(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリの直流電力を昇圧する複数のスイッチング素子を有し、これらスイッチング素子同士のエミッタとコレクタの接続端と前記バッテリの両端間にコンデンサが並列に接続されると共にリアクトルが直列に接続されてなり、前記スイッチング素子が制御手段によりオン区間とオフ区間とを一定周期で繰り返すようにスイッチング制御されるコンバータにおいて、
前記制御手段は、前記スイッチング素子がオン区間でオフとならない通常のスイッチング制御時よりも長いオン区間となり且つ当該オン区間で当該スイッチング素子が複数回オフとなる間欠スイッチング制御を行い、この間欠スイッチング制御が、前記複数回オフとなる合計時間が当該オン区間の半分の時間よりも短くなるように行われることを特徴とするコンバータ。
【請求項２】
前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御する際に、当該複数回オフが含まれる当該オン区間で当該スイッチング素子がオンとなっている時間が、前記複数回オフをしない前記通常のスイッチング時のオン区間におけるオン時間と同じとなるように制御することを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする制御を、前記リアクトルの磁気ヒステリシス曲線における磁束密度が低い位置となるタイミングで行うことを特徴とする請求項１又は２に記載のコンバータ。
【請求項４】
前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする際に、当該オフ時間を短くして行き、当該スイッチング素子に流れる電流がゼロに落ち切らない内に再びオンする制御を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコンバータ。
【請求項５】
前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする制御を、当該オン区間の内のオンとなった時間に近いタイミングで行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のコンバータ。
【請求項６】
前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする制御を、可聴領域周波数以上の周期で行うことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のコンバータ。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載のコンバータを有し、当該コンバータのスイッチング素子の動作熱が冷媒で冷却される電力変換器と、
前記電力変換器で冷媒が温められた高温化冷媒を熱交換する熱交換器と、
前記熱交換器で熱交換された高温化冷媒を用いる暖房用ヒータと、
前記暖房用ヒータに供給される熱源で温められる冷媒の温度を検出する温度センサとを備え、
前記コンバータの制御手段は、前記温度センサでの検出温度が予め定められた閾値以下の場合に、前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする前記間欠スイッチング制御を行うことを特徴とする排熱利用システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハイブリッド車、電気自動車及び燃料電池車等の車両に搭載された電動機を制御する電力変換器等に用いられ、電源電圧の昇圧又は降圧を行うコンバータ並びに、そのコンバータを用いた電力変換器により暖められた冷却冷媒の排熱を、熱交換器を介して暖房装置に適用するコンバータを用いた電力変換器の排熱利用システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ハイブリッド車等に搭載された電動機を制御する電力変換器においては、通常、特許文献１に記載のように、エンジン始動時等の低負荷時には電力変換器のコンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数を下げて電力損失を減らし、これによってコンバータの電力変換効率を高めるようになっている。
【０００３】
つまり、図１（ａ）に示すスイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲート制御信号Ｇ１の周波数ｆ（＝１／Ｔ）を下げる。ゲート制御信号Ｇ１は、スイッチング素子をオンとする「Ｈ」レベル区間（オン区間）Ｔｏｎ１と、オフとする「Ｌ」レベル区間（オフ区間）Ｔｏｆｆ１とから１周期Ｔを成し、この１／Ｔがスイッチング周波数ｆとなっている。
【０００４】
