(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制限増幅器（LA）によって出力される差動データ信号を、ミラー増幅器を有するフィルタにおいて受領する段階であって、前記差動データ信号は、少なくとも部分的には前記LAに加えられる閾値調整信号から帰結する出力直流（DC）オフセットまたは前記LAの一つまたは複数の物理的な特性によって引き起こされる固有DCオフセットを含む、段階と；
前記閾値調整信号に基づいて補償信号を生成する段階であって、前記補償信号の極性は前記閾値調整信号または前記DCオフセットの極性とは逆であり、前記補償信号の大きさは前記閾値調整信号の大きさの関数である、段階と；
前記ミラー増幅器の一つまたは複数の増幅段をその線形動作領域に保持するために、前記DCオフセットを補償するよう前記ミラー増幅器の内部ノードに前記補償信号を導入する段階とを含む、
方法。
【請求項２】
前記フィルタによって前記出力DCオフセットを感知する段階と、感知された出力DCオフセットを、前記出力DCオフセットを打ち消すよう負帰還において前記フィルタから前記LAの入力段に伝える段階とをさらに含む、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記固有DCオフセットを引き起こす前記LAの前記物理的な特性の一つまたは複数が、前記LAにおける一つまたは複数のトランジスタの一つまたは複数の寸法またはドーピング特性を含む、請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記補償信号の大きさが前記閾値調整信号の大きさの所定の割合である、請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記閾値調整信号が前記LAのスライス・レベルを実現する、請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記フィルタは低域通過フィルタであり、
前記ミラー増幅器は前記フィルタのキャパシタンスを1＋Av倍に増幅し、
Avは前記ミラー増幅器の開ループ利得である、
請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記ミラー増幅器が：
第一の増幅器段と；
第二の増幅器段と；
前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のnmos差動ペアと；
前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のpmos差動ペアとを有する、
請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記閾値調整信号の極性が正である場合、生成される補償信号の極性は負であり、前記内部ノードの電圧は下げられ；
前記閾値調整信号の極性が負である場合、生成される補償信号の極性は正であり、前記内部ノードの電圧は上げられる、
請求項７記載の方法。
【請求項９】
当該方法がさらに、前記補償信号と等しい大きさおよび前記補償信号の極性と逆の極性をもつ相補補償信号を生成する段階を含み、
前記ミラー増幅器が第一の内部ノードおよび第二の内部ノードを有し、
前記第一の内部ノードおよび前記第二の内部ノードのうち、前記補償信号が導入される内部ノードは、前記閾値調整信号の極性に依存する、
請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記閾値調整信号の極性が正である場合は、
生成される補償信号の極性は負であり、前記第一の内部ノードの電圧は下げられ、
生成される相補補償信号の極性は正であり、前記第二の内部ノードの電圧は上げられ、
前記閾値調整信号の極性が負である場合は、
生成される補償信号の極性は正であり、前記第一の内部ノードの電圧は上げられ、
生成される相補補償信号の極性は負であり、前記第二の内部ノードの電圧は下げられる、
請求項９記載の方法。
【請求項１１】
