(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流の対象単相信号から、前記対象単相信号との位相差がπ／２よりも小さな信号又は該信号の反転信号をフィルタ信号として生成するフィルタ部と、
前記対象単相信号及び前記フィルタ信号を用いて導出対象を導出する信号導出部と、を備え、
前記導出対象は、前記対象単相信号との位相差がπ／２であるπ／２位相差信号、又は、前記対象単相信号の周波数と同期した回転座標系上におけるベクトル信号の成分を含む
ことを特徴とする単相信号入力装置。
【請求項２】
前記信号導出部は、前記対象単相信号及び前記フィルタ信号間の位相差を用いた三角関数と、前記対象単相信号及び前記フィルタ信号間の振幅比とに基づき、前記導出対象を導出する
ことを特徴とする請求項１に記載の単相信号入力装置。
【請求項３】
交流の対象単相信号から、前記対象単相信号よりも位相が遅れた位相遅れ信号及び前記対象単相信号よりも位相が進んだ位相進み信号を生成するフィルタ部と、
前記位相遅れ信号及び前記位相進み信号を用いて導出対象を導出する信号導出部と、を備え、
前記導出対象は、前記対象単相信号との位相差がπ／２であるπ／２位相差信号、又は、前記対象単相信号の周波数と同期した回転座標系上におけるベクトル信号の成分を含む
ことを特徴とする単相信号入力装置。
【請求項４】
前記信号導出部は、前記対象単相信号と前記位相遅れ信号又は前記位相進み信号との間の位相差を用いた三角関数に基づき、前記導出対象を導出する
ことを特徴とする請求項３に記載の単相信号入力装置。
【請求項５】
前記信号導出部の導出結果を用いて前記対象単相信号の位相情報を推定する単相信号情報推定部を更に備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載の単相信号入力装置。
【請求項６】
前記単相信号情報推定部は、前記信号導出部の導出結果を用いて、前記対象単相信号の周波数及び振幅の内、少なくとも１つを更に推定する
ことを特徴とする請求項５に記載の単相信号入力装置。
【請求項７】
交流の対象単相信号から、前記対象単相信号との位相差がπ／４である信号又は該信号の反転信号をフィルタ信号として生成するフィルタ部と、
前記対象単相信号及び前記フィルタ信号を用いて前記対象単相信号の位相情報を推定する単相信号情報推定部と、を備えた
ことを特徴とする単相信号入力装置。
【請求項８】
前記単相信号情報推定部は、推定した前記位相情報を用いて、前記対象単相信号の周波数をも更に推定する
ことを特徴とする請求項７に記載の単相信号入力装置。
【請求項９】
電力系統に接続される電力変換回路と、
前記電力変換回路を制御する制御回路と、を備えた系統連系装置において、
前記制御回路は、前記電力系統及び前記電力変換回路間における交流の単相信号を対象単相信号として受ける請求項１〜請求項８の何れかに記載の単相信号入力装置と、前記単相信号入力装置を用いて前記電力変換部の単独運転状態を検出する単独運転検出部と、を有する
ことを特徴とする系統連系装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相信号の位相状態等の推定を行う単相信号入力装置に関する。また、本発明は、系統連系に関する制御を行う系統連系装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流の単相信号の瞬時位相を推定する様々な方法が提案されている。この中で、単相信号のゼロクロスタイミングから単相信号の位相や周波数を検出する方法が広く知られている。しかしながら、ゼロクロスタイミングを利用する方法では、信号に含まれるノイズや高調波成分によってゼロクロスタイミングが容易に変化するため、ノイズや高調波成分に対して脆弱である。これを考慮し、単相信号の位相状態等の推定に寄与する様々な方法が提案されている。
【０００３】
第１従来方法では、ヒルベルト変換を用いて単相信号から複素ベクトル（回転ベクトル）を得ている（例えば、下記特許文献１参照）。
【０００４】
第２従来方法では、バンドパスフィルタに積分又は微分特性を付与したフィルタを用いて単相信号との位相差がπ／２の信号を生成し、生成信号を用いて単相信号の位相を推定している（例えば、下記特許文献２及び３参照）。
【０００５】
第３従来方法では、単相信号から擬似三相信号を生成し、擬似三相信号を三相／ｄｑ変換している（下記非特許文献１参照）。
【０００６】
第４従来方法では、位相遅れ単相交流生成器を用いた単相電圧型交直変換装置を提案している（例えば、下記特許文献４参照）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−１４３８６０号公報
【特許文献２】特開２００６−１２９６８１号公報
【特許文献３】特開２００８−１４１９３５号公報
【特許文献４】特開２００９−２１９２６３号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】長石、他４名，「擬似三相変換を用いた単相回路の高速電圧検出とＰＬＬ」，パワーエレクトロニクス学会誌，平成１８年３月，Vol.３１，ＪＩＰＥ−３１−１８，ｐ．１３６−１４２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、第１及び第２従来方法では、高次のフィルタが必要であるため演算負荷が重い。
【００１０】
また、第３従来方法では、擬似三相信号の生成が必要となる分、演算負荷が重くなる。
【００１１】
また、第４従来方法にて成されるフィルタ処理の位相遅れはπ／２（９０度）である。π／２の位相遅れを実現するには高次のフィルタが必要となるため演算負荷が重い。尚、位相の遅れ量がπ／２のからずれた場合（特許文献４におけるωｓとωｃｏが等しくない場合）でも近似解を得ることができるとの開示が特許文献４にはあるが、特許文献４に記載の方法は位相の遅れ量がπ／２であることを前提としたものであるため、位相の遅れ量がπ／２からずれると近似による誤差が発生し、精度上の問題が生じる。
【００１２】
そこで本発明は、簡素な演算で単相信号の状態（例えば位相状態）の推定を可能ならしめる単相信号入力装置を提供することを目的とする。また本発明は、そのような単相信号入力装置を利用した系統連系装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明に係る第１の単相信号入力装置は、交流の対象単相信号から、前記対象単相信号との位相差がπ／２よりも小さな信号又は該信号の反転信号をフィルタ信号として生成するフィルタ部と、前記対象単相信号及び前記フィルタ信号を用いて導出対象を導出する信号導出部と、を備え、前記導出対象は、前記対象単相信号との位相差がπ／２であるπ／２位相差信号、又は、前記対象単相信号の周波数と同期した回転座標系上におけるベクトル信号の成分を含むことを特徴とする。
【００１４】
これにより、対象単相信号の位相情報等の導出元となるπ／２位相差信号などを、対象単相信号との位相差がπ／２未満のフィルタ信号を用いて導出することができる。対象単相信号との位相差がπ／２未満のフィルタ信号は、低次のフィルタによって生成可能であるため、演算負荷が小さくて済む。
【００１５】
具体的には例えば、前記第１の単相信号入力装置において、前記信号導出部は、前記対象単相信号及び前記フィルタ信号間の位相差を用いた三角関数と、前記対象単相信号及び前記フィルタ信号間の振幅比とに基づき、前記導出対象を導出する。
【００１６】
本発明に係る第２の単相信号入力装置は、交流の対象単相信号から、前記対象単相信号よりも位相が遅れた位相遅れ信号及び前記対象単相信号よりも位相が進んだ位相進み信号を生成するフィルタ部と、前記位相遅れ信号及び前記位相進み信号を用いて導出対象を導出する信号導出部と、を備え、前記導出対象は、前記対象単相信号との位相差がπ／２であるπ／２位相差信号、又は、前記対象単相信号の周波数と同期した回転座標系上におけるベクトル信号の成分を含むことを特徴とする。
【００１７】
π／２位相差信号などを導出するための位相遅れ信号及び位相進み信号は、低次のフィルタによって生成可能であるため、演算負荷が小さくて済む。
【００１８】
具体的には例えば、前記第２の単相信号入力装置において、前記信号導出部は、前記対象単相信号と前記位相遅れ信号又は前記位相進み信号との間の位相差を用いた三角関数に基づき、前記導出対象を導出する。
【００１９】
また例えば、前記信号導出部の導出結果を用いて前記対象単相信号の位相情報を推定する単相信号情報推定部を、前記第１又は第２の単相信号入力装置に更に設けるようにしてもよい。
【００２０】
また例えば、前記第１又は第２の単相信号入力装置において、前記単相信号情報推定部は、前記信号導出部の導出結果を用いて、前記対象単相信号の周波数及び振幅の内、少なくとも１つを更に推定してもよい。
【００２１】
本発明に係る第３の単相信号入力装置は、交流の対象単相信号から、前記対象単相信号との位相差がπ／４である信号又は該信号の反転信号をフィルタ信号として生成するフィルタ部と、前記対象単相信号及び前記フィルタ信号を用いて前記対象単相信号の位相情報を推定する単相信号情報推定部と、を備えたことを特徴とする。
【００２２】
上記のフィルタ信号は、低次のフィルタによって生成可能であるため、演算負荷が小さくて済む。また、対象単相信号及びフィルタ信号間の位相差をπ／４に設定することで、該位相差をπ／４以外とするよりも、位相情報の推定用演算を更に低減することが可能である。
【００２３】
また例えば、前記第３の単相信号入力装置において、前記単相信号情報推定部は、推定した前記位相情報を用いて、前記対象単相信号の周波数をも更に推定してもよい。
【００２４】
本発明に係る系統連系装置は、電力系統に接続される電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電力系統及び前記電力変換回路間における交流の単相信号を対象単相信号として受ける上記の何れかに記載の単相信号入力装置と、前記単相信号入力装置を用いて前記電力変換部の単独運転状態を検出する単独運転検出部と、を有することを特徴とする
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、簡素な演算で単相信号の状態（例えば位相状態）の推定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１実施形態に係る位相差推定ユニットの内部ブロック図である。
【図２】αβ座標系とＰＱ座標系との関係を示す図（ａ）と、αβ座標系上における対象単相信号及びフィルタ信号の軌跡を示す図（ｂ）である。
【図３】図１のベクトル成分算出部の内部構成例を示す図である。
【図４】図１の位相差推定ユニット内の各信号の波形の第１例を示す図である。
【図５】図１の位相差推定ユニット内の各信号の波形の第２例を示す図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係る位相推定ユニットの内部ブロック図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係る位相／周波数／振幅推定ユニットの内部ブロック図である。
