(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正弦波のサンプルから前記正弦波の周期を求める装置であって、
前記装置は、少なくとも第１の積分しきい値レベル及び第２の積分しきい値レベルを計算するコントローラを備え、
前記コントローラは、
前記正弦波のサンプルが第１の振幅しきい値レベルをとる時刻を１つ以上検出し、
前記第１の振幅しきい値レベルをとる時刻を起点として、前記正弦波のサンプルがはじめて第２の振幅しきい値レベルをとる時刻まで前記正弦波のサンプルを積分して、前記第１の振幅しきい値レベルをとる時刻から前記第２の振幅しきい値レベルをとる時刻までの区間中の積分値を求め、
前記積分しきい値レベルを前記積分値に対してそれぞれ所定の割合となるように計算し、
前記装置は、前記正弦波のサンプルの、前記第１の振幅しきい値レベルを取る時刻を起点とした積分が、前記第１の積分しきい値レベルから前記第２の積分しきい値レベルに変化するのに要した時間を表す値を記憶するカウンタを備え、
前記時間が前記正弦波の周期に比例することを利用して前記正弦波の周期を求めることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記積分値を得るために用いられる前記第１の振幅しきい値レベル及び前記第２の振幅しきい値レベルのうちの少なくとも一方は、前記正弦波のゼロレベルに実質的に等しい、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記積分値を得るために用いられる前記第１の振幅しきい値レベル及び前記第２の振幅しきい値レベルの双方は、前記正弦波のゼロレベルに実質的に等しい、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記積分値を得るために用いられる前記第１の振幅しきい値レベル及び前記第２の振幅しきい値レベルのうちの他方は、前記正弦波の極値である、請求項２に記載の装置。
【請求項５】
前記第１の積分しきい値レベル及び前記第２の積分しきい値レベルは、同じ区間中の積分値に対してそれぞれ所定の割合になるように計算される、請求項１〜４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項６】
前記第１の積分しきい値レベル及び前記第２の積分しきい値レベルはそれぞれ、前記同じ積分値の４分の１及び４分の３である、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記サンプルの前記積分が前記第１の積分しきい値レベルから前記第２の積分しきい値レベルに変化するのに要した時間は、前記正弦波の後続する半サイクルに対して繰り返し求められ、その結果を平均して前記周期が求められる、請求項５又は６に記載の装置。
【請求項８】
正の半サイクル及び負の半サイクルに対する結果が別々に平均され、２つの平均値を平均して前記周期が求められる、請求項７に記載の装置。
【請求項９】
前記第１の振幅しきい値レベルと前記第２の振幅しきい値レベルを同じ振幅しきい値レベルに設定することを特徴とし、
仮の振幅しきい値レベル以上の正弦波のサンプル区間である正の半サイクルの積分値と、それ以外の領域である負の半サイクルの積分値の大きさを比較して、
正の半サイクルの積分値の大きさと負の半サイクルの積分値の大きさが等しい、または、正の半サイクルの積分値の大きさと負の半サイクルの積分値の大きさの差が所定の範囲内に入るまで前記仮の振幅しきい値レベルが調整され、
調整によって得られた前記仮の振幅しきい値レベルを前記振幅しきい値レベルとすることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
前記半サイクルのうち一方において、前記仮の振幅しきい値レベル（第１の仮の振幅しきい値レベル）をとる時刻以降で、前記正弦波のサンプルがはじめて前記仮の振幅しきい値レベル（第２の仮の振幅しきい値レベル）をとる時刻まで前記正弦波のサンプルを積分して第１の値（Ｄ）を算出し、
前記半サイクルのうち一方の前記第１の仮の振幅しきい値レベルをとる時刻以降の積分が第１の所定の値（たとえばＤ／４）から第２の所定の値（たとえば３Ｄ／４）まで変化するのに要する持続時間（ｔＵＱ−ｔＬＱ）を算出し、
前記半サイクルのうち他方の前記第１の仮の振幅しきい値レベルをとる時刻以降の持続時間ｔＱ（たとえばｔＵＱ−ｔＬＱと同じ時間）における積分の値（ＤＤ）が第３の所定の値（たとえばＤ／４）に等しい、または、第３の所定の値から所定の範囲内に入るまで、前記仮の振幅しきい値レベルが調整されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記第１の振幅しきい値レベルと前記第２の振幅しきい値レベルを同じ値に設定し、
前記第１の振幅しきい値レベルをとる時刻から前記第２の振幅しきい値レベルをとる時刻までの区間として、１番目の区間から（Ｎ＋１）番目の区間まで（ただしＮは１以上の整数）の各区間について区間中の積分値を算出し、
１≦ｉ≦Ｎとなる整数ｉのそれぞれについて、ｉ番目の前記第１の積分しきい値レベルがｉ番目の区間中の積分値の半分に等しく、ｉ番目の前記第２の積分しきい値レベルが（ｉ＋１）番目の区間中の積分値の半分に等しくなるように設定して、
１≦ｉ≦Ｎとなる整数ｉのそれぞれについて、ｉ番目の前記第１の積分しきい値レベルからｉ番目の前記第２の積分しきい値レベルに変化するのに要した時間を表す値をｉ番目のカウンタ値として記憶するカウンタを備え、
Ｎ個のカウンタ値の平均値から前記正弦波の周期を求めることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１２】
物体までの距離を求める装置であって、
周波数変調された主信号を生成する手段、
前記主信号から、基準信号と、異なる複数の周波数における離散的なパルスを含む質問信号とを導出する手段、
前記質問信号を送信する手段、
物体からの前記質問信号の反射を含む受信信号を得る手段、
前記基準信号と前記受信信号とを合成して、前記物体の前記距離を示すビート周波数を有する正弦波のサンプルを導出する手段、及び
