(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の整流素子と第２の整流素子とで構成され前記第１の整流素子の電流出力側に前記第２の整流素子の電流出力側を接続した第１の整流手段と、前記第１の整流素子の電流入力側と接続された第１の接続端子と、前記第２の整流素子の電流入力側と接続された第２の接続端子と、第３の整流素子と第４の整流素子とで構成され前記第３の整流素子の電流入力側に前記第４の整流素子の電流入力側を接続した第２の整流手段と、前記第３の整流素子の電流出力側と接続された第３の接続端子と、前記第４の整流素子の電流出力側と接続された第４の接続端子と、前記第３の整流素子の電流入力側と前記第４の整流素子の電流入力側とに一端が接続された電流検出手段と、前記第１の整流素子の電流入力側と前記電流検出手段の他端との間に接続された第１のスイッチング手段と、前記第２の整流素子の電流入力側と前記電流検出手段の他端との間に接続された第２のスイッチング手段と、を備え、前記第１の整流手段は前記第２の整流手段より逆回復時間が短い整流素子にて構成し、前記第１の整流素子は前記第１のスイッチング手段と協調しスイッチングを行い、前記第２の整流素子は前記第２のスイッチング手段と協調しスイッチングを行うとともに、前記第２の整流手段は商用電源を整流する整流回路の負極側回路を構成し前記整流回路に接続された商用電源の整流出力を行うことを特徴とするパワーモジュール。
【請求項２】
前記第１の整流手段がワイドバンドギャップ型半導体で構成された整流素子であることを特徴とする請求項１に記載のパワーモジュール。
【請求項３】
前記第１の整流手段が炭化ケイ素あるいは窒化ガリウムで構成された整流素子であることを特徴とする請求項２に記載のパワーモジュール。
【請求項４】
前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段とがワイドバンドギャップ型半導体で構成されたスイッチング手段であることを特徴とする請求項２または３に記載のパワーモジュール。
【請求項５】
前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段とが炭化ケイ素あるいは窒化ガリウムで構成されたスイッチング手段であることを特徴とする請求項４に記載のパワーモジュール。
【請求項６】
請求項１乃至５に記載のパワーモジュールの前記第１の接続端子と前記パワーモジュールの前記第２の接続端子との間にリアクトルを介して商用電源を接続するとともに、前記第１の接続端子と前記パワーモジュールの前記第３の接続端子とを接続し前記第２の接続端子と前記パワーモジュールの前記第４の接続端子とを接続し構成されたこと特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１乃至５に記載のパワーモジュールと、前記パワーモジュールの前記第３の接続端子と第１の外部整流素子の電流入力側とを接続し前記パワーモジュールの前記第４の接続端子と第２の外部整流素子の電流入力側とを接続するとともに、前記第１の外部整流素子の電流出力側と前記第２の外部整流素子の電流出力側とを接続しブリッジ構成され前記第１の外部整流素子の電流入力側と前記第２の外部整流素子の電流入力側との間に接続された商用電源を整流する整流回路と、前記第１の外部整流素子および前記第２の外部整流素子の電流出力側と前記パワーモジュールの前記第１の接続端子との間に接続された第１のリアクトルと、前記第１の外部整流素子および前記第２の外部整流素子の電流出力側と前記パワーモジュールの前記第２の接続端子との間に接続された第２のリアクトルと、を備えたこと特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段のスイッチングを制御する制御手段を備え、前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段を交互にスイッチングするインターリーブ制御を行うことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段のスイッチングを制御する制御手段を備え、前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段が電流連続モードにてスイッチングを行うことを特徴とする請求項７または８に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置を構成するパワーモジュールに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置には、例えば、４個の整流素子をブリッジ接続して構成され交流入力と直流出力とを有した単相交流入力整流回路の負極側整流素子に並列かつ逆極性となるように半導体スイッチ素子をそれぞれ設けるとともに、単相交流入力整流回路の交流入力端子にリアクトルを接続したハーフブリッジ型単相コンバータ回路がある（例えば、特許文献１参照）。
この方式では、交流電源の正の半波と負の半波で２つの半導体スイッチ素子に交互に通電されるため、半導体スイッチ素子１個に損失集中することなく、また、部品点数も少ないため回路構成がシンプルにできるなどの利点がある。しかし、半導体スイッチ素子の性能によってスイッチング周波数の上限が決められるため、高周波化は難しく、それに伴う小型化は難しい。
【０００３】
また、別方式の電力変換装置として、４個の整流素子をブリッジ接続して構成され交流入力と直流出力とを有した単相交流入力整流回路の正極にリアクトルの一端を接続し、リアクトルの他端と単相交流入力整流回路の負極との間に半導体スイッチ素子を接続し、リアクトルと半導体スイッチ素子との接続箇所に接続され半導体スイッチ素子のスイッチング時に半導体スイッチ素子側に逆流する電流を阻止する方向に整流素子が接続された直流チョッパ型単相コンバータ回路がある。
また、この回路において、リアクトルとリアクトルに接続された半導体スイッチ素子と逆阻止する整流素子を並列に複数設け、半導体スイッチ素子のスイッチングを交互に行うインターリーブ制御を行うことができる（例えば、特許文献２参照）。
また、インターリーブ制御において、リアクトルに流れる電流がゼロになったとき半導体スイッチ素子をターンオンする電流臨界モードについても知られている（例えば、特許文献３）。
いずれの方法にしても、半導体スイッチ素子１個あたりのスイッチング周波数が低くても交互にスイッチングすることで見かけ上のスイッチング周波数は倍となり、リアクタなどが小さくできるため、小型化が容易である。しかし、半導体スイッチ素子２個を交互にスイッチングため制御が複雑で部品点数が増えコストアップするとともに、スイッチングによるノイズ発生量も多くなり、ノイズ耐力がない機器が混在するような環境で使用するには不向きである。
【０００４】
一方、電力変換装置では、半導体スイッチ素子およびダイオード素子の実装スペースを削減のため、これら半導体素子を１パッケージとしたパワーモジュールを用いるが、パワーモジュールはパッケージ内部に予め導電性の配線パターンを施した基板を配置するとともに、基板上に半導体素子を実装配置し、半導体素子や配線パターン、パワーモジュール外部の回路との接続端子などの部品を導電性のワイヤーまたは直接半田にて接続して内部回路を構成し、接続端子以外を絶縁性の樹脂材料にて直接封止したものである。あるいは、各部品が接続され内部回路が構成された基板を外装パッケージに収納し外装パッケージ内部を絶縁性の樹脂材料にて封止したものである。
よって、異なる構成の回路を製作する場合には、予め異なる構成の回路を実現する内蔵基板を製作し、その基板の実装すべき半導体素子の個数や組み合わせ、配線パターン、ワイヤーの配置などの変更により内部回路を変更したパワーモジュールを電力変換装置の構成ごとに製作することによって、パワーモジュールに内蔵する基板やパッケージ外装を共通としながら異なる回路構成の電力変換装置を構成できるパワーモジュールが得られることが知られている（例えば、特許文献４参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−２８６１４９号公報（第３―４頁、第１図）
【特許文献２】特開平４−１８８２０６号公報（第９頁、第１１図）
【特許文献３】特開平１０−１２７０４９号公報（第５―６頁、第７―９図）
【特許文献４】特開２００９−１１０９８１号公報（第１１―１２頁、第８―１１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のパワーモジュールでは、回路構成の異なる電力変換装置に対応するため、内蔵基板が異なる電力変換装置に対応した配線パターンを持っていても、パワーモジュール製造時に半導体素子および半導体素子と配線パターンとを結ぶ導電性ワイヤーの配置を回路構成ごとに変更することで内部回路を変更した製造を行うため、製造工程の段取り替えが煩雑で、パワーモジュールの製造費用が増大するという課題があった。また、その製造されるパワーモジュールでは内部にスイッチング動作する素子や整流動作する素子というような動作特性の異なる素子が搭載され、それらの素子どうしの接続が決められているので、製造時点で想定された１種類の回路構成以外の素子どうしの接続を変えることはできず、決められた回路構成以外を実現することは大変困難であるという課題があった。
【０００７】
また、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路では、回路がシンプルで損失が少なく低コストという長所があるが、高周波化が困難で、高周波化によるリアクタの小型化ができず、他の回路方式に比べ大型化し小容量の回路には不向きであるという短所がある。一方、複数のスイッチング回路を並列に備えインターリーブ制御を行う直流チョッパ型単相コンバータ回路では、高周波化ができるためリアクタの小型化などが容易にできる長所があるが、スイッチング回路を交互にスイッチングさせ半導体スイッチ素子に均等な配分の電流を流すような複雑な制御が必要となるとともに、高周波化に伴うノイズ発生量が増加し大容量の回路には不向きであるという短所がある。よって、各回路はその長所と短所のため統合しにくく、各回路を適材適所にて使用することが一般的であり、パワーモジュールはその用途に合わせて、何種類も製作が必要となるという課題があった。
