(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＳＡＷフィルタにおいて、
電気的に互いに配線された少なくとも４つのＤＭＳトラックを有しており、
それぞれ２つのＤＭＳトラックは、部分フィルタに対して逆平行に配線されており、
逆平行に配線された前記２つのＤＭＳトラックは、それぞれ２つの共振周波数を有しており、
前記共振周波数は、トラックごとに部分フィルタ内部で相互にオフセットされ、それによって共同で通過帯域にわたって広がるようになっており、そのために第１のトラックの低いほうの周波数に位置する共振は同じ周波数で、第２のトラックの高いほうの周波数に位置する共振と同相であり、
両方の部分フィルタの通過帯域は、相互にオフセットされるとともに、第１のチャネルおよび第２のチャネルを有する前記ＳＡＷフィルタの両方のチャネルのそれぞれ一方を含んでおり、
両方の部分フィルタにおける副モードと主モードの間の間隔は、通過帯域の所与のオフセットで、一方の部分フィルタの副モードがそれぞれ他方の部分フィルタの主共振に対して同相にそれぞれ配置されるように調整されている、フィルタ。
【請求項２】
前記ＤＭＳトラックは、共通の基板の上に構成されており、特に水晶の上に構成されている、請求項１に記載のフィルタ。
【請求項３】
一方の通過帯域の帯域幅は、両方の通過帯域の帯域間隔とほぼ等しい、請求項１または２に記載のフィルタ。
【請求項４】
両方の前記チャネルは、等しい周波数帯域を分け合っている、請求項１から３までのいずれか１項に記載のフィルタ。
【請求項５】
各々のＤＭＳトラックの入力部と出力部は、少なくともそれぞれ１つの異なるインターディジタル変換器と配線されており、少なくとも２つのインターディジタル変換器が、２つのリフレクタの間に配置されている、請求項１から４までのいずれか１項に記載のフィルタ。
【請求項６】
少なくとも１つの前記ＤＭＳトラックでは、音響的に通過性のリフレクタが両方のインターディジタル変換器の間に配置されている、請求項５に記載のフィルタ。
【請求項７】
前記第１のチャネルの中心周波数は、３１３．８５ＭＨｚであり、前記第２のチャネルの中心周波数は、３１５．０ＭＨｚである、請求項１から６までのいずれか１項に記載のフィルタ。
【請求項８】
両方のチャネルの各々の相対的なチャネル幅は、０．１から０．２５％である、請求項１から７までのいずれか１項に記載のフィルタ。
【請求項９】
リモートキーレスエントリ（ＲＫＥ）システムや無線で照会可能なタイヤ空気圧管理システム（ＴＰＭＳ）で同時に受信をするための無線受信機に組み込まれている、請求項１から８までのいずれか１項に記載のフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
出力電力と到達範囲の小さい伝送システムは、世界中でさまざまな周波数帯域で作動している。これは、たとえばヨーロッパでは４３３．９２ＭＨｚ付近のＩＳＭバンド（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ｓｃｉｅｎｃｅ  Ｍｅｄｉｃａｌ）や、８６９ＭＨｚから８７０ＭＨｚの間のＳｈｏｒｔ  Ｒａｎｇｅ  Ｄｅｖｉｃｅ（ＳＲＤ）バンドである。それに対してアメリカでは、ＩＳＭバンドや９１５ＭＨｚ付近のかなり広い帯域が使用されることが多い。これ以外の帯域には、特に３１５ＭＨｚ周辺や３９０ＭＨｚ周辺のものがある。
【０００２】
たとえばタイヤ空気圧計測システム（ＴＰＭＳ）やリモートキーレスエントリ（Ｒｅｍｏｔｅ  Ｋｅｙｌｅｓｓ  Ｅｎｔｒｙ：ＲＫＥ）のためのテレメトリーといった数多くのアプリケーションを、このような帯域でライセンスなしに作動させることができる。しかし、このような機器のいくつかの製造者によっては、そのつどのアプリケーションにのみ適用される狭帯域の周波数領域だけがしばしば使用される。
【０００３】
