(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な信号を持つ無線送信機内に送信チェーンのミキサを駆動することを備え、ここで、前記周期的な信号は周期的な差動信号であり、前記周期的な信号の周期は第１の部分、第２の部分、第３の部分を含み、前記周期的な信号は前記第１の部分に第１の信号レベルを持ち、前記第２の部分に第２の信号レベルを持ち、前記第３の部分に第３の信号レベルを持ち、前記周期的な差動信号は第１の差動信号であり、前記周期的な作動信号は、第１の値で周期的な信号を周波数分周しそれによって第１の信号を生成すること、第２の値で前記周期的な信号を周波数分周しそれによって第２の信号を生成すること、ロジック・ゲートが第２の周期的な作動信号を出力するため複数のロジック・ゲートへ前記第１及び第２の信号を供給すること、及び、リタイミング回路が前記第１の周期的な作動信号を出力するように前記リタイミングへ前記第２の周期的な作動信号を供給することによって、生成される、方法。
【請求項２】
前記第１、前記第２、前記第３の信号レベルは実質は異なる大きさの一定電圧である、
請求項１の方法。
【請求項３】
前記第１の信号レベルは正の電圧、前記第２の信号レベルはおよそ０ボルトの電圧、前記第３の信号レベルは負の電圧である、
請求項１の方法。
【請求項４】
前記周期的な信号の前記周期は第４の部分を持ち、前記周期的な信号は前記第４の部分に第４の信号レベルを持つ、
請求項１の方法。
【請求項５】
前記周期的な信号は実質、第３高調波周波数成分は持たない、
請求項１の方法。
【請求項６】
前記第１、前記第２、前記第３の信号レベルは異なる大きさの電流である、
請求項１の方法。
【請求項７】
前記第１の信号レベルは正の電流、前記第２の信号レベルはおよそ０アンペアの電流、前記第３の信号レベルは負の電流である、
請求項１の方法。
【請求項８】
位相同期ループ（ＰＬＬ）出力信号を受け取り、前記ＰＬＬ出力信号を用いて前記周期的な信号を発生させることをさらに具備する、
請求項１の方法。
【請求項９】
前記周期的な差動信号が第１の周期的な差動信号で、前記第２の周期的な差動信号を持つ前記ミキサを駆動させる、ここでは、前記第１と第２の周期的な差動信号は、第２の周期的な差動信号が、前記第１の周期的な差動信号に対しておよそ９０度位相オフセットであることを除けば、実質同じ波形を持つ、ことをさらに具備する、
請求項１の方法。
【請求項１０】
前記周期的な差動信号は正弦波に近似できる波形を持ち、ここで前記正弦波は基本周波数を持ち、前記周期的な差動信号は実質、第３高調波成分を持たない、
請求項１の方法。
【請求項１１】
前記周期的な差動信号は正弦波に近似できる波形を持ち、ここで前記正弦波は基本周波数を持ち、前記周期的な差動信号は実質、第５高調波成分を持たない、
請求項１の方法。
【請求項１２】
前記無線送信機は、モバイルのためのグローバル・システム（ＧＳＭ）通信の標準とＧＳＭエボリューションのためのエンハンス・データ・レート（ＥＤＧＥ）通信の標準のうちの１つに従って信号を送信する、
請求項１の方法。
【請求項１３】
ミキサと、
前記ミキサに周期的な信号を供給する信号ジェネレータであって、ここでは前記周期的な信号は周期を含み、前記周期的な信号は周期的な差動信号であり、前記周期は、第１の部分、第２の部分、第３の部分を含み、前記周期的な信号は前記第１の部分に第１の信号を持ち、前記第２の部分に第２の信号を、前記第３の部分に第３の信号を持ち、前記周期的な差動信号は第１の差動信号であり、前記周期的な作動信号は、第１の値で周期的な信号を周波数分周しそれによって第１の信号を生成すること、第２の値で前記周期的な信号を周波数分周しそれによって第２の信号を生成すること、ロジック・ゲートが第２の周期的な作動信号を出力するため複数のロジック・ゲートへ前記第１及び第２の信号を供給すること、及び、リタイミング回路が前記第１の周期的な作動信号を出力するように前記リタイミングへ前記第２の周期的な作動信号を供給することによって、生成される、信号ジェネレータと、
を具備する回路。
【請求項１４】
前記第１の差動分周器がわける前記周期的な信号は位相同期ループ（ＰＬＬ）により作り出される、
請求項１３の回路。
【請求項１５】
前記周期的な差動信号は第１の周期的な差動信号であり、前期の信号ジェネレータも第２の周期的な差動信号を前記ミキサへ供給し、そして、前記第２の周期的な差動信号が、前記第１の周期的な信号に対しておよそ９０度位相シフトしていることを除いて、前記第１と第２の周期的な差動信号は実質同じ波形を持つ、
請求項１３の回路。
【請求項１６】
前記第１の信号レベルは正の電圧、前記第２の信号レベルはおよそ０ボルトの電圧、前記第３の信号レベルは負の電圧である、
請求項１３の回路。
【請求項１７】
前記第１の信号レベルは正の電流、前記第２の信号レベルはおよそ０アンペアの電流、前記第３の信号レベルは負の電流である、
請求項１３の回路。
【請求項１８】
前記回路が、モバイルのためのグローバル・システム（ＧＳＭ）通信の標準とＧＳＭエボリューションのためのエンハンス・データ・レート（ＥＤＧＥ）通信の標準のうちの１つに従って信号を送信する無線送信機である、
請求項１３の回路。
【請求項１９】
ミキサと、
前期ミキサに周期的な差動信号を供給するための手段であって、ここで、前記周期的な差動信号の周期は第１と第２と第３の部分を含み、前記周期的な差動信号は前記第１の部分に第１の信号レベルを、前記第２の部分に第２の信号レベルを、前記第３の部分に第３の信号レベルを持ち、前記周期的な差動信号は第１の差動信号であり、前記周期的な作動信号は、第１の値で周期的な信号を周波数分周しそれによって第１の信号を生成すること、第２の値で前記周期的な信号を周波数分周しそれによって第２の信号を生成すること、ロジック・ゲートが第２の周期的な作動信号を出力するため複数のロジック・ゲートへ前記第１及び第２の信号を供給すること、及び、リタイミング回路が前記第１の周期的な作動信号を出力するように前記リタイミングへ前記第２の周期的な作動信号を供給することによって、生成される、手段と、
を具備する集積回路。
【請求項２０】
前記方法に周期的な信号を供給する位相同期ループ（ＰＬＬ）をさらに具備する、
請求項１９の集積回路。
【請求項２１】
前記ミキサが、無線送信機の送信チェーンの一部分である、
