(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から入力される交流または直流の電圧を所定の直流電圧へ変換するコンバータ部と、
直流リアクトルを介して前記コンバータ部から供給される直流電圧を交流電圧へ変換して出力するインバータ部と、
前記電源からの入力電圧に対する前記インバータ部からの出力電圧の比に基づく昇降圧比に応じた変調率で前記インバータ部を制御する制御部と、を備えることを特徴とする電流形電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記コンバータ部から出力される直流電流と直流電流指令との偏差に基づいて生成した直流電圧指令に応じた変調率で前記コンバータ部を制御することを特徴とする請求項１に記載の電流形電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記コンバータ部の変調率を１未満の値に設定し、前記コンバータ部から出力される直流電流と直流電流指令との偏差に基づいて生成した直流電圧指令に応じた変調率補正値を求め、当該変調率補正値によって前記コンバータ部の変調率を補正することを特徴とする請求項１に記載の電流形電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記コンバータ部の変調率を１未満の値に制限して前記コンバータ部を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電流形電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記昇降圧比と前記変調率とを関連付けるテーブル、または、演算式から前記インバータ部の変調率を求めることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の電流形電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、
複数の前記テーブルまたは前記演算式の一つを選択し、選択した前記テーブルまたは前記演算式から前記インバータ部の変調率を求めることを特徴とする請求項５に記載の電流形電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、
前記入力電圧に対する前記出力電圧の比に対し前記インバータ部の力率を積算して前記昇降圧比を求めることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電流形電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、
前記入力電圧に対する前記出力電圧の比に対し前記コンバータ部の力率を除算して前記昇降圧比を求めることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の電流形電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の実施形態は、電流形電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電動機に交流電力を供給する電流形電力変換装置が知られている。電流形電力変換装置は、例えば、コンバータ部から出力される直流電圧の大きさを調整することによって、インバータ部から出力させる交流電圧の振幅を調整しており、コンバータ部の直流電圧は、コンバータ部の変調率によって調整される。
【０００３】
かかる電流形電力変換装置において、インバータ部の変調率を可変にすることによって、インバータ部の最大出力電圧をアップさせる技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平２−２０６３８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載の電流形電力変換装置では、インバータ部の変調率をコンバータ部に対する直流電圧指令に基づいて変化させているため、インバータ部の出力電圧を微調整する際の電圧応答性が悪い。
【０００６】
例えば、インバータ部の変調率を下げると、出力電流が一旦減少して出力電圧が低下し、その後、直流リアクトルによる遅れを経て直流電流が増加して出力電圧が上がる。このように、インバータ部の変調率を直流電圧指令に基づいて変化させると電圧応答性が悪い。
【０００７】
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電圧の制御応答性を向上させた電流形電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
実施形態の一態様に係る電流形電力変換装置は、コンバータ部と、インバータ部と、制御部とを備える。前記コンバータ部は、電源から入力される交流または直流の電圧を所定の直流電圧へ変換する。前記インバータ部は、直流リアクトルを介して前記コンバータ部から供給される直流電圧を交流電圧へ変換して出力する。前記制御部は、前記交流電源からの入力電圧に対する前記インバータ部からの出力電圧の比に基づく昇降圧比に応じた変調率で前記インバータ部を制御する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、第１の実施形態に係る電流形電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、インバータ変調率と昇降圧比との関係を示す図である。
【図３】図３は、コンバータ変調率と昇降圧比との関係を示す図である。
