(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重変調されたOFDM信号を受信する受信手段と，
前記受信手段により受信された時間域のOFDM信号から，主波に対し遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化フィルタユニットと，
前記適応等化フィルタユニットを制御するフィルタ制御部とを有し，
前記適応等化フィルタユニットは，
前記主波に係数を乗算して前記先行波または遅延波のレプリカ信号を生成し，前記OFDM信号から前記先行波または遅延波のレプリカ信号を減算する等化フィルタと，
前記等化フィルタの等化前信号の主波成分と等化後信号の先行波または遅延波成分とのタイミングを合わせ，OFDMシンボル区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第１の係数演算モードと，前記等化前信号の主波成分のガードインターバル区間若しくはガードインターバルのコピー元区間のいずれか一方の区間と前記等化後信号の先行波または遅延波成分の前記両区間のいずれか他方の区間とのタイミングを合わせ，当該一方の区間と他方の区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第２の係数演算モードとを有する係数演算部とを有し，
前記フィルタ制御部は，前記係数演算部を，受信信号から推定される伝搬路状態に含まれる前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値以上の場合に，前記第１の係数演算モードに制御し，前記先行波と遅延波の遅延時間の差が前記基準値未満の場合に，前記第２の係数演算モードに制御する受信装置。
【請求項２】
請求項１において，
前記フィルタ制御部は，前記係数演算部を，前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値以上の場合において，前記伝搬路状態に含まれるドップラー周波数またはCNR値による雑音レベルが基準値を超える場合に，前記第１の係数演算モードに制御し，前記基準値未満の場合には，前記第２の係数演算モードに制御する受信装置。
【請求項３】
請求項１において，
前記フィルタ制御部は，前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値未満の場合において，前記主波と先行波または遅延波の電力差を示すD/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より大きい場合には，前記先行波の係数演算部を前記第１の係数演算モードに前記遅延波の係数演算部を前記第２の係数演算モードにそれぞれ制御し，前記D/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より小さい場合には，前記先行波の係数演算部を前記第２の係数演算モードに前記遅延波の係数演算部を前記第１の係数演算モードにそれぞれ制御する受信装置。
【請求項４】
直交周波数分割多重変調されたOFDM信号を受信する受信手段と，
前記受信手段により受信された時間域のOFDM信号から，主波に対し遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化フィルタユニットと，
前記適応等化フィルタユニットを制御するフィルタ制御部とを有し，
前記適応等化フィルタユニットは，
前記主波に係数を乗算して前記先行波または遅延波のレプリカ信号を生成し，前記OFDM信号から前記先行波または遅延波のレプリカ信号を減算する等化フィルタと，
前記等化フィルタの等化前信号の主波成分と等化後信号の先行波または遅延波成分とのタイミングを合わせ，OFDMシンボル区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第１の係数演算手段と，前記等化前信号の主波成分のガードインターバル区間若しくはガードインターバルのコピー元区間のいずれか一方の区間と前記等化後信号の先行波または遅延波成分の前記両区間のいずれか他方の区間とのタイミングを合わせ，当該一方の区間と他方の区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第２の係数演算手段とが，重み係数に基づいて合成されるように構成される係数演算部とを有し，
前記フィルタ制御部は，受信信号から推定される伝搬路状態に含まれる前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値未満の場合に，前記第１の係数演算手段の重み係数をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数をより大きく制御し，前記先行波と遅延波の遅延時間の差が前記基準値以上の場合に，前記第１の係数演算手段の重み係数をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数をより小さく制御する受信装置。
【請求項５】
請求項４において，
前記フィルタ制御部は，前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値以上の場合において，前記伝搬路状態に含まれるドップラー周波数またはCNR値による雑音レベルが基準値を越える場合に，前記第１の係数演算手段の重み係数をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数をより小さく制御し，基準値未満の場合には，前記第１の係数演算手段の重み係数をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数より大きく制御する受信装置。
【請求項６】
請求項４において， 
前記フィルタ制御部は， 
前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値未満の場合において，前記主波と先行波または遅延波の電力差を示すD/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より大きい場合には，前記先行波の係数演算部において前記第１の係数演算手段の重み係数をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数をより小さく制御し，前記遅延波の係数演算部において前記第１の係数演算手段の重み係数をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数をより大きく制御し， 
前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値未満の場合において，前記D/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より小さい場合には，前記先行波の係数演算部において前記第１の係数演算手段の重み係数をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数をより大きく制御し，前記遅延波の係数演算部においてを前記第１の係数演算手段の重み係数をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数をより小さく制御する受信装置。
【請求項７】
直交周波数分割多重変調されたOFDM信号を受信する受信手段と，
前記受信手段により受信された時間域のOFDM信号から，主波に対し遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化フィルタユニットとを有し，
前記適応等化フィルタユニットは，
前記主波に係数を乗算して前記先行波または遅延波のレプリカ信号を生成し，前記OFDM信号から前記先行波または遅延波のレプリカ信号を減算する等化フィルタと，
前記等化フィルタの等化前信号の主波成分のガードインターバル区間のタイミングを前記等化フィルタの等化後信号の遅延波成分の前記ガードインターバルのコピー元区間のタイミングに合わせ，または，前記等化前信号の主波成分のガードインターバルのコピー元区間のタイミングを前記等化後信号の先行波成分の前記ガードインターバル区間のタイミングに合わせ，当該タイミングを合わせた両区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める係数演算部とを有する受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，OFDM通信方式における受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
OFDM通信方式は，地上波デジタル放送やWiMAXなど広く利用されている。OFDM通信方式では，送信装置は，周波数が互いに直交関係にある複数のサブキャリアを送信データで変調し，そのOFDM周波数域信号をIFFTしてOFDM時間域信号に変換し，高周波信号にアップコンバートして空間上に送出する。一方，これを受信する受信装置は，受信した高周波信号をダウンコンバートしOFDM時間域信号をFFTしてOFDM周波数域信号に変換し，複数のサブキャリアを復調して受信データを抽出する。
【０００３】
また，OFDMでは，マルチパスフェージング対策のために，シンボルの後端の一部の信号をシンボルの先頭にコピーしてガードインターバル（GI）区間を設けている。それにより，マルチパスフェージングにより主波から遅延した遅延波や主波より先行する先行波を同時に受信しても，遅延波や先行波の遅延量がGI区間内であれば，先行波や遅延波から干渉を受けないようになっている。
【０００４】
ただし，GI区間を越える遅延量で遅延波や先行波が発生すると，FFT窓内に隣接するシンボルが入り込み，隣接するシンボルからの干渉を受ける。すなわち，シンボル間干渉ISI(Inter-symbol Interference)が発生し，受信信号の劣化を招く。したがって，かかる干渉波を除去することが種々提案されている。
