(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を全波整流し、照明器具に対して並列接続された電解コンデンサを介して、該照明器具に点灯電流を供給する照明用点灯装置において、
前記電解コンデンサの正極に向けて全波整流後の整流電流を供給するインダクタおよびダイオードの直列回路、および、前記インダクタおよびダイオードの接続点と前記電解コンデンサの負極とを結んで前記電解コンデンサに対して並列に接続されたスイッチング素子を有する充電手段と、
前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御手段と、を備え、
前記充電手段は、前記スイッチング素子のオン状態で前記インダクタに整流電流によるエネルギーを蓄積し、オフ状態で前記エネルギーを放出して前記ダイオードを介して前記電解コンデンサを充電し、
前記制御手段は、全波整流後の整流電圧の瞬時値を検出する入力電圧検出手段と、
該検出電圧値に応じて前記スイッチング素子の駆動・停止を決定する決定手段と、
前記決定手段の決定に基づき前記スイッチング素子に駆動電流を供給してオンオフ駆動させる駆動回路と、を有し、
前記決定手段は、前記検出電圧値から整流電圧の実効値を得て、該実効値に応じて所定電圧値を算出し、前記検出電圧値が当該所定電圧値未満の場合に、スイッチング素子の停止を決定して前記駆動回路による駆動電流の供給を停止させることを特徴とする照明用点灯装置。
【請求項２】
交流電圧を全波整流し、照明器具に対して並列接続された電解コンデンサを介して、該照明器具に点灯電流を供給する照明用点灯装置において、
全波整流後の整流電圧を一次電圧として二次電圧を前記電解コンデンサに印加するように設けられたトランスを有し該電解コンデンサを充電する充電手段と、前記充電手段を制御する制御手段と、を備え、
前記充電手段は、前記トランス以外に、該トランスの一次巻線に直列接続されて二次巻線に二次電圧を誘起させるスイッチング素子、および、前記二次巻線に直列接続されて二次電流を整流するダイオードを有して、整流された二次電流を電解コンデンサの正極に供給し、
前記制御手段は、前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御するものであって、オン状態で前記トランスに整流電圧を印加してオフ状態で二次電圧を誘起させるとともに、
全波整流後の整流電圧の瞬時値を検出する入力電圧検出手段と、
該検出電圧値に応じて前記スイッチング素子の駆動・停止を決定する決定手段と、
前記決定手段の決定に基づき前記スイッチング素子に駆動電流を供給してオンオフ駆動させる駆動回路と、を有し、
前記決定手段は、前記検出電圧値から整流電圧の実効値を得て、該実効値に応じて所定電圧値を算出し、前記検出電圧値が当該所定電圧値未満の場合に、スイッチング素子の停止を決定して前記駆動回路による駆動電流の供給を停止させることを特徴とする照明用点灯装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の照明用点灯装置において、
前記駆動回路は、前記スイッチング素子への駆動電流を停止する間、回路内電力消費がゼロとなるように構成されていることを特徴とする照明用点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯並びにＬＥＤ照明といった照明器具を点灯させる点灯装置に関し、特に、電子式安定器を用いる場合の制御システムの改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる点灯装置としては、銅鉄型の安定器（いわゆる銅鉄バラスト）が用いられてきた。安定器にはランプ電流を適正に制限するという役目がある。しかしながら、銅鉄型の安定器は重量が重くなるとともに安定器自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子やダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子式安定器が利用されている。本発明では、放電灯などの照明器具を電子式安定器により安定点灯させる照明用点灯装置について説明する。
【０００３】
従来の照明用点灯装置は、交流電源を一旦直流化し、さらに所定の周期で交番する直流電流を生成して、これを放電灯に供給するための装置であり、例えば、図８のように全波整流回路２、力率改善回路８、電力変換回路３を有して構成されたものが知られている（特許文献１参照）。
【０００４】
照明用点灯装置に印加される交流電圧は全波整流回路２によって脈動した直流電圧となるが、全波整流回路２のみでは入力される交流電流の波形がパルス状になってしまい、力率が悪くなる。そこで、図８では全波整流回路２の後段にアクティブ平滑フィルターとも呼ばれる力率改善回路８が接続され、力率改善回路８によって入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形していた。
【０００５】
力率改善回路８にはスイッチング素子Ｑ１が設けられ、このオン期間にはインダクタＬ１に整流後の直流電圧が印加されて磁場のエネルギーとして蓄積される。オフ期間にはインダクタＬ１に蓄えられたエネルギーが放出されて、ダイオードＤ１を経由して電解コンデンサＣ０を充電するようになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平４−３６８４７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載された力率改善回路８では、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にインダクタＬ１からダイオードＤ１に流れる電流は、交流電源ＡＣからの入力交流電圧の変動に応じて増減する。すなわち、入力交流電圧の絶対値が大きければ、オン期間にインダクタＬ１に流せる電流値も大きくなるから、インダクタＬ１に蓄積される多くのエネルギーをもって、オフ期間に余裕をもって電解コンデンサＣ０を充電できる。
