(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を全波整流して脈流出力を得る整流回路と、該整流回路に接続されたインダクタと、スイッチング素子と、出力コンデンサとを有し、前記交流電源から所定の大きさの直流出力電圧を負荷に供給するスイッチング電源回路において、
前記インダクタに流れる電流を検出したインダクタ電流検出電圧を出力するインダクタ電流検出回路と、
前記インダクタ電流検出電圧を、互いに異なる電圧レベルの第１、第２の電流レベル信号に変換するレベル変換回路と、
前記第１の電流レベル信号から全波整流された交流入力電圧波形とほぼ同相で変化する基準電位信号を生成して前記第２の電流レベル信号の電圧レベルと比較することにより、前記スイッチング素子のオンタイミングを規定する信号を生成する連続制御設定回路と、
前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを検出するゼロ電流検出回路と、
を備え、
前記連続制御設定回路で規定される前記スイッチング素子のオンタイミングと、前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを前記ゼロ電流検出回路が検出するタイミングとのいずれか早いタイミングで、前記スイッチング素子をオンに切り替えるようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記レベル変換回路は、前記インダクタ電流検出電圧を前記インダクタ電流検出電圧と反対の極性側にシフトさせて前記第１、第２の電流レベル信号を生成することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記インダクタ電流検出回路は、前記整流回路と前記インダクタを結ぶ経路に挿入された電流検出抵抗であって、該電流検出抵抗の一端から負電圧の前記インダクタ電流検出電圧を出力し、
前記レベル変換回路は、正電圧の基準電圧と前記インダクタ電流検出回路の出力との間に直列に接続された第１の抵抗、第２の抵抗および第３の抵抗を備え、前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点の電圧を前記第１の電流レベル信号とし、前記第２の抵抗と第３の抵抗の接続点の電圧を前記第２の電流レベル信号とすることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記連続制御設定回路は、
前記第１の電流レベル信号の電圧レベルを前記スイッチング素子のオフタイミング毎にホールドしてピークレベル信号を生成するピークホールド回路と、
前記ピークレベル信号の電圧レベルを変換して前記基準電位信号を生成するとともに、前記基準電位信号と前記第２の電流レベル信号との電圧レベルを比較することにより、前記スイッチング素子のオンタイミングを規定するセットパルスを生成するセットパルス生成回路と、
から構成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記ピークホールド回路は、
前記スイッチング素子のオフタイミングに同期するワンショットパルスを生成するワンショット回路と、
前記第１の電流レベル信号が入力され、前記ワンショットパルスによって導通状態となるトランスファゲートと、
前記トランスファゲートを介して出力される前記ピークレベル信号を保持する保持回路と、
から構成されていることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記セットパルス生成回路は、
前記ピークホールド回路で生成された前記ピークレベル信号を増幅して前記基準電位信号を生成する増幅回路と、
前記第２の電流レベル信号と前記基準電位信号との電圧レベルを比較して前記セットパルスを出力する比較回路と、
から構成されていることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
交流電源を全波整流して脈流出力を得る整流回路と、該整流回路に接続されたインダクタと、スイッチング素子と、出力コンデンサと、前記インダクタに流れる電流を検出してインダクタ電流検出電圧を出力するインダクタ電流検出回路とを有し、前記交流電源から所定の大きさの直流出力電圧を負荷に供給するスイッチング電源回路の力率改善回路において、
前記インダクタ電流検出電圧を、互いに異なる電圧レベルの第１、第２の電流レベル信号に変換するレベル変換回路と、
前記第１の電流レベル信号から全波整流された交流入力電圧波形とほぼ同相で変化する基準電位信号を生成して前記第２の電流レベル信号の電圧レベルと比較することにより、前記スイッチング素子のオンタイミングを規定する信号を生成する連続制御設定回路と、
前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを検出するゼロ電流検出回路と、
を備え、
前記連続制御設定回路で規定される前記スイッチング素子のオンタイミングと、前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを前記ゼロ電流検出回路が検出するタイミングとのいずれか早いタイミングで、前記スイッチング素子をオンに切り替えるようにしたことを特徴とする力率改善回路。
【請求項８】
前記連続制御設定回路は、
前記第１の電流レベル信号の電圧レベルを前記スイッチング素子のオフタイミング毎にホールドしてピークレベル信号を生成するピークホールド回路と、
前記ピークレベル信号の電圧レベルを変換して前記基準電位信号を生成するとともに、前記基準電位信号と前記第２の電流レベル信号との電圧レベルを比較することにより、前記スイッチング素子のオンタイミングを規定するセットパルスを生成するセットパルス生成回路と、
前記基準電位信号の電圧レベルを外部接続抵抗の抵抗値によって変更するための外部端子と、
を備えたことを特徴とする請求項７記載の力率改善回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流入力電圧から所定の直流出力電圧を負荷に供給するスイッチング電源回路および力率改善回路に関し、とくに電流臨界制御方式と電流連続制御方式とを切り替えることが可能なスイッチング電源回路および力率改善回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用交流電源（ＡＣ１００Ｖ〜２４０Ｖ）が供給される多くの電子機器では、内部の電子回路を駆動する直流電源を得るためにスイッチング電源回路を用いている。そのため、スイッチング電源回路では商用交流電源を直流に変換する整流回路が必要になる。力率改善を行わないと、入力電圧がピーク近傍になる時にだけ整流回路に接続されている平滑コンデンサに電流が流れることから、整流回路に高周波の電流および電圧成分が発生して高周波ノイズ源となるとともに、力率が低下するという問題があった。