請求項１〜１１のいずれか一項に記載の装置
を含む、装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［発明の分野］
本発明は正弦波の周期を決定するための方法に関する。本発明は、完全な連続波とは異なるような、離散的なサンプルの形において正弦波が存在する装置にも適用することができる。本発明は、限定はしないが、パルス伝送と組み合わせて周波数変調された搬送波を使用して、送信される信号と物体から反射される信号とを合成することによって導出されるビート周波数によって距離が求められるような、物体までの距離を求めるためのシステムに特に適用することができる。そのようなシステムは、たとえば、障害物を検出するマイクロ波センサを備えることができ、自動車レーダシステムとして用いることができる。
【背景技術】
【０００２】
［従来技術の記載］
特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４、特許文献５及び特許文献６に記載されているシステムのような、自動車用警報及び衝突回避のために用いられる数多くのシステムのうちの１つが、周波数変調断続型連続波（frequency modulated interrupted continuous wave）（ＦＭＩＣＷ）レーダである。図１にブロック図の形で示される、そのようなシステムでは、発振器ＯＳＣによって生成される搬送波の周波数が、電圧制御発振器ＶＣＯ内の周波数変調器ＦＭを用いて、所定の周波数範囲ΔＦにわたって、周期ＴSWで周期的に線形に掃引される。変調パターンが、制御モジュールＣＭの制御下で線形波形発生器ＬＷＧによって与えられる。周波数変調された連続波（ＦＭ−ＣＷ）信号は、結合器ＣＰＬによって電力増幅器ＰＡに結合され、その信号は電力増幅器において増幅され、その後、送信−受信スイッチＴＲＳ（制御モジュールＣＭによってトリガされ、パルス繰返し周波数ＰＲＩにおいて動作する）によってゲーティングされる。送信−受信スイッチＴＲＳは周期的に、短い区間ΔＴTだけ、電力増幅器ＰＡの出力をアンテナＡＮに結合し、対象とする障害物ＯＢに向けて送信されるパルス化されたＲＦ送信信号ＴＸが得られる。この区間（通常はゲーティング周期ＴPRI＝１／ＰＲＩのうちのごくわずかな部分である）中、スイッチＴＲＳは、レーダ受信機をアンテナから切り離しておく。物体距離Ｄに比例する時間τだけ遅延した反射信号ＲＸが、同じアンテナによって検出され、送信−受信スイッチＴＲＳを介して低雑音増幅器ＬＮＡに結合される。
【０００３】
障害物から反射したパルス信号は、ダウンコンバータＤＲにおいて、結合器ＣＰＬから受信される送信信号のあるバージョンによって形成される基準信号と混合される。送信パルス信号及び受信パルス信号は互いに遅延しているので、送信パルス信号及び受信パルス信号の瞬時周波数は異なる。それゆえ、ダウンコンバータの出力において得られるビート信号は、周波数差ＦDを有し、周波数差ＦDは、障害物までの未知の距離Ｄに正比例する。
【０００４】
ダウンコンバータＤＲの出力はシグナルプロセッサモジュールＳＰＭに供給され、シグナルプロセッサモジュールＳＰＭは、クロックＣＬＫからのクロックパルスによって駆動される、アナログ／デジタルコンバータＡＤＣ及びデジタルプロセッサＤＰを備える。コンバータＡＤＣは、ダウンコンバータＤＲからの信号ｓ（ｔ）をデジタル信号に変換し、このデジタル信号はデジタルプロセッサＤＰによって用いられ、ビート周波数が、それゆえ物体距離が、求められる。
【０００５】
線形波形発生器ＬＷＧが与える変調パターンは、たとえば、図２ａに示されるように、一定の傾きを有する周期的な三角波形に従う。この三角波形によって、三角波形の立ち上がり部分及び立ち下がり部分において送信信号及び受信信号から導出される一対の周波数シフト差から計算されるドップラ周波数から、動いている障害物の速度も推定できるようになるので、この三角波形を用いることは多くの場合に、他の線形変調方式（のこぎり波等）よりも好ましい。
【０００６】
図２ｂは、図１のシステムの様々な部分において観測されるパルス信号を示す。スイッチＴＲＳが動作することによって、反射信号は確実に所定の時間スロットΔＴR（送信機から信号を送信するために用いられる時間スロットΔＴTの外側にある）中にだけレーダ受信機に結合されるようになることが図から明らかである。そのようなゲーティング方式は、アンテナ結合から生じる強い信号（結果として、受信機増幅器及び／又はアナログ／デジタルコンバータＡＤＣの飽和等、受信機に望ましくない影響を与えることがある）を最小限に抑える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】国際公開第０３／０４４５５９号パンフレット
【特許文献２】国際公開第０３／０４４５６０号パンフレット
【特許文献３】米国特許第６，６４６，５８７号明細書
【特許文献４】特開２０００−２７５３３３号公報
【特許文献５】特開２００４−３３３２６９号公報
【特許文献６】特開２００４−１４４６９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ＦＭＩＣＷレーダでは、物体への距離が短い場合には正確な結果を得ることが比較的難しい。距離が短いと、相対的に長い周期ＴD＝１／ＦDを有するビート信号が生成される。その距離が十分に短い場合には、その周期は、周波数掃引の持続時間ＴSWより長い。そのような特定の事例が図２ｃにおいて提示される。これは、従来技術のシステムの場合のように、信号の包絡線（それゆえ周波数ＦD）を持続時間ＴSWの一度の周波数掃引中に観測されるパルスの受信列から推定する場合には特に、ビート周波数を推定するのを難しくする。
【０００９】
ＦＭＩＣＷレーダの短距離性能の別の制限が、スイッチＴＲＳによって実行される上記のゲーティング方式から生じる。図２ｂに示されるように、送信パルスの持続時間ΔＴTよりも短い時間遅延τに対しては、ダウンコンバータＤＲに供給されるパルスの持続時間ΔＴDR（すなわちエネルギー）は低減される。そのように短くなったパルスの形状は、たとえば、増幅器ＬＮＡ及びダウンコンバータＤＲの雑音及び帯域制限に起因して歪む可能性が高くなる。結果として、コンバータＡＤＣにおいて、クロックＣＬＫによって支配される速度で実行されるサンプリング過程は、パルスの振幅を正確に求められないことがある。これにより、デジタルプロセッサＤＰにおいて実行される計算からビート周波数を推定する際に誤差が生じることがあり、それゆえ、障害物距離に関して間違った指示がなされることがある。
