(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流のバッテリと直流のシステム電源との間で電力変換するコンバータと、前記コンバータと交流電動機との間に介在されて前記システム電源の直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータとを備えた電動機駆動装置を制御する電動機制御装置であって、
前記システム電源のシステム電圧に対する前記３相交流電力の電圧の実効値の割合を変調率とし、
２軸の直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流の当該直交ベクトル空間における電流位相を制御して前記インバータを制御する制御モードを電流位相制御モードとし、
前記３相交流電力の電圧位相を制御して前記インバータを制御する制御モードを電圧位相制御モードとして、
前記変調率が所定の変調率しきい値より小さいとき、前記電流位相制御モードを選択し、前記変調率が前記変調率しきい値以上のとき、前記電圧位相制御モードを選択するモード制御部と、
前記電圧位相制御モードの実行中且つ前記バッテリを充電する充電電力に余剰電力が生じていることを条件として、前記変調率を前記変調率しきい値よりも低下させるために前記コンバータに前記システム電圧を上昇させることを判定する昇圧判定部と、
前記電流位相制御モードにおいて、前記交流電動機のトルクを維持した状態で、前記界磁電流を前記余剰電力に応じて前記交流電動機の界磁を弱める側又は強める側に変化させる高損失制御部と、
を備える電動機制御装置。
【請求項２】
前記高損失制御部は、前記システム電圧及び前記交流電動機の回転速度に基づいて定まる、前記直交ベクトル空間における前記電機子電流の出力可能範囲内で、前記余剰電力を消費可能な損失量を発生させるように前記界磁電流を変化させる場合において、前記交流電動機の界磁を弱める側、及び、前記交流電動機の界磁を強める側の内、前記界磁電流の変化量に対して発生する損失量の大きい側に前記界磁電流を変化させる請求項１に記載の電動機制御装置。
【請求項３】
前記交流電動機の目標トルクに基づいて、少なくとも前記界磁電流の指令値を含む基本電流指令値を決定する基本電流指令決定部と、
前記基本電流指令値に対して、少なくとも前記交流電動機の界磁を弱める側に前記界磁電流を調整可能な界磁調整部と、を更に備え、
前記界磁調整部は、前記変調率と目標変調率との偏差が所定の界磁制御しきい値以上のとき、前記基本電流指令値に対して界磁を弱める側に前記界磁電流を調整する弱め界磁制御モードを選択し、前記偏差が前記界磁制御しきい値よりも小さいとき、前記基本電流指令値に対する調整を行わない通常界磁制御モードを選択するものであり、
前記高損失制御部は、前記通常界磁制御モードと共に前記電流位相制御モードが実行されていることを条件として、前記界磁電流を変化させる請求項１又は２に記載の電動機制御装置。
【請求項４】
前記界磁電流及び前記駆動電流に対する指令値である界磁電流指令及び駆動電流指令に重畳される振動成分であり、前記ベクトル空間における前記電機子電流の前記電流位相に応じた高次高調波振動成分を抑制する高調波抑制部を備え、
当該高調波抑制部は、前記電機子電流の大きさ及び前記電流位相に基づいて、前記界磁電流指令及び前記駆動電流指令のそれぞれに重畳される前記高次高調波成分を抑制する高調波抑制電流指令を生成し、当該高調波抑制電流指令を前記界磁電流指令及び前記駆動電流指令のそれぞれに印加する請求項１から３の何れか一項に記載の電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流−直流コンバータと直流−交流インバータとを備えた電動機駆動装置を制御する電動機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
化石燃料の消費による環境負荷を軽減するべく、従来よりも環境負荷が小さい自動車が提案されている。交流電動機により駆動される電気自動車や、内燃機関及び交流電動機により駆動されるハイブリッド自動車は、その一例である。このような電気自動車やハイブリッド自動車においては、交流電動機と、交流電動機に電力を供給するバッテリとが接続される。交流電動機は、車両の駆動源としての電動機の機能に留まらず、車両や内燃機関の運動エネルギーにより発電を行う発電機としての機能も併せ持っている。交流電動機により発電された電力は、バッテリに回生されて蓄電される。バッテリには、蓄えられる電力の量が規定されており、バッテリが満充電状態や、満充電に近い状態のときには、交流電動機により発電された電力を回生することができず、余剰電力が発生する。バッテリを構成する二次電池としては、ニッケル水素（NiMH）電池やリチウム（Li）イオン電池などがある。何れの二次電池も過充電や過放電が発生すると劣化が進行し易い。特に蓄電効率が良く、車載バッテリの大容量化への期待が掛かるリチウムイオン電池は、ニッケル水素電池よりも過充電や過放電による影響を受け易い。
【０００３】
このような余剰電力の処理に関して、特開２００３−１３４６０２号公報（特許文献１）には、回生できないエネルギーに見合った大きさの電流を発電用交流電動機に流して熱損失を生じさせ、余剰エネルギーを消費させることが記載されている。ところで、交流電動機を制御する方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、交流電動機の３相（多相）各相のステータコイルに流れるコイル電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向（回転する界磁の方向）であるｄ軸電流（界磁電流）と、ｄ軸に対して電気角でπ／２進んだ方向であるｑ軸電流（駆動電流）とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。特許文献１では、ｄ軸電流を発電用交流電動機に流して熱損失を生じさせる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−１３４６０２号公報（第６段落等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
交流電動機を駆動する際のインバータによる直流−交流変換の制御方式は、交流電動機に要求される出力（トルク）に応じて変更される場合がる。制御方式には、パルス幅変調方式や矩形波制御方式がある。一般的には、要求される出力（トルク）が高くなると矩形波制御方式が選択される。ここで、パルス幅変調制御は、２軸の直交ベクトル空間における電機子電流の電流位相を制御してインバータを制御する制御方式である。矩形波制御は、３相交流電力の電圧位相を制御してインバータを制御する制御方式である。矩形波制御では、電圧位相を制御してインバータを制御するため、直交ベクトル空間における電機子電流の電流位相を制御することはできない。このため、矩形波制御中には、特許文献１に記載されたように、ｄ軸電流を発電用交流電動機に流して熱損失を生じさせることができない。
【０００６】
従って、インバータが電圧位相の制御により駆動されている場合であっても、インバータなどを含む電動機駆動装置において損失を生じさせてバッテリへの回生電力の余剰電力を消費させることが可能な電動機制御装置が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題に鑑みた本発明に係る電動機制御装置の特徴構成は、直流のバッテリと直流のシステム電源との間で電力変換するコンバータと、前記コンバータと交流電動機との間に介在されて前記システム電源の直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータとを備えた電動機駆動装置を制御する電動機制御装置であって、
２軸の直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流の当該直交ベクトル空間における電流位相を制御して前記インバータを制御する制御モードを電流位相制御モードとし、前記３相交流電力の電圧位相を制御して前記インバータを制御する制御モードを電圧位相制御モードとして、
前記変調率が所定の変調率しきい値より小さいとき、前記電流位相制御モードを選択し、前記変調率が前記変調率しきい値以上のとき、前記電圧位相制御モードを選択するモード制御部と、
前記電圧位相制御モードの実行中且つ前記バッテリを充電する充電電力に余剰電力が生じていることを条件として、前記変調率を前記変調率しきい値よりも低下させるために前記コンバータに前記システム電圧を上昇させることを判定する昇圧判定部と、
前記電流位相制御モードにおいて、前記交流電動機のトルクを維持した状態で、前記界磁電流を前記余剰電力に応じて前記交流電動機の界磁を弱める側又は強める側に変化させる高損失制御部と、を備える点にある。
【０００８】