【０００３】
力率とは、交流回路における入力電圧と入力電流の積の時間平均である入力有効電力Ｐｉ（Ｗ）を、皮相電力（入力電圧の実効値と入力電流の実効値の積）で割った値であり、有効電力は皮相電力に負荷で決まる係数（力率）をかけたものとなる。ＡＣ１００Ｖに単なる抵抗負荷を付けた場合には、電圧波形と電流波形は同相になり力率は１となる。しかし、抵抗以外の負荷要因によって電圧位相に対して電流位相がずれる場合もあって、その場合、そのずれた分だけ力率が減少することを補償するために入力電流を大きくする必要があり、これが入力ラインの電力ロスを増大させてしまう。そこで、力率改善回路（ＰＦＣ：power factor controller）によって力率の低下を防止してこの電力ロスを抑えるとともに、上記高周波ノイズを抑制する必要があった。
【０００４】
図１３は、オン幅固定制御方式による従来の力率改善回路を用いたスイッチング電源回路を示す図である。
【０００５】
力率改善回路とは、スイッチング電源回路において、入力電流波形を整流回路により整流された交流入力電圧波形と同相にすることにより、力率を改善するとともに、有害なＥＭＩ（electro-magnetic interference）発生や機器の破壊に繋がる高周波の電流や電圧を抑制する回路である。図１３のスイッチング電源回路においては、交流入力電圧を全波整流回路１によって全波整流し、全波整流回路１の出力端にはコンデンサ２の一端が接続され、コンデンサ２によって後述のスイッチング素子４のスイッチング動作に起因する高周波成分を除去する。全波整流回路１の出力端にはさらに、トランスＴの一次側インダクタ３、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）からなるスイッチング素子４、ダイオード５、およびコンデンサ６からなる昇圧回路が接続されている。この昇圧回路によって全波整流回路１から出力される整流電圧を昇圧整流することで、出力端子７と接地の間に接続される負荷（図示せず）に対して、例えば約４００Ｖの直流出力電圧を供給することができる。
【０００６】
力率改善回路１００は、各種機能を一体にした集積回路によって構成され、フィードバック信号入力用のＦＢ端子、スイッチング素子４に流れる電流を検出するためのＩＳ端子、出力用のＯＵＴ端子、ゼロクロス信号入力用のＺＣＤ（zero current detection）端子、発振器１３の発振波形を決定する抵抗接続用のＲＴ端子、および位相補償素子を接続するためのＣＯＭＰ端子を有している。また、集積回路内部には、ＦＢ端子に入力される出力電圧の検出値と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅して出力するエラーアンプ１１、ＰＷＭ（パルス幅変調：pulse width modulation）コンパレータ１２、発振器１３、オア回路１４ａ，１４ｂ、ＲＳフリップフロップ（ＦＦ）１５、ＺＣＤコンパレータ１６、タイマ１７、過電圧保護用のＯＶＰ（over voltage protection）コンパレータ１８、および過電流を検出するためのコンパレータ１９が設けられている。
【０００７】
力率改善回路１００のＲＴ端子は、一端が接地されたタイミング抵抗Ｒ１と接続されている。ＺＣＤ端子は、抵抗Ｒ２を介してトランスＴの二次側インダクタ８の一端と接続され、二次側インダクタ８の他端は接地されている。ＯＵＴ端子は、スイッチング素子４を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート端子と接続されている。スイッチング素子４のソース端子は、一端が接地された電流検出抵抗Ｒ３の他端に接続され、この接続点はＩＳ端子に接続されている。出力端子７は、直列接続された分割抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して接地され、分割抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点がＦＢ端子に接続されている。ＣＯＭＰ端子は、コンデンサＣ１を介して接地され、このコンデンサＣ１に対して抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２の直列回路が並列接続されている。なお、力率改善回路１００はその他に、図示しない電源電圧入力用のＶＣＣ端子、グランド接続用のＧＮＤ端子なども備えている。
【０００８】
上述したスイッチング電源回路では、力率改善回路１００によって昇圧回路に流れるインダクタ電流ＩLと整流回路により整流された交流入力電圧との位相を揃えることで、その力率を改善するようにしている。
【０００９】
ここでは、力率改善回路１００のエラーアンプ１１は、トランスコンダクタンスアンプからなり、その非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆを受け、反転入力端子はＦＢ端子と接続されている。このエラーアンプ１１の出力端子は、ＣＯＭＰ端子およびＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子にそれぞれ接続されている。ＰＷＭコンパレータ１２の出力端子は、オア回路１４ａを介してＲＳフリップフロップ１５のリセット端子と接続されている。発振器１３は、ＲＴ端子を介して外部のタイミング抵抗Ｒ１と接続され、タイミング抵抗Ｒ１の抵抗値に応じた傾きを持つ鋸歯状の発振出力を生成し、その発振出力がＰＷＭコンパレータ１２の非反転入力端子に供給されている。ＺＣＤコンパレータ１６は、非反転入力端子に基準電圧Ｖｚｃｄを受け、反転入力端子側がＺＣＤ端子に接続されている。
【００１０】
ＺＣＤコンパレータ１６の出力信号は、タイマ１７の出力信号とともにオア回路１４ｂを介してＲＳフリップフロップ１５のセット端子に供給される。ＲＳフリップフロップ１５の出力端子Ｑからの出力信号Ｓ０は、ＯＵＴ端子を介してスイッチング素子４のゲート端子に供給される。また、ＯＶＰコンパレータ１８は反転入力端子側で基準電圧Ｖｏｖｐを受け、非反転入力端子側がＦＢ端子に接続されていて、その出力がオア回路１４ａを介してＲＳフリップフロップ１５のリセット端子に接続されている。さらに、コンパレータ１９は反転入力端子側で基準電圧Ｖｏｖｃを受け、非反転入力端子側がＩＳ端子に接続されていて、その出力がオア回路１４ａを介してＲＳフリップフロップ１５のリセット端子に接続されている。
