(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力端子（１０１）および第２の入力端子（１０２）を介して供給されるＤＣ入力電圧を、出力端子（１０３）におけるＤＣ出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが寄生インダクタンスを有し、
前記第１の入力端子（１０１）または前記第２の入力端子（１０２）の一方に接続されているスイッチング素子（１０４）であって、前記出力端子（１０３）に第１の電圧を供給する、前記スイッチング素子（１０４）と、
他方の前記入力端子（１０２，１０１）と前記出力端子（１０３）との間に接続されているフリーホイーリング素子（１０５）であって、フリーホイーリング電流が前記出力端子（１０３）に流れることができるようにする、前記フリーホイーリング素子（１０５）と、
ダイオードおよびキャパシタを有する第１の直列回路（１１０）であって、前記ダイオードが、前記一方の入力端子（１０１，１０２）に接続されており、前記スイッチング素子（１０４）をオフしたとき、前記寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギを前記キャパシタに一時的に蓄えることができるようにする、前記第１の直列回路（１１０）と、
前記第１の直列回路（１１０）の前記ダイオードに並列に接続されている能動回路（１２０，２２０，３２０，４２０）であって、前記第１の直列回路（１１０）の前記キャパシタの一時的に蓄えられているエネルギの解放、を制御する、前記能動回路（１２０，２２０，３２０，４２０）と、
を備えており、
前記第１の直列回路（１１０）が、前記第１の入力端子（１０１）と前記第２の入力端子（１０２）との間、または前記第１の入力端子（１０１）と前記スイッチング素子（１０４）との間に接続されており、前記第１の入力端子（１０１）と前記スイッチング素子（１０４）とが、同じ前記第１の電圧を供給し、
前記能動回路（３２０）が、前記第１の直列回路（１１０）の前記ダイオードに並列に接続されている第１および第２の端子と、前記第２の入力端子（１０２）に接続されている第３の端子と、を有する中間コンバータ、を備えており、
前記スイッチング素子をオンしたとき、前記中間コンバータが、前記第１の直列回路（１１０）の前記キャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御され、
前記スイッチング素子をオフしたとき、前記中間コンバータが、前記第１の直列回路（１１０）の前記キャパシタの一時的に蓄えられている前記エネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換された前記エネルギを前記第１の入力端子（１０１）に供給するようにさらに制御される、
ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記中間コンバータが、前記第１の入力端子（１０２）に接続されているインダクタ、を含んでいる、または、前記中間コンバータが、高電圧要素を利用している、
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記能動回路（４２０）が、前記第１の直列回路（１１０）の前記ダイオードと前記キャパシタとを相互接続しているノード、に接続されている第１の端子と、前記第１の入力端子（１０１）に接続されている第２の端子と、前記第２の入力端子（１０２）に接続されている第３の端子と、を有する中間コンバータ、を備えており、
前記スイッチング素子をオンしたとき、前記中間コンバータが、前記第１の直列回路（１１０）の前記キャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御され、
前記スイッチング素子をオフしたとき、前記中間コンバータが、前記第１の直列回路（１１０）の前記キャパシタの一時的に蓄えられている前記エネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換された前記エネルギを前記第１の入力端子（１０１）に供給するようにさらに制御される、
請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
正入力端子（５０１）および負入力端子（５０２）を介して正電圧および負電圧として供給されるＤＣ入力電圧を、出力端子（５０３）におけるＡＣ出力電圧に変換するハーフブリッジコンバータであって、前記ハーフブリッジコンバータが寄生インダクタンスを有し、
前記正入力端子（５０１）に接続されている第１のスイッチング素子（５０４）であって、前記出力端子（５０３）に正電圧を供給する、前記第１のスイッチング素子（５０４）と、
前記負入力端子（５０２）に接続されている第２のスイッチング素子（５０５）であって、前記出力端子（５０３）に負電圧を供給する、前記第２のスイッチング素子（５０５）と、
前記正入力端子（５０１）と前記負入力端子（５０２）との間に接続されている、第１のダイオード、キャパシタ、および第２のダイオードを有する第１の直列回路（５１０）であって、
前記第１のスイッチング素子（５０４）をオフしたとき、前記第１のダイオードが、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギを前記キャパシタに一時的に蓄えることができるようにし、
前記第２のスイッチング素子（５０５）をオフしたとき、前記第２のダイオードが、前記寄生インダクタンスまたは別の寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギを前記キャパシタに一時的に蓄えることができるようにする、
前記第１の直列回路（５１０）と、
前記第１の直列回路（５１０）に並列に接続されている能動回路（５２１，５２２，６２０）であって、前記第１の直列回路（５１０）の前記キャパシタの一時的に蓄えられているエネルギの解放、を制御する、前記能動回路（５２１，５２２，６２０）と、
を備えており、
前記能動回路（６２０）が、前記第１の直列回路（５１０）の前記第１のダイオードに並列に接続されている第１および第２の端子と、前記第１の直列回路（５１０）の前記第２のダイオードに並列に接続されている第３および第４の端子と、を有する中間コンバータ、を備えており、
前記第１または前記第２のスイッチング素子（５０４，５０５）をオンしたとき、前記中間コンバータが、前記第１の直列回路（５１０）の前記キャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御され、
前記第１または前記第２のスイッチング素子（５０４，５０５）をオフしたとき、前記中間コンバータが、前記第１の直列回路（５１０）の前記キャパシタの一時的に蓄えられている前記エネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換された前記エネルギをそれぞれの前記第１または前記第２の入力端子（５０１，５０２）に供給するようにさらに制御される、
ハーフブリッジコンバータ。
【請求項５】
前記第１のスイッチング素子（５０４）と前記出力端子（５０３）との間に接続されている第１のインダクタと、前記第２のスイッチング素子（５０５）と前記出力端子（５０３）との間に接続されている第２のインダクタと、を備えた出力回路（１０３０）と、
第１のダイオード（Ｄ１）であって、そのカソードによって前記正入力端子（５０１）に接続されており、そのアノードによって第１のノードに接続されており、前記第１のノードが前記第２のスイッチング素子（５０５）と前記出力回路（１０３０）とを接続している、前記第１のダイオード（Ｄ１）と、
第２のダイオード（Ｄ２）であって、そのアノードによって前記負入力端子（５０２）に接続されており、そのカソードによって第２のノードに接続されており、前記第２のノードが前記第１のスイッチング素子（５０４）と前記出力回路（１０３０）とを接続している、前記第２のダイオード（Ｄ２）と、
をさらに備えている、
請求項４に記載のハーフブリッジコンバータ。
【請求項６】
正入力端子（７０１）および負入力端子（７０２）を介して、中性点端子（７０６）に対する正電圧および負電圧として供給されるＤＣ入力電圧を、出力端子（７０３）におけるＡＣ出力電圧に変換する、中性点クランプ形（ＮＰＣ）コンバータであって、前記中性点クランプ形（ＮＰＣ）コンバータが寄生インダクタンスを有し、
前記正入力端子（７０１）に接続されている第１のスイッチング素子（７０４）であって、出力回路（７３０）を介して前記出力端子（７０３）に正電圧を供給する、前記第１のスイッチング素子（７０４）と、
前記負入力端子（７０２）に接続されている第２のスイッチング素子（７０５）であって、前記出力回路（７３０）を介して前記出力端子（７０３）に負電圧を供給する、前記第２のスイッチング素子（７０５）と、
前記中性点端子（７０６）と前記出力回路（７３０）との間に接続されている中性点スイッチング回路（７４０，９４０）であって、前記出力端子（７０３）に中性点電圧を供給する、前記中性点スイッチング回路（７４０，９４０）と、
第１のダイオードおよび第１のキャパシタを有する第１の直列回路（７１１）であって、前記正入力端子（７０１）と前記中性点端子（７０６）との間に接続されており、前記第１のスイッチング素子（７０４）をオフしたとき、前記第１のダイオードが、前記寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギを前記第１のキャパシタに一時的に蓄えることができるようにする、前記第１の直列回路（７１１）と、
第２のダイオードおよび第２のキャパシタを有する第２の直列回路（７１２）であって、前記負入力端子（７０２）と前記中性点端子（７０６）との間に接続されており、前記第２のスイッチング素子（７０５）をオフしたとき、前記第２のダイオードが、前記寄生インダクタンスまたは別の寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギを前記第２のキャパシタに一時的に蓄えることができるようにする、前記第２の直列回路（７１２）と、
前記第１の直列回路（７１１）の前記第１のダイオードに並列に接続されている第１の能動回路（７２１，８２１）であって、前記第１の直列回路７１１の前記第１のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギの解放、を制御する、前記第１の能動回路（７２１，８２１）と、
前記第２の直列回路（７１２）の前記第２のダイオードに並列に接続されている第２の能動回路（７２２，８２２）であって、前記第２の直列回路（７１２）の前記第２のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギの解放、を制御する、前記第２の能動回路（７２２，８２２）と、
を備えており、
前記出力回路（７３０）が、前記第１のスイッチング素子（７０４）と前記出力端子（７０３）との間に接続されている第１のインダクタと、前記第２のスイッチング素子（７０５）と前記出力端子（７０３）との間に接続されている第２のインダクタと、を備えており、
前記第１の能動回路（８２１）が第１の中間コンバータを備えており、第２の能動回路（８２２）が第２の中間コンバータを備えており、前記第１の中間コンバータおよび前記第２の中間コンバータの各々が、それぞれの前記第１の直列回路（７１１）の前記第１のダイオードまたは前記第２の直列回路（７１２）の前記第２のダイオードに並列に接続されている第１および第２の端子と、前記中性点端子（７０６）に接続されている第３の端子と、を有し、
前記第１または前記第２のスイッチング素子（７０４，７０５）をオンしたとき、それぞれの前記第１または前記第２の中間コンバータが、それぞれの前記第１の直列回路（７１１）の前記第１のキャパシタまたは前記第２の直列回路（７１２）の前記第２のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御され、
前記第１または前記第２のスイッチング素子（７０４，７０５）をオフしたとき、それぞれの前記第１または前記第２の中間コンバータが、それぞれの前記第１の直列回路（７１１）の前記第１のキャパシタまたは前記第２の直列回路（７１２）の前記第２のキャパシタに一時的に蓄えられている前記エネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換された前記エネルギをそれぞれの前記第１または前記第２の入力端子（７０１，７０２）に供給するようにさらに制御される、
中性点クランプ形（ＮＰＣ）コンバータ。
【請求項７】
前記正入力端子（７０１）と第１のノードとの間に接続されている少なくとも１つの第１のダイオード（Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２）、を備えた第１の回路であって、前記第２のスイッチング素子（７０５）が前記第１のノードを通じて負電圧を前記出力回路（７３０）に提供し、前記少なくとも１つの第１のダイオード（Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２）が、前記出力回路（７３０）から前記正入力端子（７０１）に電流が流れることができるようにする、前記第１の回路と、
前記負入力端子（７０２）と第２のノードとの間に接続されている少なくとも１つの第２のダイオード（Ｄ２，Ｄ２１，Ｄ２２）、を備えた第２の回路であって、前記第１のスイッチング素子（７０４）が前記第２のノードを通じて正電圧を前記出力回路（７３０）に提供し、前記少なくとも１つの第２のダイオード（Ｄ２，Ｄ２１，Ｄ２２）が、前記出力回路（７３０）から前記負入力端子（７０２）に電流が流れることができるようにする、前記第２の回路と、
をさらに備えている、請求項６に記載の中性点クランプ形（ＮＰＣ）コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ入力電圧をＤＣ出力電圧またはＡＣ出力電圧に変換するコンバータ回路に関する。詳細には、本発明は、ＤＣ入力電圧を変換して出力端子にＤＣ出力電圧またはＡＣ出力電圧を提供するコンバータにおいてスイッチング損失を低減することに関する。
【背景技術】
【０００２】
最近、例えば発電装置におけるソーラーコンバータとして使用するための高効率の電力変換装置、あるいは高速電動機駆動装置、スイッチング電源装置、または無停電電源装置の電力変換装置として使用するための高効率の電力変換装置が、強く求められている。
【０００３】
この目的には、スイッチングレギュレータを使用してＤＣ入力電圧をＤＣ出力電圧に変換する、またはＤＣ入力電圧をＡＣ出力電圧に変換することが知られている。
【０００４】
スイッチングレギュレータにはさまざまな実施態様が存在するが、すべてのスイッチングレギュレータの共通点として、少なくとも１つのスイッチング素子を含んでいる。図１３は、ＤＣ／ＤＣスイッチングレギュレータの例を示しており、図１４〜図１６は、ＤＣ／ＡＣスイッチングレギュレータの例を示している。
【０００５】
