(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、
前記Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる周波数分周器と、
前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、
前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器と、
を含み、
前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さく、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを、１対１もしくは１対複数で接続し、
前記制御回路は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、
前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする送信器。
【請求項２】
並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、
前記Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる周波数分周器と、
前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、
前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器と、
を含み、
前記周波数分周器は、２分周器をＬ段（Ｌは２以上の自然数）直列に接続した（２＾Ｌ）分周器により構成される周波数分周器セルと、複数の２分周器の出力信号間の位相関係を検出するための（Ｌ−１）個の２分周器位相検出器とからなり、
（Ｌ−１）個の前記２分周器位相検出器のうちＭ段目（Ｍは２以上の自然数）の前記２分周器位相検出器は、並列に配置された前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれにおけるＭ段目の前記２分周器の出力信号間の位相関係を検出し、
前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれにおける（Ｍ＋１）段目の前記２分周器は、Ｍ番目の前記２分周器位相検出器の検出結果に応じて、入力される信号の位相を正転もしくは反転し、
前記制御回路は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、
前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする送信器。
【請求項３】
前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとは同一であり、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを、１対１で接続したことを特徴とする請求項２に記載の送信器。
【請求項４】
前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さく、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを、１対１もしくは１対複数で接続したことを特徴とする請求項２に記載の送信器。
【請求項５】
前記位相検出器は、前記Ｎ個の周波数分周器セルのうちの一つの周波数分周器セルからの出力信号の位相を基準として、この周波数分周器セル以外の（Ｎ−１）個の周波数分周器セルの位相関係を検出することを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項６】
前記Ｎ個の周波数分周器セルは、前記Ｎ個の周波数分周器セルの出力信号同士の位相関係が正転もしくは反転であり、前記位相検出器は、この正転もしくは反転の位相関係を検出することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の送信器。
【請求項７】
前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を正転もしくは反転することを特徴とする請求項６に記載の送信器。
【請求項８】
同相（Ｉ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第１混合器と、
直交（Ｑ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第２混合器と、
前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号と、前記第２混合器に入力され前記第１キャリア波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器と、
前記第１混合器の出力信号と、前記第２混合器の出力信号と、を加算する加算部と、
を含むことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信器の低消費電力化に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される携帯型の通信端末装置（以下、「携帯端末」という）の送信器において、送信出力信号の出力電力（以下、「送信出力電力」という）は、広い可変幅と、低消費電力であることが求められる。低消費電力であることは、携帯端末のバッテリーを長持ちさせることに不可欠であり、時々刻々と変化する携帯端末の使用状態において、その平均的な消費電力を低く抑える事が重要である。また、消費電力は、消費電流と電源電圧との積であるため、消費電流を低減させることは、すなわち消費電力を低減させることになる。
【０００３】