【０００８】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、内部に実装される半導体素子や内部回路を変更することなくスイッチング動作する素子にて構成されたスイッチング部と整流動作する素子にて構成された整流部とを自由に接続することができ異なる回路構成の電力変換装置を構成できるパワーモジュールを得ることが目的である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、パワーモジュール内に、互いの電流出力側が接続された第１の整流素子と第２の整流素子にて構成された第１の整流手段と、第１の整流素子の電流入力側と接続された第１の接続端子と、第２の整流素子の電流入力側と接続された第２の接続端子と、互いの電流入力側が接続された第３の整流素子と第４の整流素子にて構成された第２の整流手段と、第３の整流素子の電流出力側と接続された第３の接続端子と、第４の整流素子の電流出力側と接続された第４の接続端子と、第１の整流手段の第１の整流素子と接続された第１のスイッチング手段と、第１の整流手段の第２の整流素子と接続された第２のスイッチング手段とを備え、第１の整流手段を第２の整流手段より逆回復時間が短い整流素子にて構成し、第１の整流素子は第１のスイッチング手段と協調しスイッチングを行い、第２の整流素子は第２のスイッチング手段と協調しスイッチングを行うとともに、第２の整流手段は商用電源を整流する整流回路の負極側回路を構成し整流回路に接続された商用電源の整流出力を行うようにしたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明は、パワーモジュール内に、互いの電流出力側が接続された第１の整流素子と第２の整流素子にて構成された第１の整流手段と、第１の整流素子の電流入力側と接続された第１の接続端子と、第２の整流素子の電流入力側と接続された第２の接続端子と、互いの電流入力側が接続された第３の整流素子と第４の整流素子にて構成された第２の整流手段と、第３の整流素子の電流出力側と接続された第３の接続端子と、第４の整流素子の電流出力側と接続された第４の接続端子と、第１の整流素子と接続された第１のスイッチング手段と、第２の整流素子と接続された第２のスイッチング手段とを備え、第１の整流手段は第２の整流手段より逆回復時間が短い整流素子にて構成し、第１の整流素子は第１のスイッチング手段と協調しスイッチングを行い、第２の整流素子は第２のスイッチング手段と協調しスイッチングを行うとともに、第２の整流手段は商用電源を整流する整流回路の負極側回路を構成し整流回路に接続された商用電源の整流出力を行うようにしたので、パワーモジュールの内部に実装される半導体素子や内部回路を変更することなく第１の接続端子、第２の接続端子、第３の接続端子、第４の接続端子をパワーモジュールの外部で自由に接続することで回路構成の異なる電力変換装置を構成できるとともに、そのいずれの電力変換装置を構成したとしても、第１の整流手段は逆流電流および振動電流を低減し、第２の整流手段には安価な整流素子を使用し製造費用を低減させたパワーモジュールを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１におけるパワーモジュールの回路構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１におけるパワーモジュールを用いて構成したハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１におけるパワーモジュールを用いて構成したスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図である。
【図４】この発明の実施の形態３におけるパワーモジュールの回路構成図である。
【図５】この発明の実施の形態３におけるパワーモジュールを用いて構成したハーフブリッジ型コンバータ回路の回路構成図である。
【図６】この発明の実施の形態３におけるパワーモジュールを用いて構成したスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図である。
【図７】この発明の実施の形態４におけるスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図である。
【図８】この発明の実施の形態５におけるパワーモジュールの回路構成図である。
【図９】この発明の実施の形態５のパワーモジュールを用いて構成したハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態５のパワーモジュールを用いて構成したスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態５におけるパワーモジュールの回路構成図の他の一例である。
【図１２】この発明の実施の形態６におけるパワーモジュールの回路構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態７におけるスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態８におけるパワーモジュールの回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１はパワーモジュールの回路構成図、図２は図１のパワーモジュールを用いて構成したハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成図、図３は図１のパワーモジュールを用いて構成したインターリーブ制御を行うためスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図を、それぞれ示すものである。
【００１３】
図１において、パワーモジュール１ａは、整流素子すなわちダイオード１１〜１４、スイッチング手段である半導体スイッチ素子２１，２２、電流検出手段である電流検出用シャント抵抗３１を内蔵し、それらの素子および抵抗とパワーモジュール１ａの内部配線にて接続された外部回路接続用の接続端子１０１〜１０８にて構成されている。ただし、接続端子１０１と１０３、接続端子１０２と１０４はパワーモジュール内部で接続されている。また、半導体スイッチ素子２１，２２は例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタに代表されるバイポーラトランジスタである。
【００１４】
接続端子１０１にはダイオード１１のカソード端子、接続端子１０２にはダイオード１２のカソード端子がそれぞれ接続され、ダイオード１１および１２のアノード端子には電流検出用シャント抵抗３１の一端が接続されている。接続端子１０５にはダイオード１３のアノード端子および半導体スイッチ素子２１のコレクタ端子が、接続端子１０６にはダイオード１４のアノード端子および半導体スイッチ素子２２のコレクタ端子が、接続端子１０７にはダイオード１３および１４のカソード端子がそれぞれ接続され、接続端子１０８には半導体スイッチ素子２１および２２のエミッタ端子ならびに電流検出用シャント抵抗３１のダイオード１１および１２と接続していない側の一端が接続されている。これにより、パワーモジュール１ａには、ダイオード１１および１２にて構成される第１のダイオード群の回路とダイオード１３および１４にて構成される第２のダイオード群の回路に分けられて設けられている。
【００１５】
パワーモジュール１ａは、接続端子１０１〜１０８以外の部分を絶縁性の樹脂材料（図示せず）等により封止し、パワーモジュール内部の各半導体チップとパワーモジュール外部との絶縁性を確保して、仮にパワーモジュールに導電材が接触しても内部の各半導体チップが通電・短絡しないようにしている。パワーモジュール１ａと外部回路とが接続する場合は接続端子１０１〜１０８を介して行われる。以下の実施の形態においても同様である。
【００１６】
次に、パワーモジュール１ａを使用して構成される電力変換装置すなわち力率改善回路について説明する。
図２は、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成であって、パワーモジュール１ａの接続端子１０３と１０５、接続端子１０４と１０６を接続し、接続端子１０１にはリアクトル３を介して図示しない商用の交流電源の一端に、その交流電源の他端を接続端子１０２には接続し構成される。接続端子１０７と１０８との間には整流された電圧が出力されることからコンデンサ４などを接続し、その出力を平滑し直流電圧に変換するとともに、その直流電圧を直流負荷または交流負荷を駆動するための電力変換回路を接続し使用する。なお、リアクトル３は接続端子１０１と交流電源との間の代わりに接続端子１０２と交流電源との間に接続してもよい。また、２つのリアクトルで構成されるコモンモードリアクトルの場合はコモンモードリアクトルの一方のリアクトルを接続端子１０１と交流電源の間に、もう一方のリアクトルを接続端子１０２と交流電源との間に接続して使用する。
【００１７】
このような接続により、パワーモジュール１ａは、ダイオード１３、１４にて構成される第１の整流手段を正極側整流部、ダイオード１１、１２にて構成される第２の整流手段を負極側整流部として、正極側整流部と負極側整流部とをパワーモジュール１ａの外部で接続し交流電源の出力を整流するハーフブリッジ型単相コンバータ回路の交流整流部を構成できる。
【００１８】
このようにして構成されたハーフブリッジ型単相コンバータ回路は、ダイオード１１〜１４が単相交流入力整流回路を構成し、半導体スイッチ素子２１および２２はそれぞれダイオード１１および１２に並列かつ逆極性の接続とし、電流検出用シャント抵抗３１による電流検出結果をもとにハーフブリッジ型単相コンバータ回路の制御方式に基づいて半導体スイッチ素子２１および２２が制御され、交流電源の力率改善および整流後の直流電圧等の制御を行う。
【００１９】
図３は、スイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成であって、パワーモジュール１ａの接続端子１０３とダイオードモジュール２の接続端子２０１、パワーモジュール１ａの接続端子１０４とダイオードモジュール２の接続端子２０２をそれぞれ接続し、ダイオードモジュール２の接続端子２０３にはリアクトル３ａおよび３ｂのそれぞれの一端を接続するとともに、リアクトル３ａのもう一方の一端を接続端子１０５に、リアクトル３ｂのもう一方の一端を接続端子１０６に、それぞれ接続し構成される。なお、接続端子１０１、１０２には図示しない交流電源が接続される。また、ダイオードモジュール２はダイオード４１，４２を備え、ダイオード４１，４２のカソード端子が接続端子２０３に接続され、ダイオード４１のアノード端子が接続端子２０１、ダイオード４２のアノード端子が接続端子２０２に、それぞれ接続されたモジュールである。これにより、接続端子１０７と１０８との間には整流された電圧が出力されることからコンデンサ４などを接続し、その出力を平滑し直流電圧に変換するとともに、その直流電圧を直流負荷または交流負荷を駆動するための電力変換回路を接続し使用する。なお、ダイオードモジュール２の代わりに単体のダイオードを２個用いて回路を構成しても構わない。
【００２０】
