(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源と；
放電ランプを予熱するための予熱モード、放電ランプを始動させるための始動モードおよび放電ランプを点灯制御するための点灯モードのそれぞれの制御モードを備え、少なくとも１つのスイッチング素子を有し直流電源からの直流電圧を高周波電圧に変換して放電ランプに供給する電力変換回路と；
放電ランプ電圧に対応した検出電圧を検出する電圧検出手段と；
電力変換回路の予熱モードから電圧検出手段により検出した検出電圧が所定の第１閾値電圧を下回っているかどうかを判定するとともに、電力変換回路の始動モード開始後にはこの判定に加えて電圧検出手段により検出した検出電圧が所定の第１閾値電圧よりも大きい所定の第２閾値電圧を超えているかどうかを判定する判定手段、および、この判定手段と一体的に集積化され、電力変換回路の駆動を制御するとともに、判定手段により、検出電圧が所定の第１閾値電圧を下回っていると判定されたとき、および、検出電圧が所定の第２閾値電圧を超えていると判定されたときに、それぞれ電力変換回路を停止させる制御手段を備えた制御素子と；
を具備していることを特徴とする放電ランプ点灯装置。
【請求項２】
電圧検出手段は、検出電圧を、高電位ほど分圧比を小さくした抵抗分圧によって検出する
ことを特徴とする請求項１記載の放電ランプ点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を変換して放電ランプに供給する電力変換回路を備えた放電ランプ点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば放電ランプを点灯させる放電ランプ点灯装置は、商用交流電源を整流した後、この整流した入力電圧を昇圧チョッパ回路などの力率改善回路により昇圧した直流電圧に変換する直流電源と、この直流電源から出力される直流電圧を高周波電圧に変換して放電ランプを点灯させるインバータ回路と、このインバータ回路から供給される電力を制御するＬＣ共振回路などの共振回路(主回路)などとを備えている。インバータ回路は、例えば対をなすスイッチング素子を備えたハーフブリッジ型のものなどがあり、スイッチング素子をドライブ回路によって制御することによりスイッチング動作させ、所定周波数の高周波電圧を、ＬＣ共振回路を介して放電ランプに印加することが可能である。
【０００３】
このような放電ランプ点灯装置では、例えば放電ランプの寿命末期や不点灯などの異常状態で、放電ランプ電圧が過電圧になることがあり、このような過電圧が継続すると回路に好ましくない影響を与えるおそれがある。そのため、放電ランプ電圧を検出し、この検出電圧が所定の閾値電圧を超えた場合には、ドライブ回路によるスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることで、インバータ回路の動作を停止させることで、回路を保護する構成が知られている(例えば、特許文献１参照。)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−２７３４３０号公報(第５−９頁、図１)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
放電ランプは、出力端子内のインピーダンスが低下すると、まれにトラッキングが生じる場合がある。
【０００６】
しかしながら、上述の放電ランプ点灯装置では、過電圧は検出することができても放電ランプ電圧が低い場合の過剰な電力供給を防止することが容易でないという問題点を有している。
【０００７】
本発明は、このような点に鑑みなされたもので、電力変換回路の出力側に低インピーダンス成分が接続されている場合の過剰な電力供給を防止して回路保護を可能にするとともに、始動モード開始後は過電圧に対しても回路保護が可能で、かつ、小型の放電ランプ点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１記載の放電ランプ点灯装置は、直流電圧を出力する直流電源と；放電ランプを予熱するための予熱モード、放電ランプを始動させるための始動モードおよび放電ランプを点灯制御するための点灯モードのそれぞれの制御モードを備え、少なくとも１つのスイッチング素子を有し直流電源からの直流電圧を高周波電圧に変換して放電ランプに供給する電力変換回路と；放電ランプ電圧に対応した検出電圧を検出する電圧検出手段と；電力変換回路の予熱モードから電圧検出手段により検出した検出電圧が所定の第１閾値電圧を下回っているかどうかを判定するとともに、電力変換回路の始動モード開始後にはこの判定に加えて電圧検出手段により検出した検出電圧が所定の第１閾値電圧よりも大きい所定の第２閾値電圧を超えているかどうかを判定する判定手段、および、この判定手段と一体的に集積化され、電力変換回路の駆動を制御するとともに、判定手段により、検出電圧が所定の第１閾値電圧を下回っていると判定されたとき、および、検出電圧が所定の第２閾値電圧を超えていると判定されたときに、それぞれ電力変換回路を停止させる制御手段を備えた制御素子と；を具備しているものである。
