(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、
受信したシングルキャリア信号のベースバンド信号のＤＣ成分を除去するフィルタと、
前記ＤＣ成分の除去後のベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータと、
前記デジタル信号に、既知信号に含まれるＤＣ成分を固定ＤＣオフセットとして加算する固定ＤＣオフセット加算部と、
前記固定ＤＣオフセットを加算した信号と前記既知信号との相互相関を算出する相関演算部と、
前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのピークによりキャリア周波数オフセットを推定するキャリア周波数オフセット推定部と、
前記推定されたキャリア周波数オフセットに基づき、前記ベースバンド信号の周波数を補正する周波数補正部と、
を備える受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置であって、
前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのサイドローブの平均値により残留ＤＣオフセットを推定する残留ＤＣオフセット推定部と、
前記推定された残留ＤＣオフセットに基づき、前記ベースバンド信号のＤＣオフセットを補正するＤＣオフセット補正部と、
を備える受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルキャリア信号を用いて通信する無線通信装置に適用される受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
高精細な動画像、静止画像または音声を用いた種々の大容量コンテンツを含むデータを、無線通信を介してエンドユーザに提供するサービスが検討されている。数Ｇ（ギガ）ビットにおよぶ大容量のデータを高速に伝送するために、６０ＧＨｚ帯を含むミリ波帯を用いて数Ｇｂｐｓの高速伝送を行う無線通信システムが検討されている。
【０００３】
ミリ波無線通信システムは、ＩＥＥＥにて無線ＰＡＮ（Personal Area Network）として、たとえばＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃにより、無線ＬＡＮ（Local Area Network）として、たとえばＩＥＥＥ８０２．１１ａｄにより、規格標準化作業がなされている。
【０００４】
例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａｄにて検討されているミリ波帯を用いたシングルキャリア通信では、１．７６Ｇシンボル／秒の伝送レートにてＰＳＫまたはＱＡＭ変調された信号を伝送する。なお、１シンボル時間は約０．５７ｎｓｅｃと短くなるため、ミリ波無線通信システムでは、超高速度によりデータが伝送される。ここでは、ミリ波帯として６０ＧＨｚ帯を用いる例を説明する。
【０００５】
送信装置においては、上記変調されたベースバンド信号を高周波回路（ＲＦ部）にて６０ＧＨｚ帯に周波数変換し、アンテナから送信する。
【０００６】
受信装置においては、アンテナから入力される６０ＧＨｚ帯の信号を高周波回路（ＲＦ部）にてベースバンド信号に周波数変換する。ＲＦ部は、スーパーヘテロダイン方式あるいはダイレクトコンバージョン方式を含むいくつかの方式が検討されている。ダイレクトコンバージョン方式は、６０ＧＨｚ帯の変調信号に直接６０ＧＨｚのキャリア周波数をミキシングすることにより、ベースバンド信号帯域に直接変換する。
【０００７】
ダイレクトコンバージョン方式のＲＦ部は、回路構成がシンプルであり、部品点数の削減及び消費電力の削減につながるが、ＲＦ部におけるセルフミキシングによってベースバンド信号にＤＣオフセットが生じるという課題がある。ＤＣオフセットにより、ベースバンド信号処理、例えばＡＤコンバータに余分なダイナミックレンジが必要とされ、また、ＧＣ回路及び周波数同期回路に影響を及ぼすことが知られている。
【０００８】
また、送信装置と受信装置にそれぞれ搭載されている発振器の誤差等に起因して、送信装置側のキャリア周波数と受信装置側のキャリア周波数との間に微妙な誤差が生じ、受信装置においてキャリア周波数オフセットが発生するという課題がある。キャリア周波数オフセットにより、受信信号において位相が変動し、復調性能の劣化を招くことが知られている。
【０００９】
ＲＦ部にダイレクトコンバージョンを用いる受信装置において、キャリア周波数オフセットを補正する技術として、例えば特許文献１に記載の無線通信装置がある。特許文献１では、ＤＣ成分のないプリアンブル信号を受信し、ＡＤコンバータにてデジタル信号に変換後、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を用いてダイレクトコンバージョンにより生じたＤＣオフセット成分を除去する。ＤＣオフセット成分を除去されたプリアンブル信号を用いて、周波数オフセットを推定する。そして、周波数オフセット推定結果を用いて、以降の受信信号の周波数オフセットを補正する。