【図４】図４は、インバータ変調率と昇降圧比との他の関係を示す図である。
【図５】図５は、第２の実施形態に係る電流形電力変換装置の構成を示す図である。
【図６】図６は、第３の実施形態に係る電流形電力変換装置の構成を示す図である。
【図７】図７は、力行動作時に出力されるＰＷＭ信号の説明図である。
【図８】図８は、回生動作時に出力されるＰＷＭ信号の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、添付図面を参照して、本願の開示する電流形電力変換装置の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電流形電力変換装置を示す図であり、かかる電流形電力変換装置１は、交流電源２から供給される交流電力を所期の交流電力へ変換して交流電動機３へ出力する。交流電動機３は例えば誘導電動機や同期電動機である。
【００１２】
図１に示すように、電流形電力変換装置１は、Ｒ相端子Ｔｒ、Ｓ相端子Ｔｓ、Ｔ相端子Ｔｔを備えており、これらの入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔは交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相のそれぞれに接続される。また、電流形電力変換装置１は、Ｕ相端子Ｔｕ、Ｖ相端子Ｔｖ、Ｗ相端子Ｔｗを備えており、これらの出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗは交流電動機３のＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれに接続される。
【００１３】
さらに、電流形電力変換装置１は、電流形コンバータ部１１、電流形インバータ部１２、直流リアクトル１３、電圧検出部１４、電流検出部１５および制御部１６を備える。
【００１４】
電流形コンバータ部１１は、交流電源２から供給される交流電力を直流電力へ変換し、直流リアクトル１３を介して電流形インバータ部１２へ出力する。電流形インバータ部１２は、かかる直流電力を交流電力へ変換して交流電動機３へ出力する。なお、電流形コンバータ部１１の出力側電圧が直流電圧Ｖｄである。
【００１５】
電流形コンバータ部１１は、フィルタ回路２１およびブリッジ回路２２を備える。フィルタ回路２１は、コンデンサＣ１〜Ｃ３を有し、Ｒ相端子Ｔｒ、Ｓ相端子ＴｓおよびＴ相端子ＴｔのそれぞれにコンデンサＣ１〜Ｃ３の一端が接続され、コンデンサＣ１〜Ｃ３の他端が共通に接続される。
【００１６】
ブリッジ回路２２は、スイッチング素子６ａ〜６ｆ（以下、スイッチング素子６と総称する場合がある）とダイオード７ａ〜７ｆ（以下、ダイオード７と総称する場合がある）の直列回路が３相ブリッジ接続されて構成される。各スイッチング素子６ａ〜６ｆが制御部１６によってオン／オフ制御されることによって、交流電源２から出力される３相交流電流が直流電流へ変換される。
【００１７】
直流リアクトル１３は、電流形コンバータ部１１と電流形インバータ部１２との間に接続され、電流形コンバータ部１１から出力される電流を平滑して電流形インバータ部１２へ出力する。
【００１８】
電流形インバータ部１２は、ブリッジ回路２３およびフィルタ回路２４を備える。ブリッジ回路２３は、スイッチング素子８ａ〜８ｆ（以下、スイッチング素子８と総称する場合がある）とダイオード９ａ〜９ｆ（以下、ダイオード９と総称する場合がある）の直列回路が３相ブリッジ接続されて構成される。各スイッチング素子８ａ〜８ｆが制御部１６によってオン／オフ制御されることによって、直流リアクトル１３から出力される直流電流が３相交流電流へ変換される。
【００１９】
フィルタ回路２４は、コンデンサＣ４〜Ｃ６を有し、Ｕ相端子Ｔｕ、Ｖ相端子ＴｖおよびＷ相端子ＴｗのそれぞれにコンデンサＣ４〜Ｃ６の一端が接続され、コンデンサＣ４〜Ｃ６の他端が共通に接続される。
【００２０】
スイッチング素子６、８は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor）などの半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子６、８が逆阻止型のＩＧＢＴである場合、ダイオード７、９はなくてもよい。
【００２１】
電圧検出部１４は、交流電源２と電流形コンバータ部１１との間に設けられ交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ（以下、入力電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと記載する）を検出し、かかる検出結果を制御部１６に出力する。
【００２２】
電流検出部１５は、直流リアクトル１３から電流形インバータ部１２へ流れる電流（以下、直流電流Ｉｄと記載する）を検出し、かかる検出結果を制御部１６に出力する。電流検出部１５は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。
【００２３】
制御部１６は、電流形コンバータ部１１のスイッチング素子６ａ〜６ｆをそれぞれオン／オフ制御するＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆを生成して、電流形コンバータ部１１へ出力する。また、制御部１６は、電流形インバータ部１２のスイッチング素子８ａ〜８ｆをそれぞれオン／オフ制御するＰＷＭ信号Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆを生成して、電流形インバータ部１２へ出力する。
