(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号をフィルタリングしてノイズを減らす方法であって、
前記ＯＦＤＭ信号は時間方向の複数のシンボルｎを含み、
各々の前記シンボルは周波数方向の複数のサブキャリアｋを含み、
各々の前記シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、
各々の前記シンボルは、隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、
前記方法は、後の補間に用いる選択されたパイロット・サブキャリアを、ｍ個タップ・フィルタのそれぞれのタップに入力することによって、そのフィルタリングされたバージョンを生成するステップを含み、
ｍ個のパイロット・サブキャリアが前記選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻き、
前記ｍ個のパイロット・サブキャリアの各々は、ｎ−ｋ面内の対角線を定めるｎとｋの間の関係を満たし、
選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを前記生成するステップを、複数のパイロット・サブキャリアに対して繰り返し、
前記複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いて、前記ＯＦＤＭ信号を補間する、ステップをさらに含み、
前記補間するステップは、前記周波数方向に係数ａ／ｂで補間するステップを含み、
前記補間するステップは、前記周波数方向に係数ａ／ｂで補間するステップの後に、前記周波数方向に係数ｂで補間するステップをさらに含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記補間するステップは、少なくとも１つのフィルタリングされていないパイロット・サブキャリアをさらに用いることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記補間するステップは、マルチレート多相フィルタにより実行されることを特徴とする、請求項１又は２の何れか１項に記載の方法。
【請求項４】
前記ｎとｋの間の関係は、ｎ−ｋ面内の任意の対角線の中の、非パイロット・サブキャリアに対するパイロット・サブキャリアの最大比を有する対角線を定めることを特徴とする、請求項１〜３の何れか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記ｎとｋの間の関係は、Ｄを整数として、k − b.n = aD で与えられることを特徴とする、請求項１〜４の何れか１項に記載の方法。
【請求項６】
ａ＝１２及びｂ＝３であることを特徴とする、請求項１〜５の何れか１項に記載の方法。
【請求項７】
選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを前記生成するステップは、前記パイロット・サブキャリア内の信号及びノイズの相対的レベルに適合させたウィーナ・フィルタによって実行されることを特徴とする、請求項１〜６の何れか１項に記載の方法。
【請求項８】
選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを前記生成するステップは、ローパス・フィルタによって実行されることを特徴とする、請求項１〜７の何れか１項に記載の方法。
【請求項９】
コンピュータ手段上で動作するとき、該コンピュータ手段に請求項１〜８の何れか１項に記載の方法を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【請求項１０】
コンピュータ手段上で動作するとき、該コンピュータ手段に請求項１から８の何れか１項に記載の方法を実行させるコンピュータ・プログラムをストアすることを特徴とする記録担体。
【請求項１１】
コンピュータ手段上で動作するとき、受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号をフィルタリングしてノイズを減らすためのコンピュータ・プログラムであって、
前記ＯＦＤＭ信号は時間方向の複数のシンボルｎを含み、
各々の前記シンボルは周波数方向の複数のサブキャリアｋを含み、
各々の前記シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、
各々の前記シンボルは、隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、
前記コンピュータ手段に、
ａ）選択されたパイロット・サブキャリアを、ｍ個タップ・フィルタのそれぞれのタップに入力することによりフィルタリングするステップであって、ｍ個のパイロット・サブキャリアが前記選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻き、該ｍ個のパイロット・サブキャリアの各々は、ｎ−ｋ面内の対角線を定めるｎとｋの間の関係を満たす、フィルタリングするステップと、
ｂ）前記ステップａ）を複数のパイロット・サブキャリアに対して繰り返すステップと、
ｃ）前記ステップｂ）からのフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いて、前記ＯＦＤＭ信号を周波数次元において補間するステップと、
を実行させ、
前記補間するステップは、前記周波数方向に係数ａ／ｂで補間するステップを含み、
前記補間するステップは、前記周波数方向に係数ａ／ｂで補間するステップの後に、前記周波数方向に係数ｂで補間するステップをさらに含む
ことを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【請求項１２】
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号をフィルタリングしてノイズを減らすための装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号は時間方向の複数のシンボルｎを含み、
各々の前記シンボルは周波数方向の複数のサブキャリアｋを含み、
各々の前記シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、
各々の前記シンボルは、隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、
前記装置は、後の補間に用いる選択されたパイロット・サブキャリアをフィルタリングするためのｍ個タップ・フィルタを備え、
前記フィルタは、前記選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻くｍ個タップのそれぞれにｍ個パイロット・サブキャリアを受信するように設定され、
前記ｍ個のパイロット・サブキャリアの各々は、ｎ−ｋ面内の対角線を定めるｎとｋの間の関係を満たし、
複数の選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するための複数のｍ個タップ・フィルタをさらに備え、
前記複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いて前記ＯＦＤＭ信号を補間するための補間器をさらに備え、
前記補間器は、周波数方向において係数ａ／ｂで補間するように設定され、
前記補間器は、前記周波数方向に係数ａ／ｂで補間した後で、前記周波数方向に係数ｂで補間するようにさらに設定されることを特徴とする装置。
【請求項１３】
前記補間器は、少なくとも１つのフィルタリングされていないパイロット・サブキャリアを用いることを特徴とする、請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記補間器は、マルチレート多相フィルタであることを特徴とする、請求項１２又は１３の何れか１項に記載の装置。
