(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースの無線通信システム内の無線伝送のための通信装置においてキャリア周波数の生成を補償する方法であって、
前記通信装置にとって既知のリファレンス信号（３５，３６）が一定の時間おきに繰り返し（３０）送信され、
前記通信装置において受信されるリファレンス信号（３５，３６）から、粗い及び精細なキャリア周波数オフセットの推定値が計算され、
周波数領域内の前記粗いキャリア周波数オフセットの推定値（６１）は、前記通信装置において繰り返し受信（６０）される前記リファレンス信号のうちの単一のリファレンス信号において複数のサブキャリア上で各々変調されるリファレンスシンボルの周波数領域表現の偏角から計算され、
前記キャリア周波数の生成は、計算された前記粗い及び前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値により補償され、
時間領域内の前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６２）は、前記通信装置において繰り返し受信（６０）されるリファレンス信号のリファレンスシンボルから計算される、
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６２）は、計算された前記粗いキャリア周波数オフセットの推定値（６１）によって前記通信装置における前記キャリア周波数の生成が補償（６６）された後に、前記通信装置において繰り返し受信されるリファレンスシンボル（３５，３６）から計算される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
計算された前記粗い及び前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６１，６２）の少なくとも１つを平滑化（６５，６８）するステップ、をさらに含み、
平滑化された少なくとも１つの前記キャリア周波数オフセットの推定値によって、前記通信装置における前記キャリア周波数の生成を補償（６３）する、
請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
平滑化（６５，６８）する前記ステップは、計算されたキャリア周波数オフセットの推定値（６１，６２）のある期間（６４，６７）にわたる積算を含み、
当該期間（６４，６７）は、計算された前記粗い及び前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６１，６２）の各々について別々に設定される、
請求項３に記載の方法。
【請求項５】
平滑化（６５，６８）する前記ステップは、計算されたキャリア周波数オフセットの推定値（６１，６２）の時間移動平均の計算を含む、請求項３又は４に記載の方法。
【請求項６】
前記粗いキャリア周波数オフセットの推定値（６１）を計算するステップは、
各サブキャリア（３１）上で各々変調されるリファレンスシンボルのシーケンスとして前記通信装置において受信される前記単一のリファレンス信号を取得（７０）するステップと、
リファレンスシンボルの前記シーケンスの各リファレンスシンボルの時間離散的周波数領域変換（７１）を実行するステップと、
前記通信装置にとって既知の前記リファレンス信号の対応するリファレンスシンボルの時間離散的周波数領域表現の観点で、各リファレンスシンボルの前記時間離散的周波数領域変換を正規化（７２）し、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルのシーケンスを提供するステップと、
正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの前記シーケンスを、連続する正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの少なくとも第１（Ｉ）及び第２の同じサイズのセット（ＩＩ）に区分（７３）するステップと、
第１のセット（Ｉ）の正規化され時間離散的周波数領域変換された各リファレンスシンボル（７９）を、第２のセット（ＩＩ）の対応する位置の正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボル（８０）の共役と乗算（７４）するステップと、
前記乗算の結果の各々の偏角を計算（７５）するステップと、
計算された前記偏角を平均（７６）して、前記粗いキャリア周波数オフセットの推定値を提供するステップと、
を含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記乗算（７４）及び計算（７５）は、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボル（７７）の全てのセット（Ｉ，ＩＩ）について繰り返される、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの前記シーケンスは、２つのセット（Ｉ，ＩＩ）に区分される、請求項６に記載の方法。
【請求項９】
計算された前記粗い及び前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６１，６２）により周波数領域においてシフトされた、前記通信装置（４０）において受信されるキャリア周波数グリッドのサンプリングされた表現から、補償されたキャリア周波数グリッドを計算することにより、前記キャリア周波数の生成（５２）は前記周波数領域で補償される、請求項１〜８のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
前記通信装置（４０）は、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）セルラ無線伝送システム内での動作のために構成される無線アクセス装置及びユーザ装置のいずれかである、請求項１〜９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースの無線通信システム内の無線信号を受信するための受信デバイス（４０）と、前記受信デバイス（４０）に動作可能に接続されるキャリア周波数生成デバイス（５２）と、前記受信デバイス（４０）及び前記キャリア周波数生成デバイス（５２）に動作可能に接続される推定デバイス（５１）と、を備える通信装置であって、
前記推定デバイス（５１）は、前記キャリア周波数生成デバイス（５２）によるキャリア周波数の生成を補償するための粗い及び精細なキャリア周波数オフセットの推定値を、前記受信デバイス（４０）により受信されるリファレンス信号から提供するように構成され、
前記推定デバイス（５１）は、前記受信デバイス（４０）により繰り返し受信される前記リファレンス信号のうちの単一のリファレンス信号において複数のサブキャリア上で各々変調されるリファレンスシンボルの周波数領域表現の偏角から、粗いキャリア周波数オフセットの推定値（６１）を周波数領域で計算するように構成され、
前記キャリア周波数生成デバイス（５２）による前記キャリア周波数の生成は、計算された前記粗い及び前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６１，６２）により補償され、
前記推定デバイス（５１）は、前記受信デバイス（４０）により繰り返し受信されるリファレンス信号のリファレンスシンボルから、精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６２）を時間領域で計算するように構成される、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項１２】
前記推定デバイス（５１）は、計算された前記粗いキャリア周波数オフセットの推定値（６１）によって前記キャリア周波数生成デバイス（５２）による前記キャリア周波数の生成が補償（６６）された後に、前記受信デバイス（４０）において繰り返し受信（６０）されるリファレンスシンボルから前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６２）を計算するように構成される、請求項１１に記載の通信装置。
【請求項１３】