【００２４】
ここで、電力平衡によって、電流形コンバータ部１１への入力電力と電流形インバータ部１２からの出力電力が等しいとすると、下記の式（１）が成り立つ。
【数１】
0005527386.tif 000002
【００２５】
上記式（１）において、“Ｖａｃ”は交流電源２の相間電圧（以下、入力電圧と記載する）の実効値であり、“Ｖｏ”は交流電動機３へ供給する交流電圧（以下、出力電圧と記載する）の実効値である。“θ”は、電流形コンバータ部１１の入力電圧電流の力率角、“φ”は、電流形インバータ部１２の出力電圧電流の力率角である。
【００２６】
また、“λｃ”は、電流形コンバータ部１１の変調率（以下、コンバータ変調率と記載する）であり、“λｉ”は、電流形インバータ部１２の変調率（以下、インバータ変調率と記載する）である。コンバータ変調率λｃおよびインバータ変調率λｉは共に０〜１の範囲で設定される値である。
【００２７】
上記式（１）から、出力電圧Ｖｏは、下記の式（２）のように表すことができる。“ｃｏｓθ”は、電流形コンバータ部１１の入力電圧電流の力率（以下、コンバータ力率と記載する）であり、“ｃｏｓφ”は電流形インバータ部１２の出力電圧電流の力率（以下、インバータ力率と記載する）である。
【数２】
0005527386.tif 000003
【００２８】
したがって、コンバータ力率ｃｏｓθおよびインバータ力率ｃｏｓφが共に１の状態では、コンバータ変調率λｃを飽和（λｃ＝１）させて、インバータ変調率λｉを変化させることで入力電圧Ｖａｃよりも昇圧させた出力電圧Ｖｏを得ることができる。
【００２９】
しかし、インバータ変調率λｉを直流電圧指令Ｖｄ*に基づいて変化させて昇圧させる場合、電圧応答性が悪い。例えば、出力電圧Ｖｏを若干上げようとしてインバータ変調率λｉを小さくすると、出力電流が一旦減少して出力電圧Ｖｏが低下し、その後、直流リアクトル１３による遅れを経て直流電流Ｉｄが増加して出力電圧Ｖｏが上がることになる。
【００３０】
そこで、制御部１６は、電流形電力変換装置１における昇降圧比ＶＲに応じてインバータ変調率λｉを変更する。かかる昇降圧比ＶＲは、下記の式（３）のように表すことができる。昇降圧比ＶＲが１を超える場合に昇圧動作となり、昇降圧比ＶＲが１未満の場合に降圧動作となる。
【数３】
0005527386.tif 000004
【００３１】
昇降圧比ＶＲは、上記式（２）、（３）から、下記の式（４）のように表すこともできる。なお、式（４）における出力電圧Ｖｏは出力電圧指令Ｖｏ*を用いるようにしてもよい。
【数４】
0005527386.tif 000005
【００３２】
昇降圧比ＶＲは、上記式（４）を用いて求めることで、電流制御によって生成される直流電圧指令Ｖｄ*に基づくことなく生成でき、また、フィードフォワード的に決定される。したがって、インバータ変調率λｉは、直流電圧指令Ｖｄ*とは独立に制御することができ、出力電圧Ｖｏの制御応答性を向上させることができる。
【００３３】
例えば、図２に示すように、昇降圧比ＶＲが１以下の場合、インバータ変調率λｉをλｉｍａｘに設定し、昇降圧比ＶＲが１を超える場合、インバータ変調率λｉをλｉｍａｘ／ＶＲに設定する。図２は、インバータ変調率λｉと昇降圧比ＶＲとの関係を示す図である。図２に示す例では、コンバータ変調率λｃが昇圧時において飽和しないように、インバータ変調率λｉの最大値（以下、上限値λｉｍａｘと記載する）が１未満の値に設定される。
【００３４】
また、制御部１６は、コンバータ変調率λｃも昇降圧比ＶＲに応じて変更する。例えば、インバータ変調率λｉが図２のように設定される場合、コンバータ変調率λｃは、図３に示すように設定される。図３に示す例では、コンバータ変調率λｃは、昇降圧比ＶＲが１以下ではＶＲ×λｉｍａｘに、昇降圧比ＶＲが１を超える昇圧動作ではλｉｍａｘに設定される。図３は、コンバータ変調率λｃと昇降圧比ＶＲとの関係を示す図である。
【００３５】
コンバータ変調率λｃは、後述するように、直流電流指令Ｉ*と直流電流Ｉｄとの偏差に応じて生成された直流電圧指令ΔＶｄ*に応じて補正される。上述のように、昇降圧比ＶＲによって決定されるコンバータ変調率λｃは飽和させないように設定されており、かかるコンバータ変調率λｃは直流電圧指令ΔＶｄ*に基づいて微調整される。なお、電流制御器３５の出力は、制御部１６がコンバータ変調率λｃも昇降圧比ＶＲに応じて変更する場合に直流電圧指令ΔＶｄ*とし、変更しない場合に直流電圧指令Ｖｄ*と表記している。
【００３６】
このように、昇圧時において昇降圧比ＶＲによってインバータ変調率λｉを変更することによって、出力電圧Ｖｏの制御応答性を向上させ、また、コンバータ変調率λｃを飽和させないようにし、直流電圧指令ΔＶｄ*に基づいてコンバータ変調率λｃを微調整することで、出力電圧Ｖｏの制御応答性をさらに向上させている。
【００３７】
図１に戻って、制御部１６の構成について説明する。図１に示すように、制御部１６は、速度演算器３０、加算器３１、ベクトル制御器３３、減算器３４、電流制御器３５、コンバータ変調補正器３６、コンバータＰＷＭ制御器３７、インバータ変調器３８およびインバータＰＷＭ制御器３９を備える。
【００３８】
速度演算器３０は、位置検出器４から出力される交流電動機３の回転位置情報Ｐｆｂから交流電動機３の回転速度ωｒを演算する。ベクトル制御器３３は、速度演算器３０から出力される回転速度ωｒと速度指令ωｒ*との偏差を例えば比例積分演算することで、トルク指令τ*を生成する。
【００３９】
