(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信局より送信された無線信号を複数の受信機を用いて受信し、受信した無線信号と同一周波数により該無線信号を送信して中継を行う無線中継局に備えられている、送信機から前記受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラであって、
予め定められた既知信号を前記送信機に出力する既知信号生成部と、
前記無線信号が受信されていない期間であって、前記送信機が前記既知信号を送信している期間に算出されたフィルタ係数を用いて、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子により受信されたアナログの受信信号に対して、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させる等化処理を行う複数の等化器と、
前記複数の等化器が等化処理した前記受信信号を量子化し、量子化した受信信号に含まれる前記干渉信号を前記送信機から前記受信機に回り込む経路の伝達関数に基づいて抑圧し、前記干渉信号が抑圧されたデジタルの受信信号をアナログの送信信号に変換して前記送信機に出力するデジタル信号処理部と
を備え、
前記等化器の数は前記受信機の数より少ない数であり、
前記等化器のそれぞれは、前記受信機が受信した受信信号のうち、異なる組み合わせの受信信号が入力され、前記フィルタ係数を用いた畳み込み演算を入力された受信信号に対して行い、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させた１つの出力信号を前記デジタル信号処理部に出力し、
前記デジタル信号処理部は、
前記等化器のそれぞれが等化処理した受信信号をデジタル信号に変換する複数のデジタル・アナログ変換部と、
前記デジタル信号のそれぞれに対して、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子に対応する第１の重み係数を乗算する複数のウェイト乗算部と、
前記複数のウェイト乗算部の各出力を加算してアレー出力信号として出力する加算器と、
前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号として出力する減算器と、
前記誤差信号を白色化する白色化フィルタと、
前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機に送信信号として出力する遅延部と、
前記送信信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する適応フィルタと、
前記白色化フィルタの出力に基づいて、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する制御部と、
前記アレー出力信号と前記既知信号との誤差が最小になる前記第１の重み係数を算出するウェイト可変制御部と
を備える
ことを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項２】
前記デジタル信号処理部は、更に、
前記遅延部が出力する送信信号を仮想パスとして分岐した信号に第２の重み係数を乗算する仮想パスウェイト乗算部を備え、
前記加算器は、
前記複数のウェイト乗算部の各出力と前記仮想パスウェイト乗算部の出力とを加算し、前記アレー出力信号として前記減算器に出力し、
前記ウェイト可変制御部は、更に、
前記アレー出力信号と前記既知信号との誤差が最小になる前記第２の重み係数を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の回り込みキャンセラ。
【請求項３】
無線通信局より送信された無線信号を複数の受信機を用いて受信し、受信した無線信号と同一周波数により該無線信号を送信して中継を行う無線中継局に備えられている、送信機から前記受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラが実行する回り込みキャンセル方法であって、
既知信号生成部が、予め定められた既知信号を前記送信機に出力する既知信号生成ステップと、
複数の等化器が、前記無線信号が受信されていない期間であって、前記送信機が前記既知信号を送信している期間に算出されたフィルタ係数を用いて、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子により受信されたアナログの受信信号に対して、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させる等化処理を行う等化ステップと、
デジタル信号処理部が、前記複数の等化器が等化処理した前記受信信号を量子化し、量子化した受信信号に含まれる前記干渉信号を前記送信機から前記受信機に回り込む経路の伝達関数に基づいて抑圧し、前記干渉信号が抑圧されたデジタルの受信信号をアナログの送信信号に変換して前記送信機に出力するデジタル信号処理ステップと
を含み、
前記等化器の数は前記受信機の数より少ない数であり、
前記等化ステップでは、前記等化器のそれぞれは、前記受信機が受信した受信信号のうち、異なる組み合わせの受信信号が入力され、前記フィルタ係数を用いた畳み込み演算を入力された受信信号に対して行い、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させた１つの出力信号を前記デジタル信号処理部に出力し、
前記デジタル信号処理ステップでは、前記デジタル信号処理部が、
前記等化器のそれぞれが等化処理した受信信号をデジタル信号に変換し、
前記デジタル信号のそれぞれに対して、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子に対応する第１の重み係数を乗算し、
各乗算結果を加算してアレー出力信号とし、
前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号とし、
前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機に送信信号として出力し、
前記送信信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号とし、
前記誤差信号を白色化した信号に基づいて、前記干渉信号が最小となるように前記伝達関数を制御し、
前記アレー出力信号と前記既知信号との誤差が最小になる前記第１の重み係数を算出する
ことを特徴とする回り込みキャンセル方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、中継局を用いた同時送受信方式において送信機から受信機への回り込み干渉信号を除去又は補償する際に用いて好適な回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線中継器（以下、中継局と称する）を用いた伝送方式に関する研究が盛んに行われている。中でも、無線通信路のもつブロードキャスト性を積極的に利用してリレーノードから転送された信号と、送信ノードから宛先ノードに直接届いた信号を合成して復号することでより信頼性の高い信号伝送を行う協調通信と、中継局を利用した双方向通信においてリレーノードがそれぞれの送信ノードからの信号を合成して転送することで周波数利用効率を改善する無線ネットワークコーディングは、従来の無線伝送方式に比べてその特性を大きく改善できる可能性があることから大変注目されている。協調通信とネットワークコーディングに関する手法は様々なものが数多く提案されているが、いずれの場合でも中継局が受信する信号と送信する信号の間での直交性が仮定されている。これは直接伝送をする場合に比べて２倍の無線資源を使用することを意味する。