前記推定デバイス（５１）は、計算された前記粗い及び前記精細なキャリア周波数オフセットの推定値（６１，６２）の少なくとも１つを平滑化（６５，６８）するように構成され、
前記キャリア周波数生成デバイス（５２）による前記キャリア周波数の生成は、平滑化された少なくとも１つの前記キャリア周波数オフセットの推定値によって補償される、
請求項１１又は１２に記載の通信装置。
【請求項１４】
前記受信デバイス（４０）、キャリア周波数生成デバイス（５２）及び推定デバイス（５１）は、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）セルラ無線伝送システム内での動作のために構成される、請求項１１〜１３のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項１５】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースの無線伝送方式に従って送信されるリファレンス信号から粗いキャリア周波数オフセットの推定値を計算するための推定モジュールであって、
前記推定モジュール（９０）は、
各サブキャリア上で各々変調されるリファレンスシンボルのシーケンス内のリファレンス信号を取得するように構成される取得モジュール（９２）と、
リファレンスシンボルの前記シーケンスの各リファレンスシンボルの時間離散的周波数領域変換を実行するように構成されるフーリエ変換モジュール（９３）と、
受信側の装置にとって既知の前記リファレンス信号の対応するリファレンスシンボルの時間離散的周波数領域表現の観点で、各リファレンスシンボルの前記時間離散的周波数領域変換を正規化し、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルのシーケンスを提供するように構成される正規化モジュール（９４）と、
正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの前記シーケンスを、連続する正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの少なくとも第１及び同じサイズの第２のセットに区分するように構成される区分モジュール（９５）と、
第１のセットの正規化され時間離散的周波数領域変換された各リファレンスシンボルを、第２のセットの対応する位置の正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの共役と乗算するように構成される乗算モジュール（９６）と、
前記乗算の結果の各々の偏角を計算するように構成される計算モジュール（９７）と、
計算された前記偏角を平均して、前記キャリア周波数オフセットの推定値を提供するように構成される平均モジュール（９８）と、
を備える推定モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的に、無線伝送に関し、より具体的には、キャリア周波数オフセットを補償するために構成される装置を含む、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）ベースのセルラ無線通信ネットワークにおける無線伝送に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、シリアルなデジタルデータのビットストリームが、直交キャリアのグループのサブキャリアとして知られる異なるキャリアを各々変調するパラレルなデータビットストリームに分割されるという、広く知られた変調方式である。サブキャリアは、正確な周波数に互いに離れて配置され、それにより受信変調器が割り当てられているサブキャリアの周波数とは別の周波数による歪みを当該変調器が受けることが防止される。パラレルな各データストリームのビットレートは、サブキャリアの数に依存して、シリアルなデータビットストリームのビットレートの何分の１かである。各サブキャリアは、例えばＱＡＭ（Quadrature  Amplitude  Modulation）及びＱＰＳＫ（Quadrature  Phase  Shift  Keying）などの従来の変調方式により変調され、低いシンボルレートでいわゆるＯＦＤＭシンボルが提供され、即ち、シンボルはチャネルの時間特性と比較して相対的に長い。ＯＦＤＭシンボルは、使用される変調方式に依存する数のデータビットを含む。変調されたサブキャリアは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて合成され、送信されるべき時間領域の波形を生じる。全てのサブキャリアの合計ビットレートは、同じ帯域における従来のシングルキャリアの高レート変調方式に匹敵する。
【０００３】
各シンボルの時間長は比較的長いため、シンボル間干渉を除去するために、ＯＦＤＭシンボル間に、サイクリックプレフィクス（ＣＰ：Cyclic  Prefix）としても言及されるガードインターバルを挿入することが可能である。しかしながら、増加したシンボル時間長は、ＯＦＤＭシステムをより移動体無線チャネルの時間変動にセンシティブにする。特に、ドップラー拡散の影響は、サブキャリアの直交性を破壊し、キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter-Carrier  Interference）、即ちサブキャリア間のクロストークを生じさせる。ＯＦＤＭは、受信機と送信機との間の非常に正確な周波数同期をも要求する。
【０００４】
例えばＬＴＥ（Long  Term  Evolution）、又は現在３ＧＰＰ（3rd  Generation  Partnership  Project）で検討中であり技術仕様3GPP  TS  36.211（Release  8）において開示されているＥ−ＵＴＲＡ（Evolved  Universal  Terrestrial  Radio  Access）などのＯＦＤＭのようなシステムにおいて、基地局（ＢＳ：Base  Station）からユーザ装置（ＵＥ：User  Equipment）又は移動局（ＭＳ：Mobile  Station）へのダウンリンク無線伝送は、ＯＦＤＭに基づく。シンボル情報は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の周波数ビン（frequency  bin）（サブキャリア）に関係する。仮にＢＳ及びＵＥにおけるキャリア周波数が異なれば、いわゆる周波数オフセット誤差が生じる。原理的には、当該誤差はサブキャリアのシフトとして現れる。その結果は、あるユーザからのスペクトラムの内容が全てのユーザに拡散するという漏出（leakage）となる。これを克服するために、ユーザにとって周波数オフセットが補償されなければならない。補償を実行するために、周波数誤差が既知でなければならない。彼の目的のために、周波数推定器が使用される。アップリンク、即ちＭＳからＢＳへの無線伝送は、ＯＦＤＭのプリコーディングされるバージョンとして理解され得るＳＣ−ＦＤＭＡ（Single  Carrier−Frequency  Division  Multiplexing）に基づく。
【０００５】
周波数誤差を推定する一般的な方法は、既知の信号、即ちリファレンス信号又はパイロット信号を使用することである。これらリファレンス信号は、周期的に送信され、これは同じ信号が何度も繰り返し生じることを意味する。受信されるリファレンス信号の利用は、周波数誤差の推定を提供する。周波数を推定するためのいくつものアルゴリズムが実際に知られている。
【０００６】
例として、ＬＴＥでは、間隔の狭い多数のサブキャリアがマルチキャリア送信のために使用される。基本的なＬＴＥのダウンリンクリソースは、ＯＦＤＭシンボルからなる、リソースエレメントとも呼ばれる時間周波数グリッドである。周波数領域では、リソースエレメントは、隣接するサブキャリア間の周波数間隔がΔｆである１５ｋＨｚの周波数ビンを有する。時間領域では、ＯＦＤＭシンボル又はリソースエレメントの時間長は、（１／Δｆ）＋ＣＰである。リソースエレメントは、リソースブロックにグループ化される。リソースブロックは、周波数領域では１８０ｋＨｚの合計サイズ、即ち１２個のリソースエレメントを有し、時間領域ではタイムスロットと呼ばれる０．５ｍｓ、即ち７個のリソースエレメントを有する。
【０００７】
