(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための装置であって、
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部と、
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのＬＬＲ計算部と、
計算されたＬＬＲに基づいてＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部とを備え、
前記処理後有効ノイズ分散推定部は、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部と、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部と、
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部を備え、
前記処理後有効ノイズ分散計算部は、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する、
【数８４】
0005400857.tif 000087

式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数８５】
0005400857.tif 000088

は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である
ことを特徴とする装置。
【請求項２】
前記ＬＬＲ計算部は、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算する、
【数８６】
0005400857.tif 000089

式中、
【数８７】
0005400857.tif 000090

は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数８８】
0005400857.tif 000091

は受信信号を示す
ことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記装置は、６０ＧＨｚミリ波無線通信に適用されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の装置。
【請求項４】
低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための方法であって、
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するためのステップと、
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのステップと、
計算されたＬＬＲに基づいてＬＤＰＣ復号化を実行するためのステップとを含み、
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための前記ステップは、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するステップと、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するステップと、
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するステップを含み、
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する前記ステップは、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する、
【数８９】
0005400857.tif 000092

式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数９０】
0005400857.tif 000093

は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である
ことを特徴とする方法。
【請求項５】
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲを計算する前記ステップは、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算する、
【数９１】
0005400857.tif 000094

式中、
【数９２】
0005400857.tif 000095

は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数９３】
0005400857.tif 000096

は受信信号を示す
ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための受信端末であって、
信号を受信するための受信部と、
受信信号を周波数領域等化（ＦＤＥ）処理するためのＦＤＥ処理部と、
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部と、
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのＬＬＲ計算部と、
計算されたＬＬＲに基づいてＦＤＥ処理済み信号にＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部とを備え、
前記処理後有効ノイズ分散推定部は、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部と、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部と、
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部を備え、
前記処理後有効ノイズ分散計算部は、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する、
【数９４】
0005400857.tif 000097

式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数９５】
0005400857.tif 000098

は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である