【０００５】
１つの除去方法として，受信装置に設けられた適応等化器により，OFDM時間域信号に含まれる遅延波や先行波を除去する方法がある。受信装置は，主波に対する干渉波の遅延量を検出し適応等化器にその遅延量を設定する。
【０００６】
上記の適応等化器については，特許文献１，２，３，４や非特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−１５３０９６号公報
【特許文献２】特開２００４−３２８５８２号公報
【特許文献３】特開２００８−１４１２７９号公報
【特許文献４】特表２００２−５３９６６９号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】今村浩一郎、濱住啓之  渋谷一彦,“地上デジタル放送用ガードインターバル越えマルチパス等化器の検証“,信学技報. A.P . 102(305) pp.19-24 Sep.2002
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
適応等化器については種々の種類のものが提案されているが，それぞれ一長一短を有し，様々な伝搬路の状況に対しても利用できる最適化されたものが望まれている。
【００１０】
そこで，本発明の目的は，様々な伝搬路の状況に応じて最適化された適応等化器を有する受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
受信装置の第１の側面は，直交周波数分割多重変調されたOFDM信号を受信する受信手段と，
前記受信手段により受信された時間域のOFDM信号から，主波に対し遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化フィルタユニットと，
前記適応等化フィルタユニットを制御するフィルタ制御部とを有し，
前記適応等化フィルタユニットは，
前記主波に係数を乗算して前記先行波または遅延波のレプリカ信号を生成し，前記OFDM信号から前記先行波または遅延波のレプリカ信号を減算する等化フィルタと，
前記等化フィルタの等化前信号の主波成分と等化後信号の先行波または遅延波成分とのタイミングを合わせ，OFDMシンボル区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第１の係数演算モードと，前記等化前信号の主波成分のガードインターバル区間(H-GI)若しくはガードインターバルのコピー元区間(T-GI)のいずれか一方の区間と前記等化後信号の先行波または遅延波成分の前記両区間のいずれか他方の区間とのタイミングを合わせ，当該一方の区間と他方の区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第２の係数演算モードとを有する係数演算部とを有し，
前記フィルタ制御部は，前記係数演算部を，受信信号から推定される伝搬路状態に応じて，前記第１または第２の係数モードに制御する。
【発明の効果】
【００１２】
第１の側面によれば，伝搬路状態に応じて最適の適応等化フィルタを構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。
【図２】マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。
【図３】本実施の形態における受信装置の全体構成図である。
【図４】第１のタイプの適応等化フィルタユニットの構成図である。
【図５】第２のタイプの適応等化フィルタユニットの構成図である。
【図６】第３のタイプの適応等化フィルタユニットの構成図である。
【図７】遅延波等化フィルタ３２の構成図である。
【図８】先行波等化フィルタ３０の構成図である。
【図９】係数演算部３３，３１の構成図である。
【図１０】第１のタイプの遅延波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。
【図１１】第１のタイプの先行波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。
【図１２】第１のタイプの等化フィルタユニットで等化不可能なマルチパスモデルを示す図である。
【図１３】第２のタイプの遅延波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。
【図１４】第２のタイプの先行波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。
【図１５】第３のタイプの遅延波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。
【図１６】第３のタイプの先行波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。
【図１７】第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットの第１の構成図である。
【図１８】第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットの第２の構成図である。
【図１９】第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットの第３の構成図である。
【図２０】第１の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部２３の第１の制御動作を示すフローチャート図である。
【図２１】第１の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部２３の第２の制御動作を示すフローチャート図である。
【図２２】第２の実施の形態における適応等化フィルタユニットの構成図である。
【図２３】第２の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部の第１の制御動作を示すフローチャート図である。
【図２４】第２の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部の第２の制御動作を示すフローチャート図である。
【図２５】第１のタイプと第２または第３のタイプとを比較したシミュレーションを示す図である。
【図２６】第１のタイプと第２または第３のタイプとを比較したシミュレーションを示す図である。
【図２７】第１のタイプと第２または第３のタイプとを比較したシミュレーションを示す図である。
【図２８】遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。
【図２９】先行波等化フィルタの動作を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１は，ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。ＯＦＤＭシンボルは，有効シンボルＳＹＭと，その有効シンボルＳＹＭの後部の一部の信号Ｔ−ＧＩを有効シンボルＳＹＭの先頭部にコピーしたガードインターバルＨ−ＧＩとで構成される。ＯＦＤＭシンボルの時間長は，有効シンボルＳＹＭの時間ＴとガードインターバルＨ−ＧＩの時間ＴＧＩとの合計時間になる。
【００１５】
ＯＦＤＭは，互いに直交する多数のサブキャリアを伝送するデータによって変調し，それらの変調波を多重して伝送する変調方式である。１つのシンボルに使用するサブキャリアの数を多くすることにより１シンボルの時間が長くなり，マルチパス干渉の影響を受けにくくすることができる。さらに，図１のように，有効シンボルＳＹＭの後部のコピー元信号Ｔ−ＧＩのコピーをガードインターバル信号Ｈ−ＧＩとして有効シンボルＳＹＭの前に付加してＯＦＤＭシンボルを構成することにより，ガードインターバル区間の時間ＴＧＩ以下の遅延時間のマルチパス受信信号に対してシンボル間干渉を生じることなく，復調処理を行うことができる。
【００１６】
しかし，現在の地上デジタル放送の前提となっている単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Single Frequency Network）などの環境下において，このガードインターバルの時間ＴＧＩを超える遅延広がりが発生すると，受信性能が大きく劣化する。たとえば，地上波デジタル放送の場合，隣接エリアからの放送波を受信した場合には，シンボル間干渉を起こす干渉波として受信することがある。
【００１７】
図２は，マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。図２では，ベースステーションＢＳからモバイルステーションＭＳに３つのパスで受信信号が届いている。３つのパスの受信信号のうち，最も電力が大きい受信信号が主波ＭＷであり，周りの建物などで反射して主波ＭＷとは異なるパスで遅延波ｄ１とｄ２とが移動局ＭＳに届いている。そして，主波ＭＷに対して，遅延波ｄ１は遅延時間Ｔｄ１だけ遅れて受信され，遅延波ｄ２は遅延時間Ｔｄ２だけ遅れて受信される。
【００１８】
図２に示されるとおり，遅延波ｄ１は，遅延時間Ｔｄ１がガードインターバルの時間ＴＧＩ以内であれば，ＦＦＴウインドウ内に隣接するシンボルのデータが入らないため，シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）は発生しない。しかし，遅延波ｄ２は，遅延時間Ｔｄ２がガードインターバルの時間ＴＧＩを超えているので，主波ＭＷのＦＦＴウインドウ内に隣のシンボル＃Ｎ−１が含まれてしまい，シンボル間干渉が発生し，復調が困難になる。このように遅延時間がガードインターバルの時間を超えた信号は，例えば長遅延波と呼ばれ，適応等化器により除去することが提案されている。
【００１９】
