(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フライバックコンバータを動作するための方法であって、該コンバータは、一次巻線および二次巻線を備えている変圧器を有し、該一次巻線は、第１のトランジスタがオンであるとき該一次巻線を通る電流を導くために、電源および該第１のトランジスタに結合され、該二次巻線は、第２のトランジスタがオンであるとき該二次巻線を通る電流を導くために、該第２のトランジスタに結合され、該コンバータは、出力電圧を感知するために一次側感知を使用し、該コンバータは、最小のデューティサイクルを有しており、該方法は、
一次側感知を使用して該出力電圧を感知することと、
閾値電流未満の負荷電流に対して、該一次巻線を通る電流を引き込むために、該最小のデューティサイクルにおける第１のインターバルで該第１のトランジスタをオンにすることと、
該二次巻線を通る電流を引き込んで出力コンデンサを充電するために、該第１のトランジスタがオフになった後に該第２のトランジスタをオンにすることと、
該負荷電流を超過する該コンバータによって発生させられた電流から生じる過電圧状態を検出するために、該出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出することと、
該過電圧状態が検出された場合、該コンバータがスリープモードに入るようにし、それによって該出力電圧がある期間降下するように、少なくとも該第１のトランジスタを不能にすることと、
該スリープモードにある間、該出力電圧が第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出することと、
該出力電圧が該第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出すると、該一次巻線においてパルスを発生させるために、該第２のトランジスタをオンにし、次にオフにすることと、
該一次巻線において該パルスを検出することと、
該一次巻線において該パルスを検出すると、該スリープモードから抜け出るように該コンバータを制御することであって、該制御は、該第１のトランジスタをイネーブルし、デューティサイクルを切り替え、調整された電圧が達成されるまで、または、該第１の閾値が該出力電圧によって再び超過されるまで、該出力電圧を高めることによって行われる、ことと
を含む、方法。
【請求項２】
過電圧状態を検出するために前記出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出するステップは、前記一次側感知を使用して該出力電圧を検出することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記一次巻線においてパルスを発生させるために前記第２のトランジスタをオンにし、次にオフにするステップは、前記第２のトランジスタを固定されたインターバルでオンにすることを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記一次巻線においてパルスを発生させるために前記第２のトランジスタをオンにし、次にオフにするステップは、該第２のトランジスタを通る電流が閾値電流に達するまで、該第２のトランジスタをオンにすることを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記一次巻線における前記パルスは、該一次巻線と前記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧パルスを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記一次巻線における前記パルスは、該一次巻線を通る電流パルスを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記一次側感知は、サンプリング時間中に前記一次巻線の端末において電圧を検出することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記一次側感知は、サンプリング時間中に補助巻線によって発生させられる電圧を検出することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
過電圧状態を検出するために前記出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出するステップは、前記一次側感知によって感知された電圧をコンパレータに印加することを含み、該コンパレータの出力は、前記スリープモードをトリガする、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記コンパレータの前記出力はスリープモードラッチに適用され、前記方法は、該コンパレータをトリガすることによって前記スリープモードに入るための第１の状態になるように該ラッチを制御することと、前記パルスが前記一次巻線に検出されたとき該スリープモードから抜け出るための第２の状態になるように該ラッチを制御することとをさらに含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記コンパレータの出力は、スリープモードルーチンを制御する状態マシンをトリガする、請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
前記負荷電流が、前記コンバータが送達することのできる最小の電流よりも上であるとき調整された電圧を達成するために、前記第１のトランジスタのデューティサイクルを制御することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
前記第１のトランジスタは、第１のＭＯＳＦＥＴであり、該第１のＭＯＳＦＥＴは、該第１のＭＯＳＦＥＴのドレインと本体との間にダイオードを有し、該ダイオードは、前記一次巻線におけるパルス中に電流を導く、請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記二次巻線を通る電流を引き込むために前記第１のトランジスタがオフになった後に前記第２のトランジスタをオンにするステップは、前記二次巻線からの信号を検出することにより該第２のトランジスタがオンおよびオフになるように制御されることを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
前記出力電圧が前記第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出するステップは、該出力電圧に対応する電圧を基準電圧と比較することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
前記出力電圧が該第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したのは、低い負荷電流によるものか、または前記コンバータが十分な電流を負荷に供給していないことによるものかどうかを検出し、該降下が低い負荷電流による場合、前記一次巻線においてパルスを発生させるために、次に第２のトランジスタをオンにし、次にオフにすることをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１７】
フライバックコンバータであって、該フライバックコンバータは、
一次巻線および二次巻線を備えている変圧器であって、該一次巻線は、電源に結合されている、変圧器と、
該一次巻線に結合されている第１のトランジスタであって、該第１のトランジスタがオンであるとき該一次巻線を通る電流を導く、第１トランジスタと、
第２のトランジスタであって、該第２のトランジスタがオンであるとき該二次巻線を通る電流を導く、第２トランジスタと、
該第１のトランジスタに結合されている調整器であって、負荷電流が電流閾値よりも上であるとき該コンバータの出力電圧を調整するために該第１のトランジスタのデューティサイクルを制御する、調整器と、
該変圧器に結合されている出力電圧センサ回路であって、一次側感知を使用して該コンバータの出力電圧を感知する、出力電圧センサ回路と、
該第２のトランジスタに結合されている第２のトランジスタ制御回路であって、該第２のトランジスタをオンまたはオフとなるように制御する、第２のトランジスタ制御回路と、
該出力電圧センサ回路に結合されている第１の検出器であって、該負荷電流を超過する該コンバータによって発生させられた電流から生じる過電圧状態を検出するために、該出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出するように構成されている、第１の検出器と、
該第１の検出器に結合されているスリープモード回路であって、該過電圧状態が検出された場合、少なくとも該第１のトランジスタをスリープモードで不能にし、それによって該出力電圧がある期間降下するように構成されている、スリープモード回路と、