そのオン区間Ｔｏｎ１とオフ区間Ｔｏｆｆ１との切り替えタイミングで、（ｂ）に示すようにスイッチング素子に流れる電流Ｉ１と、電圧Ｖ１との立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が（ｃ）に示すようにスイッチング素子動作時の電力損失であるスイッチング損失Ｌ１となる。このスイッチング損失Ｌ１を減らしてコンバータの電力変換効率を高めている。
【０００５】
このような構成のコンバータにおいては、スイッチング周波数ｆを上げるとスイッチング損失Ｌ１が増加してしまう。しかし、そのスイッチング損失Ｌ１を増加させて電力変換器の冷却冷媒である例えばＬＬＣ（Ｌｏｎｇ  Ｌｉｆｅ  Ｃｏｏｌａｎｔ：不凍結有機溶液）を暖め、この排熱を利用してバッテリを速やかに昇温可能な冷却システムが、特許文献２に記載されている。この冷却システムによれば低温によるバッテリの容量低下を、冷却冷媒の排熱で速やかにバッテリを昇温することにより、速やかに回復させることが出来る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−３０２７６３号公報
【特許文献２】特開２００８−１８９２４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、上記の図１を参照して説明したコンバータにおいて、スイッチング周波数を上げスイッチング損失Ｌ１を増加させ冷媒を暖めた場合、スイッチング周波数を上げるためコンバータのリアクトルの鉄損も同時に増加する。この鉄損は発熱を誘起するので、鉄損の増加によってリアクトルの温度が上昇し、リアクトルの温度が、物質が磁力を失う境界温度であるキュリー温度を超えた場合、リアクトルの磁力が失われ、コンバータが電圧変換を適正に行えなくなるという問題がある。
【０００８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、コンバータのスイッチング損失を増加させてもリアクトルの鉄損の増加を抑制することができ、これによってリアクトルの磁力が失われることを防止してコンバータが電圧変換を適正に行うことができるようにするコンバータ及び排熱利用システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、バッテリの直流電力を昇圧する複数のスイッチング素子を有し、これらスイッチング素子同士のエミッタとコレクタの接続端と前記バッテリの両端間にコンデンサが並列に接続されると共にリアクトルが直列に接続されてなり、前記スイッチング素子が制御手段によりオン区間とオフ区間とを一定周期で繰り返すようにスイッチング制御されるコンバータにおいて、前記制御手段は、前記スイッチング素子がオン区間でオフとならない通常のスイッチング制御時よりも長いオン区間となり且つ当該オン区間で当該スイッチング素子が複数回オフとなる間欠スイッチング制御を行い、この間欠スイッチング制御が、前記複数回オフとなる合計時間が当該オン区間の半分の時間よりも短くなるように行われることを特徴とする。
【００１０】
この構成によれば、スイッチング素子のオン区間においてスイッチング素子が複数回オフとされるので、これらオフ時にスイッチング素子に流れる電流と電圧との立ち上がり、立下りレベルが切り換わり、この切り換わり部分がスイッチング損失となる。従って、通常のスイッチング制御であればスイッチング素子はオンとオフ間の切り換わりでスイッチング損失が発生するが、本発明ではオン区間で複数回のスイッチング損失が発生するので、その分、スイッチング損失を増加させることが出来る。この際、通常スイッチング制御であれば、オンとオフを１周期とするスイッチング周波数を上げなければスイッチング損失は増加しない。しかし、本発明では、スイッチング素子を一定周期のオン区間で複数回オフとする場合に、この複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間よりも小さくなるように行うので、複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間以上とした際の実質的なスイッチング周波数を上げた状態とならない。
【００１１】
この本発明のようにスイッチング損失を増加させた場合、リアクトルのＢ−Ｈ曲線（磁気ヒステリシス曲線）におけるオン時の磁束密度の上昇過程において、間欠オフの回数ループしながら立ち上がる曲線となる。つまり、スイッチング素子がＮ回間欠オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損の双方が共に小さくなり、この結果、ヒステリシス損及び渦電流損の合計であるリアクトルの鉄損も減少する。従って、スイッチング素子をオン区間で複数回オフしてスイッチング損失を増加させても、リアクトルの鉄損の増加を抑制することができる。これによってコンバータは電圧変換を適正に行うことができる。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御する際に、当該複数回オフが含まれる当該オン区間で当該スイッチング素子がオンとなっている時間が、前記複数回オフをしない前記通常のスイッチング時のオン区間におけるオン時間と同じとなるように制御することを特徴とする