異なる変調率において交流電動機に同じトルクを出力させるためには、システム電圧を変更すればよい。例えば、システム電圧を上昇させると交流電動機が出力するトルクを維持した状態で変調率を低下させることができる。昇圧判定部は、電圧位相制御モードの実行中且つ余剰電力が生じていることを条件としてシステム電圧を上昇させる。従って、電圧位相制御が実行されるような大きな出力トルクが必要とされている時であっても、交流電動機のトルクが維持された状態で変調率しきい値よりも変調率が低下され、制御モードが電流位相制御モードに変更される。これにより、高損失制御部は、直交ベクトル空間における界磁電流を余剰電力に応じて変化させることが可能となる。つまり、本特徴構成によれば、交流電動機が電圧位相制御されている場合であっても、インバータを含む電動機駆動装置において損失を生じさせてバッテリへの回生電力の余剰電力を消費させることが可能となる。
【０００９】
ここで、前記高損失制御部は、前記システム電圧及び前記交流電動機の回転速度に基づいて定まる、前記直交ベクトル空間における前記電機子電流の出力可能範囲内で、前記余剰電力を消費可能な損失量を発生させるように前記界磁電流を変化させる場合において、前記交流電動機の界磁を弱める側、及び、前記交流電動機の界磁を強める側の内、前記界磁電流の変化量に対して発生する損失量の大きい側に前記界磁電流を変化させると好適である。電機子電流の出力可能範囲内で、界磁電流の変化量に対して発生する損失量の大きい側に界磁電流を変化させることによって、効果的に余剰電力を消費させることが可能となる。
【００１０】
また、本発明に係る電動機制御装置は、前記交流電動機の目標トルクに基づいて、少なくとも前記界磁電流の指令値を含む基本電流指令値を決定する基本電流指令決定部と、前記基本電流指令値に対して、少なくとも前記交流電動機の界磁を弱める側に前記界磁電流を調整可能な界磁調整部と、を更に備え、前記界磁調整部は、前記変調率と目標変調率との偏差が所定の界磁制御しきい値以上のとき、前記基本電流指令値に対して界磁を弱める側に前記界磁電流を調整する弱め界磁制御モードを選択し、前記偏差が前記界磁制御しきい値よりも小さいとき、前記基本電流指令値に対する調整を行わない通常界磁制御モードを選択するものであり、前記高損失制御部は、前記通常界磁制御モードと共に前記電流位相制御モードが実行されていることを条件として、前記界磁電流を変化させると好適である。即ち、前記高損失制御部は、前記通常界磁制御モードと共に前記電流位相制御モードが実行されていることを条件として、前記界磁電流の変化を開始する。前記高損失制御部は、前記界磁電流を変化させている途上で、当該条件を満たさなくなると前記界磁電流の変化を中止し、好適には所定の割合で変化させた分を元に戻す。高損失制御部による調整も、界磁調整部による調整も、共に界磁電流を調整するものである。従って、弱め界磁制御を必要とする際には、界磁調整部による調整を優先することにより、円滑な電動機の制御が確保される。
【００１１】
また、本発明に係る電動機制御装置は、前記界磁電流及び前記駆動電流に対する指令値である界磁電流指令及び駆動電流指令に重畳される振動成分であり、前記ベクトル空間における前記電機子電流の前記電流位相に応じた高次高調波振動成分を抑制する高調波抑制部を備え、当該高調波抑制部は、前記電機子電流の大きさ及び前記電流位相に基づいて、前記界磁電流指令及び前記駆動電流指令のそれぞれに重畳される前記高次高調波成分を抑制する高調波抑制電流指令を生成し、当該高調波抑制電流指令を前記界磁電流指令及び前記駆動電流指令のそれぞれに印加すると好適である。電流位相が最適な位相からずれていると、ステータコイルのインダクタンスに振動成分が多くなる。この振動成分は、電流位相の高次高調波振動成分である。インダクタンスにこのような高調波成分が生じると、電流制御や電流制御の結果として決定される電圧も高調波成分の影響を受け、最終的には交流電動機の出力トルクにも影響を与え、トルクリップルなどを生じさせる。また、駆動電力及び回生電力にもリップルを生じさせる。特に、高損失制御が実行される際には、電機子電流も大きい可能性が高いので、高次高調波振動成分の影響を抑制できると好適である。本構成によれば、高調波抑制部が、高調波抑制電流指令を生成し、これを界磁電流指令及び駆動電流指令のそれぞれに印加する。従って、高次高調波振動成分の影響が効果的に抑制される。従って、高損失制御時においても交流電動機を安定して制御することができる。また、振動成分が抑制されることにより、回生電力の瞬時値も低下するため、余剰電力がバッテリの許容限界を超える可能性も低減され、バッテリの寿命への影響も抑制される。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】電動機駆動装置の構成例を示す模式的回路ブロック図
【図２】電動機制御装置が備えるインバータ制御指令決定ユニットの構成例を示す模式的ブロック図
【図３】電流指令値マップの一例を示す図
【図４】界磁電流の調整による損失の増加を示すグラフ
【図５】高損失制御の一例を示すフローチャート
【図６】電流指令値決定部の構成例を示す模式的ブロック図
【図７】積分入力調整部の一例を示す図
【図８】積分入力調整部の一例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、いわゆる２モータスプリット方式のハイブリッド車両用の駆動装置に本発明を適用した場合を例として、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。このハイブリッド車両は、駆動力源として不図示の内燃機関と一対の電動機（交流電動機）ＭＧ１，ＭＧ２とを備える。また、ハイブリッド車両の駆動装置は、当該内燃機関の出力を、第１電動機ＭＧ１側と、車輪及び第２電動機ＭＧ２側とに分配する動力分配用の差動歯車装置（不図示）を備えて構成されている。本実施形態において、電動機駆動装置２は、２つの電動機ＭＧ１，ＭＧ２を駆動するための装置として構成されている。ここで、第１電動機ＭＧ１及び第２電動機ＭＧ２は、いずれも３相交流により動作する交流電動機であって、埋込磁石構造の同期電動機（IPMSM : interior permanent magnet synchronous motor）である。これらの電動機ＭＧ１，ＭＧ２は、必要に応じて電動機としても発電機としても動作する。
【００１４】
電動機駆動装置２は、第１電動機ＭＧ１に対応する第１インバータ５Ａと、第２電動機ＭＧ２に対応する第２インバータ５Ｂとの２つのインバータを備えている。また、電動機駆動装置２は、２つのインバータ５（５Ａ，５Ｂ）に共通の１つのコンバータ４を備えている。コンバータ４は、２つのインバータ５（５Ａ，５Ｂ）に共通のシステム電圧Ｖｄｃとバッテリ３の電圧Ｖｂとの間で直流電力（直流電圧）を変換する。電動機駆動装置２は、バッテリ３と、バッテリ３の正負両極間電圧Ｖｂを平滑化する第１平滑コンデンサＱ１と、コンバータ４とインバータ５との間のシステム電圧Ｖｄｃを平滑化する第２平滑コンデンサＱ２とを備えている。バッテリ３は、コンバータ４及び２つのインバータ５Ａ，５Ｂを介して電動機ＭＧ１，ＭＧ２に電力を供給可能であると共に、電動機ＭＧ１，ＭＧ２が発電して得られた電力を蓄電可能に構成されている。このようなバッテリ３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。バッテリ３の正負両極間電圧である電源電圧Ｖｂは、電源電圧センサ６１により検出されて制御装置１へ出力される。
【００１５】
コンバータ４は、バッテリ３からの電源電圧Ｖｂを変換して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成するＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。なお、電動機ＭＧ１，ＭＧ２が発電機として機能する際には、インバータ５からのシステム電圧Ｖｄｃを降圧してバッテリ３に供給し、当該バッテリ３を充電する。コンバータ４は、リアクトルＬ１と、電圧変換用スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、を備えている。ここでは、コンバータ４は、電圧変換用スイッチング素子として、直列に接続された一対の上アーム素子Ｅ１及び下アーム素子Ｅ２を備えている。これらの電圧変換用スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２として、本例では、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を用いる。
【００１６】