制限増幅器（LA）によって出力される差動データ信号を受領するよう構成された、ミラー増幅器を有するフィルタであって、前記差動データ信号は、少なくとも部分的には前記LAに加えられる閾値調整信号から帰結する出力直流（DC）オフセットまたは前記LAの一つまたは複数の物理的な特性によって引き起こされる固有DCオフセットを含む、フィルタと；
前記閾値調整信号に基づいて補償信号を生成するよう構成された電流発生器であって、前記補償信号の極性は前記閾値調整信号または前記DCオフセットの極性とは逆であり、前記補償信号の大きさは前記閾値調整信号の大きさの関数である、電流発生器とを有する回路であって；
前記補償信号は、前記ミラー増幅器の一つまたは複数の増幅段をその線形動作領域に保持するために、前記DCオフセットを補償するよう前記ミラー増幅器の内部ノードに導入される、
回路。
【請求項１２】
前記フィルタが前記出力DCオフセットを感知し、感知された出力DCオフセットを、前記出力DCオフセットを打ち消すよう負帰還において前記LAの入力段に伝えるよう構成されている、請求項１１記載の回路。
【請求項１３】
前記固有DCオフセットを引き起こす前記LAの前記物理的な特性の一つまたは複数が、前記LAにおける一つまたは複数のトランジスタの一つまたは複数の寸法またはドーピング特性を含む、請求項１１記載の回路。
【請求項１４】
前記補償信号の大きさが前記閾値調整信号の大きさの所定の割合である、請求項１１記載の回路。
【請求項１５】
前記閾値調整信号が前記LAのスライス・レベルを実現する、請求項１１記載の回路。
【請求項１６】
前記フィルタは低域通過フィルタであり、
前記ミラー増幅器は前記フィルタのキャパシタンスを1＋Av倍に増幅し、
Avは前記ミラー増幅器の開ループ利得である、
請求項１１記載の回路。
【請求項１７】
前記ミラー増幅器が：
第一の増幅器段と；
第二の増幅器段と；
前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のnmos差動ペアと；
前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のpmos差動ペアとを有する、
請求項１１記載の回路。
【請求項１８】
前記閾値調整信号の極性が正である場合、前記電流発生器は、前記内部ノードの電圧を下げる負の極性をもつ補償信号を生成し；
前記閾値調整信号の極性が負である場合、前記電流発生器は、前記内部ノードの電圧を上げる正の極性をもつ補償信号を生成する、
請求項１７記載の回路。
【請求項１９】
前記電流発生器がさらに、前記補償信号と等しい大きさおよび前記補償信号の極性と逆の極性をもつ相補補償信号を生成するよう構成されており、
前記ミラー増幅器が第一の内部ノードおよび第二の内部ノードを有し、
前記第一の内部ノードおよび前記第二の内部ノードのうち、前記補償信号が導入される内部ノードは、前記閾値調整信号の極性に依存する、
請求項１８記載の回路。
【請求項２０】
前記閾値調整信号の極性が正である場合は、
生成される補償信号の極性は負であり、前記第一の内部ノードの電圧は下げられ、
生成される相補補償信号の極性は正であり、前記第二の内部ノードの電圧は上げられ、
前記閾値調整信号の極性が負である場合は、
生成される補償信号の極性は正であり、前記第一の内部ノードの電圧は上げられ、
生成される相補補償信号の極性は負であり、前記第二の内部ノードの電圧は下げられる、
請求項１９記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は概括的には、増幅回路における直流（DC）オフセットの打ち消しまたは補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
