(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧指令値をＰＷＭ変調して得られたゲート信号を半導体スイッチに対して出力し、この半導体スイッチを備え、交流／直流変換あるいは直流／交流変換を行う電力変換装置の制御方法であって、
スイッチ切替部において、電圧制御運転時に検出された負荷電流の変化分をハイパスフィルタにより抽出し、そのハイパスフィルタの出力信号と予め設定された切替レベルとを比較して切替信号を生成し、
切替スイッチにおいて、平常時は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、負荷電流が急変してハイパスフィルタの出力が切替レベルを超過した場合３アーム変調方式に切り替わって３アーム変調方式の補正量を出力し、一定時間後に２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式に切り替わって２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、
この補正量により補正された電圧指令値をＰＷＭ変調して、ゲート信号を半導体スイッチに出力することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
前記電力変換装置は、無停電電源装置に備えられたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
前記電力変換装置は、瞬低補償装置に備えられたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
電圧指令値をＰＷＭ変調して得られたゲート信号を半導体スイッチに対して出力し、この半導体スイッチを備え、交流／直流変換あるいは直流／交流変換を行う電力変換装置の制御方法であって、
スイッチ切替部において、電流制御運転時に検出された電流制御アンプの変化分をハイパスフィルタにより抽出し、そのハイパスフィルタの出力信号と予め設定された切替レベルを比較して切替信号を出力し、
切替スイッチにおいて、平常時は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、電流制御アンプの出力が急変してハイパスフィルタの出力が切替レベルを超過した場合３アーム変調方式に切り替わって３アーム変調方式の補正量を出力し、一定時間後に２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式に切り替わって２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、
この補正量により補正された電圧指令値をＰＷＭ変調して、ゲート信号を半導体スイッチに出力することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
前記電力変換装置は整流器から成ることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
前記電力変換装置は、系統連系装置に備えられたことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流／直流変換または直流／交流変換を行う電力変換装置におけるパルス幅変調（PWM）制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３は、三相電圧形ＰＷＭインバータの一例を示す回路構成図である。この三相電圧形ＰＷＭインバータは半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオン・オフにより直流電力から交流電力に変換する電力変換装置である。半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオン・オフはゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚにより制御され、主にパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御が適用されている。
【０００３】
ＰＷＭ制御の変調方式には、最も基本的な３アーム変調方式やスイッチング損失の低減を図れる２アーム変調方式などがある。以下に主なＰＷＭ変調方式の説明を述べる。
【０００４】
（１）３アーム変調方式
図４は、ＰＷＭ制御の三角波‐正弦波比較法（以下、３アーム変調方式と称する）における相電圧波形とゲート信号の一例を示す図である。３アーム変調方式では、インバータの相電圧波形Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wを指令値（以下、電圧指令値と称する）とし、それを三角波キャリアｃａｒｒｉｅｒと比較してゲート信号を生成する。各半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に入力されるゲート信号は下記（１）式〜（６）式の規則に従って生成される。図４は例としてゲート信号ＧｕのＰＷＭパターンを示している。ここで、ｃａｒｒｉｅｒ：三角波キャリア、Ｖ*U：Ｕ相電圧指令値、Ｖ*V：Ｖ相電圧指令値、Ｖ*W：Ｗ相電圧指令値である。
【０００５】
【数１】