図２には，主波に対して遅延している遅延波しか示していないが，主波より先行する先行波の場合も，主波との遅延時間がガードインターバル時間を超えるとシンボル間干渉の原因になるので，適応等化器による除去が必要になる。
【００２０】
図３は，本実施の形態における受信装置の全体構成図である。受信装置は，アンテナATで受信された高周波の受信信号を増幅し高周波から中間周波数にダウンコンバートする高周波回路１０と，その出力をアナログデジタル変換するAD変換部１１と，搬送波周波数のキャリア信号により直交復調されてベースバンド帯のOFDM時間域信号を生成する直交復調部１２と，直交復調された時間域のOFDM信号から符合間干渉の原因となる先行波または遅延波を減衰する等化処理を行う適応等化フィルタユニット１３と，等化処理されたOFDM時間域信号からガードインターバル（GI）を除去するGI除去部１４とを有する。ここまでが時間域のOFDM信号領域である。
【００２１】
さらに，受信装置は，OFDM時間域信号をフーリエ変換してOFDM周波数域信号を生成する高速フーリエ変換器（FFT）１５を有する。このフーリエ変換により，変調時に各サブキャリアに割り振られたデータ信号を抽出することができる。抽出されたデータ信号の中からパイロット信号やプリアンブル信号などの既知信号が抽出され伝搬路推定部１８に供給される。
【００２２】
伝搬路推定部１８では，抽出した既知信号を用いて全サブキャリアの伝搬路特性値を推定する。推定される伝搬路特性値には，既知信号間の位相回転量などが含まれる。伝搬路補償部１６は，この伝搬路特性値に基づいて，OFDM周波数域信号の伝搬路による歪みを補償する。具体的には送受信間の周波数偏差や位相偏差をなくす処理などである。そして，伝搬路歪みが補償されたOFDM周波数信号は，誤り訂正復調部１７にて，変調時に施された誤り訂正処理について復号処理され，受信データが抽出される。
【００２３】
また，伝搬路推定部１８で得た周波数領域の伝搬路推定値は，逆高速フーリエ変換部（IFFT）１９にて時間域信号に変換される。時間域信号に変換された伝搬路推定値には，伝搬路特性のインパルス応答に相当する情報が含まれている。したがって，ドップラー周波数（Fd）推定部２２は，インパルス応答情報のパスの位相の推移を観測しその位相推移量からドップラー周波数Fdの推定を行う。この推定方法は前述の特許文献４に記載されている。
【００２４】
一方，パスプロファイル推定部２０は，インパルス応答情報に対して閾値以上を抽出する処理を行い，閾値以上のパスの遅延量とパス電力を観測する。このパス遅延量情報とパス電力がTAP遅延設定部２１に供給され，適応等化フィルタユニット１３で等化する先行波と遅延波を選択し，それらの遅延量を決定して適応等化フィルタユニット１３内に設定する。
【００２５】
そして，フィルタ制御部２３は，パス遅延量情報とパス電力比の値とCNR値とドップラー周波数情報などに基づいて，フィルタ切替情報と動作信号と減衰値を決定し，適応等化フィルタユニット１３に供給する。また，フィルタ制御部２３には，キャリアとノイズ比（CNR : Carrier and Noise Ratio）や，主波と遅延波若しくは先行波の電力差を示すD/U値にも基づいて，フィルタ切替情報や動作信号を決定する。CNRやD/U値は伝搬路推定部１８により検出される。適応等化フィルタユニット１３とそれを制御するフィルタ制御部２３については，以下詳述する。
【００２６】
本実施の形態における適応等化フィルタユニット１３は，異なる２種類の等化処理を，伝搬路推定値に応じて切り替え，もしくは伝搬路推定値に応じて重み係数を変更して合成することで，伝搬路状態に応じた最適の等化処理を行う。まず，前提となるこの異なる２種類の等化処理について説明する。
【００２７】
［第１のタイプの適応等化フィルタユニット］
図４は，第１のタイプの適応等化フィルタユニットの構成図である。この適応等化フィルタユニット１３は，先行波を等化する先行波等化フィルタ３０とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３１と遅延回路３４−１と，遅延波を等化する遅延波等化フィルタ３２とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３３と遅延回路３５−１とを有する。そして，先行波等化フィルタ３０と遅延回路３４−１に先行波遅延量である先行波TAP位置情報τpreが設定され，同様に，等化波等化フィルタ３２と遅延回路３５−１に遅延波TAP位置情報τpostが設定される。
【００２８】
これにより，等化前信号X1(t)は，先行波等化フィルタ３０により，主波に対して遅延量τpreを有する先行波である干渉波が等化され等化後信号E1(t)＝X2(t)が出力される。さらに，この等化前信号X2(t)は，遅延波等化フィルタ３２により，主波に対して遅延量τpostを有する遅延波である干渉波が等化され等化後信号E2(t)が出力される。
【００２９】
図４において，先行波等化フィルタ３０に対して等化前信号X1(t)と等化後信号E1(t-DMAX)とが，遅延波等化フィルタ３２に対して等化前信号X2(t)と等化後信号E2(t)とがそれぞれ定義されている。さらに，係数演算部３１，３３で相関値が演算される等化前信号の遅延信号X1'(t)，X2'(t)と，等化後信号E1'(t)，E2'(t)とがそれぞれ定義されている。
【００３０】
図７は，遅延波等化フィルタ３２の構成図である。図８は，先行波等化フィルタ３０の構成図である。そして，図９は，係数演算部３３，３１の構成図である。係数演算部３１，３３の構成は同等であり，入力される等化前信号が異なるだけである。以下，これらのフィルタの動作について順に説明する。
【００３１】
図７の遅延波等化フィルタ３２は，等化前信号X2(t)から遅延波レプリカ信号Y(t)を生成し，減算器３２０によりX2(t)-Y(t)の演算を行って等化前信号X2(t)に存在する遅延波を減衰または除去する。主波に対する遅延波の遅延量である遅延波位置情報τpostは，可変遅延量設定レジスタ３２５に設定される。そして，可変遅延回路３２１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３２２と，５つのタップ信号にTAP計数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３２３と，乗算結果を累積する加算器３２４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３２５には，シフトレジスタ３２２の中央タップまでの遅延時間N/2が遅延量τpostから減算された遅延量（τpost-N/2）が設定される。
【００３２】
遅延波等化フィルタ３２は，フィードバック系のIIR（Infinite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWから遅延波のレプリカ信号Y(t)を生成し，そのレプリカ信号からさらに遅延波のレプリカ信号Y(t)-2を生成し，それが永遠に行われる。
【００３３】
図２８は，遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X2(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpostだけ遅れた遅延波d1が含まれているとする。遅延時間τpostがガードインターバルを越えているとその遅延波d1が干渉波になり等化されるべき遅延波として選択される。この選択は，図３のパスプロファイル推定部２０により行われる。
【００３４】
まず，等化前信号X2(t)は，可変遅延回路３２１により遅延量（τpost-N/2）だけ遅延されて，シフトレジスタ３２２に入力される。このタップ数Nは，例えばインパルス応答の主波MWなどが有する所定の時間幅に対応する。したがって，中央のタップの遅延時間がτpostに合致する。そして，遅延された等化前信号X2(t)にTAP係数値W(t)が乗算器３２３により乗算され，加算器３２４により合成されて遅延波レプリカ信号Y(t)が生成される。
【００３５】
この遅延波レプリカ信号Y(t)は，図２８に示されるとおり，等化前信号X2(t)の主波MWと遅延波d1をそれぞれτpost遅延させ TAP係数を乗算して生成された２つの信号MW-R,d1-Rとを有する。ここで，レプリカ信号Y(t)のMW-Rと等化前信号X2(t)の遅延波d1とは同相/同振幅の関係であり，減算器３２０により等化前信号X2(t)からレプリカ信号Y(t)を減算することにより遅延波ｄ１を除去することができる。減算処理後の等化後信号E2(t)は，図２８に示されるとおり，主波MWと主波から2τpostだけ遅延した信号d1-Rで構成される。
【００３６】
ただし，減算器３２０で減算されたレプリカ信号Y(t)からは，レプリカ生成ユニットのフィードバック処理により，更にレプリカ信号のレプリカ信号MW-R2,d1-R2を有する２次のレプリカ信号Y(t)-2が生成され，このレプリカ信号Y(t)-2を減算することで等化後信号E2(t)に含まれていた信号d1-Rが除去される。
【００３７】
上記のように，レプリカ信号の生成と減算とが永遠に繰り返されることにより，等化後信号E2(t)には主波MWのみが残ることになる。
【００３８】
なお，等化すべき遅延波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３２５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３２１とシフトレジスタ３２２と乗算器３２３と積分器３２４とを，等化すべき遅延波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき遅延波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X2(t)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３２０により減算すればよい。
