(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
鍋を誘導加熱する加熱コイルと、前記加熱コイルに並列接続または直列接続したコンデンサと、前記加熱コイルに接続し、前記加熱コイルを導通、遮断する半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、交流電源を整流し前記インバータ回路に電力供給する整流回路と、前記半導体スイッチング素子のゲート端子をオンオフする駆動回路と、前記駆動回路を介して前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、前記交流電源を直流電源に変換する第一の直流電源回路と、前記第一の直流電源回路より電源電圧を供給され、前記第一の直流電源回路の出力電圧より低い電圧にする第二の直流電源回路と、を有し、
前記第一の直流電源回路は、前記半導体スイッチング素子のゲート端子のスレッショルド電圧より約２倍以上の電圧を出力するように構成され、
前記制御部は、前記第二の直流電源回路より電源電圧を供給され、前記駆動回路は、前記第一の直流電源回路より電力供給され、
前記制御部は、出力するオン信号の時間の長さを長くすることで、前記駆動回路が前記半導体スイッチング素子のゲート端子に出力する電圧を大きくして調整する炊飯器。
【請求項２】
前記駆動回路が前記半導体スイッチング素子のゲート端子に出力する電圧に上限値を設けたことを特徴とする請求項１に記載の炊飯器。
【請求項３】
前記交流電源から前記整流回路に供給される入力電流に相当する値を検知する入力電流検知回路を有し、前記制御部は炊飯シーケンスと保温シーケンスを記憶したマイクロコンピュータを有し、前記マイクロコンピュータは前記炊飯シーケンスと前記保温シーケンスに応じて所定の入力電流設定値を有し、この入力電流設定値と前記入力電流検知回路の出力値を比較して、前記入力電流検知回路の出力値が前記入力電流設定値になるようにオン時間を設定する請求項１または２に記載の炊飯器。
【請求項４】
前記加熱コイルの両端電圧に相当する電圧を検知する電圧検知回路を有し、前記制御部は炊飯シーケンスと保温シーケンスを記憶したマイクロコンピュータを有し、前記マイクロコンピュータは前記炊飯シーケンスと前記保温シーケンスに応じて所定の電圧設定値を有し、この電圧設定値と前記電圧検知回路の出力値を比較して、前記電圧検知回路の出力値が前記電圧設定値になるようにオン時間を設定する請求項１または２に記載の炊飯器。
【請求項５】
前記制御部はオン時間の初期値を有し、この初期値は前記半導体スイッチング素子のゲート端子電圧のスレッショルド電圧を越える値であり、前記加熱コイルに起動する時は、前記半導体スイッチング素子のオン時間を前記初期値に設定する請求項３または４に記載の炊飯器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般家庭で使用する誘導加熱を利用した炊飯器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の誘導加熱式調理器には，鍋を誘導加熱する加熱コイルと，前記加熱コイルをオンオフする電圧駆動型（ゲート端子を有する）スイッチング素子（半導体スイッチング素子）と、前記スイッチング素子をオンオフする制御部と、前記制御部の信号を受け前記スイッチング素子のゲート端子を駆動する駆動部（駆動回路）で構成され、駆動部は前記スイッチング素子をオンする時に前記スイッチング素子のゲート端子への充電電流を制限する充電抵抗と、前記スイッチング素子をオフする時に前記スイッチング素子のゲート端子に充電された電荷を放電する放電抵抗を有するものがあった。（例えば特許文献１参照）
このような構成にすることでスイッチング素子をオンする時に必要な電力が低減し、電源回路の出力容量を小さくすることができた。また、スイッチング素子をオフするときに蓄積電荷が少ないのでスポット的な発熱を抑え、スポット的な発熱によるスイッチング素子の破壊を抑えることができる。
【０００３】
しかし、このような電圧駆動型（ゲート端子を有する）スイッチング素子を用いてスイッチング速度を高速化していった結果、スイッチング素子をオフするときのターンオフ損失が低減されていったが、スイッチング素子のオン動作も速くなり、ターンオン時のスパイク電流が増加し、これを対策するために駆動部の充電抵抗を大きくしゲート端子への充電電流を低減することがあった。
【０００４】
しかし、この対策ではスパイク電流のピーク値は抑えられても、スイッチング素子のゲート端子の電圧がスレッショルド電圧から上がらず、定常オン動作時のコレクタ−エミッタ間の電圧が上昇し、定常オン時の損失が増加するという課題が発生した。
【０００５】
そこで、定常オン損失を低減するために、スイッチング素子の素子電圧を検知する素子電圧検知部を設け、素子電圧が所定値より高い時は駆動部の充電抵抗を増加させるインピーダンス可変手段を設けたものがあった。（例えば特許文献２参照）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第２８７０９４５号公報
【特許文献２】特開平１１−３２９６９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、前記従来の構成では、スイッチング素子の充電抵抗を可変にしないと、スイッチング素子のターンオン時のスパイク電流によるターンオン損失の低減と、スイッチング素子の定常オン時の定常オン損失の低減を両立できないという課題を有するものであった。
【０００８】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので駆動回路を介して半導体スイッチング素子に電力供給するための第一の直流電源回路を有し、前記第一の直流電源回路から制御部に電力供給するための第二の直流電源回路を構成し、半導体スイッチング素子のオン時間によって半導体スイッチング素子のゲート端子の入力電圧を調整する誘導加熱式の炊飯器を
提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記従来の課題を解決するために、本発明の炊飯器は、鍋を誘導加熱する加熱コイルと、前記加熱コイルに並列接続または直列接続したコンデンサと、前記加熱コイルに接続し、前記加熱コイルを導通、遮断する半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、交流電源を整流し前記インバータ回路に電力供給する整流回路と、前記半導体スイッチング素子のゲート端子をオンオフする駆動回路と、前記駆動回路を介して前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、前記交流電源を直流電源に変換する第一の直流電源回路と、前記第一の直流電源回路より電源電圧を供給され、前記第一の直流電源回路の出力電圧より低い電圧にする第二の直流電源回路と、を有し、前記第一の直流電源回路は、前記半導体スイッチング素子のゲート端子のスレッショルド電圧より約２倍以上の電圧を出力するように構成され、前記制御部は、前記第二の直流電源回路より電源電圧を供給され、前記駆動回路は、前記第一の直流電源回路より電力供給され、前記制御部は、出力するオン信号の時間を長くすることで前記駆動回路が半導体スイッチング素子のゲート端子に出力する電圧を大きくして調整するものである。
【００１０】
半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）のゲート端子に電力供給する第一の直流電源回路の出力電圧はゲート端子のスレッショルド電圧より大きな電圧になるように構成されているため、ゲート端子の寄生容量や電流制限抵抗があっても、スレッショルド電圧から引き続きゲート端子電圧を上げることができる。
【００１１】
従って、オン時間の長さが短い時は、半導体スイッチング素子のゲート端子に入力する電圧を小さくでき、高周波動作時に駆動回路の損失を小さくすることができる。また、半導体スイッチング素子の主経路（例えばＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間）の見かけ上のインピーダンスを大きくすることができ半導体スイッチング素子のターンオン時のターンオン電流を低減し、半導体スイッチング素子のピーク電流を抑えることができ、ターンオン損失を低減できる。
【００１２】
