(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷（２２０）と接続される電源配線（ＰＬ）および直流電源（Ｂ１）の間に並列に接続される複数のチョッパ回路（１３−１、１３−２）を含む多相コンバータ（１２）と、
前記複数のチョッパ回路の動作を制御する制御回路（２１０）とを備え、
前記複数のチョッパ回路の各々は、少なくとも１個のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２）と、前記スイッチング素子の動作に応じて電流が通過するように配置されたリアクトル（Ｌ１、Ｌ２）とを含み、
各前記チョッパ回路の前記リアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置され、
前記制御回路は、前記スイッチング素子のデューティ比に対する前記多相コンバータのリップル電流の予め求められた特性（１０１）に従って、前記デューティ比を前記リップル電流が所定レベルよりも大きくなる特定の範囲（１１０、１２０）に含まれるように限定する、電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、
前記負荷の動作状態に基づく前記電源配線の電圧要求値に従って、前記電源配線の電圧指令値を設定するための設定部（３００）と、
前記電源配線の電圧が前記電圧指令値に応じた電圧になるように前記デューティ比を制御するためのデューティ比制御部（３１０、３２０、３２５、３３０、３３５）と、
制御された前記デューティ比に従って、かつ、前記複数のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各前記チョッパ回路の前記スイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御部（３５０、３５５）とを含み、
前記設定部は、前記予め求められた特性に従って、前記デューティ比が前記特定の範囲に含まれるように前記電圧指令値を設定する、請求の範囲第１項に記載の電源装置。
【請求項３】
前記設定部は、前記多相コンバータの応答性を高める必要がある場合に、前記デューティ比が前記特定の範囲に含まれるように前記電圧指令値を設定し、前記応答性を高める必要がない場合には、前記電圧指令値が前記電圧要求値に応じた値となるように前記電圧指令値を設定する、請求の範囲第２項に記載の電源装置。
【請求項４】
前記負荷は、車両の駆動力を発生する電動機（Ｍ１）を含み、
前記設定部は、前記車両のユーザによる前記車両の駆動力に対する要求に基づいて、前記応答性を高める必要があるか否かを判断する、請求の範囲第３項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記設定部は、
前記デューティ比が前記特定の範囲に含まれるように前記電圧要求値と前記電圧指令値との対応関係を予め定めた第１マップを用いて、前記電圧要求値に対する前記電圧指令値を設定する第１設定部（３０１）と、
前記電圧指令値が前記電圧要求値に応じた値となるように前記電圧要求値と前記電圧指令値との対応関係を予め定めた第２マップを用いて、前記電圧要求値に対する前記電圧指令値を設定する第２設定部（３０２）と、
前記応答性を高める必要がある場合に前記第１設定部が設定した前記電圧指令値を選択し、前記応答性を高める必要がない場合に前記第２設定部が設定した前記電圧指令値を選択し、選択した前記電圧指令値を前記デューティ比制御部に出力する選択部（３０３）とを含む、請求の範囲第３項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記予め求められた特性は、前記デューティ比が所定値のときに前記リップル電流が極小となり、前記デューティ比が前記所定値よりも小さい範囲では前記デューティ比が第１の値のときに前記リップル電流が極大となり、前記デューティ比が前記所定値よりも大きい範囲では前記デューティ比の増加に応じて前記リップル電流が単調に増加するという特性であり、
前記設定部は、前記電圧要求値と前記デューティ比が前記第１の値となる基準電圧値とを比較し、前記電圧要求値が前記基準電圧値よりも小さい場合は前記電圧指令値を前記基準電圧値に設定し、前記電圧要求値が前記基準電圧値よりも大きい場合は前記電圧指令値を予め定められた最大電圧値に設定する、請求の範囲第２項に記載の電源装置。
【請求項７】
各前記チョッパ回路は、
接地配線（ＧＬ）および前記電源配線の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２）を含み、
前記リアクトルは、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点（Ｎ１、Ｎ２）と前記直流電源との間に接続されたコイル巻線（２４１、２４２）を有し、
各前記チョッパ回路の前記コイル巻線は、共通のコア（２５０）の異なる部位（２５１ａ、２５１ｂ）に巻回される、請求の範囲第１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関し、より特定的には、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータを備えた電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