0005428744.tif 000002
【０００６】
ただし、上記（１）式〜（６）式の通りに半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６にゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを与えると、上下アームの半導体スイッチ（例えば、Ｑ１とＱ２）が同時にオン状態となる期間が生じてしまい直流短絡となってしまう。そのため、実際にはターンオンするタイミングをデッドタイムｔｄだけ遅らせて半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６にゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを与えている。
【０００７】
（２）２アーム変調方式
電力変換装置の主な損失は、導通損失とスイッチング損失に分類される。図５にスイッチング損失の説明図を示す。また、下記（７）式に１スイッチング当たりの損失ｗswを、下記（８）式に単位時間あたりのスイッチング損失Ｗswを示す。ここでは分かりやすくするために、電圧ｖと電流ｉは、図５に示すように直線的に変化するものとする。
【０００８】
【数２】
0005428744.tif 000003
【０００９】
このような場合、スイッチング時間Ｔswの間に損失するエネルギーｗswは上記（７）式となる。また、上記（８）式で表されるように、単位時間当たりのスイッチング損失Ｗswはスイッチング周波数ｆswに比例するため、スイッチング損失Ｗswを低減させるためには、スイッチング周波数ｆswを低く設定することが好ましい。しかしながら、スイッチング周波数ｆswが低いと波形制御性能の低下を招いてしまうこととなる。そこで、波形制御性能を保ちつつ、スイッチング回数（周波数）を減らす方法として、２アーム変調方式が考案された。
【００１０】
図６に、ＰＷＭ制御の２アーム変調方式における電圧指令値とゲート信号の一例を示す。電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wが１または−１となる期間は、その電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの絶対値は三角波キャリアｃａｒｒｉｅｒよりも大きな値となるため、半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれスイッチングを行わない。その結果、２アーム変調方式では、平均スイッチング周波数ｆswが低くなり、スイッチング損失Ｗswが低減される（特許文献１，非特許文献１）。
【００１１】
（３）Ｍアーム変調方式
図７に、特許文献２で開示されている変調方式（以下、Ｍアーム変調方式と称する）の説明図を示す。２アーム変調方式は平均スイッチング周波数ｆswが低くなるため、単位時間当たりのスイッチング損失Ｗswを低減できるが、電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wが急峻に変化する期間ができてしまい、騒音が増加するという問題がある。Ｍアーム変調方式は、この電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの急峻に変化する期間に傾きを持たせて騒音の増加を抑え、かつスイッチング損失Ｗswも低減させる変調方式である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開昭５９−１３９８７１号公報
【特許文献２】特願２００９−９９４９１号公報（段落［００２５］〜（００６８），第１図〜第３図）
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】電気学会技術報告，第６３５号「ＰＷＭインバータ制御方式の最新技術動向」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従来技術で述べた３つの変調方式の比較を以下に示す。ただし、制御方法やパラメータなど全て同じ条件とする。
【００１５】
（１）３アーム変調方式
３アーム変調方式は電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの波形が正弦波状となるため、高調波の低減という観点では最も有利である。しかしながら、単位時間当たりのスイッチング回数が多いため、スイッチング損失の観点からは不利な変調方式である。
【００１６】
（２）２アーム変調方式
２アーム変調方式は平均スイッチング周波数ｆswが低くなるため、単位時間当たりのスイッチング損失Ｗswを低減できるという利点がある。しかしながら、電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの波形が急峻に変化する期間ができてしまい、騒音の増加という問題点がある。また、電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの波形が正弦波状ではないため、高調波成分を多く含むという問題点がある。
【００１７】
（３）Ｍアーム変調方式
