(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高輝度放電ランプを動作させるランプ駆動回路であって：
−  供給電圧を受け取る供給電圧端子；
−  前記供給電圧端子へ結合されるインバータ回路；及び
−  供給電流を受け取るよう前記インバータ回路へ結合される出力回路；
を有し、
前記インバータ回路は：
−  整流周波数で交互に動作するよう構成され且つ夫々スイッチング周波数で動作するよう構成される少なくとも２つのスイッチングデバイスを有し、整流電圧を生成する整流回路；及び
−  前記整流回路へ結合され、インバータ共振回路のノードにおいて前記供給電流を生成するよう前記整流電圧を受け取るインバータ共振回路；
を有し、
前記出力回路は：
−  前記ランプを定常状態で駆動する場合に、前記ランプを点灯させる点灯電圧を生成し、且つ、整流周波数出力電流を生成するために前記供給電流においてスイッチング周波数リップルを小さくする出力共振回路；及び
−  前記出力電流を前記ランプへ供給する出力端子の組；
を有し、
前記スイッチング周波数は、点灯モードの間は前記整流周波数に略等しく、定常状態モードの間は前記整流周波数よりも高く、
前記インバータ回路は、前記インバータ共振回路へ結合され、前記インバータ共振回路の前記ノードでの電圧を所定の最大電圧レベルへ制限するクランピング回路を更に有する、ランプ駆動回路。
【請求項２】
前記少なくとも２つのスイッチングデバイスは、デュアルＭＯＳＦＥＴモードで動作する２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタを有する、請求項１記載のランプ駆動回路。
【請求項３】
電流検知装置は、フリーホイール電流が逆方向に流れる場合に、ＭＯＳＦＥＴを導通状態とするために前記インバータ共振回路の前記ノードに設けられる、請求項２記載のランプ駆動回路。
【請求項４】
前記インバータ共振回路は、直列に接続され且つ前記整流回路の出力へ結合されるインバータインダクタンス及びインバータキャパシタンスを有する、請求項１記載のランプ駆動回路。
【請求項５】
前記クランピング回路は、前記インバータ共振回路の前記ノードへ接続されるクランピングダイオードを有する、請求項１記載のランプ駆動回路。
【請求項６】
前記クランピング回路は、前記インバータ共振回路の前記インバータキャパシタンスへ並列に接続されるクランピングダイオードを有する、請求項４記載のランプ駆動回路。
【請求項７】
前記出力共振回路は、直列に接続され且つ前記インバータ回路の出力へ結合される出力インダクタンス及び出力キャパシタンスを有する、請求項１記載のランプ駆動回路。
【請求項８】
前記出力インダクタンスは、前記インバータ回路の出力と前記出力端子の組の１つの端子との間に接続される、請求項７記載のランプ駆動回路。
【請求項９】
前記出力キャパシタンスは、前記出力インダクタンスの端子へ接続される出力キャパシタを有する、請求項７又は８記載のランプ駆動回路。
【請求項１０】
前記出力インダクタンスは第３及び第４のインダクタを有し、
前記第３のインダクタは第１の出力端子へ接続され、前記第４のインダクタは第２の出力端子へ接続され、これにより、点灯の間に、交流高電圧が前記第１の出力端子で生成され、反対の極性を有する交流高電圧が前記第２の出力端子で生成される、請求項７記載のランプ駆動回路。
【請求項１１】
前記第３のインダクタ及び前記第４のインダクタは磁気結合される、請求項１０記載のランプ駆動回路。
【請求項１２】
前記出力キャパシタンスは、前記出力端子の組に並列に接続される、請求項１１記載のランプ駆動回路。
【請求項１３】
前記ランプ駆動回路は、前記整流周波数で交互に前記スイッチングデバイスの１つがアクティブであって且つ前記スイッチングデバイスの他の１つがインアクティブであり、前記アクティブなスイッチングデバイスが前記スイッチング周波数で切り替わるように、前記高周波スイッチングデバイスを制御する制御装置を有する、請求項１記載のランプ駆動回路。
【請求項１４】
前記制御装置は、点灯モードの間は前記整流周波数に略等しいスイッチング周波数で前記スイッチングデバイスを制御し、定常状態動作モードの間は前記整流周波数よりも高いスイッチング周波数で前記スイッチングデバイスを制御するよう構成される、請求項１３記載のランプ駆動回路。
【請求項１５】
高輝度放電ランプを動作させる方法であって：
−  スイッチング周波数の交流である整流電圧を生成し、整流周波数で整流する段階；