集積された制限増幅器（LA:  limiting  amplifier）では、LAの直流（DC）オフセットを感知し、抽出するために、大きな抵抗／キャパシタンス（RC）比の低域通過フィルタが典型的には使われる。DCオフセットは、数ある可能性の中でも、寸法のミスマッチまたはLAの構成トランジスタのドーピング特性のために生じる固有のDCオフセットを含む一つまたは複数の寄与をもちうる。フィルタの出力――DCオフセット――は、該DCオフセットを打ち消すまたは補償するために負のフィードバックでLAの入力段にフィードバックされる。典型的には、業界規格はフィルタの時定数が非常に大きい（たとえば数十キロヘルツ（kHz））ことを指定している。それにより、LAの低周波数カットオフが十分低くなり、LAは、LA出力信号中にベースラインのふらつき（「DCドリフト」ともいう）を導入することなく、連続同一ディジット（CID:  consecutive  identical  digit）の長いストリングを許容できる。結果として、フィルタ・キャパシタンス（C）は大きくなければならず、しばしばマイクロファラドの範囲となる。そのような大きなキャパシタンスをオンチップで実現することは非常に大きなチップ（たとえばシリコン・チップ）面積を要求する。そのような要求される領域は高価であり、しばしば実現不能である。
【０００３】
よって、より小さな達成可能なシリコン・チップ領域で大きな必要とされるキャパシタンスを生成するために、フィルタのコンデンサはしばしば、フィルタの有効キャパシタンスを上げるために、負帰還ループ中に含められる。これは、ミラー効果（Miller  effect）と呼ばれるよく知られた技法である。「ミラー・ループ」とも称されるこのフィードバック・ループは一般に、一つまたは複数の電圧増幅器（まとめて「ミラー増幅器」と称される）を含む。具体的には、ミラー増幅器を使うと、フィルタのキャパシタンスは1＋Av培に増加されうる。ここで、Avはミラー増幅器の全電圧利得である。ミラー・ループの増幅器（すなわち、ミラー増幅器）は、所望されるキャパシタンス増幅を実現するために、線形の動作領域に留まるべきである。増幅器が非線形になったら、利得Avは減少し、結果として、フィルタの増幅されるキャパシタンスも減少する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来技術の課題を解決する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
請求項記載の手段によって解決する。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】例示的な制限増幅器回路を示す図である。
【図２】閾値調整を必要とする不均等なノイズ分布をもつ信号を示す図である。
【図３】例示的な低域通過フィルタの周波数応答を示すプロットである。
【図４】例示的な制限増幅器回路の周波数応答を示すプロットである。
【図５】適用される閾値調整電圧の関数として例示的な低域通過フィルタの帯域幅を示すプロットである。
【図６】例示的な制限増幅器回路に加えられた閾値調整信号がある場合の、フィルタに補正信号が加えられるときと補正信号が加えられないときの例示的な低域通過フィルタの周波数応答を示す二つのプロットである。
【図７】適用される閾値調整電圧の関数として例示的な制限増幅器回路の出力電圧オフセットを示すプロットである。
【図８】図１の制限増幅器回路の特定の例示的な実装を示す図である。
【図９】例示的な低域通過フィルタを示す図である。
【図１０】例示的なフィードバック増幅器を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
個別的な諸実施形態は、集積された制限増幅器（LA）回路において使用される低域通過フィルタにおいて、該LA回路における固有DCオフセットまたは閾値調整（「スライス・レベル」調整としても知られる）から帰結するDCオフセットの存在のもとでループ線形性を維持するための電子回路、装置、システムまたは方法に関する。個別的な諸実施形態は、LA回路中の低域通過フィルタであって、当該低域通過フィルタのキャパシタンスを増幅するためのミラー増幅器（または「ミラー・ループ」）を含む、低域通過フィルタに関する。個別的な諸実施形態では、ミラー・ループにおける線形性を維持するために、加えられる閾値調整電流と逆極性の電流がミラー・ループの内部ノード中に注入される。個別的な諸実施形態では、ミラー・ループ中に注入される電流の大きさは、閾値調整電流の大きさに対する、静的に事前決定されるまたは動的に決定されるある割合である。個別的な諸実施形態では、ミラー・ループによるキャパシタンス増幅は、LA回路中のDCオフセットの大きさによらずに維持される。個別的な諸実施形態では、ループ線形性を、よって低域通過フィルタにおけるキャパシタンス増幅を維持することによって、固有DCオフセットか閾値調整かに関わりなく、諸動作条件を通じて、LA回路の低周波数カットオフ仕様が満たされることが保証される。