ことを特徴とする受信端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、短距離無線通信の分野に関し、より詳細には、６０ＧＨｚミリ波無線通信におけるＬＤＰＣ復号化のための装置、方法、および受信端末に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄおよび８０２．１５．３ｃでは、シングルキャリアブロック伝送（ＳＣＢＴ）（ＳＣ−ＦＤＥとも呼ばれる）および直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）が２つの物理層（ＰＨＹ）伝送方式として採用されている。ＳＣＢＴは、ＯＦＤＭと比べて、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が低く、搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）に対する感度が低い。ＳＣ−ＦＥＤは、周波数領域等化（ＦＤＥ）を使用することによって、ＯＦＤＭに匹敵する受信機の複雑度を有し、マルチパス効果によって生じる符号間干渉（ＩＳＩ）を十分抑えることができる。こうした事実のため、ＳＣ−ＦＤＥは、６０ＧＨｚで動作する高データレート、高性能のミリ波（ＭＭＷ）ＷＬＡＮ／ＷＰＡＮをサポートする１つの重要な技術とみなされている。シングルキャリア周波数領域等化（ＳＣ−ＦＤＥ）は、６０ＧＨｚの通信に関する仕様であるＩＥＥＥ８０２．１１ａｄおよび８０２．１５．３ｃでの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）の代替として標準化されている。さらに、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）コードを使用して、所望の復号の複雑度を有するＭＭＷ  ＷＬＡＮ／ＷＰＡＮにおいてマルチギガビット伝送をサポートすることができる。
【０００３】
一般に、ＬＤＰＣ符号化には、従来のターボ符号化に比べ、非常に高いレートのデータ伝送に適している、エラー検出および修正の能力が強力である、復号の複雑度が低く、符号化レートおよびブロック長さが柔軟であるという利点がある。しかし、ＳＣ−ＦＤＥでＬＤＰＣ復号化を実行するには、対数尤度比（ＬＬＲ）は既知でなければならない。ＬＬＲ計算は、ＦＤＥのために変わる有効なチャネル利得およびノイズ電力の推定を伴う。
【０００４】
図１は、ＬＤＰＣ復号化のための従来のＳＣ−ＦＤＥ受信機１００を示すブロック図である。図１に示すように、受信されたデータストリームは、まず、パルスフィルタ１０１でパルスフィルタ処理される。次いで、デマルチプレクサ１０３は、チャネル推定を容易にするために、ペイロードデータからプリアンブルを多重分離する。チャネル周波数応答推定部１０９およびノイズ分散推定部１１１は、プリアンブルに従ってそれぞれチャネル周波数応答（ＣＦＲ）および信号対雑音比（ＳＮＲ）を推定する。ガードインターバル（ＧＩ）除去装置１０５でのガードインターバル除去の後、ＦＦＴ部１０７は、ペイロードデータに高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行して、データを時間領域から周波数領域に移行させる。次いで、ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ１１３は、ＦＦＴ処理されたデータに最小平均二乗誤差ＦＤＥ（ＭＭＳＥ−ＦＤＥ）を実行して、プリアンブルで推定されたＣＦＲおよびＳＮＲに基づいて計算されるＭＭＳＥ−ＦＤＥ係数に基づいてＩＳＩを除去する。ＭＭＳＥ−ＦＤＥがゼロフォーシングＦＤＥ（ＺＦ−ＦＤＥ）よりかなり良好な性能を呈するので、ここではＭＭＳＥ−ＦＤＥのみを考慮することを言及しておく。ＺＦ−ＦＤＥも適用できることは、明らかである。その後、ＩＦＦＴ部１１５は、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を実行して、ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ１１３から出力されたデータストリームを周波数領域から時間領域に戻す。ＬＬＲ計算部１１７は、プリアンブルで推定されたＣＦＲおよびＳＮＲに基づいてＬＬＲを計算し、所望のビットストリームを得るためにコンステレーションデマッピングおよびＬＤＰＣ復号化を実行するＬＤＰＣ復号部１１９にＬＬＲを転送する。
【０００５】
ｓを符号化済みビットと仮定し、ここではｓ∈｛０，１｝である。ＬＤＰＣ符号化済みビットストリームは、対称２元系列である。したがって、非特許文献１を参照することによって、
【数１】
0005400857.tif 000002
が得られ、式中、
【数２】
0005400857.tif 000003
、αおよび
【数３】
0005400857.tif 000004
はそれぞれ、受信されたデータシンボル、有効チャネル利得、およびノイズ電力を表す。プリアンブルはチャネル推定のためだけに使用され、ペイロードデータと共に等化されないため、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄ／１５．３ｃで使用されている従来の方法は、プリアンブルで推定されたＣＦＲおよびノイズ分散をＬＬＲ計算部に直接入力するためのものである。図１に示すように、チャネル周波数応答推定部１０９およびノイズ分散推定部１１１からの出力は、ＬＬＲ計算のためにＬＬＲ計算部１１７に直接入力される。
【０００６】
明らかに、この方法では、チャネル周波数応答およびノイズ分散がＦＤＥのために変化するにつれて、正確なソフト情報をＬＤＰＣ復号化に提供できなくなる。
【０００７】
非特許文献２は、ＳＣ−ＦＤＥにおけるＬＤＰＣ復号化のための仮想チャネル（ＶＣ）ベースのＬＬＲ計算方法を提案する。非特許文献２において提案されるＶＣベースの方法は、いわゆるユニークワード（ＵＷ）を使用し、処理後有効チャネル状態を追跡するために、ＦＦＴ、ＦＤＥ、およびＩＦＦＴによって引き出される効果を考慮に入れる。
【０００８】
図２は、非特許文献２で提案されるＶＣベースのＬＬＲ計算方法を使用したＬＤＰＣ復号化のための受信機２００を示すブロック図である。図２に示すパルスフィルタ２０１、デマルチプレクサ２０３、ガードインターバル除去部２０５、ＦＦＴ部２０７、チャネル周波数応答推定部２０９、ノイズ分散推定部２１１、ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ２１３、ＩＦＦＴ部２１５、ＬＬＲ計算部２１７、およびＬＤＰＣ復号部２１９は、図１に示すパルスフィルタ１０１、デマルチプレクサ１０３、ガードインターバル除去部１０５、ＦＦＴ部１０７、チャネル周波数応答推定部１０９、ノイズ分散推定部１１１、ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ１１３、ＩＦＦＴ部１１５、ＬＬＲ計算部１１７、およびＬＤＰＣ復号部１１９と類似しており、ここではその詳細な説明は省略する。
【０００９】
図２に示すように、受信機２００は、ＩＦＦＴ部２１５から出力された信号から、それぞれ処理後有効チャネル利得および処理後有効ノイズ電力を推定し、推定された処理後有効チャネル利得および処理後有効ノイズ電力をＬＬＲ計算部２１７に入力して、数式（１）に従ってＬＬＲを得るための処理後有効チャネル利得推定部２２１および処理後有効ノイズ電力推定部２２３をさらに備える。
【００１０】
図３は、従来の周期的プリフィックス（ＣＰ）ベースのフレーム構造およびＵＷベースのフレーム構造を示し、ＴＧ、ＴＤ、およびＴＦＦＴはそれぞれ、ＧＩ、データブロック、およびＦＦＴブロックの長さを表す。従来のＣＰベースのフレーム構造とＵＷベースのフレーム構造との間の違いは、非常に簡単である。図３に示すように、従来のフレーム構造では、ＣＰは、単に各データブロックの最後の部分からコピーされる。したがって、ＴＦＦＴ＝ＴＧが得られる。ＵＷベースのフレーム構造では、隣接する２つのデータブロックの間に疑似乱数バイポーラ系列が挿入される。各ＦＦＴブロックがデータブロックおよび付属のＵＷを含むため、ＴＦＦＴ＝ＴＧ＋ＴＤが得られる。したがって、ＵＷのＦＦＴブロック当たりのスペクトル効率は、次のように計算される。