請求項１９の集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示される実施例は、ミキサを駆動すること、より具体的には無線送信機の送信チェーンにおけるミキサを駆動することに関係する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば携帯電話のハンドセットのような多くの無線送信機において、通信されるべき情報は伝送に対するキャリアに変調される。多くの複雑な変調方式が用いられているが、携帯電話で現在実行されているようなこれらのほとんどの方式は、２つの一般的なアプローチのうちのどちらか１つに分類されることができる。第１のアプローチでは、電圧制御共振器（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）が高周波信号を出力する。それから、高周波は増幅され、アンテナから送信される。ＶＣＯはインテリジェンス（ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｃｅ）情報で直接変調される。デジタル・アナログ変換機（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＤＡＣ）はＶＣＯに制御信号を供給するために用いられ、その結果、ＶＣＯ出力信号はインテリジェンス情報を含むように変調される。この第１のアプローチには、長所と短所がある。第２のアプローチでは、ＶＣＯは用いるが、このＶＣＯは直接にはインテリジェンス情報では変調されない。さらに、比較的安定した固定周波数のＶＣＯ出力信号がミキサに供給される。加えて、変調インテリジェンス情報を含む低周波の信号がミキサに供給される。低周波信号（ベースバンド信号とも呼ばれる）は通常はＤＡＣを用いて作られる。ミキサがベースバンド変調インテリジェンス情報信号とＶＣＯ出力信号とをかけあわせ、それによって、インテリジェンス情報を含むＬＯ信号とほぼ同じ周波数で高周波信号を生成する。そして、この高周波信号は増幅され、アンテナから送信される。この第２のアプローチにも長所と短所がある。
【０００３】
図１（先行技術）は、第２のアプローチを用いた回路の簡略図である。局部発振器１は位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）を含んでおり（図示されない）、順々にＶＣＯを含んでいる（図示されない）。局部発振器１はここでは局部発振器（Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＬＯ）信号と呼ばれる信号を生成する。このＬＯ信号は本質的にはＶＣＯの出力である。ＬＯ信号はミキサ２の１つの入力に供給される。デジタルインテリジェンス信号３は通信されるべきインテリジェンス情報を含んでいる。デジタル信号３は、ＤＡＣ４からアナログに変換され、その結果、アナログのインテリジェンスベースバンド信号が生成される。このアナログ信号はフィルター５でフィルターにかけられ、インテリジェンスベースバンド信号ＢＢとしてミキサ２の入力２として供給される。ミキサ２はインテリジェンスベースバンド信号ＢＢとＬＯ信号を掛け合わせ、周波数のインテリジェンス信号をアップコンバートする。インテリジェンス信号を含むアップコンバートされた信号６は、それから、駆動増幅器７と電力増幅器８で増幅され、アンテナ９から送信される。
【０００４】
図２（先行技術）は、図１の回路に関連した問題を示す図である。図示された例では、ＬＯ信号は周波数１ＧＨzで、ベースバンドインテリジェンス信号ＢＢは周波数１００kＨｚである。ミキサ２は理想的な回路部品ではなく、むしろ非理想的な特性を示す。ミキサ２に出力された信号６は、実際は、信号１１と１２と同様に、ＬＯ信号の基本周波数(1ＧＨｚ)で信号１０を含む。信号１１は基本周波数の３倍の周波数を持つ。信号１２は基本周波数の５倍の周波数を持つ。信号１１と１２は基本信号の２つの奇数の高調波である。これらの高調波のうち２つだけしか説明されてはいないが、実際はさらに高次の奇数の高調波も生成されている。基本周波数と奇数の高調波での信号１０−１２を生成することに加えて、ミキサ２はインテリジェンス信号のアップコンバートされた１３も出力している。さらに、もしこの信号１３の周波数が基本周波数にベースバンド信号の周波数を加えたもの（１ＧＨｚ+１００ｋＨｚ）であれば、ミキサ２はインテリジェンス信号のバージョン１４と１５も出力するだろう。バージョン１４は、第３高調波からインテリジェンス信号の周波数を引いた位置にある。図２の例では、この周波数は３ＧＨｚ-１００ｋＨｚである。ミキサ２はまた、インテリジェンス信号の周波数＋第５高調波の周波数でもインテリジェンス信号のバージョン１５を出力する。図２の例では、この周波数は５ＧＨｚ+１００ｋＨｚである。このパターンでは、ミキサはインテリジェンス信号の倍数を出力し、そこでは、ミキサのスペクトル成分は周波数で上昇するにつれて、基本周波数の奇数の高調波の上と下に交互に位置する。信号６の周波数成分は図２の左に示されている。
【０００５】
それから、ミキシングに加えて、図１の実用回路はミキサ出力信号６の増幅も含んでいる。実用的な増幅器はある程度は非線形である。増幅ステージ７と８の非線形性は、信号６のいくつかの周波数成分の混合を引き起こす。この混合の結果、信号１４のバージョンは周波数では折り返し、信号１６のように増幅器出力で現れる。図２の右部分は、混合の結果と信号１６の生成を示している。説明されているように、信号１６の周波数はＬＯの基本周波数に近い。
【０００６】
図３は、図２の右部分をさらに詳しく示したものである。携帯電話プロトコルのネットワーク容量を最大にするために、送信機が割り当てバンドにおいてまたはそのまわりにどれくらい多くのエネルギーを送信できるかという非常に厳しい要求がある。ここで述べる例では、割り当てバンド１７は１ＧＨｚ-１００ｋＨｚから１ＧＨｚ+１００ｋＨｚまで広がっている。折り返した信号１６は、１ＧＨｚ+３００ｋＨｚの位置までわずかに広がって現れる。加えて、送信機が、周波数の増大につれて割り当てバンド１７から離れて拡張する周波数と、周波数の減少につれて割り当てバンド１７から離れて拡張するどちらの周波数でも送信できる電力の最大量を定義するという要求がある。ライン１８と１９はこれらの限界を送信電力に対して識別し、送信マスクと呼ばれる。折り返し信号１６は、送信マスクを邪魔するほど大きなものではないことは確実であることに注意する必要がある。
