(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷への駆動電流が流れる通電路に接続されると共に、制御信号が入力される制御入力端子を備え、前記制御入力端子にオン信号が与えられたときに通電状態となり、オフ信号が与えられたときに非通電状態となるスイッチ素子と、
前記スイッチ素子の前記制御入力端子に対して前記オン信号を周期的に出力する構成をなし、且つ各周期における前記オン信号の出力期間の長さを所定の変動範囲内で変更するように制御を行う信号制御回路と、
前記通電路における前記駆動電流の状態を検出する検出回路と、
前記検出回路によって検出される前記駆動電流の状態に基づいて異常判定を行う異常判定回路と、
前記異常判定回路によって異常と判定されることを条件として前記駆動電流を抑制する保護動作を行う保護回路と、
を備え、
前記信号制御回路は、少なくとも前記オン信号の出力周波数を変動させて前記オン信号の周期を変化させる構成であり、
前記異常判定回路は、
前記オン信号の周期が前記信号制御回路で変更可能となる最小の周期よりも大きく設定された期間において、前記信号制御回路により、前記オン信号の出力期間の長さが前記変動範囲における最小長さよりも長い所定長さに設定されるときに、前記検出回路の検出結果に基づいて異常判定を行い、
少なくとも前記オン信号の周期が前記信号制御回路で変更可能となる最小の周期の期間では、前記異常判定を行わないことを特徴とする負荷駆動装置。
【請求項２】
前記信号制御回路は、前記異常判定回路によって異常と判定された場合に、前記オン信号の出力期間の長さを、前記変動範囲における前記最小長さよりも長い所定の監視長さに変更し、
前記異常判定回路は、前記信号制御回路によって前記オン信号の出力期間が前記監視長さに設定されている監視期間中に、前記検出回路での検出結果に基づいて再度異常を判定し、
前記保護回路は、前記監視期間中に前記異常判定回路によって再度異常と判定されることを条件として前記駆動電流を抑制する保護動作を行うことを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項３】
前記信号制御回路は、少なくとも前記オン信号の出力周波数を所定の周波数範囲で変動させることで前記オン信号の出力期間の長さを前記変動範囲内で変更することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の負荷駆動装置。
【請求項４】
前記信号制御回路は、前記出力周波数を複数段階に変更可能とされ、且つ前記出力周波数を前記周波数範囲において最大周波数から最小周波数となるまで段階的に順次小さくするように制御を行うことを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。
【請求項５】
前記異常判定回路は、前記オン信号が出力される各周期において、前記オン信号の出力開始から所定時間だけ異常判定を行わない非判定期間を設定し、各周期において前記非判定期間の後に異常判定を行う判定期間を設定するように構成されており、且つ、前記オン信号の出力期間と前記判定期間とが重なるように前記オン信号の出力周波数及びデューティ比が設定される条件下で異常判定を行うことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
【請求項６】
前記異常判定回路は、バンドギャップ基準電圧回路と金属薄膜抵抗とに基づいて基準電流を生成する基準電流生成部を備え、前記基準電流生成部によって生成される前記基準電流と前記通電路を流れる電流とに基づいて前記駆動電流の異常判定を行うことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
【請求項７】
前記異常判定回路は、前記スイッチ素子を流れる電流に応じたセンス電流をカレントミラー方式で流すカレントミラー回路を備え、前記カレントミラー回路によって生成される前記センス電流に基づいて前記駆動電流の異常判定を行うことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
【請求項８】
前記スイッチ素子と前記検出回路とが単一の半導体チップ内に配置されていることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
【請求項９】
前記異常判定回路は、前記通電路を流れる電流値に基づいて異常判定を行う第１異常判定部と、前記スイッチ素子の温度状態に基づいて異常判定を行う第２異常判定部と、を備え、
前記保護回路は、前記第１異常判定部及び前記第２異常判定部の少なくともいずれかによって異常判定がなされた場合に前記駆動電流を抑制する保護動作を行うことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
【請求項１０】
前記異常判定回路は、
前記スイッチ素子を流れる電流に対応する電圧値を基準電圧と比較する比較部と、
前記スイッチ素子の温度状態を検出する温度検出部と、
前記比較部に用いられる前記基準電圧を、前記温度検出部によって検出される前記スイッチ素子の温度状態に応じた値に変更する変更部と、
を有することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、車載された負荷（モータ等）をＰＷＭ制御によって駆動する負荷駆動装置が提供されている。この種の駆動システムでは、例えば負荷への通電電流を駆動ＭＯＳのスイッチング動作によって制御するように構成されており、更に、過電流保護機能を備え、短絡などによって過電流が流れたときにこの過電流状態を検出して保護動作を行うように構成されている。なお、このような負荷駆動装置に関連する技術としては、例えば特許文献１〜３のようなものが提供されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２３８６７３公報
【特許文献２】特開平８−１８２３１２公報
【特許文献３】特開平２０００−２４５１４２公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記のような負荷駆動装置では駆動周波数の高周波化が求められる場合がある。例えば、車載用の負荷駆動装置では、ＡＭ帯、スマートキー帯、ＦＭ帯、テレビ帯等のノイズが印加されることがあるため、このようなノイズを低減するためにコンデンサやコイルを搭載している。このような構成の場合、駆動周波数を大きくすると充放電のリップルを抑えることができ、コンデンサやコイルの規模を抑えることができるため、回路全体の小型化を図ることができる。
【０００５】
しかしながら、上記のように駆動トランジスタのスイッチング動作によって負荷電流を制御する構成では、駆動トランジスタのオン動作の開始からオン抵抗が安定するまでにある程度の時間が必要となるため、例えばスイッチングの周波数が高くなり、オン時間が短くなると、オン時間中に駆動トランジスタのオン抵抗が安定しにくくなってしまう。即ち、オン時間中に駆動トランジスタを流れる電流を安定させにくくなってしまい、このような不安定な状態で過電流の検出を行うと、過電流を誤検出することが懸念され、検出精度の低下を招いてしまうことになる。