−  インバータ共振回路を用いて該インバータ共振回路のノードで前記整流電圧から供給電流を生成する段階；
−  前記インバータ共振回路の前記ノードでの電圧を所定の最大電圧レベルにクランピングする段階；
−  ランプを点灯させる場合に、出力共振回路を用いて前記供給電流から点灯電圧を生成する段階；及び
−  前記ランプが定常状態で動作する場合に、前記出力共振回路を用いて整流周波数出力電流を生成する段階；
を有し、
前記スイッチング周波数は、点灯モードの間は前記整流周波数に略等しく、定常状態モードの間は前記整流周波数よりも高い、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ランプ駆動回路及び、具体的には整流フォワードランプ駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
整流フォワードランプ駆動回路は、有利に、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプを動作させるのに使用される。フォワード整流ランプ駆動回路では、ダウンコンバータ（フォワードコンバータ）及び整流回路（インバータ）が組み合わされる。このようなランプ駆動回路は、ハーフブリッジ整流フォワード（ＨＢＣＦ）トボロジ又はフルブリッジ整流フォワード（ＦＢＣＦ）トポロジにおいて具現され得る。
【０００３】
適切なランプ電流を与えることによって定常状態で放電ランプを駆動することに加えて、ランプ駆動回路は、高電圧を必要としながら、放電ランプを点灯するよう構成される必要がある。特に、メタルハライド放電ランプは、例えば電極状態に起因して、点灯後に消えることがある。従って、望ましくは、ランプ駆動回路は、例えば、先行技術から知られるパルス開始装置を用いる場合に用いられるような別個の制御を用いることなく、消灯したランプの高速な再点灯のために構成される。
【０００４】
米国特許番号ＵＳ６３８０６９４（特許文献１）は、ＨＩＤランプ駆動回路を開示する。かかるランプ駆動回路は、ランプを点灯させるために、高周波共振モードにおいて２つのスイッチングデバイス及びインダクタ／キャパシタフィルタを用いる。高周波共振モードは、点灯（glowing）状態からアーク状態への滑らかな遷移を提供するよう、所定時間の間継続される。更なるインダクタンス／キャパシタンスフィルタは、定常状態動作の間ランプ電流において高周波リップルを小さくする高周波リップル低減フィルタとして動作する。定常状態動作で、スイッチングデバイスの第１の組は交互に第１の高周波で制御され、一方、スイッチの第２の組は第２の低周波で交互に制御される。
【特許文献１】米国特許番号ＵＳ６３８０６９４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
消灯したＨＩＤランプを容易に（再）点灯させることが可能なフォワード整流ランプ駆動回路及び対応するＨＩＤランプの動作方法を有することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一態様において、本発明は、請求項１に従うランプ駆動回路を提供する。
【０００７】
本発明に従うランプ駆動回路は共振点灯を用いる。インバータ回路は適切な供給電流を生成する。この電流は出力共振回路へ供給される。出力共振回路は、ランプが消灯される場合に、すなわち、ランプによって与えられる有意な電気的負荷が出力端子間に存在しない場合に、共振回路として動作する。共振により、高電圧が出力端子間に生成され、それによって、適切な点灯電圧が提供され得る。
【０００８】
点灯後、出力共振回路、又は少なくともその誘導部は、低域通過フィルタとして動作し、整流周波数の交流である望ましいランプ電流を生成するために（高）スイッチング周波数リップルを減らす。生成されるランプ電流は、低周波方形波であっても、又はその他適切な形状を有しても良い。
【０００９】
ランプが、例えば、点灯後のテイクオーバー（take-over）相及び／又はランナップ（run-up）相（すなわち、点灯の後に続く相）の間に消灯するならば、出力共振回路は、定常状態動作モードが未だ開始されない場合に自動的に共振点灯電圧を生成する。同じ効果は、ランプが、ランプ電流の整流の間に、例えば、低周波方形波動作の間に消灯する場合に得られる。これは、第２の共振フィルタの特性が、ランプが高インピーダンスになる場合に、基本的にはインダクタンス／キャパシタンスフィルタへ移行するためである。
【００１０】