第２の検出器であって、該出力電圧が第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出し、そのような検出に応答して、該一次巻線においてパルスを発生させるために、該第２のトランジスタをオンにし、次にオフにするように構成されている、第２の検出器と、
該一次巻線において該パルスを検出し、そのような検出に応答して、該スリープモードから抜け出るように該コンバータを制御するように構成されているパルス検出器であって、該制御は、該第１のトランジスタをイネーブルし、デューティサイクルを切り替え、調整された電圧が達成されるまで、または、該第１の閾値が該出力電圧によって再び超過されるまで、該出力電圧を高めることによって行われる、パルス検出器と
を備えている、フライバックコンバータ。
【請求項１８】
前記一次巻線における前記パルスは、該一次巻線と前記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧パルスを含み、前記パルス検出器は、該電圧パルスを検出する、請求項１７に記載のコンバータ。
【請求項１９】
前記一次巻線における前記パルスは、該一次巻線を通る電流パルスを含み、前記パルス検出器は、該電流パルスを検出する、請求項１７に記載のコンバータ。
【請求項２０】
前記スリープモード回路はラッチを備えており、該ラッチは、前記スリープモードを開始する第１の状態を有し、かつ前記パルスが前記一次巻線において検出されたとき該スリープモードを終了させる第２の状態を有している、請求項１７に記載のコンバータ。
【請求項２１】
前記第１の検出器は、前記出力電圧センサ回路の出力を基準電圧と比較するために結合されているコンパレータである、請求項１７に記載のコンバータ。
【請求項２２】
前記第２の検出器は、前記出力電圧に対応する電圧を基準電圧と比較するために結合されているコンパレータである、請求項１７に記載のコンバータ。
【請求項２３】
閾値電流よりも下の負荷電流でフライバックコンバータを動作するための方法であって、該コンバータは、一次巻線および二次巻線を備えている変圧器を有し、該一次巻線は、第１のトランジスタがオンであるとき該一次巻線を通る電流を導くために、電源および該第１のトランジスタに結合され、該二次巻線は、第２のトランジスタがオンであるとき該二次巻線を通る電流を導くために、該第２のトランジスタに結合され、該コンバータは、出力電圧を感知するために一次側感知を使用し、該方法は、
該負荷電流を超過する該コンバータによって発生させられた電流から生じる過電圧状態を検出するために、該出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出することと、
該過電圧状態が検出された場合、該コンバータがスリープモードに入るようにし、それによって該出力電圧がある期間降下するように、少なくとも該第１のトランジスタを不能にすることと、
該スリープモードにある間、該出力電圧が第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出することと、
該出力電圧が該第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出すると、該一次巻線においてパルスを発生させるために、該第２のトランジスタをオンおよびオフにすることと、
該パルスを感知することと、
該パルスを感知したことに応答して、該スリープモードから抜け出るように該コンバータを制御することであって、該制御は、調整された電圧が達成されるまで、または、該第１の閾値が該出力電圧によって再び超過されるまで、該出力電圧を高めるように切り替えを行うように該第１のトランジスタをイネーブルすることによって行われる、ことと
を含む、方法。
【請求項２４】
前記一次巻線における前記パルスは、該一次巻線と前記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧パルスを含む、請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記一次巻線における前記パルスは、該一次巻線を通る電流パルスを含む、請求項２３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、同期整流器を使用するＤＣ−ＤＣフライバックコンバータに関し、特に、出力電圧を検出するために一次側感知を使用するようなフライバックコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
（背景）
同期整流器を使用するＤＣ−ＤＣフライバックコンバータは周知である。入力段と出力段との間の分離が必要とされるとき、出力電圧は、調整フィードバックに対する様々な方法によって感知されることができる。分離を維持しながら出力電圧を伝える一部の方法は、オプトカプラを使用すること、または変圧器の一次側において補助巻線を使用することを含む。しかしながら、これらの方法は、さらなる回路網、空間、電力、およびコストを必要とする。
【０００３】
出力電圧を検出するより明快な方法は、電力スイッチがコンバータの放電（またはフライバック）サイクル中にオフであるときに電力スイッチの端子における電圧を感知することである。電力スイッチの端子における電圧は、二次巻線における電流により発生させられる。そのような感知された電圧は、入力電圧プラスＮ＊ＶＯＵＴに実質的に等しく、ここで、Ｎは、一次巻線と二次巻線との巻線比である。（同期整流器にまたがる電圧降下は、簡明さのために無視される。）しかしながら、そのようなスキームは、感知が正確であるために最小のデューティサイクルを必要とする。なぜならば、電流は、一次側感知電圧を作成するために二次巻線に周期的に流れなくてはならないからである。そのようなスキームは一般的に、実際の負荷が、電流をほとんど引き込まないまたは電流を引き込まないスタンバイモードにある場合、放電サイクル中に最小の電流を引き込むための負荷抵抗器の形態で最小の負荷も必要とする。
【０００４】
最小の負荷抵抗器がなく、実際の負荷が、非常に軽い電流スタンバイモードに入るか、または分離された場合、最小のデューティサイクルは、調整された出力電圧を達成するために必要とされるデューティサイクルよりも大きいことがあり得、そして、出力電圧は、所望の調整されたレベルを超過する。従って、最小の負荷電流は、これを防止するために、閾値電流よりも上でなくてはならない。最小の負荷抵抗器は、コンバータの効率を低減する。
【０００５】
コンバータは、さらに低いデューティサイクルでスイッチが入ってコンバータが発生させることのできる最小の負荷電流を下げるように制御され得るが、しかし、そのようにデューティサイクルを下げることは、負荷電流の過渡現象に反応するコンバータの能力を低減する。例えば、負荷がスイッチングサイクル中に増加した電流を突然に引き込んだ場合、出力電圧は、出力が次のサイクルにおいて感知される前に、負荷の適切な動作に対する閾値よりも下に降下し得る。
【０００６】
図１は、フライバックコンバータ１０の１つのタイプを示しており、このフライバックコンバータ１０は、最小の負荷抵抗器Ｒ１を使用し、かつ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２が放電（またはフライバック）サイクル中にオンにされたとき、一次巻線Ｌ１における電圧を検出することによって出力電圧ＶＯＵＴを検出する。オプトカプラも補助巻線も、ＶＯＵＴを検出するために使用されていない。
【０００７】
変圧器１２は、一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２を有する。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、出力調整および制御回路１４によって制御され、充電サイクル中に巻線Ｌ１を入力電圧ＶＩＮ（例えば、バッテリ電圧）とアースとの間に接続する。
【０００８】
調整されたＶＯＵＴを達成するために、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、制御された時間後にオフにされ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２はオンにされる。巻線Ｌ２を通る電流は、必要とされる電圧で負荷および平滑コンデンサＣ１に移される。
【０００９】
調整フィードバックに対して、回路１４は、放電サイクル中（電流が巻線Ｌ２を通って流れている）にＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレインにおける電圧を検出し、そのような電圧は、ＶＯＵＴに関連している。変圧器の一次側における信号によって出力電圧を感知することは、時として、一次側感知と称される。ユーザは、（ＲＦＢ／ＲＲＥＦ）＊Ｖｒｅｆが所望の調整された電圧に等しくなるように、フィードバック抵抗器ＲＦＢの値および基準抵抗器ＲＲＥＦの値を選択し、ここで、Ｖｒｅｆは、エラー増幅器に印加されたバンドギャップ基準電圧である。ＶＯＵＴを検出するためのそのような一次側感知回路は周知であり、詳細に記述される必要はない。本明細書に参考として援用され、かつ、オンラインで入手可能であるＬｉｎｅａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ＬＴ３５７３およびＬＴ３７４８フライバックコンバータに対する完全データシートは、フィードバック回路の動作を記述している。この動作は、本譲受人に譲渡され、かつ、本明細書に参考として援用されている特許文献１および特許文献２にも記述されている。他の既知の一次側電圧感知技術が使用され得る。