【０００７】
信号１６が送信マスクの要求に違反しないということを確実にするためにさまざまな技術が用いられている。たとえば、駆動増幅器段７と電力増幅器段８を実現するために、とても大きな増幅器が使われている。一般的に、増幅器の非線形性は、増幅器が過剰に使われるにつれて増大する。もしもほしい電力の出力信号を生成するほどの利得を得るために小さい増幅器を酷使すると、小さい増幅器は通常多くの非線形性を示すだろう。しかし、もしも、ほしい電力の出力信号を生成するために比較的大きな増幅器が使われれば、増幅器は大体あまり非線形性を示さないだろう。しかし、そのような大きな増幅器を用いるとすると、高コストおよび/または望ましくない大容量の電力を費やすことになる。
【０００８】
この方法で増幅器を必要以上に大きくするよりもむしろ、他の技術は、第３高調波を出力しないような増幅器をつくることを含む。そのような増幅器は多重段を用いて作られることが可能であり、そこでは各段（ｓｔａｇｅ）は過剰に駆動されない増幅器を含む。そこで、各段は最小の非線形性を示すようにつくられる。段からの信号出力は、フィルターをかけられた信号が次の増幅段の入力に供給される前に第３高調波成分を除去するようにフィルターをかけられる。残念ながら、この多重段技術は増幅された信号の中に望ましくない量のノイズを招く。いくつか携帯電話の標準では、送信機が隣接したデバイスの割り当てバンド内に多くの電力を注入するのを禁じているだけではなく、送信機が受信バンド内に多くのノイズを入れることも禁じている。この受信バンドは図３の「ＲＸ」で決められている。一般的に、各増幅段は一定量のノイズを加える。多くの増幅段からのノイズの蓄積があまりにも多くなると、受信バンドのノイズ要求は破られる。
【０００９】
これらの問題に対する解決策が求められている。
【発明の概要】
【００１０】
（携帯電話機のハンドセットのような）無線送信機の送信チェーンのミキサは、ここでは「低第３高調波同位相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号」と呼ばれる信号で駆動される。それぞれの低第３高調波ＩとＱは、３つかそれ以上の信号レベルを持つ。これらの３つかそれ以上の信号レベルの間の遷移は、信号が正弦波で近似され、最小の第３高調波スペクトル成分を持つようなときに生じる。ある例をあげると、ＩとＱの信号はそれぞれが、１周期の中で、第１の８．３３％の期間に対して０ボルト信号レベルを持ち、第２の３３．３３％の期間のうちに、＋１．３ボルトの信号レベルを持ち、第３の１６．６６％の期間のうちに、第１の０ボルトの信号レベルを持ち、第４の３３．３３％の期間のうちに、３番目の−１．３ボルトの信号レベルを持ち、第５の８．３３％の期間のうちに、第１の０ボルトの信号レベルを持つ差動信号である。この特にＩとＱの信号波形は３つの信号レベル（３状態とも呼ばれる）を持つ。低第３高調波ＩとＱの信号は低第３高調波ディバイダ（ＬＴＨＤ）回路により生成される。ＬＴＨＤ回路は局部発振器の位相同期ループ（ＰＬＬ)による信号出力を受け取り、第３高調波ＩとＱの信号を生成し、低第３高調波ＩとＱの信号をミキサへ出力する。
【００１１】
１つ例をあげると、２つだけの信号レベルを持つ従来の差動信号ＩとＱを持つミキサを駆動させることと比べると、ＩとＱの信号の第３高調波成分を減らすことは、送信機の増幅ステージの設計を単純化することにもなり、レシーブ・バンドのノイズを減らす助けにもなる。局部発振器ＩとＱの信号から第３高調波スペクトル成分を減らすまたは除去することで、ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥ（移動体通信に対するグローバル・システム／ＧＳＭ（登録商標）エボリューションに対する増幅したデータ・レート）送信機のミキサの出力はＧＳＭ（登録商標）送信マスクを破ることなく増幅でき、その上ＧＳＭ（登録商標）とＥＤＧＥのレシーブ・バンド・ノイズ条件も満たす。
【００１２】
以上が、概要であり、必要に応じて、単純化、一般化、詳細の省略を含んでいる。その結果、当業者は、概要が例示にすぎず、どのような意味においても限定することを意味するものではないことをよく理解できるだろう。請求項のみで定義されるような、ここで記載されたデバイスおよび／またはプロセスの態様、発明性のある特徴、および利点は、ここで示した明らかにされた限定されない詳細な説明で明白になるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１（先行技術）は、局部発振器が従来の局部発振器信号ＬＯをミキサに供給している図である。
【図２】図２（先行技術）は、図１のＬＯ信号の第３高調波により引き起こされる問題を説明する図である。
【図３】図３（先行技術）は、図２の問題をさらに詳しく説明する図である。
【図４】図４は、新規な態様からの移動体通信デバイス１００の図である。
【図５】図５は、図４のＲＦトランシーバー集積回路１０２のさらに詳しい図である。
【図６】図６は、図５のＲＦトランシーバー集積回路１０２の送信チェーンの局部発振器１１５のさらに詳しい図である。
【図７】図７は、図６の局部発振器１１５による３状態の低第３高調波ＩとＱの信号出力の波形図である。図は実数信号の波形の単純化したものである。実数信号の波形は完全に垂直な信号エッジではなく、完全な直角の角は持たないだろう。
【図８】図８は、図６の局部発振器１１５内の低第３高調波分周器（ＬＴＨＤ）回路のより詳しい図である。
【図９】図９は、図８の分周器１４１のより詳細な回路図である。
【図１０】図１０は、図８の分周器１４２のより詳細な回路図である。
【図１１】図１１は、図８のロジック・ゲート・ブロック１４３のより詳細な回路図である。
【図１２】図１２は、図８のＤラッチ・ブロック１４５のより詳細な回路図である。
【図１３】図１３は、図１２のＤラッチ・ブロック１４５のＤラッチの１つのシンボル図である。
【図１４】図１４は、図８のＤラッチ・ブロック１４５のＤラッチの１つのより詳細な回路図である。
【図１５】図１５は、どのように図８のＬＴＨＤ１２８が信号ＩＧＰ、ＩＧＮ、ＱＧＰ、ＱＧＮを生成するかを説明する波形図である。