しかしながら、入力交流電圧がゼロ電圧に近づくと、インダクタＬ１に流せる電流値が小さくなってインダクタＬ１に蓄積されるエネルギーは少なくなる。また、入力交流電圧と昇圧された電解コンデンサＣ０の端子間電圧との電位差も大きくなる。その結果、交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間には、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１による昇圧動作が正常に行われず、スイッチング素子Ｑ１だけが意味のないオンオフ駆動を続けることになる。
【０００８】
近年、照明機器における消費電力の削減の要求は益々高まり、点灯装置に含まれる力率改善回路の効率を改善する必要が生じてきた。そのため、上記のような交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間におけるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動に伴う電力消費については、まだ改善の余地が残っていた。
また、入力交流電圧の増減に応じてスイッチング周期を変化させる制御を行った場合には、交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間でのスイッチング周期が短くなる。そのため、交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間にスイッチング素子Ｑ１を駆動させることが、電流の急激な変化に伴う高周波ノイズの発生原因になっていた。
【０００９】
特許文献１においても交流入力電圧が低い場合での電力ロスが問題視されている。入力電圧が低くなると、スイッチング周波数が高くなるが、入力電圧が０Ｖ近傍まで低くなった場合には、入力力率や電流歪みには余り影響の無い領域であるにもかかわらず、スイッチング周波数が更に高くなり、スイッチング素子のオンオフ動作による電力ロスが大きくなると説明されている。
【００１０】
この対策として、特許文献１の力率改善回路では、入力電圧が所定電圧以下のときに、スイッチング素子の動作を強制的に停止させて、スイッチング素子での電力ロスを低減させている。例えば図８のように、スイッチング素子Ｑ１の制御を行う汎用ＩＣは、スイッチング素子Ｑ１のゲートと接続され、スイッチング素子Ｑ１の駆動電流を供給する。ゲートに駆動電流が供給されると、ゲート電位がＨＩＧＨレベルになり、スイッチング素子Ｑ１がＯＮされる。
スイッチング素子Ｑ１での電力ロスを低減させるため、全波整流回路２の出力端の電圧を抵抗Ｒ１０、Ｒ１１により分圧した電圧をバッファ回路ＩＣ１に入力し、スイッチング素子Ｑ１のゲートをダイオードＤ２のアノード・カソード間を介してバッファ回路ＩＣ１の出力に接続している。このようにして、入力電圧が所定電位よりも低くなった場合には、バッファ回路ＩＣ１の出力がＬＯＷレベルとなり、ダイオードＤ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート電位をＬＯＷレベルにクランプするので、スイッチング素子Ｑ１は強制的にＯＦＦされる。これにより、入力電圧の低い期間でのスイッチング素子Ｑ１による電力ロスが低減される。
【００１１】
しかしながら、特許文献１では、スイッチング素子Ｑ１に駆動電流を供給する汎用ＩＣを用いているが、この汎用ＩＣによると、交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間であっても２番端子から駆動電流が、常にスイッチング素子Ｑ１のゲート電位に向けて流れている。そして、入力電圧が所定電位よりも低くなって、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で分圧された電圧が所定値以下になると、汎用ＩＣの２番端子からの駆動電流がダイオードＤ２を介してバッファ回路ＩＣ１側へと流れるから、この駆動電流によってスイッチング素子Ｑ１が駆動しなくなり、ゲート電位がＬＯＷレベルにクランプされるようになっている。このようにスイッチング素子Ｑ１の駆動停止期間中も汎用ＩＣの内部の駆動回路からダイオードＤ２を通してバッファ回路ＩＣ１へ短絡電流が流れ続ける。スイッチング素子の動作は停止するとは言え、汎用ＩＣからは常に駆動電流が流れるから、汎用ＩＣすなわちスイッチング素子の駆動回路における電力ロスは低減されない。
【００１２】
また、特許文献１では、入力電圧が所定電位よりも低い場合は、一律にスイッチング素子Ｑ１をＬＯＷレベルにクランプしてしまう。その結果、交流電源の出力（ピーク値など）に変動があると、力率改善回路での力率がその都度変化してしまう。スイッチング素子Ｑ１の駆動を停止させる期間があっても、力率が一定になるようにしたい。
【００１３】
本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、全波整流回路などで直流化された整流電圧を供給されて、力率を改善するとともに、照明器具へ安定した電力を供給する照明用点灯装置において、