【００１０】
物体までの距離が短いことに関連するさらに別の問題は以下の例から明らかにすることができる。
【００１１】
自動車用ＦＭＩＣＷレーダが以下のパラメータを有するものと仮定する。
‐線形周波数掃引の持続時間ＴSW＝４ｍｓ
‐掃引中の周波数変化範囲ΔＦ＝８０ＭＨｚ
‐パルス繰返し間隔ＴPRI＝２μｓ
【００１２】
図２ａは、解析中の概念的な自動車用レーダの場合の時間と周波数との関係、すなわち周波数／時間特性を概略的に示す。
【００１３】
この事例では、パルス繰返し間隔ＴPRIは２μｓに等しいので、距離測定の曖昧でない範囲は３００ｍに及ぶであろう。線形周波数掃引を用いるレーダでは、障害物までの距離Ｄは、２つの周波数間、すなわち送信される信号の周波数と、障害物から反射される信号の周波数との間の差ＦDから求められる。ただし、以下の式が成り立つ。
【００１４】
【数１】
0005627456.tif 000002
【００１５】
…（１）
ただし、ｃは光速であり、ＳFTは、以下の式によって与えられる周波数／時間特性の傾きである。
【００１６】
【数２】
0005627456.tif 000003
【００１７】
…（２）
それゆえ、検討中の事例では、距離Ｄ＝３ｍにある障害物が、４００Ｈｚの周波数差（ビート周波数）ＦDを引き起こすであろう。
【００１８】
ビート周波数ＦDの測定（それゆえ、距離測定）が、周波数掃引の持続時間ＴSWに等しい時間区間内で取得されたサンプルを用いて果たされるべきである場合には、スペクトル解析における周波数ステップ（「ビン」）の幅は１／ＴSW＝２５０Ｈｚに等しい。メインローブの３ｄＢ帯域幅及びサポートはそれぞれ、０．９／ＴSW及び２／ＴSWに等しい。
【００１９】
当業者に既知であるように、この３ｄＢ帯域幅は、持続時間ＴSWの適当に整形された観測窓が受信信号に適用され、望ましくない周波数サイドローブが抑圧されるときに、増加する。たとえば、ハミング窓の場合、メインローブの３ｄＢ帯域幅は１．３ＴSWに等しいであろう。
【００２０】
図４は、周波数及び距離測定の過程における観測時間が有限であることの影響を示す。図に示されるように、距離測定の相対的な誤差は、距離が短くなるほど大きくなり、著しい性能劣化に繋がる。
【００２１】
上記のことから、結果として、上記の信号処理方式を利用するＦＭＩＣＷレーダシステムは、短い距離において性能劣化を受けることになるであろう。それゆえ、衝突回避又は／及び警報システムの用途において特に、従来技術による技法によって提供される効率よりも高い効率で、特に短い距離においてＦＭＩＣＷレーダの性能を改善するための新規の信号処理方法及び装置を開発することが望ましいであろう。
【００２２】
振幅Ａ、周期Ｔ及び初期位相θが未知である正弦波の短いセグメントから情報を抽出するのに適している２つの時間領域周期／周波数推定器が既知である。解析中のセグメントの持続時間は、正弦波の単一の周期程度に短いか、さらに短くてもよい。２つの推定器は、ゼロクロッシング推定器と、勾配／振幅推定器とである。これら２つの時間領域推定器の原理がそれぞれ図５ａ及び図５ｂにおいて示される。
【００２３】
ゼロクロッシング推定器では、信号ｓ（ｔ）＝Ａ・ｓｉｎ（２πｔ／Ｔ＋θ）が、明示的に、又は暗黙のうちに、２値表現ｂ（ｔ）＝ｓｉｇｎ［ｓ（ｔ）］に変換され、その正弦波のレベルが連続して０を横切る時刻ｔ1及びｔ2が求められるようにする。未知の周期
【００２４】
【数３】
0005627456.tif 000004
【００２５】
は以下の式から推定される。
【００２６】
【数４】
0005627456.tif 000005
【００２７】
…（３）
勾配−振幅推定器では、時刻ｔ1及びｔ2が再び求められる。これらの２つの各時刻における正弦波の上り勾配及び下り勾配Ｓ+及びＳ-も求められる。未知の周期Ｔは以下の式から推定される。
【００２８】
【数５】
0005627456.tif 000006
【００２９】
…（４）
ただし、振幅Ａは、ｍａｘ｜ｓ（ｔ）｜又は｜ｓ［（ｔ2−ｔ1）／２］｜として推定され、勾配｜Ｓ｜は勾配｜Ｓ+｜及び｜Ｓ-｜の平均値である。
【００３０】
しかしながら、これら２つの従来の各時間領域推定器よりも効率的であり、且つ正確であり、好ましくはＦＭＩＣＷレーダに適している技法を有することが望ましいであろう。また、正弦波のサンプルを用いて正弦波周期を測定し、上記のように、サンプルが短くされる場合であっても良好に機能する技法を提供することも望ましいであろう。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
［発明の要約］
本発明の複数の態様が、添付の特許請求の範囲に記載される。
【００３２】
本発明は、周波数掃引された信号から導出されるパルスを送信し、周波数掃引された信号と、物体からのその反射信号とを合成した信号のビート周波数を求めることによって動作する、たとえば、物体測距システムにおいて用いることができる方法又は装置として具現されることが好ましい。近い物体の距離を求めるために、ビート周波数信号のサンプルを積分して、正弦波の部分サイクル（たとえば、半サイクル）の積分を表す値を求め、その積分値に基づいて、正弦波がそのサイクル内に所定の段階に達しているはずの時点を表す積分しきい値を確立し、正弦波の積分がしきい値間で変化するのにかかった時間（すなわちビート周波数の周期を示す時間）を測定することによって、時間領域においてビート周波数が求められる。
【００３３】
本発明の技法は、周波数の非常に正確な指標を与えるために、粗く量子化されつつも大きくオーバーサンプリングされたデータを処理するのに適している。
【００３４】
解析される信号のセグメント内で検出されるゼロクロッシング又は他のレベルのクロッシングの数に基づいて適応的に異なる動作モードを選択できることが好ましい。