【００１１】
オン幅固定制御方式による力率改善動作は以下のとおりである。ＺＣＤコンパレータ１６では、昇圧回路におけるトランスＴの一次側インダクタ３に流れるインダクタ電流ＩLがゼロになる電圧値を検出している。ＺＣＤコンパレータ１６がインダクタ電流ゼロを検出すると、その出力がＨ（Ｈｉｇｈ）になってオア回路１４ｂを介してＲＳフリップフロップ１５をセットするから、ＲＳフリップフロップ１５の出力信号Ｓ０がＨになり、この信号がＯＵＴ端子から出力されてスイッチング素子４がオンになる。また、ＺＣＤコンパレータ１６の出力信号は発振器１３にも入力されていて、この発振器１３がＺＣＤコンパレータ１６の出力によりトリガーされると、スイッチング素子４がオンになるタイミングと同じタイミングで、発振器１３で鋸歯状の発振出力（鋸歯状波信号）の生成を開始する。なお、この鋸歯状波信号が所定値に達すると、発振器１３では発振出力の生成を中止して発振出力を初期値にリセットし、次のトリガー入力を待つことになる。
【００１２】
つぎに、出力端子７に出力される直流電圧の分割抵抗Ｒ４，Ｒ５による分圧信号がフィードバック電圧としてＦＢ端子にフィードバックされ、このフィードバック電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅した誤差信号Ｖｅｒｒがエラーアンプ１１によって生成される。ＰＷＭコンパレータ１２では、誤差信号Ｖｅｒｒと発振器１３からの鋸歯状波信号を比較し、鋸歯状波信号が誤差信号Ｖｅｒｒのレベルに達したことを検出するとオア回路１４ａを介してＲＳフリップフロップ１５にリセット信号を出力する。これにより、ＲＳフリップフロップ１５の出力信号Ｓ０がＬ（Ｌｏｗ）になる。Ｌとなった出力信号Ｓ０が力率改善回路１００のＯＵＴ端子から出力されると、スイッチング素子４がオフになる。
【００１３】
このとき、スイッチング電源回路の出力端子７に接続された負荷の大きさが一定であれば、誤差信号Ｖｅｒｒも一定になり、スイッチング素子４のオン幅は鋸歯状波信号が基準値からスタートして誤差信号Ｖｅｒｒに達するまでの時間であることから、当該オン幅は一定に制御される。しかし、スイッチング電源回路の入力が交流電圧であるために、その位相角によって一次側インダクタ３の両端電圧が変化する。そのため、トランスＴの一次側インダクタ３に流れるインダクタ電流ＩLは、その傾きが入力電圧に依存して変化して、インダクタ電流ピーク値、すなわちスイッチング素子４がオフするタイミングの電流値は交流入力電圧に比例した波形になり、力率が改善される。
【００１４】
また、力率改善回路の制御方式には、大きく分けて電流連続制御方式と電流臨界制御方式の２つがある。上記のオン幅固定制御方式は電流臨界制御方式である。電流臨界制御方式は、インダクタ（図１３のインダクタ３に相当）に流れるインダクタ電流ＩLがゼロとなるタイミングを検出し、そのタイミングでスイッチング素子をオンさせる制御方式である。電流臨界制御方式では、インダクタ電流ＩLがゼロとなることを検出してスイッチング素子４をオンさせるためソフトスイッチングを実現でき、ハードスイッチングとなる電流連続制御方式よりターンオン損失が小さく効率がよい。その反面、電流臨界制御方式ではインダクタ電流ＩLのピーク値が電流連続制御方式の場合のピーク値より高くなり、インダクタの電流容量を高くする必要がある。そのため、消費電力が小さな、例えば２５０Ｗ程度以下の力率改善回路に用いられ、それ以上容量の大きな力率改善回路には適さないという問題があった。
【００１５】
そこで、容量の大きな力率改善回路においても電流臨界制御方式のメリットを受けることができるようにするため、補助巻線（図１３におけるトランスＴの二次側インダクタ８に相当）を用いて負荷の大きさを検出し、負荷の大きさが所定値以下であれば電流臨界制御方式を適用し、所定値以上であれば電流連続制御方式を適用する制御方式が特許文献１〜４で提案されている。
【００１６】
このうち特許文献１〜３では、図１３に示すスイッチング電源回路と同様に、スイッチング素子がオフしてからインダクタ電流がゼロになるまでの時間が、負荷が重いほど（スイッチング素子がオフする瞬間のインダクタ電流が大きいほど）長くなることを利用して、電流臨界制御方式と電流連続制御方式の切り替えを行っている。すなわち、図１３に示すスイッチング電源回路において、トランスＴの二次側インダクタ８を補助巻線としてゼロ電流を検出し、それが検出されるタイミングと、タイマ１７によってスイッチング素子４がオフしてから所定時間が経過するまでのタイミングを比較して、そのいずれか早いタイミングでスイッチング素子４をオンさせるようにＲＳフリップフロップ１５を制御している。これにより、ゼロ電流が検出されるまでの時間がタイマ１７により規定される所定時間より長くなる重負荷領域では電流連続制御方式とし、それ以外の軽負荷領域では電流臨界制御方式とすることができる。
【００１７】
特許文献４は、補助巻線によりインダクタ電流がゼロになることを直接検出するのではなく、スイッチング素子がオフしているときは補助巻線から正の電圧が出力され、オンしているときは負の電圧が出力されることを利用して負荷の大きさを判断している。すなわち、補助巻線の出力を用いて外付けのコンデンサを充放電し、スイッチング素子がオフしている間にコンデンサの積分電圧が上昇するようにし、この積分電圧が所定値を超えたとき、スイッチング素子のオフ時間が長く重負荷であると判断して電流連続制御方式とし、それ以外の軽負荷領域では電流臨界制御方式とするものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００６−２９６１５８号公報（段落［００１２］〜［００５０］および図１など参照）
【特許文献２】特開２００５−２０９９４号公報（段落［０１４５］〜［０１９７］および図５など参照）
【特許文献３】米国特許出願公開第２００４／２６３１４０号明細書（段落［００３５］〜［００７４］および図３など参照）
【特許文献４】特開２００８−１９３８１８公報（段落［００１１］〜［００４６］および図１など参照）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上述した力率改善回路は、いずれも補助巻線の電圧を用いて電流臨界制御方式の実現や電流連続制御方式との切り替えを行っているために、補助巻線自体を削減することができない。したがって、スイッチング電源回路のコストを下げることができないという課題があった。
