(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光多値信号が入力する光−電気変換器（１１）と，
前記光多値信号の周波数をｆＨｚとすると，前記光−電気変換器（１１）に入力した光多値信号をｆ／ｎＨｚ（ｎは，２以上の整数）でサンプリングし，サンプリングした光多値信号に基づいて光位相同期信号を得て，前記光位相同期信号を前記光−電気変換器（１１）に入力するための光位相追尾回路（１２）と，
前記光−電気変換器（１１）から出力された電気信号を用いて光信号の複素成分の復調を行うための復調回路（１３）と，を有する
光多値信号の複素復調を行うための復調器であって，
前記光位相追尾回路（１２）は，
前記光−電気変換器（１１）に入力した光多値信号の複素成分をそれぞれｆ／ｎＨｚ（ｎは，２以上の整数）でサンプリングするためのサンプラ（２１，２２）と，
前記サンプラ（２１，２２）がサンプリングした光多値信号からそれぞれの複素成分を電気的に復元するためのデジタルシグナルプロセッサ（２３）と，
前記デジタルシグナルプロセッサ（２３）が復元した複素成分に基づいて変調電圧の周波数を制御する電圧制御発振器（２４）と，
前記電圧制御発振器（２４）によって周波数が調整された電圧が駆動信号として入力され，前記光−電気変換器（１１）に入力される光多値信号と位相が同期した光位相同期信号を前記光−電気変換器（１１）に出力する光変調器を有する局発光源（２５）と，を含み，
前記光位相同期信号は，前記光−電気変換器（１１）に入力した光多値信号と干渉する，
復調器。
【請求項２】
前記光−電気変換器（１１）は，入力された光多値信号をＱ成分とＩ成分とに分離する９０度光ハイブリッド（１５）と，
前記９０度光ハイブリッド（１５）が分離したＱ成分を検出する第１の光検出器（１６）と，
前記９０度光ハイブリッド（１５）が分離したＩ成分を検出する第２の光検出器（１７）と，
を有する，
請求項１に記載の復調器。
【請求項３】
前記ｎは，１０２以上の整数である請求項１に記載の復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，超高速かつ高密度な光多値信号の複素復調をリアルタイムに実現するための復調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のデジタルコヒーレント受信・復調技術では，ビットレートと同程度の高速性を有する電気的信号処理が必要であった。電気的信号処理の処理速度には限度がある。このため，超高速な光多値信号を複素復調することは，困難である。
【０００３】
特開平１１−４１２０７号公報には，光ＰＳＫコヒーレント光伝送における光復調器が開示されている。この光復調器は，位相ダイバーシティ方式又はヘテロダイン方式により遅延検波を行う。
【０００４】
また，特開２００９−６０３０９号公報には，光位相変調信号によりクロック同期を行うコヒーレント光受信装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−４１２０７号公報
【特許文献２】特開２００９−６０３０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は，超高速かつ高密度な光多値信号の複素復調をリアルタイムに実現するための復調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は，基本的には，超高速な光多値信号を低速にダウンコンバージョンしてサンプリングし，この低速サンプルに基づいて複素信号を電気的に復調して，その復調した複素信号に基づいて局発光をフィードバックして位相同期動作を行うことで，超高速な光多値信号と位相同期信号とが干渉し，これにより低速な複素復調回路により複素情報を復調できるという知見に基づく。
【０００８】
本発明の光多値信号の複素復調を行うための復調器は，光−電気変換器１１，光位相追尾回路１２及び復調回路１３を有する。
【０００９】
光−電気変換器１１は，光多値信号が入力し，これを電気信号に変換する。光−電気変換器１１の例は，９０度光ハイブリッド１５と，光検出器１６，１７を有する。９０度光ハイブリッド１５は，入力された光多値信号をＱ成分とＩ成分とに分離する。光検出器１６，１７は，９０度光ハイブリッド１５が分離したＱ成分及びＩ成分をそれぞれ検出する。