【００１０】
回路１４は、感知された電圧に基づいてＶＯＵＴを調整するために、可変の周波数または固定された周波数でＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のデューティサイクルを制御し続ける。
【００１１】
同期スイッチ制御回路１６が、適切な時間にオンになるようにＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２を制御し得るか、または、代替として、回路１４が、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１がオフになったときオンになるように同期整流器ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２を直接的に制御し得る。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１およびＭ２は通常、決して同時にオンにならない。ダイオードＤ２は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２のドレイン本体ダイオードを表す。多くの従来技術が、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２をいつオンにするべきかを感知するために使用され得る。一実施形態において、同期スイッチ制御１６は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２にまたがる電圧を検出する。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１がスイッチオフとなるとき、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２にまたがる電圧は、負（ドレイン電圧は、アースよりも低い）となり、この感知された電圧反転により、同期スイッチ制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２をオンにする。二次巻線Ｌ２電流がゼロにランプダウンするとき、ドレイン電圧は上昇し、これによって、同期スイッチ制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２をオフにする。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１ならびにＭ２がオンおよびオフになる各サイクルによって、電流パルスが出力に提供され、この電流パルスは、ＤＣの調整された出力電圧ＶＯＵＴを発生させるために、コンデンサＣ１により平滑にされる。
【００１２】
様々な他の従来のスキームも、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がオンおよびオフになることを制御してダイオードをエミュレートするために使用され得る。
【００１３】
出力調整および制御回路１４は、電流モード、電圧モード、または他のモードを含む、調整するための任意のタイプの従来の技術を使用し得る。
【００１４】
負荷電流が特定の閾値電流よりも上であるとき、コンバータ１０の従来の動作が、ＶＯＵＴを正確に調整するために使用される。しかしながら、実際の負荷電流が閾値電流よりも下に降下するとき、コンバータ１０の必要とされる最小のデューティサイクルは、あまりにも多くの電流を発生させ、ＶＯＵＴを調整された電圧よりも上に上昇させる。そのような軽い負荷動作は、一次巻線Ｌ１において電圧をサンプリングするために最小のデューティサイクルをやはり必要とする。実際の負荷が、非常に小さい電力を引き込むスタンバイモードを有するタイプである場合、コンバータ１０には、最小の負荷電流抵抗器Ｒ１が提供され、最小のデューティサイクルにおいて調整が維持されることができるように巻線Ｌ２電流を散逸させることを補佐する。代替として、または、連係して、ツェナーダイオードＤ３が、ＶＯＵＴが閾値レベルよりも上に上昇しないことを確実にするために使用される。抵抗器Ｒ１およびツェナーダイオードＤ３は随意である。なぜならば、実際の負荷によって引き込まれる最小の電流は、最も軽い負荷電流で調整を実質的に維持するために充分であり得るからである。
【００１５】
図２は、比較的低いデューティサイクル動作に対する、一次巻線Ｌ１を通る電流ＩＬ１、二次巻線Ｌ２を通る電流ＩＬ２、およびＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレインにおける電圧ＶＤを示す。
【００１６】
時間Ｔ１において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１はオンになり、一次巻線Ｌ１を充電し、ランピング電流が巻線Ｌ１に流れるようにする。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２はこの時間においてオフである。
【００１７】
ある可変の時間または固定された時間の後、時間Ｔ２において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は遮断され、そして、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２はオンになる。これは、最小のデューティサイクルであり得る。これは、一次巻線Ｌ１における電流を停止させ、そして、二次巻線Ｌ２を通る電流が、出力コンデンサＣ１を充電しながら、かつ負荷に電流を提供しながら、ランプダウンするようにする。この放電サイクル中において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１にまたがる電圧は、出力電圧ＶＯＵＴに関連しており、回路１４によってこの時間中にサンプリングされる。
【００１８】
時間Ｔ３において、二次巻線Ｌ２電流はゼロにランプダウンし、そして、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２はオフになり、不連続性のモードを引き起こす。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２にまたがる電圧を検出することによって巻線Ｌ２を通る電流のわずかな反転を検出する回路によってオフにされ得る。
【００１９】
時間Ｔ３の後、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１の寄生容量および巻線Ｌ１のインダクタンスが、振動するタンク回路を作成し、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１にまたがる安定した電圧がＶＩＮである。
【００２０】
時間Ｔ４において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は再びオンになり、サイクルが反復し、これが、最小のデューティサイクルであり得る。
【００２１】
様々なコンバータ回路のさらなる詳細は、本譲受人に譲渡され、かつ、本明細書に参考として援用されている特許文献３、特許文献４、特許文献５、および特許文献６に記述されている。
【００２２】
コンバータ１０の中位の電流モードから高い電流モード中において、コンバータ１０は、巻線Ｌ１におけるデューティサイクルまたは、ピーク電流もしくは平均電流を変化させて、出力電圧を調整する。
【００２３】
例えばスタンバイモードのような軽い負荷状態中において、コンバータ１０は、システム効率を高めるために、またはバッテリ寿命を伸ばすために、できるだけ少ない電流を引き込むことが重要である。そのようなスタンバイモードは通常、比較的長い期間生じる。実際の負荷がそのスタンバイモードにあるときコンバータ１０がＶＯＵＴを調整することができるようにするための、軽い負荷電流における最小の電流負荷回路（例えば、抵抗器Ｒ１）または最小のデューティサイクルは必要としないことが望ましい。実際の負荷がゼロ電流または非常に少ない電流を引き込んでいるときでも実質的な調整を達成する一方、最小の電流回路または最小のデューティサイクルを排除することによって、効率が向上し、そして、バッテリ寿命が増加する。さらに、いかなるコンバータソリューションにおいても、良好な過渡的応答を保持することが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】米国特許第７，４７１，５２２号明細書
【特許文献２】米国特許第７，４６３，４９７号明細書