出力共振回路が上述されたように動作することを可能にするために、インバータ回路は適切な供給電流を供給する。そのために、インバータ回路は、少なくとも２つのスイッチングデバイスを有する整流回路を使用する。スイッチングデバイスは、整流周波数で交互にアクティブとなる。各スイッチングデバイスは、アクティブとなる場合に、スイッチング周波数で切り替わる。定常状態動作で、スイッチング周波数は整流周波数よりも高い。アクティブであるスイッチングデバイスは、オフされる場合にフリーホイール電流を流すことができ、従って、以下で記載されるように、内蔵ダイオードを用いることによって又は所謂デュアルＭＯＳＦＥＴモードでインアクティブであるスイッチングデバイスを導通状態とすることによって、整流器として使用され得る。フリーホイール電流の周波数は、アクティブであるスイッチのスイッチング周波数と同じである。結果として得られる整流電圧は、インバータ共振回路へ供給される。
【００１１】
アクティブであるスイッチングデバイスが導通状態に切り替えられると直ぐに、インバータ共振回路における電流は、インバータ共振回路の特性により徐々に大きくなる。次いで、アクティブであるスイッチングデバイスは、再び非導通状態に切り替えられる。結果として、フリーホイール電流は、インバータ共振回路で生成され、他の非アクティブであるスイッチングデバイスの内蔵ダイオードを流れる。フリーホイール電流は、インバータ共振回路の特性により徐々に小さくなる。一定時間の後、アクティブであるスイッチングデバイスは、再び導通状態に切り替えられ、電流の増大をもたらす。このようにして、実質上三角形である交流電流が、スイッチングデバイスのスイッチング周波数で生成される。
【００１２】
整流周波数で、スイッチングデバイスは、上述されるように交互にアクティブにされる。従って、交流電流の方向は整流周波数で整流される。出力共振回路はスイッチング周波数電流成分を減らすので、整流周波数において実質上矩形である電流が出力端子へ供給される。矩形ランプ電流波形からの偏差は、当業者には明らかなように、整流回路のスイッチングデバイスの適切な制御方法によって使用及び生成され得る。
【００１３】
点灯モードで、整流周波数は、スイッチング周波数に等しいよう選択される。従って、以降、点灯モードの間の周波数は点灯周波数と呼ばれうる。ＨＩＤランプを点灯する場合に、第１の点灯周波数は、クランピング回路がインバータ共振回路のノードでの電圧をクランプして、かかるノードでの電圧を制限し且つ安定させるように選択され得る。このようにして、交互に導通状態に切り替えられるスイッチングデバイスは、インバータ共振回路へ供給されるべき比較的高い交流電圧を提供する。適切に選択された第１の点灯周波数から開始して、出力共振回路の共振周波数へと増大（減少）させることにより、出力端子で高点灯電圧が生ずる。ＨＩＤランプが点灯された場合に、ランプ両端の電圧は、高電圧から比較的低い電圧へと減少する。低ランプ電圧の検出時に、スイッチングデバイスは、上述されたように、定常状態動作モードに従って制御され得る。上記の点灯検出方法は、当業者に知られる、ランプのブレイクスルー（break-through）を検出するための多数の可能な実施例の中の１つに過ぎない。
【００１４】
ランプが期待通りに消灯する場合は、ランプ電流は実質上零となる。このような小さなランプ電流の検出時に、スイッチングデバイスは、ランプが再点灯されるまで、点灯モードに従って制御され得る。
【００１５】
本発明に従うランプ駆動回路の利点は、比較的大きい三次高調波信号成分を有する、点灯の間の略矩形の交流電圧において見つけられる。具体的に、大きい三次高調波信号は、以下で記載されるように、有利に、ＨＩＤランプを点灯するために点灯モードの間に使用される。
【００１６】
一実施例で、少なくとも２つのスイッチングデバイスは、当業者に知られる、デュアルＭＯＳＦＥＴモードで動作するＭＯＳＦＥＴである。デュアルＭＯＳＦＥＴモードで、インアクティブであるスイッチングデバイスは、アクティブであるスイッチングデバイスが非導通状態に切り替えられる場合に、アクティブ制御される。従って、以降、アクティブであるスイッチングデバイスはマスタースイッチングデバイスと呼ばれ、インアクティブであるスイッチングデバイスはスレーブスイッチングデバイスと呼ばれうる。なお、本明細書及び添付の特許請求の範囲で、スイッチングデバイスの参照は、デュアルＭＯＳＦＥＴモードでスレーブとして動作するアクティブ制御されるスイッチングデバイスの参照を含むことが知られる。
【００１７】
