(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィードバック信号とフィードフォワードデューティサイクル調節信号とを受信するように結合され、電源の入力から前記電源の出力へ送られるエネルギーを調節するようにエネルギー移送要素に結合されたスイッチのスイッチングを制御するように結合される駆動信号を生成するために結合された、スイッチデューティサイクルコントローラと、
前記駆動信号の最大デューティサイクルを制限するために結合されている前記スイッチデューティサイクルコントローラによって受信される前記デューティサイクル調節信号を生成するために、前記電源への入力電圧を表す入力電圧信号を受信するように結合された利得セレクタ回路とを備え、前記駆動信号の最大デューティサイクルは、前記入力電圧信号のある範囲の値にわたる複数の線形関数に応答して変更され、
前記複数の線形関数は、第１の線形関数と第２の線形関数と第３の線形関数とを含み、前記駆動信号の最大デューティサイクルは、前記入力電圧信号が第１の閾値を下回るときは、前記入力電圧信号の第１の線形関数であり、前記駆動信号の最大デューティサイクルは、前記入力電圧信号が前記第１の閾値と第２の閾値との間にあるときは、前記入力電圧信号の第２の線形関数であり、前記駆動信号の最大デューティサイクルは、前記入力電圧信号が前記第２の閾値と第３の閾値との間にあるときは、前記入力電圧信号の第３の線形関数であり、
前記第２の線形関数は、前記入力電圧信号の増大に応じた、前記最大デューティサイクルの線形的低減であり、
前記第３の線形関数は、前記入力電圧信号の増大に応じた、前記最大デューティサイクルの線形的低減である、電源コントローラ。
【請求項２】
前記第１の線形関数の傾斜は実質的にゼロである、請求項１に記載の電源コントローラ。
【請求項３】
フィードバック信号とフィードフォワードデューティサイクル調節信号とを受信するように結合され、電源の入力から前記電源の出力へ送られるエネルギーを調節するようにエネルギー移送要素に結合されたスイッチのスイッチングを制御するように結合される駆動信号を生成するために結合された、スイッチデューティサイクルコントローラと、
前記フィードバック信号と前記デューティサイクル調節信号の両方に応答して前記駆動信号のデューティサイクルを制御するために結合されている前記スイッチデューティサイクルコントローラによって受信される前記デューティサイクル調節信号を生成するために、前記電源への入力電圧を表す入力電圧信号を受信するように結合された利得セレクタ回路とを備え、前記フィードバック信号の固定された値に対する前記駆動信号のデューティサイクルは、前記入力電圧信号のある範囲の値にわたる複数の線形関数に応答して変更され、
前記複数の線形関数は、第１の線形関数と第２の線形関数と第３の線形関数とを含み、前記フィードバック信号の固定された値についての前記駆動信号のデューティサイクルは、前記入力電圧信号が第１の閾値を下回るときは、前記入力電圧信号の第１の線形関数であり、前記フィードバック信号の固定された値についての前記駆動信号のデューティサイクルは、前記入力電圧信号が前記第１の閾値と第２の閾値との間にあるときは、前記入力電圧信号の第２の線形関数であり、前記フィードバック信号の固定された値についての前記駆動信号のデューティサイクルは、前記入力電圧信号が前記第２の閾値と第３の閾値との間にあるときは、前記入力電圧信号の第３の線形関数であり、
前記第２の線形関数は、前記入力電圧信号の増大に応じた、前記フィードバック信号の固定された値についてのデューティサイクルの線形的低減であり、
前記第３の線形関数は、前記入力電圧信号の増大に応じた、前記フィードバック信号の固定された値についてのデューティサイクルの線形的低減である、電源コントローラ。
【請求項４】
前記第１の線形関数の傾斜は実質的にゼロである、請求項３に記載の電源コントローラ。
【請求項５】
前記入力電圧信号は電流である、請求項１または３に記載の電源コントローラ。
【請求項６】
前記入力電圧信号は電圧である、請求項１または３に記載の電源コントローラ。
【請求項７】
前記スイッチおよび前記電源コントローラは、モノリシック集積回路内に含まれる、請求項１または３に記載の電源コントローラ。
【請求項８】
前記スイッチおよび前記電源コントローラは、ハイブリッド集積回路内に含まれる、請求項１または３に記載の電源コントローラ。
【請求項９】
電源の入力から前記電源の出力へ送られるエネルギーを調節するようにエネルギー移送要素に結合されたスイッチのスイッチングを制御するための駆動信号を生成するステップと、
前記電源への入力電圧を表すフィードフォワード入力電圧信号を受信するステップと、
前記入力電圧信号のある範囲の値にわたる複数の線形関数に応答して前記駆動信号の最大デューティサイクルを変更するステップとを含み、
前記複数の線形関数は、第１の線形関数と第２の線形関数と第３の線形関数とを含み、前記駆動信号の最大デューティサイクルは、前記入力電圧信号が第１の閾値を下回るときは、前記入力電圧信号の第１の線形関数であり、前記駆動信号の最大デューティサイクルは、前記入力電圧信号が前記第１の閾値と第２の閾値との間にあるときは、前記入力電圧信号の第２の線形関数であり、前記駆動信号の最大デューティサイクルは、前記入力電圧信号が前記第２の閾値と第３の閾値との間にあるときは、前記入力電圧信号の第３の線形関数であり、
前記第２の線形関数は、前記入力電圧信号の増大に応じた、前記最大デューティサイクルの線形的低減であり、
前記第３の線形関数は、前記入力電圧信号の増大に応じた、前記最大デューティサイクルの線形的低減である、方法。
【請求項１０】
