(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの直流電圧を受電するフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサに蓄積された電気エネルギーを用いて負荷を駆動するインバータ部と、備えた電力変換装置において、
前記フィルタコンデンサには、並列に接続される複数のコンデンサエレメントが設けられると共に、前記直流電源からの直流電圧を受電する正極側主端子および負極側主端子からなる第１直流端子が設けられ、
前記コンデンサエレメントのうちの電気的な接続形態における一方の端部側に位置する第１のコンデンサエレメントの正極側端子と前記第１直流端子の正極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第１のインダクタンス成分と、前記電気的な接続形態における他方の端部側に位置する第２のコンデンサエレメントの正極側端子と前記第１直流端子の正極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第２のインダクタンス成分とが略同一となるように構成し、且つ、前記第１のコンデンサエレメントの負極側端子と前記第１直流端子の負極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第３のインダクタンス成分と、前記第２のコンデンサエレメントの負極側端子と前記第１直流端子の負極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第４のインダクタンス成分とが略同一となるように構成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記フィルタコンデンサには、前記第１および第２のコンデンサエレメント以外の第３のコンデンサエレメントが１つ以上設けられており、
前記第３のコンデンサエレメントのうちの少なくとも１つのコンデンサエレメントにおける正極側端子と前記第１直流端子の正極側主端子とが前記電気的な接続形態を構成するための接続導体とは異なる接続導体にて接続され、且つ、当該接続導体の部分のインダクタンス成分が前記第１のインダクタンス成分に略一致するように構成すると共に、
前記１つのコンデンサエレメントにおける負極側端子と前記第１直流端子の負極側主端子とが前記電気的な接続形態を構成するための接続導体とは異なる接続導体にて接続され、且つ、当該接続導体の部分のインダクタンス成分が前記第３のインダクタンス成分に略一致するように構成する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第１の導体経路長と、前記第２のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第２の導体経路長とが略同一となるように構成し、且つ、前記第３のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第３の導体経路長と、前記第４のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第４の導体経路長とが略同一となるように構成する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記フィルタコンデンサには、前記第１および第２のコンデンサエレメント以外の第３のコンデンサエレメントが１つ以上設けられており、
前記第３のコンデンサエレメントのうちの少なくとも１つのコンデンサエレメントにおける正極側端子と前記第１直流端子の正極側主端子とが前記電気的な接続形態を構成するための接続導体とは異なる接続導体にて接続され、且つ、当該接続導体に沿う導体経路長が前記第１の導体経路長に略一致するように構成すると共に、
前記１つのコンデンサエレメントにおける負極側端子と前記第１直流端子の負極側主端子とが前記電気的な接続形態を構成するための接続導体とは異なる接続導体にて接続され、且つ、当該接続導体に沿う導体経路長が前記第３の導体経路長に略一致するように構成する
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記フィルタコンデンサには、前記インバータ部に接続され、蓄積した電気エネルギーを当該インバータ部に送電する正極側主端子および負極側主端子からなる第２直流端子が設けられており、