図１３を参照し、このＤＣ／ＤＣスイッチングレギュレータは、入力端子１３０１，１３０２を介して供給されるＤＣ入力電圧を、より低いＤＣ出力電圧に変換する。これを目的として、コントローラがスイッチング素子１３０４を制御して導通状態と非導通状態の間で切り替える。スイッチング素子１３０４をオンすると、入力端子１３０１から、負荷（例：ＲｌｏａｄおよびＬｌｏａｄの直列回路）が接続されている出力端子１３０３に、電流が流れる。スイッチング素子１３０４をオフすると、スイッチング素子１３０４を介して供給される電流が遮断され、出力端子における電圧が中性点電圧まで低下する。
【０００６】
図１３においてインダクタＬｌｏａｄによって示したように、誘導性負荷の場合、スイッチング素子１３０４をオフすると、インダクタＬｌｏａｄによって電流が誘導され、ダイオード１３０５と、Ｒｌｏａｄと、Ｌｌｏａｄとを循環する。この誘導電流は、フリーホイーリング電流とも称され、フリーホイーリング電流を伝えるためのダイオードがフリーホイーリングダイオード１３０５として設けられている。
【０００７】
図１４は、２つの入力端子１４０１，１４０２を有するハーフブリッジコンバータを示しており、出力端子１４０３に高電圧と低電圧を交互に提供する。従来、第１の入力端子１４０１には正電圧が供給され、したがって正入力端子１４０１と称され、第２の入力端子１４０２には負電圧が供給され、したがって負入力端子１４０２と称される。
【０００８】
出力にＡＣ電流を提供する場合、このハーフブリッジコンバータは、２つのスイッチング素子１４０４，１４０５を利用し、出力端子１４０３に正電圧を供給する第１のスイッチング素子１４０４と、負電圧を供給する第２のスイッチング素子１４０５とを、交互にオンする。
【０００９】
図１４のハーフブリッジコンバータの２つのスイッチング素子それぞれは、誘導性負荷によって誘導されるフリーホイーリング電流を伝えるためのボディダイオードを含んでいる。特に、誘導性負荷の場合、第１のスイッチング素子１４０４または第２のスイッチング素子１４０５をオフすると、フリーホイーリング誘導電流がトリガーされ、相補スイッチング素子１４０５または１４０４のボディダイオードによって伝えられる。
【００１０】
図１５は、図１４のハーフブリッジコンバータに似たＤＣ／ＡＣスイッチングレギュレータを示している。特に、このスイッチングレギュレータは、正入力端子１５０１と出力端子１５０３との間に結合された第１のスイッチング素子１５０４と、負入力端子１５０２と出力端子１５０３との間に結合された第２のスイッチング素子１５０５とを含んでいる。図１５のスイッチングレギュレータは、これら第１のスイッチング素子１５０４と第２のスイッチング素子１５０５を交互にスイッチングすることによって、出力にＡＣ電流を供給する。
【００１１】
さらに、このＤＣ／ＡＣスイッチングレギュレータは、互いに逆向きに結合された２つのスイッチング素子の中性点回路１５３０を含んでおり、この中性点回路１５３０は、中性点端子１５０６の中性点電圧を断続的に出力端子１５０３に提供する。中性点回路１５３０の２つのスイッチング素子のうち、出力端子１５０３におけるプリチャージ状態（pre-charge state）に応じて適切な方をオンすると、出力端子１５０３から中性点端子１５０６に、またはその逆方向に電流が流れることができる。
【００１２】
図１５のＤＣ／ＡＣスイッチングレギュレータは、混合電圧ＮＰＣ（中性点クランプ形）コンバータ（mixed voltage NPC converter）と称することもでき、なぜなら、スイッチング素子１５０４，１５０５には、全入力電圧（すなわち正入力端子１５０１の正電圧と負入力端子１５０２の負電圧の差）に耐える電圧定格が要求されるのに対して、直列回路１５３０のスイッチング素子には、この電圧定格の約半分のみが要求されるためである。
【００１３】
次に図１６を参照し、この図は、従来のＮＰＣコンバータを示しており、正入力端子１６０１に接続されている第１のスイッチング素子１６０４と、負入力端子１６０２に接続されている第２のスイッチング素子１６０５とを備えている。これら第１および第２のスイッチング素子１６０４，１６０５によって、中性点端子１６０６に対する正電圧および負電圧を出力端子１６０３に提供することができる。
【００１４】
このＮＰＣコンバータにおいては、第１および第２のスイッチング素子１６０４，１６０５は、中性点回路（neutral circuit）１６３０を介して出力端子１６０３に結合されている。中性点回路１６３０は、特に、第１のスイッチング素子１６０４と出力端子１６０３との間に結合されている第３のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子１６０５と出力端子１６０３との間に結合されている第４のスイッチング素子とを含んでいる。
【００１５】
中性点回路１６３０の第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子がそれぞれの第１のスイッチング素子１６０４および第２のスイッチング素子１６０５を出力端子１６０３に接続しているため、コントローラは、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子のスイッチオンを同時に制御しなければならず、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子のスイッチオンを同時に制御しなければならない。詳細には、第１、第２、第３、および第４のスイッチング素子のスイッチングを制御するコントローラは、第１のスイッチング素子１６０４がオンである時間と少なくとも同じ時間だけ第３のスイッチング素子がオンのままであり、第２のスイッチング素子１６０５がオンである時間と少なくとも同じ時間だけ第４のスイッチング素子がオンのままであるように、構成されている。
【００１６】
さらには、中性点回路１６３０によって出力端子１６０３に中性点電圧が提供されるように、第３および第４のスイッチング素子は、断続的にオンになる（それぞれの第１または第２のスイッチング素子がオフである）ように制御される。
【００１７】
さらに詳細には、第１のスイッチング素子１６０４がオフのとき、中性点回路１６３０の第３のスイッチング素子をオンすると、中性点端子１６０６から、中性点回路１６３０のダイオードおよび第３のスイッチング素子を通って出力端子１６０３に、電流が流れることができる。同様に、第２のスイッチング素子１６０５がオフのとき、中性点回路１６３０の第４のスイッチング素子をオンすると、出力端子１６０３から、中性点回路１６３０のダイオードおよび第４のスイッチング素子を通って中性点端子１６０６に、電流が流れることができる。
【００１８】
ここまでに説明したスイッチングレギュレータは、すべてにおいてスイッチング損失が発生し、以下ではこれについて説明する。スイッチングレギュレータにおいて、スイッチング損失は、ターンオン損失とターンオフ損失とに分類することができる。実際の条件下では、ターンオン損失は、スイッチング素子のパラメータ（例えばトランジスタのゲート充電損失）と、スイッチングレギュレータの寄生インダクタンスと、逆回復損失とに依存する。ターンオフ損失も、主としてスイッチング素子のパラメータおよび直列インダクタンスに依存するが、フリーホイーリング素子の順方向特性はほぼ無視できる。
【００１９】
図１３を参照して詳しく説明する。スイッチング素子１３０４をオンすると、第１の入力端子１３０１から寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃおよびスイッチング素子１３０４を通って出力端子１３０３に電流が流れ始める。電流がスイッチング素子１３０４に流れるためには、スイッチング素子１３０４のゲート容量が充電されなければならず、結果としてゲート充電損失となる。これと同時に、フリーホイーリング素子１３０５（例：フリーホイーリングダイオード）では、遮断状態に回復するために相当な量の逆回復電荷が要求され、結果として逆回復損失となる。寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃは電圧に対して電流を遅らせるため、スイッチング素子１３０４のスイッチオン速度は寄生インダクタンスによってマイナスの影響を受ける。
【００２０】
さらには、寄生インダクタンスは逆回復損失にも影響する。ダイオードの逆回復時間は、順方向に電流が流れているダイオードにおいて、印加電圧が突然に逆方向になったときに遮断状態に回復するまでに要する時間として定義される。この逆回復時に、一時的な短絡の結果として大きな逆電流および大きな電力散逸が発生することがある。
【００２１】
図１３において、寄生インダクタンスによって電流の変化率が小さくなるため、フリーホイーリングダイオード１３０５は、より低いピーク電流においてリカバリすることができる。低いピーク電流に対応して、フリーホイーリングダイオードが遮断状態に回復するときのスイッチング素子１３０４のドレイン・ソース電圧の変化率ｄｖ／ｄｔも小さい。したがって、ターンオン時の逆回復損失が減少する。
【００２２】
スイッチング素子１３０４をオフするとき、ターンオフ損失は、主として、スイッチング素子１３０４を非導通状態に駆動する能力と、フリーホイーリング素子がオン状態に遷移する速度とに依存する。遷移時、電流がスイッチング素子１３０４とフリーホイーリング素子１３０５を流れ、ターンオフ損失につながる。さらには誘導性負荷によって、スイッチング素子１３０４に電流が流れるため、負荷の直列インダクタンスもターンオフ損失に寄与する。
【００２３】
ターンオン損失およびターンオフ損失の上述した分析は、図１３のスイッチングレギュレータ以外にもあてはまる。
【００２４】
すべてのスイッチングレギュレータ（例えば図１３〜図１６に示したスイッチングレギュレータ）は、同じかまたは同様の影響を受ける。したがって、スイッチング損失を低減するための改良策が求められている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
本発明の１つの目的は、ＤＣ電圧とＤＣ電圧との間の変換、またはＤＣ電圧とＡＣ電圧との間の変換を行うスイッチングレギュレータの効率を改善することである。
【００２６】
本発明の別の目的は、相補スイッチング段を有するスイッチングレギュレータにおける逆回復損失を低減することである。
【００２７】
本発明のさらなる目的は、パワーモジュールの設計において寄生インダクタンスのマイナスの影響を低減することである。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
これらの目的の少なくとも１つは、独立請求項の主題によって解決される。本発明の有利な実施形態は、従属請求項の主題である。
【００２９】
スイッチングレギュレータのスイッチング損失は、スイッチングレギュレータのパラメータおよび制御に依存するのみならず、周囲の回路の設計によっても影響される。例えば、あらゆるパワーエレクトロニクス回路に存在する寄生インダクタンスも、レギュレータのスイッチング損失に影響する。
【００３０】
スイッチングレギュレータでは、ターンオン時には寄生インダクタンスがプラスに影響し、スイッチングレギュレータのターンオン損失が減少する。しかしながら、スイッチングレギュレータは、寄生インダクタンスのマイナスの影響も同様に受ける。したがって、本発明の第１の態様は、スイッチングレギュレータがマイナスの影響を受けることを防止する目的で、ターンオフ時に寄生インダクタンスによって誘導される電流の代替経路を提案することである。具体的には、スイッチングレギュレータをオンしたとき、寄生インダクタンスが磁界にエネルギを一時的に蓄える。寄生インダクタンスは、スイッチングレギュレータにおける逆回復損失の低減に寄与する。スイッチングレギュレータをオフすると、一時的に蓄えられたエネルギが寄生インダクタンスによってスイッチングレギュレータを流れ、スイッチングレギュレータのターンオフ損失が増大する。したがって、本発明によるスイッチングレギュレータは、寄生インダクタンスによって誘導されたエネルギを一時的に蓄えるための直列回路と、一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する能動回路であって、オプションとして、一時的に蓄えられているエネルギを入力に供給する能動回路、を採用し、結果として、スイッチングレギュレータの全体的な効率が向上する。
【００３１】
本発明の別の態様は、多段スイッチングレギュレータ（multi-stage switching regulator）の変型形態として、インダクタ（またはオプションとして人工的に発生させる寄生インダクタンス）を有する複数の異なる段をデカップリングすることを提案する。スイッチングレギュレータのスイッチング段は、出力に所定の供給電圧を提供する。例えばＤＣ／ＡＣコンバータにおいて複数の電圧をスイッチングするためには、複数の異なるスイッチング段が要求される。この第２の態様によると、スイッチング段の１つをターンオンするときの交差導通損失（cross conduction loss）を防止するため、複数の異なるスイッチング段を、互いに誘導的にデカップリング（inductively decoupled）する。
【００３２】
本発明のさらなる第３の態様は、スイッチングレギュレータの構成要素を、複数の異なるパワー基板（power substrate）上または複数の異なるパワーモジュールにグループ化することであって、１つのグループの構成要素間の誘導結合を最小にする一方で、異なるグループの構成要素間の誘導結合が許容されるようにグループ化することを提案する。誘導結合を利用することでスイッチングレギュレータの効率を改善することができ、あるいはインダクタを誘導結合に置き換えることでスイッチングレギュレータのコストを低減することができる。
【００３３】
本発明の第２の態様および第３の態様による例示的な実施形態においては、多段スイッチングレギュレータにおける交差導通損失を防止するため、多段スイッチングレギュレータのスイッチング段が、複数の異なるパワー基板または複数の異なるパワーモジュールにグループ化され、異なるスイッチング段の間の誘導結合によって、複数の異なるスイッチング段が誘導的にデカップリングされる。
【００３４】
本発明の一実施形態は、第１の入力端子および第２の入力端子を介して供給されるＤＣ入力電圧を、出力端子におけるＤＣ出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ、を提供する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、寄生インダクタンスを有する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の入力端子または第２の入力端子の一方に接続されているスイッチング素子であって、出力端子に第１の電圧を供給する、スイッチング素子と、他方の入力端子と出力端子との間に結合されているフリーホイーリング素子であって、フリーホイーリング電流が出力端子に流れることができるようにする、フリーホイーリング素子と、を備えている。さらに、このＤＣ／ＤＣコンバータは、ダイオードおよびキャパシタの第１の直列回路を含んでおり、ダイオードは、一方の入力端子に結合されており、スイッチング素子をオフしたとき、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタに一時的に蓄えることができるようにする。さらに、このＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直列回路のダイオードに並列に結合されている能動回路であって、第１の直列回路のキャパシタからの一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する、能動回路、を含んでいる。