【請求項１５】
前記ｎとｋの間の関係は、ｎ−ｋ面内の任意の対角線の中の、非パイロット・サブキャリアに対するパイロット・サブキャリアの最大比を有する対角線を定めることを特徴とする、請求項１２〜１４の何れか１項に記載の装置。
【請求項１６】
前記ｎとｋの間の関係が、Ｄを整数として、k − b.n = aD で与えられることを特徴とする、請求項１２〜１５の何れか１項に記載の装置。
【請求項１７】
ａ＝１２及びｂ＝３であることを特徴とする、請求項１２〜１６の何れか１項に記載の装置。
【請求項１８】
前記フィルタは、前記パイロット・サブキャリア内の信号及びノイズの相対的レベルに適合させたウィーナ・フィルタを含むことを特徴とする、請求項１２〜１７の何れか１項に記載の装置。
【請求項１９】
前記フィルタはローパス・フィルタを含むことを特徴とする、請求項１２〜１７の何れか１項に記載の装置。
【請求項２０】
前記装置はＯＦＤＭ信号の受信機であることを特徴とする、請求項１２〜１９の何れか１項に記載の装置。
【請求項２１】
ＯＦＤＭ信号の前記受信機はモバイル・テレビジョン受像機であることを特徴とする、請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するための受信機であって、
前記ＯＦＤＭ信号は時間方向の複数のシンボルｎを含み、
各々の前記シンボルは周波数方向の複数のサブキャリアｋを含み、
各々の前記シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、
各々の前記シンボルは、隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、
複数の選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するための複数のｍ個タップ・フィルタであって、該フィルタの各々は、ｍ個パイロット・サブキャリアを、前記選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻くｍ個タップのそれぞれに受信するように設定され、該ｍ個パイロット・サブキャリアの各々は、ｎ−ｋ面内の対角線を定めるｎとｋの間の関係を満たす、前記複数のｍ個タップ・フィルタと、
前記複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いて前記ＯＦＤＭ信号を補間するための補間器であって、周波数方向において係数ａ／ｂで補間するように設定され、前記周波数方向に係数ａ／ｂで補間した後で、前記周波数方向に係数ｂで補間するようにさらに設定される前記補間器と、
前記補間されたサブキャリアから、オリジナルの伝送信号を得るための復調器と、
を備えることを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号をフィルタリングする方法及び装置に関する。具体的には、限定的ではないが、本発明はＯＦＤＭ信号の受信機、特にモバイルＴＶ受像機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）は、デジタル・オーディオ放送及びデジタルＴＶシステム（例えば、ＤＶＢ−Ｔ（デジタル・ビデオ放送−地上波）、ＤＶＢ−Ｈ（デジタル・ビデオ放送−ハンドヘルド）及びＩＳＤＢ−Ｔ（統合デジタル放送−地上波））を含む多くの用途に用いられる伝送方式である。
【０００３】
伝送されるビット・ストリームは、幾つかの、典型的には数百又は数千の並列ビット・ストリームに分割される。使用可能な周波数スペクトルは幾つかのチャネルに分割され、各低ビットレート・ストリームは、ある種の既知の変調方式、例えばＱＡＭ（直交振幅変調）又はＰＳＫ（位相偏移キーイング）を用いて１つのチャネル上を伝送される。チャネル周波数は変調されたデータ・ストリームが互いに直交するように選択される。これは、サブチャネル間のクロストークが除去されるので、各チャネルが受信機において独立に解読できることを意味する。
【０００４】
実際には、各々のサブチャネルは伝送チャネルによって歪む可能性があり、その結果、各サブチャネルの振幅及び位相は、受信機内でコヒーレント復調により等化して良好な性能を与えるようにする必要がある。受信機は等化を実行するために伝送チャネルの確実な推定を必要とする。これを上記のデジタルＴＶシステム内で処理するために、分散パイロットが、各シンボルの周波数範囲にわたって規則的な間隔で挿入される。各パイロットは既知の振幅及び位相で伝送されるシンボルであり、それらパイロットは受信機におけるチャネル推定に用いられる。上述の特定の伝送方式においては、各シンボルの１２番目毎のサブキャリア（周波数方向における）がパイロットとなる。
【０００５】
チャネルの有効サンプリング周波数を増すために（周波数方向における）上記のデジタルＴＶシステムにおいては、パイロット・サンプリング・グリッドは連続するシンボル毎に３サブキャリアだけ時間的に進められる。これは、図１に示す時間−周波数面内のパイロット・サンプリング・グリッドをもたらす。
【０００６】
図１において、時間（即ち、シンボル番号ｎ）はｙ軸上に示される。最も古いシンボルはプロットの頂部にあり（シンボル番号０）、最も新しく受信されたシンボルはプロットの底部にある（シンボル番号１５）。周波数（即ち、サブキャリアｋ）はｘ軸上に示される。普通、シンボル毎のサブキャリアは図１に示したよりも遥かに多く存在することになる。図１のシンボル表に示すように、各サブキャリアはドットで示し、分散パイロット・サブキャリアは矩形で囲んだドットで示す。
図１において、幾つかのサブキャリア、例えばサブキャリア・インデックスｋ＝０、は継続的なパイロットとして示され、それ故あらゆるシンボルｎに関する既知のパイロットとして伝送される。
【０００７】
受信機におけるチャネル推定には、普通、分散パイロットが用いられる。そのプロセスにおいて、受信機は、受信された各シンボルの各サブキャリアに関するチャネルにより加えられる歪みの推定を形成することを意図するものである。これは、周波数方向において係数４で分散パイロットを補間（アップサンプリング）することによって行うことができる。これは、周波数方向において３個のサブキャリア毎に１列の仮想パイロットを与えることになる。これらの得られる仮想パイロットは周波数方向に係数３で補間して、あらゆるサブキャリアに対するチャネル応答のサンプルを与えることができる。或いは、補間は分散パイロットを時間方向にファク４で補間することによって行うことができる。これはまた、周波数方向に３個のサブキャリア毎に１列の仮想パイロットを与えることになる。これらの得られる仮想パイロットは周波数方向に係数３で補間して、あらゆるサブキャリアに対するチャネル応答のサンプルを与える。
【０００８】
もちろん、この原理はまた、分散パイロットの異なる間隔にも適用できる。各シンボル内のパイロット間の間隔がａ個サブキャリア（上記の例ではａ＝１２）であり、隣接するシンボルのパイロットはｂ個サブキャリア（上記の例ではｂ＝３）だけシフトする場合、時間又は周波数ドメインにおける第１の補間は係数ａ／ｂによるものとなり、第２の補間は周波数ドメインにおいて係数ｂによるものとなる。
【０００９】
これはモバイル技術に関連するので、フェージング・チャネル、即ち、受信機が送信機の干渉パターンの中を移動する際のチャネルを考察する。ドップラー・シフトしたキャリア波の重なりはキャリア波の振幅及び位相の変動をもたらす。これは、受信信号がチャネルにより振幅及び位相変調されることを意味する。補間の第１段階が周波数方向になされるか又は時間方向になされるかは、遅延拡散の大きさ及びドップラー周波数の大きさに依存することになる。係数４（どちらかのドメインにおける）で分散パイロットを補間するための要件は、最大の許容遅延拡散に上限を設定する。
【００１０】
