(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
各々半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する複数の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を直流電源の出力端子間に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記直流電源の出力に重畳して出力するインバータ回路と、上記インバータ回路の後段に整流素子を介して接続され、該インバータ回路から直流電力が供給される負荷側の平滑コンデンサと、上記インバータ回路の出力端子に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された短絡用スイッチとを備え、一定の周期内で切り替わる上記各単相インバータの出力制御および上記短絡用スイッチのオンオフ制御の組み合わせから成る複数の制御モードを予め設定し、上記直流電源の電圧に応じて上記制御モードを切り替えて用いることにより昇圧比を選択し、上記インバータ回路における直流電圧源の充放電を利用して直流／直流変換を行うものであって、
上記直流電源と上記インバータ回路の交流側入力端子との間に上記直流電源と並列に一方向性のスナバ回路を設け、上記制御モードにおける単相インバータの出力制御の切り替え時の、少なくとも１つ以上の単相インバータがオフ状態となるデッドタイム期間において、上記直流電源の電圧上昇によるインバータ回路入力側の電圧変化を抑制するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記一方向性のスナバ回路は、ダイオードとコンデンサを直列に接続し、上記ダイオードの両端に放電抵抗を備えた構成であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記デッドタイム期間は、回路の電流がゼロになる前に終了するよう設定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記デッドタイム期間Tdは、以下の式を満足することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
Td＜（出力電圧+単相インバータの直流電圧の総和）×I/L
但し、Lは回路の浮遊インダクタンス、IはTd期間以前に流れていた回路の電流。
【請求項５】
上記Iは電力変換装置の定格電流の３０％以下であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記直流電源は太陽電池であることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電源の直流電力を電圧の異なる直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置としての昇圧回路は、スイッチ素子、インダクタ、ダイオード及び出力側の平滑用電解コンデンサを有して構成される。そして、入力側の平滑用電解コンデンサで平滑化された直流電源としての太陽電池からの入力電圧は、この昇圧回路のスイッチ素子をオンオフすることにより昇圧されて、あるいは昇圧回路で昇圧されることなくスルーして後段のインバータ回路に与えられる（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３９４１３４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来の電力変換装置では、出力する電力容量の増加とともに大容量のリアクトルが必要となり、装置の大型化や重量増加という問題点があった。また、この問題を回避するためにスイッチ素子を高周波でスイッチングすると、多大なスイッチング損失およびノイズが発生するものであった。
また、太陽電池等の直流電源は日射量や温度などの条件に加え、屋外に設置可能な直流電源の直列数によって電圧範囲が大きく異なる。このため、従来の電力変換装置では、入力電圧範囲が広範囲となり、所望の出力電圧が得られる運転動作範囲が狭くなるという問題点を有するものであった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、直流／直流変換を行う電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化し、かつ装置構成の小型軽量化を促進するとともに、広範囲の入力電圧に対応することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。
特に、直流電源として、太陽電池を用いて直流／直流変換を行う場合に好適な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、各々半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する複数の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を直流電源の出力端子間に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記直流電源の出力に重畳して出力するインバータ回路と、上記インバータ回路の後段に整流素子を介して接続され、該インバータ回路から直流電力が供給される負荷側の平滑コンデンサと、上記インバータ回路の出力端子に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された短絡用スイッチとを備え