【００３５】
例示的な一実施例においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の直列回路は、第１の入力端子と第２の入力端子との間に結合されている、または、第１の入力端子と第３の入力端子との間に結合されており、第１の入力端子と第３の入力端子は同じ第１の電圧を供給する。
【００３６】
さらに詳細な実施例においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの能動回路は、第１の直列回路のダイオードに並列に接続されているインダクタおよび抵抗の第２の直列回路、を備えている。この能動回路は、スイッチング素子をオンしたとき、第１の直列回路のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止する。さらに、この能動回路は、スイッチング素子をオフしたとき、キャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部を抵抗に放散させることによって解放できるようにする。
【００３７】
詳細な代替実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの能動回路は、第１の直列回路のダイオードとキャパシタとを相互接続しているノード、に接続されている第１の端子と、第１の入力端子に接続されている第２の端子と、を有する抵抗、を備えている。この能動回路は、スイッチング素子をオンしたとき、第１の直列回路のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止する。さらに、この能動回路は、スイッチング素子をオフしたとき、キャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部を抵抗に放散させることによって解放できるようにする。
【００３８】
別の詳細な実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの能動回路は、第１の直列回路のダイオードに並列に接続されている第１および第２の端子と、第２の入力端子に接続されている第３の端子と、を有する中間コンバータ、を備えている。この中間コンバータは、スイッチング素子をオンしたとき、第１の直列回路のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御される。さらに、この中間コンバータは、スイッチング素子をオフしたとき、第１の直列回路のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換されたエネルギを第１の入力端子に供給するように制御される。
【００３９】
より詳細なさらなる実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの中間コンバータは、第１の入力端子に接続されているインダクタ、を含んでいる、または、中間コンバータは、高電圧要素を利用している。
【００４０】
別の代替実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの能動回路は、第１の直列回路のダイオードとキャパシタとを相互接続しているノード、に接続されている第１の端子と、第１の入力端子に接続されている第２の端子と、第２の入力端子に接続されている第３の端子と、を有する中間コンバータ、を備えている。この中間コンバータは、スイッチング素子をオンしたとき、第１の直列回路のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御される。さらに、この中間コンバータは、スイッチング素子をオフしたとき、第１の直列回路のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換されたエネルギを第１の入力端子に供給するように制御される。
【００４１】
本発明の別の実施形態は、正入力端子および負入力端子を介して正電圧および負電圧として供給されるＤＣ入力電圧を、出力端子におけるＡＣ出力電圧に変換するハーフブリッジコンバータ、を提供する。このハーフブリッジコンバータは、寄生インダクタンスを有する。このハーフブリッジコンバータは、正入力端子に接続されている第１のスイッチング素子であって、出力端子に正電圧を供給する、第１のスイッチング素子と、負入力端子に接続されている第２のスイッチング素子であって、出力端子に負電圧を供給する、第２のスイッチング素子と、を備えている。さらに、このハーフブリッジコンバータは、第１のダイオード、キャパシタ、および第２のダイオードの第１の直列回路、を備えている。第１の直列回路は、正入力端子と負入力端子との間に結合されており、第１のスイッチング素子をオフしたとき、第１のダイオードは、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタに一時的に蓄えることができるようにし、第２のスイッチング素子をオフしたとき、第２のダイオードは、この寄生インダクタンスまたは別の寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタに一時的に蓄えることができるようにする。さらに、このハーフブリッジコンバータは、第１の直列回路に並列に結合されている能動回路であって、第１の直列回路のキャパシタからの、一時的に蓄えられているエネルギの解放、を制御する、能動回路、を備えている。
【００４２】
例示的な一実施例においては、ハーフブリッジコンバータの能動回路は、第１の抵抗および第１のインダクタの第２の直列回路であって、第１の直列回路の第１のダイオードに並列に接続されている、第２の直列回路と、第２の抵抗および第２のインダクタの第３の直列回路であって、第１の直列回路の第２のダイオードに並列に接続されている、第３の直列回路と、を備えている。この能動回路は、第１または第２のスイッチング素子をオンしたとき、直列回路のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止する。さらに、この能動回路は、第１または第２のスイッチング素子をオフしたとき、第１の直列回路のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部をそれぞれの第１または第２の抵抗に放散させることによって解放できるようにする。
【００４３】
別の例示的な実施例においては、ハーフブリッジコンバータの能動回路は、第１の直列回路の第１のダイオードに並列に接続されている第１および第２の端子と、第１の直列回路の第２のダイオードに並列に接続されている第３および第４の端子と、を有する中間コンバータ、を備えている。この中間コンバータは、第１または第２のスイッチング素子をオンしたとき、第１の直列回路（５１０）のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御される。さらに、この中間コンバータは、第１または第２のスイッチング素子をオフしたとき、第１の直列回路のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換されたエネルギを第１または第２の入力端子に供給するように制御される。
【００４４】
さらに詳細な実施例においては、ハーフブリッジコンバータは、第１のスイッチング素子と出力端子との間に結合されている第１のインダクタと、第２のスイッチング素子と出力端子との間に結合されている第２のインダクタと、を備えた出力回路、を含んでいる。さらに、このハーフブリッジコンバータは、第１のダイオードであって、そのカソードによって正入力端子に接続されており、そのアノードによって第１のノードに接続されており、第１のノードが第２のスイッチング素子と出力回路とを接続している、第１のダイオードと、第２のダイオードであって、そのアノードによって負入力端子に接続されており、そのカソードによって第２のノードに接続されており、第２のノードが第１のスイッチング素子と出力回路とを接続している、第２のダイオードと、を含んでいる。
【００４５】
本発明のさらなる実施形態は、正入力端子および負入力端子を介して、中性点端子に対する正電圧および負電圧として供給されるＤＣ入力電圧を、出力端子におけるＡＣ出力電圧に変換する、中性点クランプ形（ＮＰＣ）コンバータ、を提供することである。このＮＰＣコンバータは、寄生インダクタンスを有する。このＮＰＣコンバータは、正入力端子に接続されている第１のスイッチング素子であって、出力回路を介して出力端子に正電圧を供給する、第１のスイッチング素子と、負入力端子に接続されている第２のスイッチング素子であって、出力回路を介して出力端子に負電圧を供給する、第２のスイッチング素子と、を備えている。出力回路は、第１のスイッチング素子と出力端子との間に結合されている第１のインダクタと、第２のスイッチング素子と出力端子との間に結合されている第２のインダクタと、を備えている。このＮＰＣコンバータは、中性点端子と出力回路との間に結合されている中性点スイッチング回路であって、出力端子に中性点電圧を供給する、中性点スイッチング回路、を備えている。さらに、このＮＰＣコンバータは、第１のダイオードおよび第１のキャパシタの第１の直列回路であって、正入力端子と中性点端子との間に結合されており、第１のスイッチング素子をオフしたとき、第１のダイオードが、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギを第１のキャパシタに一時的に蓄えることができるようにする、第１の直列回路と、第２のダイオードおよび第２のキャパシタの第２の直列回路であって、負入力端子と中性点端子との間に結合されており、第２のスイッチング素子をオフしたとき、第２のダイオードが、同じ寄生インダクタンスまたは別の寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギを第２のキャパシタに一時的に蓄えることができるようにする、第２の直列回路と、を備えている。さらに、このＮＰＣコンバータは、第１の直列回路の第１のダイオードに並列に結合されている第１の能動回路であって、第１の直列回路の第１のキャパシタからの、一時的に蓄えられているエネルギの解放、を制御する、第１の能動回路と、第２の直列回路の第２のダイオードに並列に結合されている第２の能動回路であって、第２の直列回路の第２のキャパシタからの、一時的に蓄えられているエネルギの解放、を制御する、第２の能動回路と、を備えている。
【００４６】
例示的な実施例においては、ＮＰＣコンバータの第１の能動回路が第３の直列回路を備えており、第２の能動回路が第４の直列回路を備えており、第３の直列回路および第４の直列回路のそれぞれが、抵抗およびインダクタを含んでおり、それぞれの第１の直列回路の第１のダイオード、または第２の直列回路の第２のダイオード、に並列に接続されている。第１または第２のスイッチング素子をオンしたとき、それぞれの第１または第２の能動回路は、それぞれの第１の直列回路の第１のキャパシタまたは第２の直列回路の第２のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止する。第１または第２のスイッチング素子をオフしたとき、それぞれの第１または第２の能動回路は、それぞれの第１の直列回路の第１のキャパシタまたは第２の直列回路の第２のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部をそれぞれの抵抗に放散させることによって解放する。
【００４７】
代替の一実施例においては、ＮＰＣコンバータの第１の能動回路が第１の中間コンバータを備えており、第２の能動回路が第２の中間コンバータを備えており、第１の中間コンバータおよび第２の中間コンバータの各々は、それぞれの第１の直列回路の第１のダイオードまたは第２の直列回路の第２のダイオードに並列に接続されている第１および第２の端子と、中性点端子に接続されている第３の端子と、を有する。第１または第２のスイッチング素子をオンしたとき、それぞれの第１または第２の中間コンバータは、それぞれの第１の直列回路の第１のキャパシタまたは第２の直列回路の第２のキャパシタから、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように制御される。さらに、第１または第２のスイッチング素子をオフしたとき、それぞれの第１または第２の中間コンバータは、それぞれの第１の直列回路の第１のキャパシタまたは第２の直列回路の第２のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換されたエネルギをそれぞれの第１または第２の入力端子に供給するように制御される。
【００４８】
さらに詳細な実施例においては、ＮＰＣコンバータは、正入力端子と第１のノードとの間に結合されている少なくとも１つの第１のダイオード、を備えた第１の回路であって、第２のスイッチング素子が第１のノードを通じて負電圧を出力回路に提供する、第１の回路、を備えている。少なくとも１つの第１のダイオードは、出力回路から正入力端子に電流が流れることができるようにする。さらに、ＮＰＣコンバータは、負入力端子と第２のノードとの間に結合されている少なくとも１つの第２のダイオード、を備えた第２の回路であって、第１のスイッチング素子が第２のノードを通じて正電圧を出力回路に提供する、第２の回路、を備えている。少なくとも１つの第２のダイオードは、負入力端子から出力回路に電流が流れることができるようにする。
【００４９】
以下では、本発明を深く理解できるように、図面に示した実施形態に基づいて本発明について説明する。対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してある。さらには、さまざまな実施形態において記載されている個々の特徴または特徴の組合せは、それ自体が個別の独創的な解決策となり得る。以下では、一例として図面を参照しながら、本発明について説明する。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。
【図２】本発明の別の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。
【図３】本発明のさらなる例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。
【図４】本発明のさらに別の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。
【図５】本発明の例示的な実施形態によるハーフブリッジコンバータの回路図を示している。
【図６】本発明の別の例示的な実施形態によるハーフブリッジコンバータの回路図を示している。
【図７】本発明の例示的な実施形態による混合電圧ＮＰＣコンバータの回路図を示している。
【図８】本発明の別の例示的な実施形態による混合電圧ＮＰＣコンバータの回路図を示している。
【図９】本発明の別の例示的な実施形態によるＮＰＣコンバータの回路図を示している。
【図１０】本発明の例示的な実施形態による相補型スイッチングレギュレータの回路図を示している。