Ｔuを通常のシンボル継続時間として、遅延拡散が−Ｔu／２４乃至Ｔu／２４の範囲外になる場合、周波数軸における補間はエイリアシングを引き起こすことになり、その結果、チャネル推定は不正確となる。従って、周波数方向の補間は遅延拡散が−Ｔu／２４乃至Ｔu／２４の範囲に入る場合にだけ適用される。遅延拡散が−Ｔu／２４乃至Ｔu／２４の範囲外となるときは、時間方向に補間することが必要である。
【００１１】
同様に、Ｔsを全シンボル継続時間として、ドップラー周波数が１／（８Ｔs）を超える場合、時間軸における補間はエイリアシングを引き起こすことになり、その結果、チャネル推定は不正確となる。
【００１２】
第１段階で時間ドメイン又は周波数ドメインのどちらで補間するかは、遅延拡散及び／又はドップラー周波数を含む多くの因子に依存することになる。基本的には、ドップラー周波数が高いほど時間軸における補間がより不正確になり、遅延拡散が高いほど周波数軸における補間がより不正確になる。
受信信号上に付加的なノイズがある場合、受信機の性能は、パイロットをフィルタリングしてノイズを除去することにより改善することができる。
【００１３】
図２は、ノイズを減らすために周波数軸におけるフィルタリングを実施するのに用いることができる一組のパイロット・トーンを示し、図３は時間軸におけるフィルタリングを実施するのに用いることができる一組のパイロット・トーンを示す。各図において、フィルタリングを実施するのに用いられるパイロット・トーンは影付き矩形で囲まれたドットで示される。パイロット上のノイズがナイキスト帯域幅ｆNyを占め、フィルタリングされたパイロット上のノイズが有効ノイズ帯域幅ＢＷを占める場合、ノイズ・パワーは
【数１】
0005522605.tif 000002
だけ削減される。
【００１４】
周波数軸におけるノイズ削減フィルタリングを実施する前に、時間軸における係数４の補間を実施することにより、或いは、時間軸におけるノイズ削減フィルタリングを実施する前に、時間軸における係数４の補間を実施することにより、ノイズをさらに削減することができる。従来技術の１つの特に優れた配列は（ドップラー周波数が高すぎない限り）時間軸において係数４の補間を実施し、周波数軸におけるノイズ削減フィルタリングを実施し、次に周波数軸における係数３の補間を実施することである。１つの軸における補間により生成される仮想パイロット上のノイズは、ここでは４ｆNy（係数４の補間のため）であるナイキスト帯域幅を占め、それ故仮想パイロットがフィルタリングされて有効ノイズ帯域幅ＢＷになる場合、ノイズ・パワーは
【数２】
0005522605.tif 000003
だけ削減される。
【００１５】
図１と同様に、図２及び図３において、時間はｙ軸上に示され、周波数はｘ軸上に示される。図２において、影付き矩形で囲まれたサブキャリアは周波数方向におけるｍ個タップ・フィルタ（ここではｍ＝６）への入力となる。同様に図３において、影付き矩形で囲まれたサブキャリアは周波数方向におけるｍ個タップ・フィルタ（ここではｍ＝６）への入力となる。手順のための一般的なフィルタを概略的に図４に示す。図４において、フィルタ係数はｈ0乃至ｈm-1と定められる。ガウス型ノイズを削減するために、殆どの場合フィルタはローパス・フィルタである。一般にｍが大きいほど、フィルタ性能は高くなるがより多くのメモリが必要となる。
【００１６】
実用的な受信機においては、上記のフィルタを実施するコストを考慮する必要がある。一般に周波数軸に沿ってフィルタを実施するコストは、時間軸に沿ってフィルタを実施するコストよりも低い。この理由は、周波数方向におけるフィルタリングに必要なデータ点の組みの全ては、シンボルが時間ドメインから周波数ドメインへと高速フーリエ変換された（ＦＦＴｄ）後、メモリ内に存在するからである。それ故、フィルタリングを実施するのに追加のメモリ空間は不要である。これとは対照的に、時間軸におけるフィルタを適用するには、履歴上のシンボルからのパイロット・データをストアしてフィルタリングに必要なデータ点の組みを供給する必要があり、そしてまたシンボル・データをストアしてパイロット処理中の遅延を均衡させて、復調用のシンボルが、受信データを等化するのに用いられるフィルタリングされたパイロットと確実に時間整合されるようにする必要がある。或いは言い換えれば、図３のｍ個タップ・フィルタへの入力は、時間とともに拡散するので、フィルタ出力が取得可能となる前に、バッファリングする必要がある。
【００１７】
周波数軸において係数４で補間し、次いで時間軸においてノイズ削減フィルタリングを実行するシステムを実施するコストは非常に高く、その理由は、１つのシンボルに対するノイズ削減フィルタリングを実施するとき、補間された仮想パイロットを多数のシンボル（例えば、図３に示す１６個のシンボル）に対してストアする必要があり、或いは、仮想パイロットを多数のシンボル（例えば、図３に示す１６個のシンボル）に対して計算する必要があるためである。
【００１８】
時間軸において係数４で補間し、次いで周波数軸においてノイズ削減フィルタリングを実行するシステムを実施するコストは幾分低くなるが、その理由は、復調されるシンボル内に現れる仮想パイロットを計算しストアすることだけが必要であるためである。この手法は実施コストにおいて有利であるが、時間補間が不正確となるほどにドップラー周波数が高い場合には良好に機能することができない。
【００１９】
瞬間的チャネル・インパルス応答を推定して周波数軸フィルタリング用のウィーナ・フィルタを得ることができる。またドップラー・スペクトルを推定することができてウィーナ・フィルタを時間軸フィルタリング用に構築することが可能になる。しかし、これらパラメータの推定の困難さに加えて、これらのフィルタの最大次数についての他の制約があり、従って達成できるノイズ減衰の量に制約がある。
【００２０】
第１に周波数軸フィルタリングに関して、周波数フィルタの最大次数（ｍ）は、シンボル内のサブキャリアの数ｋ、及びシンボルの上部及び下部周波数（さらに先のパイロット・サブキャリアが存在しないところ）に付随する困難さによって制約される。高次の周波数軸フィルタはまた、狭帯域干渉が存在するとき不利となる。フィルタリング操作は、干渉を、そうでなければ影響されない、隣接するサブキャリアに至る周波数にわたって広げる、即ち、フィルタリングは存在する干渉の量を実際に増加させる。
【００２１】
第２に、既に示唆したように、時間軸フィルタリングに関する時間軸フィルタの最大次数は、主として、受信機内でシンボルをバッファリングして因果性フィルタを実施するのに使用できるメモリによって制約される。より多くのメモリは、より高次のフィルタ（より高いｍ）を可能にするが、ダイ面積、電力消費及び待ち時間の点で高コストとなる。
幾つかの従来技術のシステムは、時間軸においてフィルタリングし次いで周波数軸においてフィルタリングするか或いはその逆を行うが、多量のメモリ空間及び処理時間を必要とする。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
本発明の目的は、上述の従来技術のシステムの問題を避けるか又は緩和する方法及び装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明の第１の態様により、受信したＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号をフィルタリングしてノイズを削減する方法が提供される。ここでＯＦＤＭ信号は時間方向における複数のシンボルｎを含み、各シンボルは周波数方向における複数のサブキャリアｋを含み、各シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、各シンボルは、隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、上記の方法は、次の補間に用いられる選択されたパイロット・サブキャリアを、ｍ個タップ・フィルタのそれぞれのタップに入力することにより、フィルタリングされたバージョンを生成するステップを含み、ここで、ｍ個のパイロット・サブキャリアが選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻き、ｍ個のパイロット・サブキャリアの各々は、ｎ−ｋ面内の対角線を定めるｎとｋの間の関係を満たす。