、一定の周期内で切り替わる上記各単相インバータの出力制御および上記短絡用スイッチのオンオフ制御の組み合わせから成る複数の制御モードを予め設定し、上記直流電源の電圧に応じて上記制御モードを切り替えて用いることにより昇圧比を選択し、上記インバータ回路における直流電圧源の充放電を利用して直流／直流変換を行うものであって、上記直流電源と上記インバータ回路の交流側入力端子との間に上記直流電源と並列に一方向性のスナバ回路を設け、上記制御モードにおける単相インバータの出力制御の切り替え時の、少なくとも１つ以上の単相インバータがオフ状態となるデッドタイム期間において、上記直流電源の電圧上昇によるインバータ回路入力側の電圧変化を抑制するようにしたものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明の電力変換装置によれば、インバータ回路における直流電力（直流電圧源）の充放電を利用して直流／直流変換を行うため、大容量のリアクトルを要しない。
また、短絡用スイッチおよびインバータ回路内の半導体スイッチ素子は、高周波スイッチングが不要であり、インバータ回路のスイッチングで扱う電圧を比較的小さい電圧にできる。このため、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型軽量化とが促進された電力変換装置が実現できる。
また、直流電源の電圧に応じて複数の制御モードを切り替えることにより、昇圧比を広範囲に選択でき、広範囲の入力電圧に対して所望の出力電圧を安定して得ることができる効果がある。
【０００８】
上述した、またその他の、この発明の目的、特徴、効果は、以下の実施の形態における詳細な説明および図面の記載からより明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による制御モードＡによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による制御モードＢによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１による制御モードＣによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【図５】この発明の実施の形態１による制御モードＤによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【図６】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作の一覧を示した図である。
【図７】この発明の実施の形態１による電力変換装置の直流電源電圧に対する各コンデンサ電圧の関係を示す図である。
【図８】太陽電池の出力特性を示す図である。
【図９】この発明の電力変換装置における動作パターンの切替を示す図である。
【図１０】図９の動作パターンの切替タイミングでの波形を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。
【図１２】実施の形態２の電力変換装置における切替タイミングでの波形の一例を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態３の電力変換装置であって、デッドタイムを短くした場合の、切替タイミングでの波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。尚、各図中、同一符号は、同一あるいは相当部分を示すものとする。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路構成図である。
実施の形態１の電力変換装置は、図１に示すように、太陽電池等から成る直流電源１の出力に、インバータ回路２０の交流側が直列接続される。インバータ回路２０は、第１の単相インバータ２０ａ、第２の単相インバータ２０ｂの交流側を直列接続して構成され、各単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力の総和を、インバータ回路２０の出力として直流電源１からの直流電圧に重畳する。インバータ回路２０を構成する第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂは、半導体スイッチ素子２１〜２４、３１〜３４および直流電圧源としての第１のコンデンサ２５、第２のコンデンサ３５から構成される。
ここで、半導体スイッチ素子２１〜２４、３１〜３４は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）などを用いる。
【００１１】
またインバータ回路２０の後段には短絡用スイッチ４と、導通／非道通を決定する半導体素子としての整流ダイオード５とが接続され、整流ダイオード５のカソード側が出力段の平滑コンデンサ６の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ４と整流ダイオード５のアノードとの接続点がインバータ回路２０の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ４の他端は平滑コンデンサ６の負極に接続される。また、短絡用スイッチ４は、IGBTやMOSFET等の半導体スイッチ素子、あるいは機械式のスイッチなどでも良い。
【００１２】