【０００９】
直流電源は、例えば交流電圧を整流した後、昇圧チョッパ回路などの力率改善回路によって直流電圧を得るものでもよいし、電池電源あるいはキャパシタなどであってもよい。
【００１０】
電力変換回路は、例えば対をなすスイッチング素子を備えたインバータ回路および共振回路などを備えている。
【００１１】
電圧検出手段は、例えば複数の抵抗器の直列回路を電力変換回路側に対して放電ランプと並列に接続することにより放電ランプ電圧に対応、例えば比例した検出電圧を検出する構成が用いられるが、これに限定されるものではない。
【００１２】
判定手段は、例えば設定された第１閾値電圧あるいは第２閾値電圧と電圧検出手段で検出した検出電圧とをそれぞれ入力する比較器(コンパレータ)などが用いられる。
【００１３】
制御手段は、例えば電力変換回路のインバータ回路のスイッチング素子のスイッチングを停止させることにより電力変換回路の動作を停止させることが可能である。
【００１４】
請求項２記載の放電ランプ点灯装置は、電圧検出手段は、検出電圧を、高電位ほど分圧比を小さくした抵抗分圧によって検出するものである。
【００１５】
高電位ほど分圧比を小さくするとは、高電位側の抵抗器の抵抗値を低電位側の抵抗器の抵抗値よりも小さく設定することをいう。
【発明の効果】
【００１６】
請求項１記載の放電ランプ点灯装置によれば、電力変換回路の予熱モードから電圧検出手段により検出した放電ランプ電圧に対応する検出電圧が所定の第１閾値電圧を下回っているかどうかを判定手段により判定し、また、電力変換回路の始動モード開始後にはこの判定に加えて電圧検出手段により検出した検出電圧が所定の第１閾値電圧よりも大きい所定の第２閾値電圧を超えているかどうかを判定手段により判定し、検出電圧が所定の第１閾値電圧を下回っていると判定されたとき、および、検出電圧が所定の第２閾値電圧を超えていると判定されたときには、それぞれ制御手段が電力変換回路を停止させることにより、電力変換回路の予熱モードから、電力変換回路の出力側に低インピーダンス成分が接続されている場合の過剰な電力供給を防止して回路保護が可能になるとともに、電力変換回路の始動モード開始後は過電圧に対しても回路保護が可能になり、かつ、これら判定手段と制御手段とを一体的に集積化して制御素子を構成することにより、回路の小型化が可能になる。
【００１７】
請求項２記載の放電ランプ点灯装置によれば、請求項１記載の放電ランプ点灯装置の効果に加えて、電圧検出手段が、検出電圧を、高電位ほど分圧比を小さくした抵抗分圧によって検出することにより、放電ランプ電圧の分圧比を最適化でき、電圧検出手段の小型化が可能になるとともに、小型化した場合の周辺からのノイズの影響を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施の形態を示す放電ランプ点灯装置の回路図である。
【図２】同上放電ランプ点灯装置の制御手段の一部を示す回路図である。
【図３】同上放電ランプ点灯装置の判定手段を示す回路図である。
【図４】同上放電ランプ点灯装置の各部の動作タイミングを示すタイミングチャートである。
【図５】(a)は同上放電ランプ点灯装置の予熱から始動後までの放電ランプ電圧を示すグラフ、(b)は同上放電ランプ点灯装置の判定手段による判定開始のタイミングを示す説明図である。
【図６】同上放電ランプ点灯装置の検出電圧と閾値電圧との関係を示すグラフである。
【図７】同上放電ランプ点灯装置を備えた照明器具の斜視図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の一実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２０】
図１は放電ランプ点灯装置の回路図、図２は放電ランプ点灯装置の制御手段の一部を示す回路図、図３は放電ランプ点灯装置の判定手段を示す回路図、図４は放電ランプ点灯装置の各部の動作タイミングを示すタイミングチャート、図５(a)は同上放電ランプ点灯装置の予熱から始動後までの放電ランプ電圧を示すグラフ、図５(b)は同上放電ランプ点灯装置の判定手段による判定開始のタイミングを示す説明図、図６は放電ランプ点灯装置の検出電圧と閾値電圧との関係を示すグラフ、図７は放電ランプ点灯装置を備えた照明器具の斜視図である。
