(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭシステムにおける制御チャネルのためのチャネル推定の方法であって、
複数のチャネル状態行列の入力ＬＳ推定の経時的加重平均化を実行するステップと、
隣接するチャネル間の前記入力ＬＳ推定の差の二乗の平均値から求められる周波数勾配によって決定された長さ及び／又は係数を有する周波数領域平均化ウィンドウを使用することで前記入力ＬＳ推定に対して周波数領域平均化を実行するステップと、
前記周波数領域平均化された入力ＬＳ推定からパイロットＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するステップと、
パイロットＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに対する前記チャネル推定から前記制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するステップと
を含む方法。
【請求項２】
１又は複数の閾値と前記周波数勾配を比較するステップと、
前記制御チャネルの前記推定された周波数選択を決定するステップと、
前記周波数領域平均化ウィンドウ長及び／又は係数を決定するために、前記推定された周波数選択を使用するステップと
をさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記周波数領域からパイロットＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行する前記ステップは、線形内挿／外挿又はＬＭＭＳＥ内挿によって実行される請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記内挿は行列乗算によって実行される請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行する前記ステップは、他のすべての制御チャネルＯＦＤＭシンボルチャネル推定に制御チャネルＲＳ  ＯＦＤＭシンボルチャネル推定を割り当てることによって実行される請求項１乃至４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行する前記ステップは、前の制御チャネルＲＳ  ＯＦＤＭシンボルチャネル推定で線形内挿／外挿を使用することによって実行される請求項１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
ＯＦＤＭシステムにおける制御チャネルのためのチャネル推定を実行する通信装置であって、１又は複数の
複数のチャネル状態行列の入力ＬＳ推定の経時的加重平均化を実行するデータ処理ブロックと、
隣接するチャネル間の前記入力ＬＳ推定の差の二乗の平均値から求められる周波数勾配によって決定された長さ及び／又は係数を有する周波数領域平均化ウィンドウを使用することで前記入力ＬＳ推定に対して周波数領域平均化を実行するデータ処理ブロックと、
前記周波数領域平均化された入力ＬＳ推定からパイロットＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するデータ処理ブロックと、
パイロットＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに対する前記チャネル推定から前記制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するデータ処理ブロックと
を含む装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
一般に、本発明はＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）通信システムに関し、特にそのようなＯＦＤＭシステムにおける制御チャネルのチャネル推定に関する。
【０００２】
本出願は、参照により本明細書に組み込まれている、２００９年４月１日に出願されたオーストラリア仮特許出願第２００９９０１４１１号の優先権を主張するものである。
【背景技術】
【０００３】
ＯＦＤＭ通信システムは、高い帯域幅効率に伴う高速伝送能力、および、マルチパスフェージングおよび遅延に関する頑健性のため、無線通信システムに広く適用されるようになっている。ＯＦＤＭシステムの基本的な基礎をなす原理は、いくつかのサブキャリアへの利用可能な周波数スペクトルの分割である。高いスペクトル効率を得るために、サブキャリアの周波数応答は、オーバーラップし、かつ直交している。この直交性は、サイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）を導入することによって、信号が時間分散フェージングチャネルを通過しても、ＳＮ比における損失のわずかな対価で完全に維持することができる。