次に、オン時間が長くなるのに応じて半導体スイッチング素子に流れる電流が加熱コイルのインダクタンス成分によって徐々に増加しても、その増加量とほぼ同じようにゲート端子電圧が大きくなるので、半導体スイッチング素子の主経路（例えばＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の経路）の見かけ上のインピーダンスまたはオン電圧を小さくでき、定常オン損失を増加させないようにできる。
【００１３】
以上のように、ゲート端子の寄生容量と電流制限抵抗があっても第一の直流電源回路の出力電圧をゲート端子のスレッショルド電圧より大きくしているので、ゲート端子電圧がオン時間に応じて徐々に大きくなることができることになり、オン時間を調整することでゲート端子電圧を調整することが可能となる。その結果、上記で示したような効果を発揮し、半導体スイッチング素子の定常オン損失を上げずにターンオン損失を低減でき、半導体スイッチング素子のトータル損失を低減することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の炊飯器は、第一の直流電源回路を半導体スイッチング素子のゲート端子のスレッショルド電圧より大きな電圧を出力するように構成し、制御部は第二の直流電源回路より電源電圧を供給され、駆動回路は第一の直流電源回路より電力供給され、前記半導体スイッチング素子のゲート端子に入力する電圧を前記制御部が出力するオン信号の時間の長さで調整することにより、半導体スイッチング素子に流す電流に応じて半導体スイッチング素子のゲート端子のオン電圧を調整し、半導体スイッチング素子のオン電圧（例えばコレクタ−エミッタ間電圧）を調整するので、半導体スイッチング素子の損失を低減するこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の主要部ブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の断面図
【図３】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の駆動回路の主要ブロック図
【図４】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のオン時間とコレクタ電流の関係を示すグラフ
【図５】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の交流電源から供給される入力電流と半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のコレクタ電流の関係を示すグラフ
【図６】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流とゲート端子電圧の関係を示すグラフ
【図７】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の起動時の主要部動作波形図
【図８】従来の誘導加熱式炊飯器の起動時の主要部動作波形図
【図９】本発明の実施の形態１における誘導加熱式炊飯器の第二の入力電流設定値近傍での主要部動作波形図
【図１０】本発明の実施の形態１における炊飯器の温度検知部と入力電流設定値と半導体スイッチング素子のオン時間を示すタイムチャート
【図１１】本発明の実施の形態２における誘導加熱式炊飯器の主要部ブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
第１の発明は、鍋を誘導加熱する加熱コイルと、前記加熱コイルに並列接続または直列接続したコンデンサと、前記加熱コイルに接続し、前記加熱コイルを導通、遮断する半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、交流電源を整流し前記インバータ回路に電力供給する整流回路と、前記半導体スイッチング素子のゲート端子をオンオフする駆動回路と、前記駆動回路を介して前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、前記交流電源を直流電源に変換する第一の直流電源回路と、前記第一の直流電源回路より電源電圧を供給され、前記第一の直流電源回路の出力電圧より低い電圧にする第二の直流電源回路と、を有し、前記第一の直流電源回路は、前記半導体スイッチング素子のゲート端子のスレッショルド電圧より約２倍以上の電圧を出力するように構成され、前記制御部は、前記第二の直流電源回路より電源電圧を供給され、前記駆動回路は、前記第一の直
流電源回路より電力供給され、前記制御部は、出力するオン信号の時間を長くすることで前記駆動回路が前記半導体スイッチング素子のゲート端子に出力する電圧を大きくして調整することにより、半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）のゲート端子に電力供給する第一の直流電源回路の出力電圧はゲート端子のスレッショルド電圧より大きな電圧になるように構成されているため、ゲート端子の寄生容量や電流制限抵抗があっても、スレッショルド電圧から引き続きゲート端子電圧を上げることができる。
【００１７】
従って、オン時間の長さが短い時は、半導体スイッチング素子のゲート端子に入力する電圧を小さくでき、高周波動作時に駆動回路の損失を小さくすることができる。また、半導体スイッチング素子をコレクタ・エミッタ間の見かけ上のインピーダンスを大きくすることができ半導体スイッチング素子のターンオン時のターンオン電流を低減し、半導体スイッチング素子のピーク電流を抑えることができ、ターンオン損失を低減できる。
【００１８】
次に、オン時間が長くなるのに応じて半導体スイッチング素子に流れる電流が加熱コイルのインダクタンス成分によって徐々に増加しても、その増加量とほぼ同じようにゲート端子電圧が大きくなるので、半導体スイッチング素子の見かけ上のインピーダンスを小さくすることができ、定常オン損失を増加させないようにできる。
【００１９】
以上のように、ゲート端子の寄生容量と電流制限抵抗があっても第一の直流電源回路の出力電圧をゲート端子のスレッショルド電圧より大きくしているので、ゲート端子電圧がオン時間に応じて徐々に大きくなることができることになり、オン時間を調整することでゲート端子電圧を調整することが可能となる。その結果、上記で示したような効果を発揮し、半導体スイッチング素子の定常オン損失を上げずにターンオン損失を低減でき、半導体スイッチング素子のトータル損失を低減することができる。
【００２１】
第２の発明は、特に第１の発明の炊飯器の前記駆動回路が前記半導体スイッチング素子のゲート端子に出力する電圧に上限値を設けたことにより、半導体スイッチング素子のゲート端子の絶対最大定格電圧を越えないように、駆動回路がゲート端子に電圧を入力することが出来る。この結果より、第一の直流電源電圧回路の出力電圧を半導体スイッチング素子のゲート端子の絶対最大定格電圧を越えても、駆動回路がゲート端子への入力電圧に上限を設けているので、第一の直流電源回路の出力電圧を他の負荷にあわせることも可能となるものである。
【００２２】
第３の発明は、特に第１または第２の発明の炊飯器が、前記交流電源から前記整流回路に供給される入力電流に相当する値を検知する入力電流検知回路を有し、前記制御部は炊飯シーケンスと保温シーケンスを記憶したマイクロコンピュータを有し、前記マイクロコンピュータは前記炊飯シーケンスと前記保温シーケンスに応じて所定の入力電流設定値を有し、この入力電流設定値と前記入力電流検知回路の出力値を比較して、前記入力電流検知回路の出力値が前記入力電流設定値になるようにオン時間を設定することにより、各シーケンスに応じて必要な炊飯電力、保温電力を供給できる。
【００２３】
また、入力電流が低い時は、半導体スイッチング素子のターンオン電圧が発生するときもある。このときは、オン時間が短いのでＩＧＢＴのゲート端子への入力電圧が低くなり、半導体スイッチング素子の主経路（例えばＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間）の見かけ上のインピーダンスが大きくなりターンオン時の突入電流を小さくすることができ、ターンオン損失を低減できる。
【００２４】
オン時間が長い時は、加熱コイルに流れる電流も増え、半導体スイッチング素子の主経路の電流（例えばＩＧＢＴのコレクタ電流）も大きくなる。しかし、第一の直流電源回路から駆動回路を介して半導体スイッチング素子のゲート端子に充電する充電電流によりゲート端子電圧が大きくなり、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電圧は徐々に低くなり、ＩＧＢＴの定常オン損失を低減できる。
