(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサとを備えた交流電動機の制御装置において、
前記交流電動機の回転座標系における前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記センサ相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換と、該逆ｄｑ変換により算出した前記センサ相の電流推定値と前記電流センサで検出した前記センサ相の電流検出値とから求めた前記センサ相の電流推定誤差に基づいて前記ｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出するｄｑ変換と、該ｄｑ変換により算出した前記ｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を求める補正処理とを所定の演算周期で繰り返し実行する電流推定手段を備えていることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記電流推定手段は、前記ｄｑ変換の際に、前記センサ相の電流推定誤差を平滑化した値に基づいて前記ｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記交流電動機の通電を制御する制御手段を備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相に流れる電流を検出する電流センサとを備えた交流電動機の制御装置に関する発明である。
【背景技術】
【０００２】
近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流モータ（交流電動機）を搭載した電気自動車やハイブリッド車が注目されている。例えば、電気自動車においては、図９に示すように、二次電池等からなる直流電源１１と交流モータ１３とを、インバータ等で構成されたモータ制御装置６を介して接続し、直流電源１１の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータ１３を駆動するようにしたものがあり、ハイブリッド車においては、図１に示すように、二次電池等からなる直流電源１１と交流モータ１３Ａ，１３Ｂとを、インバータ等で構成されたモータ制御装置６を介して接続し、直流電源１１の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータ１３Ａ，１３Ｂを駆動するようにしたものがある。
【０００３】
このような電気自動車やハイブリッド車に搭載される交流モータの制御システムは、三相の交流モータの各相のうちの二相又は三相に流れる電流をそれぞれ検出するように二つ又は三つの電流センサを設け、これらの電流センサの出力（電流検出値）に基づいて交流モータを制御するようにしたものが主流であるが、一つの交流モータに対して二つ又は三つの電流センサを設ける必要があるため、インバータの三相出力端子近傍の小型化やモータ制御系統の低コスト化に対して弊害となっている。
【０００４】
交流モータの制御システムにおいて、電流センサの数を削減して低コスト化する技術としては、例えば、特許文献１（特開２００１−１４５３９８号公報）に記載されているように、交流モータの各相のうちの一相（例えばＵ相）に流れる電流を検出する一つの電流センサを設け、この電流センサで検出した一相（例えばＵ相）の電流検出値と他の二相（例えばＶ相とＷ相）の前回の電流推定値とに基づいて交流モータの回転座標系におけるｄ軸電流推定値（励磁分電流推定値）とｑ軸電流推定値（トルク分電流推定値）を算出し、これらのｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値をそれぞれ１次遅れフィルタにより平均化した値に基づいて他の二相（例えばＶ相とＷ相）の電流推定値を算出すると共に、この電流推定処理によって算出したｑ軸電流推定値（又はｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値の両方）を用いて交流モータを制御するようにしたものがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−１４５３９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記特許文献１の技術では、一つの交流モータに対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」によりインバータの小型化や低コスト化をすることが可能になるが、動作条件によって交流モータの電流推定精度を十分に確保できない可能性があり、それによって、出力トルクの精度が低下したり、電流制御が不安定になることによってトルク変動が発生したり、異常な電流又は電圧の発生による交流モータやインバータの故障などを招く可能性がある。特に、例えば前記電気自動車やハイブリッド車においては、停止から高速走行、駆動力を出さない状態から交流モータの定格トルクまであらゆる動作条件を取り得るため前記は大きな課題であり、また前記に当てはまらない機器においても電流推定精度の不足は解決すべき課題である。
【０００７】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、交流電動機の各相のうちの一相に流れる電流を検出する電流センサを備えたシステムにおいて、交流電動機の電流推定精度を向上させ、その結果出力トルクの精度の低下を防止し、電流制御を安定に実行することができる交流電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本出願人の研究によると、上記特許文献１の技術のように、電流センサで検出した一相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出し、これらのｄ軸及びｑ軸電流推定値を平滑化した値に基づいて他の二相の電流推定値を算出するシステムでは、交流電動機の電流周波数が極めて低い条件では高い精度で電流推定が可能だが、動作回転数を高くしていくと図８のように、ｄｑ平面上において位相が遅れる方向に、かつ電流絶対値が小さくなる方向に電流推定値がずれ、高回転ほど定常推定誤差が大きくなることが判明した（図８は、ｄ軸及びｑ軸電流値が一定の状態で、ｄ軸及びｑ軸電流推定値がゼロの初期状態から処理を開始してｄ軸及びｑ軸電流値を正しく推定できるかを調査した結果）。