【００３９】
図８の先行波等化フィルタ３０は，等化前信号X1(t)を可変遅延回路３０１で時間（DMAX-τpre-N/2）だけ遅延させた信号から先行波レプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)を生成し，一方，等化前信号X1(t)を固定遅延回路３０６でDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)を生成し，減算器３００によりD(t-DMAX)-Y(t-DMAX+τpre)の演算を行って等化前信号X1(t)の遅延信号D(t-DMAX)に存在する先行波を除去または減衰する。主波に対する先行波の遅延量である先行波位置情報τpreは，DMAX-τpre-N/2として可変遅延量設定部３０５に設定される。そして，可変遅延回路３０１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３０２と，５つのタップ信号にTAP計数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３０３と，乗算結果を累積する加算器３０４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３０５では，固定遅延量DMAXから先行波位置情報τpreを減じ，さらにシフトレジスタ３０２の中央タップまでの遅延時間N/2が減算された遅延量（DMAX-τpre-N/2）が設定される。
【００４０】
先行波等化フィルタ３０は，フィードフォワード系のFIR（Finite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWをDMAX-τpre遅延させて生成した先行波のレプリカ信号Y(t-DMAX)を生成し，等化前信号X1(t)をDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそのレプリカ信号を減算する。先行波であるので，遅延波のように永遠に除去することは行われない。
【００４１】
図２９は，先行波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X1(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpreだけ先行した先行波A1が含まれているとする。この先行波A1が干渉波の場合に等化されるべき先行波として選択される。
【００４２】
まず最大遅延量DMAXは，先行波A1がとりうる遅延量τpreの最大値に設定される。そして，等化前信号X1(t)には，先行波A1と主波MWとが含まれている。つまりDMAX>τpreであり，先行波A1と主波MWのレプリカ信号とのタイミングを合わせるために，レプリカ信号と被除去信号の等化前信号とを最大遅延量DMAX遅らせ，レプリカ信号の遅延量をτpreだけ少なくする。
【００４３】
レプリカ信号生成ユニットは，可変遅延回路３０１と，シフトレジスタ３０２と，乗算器３０３と，加算器３０４で構成される。等化前信号X1(t)が可変遅延回路３０１により（DMAX-τpre-N/2）だけ遅延されてシフトレジスタ３０２に入力される。シフトレジスタ３０２の５つのタップの信号にＴＡＰ係数値W(t)が乗算器３０３にて乗算され，合成される。これにより，等化前信号X1(t)に含まれていた主波MWと先行波A1とをそれぞれDMAX-τpreだけ遅延してTAP係数値により波形整形された信号A1-R,MW-Rを有する先行波レプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)が生成される。
【００４４】
一方，固定遅延回路３０６が等化前信号X2(t)をDMAX遅延させて遅延信号D(t-DMAX)を生成される。ここで，この遅延信号D(t-DMAX)の先行波A1とレプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)のMW-Rとが同じ時間となっており，MW-Rが先行波A1と同相/同振幅になるような，TAP係数値を設定することにより，減算器３００により先行波A1はレプリカ信号MW-Rの減算により除去される。ただし，先行波レプリカ信号内の先行波A1から生成されたレプリカ信号A1-Rも，減算器３００により減算されるため，等化後信号E1(t-DMAX)に含まれたままとなる。よって，等化後信号E1(t-DMAX)には，主波MWとレプリカ信号A1-Rとが含まれ，レプリカ信号A1-Rは除去されない。
【００４５】
なお，等化すべき先行波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３０５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３０１とシフトレジスタ３０２と乗算器３０３と積分器３０４とを，等化すべき先行波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき先行波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X1(t)を遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３００により減算すればよい。この場合，最大遅延量DMAXは，全ての先行波の遅延時間の最大値に設定される。
【００４６】
図９の係数演算部３１（３３）には，図４の遅延回路３４−１（３５−１）で等化前信号X(t)を可変遅延量（先行波ならDMAX-τpre（遅延波ならτpost））遅延させた等化前信号X'(t)が入力される。さらに，係数演算部３１（３３）は，スイッチ３１０と，シフトレジスタ３１１と，等化後信号E'(t)の複素共役を生成する複素共役生成回路３１２と，５つの乗算器３１３と，５つの減算器３１４と，５つの積分回路３１５とを有する。この係数演算には，最小２乗平均誤差（MMSE）を基準としたLMS(Least Mean Square)アルゴリズムが使用されており，下記のような処理によりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。
【００４７】
遅延波等化フィルタの場合，図４の遅延回路３５−１には遅延量τpostが設定され，等化前信号X2(t)が遅延されてその遅延信号X2'(t)が係数演算部３３に入力される。これにより，等化前信号の遅延信号X2'(t)と等化後信号E2'(t)とのタイミングが合わせられる。さらに，等化後信号E2'(t)の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１で遅延された等化前信号の遅延信号X2'(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４において，相関値と減衰値μとの乗算が行われ，その乗算結果が積分回路３１５に出力される。積分回路３１５では乗算結果を積分することによりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。なお，減衰器３１４の減衰値はできるだけ小さくすることで積分値の増加率を低減でき係数の発散を回避できるが，その分係数が収束するまでの時間が長くなる。
【００４８】
積分回路３１５では，等化前信号の遅延信号X2'(t)と等化後信号E2'(t)の相関値が打ち消される方向にＴＡＰ係数値W(t)が生成される。例えば，この等化前信号の遅延信号X2'(t)は，図２８中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E2'(t)内の未だ等化されていない遅延波信号ｄ１も図２８中に破線で示されている。つまり，係数演算部３３では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号ｄ１との相関値がとられ，減衰された相関値が積分回路３１５で積分されて，未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。したがって，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。
【００４９】
図１０は，第１のタイプの遅延波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。図１０により，図４の遅延回路３５−１の遅延量τpostによるタイミング整合と，係数演算部３３でのタイミング整合された等化前信号と等化後信号の相関値とが理解される。
【００５０】
図７に示されるとおり等化前信号X2(t)と等化後信号E2(t)とは同じタイミングである。一方，図４，９の計数演算部３３に入力される等化前信号X2(t)の遅延信号X2'(t)は，遅延量τpostだけ遅延している。そのため，図１０に示されるとおり，等化後信号E2'(t)の遅延波成分と等化前信号の遅延信号X2'(t)の主波成分とのタイミングが合っている。係数演算部３３は，これらタイミングが整合されている両信号の相関値を全シンボル期間中にとり，相関値がゼロになるような係数を求める。相関値を演算するか演算しないかは，図９の係数演算部のスイッチ３１０のオン（相関値を演算する），オフ（相関値を演算しない）が，図３のフィルタ制御部２３からの動作信号T(t)により制御される。この場合は，スイッチ３１０は常時オンで，全シンボル期間中に相関値がとられる。
【００５１】
先行波等化フィルタの場合，図４の遅延回路３４−１には（DMAX-τpre）の遅延量が設定され，等化前信号X1(t)が遅延され，その遅延信号X1'(t)が係数演算部３１に入力される。これにより等化前信号の遅延信号X1'(t)と等化後信号E1'(t)とのタイミングが合わせられる。さらに，等化後信号E1'(t)の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１の遅延された等化前信号X1(t)の遅延信号X1'(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４で一定量減衰された相関値が積分回路３１５に蓄積される。