【０００８】
個別的な諸実施形態は、光通信において利用されるシリアル化解除器〔デシリアライザ〕内のLA回路に関する。しかしながら、代替的な実施形態は、適宜、他の具体的な用途や光通信でない用途（たとえば電子を使う有線通信）で利用されてもよい。個別的な諸実施形態は、高速通信システム（たとえば10ギガビット毎秒（Gb/s）より大きなデータ・ビット・レート）において、一層個別的な実施形態では、20Gb/sまたは40Gb/sまたはそれを超えるデータ・レートをもつ通信システムにおいて利用されてもよい。さらに、ここでの用法では、「または」は「または」のほかに「および」を含意することもある。つまり、「または」は、明示的に述べられているか暗黙的に含意されているのでない限り、必ずしも「および」を除外するものではない。
【０００９】
図１は、増幅回路１０２、低域通過フィルタ回路１０４（「LPF  １０４」）、閾値調整電流発生器１０６およびフィードバック増幅器回路（「AFB」）１０８を含む例示的なLA回路アーキテクチャ１００（「LA  １００」）を示している。ある例示的実施形態では、LA  １００は、20Gb/sのデータ・レートをもつデータ・ストリームを処理するよう構成されている。個別的な諸実施形態では、LA  １００はトランスインピーダンス増幅器から差動入力データ信号を受け取る。個別的な諸実施形態では、差動入力データ信号は、約20Gb/sのデータ・レートをもち、第一の入力データ信号（ストリーム）成分DINおよび第二の入力データ信号（ストリーム）成分DINXを含む（ここで、DINXはDINの相補信号である）。個別的な諸実施形態では、LA  １００は、入力データ信号と同じデータ・レートをもち、第一の出力データ信号（ストリーム）成分DOUTXおよび第二の出力データ信号（ストリーム）成分DOUTXを含む（ここで、DOUTXはDOUTの相補信号である）を含む差動出力データ信号を出力する。
【００１０】
個別的な諸実施形態では、閾値調整電流発生器１０６は閾値調整入力信号THADJ（あるいは、後述するように、閾値調整入力信号に基づく信号）を受け取るよう構成されている。閾値調整電流発生器１０６はこれを使って閾値調整（または「スライス調整」）出力信号ITHを決定して出力し、そのITHが次いでAFB  １０８に入力される。するとAFB  １０８は、差動フィードバック電圧信号VFBおよびVFBXを生成し（ここで、VFBXはVFBの相補信号）、次いでこれらがLA  １００のスライス・レベルを調整するために増幅回路１０２に入力される。
【００１１】
個別的な諸実施形態では、LPF  １０４は、抵抗器、コンデンサおよび該コンデンサのまわりに含められるフィードバック・ループを有している。このフィードバック・ループは典型的にはミラー・ループとして知られる。ミラー・ループの称は、LPF  １０４の有効キャパシタンスを増幅するためにフィードバック（ミラー効果）を利用することによる。上記のように、より小さな達成可能なシリコンまたは他のチップ面積において大きな必要とされるキャパシタンスを生成するために、LPF  １０４の有効キャパシタンスをフィードバックにより増大させるために、LPF  １０４においてミラー・ループが使われる。具体的には、ミラー・ループを使って、LPF  １０４のキャパシタンスは1＋Av倍に増大されうる。ここで、Avはミラー・ループをなす一つまたは複数の増幅器（まとめて「ミラー増幅器」と称される）の全利得である。所望されるキャパシタンス増幅を実現するためには、ミラー増幅器のまわりのフィードバック・ループは、線形のままであるべきである。ループが非線形になったら、利得Avが減少し、結果として、LPF  １０４の増幅されたキャパシタンスも減少する。