上アーム素子Ｅ１のエミッタと下アーム素子Ｅ２のコレクタとが、リアクトルＬ１を介してバッテリ３の正極端子に接続されている。また、上アーム素子Ｅ１のコレクタは、コンバータ４による昇圧後の電圧が供給されるシステム電圧線６７に接続され、下アーム素子Ｅ２のエミッタは、バッテリ３の負極端子につながる負極線６８に接続されている。また、各電圧変換用スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２には、それぞれフライホイールダイオードＤ１、Ｄ２が並列接続されている。また、少なくとも１つのスイッチング素子には、サーミスタなどの不図示の温度センサが備えられる。なお、電圧変換用スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。これは、下記に説明するインバータ５のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４についても同様である。
【００１７】
電圧変換用スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のそれぞれは、制御装置１から出力される電圧変換制御信号Ｓ１、Ｓ２に従って動作する。本実施形態では、電圧変換制御信号Ｓ１、Ｓ２は、各スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のスイッチングを制御するスイッチング制御信号、より詳しくは、各スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、コンバータ４は、バッテリ３から供給された電源電圧Ｖｂを所望のシステム電圧Ｖｄｃまで昇圧し、システム電圧線６７を介して第１インバータ５Ａ及び第２インバータ５Ｂに供給する。コンバータ４により生成されるシステム電圧Ｖｄｃは、システム電圧センサ６２により検出されて制御装置１へ出力される。なお、コンバータ４による昇圧を行わない場合には、システム電圧Ｖｄｃは電源電圧Ｖｂと等しくなる。
【００１８】
第１インバータ５Ａは、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を交流電力に変換して第１電動機ＭＧ１に供給するための装置である。第１インバータ５Ａは、ブリッジ回路により構成され、複数組のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８を備えている。ここでは、第１インバータ５Ａは、第１電動機ＭＧ１の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれのレッグについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ３及びＵ相用下アーム素子Ｅ４、Ｖ相用上アーム素子Ｅ５及びＶ相用下アーム素子Ｅ６、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ７及びＷ相用下アーム素子Ｅ８を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８として、本例ではＩＧＢＴを用いる。各相用の上アーム素子Ｅ３，Ｅ５，Ｅ７のエミッタと下アーム素子Ｅ４，Ｅ６，Ｅ８のコレクタとが、第１電動機ＭＧ１の各相のコイルにそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ３，Ｅ５，Ｅ７のコレクタはシステム電圧線６７に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ４，Ｅ６，Ｅ８のエミッタは負極線６８に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８には、それぞれフライホイールダイオードＤ３〜Ｄ８が並列接続されている。また、少なくとも各相のレッグを構成する１つのスイッチング素子には、サーミスタなどの不図示の温度センサが備えられる。
【００１９】
スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のそれぞれは、制御装置１から出力される第１インバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って動作する。本実施形態では、第１インバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８は、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチングを制御するスイッチング制御信号、より詳しくは、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、第１インバータ５Ａは、システム電圧Ｖｄｃのシステム電源の直流電力を交流電力に変換して第１電動機ＭＧ１に供給し、目標トルクＴＭに応じたトルクを第１電動機ＭＧ１に出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８は、第１インバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、後述するパルス幅変調制御モード（以下適宜「ＰＷＭ制御モード」と称す。）ＣＰや矩形波制御モードＣＳ等の制御モードに従ったスイッチング動作を行う。また、第１インバータ５Ａは、第１電動機ＭＧ１が発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換してシステム電圧線６７を介してコンバータ４に供給する。
【００２０】
第２インバータ５Ｂは、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を交流電力に変換して第２電動機ＭＧ２に供給するための装置である。第２インバータ５Ｂは、上述した第１インバータ５Ａとほぼ同じ構成を有したブリッジ回路であり、それぞれフライホイールダイオードＤ９〜Ｄ１４が並列接続されたスイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４を備えている。また、少なくとも各相のレッグを構成する１つのスイッチング素子には、サーミスタなどの不図示の温度センサが備えられる。各相用の上アーム素子Ｅ９，Ｅ１１，Ｅ１３のエミッタと下アーム素子Ｅ１０，Ｅ１２，Ｅ１４のコレクタとが、第２電動機ＭＧ２の各相のコイルにそれぞれ接続される。また、各相用の上アーム素子Ｅ９，Ｅ１１，Ｅ１３のコレクタはシステム電圧線６７に接続され、各相用の下アーム素子１０，Ｅ１２，Ｅ１４のエミッタは負極線６８に接続される。各スイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４は、制御装置１から出力される第２インバータ制御信号Ｓ９〜Ｓ１４に従って動作する。これにより、第２インバータ５Ｂは、システム電源の直流電力を交流電力に変換して第２電動機ＭＧ２に供給し、目標トルクＴＭに応じたトルクを第２電動機ＭＧ２に出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４は、第２インバータ制御信号Ｓ９〜Ｓ１４に従って、後述するＰＷＭ制御モードＣＰや矩形波制御モードＣＳ等の制御モードに従ったスイッチング動作を行う。また、第２インバータ５Ｂは、第２電動機ＭＧ２が発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換してシステム電圧線６７を介してコンバータ４に供給する。
【００２１】
第１インバータ５Ａと第１電動機ＭＧ１の各相のコイルとの間を流れる実電流Ｉｒ１は第１電流センサ６３Ａにより検出され、第２インバータ５Ｂと第２電動機ＭＧ２の各相のコイルとの間を流れる実電流Ｉｒ２は第２電流センサ６３Ｂにより検出され、それぞれ制御装置１へ出力される。ここで、実電流Ｉｒ１、Ｉｒ２には、３相に対応する実Ｕ相電流、実Ｖ相電流、及び実Ｗ相電流が含まれる。なお、本例では、３相全ての電流を検出する構成を示しているが、３相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので２相のみの電流をセンサで検出し、制御装置１において残りの１相の電流を演算により求めてもよい。また、第１電動機ＭＧ１のロータの各時点での磁極位置θ１は、第１回転センサ６５Ａにより検出され、第２電動機ＭＧ２のロータの各時点での磁極位置θ２は、第２回転センサ６５Ｂにより検出され、それぞれ制御装置１へ出力される。回転センサ６５Ａ，６５Ｂは、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置θ１、θ２は、電気角上でのロータの回転角度を表している。また、ステータには、サーミスタなどの不図示の温度センサが備えられる。第１電動機ＭＧ１の目標トルクＴＭ１及び第２電動機ＭＧ２の目標トルクＴＭ２は、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置１に入力される。
【００２２】