【図８】図７の位相／周波数／振幅推定ユニットにおける入出力信号及び中間生成信号の波形例を示す図である。
【図９】本発明の第１実施形態に係る位相／周波数推定ユニットの内部ブロック図である。
【図１０】本発明の第１実施形態に係る位相／周波数推定ユニットの内部ブロック図である。
【図１１】本発明の第２実施形態に係る位相差推定ユニットの内部ブロック図である。
【図１２】図１１のベクトル成分算出部の内部構成例を示す図である。
【図１３】図１１の位相差推定ユニット内の各信号の波形の第１例を示す図である。
【図１４】図１１の位相差推定ユニット内の各信号の波形の第２例を示す図である。
【図１５】本発明の第２実施形態に係る位相推定ユニットの内部ブロック図である。
【図１６】本発明の第２実施形態に係る位相／周波数／振幅推定ユニットの内部ブロック図である。
【図１７】本発明の第２実施形態に係る位相／周波数推定ユニットの内部ブロック図である。
【図１８】本発明の第２実施形態に係る位相／周波数推定ユニットの内部ブロック図である。
【図１９】本発明の第３実施形態に係る系統連系システムの構成ブロック図である。
【図２０】図１９の座標変換部の内部ブロック図である。
【図２１】本発明の第３実施形態に係り、単独運転時における過渡応答シミュレーション結果を示す図である。
【図２２】本発明の第３実施形態に係り、単独運転時における過渡応答シミュレーション結果を示す図である。
【図２３】本発明の第４実施形態に係る単相アクティブフィルタを含む電源システムの構成ブロック図である。
【図２４】図２３の座標変換部の内部ブロック図である。
【図２５】本発明の第５実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。
【図２６】図２５の座標変換部の内部ブロック図である。
【図２７】図２５の電圧演算部に内包させることのできる回転速度変動推定部の内部ブロック図である。
【図２８】本発明の第６実施形態に係るアクチュエータシステムの構成ブロック図である。
【図２９】図２８の推定ユニットの内部ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、物理量等を表す記号又は部品等を参照する符号を付記することによって該記号又は符号に対応する名称を省略又は略記することがある。例えば、フィルタ信号を記号ｖ２によって表す場合、フィルタ信号ｖ２を、例えば信号ｖ２と表記する場合もある。
【００２８】
＜＜第１実施形態＞＞
図１に、本発明の第１実施形態に係る位相差推定ユニット１（以下、推定ユニット１と略記することがある）の内部ブロック図を示す。推定ユニット１は、フィルタ１１、ベクトル成分算出部１２及び位相差算出部１３を備える。
【００２９】
記号ｖｓは、位相情報等が導出されるべき交流且つ単相の信号を表し、以下、信号ｖｓを対象単相信号とも呼ぶ。対象単相信号ｖｓが表す物理量（電圧、電流、速度など）の種類は任意である。記号ｖ１及びｖ２も信号を表す記号である。特に記述なき限り、信号ｖ１は対象単相信号ｖｓと同じものである。故に、以下では、ｖｓだけでなく、ｖ１をも対象単相信号と呼ぶことがある。信号ｖ２は、信号ｖ１にフィルタ処理を施して得られる信号であり、信号ｖ２を特にフィルタ信号とも呼ぶ。
【００３０】
図２（ａ）に、αβ座標系とＰＱ座標系との関係を示す。αβ座標系は、固定軸であるα及びβ軸を座標軸とする二次元固定座標系である。α及びβ軸は互いに直交しており、β軸はα軸から電気角で９０度だけ進んでいる。図２（ａ）を含む任意の座標系を示す図において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。ＰＱ座標系は、回転軸であるＰ及びＱ軸を座標軸とする二次元回転座標系である。Ｐ及びＱ軸は互いに直交しており、Ｑ軸はＰ軸から電気角で９０度だけ進んでいる。α軸から見たＰ軸の位相をθにて表す。θは、α軸を基準とするＰ軸の位相の進み角度を表している。
【００３１】
図２（ａ）において、符号８００は任意の座標系上のベクトルを表している。ベクトル８００は、任意の信号の位相及び振幅状態を表している。従って、ベクトル８００によって位相及び振幅状態が表される信号を、ベクトル信号と呼ぶこともできる。今、ベクトル８００が、ＰＱ座標系の回転に同期して回転するベクトルであるとする。そうすると、αβ座標系上においてベクトル８００は回転するため、αβ座標系上におけるベクトル８００は回転ベクトルとも呼べる。ベクトル８００のα軸、β軸、Ｐ軸及びＱ軸成分を、夫々、ｖα、ｖβ、ｖｐ及びｖｑにて表す。ｖα、ｖβ、ｖｐ及びｖｑの夫々も信号の一種である。例えば、ｖαは、α軸成分のみを持つ信号である（ｖβ、ｖｐ及びｖｑも同様）。ｖα及びｖβは、αβ座標系上における回転ベクトル８００の直交２成分（互いに直交する２つの成分）であり、ｖｐ及びｖｑは、ＰＱ座標系上におけるベクトル８００の直交２成分である。
【００３２】
対象単相信号ｖ１の周波数として与えられた既知の周波数をωｎにて表す。ωｎは、高調波成分を無視した、信号ｖ１の基本波成分の角周波数に相当する。ＰＱ座標系の回転における角周波数をωｎに設定することができる。従って、ＰＱ座標系は、対象単相信号ｖ１の周波数ωｎと同期して回転する回転座標系と言える。
【００３３】
信号ｖ１及びｖ２は、
ｖ１＝ＡＭＰｖ１・ｃｏｓ（θｖ１）、
ｖ２＝ＡＭＰｖ２・ｃｏｓ（θｖ２）、
によって表される。ＡＭＰｖ１及びＡＭＰｖ２は、それぞれ信号ｖ１及びｖ２の振幅を表し、θｖ１及びθｖ２は、それぞれ信号ｖ１及びｖ２の位相を表している。信号ｖ１及びｖ２間の位相差をθ１にて表す。“θ１＝θｖ１−θｖ２”である。従って、信号ｖ２は、
ｖ２＝ＡＭＰｖ２・ｃｏｓ（θｖ１−θ１）、
とも表現される。θ１が正のとき、信号ｖ２は信号ｖ１よりもθ１だけ位相が遅れる。
【００３４】
図２（ｂ）において、実線８０２及び８０３は、それぞれαβ座標系上における信号ｖ１及びｖ２の軌跡を表している。図２（ｂ）から分かるように、信号ｖ１がα軸成分のみを持つようにα軸は設定される。従って、ｖ１＝ｖαであると共に、信号ｖβと対象単相信号ｖ１との位相差はπ／２である。故に、対象単相信号ｖ１を基準にして考えた場合、信号ｖβをπ／２位相差信号と呼ぶこともできる。本明細書において、πは円周率を表し、特に記述なき限り、位相又は角度は電気角における位相又は角度であると共に、πを用いて表した位相又は角度の単位はラジアンである。
【００３５】
下記式（Ａ−１）の行列Ｃ１（θ１）を用いると、信号ｖ１及びｖ２を、αβ座標系上における回転ベクトル８００の直交２成分ｖα及びｖβに変換することができる。即ち、式（Ａ−１）の行列Ｃ１（θ１）を用いて、式（Ａ−１ａ）が成立する。ここで、
ＲＡＭＰ＝ＡＭＰｖ１／ＡＭＰｖ２、
である。即ち、ＲＡＭＰは、信号ｖ１及びｖ２間の振幅比である。また、
θ２＝π／２−θ１
である。また、式（Ａ−１）及び（Ａ−１ａ）から明らかなように、π／２位相差信号としての信号ｖβを、式（Ａ−１ｂ）又は（Ａ−１ｃ）によって表すことができる。尚、行列Ｃ１（θ１）は、θ２にも依存すると言えるので、“Ｃ１（θ１）”を“Ｃ１（θ２）”と表記することもできる。
【００３６】
【数１】
0005621103.tif 000002
【００３７】
行列Ｃ１（θ１）は、例えば、θ１がπ／４であるときには式（Ａ−２）によって表され、θ１がπ／３であるときには式（Ａ−２ａ）によって表される。
【００３８】
【数２】
0005621103.tif 000003
【００３９】
αβ座標系上の回転ベクトル８００を角度θだけ回転させることで、ＰＱ座標系上のベクトル８００を得ることができる。αβ座標系上の回転ベクトル８００を角度θだけ回転させるための行列Ｃ２（θ）は下記式（Ａ−３）によって表され、行列Ｃ１（θ１）及びＣ２（θ）の積である行列Ｃ（θ）は下記式（Ａ−４）によって表される。行列Ｃ（θ）を用いれば、信号ｖ１及びｖ２を、ＰＱ座標系上におけるベクトル８００の直交２成分ｖｐ及びｖｑに変換することができる。即ち、ｖ１及びｖ２とｖｐ及びｖｑとの間には、式（Ａ−４ａ）が成立する。
【００４０】
【数３】
0005621103.tif 000004
【００４１】
図１のフィルタ１１は、フィルタリング対象信号の位相を遅らせる又は進ませるフィルタ処理をフィルタリング対象信号としての信号ｖ１に施すことによりフィルタ信号ｖ２を生成する。フィルタ１１の伝達関数はＦ（ｓ）で表される。フィルタ１１において、周波数ωｎにおける信号ｖ１のゲインは１／ＲＡＭＰである。従って、フィルタ１１を通すことにより、信号ｖ１における周波数ωｎの信号成分の振幅は１／ＲＡＭＰになる。
【００４２】
ベクトル成分算出部１２は、θ１及びθを用いた上記式（Ａ−４）及び（Ａ−４ａ）に従う座標変換を行うことによって、信号ｖ１及びｖ２から信号ｖｐ及びｖｑを算出する。ベクトル成分算出部１２として、図３のベクトル成分算出部１２Ａを用いることも可能である。ベクトル成分算出部１２Ａには座標変換部１４及び１５が設けられている。座標変換部１４は、θ１に基づき上記式（Ａ−１）及び（Ａ−１ａ）に従って信号ｖ１及びｖ２から信号ｖα及びｖβを算出する。座標変換部１５は、座標変換部１４にて算出された信号ｖα及びｖβを要素とする行列に行列Ｃ２（θ）を乗じることにより信号ｖｐ及びｖｑを算出する。即ち、信号ｖα及びｖβを直交二成分とする、αβ座標系上の回転ベクトル８００を、行列Ｃ２（θ）を用いてθだけ回転させることにより、信号ｖｐ及びｖｑを直交二成分とする、ＰＱ座標系上のベクトル８００を算出する。
【００４３】
位相差算出部１３は、ベクトル成分算出部１２にて算出されたｖｐ及びｖｑから、θと対象単相信号ｖ１の位相θｖ１との間の位相差Δθを求める。位相差Δθの導出式及び位相差Δθの利用方法については後述する。
【００４４】
本実施形態及び後述の他の実施形態において、演算動作（フィルタ処理等をも含む）を行う各部位は、各時点で得られている最新の信号の値を用いて自身が成すべき演算を行い、所定の更新周期で自身が算出して出力すべき信号の値を更新する。従って、演算動作を行う任意の部位にて導出される導出対象の値は、その導出対象の瞬時値を表している。例えば、或る時刻ｔにおいてフィルタ１１が導出するフィルタ信号ｖ２の値は、時刻ｔにおけるフィルタ信号ｖ２の瞬時値であり、或る時刻ｔにおいて位相差算出部１３が導出する位相差Δθの値は、時刻ｔにおける位相差Δθの瞬時値である。同様に例えば、後述の位相推定ユニット２（図６参照）が時刻ｔにおいて導出するθｅｓｔは、時刻ｔにおける対象単相信号ｖ１の位相の瞬時値（瞬時位相）である。
【００４５】
信号ｖ１及びｖ２間の位相差θ１がπ／４又はπ／３であるときを想定し、フィルタ１１及びベクトル成分算出部１２の具体的演算動作を説明する。但し、“０＜｜θ１｜＜π／２”が満たされる限り、θ１の値はπ／４及びπ／３以外であってもよい。
【００４６】
［θ１＝π／４の場合の具体例］