【特許文献３】米国特許第５，４８１，１７８号明細書
【特許文献４】米国特許第６，１２７，８１５号明細書
【特許文献５】米国特許第６，３０４，０６６号明細書
【特許文献６】米国特許第６，３０７，３５６号明細書
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００２５】
フライバックコンバータが開示される。このフライバックコンバータは、出力電圧ＶＯＵＴを感知するために一次側感知を使用するが、しかし、最小のデューティサイクルを必要とせず、かつ、軽い負荷状態中において過電圧を制御するための最小の負荷電流抵抗器もツェナーダイオードも必要としない。本発明は、低い電流モードの動作に関する。コンバータは、高い負荷電流から中位の負荷電流中において出力電圧を調整するための任意の技術、たとえば、電流モード、電圧モード、連続性の伝導モード（ＣＣＭ）、境界伝導モード（ＢＣＭ）、非連続性伝導モード（ＤＣＭ）、固定された周波数、可変の周波数、その他の任意の組み合わせを使用し得る。
【００２６】
非常に低い負荷電流に対して、コンバータが非常に低いデューティサイクルで動作するとき、フィードバック回路で出力電圧を周期的にサンプリングする必要があるために、電力スイッチをオンにすることと、それをオフにすることとの間に必然的な遅延が存在する。このことは、負荷が最小のオン時間中において提供される電流よりも少ない電流を引き込んでいる場合、出力電圧が上昇することを意味する。電力スイッチが各クロックサイクルの開始時においてオンにされる場合、ＶＯＵＴは増加し続ける。
【００２７】
本発明は、一次側感知を使用して、分離されたフライバックコンバータにおいてスリープモードを実行するが、このスリープモードは、ＶＯＵＴが低い負荷状態中において公称の調整された電圧レベルよりも上の特定の閾値を超過したことが検出されたとき、電力スイッチが比較的長い期間オフに留まるように強制する。
【００２８】
一次側感知が、ＶＯＵＴが公称の調整された電圧レベルよりも上の閾値を超過したことを検出すると、出力調整および制御回路（一次側の）は、電力スイッチおよび任意の非必須回路網を不能にし、その結果、電力スイッチは各クロックサイクルの開始時に（または、その従来のターンオン時間に）オンにならない。このようにして、スリープモードが開始され、スリープモードにおいては、さらなる電流パルスは出力コンデンサに提供されず、ＶＯＵＴは、漏れ電流または低い負荷電流により徐々に降下する。調整器の二次側において、コンパレータは、降下するＶＯＵＴが、公称の調整された電圧レベルよりも下の特定の閾値へ降下したかどうかを検出する。その時点で、同期整流器が同期スイッチ制御回路によって短時間オンにされ、二次巻線を通る短時間の負電流を引き込む。これは、ＶＯＵＴをわずかにさらに低減するが、低減は最小にされることができる。このパルスは、電力スイッチＭＯＳＦＥＴのドレインにおける電圧をおよそＶＩＮ＋（Ｎ＊ＶＯＵＴ）に増加させ、ここで、Ｎは、二次巻線に対する一次巻線の比率であり、該電圧は、一次側感知回路によって感知される。
【００２９】
パルスを感知するための代替の方法は、二次スイッチがオフになった後に一次巻線および電力スイッチＭＯＳＦＥＴのドレイン本体ダイオードを通る短時間の電流パルスを感知することである。これは、ＭＯＳＦＥＴと直列である低い値の感知抵抗器にまたがる電圧を測定すること、またはドレイン電圧がゼロボルトよりも小さいことを検出することによってなされ得る。
【００３０】
スリープモード中のこのパルス（電圧パルスまたは電流パルスのいずれかの）の検出は、公称の調整された電圧レベルが達成されるまで通常の電力スイッチ動作を再イネーブルする。負荷電流が非常に低いままである場合、コンバータは次に、最小のデューティサイクルで動作し、ＶＯＵＴは、結局再び、公称の調整された電圧レベルよりも上の閾値を超過し、このときスリープモードが再び生じる。従って、ＶＯＵＴは、いかなる最小の負荷抵抗器もツェナーダイオードも必要とせずに低い負荷電流動作中に２つの閾値の間に保たれる。
【００３１】
スイッチングはスリープモード中に一時的に休止させられるが、負荷の変化に対する過渡的応答はなおも、２つの閾値の間で出力電圧を調整することによって十分に制御される。
【００３２】
スリープモード技術は、あらゆるタイプの一次側感知回路および任意の適切な動作モードとの連携で使用され得る。
【００３３】
開示された実施形態は、ＭＯＳＦＥＴスイッチのドレインにおける電圧を検出することで一次側感知を使用するが、しかし、一次側感知はまた、入力側の補助巻線にまたがる電圧を検出することにより（入力側の補助巻線において、電圧は、二次巻線にまたがる電圧と関連している）、または、任意の他のタイプの一次側感知技術により実行され得る。スリープモードから覚醒するためのパルスは次に、一次巻線または補助巻線において感知され得る。
【００３４】
例えば、本発明は、以下を提供する。
（項目１）
フライバックコンバータを動作するための方法であって、該コンバータは、一次巻線および二次巻線を備えている変圧器を有し、該一次巻線は、第１のトランジスタがオンであるとき該一次巻線を通る電流を導くために、電源および該第１のトランジスタに結合され、該二次巻線は、第２のトランジスタがオンであるとき該二次巻線を通る電流を導くために、該第２のトランジスタに結合され、該コンバータは、出力電圧を感知するために一次側感知を使用し、該コンバータは、最小のデューティサイクルを有しており、該方法は、
一次側感知を使用して該出力電圧を感知することと、
閾値電流未満の負荷電流に対して、該一次巻線を通る電流を引き込むために、該最小のデューティサイクルにおける該第１のインターバルで該第１のトランジスタをオンにすることと、
該二次巻線を通る電流を引き込んで出力コンデンサを充電するために、該第１のトランジスタがオフになった後に該第２のトランジスタをオンにすることと、
該負荷電流を超過する該コンバータによって発生させられた電流から生じる過電圧状態を検出するために、該出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出することと、
該過電圧状態が検出された場合、該コンバータがスリープモードに入るようにし、それによって該出力電圧がある期間降下するように、少なくとも該第１のトランジスタを不能にすることと、
該スリープモードにある間、該出力電圧が第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出することと、
該出力電圧が該第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出すると、該一次巻線においてパルスを発生させるために、該第２のトランジスタをオンにし、次にオフにすることと、
該一次巻線において該パルスを検出することと、
該一次巻線において該パルスを検出すると、該スリープモードから抜け出るように該コンバータを制御することであって、該制御は、該第１のトランジスタをイネーブルし、デューティサイクルを切り替え、調整された電圧が達成されるまで、または、該第１の閾値が該出力電圧によって再び超過されるまで、該出力電圧を高めることによって行われる、ことと
を含む、方法。
（項目２）
過電圧状態を検出するために上記出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出するステップは、上記一次側感知を使用して該出力電圧を検出することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目３）
上記一次巻線においてパルスを発生させるために上記第２のトランジスタをオンにし、次にオフにするステップは、上記第２のトランジスタを固定されたインターバルでオンにすることを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目４）
上記一次巻線においてパルスを発生させるために上記第２のトランジスタをオンにし、次にオフにするステップは、該第２のトランジスタを通る電流が閾値電流に達するまで、該第２のトランジスタをオンにすることを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目５）
上記一次巻線における上記パルスは、該一次巻線と上記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧パルスを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目６）
上記一次巻線における上記パルスは、該一次巻線を通る電流パルスを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目７）
上記一次側感知は、サンプリング時間中に上記一次巻線の端末において電圧を検出することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目８）
上記一次側感知は、サンプリング時間中に補助巻線によって発生させられる電圧を検出することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目９）