前記第１の線形関数の傾斜は実質的にゼロである、請求項９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に制御回路に関し、さらに具体的には、本発明は、フィードフォワード信号に応答する電源において用いられる制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源制御回路は多数の目的や用途に使用される。大半の電力変換器用途は、コストの目標と性能の目標の両方を有する。したがって、ＡＣ／ＤＣ変換器電源における入力バルク・キャパシタなどの外部回路構成のコストを最小にする制御回路の特徴を満たすことが必要である。さらに、電源用途において一貫した性能を提供するためのほか、電力変換器を開発するときに加える必要のある設計マージンを抑えることによって電力変換器のコストをさらに低減させるためには、制御回路の許容限界が重要である。
【０００３】
電源は一般に、電源コントローラ回路、エネルギー移送要素に結合されたスイッチ、入力電圧の源、１つ以上の出力を備える。電源コントローラは一般に、電力変換器の一部を成すフィードバック回路によって生成されるフィードバック信号に応答して、電力変換器の入力から出力に送られるエネルギーを調節するためにスイッチのスイッチングを制御する。パルス幅変調（ＰＷＭ）動作モードで動作する電源コントローラ回路は、電源の入力から出力に送られるエネルギーを調節するための１技法としてスイッチのデューティ・サイクルを調節する。スイッチのデューティ・サイクルとは、ＯＮ時のスイッチ対電源コントローラ回路によって定められたスイッチング・サイクル期間全体の比である。
【０００４】
電源コントローラは、フォワード・コンバータやフライバック・コンバータなどの一般的な電力変換器トポロジーにおいてフィードフォワード信号を利用する。フィードフォワード信号とは、その大きさが電力変換器への入力電圧の値の関数である信号である。したがって一般に、フィードフォワード信号は電源への入力電圧を表す入力電圧信号であるとみることができる。フィードフォワード信号は一般に、フィードバック信号とは無関係の、または換言すれば所与のまたは固定されたフィードバック信号のための、スイッチのデューティ・サイクルを調節するための方法を提供するのに用いられる。フライバック・コンバータでは、フィードフォワード信号の利点は、例えば、特にバルク・キャパシタ両端間のリップル電圧をフィルタリングするのがより困難である電圧制御モードで動作する電源コントローラにおいて、ＡＣ／ＤＣ電力変換器の入力のバルク容量の大きさを低減させることができることにある。フィードバック信号とは無関係のスイッチのデューティ・サイクルを調節する能力によって、バルク・キャパシタ両端間に現れるリップル電圧に対して高速に応答することが可能となり、したがって電力変換器の出力両端間に現れるリップル電圧が低減する。フィードフォワード技術を用いない場合、コントローラは、電力変換器の出力両端間に現れるリップル電圧に応答し、次いで相応して電力変換器出力のリップル電圧を低減させるためにスイッチのデューティ・サイクルを制御するフィードバック信号に応答しなければならない。このことによって遅延がもたらされ、したがって、例えば入力のバルク・キャパシタの大きさを増大させずに出力リップルを低減させることは難しい。フォワード・コンバータでは、フィードフォワード信号は一般に、スイッチの最大デューティ・サイクルを制御して当業者には知られるようなエネルギー移送要素の磁心の磁束をリセットするのに十分な時間が存在することを保証するために、電源コントローラによって用いられる。
【０００５】
本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態を以下の図面を参照して説明する。特に指示しない限り、種々の図面の全体を通して同様の参照番号は同様のパーツを指す。
【０００６】
フィードフォワード信号に応答する電源コントローラ回路を実現するための方法および装置を開示する。以下の説明では、本発明を十分に理解できるように多数の特定の詳細を記載する。しかし、当業者であれば、本発明を実施するために特定の詳細を使用しなくてよいことは明白であろう。他の場合には、本発明を分かり難くしないように、周知の材料または方法を詳細には記載していない。
【０００７】
本願明細書を通して「一実施形態」、「ある実施形態」、「一例」、「ある例」等と言及するときは、その実施形態または例に関連して記載されている特定の特徴、構造または特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態または例に含まれていることを意味する。したがって、この明細書を通じてさまざまな箇所で使われている「一実施形態では」、「ある実施形態では」、「一例」または「ある例」といった表現は、必ずしもすべて同一の実施形態または例を指している必要はない。また、特定の特徴、構造または特性を１つまたは複数の実施形態または例において適切な組み合わせおよび／またはサブコンビネーションで組み合わせてもよい。また、本明細書とともに提供した図面は当業者に対する説明のためのものであって、該図面は必ずしも原寸大ではないことを理解されたい。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記のように、ＰＷＭ動作モードで動作する電源制御回路は、電源の入力から出力へ送られるエネルギーを調節するための一技法としてスイッチのスイッチングを駆動する駆動信号のデューティ・サイクルを調節する。ここで、スイッチのデューティ・サイクルとは、ＯＮ時のスイッチ対電源制御回路によって定められたスイッチング・サイクル期間全体の比である。最適な最大デューティ・サイクル、すなわち所与のフィードバック信号についての駆動信号デューティ・サイクルは、電力変換器の入力電圧の非線形関数である。この非線形関数を提供するのに必要である知られた回路構成は一般に、コストがかかり典型的には許容限界の劣る、電源コントローラに対する外部キャパシタか、または、ユニット間からの許容限界が劣っており、シリコン領域が加わるために電力変換器設計のコストが増大する一体型のキャパシタのいずれかに依存する。最大デューティ・サイクル、すなわち所与のフィードバック信号に対するデューティ・サイクルの線形関数を電力変換器の入力電圧の関数として印加するための回路構成は、唯一の入力電圧レベルにおいて最高の性能を提供し、したがって、他のあらゆる値の入力電圧において電力変換器設計を弱める。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