【０００６】
ここで、先行文献について検討すると、特許文献１の技術では、インバータ回路に過電流保護回路（６）を介在させ、入力電源の周波数を変化させて出力している。過電流保護回路（６）には、過電流検出手段（４）と、過電流検出時にインバータの出力周波数を予め設定された一定の周波数に低下させる周波数制御手段（５）とが設けられており、過電流検出手段（４）は、所定時間ごとに電流状態を検知し、過電流状態が所定時間内に所定回検出されたときにインバータの出力を停止している。周波数制御手段（５）は所定時間経過後に通常制御に復帰するように制御を行っている。この技術では、定常動作中に過電流を検出した時にはインバータの出力周波数を一定に定められた一定の周波数に下げるように制御を行っているが、過電流を検出するときの周波数（定常時の周波数）に関しては何ら特徴的な構成が言及されておらず、高い周波数でスイッチング動作を行おうとしたときの上述の課題を解消し得るものではない。
【０００７】
特許文献２の技術では、制御用ＩＣ（１１）が設けられており、この制御用ＩＣ（１１）は、定常時には主スイッチ（Ｑ１）を所定のスイッチング周波数（ｆｏ）でオン・オフし、そのデューティ比により出力電圧（Ｖｏ）を安定化している。一方、過電流保護回路（１）は、主スイッチ（Ｑ１）のオン期間中にカレントトランス（ＣＴ）からの電圧（Ｖ１）により過電流を検出すると、主スイッチ（Ｑ１）を強制的にオフにするように制御を行っている。しかし、それでも電圧（Ｖ１）が上昇すると、スイッチング周波数（ｆｏ）をより低い周波数に切り換えている。この技術でも、過電流をモニターするべき定常時の周波数について何ら特徴的な構成が言及されておらず、高い周波数でスイッチング動作を行おうとしたときの上述の課題を解消し得るものではない。
【０００８】
特許文献３でも、過電流時に発振周波数（駆動周波数）を遅くして電流を制限する技術が開示されている。この技術では、出力電圧（Ｖｏ）の分圧値（Ｖａｄｊ）と基準電圧（Ｖｒｅｆ１）との差に対応してコンパレータ（１５）が発振器（１６）からの三角波をスライスし、駆動回路（１９）がトランジスタ（Ｔｒ１）を制御するように構成されており、過電流検出回路（１１）で過電流が検出されると、第１発振周波数変更回路（１７）が発振器（１６）の発振周波数を低下させるとともに、ＲＳフリップフロップ回路（１２）が前記過電流保護動作を行っている。さらに、出力短絡などで出力電圧（Ｖｏ）が低下すると、第２発振周波数変更回路（１８）が発振器（１６）の発振周波数を低下させている。この技術でも、過電流をモニターするべき定常時の周波数について何ら特徴的な構成が言及されておらず、高い周波数でスイッチング動作を行おうとしたときの上述の課題を解消し得るものではない。
【０００９】
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、駆動電流を制御するスイッチ素子をより高い周波数で動作させることができ、且つ駆動電流の異常をより正確且つ安定的に検出することが可能な負荷駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するため、本発明に係る負荷駆動装置は、
負荷への駆動電流が流れる通電路に接続されると共に、制御信号が入力される制御入力端子を備え、前記制御入力端子にオン信号が与えられたときに通電状態となり、オフ信号が与えられたときに非通電状態となるスイッチ素子と、
前記スイッチ素子の前記制御入力端子に対して前記オン信号を周期的に出力する構成をなし、且つ各周期における前記オン信号の出力期間の長さを所定の変動範囲内で変更するように制御を行う信号制御回路と、
前記通電路における前記駆動電流の状態を検出する検出回路と、
前記検出回路によって検出される前記駆動電流の状態に基づいて異常判定を行う異常判定回路と、
前記異常判定回路によって異常と判定されることを条件として前記駆動電流を抑制する保護動作を行う保護回路と、
を備え、
前記信号制御回路は、少なくとも前記オン信号の出力周波数を変動させて前記オン信号の周期を変化させる構成であり、
前記異常判定回路は、
前記オン信号の周期が前記信号制御回路で変更可能となる最小の周期よりも大きく設定された期間において、前記信号制御回路により、前記オン信号の出力期間の長さが前記変動範囲における最小長さよりも長い所定長さに設定されるときに、前記検出回路の検出結果に基づいて異常判定を行い、
少なくとも前記オン信号の周期が前記信号制御回路で変更可能となる最小の周期の期間では、前記異常判定を行わないことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
請求項１の発明では、信号制御回路からスイッチ素子の制御入力端子に対してオン信号を周期的に出力しており、更に、この信号制御回路は、各周期におけるオン信号の出力期間の長さを所定の変動範囲内で変更するように制御を行っている。そして、異常判定回路は、信号制御回路により、オン信号の出力期間の長さが変動範囲における最小長さよりも長い所定長さに設定されるときに、検出回路の検出結果に基づいて異常判定を行っている。
この構成では、信号制御回路によって変動制御される出力期間（オン期間）の変動範囲において、オン期間がある程度長く設定される時期を狙って駆動電流の状態を検出し、異常判定を行うことができるため、異常判定に際しては、オン期間中にスイッチ素子の動作を安定させることができ、オン動作が開始した後のオン期間中の安定した駆動電流に基づいてより正確に異常を判別できるようになる。
【００１２】
請求項２の構成において、信号制御回路は、異常判定回路によって異常と判定された場合に、オン信号の出力期間の長さを、変動範囲における最小長さよりも長い所定の監視長さに変更し、異常判定回路は、信号制御回路によってオン信号の出力期間が監視長さに設定されている監視期間中に、検出回路での検出結果に基づいて再度異常を判定している。そして、保護回路は、監視期間中に異常判定回路によって再度異常と判定されることを条件として駆動電流を抑制する保護動作を行っている。
この構成では、通常動作時には長いオン時間を狙ってより正確且つ安定的に異常判定を行うことができ、通常動作時に異常が推定される場合には、強制的に長いオン時間に設定して再度異常の確認を行うことができる。従って、駆動電流に異常が生じているか否かをより一層正確に判定することができる。
【００１３】
請求項３の構成において、信号制御回路は、少なくともオン信号の出力周波数を所定の周波数範囲で変動させることでオン信号の出力期間の長さを変動範囲内で変更している。このようにすると、駆動周波数をある程度高い周波数まで広げることができるため、高周波化に起因するメリット（リップル低減、装置構成の小型化等）を享受し得る構成を実現しつつ、異常判定については、相対的に低い周波数の時期を狙って行うことができるため、高速化に起因する誤検出を抑えることができ、より正確な異常判定が可能となる。また、駆動周波数を単純に高くすると、高周波化に起因するノイズ（ＦＭノイズ等）が懸念されるが、駆動周波数をある変動範囲内で変動させるようにすれば、このようなノイズを抑えやすくなる。