リソースブロックは、２つのタイムスロットからなるいわゆる送信時間間隔（ＴＴＩ：Transmission  Time  Interval）で送信される。各ユーザには、時間周波数グリッドにおいていくつかのリソースブロックが割り当てられる。どの及びいくつのリソースブロックをユーザが所与の時点で得られるかは、様々な無線環境において様々なサービスのために性能を最適化できるように定義される、事前のスケジューリングの仕組みに依存する。
【０００８】
ＬＴＥのアップリンクでは、時間領域でＴＴＩごとに２つのリファレンス信号が送信される。これは、２つの同様のリファレンス信号又はパイロットの間の距離が０．５ｍｓであることを意味する。この事実は、周波数誤差の推定のために使用可能なレンジを±１０００Ｈｚの間隔に制限する。原理的には、サンプリング周波数がサンプリングされる信号の最大の周波数の少なくとも２倍でなければならないというサンプリング定理に従う。２つのパイロット信号の間の時間差は０．５ｍｓであり、これは２０００Ｈｚのサンプリング周波数に対応する。明らかに、１０００Ｈｚまでの周波数については曖昧さ無く分解可能である。
【０００９】
３ＧＰＰ標準、３ＧＰＰ技術仕様化グループ無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）２５．９１３  ｖ７．０．０版  ２００５．ａによれば、ユーザは時速３５０ｋｍの速度で移動可能であるべきであり、ＢＳはＲＦキャリア周波数の±０．１ｐｐｍの精度を有するべきである。これは、ＲＦキャリア周波数が２．５ＧＨｚであり、２００Ｈｚの追加的なクロック誤差を含む場合、周波数オフセット推定は±１８００Ｈｚまでのレンジ内の周波数の分解能を有しなければならない。よって、時間領域で連続して繰り返し受信される２つのリファレンス信号における情報を使用する周波数推定器は、所望のレンジを充足できない。
【００１０】
周波数誤差の推定のために単一のリファレンス信号のリファレンスシンボルを使用するＬＴＥにおける周波数領域では、使用可能なレンジは、±１５ｋＨｚの間隔、即ちリファレンス信号が変調される隣接するサブキャリアのリファレンスシンボル間の周波数間隔Δｆに制限される。このレンジは、所望のレンジを充足するためには粗すぎる。
【００１１】
国際出願第ＷＯ２００４／０５９９３６号は、周波数領域内のパイロットシンボルについて動作可能な、いわゆるポストＦＦＴ受信機アルゴリズムによる精細な周波数オフセットの推定値の計算を開示しており、キャリア間の間隔（inter-carrier  spacing）の倍数であるオフセットを補正するアルゴリズムの形式での粗い周波数オフセットの推定値の計算を示唆している。
【００１２】
Cattらによる出版物“Cell  Search  procedure  of  EUTRA  TDD  system  for  the  initial  synchronization”（3GPP  DRAFT:  R1-060930,  3rd  Generation  Partnership  Project  (3GPP),  Mobile  Competence  Centre,  vol.  RAN  WG1,  no.20060321,  21  March  2006  (2006-03-21),  XP050101833  Sophia-Antipolis  Cedex,  FRANCE）は、粗い及び精細な周波数誤差の補正を開示しており、同期チャネル（ＳＣＨ）のＯＦＤＭシンボルの“時間領域の繰り返し特性”から粗い周波数誤差を決定することを示唆している。精細な周波数誤差の計算は、各サブキャリア内のリファレンス又はパイロットシンボルに基づく。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
目的は、ＯＦＤＭベースの無線通信システムにおける無線伝送のための通信装置におけるキャリア周波数の生成を補償する改善された方法を提供することである。
【００１４】
他の目的は、キャリア周波数の生成を補償する上記方法が適用される、ＯＦＤＭベースの無線通信システムにおける無線伝送のための通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本説明及び特許請求の範囲において、ＯＦＤＭベースのという表現は、送信キャリアの数に依存することなく、例えばＳＣ−ＦＤＭＡ（Single  Carrier‐Frequency  Division  Multiplexing）又はシングルＯＦＤＭなどの現在の及び将来の全ての直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、及びＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）に加えて、移動デバイスが単一の送信チャネル上で無線アクセス装置と通信するＳＩＳＯ（Single‐Input  Single‐Output）システム、及び移動デバイスが複数の送信チャネル上で無線アクセス装置と通信するＭＩＭＯ（Multiple‐Input  Multiple‐Output）システムなどの無線伝送システムを含むものと解釈されるべきである。
【００１６】
第１の観点において、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースの無線通信システム内の無線伝送のための通信装置においてキャリア周波数の生成を補償する方法であって、上記通信装置にとって既知のリファレンス信号が一定の時間おきに繰り返し送信され、上記通信装置において受信されるリファレンス信号から、粗い及び精細なキャリア周波数オフセットの推定値が計算され、周波数領域内の上記粗いキャリア周波数オフセットの推定値は、上記通信装置において受信されるリファレンス信号のリファレンスシンボルから計算され、上記キャリア周波数の生成は、計算された上記粗い及び上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値により補償され、時間領域内の上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値は、上記通信装置において繰り返し受信されるリファレンス信号のリファレンスシンボルから計算される、ことを特徴とする方法が提供される。
【００１７】
上記方法は、周波数領域における特定のリファレンス信号の情報から計算される粗いキャリア周波数オフセットの推定値と、繰り返し受信される同じリファレンス信号から、即ち時間領域における情報から計算される精細なキャリア周波数オフセットの推定値との共同的な使用という着想に基づいており、共同的なキャリア周波数オフセットの推定値のばらつきは抑制される。それにより、本発明では、時間領域でリファレンス信号の繰り返し率を増加させてＯＦＤＭ無線通信システムの乏しい送信キャパシティを過剰に減らす必要性なく、より広い周波数間隔にわたって信頼性のあるキャリア周波数オフセットの推定値を生成することができる。
【００１８】
ＬＴＥにおいて、例えば、本発明では、［−２０００，２０００］Ｈｚでの正確な共同的キャリア周波数オフセットの推定値を少なくとも提供することができ、これは上で概説したＬＴＥについての［−１８００，１８００］Ｈｚの所望の周波数レンジをカバーするには十分である。
【００１９】
この説明において、粗いキャリア周波数の推定値との用語を用いる際、これは周波数領域における特定のリファレンス信号の情報からのキャリア周波数オフセットの推定値の計算について言及するものである。精細なキャリア周波数オフセットの推定値との用語は、ここでは、時間領域において繰り返し受信される同じリファレンス信号から計算されるキャリア周波数オフセットの推定値について言及するものである。
【００２０】
本方法の特定の例において、上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値は、計算された上記粗いキャリア周波数オフセットの推定値によって上記通信装置における上記キャリア周波数の生成が補償された後に、上記通信装置において繰り返し受信されるリファレンスシンボルから計算される。粗いキャリア周波数オフセットの推定値は、精細なキャリア周波数オフセットの推定値によって対処され得る低減されたレンジに周波数オフセットが有利に収斂するような、周波数キャリアの生成の第１の補償として、使用される。
【００２１】