【図１１】本発明の例示的な実施形態によるＮＰＣコンバータのパワーモジュールの設計を示している。
【図１２】本発明の例示的な実施形態による混合電圧ＮＰＣコンバータのパワーモジュールの設計を示している。
【図１３】別の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。
【図１４】例示的な実施形態によるハーフブリッジコンバータの回路図を示している。
【図１５】例示的な実施形態による混合電圧ＮＰＣコンバータのパワーモジュールを実施するための部分的な回路図を示している。
【図１６】例示的な実施形態によるＮＰＣコンバータのパワーモジュールを実施するための部分的な回路図を示している。
【図１７】本発明の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。
【図１８】本発明の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。
【発明を実施するための形態】
【００５１】
図１を参照し、本発明の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示している。この実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電圧からＤＣ電圧に変換するために使用することができる。これを目的として、このＤＣ／ＤＣコンバータには、２つの入力端子１０１，１０２を介してＤＣ入力電圧が供給される。
【００５２】
図１に示した実施形態においては、キャパシタが結合されている電池が、第１の入力端子１０１と第２の入力端子１０２との間に接続されている。出力端子１０３に第１の電圧を供給するためのスイッチング素子１０４が、第１の入力端子１０１に接続されている。
【００５３】
図１に示した例示的な実施形態においては、出力端子１０３に負荷が接続されており、この負荷は、抵抗ＲｌｏａｄおよびインダクタＬｌｏａｄによって表してある。
【００５４】
さらに、図１のＤＣ／ＤＣコンバータは、第２の入力端子１０２と出力端子１０３との間に結合されているフリーホイーリングダイオード１０５を含んでいる。誘導性負荷の場合（図１の例示的な実施形態ではインダクタＬｌｏａｄによって示してある）、スイッチング素子１０４をオフすると、誘導性負荷Ｌｌｏａｄによってフリーホイーリング電流が誘導される。このフリーホイーリング電流は、フリーホイーリングダイオード１０５に流れる。図１に示した例示的な実施形態においては、フリーホイーリング電流は、フリーホイーリングダイオード１０５、抵抗Ｒｌｏａｄ、およびインダクタＬｌｏａｄからなる導電ループに流れる。
【００５５】
さらに図１に示したように、このＤＣ／ＤＣコンバータは、寄生インダクタＬｐａｒａｓｉｔｉｃも含んでいる。寄生インダクタは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端子１０１の位置に示してある。しかしながら図示した寄生インダクタは、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける寄生インダクタンスの存在を示しているにすぎない。したがって、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタは、特定の位置の電気回路要素（すなわちインダクタ）に対応するのではなく、さまざまな要因の結果として生じ、設計に固有であるものと想定することができる。
【００５６】
例えば、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、寄生インダクタンスは、主として、ＤＣ入力電圧源と入力端子１０１，１０２との間の接続の実施によって生じる。詳細には、ＤＣ／ＤＣコンバータに電池を接続している配線およびねじ接点（screwed contact）が、寄生インダクタンスに主として寄与する。
【００５７】
スイッチング素子１０４をオンすると、入力端子１０１と出力端子１０３との間に電流が流れ始める。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタンスの結果として、電圧に対して電流が遅れる。言い換えれば、寄生インダクタンスによって電流の変化率が小さくなり、したがって、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるターンオン損失の減少に有利に寄与する。
【００５８】
しかしながら、寄生インダクタンスは、図１のＤＣ／ＤＣコンバータのターンオフ挙動にはマイナスの影響を及ぼす。具体的には、スイッチング素子１０４をオフすると、寄生インダクタンスの磁界に蓄えられているエネルギが解放される。寄生インダクタンスによってスイッチング素子１０４に電流が流れ、これによりスイッチング素子１０４がただちにターンオフすることが妨げられる。
【００５９】
この点において、図１のＤＣ／ＤＣコンバータには、第１の入力端子１０１と第２の入力端子１０２との間に結合されている第１の直列回路１１０が設けられている。この第１の直列回路は、ダイオードＤ１１０およびキャパシタＣ１１０を備えている。ダイオードＤ１１０は、第１の入力端子１０１に接続されたアノード端子を有する。
【００６０】
より詳細には、第１の直列回路１１０は、誘導電流のための追加の導電ループを提供する。具体的には、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃによって誘導される電流のＡＣ成分は、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃと、ダイオードＤ１１０と、キャパシタＣ１１０と、入力端子１０１，１０２の間に接続された入力電源とを有するループを循環することができる。したがって、スイッチング素子１０４をオフしたとき、誘導電流をキャパシタＣ１１０に一時的に蓄えておくことができる。
【００６１】
したがって、第１の直列回路１１０は、スイッチング素子１０４をオフしたとき、寄生インダクタンスによって誘導される電流が、図１のＤＣ／ＤＣコンバータのターンオフ損失に寄与することを防止する。
【００６２】
図１に示した例示的な実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータは、直列回路１１０のキャパシタＣ１１０に一時的に蓄えられているエネルギを変換する目的で、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０に並列に結合されている能動回路１２０をさらに含んでいる。
【００６３】
特に、能動回路１２０は、スイッチング素子１０４をオンしたときの寄生インダクタンスのプラスの影響が維持されるように、第１の直列回路１１０のキャパシタＣ１１０に一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【００６４】
図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、能動回路１２０は、インダクタＬ１２０および抵抗Ｒ１２０の直列回路を備えている。インダクタＬ１２０および抵抗Ｒ１２０の直列回路は、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０に並列に接続されている。
【００６５】
能動回路は、スイッチング素子１０４をオンしたとき、第１の直列回路１１０のキャパシタＣ１１０から、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止し、インダクタＬ１２０はこの効果に寄与する。これを目的として、インダクタＬ１２０の値は、ＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃの推定値または測定値に基づいて決定される。
【００６６】
詳細には、スイッチング素子１０４をオンしたとき、キャパシタＣ１１０には、スイッチング素子１０４の前回のスイッチオフ動作からのエネルギが依然として蓄えられている。しかしながら、インダクタＬ１２０は、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃの作用と同じように、電流を遅らせる。したがって、インダクタＬ１２０および抵抗Ｒ１２０の能動回路１２０は、スイッチング素子１０４をオンしたとき、キャパシタＣ１１０からスイッチング素子１０４に流れる電流を、２つの入力端子１０１，１０２を介してスイッチング素子１０４に供給される電流よりもずっと小さい電流値に制限する。
【００６７】
さらに、能動回路１２０は、スイッチング素子１０４をオフしたとき、キャパシタＣ１１０の一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部を抵抗Ｒ１２０に放散させることによって、一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【００６８】
言い換えれば、スイッチング素子１０４をオフしたとき、キャパシタＣ１１０と、インダクタＬ１２０と、抵抗Ｒ１２０と、入力端子１０１，１０２の間に接続されたＤＣ入力電圧源とを含んだ導電ループを、放電電流が流れ始める。この導電ループは、図１にはループＩとして示してある。
【００６９】
これによって、第１の直列回路１１０のキャパシタＣ１１０から、一時的に蓄えられているエネルギが解放され、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの良好なターンオン挙動にマイナスの影響が及ばない。
【００７０】
したがって、直列回路１１０と能動回路１２０とを組み合わせることによって、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタンスの影響として、スイッチング素子１０４をオフしたときのマイナスの影響なしに、スイッチング素子１０４をオンしたときのプラスの影響を保持することができる。
【００７１】
次に図２を参照し、本発明の別の例示的な実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータを示している。図２のＤＣ／ＤＣコンバータは、図１のＤＣ／ＤＣコンバータがベースとなっており、対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してある。簡潔さのため、対応する要素の詳しい説明は省く。
【００７２】
図２のＤＣ／ＤＣコンバータと図１のＤＣ／ＤＣコンバータの異なる点は、能動回路２２０である。
【００７３】
詳細には、図２のＤＣ／ＤＣコンバータも、第１の入力端子１０１と第２の入力端子１０２との間に結合されているダイオードＤ１１０およびキャパシタＣ１１０の第１の直列回路１１０を含んでいる。この第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０も、スイッチング素子１０４をオフしたときに寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタＣ１１０に一時的に蓄えることができるようにする。
【００７４】
キャパシタＣ１１０の一時的に蓄えられているエネルギを解放する目的で、図２のＤＣ／ＤＣコンバータには、抵抗Ｒ２２０を備えた能動回路２２０が設けられている。この能動回路２２０も、スイッチング素子１０４をオフしたとき、キャパシタＣ１１０の一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部を抵抗Ｒ２２０に放散させることによって、一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【００７５】
外部抵抗Ｒ２２０を備えた能動回路２２０は、寄生インダクタンスによって誘導される、一時的に蓄えられるエネルギの量に基づいて設けることが有利である（例えば、外部取付け式のヒートシンクを設ける）。
【００７６】
したがって、能動回路２２０は、抵抗Ｒ２２０を備えており、その第１の端子は、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０とキャパシタＣ１１０とを相互接続しているノードに接続されており、第２の端子は、図２のＤＣ／ＤＣコンバータの第１の入力端子１０１に外部から接続されている。したがって、能動回路２２０は、図２のＤＣ／ＤＣコンバータのモジュールに組み込む必要はなく、モジュールに外部から取り付けることができる。
【００７７】
さらには、図２のＤＣ／ＤＣコンバータの能動回路２２０は、第１の入力端子１０１に外部から接続されているため、図１のＤＣ／ＤＣコンバータと同様の寄生インダクタンスが生じる。
【００７８】
したがって、抵抗Ｒ２２０の能動回路２２０は、スイッチング素子１０４をオンしたとき、キャパシタＣ１１０からスイッチング素子１０４に流れる電流を、２つの入力端子１０１，１０２を介してスイッチング素子１０４に供給される電流よりもずっと小さい電流値に制限する。
【００７９】
したがって、直列回路１１０と能動回路２２０とを組み合わせることによって、図２のＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタンスの影響として、スイッチング素子１０４をオフしたときのマイナスの影響なしに、スイッチング素子１０４をオンしたときのプラスの影響を保持することができる。
【００８０】
次に図３を参照し、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの別の例示的な実施形態を示している。図３のＤＣ／ＤＣコンバータは、図１および図２のＤＣ／ＤＣコンバータがベースとなっている。対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してあり、その要素については実施形態の説明から省いてある。
【００８１】
図３に示したＤＣ／ＤＣコンバータの例示的な実施形態も、ダイオードＤ１１０およびキャパシタＣ１１０の第１の直列回路１１０を含んでいる。第１の直列回路１１０は、第１の入力端子１０１と第２の入力端子１０２との間に結合されている。
【００８２】
スイッチング素子１０４をオフすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの中の寄生インダクタンスによって電流が誘導され、この電流を直列回路１１０のキャパシタＣ１１０に一時的に蓄えることができる。これを目的として、誘導電流はダイオードＤ１１０を通る。ダイオードＤ１１０のアノード端子は、ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の入力端子に接続されている。
【００８３】
図３に示した特定の実施形態においては、能動回路３２０として中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０を利用している。中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０は、特に、その第１および第２の端子が第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０に並列に接続されており、第３の端子が第２の入力端子１０２に接続されている。中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０によって、第１の直列回路１１０のキャパシタの一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御することができる。