【００２５】
つまり、半導体スイッチング素子の損失は大きくターンオン損失、定常オン損失、ターンオフ損失に分類されるが、半導体スイッチング素子の主経路に流れる電流の大きさによって、これら三つの損失の比率が変化する。半導体スイッチング素子に流れる電流の大きさは半導体スイッチング素子のオン時間とほぼ比例関係であるので、オン時間の長さを調整することにより半導体スイッチング素子のゲート端子電圧を調整することになり、半導体スイッチング素子の損失を低減することができる。
【００２６】
第４の発明は、特に第１または第２の発明の炊飯器が、前記加熱コイルの両端電圧に相当する電圧を検知する電圧検知回路を有し、前記制御部は炊飯シーケンスと保温シーケンスを記憶したマイクロコンピュータを有し、前記マイクロコンピュータは前記炊飯シーケンスと前記保温シーケンスに応じて所定の電圧設定値を有し、この電圧設定値と前記電圧
検知回路の出力値を比較して、前記電圧検知回路の出力値が電圧設定値になるようにオン時間を設定することにより、各シーケンスに応じて必要な炊飯電力、保温電力を供給できる。
【００２７】
また、加熱コイルの両端電圧に相当する電圧が低い時は、半導体スイッチング素子のターンオン電圧が発生するときもある。このときは、オン時間が短いので、例えば半導体スイッチング素子の一例であるＩＧＢＴのゲート端子への入力電圧が低くなり、半導体スイッチング素子の主経路（例えばＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間）の見かけ上のインピーダンスが大きくなりターンオン時の突入電流を小さくすることができ、ターンオン損失を低減できる。
【００２８】
また、オン時間が長い時は、加熱コイルに流れる電流も増え、加熱コイルの両端端電圧に相当する電圧も大きくなる。加熱コイルに流れる電流が増えるということは、半導体スイッチング素子の一例であるＩＧＢＴの主経路の電流も大きくなる。しかし、第一の直流電源回路から駆動回路を介して半導体スイッチング素子のゲート端子に充電する充電電流によりゲート端子電圧が大きくなり、半導体スイッチング素子の一例であるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電圧は徐々に低くなり、ＩＧＢＴの定常オン損失を低減できる。
【００２９】
つまり、半導体スイッチング素子の損失は大きくターンオン損失、定常オン損失、ターンオフ損失に分類されるが、半導体スイッチング素子の主経路に流れる電流の大きさによって、これら三つの損失の比率が変化する。半導体スイッチング素子に流れる電流の大きさは加熱コイルの両端電圧や半導体スイッチング素子のオン時間とほぼ比例関係であるので、オン時間の長さを調整することにより半導体スイッチング素子のゲート端子電圧を調整することになり、半導体スイッチング素子の損失を低減することができる。
【００３０】
第５の発明は、特に第３または第４の発明の炊飯器が、前記制御部はオン時間の初期値を有し、この初期値は前記半導体スイッチング素子のゲート端子電圧のスレッショルド電圧を越える値であり、前記加熱コイルに起動する時は、前記半導体スイッチング素子のオン時間を前記初期値に設定することにより、起動直後に半導体スイッチング素子をオンしたときに、半導体スイッチング素子のゲート端子電圧を小さくして起動できるので、起動時に整流回路からコンデンサを介して半導体スイッチング素子の主経路に流れる電流を半導体スイッチング素子のインピーダンスを大きくすることで低減でき、半導体スイッチング素子の絶対最大電流定格を越えないようにすることができる。
【００３１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００３２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における炊飯器の主要部ブロック図である。
【００３３】
図１において、１は鍋で、特に図示していないが、磁性金属や非磁性金属を複数用いた積層体で構成されている。加熱コイル２は、特に図示していないが鍋１の底面の中央部に対向した第一の加熱コイルと、鍋１の底面のコーナー部に対向した第二の加熱コイルで構成される。この第一の加熱コイルと第二の加熱コイルは電気的に直列接続している。
【００３４】
特に図示しないが、第一の加熱コイルは渦巻き状の形状をしており、鍋１の底面中央部に一定の距離で配置される。第二の加熱コイルは第一の加熱コイルの同心円状の外側に配置され、鍋１の底面のコーナー部に一定の距離をおいて配置されている。加熱コイル２は複数の銅線を束ねたリッツ線を更に２０数本で撚った線で構成されており、高周波電流が流れた時の電流分布を均一にしている。
【００３５】
３はインバータ回路で、コンデンサ４と半導体スイッチング素子５とダイオード６で構成されている。コンデンサ４は、図１に示すように加熱コイル２に並列接続している。本実施例では高周波電流が流れても損失の少ないポリプロピレンコンデンサを使用している。半導体スイッチング素子５は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子で構成されている。ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴは耐圧が高く、高周波のスイッチングが可能で、ゲート端子に電圧を印加することで大電流を流すことができるので、パワートランジスタに比べ省電力で大電流を流すことができるという利点がある。なお、本実施の形態では、この半導体素子にＩＧＢＴを使用している。
【００３６】
例えば、ＩＧＢＴはゲート端子への印加電圧の大きさによりコレクタ電流の大きさが限定される傾向がある。なおコレクタ−エミッタ間電圧はゲート端子への印加電圧とコレクタ電流により変動するが、電流を下げてもコレクタ−エミッタ間電圧は一定以上の電圧が発生する。これは電圧駆動型トランジスタであるＩＧＢＴの一般的な特性である。ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧とゲート端子への印加電圧の関係は図５で別途説明する。
【００３７】
また、ＭＯＳＦＥＴはゲート端子への印加電圧の大きさによりドレイン電流の大きさが限定される傾向がある。ＭＯＳＦＥＴの場合、ドレイン電流の大きさに比例して、ドレイン−ソース間電圧が大きくなるが、比例定数がゲート端子への印加電圧で変化する。これはＭＯＳＦＥＴの一般的な特性である。ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流とドレイン−ソース間電圧とゲート端子への印加電圧の関係は図６で別途説明する。
【００３８】
ダイオード６は、半導体スイッチング素子５の電流方向とは逆方向に電流が流れるように並列接続されている。一般的にこのようなインバータ回路の構成は、加熱コイル２とコンデンサ３で並列共振回路を構成しているため、１石電圧共振形インバータといわれている。
【００３９】
７は炊飯器に電力を供給する交流電源である。交流電源７の電源周波数は，東日本地域では５０Ｈｚ，西日本地域では６０Ｈｚとなっている。８は整流回路で、ダイオードブリッジ９、コイル１０、コンデンサ１１で構成されている。ここで、コンデンサ１１の容量は数μＦと小さく、加熱コイル２に電流を流すとリプルが生じる。本実施の形態では、このリプル電圧波形は交流電源７を全波整流した時の電圧波形と同じとなる。
【００４０】
駆動回路１２は、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタと半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのゲート端子の寄生容量に充電する電流を制限するための電流制限抵抗とゲート端子の寄生容量をすばやく引き抜くための放電抵抗などを有するプッシュプル回路で構成されている。駆動回路１２の構成の一例は図３で説明する。入力電流検知回路１３は、交流電源７から整流回路８への電流経路に接続されている。特に図示しないが、カレントトランスと、このカレントトランスが出力する交流電流を整流平滑する整流平滑回路で構成されており、入力電流値をアナログ電圧値に変換する。この入力電流値に相当するアナログ電圧を、制御部１４を構成するマイクロコンピュータ１５のＡＤ変換ポートに出力する。
【００４１】
制御部１４は、マイクロコンピュータ１５、同期信号発生回路１６などにより構成され
ている。マイクロコンピュータ１５は、多数のカウンタ機能やタイマー機能やメモリ機能を利用して、オン時間設定部１７、パルス発生部１８、入力電流設定部１９、シーケンス設定部２０などを構成している。