【００１０】
また、ＲＦ部にダイレクトコンバージョンを用いる受信装置において、ＤＣオフセットを補正する技術として、例えば特許文献２に記載の受信機がある。特許文献２では、ＡＤコンバータにてデジタル信号に変換した信号からＤＣオフセットを検出し、補正量をＤＡコンバータにてアナログ信号に変換し、ＡＤコンバータに入力するアナログ信号に加算することにより、ＤＣオフセットを補正する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００８−２３６７０４号公報
【特許文献２】特許第３４８６０５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述した従来技術では、ＤＣ成分がない信号を受信することを前提としており、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号には適用困難であった。すなわち、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、キャリア周波数オフセットまたはＤＣオフセットの推定及び補正は困難であった。
【００１３】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、第１の目的は、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる受信装置を提供することにある。
【００１４】
また、本発明の第２の目的は、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の受信装置は、シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、受信したシングルキャリア信号のベースバンド信号のＤＣ成分を除去するフィルタと、前記ＤＣ成分の除去後の信号に、既知信号に含まれるＤＣ成分を固定ＤＣオフセットとして加算する固定ＤＣオフセット加算部と、前記固定ＤＣオフセットを加算した信号と前記既知信号との相互相関を算出する相関演算部と、前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのピークによりキャリア周波数オフセットを推定するキャリア周波数オフセット推定部と、前記推定されたキャリア周波数オフセットに基づき、前記ベースバンド信号の周波数を補正する周波数補正部と、を備える。
上記構成により、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる。
【００１６】
また、本発明は、上記の受信装置であって、前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのサイドローブの平均値により残留ＤＣオフセットを推定する残留ＤＣオフセット推定部と、前記推定された残留ＤＣオフセットに基づき、前記ベースバンド信号のＤＣオフセットを補正するＤＣオフセット補正部と、を備えるものを含む。
上記構成により、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる。
本発明によれば、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施形態に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施形態に係る受信装置が受信する通信信号のフレームフォーマットの一例を示す図
【図３】プリアンブルの信号に関するキャリア周波数オフセット推定の動作を説明する図であり、（Ａ）は相関演算部の出力の相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルのピーク毎の位相を時系列において表した図、（Ｃ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図
【図４】比較のために固定ＤＣオフセットを付加しない信号による相関ベクトルの一例を示した模式図であり、（Ａ）は相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図
【図５】ガードインターバルの信号に関する残留ＤＣオフセット推定の動作を説明する図
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下の実施形態では、シングルキャリア信号を受信する受信装置の例として、ミリ波帯を使用して高速伝送するミリ波無線通信システムに適用可能な受信装置の構成例を示す。