【００１０】
光位相追尾回路１２は，光多値信号の周波数をｆＨｚとすると，光−電気変換器１１に入力した光多値信号をｆ／ｎＨｚ（ｎは，２以上の整数である。より具体的なｎの例は，１０２以上の整数である）でサンプリングする。そして，サンプリングした光多値信号に基づいて光位相同期信号を得て，光位相同期信号を光−電気変換器１１に入力する。光位相同期信号は，光−電気変換器１１へ入力される光多値信号と干渉する。
【００１１】
光位相追尾回路１２の例は，サンプラ２１，２２，デジタルシグナルプロセッサ２３，電圧制御発振器２４，及び局発光源２５を有するものである。
【００１２】
サンプラ２１，２２は，光−電気変換器１１に入力した光多値信号の複素成分をそれぞれｆ／ｎＨｚでサンプリングするための要素である。サンプラ２１，２２が，広帯域レート変換器として機能する。
【００１３】
デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）２３は，サンプラ２１，２２がサンプリングした光多値信号からそれぞれの複素成分を電気的に復元する。
【００１４】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４は，デジタルシグナルプロセッサ２３が復元した複素成分に基づいて変調電圧の周波数を制御する。すなわち，ＶＯＣは，低速サンプリングされた電気信号を基準とした変調電圧を局発光源２５へ出力する。
【００１５】
局発光源２５は，電圧制御発振器２４によって周波数が調整された電圧が駆動信号として入力される光変調器を有する。そして，光−電気変換器１１へ入力される位相同期信号を発信する。光−電気変換器１１へ入力される位相同期信号と，光−電気変換器１１へ入力される超高速な光多値信号とは位相が同期されているため，これらの信号が干渉することで，復調回路により光振幅情報及び光位相情報を復調できる。
【００１６】
復調回路１３は，光−電気変換器１１から出力された電気信号を用いて光信号の複素成分の復調を行う。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば，超高速な光信号に比べて低速で動作する光位相追尾回路と，広帯域レート変換器（サンプラ）とを組み合わせることにより，超高速かつ高密度な光多値信号の複素復調をリアルタイムに実現するための復調器を提供することができる。  
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１は，本発明の復調器のブロック図である。
【図２】図２は，デジタル光位相ロックループに基づいたリアルタイムコヒーレント復調の原理を説明するための図である。
【図３】図３は，実施例における実験系を示す図である。
【図４】図４は，実施例における実測データを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１に示されるように，本発明の光多値信号の複素復調を行うための復調器は，光−電気変換器１１，光位相追尾回路１２及び復調回路１３を有する。
【００２０】
光−電気変換器１１は，光多値信号が入力し，これを電気信号に変換する。光−電気変換器１１は，９０度光ハイブリッド１５と，光検出器１６，１７を有する。９０度光ハイブリッド１５は，入力された光多値信号をＱ成分とＩ成分とに分離する。光検出器１６，１７は，９０度光ハイブリッド１５が分離したＱ成分及びＩ成分をそれぞれ検出する。
【００２１】
光位相追尾回路１２は，光多値信号の周波数をｆＨｚとすると，光−電気変換器１１に入力した光多値信号をｆ／ｎＨｚ（ｎは，２以上の整数である。より具体的なｎの例は，１０２以上１０７以下の整数，及び５×１０２以上１０５以下の整数である）でサンプリングする。そして，サンプリングした光多値信号に基づいて光位相同期信号を得て，光位相同期信号を光−電気変換器１１に入力する。光位相同期信号は，光−電気変換器１１へ入力される光多値信号と干渉する。
【００２２】