信号ｖ１及びｖ２間の位相差θ１がπ／４であるときにおけるフィルタ１１及びベクトル成分算出部１２の具体的演算動作を説明する。θ１＝π／４であるとき、フィルタ１１は、信号ｖ１にフィルタ１１の伝達関数“Ｆ（ｓ）＝２ωｎ／（ｓ＋ωｎ）”を作用させる下記式（Ａ−５）に従ってフィルタ信号ｖ２を生成する。式（Ａ−５）のフィルタ信号ｖ２は、信号ｖ１からπ／４だけ位相が遅れた位相遅れ信号である。式（Ａ−５）及び後述の幾つかの式に現われる演算記号“ｓ”は、ラプラス演算子である。
【００４７】
【数４】
0005621103.tif 000005
【００４８】
上記式（Ａ−１ａ）及び（Ａ−２）に基づく下記式（Ａ−６）により、信号ｖ１及びｖ２をαβ座標系上の回転ベクトル８００の直交２成分ｖα及びｖβに変換することができる。ここで、信号ｖ２の振幅が信号ｖ１の振幅の√２倍となるように、式（Ａ−５）に対応するフィルタ１１のゲインは設定されている。即ち、ＲＡＭＰ＝１／√２である。尚、“√２”は、２の正の平方根である。
【００４９】
【数５】
0005621103.tif 000006
【００５０】
式（Ａ−６）で得られたｖα及びｖβを、下記式（Ａ−７）により、ＰＱ座標系上のベクトル８００の直交２成分ｖｐ及びｖｑに変換することもできる。
【００５１】
【数６】
0005621103.tif 000007
【００５２】
式（Ａ−６）を用いて一旦ｖα及びｖβを算出してから式（Ａ−７）によりｖｐ及びｖｑを算出するのではなく、下記式（Ａ−８）を用いてｖ１及びｖ２から直接的にｖｐ及びｖｑを求めることもできる。
【００５３】
【数７】
0005621103.tif 000008
【００５４】
更に、本例の如く位相差θ１がπ／４の場合には、次式（Ａ−９）を用いてｖ１及びｖ２から直接的にｖｐ及びｖｑを求めることもできる。
【００５５】
【数８】
0005621103.tif 000009
【００５６】
以上のように、一次のフィルタを用いた比較的簡単な演算によって、回転座標系上における単相のベクトル信号（直交２成分がｖｐ及びｖｑであるベクトル信号）を得ることができる。図４に、θ１がπ／４であるときにおける、推定ユニット１内の各信号の波形例を示す。図４において、曲線８１０ｖ１、８１０ｖ２、８１０ｖα、８１０ｖβ、８１０ｖｐ及び８１０ｖｑは、夫々、信号ｖ１、ｖ２、ｖα、ｖβ、ｖｐ及びｖｑの波形例を表している。図４のグラフにおける横軸は時間に対応し、横軸の数値の単位は秒である（後述の図５、図８、図１３、図１４、図２１及び図２２も同様）。図４から、過渡応答時においても、対象単相信号ｖ１の半周期程度でＰＱ座標系上のベクトルが正確に（或いは概ね正確に）得られていることが分かる。
【００５７】
上記式（Ａ−５）に従って得られるフィルタ信号ｖ２は信号ｖ１に対してπ／４だけ位相が遅れているが、信号ｖ１に対してπ／４だけ位相を進ませた信号をフィルタ信号ｖ２として生成するようにしてもよく、この場合には、下記式（Ａ−５ａ）に従ってフィルタ信号ｖ２を生成すればよい。式（Ａ−５ａ）のフィルタ信号ｖ２は、信号ｖ１からπ／４だけ位相が進んだ位相進み信号であり、式（Ａ−５ａ）にてフィルタ信号ｖ２を生成する場合、“θ１＝−π／４”である。
【００５８】
【数９】
0005621103.tif 000010
【００５９】
また、フィルタ１１において、式（Ａ−５）の右辺にて表される信号の反転信号をフィルタ信号ｖ２として生成するようにしても良い。任意の注目信号の反転信号とは、該注目信号の符号を反転した信号を指す。即ち例えば、信号ｖ１の反転信号は（−ｖ１）である。従って、式（Ａ−５）の右辺にて表される信号の反転信号は
“−（２ωｎｖ１／（ｓ＋ωｎ））”で表される。式（Ａ−５）の右辺にて表される信号の反転信号は、信号ｖ１に対して３π／４だけ位相が進んだ信号である。このように、一次のフィルタ１１にて信号の位相をπ／２以上進めることもできる。同様に、フィルタ１１において、式（Ａ−５ａ）の右辺にて表される信号の反転信号（−（２ｓｖ１／（ｓ＋ωｎ））をフィルタ信号ｖ２として生成するようにしても良い。式（Ａ−５ａ）の右辺にて表される信号の反転信号は、信号ｖ１に対して３π／４だけ位相が遅れた信号である。このように、一次のフィルタ１１にて信号の位相をπ／２以上遅らせることもできる。
【００６０】
［θ１＝π／３の場合の具体例］
信号ｖ１及びｖ２間の位相差θ１がπ／３であるときにおけるフィルタ１１及びベクトル成分算出部１２の具体的演算動作を説明する。θ１＝π／３であるとき、フィルタ１１は、信号ｖ１にフィルタ１１の伝達関数Ｆ（ｓ）を作用させる下記式（Ａ−１０）に従ってフィルタ信号ｖ２を生成する。式（Ａ−１０）のフィルタ信号ｖ２は、信号ｖ１からπ／３だけ位相が遅れた位相遅れ信号である。
【００６１】
【数１０】
0005621103.tif 000011
【００６２】
上記式（Ａ−１ａ）及び（Ａ−２ａ）に基づく下記式（Ａ−１１）により、信号ｖ１及びｖ２をαβ座標系上の回転ベクトル８００の直交２成分ｖα及びｖβに変換することができる。ここで、信号ｖ２の振幅が信号ｖ１の振幅と同じになるように、式（Ａ−１０）に対応するフィルタ１１のゲインは設定されている。即ち、ＲＡＭＰ＝１である。
【００６３】
【数１１】
0005621103.tif 000012
【００６４】
式（Ａ−１１）で得られたｖα及びｖβを、下記式（Ａ−１２）により、ＰＱ座標系上のベクトル８００の直交２成分ｖｐ及びｖｑに変換することもできる。
【００６５】
【数１２】
0005621103.tif 000013
【００６６】
式（Ａ−１１）を用いて一旦ｖα及びｖβを算出してから式（Ａ−１２）によりｖｐ及びｖｑを算出するのではなく、下記式（Ａ−１３）を用いてｖ１及びｖ２から直接的にｖｐ及びｖｑを求めることもできる。
【００６７】
【数１３】
0005621103.tif 000014
【００６８】
以上のように、一次のフィルタを用いた比較的簡単な演算によって、回転座標系上における単相のベクトル信号（直交２成分がｖｐ及びｖｑであるベクトル信号）を得ることができる。図５に、θ１がπ／３であるときにおける、推定ユニット１内の各信号の波形例を示す。図５において、曲線８１５ｖ１、８１５ｖ２、８１５ｖα、８１５ｖβ、８１５ｖｐ及び８１５ｖｑは、夫々、信号ｖ１、ｖ２、ｖα、ｖβ、ｖｐ及びｖｑの波形例を表している。図５から、過渡応答時においても、対象単相信号ｖ１の半周期程度でＰＱ座標系上のベクトルが正確に（或いは概ね正確に）得られていることが分かる。
【００６９】
上記式（Ａ−１０）に従って得られるフィルタ信号ｖ２は信号ｖ１に対してπ／３だけ位相が遅れているが、信号ｖ１に対してπ／３だけ位相を進ませた信号をフィルタ信号ｖ２として生成するようにしてもよく、この場合には、下記式（Ａ−１０ａ）に従ってフィルタ信号ｖ２を生成すればよい。式（Ａ−１０ａ）のフィルタ信号ｖ２は、信号ｖ１からπ／３だけ位相が進んだ位相進み信号であり、式（Ａ−１０ａ）にてフィルタ信号ｖ２を生成する場合、“θ１＝−π／３”である。
【００７０】
【数１４】
0005621103.tif 000015
【００７１】
また、フィルタ１１において、式（Ａ−１０）の右辺にて表される信号の反転信号をフィルタ信号ｖ２として生成するようにしても良い。式（Ａ−１０）の右辺にて表される信号の反転信号は、信号ｖ１に対して２π／３だけ位相が進んだ信号である。このように、一次のフィルタ１１にて信号の位相をπ／２以上進めることもできる。同様に、フィルタ１１において、式（Ａ−１０ａ）の右辺にて表される信号の反転信号をフィルタ信号ｖ２として生成するようにしても良い。式（Ａ−１０ａ）の右辺にて表される信号の反転信号は、信号ｖ１に対して２π／３だけ位相が遅れた信号である。このように、一次のフィルタ１１にて信号の位相をπ／２以上遅らせることもできる。
【００７２】
［位相、周波数及び振幅の推定方法］
ベクトル成分算出部１２にて利用する角度θと信号ｖ１の位相θｖ１との間の位相差Δθは、次式（Ａ−１４）にて求めることができる。式（Ａ−１４）による位相差Δθの算出を位相差算出部１３にて成すことができる（図１参照）。“Δθ＝θｖ１−θ”であるから、対象単相信号ｖ１の位相θｖ１を式（Ａ−１５）に従って求めることもできる。これを実現すべく、図６に示されるような位相推定ユニット２（以下、推定ユニット２と略記することがある）を形成しても良い。推定ユニット２は、図１の推定ユニット１に加算部１４を追加したものである。加算部１４は、位相差算出部１３にて算出された位相差Δθに角度θを加算することによって位相θｅｓｔを算出する。加算部１４にて算出された位相θｅｓｔは位相推定ユニット２にて推定された位相θｖ１の値を表している。
【００７３】
【数１５】
0005621103.tif 000016
【００７４】
或いは、図７に示すような位相／周波数／振幅推定ユニット３（以下、推定ユニット３と略記することがある）を形成するようにしても良い。推定ユニット３は、図１の推定ユニット１に、ＰＩ制御部１６、加算部１７及び積分部１８を追加したものである。推定ユニット３では、Δθがゼロに収束させるための下記式（Ａ−１６）及び（Ａ−１７）に従うＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成することによってθｅｓｔをθｖ１に一致させる。ＫＰ及びＫｉは、夫々、ＰＩ制御部１６にて実行される比例積分制御の比例係数及び積分係数である。
【００７５】
【数１６】
0005621103.tif 000017
【００７６】
具体的には、位相差算出部１３にて算出されたΔθと既知の角周波数として与えられたωｎとに基づき、ＰＩ制御部１６及び加算部１７にて、式（Ａ−１６）に従い周波数ωｅｓｔを算出する。積分部１８は、式（Ａ−１７）に従い、算出された周波数ωｅｓｔを積分することにより位相θｅｓｔを算出する。推定ユニット３のベクトル成分算出部１２では、積分部１８にて算出された位相θｅｓｔがベクトル成分算出部１２の座標変換における位相θとして利用される。推定ユニット３では、座標変換における位相θ（＝θｅｓｔ）と信号ｖ１の位相θｖ１との間の位相差Δθがゼロに収束するようにＰＬＬが構成されているため、位相θｅｓｔは、位相θｖ１の推定値として機能する。従って、位相θｖ１の推定値θｅｓｔの元となる周波数ωｅｓｔは、対象単相信号ｖ１の角周波数の推定値に相当する。例えば、対象単相信号ｖ１の周波数は、既知の公称周波数ωｎ（例えば、６０×２π）としてシステムに与えられるが、実際の対象単相信号ｖ１の周波数（例えば、５９．５×２π）は公称周波数ωｎからずれることも多い。推定ユニット３によれば、対象単相信号ｖ１の真の周波数を周波数ωｅｓｔとして推定することができる。
【００７７】
また、Δθがゼロである場合、ＰＱ座標系は対象単相信号ｖ１の周波数と完全に同期して回転すると共に対象単相信号ｖ１はＱ軸成分を持たない。即ち、Δθがゼロであるとき、対象単相信号ｖ１は、Ｐ軸成分のみを持つＰ軸上の信号となる。故に、推定ユニット３のベクトル成分算出部１２にて算出される信号ｖｐの値は、対象単相信号ｖ１の振幅を表すこととなる。推定ユニット３では、ベクトル成分算出部１２にて算出される信号ｖｐの値を振幅ＡＭＰｅｓｔとして出力する。上述の説明から明らかなように、振幅ＡＭＰｅｓｔは、対象単相信号ｖ１の振幅（即ち、信号ｖ１の振幅ＡＭＰｖ１）の推定値を表している。
【００７８】