【００２４】
この関係はｎ−ｋ面内の対角線を定めるので、フィルタリングは周波数ドメイン及び時間ドメインの両方に及ぶ。これは、小さなメモリ空間に対して改善された結果を生じることが見出されている。ｍ個タップ・フィルタに入る各パイロット・サブキャリアは、ｎ−ｋ関係を満たす。この関係はｎ−ｋ面内の対角線を定めるので、ｍ個のパイロット・サブキャリアは、選択されたパイロット・サブキャリアを対角線に沿って「取り巻く」。これらパイロット・サブキャリアは選択されたパイロット・サブキャリアを対称的に取り巻くこと、即ち、選択されたパイロットの両側に同数のパイロットがあることが好ましい。
【００２５】
本方法は、複数のパイロット・サブキャリアに対して、選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成し、複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いてＯＦＤＭ信号を補間するステップをさらに含む。
【００２６】
ノイズが削減された後で補間を実施することにより、結果の補間はより正確になる。補間は受信機内でチャネル推定のために用いることができ、それ故、より正確な補間はチャネル推定の正確さを増し、従って再生された伝送信号の正確さを増すことになる。
【００２７】
補間するステップには、少なくとも１つのフィルタリングされていないパイロット・サブキャリアをさらに用いることができる。理想的には、全てのパイロット・サブキャリアをフィルタリングできることとなる。しかし、ｎ−ｋ面の縁部におけるパイロット・サブキャリアに対しては、目的にかなったフィルタ入力として用いられる十分な取り巻きパイロット・サブキャリアが存在しない。従って、補間は、幾つかのフィルタリングされたパイロット・サブキャリア（ｎ−ｋ面の中央付近）と幾つかのフィルタリングされていないパイロット・サブキャリア（ｎ−ｋ面の縁部付近）を用いることができる。
【００２８】
一実施形態において、補間するステップは、周波数方向に係数ａ／ｂで補間するステップを含む。この補間は、あらゆるシンボルに関してｂ番目のサブキャリア毎に一組のサブキャリア、即ち、時間方向の並行ライン（周波数方向においてｂ個サブキャリアだけ離れた）を生成することになる。その実施形態において、補間するステップは、周波数方向に係数ａ／ｂで補間した後に、周波数方向に係数ｂで補間するステップをさらに含む。この補間は、ｎ−ｋ面内のサブキャリアの全体の組みを生成することになる。
【００２９】
代替の実施形態において、補間するステップは、時間方向に係数ａ／ｂで補間するステップを含む。この補間は、あらゆるシンボルに関してｂ番目のサブキャリア毎に一組のサブキャリア、即ち、時間方向の並行ライン（周波数方向においてｂ個サブキャリアだけ離れた）を生成することになる。その実施形態において、補間するステップは、時間方向に係数ａ／ｂで補間した後に、周波数方向に係数ｂで補間するステップをさらに含む。この補間は、ｎ−ｋ面内のサブキャリアの全体の組みを生成することになる。
【００３０】
フィルタリング後の補間については上述した。しかし、フィルタリングの前に部分的又は完全な補間を実施することができるが、多くのそのような方式は効率的ではない。
【００３１】
従って、本方法は、フィルタリングの前に複数のパイロット・サブキャリアを用いてＯＦＤＭ信号を補間し、複数のパイロット・サブキャリアに対して、選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するステップを繰返し、フィルタリング後に、複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いて、補間するステップをさらに含むことができる。
【００３２】
フィルタリング前に補間するステップは、時間方向に係数ａ／ｂで補間するステップを含むことが好ましい。或いは、フィルタリング前に補間するステップは、周波数方向に係数ａ／ｂで補間するステップを含むことができる。
フィルタリング後に補間するステップは、周波数方向に係数ｂで補間するステップを含むことが好ましい。
【００３３】
或いは、本方法は、フィルタリング前に複数のパイロット・サブキャリアを用いてＯＦＤＭ信号を補間し、複数のパイロット・サブキャリアに対する選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するステップを繰返すステップをさらに含むことができる。
【００３４】
しかし、好ましい実施形態において補間するステップは、周波数方向に係数１２で補間する（フィルタリング後）ステップを含む。これは、追加のメモリ・バッファリングが必要なく、多数のタップを有するフィルタにより対角線方向のフィルタリングを実施できるので特に有利である。
【００３５】
別の好ましい実施形態において補間するステップは、時間方向に係数４で補間し、次いで周波数方向に係数３で補間するステップを含む。
補間するステップは、マルチレート多相フィルタにより実施することが好ましい。
【００３６】
ｎとｋの間の関係は、ｎ−ｋ面内の任意の対角線のなかで、パイロット・サブキャリアの非パイロット・サブキャリアに対する最大比を有する対角線を定めることが好ましい。その場合、サンプリング・レートは、任意の対角線のなかで最大の効率的なサンプリング・レートとなり、フィルタリングは最も正確となる。
【００３７】
一実施形態において、ｎとｋの間の関係は
k − b.n = aD
で与えられ、ここでＤは整数である。
一実施形態において、ａ＝１２及びｂ＝３である。これらの値は標準的なＴＶシステム、ＤＶＢ−Ｔ，ＤＶＢ−Ｈ及びＩＳＤＢ−Ｔに用いられるものである。
【００３８】
フィルタ上のタップの数ｍは任意の数とすることができ、タップの数が多いほど性能は良くなるが、しかしシステムが必要とするメモリは多くなる。本発明の好ましい実施形態では、時間軸における係数４での補間のために、４個、６個、又は８個のタップが用いられ、周波数軸における係数４での補間のために１６個のタップが用いられ、周波数軸におけるノイズ削減フィルタリング用に１５個のタップ、及び対角線軸におけるノイズ削減フィルタリング用に１５個のタップが用いられる。
【００３９】
選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するステップは、パイロット・サブキャリア内の信号及びノイズの相対的レベルに適合させたウィーナ・フィルタにより実施されることが好ましい。多くの場合、ウィーナ・フィルタはローパス・フィルタで近似することができる。
【００４０】
本発明の第２の態様により、コンピュータ手段上で動作するとき、コンピュータ手段に本発明の第１の態様の方法を実行させるコンピュータ・プログラムを提供する。
【００４１】
本発明の第２の態様により、本発明の第２の態様によるコンピュータ・プログラムをストアする記録担体をさらに提供する。
【００４２】
本発明の第２の態様により、コンピュータ手段上で動作するとき受信されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号をフィルタリングしてノイズを削減するコンピュータ・プログラムをさらに提供する。ここでＯＦＤＭ信号は時間方向における複数のシンボルｎを含み、各シンボルは周波数方向における複数のサブキャリアｋを含み、各シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、各シンボルは、隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、上記のコンピュータ・プログラムは、ａ）選択されたパイロット・サブキャリアを、ｍ個タップ・フィルタのそれぞれのタップに入力することにより、フィルタリングするステップであって、ｍ個のパイロット・サブキャリアが選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻き、ｍ個のパイロット・サブキャリアの各々はｎとｋの間の、ｎ−ｋ面内の対角線を定める関係を満たす、ステップと、ｂ）複数のパイロット・サブキャリアに対してステップａ）を繰返すステップと、ｃ）ステップｂ）からの複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いて、時間次元又は周波数次元において補間するステップとを含む。