このような接続により、パワーモジュール１ａは、ダイオード１１、１２にて構成されるパワーモジュール１ａの第２の整流手段を負極側整流部、ダイオードモジュール２を正極側整流部として、負極側整流部と正極側整流部とを接続して交流電源の出力を整流する直流チョッパ型単相コンバータ回路の交流整流部を構成できるとともに、ダイオード１３、１４にて構成されるパワーモジュール１ａの第１の整流手段を半導体スイッチ素子２１および２２に直列に接続し、半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング時に協調動作しスイッチングを行い半導体スイッチ素子２１および２２側に逆流する電流を阻止する直流チョッパ型単相コンバータ回路の直流整流部として構成できる。
【００２１】
このようにして構成された直流チョッパ型単相コンバータ回路は、ダイオード１１および１２ならびにダイオードモジュール２のダイオード４１および４２が単相交流入力整流回路を構成し、半導体スイッチ素子２１および２２が交流電源の力率改善および整流後の直流電圧の制御を行うスイッチング回路、ダイオード１３および１４が半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング動作に協調しスイッチングを行うスイッチング用ダイオードとなる。よって、電流検出用シャント抵抗３１による電流検出結果をもとにインターリーブ制御方式に基づいて半導体スイッチ素子２１および２２が制御され、交流電源の力率改善および整流後の直流電圧等の制御を行う。
【００２２】
なお、図１，図２および図３においては、半導体スイッチ素子２１および２２に、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタに代表されるバイポーラトランジスタを使用するものとしているが、例えばＭＯＳＦＥＴに代表される電界効果型トランジスタを使用するものとしてもよい。この場合、上述のコレクタ端子はソース端子、エミッタ端子はドレイン端子と読み替える。以下の実施の形態においても同様である。
【００２３】
このように、ダイオードモジュール２およびリアクトル３，３ａ，３ｂを外部回路として追加することで、パワーモジュール１ａはハーフブリッジ型単相コンバータ回路およびスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の両方に適用することができる。
【００２４】
以上をまとめると、パワーモジュール１ａは、パワーモジュール１ａ内に第１の整流手段と第２の整流手段とをそれぞれ独立して設けたので、第１の整流手段を正極側整流部、第２の整流手段を負極側整流部とし、正極側整流部と負極側整流部とを接続し交流整流部を形成することでハーフブリッジ型単相コンバータ回路を構成したり、第２の整流手段を負極側整流部とし、負極側整流部と外部のダイオードモジュールと接続し交流整流部を形成するとともに、第１の整流手段と半導体スイッチ素子とを接続し半導体スイッチ素子のスイッチング動作に協調しスイッチングを行い逆流電流の阻止を行う直流整流部とした直流チョッパ型単相コンバータ回路を構成したりできる。
すなわち、パワーモジュール１ａの第１の整流手段は、交流整流部あるいは直流整流部として構成できる。
【００２５】
よって、パワーモジュール１ａはハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成およびスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成のどちらにでも使用することができる。すなわち、異なる回路構成の単相型力率改善回路に同一のパワーモジュールを使用することができ、パワーモジュールを共通化できる。したがって、パワーモジュールの製造工程を変更することなく異なる回路構成の力率改善回路すなわち電力変換装置に使用できるパワーモジュールを製造することができ、パワーモジュールの製造費用を抑制することができる。
【００２６】
これにより、製造時点での異なる回路構成に対応させる製造の段取り替えなどの無駄な作業も減り、製造費用を抑制に貢献できる。また、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路向けに製造したパワーモジュールであっても、直流チョッパ型単相コンバータ回路を製作するために使用でき、また、直流チョッパ型単相コンバータ回路向けに製造したパワーモジュールであっても、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路を製作するために使用でき、製造の無駄を省くとともに、生産の効率を上げ、流通・保管等の無駄も省ける。
【００２７】
また、図２、３の回路構成では、パワーモジュール１ａのダイオード１１〜１４の動作および必要な特性が異なるため、その特性に対応したダイオードを用いることが望ましい。
例えば、ダイオード１１および１２を逆回復時間の長いソフトリカバリダイオード（ＳＲＤ）とし、ダイオード１３および１４を逆回復時間の短いファストリカバリダイオード（ＦＲＤ）とすると、図２のハーフブリッジ型単相コンバータ回路でも、図３のスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路でもソフトリカバリダイオードおよびファストリカバリダイオードの特性を発揮させた回路構成とすることができる。
【００２８】
ダイオードは、アノードからカソードの順方向に電圧を印加して順電流を流す順バイアスの状態から、逆方向に電圧を印加して電流を阻止する逆バイアスの状態に急激に転換すると一時的にインピーダンスがゼロとなる逆回復期間が現れ、その期間では逆バイアスによって本来流すべきではない逆流電流が流れてダイオードで損失が発生するだけでなく、ダイオード内部のインダクタンス成分とキャパシタンス成分の共振によってダイオードに振動電流が流れる場合がある。すなわち、ダイオードのリカバリ損失となる。半導体スイッチ素子のスイッチング動作により高速かつ高い頻度でバイアスの転換が生じるダイオードに逆回復時間の長いダイオードを使用すると、逆流電流の流れる時間が長くなり損失が増大するだけでなく、ダイオードの内部インダクタンス成分およびキャパシタンス成分に大きなエネルギーが蓄積されるため振動電流も増大し、半導体スイッチ素子やダイオードに過電圧や熱負荷が加わり半導体素子破壊の原因となる。したがって、このようなダイオードには逆回復時間の短いファストリカバリダイオードを適用するのが一般的である。その一方で、一般的にファストリカバリダイオードはソフトリカバリダイオードよりも部品コストが増大するとされ、ファストリカバリダイオードを多用すると製造費用が増大する。
【００２９】
これに対して図２のハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成の動作について説明する。交流電源の交流電圧が正の半波、すなわち接続端子１０１にリアクトル３を介して正の電圧、接続端子１０２に負の電圧が印加されている場合、半導体スイッチ素子２１がオンすると、リアクトル３を介して交流電源から接続端子１０１、半導体スイッチ素子２１、電流検出用シャント抵抗３１、ダイオード１２を通り、接続端子１０２から交流電源に戻る経路の電流が流れ、リアクトル３にエネルギーが蓄積される。この状態で、半導体スイッチ素子２１がオフすると、リアクトル３を介して交流電源から接続端子１０２、ダイオード１３、コンデンサ４、電流検出用シャント抵抗３１、ダイオード１２を通り、接続端子１０２から交流電源に戻る経路の電流が流れ、リアクトル３に蓄積したエネルギーがコンデンサ４に充電される。
すなわち、ダイオード１２は、半導体スイッチ素子２１のオンオフに関わらず、交流電源を整流する整流用ダイオードとして機能する。一方、ダイオード１３は、半導体スイッチ素子２１がオフのとき交流電源からコンデンサ４の方向すなわちダイオード１３のアノード端子からカソード端子向かって電圧が印加される順バイアス状態となりダイオード１３は電流を流し、半導体スイッチ素子２１がオンのときコンデンサ４から半導体スイッチ素子２１の方向すなわちダイオード１３のカソード端子からアノード端子に向かって電圧が印加される逆バイアス状態となりダイオード１３は電流が流れることを阻止するスイッチング用ダイオードとして機能する。
【００３０】
同様に、交流電源の交流電圧が負の半波、すなわち接続端子１０１にリアクトル３を介して負の電圧、接続端子１０２に正の電圧が印加されている場合、半導体スイッチ素子２２がオンすると、交流電源から接続端子１０２、半導体スイッチ素子２２、電流検出用シャント抵抗３１、ダイオード１１を通り、接続端子１０１からリアクトル３を介して交流電源に戻る経路の電流が流れ、リアクトル３にエネルギーが蓄積される。この状態で、半導体スイッチ素子２２がオフすると、交流電源から接続端子１０２、ダイオード１４、コンデンサ４、電流検出用シャント抵抗３１、ダイオード１１を通り、接続端子１０１から交流電源に戻る経路の電流が流れ、リアクトル３に蓄積したエネルギーがコンデンサ４に充電される。
すなわち、ダイオード１１は、ダイオード１２同様、半導体スイッチ素子２１のオンオフに関わらず、交流電源を整流する整流用ダイオードとして機能し、ダイオード１４は、ダイオード１３同様、半導体スイッチ素子２１がオンオフのとき順バイアス状態と逆バイアス状態とを転換し、ダイオード１４は電流を流したり、阻止したりするスイッチング用ダイオードとして機能する。
【００３１】
この半導体スイッチ素子２１あるいは２２をオンオフする動作を繰り返すことによって、リアクトル３へのエネルギー蓄積とリアクトル３からコンデンサ４への充電を繰り返し行いコンデンサの両端の電圧すなわちハーフブリッジ型単相コンバータ回路の出力電圧を、交流電圧を整流し平滑したときの電圧より昇圧させる。
【００３２】
なお、昇圧させる昇圧率は、半導体スイッチ素子２１および２２のオンオフする動作周期すなわちスイッチング周波数とリアクトル３のエネルギー蓄積能力すなわちリアクトル容量によって変わる。すなわち、同じ昇圧率ならばスイッチング周波数を高くするとリアクトル３の一回のスイッチング動作によるエネルギー蓄積能力が少なくて済むので、リアクトル容量は小さくて済む。当然、スイッチング周波数が低いとリアクトル容量は大きくする必要がある。一方、スイッチング周波数を高くすることによって、ダイオード１３、１４のバイアス転換も高速化しスイッチング動作における逆流電流も増加することになる。
【００３３】
なお、交流電源の交流電圧が正の半波のとき、半導体スイッチ素子２２がオンオフしても電流経路には何も影響を与えず、交流電源の交流電圧が負の半波のとき、半導体スイッチ素子２１がオンオフしても電流経路には影響を与えない。よって、半導体スイッチ素子２１、２２は交流電源の交流電圧が正の半波、負の半波に関わらず、両方ともオンオフ動作していても構わない。
【００３４】