ＬＴＥについては、上述した第１の補償ステップで、残る周波数オフセット誤差が±１０００Ｈｚの範囲内に収斂し、その誤差は０．５ｍｓの間隔で繰り返し受信されるリファレンス信号の使用によって補償されることができる。
【００２２】
他の例において、周波数オフセット誤差の補償のばらつきをより一層低減するために、計算された上記粗い及び上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値の少なくとも１つが平滑化され、平滑化された少なくとも１つの上記キャリア周波数オフセットの推定値によって上記通信装置における上記キャリア周波数の生成が補償される。好適には、粗い周波数オフセット誤差が平滑化される。しかしながら、精細なキャリア周波数オフセットも平滑化されてよい。
【００２３】
ある例において、平滑化は、計算されたキャリア周波数オフセットの推定値のある期間にわたる積算を含み、当該期間は、計算された上記粗い及び上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値の各々について別々に設定される。
【００２４】
他の例において、平滑化するステップは、計算されたキャリア周波数オフセットの推定値の時間移動平均の計算を含む。
【００２５】
実際上、粗いキャリア周波数オフセットを計算するための多くの方法が知られており、それらが使用され得る。
【００２６】
“A  technique  for  orthogonal  frequency  division  multiplexing  frequency  offset  correction”（P.H.Moose,  IEEE  Transactions  on  Communications,  vol.42,  No.10，  Oct.  1994,  pages  2908‐2914）において、受信されたキャリア周波数信号がＦＦＴ計算の対象となる方法が開示されている。このＦＦＴから、チャネル及びキャリア周波数オフセットによる影響を受けた項を抽出することができる。繰り返されるリファレンス信号が同じようにチャネルによる影響を受けているとすると、キャリア周波数オフセットの推定値を回復することができる。
【００２７】
Ｌ拡張（L-extension）アルゴリズムとして知られている方法は、“Residual  carrier  frequency  offset  tracking  for  ofdm-based  systems”（C.Li,  P.Chen  and  T.Lin,  in  The  2004  IEEE  Asia-Pacific  Conference  on  Circuits  and  Systems,  Dec.  2004,  pages  989-992）において説明されている。この方法は、上述したMooseによる方法を基礎としているが、距離Ｌだけ間隔の空けられたＦＦＴ項を使用する。
【００２８】
C.Li、P.Chen及びT.Linにより説明されている他のキャリア周波数オフセットの推定方法（The  2004  IEEE  Asia-Pacific  Conference  on  Circuits  and  Systems,  Dec.  2004,  pages  989-992）は、Ｄシンボル（D-symbol）法と呼ばれる。これは、Ｌ−Ｄ推定にわたって計算されるキャリア周波数オフセットを平均化することによる、Ｌ拡張法のいくらかの修正を構成する。
【００２９】
シンボルバイシンボル（symbol  by  symbol）法として知られている方法は、“Ofdm  frequency  offset  estimation  based  on  blue  principle”（H.Minn,  P.Tasarak  and  V.K.Bhargava,  in  Proceedings  of  the  Fall  Vehicular  Technology  Conference,  vol.2,  IEEE,  Sept.  2002,  pages  1230-1234）において説明されている。この方法において、受信リファレンス信号の相関が推定される。当該相関は中間的パラメータを定義するために使用され、それらパラメータが重み付けされてキャリアオフセット周波数の推定値となる。
【００３０】
上で開示された粗いキャリア周波数オフセットの推定値を計算するための方法に加えて、A.Ren、Q.Yin及びY.Mengは、“Carrier  frequency  offset  estimation  for  OFDM  systems”（IEEE  International  Symposium  on  Circuits  and  Systems,  vol.4,  IEEE,  2005,  pages  3019‐22）において、２次的な統計量を取得する方法を説明している。あるリファレンス信号の観測結果についての行列が形成される。２つの部分行列が、自己相関及び相互相関を計算するために使用される。これら行列は、その固有値の合計が周波数誤差に比例する行列に関連する、到来方向（ＤＯＡ：Direction  Of  Arrival）行列を計算するために、一連の演算において使用される。
【００３１】
さらなる観点において、粗い周波数オフセットの推定値を計算する方法が提供され、当該方法は、
−異なるサブキャリア上で各々変調されるリファレンスシンボルのシーケンス内で上記通信装置において受信されるリファレンス信号を取得するステップと、
−リファレンスシンボルの上記シーケンスの各リファレンスシンボルの時間離散的周波数領域変換をサブキャリアの観点で実行するステップと、
−受信側の上記装置にとって既知の上記リファレンス信号の対応するリファレンスシンボルの時間離散的周波数領域表現の観点で、各リファレンスシンボルの上記時間離散的周波数領域変換を正規化し、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルのシーケンスを提供するステップと、
−正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの上記シーケンスを、連続する正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの少なくとも第１及び第２のセットに区分するステップと、
−第１のセットの正規化され時間離散的周波数領域変換された各リファレンスシンボルを、第２のセットの対応する位置の正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの共役と乗算するステップと、
−上記乗算結果の各々の偏角を計算するステップと、
−計算された上記偏角を平均して、上記粗い周波数オフセットの推定値を提供するステップと、
を含む。
【００３２】
正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルであって、サブキャリア上で変調される当該リファレンスシンボルは、周波数において線型だが周波数誤差において非線型であることを示すことができる。ある程度先行する位置のサブキャリアの共役によって各サブキャリアを乗算することは、キャリア周波数オフセット誤差の観点で線型な引数を有する指数関数を提供する。この引数からキャリア周波数オフセット誤差が計算され、粗いキャリア周波数オフセットの推定値は、計算された引数の平均から計算される。このキャリア周波数オフセットの推定値のばらつきは、第１及び第２のセット内のリファレンス信号の複数のサブキャリアが使用されるため、従来技術の方法と比較して低減される。
【００３３】
ばらつきをより一層抑制するために、さらなる例において、上記乗算及び計算は、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの全てのセットについて繰り返される。
【００３４】
実際上、ＬＴＥでの使用のための正確な結果は、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルのシーケンスが２つのセットに区分される場合に達成され得る。
【００３５】