図７の推定ユニット３の入出力信号及び中間生成信号の波形例を図８に示す。図８において、曲線８２０ｖ１、８２０ｖ２、８２０ｖｐ及び８２０ｖｑは、夫々、推定ユニット３における信号ｖ１、ｖ２、ｖｐ及びｖｑの波形例を表しており、曲線８２１は、推定ユニット３にて算出された周波数ωｅｓｔを２πで割った信号の波形例を表しており、鋸状の線８２２は、推定ユニット３にて算出された位相θｅｓｔの信号（信号値が−π〜π間で振動）の波形例を表している。図８の各波形の導出の際、ωｎ／２π＝６０に設定され、また上記式（Ａ−５）及び（Ａ−９）が利用された。図８から、過渡応答時においても、対象単相信号ｖ１の半周期程度で対象単相信号ｖ１の位相、周波数及び振幅が正確（或いは概ね正確に）に推定されていることが分かる。
【００７９】
図７の推定ユニット３の構成を簡素化して、図９に示すような位相／周波数推定ユニット４（以下、推定ユニット４と略記することがある）を形成するようにしても良い。推定ユニット４は、フィルタ１１、ベクトル成分算出部１２、ＰＩ制御部１９及び積分部２０を備える。推定ユニット４では、ｖｑがゼロに収束するようにＰＬＬを構成することによってθｅｓｔをθｖ１に一致させている。このため、推定ユニット４のベクトル成分算出部１２では、ＰＱ座標系上のベクトル８００の直交２成分ｖｐ及びｖｑの内、ｖｑのみを導出すれば足る。ｖｑの導出方法は上述した通りである。但し、推定ユニット４のベクトル成分算出部１２では、積分部２０にて算出された位相θｅｓｔがベクトル成分算出部１２の座標変換における位相θとして利用される。ＰＩ制御部１９は、ベクトル成分算出部１２にて算出されたｖｑがゼロに収束するように比例積分制御によって位相θｅｓｔの元となる周波数ωｅｓｔを算出し、積分部２０は、ＰＩ制御部１９にて算出された周波数ωｅｓｔを積分することにより位相θｅｓｔを算出する。ｖｑをゼロに収束させれば、対象単相信号ｖ１はＰ軸成分のみを持つＰ軸上の信号となり、この状態はΔθがゼロの状態に相当する。従って、図７の推定ユニット３と同様、図９の推定ユニット４にて算出される位相θｅｓｔ及び周波数ωｅｓｔも、対象単相信号ｖ１の位相及び周波数（角周波数）の推定値として機能する。
【００８０】
また、図１０に示す如く、推定ユニット４において、周波数ωｎの代わりに周波数ωｅｓｔを用いてフィルタ１１におけるフィルタ処理を実行するようにしても良い。即ち、フィルタ１１は、ＰＩ制御部１９にて算出された周波数ωｅｓｔを周波数ωｎとして用いた上で、信号ｖ１からフィルタ信号ｖ２を生成するようにしても良い。これは、図７の推定ユニット３にも適用可能である。即ち、推定ユニット３のフィルタ１１は、ＰＩ制御部１６及び加算部１７によって算出された周波数ωｅｓｔを周波数ωｎとして用いた上で、信号ｖ１からフィルタ信号ｖ２を生成するようにしても良い。周波数ωｅｓｔを用いてフィルタ処理を行うことで、周波数変動にも適切に対応することができる。
【００８１】
上述の如く、本実施形態に係る各推定ユニット（１、２、３又は４）は、対象単相信号ｖ１の位相情報等を推定する。対象単相信号ｖ１の位相情報として、本実施形態に係る各推定ユニット（１、２、３又は４）では、Δθ又はθｅｓｔが導出されている。本実施形態に係る各推定ユニット（１、２、３又は４）において、フィルタ１１は、対象単相信号ｖ１に対してフィルタ処理を実行することにより、対象単相信号ｖ１との位相差がπ／２よりも小さな信号又は対象単相信号ｖ１との位相差がπ／２よりも小さな信号の反転信号をフィルタ信号ｖ２として生成する。
【００８２】
各推定ユニット（１、２、３又は４）におけるベクトル成分算出部１２は、信号導出部としての機能を備える。この信号導出部は、対象単相信号ｖ１及びフィルタ信号ｖ２を用いて導出対象を導出する。この導出対象は、例えば、対象単相信号ｖ１との位相差がπ／２であるπ／２位相差信号ｖβ、又は、対象単相信号ｖ１の周波数と同期した回転座標系（ＰＱ座標系）上におけるベクトル信号の成分（ｖｐ及びｖｑ、又は、ｖｑのみ）である。各推定ユニット（１、２、３又は４）には、信号導出部の導出結果を用いて対象単相信号ｖ１の位相情報を推定する単相信号情報推定部が設けられていると考えることができる。例えば、図１の位相差算出部１３を含む部位、図６の位相差算出部１３及び加算部１４を含む部位、図７の位相差算出部１３、ＰＩ制御部１６、加算部１７及び積分部１８を含む部位、又は、図９（若しくは図１０）のＰＩ制御部１９及び積分部２０を含む部位が、単相信号情報推定部として機能すると考えることができる。幾つかの単相信号情報推定部は、信号導出部の導出結果を用いて、対象単相信号ｖ１の周波数及び振幅の内、少なくとも１つを更に推定することもできる。
【００８３】
フィルタ１１としてのフィルタ部、上記の信号導出部及び単相信号情報推定部を有する単相信号入力装置が、本実施形態に係る各推定ユニット（１、２、３又は４）に内包されていると考えることもできるし、各推定ユニット（１、２、３又は４）が単相信号入力装置に相当すると考えることもできる。
【００８４】
上記の信号導出部は、対象単相信号ｖ１及びフィルタ信号ｖ２間の位相差θ１を用いた三角関数（正弦又は余弦関数）と、対象単相信号ｖ１及びフィルタ信号ｖ２間の振幅比ＲＡＭＰと、に依存する演算処理を用いて上記導出対象を導出する。この演算処理は、導出対象がπ／２位相差信号ｖβである場合、例えば上記式（Ａ−１ｂ）又は（Ａ−１ｃ）によるｖβの算出処理であり、導出対象が回転座標系上におけるベクトル信号の成分である場合、例えば上記式（Ａ−４）及び式（Ａ−４ａ）による該成分の算出処理である。
【００８５】
＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態において、特に記述なき事項に関しては、第１実施形態における記載を第２実施形態にも適用することができる。
【００８６】
図１１に、本発明の第２実施形態に係る位相差推定ユニット３１（以下、推定ユニット３１と略記することがある）の内部ブロック図を示す。推定ユニット３１は、フィルタ４１Ａ及び４１Ｂ、ベクトル成分算出部４２及び位相差算出部４３を備える。信号ｖ２と同様、信号ｖ３は信号ｖ１にフィルタ処理を施して得られる信号であるため、信号ｖ３もフィルタ信号と呼ぶことができる。
信号ｖ１〜ｖ３は、
ｖ１＝ＡＭＰｖ１・ｃｏｓ（θｖ１）、
ｖ２＝ＡＭＰｖ２・ｃｏｓ（θｖ１−θ１）、
ｖ３＝ＡＭＰｖ３・ｃｏｓ（θｖ１＋θ１）、
によって表される。ＡＭＰｖ１、ＡＭＰｖ２及びＡＭＰｖ３は、それぞれ信号ｖ１、ｖ２及びｖ３の振幅を表し、θｖ１、（θｖ１−θ１）及び（θｖ１＋θ１）は、それぞれ信号ｖ１、ｖ２及びｖ３の位相を表している。本実施形態では、θ１が正であるとする。従って、信号ｖ２は信号ｖ１に対して位相がθ１だけ遅れた位相遅れ信号であり、信号ｖ３は信号ｖ１に対して位相がθ１だけ進んだ位相進み信号である。
【００８７】
下記式（Ｂ−１）の行列ＣＡ（θ１）を用いると、信号ｖ２及びｖ３を、αβ座標系上における回転ベクトル８００の直交２成分ｖα及びｖβに変換することができる。即ち、式（Ｂ−１）の行列ＣＡ（θ１）を用いて、式（Ｂ−１ａ）が成立する。また、式（Ｂ−１）及び（Ｂ−１ａ）から明らかなように、π／２位相差信号としての信号ｖβを、式（Ｂ−１ｂ）によって表すことができる。
【００８８】
【数１７】
0005621103.tif 000018
【００８９】
行列ＣＡ（θ１）は、例えば、θ１がπ／４であるときには式（Ｂ−２）によって表され、θ１がπ／３であるときには式（Ｂ−２ａ）によって表される。
【００９０】
【数１８】
0005621103.tif 000019
【００９１】
αβ座標系上の回転ベクトル８００を角度θだけ回転させることで、ＰＱ座標系上のベクトル８００を得ることができる。αβ座標系上の回転ベクトル８００を角度θだけ回転させるための行列ＣＢ（θ）は下記式（Ｂ−３）によって表される。行列ＣＡ（θ１）及びＣＢ（θ）の積である行列Ｃ’（θ）は下記式（Ｂ−４）によって表される。行列Ｃ’（θ）を用いれば、信号ｖ２及びｖ３を、ＰＱ座標系上におけるベクトル８００の直交２成分ｖｐ及びｖｑに変換することができる。即ち、ｖ２及びｖ３とｖｐ及びｖｑとの間には、式（Ｂ−４ａ）が成立する。
【００９２】
【数１９】
0005621103.tif 000020
【００９３】
図１１のフィルタ４１Ａは、フィルタリング対象信号の位相を遅らせるフィルタ処理をフィルタリング対象信号としての信号ｖ１に施すことにより位相遅れ信号ｖ２を生成する。フィルタ４１Ｂは、即ち、フィルタリング対象信号の位相を進ませるフィルタ処理をフィルタリング対象信号としての信号ｖ１に施すことにより位相進み信号ｖ３を生成する。フィルタ４１Ａ及び４１Ｂの伝達関数は夫々ＦＡ（ｓ）及びＦＢ（ｓ）で表される。
【００９４】
ベクトル成分算出部４２は、θ１及びθを用いた上記式（Ｂ−４）及び（Ｂ−４ａ）に従う座標変換を行うことによって、信号ｖ２及びｖ３から信号ｖｐ及びｖｑを算出する。ベクトル成分算出部４２として、図１２のベクトル成分算出部４２Ａを用いることも可能である。ベクトル成分算出部４２Ａには座標変換部４４及び４５が設けられている。座標変換部４４は、θ１に基づき上記式（Ｂ−１）及び（Ｂ−１ａ）に従って信号ｖ２及びｖ３から信号ｖα及びｖβを算出する。座標変換部４５は、座標変換部４４にて算出された信号ｖα及びｖβを要素とする行列に行列ＣＢ（θ）を乗じることにより信号ｖｐ及びｖｑを算出する。即ち、信号ｖα及びｖβを直交二成分とする、αβ座標系上の回転ベクトル８００を、行列ＣＢ（θ）を用いてθだけ回転させることにより、信号ｖｐ及びｖｑを直交二成分とする、ＰＱ座標系上のベクトル８００を算出する。
【００９５】
位相差算出部４３は、ベクトル成分算出部４２にて算出されたｖｐ及びｖｑから、θと対象単相信号ｖ１の位相θｖ１との間の位相差Δθを求める。
【００９６】
［θ１＝π／４の場合の具体例］
位相差θ１がπ／４であるときにおけるフィルタ４１Ａ及び４１Ｂ並びにベクトル成分算出部４２の具体的演算動作を説明する。θ１＝π／４であるとき、フィルタ４１Ａ及び４１Ｂは、信号ｖ１にフィルタ４１Ａの伝達関数“ＦＡ（ｓ）＝ωｎ／（ｓ＋ωｎ）”及びフィルタ４１Ｂの伝達関数“ＦＢ（ｓ）＝ｓ／（ｓ＋ωｎ）”を作用させる下記式（Ｂ−５）に従って、信号ｖ１からπ／４だけ位相が遅れた位相遅れ信号ｖ２及び信号ｖ１からπ／４だけ位相が進んだ位相進み信号ｖ３を生成する。
【００９７】
【数２０】
0005621103.tif 000021
【００９８】
上記式（Ｂ−１ａ）及び（Ｂ−２）に基づく下記式（Ｂ−６）により、信号ｖ２及びｖ３をαβ座標系上の回転ベクトル８００の直交２成分ｖα及びｖβに変換することができる。ここでは、信号ｖ２及びｖ３の各振幅が信号ｖ１の振幅の１／√２倍となるように、式（Ｂ−５）に対応するフィルタ４１Ａ及び４１Ｂのゲインを設定している。このため、係数“１／√２”分だけ、式（Ｂ−６）に内包される行列が式（Ｂ−２）の行列と異なっていることに注意されたい。尚、ｖα＝ｖ１であるから、信号ｖ２及びｖ３を用いることなく信号ｖ１そのものを信号ｖαとして求めるようにしてもよい。
【００９９】
【数２１】
0005621103.tif 000022
【０１００】
式（Ｂ−６）で得られたｖα及びｖβを、下記式（Ｂ−７）により、ＰＱ座標系上のベクトル８００の直交２成分ｖｐ及びｖｑに変換することもできる。
