(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出装置であって、
ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成回路と、前記ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御回路とを備えると共に、
前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング回路と、前記離散データを前記ゲート周期ごとに記憶する第１のメモリ回路と、前記ゲート周期ごとに前記離散データの統計値を演算する統計値演算回路とを備え、
さらに、前記変化されたゲート位相ごとに前記統計値を記憶する第２のメモリ回路と、前記第２のメモリ回路に記憶された統計値の最大値とその時の前記ゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出回路と、前記第１のメモリ回路に記憶された前記離散データを用いてＡＰＤ出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成回路と、前記ゲート周期ごとに前記平均波形データと前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う識別回路と
を有し、
前記ゲート位相制御回路が、前記最大統計値検出回路によって検出された統計値が最大値となるように前記ゲート電圧の位相を変化させ、
前記統計値演算回路に、前記統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、前記検出誤り率が要求される水準を満足するように、前記識別回路における前記光子検出信号の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御回路を併設した
ことを特徴とする光子検出装置。
【請求項２】
前記統計値が、分散値、標準偏差、最大値、振幅のうちいずれか１つ以上を含むことを特徴とする、請求項１に記載の光子検出装置。
【請求項３】
前記最大統計値検出回路が、前記第２のメモリ回路に記憶された振幅の最大値から前記ゲート位相全体での前記最大値を求めることを特徴とする、請求項２に記載の光子検出装置。
【請求項４】
前記統計値演算回路に、前記ゲート周期ごとに前記離散データの前記統計値の最大値を検出する最大値選択回路を併設したことを特徴とする、請求項１に記載の光子検出装置。
【請求項５】
前記閾値制御回路が、光子信号検出信号が現れない位相範囲における前記統計値から前記ノイズ成分による検出誤り率を算出することを特徴とする、請求項１に記載の光子検出装置。
【請求項６】
前記閾値制御回路が、前記ノイズ成分を正規分布と仮定した数式に基づいて前記検出誤り率を算出することを特徴とする、請求項１に記載の光子検出装置。
【請求項７】
前記アバランシェフォトダイオードに入射する光子信号を開閉する光スイッチと、
前記光スイッチの開閉に対応して前記統計値を記憶する第３のメモリ回路を備える事を特徴とする、請求項１に記載の光子検出装置。
【請求項８】
前記閾値制御回路が、前記光スイッチを閉じた状態の前記統計値からダークカウントノイズの信号を検出する位相範囲における標準偏差を演算し、前記ダークカウントノイズの信号を検出する位相範囲における標準偏差から検出誤り率を算出し、前記検出誤り率が要求される水準を満足するように前記閾値を決定することを特徴とする、請求項７に記載の光子検出装置。
【請求項９】
アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出装置において光子を検出する方法であって、
ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成工程と、
前記ゲート電圧を前記アバランシェフォトダイオードに印加するゲート電圧印加工程と、
前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング工程と、
前記離散データを前記ゲート周期ごとに記憶する第１の記憶工程と、
前記ゲート周期ごとに前記離散データの統計値を演算する統計値演算工程と、
前記ゲート電圧の位相ごとに前記統計値を記憶する第２の記憶工程と、
前記第２の記憶工程で記憶された統計値の最大値とその時の前記ゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出工程と、
前記最大統計値検出工程によって検出された統計値が最大値となるように前記ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御工程と、
前記第１の記憶工程に記憶された前記離散データを用いてＡＰＤ出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成工程と、
前記統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、前記検出誤り率が要求される水準を満足するように閾値を算出する閾値制御工程と、
前記ゲート周期ごとに前記平均波形データと前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して前記閾値を基準として光子検出信号の識別を行う識別工程と
を有することを特徴とする光子検出方法。
【請求項１０】
前記統計値が、分散値、標準偏差、最大値、振幅のうちいずれか１つ以上を含むことを特徴とする、請求項９に記載の光子検出方法。
【請求項１１】
前記最大統計値検出工程が、前記第２の記憶工程で記憶された振幅の最大値から前記ゲート位相全体での前記最大値を求めることを特徴とする、請求項９に記載の光子検出方法。
【請求項１２】
前記閾値制御工程が、前記ノイズ成分を正規分布と仮定した数式に基づいて前記検出誤り率を算出することを特徴とする、請求項９に記載の光子検出方法。
【請求項１３】
アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出装置が有するコンピュータに、