前記第１のコンデンサエレメントの正極側端子と前記第２直流端子の正極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第５のインダクタンス成分と、前記第２のコンデンサエレメントの正極側端子と前記第２直流端子の正極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第６のインダクタンス成分とが略同一となるように構成し、且つ、前記第１のコンデンサエレメントの負極側端子と前記第２直流端子の負極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第７のインダクタンス成分と、前記第２のコンデンサエレメントの負極側端子と前記第２直流端子の負極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第８のインダクタンス成分とが略同一となるように構成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第５のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第５の導体経路長と、前記第６のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第６の導体経路長とが略同一となるように構成し、且つ、前記第７のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第７の導体経路長と、前記第８のインダクタンス成分を形成する導体部分に沿った長さである第８の導体経路長とが略同一となるように構成する
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記インバータ部には、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されるスイッチング素子が用いられていることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のコンデンサエレメントにて構成されるフィルタコンデンサを具備する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば下記特許文献１に示される従来の電力変換装置では、直流電圧を平滑化するフィルタコンデンサは、互いに並列に接続される複数のコンデンサエレメント（同文献では１０個のコンデンサエレメントを例示）を有すると共に、直流電源に接続される一対の第１直流端子およびインバータ部に接続される一対の第２直流端子を有して構成されている。このように構成されたフィルタコンデンサでは、直流電源による直流電圧の供給は、フィルタコンデンサの一方側に設けられる一対の第１直流端子側から行われ、インバータ部に対する直流電圧の出力は、フィルタコンデンサの他方側に設けられる一対の第２直流端子側から行われることになる。【０００３】
ここで、従来の電力変換装置において、複数のコンデンサエレメントを有するのは、一つのコンデンサエレメントのみでは大きな直流電力を蓄積することができないためである。この場合、必然的に、複数のコンデンサエレメントが互いに並列に接続される構成になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−５６９８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の電力変換装置のように複数のコンデンサエレメントが互いに並列に接続される構成の場合、コンデンサエレメントの正負電極間を接続する接続導体のインダクタンスの大きさが問題となる。【０００６】
接続導体のインダクタンスが大きい場合、インバータ部のスイッチング素子に発生するサージ電圧が大きくなることは事実として広く知られている。一方、本願発明者らは、各コンデンサエレメントを接続する接続導体のインダクタンスに差異がある場合、コンデンサエレメント間の発熱量にばらつきが生じることを見出すに至った。【０００７】
例えば、上記特許文献１の構成の場合、第１直流端子に最も近いコンデンサエレメントの発熱量が大きくなり、第１直流端子から離れるに従って、コンデンサエレメントの発熱量が小さくなる。電力変換装置の場合、インバータ部のスイッチング素子のオンオフによりフィルタコンデンサに蓄積された電荷が負荷に供給される。この際、フィルタコンデンサの蓄積電荷の減少を補うために直流電源からフィルタコンデンサに向けて電流が流れるが、この電流の多くは、第１直流端子に最も近いコンデンサエレメントに流れようとするため、当該コンデンサエレメントに電流が集中し、当該コンデンサエレメントの発熱量が大きくなると考えられる。【０００８】