【００１４】
請求項４の構成では、信号制御回路は、出力周波数を複数段階に変更可能とされ、且つ出力周波数を周波数範囲において最大周波数から最小周波数となるまで段階的に順次小さくするように制御を行っている。
この構成によれば、オン信号の出力期間を急激に長くするような制御方法と比較して、電圧リップルや電流リップルを抑えることができ、スイッチ素子の保護等の面で有利となる。
【００１５】
請求項５の構成において、異常判定回路は、オン信号が出力される各周期において、オン信号の出力開始から所定時間だけ異常判定を行わない非判定期間を設定し、各周期において非判定期間の後に異常判定を行う判定期間を設定するように構成されており、且つ、オン信号の出力期間と判定期間とが重なるようにオン信号の出力周波数及びデューティ比が設定される条件下で異常判定を行っている。
この構成によれば、異常判定を行う際に、オン信号の出力開始直後の非判定期間では異常判定を行わないようにすることができるため、オン抵抗が安定しにくく電流が不安定な時期に異常判定を行うことに起因する誤検出等を防止することができ、相対的に安定化する時期（非判定期間後の時期）に得られた検出結果に基づいて異常判定をより正確に行うことができる。
【００１６】
請求項６の構成では、異常判定回路において、バンドギャップ基準電圧回路と金属薄膜抵抗とに基づいて基準電流を生成する基準電流生成部が設けられており、この基準電流生成部によって生成される基準電流と通電路を流れる電流とに基づいて駆動電流の異常判定を行っている。
このように温度依存性の小さいバンドギャップ基準電圧回路と金属薄膜抵抗とに基づいて基準電流を生成し、この基準電流に基づいて駆動電流の異常を判定すれば、熱的に安定した基準電流によって駆動電流の異常を正確に判定できるようになる。
【００１７】
請求項７の発明では、異常判定回路において、スイッチ素子を流れる電流に応じたセンス電流をカレントミラー方式で流すカレントミラー回路が設けられており、このカレントミラー回路によって生成されるセンス電流に基づいて駆動電流の異常判定を行っている。
このように構成すれば、スイッチ素子のオン抵抗が低くても、センス電流に基づいて駆動電流の異常を安定して検出し易くなる。
【００１８】
請求項８の発明では、スイッチ素子と検出回路とが単一の半導体チップ内に配置されている。
このように、スイッチ素子と検出回路とを単一の半導体チップ内に配置する構成とすれば、配線ドロップや温度勾配を抑えることができ、駆動電流の異常をより精度良く検出することができる。
【００１９】
請求項９の発明では、異常判定回路が、通電路を流れる電流値に基づいて異常判定を行う第１異常判定部と、スイッチ素子の温度状態に基づいて異常判定を行う第２異常判定部と、を備えており、保護回路は、第１異常判定部及び第２異常判定部の少なくともいずれかによって異常判定がなされた場合に駆動電流を抑制する保護動作を行っている。
このように、スイッチ素子の温度が高い場合には過電流が生じている可能性が高いため、通電路を流れる電流値だけでなくスイッチ素子の温度状態をも確認し、いずれかの異常及び、ともに異常を確認する等の組み合わせにより保護動作が働くようにすれば、多面的な異常確認に基づいて製品をより確実に保護することができる。
【００２０】
請求項１０の発明において、異常判定回路は、スイッチ素子を流れる電流に対応する電圧値を基準電圧と比較する比較部と、スイッチ素子の温度状態を検出する温度検出部と、比較部に用いられる基準電圧を、温度検出部によって検出されるスイッチ素子の温度状態に応じた値に変更する変更部とを有している。
この構成では、基準電圧をスイッチ素子の温度状態に応じた値に設定した上で、この基準電圧と、スイッチ素子を流れる電流に対応する電圧値とを比較して異常判定を行うことができる。即ち、スイッチ素子の温度特性を考慮して異常判定をより適切に行うことができる。なお、請求項１０の発明は、比較器を用いた構成に限定されるものではなく、例えば検出電圧をＡＤ変換器によってＡＤ変換した後のデジタルデータに基づいて異常判定を行うといったことも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態に係る負荷駆動装置の電気的構成を概略的に説明する概略図である。
【図２】図２は、図１の負荷駆動装置の回路構成を概略的に示す回路図である。
【図３】図３は、図１の負荷駆動装置の一部の回路構成を具体的に例示する回路図である。
【図４】図４（Ａ）は、図１の負荷駆動装置の基板上の配置を概略的に説明する説明図であり、図４（Ｂ）は、その変形例１を示す説明図であり、図４（Ｃ）は、その変形例２を示す説明図である。
【図５】図５は、第１実施形態に係る負荷駆動装置における正常時の制御の一例を示すタイミングチャートである。
【図６】図６は、第１施形態に係る負荷駆動装置における異常時の制御の一例を示すタイミングチャートである。
【図７】図７は、第２実施形態に係る負荷駆動装置におけるデューティ比の変更の考え方、及び異常判定のタイミングを説明するタイミングチャートである。
【図８】図８は、第２実施形態の変更例に係る負荷駆動装置におけるデューティ比の変更の考え方、及び異常判定のタイミングを説明するタイミングチャートである。
【図９】図９は、第３実施形態の負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。
【図１０】図１０は、第４実施形態の負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。
【図１１】図１１は、第４実施形態の変更例１に係る負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。
【図１２】図１２は、第４実施形態の変更例２に係る負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。
【図１３】図１３は、第４実施形態の変更例３に係る負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。
【図１４】図１４は、第５実施形態の負荷駆動装置における保護動作からの復帰制御を説明するタイミングチャートである。
【図１５】図１５は、他の実施形態の例１に係る負荷駆動装置を概略的に説明する概略図である。
【図１６】図１６は、他の実施形態の例２に係る負荷駆動装置を概略的に説明する概略図である。
【図１７】図１７は、他の実施形態の例３に係る負荷駆動装置を概略的に説明する概略図である。
【図１８】図１８は、他の実施形態の例４に係る負荷駆動装置での異常時の制御の一例を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
[第１実施形態]
以下、本発明の負荷駆動装置を具現化した第１実施形態について、図面を参照して説明する。