【００４３】
本発明の第３の態様により、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号をフィルタリングしてノイズを削減するための装置が提供される。ここで、ＯＦＤＮ信号は時間方向の複数のシンボルを含み、各シンボルは周波数方向の複数のサブキャリアｋを含み、各シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、各シンボルは隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、上記の装置は、次の補間に用いられる選択されたパイロット・サブキャリアをフィルタリングするためのｍ個タップ・フィルタを備え、ここでフィルタはｍ個のパイロット・サブキャリアを、選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻くｍ個のそれぞれのタップに受信するように設定され、ｍ個のパイロット・サブキャリアの各々は、ｎ−ｋ面内の対角線を定めるｎとｋの間の関係を満たす。
【００４４】
本装置は、複数の選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するための複数のｍ個タップ・フィルタをさらに備えることができる。結果として得られるフィルタは、より正確な次の補間のために共に用いることができる一組のフィルタリングされたパイロット・サブキャリアを生じることになる。
【００４５】
本装置は、複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いてＯＦＤＭ信号を補間するための補間器をさらに備えることができる。
補間器は少なくとも１つのフィルタリングされていないパイロット・サブキャリアを用いることができる、理想的には、全てのパイロット・サブキャリアはフィルタリングすることができることになる。しかし、ｎ−ｋ面縁部におけるパイロット・サブキャリアに対しては、目的にかなったフィルタ入力として用いられる十分な取り巻きパイロット・サブキャリアが存在しない。従って、補間には、幾つかのフィルタリングされたパイロット・サブキャリア（ｎ−ｋ面の中央付近）と幾つかのフィルタリングされていないパイロット・サブキャリアを用いることができる。
【００４６】
一実施形態において、補間器は、周波数方向に係数ａ／ｂで補間するように設定される。そのような補間器は、あらゆるシンボルに関してｂ番目のサブキャリア毎に一組のサブキャリア、即ち、時間方向の並行ライン（周波数方向においてｂ個サブキャリアだけ離れた）を生成することになる。この実施形態において、補間器は、周波数方向に係数ａ／ｂで補間した後、周波数方向に係数ｂで補間するように設定される。この次の補間は、ｎ−ｋ面内のサブキャリアの全体の組みを生成することになる。
【００４７】
別の実施形態において、補間器は、時間方向に係数ａ／ｂで補間するように設定される。そのような補間器は、あらゆるシンボルに関してｂ番目のサブキャリア毎に一組のサブキャリア、即ち、時間方向の並行ライン（周波数方向においてｂ個サブキャリアだけ離れた）を生成することになる。この実施形態において、補間器は、時間方向に係数ａ／ｂで補間した後、周波数方向に係数ｂで補間するようにさらに設定することができる。この次の補間は、ｎ−ｋ面内のサブキャリアの全体の組みを生成することになる。
【００４８】
本発明の第３の態様に関して上述した装置は、フィルタとそれに続く補間器として説明したが、その補間器は周波数次元とそれに続く周波数次元において、又は時間次元とそれに続く周波数次元において補間して、チャネル推定用のサブチャネルの完全な組みを生成することができる。そのような補間器は単一の補間器又は２つ若しくはそれ以上の分離した補間器として実施することができる。
【００４９】
しかし、代替的に、幾つか又は全ての補間はフィルタリングの前に行うことができる。従って、本装置は、フィルタリングの前にＯＦＤＭ信号を補間するための第１の補間器と、複数の選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するための複数のｍ個タップ・フィルタと、複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いてＯＦＤＭ信号を補間するための第２の補間器とを備えることができる。或いは、本装置は、フィルタリングの前にＯＦＤＭ信号を補間するための補間器と、複数の選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するための複数のｍ個タップ・フィルタとを備えることができる。
【００５０】
しかし、好ましい実施形態において、本装置は、周波数方向に係数１２で補間する（フィルタリング後）ように設定された補間器を備えることができる。別の好ましい実施形態において本装置は、時間方向に係数４で補間し（フィルタリング後）、次いで周波数方向に係数３で補間するように設定された補間器を備えることができる。
補間器はマルチレート多相フィルタであることが好ましい。
【００５１】
ｎとｋの間の関係は、ｎ−ｋ面内の任意の対角線のなかで、パイロット・サブキャリアの非パイロット・サブキャリアに対する最大比を有する対角線を定めることが好ましい。
一実施形態においてｎとｋの間の関係は
k − b.n = aD
で与えられ、ここでＤは整数である。
ａ＝１２及びｂ＝３であることが好ましい。これらの値は標準的なＴＶシステム、ＤＶＢ−Ｔ，ＤＶＢ−Ｈ及びＩＳＤＢ−Ｔに用いられるものである。
【００５２】
フィルタ上のタップの数ｍは任意の数とすることができ、タップの数が多いほど性能は良くなるが、しかしシステムが必要とするメモリは多くなる。本発明の好ましい実施形態では、時間補間フィルタについて４個のタップを用いるように設定されたシステムに対する対角線フィルタには１５個のタップが用いられ、或いは、一般的に、時間補間フィルタについてｎ個のタップを用いるように設定されたシステムに対する対角線フィルタには４ｎ―１個のタップが用いられる。
【００５３】
フィルタは、パイロット・サブキャリア内の信号及びノイズの相対的レベルに適合させたウィーナ・フィルタを含むことが好ましい。ウィーナ・フィルタはローパス・フィルタで近似することができる。
【００５４】
装置はＯＦＤＭ信号の受信機とすることができる。ＯＦＤＭ信号の受信機はモバイル・テレビ受像機とすることができる。
本発明の第３の態様により、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するための受信機が提供される。ここでＯＦＤＭ信号は時間方向における複数のシンボルｎを含み、各シンボルは周波数方向における複数のサブキャリアｋを含み、各シンボルの各ａ番目サブキャリアは既知の振幅及び位相を有するパイロット・サブキャリアとして伝送され、各シンボルは、隣接するシンボルに対してｂ個サブキャリアだけ離れたパイロット・サブキャリアを有し、上記の装置は、複数の選択されたパイロット・サブキャリアのフィルタリングされたバージョンを生成するための複数のｍ個タップ・フィルタを備え、ここで各フィルタはｍ個のパイロット・サブキャリアを、選択されたパイロット・サブキャリアを取り巻くそれぞれのｍ個タップに受信するように設定され、ｍ個のパイロット・サブキャリアの各々は、ｎ−ｋ面内の対角線を定めるｎとｋの間の関係を満たし、上記の装置はさらに、複数のフィルタリングされた選択されたパイロット・サブキャリアを用いてＯＦＤＭ信号を補間するための補間器と、補間されたサブキャリアからオリジナルの伝送信号を得るための復調器とを備える。