【００２１】
図１に示すように、電子安定器としての熱陰極形放電ランプ点灯装置である放電ランプ点灯装置10は、直流電源11の出力側に、この直流電源11からの直流出力(直流電圧)を高周波交流電圧に変換して出力するインバータ回路13およびこのインバータ回路13の出力周波数に応じた電圧を出力する共振回路14を備えた電力変換回路15が電気的に接続され、この電力変換回路15の出力側に負荷としての例えば熱陰極形蛍光ランプなどの放電ランプFLが着脱可能に装着される。また、この放電ランプ点灯装置10は、インバータ回路13などを制御する制御素子16を備え、この制御素子16には、電力変換回路15のインバータ回路13の駆動用のドライバ部であるドライブ素子17が電気的に接続されている。
【００２２】
直流電源11は、例えば１００Ｖ〜２４２Ｖなどの商用交流電源をブリッジダイオードなどの全波整流素子によって整流した後、例えば昇圧チョッパ回路などの図示しない力率改善回路によって昇圧および平滑して直流電圧を出力するものである。
【００２３】
また、インバータ回路13は、スイッチング素子としての電界効果トランジスタQ1，Q2が直列に接続された、いわゆるハーフブリッジ型のものである。
【００２４】
電界効果トランジスタQ1，Q2は、制御端子であるゲート端子がドライブ素子17に電気的に接続されており、このドライブ素子17から供給される信号によってオンオフが制御される。
【００２５】
共振回路14は、電界効果トランジスタQ2の両端に電気的に接続された直流カット用のコンデンサC1と、インダクタとしてのバラストチョークである共振インダクタンスＬの一次巻線との直列回路を備えるとともに、この共振インダクタンスＬの一次巻線の出力側に、放電ランプFLと並列にコンデンサである共振コンデンサC2が電気的に接続されて構成されている。また、この共振回路14の出力側には、放電ランプ電圧VLに対応、例えば比例した検出電圧VCLを検出する電圧検出手段21が、放電ランプFLと並列に電気的に接続されている。
【００２６】
電圧検出手段21は、抵抗器R1，R2，R3，R4の直列回路を備え、この抵抗器R3と抵抗器R4との接続点にコンデンサC3が電気的に接続され、このコンデンサC3に、ダイオードD1，D2に並列回路が電気的に接続され、かつ、ダイオードD2のカソード側に、抵抗器R5，R6の直列回路が電気的に接続されている。そして、これら抵抗器R5，R6の接続点が制御素子16側に電気的に接続されている。
【００２７】
抵抗器R1〜R3は、抵抗器R1の抵抗値が最も小さく、抵抗器R3の抵抗値が最も大きくなるように設定されている。すなわち、電圧検出手段21は、高電位ほど放電ランプ電圧VLの分圧比が小さくなるように抵抗器R1〜R3の抵抗値が設定されている。なお、抵抗器R2は、抵抗器R1よりも抵抗値が大きければ、抵抗器R3と等しい抵抗値でもよいし、抵抗器R3よりも小さい抵抗値でもよい。
【００２８】
また、放電ランプFLは、各フィラメントFLa，FLbに対して、図示しない予熱回路が接続されている。
【００２９】
そして、制御素子16は、例えばいわゆるＩＣ(集積回路)であり、直流電源11の力率改善回路と接続される図示しない力率改善制御部、放電ランプFLの動作(点灯)状態に基づいてインバータ回路13の電界効果トランジスタQ1，Q2の動作制御用の周波数信号Ｐを生成してドライブ素子17へと出力する制御手段としての発振制御部25、および、電圧検出手段21を介して検出した検出電圧VCLと所定の第１閾値電圧VTH1および第２閾値電圧VTH2(図３)とを比較していずれが大きいか(小さいか)を判定する判定手段としての状態検出部である判定部26などを内部に一体に備えている。
【００３０】
なお、制御素子16が力率改善制御部、発振制御部25および判定部26などを一体に備えるとは、これらが制御素子16において集積化していることをいう。
【００３１】
力率改善制御部は、例えば、電源側の入力電圧、および、力率改善回路のスイッチング素子に流れるスイッチング電流などの所定の信号に基づいて、このスイッチング素子のスイッチングパルスであるチョッピング用周波数信号を生成して出力する機能を有している。
【００３２】