並列接続された複数のコンバータから成り、かつ位相をずらしてこれらのコンバータを動作させるように構成された、いわゆる多相コンバータが知られている。たとえば、特開２００５−６５３８４号公報（特許文献１）には、このような多相コンバータにおいて、一方のコンバータのスイッチング素子と他方のコンバータのスイッチング素子とを、高速応答が必要な場合は同時にオンさせ、そうでない場合は交互にオンさせる点が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−６５３８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、スイッチング素子をオンするタイミングを切り替える際には、多相コンバータの出力が変動し不連続になる。したがって、特開２００５−６５３８４号公報に記載された手法では、多相コンバータの出力の連続性を保つために別途複雑な制御が必要になる。【０００５】
また、スイッチング素子のオンオフのみでは多相コンバータの応答速度を切り替えることができない場合も考えられるが、この場合には、別途専用の回路を追加する必要があり、コストアップの要因となる。【０００６】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、磁気結合型リアクトル素子を有する多相コンバータを備えた電源装置において、リップル電流を確実に所定レベルよりも大きくすることによって、多相コンバータの応答性を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電源装置は、負荷と接続される電源配線および直流電源の間に並列に接続される複数のチョッパ回路を含む。多相コンバータと、複数のチョッパ回路の動作を制御する制御回路とを備える。複数のチョッパ回路の各々は、少なくとも１個のスイッチング素子と、スイッチング素子の動作に応じて電流が通過するように配置されたリアクトルとを含む。各チョッパ回路のリアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置される。制御回路は、スイッチング素子のデューティ比に対する多相コンバータのリップル電流の予め求められた特性に従って、デューティ比をリップル電流が所定レベルよりも大きくなる特定の範囲に含まれるように限定する。【０００８】
好ましくは、制御回路は、負荷の動作状態に基づく電源配線の電圧要求値に従って、電源配線の電圧指令値を設定するための設定部と、電源配線の電圧が電圧指令値に応じた電圧になるようにデューティ比を制御するためのデューティ比制御部と、制御されたデューティ比に従って、かつ、複数のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各チョッパ回路のスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御部とを含む。設定部は、予め求められた特性に従って、デューティ比が特定の範囲に含まれるように電圧指令値を設定する。【０００９】
好ましくは、設定部は、多相コンバータの応答性を高める必要がある場合に、デューティ比が特定の範囲に含まれるように電圧指令値を設定し、応答性を高める必要がない場合には、電圧指令値が電圧要求値に応じた値となるように電圧指令値を設定する。【００１０】
好ましくは、負荷は、車両の駆動力を発生する電動機を含む。設定部は、車両のユーザによる車両の駆動力に対する要求に基づいて、応答性を高める必要があるか否かを判断する。【００１１】
好ましくは、設定部は、デューティ比が特定の範囲に含まれるように電圧要求値と電圧指令値との対応関係を予め定めた第１マップを用いて、電圧要求値に対する電圧指令値を設定する第１設定部と、電圧指令値が電圧要求値に応じた値となるように電圧要求値と電圧指令値との対応関係を予め定めた第２マップを用いて、電圧要求値に対する電圧指令値を設定する第２設定部と、応答性を高める必要がある場合に第１設定部が設定した電圧指令値を選択し、応答性を高める必要がない場合に第２設定部が設定した電圧指令値を選択し、選択した電圧指令値をデューティ比制御部に出力する選択部とを含む。【００１２】
好ましくは、予め求められた特性は、デューティ比が所定値のときにリップル電流が極小となり、デューティ比が所定値よりも小さい範囲ではデューティ比が第１の値のときにリップル電流が極大となり、デューティ比が所定値よりも大きい範囲ではデューティ比の増加に応じてリップル電流が単調に増加するという特性である。設定部は、電圧要求値とデューティ比が第１の値となる基準電圧値とを比較し、電圧要求値が基準電圧値よりも小さい場合は電圧指令値を基準電圧値に設定し、電圧要求値が基準電圧値よりも大きい場合は電圧指令値を予め定められた最大電圧値に設定する。【００１３】
好ましくは、各チョッパ回路は、接地配線（ＧＬ）および電源配線の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と直流電源との間に接続されたコイル巻線を有する。各チョッパ回路のコイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、磁気結合型リアクトル素子を有する多相コンバータを備えた電源装置において、リップル電流を確実に所定レベルよりも大きくすることによって、多相コンバータの応答性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例による電源装置を備えたモータ駆動装置の構成を示す回路図である。
【図２】磁気結合型リアクトルの構成例を示す回路図である。
【図３】多相コンバータにおけるデューティ比に対するリップル電流の特性を示すグラフである。
【図４】多相コンバータの制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図５】制御回路が高速モード用の電圧指令値を設定する際に用いるマップである。
【図６】制御回路が通常モード用の電圧指令値を設定する際に用いるマップである。
【図７】制御回路の処理の流れを示すフローチャート（その１）である。