このような狭い周波数領域については、たとえば水晶フィルタをベースとする狭帯域フィルタを備える受信機を利用することができる。たとえば１台の自動車で、互いに近接してはいるがこのような周波数帯域の異なるチャネルを利用する、このような複数のアプリケーションが適用されている場合、状況によっては、これら各々のアプリケーションのために独自の受信フィルタが必要となり、これらの受信フィルタがそれぞれのチャネルについて相応に狭帯域に設計される。そしてチャネルを分離するために、スイッチを使用することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、受信機でスイッチを省略しようとする場合には、希望するすべてのチャネルを通過帯域がカバーするフロントエンドフィルタが必要である。その場合、個々のチャネルの帯域幅に基づいて、ならびに考慮されるべき許容差に基づいて、水晶フィルタによっては帯域幅を具体化可能でないか、または劣化した特性でしか具体化可能でない受信フィルタが必要になる。帯域幅が増えるにつれて、水晶ベースのＳＡＷフィルタのインピーダンスは上昇していき、インピーダンスの増加に伴って整合安定性も低下する。
【０００５】
そこで本発明の課題は、互いに近接する少なくとも２つの狭帯域のチャネルを受信することができ、高い阻止帯域抑圧を有しているフィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この課題は請求項１に記載のフィルタによって解決される。好ましい実施形態は、その他の請求項から明らかとなる。
【０００７】
本発明は新規のフィルタコンセプトを記載するものであり、希望する周波数領域について広帯域のフィルタを提供するのではなく、むしろ、互いに別々に最適化された２つの通過領域を有するフィルタを提供する。これら両方の通過領域は挿入減衰が低いという特徴があり、しかも阻止領域に向かって急勾配のエッジを有している。そのうえ、両方の通過領域の間では、すなわち、両方のチャネルのいずれにも属さない周波数については、両方のチャネルの間隔が広いほど高い値を達成する阻止領域減衰が実現される。
【０００８】
このような２チャネルフィルタの具体化は、４つのＤＭＳトラックの電気配線を通じて可能となる。それぞれ２つのＤＭＳトラックは、部分フィルタに対して逆平行に配線されている。これらの部分フィルタの各々は、結合度の低い基板の上でＤＭＳフィルタの通過帯域を拡大するために、それ自体公知のコンセプトを利用している。各々の部分フィルタの両方のＤＭＳトラックは２つの主共振をそれぞれ有しており、これらの主共振は、第１のトラックの上側の主共振が第２のトラックの下側の主共振と重なり合うように、トラックごとに相互にシフトしている。両方のトラックの逆平行の配線は、共通する主共振の領域で、信号の位相の正しい重なり合いを惹起する。
【０００９】
このようなそれ自体公知の部分フィルタは、ある程度の帯域幅までは拡張することができるが、それを超えると機能しなくなる。その場合、高すぎるインピーダンスが生成されてしまい、阻止領域での抑圧が小さくなりすぎるからである。このような２つの部分フィルタの単純な配線は、通常、満足のいく電気パフォーマンスにもつながらない。各々のトラックが両方の主共振と並んで多数の別のモードを有しており、これらのモードが、それぞれの主共振よりも下側にそれぞれ位置しているからである。通常、これらのモードは、２つのトラックが組み合わされてなる部分フィルタにとっては支障にならない。これらのモードはフィルタ阻止帯域内に位置しており、フィルタの近接領域抑圧を低下させるにすぎないからである。ところが、希望する帯域のカバーないしいっそう広いフィルタ帯域幅が実現される程度まで両方の部分フィルタの共振周波数が引き離されると、一方の部分フィルタのこうした副モードが他方の部分フィルタの通過帯域に入り、そこで通過帯域の落ち込みにつながり、そのために、高い挿入減衰と波形の通過帯域につながることがある。この両者はいずれも満足のいくものではない。
【００１０】