【図１６】図１６は、どのように図８のリタイミング回路１４６が信号ＩＧＰ、ＩＧＮ、ＱＧＰ、ＱＧＮをリタイムするかを説明する波形図である。
【図１７】図１７は、従来のＩとＱのＬＯ信号のスペクトル成分を示すチャートである。
【図１８】図１８は、図８のＬＴＨＤ１２８により生成された３状態の低第３高調波ＩとＱの信号のスペクトル成分を示すチャートである。
【図１９】図１９は、新方法２００の単純化されたフローチャートである。
【図２０】図２０は、上で説明したＬＴＨＤの他の実施例により生成されることができる低第３高調波ＩとＱの信号のほかの例の波形である。図２０に示した波形は４つの信号レベルを持つ。
【図２１】図２１は、上で説明したＬＴＨＤの他の実施例により生成されることができる低第３高調波ＩとＱの信号の他の例の波形である。図２１に示した波形は４つの信号レベルを持つ。
【詳細な説明】
【００１４】
図４は、携帯電話のような移動体通信デバイス１００のかなり単純化した高レベルのブロック図である。デバイス１００は、（説明されていない他の部分の間に）携帯電話通信の受信送信や、ＲＦ集積回路１０２、そしてデジタル・ベースバンド集積回路１０３に対して役に立つアンテナ１０１を含んでいる。  
図５は、図４のＲＦトランシーバー集積回路１０２のより詳細な図である。携帯電話の動作のとても簡単な１つの説明では、携帯電話が、携帯電話の会話の一部分として音の情報を受け取るために使われる場合、入ってくる送信１０４はアンテナ１０１で受信される。信号はデュプレックサー１０５と整合ネットワーク１０６を通過し、受信チェーン１０８の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１０７で増幅される。ミキサ１０９で周波数がダウンコンバートされてベースバンド・フィルター１１０でフィルターがかけられた後は、アナログ・デジタル変換に対してデジタル・ベースバンド集積回路１０３に伝えられ、さらにデジタル領域で処理される。どのように受信チェーンがダウンコンバートされるかは、局部発振器１１１によって生成された局部発振器信号ＬＯ２の周波数を変えることで制御される。 
一方で、もし、携帯電話１００が携帯電話の会話の一部分として音響情報が伝えられるために用いられるとしたら、伝えられる音響情報はデジタル・ベースバンド集積回路１０３でアナログ・フォームに変換される。アナログ情報は、ＲＦトランシーバー集積回路１０２の送信チェーン１１３のベースバンド・フィルター１１２に供給される。フィルターをかけられた後、信号は、ミキサ１１４によって周波数でアップコンバートされる。アップコンバージョンの過程は、局部発振器１１５により生成された局部発振器信号ＬＯ１の周波数を制御することで調節・制御される。局部発振器信号ＬＯ１は２つの差動信号ＩとＱを含んでいる。その結果のアップコンバートされた信号は、駆動増幅器１１６と外部の電力増幅器１１７によって増幅される。増幅された信号は、出て行く送信１１８として送信に対してアンテナ１０１に供給される。受信送信チェーンの局部発振器１１１と１１５は、直列バス１２１によって、デジタル・ベースバンド集積回路１０３からコンダクタ１１９と１２０を経由して受け取られたコントロール情報ＣＯＮＴＲＯＬで制御される。コントロール情報ＣＯＮＴＲＯＬは、プロセッサ実行命令１２３を実行し、プロセッサ１２２によって作り出される。インストラクションは、プロセッサ可読媒体１９９で記憶される。情報は、バス・インターフェース１２４を通過し、直列バス１２１を横切り、第２のバス・インターフェース１２５を通過し、コンダクタ１１９と１２０を通過し、局部発振器１１１と１１５にたどり着く。
【００１５】
図６は、図５の局部発振器１１５のより詳細な図である。局部発振器１１５は、分周器１２６、位相同期ループ（ＰＬＬ）１２７、低第３高調波分周器（Ｌｏｗ  Ｔｈｉｒｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｄｉｖｉｄｅｒ：ＬＴＨＤ）１２８を含んでいる。分周器１２６は、コンダクタ１９８で外的に生成された基準クロック信号ＲＥＦ  ＣＬＫ（たとえば、外部振動子によりつくられたもの）を受け取り、わけられた基準クロック信号を生成する。ＰＬＬ１２７は、分けられた基準クロック信号と多重ビット・デジタル制御値をコンダクタ１２０で受け取り、差動ＰＬＬ出力信号ＶＯを生成する。ここで用いた「ＶＯ」という符号は、ＶＯ信号がＶＣＯ出力信号であることを示している。信号ＶＯは、コンダクタ１２９で信号ＶＯＰを含み、コンダクタ１３０で信号ＶＯＮを含む。信号ＶＯは、コンダクタ１２０で多重制御ワードによって決まる望ましい周波数である。ＰＬＬ１２７は、この場合、位相ディテクタ１３１、ループ・フィルタ１３２、電圧制御振動子（ＶＣＯ）１３３、ループ分周器１３４、そしてシグマ・デルタ・モジュレータ１３５を含んでいる。ＶＣＯ１３３によるＶＯ出力信号はＬＴＨＤ回路１２８によって分周され、局部発振器信号ＬＯ１をつくるために用いられる。上で説明したように、局部発振器信号ＬＯ１は２つの差の出力信号ＩとＱを含んでおり、送信機のミキサ１１４に送られる。差動出力信号Ｉはコンダクタ１３６で信号ＩＰを、コンダクタ１３７で信号ＩＮを含んでいる。差動出力信号Ｑは、コンダクタ１３８で信号ＱＰを、コンダクタ１３９で信号ＱＮを含んでいる。ＩとＱの信号のそれぞれは、３状態の低第３高調波差動信号である。
【００１６】
図７は、ＬＴＨＤ１２８によって出力された信号ＩとＱの単純化された波形図である。図の垂直軸の電圧は、信号Ｉの場合には、コンダクタ１３６と１３７の間の差動電圧を表し、信号Ｑの場合には、コンダクタ１３８と１３９の間の差動電圧を表す。特別な例の場合は波形は電圧波形だが、ほかの例では波形は電流波形の場合もある。図示した例では、基本周波数はおよそ１ＧＨzである。第１の８．３３％の間は、信号は０ボルトであり、次の３３．３３％の間は、信号は＋１．３Vであり、次の１６．６６％の間は、信号は０ボルトであり、次の３３．３３％の間は、信号は−１．３ボルトであり、最後の８．３３％の間は、信号は０ボルトである。この信号波形によると、実質、第３高調波成分はない。
【００１７】
信号の第５高調波成分の電力は、基本の電力に関しては−１４ｄBである。信号の第７高調波成分は、基本の電力に対して−１６ｄBである。
【００１８】