【０００９】
本出願人は鋭意研究を重ねた結果、定常推定誤差が大きくなる要因が、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際に用いる二相の前回の電流推定値の持つ位相の遅れにあることを突き止めた。より詳しくは、交流電動機の回転角に同期した交流値である二相の電流推定値は、前回と今回の処理間に交流電動機が回転することによって回転角が変化し、今回検出された一相の電流検出値に対して変化した回転角分の位相の遅れを持っている。そのため、一相の電流検出値と、二相の前回の電流推定値とに基づいてｄｑ変換してｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際、一相の電流検出値と二相の電流推定値の位相の不整合により電流推定誤差を生じ、また解消されず、定常推定誤差を生じるということが判明した。
【００１０】
また、本出願人は上記研究の結果、さらに定常推定誤差が大きくなる要因として、上記特許文献１の技術のように、電流センサで検出した一相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出するｄｑ変換を実行し、そのｄ軸及びｑ軸電流推定値を平滑化する平滑化処理を実行し、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を平滑化した値に基づいて他の二相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換を実行する処理を所定の演算周期で繰り返し実行するシステムにおいては一回の演算タイミングにおいて、上記ｄｑ変換及び平滑化処理、逆ｄｑ変換において、合計１０回以上もの乗除算を実行する必要があり、この乗除算において発生する演算誤差が定常推定誤差になり得るということを見出した。上記演算誤差は本来問題となるレベルではないが、上記のシステムが、今回の演算タイミングにおける電流推定処理において前回の電流推定値を用いるという構造にあることで、前回の電流推定処理における上記乗除算において発生した演算誤差が持ち越され、今回の電流推定処理における上記乗除算において発生した演算誤差がさらに加算され累積することで増大し、無視できない大きさの定常推定誤差となることが判明した。これは、適切な丸め処理を施すことで軽減可能であるが原理上ゼロにはできない。
【００１１】
さらには、乗除算は加減算と比べて処理負荷が大きく、上記交流電動機の制御装置の処理能力を制限する要因の一つになってしまう。
そこで、請求項１に係る発明は、三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサとを備えた交流電動機の制御装置において、交流電動機の回転座標系における前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいてセンサ相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換と、該逆ｄｑ変換により算出したセンサ相の電流推定値と電流センサで検出したセンサ相の電流検出値とから求めたセンサ相の電流推定誤差に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出するｄｑ変換と、該ｄｑ変換により算出したｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を求める補正処理とを所定の演算周期で繰り返し実行する電流推定手段を備えた構成としたものである。
【００１２】
この構成では、今回の演算タイミングにおいて用いる前回の推定値を、二相の電流推定値ではなく、ｄ軸及びｑ軸電流推定値とした。前記発生する位相遅れは、二相の電流推定値が交流電動機の回転角に同期し、常に変化する交流値であるが故に生じるものであり、その交流値を回転角に基づいて回転角の要素を取り除き直流値に変換するｄｑ変換によって得たｄ軸及びｑ軸電流推定値は直流値であり、前回と今回の処理間に交流電動機が回転することによって回転角に変化が生じても、位相の遅れといった不具合は生じない。さらには、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値を逆ｄｑ変換することにより算出されるセンサ相の電流推定値は、今回の回転角情報に基づいて算出されるため、今回の演算タイミングにおいて電流センサで検出したセンサ相の電流検出値と位相が合致しており、センサ相の電流検出値と電流推定値の位相の不整合により電流推定誤差を生じ、また解消されず、定常推定誤差を生じるというようなことは起こり得ない。これにより、センサ相の電流検出値に対する他の相の電流推定値の位相遅れによる定常推定誤差の発生を防止することができるため、ｄ軸及びｑ軸電流推定値の推定精度を高めることができ、一つの交流電動機に対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」によりインバータの小型化や低コスト化の要求を満たしながら、交流電動機の電流推定精度を向上させることができる。
【００１３】
しかも、上記特許文献１の技術においては、電流センサで検出した一相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値の計三相に基づいてｄｑ変換を行い、さらにｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて二相の電流推定値を求めていたが、この構成では、センサ相成分のみのｄｑ変換及び逆ｄｑ変換のみとすることで乗算回数を減らすことができ、その分、制御回路の演算負荷を低減することができると共に、乗算に伴う演算誤差の影響を減少させて電流推定精度をさらに高めることができる。
【００１４】