そこで本発明はこれを回避するために、両方の部分フィルタの各々の副モードと主モードの間の間隔は、通過帯域の所与のオフセットで、副モードがそれぞれ他方の部分フィルタの主共振に対して同相にそれぞれ配置されるように調整されている。それにより、挿入減衰が低く、整合後に通過帯域が平滑な２つの通過帯域を有するフィルタが得られる。通常は支障となる部分フィルタの副モードは、それぞれ隣接する通過帯域内に位置しており、正しい位相重なり合っているので、そこで伝達の歪みにつながることはなくなる。
【００１１】
本発明のフィルタには、ＤＭＳフィルタについて典型的な２つの主共振を有していさえすれば、任意のＤＭＳトラックを使用することができる。互いに配線された４つのＤＭＳトラックは、低い結合定数を有する共通の基板、特に水晶に構成されていてよい。低い結合定数は、通過帯域の急勾配のエッジを保証する。
【００１２】
本発明によるフィルタは、両方の通過帯域の帯域間隔と等しいオーダーの通過帯域幅を有することができる。これよりも密接に相並んでいる通過帯域については、各々の部分フィルタの実現可能な帯域幅が狭まり、逆に、これよりも遠く離れて位置する通過帯域については、挿入減衰が再び劣化する。したがってこのフィルタは、特に、同じ周波数帯域を分かち合い、通過帯域幅にほぼ相当する上述の相互間隔を有する２つの狭帯域のチャネルについて適用可能である。
【００１３】
各々のＤＭＳトラックは、２つのリフレクタの間に配置された少なくとも２つのインターディジタル変換器を有している。少なくともそれぞれ１つのインターディジタル変換器が入力部と接続されており、少なくとも１つの別の変換器がフィルタの出力部と接続されている。リフレクタから１つまたは複数のインターディジタル変換器までの間隔に基づいて、およびインターディジタル変換器相互の間隔に基づいて、各々のＤＭＳトラックには少なくとも２つの共振空洞が構成され、その中でそれぞれ定常波が形成され、そのようにして、ＤＭＳトラックのそれぞれの共振を生成することができる。
【００１４】
各々のＤＭＳトラックでは、共振空洞の中で振動性ないし伝搬性の副モードに原因が帰せられる副共振も発生する。副モードの調節、および特に主モードと副モードの間隔の調節は、本発明によると、インターディジタル変換器ごとの電極フィンガの数の適切な選択によって、および、これに適合するインターディジタル変換器とリフレクタとの間隔および／またはインターディジタル変換器相互の間隔の設定によって可能となる。これらのパラメータを変えるだけで、一方の部分フィルタの副モードを、隣接する部分フィルタの主共振の周波数に合わせて正確にシフトさせることが可能である。各々のＤＭＳトラックのその他のデザインパラメータがその影響を受けることはなく、独立して最適化することができる。
【００１５】
原則として、各々の部分フィルタの両方のＤＭＳトラックは同種類で構成されており、相応に相違する電極フィンガ間隔ないし相違するフィンガ周期だけを有しており、それにより、両方のＤＭＳトラックの間の希望する周波数オフセットを実現することが可能である。このことは、たとえばＤＭＳトラックのスケーリングによってのみ行うことができる。しかしながら、特別な最適化の要請に基づき、一方の部分フィルタの２つのＤＭＳトラックがいっそう大きく互いに相違していることも可能である。
【００１６】
互いに等しく、類似して、または相違して構成されていてよい両方の部分フィルタについても、同様のことが当てはまる。いずれの場合でも、近似的に等しいが周波数オフセットされた４つのＤＭＳトラックを有する本発明の２チャネルフィルタを構成することが、原則として可能である。
【００１７】
個々のＤＭＳトラックの間の相違点は、特に、インターディジタル変換器の電極フィンガの数、変換器とリフレクタの間の間隔、および特にインターディジタル変換器の数であってよい。その他のパラメータは、すべてのＤＭＳトラックを通じて一定に保たれるのが好ましい。これらのパラメータはフィルタの他の重要な特性のために最適化されており、副モードと主モードについて希望する共振間隔を設定するために変更する必要がないからである。全部のフィルタを通じて等しく保たれるこのような特性は、特に、金属被覆高さや金属被覆率である。
【００１８】