【００８４】
具体的には、スイッチング素子１０４をオンしたとき、第１の直列回路１１０のキャパシタＣ１１０から、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることが防止されるように、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０を制御することができる。スイッチング素子１０４をオンする前に、キャパシタＣ１１０の一時的に蓄えられているエネルギが解放されるように、中間ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することができる。
【００８５】
この点において、スイッチング素子をオフしたとき、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０が、キャパシタＣ１１０に一時的に蓄えられているエネルギからＤＣ電圧への変換を開始することが有利である。
【００８６】
一時的に蓄えられているエネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換することによって、変換されたエネルギを第１の入力端子１０１に供給することができる。したがって、一時的に蓄えられているエネルギを回生することができ、このエネルギがＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失に寄与せず、したがってＤＣ／ＤＣコンバータの効率が向上する。
【００８７】
中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０は、複数の異なる態様として実施することができる。
【００８８】
第１の態様として、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０をバックコンバータとして実施することができ、この場合、第１の端子が、入力端子として、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０とキャパシタＣ１１０とを相互接続しているノードに接続されており、第２の端子が、出力端子として、第１の入力端子１０１に接続されており、第３の端子が、基準端子として、第２の入力端子１０２に接続されている。
【００８９】
これに代えて、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０をバックブーストコンバータとして実施することができ、この場合、第１の端子が、入力端子として、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０とキャパシタＣ１１０とを相互接続しているノードに接続されており、第２の端子が、出力端子として、第２の入力端子１０２に接続されており、第３の端子が、基準端子として、第１の入力端子１０１に接続されている。
【００９０】
さらには、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０を、トランスをベースとする昇圧器として実施することができ、この場合、第１の端子が、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０とキャパシタＣ１１０とを相互接続しているノードに接続されており、第２の端子が、出力端子として、第２の入力端子１０２に接続されており、第３の端子が、基準端子として、第１の入力端子１０１に接続されている。
【００９１】
中間ＤＣ／ＤＣコンバータの上述した２番目および３番目の実施態様においては、中間ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力端子と基準端子の間の低い入力電圧から、出力端子と基準端子の間の高い出力電圧に昇圧することが要求される。上述した最初の実施態様では、中間ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧コンバータとして動作する。
【００９２】
次に図４を参照し、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータのさらなる例示的な実施形態を示している。図４のＤＣ／ＤＣコンバータの例示的な実施形態は、図３のＤＣ／ＤＣコンバータがベースとなっている。
【００９３】
図４のＤＣ／ＤＣコンバータと図３のＤＣ／ＤＣコンバータの異なる点は、能動回路である。
【００９４】
図４のＤＣ／ＤＣコンバータも、ダイオードＤ１１０およびキャパシタＣ１１０の第１の直列回路１１０を含んでいる。この第１の直列回路１１０は、第１の入力端子１０１と第２の入力端子１０２との間に結合されている。特に、ダイオードＤ１１０は、スイッチング素子１０４をオフしたとき、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタＣ１１０に一時的に蓄えることができるようにする。
【００９５】
さらに、図４のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直列回路のダイオードＤ１１０に並列に結合されている中間ＤＣ／ＤＣコンバータ４２０を能動回路として含んでいる。この実施形態による中間ＤＣ／ＤＣコンバータ４２０は、中に含まれている構成要素が原因で、ＤＣ／ＤＣコンバータのモジュールまたはパワー基板上に組み込むことができないことがある。
【００９６】
例えば、中間ＤＣ／ＤＣコンバータをバックブーストコンバータとして実施するとき、必要なインダクタに起因して、図４のＤＣ／ＤＣコンバータと同じ基板上に組み込むことができないことがある。この点において、インダクタを個別に用意し、第１の入力端子１０１または第２の入力端子１０２に外部から接続することができる。
【００９７】
図４のＤＣ／ＤＣコンバータの中間ＤＣ／ＤＣコンバータは、その第１の端子が、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０とキャパシタＣ１１０とを相互接続しているノードに接続されており、第２の端子が第１の入力端子１０１に外部から接続されており、第３の端子が第２の入力端子１０２に接続されている。
【００９８】
これに代えて、図４のＤＣ／ＤＣコンバータの中間ＤＣ／ＤＣコンバータを、個別のモジュールの中に設けて、第１の入力端子１０１と、第２の入力端子１０２と、第１の直列回路１１０のダイオードＤ１１０とキャパシタＣ１１０とを相互接続しているノードとに、外部から接続することができる。
【００９９】
中間ＤＣ／ＤＣコンバータ４２０は、図３に関連して説明したように、バックコンバータとして、またはバックブーストコンバータとして、または昇圧器を有するトランスとして、実施することができる。
【０１００】
次に図５を参照し、本発明によるハーフブリッジコンバータの例示的な実施形態を示している。
【０１０１】
図５のハーフブリッジコンバータは、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するために使用することができる。これを目的として、このハーフブリッジコンバータには、２つの入力端子５０１，５０２を介して正のＤＣ電圧および負のＤＣ電圧が供給され、出力端子５０３に正電圧または負電圧を供給する。
【０１０２】
さらに、このハーフブリッジコンバータは、正入力端子５０１に接続されている第１のスイッチング素子５０４と、負入力端子５０２に接続されている第２のスイッチング素子５０５とを含んでいる。
【０１０３】
このハーフブリッジコンバータは、出力端子５０３に正の半波および負の半波を連続的に供給するため、第１のスイッチング素子５０４および第２のスイッチング素子５０５を交互にオンするように構成されている。
【０１０４】
言い換えれば、第１のスイッチング素子５０４をオンすることによって、出力端子５０３に正電圧を供給することができ、第２のスイッチング素子５０５をオンすることによって、出力端子５０３に負電圧を供給することができる。
【０１０５】
第１および第２のスイッチング素子５０４，５０５それぞれは、誘導性負荷の場合にフリーホイーリング電流を流すことのできるボディダイオードを含んでいる。
【０１０６】
例えば、第１のスイッチング素子５０４をオフすると、誘導性負荷Ｌｌｏａｄの結果として、第２のスイッチング素子５０５のボディダイオードにフリーホイーリング電流が流れる。同様に、第２のスイッチング素子５０５をオフすると、誘導性負荷の結果として、第１のスイッチング素子５０４のボディダイオードにフリーホイーリング電流が流れる。
【０１０７】
さらには、図５に示したように、このハーフブリッジコンバータも、寄生インダクタＬｐａｒａｓｉｔｉｃを含んでいる。第１の寄生インダクタは、図５のハーフブリッジコンバータの正入力端子５０１の位置に示してあり、第２の寄生インダクタは、ハーフブリッジコンバータの負入力端子５０２の位置に示してある。
【０１０８】
しかしながら、図示した寄生インダクタは、図１に関連してすでに説明したように、図５のハーフブリッジコンバータにおける寄生インダクタンスの存在を示しているにすぎない。したがって、図５に示した寄生インダクタは、電気回路要素（すなわちインダクタ）に対応するのではなく、さまざまな要因の結果として生じ、設計に固有であるものと想定することができる。
【０１０９】
スイッチング素子５０４をオンすると、正入力端子５０１と出力端子５０３との間に電流が流れ始める。図５のハーフブリッジコンバータにおける寄生インダクタンスの結果として、電圧に対して電流が遅れる。これは、図５のハーフブリッジコンバータのスイッチング素子５０５をオンしたときも同様である。言い換えれば、寄生インダクタンスは、電流の変化率を小さくし、図５のハーフブリッジコンバータにおけるターンオン損失の減少に有利に寄与する。
【０１１０】
しかしながら、寄生インダクタンスは、図５のハーフブリッジコンバータのターンオフ挙動にはマイナスの影響を及ぼす。具体的には、スイッチング素子５０４をオフすると、寄生インダクタンスの磁界に蓄えられているエネルギが解放される。したがって寄生インダクタンスによってスイッチング素子５０４に電流が流れ、これによりスイッチング素子５０４のターンオフが妨げられる。同様に、スイッチング素子５０５をオフすると、寄生インダクタンスによってスイッチング素子５０５に電流が流れ、これによりスイッチング素子５０５がただちにターンオフすることが妨げられる。
【０１１１】
寄生インダクタンスによってスイッチング素子５０４，５０５のターンオフが妨げられることを回避する目的で、図５のハーフブリッジコンバータには、正入力端子５０１と負入力端子５０２との間に結合された第１の直列回路５１０が設けられている。
【０１１２】
第１の直列回路５１０は、第１のダイオードＤ５１１と、キャパシタＣ５１０と、第２のダイオードＤ５１２とを備えている。第１のダイオードＤ５１１は、そのアノード端子が正入力端子５０１に接続されており、第２のダイオードＤ５１２は、そのカソード端子が負入力端子５０２に接続されている。
【０１１３】
正入力端子５０１と負入力端子５０２との間に結合された第１の直列回路５１０が設けられていることによって、第１のスイッチング素子５０４をオフしたとき、正の誘導電流をキャパシタＣ５１０に一時的に蓄えることができ、第２のスイッチング素子５０５をオフしたとき、負の誘導電流をキャパシタＣ５１０に一時的に蓄えることができる。
【０１１４】
したがって、第１の直列回路５１０は、スイッチング素子５０４，５０５をオフしたときに寄生インダクタンスによって誘導される電流が、図５のハーフブリッジコンバータのターンオフ損失に寄与することを防止する。
【０１１５】
さらに、図５のハーフブリッジコンバータは、第１の直列回路５１０の第１のダイオードＤ５１１に並列に結合されている能動回路と、第２のダイオードＤ５１２に並列に結合されている能動回路を含んでいる。能動回路５２１，５２２は、スイッチング素子５０４またはスイッチング素子５０５をオンしたときの寄生インダクタンスのプラスの影響が維持されるように、第１の直列回路のキャパシタＣ５１０の一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御することができる。
【０１１６】
図５のハーフブリッジコンバータにおいては、能動回路５２１および能動回路５２２は、それぞれ、インダクタＬ５２１および抵抗Ｒ５２１を有する直列回路と、インダクタＬ５２２および抵抗Ｒ５２２を有する直列回路を備えている。以下では、第１の直列回路５１０との混同を避ける目的で、インダクタＬ５２１および抵抗Ｒ５２１の直列回路を第２の直列回路５２１と称し、インダクタＬ５２２および抵抗Ｒ５２２の直列回路を第３の直列回路５２２と称する。
【０１１７】
第２の直列回路５２１は、第１の直列回路５１０の第１のダイオードＤ５１１に並列に接続されている。第３の直列回路５２２は、第１の直列回路５１０の第２のダイオードＤ５１２に並列に接続されている。
【０１１８】
能動回路５２１，５２２は、第１のスイッチング素子５０４または第２のスイッチング素子５０５をオンしたとき、第１の直列回路５１０のキャパシタＣ５１０から一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止し、インダクタＬ５２１およびＬ５２２はこの効果に寄与する。これを目的として、インダクタＬ５２１およびＬ５２２の値は、図５のハーフブリッジコンバータの寄生インダクタンスの推定値または測定値に基づいて決定される。
【０１１９】
さらに詳細には、インダクタＬ５２１およびＬ５２２は、図５のハーフブリッジコンバータの寄生インダクタンスの作用と同様に電流を遅らせるため、能動回路５２１，５２２は、対応するスイッチング素子５０４，５０５をオンしたとき、キャパシタＣ５１０からスイッチング素子５０４，５０５に流れる電流を、それぞれの正入力端子５０１または負入力端子５０２を介してスイッチング素子５０４，５０５に供給される電流よりもずっと小さい電流値に制限する。
【０１２０】
さらに、能動回路５２１，５２２は、対応するスイッチング素子５０４，５０５をオフしたとき、キャパシタＣ５１０の一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部をそれぞれの抵抗Ｒ５２１またはＲ５２２に放散させることによって、一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【０１２１】
言い換えれば、スイッチング素子５０４またはスイッチング素子５０５のいずれかをオフすると、キャパシタＣ５１０からそれぞれの第２の直列回路５２１または第３の直列回路５２２に電流が流れ始め、したがって、対応する抵抗Ｒ５２１またはＲ５２２によって、キャパシタＣ５１０の一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部が放散する。
【０１２２】
したがって、第１の直列回路５１０のキャパシタＣ５１０から、一時的に蓄えられているエネルギが解放され、図５のハーフブリッジコンバータの良好なターンオン挙動にマイナスの影響が及ばない。