また、請求項２のように、ｄｑ変換の際に、センサ相の電流推定誤差にゲインを乗じた値に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出するようにしても良い。このようにすれば、ｄ軸及びｑ軸電流補正値の急変動を抑制して、ｄ軸及びｑ軸電流推定値の急変動を抑制するための、ｄ軸及びｑ軸電流推定値に対する平滑化処理を含む場合には、等価的にセンサ相の電流推定誤差にゲインを乗じる処理に簡略化でき、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を平滑化するのに乗算を２回行う必要があったものが、センサ相の電流推定誤差にゲインを乗じる１回に減らすことができ、処理負荷及び演算誤差をさらに軽減することができる。
【００１５】
また、請求項３のように、ｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて交流電動機の通電を制御するようにしても良い。本発明は、ｄ軸及びｑ軸電流推定値の推定精度を向上させることができるため、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を用いて交流電動機の通電を制御することで、交流電動機の出力トルクの精度の低下を防止し、電流制御を安定に実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は本発明の一実施例におけるハイブリッド車の駆動システムの概略構成を示す図である。
【図２】図２は交流モータ制御システムの概略構成図である。
【図３】図３は交流モータの電流フィードバック制御を説明するブロック図である。
【図４】図４は電流推定部の構成を示すブロック図である。
【図５】図５は電流推定ルーチンの処理の流れを示すフローチャートである。
【図６】図６は本実施例の電流推定によるｄ軸及びｑ軸電流推定値の挙動を示す図である。
【図７】図７は比較例の電流推定を説明するブロック図である。
【図８】図８は比較例の電流推定によるｄ軸及びｑ軸電流推定値の挙動を示す図である。
【図９】図９は他の実施例における電気自動車の駆動システムの概略構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明を実施するための形態を、例えば、交流モータと内燃機関（エンジン）を動力源とするハイブリッド車に適用して具体化した一実施例を説明する。
【００１８】
まず、図１に基づいてハイブリッド車の駆動システムの概略構成を説明する。内燃機関であるエンジン１と第１の交流モータ１３Ａと第２の交流モータ１３Ｂが搭載され、主にエンジン１の出力に対して第１の交流モータ１３Ａを駆動させることで第２の交流モータ１３Ｂの回転軸に伝達される駆動力と第２の交流モータ１３Ｂの駆動力で車輪２を駆動する。エンジン１のクランク軸と第１の交流モータ１３Ａの回転軸と第２の交流モータ１３Ｂの回転軸とが動力分割機構３（例えば遊星ギヤ機構）を介して連結され、第２の交流モータ１３Ｂの回転軸が差動減速ギヤ４を介して車軸５に連結されている。交流モータ１３Ａ，１３Ｂは、インバータ１２（図２参照）やモータ制御回路１６（図２参照）等で構成されたモータ制御装置６を介して二次電池等からなる直流電源１１に接続され、このモータ制御装置６を介して直流電源１１と電力を授受するようになっている。
【００１９】
駆動力演算回路７は、ハイブリッド車全体を総合的に制御するコンピュータ等で構成され、アクセルセンサ（図示せず）で検出したアクセル信号、ブレーキスイッチ（図示せず）で検出したブレーキ信号、シフトスイッチ（図示せず）で検出したシフト信号等の各種のセンサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。この駆動力演算回路７は、エンジン１の運転を制御するエンジン制御回路（図示せず）や、交流モータ１３Ａ，１３Ｂの運転を制御するモータ制御回路１６（図２参照）との間で制御信号やデータ信号等を送受信し、車両の運転状態に応じて駆動力要求値を出力してエンジン１や交流モータ１３Ａ，１３Ｂの駆動力を制御する。
【００２０】
次に、図２に基づいてハイブリッド車に搭載される交流モータ制御システムの概略構成を説明する。尚、２つの交流モータ１３Ａ，１３Ｂの制御システムは、実質的に同一構成であるため、「交流モータ１３」と表記して、１つの交流モータ１３の制御システムについて説明する。
【００２１】
二次電池等からなる直流電源１１には、電圧制御型の三相のインバータ１２が接続され、このインバータ１２で交流モータ１３（交流電動機）が駆動される。尚、直流電源１１に昇圧コンバータ等を介してインバータ１２を接続した構成としても良い。
【００２２】
交流モータ１３は、三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内蔵されたものであり、ロータの回転位置（回転角）を検出するロータ回転位置センサ１４が搭載されている。また、交流モータ１３の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサ１５が一つのみ設けられている。本実施例では、センサ相としてＷ相に流れる電流を電流センサ１５で検出する。尚、交流モータ１３は、永久磁石式同期モータに限定されず、例えば、誘導モータやその他の同期モータであっても良い。
【００２３】
インバータ１２は、モータ制御回路１６（制御手段）から出力される三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに基づいて、直流電圧を三相の交流電圧Ｕ，Ｖ，Ｗに変換して交流モータ１３を駆動する。
【００２４】
モータ制御回路１６は、交流モータ１３の出力トルクが目標トルク（トルク指令値）となるようにインバータ１２を制御して交流モータ１３に印加する交流電圧を調整するトルク制御を実行する。本実施例では、トルク指令値に基づいた電流指令値と、電流センサ１５の出力に基づいた電流推定値との偏差が小さくなるように交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御する電流Ｆ／Ｂ制御を次のようにして実行する。ここで、「Ｆ／Ｂ」は「フィードバック」を意味する（以下、同様）。
【００２５】
図３に示すように、モータ制御回路１６は、トルク指令値ｔrq* に基づいて、交流モータ１３のロータ回転座標として設定された回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における指令電流ベクトル（ｄ軸電流指令値ｉd*，ｑ軸電流指令値ｉq*）をマップ又は数式等により演算する。
【００２６】