その目的は、力率改善用のスイッチング素子のみならず、このスイッチング素子の駆動回路をも含めて、力率改善用の回路全体の電力ロスを低減させることにある。これによって、照明用点灯装置の回路損失を最小限に止め、照明機器の消費電力の削減を図ることができる照明用点灯装置を提供することにある。また、別の目的は、スイッチング素子の駆動を停止させる期間があっても、一定の力率が得られる照明用点灯装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
発明者は、交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間に、スイッチング素子の駆動回路から駆動電流を供給することで消費される電力や、駆動回路の内部で消費される電力の存在が、回路効率悪化の原因になっていることに着目した。
すなわち、前記課題を解決するために本発明にかかる照明用点灯装置は、交流電圧を全波整流し、照明器具に対して並列接続された電解コンデンサを介して、該照明器具に点灯電流を供給する照明用点灯装置であって、
前記電解コンデンサの正極に向けて全波整流後の整流電流を供給するインダクタおよびダイオードの直列回路、および、前記インダクタおよびダイオードの接続点と前記電解コンデンサの負極とを結んで前記電解コンデンサに対して並列に接続されたスイッチング素子を有する充電手段と、
前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御手段と、を備え、
前記充電手段は、前記スイッチング素子のオン状態で前記インダクタに整流電流によるエネルギーを蓄積し、オフ状態で前記エネルギーを放出して前記ダイオードを介して前記電解コンデンサを充電する。
【００１５】
特に、前記制御手段は、全波整流後の整流電圧の瞬時値を検出する入力電圧検出手段と、該検出電圧値に応じて前記スイッチング素子の駆動・停止を決定する決定手段と、前記決定手段の決定に基づき前記スイッチング素子に駆動電流を供給してオンオフ駆動させる駆動回路と、を有し、
前記検出電圧値が所定電圧値未満の場合に、前記決定手段が、スイッチング素子の停止を決定して前記駆動回路による駆動電流の供給を停止させることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明にかかる照明用点灯装置は、交流電圧を全波整流し、照明器具に対して並列接続された電解コンデンサを介して、該照明器具に点灯電流を供給する照明用点灯装置であって、
全波整流後の整流電圧を一次電圧として二次電圧を前記電解コンデンサに印加するように設けられたトランスを有し該電解コンデンサを充電する充電手段と、
前記充電手段を制御する制御手段と、を備え、
前記充電手段は、前記トランス以外に、該トランスの一次巻線に直列接続されて二次巻線に二次電圧を誘起させるスイッチング素子、および、前記二次巻線に直列接続されて二次電流を整流するダイオードを有して、整流された二次電流を電解コンデンサの正極に供給する。
【００１７】
特に、前記制御手段は、前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御するものであって、オン状態で前記トランスに整流電圧を印加してオフ状態で二次電圧を誘起させるとともに、全波整流後の整流電圧の瞬時値を検出する入力電圧検出手段と、該検出電圧値に応じて前記スイッチング素子の駆動・停止を決定する決定手段と、前記決定手段の決定に基づき前記スイッチング素子に駆動電流を供給してオンオフ駆動させる駆動回路と、を有し、
前記検出電圧値が所定電圧値未満の場合に、前記決定手段が、スイッチング素子の停止を決定して前記駆動回路による駆動電流の供給を停止させることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の照明用点灯装置では、前記駆動回路は、前記スイッチング素子への駆動電流を停止する間、回路内電力消費がゼロとなるように構成されていることが好ましい。
さらに、本発明の照明用点灯装置では、前記決定手段は、前記検出電圧値から整流電圧の実効値を得て、該実効値に応じて前記所定電圧値を算出し、該所定電圧値を用いて前記スイッチング素子の駆動・停止を決定することが好ましい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、決定手段が入力電圧検出手段の検出電圧値に基づいて、スイッチング素子の駆動・停止を決定し、駆動回路が決定手段からの指令に基づいて駆動電流の供給を行うようにしたから、検出電圧値が所定電圧値未満となる期間は、駆動回路からスイッチング素子の駆動電流の供給が停止して、駆動電流が全く流れない状態になる。従って、検出電圧値が所定電圧値未満となる期間は、オンオフ駆動に伴ったスイッチング素子内部での電力ロスの低減だけでなく、スイッチング素子の駆動電流が流れることによる電力ロスも低減する。
また、交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間のオンオフ駆動を停止させるため、入力交流電圧に応じてスイッチング周期を変化させる制御を行ったとしても、高周波ノイズの発生を抑制できる。
【００２０】
さらに本発明によれば、スイッチング素子への駆動電流を停止する間、回路内で消費される電力がゼロとなるように駆動回路を構成するから、検出電圧値が所定電圧値未満となる期間は、駆動電流の供給が停止されるだけでなく、駆動回路自身の内部消費電力もゼロとなり、力率改善回路全体での電力ロスが一層削減される。