図８は、図７の低第３高調波ディバイダ（ＬＴＨＤ）１２８のより詳細な回路図である。ＬＴＨＤ１２８は、図６のＶＣＯ１３３からコンダクタ１２９と１３０で差動ＶＣＯ出力信号ＶＯを受け取る。ＬＴＨＤ１２８は、ミキサ１１４に対して、コンダクタ１３６と１３７で３状態の低第３高調波Ｉ信号を出力する。ＬＴＨＤ１２８は、ミキサ１１４に対して、コンダクタ１３８と１３９で３状態の低第３高調波Ｑ信号も出力する。ＬＴＨＤ１２８は、クリッピング増幅器１４０、３つに分割する第１の分周器１４１、２つに分割する第２の分周器１４２、ロジック・ゲートのブロック１４３、２つに分割する分周器１４４、そしてＤラッチ・ブロック１４５を含んでいる。分周器１４４とＤラッチ１４５は、ともにリタイミング回路１４６を構成している。 
このケースではコンダクタ１２９と１３０で受け取られる差動ＶＣＯ出力信号ＶＯは、正弦波の差動信号である。クリッピング増幅器１４０は正弦波の差動信号を受け取り、増幅器１４０の出力が差動ＶＣＯ出力信号のクリップ・バージョンとなるようにそれを増幅する。このクリップ信号は、コンダクタ１４７に対する信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰはもとより、コンダクタ１４８に対する信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＮも含んでいる。
【００１９】
図９は図８の分周器１４１のより詳細な図である。回路はコンダクタ１４７で信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰを受け取り、３つの差動信号を出力する。第１の差動信号はコンダクタ１４９で信号ＡＰを、コンダクタ１５０で信号ＡＮを含んでいる。第２の差動信号はコンダクタ１５１で信号ＢＰを、コンダクタ１５２で信号ＢＮを含んでいる。第３の差動信号はコンダクタ１５３で信号ＣＰを、コンダクタ１５４で信号ＣＮを含んでいる。
【００２０】
図１０は、図８の分周器１４２のより詳細な図である。回路は、コンダクタ１４９で信号ＡＰを含む差動信号Ａを受け取り、コンダクタ１５０で信号ＡＮを受け取る。回路は２つの差動信号を出力する。第１の差動信号はコンダクタ１５５で信号Ｉ＿ＤＩＶ６Ｐを、コンダクタ１５６で信号Ｉ＿ＤＩＶ６Ｎを含む。第２の差動信号はコンダクタ１５７で信号Ｑ＿ＤＩＶ６Ｐを、コンダクタ１５８で信号Ｑ＿ＤＩＶ６Ｎを含む。図８の分周器１４４の回路構成は、分周器１４２の回路の理想的な構成である。しかし、分周器１４４に対する差動信号入力は、図８に説明したように、コンダクタ１４７では信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰを含みコンダクタ１４８では信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＮを含むクリップされた作動信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿Ｃである。分周器１４２による信号出力の信号名は「ＤＩＶ６」表記を含んでいるが、これはこれらの信号がＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰ信号を６つに分けることによって生成されたためである。分周器１４１は３つにわけられ、分周器１４１の出力は分周器１４２を用いて２つに分けられる。分周器１４２からの信号出力は信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰを６つに分けたものである。Ｑ＿ＤＩＶ６ＰとＱ＿ＤＩＶ６Ｎを含んだ「Ｑ」の差動信号は、Ｉ＿ＤＩＶ６ＰとＩ＿ＤＩＶ６Ｎを含んだ「Ｉ」の差動信号に対して９０度位相のずれたものである。同様に、Ｑ＿ＤＩＶ２ＰとＱ＿ＤＩＶ２Ｎを含んだ「Ｑ」の信号は、Ｉ＿ＤＩＶ２ＰとＩ＿ＤＩＶ２Ｎを含んだ「Ｉ」信号に対して９０度位相のずれたものである。
【００２１】
図１１は、図８のロジック・ゲート・ブロック１４３のより詳細な図である。描かれたゲートは、シングル・エンドのロジック・ゲートである。ロジック・ゲート・ブロック１４３はコンダクタ１５９で信号ＩＧＰを出力し、コンダクタ１６０で信号ＩＧＮを出力し、コンダクタ１６１で信号ＱＧＰを出力し、コンダクタ１６２で信号ＱＧＮを出力する。
図１２は、Ｄラッチ・ブロック１４５のより詳細な図である。Ｄラッチ・ブロック１４５は、説明したような４つの差動入力Ｄラッチ１６３−１６６接続を含んでいる。Ｄラッチ・ブロック１４５は、図８に説明したようにコンダクタ１３６−１３９を経由してミキサ１１４へ信号ＩとＱを出力する。 ここで説明したリタイミング回路の特別例はラッチのＤラッチ・ブロックを含むが、Ｄラッチ・ブロックは他の実施例のＤラッチよりもむしろ、フリップ・フロップを含むかもしれない。
【００２２】
図１３は、図１２の差動入力Ｄラッチのうちの１つのシンボル１６７である。Ｄラッチはデータ入力リード１６８で入力信号のシングル・エンドのデータ（Ｄ）を受け取り、データ出力リード１６９で出力信号のシングル・エンドのデータ（Ｑ)を出力する。しかし、対応するペアのクロック入力リード１７０と１７１で受け取る差動クロック信号でクロックされる。
【００２３】
図１４は、図１３のＤラッチ１６７の回路図である。この回路の同じ事例は図１２のＤラッチ・ブロック１４５のＤラッチ１６３−１６６を理解するために用いられている。
【００２４】