【図８】制御回路の処理の流れを示すフローチャート（その２）である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１７】
図１は、本発明の実施例による電源装置を備えたモータ駆動装置２００の構成を示す回路図である。
【００１８】
図１を参照して、モータ駆動装置２００は、直流電源Ｂ１と、磁気結合型の多相コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ１と、制御回路２１０と、負荷２２０とを有する。多相コンバータ１２および制御回路２１０により、本発明の実施例による電源装置が構成される。
【００１９】
直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。直流電源Ｂ１は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。
【００２０】
多相コンバータ１２は、平滑コンデンサＣ０と、並列接続されたチョッパ回路１３−１および１３−２とを含む。チョッパ回路１３−１は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ１１およびＱ１２と、ダイオードＤ１１およびＤ１２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２の接続ノードであるノードＮ１と、直流電源Ｂ１との間に電気的に接続される。ダイオードＤ１１およびＤ１２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。平滑コンデンサＣ０は、直流電源Ｂ１の出力電圧である、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧を平滑する。
【００２１】
同様に、チョッパ回路１３−２は、チョッパ回路１３−１と同様に構成され、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２と、ダイオードＤ２１およびＤ２２と、リアクトルＬ２とを含む。リアクトルＬ２は、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２の接続ノードであるノードＮ２と、直流電源Ｂ１の間に電気的に接続される。
【００２２】
多相コンバータ１２では、リアクトルＬ１およびＬ２は、互いに磁気的に結合するように配置される。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合型リアクトルを構成するように設けられる。
【００２３】
図２には、磁気結合型リアクトルの構成例が示される。
図２を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア２５０と、コア２５０に巻回されたコイル巻線２４１，２４２とを含む。コア２５０は、外脚部２５１ａ，２５１ｂと、ギャップ２５３を挟んで対向するように配置された中央脚部２５２とを含む。
【００２４】
リアクトルＬ１を構成するコイル巻線２４１は、外脚部２５１ａに巻回される。リアクトルＬ２を構成するコイル巻線２４２は、外脚部２５１ｂに巻回される。ここで、外脚部２５１ａおよび２５１ｂの断面積をＳ１とし長さをＬＮ１とすると、外脚部２５１ａ，２５１ｂの磁気抵抗Ｒ１は下記（１）式で示される。同様に、中央脚部２５２の断面積をＳ２、長さをＬＮ２とし、ギャップ長をｄとすると、中央脚部２５２の磁気抵抗Ｒ２は下記（２）式によって示される。なお、（１），（２）式において、μはコア２５０の透磁率を示し、μ０はギャップにおける空気中の透磁率を示す。
【００２５】
Ｒ１≒（１／μ）・（ＬＮ１／Ｓ１）      …（１）
Ｒ２≒（１／μ）・２・（ＬＮ２／Ｓ２）＋１／μ０・（ｄ／Ｓ２）      …（２）
本実施例では、磁気結合型リアクトルの定数Ｓ１，ＬＮ１，Ｓ２，ＬＮ２，ｄは、（１），（２）式によるＲ２＞＞Ｒ１となるように設定される。
【００２６】
このように設定することにより、コイル巻線２４１の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４２と鎖交するとともに、コイル巻線２４２の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４１と鎖交するようになる。この結果、図１において、リアクトルＬ１およびＬ２でそれぞれ生じた起電力の反対方向の逆起電力が、リアクトルＬ２およびＬ１にそれぞれ発生するようになる。
【００２７】
なお、コア２５０の形状については、図２の例に限定されるものではなく、図１に記載した等価回路を構成可能である限り、任意とすることができる。たとえば、外脚部２５１ａ，２５１ｂにもギャップを設けてもよい。
【００２８】
再び図１を参照して、平滑コンデンサＣ１は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に接続される。そして、負荷２２０は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬと接続されたインバータ１４と、インバータ１４と接続された交流モータＭ１とを含む。
【００２９】
インバータ１４は、電源配線ＰＬ上の直流電力と、交流モータＭ１に入出力される交流電力との間の双方向の電力変換を行う。そして、交流モータＭ１は、インバータ１４によって入出力される交流電力により駆動されて、正または負のトルクを発生する。