【０００４】
ベースバンドＯＦＤＭシステムのブロック図が図１に示されている。まずバイナリ情報が、信号マッパ１０での変調に従って、グループ化され、符号化され、かつマッピングされる。保護帯域が保護帯域挿入ブロック１２によって挿入された後に、Ｎポイント逆離散時間フーリエ変換（ＩＤＦＴ）ブロック１４が、データ列を時間領域に変換する。ＩＤＦＴブロック１４に続いて、サイクリックプレフィックスが、シンボル間及び搬送波間の干渉を避けるためにサイクリックプレフィックス挿入ブロック１６によって挿入される。Ｄ／Ａコンバータ１８は、チャネルを越えた送信のためにデジタル化された信号をアナログフォームに変換する。チャネル２０が、その後に複合付加白色ガウス雑音（ｃｏｍｐｌｅｘ  ａｄｄｉｔｉｖｅ  ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｎｏｉｓｅ）ｎ（ｔ）が続くインパルス応答ｇ（ｔ）としてモデル化される。
【０００５】
受信機２２では、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ２４を通過し、かつ、サイクリックプレフィックス除去ブロック２６でサイクリックプレフィックスを取り除いた後に、離散時間フーリエ変換（ＤＦＴ）ブロック２８が、データを周波数領域に変換して戻すのに使用される。保護帯域除去ブロック３０による保護帯域除去の後に、最終的にバイナリ情報データが、チャネル復号及び復調ブロック３２による復調及びチャネル復号後に得られる。
【０００６】
そのようなＯＦＤＭシステムは、１セットの並列チャネル上のデータ伝送に相当する。その結果、ＯＦＤＭシステムのフェージングチャネルを時間−周波数平面の二次元格子（パイロット位置でサンプリングされる）として見ることができる。パイロット間のチャネル特性は内挿で推定される。
【０００７】
ＯＦＤＭシステムで使用される１つの代表的なチャネル推定方式が、図２に示されている。この例では、ＯＦＤＭチャネル推定シンボルは周期的に伝送され、かつ、すべてのサブキャリアはパイロットとして使用される。受信機２２が、パイロット信号（パイロット信号行列
【０００８】
【数１】
0005609886.tif 000002
【０００９】
で指定される）を与えられ、かつ、信号（受信された信号行列
【００１０】
【数２】
0005609886.tif 000003
【００１１】
で指定される）を受信したチャネル状態（チャネルコーディネーション行列で指定される）を推定するために動作する。受信機２２は、次のパイロットシンボルが到着するまで、ブロックの中の受信されたデータを復号するために、推定されたチャネル状態を使用する。推定は、最小二乗（ＬＳ）、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）、および修正ＭＭＳＥに基づくことができる。
【００１２】
ＬＳ推定器（ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）は、パラメタ
【００１３】
【数３】
0005609886.tif 000004
【００１４】
を最小にし、ここで、
【００１５】
【数４】
0005609886.tif 000005
【００１６】
は共役転置操作（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ  ｔｒａｎｓｐｏｓｅ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を意味する。行列のＬＳ推定器
【００１７】
【数５】
0005609886.tif 000006
【００１８】
は以下によって与えられることが示される。
【００１９】
【数６】
0005609886.tif 000007
【００２０】
しかしながら、これらの推定は、多くの場合、伝送された情報を正確に復号するのに不十分であることがわかっている（特に、受信された信号強度が弱いとき、及び／又は、非常に変化するチャネル状態の間）。複雑さと処理遅れを低く抑えながら、時間及び周波数におけるチャネル状態と、性能を向上させるための受信された信号の品質とのうちの１又は複数を考慮したＯＦＤＭシステムの制御チャネルのためのチャネル推定の改良された方法を提供する必要性が現在は存在する。また、既知のチャネル推定方法の１又は複数の損失又は不便を改善するか、又は克服するＯＦＤＭシステムの制御チャネルのためのチャネル推定の方法を提供する必要性が存在する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２１】