【００４２】
オン時間設定部１７は最小オン時間Ｔｏｎ１と最大オン時間Ｔｏｎ４の範囲内でオン時間を設定する。なお、本実施の形態では、インバータ回路３起動時は、初期値としてＴｏｎ１からスタートし徐々にオン時間を長くしていく。
【００４３】
パルス発生部１８は同期信号発生回路１６の同期信号を検知すると設定されたオン時間のハイパルスを駆動回路１２に出力する。マイクロコンピュータ１５は８ＭＨｚ発振子と３２．７２８ｋＨｚ発振子で動作する。従って、マイクロコンピュータ１５で構成されるパルス発生部１８のハイパルス幅の最小設定単位は、８ＭＨｚ発振子で設定される最小周期である０．１２５μｓ単位で制御される。つまり、オン時間設定部１７が出力データ（８ｂｉｔ）を１ｄｉｇｉｔ変更すると、パルス発生部１８のハイパルス幅が０．１２５μｓ変化するようになっている。
【００４４】
入力電流設定部１９は、マイクロコンピュータ１５のメモリを利用して、シーケンス設定部２０が設定するシーケンスごとに複数の入力電流設定値が記憶されている。本実施の形態の誘導加熱式炊飯器では、第一の入力電流設定値２１（本実施の形態ではＩｉｎ１とする）、第一の入力電流設定値２１より低い値の第二の入力電流設定値２２（本実施の形態ではＩｉｎ２とする）、第二の入力電流設定値２２より低い値の第三の入力電流設定値２３（本実施の形態ではＩｉｎ３とする）が記憶されている。
【００４５】
シーケンス設定部２０は、使用者が設定した操作に従って、炊飯シーケンスや保温シーケンスを設定する。また、炊飯シーケンスも保温シーケンスも動作していない時は待機状態を設定する。
【００４６】
同期信号発生回路１６は、コンパレータや抵抗分圧回路などで構成され、（Ｃ２）端子を所定の比率で抵抗分圧した電圧と、（ＣＥ）端子を所定の比率で抵抗分圧した電圧をコンパレータによって比較し、（Ｃ２）端子の分圧電圧の方が高いときにハイ信号をマイクロコンピュータ１５に出力し、（Ｃ２）端子の分圧電圧の方が低いときにロー信号をマイクロコンピュータ１５に出力する。
【００４７】
第一の直流電源回路２４は、特に図示しないが、スイッチング電源で構成され、交流電源７を半波整流した電圧を、約２０Ｖの直流電圧を出力するように直流電源に変換している。
【００４８】
なお、本実施の形態では、半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのゲート端子の遮断電圧（スレッショルド電圧）のバラつき保証値は６Ｖである。つまり、ゲート端子に６Ｖ以上の電圧をオンすればＩＧＢＴのエミッタ−コレクタ間がオンする。約２０Ｖにしているのは、この遮断電圧のバラついても、この遮断電圧を超える電圧を駆動回路１２を介して供給できるからである。つまりＩＧＢＴを駆動する際には、ＩＧＢＴに電圧供給する駆動回路１２の電源である第一の直流電源回路２４の出力電圧は、ゲート端子の遮断電圧より大きくすることが重要である。
【００４９】
ここで、上記で簡単に説明した駆動回路１２の動作について、もう少し詳しく説明する。駆動回路１２は、マイクロコンピュータ１５が構成するパルス発生部１８の出力がハイの間、第一の直流電源回路２４の電源電圧を利用して、半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのゲート端子に電圧を印加し、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間をオンし、パルス発生部１８がロー出力している間はＩＧＢＴのゲート端子の電圧を０Ｖにして、Ｉ
ＧＢＴのコレクタ−エミッタをオフにする。なお、これは一例でプッシュプル回路を構成する部品はＭＯＳＦＥＴなどで構成しても構わない。また、第一の直流電源回路２４の出力電圧はオン時間設定部１７が設定したオン時間により第一の直流電源電圧設定部２０が設定した電圧となる。
【００５０】
また、第一の直流電源回路２４は、冷却ファン２７を駆動するための電源も供給している。本実施の形態では、特に図示していないが、ファン駆動回路としてトランジスタやＭＯＳＦＥＴをマイクロコンピュータ１５でオンオフ制御することで、冷却ファン２７を駆動したり停止したりすることができる。
【００５１】
第二の直流電源回路２８は、ＮＰＮトランジスタ２９と定電圧ダイオード３０と抵抗３１とコンデンサ３２からなるエミッタフォロア回路で定電圧回路を構成し、第一の直流電源回路２４の出力電圧約２０Ｖを約５Ｖに降圧している。第二の直流電源回路２８は、マイクロコンピュータ１５や零電圧同期信号出力回路３３などの電源となっている。
【００５２】
なお、この第二の直流電源回路２８の構成は一例であり、例えば出力電圧のバラつきを抑えた定電圧回路を実現するために専用の電源ＩＣを使用しても良い。
【００５３】
零電圧同期信号出力回路３３は、特に図示していないが、交流電源７の（ｕ）極が抵抗を介してトランジスタのベース端子に接続している。このトランジスタのコレクタ端子は交流電源７からスイッチング電源を介して生成される第二の直流電源回路２８と、抵抗を介して接続しており、（ｕ）極の電位がもう一方の極より高いときにローを、低いときにハイをマイクロコンピュータ１５に出力する。マイクロコンピュータ１５はこの出力信号に同期して、所定時間後に入力電流検知回路１３の出力電圧を入力し、入力電流設定部１９が設定した入力電流設定値と比較して、オン時間設定部１７でオン時間の設定を行う。設定されたオン時間は次の同期信号のときに更新される。またマイクロコンピュータ１５は零電圧同期信号出力回路３３の出力信号に同期して、現在時刻の表示や、炊飯制御に関する処理などを開始する。
【００５４】
操作部３４は、複数のモーメンタリスイッチで構成されている。各スイッチが使用者により押されると、マイクロコンピュータ１５はスイッチが押されたことを検知し、各スイッチに応じて、所定の炊飯動作や保温動作をおこなう。表示部３５は、ＬＣＤと、赤、緑、橙などの複数のＬＥＤで構成されている。マイクロコンピュータ１５は、炊飯中や保温中などの炊飯器の状態に応じて、ＬＣＤの表示内容や点灯するＬＥＤを設定している。ＬＣＤの表示内容としては、現在時刻の表示や、炊飯終了までの時間の表示、保温経過時間の表示などがある。
【００５５】
図２は本実施の形態の炊飯器の要部断面構成図である。図面を簡潔にするために、電気的接続のためのリード線や、部品を固定するためのネジは省略している。図２において、４１は炊飯器のボディ（本体）である。ボディ４１には、その上面を覆う蓋４２が開閉自在に設置されている。ボディ４１の収納部４３は、その底部と側面部に加熱コイル２を配設し、加熱コイル２の外周側に放射状にフェライトコア４４を配設する。加熱コイル２は鍋１の底部の中心の略真下に中心を有する巻き線である。
【００５６】
鍋１は、ステンレス、鉄、銅などの磁性体によって形成される。鍋１は、上端開口部に外側にせり出したフランジ４５を有し、フランジ４５を収納部４３の上端から浮き上がった状態で載置することにより、収納部４３に着脱自在に収納される。従って、鍋１は収納時に、収納部４３との間に隙間を有する。蓋４２には着脱自在な蓋加熱板４６が設定されている。蓋加熱板４６はステンレスなどの金属で形成されている。４７は蓋加熱ヒータで蓋３２に内蔵され、蓋加熱板４６を加熱する。なお、蓋加熱ヒータ４７は図１には特に図
示していない。
【００５７】
４８は第一の回路基板でスイッチ、ＬＣＤ、マイクロコンピュータ１５などで構成されている。４９は第二の回路基板で、特に図示しないが、半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴ、コンデンサ４，ダイオードブリッジ９、チョークコイル１０、コンデンサ１１などが搭載されている。５０は巻き取り式の電源コード収納部で、第二の回路基板４９にリード線を介して電気的に接続している。電源コード収納部５０はストッパーとばねを用いて電源コードを巻き取ることを可能にしている。
【００５８】
５１は温度検知部で、サーミスタで構成され、鍋１の底部の略中心に配置されている。サーミスタは温度で抵抗値が変わるので、このサーミスタと所定の抵抗値を有する抵抗で分圧回路を構成し、所定の電圧をこの分圧回路の両端に供給することで、サーミスタの抵抗値をアナログ電圧に変換できる。図１に示したマイクロコンピュータ１５は、内蔵されたＡＤ変換器を用いてこのアナログ電圧から温度を推定する。
【００５９】
冷却ファン２７はＤＣブラシレスモータの回転子にファンを取り付けたファンモータで構成されている。冷却ファン２７は図１に示したように、第一の直流電源回路２４より電源供給され、マイクロコンピュータ１５でオンオフ制御される。