【００２０】
図２は、本発明の実施形態に係る受信装置が受信する通信信号のフレームフォーマットの一例を示す図である。
【００２１】
通信信号は、プリアンブル２０１、伝送路推定用フィールド２０２、ガードインターバル（ＧＩ）２０３、データ２０４を有する。
【００２２】
プリアンブル２０１は、通信信号中のフレームの先頭に設けられる信号であり、既知の信号波形を複数回繰り返した信号を含む。例えば、相関特性に優れる１２８ビットのＧｏｌａｙ系列（Ｇａ）２０５をＢＰＳＫ変調した信号波形を一単位として、これを複数回繰り返した波形を用いる。受信装置では、プリアンブル２０１の既知信号波形の繰り返しを相関検出により求め、フレームの検出、ゲイン制御、キャリア周波数同期のうち、少なくとも１つ以上の処理に用いる。
【００２３】
伝送路推定用フィールド２０２は、プリアンブル２０１の後に設けられる信号である。伝送路推定用フィールド２０２は、複数個の既知の信号波形を含み、受信装置では送信装置との間の伝送路歪みの推定に用いる。例えば、１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列と１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列の相補系列とをＢＰＳＫ変調した信号波形を含む。
【００２４】
ガードインターバル２０３は、データ２０４の区切りに挿入される信号である。ガードインターバル２０３は、既知の信号波形を含み、例えば、６４ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号を含む。
【００２５】
データ２０４は、ブロック単位により誤り訂正符号化されたデータビット列をＰＳＫ変調またはＱＡＭ変調により変調したシンボル列を含む。なお、ＰＳＫ変調には、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８−ＰＳＫを含み、ＱＡＭ変調には、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭを含む。
【００２６】
送信装置において、上記のような信号フォーマットにてデジタル変調された送信信号のシンボル列は、送信帯域制限フィルタとしてルートレイズドコサインフィルタを通した後、ＤＡコンバータによりアナログベースバンド信号に変換される。そして、ＲＦ部にてアナログベースバンド信号がシングルキャリア高周波信号に変換されて電力増幅され、アンテナから送信される。
【００２７】
プリアンブル２０１に用いられる１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列２０５は、種々の生成多項式を用いて生成できる。ここで、生成された１２８ビットの系列において、０と１の数が同じであれば、ＢＰＳＫの信号点−１と１にマッピングすると平均値は０となり、ＤＣ成分を含まない信号となる。しかし、１２８ビットの系列において、０と１の数に偏りが生じると、ＢＰＳＫの信号点−１と１にマッピングされた信号の平均値は０とならず、ＤＣ成分を含む信号となる。
【００２８】
ここでは、シングルキャリア信号のプリアンブル２０１において既知信号波形として用いられるＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号は、ＤＣ成分を含む系列である。シングルキャリア信号を用いて通信する通信規格において採用が検討されているＧｏｌａｙ系列としては、ＢＰＳＫ変調した信号にてＤＣ成分を含む系列が存在する。
【００２９】
図１は、本発明の実施形態に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。受信装置は、ＲＦ部１０１、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１０２、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１０３、復調部１１２を含む。また、受信装置は、固定オフセット発生部１０４、第１オフセット加算器１０５、相関演算部１０６、相関ピーク間位相差検出部１０７、周波数補正量算出部１０８、周波数補正部１１１を含む。また、受信装置は、残留ＤＣオフセット推定部１０９、第２オフセット加算器１１０を含む。
【００３０】
ＲＦ部１０１は、シングルキャリア高周波信号をダイレクトコンバージョンによりベースバンド信号に周波数変換する。ハイパスフィルタ１０２は、ＤＣ成分を除去するフィルタとして機能し、ベースバンド信号の低周波帯域を遮断してＤＣ成分を除去または低減する。ハイパスフィルタ１０２は、例えば、プリアンブル２０１と、ガードインターバル２０３及びデータ２０４とでは、異なるフィルタ特性を用いる。つまり、信号フォーマットの各領域によってフィルタ特性を切替可能になっている。