例えば、特許文献１に記載の送信器は、電力調整型の送信器である。この送信器では、消費電流を低減させるための手段として、入力されるベースバンド信号の振幅を変化させなくとも、並列に配置された複数個の変調器を、動作もしくは非動作させることで、所望の送信出力電力を実現している。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、特許文献１の送信出力電力の調整方法によれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。これにより、電源電圧と消費電流との積で求められる消費電力も低減できることになる。
【０００４】
ところで、特許文献１に記載の送信器は、ベースバンド部、ＩＱ直交変調器、バンドパスフィルター、パワーアンプ（ＰＡ）、アンテナ、電力検出器、インターフェース回路から構成される。ベースバンド部は、デジタル信号処理部と、デジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）と、ローパスフィルターと、アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）とからなる。また、ＩＱ直交変調器は、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）と、周波数分周器と、２つの混合器と、加算ノードとからなる。
【０００５】
また、２つの混合器は、それぞれ以下のような構成となっている。すなわち、ベースバンド部のローパスフィルターからの信号は、ＩＱ直交変調器の有効信号入力部を介して、混合器の並列に接続された４つの混合器セルに入力される。そして、各混合器セルから出力される電流の総和は、カレントミラーを介して、局所発振器入力部からの局所発振器信号を他方の入力とする４つのトランジスタに供給される。また、この４つのトランジスタの出力は、２つの高周波数出力部から出力される。
【０００６】
ここで、特許文献１の混合器では、制御入力部からの信号に応じて、４つの混合器セル間を接続しているスイッチによって各混合器セル間を接続または切断することで、送信出力電力を調整できる。これにより、ベースバンド信号の振幅を変化させて送信出力電力を調整する方法よりも、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。すなわち、混合器自体の平均的な消費電力を低く抑えることが可能である。
【０００７】
次に、特許文献１における２つの混合器を駆動する周波数分周器の電力消費に関して説明する。周波数分周器は、高周波回路において多くの場合、ＣＭＬ（Current Mode Logic）回路で実現される。図１２は、２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の具体例である。図１２に示されるＣＭＬ回路は、Ｎ型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ９０１、９０２、９０３と、負荷抵抗９０４と、定電流源９００とから構成されている。このＣＭＬ回路は、キャリア波周波数の２倍の周波数の高周波差動信号ＬＯＰ、ＬＯＮを入力とし、キャリア波周波数と同じ周波数の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮと、これらの差動出力と各々９０度位相の異なる差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮを出力する。
【０００８】
ここで、差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは２つの混合器のうちの一方の混合器に入力され、差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮは他方の混合器に入力される。周波数分周器を図１２の２分周器で実現したとき、２分周器の出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮの各々の出力先である各混合器内のトランジスタの容量性負荷をＣＬとし、２分周器の負荷抵抗９０４の抵抗値をＲとすると、ＣＬとＲとからなる時定数はＲ・ＣＬとなる。混合器回路がＭＯＳトランジスタで構成される場合、容量性負荷ＣＬの支配要因は、ＭＯＳトランジスタのゲート酸化膜が形成するゲートの面積に比例する。なお、ここでは、図１２のトランジスタ９０２のドレインの寄生容量、トランジスタ９０３のゲートの寄生容量、配線の寄生効果等は無視して数式を簡易化している。
【０００９】
キャリア波の周波数をfcとするとき、時定数Ｒ・ＣＬが周期１／２・π・fcよりも小さいことが必要であるとすると、抵抗値Ｒの選択範囲は以下の式（１）を満たす。
【００１０】
【数１】
0005616305.tif 000002
【００１１】
次に、出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮの出力振幅が、シングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとすると、定電流源９００の電流値Ｉ０は、上記式（１）を考慮すると、以下の式（２）を満たす。
【００１２】
【数２】
0005616305.tif 000003
【００１３】
上記式（１）および式（２）より、２分周器での消費電流は、混合器内のトランジスタの容量性負荷ＣＬに比例して増大することがわかる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特許第４０４７２７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかし、従来の送信器をＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）回路で実現した場合、混合器自体の平均的な電力消費を抑えることは可能であるが、混合器を駆動するためのキャリア波信号である高周波信号を生成する周波数分周器の電力消費は、送信出力電力とは無関係であり、その平均電力は高いままであるという課題がある。