本発明の１つの実施形態では、ＤＭＳトラックは２つのリフレクタの間に配置された２つのインターディジタル変換器を有している。少なくとも部分的に通過性の別の音響リフレクタが、両方のインターディジタル変換器の間に配置されている。部分的に通過性のリフレクタのリフレクタストリップの数を通じて、さらに別のフィルタ特性および特に両方のインターディジタル変換器の結合ないしこれらに付属する共振空洞の結合を調整することができる。
【００１９】
本発明のフィルタを用いて、たとえば自動車に搭載され、それぞれ異なる無線の用途ないしシステムに利用される２つの無線チャネルを操作することができる受信機を構成することができる。たとえばＲＫＥシステムの中心周波数は３１５ＭＨＺであり、それに対して無線で照会可能なタイヤ空気圧計測システムの周波数は３１３．８５ＭＨｚである。本発明のフィルタでは、これら両方の中心周波数に合わせて通過帯域を最適化することができる。０．０３から０．１％の間の相対チャネル幅があれば、適用のために十分である。ただし、考慮されるべき製造公差や温度公差に基づき、部分フィルタの相対幅は０．０３から０．２５％の間であってもよい。相対幅が０．１から０．２５％の間であると好ましい。
【００２０】
本発明による２チャネルフィルタを具体化するには、それぞれ１つのＤＭＳトラックを有する４つの音響トラックがあれば十分である。しかしながら、フィルタインピーダンスを低減するために、各々のトラックまたは各々の部分フィルタをさらに同一に２倍もしくは３倍にすることも可能であり、それにより、フィルタには合計で４つ、８つ、または１２のＤＭＳトラックが互いに配線されることになる。
【００２１】
各々の部分フィルタの通過帯域にわたって広がる全部で３つの主共振の間では、フィルタの伝達挙動を相応の整合化および整合部材もしくは整合回路との配線によって最適化して、各々の部分フィルタが、支障となる落ち込みなしに、平滑な通過帯域を有するようにすることができる。
【００２２】
次に、実施例と添付の図面を参照しながら本発明について詳しく説明する。図面は模式的なものにすぎず、縮尺に忠実に作成されたものではない。より良い理解のために、個々の寸法を歪めて表示している場合があるので、図面から相対的な寸法表示を読み取ることもできない。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】それ自体公知のツインＤＭＳフィルタの両方のＤＭＳトラックの伝達曲線である。
【図２】本発明によるフィルタの４つのＤＭＳトラックの伝達曲線である。
【図３】整合によって平滑化された本発明によるフィルタの伝達曲線である。
【図４】本発明によるフィルタを示す模式的な回路図である。
【図５】ＤＭＳトラックの変形例である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
図１を参照して、ツインＤＭＳフィルタのそれ自体公知の原理について説明する。ツインＤＭＳフィルタの両方のＤＭＳトラックのそれぞれ２つの主共振を、その結果として生じる伝達曲線Ｒとどのように組み合わせることができるかが、２つのＤＭＳトラックの伝達曲線ＡおよびＢによって模式的な図面で示されている。両方の伝達曲線Ａ，Ｂの各々は、それぞれ異なる位相＋，−に位置する２つの共振を有している。周波数の面では、両方の伝達曲線Ａ，Ｂは相互にずれており、伝達曲線Ａの上側の共振が、第２のＤＭＳトラックの伝達曲線Ｂの下側の共振とほぼ同じ周波数に位置するとともに、両方の個別共振が共同して部分フィルタの中央の主共振Ｈ２を形成するようになっている。別の主共振Ｈ１およびＨ３が、主共振Ｈ１の上側と下側に後続している。これらの主共振が共同で、ツインＤＭＳフィルタの通過帯域を形成する。
【００２５】