【０１２３】
したがって、第１の直列回路５１０と能動回路５２１，５２２とを組み合わせることによって、図５のハーフブリッジコンバータの寄生インダクタンスの影響として、スイッチング素子５０４，５０５をオフしたときのマイナスの影響なしに、スイッチング素子５０４，５０５をオンしたときのプラスの影響を保持することができる。
【０１２４】
次に図６を参照し、本発明の別の例示的な実施形態によるハーフブリッジコンバータを示している。図６のハーフブリッジコンバータは、図５のハーフブリッジコンバータがベースとなっており、対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してある。簡潔さのため、対応する要素の詳しい説明は省く。
【０１２５】
図６のハーフブリッジコンバータと図５のハーフブリッジコンバータの異なる点は、能動回路６２０である。
【０１２６】
詳細には、図６のハーフブリッジコンバータも、正入力端子５０１と負入力端子５０２との間に結合されている第１のダイオードＤ５１１、キャパシタＣ５１０、および第２のダイオードＤ５１２を含んだ第１の直列回路５１０を含んでいる。第１の直列回路のダイオードＤ５１１およびダイオードＤ５１２は、スイッチング素子５０４またはスイッチング素子５０５のいずれかをオフしたとき、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタＣ５１０に一時的に蓄えることができるようにする。
【０１２７】
キャパシタＣ５１０から一時的に蓄えられているエネルギを解放するため、図６のハーフブリッジコンバータには、中間ＤＣ／ＤＣコンバータを備えた能動回路６２０が設けられている。
【０１２８】
図６のハーフブリッジコンバータの中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０は、第１の直列回路５１０の第１のダイオードＤ５１１に並列に接続されている第１および第２の端子と、第１の直列回路５１０の第２のダイオードＤ５１２に並列に接続されている第３および第４の端子と、を備えている。
【０１２９】
図３の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０に関連して説明したように、第１の直列回路５１０のキャパシタＣ５１０からの蓄えられているエネルギを昇圧または降圧する目的には、ＤＣ／ＤＣコンバータの一般に公知の実施態様を使用することができる。一般に公知の中間ＤＣ／ＤＣコンバータの例は、バックコンバータ、バックブーストコンバータ、またはトランスをベースとする昇圧回路である。
【０１３０】
第１のスイッチング素子５０４または第２のスイッチング素子５０５をオンしたとき、第１の直列回路５１０のキャパシタＣ５１０から、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように、図６の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０を制御することができる。
【０１３１】
これは、第１のスイッチング素子５０４をオンしたとき、第１の端子と第２の端子との間に電流が流れることを防止するように中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０を制御し、第２のスイッチング素子５０５をオンしたとき、第３の端子と第４の端子との間に電流が流れることを防止するように中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０を制御することによって、達成することができる。
【０１３２】
さらには、第１のスイッチング素子５０４または第２のスイッチング素子５０５をオフしたとき、第１の直列回路５１０のキャパシタＣ５１０の一時的に蓄えられているエネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換されたエネルギをそれぞれの第１の入力端子５０１または第２の入力端子５０２に供給するように、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０を制御することができる。
【０１３３】
言い換えれば、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０の第１の端子と第２の端子との間に正電圧が検出されたとき、含まれているエネルギを、正入力端子５０１および負入力端子５０２を介して供給されるＤＣ入力電圧にに基づいて変換し、変換されたエネルギを、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０の第１および第３の端子を介して、正入力端子５０１および負入力端子５０２に供給するように、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０を制御することができる。
【０１３４】
同様に、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０の第３の端子と第４の端子との間に負電圧が検出されたとき、含まれているエネルギをＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換されたエネルギを、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０の第１および第３の端子を介して、正入力端子５０１および負入力端子５０２に供給するように、中間ＤＣ／ＤＣコンバータ６２０を制御することができる。
【０１３５】
これによって、中間ＤＣ／ＤＣコンバータは、キャパシタＣ５１０の蓄えられているエネルギを回生することができ、図６のハーフブリッジコンバータの全体的な効率の増大に寄与する。
【０１３６】
さらには、本発明によるハーフブリッジコンバータは、図５および図６に示した実施形態に制限されない。
【０１３７】
図５のハーフブリッジコンバータは、図２の実施形態と同様に修正改良することもでき、抵抗を外部から取り付けることができるようにする目的で、能動回路５２１および能動回路５２２に代えて、第１の直列回路５１０のダイオードＤ５１１とキャパシタＣ５１０とを相互接続しているノードに接続されている第１の端子と、正入力端子５０１に接続されている第２の端子と、を有する抵抗を備えた能動回路と、第１の直列回路５１０のダイオードＤ５１２とキャパシタＣ５１０とを相互接続しているノードに接続されている第１の端子と、負入力端子５０２に接続されている第２の端子と、を有するもう１つの抵抗を備えた能動回路と、に置き換える。
【０１３８】
さらに、図６のハーフブリッジコンバータは、図４の実施形態と同様に修正改良することもでき、ダイオードＤ５１１とキャパシタＣ５１０とを相互に接続している第１のノードに接続されている第１の端子と、第１の直列回路５１０のダイオードＤ５１２とキャパシタＣ５１０とを相互に接続している第２のノードに接続されている第２の端子と、正入力端子５０１に接続されている第３の端子と、負入力端子５０２に接続されている第４の端子と、を有する中間ＤＣ／ＤＣコンバータ、を設ける。これによって、中間ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれている構成要素の少なくとも一部を外部から接続することができる。
【０１３９】
次に図７を参照し、本発明の例示的な実施形態による混合電圧ＮＰＣ（ＭＮＰＣ）コンバータを示している。この実施形態の混合電圧ＮＰＣコンバータは、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するため使用することができる。
【０１４０】
これを目的として、図７のＭＮＰＣコンバータは、正入力端子７０１および負入力端子７０２を介してＤＣ正電圧およびＤＣ負電圧が供給され、出力端子７０３に正電圧または負電圧を供給する。さらに、図７のＭＮＰＣコンバータは、正電圧および負電圧の間の中性点電圧を出力端子７０３に供給するための中性点端子７０６を含んでいる。
【０１４１】
図７のＭＮＰＣコンバータは、正入力端子７０１に接続されている第１のスイッチング素子７０４であって、出力回路７３０を介して出力端子７０３に正電圧を供給する第１のスイッチング素子７０４、を備えている。さらに、図７のＭＮＰＣコンバータは、負入力端子７０２に接続されている第２のスイッチング素子７０５であって、出力回路７３０を介して出力端子７０３に負電圧を供給する第２のスイッチング素子７０５を備えている。
【０１４２】
図７のＭＮＰＣコンバータの出力回路７３０は、第１のスイッチング素子７０４と出力端子７０３との間に結合されている第１のインダクタと、第２のスイッチング素子７０５と出力端子７０３との間に結合されている第２のインダクタとを備えている。この点において、第１のスイッチング素子７０４は、第１のインダクタを介して出力端子に結合されており、第２のスイッチング素子７０５は、第２のインダクタを介して出力端子７０３に結合されている。
【０１４３】
さらに、図７のＭＮＰＣコンバータは、中性点端子７０６と出力回路７３０との間に結合されている中性点スイッチング回路７４０であって、出力端子７０３に中性点電圧を供給する中性点スイッチング回路７４０、を含んでいる。中性点スイッチング回路７４０は、ダイオードおよびトランジスタの２つの相補直列回路によって実施することができる。第１の相補直列回路は、第１のスイッチング素子７０４をオフした後に出力回路７３０に中性点電圧を供給できるようにし、第２の相補直列回路は、第２のスイッチング素子７０５をオフした後に出力回路７３０に中性点電圧を供給できるようにする。
【０１４４】
さらに、図７のＭＮＰＣコンバータも、寄生インダクタＬｐａｒａｓｉｔｉｃを含んでいる。寄生インダクタは、入力端子７０１、入力端子７０２、および入力端子７０６の位置に示してある。しかしながら、これらの寄生インダクタは、図７のＭＮＰＣコンバータにおける寄生インダクタンスの存在を示しているにすぎない。したがって、図７のＭＮＰＣコンバータの寄生インダクタは、電気回路要素（すなわちインダクタ）に対応するのではなく、さまざまな要因の結果として生じ、設計に固有であるものと想定することができる。
【０１４５】
第１のスイッチング素子７０４をオンすると、正入力端子７０１と出力端子７０３との間に電流が流れ始める。図７のＭＮＰＣコンバータの寄生インダクタンスの結果として、電圧に対して電流が遅れる。同様に、スイッチング素子７０５をオンすると、負入力端子７０２と出力端子７０３との間に電流が流れ始める。図７のＭＮＰＣコンバータの寄生インダクタンスの結果として、電圧に対して電流が遅れる。言い換えれば、寄生インダクタンスによって電流の変化率が小さくなり、したがって、図７のＭＮＰＣコンバータにおけるターンオン損失の減少に寄与する。
【０１４６】
しかしながら、図７のＭＮＰＣコンバータの寄生インダクタンスは、ＭＮＰＣコンバータのターンオフ挙動にはマイナスの影響を及ぼす。
【０１４７】
特に、第１のスイッチング素子７０４または第２のスイッチング素子７０５のいずれかをオフすると、寄生インダクタンスの磁界に含まれているエネルギが解放される。
【０１４８】
したがって、寄生インダクタンスによって、それぞれの第１のスイッチング素子７０４または第２のスイッチング素子７０５に電流が流れ、これによりスイッチング素子がただちにターンオフすることが妨げられる。
【０１４９】
この点において、図７のＭＮＰＣコンバータには、正入力端子７０１と中性点端子７０６との間に結合されている第１のスイッチング直列回路７１１と、負入力端子７０２と中性点端子７０６との間に結合されている第２のスイッチング直列回路７１２とが設けられている。第１の直列回路７１１は、ダイオードＤ７１１とキャパシタＣ７１１とを備えている。ダイオードＤ７１１は、アノード端子が正入力端子７０１に接続されている。第２の直列回路７１２は、ダイオードＤ７１２とキャパシタＣ７１２とを備えている。ダイオードＤ７１２は、カソードが負入力端子７０２に接続されている。
【０１５０】
より詳細には、第１の直列回路７１１は追加の導電ループを提供し、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃによって誘導される電流は、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃと、ダイオードＤ７１１と、キャパシタＣ７１１と、入力端子７０１と入力端子７０６との間のＤＣ入力電圧源とを含んだループを循環することができる。第２の直列回路７１２も導電ループを提供し、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃによって誘導される電流は、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃと、ダイオードＤ７１２と、キャパシタＣ７１２と、入力端子７０２と入力端子７０６との間のＤＣ入力電源とを含んだループを循環することができる。
【０１５１】
したがって、スイッチング素子７０４をオフしたとき、誘導電流をキャパシタＣ７１１に一時的に蓄えることができ、スイッチング素子７０５をオフしたとき、誘導電流をキャパシタＣ７１２に一時的に蓄えることができる。
【０１５２】
したがって、第１の直列回路７１１および第２の直列回路７１２は、それぞれのスイッチング素子７０４，７０５をオフしたとき、寄生インダクタンスによって誘導される電流が図７のＭＮＰＣコンバータのターンオフ損失に寄与することを防止する。
【０１５３】
さらに、図７のＭＮＰＣコンバータは、直列回路７１１のキャパシタＣ７１１および第２の直列回路７１２のキャパシタＣ７１２の、一時的に蓄えられているエネルギを変換する目的で、第１の直列回路７１１のダイオードＤ７１１に並列に結合されている能動回路７２１と、第２の直列回路７１２のダイオードＤ７１２に並列に結合されている能動回路７２２とをさらに含んでいる。
【０１５４】
能動回路７２１および能動回路７２２は、特に、それぞれの第１のスイッチング素子７０４または第２のスイッチング素子７０５をオンしたときの寄生インダクタンスのプラスの影響が維持されるように、対応する第１のキャパシタＣ７１１または第２のキャパシタＣ７１２の一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御することができる。
【０１５５】
図７のＭＮＰＣコンバータにおいて、第１の能動回路７２１は、インダクタＬ７２１と抵抗Ｒ７２１を備えている。このインダクタＬ７２１と抵抗Ｒ７２１の直列回路は、第１の直列回路７１１のダイオードＤ７１１に並列に接続されている。第２の能動回路７２２も、インダクタＬ７２２と抵抗Ｒ７２２の直列回路を備えている。このインダクタＬ７２２と抵抗Ｒ７２２の直列回路は、第２の直列回路７１２のダイオードＤ７１２に並列に接続されている。
【０１５６】
能動回路７２１および能動回路７２２は、それぞれのスイッチング素子７０４またはスイッチング素子７０５をオンしたときにそれぞれのキャパシタＣ７１１またはＣ７１２から一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止し、インダクタＬ７２１およびインダクタＬ７２２はこの効果に寄与する。これを目的として、インダクタＬ７２１およびインダクタＬ７２２それぞれの値は、図７のＭＮＰＣコンバータの寄生インダクタンスの推定値または測定値に基づいて決定される。