電動機駆動装置２の制御を行う制御装置１の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウエア又はソフトウエア（プログラム）或いはその両方により構成されている。本実施形態では、制御装置１は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ５Ａ，５Ｂを介して電動機ＭＧ１，ＭＧ２を制御する。また、制御装置１は、コンバータ４を制御して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する直流電圧変換制御を行う。上述したように、制御装置１は、制御対象として２つの電動機ＭＧ１，ＭＧ２のそれぞれに対応する２つのインバータ５Ａ，５Ｂを有している。そこで、第１インバータ５Ａを制御するための第１インバータ制御指令決定ユニット７１と、第２インバータ５Ｂを制御するための第２インバータ制御指令決定ユニット７２の２つのインバータ制御指令決定ユニット７（図２参照）を備えている。また、制御装置１は、１つのコンバータ４を制御対象とする１つの電圧変換指令決定ユニット（不図示）も備えている。
【００２３】
制御装置１は、コンバータ４を駆動するための電圧変換制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成して出力し、電源電圧Ｖｂを変換して２つのインバータ５Ａ，５Ｂに供給する所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する制御を行う。また、制御装置１は、第１インバータ５Ａを駆動するための第１インバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８、及び第２インバータ５Ｂを駆動するための第２インバータ制御信号Ｓ９〜Ｓ１４を生成して出力し、各インバータ５を介して２つの電動機ＭＧ１，ＭＧ２の駆動制御を行う。この際、制御装置１は、複数の制御モードの中から１つを選択して各インバータ５に実行させる。制御装置１は、インバータ５を構成するスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、少なくともＰＷＭ制御と矩形波制御との２つの制御形態を有している。また、制御装置１は、ステータの界磁制御の形態として、少なくとも通常界磁制御（最大トルク制御）と、弱め界磁制御との２つの制御形態を有している。ここでは、理解を容易にするために、通常界磁制御と共にＰＷＭ制御が実施され、弱め界磁制御と共に矩形波制御が実施されるものとする。
【００２４】
ここで、通常界磁制御とは、電動機ＭＧの目標トルクＴＭに基づいて設定される電流指令値に対する調整が行われない制御形態である。通常、同一電流に対して電動機ＭＧの出力トルクが最大となるように電流位相βを調節する制御であり、最大トルク制御とも称される。最大トルク制御では、電動機ＭＧのステータコイルに流す電流に対して最も効率的にトルクを発生させることができる。一方、弱め界磁制御とは、２軸のベクトル空間における一方の軸に沿った電流成分であるｄ軸電流（界磁電流）Ｉｄを調整してステータの界磁を弱めるためにｄ電流指令値が調整される制御形態である。尚、電機子電流Ｉａとは、２軸の直交ベクトル空間におけるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの合成ベクトルである。また、電流位相βとは電機子電流Ｉａとｑ軸（駆動電流の軸）とが為す角であり、界磁角に相当する。
【００２５】
ＰＷＭ制御は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のインバータ５の出力電圧波形であるＰＷＭ波形が、上アーム素子がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で略正弦波状となるように、各パルスのデューティが設定される制御である。公知の正弦波ＰＷＭ（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM : space vector PWM）、過変調ＰＷＭ制御などが含まれる。一般的には、通常界磁制御と共にＰＷＭ制御が実施される。本実施形態においては、通常界磁制御と共にＰＷＭ制御が実施される制御モードをＰＷＭ制御モードＣＰと称する。ＰＷＭ制御モードＣＰは、電流位相を制御することによってインバータ５を駆動するものであり、本発明の電流位相制御モードに相当する。
【００２６】
矩形波制御は、３相交流電力の電圧位相を制御してインバータ５を制御する方式である。３相交流電力の電圧位相とは、後述する３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相に相当する。本実施形態では、矩形波制御は、インバータ５の各スイッチング素子のオン及びオフが電動機ＭＧの電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。一般的には、弱め界磁制御と共に矩形波制御が実施される。本実施形態では、弱め界磁制御と共に矩形波制御が実施される制御モードを矩形波制御モードＣＳと称する。矩形波制御モードＣＳは、３相電圧の電圧位相を制御することによってインバータ５を駆動するものであり、本発明の電圧位相制御モードに相当する。
【００２７】
次に、インバータ制御指令決定ユニット７の構成について説明する。上記のとおり、制御装置１は、２つのインバータ５Ａ，５Ｂのそれぞれに対応する２つのインバータ制御指令決定ユニット７１、７２を備えている。ここで、第１インバータ制御指令決定ユニット７１と第２インバータ制御指令決定ユニット７２の機能は互いにほとんど同じであるため、以下では、特に区別する必要がない限り、単に「インバータ制御指令決定ユニット７」として説明する。また、第１電動機ＭＧ１と第２電動機ＭＧ２についても、特に区別する必要がない限り、単に「電動機ＭＧ」として説明し、インバータ５Ａ，５Ｂについても、単に「インバータ５」として説明する。電流センサ６３（６３Ａ，６３Ｂ）、回転センサ６５（６５Ａ，６５Ｂ）についても同様である。また、各インバータ制御指令決定ユニット７１、７２に対して入出力される値についても以下に示すように、共通の符号を用いて表す。
電動機ＭＧの磁極位置θ：θ１，θ２
電動機ＭＧを流れる実電流Ｉｒ：Ｉｒ１，Ｉｒ２
電動機ＭＧの目標トルクＴＭ：ＴＭ１，ＴＭ２
電動機ＭＧの回転速度ω：ω１，ω２
昇圧判定フラグＤＣＦｌａｇ：ＤＣＦｌａｇ１，ＤＣＦｌａｇ２
【００２８】
上述したように、インバータ制御指令決定ユニット７は、電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行う。電流ベクトル制御法では、回転する界磁の磁束方向をｄ軸、界磁の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向をｑ軸に設定した２軸の直交ベクトル空間において電流フィードバック制御を行う。具体的には、制御対象となる電動機ＭＧの目標トルクＴＭに基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値を決定し、実際に電動機ＭＧに流れる電流を検出してフィードバック制御を行うことにより、電動機ＭＧに目標トルクＴＭを出力させる。以下、ｄ軸に沿った電流は、ｄ軸電流あるいは界磁電流と称し、ｑ軸に沿った電流は、ｑ軸電流あるいは駆動電流と称する。また、電圧やインダクタンスなどをこのベクトル空間で扱う場合には、適宜ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスなどと称する。
【００２９】
図２に示すように、電流指令決定部１１には、制御対象となる電動機ＭＧの目標トルクＴＭが入力される。電流指令決定部１１は、この目標トルクＴＭに基づいて、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を決定する。後述するように、電流指令決定部１１は、特にｄ軸電流を調整して最終的な電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を決定する。一方、３相２相変換部１９には、電流センサ６３により検出された実電流Ｉｒ（実Ｕ相電流，実Ｖ相電流、及び実Ｗ相電流）が入力され、２軸ベクトル空間の実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒに変換される。実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒは、電流センサ６３により検出された実電流Ｉｒと回転センサ６５により検出された磁極位置θとに基づいて導出される。回転速度導出部２０は、回転センサ６５，６６により検出された磁極位置θに基づいて電動機ＭＧの回転速度ωを導出する。電流制御部１６には、電流指令決定部１１により決定された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊、３相２相変換部１９で変換された実電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒ、回転速度導出部２０から対象とする電動機ＭＧの回転速度ωが入力される。