【００３５】
ここで、一例として、本発明を具現する構成を添付の図面を参照しながら説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】自動車衝突回避のために用いられる従来のＦＭＩＣＷレーダシステムのブロック図である。
【図２】図２ａは、図１のＦＭＩＣＷレーダシステムにおいて用いられる線形変調パターンを示す図である。図２ｂは、図１のＦＭＩＣＷレーダシステムの様々な点において観測されるパルス信号を示す図である。図２ｃは、ビート信号の周波数を推定するために、ビート信号の包絡線を再構成する過程を示す図である。
【図３】自動車衝突回避のために用いられる、本発明によるＦＭＩＣＷレーダシステムのブロック図である。
【図４】観測時間が有限であるということが、周波数及び距離を求めることに及ぼす影響を示す図である。
【図５】図５ａは、持続時間が周期未満であるセグメントから正弦波信号の周期を推定するために利用される従来技術のゼロクロッシング推定器の動作原理を示す図である。図５ｂは、持続時間が周期未満であるセグメントから正弦波信号の周期を推定するために利用される従来技術の勾配／振幅推定器の動作原理を示す図である。
【図６】図６ａは、図３のシステムの第１のモードの動作原理を示す図である。図６ｂは、粗い量子化（符号＋４ビットの大きさ）が、第１のモードを用いて正弦波の未知の周期を求めることに及ぼす影響を示す図である。図６ｃは、粗い量子化（符号＋３ビットの大きさ）が、第１のモードを用いて正弦波の未知の周期を求めることに及ぼす影響を示す図である。
【図７】図７ａは、図３のシステムの第２のモードの動作原理を示す図である。図７ｂは、図３のシステムの第３のモードの動作原理を示す図である。
【図８】第３の動作モードの理解を助ける図である。
【図９】図３のシステムの第４のモードの動作原理を示す図である。
【図１０】第４の動作モードの理解を助ける図である。
【図１１】図３のシステムの第５のモードの動作原理を示す図である。
【図１２】図３のシステムの第６のモードの動作原理を示す図である。
【図１３】図１３ａおよび図１３ｂは、横軸の時間軸が任意の単位であり、＋１及び−１単位の最大値及び最小値を有する正弦波信号のゼロクロッシング及び極値を検出するための技法を図式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
［好適な実施形態の詳細な説明］
図２ｃを参照すると、ビート周波数が減少するのに応じて、（従来のシステムでは）相対的な測距精度が減少するが、正弦波周期当たりのサンプル数が増加することが理解されよう。本発明はこの現象を利用することができる。以下に記述される本発明の実施形態は、解析される信号の全ての入手可能なデータを利用し、積分推定器として、粗く量子化されたデータを処理することによって、（特にオーバーサンプリングも用いられるときに）正確な結果を与えることができる。
【００３８】
その実施形態の原理を、以下に詳細に説明する。
【００３９】
図３は、本発明によるＦＭＩＣＷレーダシステムの概略的なブロック図である。このシステムは、本発明の技法を用いるデジタルプロセッサＤＰを組み込むが、それ以外は図１を参照しながら説明されたように動作する。このプロセッサは、明確さのためにハードウエアの実施態様において例示されるが、代替的にソフトウエアとして実現することができる。
【００４０】
図３では、信号ｓ（ｔ）のデジタル化されたサンプルがバッファＢＦに送られ、それらのサンプルはバッファから、バッファによって受信されたのと同じ速度でコントローラＣＴの制御下で読み出すことができる。本実施形態では、それらのサンプルは、ｄｃオフセットを除去するために事前に処理されるので、それらのサンプルはまとめて、ゼロレベル平均値を有する正弦波の少なくとも一部のサンプルを表す。各観測区間中に受信されるサンプルは、２パス動作を用いて処理される。制御モジュールＣＭは、観測区間の開始／終了時に開始／終了サイクルパルスを周期的に生成する。これらのパルスは、コントローラＣＴの動作を観測区間と同期させるために、コントローラＣＴによって用いられる。
【００４１】
第１のパスでは、ゼロクロッシング検出器ＺＣＤが、サンプル値が始めてゼロレベルを横切る時点を検出し、それに応答して、アキュームレータＡＣＣをリセットする。その際、アキュームレータＡＣＣは、次のゼロクロッシングが検出されるまで、そのサンプル値を加算（積分）し始め、次のゼロクロッシングが検出された時点で、コントローラＣＴは、アキュームレータＡＣＣによって格納される累算された値を読み出す。したがって、この値Ｄは、それらのサンプルによって表されるような正弦波の半サイクルの積分を表す。十分なゼロクロッシングが検出される場合には、後続する半サイクルのための積分値Ｄを測定するために、この動作を繰り返すことができる。
【００４２】
その後、動作の第２のパスが始まる。コントローラＣＴは第１及び第２の積分しきい値Ｉ1及びＩ2を計算する。これらのしきい値は、それぞれ半サイクル積分値Ｄの所定の割合である。コントローラはそれらのしきい値をそれぞれのコンパレータＣ１及びＣ２の第１の入力に適用し、コンパレータの第２の入力は、アキュームレータＡＣＣの出力を受信するように構成される。コンパレータ出力は、カウンタＣＮＴの開始及び停止制御端子にそれぞれ接続され、カウンタは周期的な同期パルスをカウントするように構成される。それらのパルスは、制御モジュールＣＭによって生成され、パルス形式のＲＦ伝送を生成するために用いられるタイムマークと一致する場合がある。
【００４３】
コントローラＣＴはカウンタＣＮＴにリセットパルスを加え、そして、バッファＢＦに、デジタル化された正弦波サンプルの出力を再開させる。その構成は、積分されたサンプルが第１の積分しきい値Ｉ１に達したときにコンパレータＣ１がカウンタを起動し、積分されたサンプルが第２の積分しきい値Ｉ２に達したときにコンパレータＣ２がカウンタを停止するようになされる。したがって、カウンタＣＮＴは、積分されたサンプル値が第１のしきい値から第２のしきい値まで変化するのにかかる時間に比例する値（この値はコントローラＣＴに送られる）までカウントアップする。その後、以下に説明されるように、この値を用いて正弦波の周期を計算することができる。