ここで、本発明の教示によるフィードフォワード信号に応答する電源制御回路を説明する。本発明の例には、フィードフォワード信号に応答する電源制御回路を発生させる方法および装置を含む。本発明の教示による電源制御回路の例は、低コストであるとともに、システムレベルの省力が本発明の教示に従って保持されるようにユニット間の許容限界を適切に制御する電源制御回路設計を維持しながら、フィードフォワード信号に応答してスイッチのデューティ・サイクルを制御することによって提供されるシステムレベルの省力を保持する、デューティ・サイクル対電力変換器の入力電圧の理想的なフィードフォワード関数の近似値を提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１Ａは、本発明の教示によるフィードフォワード信号に応答する電源コントローラを採用した電力変換器１００の一例の略図を示している。この例では、電力変換器１００はフライバック・コンバータである。他の例では電力変換器１００は、フォワード変換器などの多数の電力変換器構成の１つであってもよく、本発明の教示による絶縁変換器または非絶縁変換器であってよいことに留意されたい。
【００１１】
図１の例の電源は、ＤＣ入力電圧ＶIN１０５から負荷１６５に出力電力を供給する。この例では、バルク・キャパシタ１９５が入力間に、電力変換器１００に結合されている。入力電圧１０５がＡＣ源（図示せず）から生成される用途では、このバルク・キャパシタ１９５は、電力変換器１００が所定の出力電力をＡＣライン・サイクル間の負荷１６５に供給できるようにするあるレベルで入力電圧１０５を維持するためのエネルギーを保存するローパス・フィルタとして働く。このように、一例では、バルク・キャパシタ１９５にわたる電圧がフィルタリングされた整流電圧は、典型的にはキャパシタ１９５両端間のＤＣ電圧のピーク値の大きさの２５％未満のリップル電圧を有するが、その実行値は電力変換器１００の他の動作条件とともにバルク・キャパシタ１９５の値に依存する。
【００１２】
入力電圧ＶIN１０５はエネルギー移送要素Ｔ１  １７５とスイッチＳ１  １２５に結合されている。図１Ａの例においては、エネルギー移送要素Ｔ１  １７５は電源の入力と電源の出力との間に結合されている。図１の例では、エネルギー移送要素Ｔ１  １７５は１つの出力巻線１７６を有する変圧器として示されている。他の例では、変圧器は、追加の負荷へ給電するため、バイアス電圧を供給するためまたは負荷時の電圧を検出するための付加的な巻線を有する２つ以上の出力巻線を有してもよい。
【００１３】
図示の例に示すように、クランプ回路１１０がスイッチＳ１  １２５の両端間最大電圧を制限するためにエネルギー移送要素Ｔ１  １７５の一次巻線に結合されている。電源コントローラ１４５は、フィードバック１６０によって生成されたフィードバック信号１５５に応答して電源の入力から出力へ送られるエネルギーを調節するために、スイッチ１２５のスイッチングを制御するようにスイッチ１２５によって受信されるように結合される駆動信号を生成するように結合されている。
【００１４】
一例では、スイッチＳ１  １２５は、例えばパワー金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などのトランジスタである。一例では、コントローラ１４５は集積回路と離散電気的構成要素を含む。一例では、スイッチＳ１  １２５と電源コントローラ１４５はモノリシック集積回路の一部を形成する。別の例では、スイッチＳ１  １２５と電源コントローラ１４５は、例えば別個のシリコン・ダイであるが同じ集積回路パッケージ内にそれらが収容されるハイブリッド集積回路の一部を構成する。スイッチＳ１  １２５をスイッチングすると、図１Ｂに示すように、エネルギー移送要素Ｔ１  １７５の入力巻線１７７を流れる脈動電流ＩD１２０が生成される。スイッチ１２５のＯＮタイム中にエネルギー移送要素に保存されたエネルギーは、スイッチ１２５のＯＦＦタイム中に出力キャパシタ１３５に移送される。
【００１５】
図示の例に示すように、調整されるべき電力変換器の出力量はＵO１５０であり、これは出力電圧ＶO、出力電流ＩOまたはこの２つの組み合わせである。その調整量は必ずしも固定されないが、フィードバック回路１６０の設計を通して所望の様式で変化するように調整可能である。例えば、一例では、出力ＵOは出力電圧または出力電流の大きさに応答して、ある出力電圧からある出力電流へと変化する。フィードバック回路１６０は出力量ＵO１５０を受け取って、フィードバック信号ＵFB１５５を生成すように結合されており、その信号は電源コントローラ１４５に入力信号として結合される。
【００１６】
図１Ａの例に示すように、コントローラ１４５への別の入力信号はフィードフォワード信号ＵFF１７０であり、これはフィードフォワード回路１４０の出力である。フィードフォワード回路１４０は、信号Ｕ1１１５を受け取るように結合されており、その信号は電力変換器１００の入力電圧ＶIN１０５の関数である。この例では、Ｕ1１１５とＵFF１７０の両方は電圧信号または電流信号のいずれかである。一例では、例えばフィードフォワード回路１４０が抵抗器を含む場合、信号Ｕ1１１５とＵFF１７０は同じ信号である。