【０００３】
このような場合でも協調通信やネットワークコーディングによる周波数利用効率の改善可能であることが示されているが、親局（あるいは基地局）から中継局と中継局から端末への通信路で同じ無線資源を使用することができれば、大幅なシステム特性の改善が期待される。
【０００４】
そのような同時送受信を行う中継局は、ＳＦＮ（Single Frequency Network；単一周波数ネットワーク）によるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）方式を用いた地上デジタルテレビ放送システムにおいて検討されてきた。同一周波数を用いて中継局が同時に送受信を行う場合、送信アンテナからの中継送信信号が受信アンテナに回り込み、発振が生じて特性が劣化することが大きな問題となる。そのため、中継局を用いた同時送受信方式において送信機から受信機への回り込み干渉信号を除去又は補償するための回り込みキャンセラの研究が行われている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Robert W. Heath, Jr. and Georgios B. Giannakis, "Exploiting Input Cyclostationarity for Blind Channel Identification in OFDM Systems," IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, VOL. 47, NO. 3, pp-848-856, March 1999
【非特許文献２】孫連名、佐野昭、「回り込み干渉をもつＯＦＤＭ系ＳＦＮ中継伝達特性の同定」、電子情報通信学会論文誌Ａ、Ｖｏｌ．Ｊ８８−Ａ、Ｎｏ．９，ｐｐ．１０４５−１０５３，２００５年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図３は、回り込みキャンセルの機能を有するデジタル信号処理部を備えた中継局の構成を示す概略ブロック図である。また、図３は、伝搬路におけるデータの伝送を模式的に示している。この図において、実線と破線は、それぞれ中継局内と伝搬路におけるデータの伝送を表す。また、これ以降に示すブロック線図も全て同様である。
【０００７】
同図に示すように、中継局９は、受信機９０１と、デジタル信号処理部９１０と、増幅器９０２と、送信機９０３とを備えている。中継局９は、不図示の基地局より送信されたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）を受信し、受信した信号に含まれる、伝達関数Ｃ（ｚ）により表されるフィードバックパス９５０を介して回り込む干渉信号を抑圧し、干渉信号が抑圧された信号を増幅器９０２により増幅して、送信機９０３より送信することによりＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）の中継を行う。
【０００８】
受信機９０１は、基地局より送信されたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）とともに、送信機９０３より送信された送信信号が、フィードバックパス９５０を介して回り込んだ干渉信号を受信する。すなわち、受信機９０１が受信する信号は、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）と、干渉信号とが合成された信号である。
デジタル信号処理部９１０は、受信機９０１により受信された信号が入力され、当該信号に含まれる干渉信号の成分を抑圧して増幅器９０２に出力する。増幅器９０２は、デジタル信号処理部９１０から入力された信号を増幅して送信機９０３に出力する。送信機９０３は、増幅器９０２から入力された信号を送信する。
【０００９】
デジタル信号処理部９１０は、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）９１１と、減算器９１２と、制御部９１３と、適応フィルタ９１４と、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）９１５とを備えている。
【００１０】
アナログ・デジタル変換器９１１は、受信機９０１から入力された受信信号を、デジタル信号に変換する。減算器９１２は、アナログ・デジタル変換器９１１によりデジタル信号に変換された信号から、適応フィルタ９１４が出力する信号を減算する。この減算器９１２が出力する減算結果である誤差信号ｓ（ｎ）は、適応フィルタ９１４と、適応フィルタ９１４を制御する制御部９１３に入力されるとともに、デジタル・アナログ変換器９１５に入力される。
デジタル・アナログ変換器９１５は、減算器９１２から入力された誤差信号ｓ（ｎ）をアナログ信号に変換し、伝達関数Ｇ（ｚ）の増幅器９０２を介して送信機９０３に変換した信号を出力する。送信機９０３は、入力されたアナログ信号を送信信号ｕ（ｎ）として送信する。
【００１１】
適応フィルタ９１４は、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response；有限インパルス応答）フィルタからなり、各タップ係数（すなわち各タップの重み）が制御部９１３により制御される。
【００１２】
ここで、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）は平均０の周期定常過程であり（非特許文献１）、Ｃ（ｚ）、Ｇ（ｚ）はそれぞれ回り込み経路と増幅器の伝達関数を表している。ただし、ｎは時間のインデックスである。増幅器の伝達関数Ｇ（ｚ）は既知であるが、回り込み経路の伝達関数Ｃ（ｚ）は未知であり、また時変の場合もあるため、回り込み経路の推定のために制御部９１３においてＭＭＳＥによる伝達関数を算出する。ここでは、ＬＭＳ（Least Mean Square；最小二乗平均）アルゴリズムを用いた適応フィルタ（Ｗ（ｚ））９１４を使用する。
【００１３】
図７より、誤差信号ｓ（ｎ）は
【００１４】
【数１】
0005527604.tif 000002
【００１５】
と表せる。ここで、回り込み経路の伝達関数Ｃ（ｚ）と、中継局に備えられている増幅器の伝達関数Ｇ（ｚ）とを用いて、基地局装置から送信されたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）と、誤差信号ｓ（ｎ）との関係を表す誤差関数Ｑ（ｚ）を次式（２）と表すことができる。
【００１６】
【数２】
0005527604.tif 000003
【００１７】
式（２）を用いると、式（１）は、次式（３）と書くことができる。
【００１８】
【数３】
0005527604.tif 000004
【００１９】
ここで、Ｗ（ｚ）は定常状態における適応フィルタ９１４の伝達関数を、ｚ−１は遅延作用素をそれぞれ表し、誤差関数Ｑ（ｚ）は安定であるとする。すなわち、１−（Ｃ（ｚ）Ｇ（ｚ）−Ｗ（ｚ））の零点は全て単位円内に存在すると仮定する。
一般的に用いられている適応フィルタ９１４のＬＭＳアルゴリズムは
【００２０】
【数４】
0005527604.tif 000005
【００２１】
のように書ける。ただし、
【００２２】
【数５】
0005527604.tif 000006
【００２３】
であり、ｗｉ（ｎ）は適応フィルタ９１４のｉ番目のタップ係数を、μは正のステップサイズを表しており、上付の“＊”は複素共役を意味する。Ｎは、適応フィルタ９１４が有しているタップ数を表す。また、式（４）の左辺の「ｗ」のような太字の文字はベクトルを表している。なお、本文中では、ベクトルを表す文字を、「文字（ベクトル）」の形式で表記する。式（４）では誤差信号ｓ（ｎ）を適応フィルタ９１４の入力信号として用いている。平均化法より、式（４）の停留点は、次式（６）により与えられる。
【００２４】