ここで、例えば鉄道用途の電力変換装置の場合、スイッチング素子の許容温度は１２０〜１３０℃程度まで許容されるのに対し、熱に弱いフィルタコンデンサでは、その性能を維持し、寿命の低下を抑止するには、コンデンサエレメントの温度を例えば８０℃以内に抑える必要がある。したがって、特定のコンデンサエレメントに電流が集中するのを抑止してコンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきを抑えること（即ち、コンデンサエレメントの均熱化）は、フィルタコンデンサの性能とコストのバランスを図る上で重要な要素となる。特に、近時の電力変換装置では、キャリア周波数を高くしてスイッチング素子のスイッチング速度を高速化する傾向にある。このため、フィルタコンデンサにおいても、接続導体のインダクタンスの大きさの影響を受け易くなり、コンデンサエレメントに対する均熱化の要請は、増大していると言っても過言ではない。【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきを抑制し、フィルタコンデンサの性能および寿命の低下を抑止することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電源からの直流電圧を受電するフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサに蓄積された電気エネルギーを用いて負荷を駆動するインバータ部と、備えた電力変換装置において、前記フィルタコンデンサには、並列に接続される複数のコンデンサエレメントが設けられると共に、前記直流電源からの直流電圧を受電する正極側主端子および負極側主端子からなる第１直流端子が設けられ、前記コンデンサエレメントのうちの電気的な接続形態における一方の端部側に位置する第１のコンデンサエレメントの正極側端子と前記第１直流端子の正極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第１のインダクタンス成分と、前記電気的な接続形態における他方の端部側に位置する第２のコンデンサエレメントの正極側端子と前記第１直流端子の正極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第２のインダクタンス成分とが略同一となるように構成し、且つ、前記第１のコンデンサエレメントの負極側端子と前記第１直流端子の負極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第３のインダクタンス成分と、前記第２のコンデンサエレメントの負極側端子と前記第１直流端子の負極側主端子との間を電気的に接続する導体部分における第４のインダクタンス成分とが略同一となるように構成することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、コンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきを抑制することができ、フィルタコンデンサの性能および寿命の低下を抑止することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、本実施の形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】図２は、本実施の形態に係るフィルタコンデンサの接続構成を実態に即してより正確に表した図である。
【図３】図３は、本実施の形態に係るフィルタコンデンサの回路部を模擬するシミュレーションモデルを示す図である。
【図４】図４は、比較例として提示するフィルタコンデンサの回路部を模擬するシミュレーションモデルを示す図である。
【図５】図５は、第１のシミュレーション結果を示す図表である。
【図６】図６は、比較例のコンデンサエレメントに係る第１のシミュレーション結果をグラフにして示した図である。
【図７】図７は、本願のコンデンサエレメントに係る第１のシミュレーション結果をグラフにして示した図である。
【図８】図８は、第２のシミュレーション結果を示す図表である。
【図９】図９は、比較例のコンデンサエレメントに係る第２のシミュレーション結果をグラフにして示した図である。
【図１０】図１０は、本願のコンデンサエレメントに係る第２のシミュレーション結果をグラフにして示した図である。
【図１１】図１１は、図２の接続構成に加えてインバータ部側の主端子である第２直流端子側の導体経路長を略同一にするフィルタコンデンサの接続構成を示す図である。
【図１２】図１２は、接続導体を平板状導体とするときの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１４】
＜実施の形態＞
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。図１において、実施の形態に係る電力変換装置は、直流電源１からの直流電圧を受電するフィルタコンデンサ２と、フィルタコンデンサ２に蓄積された電荷（電気エネルギー）を用いて負荷８を駆動するインバータ部３と、を備えて構成される。