【００４４】
この実施形態は、種々のモードにおいて動作することができる。
【００４５】
［第１の動作モード］
その実施形態の第１の動作モードを、図６を参照しながら説明する。解析される信号において、少なくとも２つのゼロクロッシングが検出されるものと仮定する。
【００４６】
上記で説明されたように、その動作の第１の部分では、正弦波の半サイクルの積分を表す積分値Ｄが計算される（図６ａを参照されたい）。その後、コントローラＣＴは、以下のように積分しきい値を計算する。
Ｉ1＝Ｄ／４，    Ｉ2＝３Ｄ／４
したがって、カウンタＣＮＴは、積分された値が値Ｄの４分の１に達する時刻ｔLQと、積分された値が値Ｄの４分の３に達する時刻ｔUDとの間の区間を表すカウントに達する。
【００４７】
正弦波が（Ａ・ｓｉｎγ）と表されるものと仮定すると、以下の式から、正弦波がπ／３ラジアン及び２π／３ラジアンにそれぞれ達するときにこの区間が開始及び終了することを明らかにすることができる。
【００４８】
【数６】
0005627456.tif 000007
【００４９】
したがって、未知の周期
【００５０】
【数７】
0005627456.tif 000008
【００５１】
は以下の式から推定される。
【００５２】
【数８】
0005627456.tif 000009
【００５３】
…（５）
その後、ビート周波数を物体距離に変換するための既知の技法を用いて、コントローラＣＴによって距離推定値Ｌxを導出し、出力することができる。
【００５４】
図６ｂ及び図６ｃにおいて示されるように、正弦波は粗く（たとえば、符号＋４ビットの大きさ、又は符号＋３ビットの大きさにそれぞれ）量子化されてもよいが、一方で、好ましい実施形態では大きくオーバーサンプリングされる。それゆえ、正弦波の下側及び上側それぞれの４分の１、そして未知の周期Ｔも求められており、誤差は無視することができる。後者の場合、正弦波の未知の周期Ｔは、１％以下のわずかな誤差で求めることができる。その技法は、従来技術の時間領域技法と比べて、ゼロクロッシング検出の誤差の影響を緩和する。なぜなら、ゼロクロッシングの領域内のサンプル値が小さく、それゆえ、積分される値にほとんど影響を及ぼさないためである。
【００５５】
後に説明される他の動作モードもこれらの利点を共有する。
【００５６】
第１の動作モードでは、（たとえば、あらゆるｄｃオフセットが除去されるのを確実にすることによって、又は図１２を参照しながら後に説明する技法のような検出技法を用いることによって）正弦波のゼロレベルがわかっているものと仮定する。また、上記で示されたように、ゼロレベルを推定する際のあらゆる誤差の影響が緩和されるものとする。しかしながら、ゼロクロッシング検出器ＺＣＤが仮定するゼロレベルに起こり得る誤差を補償するステップが実施される場合には、さらに正確な結果を得ることができる。後に説明される第２〜第４の動作モードは、そのような補償を成し遂げる。これらのモードを説明する際に、ゼロクロッシング検出器は最初に、必ずしも正弦波の本当のゼロレベルではない、「仮想ゼロ」レベルと呼ばれる仮のゼロレベルを用いるものと仮定する。
【００５７】
［第２の動作モード］
第２の動作モードを図７ａを参照しながら説明する。２つのゼロクロッシングだけが検出されているものと仮定される。
【００５８】
図７ａに示される手順では、正弦波信号の予想される対称性が利用される。その手順は、以下に説明されることを除いて、上記の第１のモードの手順に対応する。その手順は、正弦波の１つの半サイクルからのサンプルと、別の半サイクルからのさらに別のサンプルとを使用することを含み、それらの半サイクルのうちの一方は正であり、他方は負である。
【００５９】
その動作は、
Ａ．実際の正弦波のゼロレベルに対応しない場合がある「仮想ゼロ」レベルを有する仮の振幅しきい値を用いて、上記のように積分値Ｄを求めること；
Ｂ．サンプル積分の２つの所定の値間の区間（たとえば、上記のような時刻ｔLQとｔUQとの間隔）を求めること；
Ｃ．第２のゼロクロッシングに応答してアキュームレータＡＣＣをリセットし、その後、ステップＢにおいて測定された区間（ｔUQ−ｔLQ）に対して所定の関係を有する（たとえば、等しい）区間ｔQの後に、アキュームレータＡＣＣの出力を読み出すこと；
を含む。
【００６０】
その後、ステップＣの結果（ＤＤ）が、コントローラＣＴによって、以前に得られた積分値Ｄと比較され、所定の条件が満たされたか否か、たとえば、以下の条件のいずれかが満たされたか否かが判断される。
ＤＤ＜Ｄ／４である場合には、「仮想ゼロ」レベルが低すぎる
ＤＤ＞Ｄ／４である場合には、「仮想ゼロ」レベルが高すぎる
【００６１】
その結果に応じて、その後、コントローラは、図３において破線で示される経路に沿って供給される制御信号を用いて、「仮想ゼロ」レベルを調整する。その後、ＤＤがＤ／４に等しくなるまで、又はＤ／４から所定の範囲内に入るまで、バッファＢＦからのサンプルの出力を再開することによって、その動作全体が繰り返される。その結果、計算された周期Ｔは正確になる。
【００６２】
［第３の動作モード］
第３の動作モードを図７ｂを参照しながら説明する。このモードでは、少なくとも３つのゼロクロッシングが検出される必要がある。第３の動作モードは、正弦波の連続する半サイクルに対してコントローラＣＴが測定ｔQ＝ｔUQ−ｔLQを繰り返すように動作することができることを除いて、第１のモードに対応する。その測定値は平均される。この平均は、好ましくは、正の半サイクル及び負の半サイクルに対する結果を別々に平均し、それにより、正の半サイクル平均値と負の半サイクル平均値との平均から、最終的な時間測定値が形成されるようにして行われる。図７ｂの場合、３つの連続する測定値が存在し、平均パルスカウント
【００６３】
【数９】
0005627456.tif 000010
【００６４】
（それは上記で示されるようにＴ／６を表す）は以下のように与えられる。
【００６５】
【数１０】
0005627456.tif 000011
【００６６】
このモードでは、「仮想ゼロ」レベルの誤差は自動的に補償される。なぜなら、誤差は正の半サイクル測定値及び負の半サイクル測定値に互いに逆の影響を及ぼすことになるからである。