他の例では、正確なキャリア周波数の補償は、周波数領域において、計算された上記粗い及び上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値によりシフトされた、上記通信装置において受信されるキャリア周波数グリッドのサンプリングされた表現から、補償されたキャリア周波数グリッドを計算することにより実行される。基本的には、サンプリング定理、より正確には再構築の公式を使用することができる。この公式は、帯域の限定された信号上の任意の点を、対象の信号のサンプリングされた表現が与えられれば計算することができる、ということを述べている。即ち、サンプリングされた信号が使用され、その間の点が理想的なローパスフィルタのインパルス応答を用いて補間される。補間は、フィルタリング演算と同等である。
【００３６】
上記方法及び上の例は、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）セルラ無線伝送システム内での動作のために構成される無線アクセス装置及びユーザ装置などの通信装置において使用され得る。
【００３７】
第２の観点において、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースの無線通信システム内の無線信号を受信するための受信デバイスと、上記受信デバイスに動作可能に接続されるキャリア周波数生成デバイスと、上記受信デバイス及び上記キャリア周波数生成デバイスに動作可能に接続される推定デバイスと、を備える通信装置であって、上記推定デバイスは、上記キャリア周波数生成デバイスによるキャリア周波数の生成を補償するための粗い及び精細なキャリア周波数オフセットの推定値を、上記受信デバイスにより受信されるリファレンス信号から提供するように構成され、上記推定デバイスは、上記受信デバイスにより受信されるリファレンス信号のリファレンスシンボルから粗いキャリア周波数オフセットの推定値を周波数領域で計算するように構成され、上記キャリア周波数生成デバイスによる上記キャリア周波数の生成は、計算された上記粗い及び上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値により補償され、上記推定デバイスは、上記受信デバイスにより繰り返し受信されるリファレンス信号のリファレンスシンボルから精細なキャリア周波数オフセットの推定値を時間領域で計算するように構成されることを特徴とする、通信装置が提供される。
【００３８】
さらなる例において、上記推定デバイスは、計算された上記粗いキャリア周波数オフセットの推定値によって上記キャリア周波数生成デバイスによる上記キャリア周波数の生成が補償された後に、上記通信装置において繰り返し受信されるリファレンスシンボルから上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値を計算するように有利に構成される。
【００３９】
他の例において、上記推定デバイスは、計算された上記粗い及び上記精細なキャリア周波数オフセットの推定値の少なくとも１つを平滑化するように構成され、上記キャリア周波数生成デバイスによる上記キャリア周波数の生成は、平滑化された少なくとも１つの上記キャリア周波数オフセットの推定値によって補償される。
【００４０】
上記通信装置、即ち、上記受信デバイス、上記キャリア周波数生成デバイス及び上記推定デバイスは、さらなる例において、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）セルラ無線伝送システム内での動作のために構成される。
【００４１】
第３の観点において、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースの無線伝送方式に従って送信されるリファレンス信号からキャリア周波数オフセットの推定値を計算するための推定モジュールが提供される。上記推定モジュールは、
−各サブキャリア上で各々変調されるリファレンスシンボルのシーケンス内のリファレンス信号を取得するように構成される取得モジュールと、
−リファレンスシンボルの上記シーケンスの各リファレンスシンボルの時間離散的周波数領域変換を実行するように構成されるフーリエ変換モジュールと、
−受信側の装置にとって既知の上記リファレンス信号の対応するリファレンスシンボルの時間離散的周波数領域表現の観点で、各リファレンスシンボルの上記時間離散的周波数領域変換を正規化し、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルのシーケンスを提供するように構成される正規化モジュールと、
−正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの上記シーケンスを、連続する正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの少なくとも第１及び同じサイズの第２のセットに区分するように構成される区分モジュールと、
−第１のセットの正規化され時間離散的周波数領域変換された各リファレンスシンボルを、第２のセットの対応する位置の正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの共役と乗算するように構成される乗算モジュールと、
−上記乗算結果の各々の偏角を計算するように構成される計算モジュールと、
−計算された上記偏角を平均して、上記周波数オフセットの推定値を提供するように構成される平均モジュールと、
を備える。
【００４２】
上述したモジュールに加えて、推定モジュールは、繰り返し受信されるリファレンス信号からキャリア周波数オフセットの推定値を計算するように構成されるさらなるモジュール（又はモジュール群）を備えてもよい。
【００４３】
当業者は、本説明及び特許請求の範囲における、“装置”、“モジュール”、“デバイス”、“機器”、“システム”などのような用語がコンピュータ若しくはプロセッサに関連するエンティティ、又はハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア若しくはそれらの何らかの組合せについて言及するものであってよく、それらはデータ交換に適したインタフェースを伴う単一のコンポーネント又は別個のコンポーネント群に統合され得ることを理解するであろう。
【００４４】
本発明の様々な観点が、以下の説明及びＬＴＥ  ＯＦＤＭベースの無線セルラ送信方式の添付図面を参照しながら例示される。開示される本発明の例は、本発明の実装を例示しているが、本発明を限定するものとして解釈されるよう意図するものではなく、本発明の範囲は添付の特許請求の範囲により定義される。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）方式に従う無線伝送のための典型的な従来の送信装置のブロック図を示している。
【図２】ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）セルラ無線伝送システムのダウンリンクにおけるシンボル−キャリアマッピングの時間−周波数グリッドを概略的かつ例示的に示している。
【図３】本発明に係るＯＦＤＭ受信装置のブロック図を示している。
【図４】本発明に係るＯＦＤＭ通信装置におけるキャリア周波数の生成を補償するための方法の例のフローチャートを示している。
【図５】本発明に係るＯＦＤＭ通信装置におけるキャリア周波数の生成を補償するための方法の例のフローチャートを示している。
【図６】本発明に係るＯＦＤＭ無線通信装置において受信されるリファレンス信号からのキャリア周波数オフセットの推定の計算のフローチャートを示している。
【図７】本発明に係るＯＦＤＭにおいて受信されるリファレンス信号からのキャリア周波数オフセットの推定の計算の処理ステップを概略的かつ例示的に示している。
【図８】本発明の方法の例に従ったリファレンス信号からのキャリア周波数オフセットの推定を計算するための推定モジュールのブロック図を示している。
【図９ａ】サンプリングされる信号の完全なスペクトラムのマッチングを振幅対時間のグラフにおいて示している。
【図９ｂ】周波数オフセット誤差によってシフトされた図９ａの信号を振幅対時間のグラフにおいて示している。
【発明を実施するための形態】
【００４６】
以降の説明において、本発明の理解を助けるために、当業者にとって既知であると考えられ得る構造及びデバイスは、一般的なブロック図の形式で示される。図面において、同一の番号は同一の又は同等の機能及び構造を表す。
【００４７】