【００１５】
直流電源１は、直流電力の供給源であり、陽極Ｐおよび陰極Ｎの電位を有する。フィルタコンデンサ２は、各々が並列に接続される複数のコンデンサエレメント９ａ〜９ｃを有して構成される。フィルタコンデンサ２には、直流電源１の陽極Ｐに接続される正極側主端子１２ａ、直流電源１の陰極Ｎに接続される負極側主端子１２ｂ、インバータ部３に接続され、蓄積した電気エネルギーをインバータ部３に送電する正極側主端子１３ａおよび負極側主端子１３ｂが設けられている。これらの端子のうち、正極側主端子１２ａおよび負極側主端子１２ｂは、一対の第１直流端子を構成し、正極側主端子１３ａおよび負極側主端子１３ｂは、一対の第２直流端子を構成する。
【００１６】
インバータ部３は、スイッチング素子６ａ〜６４ｆ、ダイオード７ａ〜７ｆを備えて構成される。このインバータ部３では、スイッチング素子４ａとダイオード７ａ、スイッチング素子４ｃとダイオード７ｃおよびスイッチング素子４ｅとダイオード７ｅのそれぞれのペア同士が逆並列に接続されて上側アーム４ａ，４ｃ，４ｅを構成すると共に、スイッチング素子４ｂとダイオード７ｂ、スイッチング素子４ｄとダイオード７ｄおよびスイッチング素子４ｆとダイオード７ｆのそれぞれのペア同士が逆並列に接続されて下側アーム４ｂ，４ｄ，４ｆを構成する。上側アーム４ａ，４ｃ，４ｅと下側アーム４ｂ，４ｄ，４ｆとは、それぞれが直列に接続されて一つのレグを構成する。これらのレグは、複数組設けられ（図示の例では３組）、並列に接続されると共に各レグの一端は直流母線２５ａに接続され、各レグの他端は直流母線２５ｂに接続されてブリッジ回路を構成する。図示の例は３相インバータ回路であり、上側アーム４ａ，４ｃ，４ｅと下側アーム４ｂ，４ｄ，４ｆとの接続点は３つあり、それぞれの接続点から引き出されてインバータ部３におけるＵ相端子５ａ、Ｖ相端子５ｂ、Ｗ相端子５ｃを成し、負荷８に接続される。
【００１７】
つぎに、コンデンサエレメント９ａ〜９ｃの接続構成について説明する。
【００１８】
図１において、複数のコンデンサエレメント９ａ〜９ｃの各正極は、第１直流端子の正極側主端子１２ａと第２直流端子の正極側主端子１３ａとの間を電気的に接続することで正極側の直流母線を成す正極側導体１０ａに接続される。同様に、コンデンサエレメント９ａ〜９ｃの各負極は、第１直流端子の負極側主端子１２ｂと第２直流端子の負極側主端子１３ｂとの間を電気的に接続することで負極側の直流母線を成す負極側導体１０ｂに接続される。
【００１９】
上記の構成と共に、本実施の形態に係るフィルタコンデンサ２では、電気的な接続形態における一方側の端部に位置するコンデンサエレメント９ａの正極と、他方側の端部に位置するコンデンサエレメント９ｃの正極とが、正極側導体１０ａとは異なる正極側導体１８ａにて電気的に接続される。この際、コンデンサエレメント９ａの正極側接続点である正極側端子１４ａと第１直流端子の正極側主端子１２ａとの間の接続導体に沿った長さである第１の導体経路長Ｗ１と、コンデンサエレメント９ｃの正極側接続点である正極側端子１６ａと第１直流端子の正極側主端子１２ａとの間の第２の導体経路長Ｗ２とが、略同一となるようにコンデンサエレメント９ａ，９ｃが配置される。
【００２０】
上記の構成は、負極側においても同様であり、コンデンサエレメント９ａの負極と、コンデンサエレメント９ｃの負極とが、負極側導体１０ｂとは異なる負極側導体１８ｂにて電気的に接続され、且つ、コンデンサエレメント９ａの負極側接続点である負極側端子１４ｂと第１直流端子の負極側主端子１２ｂとの間の第３の導体経路長Ｗ３と、コンデンサエレメント９ｃの負極側接続点である負極側端子１６ｂと第１直流端子の負極側主端子１２ｂとの間の第４の導体経路長Ｗ４とが、略同一となるようにコンデンサエレメント９ａ，９ｃが配置される。
【００２１】
なお、図１は各コンデンサエレメントの接続関係を示す回路図であるため、図示の導体経路長は実際の長さを表してはいない。実際的には、図２に示すような配置構成になる。
【００２２】
つぎに、本願および比較例に係るシミュレーションモデルについて説明する。
【００２３】
図３は、本実施の形態に係るフィルタコンデンサ２の回路部を模擬するシミュレーションモデルである。図３において、破線部Ａに示す部分は、コンデンサエレメント９ａ自身を模擬しており、コンデンサエレメント９ａのキャパシタンスを表すキャパシタＣ２１と、コンデンサエレメント９ａの抵抗成分を表す抵抗Ｒ１１との直列回路にて表すことができる。
【００２４】