【００１３】
この構成によれば、スイッチング素子が一定周期のオン区間で複数回オフとなるように制御する際に、実質的にオンとオフとされる通電率を、複数回オフをしない場合のオンとオフとの通常スイッチング制御時と同じとすることができる。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする制御を、前記リアクトルの磁気ヒステリシス曲線における磁束密度が低い位置となるタイミングで行うことを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、スイッチング素子がオンしてから磁束密度が低い位置で複数回オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損が共により少なくなり、鉄損もより少なくなる。これによってリアクトルの鉄損をより抑制することが出来る。
【００１６】
請求項４に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする際に、当該オフ時間を短くして行き、当該スイッチング素子に流れる電流がゼロに落ち切らない内に再びオンする制御を行うことを特徴とする。
【００１７】
この構成によれば、間欠スイッチ制御のオフの間に、ターンオフ損、ターンオン損がそれぞれ発生する。間欠スイッチ制御のオフ間隔を短くしていくと、それら損失が重なってしまうが、それでもスイッチング損失を増大させることが出来る。
【００１８】
請求項５に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする制御を、当該オン区間の内のオンとなった時間に近いタイミングで行うことを特徴とする。
【００１９】
この構成によれば、スイッチング損失を安定的に増加させることが出来る。
【００２０】
請求項６に記載の発明は、前記制御手段は、前記間欠スイッチング制御時に前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする制御を、可聴領域周波数以上の周期で行うことを特徴とする。
【００２１】
この構成によれば、スイッチング素子の一定周期のオン区間において複数回オフとする周期を、可聴領域周波数以上で行うようにしたので、その複数回のオフ、オン動作が聞こえない。従って、スイッチング損失増加時のオン／オフ動作の騒音を低減することが出来る。
【００２２】
請求項７に記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載のコンバータを有し、当該コンバータのスイッチング素子の動作熱が冷媒で冷却される電力変換器と、前記電力変換器で冷媒が温められた高温化冷媒を熱交換する熱交換器と、前記熱交換器で熱交換された高温化冷媒を用いる暖房用ヒータと、前記暖房用ヒータに供給される熱源で温められる冷媒の温度を検出する温度センサとを備え、前記コンバータの制御手段は、前記温度センサでの検出温度が予め定められた閾値以下の場合に、前記スイッチング素子を当該オン区間で複数回オフとする前記間欠スイッチング制御を行うことを特徴とする。
【００２３】
この構成によれば、例えば熱源からの発熱量が減少したり、暖房負荷が高まったりした際に熱源の冷却冷媒の温度が下がり、温度センサからの温度センサ信号が所定の閾値以下となった場合、制御手段は電力変換器のコンバータを間欠スイッチング制御する。これによって、コンバータのスイッチング損失が増加するので冷媒が暖められる。この温められた冷媒は、熱交換器から暖房用ヒータへ流れるので、暖房用ヒータではその温められた冷媒で即時暖房を行うことができる。また、コンバータでは、スイッチング損失が増加してもリアクトルの鉄損の増加は抑制される。従って、コンバータは電圧変換を適正に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】（ａ）従来のコンバータにおけるスイッチング素子のゲート制御信号のレベル、（ｂ）スイッチング素子に流れる電流と電圧のレベル、（ｃ）スイッチング素子動作時のスイッチング損失を示す図である。
【図２】本発明の実施形態に係るコンバータを用いた電力変換器の排熱利用システムの構成を示すブロック図である。
【図３】電力変換器の構成を示すブロック図である。
【図４】本実施形態の電力変換器のコンバータの通常スイッチング制御時の動作を示す図である。
【図５】本実施形態の電力変換器のコンバータの間欠スイッチング制御時の動作を示す図である。
【図６】（ａ）コンバータのリアクトルの通常スイッチング制御時のＢ−Ｈ曲線、（ｂ）リアクトルの間欠スイッチング制御時のＢ−Ｈ曲線を示す図である。