図１５は、図８のＬＴＨＤ１２８の動作を説明する波形図である。信号（ＡＰ）(ＣＮ)+（ＡＮ）(ＢＰ)に対する波形は、図１１のロジック・ゲート・ブロック１４３のノード１７２の信号の波形である。信号（ＡＰ）(ＢＮ)＋（ＡＮ）(ＣＰ)に対する波形は、図１１のロジック・ゲート・ブロック１４３のノード１７３に対する信号の波形である。これらの信号は、ロジック・ゲートを用いて、ＡＰ、ＡＮ、ＢＰ、ＢＮ、ＣＰ、ＣＮの信号を組み合わせて生成される。Ｉ＿ＤＩＶ６Ｐ、Ｉ＿ＤＩＶ６Ｎ、Ｑ＿ＤＩＶ６Ｐ、Ｑ＿ＤＩＶ６Ｎと記された波形は、分周器１４２による信号出力の波形である。信号ＩＧＰの波形は図１５の「Ｉ」と記された高パルスを含んでいる。このパルスが、信号（ＡＰ）(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)の「Ｉ」と記されたパルスに相当することに注意が必要である。しかし、信号ＩＧＰの波形は、信号（ＡＰ)(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)の「ＩＮ」と記されたパルスに相当するような高パルスは含まない。信号Ｉ＿ＤＩＶ６Ｐは信号(ＡＰ)(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)の「Ｉ」パルスを通してデジタル高レベルにはあるが、信号(ＡＰ)(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)の「ＩＮ」パルスを通してデジタル低レベルにあることにも注意が必要である。信号ＩＧＰはそこで、信号(ＡＰ)(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)の「Ｉ」パルスを選択的に通過させ、(ＡＰ)(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)の「ＩＮ」パルスを選択的にブロックするためにセレクタ信号としてＩ＿ＤＩＶ６Ｐを用いてつくることができる。信号(ＡＰ)(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)のパルスの選択的な通過とブロッキングは、(ＡＮ)(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)信号とＩ＿ＤＩＶ６Ｐ信号の論理積演算によって達成できる。アンド・ゲート１７４は、論理積関数を実行し、信号ＩＧＰを出力することに注意して下さい。同様に、アンド・ゲート１７５は信号（ＡＮ）(ＣＮ)+(ＡＮ)(ＢＰ)とＩ＿ＤＩＶ６Ｎの論理積関数を実行し、信号ＩＧＮを出力する。もしも、図１５のコンダクタ１５９に対する信号ＩＧＰと図１５のコンダクタ１６０に対する信号ＩＧＮの間の差動電圧が図に記されたら、電圧は図７の波形と同じ一般的な３つの信号レベルの波形を持つだろう。
【００２５】
同様に、図１１のアンド・ゲート１７６は信号（ＡＰ）(ＢＮ)+(ＡＮ)(ＣＰ)とＱ＿ＤＩＶ６Ｐの論理積関数を実行し、信号ＱＧＰを出力する。同様に、図１１のアンド・ゲート１７７は信号（ＡＰ）(ＢＮ)+(ＡＮ)(ＣＰ)とＱ＿ＤＩＶ６Ｎの論理積関数を実行し、信号ＱＧＮを出力する。もしも図１５のコンダクタ１６１に対する信号ＱＧＰと図１５のコンダクタ１６２に対する信号ＱＧＮの間の差動電圧が図に記されたら、電圧は図７の波形と同じ一般的な３つの信号レベルの波形を持つだろう。 
分周器１４２を通しての遅れに従うと、信号出力分周器１４２は、信号が分周器１４１スイッチから出力するときに、わずかに遅れてスイッチするかもしれない。そこで、ロジック・ゲート・ブロック１４３に対する入力として用いられた信号は、ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰとＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＮ信号のエッジに対して完全に沿う時間では遷移しないかもしれない。加えて、ロジック・ゲート・ブロック１４３を通る異なる信号パスを通して異なる伝播時間になるかもしれない。これらの理由により、ロジック・ゲート・ブロック１４３からの出力としての信号ＩＧＰ、ＩＧＮ、ＱＧＰ、ＱＧＮのエッジは、望むようにＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰとＶＣ＿ＯＵＴ＿ＣＮのエッジに対して時間は調整されないことになる。  
図１６は、信号ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮが同時に生じるようにスイッチする度合いを改良するために、これらの信号エッジをどのようにリタイミング回路がリタイムするのかを説明した波形図である。波形の矢印は、Ｄラッチ・ブロック１４５の１つのＤラッチの動作を説明している。このＤラッチは、信号ＩＧＰをリタイムし、リタイムされた信号ＩＰを出力する図１２のラッチである。図８の分周器１４４はコンダクタ１４７と１４８に対する信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰとＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＮを受け取り、２つに分け、信号Ｉ＿ＤＩＶ２ＰとＩ＿ＤＩＶ２Ｎを出力する。２つの信号の波形は図１６に説明されている。これらの信号Ｉ＿ＤＩＶ２ＰとＩ＿ＤＩＶ２Ｎは、ラッチ１６３がＩ＿ＤＩＶ２Ｐの立ち上がりに対する信号ＩＧＰの値をラッチするようにラッチ１６３をクロックするために用いられる。ラッチ１６３による信号出力はＩ＿ＤＩＶ２Ｐの立ち上がりの時間でのみ変化する。信号ＩＧＰはその結果リタイムされる。信号ＩＰは信号ＩＧＰと同じ一般的な周期性を持つが、信号ＶＣＯ＿ＯＵＴ＿ＣＰの１．５周期だけ信号ＩＧＰに対して遅れるということに注意して下さい。しかし、信号ＩＰが変化するときの時間に対するＩ＿ＤＩＶ２Ｐの立ち上がりからの時間は、１つのＤラッチを通る遅れである。信号ＩＧＮ、ＱＧＰ、ＱＧＮは同様の回路を用いてリタイムされるので、リタイムされた信号ＩＮ、ＱＰ、ＱＮもＩ＿ＤＩＶ２Ｐ信号のエッジの１つのＤラッチの遅れ内に遷移するだけである。
【００２６】
図１６の下の信号波形Ｉは、コンダクタ１３６と１３７の間の差動電圧をあらわす。波形は、図７の望ましい３状態の低第３高調波波形を持つ。同様に、図１６の下の信号波形Ｑは、コンダクタ１３８と１３９の間の差動電圧を表す。波形は、図７の望ましい３状態の低第３高調波波形を持つ。これら２つの３状態の差動信号ＩとＱは、通常、従来の２つの信号レベルを持つ差のＩとＱの信号よりも少ない第３高調波成分を持つ。図５の送信パスのミキサ１１４へ供給されたＬＯ１信号の第３高調波成分を減らすことで、第３高調波は、図２と関連する上で説明した問題が最小化または除去されることを折り返す。折り返し問題を妨げるためにフィルターをかける第３高調波の邪魔に伴う注意深い多重ステージ増幅を用いる必要はなく、そのため、図３と関連する上で検討したレシーブ・バンド・ノイズ問題も最小化または除去される。
【００２７】
図１７は、２つの信号レベルを持つ従来の信号ＩとＱのスペクトル成分を示した図である。基本周波数の大きさに対して、第３高調波の大きさはおよそ−１２ｄBである。