また、破線部Ｂに示す部分は、第１直流端子の正極側主端子１２ａとコンデンサエレメント９ａの正極側端子１４ａとの間の第１の導体経路長Ｗ１の部分に対応しており、第１の導体経路長Ｗ１の部分に存在する接続導体の抵抗成分を表す抵抗Ｒａ１と当該部位のインダクタンス成分（第１のインダクタンス成分）を表すインダクタＬａ１との直列回路にて表すことができる。
【００２５】
同様に、破線部Ｃに示す部分は、第１直流端子の正極側主端子１２ａとコンデンサエレメント９ｃの正極側端子１６ａとの間の第２の導体経路長Ｗ２の部分に対応しており、第２の導体経路長Ｗ２の部分に存在する接続導体の抵抗成分を表す抵抗Ｒａ３と、当該部位のインダクタンス成分（第２のインダクタンス成分）を表すインダクタＬａ３との直列回路にて表すことができる。
【００２６】
以下、他の部位も同様に表すことができ、本実施の形態に係るフィルタコンデンサ２の回路部は、図３に示すようなラダー回路の構成となる（Ｒ１１〜Ｒ１３，Ｒａ１〜Ｒａ４，Ｒｂ１，Ｒｂ２，Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｌａ１〜Ｌａ４，Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｃ１，Ｌｃ２）。なお、直流電源１を模擬するため、正極側主端子１２ａと負極側主端子１２ｂとの間に電流源３０を挿入している。
【００２７】
図４は、比較例として提示するフィルタコンデンサの回路部を模擬するシミュレーションモデルである。図４のシミュレーションモデルにて示されるフィルタコンデンサは、コンデンサエレメント９ｃの正極側端子１６ａと第１直流端子の正極側主端子１２ａとの間および、コンデンサエレメント９ｃ負極側端子１６ｂと第１直流端子の負極側主端子１２ｂとの間を接続しない構成である。即ち、図４のフィルタコンデンサでは、コンデンサエレメント９ａのみが第１直流端子である正極側主端子１２ａおよび負極側主端子１２ｂに直接接続される構成であり、その他の構成は、図３と同一もしくは同等である。
【００２８】
また、図４の破線部Ｄに示すように、電流源３０から見たインピーダンスが図３と等価になるように、正極側主端子１２ａと正極側端子１４ａとの間および、負極側主端子１２ｂと負極側端子１４ｂとの間をそれぞれ並列回路としている。なお、図３の回路と図４の回路とを区別するため、各キャパシタを異なる符号で表している。
【００２９】
つぎに、図３および図４のシミュレーションモデルに対して行ったシミュレーション結果（第１のシミュレーション）について説明する。なお、各シミュレーションモデルにおける回路定数は、以下の通りである。
【００３０】
（１）各コンデンサエレメント（キャパシタ）のキャパシタンス
Ｃ１１＝Ｃ１２＝Ｃ１３＝Ｃ２１＝Ｃ２２＝Ｃ２３＝６６６（μＦ）
（２）コンデンサエレメント−主端子間のインダクタンス成分
Ｌａ１＝Ｌａ２＝Ｌａ３＝Ｌａ４＝５０（ｎＨ）
（３）各コンデンサエレメント間のインダクタンス成分
Ｌｂ１＝Ｌｂ２＝Ｌｃ１＝Ｌｃ２＝１０（ｎＨ）
（４）電流源
ピーク値１０００(Ａ）の正弦波
スイッチング時の電流変化(ｄｉ／ｄｔ)を模擬するため、周波数を可変（１０ｋＨｚ〜１ＭＨｚ）
【００３１】
図５は、第１のシミュレーションを行ったときのシミュレーション結果であり、電流源の周波数を１０ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲で可変したときに各コンデンサエレメントに流れる電流の大きさ（実効値）示している。図５において、左半分に示される電流値は図４（比較例）に示すキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３に流れる電流値を示し、右半分に示される電流値は図３（本願）に示すキャパシタＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３に流れる電流値を示している。また、図６は、キャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３に流れる電流の変化をグラフにして示した図であり、図７は、キャパシタＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３に流れる電流の変化をグラフにして示した図である。
【００３２】
図５〜図７の各図面から以下の事項が明らかになる。
（１）周波数が１０ｋＨｚ程度では、本願および比較例共にコンデンサエレメント間の電流差は殆ど見られない。
（２）また、本願の場合、少なくとも１００ｋＨＺ程度までの周波数において、コンデンサエレメント間の電流差は小さい。本願の場合、コンデンサエレメント間の電流差に有意差が見られるのは、１００〜５００ｋＨｚの間である。
（３）比較例の場合、２０ｋＨｚを程度から、コンデンサエレメント間の電流差に有意差が見られる。
