(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロフォンコンデンサ（１）の変位可能な電極として動作し音響に対し活性的な膜と、
前記マイクロフォンコンデンサ（１）の対向電極として動作し音響を通す固定された対向部材と、
前記マイクロフォンコンデンサ（１）の容量変化を捕捉して評価する手段とが少なくとも設けられている、
マイクロメカニカル技術によるマイクロフォン構造を備えた素子において、
高周波クロック信号（２）を前記マイクロフォンコンデンサ（１）へ印加し、反転されたクロック信号（２′）を、調整可能であるが音響に対し非活性の補償コンデンサ（７）へ印加する手段と、
積分型オペアンプ（３）と、該積分型オペアンプ（３）の出力信号のための復調器（４）と、ローパスフィルタとが設けられており、
前記オペアンプ（３）は、前記マイクロフォンコンデンサ（１）を流れる電流と前記補償コンデンサ（７）を流れる電流の和を積分し、
前記復調器（４）は、前記クロック信号（２）と同期させられており、
前記ローパスフィルタは、前記復調器（４）の出力信号から前記マイクロフォンコンデンサ（１）の容量変化に対応するマイクロフォン信号を取り出し、
前記補償コンデンサ（７）を前記マイクロフォンコンデンサ（１）のスタンバイ状態における容量に合わせて自動的に整合するための手段が設けられており、該手段は、
復調器出力信号の直流電圧成分を求めるオフセットフィルタ（５）と、
前記直流電圧成分を監視および評価するための手段と、
前記補償コンデンサ（７）を調整して前記復調器出力信号の直流電圧成分を最小化する調整コンポーネント（６）とを有していることを特徴とする、
マイクロメカニカル技術によるマイクロフォン構造を備えた素子。
【請求項２】
前記オフセットフィルタ（５）の上限周波数は前記マイクロフォンの下限周波数よりも小さい、請求項１記載の素子。
【請求項３】
前記直流電圧成分を監視および評価するための手段は、少なくとも１つのウィンドウコンパレータを有しており、該ウィンドウコンパレータによって、直流電圧成分が所定の限界値内で動いているか否かが監視される、請求項１または２記載の素子。
【請求項４】
前記調整コンポーネント（６）は電気的なリセットを導入する手段を有する、請求項３記載の素子。
【請求項５】
調整可能な前記補償コンデンサ（７）は、スイッチング可能なコンデンサバンクとして実現されている、請求項１から４のいずれか１項記載の素子。
【請求項６】
調整可能な前記補償コンデンサ（７）は、スイッチング可能な一連の抵抗と組み合わせられて実現されている、請求項１から５のいずれか１項記載の素子。
【請求項７】
前記オペアンプ（３）の基準入力側の手前に、ノイズ信号および妨害信号を抑制するための調整可能な少なくとも１つの基準コンデンサ（３３）が接続されており、該基準コンデンサ（３３）は前記補償コンデンサ（７）と共に調整される、請求項１から６のいずれか１項記載の素子。
【請求項８】
マイクロフォンコンデンサ（１）の変位可能な電極として動作し音響に対し活性的な膜と、前記マイクロフォンコンデンサ（１）の対向電極として動作し音響を通す固定された対向部材とが設けられている、マイクロメカニカル技術によるマイクロフォン素子の作動方法において、
高周波クロック信号（２）が前記マイクロフォンコンデンサ（１）へ印加され、反転されたクロック信号（２′）が、調整可能であるが音響に対し非活性の補償コンデンサ（７）へ印加され、
前記マイクロフォンコンデンサ（１）を流れる電流と前記補償コンデンサ（７）を流れる電流の和が積分型オペアンプ（３）を用いて積分され、
前記クロック信号（２）と同期させられた復調器（４）を用いて、前記積分型オペアンプ（３）の出力信号が復調され、
復調された信号のローパスフィルタリングによって、前記マイクロフォンコンデンサ（１）の容量変化に対応するマイクロフォン信号が取り出され、
前記補償コンデンサ（７）が前記マイクロフォンコンデンサ（１）のスタンバイ状態の容量に自動的に整合され、該整合において、
前記復調された信号の直流電圧成分が求められ、
該直流電圧成分が最小になるよう前記補償コンデンサ（７）が調整されることを特徴とする、
マイクロメカニカル技術によるマイクロフォン素子の作動方法。
【請求項９】