また、ロータ回転位置センサ１４で検出した交流モータ１３のロータ回転位置ｍθ（回転角）に基づいて電気角ｅθを演算すると共に、後述する電流推定部１７（電流推定手段）により、電流センサ１５で検出した交流モータ１３のセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と、交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて、回転座標系における推定電流ベクトル（ｄ軸電流推定値ｉd.est ，ｑ軸電流推定値ｉq.est ）を演算する。
【００２７】
この後、ｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流推定値ｉd.est との偏差Δｉd が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸電圧指令値Ｖd を演算すると共に、ｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流推定値ｉq.est との偏差Δｉq が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸電圧指令値Ｖq を演算して、指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）を求める。
【００２８】
この指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）と、交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて、三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を演算した後、これらの三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を、例えば正弦波ＰＷＭ制御方式等で三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに変換し、これらの三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬをインバータ１２に出力する。これにより、トルク指令値に基づいた電流指令値ｉd*，ｉq*と、電流センサ１５の出力に基づいた電流推定値ｉd.est ，ｉq.est との偏差が小さくなるように交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御する電流Ｆ／Ｂ制御を実行する。
【００２９】
ところで、交流モータ１３の電流を推定する場合に、図７に示す比較例のように、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出するｄｑ変換と、このｄｑ変換により算出したｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est をＬＰＦ処理（例えば、なまし処理や一次遅れ処理等）により平滑化した値に基づいて他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する逆ｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返し実行するシステムでは、電流周波数（交流モータ１３のモータ回転速度）が極めて低い条件では高い精度で電流推定が可能だが、電流周波数を高くしていくと図８のように、ｄｑ平面上において位相が遅れる方向に、かつ電流絶対値が小さくなる方向に電流推定値がずれ、定常推定誤差が大きくなることが判明した。尚、上記の「ＬＰＦ」は「ローパスフィルタ」を意味する（以下、同様）。
【００３０】
本出願人は鋭意研究を重ねた結果、定常推定誤差が大きくなる要因が、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出する際に用いる二相の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の持つ位相の遅れにあることを突き止めた。より詳しくは、交流モータ１３の電気角ｅθに同期した交流値である二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est は、前回と今回の処理間に交流モータ１３が回転することによって電気角ｅθが変化するため、今回検出された電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns に対して、変化した電気角分の位相の遅れを持っている。そのため、センサ相の電流検出値ｉw.sns と、他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est とに基づいてｄｑ変換してｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出する際、センサ相の電流検出値ｉw.sns と、他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の電流推定値の位相の不整合により電流推定誤差が解消されず定常推定誤差となり、電流推定精度を低下させることが判明した。
【００３１】
また、本出願人は上記研究の結果、さらに定常推定誤差が大きくなる要因として、図７に示す比較例のように、電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値ｉw.sns と他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出するｄｑ変換を実行し、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を平滑化する平滑化処理を実行し、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を平滑化した値に基づいてセンサ相以外の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する逆ｄｑ変換を実行する処理を所定の演算周期で繰り返し実行するシステムにおいては一回の演算タイミングにおいて、上記ｄｑ変換の際に６回、上記平滑化処理の際に２回、上記逆ｄｑ変換において４回、合計１２回もの乗除算を実行する必要があり、この乗除算において発生する演算誤差が定常推定誤差になり得るということを見出した。上記演算誤差は本来問題となるレベルではないが、上記のシステムが、今回の演算タイミングにおける電流推定処理において前回の電流推定値を用いるという構造にあることで、前回の電流推定処理における上記乗除算において発生した演算誤差が持ち越され、今回の電流推定処理における上記乗除算において発生した演算誤差がさらに加算され累積することで増大し、無視できない大きさの定常推定誤差となることが判明した。これは、適切な丸め処理を施すことで軽減可能であるが原理上ゼロにはできない。