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化を行うことで、従来の送信器よりも平均的な消費電力が小さい送信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記問題を解決するために、本発明の一態様は、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、前記Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる周波数分周器と、前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器と、を含み、前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さく、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを、１対１もしくは１対複数で接続し、前記制御回路は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする送信器である。
【００１７】
この構成によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。
また、本発明の他の態様は、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、前記Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる周波数分周器と、前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器と、を含み、前記周波数分周器は、２分周器をＬ段（Ｌは２以上の自然数）直列に接続した（２＾Ｌ）分周器により構成される周波数分周器セルと、複数の２分周器の出力信号間の位相関係を検出するための（Ｌ−１）個の２分周器位相検出器とからなり、（Ｌ−１）個の前記２分周器位相検出器のうちＭ段目（Ｍは２以上の自然数）の前記２分周器位相検出器は、並列に配置された前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれにおけるＭ段目の前記２分周器の出力信号間の位相関係を検出し、前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれにおける（Ｍ＋１）段目の前記２分周器は、Ｍ番目の前記２分周器位相検出器の検出結果に応じて、入力される信号の位相を正転もしくは反転し、前記制御回路は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする送信器である。
この構成によれば、安定して所望の送信出力電力を得ることが可能である。
また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとは同一であり、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを、１対１で接続したことを特徴とする送信器である。
【００１８】
また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さく、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを、１対１もしくは１対複数で接続したことを特徴とする送信器である。
また、本発明の他の態様は、前記位相検出器は、前記Ｎ個の周波数分周器セルのうちの一つの周波数分周器セルからの出力信号の位相を基準として、この周波数分周器セル以外の（Ｎ−１）個の周波数分周器セルの位相関係を検出することを特徴とする送信器である。
【００１９】
この構成によれば、安定して所望の送信出力電力を得ることが可能である。
また、本発明の他の態様は、前記Ｎ個の周波数分周器セルは、前記Ｎ個の周波数分周器セルの出力信号同士の位相関係が正転もしくは反転であり、前記位相検出器は、この正転もしくは反転の位相関係を検出することを特徴とする送信器である。
また、本発明の他の態様は、前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を正転もしくは反転することを特徴とする送信器である。
【００２０】
また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器は、２分周器をＬ段（Ｌは２以上の自然数）直列に接続した（２＾Ｌ）分周器により構成される周波数分周器セルと、複数の２分周器の出力信号間の位相関係を検出するための（Ｌ−１）個の２分周器位相検出器とからなり、（Ｌ−１）個の前記２分周器位相検出器のうちＭ段目（Ｍは２以上の自然数）の前記２分周器位相検出器は、並列に配置された前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれにおけるＭ段目の前記２分周器の出力信号間の位相関係を検出し、前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれにおける（Ｍ＋１）段目の前記２分周器は、Ｍ番目の前記２分周器位相検出器の検出結果に応じて、入力される信号の位相を正転もしくは反転することを特徴とする送信器である。
【００２１】
この構成によれば、安定して所望の送信出力電力を得ることが可能である。
また、本発明の他の態様は、同相（Ｉ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第１混合器と、直交（Ｑ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第２混合器と、前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号と、前記第２混合器に入力され前記第１キャリア波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器と、前記第１混合器の出力信号と、前記第２混合器の出力信号と、を加算する加算部と、を含むことを特徴とする送信器である。