【数６】
0005527604.tif 000007
【００２５】
ここで、式（６）に記載されているＥ［・］は、期待値を表す。ただし、ｓ（ｎ）＝０となるため式（６）においてｉ＝０に対する条件は除外する。つまり、式（５−１）、（５−３）において、
【００２６】
【数７】
0005527604.tif 000008
【００２７】
とする。また、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）は周期定常過程であり、その統計量は時変であるため、式（６）の平均は集合平均及び時間平均とする。これより、ｘ（ｎ）を、サイクル周波数０のサイクリックスペクトルと等しい、スペクトル密度Ｐ（ｅｊω）をもった定常過程として扱うことができる（非特許文献１）。式（３）より、式（６）は、次式（８）により表すことができる。
【００２８】
【数８】
0005527604.tif 000009
【００２９】
ここで、ｚ＝ｅ−ｊωとすると、式（８）は、次式（９）と表すことができる。
【００３０】
【数９】
0005527604.tif 000010
【００３１】
ただし、
【００３２】
【数１０】
0005527604.tif 000011
【００３３】
である。ここで、「〜」の付された記号は推定値を表す。すなわち、〜Ｃ（ｚ）、〜Ｇ（ｚ）（ただし本文中の上付の〜は文字の真上に付けられた記号を表すこととする。）は、回り込み経路の伝達関数の推定値と、増幅器の伝達関数の推定値とを表している。
式（９）が全てのｉ≧１に対して成り立つには、式（９）のｚｉ−１以下の被積分関数がｚの正の冪で展開されていなければならないので、すなわち、式（９）は、次式（１１）と書くことができる。
【００３４】
【数１１】
0005527604.tif 000012
【００３５】
ここで、式（１１）に含まれる演算［Ｘ（ｚ）］＋は
【００３６】
【数１２】
0005527604.tif 000013
【００３７】
に対して
【００３８】
【数１３】
0005527604.tif 000014
【００３９】
と因果性のある部分、つまり、定数項とｚの負の冪の抽出を表している。
また、スペクトル密度Ｐ（ｚ）のスペクトル因数分解は、スペクトル因数Ｒ（ｚ）を用いて、次式（１４）と書くことができる。
【００４０】
【数１４】
0005527604.tif 000015
【００４１】
ここで、スペクトル因数Ｒ（ｚ）は、最小位相系であり、その定数項を１とする。式（２）から１／Ｑ（ｚ）は安定多項式であるので、１／（Ｒ（ｚ−１）Ｑ（ｚ−１））をｚの非負の冪で展開できる。ゆえに、式（２）を式（１１）の両辺に掛けることで、式（１１）は、次式（１５）と書くことができる。
【００４２】
【数１５】
0005527604.tif 000016
【００４３】
式（１５）に含まれるスペクトル因数Ｒ（ｚ）を得るため、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）がデータ長Ｍ、ＣＰ（Cyclic Prefix；サイクルプレフィックス）長ＬＣＰ、ブロック長Ｔ＝Ｍ＋ＬＣＰのＯＦＤＭ信号とし、スペクトル密度Ｐ（ｚ）を求める。
ここで、１ブロック長内のｋ番目の標本ｘｋ（ｎ）＝ｘ（ｎＴ＋ｋ）とすると、ＯＦＤＭ信号ｘｋ（ｎ）は、次式（１６）と書くことができる。
【００４４】
【数１６】
0005527604.tif 000017
【００４５】
なお、入力シンボルｓｉ（ｎ）は平均０、分散σ２で互いに無相関であるので
【００４６】
【数１７】
0005527604.tif 000018
【００４７】
である。ここで、δ（ｒ）はｒ≠０、ｒ＝０に対してそれぞれδ（ｒ）＝０、１を意味する（非特許文献１）。サイクル周波数０のサイクリック相関関数ｐ（０；τ）は式（１７）の各ｋに対する０からＴ−１までの平均であり、
【００４８】
【数１８】
0005527604.tif 000019
【００４９】
であるので、
【００５０】
【数１９】
0005527604.tif 000020
【００５１】
であり、また、
【００５２】
【数２０】
0005527604.tif 000021
【００５３】
より、スペクトル因数は、
【００５４】
【数２１】
0005527604.tif 000022
【００５５】
となる。ここで、αは正の実数である。ただし、式（１４）のγは、次式（２２）により与えられる。
【００５６】
【数２２】
0005527604.tif 000023
【００５７】
ここで、
【００５８】
【数２３】
0005527604.tif 000024
【００５９】
であり、一般的にＴ／ＬＣＰ＞２なので、０＜α＜１である。これより、式（１５）の解が容易に得られる。また、〜Ｒ（ｚ）〜Ｑ（ｚ）は因果的であるので、式（１５）からその値は定数β＊であり、それゆえ、停留点Ｗ０（ｚ）は、次式（２４）を満たす。
【００６０】
【数２４】
0005527604.tif 000025
【００６１】
また、式（５−３）、（７）、（２１）より、Ｇ（ｚ）にｚ−１が含まれているとき、つまり
【００６２】
【数２５】
0005527604.tif 000026
【００６３】
ならばβ＝１であり、
【００６４】
【数２６】
0005527604.tif 000027
【００６５】
となる。
【００６６】
すなわち、停留点においてバイアス項αｚ−Ｍが生じてしまう。式（２６）のバイアス項を除去する方法について述べる。
【００６７】
式（４）において誤差信号ｓ（ｎ）の代わりに、次式（２７）により表される信号を用いる。
【００６８】
【数２７】
0005527604.tif 000028
【００６９】
つまり、
【００７０】
【数２８】
0005527604.tif 000029
【００７１】
であるが、これは、誤差信号ｓ（ｎ）がＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に等しい場合は白色化の操作となる。これより、式（１１）は、次式（２９）のように表すことができる。
【００７２】
【数２９】
0005527604.tif 000030
【００７３】
このとき、式（２９）の停留点は、式（１４）を用いて、次式（３０）により与えられる。
【００７４】
【数３０】
0005527604.tif 000031
【００７５】
そして、ｚ〜Ｑ（ｚ）の因果性部分が０すなわち、ｚ〜Ｑ（ｚ）＝１でなければならないので、
【００７６】
【数３１】
0005527604.tif 000032
【００７７】
である。これより、適応フィルタ１０４の停留点は、次式（３２）となる。
【００７８】
【数３２】
0005527604.tif 000033
【００７９】
式（３２）を式（２６）と比べると、バイアス項が消去されているのが分かる。
【００８０】
図４は、マルチパスと、バイアスとを考慮した回り込みキャンセル機能を有するデジタル信号処理部を備えた中継局９２の構成を示す概略ブロック図である。また、図４は、図３と同様に、伝搬路におけるデータの伝送を模式的に示している。
図４に示す中継局９２の構成は、図３に示した中継局９０の構成と比較して、減算器９１２と制御部９２３との間に白色化フィルタ９２６が設けられている点と、減算器９１２とデジタル・アナログ変換器９１５との間に遅延器９２７が設けられている点と、適応フィルタ９１４に遅延器９２７の出力信号が入力される点とが異なっている。
同図に示す構成において、図３に示した構成に対応するものには同一の符号を用いている。遅延器９２７は、入出力信号間に所定の時間遅延を与えて、減算器９１２から入力された信号を、デジタル・アナログ変換器９１５及び適応フィルタ９１４に出力する。白色化フィルタ９２６は、スペクトル因数Ｒ（ｚ）の逆数を伝達関数とするフィルタであり、信号ｓ’（ｎ）を出力する。制御部９２３は、白色化フィルタ９２６の出力に基づいて、適応フィルタ９１４のタップ係数を制御する。