【０１０１】
【数２２】
0005621103.tif 000023
【０１０２】
式（Ｂ−６）を用いて一旦ｖα及びｖβを算出してから式（Ｂ−７）によりｖｐ及びｖｑを算出するのではなく、上記式（Ｂ−４）及び（Ｂ−４ａ）を用いてｖ２及びｖ３から直接的にｖｐ及びｖｑを求めることもできる。
【０１０３】
以上のように、一次のフィルタを用いた比較的簡単な演算によって、回転座標系上における単相のベクトル信号（直交２成分がｖｐ及びｖｑであるベクトル信号）を得ることができる。図１３に、θ１がπ／４であるときにおける、推定ユニット３１内の各信号の波形例を示す。図１３において、曲線８３０ｖ１、８３０ｖ２、８３０ｖ３、８３０ｖα、８３０ｖβ、８３０ｖｐ及び８３０ｖｑは、夫々、信号ｖ１、ｖ２、ｖ３、ｖα、ｖβ、ｖｐ及びｖｑの波形例を表している。図１３から、過渡応答時においても、対象単相信号ｖ１の半周期程度でＰＱ座標系上のベクトルが正確に（或いは概ね正確に）得られていることが分かる。
【０１０４】
［θ１＝π／３の場合の具体例］
位相差θ１がπ／３であるときにおけるフィルタ４１Ａ及び４１Ｂ並びにベクトル成分算出部４２の具体的演算動作を説明する。θ１＝π／３であるとき、フィルタ４１Ａ及び４１Ｂは、信号ｖ１にフィルタ４１Ａ及び４１Ｂの伝達関数ＦＡ（ｓ）及びＦＢ（ｓ）を作用させる下記式（Ｂ−８）に従って、信号ｖ１からπ／３だけ位相が遅れた位相遅れ信号ｖ２及び信号ｖ１からπ／３だけ位相が進んだ位相進み信号ｖ３を生成する。
【０１０５】
【数２３】
0005621103.tif 000024
【０１０６】
上記式（Ｂ−１ａ）及び（Ｂ−２ａ）に基づく下記式（Ｂ−９）により、信号ｖ２及びｖ３をαβ座標系上の回転ベクトル８００の直交２成分ｖα及びｖβに変換することができる。ここでは、信号ｖ２及びｖ３の各振幅が信号ｖ１の振幅と同じになるように、式（Ｂ−８）に対応するフィルタ４１Ａ及び４１Ｂのゲインを設定している。このため、式（Ｂ−９）に内包される行列が式（Ｂ−２ａ）の行列と同じとなっている。尚、ｖα＝ｖ１であるから、信号ｖ２及びｖ３を用いることなく信号ｖ１そのものを信号ｖαとして求めるようにしてもよい。
【０１０７】
【数２４】
0005621103.tif 000025
【０１０８】
式（Ｂ−９）で得られたｖα及びｖβを、下記式（Ｂ−１０）により、ＰＱ座標系上のベクトル８００の直交２成分ｖｐ及びｖｑに変換することもできる。
【０１０９】
【数２５】
0005621103.tif 000026
【０１１０】
式（Ｂ−９）を用いて一旦ｖα及びｖβを算出してから式（Ｂ−１０）によりｖｐ及びｖｑを算出するのではなく、上記式（Ｂ−４）及び（Ｂ−４ａ）を用いてｖ２及びｖ３から直接的にｖｐ及びｖｑを求めることもできる。
【０１１１】
以上のように、一次のフィルタを用いた比較的簡単な演算によって、回転座標系上における単相のベクトル信号（直交２成分がｖｐ及びｖｑであるベクトル信号）を得ることができる。図１４に、θ１がπ／３であるときにおける、推定ユニット３１内の各信号の波形例を示す。図１４において、曲線８３５ｖ１、８３５ｖ２、８３５ｖ３、８３５ｖα、８３５ｖβ、８３５ｖｐ及び８３５ｖｑは、夫々、信号ｖ１、ｖ２、ｖ３、ｖα、ｖβ、ｖｐ及びｖｑの波形例を表している。図１４から、過渡応答時においても、対象単相信号ｖ１の半周期程度でＰＱ座標系上のベクトルが正確に（或いは概ね正確に）得られていることが分かる。
【０１１２】
［位相、周波数及び振幅の推定方法］
ベクトル成分算出部４２にて得られたｖｐ及びｖｑを利用して、位相差Δθを算出することができると共に対象単相信号ｖ１の位相、周波数及び振幅の推定値θｅｓｔ、ωｅｓｔ及びＡＭＰｅｓｔを算出することができ、それらを算出するための構成及び方法として、第１実施形態で述べた構成及び方法を採用することができる。
【０１１３】
即ち例えば、位相差算出部４３は、ベクトル成分算出部４２にて得られたｖｐ及びｖｑに基づき上記式（Ａ−１４）に従って位相差Δθを算出することができる。“Δθ＝θｖ１−θ”であるから、対象単相信号ｖ１の位相θｖ１を上記式（Ａ−１５）に従って求めることもできる。これを実現すべく、図１５に示されるような位相推定ユニット３２（以下、推定ユニット３２と略記することがある）を形成しても良い。推定ユニット３２は、図１１の推定ユニット３１に加算部４４を追加したものである。加算部４４は、位相差算出部４３にて算出された位相差Δθに角度θを加算することによって位相θｅｓｔを算出する。加算部４４にて算出された位相θｅｓｔは推定ユニット３２にて推定された位相θｖ１の値を表している。
【０１１４】
或いは、図１６に示すような位相／周波数／振幅推定ユニット３３（以下、推定ユニット３３と略記することがある）を形成するようにしても良い。推定ユニット３３は、図１１の推定ユニット３１に、ＰＩ制御部４６、加算部４７及び積分部４８を追加したものである。ＰＩ制御部４６、加算部４７及び積分部４８は、夫々、図７のＰＩ制御部１６、加算部１７及び積分部１８と同じものであり、図７の推定ユニット３に対する説明が推定ユニット３３にも適用される。この適用の際、第１実施形態の説明文における“推定ユニット３、ベクトル成分算出部１２、位相差算出部１３、ＰＩ制御部１６、加算部１７及び積分部１８”を、“推定ユニット３３、ベクトル成分算出部４２、位相差算出部４３、ＰＩ制御部４６、加算部４７及び積分部４８”に読み替えればよい。
【０１１５】
また、図１６の推定ユニット３３の構成を簡素化して、図１７に示すような位相／周波数推定ユニット３４（以下、推定ユニット３４と略記することがある）を形成するようにしても良い。推定ユニット３４は、フィルタ４１Ａ及び４１Ｂ、ベクトル成分算出部４２、ＰＩ制御部４９並びに積分部５０を備える。ＰＩ制御部４９並びに積分部５０は、夫々、図９のＰＩ制御部１９並びに積分部２０と同じものであり、図９の推定ユニット４に対する説明が推定ユニット３４にも適用される。この適用の際、第１実施形態の説明文における“推定ユニット４、ベクトル成分算出部１２、ＰＩ制御部１９並びに積分部２０”を、“推定ユニット３４、ベクトル成分算出部４２、ＰＩ制御部４９並びに積分部５０”に読み替えればよい。
【０１１６】
また、図１８に示す如く、推定ユニット３４において、周波数ωｎの代わりに周波数ωｅｓｔを用いてフィルタ４１Ａ及び４１Ｂにおけるフィルタ処理を実行するようにしても良い。即ち、フィルタ４１Ａ及び４１Ｂは、ＰＩ制御部４９にて算出された周波数ωｅｓｔを周波数ωｎとして用いた上で、信号ｖ１から信号ｖ２及びｖ３を生成するようにしても良い。これは、図１６の推定ユニット３３にも適用可能である。即ち、推定ユニット３３のフィルタ４１Ａ及び４１Ｂは、ＰＩ制御部４６及び加算部４７によって算出された周波数ωｅｓｔを周波数ωｎとして用いた上で、信号ｖ１から信号ｖ２及びｖ３を生成するようにしても良い。
【０１１７】
上述の如く、本実施形態に係る各推定ユニット（３１、３２、３３又は３４）は、対象単相信号ｖ１の位相情報等を推定する。対象単相信号ｖ１の位相情報として、本実施形態に係る各推定ユニット（３１、３２、３３又は３４）では、Δθ又はθｅｓｔが導出されている。本実施形態に係る各推定ユニット（３１、３２、３３又は３４）において、フィルタ４１Ａ及び４１Ｂから成るフィルタ部は、対象単相信号ｖ１に対してフィルタ処理を実行することにより、対象単相信号ｖ１よりも位相が遅れた位相遅れ信号ｖ２及び対象単相信号ｖ１よりも位相が進んだ位相進み信号ｖ３を生成する。
【０１１８】
各推定ユニット（３１、３２、３３又は３４）におけるベクトル成分算出部４２は、信号導出部としての機能を備える。この信号導出部は、信号ｖ２及びｖ３を用いて導出対象を導出する。この導出対象は、例えば、対象単相信号ｖ１との位相差がπ／２であるπ／２位相差信号ｖβ、又は、対象単相信号ｖ１の周波数と同期した回転座標系（ＰＱ座標系）上におけるベクトル信号の成分（ｖｐ及びｖｑ、又は、ｖｑのみ）である。各推定ユニット（３１、３２、３３又は３４）には、信号導出部の導出結果を用いて対象単相信号ｖ１の位相情報を推定する単相信号情報推定部が設けられていると考えることができる。例えば、図１１の位相差算出部４３を含む部位、図１５の位相差算出部４３及び加算部４４を含む部位、図１６の位相差算出部４３、ＰＩ制御部４６、加算部４７及び積分部４８を含む部位、又は、図１７（若しくは図１８）のＰＩ制御部４９及び積分部５０を含む部位が、単相信号情報推定部として機能すると考えることができる。幾つかの単相信号情報推定部は、信号導出部の導出結果を用いて、対象単相信号ｖ１の周波数及び振幅の内、少なくとも１つを更に推定することもできる。
【０１１９】
上記のフィルタ部、上記の信号導出部及び単相信号情報推定部を有する単相信号入力装置が、本実施形態に係る各推定ユニット（３１、３２、３３又は３４）に内包されていると考えることもできるし、各推定ユニット（３１、３２、３３又は３４）が単相信号入力装置に相当すると考えることもできる。
【０１２０】
上記の信号導出部は、対象単相信号ｖ１と信号ｖ２（又はｖ３）との間の位相差θ１を用いた三角関数（正弦又は余弦関数）に依存する演算処理を用いて上記導出対象を導出する。この演算処理は、導出対象がπ／２位相差信号ｖβである場合、例えば上記式（Ｂ−１ｂ）によるｖβの算出処理であり、導出対象が回転座標系上におけるベクトル信号の成分である場合、例えば上記式（Ｂ−４）及び式（Ｂ−４ａ）による該成分の算出処理である。
【０１２１】
＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。第１又は第２実施形態で述べた技術を、第３実施形態及び後述の各実施形態に適用することができる。第３実施形態及び後述の各実施形態にて挙げられる各種システムの具体例では、主として、第１実施形態で述べた技術が用いられているが、それらの具体例に対して第２実施形態で述べた技術を用いても構わない。
【０１２２】
図１９は、第３実施形態に係る系統連系システムの構成ブロック図である。図１９の系統連系システムには、直流電力源である太陽電池２０１と、電力変換回路である単相インバータ２０２と、単相インバータ２０２を制御する制御装置（制御回路）２０３と、単相の交流電力を出力する電力系統２０４と、が含まれている。制御装置２０３には、符号２２１〜２２９によって参照される各部位が備えられている。制御装置２０３のみを含む装置、又は、単相インバータ２０２及び制御装置２０３を含む装置を、系統連系装置と捉えることが可能である。単相インバータ２０２及び制御装置２０３以外の、図１９に示される任意の部位（例えば、電流検出センサ２０５並びに電圧検出センサ２０６及び２０７）も系統連系装置の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。
【０１２３】
図１９には、太陽電池２０１の等価回路が示されている。太陽電池２０１は、太陽エネルギーに基づく発電を行い、直流電圧を発生させる。直流電圧保持部Ｃｄは、太陽電池２０１が発生した直流電圧に応じた電荷を蓄えることにより該直流電圧を保持する。電圧検出センサ２０７は、直流電圧保持部Ｃｄにて保持された直流電圧Ｅｄの電圧値を検出し、検出した電圧値を信号値として有する信号Ｅｄを直流電圧制御部２２１に送る。