また、本発明によれば、所定電圧値を整流電圧の実効値に基づいて算出し、該所定電圧値を用いてスイッチング素子の駆動・停止を決定するようにした。よって、整流電圧の実効値が変動した場合であっても、変動に応じて最適な所定電圧値に自動的に調整される。例えば、整流電圧の実効値の変動に関わらず力率が一定になるように所定電圧値を予め設定することが容易に可能となり、所定期間だけスイッチング素子の駆動を停止させる制御を行っても、一定の力率を得ることができる。
【００２１】
以上のように、本発明によれば、力率改善用のスイッチング素子のみならず、このスイッチング素子の駆動回路をも含めて、力率改善用の回路全体における電力ロスを低減させることができる。これによって、照明用点灯装置の回路損失を最小限に止め、消費電力の削減を図ることができ、発電所内でのＣＯ２の発生量を低減させることにつながって地球温暖化防止に貢献することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第一実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成の説明図である。
【図２】図１の回路中のスイッチング素子の出力容量およびその内部短絡を模式的に説明するための図である。
【図３】図１の回路各部の電圧波形および電流波形を示すグラフである。
【図４】図１の回路中のダイオードに流れる電流を説明するためのグラフである。
【図５】前記実施形態における決定手段の処理を示すフロー図である。
【図６】前記実施形態における駆動回路の構成を示す図である。
【図７】本発明の第二実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成の説明図である。
【図８】従来の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
（第一実施形態）
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１に本実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成を示す。放電灯点灯装置は、交流電流を用いて所定の周期で交番する直流電流を生成し、これを高圧放電灯（ＨＩＤランプ）Ｌａに供給して点灯させるための装置であり、直流電源回路７と電力変換回路３に大別される。直流電源回路７は、交流電源ＡＣから安定した直流電力を作り出し、後段に接続された電力変換回路３に直流電力を供給する。また、電力変換回路３は高圧放電灯Ｌａのランプ電圧に応じて、直流電力を適切な電力に変換するとともに、所定の周期で交番させて放電灯に供給する。
【００２４】
本発明のポイントとなる直流電源回路７の制御システムに関して詳しく説明する。
直流電源回路７は、図１に示すように、ダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路２と、力率改善回路８と、制御手段１１とを有する。
全波整流回路２の後段に接続された力率改善回路８は、アクティブ平滑フィルターとも呼ばれ、全波整流回路２に入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形することができる回路である。
【００２５】
力率改善回路８は、全波整流回路２からの整流電流の部分平滑およびスイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１で発生した電流を該インダクタＬ１に戻すための平滑コンデンサＣ１と、照明器具Ｌａに対して電力変換回路３を介して並列接続された電解コンデンサＣ２と、該電解コンデンサＣ２に整流電流に基づくエネルギーを充電する充電回路９と、を有する。全波整流回路２からの整流電流は、充電回路（充電手段）９によって電解コンデンサＣ２に充電され、該電解コンデンサＣ２を介して点灯電流となって放電灯Ｌａに供給されるようになっている。
充電手段９は、電解コンデンサＣ２の正極に向けて全波整流後の整流電流を供給するインダクタＬ１とダイオードＤ１との直列回路、および、インダクタＬ１とダイオードＤ１間の接続点と電解コンデンサＣ２の負極とを結ぶスイッチング素子Ｑ１を有する。スイッチング素子Ｑ１は、ダイオードＤ１と電解コンデンサＣ２に対して並列に接続されている。
力率改善回路８は、具体的には以下のように各素子が接続されている。まず、全波整流回路２の出力端間に平滑コンデンサＣ１を接続する。平滑コンデンサＣ１は、スイッチング動作にともない、この平滑コンデンサＣ１の端子間に発生する高周波電圧成分を除去する。また、平滑コンデンサＣ１の端子間に、整流電圧Ｖ１の分圧を検出するための抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を並列に接続する。
【００２６】
次に、抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路の端子間に、インダクタ（チョークコイル）Ｌ１とダイオードＤ１と電解コンデンサＣ２の直列回路を接続する。この直列回路には整流電圧Ｖ１が印加される。ダイオードＤ１はインダクタＬ１と電解コンデンサＣ２間に接続され、電流方向がインダクタＬ１側から電解コンデンサＣ２側へとなるように設けられている。よって、ダイオードＤ１のカソード側端子は電解コンデンサＣ２の正極端子に接続される。このダイオードＤ１は、電解コンデンサＣ２の正極に蓄えられる電荷がインダクタＬ１側に逆流するのを防止する。
【００２７】