そして、ベクトル制御器３３は、速度制御器３２から出力されるトルク指令τ*と速度演算器３０から出力される回転速度ωｒとに基づいて、直流電流指令Ｉ*、出力電流の位相指令φｉ*および出力電流の周波数指令ω*を生成する。
【００４０】
また、ベクトル制御器３３は、コンバータ力率ｃｏｓθ、インバータ力率ｃｏｓφ、入力電圧Ｖａｃおよび出力電圧Ｖｏを求め、上記式（４）に基づき、昇降圧比ＶＲを演算する。具体的には、ベクトル制御器３３は、電圧検出部１４から出力される入力電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔに基づき、入力電圧Ｖａｃおよび入力電圧の位相θｃを求める。そして、ベクトル制御器３３は、入力電圧の位相θｃと図示していない入力電流指令の位相とからコンバータ力率ｃｏｓθを求める。
【００４１】
また、ベクトル制御器３３は、位置検出器４から出力される回転位置情報Ｐｆｂから出力電圧の位相φｖを求め、かかる位相φｖと出力電流の位相指令φｉ*とから、インバータ力率ｃｏｓφを求める。そして、ベクトル制御器３３は、上記式（４）に基づき、昇降圧比ＶＲを演算する。
【００４２】
また、ベクトル制御器３３は、コンバータ変調器として昇降圧比ＶＲからコンバータ変調率λｃを求める。具体的には、ベクトル制御器３３は、図３に示す関係を有する演算式またはテーブルに基づき、昇降圧比ＶＲからコンバータ変調率λｃを求める。
【００４３】
また、ベクトル制御器３３は、例えば、回転速度ωｒまたは回転速度指令ωｒ*、必要に応じてトルク指令τ*やベクトル制御器３３に内蔵されている交流電動機３のモータ電気定数に基づいて出力電圧指令Ｖｏ*を求めることができる。なお、ベクトル制御器３３は、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗの電圧を電圧検出器によって検出し出力電圧Ｖｏを求めるようにしてもよい。また、このようにベクトル制御を行うベクトル制御器３３に代えて、電圧と周波数の比を制御するＶ／ｆ制御を行う制御器によって交流電動機３の制御を行うようにしてもよい。
【００４４】
減算器３４は、ベクトル制御器３３から出力される直流電流指令Ｉ*から、電流検出部１５によって検出される直流電流Ｉｄを減算して電流制御器３５へ出力する。電流制御器３５は、直流電流指令Ｉ*と直流電流Ｉｄとの偏差を例えば比例積分演算することで、直流電流指令Ｉ*と直流電流Ｉｄとの偏差をゼロにする直流電圧指令ΔＶｄ*を生成する。
【００４５】
コンバータ変調補正器３６は、直流電圧指令ΔＶｄ*からコンバータ変調率補正値Δλｃを求める。具体的には、コンバータ変調補正器３６は、直流電圧指令ΔＶｄ*からコンバータ変調率補正値Δλｃを求める。
【００４６】
加算器３１は、ベクトル制御器３３から出力されるコンバータ変調率λｃにコンバータ変調補正器３６から出力されるコンバータ変調率補正値Δλｃを加算して、コンバータ変調率λｃを補正する。加算器３１は、補正したコンバータ変調率λｃをコンバータＰＷＭ制御器３７へ出力する。
【００４７】
コンバータＰＷＭ制御器３７は、入力電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔから求めた入力電圧の位相θｃ、予め規定されたコンバータ力率ｃｏｓθおよびコンバータ変調率λｃに応じてパルス幅を変化させたＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆを生成する。かかるＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆの生成は、例えば、公知の電流形コンバータのＰＷＭ制御方法によって行われる。
【００４８】
インバータ変調器３８は、昇降圧比ＶＲからインバータ変調率λｉを求める。具体的には、インバータ変調器３８は、図２に示す関係を有する演算式またはテーブルに基づき、昇降圧比ＶＲからインバータ変調率λｉを求める。
【００４９】
例えば、インバータ変調器３８は、昇降圧比ＶＲが１以下の場合、図２に示すように、インバータ変調率λｉとしてλｉｍａｘをインバータＰＷＭ制御器３９へ出力する。また、インバータ変調器３８は、昇降圧比ＶＲが１を超える場合、図２に示すように、インバータ変調率λｉとしてλｉｍａｘ／ＶＲをインバータＰＷＭ制御器３９へ出力する。
【００５０】
なお、インバータ変調率λｉの上限値λｉｍａｘを小さくすると、直流電流Ｉｄが増加することから、電流形電力変換装置１内での導通損失が増加する。そのため、上限値λｉｍａｘは電流制御特性を考慮した最適な値、例えば、０．９５程度に設定することが望ましい。
【００５１】
インバータＰＷＭ制御器３９は、ベクトル制御器３３から出力される位相指令φｉ*および周波数指令ω*と、インバータ変調器２８から出力されるインバータ変調率λｉに応じてパルス幅を変化させたＰＷＭ信号Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆを生成する。かかるＰＷＭ信号Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆの生成は、例えば、公知の電流形インバータのＰＷＭ制御方法によって行われる。
【００５２】
このように、第１の実施形態に係る電流形電力変換装置１では、昇降圧比ＶＲからインバータ変調率λｉを求めることができる。昇降圧比ＶＲは、電流制御によって生成される直流電圧指令ΔＶｄ*に基づくことなくフィードフォワード的に決定されることから、コンバータ変調率λｃが直流電圧指令Ｖｄ*のみで制御される場合に比べて、出力電圧Ｖｏの制御応答性を大幅に向上させることができる。
【００５３】