図１に示す負荷駆動装置１は、車載用モータや車載用ランプ等の電気的負荷Ｍ（以下、単に負荷Ｍともいう）を駆動する装置として構成されている。この負荷駆動装置１は、負荷Ｍに対してＰＷＭ制御にて電圧を供給する駆動装置として構成されており、電源ＶＢから負荷Ｍに至る通電路７を流れる負荷電流を制御し得るように構成されている。具体的には、電源ＶＢの出力をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式にてスイッチングすることにより、負荷Ｍに供給する電圧のレベルを調節するものである。この負荷駆動装置１には、供給電圧又は供給電流のレベルを指示信号が外部（例えば図示しないＥＣＵ）から入力端子に入力されるようになっており、この入力と制御対象の電圧とに基づいてＰＷＭ信号のデューティ比を設定するように制御を行っている。
【００２３】
この負荷駆動装置１は、図１、図２のような構成をなしており、駆動用のＭＯＳトランジスタ（以下、駆動ＭＯＳともいう）として構成されるスイッチ素子Ｔ１と、回生用のＭＯＳトランジスタ（以下、回生ＭＯＳともいう）として構成されるスイッチ素子Ｔ２と、コイルＬ１と、コンデンサＣ１と、制御部３とを備えており、車両用電源ＶＢからの電力供給を受けると共に、負荷Ｍの駆動を制御するように構成されている。
【００２４】
スイッチ素子Ｔ１は、例えばｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴとして構成されており、ドレイン側がバッテリに接続され、ソース側がコイルＬ１を介在させて負荷Ｍの一端側に接続されている。また、ゲートは、ドライバ回路１１に接続されており、ドライバ回路１１から出力される制御信号（ＰＷＭ信号）が入力されるようになっている。なお、スイッチ素子Ｔ１のゲートは制御信号（ＰＷＭ信号）が入力される「制御入力端子」の一例に相当する。本実施形態では、電源ＶＢからスイッチ素子Ｔ１、コイルＬ１を経由して負荷Ｍに至るまでの経路が通電路７として構成されており、この通電路７に駆動電流が流れるようになっている。
【００２５】
スイッチ素子Ｔ１は上述のように負荷Ｍへの駆動電流が流れる通電路７に接続されており、ドライバ回路１１からゲート（制御入力端子）にオン信号（Ｈレベル信号）が与えられたときに通電状態となって電源ＶＢと負荷Ｍとの間を導通させ、ゲートにオフ信号（Ｌレベル信号）が与えられたときには非通電状態となって電源ＶＢと負荷Ｍとの間を電気的に遮断するように構成されている。また、スイッチ素子Ｔ１には、寄生ダイオードＤ２が並列に接続されている（図３）。
【００２６】
また、図２のようにスイッチ素子Ｔ１と並列にスナバ回路が接続されており、このスナバ回路では、直列に接続されるコンデンサＣ３、抵抗Ｒ１により、スイッチの遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収するように構成されている。なお、図１、図２の構成では、寄生ダイオードＤ２を省略して示しており、図１、図３の構成ではスナバ回路を省略して示している。
【００２７】
スイッチ素子Ｔ２は、例えばｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴとして構成されており、ドレイン側がスイッチ素子Ｔ１のソースに接続され、ソース側が負荷Ｍの他端側に接続されている。また、ゲートがドライバ回路１２に接続されており、ドライバ回路１１から出力される制御信号（ＰＷＭ信号）が入力されるようになっている。このスイッチ素子Ｔ２は、回生用のスイッチ素子として機能しており、スイッチ素子Ｔ１がオン状態からオフ状態に切り替わり、スイッチ素子Ｔ２がオフ状態からオン状態に切り替わったときに、回生電流が流れるように構成されている。このスイッチ素子Ｔ２にも、寄生ダイオードＤ３が並列に接続されている（図３）。
【００２８】
また、図２のように、スイッチ素子Ｔ２と並列にスナバ回路が接続されており、このスナバ回路では、直列に接続されるコンデンサＣ４、抵抗Ｒ２により、スイッチの遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収するように構成されている。なお、図１、図２の構成では、寄生ダイオードＤ３を省略して示しており、図１、図３の構成ではスナバ回路を省略して示している。
【００２９】
コイルＬ１は、通電路７に介在すると共に、一端側がスイッチ素子Ｔ１のソース及びスイッチ素子Ｔ２のドレインに接続され、他端側が負荷Ｍの一端側に接続されている。また、コンデンサＣ１は、一端側がコイルＬ１と負荷Ｍとの間に接続され、他端側が接地ラインに接続されており、これらコイルＬ１とコンデンサＣ１とによって公知のノイズフィルタが構成されている。
【００３０】
制御部３は、図１、図３に示すように、制御回路１０と、ハイサイド側のドライバ回路（図３では、ゲートドライバとも称する）１１と、ローサイド側のドライバ回路１２と、過電流検出回路１３と、過熱検出回路１５とを備えている。
【００３１】
制御回路１０は、信号処理部、周波数設定部、出力電圧モニタ部として機能する部分を有している。
周波数設定部は、ＰＷＭの周期信号の周波数の範囲を、所定の周波数範囲で段階的に変動させるように構成されており、図５等に示す代表例では、２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの周波数範囲で周波数を３段階に切り替えている。図５等の例では、周波数が最も小さいとき（第１段階のとき）には、周期がＸ１に設定され、周波数が中程度のとき（第２段階のとき）には、周期がＸ２に設定され、周波数が最も大きいとき（第３段階のとき）には、周期がＸ３に設定されるようになっている。なお、本実施形態の構成では、発振器での源発振の周期は変更せずにＰＷＭの周期信号の周波数を調整している。
【００３２】
出力電圧モニタ部は、例えば負荷Ｍの両端電圧（図２等ではモータへの印加電圧）を検出し、その電圧検出信号を信号処理部に与えるように構成されている。
信号処理部は、外部装置から与えられる直流電圧信号及び出力電圧モニタ部を通じてフィードバックされるモータ電圧との比較結果、並びに発振部からの基準クロック信号に基づいてパルス状のパルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号）を生成する動作を行う周知構成のものであり、そのＰＷＭ信号をドライバ回路１１に与える構成となっている。
【００３３】
ドライバ回路１１は、上記ＰＷＭ信号を増幅した電圧信号をスイッチ素子Ｔ１のゲート・ソース間に印加してこれをスイッチングすることにより、負荷ＭをＰＷＭ駆動する。このような負荷ＭのＰＷＭ駆動が行われる結果、当該負荷Ｍに対する印加電圧を平均電圧として制御することができる。
【００３４】
本実施形態では、制御回路１０及びドライバ回路１１が「信号制御回路」の一例に相当し、スイッチ素子Ｔ１のゲート（制御入力端子）に対してオン信号を周期的に出力する構成をなし、且つ各周期におけるオン信号の出力期間の長さを所定の変動範囲内で変更するように制御を行ている。具体的には、信号制御回路では、上述のようにオン信号の出力周波数を所定の周波数範囲（例えば２００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）で段階的に変動させており、且つＰＷＭ信号のデューティ比を所定のデューティ範囲（例えば０〜１００％）内で変動させることでオン信号の出力期間の長さを所定の変動範囲内で変更している。