【００３０】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に並列に設けられる。Ｕ相アーム１５はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から構成され、Ｖ相アーム１６はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から構成され、Ｕ相アーム１７はスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０から構成される。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０とそれぞれ逆並列にダイオードＤ５〜Ｄ１０が接続される。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７のそれぞれの中間ノードは、交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相およびＷ相の固定子巻線の一端と接続される。これらの固定子巻線の他端同士は中性点で接続される。
【００３１】
交流モータＭ１は、たとえば、モータジェネレータとして動作する、永久磁石型の同期電動機により構成される。交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等の電動車両の駆動輪の駆動トルクを発生するための駆動モータである。すなわち、モータ駆動装置２００は、代表的には、電動車両に搭載される。交流モータＭ１は、電動車両の回生制動時には、駆動力の回転力によって回生発電を行う。
【００３２】
あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行い得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００３３】
電圧センサ２０は、直流電源Ｂ１の出力電圧に相当する、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧ＶＬを検出する。電圧センサ２２は、電源配線ＰＬの電圧、すなわち、多相コンバータ１２の高圧側の直流電圧ＶＨを検出する。
【００３４】
電流センサ２４は、インバータ１４および交流モータＭ１の間を流れる各相のモータ電流ＭＣＲＴを検出する。なお、３相の相電流の瞬時値の和は常に零であるため、３相中の２相にのみ電流センサ２４を配置し、電流センサ２４が非配置の相のモータ電流については、演算によって求めることも可能である。電流センサ２５は、リアクトルＬ１を通過するリアクトル電流Ｉ１を検出し、電流センサ２６は、リアクトルＬ２を通過するリアクトル電流Ｉ２を検出する。電圧センサ２０，２２による検出値ＶＬ，ＶＨ、電流センサ２５，２６による検出値Ｉ１，Ｉ２および電流センサ２４による検出値ＭＣＲＴは、制御回路２１０へ入力される。
【００３５】
さらに、制御回路２１０には、温度センサ２７、パワーモードスイッチ２８、アクセルペダルポジションセンサ２９からの信号が入力される。
【００３６】
温度センサ２７は、多相コンバータ１２における磁気結合型リアクトルの温度ＴＬを検出して制御回路２１０に送信する。
【００３７】
パワーモードスイッチ２８は、モータ駆動装置２００のユーザがパワーモード（モータ駆動装置２００のシステム効率よりも交流モータＭ１の出力パワーを重視するモード）を選択する場合に操作される。パワーモードスイッチ２８は、ユーザがパワーモードを選択する操作を行なったか否かを検出し、検出結果をモード信号Ｍとして制御回路２１０に送信する。
【００３８】
アクセルペダルポジションセンサ２９は、ユーザによるアクセルペダルの踏み込み量を検出し、検出結果をアクセル信号Ａとして制御回路２１０に送信する。
【００３９】
制御回路２１０は、図示しないＣＰＵ（Central  Processing  Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic  Control  Unit）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００４０】
制御回路２１０は、上述した各センサから入力される信号と、交流モータＭ１の回転速度ＭＲＮおよびトルク指令値ＴＲとに基づいて、交流モータＭ１が動作指令に従って動作するように、多相コンバータ１２およびインバータ１４におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフ（スイッチング）を制御する。具体的には、制御回路２１０は、電源配線ＰＬの電圧を所望の電圧に制御するために、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のオンオフを制御する信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。さらに、制御回路２１０は、交流モータＭ１の出力トルクをトルク指令値ＴＲに従って制御するために、交流モータＭ１へ印加される擬似交流電圧の振幅および／または位相を制御するように、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフを制御する信号ＰＷＭＩを生成する。
【００４１】
チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、上アームのダイオードＤ１１，Ｄ２１による電流経路を用いて、低圧側の直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧ＶＨを電源配線ＰＬに発生することができる（力行時、Ｉ１＞０，Ｉ２＞０）。
【００４２】
反対に、チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、下アームのダイオードＤ１２，Ｄ２２による電流経路を用いて、高圧側の直流電圧ＶＨを降圧した直流電圧ＶＬにより直流電源Ｂ１を充電することができる（回生時、Ｉ１＜０，Ｉ２＜０）。