【００５５】
本発明の一態様に関連して説明した態様は、本発明の別の態様にも適用できる。
既存のシステムは、既に図１乃至図４を参照して説明した。
本発明の実施形態は図５乃至図９を参照して、以下で説明する。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】多くのデジタルＴＶ  ＯＦＤＭ伝送システム用の分散パイロット・サブキャリアを示す２Ｄ周波数−時間プロットである。
【図２】周波数方向における分散パイロットのフィルタリングを示す２Ｄ周波数−時間プロットである。
【図３】時間方向における分散パイロットのフィルタリングを示す２Ｄ周波数−時間プロットである。
【図４】ｍ個タップ・フィルタの略図である。
【図５】本発明の実施形態による分散パイロットのフィルタリングを示す２Ｄ周波数−時間プロットである。
【図６】周波数補間の前の分散パイロットのフィルタリングを示す２Ｄ周波数−時間プロットである。
【図７】図６に示したフィルタリング及び補間のために用いる装置の線図である。
【図８】時間補間の前の分散パイロットのフィルタリングを示す２Ｄ周波数−時間プロットである。
【図９】図８に示したフィルタリング及び補間のために用いる装置の線図である。
【発明を実施するための形態】
【００５７】
図５は、本発明の一実施形態による、パイロット対角線に沿ったフィルタにより実施されるフィルタリングを示す周波数−時間プロットである。これは、時間及び周波数の両方向にわたるフィルタリングである。
この対角線フィルタリングは、代替技術よりも少ないメモリを用いて特定のチャネル状態における、推定チャネルの応答上のノイズの削減を可能にする。チャネル遅延拡散が−Ｔu／２４乃至Ｔu／２４の範囲内にあるとき、分散パイロットの補間は、補間の第１段階において周波数方向において実施することができるので、対角線フィルタリングは低実施コストで優れた結果を与える。一方、チャネル遅延拡散が−Ｔu／２４乃至Ｔu／２４の範囲外にあるとき、分散パイロットの補間は、補間の第１段階において時間方向において実施する必要があり、対角線フィルタリングはまた低実施コストで優れた結果を与える。
【００５８】
対角線フィルタリングの概要は以下の通りである。図２の周波数軸パイロット・フィルタリングにおいて、図４のｍ個タップ・フィルタへの入力は、特定のシンボルに関する多数のサブキャリアに対するパイロット・サブキャリアである。即ち、フィルタに入力されるパイロット・サブキャリアは、シンボル番号を固定しサブキャリア番号を変化させることにより選択される。（図２の例においては、ｋ＝１２Ｄでありシンボル・インデックス１２の６個のサブキャリア、即ち、ｐ12,0、ｐ12,12、ｐ12,24、ｐ12,36、ｐ12,48、及びｐ12,60が存在した）
【００５９】
これとは対照的に、図３の時間軸パイロット・フィルタリングにおいては、図４のｍ個タップ・フィルタへの入力は、多数のシンボルにわたる特定のサブキャリアにおけるパイロット・サブキャリアであった。即ち、フィルタに入力されるパイロット・サブキャリアは、サブキャリア番号を固定してシンボル番号を変化させることにより選択される。（図３の例においては、ｎ＝４Ｄでありサブキャリア・インデックス３３の６個のサブキャリア、即ち、ｐ3,33、ｐ7,33、ｐ11,33、ｐ15,33、ｐ19,33、及びｐ23,33が存在した）
【００６０】
本発明の一実施形態による対角線フィルタリングにおいて、フィルタに入力するためのパイロット・サブキャリアは、シンボル番号もサブキャア番号も固定せずに、しかしその２つの間の関係を定めることにより選択される。その関係はサブキャリア／シンボル面内の対角線を定めることになる。この関係を満たすパイロット・サブキャリアがフィルタへの入力として用いられる。
【００６１】
図１における分散パイロット・サブキャリアは、ｋとｎが
【数３】
0005522605.tif 000004
(1)
を満たすサブキャリアに対応する。分散パイロット（図５に示したものに類似の）の各々の対角線は異なるＤの値をとる。
【００６２】
以下の例には、式（１）に与えられた関係が用いられることに留意されたい。しかし、各シンボル内のパイロットのサブキャリアの間隔は１２とする必要はない（これは、ＴＶ標準ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ及びＩＳＢＤ−Ｔに用いられているものであるが）。また、隣接するシンボル間のパイロット・シフトは３にする必要はない（これはやはりＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ及びＩＳＢＤ−Ｔに用いられているものであるが）。一般に、各シンボルを横切るパイロット・サブキャリア間隔ａ、及び隣接するシンボル間のシフトｂに対して、式（１）は
k − b.n = aD
となる。
【００６３】
また、対角線フィルタリングは図５に示した特定の対角線において実施する必要はない（但し、これは、以下で詳述するように、特に有利であることが見出されている）ことに留意されたい。フィルタリングは任意の対角線において実施することができる（即ち、サブキャリア・インデックスｋとシンボル・インデックスｎのどちらも一定ではない場合）。必要なのは、ｎとｋの間の特定の関係を定めること、及びフィルタ入力をその関係を満たすパイロット・サブキャリアとすることだけである。
【００６４】
次に、信号の数学的解析を考察する。
ＯＦＤＭ信号は、周波数ドメインにおいて、各々が独立に複素数値で変調された一組のサブキャリアとして記述される。（受信機において成功裏に復調するために推定されるのはこれらの複素数値である）。シンボルｎのサブキャリアｋ上で伝送される複素数値はＸn,kで示し、シンボルｎのサブキャリアｋ上で受信される複素数値はＹn,kで示す。
【００６５】
前述のように、図１に示した分散パイロットは、ｋ及びｎが
【数４】
0005522605.tif 000005
(1)
を満たすサブキャリアに対応する。
フェージング無線チャネルは、時間ドメインにおいて次式で表すことができる。
【数５】
0005522605.tif 000006
(2)
ここで、ｘ（ｔ）は無歪伝送信号であり、
ａmはマルチ・タップのチャネル・モデル内のタップｍの振幅を定義し、
τmはタップｍの遅延を定義し、
ｆm,f及びφm,jは複素フェージング・スペクトルの一成分の周波数及び位相を定義する。
【００６６】
式（２）には、Ｊａｋｅｓのドップラー・スペクトルが用いられており（即ち、チャネルがフェージング・チャネルであるので、ｆm,l及びφm,lで定義されるドップラー・スペクトルをｍ個のタップに効率的に帰属する）、ｌはＪａｋｅｓのドップラー・スペクトル成分のインデックスである（それ故、ｌにわたる和は各タップに関するドップラー・シフトを考慮に入れるものである）。
【００６７】
式（２）のフェージング・チャネルは、信号ｙ（ｔ）に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施すことにより周波数ドメインにおいて表わすことができる。これは次式を与える。
【数６】
0005522605.tif 000007
(3)
ここで、ｎはシンボル番号であり、
Ｔは１つのサンプルの継続時間であり、
Ｔsはシンボルの継続時間である。
式（２）から、
【数７】
0005522605.tif 000008
となり、従って式（３）は次式となる。
【数８】
0005522605.tif 000009
【００６８】
式（４）は信号の完全に正確な記述であり、式（４）の
【数９】
0005522605.tif 000010
部分は時間的に変化するチャネルを記述する。近似を行って、ｎＴS＋ｔ−τmをｎＴS−τm＝ｔ’で置き換える、即ちｔ＝０（以下に説明する）と設定すると、式（４）から次式が得られる。