【０１２４】
複数のスイッチング素子を有する単相インバータ２０２は、各スイッチング素子のスイッチング動作を用いたパルス幅変調により、直流電圧保持部Ｃｄからの直流電圧を単相の交流電圧に変換する。単相インバータ２０２にて得られた交流電圧は、端子２１０の電位を基準として端子２１０及び２１１から出力される。電力系統２０４は、交流電圧源を有し、端子２１２の電位を基準として端子２１２及び２１３から単相の交流電圧（例えば、いわゆる商用交流電圧）を出力する。
【０１２５】
端子２１０及び２１２間を接続する配線上に連系点２０８が設けられていると共に端子２１１及び２１３間を接続する配線上に連系点２０９が設けられ、連系点２０８及び２０９間の交流電圧を駆動電圧として作動する負荷２１４が連系点２０８及び２０９間に接続されている。このように、図１９の系統連系システムでは、単相インバータ２０２の出力交流電力と電力系統２０４の出力交流電力を用いて負荷２１４の駆動が成される。
【０１２６】
Ｌｃは、端子２１０及び連系点２０８間の屋内配線のリアクタンス成分及び端子２１１及び連系点２０９間の屋内配線のリアクタンス成分を表し、Ｒｃは、それらの各屋内配線の抵抗成分を表している。Ｌｓは、端子２１２及び連系点２０８を接続する屋外配線のリアクタンス成分及び端子２１３及び連系点２０９を接続する屋外配線のリアクタンス成分を表し、Ｒｓは各屋外配線の抵抗成分を表している。
【０１２７】
電流検出センサ２０５は、単相インバータ２０２の出力電流の電流値を検出し、検出電流値を信号値として有する信号ｉｚを座標変換部２２５に送る。電圧検出センサ２０６は、単相インバータ２０２の出力電圧（即ち、端子２１０の電位を基準とした端子２１０及び２１１間の電圧）の電圧値を検出し、検出電圧値を信号値として有する信号ｖｚをバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２７に送る。本実施形態において、ωｎは、電力系統２０４側にて定められた公称周波数であり、例えば６０×２π又は５０×２πである。ＢＰＦ２２７は、信号ｖｚに含まれる高調波成分（ωｎの高次成分）を減衰させ、この減衰の成された信号ｖｚを信号ｖｚ’として出力する。例えば、次式（Ｃ−１）に従って信号ｖｚから信号ｖｚ’を生成することができる。ζは所定の減衰係数である、尚、高調波成分の存在が問題とならないシステムにおいては、ＢＰＦ２２７を割愛することも可能である。
【０１２８】
【数２６】
0005621103.tif 000027
【０１２９】
推定ユニット２２８は、信号ｖｚ’を対象単相信号ｖｓとして受け、対象単相信号ｖｓとしての信号ｖｚ’の位相、周波数及び振幅の推定値を、夫々、θｅｓｔ、ωｅｓｔ及びＡＭＰｅｓｔとして出力する。例えば、図７の推定ユニット３又は図１６の推定ユニット３３を、推定ユニット２２８として用いることができる。尚、θｅｓｔ、ωｅｓｔ及びＡＭＰｅｓｔの全てを算出する必要が無い場合、推定ユニット２、４、３２又は３４を推定ユニット２２８として用いることも可能である（図６等参照）。
【０１３０】
単相インバータ２０２の出力電流は有効電流と無効電流から形成される。座標変換部２２５は、推定ユニット２２８からの位相θｅｓｔに基づいて信号ｉｚを回転座標系上のベクトルの直交２成分に変換することにより単相インバータ２０２の出力電流を形成する有効電流及び無効電流を算出し、有効電流の電流値を信号値として有する有効電流信号ｉｘ及び無効電流の電流値を信号値として有する無効電流信号ｉｙを生成する。
【０１３１】
図２０に、座標変換部２２５の内部ブロック図の例を示す。座標変換部２２５は、フィルタ２４１及びベクトル成分算出部２４２を有する。フィルタ２４１及びベクトル成分算出部２４２は、図１のフィルタ１１及びベクトル成分算出部１２と同じものである。但し、座標変換部２２５では、信号ｉｚが対象単相信号ｖｓとして取り扱われると共に信号ｉｘ及びｉｙが夫々信号ｖｐ及びｖｑとして取り扱われ（図１も参照）、且つ、位相θとして位相θｅｓｔが用いられる。
【０１３２】
直流電圧制御部２２１には、信号Ｅｄに加えて、直流電圧指令値Ｅｄ＊が与えられる。
直流電圧指令値Ｅｄ＊は、太陽電池２０１から最大電力を得るための信号Ｅｄ（換言すれば、単相インバータ２０２の出力電力を最大とするための信号Ｅｄ）の値と合致する。直流電圧制御部２２１は、比例積分制御などによって信号Ｅｄの値が指令値Ｅｄ＊と一致するように有効電流指令値ｉｘ＊を算出及び出力する。また、無効電流指令値ｉｙ＊はゼロとされる。有効電流制御部２２２及び無効電流制御部２２３は、夫々、比例積分制御などによって有効電流信号ｉｘの値及び無効電流信号ｉｙの値が指令値ｉｘ＊及びｉｙ＊と一致するように電圧指定値ｖｘ＊及びｖｙ＊を算出し、座標変換部２２４は、推定ユニット２２８からの位相θｅｓｔに基づき指定値ｖｘ＊及びｖｙ＊を電圧指令値ｖｚ＊に変換する。電圧指令値ｖｚ＊は、単相インバータ２０２の出力電圧の目標値である。従って、ＰＷＭ回路２２６は、単相インバータ２０２の出力電圧値が電圧指令値ｖｚ＊と一致するように、単相インバータ２内の各スイッチング素子を制御する。
【０１３３】
下記式（Ｃ−２）〜（Ｃ−５）は、制御装置２０３において利用可能な、指定値ｉｘ＊、ｖｘ＊、ｖｙ＊及びｖｚ＊の算出式である。Ｋｐｅ及びＫｐは比例積分制御における比例係数であり、Ｋｉｅ及びＫｉは比例積分制御における積分係数である。
【０１３４】
【数２７】
0005621103.tif 000028
【０１３５】
推定ユニット２２８によって推定された周波数ωｅｓｔ及び振幅ＡＭＰｅｓｔを、単独運転の検出などに利用することができる。単独運転とは、単相インバータ２０２のみで負荷２１４に電力を供給している状態を指す。単独運転は、電力系統２０４側に停電が発生した場合に発生しうる。安全性確保等を目的として、単独運転の発生時には、速やかにこれを検知し、単相インバータ２０２の出力を停止させることが求められる。
【０１３６】
単独運転検出部２２９は、推定ユニット２２８によって推定された周波数ωｅｓｔ又は振幅ＡＭＰｅｓｔに基づき、単相インバータ２０２の単独運転状態を検出することができる（即ち、単独運転が発生しているか否かを検出することができる）。単独運転が発生すると、単相インバータ２０２の出力電圧の周波数が電力系統２０４側にて定められた公称周波数ωｎから大きくずれうる。従って例えば、周波数ωｅｓｔと公称周波数ωｎを比較し、それらの差分絶対値｜ωｅｓｔ−ωｎ｜が所定の判定周波数ωＴＨを超えていたら単独運転が発生していると判断し、差分絶対値｜ωｅｓｔ−ωｎ｜が判定周波数ωＴＨ以下であるなら単独運転は発生していないと判断することができる。また、単独運転が発生すると、単相インバータ２０２の出力電圧の振幅が電力系統２０４側にて定められた公称電圧振幅ＡＭＰｎから大きくずれうる。従って例えば、振幅ＡＭＰｅｓｔと公称電圧振幅ＡＭＰｎを比較し、それらの差分絶対値｜ＡＭＰｅｓｔ−ＡＭＰｎ｜が所定の判定振幅ＡＭＰＴＨを超えていたら単独運転が発生していると判断し、差分絶対値｜ＡＭＰｅｓｔ−ＡＭＰｎ｜が判定振幅ＡＭＰＴＨ以下であるなら単独運転は発生していないと判断することができる。
【０１３７】
インバータの出力電圧のゼロクロスタイミングやピークタイミングを検知することによって単独運転を検出する方法も存在するが、それらの方法では、単独運転の検出に数周期分の対象単相信号が必要となる。これに対し、単独運転検出部２２９では、ゼロクロスタイミング等を利用する方法に比べて単独運転を高速に検出することができる。
【０１３８】
単独運転によって、信号ｖｚ（又はｖｚ’）としての対象単相信号ｖ１の周波数を５Ｈｚ（ヘルツ）だけ公称周波数から急激にシフトさせたときにおける、過渡応答シミュレーション結果を図２１に示す（０．０６秒の時刻において周波数が急激にシフト）。図２１において、曲線８４０ｖ１、８４０ｖ２、８４０ｖｐ及び８４０ｖｑは、夫々、推定ユニット２２８における信号ｖ１、ｖ２、ｖｐ及びｖｑの波形例を表しており、曲線８４１は、推定ユニット２２８にて算出された周波数ωｅｓｔを２πで割った信号の波形例を表しており、鋸状の線８４２は、推定ユニット２２８にて算出された位相θｅｓｔの信号（信号値が−π〜π間で振動）の波形例を表している。図２１に対応するシミュレーションにおいて、公称周波数ωｎは（６０×２π）に設定された。図２１より、対象単相信号ｖ１の周波数のシフト後、僅か約０．０１秒程度で、シフトされた周波数が推定されていることが分かる。
【０１３９】
単独運転によって、信号ｖｚ（又はｖｚ’）としての対象単相信号ｖ１の振幅を１０％だけ公称電圧振幅から急激にシフトさせたときにおける、過渡応答シミュレーション結果を図２２に示す（０．０６秒の時刻において振幅が急激にシフト）。図２２において、曲線８４５ｖ１、８４５ｖ２及び８４５ｖｐは、夫々、推定ユニット２２８における信号ｖ１、ｖ２及びｖｐの波形例を表しており、曲線８４６は、推定ユニット２２８にて算出された周波数ωｅｓｔを２πで割った信号の波形例を表しており、鋸状の線８４７は、推定ユニット２２８にて算出された位相θｅｓｔの信号（信号値が−π〜π間で振動）の波形例を表している。図２２に対応するシミュレーションにおいて、公称周波数ωｎは（６０×２π）に設定された。図２２より、対象単相信号ｖ１の振幅のシフト後、約０．０１秒の経過を待たずに、シフト後の振幅を表す信号ｖｐが正しく推定されていることが分かる。
【０１４０】
＜＜第４実施形態＞＞
本発明の第４実施形態を説明する。図２３は、第４実施形態に係る単相アクティブフィルタを含む電源システムの構成ブロック図である。図２３の電源システムには、単相の交流電力を出力する交流電力源３０１、単相アクティブフィルタ３０２、整流ブリッジ３０３及び負荷３０４が設けられている。単相アクティブフィルタ３０２は、符号３１１〜３１５及びＣｄによって参照される各部位を備える。但し、符号３１１〜３１５及びＣｄによって参照される各部位以外の、図２３に示される任意の部位（例えば、整流ブリッジ３０３）も単相アクティブフィルタ３０２の構成要素に含まれる、と捉えることも可能であるし、符号３１１〜３１５及びＣｄによって参照される各部位の内、一部の部位は単相アクティブフィルタ３０２の構成要素ではない、と考えることも可能である。高調波電流検出部３１１は、符号３２１〜３２６によって参照される各部位を備える。
【０１４１】
交流電力源３０１からの交流電圧は整流ブリッジ３０３にて直流電圧へと整流されてから負荷３０４に供給される。ここにおける負荷３０４の等価回路は、例えば、容量成分と抵抗成分の並列回路である。交流電力源３０１から出力される電流をｉｓｒにて表す。整流ブリッジ３０３の出力が負荷３０４に供給される場合、交流電力源３０１の出力電圧が正弦波電圧であっても交流電力源３０１の出力電流ｉｓｒの電流波形は正弦波状とならず、歪みを含む。高調波規制を考慮すると、このような歪みは除去された方が好ましく、単相アクティブフィルタ３０２によって歪みの除去が成される。
【０１４２】