【００３２】
そこで、本実施例ではまず、図４に示すように、定常推定誤差を解消するため、今回の演算タイミングにおいて、交流値である二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の前回の値を用いて電流推定処理を実行するのではなく、交流値である電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値ｉw.sns と他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est から電気角ｅθに基づいてｄｑ変換し、電気角ｅθに同期する位相成分を除去した直流値であるｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf の前回の値に基づいて電流推定処理を実行するようにした。
【００３３】
また、本実施例では、乗除算処理における演算誤差に起因する定常推定誤差を解消するため、ｄｑ変換及び逆ｄｑ変換を用いた電流推定の仕様を見直して次のように変更することにした。
図７に示す電流推定処理におけるｄｑ変換と逆ｄｑ変換は、それぞれ下記の（１）式と（２）式で表現することができる。
【００３４】
【数１】
0005527629.tif 000002
【００３５】
また、センサ相の電流推定値ｉw.est(n)と電流検出値ｉw.sns(n)との差をセンサ相の電流推定誤差Δｉw(n)とすると、下記の（３）式を得ることができる。
Δｉw(n)＝ｉw.est(n)−ｉw.sns(n)
ｉw.sns(n)＝ｉw.est(n)−Δｉw(n)    …（３）
上記（１）式に上記（３）式を代入することで下記の（４）式を得ることができる。
【００３６】
【数２】
0005527629.tif 000003
【００３７】
ここで、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）は、例えば下記のような一次なまし処理に置き換えられる。Ｋsmはなまし係数であり、ＬＰＦの時定数によって決まる１以上の設計値である。
ｉd.lpf(n)＝ｉd.lpf(n-1)＋（ｉd.est(n)−ｉd.lpf(n-1)）／Ｋsm
【００３８】
上記一次なまし関数は右辺第２項の前回値からの偏差分をなまし係数Ｋsmで除すことで変化量を抑え、平滑化するものである。上記（４）式において前回値からの偏差分は右辺第２項のセンサ相（Ｗ相）推定誤差に基づく値であるから、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est に対して一次なまし処理を実行することは、上記（４）式の変化量である右辺第２項をなまし係数Ｋsmで除すことと等価である。
すなわち、ＬＰＦを含めた電流推定処理は下記の（５）式に変形することができる。
【００３９】
【数３】
0005527629.tif 000004
【００４０】
ここで、θw(n)は今回のセンサ相（Ｗ相）の位相（例えばｅθ＋１２０°）である。
また、センサ相の電流推定値ｉw.est(n)は下記の（６）式で表現することができ、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est に基づくセンサ相のみの逆ｄｑ変換の値である。
【００４１】
【数４】
0005527629.tif 000005
【００４２】
これらの点に着目して、本実施例では、図４に示すように、電流推定部１７により、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいてセンサ相（Ｗ相）の電流推定値ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換と、この逆ｄｑ変換により算出したセンサ相（Ｗ相）の電流推定値ｉw.est と電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns とから求めたセンサ相（Ｗ相）の電流推定誤差Δｉw にゲイン（１／Ｋsm＜１）を乗じた値Δｉw.k に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するｄｑ変換と、このｄｑ変換により算出したｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を求める補正処理とを所定の演算周期Ｔで繰り返し実行するようにしている。
【００４３】
この構成では、交流値ではなく直流値であるｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf の前回の電流推定値に基づいて今回の電流推定処理を実行するため、前回と今回の処理間に交流モータ１３が回転することによって電気角ｅθが変化しても前記位相の遅れといった不具合は発生しない。さらには、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf のを逆ｄｑ変換により算出するセンサ相の電流推定値ｉw.est は今回の電気角ｅθに基づいて算出されるため、今回演算タイミングにおいて電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値ｉw.sns と位相が合致しており、センサ相の電流検出値と他の二相の電流推定値の位相の不整合により電流推定誤差を生じ、また解消されず、定常推定誤差を生じることは起こり得ない。
【００４４】