上述されるように、フリーホイール電流は、スレーブスイッチングデバイス（ＭＯＳＦＥＴ）の内蔵ダイオードを流れることができる。デュアルＭＯＳＦＥＴモードで、スレーブＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを流れるフリーホイール電流は、スレーブＭＯＳＦＥＴを導通状態に切り替えることによって、徐々にスレーブＭＯＳＦＥＴのアクティブ導通経路の方を流れる。インバータ共振回路を流れる電流が零に達すると直ぐに、スレーブＭＯＳＦＥＴは再び非導通状態に切り替えられる。デュアルＭＯＳＦＥＴ動作で、回路は、電流スルー零の（小さい）シュートスルー（shoot  through）を生成するよう構成される。結果として、整流電圧は、マスタースイッチングデバイスの零電圧スイッチングを達成するために、第１のレール（rail）電圧から逆レール電圧への振れを有する。更に、結果として、スレーブＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードは、余分の電荷担体から解放され、内蔵ダイオードの有利な反転モード動作を可能にする。その後、マスターＭＯＳＦＥＴは再び導通状態に切り替えられる。このようにして、スレーブＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードは、高い電圧及び電流による損傷に対して及び高い損失、すなわち、（逆回復としても知られる）余分の電荷担体からＭＯＳＦＥＴスイッチングデバイスを解放することに関連する周知の態様に対して保護される。
【００１８】
例えばメタルハライドランプのようなＨＩＤランプを駆動するのに有利であることが知られている高速整流を可能にするために、一実施例で、インバータ共振回路のキャパシタンスは小さくあるよう選択される。インバータ共振回路のキャパシタンスはバッファタンクとして動作する。小さなバッファにより、整流は比較的高速に行われ得る。
【００１９】
インバータ共振回路内の小さなキャパシタにより、具体的に、インバータインダクタにおける高い電流値での動作モードにより、例えば、点灯の間に、インバータ共振回路のノードでの電圧はレール電圧を越えうる。これにより電流反転が生ずる。クランピング回路は、インバータ共振回路のノードでの電圧をレール電圧に制限して、インバータインダクタにおける電流の反転を防ぐ。これは、インバータインダクタを流れる電流が上記の反転方向にある場合にスイッチングデバイスを切り替えることがスイッチングデバイスのハードスイッチングをもたらしうるので、有利である。
【００２０】
一実施例で、本発明は、更に、請求項１６に従うランプ駆動回路を提供する。かかるランプ駆動回路の実施例は、特に、比較的長いケーブル配線がランプ駆動回路及びランプを結合するために用いられるところの用途に適する。
【００２１】
一態様で、本発明は、更に、請求項１７に従う方法及び請求項１８に従う方法を提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明について、限定されない実施例を表す添付の図面を参照して、より詳細に説明する。
【００２３】
図面において、同じ参照番号は同じ構成要素を表す。図１は、本発明に従うランプ駆動回路１０の実施例を示す。ランプ駆動回路１０は、インバータ回路２０及び出力回路３０を有する。インバータ回路２０は、第１のスイッチングデバイスＱ１及び第２のスイッチングデバイスＱ２を有する。各スイッチングデバイスＱ１、Ｑ２は、内蔵ダイオードを備えるＭＯＳＦＥＴである。スイッチングデバイスＱ１、Ｑ２は、夫々のスイッチングデバイスＱ１、Ｑ２のゲートＧＱ１、ＧＱ２へ接続される制御回路（図示せず。）によって制御される。スイッチングデバイスＱ１、Ｑ２は整流回路を形成する。インバータ回路２０は、更に、インバータインダクタンスＬ１と、キャパシタＣ１Ａ、Ｃ１Ｂによって形成されるインバータキャパシタンスＣ１とを有するインバータ共振回路を有する。インバータ共振回路は整流回路のノードＰ１に接続される。第１のクランピングダイオードＤ１及び第２のクランピングダイオードＤ２を有するクランピング回路は、インバータ共振回路のノードＰ３へ接続される。
【００２４】