インダクタＬ１に整流電圧Ｖ１を印加するためのスイッチング素子Ｑ１を、ダイオードＤ１と電解コンデンサＣ２の直列回路に対して並列に接続する。すなわち、インダクタＬ１とダイオードＤ１の中間点にスイッチング素子Ｑ１のドレイン側端子を接続し、電解コンデンサＣ２の負極端子が接続されるグランドラインにスイッチング素子Ｑ１のソース側端子を接続する。スイッチング素子Ｑ１にはＮチャネルのエンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴを使用する。スイッチング素子Ｑ１のゲートに後述する駆動回路５からの駆動電流が供給されてゲート電圧が生じると、ドレイン−ソース間に電流が流れる。この状態をスイッチング素子Ｑ１のオン状態という。一方、ゲートに駆動電流が供給されず、ドレイン電流が流れない状態をオフ状態という。
【００２８】
従って、オン状態ではインダクタＬ１とダイオードＤ１の中間点の電位は、グランドレベル（ゼロ）となり、インダクタＬ１の端子間電圧は整流電圧Ｖ１と等しくなる。すると、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積され、インダクタＬ１を流れる電流は増加する。整流回路２からの直流電流は、インダクタＬ１からスイッチング素子Ｑ１を通ってグランドラインへ流れる。言い換えると、スイッチング素子Ｑ１のオン状態では、ダイオードＤ１と電解コンデンサＣ２がバイパスされることになる。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ１のオフ状態では、インダクタＬ１とダイオードＤ１の中間点の電位は、整流電圧Ｖ１にインダクタＬ１に蓄えられていた磁場のエネルギーが放出されることにより発生する電圧を加算した電圧Ｖ２になる。インダクタＬ１を流れる電流は徐々に減少する。インダクタＬ１からの電流は、ダイオードＤ１を通って電解コンデンサＣ２を充電し、Ｃ１を通過しインダクタＬ１へ戻る。
【００３０】
電解コンデンサＣ２の端子間には、出力直流電圧Ｖ２の分圧を検出するための抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路が並列に接続され、この抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路の端子間には、電力変換回路３が接続される。
電力変換回路３は、出力直流電圧Ｖ２をランプごとの定格で決まる電力値で点灯動作できるランプ電圧に変換したあとで、所定の周期で交番させて、交番するランプ電流を放電灯Ｌａに供給する回路である。言い換えると、電力変換回路３は電解コンデンサＣ２に蓄えられた電荷を用いて、放電灯Ｌａにランプ電流を供給する。従って、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態では消費された電解コンデンサＣ２の電荷が、インダクタＬ１の放出エネルギーで補充されると言える。このようにして電解コンデンサ電圧である出力直流電圧Ｖ２は、電力変換回路３を介して放電灯Ｌａに印加されることになる。
【００３１】
ここで、本発明で特徴的なことは、整流電圧Ｖ１の検出用のＡＤコンバータ（入力電圧検出手段）４と、スイッチング素子Ｑ１に駆動電流を供給する駆動回路５と、出力直流電圧の監視用のＡＤコンバータ６と、マイクロコンピュータ１とを設けて、スイッチング素子Ｑ１の駆動制御システム（制御手段１１）を構築したことにある。
ＡＤコンバータ４は整流電圧Ｖ１の瞬時値の絶対値を検出する。本実施形態では、平滑コンデンサＣ１の端子電圧である整流電圧Ｖ１が抵抗Ｒ２、Ｒ１によって分圧されて、ＡＤコンバータ４が認識可能な電圧レベルに落とされる。ＡＤコンバータ４は、分圧された電圧をアナログデータとして検出して、これをマイクロコンピュータ１が認識可能なデジタルデータ（数値）に変換し、これをマイクロコンピュータ１に向けて出力する。
同様に、電解コンデンサＣ２の端子電圧である出力直流電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ４、Ｒ３によって分圧され、ＡＤコンバータ６を介してマイクロコンピュータ１に入力される。
【００３２】
マイクロコンピュータ１は、本発明の決定手段に相当するもので、検出された整流電圧Ｖ１からスイッチング周期を決定するとともに、監視される出力直流電圧Ｖ２が予め設定されている電圧値に近づくようにオンデューティを決定する。マイクロコンピュータ１は、決定されたスイッチング周期とオンデューティの指令信号をＭＯＳＦＥＴ駆動回路５に送る。
駆動回路５は、指令信号に基づいてスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１を駆動する駆動電流を供給して、スイッチング素子Ｑ１を決定されたスイッチング周期とオンデューティでオンオフ駆動させる。なお、駆動回路５は、スイッチング素子Ｑ１への駆動電流を停止する間は、回路内で消費される電力がゼロとなるように設計されている。
【００３３】
図２に基づき、力率改善回路８のスイッチング素子Ｑ１の内部短絡による熱損失を説明する。図２（Ａ）は、図１のスイッチング素子Ｑ１である。オフ状態ではドレインＤとソースＳ間に電位差Ｖｄｓが生じる。同図（Ｂ）に、スイッチング素子Ｑ１が有するドレインＤ−ソースＳ間の出力容量を模式的に示す。オフ状態では電位差ＶｄｓがＶ２となり、電位差Ｖｄｓに応じた電荷が出力容量に蓄積される。オン状態に切り換わると、同図（Ｃ）のように、電位差Ｖｄｓが零になるまでの短期間に電荷が内部を短絡するため、スイッチング素子Ｑ１が発熱する。この熱損失は、力率改善回路８に入力される直流電力に対して無視できない程度の損失となる。
【００３４】