【数４】
0005400857.tif 000005
明らかに、ＵＷベースのフレーム構造はＦＦＴブロック当たりのＣＰベースの方式（η＝1）よりスペクトル的に効率的ではないことがわかる。
【００１１】
次に、ＵＷを使用したＬＬＲパラメータの推定を簡単に紹介する。
【００１２】
受信機端で、受信された時間領域信号は、次のように書くことができ、
【数５】
0005400857.tif 000006
式中、ｘ（ｔ）は送信信号であり、ｈ（ｔ）はチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を示し、ｎ（ｔ）は分散σ２の付加白色ガウスノイズである。ここで、
【数６】
0005400857.tif 000007
は、畳み込み積演算を表す。
【００１３】
図２に示すＦＦＴ、ＦＤＥ、およびＩＦＦＴの後、最終的な出力信号は、次のようにモデリングすることができ（ＩＳＩがＦＤＥによって十分抑えられると仮定する）、
【数７】
0005400857.tif 000008
αおよび
【数８】
0005400857.tif 000009
は、処理後有効チャネル利得、および分散
【数９】
0005400857.tif 000010
の処理後有効ノイズを示す。ダウンサンプリングの後、（４）を離散形式で書き直すことができ、すなわち、
【数１０】
0005400857.tif 000011
となり、式中、ｋは、時間指数を表す。
【００１４】
上述したように、ＵＷは、｛＋１，−１｝からの要素を有する疑似乱数バイポーラ系列から成る。元の記号（＋または−）に応じて、等化されたＵＷは、それぞれ「＋」の部分列、すなわち、
【数１１】
0005400857.tif 000012
および「−」の部分列
【数１２】
0005400857.tif 000013
に分類することができる。非特許文献２を参照することによって、ＵＷを介して処理後有効チャネル利得およびノイズ電力を
【数１３】
0005400857.tif 000014
および
【数１４】
0005400857.tif 000015
と推定することができる。（８）および（９）を（１）に代入することによって、ＬＤＰＣ復号化のためのＬＬＲが得られる。
【００１５】
ＵＷの長さの制限、ＵＷの挿入によるＳＮＲの低下、従来の方式と比較した際のスペクトル効率の低さに起因して、ＶＣベースの方式によって得られる性能の向上が制限されることが上記の概説からわかる。こうしたことは、ＵＷが実際のペイロードデータ伝送のために用意された帯域幅を占めるために起きる。
【００１６】
したがって、システムスペクトル効率を保ちながら、誤り修正性能を向上させる新しいＬＤＰＣ復号化方法を必要とする。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】J. Hou, P. H. Siegel, and L. B. MilsteinによるPerformance analysis and code optimization oflow density parity-check codes on Rayleigh fading channels（レイリーフェージングチャネル上の低密度パリティ検査コードの性能解析およびコード最適化）、（IEEE Journal on Selec. Areas inComm.）、第１９巻、２００１年５月、９２４〜９３４頁
【非特許文献２】M. Lei, S. Zhang, K. Chen, Y. Huang, X. Wu, and L.YanによるVirtual channel based LLRcalculation for LDPC coded SC-FDE system in 60-GHz WPAN（６０ＧＨｚ  ＷＰＡＮにおけるＬＤＰＣ符号化ＳＣ−ＦＤＥシステムでの仮想チャネルベースのＬＬＲ計算）、ＩＥＥＥグローブコム（IEEE Globecom）２００８年、２００８年１２月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
従来技術の欠点を鑑み、本発明は、ＬＬＲパラメータを計算するための非仮想チャネル（ＮＶＣ）ベースの方法を提案する。ＮＶＣは、ＵＷの挿入なく処理後有効チャネル利得およびノイズ電力が直接算出されることを意味する。
【００１９】
本発明の第１の態様によれば、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための装置が提供され、この装置は、受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部と、推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのＬＬＲ計算部と、計算されたＬＬＲに基づいてＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部とを備える。
【００２０】
好ましくは、処理後有効ノイズ分散推定部は、受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部と、受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部と、チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部とを備える。
【００２１】
好ましくは、処理後有効ノイズ分散計算部は、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算し、
【数１５】
0005400857.tif 000016
式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数１６】
0005400857.tif 000017
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である。
【００２２】
好ましくは、ＬＬＲ計算部は、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算し、
【数１７】
0005400857.tif 000018
式中、
【数１８】
0005400857.tif 000019
は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数１９】
0005400857.tif 000020
は受信信号を示す。
【００２３】
好ましくは、この装置は、６０ＧＨｚミリ波無線通信に適用される。
【００２４】
本発明の第２の態様によれば、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための方法が提供され、この方法は、受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するためのステップと、推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのステップと、計算されたＬＬＲに基づいてＬＤＰＣ復号化を実行するためのステップとを含む。