ここで、適応フィルタ９１４の平均二乗誤差は、次式（３３）により表すことができる。
【００８１】
【数３３】
0005527604.tif 000034
【００８２】
また、停留点Ｗ０（ｚ）に対応する適応フィルタ１０４のタップ係数ベクトルをｗ０（ベクトル）とすると、式（３３）は次式（３４）となる。
【００８３】
【数３４】
0005527604.tif 000035
【００８４】
ただし、μＹ（ベクトル）は停留点付近のタップ係数の誤差共分散行列を近似したものであり、Ｌｙａｐｕｎｏｖ方程式を解くことで、Ｙ（ベクトル）＝γ２／２・Ｉ（ベクトル）を得る。これより停留点での平均二乗誤差は、次式（３５）により表すことができる。
【００８５】
【数３５】
0005527604.tif 000036
【００８６】
上記で示した回り込みキャンセラについての議論では、初期状態が安定であることが大前提となっている。また、誤差信号ｓ（ｎ）と、誤差関数Ｑ（ｚ）とは、次式（３６）により表される。
【００８７】
【数３６】
0005527604.tif 000037
【００８８】
ここで、適応フィルタ９１４の初期状態として各係数の初期値を全て０とすると、これに対応する誤差関数Ｑ（ｚ）は、次式（３７）により表される。
【００８９】
【数３７】
0005527604.tif 000038
【００９０】
このとき、誤差関数Ｑ（ｚ）が安定であるためには、全てのωに対して｜Ｃ（ｅｊω）Ｇ（ｅｊω）｜＜１でなければならず、この条件を満たさない場合には、誤差関数Ｑ（ｚ）が発散してしまう。
【００９１】
上述された周り込みキャンセラを用いることにより、理論的には同じ周波数を用いた中継局が実現可能である。
しかしながら、実用に際しては、受信におけるアナログ・デジタル変換器が有限のビット数であるため、理論値どおりフィードバックパスの信号を除去することは難しい。例えば、フィードバックパスによる受信電力が大きいと、本来増幅をするべき所望信号の受信レベルが、フィードバックパスに対応する受信信号に対し相対的に小さくなり、量子化誤差により大きく劣化することとなる。このような場合、中継すべき信号が量子化誤差により劣化して、通信品質が劣化してしまうという問題がある。
【００９２】
すなわち、中継する信号に対して干渉するフィードバックパスの信号の受信電力に応じて生じる中継する信号の量子化誤差により通信品質が劣化してしまうという問題がある。
よって、アナログ・デジタル変換器において生じる量子化誤差を小さくするために、受信したアナログ信号をデジタル信号に変換する前に、このフィードバックパスに対応する受信信号のレベルをできるだけ低減する必要がある。
【００９３】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、中継局に備えられている受信機が出力する信号において、当該中継局の送信機から当該受信機に回り込む干渉信号の受信電力を低減することができる回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００９４】
上記問題を解決するために、本発明は、無線通信局より送信された無線信号を受信し、受信した無線信号と同一周波数により該無線信号を送信して中継を行う無線中継局に備えられている、送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラであって、前記無線信号が受信されていない期間に算出されたフィルタ係数を用いて、前記受信機に備えられているアンテナ素子により受信されたアナログの受信信号に対して、送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させる等化処理を行う等化器と、前記等化器が等化処理した前記受信信号を量子化し、量子化した受信信号に含まれる前記干渉信号を前記送信機から前記受信機に回り込む経路の伝達関数に基づいて抑圧し、前記干渉信号が抑圧されたデジタルの受信信号をアナログの送信信号に変換して前記送信機に出力するデジタル信号処理部とを備えることを特徴とする回り込みキャンセラである。
【００９５】
また、本発明は、上記記載の発明において、前記無線中継局に複数の前記受信機が備えられるとともに、前記受信機より少ない数の前記等化器が備えられ、前記等化器それぞれは、前記受信機が受信した受信信号のうち、異なる組み合わせの受信信号が入力され、前記フィルタ係数を用いた畳み込み演算を入力された受信信号に対して行い、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させた１つの出力信号を前記デジタル信号処理部に出力することを特徴とする。
【００９６】
また、本発明は、上記記載の発明において、予め定められた既知信号を前記送信機に出力する既知信号生成部を備え、前記等化器は、前記無線信号が受信されていない期間であって、前記既知信号生成部が既知信号を送信している期間に、前記干渉信号の受信電力を低減させる前記フィルタ係数を算出することを特徴とする。
【００９７】
また、本発明は、上記記載の発明において、前記デジタル信号処理部は、前記等化器が等化処理した受信信号をデジタル信号に変換するデジタル・アナログ変換部と、前記デジタル信号に対して、前記受信機に備えられているアンテナ素子に対応する第１の重み係数を乗算するウェイト乗算部と、前記ウェイト乗算部の出力から帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号として出力する減算器と、誤差信号を白色化する白色化フィルタと、前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機に送信信号として出力する遅延部と、前記送信信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する適応フィルタと、前記白色化フィルタの出力に基づいて、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する制御部と、前記ウェイト乗算部の出力と、前記既知信号との誤差が最小になる前記第１の重み係数を算出するウェイト可変制御部とを備えることを特徴とする。
【００９８】
また、本発明は、上記記載の発明において、前記デジタル信号処理部は、更に、前記遅延部が出力する送信信号を仮想パスとして分岐した信号に第２の重み係数を乗算する仮想パスウェイト乗算部と、前記ウェイト乗算部の出力と、前記仮想パスウェイト乗算部の出力とを加算してアレー出力信号として前記減算器に出力する加算器と、を備え、前記減算器は、前記加算器が出力するアレー出力信号から、前記帰還信号を減算し、減算結果を前記誤差信号として出力し、前記ウェイト可変制御部は、更に、前記アレー出力信号と、前記既知信号との誤差が最小になる前記第２の重み係数を算出することを特徴とする。
【００９９】
また、本発明は、無線通信局より送信された無線信号を受信し、受信した無線信号と同一周波数により該無線信号を送信して中継を行う無線中継局に備えられている、送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセル方法であって、前記無線信号が受信されていない期間に算出されたフィルタ係数を用いて、前記受信機に備えられているアンテナ素子により受信されたアナログの受信信号に対して、送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させる等化処理を行う等化ステップと、前記等化ステップにおいて等化処理された前記受信信号を量子化し、量子化した受信信号に含まれる前記干渉信号を前記送信機から前記受信機に回り込む経路の伝達関数に基づいて抑圧し、前記干渉信号が抑圧されたデジタルの受信信号をアナログの送信信号に変換して前記送信機に出力するデジタル信号処理ステップとを含むことを特徴とする回り込みキャンセル方法である。
【発明の効果】
【０１００】