ゲート周期に基づくゲート電圧を印加された前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング処理と、
前記離散データを前記ゲート周期ごとに記憶する第１の記憶処理と、
前記ゲート周期ごとに前記離散データの統計値を演算する統計値演算処理と、
前記ゲート電圧の位相ごとに前記統計値を記憶する第２の記憶処理と、
前記第２の記憶処理で記憶された統計値の最大値とその時の前記ゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出処理と、
前記最大統計値検出処理によって検出された統計値が最大値となるように前記ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御処理と、
前記第１の記憶処理に記憶された前記離散データを用いてＡＰＤ出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成処理と、
前記統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、前記検出誤り率が要求される水準を満足するように、前記ゲート周期ごとに前記平均波形データと前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う際の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御工程と
を実行させることを特徴とする光子検出プログラム。
【請求項１４】
前記統計値が、分散値、標準偏差、最大値、振幅のうちいずれか１つ以上を含むことを特徴とする、請求項１３に記載の光子検出プログラム。
【請求項１５】
前記最大統計値検出処理が、前記第２の記憶処理で記憶された振幅の最大値から前記ゲート位相全体での前記最大値を求めることを特徴とする、請求項１３に記載の光子検出プログラム。
【請求項１６】
前記閾値制御処理が、前記ノイズ成分を正規分布と仮定した数式に基づいて前記検出誤り率を算出することを特徴とする、請求項１３に記載の光子検出プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出回路に関し、特に該回路におけるゲート位相および識別閾値の設定に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバを用いた長距離単一光子伝送を行う為には、１．５５μｍ帯に感度を持つ化合物系のアバランシェフォトダイオード（以後ＡＰＤという）が光子検出素子として最適な素子である。非特許文献１に記載されるように、化合物ＡＰＤを用いた単一光子検出装置では、ゲートモードの適用が必須である。
【０００３】
ゲートモードでのＡＰＤから出力される光子検出信号は、非特許文献３のＦｉｇｕｒｅ３の右側、波形タイムチャートの２段目Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ  ｐｕｌｓｅが示すように、ゲートパルスの微分波形の中に、光子検出信号が重畳されている。この微分波形はＡＰＤのＰＮジャンクションの寄生容量に起因することから、チャージパルスと呼ばれる事がある。
【０００４】
チャージパルスは、回路帯域の上昇に連れて、大きな振幅として観測され、小振幅の光子検出信号の検出を阻害する。この問題を解決して高感度な光子の検出を実現するための高精度なチャージパルス補償方式として、非特許文献２、３、４にあるような回路が考案されている。
【０００５】
ここで、非特許文献５のＦｉｇｕｒｅ２、特許文献１の図２（ａ）、非特許文献７のＦｉｇｕｒｅ４では、ゲートモードによる光子検出に於いて、ＡＰＤから出力される信号の振幅に関する解析が報告されている。これらの報告では、光子信号とノイズの振幅分布は、閾値電圧に依存して変化する事と、低振幅領域におけるバックグラウンドのノイズによる計数率の上昇を明らかにしている。
【０００６】
非特許文献２〜４の手法では、ＡＰＤ出力信号に対してアナログ信号としての信号処理により、チャージパルス補償を行い、信号の識別を行っていた。このため、ＡＰＤの品種や個体差に合わせて補償信号の生成回路や遅延調節の必要があった。
【０００７】
それに対して、非特許文献６では、非特許文献２〜４のチャージパルス補償回路において、素子の個体差に起因したチャージパルス補償誤差の問題が存在する事を指摘し、特許文献２とともに、その解決方法を示している。より具体的には、ＡＰＤ出力波形を高速のＡ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）を用いてサンプリングしてデジタル信号処理をすることにより、チャージパルス補償と信号識別を行っている（以後ＡＤＣ方式という）。過去のＡＰＤ出力波形を補償波形として用いる事から、ＡＰＤの個別調整が不要となり、量産性に優れる。
【０００８】
図８は、非特許文献５〜６に記載された従来の光子検出回路３００ａの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路３００ａは、光子検出回路は、ＡＰＤ１、ＡＰＤに印加するゲートパルスを生成する為のゲート生成回路２、クロック源３とクロック処理回路３１、サンプリング回路５、メモリ６、メモリ制御回路６１、平均波形生成回路６２、および識別回路９からなる。
【０００９】
クロック処理回路３１は、クロック源３から供給されるクロックＳ３に同期して、ゲート信号Ｓ３２をゲート生成回路２へ、サンプリングクロックＳ３５をサンプリング回路５へ供給する。ゲート生成回路２は、ゲート信号Ｓ３２を基にゲートパルスＳ２１を生成し、ＡＰＤ１へ印加する。
【００１０】
ＡＰＤ１は、単一光子信号Ｓ１の入射に対して、ゲートパルスＳ２１で単一光子検出を行い、検出信号Ｓ１５を出力する。サンプリング回路５は、検出信号Ｓ１５をサンプリングクロックＳ３５の周期でサンプリングし、サンプリング波形Ｓ５に変換する。サンプリング波形は、多ビットのデジタル信号である。
【００１１】
メモリ制御回路６１は、ゲート信号Ｓ３２とサンプリングクロックＳ３５を基にして、メモリ６上にサンプリング波形Ｓ５を記録するアドレスを作成する。サンプリング波形Ｓ５は、メモリ６のメモリ制御回路６１で作成されたアドレスに記録される。平均波形生成回路６２は、平均波形生成回路６２では、メモリ６に時系列に記録されたサンプリング波形Ｓ５をゲート周期を単位として読み出し、平均波形Ｓ６を演算により生成する。