発振制御部25は、電力変換回路15を制御することにより、放電ランプFLを、予熱状態から始動状態を経て点灯させるように連続的に制御するものである。すなわち、発振制御部25は、電力変換回路15を(始動前)予熱モードで動作させることで放電ランプFLを予熱状態とし、電力変換回路15を始動モードで動作させることで放電ランプFLを始動状態とし、電力変換回路15を点灯モードで動作させることで放電ランプFLを点灯制御することが可能となっている。
【００３３】
また、発振制御部25は、判定部26により判定した放電ランプFLの点灯状態に基づいて、所定の周波数を有する周波数信号Ｐを生成する機能を有している。具体的に、発振制御部25は、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1を下回っているとき、あるいは、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2を超えているときに、インバータ回路13を停止させるように周波数信号Ｐを生成し、それら以外のときには、放電ランプFLの点灯状態に応じた周波数信号Ｐを生成する。
【００３４】
具体的に、発振制御部25は、図２に示すモード制御部31を有している。このモード制御部31は、予熱カウンタ用比較器OP1と、始動カウンタ用比較器OP2とを備えている。
【００３５】
予熱カウンタ用比較器OP1は、非反転入力端子に対して、スイッチング素子であるＮ型のＭＯＳＦＥＴQ3のドレイン端子が電気的に接続されているとともに、ツェナダイオードZD1と抵抗器R7および充放電コンデンサCpreの直列回路とがＭＯＳＦＥＴQ3に対して並列に電気的に接続されている。このＭＯＳＦＥＴQ3は、ソース端子が接地されているとともに、ゲート端子が停止信号線33に電気的に接続されている。また、予熱カウンタ用比較器OP1は、反転入力端子に対して、参照電圧V1が供給されている。さらに、予熱カウンタ用比較器OP1には、出力電圧を制御するための供給電圧Vref1が供給されている。そして、予熱カウンタ用比較器OP1の出力端子は、フィルタF1を介してＮＯＴゲートN1の入力端子と電気的に接続され、このＮＯＴゲートN1の出力端子は、Ｔ型フリップフロップであるカウンタTAのＴ端子と電気的に接続され、このカウンタTAのＱ端子は、Ｔ型フリップフロップであるカウンタTBのＴ端子と電気的に接続され、このカウンタTBのＱ端子は、Ｔ型フリップフロップであるカウンタTCのＴ端子と電気的に接続されている。これらカウンタTA〜TCのＥＮ端子には、それぞれ停止信号線33がＮＯＴゲートN2を介して電気的に接続されている。また、これらカウンタTA〜TCの各Ｑ端子は、ＡＮＤゲートA1の入力側に電気的に接続され、このＡＮＤゲートA1の出力側が、フリップフロップRSpreのＳ端子に電気的に接続されている。このフリップフロップRSpreのＲ端子には、停止信号線33が電気的に接続されており、Ｑ端子は、ＮＯＴゲートN3を介してスイッチング素子としてのＮＰＮ型のトランジスタQ4のベース端子に電気的に接続されている。そして、このトランジスタQ4のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子には抵抗器R8と定電圧素子であるツェナダイオードZD2との並列回路が電気的に接続され、抵抗器R8が予熱終了用スイッチtpreと電気的に接続されている。また、停止信号線33は、フリップフロップRSVCLのＲ端子と電気的に接続されており、このフリップフロップRSVCLのＳ端子は、カウンタTAのＱ端子と電気的に接続されている。そして、このフリップフロップRSVCLのＱ端子は、判定部26側と電気的に接続されている。
【００３６】
一方、始動カウンタ用比較器OP2は、非反転入力端子に対して、スイッチング素子であるＮ型のＭＯＳＦＥＴQ5のドレイン端子が電気的に接続されているとともに、ツェナダイオードZD3と抵抗器R9および充放電コンデンサCstrの直列回路とがＭＯＳＦＥＴQ5に対して並列に電気的に接続されている。また、始動カウンタ用比較器OP2は、反転入力端子に対して、参照電圧V2が供給されている。さらに、始動カウンタ用比較器OP2には、出力電圧を制御するための供給電圧Vref2が供給されている。そして、始動カウンタ用比較器OP2の出力端子は、フィルタF2を介してＮＯＴゲートN4の入力端子と電気的に接続され、このＮＯＴゲートN4の出力端子は、Ｔ型フリップフロップであるカウンタTDのＴ端子と電気的に接続され、このカウンタTDのＱ端子は、Ｔ型フリップフロップであるカウンタTEのＴ端子と電気的に接続されている。