また、昇降圧比ＶＲが１を超える昇圧動作の場合において、コンバータ変調率λｃは、上記式（１）に示した電力平衡状態の関係に基づいてベクトル制御器３３によってλｉｍａｘ以下に制限される。そのため、出力電圧Ｖｏを若干上げる場合に、直流電圧指令ΔＶｄ*によってコンバータ変調率λｃをλｉｍａｘよりも上げる動作となり、直流リアクトル１３の応答に関係なく出力電圧Ｖｏを上げることができるので、出力電圧Ｖｏの制御応答性をさらに向上させることができる。
【００５４】
なお、上述した電流形電力変換装置１では、昇降圧比ＶＲとインバータ変調率λｉとを図２に示す関係としたが、昇降圧比ＶＲとインバータ変調率λｉとの関係を変えるようにしてもよい。例えば、降圧動作の場合に、昇降圧比ＶＲとインバータ変調率λｉとを図２に示す関係から図４に示す関係に切り替えるようにしてもよい。図４は、インバータ変調率λｉと昇降圧比ＶＲとの他の関係を示す図である。
【００５５】
上述したように、インバータ変調率λｉを小さくすると、直流電流Ｉｄが増加して電流形電力変換装置１内での導通損失が増加する。そこで、電流形電力変換装置１では、インバータ変調率λｉとして上限値λｉｍａｘおよび１．０のいずれかを選択可能とし、例えば、昇降圧比ＶＲが１未満の降圧動作において、インバータ変調率λｉを１とすることで、導通損失を低減させることができる。なお、図４に示す関係を選択する場合、図３に示すλｉｍａｘは、例えば１に設定される。
【００５６】
また、上述した電流形電力変換装置１では、インバータ力率ｃｏｓφを考慮して昇降圧比ＶＲを演算しており、これにより、例えば、交流電動機３が誘導電動機等の力率の悪い負荷を駆動する場合の導通損失の増加を抑制できる。
【００５７】
すなわち、交流電動機３が誘導電動機である場合、インバータ力率ｃｏｓφが負荷電力に応じて大幅に変化することから、インバータ力率ｃｏｓφを考慮して昇降圧比ＶＲを演算しないと、インバータ変調率λｉが大幅に下がって昇圧動作となる場合がある。このような場合、コンバータ変調率λｃを下げることによって出力電圧Ｖｏが調整されることから、直流電流Ｉｄが増加してしまい、導通損失が増加する。一方、電流形電力変換装置１では、インバータ力率ｃｏｓφを考慮して昇降圧比ＶＲを演算しており、これにより、導通損失の増加を抑制することができる。
【００５８】
また、上述した電流形電力変換装置１では、コンバータ力率ｃｏｓθを考慮して昇降圧比ＶＲを演算している。したがって、コンバータ力率ｃｏｓθが変化した場合であっても、昇降圧比ＶＲを精度よく演算でき、昇圧動作を確実に行うことができる。なお、ベクトル制御器３３は、インバータ力率ｃｏｓφやコンバータ力率ｃｏｓθの変化が少ない場合には、これらの力率を演算することなく、入力電圧Ｖａｃに対する出力電圧Ｖｏの比に固定の係数を乗算することによって昇降圧比ＶＲを演算することもできる。このようにすることで、ベクトル制御器３３における演算負荷を軽減することができる。
【００５９】
また、上述した電流形電力変換装置１では、ベクトル制御器３３によって昇降圧比ＶＲを演算するようにしたが、昇降圧比ＶＲを演算する昇降圧比演算器を別途設けるようにしてもよい。
【００６０】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電流形電力変換装置について説明する。第１の実施形態においては、交流電源２から供給される交流電力を所望の交流電力へ変換する電流形電力変換装置１について説明したが、第２の実施形態においては、直流電源から供給される直流電力を所望の交流電力へ変換する電流形電力変換装置について説明する。なお、以下においては、第１の実施形態に係る電流形電力変換装置１と異なる点を中心に説明し、第１の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略する。
【００６１】
図５は、第２の実施形態に係る電流形電力変換装置の構成を示す図であり、かかる電流形電力変換装置１Ａは、直流電源２Ａから供給される直流電力を所期の交流電力へ変換して交流電動機３へ出力する。
【００６２】
図５に示すように、第２の実施形態に係る電流形電力変換装置１Ａは、Ｐ相端子ＴｐおよびＮ相端子Ｔｎを備えており、これらの入力端子Ｔｐ、Ｔｎが直流電源２Ａの正極と負極のそれぞれに接続される。かかる電流形電力変換装置１Ａは、電流形コンバータ部１１Ａ、電流形インバータ部１２、直流リアクトル１３、電圧検出部１４Ａ、電流検出部１５および制御部１６Ａを備える。
【００６３】
直流電源２Ａから供給される直流電力は電流形コンバータ部１１Ａによって直流電力へ変換されて直流リアクトル１３を介して電流形インバータ部１２へ出力される。電流形コンバータ部１１Ａは、コンデンサＣ７と、ブリッジ回路２２Ａとを備える。ブリッジ回路２２Ａは、スイッチング素子６ａ〜６ｄとダイオード７ａ〜７ｄの直列回路がフルブリッジ接続されて構成される。
【００６４】
コンデンサＣ７は、入力端子Ｔｐ、Ｔｎ間に接続され、ブリッジ回路２２Ａは入力端子Ｔｐ、Ｔｎと電流形インバータ部１２との間に接続される。スイッチング素子６ａ〜６ｄは、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子６ａ〜６ｄが逆阻止型のＩＧＢＴである場合、ダイオード７ａ〜７ｄはなくてもよい。
【００６５】
電圧検出部１４Ａは、直流電源２Ａと電流形コンバータ部１１Ａとの間に設けられ、直流電源２Ａの電圧Ｖｐｎ（以下、入力電圧Ｖｐｎと記載する）を検出し、かかる検出結果を制御部１６Ａに出力する。
【００６６】