【００３５】
過電流検出回路１３は、モータのロックや負荷配線のショートなどにより負荷Ｍに過電流が流れたときに、これを検出するように構成されている。図３に示すように、過電流検出回路１３には、スイッチ素子Ｔ１のドレイン・ソース間電圧が入力されるようになっており、スイッチ素子Ｔ１がオンした期間（ＰＷＭ信号のオン信号出力期間）のドレイン・ソース間電圧に基づいて負荷Ｍに流れる負荷電流が過電流状態であるか否かを判定する構成となっている。
【００３６】
この過電流検出回路１３は、基準を決定するための基準抵抗Ｒ１と定電流回路２１とを備えた電圧電流変換部１９と、コンパレータとして構成される比較部１７とを備えている。本実施形態では、スイッチ素子Ｔ１の近傍において、このスイッチ素子Ｔ１の付近の温度を検出するダイオードＤ１が設けられており、このダイオードＤ１に対して定電流回路２５から定電流が流れるように構成されている。ダイオードＤ１は、温度に応じて抵抗値が変化し、ダイオードＤ１のアノード側の電圧値が温度に応じた値になるため、電圧電流変換部１９には、スイッチ素子Ｔ１の温度に対応する値（ダイオードＤ１のアノード側の電圧値）が検出ライン１８を介して入力されるようになっている。なお、ダイオードＤ１は、「温度検出部」の一例に相当し、スイッチ素子Ｔ１の温度状態を検出するように機能する。
【００３７】
電圧電流変換部１９では、基準抵抗Ｒ１の一端側がスイッチ素子Ｔ１のドレイン側に接続され、基準抵抗Ｒ１の他端側が定電流回路２１に接続されている。そして、基準抵抗Ｒ１には、定電流回路２１で設定された定電流が流れるようになっている。また、定電流回路２１の定電流の値は、検出ライン１８から入力される電圧値が低くなるほど、比較部１７の正側に入力される基準電圧を高くするように定電流回路２１の電流値を設定しており、具体的には、例えば、ダイオードＤ１のアノード側の電圧値に比例させて（即ち、スイッチ素子Ｔ１の温度に比例させて）比較部１７の正側に入力される基準電圧を変更するように、定電流回路２１の電流値を制御している。
【００３８】
比較部１７は、スイッチ素子Ｔ１を流れる電流に対応する電圧値（ドレイン・ソース間電圧）を基準電圧と比較するように機能しており、スイッチ素子Ｔ１のソース電圧が比較部１７の正側に入力される上記基準電圧よりも高い場合には、制御回路１０に対して正常電流である旨を示すＬレベル信号が出力されるようになっている。一方、負荷Ｍに短絡などが生じ、スイッチ素子Ｔ１のソース電圧が比較部１７の上記基準電圧よりも低くなった場合には、制御回路１０に対して過電流（異常電流）である旨を示すＨレベル信号が出力されるようになっている。
【００３９】
電圧電流変換部１９は、「変更部」の一例に相当するものであり、比較部１７に用いられる基準電圧を、ダイオードＤ１（温度検出部）によって検出されるスイッチ素子Ｔ１の温度状態に応じた値に変更するように（具体的には、基準電圧をスイッチ素子Ｔ１の温度に比例させて変更するように）機能している。
【００４０】
過熱検出回路１５は、検出ライン１８でモニタされる電圧値（ダイオードＤ１のアノード側の電圧値）に基づいてスイッチ素子Ｔ１の過熱状態を検出しており、例えば、検出ライン１８から検出される検出電圧（ダイオードＤ１のアノード側の電圧値）を、所定の閾値電圧と比較し、検出電圧が閾値電圧を下回った場合に制御回路１０に対して過熱状態を示す検出信号（例えばＨレベルの信号）を出力し、検出電圧が閾値電圧以下の場合には制御回路に対して正常温度であることを示す信号（例えばＬレベルの信号）を出力するように構成されている。
【００４１】
なお、本実施形態では、ダイオードＤ１、過電流検出回路１３、過熱検出回路が「検出回路」の一例に相当し、通電路７における駆動電流の状態を検出するように機能する。
【００４２】
また、制御部３は、例えば図４（Ａ）のように、ベアチップとして構成される制御ＩＣとして基板Ｂに実装されており、スイッチ素子Ｔ１及びスイッチ素子Ｔ２も、それぞれ基板Ｂに実装されている。スイッチ素子Ｔ１、Ｔ２のゲート端子などは、ワイヤボンディングなどによって制御部３（制御ＩＣ）に接続されている。
【００４３】
次に、負荷駆動装置１による駆動制御について説明する。
本実施形態では、上述したように、制御部３により、ＰＷＭ信号の周波数を複数段階（図５等の例では３段階）に切り替える制御を行っており、図５の例では、オン信号の周波数を、ｆ１、ｆ２、ｆ３の順に段階的に変更しており、ｆ１は、変動可能な周波数範囲において最も小さい周波数であり、ｆ３は、変動可能な周波数において最も大きい周波数である。また、ｆ２は、中程度の周波数であり、ｆ１＜ｆ２＜ｆ３となっている。そして、いずれの周波数においても、デューティ比を制御し得るようになっており、ＰＷＭ信号の周波数とデューティ比が定まることで、オン信号の出力期間の長さが定まるようになっている。
【００４４】
本実施形態では、制御回路１０及びドライバ回路１１によって生成・出力されるＰＷＭ信号の周波数が段階的に変更され、デューティ比が制御されるようになっており、これら周波数及びデューティ比によって定まるオン期間（オン信号の出力期間）の長さが変動するようになっている。そして、制御回路１０では、オン信号の出力期間の長さが変動範囲における最小長さよりも長い所定長さに設定されるときに、過電流検出回路１３及び過熱検出回路１５（検出回路）によって駆動電流の状態を検出し、その検出結果に基づいて異常判定を行っている。具体的には、所定周波数範囲で複数段階に設定される各周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３において、例えば、最も小さい周波数ｆ１の期間において異常判定を行っている。なお、周波数ｆ２、ｆ３の期間では、異常判定を行っておらず、仮に過電流状態や過熱状態が検出されても無視している。
【００４５】
具体的には、オン信号が出力される各周期において、オン信号の出力開始から所定時間だけ異常判定を行わない非判定期間（マスク期間）を設定している。図５、図６に示す例では、オン信号の出力開始から期間Ｙａを経過するまでは、異常判定を行わないようにしており、この期間Ｙａの間に過電流検出回路１３や過熱検出回路１５によって過電流状態や過熱状態が検出されても、異常と判定せずに無視するようにしている。この非判定期間（マスク期間）の長さは、オン動作後に駆動電流が安定するまでの時間を考慮した長さに設定されている。例えば、スイッチ素子Ｔ１のオン抵抗が安定するまでに１μｓ〜２μｓ程度を要する構成では、非判定期間を２μｓよりもやや大きく設定する。
【００４６】
そして、各周期において非判定期間の後に異常判定を行う判定期間を設定しており、オン信号の出力期間とこの判定期間とが重なるようにオン信号の出力周波数及びデューティ比が設定される条件下で異常判定を行っている。例えば、図５の例では、周波数がｆ１に設定される期間Ｙ１において、非判定期間（マスク期間）の後に、判定期間を確保しており、この期間Ｙ１では、オン信号の出力期間が非判定期間（マスク期間）よりも長くなるようにＰＷＭ信号の出力周波数及びデューティ比が設定され、オン信号の出力期間の一部が非判定期間（マスク期間）の後に確保される判定期間と時間的に重なるようになっている。図５の例では、周波数がｆ１に設定される期間Ｙ１における非判定期間（マスク期間）の後に確保される判定期間内において、過電流検出回路１３から過電流状態の検出信号が出力されず、過熱検出回路１５から過熱状態の検出信号が出力されない例を示しており（過熱状態の検出信号については図示を省略）、期間Ｙ１において異常と判定されていない。