【００１２】
識別回路９は、ゲート信号Ｓ３２を基に平均波形Ｓ６とサンプリング信号Ｓ５との位相を合わせ、２つの波形の差分を演算し、光子検出信号の有無を識別し、光子検出信号Ｓ９を生成する。
【００１３】
図９は、図８で開示した光子検出回路３００ａにおける、平均波形生成から識別までの動作を説明する概念図である。時間方向に任意のＮ回分のゲートパルスＳ２１をＡＰＤ１に印加し、ＡＰＤ１から出力される検出信号Ｓ１５の波形をゲートパルスＳ２１の周期を単位として、サンプリング回路５でサンプリングし、メモリ６に格納すると同時に、Ｎ回分のサンプリングされた波形の平均化処理を行う。
【００１４】
図９の中で、（Ａ）はゲートパルスＳ２１の波形、（Ｂ）はＡＰＤ１から出力されるＮ回目までの検出信号Ｓ１５の波形、（Ｃ）はＮ回目までの検出信号Ｓ１５の波形をサンプリング回路５でサンプリングし、メモリ６に格納された記憶内容である。
【００１５】
図９の（Ｃ）で示すＮ回目までの検出信号Ｓ１５の波形を、平均波形生成回路６２で平均化することにより、図９の（Ｄ）で示す平均波形（Ｎ回平均化波形）Ｓ６が得られる。更に、図９の（Ｅ）で示す（Ｎ＋１）回目の検出信号Ｓ１５の波形に際して、減算処理によって平均波形Ｓ６との差を取ることで、チャージパルスが補償された図９の（Ｆ）で示す（Ｎ＋１）回目差分波形が得られる。
【００１６】
図９では、（Ｎ−３）回目〜Ｎ回目でＡＰＤ１に単一光子信号Ｓ１が入射していないのに対し、（Ｎ＋１）回目で単一光子信号Ｓ１が入射している。このため、（Ｎ＋１）回目差分波形として明確な差異を持った波形が検出されるので、識別回路９において光子を容易に識別することが可能となる。
【００１７】
図１０〜１１は、図８で開示した識別回路９において、光子を識別する際に最適な位相および閾値の決定手法について説明する概念図である。図１０の波形（Ａ）に示すゲートパルスＳ２１に対して、ＡＰＤ１から出力される検出信号Ｓ１５は、図１０の波形（Ｂ）の点線に示すように、ゲートパルス周期の後半で振幅が増加する。これは、ゲートが印加されている間のＡＰＤの増倍率が極めて大きいことに起因している。図１０の波形（Ｃ）に示す（Ｎ＋１）回目差分波形においても、ゲートパルス周期の後半での振幅の増加が観測されている。
【００１８】
この性質により、光子検出効率が最大となる条件は、図１１の波形（Ｄ）に示すように、ゲートパルスＳ２１の前端に光子入射の位相を合わせる事である。その位相を決定するためには、光子の入射するタイミングに対して、波形（Ｅ）のようにゲートパルスＳ２１の位相（以後ゲート位相ということがある）をスキャンして、波形（Ｆ）に示す（Ｎ＋１）回目差分波形で、各位相条件による光子検出効率を測定する必要がある。
【００１９】
そのため、図８の光子検出回路３００ａでは、以下のようにしてゲート位相を調整している。ゲート信号Ｓ３２は、ゲート位相制御回路２３によって制御される遅延回路２２により、位相を変化させられる。識別回路９からの光子検出信号Ｓ９は、カウンタ９６ａでカウントされ、位相の可変量と対応した値として、メモリ９１に記録される。
【００２０】
メモリ制御回路９４は、ゲート信号Ｓ３２を基にして、メモリ９１上に光子検出信号Ｓ９を記録するアドレスを作成する。ゲート位相制御回路２３が予め設定された位相可変幅のスキャンを終えた後に、カウンタ９６ａのカウント数が最大となる位相を最大値検出回路９３で求める。
【００２１】
一方、識別回路９は、（Ｎ＋１）回目差分波形において光子の検出の有無を識別するための閾値として最適な値を設定する必要がある。非特許文献５のＦｉｇｕｒｅ２にもあるように、閾値の設定をスキャンして、各々の閾値における光子検出確率を測定する必要がある。
【００２２】
図１２は、図８で開示した光子検出回路３００ａに、さらに閾値のスキャンを行う構成を付加した光子検出回路３００ｂの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路３００ｂは、図８の光子検出回路３００ａに、閾値制御回路９５を付加している。識別回路９の閾値は、閾値制御回路９５からの閾値制御信号Ｓ９１で制御される。なお、ゲート位相は上記のシーケンスで最適化されているものとする。
【００２３】
識別回路９からの光子検出信号Ｓ９は、カウンタ９６ａでカウントされ、閾値の可変量と対応した値として、メモリ９１に記録される。閾値制御回路９５が予め設定された閾値可変幅のスキャンを終えた後に、カウンタ９６ａのカウント数が最大となる位相を最大値検出回路９３で求める。閾値のスキャンについては、光子入射状態での計測と、光子入射の無い状態でのダークカウントノイズによるカウント数の計測の２通りを行う場合もある。
【００２４】
メモリ制御回路９４は、ゲート信号Ｓ３２を基にして、メモリ９１上に光子検出信号Ｓ９を記録するアドレスを作成する。なお、以上の説明ではメモリ９１はゲート位相のスキャンと閾値のスキャンとで共通に使用されるものとして記載したが、それぞれに対応する個別のメモリを持ってもよい。
【００２５】
【非特許文献１】B.F.Levine and C.G.Bethea  J.C.Campbell ," Near room temperature 1.3um single photon counting with a InGaAs avalanche photodiode" Electronics Letters, vol.20 No.14, p596, 1964
【非特許文献２】Donald S Bethune, William P. Risk, Gary W. Pabst ,"A high-performance integrated single-photon detector for telecom wavelengths" Journal of Modern Optics, Vol. 51, No. 9-10 / 15 June-10, pp1359-1368, July 2004