【００２５】
好ましくは、受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するためのステップは、受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するステップと、受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するステップと、チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するステップとを含む。
【００２６】
好ましくは、チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するステップは、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算し、
【数２０】
0005400857.tif 000021
式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数２１】
0005400857.tif 000022
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である。
【００２７】
好ましくは、推定された処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲを計算するステップは、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算し、
【数２２】
0005400857.tif 000023
式中、
【数２３】
0005400857.tif 000024
は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数２４】
0005400857.tif 000025
は受信信号を示す。
【００２８】
好ましくは、この方法は、６０ＧＨｚミリ波無線通信に適用される。
【００２９】
本発明の第３の態様によれば、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための受信端末が提供され、この受信端末は、信号を受信するための受信部と、受信信号を周波数領域等化（ＦＤＥ）処理するためのＦＤＥ処理部と、受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部と、推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのＬＬＲ計算部と、計算されたＬＬＲに基づいてＦＤＥ処理済み信号にＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部とを備える。
【００３０】
好ましくは、処理後有効ノイズ分散推定部は、受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部と、受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部と、チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部とを備える。
【００３１】
好ましくは、処理後有効ノイズ分散計算部は、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算し、
【数２５】
0005400857.tif 000026
式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数２６】
0005400857.tif 000027
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である。
【００３２】
好ましくは、ＬＬＲ計算部は、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算し、
【数２７】
0005400857.tif 000028
式中、
【数２８】
0005400857.tif 000029
は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数２９】
0005400857.tif 000030
はＦＤＥ処理済み信号を示す。
【００３３】
好ましくは、ＦＤＥ処理部は、パルスフィルタリング、多重分離、ガードインターバル（ＧＩ）除去、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、最小平均二乗誤差ＦＤＥ（ＭＭＳＥ−ＦＤＥ）、および逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を実行する。
【００３４】
好ましくは、ＦＤＥ処理部は、パルスフィルタリング、多重分離、ガードインターバル（ＧＩ）除去、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、ゼロフォーシングＦＤＥ（ＺＦ−ＦＤＥ）、および逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を実行する。
【００３５】
好ましくは、この受信端末は、６０ＧＨｚミリ波無線通信に適用される。
【発明の効果】
【００３６】
本発明によれば以下の効果が得られる。
・より正確に計算された処理後有効チャネル利得およびノイズ分散を提供することができる。
・ＬＤＰＣ復号化のための受信機に、より正確なＬＬＲ情報を提供することができる。
・様々なＳＣ−ＦＤＥフレーム構造に柔軟に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
本発明のこれらおよび他の目的、特徴、および利点は、添付の図面を参照する以下に提示する本発明の実施形態から明らかになる。
【００３８】
【図１】ＬＤＰＣ復号化のための従来のＳＣ−ＦＤＥ受信機１００を示すブロック図である。
【図２】ＶＣベースのＬＬＲ計算方法を使用したＬＤＰＣ復号化のための受信機２００を示すブロック図である。
【図３】ＳＣ−ＦＤＥでの従来のフレーム構造およびＵＷベースのフレーム構造を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態によるＬＤＰＣ復号化のためのＳＣ−ＦＤＥ受信機４００を示すブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態によるＬＤＰＣ復号化方法を示すフローチャートである。
【図６】様々なＬＬＲ計算方法を使用することによってＬＤＰＣ符号化を実行するＳＣ−ＦＤＥのビット誤り率（ＢＥＲ）の性能のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態によるＬＰＤＣ装置７００を示す構造ブロック図である。
【図８】本発明の一実施形態による受信端末８００を示す構造ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、本発明について、図面を参照して詳しく説明する。本発明の理解を不必要に不明瞭にしないために、本発明に不要な詳細および機能は省略する。
【００４０】