図１において、参照番号１０は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）方式に従う無線伝送のための従来の送信装置の典型的な例を示している。送信デバイス１は、典型的には、ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）セルラ無線伝送システム内の無線アクセスユニット又は無線基地局（ＢＳ）からユーザ装置（ＵＥ）へのダウンリンク送信において使用される。
【００４８】
送信機１０の入力１１に入ってくるシリアルデジタルデータビットストリームは、シンボルコンスタレーションマッピング又はシンボル変調モジュール１２における、ＢＰＳＫ（Binary  Phase  Shift  keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature  Phase  Shift  Keying）、又は例えば１６ＱＡＭ若しくは６４ＱＡＭなどのＱＡＭ（Quadrature  Amplitude  Modulation）といったシンボルコンスタレーションマッピングの対象である。ＱＡＭ変調のインデックスがより高次であれば、より多くのビットがシンボルにマッピングされる。そして、生成されるシンボルのシリアルストリームは、シリアル−パラレル（ＳＰ）変換器１３によりパラレルなシンボルストリームに変換される。パラレルなストリームのシンボルレートは、シリアルなシンボルストリームの何分の１かである。なお、コンスタレーションマッピングモジュール１２及びＳ／Ｐ変換器１３の動作は入れ替わってもよい。即ち、Ｓ／Ｐ変換が先であり、コンスタレーションマッピングが後に続く。
【００４９】
ＯＦＤＭ方式に従って、Ｓ／Ｐ変換器のパラレルな各シンボルストリームは、シンボル−サブキャリアマッピングモジュール１４において、周波数領域内で複数の直交するサブキャリアへマッピングされる。サブキャリアは、固定された周波数間隔Δｆの間隔をそれぞれ空けて配置される。
【００５０】
周波数誤差の訂正の目的のために、とりわけ、既知のリファレンス信号が導入される。これらリファレンス信号は、例えば、入力１１における既知のデジタルビットストリームとして導入されるが、それぞれのサブキャリアへ直接マッピングされるべきシンボルとして、又はリファレンス信号モジュール１５からのサブキャリアとして導入されてもよい。
【００５１】
シンボル−サブキャリアマッピングモジュール１４によりマッピングされるシンボルは、ＩＤＦＴモジュール１６による逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）の対象であり、それにより周波数領域内でパラレルなシンボルストリームは一般的には逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の計算で時間領域へ変換される。時間領域での分散（dispersion）の影響を低減するために、ＣＰ追加モジュール１７において、シンボルにはいわゆるサイクリックプレフィクス（ＣＰ）が付加される。ＣＰは、シンボルシーケンスの末端から冒頭への部分的な繰り返しである。その時間長は、チャネルの遅延拡散よりも長く選択され、それは受信側でのシンボル間干渉（ＩＳＩ）の低減の助けとなる。
【００５２】
物理無線チャネル上でのデータの送信のために、ＣＰが付加されたパラレルなシンボルストリームは、パラレル−シリアル（ＰＳ）変換器１８によってシリアルなシンボルストリームに変換される。デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１９においてデジタルシンボルストリームはアナログシンボルストリームに変換され、そして無線周波数（ＲＦ：Radio  Frequency）高電力増幅器（ＨＰＡ：High  Power  Amplifier）２０での増幅及びアップコンバージョンにより形成された情報ストリームは、物理無線チャネル上での送信のために送信機１０の出力２１に供給される。
【００５３】
図１において明示されてはいないものの、送信機１０は、例えば、レートマッチング、フィルタリング、ＣＲＣ（Cyclic  Redundancy  Code）生成器などの誤り訂正、及びスペクトラム形成ブロックを含んでもよく、そして生成される信号は、ＵＥの受信器へのエアインタフェース上での送信について空間領域を利用することによるダイバーシティ利得及び／又はシステムキャパシティの増加のために、出力２１からＭＩＭＯ（Multiple-Input  Multiple-Output）送信システムの複数のアンテナへ伝達され得る。
【００５４】
図２は、３ＧＰＰ（3rd  Generation  Partnership  Project）により開発され技術仕様書３ＧＰＰ  ＴＳ３６．２１１（リリース８）において開示されているようなＬＴＥセルラ無線伝送システムにおけるシンボル−サブキャリアマッピングのいわゆる時間−周波数グリッド３０の一例を示している。直交サブキャリア３１は、周波数方向ｆにおいて互いに等しい１５ｋＨｚの間隔Δｆで配置される。時間方向ｔには、ＯＦＤＭシンボルとも呼ばれる複数のシンボル３２がタイムスロット３３にグルーピングされる。シンボル３２の時間長は、（１／Δｆ）＋ＣＰに等しい。
【００５５】
ＬＴＥにおいて、グリッド３０は、周波数軸ｆに沿って１２個の直交サブキャリア３１、即ち１２個のＯＦＤＭシンボル３２、時間軸ｔに沿って１４個のＯＦＤＭシンボル３２からなる。時間において、７個のＯＦＤＭシンボル３２が０．５ｍｓの時間長を有するタイムスロット３３を形成する。２つのタイムスロット３３は、１ｍｓの時間長を有する送信時間間隔（ＴＴＩ：Transmission  Time  Interval）を成す。ＴＴＩ３４は、ワイヤレスセルラ無線伝送プロトコルの基本的な送信の単位である。ＬＴＥの用語では、時間−周波数グリッド３０はリソースブロックとも呼ばれ、ＯＦＤＭシンボル３２はリソースエレメントとも呼ばれる。
【００５６】
図２において、破線３５及び３６は、リソースブロック３０内に導入されるパイロット信号などの既知のリファレンス信号を示しており、とりわけ識別（identification）及び周波数の訂正の目的のためのものである。ここでの説明において、これがさらに扱われる。
【００５７】
ＬＴＥ送信機の実践的な実施形態において、１２個を超えるサブキャリア３１が使用され複数のリソースブロック３０が提供される。所与の時点でいずれの及びいくつのリソースブロックをユーザが獲得するのかは、周波数及び時間方向における事前のスケジューリングの仕組みに依存する。スケジューリングの仕組みは、様々な無線環境における様々なサービスについて最適なパフォーマンスを可能とする。
【００５８】
ＬＴＥのアップリンクでは、ＵＥからの無線伝送は、プリコーディングされるＯＦＤＭとも呼ばれる、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Single  Carrier−Frequency  Division  Multiple  Access）に基づく。
【００５９】
アップリンクについての送信機は、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを構築することを除き上述したＯＦＤＭ送信機１０のように一般的には動作し、コンスタレーションマッピングあるいはシンボル変調モジュールの変調シンボルは、各ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの変調シンボルの数と同じサイズのデジタル離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって周波数領域へ変換される。
【００６０】
図３は、本発明に係るＬＴＥセルラ無線伝送システムのＵＥにおける使用のためのＯＦＤＭ無線信号の受信のための受信装置４０を示している。
【００６１】