【００１７】
図示の例では、図１Ａでは信号Ｕ1１１５を生成するための可能性のある２つの方法を示しているのが理解できるだろう。一例では、信号Ｕ1１１５は、フィードフォワード回路１４０を直接電力変換器１００の入力電圧ＶIN１０５に結合することによって生成される。別の例では、信号Ｕ1１１５は、エネルギー移送要素１７５のフォワード巻線１７８を含む回路１８５の出力にフィードフォワード回路１４０を結合することによって生成される。フォワード巻線１７８によって生成された信号は構成要素１７９、１８１によって整流され、平滑化される。この例では、スイッチ１２５がＯＮ中にフォワード巻線１７８両端に生じる電圧は入力電圧ＶIN１０５に正比例し、したがって、本発明の教示によるフィードフォワード回路１４０に印加されるべき信号１１５を生成するのに用いることができる。
【００１８】
図１Ｂも本コントローラが出力量ＵO１５０を調節することができるパラメータを示すために電流ＩD１２０の波形のある例を示している。この例に示すように、電流ＩD１２０の最大値はＩMAX１２１であり、スイッチング期間はＴS１２２であり、デューティ・サイクルはＤ１２４である。本コントローラは典型的には、このデューティ・サイクルを１００％未満である最大値ＤMAXに制限する。一例では、コントローラ１４５は実質的に規則的なスイッチング期間ＴS１２２を有する発振器を含む。一例では、調節はオン時のスイッチＳ１  １２５をあるスイッチング期間内で制御することによって達成される。各スイッチング期間においては、スイッチング期間中のスイッチがＯＮである部分がスイッチのデューティ・サイクル（Ｄ）である。一例では、調節はスイッチの最大電流ＩMAX１２１を制御することによって達成される。別の例では、調節はスイッチング期間ＴS１２２を制御することによって達成される。ＩMAX１２１またはＴS１２２を制御するかどうかに関わらず、スイッチング期間の一部分であるＯＮ時のスイッチが調節され、したがってこの調節モードを本発明の教示による制御のデューティ・サイクル・モードであるとみることができる。
【００１９】
図２は、一例ではフィードバック信号１５５とフィードフォワード信号１７０に応答してスイッチＳ１  １２５のスイッチングを制御するためにコントローラ１４５によって印加されるデューティ・サイクル制御波形の一例を示す。矢印２１８により示すように、４つの特性２１７、２１６、２１５、２１４はそれぞれ値Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3、Ｖ4の間で増大するＶIN１０５の値と対応している。任意の固定された入力値に対して、最大デューティ・サイクルとフィードバック信号ＵFB２１９の所与の値に対する特定のデューティ・サイクルは、デューティ・サイクル２２０対フィードバック信号２１９の特性によって定められる。しかし、フィードフォワード信号の大きさが増大するにつれて、フィードバック信号２１９の所与の値に対する最大デューティ・サイクルとデューティ・サイクルの両方が減少する。
【００２０】
一例では、増大するフィードフォワード信号の大きさは、増大する電力変換器の入力電圧に対応する。この例では、固定されたフィードバック信号値ＵX２１１に対し、電源コントローラ１４５は、入力電圧がそれぞれＶ1からＶ2、Ｖ3、Ｖ4で変化するに従って、値ＤX1２０６からＤX2２０７、ＤX3２０８、ＤX4２０９の間でスイッチ１２５のデューティ・サイクルを変化させる。入力電圧がＶ1からＶ2、Ｖ3、Ｖ4で変化するときのＤX1２０６からＤX4２０９間のスイッチ１２５のデューティ・サイクルのこの変化はしたがって、フィードバック信号ＵFB１５５とは独立している。この例では、フィードバック信号が値ＵB２１０を超えるとき、デューティ・サイクル対フィードバック電流の傾斜は、フィードフォワード信号の値に応答せず、デューティ・サイクル値ＤMIN２０５に達するまで固定された傾斜−ｍFB２１３のままである。他の例では、傾斜２１３は本発明の教示により本質的に非線形であってよい。
【００２１】
図３は、一例においてフィードフォワード信号１７０に応答してスイッチＳ１  １２５のスイッチングを制御するためにコントローラ１４５によって印加されてよい、最大デューティ・サイクルＤMAX３０２とフィードフォワード信号または入力電圧信号ＵFF３０１の大きさとの間の関係の一例を示す。この例では、スイッチを制御する駆動信号の最大デューティ・サイクルは、本発明の教示に従って入力電圧信号すなわちフィードフォワード信号のある範囲の値にわたって複数の線形関数に応答して変えられる。例えば、図示の例では、入力電圧信号が第１の閾値ＶBR1３０３未満のとき、最大デューティ・サイクルの変化は入力電圧信号の第１の線形関数である。入力電圧信号が第１の閾値ＶBR1３０３と第２の閾値ＶBR2３０４との間にあるとき、最大デューティ・サイクルの変化は入力電圧信号の第２の線形関数である。入力電圧信号が第２の閾値ＶBR2３０４と第３の閾値ＶBR3３０５の間にあるとき、最大デューティ・サイクルの変化は入力電圧信号の第３の線形関数である。
【００２２】
この例に示すように、第１、第２、第３の線形関数の傾斜は、それぞれ傾斜１  ３０６、傾斜２  ３０７、傾斜３  ３０８である。一例では、傾斜１  ３０６は実質的にゼロに等しい傾斜を有するが、他の例では、また本発明の教示に従って傾斜１  ３０６はゼロでない傾斜を有してもよい。傾斜１  ３０６が実質的にゼロに等しい傾斜を有してよい１つの理由は、電源コントローラ１４５が、電源コントローラ１４５の設計に関連する実用上の理由からスイッチ１２５のスイッチングに常に印加され得る絶対最大デューティ・サイクルを制限しなければならない場合があるだけでなく、例えば電源の故障状態下でスイッチ１２５に加えられる応力を制限しなければならない場合があるからである。