前記補償コンデンサ（７）は段階的に、線形的にまたはバイナリのサーチアルゴリズムで整合される、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記マイクロフォンコンデンサ（１）のスタンバイ状態の容量への前記補償コンデンサ（７）の自動的な整合は、前記マイクロフォン素子の較正中または初期化中に行われる、請求項８または９記載の方法。
【請求項１１】
前記復調された信号の直流電圧成分はマイクロフォン動作中、規則的にまたは連続的に監視される、請求項８から１０のいずれか１項記載の方法。
【請求項１２】
前記直流電圧成分がまえもって定められた最大限界値（Ｕmax）を超えると、電気的なリセットが導入され、該リセットにより前記マイクロフォンコンデンサ（１）は完全に放電される、請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記直流電圧成分が別の限界値（ＵＴ）によりまえもって定められた許容帯の外に出たとき、前記補償コンデンサ（７）の自動的な整合が行われる、請求項１１または１２記載の方法。
【請求項１４】
前記復調された信号の直流電圧成分を評価することにより、前記マイクロフォンコンデンサ（１）の膜に対し垂直に作用する加速度が検出される、請求項１１から１３のいずれか１項記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロメカニカル技術によるマイクロフォン構造を備えた素子に関する。この素子には、マイクロフォンコンデンサの変位可能な電極として動作し音響に対し活性的な膜と、マイクロフォンコンデンサの対向電極として動作し音響を通す固定された対向部材と、マイクロフォンコンデンサの容量変化を捕捉して評価する手段とが少なくとも設けられている。
【０００２】
さらに本発明は、この種のマイクロフォン構造の作動方法にも関する。
【０００３】
背景技術
容量式ＭＥＭＳ（Micro-Electro-Mechanical-System）マイクロフォンは、多種多様な適用分野においてますます重要な位置を占めるようになってきている。その理由は主として、この種の素子の構造が小型化されていること、著しく僅かな製造コストで他の機能を組み込めることによる。とりわけ有利であるのは、フィルタやノイズ抑制用コンポーネント、ディジタルマイクロフォン信号発生用コンポーネントといった信号処理コンポーネントの組み込みである。ＭＥＭＳマイクロフォンのさらに別の利点は、高度な温度安定性である。
【０００４】
マイクロフォン構造の膜は音響圧力によって変位する。これによって膜と対向電極との間の間隔が変化して、マイクロフォンコンデンサの容量変化が生じる。その際、ａＦのオーダにあるきわめて小さい容量変化を、利用可能な電気信号に変換しなければならない。
【０００５】
実際によく使われているコンセプトは、マイクロフォンコンデンサを高オームの充電抵抗を介して直流電圧により充電することである。このコンセプトの場合、マイクロフォンコンデンサの容量変化が出力電圧の変動として検出され、インピーダンスコンバータを介して増幅される。これをたとえばＪＦＥＴとすることができ、これは出力電圧自体を変えることなく、ＧΩのオーダにあるマイクロフォンの高い抵抗を数１００Ωのオーダにある比較的低い出力抵抗に変換する。ＪＦＥＴの代わりにオペアンプを使用することもでき、これによって低い出力抵抗が供給される。ＪＦＥＴとは異なり、この場合には増幅率を個々のマイクロフォンの要求に整合させることができる。
【０００６】
公知のコンセプトは多くの点で問題があることが判明した：
ディジタル回路素子は、そのままではアナログ信号処理コンポーネントと共にＣＭＯＳ技術で実現することはできない。なぜならば、その際に電子ノイズが発生するからである。要求されるようなノイズの僅かなＪＦＥＴ技術は、標準ＣＭＯＳプロセスでは実現できない。
【０００７】
マイクロフォンコンデンサに加わる直流電圧に起因してマイクロフォン動作中、膜と対向電極との間に静電吸引力が働く。この力は過負荷の状況において殊にクリティカルなものとなる。その理由は、静電吸引力によって対向電極への膜の持続的な固着が助長され、その結果、マイクロフォン機能を果たすことができなくなってしまうからである。対向電極から膜を引き離すためには通常、マイクロフォンコンデンサを完全に放電させなければならない。実際に利用するにあたっては機械的な措置を用いて、たとえば比較的硬い膜懸架部材を用いたり、膜と対向電極または機械的ストッパとの間隔を比較的大きくするなどして、この種の静電作用による機能崩壊を防ぐ試みが行われている。しかしながらこのような措置はたいていの場合、マイクロフォンの感度に悪影響を及ぼすか、あるいは製造技術的に著しく煩雑である。