【００６７】
実際の用途では、第３のモードを用いる距離推定手順は、図８において示される過程に従う。制御モジュールＣＭによって生成される周期的な同期パルスをカウントすることによって、時間推定値が得られる。アキュームレータＡＣＣは、その過程の第１段階において（積分値Ｄを求めるために）動作するときに、リーディングアキュームレータＬＡと呼ばれ、第２段階において（その出力を積分しきい値と比較するために）動作するときに、トレーリングアキュームレータＴＡと呼ばれる。検出された各ゼロクロッシング事象ｔZCにおいて、パルス信号を用いて、リーディングアキュームレータＬＡがリセットされる。アキュームレータＬＡの出力を用いて、下側４分の１の終端ｔLQ及び上側４分の１の始点ｔUQに対応する積分しきい値が求められ、トレーリングアキュームレータＴＡの出力をモニタして、それらの積分値に達したときのそれぞれの時刻の間の同期パルスをカウントできるようにする。全観測区間内の解析される信号の各半サイクル中に得られる同期パルスのカウントが上記のように平均され、その後、式（５）に従って、未知の周期
【００６８】
【数１１】
0005627456.tif 000012
【００６９】
を計算するために用いられる。
【００７０】
以下の実施例は、第３のモードが用いられるときの、自動車ＦＭＩＣＷレーダの短距離性能の潜在的な精度改善を例示する。
【００７１】
ＦＭＩＣＷレーダのパラメータが、掃引ＴS中に、ＬO＝２ｍの距離にある障害物に対するビート周波数ＦDのちょうど１周期を観測するように選択されているものと仮定する。ＴS中に生成される同期パルスの数がＫS＝２０４８に等しい場合には、未知の距離Ｌxは、以下のように、平均同期パルスカウントＫPから推定することができる。
【００７２】
【数１２】
0005627456.tif 000013
【００７３】
…（６）
この例では、結果として、±７０同期パルスの誤差は、±１０ｃｍの距離推定誤差と等価である。
【００７４】
［第４の動作モード］
第４のモードの動作原理を、図９を参照しながら説明する。このモードは、解析される信号において少なくとも３つのゼロクロッシングが検出されるときに利用することができる。
【００７５】
このモードの動作は、以下を除いて、上述の各モードの動作に類似である。
【００７６】
第１の動作段階中に、これまでのように、コントローラは、観測窓ＴSW中に正弦波の半サイクル毎に積分値Ｄを得る。各積分値はＤiに等しいものと仮定する。ただし、ｉはそれぞれの半サイクルを表す。第２の動作段階中に、各積分しきい値がＤi／２に設定され、それにより、カウンタＣＮＴが、積分された正弦波がそれぞれの積分値の半分に達する時点に対応する時刻ｔi間の区間を連続して測定する。
【００７７】
推定される正弦波周期
【００７８】
【数１３】
0005627456.tif 000014
【００７９】
は、以下のように、連続する時刻ｔi+1とｔiとの間の距離の２倍に等しい。
【００８０】
【数１４】
0005627456.tif 000015
【００８１】
…（７）
実際には、周期
【００８２】
【数１５】
0005627456.tif 000016
【００８３】
は連続する時刻ｔi間の全ての区間を平均することによって得られる。したがって、ｎ＋１個の半サイクルが存在する場合には、以下の式が成り立つ。
【００８４】
【数１６】
0005627456.tif 000017
【００８５】
…（８）
測定される各時刻ｔiの位置は、ゼロレベルオフセットとは無関係である。したがって、推定される「仮想ゼロ」レベルを補正するための手順は不要である。
【００８６】
実際の用途では、このモードを用いる距離推定手順は、図１０において示される過程に従う。制御モジュールＣＭによって生成される周期的な同期パルスをカウントすることによって、時間推定値が得られる。アキュームレータＡＣＣは、その過程の第１段階において（積分値Ｄiを求めるために）動作するときに、リーディングアキュームレータＬＡと呼ばれ、第２段階において（その出力を積分しきい値Ｄi／２と比較するために）動作するときに、トレーリングアキュームレータＴＡと呼ばれる。検出された各ゼロクロッシング事象ｔZCにおいて、パルス信号を用いて、リーディングアキュームレータＬＡがリセットされる。アキュームレータＬＡの出力を用いて、積分値Ｄiの半分に対応する積分しきい値が求められる。トレーリングアキュームレータＴＡの出力をモニタして、それらの積分値に達したときのそれぞれの時刻の間の同期パルスをカウントできるようにする。全観測区間内で得られる同期パルスの連続するカウントが上記のように平均され、その後、式（８）に従って、未知の周期
【００８７】
【数１７】
0005627456.tif 000018
【００８８】
を計算するために用いられる。
【００８９】
一例として、ＦＭＩＣＷレーダのパラメータが、掃引ＴS中に、ＬO＝２ｍの距離にある障害物に対するビート周波数ＦDのちょうど１周期を観測するように選択されているものと仮定する。ＴS中に送信されるパルスの数がＫS＝２０４８に等しい場合には、未知の距離Ｌxは、以下のように、平均パルスカウントＫPから推定することができる。
【００９０】
【数１８】
0005627456.tif 000019
【００９１】
第４のモードは、「仮想ゼロ」レベルのシフトに影響されないので、測定される距離の正確な推定を成し遂げるのにオフセット補償は不要である。
【００９２】
第４のモードは、正（又は負）の半サイクルの処理を省くように（したがって単に、連続する正（又は負）のピーク間の区間を測定するように）変更することができる。
【００９３】
［第５の動作モード］
上記の各動作モードでは、サンプルはゼロクロッシング間で積分される。第５のモードによれば、サンプルは、ゼロクロッシングと、隣接する信号極値との間で積分される。ただし、極値は、先行又は後続の最大値又は最小値とすることができる。
【００９４】