しかも、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいてセンサ相の電流推定値ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換を実行する際に乗算を２回行い、センサ相の電流推定誤差Δｉw にゲイン１／Ｋsmを乗じてΔｉw.k を算出する際に乗算を１回行い、ゲインを乗じた後のセンサ相の電流推定誤差Δｉw.k に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するｄｑ変換の際に乗算を２回行うだけで良いため、合計５回の乗算でよく、図７に示す比較例で必要な１２回と比較すると半分以下に削減できる。
【００４５】
このとき、ＬＰＦを等価的にセンサ相の電流推定誤差Δｉw にゲイン１／Ｋsmを乗じる処理に変換し、本来乗算が２回必要なものを、ゲインを乗じる１回に削減しており、全体の乗算回数の削減に寄与している。なお、図４に示すようにＬＰＦ処理前のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est に相当する値は演算途中においても現れない。従って必要な場合は、ゲインを乗じる前の（Ｋsm＝１と等価）センサ相の電流推定誤差Δｉw に基づいて算出したｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を用いて補正すればよい。
【００４６】
以上説明した本実施例の電流推定は、モータ制御回路１６によって図５の電流推定ルーチンに従って実行される。以下、この電流推定ルーチンの処理内容を説明する。
図５に示す電流推定ルーチンは、モータ制御回路１６の電源オン期間中に所定の演算周期Ｔで繰り返し実行される。本ルーチンが起動されると、まず、ステップ１０１で、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns を読み込んだ後、ステップ１０２に進み、ロータ回転位置センサ１４で検出した交流モータ１３のロータ回転位置ｍθから求めた電気角ｅθを読み込む。
【００４７】
この後、ステップ１０３に進み、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を読み込む。尚、モータ制御回路１６の電源オフ中はインバータ１２がシャットダウン状態であるため、モータ制御回路１６の電源オン直後で本ルーチンの初回の起動時には、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf をそれぞれ「０」にする（つまり、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf の初期値をそれぞれ「０」にする）。
【００４８】
この後、ステップ１０４に進み、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいて、センサ相（Ｗ相）の電流推定値ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換を実行する。この逆ｄｑ変換では、センサ相（Ｗ相）の電流推定値ｉw.est を求める。
【００４９】
この後、ステップ１０５に進み、センサ相（Ｗ相）の電流推定値ｉw.est と電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns との差をセンサ相（Ｗ相）の電流推定誤差Δｉw として算出する。
【００５０】
この後、ステップ１０６に進み、センサ相の電流推定誤差Δｉw にゲイン１／Ｋsmを乗じてΔｉw.k を算出した後、ステップ１０７に進み、ゲインを乗じた後のセンサ相の電流推定誤差Δｉw.k に基づいて、ｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するｄｑ変換を実行する。このｄｑ変換ではｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を求める。
【００５１】
この後、ステップ１０８に進み、ｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を求める補正処理を実行する。
【００５２】
この後、ステップ１０９に進み、今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を出力する。出力されたｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf は、例えば、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est として、前述した電流Ｆ／Ｂ制御等に用いられる。
【００５３】
この後、ステップ１１０に進み、今回のｄ軸電流推定値ｉd.lpf とｑ軸電流推定値ｉq.lpf をバッファ（記憶領域）に保存（記憶）して、本ルーチンを終了する。これらのｄ軸及びｑ軸電流推定値は、次回の本ルーチンの実行時（次回の電流推定処理の実行時）に、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値として用いられる。
【００５４】
以上説明した本実施例では、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいてセンサ相（Ｗ相）の電流推定値ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換と、この逆ｄｑ変換により算出したセンサ相（Ｗ相）の電流推定値ｉw.est と電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns とから求めたセンサ相の電流推定誤差Δｉw にゲイン１／Ｋsmを乗じた値Δｉw.k に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するｄｑ変換と、このｄｑ変換により算出したｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を用いて前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を補正して今回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を求める補正処理とを所定の演算周期Ｔで繰り返し実行する。
【００５５】