【００１２】
背景として、光受信器において動作するLAは典型的には、LAの閾値（または「スライス」）レベル、すなわちデータ信号が論理的な「1」または論理的な「0」であると判断される判定電圧を制御する機構を含んでいる。閾値レベルは、LA中に人工的なオフセットを導入する閾値調整信号に基づいて調整されてもよい。例として、図２に示されるように、LA  １００への入力信号DINが有意に歪んでいる（たとえば、信号が不均等なノイズ分布をもつ）場合、LAの出力において最適な信号を生成するために、潜在的には大きな閾値調整VTHが必要とされる。図２では、曲線１１１は論理的な「1」の値をもつビットについてのノイズ分布を示し、曲線１１３は論理的な「0」の値をもつビットについてのノイズ分布を示し、曲線１１５はデフォルトのスライスする閾値（すなわち、論理的な「0」と論理的な「1」の中間）を示し、線１１７は閾値調整で達成される最適なスライス閾値を示す。しかしながら、大きな閾値調整VTHがLA  １００に、より詳細には増幅回路１０２に適用されるとき、LPF  １０４中のミラー・ループへの入力においても大きなオフセットが加えられることになる。このため、ミラー増幅器が非線形な領域で動作することがあり、よってキャパシタンス増幅を低下させる。さらに、LA  １００が最初から大きな固有DCオフセットをもつ場合（たとえば上記のような装置またはコンポーネントのミスマッチのため）、LPF  １０４内のミラー・ループの入力に加えられるオフセットは、LAに加えられる閾値調整とは関わりなく、やはり、ミラー増幅器に非線形領域で動作させるのに十分な振幅であることがある。いずれにせよ、LAに存在するオフセットがあれば、それは――固有のものだろうと適用される閾値調整によって引き起こされるのであろうと――典型的にはたとえば20ないし30デシベル（dB）の、大きな全LA利得によって増幅され、その後、LPF  １０４の入力に現れ、ミラー増幅器の利点を無にしてしまう。
【００１３】
図３は、LPF  １０４として使うのに好適であり、ミラー・ループを含む例示的な低域通過フィルタのシミュレートされた周波数応答を示している。図３に示されるように、ミラー・ループのミラー増幅器がその線形領域で動作する場合には、キャパシタンス増幅は最大化でき、低域通過フィルタの周波数応答は曲線３０１に従いうる。ミラー増幅器が飽和しはじめると、キャパシタンス増幅は低下し、低域通過フィルタの周波数応答は曲線３０３に従う。最後に、ミラー増幅器が完全に飽和する（または作用がなくなる）と低域通過フィルタのキャパシタンスは増幅されず、低域通過フィルタの周波数応答は曲線３０５に従いうる。
【００１４】
図４は、ミラー増幅器を含む低域通過フィルタ（たとえばLPF  １０４）を組み込む例示的なLA回路（たとえばLA  １００）の周波数応答を示している。図４に示されるように、ミラー増幅器がその線形領域で動作する場合には、キャパシタンス増幅は最大化でき、LAの周波数応答は曲線３０７に従いうる。ミラー増幅器が飽和しはじめると、キャパシタンス増幅は低下し、LAの周波数応答は曲線３０９に従う。最後に、ミラー増幅器が完全に飽和する（または作用がなくなる）と低域通過フィルタのキャパシタンスは増幅されず、LAの周波数応答は曲線３１１に従いうる。
【００１５】
閾値調整から帰結するDCオフセットを補償する際のミラー増幅器の効果または重要性をさらに例証するため、図５は、例示的な低域通過フィルタ（たとえばLPF  １０４）の帯域幅を、加えられる閾値調整電圧VTHの関数として示すプロットを示している。図のように、低域通過フィルタの帯域幅は、閾値調整信号の大きさが増すにつれて増加する（これは望ましくない）。（図５の横軸の単位はボルト、より詳しくはミリボルト（mV）であるが、これは単に説明目的のためであり、帯域幅の振る舞いを閾値調整信号の関数として図示するためには、任意の好適な単位が閾値調整信号のデジタル的な性質を反映するために使用されてもよいことを注意しておく。）