光位相追尾回路１２の例は，サンプラ２１，２２，デジタルシグナルプロセッサ２３，電圧制御発振器２４，及び局発光源２５を有するものである。
【００２３】
サンプラ２１，２２は，光−電気変換器１１に入力した光多値信号の複素成分をそれぞれｆ／ｎＨｚでサンプリングするための要素である。このサンプラ２１，２２により，複素成分が，ダウンコンバージョンされて，低速サンプリングされる。すなわち，低速サンプラが，広帯域レート変換器として機能する。サンプラのサンプリング速度の例は，１ＭＨｚ以上１ＧＨz以下であり，１ＭＨｚ以上１００ＭＨｚ以下でもよい。
【００２４】
デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）２３は，サンプラ２１，２２がサンプリングした光多値信号からそれぞれの複素成分を電気的に復元する。
【００２５】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４は，デジタルシグナルプロセッサ２３が復元した複素成分に基づいて変調電圧の周波数を制御する。すなわち，ＶＯＣは，低速サンプリングされた電気信号を基準とした変調電圧を局発光源２５へ出力する。
【００２６】
局発光源２５は，電圧制御発振器２４によって周波数が調整された電圧が駆動信号として入力される光変調器を有する。そして，光−電気変換器１１へ入力される位相同期信号を発信する。光−電気変換器１１へ入力される位相同期信号と，光−電気変換器１１へ入力される超高速な光多値信号とは位相が同期されているため，これらの信号が干渉することで，復調回路により光振幅情報及び光位相情報を復調できることとなる。局発光源２５の例は，光ＳＳＢ変調器である。光ＳＳＢ変調器は，たとえば，４つの並列したマッハツェンダー導波路を有する光変調器により実現可能である。
【００２７】
復調回路１３は，光−電気変換器１１から出力された電気信号を用いて光信号の複素成分の復調を行う。
【００２８】
次に，本発明の復調方法の原理を説明する。
【００２９】
図２は，デジタル光位相ロックループ（ＤＯＰＬＬ）に基づいたリアルタイムコヒーレント復調の原理を説明するための図である。図２に示されるように，ＤＯＰＬＬシステムは，光位相検出器系，低速電気ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）系，及び光電圧制御発振器（ＯＶＣＯ）系を含む。光位相検出器系では，受信信号のうち光学的オシレータへの射影成分であるＩ成分及びＱ成分が，９０度ハイブリットカプラとその後のバランスト検波により観測される。
【００３０】
観測されたビットレートがＢのＩ成分及びＱ成分は，キャリア位相をリカバリーするために，デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）系へ入力される。この系では，１組の電気的サンプラを用いてＢ／ｎＨｚ（ｎ＝１，２，・・・）で低速サンプリングを行う。ＤＳＰ系では，受信信号のキャリア位相は，デジタルコヒーレント検波と類似したデジタルシグナルプロセッシングアルゴリズムにより（S. Tsukamoto, et al, OFC2005, PDP29；
C. Zhang et al, OFC’09, OTuG3, 2009；H. Sun et al, Opt. Express 16, pp. 873-879 (2008).），サンプリングされたＩ成分及びＱ成分を用いてリカバーされる。
【００３１】
本件では，検出−駆動フィードバック技術がＤＳＰにより実装される。そのようなキャリア位相リカバリーのためのシグナルプロセッシングは，低コストでサンプリング速度が数メガヘルツである低速の電気的ＤＳＰを用いてもリアルタイムに実行可能である。ＤＳＰは，フィードバック用のエラーシグナルを得るためにループフィルタを有する。
【００３２】