過電圧状態を検出するために上記出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出するステップは、上記一次側感知によって感知された電圧をコンパレータに印加することを含み、該コンパレータの出力は、上記スリープモードをトリガする、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１０）
上記コンパレータの上記出力はスリープモードラッチに適用され、上記方法は、該コンパレータをトリガすることによって上記スリープモードに入るための第１の状態になるように該ラッチを制御することと、上記パルスが上記一次巻線に検出されたとき該スリープモードから抜け出るための第２の状態になるように該ラッチを制御することとをさらに含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１１）
上記コンパレータの出力は、スリープモードルーチンを制御する状態マシンをトリガする、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１２）
上記負荷電流が、上記コンバータが送達することのできる最小の電流よりも上であるとき調整された電圧を達成するために、上記第１のトランジスタのデューティサイクルを制御することをさらに含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１３）
上記第１のトランジスタは、上記一次巻線におけるパルス中に電流を導くドレイン本体ダイオードを有する第１のＭＯＳＦＥＴである、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１４）
上記二次巻線を通る電流を引き込むために上記第１のトランジスタがオフになった後に上記第２のトランジスタをオンにするステップは、上記二次巻線からの信号を検出することにより該第２のトランジスタがオンおよびオフになるように制御されることを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１５）
上記出力電圧が上記第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出するステップは、該出力電圧に対応する電圧を基準電圧と比較することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１６）
上記出力電圧が該第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したのは、低い負荷電流によるものか、または上記コンバータが十分な電流を負荷に供給していないことによるものかどうかを検出し、該降下が低い負荷電流による場合、上記一次巻線においてパルスを発生させるために、次に第２のトランジスタをオンにし、次にオフにすることをさらに含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１７）
フライバックコンバータであって、該フライバックコンバータは、
一次巻線および二次巻線を備えている変圧器であって、該一次巻線は、電源に結合されている、変圧器と、
該一次巻線に結合されている第１のトランジスタであって、該第１のトランジスタがオンであるとき該一次巻線を通る電流を導く、第１トランジスタと、
第２のトランジスタであって、該第２のトランジスタがオンであるとき該二次巻線を通る電流を導く、第２トランジスタと、
該第１のトランジスタに結合されている調整器であって、負荷電流が電流閾値よりも上であるとき該コンバータの出力電圧を調整するために該第１のトランジスタのデューティサイクルを制御する、調整器と、
該変圧器に結合されている出力電圧センサ回路であって、一次側感知を使用して該コンバータの出力電圧を感知する、出力電圧センサ回路と、
該第２のトランジスタに結合されている第２のトランジスタ制御回路であって、該第２のトランジスタをオンまたはオフとなるように制御する、第２のトランジスタ制御回路と、
該出力電圧センサ回路に結合されている第１の検出器であって、該負荷電流を超過する該コンバータによって発生させられた電流から生じる過電圧状態を検出するために、該出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出するように構成されている、第１の検出器と、
該第１の検出器に結合されているスリープモード回路であって、該過電圧状態が検出された場合、少なくとも該第１のトランジスタをスリープモードで不能にし、それによって該出力電圧がある期間降下するように構成されている、スリープモード回路と、
第２の検出器であって、該出力電圧が第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出し、そのような検出に応答して、該一次巻線においてパルスを発生させるために、該第２のトランジスタをオンにし、次にオフにするように構成されている、第２の検出器と、
該一次巻線において該パルスを検出し、そのような検出に応答して、該スリープモードから抜け出るように該コンバータを制御するように構成されているパルス検出器であって、該制御は、該第１のトランジスタをイネーブルし、デューティサイクルを切り替え、調整された電圧が達成されるまで、または、該第１の閾値が該出力電圧によって再び超過されるまで、該出力電圧を高めることによって行われる、パルス検出器と
を備えている、フライバックコンバータ。
（項目１８）
上記一次巻線における上記パルスは、該一次巻線と上記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧パルスを含み、上記パルス検出器は、該電圧パルスを検出する、上記項目のいずれか一項に記載のコンバータ。
（項目１９）
上記一次巻線における上記パルスは、該一次巻線を通る電流パルスを含み、上記パルス検出器は、該電流パルスを検出する、上記項目のいずれか一項に記載のコンバータ。
（項目２０）
上記スリープモード回路はラッチを備えており、該ラッチは、上記スリープモードを開始する第１の状態を有し、かつ上記パルスが上記一次巻線において検出されたとき該スリープモードを終了させる第２の状態を有している、上記項目のいずれか一項に記載のコンバータ。
（項目２１）
上記第１の検出器は、上記出力電圧センサ回路の出力を基準電圧と比較するために結合されているコンパレータである、上記項目のいずれか一項に記載のコンバータ。
（項目２２）
上記第２の検出器は、上記出力電圧に対応する電圧を基準電圧と比較するために結合されているコンパレータである、上記項目のいずれか一項に記載のコンバータ。
（項目２３）
閾値電流よりも下の負荷電流でフライバックコンバータを動作するための方法であって、該コンバータは、一次巻線および二次巻線を備えている変圧器を有し、該一次巻線は、第１のトランジスタがオンであるとき該一次巻線を通る電流を導くために、電源および該第１のトランジスタに結合され、該二次巻線は、第２のトランジスタがオンであるとき該二次巻線を通る電流を導くために、該第２のトランジスタに結合され、該コンバータは、出力電圧を感知するために一次側感知を使用し、該方法は、
該負荷電流を超過する該コンバータによって発生させられた電流から生じる過電圧状態を検出するために、該出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出することと、
該過電圧状態が検出された場合、該コンバータがスリープモードに入るようにし、それによって該出力電圧がある期間降下するように、少なくとも該第１のトランジスタを不能にすることと、
該スリープモードにある間、該出力電圧が第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出することと、
該出力電圧が該第２の閾値だけ該所定の調整された電圧よりも下に降下したことを検出すると、該一次巻線においてパルスを発生させるために、該第２のトランジスタをオンおよびオフにすることと、
該パルスを感知することと、
該パルスを感知したことに応答して、該スリープモードから抜け出るように該コンバータを制御することであって、該制御は、調整された電圧が達成されるまで、または、該第１の閾値が該出力電圧によって再び超過されるまで、該出力電圧を高めるように切り替えを行うように該第１のトランジスタをイネーブルすることによって行われる、ことと
を含む、方法。
（項目２４）
上記一次巻線における上記パルスは、該一次巻線と上記第１のトランジスタとの間のノードにおける電圧パルスを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目２５）
上記一次巻線における上記パルスは、該一次巻線を通る電流パルスを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
【００３５】
（摘要）