出力回路３０は、出力インダクタンスＬ２と、出力キャパシタＣ２Ａ、Ｃ２Ｂ、Ｃ２Ｃを有する出力キャパシタンスＣ２とを有する出力共振回路を有する。出力キャパシタＣ２Ｃは、ランプキャパシタンス及び寄生キャパシタンスによって形成される。出力インダクタンスＬ２は、２つの別個のインダクタＬ２Ａ、Ｌ２Ｂによって具現されるよう表されている。なお、出力インダクタンスは、１つのインダクタとして具現されても良い。従って、以降、両インダクタＬ２Ａ、Ｌ２Ｂを参照して出力インダクタＬ２は参照される。出力回路３０は、更に、２つの出力端子Ｏ１、Ｏ２を有する。ＨＩＤランプＬは、この出力端子Ｏ１、Ｏ２の間に接続される。第２の出力端子Ｏ２は、電圧分割器キャパシタＣ３Ａ及びＣ３Ｂを有する容量性電圧分割器のノードＰ５へ接続される。
【００２５】
供給電圧Ｖｓは、ランプ駆動回路１０の適切な端子で供給される。他方の端子で、ランプ駆動回路１０は接地へ接続される。このようにして、供給電圧Ｖｓは、ランプ駆動回路の出力端子間に印加される。
【００２６】
図１に従うランプ駆動回路１０の動作について、図２乃至４Ｂを参照して説明する。
【００２７】
［定常状態動作］
図２は、定常状態動作の間にインバータインダクタＬ１を流れるインバータインダクタ電流のタイミング図を示す。図１及び図２を参照して、インバータインダクタ電流は、インバータ回路２０によって生成される供給電流に相当する。時間ｔ０で、制御回路は、マスタースイッチングデバイスＱ１を、導通状態に切り替わるよう制御する。結果として、電流がインバータインダクタＬ１を流れ始める。かかる電流は、レベルＩＡ，ｍａｘへと増大する。時間ｔ１で、マスタースイッチングデバイスＱ１は非導通状態に切り替えられる。インバータインダクタＬ１は、流れる電流を保持しようとして、スレーブスイッチングデバイスＱ２の内蔵ダイオードを流れるフリーホイール電流を生じさせる。
【００２８】
デュアルＭＯＳＦＥＴ動作モードで、次いで、スイッチングデバイスＱ２が導通状態に切り替えられ、当該ＭＯＳＦＥＴを流れるフリーホイール電流を生じさせ、スイッチングデバイスＱ２の内蔵ダイオードを流れるフリーホイール電流を減少させる。フリーホイール電流は徐々に小さくなって零に達し、次いで、流れる向きが反転する。スレーブスイッチングデバイスＱ２は非導通状態に切り替えられ、反転されたフリーホイール電流は、逆レール電圧へのノードＰ１での電圧の共振スイングを生じさせる。このようにして、デュアルＭＯＳＦＥＴモードで、例えば、比較的大きい順方向損失及び比較的悪いターンオフ損失のような、内蔵ダイオードの使用に関する欠点が回避される。
【００２９】
時間ｔ２で、電流がレベルＩＡ，ｍｉｎにある場合、マスタースイッチングデバイスＱ１は再び導通状態に切り替えられる。従って、第１の整流間隔Ａにおいて、インバータインダクタ電流は、マスタースイッチングデバイスＱ１のスイッチング周波数に等しい周波数で最小レベルＩＡ，ｍｉｎと最大レベルＩＡ，ｍａｘとの間を行ったり来たりする。マスタースイッチングデバイスＱ１のスイッチングは、時間ｔ３まで繰り返される。
【００３０】
時間ｔ３で、第２のスイッチングデバイスＱ２はマスターにされ、第１のスイッチングデバイスＱ１はスレーブにされる。従って、時間ｔ３で、電流は整流され、第２の整流間隔Ｂが開始される。整流間隔Ｂの間、インバータインダクタ電流は、最小レベルＩＢ，ｍｉｎと最大レベルＩＢ，ｍａｘとの間を行ったり来たりする。インバータキャパシタンスＣ１Ａ、Ｃ１Ｂのバッファリング及びアーク放電ＨＩＤランプのインピーダンスと結合した出力インダクタンスＬ２による低域通過フィルタリングにより、インバータインダクタ電流におけるスイッチング周波数信号は低減され、レベルＩＡ，ｍａｘとＩＢ，ｍａｘとの間を行ったり来たりする実質上矩形である電流は、出力端子Ｏ１、Ｏ２及びそれらの間に接続されるランプＬへ供給されるランプ電流となる。低周波交流（例えば矩形状の）電流の周波数は、第１及び第２のスイッチングデバイスＱ１、Ｑ２をマスター及びスレーブに切り替えるのに使用される周波数に等しい。この周波数は整流周波数と呼ばれる。
【００３１】
［点灯モード］
図３Ａは、図１に従うランプ駆動回路１０の点灯モードの間のインバータ共振回路のノードＰ１での整流電圧（破線）及びノードＰ３でのインバータ電圧（実線）のタイミング図を示す。図３Ｂは、図１に従うランプ駆動回路１０の点灯モードの間のインバータインダクタＬ１を流れるインバータインダクタ電流（実線）及び出力インダクタンスＬ２を流れる出力インダクタ電流（破線）のタイミング図を示す。
【００３２】
図１及び図３Ａを参照すると、点灯モードで、整流周波数及びスイッチング周波数は等しく、以降、点灯周波数と呼ばれる。このようにして、スイッチングデバイスＱ１及びＱ２は交互に導通状態に切り替えられる。結果として、正の電圧端子の電圧（すなわち、第１のレール電圧。）と負の端子の電圧（接地。すなわち、第２のレール電圧。）との間を行ったり来たりする矩形電圧がノードＰ１に存在する。時間ｔ０で、ノードＰ１での整流電圧は零であり、時間ｔ１で、この整流電圧は供給電圧レベルＶｓへと増大する。時間ｔ２で、整流電圧は再び零へと下がる。