また、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態では、インダクタＬ１からダイオードＤ１に流れる電流ＩＡは、整流電圧Ｖ１の大きさに応じて変動する。整流電圧Ｖ１とダイオード電流ＩＡとの関係を図３に示す。
正弦波状の交流電圧（同図Ａ）は全波整流回路２で脈動する整流電圧Ｖ１に整流される（同図Ｂ）。なお出力直流電圧Ｖ２はＶ１よりも大きい一定値となる。スイッチング素子Ｑ１の駆動により、インダクタＬ１でのエネルギーの蓄積と放出が繰り返されて、インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ、すなわち入力交流電流は正弦波状に整形される（同図Ｃ）。オン状態でインダクタＬ１からダイオードＤ１に流れる電流は不連続となるが、その低周波成分は図３（Ｄ）のような波形になる。例えば電力変換回路３への出力電流Ｉ２が、ダイオード電流ＩＡの平均値であるとすれば、ダイオード電流ＩＡのうち、出力電流Ｉ２を超える分は、電解コンデンサＣ２に充電される。ダイオード電流ＩＡが出力電流Ｉ２に達しない期間は、電解コンデンサＣ２から放出される電荷によって補充される。
【００３５】
図３（Ｂ）の整流電圧Ｖ１の波形で谷の部分、すなわち所定電圧値Ｖ０未満の期間は、整流電圧Ｖ１が弱く、スイッチング周期も短くなり、大きなリアクトル電流ＩＬを流せない。そのため、スイッチング素子Ｑ１の熱損失は生じるものの、電解コンデンサＣ２に対して、余裕をもつて昇圧することができない。
本発明では、整流電圧Ｖ１が所定電圧値Ｖ０未満になる期間は、オンオフ駆動を停止させて、整流電圧Ｖ１が大きい期間で昇圧動作を実行するようにすることで、スイッチング素子Ｑ１での熱損失を可能な限り小さくして直流電源回路７の回路効率の改善を図った。従って、本発明における交流電源からの入力交流電流の波形は、図３（Ｅ）のようになり、オンオフ駆動の停止期間ＴＳＴＯＰでの入力電流はゼロとなる。
【００３６】
本発明で特徴的なことは、マイクロコンピュータ１がＡＤコンバータ４の検出電圧値に応じてスイッチング素子Ｑ１の駆動・停止を決定することにある。すなわち、マイクロコンピュータ１が整流電圧Ｖ１の瞬時値が所定電圧値Ｖ０未満と判断した場合に、スイッチング素子Ｑ１の停止を決定し、駆動回路５での駆動電流の供給を停止させる。所定電圧値Ｖ０は、図３（Ｂ）に示すように、概ね整流電圧Ｖ１のピーク値の１０％〜６５％の範囲内の値となるように設定される。オンオフ駆動の停止期間ＴＳＴＯＰには、駆動回路５から駆動電流が流れないため、駆動電流の供給による電力ロスが発生しない。
【００３７】
マイクロコンピュータ１は演算手段を有しており、ＡＤコンバータ４の検出電圧値から整流電圧Ｖ１の実効値を算出する。また、整流電圧Ｖ１の実効値に応じて最適な所定電圧値Ｖ０を算出するためのパラメータを記憶する記憶手段を有している。マイクロコンピュータ１は、記憶手段からパラメータを読み取って、整流電圧Ｖ１の実効値に応じた所定電圧値Ｖ０をパラメータからなる計算式によって算出する。このようにすれば、所定電圧値Ｖ０が整流電圧Ｖ１の実効値の変動に応じて最適値に自動的に調整されるから、例えば、入力される交流電力の実効値が変動しても一定の力率が得られるように制御することが容易になる。
【００３８】
図４に基づいて、スイッチング素子Ｑ１の駆動の停止期間ＴＳＴＯＰにおけるダイオード電流ＩＡについて詳しく説明する。
同図Ａは、交流電流の半周期分におけるダイオード電流ＩＡの高周波成分を模式的に示す。なお、同図Ａは、オンオフ駆動を停止させる制御を行わない場合を示す。整流電圧Ｖ１が大きい期間でのダイオード電流ＩＡは大きく、スイッチング周期も長い。一方、整流電圧Ｖ１が小さくほぼゼロ付近になる期間では、ダイオード電流ＩＡは小さく、スイッチング周期は短くなる。
【００３９】
整流電圧Ｖ１が小さい期間でのダイオード電流ＩＡ（図中の円で囲む部分）について同図Ｂ〜Ｄに基づいて説明する。スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動（同図Ｂ）に応じて、インダクタＬ１の電流ＩＬは増減を繰り返す（同図Ｃ）。インダクタＬ１は、オン状態で蓄積モードとなり電流が増加する。オフ状態では放出モードとなり電流が減少する。ダイオード電流ＩＡは、同図Ｄのようにオフ状態でのみ電流が流れる。しかし、インダクタＬ１に蓄積、放出されるエネルギーが弱いため、ダイオード電流ＩＡは非常に小さく、電解コンデンサＣ２の充電にはほとんど役に立たない。
【００４０】
本発明では、図４（Ｄ）のようにダイオード電流ＩＡが非常に小さくなる期間を、前述したスイッチング素子Ｑ１の停止期間ＴＳＴＯＰにして、回路効率の改善を図っている。同図Ｅのように、検出電圧が所定入力電圧Ｖ０未満に低下すると、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態で保持される。すると、ダイオード電流ＩＡはゼロになるまで減少する。検出電圧が上昇して所定電圧値Ｖ０に達したらオンオフ駆動を再開し、ダイオード電流ＩＡが再び生じる。
【００４１】
図５に本実施形態での動作フローチャートを示す。同図のように、マイクロコンピュータ１は、ＡＤ変換された整流電圧Ｖ１の瞬時値が所定電圧値Ｖ０未満の場合、スイッチング素子Ｑ１の駆動処理をバイパスする処理を１００μ秒ごとに繰り返す。スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期は２０μ秒程度であるから、マイクロコンピュータ１はオンオフ駆動の４〜５周期に１回のペースで上記の判定を行うことになり、整流電圧Ｖ１の変化に対する追従性に優れた制御を実現できる。