【０００８】
さらに言及しておくと、十分に高いＳＮＲ（信号対ノイズ比）を達成するためには、１０Ｖあるいはそれ以上のオーダにある比較的高い直流電圧をマイクロフォンコンデンサに印加する必要がある。ただしこのようなオーダの充電電圧を供給するためには、２μｍよりもかなり大きいオーダで膜と対向電極との間隔を比較的大きくしなければならない。その目的は、静電作用による機能崩壊を防ぐためである一方、膜のために十分に広い変位領域が得られるようにすることである。このように大きい間隔は、表面マイクロメカニックの標準的な手法によってもそのままでは製造できない。しかも上述のような高い充電電圧であると、過負荷の状況において対向電極に膜が固着するだけでなく、接点表面の非可逆的な溶融が引き起こされる。実際に利用するにあたっては、絶縁層を用いることでこのことを回避しようとしているが、それによって製造方法が複雑になり、ひいてはこの種のマイクロフォン素子のコストが高くなる。
【０００９】
発明の開示
本発明は、比較的低い電圧レベルで駆動可能であるが比較的高い感度を有するＭＥＭＳマイクロフォンのためのコンセプトを提案するものである。しかもこの種のＭＥＭＳマイクロフォンを、きわめて低コストで製造できるようにしようというものである。
【００１０】
本発明によるコンセプトによれば、高周波クロック信号がマイクロフォンコンデンサに印加され、反転されたクロック信号が調整可能であるが音響に対し非活性の補償コンデンサへ印加される。積分を行うオペアンプを用いることによって、マイクロフォンコンデンサに流れる電流と、補償コンデンサに流れる電流の和が積分される。ついで、積分を行うオペアンプの出力信号が、クロック信号と同期させられている復調器によって復調される。復調された信号のローパスフィルタリングによって、マイクロフォンコンデンサの容量変化に対応するマイクロフォン信号が最終的に取り出される。
【００１１】
これに相応して本発明によるマイクロフォン素子は、マイクロフォンコンデンサへ高周波クロック信号を印加し、反転されたクロック信号を調整可能であるが音響に対し非活性の補償コンデンサに印加する手段と、積分型オペアンプと、積分型オペアンプの出力信号のための復調器、ローパスフィルタとが設けられている。積分を行うオペアンプは、マイクロフォンコンデンサを流れる電流と補償コンデンサを流れる電流の和を積分し、復調器は、クロック信号と同期させられており、ローパスフィルタは、復調器の出力信号からマイクロフォンコンデンサの容量変化に対応するマイクロフォン信号を取り出す。
【００１２】
調整可能な補償コンデンサは直流成分を補償するために用いられる。この直流成分は、マイクロフォンコンデンサを流れるが音響作用に起因するものではなく、製造に起因して発生し、あるいはたとえばマイクロフォンコンデンサのドリフト特性に起因して発生する。理想的には、補償コンデンサはマイクロフォンコンデンサの静止状態時の容量つまりスタンバイ状態時の容量に合わせて調整される。マイクロフォンコンデンサにはクロック信号が供給される一方、補償コンデンサには反転されたクロック信号が加わるので、オペアンプは、マイクロフォンコンデンサを流れる電流のうち、音響に起因するマイクロフォンコンデンサの容量変化に基づく成分のみを積分する。ついで、積分を行うオペアンプの出力信号から、この容量変化を再現するマイクロフォン信号を比較的簡単に取り出すことができ、すなわち同期させられた復調ならびにローパスフィルタリングによって取り出すことができる。
【００１３】