【００３３】
図１、３Ａ及び３Ｂを参照すると、インバータインダクタ電流は、時間ｔ１での整流電圧の増大に続いて徐々に増大する。インバータインダクタ電流は時間ｔ１１で正となり、ノードＰ３でのインバータ電圧は増大し始める。インバータ電圧は増大する傾向にあり、一方、第１のスイッチングデバイスＱ１は時間間隔［ｔ１，ｔ２］において導通状態に切り替えられる。しかし、時間ｔ１２で、インバータ電圧は、第１のダイオードＤ１によって所定の最大電圧レベル、この場合には実質的に供給電圧レベルに制限される。これは、第１のダイオードＤ１が、インバータ電圧が供給電圧Ｖｓよりも高くなると直ぐに導通し始めることによる。このようにして、クランピング回路の第１のダイオードＤ１はインバータ電圧を安定させる。
【００３４】
時間ｔ２で、ノードＰ１での整流電圧は零へと下がり、結果として、インバータインダクタ電流は徐々に下がり始める。時間ｔ２１で、電流は零に達し、インバータ電圧は徐々に下がり始める。時間ｔ２２で、インバータ電圧は零になっている。時間ｔ３で、第１のスイッチングデバイスＱ１は再び導通状態に切り替えられ、上記の手順が繰り返される。
【００３５】
図３Ｂの出力インダクタ電流（破線）から明らかなように、点灯モードが比較的低い点灯周波数で開始される場合、小さな電流しか出力インダクタンスＬ２には流れない。しかし、比較的低い開始点灯周波数は、出力インダクタンスＬ２及び出力キャパシタンスＣ２を有する出力共振回路の共振周波数を下回って選択される。出力共振回路を共振に至らせるために、点灯周波数は高められ、一方、ランプ電圧、すなわち、出力端子Ｏ１及びＯ２にかかる電圧が検知される。点灯周波数は、ランプ電圧がＨＩＤランプを点灯させるのに適した所定の電圧レベルに達するまで高められる。次いで、決定された共振周波数に等しい点灯周波数が、ランプが停止して点灯するまで維持される。図４Ａには、共振周波数での整流電圧（破線）及びインバータ電圧（実線）が示されている。図４Ｂには、共振周波数でのインバータインダクタ電流（実線）及び出力インダクタ電流（破線）が示されている。
【００３６】
図５は、再び図１に従うランプ駆動回路１０を示す。図５の図では、多数の構成要素が加えられている。かかる構成要素は、動作の間に多数の電圧及び電流を検知するために用いられる。検知された電圧及び電流は、ランプ駆動回路１０の動作の制御のために制御回路へ供給される。
【００３７】
第１の検知回路は、キャパシタＣ４に並列に接続される抵抗ＲＰ１を有する。第１の検知回路は、第２のスイッチングデバイスＱ２に直列に接続される。第１の検知回路は、ランプ電流を表す生成電流（Ｉｍｅａｓｕｒｅ）を決定するために用いられる。ランプが点灯し、その後に、平均電流が所定の閾値を下回って検知される場合は、ランプが消灯したと判断される。これに応じて、制御回路は点灯モードへと切り替わりうる。
【００３８】
第２の検知回路は、コイル毎の巻数が少ない変圧器Ｔ１を有する。第１のコイルはインバータインダクタＬ１に直列に接続される。第２のコイルの各端子は、ダイオードＤ０３又はＤ０４及び抵抗Ｒ０９又はＲ１０の並列接続を介して負の供給端子へ接続される。比較的大きいインダクタ電流により、変圧器Ｔ１は飽和し、適切な検知信号を供給しない。しかし、電流が殆ど零である場合は、変圧器Ｔ１は飽和せず、信号を供給する。このようにして、変圧器Ｔ１は、インバータインダクタ電流（Ｉｚｅｒｏ（Ｎ）／Ｉｚｅｒｏ（Ｐ））の零電流を検知するために使用される。検知された零電流は、スイッチングデバイスを導通状態に切り替えるために用いられ得る。
【００３９】
第３の検知回路は、インバータ共振回路のノードＰ３と負の供給電圧端子との間に接続される、抵抗ＲＰ２及び抵抗ＲＰ３の抵抗性電圧分割器を有する。このようにして、ノードＰ３でのインバータ電圧（ＶＰ３）が検知される。
【００４０】
第４の検知回路は、ノードＰ５（すなわち、出力端子Ｏ２。）と負の供給電圧端子との間に接続される、抵抗ＲＰ６及び抵抗ＲＰ７の抵抗性電圧分割器を有する。このようにして、ノードＰ５での電圧（ＶＰ５）が検知される。
【００４１】