図４は、本発明の一実施形態によるＬＤＰＣ復号化のためのＳＣ−ＦＤＥ受信機４００を示すブロック図である。図４に示すパルスフィルタ４０１、デマルチプレクサ４０３、ガードインターバル除去部４０５、ＦＦＴ部４０７、チャネル周波数応答推定部４０９、ノイズ分散推定部４１１、ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ４１３、ＩＦＦＴ部４１５、ＬＬＲ計算部４１７、およびＬＤＰＣ復号部４１９は、図１および図２に示すものと機能が類似しており、ここではその詳細な説明は省略する。
【００４１】
図４に示すように、受信機４００は、受信機１００および２００とは、ＬＬＥ計算部４１７および処理後有効ノイズ分散推定部４２１が異なる。より詳細には、処理後有効ノイズ分散推定部４２１は、チャネル周波数応答推定部４０９によって得られたチャネル周波数応答、およびノイズ分散推定部４１１によって得られたノイズ分散に基づいて、処理後有効ノイズ分散を推定し、ＬＬＲ計算部４１７に処理後有効ノイズ分散を出力し、ＬＬＲ計算部４１７は、処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＤＰＣ復号化のためのＬＬＲを計算する。
【００４２】
本発明において、処理後有効ノイズ分散推定部４２１が
【数３０】
0005400857.tif 000031
によって処理後有効ノイズ分散を計算し、式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数３１】
0005400857.tif 000032
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である。
【００４３】
さらに、ＬＬＲ計算部４１７は、
【数３２】
0005400857.tif 000033
によって処理後有効ノイズ分散推定部４２１によって得られる処理後有効ノイズ分散を使用することにより、ＬＬＲを計算するという点で、ＬＬＲ計算部１１７およびＬＬＲ計算部２１７とは異なり、式中、
【数３３】
0005400857.tif 000034
は、ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ４１３の出力信号である。
【００４４】
図５は、本発明の一実施形態によるＬＤＰＣ復号化方法５００を示すフローチャートである。
【００４５】
図５に示すように、ステップＳ５０１で、受信信号におけるプリアンブルからチャネル周波数応答が推定される。
【００４６】
ここで、チャネル周波数応答は、プリアンブルから直接に推定され、これは、図１に示すチャネル推定部において行うことができる。
【００４７】
その後、ステップＳ５０３で、受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散が推定される。
【００４８】
次に、ステップＳ５０５で、ステップＳ５０１で得られたチャネル周波数応答およびステップＳ５０３で得られたノイズ分散に基づいて、処理後有効ノイズ分散が計算される。
【００４９】
ここで、処理後有効ノイズ分散は、受信信号のＩＦＦＴの後得られたノイズ分散とみなすことができる。
【００５０】
本発明では、
【数３４】
0005400857.tif 000035
によって処理後有効ノイズ分散を計算することができ、式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数３５】
0005400857.tif 000036
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である。
【００５１】
次に、ステップＳ５０７で、
【数３６】
0005400857.tif 000037
によって、ステップＳ５０５で計算された処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲが計算され、式中、
【数３７】
0005400857.tif 000038
は受信信号である。
【００５２】
最後に、ステップＳ５０９で、ステップＳ５０７で計算されたＬＬＲがＬＤＰＣ復号化に使用される。
【００５３】
図５に示すＬＤＰＣ復号方法で使用されるＬＬＲ計算方法の概念（すなわち、図４に示すＬＬＲ計算部４１７および処理後有効ノイズ分散推定部４２１のもの）について、図４に示すシステムモデルを参照して以下で詳しく説明する。
【００５４】
説明を簡単にするために、まず、図４に示すシステムモデルをベクトル形式に書き直す。図４のＣＰ／ＧＩ除去の後、受信されたｋ番目のブロック長Ｎのベクトルｒｋ（ＮはＦＦＴブロックの長さを示す）は、
ｒｋ＝Ｈｋｘｋ＋ｎｋ   （１０）
と表される。ここで、Ｈｋは、時刻ｋのチャネルを表すＮ×Ｎの巡回行列である。より正確には、
【数３８】
0005400857.tif 000039
であり、式中、ｈｍｋは、時刻ｋにおけるＣＩＲのｍ番目の複素タップ係数であり、Ｌは、チャネル長であり、ｘｋは、Ｎ長の送信信号ベクトルであり、ｎｋは、それぞれσ２の分散の無相関、ゼロ平均の複素白色ガウスノイズサンプルを含むＮ長のベクトルである。
【００５５】
ＦＦＴを実行して時間領域サンプルを周波数領域に変換すると、
【数３９】
0005400857.tif 000040
が得られ、式中、Ｆは、
【数４０】
0005400857.tif 000041
に対応し、ここでは、
【数４１】
0005400857.tif 000042
である。
【００５６】
数式（１２）は、
【数４２】
0005400857.tif 000043
と書き直すことができる。ここで、
【数４３】
0005400857.tif 000044
および
【数４４】
0005400857.tif 000045
は、周波数領域サンプルであり、
【数４５】
0005400857.tif 000046
は、ＣＦＲ係数がその対角線の要素である対角行列である。
【００５７】
受信信号と元の信号との間のＭＳＥを最小化するために、ＭＭＳＥ−ＦＤＥが使用される。ＭＭＳＥ−ＦＤＥ係数は、
【数４６】
0005400857.tif 000047
と計算され、式中、ＩＮは、Ｎ×Ｎの単位行列であり、γ＝ρ／σ２は、送信信号電力Ｅ（ｘｋｘｋＨ）＝ρの受信ＳＮＲである。次いで、ＭＭＳＥ−ＦＤＥの出力信号は、
【数４７】
0005400857.tif 000048
として得られる。
【００５８】
結局、ＩＦＦＴを実行して、データサンプルは、周波数領域から時間領域に変換され、すなわち、
【数４８】
0005400857.tif 000049
である。
【００５９】
数式（１５）を数式（１７）に代入することによって、以下が得られる。
【数４９】
0005400857.tif 000050
数式（１９）の第１項は所望の信号であり、第２項は残余ＩＳＩであり、最後の項は増強ノイズサンプルである。ＭＭＳＥ−ＦＤＥはＩＳＩを十分抑えることができるので、数式（１９）の第２項は無視してよい。
【００６０】
したがって、数式（１９）の第２項によって示される残余ＩＳＩが省かれる場合、数式（１９）は、
【数５０】
0005400857.tif 000051
と概算することができ、ここでは、
【数５１】
0005400857.tif 000052
である。数式（２０）から、処理後有効チャネル利得αは実際に１に相当することがわかる。唯一の残りの演算は、処理後有効ノイズ電力