物理無線チャネル２１上で送信される情報ストリームは、ＲＦ受信モジュール４１の１つ又は複数のアンテナに到来し、ベースバンドにダウンコンバージョンされる。そして、信号は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４２を通過すると、デジタルシーケンスへ変換される。受信デバイス４０が同期すると、ＣＰ除去モジュール４３において各ＯＦＤＭシンボルからＣＰが除去される。残るシリアルシンボルストリームは、シリアル−パラレル（ＳＰ）変換器４４を通り、通常は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算によって、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）がＤＦＴモジュール４５により計算される。出力される周波数領域での複素点は、変調されたサブキャリアの複素ベースバンド表現である。モジュール４６内のサブキャリアデマッピングによるサブキャリアデマッピングは、図２の時間−周波数グリッドにおいて示されたようなＯＦＤＭシンボルを提供する。セルラ無線伝送のＢＳにおけるＯＦＤＭ受信機では、サブキャリアデマッピングモジュール４６の出力は、周波数領域においてさらに処理される。
【００６２】
ＵＥにとって典型的には、モジュール４６におけるサブキャリアでマッピングの後、周波数領域で出力されるＯＦＤＭシンボルは、ＩＤＦＴモジュール４７によって時間領域内のＯＦＤＭシンボルのパラレルストリームに変換される。パラレル−シリアル（ＰＳ）変換器４８によって、シリアルなＯＦＤＭシンボルストリームが形成される。デコンスタレーションマッピング部４９内のデコンスタレーションマッピング又は復調によって、元のデジタルデータビットストリームがシリアルＯＦＤＭシンボルストリームから再構築され、受信機の出力５０に渡される。
【００６３】
明示的には示されていないが、ＤＦＴモジュール４５の後、周波数領域において、チャネルによって取り込まれたサブキャリアの周波数における利得及び位相の歪みを補償するために、周波数領域等化器（ＦＥＱ：Frequency  Domain  Equalizers）が構成されてもよい。さらに、ＲＦ受信モジュール４１は、ＭＩＭＯ（Multiple−Input  Multiple−Output）送信システムの一部を形成してもよい。
【００６４】
本発明によれば、ＩＤＦＴモジュール４７により提供されるＯＦＤＭシンボルから、キャリア周波数オフセットの推定値が推定デバイス５１により計算され、その出力がキャリア周波数生成デバイス５２を制御する。キャリア周波数生成デバイス５２は、図３に示されたようなサブキャリアデマッピングモジュール４６上で動作する。サブキャリアを生成するためのキャリア周波数生成デバイス５２は、当業者に知られている通りであり、さらなる説明は必要でない。
【００６５】
以下、図４及び図５に示された通りのフローチャートを参照しながら、推定デバイス５１の動作についてより詳細に述べる。なお、図１に示されている送信装置１０及び図３に示されている受信装置４０は、単一の送受信装置に組み合わせられてもよい。
【００６６】
図４において、パイロットシンボルとも呼ばれる受信されたリファレンスシンボルがブロック６０により示されている。ブロック６０のリファレンスシンボルは、図３に示されたような受信デバイス４０のＩＤＦＴモジュール４７の出力において取得され得る。
【００６７】
本発明によれば、ブロック６１により示されているように、ブロック６０の受信されたリファレンスシンボルから、粗いキャリア周波数オフセットの推定値が計算される。当該粗いキャリア周波数オフセットの推定値は、図２に示されたようなリファレンス信号３５又は３６などの単一のリファレンス信号のリファレンスシンボルから計算される。例えばＬＴＥでは、１５ｋＨｚのサブキャリア間隔Δｆで運用されるサブキャリアにリファレンスシンボルがマッピングされ、［−７．５，７．５］ｋＨｚの間隔の周波数が推定され得る。
【００６８】
ブロック６２により示されているように、粗いキャリア周波数オフセットの推定値に加えて、図２に示されている繰り返し受信されるリファレンス信号３６、３７などの、時間領域で繰り返し受信される同じリファレンス信号に相当するブロック６０のリファレンスシンボルから、精細なキャリア周波数オフセットの推定値が計算される。ＬＴＥでは、リファレンス信号が０．５ｍｓの間隔で繰り返し送信され、［−１０００，１０００］Ｈｚの間隔の周波数誤差が推定され得る。
【００６９】
本発明によれば、計算される粗い及び精細なキャリア周波数推定値６１、６２を、キャリア周波数の生成を補償するために共同的に（jointly）用いることで、即ち図４におけるブロック６３により示されているように、共同したキャリア周波数オフセットの推定値のばらつき（variance）が抑制され、それにより、精細なキャリア周波数オフセットの推定値で可能となるよりも広い周波数間隔にわたるキャリア周波数オフセットについて、通信装置内のキャリア周波数の生成を補償することができる。例えばＬＴＥでは、本発明によって、少なくとも［−２０００，２０００］Ｈｚの間隔の正確な共同的キャリア周波数オフセット推定値を提供することが可能であり、これは上で概説されＬＴＥ  ３ＧＰＰ技術仕様において開示されているようなＬＴＥについての［−１８００，１８００］の所望の周波数レンジをカバーするには十分である。
【００７０】
図４には明示的に示されていないが、粗い及び精細なキャリア周波数オフセットの推定値の各々は、例えば計算されたキャリア周波数オフセットの推定値をある時間的期間にわたって積算することによる、平滑化を含んでもよい。この平滑化は、追従がより遅くなるという点はあるが、推定値のばらつきを一層削減する。
【００７１】
図５のフローチャートは、本発明に係る方法の他の例を示しており、上述した平滑化もまた導入されている。
【００７２】
図４に示された例と異なり、精細なキャリア周波数オフセットの推定値は、計算された粗いキャリア周波数オフセットの推定値６１により受信装置内でキャリア周波数の生成が補償（６５）された後に繰り返し受信されるリファレンス信号のリファレンスシンボルから計算（６２）される。
【００７３】
計算された粗いキャリア周波数オフセットの推定値６１は、キャリア周波数の生成６６を補償するために使用され、それにより、残るオフセット周波数は、既に低減されていて、精細なキャリア周波数オフセットの推定値６２の計算によって信頼性をもって推定され得る。
【００７４】
計算された粗いキャリア周波数オフセットの推定値６１及び計算された精細なキャリア周波数オフセットの推定値６２は、ブロック６３により示されているように、通信装置でのキャリア周波数の生成における周波数オフセットを補償するために共同的に使用される。
【００７５】
計算された粗いキャリア周波数オフセットの推定値６１を適用する前に、ブロック６５において平滑化の演算が実行される。この例では、計算された粗いキャリア周波数オフセットの推定値６１は、パラメータβ６４により制御される時間の期間にわたって積算される。計算された精細なキャリア周波数オフセットの推定値６２を適用する前に、ブロック６８において平滑化の演算が実行される。この例では、計算された精細なキャリア周波数オフセットの推定値６２は、パラメータα６７により制御される時間の期間にわたって積算される。パラメータα、βは独立しており、それにより異なる積算期間を設定することができる。
【００７６】
積算の演算の代わりに、ブロック６５、６８において示されているような計算されたキャリア周波数オフセットの推定値の平滑化は、計算されたキャリア周波数オフセットの推定値６１、６２の例えば時間的な移動平均の計算を含んでもよい。
【００７７】
図６は、本発明に係るＯＦＤＭ無線通信装置において受信されるリファレンス信号からの粗いキャリア周波数オフセットの推定値の計算のフローチャートを示している。
【００７８】
第１のステップ、ブロック７０の“リファレンス信号の取得”において、それぞれ異なるサブキャリアｋ上で変調されているリファレンスシンボルのシーケンス内で受信機において受信されるリファレンス信号が取得される。数学的には、取得されたリファレンス信号のリファレンスシンボルは、一般に次のように表現される：
【００７９】
【数１】
0005497800.tif 000002
【００８０】
ここで、ｋ＝ｋ番目のサブキャリア、ｕ＝変数、ｒ＝変数、Ｎ＝サブキャリア総数である。
【００８１】
式（１）のリファレンスシンボルのフーリエ変換は、次の通りである：
【００８２】
【数２】
0005497800.tif 000003
【００８３】
ここで、ｆ＝周波数である。
【００８４】
ここでは、フーリエ変換は、各リファレンスシンボルの時間離散フーリエ変換が計算されるようにサンプリングされている（ブロック７１“ＤＦＴ”）。
【００８５】