【００５２】
この等化前信号X1(t)の遅延信号X1'(t)は，図２９中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E1(t)＝E1'(t)内の未だ等化されていない先行波信号A1も図２９中に破線で示されている。つまり，係数演算部３１では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号A1との相関値がとられ，減衰された相関値が積分回路３１５で積分されて，未等化の先行波信号A1がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の先行波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。同様に，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。
【００５３】
前述のとおり，先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２が，複数の先行波または遅延波を等化する場合は，前述のとおり複数のレプリカ生成ユニットが並列に設けられるので，この係数演算部もそれに対応して複数設けられ，それぞれに対応するレプリカ生成ユニットにTAP係数が与えられる。
【００５４】
図１１は，第１のタイプの先行波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。図１１により，図４の遅延回路３４−１の遅延量τpreによるタイミング整合と，係数演算部３１でのタイミング整合された等化前信号と等化後信号の相関値とが理解される。
【００５５】
図８に示されるとおり等化前信号X1(t)と等化後信号E1(t-DMAX)とはDMAXだけタイミングがずれている。一方，図４，９の計数演算部３１に入力される等化前信号X1(t)の遅延信号X1'(t)は，X1(t)から遅延量DMAX-τpreだけ遅延している。そのため，図１１に示されるとおり，等化後信号E1'(t)の先行波成分と等化前信号の遅延信号X1'(t)の主波成分とのタイミングが合っている。係数演算部３３は，これらタイミングが整合されている両信号の相関値を全シンボル期間中にとり，相関値がゼロになるような係数を求める。相関値を演算するか演算しないかは，図９の係数演算部のスイッチ３１０のオン（相関値を演算する），オフ（相関値を演算しない）が，図３のフィルタ制御部２３からの動作信号T(t)により制御される。この場合は，スイッチ３１０は常時オンで，全シンボル期間中相関値がとられる。
【００５６】
図１２は，第１のタイプの等化フィルタユニットで等化不可能なマルチパスモデルを示す図である。図１０，１１に示されるとおり，係数演算部により求められる相関値は，等化前信号の主波成分と等化後信号の遅延波成分または先行波成分とである。そのため，図１２に示されるとおり，主波に対して先行波と遅延波とが同じ遅延時間τだけずれている場合は，等化前信号の主波成分と等化後の遅延波成分及び先行波成分とがすべてタイミング整合し，相関値に遅延波成分と先行波成分とが混在してしまい，適切に遅延波成分または先行波成分を除去することができない。
【００５７】
そこで，このようなマルチパスが発生する伝搬路状態であっても干渉波を除去できる等化フィルタユニットについて以下説明する。
【００５８】
［第２のタイプの適応等化フィルタユニット］
第２のタイプの適応等化フィルタユニットでは，係数演算部の相関値の対象が，第１のタイプのように全シンボル期間ではなく，等化前信号の主波成分のガードインターバル区間H-GIまたはそのコピー元区間T-GIのいずれか一方と，等化後信号の先行波または遅延波成分の両区間のいずれか他方に限定されている。特に，第２のタイプでは，遅延波の等化の場合は，等化前信号の主波成分のT-GIと等化後の遅延波成分のH-GIとで相関値がとられ，先行波の等化の場合は，等化前信号の主波成分のH-GIと等化後の遅延波成分のT-GIとで相関値がとられる。
【００５９】
この結果，図１２のように先行波と遅延波の遅延時間τpreとτpostが等しい場合でも，相関値をとる対象がT-GI,H-GIと互いにずれているので，相関値に遅延波成分と先行波成分とが混合することが防止できる。ただし，相関値をとる期間が限定的になるので，係数演算部の係数が収斂するまでの時間が長くなる。
【００６０】
図５は，第２のタイプの適応等化フィルタユニットの構成図である。図５のユニット内の先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２，係数演算部３１，３３は，第１のタイプと同じで図７，８，９に示されるとおりである。ただし，上記の通り係数演算部の相関値の対象が第１のタイプと異なるので，図５において，遅延回路３４−２，３５−２が異なる。
【００６１】
図１３は，第２のタイプの遅延波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。これを参照しながら，図５の遅延波等化フィルタ側の遅延回路３５−２と係数演算部３３について説明する。係数演算部３３には，等化前信号X2(t)がそのまま信号X2'(t)=X2(t)として入力され，等化後信号E2(t)が遅延回路３５−２で（T-τpost）遅延されて等化後信号の遅延信号E2'(t)=E2(t-T+τpost)が入力される。ここで，Tはシンボル時間である。
【００６２】
等化前信号X2(t)と等化後信号E2(t)とは，図７のとおり，同じタイミングであり互いに遅延はない。したがって，上記のように等化後信号E2(t)の遅延信号E2'(t)=E2(t-T+τpost)が入力されることで，図１３に示されるとおり，係数演算部３３では，等化前信号X2'(t)=X2(t)の主波成分のガードインターバルのコピー元区間T-GIと，等化後信号の遅延信号E2'(t)=E2(t-T+τpost)の遅延波成分のガードインターバル区間H-GIとがタイミング整合される。それに伴い，動作信号T(t)は両区間T-GI,H-GIのみオンになり，係数演算部３３のスイッチを導通させ，その区間のみ相関値がとられる。
【００６３】
図１４は，第２のタイプの先行波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。これを参照しながら，図５の先行波等化フィルタ側の遅延回路３４−２と係数演算部３１について説明する。係数演算部３１には，等化前信号X1(t)が遅延回路３４−２で（DMAX＋T-τpre）遅延されて等化前信号の遅延信号X1'(t)=X1(t-DMAX-T+τpre)が入力され，等化後信号E1(t-DMAX)がそのままE1'(t)=E1(t-DMAX)として入力される。前述のとおり，Tはシンボル時間である。
【００６４】
等化前信号X1(t)と等化後信号E1(t-DMAX)とは，図８のとおり，DMAXタイミングがずれている。したがって，上記のように等化前信号X1(t)の遅延信号X1'(t)=X1(t-DMAX-T+τpre)が入力されることで，図１４に示されるとおり，係数演算部３１では，等化前信号X1(t)の遅延信号X1'(t)=X1(t-DMAX-T+τpre)の主波成分のガードインターバル区間H-GIと，等化後信号E1'(t)=E1(t-DMAX)の先行波成分のガードインターバルのコピー元区間T-GIとがタイミング整合される。それに伴い，動作信号T(t)は両区間H-GI,T-GIのみオンになり，係数演算部３１のスイッチを導通させ，その区間のみ相関値がとられる。
【００６５】
［第３のタイプの適応等化フィルタユニット］
第３のタイプの適応等化フィルタユニットでも，第２のタイプと同様に，係数演算部の相関値の対象が，等化前信号の主波成分のガードインターバル区間H-GIまたはそのコピー元区間T-GIのいずれか一方と，等化後信号の先行波または遅延波成分のいずれか他方に限定されている。特に，第３のタイプでは，第２のタイプと逆に，遅延波の等化の場合は，等化前信号の主波成分のH-GIと等化後の遅延波成分のT-GIとで相関値がとられ，先行波の等化の場合は，等化前信号の主波成分のT-GIと等化後の遅延波成分のH-GIとで相関値がとられる。
【００６６】
この場合も，図１２のように先行波と遅延波の遅延時間τpreとτpostが等しい場合でも，相関値をとる対象がT-GI,H-GIと互いにずれているので，相関値に遅延波成分と先行波成分とが混合することが防止できる。ただし，相関値をとる期間が限定的になるので，係数演算部の係数が収斂するまでの時間が長くなることは第２のタイプと同じである。
【００６７】
図６は，第３のタイプの適応等化フィルタユニットの構成図である。図６のユニット内の先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２，係数演算部３１，３３は，第１のタイプと同じで図７，８，９に示されるとおりである。ただし，上記の通り係数演算部の相関値の対象が第１，２のタイプと異なるので，図６において，遅延回路３４−３，３５−３が異なる。特に，第２のタイプと異なり，第３のタイプでは，遅延回路３４−３，３５−３がともに等化前信号に対して遅延を与えている。これは第１のタイプと同じである。
【００６８】
図１５は，第３のタイプの遅延波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。これを参照しながら，図６の遅延波等化フィルタ側の遅延回路３５−３と係数演算部３３について説明する。係数演算部３３には，等化前信号X2(t)が遅延回路３５−３で（T+τpost）遅延されて等化前信号の遅延信号X2'(t)=X2(t-T-τpre)が入力され，等化後信号E2(t)がそのままE12'(t)=E2(t)として入力される。