【００４３】
各チョッパ回路１３−１，１３−２では、力行時には上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１はオフ固定することも可能であり、回生時には下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオフ固定することも可能である。ただし、電流方向によって制御を切替えることなく回生および力行に連続的に対応するために、各スイッチング周期内で、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１および下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２を相補的にオンオフさせてもよい。
【００４４】
以下、本実施例では、スイッチング周期に対する下アームのスイッチング素子のオン期間の比率をデューティ比ＤＴと定義することとする。すなわち、上アーム素子のオン期間比は、（１．０−ＤＴ）で示される。チョッパ回路の一般的な特性から、このデューティ比ＤＴと各チョッパ回路１３−１，１３−２での電圧変換との関係は、下記（３）式によって示される。（３）式を変形することにより、高圧側の電圧ＶＨは、（４）式によって示される。
【００４５】
ＤＴ＝１．０−（ＶＬ／ＶＨ）      ・・・（３）
ＶＨ＝ＶＬ／（１．０−ＤＴ）      ・・・（４）
（３），（４）式より、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２がオフに固定（ＤＴ＝０．０）されるとＶＨ＝ＶＬとなり、デューティ比ＤＴを上昇させるのに従って電圧ＶＨが上昇することが理解される。すなわち、制御回路２１０は、チョッパ回路１３−１，１３−２におけるデューティ比ＤＴの制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することができる。このようなコンバータ制御の詳細については、後ほど詳細に説明する。
【００４６】
多相コンバータ１２を構成する２個のチョッパ回路１３−１，１３−２は、１８０（３６０／２）度、すなわちスイッチング周期に対して半周期分、位相をずらして動作する。したがって、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２の位相は、１８０度ずれている。
【００４７】
さらに、多相コンバータ１２では、磁気結合型リアクトルによって、チョッパ回路１３−１，１３−２間で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のリップル成分の影響が互いに打ち消し合うように作用する。したがって、図１の多相コンバータ１２におけるデューティ比に対するリップル電流の特性は、通常のチョッパ回路とは異なるものとなる。
【００４８】
図３は、多相コンバータ１２におけるデューティ比ＤＴに対するリップル電流の特性を示すグラフである。図３において、特性線１０２は、各チョッパ回路１３−１，１３−２におけるリアクトルＬ１，Ｌ２を通常の（磁気結合型でない）リアクトルで置換した通常のチョッパ回路における、デューティ比に対するリップル電流の特性をプロットしたものに相当する。通常のチョッパ回路では、下アームのスイッチング素子のオン期間が長くなるほど（ＤＴが大きくなるほど）、リアクトルへの蓄積エネルギおよび、下アームのスイッチング素子オフ時の電流変化が大きなものとなるので、リップル電流が単調に増加する。
【００４９】
これに対して、磁気結合型リアクトルを備えた多相コンバータ１２では、リアクトルＬ１，Ｌ２間で逆方向に起電力が作用し合うので、１８０度位相がずれたチョッパ回路１３−１，１３−２間で、下アームのスイッチング素子Ｑ１２およびＱ２２が相補にオンオフする状況で、リップル電流の抑制効果が最大となる。
【００５０】
そのため、多相コンバータ１２のデューティ比ＤＴに対するリップル電流の特性を示す特性線１０１では、ＤＴ＝Ｄ０（０．５近傍）でリップル電流の抑制効果が最大（リップル電流が極小）となる。そして、ＤＴ＜Ｄ０の範囲ではＤＴ＝Ｄａのときにリップル電流が極大となり、ＤＴ＞Ｄ０の範囲ではＤＴの増加に応じてリップル電流が単調に増加する。
【００５１】
一般的に、多相コンバータ１２の応答性（電源配線ＰＬの電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒ（後述）に追従させる速度）はリップル電流が大きいほど高くなる。したがって、多相コンバータ１２では、リップル電流が所定レベルよりも高い領域（図３に示す領域１１０あるいは領域１２０）に含まれる場合に、多相コンバータ１２の応答性が高くなる。
【００５２】
解析や動作実験等によって特性線１０１を予め求めておけば、デューティ比ＤＴを制御することによって、多相コンバータ１２のリップル電流を定量的に制御することができる。本発明の実施例による電源装置における多相コンバータ１２の制御では、この点に着目し、多相コンバータ１２の応答性を高める必要が生じた場合、リップル電流が所定レベルよりも高い領域（図３に示す領域１１０あるいは領域１２０）に含まれるようにデューティ比ＤＴを限定する（たとえば図３に示すＤａおよびＤｍａｘのいずれかに限定する）ことによって、多相コンバータ１２の応答性を高める。なお、図３に示すＤｍａｘは、多相コンバータ１２の最大昇圧電圧値ＶＨｍａｘに対応するデューティ比であって、Ｄｍａｘ＝１．０−（ＶＬ／ＶＨｍａｘ）である。
【００５３】