【００２０】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、補助巻線を用いずに電流臨界制御と電流連続制御の切り替えを可能としたスイッチング電源回路および力率改善回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明では、上記問題を解決するために、交流電源を全波整流して脈流出力を得る整流回路と、該整流回路に接続されたインダクタと、スイッチング素子と、出力コンデンサとを有し、前記交流電源から所定の大きさの直流出力電圧を負荷に供給するスイッチング電源回路が提供される。このスイッチング電源回路は、前記インダクタに流れる電流を検出したインダクタ電流検出電圧を出力するインダクタ電流検出回路と、前記インダクタ電流検出電圧を、互いに異なる電圧レベルの第１、第２の電流レベル信号に変換するレベル変換回路と、前記第１の電流レベル信号から全波整流された交流入力電圧波形とほぼ同相で変化する基準電位信号を生成して前記第２の電流レベル信号の電圧レベルと比較することにより、前記スイッチング素子のオンタイミングを規定する信号を生成する連続制御設定回路と、前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを検出するゼロ電流検出回路と、から構成される。
【００２２】
このスイッチング電源回路では、前記連続制御設定回路で規定される前記スイッチング素子のオンタイミングと、前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを前記ゼロ電流検出回路が検出するタイミングとのいずれか早いタイミングで、前記スイッチング素子をオンに切り替えるようにしたことを特徴とする。
【００２３】
また、本発明の力率改善回路は、前記インダクタ電流検出電圧を、互いに異なる電圧レベルの第１、第２の電流レベル信号に変換するレベル変換回路と、前記第１の電流レベル信号から全波整流された交流入力電圧波形とほぼ同相で変化する基準電位信号を生成して前記第２の電流レベル信号の電圧レベルと比較することにより、前記スイッチング素子のオンタイミングを規定する信号を生成する連続制御設定回路と、前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを検出するゼロ電流検出回路と、を備え、前記連続制御設定回路で規定される前記スイッチング素子のオンタイミングと、前記インダクタに流れる電流がゼロとなることを前記ゼロ電流検出回路が検出するタイミングとのいずれか早いタイミングで、前記スイッチング素子をオンに切り替えるようにしたことを特徴とする。
【００２４】
この力率改善回路では、基準電位信号の電圧レベルを外部接続抵抗の抵抗値によって変更するための外部端子を設けることができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、補助巻線を用いることなく臨界動作から連続動作に切り替えることのできるスイッチング電源回路および力率改善回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】第１の実施の形態のスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図２】図１の力率改善回路を構成するレベル変換回路および連続制御設定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図３】図２の連続制御設定回路を構成するワンショット回路の入出力信号波形を示すタイミング図である。
【図４】図２の連続制御設定回路を構成するピークホールド回路およびセットパルス生成回路の各信号波形を示すタイミング図である。
【図５】図１の力率改善回路の動作のうちで、（Ａ）には軽負荷時の臨界動作、（Ｂ）には重負荷時の連続動作を示す各部波形図である。
【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路で重負荷時に流れるインダクタ電流の波形を示す図である。
【図７】重負荷時におけるインダクタ電流のピーク値を従来の電流臨界制御方式だけを用いる回路のものと比較して示す図である。
【図８】第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図９】図８の力率改善回路を構成するレベル変換回路および連続制御設定回路の具体的構成を示す回路図である。
【図１０】図８の力率改善回路の動作を説明する図であって、（Ａ）は連続制御設定回路を構成するセットパルス生成回路の各信号波形図、（Ｂ）は力率改善回路の重負荷時の連続動作における各信号波形を示す図である。
【図１１】図８の力率改善回路に抵抗値の異なる外部抵抗を接続した場合の、重負荷時におけるインダクタ電流のピーク値を比較して示す図である。
【図１２】スイッチング素子での発熱に対するインダクタ電流の変化を示す図である。
【図１３】オン幅固定制御方式による従来の力率改善回路を用いたスイッチング電源回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
【実施例１】
【００２８】
図１は、第１の実施の形態のスイッチング電源回路を示す回路図である。以下では、従来例である図１３のスイッチング電源回路と対応する部分に同一の参照符号を付けて、重複する説明を省略する。
【００２９】
図１に示すスイッチング電源回路は、交流電源を全波整流して脈流出力を得る全波整流回路１、および全波整流回路１に接続されたインダクタ３を有し、交流電源から所定の大きさの直流出力電圧を負荷に供給するものであって、補助巻線を用いずに臨界動作と連続動作との切り替えを行う力率改善回路１０によってスイッチング素子４をオンオフ制御している。そのため、図１に示す力率改善回路１０では、従来例である図１３のスイッチング電源回路における力率改善回路１００に対して以下の３つで相違する。
【００３０】
ひとつは、レベル変換回路２０および連続制御設定回路３０を追加している点である。また、図１３のものと異なり、図１のインダクタ電流検出回路を構成する電流検出抵抗Ｒ３では、そこにインダクタ電流ＩLが流れると負値のインダクタ電流検出電圧が生成されて力率改善回路１０のＩＳ端子に供給される点である。さらに、図１３のスイッチング電源回路のようにトランスＴの二次側インダクタ８およびタイマ１７が設けられていない点でも異なっている。
【００３１】
なお、レベル変換回路２０から出力される電流レベル信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３、および連続制御設定回路３０からオア回路１４ｂを介してＲＳフリップフロップ１５に供給される第２のセットパルスＳ８については、レベル変換回路２０および連続制御設定回路３０の具体的構成を示す次の図２によって詳述する。また、電流レベル信号Ｓ３が供給されるＺＣＤコンパレータ１６の出力信号を、第１のセットパルスＳ９という。
