(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マグネトロンを駆動するインバータ電源を備えた高周波加熱装置であって、前記インバータ電源による前記マグネトロンの駆動シーケンスにおいて、前記マグネトロンの起動モードにおける前記インバータ電源の制御を時間管理の下、強制的に継続し、かつ前記起動モードの継続条件は、外部制御基板のマイコンによるパルス信号のパルス幅をＰＷＭ、インバータ電源の半導体素子にスイッチング指令を発生させるパルス信号のパルス幅をＰＷＭＧ、そして定常移行するパルス信号のパルス幅をＰＷＭｔｈとすると、ＰＷＭＧ＜ＰＷＭ＜ＰＷＭｔｈの関係であることを特徴とした高周波加熱装置。
【請求項２】
前記インバータ電源は、前記インバータ電源の構成部材である半導体スイッチング素子にスイッチング指令を許可する機能と、前記マグネトロンが非発振から発振へ転じた後の定常モードにおける制御への移行を許可するための機能とを有する請求項１に記載の高周波加熱装置。
【請求項３】
前記インバータ電源の前記半導体スイッチング素子への指令制御や前記マグネトロンが非発振から発振へ転じた後の前記定常モードにおける制御への移行はマイコンによるパルス信号のパルス幅により制御する請求項２に記載の高周波加熱装置。
【請求項４】
前記マグネトロンの非発振と発振との判定に入力電流をモニタして判定する請求項１または２に記載の高周波加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子レンジのようにマグネトロンを駆動して誘電加熱を行う高周波加熱装置の分野に関するもので、特に、マグネトロン非発振時にノイズが入った場合に起こりうる発振誤検知による部品破壊や起動失敗を改善するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭で使用される電子レンジ等の高周波加熱調理機器に用いられる電源としてはその性質上（持ち運びが容易で且つ調理室を大きくするために電源が内蔵される機械室スペースは小さいものが望まれる）、小型で軽いものが望まれてきた。そのため、電源のスイッチング化による小型軽量化、低コスト化が進められ、インバータ電源が主流になりつつある。
【０００３】
また、高出力化の要望もありマグネトロンの高効率化に伴う管内放電というノイズ源も発生してきている。そのためノイズに起因する誤動作にてマグネトロン非発振時に発振後の制御へ強制移行した際に異常停止、あるいは部品破壊に至る不具合にも遭遇しつつある。
【０００４】
これに似た現象で、マイクロ波を照射するマグネトロンが非発振の状態から発振した際に生じる入力電流のオーバーシュートを抑制する制御方式は過去に提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
図４は従来のインバータ電源の一例を示すブロック構成図である。図４に示されるように、商用電源１は整流器２で整流され直流電圧に変換され、商用電源１から電力が供給される。直流電圧はチョークコイル９とコンデンサ１０よりなるフィルタ回路１１を介してコンデンサ４とインダクタ１３、半導体スイッチング素子３のインバータ共振回路５に印加される。
【０００６】
インバータ共振回路５では半導体スイッチング素子３が２０〜４５キロヘルツの周波数でスイッチングし、高周波交流を作り出す。インダクタ１３は高圧トランス６の一次巻線を兼ねているのでインダクタ１３に発生した高周波交流は高圧トランス６で高電圧に昇圧される。また高圧トランス６で昇圧された高電圧は高圧整流回路７で直流高電圧に整流される。
【０００７】
制御回路１４はカレントトランス１２より得た入力電流情報を反映した形で半導体スイッチング素子３に所望の高周波出力を得るための信号を与え、これを駆動する。所望の出力を決定する指令信号は外部からマイコン１９にてフォトカプラなどの絶縁インターフェイス（図示せず）にて制御回路１４に与えられ、１０００Ｗ、８００Ｗ、６００Ｗ等の出力を得ている。
【０００８】
これらの電気要素部品が、インバータ電源１８を構成する。高圧整流回路７で整流された直流高電圧はマグネトロン８のアノード１７とカソード１６間に印加される。高圧トランス６にはもう一つの補助二次巻線が設けられており、この補助二次巻線はマグネトロン８のカソード１６に加熱電流として電力供給を行う加熱電流供給線路１５を構成している。
【０００９】
マグネトロン８はカソード１６に電力供給を受け、カソード温度が上昇し、かつアノード１７とカソード１６間に高電圧が印加されると発振しマイクロ波を発生する。マグネト