【図７】コンバータのリアクトルにおける負荷電力とスイッチング損失との関係図である。
【図８】コンバータのリアクトルにおける負荷電力とリアクトルの鉄損との関係図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
【００２６】
図２は、本発明の実施形態に係るコンバータを用いた電力変換器の排熱利用システムの構成を示すブロック図である。
【００２７】
図２に示す排熱利用システム１０は、ハイブリッド車、電気自動車及び燃料電池車等の車両に搭載されるものであり、制御部（制御手段）１１からの制御信号１１ａに応じて車両のモータジェネレータの駆動制御又はバッテリへの電力の回生制御を行う電力変換器１２と、熱交換器１３と、ラジエータ１６と、暖房用ヒータ１７と、温度センサ１８と、図示せぬエンジンや廃棄熱排出部分等の熱源１９とを備えて構成されている。
【００２８】
電力変換器１２と熱交換器１３とは、電力変換器１２から発生する熱を冷却する冷却冷媒が流れる流路で接続され、更に熱交換器１３とラジエータ１６、ラジエータ１６と電力変換器１２も矢印方向に冷却冷媒が流れる流路で接続されている。
【００２９】
熱交換器１３と暖房用ヒータ１７とは互いを周回して接続する流路で接続され、暖房用ヒータ１７には熱源１９で暖められた冷却冷媒が流れる流路が貫通している。更に、熱源１９からの冷却冷媒の流路には温度センサ１８が配設されており、暖められた冷却冷媒の温度を検出し、この検出温度を示す温度センサ信号１８ａを制御部１１へ出力するようになっている。
【００３０】
このような流路構成において、熱交換器１３からラジエータ１６へ流れた高温の冷却冷媒はラジエータ１６で冷却され、この冷却された冷却冷媒は電力変換器１２へ流れ、電力変換器１２を冷却する。この冷却によって高温となった冷却冷媒は、熱交換器１３へ流れる。但し、暖房用ヒータ１７は、熱源１９からの廃熱を用いて暖房を行い、暖房時の排熱によって冷却冷媒の熱が奪われる。
【００３１】
一方、熱源１９からの発熱が低下したり、暖房負荷が高まったりした際に熱源１９の冷却冷媒の温度が下がった場合、暖房用ヒータ１７が用いる熱源１９からの水の温度は低くなるので、この際、熱交換器１３で熱交換される。また、熱交換器１３と暖房用ヒータ１７は常に熱交換している。
【００３２】
次に、電力変換器１２は、図３に示すように、コンバータ２０及びモータジェネレータＭＧを駆動制御するインバータ３０を備え、制御部１１により制御されるように構成されている。但し、制御部１１はコンバータ２０及びインバータ３０の双方を制御するが、図にはコンバータ２０を制御する後述の制御信号１１ａが記載してある。
【００３３】
コンバータ２０には、バッテリ４０が接続されており、バッテリ４０はコンバータ２０に直流電力を供給すると共に、コンバータ２０から回生される直流電力を蓄電する。また、コンバータ２０は、バッテリ４０から供給された直流電力を昇圧してインバータ３０へ出力し、またインバータ３０から出力された直流電力を降圧してバッテリ４０へ出力する。更に、コンバータ２０は、コンデンサ２３と、リアクトル２４と、高圧側の半導体素子である上アーム用のスイッチング素子（電力変換用スイッチング素子）２１と、高圧ＧＮＤ（グランド）側の半導体素子である下アーム用のスイッチング素子（電力変換用スイッチング素子）２２と、ダイオードＤ１，Ｄ２を含んで構成されている。
【００３４】
これら構成要素は、バッテリ４０の正極側にコンデンサ２３及びリアクトル２４の一端が接続され、負極側にコンデンサ２３の他端とスイッチング素子２２のエミッタ端子が接続されている。スイッチング素子２１とスイッチング素子２２とは直列に接続されており、リアクトル２４の他端は、その間、つまりスイッチング素子２１のエミッタ端子及びスイッチング素子２２のコレクタ端子に接続されている。
【００３５】
上アーム用のスイッチング素子２１のコレクタ端子は、後述するインバータ３０の一端側に接続されている。下アーム用のスイッチング素子２２のエミッタ端子は、インバータ３０の他端側に接続されている。スイッチング素子２１のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１が接続され、同様にスイッチング素子２２のコレクタ−エミッタ間にもダイオードＤ２が接続されている。
【００３６】
モータジェネレータＭＧは、インバータ３０に接続されており、バッテリ４０から供給される電力により駆動する。発電機として働く場合は、交流電力をインバータ３０に出力する。
【００３７】
インバータ３０は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相はコンバータ２０に並列に接続され、このコンバータ２０によって昇圧された直流電力を三相交流に変換して、モータジェネレータＭＧに出力する。また、モータジェネレータＭＧが発電機として働く場合は、モータジェネレータＭＧから出力される交流電力を直流に変換してコンバータ２０に出力する。更に、インバータ３０は、コンバータ２０との接続側に、蓄電の役割も有するサージ電圧吸収用のコンデンサ３１を備えている。