制御部１６Ａは、電流形コンバータ部１１Ａのスイッチング素子６ａ〜６ｄをそれぞれオン／オフ制御するＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄを生成して、電流形コンバータ部１１Ａへ出力する。かかるＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄの生成は、例えば、公知の電流形コンバータのＰＷＭ制御方法によって行われる。
【００６７】
ここで、電力平衡によって、電流形コンバータ部１１Ａへの入力電力と電流形インバータ部１２からの出力電力が等しいとすると、下記の式（５）が成り立つ。
【数５】
0005527386.tif 000006
【００６８】
上記式（５）において、“λｃ”は、電流形コンバータ部１１Ａの変調率（以下、コンバータ変調率λｃと記載する）である。
【００６９】
上記式（５）から、出力電圧Ｖｏは、下記の式（６）のように表すことができる。
【数６】
0005527386.tif 000007
【００７０】
したがって、インバータ力率ｃｏｓφが１の状態では、コンバータ変調率λｃを飽和させて、インバータ変調率λｉを変化させることにより、電流形インバータ部１２によって昇圧させた出力電圧Ｖｏを得ることができる。
【００７１】
昇降圧比ＶＲは、上記式（３）、（６）から、下記の式（７）のように表すこともできる。なお、式（７）における出力電圧Ｖｏは出力電圧指令Ｖｏ*を用いるようにしてもよい。
【数７】
0005527386.tif 000008
【００７２】
制御部１６Ａは、制御部１６の処理と同様に、コンバータ変調率λｃを昇圧時においても飽和させないようにするため、インバータ変調率λｉの最大値も１未満の上限値λｉｍａｘに設定する。例えば、インバータ変調率λｉと昇降圧比ＶＲとの関係を図２に示す関係とすることができる。
【００７３】
かかる制御部１６Ａは、速度演算器３０、加算器３１、ベクトル制御器３３Ａ、減算器３４、電流制御器３５、コンバータ変調補正器３６、コンバータＰＷＭ制御器３７Ａ、インバータ変調器３８およびインバータＰＷＭ制御器３９を備える。
【００７４】
ベクトル制御器３３Ａは、ベクトル制御器３３と同様に、トルク指令τ*と回転速度ωｒとに基づいて、直流電流指令Ｉ*、位相指令φｉ*および周波数指令ω*を生成する。
【００７５】
具体的には、ベクトル制御器３３Ａは、電圧検出部１４Ａから入力電圧Ｖｐｎを取得する。また、ベクトル制御器３３Ａは、ベクトル制御器３３と同様に、出力電圧Ｖｏおよびインバータ力率ｃｏｓφを求める。そして、ベクトル制御器３３Ａは、上記式（７）に基づき、昇降圧比ＶＲを演算する。
【００７６】
このように、第２の実施形態に係る電流形電力変換装置１Ａでも、第１の実施形態の場合と同様に、インバータ変調率λｉは昇降圧比ＶＲから求まる。そして、昇降圧比ＶＲは、電流制御によって生成される直流電圧指令ΔＶｄ*に基づくことなくフィードフォワード的に決定される。
【００７７】
しかも、昇圧時においてコンバータ変調率λｃを飽和させないようにすることで、昇圧時においても、コンバータ変調率λｃを制御することができ、これにより、出力電圧Ｖｏの制御応答性を向上させることができる。
【００７８】
また、ベクトル制御器３３Ａは、上述したベクトル制御器３３と同様に、例えば、降圧変換する場合に、昇降圧比ＶＲとインバータ変調率λｉとを図２に示す関係から図４に示す関係に切り替えることもできる。この場合、図３に示すλｉｍａｘは、例えば１に設定される。
【００７９】
また、入力電力と出力電力が平衡すると、コンバータ変調率λｃは昇降圧比ＶＲに応じて変化するので、制御部１６Ａは、昇降圧比ＶＲに応じてコンバータ変調率λｃを直接変更せず、電流制御器３５の出力である直流電圧指令Ｖｄ*だけでコンバータ変調率λｃを制御するようにしてもよい。この場合でも、インバータ変調率λｉは、直流電圧指令Ｖｄ*とは独立した制御としているので、出力電圧Ｖｏの制御応答性を向上させることができる。
【００８０】
また、上述した電流形電力変換装置１Ａでは、ベクトル制御器３３Ａによって昇降圧比ＶＲを演算するようにしたが、昇降圧比ＶＲを演算する昇降圧比演算器を別途設けるようにしてもよい。
【００８１】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係る電流形電力変換装置について説明する。第２の実施形態においては、直流電源２Ｂから供給される電力を所望の交流電力へ変換する電流形電力変換装置１Ａについて説明したが、第３の実施形態においては、力行動作に加え、回生動作も行うことができる電流形電力変換装置について説明する。なお、以下においては、第１および第２の実施形態に係る電流形電力変換装置１、１Ａと異なる点を中心に説明し、第１および第２の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略する。
【００８２】
図６は、第３の実施形態に係る電流形電力変換装置の構成を示す図である。かかる電流形電力変換装置１Ｂは、直流電源２Ｂから供給される直流電力を所期の交流電力へ変換して交流電動機３へ出力する力行動作と、交流電動機３からの回生電力を直流電力へ変換して直流電源２Ｂへ出力する回生動作を行う。
【００８３】
図６に示すように、第３の実施形態に係る電流形電力変換装置１Ｂは、電流形コンバータ部１１Ｂ、電流形インバータ部１２Ｂ、結合型直流リアクトル１３Ａ（結合インダクタ）、電圧検出部１４Ａ、電流検出部１５、制御部１６Ｂ、電圧検出部１７およびコンデンサＣ１０を備える。コンデンサＣ１０は、入力端子Ｔｐ、Ｔｎ間に接続される。
【００８４】