これらカウンタTD，TEのＥＮ端子には、それぞれ停止信号線33(stop1)とＮＯＴゲートN3の出力側(pre_f)とが入力側に電気的に接続されたＮＯＲゲートNORの出力側がそれぞれ電気的に接続されている。なお、ＮＯＲゲートNORの出力側は、ＭＯＳＦＥＴQ5のゲート端子に反転入力されている(stop2)。また、これらカウンタTD，TEの各Ｑ端子は、それぞれＡＮＤゲートA2の入力側に電気的に接続され、このＡＮＤゲートA2の入力側には、カウンタTDのＴ端子がＮＯＴゲートN5を介して接続されている。さらに、このＡＮＤゲートA2の出力側は、フリップフロップRSstrのＳ端子に電気的に接続されている。このフリップフロップRSstrのＲ端子には、ＮＯＲゲートNORの出力側がＮＯＴゲートN6を介して電気的に接続されており、Ｑ端子は、ＮＯＴゲートN7を介してスイッチング素子としてのＮＰＮ型のトランジスタQ6のベース端子に電気的に接続されている。そして、このトランジスタQ6のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子には抵抗器R10と定電圧素子であるツェナダイオードZD4との並列回路が電気的に接続され、抵抗器R10が始動終了用スイッチtstrと電気的に接続されている。さらに、ＮＯＴゲートN6の出力側は、フリップフロップRSCstのＲ端子に電気的に接続されており、このフリップフロップRSCstのＳ端子は、カウンタTEのＱ端子と電気的に接続されている。そして、このフリップフロップRSCstのＱ端子は、判定部26側と電気的に接続されている。
【００３７】
また、図１に示す判定部26は、電圧検出手段21から出力される検出電圧VCLと、例えば０．５Ｖなどの第１閾値電圧VTH1およびこの第１閾値電圧VTH1よりも大きい例えば４Ｖなどの第２閾値電圧VTH2とを比較判定し、その比較判定結果を発振制御部25側へと出力するものである。また、判定部26は、第１閾値電圧VTH1について、図５(a)、図５(b)および図６に示すように、電力変換回路15(図１)の予熱モードから検出電圧VCLとの大きさの比較を開始しており、第２閾値電圧VTH2について、電力変換回路15(図１)の始動モード開始後から検出電圧VCLとの大きさの比較を開始している。
【００３８】
具体的に、図３に示すように、判定部26は、第１比較器としての低圧側比較器OP3と第２比較器としての高圧側比較器OP4とを有している。低圧側比較器OP3は、非反転入力端子に対して、第１閾値電圧VTH1が供給され、反転入力端子に対して、ツェナダイオードZD5が電気的に接続されているとともに、検出電圧VCLが抵抗器R11を介して供給されている。また、低圧側比較器OP3の出力端子は、ＡＮＤゲートA3の入力側に電気的に接続されている。このＡＮＤゲートA3の入力側には、モード制御部31のフリップフロップRSVCLのＱ端子が電気的に接続されており(RSVCL_Q)、このＡＮＤゲートA3の出力側は、ＯＲゲートORの入力側に電気的に接続されている。
【００３９】
一方、高圧側比較器OP4は、反転入力端子に対して、第２閾値電圧VTH2が供給され、非反転入力端子に対して、低圧側比較器OP3と同様に、ツェナダイオードZD5が電気的に接続されているとともに検出電圧VCLが抵抗器R11を介して供給されている。また、高圧側比較器OP4の出力端子は、ＡＮＤゲートA4の入力側に電気的に接続されている。このＡＮＤゲートA4の入力側には、モード制御部31のフリップフロップRSCstのＱ端子が電気的に接続されており(RSCst_Q)、このＡＮＤゲートA4の出力側は、ＯＲゲートORの入力側に電気的に接続されている。そして、このＯＲゲートORの出力側は、発振制御部25側に電気的に接続されている。
【００４０】
また、図１に示すように、ドライブ素子17は、制御素子16の発振制御部25から供給される調光用の周波数信号Ｐに応じて、数十ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度の周波数、例えば５０ｋＨｚ以上で電界効果トランジスタQ1，Q2を交互にオンオフする(スイッチング駆動する)ことで、電界効果トランジスタQ2のドレイン−ソース間に所定の高周波交流を発生させるものである。
【００４１】
このように構成された放電ランプ点灯装置10は、図７に示すような電気機器としての照明器具に適用できる。この照明器具は、放電ランプ点灯装置10が配置された器具本体41、この器具本体41の両端に直管形の放電ランプFLが装着されるソケット42などを備えている。
【００４２】
次に、上記一実施の形態の動作を説明する。
【００４３】
