに伴って生じる第１蓄電器の電圧が、第１状態と第２状態の間での第２出力部における電圧変化と実質的に等しくなる。
【００１０】
第１蓄電器の充電が行われた後は、この充電電圧を用い、第２出力部において変化する電圧から第２電位を得ることが可能となる。従って、第２検出期間は、パルス幅変調クロック信号が第２状態にある期間の一部に相当するものとなる。例えば、第２検出期間は、第１状態から第２状態に切り替わってから少し間をおいて開始され、第１状態に戻ったときに終了する。
【００１１】
一態様では、第１検出期間において第２出力部を比較入力部に直接的に接続し、第２検出期間においては第１蓄電器を介して第２出力部を比較入力部に接続するようにフィードバック回路部が構成される。従って、第１検出期間及び第２検出期間の両方において、比較回路により、同様の評価、即ち連続的に電圧または電位の評価を行うことができる。
【００１２】
例えば、比較回路は第１電位及び第２電位のそれぞれと基準電圧との比較結果に応じて制御信号を生成するようになっている。即ち、第１検出期間においては第１電位を基準電圧と比較し、第２検出期間においては第２電位を同じ基準電圧と比較する。従って、それぞれの電位を実質的に連続的に比較回路で評価することが可能であり、電圧制御の精度を向上させることができる。
【００１３】
更なる態様において、フィードバック回路部は、第２出力部を比較入力部に接続する第１スイッチを備える。また、第１蓄電器の第２端子は、第２スイッチを介して比較入力部に接続されている。これら第１及び第２スイッチをそれぞれ制御することにより、第１及び第２電位を取り出すことが可能となる。第１スイッチは、第２出力部を比較入力部に直接的に接続するのが好ましい。また、第１蓄電器の第１端子が第２出力部に直接的に接続されると共に、第１蓄電器の第２端子が第２スイッチのみによって比較入力部に接続されているのが好ましい。
【００１４】
更なる態様において、フィードバック回路部は、比較入力部に接続された入力部と、第３スイッチを介して第１蓄電器の第２端子に接続された出力部とを有するバッファ増幅器を備えている。従って、第３スイッチが閉じた状態にある場合、比較入力部におけるそれぞれの電位が緩衝された状態で第１蓄電器の第２端子に供給される。これにより、第１検出期間において第１電位で第１蓄電器をプリチャージしておき、パルス幅変調クロック信号の状態が変化したときに、それによって生じる電圧変化が第１蓄電器に蓄えられるようにすることが可能となる。
【００１５】
更なる態様において、フィードバック回路部は、比較入力部と接地電位端子との間に接続された第２蓄電器を備える。従って、比較入力部の電位を第２蓄電器に蓄えておき、他の電位が比較入力部に供給されなくなるような期間において、この蓄えた電位を比較回路で評価することが可能となる。第２蓄電器に蓄えられた電位も、バッファ増幅器を介した第１蓄電器のプリチャージに用いることができる。
【００１６】
従って、本態様におけるフィードバック回路部は２つの蓄電器を備えており、第１蓄電器は第２検出期間での第２出力部における電圧に追従し、第２蓄電器は比較入力部における基本的に安定した或いは一定の電圧を維持する。従って、このような回路は、第１及び第２蓄電器がどのように接続されるかという実態に拘わらず、そのフィードバック回路部に２つの系統を有していることになる。
【００１７】
第１、第２及び第３スイッチのそれぞれの制御信号は、パルス幅変調クロック信号から得るのが好ましい。
【００１８】
更なる態様において、電圧変換回路は、第２出力部に接続された電流源を備えており、この電流源は、パルス幅変調クロック信号によって制御可能となっている。例えば、電流源は、パルス幅変調クロック信号の第１状態に対応して第１電流を供給し、パルス幅変調クロック信号の第２状態に対応して第２電流を供給するように構成されている。例えば、第１電流は電気負荷を作動状態で駆動するための電流である一方、第２電流は電気負荷がオフ状態にあるときの電流である。第２電流は零とすることも可能であるが、零ではない微少電流とするのが好ましい。換言すれば、第１及び第２電流は零から識別可能であるのが好ましい。
【００１９】