【０１５７】
さらに詳細には、インダクタＬ７２１およびインダクタＬ７２２は、寄生インダクタンスの作用と同様に電流を遅らせるため、能動回路７２１および能動回路７２２それぞれは、それぞれのキャパシタＣ７１１，Ｃ７１２から対応するスイッチング素子７０４，７０５に流れる電流を制限し、スイッチング素子７０４およびスイッチング素子７０５には、それぞれをオンしたときに対応する正入力端子７０１または負入力端子７０２を介してそれぞれのスイッチング素子７０４またはスイッチング素子７０５に供給される電流よりもずっと小さい放電電流が流れるのみである。
【０１５８】
さらに、能動回路７２１および能動回路７２２は、対応するスイッチング素子７０４または７０５をオフしたとき、それぞれのキャパシタＣ７１１またはＣ７１２の一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部をそれぞれの抵抗Ｒ７２１またはＲ７２２に放散させることによって、一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【０１５９】
言い換えれば、スイッチング素子７０４をオフすると、キャパシタＣ７１１と、インダクタＬ７２１と、抵抗Ｒ７２１と、入力端子７０１，７０６の間に接続されたＤＣ入力電圧源とを含んだ導電ループを、放電電流が流れ始める。同様に、スイッチング素子７０５をオフすると、キャパシタＣ７１２と、インダクタＬ７２２と、抵抗Ｒ７２２と、入力端子７０２と入力端子７０６の間に接続されたＤＣ入力電圧源とを含んだ導電ループを、放電電流が流れ始める。
【０１６０】
これによって、第１の直列回路７１１のキャパシタＣ７１１と、第２の直列回路７１２のキャパシタＣ７１２から、一時的に蓄えられているエネルギが解放され、図７のＭＮＰＣコンバータの良好なターンオン挙動にマイナスの影響が及ばない。
【０１６１】
したがって、第１の直列回路７１１と第１の能動回路７２１の組合せと、第２の直列回路７１２と第２の能動回路７２２の組合せとによって、図７のＭＮＰＣコンバータの寄生インダクタンスの影響として、スイッチング素子７０４または７０５をオフしたときのマイナスの影響なしに、スイッチング素子７０４または７０５をオンしたときのプラスの影響を保持することができる。
【０１６２】
次に図８を参照し、本発明の別の例示的な実施形態によるＭＮＰＣコンバータを示している。図８のＭＮＰＣコンバータは、図７のＭＮＰＣコンバータがベースとなっており、対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してある。簡潔さのため、対応する要素の詳しい説明は省く。
【０１６３】
図８のＭＮＰＣコンバータと図７のＭＮＰＣコンバータの異なる点は、第１および第２の能動回路８２１，８２２である。
【０１６４】
詳細には、図８のＭＮＰＣコンバータも、正入力端子７０１と中性点端子７０６との間に結合されているダイオードおよびキャパシタを有する第１の直列回路７１１と、負入力端子７０２と中性点端子７０６との間に結合されているダイオードおよびキャパシタを有する第２の直列回路７１２と、を含んでいる。
【０１６５】
第１の直列回路７１１のダイオードＤ７１１は、スイッチング素子７０４をオフしたとき、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタＣ７１１に一時的に蓄えることができるようにする。同様に、第２の直列回路７１２のダイオードＤ７１２は、スイッチング素子７０５をオフしたとき、寄生インダクタンスによって誘導されるエネルギをキャパシタＣ７１２に一時的に蓄えることができるようにする。
【０１６６】
キャパシタＣ７１１またはＣ７１２の一時的に蓄えられているエネルギを解放するため、図８のＭＮＰＣコンバータには、第１および第２の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２１，８２２が設けられており、これらの中間ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれの第１の直列回路７１１の第１のキャパシタＣ７１１または第２の直列回路７１２の第２のキャパシタＣ７１２の一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【０１６７】
より詳細には、第１の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２１は、第１の直列回路７１１のダイオードＤ７１１に並列に接続されている第１および第２の端子と、中性点端子７０６に接続されている第３の端子とを含んでいる。第２の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２２は、第２の直列回路７１２のダイオードＤ７１２に並列に接続されている第１および第２の端子と、中性点端子７０６に接続されている第３の端子とを含んでいる。
【０１６８】
第１の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２１および第２の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２２は、それぞれの第１または第２のスイッチング素子７０４，７０５をオンしたとき、それぞれの第１の直列回路７１１の第１のキャパシタＣ７１１または第２の直列回路７１２の第２のキャパシタＣ７１２から、一時的に蓄えられているエネルギが解放されることを防止するように、制御することができる。
【０１６９】
言い換えれば、第１のスイッチング素子７０４をオンしたとき、第１の端子と第２の端子との間にエネルギが流れることを防止するように、第１の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２１を制御することができる。さらに、第２のスイッチング素子７０５をオンしたとき、第１の端子と第２の端子との間に電流が流れることを防止するように、第２の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２２を制御することができる。
【０１７０】
さらに、第１の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２１および第２の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２２は、それぞれの第１または第２のスイッチング素子７０４，７０５をオフしたとき、それぞれの第１の直列回路７１１の第１のキャパシタＣ７１１または第２の直列回路７１２の第２のキャパシタＣ７１２の一時的に蓄えられているエネルギを、外部から供給されるＤＣ入力電圧に基づいて変換し、変換されたエネルギを、それぞれの正入力端子７０１または負入力端子７０２に供給するように、制御することができる。
【０１７１】
さらに詳細には、第１のスイッチング素子７０４をオフしたとき、第１の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２１が第１の入力端子と第２の入力端子との間の電圧を検出した時点で、正入力端子７０１と中性点端子７０６との間の電圧に対応して、含まれているエネルギを昇圧または降圧し、変換されたエネルギを正入力端子７０１に供給するように、第１の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２１を制御することができる。
【０１７２】
同様に、第２のスイッチング素子７０５をオフしたとき、第１の入力端子と第２の入力端子との間の電圧を検出した時点で、負入力端子７０２と中性点端子７０６との間の電圧に対応してエネルギを変換し、変換されたエネルギを負入力端子７０２に供給するように、第２の中間ＤＣ／ＤＣコンバータ８２２を制御することができる。
【０１７３】
したがって、図８のＭＮＰＣコンバータでは、キャパシタＣ７１１およびキャパシタＣ７１２の蓄えられているエネルギを中間ＤＣ／ＤＣコンバータによって回生することができ、ＭＮＰＣコンバータ回路の全体的な効率が増大する。
【０１７４】
したがって、直列回路７１１と能動回路８２１の組合せと、直列回路７１２と能動回路８２２の組合せとによって、それぞれのスイッチング素子７０４または７０５をオフしたとき、蓄えられているエネルギが回生される一方で、それぞれのスイッチング素子７０４または７０５をオンしたときの図８のＭＮＰＣコンバータの寄生インダクタンスのプラスの影響を保持することができる。
【０１７５】
さらには、本発明によるＭＮＰＣコンバータは、図７または図８に示した実施形態に制限されず、図２および図４に関連して説明した利点が達成されるように、能動回路７２１，７２２，８２１，８２２の配置構造を容易に修正改良することができる。
【０１７６】
次に図９を参照し、本発明の例示的な実施形態によるＮＰＣコンバータの回路図を示している。図９のＮＰＣコンバータは、図７のＮＰＣコンバータがベースとなっており、対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してある。簡潔さのため、対応する要素の詳しい説明は省く。
【０１７７】
特に、図９のＮＰＣコンバータと図７のＮＰＣコンバータの異なる点は、中性点端子７０６と出力回路７３０との間に結合されており出力端子７０３に中性点電圧を供給する中性点スイッチング回路９４０である。
【０１７８】
図９のＮＰＣコンバータの中性点スイッチング回路９４０は、本発明の背景技術の中ですでに説明した図１６の回路に極めて似ている。したがって、簡潔さのためこの回路の詳細な説明は省く。
【０１７９】
図９から理解できるように、このＮＰＣコンバータも、第１の直列回路７１１と第１の能動回路７２１の組合せと、第２の直列回路７１２と第２の能動回路７２２の組合せとを含んでおり、これによって、図９のＮＰＣコンバータの寄生インダクタンスの影響として、それぞれのスイッチング素子７０４または７０５をオフしたときのマイナスの影響なしに、スイッチング素子７０４または７０５をオンしたときのプラスの影響を保持することができる。
【０１８０】
次に図１０を参照し、本発明によるハーフブリッジコンバータの例示的な実施形態を示している。この実施形態によるハーフブリッジコンバータは、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するために使用することができる。これを目的として、図１０のハーフブリッジコンバータには、正入力端子５０１および負入力端子５０２を介してＤＣ入力電圧が供給される。
【０１８１】
図１０のハーフブリッジコンバータは、正入力端子５０１に接続されている第１のスイッチング素子５０４であって、出力回路１０３０を介して出力端子５０３に正の入力電圧を供給する第１のスイッチング素子５０４、を含んでいる。さらに、図１０のハーフブリッジコンバータは、負入力端子５０２に接続されている第２のスイッチング素子５０５であって、出力回路１０３０を介して出力端子５０３に負の入力電圧を供給する第２のスイッチング素子５０５、を含んでいる。第１のスイッチング素子５０４および第２のスイッチング素子５０５のそれぞれは、誘導性負荷の場合にフリーホイーリング電流を流すことのできるボディダイオードを含んでいる。
【０１８２】
出力回路１０３０は、第１のスイッチング素子５０４と出力端子との間に結合されている第１のインダクタと、第２のスイッチング素子５０５と出力端子との間に結合されている第２のインダクタとを含んでいる。
【０１８３】
言い換えれば、スイッチング素子５０４をオンすると、正入力端子５０１と、第１のスイッチング素子５０４と、出力回路１０３０の第１のインダクタと、出力端子５０３との間に電流が流れる。さらに、スイッチング素子５０５をオンすると、負入力端子５０２と、第２のスイッチング素子５０５と、出力回路１０３０の第２のインダクタと、出力端子５０３との間に電流が流れる。
【０１８４】
図１０のハーフブリッジコンバータでは、第１のダイオードＤ１は、そのカソード端子が第１の入力端子５０１に接続されており、アノード端子が、第２のスイッチング素子５０５と出力回路１０３０の第２のインダクタとを相互接続しているノードに接続されている。第２のダイオードＤ２は、そのアノード端子が第２の入力端子５０２に接続されており、カソード端子が、第１のスイッチング素子５０４と出力回路１０３０の第１のインダクタとを相互に接続している別のノードに接続されている。
【０１８５】
したがって、第１のスイッチング素子５０４と第２のスイッチング素子５０５は、第１の入力端子５０１と第２の入力端子５０２との間の異なる導電経路上に設けられている。第１のスイッチング素子５０４の導電経路と第２のスイッチング素子５０５の導電経路は、出力回路を介して互いにデカップリングされている。
【０１８６】
したがって、図１０のハーフブリッジコンバータでは、スイッチング電流が第１のスイッチング素子５０４と第２のスイッチング素子５０５とに流れることが防止され、すなわちこの回路では、第１のスイッチング素子５０４または第２のスイッチング素子５０５のいずれか一方がターンオンするときの交差導通が排除されている。これは以下のように説明される。
【０１８７】
いま、仮想の交差導通電流を想定すると、図１０のハーフブリッジコンバータにおいては、この交差導通電流は、第１のスイッチング素子５０４、出力回路１０３０の第１のインダクタ、出力回路１０３０の第２のインダクタ、および第２のスイッチング素子５０５を、またはこの逆方向に、流れなければならない。しかしながら、出力回路１０３０の第１および第２のインダクタによって、電圧に対して電流が遅れるため、スイッチング素子５０４またはスイッチング素子５０５のボディダイオードのリカバリが、低誘導性で結合されているダイオードＤ１およびＤ２と比較して遅れる。したがって、第１のスイッチング素子５０４または第２のスイッチング素子５０５をオンしたとき、相補的な第１または第２のスイッチング素子５０４，５０５のボディダイオードは、逆回復電流を流さない。
【０１８８】
言い換えれば、図１０のハーフブリッジコンバータの第１のスイッチング素子５０４と第２のスイッチング素子５０５をデカップリングすることによって、第１または第２のスイッチング素子５０４，５０５をオンしたとき、相補的な第１または第２のスイッチング素子５０４，５０５のボディダイオードから、それぞれのダイオードＤ１またはＤ２に、逆回復電流をシフトさせることが可能であり、これにより、相補的な第１または第２のスイッチング素子５０４，５０５が一時的にターンオンすることが防止される（一時的なターンオンは、相補的な第１または第２のスイッチング素子５０４，５０５のゲート・コレクタ容量またはゲート・ドレイン容量への容量性電圧パルス（capacitive voltage pulse）によってトリガーされることがある）。
【０１８９】
別の代替実施形態によると、図１０のハーフブリッジコンバータを修正改良し、第１および第２のインダクタを含んだ出力回路１０３０を、代替の出力構造として、接続の結果として寄生インダクタンスが生じる構造に置き換える。例えば、第１および第２のスイッチング素子５０４，５０５と出力端子５０３との間の接続を、ねじ接続として実施することによって、第１のスイッチング素子５０４と第２のスイッチング素子５０５とが誘導的にデカップリングされる。