このようにすれば、交流値ではなく直流値であるｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est の前回の電流推定値に基づいて今回の電流推定処理を実行するため、前回と今回の処理間に交流モータ１３が回転することによって電気角ｅθが変化しても前記位相の遅れといった不具合は発生しない。さらには、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf のを逆ｄｑ変換により算出するセンサ相の電流推定値ｉw.est は今回の電気角ｅθに基づいて算出されるため、今回演算タイミングにおいて電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値ｉw.sns と位相が合致しており、センサ相の電流検出値と電流推定値の位相の不整合により電流推定誤差を生じ、また解消されず、定常推定誤差を生じることは起こり得ない。
【００５６】
しかも、前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf に基づいてセンサ相の電流推定値ｉw.est を算出する逆ｄｑ変換を実行する際に乗算を２回行い、センサ相の電流推定誤差Δｉw にゲイン１／Ｋsmを乗じてΔｉw.k を算出する際に乗算を１回行い、ゲインを乗じた後のセンサ相の電流推定誤差Δｉw.k に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するｄｑ変換の際に乗算を２回行うだけで良いため、合計５回の乗算でよく、図７に示す比較例で必要な１２回と比較すると半分以下に削減できて、ｄ軸及びｑ軸電流推定値の推定精度を高めることができ、一つの交流モータ１３に対して一つの電流センサ１５を設ける「電流センサの一相化」によりインバータの小型化や低コスト化の要求を満たしながら、交流モータ１３の電流推定精度を向上させることができる。
【００５７】
また、本実施例では、ｄｑ変換の際に、センサ相の電流推定誤差Δｉw にゲイン１／Ｋsmを乗じた値Δｉw.k に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するようにしたので、ｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr の急変動を抑制して、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf の急変動を抑制することができる。尚、Ｋsmはなまし係数であり、ＬＰＦの時定数が所定の演算周期Ｔ×Ｋsmとなるような１以上の設計値である。Ｋsmが１であることはＬＰＦを使用しないことと等価である。
【００５８】
また、本実施例では、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を精度良く算出することができ、このｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を用いて交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御するようにしたので、交流モータ１３の出力トルクの精度の低下を防止し、電流Ｆ／Ｂ制御を安定に実行することができる。
【００５９】
また、本実施例では、一相のセンサ相の電流検出値に基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を直接推定し、これを用いて交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御するようにしたので、二つ以上の電流センサの電流検出値を用いたときの、二つ以上の電流センサ間のゲイン誤差による出力トルクの電気二次変動（ｄ軸及びｑ軸電流値が電気二次の周波数で変動することによる）の発生を原理上、根本的に解消することができる。
【００６０】
以上のように本発明は、「電流センサ１相化」における電流推定精度の不足によって生じる推定誤差を軽減することができ、誤差を持つ電流推定値に基づいて交流モータを制御した場合に生じるトルク変動（三相電流の直流成分による電気一次変動等）を軽減できることによって、この「電流センサ１相化」を適用した交流モータ制御システムを搭載した機器の振動が軽減される。従って特に、乗員の乗り心地、運転性能が重視される車載用モータにおいて、より適した効能が得られる。
【００６１】
尚、上記実施例では、（１）ゲインを乗じた後のセンサ相の電流推定誤差Δｉw.k をｄｑ変換して求めたｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いて、ＬＰＦ処理後と等価なｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を求め、このＬＰＦ処理後と等価なｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を、電流Ｆ／Ｂ制御に用いると共に、次回の演算タイミングで前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf として使用するようにしたが、これに限定されず、適宜変更しても良い。
【００６２】
例えば、（２）ＬＰＦ処理を省略して、センサ相の電流推定誤差Δｉw をｄｑ変換して求めたｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いて、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を求め、このｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を、電流Ｆ／Ｂ制御に用いると共に、次回の演算タイミングで前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est として使用するようにしても良い。
【００６３】