【数５２】
0005400857.tif 000053
を得ることである。
【数５３】
0005400857.tif 000054
の共分散行列は、
【数５４】
0005400857.tif 000055
と計算される。次いで、
【数５５】
0005400857.tif 000056
と計算され、式中、ｔｒ（．）は、行列トレース演算を表す。したがって、ＬＬＲは、
【数５６】
0005400857.tif 000057
と計算される。ここで、数式（２２）におけるＣＦＲ
【数５７】
0005400857.tif 000058
およびノイズ分散σ２は、プリアンブルに基づいて得られる。
【００６１】
残余ＩＳＩを考慮に入れる場合、数式（１９）からの不要な信号（すなわち、第２項）は、
【数５８】
0005400857.tif 000059
と公式で表すことができる。
【００６２】
その結果、
【数５９】
0005400857.tif 000060
が得られる。
【００６３】
データシンボルとノイズサンプルとが無相関であるという事実により、数式（２５）を
Σk=ρBkBkH+σ2FHCkCkHF   （２６）
と簡略化することができ、ここでは、
【数６０】
0005400857.tif 000061
である。
【００６４】
干渉電力（残余ＩＳＩおよび増強ノイズ）も同様に、数式（２２）によって計算することができ、ＬＬＲも同様である。ノイズの増強のみを考慮するシナリオに対して、残余ＩＳＩを考慮に入れることによって得られた性能の向上は、非常に制限されている（ほぼ約０．０５ｄＢ程度）が、計算の複雑さはかなり増大していることをここで言及する価値がある。
【００６５】
図６は、下記の表１に列挙されるシミュレーション条件下での理想的なケース、従来、ＶＣベース、およびＮＶＣベースのＬＬＲ計算方式のＢＥＲ性能のシミュレーション結果を示す図である。
【表１】
0005400857.tif 000062
図６から、本発明がＢＥＲに関して従来の方式およびＶＳベースの方式を上回ることに気づく。例えば、１０−４のＢＥＲレベルおよび１／２のＬＤＰＣ符号化レートで、ＮＶＣベースの方式は、ＶＣベースの方式よりも０．５ｄＢのＳＮＲ利得を示す。この利得は、従来の方法とは異なり、ほぼ２ｄＢに増大する。さらに、ＮＶＣベースの方式の性能は、理想的なケースのものに近づく。例えば、７／８および３／４のＬＤＰＣ符号化レートで、ＮＶＣベースの方式は、理想的なケースとほぼ同じＢＥＲ性能を示す。
【００６６】
次に、下記の表２を参照して、計算の複雑さおよびスペクトル効率に関してＶＣベースのＬＬＲ計算方式とＮＶＣベースのＬＬＲ計算方式とを比較する。
【表２】
0005400857.tif 000063
表２から、ＦＦＴブロック当たり、ＮＶＣベースの方式が、ＶＣベースの方式よりスペクトル的に効率的であるということがわかる。
【００６７】
図７は、本発明の一実施形態によるＬＰＤＣ装置７００を示すブロック図である。
【００６８】
図７に示すように、ＬＰＤＣ装置７００は、受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部７０１と、推定された処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲを計算するためのＬＬＲ計算部７０３と、計算されたＬＬＲに基づいてＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部７０５とを備える。処理後有効ノイズ分散推定部７０１は、受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部７０１１と、受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部７０１３と、チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部７０１５とをさらに備える。
【００６９】
ここで、処理後有効ノイズ分散は、受信信号のＩＦＦＴの後得られたノイズ分散とみなすことができる。
【００７０】
本発明において、処理後有効ノイズ分散計算部７０１５が
【数６１】
0005400857.tif 000064
によって処理後有効ノイズ分散を計算し、式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数６２】
0005400857.tif 000065
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である。
【００７１】
さらに、本発明で、ＬＬＲ計算部７０３は、
【数６３】
0005400857.tif 000066
によって処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲを計算し、式中、
【数６４】
0005400857.tif 000067
は受信信号である。
【００７２】
処理後有効ノイズ分散推定部７０１は、図面においてＬＬＲ計算部７０３に対する個別のユニットとして示されているが、処理後有効ノイズ分散推定部７０１は、個別のユニットとする代わりに、ＬＬＲ計算部７０３に統合することができることを当業者であれば理解されよう。
【００７３】
図８は、本発明の一実施形態による受信端末８００を示すブロック図である。
【００７４】
図８に示すように、受信端末８００は、信号を受信するための受信部８０１と、受信信号にＦＤＥを実行するための周波数領域ＦＤＥ処理部８０３と、受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部８０５と、推定された処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲを計算するためのＬＬＲ計算部８０７と、計算されたＬＬＲに基づいてＦＤＥ処理部８０３でＦＤＥ処理を受ける信号にＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部８０９とを備える。処理後有効ノイズ分散推定部８０５は、受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部８０５１と、受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部８０５３と、チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部８０５５とをさらに備える。
【００７５】
本発明の実施形態によれば、処理後有効ノイズ分散計算部８０５５が
【数６５】
0005400857.tif 000068
によって処理後有効ノイズ分散を計算し、式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数６６】
0005400857.tif 000069
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である。
【００７６】
さらに、本発明で、ＬＬＲ計算部８０７は、
【数６７】
0005400857.tif 000070
によって処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲを計算し、式中、