図１に示す放電ランプ点灯装置10を起動させると、力率改善回路から制御素子16へと給電され、この制御素子16が動作する。
【００４４】
制御素子16では、図２および図４に示すように、予熱モードにおいて、開始とともに停止信号線33の電位はＨレベルからＬレベルに切り換わる(stop1)。このため、ＭＯＳＦＥＴQ3がオフされて、充放電コンデンサCpreが定電流回路により所定の定電流で充電され、充放電を繰り返す。
【００４５】
この充放電コンデンサCpreの充放電に伴い、予熱カウンタ用比較器OP1では参照電圧V1と充放電コンデンサCpreの出力電圧とが比較され、予熱カウンタ用比較器OP1からの出力がＨレベルとＬレベルとで交互に切り換わり、ＮＯＴゲートN1の出力がＬレベルとＨレベルとで交互に切り換わる(TFFA_CLK)。この結果、カウンタTA、カウンタTBおよびカウンタTCにより順次信号が生成され(TA_Q，TB_Q，TC_Q)、これら信号が全てＨレベルになるまで、が力率改善制御部により生成されたチョッピング用周波数信号によって力率改善回路のスイッチング素子がスイッチング駆動され、電源で整流された入力電圧の位相を、力率改善回路で入力電流の位相と合わせて力率を改善するとともに、発振制御部25により生成された周波数信号Ｐによってドライブ素子17が駆動されることにより、電界効果トランジスタQ1，Q2が、例えば５０ｋＨｚなどの所定の周波数でオンオフ動作するため、力率改善回路から出力された出力電圧が平滑された直流電圧が高周波交流電圧に変換され、この高周波交流電圧により、共振回路14が共振して共振電流が流れ、また、予熱回路により放電ランプFLのフィラメントFLa，FLbが予熱される。
【００４６】
なお、インバータ回路13が駆動すると、制御素子16には、このインバータ回路13側から給電される。
【００４７】
また、予熱モードの開始から、電圧検出手段21で検出された検出電圧VCLが抵抗器R11を介して制御素子16の判定部26の図３に示す低圧側比較器OP3の反転入力端子および高圧側比較器OP4の非反転入力端子にそれぞれ入力される。この検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1よりも大きい場合には、低圧側比較器OP3からＬレベル出力され、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1を下回った場合には、低圧側比較器OP3からＨレベル出力される。また、図２に示すモード制御部31のフリップフロップRSVCLからは、予熱モードにおいて、カウンタTAがＨレベル出力であるためＨレベル出力されている(RSVCL_Q)。このため、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH１よりも大きい状態では、図３に示すＡＮＤゲートA3の出力がＬレベルとなり、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH１よりも小さい状態では、ＡＮＤゲートA3の出力がＨレベルとなる。
【００４８】
一方、高圧側比較器OP4では、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2を超えた場合には、高圧側比較器OP4からＨレベル出力され、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2を下回った場合には、高圧側比較器OP4からＬレベル出力される。また、図２に示すモード制御部31のフリップフロップRSCstからは、予熱モードにおいて、カウンタTEがＬレベル出力であるためＬレベル出力されている(RSCst_Q)。このため、予熱モードでは、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2よりも大きいかどうかに拘らず、図３に示すＡＮＤゲートA4の出力がＬレベルとなる。
【００４９】
この結果、予熱モードでは、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1を下回ったとき(VCL＜VTH1)にのみＯＲゲートORから発振制御部25へとＨレベル出力され、図１に示す発振制御部25において周波数信号Ｐにより電界効果トランジスタQ1，Q2のスイッチング動作を停止させてインバータ回路13を停止させる。
【００５０】
そして、カウンタTA、カウンタTBおよびカウンタTCから出力される信号が全てＨレベルになると、ＡＮＤゲートA1からの出力がＨレベルとなり(RSpre_S)、フリップフロップRSpreからの出力(RSpre_Q)がＨレベルとなる。この結果、ＮＯＴゲートN3を介してトランジスタQ4がオフされ、予熱終了用スイッチtpreがオンされて、予熱モードが終了する。