また、半導体スイッチ素子２１あるいは２２がオンするとリアクトル３へのエネルギー蓄積のため入力電流は上昇し、半導体スイッチ素子２１あるいは２２がオフするとリアクトル３からコンデンサ４へのエネルギー充電のため入力電流は減少する。これを制御して、入力電流を交流電源の交流電圧と同位相の正弦波に制御することによって交流電源の力率を改善させる。すなわち、交流電源の力率を１に近づける。
【００３５】
なお、入力電流を正弦波に近づけるためには、半導体スイッチ素子２１あるいは２２がオンオフしたときの入力電流の上昇と下降の幅すなわちリップルを小さくする必要があるが、半導体スイッチ素子２１および２２のオンオフする動作周期すなわちスイッチング周波数を高くすることによって入力電流のリップルを小さくすることができる。一方、スイッチング周波数を高くすることによって、ダイオード１３、１４のバイアス転換も高速化しスイッチング動作における逆流電流も増加することになる。
【００３６】
また、同様に図３のスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成の動作について説明する。半導体スイッチ素子２１がオンすると、交流電源から接続端子１０１、ダイオード４１あるいは接続端子１０２、ダイオード４２を介して、リアクトル３ａ、半導体スイッチ素子２１、電流検出用シャント抵抗３１を通り、ダイオード１１、接続端子１０１あるいはダイオード１２、接続端子１０２から交流電源に戻る経路にて電流が流れ、リアクトル３ａにエネルギーが蓄積される。次に、半導体スイッチ素子２１がオフすると、交流電源から接続端子１０１、ダイオード４１あるいは接続端子１０２、ダイオード４２を介して、リアクトル３ａ、ダイオード１３、コンデンサ４、電流検出用シャント抵抗３１を通り、ダイオード１１、接続端子１０１あるいはダイオード１２、接続端子１０２から交流電源に戻る経路にて電流が流れ、リアクトル３ａに蓄積したエネルギーがコンデンサ４に充電される。
【００３７】
同様に、半導体スイッチ素子２２がオンすると、交流電源から接続端子１０１、ダイオード４１あるいは接続端子１０２、ダイオード４２を介して、リアクトル３ｂ、半導体スイッチ素子２２、電流検出用シャント抵抗３１を通り、ダイオード１１、接続端子１０１あるいはダイオード１２、接続端子１０２から交流電源に戻る経路にて電流が流れ、リアクトル３ｂにエネルギーが蓄積される。次に、半導体スイッチ素子２２がオフすると、交流電源から接続端子１０１、ダイオード４１あるいは接続端子１０２、ダイオード４２を介して、リアクトル３ｂ、ダイオード１４、コンデンサ４、電流検出用シャント抵抗３１を通り、ダイオード１１、接続端子１０１あるいはダイオード１２、接続端子１０２から交流電源に戻る経路にて電流が流れ、リアクトル３ｂに蓄積したエネルギーがコンデンサ４に充電される。
【００３８】
以上の動作から、ダイオード１１、１２、４１、４２は、半導体スイッチ素子２１のオンオフに関わらず、交流電源を整流する整流用ダイオードとして機能する。一方、ダイオード１３は、半導体スイッチ素子２１がオフのとき交流電源からコンデンサ４の方向すなわちダイオード１３のアノード端子からカソード端子向かって電圧が印加される順バイアス状態となりダイオード１３は電流を流し、半導体スイッチ素子２１がオンのときコンデンサ４から半導体スイッチ素子２１の方向すなわちダイオード１３のカソード端子からアノード端子向かって電圧が印加される逆バイアス状態となりダイオード１３は電流が流れることを阻止するスイッチング用ダイオードとして機能する。また、ダイオード１４も同様に、半導体スイッチ素子２２がオンオフのとき順バイアス状態、逆バイアス状態と状態を転換し、ダイオード１４は電流を流したり、阻止したりするスイッチング用ダイオードとして機能する。
【００３９】
また、直流チョッパ型単相コンバータ回路の出力電圧も単相ハーフブリッジ型コンバータ回路同様、半導体スイッチ素子２１、２２のオンオフ動作の繰り返しによって、交流電圧を整流し平滑したときの電圧より昇圧させる。その昇圧率も、スイッチング周波数とリアクトル容量によって決められ、同じ昇圧率ならばスイッチング周波数を高くするとリアクトル容量は小さくて済むが、ダイオード１３、１４のバイアス転換も高速化しスイッチング動作における逆流電流も増加することになる。
【００４０】
また、交流電源の力率を改善する方法も、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路同様、半導体スイッチ素子２１、２２のオンオフ動作により、交流電源からの入力電流を増減させ、交流電源の交流電圧と同位相の正弦波に制御することによって交流電源の力率を改善させる。よって、スイッチング周波数を高くすることにより入力電流のリップルを小さくすることができるが、ダイオード１３、１４のバイアス転換も高速化しスイッチング動作における逆流電流も増加することになる。
【００４１】
なお、スイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路では、半導体スイッチ素子２１がオンオフする位相と半導体スイッチ素子２２がオンオフする位相をずらしたスイッチング制御すなわちインターリーブ制御を行うこともできる。半導体スイッチ素子２１がオンしたとき半導体スイッチ素子２２がオフし、半導体スイッチ素子２１がオフしたとき半導体スイッチ素子２２がオンするというタイミング制御を行い、半導体スイッチ素子２１、２２に交互に電流を流すことによって、回路全体では半導体スイッチ素子１個に対して２倍の電流を流せるようにしている。なお、ここでは半導体スイッチ素子は２個であるので、電流は２倍であるが、３個で構成すると３倍、４個で構成すると４倍の電流を制御できるようになる。
【００４２】
なお、図３の構成にて、必ずしも、インターリーブ制御を行う必要は無く、半導体スイッチ素子２１、２２が同時にオンする制御であっても構わない。また、半導体スイッチ素子２１をスイッチングさせ、半導体スイッチ素子２２を休止させるような制御であっても構わない。また、スイッチングさせる半導体スイッチ素子と休止させる半導体スイッチ素子を逆にしたり、時間や半導体スイッチ素子の温度などにてスイッチングと休止とを入れ替えたりしても構わない。
【００４３】
また、図２のハーフブリッジ型単相コンバータ回路および図３のスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路では、半導体スイッチ素子２１，２２のオンオフ制御を一定周波数で行い、半導体スイッチ素子２１あるいは２２がオフとなりリアクトル３または３ａ，３ｂの電流がゼロになる前に半導体スイッチ素子２１あるいは２２をオンする電流連続モード型のスイッチング制御を行う。電流連続モード型のスイッチング制御を行うとダイオード１３、１４のバイアス転換のときのバイアス電圧の差も大きくなるので逆流電流も顕著に現れるようになる。これに対して、逆流電流を緩和するためリアクトル３または３ａ、３ｂを流れる電流がゼロとなると同時に半導体スイッチ素子２１あるいは２２をオンする電流臨界モード型のスイッチング制御を行うこともできる。
【００４４】
また、以上のような回路構成と制御により、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路では、交流電源の正の半波と負の半波で２つの半導体スイッチ素子に交互に通電されるため、半導体スイッチ素子１個に損失集中することなく、また、部品点数も少ないため回路構成がシンプルにできるなどの長所がある。よって、大電流・高電圧の入出力となる大電力回路を比較的容易に実現でき、また、他の方式に比べて損失・発熱を分散させるため効率が良い回路となる。しかし、半導体スイッチ素子の性能によってスイッチング周波数の上限が決められるため、高周波化は難しく、リアクタを小型化するなども難しい。よって、同程度の容量の回路方式と比べて大型化するため、小容量の回路では不向きであるという短所がある。
また、スイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路では、インターリーブ制御が行えるため、半導体スイッチ素子１個あたりのスイッチング周波数が低くても交互にスイッチングすることで見かけ上のスイッチング周波数は倍となり、リアクタなどが小さくできる。それに伴って、回路の小型化が容易であるという長所がある。しかし、半導体スイッチ素子２個を交互にスイッチングさせる制御やそれぞれのスイッチング回路に均等な配分の電流を流すバランスが取れた制御を行う必要があるなど、制御自身が複雑であり、部品点数が増えコストアップする。また、高周波化に伴うノイズ発生量を抑えられないのでノイズ耐力の低い機器があるような環境や回路自身を大電流・高電圧の入出力とする大容量化を行っていくには不向きであるという短所がある。
よって、回路はその長所と短所のため統合しにくく、各回路を適材適所にて使用するため、パワーモジュールはその用途に合わせて、何種類も製作していたが、図１のパワーモジュール１ａによって、１種類のパワーモジュールにより、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路でも直流チョッパ型単相コンバータ回路でも構成ができるため、小容量から大容量までの用途の回路を構成できる。すなわち、回路設計者が、用途に応じてモジュールを選択していたが、どちらの回路でも自由な回路が設計できる。また、パワーモジュールの製作する側も、１種類のモジュールの製作・生産にて済むため、生産管理が容易である。
【００４５】
以上をまとめると、パワーモジュール１ａの第１のダイオード群の回路であるダイオード１１および１２は、図２のハーフブリッジ型単相コンバータ回路の構成においても、図３のスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の構成においても、交流電源の電圧・電流を整流する単相交流入力整流回路の整流用ダイオードとして機能する。よって、ダイオード１１および１２は半導体スイッチ素子のスイッチング動作による高速のバイアス転換が生じることはなく、逆回復時間の長いソフトリカバリダイオードであっても逆流電流による損失や振動電流の増大は生じない。
【００４６】
一方、パワーモジュール１ａの第２のダイオード群の回路であるダイオード１３および１４は、図２のハーフブリッジ型単相コンバータ回路の構成では単相交流入力整流回路の整流用ダイオードとしての機能のほか半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング用ダイオードすなわちリカバリダイオードとしても機能し、図３のスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の構成でも同様に半導体スイッチ素子２１および２２のリカバリダイオードとして機能する。半導体スイッチ素子２１および２２のターンオンの際には高速のバイアス転換が生じることから、ダイオード１３および１４の逆流電流によって発生する損失および振動電流の低減のためファストリカバリダイオードを使用するのが適当である。