【００３１】
ＡＤコンバータ１０３は、ＤＣ成分を除去または低減されたベースバンド信号をデジタル信号に変換する。復調部１１２は、デジタル信号の変調信号を復調し、受信データを取得する。
【００３２】
固定オフセット発生部１０４は、既知のＧｏｌａｙ系列に含まれるＤＣ成分に相当するオフセット（固定ＤＣオフセット）を発生する。固定オフセット発生部１０４は、信号フォーマットの各領域に用いられるＧｏｌａｙ系列に対応して、それぞれの系列に含まれるＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを切り替えて発生する。例えばプリアンブル２０１とガードインターバル２０３とでは、固定ＤＣオフセットを切り替えて発生する。
【００３３】
固定ＤＣオフセットは、Ｇｏｌａｙ系列のＤＣ成分の平均値により求められる。プリアンブル２０１のようにＧｏｌａｙ系列２０５を複数回繰り返す場合は、系列１つ分におけるＤＣ成分の平均値によって固定ＤＣオフセットを設定する。
【００３４】
第１オフセット加算器１０５は、ＡＤコンバータ１０３の出力に固定オフセット発生部１０４にて発生された固定ＤＣオフセットを加算する。上記固定オフセット発生部１０４、第１オフセット加算器１０５が固定ＤＣオフセット加算部の機能を実現する。なお、既知信号波形として用いられるＧｏｌａｙ系列が、ＢＰＳＫ変調信号においてＤＣ成分を含まない場合は、固定ＤＣオフセットが０となる。
【００３５】
相関演算部１０６は、既知のＧｏｌａｙ系列を保持しており、既知信号波形の受信信号との相互相関をとる相関演算を行う。相関演算部１０６は、例えばプリアンブル２０１、ガードインターバル２０３の既知信号波形の受信信号について、スライディング相関処理によって相関値（相関ベクトル）を求める。相関を求める既知信号波形の受信信号は、ＡＤ変換前にＤＣ成分を除去または低減された後、Ｇｏｌａｙ系列に含まれるＤＣ成分のオフセットが付加された信号である。
【００３６】
相関ピーク間位相差検出部１０７は、相関演算部１０６からの相関出力に基づき、相関ピーク間の位相差を検出する。周波数補正量算出部１０８は、相関ピーク間位相差検出部１０７にて検出された相関ピーク間の位相差に基づき、キャリア周波数オフセットを推定し、位相差をゼロにする周波数補正量（補正ベクトル）を算出する。上記相関ピーク間位相差検出部１０７、周波数補正量算出部１０８がキャリア周波数オフセット推定部の機能を実現する。キャリア周波数オフセットの推定は、プリアンブル２０１を用いている。周波数補正部１１１は、ＡＤコンバータ１０３の出力に周波数補正量（補正ベクトル）を乗算してキャリア周波数オフセットを補正する。
【００３７】
残留ＤＣオフセット推定部１０９は、相関演算部１０６からの相関出力における残留ＤＣオフセットを推定し、残留ＤＣオフセットを０にする補正値を算出する。残留ＤＣオフセットの推定は、ガードインターバル２０３及びデータ２０４を用いるのが好ましい。第２オフセット加算器１１０は、残留ＤＣオフセット推定部１０９にて算出した残留ＤＣオフセット補正値を、ＡＤコンバータ１０３の出力に加算する。上記第２オフセット加算器１１０がＤＣオフセット補正部の機能を実現する。
【００３８】
次に、本実施形態の受信装置における動作を詳細に説明する。
アンテナにて受信されたシングルキャリア高周波信号は、ＲＦ部１０１にてダイレクトコンバージョンによりダウンコンバートされてベースバンド信号に変換される。ダイレクトコンバージョンにより周波数変換されたベースバンド信号には、セルフミキシングによるＤＣオフセットが生じており、ＡＤコンバータ１０３の入力レンジを超えるようなレベルである。
【００３９】
上述のダイレクトコンバージョンによるＤＣオフセットを取り除くため、ベースバンド信号はハイパスフィルタ１０２を通してＤＣ成分を除去してからＡＤコンバータ１０３に入力する。キャリア周波数オフセットの推定及び補正は、信号フォーマットにおけるプリアンブル２０１を用いるのが好ましい。プリアンブル２０１の信号は、Ｇｏｌａｙ系列のＤＣ成分を含んでいるが、ハイパスフィルタ１０２によってＤＣ成分が除去され、ダイナミックレンジを下げた状態においてＡＤコンバータ１０３に入力される。ハイパスフィルタ１０２通過後のベースバンド信号は、ＡＤコンバータ１０３にてデジタル信号に変換されて出力される。
【００４０】
ＤＣオフセットが除去されたデジタル信号は、プリアンブル２０１においては、ダイレクトコンバージョンによるＤＣオフセット以外にも、信号成分として必要なプリアンブル２０１のＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分も除去されている。