この発明によれば、中継局に備えられている受信機が受信する信号において、当該中継局の送信機から当該受信機に回り込む干渉信号の受信電力を低減することができる。
これにより、送信機から受信機に回り込む干渉信号の受信電力が大きい際に、中継する信号に生じる量子化誤差による通信品質の低下を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】本実施形態における回り込みキャンセラ３を有する中継局１の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】同実施形態における等化器３００の構成を示す概略図である。
【図３】回り込みキャンセルの機能を有するデジタル信号処理部を備えた中継局の構成を示す概略ブロック図である。
【図４】マルチパスと、バイアスとを考慮した回り込みキャンセル機能を有するデジタル信号処理部を備えた中継局９２の構成を示す概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０１０２】
本発明では、受信した信号をデジタル信号に変換する前に、アナログの等化器を用いて受信した信号に含まれるフィードバックパスを介して受信する送信信号の受信電力を低減する。これにより、等化器が出力する信号において、中継する信号と、送信信号との受信電力の差を小さくして、中継する信号の受信電力を相対的に大きくすることができるので、アナログ・デジタル変換をした際に生じる中継する信号の量子化誤差を小さくすることができる。その結果、基地局から送信された信号を受信し、当該信号と同じ周波数により送信する場合の伝送品質の劣化を低減することができる。
以下、図面を参照して本発明の実施形態について、具体的に説明する。
【０１０３】
図１は、本発明の一実施形態としての回り込みキャンセラ３を有する中継局１の構成を示す概略ブロック図である。また、図１は、伝搬路におけるデータの伝送を模式的に示している。
【０１０４】
図１に示すように、中継局１は、Ｍ（Ｍ≧１）個の受信機３３０−１〜３３０−Ｍと、回り込みキャンセラ３と、増幅器３０６と、送信機３０９とを備えている。受信機３３０−１〜３３０−Ｍは、それぞれが同じ構成を有している。以下、受信機３３０−１〜３３０−Ｍのうちいずれか一つを示すとき、あるいは、全てを示すとき、受信機３３０という。
また、同図において、送信機３０９から送信した信号が、各受信機３３０に回り込む経路をＭ個のフィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍとして表している。また、不図示の基地局が送信した信号が、各受信機３３０に伝搬する経路をＭ個のフォワードパス３０１−１〜３０１−Ｍとして表している。
【０１０５】
中継局１は、不図示の基地局から送信された無線信号を受信し、受信した無線信号を同一の周波数により送信することで無線中継を行う装置である。すなわち、図１に示す中継局１は、不図示の基地局から送信された無線信号を、複数の受信機３３０それぞれに備えられているアンテナ素子により構成される受信用アレーアンテナを用いて受信した無線信号を、増幅器３０６により増幅して送信機３０９により受信信号と同一の周波数の無線信号を用いて送信する。
【０１０６】
受信機３３０は、それぞれが備えるアンテナ素子により、フォワードパス３０１−１〜３０１−Ｍを介して、不図示の基地局から送信されたＯＦＤＭ信号ｘｉ（ｎ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）を受信するとともに、フィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍを介して回り込む、送信機３０９が送信した干渉信号ｖｉ（ｎ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）を受信する。
すなわち、受信機３３０それぞれは、基地局から送信されたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）と、自局に備えられた送信機３０９が送信した信号ｕ（ｎ）が回り込む干渉信号ｖｉ（ｎ）とが合成された信号ｒｉ’（ｎ）＝ｘｉ（ｎ）＋ｖｉ（ｎ）を受信する。
【０１０７】
ここで、受信信号ｘｉ（ｎ）は、基地局と、受信機３３０−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）との間の伝搬路であるフォワードパス３０１−１〜１０１−Ｍにおける伝達関数Ｈｉ’（ｚ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）を用いて、ｘｉ（ｎ）＝Ｈｉ’（ｚ）・ｘ（ｎ）により表される。また、干渉信号ｖｉ（ｎ）は、送信機３０９と、受信機３３０−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）との間の伝搬路である回り込み経路（フィードバックパス）３０２−１〜３０２−Ｍにおける伝達関数Ｃｉ’（ｚ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）を用いて、ｖｉ（ｎ）＝Ｃｉ’（ｚ）・ｕ（ｎ）により表される。なお、フィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍは、中継局１の外側の経路のみだけでなく、中継局１内を伝わり、受信機３３０により受信される経路を含むようにしてもよい。
また、フィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍを介して受信される干渉信号ｖｉ（ｎ）は、送信元の送信機３０９が、基地局に比べ近いので、受信信号ｘｉ（ｎ）に対して非常に大きな電力で受信される（｜ｘｉ（ｎ）｜＜＜｜ｖｉ（ｎ）｜）。
【０１０８】
回り込みキャンセラ３は、送信機３０９から受信機３３０それぞれに回り込む干渉信号ｖｉ（ｎ）をキャンセルする。増幅器３０６は、回り込みキャンセラ３により、受信機３３０それぞれが受信した信号から干渉信号ｖｉ（ｎ）が抑圧された信号を増幅して送信機３０９に出力する。送信機３０９は、備えられている送信用のアンテナ素子を介して、増幅器３０６から入力された送信信号を送信する。
【０１０９】
回り込みキャンセラ３は、ｍ（ｍ＝Ｍ−α、αは１以上の自然数）個の等化器３００−１〜３００−ｍと、デジタル信号処理部３０とを備えている。
等化器３００−１〜３００−ｍは、同じ構成を有している。以下、等化器３００−１〜３００−ｍのうちいずれか一つの等化器を示すとき、あるいは、全ての等化器を示すとき、等化器３００という。ここで、ｍは、デジタル信号処理部３０に入力される受信信号の数である。
【０１１０】
また、αは、等化器３００によりフィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍを介して受信する干渉信号ｖｉ（ｎ）を抑圧するために必要な余剰受信アンテナの数であり、シミュレーションや実測の結果などを基にして算出される。
デジタル信号処理部３０は、等化器３００から入力される信号を、素子数をｍ素子とした等価的な受信用アレーアンテナの出力信号とみなして信号処理を行うことにより、干渉信号を抑圧する。
【０１１１】
等化器３００それぞれには、各受信機３３０−１〜３３０−Ｍが出力する受信信号ｒｉ’（ｎ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）の異なる組み合わせが入力される。例えば、Ｍ＝ｍ＋１の場合には、受信機３３０−１〜３３０−ｍそれぞれが出力する受信信号ｒｉ’（ｎ）が等化器３００−１に入力され、受信機３３０−１〜３３０−（ｍ−１）、３３０−（ｍ＋１）それぞれが出力する受信信号ｒｉ’（ｎ）が等化器３００−２に入力され、受信機３３０−１〜３３０−（ｍ−２）、３００−ｍ〜３３０−（ｍ＋１）それぞれが出力する受信信号ｒｉ’（ｎ）が等化器３００−３に入力される、というように各等化器３００に異なる組み合わせの受信信号ｒｉ’（ｎ）を入力する。