【００５１】
そして、予熱モードでのフィラメントFLa，FLbの予熱によりフィラメントFLa，FLb間に所定の始動電圧が印加されて放電ランプFLが始動する。
【００５２】
すなわち、図２に示すように、予熱終了用スイッチtpreのオンにより開始された始動モードでは、開始とともにＮＯＲゲートNORの出力がＬレベルからＨレベルに切り換わる(stop2)。このため、ＮＯＲゲートNORの出力がゲート端子に反転入力(Ｌレベル入力)されてＭＯＳＦＥＴQ5がオフされ、充放電コンデンサCstrが定電流回路により所定の定電流で充電され、充放電を繰り返す。
【００５３】
この充放電コンデンサCstrの充放電に伴い、始動カウンタ用比較器OP2では参照電圧V2と充放電コンデンサCstrの出力電圧とが比較され、始動カウンタ用比較器OP2からの出力がＨレベルとＬレベルとで交互に切り換わり、ＮＯＴゲートN4の出力がＬレベルとＨレベルとで交互に切り換わる(TFFD_CLK)。この結果、カウンタTDおよびカウンタTEにより順次信号が生成され(TD_Q，TE_Q)、これら信号とＮＯＴゲートN4の出力の反転信号とが全てＨレベルになるまで、始動モードが持続する。そして、これら信号が全てＨレベルになると、ＡＮＤゲートA2からの出力がＨレベルとなり(RSstr_S)、フリップフロップRSstrからの出力(RSstr_Q)がＨレベルとなる。この結果、ＮＯＴゲートN7を介してトランジスタQ6がオフされ、始動終了用スイッチtstrがオンされて、始動モードが終了し、点灯モードへと移行する。
【００５４】
また、始動モード以降においても、電圧検出手段21で検出された検出電圧VCLが抵抗器R11を介して制御素子16の図３に示す低圧側比較器OP3の反転入力端子および高圧側比較器OP4の非反転入力端子にそれぞれ入力されている。この検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1よりも大きい場合には、低圧側比較器OP3からＬレベル出力され、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1を下回った場合には、低圧側比較器OP3からＨレベル出力される。また、図２に示すモード制御部31のフリップフロップRSVCLからは、始動モードにおいて、カウンタTAがＨレベル出力であるためＨレベル出力されている(RSVCL_Q)。このため、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1よりも大きい状態では、図３に示すＡＮＤゲートA3の出力がＬレベルとなり、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1よりも小さい状態では、ＡＮＤゲートA3の出力がＨレベルとなる。
【００５５】
一方、高圧側比較器OP4では、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2を超えた場合には、高圧側比較器OP4からＨレベル出力され、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2を下回った場合には、高圧側比較器OP4からＬレベル出力される。また、図２に示すモード制御部31のフリップフロップRSCstからは、始動モードにおいて、カウンタTEがＨレベル出力であるためＨレベル出力される(RSCst_Q)。このため、始動モード以降では、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2よりも大きい状態では、図３に示すＡＮＤゲートA4の出力がＨレベルとなり、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH１よりも小さい状態では、ＡＮＤゲートA4の出力がＬレベルとなる。換言すれば、フリップフロップRECstは、その出力によって、検出電圧VCLと第２閾値電圧VTH2との大小比較判定をするかどうかを制御する比較判定制御部の機能を有している。
【００５６】
この結果、始動モード以降では、検出電圧VCLが第１閾値電圧VTH1を下回ったとき(VCL＜VTH1)、あるいは、検出電圧VCLが第２閾値電圧VTH2を超えたとき(VCL＞VTH2)に、それぞれＯＲゲートORから発振制御部25へとＨレベル出力され、図１に示す発振制御部25において周波数信号Ｐにより電界効果トランジスタQ1，Q2のスイッチング動作を停止させてインバータ回路13を停止させる。