ロン８で発生されたマイクロ波は加熱室に入れられた食品などの被加熱物に照射され誘電加熱調理を行う。
【００１０】
マグネトロン８は非発振モードと発振モードに大別できる。非発振モードでは高圧とフィラメント電流による加熱でカソード１６を発振できる状態へ導き、発振モードへ移行すればマイクロ波を発生させることができる。インバータ電源１８ではこの２つのモードを見分けるためにカレントトランス１２より得た入力電流情報を基に、ある閾値を設けて、そのレベルで判定している。
【００１１】
すなわちインバータ電源１８の制御としては非発振（起動モード）と発振（起動モード）、発振（定常モード）があり、起動モードでの発振後十分安定した状態にて始めて発振（定常モード）として所望の出力を得るシーケンスに切り替えている。なお、当然閾値を超えるのは発振（起動モード）である。
【００１２】
そのためノイズにより非発振・起動モードで入力電流の閾値を超えたと判断すれば強制的に発振・定常モードでの制御へ移行してしまい、異常検知停止、あるいは最悪の場合、部品破壊にまで達してしまう。
【特許文献１】特開２０００−２１５５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記のような構成では下記の課題があった。
【００１４】
すなわち、マグネトロンの管内放電のような大きなノイズがインバータ電源近傍で発生した場合に非発振・起動モード状態から即、発振・定常モード制御へ移行してしまい、二次側回路に過大電圧が発生する。
【００１５】
なぜならば、発振の準備ができていない状態では入力電流が流れない状態のまま定常モード＝入力電流制御へ移行するため電流を入れようという方向に制御が働くが依然として電流が流れないため、必要以上の一次側の電圧上昇を招き、二次側にも過大電圧が発生となるからである。
【００１６】
この際、異常電圧検知にて停止保護が働けば良いが、現在の一次側での異常検知方式においてはカソードが暖まっていない状態での電圧変化は少なく検知し難い。ゆえに高圧部品の耐圧に頼っているのが現状であり、最悪の場合は部品破壊に至るという課題を有していた。
【００１７】
また、発振誤検知を恐れるあまり部品耐圧として多くのマージンを持つ必要があった。
【００１８】
図５は、従来の制御方法における発振誤検知時の入力電流とアノード−カソード間電圧との関係を示す特性図であり、具体的には、外来ノイズが入り発振誤検知を起こした際のマグネトロンのアノード−カソード間電圧（Ｖak）の変化を示している。
【００１９】
前述したように非発振・起動モードにて外来ノイズ（管内放電等）が発生、入力電流レベルが非発振と発振を判定するＩinthの閾値をノイズで発振したと誤判定してしまい、インバータ電源としては定常モードの入力電流制御に移行することで過大Ｖak電圧が発生している。
【００２０】
この際、異常検知による保護停止あるいは部品破壊に至ることとなる。また、マグネトロン暖時においては動作後即発振となりインバータ制御としても即定常動作へ移行するた
め電流オーバーシュートも大きくなるという課題もあった。
【００２１】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、ノイズが入ったとしてもマグネトロンの非発振・起動モードから強制的に発振・定常モードへ移行することをさせない制御方式を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
従来の課題を解決するため、本発明のインバータ電源においてはマグネトロンの非発振と発振の判定を入力電流情報のみで行わず、マグネトロンの非発振モード（起動モード）の制御を一定時間は強制的に継続することで実現している。
【発明の効果】
【００２３】
本発明は、マグネトロンの非発振・起動モード時に大きなノイズ（マグネトロンの管内放電等）が発生したとしても発振誤検知することなく、カソードが暖まった安定した状態になってからのみ発振・定常モード制御へ移行することが可能となる。故に、異常検知による停止や高圧部品の破壊の恐れがない。
【００２４】
また、マグネトロン暖時においては即発振し起動モードに達するがインバータ制御としては一定時間強制的に起動モードを継続するため定常モード移行時も電流オーバーシュートなくスムーズな制御移行が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
第１の発明は、マグネトロンを駆動するインバータ電源を備えた高周波加熱装置であって、前記インバータ電源による前記マグネトロンの駆動シーケンスにおいて、前記マグネトロンの起動モードにおける前記インバータ電源の制御を時間管理の下、強制的に継続し