【００２２】
この構成によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の一態様によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の一実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器の構成の一例を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る混合器の構成の一例である。
【図３】本発明の一実施形態に係る周波数分周器の構成の一例である。
【図４】送信出力電力について説明するためにＩＱ直交変調型送信器の構成の一例を示す図である。
【図５】周波数分周器の出力信号の極性の一例について示す図である。
【図６】本発明の一実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器の構成の一部についての一例を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器における位相検出器の構成の一例を示す図である。
【図８】本発明の一実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器における位相検出器の入力と出力の極性の一例について示す図である。
【図９】本発明の一実施形態に係る混合器の回路図の一例である。
【図１０】本発明の一実施形態に係る周波数分周器の構成の一例について示す図である。
【図１１】本発明の一実施形態に係る周波数分周器における２分周器の構成の一例である。
【図１２】２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の具体例である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示す。また、以下に説明する構成において用いられるトランジスタは、すべてＮ型ＭＯＳトランジスタである。
（第１の実施形態）
［回路構成］
（ＩＱ直交変調型送信器）
図１は、本実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器の構成例を示す図である。図１に示されるＩＱ直交変調型送信器は、ベースバンド部２０と、ＩＱ直交変調器３０と、制御回路５０００と、バンドパスフィルター９と、パワーアンプ１０（ＰＡ）と、アンテナ１１と、電力検出器１２と、インターフェース回路１４と、位相検出器１５と、から構成される。また、ベースバンド部２０は、デジタル信号処理部１と、デジタル／アナログ変換器３（ＤＡ変換器）と、ローパスフィルター４と、アナログ／デジタル変換器１３（ＡＤ変換器）とから構成される。
【００２６】
ＩＱ直交変調器３０は、電圧制御発振回路７（ＶＣＯ）と、周波数分周器５０と、２つの混合器５、５’と、加算ノード８から構成される。
周波数分周器５０からの差動出力は、混合器５の高周波差動入力（後述する図２の高周波差動入力１２０１、１３０１へと接続される。同様に、周波数分周器５０からの差動出力は、混合器５’の高周波差動入力（後述する図２の高周波差動入力１２０１、１３０１）へと接続される。なお、混合器５、５’および周波数分周器５０の構成は後に詳述する。
【００２７】
また、制御回路５０００は、インターフェース回路１４からの送信電力設定を受けて、分周器５０内部の複数の分周器セルと、混合器５、５’の複数の混合器セルとについて、動作もしくは非動作の状態を制御する。具体的には、制御回路５０００は、あらかじめ設定された制御テーブルに従い、インターフェース回路１４からの送信電力設定に応じて、動作もしくは非動作の制御信号を混合器５、５’および分周器５０に送信する。
【００２８】
（制御回路の動作）
ここで、制御回路５０００の動作について説明する。図２は、本実施形態に係る混合器５（５’）の回路図の一例である。ただし、図２においては、制御回路５０００の動作に限定して説明するために、位相検出器１５からの出力信号が入力される回路部分については省略して図示している。
【００２９】
本実施形態に係る混合器５（５’）は、Ｋ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セル１６０１〜１６０Ｋを備えている。
混合器セル１６０１は、ベースバンド入力１１００、１１０１のそれぞれを電圧から電流に変換するためのＮＭＯＳ１０１１と、抵抗１００１と、カスコードトランジスタ１０２１と、高周波差動入力１２０１、１３０１に応じて周波数変換を行うトランジスタ１０３１と、カスコードトランジスタ１０２１のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５０１に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４１と、反転論理素子１０５０とから構成される。
【００３０】
動作／非動作制御信号１５０１は、図２の混合器５（５’）の動作状態を設定するための制御信号であり、制御回路５０００（図１）から混合器５（５’）に入力される。動作／非動作制御信号１５０１が論理的にハイの場合、カスコードトランジスタ１０２１のゲートにはバイアス電圧Ｖｂが入力され、混合器セル１６０１は適切にバイアスされた状態（動作状態）となる。一方、動作／非動作制御信号１５０１が論理的にローの場合、カスコードトランジスタ１０２１のゲートにはグランド電圧が入力され、抵抗１００１とトランジスタ１０１１との接続点における電圧がグランド電圧に等しくなる。これにより、混合器セル１６０１に流れる電流がゼロとなり、その動作を停止（非動作）する。なお、混合器セル１６０２〜１６０Ｋの動作も同様である。
また、本実施形態に係る周波数分周器５０は、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セル５０’から構成される。図３は、周波数分周器（周波数分周器セル）５０’の構成例を示す図である。図３の周波数分周器５０’は、図２の混合器を駆動するための高周波信号を生成する。