【００４７】
一方、図６では、図５と同様にＰＷＭ信号の周波数及びデューティ比を設定しており、周波数がｆ１に設定される期間Ｙ１における非判定期間（マスク期間）の後に確保される判定期間内において、駆動電流が過電流状態となっており、過電流検出回路１３から過電流状態の検出信号が出力されている。従って、期間Ｙ１において異常と判定されている（一点鎖線Ｚ１参照）。なお、期間Ｙ１で設定される上記判定期間において過熱検出回路１５から過熱状態の検出信号が出力されても、異常と判定されることになる。但し、図６の例では、このような異常判定が複数回（例えば２回）継続しなければ保護動作に移行しないようになっており、符号Ｚ１の異常判定の後の周期で異常判定が連続していないため、符号Ｚ１の異常判定に基づく保護動作はなされていない。
【００４８】
図６の例では、期間Ｙ４でも周波数がｆ１に設定されており、この期間Ｙ４では、連続する２つの周期において判定期間内で過電流状態が検出され、連続する２周期において異常判定がなされている。このように、異常判定が２回継続したときには、オン信号の出力期間の長さを、定常時の変動範囲における最小長さよりも長い所定の監視長さに変更し、このようにオン信号の出力期間が監視長さに設定されている監視期間中に、検出回路での検出結果に基づいて再度異常を判定している。図６の例では、符号Ｚ２、Ｚ３のように、連続する２周期において異常判定がなされた場合に、ＰＷＭ信号の周波数を期間Ｙ４のときの周波数よりも低い周波数ｆ０に設定し、このように周波数ｆ０に設定される期間Ｙｎにおいて、各周期で設定される各判定期間（オン信号出力開始直後の非判定期間Ｙａの後の期間）において、駆動電流の異常状態を監視している。制御回路１０では、このように設定される監視期間Ｙｎにおいて、異常判定が所定回数繰り返されたか否かを判断し、所定回数繰り返された場合には、スイッチ素子Ｔ１に与えるＰＷＭ信号を停止させる保護動作を行う。また、ＰＷＭ信号を停止させる保護動作を行ってからＰＷＭ信号の停止が一定期間経過したときにＰＷＭ信号の出力を開始する復帰動作を行っている。
【００４９】
本実施形態では、制御回路１０、過電流検出回路１３、過熱検出回路１５が「異常判定回路」の一例に相当している。具体的には、制御回路１０及び過電流検出回路１３が、「第１異常判定部」の一例に相当し、通電路７を流れる電流値に基づいて異常判定を行うように機能する。また、制御回路１０及び過熱検出回路１５が「第２異常判定部」の一例に相当し、スイッチ素子Ｔ１の温度状態に基づいて異常判定を行うように機能する。また、制御回路１０は、「保護回路」の一例に相当し、上述の異常判定回路によって異常と判定されることを条件として駆動電流を抑制する保護動作を行っており、具体的には、上述の第１異常判定部及び第２異常判定部の少なくともいずれかによって異常判定がなされた場合において、監視期間中に異常判定回路によって再度異常と判定されることを条件として駆動電流を抑制する保護動作を行っている。
【００５０】
（第１実施形態の主な効果）
本実施形態に係る負荷駆動装置１では、信号制御回路からスイッチ素子Ｔ１の制御入力端子に対してオン信号を周期的に出力しており、更に、この信号制御回路は、各周期におけるオン信号の出力期間の長さを所定の変動範囲内で変更するように制御を行っている。そして、異常判定回路は、信号制御回路により、オン信号の出力期間の長さが変動範囲における最小長さよりも長い所定長さに設定されるときに、検出回路の検出結果に基づいて異常判定を行っている。
この構成では、信号制御回路によって変動制御される出力期間（オン期間）の変動範囲において、オン期間がある程度長く設定される時期を狙って駆動電流の状態を検出し、異常判定を行うことができるため、異常判定に際しては、オン期間中にスイッチ素子の動作を安定させることができ、オン動作後の安定した駆動電流に基づいてより正確に異常を判別できるようになる。
【００５１】
また、上記構成では、信号制御回路は、異常判定回路によって異常と判定された場合に、オン信号の出力期間の長さを、変動範囲における最小長さよりも長い所定の監視長さに変更し、異常判定回路は、信号制御回路によってオン信号の出力期間が監視長さに設定されている監視期間中に、検出回路での検出結果に基づいて再度異常を判定している。そして、保護回路は、監視期間中に異常判定回路によって再度異常と判定されることを条件として駆動電流を抑制する保護動作を行っている。
この構成では、通常動作時には長いオン時間を狙ってより正確且つ安定的に異常判定を行うことができ、通常動作時に異常が推定される場合には、強制的に長いオン時間に設定して再度異常の確認を行うことができる。従って、駆動電流に異常が生じているか否かをより一層正確に判定することができる。
【００５２】
また、上記構成では、信号制御回路は、少なくともオン信号の出力周波数を所定の周波数範囲で変動させることでオン信号の出力期間の長さを変動範囲内で変更している。このようにすると、駆動周波数をある程度高い周波数まで広げることができるため、高周波化に起因するメリット（リップル低減、装置構成の小型化等）を享受し得る構成を実現しつつ、異常判定については、相対的に低い周波数の時期を狙って行うことができるため、高速化に起因する誤検出を抑えることができ、より正確な異常判定が可能となる。また、駆動周波数を単純に高くすると、高周波化に起因するノイズ（ＦＭノイズ等）が懸念されるが、駆動周波数をある変動範囲内で変動させるようにすれば、このようなノイズを抑えやすくなる。
【００５３】
また、上記構成では、信号制御回路は、出力周波数を複数段階に変更可能とされ、且つ出力周波数を周波数範囲において最大周波数から最小周波数となるまで段階的に順次小さくするように制御を行っている。
この構成によれば、オン信号の出力期間を急激に長くするような制御方法と比較して、電圧リップルや電流リップルを抑えることができ、スイッチ素子の保護等の面で有利となる。
【００５４】
また、上記構成では、異常判定回路は、オン信号が出力される各周期において、オン信号の出力開始から所定時間だけ異常判定を行わない非判定期間を設定し、各周期において非判定期間の後に異常判定を行う判定期間を設定するように構成されており、且つ、オン信号の出力期間と判定期間とが重なるようにオン信号の出力周波数及びデューティ比が設定される条件下で異常判定を行っている。
この構成によれば、異常判定を行う際に、オン信号の出力開始直後の非判定期間では異常判定を行わないようにすることができるため、オン抵抗が安定しにくく電流が不安定な時期に異常判定を行うことに起因する誤検出等を防止することができ、相対的に安定化する時期（非判定期間後の時期）に得られた検出結果に基づいて異常判定をより正確に行うことができる。
【００５５】