【００３２】
図２は、図１の力率改善回路を構成するレベル変換回路および連続制御設定回路の具体的構成を示す回路図である。
【００３３】
レベル変換回路２０は、４つの直列接続された抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４から構成され、一端が正の基準電圧Ｖｒｅｆ２と接続され、他端がＩＳ端子と接続されている。レベル変換回路２０では、ＩＳ端子からの入力電圧をインダクタ電流検出電圧とは反対極性の正電圧側にシフトさせて、インダクタ３に流れるインダクタ電流ＩLに比例する３つの電流レベル信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３に変換し、３つの電流レベル信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をそれぞれ互いに異なる電圧レベルで出力する。第１の電流レベル信号Ｓ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ２側の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点から出力され、連続制御設定回路３０に供給される。また、第２の電流レベル信号Ｓ２は、中間の抵抗Ｒ２２，Ｒ２３の接続点から出力され、力率改善回路１０のコンパレータ１９および連続制御設定回路３０にそれぞれ供給される。さらに、第３の電流レベル信号Ｓ３は、ＩＳ端子側の抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の接続点から力率改善回路１０のＺＣＤコンパレータ１６に出力されている。なお、ＺＣＤコンパレータ１６は、第３の電流レベル信号Ｓ３を基準電圧Ｖｚｃｄと比較してインダクタに流れる電流がゼロとなることを検出し、第１のセットパルスＳ９を出力するゼロ電流検出回路として機能するものである。
【００３４】
連続制御設定回路３０は、ピークホールド回路４０およびセットパルス生成回路５０から構成され、第２のセットパルスＳ８を図１に示すオア回路１４ｂに出力している。連続制御設定回路３０では、図１に示すＲＳフリップフロップ１５からの出力信号Ｓ０とレベル変換回路２０からの第１の電流レベル信号Ｓ１が、それぞれピークホールド回路４０に入力されている。そして、ピークホールド回路４０において電流レベル信号Ｓ１からピークレベル信号Ｓ６を生成するとともに、セットパルス生成回路５０においてスイッチング素子４のオンタイミングを規定する第２のセットパルスＳ８を生成している。この第２のセットパルスＳ８は、重負荷に対してスイッチング素子４のオンタイミングをゼロ電流検出のタイミング以前に変更するように機能するものであり、重負荷時での制御方式を電流臨界制御から電流連続制御に切り替えるものである。
【００３５】
ピークホールド回路４０は、スイッチング素子４のオフタイミングに同期するワンショットパルスＳ４，Ｓ５を生成するワンショット回路４１、ワンショットパルスＳ４，Ｓ５によって導通状態となるトランスファゲート４２、および抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３を直列接続した保持回路４３から構成されている。
【００３６】
このワンショット回路４１は、ＭＯＳＦＥＴ３１、定電流源３２、コンデンサＣ４、インバータ３３，３４、ナンド（ＮＡＮＤ）回路３５、およびインバータ３６で構成されている。ここでは、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート端子にＲＳフリップフロップ１５からの出力信号Ｓ０が供給されてオンオフされ、ＭＯＳＦＥＴ３１と並列接続されたコンデンサＣ４が、ＭＯＳＦＥＴ３１による放電と定電流源３２による充電とを繰り返すように構成される。インバータ３３には、ＲＳフリップフロップ１５の出力信号Ｓ０が入力されている。また、インバータ３４の入力端子は、コンデンサＣ４の定電流源３２との接続点に接続され、コンデンサＣ４の充電電圧が供給される。２つのインバータ３３，３４の出力電圧は、いずれもナンド回路３５に入力されワンショットパルスＳ４が生成される。ナンド回路３５からのワンショットパルスＳ４は、さらにインバータ３６で反転され、その出力電圧がもうひとつのワンショットパルスＳ５となる。これらのワンショットパルスＳ４，Ｓ５は、それぞれトランスファゲート４２の反転入力端子、および非反転入力端子に供給されている。保持回路４３では、電流レベル信号Ｓ１のピーク値に対応するピークレベル信号Ｓ６を生成し、これをセットパルス生成回路５０に出力している。
【００３７】
セットパルス生成回路５０は、増幅回路（ボルテージフォロワ）５１、２つの抵抗Ｒ８，Ｒ９を直列接続した抵抗回路、および比較回路５２から構成されている。増幅回路５１は、ピークホールド回路４０で生成されたピークレベル信号Ｓ６を増幅（インピーダンス変換）するものであり、その出力端子が抵抗Ｒ８，Ｒ９を介して接地され、ピークレベル信号Ｓ６に等しい増幅回路５１の出力が抵抗Ｒ８，Ｒ９で分圧されて基準電位信号Ｓ７が生成される。比較回路５２は、その反転入力端子は抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続点に接続されて基準電位信号Ｓ７が供給され、非反転入力端子にはレベル変換回路２０から第２の電流レベル信号Ｓ２が供給されている。そして、第２の電流レベル信号Ｓ２が基準電位信号Ｓ７の電圧レベルと比較されて第２のセットパルスＳ８を出力し、これがオア回路１４ｂを介してＲＳフリップフロップ１５へ入力されるように構成されている。
【００３８】
図３は、図２の連続制御設定回路を構成するワンショット回路４１の入出力信号波形を示すタイミング図である。
【００３９】
ワンショット回路４１では、ＲＳフリップフロップ１５からの出力信号Ｓ０が供給され、それがタイミングｔ０以前からｔ１の間で０レベル（ロウレベル）となっていて、ＭＯＳＦＥＴ３１はスイッチング素子４と同様にオフ状態となっている。そのとき、コンデンサＣ４には定電流源３２からの充電電流が流れるから、時刻ｔ０において既にコンデンサＣ４は所定の電圧レベル（ハイレベル）まで充電されている。そのため、タイミングｔ０からｔ１の期間では、出力信号Ｓ０が入力されたインバータ３３からは１レベル（ハイレベル）がナンド回路３５に出力され、インバータ３４からは０レベルがナンド回路３５に出力される。そのため、ナンド回路３５の出力が１レベルになり、インバータ３６の出力が０になることから、トランスファゲート４２はオフ（遮断）状態となっている。