【００６９】
等化前信号X2(t)と等化後信号E2(t)とは，図７のとおり，同じタイミングであり互いに遅延はないので，上記のように等化前信号X2(t)の遅延信号X2'(t)=X2(t-T-τpre)が入力されることで，図１５に示されるとおり，係数演算部３３では，等化前信号X2(t)の遅延信号X2'(t)=X2(t-T-τpre)の主波成分のガードインターバル区間H-GIと，等化後信号E12'(t)=E2(t)の遅延波成分のガードインターバルのコピー元区間T-GIとがタイミング整合される。それに伴い，動作信号T(t)は両区間T-GI,H-GIのみオンになり，係数演算部３３のスイッチを導通させ，その区間のみ相関値がとられる。
【００７０】
図１６は，第３のタイプの先行波等化フィルタの係数演算に用いられる信号を示す図である。これを参照しながら，図６の先行波等化フィルタ側の遅延回路３４−３と係数演算部３１について説明する。係数演算部３１には，等化前信号X1(t)が遅延回路３４−２で（DMAX-T-τpre）遅延されて等化前信号の遅延信号X1'(t)=X1(t-DMAX+T+τpre)が入力され，等化後信号E1(t-DMAX)がそのままE1'(t)=E1(t-DMAX)として入力される。
【００７１】
等化前信号X1(t)と等化後信号E1(t-DMAX)とは，図８のとおり，DMAXタイミングがずれている。したがって，上記のように等化前信号X1(t)の遅延信号X1'(t)=X1(t-DMAX+T+τpre)が入力されることで，図１６に示されるとおり，係数演算部３１では，等化前信号X1(t)の遅延信号X1'(t)=X1(t-DMAX+T+τpre)の主波成分のガードインターバルのコピー元区間T-GIと，等化後信号E1'(t)=E1(t-DMAX)の先行波成分のガードインターバル区間H-GIとがタイミング整合される。それに伴い，動作信号T(t)は両区間H-GI,T-GIのみオンになり，係数演算部３１のスイッチを導通させ，その区間のみ相関値をとるようにする。
【００７２】
以上のとおり，適応等化フィルタは，全シンボル期間で相関値を求めて先行波または遅延波を除去する係数を求める第１のタイプと，ガードインターバル区間H-GIとそのコピー元区間T-GIだけで相関値を求めて係数を求める第２，第３のタイプとが考えられる。第１のタイプは，全シンボル期間で相関値を求めるので，係数演算部での係数の収束速度が速く収束までの時間が短いという長所を有する。したがって，ドップラー周波数Fdが大きいなど伝搬路変動が大きい場合や，CNR値に基づく雑音が大きい場合に有利である。しかし，図１２のような先行波と遅延波の遅延時間が一致するような伝搬路状態のときには適切に等化できないという短所を有する。一方，第２，第３のタイプは，図１２のような先行波と遅延波の遅延時間が一致するような伝搬路状態のときにも等化できるという長所を有するが，ガードインターバル区間H-GIとそのコピー元区間T-GIだけで相関値を求めて係数を求めるので，係数演算部での係数の収束速度が遅く収束までの時間が長いという短所を有する。したがって，フェージングといった伝搬路変動がある伝搬路状態では使用するのは好ましくない。
【００７３】
［第１の実施の形態］
図１７〜２１を参照して第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットを説明する。第１の実施の形態の適応等化フィルタユニットには，上記の第１のタイプと第３のタイプ（または第２のタイプ）の遅延回路を混在させ，伝搬路状態に応じて第１のタイプか第３のタイプ（または第２のタイプ）かのいずれかに切り替える。それにより，係数演算部の相関値をとる区間が伝搬路状態に応じて最適な区間に制御される。
【００７４】
図１７は，第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットの第１の構成図である。この例では，遅延回路３４，３５が，第１のタイプと第３のタイプの両方を有し，それぞれをフィルタ制御部からの切替情報に基づき切替部SW1,SW2で切り替えて使用し，それに伴い相関をとる期間を制御する動作信号T(t)も切替情報に対応して切り替える。
【００７５】
図４の第１のタイプと図６の第３のタイプとは，先行波側と遅延波側のいずれも遅延回路が等化前信号に対して設けられている。よって，図１７において両タイプを混在させると，それぞれの遅延回路の切替は切替部SW1,SW2により行うことができる。
【００７６】
先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２，係数演算部３１，３３，各遅延回路３４−１，３４−３，３５−１，３５−３は，前述したとおりである。
【００７７】
図１８は，第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットの第２の構成図である。図１７と同様に，遅延回路３４，３５として，第１のタイプと第３のタイプの両方を有し，それぞれをフィルタ制御部からの切替情報に基づき切替部SW1,SW2で切り替えて使用し，それに伴い，相関をとる期間を制御する動作信号T(t)も切替情報に対応して切り替える。ただし，図１７と異なり，切替部SW3が設けられ，先行波側の係数演算部３１に対して，先行波等化フィルタの等化後信号E1'(t)=E1(t-DMAX)か，遅延波等化フィルタの等化後信号E2'(t)=E2(t)かのいずれかが切替制御される。これらの信号のタイミングは，遅延波等化フィルタ３２に等化前信号と等化後信号との間で遅延はないので一致している。
【００７８】
図１９は，第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットの第３の構成図である。この例では，遅延回路３４，３５が，第１のタイプと第２のタイプの両方を有し，それぞれを切替部SW1,SW4，SW5により切り替えて使用し，それに伴い相関をとる期間を制御する動作信号T(t)も対応して切り替える。
【００７９】
図４の第１のタイプと図５の第２のタイプとは，先行波側では遅延回路は等化前信号に対して設けられているが，遅延波側では遅延回路は第１のタイプでは等化前信号に対して，第２のタイプでは等化後信号に対して設けられている。それにともなって，図１９の例では，切替部SW4,SW5が設けられる。
【００８０】
先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２，係数演算部３１，３３，各遅延回路３４−１，３４−３，３５−１，３５−３は，前述したとおりである。
【００８１】
図２０は，第１の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部２３の第１の制御動作を示すフローチャート図である。まず，フィルタ制御部２３は，ドップラー周波数Fdと，フィルタ遅延量τpre，τpostと，CNR値を取得する（S10）。そして，先行波と遅延波の遅延量τpreとτpostとが同等でそれらの差が基準値未満の場合は（S11のYES），フィルタ制御部２３は，適応等化フィルタユニット内のスイッチSW1,SW2,SW4,SW5を，第２のタイプ側Typ2または第３のタイプ側Typ3に切り替え，動作信号T(t)をガードインターバル区間H-GIとそのコピー元区間T-GIのタイミングが一致する区間のみオンに，それ以外はオフにする（S14）。これにより，図１２のような伝搬路状態であっても，先行波または遅延波を除去することができる。
【００８２】
さらに，先行波と遅延波の遅延量τpreとτpostとが異なる場合（S11のNO）でも，ドップラー周波数FdやCNRの雑音レベルが所定レベル以下の場合は（S12のYES），伝搬路変動が小さく雑音量が小さい良好な伝搬路状態である。その場合は，フィルタ制御部２３は，適応等化フィルタユニット内のスイッチSW1,SW2,SW4,SW5を，第２のタイプ側Typ2または第３のタイプ側Typ3に切り替え，動作信号T(t)をガードインターバル区間H-GIとそのコピー元区間T-GIのタイミングが一致する区間のみオンに，それ以外はオフにする（S14）。つまり，伝搬路状態が良好であるので，係数の収束を短時間で終える必要性は少なく，第２のタイプまたは第３のタイプによる適応等化フィルタにより干渉波を等化する。伝搬路状態が良好な場合に突然新たなパスが発生することがあるが，相関値をとる期間が限られている第２，第３のタイプであれば，そのパスの発生に遭遇する確率が低減できる。
【００８３】
一方，先行波と遅延波の遅延量τpreとτpostとが異なる場合（S11のNO），ドップラー周波数FdやCNRの雑音レベルが所定レベルを越える場合は（S12のNO），移動局が高速で移動中など伝搬路変動が大きく雑音両が大きい悪い伝搬路状態である。その場合は，フィルタ制御部２３は，適応等化フィルタユニット内のスイッチSW1,SW2,SW4,SW5を，第１のタイプ側Typ1に切り替え，動作信号T(t)を常時オンにする（S13）。これにより，係数演算部による係数の収束が短時間で完了する。
【００８４】
以上のように，フィルタ制御部は，適応等化フィルタをできるだけ第２，第３のタイプで動作させ，先行波と遅延波の遅延量τpreとτpostとが異なり，伝搬路状態が悪い場合に，第１のタイプで動作させる。これにより，伝搬路の状態に対応した適切な等化を行うことができる。
【００８５】
図２１は，第１の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部２３の第２の制御動作を示すフローチャート図である。この例では，パスの電力情報D/U値に従って第１のタイプと第２または第３のタイプのいずれかに切り替える。D/U値とは，主波と遅延波若しくは先行波の電力差を示すもので，以下の式で表される。
D/U[dB]＝１０＊log10（Pd/Pu）
ここで，Pdは主波の電力量，Puは遅延は若しくは先行波の電力量である。
【００８６】