【００２８】
図１８は、図８のＬＴＨＤ回路１２８によってつくられた３状態の低第３高調波ＩとＱの信号のスペクトル成分を示した図である。第３高調波の大きさは、基本の大きさに対しておよそ−５８ｄBである。図１７では、第３高調波の電力は基本のおよそ１／５である一方で、図１８では、第３高調波の電力はおよそ基本の１／３０である。図４−１６の上で説明した実施例では、駆動増幅器１１６が電力増幅器１１７の５０オームの負荷に電力を駆動するとき、送信機からの受信バンド・ノイズはおよそ−１６５ｄＢｃ/Ｈｚである。ＬＯ１の信号ＩとＱの第３高調波成分による折りたたみ信号(ｆｍｏｄ)の強さは、およそ−６３．５ｄＢｃである。もしもこのｆｍｏｄ値（外部電力増幅器１１７を除いた送信チェーンの非線形性を考える）が−６０ｄＢｃよりも下であり、もしも通常の商業的に利用できる外付け電力増幅器が電力増幅器１１７に使われるなら、ＧＳＭ（登録商標）送信マスクは一般的に違反しないだろう。
【００２９】
図１９は、方法２００のフローチャートである。その方法では、無線送信機の送信チェーンにミキサへの、低第３高調波ＩとＱの信号が供給されている（ステップ２０１）。その方法の１例では、低第３高調波ＩとＱの信号が、図７に説明された同じ３状態の低第３高調波の信号波形を持つ。３つの信号波形は、ここでは「状態」とも呼ばれる。その方法のこの例では、図８のＬＴＨＤ回路１２８が３状態の低第３高調波ＩとＱの信号を生成するために使われ、そうしてつくられた信号ＩとＱが図４の移動体通信デバイス１００の送信チェーン１１３のミキサ１１４へ送られ、そこで移動体通信デバイス１００は携帯電話機である。その方法の他の例では、低第３高調波ＩとＱの信号は３つの信号レベル以上を持つ（３状態以上）。信号レベルと比較的同様の次の信号レベルへの遷移のタイミングは、ＩとＱの信号の第３高調波スペクトル成分の大きさを減らすように決まる。 
１つかそれ以上の模範例では、説明した機能はハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、そしてそのいずれの組み合わせでも実行される。 もしもソフトウェアで実行されるなら、機能は、蓄えられるか、１つか多くのインストラクションをこえて送信されるか、コンピュータ可読媒体でコードするかする。コンピュータ可読媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータ・プログラムの移動を簡単にするコンピュータ記憶媒体と通信媒体の両方を含む。記憶媒体は、汎用目的または特定目的のコンピュータによりアクセスできるいずれの利用可能な媒体である。例であって限定するわけではないが、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、または他の光ディスク・ストレージ、磁気ディスク・ストレージあるいは磁気ストレージ装置、または、命令やデータ構造を構成する希望のプログラム・コードを伝送したり格納したりするのに使うことができ、汎用目的または特別目的のコンピュータ、またはプロセッサによってアクセスされることができるような任意の他の媒体である。また、任意の結合も確かにコンピュータ可読媒体と呼べる。たとえば、もしもソフトウェアが、ウェブサイト、サーバー、または同軸ケーブル、光ファイバー・ケーブル、ツイスト・ペア、デジタル加入者ライン（ｄｉｇｉｔａｌ  ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ  ｌｉｎｅ：ＤＳＬ）、赤外波、ラジオ波、マイクロ波のような無線技術、を用いた他のリモート・ソースから送信されれば、同軸ケーブル、光ファイバー・ケーブル、ツイスト・ペア、ＤＳＬ、または赤外線、ラジオ波、マイクロ波のような無線技術が、媒体の定義には含まれる。ここで用いたようなディスク（ｄｉｓｋ）やディスク（ｄｉｓｃ）は、ディスク(ｄｉｓｋ)は通常データを磁気的に再生する一方、ディスク（ｄｉｓｃ）はデータをレーザを用いて光学的に再生する、コンパクト・ディスク（ｃｏｍｐａｃｔ  ｄｉｓｃ：ＣＤ）、レーザ・ディスク、光ディスク、デジタル多用途ディスク（ｄｉｇｉｔａｌ  ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  ｄｉｓｃ：ＤＶＤ）,フロッピー（登録商標）・ディスク、ブルーレイ・ディスクを含む。上の組み合わせもまた、コンピュータ可読媒体の範囲内に含まれるべきであろう。
【００３０】
ある実例をあげると、プロセッサ１２２で実行されるときに、プロセッサ実行可能命令１２３のセットは、プロセッサ１２２を、シリアル・バス１２１を経由して局部発振器１１５へと構成情報を送らせるようにする。このわずかな情報が、局部発振器内にＬＴＨＤ回路を構成する。信号レベル、カウンタ、ＬＴＨＤ回路のロジック・ゲートの大きさは、１つの信号レベルから他への遷移のタイミングが構成できるのと同様に信号レベルの大きさ、信号レベルの数のように、構成できる。ＬＴＨＤは、構成できる波形のシンセサイザである。そのような構成できるＬＴＨＤ回路は、デジタル・ベースバンド集積回路１０３が携帯電話の動作の間に適用される送信チェーンのミキサ１１４へ供給できるＬＯ１信号の波形を変化させることができるように、デジタル・ベースバンド集積回路１０３によって構成できる。ミキサが駆動できる波形は、用いている携帯電話プロトコルに依存して変えることができる。
【００３１】
図２０は、局部発振器のＬＴＨＤ回路が送信チェーンのミキサへ供給されるようにつくられる他のＩとＱの信号波形の波形図である。
【００３２】
図２１は、局部発振器のＬＴＤＨ回路が送信チェーンのミキサへ供給できるほかのＩとＱの信号波形の波形図である。図２０と２１の縦軸を示す数は相対値である。たとえば、“＋１．０”は１．３ボルトをあらわす。その場合、“−１．０”は、−１．３ボルトをあらわすことになる。  
説明のために、ある特定の実施例を上で説明したが、この特許文献の教示は一般的な応用であり、上で説明した特別な実施例には限定されない。低周波第３高調波信号は差分である必要はないが、シングル・エンドであるべきだ。異なる低周波第３高調波信号は３つ以上の信号レベルを含むだろう。スルー・レート制御は、１つの信号レベルから次の信号レベルへの遷移の突然さを減らすために用いることができる。最小化した第３高調波成分を持つ波形を発生させるよりもむしろ、この特許文献のねらいは、最小化した第５またはその他の高調波成分を持つ波形を発生させるために適用できる。したがって、説明した特別な実施例のさまざまな特性のいくつかの修正、適用性、組み合わせが、示した以下の請求項の視点から離れることなく実行できる。