このとき、第２のＤＭＳトラックを第１のＤＭＳトラックのスケーリングによって得ることが可能であり、それによって相応の周波数シフトが実現される。たとえばスケーリングによって互いに移行可能なＤＭＳトラックＡ，Ｂが逆平行に配線されていれば、両方の部分フィルタに割り当てられるべき伝達曲線を同相で加算することができる。しかしながら両方のＤＭＳトラックを平行に配線し、一方のトラックの位相を、フィルタの長軸を中心とする相応のインターディジタル変換器の折り返しによって、相応に反転させることも可能である。両方のインターディジタル変換器のうちの一方が波長の半分だけ、他方のインターディジタル変換器に向かってシフトしている場合にも、位相の変化を得ることができる。
【００２６】
図２は、本発明によるフィルタの伝達曲線Ｒを示すとともに、本発明に基づいて配線された４つのＤＭＳトラックの伝達曲線Ａ，Ｂ，ＣおよびＤから、どのようにしてこのフィルタが得られるかを示している。通過帯域ＰＢ１を有する第１の部分フィルタは、図１に示す図面に準ずる伝達曲線Ａ，Ｂを有する２つのＤＭＳトラックが組み合わされてなっている。この部分フィルタは、ＤＭＳトラックＡ，Ｂの個別共振に帰せられる主最大値Ｈ１，Ｈ２およびＨ３を有している。符号＋および−は、その交代位相をそれぞれ表している。
【００２７】
第２の部分フィルタは、同様の仕方で、伝達曲線ＣおよびＤを有する別の２つのＤＭＳトラックが組み合わされてなっている。この部分フィルタも、交代位相を備える３つの主共振Ｈ４，Ｈ５およびＨ６を有している。３つの主共振Ｈ４，Ｈ５およびＨ６は、この部分フィルタの通過帯域にわたって共同で広がっている。
【００２８】
第１および第２の部分フィルタの通過帯域は、周波数に関して相互にオフセットされている。個々のＤＭＳフィルタの伝達曲線から生じる結果として、一方の部分フィルタのそれぞれの通過帯域の下側で、さらに１つないし複数の副共振Ｎ１，Ｎ２およびＮ３がそれぞれ生じることになる。本発明によるとこのフィルタにおいて、フィンガの数、インターディジタル変換器からリフレクタまでの間隔、ならびにインターディジタル変換器相互の間隔を適切に変えることにより、主モードと副モードの間で、一方の部分フィルタの全部の副モードが他方の部分フィルタの主モードと同相かつ同じ周波数で現れるような周波数間隔が設定される。それにより、主共振と副共振の構造上の重なり合いが、下側の部分フィルタの通過帯域の歪みを低減させる。符号Ｒは、本例では４つのＤＭＳトラックから組み合わされてなる本発明のフィルタの、結果として生じる全体的伝達曲線を表している。
【００２９】
通過帯域の領域でまだ波打っているこのような未整合の伝達関数を、相応の整合部材との配線によって平滑化することができる。図３は、伝達関数が整合部材によって平滑化された本発明によるフィルタを示している。通過帯域の領域では、わずかな波形しか観察することができない。両方の通過帯域ＰＢ１およびＰＢ２の間では伝達曲線が落ち込んでいる。その結果、この周波数領域で希望する阻止帯域抑圧が生じる。阻止領域に向かって第１の通過帯域ＰＢ１の下方および第２の通過帯域ＰＢ２の上方では、急勾配に降下していく通過帯域エッジを有する十分な減衰が生じる。
【００３０】
図４は、模式的に示されたＤＭＳトラックを用いて、隣接する２つのチャネルについて２つの通過帯域を有する本発明のフィルタの考えられる配線を示している。各々のＤＭＳトラックＤＭＳ１からＤＭＳ４は、２つのリフレクタの間に配置された２つのインターディジタル変換器を有している。リフレクタは、リフレクタ内で相応の接触レールを介して相互に短絡されていてよい、波長の半分のラスタ間隔に位置するリフレクタストリップを有している。リフレクタをアースと接続することも可能である。
【００３１】
便宜上、図面では４つすべてのＤＭＳトラックＤＭＳ１からＤＭＳ４が同じ構造と同じ向きで図示されている。しかし実際には、個々のＤＭＳトラックは一般にフィンガの数に関して相違しており、このことは特に、図２に示すように、本発明に基づく副共振のシフトのために必要である。同様に、１つのＤＭＳトラックの２つのインターディジタル変換器の間の間隔、ないしはインターディジタル変換器と隣接するリフレクタとの間隔も、上述した両方の主共振が得られると同時に、副共振が主共振に対して適切な間隔で配置されるように調整される。図４に示す実施形態では、第１の部分フィルタＴＦ１の第１および第２のＤＭＳトラックＤＭＳ１，ＤＭＳ２は、入力部ＩＮと出力部ＯＵＴとの間で逆平行に配線されている。両方のＤＭＳトラックの共振周波数をシフトさせ、逆平行に配線することで、両方のフィルタに由来するすべての周波数部分について、位相が正しいことによる構造上の重なり合いが生じる。