【００４０】
つぎに、タイミングｔ１で出力信号Ｓ０が１レベルになると、ＭＯＳＦＥＴ３１がオンすることによりコンデンサＣ４が放電されて直ちにインバータ３４への入力が０レベルに反転し、同時に２つのインバータ３３，３４の出力信号もそれぞれ０，１レベルに反転する。しかし、ナンド回路３５の出力は１レベルに保持されるため、トランスファゲート４２のオフ状態には変化が生じない。ところが、つぎに出力信号Ｓ０が０レベルに復帰するタイミングｔ２では、インバータ３３から直ちに１レベルが出力されるが、コンデンサＣ４には定電流源３２から充電電流が流れ始めるだけで、インバータ３４の出力は１レベル状態を継続する。そのため、ナンド回路３５の出力が１レベルから０レベルに反転するとともにインバータ３６の出力が０レベルから１レベルに反転して、ワンショット回路４１からトランスファゲート４２へそれぞれ０レベル、１レベルのワンショットパルスＳ４，Ｓ５が入力される。
【００４１】
こうして、タイミングｔ２からｔ３の間では、ワンショット回路４１で互いに相補的な信号として生成されたワンショットパルスＳ４，Ｓ５によってトランスファゲート４２が導通状態となり、第１の電流レベル信号Ｓ１が保持回路４３に入力されるようになる。そして保持回路４３では、トランスファゲート４２を介して入力される第１の電流レベル信号Ｓ１のピークレベル信号Ｓ６が、コンデンサＣ３によって保持される。すなわち、インダクタ電流ＩLはスイッチング素子４がオンしている間は増加を続けるためスイッチング素子４がオフする瞬間に最大値となり、ワンショット回路４１からのワンショットパルスＳ４，Ｓ５はスイッチング素子４がオフした直後に発生する。したがって、保持回路４３では、インダクタ電流ＩLのピーク値に対応する第１の電流レベル信号Ｓ１のピーク値をサンプルホールドしたピークレベル信号Ｓ６が保持される（後述する図４（Ａ）参照）。
【００４２】
なお、ワンショット回路４１では、タイミングｔ３になって、定電流源３２によりコンデンサＣ４がインバータ３４の閾値電圧Ｖｔｈを超えて充電されれば、インバータ３４の出力状態が０レベルに反転する。すなわち、タイミングｔ２からｔ３の期間でワンショットパルスＳ４，Ｓ５のパルス幅が規定される。図３では理解がし易いようにタイミングｔ２からｔ３の期間を長めに示しているが、実際は上記サンプルホールド動作が可能な範囲でできるだけ短い時間に設定する。
【００４３】
図４は、図２の連続制御設定回路を構成するピークホールド回路およびセットパルス生成回路の各信号波形を示すタイミング図である。
【００４４】
同図（Ａ）には、連続制御設定回路３０のピークホールド回路４０に入力されるＲＳフリップフロップ１５からの出力信号Ｓ０、出力信号Ｓ０が立ち下がるタイミングで形成されるワンショットパルスＳ５、第１の電流レベル信号Ｓ１、および第１の電流レベル信号Ｓ１から生成したピークレベル信号Ｓ６を示している。
【００４５】
上述のように、電流検出抵抗Ｒ３にインダクタ電流ＩLが流れると、電流検出抵抗Ｒ３は負電圧のインダクタ電流検出電圧を生成してＩＳ端子に供給する。そして、インダクタ電流ＩLが大きいほどインダクタ電流検出電圧の絶対値が大きくなるから、第１の電流レベル信号Ｓ１はインダクタ電流ＩLが大きいほど図４（Ａ）の下側に伸びる特性を示す。したがって、図４（Ａ）に示す第１の電流レベル信号Ｓ１のボトムピーク値およびピークレベル信号Ｓ６が下方に変位するほど、インダクタ電流ＩLのピーク値が大きいことになる。また、上述のように、力率改善回路１０はスイッチング電源回路における交流入力電流波形を整流後の交流入力電圧波形と同相にするものであるから、ピークレベル信号Ｓ６の波形は整流後の交流入力電圧波形にほぼ相似となる。すなわち、スイッチング素子４およびインダクタ３に多くの電流が流れる重負荷時には、第１の電流レベル信号Ｓ１から生成されるピークレベル信号Ｓ６がより大きな曲率で変化する。
【００４６】
図４（Ｂ）には、セットパルス生成回路５０の各信号波形として、比較回路５２に入力される基準電位信号Ｓ７と第２の電流レベル信号Ｓ２、および比較回路５２での比較出力としてセットパルス生成回路５０から出力される第２のセットパルスＳ８を示している。ここでは、整流後の交流入力電圧とほぼ同相で変化する基準電位信号Ｓ７と第２の電流レベル信号Ｓ２との電圧レベルを比較している。
【００４７】
基準電位信号Ｓ７は、上述のようにピークホールド回路４０から出力されたピークレベル信号Ｓ６をレベルシフト（分圧）した信号であって、重負荷時にはより大きな曲率で変化する。また、第２の電流レベル信号Ｓ２は、第１の電流レベル信号Ｓ１と同様、インダクタ３に流れるインダクタ電流ＩLに比例して変化し、電圧レベルだけが異なっている。スイッチング素子４がオフしてインダクタ電流ＩLが減少し、これに伴い第２の電流レベル信号Ｓ２が上昇して基準電位信号Ｓ７に等しくなると、比較回路５２からスイッチング素子４のオンタイミングを規定する第２のセットパルスＳ８が出力される。
【００４８】
図５は、図１の力率改善回路の動作のうちで、（Ａ）には軽負荷時の臨界動作、（Ｂ）には重負荷時の連続動作を示す各部波形図である。
【００４９】
ここでは、図５（Ａ），（Ｂ）いずれでも、交流電源における交流入力電圧波形を基準として、インダクタ電流波形、交流入力電圧波形とほぼ同相で変化する基準電位信号Ｓ７、第２の電流レベル信号Ｓ２、およびＯＵＴ端子から出力される信号の電圧波形を示している。
【００５０】
インダクタ電流ＩLがゼロとなるときの第２の電流レベル信号Ｓ２（ゼロ電流検出レベル）、すなわち力率改善回路１０のＩＳ端子に入力されたインダクタ電流検出電圧のトップピーク値をレベルシフトした値Ｌ０は、負荷の軽重に関係なく一定の大きさ（＝Ｖｒｅｆ２・（Ｒ２３＋Ｒ２４）／（Ｒ２１＋Ｒ２２＋Ｒ２３＋Ｒ２４））となる。一方、軽負荷時のインダクタ電流検出電圧のボトムピーク値は、絶対値が小さな負電圧となるため、基準電位信号Ｓ７の波形のボトムピーク値が図５（Ｂ）のものより上側に位置し、基準電位信号Ｓ７の最小値がゼロ電流検出レベルＬ０より大きくなる。したがって、このような軽負荷時では連続制御設定回路３０から第２のセットパルスＳ８は出力されず、ＺＣＤコンパレータ１６でインダクタ電流ゼロを検出するタイミングで第１のセットパルスＳ９が出力され、スイッチング素子４がオンする。この場合、インダクタ電流ＩLがゼロとなったタイミングでスイッチング素子４がオフからオンに変化するので、電流臨界制御方式を実現することができる。
【００５１】