【数１０】
0005522605.tif 000011
【数１１】
0005522605.tif 000012
の部分は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されたｘ即ちＸn,kに
【数１２】
0005522605.tif 000013
を掛け合せたものであり、それ故、次式が得られ、
【数１３】
0005522605.tif 000014
これから次式が得られる。
【数１４】
0005522605.tif 000015
(5)
【００６９】
ｎＴS＋ｔ−τmをｎＴS−τm＝ｔ’に変えると、各シンボンルの継続時間中、フェージング・チャネルの各タップの位相は固定される。シンボルの継続時間中に位相が固定されるので、式（５）はフェージング・チャネルにより生成されるキャリア間干渉（ＩＣＩ）を記述しない。しかし、ＩＣＩが存在してもしなくても、対角線フィルタリングが復調性能を向上させるので、この簡単化は有効である。従って、対角線フィルタリングの作用を記述するための参照として式（５）を用いることができる。
従って、式（５）は、一組の時間−周波数成分
【数１５】
0005522605.tif 000016
で変調された伝送信号Ｘn,kである、受信信号Ｙn,kを記述する。
【００７０】
受信したパイロット・サブキャリアをフィルタリングしてノイズを減らすとき、フィルタは、良好な復調性能を与えるのに十分に忠実に、時間／周波数成分の全てを通すことが重要である。ノイズのレベル及び時間／周波数成分のスペクトルが既知である場合、ウィーナ・フィルタは、フィルタ出力において最良の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を与えるように設計することができる。
【００７１】
所望の時間／周波数成分の組が、周波数の定められた領域にわたって均一に分布する場合、ウィーナ・フィルタによって達成されるノイズ減衰は次式で与えられる。
【数１６】
0005522605.tif 000017
ここで、ＢＷdは所望の信号帯域幅であり、ｆNyはサンプリングされたデータ・セットに対するナイキスト周波数である。
【００７２】
式（５）から、フェージング・チャネルの各時間／周波数成分の、
【数１７】
0005522605.tif 000018
とする位相Θは、次式のように与えられる。
【数１８】
0005522605.tif 000019
(7)
式（６）の比ＢＷd／ｆNyは、全てのｍ及びｌの値に対する２つの連続したサンプルの間の最大位相変化に１／πをかけたものに等しい。式（７）の時間軸成分が−τmax≦τm≦τmaxの範囲にわたって均一に分布すると仮定する。さらに、式（７）の周波数軸成分が−ｆmax≦ｆm,l≦ｆmaxの範囲にわたって均一に分布すると仮定する。
【００７３】
これらの仮定が与えられると、１）周波数方向におけるフィルタリング（従来技術）、２）時間方向におけるフィルタリング（従来技術）、及び３）対角線フィルタリング（本発明）の３つの場合に対するノイズ減衰を計算することができる。それらを比較することができる。
１）ｋ＝１２Ｄの場合の周波数軸フィルタリングについて。
式（７）において、ｎ＝１及びｋ＝１２とすると、次式が得られ、
【数１９】
0005522605.tif 000020
また、ｎ＝１及びｋ＝２４とすると、次式が得られる。
【数２０】
0005522605.tif 000021
従って、タップｍの連続したサンプルの間の位相変化は、
【数２１】
0005522605.tif 000022
となり、全てのｍ及びｌに対する連続したサンプルの間の位相の最大変化は、
【数２２】
0005522605.tif 000023
となる。それゆえ、
【数２３】
0005522605.tif 000024
となり、これは、周波数軸フィルタリングに対する、
【数２４】
0005522605.tif 000025
(8)
を与える。
【００７４】
２）ｎ＝４Ｄの場合の時間軸フィルタリングについて。
式（７）において、ｎ＝１及びk＝１２とおくと、次式が得られる。
【数２５】
0005522605.tif 000026
またｎ＝５及びｋ＝１２とおくと、次式が得られる。
【数２６】
0005522605.tif 000027
従って、タップｍの成分ｌの連続したサンプル間の位相変化は、
【数２７】
0005522605.tif 000028
となり、全てのｍ及びｌに対する連続したサンプル間の位相の最大変化は、
【数２８】
0005522605.tif 000029
となる。従って、時間軸フィルタリングに対して、
【数２９】
0005522605.tif 000030
(9)
となる。
【００７５】
３）k−3.n＝12D の場合の対角線フィルタリングについて。
式（７）において、ｎ＝１及びk＝１２とおくと、次式が得られ、
【数３０】
0005522605.tif 000031
またｎ＝２及びｋ＝１５とおくと、次式が得られる。
【数３１】
0005522605.tif 000032
従って、連続するサンプル間の位相変化は、
【数３２】
0005522605.tif 000033
となり、全てのｍ及びｌに対する連続したサンプル間の位相の最大変化は、
【数３３】
0005522605.tif 000034
となる。
【００７６】
以上をまとめると、
周波数軸フィルタリングに対して、
【数３４】
0005522605.tif 000035
(8)
時間軸フィルタリングに対して、
【数３５】
0005522605.tif 000036
(9)
対角線フィルタリングに対して、
【数３６】
0005522605.tif 000037
(10)
となる。
【００７７】
式（８）、（９）及び式（１０）から、本発明のこの実施形態の対角線フィルタリング技術は、既知の時間軸又は周波数軸フィルタリング技術よりも遥かに優れたノイズ減衰効果を有することが分かる。
対角線ドメインにおける所望の信号帯域幅は、チャネル・インパルス応答と、受信機において認められるドップラー周波数広がりとの両方の関数である。対角線フィルタの帯域幅は、対角線内の信号の瞬間的帯域幅に適合するウィーナ・フィルタとして設定することができ、或いは、最大ドップラー周波数及び遅延拡散を束縛する既知のチャネル条件に適合するように設定することができる。
【００７８】
既に説明したように、受信機におけるチャネル推定は、時間軸補間及びそれに続く周波数軸補間（広い遅延拡散に適する）、又は周波数軸補間（狭い遅延拡散に適する）のいずれかによって実行することができる。
【００７９】
本発明の２つの特定の実施例を以下に与える。実施例１において、補間は周波数ドメインだけで実施され。実施例２においては、補間は時間ドメインにおいて及び次いで周波数ドメインにおいて実施される。
【実施例１】
【００８０】
前述の対角線フィルタリングの特定の一実施例を、ここで図６及び図７を参照して説明する。
この実施例は、チャネル推定器に対する、１５個タップのノイズ削減対角線フィルタの、周波数軸補間を用いた適用を示す。
【００８１】
図６は、１６個の連続したＯＦＤＭ信号に関する時間−周波数面のサブセットを示す。図１乃至図４におけると同様に、分散パイロットはダイアグラム中で強調表示されている。この実施例において、シンボル番号７に関するチャネル推定値が推定される（シンボル番号０が最も新しく受信された）。
【００８２】
チャネル推定は、分散パイロット・サブキャリア（この場合には番号０、９、２１、３３、４５のサブキャリア、即ち、シンボル７に入る分散パイロット）間での係数１２による補間によって実施される。得られる結果は、サブキャリアの各々、即ち図６の点線で示したシンボル７の帯域に関するチャネル推定値となる。このチャネル推定値は、通常、サブキャリア毎に単一の複素数であり、イコライザにより、チャネルが遭遇する歪みを補正するのに用いられる。