【００３８】
インバータ３０のＵ相は、高圧側の半導体素子の上アーム用のスイッチング素子３４と高圧ＧＮＤ側の半導体素子の下アーム用のスイッチング素子３５とが直列に接続されてなる。同様に、Ｖ相は上アーム用のスイッチング素子３６と下アーム用のスイッチング素子３７、Ｗ相は上アーム用のスイッチング素子３８と下アーム用のスイッチング素子３９が直列に接続されてなる。
【００３９】
各スイッチング素子３４〜３９のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。ＵＶＷ各相の中間点は、モータジェネレータＭＧの各相コイル（図示略）の各相端に接続されている。ここで、コンバータ２０及びインバータ３０にそれぞれ含まれるスイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のパワーデバイスが用いられているとする。
【００４０】
更に、コンバータ２０の各スイッチング素子２１，２２及びインバータ３０の各スイッチング素子３４〜３９は、上アーム用のスイッチング素子がオンの場合は下アーム用のスイッチング素子がオフ、上アーム用のスイッチング素子がオフの場合は下アーム用のスイッチング素子がオンとなるように、制御部１１でスイッチング制御（オン／オフ制御）される。
【００４１】
このような構成の電力変換器１２によれば、制御部１１によるコンバータ２０の各スイッチング素子２１，２２及びインバータ３０の各スイッチング素子３４〜３９のスイッチング制御によって、バッテリ４０の直流電力がコンバータ２０で昇圧されてインバータ３０で三相交流に変換され、この三相交流でモータジェネレータＭＧが駆動される。一方、モータジェネレータＭＧが発電機として働く場合は、モータジェネレータＭＧから出力される交流電力がインバータ３０で直流電力に変換され、更にコンバータ２０で降圧されてバッテリ４０に回生される。
【００４２】
次に、本実施形態の特徴要素であるコンバータ２０及び制御部１１について説明する。制御部１１は、上述したコンバータ２０及びインバータ３０のスイッチング制御の他に、温度センサ信号１８ａに応じた制御信号１１ａによりコンバータ２０の各スイッチング素子２１，２２を本実施形態の特徴である間欠スイッチング制御する。
【００４３】
この間欠スイッチング制御について説明する。まず、温度センサ信号１８ａは温度センサ１８で検出された熱源１９の冷却冷媒の温度（検出温度）を示すものなので、制御部１１は、温度センサ信号１８ａが予め定められた閾値を超える検出温度、即ち熱源１９の冷却冷媒が暖房用に適した高温である場合は、コンバータ２０に対して通常のスイッチング制御を行う。
【００４４】
この通常のスイッチング制御を図４を参照して説明する。図４（ａ）はコンバータ２０の下アーム用のスイッチング素子２２に供給されるゲート制御信号Ｇ２２の波形を示し、（ｂ）は上アーム用のスイッチング素子２１に供給されるゲート制御信号Ｇ２１の波形を示す。これら（ａ）及び（ｂ）に示すように、１周期Ｔ２においてオン区間Ｔｏｎ２とオフ区間Ｔｏｆｆ２とが交互に切り換わるゲート制御信号Ｇ２２，Ｇ２１によってコンバータ２０の各スイッチング素子２２，２１のオン／オフを相反して制御する。但し、ＤＴはデッドタイムである。
【００４５】
この際、リアクトル２４には、（ｃ）に示すように、オン区間Ｔｏｎ２で徐々に立ち上がり、オフ区間Ｔｏｆｆ２で徐々に立ち下がるリアクトル電流ＩＬ２が流れる。また、ゲート制御信号Ｇ２２のオン区間Ｔｏｎ２とオフ区間Ｔｏｆｆ２との切り替えタイミングで、（ｄ）に示すように各スイッチング素子２２に流れる電流Ｉ２２と、電圧Ｖ２２との立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が（ｅ）に示す下アーム用のスイッチング素子２２動作時の電力損失であるスイッチング損失Ｌ２２となる。
【００４６】
同様に、ゲート制御信号Ｇ２１のオン区間とオフ区間との切り替えタイミングで、（ｆ）に示すように各スイッチング素子２１に流れる電流Ｉ２１と、電圧Ｖ２１との立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が（ｇ）に示す上アーム用のスイッチング素子２１動作時の電力損失であるスイッチング損失Ｌ２１となる。
【００４７】
次に、温度センサ信号１８ａが閾値以下の検出温度、即ち熱源１９の冷却冷媒が暖房用に適しない低温である場合、制御部１１は、制御信号１１ａによって各スイッチング素子２１，２２に対して間欠スイッチング制御を行う。この間欠スイッチング制御は、図５（ａ）に示すように、ゲート制御信号Ｇ２２ａのオン区間Ｔｏｎ３において、各スイッチング素子２２を、当該オン区間Ｔｏｎ３よりも十分短い時間Ｔｓだけ所定間隔でＮ回（複数回）オフとする制御を行う。同様に、図５（ｂ）に示すように、ゲート制御信号Ｇ２１ａのオン区間Ｔｏｎ４において、各スイッチング素子２１を、当該オン区間Ｔｏｎ４よりも十分短い時間Ｔｓだけ所定間隔でＮ回（複数回）オフとする制御を行う。