【特許文献１】国際公開第２００９／０１７０８３号
【特許文献２】特開２００８−３１２１８６号公報
【特許文献３】特開２００７−２５１３４２号公報
【特許文献４】特開２００８−２０６０５３号公報
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００２２】
これが念頭にある状態で、本発明の１態様が、ＯＦＤＭシステムにおける制御チャネルのためのチャネル推定の方法を提供し、前記方法は、複数のチャネル状態行列の入力ＬＳ推定の経時的加重平均化を実行するステップと、隣接するチャネル間の前記入力ＬＳ推定の差の二乗の平均値から求められる周波数勾配によって決定された長さ及び／又は係数を有する周波数領域平均化ウィンドウを使用することで前記入力ＬＳ推定に対して周波数領域平均化を実行するステップと、前記周波数領域平均化された入力ＬＳ推定からパイロットＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するステップと、パイロットＯＦＤＭシンボルの前記サブキャリアに対する前記チャネル推定から前記制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するステップとを含んでいる。
【００２４】
この場合、１又は複数の態様では、前記方法は、さらに、前記周波数勾配を１又は複数の閾値と比較するステップと、前記制御チャネルの前記推定された周波数選択を決定するステップと、前記周波数領域平均化ウィンドウ長及び／又は係数を決定するために、前記推定された周波数選択を使用するステップとを含んでもよい。
【００２５】
パイロットＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアに対するチャネル推定は、線形内挿／外挿によって、又は、ＬＭＭＳＥ内挿によって実行してもよい。好都合なことに、内挿は行列乗算によって実行してもよい。
【００２６】
制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアに対するチャネル推定は、他のすべての制御チャネルＯＦＤＭシンボルチャネル推定に制御チャネルＯＦＤＭシンボルチャネル推定を割り当てることによって実行してもよい。
【００２７】
代わりに、制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアに対するチャネル推定は、前の制御チャネルＯＦＤＭシンボルチャネル推定で線形内挿／外挿を使用することによって実行してもよい。
【００２８】
本発明のもう一つの態様は、ＯＦＤＭシステムにおける制御チャネルのためのチャネル推定を実行する通信装置を提供する。前記装置は、１又は複数の複数のチャネル状態行列の入力ＬＳ推定の経時的加重平均化を実行するデータ処理ブロックと、隣接するチャネル間の前記入力ＬＳ推定の差の二乗の平均値から求められる周波数勾配によって決定された長さ及び／又は係数を有する周波数領域平均化ウィンドウを使用することで前記入力ＬＳ推定に対して周波数領域平均化を実行するデータ処理ブロックと、前記周波数領域平均化された入力ＬＳ推定からパイロットＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するデータ処理ブロックと、パイロットＯＦＤＭシンボルの前記サブキャリアに対する前記チャネル推定から前記制御チャネルにおけるＯＦＤＭシンボルの多重サブキャリアに対してチャネル推定を実行するデータ処理ブロックとを含んでいる。
【００２９】
本発明のさまざまな態様及び特徴は図面を参照してより完全に理解されなければならない。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】図１は、ベースバンドＯＦＤＭ通信システムのデジタル実施の１態様を示した概略図である。
【図２】図２は、図１のシステムと共に使用される代表的なパイロットチャネル推定方法のグラフィカルな描写である。
【図３】図３は、図１のシステムにおけるチャネル推定を実行するための一連のデータ処理ブロックの概略図である。
【図４】図４は、図３に示された一連のデータブロックによって実行される操作系列を示したフローチャートである。