Ｍアーム変調方式は、スイッチング損失を低減しつつ、騒音を抑えることができる。しかしながら、電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの波形における急峻な変化は抑制できるものの、電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wは正弦波状の波形ではないため、高調波成分を多く含むとういう問題点がある。
【００１８】
以上示したようなことから、電力変換装置においては、スイッチング損失の低減を図ると共に、制御性能の向上を図ることが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の電力変換装置の制御方法の一態様は、電圧指令値をＰＷＭ変調して得られたゲート信号を半導体スイッチに対して出力し、この半導体スイッチを備え、交流／直流変換あるいは直流／交流変換を行う電力変換装置の制御方法であって、スイッチ切替部において、電圧制御運転時に検出された負荷電流の変化分をハイパスフィルタにより抽出し、そのハイパスフィルタの出力信号と予め設定された切替レベルとを比較して切替信号を生成し、切替スイッチにおいて、平常時は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、負荷電流が急変してハイパスフィルタの出力が切替レベルを超過した場合３アーム変調方式に切り替わって３アーム変調方式の補正量を出力し、一定時間後に２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式に切り替わって２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、この補正量により補正された電圧指令値をＰＷＭ変調して、ゲート信号を半導体スイッチに出力することを特徴とする。
【００２０】
なお、前記電力変換装置の制御方法は、無停電電源装置や瞬低補償装置等に用いてもよい。
【００２１】
また、本発明の電力変換装置の別の態様は、電圧指令値をＰＷＭ変調して得られたゲート信号を半導体スイッチに対して出力し、この半導体スイッチを備え、交流／直流変換あるいは直流／交流変換を行う電力変換装置の制御方法であって、スイッチ切替部において、電流制御運転時に検出された電流制御アンプの変化分をハイパスフィルタにより抽出し、そのハイパスフィルタの出力信号と予め設定された切替レベルを比較して切替信号を出力し、切替スイッチにおいて、平常時は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、電流制御アンプの出力が急変してハイパスフィルタの出力が切替レベルを超過した場合３アーム変調方式に切り替わって３アーム変調方式の補正量を出力し、一定時間後に２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式に切り替わって２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の補正量を出力し、この補正量により補正された電圧指令値をＰＷＭ変調して、ゲート信号を半導体スイッチに出力することを特徴とする。
【００２２】
なお、前記電力変換装置の制御方法は、整流器や系統連系装置に用いてもよい。
【発明の効果】
【００２３】
以上の説明で明らかなように、本発明によれば、電力変換装置において、スイッチング損失の低減を図ると共に、制御性能の向上を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の変調方式におけるゲート信号生成部のブロック図。
【図２】本発明の電力変換装置の各部波形の一例を示す図。
【図３】三相電圧形ＰＷＭインバータの一例を示す回路構成図。
【図４】３アーム変調方式における相電圧波形とゲート信号の一例を示す図。
【図５】スイッチング損失の説明図。
【図６】２アーム変調方式における相電圧波形とゲート信号の一例を示す図。
【図７】Ｍアーム変調方式における相電圧波形とゲート信号の一例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明では、電圧制御運転を行うＵＰＳ（無停電電源装置）や瞬低補償装置等あるいは電流制御運転を行う整流器や系統連系装置等に備えられた電力変換装置において、平常時は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式により電力変換装置を運転し、電圧制御運転時に負荷が急変した場合や、電流制御運転時に負荷が急変し電流制御アンプが大きな指令値を出力した場合に、瞬時に３アーム変調方式に切り替え、等価的にスイッチング周波数ｆswを上げることで制御性能の向上を図るものである。
【００２６】
［実施形態１］
図１に本発明の変調方式におけるゲート信号生成部のブロック図を示す。本実施形態１における電力変換装置の制御方法は、ＵＰＳ（無停電電源装置）や瞬低補償装置などのように電圧制御運転を行う電力変換装置に適用される。本実施形態１の変調方式は、各相の正弦波状の電圧指令値Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*Wに補正量γを加えることにより、補正電圧指令値Ｅ*U＋γ，Ｅ*V＋γ，Ｅ*W＋γが生成される。
【００２７】
前記補正量γは３アーム変調方式の加算項αと２アーム変調方式もしくはＭアーム変調方式の加算項βを切替スイッチｓｗで切り替えることにより生成される。