【００４８】
但し、時間Ｔｓは以降、短オフ時間Ｔｓとも言う。また、ゲート制御信号Ｇ２２ａを例に取ると、ゲート制御信号Ｇ２２ａのオン区間Ｔｏｎ３においてＮ回生成される短オフ時間Ｔｓは、Ｔｏｎ３×１／２＞Ｎ×Ｔｓとなる関係とする。つまり、短オフ時間ＴｓのＮ回分の合計時間が、オン区間Ｔｏｎ３の半分の時間よりも小さくなる関係とする。これは、ゲート制御信号Ｇ２２ａ側で説明すると、Ｎ×Ｔｓの時間を、Ｔｏｎ３×１／２以上とした場合、１周期Ｔ３におけるオフ区間Ｔｏｆｆ３の長さがオン区間Ｔｏｎ３の長さと同等以上となるため、実質的にスイッチング周波数を上げたと同等となってしまい、リアクトルの鉄損が増加してしまうからである。
【００４９】
更に、図５（ａ）に示すようにゲート制御信号Ｇ２２ａにおける複数回の短オフ時間Ｔｓは、オン区間Ｔｏｎ３の前半のタイミングで行うのが望ましい。これは、間欠スイッチングをするタイミングにおける、前記リアクトルの磁気ヒステリシス曲線における磁束密度Ｂ、及び磁場Ｈが低いタイミングで間欠スイッチング制御を実行したほうが、リアクトルの鉄損を抑制できるためである。
【００５０】
また、間欠スイッチング制御実行時のオン期間Ｔｏｎ３は、Ｎ×Ｔｓ間だけオフしても、通常のスイッチング制御でリアクトルに蓄えられるエネルギーが一致、すなわちＩＬ２リアクトル電流のピーク値電流が一致するように、Ｔｏｎ３−Ｎ×Ｔｓ＝Ｔｏｎ２の関係から決定される。すなわちＴｏｎ３＞Ｔｏｎ２。また間欠スイッチング制御しても通電率が通常のスイッチング制御と変化しないように、Ｔｏｎ３／Ｔ３＝Ｔｏｎ２／Ｔ２の関係からＴ３を決定する。つまり間欠スイッチング制御を実行したときのスイッチング周期Ｔ３は通常のスイッチング周期Ｔ２よりも長くなる。
【００５１】
但し、図５（ｂ）に示すゲート制御信号Ｇ２１ａにおける複数回の短オフ時間Ｔｓのタイミングはオン区間Ｔｏｎ４の何れでも良い。
【００５２】
このようなゲート制御信号Ｇ２２ａ，Ｇ２１ａによってコンバータ２０の各スイッチング素子２２，２１を間欠スイッチング制御した場合、リアクトル２４には、図５（ｃ）に示すリアクトル電流ＩＬａが流れる。このリアクトル電流ＩＬａは、図５（ａ）のオン区間Ｔｏｎ３における先頭のオン時間Ｔｏｎの時刻ｔ１〜ｔ２間において所定の時定数の傾斜で立ち上がり、次の短オフ時間Ｔｓの時刻ｔ２〜ｔ３間において所定の時定数の傾斜で立下り、次のオン時間Ｔｏｎの時刻ｔ３〜ｔ４間において所定の時定数の傾斜で立ち上がり、次の短オフ時間Ｔｓの時刻ｔ４〜ｔ５間において所定の時定数の傾斜で立下り、次のオン時間Ｔｏｎの時刻ｔ５〜ｔ６間において所定の時定数の傾斜で立ち上がり、次のオフ区間Ｔｏｆｆ３の時刻ｔ６〜ｔ７間において所定の時定数の傾斜で立ち下がる。以降同様に立ち上がり、立下りを繰り返す。
【００５３】
このようなオン時間Ｔｏｎと短オフ時間Ｔｓとの切り替えタイミング並びに、オン区間Ｔｏｎ３とオフ区間Ｔｏｆｆ３との切り替えタイミングで、図５（ｄ）に示すように各スイッチング素子２２に流れる電流Ｉ２２ａと、電圧Ｖ２２ａとの立ち上がり、立下りレベルが切り換わる。この切り換わり部分が図５（ｅ）に示すスイッチング損失Ｌ２２ａとなる。このスイッチング損失Ｌ２２ａは、１オン区間Ｔｏｎ３においてＮ倍増加させることが出来る。従って、従来のように、オン区間Ｔｏｎ１（又はＴｏｎ２）及びオフ区間Ｔｏｆｆ１（Ｔｏｆｆ２）を１周期Ｔ１とするスイッチング周波数を上げなくても良い。同様に、スイッチング素子２１においても、図５（ｆ）に示すように各スイッチング素子２１に流れる電流Ｉ２１ａと、電圧Ｖ２１ａとの立ち上がり、立下りレベルが切り換わり、この切り換わり部分が図５（ｇ）に示すスイッチング損失Ｌ２１ａとなる。
【００５４】
このようにコンバータ２０のスイッチング損失Ｌ２２ａ，Ｌ２１ａを増加させた場合、リアクトル２４の鉄損の増加を抑制することが出来る。この理由を下アームスイッチング素子２２側で説明する。図６（ａ）に示すＢ−Ｈ曲線（磁気ヒステリシス曲線）５３は、図５（ａ）に示した時刻ｔ１で矢印Ｙ１方向に時刻ｔ６まで立ち上がって、時刻ｔ６から矢印Ｙ２方向に時刻ｔ７まで立ち下がる曲線となる。
【００５５】
一方、間欠スイッチング制御においては、図６（ｂ）に実線で示すようにＢ−Ｈ曲線５５は、矢印Ｙ１で示すように間欠オフの回数ループしながら立ち上がる曲線となる。即ち、時刻ｔ１で矢印Ｙ１方向に時刻ｔ２まで立ち上がって時刻ｔ２〜ｔ３でループして時刻ｔ４まで立上がり、時刻ｔ４〜ｔ５でループして時刻ｔ６まで立ち上がり、更に、時刻ｔ６から矢印Ｙ２方向に時刻ｔ７まで立ち下がる曲線となる。
【００５６】