こうして、図１１を参照すると、この例では、最大値Ｍが検出され、その後、ゼロクロッシングＺが検出される。これらの事象間のサンプルが積分され、積分値Ｄが導出される。これから、第１及び第２の積分しきい値（いずれもＤ／２に等しい）が導出される。バッファＢＦからサンプルが出力され、該出力は、ゼロクロッシングＺにおいて開始して、受信した系列と逆の順序で進み、サンプルの絶対値の積分が第１のしきい値Ｄ／２に等しくなるまで続く。これにより、第１の時点ｔ1が決定される。その後、バッファＢＦからのサンプルが出力され、該出力は、ゼロクロッシングＺにおいて開始して、順方向に（すなわち、受信した系列と同じ順序に）進み、サンプルの絶対値の積分が第２のしきい値Ｄ／２に等しくなるまで続く。これにより、第２の時点ｔ2が決定される。その際、未知の正弦波周期は以下の式から導出される。
【００９５】
【数１９】
0005627456.tif 000020
【００９６】
第５のモードは、１つのゼロクロッシングだけを含み、正弦波の半サイクル未満しか占有しないサンプルからであっても周期を導出できることは理解されよう。
【００９７】
［第６の動作モード］
第６のモードは第５のモードに類似であるが、サンプルが、単一のゼロクロッシングと、先行及び後続の双方の信号極値との間で積分されることが異なる。
【００９８】
こうして、図１２を参照すると、この例では、最大値Ｍ+が検出され、その後、ゼロクロッシングＺが検出され、その後、最小値Ｍ-が検出される。
【００９９】
第６のモードの第１の実施形態では、最大値Ｍ+とゼロクロッシングＺとの間のサンプルが積分され、積分値Ｄ+が導出される。これから、第１の積分しきい値Ｄ+／２が導出される。バッファＢＦからサンプルが出力され、該出力は、ゼロクロッシングＺにおいて開始して、受信した系列と逆の順序に進み、サンプルの絶対値の積分が第１のしきい値Ｄ+／２に等しくなるまで続く。これにより、第１の時点ｔ1が決定される。ゼロクロッシングＺと最小値Ｍ-との間のサンプルが積分され、積分値Ｄ-が導出される。これから、第２の積分しきい値Ｄ-／２が導出される。その後、バッファＢＦからのサンプルが出力され、該出力は、ゼロクロッシングＺにおいて開始して、順方向に（すなわち、受信した系列と同じ順序に）進み、サンプルの絶対値の積分が第２のしきい値Ｄ-／２に等しくなるまで続く。これにより、第２の時点ｔ2が決定される。
【０１００】
第６のモードの、第２の（代替的な）実施形態では、第１の積分しきい値Ｄ+／２を用いて、ゼロクロッシングＺから前方及び後方の双方に積分することによって、値ｔ1+及びｔ2+が求められる。また、第２の積分しきい値Ｄ-／２を用いて、ゼロクロッシングＺから前方及び後方の双方に積分することによって、値ｔ1-及びｔ2-が求められる。２つの値ｔ1+及びｔ1-並びに２つの値ｔ2+及びｔ2-をそれぞれ適切に合成する（たとえば、平均する）ことによって、最終的な値ｔ1及びｔ2が得られる。
【０１０１】
その後、未知の正弦波周期が以下の式から導出される。
【０１０２】
【数２０】
0005627456.tif 000021
【０１０３】
第５及び第６のモードにおいてゼロクロッシング及び極値を検出するための好ましい技法を図１３を参照しながら説明する。これらの技法は、バッファＢＦに格納されているサンプルを調べることによってコントローラＣＴによって実行することができる。コントローラＣＴは、バッファＢＦから、図３において示されるようにサンプル値を直に受信することができる。その技法を実行するために、コントローラＣＴは、スライディングウインドウを使用する。スライディングウインドウは所定数の連続サンプルからなる群に対して動作し、その後、１サンプルだけ繰返しシフトされ、その動作が繰り返される。
【０１０４】
図１３ａを参照すると、これは、ゼロクロッシングＺの近くのスライディングウインドウＷを概略的に示す。ゼロクロッシングを検出するために、コントローラＣＴは最初に、バッファＢＦの先頭にサンプルウインドウを配置し、その後、
（ｉ）（Ｎ+−Ｎ-）の絶対値である第１の値Ｃ１を導出し（ただし、Ｎ+は正のサンプル値の数であり、Ｎ-は負のサンプル値の数である）、そして、
（ｉｉ）（Ｎ+＋Ｎ-）に等しい第２の値Ｃ２を導出する。
【０１０５】
Ｃ１が第１の所定の数（たとえば１）以下であり、且つＣ２が第２の所定の数（たとえば２）以上である場合には、コントローラＣＴは、そのウインドウの中央にゼロクロッシングが存在するものと判断する。Ｃ１条件は、負のサンプルの数が正のサンプル値の数に実質的に等しいことを表す。Ｃ２条件は、所定数の０でない値が検出されたことを意味し、それゆえ、ゼロ値の長い系列から生じる誤った指示を避ける。
【０１０６】
その後、スライディングウインドウＷは１サンプルだけずらされ、テストが繰り返される。これは、ウインドウがバッファの最後に達するまで続けられる。以下に示されるように、その構成によって、ちょうど１つのゼロクロッシングが検出された場合にのみ、第５の動作モードが用いられるようにすることができる。
【０１０７】
極値を検出するために、以下の式を用いて、サンプル値がコントローラＣＴによって変換される。
【０１０８】
【数２１】
0005627456.tif 000022
【０１０９】
ただし、Ｓはサンプル値であり、Ｖは変換されたサンプル値である。したがって、正弦波の最大値又は最小値のいずれかの場所を求めることは、変換されたデータの最大値を検出することと等価である。
【０１１０】
したがって、極値を検出するために、コントローラＣＴはｍａｘ（｜Ｓ｜）、すなわちバッファＢＦ内の最も大きな絶対サンプル値を求め、その後、残りの変換されたサンプル値を求める。その後、コントローラＣＴは、図１３ｂにおいて概略的に表されるように、変換された値Ｖの系列の先頭にサンプルウインドウを配置し、その後、
（ｉ）（サンプルウインドウの左半分内（第１の半分内）の変換された値の和）−（サンプルウインドウの右半分内（第２の半分内）の変換された値の和）によって与えられる第１の値Ｃ３を導出する。（所望により、結果として生成された量をバッファ内の全ての値の和で割って、値Ｃ３を正規化することができる）
（ｉｉ）Ｃ２と同様に、（Ｎ+＋Ｎ-）に等しい第２の値Ｃ４を導出する。（ただし、Ｎ+は正のサンプル値Ｓの数であり、Ｎ-は負のサンプル値Ｓの数である）