、かつ前記起動モードの継続条件は、外部制御基板のマイコンによるパルス信号のパルス幅をＰＷＭ、インバータ電源の半導体素子にスイッチング指令を発生させるパルス信号のパルス幅をＰＷＭＧ、そして定常移行するパルス信号のパルス幅をＰＷＭｔｈとすると、ＰＷＭＧ＜ＰＷＭ＜ＰＷＭｔｈの関係である。
【００２７】
第２の発明は、特に第１の発明において、前記インバータ電源は、前記インバータ電源の構成部材である半導体スイッチング素子にスイッチング指令を許可する機能と、前記マグネトロンが非発振から発振へ転じた後の定常モードにおける制御への移行を許可するための機能とを有するものである。
【００２８】
第３の発明は、特に第２の発明において、前記インバータ電源の前記半導体スイッチング素子への指令制御や前記マグネトロンが非発振から発振へ転じた後の前記定常モードにおける制御への移行はマイコンによるパルス信号のパルス幅により制御するものである。
【００２９】
第４の発明は、特に第１または第２の発明において、前記マグネトロンの非発振と発振との判定に入力電流をモニタして判定するものである。
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態は、本発明を具現化した単なる例示に過ぎず、本発明は特許請求の範囲に記載した構成の範囲で変更を加えた種々の態様を含むものである。
【００３１】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１におけるインバータ電源のブロック構成図は、図４と同じである。ただし、マイコン１９および制御回路１４による制御方法が従来のものとは異なる。以下、本実施の形態における制御回路１４の制御方法について説明する。
【００３２】
図１は、本実施の形態におけるマグネトロン８の起動シーケンスを示している。前述の通り、起動シーケンスは、非発振・起動モード、発振・起動モード、発振・定常モードに大別されている。非発振・起動モードではマグネトロン８のアノード−カソード間電圧（Ｖak）を高圧印加（例えば−６．２kV）してカソード１６を温めている。この際の入力電流Ｉinはほとんどゼロに等しい。
【００３３】
続いて発振・起動モードではマグネトロン８が発振できる状態になり、Ｖakが発振時の電圧（例えば−４．４kV）となる。ここで入力電流Ｉinは発振時のある所定電流となっている。これはインバータ電源の制御によるもので、起動モードではマグネトロン８のインピーダンス無限大で且つ入力電流も流れないため制御としては一次側のどこかの電圧を一定に保つことで代用している。すなわち、この起動モードでの制御を継続した場合の発振後の入力電流はある値（例えば８Ａ）に決定される。
【００３４】
最後に発振・定常モードではまずインバータ電源として定常と判断して入力電流を所望の値にする入力電流制御に移行している。この時のＶak波形としては出力に応じた導通角になっており、アノード電流の形状に依存する形となる。
【００３５】
本発明のポイントは前記非発振・起動モード、発振・起動モードでのインバータ起動モード制御の継続にある。本実施の形態では確実に発振・起動モードに到達する時間として３秒に設定している。
【００３６】
これはマグネトロン８のカソード１６が十分温まり発振するのに必要な時間であり、この間はインバータ電源の制御として定常モードへ移行させさえしなければ発振誤検知を失くせて目的を達成できる。
【００３７】
インバータ電源としては定常移行に必要な条件として外部制御基板のマイコンからのＰＷＭ信号のパルス幅に依存させている。なお、以後、単にＰＷＭと呼ぶ場合は、ＰＷＭ信号のパルス幅を意味するものとする。
【００３８】
すなわち、ＰＷＭthをＰＷＭ信号のパルス幅の閾値として、ＰＷＭがＰＷＭthより小さい間は起動モード制御を行い、ＰＷＭがＰＷＭth以上となれば定常モードに移行する。よって３秒間ＰＷＭth以下となるパルス幅を有するＰＷＭ信号を発することで起動モードの継続を実現している。
【００３９】
実際にはこのＰＷＭ信号のパルス幅をインバータ電源内部で電圧に変換して、その電圧にて運用している（図示せず）。従来のように定常移行の条件として入力電流Ｉinによる判定を行わないので、外来ノイズによる閾値越えの発振誤検知を防止することができる。
【００４０】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２におけるインバータ電源のブロック構成図は、実施の形態１と同様、図４と同じである。以下、本実施の形態におけるマイコン１９および制御回路１４による制御方法について説明する。