【図５】図５は、チャネルの周波数選択のための周波数方向におけるチャネル変化と、図３に示されたデータ処理ブロックのうちの１つによって行われた周波数領域平均化ステップで使用される適応ウィンドウ長の必要性とのグラフィカルな描写である。
【図６】図６は、入力ＬＳ推定と周波数領域平均化された入力ＬＳ推定とそられの計算に使用されるウィンドウとの間の時間的関係を示した概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
ここで、図３を参照すると、チャネル推定を実行するための一連のデータ処理ブロック４０、４２、４４、及び４８が一般に示されている。これらのデータ処理ブロック４０、４２、４４、及び４８は、図１でのチャネル復号及び復調ブロック３２の一部を形成する。これらのデータ処理ブロックの機能は図４を参照して説明される。
【００３２】
ステップ６０では、チャネル復号及び復調ブロック３２は復調されたＯＦＤＭシンボルを受け取る。ステップ６２では、ブロック３２は、受信された信号がＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）シンボルであるか否かを決定する。そうだとすれば、次いで、ステップ６４では、ブロック３２はシンボルに対してＬＳ推定を実行する。
【００３３】
ステップ６６では、ＭＬＳＡデータ処理ブロック４０は、雑音を抑えるために、ブロック３２によって生成された入力ＬＳ推定に対して経時的加重平均化を実行する。これを以下のように表現することができる。
【００３４】
【数７】
0005609886.tif 000008
【００３５】
ここで、ａ１及びａ２は以下に基づいて選択される。
・前のＬＳ推定の有用性
・ＵＥ速度（受信機２２の速度に適応、又は、固定値）
【００３６】
ステップ６８では、ＭＦＳＣデータ処理ブロック４２は、移動チャネルの周波数選択レベルを推定するために、入力ＬＳ推定から周波数勾配を計算する。（この情報は、以下に説明されるように、ＭＦＤＡデータ処理ブロック４４によって使用されて、周波数領域平均化ウィンドウ長及び／又は係数を選択する。例えば、チャネルがより平坦である場合、より大きいウィンドウ長を選択することができる。）
【００３７】
計算された周波数勾配を以下のように表現することができる。
【００３８】
【数８】
0005609886.tif 000009
【００３９】
ここで、Ｎｐは、制御ＯＦＤＭシンボルにおけるパイロット（又は、ＲＳシンボル）の数である。勾配の推定は、１つより多くのＴｘ及び／又はＲｘアンテナが使用される場合、すべてのＴｘ−Ｒｘ経路を平均することによって改良することができる。
【００４０】
図５は、どのように周波数領域平均化係数が、チャネルの周波数選択で変化することになるかを示している。より多くのサンプルが雑音の平均化に有益であるが、チャネルの周波数選択は平均化から結果として生じる推定に影響を及ぼさない。したがって、適切な数のサンプルが、チャネル周波数選択の性質に応じて、平均化のために取られる。
【００４１】
周波数領域平均化ウィンドウ長及び／又は係数は、１又は複数の閾値に対して計算された周波数勾配閾値を比較することによって選択することができ、かつ、以下のように表現することができる。
【００４２】
【表１】
0005609886.tif 000010
【００４３】
ηＣＣＨ＿ｔｈ＿１＜ηＣＣＨ＿ｔｈ＿２，Ｍｆｄａ＿１＞Ｍｆｄａ＿２＞Ｍｆｄａ＿３及びＷｆｄａ＿１（ｎ），Ｗｆｄａ＿２（ｎ），及びＷｆｄａ＿３（ｎ），及びＷＣＣＨ＿ｍｎ（ｍ＝１，２，３；ｎ＝１，２について）の値はシミュレーションで決定される。
【００４４】
次いで、ＭＦＤＡデータ処理ブロック４４が、周波数勾配から決定している、適した平均化ウィンドウ長（Ｍｆｄａ）及び係数（Ｗｆｄａ  （ｎ）、ｎ＝０，１，．．．，Ｍｆｄａ−１について）を使用することで、入力ＬＳ推定に対して周波数領域（ＦＤ）平均化を実行する。結果として生じる周波数領域平均Ｈｚｆ＿ａｖｅ（ｋ）は以下のように表現される。
【００４５】
ケース１：始めにおける平均化
【００４６】
【数９】
0005609886.tif 000011
【００４７】
ケース２：中間における平均
【００４８】
【数１０】
0005609886.tif 000012
【００４９】
ケース３：  終わりにおける平均
【００５０】
【数１１】
0005609886.tif 000013
【００５１】
図６は、一連の連続して計算されたチャネル状態行列１００〜１１６と、ＭＦＤＡデータ処理ブロック４４によってチャネル状態行列を形成する入力ＬＳ推定に対する周波数領域平均化を実行するのに使用された代表的な周波数領域平均化ウィンドウ１１８〜１２２とを示している。この平均化プロセスは、チャネル状態行列１２２〜１４２に配置された一連の連続した周波数領域を結果として生じさせる。