【非特許文献３】GRE´ GOIRE RIBORDY, NICOLAS GISIN, OLIVIER GUINNARD, DAMIEN STUCKI, MARK WEGMULLER and HUGO ZBINDEN ," Photon counting at telecom wavelengths with commercial InGaAs/InP avalanche photodiodes: current performance" journal of modern optics, vol. 51, no. 9-10,pp1381-1398,15 june-10 july 2004
【非特許文献４】Akio Yoshizawa, Ryosaku Kaji, and Hidemi Tsuchida ,"Gated-mode single-photon detection at 1550 nm by discharge pulse counting" APPLIED PHYSICS LETTERS, VOLUME 84, NUMBER 18, pp3606-3608, 3 MAY 2004
【非特許文献５】Seigo Takahashi, Takeshi Nakata, Akio Tajima and Akihisa Tomita, "Accurate Evaluation of APD Noise Characteristics for Quantum Cryptosystems" 11th Optoelectronics & Communications Conf (OECC2006), July , 2006
【非特許文献６】Seigo Takahashi, Akio Tajima, Akihisa Tomita (NEC, JST), "High-efficiency single photon detector combined with an ultra-small APD module and a self-training discriminator for high-speed quantum cryptosystems" The 13th Microoptics conference (MOC'07) technical digest, Oct 28, 2007
【非特許文献７】PAUL L. VOSS, KAHRAMAN G. KO¨ PRU¨ LU¨ , SANG-KYUNG CHOIy, SARAH DUGAN and PREM KUMAR, "14MHz rate photon counting with room temperature InGaAs/InP avalanche photodiodes" journal of modern optics, 15june-10 july 2004、vol. 51, no. 9-10,pp1369-1379
【特許文献１】特開２００７−１４７４７２号公報
【特許文献２】特開２００６−２８４２０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、最適なゲート位相を設定するには、大きなメモリと回路規模を要し、さらに長時間の測定を要する。その理由は、デジタル信号処理回路に於いてゲート周期中の光子信号の到達する位相を効率良く検出する手法がないので、平均波形の算出と、光子検出を計数し、光子検出数の最大値から最適な光子検出位相を検索する必要があるからである。
【００２７】
このとき、実際のシステムでは、ファイバ長に依存した遅延量が異なるために、ゲート周期中で光子検出位相が不明となる。そのため、システムの起動時などには、位相調整シーケンスによる信号波形の検索を行う必要がある。ここで、精度良く検索を行う為には、十分な光子検出の計数を行う必要がある。このとき、長時間の平均化処理と識別処理を行うためには、大きなメモリ領域とそれを処理する大規模な回路が要求される。
【００２８】
より具体的に説明すると、図１１の波形（Ｄ）に示すゲートパルスの時間幅を５ｎｓｅｃ、サンプリング周波数を１ＧＨｚとし、ゲートパルスの３倍の時間幅の位相調整を行うものとすると、波形（Ｅ）に示すように、１回のゲート周期当たりのサンプリングは２０点以上を要する。ＡＤＣの分解能を１０ビットとすると、１回のゲート周期で２００ビットのデータが生成される。
【００２９】
各サンプリングポイントに関して、平均波形の算出と、信号識別処理を精度良く繰り返すためには、ゲート周期１００回程度の平均化が必要となる。そのため、図９に示した平均化処理で、メモリ６には２０キロビット以上のメモリ容量が必要となる。同時に、それらのデータから平均化処理を行う平均波形生成回路６２も大規模なものとなる。
【００３０】
その上で、光子検出効率が最大となるように、ゲート位相を決定しなければならない。前述の様に、ゲートの先頭部分に光子入射がある場合が、ゲートの時間幅全体でのアバランシェ増倍が期待できるので、光子検出効率が最大となると考えられている。このとき、光子検出の精度を検討すると、長距離ファイバを用いた単一光子伝送を行う場合には、光子検出器は、１万分の１〜１０万分の１の確率で光子を検出する。
【００３１】
このためサンプリング点に対して、光子検出の頻度を統計的に十分な精度で得るには、光子検出の計数を１０００〜１万回のオーダーまで計数する必要がある。そのためには、ゲートパルスを１０９回程度印加して計数する必要がある。これは、ゲート周期が１００ｎｓｅｃの場合には、１つのゲート位相に対して１００秒を必要とすることになる。そして、１ｎｓｅｃ単位で１５ｎｓｅｃのゲート掃引を行うと、１５のゲート位相に対してこの計数を行うので、１５００秒＝２５分という非常に長い時間を必要とする。
【００３２】
同じように、（Ｎ＋１）回目差分波形に対して、最適な信号識別閾値を求めるためにも、大きなメモリと回路規模を要し、さらに長時間の測定を要する。その理由は、装置内のノイズに起因したサンプリング信号のノイズと、ＡＰＤによる単一光子検出器から発せられるダークカウントノイズの識別が困難であるからである。
【００３３】
図１０の波形（Ｃ）に示すような微小な光子検出信号の識別を行う為には、識別レベル（閾値）を下げる必要がある。しかしながら、非特許文献５のＦｉｇｕｒｅ２、もしくは非特許文献７のＦｉｇｕｒｅ４に示されるように、閾値をベースライン近くまで下げるに従い、装置ノイズや、それに起因したサンプリング信号のノイズを誤識別して、エラー確率を増加させることにつながる。
【００３４】