図６は、例示的な低域通過フィルタ（たとえばLPF  １０４）の、閾値レベルが意図的に調整された例示的なLAによって生成される出力信号に応じる周波数応答を示している。キャパシタンスを増幅するためにミラー・ループが使われるが、ミラー増幅器がその飽和領域に遷移するとき、周波数応答は曲線３１５を取る。しかしながら、ミラー・ループの線形性を維持するために閾値調整電流ITHとして逆極性の補正電流ICORRが加えられる場合には、閾値調整があるもとで補正電流ICORRがミラー増幅を、よってフィルタの帯域幅も回復するよう機能するので、図９〜図１１を参照して後述するように、周波数応答は曲線３１７を取る。
【００１６】
さらに、図７は、加えられる閾値調整電圧の関数として、例示的なLA回路の出力電圧オフセットを示すプロットを示している。LA  １００に、より詳細には増幅回路１０２に閾値調整が適用されるとき、低域通過フィルタ１０４の入力であるLAの出力にオフセットが現れる。このオフセットのサイズは入力振れ幅（input  swing）に依存する。すなわち、所与の閾値調整の大きさに対しては、閾値振れ幅が小さいほどオフセットは大きい。オフセットが増すにつれ、ミラー増幅器の利得Avは低下し、フィルタの帯域幅を増加させる（これは望ましくない）。
【００１７】
図８は、増幅回路１０２、LPF  １０４、閾値調整電流発生器１０６およびAFB  １０８を含むLA  １００の例示的な回路実施形態を示している。図示した実施形態では、増幅回路１０２は、八つの電流モード論理（CML:  current  mode  logic）電圧利得段２１０、入力終端抵抗器２１２、二進‐温度計コード復号器２１８および信号強度インジケータ回路２２０を含む。図示した実施形態では、最初の利得段２１０は、AFB  １０８から補償信号VFBおよびVFBXを含むさまざまな入力を受け取る二つの差動段２１０ａおよび２１０ｂに分割される。
【００１８】
図９は、LPF  １０４の例示的な回路実施形態を示している。個別的な諸実施形態では、LPF  １０４はRCフィルタであり、コンデンサ２２２は、それらの有効キャパシタンスを増幅するミラー・フィードバック・ループに包まれている。フィードバック・ループの入力から見たキャパシタンスはCIN＝(1＋Av)Cであり、ここで、Avはミラー増幅器（すなわち、ミラー・フィードバック・ループに囲まれる諸増幅器）の全電圧利得であり、図示した実施形態ではA1×A2である。ここで、A1およびA2はそれぞれ増幅器２２４および２２６の利得である（一例では、A1＝A2＝16dB）。よって、LPF  １０４のRC時定数は2π×R×(1＋Av)Cとなり、ここで、Cは各コンデンサ２２２のキャパシタンス、Rは各抵抗器２２８の抵抗である。ある例示的実施形態では、コンデンサ２２２は、単位サイズのP-polyのコンデンサ・フィンガー（capacitor  finger）のアレイを使って実装され、増幅器２２４および２２６は抵抗装荷された（resistively-loaded）CML増幅器である。ある例示的実施形態では、R＝107キロオーム（kΩ）、C＝160ピコファラド（pF）である。
【００１９】
図示した実施形態では、LPF  １０４はさらに、二つの利得段２２４および２２６の間に置かれた、nmos（n型の金属‐酸化物‐半導体電界効果トランジスタ（MOSFET））およびpmos（p型のMOSFET）の差動ペア２３０および２３２をそれぞれ含む。差動ペア２３０は、nmos電流源２３８によってバイアスされ、差動ペア２３２はpmos電流源２４０によってバイアスされる。電流源２３８および２４０の大きさは等しい。個別的な諸実施形態では、差動ペア２３０および２３２はそれぞれ、互いに同じ大きさだが逆の極性をもつ電流源２３８および２４０から、フィードバック補償信号ICORR_NおよびICORR_P（まとめて「ICORR」と称される）を注入する。ここで、前記大きさは、AFB  １０８においてフィードバック・ループ中に注入される閾値調整電流ITHの関数であり、ICORRがLPF  １０４のミラー・ループに注入される極性はAFB  １０８においてITHが注入される極性の逆である。