次に、このように構成された電力変換装置の動作について、図２〜図６に基づいて以下に説明する。ここでは、出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏを１６０Ｖ＜Ｖｏ≦２４０Ｖの範囲まで昇圧する動作を示し、直流電源１の電圧Ｖｉｎが４０Ｖ＜Ｖｉｎ≦６０Ｖの場合を図２に、直流電源１の電圧Ｖｉｎが６０Ｖ＜Ｖｉｎ≦８０Ｖの場合を図３に、直流電源１の電圧Ｖｉｎが８０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１２０Ｖの場合を図４に、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１２０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１８０Ｖの場合を図５に示した。また、これらの動作の一覧を表にしたものを図６に示した。なお、図６では便宜上、電圧Ｖｉｎが５０Ｖ、６０Ｖ、７０Ｖ、８０Ｖ、９０Ｖ、１０５Ｖ、１２０Ｖ、１３５Ｖ、１５０Ｖ、１６５Ｖ、１８０Ｖの場合を示した。
【００１３】
図２〜図５において、Ｖｂｉｔ１は第１の単相インバータ２０ａの出力電圧、Ｖｂｉｔ２は第２の単相インバータ２０ｂの出力電圧であり、Ｖａは、直流電源１の電圧Ｖｉｎに、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力電圧Ｖｂｉｔ１、Ｖｂｉｔ２を重畳した電圧、即ち、Ｖｉｎ＋Ｖｂｉｔ１＋Ｖｂｉｔ２である。また、Ｓ(ON/OFF)は、短絡スイッチ４のオンオフ状態を示す信号である。
なお、第１の単相インバータ２０ａにおける第１のコンデンサ２５の設定電圧Ｖｃ１と第２の単相インバータ２０ｂにおける第２のコンデンサ３５の設定電圧Ｖｃ２との比は（Ｖｃ１：Ｖｃ２）＝（１：２）とする。
【００１４】
電力変換装置は、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力制御および短絡用スイッチ４のオンオフ制御の組み合わせから成る複数の制御モードが予め設定され、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードを選択して切り替える。この場合、制御モードＡ〜Ｄが用いられる。
【００１５】
図２に示す４０Ｖ＜Ｖｉｎ≦６０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＡにて動作する。この制御モードＡでは、インバータ回路２０の直流電力（直流電圧源であるコンデンサ２５、３５）の充放電動作における１周期を第１〜第４の４区間に分けて、第１〜第３区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。
第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、電圧整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏが出力電圧で、この制御モードＡでは昇圧比は４となる。
【００１６】
例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが６０Ｖのとき、第１区間では第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで充電し、第２区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で第２のコンデンサ３５を１２０Ｖまで充電する。第３区間では第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで再度充電する。そして、第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にして、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧および第２のコンデンサ３５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。
【００１７】
図３に示す６０Ｖ＜Ｖｉｎ≦８０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＢにて動作する。この制御モードＢでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１〜第３の３区間に分けて、第１、第２区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。
第３区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この制御モードＢでは昇圧比は３となる。
【００１８】
例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが８０Ｖの時、第１区間では第１のコンデンサ２５を８０Ｖまで充電し、第２区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で第２のコンデンサ３５を１６０Ｖまで充電する。そして、第３区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にして、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第２のコンデンサ３５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。
【００１９】
図４に示す８０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１２０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＣにて動作する。この制御モードＣでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１、第２の２区間に分けて、第１区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。