つまり、閾値を下げると光子検出効率が上昇するのと相反して、システムのノイズに起因した検出誤りが増大する現象に対して最適点がありえる。しかしながら、個々の単一光子検出器に対して、閾値の最適レベルを精度良く決定する為には、閾値をスキャンし、誤り率などの最低値から求めていたために、測定に長時間を要していた。
【００３５】
光子検出回路の識別回路へ混入するノイズは、電源ノイズや、サンプリングクロックのジッタに起因する振幅の揺らぎなどがある。これらは、統計的な分布を持ってランダムに発生する。単一光子伝送の光子検出においてゲートパルス当たり１０−５〜１０−８程度の誤り率が要求される場合、識別回路の閾値をノイズレベルから十分に高い値を用いると、誤り率は削減可能だが、同時に小振幅の光子検出信号が検出不可能となり、光子検出性能の劣化となる。
【００３６】
所望の誤り率が得られる最低の閾値の決定を行うには、確率的な現象に対して１０−８の精度での測定が必要となる。例えば、ゲートパルス周期１μｓｅｃにおいて、１０−５の確率で発生するノイズを１０００回程度計数すると仮定する。この測定を行うには、１つの閾値に対して１００秒の時間を要する。個々の光子検出器に対して最適な閾値を決定する為には、この閾値を調整しながら、測定を繰り返す必要があり、非常に多くの調整時間を必要とする。
【００３７】
以上で示したように、ゲート位相および識別閾値の最適値の設定のためには大きなメモリと回路規模を要し、さらに長時間の測定を要する。このことが、量産性の障害と、さらにはシステムの運用中の校正シーケンスでの機能停止時間の増大につながっている。
【００３８】
本発明の目的は、少ないメモリで高速かつ高精度に光子検出位相および識別閾値の最適化を可能とする光子検出装置、光子検出方法および光子検出プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
上記目的を達成するため、本発明に係る光子検出装置は、ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成回路と、ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御回路とを備えると共に、アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング回路と、離散データをゲート周期ごとに記憶する第１のメモリ回路と、ゲート周期ごとに離散データの統計値を演算する統計値演算回路とを備え、さらに、変化されたゲート位相ごとに統計値を記憶する第２のメモリ回路と、第２のメモリ回路に記憶された統計値の最大値とその時のゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出回路と、第１のメモリ回路に記憶された離散データを用いてＡＰＤ出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成回路と、ゲート周期ごとに平均波形データとアバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う識別回路とを有し、ゲート位相制御回路が、最大統計値検出回路によって検出された統計値が最大値となるようにゲート電圧の位相を変化させ、統計値演算回路に、統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、検出誤り率が要求される水準を満足するように、識別回路における光子検出信号の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御回路を併設したことを特徴とする。
【００４０】
上記目的を達成するため、本発明に係る光子検出方法は、アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出装置において光子を検出する方法であって、ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成工程と、ゲート電圧をアバランシェフォトダイオードに印加するゲート電圧印加工程と、アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング工程と、離散データをゲート周期ごとに記憶する第１の記憶工程と、ゲート周期ごとに離散データの統計値を演算する統計値演算工程と、ゲート電圧の位相ごとに統計値を記憶する第２の記憶工程と、第２の記憶工程で記憶された統計値の最大値とその時のゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出工程と、最大統計値検出工程によって検出された統計値が最大値となるようにゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御工程と、第１の記憶工程に記憶された離散データを用いてＡＰＤ出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成工程と、統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、検出誤り率が要求される水準を満足するように閾値を算出する閾値制御工程と、ゲート周期ごとに平均波形データとアバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して閾値を基準として光子検出信号の識別を行う識別工程とを有することを特徴とする。
【００４１】