本発明による信号捕捉方法によって、２Ｖよりも小さい高周波クロック信号の電圧レベルであってもすでに、許容可能な感度もしくは十分に高いＳＮ比が得られる。これは過負荷の状況において殊に有利である。つまりこのようなオーダの電圧であると、膜と対向電極とが接触しても接触表面の融着が引き起こされず、マイクロフォン構造が損傷することもない。したがって本発明によるコンセプトによれば、電気的絶縁を行うストッパとして機械的な過負荷保護手段を設ける必要がなくなる。本発明による素子のマイクロメカニカル技術によるマイクロフォン構造も、この素子における信号捕捉のための回路技術的なコンポーネントも、ＣＭＯＳテクノロジーの標準プロセスを用いて形成することができ、つまりは著しく低コストで製造することができる。
【００１４】
本発明の格別有利な実施形態によれば、補償コンデンサはマイクロフォンコンデンサの静止状態の容量すなわち零入力時の容量に自動的に整合される。この調整は、復調器出力信号の直流電圧成分を基礎としている。なぜならばこのような直流電圧、マイクロフォンコンデンサと補償コンデンサとの間の非対称性に対応するからである。直流電圧成分は、復調器の後段に接続されたオフセットフィルタによってきわめて簡単に求めることができる。実際に直流電圧成分のみを確実にフィルタリングして取り出すようにするためには、このオフセットフィルタの上限周波数をマイクロフォンの下限周波数よりも著しく低くすべきである。そして補償コンデンサは単純に、復調器出力信号の直流電圧成分が最小化されるよう調整される。
【００１５】
この目的で、調整可能な補償コンデンサをたとえばスイッチング可能なコンデンサバンクとして実現することができる。このようなコンデンサバンクにおいて複数の容量値をバイナリで配分することができ、および／または一連の等しい容量値を設けることができ、それらは選択的に共に接続される。補償コンデンサを変化させる代わりに、補償コンデンサに加わる反転されたクロック信号の交流電圧振幅を、一連の抵抗もしくは分圧器を介して調整することもできる。補償コンデンサを流れる電流を変化させることによって、容量値の変更と同様に電圧レベルの変更が行われる。フェムトファラドのオーダにある著しく小さい容量値の投入をコントロールするのは困難となる可能性があるので、両方の方法を組み合わせるのが格別有利である。この場合、コンデンサのスイッチングにより粗調整が行われ、電圧レベルの僅かな変更によって微調整が行われる。
【００１６】
システムのダイナミクスを考慮できるよう、補償コンデンサの整合を段階的に行うのが有利である。用いられるコンデンサバンクや一連の抵抗の形式に応じて、様々な近似ストラテジないしは近似手法を適用することができる。一連の等しい容量値もしくは等しい抵抗値を有するコンデンサバンクまたは抵抗バンクであれば、線形の近似が考えられる。バイナリに配分された容量値を有するコンデンサバンクを用いれば、バイナリの探索アルゴリズムをいっそう簡単に実現することができる。
【００１７】
補償コンデンサをマイクロフォン素子と共に初期化するのが合理的である。つまりこの場合、補償コンデンサの自動的な整合が、本来のマイクロフォン動作前、マイクロフォン素子の初期化中もしくはマイクロフォン素子の調整中に行われる。
【００１８】
ただし本発明の格別有利な実施形態によれば、復調器出力信号の直流電圧オフセットはこのような初期化フェーズ中のみ捕捉されるのではなく、本来のマイクロフォン動作中も捕捉される。この目的は、マイクロフォンの機能を監視し、過負荷状況たとえばマイクロフォンコンデンサの電極の静電作用による機能崩壊を早期に識別し、適切な措置をとることである。
【００１９】
過負荷状況において可動膜と固定対向電極との間で接触が発生すると、マイクロフォンコンデンサは電気的に短絡する。この時点において、マイクロフォン機能が完全に崩壊する前に、直流電圧成分は著しく迅速に著しく激しく上昇する。その理由は、静電的な特性に起因して一般的には、対向電極のところに膜が固着したままになるからである。本発明の１つの有利な実施形態によれば、このような過負荷状況は直流電圧オフセット信号のピーク状の経過特性に基づき検出される。この目的で、直流電圧成分が所定の最大限界値と規則的に比較される。直流電圧成分がこの最大限界値を超えると、電気的なリセットが自動的に行われ、その際にマイクロコンデンサが放電され、それによって膜を対向電極から引き離して、マイクロフォン機能を復帰させることができる。つまり本発明のこの実施形態によれば、回路技術的にマイクロフォン素子のための一種の過負荷保護が実現される。この場合、それ相応の機械的な措置を省くことができ、これによって本発明による素子の製造方法が全体的にきわめて簡単になる。