（４）本願の場合、キャパシタＣ２１（コンデンサエレメント９ａ）と、キャパシタＣ２３（コンデンサエレメント９ｃ）とは、電流が均等に分配されている。
（５）比較例の場合、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１３との関係では、１０ｋＨｚ程度までの周波数では、電流が均等に分配されているが、周波数が大きくなるに従って、電流は不均一になる。また、周波数が５０ｋＨｚを超えるとキャパシタＣ１１に流れる電流が極めて大きくなり、周波数が５００ｋＨｚを超えると他のコンデンサエレメントには殆ど電流が流れなくなる。
【００３３】
なお、図５のシミュレーション結果において、各コンデンサエレメントに流れる各周波数毎の電流和は、周波数間では等しくなっていないが、これは、各コンデンサエレメントに流れる電流間に位相差が存在するためである。図５の結果から理解できることではあるが、比較例の場合、５０〜１００ｋＨｚの間において、各コンデンサエレメントの電流和は、電流源からの電流値（１０００Ａ）よりも大きくなっており、各コンデンサエレメントに流れる電流の位相差が大きくなっていることが分かる。一方、本願の場合、各コンデンサエレメントの電流和が電流源の電流値（１０００Ａ）よりも大きくなるのは、１００ｋＨｚ前後であり、少なくとも７０ｋＨ以下および、５００ｋＨｚ以上では、各コンデンサエレメントに流れる電流の位相差は小さくなっていることが分かる。
【００３４】
つぎに、コンデンサエレメント間のインダクタンス値を変更したときのシミュレーション結果（第２のシミュレーション）について図８〜図１０の図面を参照して説明する。なお、この第２のシミュレーションでは、各コンデンサエレメント間のインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２，Ｌｃ１，Ｌｃ２を、“５（ｎＨ）”に変更している点を除き、上記の回路定数を用いている。
【００３５】
まず、本願の場合、図７と図１０との比較から明らかなように、電流値の大きさおよび電流値の変化の傾向共に差異は殆ど見られない。したがって、本願の場合、コンデンサエレメント間のインダクタンス値の影響を殆ど受けないことが理解できる。
【００３６】
また、比較例の場合、キャパシタＣ１１および、キャパシタＣ１３における電流変化の変化率が若干小さくなってはいるものの、電流変化の傾向は相似している。したがって、比較例においても、コンデンサエレメント間のインダクタンス値の影響をあまり受けないと言うことができる。
【００３７】
なお、上記においても若干触れたが、近時の電力変換装置では、キャリア周波数を高めて、スイッチング速度を高速化する傾向にあり、例えばキャリア周波数を３６ｋＨｚ、５２ｋＨｚといったスイッチング制御も実際に行われている。そこで、このようなキャリア周波数でスイッチング素子を高速に制御することを考えると、例えば比較例の場合では、上記（３）項にも記載したように、コンデンサエレメント間の電流差に有意差が表れるようになり、コンデンサエレメント間に温度上昇のばらつきが生じるようになってくる。実際に、図４のシミュレーション結果を参照すると、コンデンサエレメントに流れる電流の最大値と最小値との比をＩＲとすると、例えば２０ｋＨｚでは、ＩＲ＝１．８６であり、５０ｋＨｚでは、ＩＲ＝２．０２であり、７０ｋＨｚでは、ＩＲ＝２．９０である。
【００３８】
一方、本願の場合、例えば２０ｋＨｚでは、ＩＲ＝１．１０であり、５０ｋＨｚでは、ＩＲ＝１．３５であり、７０ｋＨｚでは、ＩＲ＝１．２０である。これらの結果より、本願の場合、コンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきが抑制され、コンデンサエレメント間において、発熱量の均熱化が図られていると言える。
【００３９】
以上説明したように、本実施の形態では、電気的な接続形態における一方側の端部に位置する第１のコンデンサエレメントと、電気的な接続形態における他方側の端部に位置する第２のコンデンサエレメントを含む３つのコンデンサエレメントを有するフィルタコンデンサには、直流電圧を受電する正極側主端子および負極側主端子からなる一対の直流端子（第１直流端子）が設けられ、第１のコンデンサエレメントの正極側端子と第１直流端子の正極側主端子との間の第１の導体経路長と、第２のコンデンサエレメントの正極側端子と第１直流端子の正極側主端子との間の第２の導体経路長とが略同一となるように構成し、且つ、第１コンデンサエレメントの負極側端子と第１直流端子の負極側主端子との間の第３の導体経路長と、第２のコンデンサエレメントの負極側端子と第１直流端子の負極側主端子との間の第４の導体経路長とが略同一となるように構成したので、電力変換装置の動作領域における所望の周波数帯において、各コンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきを抑制することができ、フィルタコンデンサの性能および寿命の低下を抑止することが可能となる。