本実施形態では、固定オフセット発生部１０４にて既知のＧｏｌａｙ系列に含まれるＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを発生し、第１オフセット加算器１０５にてＡＤコンバータ１０３の出力のデジタル信号に固定ＤＣオフセットを加算する。プリアンブル２０１を用いてキャリア周波数オフセットを推定する場合、固定オフセット発生部１０４はプリアンブル２０１のＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを発生する。
【００４１】
第１オフセット加算器１０５の出力は相関演算部１０６に入力され、相互相関をとる相関演算が行われる。相関演算部１０６はプリアンブル２０１のＧｏｌａｙ系列を用いて入力信号との相互相関を求める。
【００４２】
図３は、プリアンブル２０１の信号に関するキャリア周波数オフセット推定の動作を説明する図であり、Ｇｏｌａｙ系列の相関ベクトルの一例を示した模式図である。図３において、（Ａ）は相関演算部１０６の出力の相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルのピーク毎の位相を時系列において表した図、（Ｃ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図である。
【００４３】
相関演算部１０６では、入力信号Ｒ（ｔ）と既知のＧｏｌａｙ系列Ｇ（ｔ）とのスライディング相関処理を行い、相関ベクトルＣ（ｔ）を出力する。
【００４４】
Ｃ（ｔ）＝ΣＲ（ｔ）Ｇ（ｔ）＊      …（１）
ここで、＊は複素共役を表す。
【００４５】
相関ベクトルＣ（ｔ）は、プリアンブル２０１内のＧｏｌａｙ系列２０５の繰り返し周期Ｔ毎に相関ベクトルのピークが現れる。図３（Ａ）に示すように、相関ベクトル３０５は、Ｇｏｌａｙ系列２０５の繰り返し周期Ｔによってピーク３０１、３０２、３０３、３０４を持つ波形となる。ピーク振幅を正規化すると、相関ベクトルＣ（ｔ）は以下のようになる。
【００４６】
Ｃ（ｔ）＝１    （ｔ＝ｋＴの場合、ｋは繰り返し数）
０    （その他の場合）                  …（２）
【００４７】
入力信号にキャリア周波数オフセットΔｆがあると、相関ベクトルＣ（ｔ）は以下のようになる。
【００４８】
Ｃ（ｔ）＝ΣＲ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ）Ｇ（ｔ）＊
＝ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｋＴ）    （ｔ＝ｋＴの場合）
０    （その他の場合）                  …（３）
【００４９】
よって、ピークタイミング（ｔ＝ｋＴの場合）での相関ベクトルＣ（ｔ）は、キャリア周波数オフセットΔｆに比例した位相回転が起こる。図３（Ｂ）に示すように、繰り返し周期Ｔ毎のピークタイミングにおいて、ピークの相関ベクトルＣ（ｋＴ）つまりピーク３０１、３０２、３０３、３０４では、キャリア周波数オフセットに比例して順に位相が回転する。
【００５０】
相関ピーク間位相差検出部１０７では、相関演算部１０６より出力される相関ベクトルを入力し、ピークタイミングにおける相関ベクトル間の位相差Δθを求める。図３（Ｃ）に示すように、入力信号にキャリア周波数オフセットΔｆがある場合、相関ベクトルのピーク３０１、３０２、３０３、３０４は、ＩＱ平面上において原点を中心に位相差Δθずつ位相回転する。
【００５１】
周波数補正量算出部１０８では、相関ベクトルのピーク間の位相差Δθに基づき、キャリア周波数オフセットを補正するための周波数補正量として、補正ベクトルを算出する。相関ベクトルのピーク間の位相差Δθの平均値と繰り返し周期Ｔとから、キャリア周波数オフセットΔｆが推定できる。
【００５２】
Δθ＝（ａｒｇ（Ｃ（ｋＴ））−ａｒｇ（Ｃ（（ｋ−１）Ｔ）））／Ｔ
＝２πΔｆｋＴ−２πΔｆ（ｋ−１）Ｔ
＝２πΔｆ                          …（４）
【００５３】
すなわち、周波数補正量算出部１０８は、相関ベクトル間の位相差Δθからキャリア周波数オフセットΔｆを求め、キャリア周波数オフセットΔｆをキャンセルする補正ベクトルを算出する。
【００５４】
算出された補正ベクトルは、周波数補正部１１１にてＡＤコンバータ１０３の出力に乗算され、キャリア周波数オフセットが補正される。キャリア周波数オフセットが補正されたベースバンド信号の受信信号は、復調部１１２にて復調処理が行われ、受信データが復調される。
【００５５】
図４は、比較のために固定ＤＣオフセットを付加しない信号によるＧｏｌａｙ系列の相関ベクトルの一例を示した模式図である。図４の例は、ハイパスフィルタにてＤＣ成分が除去された信号について、固定ＤＣオフセットを加算せずに、そのまま相関演算した例である。図４において、（Ａ）は相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図である。
【００５６】