【数６８】
0005400857.tif 000071
は受信信号である。
【００７７】
さらに、周波数領域ＦＤＥ処理部８０３は、パルスフィルタリング、多重分離、ガードインターバル除去、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、最小平均二乗誤差ＦＤＥ（ＭＭＳＥ−ＦＤＥ）、および逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を実行する。あるいは、本発明は、ＭＭＳＥ−ＦＤＥの代わりにＺＦ−ＦＤＥを使用することができる。
【００７８】
処理後有効ノイズ分散推定部８０５は、図面においてＬＬＲ計算部８０７に対する個別のユニットとして示されているが、処理後有効ノイズ分散推定部８０５は、個別のユニットとする代わりに、ＬＬＲ計算部８０７に統合することができることを当業者であれば理解されよう。
【００７９】
本明細書において開示される本発明の実施形態の他の構成は、上記で要約し、以下に詳しく開示される方法実施形態のステップおよび操作を実行するためのソフトウェアプログラムを含む。より詳細には、コンピュータプログラム製品は、コンピュータ制御されたデバイス上で実行されると本明細書で説明した方式を実施する関連の動作を提供する、コード化されたコンピュータプログラムロジックを含むコンピュータ可読媒体を有する一実施形態である。コンピュータプログラムロジックは、コンピューティングシステムを有する少なくとも１つのプロセッサにおいて実行されると、本発明の実施形態として本明細書に示す操作（例えば方法）をプロセッサに実行させる。本発明のこうした構成は、通常、光媒体（例えばＣＤ−ＲＯＭ）、フロッピー若しくはハードディスク、または例えば１つまたは複数のＲＯＭ、ＲＡＭ、ＰＲＯＭチップにおけるファームウェアまたはマイクロコードなどの他の媒体、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、または１つまたは複数のモジュール、共有ライブラリにダウンロード可能なソフトウェア画像としてなど、コンピュータ可読媒体に配置されるまたは符号化されるソフトウェア、コード、および／または他のデータ構造として提供される。ソフトウェア、ファームウェア、またはこうした他の構成は、コンピュータ制御されたデバイスの１つまたは複数のプロセッサに、本発明の実施形態として本明細書で説明した技術を実行させるために、コンピュータ制御されたデバイス上にインストールすることができる。例えば一群のデータ通信デバイスまたは他のエンティティなど、コンピュータ制御されたデバイスの集まりにおいて動作するソフトウェアプロセスも本発明のシステムを提供することができる。本発明のシステムは、いくつかのデータ通信デバイス上の多くのソフトウェアプロセスの間に分散することができ、またはすべてのプロセスは、小さい１組の専用コンピュータ上で、または１台のコンピュータ単体上で稼働することができる。
【００８０】
本発明の実施形態を、もっぱらソフトウェアプログラムとして、ソフトウェアおよびハードウェアとして、またはハードウェアおよび／または回路単独として、例えばデータ処理装置内などに組み込むことができることを理解されたい。
【００８１】
上記の説明は、本発明の好ましい実施形態を記載しているにすぎず、いかなる形であれ本発明を限定するものではない。したがって、本発明の意図および原理内に含まれる任意の修正、置換、改良などは、本発明の範囲に含まれるものとする。
【００８２】
さらに、上記実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、これに限定されない。
【００８３】
（付記１）
低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための装置であって、
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部と、
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのＬＬＲ計算部と、
計算されたＬＬＲに基づいてＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部と
を備えることを特徴とする装置。
【００８４】
（付記２）
前記処理後有効ノイズ分散推定部は、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部と、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部と、
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部を備えることを特徴とする付記１に記載の装置。
【００８５】
（付記３）
前記処理後有効ノイズ分散計算部は、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する、
【数６９】
0005400857.tif 000072
式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数７０】
0005400857.tif 000073
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である
ことを特徴とする付記２に記載の装置。
【００８６】
（付記４）
前記ＬＬＲ計算部は、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算する、
【数７１】
0005400857.tif 000074
式中、
【数７２】
0005400857.tif 000075
は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数７３】
0005400857.tif 000076
は受信信号を示す
ことを特徴とする付記１に記載の装置。
【００８７】
（付記５）
前記装置は、６０ＧＨｚミリ波無線通信に適用されることを特徴とする付記１から付記４の何れかに記載の装置。
【００８８】
（付記６）
低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための方法であって、
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するためのステップと、
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのステップと、
計算されたＬＬＲに基づいてＬＤＰＣ復号化を実行するためのステップと
を含むことを特徴とする方法。
【００８９】
（付記７）
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための前記ステップは、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するステップと、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するステップと、
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するステップを含むことを特徴とする付記６に記載の方法。