【００６０】
第一の回路基板４８と第二の回路基板４９は、特に図示しないが、リード線で電気的に接続しており、マイクロコンピュータ１５内部に構成されたオン時間設定部１７、パルス発生部１８により、半導体スイッチング素子５をオンオフ制御し、加熱コイル２に高周波電流を供給する。加熱コイル２は高周波電流が流れると交番磁界を発生させ，この交番磁界により鍋１に渦電流が流れ，鍋１が発熱する。
【００６１】
以上のように，本実施の形態の炊飯器は、鍋１を誘導加熱し、鍋１内の調理物を加熱調理する。ここで調理物は、炊飯前の米と水又は炊き上がったご飯等である。
【００６２】
図３は駆動回路１２の主要部ブロック図を示している。図３において、６１は抵抗内蔵ＮＰＮトランジスタで、マイクロコンピュータ１５のハイローの信号を受けてオンオフする。
【００６３】
６２はＮＰＮトランジスタで、抵抗内蔵ＮＰＮトランジスタ６１がオフしたときに第一の直流電源回路２４から抵抗６３を介してベース電流を供給されオンし、抵抗内蔵トランジスタ６１がオンしたときに、ベース端子電圧が約０Ｖとなりオフする。抵抗６４はＮＰＮトランジスタ６２のベース−エミッタ間に接続された抵抗で、ＮＰＮトランジスタ６２に外来ノイズが入ったときでも誤動作を防止する。
【００６４】
６５は半導体スイッチング素子５の一例であるＩＧＢＴのゲート端子をオンするためのＮＰＮパワートランジスタで、半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート端子に充電電流を瞬時に流しこめるように０．５Ａ〜１Ａほどの瞬時電流を供給する能力があるトランジスタを使用している。ＮＰＮトランジスタ６２がオフすると第一の直流電源回路２４から抵抗６６を介してベース電流が供給されオンする。なお、ＮＰＮパワートランジスタ６５はＭＯＳＦＥＴにしても構わない。ＭＯＳＦＥＴの方が電圧駆動型なので抵抗６６の影響をパワートランジスタほどは受けない傾向があり、駆動回路を省電力化するときなどに使用すると効果がある。
【００６５】
６７は電流制限抵抗で、ＮＰＮパワートランジスタ６５がオンするとＶｃｃから電流制限抵抗６７とＮＰＮパワートランジスタ６５を介して半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート端子に電流供給する。ＮＰＮパワートランジスタ６５のコレクタ電流はベ
ース電流と電流増幅率Ｈｆｅで定まる。本実施の形態では、電流増幅率Ｈｆｅの下限値を５０程度に考えて、十分にコレクタ電流が流せるように抵抗６６を決定し、ＩＧＢＴのゲート端子への電流は電流制限抵抗６７でおおよそ決まるようにしている。半導体スイッチング素子５のＩＧＢＴのゲート端子には寄生容量があるので、電流制限抵抗６７と寄生容量値による時定数に基づいてゲート端子電圧は上昇し、ＩＧＢＴのゲート端子の遮断電圧（スレッショルド電圧）を越えるとＩＧＢＴがオンする。
【００６６】
６８はＩＧＢＴのゲート端子をオフするためのＰＮＰパワートランジスタで、ＩＧＢＴのゲート端子の寄生容量に充電された電荷を瞬時に引き抜けるように０．５Ａ〜１Ａほどの瞬時電流を流せる能力を有する。ＮＰＮトランジスタ６２がオンするとＮＰＮパワートランジスタ６５がオフするとともに、ＩＧＢＴのゲート端子からＰＮＰパワートランジスタ６８のベース電流が供給されて、ＰＮＰパワートランジスタ６８がオンする。図３に示すようにＰＮＰパワートランジスタ６８のベース抵抗はなく、ベース電流はＮＰＮトランジスタ６２のコレクタ電流の供給能力で決まる。なおＰＮＰパワートランジスタ６８をＭＯＳＦＥＴにしても構わない。ＭＯＳＦＥＴの方が電圧駆動型なので抵抗６６の影響をパワートランジスタほどは受けない傾向があり、駆動回路を省電力化するときなどに使用すると効果がある。
【００６７】
６９は放電抵抗で、ＰＮＰパワートランジスタ６８がオンするとＩＧＢＴのゲート端子電圧からＰＮＰパワートランジスタ６８と放電抵抗６９を介してＩＧＢＴのゲート端子の寄生容量に充電された電荷を放電し、最終的に約０Ｖにする。放電抵抗６９を小さくするほどゲート端子電圧が０Ｖになるが速くなるのは、放電抵抗６９とＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量の時定数で定まるからである。
【００６８】
抵抗７０は、第一の直流電源回路２４が所定の電圧に立ち上がるまでにＰＮＰトランジスタ６７がオンしきれないときに、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に外来ノイズが入りＩＧＢＴが誤動作しないように、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の電圧を同電位するためのものである。
【００６９】
７１は定電圧ダイオードで所定値以上の電圧をクランプする。この定電圧ダイオード７１のクランプする電圧を、半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の絶対最大電圧定格より小さくすることでＩＧＢＴの破壊を防止することができる。ただ、第一の直流電源回路２４の出力電圧をＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の絶対最大定格電圧より小さい値し、かつＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の遮断電圧（スレッショルド電圧）より大きい値にしておけば、無理につける必要はない。この時は実装面積が小さくなるという利点がある。定電圧ダイオード７１のような保護回路を入れる場合は、第一の直流電源回路２４を他の負荷（特に図示していないが冷却ファンや、表示手段に使用するＬＥＤをたくさん直列接続した回路）に必要な電圧に上げた場合になる。
【００７０】
７２はＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量である。この値は一般的にＩＧＢＴの定格電流容量や定格電圧やＩＧＢＴメーカで変動するものである。
【００７１】
以上のように、図３に示した駆動回路はＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量７２を充電するための充電電流を制限するための電流制限抵抗６７と、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量７２に充電された電荷を放電するための放電抵抗６９を有した構成で、ＮＰＮパワートランジスタ６５、ＰＮＰパワートランジスタ６８でプッシュプル回路の構成になるようにしている。ただし、これは一例であり、専用ＩＣに電流制限抵抗や放電抵抗を設ける構成にしても構わないものである。
【００７２】
また、定電圧ダイオード７１により半導体スイッチング素子５のゲート端子の絶対最大
電圧定格を越えないようにしているが、この構成も一例であり、第一の直流電源回路２４と駆動回路の間に抵抗と定電圧ダイオードで電圧を制限する回路を設けてもよいし、第二の直流電源回路のようにトランジスタのエミッタフォロア回路で定電圧回路を構成しつつ十分な供給電流を維持できるようにしてもよい。
【００７３】
図４は、本実施の形態の炊飯器の半導体スイッチング素子５のオン時間と半導体スイッチング素子５に流れるコレクタ電流のピーク値の関係を示したグラフである。本実施の形態ではＴｏｎ１を半導体スイッチング素子５のオン時間の初期値に設定している。図４に示しているように、オン時間が長くなるほどコレクタ電流のピーク値が大きくなる。つまり、Ｔｏｎ１のようにオン時間が短いときは半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのゲート端子の電圧を低くしてコレクタ−エミッタ間電圧が上がってもスイッチング損失はそれほど大きくならない。
【００７４】
図５は、本実施の形態の炊飯器の交流電源７から供給される入力電流と半導体スイッチング素子５に流れるコレクタ電流のピーク値の関係を示したグラフである。図４に示しているように、入力電流が大きくなるほどコレクタ電流が大きくなる。つまり、入力電流が第三の入力電流設定値２３のように小さい時は半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのゲート端子の電圧を低くしてコレクタ−エミッタ間電圧が上がってもスイッチング損失はそれほど大きくならない。
【００７５】