第１出力部における出力電圧を生成するための制御信号は、上述した態様を用い、実質的に連続的に生成することが可能である。但し、パルス幅変調クロック信号の第２状態に基本的に対応するオフ状態では、電気負荷が少ないエネルギしか必要としないので、第２状態にある期間の全てに亘っては出力電圧を積極的に制御しなくてもよい。このため、一態様においては、更にクロック信号化されたアクティベーション信号とパルス幅変調クロック信号の状態とに応じて出力電圧が生成されるように順方向回路部が構成されている。例えば、パルス幅変調クロック信号が第２状態にある場合、アクティベーション信号がアクティブ状態、即ちハイ状態にある場合に限り、制御信号が出力電圧の制御に使用されるようにしてもよい。
【００２０】
電圧変換方法の一態様では、第１出力部と第２出力部との間に接続された電気負荷が設けられる。また、第２出力部に接続された第１端子を有する蓄電器が設けられる。制御信号に応じ、第１出力部に出力電圧が発生する。また、パルス幅変調クロック信号に応じ、第１出力部と第２出力部との間に出力信号が生成される。パルス幅変調クロック信号が第１状態にある期間の少なくとも一部に相当する第１検出期間においては、第２出力部における電圧に対応した第１電位が基準電圧と比較される。パルス幅変調クロック信号が第２状態にある期間の一部に相当する第２検出期間においては、第２出力部における電圧から蓄電器を介して得られた第２電位が同じく基準電圧と比較される。また、蓄電器は、第１検出期間と第２検出期間との間の中間期間においてプリチャージされる。制御信号は、第１電位及び第２電位の前記比較結果に応じて生成される。
【００２１】
このような方法を用いることにより、パルス幅変調クロック信号に応じて第２出力部における電圧が変化しても、出力電圧を制御するための制御信号を実質的に連続的に生成することが可能となる。従って、電圧制御の精度を向上させることができる。
【００２２】
また、第１検出期間と第２検出期間との間の中間期間において、蓄電器がプリチャージされるようになっているので、例えば、この中間期間におけるプリチャージにより、パルス幅変調クロック信号の第１状態から第２状態への切り替え後の第２出力部における電圧変化を蓄電器に蓄えることが可能となる。
【００２４】
出力信号を生成する方法の一態様においては、パルス幅変調クロック信号の第１状態に対応して第１電流が供給され、パルス幅変調クロック信号の第２状態に対応して第２電流が供給される。第１電流は電気負荷を駆動する電流であり、第２電流は電気負荷がオフ状態にあるときの電流である。第１電流及び第２電流は、いずれも零から識別可能であるのが好ましい。
【００２５】
電圧変換回路及び電圧変換方法の上記の様々な態様は、例えば照明装置に適用することが可能であって、この場合、電気負荷には発光素子が設けられる。出力電圧がより連続的に制御されることから、制御過程においてスイッチングの必要性を低減することが可能となり、電圧変換回路及び当該回路を用いた照明装置のスイッチングノイズを低減することができる。例えば、このような照明装置は、スイッチングノイズの影響を受けやすい携帯電話やその他の装置などの表示装置としてもよい。発光素子は、従来から用いられている様々な色のＬＥＤや有機発光素子とすることが可能である。また、例えば、上述した態様は、動的な輝度が適用されたパルス幅変調クロック信号用の外部入力部を有する照明装置に用いることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】電圧変換回路の第１実施形態を示す図である。
【図２】制御可能な電流源の一例を示す図である。
【図３】電圧変換回路で用いられる信号を示すタイムチャートである。
【図４】電圧変換回路の第２実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照し、具体的な実施形態に基づき本発明を詳細に説明する。
【００２８】
図１は、電圧変換回路の一実施形態を示しており、この電圧変換回路は、順方向回路部ＦＷＤ、フィードバック回路部ＦＢＫ、第１出力部Ｏ１、第２出力部Ｏ２、及び電流源ＣＳを備えている。そして、電流源ＣＳは、第２出力部Ｏ２と接地電位端子ＧＮＤとの間に接続されている。第１出力部Ｏ１と第２出力部Ｏ２との間には電気負荷ＬＤが接続されており、この電気負荷ＬＤは２つのＬＥＤとして具体的に示されている。順方向回路部ＦＷＤは、電圧源ＶＢに接続された誘導素子Ｌを備えている。更に、この誘導素子Ｌは、ショットキーダイオードＳＤを介して第１出力部Ｏ１に接続されている。第１出力部Ｏ１と接地電位端子ＧＮＤとの間には、蓄電器Ｃ０が接続されている。スイッチＳＷ４は、誘導素子ＬとショットキーダイオードＳＤとの接続部を接地電位端子に接続するものであり、フィードバック回路部ＦＢＫを構成する比較回路ＣＣを介して供給される制御信号によって制御可能となっている。