（ｉｉｉ）そのウインドウ内に、０である変換された値Ｖ（又は小さい値、たとえば、量子化レベル間の差よりも小さい値）が存在するか否かを示す（又は代替的には、そのような値Ｖがウインドウの中央に、若しくは中央近くに存在することを示す）第３の値Ｃ５を導出する。
【０１１１】
Ｃ３が第３の所定の数以下であり、且つＣ４が第４の所定の数以上であり、且つＣ５がウインドウ内に０値（又は小さい値、たとえば、量子化レベル間の差よりも小さい値）が存在することを示す場合には、コントローラＣＴは、極値がウインドウの中央に存在するものと判断する。Ｃ３条件は、サンプル値がウインドウの中央に対して実質的に対称であることを表す。Ｃ４条件は、所定数の０でない値が検出されたことを意味し、それゆえ、ゼロ値の長い系列から生じる誤った指示を避ける。Ｃ５条件は、ウインドウの中央について対称であるが極値ではない、変換された信号の他の部分（たとえば、ゼロクロッシング）から生じる誤った指示を見分ける。
【０１１２】
その後、スライディングウインドウＷは１サンプルだけずらされ、テストが繰り返される。これは、ウインドウがバッファの最後に達するまで続けられる。その動作は、最初の極値が見つけられるとただちに停止するように構成することができる。
【０１１３】
所望により、図１３ａの技法及び／又は図１３ｂの技法を、２つ以上のゼロクロッシング及び／又は極値を利用する他の動作モードにおいて用いることもできる。
【０１１４】
上記の実施形態において用いられるバッファＢＦによって、必ずしも上記の動作の順序に対応するとは限らない種々の系列においてもサンプルを処理できるようになる。これはいくつかの利点を有する。たとえば、図７ａは、値ＤＤを得るための、第２のゼロクロッシングに続くサンプルの積分を示す。しかしながら、その代わりに、バッファ内でサンプルを適切に処理することによって、第１のゼロクロッシングに先行する周期ｔQにおいて生じるサンプルを積分することもできるであろう。
【０１１５】
サンプルは任意の所定の速度においてバッファから読み出すことができるので、所望によりサンプルはバッファに書き込まれる速度よりも速い速度で処理することができる。
【０１１６】
所望により、カウンタＣＮＴは、制御モジュールＣＭからの同期パルスではなく、固定周波数のクロックパルスをカウントするように構成することができる。
【０１１７】
変更された実施形態は複数のバッファを用いて、連続する観測区間からのサンプルを並列的に処理できるようにする。
【０１１８】
所望により、物体距離は、単一の観測区間だけでなく、複数の観測区間において受信されるサンプルから計算することができる。
【０１１９】
上記の実施形態では、各積分しきい値は、正弦波において、そのしきい値が計算される積分値Ｄを導出するために用いられるのと同じ部分からのサンプルに適用される。この構成は、バッファＢＦのような遅延デバイスを使用しており、雑音の影響を低減するために好ましいが、不可欠ではない。代わりに、そのしきい値を、たとえば、次の半サイクルのサンプルに対して用いることもできる。
【０１２０】
［モードの選択］
自動車ＦＭＩＣＷレーダシステムでは、上記の方法のような時間ベースのアルゴリズム法は、１つ又は複数の他の技法（距離が長くなるほど正確な距離推定値を与えることができる標準的なＦＦＴベースのアルゴリズム等）とともに動作することができる。たとえば、全距離を走査して潜在的な障害物を記録するために、調査の目的で標準モードを用いることができ、一方、レーダの近くに位置する障害物を調べるために、上記のモードのうちの１つを用いる短距離（ズーミング）動作を使用することができる。標準モードを用いる代わりに、又はそれに加えて、システムは、参照により本明細書に援用される、２００５年１０月２４日出願の欧州特許出願第０５２５６５８５．０号の技法を用いることもできる。
【０１２１】
コントローラＣＴは、観測区間内で検出されるゼロクロッシングの数Ｎに基づいて動作モードを選択するように動作できることが好ましい。たとえば、コントローラは以下の表に基づいてモードを選択することができる。Ｘは所定の数（たとえば、１０）であり、条件Ｋは、ゼロクロッシング前後の双方において必要な積分を実行するのに、最初のゼロクロッシングの前、又は最後のゼロクロッシングの後のいずれかの観測区間内に十分な時間があることを示す（図７ａ及び図１１を参照されたい）。
【０１２２】
【表１】
0005627456.tif 000023
【０１２３】
種々の変更が可能である。たとえば、上記の第２のモードは、正弦波のゼロレベルを求めるための手順を含むのに対して、第３及び第４のモードは、ゼロレベル誤差の影響を受けない結果を与える。それにもかかわらず、第３及び第４のモードは、第２のモードの手順に対応するレベル補正手順を用いるように変更することができる。信号ｓ（ｔ）からのｄｃオフセットの除去は、任意の既知の技法を用いて、アナログ又はデジタルのいずれかの領域において成し遂げることができるか、又はたとえば、第２のモードのオフセット補償技法に頼ることが望ましい場合には、省くことができる。
【０１２４】
本発明の好ましい実施形態のこれまでの説明は、例示し、説明するために提示されてきた。それは、本発明を包括的に述べること、又は本発明を開示される厳密な形態に限定することは意図していない。これまでの説明に鑑みて、数多くの改変、変更及び変形によって、当業者が、意図される特定の用途に適した種々の実施形態において本発明を利用できるようになることは明らかである。
【図１】
0005627456.tif 000024
【図２】
0005627456.tif 000025
【図３】
0005627456.tif 000026
【図４】
0005627456.tif 000027
【図５】
0005627456.tif 000028
【図６】
0005627456.tif 000029
【図７】
0005627456.tif 000030
【図８】
0005627456.tif 000031
【図９】
0005627456.tif 000032
【図１０】
0005627456.tif 000033
【図１１】
0005627456.tif 000034
【図１２】
0005627456.tif 000035
【図１３】
0005627456.tif 000036