直流電圧保持部Ｃｄにて保持される直流電圧をｖｄｃにて表す。直流電圧ｖｄｃは、図１９の単相インバータ２０２と同等の単相インバータ３１５によって交流電圧に変換される。単相インバータ３１５からの交流電圧が印加される配線と交流電力源３０１からの交流電圧が印加される配線は、接続点３０５にて接続される。上記電流ｉｓｒは交流電力源３０１から接続点３０５に流れる電流である。単相インバータ３１５から接続点３０５に流れる電流をｉＣｒにて表し、電流ｉｓｒ及びｉＣｒの合成電流である、接続点３０５から整流ブリッジ３０３に流れる電流をｉＬｒにて表す。図２３において、Ｌｓ及びＲｓは、夫々、交流電力源３０１及び接続点３０５間を接続する配線のリアクタンス成分及び抵抗成分を表している。接続点３０５及び整流ブリッジ３０３間及び接続点３０５及び単相インバータ３１５間にも、必要に応じてリアクタンス成分が挿入される。
【０１４３】
尚、第４実施形態を含む本明細書の説明において、任意の物理量を表す記号（ｉｓｒ、ｉＣｒ及びｉＬｒなど）は、対応する物理量の値を表す記号、又は、対応する物理量の値を信号値として有する信号の記号としても用いられうる。従って例えば、ｉＬｒは、接続点３０５から整流ブリッジ３０３に流れる電流の記号、該電流の電流値の記号、又は、該電流値を信号値として有する信号（電流信号）の記号として用いられうる。
【０１４４】
電流ｉＬｒの電流値は図示されない電流検出センサによって検出され、検出電流値を信号値として有する信号ｉＬｒが、高調波電流検出部３１１に入力される。推定ユニット３２１は、信号ｉＬｒを対象単相信号ｖｓとして受け、対象単相信号ｖｓとしての信号ｉＬｒの位相の推定値をθｅｓｔとして出力する。例えば、第１又は第２実施形態で述べた任意の推定ユニット（２、３、４、３２、３３又は３４）を推定ユニット３２１として用いることができる。
【０１４５】
座標変換部３２２は、推定ユニット３２１からの位相θｅｓｔに基づいて信号ｉＬｒを回転座標系上のベクトルの直交２成分ｉＬｄ及びｉＬｑに変換する。ｉＬｄは、交流電力源３０１の出力電流ｉｓｒの基本波成分と同相の信号成分である。図２４に、座標変換部３２２の内部ブロック図の例を示す。座標変換部３２２は、フィルタ３４１及びベクトル成分算出部３４２を有する。フィルタ３４１及びベクトル成分算出部３４２は、図１のフィルタ１１及びベクトル成分算出部１２と同じものである。但し、座標変換部３２２では、信号ｉＬｒが対象単相信号ｖｓとして取り扱われると共に信号ｉＬｄ及びｉＬｑが夫々信号ｖｐ及びｖｑとして取り扱われ（図１も参照）、且つ、位相θとして位相θｅｓｔが用いられる。
【０１４６】
本実施形態において、ωｎは、交流電力源３０１側にて定められた公称周波数であり、例えば６０×２π又は５０×２πである。信号ｉＬｒの周波数成分には、交流電力源３０１の出力交流電圧の周波数ωｎと一致する基本波成分と、該基本波成分に対する高調波成分と、が含まれる。従って、信号ｉＬｒに基づく信号ｉＬｄ及びｉＬｑの夫々にも、基本波成分と高調波成分が含まれる。ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２３及び３２４は、夫々、信号ｉＬｄ及びｉＬｑに含まれる高調波成分を低減させるローパスフィルタ処理を実行する。ローパスフィルタ処理後の信号ｉＬｄ及びｉＬｑを、夫々ｉＬｄ’及びｉＬｑ’にて表す。
【０１４７】
単相アクティブフィルタ３０２によって高調波による電流歪みを適切に除去するためには、直流電圧値ｖｄｃを所望の電圧値に保つ（例えば一定電圧に保つ）制御が必要である。直流電圧制御部３１２は、比例積分制御などを利用して、該所望の電圧値を表す電圧指令値ｖｄｃ＊と直流電圧値ｖｄｃとの差をゼロにするための、信号ｉＬｄ’に対する補正量ΔｉＬｄを生成する。座標変換部３２５は、信号（ｉＬｄ’＋ΔｉＬｄ）及びｉＬｑ’を直交２成分として持つ回転座標系上のベクトル信号を、推定ユニット３２１からの位相θｅｓｔに基づいて、信号ｉＬｒと同期した単相信号ｉＬｒ１に変換する。信号ｉＬｒ１は、信号ｉＬｒに含まれる基本波成分に相当する。減算部３２６は、信号ｉＬｒ１から信号ｉＬｒを減算することにより、電流ｉＣｒの目標値に相当する電流指令値ｉＣｒ＊（＝ｉＬｒ１−ｉＬｒ）を生成する。ｉＣｒ＊は、信号ｉＬｒに含まれる高調波成分（歪み成分）に相当する。電流制御部３１３は、比例積分制御などを利用しつつ、電流検出センサ（不図示）によって検出された電流値ｉＣｒが電流指令値ｉＣｒ＊と一致するように、ＰＷＭ回路３１４を介して単相インバータ３１５を制御する。
【０１４８】
尚、図２３の例では、固定座標系上における交流電流に対して電流制御を行っているが、それ以外の様々な電流制御を行うことも可能である。例えば、回転座標系上において電流制御を成すようにしても構わない。
【０１４９】
＜＜第５実施形態＞＞
本発明の第５実施形態を説明する。図２５は、第５実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。図２５のモータ駆動システムには、永久磁石を備えた回転子（不図示）及びＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線を備えた固定子（不図示）を有する三相永久磁石同期モータ４０１（以下、モータ４０１と略記する）と、直流電圧にパルス幅変調を施すことにより得た三相交流電圧をモータ４０１に供給することによってモータ４０１を駆動するインバータ４０２と、インバータ４０２の制御を介してモータ４０１の回転を制御するモータ制御装置４０３と、電流検出センサ４０４と、が設けられている。モータ制御装置４０３には、符号４１１〜４１４によって参照される各部位が設けられている。
【０１５０】
インバータ４０２によってモータ４０１に供給される三相交流電圧は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線への印加電圧を表すＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧から成る。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の合成電圧である、モータ４０１への、全体の印加電圧をモータ電圧と呼ぶ。モータ電圧の印加によってインバータ４０２からモータ４０１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線に流れる電流を、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流と呼ぶ。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流の合成電流である、モータ４０１への、全体の供給電流をモータ電流と呼ぶ。
【０１５１】
電流検出センサ４０４は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流の内、１相分の電流の電流値を検出する。図２５の例では、電流検出センサ４０４によりＷ相電流値ｉｗが検出されているが、代わりに、Ｕ相又はＶ相電流値が検出されても構わない。
【０１５２】
座標変換部４１１は、位置/速度推定部４１２にて推定された位相θｅｓｔに基づきＷ相電流値ｉｗを回転座標系上のベクトル信号の直交２成分ｉｄ及びｉｑに変換する。ここで得られるｉｄ及びｉｑは、夫々、モータ電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に相当するｄ軸電流及びｑ軸電流である。モータ４０１の永久磁石が作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石が作る磁束の向きに沿った軸がｄ軸であり、ｄ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸がｑ軸である。
【０１５３】
図２６に、座標変換部４１１の内部ブロック図の例を示す。座標変換部４１１は、フィルタ４４１及びベクトル成分算出部４４２を有する。フィルタ４４１及びベクトル成分算出部４４２は、図１のフィルタ１１及びベクトル成分算出部１２と同じものである。但し、座標変換部４１１では、信号ｉｗが対象単相信号ｖｓとして取り扱われると共に信号ｉｄ及びｉｑが夫々信号ｖｐ及びｖｑとして取り扱われ（図１も参照）、且つ、位相θとして位相θｅｓｔが用いられる。また、フィルタ４４１では、位置/速度推定部４１２にて推定されたωｅｓｔ又は電圧演算部４１３に与えられるω＊がωｎとして用いられる。
【０１５４】
位置／速度推定部４１２は、ｉｄ、ｉｑ、ｖｄ＊及びｖｑ＊の全部又は一部に基づいて、モータ４０１の回転子位置及び回転速度を推定し、推定回転子位置及び推定回転速度を夫々θｅｓｔ及びωｅｓｔとして出力する。回転子位置及び回転速度の推定方法として、公知の任意の方法を利用可能である。推定回転子位置θｅｓｔは、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の位相の推定値に相当し、推定回転速度ωｅｓｔはｄ軸の回転における角周波数の推定値に相当する。
【０１５５】
電圧演算部４１３は、位置／速度推定部４１２からの推定回転速度ωｅｓｔと座標変換部４１１からの電流値ｉｄ及びｉｑとに基づき、比例積分制御などを利用して、推定回転速度ωｅｓｔが所望の回転速度指定値ω＊と一致するように電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊を算出する。電圧指令値ｖｄ＊及びｖｑ＊は、夫々、モータ電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分の目標値である。座標変換部４１４は、推定回転子位置θｅｓｔに基づき、回転座標系上の電圧指令値であるｖｄ＊及びｖｑ＊を三相の固定座標系上の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊に変換する。電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊は、夫々Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の目標値である。インバータ４０２は、モータ４０１に実際に印加されるＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の電圧値が夫々ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊と一致するように、パルス幅変調を用いてモータ４０１に対する三相交流電圧を生成し、生成した三相交流電圧をモータ４０１に印加する。
【０１５６】
このように、対象単相信号の位相等を推定する本発明の方法を用いれば、多相モータにおける１相分の電流情報から電流ベクトル（ｉｄ及びｉｑを直交２成分として有する電流ベクトル）情報を得ることができる。図２５のモータ制御装置４０３はベクトル制御用の制御構成を有しているが、本発明の方法は他の制御構成にも適用可能である。例えば、印加しているモータ電圧のベクトルである電圧ベクトルと検出したモータ電流のベクトルである電流ベクトルとの間の位相差に基づきモータへの印加電圧の位相を調整するような制御構成にも、本発明の方法は適用可能である。
【０１５７】