ここで、リアクトル２４の鉄損＝ヒステリシス損＋渦電流損である。また、各スイッチング素子２２がオフ時の磁束密度ＢをＢｍ、スイッチング周波数をｆとすると、ヒステリシス損はｆ×Ｂｍ２に比例し、渦電流損はｆ２×Ｂｍ２に比例する。従って、図６（ｂ）に示すように、１オン区間Ｔｏｎ３のＢ−Ｈ曲線５５の磁束密度をＢ１とすると、Ｎ回の短オフ時間Ｔｓは、１オン区間Ｔｏｎ３内の時刻ｔ２，ｔ４の位置、即ち磁束密度が低いＢ１ａ，Ｂ１ｂの位置で行なわれている。
【００５７】
このように磁束密度Ｂ１ａ，Ｂ１ｂが低い場合に短オフ時間Ｔｓでスイッチング素子２２がオフされると、Ｂｍが小さくなるため、ヒステリシス損及び渦電流損が共に少なくなり、鉄損も少なくなる。つまり、Ｎ回の短オフ時間Ｔｓでスイッチング損失Ｌ２２ａを増加させても、リアクトル２４の鉄損の増加は抑制されることになる。
【００５８】
更には、磁束密度Ｂ１ａ，Ｂ１ｂがより低くなるように、短オフ時間Ｔｓでスイッチング素子２２をオフすると、つまり、スイッチング素子２２がオンしてから直ぐにＮ回の短オフ時間Ｔｓでスイッチング素子２２をＮ回オフすると、Ｂｍがより小さくなる。このため、ヒステリシス損及び渦電流損が共により少なくなり、鉄損もより少なくなる。つまり、Ｎ回の短オフ時間Ｔｓでスイッチング損失Ｌ２２ａを増加させても、リアクトル２４の鉄損の増加はより抑制されることになる。
【００５９】
このリアクトル２４の鉄損の増加の抑制を、図７及び図８を参照して説明する。図７は横軸に負荷電力、縦軸にスイッチング損失を表したグラフ、図８は横軸に負荷電力、縦軸にリアクトルの鉄損を表したグラフである。例えば、図７に、通常のスイッチング制御時のスイッチング損失を実線Ｌ２２で示し、間欠スイッチング制御時のスイッチング損失を実線Ｌ２２ａで示し、更に、通常のスイッチング制御において、スイッチング損失Ｌ２２ａと同等となるようにスイッチング周波数を上げた場合のスイッチング損失を破線Ｌ２２ｂで示した。
【００６０】
通常のスイッチング制御時にスイッチング損失Ｌ２２が得られる場合、図８に示すように、リアクトル２４の鉄損は実線Ｌ２２−１となる。また、通常のスイッチング制御時にスイッチング損失Ｌ２２ａと同等となるようにスイッチング周波数を上げた際にスイッチング損失Ｌ２２ｂが得られる場合、リアクトル２４の鉄損は、実線Ｌ２２ａ−１よりも大きく増加を示す実線Ｌ２２ｂ−１となる。しかし、間欠スイッチング制御時にスイッチング損失Ｌ２２ａが得られる場合、リアクトル２４の鉄損は実線Ｌ２２ａ−１で示すように、通常のスイッチング制御時のリアクトル２４の鉄損Ｌ２２−１よりもやや増加する状態となる。つまり、リアクトル２４の鉄損の増加は抑制されることになる。
【００６１】
このような本実施形態のコンバータ２０は、バッテリ４０の直流電力を昇圧する複数のスイッチング素子２１，２２を有し、これらスイッチング素子２１，２２同士のエミッタとコレクタの接続端とバッテリ４０の両端間にコンデンサが並列に接続されると共にリアクトルが直列に接続されてなり、スイッチング素子２１，２２が制御部１１によりオンとオフを一定周期で繰り返すようにスイッチング制御される構成を有する。
【００６２】
この構成において本実施形態の特徴として、制御部１１が、スイッチング素子２１，２２の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子２１，２２が複数回オフとなる間欠スイッチング制御を行う。この間欠スイッチング制御が、スイッチング素子２２においては、複数回オフとなる合計時間が当該オン区間の半分の時間よりも短くなるように行われるようにした。
【００６３】
これによって、スイッチング素子２１，２２のオン区間においてスイッチング素子２１，２２が複数回オフとされるので、これらオフ時にスイッチング素子２１，２２に流れる電流と電圧との立ち上がり、立下りレベルが切り換わり、この切り換わり部分がスイッチング損失となる。従って、通常のスイッチング制御であればスイッチング素子２１，２２はオンとオフ間の切り換わりでスイッチング損失が発生するが、本実施形態ではオン区間で複数回のスイッチング損失が発生するので、その分、スイッチング損失を増加させることが出来る。この際、通常スイッチング制御であれば、オンとオフを１周期とするスイッチング周波数を上げなければスイッチング損失は増加しない。しかし、本発明では、スイッチング素子２２を一定周期のオン区間で複数回オフとする場合に、この複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間よりも小さくなるように行うので、複数回オフの合計時間がオン区間の半分の時間以上とした際の実質的なスイッチング周波数を上げた状態とならない。
【００６４】
この本実施形態のようにスイッチング損失を増加させた場合、リアクトルのＢ−Ｈ曲線（磁気ヒステリシス曲線）におけるオン時の磁束密度の上昇過程において、間欠オフの回数ループしながら立ち上がる曲線となる。つまり、スイッチング素子がＮ回間欠オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損の双方が共に小さくなり、この結果、ヒステリシス損及び渦電流損の合計であるリアクトルの鉄損も減少する。従って、スイッチング素子２１，２２をオン区間で複数回オフしてスイッチング損失を増加させても、リアクトルの鉄損の増加を抑制することができる。これによってコンバータ２０は電圧変換を適正に行うことができる。