図４は、本発明の実施例による電源装置における多相コンバータ１２の制御の構成を説明する機能ブロック図である。図４に示した各ブロックによる機能は、制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現してもよく、当該機能を実現する電子回路（ハードウェア）を制御回路２１０に構成することによって実現してもよい。
【００５４】
図４を参照して、図１に示した制御回路２１０は、電圧指令設定部３００と、減算部３１０と、制御演算部３２０と、乗算部３２５と、電流制御部３３０，３３５と、変調部３５０，３５５とを有する。
【００５５】
電圧指令設定部３００は、電圧要求値ＶＨｓｙｓに従って電圧指令値ＶＨｒを設定する。電圧要求値ＶＨｓｙｓは、電源配線ＰＬの電圧ＶＨの要求値であって、たとえば外部ＥＣＵ（図示せず）から与えられる。電圧要求値ＶＨｓｙｓは、最大昇圧電圧値ＶＨｍａｘよりも小さい範囲で、ユーザの要求（たとえばモード信号Ｍやアクセル信号Ａ）や負荷２２０の動作状態（たとえば交流モータＭ１の回転速度ＭＲＮやトルク指令値ＴＲ）に応じて可変に設定される。電圧指令値ＶＨｒは、電源配線ＰＬの電圧ＶＨの制御目標値である。
【００５６】
電圧指令設定部３００は、第１設定部３０１と、第２設定部３０２と、選択部３０３とを含む。
【００５７】
第１設定部３０１は、電圧要求値ＶＨｓｙｓに従って、図３に示したリップル電流特性を考慮して、高速モード用の電圧指令値ＶＨｒ１を設定する。高速モード用の電圧指令値ＶＨｒ１とは、多相コンバータ１２の応答性を高める必要が生じた場合に用いられる電圧指令値ＶＨｒである。
【００５８】
第２設定部３０２は、電圧要求値ＶＨｓｙｓに従って、通常モード用の電圧指令値ＶＨｒ２を設定する。通常モード用の電圧指令値ＶＨｒ２とは、多相コンバータ１２の応答性を高める必要が生じていない場合に用いられる電圧指令値ＶＨｒである。
【００５９】
選択部３０３は、モード信号Ｍ、磁気結合型リアクトルの温度ＴＬに基づいて、高速モード用の電圧指令値ＶＨｒ１、通常モード用の電圧指令値ＶＨｒ２のいずれかの指令値を選択し、選択した指令値を電圧指令値ＶＨｒとして減算部３１０に出力する。
【００６０】
図５は、第１設定部３０１が電圧指令値ＶＨｒ１を設定する際に用いるマップである。なお、図５に示す「Ｖａ」は、図３に示したデューティ比Ｄａに対応する電圧値であって、Ｖａ＝ＶＬ／（１．０−Ｄａ）である。すなわち、ＶＨ＝ＶａのときにＤＴ＝Ｄａとなる。以下では「Ｖａ」を「基準電圧値Ｖａ」とも称する。なお、ＶＨｍａｘ＝ＶＬ／（１．０−Ｄｍａｘ）であり、ＶＨ＝ＶＨｍａｘのときには図３に示すデューティ比Ｄｍａｘとなる。
【００６１】
図５に示すように、第１設定部３０１は、電圧指令値ＶＨｒ１を、基準電圧値Ｖａ、最大昇圧電圧値ＶＨｍａｘのいずれかに設定する。より具体的には、電圧要求値ＶＨｓｙｓと基準電圧値Ｖａとを比較し、ＶＨｓｙｓ≦ＶａのときはＶＨｒ１＝Ｖａに設定し、ＶＨｓｙｓ＞ＶａのときはＶＨｒ１＝ＶＨｍａｘに設定する。
【００６２】
すなわち、第１設定部３０１は、電圧要求値ＶＨｓｙｓと基準電圧値Ｖａとの比較結果に応じて、電圧指令値ＶＨｒ１を基準電圧値Ｖａあるいは最大昇圧電圧値ＶＨｍａｘのいずれかの値に設定することによって、デューティ比ＤＴをＤａおよびＤｍａｘのいずれかに限定する。デューティ比ＤＴがＤａに限定されれば、リップル電流は図３に示す領域１１０に含まれるようになり、また、デューティ比ＤＴがＤｍａｘに限定されれば、リップル電流は図３に示す領域１２０に含まれるようになる。したがって、第１設定部３０１が設定した電圧指令値ＶＨｒ１を用いれば、リップル電流が所定レベルよりも高くなり、多相コンバータ１２の応答性が高くなる。
【００６３】
なお、電圧指令値ＶＨｒ１のハンチングを防止するために、電圧指令値ＶＨｒ１をＶａからＶＨｍａｘへ上昇させるときと、反対に、ＶＨｍａｘからＶａへ低下させるときとの間で、ヒステリシスを設けるようにしてもよい。
【００６４】
図６は、第２設定部３０２が電圧指令値ＶＨｒ２を設定する際に用いるマップである。図６に示すように、第２設定部３０２は、電圧ＶＬから最大昇圧電圧値ＶＨｍａｘの範囲で、電圧指令値ＶＨｒ２を電圧要求値ＶＨｓｙｓに応じた値となるように可変に設定する。より具体的には、ＶＨｓｙｓ≦ＶＬのときはＶＨｒ２＝ＶＬに設定し、ＶＨｓｙｓ＞ＶＬのときはＶＨｒ１＝ＶＨｓｙｓに設定する。したがって、第２設定部３０２が設定した電圧指令値ＶＨｒ２を用いれば、通常どおり電圧ＶＨを電圧要求値ＶＨｓｙｓに応じた値に制御することができる。
【００６５】
再び図４を参照して、減算部３１０は、電圧指令設定部３００によって設定された電圧指令値ＶＨｒから、電圧センサ２２によって検出された電圧ＶＨを減算することによって、電圧偏差ΔＶＨを算出する。制御演算部３２０は、代表的にはＰＩ制御（比例積分）演算に従って、電圧偏差ΔＶＨを零に近付けるように電流指令値Ｉｒを設定する。定性的には、ΔＶＨが増加（正方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは上昇し、ΔＶＨが減少（負方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは低下する。
【００６６】
乗算部３２５は、多相コンバータ１２全体での電流指令値Ｉｒに０．５を乗算することによって、各チョッパ回路１３−１，１３−２の電流指令値Ｉｒ♯を算出する（Ｉｒ♯＝Ｉｒ／２）。
【００６７】
電流制御部３３０は、電流センサ２５により検出されたリアクトル電流Ｉ１と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づく制御演算（ＰＩ制御演算等）に従って、デューティ指令値Ｉｄ１を設定する。同様に、電流制御部３３５は、電流センサ２６により検出されたリアクトル電流Ｉ２と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づく制御演算（ＰＩ制御演算等）従って、デューティ指令値Ｉｄ２を設定する。