図２は、本実施形態における等化器３００の構成を示す概略図である。
等化器３００は、入力される受信信号ｒｉ’（ｎ）に対して、下記の手法により算出し、設定された等化ウェイトｈｋ，ｊを用いて畳み込み演算を行う。
【０１１２】
等化器３００において、入力された受信信号ｒ１’（ｎ）は、遅延線３５１−１−１〜３５１−１−Ｎ’によりΔｎ１〜ΔｎＮ’の遅延が与えられる。遅延が与えられた受信信号ｒ１’（ｎ＋Δｎ１）、…、ｒ１'（ｎ＋Δｎ１＋…＋ΔｎＮ’−１)、ｒ１'(ｎ+Δｎ１＋…＋ΔｎＮ’)は、乗算器３５２−１−０〜３５２−１−Ｎ’により等化ウェイトｈ１，ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｎ’）が乗算される。
そして、加算器３５３−１−１〜３５３−１−Ｎ’が、乗算器３５２−１−０〜３５２−１−Ｎ’それぞれの乗算結果を加算することにより、受信信号ｒ１’（ｎ）に対する等化ウェイトｈ１，０,ｈ１，１，…，ｈ１、Ｎ’を用いた畳み込み演算が行われる。
【０１１３】
同様に、等化器３００に入力される受信信号ｒｉ’（ｎ）それぞれに対して畳み込み演算が行われる。
例えば、受信信号ｒＭ’（ｎ）に対しては、遅延線３５１−Ｍ−１〜３５１−Ｍ−Ｎ’によりΔｎ１〜ΔｎＮ’の遅延が与えられる。遅延が与えられた受信信号ｒＭ’（ｎ＋Δｎ１）、…、ｒＭ'（ｎ＋Δｎ１＋…＋ΔｎＮ’−１)、ｒＭ'(ｎ+Δｎ１＋…＋ΔｎＮ’)は、乗算器３５２−Ｍ−０〜３５２−Ｍ−Ｎ’により等化ウェイトｈＭ，ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｎ’）が乗算される。
そして、加算器３５３−Ｍ−１〜３５３−Ｍ−Ｎ’が、乗算器３５２−Ｍ−０〜３５２−Ｍ−Ｎ’それぞれの乗算結果を加算することにより、受信信号ｒＭ’（ｎ）に対する等化ウェイトｈＭ，０,ｈＭ，１，…，ｈＭ、Ｎ’を用いた畳み込み演算が行われる。
【０１１４】
加算器３５４は、各加算器３５３−１−１〜３５３−１−Ｎ’、…、３５３−Ｍ−１〜３５３−Ｍ−Ｎ’により算出された受信信号ｒｉ’（ｎ）ごとの畳み込み演算の結果を加算し、加算結果ｒｉ（ｎ）（ｉ＝１，…，ｍ）をデジタル信号処理部３０に出力する。
【０１１５】
ここで、等化ウェイトｈｋ，ｊは、ｋ番目のアンテナからの受信信号の、ｊ番目の遅延線３５１−ｋ−ｊを通った受信信号に乗算する位相回転又は減衰量を表す。等化器３００から出力される信号ｒ（ｎ）は、次式（３８）のように表される。
【０１１６】
【数３８】
0005527604.tif 000039
【０１１７】
ここで、等化ウェイトｈｋ，ｊをフィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍを介して回り込んだ干渉信号ｖｉ（ｎ）を低減するものを用いることで、デジタル信号処理部３０に備えられているアナログ・デジタル変換器のダイナミックレンジに占めるフィードバックパスに対応する受信電力を低減して、受信信号ｘｉ（ｎ）の受信電力のダイナミックレンジに占める割合を増加させる。
【０１１８】
等化ウェイトｈｋ，ｊの算出方法としては、基地局から送信される信号ｘ（ｎ）が送信されていないとき、あるいは、信号ｘ（ｎ）を受信していないときに、デジタル信号処理部３０から、増幅器３０６を介して既知信号Ｓ０を送信機３０９に出力して送信させ、これを受信機３３０−１〜３３０−Ｍを介して等化器３００−１〜３３０−ｍに入力する。
【０１１９】
そして、等化器３００は、所定のアルゴリズムを用いてデジタル信号処理部に入力する受信信号ｒ（ｎ）が最小となる等化ウェイトｈｋ，ｊを算出する。このときに用いるアルゴリズムとしては、例えば、ＭＭＳＥ（Minimum Mean-square-error；最小二乗誤差）法や、ラグランジェの未定乗数法により係数、又は係数の２乗値の絶対値の和を０より大きい値となるよう拘束条件を与えて、出力を０とする係数を求める方法を用いる。
【０１２０】
又は、送信した既知信号Ｓ０を最大化する係数を、最小２乗誤差法や、最大ＳＮＲ法、拘束付出力電力最小化法、によって演算し、得られた係数と直交する条件の係数を用いることもできる。既知信号Ｓ０をＱＰＳＫなどの定包絡線信号を用い、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）により係数を求め、この係数と直交する係数を係数ｈｋ，ｊとして選択することもできる。
又は、係数ｈｋ，ｊとして複数の組み合わせを候補として記憶させておき、既知信号Ｓ０の送信中に係数ｈｋ，ｊを変化させ、受信電力が最も低くなる組み合わせを選択するようにしてもよい。
【０１２１】
図１に戻って、デジタル信号処理部３０について説明する。
デジタル信号処理部３０は、干渉信号の受信電力が抑圧された信号が各等化器３００から入力され、アナログ・デジタル変換器を用いて、入力された信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理を行うことにより干渉信号をキャンセルし、再びデジタル・アナログ変換器を用いて変換したアナログ信号を増幅器３０６に出力する。
【０１２２】
デジタル信号処理部３０は、ｍ個のアナログ・デジタル変換器３２０−１〜３２０−ｍ、ｍ個のウェイト乗算器３１−１〜３１−ｍ、ｄ個の仮想パス３１０−１〜３１０−ｄ、ｄ個のウェイト乗算器３２−１〜３２−ｄ、加算器３４、ウェイト可変制御部３３、減算器３０３、適応フィルタ３０４、制御部３０５、白色化フィルタ３０７、遅延器３０８、３１２、デジタル・アナログ変換器３２１、及び既知信号生成器３２２を有している。なお、本実施形態において、ｍは２以上の整数であり、ｄは１以上の整数である。
【０１２３】
ただし、これと異なり、回り込みキャンセラ３が、Ｍ個の受信機３３０−１〜３３０−Ｍを含む構成としてもよい。また、増幅器３０６は、その一部又は全部が、送信機３０９に含まれていてもよい。すなわち、送信機３０９が、増幅器３０６を含む構成とし、デジタル信号処理部３０のＤＡＣ３２１から信号を入力するようにしてもよい。
【０１２４】
ここで、フォワードパス３０１−１〜３０１−Ｍの伝達関数をＨ１’（ｚ）〜ＨＭ’（ｚ）とする。また、等化器３００−１〜３００−ｍから出力される信号ｒ１（ｎ）〜ｒｍ（ｎ）に含まれるＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に対応する伝達関数をＨ１（ｚ）〜Ｈｍ（ｚ）とする。
更に、フィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍの伝達関数をＣ１’（ｚ）〜ＣＭ’（ｚ）とする。また、等化器３００−１〜３００−ｍから出力される信号ｒ１（ｎ）〜ｒｍ（ｎ）に含まれるフィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍに対応する伝達関数をＣ１（ｚ）〜Ｃｍ（ｚ）とする。等化器３００−１〜３００−ｍは、回り込む干渉信号ｖｉ（ｎ）の受信電力を小さくするように動作するが、残留している成分がＣ１（ｚ）〜Ｃｍ（ｚ）に対応する。
【０１２５】
ＡＤＣ（Analogue-Digital Converter；アナログ・デジタル変換器）３２０−１〜３２０−ｍは、等化器３００−１〜３００−ｍそれぞれに対応して、１つずつ設けられており、対応する等化器３００から入力される信号ｒｉ（ｎ）を量子化（デジタル化）して、ウェイト乗算器３１−１〜３１−ｍに出力する。
ｍ個のウェイト乗算器３１−１〜３１−ｍは、ＡＤＣ３２０−１〜３２０−ｍを介して、等化器３００−１〜３００−ｍから入力される信号ｒ１（ｎ）〜ｒｍ（ｎ）に対して、等価的な受信用アレーアンテナにおけるｍ素子のそれぞれに対応するｍ個の重み係数ｗａ１〜ｗａｍをそれぞれ乗算する。