フライバックコンバータは、調整フィードバックのための出力電圧を感知するために、一次側感知を使用する。一次側のコンパレータは、負荷電流を超過するコンバータによって発生させられた電流から生じる過電圧状態を検出するために、出力電圧が所定の調整された電圧を第１の閾値だけ超過したかどうかを検出する。コンパレータのトリガリングにより、コンバータは、非スイッチングスリープモードに入り、それによって、出力電圧は、ある期間降下する。出力電圧が第２の閾値だけ所定の調整された電圧よりも下に降下したとき、同期整流器が、該一次巻線においてパルスを発生させるために、オンになり、次にオフになるように制御される。パルスの検出の際、スリープモードは終了させられ、そして、通常の動作が、調整された電圧が達成されるまで、または、第１の閾値が出力電圧によって再び超過されるまで再開する。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】図１は、従来技術のフライバックコンバータを示す。
【図２】図２は、図１における変圧器の巻線を通る電流およびコンバータが軽い負荷電流を提供するときの電力スイッチにまたがる電圧を示す。
【図３】図３は、本発明を使用するフライバックコンバータを示し、このコンバータは、過電圧状態が低い負荷電流により、または負荷電流がないことにより検出されたとき、スリープモードに入る。
【図４】図４は、図３における変圧器の巻線を通る電流、電力スイッチにまたがる電圧、ならびにスリープモードの前、スリープモード中、およびスリープモードの後における低い負荷での出力電圧を示す。
【図５】図５は、出力電圧および覚醒パルスを感知するための補助巻線の使用を示す。
【図６】図６は、本発明の使用中に生じる様々なイベントを特定する流れ図である。
【００３７】
同じであるか、または等価である要素は、同じ数字で識別されている。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
（詳細な説明）
図３は、出力電圧ＶＯＵＴの一次側感知を使用する多くのタイプのフライバックコンバータのうちの任意のものを示す。本発明は、過電圧が生じるときの低い負荷電流状態中におけるコンバータの動作にしか関連していないので、フライバックコンバータの任意の従来の局面が、中位の負荷から高い負荷電流に対して使用され得る。そのような従来の回路網は周知であり、そして、例えば電流モード、電圧モード、可変の周波数、固定された周波数など様々なタイプがあるので、そのような従来の回路網を詳細に説明する必要はない。図１のコンバータ１０の従来の局面についての記述は、図３のコンバータ２０に当てはまる。
【００３９】
中位の負荷から高い負荷電流動作に対して、コンバータ２０は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１を周期的にオンにして、一次巻線Ｌ１を充電する。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のデューティサイクルまたはピーク電流は、ＶＯＵＴと関連するＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレインにおけるフィードバック電圧に依存しており、フィードバック電圧は、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がオンであり、電流が二次巻線Ｌ２を通って流れているときの特定の時間にサンプリングされる。フィードバック電圧は、抵抗器ＲＦＢおよびＲＲＥＦを使用して値を作成するために使用され、この値は、サンプリングされ、そして、電圧調整制御回路３４におけるエラー増幅器に印加された基準電圧と比較される。エラー増幅器によって発生させられたエラー信号は、エラー増幅器の入力部に印加された電圧が等しくなるように、サイクル中におけるＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のオン時間を設定する（すなわち、デューティサイクルまたはピーク電流を設定する）。エラー増幅器ならびに中位の電流および高い電流におけるコンバータ２０の動作は、従来のとおりであり得る。
【００４０】
図３において、電流が二次巻線Ｌ２を通って流れているとき、抵抗器ＲＦＢおよび一次巻線Ｌ１のノードにおける電圧は、約ＶＩＮ＋（Ｎ＊ＶＯＵＴ）であり、ここで、Ｎは、巻線Ｌ２の巻数によって割られた巻線Ｌ１の巻数の比率である。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２にまたがる小さな電圧降下は、簡明さのために無視される。このノードは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレイン電圧（ＶＤ）でもある。
【００４１】
フィードバックループにおける演算増幅器２４は、その反転された入力２６における電圧がおよそＶＩＮとなるようにする。従って、抵抗器ＲＦＢおよびＰＮＰトランジスタＱ１を通る電流は、（ＶＤ−ＶＩＮ）／ＲＦＢであり、抵抗器ＲＲＥＦにまたがる電圧は、（ＶＤ−ＶＩＮ）＊ＲＲＥＦ／ＲＦＢである。この電圧は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１およびＭ２のサイクリングにより変化し、この電圧は、ＶＯＵＴの正確な測定値を提供するために、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２またはダイオードＤ２がオンであるときのサイクルの特定の時間においてサンプリングされなくてはならない。このサンプリング時間は、それが、二次巻線Ｌ２を通る電流がおよそゼロにランプダウンしたときの時間である場合、抵抗またはダイオード降下エラーをなくすることができる。
【００４２】
図４は、図３における変圧器１２の巻線を通る電流、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１にまたがる電圧ＶＤ、ならびにスリープモードの前の、スリープモード中の、およびスリープモードの後の軽い負荷での出力電圧ＶＯＵＴを示している。
【００４３】
時間Ｔ５において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１はオンとなり、一次巻線Ｌ１を通るランプされた電流ＩＬ１を発生させる。時間Ｔ６において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１はオフとされ、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がオンにされる。これは、出力電圧の周期的なサンプリングを可能にするためのコンバータ２０の最小のデューティサイクルであり得る。二次巻線Ｌ２を通る電流がおよそゼロであるとき、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２は、同期スイッチ制御回路２８によってオフにされる。
【００４４】
抵抗器ＲＲＥＦにおける電圧のサンプリングは、好ましくは、電圧ＶＤのニー（ｋｎｅｅ）３０において採取され、電圧ＶＤのニー３０は、ほぼ、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がオフとなる時間に生じる。
【００４５】
サンプリングおよび保持回路３２は、ニー３０が生じる時間においてピーク電圧を検出する。ピーク電圧を検出し、次に、それらがリセットされるまでそのピーク電圧を保持するサンプリングおよび保持回路は、周知である。フライバックコンバータにおける一次側感知に対するそのようなニー電圧をサンプリングすることは、米国特許第５，３０５，１９２号、米国特許第７，４６３，４９７号、および米国特許第７，６３９，５１７号に記述されており、これらはすべて参考として援用されている。
【００４６】
サンプリングおよび保持回路３２は、このフィードバック電圧ＶＦＢ（または分割されたＶＦＢ）を電圧調整制御回路３４に供給するが、これは、従来のとおりであり得る。一実施形態において、電圧調整制御回路３４はエラー増幅器を備え、このエラー増幅器は、反転入力部においてＶＦＢを受信し、非反転入力部においてバンドギャップ基準電圧（例えば、１．２２ボルト）を受信する。コンバータ２０は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のデューティサイクルを制御して、エラー増幅器の中への入力を均一にするが、これは、従来のとおりである。
【００４７】
コンバータ２０が電流モードタイプである場合、エラー増幅器の出力は、コンパレータの一方の入力部に適用され、他方の入力部は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１を通るランピング電流に対応する。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１と直列である低い値の感知抵抗器が、電流を感知するために使用され得る。電流ランプが、エラー電圧に対応する限界に達したとき、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、遮断される。