【００４２】
なお、前述のように駆動回路５は、スイッチング素子Ｑ１への駆動電流を停止する間は、回路内で消費される電力がゼロとなるように設計されている。駆動回路５は、図６のように、例えばＰチャネルとＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（図中ではＰ、Ｎで示す）を相補形に配置したゲート構造（いわゆるＣＭＯＳ）を採用できる。このゲート構造には０Ｖ−１５Ｖの駆動電圧が印加されており、０Ｖラインと１５Ｖラインとの間には、抵抗Ｒ５および指令信号が入力されるＭＯＳＦＥＴの直列回路も接続されている。この抵抗Ｒ５とＭＯＳＦＥＴの接続点は、相補形に配置された２つのＭＯＳＦＥＴの各ゲートと結ばれている。
【００４３】
このような構成の駆動回路５によると、回路内で消費される電力（消費電流）は、マイクロコンピュータ１からの指令信号が変化したときに流れる電流によるものだけとなる。つまり、指令信号の変化に応じて、ＭＯＳＦＥＴのゲートを飽和させるための電流が僅かに流れるだけで、回路内を電流が常に流れ続けることはない。よって、力率改善回路８の停止期間には、指令信号は一定となるから駆動回路５に電流は流れない。図６では、抵抗Ｒ５が設けられているが、抵抗Ｒ５は高い抵抗値であり、無視できる程度の消費電力しか生じない。
従って、力率改善回路８の停止期間には、駆動回路５からの駆動電流をゼロにできるだけでなく、駆動回路５自身の消費電力（消費電流）もゼロとなり、駆動回路５全体での電力ロスが一層低減できるようになっている。
【００４４】
本実施形態によれば、検出電圧値が所定電圧値Ｖ０未満となる期間には、駆動回路５からスイッチング素子Ｑ１への駆動電流は全く流れず、駆動電流の供給に伴う電力ロスと、駆動回路５の内部における電力ロスとの両方が低減される。また、交流入力電圧がゼロ電圧に近い期間のオンオフ駆動を停止するから、入力交流電圧に応じてスイッチング周期を変化させる制御を行ったとしても、高周波ノイズの発生を抑制できる。また、幸いなことに、所定電圧値Ｖ０未満でスイッチング素子Ｑ１の駆動を停止させても、力率にはほとんど影響がでない。
【００４５】
（第二実施形態）
図７に本実施形態にかかるＬＥＤ照明点灯装置の回路構成を示す。この点灯装置は、交流電流を用いて直流電流を生成し、これをＬＥＤランプ（以降ＬＥＤと示す）に供給して点灯させるための装置であり、直流電源回路とも呼ばれる。
本発明のポイントとなるＬＥＤ照明点灯装置の制御システムに関して詳しく説明する。
ＬＥＤ照明点灯装置は、図７に示すように、ダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路２と、力率改善回路８と、制御手段１１とを有する。
全波整流回路２の後段に接続された力率改善回路８は、アクティブ平滑フィルターとも呼ばれ、全波整流回路２に入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形することができる回路である。
【００４６】
力率改善回路８は、全波整流回路２からの整流電流の部分平滑およびスイッチング素子Ｑ１のオンオフにより、断続された電流の影響が、ＡＣ電源側におよばないようにするための平滑コンデンサＣ１と、ＬＥＤに対して並列接続された電解コンデンサＣ２と、該電解コンデンサＣ２に整流電流に基づくエネルギーを充電する充電回路９と、を有する。全波整流回路２からの整流電流は、充電回路（充電手段）９によって電解コンデンサＣ２に充電され、該電解コンデンサＣ２を介して点灯電流となってＬＥＤに供給されるようになっている。
【００４７】
充電手段９は、全波整流後の整流電圧Ｖ１を一次電圧として二次電圧を電解コンデンサＣ２に印加するように設けられたトランスＴを有し電解コンデンサＣ２を充電する。また、充電手段９は、トランスＴ以外に、トランスの一次巻線Ｔａに直列接続されて二次巻線Ｔｂに二次電圧を誘起させるためのスイッチング素子Ｑ１と、二次巻線Ｔｂに直列接続されて二次電流を整流するためのダイオードＤ１を有して、整流された二次電流を電解コンデンサＣ２の正極に供給する。
【００４８】
制御手段１１は、ＬＥＤに流れる電流の定電流制御をおこないつつ力率改善制御も同時に実行するようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングを高周波数制御する。この制御手段１１は、第１実施形態のものと同等であり、ＡＤコンバータ６がランプ電流の監視用である点が異なっている。
すなわち、制御回路１１は、図７のように、ＬＥＤに流れるランプ電流を抵抗Ｒ６を介して検出し、絶縁のためのフォトカプラー１０を通して当該電流を認識する。そして、制御回路１１は、検出されたランプ電流値が予め設定されている電流値に近づくようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのＯＮ時間幅（オンデューティ）を制御することで、オン状態でトランスＴの磁性体に磁場のエネルギーとして蓄積され、オフ状態で二次側に誘起される二次電圧に基づいて流れる電流の定電流制御をおこない、ＬＥＤの電流値を安定化させる。
【００４９】
また、制御回路１１は、交流電源ＡＣから流れ込む入力電流の電流波形を正弦波に近似させるために、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングの周期（スイッチングのＯＮ時間幅＋スイッチングのＯＦＦ時間幅）を整流電圧Ｖ１の瞬時値に比例するように制御することで力率改善をおこなっている。