図６は、本実施の形態の炊飯器の半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流の関係を示したグラフである。図６（ａ）はＩＧＢＴのゲート端子電圧が１０Ｖのときのグラフである。図６（ｂ）はＩＧＢＴのゲート端子電圧が１５Ｖのときのグラフである。図６（ｃ）はＩＧＢＴのゲート端子電圧が２０Ｖのときのグラフである。図６に示しているように、ゲート端子電圧によってコレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ電流は変動する。
【００７６】
図４に示すように半導体スイッチング素子５のオン時間が長くなるほどコレクタ電流のピーク値が大きくなることを考慮すると、オン時間が短い時は半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのゲート端子の電圧を低くしてコレクタ−エミッタ間電圧が上がってもスイッチング損失はそれほど大きくならないと判断できる。
【００７７】
図５に示すように入力電流が大きくなるほどコレクタ電流が大きくなることを考慮すると、入力電流が小さい時は半導体スイッチング素子５を構成するＩＧＢＴのゲート端子の電圧を低くしてコレクタ−エミッタ間電圧が上がってもスイッチング損失はそれほど大きくならないと判断できる。
【００７８】
図７は、図１および図３に示した誘導加熱式炊飯器において、マイクロコンピュータ１５が半導体スイッチング素子５をＴｏｎ１（初期値）でオンオフ制御したときの主要部の動作波形を示している。図７（ａ）はマイクロコンピュータ１５が出力するオンオフ信号を示している。図７（ｂ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧を示している。図７（ｃ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ電流を示している。図７（ｄ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧を示している。図７（ｂ）のＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧波形は、約５Ｖ付近の電圧が寄生容量に十分に電荷がたまりＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間がオンできるまで維持される。十分に電荷が充電されＩＧＢＴがオンすると再びゲート−エミッタ間電圧が寄生容量７２と電流制限抵抗６７の時定数に従い上昇を開始する。このような波形になるためには、第一の直流電源回路２４の出力電圧がＩＧＢＴのゲート端子の遮断電圧（スレッショルド電圧）の２倍以上あることが望ましい。２倍以上あることにより、ゲート−エミッタ間電圧が大きくなり、コレクタ電流をたくさん流してもコレクタ−
エミッタ間電圧が低いままになるという効果がある。
【００７９】
図８は本実施の形態の誘導加熱式炊飯器の駆動回路で制御をしなかった場合に、マイクロコンピュータ１５が半導体スイッチング素子５をＴｏｎ１（初期値）でオンオフ制御したときの主要部の動作波形を示している。図７（ａ）はマイクロコンピュータ１５が出力するオンオフ信号を示している。図７（ｂ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧を示している。図７（ｃ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ電流を示している。図７（ｄ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧を示している。図８はＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧が大きいので、コレクタ電流をたくさん流してもコレクタ−エミッタ間電圧を小さく出来るが、一方でコレクタ電流が流れすぎてしまい、ＩＧＢＴのコレクタ電流の絶対最大定格を越えてしまうこと考慮する必要がある。また、コレクタ−エミッタ間電圧はＩＧＢＴの特性上所定値以下にはならないので、ＩＧＢＴのターンオン損失はコレクタ電流の影響を大きく受けるものとなる。
【００８０】
図７、図８ともターンオン時ｔ１において半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｏｎが発生しているので、ターンオン時にＩＧＢＴのコレクタ電流に突入電流Ｉｏｎが流れている。この時のＶｏｎとＩｏｎにより半導体スイッチング素子５が発熱するわけだが、本実施の形態の一つである誘導加熱式炊飯器の場合は、図７に示したように、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧が小さいので図６で示したゲート−エミッタ間電圧とコレクタ電流のグラフの関係に従い、突入電流が図８のようにゲート−エミッタ間電圧が２０Ｖの時より小さくて済む。
【００８１】
図９は本実施の形態の誘導加熱式炊飯器において、マイクロコンピュータ１５が半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート端子をＴｏｎ３でオンオフ制御したときの主要部の動作波形を示している。図９（ａ）はマイクロコンピュータ１５が出力するオンオフ信号を示している。図９（ｂ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧を示している。図９（ｃ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ電流を示している。図９（ｄ）は半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧を示している。
【００８２】
図９（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴのコレクタ電流も加熱コイル２のインダクタンス成分によって徐々に上昇する。本実施の形態の誘導加熱式炊飯器の場合、コレクタ電流の時間変化量（ｄＩｃ／ｄｔ）はＩＧＢＴをオンしたときに加熱コイル２の両端にかかる電圧をＶｃ２とし、加熱コイル２のインダクタンスをＬ１とすると、（Ｖｃ２／Ｌ１）＝（ｄＩｃ／ｄｔ）という関係式になる。一方、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧は駆動回路１２の電流制限抵抗６７とＩＧＢＴの寄生容量７２の時定数に従って上昇していき、最終的には第一の直流電源回路２４の出力電圧である２０Ｖに近づいていく。
【００８３】
以上のように、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧が電流制限抵抗６７とＩＧＢＴの寄生容量７２の時定数に従って上昇していくので、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧はこのゲート−エミッタ間電圧に従って減少するので、ＩＧＢＴのコレクタ電流が上記関係式に従って上昇しても、ＩＧＢＴのオン損失は大きくならずに済む。
【００８４】
図１０は、本実施の形態の炊飯器の温度検知部のタイムチャートと入力電流設定部が設定する入力電流設定値と第一の直流電源回路２４の出力電圧のタイムチャートを示している。図１０（ａ）は温度検知部が検知した鍋底温度のタイムチャートを示している。図１０（ｂ）は入力電流設定部１９が設定した入力電流設定値のタイムチャートを示している。なお、入力電流設定値のタイムチャートは、縦軸で入力電流設定値を示し、横軸に、この入力電流設定値で半導体スイッチング素子をオンオフし加熱コイルに高周波電流を流す
期間を示している。図１０（ｃ）はマイクロコンピュータ１５が出力する半導体スイッチング素子５のオン時間のタイムチャートを示している。
【００８５】
図１から図１０を用いて、本実施の形態の炊飯器の動作を説明する。
【００８６】
図１０のＳ０において、図２に示した炊飯器の蓋内に配置された第一の回路基板４８に実装された複数のモーメンタリスイッチ（操作部３１）のうち、炊飯スタートを意味するモーメンタリスイッチを押すと、図１に示したマイクロコンピュータ１５が操作部３４の信号を検知し、シーケンス設定部２０が炊飯シーケンスを設定し炊飯シーケンスを開始する。
【００８７】
炊飯シーケンスは複数のサブシーケンスから構成されている。本実施の形態では、前炊き行程、炊飯量判定行程、沸騰維持行程、追い炊き行程で構成されている。
【００８８】
Ｓ０からＳ３までの期間は前炊き行程に該当する。前炊き行程では、Ｓ０からＳ３の期間にお米に水が吸収されやすい温度まで、入力電流設定部１９はシーケンス設定部２０の信号を受けて第二の入力電流設定値２２（Ｉｉｎ２）を設定する。