【００６５】
また、制御部１１は、間欠スイッチング制御する際に、当該複数回オフが含まれるオン区間で当該スイッチング素子２２がオンとなっている時間が、複数回オフをしない場合のオン時間と同じとなるように制御するようにした。
【００６６】
これによって、スイッチング素子２１，２２が一定周期のオン区間で複数回オフとなるように制御する際に、実質的にオンとオフとされる通電率を、複数回オフをしない場合のオンとオフとの通常スイッチング制御時と同じとすることができる。
【００６７】
また、制御部１１は、間欠スイッチング制御時にスイッチング素子２１，２２を複数回オフとするタイミングを、リアクトルの磁気ヒステリシス曲線における磁束密度が低い位置で行うように制御するようにした。
【００６８】
これによって、スイッチング素子２１，２２がオンしてから磁束密度が位置で複数回オフすると、ヒステリシス損及び渦電流損が共により少なくなり、鉄損もより少なくなる。これによってリアクトルの鉄損をより抑制することが出来る。
【００６９】
また、制御部１１は、間欠スイッチング制御時にスイッチング素子２１，２２を複数回オフとする際に、当該オフ時間を短くして行き、スイッチング素子２１，２２に流れる電流がゼロに落ち切らない内に再びオンする制御を行うようにした。この制御では、オフ時間を短くして行き電流がゼロに落ち切らない内に再びオンすると、ターンオン損失、ターンオフ損失が一部重なることになる。このように重なってもリアクトルの鉄損の増加を抑制することができる。
【００７０】
また、制御部１１は、間欠スイッチング制御時にスイッチング素子２１，２２を複数回オフとする周期を、可聴領域周波数以上で行うように制御するようにした。
【００７１】
これによって、スイッチング素子２１，２２の一定周期のオン区間において複数回オフとする周期を、可聴領域周波数以上で行うようにしたので、その複数回のオフ、オン動作が聞こえない。従って、スイッチング損失増加時のオン／オフ動作の騒音を低減することが出来る。
【００７２】
更に、上記のコンバータ２０及び当該コンバータ２０での昇圧電圧を交流電圧に変換する複数のスイッチング素子３４〜３９を有するインバータ３０を有し、当該スイッチング素子２１，２２，３４〜３９の動作熱が冷媒で冷却される電力変換器１２と、電力変換器１２で冷媒が温められた高温化冷媒を熱交換する熱交換器１３と、熱交換器１３で熱交換された高温化冷媒を用いる暖房用ヒータ１７と、暖房用ヒータ１７に供給される熱源１９で温められる冷媒の温度を検出する温度センサ１８とを備え、コンバータ２０の制御部１１は、温度センサでの検出温度が予め定められた閾値以下の場合に、スイッチング素子２１，２２の一定周期のオン区間で当該スイッチング素子２１，２２を複数回オフとする制御を行うようにした。
【００７３】
これによって、例えば熱源１９からの発熱量が低下したり、暖房負荷が高まったりした際に熱源１９の冷却冷媒の温度が下がり、温度センサ１８からの温度センサ信号１８ａが所定の閾値以下となった場合、制御部１１は制御信号１１ａによって電力変換器１２のコンバータ２０を間欠スイッチング制御する。この制御によって、コンバータ２０のスイッチング損失が増加するので冷媒が暖められる。この温められた冷媒は、熱交換器１３から暖房用ヒータ１７へ流れるので、暖房用ヒータ１７ではその温められた冷媒で即時暖房を行うことができる。この際、コンバータ２０では、スイッチング損失が増加してもリアクトル２４の鉄損の増加は抑制される。従って、コンバータ２０は電圧変換を適正に行うことができる。
【符号の説明】
【００７４】
１０  コンバータを用いた電力変換器の排熱利用システム
１１  制御部
１１ａ  制御信号
１２  電力変換器
１３  熱交換器
１６  ラジエータ
１７  暖房用ヒータ
１８  温度センサ
１９  熱源
２０  コンバータ
２１，２２  スイッチング素子
２３  コンデンサ
２４  リアクトル
３０  インバータ
３４〜３９  スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード
ＭＧ  モータジェネレータ
【図１】
0005487983.tif 000002
【図２】
0005487983.tif 000003
【図３】
0005487983.tif 000004
【図４】
0005487983.tif 000005
【図５】
0005487983.tif 000006
【図６】
0005487983.tif 000007
【図７】
0005487983.tif 000008
【図８】
0005487983.tif 000009