また、上記構成では、異常判定回路が、通電路を流れる電流値に基づいて異常判定を行う第１異常判定部と、スイッチ素子の温度状態に基づいて異常判定を行う第２異常判定部と、を備えており、保護回路は、第１異常判定部及び第２異常判定部の少なくともいずれかによって異常判定がなされた場合に駆動電流を抑制する保護動作を行っている。
このように、スイッチ素子の温度が高い場合には過電流が生じている可能性が高いため、通電路を流れる電流値だけでなくスイッチ素子の温度状態をも確認し、いずれかの異常が確認された場合に保護動作を行うようにすれば、多面的な異常確認に基づいて製品をより確実に保護することができる。
【００５６】
また、上記構成では、異常判定回路は、スイッチ素子を流れる電流に対応する電圧値を基準電圧と比較する比較部と、スイッチ素子の温度状態を検出する温度検出部と、比較部に用いられる基準電圧を、温度検出部によって検出されるスイッチ素子の温度状態に応じた値に変更する変更部とを有している。
この構成では、基準電圧をスイッチ素子の温度状態に応じた値に設定した上で、この基準電圧と、スイッチ素子を流れる電流に対応する電圧値とを比較して異常判定を行うことができる。即ち、スイッチ素子の温度特性を考慮して異常判定をより適切に行うことができる。
【００５７】
［第２実施形態]
次に第２実施形態について説明する。  図７は、第２実施形態に係る負荷駆動装置におけるデューティ比の変更の考え方、及び異常判定のタイミングを説明するタイミングチャートである。
第２実施形態は、ＰＷＭ信号の周波数やデューティ比の設定方法、及び異常判定を行うタイミングが第１実施形態と異なり、それ以外は第１実施形態と同様である。よって第１実施形態と同様の構成については第１実施形態と同一の符号を付し詳細な説明は省略する。また、適宜図１〜図４を参照することとする。
【００５８】
第１実施形態では、ＰＷＭ信号の周波数を段階的に切り替えるように構成し、周波数が低いときの判定期間に異常判定を行う例を示したが、第２実施形態では、定期的にデューティ比を強制的に所定値以上（変動可能なデューティ比の範囲において相対的に大きい値、例えば９０％以上）に設定するように制御を行い、このように強制的にデューティ比を増加させる期間の各周期において、オン信号の出力期間中の判定期間（出力直後の非判定期間が経過した後の一定期間）に異常判定を行うようにしている。
【００５９】
この場合、強制的にデューティ比を増加させた期間において所定回の異常が判定された場合には、強制的にＰＷＭ信号をオフにしてもよく、強制的にデューティ比を更に増加させ、各出力期間において更に異常判定を行い、所定回の異常が確認された場合に強制的にＰＷＭ信号をオフにしてもよい。
【００６０】
［第２実施形態の変更例］
図８は、第２実施形態の変更例に係る負荷駆動装置におけるデューティ比の変更の考え方、及び異常判定のタイミングを説明するタイミングチャートである。
図７の例では、定期的にデューティ比を強制的に所定値以上に設定するように制御を行っていたが、図８のように、定常時における各周期においてオン信号の出力期間中の判定期間（出力直後の非判定期間が経過した後の一定期間）に異常判定を行い、所定回の異常が確認された場合に、デューティ比を強制的に所定値以上（変動可能なデューティ比の範囲において相対的に大きい値、例えば９０％以上）に設定するように制御を行うようにしてもよい。そして、このように強制的にデューティ比を増加させる期間の各周期において、オン信号の出力期間中の判定期間（出力直後の非判定期間が経過した後の一定期間）に異常判定を行い、所定回の異常が確認された場合に強制的にＰＷＭ信号をオフにするように制御を行うことができる。
【００６１】
［第３実施形態］
次に第３実施形態について説明する。図９は、第３実施形態の負荷駆動装置で用いる過電流検出回路等を例示する回路図である。
第３実施形態は、過電流検出回路１３の構成が第１実施形態と異なり、それ以外は第１実施形態と同様である。よって以下では、第１実施形態と異なる過電流検出回路１３について詳細に説明し、第１実施形態と同一の部分については、第１実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。また、適宜図１〜図４を参照することとする。
【００６２】
図９の構成は、図３の構成をより具体化した一例であり、過電流検出回路１３において、バンドギャップ基準電圧回路５４と金属薄膜抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３，Ｒ１４、Ｒ１５とに基づいて基準電流を生成する基準電流生成部３０１が設けられている。この基準電流生成部３０１は、図３に示す定電流回路３１に相当し、感温素子５２は、図３に示すダイオードＤ１に相当し、定電流回路５１は、図３に示す定電流回路２５に相当し、比較部５５は、図３に示す比較部１７に相当しており、この基準電流生成部３０１によって生成される基準電流と通電路７を流れる電流（スイッチ素子Ｔ１を流れる電流）とに基づいて、第１実施形態と同様の方法でスイッチ素子Ｔ１を流れる電流の異常判定を行い、過電流状態であるときには比較部５５から検出信号（例えばＨレベル信号）が出力されるようになっている。
このように温度依存性の小さいバンドギャップ基準電圧回路と金属薄膜抵抗とに基づいて基準電流を生成し、この基準電流に基づいて駆動電流の異常を判定すれば、熱的に安定した基準電流によって駆動電流の異常を正確に判定できるようになる。
【００６３】
［第４実施形態］
次に第４実施形態について説明する。図１０は、第４実施形態の負荷駆動装置で用いる過電流検出回路等を例示する回路図である。
第４実施形態は、過電流検出回路１３の構成が第１実施形態と異なり、それ以外は第１実施形態と同様である。よって、以下では、第１実施形態と異なる過電流検出回路１３について詳細に説明し、第１実施形態と同一の部分については、第１実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。また、適宜図１〜図４を参照することとする。
【００６４】
図１０の負荷駆動装置で用いられる過電流検出回路１３には、スイッチ素子Ｔ１を流れる電流に応じたセンス電流をカレントミラー方式で流すカレントミラー回路４０１が設けられており、このカレントミラー回路４０１によって生成されるセンス電流に基づいて、判定回路６１にて異常判定を行っている。このように構成すれば、スイッチ素子のオン抵抗が低くても、センス電流に基づいて駆動電流の異常を安定して検出し易くなる。
【００６５】
また、図１０の構成に代えて、図１１のようにしてもよい図１１は、第４実施形態の変更例１に係る負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。図１１の負荷駆動装置で用いられる過電流検出回路１３でも、スイッチ素子Ｔ１を流れる電流に応じたセンス電流をカレントミラー方式で流すカレントミラー回路４１１が設けられており、このカレントミラー回路４１１によって生成されるセンス電流に基づいて、判定回路７１にて異常判定を行っている。
【００６６】