【００２０】
しかも、長時間ドリフト現象に対抗する目的で、マイクロフォン動作中に補償コンデンサ設定を追従制御するために直流電圧成分の監視を利用することもできる。このために本発明の１つの有利な実施形態によれば、マイクロフォン動作中も補償コンデンサの自動整合が行われ、しかもこの自動整合は、直流電圧オフセットが別の限界値により定められた許容帯を離れたときに常に行われる。この第２の限界値は、静電作用による機能崩壊を表す最大限界値よりも著しく小さく選定される。これについては、以下で本発明の実施例に基づき詳しく説明する。
【００２１】
本発明の１つの格別有利な実施形態によれば、復調された信号の直流電圧成分は、補償コンデンサの整合および／またはマクロフォン機能の監視だけでなく、マイクロフォン素子に作用する加速度を検出するために用いられる。この場合、基本的に、どのような容量性マイクロフォン構造も加速度たとえば重力加速度に対し感応することが利用される。加速度がマイクロフォンの膜に垂直に作用すると、膜はその質量およびフレキシブルな懸架状態に基づき変位し、このことによりそれ相応の容量変化がもたらされる。このような変化は通常、静電的な容量変化または少なくとも著しく周波数の低い容量変化であって、これは直流電圧成分の信号経過特性に現れる。したがって本発明によるコンセプトによれば、直流電圧成分の信号経過特性を相応に評価することによって、マイクロフォンの膜に対し垂直に作用する加速度を、そのために付加的なセンサ素子を設ける必要なく、検出することができる。したがってこのコンセプトによれば、比較的感度が高くロバストで著しく低コストのマイクロフォンが提供されるだけでなく、組み込み機器の運動あるいは単に位置変化を付加的なセンサ素子を設けることなく検出できるようになる。本発明による素子を、たとえば電話機またはＰＤＡに組み込むことも可能であり、それによって、機器が動かされたのかまたは机の上に静かに置かれているのかを識別し、バイブレーションアラームとコール音とを自動的に切り替えることができる。電話機に適用した場合、たとえばキーロックのオン／オフあるいは到来した呼の受入もしくは拒否といった個々の操作アクションを、簡単なジェスチャーたとえば決められた軸を中心とした機器の回転などによって導入することができる。
【００２２】
これまで述べてきたように、復調された信号の直流成分から加速度情報が求められる。この直流電圧成分は、復調器出力信号の相応のローパスフィルタリングによって取得することができるけれども、単純なローパスフィルタによってもマイクロフォン信号から直流電圧成分が分離され、他方、オプションのハイパスフィルタによって、古典的なマイクロフォン特性が出力側でシミュレートされる。この種のハイパスフィルタをオプションとした理由は、容量的な分離を行うためマイクロフォンのための典型的な回路にはいずれにせよハイパスフィルタが含まれているからである。適切なローパスフィルタの技術的な実現を種々の場所で行うことができる。ローパスフィルタをたとえばＡＳＩＣ内に集積することができ、この場合、別のピンを介して加速度を取り出すことができる。他のやり方として、支持体回路基板上において別個の部品としてローパスフィルタを実現することができる。さらにローパスフィルタを信号処理回路内に集積することもでき、たとえば携帯電話のチップセット内に集積することもできる。ディジタルマイクロフォン信号であれば、ローパスフィルタを単純なソフトウェアソリューションとして実現することもできる。このような手法は、余分な部品や回路の変更が全く必要ない点で魅力的である。
【００２３】
すでに述べたとおり、本発明による教示を有利なやり方で構成し発展させる様々な可能性がある。これについては独立請求項に従属する請求項に記載するとともに、図面を参照した以下の本発明の実施例の説明においても述べる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明による素子を示す回路図
【図２】本発明による素子の機能を示すブロック図
【図３】本発明による素子の初期化中およびそれに続くマイクロフォン動作中の直流電圧オフセット信号の時間経過特性を示す図
【図４ａ】本発明による素子における補償コンデンサに関する１つの実現手法を示す図
【図４ｂ】本発明による素子における補償コンデンサに関する別の実現手法を示す図