第５の検知回路は、抵抗ＲＰ４、ダイオードＤ５及びキャパシタＣ５の並列回路を有する。この並列回路は、点灯電圧（Ｖｉｇｉｎｉｔｅ）を検知するためにキャパシタＣ２Ａ及びＣ２Ｂに直列に接続される。検知される点灯電圧が点灯モードの間に著しく下がる場合、ランプＬが停止し点灯したと判断される。これに応じて、制御回路は、即座に又は所定の時間期間の後に、定常状態動作へ切り替えることができる。
【００４２】
上記及び図５で表される検知回路は様々に具現され得ることが知られる。更に、ランプ駆動回路１０の動作に関する先の記載は、適切なインピーダンス、キャパシタンス、インダクタンス等を有する構成要素を選択するために当業者に十分な情報を提供すると考えられる。適切な整流周波数は４００Ｈｚ程度であり、適切なスイッチング周波数は１００ｋＨｚ程度であり、適切な開始点灯周波数は２９ｋＨｚ程度であり、適切な共振点灯周波数は７５ｋＨｚ程度であることが知られる。
【００４３】
点灯の間の実際のスイッチング周波数、すなわち、点灯周波数は、出力共振回路へ供給される電圧が例えば三次高調波信号成分のような十分な高調波成分を有するならば、共振周波数の一部、例えば３分の１でありうる。上述されるように、本発明に従うランプ駆動回路は、このような十分な三次高調波信号成分を提供することができる。従って、点灯モードの間の実際の周波数スイープは４０ｋＨｚから２０ｋＨｚであり、一方、共振周波数は１２０ｋＨｚから６０ｋＨｚの範囲にありうる。実際のスイッチング周波数が共振周波数の３分の１に等しい周波数に達した場合に、出力共振回路は、三次高調波信号成分により共振し始め、それによって、適切な点灯電圧を生成する。
【００４４】
図６は、本発明に従うランプ駆動回路４０の他の実施例を表す。図６の実施例は、ランプ駆動回路４０がランプＬから比較的遠くに配置されて、ランプ駆動回路４０とランプＬとの間に設けられるケーブル配線が比較的長くなるところの用途に特に適する。このような用途には、例えばランプポスト（lamp  post）がある。
【００４５】
図６の実施例で、２つのインダクタＬ３、Ｌ４は出力共振回路に含まれる（図１及び図５の実施例における出力インダクタンスＬ２を参照。）。第３のインダクタＬ３及び第４のインダクタＬ４は分離されている。第３のインダクタＬ３は第１の出力端子Ｏ１に接続され、第４のインダクタＬ４は第２の出力端子Ｏ２に接続される。キャパシタＣ２ａ、Ｃ２ｂ、Ｃ２ｃを有する出力キャパシタンスＣ２は、出力端子Ｏ１及びＯ２、ひいてはランプＬ１に並列に接続される。キャパシタＣ２ｃは、例えば、ランプ駆動回路４０からランプＬ１までのケーブル配線に存在するキャパシタンスのような回路内の寄生キャパシタンスと、ランプキャパシタンスとに相当する。従って、例えばランプポストのように、ランプＬまでのケーブル配線が延長される実施例では、キャパシタＣ２ｃのキャパシタンスは、ランプＬが短い導線により接続されるところの実施例に比べて大きくなる。しかし、これは、実質上、本発明に従うランプ駆動回路４０の正確な動作に影響を与えない。
【００４６】
長い配線は、導線と接地との間に存在する更なる寄生キャパシタンスＣＧＲ，１、ＣＧＲ，２を導入しうる。寄生キャパシタＣＧＲ，１、ＣＧＲ，２は、夫々、接地と、第１の出力端子Ｏ１及び第２の出力端子Ｏ２との間に存在するよう図示されている。寄生キャパシタＣＧＲ，１、ＣＧＲ，２は、点灯モードの間、ランプ駆動回路４０の動作に影響を与えうる。（交流）高電圧が出力端子の１つ、例えば出力端子Ｏ１で生ずる場合に、電流は出力端子Ｏ１から接地へとキャパシタＣＧＲ，１を通って流れる。高電圧により、この電流は、既知の接地（アース）インピーダンス及び力率補正回路のコモンモードフィルタ（インダクタンス）を通ってランプ駆動回路４０へ戻ることができる高電流でありうる。このような共振回路で、ランプ駆動回路４０へ戻る電流は、元の共振点灯回路を有意に減衰させ又は乱しうる。これにより、適切に制御されない点灯電圧がランプＬへ印加される。
【００４７】
再び図６を参照すると、点灯モードで、交流高電圧が、ＨＩＤランプＬを点灯させるために、出力端子Ｏ１及びＯ２の間に生成される。望ましくは図示されるように磁気結合される２つの実質的に同じであるインダクタＬ３及びＬ４を用いると、略同じ交流高電圧が各出力端子Ｏ１、Ｏ２に生ずる。更に、回路は、出力端子Ｏ２での交流電圧が出力端子Ｏ２での交流電圧とは反対の極性を有する（１８０度位相シフトされる）ように構成される。従って、出力端子Ｏ１及びＯ２の間の電圧は、夫々別々の出力端子Ｏ１、Ｏ２での交流電圧の２倍の大きさを有する。
【００４８】