また、図１０、図１１の構成に代えて、図１２のようにしてもよい。  図１２は、第４実施形態の変更例２に係る負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。図１２の負荷駆動装置で用いられる過電流検出回路１３でも、スイッチ素子Ｔ１を流れる電流に応じたセンス電流をカレントミラー方式で流すカレントミラー回路４１２が設けられており、このカレントミラー回路４１２によって生成されるセンス電流に基づいて、判定回路８１にて異常判定を行っている。
【００６７】
また、図１０〜図１２の構成に代えて、図１３のようにしてもよい。図１３は、第４実施形態の変更例３に係る負荷駆動装置に用いられる過電流検出回路を例示する回路図である。図１３の構成では、スイッチ素子Ｔ１の両端の電位差を入力として所定の増幅率で増幅し、増幅された出力Ｖｏｕｔに基づいて判定回路９１にて異常判定を行っている。判定回路９１では、例えば出力Ｖｏｕｔを所定の閾値と比較し、Ｖｏｕｔが閾値を超えている場合に過電流検出信号を出力する。
【００６８】
［第５実施形態］
次に第５実施形態について説明する。図１４、第４実施形態の負荷駆動装置で用いる過電流検出回路等を例示する回路図である。
第１実施形態では、駆動電流の異常が検出された後に保護動作（ＰＷＭ信号のオフ動作）を行い、ＰＷＭ信号の停止が一定期間経過した後にＰＷＭ信号の出力を開始する復帰動作を行っていたが、ＰＷＭ信号を停止させる保護動作を行った後、この保護動作から復帰させる際には、図１４のように、ＰＷＭ信号のデューティ比を所定の低レベルから所定の高レベルに徐々に増加させ、所定の高レベルのときのオン期間における判定期間（非判定期間経過後の期間）で異常判定を行い、異常が確認されない場合に通常制御に復帰させるようにしてもよい。
【００６９】
［他の実施形態]
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
【００７０】
上記実施形態では、スイッチ素子Ｔ１、Ｔ２としてＭＯＳトランジスタを例示したが、ＩＧＢＴなどの他の半導体スイッチ素子であってもよい。
【００７１】
図４（Ａ）の例では、制御部３がベアチップとして構成される例を示したが、図４（Ｂ）のように、制御部３をモールド樹脂によって被覆してなるモールドＩＣとして構成し、基板Ｂに実装するようにしてもよい。この場合、モールドＩＣと各スイッチ素子Ｔ１、Ｔ２とはパターン配線やワイヤボンディングなどによって接続することができる。
【００７２】
図４（Ａ）の例では、制御部３がベアチップとして構成され、スイッチ素子Ｔ１、Ｔ２と別で配置される例を示したが、図４（Ｃ）のように、スイッチ素子Ｔ１と制御部３とが単一の半導体チップ内に配置されていてもよい。このように、スイッチ素子Ｔ１と制御部３とを単一の半導体チップ内に配置する構成とすれば、配線ドロップや温度勾配を抑えることができ、駆動電流の異常をより精度良く検出することができる。
【００７３】
上記実施形態では、定常状態において周波数を複数の段階に変更し、周波数が一番小さくなる期間（周期が一番長くなる期間）で異常判定を行っていたが、異常判定を行う周波数は１つに限定されるものではなく、２以上の周波数を候補としてもよい。
【００７４】
第１実施形態では、図１のような構成を用いていたが、これを図１６のような構成に変更してもよい。即ち、図１の構成では、スイッチ素子Ｔ１の両端の電位差に基づいて過電流を検出していたが、図１６のように、コイルＬ１の両端の電位差に基づいて過電流を検出するようにしてもよい。
【００７５】
また、図１６の構成を図１７のように変更してもよい。図１７の構成では、回生用のＭＯＳ(スイッチ素子Ｔ２)に代えて、回生用のダイオードＤａを用いている。また、図１の構成において、回生用のＭＯＳ(スイッチ素子Ｔ２)に代えて、回生用のダイオードＤａを用いてもよい。
【００７６】
上記実施形態では、周波数の切り替え方法の一例を示したが、ＰＷＭ信号の周波数（出力周波数）を周波数範囲において最大周波数から最小周波数となるまで段階的に順次小さくするように制御を行っている。例えば、定常時に切り替え可能な周波数の候補がｆ１、ｆ２、ｆ３であり、ｆ１＜ｆ２＜ｆ３の場合には、ｆ３→ｆ２→ｆ１の順に強制的に周波数を切り替えるようにし、周波数がｆ１のときのオン期間において異常判定をするようにしてもよい。この構成によれば、オン信号の出力期間を急激に長くするような制御方法と比較して、電圧リップルや電流リップルを抑えることができ、スイッチ素子の保護等の面で有利となる。
【００７７】
第１実施形態では、直流モータ等の負荷を駆動する例を示したが、図１８のように三相モータを駆動する装置として構成されていても良い。図１８の例では、三相モータＭ２を６つのスイッチング素子（トランジスタＴ１１〜Ｔ１６）、駆動ドライバ１０３、１０５、及び制御回路１０によって公知の電圧ベクトル制御法で制御しており、各トランジスタＴ１１〜Ｔ１６にそれぞれＰＷＭ信号を出力することで、三相モータＭ２を制御している。この構成でも、各トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に与えるＰＷＭ信号の周期を例えばｆ１〜ｆ３で段階的に変動させるように構成すると共に、少なくともいずれかのトランジスタの両端電圧に基づいて当該トランジスタを流れる通電電流を検出するように構成し、ＰＷＭ信号の周期がｆ１に設定される場合の各周期において当該トランジスタのオン開始直後の一定期間後（非判定期間後）の判定期間に通電電流の異常を判断するようにすることができる。
【００７８】
第１実施形態では、定常状態のときに連続する複数の周期で異常判定がなされた場合に監視期間Ｙｎを設定し、この監視期間Ｙｎで再度異常が確認された場合に保護動作を行っていたが、定常状態のときの上述の判定期間において１回でも異常判定がなされた場合に監視期間Ｙｎを設定し、この監視期間Ｙｎで再度異常を確認するようにしてもよい。例えば図１８のように、定常状態のときに段階的に変化する複数の周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３において、低い周波数ｆ１の期間Ｙ１の各周期において判定期間（非判定期間Ｙａ（マスク期間）の後の期間）で異常判定を行い、各判定期間で１回でも異常が検出された場合には、監視期間Ｙｎに切り替え、低い周波数ｆ０において、各周期における非判定期間Ｙａ（マスク期間）の後の判定期間に異常を再度確認するようにしてもよい。
【符号の説明】
【００７９】
１…負荷駆動装置
７…通電路
１０…制御回路（信号制御回路、異常判定回路、第１異常判定部、第２異常判定部、保護回路）
１１…ドライバ回路（信号制御回路）
１３…過電流検出回路（検出回路、異常判定回路、第１異常判定部）
１５…過熱検出回路（検出回路、異常判定回路、第２異常判定部）
１７…比較部
１９…電圧電流変換部（変更部）
５４…バンドギャップ基準回路
３０１…基準電流生成部
４０１，４１１，４２１…カレントミラー回路
Ｄ１…ダイオード（検出回路、温度検出部）
Ｔ１…スイッチ素子
Ｍ…負荷
Ｒ１１〜Ｒ１５…抵抗（金属薄膜抵抗）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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