【００３１】
図３に示される周波数分周器５０’は、図１２と同様に、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０３と、負荷抵抗１０４と、定電流源１００とを有する周波数分周器の構成に、図２と同様の、カスコードトランジスタ１０２０と、カスコードトランジスタ１０２０のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５００に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４０と、反転論理素子１０５０とが付加されたものである。
また、図３の周波数分周器５０’の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは、図２の高周波差動入力１２０１、１３０１へと接続される。同様に、差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮも、図２の高周波差動入力１２０１、１３０１へと接続される（高周波差動入力１２０２〜１２０Ｋ、１３０２〜１３０Ｋについても同様である）。つまり、混合器セル１６０１と接続される周波数分周器５０’も、動作／非動作制御信号１５００に応じて、その電源とグランド間に流れる電流をゼロとし、その動作を停止させる。具体的には、動作／非動作制御信号１５００が論理的にハイの場合、定電流源１００は所定の電流を流し、動作／非動作制御信号１５００が論理的にローの場合、定電流源１００の電流をゼロとすることで、動作もしくは非動作の設定が実現される。
【００３２】
また、図２の混合器における混合器セル１６０２〜１６０Ｋは、混合器セル１６０１と同一の構造を有する。すなわち、混合器セル１６０２〜１６０Ｋは、抵抗１００２〜１００Ｋ、トランジスタ１０１２〜１０１Ｋ、１０２２〜１０２Ｋ、１０３２〜１０３Ｋ、１０４２〜１０４Ｋ、および反転論理素子１０５０から構成される。なお、各々の混合器セル１６０１〜１６０Ｋに入力される動作／非動作制御信号１５０１〜１５０Ｋは、制御回路５０００により独立に制御される。また、高周波差動入力１２０１〜１２０Ｋと、１３０１〜１３０Ｋは、Ｎ個の周波数分周器セルと１対１もしくは複数対１で接続される。ここでＫ≧Ｎである。なお、Ｎ個の周波数分周器セルは、例えば図３の周波数分周器５０’をＮ個設置することで実現される。
【００３３】
制御回路によりＫ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定することで、ベースバンド信号の振幅を変化させることなく、所望の送信出力電力を実現することが出来る。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、これに対し、本実施形態のように、ベースバンド信号の振幅を変化させずに送信出力電力を調整する方法であれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。
さらに、非動作に設定された混合器セルへ接続された周波数分周器セルを、非動作となるように制御することで、周波数分周器セルで不要に消費される電流を削減することができる。よって、電源電圧と消費電流の積で求められる消費電力も低減できる。
【００３４】
［周波数分周器における電力消費］
次に、本実施形態の周波数分周器５０における電力消費に関して説明する。なお、以下の説明においては、簡単のため、周波数分周器５０を構成する周波数分周器セル５０’の個数Ｎは、混合器セルの個数Ｋと同一であるとして説明する。なお、図３の周波数分周器５０’から高周波信号が入力される図２のトランジスタ１０３１〜１０３Ｋは、特許文献１に記載の局所発振器入力部からの局所発振器信号を入力とする４つのトランジスタに相当する。
【００３５】
本実施形態に係る混合器（図２）と、特許文献１に記載の混合器とにおいて、同じ電流を出力する場合、特許文献１においてカレントミラーを介して各混合器セルからの電流の総和が入力される４つのトランジスタのゲート面積の総和をＳ０とすると、図２のトランジスタ１０３１〜１０３Ｋのゲート面積の総和はＳ０となる。
なお、ここでは、全てのＭＯＳトランジスタは、同じ種類かつ、ゲート長を全て同一としており、また、高周波信号の周波数も同一であるとした。また、特許文献１では、カレントミラーと、これに接続される４つのトランジスタとがグランドから２段で構成されている一方、本実施形態に係る図２の混合器では抵抗１００１と、トランジスタ１０１１、１０２１、１０３１から多段接続で構成されている。しかし、簡単のため、消費電力に関してはこの点は考慮していない。
【００３６】
ここで、混合器セル１６０１〜１６０Ｋが同一であるとすると、トランジスタ１０３０の面積はＳ０／Ｋで示される。これは、特許文献１の４つのトランジスタのゲートの容量性負荷の値ＣＬに対し、本実施形態に係る図２のトランジスタ１０３１の容量性負荷の値がＣＬ／Ｋとなることを示す。このとき、図２の混合器セル１６０１と１対１の関係で図３の２分周器５０’が接続されるとすると、その定電流源１００の電流値Ｉ０ｘは、以下の式（３）で示される。
【００３７】
【数３】
0005616305.tif 000004
【００３８】
ここで、２分周器出力の高周波信号出力振幅はシングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとし、送信キャリア波の周波数をｆｃとした。また、特許文献１の混合器を駆動する２分周器の定電流源の電流値Ｉ０と、電流値Ｉ０ｘとの間には、Ｉ０＝Ｋ・Ｉ０ｘの関係が成り立っている。
【００３９】
本実施形態では、混合器セルの動作／非動作に合わせて２分周器も動作／非動作となる。そのため、Ｋ個の混合器セルとＮ（＝Ｋ）個の周波数分周器セルとが動作する際の送信出力電力が最大の場合、本実施形態では、２分周器の定電流源１００の電流値は特許文献１の場合と同一である。一方、送信出力電力が非常に小さく、図２のＫ個の混合器セルのうちの１つのみが動作し、Ｋ個の周波数分周器セルのうちの１つのみが動作するような状況では、定電流源１００の電流値はＩ０ｘとなる。特許文献１と比較して、１／Ｋの消費電流となり、すなわち、１／Ｋの消費電力となる。