【００９０】
（付記８）
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する前記ステップは、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する、
【数７４】
0005400857.tif 000077
式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数７５】
0005400857.tif 000078
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である
ことを特徴とする付記７に記載の方法。
【００９１】
（付記９）
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいてＬＬＲを計算する前記ステップは、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算する、
【数７６】
0005400857.tif 000079
式中、
【数７７】
0005400857.tif 000080
は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数７８】
0005400857.tif 000081
は受信信号を示す
ことを特徴とする付記６に記載の方法。
【００９２】
（付記１０）
６０ＧＨｚミリ波無線通信に適用されることを特徴とする付記６から付記９の何れかに記載の方法。
【００９３】
（付記１１）
低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）復号化のための受信端末であって、
信号を受信するための受信部と、
受信信号を周波数領域等化（ＦＤＥ）処理するためのＦＤＥ処理部と、
受信信号におけるプリアンブルに基づいて処理後有効ノイズ分散を推定するための処理後有効ノイズ分散推定部と、
推定された処理後有効ノイズ分散に基づいて対数尤度比（ＬＬＲ）を計算するためのＬＬＲ計算部と、
計算されたＬＬＲに基づいてＦＤＥ処理済み信号にＬＤＰＣ復号化を実行するための復号部と
を備えることを特徴とする受信端末。
【００９４】
（付記１２）
前記処理後有効ノイズ分散推定部は、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてチャネル周波数応答を推定するためのチャネル周波数応答推定部と、
受信信号におけるプリアンブルに基づいてノイズ分散を推定するためのノイズ分散推定部と、
チャネル周波数応答およびノイズ分散に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算するための処理後有効ノイズ分散計算部を備えることを特徴とする付記１１に記載の受信端末。
【００９５】
（付記１３）
前記処理後有効ノイズ分散計算部は、以下の数式に基づいて処理後有効ノイズ分散を計算する、
【数７９】
0005400857.tif 000082
式中、σ２は、ノイズ分散推定部によって推定されたノイズ分散を示し、
【数８０】
0005400857.tif 000083
は、チャネル周波数応答推定部によって推定されたチャネル周波数応答がその対角線上にある対角行列であり、γは、ρが受信信号の電力である場合にγ＝ρ／σ２を有する受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を示し、ＩＮは、Ｎが正の整数である場合のＮ×Ｎの単位行列である
ことを特徴とする付記１２に記載の受信端末。
【００９６】
（付記１４）
前記ＬＬＲ計算部は、以下の数式に基づいてＬＬＲを計算する、
【数８１】
0005400857.tif 000084
式中、
【数８２】
0005400857.tif 000085
は処理後有効ノイズ分散を示し、
【数８３】
0005400857.tif 000086
はＦＤＥ処理済み信号を示す
ことを特徴とする付記１１に記載の受信端末。
【００９７】
（付記１５）
前記ＦＤＥ処理部は、パルスフィルタリング、多重分離、ガードインターバル（ＧＩ）除去、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、最小平均二乗誤差ＦＤＥ（ＭＭＳＥ−ＦＤＥ）、および逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を実行することを特徴とする付記１１に記載の受信端末。
【００９８】
（付記１６）
前記ＦＤＥ処理部は、パルスフィルタリング、多重分離、ガードインターバル（ＧＩ）除去、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、ゼロフォーシングＦＤＥ（ＺＦ−ＦＤＥ）、および逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を実行することを特徴とする付記１１に記載の受信端末。
【００９９】
（付記１７）
６０ＧＨｚミリ波無線通信に適用されることを特徴とする付記１１から付記１６の何れかに記載の受信端末。
【符号の説明】
【０１００】
１０１：パルスフィルタ
１０３：ＤＥ−ＭＵＸ
１０５：ガードインターバル除去
１０７：ＦＦＴ
１０９：チャネル周波数応答推定
１１１：ノイズ分散推定
１１３：ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ
１１５：ＩＦＦＴ
１１７：ＬＬＲ計算
１１９：ＬＤＰＣ復号
２０１：パルスフィルタ
２０３：ＤＥ−ＭＵＸ
２０５：ガードインターバル除去
２０７：ＦＦＴ
２０９：チャネル周波数応答推定
２１１：ノイズ分散推定
２１３：ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ
２１５：ＩＦＦＴ
２１７：ＬＬＲ計算
２１９：ＬＤＰＣ復号
２２１：処理後有効チャネル利得推定
２２３：処理後有効ノイズ分散推定
４０１：パルスフィルタ
４０３：ＤＥ−ＭＵＸ
４０５：ガードインターバル除去
４０７：ＦＦＴ
４０９：チャネル周波数応答推定
４１１：ノイズ分散推定
４１３：ＭＭＳＥ周波数領域イコライザ
４１５：ＩＦＦＴ
４１７：ＬＬＲ計算
４１９：ＬＤＰＣ復号
４２１：処理後有効ノイズ分散推定
７０１：処理後有効ノイズ分散推定部
７０１１：チャネル周波数応答推定部
７０１３：ノイズ分散推定部
７０１５：処理後有効ノイズ分散計算部
７０３：ＬＬＲ計算部
７０５：復号部
８０１：受信部
８０３：ＦＤＥ処理部
８０５：処理後有効ノイズ分散推定部
８０５１：チャネル周波数応答推定部
８０５３：ノイズ分散推定部
８０５５：処理後有効ノイズ分散計算部
８０７：ＬＬＲ計算部
８０９：復号部
【図１】
0005400857.tif 000099
【図２】
0005400857.tif 000100
【図３】
0005400857.tif 000101
【図４】
0005400857.tif 000102
【図５】
0005400857.tif 000103
【図６】
0005400857.tif 000104
【図７】
0005400857.tif 000105
【図８】
0005400857.tif 000106