【図５】補償コンデンサをバイナリで整合したときの直流電圧オフセット信号の時間経過特性を示す図
【００２５】
発明を実施するための形態
本発明による素子の主要な部分はマイクロメカニカル技術によるマイクロフォン構造であり、これには音響に対し活性的な膜と音響を通過させる固定された対向部材が含まれている。膜および対向部材は１つのマイクロフォンコンデンサの変位可能な電極と固定電極を成しており、これは図１において参照符号１で表されている。音響の作用によって膜と対向電極との間の間隔が変化し、つまりはマイクロフォンコンデンサ１の容量も変化する。この容量変化を捕捉するために、マイクロフォンコンデンサ１に高周波信号２が印加される。その結果としてマイクロフォンコンデンサ１を流れる電流が電荷増幅器３１の負の入力側へ供給される。
【００２６】
音響に対し活性的なマイクロフォンコンデンサ１のほかに本発明による素子には、音響に対し非活性であり調整可能な補償コンデンサ７も含まれている。この補償コンデンサを用いることで、高周波クロック信号の印加中にマイクロフォンコンデンサ１を流れる電流を補償しようというものである。この目的で、調整可能な補償コンデンサ７に反転されたクロック信号２′が供給される。その結果として補償コンデンサ７を流れる電流も、同様に電荷増幅器３１の負の入力側へ供給される。
【００２７】
電荷増幅器３１の出力側はコンデンサ３２を介して負の入力側へフィードバックされているので、オペアンプである電荷増幅器３１はコンデンサ３２とともに積分を行う電荷増幅器３を成しており、これによって両方のコンデンサ１と７を流れる電流の和が積分される。
【００２８】
理想的には補償コンデンサ７は、その容量がマイクロフォンコンデンサ１の静止状態の容量ないしは零入力時の容量に相応するよう調整される。この場合に両方の電流は、音響によって生じるマイクロフォンコンデンサ１の容量変動に起因する偏差を除いて十分に相殺される。そしてこの偏差だけが、積分を行うオペアンプ３によって積分される。
【００２９】
音響に基づくマイクロフォン１の容量変動を表すマイクロフォン信号を、積分を行うオペアンプ３の出力信号から得る目的で、この出力信号が復調器４へ供給され、この復調器はクロック信号２と同期させされている。復調された信号から適切なローパスフィルタによってアナログマイクロフォン信号を得ることができる。たとえばシグマ・デルタ変換を付加的に使用することにより、択一的にディジタルマイクロフォン信号を得ることもできる。
【００３０】
補償コンデンサ７はここで説明する実施例の場合には自動的に調整され、この調整はマイクロフォン素子の初期化フェーズ中もしくは補償フェーズ中に行われる。この目的で復調器４の出力信号がローパスフィルタ５へ供給され、このローパスフィルタの上限周波数はマイクロフォンの下限周波数よりも著しく低くなるようにする。このローパスフィルタ５を用いることによって、復調された信号の直流電圧成分が求められ、ひいては最終的に、マイクロフォンコンデンサ１と補償コンデンサ７との間の非対称性が求められる。ついで補償コンデンサ７は調整段ないしは閉ループ制御段６を用いて、直流電圧成分が最小となるよう自動的に変更される。ここで触れておくと、直流電圧オフセット信号を必ずしも復調器４の出力信号からじかに取得しなくてもよく、直流電圧成分がまだフィルタにより取り除かれていないのであれば、後続の処理段の出力信号から取得してもよい。
【００３１】
ここで説明している実施例によれば、電荷増幅器３１の基準信号入力側の手前に基準コンデンサ装置３３が接続されており、これも調整段ないしは閉ループ制御段６によって、つまり監視されている直流電圧オフセット信号に基づき、給電電圧に対するノイズ信号抑制および妨害信号抑制が達成されるように制御される。
【００３２】