【００２３】
一例では、最大デューティ・サイクル値ＤMAX1３０９、ＤMAX2３１０、ＤMAX3３１１、ＤMAX4３１２は、図２のＤMAX1２０１、ＤMAX2２０２、ＤMAX3２０３、ＤMAX4２０４にそれぞれ対応する。この例では、入力電圧信号の第１、第２、第３の線形関数は、入力電圧信号が増大するにつれて最大デューティ・サイクルが線形的に低減する。別の例では、傾斜３  ３０８は本発明の教示に従って実質的にゼロに等しい傾斜を有してもよい。
【００２４】
図４は、一例ではフィードフォワード信号１７０に応答してスイッチＳ１  １２５のスイッチングを制御するためにコントローラ１４５によって印加される、フィードバック信号ＵFBの所与のまたは固定された値に対する、デューティ・サイクル４０２とフィードフォワード信号ＵFFまたは入力信号４０１の大きさとの間の関係の一例を示す。一例では、そのフィードバック信号の所与のまたは固定された値は、図２のＵX２１１であってよいが、そのフィードバック信号の所与のまたは固定された値は図２のＵB２１０より大きい任意の値のフィードバック信号であってもよいことを理解されたい。
【００２５】
この例では、スイッチを固定された値のフィードバック信号に制御する駆動信号のデューティ・サイクルは、本発明の教示に従って入力電圧信号すなわちフィードフォワード信号のある範囲の値にわたって複数の線形関数に応答して変えられる。例えば、図示の例では、入力電圧信号が第１の閾値ＶBR1４０３未満のとき、フィードバック信号の固定された値に対するデューティ・サイクルの変化は入力電圧信号の第１の線形関数である。入力電圧信号が第１の閾値ＶBR1４０３と第２の閾値ＶBR2４０４との間にあるとき、スイッチのデューティ・サイクルは前記入力電圧信号の第２の線形関数である。入力電圧信号が第２の閾値ＶBR2４０４と第３の閾値ＶBR3４０５との間にあるとき、スイッチのデューティ・サイクルは入力電圧信号の第３の線形関数である。
【００２６】
この例に示すように、第１、第２、第３の線形関数の傾斜は、それぞれ傾斜１  ４０６、傾斜２  ４０７、傾斜３  ４０８である。一例では、傾斜１  ４０６は実質的にゼロに等しい傾斜を有するが、他の例では、本発明の教示に従って傾斜１  ４０６はゼロでない傾斜を有してもよいことを理解されたい。一例では、デューティ・サイクル値ＤX1４０９、ＤX2４１０、ＤX3４１１、ＤX4４１２は、図２のＤX1２０６、ＤX2２０７、ＤX3２０８、ＤX4２０９にそれぞれ対応する。この例では、入力電圧信号の第１、第２、第３の線形関数は、入力電圧信号が増大するにつれてデューティ・サイクルが線形的に低減させる。別の例では、傾斜３  ４０８は本発明の教示に従って実質的にゼロに等しい傾斜を有してもよい。
【００２７】
図５は、本発明の教示に従ってフィードフォワード利得セレクタ回路５３０に結合されたスイッチのデューティ・サイクル・コントローラ５２２を含んだ電源コントローラ５４５の内部ブロック図の一例を示す。この例では、フィードフォワード利得セレクタ回路５３０は、フィードフォワード信号ＩFF５１０を受け取るように結合されている。一例では、入力ＤＣ電圧ＶIN５０５は図１のＶIN１０５に等しい。一例では、スイッチＳ１  ５２５は図１のスイッチ１２５に等しく、スイッチ５２５を流れる電流ＩD５２０は図１のＩD１２０に等しい。
【００２８】
この例に示すように、ＶIN５０５は、この例では抵抗器ＲFFとして示したフィードフォワード回路５４０に結合されている。別の例では、フィードフォワード回路５４０は抵抗器ドライバであってよく、フィードフォワード信号５１０は電圧信号であってよい。この例では、フィードフォワード回路５４０を流れる電流ＩFF５１０は、フィードフォワード信号または入力電圧信号であり、これは一例では図１の信号ＵFF１７０に等しい。したがって、ＶIN５０５が増大するにつれて、フィードフォワード信号ＩFF５１０も増大する。
【００２９】
この例では、フィードフォワード信号ＩFFまたは入力電圧信号５１０は利得セレクタ回路５３０に結合されている。利得セレクタ回路５３０は、スイッチのデューティ・サイクル・コントローラ回路５２２に結合されたデューティ・サイクル調節信号５３５を生成する。この例では、スイッチのデューティ・サイクル・コントローラ回路５２２もフィードバック信号ＵFB５５５を受け取るように結合されている。利得セレクタ回路５３０はフィードフォワード信号５１０に印加される利得を選択する。印加されるこの利得は、図３に示すように、最大デューティ・サイクルの特性を入力電圧ＶIN５０５の関数として決定する。印加されるこの利得は、図４に示すように、デューティ・サイクルの特性も所与のまたは固定されたフィードバック信号の値を入力電圧ＶIN５０５の関数として決定する。図３、図４では、特性３１３、４１３の傾斜は入力電圧の大きさに左右されるので、本発明の教示に従って、利得セレクタ回路５３０は、フィードフォワード信号ＩFF５１０の値に準じて項５３６の利得乗数ｍFFを選択する。この関数を実行するための回路構成を以下の図６に記載する。
【００３０】
図６はフィードフォワードＩFFまたは入力電圧信号６１０を端子６５１で受け取るように結合された利得セレクタ回路６３０のある例の略図を示す。利得セレクタ回路６３０は、図７を参照して以下で考察するスイッチのデューティ・サイクル・コントローラ回路によって受信されるように結合された信号６３５を生成する。トランジスタ６５２または電圧源６５３は、端子６５１の電圧を設定し、例えばこの値は、所与の入力電圧５０５についてのフィードフォワード信号５１０の所望の値を得るために図５の抵抗器５４０の値を正確に計算できるようにするものである。電流源６３２は、正常な動作条件下の端子６５１の電圧の安定性を保証するためにトランジスタ６５２に流れ得る最大電流を制限する。