【００３０】
電流制御部１６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と実ｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸電流偏差δＩｄ、及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と実ｑ軸電流Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸電流偏差δＩｑを導出する。そして、電流制御部１６は、ｄ軸電流偏差δＩｄに基づいて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って基本ｄ軸電圧指令値Ｖｄｉを導出すると共に、ｑ軸電流偏差δＩｑに基づいて比例積分制御演算を行って基本ｑ軸電圧指令値Ｖｑｉを導出する。なお、比例積分制御演算に代えて比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行っても好適である。
【００３１】
電流制御部１６は、下記式(1)に示すように、基本ｄ軸電圧指令値Ｖｄｉに対してｑ軸電機子反作用Ｅｑを減算する調整を行ってｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を導出する。
Ｖｄ＊＝Ｖｄｉ−Ｅｑ
＝Ｖｄｉ−ω・Ｌｑ・Ｉｑｒ・・・(1)
この式(1)に示されるように、ｑ軸電機子反作用Ｅｑは、電動機ＭＧの回転速度ω、実ｑ軸電流Ｉｑｒ、及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて導出される。
【００３２】
更に、電流制御部１６は、下記式(2)に示すように、基本ｑ軸電圧指令値Ｖｑｉに対してｄ軸電機子反作用Ｅｄ及び永久磁石の電機子鎖交磁束による誘起電圧Ｅｍを加算する調整を行ってｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を導出する。
Ｖｑ＊＝Ｖｑｉ＋Ｅｄ＋Ｅｍ
＝Ｖｑｉ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄｒ＋ω・Φ      ・・・(2)
この式(2)に示されるように、ｄ軸電機子反作用Ｅｄは、電動機ＭＧの回転速度ω、実ｄ軸電流Ｉｄｒ、及びｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて導出される。また、誘起電圧Ｅｍは、永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値により定まる誘起電圧定数Φ及び電動機ＭＧの回転速度ωに基づいて導出される。
【００３３】
３相指令値導出部１７には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が入力される。また、３相指令値導出部１７には、回転センサ６５により検出された磁極位置θも入力される。３相指令値導出部１７は、磁極位置θを用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に対して２相３相変換を行い、３相の交流電圧指令値、すなわちＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗを導出する。これら交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は、制御モード毎に異なる。従って、３相指令値導出部１７は、制御モード毎に異なる電圧波形の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ制御信号生成部１８に出力する。
【００３４】
具体的には、３相指令値導出部１７は、モード制御部１５からＰＷＭ制御の実行指令を受けた場合には、ＰＷＭ制御に応じた交流電圧波形の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。例えば、正弦波ＰＷＭ（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM : space vector PWM）などの方式に応じた交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。また、３相指令値導出部１７は、モード制御部１５から矩形波制御の実行指令を受けた場合には、当該矩形波制御に応じた交流電圧波形の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。ここで、矩形波制御を実行する際の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、インバータ５の各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８（Ｅ９〜Ｅ１４）のオンオフ切替位相の指令値とすることができる。この指令値は、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８（Ｅ９〜Ｅ１４）のオンオフ制御信号に対応し、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８（Ｅ９〜Ｅ１４）のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相を表す指令値である。
【００３５】
インバータ制御信号生成部１８は、３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従って、インバータ５の各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８（Ｅ９〜Ｅ１４）を制御するインバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８（Ｓ９〜Ｓ１４）を生成する。そして、インバータ５は、インバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８（Ｓ９〜Ｓ１４）に従って各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８（Ｅ９〜Ｅ１４）のオンオフ動作を行う。これにより、電動機ＭＧのＰＷＭ制御又は矩形波制御が行われる。
【００３６】
モード制御部１５は、ここでは、ＰＷＭ制御モードＣＰと矩形波制御モードＣＳとの何れかを電力の変調率に基づいて選択し、制御モードを決定する機能部である。ここで、電力の変調率とは、直流のシステム電源Ｖｄｃに対する３相交流電力の割合である。具体的には、システム電圧Ｖｄｃに対する３相交流電力の相間電圧の実効値の割合である。３相交流電力の相間電圧の実効値は、ベクトル空間における電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の合成ベクトルＶａによって表すことができる。従って、変調率Ｍは、下記式(3)に示すように、求めることができる。
Ｍ＝（（（Ｖｄ＊）２＋（Ｖｑ＊）２）1/2）／Ｖｄｃ  
＝  Ｖａ／Ｖｄｃ                                ・・・(3)
この変調率Ｍは、変調率導出部１４により導出される。モード制御部１５は、この変調率Ｍに基づいて、変調率Ｍが所定の変調率しきい値より小さいとき、ＰＷＭ変調制御モードＣＰを選択し、変調率Ｍが変調率しきい値以上のとき、矩形波制御モードＣＳを選択する。一例として、変調率しきい値は、実現可能な変調率Ｍの理論的な最大値である０．７８である。
【００３７】
ここで、例えば、第１電動機ＭＧ１が発電機として機能し、第２電動機ＭＧ２が電動機として機能しているとする。そして、バッテリ３は充分に充電されており、ほぼ満充電状態に近いとする。ここで、第１電動機ＭＧ１が消費する電力よりも、第２電動機ＭＧ２が発電する電力の方が大きくなると、バッテリ３へ回生することができない余剰電力が生じることになる。この余剰電力は、バッテリ３の過充電につながり、バッテリ３の寿命に影響を与える。そこで、この余剰電力を電動機駆動装置２における損失として消費させることによって過充電を抑制し、バッテリ３を保護する。
【００３８】