一方、負荷が重くなると、図５（Ｂ）に示すように基準電位信号Ｓ７が大きな曲率で下方に変位して、その一部がゼロ電流検出レベルより低くなった時点で、第２のセットパルスＳ８がＺＣＤコンパレータ１６からの第１のセットパルスＳ９に先行して出力されるようになる。そのため、重負荷時には制御方式が電流臨界制御から電流連続制御に切り替わることになる。
【００５２】
図６は、第１の実施の形態のスイッチング電源回路で重負荷時に流れるインダクタ電流の波形を示す図である。
【００５３】
この図６には、インダクタ電流ＩLの最大値を接続した包絡線ＩＥｍａｘと最小値を接続した包絡線ＩＥｍｉｎとを示している。図５において説明したように、インダクタ電流検出電圧を用いて負荷の軽重を判断して電流臨界制御方式と電流連続制御方式を切り替えるようにしたので、交流入力電圧波形とほぼ同相で変化するインダクタ電流ＩLの最大値を接続した包絡線波形の瞬時値が小さいとき（すなわち、時刻ｔ１１とｔ１２、ｔ１２とｔ１３の中間領域）は電流臨界制御方式となり、最大値を接続した包絡線波形の瞬時値が大きいときは電流連続制御方式となっていることがわかる。そのため、従来の電流臨界制御の場合と同じ大きさのインダクタ３を用いた場合であっても、重負荷では電流臨界制御方式から電流連続制御方式に切り替えることにより、負荷に供給可能な電力を大きく設定でき、より大きな負荷に所定の直流電圧を供給できる。
【００５４】
図７は、重負荷時におけるインダクタ電流のピーク値を従来の電流臨界制御方式だけを用いる回路のものと比較して示す図である。
【００５５】
インダクタ電流ＩLのピーク電流値がＩｍａｘ０のように小さな軽負荷時においては、インダクタ電流波形は従来の場合と同じである。しかし、重負荷時に電流臨界制御方式から電流連続制御方式に切り替える本発明では、大きなピーク電流値Ｉｍａｘ２のインダクタ電流ＩLを流して重負荷に対処する従来方式のものと比較して、インダクタ電流ＩLをピーク電流値Ｉｍａｘ１のように低減しても同じ平均電流値を得ることができる利点がある。
【００５６】
また、上述のように、本発明では従来の補助巻線を必要としないため、スイッチング電源回路のコストを削減することができる。
【実施例２】
【００５７】
図８は、第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す回路図である。以下では、図１のスイッチング電源回路（第１の実施の形態）と対応する部分に同一の参照符号を付けて、重複する説明のうち不要なものは省略する。
【００５８】
図８に示すスイッチング電源回路は、交流電源を全波整流して脈流出力を得る全波整流回路１、および全波整流回路１に接続されたインダクタ３を有し、交流電源から所定の大きさの直流出力電圧を生成して負荷に供給するものである。また、補助巻線を用いずに臨界動作と連続動作との切り替えを行うために、図１３の従来例のものとは異なる力率改善回路６０によってスイッチング素子４をオンオフ制御している。
【００５９】
ここで、本実施の形態における力率改善回路６０では、図１３の従来例のものに対しレベル変換回路２０および連続制御設定回路７０が追加されている。さらに、図１に示す力率改善回路１０との相違点は、力率改善回路６０には外付け抵抗（抵抗Ｒ１０）を接続するための外部端子として、ＲＣＣＭ端子が追加されている点である。このＲＣＣＭ端子を追加したことにより、力率改善回路６０に外部接続する抵抗Ｒ１０の抵抗値を種々の大きさに切り替えることができるので、連続制御設定回路７０において設定すべき基準電位信号の電圧レベルを、ユーザによって任意に選択することが可能となる。
【００６０】
図９は、図８の力率改善回路を構成するレベル変換回路および連続制御設定回路の具体的構成を示す回路図である。
【００６１】
レベル変換回路２０は、ＩＳ端子からの入力電圧をインダクタ電流検出電圧とは反対極性の正電圧側にシフトさせて、インダクタ３に流れるインダクタ電流ＩLに比例する３つの電流レベル信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３に変換し、３つの電流レベル信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をそれぞれ互いに異なる電圧レベルで出力する。これは、図１のスイッチング電源回路（第１の実施の形態）の場合と同じである。
【００６２】
連続制御設定回路７０は、ピークホールド回路４０およびセットパルス生成回路５０から構成され、図２に示す連続制御設定回路３０と同様に、セットパルス生成回路５０においてスイッチング素子４のオンタイミングを規定する第２のセットパルスＳ８を生成している。すなわち、第２のセットパルスＳ８は、重負荷に対してスイッチング素子４のオンタイミングをゼロ電流検出のタイミング以前に変更するように機能するものであり、重負荷時での制御方式を電流臨界制御から電流連続制御に切り替えるものである。
【００６３】
ここで、ピークホールド回路４０は、スイッチング素子４のオフタイミングに同期するワンショットパルスＳ４，Ｓ５を生成するワンショット回路４１、ワンショットパルスＳ４，Ｓ５によって導通状態となるトランスファゲート４２、および抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３を直列接続した保持回路４３から構成されている。また、セットパルス生成回路５０は、増幅回路（ボルテージフォロワ）５１、２つの抵抗Ｒ８，Ｒ９を直列接続した抵抗回路、および比較回路５２から構成されている。
【００６４】
こうした構成は、前述した図２に示す連続制御設定回路３０と同様であるが、本実施の形態におけるセットパルス生成回路５０は、力率改善回路６０のＲＣＣＭ端子を介して、抵抗Ｒ８，Ｒ９の抵抗回路に対しさらに外部抵抗Ｒ１０を接続することが可能になっている点で異なっている。増幅回路５１は、ピークホールド回路４０で生成されたピークレベル信号Ｓ６を増幅（インピーダンス変換）するものであるが、その出力端子は抵抗Ｒ８，Ｒ９および外部抵抗Ｒ１０を介して接地されている。したがって、増幅回路５１の出力信号を抵抗Ｒ８，Ｒ９および外部抵抗Ｒ１０で分圧して生成される基準電位信号Ｓ７は、外部抵抗Ｒ１０の抵抗値に応じてその信号レベルが切り替わることになる。
【００６５】
なお、比較回路５２は、その反転入力端子は抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続点に接続されて基準電位信号Ｓ７が供給され、非反転入力端子にはレベル変換回路２０から第２の電流レベル信号Ｓ２が供給されている。そして、第２の電流レベル信号Ｓ２と基準電位信号Ｓ７の電圧レベルとを比較して第２のセットパルスＳ８を出力し、これがオア回路１４ｂを介してＲＳフリップフロップ１５へ入力されるように構成されている。
【００６６】