【００８９】
その後、半導体スイッチング素子５のオン時間はＴｏｎ１を初期値にして、入力電流検知回路１３の出力電圧と第二の入力電流設定値２２を比較してオン時間を設定する。このオン時間の増加時間または減少時間は所定時間以上にならないようにしている。その理由は急激な電流変化をした場合、この電流変化量によって鍋１に急峻なパワーが印加され音がするためである。は徐々にオン時間を大きくし、Ｓ１において入力電流検知回路１３の出力電圧が第二の入力電流設定値２２に相当する出力電圧を越えると、オン時間設定部１７が、この出力電圧と第二の入力電流設定値２２を比較して入力電流が第二の入力電流設定値２２になるようにオン時間を調整する。マイクロコンピュータ１５が、入力電流検知回路１３の出力電圧の読み込みやオン時間の調整を行うタイミングは、零電圧同期信号出力回路３３のローからハイになるエッジをトリガにして、所定時間後に行うようにしている。この所定時間は入力電流検知回路１３の出力電圧の瞬時値がピークなるくらいの時間である。これは、交流電源７のピーク付近にあたる。
【００９０】
なお、このときの動作は今後も繰り返される動作であり、図７において、これ以降この動作の説明は省略する。このとき、半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧は図７、図９に示しように、駆動回路１２を構成する電流制限抵抗６７とＩＧＢＴの寄生容量７２の時定数によって上昇する波形となる。
【００９１】
なお第二の入力電流設定値２２の設定で半導体スイッチング素子５が動作する導通比は１０秒／１６秒である。なお、１０秒／１６秒で再起動するときは、マイクロコンピュータ１５のオン時間設定部１７は再びオン時間を初期値Ｔｏｎ１に設定し、入力電流検知回路１３の出力電圧と第二の入力電流設定値２２を比較し、第二の入力電流設定値２２に相当する電圧になるようオン時間を徐々に増やしていく。
【００９２】
Ｓ２で図２に示した温度検知部５１が６０度を検知すると、マイクロコンピュータ１５は予めプログラムされた内容に従って、入力電流検知回路１３の出力電圧が第二の入力電流設定値２２で動作する導通比を可変にし、約６０度の温度を、Ｓ３までの期間、維持するように制御する。
【００９３】
Ｓ３からＳ５までの期間は炊飯量判定行程に該当する。炊飯量判定行程では、入力電流設定部１９はシーケンス設定部２０の出力に応じて入力電流の設定値を第一の入力電流設定値２１（Ｉｉｎ１）にする。オン時間設定部１７は、まずオン時間を初期値のＴｏｎ１
に設定した後、入力電流検知回路１３の出力電圧と第一の入力電流設定値２１を比較してオン時間を長くしながら加熱コイル２に高周波電流を供給する。
【００９４】
Ｓ４において、入力電流検知回路１３の出力電圧が第一の入力電流設定値２１に相当する電圧を超えると、オン時間設定部１７が、この出力電圧と第二の入力電流設定値２２を比較して入力電流が第二の入力電流設定値２２になるようにオン時間を調整する。マイクロコンピュータ１５が、入力電流検知回路１３の出力電圧の読み込みやオン時間の調整を行うタイミングは、零電圧同期信号出力回路３３のローからハイになるエッジをトリガにして、所定時間後に行うようにしている。この所定時間は入力電流検知回路１３の出力電圧の瞬時値がピークなるくらいの時間である。これは、交流電源７のピーク付近にあたる。
【００９５】
第一の入力電流設定値２１（Ｉｉｎ１）は第二の入力電流設定値２２（Ｉｉｎ２）よりも大きい電流なので加熱コイル２に供給される電流も増加し、誘導加熱量も大きくなる。つまり、鍋の温度も急激に上昇する。本実施の形態では、第一の入力電流設定値２１にして加熱コイル２の駆動を開始してから、温度検知部５１が１００度を検知するまでの経過時間（Ｓ３からＳ５までの時間）から、マイクロコンピュータ１５が炊飯量を判定し、その後の沸騰維持行程における加熱コイル２を駆動する導通比、追い炊き行程における加熱コイル２を駆動する導通比を設定する。なお、本実施の形態の誘導加熱式炊飯器では温度検知部５１が鍋１の底温度が１００℃になるまでの時間で炊飯量を判定しているが、これは一例であり、蓋の内側に新たにもう一つ温度検知部を設け、この温度検知部の温度が所定温度を超えるまでの経過時間をもとに炊飯量を判定してもよい。
【００９６】
Ｓ５からＳ６までの期間は沸騰維持行程に該当する。沸騰維持行程では、入力電流設定部１９はシーケンス設定部２０の出力に応じて第二の入力電流設定値２２（Ｉｉｎ２）に設定し、オン時間設定部１７が入力電流検知回路１３の出力電圧と第二の入力電流設定値２２を比較して半導体スイッチング素子５のオン時間を設定し、加熱コイル２に高周波電流を流して鍋１を加熱する。本実施の形態の炊飯器では、シーケンス設定部２０の指示に従い１０秒／１６秒の導通比で加熱コイル２を駆動する。加熱コイル２を駆動して鍋１を誘導加熱し続けると、鍋１内に残っていた水も蒸発し、鍋１の温度は１００度を超え、Ｓ６では１３０度に達する。温度検知部５１が１３０度を検知すると、マイクロコンピュータ１５は半導体スイッチング素子５をオフして、加熱コイル２の駆動を停止するとともに沸騰維持行程を終了し、追い炊き行程に移行する。
【００９７】
Ｓ６からＳ７までの期間は追い炊き行程に該当する。追い炊き行程では、入力電流設定部１９はシーケンス設定部２０の出力に応じて第二の入力電流設定値２２を設定する。第二の入力電流設定値２２と入力電流検知回路１３の出力電圧をオン時間設定部１７が比較して半導体スイッチング素子５のオン時間を設定する。パルス発生部１８は同期信号発生回路１６の同期信号をトリガにしてオン時間設定部１７が設定した時間をハイパルスとして出力し、最終的に入力電流検知回路１３の出力電圧が第二の入力電流設定値２２になるように制御する。シーケンス設定部２０は第二の入力電流設定値２２で動作する期間を、２秒／１６秒の導通比にしている。マイクロコンピュータ１５のシーケンス設定部２０はＳ６からの経過時間を計時し、Ｓ７に達すると炊飯シーケンスを終了し、炊飯終了をブザー報知するとともに表示部３５を構成する炊飯中の意味を示すＬＥＤを消灯することで炊飯が終了したことを表示する。
【００９８】
同時にＳ７においてマイクロコンピュータ１５を構成するシーケンス設定部２０は表示部３５を構成する保温中の意味を示すＬＥＤを点灯し、保温シーケンスを開始する。入力電流設定部１９はシーケンス設定部２０の指示に応じて入力電流の設定値を第三の入力電流設定値２３（Ｉｉｎ３）にする。その後、温度検知部５１の温度が所定の温度より低く
なるまで半導体スイッチング素子５をオフし、所定の温度より低くなったところで、再び半導体スイッチング素子５をオンオフし、入力電流検知回路１３の出力電圧が第三の入力電流設定値２３になるようにオン時間を制御する。このとき入力電流検知回路１３の出力電圧は第三の入力電流設定値２３に相当する出力電圧以下である。
【００９９】
第三の入力電流設定値２３になるように半導体スイッチング素子５をオンオフ制御することで鍋１を誘導加熱し、この温度を維持するようにする。保温シーケンスは、炊飯シーケンスのようにお米をご飯にするためのエネルギーは必要なく、ご飯の温度を一定温度に維持するエネルギーがあれば十分なので、入力電流は炊飯シーケンスのときより小さくても十分である。
【０１００】
保温シーケンスは使用者が操作部３４で取消を意味するスイッチを押すか、所定時間経過すると停止する。マイクロコンピュータ１５は待機状態と判別し、半導体スイッチング素子５をオフする。
【０１０１】
以上のように、図１０においては、入力電流の設定値が第一の入力電流設定値２１（Ｉｉｎ１）、第二の入力電流設定値２２（Ｉｉｎ２）、第三の入力電流設定値２３（Ｉｉｎ３）と複数設定され、炊飯シーケンス、保温シーケンスが実行できるようにしている。
【０１０２】
そして、これらの入力電流設定値になるように半導体スイッチング素子５をオンオフ制御するときは、半導体スイッチング素子５の起動時のオン時間の初期値をＴｏｎ１にして、徐々にオン時間を長くし、入力電流検知回路１３の出力電圧が、入力電流設定部１９が設定した入力電流設定値になるようにオン時間設定部１８がオン時間を調整する。図５に示したように所定の入力電流設定値にすれば半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのコレクタ電流もほぼ一定に制御される。
【０１０３】