【０１９０】
図１０のハーフブリッジコンバータの例示的な実施形態をさらに修正して、ハーフブリッジコンバータのターンオン損失を低減することができる。第１のスイッチング素子５０４および第２のスイッチング素子５０５に含まれているボディダイオードよりも順方向電圧降下が大きいように、それぞれのダイオードＤ１およびダイオードＤ２を選択することによって、ターンオフ時にこれらのダイオードはアクティブである。したがって、フリーホイーリング電流は、それぞれの第１および第２のスイッチング素子５０４，５０５のボディダイオードに流れる。
【０１９１】
しかしながら、（用途によっては）異なる順方向電圧降下のダイオードを選択することによって達成できる電圧差は、誘導されるフリーホイーリング電流によって生じる電位差と比較して小さいことがあるため、フリーホイーリング電流が第１または第２のスイッチング素子５０４，５０５のボディダイオードのみを流れ、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２を流れない状態となるまで時間がかかる。
【０１９２】
次に図１１および図１２を参照し、これらの図は、図８および図９のＮＰＣコンバータの例示的な実施態様を示している。
【０１９３】
パワーモジュールを設計するときは、一般的な方法として、回路における誘導結合を最小にする。これは例えば、回路構成要素間の距離が最小になるように幾何学的配置を適合させたり、形成されるハードウェアモジュールやパワー基板の数ができる限り少なくなるように回路の分割を調節する、あるいは発生しうる寄生インダクタンスができる限り小さくなるようなハードウェア要素間の相互接続（例えば、セラミック層における銅配線、モジュール／パワー基板間の同軸ケーブル、モジュール／パワー基板間のツイストペアケーブル）を利用することによる。
【０１９４】
これとは異なり、図１１および図１２に示したように、図８および図９のＮＰＣコンバータのいずれか一方の実施態様では、モジュールを設計するとき、構成要素間の距離が最適ではないことによる寄生インダクタンスや、複数の異なるパワーモジュールまたはパワー基板上への回路構成要素のグループ化、あるいは高インダクタンスの相互接続の使用を、意図的に利用している。例えば、大きな電流が流れる接続（すなわち、ねじ接点接続）では、高い誘導結合が生じる。
【０１９５】
図１１および図１２に示したように、図８および図９のＮＰＣコンバータのいずれか一方の実施態様では、複数の異なるパワー基板上または複数の異なるパワーモジュールに構成要素を配置する必要がある。この場合、回路の性能にプラスに影響する位置に「寄生」インダクタンスが発生するように、構成要素を配置することが可能である。
【０１９６】
さらに詳細には、図１１のＮＰＣコンバータの実施態様では、第１のスイッチング素子７０４がグループ１１５２に配置されており、第２のスイッチング素子７０５がグループ１１５１に配置されている。この図１１のＮＰＣコンバータの実施態様では、グループ１１５１およびグループ１１５２は、異なるパワー基板または異なるパワーモジュールに対応する。
【０１９７】
具体的には、グループ１１５１は、構成要素として、ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、トランジスタＴ９４１と、第２のスイッチング素子７０５と、ダイオードＤ９４１とを備えている。グループ１１５２は、構成要素として、ダイオードＤ２１，Ｄ２２と、トランジスタＴ９４２と、第１のスイッチング素子７０４と、ダイオードＤ９４２とを備えている。グループ１１５１およびグループ１１５２のそれぞれにおいて、含まれている構成要素間の誘導結合は最小である。
【０１９８】
グループ１１５１およびグループ１１５２それぞれの外側の構成要素との接続については、誘導結合を最小にする必要はない。例えば、２つのグループ１１５１およびグループ１１５２の間での構成要素の接続では、インダクタンスが発生してよい。
【０１９９】
第１の直列回路７１１および第２の直列回路７１２は、それぞれ対応する第２のグループ１１５２および第１のグループ１１５１に接続されることが特に重要である。第１および第２の直列回路７１１，７１２の第１および第２のキャパシタＣ７１１，Ｃ７１２と、対応する第２または第１の構成要素グループ１１５２，１１５１との誘導結合を最小にすることによって、キャパシタＣ７１１，Ｃ７１２に一時的に蓄えられるエネルギの量が増大し、したがって、図１１のＮＰＣコンバータの効率が向上する。したがって、第１および第２のキャパシタＣ７１１，Ｃ７１２と、対応する第２または第１の構成要素グループ１１５２，１１５１との接続は、低誘導性として行うべきであり、あるいは、第１または第２の直列回路７１１，７１２を、対応する第２または第１の構成要素グループ１１５２，１１５１に組み込まなければならない。
【０２００】
さらには、図１２のＭＮＰＣコンバータの実施態様では、第１のスイッチング素子７０４がグループ１２５２に配置されており、第２のスイッチング素子７０５がグループ１２５１に配置されている。この図１２のＭＮＰＣコンバータの実施態様では、グループ１２５１およびグループ１２５２は、異なるパワー基板または異なるパワーモジュールに対応する。
【０２０１】
具体的には、グループ１２５１は、構成要素として、ダイオードＤ１と、トランジスタＴ７４１と、第２のスイッチング素子７０５と、ダイオードＤ７４１とを備えている。グループ１２５２は、構成要素として、ダイオードＤ２と、トランジスタＴ７４２と、第１のスイッチング素子７０４と、ダイオードＤ７４２とを備えている。グループ１２５１およびグループ１２５２のそれぞれにおいて、含まれている構成要素間の誘導結合は最小である。
【０２０２】
グループ１２５１およびグループ１２５２それぞれの外側の構成要素との接続については、誘導結合を最小にする必要はない。例えば、２つのグループ１２５１およびグループ１２５２の間での構成要素の接続では、インダクタンスが発生してよい。
【０２０３】
第１の直列回路７１１および第２の直列回路７１２は、それぞれ対応する第２のグループ１２５２および第１のグループ１２５１に接続されることが特に重要である。第１および第２の直列回路７１１，７１２の第１および第２のキャパシタＣ７１１，Ｃ７１２と、対応する第２または第１の構成要素グループ１２５２，１２５１との誘導結合を最小にすることによって、キャパシタＣ７１１，Ｃ７１２に一時的に蓄えられるエネルギの量が増大し、したがって、図１２のＮＰＣコンバータの効率が向上する。
【０２０４】
したがって、第１および第２のキャパシタＣ７１１，Ｃ７１２と、対応する第２または第１の構成要素グループ１１５２，１１５１との接続は、低誘導性として行うべきであり、あるいは、第１および第２の直列回路７１１，７１２を、それぞれ対応する第２または第１の構成要素グループ１２５２，１２５１に組み込まなければならない。
【０２０５】
次に図１７を参照し、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの代替実施形態を示している。図１７のＤＣ／ＤＣコンバータは、図２のＤＣ／ＤＣコンバータがベースとなっており、対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してある。簡潔さのため、対応する要素の詳しい説明は省く。
【０２０６】
図１７のＤＣ／ＤＣコンバータは、図２のＤＣ／ＤＣコンバータと異なる点として、スイッチング素子１７０５が第２の入力端子１０２に結合されており、出力端子１０３に低電圧を供給し、フリーホイーリングダイオード１７０４が第１の入力端子１０１と出力端子１０３との間に結合されている。図１７の例示的な実施形態においてインダクタＬｌｏａｄによって示したように、誘導性負荷の場合、スイッチング素子１７０５をオフすると、誘導性負荷Ｌｌｏａｄによってフリーホイーリング電流が誘導される。このフリーホイーリング電流は、フリーホイーリングダイオード１７０４によって流れる。
【０２０７】
さらに、図１７のＤＣ／ＤＣコンバータは、アクティブインダクタ（電圧源およびインダクタＬｌｏａｄの直列回路によって表してある）に接続されている。
【０２０８】
さらに、このＤＣ／ＤＣコンバータは、図２を参照しながら説明したものと同じ直列回路１１０および同じ能動回路２２０を含んでおり、直列回路１１０と能動回路２２０の組合せによって、図１７のＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタンスの影響として、スイッチング素子１７０５をオフしたときのマイナスの影響なしに、スイッチング素子１７０５をオンしたときのプラスの影響を保持することができる。
【０２０９】
別の実施形態によると、このＤＣ／ＤＣコンバータの回路を、ＤＣ／ＤＣ昇圧器として、またはアクティブＰＦＣ昇圧器として利用することができる。これを目的として、端子１０３と、端子１０２または１０１の一方とを、第１および第２の入力端子として使用し、他方の端子１０１または１０２を出力端子として使用する。したがって、図１７のＤＣ／ＤＣコンバータを、電池の充電に使用することができる。
【０２１０】
次に図１８を参照し、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの代替実施形態を示している。図１８のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータとＤＣ入力電圧源（例：電池）との異なる接続方法を示している。
【０２１１】
図１８のＤＣ／ＤＣコンバータは、図２のＤＣ／ＤＣコンバータがベースとなっており、対応する要素には対応する参照数字および名称を使用してある。簡潔さのため、対応する要素の詳しい説明は省く。
【０２１２】
図１８のＤＣ／ＤＣコンバータと図２のＤＣ／ＤＣコンバータの異なる点は、第１の直列回路である。
【０２１３】
詳細には、図１８のＤＣ／ＤＣコンバータも、ダイオードＤ１８１０とキャパシタＣ１８１０の第１の直列回路１８１０を含んでいる。この第１の直列回路１８１０は、第１の入力端子１０１と第３の入力端子１８０７との間に接続されている。第１の入力端子１０１と第３の入力端子１８０７は、ＤＣ／ＤＣコンバータに同じ電圧を供給する。第１の入力端子１０１と第３の入力端子１８０７は、いずれもＤＣ電源の正端子に接続されており、第２の入力端子１０２はＤＣ電源の負端子に接続されている。
【０２１４】
第１の入力端子１０１と第３の入力端子１８０７は、導入される誘導結合の大きさが異なる。第１の入力端子１０１は、高い誘導結合を伴ってＤＣ電源の正端子に接続されており、第３の入力端子１８０７は、低い誘導結合を伴ってＤＣ電源の正端子に接続されている。
【０２１５】
図１８の実施形態において、異なる誘導結合は、異なる接続の結果である。第１の入力端子１０１を介しての接続は、例えば、誘導電流が大きいねじ接続として実施することができる。第１の入力端子を介しての接続によって、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃが発生する。第３の入力端子１８０７を介しての接続は、例えば、低誘導性であり小さい電流が流れる同軸ケーブルまたはツイストペアケーブルとして実施することができる。
【０２１６】
例として図１８の実施形態において、このＤＣ／ＤＣコンバータは第４の入力端子１８０８を含んでおり、この入力端子１８０８は、フリーホイーリング素子１０５が接続される第２の入力端子１０２と同じ電圧を供給する。第４の入力端子１８０８によって、第３の入力端子１８０７の接続に対する相補接続が提供され、この入力端子は、低誘導性であり小さい逆電流が流れる同軸ケーブルまたはツイストペアケーブルの第２のワイヤとして実施することができる。
【０２１７】
スイッチング素子１０４をオンすると、第１の入力端子１０１と出力端子１０３との間に電流が流れ始める。図１８のＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃによって、電圧に対して電流が遅れる。言い換えれば、寄生インダクタンスによって電流の変化率が小さくなり、したがって、図１８のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるターンオン損失の減少に有利に寄与する。
【０２１８】
図１８のＤＣ／ＤＣコンバータの第１の直列回路１８１０により、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃによって誘導された電流は、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃと、ダイオードＤ１８１０と、キャパシタＣ１８１０と、第１および第３の入力端子１０１，１８０７とを含んだループを循環することができる。したがって、スイッチング素子１０４をオフしたとき、誘導電流の少なくとも一部をキャパシタＣ１８１０に一時的に蓄えることができる。
【０２１９】
さらに、図１８のＤＣ／ＤＣコンバータは、ダイオードＤ１８１０に並列に結合されている能動回路２２０を含んでいる。能動回路２２０は、スイッチング素子１０４をオンしたときの寄生インダクタンスのプラスの影響が維持されるように、第１の直列回路１８１０のキャパシタＣ１８１０の一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【０２２０】
特に、能動回路２２０は、スイッチング素子１０４をオンしたときの寄生インダクタンスのプラスの影響が維持されるように、第１の直列回路１８１０のキャパシタＣ１８１０の一時的に蓄えられているエネルギの解放を制御する。
【０２２１】
図１８のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、能動回路２２０は抵抗Ｒ２２０を備えている。抵抗Ｒ２２０は、第１の入力端子１０１および第３の入力端子１８０７を介して、第１の直列回路１８１０のダイオードＤ１８１０に並列に接続されている。さらに、抵抗Ｒ２２０は、キャパシタＣ１８１０に並列に接続されている。能動回路２２０の抵抗Ｒ２２０と、第１の直列回路１８１０のキャパシタＣ１８１０とが並列に接続されていることによって、スイッチング素子１０４をオフしたとき、寄生インダクタンスＬｐａｒａｓｉｔｉｃの誘導電流のエネルギの少なくとも一部を抵抗Ｒ２２０に放散させることができる。さらに、キャパシタＣ１８１０の一時的に蓄えられているエネルギの少なくとも一部を、キャパシタＣ１８１０と抵抗Ｒ２２０とを含んだ導電ループに電流が流れることによって放散させることができる。
【０２２２】
これによって、第１の直列回路１８１０のキャパシタＣ１８１０から、一時的に蓄えられているエネルギが解放され、図１８のＤＣ／ＤＣコンバータの良好なターンオン挙動にマイナスの影響が及ばない。
【０２２３】
したがって、直列回路１８１０と能動回路２２０の組合せによって、図１８のＤＣ／ＤＣコンバータの寄生インダクタンスの影響として、スイッチング素子１０４をオフしたときのマイナスの影響なしに、スイッチング素子１０４をオンしたときのプラスの影響を保持することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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