【００２９】
フィードバック回路部ＦＢＫは、比較回路ＣＣと、この比較回路ＣＣの比較入力部ＣＩと第２出力部Ｏ２との接続部とからなる。ここで、実際には第１スイッチＳＷ１が、第２出力部Ｏ２を比較入力部ＣＩに直接的に接続している。更に、第２出力部Ｏ２に接続された第１端子１１と、第２端子１２とを有する第１蓄電器Ｃ１が設けられている。第２端子１２は、第２スイッチＳＷ２により比較入力部ＣＩに接続される。更に、バッファ増幅器ＢＵＦがフィードバック回路部ＦＢＫに含まれており、このバッファ増幅器ＢＵＦは、比較入力部ＣＩに接続された入力部ＢＩＮと、第３スイッチＳＷ３を介して第１蓄電器Ｃ１の第２端子１２に接続された出力部ＢＯＴとを有している。比較入力部ＣＩは、第２蓄電器Ｃ２を介して接地電位端子ＧＮＤに接続されている。比較回路ＣＣは、比較入力部ＣＩに接続された反転入力部−と、基準電圧端子ＶＲＥＦに接続された非反転入力部＋とを有した比較素子ＣＭＰを備えている。比較素子ＣＭＰの出力部はコントロールユニットＣＴＬに接続されており、このコントロールユニットＣＴＬの出力部が、順方向回路部ＦＷＤのスイッチＳＷ４に制御信号を供給すべく接続されている。
【００３０】
電圧変換回路の作動中、順方向回路部ＦＷＤを介し、第１出力部Ｏ１に出力電圧ＶＤＣが生成される。スイッチＳＷ４が閉じると、電圧源ＶＢにより誘導素子Ｌに電気エネルギが蓄えられる。スイッチＳＷ４が開くと、誘導素子Ｌに蓄えられた電気エネルギが、ショットキーダイオードＳＤを介して第１出力部Ｏ１に供給されると共に蓄電器Ｃ０を充電する。従って、スイッチＳＷ４をオン・オフさせることにより出力電圧ＶＤＣが生じ、このときの出力電圧ＶＤＣの値は、スイッチＳＷ４に供給される制御信号に依存したものとなる。また、代替の実施形態として、ショットキーダイオードＳＤを一般的なダイオードに置き換えてもよいし、制御信号もしくは制御信号から得られる信号に応じて制御されるトランジスタに置き換えてもよい。
【００３１】
電流源ＣＳはパルス幅変調クロック信号ＰＷＭによって制御され、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にあるときには、電気負荷ＬＤに流れる電流が第１電流となり、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第２状態にあるときには、電気負荷ＬＤに電流が流れなくなるか或いは微少電流が流れるようになっている。従って、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にあるときには、電気負荷ＬＤにおいて電圧降下が生じ、第２出力部Ｏ２には、低い電圧値の電圧ＶＳＩＮＫが生じることになる。また、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第２状態にあるときには、電気負荷ＬＤを流れる電流が減少するため、電気負荷ＬＤにおける電圧降下が減少し、電圧ＶＳＩＮＫが高い電圧値に変化する。パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にあるときには、第１スイッチＳＷ１が閉じることにより、電圧ＶＳＩＮＫが第１電位として比較入力部ＣＩに供給され、比較入力部ＣＩにフィードバック電圧ＶＦＢを与える。そして、第２蓄電器Ｃ２がフィードバック電圧ＶＦＢの値まで充電される。パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にあるとき、第２スイッチＳＷ２は制御信号ＰＦＢに対応して開かれる。また、バッファ増幅器ＢＵＦ及び第３スイッチＳＷ３を介し、第１蓄電器Ｃ１が、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭの第１状態と第２状態との間の電圧変化に応じた電圧までプリチャージされる。このプリチャージは、スイッチＳＷ３を制御するプリチャージ信号ＰＲＣに応答して行われる。フィードバック回路部ＦＢＫの機能については、図３に基づき更に詳細に説明する。
【００３２】