そして、第一の直流電源回路２４の出力電圧を半導体スイッチング素子５のスレッショルド電圧より十分に大きくする（本実施の形態では２〜３倍程度である。）ことにより、図７、図９に示したようにオン時間の長さが長くなるほど、半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧を大きくできるようにしているので、起動時に発生するＩＧＢＴの突入電流はオン時間を短くすることで低減できる。突入電流を低減できるということは、ＩＧＢＴの瞬時電流の絶対最大定格を越えないようにすることが可能であり、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子の電流破壊を抑えることが出来る。
【０１０４】
また、ＩＧＢＴのコレクタ電流が大きくなっても、オン時間を長くすることでゲート−エミッタ間電圧が大きくなりコレクタ−エミッタ間電圧が小さくなるので、半導体スイッチング素子５であるＩＧＢＴのスイッチング損失を低減できる。
【０１０５】
なお、本実施の形態では第一の直流電源回路の出力電圧を約２０Ｖにしたが約１５Ｖにしても構わない。図６に示したようにＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧が２０Ｖの時と１５Ｖの時とでは、コレクタ電流の大きさによってはコレクタ−エミッタ電圧に殆ど差がなく第二の直流電源回路のように第一の直流電源回路から電力供給を受けている回路の損失を低くすることが出来る。なお１５Ｖにしても本実施の形態の誘導加熱式炊飯器の半導体スイッチング素子の一例であるＩＧＢＴであれば遮断電圧（スレッショルド電圧）は６Ｖなので、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量を充電するのに十分な出力電圧を有しているといえる。
【０１０６】
また、本実施の形態では駆動回路１２の構成を図３のようにしたが、これはＩＧＢＴ駆動用ＩＣに変更しても構わない。この場合は、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量を充電するための電流制限抵抗を駆動用ＩＣの能力に合わせてある程度設定する必要があ
るが、第一の直流電源回路の出力電圧をＩＧＢＴの遮断電圧（スレッショルド電圧）より２〜３倍にし、駆動用ＩＣに電力供給できるようにしておけば、同様の効果を有することが出来る。
【０１０７】
（実施の形態２）
図１１は、本発明の第２の実施の形態における誘導加熱式炊飯器の主要部ブロック図である。図１１において、制御部８１は電圧検知回路８２、マイクロコンピュータ８３、同期信号発生回路１６や特に図示していないが鍋１の温度を検知するための温度検知回路などで構成されている。
【０１０８】
電圧検知回路８２は、加熱コイル２と半導体スイッチング素子５の接続部（ＣＥ）とグランド間の電圧に相当する値を検知するものである。この電圧を検知することで、加熱コイル２の両端電圧に相当する電圧を検知することが可能である。なぜなら、（ＣＥ）とグランド間の電圧はコンデンサ１１と加熱コイル２の接続部（Ｃ２）の電圧と加熱コイル２の電圧を足したものであり、（Ｃ２）部分の電圧は交流電源７を整流した電圧であるからである。電圧検知回路８２は特に図示しないが抵抗分圧回路と抵抗分圧回路が出力する電圧のピーク値をホールドするためのエミッタフォロア回路で構成され、アナログ電圧をマイクロコンピュータ８３のＡＤポートに出力する。このとき、電圧検知回路８２は出力電圧が４Ｖを超えないように抵抗分圧回路の分圧比を設定している。
【０１０９】
マイクロコンピュータ８３は、オン時間設定部８４、パルス発生部１８、電圧設定部８５、シーケンス設定部２０をカウンタやメモリなどで構成している。
【０１１０】
オン時間設定部８４は電圧設定部８５の出力と電圧検知回路８２の出力を比較し、半導体スイッチング素子５のオン時間を設定する。オン時間設定部８４最小オン時間Ｔｏｎ１と最大オン時間Ｔｏｎ４の範囲内でオン時間を設定する。なお、本実施の形態では、インバータ回路３起動時は、初期値としてＴｏｎ１からスタートし徐々にオン時間を長くしていく。
【０１１１】
電圧設定部８５には第一の電圧設定値８６、第二の電圧設定値８７、第三の電圧設定値８８が記憶されている。各電圧設定値の関係は、第一の電圧設定値８６＞第二の電圧設定値８７＞第三の電圧設定値８８となっている。
【０１１２】
特に図示しないが、半導体スイッチング素子５をオフしたときに加熱コイル２とコンデンサ４の共振により発生する共振電圧、すなわち加熱コイル２の両端電圧は、半導体スイッチング素子５に流れる電流や、交流電源７の電圧波形が一定であれば、交流電源７から供給される入力電流と比例関係にある。
【０１１３】
つまり、電圧設定部８５が設定する電圧設定値と電圧検知回路８２が出力する電圧が同じになるようにオン時間をオン時間設定部が調整すれば、加熱コイル２で希望する電力を得ることができる。
【０１１４】
その他の構成は、本実施の形態１と同様であり、ここでの説明は省略する。
【０１１５】
図８の誘導加熱式炊飯器の動作について説明する。
【０１１６】
本実施の形態１と同様に、操作部３４で操作することによりシーケンス設定部２０が炊飯シーケンスを設定し、シーケンス設定部２０からの信号により電圧設定部８５が第二の電圧設定値８７を設定すると、オン時間設定部８４が、まず半導体スイッチング素子５のオン時間を初期値のＴｏｎ１に設定し、その後、第二の電圧設定値８７になるように半導
体スイッチング素子５のオン時間を長くしていく。
【０１１７】
オン時間設定部８４が電圧検知回路８２の出力値と第二の電圧設定値８７を比較しながら半導体スイッチング素子５のオン時間を長くしていき、電圧検知回路８２の出力電圧が第二の電圧設定値８７を超えると、電圧検知回路８２の出力電圧が第二の電圧設定値８７になるように短くする。
【０１１８】
以上のように、加熱コイルの両端電圧に相当する値を電圧検知回路で検知し、炊飯シーケンスや保温シーケンスに応じて、電圧設定部が設定した電圧設定値になるようにオン時間設定部がオン時間を調整することで、入力電流を検知しなくても必要な炊飯電力、保温電力を供給できる。この構成であれば入力電流を検知するための電流トランスなどが不要になり、実装面積が小さくでき、例えば図２に示した第二の回路基板を小さくすることも可能となり、炊飯器の小型化を実現できる。
【０１１９】
また、加熱コイルの両端電圧に相当する電圧が低い時は、図７に示したように半導体スイッチング素子のターンオン電圧が発生するときもある。このときは、オン時間が短いので、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧が小さくなり、図６に示したようにＩＧＢＴのコレクタ電流が制限されるので突入電流を小さくすることができ、ターンオン損失を低減できる。
【０１２０】
また、オン時間が長い時は、加熱コイルに流れる電流も増え、加熱コイルの両端端電圧に相当する電圧も大きくなる。加熱コイルに流れる電流が増えるということは、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴのコレクタ電流も大きくなる。しかし、図９に示したように第一の直流電源回路から駆動回路を介して半導体スイッチング素子のゲート端子に充電する充電電流によりゲート−エミッタ間電圧が大きくなり、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電圧は徐々に低くなり、ＩＧＢＴの定常オン損失を低減できる。
【産業上の利用可能性】
【０１２１】
以上のように、本発明にかかる炊飯器は、半導体スイッチング素子のゲート端子に印加する電圧を、ゲート端子をオンする時間で調整できるように駆動回路の電力を第一の直流電源回路から供給するようにしているので、半導体スイッチング素子の損失の小さい誘導加熱式炊飯器を提供できる。従って、家庭用途のみならず業務用途の炊飯器などの用途にも応用できる。
【符号の説明】
【０１２２】
１  鍋
２  加熱コイル
３  インバータ回路
５  半導体スイッチング素子
７  交流電源
８  整流回路
１２  駆動回路
１３  入力電流検知回路
１４  制御部
２１  第一の入力電流設定値
２２  第二の入力電流設定値
２３  第三の入力電流設定値
２４  第一の直流電源回路
２８  第二の直流電源回路
８１  制御部
８２  電圧検知回路
８５  電圧設定部
８６  第一の電圧設定値
８７  第二の電圧設定値
８８  第三の電圧設定値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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