或は、（３）ゲインを乗じた後のセンサ相の電流推定誤差Δｉw.k をｄｑ変換して求めたｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いて、ＬＰＦ処理後と等価なｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を求め、このＬＰＦ処理後と等価なｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を次回の演算タイミングで前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf として使用すると共に、センサ相の電流推定誤差Δｉw をｄｑ変換して求めたｄ軸及びｑ軸電流補正値を用いて、ＬＰＦ処理前のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を求め、このＬＰＦ処理前のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を電流Ｆ／Ｂ制御に用いるようにしても良い。
【００６４】
（１），（３）のように、ＬＰＦ処理後と等価なｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を次回の演算タイミングで前回のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf として使用する場合、ｄ軸及びｑ軸電流推定値の急変を防止して、安定性を高めることができるという利点がある。
【００６５】
（２），（３）のように、ＬＰＦ処理前のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を電流Ｆ／Ｂ制御に用いる場合、電流Ｆ／Ｂ制御にセンサ値の情報を多く反映することができ、制御性を向上させることができるという利点がある。
【００６６】
また、（３）の場合、２つのｄｑ変換（ゲインを乗じた後のセンサ相の電流推定誤差Δｉw.k に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出するｄｑ変換と、センサ相の電流推定誤差Δｉw に基づいてｄ軸及びｑ軸電流補正値を算出するｄｑ変換）を行う必要が有るが、図７に示す比較例に比べて、逆ｄｑ変換及びｄｑ変換における乗算回数を少なくすることができ、モータ制御回路１６の演算負荷を低減することができる。しかも、ＬＰＦ処理前のｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est は、電流Ｆ／Ｂ制御に用いるだけで次回の演算には使用しないため、演算誤差の蓄積は発生せず、演算精度が悪化することはない。      
【００６７】
また、上記実施例では、比較例におけるＬＰＦを一次なまし処理とし、その等価変換としてセンサ相の電流推定誤差Δｉw にゲイン１／Ｋsmを乗じた値に基づいてｄｑ変換してｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr を算出するようにしたが、比較例におけるＬＰＦが一次なまし処理以外であった場合も、係数ＫsmをＬＰＦの時定数に基づいて決定すれば同様にほぼ等価な変換が可能である。係数Ｋsmを定数でなく変数とし、ｄ軸及びｑ軸電流補正値ｉd.crr ，ｉq.crr の演算自由度を増すことで、様々なＬＰＦを等価変換することが可能である。ただし、処理を簡略化し、演算誤差及び処理負荷を軽減するのが本実施例の狙いであり、上記実施例のような形態がより好適である。
【００６８】
また、上記実施例では、センサ相の電流推定値と電流検出値との差をセンサ相の電流推定誤差として算出するようにしたが、これに限定されず、例えば、センサ相の電流推定値と電流検出値との比をセンサ相の電流推定誤差として算出するようにしても良い。
【００６９】
また、上記実施例では、センサ相としてＷ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としたが、これに限定されず、センサ相としてＵ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としたり、或は、センサ相としてＶ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としても良い。
【００７０】
また、本発明は、図９に示されるような電気自動車の駆動システムにも採用をすることができる。詳細には、電気自動車の駆動システムでは、交流モータ１３が搭載され、交流モータ１３の駆動力で車輪２を駆動する。交流モータ１３は、インバータ１２（図２参照）やモータ制御回路１６（図２参照）等で構成されたモータ制御装置６を介して二次電池等からなる直流電源１１に接続され、このモータ制御装置６を介して直流電源１１と電力を授受ずるようになっている。
【００７１】
駆動力演算回路７は、電気自動車全体を総合的に制御するコンピュータ等で構成され、アクセルセンサ（図示せず）で検出したアクセル信号、ブレーキスイッチ（図示せず）で検出したブレーキ信号、シフトスイッチ（図示せず）で検出したシフト信号等の各種のセンサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。この駆動力演算回路７は、交流モータ１３の運転を制御するモータ制御回路１６（図２参照）との間で制御信号やデータ信号等を送受信し、車両の運転状態に応じて駆動力要求値を出力して交流モータ１３の駆動力を制御する。
【００７２】
このような電気自動車の駆動システムに本願発明を適用しても、上述と同様に一つの交流電動機に対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」により低コスト化の要求を満たしながら、交流電動機の電流推定精度を向上させることができる。
【００７３】
さらにまた、上記実施例では、インバータと交流モータを一組のみ設けたシステムに本発明を適用したが、これに限定されず、図１のようなハイブリッドシステムや、その他のインバータと交流モータを二組以上設けたシステムに本発明を適用しても良い。
【００７４】
その他、本発明は、上述するような電気自動車やハイブリッド車に搭載される交流モータの制御装置に限定されず、電気自動車やハイブリッド車以外の交流モータの制御装置にも適用可能である。
【符号の説明】
【００７５】
１１…直流電源、１２…インバータ、１３…交流モータ（交流電動機）、１４…ロータ回転位置センサ、１５…電流センサ、１６…モータ制御回路（制御手段）、１７…電流推定部（電流推定手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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