図２のブロック図によって、本発明による素子に設けられている個々のコンポーネントの機能および相互間の作用についてもう一度説明する。ただしここではマイクロフォンコンデンサ１は、音響信号検出器および電気信号への変換器として別個に描かれている。調整可能であるが音響に対し活性的ではない補償コンデンサはここでは増幅器コンポーネント３０の一部分であり、したがって別個には描かれていない。高周波クロック信号２はマイクロフォンコンデンサ１を介して増幅器コンポーネント３０へ加えられ、反転されたかたちで補償コンデンサを介して、やはり増幅器コンポーネント３０へ加えられる。さらにクロック信号２は、増幅器コンポーネント３０の後段に接続された復調器４を同期させるためにも用いられる。図２に示されている変形実施形態によれば、復調された信号はまずは増幅器８へ供給される。ついで後続の処理段９においてローパスフィルタリングが行われ、さらにオプションとして、音響に基づくマイクロフォンコンデンサ１の容量変化を表すディジタルマイクロフォン信号を復調信号から取得するために、シグマ・デルタ変換が行われる。
【００３３】
図１に示した実施例と同様、復調器４の出力信号はローパスフィルタ素子５へも供給され、これによって復調信号の直流電圧成分が求められ、これに基づき補償コンデンサの整合が行われる。この制御は閉ループ制御段６において行われる。
【００３４】
次に、補償コンデンサの整合と制御ならびに本発明による素子のマイクロフォン機能の監視について、図３に示した直流電圧オフセット信号ＵＯｆｆｓｅｔの時間経過特性を参照しながら説明する。
【００３５】
ここで述べる実施例の場合、本発明による素子の補償コンデンサは素子の初期化フェーズ中に１回目の調整が行われる。これは段階的に行われ、マイクロフォンコンデンサの静止状態ないしはスタンバイ状態における容量が線形に近似される。この目的で復調器の出力信号の直流電圧成分が連続的にまたは少なくとも規則的に監視され、補償コンデンサをそれに応じて変化させることにより直流電圧成分が徐々に最小化される。このようにした結果、時点ｔ１まで階段状の信号経過特性が生じている。時点ｔ１まではマイクロフォン素子の初期化フェーズであり、この時点までに補償コンデンサの１回目の調整も終わっている。
【００３６】
時点ｔ１から、素子のマイクロフォン機能を監視するために直流電圧成分が用いられる。直流電圧成分が、値ゼロのラインを中心として限界値ＵＴによりあらかじめ設定されている許容帯内にあるかぎり、マイクロフォン機能は所期の品質基準を満たしている。既述の実施例の場合、許容帯は、復調された信号における電圧範囲の約１０％となっている。当然ながら、この許容帯の位置と幅をこれとは異なるように選定することも可能であり、その際にはマイクロフォン特性と回路特性をまず第１に考慮しなければならない。
【００３７】
時点ｔ２において直流電圧オフセット信号が許容帯から外へ出ており、直流電圧オフセットが下限値ＵＴを下回っている。これによって補償コンデンサの自動追従制御がトリガされる。このとき補償コンデンサの容量は、直流電圧オフセットが再び所定の許容帯内で動くように変えられる。この第２の整合も同様のステップで行われ、このことはｔ２とｔ３との間における階段状の信号経過特性として表されている。
【００３８】
時点ｔ４において直流電圧オフセットはピーク状に上昇し、その際には限界値ＵＴどころか急速に所定の最大限界値Ｕmaxも超えてしまう。既述の実施例の場合、最大限界値Ｕmaxは、値ゼロのラインを中心として、復調された信号の電圧範囲の約３０％に及ぶ電圧範囲を規定している。この最大電圧範囲を適用の仕方や素子特性に応じて、これとは異なるように選定することもできる。
【００３９】
このようなピーク状の信号経過特性は、静電作用によるマイクロフォンコンデンサの機能崩壊と捉えることができ、このような状況では膜と対向電極が接触状態となり、つまり短絡し、互いに固着したままになっている。この場合には電気的なリセットが導入され、それによってマイクロフォンコンデンサが放電し、膜を対向電極から引き離すことができるようになる。このためにたとえば固有のスイッチ装置を設けることができる。所定の待ち時間の後、時点ｔ５において、マイクロフォン機能が再開する。ついで直流電圧オフセットを再び最小化し、所定の許容帯内に保持する目的で、補償コンデンサの新たな整合が行われる。
【００４０】