【００３２】
逆平行に配線されたＤＭＳトラックＤＭＳ３およびＤＭＳ４を含む第２の部分フィルタＴＦ２は、第１の部分フィルタＴＦ１に対して並列につながれている。このような実施形態のほか、当然ながら、ＤＭＳトラックの長軸に沿った変換器の鏡像化によっても、位相の正しい配線、ないし必要な場合には位相の希望する反転を得ることができる。たとえば第２の部分フィルタの各々のトラックが長軸を中心として鏡像化されると、第１および第２の部分フィルタを互いに逆平行に配線することができ、このことは、結果として正の重なり合いを有する同一の位相位置をもたらす。
【００３３】
図４に示す構造の別の変形例では、それぞれ２つの部分フィルタからなるこのような２つまたはそれ以上の構造を互いに並列に配線することができ、この場合、フィルタ全体のフィルタ特性および特にインピーダンスをいっそう改善することができる。
【００３４】
図５は、本発明によるフィルタで採用することができるＤＭＳトラックのさらに別の変形例を示している。このＤＭＳトラックも、２つのリフレクタＲＥ１およびＲＥ２の間で音響トラック内部に配置された、２つのインターディジタル変換器ＩＤＴ１およびＩＤＴ２を含んでいる。しかし図４の図面とは異なり、第１のインターディジタル変換器ＩＤＴ１と第２のインターディジタル変換器ＩＤＴ２との間には、中間リフレクタＲＺが配置されている。この中間リフレクタは個々のリフレクタストリップを有しており、または、グリッドをなすように結合されたリフレクタストリップを有している。ただし、中間リフレクタＲＺのリフレクタストリップの数は、外側のリフレクタＲＥ１，ＲＥ２の数よりも少ないので、この中間リフレクタＲＺは音響的に通過性である。第１のインターディジタル変換器ＩＤＴ１のバスバーは入力部と接続されており、第２のインターディジタル変換器ＩＤＴ２の反対側のバスバーは出力部と接続されている。それぞれ他方の、本例の図面では浮遊するように図示しているバスバーは、アースと接続されるのが通常であり、リフレクタや中間リフレクタも同様である。しかしながらリフレクタおよび中間リフレクタは、インターディジタル変換器の電気接触のために利用することもでき、その場合には電位をもつことになる。同様のことは図４に示す構造についても当てはまる。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
フィルタのすべてのＤＭＳトラックは同じ基板の上に、特に水晶基板の上に配置されるのが好ましい。しかしながらそれ以外の基板材料を用いることも可能であり、ただしその場合、さほど急勾配でなく降下するフィルタエッジを甘受しなければならない。結合度が高くなるため、たとえばリチウムタンタレートやリチウムナイオベートといった他の基板材料の上にあるＳＡＷフィルタについては、すべてのデザインパラメータを相応に適合化しなければならない。
【００３６】
本発明は、実施例およびこれに対応する図面に記載された実施形態に限定されるものではない。これ以外の態様の可能性は、特に配線の形式、フィンガ電極の数、中間リフレクタのサイズ、あるいはＤＭＳトラックごとのインターディジタル変換器の数などからもたらされる。各々のＤＭＳトラックは、それぞれフィルタの入力部と出力部の間に配線された、２つを超えるインターディジタル変換器を有することができる。ただし、特に水晶基板上のフィルタについては、特に中間リフレクタを備える、２つのインターディジタル変換器を有する実施形態は、図３に示す良好な近接領域減衰を有する平滑な通過帯域を得るのに完全に十分である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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