図３と同様、相関ベクトル４０５は、図４（Ａ）に示すように、プリアンブル２０１内のＧｏｌａｙ系列２０５の繰り返し周期Ｔ毎にピーク４０１、４０２、４０３、４０４を持つ波形となる。ＤＣ成分が除去されているため、本来信号成分として必要なＤＣ成分が逆オフセットとして生じているように見える。このため、ピークタイミング以外の相関ベクトル（相関ベクトルのサイドローブ）に負の振幅が現れている。
【００５７】
図４（Ｃ）に示すように、入力信号にキャリア周波数オフセットがある場合、相関ベクトルのピーク４０１、４０２、４０３、４０４は、位相回転を起こすが、ＤＣ成分の逆オフセットにより回転中心がＩＱ平面の原点からずれてしまう。このため、正確にピーク間の位相差を求めることが困難になる。
【００５８】
一方、前述した図３の例では、Ｇｏｌａｙ系列の信号成分として必要な固定ＤＣオフセットを加算してから、相関演算部１０６にて相関演算する。図３（Ａ）に示すように、ピークタイミング以外の相関ベクトル３０５の振幅は平均値が０となり、図３（Ｃ）に示すように、相関ベクトルのピーク３０１、３０２、３０３、３０４がＩＱ平面の原点を中心に位相回転する。このため、正しくピーク間の位相差を求めることができ、精度良くキャリア周波数オフセットを推定できる。
【００５９】
また、相関演算部１０６から出力されるピークタイミング以外の相関ベクトル（相関ベクトルのサイドローブ）は、残留ＤＣオフセット推定部１０９に入力される。残留ＤＣオフセットの推定は、信号フォーマットにおけるガードインターバル２０３を用い、これに続くデータ２０４において残留ＤＣオフセットを補正するのが好ましい。
【００６０】
ガードインターバル２０３及びデータ２０４においては、ハイパスフィルタ１０２のフィルタ特性をプリアンブル２０１の場合と切り替える。ハイパスフィルタ１０２のカットオフ周波数の切り替えによって、ハイパスフィルタ１０２の出力よりＤＣ成分が生じることがある。信号中のＤＣ成分の時間変動が残留ＤＣオフセットして現れる。ガードインターバル２０３及びデータ２０４では、プリアンブル２０１のようにハイパスフィルタ１０２にてＤＣ成分を完全に除去せず、フィルタの時定数を長く（カットオフ周波数を低く）して、ＤＣ成分を一部通過させる。これは、データ２０４の信号の復調性能を確保するためである。
【００６１】
固定オフセット発生部１０４では、ガードインターバル２０３のＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを発生する。ハイパスフィルタ１０２のフィルタ特性も考慮に入れて、事前にＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分の平均値と回路特性から求めた固定ＤＣオフセットを設定する。
【００６２】
図５は、ガードインターバル２０３の信号に関する残留ＤＣオフセット推定の動作を説明する図であり、Ｇｏｌａｙ系列の相関ベクトルの一例を示した模式図である。図５は相関演算部１０６の出力の相関ベクトルの振幅を時系列において表した図である。相関演算部１０６はガードインターバル２０３のＧｏｌａｙ系列を用いて入力信号との相互相関を求める。
【００６３】
残留ＤＣオフセット推定部１０９では、ピークタイミング以外の相関ベクトル５０１、すなわち相関ベクトル５０１のサイドローブの平均値から、残留ＤＣオフセットΔＶを推定する。残留ＤＣオフセットΔＶがない場合は、相関ベクトル５０２のように、ピークタイミング以外の平均値が０となる。そして、推定した残留ＤＣオフセットΔＶに基づき、オフセット量を０にする残留ＤＣオフセット補正値を算出する。
【００６４】
算出された残留ＤＣオフセット補正値は、第２オフセット加算器１１０にてＡＤコンバータ１０３の出力に加算され、残留ＤＣオフセットが補正される。
【００６５】
プリアンブル２０１を用いてキャリア周波数オフセットを推定する場合と、ガードインターバル２０３を用いて残留ＤＣオフセットを推定する場合とでは、上記のようにハイパスフィルタ１０２、固定オフセット発生部１０４、および相関演算部１０６のパラメータを切り替える。つまり、キャリア周波数オフセットを推定する信号フォーマットの領域（たとえば、プリアンブル２０１）と、残留ＤＣオフセットを推定する信号フォーマットの領域（たとえば、ガードインターバル２０３）とでは、領域ごとにハイパスフィルタ１０２のフィルタ特性を切り替える。また、処理対象となる既知信号の系列に対応して、固定オフセット発生部１０４の固定ＤＣオフセットの値を切り替え、相関演算部１０６にて相互相関を求めるための系列を切り替える。
【００６６】