【００４０】
上記説明したように、本実施形態においては、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の低消費電力化が可能である。
図２に記載の混合器の代わりに、高周波入力用のトランジスタとベースバンド入力用トランジスタを混合器セルごとに設置し、さらに混合器セルを独立に動作／非動作制御可能な他の混合器を使用してもよい。この場合も同様に、送信器の平均的な消費電力を低減することができる。
【００４１】
［送信出力電力について］
ところで、並列に配置する周波数分周器を、単純にＣＭＬ型分周器を複数設置することで実現しようとすると、以下に示す理由により、所望の送信出力電力を得ることが出来ない場合がある。
図４は、周波数分周器セル２０００、２００１と、混合器セル２００２、２００３と、加算ノード２００４とで構成される送信器の構成例を示す図である。周波数分周器セル２０００、２００１は、それぞれ、図３に示される周波数分周器（２分周器）５０’と同様の構成の周波数分周器セルであり、混合器セル２００２、２００３は、それぞれ、図２に示される１６０１、１６０２と同様の構成の混合器セルである。
【００４２】
周波数分周器セル２０００の差動出力信号Ｌ１Ｐ、Ｌ１Ｎの極性と、周波数分周器セル２００１の差動出力信号Ｌ２Ｐ、Ｌ２Ｎの極性との位相関係は、図５に示される組み合わせのいずれかとなる。ここで、“Ｌ１”はＬ１Ｐ−Ｌ１Ｎの極性を示し、“Ｌ２”はＬ２Ｐ−Ｌ２Ｎの極性を示す。図５において同相とは位相差０度を、反転とは位相差１８０度を意味する。
【００４３】
図３の２分周器５０’は制御回路５０００からの制御信号により停止状態となっている場合は、定電流源１００からの電流供給が停止するため、出力信号ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮは電源電圧ＶＤＤとなる。そして、２分周器５０’が停止状態から動作状態に遷移する際、これらの出力信号は平衡状態であるＶｄｄ−Ｉ＊Ｒ／２を目指す。ここで定電流源１００の電流値をIとした。しかし、ＭＯＳトランジスタ間の製造ばらつきなどにより、平衡状態に向かう途中で、出力信号ＬＯＩＰとＬＯＩＮとの間に発生する微妙な電圧の差は、２つのトランジスタ１０３が構成する、いわゆるクロスカップル構成による正帰還作用により、一方の電圧は、通常動作時のハイ電圧Ｖｄｄに向かい、他方は、ロー電圧Ｖｄｄ−Ｉ＊Ｒに向かう。これが停止状態から動作状態に遷移する際の出力電圧の初期値となる。
【００４４】
また、出力信号ＬＯＱＰとＬＯＱＮの電圧の初期値は、出力信号ＬＯＩＰとＬＯＩＮの極性が決まれば一意に決まる。その後の動作状態では、平衡状態やハイ電圧やロー電圧に電圧が固定されることは無く、入力される高周波信号の半分の周期でハイ電圧とロー電圧を交互に出力する。このように、停止状態から動作状態に遷移する際の出力の初期値を制御することが出来ないため、このような２分周器を周波数分周器セルとする周波数分周器２０００、２００１では、周波数分周器２０００、２００１の出力は図５のいずれかの位相関係を示すこととなる。
【００４５】
図４の混合器セル２００２、２００３の各々の差動出力Ｏ１Ｐ、Ｏ１ＮとＯ２Ｐ、Ｏ２Ｎは、以下の式（４）で示される。ここで、入力される差動入力信号のベースバンド信号ＢＰ１、ＢＮ１の差であるＢＰ１−ＢＮ１をＢとする。
【００４６】
【数４】
0005616305.tif 000005
【００４７】
また、加算ノード２００４からの差動出力信号ＯＰ、ＯＮの差であるＯＰ−ＯＮをＯとすると、Ｏは、以下の式（５）で示される。
【００４８】
【数５】
0005616305.tif 000006
【００４９】
そのため、図５に示される位相関係が反転の状態のとき、Ｌ１＝−１＊Ｌ２となるため、加算ノード２００４の出力はゼロとなり所望の出力を得ることが出来ない。よって、例えば、２分周器（周波数分周器セル）２０００、２００１の各々の出力の極性が無相関かつランダムに決定されるとすると、所望の送信出力電力を得られる確率は１／２である。
【００５０】
このように、並列に配置された複数個の周波数分周器セルの出力の位相が無相関かつランダムに決定されるとすると、所望の送信出力電力を得られない場合があるが、本実施形態に係る送信器においては、位相検出器１５を設けることにより、安定して所望の送信出力電力を得ることができるようにした。
【００５１】
（位相検出器）
図６は、図１に示される本実施形態のＩＱ直交変調型送信器において位相検出器１５の周辺部分の構成の一例を示す図である。図６では、図１のＩＱ直交変調型送信器の周波数分周器５０、混合器５（もしくは混合器５’）、加算ノード８、位相検出器１５の構成について示している。
周波数分周器５０は、並列に配置されたＮ個の周波数分周器セル３１０１、３１０２、・・・、３１０Ｎから構成されており、混合器５は、図２にも示したように、並列に配置されたＫ個の混合器セル１６０１、１６０２、・・・、１６０Ｋから構成されている。位相検出器１５は、周波数分周器セル３１０１の出力信号の位相を基準として、他の周波数分周器セル３１０２〜３１０Ｎの各々の出力の位相関係を検出する。
【００５２】
位相検出器１５は、周波数分周器セル３１０２〜３１０Ｎの出力の位相関係に対応した（Ｎ−１）個の位相検出結果を出力する。この検出結果は、周波数分周器セル３１０２〜３１０Ｎと接続される混合器セル１６０２〜１６０Ｋに入力される。混合器セル１６０２〜１６０Ｋは、各々の内部において、位相検出器１５からの位相検出結果を示す信号に応じて、周波数分周器セルから出力される信号の位相を周波数分周器セル３１０１と同じとなるように調整する。
【００５３】
これにより、周波数分周器セル３１０１〜３１０Ｎからの出力信号の位相が、無相関かつランダムに決定されても、混合器セル１６０１〜１６０Ｋから出力されて加算ノード８で加算される信号については、常に所望の送信出力電力が得られる。
【００５４】
（位相検出器の構成）