【００４７】
よって、パワーモジュール１ａの第１のダイオード群の回路であるダイオード１１および１２には部品コストが安いソフトリカバリダイオードを適用することで、パワーモジュール１ａ全体での製造費用を低減させ、パワーモジュール１ａの第２のダイオード群の回路であるダイオード１３および１４には損失や振動電流を低減するファストリカバリダイオードを適用することで、パワーモジュール１ａを適用する電力変換装置延いては電力変換装置を内蔵した電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、電力変換装置の放熱器および保護回路を小型・簡易化して電力変換装置あるいは電気機器の製造費用を低減することができる。
【００４８】
以上のように、パワーモジュール１ａは第１のダイオード群の回路であるダイオード１１および１２にソフトリカバリダイオードを、第２のダイオード群の回路であるダイオード１３および１４にファストリカバリダイオードを適用したので、パワーモジュール１ａを適用する電力変換装置延いては電力変換装置を内蔵した電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、パワーモジュール１ａとこれを適用する電力変換装置あるいは電気機器の放熱器および保護回路を小型化・簡略化して製造費用を抑制することができる。
【００４９】
また、１種類のパワーモジュールにより、小容量から大容量までの用途の回路を構成でき、回路設計者は、用途に応じてモジュールを選択する必要なく自由な回路が設計できる。また、パワーモジュールの製作する側も、製造時点での異なる回路構成に対応させる製造の段取り替えなどの無駄な作業も減り、製造費用を抑制に貢献できる。また、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路向けに製造したパワーモジュールであっても、直流チョッパ型単相コンバータ回路を製作するために使用でき、また、直流チョッパ型単相コンバータ回路向けに製造したパワーモジュールであっても、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路を製作するために使用でき、製造の無駄を省くとともに、生産の効率を上げ、流通・保管等の無駄も省ける。１種類のモジュールの製作・生産にて済むため、生産管理が容易である。
【００５０】
なお、以上の制御を実現できる制御回路は、パワーモジュール１ａに内蔵されていても、パワーモジュール１ａの外に実装されていても構わない。
【００５１】
実施の形態２．
次に、モジュール内に図１とは別の回路構成を持つが、図２、３と同じ力率改善回路を構成できるパワーモジュールの例を説明する。
図４はパワーモジュールの回路構成図、図５は図４のパワーモジュールを用いて構成したハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成図、図６は図４のパワーモジュールを用いて構成したスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図を、それぞれ示すものである。
【００５２】
図４において、パワーモジュール１ｂは、整流素子すなわちダイオード１１〜１４、スイッチング手段である半導体スイッチ素子２１，２２、電流検出手段である電流検出用シャント抵抗３１を内蔵し、それらの素子および抵抗とパワーモジュール１ａの内部配線にて接続された外部回路接続用の接続端子１０１〜１０６，１０８および１１７にて構成されている。なお、接続端子１０１と１０３、接続端子１０２と１０４はパワーモジュール内部で接続されている。
【００５３】
接続端子１０１にはダイオード１１のカソード端子とダイオード１３のアノード端子とが、接続端子１０２にはダイオード１２のカソード端子とダイオード１４のアノード端子とが、接続端子１１７にはダイオード１３および１４のカソード端子がそれぞれ接続され、ダイオード１１および１２のアノード端子には電流検出用シャント抵抗３１の一端が接続されている。接続端子１０５には半導体スイッチ素子２１のコレクタ端子が、接続端子１０６には半導体スイッチ素子２２のコレクタ端子がそれぞれ接続され、接続端子１０８には半導体スイッチ素子２１および２２のエミッタ端子ならびに電流検出用シャント抵抗３１のダイオード１１および１２と接続していない側の一端が接続されている。これにより、パワーモジュール１ｂには、ダイオード１１〜１４にて単相交流入力整流回路が構成されて設けられるとともに、半導体スイッチ素子２１、２２が単相交流入力整流回路と独立して設けられている。
【００５４】
パワーモジュール１ｂも、パワーモジュール１ａ同様、接続端子１０１〜１０６、１０８および１１７以外の部分を絶縁性の樹脂材料（図示せず）等により封止し、モジュール内部の各半導体チップとモジュール外部との絶縁性を確保して、仮にモジュールの外部に導電材が接触しても内部の各半導体チップが通電・短絡しないようにしている。よって、パワーモジュール１ｂと外部回路とが接続する場合は接続端子１０１〜１０６、１０８および１１７を介して行われる。以下の実施の形態においても同様である。
【００５５】
次に、パワーモジュール１ｂを使用して構成される電力変換装置すなわち力率改善回路について説明する。
図５は、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成であって、パワーモジュール１ｂの接続端子１０３と１０５、接続端子１０４と１０６を接続し、接続端子１０１にはリアクトル３を介して図示しない商用の交流電源の一端に、その交流電源の他端を接続端子１０２には接続し構成される。接続端子１１７と１０８との間には整流された電圧が出力されることからコンデンサ４などを接続し、その出力を平滑し直流電圧に変換するとともに、その直流電圧を直流負荷または交流負荷を駆動するための電力変換回路を接続し使用する。なお、図２同様、リアクトル３は接続端子１０１と交流電源との間の代わりに接続端子１０２と交流電源との間に接続してもよく、２つのリアクトルで構成されるコモンモードリアクトルの場合はコモンモードリアクトルの一方のリアクトルを接続端子１０１と交流電源の間に、もう一方のリアクトルを接続端子１０２と交流電源との間に接続して使用する。
【００５６】
このようにして構成されたハーフブリッジ型単相コンバータ回路は、ダイオード１１〜１４が単相交流入力整流回路となり、半導体スイッチ素子２１および２２はそれぞれダイオード１１および１２に並列かつ逆極性の接続となる。よって、電流検出用シャント抵抗３１による電流検出結果をもとにハーフブリッジ型単相コンバータ回路の制御方式に基づいて半導体スイッチ素子２１および２２が制御され、交流電源の力率改善および整流後の直流電圧等の制御を行う。
【００５７】
図６は、スイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成であって、パワーモジュール１ａの接続端子１１７とリアクトル３ａの一端および３ｂの一端を同時に接続し、リアクトル３ａのもう一方の一端をダイオードモジュール２の接続端子２０１に、リアクトル３ｂのもう一方の一端をダイオードモジュール２の接続端子２０２に、それぞれ接続し構成される。なお、接続端子１０１、１０２には図示しない交流電源が接続される。また、ダイオードモジュール２はダイオード４１，４２を備え、ダイオード４１，４２のカソード端子が接続端子２０３に接続され、ダイオード４１のアノード端子が接続端子２０１、ダイオード４２のアノード端子が接続端子２０２に、それぞれ接続されたモジュールである。これにより、接続端子２０３と１０８の間には整流された電圧が出力されることからコンデンサ４などを接続し、その出力を平滑し直流電圧に変換するとともに、その直流電圧を直流負荷または交流負荷を駆動するための電力変換回路を接続し使用する。なお、ダイオードモジュール２の代わりに単体のダイオードを２個用いて回路を構成しても構わない。
【００５８】
このようにして構成されたスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路は、ダイオード１１〜１４が単相交流入力整流回路を構成し、半導体スイッチ素子２１および２２が交流電源の力率改善および整流後の直流電圧の制御を行うスイッチング回路、ダイオードモジュール２のダイオード４１および４２が半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング用ダイオードとなる。よって、電流検出用シャント抵抗３１による電流検出結果をもとにインターリーブ制御方式に基づいて半導体スイッチ素子２１および２２が制御され、交流電源の力率改善および整流後の直流電圧等の制御を行う。
【００５９】
なお、図１〜３同様、図４、図５および図６においても、半導体スイッチ素子２１および２２は、バイポーラトランジスタであっても、電界効果型トランジスタであっても構わない。電界効果型トランジスタの場合、コレクタ端子はソース端子、エミッタ端子はドレイン端子と読み替える。以下の実施の形態においても同様である。
【００６０】
このように、ダイオードモジュール２およびリアクトル３，３ａ，３ｂを外部回路として追加することで、パワーモジュール１ｂはハーフブリッジ型単相コンバータ回路およびスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の両方に適用することができる。
【００６１】
以上のように、パワーモジュール１ｂはハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成およびスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成のどちらにでも使用することができる。すなわち、異なる回路構成の単相型力率改善回路に同一のパワーモジュールを使用することができ、パワーモジュールを共通化できる。したがって、パワーモジュールの製造工程を変更することなく異なる回路構成の力率改善回路すなわち電力変換装置に使用できるパワーモジュールを製造することができ、パワーモジュールの製造費用を抑制することができる。
【００６２】
また、図５、６の回路構成でも、パワーモジュール２ａのダイオード１１〜１４、ダイオードモジュール２はダイオード４１、４２の動作および必要な特性が異なるため、その特性に対応したダイオードを用いることが望ましい。
【００６３】
図５の単相ハーフブリッジ型コンバータ回路の場合、動作は図２と同じであることから、ダイオード１１、１２は単相交流入力整流回路の整流用ダイオードとして機能するため、逆回復時間の長いソフトリカバリダイオードであっても構わない。一方、ダイオード１３、１４は半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング用ダイオードとして機能するため損失および振動電流の低減のためファストリカバリダイオードを使用するのが適当である。