更に、点灯モードの間、出力端子Ｏ１、Ｏ２での交流高電圧により、寄生電流が出力端子Ｏ２から接地へ流れ、寄生電流が接地から出力端子Ｏ２へ流れる。出力端子Ｏ１及びＯ２での電圧は、極性が反対であることを除いて略同じであるので、第１の出力端子Ｏ１から接地へと流れる電流は、接地を通って第２の出力端子Ｏ２へと流れることができる。従って、接地へと流れる電流は、上述されるようにランプ駆動回路４０へは戻らず、それによって、点灯電圧が減衰され若しくは乱されること又はランプ駆動回路の部品が戻り電流によって支障を来すことを防ぐことができる。
【００４９】
さらに、とりわけ、ＨＩＤランプの構成並びにＨＩＤランプにおける固定具及び周囲アース（接地）のような外部要素の影響により、点灯電圧が印加される電極に依存して、ＨＩＤランプの点灯の間、差異が存在しうる。上記のランプ駆動回路の構成は、このような欠点を取り去る。これは、位相シフトを除いて、各電極での電圧が略同じであるためである。これは、特に、屋外用途で有利である。ランプポストのような屋外用途では、ランプ導線は、非熟練者及び／又は暗い中、風、雨、寒さ、暑さ等の困難な状況で作業する者によってランプポストの低い方の端部でランプ駆動回路へ接続されることがある。
【００５０】
更なる利点は、第３及び第４のインダクタＬ３及びＬ４が対照的なフィルタを形成する点にある。第３及び第４のインダクタＬ３及びＬ４が磁気結合される場合に、磁性部品は、漏れインダクタンスに関して特定の値を有するよう調整され得る。
【００５１】
２つの分離されたインダクタへの出力インダクタンスの分離は、特に共振点灯を用い且つランプ駆動回路とランプとの間に比較的長いケーブル配線を有するランプ駆動回路において、例えばＨＩＤランプを動作させるために、如何なる他のランプ駆動回路においても同様に有利に用いられ得ることが知られる。従って、出力インダクタンスの分離は、本発明に従うランプ駆動回路に限定されない。
【００５２】
本発明の詳細な実施例がここでは開示されているが、当然、開示されている実施例は本発明の例示に過ぎない。これらは、様々な形態で具現され得る。従って、ここで開示される特定の構造上及び機能上の詳細は、限定するよう解釈されるべきではなく、特許請求の範囲の根拠として、及び事実上全ての適切に詳細な構造で本発明を様々に用いるよう当業者に教示するための表示の根拠として解釈される。
【００５３】
更に、ここで用いられている用語及び表現は、限定するのではなく、むしろ、本発明の理解可能な記載を提供するよう意図されたものである。ここで用いられている語“１つの（a、an）”は、１又は１よりも多いものとして定義される。ここで用いられている語“他の、もう一方の（another）”は、少なくとも２番目又はそれ以上のものとして定義される。ここで用いられている語“有する（having）及び／又は含む（including）”は、“有する（comprising）”（すなわち、オープンランゲージ（open  language）。）として定義される。ここで用いられている語“結合される（coupled）”は、たとえ必ずしも直接的ではなく且つ配線によらずとも、“接続される（connected）”として定義される。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明に従うランプ駆動回路の実施例の回路図を示す。
【図２】定常状態動作モードの間の、図１に従うランプ駆動回路におけるインバータ電流のタイミング図を示す。
【図３Ａ】点灯モードの間の、開始周波数での図１に従うランプ駆動回路における第１の電圧及び第２の電圧のタイミング図を示す。
【図３Ｂ】点灯モードの間の、開始周波数での図１に従うランプ駆動回路における第１の電流及び第２の電流のタイミング図を示す。
【図４Ａ】点灯モードの間の、共振周波数での図１に従うランプ駆動回路における第１の電圧及び第２の電圧のタイミング図を示す。
【図４Ｂ】点灯モードの間の、共振周波数での図１に従うランプ駆動回路における第１の電流及び第２の電流のタイミング図を示す。
【図５】ランプ駆動回路を制御する検知回路を備える図１に従う実施例の回路図を示す。
【図６】本発明に従うランプ駆動回路の他の実施例の回路図を示す。
【図１】
0005595728.tif 000002
【図２】
0005595728.tif 000003
【図３Ａ】
0005595728.tif 000004
【図３Ｂ】
0005595728.tif 000005
【図４Ａ】
0005595728.tif 000006
【図４Ｂ】
0005595728.tif 000007
【図５】
0005595728.tif 000008
【図６】
0005595728.tif 000009