【００４１】
図２は本実施の形態におけるマグネトロン８の起動シーケンスを示している。特徴としては、ＰＷＭＧをインバータ電源の半導体素子にスイッチング指令を発生させるＰＷＭ信号のパルス幅として、ＰＷＭ信号のパルス幅がＰＷＭＧより小さい間はインバータ電源の半導体素子にスイッチング指令を発生させず、ＰＷＭ信号のパルス幅がＰＷＭＧ以上となったとき初めてスイッチング指令を出している。
【００４２】
すなわち、インバータ電源に通電があった後に本実施の形態では３００ｍｓの時間をおいてからスイッチング指令を出しており、通電直後のノイズ交じりの不安定な時間帯を避ける効果がある。その後のマグネトロン８が非発振から発振へ転じた後のインバータ電源定常モード制御への移行もＰＷＭ＞ＰＷＭthとして行っている。
【００４３】
この際、確実に発振するであろう時間として３秒を設定している（ＰＷＭＧ＜ＰＷＭ＜ＰＷＭthの時間）。このように２つの異なる閾値を分けて持つことで、よりノイズに強いシーケンスとなる。
【００４４】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３におけるインバータ電源のブロック構成図は、実施の形態１、２と同様、図４と同じである。以下、本実施の形態におけるマイコン１９および制御回路１４による制御方法について説明する。
【００４５】
図３は本実施の形態におけるマグネトロン８の起動シーケンスを示している。特徴としては従来通りの入力電流によるマグネトロン８の非発振と発振の判定方法としてＩinthも併用して使用している点である。確かにＩinthのみの運用では不具合があるが本発明のＰＷＭthと併用することでダブルチェック機能として信頼度が増す。
【００４６】
例えばＰＷＭ信号を出力するマイコンが暴走した場合にＰＷＭ＞ＰＷＭthのＰＷＭ信号が出力され続けたならば本発明の意図が達成できない。この場合には従来の入力電流による判定Ｉinthを活用することとなる。
【００４７】
本実施の形態では、発振・起動モードにおいてまずＩinth＜Ｉinとなり、第一の条件をクリアする。続いてＰＷＭの設定値（ＰＷＭＧ＜ＰＷＭ＜ＰＷＭth）の継続時間３秒後にＰＷＭth＜ＰＷＭとなり、第二の条件をクリアした時点で発振・定常モードへ移行する。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
以上のように、本発明の高周波加熱装置によればマグネトロン８の非発振・起動モード時に大きなノイズ（マグネトロン８の管内放電等）が発生したとしても発振誤検知することなく、カソード１６が温まった安定した状態になってからのみ発振・定常モード制御へ移行することが可能となる。
【００４９】
故に、異常検知による停止や高圧部品の破壊の恐れがなく、高いＶakが発生する心配がないため、耐圧マージンの設計も少なく設定しても問題がないという利点も生まれる。
【００５０】
また、マグネトロン暖時においては即発振・起動モードに達するがインバータ制御としては一定時間強制的に起動モードを継続するため定常モード移行時も電流オーバーシュートなくスムーズな制御移行が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施の形態１におけるマグネトロンの発振開始時における入力電流とアノード−カソード間電圧との関係を示す特性図
【図２】本発明の実施の形態２におけるマグネトロンの発振開始時における入力電流とアノード−カソード間電圧との関係を示す特性図
【図３】本発明の実施の形態３におけるマグネトロンの発振開始時における入力電流とアノード−カソード間電圧との関係を示す特性図
【図４】従来および本発明の高周波加熱電源装置のブロック構成図
【図５】従来の制御方法における発振誤検知時の入力電流とアノード−カソード間電圧との関係を示す特性図
【符号の説明】
【００５２】
１  商用電源
２  整流器
３  半導体スイッチング素子
４  コンデンサ
５  インバータ共振回路
６  高圧トランス
７  高圧整流回路
８  マグネトロン
９  チョークコイル
１０  コンデンサ
１１  フィルタ回路
１２  カレントトランス
１３  インダクタ
１４  制御回路
１５  加熱電流供給線路
１６  カソード
１７  アノード
１８  インバータ電源
１９  マイコン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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