単に、０、９、２１、３３及び４５におけるパイロットの値をそのまま用いて補間を実行することができる。しかし既に言及したように、それらの分散パイロットを補間に使う前にフィルタリングを実行することが有益である。
【００８３】
本発明によれば、フィルタリングはパイロットの対角線に沿って、即ち時間と周波数の両方にわたるドメインにおいて実施される。これは、受信したパイロットのガウス型ノイズを補間前に削減する。
【００８４】
シンボル７のサブキャリア２１に適用されるフィルタリングを考察する。図５は、シンボル７のサブキャリア２１に関する低ノイズのチャネル推定を生成するための、フィルタ（図４に示したｍ＝１５のものと類似）の適用に対して入力されたパイロット（陰影を付けた）を示す。対角線フィルタを適用すると、ノイズ削減されたチャネル推定
【数３７】
0005522605.tif 000038
(13)
が生成する。
このノイズ削減された
【数３８】
0005522605.tif 000039
は、ノイズの大きなｐ7,21の代わりに、補間の入力として用いることができる。
【００８５】
同様に、シンボル番号７の他の分散パイロットをフィルタリングすることができる。例えば、
【数３９】
0005522605.tif 000040
を用いることができる。
【００８６】
フィルタは、周波数増加方向にシンボル全体にわたって、シンボルの上部及び下部周波数限界におけるものを除いて、シンボル７の全ての分散パイロット・サブキャリアに対してノイズ削減チャネル推定が取得できるまで、同様のパターンを実行することになる。その周波数限界における場合、対角線フィルタリングを行うにはパイロット情報は不十分であり、それ故、パイロット・サブキャリアはフィルタリング後ではなく直接用いられる。これは、補間器の群遅延を調節することによって達成することができる。
【００８７】
従って、シンボル７の周波数方向に沿った補間に関する入力は、
【数４０】
0005522605.tif 000041
となる。これは、図７に示される。補間器は、通常、フィルタの帯域幅を狭くして何らかの周波数横断フィルタリングをもたらすことができるマルチレート多相フィルタとして実施される。
【実施例２】
【００８８】
前述の対角線フィルタリングの第２の特定の実施例を、ここで図８及び図９を参照して説明する。
この実施例は、チャネル推定器に対する、時間軸補間を用いたノイズ削減対角線フィルタの適用を示す。
【００８９】
図８は、１６個の連続したＯＦＤＭ信号に関する時間−周波数面のサブセットを示す。図１乃至図５におけると同様に、分散パイロットはダイアグラム中で強調表示されている。この実施例において、シンボル番号７に関するチャネル推定値が推定される（シンボル番号０が最も新しく受信された）。
【００９０】
フィルタリングがない（即ち、そのままのパイロット値を用いる）場合、分散パイロット間で初めに時間軸において補間（係数４でのアップサンプリング）し、次いでそれらのチャネル推定値を用いて周波数軸においてアップサンプリング（係数３でのアップサンプリング）する。
【００９１】
時間における補間は、３番目サブキャリア毎に、p7,0、p7,3、p7,6などに対するチャネル推定値を含む全ての値を生成することになる。図８において、p7,12の生成が強調表示されており、これには、シンボル７の前と後の両方の他のシンボルからの、サブキャリア１２上の分散パイロットが用いられている。
【００９２】
この実施例においては、時間補間段階に先立って、パイロットからある広帯域ノイズを除去するための対角線フィルタリングが用いられている。図８はチャネル推定値 p10,12 及び p6,12 からノイズを除去するための２つの対角線フィルタの適用を示す。この実施例においては、p14,12 及び p2,12 はフィルタリングされていないことに留意されたい。その理由は、そのようにすると付加的なシンボル・ストレージを必要とし、またこれら２つは補間段階に対する支配的なノイズ誘因ではないからである。対角線フィルタのｈ0乃至ｈ6で定義される７つのフィルタ係数（即ち、図４のｍ＝７）を用いて、ノイズ減衰パイロット推定値
【数４１】
0005522605.tif 000042
は次のように与えられる。
【数４２】
0005522605.tif 000043
及び
【数４３】
0005522605.tif 000044
対角線フィルタリングが可能な場合、サブキャリア１２に対する時間補間段階への入力は、
【数４４】
0005522605.tif 000045
となる。これは図９に示す。
【００９３】
周波数軸フィルタリングに先行する対角線フィルタリング（実施例１）に関して、４個タップの時間補間を可能にするサイズのパイロット・ストアに対して１５個のタップを用いることができる（一般に、ｎが時間補間に関するタップ数である場合、４ｎ−１個）。時間軸フィルタリングに先行する対角線フィルタリング（実施例２）に関しては、パイロット・ストアに保持された以前の又は後のシンボルからのパイロットに対する不足を避けるために、パイロット・ストアのサイズを増す必要があり、或いは、タップの数を減らす必要がある。これが、実施例１の１５個に比べて、実施例２のタップ数が７個のみである理由である。
【００９４】
前述の実施例において、対角線は式（１）を満たすように選択される。しかし、以前に言及したように、これは必須ではなく、対角線はシンボル／サブキャリア（ｎ−ｋ）面上の任意の対角線方向に置くことができる。しかし、ＤＶＢ−Ｔ及び他の標準的ＴＶシステムに関しては、各シンボル内のパイロット・サブキャリアの間隔は１２であり且つ各シンボル内のパイロットは隣接するシンボルに対して３サブキャリアだけシフトしているので、最も効果的なフィルタリング法は、ｎ及びｋが式（１）で与えられる関係を満たす場合のフィルタリング法である。この理由は、これらの対角線が、フィルタリング後の最良のＳＮＲを与える、最も効果的なサンプリング・レートを有するからである。
【００９５】
考察した実施例において、対角線フィルタリングは何れの補間にも先立って実施される。これは実際に好ましいが、必須ではない。
実際には、あらゆる操作順序が可能である（あるものは非常に非効率であるが）。良好な操作順序は、
１）対角線フィルタリング、続いて係数１２の周波数補間（実施例１と同じ）。これはτmax＜２４／ＮＴであるとき良好である。
２）対角線フィルタリング、続いて係数４の時間補間及び係数３の周波数補間。これは、τmax＞２４／ＮＴであり、ドップラー・周波数が高すぎないとき良好である。
【００９６】
本発明の１つの用途はＯＦＤＭ信号の受信機に関するものである。受信機は、受信信号を、本発明により広帯域ノイズを除去するように対角線的にフィルタリングするように設定することができる。次に受信機は、サブキャリアを補間し、そして取得されたチャンネル推定値から、伝送されたＯＦＤＭ信号を得ることができる。既に言及したように、ＯＦＤＭ伝送はデジタルＴＶシステム（例えば、ＤＶＢ−Ｔ（デジタル・ビデオ放送−地上波）、ＤＶＢ−Ｈ（デジタル・ビデオ放送−ハンドヘルド）及びＩＳＤＢ−Ｔ（統合デジタル放送−地上波））に用いられている。本発明の１つの特定の用途は、モバイル・デジタルＴＶ受像機である。ＯＦＤＭはまた、デジタル音声放送（例えば、Ｅｕｒｅｋａ１４７、ＨＤ  Ｒａｄｉｏ、Ｔ−ＤＭＢ及びＩＳＤＢ−ＴＳＢ）、ＡＤＳＬ及びＶＤＳＬ広帯域接続、並びに、とりわけＩＥＥＥ８０２．１１ａ及び８０２．１１ｇ無線ＬＡＮに用いられているので、本発明は、チャネル推定用パイロットを有するＯＦＤＭ信号を用いた何れのそれらシステムにも適用できる。
【図１】
0005522605.tif 000046
【図２】
0005522605.tif 000047
【図３】
0005522605.tif 000048
【図４】
0005522605.tif 000049
【図５】
0005522605.tif 000050
【図６】
0005522605.tif 000051
【図７】
0005522605.tif 000052
【図８】
0005522605.tif 000053
【図９】
0005522605.tif 000054