リカバリーされたキャリア位相に基づいて算出されたエラーシグナルは，図２（ｃ）に示される通り，ＯＶＣＯにフィードバックされる。ＯＶＣＯは，レーザー光源，及び電気的ＶＣＯにより駆動される光ＳＳＢ変調器（ＯＳＳＢ）を含む。このような構成にも関わらず，連続光光源から出射されるレーザー光の周波数は，広範囲かつ正確に，求められたエラーシグナルと整合するようにコントロールされる。それゆえ，このＤＯＰＬＬ（デジタル光位相ロックループ）によれば，ＬＯ（局発振器）は入力される高速のシグナルにフェイスロックされ，これにより受信されるシグナルをホモダイン検波できるようになる。９０度ハイブリッドの出力ポートでは，復調されたＩ成分とＱ成分とが直接得られ，リアルタイムに簡単に分析される。データリカバリーのために，高速ＤＳＰを必要としない。
【実施例１】
【００３３】
図３に，本実施例における実験系を示す。送信機側で，１２．５ＧｂａｕｄのＢＰＳＫ（２値位相シフトキーイング），ＱＰＳＫ（４値位相シフトキーイング）又は１６ＱＡＭ（直行振幅変調）を合成した。送信機側で，４並列型のマッハツェンダー導波路を用いて，ファイバ分散フィードバックレーザー（Ｆ−ＤＦＢ）からの線幅約５ｋＨｚの連続光に１組の擬似乱数バイナリビットシーケンス（ＰＲＢＳ）データ列（２１５−１）変調を施した。
【００３４】
受信機側では，ＤＯＰＬＬが多値シグナルを受信し，復調する。ＤＳＰの前段に，受信したＩ−Ｑ成分をサンプリングするために３５ＧＨｚのバンド幅の電気的サンプラを用いた。サンプリングレートを３２ＭＨｚに設定した。ＤＳＰも同じクロックレートに同調した。ＤＳＰでは，サンプリングされたＩＱ成分が位相空間に再構成され，それぞれのコンポーネントを２次元の閾値を用いて分離した。そして，局に関連する受信信号のキャリア位相を見積もった。見積もった位相エラーの割合と集合（ＰＩ）を求め，ループフィルタを通して，フィードバック系へ入力した。ＯＶＣＯにおいて，光ＳＳＢ変調が以下のようにして行われた。ヌル点にバイアス調整されたＺ−カットマッハツェンダー導波路を電気ＶＣＯからの正弦波を用いてプッシュプル駆動した。生成したＤＳＢ−ＳＣ信号の上側帯信号を遅延マッハツェンダー干渉計を用いて抑圧した。電気ＶＣＯの中心周波数は１０ＧＨｚであった。遅延マッハツェンダー干渉計のフリースペクトルランジは，４０ＧＨｚであった。簡単のため，連続光源を送信機側と受信機側とで共有した。一方，送信機側と受信機側とで別個の光ＳＳＢを用いて，別々に周波数シフトを行った。
【００３５】
サイドに，１２．５Ｇｂ／ｓにおけるＢＰＳＫ信号の復調を行った。検出−駆動系フィードバック回路においてシンボルを分離するための閾値を四重極軸に設定した。一度，ＤＯＰＬＬ回路がオンになった後は，２つのシンボルがインフェイス軸に安定してロックされていた。図４（ａ）に示されるように、位相星座を安定してリアルタイムに直接観測できた。復調信号のアイダイヤグラムは，図４（ｄ）に示されるように，従来のサンプリングオシロスコープを用いるだけで直接観測することができた。図４（ｆ）に示されるように，受信強度−３１ｄＢｍにおいて，エラーフリー（ＢＥＲ＜１０−９）を達成できた。ＱＰＳＫについては，閾値を位相空間におけるＩ軸及びＱ軸上におき，それにより検出−駆動フィードバック用に４つのシンボルを区別できるようにした。図４（ｂ）に示される通り，はっきりとした星座を観測できた。図４（ｅ）に示されるように，Ｉ成分及びＱ成分について，明瞭なアイ開口を検出できた。このＱＰＳＫ用の２次元検出−駆動フィードバックは，高次のＱＡＭ信号に対してもおよそ有効である。１６ＱＡＭの位相追跡を確認し，位相ロック動作における星座は、図４（ｃ）に示した通りであった。バランスト検波のバンド幅と電気サンプラが十分に広域対応であったため，デジタルＯＰＬＬは，４０Ｇｂａｕｄまで動作可能であった。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は光通信の分野で利用されうる。特に本発明は，超大容量な光ファイバ伝送路への適用が考えられる。  
【符号の説明】
【００３７】
１１  光−電気変換器
１２  光位相追尾回路
１３  復調回路
１５  ９０度光ハイブリッド
１６，１７  光検出器
２１，２２  サンプラ
２３  デジタルシグナルプロセッサ
２４  電圧制御発振器
２５  局発光源
【図１】
0005598958.tif 000002
【図２】
0005598958.tif 000003
【図３】
0005598958.tif 000004
【図４】
0005598958.tif 000005