【００３１】
この例に示すように、フィードフォワード電流６１０は電流ミラー６０１によってミラーされる。この例では、電流ミラー６０１はｍ１：１に比を設定し、この比はミラーされた電流をフィードフォワード電流６１０未満に低減させて利得セレクタ回路６３０の内部電力消費を低減させる。この電流は１対１の電流ミラー６１５によって再びミラーされて、値ＩFF／ｍ１の２つの等しい電流６１２および６１１が生成される。キャパシタ６０５および抵抗器６１０を含むＲＣフィルタがノイズをフィルタリングする。一例では、電流源ＩB2６４５は電流源６４０ＩB1よりも値が大きい。
【００３２】
この例では、ＩB1６４０以下であるＩFF／ｍ１の値６１１について、Ｉ1６２５および故にｍFFＩFF６３５は１対１の電流ミラー６９１の作用によって実質的にＩ1６２５に等しく、実質的にゼロである。ＩB1６４０よりも大きいがＩB2６４５以下であるＩFF／ｍ１の値６１１、６１２について、Ｉ1６２５および故にデューティ・サイクル調節信号ｍFFＩFF６３５は、実質的には（ＩFF／ｍ１−ＩB1）に等しい。ＩB2６４５より大きいＩFF／ｍ１の値６１１、６１２について、ｍFFＩFF６３５は実質的に（ＩFF／ｍ１−ＩB1）−（ＩFF／ｍ１−ＩB2）ｍ２に等しい。式中、ｍ２は電流ミラー６２０の比であり、電流Ｉ1６２５から差し引かれる前に電流Ｉ2６３１に加えられる。したがって一般に、以下の関係は真である：
ｍFFＩFF＝Ｉ1−Ｉ2ｍ２    （１）
上記関係は図６のボックス６５０にもまとめている。
【００３３】
この例では、利得セレクタ回路６３０によってフィードフォワード信号ＩFF６１０に印加される利得は３つのセクションを有する。したがって、一例におけるスイッチのデューティ・サイクル・コントローラに結合されたＩ1とＩ2の相対的値に応じたデューティ・サイクル調節信号６３５の利得の変化は、図２、図３に示した特性を提供する。一例では、ＩFF／ｍ１  ６１１がＩB1  ６４０以下である条件は、それぞれ図３、図４の傾斜１  ３０６、４０６に対応する。一例では、ＩFF／ｍ１  ６１１がＩB1  ６４０より大きいがＩB2６４５以下である条件は、それぞれ図３、図４の傾斜２  ３０７、４０７に対応する。一例では、ＩFF／ｍ１  ６１１がＩB2６４５より大きい条件は、それぞれ図３、図４の傾斜３  ３０８、４０８に対応する。信号ｍFFＩFF６３５がスイッチのデューティ・サイクル・コントローラ回路によって処理される様式を図７を参照して以下に記載する。
【００３４】
図７は電源コントローラ回路７００の一部分の略図を示す。回路７００は、一例では図５のフィードバック信号５５５に等しいフィードバック信号ＩFB７０１を受け取るように結合されている。回路７００は、一例では図５のデューティ・サイクル調整信号５３５に等しいデューティ・サイクル調節信号７３５を受け取るように結合されている。回路７００の出力は、一例では図５のスイッチ５２５のスイッチングを駆動するための駆動信号５２１を導くのに用いられるＶPWM信号７６５である。
【００３５】
発振器７０２の出力信号７２０が低い場合、スイッチ７９９が閉じられ、電流源Ｉ1７４５、Ｉ  ７３８の和によって決定された速度でキャパシタ７８０が充電される。この速度は、時間にわたる電圧ＶD７９５を表す波形７９６の立ち上がりに対応する。発振器７０２の出力信号７２０が低い間、ＡＮＤゲート７６１からの出力信号７４４は、一例では図５のスイッチ５２５がオフである時間に対応するＶPWM信号７６５と同様に低い。
【００３６】
発振器７０２の出力信号７２０がハイになると、スイッチ７９９が開き、キャパシタ７８０の充電が停止される。立ち上がり遅延回路７６４によって決定される遅延期間の後、スイッチ７８５が閉鎖されて、電流源７８２によって決定されたある速度でキャパシタＣD７８０を放電させる。この速度は波形７９６の立ち下がり領域に対応する。波形７９６の平坦な頂上部分は、スイッチ７９９をオフにするのとスイッチ７８５をオンにするのとの間の遅延によって生じる。
【００３７】
基準電圧レベル７７２より低くなるために、波形７９６の電圧に対して用いられる時間が、ＶPWM出力７６５のＯＮ時ＴONを決定する。キャパシタ７８０の放電速度は電流源７８２によって固定されているので、ＶPWM出力７６５のＯＮ時ＴONはスイッチに７９９が閉じられている期間中にキャパシタ７８０が充電されるときの速度によって決定される。これはまたＩ  ７３８とＩ1７４５との関数である。全体的なサイクル時間ＴSの割合であるＶPWM出力７６５のＯＮ時ＴONはデューティ・サイクルであり、一例では図５のスイッチＳ１  ５２５のデューティ・サイクルに対応する。
【００３８】
フィードバック信号７０１の関数であるコントローラのデューティ・サイクル特性のＰＷＭ利得は、電流源７３６、７４５、７８２の相対的な大きさによって設定され、一例では図２の傾斜２１３に対応する。しかし、これは本発明の教示に関係がないため、これについて本明細書ではさらに議論しない。
【００３９】
本発明の教示による例は、所与のフィードバック信号７０１値に対するデューティ・サイクルと、例えば図５のスイッチ５２５の最大デューティ・サイクルとにデューティ・サイクル調節信号７３５が及ぼす影響に関連する。スイッチ５２５を流れる電流５２０といった他の要因も、ある種の条件においてはスイッチ５２５の実際のＯＮ時間に影響を及ぼすことを理解されたい。例えば、電流５２０が安全レベルを超えたことが感知された故障状態において電源が動作している場合、スイッチ５２５のＯＮ時間は、図７でＶPWM７６５信号が低下することよりもむしろこの理由のために終了される。