【００６４】
図６のスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の場合、動作は図３と同じであることから、ダイオード１１〜１４は単相交流入力整流回路の整流用ダイオードとして機能するため、逆回復時間の長いソフトリカバリダイオードであっても構わない。一方、ダイオード４１、４２は半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング用ダイオードとして機能するため損失および振動電流の低減のためファストリカバリダイオードを使用するのが適当である。
【００６５】
よって、パワーモジュール１ｂにソフトリカバリダイオードとファストリカバリダイオードとを適所に配置した場合、共通化はできないが、図５のハーフブリッジ型単相コンバータ回路の場合は、ダイオード１３、１４と半導体スイッチ素子２１、２２とをパワーモジュール１ｂ内に内蔵配置することができるため、それぞれの半導体素子を最短で接続し、内部インダクタンス成分およびキャパシタンス成分を極力抑え、振動電流を増大させることを防ぐことができる。すなわち、モジュールから出されるノイズを抑制するとともに進入するノイズに強いパワーモジュールとすることができる。また、図６の直流チョッパ型単相コンバータ回路の場合は、ファストリカバリダイオードとする必要があるダイオード４１、４２をパワーモジュール１ｂと独立させることができるため、パワーモジュール１ｂを半導体スイッチ素子とソフトリカバリダイオードで構成し、生産工程で取り扱う半導体品種を単純化し、生産効率を向上させることができる。すなわち、安価なパワーモジュールが得られる。
【００６６】
以上のように、パワーモジュール１ｂはソフトリカバリダイオードとファストリカバリダイオードとを適所に配置することにより、パワーモジュール１ｂを適用する電力変換装置延いては電力変換装置を内蔵した電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、パワーモジュール１ｂとこれを適用する電力変換装置あるいは電気機器のノイズ低減あるいは製造費用を抑制することができる。
【００６７】
なお、以上の制御を実現できる制御回路は、パワーモジュール１ｂに内蔵されていても、パワーモジュール１ｂの外に実装されていても構わない。
【００６８】
実施の形態３．
次に、図１のパワーモジュールの直流出力に３相出力形の電圧形インバータ回路を構成する半導体素子を備えたパワーモジュールの例を説明する。
図７はパワーモジュールの回路構成図、図８は図７のパワーモジュールを用いて構成したハーフブリッジ型単相コンバータ回路の回路構成図、図９は図７のパワーモジュールを用いて構成したスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の回路構成図、図１０は図７とは別の構成のパワーモジュールの回路構成図である。一般的には図８または図９のようにハーフブリッジ型単相コンバータ回路あるいは直流チョッパ型単相コンバータ回路の出力に電圧形インバータ回路を設けた回路では、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路あるいは直流チョッパ型単相コンバータ回路が交流電源を変換して直流としたものを再度電圧形インバータ回路にて交流電源の周波数・電圧とは異なる周波数・電圧の交流に変換して、電圧形インバータ回路の出力に接続された３相交流の誘導負荷すなわちモータを駆動する。
【００６９】
図７において、パワーモジュール１ｃは、ダイオード１１〜１４および６１〜６６、半導体スイッチ素子２１、２２および７１〜７６、電流検出用シャント抵抗３１を内蔵し、それらの素子および抵抗とパワーモジュール１ａの内部配線にて接続された外部回路接続用の接続端子１０１〜１１１にて構成されている。なお、接続端子１０１と１０３、接続端子１０２と１０４はパワーモジュール内部で接続されている。
【００７０】
パワーモジュール１ｃは、パワーモジュール１ａの回路に、一般的な３相出力形の電圧形インバータ回路を追加して備えた回路構成である。すなわち、接続端子１０１にはダイオード１１のカソード端子、接続端子１０２にはダイオード１２のカソード端子がそれぞれ接続され、ダイオード１１および１２のアノード端子には電流検出用シャント抵抗３１の一端が接続されている。接続端子１０５にはダイオード１３のアノード端子および半導体スイッチ素子２１のコレクタ端子が、接続端子１０６にはダイオード１４のアノード端子および半導体スイッチ素子２２のコレクタ端子が、接続端子１０７にはダイオード１３および１４のカソード端子がそれぞれ接続され、接続端子１０８には半導体スイッチ素子２１および２２のエミッタ端子ならびに電流検出用シャント抵抗３１のダイオード１１および１２と接続していない側の一端が接続されている。
【００７１】
ダイオード６１〜６６および半導体スイッチ素子７１〜７６で構成する回路は一般的な３相出力形の電圧形インバータ回路であり、接続端子１０７にはダイオード６１〜６３のカソード端子および半導体スイッチ素子７１〜７３のコレクタ端子が、接続端子１０８にはダイオード６４〜６６のアノード端子および半導体スイッチ素子７４〜７６のエミッタ端子が接続されている。また、接続端子１０９にはダイオード６１のアノード端子、ダイオード６４のカソード端子、半導体スイッチ素子７１のエミッタ端子、半導体スイッチ素子７４のコレクタ端子が、接続端子１１０にはダイオード６２のアノード端子、ダイオード６５のカソード端子、半導体スイッチ素子７２のエミッタ端子、半導体スイッチ素子７５のコレクタ端子が、接続端子１１１にはダイオード６３のアノード端子、ダイオード６６のカソード端子、半導体スイッチ素子７３のエミッタ端子、半導体スイッチ素子７６のコレクタ端子が、それぞれ接続される。
【００７２】
図８は、パワーモジュール１ｃを用いた誘導負荷を駆動する回路例であり、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路の出力に電圧形インバータ回路を設けたものである。パワーモジュール１ｃの接続端子１０３と１０５、接続端子１０４と１０６とを接続し、接続端子１０１にはリアクトル３を介して図示しない交流電源の一端に、その交流電源の他端を接続端子１０２には接続し、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路の構成とする。これにより、接続端子１０７と１０８の間には整流された電圧が出力されることからコンデンサ４などを接続し、その出力を平滑し直流電圧に変換する。なお、リアクトル３は接続端子１０１と交流電源との間の代わりに接続端子１０２と交流電源との間に接続してもよく、コモンモードリアクトルの場合はコモンモードリアクトルの一方のリアクトルを接続端子１０１と交流電源の間に、もう一方のリアクトルを接続端子１０２と交流電源との間に接続して使用する。
【００７３】
このようにして構成されたハーフブリッジ型単相コンバータ回路は、ダイオード１１〜１４が単相交流入力整流回路を構成し、半導体スイッチ素子２１および２２はそれぞれダイオード１１および１２に並列かつ逆極性の接続となる。なお、ダイオード１３、１４は整流用ダイオードとしての機能のほか半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング用ダイオードとしての機能も担っている。よって、電流検出用シャント抵抗３１による電流検出結果をもとにハーフブリッジ型単相コンバータ回路の制御方式に基づいて半導体スイッチ素子２１および２２が制御され、交流電源の力率改善および整流後の直流電圧等の制御を行うとともに、電圧形インバータを構成する半導体スイッチ素子７１〜７６を適宜制御することにより接続端子１０９〜１１１より任意の電圧および周波数の３相交流電圧を出力して３相交流の誘導負荷すなわちモータを駆動する。
【００７４】
図９は、パワーモジュール１ｃを用いた誘導負荷を駆動する別の回路例であり、直流チョッパ型単相コンバータ回路の出力に電圧形インバータ回路を設けたものである。ダイオード４１、４２を備えダイオード４１、４２のカソード端子が接続端子２０３に、ダイオード４１のアノード端子が接続端子２０１に、ダイオード４２のアノード端子が接続端子２０２に接続されたダイオードモジュール２を用いて、パワーモジュール１ｃの接続端子１０３と接続端子２０１、パワーモジュール１ｃの接続端子１０４と接続端子２０２を接続し、接続端子２０３にはリアクトル３ａおよび３ｂのそれぞれの一端を接続するとともに、リアクトル３ａのもう一方の一端を接続端子１０５に、リアクトル３ｂのもう一方の一端を接続端子１０６に、それぞれ接続し構成される。なお、接続端子１０１、１０２には図示しない交流電源が接続される。これにより、接続端子１０７と１０８の間には整流された電圧が出力されることからコンデンサ４などを接続し、その出力を平滑し直流電圧に変換する。なお、ダイオードモジュール２の代わりに単体のダイオードを２個用いて回路を構成しても構わない。
【００７５】
このようにして構成されたスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路は、ダイオード１１および１２ならびにダイオードモジュール２のダイオード４１および４２が単相交流入力整流回路を構成し、半導体スイッチ素子２１および２２が交流電源の力率改善および整流後の直流電圧の制御を行うスイッチング回路、ダイオード１３および１４が半導体スイッチ素子２１および２２のスイッチング用ダイオードとなる。よって、電流検出用シャント抵抗３１による電流検出結果をもとにスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の制御方式に基づいて半導体スイッチ素子２１および２２が制御され、交流電源の力率改善および整流後の直流電圧等の制御を行うことができる。そして、電圧形インバータを構成する半導体スイッチ素子７１〜７６を適宜制御することにより接続端子１０９〜１１１より任意の電圧および周波数の３相交流電圧を出力して３相交流の誘導負荷すなわちモータを駆動する。
【００７６】
このように、ダイオードモジュール２およびリアクトル３，３ａ，３ｂを外部回路として追加することで、パワーモジュール１ｃはハーフブリッジ型単相コンバータ回路およびスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路のどちらでも構成することが可能である。加えて、３相交流の誘導負荷を駆動する電力変換回路をコンバータ回路と一体化したことから、パワーモジュールの実装面積を低減でき電気機器の小型化、製造費用の抑制を行うことができる。
【００７７】