よって、適用される閾値調整が正であれば、信号「dir」（「direction」〔方向〕のdir）は論理的な「1」に設定され、dirxは論理的な「0」に設定され、差動ペア２３０はICORR_Nをnmos電流源２３８からフィードバック・ループのノード２３４中に注入してノード２３４での電圧を下げ、差動ペア２３２はICORR_Pをpmos電流源２４０からノード２３６中に注入してノード２３６での電圧を上げる。一方、適用される閾値調整が負であれば、信号「dir」は論理的な「0」に設定され、dirxは論理的な「1」に設定され、差動ペア２３０はICORR_Nをnmos電流源２３８からフィードバック・ループのノード２３６中に注入してノード２３６での電圧を下げ、差動ペア２３２はICORR_Pをpmos電流源２４０からノード２３４中に注入してノード２３４での電圧を上げる。これは図９に示されている。ループが線形のままである限り（すなわち、ミラー増幅器２２４および２２６がその線形領域で動作する限り）、有効キャパシタンスは(1＋Av)Cに増加する。増幅回路１０２が大きな固有オフセット（たとえば装置またはコンポーネントのミスマッチによって引き起こされる）または大きな閾値レベル調整をもつ場合、ループの入力には、すなわちDOUTXとDOUTとの間には、潜在的に大きなDC電圧オフセットが現れる。このDCオフセットは増幅器２２４および２２６によって増幅され、ミラー・ループを飽和させ、有効キャパシタンスのミラー増幅を低下させる。
【００２０】
よって、ICORR電流注入の極性を制御するデジタル信号であるゲート電圧dirおよびdirx（dirの相補信号）をもつ差動ペア２３０および２３２は、それぞれ電流源２３８および２４０から電流ICORR_NおよびICORR_Pを注入して、ループ（特に増幅器２２４および２２６）が飽和する（すなわち、非線形動作領域に移る）ことを防ぐ。すなわち、適用される閾値調整が正である場合、dirは論理的な高であり（dirxは論理的な低）、差動ペア２３０は、電流源２３８のICORR_Nをノード２３４に注入することによってノード２３４において電圧を引き下げ、一方、差動ペア２３２は、電流源２４０のICORR_Pをノード２３６に注入することによってノード２３６において電圧を上げる。逆に、適用される閾値調整が負である場合は、dirは低であり（dirxは高）、差動ペア２３２は、電流源２４０のICORR_Pをノード２３４に注入することによってノード２３４において電圧を上げ、一方、差動ペア２３０は、電流源２３８のICORR_Nをノード２３６に注入することによってノード２３６において電圧を下げる。このようにして、差動ペア２３０および２３２は、ノード２３４または２３６の一方を上げつつ、それらのノードの他方を下げ、それにより増幅器２２４と２２６の間の一定の共通モード電圧を維持する。
【００２１】
図示した実施形態では、ICORR_NおよびICORR_Pの大きさは等しく、ITH_NとITH_Pの大きさは等しく、閾値調整信号THADJによって決定される。ある個別的な実施形態では、閾値調整信号THADJは８ビット制御語であり、その最上位ビットが閾値レベル調整の極性を制御し、下位の７ビットがその大きさを制御する。これら低位７ビットは二進‐温度計コード復号器２１８によって127ビットの温度計コードの符号語に変換され、次いでその符号語が閾値調整電流発生器１０６に入力される。閾値調整電流発生器１０６は、二進‐温度計コード復号器２１８から受領された127ビットで符号化された語に基づいて、電流信号ITH（すなわち、ITH_NおよびITH_P、以下ではまとめてITHとも称する）およびICORR（すなわち、ICORR_NおよびICORR_P、以下ではまとめてICORRとも称する）を出力する。ある例示的実施形態では、ITHの大きさは、THADJに基づいて20マイクロアンペア（μA）のきざみ127段階において（0から2.54ミリアンペア（mA）まで）調整される。より特定的には、二進‐温度計コード復号器２１８から受領された127ビットで符号化された語に基づいてであり、この符号語のほうはTHADJの低位７ビットからの7ビット制御語に基づく。