【００２８】
３アーム変調方式の加算項αは、電圧指令値Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*Wに必要な補正値が設定される。３アーム変調方式で運転を行う際に電圧指令値Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*Wを電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wとしてそのまま使うのであれば、この加算項αは０に設定しておけばよい。
【００２９】
また、２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の加算項βは正弦波状である電圧指令値Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*Wを２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wに補正するための補正項である。この２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の加算項βについては、従来技術における特許文献１，２に開示されているため、ここでの説明は省略する。
【００３０】
スイッチ切替部１は、ハイパスフィルタＨＰＦと，比較器２と，オフディレイタイマＴと，を備える。このスイッチ切替部１は、ハイパスフィルタＨＰＦに負荷電流が入力されると、負荷電流の変化分が抽出され、ハイパスフィルタＨＰＦの出力が比較器２の入力端子Ａに入力される。この比較器２は、入力端子Ｂに予め所定の値に設定された切替レベルも入力され、ハイパスフィルタＨＰＦの出力信号と切替レベルの比較が行われる。この切替レベルは、電力変換装置に用いられるインバータや負荷の仕様によって設定されるものである。
【００３１】
そして、比較器２は、ハイパスフィルタＨＰＦの出力信号の方が切替レベルよりも大きければ「１」レベルの信号を出力し、切替レベルの方がハイパスフィルタＨＰＦの出力信号よりも大きければ「０」レベルの信号を出力する。
【００３２】
この比較器２から出力された信号はオフディレイタイマＴに入力され、オフディレイタイマＴは、「１」レベルの信号が入力された期間と、入力信号が「１」レベルの信号から「０」レベルの信号に切替わってから所定の期間だけ「０」レベルの切替信号を切替スイッチｓｗ出力する。また、それ以外の「０」レベルの信号が入力された期間は「１」レベルの切替信号を切替スイッチｓｗに出力する。
【００３３】
オフディレイタイマＴからの切替信号を入力した切替スイッチｓｗは、入力された切替信号が「０」レベルの期間は３アーム変調方式の加算項αを、入力された切替信号が「１」レベルの期間は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の加算項βを補正量γとして加算部３ａ，３ｂ，３ｃに出力する。
【００３４】
そして、加算部３ａ，３ｂ，３ｃにおいて、正弦波状の電圧指令値Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*Wに補正量γがそれぞれ加算され、補正電圧指令値Ｅ*U＋γ，Ｅ*V＋γ，Ｅ*W＋γが生成される。
【００３５】
上記のようにスイッチ切替部１を構成することにより、ハイパスフィルタＨＰＦの出力信号が所定の切替レベルを上回った期間と、ハイパスフィルタＨＰＦの出力信号が所定の切替レベルを下回ってから所定の期間だけは３アーム変調方式の加算項αが補正量γとして加算部３ａ，３ｂ，３ｃに出力され、それ以外の期間は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式の加算部３ｂが加算部３ａ，３ｂ，３ｃに出力される。その結果、負荷電流の急変時のみ３アーム変調方式とし、その他の期間は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式とすることができる。
【００３６】
図２に本実施形態１の電力変換装置の各部波形の一例を示す。図２（１）に正弦波状の電圧指令値Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*Wの波形、図２（２）に負荷電流とハイパスフィルタ出力と切替レベルの波形、図２（３）にオフディレイタイマＴの出力波形（切替信号）、図２（４）に切替スイッチｓｗから出力される補正量γの波形、図２（５）に補正電圧指令値Ｅ*U＋γ，Ｅ*V＋γ，Ｅ*W＋γの波形を示す。なお、ここでは、例として、平常時はＭアーム変調方式で運転していることとする。
【００３７】
図２（２）に示すように、負荷電流の急峻な立ち上がりに応動して、ハイパスフィルタＨＰＦの出力信号が立ち上がる。ハイパスフィルタＨＰＦの出力信号は、負荷電流の急峻な立ち上がりに応動して、当初に大きな値となり、以後、値が小さくなっている。このハイパスフィルタＨＰＦの出力信号と切替レベルが比較器２で比較され、ハイパスフィルタＨＰＦの出力信号の方が大きい場合は「１」レベルの信号を出力し、切替レベルの方が大きい場合は「０」レベルの信号を出力する。
【００３８】