【００５７】
そして、放電ランプFLの点灯後、電圧検出手段21で検出された検出電圧VCLなどに基づき、発振制御部25からドライブ素子17へと供給される周波数信号Ｐを生成することにより、インバータ回路13の駆動周波数を可変させ、放電ランプ電流(放電ランプ電圧、放電ランプ電力)が所定の目標値となるようにフィードバック制御がなされる。
【００５８】
このように、電力変換回路15の予熱モードから電圧検出手段21により検出した検出電圧VCLが所定の第１閾値電圧VTH1を下回っているかどうかを判定部26により判定し、また、電力変換回路15の始動モード開始後には電圧検出手段21により検出した検出電圧VCLが所定の第２閾値電圧VTH2を超えているかどうかを判定部26により判定し、検出電圧VCLが所定の第１閾値電圧VTH1を下回っていると判定されたとき、および、検出電圧VCLが所定の第２閾値電圧VTH2を超えていると判定されたときには、それぞれ発振制御部25が電力変換回路15のインバータ回路13を停止させることにより、電力変換回路15の予熱モードから電力変換回路15の出力側に低インピーダンス成分が接続されている場合の過剰な電力供給を防止して回路保護が可能になるとともに、電力変換回路15の始動モード開始後は過電圧に対しても回路保護が可能になり、かつ、判定部26を発振制御部25などとともに一体的に集積化して制御素子16を構成することにより、回路全体としての小型化が可能になる。
【００５９】
すなわち、照明器具としての使用上、放電ランプFLを接続する電力変換回路15の共振回路14の出力端子間には、放電ランプFLの出力端子内のインピーダンスの低下に伴いまれに放電ランプFLにトラッキングが生じる場合がある。そのため、第１閾値電圧VTH1を設けて低い放電ランプ電圧VLを検出できるように構成したことで、トラッキングなどが生じた場合の過剰な電力供給による回路の損傷を確実に防止できる。
【００６０】
しかも、通常の動作において、放電ランプ点灯装置10は、電力変換回路15の予熱モード、始動モードおよび点灯モードの順で制御シーケンスが経過する。低い放電ランプ電圧VLは、予熱モードから生じる可能性があるため、この予熱モードから判定部26により検出電圧VCLと第１閾値電圧VTH1とを比較することにより、予熱モードでの低い放電ランプ電圧VLによる過剰な電力供給を確実に防止できる。また、過電圧については、始動モード開始時から生じる可能性があるため、始動モード開始後から判定部26により検出電圧VCLと第２閾値電圧VTH2とを比較することにより、始動モード開始後の過電圧に対して回路を確実に保護できる。
【００６１】
さらに、電圧検出手段21が、検出電圧VCLを、高電位ほど放電ランプ電圧VLの分圧比を小さくした抵抗分圧によって検出することにより、放電ランプ電圧VLの分圧比を最適化でき、電圧検出手段21の小型化が可能になる。また、このように電圧検出手段21を小型化した場合、周辺からのノイズが検出電圧VCLに載る可能性が高まるものの、本実施の形態では、ノイズの影響をより受けやすい高電位側の分圧比を小さくしているので、小型化した場合でも周辺からのノイズの影響を低減できる。
【００６２】
なお、上記一実施の形態において、電圧検出手段21により検出する検出電圧VCLは、放電ランプ電圧VLを間接的に検出可能な値であれば、すなわちこの放電ランプ電圧VLと所定の関係を有する(放電ランプ電圧VLに対応する)値であれば、どのような値を検出する構成としてもよい。
【００６３】
また、直流電源11および電力変換回路15などのそれぞれの細部の構成は、上記構成および制御に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００６４】
10    放電ランプ点灯装置
11    直流電源
15    電力変換回路
16    制御素子
21    電圧検出手段
25    制御手段としての発振制御部
26    判定手段としての判定部
FL    放電ランプ
Q1，Q2    スイッチング素子としての電界効果トランジスタ
【図１】
0005515169.tif 000002
【図２】
0005515169.tif 000003
【図３】
0005515169.tif 000004
【図４】
0005515169.tif 000005
【図５】
0005515169.tif 000006
【図６】
0005515169.tif 000007
【図７】
0005515169.tif 000008