図１０のパワーモジュール１ｄは、パワーモジュール１ｃを別の回路構成としたものであり、パワーモジュール１ｂの回路に一般的な３相出力形の電圧形インバータ回路を追加して備えた回路構成である。したがって、パワーモジュール１ｄはパワーモジュール１ｃと同様に、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路あるいはスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路のどちらでも構成することが可能であり、かつ３相交流の誘導負荷を駆動する電力変換回路をコンバータ回路と一体化したことによる実装面積の低減により、電気機器の小型化、製造費用の抑制を実現できる。
【００７８】
なお、パワーモジュール１ｃおよび１ｄはともに３相交流の誘導負荷を駆動するための電力変換回路を備えているが、直流電圧より任意の出力電圧に変換する電力変換回路であればどのような回路構成であってもよい。
【００７９】
以上のように、パワーモジュール１ｃおよび１ｄはハーフブリッジ型もしくは直流チョッパ型単相コンバータ回路と、負荷を駆動する電力変換回路とを一体化したモジュール構成としたので、パワーモジュールの実装面積を低減することができ、電気機器の小型化や製造費用の抑制を実現できる。
【００８０】
実施の形態４．
パワーモジュールにソフトリカバリダイオードとファストリカバリダイオードとを適所に配置する構成で説明してきたが、スイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路においては、その制御方法によっては、すべてソフトリカバリダイオードであっても構わない。これについて、図１１を用いて説明する。
【００８１】
図１１は、パワーモジュール１ｂと、ダイオード４１ｂ，４２ｂをソフトリカバリダイオードとしたダイオードモジュール２ｂと、リアクトル３ａ，３ｂの電流を検出する電流検出器５１，５２とを備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路である。半導体スイッチ素子２１，２２は電流検出器５１，５２が検出する電流によって制御器５３ａが電流臨界モード型のスイッチングを行うように制御する。
【００８２】
制御器５３ａは、半導体スイッチ素子２１，２２を個別に制御して、それぞれリアクトル３ａ，３ｂにエネルギーを蓄積するモードと蓄積したエネルギーでコンデンサ４を充電し昇圧させるモードとを制御する。すなわち、半導体スイッチ素子２１がオンすることによってリアクトル３ａにエネルギーが蓄積され、半導体スイッチ素子２１がオフすることによってリアクトル３ａに蓄積したエネルギーをコンデンサ４に充電される。同様に、半導体スイッチ素子２２がオンすることによってリアクトル３ｂにエネルギーが蓄積され、半導体スイッチ素子２２がオフすることによってリアクトル３ｂに蓄積したエネルギーがコンデンサ４に充電される。なお、制御器５３ａは、半導体スイッチ素子２１がオンオフする位相と半導体スイッチ素子２２がオンオフする位相をずらしたスイッチングを行うインターリーブ制御、例えば、半導体スイッチ素子２１がオンしたとき半導体スイッチ素子２２がオフし、半導体スイッチ素子２１がオフしたとき半導体スイッチ素子２２がオンするというタイミング制御を行うとともに、リアクトル３ａを流れる電流がゼロであることを検出すると同時に半導体スイッチ素子２１をターンオンし、リアクトル３ｂを流れる電流がゼロであることを検出すると同時に半導体スイッチ素子２２をターンオンする電流臨界モード型のスイッチング制御を行っている。すなわち、インターリーブ制御を行うためスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路では、半導体スイッチ素子２１，２２のターンオン・ターンオフの位相・スイッチングタイミングをずらすとともに、リアクトル３ａ、３ｂに流れる電流がゼロとなったときターンオンするスイッチング動作を行う。
【００８３】
このような直流チョッパ型単相コンバータ回路では、リアクトル３ａまたは３ｂを流れる電流がゼロであるときに半導体スイッチ素子２１または２２をターンオンとするためいわゆるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、ダイオード４１ｂまたは４２ｂの逆回復時間においても逆流電流が流れたり振動電流が発生したりすることはない。したがって、半導体スイッチ素子やダイオードに過電圧や熱負荷が加わり半導体素子が破壊に至る可能性は小さい。したがって、ダイオード４１ｂ，４２ｂを逆回復時間の長いソフトリカバリダイオードとしたダイオードモジュール２ｂを適用しても電気機器の故障に至る可能性は小さく、この適用によって電気機器の部品コストを低減することができる。
【００８４】
なお、電流臨界モード型のスイッチング制御を行っていても、ダイオードモジュール２ｂのダイオード４１ｂ，４２ｂはファストリカバリダイオードであっても構わない。
【００８５】
以上のように、半導体スイッチ素子２１、２２を電流臨界モード型のスイッチングを行うことにより、ダイオード４１ｂ，４２ｂを部品コストの低いソフトリカバリダイオードを使用することができ、部品コストを低減したダイオードモジュール２ｂを提供することができる。また、ダイオードモジュール２ｂを使用することによって、直流チョッパ型単相コンバータ回路を用いた回路構成でも、電気機器の製造費用を抑制することができる。なお、ダイオードモジュール２ｂの代わりに単体のソフトリカバリダイオードを２個用いて回路を構成しても構わない。
【００８６】
なお、直流チョッパ型単相コンバータ回路に電流臨界モード型のスイッチングを使用する例について説明したが、スイッチングによって生じる電流のリップルが大きくなるので一般的ではないがハーフブリッジ型単相コンバータ回路に電流臨界モード型のスイッチングを行っても構わない。その場合は、図１のパワーモジュール１ａのダイオード１１〜１４もしくは図４のパワーモジュール１ｂのダイオード１１〜１４はソフトリカバリダイオードにて構成することができる。
【００８７】
なお、制御器５３ａは、パワーモジュール１ｂに内蔵されていても構わない。
【００８８】
実施の形態５．
パワーモジュールにソフトリカバリダイオードとファストリカバリダイオードとを適所に配置する構成で説明してきたが、さらにワイドバンドギャップ型の半導体で構成されたダイオードを配置することによって、回路全体の損失を低減し、回路が発生するノイズを抑制することができる。これについて説明する。
図１２のパワーモジュール１ｅは、パワーモジュール１ａのダイオード１３，１４をワイドバンドギャップ型の半導体にて構成されたダイオード１３ａ，１４ａ、例えばＳｉＣで構成されたショットキーバリアダイオードとし、半導体スイッチング素子のスイッチングによるダイオードの逆流電流を減らし半導体スイッチング素子の損失を低減したものである。
【００８９】
パワーモジュール１ｅの半導体スイッチ素子２１，２２は、ハーフブリッジ型単相コンバータ回路またはスイッチング回路を並列に備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路の制御回路により、一定のスイッチング周波数でターンオン、ターンオフの動作が行われる。半導体スイッチ素子２１，２２のターンオン動作の際には、半導体スイッチ素子２１，２２にターンオン損失が、ダイオード１３ａ，１４ａにはリカバリ損失が発生し、半導体スイッチ素子２１，２２のターンオフ動作の際には半導体スイッチ素子２１，２２にターンオフ損失が発生する。
【００９０】
ワイドバンドギャップ型の半導体とは、産業向けおよび家庭電器向けの電気機器の電力変換回路およびコンバータ回路の半導体素子として広く適用されているシリコンの半導体と比較して大きなエネルギーバンド幅を持つ半導体の総称であり、パワー半導体に用いられるものとしては窒化ガリウムや炭化ケイ素がある。ワイドバンドギャップ型の半導体はシリコン半導体と比較して逆回復電荷の蓄積が極めて少ないという特性があるため、ワイドバンドギャップ型のダイオードを用いた場合は半導体スイッチ素子のターンオン動作の際の逆回復時間でも逆流電流や振動電流の発生もわずかであり、これに伴うリカバリ損失もわずかである。
【００９１】
したがって、パワーモジュール１ｅのダイオード１３ａ，１４ａに発生するリカバリ損失は、パワーモジュール１ａのダイオード１３，１４に発生するリカバリ損失と比べて極めて小さくなり、パワーモジュール１ｅで発生する損失が小さくなる。このことから、パワーモジュール１ｅを適用する電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、電気機器の放熱器および保護回路を小型・簡易化して電気機器の製造費用を低減することができる。
【００９２】
また、従来の力率改善回路では、放熱やノイズのため、２０ｋＨｚ程度のスイッチングよりできなかった。しかしながら、ダイオード１３ａ，１４ａをワイドバンドギャップ型のダイオードとすることにより、パワーモジュール１ｅの損失が低減されるとともに放熱も改善され、また、パワーモジュール１ｅも小型化できることから配線のパワーモジュール１ｅ内部の引き回し、パワーモジュール１ｅの各接続端子を介して接続された回路基板上の配線やリード線の引き回しも短くすることができ放出されるあるいは吸収されるノイズも低減できる。よって、従来どおりスイッチング周波数を２０ｋＨｚ程度で損失改善もできるが、スイッチング周波数を３０〜４０ｋＨｚ程度として、従来と同等の損失、発熱となるが、スイッチング周波数を上げることによって、力率改善の能力向上や図２、図３のリアクトル３、３ａ、３ｂの小型化に貢献できる。
【００９３】
なお、パワーモジュール１ｃのダイオード１３，１４をワイドバンドギャップ型の半導体によるダイオード１３ａ，１４ａとした構成のパワーモジュールであっても、またそのパワーモジュールの出力側を直流電圧より任意の出力電圧に変換する電力変換回路とした構成であっても、パワーモジュール１ｅと同様の効果を得られることは言うまでもない。
【００９４】
以上のように、この発明の実施の形態５によれば、ダイオード１３ａ，１４ａをリカバリ損失の小さいワイドバンドギャップ型の半導体によるダイオードとしたパワーモジュール１ｅを適用したので、パワーモジュール１ｅを適用する電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、パワーモジュール１ｅとこれを適用する電気機器との製造費用をともに抑制することができる。
【００９５】
なお、パワーモジュール１ｅはパワーモジュール１ｃのダイオード１３，１４をワイドバンドギャップ型の半導体にしたが、パワーモジュール１ｃのダイオード１１、１２もワイドバンドギャップ型の半導体としても構わない。ダイオード１１、１２は、ワイドバンドギャップ型のダイオードがもつリカバリ損失低減効果は小さいが、ワイドバンドギャップ型のダイオードは内部抵抗も小さいので、ダイオード内部を通過する電流の損失も小さく、ダイオード１１、１２をワイドバンドギャップ型の半導体とすることによって、回路全体の損失も小さくすることができる。