上記目的を達成するため、本発明に係る光子検出プログラムは、アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出装置が有するコンピュータに、ゲート周期に基づくゲート電圧を印加されたアバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング処理と、離散データをゲート周期ごとに記憶する第１の記憶処理と、ゲート周期ごとに離散データの統計値を演算する統計値演算処理と、ゲート電圧の位相ごとに統計値を記憶する第２の記憶処理と、第２の記憶処理で記憶された統計値の最大値とその時のゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出処理と、最大統計値検出処理によって検出された統計値が最大値となるようにゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御処理と、第１の記憶処理に記憶された離散データを用いてＡＰＤ出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成処理と、統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、検出誤り率が要求される水準を満足するように、ゲート周期ごとに平均波形データとアバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う際の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御工程とを実行させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００４２】
本発明は、アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換し、該離散データの分散値を統計的手法によって扱うように構成したので、光子検出に換算して１０〜数１０回程度のサンプル数でも十分である。これによって、少ないメモリで高速かつ高精度に光子検出位相および識別閾値の最適化を可能とするという、従来にない優れた光子検出装置、光子検出方法および光子検出プログラムを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る光子検出回路１００ａの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路１００ａは、ＡＰＤ１、ＡＰＤ１に印加するゲートパルスを生成する為のゲート生成回路２、クロック源３、クロック処理回路３１、サンプリング回路５、メモリ６、メモリ制御回路６１、平均波形生成回路６２、分散値演算回路６３、および識別回路９で構成される。
【００４４】
クロック処理回路３１は、クロック源３から供給されるクロックＳ３に同期して、ゲート信号Ｓ３２をゲート生成回路２へ、サンプリングクロックＳ３５をサンプリング回路５へ各々供給する。ゲート生成回路２は、ゲート信号Ｓ３２を基に、ゲートパルスＳ２１を生成してＡＰＤ１へ印加する。ゲート位相制御回路２３は、ゲート位相制御信号Ｓ２３によって遅延回路２２を制御してゲート信号Ｓ３２のゲート位相の遅延量を変化させる。ＡＰＤ１は、単一光子信号Ｓ１の入射に対して、ゲートパルスＳ２１で単一光子検出を行い、検出信号Ｓ１５を出力する。
【００４５】
サンプリング回路５は、サンプリングクロックＳ３５の周期で検出信号Ｓ１５をサンプリングしてサンプリング波形Ｓ５に変換し、メモリ６に記録する。メモリ６に記録されたサンプリング波形Ｓ５から、平均波形生成回路６２が平均波形Ｓ６を生成する。それと同時に、分散値演算回路６３が、サンプリング波形Ｓ５から各サンプリング位相に対する分散値を演算する。
【００４６】
ここで分散値の演算は、ゲート周期を単位とした各サンプリング位相のサンプリング波形Ｓ５のデータＸｉに対して、数１に示す平均値Ｘａｖｒを用いて、数２に示す標本分散Ｖ（＝σ２）、または数３に示す不偏分散ｓ２を算出する。
【００４７】
【数１】
0005446094.tif 000002
【００４８】
【数２】
0005446094.tif 000003
【００４９】
【数３】
0005446094.tif 000004
【００５０】
ここで繰り返し数ｎは、光子検出に換算して１０〜数１０回程度のサンプル数でも十分である。従って、従来の光子検出の計数値を用いた場合の１／１０〜１／１００の時間短縮が期待できる。
【００５１】
得られた標本分散Ｖ（＝σ２）もしくは不偏分散ｓ２（以後これらを総称して分散値という）のデータ（分散値データＳ６３）は、遅延回路２２で与えられるゲート位相の遅延量に対応させて、メモリ９１に格納される。ゲート位相制御回路２３がゲート位相のスキャンを終えた段階で、メモリ９１には、サンプリング位相とゲート位相に関しての２次元の分散値が記録される。
【００５２】
最大分散値検出回路９３は、メモリ９１に格納された分散値全体に対して、分散が最大を取るゲート位相を検出する。検出された分散が最大を取るゲート位相は、光子検出現象に基づく信号が発現しやすい位相であるので、これを光子検出効率が最適となるゲート位相として決定する事が可能である。
【００５３】
なお、図１の光子検出回路１００ａは、図示した機能のほかに、系全体の連携動作を制御する制御回路が必要となるが、それは当業者にとって公知であり、本発明を説明する上で特に言及する必要はないので、記載を省略している。また、この制御回路をコンピュータによって構成し、以後で説明する処理を該コンピュータで動作するコンピュータプログラムに基づいて実現するものとしてもよい。
【００５４】
図２は、図１で開示した光子検出回路１００ａにおける、あるゲート位相での演算結果の模式図である。波形（Ａ）に示すゲートパルスＳ２１をＡＰＤ１に印加することで、波形（Ｂ）に示す信号波形Ｓ１５がＡＰＤから出力される。この信号波形Ｓ１５の大半は実線に示した波形であるが、稀に発生する光子検出事象により点線で示した波形となる。
【００５５】
この信号波形Ｓ１５をサンプリング回路５でサンプリングし、メモリ６に格納し、分散値算出回路６３によって波形（Ｇ）に示す分散の値を得る。ＡＰＤ出力の信号波形１５の振幅が増大するゲートパルス後半部分での分散が大きな値を取っている。更に、波形（Ｇ）の両端の無信号領域に於いても、システムノイズに起因する信号のゆらぎが、オフセットとして点線で示すゼロより大きな値を取っている。
【００５６】
波形（Ｇ）に示す分散が最大となる位相が、光子検出効率が最適となるゲート位相として決定される。波形（Ｇ）は、１つのゲート位相での演算結果の模式図であり、ゲート位相制御回路２３でゲート位相をスキャンすることで、波形（Ｇ）に相当する複数の分散値のグラフを得ることができる。
【００５７】
なお、波形（Ｇ）に示す分散が最大となる位相を検出するため、たとえば後述する図５の構成図に示すように、１つのゲート位相での分散の最大値を選択する最大値選択回路９７を追加してもよい。これによってメモリ９１に記憶する分散のデータ量を削減することが可能となる。