図６の周波数分周器セル３１０１を基準としたとき、周波数分周器セル３１０２〜３１０Ｎからの出力信号の極性が正もしくは負のみで発生する場合、位相検出器１５は、図７に示される位相検出器セルを（Ｎ−１）個設けることで実現可能である。
図７の位相検出器セルは、端子４１０から入力される信号ＡＰと端子４１１から入力される信号ＡＮとが入力される２つのトランジスタ４０１ａ、４０１ｂと、トランジスタ４０１ａ、４０１ｂからの信号と、端子４１２から入力される信号ＢＰおよび端子４１３から入力される信号ＢＮとが入力される４つのトランジスタ４０２ａ、４０２ｂ、４０２ｃ、４０２ｄと、負荷抵抗４０３ａ、４０３ｂと、定電流源４００と、トランジスタ４０２ａ〜４０２ｄからの差動信号ＱＰ、ＱＮが入力されるリミッタ４３０とから構成される。
【００５５】
具体的には、トランジスタ４０１ａのゲートには端子４１０から入力される信号ＡＰが入力され、トランジスタ４０１ｂのゲートには端子４１１から入力される信号ＡＮが入力される。また、定電流源４００は、トランジスタ４０１ａ、４０１ｂの各ソースに接続されている。トランジスタ４０１ａのドレインは、トランジスタ４０２ａ、４０２ｂの各ソースに接続され、トランジスタ４０１ｂのドレインは、トランジスタ４０２ｃ、４０２ｄの各ソースに接続されている。
【００５６】
また、トランジスタ４０２ａ、４０２ｄのゲートには、端子４１２からの信号ＢＰが入力され、トランジスタ４０２ｂ、４０２ｃには、端子４１３からの信号ＢＮが入力される。そして、トランジスタ４０２ａ、４０２ｃのドレインは負荷抵抗４０３ａと接続され、トランジスタ４０２ｂ、４０２ｄのドレインは負荷抵抗４０３ｂと接続されている。また、トランジスタ４０２ａ、４０２ｃから出力される差動信号ＱＰと、トランジスタ４０２ｂ、４０２ｄから出力される差動信号ＱＮは、リミッタ４３０に入力される。
【００５７】
リミッタ４３０は、差動信号ＱＰ、ＱＮの極性に応じて、差動信号ＱＰ、ＱＮがローの時はグランド電圧の信号を出力し、ハイの時はリミッタ４３０の電源電圧の信号を出力する回路である。リミッタ４３０出力を反転論理素子４３１により論理反転した信号が、図７の位相検出器セルの出力となる。なお、端子４１０と端子４１１には、図６で示した周波数分周器セル３１０１からの差動出力信号が入力され、端子４１２と端子４１３には、図６で示した周波数分周器セル３１０２〜３１０Ｎのいずれからか出力される差動出力信号が入力される。
【００５８】
ここで、端子４１０〜４１３から入力される差動出力信号の極性は図８に示される通りとなる。図８において“Ａ”は差動入力信号ＡＰ−ＡＮの極性を示し、“Ｂ”は差動入力信号ＢＰ−ＢＮの極性を示す。また、“Ｑ”は差動信号ＱＰ−ＱＮの極性を示す。また、“ＯＵＴＮ”はリミッタ４３０からの出力信号の極性を示す。また、“ＯＵＴ”は位相検出器セルの出力信号の極性を示す。
【００５９】
（混合器セルの構成）
図９は、本実施形態に係る混合器５（５’）の回路図の一例である。具体的には、図９に示される構成は、図２に示される混合器５（５’）の構成に、位相検出器１５からの出力信号が入力される回路部分を加えたものである。
【００６０】
混合器５（５’）の混合器セル１６０２〜１６０Ｋは、図２の構成に加えて、位相検出器１５からの出力信号が入力される端子２１１２〜２１１Ｋと、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ２０１２〜２０１Ｋと、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ２０２２〜２０２Ｋと、反転論理素子２０４０とから構成される。なお、端子１１００、１１０１はベースバンド信号が入力される端子であり、端子１２０１〜１２０Ｋ、１３０１〜１３０Ｋは混合器セル１６０１〜１６０Ｋのそれぞれに接続される周波数分周器セル３１０１〜３１０Ｎからの信号が入力される端子である。
【００６１】
端子２１１２〜２１１Ｋには、位相検出器１５からの信号が入力される。また、例えば、混合器セル１６０２においては、端子２１１２に入力される信号は、一対のトランジスタ２０１２の各ゲートに入力される一方で、端子２１１２に入力される信号は、反転論理素子２０４０で反転されて、一対のトランジスタ２０２２の各ゲートに入力されるように接続されている。また、一対のトランジスタ２０１２とトランジスタ２０２２の各ソースは、それぞれ一対のＮ型ＭＯＳトランジスタ１０２２の各ドレインに接続されている。他の混合器セル１６０３〜１６０Ｋについても、これと同様の構成となっている。
【００６２】
ここで、位相検出器１５での検出結果が“同相”の場合は、検出結果信号はハイであるため、トランジスタ２０１２〜２０１Ｋには、それぞれ、各トランジスタ１０１２〜１０１Ｋで構成される差動対を通る電流が流れる。位相検出器１５の検出結果が“反転”である場合は、検出結果信号がローであるため、トランジスタ２０２２〜２０２Ｋには、それぞれ、各トランジスタ１０１２〜１０１Ｋで構成される差動対を通る電流が流れる。
以上のような動作により、周波数分周器セル３１０１〜３１０Ｎ間の位相正転／反転関係を補正し、混合器セル１６０１〜１６０Ｋにおいて、所望の送信出力電力を実現することが出来る。すなわち、基準となる混合器セル１６０１を除く、混合器セル１６０２、１６０３、・・・、１６０Ｋの全てにおいて、位相検出器１５によって上記の位相補正動作を行うことで、加算ノード８の送信出力電力は所望の信号を得ることができる。
【００６３】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
（周波数分周器と位相検出器の構成）
図１０は、本実施形態に係る周波数分周器５０の構成の一例について示す図である。本実施形態に係る周波数分周器５０は、並列に配置される周波数分周器セルの個数Ｎ＝２であり、２つの周波数分周器セル５００、６００から構成される。また、これらの周波数分周器セルは、それぞれ、直列に接続される２分周器の個数Ｌ＝３である。すなわち、周波数分周器セル５００は、３つの２分周器５０１、５０２、５０３から成り、周波数分周器セル６００は、３つの２分周器６０１、６０２、６０３から成る。また、本実施形態に係る周波数分周器５０は、２つの位相検出器７０１、７０２も含んで構成される。