また，この例では，図１８に示したような係数演算部３１に等化後信号E1'(t)またはE2'(t)のいずれかを切り替えるスイッチSW3を有する適応等化フィルタユニットが使用される。
【００８７】
最初に，フィルタ制御部２３は，フィルタ遅延情報τpreとτpostとD/U値情報を取得する（S20）。そして，先行波と遅延波の遅延量τpreとτpostとが異なりそれらの差が基準値以上の場合は（S21のNO），フィルタ制御部２３は，適応等化フィルタユニットの先行波等化フィルタ，遅延波等化フィルタの両方でスイッチSW1,SW2,SW4,SW5を，第１のタイプ側Typ1に切り替え，動作信号T(t)を全シンボル期間でオンにする（S26）。
【００８８】
一方，先行波と遅延波の遅延量τpreとτpostとが同等それらの差が基準値未満の場合（S21のYES）でも，D/U値が大きく，つまり主波に対して干渉波である先行波または遅延波の電力が小さいならば，第１のタイプでも干渉波を除去できる。そこで，フィルタ制御部２３は，先行波と遅延波の平均D/U値をチェックし，先行波の平均D/U値が遅延波より高い場合は（S23のYES），先行波等化フィルタでは第１のタイプ側Typ1にスイッチを切り替え，遅延波等化フィルタでは第２または第３のタイプ側Typ2,Typ3にスイッチを切り替える（S24）。
【００８９】
この場合，スイッチSW3は，遅延波の等化後信号E2'(t)側に切り替えられるのが望ましい。これにより，係数演算部３１は遅延波等化フィルタ３２により遅延波が除去された等化後信号E2'(t)と等化前信号X1'(t)とで全シンボル期間で相関値をとるので，第１のタイプであっても相関値に遅延波が混在することが低減される。
【００９０】
逆に，フィルタ制御部２３は，先行波と遅延波の平均D/U値をチェックし，遅延波の平均D/U値が先行波より高い場合は（S23のNO），先行波等化フィルタでは第２または第３のタイプ側Typ2,Typ3にスイッチを切り替え，遅延波等化フィルタでは第１のタイプ側Typ1にスイッチを切り替える（S25）。この場合は，スイッチSW3は，等化後信号E1'(t)側でよい。
【００９１】
図２１のフィルタ制御では，できるだけ第１のタイプの係数演算を行って，係数収束速度を高くすることができ，やむを得ない場合のみ第２または第３のタイプの係数演算を行う。
【００９２】
［第２の実施の形態］
図２２〜２４により第２の実施の形態における適応等化フィルタユニットを説明する。第２の実施の形態の適応等化フィルタユニットには，第１のタイプと第３のタイプ（または第２のタイプ）の遅延回路を混在させ，両遅延回路の出力を重み係数α，βで合成する。さらに，この重み係数α，βを伝搬路状態に応じて変動させる。つまり，第１の実施の形態のようにいずれのタイプに切り替えるのではなく，両者の重み係数を動的に変更する。
【００９３】
図２２は，第２の実施の形態における適応等化フィルタユニットの構成図である。この例では，遅延回路３４，３５が，第１のタイプと第３のタイプの両方を有し，両タイプの遅延回路からの遅延信号を重み係数設定部３６，３８の係数α，βに基づいて合成器３７，３９で合成し，係数演算部３１，３３に入力する。そして，この重み係数設定部３６，３８のαとβとが，フィルタ制御部２３により伝搬路状態に応じて可変制御される。
【００９４】
先行波側の等化前信号X1(t)の遅延信号の合成式は，次の通りである。
X1'(t)＝β＊X(t-DMAX+T+τpre)＋α＊X(t-DMAX+τpre)
一方，遅延波側の等化前信号X2(t)の遅延信号の合成式は，次の通りである。
X2'(t)＝β＊X(t-T-τpost)＋α＊X(t-τpost)
ただし，重み付け係数αとβの関係は次の通りである。
β＝１−α  
（T(t)=1の場合：先行波のX1(t)の主波成分のT-GI区間，遅延波のX2(t)の主波成分のH-GI区間）
β＝０  （T(t)=0の場合：上記以外の期間）
したがって，動作信号T(t)が先行波側と遅延波側とで異なることに伴い，重み係数βを１−αにするか０にするかが，先行波側と遅延波側それぞれの動作信号T(t)によって上記の式のとおり制御される。この制御はβ設定部４０により行われる。重み係数設定部３６，３８での重み係数α，βの設定は，フィルタ制御部２３により可変制御される。
【００９５】
先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２，係数演算部３１，３３，各遅延回路３４−１，３４−３，３５−１，３５−３は，前述したとおりである。
【００９６】
図１９に示した第１のタイプと第２のタイプの遅延回路を混在させた適応等化フィルタユニットの場合でも，図２２のように遅延回路を重み係数α，βにより混合することができる。その場合は，図１９において，先行波側の遅延回路３４−１，３４−２については，図２２の遅延回路３４−１，３４−３と同様の構成にして，重み係数設定部３６，合成器３７を設ければよい。また，遅延波側では等化前信号X2(t)について遅延回路３５−１の出力と等化前信号X2(t)とを重み係数α，βにより合成し，等化後信号E2(t)について等化後信号E2(t)と遅延回路３５−２の出力とを重み係数α，βにより合成すればよい。
【００９７】
図２３は，第２の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部の第１の制御動作を示すフローチャート図である。このフローチャートにおいて，工程S30,S31,S32は，図２０の工程S10,S11,S12と同じである。そして，工程S33では第１のタイプ側の重み係数αをより大きく変更させ，工程S34では重み係数αをより小さく変更する。そして，工程S30〜S34が常時繰り返される。
【００９８】
このようにフィルタを制御することで，先行波と遅延波の遅延量が同等の場合（S31のYES）と，伝搬路変動が小さく雑音量が小さい場合（S32のYES）とは，重み係数αをより小さく変更して，第２または第３のタイプによる相関値演算を重くし，先行波と遅延波の遅延量が異なり（S31のNO），且つ伝搬路変動が大きく雑音量が大きい場合（S32のNO）には，重み係数αをより大きく変更して，第１のタイプによる相関値演算を重くする。
【００９９】
図２４は，第２の実施の形態における受信装置のフィルタ制御部の第２の制御動作を示すフローチャート図である。このフローチャートにおいて，工程S40,S41,S42,S43は，図２１の工程S20,S21,S22,S23と同じである。そして，工程S44では先行波側の第１のタイプ側の重み係数αをより大きく変更させ遅延波側の重み係数αをより小さく変更し，工程S45では先行波側の重み係数αをより小さく変更させ遅延波側の重み係数αをより大きく変更し，工程S46では先行波，遅延波共に重み係数αをより大きく変更する。そして，工程S40〜S46が常時繰り返される。
【０１００】
このようにフィルタを制御することで，先行波と遅延波の遅延量が異なる場合（S41のNO）は，先行波側も遅延波側も係数αをより大きく変更し，第１のタイプによる相関値演算を重くする。そして，先行波と遅延波の遅延量が同等の場合（S41のYES）は，D/U値が小さく主波に対して干渉波の電力が大きい場合のみ係数αをより小さく変更して，第２または第３のタイプによる相関値演算を重くする。
【０１０１】
図１７，１８，１９の第１の実施の形態における適応等化フィルタユニットは，先行波等化フィルタと遅延波等化フィルタの両方を有する。しかしながら，適応等化フィルタユニットは，先行波等化フィルタと遅延波等化フィルタのいずれか一方のみを有する構成でもよい。そのような構成においても，図２０，２１によりフィルタ制御方法を適応して同等の作用効果を得ることができる。
【０１０２】
同様に，図２２（図１９の変型例を含む）の第２の実施の形態における適応等化フィルタユニットは，先行波等化フィルタと遅延波等化フィルタの両方を有する。しかしながら，適応等化フィルタユニットは，先行波等化フィルタと遅延波等化フィルタのいずれか一方のみを有する構成でもよい。そのような構成においても，図２３，２４によりフィルタ制御方法を適応して同等の作用効果を得ることができる。
【０１０３】
図２５，２６，２７は，第１のタイプと第２または第３のタイプとを比較したシミュレーションを示す図である。このシミュレーションは，日本の地上波デジタル放送に適用されているISDB-T(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial)規格に準拠して行ったものである。
【０１０４】
図２５は，適応等化フィルタの係数の収束特性を示す。第１のタイプの場合は収束時間が短く約１０シンボル付近で係数が収束しているのに対して，第２のタイプの場合は収束時間が長く約９０シンボル付近でようやく係数が収束していることが示されている。
【０１０５】
図２６は，２波ドップラーモデルを採用した場合の，ＩＳＤＢ−Ｔのフルセグメント（変調方式６４ＱＡＭ，符号化率2/3）部分のＢＥＲ特性を示す。２波ドップラーモデルであるので，主波に対して先行波または遅延波のいずれか一方しかないモデルである。このＢＥＲ特性の比較によれば，第１のタイプのほうが係数収束が速い分ドップラー収束が速く，第２，第３のタイプよりも１ｄＢ程度ゲインを獲得している。したがって，先行波または遅延波の一方のみ等化を行う場合は，第１のタイプのほうが良好になる。また，図２０，２３において，ＣＮＲが高く雑音が少なければ，第２，第３のタイプでもＢＥＲは十分低くなることがわかる。
【０１０６】
図２７は，３波ドップラーモデルを採用した場合の，ＩＳＤＢ−Ｔのフルセグメント（変調方式６４ＱＡＭ，符号化率2/3）部分のＢＥＲ特性を示す。３波ドップラーモデルであり先行波と遅延波の遅延時間τpre，τpostが等しい場合である。この場合は，第１のタイプでは等化できておらずＢＥＲ特性は悪いのに対して，第２，第３のタイプでは等化ができているのでＢＥＲ特性が改善されているのがわかる。
【０１０７】