以下に本件出願当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［１］
周期的な信号を持つ無線送信機内に送信チェーンのミキサを駆動することを備え、ここで前記周期的な信号の周期は第１の部分、第２の部分、第３の部分を含み、前記周期的な信号は前記第１の部分第１の信号レベルを持ち、前記第２の部分に第２の信号レベルを持ち、前記第３の部分に第３の信号レベルを持つ、ことを具備する方法。
［２］
前記周期的な信号は周期的な差動信号である、
［１］の方法。
［３］
前記第１、前記第２、前記第３の信号レベルは実質は異なる大きさの一定電圧である、
［１］の方法。
［４］
前記第１の信号レベルは正の電圧、前記第２の信号レベルはおよそ０ボルトの電圧、前記第３の信号レベルは負の電圧である、
［１］の方法。
［５］
前記周期的な信号の前記周期は第４の部分を持ち、前記周期的な信号は前記第４の部分に第４の信号レベルを持つ、
［１］の方法。
［６］
前記周期的な信号は実質、第３高調波周波数成分は持たない、
［１］の方法。
［７］
前記第１、前記第２、前記第３の信号レベルは異なる大きさの電流である、
［１］の方法。
［８］
前記第１の信号レベルは正の電流、前記第２の信号レベルはおよそ０アンペアの電流、前記第３の信号レベルは負の電流である、
［１］の方法。
［９］
位相同期ループ（ＰＬＬ）出力信号を受け取り、前記ＰＬＬ出力信号を用いて前記の周期的な信号を発生させることをさらに具備する、
［１］の方法。
［１０］
前記周期的な差動信号は第１の差動信号であり、前期第１の周期的な差動信号は、周期的な信号を第１の値でわけた周波数によって発生し、第１の信号をつくりだし、第２の値により前記の周期的な信号をわけた周波数は第２の信号をつくりだし、ロジック・ゲートが第２の周期的な差動信号を出力するように複数のロジック・ゲートに前記第１と第２の信号を供給し、リタイミング回路が前記第１の周期的な差動信号を出力するように前記第２の周期的な差動信号をリタイミング回路に供給する、
［２］の方法。
［１１］
前記の周期的な差動信号が第１の周期的な差動信号で、前記第２の周期的な差動信号を持つ前記のミキサを駆動させる、ここでは、前記第１と第２の周期的な差動信号は、第２の周期的な差動信号が、前記第１の周期的な差動信号に対しておよそ９０度位相オフセットであることを除けば、実質同じ波形を持つ、ことをさらに具備する、
［２］の前記の方法。
［１２］
前記の周期的な差動信号は正弦波に近似できる波形を持ち、ここで前記正弦波は基本周波数を持ち、前記の周期的な差動信号は実質、第３高調波成分を持たない、
［２］の方法。
［１３］
前記の周期的な差動信号は正弦波に近似できる波形を持ち、ここで前記の正弦波は基本周波数を持ち、前記の周期的な差動信号は実質、第５高調波成分を持たない、
［２］の方法。
［１４］
前記の無線送信機は、モバイルのためのグローバル・システム（ＧＳＭ）通信の標準とＧＳＭエボリューションのためのエンハンス・データ・レート（ＥＤＧＥ）通信の標準のうちの１つに従って信号を送信する、
［１］の方法。
［１５］
ミキサと、
前記ミキサに周期的な信号を供給する信号ジェネレータは、ここでは前記の周期的な信号は周期を含み、前記の周期は、第１の部分、第２の部分、第３の部分を含み、前記の周期的な信号は前記第１の部分に第１の信号を持ち、前記第２の部分に第２の信号を、前記第３の部分に第３の信号を持つ、
ことを具備する回路。
［１６］
前記の周期的な信号は周期的な差動信号である、
［１５］の回路。
［１７］
前記の周期的な差動信号が第１の周期的な差動信号であり、前記の信号ジェネレータが、周波数が周期的な信号を第１の値で割り、第１の信号を作り出す、第１の差動分周器と、
周波数が前記の第１の信号のいくつかをわけて第２の信号を作り出す第２の差動分周器と、
前記第１と前記第２の信号を受け取り、第２の周期的な差動信号を出力するロジック・ゲートと、
前記第２の周期的な差動信号を受け取り、前記第１の周期的な差動信号を出力するリタイミング回路、
を具備する［１６］の回路。
［１８］
前記第１の差動分周器がわける前記の周期的な信号は位相同期ループ（ＰＬＬ）により作り出される、
［１７］の回路。
［１９］
前記の周期的な差動信号は第１の周期的な差動信号であり、前期の信号ジェネレータも第２の周期的な差動信号を前記ミキサへ供給し、そして、前記第２の周期的な差動信号が、前記第１の周期的な信号に対しておよそ９０度位相シフトしていることを除いて、前記第１と第２の周期的な差動信号は実質同じ波形を持つ、
［１６］の回路。
［２０］
前記第１の信号レベルは正の電圧、前記第２の信号レベルはおよそ０ボルトの電圧、前記第３の信号レベルは負の電圧である、
［１６］の回路。
［２１］
前記第１の信号レベルは正の電流、前記第２の信号レベルはおよそ０アンペアの電流、前記第３の信号レベルは負の電流である、
［１５］の回路。
［２２］
前記の回路が、モバイルのためのグローバル・システム（ＧＳＭ）通信の標準とＧＳＭエボリューションのためのエンハンス・データ・レート（ＥＤＧＥ）通信の標準のうちの１つに従って信号を送信する無線送信機である、
［１５］の回路。
［２３］
ミキサと、
前記の周期的な差動信号の周期は第１と第２と第３の部分を含み、前記の周期的な差動信号は前記第１の部分に第１の信号レベルを、前記第２の部分に第２の信号レベルを、前記第３の部分に第３の信号レベルを持つ、前期ミキサに周期的な差動信号を供給するための手段を具備する、
集積回路。
［２４］
前記方法に周期的な信号を供給する位相同期ループ（ＰＬＬ）をさらに具備する、
［２３］の集積回路。
［２５］
前記ミキサが、無線送信機の送信チェーンの一部分である、
［２３］の集積回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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