【０１２６】
加算器３４は、複数のウェイト乗算器３１−１〜３１−ｍの出力、及び、後述するｄ個のウェイト乗算器３２−１〜３２−ｄからの出力（すなわち、仮想パスウェイト乗算器の出力）を加算し、アレー出力信号ｙ（ｎ）として出力する。
減算器３０３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）から、適応フィルタ３０４から出力された帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号ｓ（ｎ）として出力する。白色化フィルタ３０７は、誤差信号ｓ（ｎ）を白色化する。遅延器３０８は、誤差信号ｓ（ｎ）に遅延を与えて送信機３０９出力する。
適応フィルタ３０４は、遅延器３０８から送信機への出力信号を可変の伝達関数Ｗ（ｚ）に基づきフィルタリングし、帰還信号として減算器３０３へ出力する。制御部３０５は、白色化フィルタ３０７の出力ｓ’（ｎ）に基づき、フィードバックパス３０２−１〜３０２−Ｍを介してＭ個の受信機３３０に回り込む干渉信号が最小となるように、適応フィルタ３０４の伝達関数Ｗ（ｚ）を制御する。
【０１２７】
ＤＡＣ（Digital-Analogue Converter；デジタル・アナログ変換器）３２１は、遅延器３０８、あるいは既知信号生成器３２２から入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換して、増幅器３０６に出力する。この遅延器３０８から出力される信号は、ＤＡＣ３２１に入力されるとともに遅延器３１２を介してｄ個の仮想パス３１０−１〜３１０−ｄに分岐される。
増幅器３０６は、ＤＡＣ３２１から出力された信号を増幅し、送信機３０９に出力する。
【０１２８】
遅延器３１２は、遅延器３０８から出力された信号に遅延を与え、仮想パス３１０−１〜３１０−ｄに出力する。ｄ個の仮想パス３１０−１〜３１０−ｄに分岐された信号は、ウェイト乗算器３２-１〜３２-ｄにおいて、ｄ個の重み係数＾ｗａｍ＋１〜＾ｗａｍ＋ｄそれぞれが乗じられて、加算器３４に出力される（ただし本文中の＾は、この＾に後続する文字の真上に付けられた記号を表すこととする）。
【０１２９】
ウェイト可変制御装置３３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）を入力し、アレー出力信号ｙ（ｎ）と、既知の入力信号ｘ（ｎ）（すなわちＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に含まれる所定のパイロット信号）との誤差が最小となるように等価的な受信用アレーアンテナにおけるｍ素子のそれぞれに対応するｍ個の重み係数ｗａ１〜ｗａｍ、及び、ｄ個の重み係数＾ｗａｍ＋１〜＾ｗａｍ＋ｄを算出して、ウェイト乗算器３１−１〜３１−ｍ、３２−１〜３２−ｄの出力結果を制御する。
既知信号生成器３２２は、等化器３３０の等化ウェイトを算出する際に用いる既知信号Ｓ０をＤＡＣ３２１に出力する。既知信号生成器３２２が上記の既知信号を出力するタイミングは、基地局から送信されるＯＦＤＭ信号を受信していないときである。
【０１３０】
ここでは、回り込み経路の伝達関数を構成するＧ（ｚ）とＣ（ｚ）のうち、Ｃ（ｚ）を制御する手法について考える。具体的には、中継局１の受信側にアダプティブアレーアンテナを導入し、そのウェイトをうまく制御することで回り込み波を抑圧し、アダプティブアレーも含んだ回り込み通信路の伝達関数Ｃ（ｚ）を小さくすることを考える。
ＯＦＤＭ信号に対するアダプティブアレーは、時間領域で合成を行うプリＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）型アレーと周波数領域で合成を行うポストＦＦＴ型アレーの２つに大きく分けられるが、ポストＦＦＴ型では１ＯＦＤＭシンボル以上の遅延が中継局１で発生してしまうこと、及び後段の回り込みキャンセラが時間領域で動作するフィルタであることからここではプリＦＦＴ型アレーを採用することとする。
【０１３１】
時間領域のアレーでは、一般に遅延波は全て干渉信号として取り扱われるため、最大電力のパスのみを捕捉するような合成法となるが、中継局を親局（基地局）からの見通し内に設置することで遅延波の損失による特性の劣化は小さくできると考えられる。最大電力のパスのみを捕捉することは、むしろ、親局と中継局１と間の実効的な遅延広がりを小さくでき、回り込みキャンセラ内に必要な遅延時間を短縮できるため、望ましいと考えられる。
【０１３２】
一方、中継局１の送信機３０９に備えられている送信アンテナに対してもアレーを導入することが考えられるが、送信ビームフォーミングはウェイトの制御が難しいこと、及び本対象とする中継局１はカバレッジの拡大を一つの目的としているため全方向に信号を送信したいことなどから送信アンテナは１素子とする。
【０１３３】
図１に示す本実施形態のシステムのブロック線図では、ＢＳとＲＳがそれぞれ基地局（親局）と中継局１を表し、遅延器３０８は遅延作用素ｚ−ａを意味する。基地局の送信アンテナは１素子としているため、回り込み経路及び基地局から中継局への経路はいずれも１×ｍのＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output）となる。ここで、ｍは、アンテナの本数である。
【０１３４】
また、減算器３０３への入力は、次式（３９）により表される。なお、上付きの「Ｔ」は、転置を示している。
【０１３５】
【数３９】
0005527604.tif 000040
【０１３６】
更に、回り込み経路の伝達関数をＣｐ（ｚ），（ｐ＝１，２，…，ｍ）とし、基地局から中継局への伝達関数をＨｐ（ｚ），（ｐ＝１，２，…，ｍ）とすると、伝達関数Ｃｐ（ｚ），Ｈｐ（ｚ）は、それぞれ次式（４０−１）、（４０−２）と表すことができる。
【０１３７】
【数４０】
0005527604.tif 000041
【０１３８】
ここで、Ｋ、Ｌは、回り込み経路のチャネル長と、基地局から中継局への経路のチャネル長とである。そして、これらのインパルス応答の推定値を用いて
【０１３９】
【数４１】
0005527604.tif 000042
【０１４０】
とおくと、アレーアンテナへの入力ｒ（ｎ）（ベクトル）は、次式（４２）により表される。
【０１４１】
【数４２】
0005527604.tif 000043
【０１４２】
ここで式（４１−２）に含まれる０の個数は、ｄ個である。なお、式（４２）に含まれるｕ（ｎ）は、中継局から送信される信号であり、ｎ（ｎ）（ベクトル）は観測雑音である。
式（４２）に含まれる雑音項は、次式（４３）により表すことができる。
【０１４３】
【数４３】
0005527604.tif 000044
【０１４４】
また、式（４３）により示される雑音項は、ｍ個の雑音を示す数値と、ｄ個の０とからなるベクトルとなっている。
また、式（４２）より、アレー出力信号ｙ（ｎ）は、次式（４４）となる。
【０１４５】
【数４４】
0005527604.tif 000045
【０１４６】
ここで、式（４４）に含まれるｗａ（ベクトル）は、次式（４５）で表される透過的な受信用アレーアンテナのウェイトである。
【０１４７】
【数４５】
0005527604.tif 000046
【０１４８】
また、式（４４）に含まれる上付の“Ｈ”はエルミート共役を意味する。また、添え字のｊは、最大電力のパスの遅延時間を表し、次式（４６）により表される。
【０１４９】
【数４６】
0005527604.tif 000047
【０１５０】
ここで、ａｒｇｍａｘｉ‖ｈｉ（ベクトル）‖２は、‖ｈｉ（ベクトル）‖２を最大とするｉを表す。また、‖・‖２はフロベニウスノルムを表す。また、基地局から中継局までの通信路が周波数選択性でなければ、基地局から中継局までのチャネル長Ｌ＝１となるのでｊ＝０である。
【０１５１】