【００４８】
別の実施形態において、コンバータ２０は、電圧モードタイプであり、電圧モードタイプにおいては、電圧調整制御回路３４は、エラー信号を鋸歯波形と比較する。それらが交差したとき、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、オフにされ、電圧を正確に調整するために必要とされるデューティサイクルを確立する。
【００４９】
ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、固定周波数または可変周波数でオンに戻され得る。
【００５０】
中位の負荷電流から高い負荷電流に対するこれらの調整技術の全ては、従来のとおりであり得る。図４において使用されている特定の例において、デューティサイクルは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のオフ時間を変化させることによって制御される。
【００５１】
ここで、スリープモードにおけるコンバータ２０の新規な動作が記述される。
【００５２】
図４に示されているように、時間Ｔ５の前において、負荷電流は、コンバータ２０によって送達される最小の電流よりも小さく、そして、出力電圧ＶＯＵＴは、負荷電流よりも大きい最小のデューティサイクルで提供される電流により、各サイクルと共に公称の調整された電圧（ＶＲＥＧ）よりも上で着実に増加している。時間Ｔ５において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１はオンとなり、そして、時間Ｔ６において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、最小のオン時間後にオフとなる。最小のデューティサイクルは、出力電圧を周期的にサンプリングするために使用される。
【００５３】
ＶＲＥＧ＋１０％の閾値が、スリープモードをトリガするために設定されるが、しかし、任意の値が使用され得る。図４において、この閾値は、適切なＶＲＥＦ２をコンパレータ３６の一方の入力部に適用することによって設定される。他方の入力部は、ＶＦＢに接続される。コンパレータ３６が時間Ｔ７でトリガすると、コンパレータ３６は、スリープモード制御ラッチ３８に設定信号を送信する。これに応答して、スリープモード制御ラッチ３８は、シャットダウンするか、または他の方法で不能となるように電圧調整制御回路３４を制御する。これは、電圧調整制御回路３４に電力を供給しているスイッチをオフにすることによって実行され得る。サンプリングおよび保持回路３２ならびに他の非必須回路も、スリープモードにシャットダウンされ得る。従って、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、オンになることから防止される。
【００５４】
時間Ｔ７〜Ｔ８の間では、負荷は最小であり、かつスタンバイモードにあるか、または接続されていないことがあり得、そして、漏れ電流は極めて少ないと考えられる。この時間中、ＶＯＵＴは、徐々に降下する。Ｔ７〜Ｔ８は、ミリセカンドまたは何分もの間にわたるオーダーであり得る。別のシナリオにおいては、ＶＯＵＴは、負荷がそのスタンバイモードから抜け出して突然に電流を引き込み、迅速にＶＯＵＴを下げるまで、徐々に降下する。
【００５５】
時間Ｔ８において、ＶＯＵＴは、例として、低い方の閾値であるＶＲＥＧ−１０％を横断する。これは、コンバータ２０の出力側のコンパレータ４２によって検出され、コンバータ２０の出力側においては、ＶＯＵＴ（または、分割されたＶＯＵＴ）は、コンパレータ４２の一方の入力部に結合され、ＶＲＥＦ１は、他方の入力部に結合されている。コンパレータ４２の出力部は、論理回路４６（例えば、ＡＮＤゲート）に接続されている。論理回路４６の別の入力部は、タイマ４８の出力部に結合されている。タイマ４８は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がサイクル中においてオンである時間の長さを検出する。時間の長さが、短い閾値未満の場合、タイマ４８は、デューティサイクルが低く、従って軽い負荷条件が存在することを表す信号（例えば、高い信号）を出力する。タイマ４８がデューティサイクルは高い（ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２は比較的長い時間オンである）ことを検出した場合、すなわち、二次巻線Ｌ２がサイクル中に大きな電流を送達したことを示している場合、タイマ４８は、低いＶＯＵＴは最大のデューティサイクルで提供されることのできる電流よりも大きな電流を引き込んでいる負荷によるものであることを表す逆信号（例えば、低い信号）を出力する。この高い負荷状態のもとでは、通常スリープモードを終了させるＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２による信号伝達は生じることから防止される。タイマ４８は随意であり、機能が所望である場合、タイマ４８は、様々な他のタイプの回路と取り替えられ得る。
【００５６】
従って、コンパレータ４２およびタイマ４８の出力が両方とも高いとき、論理回路４６は、高い信号をワンショット５０に出力する。ワンショット５０は、固定された持続時間を有する非常に短いパルスを出力する。この短いパルスは、同期スイッチ制御回路２８における従来の駆動回路網に結合され、パルス持続時間の間ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２をオンにする。駆動回路網はＯＲゲートに接続され得、それによって、駆動回路網は、ワンショット５０によって制御されるか、または、一次巻線Ｌ１電圧の反転（ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１が遮断）を検出するとＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２を自動的にオンにし、かつ二次巻線Ｌ２を通る電流がゼロに達したときＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２を自動的にオフにする同期スイッチ制御回路２８の従来の部分により制御され得る。
【００５７】
図４に示されるように、ワンショット５０が、時間Ｔ８において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２を短時間オンにするとき、二次巻線Ｌ２を通る短い逆電流（図４におけるパルス５２）が生じ、ＶＯＵＴをさらに下げる。従って、パルスは、できる限り短くあるべきである。あるいは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２は、特定の逆電流レベルが到達された後、オフにされ得る。
【００５８】
過電圧が検出されたときＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２を短時間オンにし、次に遮断するのは、一次巻線Ｌ１において検出可能なパルスを発生させる目的のためである。このパルスは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がオフにされた後に一次巻線Ｌ１およびＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレイン本体ダイオードＤ１を通る逆電流パルス（パルス５４）として検出され得るか、または、このパルスは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がオンである間に、ＶＩＮ＋（Ｎ＊ＶＯＵＴ）に上昇する電圧ＶＤとして検出され得る。図４は、抵抗器ＲＲＥＦにおけるパルスに対応する、ＶＤにおける電圧パルスを検出するための回路網を示す。この短いパルスは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３を短時間オンにし、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３は、スリープモード制御ラッチ３８のリセットバー端子を引き下げて、ラッチ３８をリセットする。抵抗器Ｒ２は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３がオフであるときにリセットバー端子を引き上げるために使用される高い値の抵抗器であるか、または、任意のプルアップ電流源を表し得る。
【００５９】
電圧パルスが検出される代わりに、一次巻線Ｌ１を介して電流パルスが検出される場合、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１と直列である低い値の感知抵抗器にまたがる電圧が、差動増幅器によって感知され得、そして、増幅器によって出力された電圧パルスは、スリープモード制御ラッチ３８のリセット端子に適用される。あるいは、差動増幅器は、本体ダイオードＤ１が伝導しているときにアースよりも低くなるＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレインにおける電圧ＶＤを検出するために使用され得、同様に、電圧パルスをスリープモード制御ラッチ３８に送信する。