【００４０】
なお、本実施の形態では、３つのコンデンサエレメントを有するフィルタコンデンサに適用する例を示したが、本発明は、当該実施の形態に限定されるものではなく、２つのコンデンサエレメントを有する場合にも適用可能であり、また、４つ以上のコンデンサエレメントを有する場合にも適用可能である。
【００４１】
また、本実施の形態では、第１の導体経路長と第２の導体経路長とが略同一となるように構成し、且つ、第３の導体経路長と第４の導体経路長とが略同一となるように構成したが、本発明は、この構成に限定されるものではない。具体的には、第１のコンデンサエレメントと第２のコンデンサエレメントとの間に位置する第３のコンデンサエレメント（上記実施の形態の例ではコンデンサエレメント９ｂ）の正極側端子と第１直流端子の正極側主端子との間を正極側の直流母線を成す正極側導体１０ａとは異なる正極側導体にて電気的に接続し、この正極側導体に沿った導体経路長が第１の導体経路長および第２の導体経路長と略同一となるように構成すると共に、第３のコンデンサエレメントの負極側端子と第１直流端子の負極側主端子との間を負極側の直流母線を成す負極側導体１０ｂとは異なる負極側導体にて電気的に接続し、この負極側導体に沿った導体経路長が第３の導体経路長および第４の導体経路長と略同一となるように構成すれば、各コンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきに対する抑制効果を更に高めることができる。なお、本手法は、４つ以上のコンデンサエレメントを有する場合においても、適用可能である。
【００４２】
また、本実施の形態では、直流電源１側の主端子である第１直流端子側の導体経路長を略同一にする実施形態について説明したが、インバータ部３側の主端子である第２直流端子側の導体経路長を略同一にするように構成してもよい。例えばインバータ部３が回生動作を行う場合、第１直流端子と第２直流端子の役割は逆になり、第２直流端子はインバータ部３が出力する直流電圧を受電する端子となる（第１直流端子は、フィルタコンデンサ２の電気エネルギーを直流電源１に送電する端子となる）。このため、図１１に示すように、図２の接続構成に加え、コンデンサエレメント９ａの正極側接続点である正極側端子１４ａと第２直流端子の正極側主端子１３ａとの間の接続導体に沿った長さである第５の導体経路長Ｗ５と、コンデンサエレメント９ｃの正極側接続点である正極側端子１６ａと第２直流端子の正極側主端子１３ａとの間の第６の導体経路長Ｗ６とが略同一となるようにし、且つ、コンデンサエレメント９ａの負極側接続点である負極側端子１４ｂと第２直流端子の負極側主端子１３ｂとの間の第７の導体経路長Ｗ７と、コンデンサエレメント９ｃの負極側接続点である負極側端子１６ｂと第２直流端子の負極側主端子１３ｂとの間の第８の導体経路長Ｗ８とが略同一となるようにコンデンサエレメント９ａ，９ｃを配置するようにすれば、コンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきに対する抑制効果を更に高めることができる。
【００４３】
なお、本実施の形態では、第１の導体経路長と第２の導体経路長とが略同一となるように構成し、且つ、第３の導体経路長と第４の導体経路長とが略同一となるように構成することを要旨として説明したが、導体経路長を一致させる構成のみが本発明の要旨ではない。肝要な点は、第１の導体経路長の部分のインダクタンス成分と、第２の導体経路長の部分のインダクタンス成分とが略同一となるように構成され、且つ、第３の導体経路長の部分のインダクタンス成分と第４の導体経路長の部分のインダクタンス成分とが略同一となるように構成されていればよく、このような構成も本発明の要旨を成すものである。
【００４４】
ここで、例えば図１２に示すような平板状導体を接続導体として用いる場合、そのインダクタンス（自己インダクタンス）成分は、接続導体の透磁率μ、幅ｗ、厚さ（高さ）ｄ、長さｓに関係する。具体的に、透磁率μが同一の場合を比較すると、幅ｗが大きくなればインダクタンスは小さくなり、厚さｄが大きくなればインダクタンスは小さくなり、長さｓが大きくなればインダクタンスは大きくなる。よって、導体経路長が異なっていても、幅ｗ、厚さｄおよび長さｓのパラメータ要素を可変することにより、インダクタンス成分の大きさを調整することができる。接続導体に流れる電流は周波数が高くなるに従って表面付近に集まるという性質（表皮効果）がある。このため、スイッチング周波数が高い場合、厚さｄの影響は小さくなるので、幅ｗおよび長さｓのパラメータ要素を可変するようにすればよい。なお、ここでの説明は、透磁率μが同一であるとしたが、透磁率μが異なっていても構わないことは無論である。