電動機駆動装置２における損失を増加させる方法の１つとして、ＰＷＭ制御の変調周波数ｍｆを上昇させる方法がある（変調周波数切替制御）。単位時間当たりのスイッチング回数が増加することによって、インバータ５における損失が増加する。また、別の方法として、ステータコイルに流れる電機子電流Ｉａを増加させてステータにおける損失（鉄損及び銅損）を増加させる方法がある（高損失界磁電流制御）。具体的には、電動機ＭＧのｄ軸電流（界磁電流）を余剰電力に応じて増加させることにより、電機子電流Ｉａを増加させて損失を生じさせる。これら、変調周波数切替制御及び高損失界磁電流制御を総称して、高損失制御と称する（広義の高損失制御）。また、適宜、高損失界磁電流制御を単に高損失制御と称して説明する（狭義の高損失制御）。
【００３９】
ｄ軸電流（界磁電流）を増加させる具体例を電流指令値マップの一例を示す図３に基づいて説明する。曲線１０１は、電動機ＭＧがトルクτ１を出力する電機子電流Ｉａのベクトル軌跡を示す等トルク線である。また、曲線１０２は、電動機ＭＧが最大のトルクを出力する電機子電流Ｉａのベクトル軌跡を示す最大トルク制御線である。等トルク線１０１と、最大トルク制御線１０２との交点におけるＩｄ，Ｉｑの電流値が、最も効率良くトルクτ１を出力可能な値である。曲線１０３は、電圧制限楕円（電圧速度楕円）であり、その大きさはシステム電圧Ｖｄｃと電動機ＭＧの回転速度ωとに基づいて定まる。具体的には、電圧制限楕円１０３の径は、システム電圧Ｖｄｃに比例し、回転速度ωに反比例する。Ｉｄ，Ｉｑの電流値は、電圧制限楕円１０３内における等トルク線１０１上の点から選択される必要がある。電動機ＭＧのトルク指令ＴＭがτ１の場合、最も効率の良いＩｄ，Ｉｑは、電圧制限楕円１０３内に存在する等トルク線１０１と最大トルク制御線１０２との交点におけるＩｄ１，Ｉｑ１である。従って、電動機ＭＧのトルク指令ＴＭがτ１の場合には、通常界磁制御と共にＰＷＭ制御が実施されるＰＷＭ制御モードＣＰが選択される。
【００４０】
一方、電動機ＭＧのトルク指令ＴＭがτ５の場合には、最大トルク制御線１０２と等トルク線１０５との交点が電圧制限楕円１０３よりも外側にある。従って、当該交点におけるＩｄ，Ｉｑを設定することはできない。この場合には、少なくとも等トルク線１０５と電圧制限楕円１０３との交点に達するまで、ｄ軸電流を負方向に増加させる弱め界磁制御を実施する必要がある。従って、電動機ＭＧのトルク指令ＴＭがτ５の場合には、弱め界磁制御と共に矩形波制御が実施される矩形波制御モードＣＳが選択される。
【００４１】
電動機ＭＧのトルク指令ＴＭがτ１の場合、図３に示すように、等トルク線１０１上において最大トルク制御線１０２との交点から図示左側に移動して、ｄ軸電流Ｉｄを負方向にΔＩｄＮだけ増加（変化）させると界磁を弱めることになる。逆に、等トルク線１０１上において最大トルク制御線１０２との交点から図示右側に移動して、ｄ軸電流Ｉｄを正方向にΔＩｄＰだけ増加（変化）させると界磁を強めることになる。つまり、弱め界磁電流ΔＩｄＮを付加した場合には、Ｉｄ，ＩｑはそれぞれＩｄ２，Ｉｑ２となり、強め界磁電流ΔＩｄＰを付加した場合には、Ｉｄ，ＩｑはそれぞれＩｄ３，Ｉｑ３となる。このように、弱め界磁電流ΔＩｄＮ又は強め界磁電流ΔＩｄＰを付加してｄ軸電流Ｉｄを増加させることにより、電機子電流Ｉａを増加させて損失を増やす高損失制御が実施される。等トルク線１０１上においてｄ軸電流Ｉｄを変化させているので、電動機ＭＧの出力トルクは維持される。
【００４２】
一方、電動機ＭＧのトルク指令ＴＭがτ５の場合には、上述したように、既に弱め界磁電流を付加して弱め界磁制御と共に矩形波制御が実施されているため、そのままでは、高損失制御は実施されない。後述するように、システム電圧Ｖｄｃを昇圧して、システム電圧Ｖｄｃと電動機ＭＧの回転速度ωとに基づいて定まる電圧制限楕円１０３の径を拡大させて、通常界磁制御に移行させた後に、高損失制御が実施される。
【００４３】
尚、弱め界磁電流ΔＩｄＮ及び強め界磁電流ΔＩｄＰの何れを与えても、Ｉｄ，Ｉｑは最大トルク制御線１０２上から外れるため、損失を生じて余剰電力が消費される。図４は、Ｉｄ及びＩｑが最大トルク線１０２上で設定された場合と、弱め界磁電流ΔＩｄＮや強め界磁電流ΔＩｄＰが付加された場合とにおける損失量を比較するグラフである。図４に示すように、弱め界磁電流ΔＩｄＮ及び強め界磁電流ΔＩｄＰの何れが付加された場合においても、最大トルク線１０２上でＩｄ及びＩｑが設定された場合と比べて大きく損失が増えている。従って、損失を生じさせるに際して、弱め界磁電流ΔＩｄＮ及び強め界磁電流ΔＩｄＰの何れを付加してもよいが、より損失の大きい側が選択されると好適である。但し、Ｉｄ及びＩｑは、直交ベクトル空間における電機子電流Ｉａの出力可能範囲内（電圧制限楕円１０３内）で設定される必要がある。従って、高損失制御部１２は、電機子電流Ｉａの出力可能範囲（電圧制限楕円１０３）内で、電動機ＭＧの界磁を弱める側、及び、電動機ＭＧの界磁を強める側の内、損失量の大きい側に界磁電流Ｉｄを増大させると好適である。
【００４４】
ところで、制御モードがＰＷＭ制御モードＣＰの場合には、インバータ５は、直交ベクトル空間における電機子電流の電流位相を制御して駆動されるので界磁電流Ｉｄを変化させることが可能である。一方、矩形波制御モードＣＳの場合には、インバータ５は、３相交流電力の電圧位相を制御して駆動されるので、電機子電流の電流位相を制御することができない。つまり、界磁電流Ｉｄを変化させることができない。従って、矩形波制御モードＣＳでインバータ５が駆動されている際には、制御モードを矩形波制御モードＣＳからＰＷＭ制御モードＣＰに変更させる必要がある。
【００４５】
モード制御部１５は、変調率Ｍと変調率しきい値とに基づいて制御モードを選択する。矩形波制御モードＣＳは、変調率Ｍが変調率しきい値以上のときに選択されるので、制御モードをＰＷＭ制御モードＣＰに変更するためには、下記に再掲する式(3)に示す変調率Ｍを変調率しきい値よりも低い値にする必要がある。
Ｍ＝（（（Ｖｄ＊）２＋（Ｖｑ＊）２）1/2）／Ｖｄｃ  
＝  Ｖａ／Ｖｄｃ                                ・・・(3)
式(3)から明らかなように、電動機ＭＧの出力を維持した状態で変調率Ｍを小さくするためには、電圧の実効値Ｖａを維持した状態でシステム電圧Ｖｄｃを大きくする必要がある。即ち、コンバータ４による昇圧が必要となる。
【００４６】
図２に示すように、昇圧判定部１３は、消費を要する余剰電力を示す損失指令値Ｐｌｏｓｓの値と、モード制御部１５により選択された制御モードとに基づいて、少なくとも昇圧の要否を判定し、コンバータ４を制御する電圧変換指令決定ユニット（不図示）に判定結果を伝達する。昇圧を要すると判定された場合には、インバータ制御指令決定ユニット７から電圧変換指令決定ユニットへ、昇圧要求信号ＤＣＦｌａｇが出力される。即ち、昇圧判定部１３は、矩形波制御モードＣＳの実行中且つバッテリ３を充電する充電電力に余剰電力が生じていることを条件として、変調率Ｍを変調率しきい値よりも低下させるためにコンバータ４にシステム電圧Ｖｄｃを上昇させることを判定する。システム電圧Ｖｄｃが上昇して変調率Ｍが下がると、制御モードがＰＷＭ制御モードＣＰに変更され、界磁電流Ｉｄを増加させる高損失制御が実行可能となる。
【００４７】
ここで、図５のフローチャートを利用して、高損失制御（広義）の流れを説明しておく。初めに、バッテリ３の充電制限の有無が判定される（＃１）。例えば、電流指令決定部１１や昇圧判定部１３は、損失指令値Ｐｌｏｓｓの値に基づき、損失指令値Ｐｌｏｓｓがゼロでなければ、バッテリ３の充電制限があると判定する（図２及び図６参照）。また、図２には不図示であるが、インバータ制御信号生成部も、損失指令値Ｐｌｏｓｓの値に基づき、損失指令値Ｐｌｏｓｓがゼロでなければ、バッテリ３の充電制限があると判定する。充電制限が無い場合には、そのまま処理を終了し、充電制限が有る場合には矩形波制御モードＣＳによる制御中であるか否かが判定される（＃２）。
【００４８】
例えば、昇圧判定部１３は、損失指令値Ｐｌｏｓｓと制御モードとに基づいて、充電制限が有り、且つ矩形波制御モードＣＳによる制御中であることを判定する。充電制限が有り、且つ矩形波制御モードＣＳによる制御中である場合には、昇圧判定部１３は、電圧変換指令決定ユニットに対して昇圧要求信号ＤＣＦｌａｇを出力する。そして、昇圧要求信号ＤＣＦｌａｇを受けた電圧変換指令決定ユニットにおいて昇圧指令値が上昇される（＃３）。この時、少なくとも矩形波制御モードＣＳを抜けてＰＷＭ制御モードＣＰに移行すれば足りるので僅かに昇圧させてもよいが、損失を拡大させたい時であるから、電圧変換指令決定ユニットは最大値まで昇圧指令値を上昇させてもよい。
【００４９】