【００９６】
実施の形態６．
また、同様に、パワーモジュール１ｂを用いた回路においても、別にワイドバンドギャップ型の半導体を用いて、力率改善回路を構成することにより、回路全体の損失を低減し、回路が発生するノイズを抑制することができる。これについて説明する。
図１３は、パワーモジュール１ｂと、ダイオード４１ｃ，４２ｃをワイドバンドギャップ型のダイオードとしたダイオードモジュール２ｃとを備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路である。半導体スイッチ素子２１および２２は、制御器５３ｂが電流連続モード型のスイッチングを行うように制御する。
【００９７】
制御器５３ｂは、半導体スイッチ素子２１，２２を個別に制御して、それぞれリアクトル３ａ，３ｂにエネルギーを蓄積するモードと蓄積エネルギーでコンデンサ４を充電し昇圧させるモードとを制御する。すなわち、半導体スイッチ素子２１がオンすることによってリアクトル３ａにエネルギーが蓄積され、半導体スイッチ素子２１がオフすることによってリアクトル３ａに蓄積したエネルギーをコンデンサ４に充電される。同様に、半導体スイッチ素子２２がオンすることによってリアクトル３ｂにエネルギーが蓄積され、半導体スイッチ素子２２がオフすることによってリアクトル３ｂに蓄積したエネルギーがコンデンサ４に充電される。なお、制御器５３ｂは、半導体スイッチ素子２１がオンオフする位相と半導体スイッチ素子２２がオンオフする位相をずらしたスイッチングを行うインターリーブ制御、例えば、半導体スイッチ素子２１がオンしたとき半導体スイッチ素子２２がオフし、半導体スイッチ素子２１がオフしたとき半導体スイッチ素子２２がオンするというタイミング制御を行うとともに、半導体スイッチ素子２１，２２のターンオン、ターンオフを同一の一定周波数で行い、リアクトル３ａ，３ｂの電流がゼロになる前に半導体スイッチ素子２１あるいは２２はターンオンする電流連続モード型のスイッチング制御を行っている。したがって、半導体スイッチ素子２１，２２のターンオンの際には、半導体スイッチ素子２１，２２にはターンオン損失が、ダイオード４１ｃ，４２ｃにはリカバリ損失が、それぞれ発生する。
【００９８】
しかしながら、ダイオード４１ｃ，４２ｃをワイドバンドギャップ型のダイオードとしたダイオードモジュール２ｃを適用したことから、ダイオード４１ｃ，４２ｃで発生するリカバリ損失はダイオードモジュール２のダイオード４１，４２で発生するリカバリ損失と比較して極めて小さくなる。このことから、パワーモジュール２ｃを適用する電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、電気機器の放熱器および保護回路を小型・簡易化して電気機器の製造費用を低減することができる。
【００９９】
なお、パワーモジュール１ｄとダイオードモジュール２ｃとで構成した回路であっても、またパワーモジュール１ｄの出力側を直流電圧より任意の出力電圧に変換する電力変換回路とした構成であっても、パワーモジュール１ｂとダイオードモジュール２ｃとで構成した回路と同様の効果を得られることは言うまでもない。
【０１００】
また、制御器５３ｂは、パワーモジュール１ｂに内蔵されていても構わない。
【０１０１】
以上のように、この発明の実施の形態７によれば、電流連続モード型の制御方式に基づく制御器を備えた直流チョッパ型単相コンバータ回路により構成される電気機器において、ダイオード４１ｃ，４２ｃをリカバリ損失の小さいワイドバンドギャップ型の半導体によるダイオードとしたダイオードモジュール２ｃを適用したので、パワーモジュール２ｃを適用する電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、パワーモジュール２ｃとこれを適用する電気機器との製造費用をともに抑制することができる。
【０１０２】
なお、パワーモジュール１ｂ、１ｄのダイオード１１〜１４をワイドバンドギャップ型の半導体としても構わない。その場合は、ワイドバンドギャップ型のダイオードがもつリカバリ損失低減効果は小さいが、ワイドバンドギャップ型のダイオードの内部抵抗の減少によって損失も抑制されるので、回路全体の損失も小さくすることができる。
【０１０３】
実施の形態７．
図１４は、この発明の実施の形態７におけるパワーモジュールの回路構成図であり、パワーモジュール１ｆはパワーモジュール１ｅにおいて半導体スイッチ素子２１，２２をワイドバンドギャップ型の半導体による半導体スイッチ素子２１ａ，２２ａとしたものである。
【０１０４】
ワイドバンドギャップ型の半導体による半導体スイッチ素子においても、ダイオードと同等に電荷の蓄積が極めて少ないことから、ターンオン損失、ターンオフ損失もシリコン半導体による半導体スイッチ素子と比較して極めて小さくなる。したがって、パワーモジュール１ｆの半導体スイッチ素子２１ａ，２２ａに発生するターンオン損失およびターンオフ損失は、パワーモジュール１ｅの半導体スイッチ素子２１，２２に発生するターンオン損失およびターンオフ損失と比べて極めて小さくなる。このことから、パワーモジュール１ｆを適用する電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、電気機器の放熱器および保護回路を小型・簡易化して電気機器の製造費用を低減することができる。
【０１０５】
なお、パワーモジュール１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのいずれかの半導体スイッチ素子２１，２２をワイドバンドギャップ型の半導体による半導体スイッチ素子２１ａ，２２ａとした構成のパワーモジュールであっても、パワーモジュール１ｆと同様の効果を得られることは言うまでもない。
【０１０６】
また、パワーモジュール１ｅにあるように、ダイオード１３，１４あるいはダイオード１１〜１４すべてをワイドバンドギャップ型の半導体とするとともに、半導体スイッチ素子２１，２２をワイドバンドギャップ型の半導体の半導体スイッチとしても構わないし、ダイオードモジュール２をワイドバンドギャップ型の半導体としたものと組み合わせても構わない。ダイオードだけをワイドバンドギャップ型の半導体としたものより、半導体スイッチをワイドバンドギャップ型の半導体とした分、回路の損失が減り力率改善回路全体の効率を上げることができる。
【０１０７】
また、１ｃ、１ｄの半導体スイッチ２１、２２、７１〜７６をワイドバンドギャップ型の半導体に、ダイオード１１〜１４、６１〜６６をワイドバンドギャップ型の半導体としても構わない。これによって、力率改善回路のみならず、モータ駆動部分も含めて効率が改善できる。
【０１０８】
なお、損失を減らして効率を上げる説明をしてきたが、損失が従来と同等なところまでスイッチング周波数を上げ、力率改善などの性能を向上させるように使用しても構わない。従来では、半導体スイッチ２１、２２が２０ｋＨｚ程度のスイッチング周波数であることに対し、スイッチング周波数を３０〜４０ｋＨｚ程度に上昇させて、入力電流のリップル分を抑制するとともに、リアクトルを小容量化すなわち小型化するなどとすることも可能である。
【０１０９】
また、半導体スイッチ７１〜７６、ダイオード６１〜６６をワイドバンドギャップ型の半導体とすることによってモータを駆動するスイッチング周波数も高くできるので、回路全体の効率を改善できるとともに、従来実現できなかったモータ駆動の高周波化によりモータの性能改善とすることも可能である。
【０１１０】
また、ワイドバンドギャップ型の半導体はシリコン半導体と比較して逆回復電荷の蓄積が極めて少ないという特性以外に、ワイドバンドギャップ型の半導体を構成する窒化ガリウムや炭化ケイ素はシリコン半導体を構成するシリコンに比べて約１０倍の絶縁破壊電圧強度があり、半導体素子として耐電圧強度が上がる。ゆえに、パワーモジュール１ａ、１ｂのダイオード１１〜１４、半導体スイッチ２１、２２をワイドバンドギャップ型の半導体とすることにより、高耐圧化も容易となる。例えば、シリコン半導体では６００Ｖ程度の耐圧しか実現できなかった構造・構成のモジュールでも、ワイドバンドギャップ型の半導体にて構成することにより、１２００Ｖ程度の耐圧のモジュールも容易に実現可能となる。
【０１１１】
また、パワーモジュール１ｃ、１ｄでも同様に、ダイオード１１〜１４、６１〜６６、半導体スイッチ２１、２２、７１〜７６をワイドバンドギャップ型の半導体とすることによって、高耐圧化は容易であり、力率改善回路側だけではなく、モータ駆動回路側も高耐圧化できるため、モータをより高速回転域まで駆動できる。例えば、シリコン半導体で構成されたモジュールでは、モータに３００Ｖ程度の交流電圧しか印加できなかったが、ワイドバンドギャップ型の半導体で構成されたモジュールでは、２倍以上の耐圧が実現できることから、モータにも６００Ｖ程度の交流電圧を印加することができ、印加電圧に比例した回転数域を増加あるいはトルクを増大させることができるモータでは、回転数領域を高速回転域に拡大あるいはトルク出力領域を高出力領域に拡大させることもできる。また、モータが同出力、同出力トルクでよい場合は、印加電圧を高く設定できる分、モータに流れる電流も小さくでき、巻き線や各部品を接続する配線も細くすることもできる。
【０１１２】
以上のように、この発明の実施の形態８によれば、半導体スイッチ素子２１ａ，２２をターンオン損失およびターンオフ損失の小さいワイドバンドギャップ型の半導体による半導体スイッチ素子としたパワーモジュール１ｆを適用したので、パワーモジュール１ｆを適用する電気機器のエネルギー消費量を低減するとともに、パワーモジュール１ｆとこれを適用する電気機器との製造費用をともに抑制することができる。
また、ワイドバンドギャップ型の半導体とすることによって損失を抑制するのではなく、スイッチング周波数を上げることによる力率改善やリアクトルの小型化などの性能改善とすることもできる。
【符号の説明】
【０１１３】
１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ  パワーモジュール
２，２ｂ，２ｃ  ダイオードモジュール
３，３ａ，３ｂ  リアクトル
４  大容量コンデンサ
１１〜１４，１３ａ，１４ａ，４１，４２，４１ｃ，４２ｃ，６１〜６６  ダイオード
２１，２２，２１ａ，２２ａ，７１〜７６  半導体スイッチ素子
３１  電流検出用シャント抵抗
５１，５２  電流検出器
５３ａ，５３ｂ  制御器
１０１〜１１０，１１１，１１７，１１８，２０１，２０２，２０３  接続端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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