［周期的な回転速度変動の推定］
図２５の電圧演算部４１３内に、図２７に示すような回転速度変動推定部４５０（以下、推定部４５０と略記することがある）を設けるようにしてもよい。推定部４５０は、符号４５１〜４５６によって参照される各部位を備える。モータ４０１の負荷状態が周期的に変動することにより、回転速度指定値ω＊が一定であるにも関わらずモータ４０１の回転速度が周期的に変動することがある。推定部４５０は、このような変動の位相及び振幅、即ち信号（ω＊−ωｅｓｔ）の位相及び振幅を推定することができる。
【０１５８】
フィルタ４５１、ベクトル成分算出部４５２及び位相差算出部４５３は、図１のフィルタ１１、ベクトル成分算出部１２及び位相差算出部１３と同じものである。但し、推定部４５０では、ω＊及びωｅｓｔ間の差を表す信号（ω＊−ωｅｓｔ）が対象単相信号ｖｓとして取り扱われ、信号（ω＊−ωｅｓｔ）の変動の角周波数ωｒがフィルタ４５１におけるωｎとして取り扱われ、角周波数ωｒを積分することで得た位相がベクトル成分算出部４５２におけるθとして取り扱われる。積分部４５４は、角周波数ωｒを積分することで位相θを算出する。加算部４５５は、位相差算出部４５３及び積分部４５４にて算出された位相差Δθ及び位相θを足し合わせることにより、信号（ω＊−ωｅｓｔ）の位相の推定値θｒを求める。振幅算出部４５６は、ベクトル成分算出部４５２からのｖｐ及びｖｑに基づき、信号（ω＊−ωｅｓｔ）の振幅の推定値Δωを求める。θｒ＝Δθ＋θ、且つ、Δω＝√（ｖｐ２＋ｖｑ２）、である。尚、ωｒの値は既知であることが多い。例えば、モータ４０１の負荷が洗濯機のドラムの場合、ドラムの機械的な回転速度からωｒの値が定まる。
【０１５９】
位相及び振幅の推定値θｒ及びΔωに基づいてモータ４０１の負荷状態の変動に応じたトルク指令を生成することにより、該変動による振動の抑制を図ることが可能である。トルクとはモータ４０１のトルクを指し、トルク指令とは、モータ４０１のトルクの目標値を指す。
【０１６０】
或いは、モータ４０１が洗濯機用モータである場合、推定値θｒ及びΔωを負荷バランス状態の判断にも利用することができる。負荷バランス状態の判断には、洗濯機のドラム内に衣類が均等に分散しているのか否かの判断や、洗濯機のドラム内に衣類が均等に分散していないならば該ドラム内のどの部分に衣類が集中配置されているかの判断などが含まれる。ドラム内に衣類が均等に分散している状態におけるΔωは、ドラム内に衣類が均等に分散していない状態におけるΔωよりも小さい。従って例えば、Δωに基づき、ドラム内に衣類が均等に分散しているか否かを判断することできる。また、洗濯機のドラム内に衣類が均等に分散していないとき、θｒを参照することで、ドラム内のどの部分に衣類が集中配置されているのかを類推できる。この類推結果を利用して、衣類の均等配置を図るモータ制御を成すことが可能である。
【０１６１】
また、回転速度の変動における位相及び振幅の推定方法を、トルクの変動に対しても適用することができる。この場合、公知のトルク計算式に基づいて推定したトルク又はｑ軸電流値ｉｑをバンドパスフィルタに通すことにより、トルクの変動成分のみを抽出する。そして、抽出した変動成分の信号を信号（ω＊−ωｅｓｔ）の代わりに図２７の推定部４５０に入力すればよい。そうすると、信号（ω＊−ωｅｓｔ）を推定部４５０に入力したときと同様に、トルクの変動における位相及び振幅を推定することができる。トルクに関する、これらの推定結果を基に、負荷バランス状態の判断を行うこともできる。
【０１６２】
＜＜第６実施形態＞＞
本発明の第６実施形態を説明する。図２８は、第６実施形態に係るアクチュエータシステムの構成ブロック図である。図２８のアクチュエータシステムには、リニア振動アクチュエータ（Linear Oscillatory Actuator）であるアクチュエータ５０１と、直流電圧にパルス幅変調を施すことにより得た単相の交流電圧をアクチュエータ５０１に供給することによってアクチュエータ５０１を駆動するインバータ５０２と、インバータ５０２の制御を介してアクチュエータ５０１の振動状態を制御するアクチュエータ制御装置５０３と、電流検出センサ５０４と、が設けられている。アクチュエータ制御装置５０３には、推定ユニット５１１及び単相電圧指令部５１２が設けられている。アクチュエータ５０１は、固定子と、固定子の位置を基準として振動する可動子が設けられている。例えば、アクチュエータ５０１の固定子にインバータ５０２からの電流を流すための電機子巻線を設け、アクチュエータ５０１の可動子に永久磁石を設けることができる。
【０１６３】
電流検出センサ５０４は、単相の交流電圧をアクチュエータ５０１に印加することによってインバータ５０２からアクチュエータ５０１に供給される電流の電流値を検出し、検出した電流値を信号値として有する信号ｉｓを出力する。
【０１６４】
図２９に、推定ユニット５１１の内部ブロック図の例を示す。推定ユニット５１１は、図１のフィルタ１１、ベクトル成分算出部１２及び位相差算出部１３と同じ機能を有するフィルタ５２１、ベクトル成分算出部５２２及び位相差算出部５２３を備える。但し、推定ユニット５１１では、アクチュエータ５０１の可動子における振動の角周波数がωｎとして取り扱われ、単相電圧指令部５１２からのθｅｓｔがベクトル成分算出部５２２におけるθとして利用される。そうすると、可動子の永久磁石で誘起される誘起電圧ベクトルの向きと同相の電流信号成分が、ベクトル成分算出部５２２から信号ｖｑとして出力されることとなる。
【０１６５】
単相電圧指令部５１２は、位相差算出部５２３にて算出される位相差Δθに基づき、単相電圧指令値ｖＬＯＡ＊及び位相θｅｓｔを算出する。位相差Δθに基づく位相θｅｓｔの算出方法として、上述した他の実施形態の方法を利用可能である。インバータ５０２は、アクチュエータ５０１の電機子巻線に印加される電圧の電圧値が電圧指令値ｖＬＯＡ＊と一致するようにパルス幅変調を用いて単相の交流電圧を生成し、生成した交流電圧をアクチュエータ５０１に供給する。
【０１６６】
リニア振動アクチュエータであるアクチュエータ５０１では、共振を利用した運転が行われる。アクチュエータ５０１の電機子巻線のインダクタンスによる誘起電圧が、アクチュエータ５０１の永久磁石による誘起電圧（逆起電力）に比べて無視できる程度に小さいとすると、共振時には、インバータ５０２からアクチュエータ５０１に印加される電圧のベクトルの位相と、インバータ５０２からアクチュエータ５０１に供給される電流のベクトルの位相は一致する。従って、ΔθがゼロになるようにｖＬＯＡ＊の周波数を調整することで共振運転が行える。即ち、単相電圧指令部５１２において、比例積分制御などを利用しつつ推定ユニット５１１からのΔθがゼロに収束するようにｖＬＯＡ＊の周波数を調整すればよい。上記インダクタンスによる誘起電圧が無視できない場合には、インバータ５０２からアクチュエータ５０１に印加される電圧のベクトルの位相と、インバータ５０２からアクチュエータ５０１に供給される電流のベクトルの位相との差を考慮して、Δθが所定値となるようにｖＬＯＡ＊の周波数を調整すればよい。
【０１６７】
上述の各実施形態では、対象単相信号との位相差がπ／２未満のフィルタ信号（位相遅れ信号又は位相進み信号）を生成し、対象単相信号及びフィルタ信号から或いは位相遅れ信号及び位相進み信号から、対象単相信号の位相情報等の導出元となるπ／２位相差信号（ｖβ）や回転座標系上のベクトル信号の成分を求める。対象単相信号との位相差がπ／２未満のフィルタ信号は、低次のフィルタによって生成可能であるため、演算負荷が小さくて済む。また、上記位相差が幾らであっても精度良くπ／２位相差信号等を生成することができる。また、上記の第４従来方法のように擬似三相信号を生成する必要もない。
【０１６８】
また、π／２位相差信号（ｖβ）の生成を介することなく回転座標系上のベクトル信号を生成するようにすれば（即ち例えば、上記式（Ａ−６）及び（Ａ−７）ではなく、上記式（Ａ−８）又は（Ａ−９）によってｖｐ及びｖｑを算出するようにすれば）、回転座標系への変換に要する演算負荷が小さくて済む。
【０１６９】
対象単相信号とフィルタ信号との位相差をπ／４に設定することにより、演算負荷は更に小さくなる。例えば上記式（Ａ−６）と式（Ａ−１１）との比較から分かるように、位相差θ１がπ／４と異なる場合には、π／２位相差信号ｖβを生成するために対象単相信号ｖ１とフィルタ信号ｖ２の夫々に異なるゲインを乗じる必要があるが、位相差θ１がπ／４である場合には、対象単相信号ｖ１とフィルタ信号ｖ２の差をとるだけでπ／２位相差信号ｖβを生成することができるからである。
【０１７０】
本発明に係る位相状態等の推定技術を系統連系システムや単相アクティブフィルタ等に適用すれば、それらのシステムの制御系における演算負荷の低減が期待される。
【０１７１】
＜＜変形等＞＞
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態に適用可能な注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈３を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１７２】
［注釈１］
各実施形態において、導出されるべき全ての値（ｖ２、ｖｐ等）の導出方法は任意である。即ち例えば、それらを、演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
【０１７３】
［注釈２］
各実施形態における演算動作を行う任意の部位を、ソフトウェアによって、或いは、ハードウェアによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって形成することができる。
【０１７４】
［注釈３］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ａ−１ｂ）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（α、βを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このようなギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は、電子出願用ソフトウェアが実行したフォント変換によって生じたものであり、本明細書を読むに当たり、その相違は適宜無視されるべきである。
【０１７５】
【数２８】
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【符号の説明】
【０１７６】
１、３１  位相差推定ユニット
２、３２  位相推定ユニット
３、３３  位相／周波数／振幅推定ユニット
４、３４  位相／周波数推定ユニット
１１  フィルタ
１２  ベクトル成分算出部
１３  位相差算出部
４１Ａ、４１Ｂ  フィルタ
４２  ベクトル成分算出部
４３  位相差算出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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