図２は、第１電流源ＣＳ１及び第２電流源ＣＳ２を備えた電流源ＣＳの一実施形態を示している。第２電流源ＣＳ２は、第２出力部Ｏ２と接地電位端子ＧＮＤとの間に固定的に接続されており、比較的小さな小電流ＩＬを供給する。第１電流源ＣＳ１は、直列に接続された制御スイッチＳＷＣを介し、第２電流源ＣＳ２と並列に接続されており、この制御スイッチＳＷＣは、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭによって制御されるようになっている。従って、制御スイッチＳＷＣが開状態にある場合、電流源ＣＳの総出力電流ＩＴは、第２電流源ＣＳ２の小電流ＩＬとなり、制御スイッチＳＷＣが閉状態にある場合、電流源ＣＳの総出力電流ＩＴは、小電流ＩＬと第１電流源ＣＳ１の大電流ＩＨとの和になる。
【００３３】
電流源ＣＳの代替の実施形態として、第１電流源からの電流と第２電流源からの電流とのいずれか一方から総出力電流が得られるように、２つの電流源を切り替えるようにすることも可能である。
【００３４】
図３は、図１の電圧変換回路の実施形態において用いる信号の具体例を示すタイムチャートである。図中の第１信号は、第１状態の１及び第２状態の０を有したパルス幅変調クロック信号ＰＷＭである。パルス幅変調クロック信号ＰＷＭのクロック周期は、２つのクロック立ち上がり部分の間隔ＴＰＷＭで示されている。図１に関して前述したように、第２信号、即ち第２出力部Ｏ２における電圧ＶＳＩＮＫは、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭの状態によって変化することが判る。例えば、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にある場合、電圧ＶＳＩＮＫは低い値ＶＬを有する一方、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第２状態にある場合、電圧ＶＳＩＮＫは高い値ＶＨに変化する。
【００３５】
図１を参照すると、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にある間、第１スイッチＳＷ１は閉じられており、比較入力部ＣＩにフィードバック電圧ＶＦＢを生じさせる第１電位は、低い値ＶＬを有した電圧ＶＳＩＮＫによって定まる。図３から判るように、このパルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にある期間に相当する第１検出期間ＳＰ１の間、プリチャージ信号ＰＲＣがハイ状態にあることにより、第３スイッチＳＷ３が閉状態となる。従って、第１蓄電器Ｃ１の第２端子１２は、フィードバック電圧ＶＦＢ、即ち低い値ＶＬで充電されることになる。第２スイッチＳＷ２は、制御信号ＰＦＢに応答し、第１検出期間において開状態となっている。
【００３６】
パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第２状態０に変化すると、第１スイッチＳＷ１が開かれる。第１検出期間ＳＰ１に続く第１中間期間ＩＰ１において第３スイッチＳＷ３は、依然としてハイ状態にあるプリチャージ信号ＰＲＣに対応して閉状態を維持する。フィードバック電圧ＶＦＢは、第２蓄電器Ｃ２が充電されていることから、実質的に一定に維持される。従って、第１中間期間ＩＰ１において、第１蓄電器Ｃ１の第２端子１２には、引き続きフィードバック電圧ＶＦＢを供給することができる。バッファ増幅器があるので、第２蓄電器Ｃ２の電位は、第１蓄電器Ｃ１を第２端子１２において充電している間、実質的に一定に保持される。更に、第１中間期間ＩＰ１において、高い値ＶＨを有した電圧ＶＳＩＮＫが第１蓄電器Ｃ１の第１端子に供給され、第１中間期間ＩＰ１にわたって、低い値ＶＬと高い値ＶＨとの間の電圧変化が、第１蓄電器Ｃ１に動的に蓄えられる。なお、厳密に言えば、実際の回路の場合に電圧ＶＳＩＮＫは、低い値ＶＬから高い値ＶＨへの電圧ＶＳＩＮＫの立ち上がりに一定の時間を要するように図３に示される。従って、第１中間期間ＩＰ１は、電圧ＶＳＩＮＫが高い値ＶＨに達することができるような長さに選定されなければならない。
【００３７】
第１中間期間ＩＰ１の終了時点で第１蓄電器Ｃ１の充電が完了すると、プリチャージ信号ＰＲＣに応答してスイッチＳＷ３が開く。第２中間期間ＩＰ２の後、制御信号ＰＦＢはハイ状態となり、第２スイッチＳＷ２が閉じて、第１蓄電器Ｃ１の第２端子１２が比較入力部ＣＩに電気的に接続される。蓄電器Ｃ１はプリチャージされているので、電圧ＶＳＩＮＫから第１蓄電器Ｃ１を介して第２電位が得られ、この第２電位は、第２中間期間ＩＰ２の終了までフィードバック電圧ＶＦＢに対して実質的に変化することはない。従って、第２中間期間ＩＰ２終了後に始まりパルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態に変化すると終了する第２検出期間において、フィードバック電圧ＶＦＢが検出される。