【００６８】
デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２は、０．０≦Ｉｄ１，Ｉｄ２＜１．０の範囲で設定される。電流制御部３３０，３３５は、電流指令値Ｉｒ♯に対してリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を増加させるときにはデューティ比を上昇させる一方で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を減少させるときにはデューティ比を低下させるように、デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２を設定する。
【００６９】
変調部３５０は、所定周波数の三角波またはのこぎり波である搬送波ＣＷと、デューティ指令値Ｉｄ１との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−１を制御するための信号ＰＷＭ１を生成する。搬送波ＣＷの周波数は、チョッパ回路１３−１，１３−２のスイッチング周波数に相当する。また、搬送波ＣＷのピーク電圧は、デューティ指令値Ｉｄ１によって示されるデューティ比の０〜１．０の範囲と対応する。変調部３５０は、Ｉｄ１＞ＣＷの期間では下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオンし、ＣＷ＞Ｉｄ１の期間には、下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオフするように、信号ＰＷＭ１を生成する。
【００７０】
以上のように、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより低い場合には、下アームのデューティ比が増加する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が増加するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。反対に、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより高い場合には、下アームのデューティ比が減少する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が低下するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。
【００７１】
変調部３５５は、変調部３５０と同様の機能を有し、上記搬送波ＣＷの反転信号、すなわち、搬送波ＣＷから位相が１８０度ずれた信号と、デューティ指令値Ｉｄ２との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−２を制御するための信号ＰＷＭ２を生成する。これにより、チョッパ回路１３−１，１３−２では、スイッチング制御の位相を１８０度ずらした上で、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御するためのスイッチング制御（デューティ比制御）がそれぞれ独立に実行される。なお、上述のように、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２のオフ期間には、上アーム素子のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンしてもよい。
【００７２】
このように、図４に示す制御構成に従って、多相コンバータ１２では、並列接続された２つのチョッパ回路１３−１および１３−２が、電気角１８０°ずつ位相がずれるように動作するとともに、チョッパ回路１３−１，１３−２のそれぞれにおいて、電圧ＶＨを電圧指令ＶＨｒへ制御するためのリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の制御が独立に行なわれる。
【００７３】
すなわち図４の構成によれば、減算部３１０、制御演算部３２０、乗算部３２５および電流制御部３３０，３３５によって「デューティ制御部」が構成され、変調部３５０，３５５によって「スイッチング制御部」が構成される。
【００７４】
図７は、上述の電圧指令設定部３００における選択部３０３の機能を実現するための制御処理手順を示すフローチャートである。以下に示すフローチャートの各ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）は、基本的には制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現されるが、制御回路２１０に設けられた電子回路等によるハードウェア処理によって実現されてもよい。
【００７５】
Ｓ１０にて、制御回路２１０は、モード信号Ｍに基づいて、ユーザがパワーモードを選択する操作をしたか否かを判断する。制御回路２１０は、ユーザがパワーモードを選択する操作をした場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、多相コンバータ１２の応答性を高める必要があると判断して、処理をＳ２０に移す。そうでないと（Ｓ１０にてＮＯ）、多相コンバータ１２の応答性を高める必要がないと判断して、処理をＳ４０に移す。
【００７６】