【００４５】
また、本実施の形態では、フィルタコンデンサに接続されるインバータ部として、上側アームと下側アームとが直列接続されて構成されるレグを３組有する３相ブリッジ回路を一例として説明したが、本発明は、当該構成に限定されるものではなく、１組のレグを有するハーフブリッジ回路や２組のレグを有する単相ブリッジ回路に適用することも可能であり、また、４組以上のレグを有する多相ブリッジ回路に適用することも可能である。
【００４６】
最後に、電力変換装置のインバータ部３に用いられるスイッチング素子について説明する。インバータ部３に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体トランジスタ素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど）と、同じく珪素を素材とする半導体ダイオード素子とを逆並列に接続した構成のものが一般的である。上記で説明した技術は、この一般的なスイッチング素子を具備するインバータ部３に用いることができる。
【００４７】
一方、上述した技術は、Ｓｉを素材として形成されたスイッチング素子に限定されるものではない。このＳｉに代え、近年、高速のスイッチング動作が可能であるとして注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とするスイッチング素子をインバータ部３に用いることも無論可能である。
【００４８】
ここで、ＳｉＣを素材とするスイッチング素子が高速のスイッチング動作が可能であるのは、ＳｉＣは、高温度での使用が可能であり、耐熱性も高いため、スイッチング素子モジュールの許容動作温度を高温側に引き上げることができ、キャリア周波数を高めてスイッチング速度を増加させても、ヒートシンクが大きくなるのを抑制することができるからである。
【００４９】
しかしながら、スイッチング速度の増加は電力変換装置の効率を高めるという観点では効果的ではあるものの、フィルタコンデンサ側から見た場合のフィルタコンデンサに対する影響度は、上記で説明したように増大する。つまり、本願発明は、ＳｉＣを素材とするスイッチング素子を用いる場合に有効に作用し、今後のトレンドに柔軟に対応可能な技術の一つを成すと言っても過言ではない。
【００５０】
なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体をインバータ部に用いる場合も、ＳｉＣを用いる場合と同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、複数のコンデンサエレメント間の温度上昇のばらつきを抑制し、フィルタコンデンサの性能低下および寿命低下を抑止することができる発明として有用である。
【符号の説明】
【００５２】
１  直流電源
２  フィルタコンデンサ
３  インバータ部
４ａ，４ｃ，４ｅ  上側アーム
４ｂ，４ｄ，４ｆ  下側アーム
５ａ  Ｕ相端子
５ｂ  Ｖ相端子
５ｃ  Ｗ相端子
６ａ〜６ｆ  スイッチング素子
７ａ〜７ｆ  ダイオード
８  負荷
９ａ〜９ｃ  コンデンサエレメント
１０ａ，１８ａ  正極側導体
１０ｂ，１８ｂ  負極側導体
１２ａ  正極側主端子（第１直流端子）
１２ｂ  負極側主端子（第１直流端子）
１３ａ  正極側主端子（第２直流端子）
１３ｂ  負極側主端子（第２直流端子）
１４ａ，１６ａ  正極側端子
１４ｂ，１６ｂ  負極側端子
２５ａ，２５ｂ  直流母線
３０  電流源
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３  キャパシタ（比較例）
Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３  キャパシタ（本願）
Ｌａ１〜Ｌａ４，Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｃ１，Ｌｃ２  インダクタ
Ｒａ１〜Ｒａ４，Ｒｂ１，Ｒｂ２，Ｒｃ１，Ｒｃ２  抵抗
Ｎ  陰極
Ｐ  陽極
Ｗ１  第１の導体経路長
Ｗ２  第２の導体経路長
Ｗ３  第３の導体経路長
Ｗ４  第４の導体経路長
Ｗ５  第５の導体経路長
Ｗ６  第６の導体経路長
Ｗ７  第７の導体経路長
Ｗ８  第８の導体経路長
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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