【００６４】
このとき、周波数分周器セル５００、６００の分周数は、それぞれ、２＾３＝８分周となる。なお、位相検出器７０１、７０２は、図７と同様の構成で実現することができる。また、２分周器５０１、５０２、５０３、６０１は、それぞれ、図３と同様の構成（位相検出器７０１、７０２からの入力が無い構成）で実現できる。その他の２分周器６０２、６０３は、それぞれ、図１１と同様の構成に示す２分周器で実現できる。
【００６５】
（２分周器６０２、６０３の構成）
図１１に示される２分周器は、図３の構成に加えて、位相検出器７０１もしくは７０２からの出力信号が入力される端子４１１０と、トランジスタ４０１０、４０１１と、トランジスタ４０２０、４０２１と、反転論理素子４０４０とから構成されている。
すなわち、図１０の位相検出器７０１、７０２の出力は端子４１１０に入力されるが、この入力信号がハイの時には、トランジスタ１０１を経由した電流はトランジスタ４０１０、４０１１に流れる。一方、位相検出器７０１、７０２からの入力信号がローの時には、トランジスタ１０１を経由した電流はトランジスタ４０２０、４０２１に流れるため、位相検出器７０１、７０２からの入力信号がハイのときと比較して、２分周器６０２、６０３の出力信号の極性が反転する。
【００６６】
図１０に戻り、位相検出器７０１においては、２分周器５０１、６０１の位相正転／反転を検出し、この検出結果を２分周器６０２に出力する。これにより、２分周器５０２と２分周器６０２との間の位相関係は正転もしくは反転のどちらかであることが保証される。続いて、位相検出器７０２においては、２分周器５０２、６０２の位相正転／反転を検出し、この検出結果を２分周器６０３に出力する。これにより、２分周器５０３と２分周器６０３との間の位相関係は正転もしくは反転のどちらかであることが保証される。
【００６７】
なお、図６の周波数分周器５０が、図１０に示されるように周波数分周器５０を構成することにより、第１の実施形態と同様に、図１０の２分周器５０３を基準としたとき、２分周器６０３からの出力信号の極性は正もしくは負のみで発生する。その結果、図６の加算ノード８の送信出力電力は所望の信号を得ることができる。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。さらに、本発明の範囲は、すべての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。
【符号の説明】
【００６８】
１  デジタル信号処理部
３  デジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）
４  ローパスフィルター
５、５’  混合器
７  電圧制御発振回路（ＶＣＯ）
８  加算ノード
９  バンドパスフィルター
１０  パワーアンプ
１１  アンテナ
１２  電力検出器
１３  アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）
１４  インターフェース回路
１５  位相検出器
２０  ベースバンド部
３０  ＩＱ直交変調器
５０  周波数分周器
５０’  周波数分周器（周波数分周器セル）
１００  定電流源
１０１、１０２、１０３  トランジスタ
１０４  負荷抵抗
４００  定電流源
４０１ａ、４０１ｂ  トランジスタ
４０２ａ、４０２ｂ、４０２ｃ、４０２ｄ  トランジスタ
４０３ａ、４０３ｂ  負荷抵抗
４１０、４１１、４１２、４１３  端子
４３０  リミッタ
４３１  反転論理素子
５００、６００  周波数分周器セル
５０１、５０２、５０３  ２分周器
６０１、６０２、６０３  ２分周器
７０１、７０２  位相検出器
９００  定電流源
９０１、９０２、９０３  トランジスタ
９０４  負荷抵抗
１００１〜１００Ｋ  抵抗
１０１１〜１０１Ｋ  トランジスタ
１０２１〜１０２Ｋ  カスコードトランジスタ
１０３１〜１０３Ｋ  トランジスタ
１０４１〜１０４Ｋ  トランジスタ
１０５０  反転論理素子
１１００、１１０１  ベースバンド入力
１２０１〜１２０Ｋ  高周波差動入力
１３０１〜１３０Ｋ  高周波差動入力
１４００、１４０１  ＲＦ出力
１５００  動作／非動作制御信号
１５０１〜１５０Ｋ  動作／非動作制御信号
１６０１〜１６０Ｋ  混合器セル
２０００、２００１  周波数分周器セル
２００２、２００３  混合器セル
２００４  加算ノード
２０１２〜２０１Ｋ  トランジスタ
２０２２〜２０２Ｋ  トランジスタ
２０４０  反転論理素子
２１１２〜２１１Ｋ  端子
３１０１〜３１０Ｎ  周波数分周器セル
４０１０、４０１１  トランジスタ
４０２０、４０２１  トランジスタ
４０４０  反転論理素子
４１１０  端子
５０００  制御回路
Ｌ１Ｐ、Ｌ１Ｎ  差動出力信号
Ｌ２Ｐ、Ｌ２Ｎ  差動出力信号
Ｏ１Ｐ、Ｏ１Ｎ  差動出力信号
Ｏ２Ｐ、Ｏ２Ｎ  差動出力信号
ＬＯＰ、ＬＯＮ  高周波差動信号
ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ  差動出力信号
ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮ  差動出力信号
ＱＰ、ＱＮ  差動出力信号
Ｖｂ  バイアス電圧
ＶＤＤ  電源電圧
【図１】
0005616305.tif 000007
【図２】
0005616305.tif 000008
【図３】
0005616305.tif 000009
【図４】
0005616305.tif 000010
【図５】
0005616305.tif 000011
【図６】
0005616305.tif 000012
【図７】
0005616305.tif 000013
【図８】
0005616305.tif 000014
【図９】
0005616305.tif 000015
【図１０】
0005616305.tif 000016
【図１１】
0005616305.tif 000017
【図１２】
0005616305.tif 000018