【００３８】
上述の説明から判るように、フィードバック電圧ＶＦＢは、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態及び第２状態のいずれにあるときも実質的に一定に維持され、換言すれば連続的に実質一定となる。フィードバック電圧ＶＦＢは、比較回路ＣＣにより、基準電圧端子ＶＲＥＦに供給される基準電圧と比較される。フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧との比較結果に応じた制御ユニットＣＴＬの出力部における制御信号の発生は広く知られているので、ここでは詳細な説明を省略する。
【００３９】
電気負荷ＬＤの電流が電流源ＣＳにより一定に定められることから、電気負荷ＬＤにおいてそれぞれ生じる電圧降下は基本的に一定となる。従って、出力電圧ＶＤＣの変動は、第２出力部Ｏ２における電圧ＶＳＩＮＫの値を直接的に左右するものとなる。出力電圧ＶＤＣの制御は、第２出力部Ｏ２に生じた電圧ＶＳＩＮＫが、基準電圧端子ＶＲＥＦにおける基準電圧と等しくなるように行われる。従って、図１に示す実施形態によれば、電圧ＶＳＩＮＫに生じるいかなる変動も、フィードバック電圧ＶＦＢの値に影響を及ぼすことになるので、電圧ＶＳＩＮＫを直接的に評価可能な第１検出期間ＳＰ１のみならず、第２検出期間においても出力電圧ＶＤＣの変動を検出することが可能となる。
【００４０】
図４は、図１に示す回路を発展させた電圧変換回路となる別の実施形態を示している。それ故、図４については、図１に関して説明した要素及び機能に関する再度の説明を行わないものとする。
【００４１】
図１に示す要素に加え、順方向回路部ＦＷＤは、０及び１の２つの位置を有した追加スイッチＳＷ５を備えており、位置１においては、例えば直接的に、制御ユニットＣＴＬの出力部に接続して、図１に関して説明したようにして生成された制御信号を受け取るようになっている。位置０は、論理積ゲートＬＧの出力部に接続されており、この論理積ゲートＬＧの一方の入力部は制御ユニットＣＴＬの出力部に接続され、他方の入力部にはアクティベーション信号ＡＣＴが供給されるようになっている。このアクティベーション信号ＡＣＴは、例えばパルス幅変調クロック信号ＰＷＭのクロック周期ＴＰＷＭに一致するクロック周期を有したクロック信号である。
【００４２】
パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第１状態にある間、例えば誘導素子Ｌ及び蓄電器Ｃ０に蓄えられた電気エネルギが電気負荷ＬＤに使用される。従って、このときには、制御信号を直接的且つ継続的にスイッチＳＷ４に供給することにより、出力電圧ＶＤＣを継続的に制御するのが有効である。パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第２状態にある間、電気負荷はさほどエネルギを必要としないため、誘導素子Ｌ及び蓄電器Ｃ０へのエネルギ蓄積に対応する出力電圧ＶＤＣの連続的な制御を不要としてもよい。このため、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第２状態にある場合には、スイッチＳＷ４が論理積ゲートＬＧの出力信号によって制御される。即ち、クロック信号化されたアクティベーション信号ＡＣＴがハイ状態にある間だけ、制御信号がスイッチＳＷ４に供給される。例えば、アクティベーション信号ＡＣＴにおけるハイ状態の期間は、パルス幅変調クロック信号ＰＷＭが第２状態にある期間の所定割合、例えば１０％の部分に相当している。これにより、スイッチＳＷ４のオン・オフを抑制し、発生しうるスイッチングノイズを更に低減することが可能となる。
【００４３】
上述した実施形態によれば、電圧変換回路の単一の測定点における電圧変動を連続的に検出して出力電圧を制御することが可能となる。従って、この電圧変換回路は、高い精度で出力電圧の制御を行うことが可能となる。更に、制御に用いる電圧を単一の接続点で得ることができるので、回路を容易に構成することが可能となる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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