【００５２】
次いで、ステップ７０では、データ処理ブロック４６は、線形内挿／外挿又はＬＭＭＳＥ内挿によって、周波数領域平均化サンプルから、パイロットＯＦＤＭシンボルの多重（かつ、好ましくは、すべて）サブキャリアに対してチャネル推定を実行する。内挿は、行列乗算として実装することができ、かつ、使用される内挿のタイプは実装のために透過的である。内挿行列は、周波数勾配及びＳＮＲ推定から決定されるチャネル状態に基づいて選択される。
【００５３】
非ゼロＲＳ周波数オフセットを計上し、かつ、シンプルなＬＭＭＳＥ内挿行列を有するために、第１の線形外挿が実行されて、ＦＤ平均化ＬＳ推定から２つのバンド端サンプル値を決定する。
【００５４】
仮に、新たに定義されたＦＤ平均化ＬＳ推定を
【００５５】
【数１２】
0005609886.tif 000014
【００５６】
についてＨ１（ｋ）として、ここで以下とする。
Ｈ１（ｋ）＝２Ｈｚｆ＿ａｖｅ（０）−Ｈｚｆ＿ａｖｅ（１）  ｋ＝０について
Ｈ１（ｋ）＝Ｈｚｆ＿ａｖｅ（ｋ−１）  ｋ＝１，…，Ｎｐについて
Ｈ１（ｋ）＝２Ｈｚｆ＿ａｖｅ（Ｎｐ−１）−Ｈｚｆ＿ａｖｅ（Ｎｐ−２）  ｋ＝Ｎｐ＋１について
【００５７】
行列内挿は、新たに構成されたＦＤ平均化ＬＳ推定に対して実行することができ、かつ、結果として生じる推定は以下と定義される。
Ｈｉｎｔ  ｅｒｐ（Ｍｋ）＝Ｈ１（ｋ）  ｋ＝０，…，Ｎｐ＋１について
Ｈｉｎｔ  ｅｒｐ（Ｍｋ＋ｌ）＝ＷＣＣＨ（１，０）Ｈ１（ｋ）＋ＷＣＣＨ（１，１）Ｈ１（ｋ＋１）    ｋ＝０，…，Ｎｐ＋１及びｌ＝１，２，…，Ｍ−１について
ここで、ＷＣＣＨは（Ｍ−１）×２行列であり、かつ、Ｍは周波数におけるＲＳ間隔である。
【００５８】
・線形内挿について、ＷＣＣＨは以下のように表現することができる。
【００５９】
【数１３】
0005609886.tif 000015
【００６０】
・ＬＭＭＳＥ内挿について、ＷＣＣＨは、ＳＮＲ推定および周波数勾配（即ち、理論的に遅延拡散）によって決まり、かつ、ＭＦＤＡモジュール（即ち、
ＷＣＣＨ∈｛ＷＣＣＨ＿ｍｎ  ｆｏｒ  ｍ＝１，２，３；ｎ＝１，２｝
）によって決定されるように６行列から選択することができる。
【００６１】
ステップ７２では、ＭＴＯＲデータ処理ブロック４８が、以下の方法のいずれかによって、パイロット（即ち、ＲＳ）ＯＦＤＭシンボルのチャネル推定から、制御チャネルＯＦＤＭシンボルの多重（かつ、好ましくは、すべて）サブキャリアに対して、チャネル推定を実行する。
【００６２】
（ｉ）他のすべての制御チャネルＯＦＤＭシンボルチャネル推定に、制御チャネルＲＳ  ＯＦＤＭシンボルチャネル推定を割り当てる。これは、以下のように表示することができる。
【００６３】
【数１４】
0005609886.tif 000016
【００６４】
ここで、ｔは制御チャネルＯＦＤＭシンボルのインデックスである。
（ｉｉ）前の制御チャネルＲＳ  ＯＦＤＭシンボルチャネル推定で、時間方向において線形内挿／外挿を使用する。
【００６５】
最終的に、ステップ７４では、チャネル復調及び復号ブロック３２は、すべてのＣＣＨサブフレームからのデータが処理されているか否かを決定し、そうでなければ、次のサブフレームのためにステップ６０〜７４を繰り返す。
【００６６】
本発明のいくつかの実施例が以上において説明された。それにもかかわらず、本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、さまざまな変更がなされることを理解しなければならない。したがって、他の実施例が特許請求の範囲に含まれるものとして理解しなければならない。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
一般に、本発明は、ＯＦＤＭ通信システムに適用することができ、特にそのようなＯＦＤＭシステムにおける制御チャネルのチャネル推定に適用することができる。
【符号の説明】
【００６８】
４０  ＭＬＳＡデータ処理ブロック
４２  ＭＦＳＣデータ処理ブロック
４４  ＭＦＤＡデータ処理ブロック
４６  ＭＦＤＩデータ処理ブロック
４８  ＭＴＯＲデータ処理ブロック
【図１】
0005609886.tif 000017
【図２】
0005609886.tif 000018
【図３】
0005609886.tif 000019
【図４】
0005609886.tif 000020
【図５】
0005609886.tif 000021
【図６】
0005609886.tif 000022