力行動作の場合、直流電源２Ｂから供給される直流電力は結合型直流リアクトル１３Ａおよび電流形インバータ部１２Ｂによって交流電力へ変換されて交流電動機３へ出力される。また、回生動作の場合、交流電動機３からの回生電力は、結合型直流リアクトル１３Ａおよび電流形コンバータ部１１Ｂによって直流電力へ変換されて直流電源２Ｂへ出力される。
【００８５】
電流形コンバータ部１１Ｂは、スイッチング素子６ａ〜６ｆとダイオード７ａ〜７ｆの直列回路が３相ブリッジ接続されて構成される。スイッチング素子６ａ〜６ｆは、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子６ａ〜６ｆが逆阻止型のＩＧＢＴである場合、ダイオード７ａ〜７ｆはなくてもよい。
【００８６】
電流形インバータ部１２Ｂは、スイッチング素子８ａ〜８ｆとダイオード９ａ〜９ｆの直列回路が３相ブリッジ接続されて構成される。スイッチング素子８ａ〜８ｆは、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子８ａ〜８ｆが逆阻止型のＩＧＢＴである場合、ダイオード９ａ〜９ｆはなくてもよい。
【００８７】
電流形コンバータ部１１Ｂおよび電流形インバータ部１２Ｂの３相交流端子は、それぞれ出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを介し、交流電動機３に接続される。また、電流形コンバータ部１１Ｂの正極側が直流電源２Ｂの正極にＰ相端子Ｔｐを介して接続され、また、電流形コンバータ部１１Ｂの負極側が直流電源２Ｂの負極にＮ相端子Ｔｎを介して接続される。同様に、電流形インバータ部１２Ｂの正極側が直流電源２Ｂの負極とＮ相端子Ｔｎを介して接続され、また、電流形インバータ部１２Ｂの負極側が直流電源２Ｂの正極とＰ相端子Ｔｐを介して接続される。
【００８８】
結合型直流リアクトル１３Ａは、第１巻線Ａ１−Ｂ１、第２巻線Ａ２−Ｂ２を有し、各巻線は同じコアに、同じ巻数だけ巻かれ、第１巻線Ａ１−Ｂ１、第２巻線Ａ２−Ｂ２は図６に示す点印の向きに結合されている。結合型直流リアクトル１３Ａの第１巻線Ａ１−Ｂ１は、電流形コンバータ部１１Ｂの正極にＡ１、電流形インバータ部１２Ｂの負極にＢ１が接続され、第２巻線Ａ２−Ｂ２は、電流形コンバータ部１１Ｂの負極にＢ２、電流形インバータ部１２Ｂの正極にＡ２が接続されている。
【００８９】
電圧検出部１７は、交流電動機３と電流形インバータ部１２Ｂとの間に設けられ交流電動機３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ（以下、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと記載する）を検出し、かかる検出結果を制御部１６Ｂに出力する。
【００９０】
制御部１６Ｂは、電流形コンバータ部１１Ｂのスイッチング素子６ａ〜６ｆをそれぞれオン／オフ制御するＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆを生成して、電流形コンバータ部１１Ｂへ出力する。また、制御部１６Ｂは、電流形インバータ部１２Ｂのスイッチング素子８ａ〜８ｆをそれぞれオン／オフ制御するＰＷＭ信号Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆを生成して、電流形インバータ部１２Ｂへ出力する。
【００９１】
制御部１６Ｂは、電動機制御部４１と、パルス分配器４２と、キャリア発生器４３と、電流形ＰＷＭ演算器４４とを備える。電動機制御部４１は、直流電流Ｉｄ、入力電圧Ｖｐｎ、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、回転速度ωおよび回転位置情報Ｐｆｂに基づいて、コンバータ変調率λｃ、インバータ変調率λｉおよび出力電流の位相指令φｉ*を生成する。制御部１６Ｂは、上述した制御部１６、１６Ａと同様に、インバータ変調率λｉを昇降圧比ＶＲから求め、昇圧時においてコンバータ変調率λｃを飽和させないようにしている。
【００９２】
かかる電動機制御部４１は、例えば、ベクトル制御器３３、３３Ａのいずれかと、加算器３１、ベクトル制御器３３、３３Ａ、電流制御器３５、コンバータ変調補正器３６およびインバータ変調器３８を含む構成であり、コンバータ変調率λｃ、インバータ変調率λｉおよび出力電流の位相指令φｉ*の生成については、制御部１６、１６Ａと同様である。
【００９３】
なお、電動機制御部４１は、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが所望の電圧になるように直流電流指令Ｉ*を制御する。また、電動機制御部４１は、トルク指令τ*や、入力される検出信号に基づいて、力行−回生信号Ｓ３を生成して出力する。また、直流電圧指令Ｖｄ*は力行時が正、回生時が負となり、電動機制御部４１は、直流電圧指令Ｖｄ*の極性に応じて力行−回生信号Ｓ３を出力する。
【００９４】
パルス分配器４２は、力行−回生信号Ｓ３とキャリア期間判別信号Ｓ４に基づいて、駆動信号Ｓ＊ａ〜Ｓ＊ｆを、電流形コンバータ部１１ＢへのＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆと電流形インバータ部１２ＢへのＰＷＭ信号Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆとに分配し出力する。かかる分配方法の詳細については後述する。
【００９５】