続いて、変調周波数切替制御（＃１０）が実行される。この制御では、初めに、インバータ５のスイッチング素子に備えられた温度センサの検出結果に基づいて、インバータ５の温度がインバータ温度しきい値ＴＨ１以下であるか否かが判定される（＃１１）。インバータ温度しきい値ＴＨ１は、インバータ５の耐熱温度よりも低い温度に設定されている。インバータ５の温度がインバータ温度しきい値ＴＨ１以下であると、インバータ制御信号生成部１８において変調周波数ｍｆが上昇される（＃１２）。これにより、スイッチング損失が増大する。ステップ＃１１において、インバータ５の温度がインバータ温度しきい値ＴＨ１よりも高いと判定された場合には、インバータ５の温度がそれ以上上昇すると好ましくないので変調周波数ｍｆを変更することなく、変調周波数切替制御（＃１０）を終了する。
【００５０】
変調周波数切替制御（＃１０）に続いて、高損失界磁電流制御（＃２０）が実行される。初めに、ステータに設けられた温度センサの検出結果に基づいて、ステータコイルのコイル温度がコイル温度しきい値ＴＨ２以下であるか否かが判定される（＃２１）。コイル温度しきい値ＴＨ２は、ステータコイルの耐熱温度よりも低い温度に設定されている。ステータコイルのコイル温度がコイル温度しきい値ＴＨ２よりも高い場合には、電機子電流Ｉａを増やして発熱を増やすことは好ましくないので、高損失制御（＃２０）が終了される。コイル温度がコイル温度しきい値ＴＨ２以下の場合には、界磁調整方向が決定される（＃２２）。即ち、電機子電流Ｉａの出力可能範囲内で、電動機ＭＧの界磁を弱める側及び界磁を強める側の内、損失量の大きい側に界磁電流Ｉｄを増大させるべく、界磁調整方向が決定される。次に、決定された界磁調整方向への界磁電流Ｉｄの調整指令値が算出される（＃２３）。そして、トルク指令ＴＭに基づいて設定される基本電流指令に対して、調整指令値を付加して電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が決定される（＃２４）。
【００５１】
以下、図６に基づいて高損失制御部１２を含む電流指令決定部１１の構成について説明する。上述したように、電流指令決定部１１には制御対象となる電動機ＭＧの目標トルクＴＭが入力される。電流指令決定部１１は、図３に示したような最大トルクマップ４１を参照して、電動機ＭＧに当該目標トルクＴＭを出力させる際に最も効率のよいｄ軸電流指令値Ｉｄｉを設定する。このｄ軸電流指令値Ｉｄｉは、弱め界磁制御や高損失制御（高損失界磁電流制御）などによる調整量を含まないｄ軸電流指令値であり、基本ｄ軸電流指令値と称する。従って、最大トルクマップ４１は、本発明の基本電流指令決定部に相当する。基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｉには、加算器３８によってｄ軸電流調整値ΔＩｄが加算され、加算後のｄ軸電流指令値は、高損失リミッタ４３により過剰なd軸電流指令値が抑制され、高周波抑制部５０により生成された高調波抑制電流指令が重畳される。その後、ｄ軸制限リミッタ４５を経ることにより過剰な電流指令値が与えられないように抑制されて、最終的なｄ軸電流指令Ｉｄ＊が決定される。
【００５２】
図３から明らかなように、基本ｑ軸電流指令値Ｉｑｉも最大トルクマップ４１から決定することが可能である。但し、本実施形態では、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｉだけが設定され、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｉに対する調整量ΔＩｄが決定された後に、等トルクマップ４２からｑ軸電流指令値が取得される構成を例示している。具体的には、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は以下のように決定される。初めに、目標トルクＴＭと、システム電圧Ｖｄｃ、回転速度ωを引数として、弱め界磁電流マップ３６を参照して、弱め界磁電流のフィードフォワード調整値ΔＩｄＦＦが設定される。次に、加算器３７によって、フィードフォワード調整値ΔＩｄＦＦに、弱め界磁電流のフィードバック調整値ΔＩｄＦＢと高損失調整値ΔＩｄＨＬとが加算されてｄ軸電流調整値ΔＩｄが算出される。詳細は後述するが、フィードバック調整値ΔＩｄＦＢと高損失調整値ΔＩｄＨＬとは択一的に用いられる。次に、図３を用いて上述したように、最大トルクマップ４１と同様の等トルクマップ４２を参照して、ｄ軸電流調整値ΔＩｄを加味してｑ軸電流指令値が設定される。そして、ｄ軸と同様に、高周波抑制部５０により生成された高調波抑制電流指令が重畳される。その後、ｑ軸制限リミッタ４４を経ることにより過剰な電流指令値が与えられないように抑制され、て、最終的なｑ軸電流指令Ｉｑ＊が決定される。
【００５３】
高周波抑制部５０は、高調波抑制電流指令が重畳される前のｄ，ｑ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて電機子電流Ｉａ及び電流位相βを算出するＩａ，β算出部５１と、電機子電流Ｉａ及び電流位相βに基づいて高調波抑制電流指令を設定する高調波電流指令マップ５２とを有して構成される。電機子電流Ｉａの電流量が大きかったり、電流位相βが最大トルク制御における最適位相からずれていたりすると、６次、１２次などの高次高調波成分が増加する傾向がある。その結果、電流制御が振動的となり、トルクや電力にも高調波振動成分が多くなる。電力の振動は、バッテリ３への回生電力の振動ともなり、余剰電力が生じるような場面では、振動により瞬時値が許容範囲を超える可能性もある。
【００５４】
高調波抑制部５０は、電機子電流Ｉａの大きさ及び電流位相βに基づいて、高調波抑制電流指令を生成する。高調波抑制電流指令は、６次、１２次などの高次高調波成分の逆位相の波形を有して、それぞれＩｄ，Ｉｑに対応して生成される。逆位相の信号がｄ軸電流指令（界磁電流指令）Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令（駆動電流指令）Ｉｑ＊のそれぞれに重畳されることで、高次高調波成分が抑制される。高調波抑制電流指令は、図６に示すように、加算器５３，５４により、ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令のそれぞれに印加される。
【００５５】
択一的に利用されるフィードバック調整値ΔＩｄＦＢと高損失調整値ΔＩｄＨＬとの内、高損失調整値ΔＩｄＨＬは、高損失制御部１２において決定される。以下、高損失制御部１２について説明する。損失マップ２１は、目標トルクＴＭ、損失指令値Ｐｌｏｓｓ、変調周波数ｍｆ、システム電圧Ｖｄｃを引数として、高損失ｄ軸電流指令値を設定する。高損失ｄ軸電流指令値は、余剰電力を消費させる際のｄ軸電流の指令値である。加算器（減算器）２２は、高損失ｄ軸電流指令値からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を減算し、基本高損失調整値を算出する。即ち、ステータコイルにおいて損失を発生させるためのｄ軸電流指令値と現時点の（前回の演算周期で演算された）ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊との差分が、調整値の初期値となる。レートリミッタ２３は、算出された基本高損失調整値を所定の制限値で制限する。つまり、調整値が大きいとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が急変することになるので、そのような急激な変化を抑制するために、レートリミッタ２３により基本高損失調整値が制限される。
【００５６】
次に、加算器２４において現時点の（前回の演算周期で演算された）高損失調整値（ΔＩｄＨＬ）と最新の基本高損失調整値とが加算される。現時点の（前回の演算周期で演算された）ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊には、現時点の（前回の演算周期で演算された）ｄ軸調整値（ΔＩｄＨＬ）が含まれているが、これは加算器２２で減算されている。上述したように、加算器３８において基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｉに対してｄ軸電流調整値ΔＩｄが加算されるので、現時点の（前回の演算周期で演算された）ｄ軸電流調整値ΔＩｄに含まれる高損失調整値ΔＩｄＨＬも再度加えておく必要がある。従って、前回の演算周期において演算された高損失調整値ΔＩｄＨＬをフィードバックさせるＺ変換器３４の出力と、最新の基本高損失調整値とが加算器２４において加算される。
【００５７】
リミッタ２５は、高損失リミットフラグＬｍｔＦｌｇが有効な時、及び、変調率Ｍが変調率しきい値以上の時に現在の値で高損失調整値ΔＩｄＨＬを固定して増加を制限するリミッタである。高損失リミットフラグＬｍｔＦｌｇは、高損失リミッタ４３によりｄ軸電流指令値が制限された際に有効となるフラグである。高損失リミッタ４３の制限値は、後段のｄ軸制限リミッタ４５よりも小さい値に設定されている。例えば、５０Ａ程度低い電流値で制限される。また、変調率Ｍが変調率しきい値以上の時には、界磁調整部３０により自動的に弱め界磁制御が実行される。弱め界磁制御が開始されると、ｄ軸電流は弱め界磁制御により調整されるので、高損失制御は中止される。