上述したように、本実施形態では、シングルキャリア信号における既知のプリアンブルのベースバンド信号について、ハイパスフィルタを通してダイレクトコンバージョンにより生じたＤＣオフセット成分を除去した後、キャリア周波数オフセットを推定する。シングルキャリア信号のプリアンブルにおいて、信号自体にＤＣ成分を含む場合、ＤＣオフセット成分を除去して相関ベクトルを求めると、キャリア周波数オフセットを正確に推定困難である。そこで、本実施形態では、プリアンブルの既知信号波形のＤＣ成分を加算してから相関ベクトルを求めることにより、精度良くキャリア周波数オフセットを推定できる。
【００６７】
また、残留ＤＣオフセットの推定は、例えば、ガードインターバルに含まれる既知信号を用いているが、シングルキャリア信号の信号自体にＤＣ成分を含むことがある。本実施の形態の受信装置は、ＡＤ変換前にハイパスフィルタを通してＤＣオフセット成分を除去し、ＡＤ変換後の信号に既知信号波形のＤＣ成分を加算するため、精度良く残留ＤＣオフセットを推定できる。
【００６８】
また、伝送速度が高速なミリ波無線通信システムにおいては、高速に動作するＡＤコンバータのダイナミックレンジに制限があり、ＤＣオフセットを含んだ受信信号を歪みなくデジタル変換することが難しい。本実施形態では、ＡＤ変換前にハイパスフィルタを通してＤＣオフセット成分を除去し、ＡＤ変換後の信号に既知信号波形のＤＣ成分を加算する。これによって、既知信号の相関ベクトルの算出、並びに、キャリア周波数オフセット及び残留ＤＣオフセットの推定を精度良く実行できる。また、ＤＣオフセットの補正において、ＡＤコンバータのダイナミックレンジの制限にも対応できる。
【００６９】
したがって、本実施形態によれば、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号を受信する装置において、キャリア周波数オフセットの推定及び補正、残留ＤＣオフセットを精度良く補正できる。また、ＲＦ部にダイレクトコンバージョンを用いても簡易な構成によってＤＣオフセットを除去できる。
【００７０】
なお、本発明は、本発明の趣旨ならびに範囲を逸脱することなく、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者が様々な変更、応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
【００７１】
上記各実施形態では、ハードウェアを用いた構成を例にとって説明したが、本発明はハードウェアとの連携においてソフトウェアによっても実現できる。
【００７２】
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
【００７３】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＬＳＩ内部の回路セルの接続及び設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
【００７４】
また、各機能ブロックの演算は、例えばＤＳＰまたはＣＰＵを含む計算手段を用いて演算できる。さらに、各機能の処理ステップは、プログラムとして記録媒体に記録して実行できる。
【００７５】
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、別技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適応が可能性としてありえる。
【産業上の利用可能性】
【００７６】
本発明は、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる効果、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる効果を有する。本発明は、シングルキャリア信号により通信する無線通信装置に適用される受信装置等として有用であり、例えば、シングルキャリア通信に用いるキャリア周波数オフセット補正及びＤＣオフセット補正回路として、小回路規模・低消費電力が要求されるモバイル通信を含む無線通信機器全般に広く適用できる。
【符号の説明】
【００７７】
１０１  ＲＦ部
１０２  ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
１０３  ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
１０４  固定オフセット発生部
１０５  第１オフセット加算器
１０６  相関演算部
１０７  相関ピーク間位相差検出部
１０８  周波数補正量算出部
１０９  残留ＤＣオフセット推定部
１１０  第２オフセット加算器
１１１  周波数補正部
１１２  復調部
２０１  プリアンブル
２０２  伝送路推定用フィールド
２０３  ガードインターバル（ＧＩ）
２０４  データ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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