Ｓ２０にて、制御回路２１０は、磁気結合型リアクトルの温度ＴＬが所定温度ＴＬ０よりも低いか否かを判断する。制御回路２１０は、温度ＴＬが所定温度ＴＬ０よりも低い場合（Ｓ２０にてＹＥＳ）、リップル電流を所定レベルよりも大きくしてもシステム効率を許容可能な範囲に維持できると判断して、処理をＳ３０に移す。そうでないと（Ｓ２０にてＮＯ）、リップル電流を所定レベルよりも大きくするとシステム効率を許容可能な範囲に維持できないと判断して、処理をＳ４０に移す。
【００７７】
Ｓ３０にて、制御回路２１０は、高速モードをオン（通常モードをオフ）する。すなわち、高速モード用の電圧指令値ＶＨｒ１を選択して減算部３１０に出力する。
【００７８】
Ｓ４０にて、制御回路２１０は、通常モードをオン（高速モードをオフ）する。すなわち、通常モード用の電圧指令値ＶＨｒ２を選択して減算部３１０に出力する。
【００７９】
以上のように、本実施例に従う制御回路２１０は、ユーザがパワーモードを選択したことに応じて、予め把握可能な多相コンバータ１２のリップル電流特性に従って、デューティ比がリップル電流が所定レベルよりも大きくなる値に限定されるように電圧指令値ＶＨｒを設定する。そのため、リップル電流を確実に所定レベルよりも大きくして、多相コンバータ１２の応答性を高めることができる。
【００８０】
なお、本実施例は、たとえば以下のように変更することも可能である。
上述の図５では電圧指令値ＶＨｒ１をＶａあるいはＶＨｍａｘに設定する場合を示したが、リップル電流が所定レベルよりも高くなる領域（図３の領域１１０あるいは領域１２０）に含まれるデューティ比ＤＴに限定されるのであれば、電圧指令値ＶＨｒ１を他の値に設定してもよい。
【００８１】
また、電圧指令値ＶＨｒ１を限定するのではなく、デューティ比ＤＴを直接的に限定することによって、リップル電流を所定レベルよりも高くなるように制御してもよい。
【００８２】
また、図４の第２設定部３０２および選択部３０３の機能、図７のＳ２０の処理は省略してもよい。この場合においても、多相コンバータ１２の応答性を高めることが可能である。
【００８３】
また、負荷２２０について、ハイブリッド自動車または電気自動車等に搭載される交流モータＭ１およびインバータ１４を例示したが、負荷２２０は特にこれらに限定されない。
【００８４】
また、図７では、ユーザによるパワーモードの選択操作に応じて多相コンバータ１２の応答性を高める必要があるか否かを判断したが、たとえばアクセル信号Ａに基づいて大きなパワー変動を予測し、その予測結果で多相コンバータ１２の応答性を高める必要があるか否かを判断するように変更してもよい。このような変更を加えた場合の制御回路２１０の制御処理手順を図８に示す。なお、図８に示したフローチャートの中で、前述の図７に示したフローチャートと同じ処理については同じステップ番号を付してある。それらについて処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは繰り返さない。
【００８５】
図８に示すように、Ｓ１１にて、制御回路２１０は、アクセル信号Ａを検出し、Ｓ１２にて、アクセル信号の変化量ΔＡを算出する。アクセル信号の変化量ΔＡは、前回のサイクルで検出したアクセル信号Ｂと今回のサイクルで検出したアクセル信号Ａとの差である（ΔＡ＝Ａ−Ｂ）。Ｓ１３にて、制御回路２１０は、今回のサイクルで検出したアクセル信号Ａをメモリに記憶する。このＳ１３の処理で記憶されたアクセル信号Ａが、次回のサイクルで「アクセル信号Ｂ」として変化量ΔＡの算出に用いられる。
【００８６】
Ｓ１４にて、制御回路２１０は、変化量ΔＡがしきい値ΔＡ０よりも大きいか否かを判断する。変化量ΔＡがしきい値ΔＡ０よりも大きい場合（Ｓ１４にてＹＥＳ）、大きなパワー変動が生じると予測し、多相コンバータ１２の応答性を高める必要があると判断して、処理をＳ２０に移して高速モードをオンする。そうでないと（Ｓ１４にてＮＯ）、大きなパワー変動は生じないと予測し、多相コンバータ１２の応答性を高める必要がないと判断して、処理をＳ４０に移して通常モードをオンする。
【００８７】
このようにすれば、ユーザによるアクセルペダル操作から大きなパワー変動を予測し、その予測結果で多相コンバータ１２の応答性を自動的に切り替えることができる。
【００８８】
今回開示された実施例はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００８９】
１２  多相コンバータ、１３−１，１３−２  チョッパ回路、１４  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、２０，２２  電圧センサ、２４，２５，２６  電流センサ、２７  温度センサ、２８  パワーモードスイッチ、２９  アクセルペダルポジションセンサ、１０１，１０２  特性線、１１０，１２０  領域、２００  モータ駆動装置、２１０  制御回路、２２０  負荷、２４１，２４２  コイル巻線、２５０  コア、２５１ａ，２５１ｂ  外脚部、２５２  中央脚部、２５３  ギャップ、３００  電圧指令設定部、３０１  第１設定部、３０２  第２設定部、３０３  選択部、３１０  減算部、３２０  制御演算部、３２５  乗算部、３３０，３３５  電流制御部、３５０，３５５  変調部、３５０  変調部、３５０，３５５  変調部、３５５  変調部、Ｂ１  直流電源、Ｃ０  平滑コンデンサ、Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２  ダイオード、ＧＬ  接地配線、Ｌ１，Ｌ２  リアクトル、Ｍ１  交流モータ、ＰＬ  電源配線、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２  スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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