第２区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この制御モードＣでは昇圧比は２となる。
【００２０】
例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１２０Ｖのとき、第１区間では第１のコンデンサ２５を４０Ｖまで充電すると共に、第２のコンデンサ３５を８０Ｖまで充電する。
第２区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にして、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧および第２のコンデンサ３５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。
【００２１】
図５に示す１２０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１８０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＤにて動作する。この制御モードＤでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１〜第４の４区間に分けて、第１区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。
第２〜第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この制御モードＤでは昇圧比は１．３となる。
【００２２】
例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１８０Ｖのとき、第１区間では第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで充電すると共に、第２のコンデンサ３５を１２０Ｖまで充電する。
第２〜第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にする。まず、第２区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。第３区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第２のコンデンサ３５の電圧との和で、第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで再度充電すると共に、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。そして、第４区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。
【００２３】
以上のように、実施の形態１の電力変換装置は、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードＡ〜Ｄを切り替えて用いることで、インバータ回路２０における直流電力の充放電を利用して昇圧する。昇圧比は各制御モード毎に決まっており、電圧Ｖｉｎが小さいほど昇圧比が大きくなるような制御モードＡ〜Ｄを選択して、出力電圧Ｖｏを１６０Ｖ＜Ｖｏ≦２４０Ｖの範囲まで昇圧する。このように、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードＡ〜Ｄを決定して切り替えることにより昇圧比を選択する。
また、各制御モードＡ〜Ｄにおいて、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂは、第１、第２のコンデンサ２５、３５が充放電動作による電力授受をバランスさせるように出力制御される。
【００２４】
直流電源１の電圧Ｖｉｎに対する第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、および出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏ（出力電圧）の関係を図７に示す。
図７に示すように、出力電圧Ｖｏの電圧変動率は±２０％の範囲に収まる。
【００２５】
以上のようにこの発明の実施の形態１の電力変換装置によれば、上述したようにインバータ回路２０における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行うため、大容量のリアクトルを必要としない。
また、短絡用スイッチ４のオン／オフ切り換え時に、インバータ回路２０は、直流電圧の充電／放電動作を切り替えるように制御される。このため、短絡用スイッチ４およびインバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２１〜２４、３１〜３４は、高周波スイッチングが不要であり、インバータ回路２０は、スイッチングで扱う電圧を平滑コンデンサ６の設定電圧よりも低くできる。従って、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型軽量化とが促進された電力変換装置が実現できる。
【００２６】