【００６０】
ラッチ３８がリセットされると、ラッチ３８は、電圧調整制御回路３４に信号を送信して覚醒させる。これは、電圧調整制御回路３４およびコントローラ２０においてオフにさえていることがあり得る任意の他の回路網に電力を再印加するようにトランジスタスイッチを制御することによってなされ得る。
【００６１】
時間Ｔ９において、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１およびＭ２は、それらの通常の調整方法で再びスイッチが入り始め、ＶＯＵＴを高める。
【００６２】
最初、（通常、従来のエラー増幅器の出力における補償電圧ＶＣと称される）エラー電圧は最小の電圧であり、この最小の電圧は、時間Ｔ７において過電圧状態を表した。一回のスイッチングサイクルの後、サンプリングおよび保持回路３２は低いＶＯＵＴを検出し、その結果、電圧調整制御回路３４は、増加したデューティサイクルまたは電流制限で動作して迅速にＶＯＵＴをランプアップすることにより、公称の調整された電圧ＶＲＥＧを達成する。図４の特定の例において、コンバータ２０は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１の可変のオフ時間を使用して出力電流を制御し、それによって、例えば低いＶＯＵＴが検出されたとき、高いデューティサイクルで、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１は、その最大周波数でスイッチが入るようにされる。他の調整スキームに対して、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のスイッチングは、固定された周波数でなされ得る。ＶＯＵＴをより迅速にランプアップするために、エラー電圧は、代替として、その最後の値よりも高い値で始まり得る。
【００６３】
負荷電流が軽いまま、またはゼロのままである場合、ＶＯＵＴは、たとえ最小デューティサイクルであっても、時間Ｔ９から再び高まり、結局、コンパレータ３６をトリガするために必要な閾値を超過し、コンバータ２０が再びスリープモードに入るようにする。このプロセスは、次に反復される。
【００６４】
スリープモード期間はＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１をスイッチングしないこと、および非必須回路網をオフにすることにより、コンバータ２０は、その効率を多大に改良する。これは、静止電流が低減され、かつ電力は、必要ではないときはＶＯＵＴ端子に送達されないことの結果である。最小のデューティサイクルは、軽い負荷電流において必要とされず、最小の負荷も出力電圧固定も必要とされない。コンバータ２０は、負荷の過渡現象（例えば、負荷が突然より多くの電力を引き込むなど）に対して迅速に反応する。なぜなら、コンバータ２０は、ＶＯＵＴが閾値より下に降下するやいなや、スリープモードから覚醒するからである。
【００６５】
多くの他のタイプの検出器および論理が、スリープモードをトリガすることに対して過電圧を検出するために使用され得る。
【００６６】
別の実施形態において、コンパレータ３６によって検出される過電圧は、スリープモード状態マシンをトリガし、このスリープモード状態マシンは、スリープモードに出入りするコンバータ２０の様々な局面を制御するようにプログラムされている。図３の例の多くの改変が、本発明を実装するために使用され得る。
【００６７】
別の実施形態において、変圧器の入力側の補助巻線が、ＶＯＵＴならびにＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２をオンおよびオフにすることによって発生されるパルスを検出するために使用される。図５は、補助巻線ＬＡＵＸの実施形態を示す。抵抗器ＲＦＢおよびＲＲＥＦから成る抵抗器デバイダが、一次側感知に対するＶＯＵＴに対応する電圧を提供する。この電圧は、サンプリングおよび保持回路３２に提供され、サンプリングおよび保持回路３２は、すでに記述されたとおり、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のデューティサイクルまたはそのピーク電流を制御して調整された電圧を発生させるためのフィードバック電圧ＶＦＢを発生させる。フィードバック電圧ＶＦＢは、既に記述されたとおり、スリープモードコンパレータ３６に提供される。抵抗器ＲＲＥＦにおいて発生させられる覚醒パルスは、これも既に記述されたとおり、スリープモード制御ラッチ３８に対するリセットパルスを発生させる。
【００６８】
調整は、任意の他のタイプの一次側感知を使用し得る。
【００６９】
コンバータ２０のスリープモード動作には、ＶＯＵＴは２つの閾値の間で揺れるのであるからヒステレチック（ｈｙｓｔｅｒｅｔｉｃ）電圧モードも考えられ、または、コンバータ２０は短い期間オンとなり、次にオフとなるのであるからバンバンコントローラも考えられ得る。スリープモードには、バーストモードも考えられ得る。なぜなら、パルスのバーストが周期的に生じてＶＯＵＴをランプアップするからである。
【００７０】
ＭＯＳＦＥＴは、むしろ、双極トランジスタであり得る。
【００７１】
図６は、本発明の一実施形態によって実行される様々なステップを示す流れ図である。
【００７２】
ステップ６０において、コンバータ２０は、一次側感知を使用して、デューティサイクルおよび／またはスイッチ電流制限を変化させて調整された電圧を達成することによって正常に動作していることが想定されている。
【００７３】
ステップ６２において、負荷電流は、例えば負荷が、スタンバイモードに入る、または接続されていないことによって、コンバータ２０によって送達される最小の電流よりも下に減少する。
【００７４】
ステップ６４において、コンバータは、一次側感知を使用して出力電圧を感知しながら、最小のデューティサイクルで動作する。
【００７５】
ステップ６６において、出力電圧は、最小のデューティサイクルが負荷電流に対してなおも高すぎることにより、公称の調整された電圧レベルよりも上の特定の閾値よりも上に上昇する。
【００７６】
ステップ６８において、過電圧が一次側感知によって感知され、そして、電力スイッチ回路網および任意の非必須回路網が不能にされ、スリープモードを開始する。出力電圧は、次に徐々に降下する。
【００７７】
ステップ７０において、出力電圧が、公称の調整された電圧レベルよりも下の特定のレベルよりも下に降下したと二次側で決定される。
【００７８】
ステップ７２において、同期整流器が、短時間オンにされることにより、逆電流パルスを発生させ、これが、一次巻線におけるノードＶＤにおいてＶＩＮよりも上の電圧パルスを発生させる。逆電流パルスは、一次巻線においても発生させられ、逆電流パルスは、電圧パルスの代わりに感知され得る。
【００７９】
ステップ７４において、パルス（電圧または電流のいずれかの）が検出され、覚醒信号を発生させる。覚醒信号は、コンバータの通常の動作を開始するために、電力スイッチ回路網をイネーブルする。
【００８０】
ステップ７６において、出力電圧は、調整された電圧レベルが到達されるまでランプアップさせられる。負荷電流がなおも、コンバータ２０によって送達される最小の電流よりも下である場合、最小のデューティサイクルは出力電圧を高めて、公称の調整された電圧レベルよりも上の特定の閾値を超過させ、スリープモードが再び生じる。負荷がスタンバイモードから抜け出した場合、コンバータのデューティサイクル（またはピークスイッチ電流）は、調整された電圧を維持するように調節される。
【００８１】
当業者は、過度な実験を実行することなく、従来の回路技術を使用して、多くの方法で様々な機能的ブロックを設計し得る。
【００８２】
本発明の特定の実施形態が示され、かつ記述されたが、より広い局面での本発明から逸脱することなく、変更および改変がなされ得ることは当業者にとって明らかである。添付の請求項は、本発明の真の精神および範囲内にあるものとしてそのようなすべての変更および改変をその範囲内に含む。
【符号の説明】
【００８３】
Ｌ１  一次巻線
Ｌ２  二次巻線
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３  ＭＯＳＦＥＴ
１２  変圧器
１４  制御回路
２０  コンバータ
２４  演算増幅器
２６  反転された入力
２８  同期スイッチ制御回路
３２  サンプリングおよび保持回路
３４  電圧調整制御回路
３６  コンパレータ
３８  スリープモード制御ラッチ
４２  コンパレータ
４６  論理回路
４８  タイマ
５０  ワンショット
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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