キャリア発生器４３は、キャリア波形の１周期の立ち下がり時間と立ち上がり時間をλｃ×Ｔｃと（１−λｃ）×Ｔｃに対応させ、０〜１の値をとる三角波状の不均等キャリア波形ｆｃを発生させる。また、不均等キャリア波形ｆｃがλｃ×Ｔｃの期間はオン、（１−λｃ）×Ｔｃの期間はオフとなるキャリア期間判別信号Ｓ４を出力する。なお、“Ｔｃ”は、キャリア周期である。
【００９６】
電流形ＰＷＭ演算器４４は、インバータ変調率λｉと出力電流の位相指令φｉ*から、まず、出力すべき電流ベクトルの時間を演算する。例えば、インバータ変調率λｉと出力電流の位相指令φｉ*の値を持つ電流指令ベクトルに隣接する一つのゼロ電流ベクトルＩoと二つのゼロでない電流ベクトルＩi，Iｉ＋１を用いてＰＷＭ制御を行う場合、Ｉoの出力時間をＴz、Ii、Iｉ＋１の出力時間をそれぞれ，Ｔｉ、Ｔｉ＋１、電流指令ベクトルと電流ベクトルＩiとのなす角をθ、ＰＷＭ周期をＴｓとすると、Ｔｚ、Ｔｉ、Ｔｉ＋１は、式（８）で演算できる。
【００９７】
【数８】
0005527386.tif 000009
【００９８】
キャリア波形と比較するＰＷＭパルス時間指令Ｔo、Ｔ１は、キャリア波形が０〜１の値をとるよう正規化することで式（９）で演算される。
【００９９】
【数９】
0005527386.tif 000010
【０１００】
このようにして、ＰＷＭパルス時間指令Ｔo、Ｔ１と不均等キャリア波形ｆｃを比較して、対応する電流ベクトルＩｏ、Ｉi、Iｉ＋１を出力する、駆動信号Ｓ＊ａ〜Ｓ＊ｆを発生する。
【０１０１】
次に、パルス分配器４２のパルス生成例を、図７および図８を用いて力行動作と回生動作についてそれぞれ説明する。図７は、力行動作時に出力されるＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆ、Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆの説明図であり、図８は、回生動作時に出力されるＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆ、Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆの説明図である。なお、図７および図８におけるパルス信号はＬｏｗがオフ、Ｈｉｇｈがオンである。
【０１０２】
力行動作時は、図７に示すように、不均等キャリア波形ｆｃのλｃ×Ｔｃ期間で駆動信号Ｓ＊ａ〜Ｓ＊ｆをＰＷＭ信号Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆへ分配し、ＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆはすべてオフとし、不均等キャリア波形ｆｃの（１−λｃ)×Ｔｃ期間で駆動信号Ｓ＊ｂ、Ｓ＊ｄ、Ｓ＊ｆをＰＷＭ信号Ｓ１ｂ、Ｓ１ｄ、Ｓ１ｆへ分配し、ＰＷＭ信号Ｓ２ｂ、Ｓ２ｄ、Ｓ２ｆはオフとする。
【０１０３】
回生動作時は、図８に示すように、不均等キャリア波形ｆｃのλｃ×Ｔｃ期間で駆動信号Ｓ＊ａ〜Ｓ＊ｆをＰＷＭ信号Ｓ１ａ〜Ｓ１ｆへ分配し、ＰＷＭ信号Ｓ２ａ〜Ｓ２ｆはすべてオフとし、不均等キャリア波形ｆｃの（１−λｃ)×Ｔｃ期間で駆動信号Ｓ＊ａ〜Ｓ＊ｆをＰＷＭ信号Ｓ２ｂ、Ｓ２ｄ、Ｓ２ｆへ分配し、ＰＷＭ信号Ｓ１ｂ、Ｓ１ｄ、Ｓ１ｆはオフとする。
【０１０４】
以上のように、図６に示す構成の電流形電力変換装置１Ｂにおいても、第１および第２の実施形態に係る電流形電力変換装置１、１Ａと同様に、インバータ変調率λｉは昇降圧比ＶＲから求められる。そして、昇降圧比ＶＲは、電流制御によって生成される直流電圧指令ΔＶｄ*に基づくことなくフィードフォワード的に決定されることから、出力電圧Ｖｏの制御応答性を向上させることができる。しかも、昇圧時においてコンバータ変調率λｃを飽和させないようにすることで、昇圧時においても、コンバータ変調率λｃを制御することができ、これにより、出力電圧Ｖｏの制御応答性を向上させることができる。
【０１０５】
なお、電流形コンバータ部１１Ｂおよび電流形インバータ部１２Ｂは、図６に示す３相ブリッジ回路に限られない。例えば、入力端子Ｔｐ、Ｔｎのそれぞれと出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗのそれぞれを接続する双方向スイッチによって電流形コンバータ部１１Ｂおよび電流形インバータ部１２Ｂをそれぞれ構成するようにしてもよい。
【０１０６】
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
【符号の説明】
【０１０７】
１、１Ａ  電流形電力変換装置
２  交流電源
２Ａ  直流電源
３  交流電動機
４  位置検出器
１１、１１Ａ、１１Ｂ  電流形コンバータ部
１２、１２Ｂ  電流形インバータ部
１３、１３Ａ  直流リアクトル
１４、１４Ａ、１７  電圧検出部
１５  電流検出部
１６、１６Ａ、１６Ｂ  制御部
３０  速度演算器
３４  減算器
３３、３３Ａ  ベクトル制御器
３５  電流制御器
３６  コンバータ変調補正器
３７、３７Ａ  コンバータＰＷＭ制御器
３８  インバータ変調器
３９  インバータＰＷＭ制御器
４１  電動機制御部
４２  パルス分配器
４３  キャリア発生器
４４  電流形ＰＷＭ演算器
【図１】
0005527386.tif 000011
【図２】
0005527386.tif 000012
【図３】
0005527386.tif 000013
【図４】
0005527386.tif 000014
【図５】
0005527386.tif 000015
【図６】
0005527386.tif 000016
【図７】
0005527386.tif 000017
【図８】
0005527386.tif 000018