ある例示的実施形態では、ICORRの大きさは、THADJに基づいて40μAずつの15段階において（0から600μAまで）段階上昇させられる。ここでもまた、より特定的には、二進‐温度計コード復号器２１８から受領された127ビットで符号化された語に基づいてであり、この符号語のほうはTHADJの低位７ビットからの7ビット制御語に基づく。より特定的には、127ビットの制御語の15番目ごとのビットが閾値調整電流発生器１０６における40μAの単位電流源を有効にしたり無効にしたりする。記載される実施形態において、補正信号ICORRの大きさは、加えられる閾値調整信号ITHの固定した所定の関数（割合）にされたが、この関数はプログラム可能にされてもよく、よって動的に変更されてもよい。
【００２２】
上記のように、注入される電流ICORR_PおよびICORR_Nはノード２３４または２３６の一方を引き下げつつ、それらのノードの他方は高く引き上げられ、それにより共通モード（common  mode）電圧VCMを（たとえば0.9ボルト（V）の不変の電圧に）維持する。これは、ITHの大きさとは独立な、LA入力のための終端電圧である。より特定的には、図８に示した実施形態において、LPF  １０４の出力、すなわちVLPFおよびVLPFX（VLPFの補信号）はフィードバック増幅器AFB  ２１４の入力に供給される。フィードバック増幅器AFB  ２１４は、ある例示的実施形態では、抵抗装荷されたCML増幅器を有し、図９に示されるLPF  １０４の差動ペア構造と同様の差動ペア構造をも含む。図１０は、AFB  １０８の例示的な実施形態を示している。図示した実施形態では、AFB  １０８は、CML増幅器２４２を含み、CML増幅器２４２の構成トランジスタは、それらの寸法またはドーピング特性における変動の効果を最小にするため、大きなゲート長で描かれた（drawn）。より詳細には、AFB  １０８はnmos電流源２５６をもつnmos差動ペア２４４およびpmos電流源２５８をもつpmos差動ペア２４６を含む。これらが一緒になって、閾値レベル調整電流ITH_PおよびITH_Nを注入することによって、ゲート電圧dirおよびdirx（差動ペア２３０および２３２に加えられるのと同じゲート電圧）に基づいてノード２４８および２５０における電圧、つまりVFBおよびVFBXを上げたり下げたりして、共通モード電圧VCMを維持する。図示した実施形態では、共通モード電圧VCMは、それぞれ一例では10kΩの抵抗をもつ二つの抵抗器２６０を使って感知される。
【００２３】
次いで、共通モード電圧VCMおよびDC電圧信号VFBおよびVFBXは図８に示されるように、LA入力としてフィードバックされる。特に、DC電圧信号VFBおよびVFBXは、増幅回路１０２の第一段（段２１０ａおよび２１０ｂを含む）でLA入力が比較される対象となる信号である。共通モード電圧VCMとは対照的に、DC電圧信号VFBおよびVFBXの大きさはITHの大きさに依存することを注意しておくべきである。たとえば、dirが論理的な高、dirxが論理的な低である場合、差動ペア２４２における左のnmosトランジスタ２５２は電流源２５６からの電流ITH_Nをノード２４８に向け、それによりVFBを下げる。一方、差動ペア２４４における右のpmosトランジスタ２５４は電流源２５８からの電流ITH_Pをノード２５０に向け、それによりVFBXを上げる。しかしながら、ここでもまた、共通モード電圧VCMは不変のままとなる。つまり、LA入力は、加えられる閾値調整とは独立した、所望されるVCM電圧レベルで終端される。
【００２４】
本開示は、本稿における例示的な実施形態に対する、当業者が把握するであろうあらゆる変更、置換、変形、改変および修正を包含する。同様に、適切な場合には、付属の請求項は、本稿における例示的な実施形態に対する、当業者が把握するであろうあらゆる変更、置換、変形、改変および修正を包含する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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