【００５８】
例えば、図３において等トルク線１０１上で強め界磁電流を付加して高損失制御を実施していた際に、電圧制限楕円１０３の径が小さくなり電圧制限楕円１０８となると、弱め界磁制御が必要となる。このような場合には、変調率Ｍも変調率しきい値以上となり、界磁調整部３０により自動的に弱め界磁制御が実行される。弱め界磁制御が開始されると、ｄ軸電流は弱め界磁制御により調整されるので、高損失制御は中止される。但し、このような事例は稀であり、現実には弱め界磁制御の実行中に高損失制御に移行しないようにするための制限ともいえる。
【００５９】
スイッチ２９は、高損失制御の実行中は、リミッタ２５の出力を選択して出力する。つまり、レートリミッタ２３及びリミッタ２５による制限を受けなければ、最新の高損失調整値ΔＩｄＨＬを出力する。スイッチ３３は、高損失制御の実行中は高損失調整値ΔＩｄＨＬを選択し、弱め界磁制御の実行中はフィードバック調整値ΔＩｄＦＢを選択して出力する。加算器３５は、フィードバック調整値ΔＩｄＦＢと高損失調整値ΔＩｄＨＬとを加算して、加算器３７に対して出力する。高損失制御の実行中は、スイッチ３３において、高損失調整値ΔＩｄＨＬが選択されており、弱め界磁制御は実行されていないので、高損失制御の実行中は、加算器３５の出力は高損失調整値ΔＩｄＨＬとなる。従って、加算器３７は、フィードフォワード調整値ΔＩｄＦＦと高損失調整値ΔＩｄＨＬとを加算して、ｄ軸調整値ΔＩｄを算出する。
【００６０】
余剰電力が無くなったり、弱め界磁制御が開始されたりした場合には、高損失制御フラグが非有効状態となる。スイッチ２９は、高損失制御フラグに基づき、加算器２８の出力を選択するように切り替わる。加算器（減算器）２６は、ゼロからＺ変換器３４の出力を減算する。レートリミッタ２７は、加算器２６の出力を所定の制限値で制限する。つまり、加算器２６の出力が大きいと（それまでの高損失調整値ΔＩｄＨＬが大きいと）、スイッチ２９の入力が急変することになるので、そのような急激な変化を抑制するために、変化量が制限される。レートリミッタ２７の出力とＺ変換器３４の出力とは、加算器２８で加算される。つまり、レートリミッタ２７の出力は負の値であるから、高損失調整値ΔＩｄＨＬはレートリミッタ２７に規定された制限の範囲内で減少する。
【００６１】
余剰電力が無くなって高損失制御フラグが非有効状態となった場合には、少なくとも高損失調整値ΔＩｄＨＬがゼロで無い限り、スイッチ３３は高損失制御値ΔＩｄＨＬを選択する。従って、スイッチ３３、加算器３５、Ｚ変換器３４、加算器２６、レートリミッタ２７、加算器２８、スイッチ２９を経て、高損失調整値ΔＩｄＨＬは、ゼロになるまで段階的に減少する。これにより、高損失制御が終了する際にも、急激にｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が変化することを抑制することができる。弱め界磁制御が開始された場合には、スイッチ３３はフィードバック調整値ΔＩｄＦＢを選択する側に切り替わる。少なくとも、１回分の演算周期の高損失調整値ΔＩｄＨＬは、Ｚ変換器３４を介してフィードバックされるので、高損失制御から弱め界磁制御への切り替わりも円滑となる。
【００６２】
弱め界磁制御によるフィードバック調整値ΔＩｄＦＢは、界磁調整部３０において算出される。加算器（減算器）４０は、下記の式(4)に示すように、変調率Ｍから目標変調率ＭＴを減算して変調率偏差ΔＭを導出し、界磁調整部３０に対して出力する。
ΔＭ＝Ｍ−ＭＴ・・・(4)
本実施形態では、変調率偏差ΔＭは、電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊がそのときのシステム電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値を超えている程度を表す。従って、変調率偏差ΔＭは、実質的にはシステム電圧Ｖｄｃの不足の程度を表す電圧不足指標として機能する。尚、本例では、目標変調率ＭＴは理論的な最大値である０．７８に設定されている。
【００６３】
界磁調整部３０は、積分入力調整部３１と積分器３２とを有している。積分入力調整部３１には、変調率偏差ΔＭが入力される。積分入力調整部３１は、変調率偏差ΔＭの値に対して所定の調整を行い、調整後の値である調整値Ｙを積分器３２へ出力する。積分入力調整部３１は、例えば、図７に示すように変調率偏差ΔＭが弱め界磁開始しきい値（界磁制御しきい値）Δｍｓ（＝０）未満の状態では調整値Ｙとしてゼロ（ｙ＝０）を出力し、変調率偏差ΔＭが弱め界磁開始しきい値Δｍｓ（＝０）以上の状態では負の調整値ｙ（ｙ＜０）を出力する。図７に示すように、変調率偏差ΔＭと調整値ｙとの関係は一次関数により表すことができる。変調率偏差ΔＭの増加に従って調整値Ｙが減少する変換マップの領域を設定することにより、変調率Ｍが増加するに従ってフィードバック調整値ΔＩｄＦＢの絶対値を増加させ、弱め界磁制御を実行するための弱め界磁電流量を増加させる制御を適切に行うことができる。積分器３２には積分入力調整部３１により導出された調整値ｙが入力される。積分器３２は、この調整値ｙを所定のゲインを用いて積分し、積分値をフィードバック調整値ΔＩｄＦＢとして導出する。
【００６４】
以上、本発明によれば、インバータ５が矩形波制御されている場合であっても、インバータ５などを含む電動機駆動装置２において損失を生じさせてバッテリ３への回生電力の余剰電力を消費させることが可能な電動機制御装置１を提供することができる。
【００６５】
〔他の実施形態〕
（１）上記実施形態においては、いわゆる２モータスプリット方式のハイブリッド車両用の駆動装置に本発明を適用した場合を例として、本発明の実施形態を説明した。即ち、主として駆動力源として機能する電動機と、主として回生源として機能する電動機（発電機）とを備えた構成を例として説明したが、本発明はそのような構成に限定されるものではない。いわゆる１モータパラレル方式のハイブリッド車両用の駆動装置にも本発明を適用することができる。電動機は、発電機として機能する際にもトルク制御が実施される。従って、高損失制御は、当然ながら駆動力源として機能する電動機に限らず、発電機として機能する電動機に対しても実行することができる。
【００６６】
（２）上記実施形態においては、変調率しきい値は、実現可能な変調率Ｍの理論的な最大値である０．７８とした。また、弱め界磁制御と共に矩形波制御が実施される場合を矩形波制御モードＣＳとしたので、弱め界磁開始しきい値（界磁制御しきい値）Δｍｓをゼロに設定した。これにより、変調率Ｍが、目標変調率ＭＴの最大値０．７８以上の時に、弱め界磁制御が開始されるので、変調率Ｍが０．７８に達すると、弱め界磁制御と共に矩形波制御が実施される矩形波制御モードＣＳが実施される。しかし、これに限定されることなく、変調率Ｍが０．７８よりも低い時から矩形波制御モードＣＳが実施されてもよい。
【００６７】
この場合、例えば、積分入力調整部３１において、図８に示すように、弱め界磁開始しきい値Δｍｓが０未満に設定されていると好適である。即ち、弱め界磁開始しきい値（界磁制御しきい値）Δｍｓを負の値に設定することにより、変調率Ｍが目標変調率ＭＴに達する前からフィードバック調整値ΔＩｄＦＢを出力して弱め界磁制御を開始させることができる。例えば、Δｍｓを「−０．０２」に設定することによって、変調率Ｍ＝０．７６から弱め界磁制御を開始させることができる。同時に変調率しきい値も０．０２減少させて０．７６とすると弱め界磁制御と共に矩形波制御を実施することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、直流−直流コンバータと直流−交流インバータとを備えた電動機駆動装置を制御する電動機制御装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００６９】
１：制御装置（電動機制御装置）
２：電動機駆動装置
３：バッテリ
４：コンバータ
５，５Ａ，５Ｂ：インバータ
１２：高損失制御部
１３：昇圧判定部
１５：モード制御部
３０：界磁調整部
４１：最大トルクマップ（基本電流指令決定部）
５０：高調波抑制部
１０３：電圧制限楕円（電機子電流の出力可能範囲）
ＣＰ：パルス幅変調制御モード（電流位相制御モード）
ＣＳ：矩形波制御モード（電圧位相制御モード）
Ｉａ：電機子電流
Ｉｄ：界磁電流
Ｉｑ：駆動電流
Ｉｄｉ：界磁電流の基本電流指令値
ＭＧ，ＭＧ１，ＭＧ２：電動機（交流電動機）
Ｍ：変調率（変調率）
ＴＭ：目標トルク
Ｖｄｃ：システム電圧
Δｍｓ：弱め界磁開始しきい値（界磁制御しきい値）
β：電流位相
ω：回転速度
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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