次に、ウェイト可変制御装置３３において、等価的な受信用アレーアンテナの各素子に対応するｍ個の重み係数ｗａ１〜ｗａｍ又は＾ｗａｍ＋１〜＾ｗａｍ＋ｄを算出する手法について説明する。以下では、ＭＭＳＥ（Minimum Mean-Square-Error；最小二乗誤差）規範とＭＶＤＲ（Minimum Variance Distortionless Response；最小分散無歪み応答）規範の２種類の手法について説明する。
【０１５２】
（規範１）ＭＭＳＥ規範
【０１５３】
ＭＭＳＥ基準のウェイト制御では、次式（４７）により表される評価関数Ｊ（ｗａ）を最小にするウェイトが最適ウェイトとなる。
【０１５４】
【数４７】
0005527604.tif 000048
【０１５５】
ここで、
【０１５６】
【数４８】
0005527604.tif 000049
【０１５７】
とすると（Ｉ（ベクトル）は単位行列）、評価関数Ｊ（ｗａ）は、次式（４９）となる。
【０１５８】
【数４９】
0005527604.tif 000050
【０１５９】
ここで、式（４９）の両辺を、ｗａＨにより偏微分すると、次式（５０）が得られる。
【０１６０】
【数５０】
0005527604.tif 000051
【０１６１】
更に
【０１６２】
【数５１】
0005527604.tif 000052
【０１６３】
を解くことで、次式（５２）により表されるＭＭＳＥ基準最適アレーウェイトを得る。
【０１６４】
【数５２】
0005527604.tif 000053
【０１６５】
（規範２）ＭＶＤＲ規範
【０１６６】
ＭＭＳＥ基準のウェイト制御法ではアンテナ素子数が少ない場合に、希望信号（基地局からの最大電力のパス）に対するゲインが小さくなることがある。これは回り込みの干渉信号電力が非常に大きいときには、希望信号の電力を低減してでも干渉信号を抑圧したほうが２乗誤差の意味では望ましいことがあるからである。
しかしながら、本実施形態の中継局ではアダプティブアレーの後段に回り込みキャンセラを備えているため、アダプティブアレーの役割としては回り込み波を完全に抑圧することよりも、希望信号をより確実に受信することのほうが重要であると考えられる。
【０１６７】
そこで、次式（５３）により表される拘束条件の下で、式（４０）により表される評価関数Ｊ（ｗａ）を最小にするようなアレーウェイトｗａ（ベクトル）を導出する。
【０１６８】
【数５３】
0005527604.tif 000054
【０１６９】
このようなアダプティブアレーはＭＶＤＲビームフォーマーと呼ばれる。ラグランジェの未定乗数法を用いると、評価関数は、次式（５４）と書くことができる。
【０１７０】
【数５４】
0005527604.tif 000055
【０１７１】
ここで、λはラグランジェ乗数である。これより評価関数は、
【０１７２】
【数５５】
0005527604.tif 000056
【０１７３】
となり、したがって、ＭＶＤＲ最適ウェイト〜ｗａｏｐｔ（ベクトル）は、次式（５６）と書くことができる。
【０１７４】
【数５６】
0005527604.tif 000057
【０１７５】
ここで、拘束条件を示す式（５３）は、
【０１７６】
【数５７】
0005527604.tif 000058
【０１７７】
と同値であるから、式（５６）より、
【０１７８】
【数５８】
0005527604.tif 000059
【０１７９】
なる関係式が成立する。これより、次式（５９）を得ることができる。
【０１８０】
【数５９】
0005527604.tif 000060
【０１８１】
このラグランジェ乗数を式（５６）に代入することにより、〜ｗａｏｐｔ（ベクトル）を得る。
【０１８２】
以上のように、ウェイト可変制御装置３３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）とを入力として、それらの誤差が最小となるように等価的な受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍを制御する際に、複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍの制御に最小二乗誤差法を用いたり、最小分散無歪み応答を用いたりすることができる。その際、ウェイト可変制御装置３３は、式（５１）や式（５６）に示すように、複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍを、送信機から受信機への回り込み経路のインパルス応答の推定値（式（４０−１））と、基地局から受信機へのインパルス応答の推定値（式（４０−２））とに基づいて制御することができる。
また、このウェイト可変制御装置３３は、複数の重み係数ｗａ１〜ｗａｍと同様に、重み係数＾ｗａｍ＋１〜＾ｗａｍ＋ｄを制御する。
【０１８３】
以上説明したように、本実施形態においては、白色化フィルタを介してから、これをモニタし制御する構成としている。更に、増幅器の出力を仮想パスとして分岐し、重み係数をそれぞれ乗算して、増幅前の信号に加算する構成としている。このような構成と、等化器３００を組み合わせることにより、ＡＤＣ３２０−１〜３２０−ｍにおけるフィードバックパスを介した信号の受信電力を低減し、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）との誤差が最小となるように等価的な受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数を制御する。
これにより、大きな増幅率を有する送信機を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号を安定してキャンセルすることが可能となる。
【０１８４】
なお、本実施形態において、デジタル信号処理部３０に仮想パス３１０−１〜３１０−ｄが備えられている構成を説明した。しかし、これに限ることなく、例えば、デジタル信号処理部が仮想パス３１０−１〜３１０−ｄを備えない構成であってもよい。
【０１８５】
上述のデジタル信号処理部は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。その場合、上記のデジタル信号処理部３０の処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、デジタル信号処理部３０の処理が行われることになる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【符号の説明】
【０１８６】
１，９０，９２…中継局
３…回り込みキャンセラ
３０，９１０，９２０…デジタル信号処理部
３１−１，３１−ｍ，３２−１，３２−ｄ…ウェイト乗算器
３３…ウェイト可変制御部
３４…加算器
３００，３００−１，３００−ｍ…等化器
３０１−１，３０１−Ｍ…フォワードパス
３０２−１，３０２−Ｍ，９５０…フィードバックパス
３０３…減算器
３０４，９１４…適応フィルタ
３０５，９１３，９２３…制御部
３０６，９０２…増幅器
３０７，９２６…白色化フィルタ
３０８，３１２，９２７…遅延器
３０９，９０３…送信機
３１０−１，３１０−ｄ…仮想パス
３２０−１，３２０−ｍ，９１１…ＡＤＣ
３２１，９１５…ＤＡＣ
３２２…既知信号生成器
３３０，３３０−１，３３０−Ｍ，３３０−ｉ，９０１…受信機
３５１−１−１，３５１−１−Ｎ’…遅延線
３５１−Ｍ−１，３５１−Ｍ−Ｎ’…遅延線
３５２−１−０，３５２−１−１，３５２−１−Ｎ’…乗算器
３５２−Ｍ−０，３５２−Ｍ−１，３５２−Ｍ−Ｎ’…乗算器
３５３−１−１，３５３−１−２，３５３−１−Ｎ’…加算器
３５３−Ｍ−１，３５３−Ｍ−２，３５３−Ｍ−Ｎ’…加算器
３５４…加算器
【図１】
0005527604.tif 000061
【図２】
0005527604.tif 000062
【図３】
0005527604.tif 000063
【図４】
0005527604.tif 000064