図１０は、図８の力率改善回路の動作を説明する図であって、（Ａ）は連続制御設定回路を構成するセットパルス生成回路の各信号波形図、（Ｂ）は力率改善回路の重負荷時の連続動作における各信号波形を示す図である。
【００６７】
図１０（Ａ）には、セットパルス生成回路５０の各信号波形として、比較回路５２に入力される基準電位信号Ｓ７と第２の電流レベル信号Ｓ２、および比較回路５２での比較出力としてセットパルス生成回路５０から出力される第２のセットパルスＳ８を示している。
【００６８】
基準電位信号Ｓ７は、図２に示す連続制御設定回路３０と同様にピークホールド回路４０から出力されたピークレベル信号Ｓ６をレベルシフト（分圧）した信号であって、重負荷時にはより大きな曲率で変化する。また、第２の電流レベル信号Ｓ２は、第１の電流レベル信号Ｓ１と同様、インダクタ３に流れるインダクタ電流ＩLに比例して変化し（相似形で変化し）、電圧レベルだけが異なっている。ここで、スイッチング素子４がオフしてインダクタ電流ＩLが減少し、これに伴い第２の電流レベル信号Ｓ２が上昇して基準電位信号Ｓ７に等しくなると、比較回路５２からスイッチング素子４のオンタイミングを規定する第２のセットパルスＳ８が出力される。ここでは、整流後の交流入力電圧とほぼ同相で変化する基準電位信号Ｓ７の電圧レベルが外部抵抗Ｒ１０の抵抗値に応じて上下に変化する。
【００６９】
図１０（Ｂ）には、交流電源における交流入力電圧波形を基準として、インダクタ電流波形、交流入力電圧波形とほぼ同相で変化する基準電位信号Ｓ７、第２の電流レベル信号Ｓ２、およびＯＵＴ端子から出力される信号の電圧波形を示している。
【００７０】
インダクタ電流ＩLがゼロとなるときの第２の電流レベル信号Ｓ２（ゼロ電流検出レベル）は、前述した図５（Ａ）に示すように、インダクタ電流検出電圧のトップピーク値をレベルシフトした値Ｌ０であって、負荷の軽重に関係なく一定の大きさ（＝Ｖｒｅｆ２・（Ｒ２３＋Ｒ２４）／（Ｒ２１＋Ｒ２２＋Ｒ２３＋Ｒ２４））である。図示はしないが、軽負荷時のインダクタ電流検出電圧のボトムピーク値は、絶対値が小さな負電圧となるため、基準電位信号Ｓ７の波形のボトムピーク値が図１０（Ｂ）のものより上側に偏位して、基準電位信号Ｓ７の最小値がゼロ電流検出レベルＬ０より大きくなる。したがって、このような軽負荷時では、連続制御設定回路７０から第２のセットパルスＳ８は出力されず、ＺＣＤコンパレータ１６でインダクタ電流ゼロを検出するタイミングで第１のセットパルスＳ９が出力され、スイッチング素子４がオンする。こうして、インダクタ電流ＩLがゼロとなったタイミングでスイッチング素子４がオフからオンに変化するようになって、負荷の大きさが所定値以下であれば電流臨界制御方式が実現される。
【００７１】
負荷が重くなると、図１０（Ｂ）に示すように基準電位信号Ｓ７が大きな曲率で下方に変位するが、その一部がゼロ電流検出レベルＬ０より低くなった時点で、図１０（Ａ）に示す第２のセットパルスＳ８がＺＣＤコンパレータ１６からの第１のセットパルスＳ９に先行して出力されるようになる。そのため、重負荷時には制御方式が電流臨界制御から電流連続制御に切り替わることになる。そして、この電流連続制御に切り替わるタイミングを、外部抵抗Ｒ１０の抵抗値を選択することで変更できる。すなわち、図１０（Ｂ）の基準電位信号Ｓ７は、外部抵抗Ｒ１０の抵抗値を小さな値に設定しておくことで、電流連続制御時でのスイッチング素子４のターンオンレベルを破線で示す状態から実線で示す位置まで低下させることができる。このため、力率改善回路６０に接続される外部抵抗Ｒ１０の抵抗値を選択することによって、軽負荷時での電流臨界動作から重負荷の電流連続動作に切り替える電力レベルを、電源ごとに適切に設定することができる。
【００７２】
図１１は、図８の力率改善回路に抵抗値の異なる外部抵抗を接続した場合の、重負荷時におけるインダクタ電流のピーク値を比較して示す図である。
【００７３】
重負荷時に電流臨界制御方式から電流連続制御方式に切り替える本発明では、負荷に大きなピーク電流Ｉｍａｘ１，Ｉｍａｘ３を流して重負荷に対処する場合に、抵抗値の異なる外部抵抗を接続することによりインダクタ電流のピーク電流値を低減することができる。すなわち、力率改善回路６０の外部端子として、ＲＣＣＭ端子を追加して、そこに接続される外部抵抗Ｒ１０の抵抗値を調整することで、ピーク電流値の低減の割合を調整する（Ｉｍａｘ１＞Ｉｍａｘ３）ことができる。なお、ピーク電流がＩｍａｘ０のように小さな軽負荷時においては、インダクタ電流波形は従来の場合と同じである。
【００７４】
図１２は、スイッチング素子での発熱に対するインダクタ電流の変化を示す図である。
【００７５】
外部抵抗Ｒ１０の抵抗値を小さく設定すると、インダクタ電流のピーク値が小さくなる。しかし、インダクタ電流のピーク値を小さくしようとすれば、スイッチング電源回路のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）４での発熱が大きくなる。そこで、力率改善回路６０に外付けされる外部抵抗Ｒ１０の抵抗値を調整することにより、電源設計者は電源仕様に応じて、スイッチング素子４での発熱量を自由に設定できる。
【符号の説明】
【００７６】
１  全波整流回路
２，６  コンデンサ
３  インダクタ
４  スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
５  ダイオード
７  出力端子
１０，６０  力率改善回路
１１  エラーアンプ
１２  ＰＷＭコンパレータ
１３  発振器
１４ａ，１４ｂ  オア回路
１５  ＲＳフリップフロップ
１６  ＺＣＤコンパレータ
１７  タイマ
１８  ＯＶＰコンパレータ
１９  コンパレータ
２０  レベル変換回路
３０，７０  連続制御設定回路
４０  ピークホールド回路
４１  ワンショット回路
４２  トランスファゲート
４３  保持回路
５０  セットパルス生成回路
５１  増幅回路
５２  比較回路
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ９，Ｒ２１〜Ｒ２４  抵抗
Ｒ１０  外部抵抗
Ｓ０  ＲＳフリップフロップ１５の出力信号
Ｓ１  第１の電流レベル信号
Ｓ２  第２の電流レベル信号
Ｓ３  第３の電流レベル信号
Ｓ４，Ｓ５  ワンショットパルス
Ｓ６  ピークレベル信号
Ｓ７  基準電位信号
Ｓ８  第２のセットパルス
Ｓ９  第１のセットパルス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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