【００５８】
図３は、本発明の第２の実施の形態に係る光子検出回路１００ｂの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路１００ｂの構成は、大部分が第１の実施の形態に係る光子検出回路１００ａと同一であるので、共通する構成要素には同一の参照番号を付し、説明を省略する。
【００５９】
光子検出回路１００ｂは、第１の実施の形態に係る光子検出回路１００ａに、閾値制御回路９６を付加したものである。図１２で説明した従来の光子検出回路３００ｂにおける従来の閾値制御回路９５は閾値の設定値をスキャンすることで最適値を検索するが、本実施の形態の閾値制御回路９６は、数４に示す分散（Ｖ）の平方根として求まる標準偏差（σ）の値から閾値を決定することを特徴としている。
【００６０】
【数４】
0005446094.tif 000005
【００６１】
図４は、図３で開示した光子検出回路１００ｂにおける、閾値の演算結果の模式図である。波形（Ａ）に示すゲートパルスＳ２１をＡＰＤ１に印加することで、波形（Ｂ）に示す信号波形Ｓ１５がＡＰＤから出力される。この信号波形Ｓ１５の大半は実線に示した波形であるが、稀に発生する光子検出事象により点線で示した波形となる。
【００６２】
この信号波形Ｓ１５をサンプリング回路５でサンプリングし、メモリ６に格納し、分散値算出回路６３によって波形（Ｇ）に示す分散の値を得る。なお、式４から、標準偏差と分散の関係は正の値では模式的には類似であるため、本説明では、波形（Ｇ）の縦軸を標準偏差と読み替える。
【００６３】
波形（Ｇ）の両端の領域では、ゲートが印加されていないため、信号レベルの変化はなく、原理的には標準偏差の値は零となる。しかしながら実際には、システム内部のスイッチングノイズなどを起源とした信号や電源の揺らぎにより、零ではないオフセットが現れる。このオフセットした標準偏差の値σＮを基にして、閾値に対するノイズによる誤検出確率（エラー確率）を決定することができる。
【００６４】
閾値をＶｔｈとしたときのエラー確率の算出は、正規分布の確率密度関数から、数５によって求めることができる。なお数５では、測定結果のサンプルの平均値（μ）をゼロと仮定し省略している。
【００６５】
【数５】
0005446094.tif 000006
【００６６】
例として、標準偏差の整数倍での閾値（Ｖｔｈ）と、その場合のエラー発生確率は、以下のようになる。
【００６７】
閾値（Ｖｔｈ）      エラー確率
１σ            １．５９Ｅ−０１
２σ            ２．２８Ｅ−０２
３σ            １．３５Ｅ−０３
４σ            ３．１７Ｅ−０５
５σ            ２．８７Ｅ−０７
【００６８】
つまり、エラー確率を１０−６以下に設定するには、σをσＮに代入し、閾値Ｖｔｈを５σに設定すればよいことがわかる。
【００６９】
以上で説明したように、システムに起因するノイズを正規分布と仮定すれば、分散から導出される標準偏差を、少ないサンプルのばらつきから分布関数を推測するために用いることができる。これによって、所要のノイズ発生確率を得る閾値を分布関数の逆関数で得ることができるので、最適な識別閾値の決定を高速に行うことが可能となる。
【００７０】
なお、閾値Ｖｔｈの決定において、ゲート領域での信号の揺らぎを考慮することもできる。図４の波形（Ｇ）において、ゲートの先頭部分の標準偏差（σＧＰ）が、無ゲート領域の標準偏差（σＮ）よりも大きくなっている。これは、ゲート信号自体が持つ揺らぎが原因と考えられるので、σＧＰはゲート中の信号のノイズの標準偏差に等しいと考えられる。このため、ゲート先頭領域での標準偏差σＧＰを選択的に読み、このσＧＰをσに代入して閾値Ｖｔｈを求めることにより、ゲート領域での信号の揺らぎを考慮した設定とすることができる。
【００７１】
図５は、本発明の第３の実施の形態に係る光子検出回路１００ｃの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路１００ｃの構成は、大部分が第１〜２の実施の形態に係る光子検出回路１００ａ〜ｂと同一であるので、共通する構成要素には同一の参照番号を付し、説明を省略する。また前述のように、１つのゲート位相での分散の最大値を選択する最大値選択回路９７を追加して、メモリ９１に記憶する分散のデータ量を削減している。
【００７２】
光子検出回路１００ｃは、第２の実施の形態に係る光子検出回路１００ｂに、ＡＰＤ１への光子入射を制御する光スイッチ１１を追加し、さらに閾値制御回路９６にメモリ９８および光スイッチ制御回路９９が付属するものとしている。
【００７３】
光スイッチ１１は、閾値制御回路９６からの指示に基づき、光スイッチ制御回路９９から信号Ｓ９２によって開閉制御される。光スイッチ１１を開くと光子がＡＰＤ１に入射することが可能となり、光スイッチ１１を閉じるとＡＰＤ１への光子の入射は遮断される。
【００７４】
図６は、図５で開示した光子検出回路１００ｃにおける、閾値の演算結果の模式図である。波形（Ａ）に示すゲートパルスＳ２１をＡＰＤ１に印加することで、波形（Ｂ）に示す信号波形Ｓ１５がＡＰＤから出力される。この信号波形Ｓ１５の大半は実線に示した波形であるが、稀に発生する光子検出事象により点線で示した波形となる。
【００７５】
光スイッチ１１を開いた状態で、この信号波形Ｓ１５をサンプリング回路５でサンプリングし、メモリ６に格納し、分散値算出回路６３によって波形（Ｇ２）の実線に示す分散σＰＤの値を得る。同じように光スイッチ１１を閉じた状態で、この信号波形Ｓ１５をサンプリング回路５でサンプリングし、メモリ６に格納し、分散値算出回路６３によって波形（Ｇ２）の点線に示す分散σＤＫの値を得る。
【００７６】
この波形（Ｇ２）では、ダークカウントノイズから得られる標準偏差のグラフを点線で示している。このとき、ダークカウントノイズの標準偏差の最大値σＤＫは、ゲートによる揺らぎの標準偏差σＧＰより大きく、光子検出から発生する信号の標準偏差の最大値σＰＤよりは小さい事が期待される。光スイッチ１１を切り替えることで、σＰＤとσＤＫを測定してそれぞれをメモリ９８に記憶して、σＤＫから、第２の実施の形態に記載した方法に準じて数５のσにσＤＫを代入して閾値Ｖｔｈを決定することができる。