また、実施の形態１の電力変換装置においては、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力制御および短絡用スイッチ４のオンオフ制御の組み合わせから成り、それぞれ昇圧比が異なる複数の制御モードＡ〜Ｄを予め設定し、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードＡ〜Ｄを選択して切り替える。そして、直流電源１の電圧Ｖｉｎに第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの各出力電圧を重畳させ、平滑コンデンサ６に所望の電圧を出力する。
複数の制御モードＡ〜Ｄは、複数の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力制御および短絡用スイッチ４のオンオフ制御の組み合わせから設定されるもので、制御モード毎に決まる昇圧比を広範囲に設定することができる。この場合、１．３〜４までの４段階の昇圧比が設定されている。
このため、昇圧比が広範囲に選択でき、広範囲の入力電圧（電圧Ｖｉｎ）に対して出力電圧Ｖｏの電圧変動を抑制でき、所望の出力電圧Ｖｏが得られる。
【００２７】
また、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂは、第１、第２のコンデンサ２５、３５が充放電動作による電力授受をバランスさせるように出力制御されるため、第１、第２のコンデンサ２５、３５に外部から電力供給や制御する必要がなくＤＣ／ＤＣコンバータの設置が不要となる。
【００２８】
更に、上述したように太陽電池は、日射量や温度などの条件に加え、屋外に設置可能な直流電源の直列数によって電圧範囲が大きく異なるため、電力変換装置に入力される電圧Ｖｉｎが広範囲に変動する。この実施の形態１の電力変換装置では、広範囲の入力電圧（電圧Ｖｉｎ）に対して所望の出力電圧Ｖｏが得られるため、直流電源１に太陽電池を用いた場合に、特に効果がある。
【００２９】
図８は、太陽電池の出力特性を示す図である。太陽電池から得られる電力を最大限利用する方法として、ＭＰＰＴ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｐｏｗｅｒ  Ｐｏｉｎｔ  Ｔｒａｃｋｉｎｇ）制御が一般的に用いられ、その場合、電圧を最大出力点Ｖｐｍａｘに維持する必要がある。図８に示すように、最大出力点Ｖｐｍａｘとなる電圧は変動するが、広範囲の入力電圧に対して所望の出力電圧Ｖｏが得られるこの実施の形態１の電力変換装置では、太陽電池のＭＰＰＴ制御と併用することで、さらに電力の有効利用が促進できる。
【００３０】
なお、実施の形態１の電力変換装置において、インバータ回路２０全体の充放電を決定する短絡用スイッチ４のオンオフ制御を変えずに、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの正負の電圧出力のデューティ比を調整可能としても良い。この場合、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂが有する第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧比を調整できるため、回路に含まれる損失成分やデッドタイム等の影響により、第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧比が設定値からずれた場合でも、調整可能となる。
例えば、図２で示す制御モードＡによる制御では、インバータ回路２０の充電期間のうち、第１の単相インバータ２０ａの正電圧出力期間、および第２の単相インバータ２０ｂの負電圧出力期間をそれぞれ長く（短く）調整すると、第１のコンデンサ２５の電圧を低く（高く）、第２のコンデンサ３５の電圧を高く（低く）調整できて電圧比を調整できる。
【００３１】
実施の形態２．
上述した実施の形態１の電力変換装置においては、第１および第２の単相インバータ（以下ビット１、ビット２と呼ぶ）を用い、それらの出力電圧の組合わせを一定周期内で切り替えることにより、負荷側に昇圧された電圧を供給することを説明した。
しかし、各ビットインバータの出力電圧の組合わせを一定周期内で切り替える際、以下のような問題点が考えられる。
【００３２】
まず一例として図９に示すようなパターンの切替状態について考察する。（なお、スイッチの状態は詳細には図示されていないが、MOSFETの場合などは逆並列にダイオ−ドが接続されている）。
図９には、電力変換器の配線の浮遊インダクタンスＬを記載している。
図９では、ビット１を利用してビット２を充電するパターン（期間Ａ）から、ビット１、ビット２を利用して負荷側のコンデンサを充電するパターン（期間Ｂ）に切り替える状態を示している。この例では、期間Ａから期間Ｂに切り替えるタイミングにデッドタイムＴｄを設けている。デッドタイムＴｄでは、ビット１およびビット２のスイッチの全てをオフとしている。
【００３３】
図１０は、デッドタイムＴｄ期間の前後における入力電圧Ｖｉｎおよび電力変換器に流れる電流ｉｘの動きを示すもので、Ｔｄ期間中は、配線の浮遊インダクタンスＬが持つエネルギーを利用して負荷側に電流が供給される。
つまり、Ｔｄ期間に入ると、インダクタンスＬは、負荷側のコンデンサＣ０、ビット１、ビット２のコンデンサＣ１、Ｃ２を充電するように電流が連続し、やがてインダクタンスＬのエネルギーがなくなると動作が止まる。そして、次にＴｄ期間が終わり期間Ｂに入ると、インダクタンスＬの電流が徐々に増加して行き、やがて定常状態を迎え、電流が一定の値となる。
デッドタイムＴｄから期間Ｂへの移行の際、入力電圧Ｖｉｎは太陽電池の特性に従って電圧が変化する。まず、Ｔｄ期間に入りインダクタンスＬの電流、すなわち太陽電池の電流が低下すると、電池の特性に従って電圧が増加し、電流ｉｘがゼロになると電池特性の最大電圧の値となる。期間Ｂに入ると電池特性の最大電圧からスタートし、電流の増加に従って電圧が低下し、Ｖｉｎ＝Vout-Vbit1-Vbit２が成り立つ点（つまりVin=60V）で定常状態を迎える。