この比較器２から出力された信号はオフディレイタイマＴに入力され、図２（３）に示すように、オフディレイタイマＴでは、入力信号が「１」レベルの信号の期間と、入力信号が「１」レベルから「０」レベルに切替わってからオフディレイタイマＴに予め設定された期間だけ、「０」レベルの切替信号を出力する。また、それ以外の「０」レベルの信号が入力された期間は「１」レベルの切替信号を出力する。
【００３９】
このオフディレイタイマＴから出力された切替信号は切替スイッチｓｗに入力され、この切替スイッチｓｗからは、図２（４）に示すように、オフディレイタイマＴから「１」レベルの切替信号が入力されている期間はＭアーム変調方式の加算項βを、オフディレイタイマＴから「０」レベルの切替信号が出力されている期間は３アーム変調方式の加算項α（本実施形態１では０）を、補正量γとして出力する。
【００４０】
この切替スイッチｓｗから出力された補正量γは、加算部３ａ，３ｂ，３ｃに出力され、図２（１）に示す正弦波状の電圧指令値Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*Wと加算される。この加算部３ａ，３ｂ，３ｃで加算された信号は、図２（５）に示すように、オフディレイタイマＴから「１」レベルの切替信号が出力されている期間は、Ｍアーム変調方式の補正電圧指令値Ｅ*U＋γ，Ｅ*V＋γ，Ｅ*W＋γの波形として出力し、オフディレイタイマＴから「０」レベルの切替信号が出力されている期間は３アーム変調方式の補正電圧指令値Ｅ*U＋γ，Ｅ*V＋γ，Ｅ*W＋γの波形を出力する。
【００４１】
上記のように、平常時はＭアーム変調方式で運転が行われ、負荷電流が急変（増加）してハイパスフィルタＨＰＦの出力が切替レベルを超過すると、切替スイッチｓｗが切替わって３アーム変調方式となり負荷電流が落ち着いて一定時間後にＭアーム変調方式に切替わる。
【００４２】
そのため、本実施形態１では、電圧制御運転時に負荷が急変した場合でも、瞬時に３アーム変調方式に切り替わり、等価的にスイッチング周波数が上昇する。その結果、スイッチング周波数の上昇による応答性の向上や、電圧の応答速度が速くなり、電圧波形の歪みを防止するなど制御性能の向上を図ることができる。
【００４３】
また、平常時は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式で運転しているため、常に３アーム変調方式で運転している場合と比較してスイッチング損失を低減させることが可能となる。
【００４４】
さらに、平常時にＭアーム変調方式を適用すれば、騒音を抑制することができる。
【００４５】
また、本発明では平常時は２アーム変調方式あるいはＭアーム変調方式で運転し、短時間（負荷の急変時）のみ３アーム変調方式で運転することで、２アーム変調方式またはＭアーム変調方式に対応して設計した主回路を変更する必要がない利点を有する。
【００４６】
［実施形態２］
実施形態１では検出された負荷電流をハイパスフィルタＨＰＦに入力し負荷電流の変化分を抽出したが、本実施形態２では電流制御アンプの出力をハイパスフィルタＨＰＦに入力することによりインバータの急変を検出し、切替スイッチｓｗを切り換える構成である。その他の構成は、実施形態１と同様であるため、説明は省略する。なお、本実施形態２の電力変換装置の制御方法は、整流器や系統連系装置などのように電流制御運転を行う電力変換装置に適用される。
【００４７】
本実施形態２のように構成することにより、平常時は、２アーム変調方式またはMアーム変調方式により電力変換装置を運転し、電流制御運転時に電流指令値が急変し電流制御アンプが大きな指令値を出力した場合、瞬時に３アーム変調に切換わる。そのため、３アーム変調方式に切替わった時、等価的にスイッチング周波数が上昇する。その結果、スイッチング周波数の上昇による応答性の向上や、電流の応答速度が速くなり電流波形の歪みが防止されるなど制御性能の向上を図ることができる。また、実施形態１と同様の作用効果を奏する。
【００４８】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００４９】
例えば、電力変換装置に、実施形態１ではＵＰＳや瞬低補償装置、実施形態２では整流器や系統連系装置を適用したが、それぞれ電圧制御運転または電流制御運転を行う電力変換装置であれば適用可能である。
【００５０】
また、本実施形態１，２では特定の構成のスイッチ切替部１を説明したが、負荷電流あるいは電流制御アンプ急変時に切替スイッチｓｗを切り替えられる切替信号を出力できる構成であればよい。
【符号の説明】
【００５１】
Ｅ*U，Ｅ*V，Ｅ*W…正弦波電圧指令値
Ｅ*U＋γ，Ｅ*V＋γ，Ｅ*W＋γ…補正電圧指令値
ＧU，ＧV，ＧW，ＧX，ＧY，ＧZ…ゲート信号
Ｑ1〜Ｑ6…半導体スイッチ
Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*W…電圧指令値
ｓｗ…切替スイッチ
１…スイッチ切替部
２…比較器
３ａ，３ｂ，３ｃ…加算部
【図１】
0005428744.tif 000004
【図２】
0005428744.tif 000005
【図３】
0005428744.tif 000006
【図４】
0005428744.tif 000007
【図５】
0005428744.tif 000008
【図６】
0005428744.tif 000009
【図７】
0005428744.tif 000010