受信リファレンス信号はキャリア周波数オフセット誤差を有することがあるため、受信リファレンスシンボルは、周波数へ読み替えられる。使用されるサブキャリア上で所与のチャネルが一定でありキャリア周波数オフセット誤差が全てのサブキャリア（即ちε）について等しいと仮定すると、そしてリファレンス信号が受信機にとって既知であることに留意すると、周波数に読み替えられた（即ち、ｆ−ε）各受信リファレンスシンボルの時間離散的周波数領域表現を、受信装置にとって既知のリファレンス信号の対応するリファレンスシンボルの時間離散的周波数領域表現の観点で正規化することができる（ブロック７２“正規化”）。
【００８６】
式（２）から、正規化され周波数に読み替えられたリファレンスシンボルは、次の通りとなる：
【００８７】
【数３】
0005497800.tif 000004
【００８８】
ここで、ｈｆ＝正規化定数、Ｐ０，ｆ＝正規化されたリファレンスシンボル、ε＝オフセット誤差である。
【００８９】
式（３）において、正規化されたリファレンスシンボルは周波数について線形となるが、キャリア周波数誤差について非線形となる、ということができる。キャリア周波数オフセット誤差εが相対的に小さいと仮定すると、式（３）は次のように線形化され得る。
【００９０】
【数４】
0005497800.tif 000005
【００９１】
ｈｆは１に近似的に等しく、正規化によって周波数スペクトラムにわたって同一のリファレンスシンボルが生成されるものとする。
【００９２】
次に、あるユーザについて周波数スペクトラムにわたって正規化されたリファレンスシンボルは、連続する正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの少なくとも第１及び第２のセットに区分（partition）される（ブロック７３“区分”）。第１のセットＰ０，ｆの正規化され時間離散的周波数領域変換された各リファレンスシンボルを、第２のセットＰ０，ｑの対応する位置の正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの共役Ｐ―０，ｑ（Ｐ―はＰの上に−を表す）と乗算することにより、次の関係が成り立つ：
【００９３】
【数５】
0005497800.tif 000006
【００９４】
ここで、Ｍ＝ｆ−ｑであり、第１及び第２のセットの間の距離である。この距離は、正規化されたリファレンスシンボルが区分されたセットの数に依存する。しかしながら、シンボルのサブキャリア間隔が例えばＬＴＥにおいては１５ｋＨｚであるように既知であることから、パラメータＭは既知である。基本的には、各サブキャリアは、Ｍ個分の位置だけ前方のサブキャリアの共役により乗算される（ブロック７４“区分されたセットを乗算”）。
【００９５】
式（５）の偏角（argument）から、リファレンスシンボルの各乗算結果について、キャリア周波数誤差εを計算することができる（ブロック７５“偏角を計算”）。計算された偏角を平均することにより、粗い周波数オフセット誤差が提供される（ブロック７６“平均”）。
【００９６】
図７において、ＬＴＥにて使用されるようなＴＴＩについての区分の一例が概略的に示されている（図２も参照）。リソースエレメントは丸で示されている。中実の丸は、リファレンスシンボルを指す。中空の丸は、データシンボルを指す。この例では、リファレンスシンボルは、破線７８により示されるように、２つにあるいは２つのセットに分けられる。即ち、第１の半分はローマ字Ｉにより示され、第２の半分のセットはローマ字のＩＩにより示されている。
【００９７】
特定のリファレンス信号について、例えば参照番号７９により示されているリファレンスシンボルなどの第１のセットＩの正規化されたリファレンスシンボルは、式（５）に従って、参照番号８０により示されている、対応する位置の第２のセットＩＩの正規化されたリファレンスシンボルの複素共役により乗算される。乗算は、受信リファレンス信号の全てのリファレンスシンボルについて繰り返される。
【００９８】
区分化は、２つ以上のセットを含んでもよい。そうした場合には、図６におけるブロック７４及び７５のステップは、参照番号７７により概略的に示されているように、セットの全てのリファレンスシンボルについて繰り返される。実際には、図７に示されているように、同じサイズの２つのセットへの区分が、本発明に係る共同的なキャリア周波数オフセットの［−２０００，２０００］Ｈｚの間隔での推定値を提供するためには十分であろう。
【００９９】
本発明に従い、図８は、上で開示され図６に例示された方法に従って、送信されるリファレンス信号から粗いキャリア周波数の推定値を計算するための推定モジュール９０の一例のブロック図を示している。
【０１００】
ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplex）ベースの無線伝送方式に従って受信装置４０により受信されるリファレンス信号は、推定モジュール９０の入力９１に提供される。取得モジュール９２において、式（１）に従って、受信リファレンス信号がリファレンスシンボルのシーケンスにおいて取得される。フーリエ変換モジュール９３は、式（２）に従って、リファレンスシンボルのシーケンスの各リファレンスシンボルの時間離散的周波数領域変換を計算するように構成される。正規化モジュール９４において、各リファレンスシンボルの正規化された時間離散的周波数領域変換は、式（３）及び（４）に従って、受信装置にとって既知のリファレンス信号の対応するリファレンスシンボルの時間離散的周波数領域表現の観点で正規化される。正規化モジュール９４は、正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルのシーケンスを提供し、当該シーケンスは、区分モジュール９５により、連続する正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの少なくとも第１及び第２のセットに区分される。乗算モジュール９６は、各セットの、第１のセットの正規化され時間離散的周波数領域変換された各リファレンスシンボルを、第２のセットの対応する位置の正規化され時間離散的周波数領域変換されたリファレンスシンボルの共役によって乗算する。計算モジュール９７において、上記各乗算結果のその偏角が計算され、そして計算された偏角は平均モジュール９８により平均され、推定モジュール９０の出力９９に周波数オフセットの推定値が提供される。
【０１０１】
キャリア周波数オフセット誤差の補償は、周波数誤差が周波数の内容をシフトしていることを認識することにより、周波数領域において行われ得る。これは、周波数グリッドがある程度オフセットされることを示唆しており、その目的は正確な周波数グリッドで周波数の内容を計算することである。基本的には、サンプリング定理を、より正確には再構築の公式（reconstruction  formula）を使用することができる。この公式は、帯域の限定された信号上の任意の点を、対象の信号のサンプリングされた表現が与えられれば計算することができる、ということを述べている。即ち、サンプリングされた信号が使用され、その間の点が理想的なローパスフィルタのインパルス応答を用いて補間される。補間は、当然ながらフィルタリング演算と同等である。
【０１０２】
図９ａ、９ｂにおいて、これが示されている。図９ａは、サンプリングされる信号の完全なスペクトラムのマッチングを振幅対時間のグラフにおいて示している。図９ｂは、周波数オフセット誤差によってシフトされた図９ａの信号を振幅対時間のグラフにおいて示している。しかしながら、サンプリングされる信号は、やはり図示されている連続関数上の任意の点において再構築されることができる。明白なことに、補間は、シフトされた理想的なローパスフィルタを係数として用いるＦＩＲ（Finite  Impulse  Response）フィルタ、即ち多相フィルタの１つの位相関数を介して使用される。図９ａにおいて、振幅及び時間の値は単に例示の目的のために示されている。
【０１０３】
本発明についてＬＴＥ（Long  Term  Evolution）ベースの無線伝送方式の観点で具体的な説明を行ったが、これは本発明を限定するものと解釈されてはならず、その保護の範囲は添付の特許請求の範囲により定義される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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