【００３４】
このような一連の動作では太陽電池の動作点が変化することがわかる。しかし、太陽電池の動作点が変化すると最大電力を取り出せなくなってしまう。例えば図８においてPmax点（図９の動作電圧点とは異なる）から右下の最大電圧点Vnaxへ移動すると取り出し電力はゼロとなるため、好ましくない。
【００３５】
この発明の実施の形態２の電力変換装置は、上記の点に鑑み成されたもので、図１１に示すように、インバータの制御パターンを切り替える一連の期間に、入力電圧Vinが変化しないように、スナバコンデンサ１０２、スナバダイオード１０３、放電抵抗１０４から構成されるスナバ回路を、直流電源である太陽電池１とインバータ回路２０の交流側入力端子との間に設けたものである。
【００３６】
図１１において、スナバコンデンサ１０２は、期間Ａの時点ではほぼVinと同じ電圧に充電されている。デッドタイム期間Ｔｄに入ると浮遊インダクタンスＬの電流がなくなり、太陽電池１の電圧が上がろうとするが、スナバダイオード１０３が導通し、電池電圧の上昇を抑制する。そのため、太陽電池１の動作点はほとんど変化しなくなり、電池電流はスナバコンデンサ１０２に流れ込むことになる。このとき、スナバコンデンサ１０２の容量を十分に大きくしておけば、Ｔｄ期間中のスナバコンデンサ電圧の上昇はほとんどなくなり、太陽電池の最大電力動作点をほぼキープできる。
【００３７】
次に、期間Ｂに入ると、まず、インダクタンスＬの電流を定常状態に移行させる必要があるため、太陽電池１はスナバ回路を継続して充電しながら、かつスナバ回路以降の回路は、（Vbi1+Vbit2）+Vin(期間Ａ)+ΔV(t)-Vout＝L*di/dtの式に従いながら、浮遊インダクタンスＬの電流を緩やかに増加させ、やがて浮遊インダクタンスＬの電流が定常状態を迎えると電池電圧はVin(期間Ａ)の点、つまり最大電力動作点に完全に戻ることになる。
インダクタンスＬの電流が定常状態を迎えた以降は、スナバコンデンサ１０２のΔV分の電圧は、放電抵抗１０４を通して回路に放出され、完全な定常状態となる。このとき、放電抵抗では1/2ΔV2のエネルギーを消費することになる。
【００３８】
以上のように、この発明の実施の形態２の電力変換装置によれば、直流電源である太陽電池とインバータ回路の交流側入力端子との間にスナバ回路を設けることによって、太陽電池からはほぼ最大電力を取り出すことができる。
【００３９】
実施の形態３．
上述の実施の形態２によれば、直流電源としての太陽電池からはほぼ最大電力が取り出せることになるが、期間Ｂに入り1/2ΔV2分の電力消費を生じてしまうことになる。
この発明の実施の形態３は、この電力消費を抑えるための技術に関するものである。
図１２からわかるように、スナバ回路に太陽電池が充電する期間のうち最も大きいものは、期間Ｂにおいて浮遊インダクタンスＬの電流を定常状態まで持っていくための領域（以後Ｔrizeと称す）である。Ｔrizeを短くすることができれば、ΔVを抑制することができ、放電抵抗での電力消費を抑制できる。
元々、Ｔrizeは、インダクタンスＬの電流を立ち上げるための期間であり、インダクタンスＬの電流が本来ゼロでなければ、立ち上げる電流の幅が小さくなるからＴrizeを小さくすることが可能である。
【００４０】
期間Ｂに入ったときのインダクタンスＬの電流をゼロより大きくしておくには、Ｔｄ期間をインダクタンスＬの電流が立ちさがってしまうＴfallより小さくすればよい。
図１３は、ＴｄをＴfallより小さくした場合の波形を示している。Ｔｄ期間中にインダクタンスＬの電流がゼロまで到達しないから、Ｔrizeが小さくなっていることがわかる。
Ｔrizeが小さくなればΔVも小さくなり、ΔVの２乗に比例する放電抵抗での損失が低減することになる。
【００４１】
Ｔfall期間中には以下の式が成り立つ。
Vout+ΣVビットn＝Ldi/dt    （ｎはビットの総数）
Ｔfall＝（Vout+ΣVビットn）×I/L  （Iは定常状態での電流）
従って、Ｔd＜（Vout+ΣVビットn）×I/L  と選んでおけばよい。
但し、太陽電池の日射量によって動作点が変化し、Iが変化するため全域で上記式を満足することは困難である。よって、目安として、最大動作ポイントにおいて、上式を満足するように設計すればほぼ電力損失を無視できるレベルまで抑えることができる。
別の見方をすれば、太陽電池は最大日射量の３０〜７５％の領域でほとんど動作する。そのため、３０〜７５％の電流条件において、上式を満足するよう設計するのが良い。
【００４２】
尚、この発明に関する実施の形態を、実施の形態１から実施の形態３によって説明したが、これら実施の形態は、本発明の好適な実施事例を例示したものに過ぎない。
本発明は、これら実施の形態の構成、動作に限定されるものでなく、本発明の範囲内にある限り、別な構成、動作へ変更を加えて実施してもよい。
【符号の説明】
【００４３】
１  直流電源、４  短絡用スイッチ、５  整流ダイオード、６  平滑コンデンサ、
２０  インバータ回路、２０ａ  第１の単相インバータ、２０ｂ  第２の単相インバー
タ、２１〜２４、３１〜３４  半導体スイッチ素子、２５  第１のコンデンサ（直流電
圧源）、３５  第２のコンデンサ（直流電圧源）
Ｖin  直流電源電圧、ＶbIt１  第１の単相インバータ出力、ＶbIt２  第２の単相イン
バータ出力。
【図６】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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