上記した第１，第２の実施の形態の受信装置では，上記の特性の違いを考慮して，伝搬路状態に応じて適切なタイプの適応等化フィルタに制御している。
【０１０８】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【０１０９】
（付記１）
直交周波数分割多重変調されたOFDM信号を受信する受信手段と，
前記受信手段により受信された時間域のOFDM信号から，主波に対し遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化フィルタユニットと，
前記適応等化フィルタユニットを制御するフィルタ制御部とを有し，
前記適応等化フィルタユニットは，
前記主波に係数を乗算して前記先行波または遅延波のレプリカ信号を生成し，前記OFDM信号から前記先行波または遅延波のレプリカ信号を減算する等化フィルタと，
前記等化フィルタの等化前信号の主波成分と等化後信号の先行波または遅延波成分とのタイミングを合わせ，OFDMシンボル区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第１の係数演算モードと，前記等化前信号の主波成分のガードインターバル区間(H-GI)若しくはガードインターバルのコピー元区間(T-GI)のいずれか一方の区間と前記等化後信号の先行波または遅延波成分の前記両区間のいずれか他方の区間とのタイミングを合わせ，当該一方の区間と他方の区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第２の係数演算モードとを有する係数演算部とを有し，
前記フィルタ制御部は，前記係数演算部を，受信信号から推定される伝搬路状態に応じて，前記第１または第２の係数モードに制御する受信装置。
【０１１０】
（付記２）
付記１において，
前記フィルタ制御部は，前記係数演算部を，前記伝搬路状態として前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値未満の場合に，前記第１の係数演算モードに制御し，前記先行波と遅延波の遅延時間の差が前記基準値以上の場合に，前記第２の係数演算モードに制御する受信装置。
【０１１１】
（付記３）
付記１または２において，
前記伝搬路状態には，ドップラー周波数と，キャリア信号とノイズとの比を示すCNR値とのいずれかが少なくとも含まれ，
前記フィルタ制御部は，前記係数演算部を，前記ドップラー周波数またはCNR値による雑音レベルが基準値を超える場合に，前記第１の係数演算モードに制御し，前記基準値未満の場合に，前記第２の係数演算モードに制御する受信装置。
【０１１２】
（付記４）
付記１または２において，
前記伝搬路状態には，前記主波と先行波または遅延波の電力差を示すD/U値が少なくとも含まれ，
前記フィルタ制御部は，前記D/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より大きい場合に，前記先行波の係数演算部を前記第１の係数演算モードに前記遅延波の係数演算部を前記第２の係数演算モードにそれぞれ制御し，前記D/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より小さい場合に，前記先行波の係数演算部を前記第２の係数演算モードに前記遅延波の係数演算部を前記第１の係数演算モードにそれぞれ制御する受信装置。
【０１１３】
（付記５）
直交周波数分割多重変調されたOFDM信号を受信する受信手段と，
前記受信手段により受信された時間域のOFDM信号から，主波に対し遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化フィルタユニットと，
前記適応等化フィルタユニットを制御するフィルタ制御部とを有し，
前記適応等化フィルタユニットは，
前記主波に係数を乗算して前記先行波または遅延波のレプリカ信号を生成し，前記OFDM信号から前記先行波または遅延波のレプリカ信号を減算する等化フィルタと，
前記等化フィルタの等化前信号の主波成分と等化後信号の先行波または遅延波成分とのタイミングを合わせ，OFDMシンボル区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第１の係数演算手段と，前記等化前信号の主波成分のガードインターバル区間(H-GI)若しくはガードインターバルのコピー元区間(T-GI)のいずれか一方の区間と前記等化後信号の先行波または遅延波成分の前記両区間のいずれか他方の区間とのタイミングを合わせ，当該一方の区間と他方の区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める第２の係数演算手段とが，重み係数に基づいて合成されるように構成される係数演算部とを有し，
前記フィルタ制御部は，前記重み係数（α，β＝１−α）を，受信信号から推定される伝搬路状態に応じて制御する受信装置。
【０１１４】
（付記６）
付記５において，
前記フィルタ制御部は，前記伝搬路状態として前記先行波と遅延波の遅延時間の差が基準値未満の場合に，前記第１の係数演算手段の重み係数（α）をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数（β＝１−α）をより大きく制御し，前記先行波と遅延波の遅延時間の差が前記基準値以上の場合に，前記第１の係数演算手段の重み係数（α）をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数（β＝１−α）をより小さく制御する受信装置。
【０１１５】
（付記７）
付記５または６において，
前記伝搬路状態には，ドップラー周波数と，キャリア信号とノイズとの比を示すCNR値とのいずれかが少なくとも含まれ，
前記フィルタ制御部は，前記ドップラー周波数またはCNR値による雑音レベルが基準値を越える場合に，前記第１の係数演算手段の重み係数（α）をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数（β＝１−α）をより小さく制御し，基準値未満の場合に，前記第１の係数演算手段の重み係数をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数より大きく制御制御する受信装置。
【０１１６】
（付記８）
付記５または６において，
前記伝搬路状態には，前記主波と先行波または遅延波の電力差を示すD/U値が少なくとも含まれ，
前記フィルタ制御部は，
前記D/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より大きい場合に，前記先行波の係数演算部において前記第１の係数演算手段の重み係数（α）をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数（β＝１−α）をより小さく制御し，前記遅延波の係数演算部においてを前記第１の係数演算手段の重み係数（α）をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数（β＝１−α）をより大きく制御し，
前記D/U値が前記先行波のほうが前記遅延波より小さい場合に，前記先行波の係数演算部において前記第１の係数演算手段の重み係数（α）をより小さく且つ第２の係数演算手段の重み係数（１−α）をより大きく制御し，前記遅延波の係数演算部においてを前記第１の係数演算手段の重み係数（α）をより大きく且つ第２の係数演算手段の重み係数（１−α）をより小さく制御制御する受信装置。
【０１１７】
（付記９）
付記５乃至８のいずれかにおいて，
前記係数演算部は，
前記等化フィルタの等化前信号の主波成分のタイミングを等化後信号の先行波または遅延波成分のタイミングに合わせる第１の遅延回路と，前記等化前信号の主波成分のガードインターバル区間(H-GI)または前記ガードインターバルのコピー元区間の(T-GI)うちいずれか一方の区間のタイミングを前記等化後信号の先行波または遅延波成分の前記両区間のうちいずれか他方の区間のタイミングに合わせる第２の遅延回路と，前記第１及び第２の遅延回路の出力を前記重み係数に基づいて合成する合成部と，前記合成部で合成された前記等化前信号と前記等化後信号との相関をとり前記係数を求める共通の係数演算手段とを有し，
前記フィルタ制御部は，前記第２の遅延回路の重み係数を前記ガードインターバル区間(H-GI)とコピー元区間(T-GI)とが一致する区間以外でゼロにする受信装置。
【０１１８】
（付記１０）
直交周波数分割多重変調されたOFDM信号を受信する受信手段と，
前記受信手段により受信された時間域のOFDM信号から，主波に対し遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化フィルタユニットとを有し，
前記適応等化フィルタユニットは，
前記主波に係数を乗算して前記先行波または遅延波のレプリカ信号を生成し，前記OFDM信号から前記先行波または遅延波のレプリカ信号を減算する等化フィルタと，
前記等化前信号の主波成分のガードインターバル区間(H-GI)のタイミングを前記等化後信号の遅延波成分の前記ガードインターバルのコピー元区間(T-GI)のタイミングに合わせ，または，前記等化前信号の主波成分のガードインターバルのコピー元区間(T-GI)のタイミングを前記等化後信号の先行波成分の前記ガードインターバル区間(H-GI)のタイミングに合わせ，当該タイミングを合わせた両区間において前記等化前信号と等化後信号の相関をとり前記係数を求める係数演算部とを有する受信装置。
【符号の説明】
【０１１９】
１３：適応等化フィルタユニット          FFT:高速フーリエ変換器
２３：フィルタ制御部
【図１】
0005515975.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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