【００７７】
ダークカウントノイズは、ゲート中でのみ発生するが、非特許文献５に示されるように、光子検出での信号波形とは異なる振幅の分布を示す事が明らかになっている。特に、ダークカウントは、光子検出信号と比較して振幅が小さく現れる傾向がある。本実施の形態は、この現象を利用して、ダークカウントノイズを効率的に除去し、光子検出の誤り率を削減するものである。
【００７８】
なお、光子検出現象およびダークカウントノイズの発生は、ポアソン分布に従うが、出力される信号の振幅は、非特許文献５、または特許文献１の図２〜３に記載の分布に従うと考えられている。このため、本実施例の目的である閾値の決定には、特許文献１の図７〜８に例示した関係を用いてもよい。
【００７９】
図７は、本発明の第４の実施の形態に係る光子検出回路１００ｄの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路１００ｄの構成は、大部分が第１〜３の実施の形態に係る光子検出回路１００ａ〜ｃと同一であるので、共通する構成要素には同一の参照番号を付し、説明を省略する。
【００８０】
光子検出回路１００ｄは、第２の実施の形態に係る光子検出回路１００ｂのメモリ６に、平均波形生成回路６２および分散値演算回路６３に加えて、さらに最大値検出回路６４が付属するものとしている。最大値検出回路６４は、平均波形生成回路６２と分散値演算回路６３と同様に、サンプリング点ごとにメモリに記録された時間波形に対して、ゲート周期の中で同じ位相に対する最大値を検出し、最大値データＳ６４としてメモリ９１に出力する。つまり、サンプリングされた信号の分散を用いるのではなく、メモリ６に記憶された中から最大の振幅を検出する位相を検出することによって、最適なゲート位相を検出する。
【００８１】
以上で説明した第１〜第４の実施の形態では、分散値を利用して光子検出位相および識別閾値の最適化を行うものとしたが、分散値の替わりに標準偏差、最大値、振幅などの統計値を利用して同様の処理を行うことも可能である。
【００８２】
これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることは言うまでもないことである。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
単一光子検出回路を用いた機器、たとえば量子鍵配信装置、量子暗号装置、光子数検出器、ＯＴＤＲ、暗視野カメラなどに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る光子検出回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１で開示した光子検出回路における、あるゲート位相での演算結果の模式図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る光子検出回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図４】図３で開示した光子検出回路における、閾値の演算結果の模式図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る光子検出回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図６】図５で開示した光子検出回路における、閾値の演算結果の模式図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態に係る光子検出回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図８】非特許文献５〜６に記載された従来の光子検出回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図９】図８で開示した光子検出回路における、平均波形生成から識別までの動作を説明する概念図である。
【図１０】図８で開示した識別回路において、光子を識別する際に最適な位相および閾値の決定手法について説明する概念図である。
【図１１】図１０の続きである。
【図１２】図８で開示した光子検出回路に、さらに閾値のスキャンを行う構成を付加した光子検出回路の構成を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
【００８５】
１  ＡＰＤ  
１１  光スイッチ
２  ゲート生成回路
２２  遅延回路
２３  ゲート位相制御回路
３  クロック源
３１  クロック処理回路
５  サンプリング回路
６  メモリ
６１  メモリ制御回路
６２  平均波形生成回路
６３  分散値演算回路
６４  最大値検出回路
９  識別回路
９１  メモリ
９３  最大値検出回路
９４  メモリ制御回路
９６、９５  閾値制御回路
９６ａ  カウンタ
９７  最大値選択回路
９８  メモリ
９９  光スイッチ制御回路
１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ、３００ａ、３００ｂ  光子検出回路
Ｓ１  光子信号
Ｓ１５  検出信号
Ｓ２１  ゲートパルス
Ｓ２３  ゲート位相制御信号
Ｓ３  クロック
Ｓ３２  ゲート信号
Ｓ３５  サンプリングクロック
Ｓ５  サンプリング波形
Ｓ６  平均波形
Ｓ６３  分散値データ
Ｓ６４  最大値データ
Ｓ９  光子検出信号
Ｓ９１  閾値制御信号
【図１】
0005446094.tif 000007
【図２】
0005446094.tif 000008
【図３】
0005446094.tif 000009
【図４】
0005446094.tif 000010
【図５】
0005446094.tif 000011
【図６】
0005446094.tif 000012
【図７】
0005446094.tif 000013
【図８】
0005446094.tif 000014
【図９】
0005446094.tif 000015
【図１０】
0005446094.tif 000016
【図１１】
0005446094.tif 000017
【図１２】
0005446094.tif 000018