電解コンデンサＣ２の負極側とＬＥＤランプとの結線上には、ランプ電流検出用の抵抗Ｒ６が配設されている。また、平滑コンデンサＣ１の端子間には、整流電圧Ｖ１の分圧を検出するための抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が並列に接続されている。
【００５０】
本実施形態においても第一実施形態と同様に、制御手段１１のマイクロコンピュータ１がＡＤコンバータ４の検出電圧値に応じてスイッチング素子Ｑ１の駆動・停止を決定する。すなわち、マイクロコンピュータ１が整流電圧Ｖ１の瞬時値が所定電圧値Ｖ０未満と判断した場合に、スイッチング素子Ｑ１の停止を決定し、駆動回路５での駆動電流の供給を停止させる。前述のように駆動回路５は、スイッチング素子Ｑ１への駆動電流を停止する間は、回路内で消費される電力がゼロとなるように設計されている。従って、駆動回路５からの駆動電流をゼロにできるだけでなく、駆動回路５自身の消費電力もゼロとなり、駆動回路５全体での電力ロスが一層低減できるようになっている。よって、第一実施形態と同様の効果が得られる。
【実施例１】
【００５１】
図１の回路構成中の各素子を次のように設定した。インダクタＬ１：６００μＨ、抵抗Ｒ１：５．１ＫΩ、抵抗Ｒ２：５１０ＫΩ、抵抗Ｒ３：５．１ＫΩ、抵抗Ｒ４：５１０ＫΩ、平滑コンデンサＣ１：０．３μＦ、電解コンデンサＣ２：３３μＦ。本実施例において、１００Ｖの交流電圧を入力したところ、直流電圧４００Ｖで３０Ｗの出力が得られた。そして、スイッチング素子Ｑ１の駆動停止制御を実施しない場合は、力率が９８％で、回路効率が９０％となった。これに対して、スイッチング素子Ｑ１の駆動停止制御を実施した場合には、力率が９７％に低下したが、回路効率が９３％まで向上した。このように、力率にあまり影響を与えない期間、つまり交流電圧の絶対値が低い期間にアクティブ平滑フィルターを停止させることにより、大幅な回路効率の改善が可能になることが判った。
【００５２】
また、整流電圧Ｖ１の実効値に応じて最適な所定電圧値Ｖ０を算出するためのパラメータを設定する方法について説明する。
上記の回路構成において、想定される電源電圧の実効値の変動幅を、８５Ｖ〜１１０Ｖとする。電源電圧の実効値が変動しても一定の力率を維持するように、閾値電圧（本発明の所定電圧値Ｖ０に相当）を予めプログラム計算により算出する。力率を９８％にした場合での電源電圧の実効値と閾値電圧とのデータ・テーブルを表１に示す。
【００５３】
【表１】
0005622470.tif 000002
【００５４】
実際の照明用点灯装置の制御手段１１において使用する閾値電圧の算出式を以下のようにする。
閾値電圧＝ａ×電源電圧（実効電圧値）＋ｂ
パラメータａ、ｂは、上記のデータ・テーブルから最小自乗法により容易に得られる。力率を９８％に維持させる場合の閾値電圧の算出式は、以下に示す。
（数１）
閾値電圧 ＝ 0.622857 × 電源電圧（実効値） ＋  0.304762
【００５５】
同様に、力率を９７％および９５％に維持させる場合のデータ・テーブルおよび閾値電圧の算出式をそれぞれ示す。
【表２】
0005622470.tif 000003
【００５６】
（数２）
閾値電圧 ＝ 0.705714 × 電源電圧（実効値） ＋  0.47619
【００５７】
【表３】
0005622470.tif 000004
【００５８】
（数３）
閾値電圧 ＝ 0.830857 × 電源電圧（実効値） −  0.07524
目標の力率（例えば９０％〜９９％の範囲で１％毎）に対する閾値電圧の算出式のパラメータａ、ｂをマイクロコンピュータ１の記憶手段に記憶させておく。そして、ＡＤコンバータ４の検出値（電源電圧の瞬時値）から実効電圧値を計算で求め、実効電圧値に対応するパラメータａ、ｂを記憶手段から読み取って閾値電圧を算出する。
本実施形態では、スイッチング周期が約２０μ秒で、電源電圧の瞬時値が閾値電圧より大きいかどうかの判定間隔が約１００μ秒である。実効電圧値の算出には、交流の半周期以上の時間が必要です。したがって、５０Ｈｚの場合、上記のパラメータａ、ｂを読み取る間隔を約５ｍ秒に設定してもよい。
【００５９】
なお、上記の実施形態では、高輝度高圧放電灯（いわゆるＨＩＤランプ）やＬＥＤランプの電子式安定器について説明したが、他にも蛍光灯などの照明器具に対しても、本発明の照明用点灯装置を適用できる。
【符号の説明】
【００６０】
１      マイクロコンピュータ
２      全波整流回路
３      電力変換回路
４      入力電圧用のＡＤコンバータ
５      ＭＯＳＦＥＴ駆動回路
６      出力電圧用のＡＤコンバータ
７      直流電源回路
８      力率改善回路
９      充電回路（充電手段）
１１    制御手段
ＡＣ    交流電源
Ｃ１    平滑コンデンサ
Ｃ２    電解コンデンサ
Ｄ１    ダイオード
Ｌ１    インダクタ
Ｌａ    放電灯
Ｑ１    ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１    抵抗器
Ｒ２    抵抗器
Ｒ３    抵抗器
Ｒ４    抵抗器
【図１】
0005622470.tif 000005
【図２】
0005622470.tif 000006
【図３】
0005622470.tif 000007
【図４】
0005622470.tif 000008
【図５】
0005622470.tif 000009
【図６】
0005622470.tif 000010
【図７】
0005622470.tif 000011
【図８】
0005622470.tif 000012