【００４０】
図７に示すように、関係７３９はフィードバック信号７０１とデューティ・サイクル調節信号７３５がキャパシタ７８０の充電および故にＶPWM出力信号７６５のデューティ・サイクルに及ぼす影響を支配する。デューティ・サイクル調節信号７３５が実質的にゼロであるとき、図６において実質的にゼロであるＩ1６２５の値に対応する一例では、関係７３９は：
Ｉ＝ＰＩ0−ｍC（ＩFB−ＩB）  （２）
になる。一例では、等式２の関係は、図２の特性２１７によって定められるような、デューティ・サイクル対フィードバック信号７０１の特性を生じる。
【００４１】
あらゆる条件について、図６のＩFF／ｍ１  ６１１がＩB1６４０より大きい場合、デューティ・サイクル調節信号７３５は有限である。関係７３９は以下のようになる：
Ｉ＝ＰＩ0−｛ｍC（ＩFB−ＩB）＋ｍFFＩFF｝  （３）
フィードフォワード信号６１０の関数であるデューティ・サイクル調節信号７３５の傾斜の値は、上記図５、図６を参照して説明したように、入力電圧条件の範囲の各々について固定されており、線形である。各条件について、デューティ・サイクル調節信号がゼロのとき、キャパシタ７８０の充電速度を決定するために、等式３と７３９の関係が適用される。
【００４２】
等式３と７３９の関係は、電流源ＩB７０３以上のフィードバック信号ＩFB７０１の値について当てはまるだけであることに留意されたい。フィードバック信号ＩFB７０１の値が電流源ＩB７０３未満である場合、関係７３９の項７４１は実質的にゼロであるが、マイナスにはならない。これは出力電流がゼロ未満にはなり得ない電流ミラー７５２の作用によるものである。
【００４３】
一例では、フィードバック信号ＩFB７０１が電流源ＩB７０３未満である条件は、フィードバック信号２１９の変化が最大値のままであるデューティ・サイクルＤ２２０に影響を及ぼさない図２の領域２５１に対応する。しかし、フィードフォワード信号の大きさが増大すれば、ＤMAX値２０１、２０２、２０３、２０４によって示すように、最大デューティ・サイクルは低減する。一例では、デューティ・サイクルＤに影響を及ぼすのに必要なフィードバック信号ＵB２１０の値は、フィードフォワード信号の大きさとは無関係に固定されている。一例では、これはフィードバック電流ＩFF７０１の値が電流源ＩB７０３を超えるまで関係７３９の項７４１がゼロである図７の回路に対応する。
【００４４】
図８は、一例では本発明の教示に従ってフィードフォワード信号５１０に応答してスイッチＳ１  ５２５のスイッチングを制御するために電源コントローラ５４５によって図５に適用することができる、最大デューティ・サイクル８０２とフィードフォワード信号または入力電圧信号８０１の大きさとの間の関係の一例を示している。
【００４５】
この例では、最大デューティ・サイクル８０２は、本発明の教示による入力電圧信号８０１の複数の線形関数である。この例では、スイッチの最大デューティ・サイクルは、入力電圧信号８０１が第１の範囲の値８２０内にあるとき、入力電圧信号８０１の第１の線形関数である。スイッチの最大デューティ・サイクル８０２は、入力電圧信号８０１が第２の範囲の値８２３の内にあるとき、入力電圧信号８０１の第２の線形関数である。スイッチの最大デューティ・サイクル８０２は、入力電圧信号が第ｎの範囲値８２６内にあるとき、入力電圧信号８０１の第ｎの線形関数である。
【００４６】
一例では、傾斜１  ８２７は実質的にゼロに等しい傾斜を有するが、他の例の傾斜１  ８２７は本発明の教示に従ってゼロでない傾斜を有してもよいことを理解されたい。一例では、それ以外のすべての線形関数は、入力電圧信号８０１が第１の範囲の値８２０内にある間、入力電圧信号８０１が増大するにつれて最大デューティ・サイクル８０２は線形的に低下する。別の例では、ｎ個の傾斜の１つまたは複数は、本発明の教示から依然として利益を受けながら入力電圧信号８０１が増大するにつれて、ｎ個の傾斜の１つが最大デューティ・サイクル８０２の線形的な低下を有する限り、実質的にゼロに等しい傾斜を有してもよい。
【００４７】
図９は、固定されたフィードバック信号値ＵFB５５５についてのフィードフォワード信号５１０に応答してスイッチＳ１  ５２５のスイッチングを制御するために電源コントローラ５４５によって、一例においては図５で適用することができる、フィードバック信号ＵFB９０２の所与のまたは固定された値に対するデューティ・サイクルとフィードフォワード信号または入力電圧信号９０１の大きさとの間の関係の一例を示している。この例では、フィードバック信号ＵFB９０２の固定された値のデューティ・サイクルは、入力電圧信号９０１の複数の線形関数である。
【００４８】
この例では、スイッチのフィードバック信号ＵFB９０２の固定された値に対するデューティ・サイクルは、入力電圧信号９０１が第１の範囲の値９２０内にあるとき、入力電圧信号９０１の第１の線形関数である。スイッチのフィードバック信号ＵFB９０２の固定された値に対するデューティ・サイクルは、入力電圧信号９０１が第２の範囲の値９２３内にあるとき、入力電圧信号９０１の第２の線形関数である。スイッチのフィードバック信号ＵFB９０２の固定された値に対するデューティ・サイクルは、入力電圧信号９０１が第ｎの範囲の値９２６内にあるとき、入力電圧信号９０１の第ｎの線形関数である。
【００４９】
一例では、傾斜１  ９２７は実質的にゼロに等しい傾斜を有するが、他の例の傾斜１  ９２７は本発明の教示に従ってゼロでない傾斜を有してもよいことを理解されたい。一例では、それ以外のすべての線形関数は、入力電圧信号９０１が第１の範囲の値９２０内にある間、入力電圧信号９０１が増大するにつれて、フィードバック信号の所与のまたは固定された値についてのデューティ・サイクル９０２は線形的に低下する。別の例では、ｎ個の傾斜の１つまたは複数は、本発明の教示から依然として利益を受けながら入力電圧信号９０１が増大するにつれて、ｎ個の傾斜の少なくとも１つがフィードバック信号９０２の所与のまたは固定された値についてのデューティ・サイクルが線形的な低下を有する限り、実質的にゼロに等しい傾斜を有してもよい。