つまり図３に示されている直流電圧オフセット信号の経過特性によれば、補償コンデンサはマイクロフォンの始動フェーズ中、直流電圧オフセットが最小化されるよう、一度調整が行われる。その後、マイクロフォン動作中、直流電圧オフセットは、マイクロフォンの通常動作を表す所定の許容帯内で動く。これはたとえば比較器によって連続的に監視され、あるいは規則的なタイミングでのみ引き続き監視される。直流電圧オフセットが所定の許容帯内で動いているかぎり、マイクロフォン機能に作用を与えるために修正された措置はとられない。希なケースにおいて、たとえば長時間のドリフト現象に起因する場合、直流電圧オフセットは許容帯の外へゆっくりと移動する。この場合、直流電圧オフセットを再び最小化し、もしくは所定の許容帯に合わせて制限を加える目的で、補償コンデンサが自動的に追従制御される。マイクロフォン機能を損なう過負荷状況が生じた場合、直流電圧オフセットは跳躍的に変化し、その際、許容帯よりもずっと外側に位置する所定の最大限界値を超える。このようなケースではリセットが実行され、その際にマイクロフォンコンデンサは完全に放電される。ついで、マイクロフォンコンデンサの対向電極から膜が再び引き離されたことが確かめられたならば、所定の待ち時間後にマイクロフォン動作が再開される。その後、マイクロフォンの最初の始動フェーズの場合と同様、直流電圧オフセットを最小化するために補償コンデンサも調整される。
【００４１】
図４ａおよび図４ｂには、調整可能な補償コンデンサのための２つの実現可能な形態が示されている。これら両方の事例ともに、切替可能なコンデンサバンクが用いられている。図４ａのコンデンサバンク７１は容量値がバイナリで分けられて配分されており、つまりアナログスイッチ７３を介して選択的にスイッチング可能なＣ，Ｃ／２，Ｃ／４，．．．を有しているのに対し、図４ｂのコンデンサバンク７２は一連の等しい容量値から成り、これらも選択的にスイッチング可能である。両方の事例とも、アナログスイッチはバイナリデコーダ７２を介して制御される。既述のように、補償コンデンサの整合はたいていは段階的に行われる。
【００４２】
図３の実施例で適用したような線形の近似手法の場合、まえもって定められた容量値で反復が開始され、この容量値はバイナリデコーダの所定のディジタル計数状態に対応している。この容量値を、補償コンデンサ装置においてできるかぎり大きい容量値としてもよいし、実現可能な最小の容量値としてもよい。とはいえ、たとえば最大と最小の間で予測に基づく容量値を選択してもよい。補償コンデンサの調整がなされたことによって直流電圧オフセットが大きくなるか小さくなるかに応じて、バイナリデコーダの計数状態が１だけ大きくされるか１だけ小さくされ、これによって対応する容量上昇または容量低減が生じる。この手順は、直流電圧オフセットが最小になるまで、あるいは少なくとも所定の許容帯内で動くようになるまで反復される。この実施例では、７ｂｉｔのデコーダのために１２８回までの反復ステップが必要とされる。
【００４３】
図５には、補償コンデンサを整合するためのバイナリの近似方法が示されている。この場合、デコーダコントロールワードに基づき反復がビットごとに行われる。既述の実施例の場合、反復の開始にあたりコントロールワードのすべてのビットがゼロにセットされる。これは補償コンデンサ装置によって実現可能な最小容量に対応する。この容量が第１のビットのセットにより高められる。その後、直流電圧オフセットがゼロのラインと比較される。この比較の目的は、スイッチオンされたコンデンサの容量が大きすぎたのか、あるいは十分な大きさではなかったのかを判定するためであり、これによって最適な整合を行うためである。容量が大きすぎた場合、コンデンサは再びスイッチオフされ、対応するビットが再びゼロにセットされる。そうでなければ、スイッチオンされたコンデンサはそのまま保持される。デコーダコントロールワードの後続のビットも同様の経過を辿る。図５には、デコーダコントロールワードの最初の７つのビットに対する直流オフセットの経過特性が示されており、これは７つの反復ステップに対応するものである。ここで述べられているアルゴリズムは非対称性に対しきわめて安定している。このような非対称性は典型的には集積回路の容量において発生する。しかもバイナリの近似は線形の近似よりも僅かな回数の反復ステップしか必要としない一方、いっそう広い容量範囲がカバーされる。
【図１】
0005409811.tif 000002
【図２】
0005409811.tif 000003
【図３】
0005409811.tif 000004
【図４ａ】
0005409811.tif 000005
【図４ｂ】
0005409811.tif 000006
【図５】
0005409811.tif 000007