【００５０】
図１０は、一例では本発明の教示に従って図８、９を参照して上で考察したような入力電圧信号の複数の線形関数を生成するのに適用できる利得セレクタ回路１０００の一例の略図を示す。一例における利得セレクタ回路１０３０の一部は図６のブロック６３０と多数の態様を共有し、したがってここでは詳細に考察しない。
【００５１】
図示のように、利得セレクタ回路１０００はフィードフォワード信号ＩFFすなわち入力電圧信号１０１０を端子１０５１で受信するように結合されている。利得セレクタ回路１０００は、一例では図５のスイッチのデューティ・サイクル・コントローラ５２２であってよいスイッチのデューティ・サイクル・コントローラ回路に結合される信号１０３５を生成する。図１０の利得セレクタ回路１０００は、入力電圧信号１０１０の関数としてデューティ・サイクル調節信号１０３５の複数の線形関数を生成するように複数のブロックを含む。
【００５２】
分かり易いように、一例では図８、９のそれぞれ第ｎの傾斜８３０または９３０を実行する第ｎブロック１０３１のみを図１０には示している。この例では、電流Ｉn１０１５は、電流ＩFF／ｍ１１０３２が電流ＩBn１０１１を超えるまで実質的にゼロである（ＩBn＞．．．＞ＩB2＞ＩB1）。ＩFF／ｍ１  １０３２の値がＩBn１０１１より大きくなるために、ＩFF／ｍ１  １０３２とＩBn１０１１との間の差が、電流ミラー１０２０の比ｍｎによって乗算され、Ｉ1１０２５から引かれる。したがって一般に、デューティ・サイクル調節信号１０３５は以下の関係で表すことができる：
ｍFFＩFF＝Ｉ1−Ｉ2ｍ２．．．−Ｉnｍｎ  （４）
【００５３】
要約に記載したものを含む、本発明の図示の例の上記説明は、包括的であることを意図するものではないか、または開示の正確な形態を限定することを意図するものではない。本発明の具体的な実施形態や例を説明のために記載しているが、当業者には理解されるように、種々の同等の変形が可能である。実際、具体的な電圧、電流、周波数、出力範囲の値、時間、等は説明のために記載されており、本発明の教示による他の実施形態および例においては他の値が用いられてもよい。
【００５４】
これらの変形は上記の詳細な説明を考慮して本発明の例になされてよい。添付の特許請求の範囲において用いられる用語は、本明細書および添付の特許請求の範囲に開示の具体的な実施形態に本発明を限定するものであると解釈するべきではない。むしろ、本発明の範囲は、特許請求解釈の確立された原則に従って解釈されるべきである添付の特許請求の範囲によって完全に決定される。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の教示によるフィードフォワード信号およびフィードバック信号に応答する電源コントローラ回路を用いた電力変換器のある例を示す略図である。
【図２】本発明の教示によるフィードフォワード信号に応答する電源コントローラ回路のある例のためのデューティ・サイクル制御波形を示すグラフである。
【図３】本発明の教示によるフィードフォワード信号に応答する電源コントローラ回路のある例のための最大デューティ・サイクル制御波形を示すグラフである。
【図４】本発明の教示によるフィードフォワード信号に応答する電源コントローラ回路のある例のためのフィードバック信号制御波形の固定された値のデューティ・サイクルを示すグラフである。
【図５】本発明の教示によるフィードフォワード信号およびフィードバック信号に応答する電源コントローラ回路のある例を示す略図である。
【図６】本発明の教示によるフィードフォワード信号およびフィードバック信号に応答する電源コントローラ回路の一部分のある例を示す略図である。
【図７】本発明の教示によるデューティ・サイクル調節信号およびフィードバック信号に応答する電源コントローラ回路の一部分のある例を示す略図である。
【図８】本発明の教示によるフィードフォワード信号に応答する電源コントローラ回路のある例のための最大デューティ・サイクル制御波形を示すグラフである。
【図９】本発明の教示によるフィードフォワード信号に応答する電源コントローラ回路のある例のためのフィードバック信号制御波形の固定された値のデューティ・サイクルを示すグラフである。
【図１０】本発明の教示によるフィードフォワード信号およびフィードバック信号に応答する電源コントローラ回路の一部分のある例を示す略図である。
【符号の説明】
【００５６】
１００  電力変換器、１０５  デューティ・サイクル入力電圧ＶIN 、１１０  クランプ回路、１２１  電流ＩD１２０の最大値ＩMAX、１２２  スイッチング期間、１２４  デューティ・サイクル、１２５  スイッチＳ１、１３５  出力キャパシタ、１４０  フィードフォワード回路、１４５  電源コントローラ、１５０  出力量ＵO、１５５  フィードバック信号、１６０  フィードフォワード回路、１６５  負荷、１７０  フィードフォワード信号、１７５  エネルギー移送要素Ｔ１、１７６  出力巻線、１７７  入力巻線、１７８  フォワード巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0005517114.tif 000008
【図８】
0005517114.tif 000009
【図９】
0005517114.tif 000010
【図１０】
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