(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を直交復調し、Ｉ／Ｑ成分のベースバンド信号に変換する直交復調器と、
前記直交復調器から出力されるＩ／Ｑ成分のベースバンド信号をそれぞれ増幅するベースバンド信号増幅部と、
前記増幅されたＩ／Ｑ成分のベースバンド信号から位相誤差を検出する位相誤差検出部と、
前記増幅されたＩ／Ｑ成分のベースバンド信号から振幅誤差を検出する振幅誤差検出部と、
前記ベースバンド信号増幅部から出力されるＩ／Ｑ成分のベースバンド信号を該ベースバンド信号の周波数成分よりも高い周波数に変換し、前記検出した位相誤差および振幅誤差に基づいてベクトル補正するアップコンバージョン乗算器と、
前記アップコンバージョン乗算器の出力信号レベルに基づいて前記ベースバンド信号増幅部の減衰量を制御する自動利得制御部と、
を具備することを特徴とする無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本説明は、ダイレクトコンバージョン受信方式を用いた無線受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、変調帯域が広い（数ＭＨｚ程度）ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband CDMA）方式を用いた携帯電話機等の移動体通信機器では、Ｑ値の高いイメージ抑圧フィルタを必要としないダイレクトコンバージョン方式の受信技術が使用されている。ダイレクトコンバージョン受信方式は、高周波受信信号を直交復調器により被変調信号である直交したベースバンドのＩ／Ｑ信号に直接周波数変換を行う受信方式であり、ＩＣ化しやすく、小型化・低価格のメリットがある。
【０００３】
特許文献１は、このようなＣＤＭＡ方式を用いたダイレクトコンバージョン方式の受信装置として、変調された搬送波信号が一定周期でパワーコントロールされ、受信した搬送波信号からパワーコントロールの周期を検出し、パワーコントロールの切替えタイミングで受信ＡＧＣのステップ制御を行うことにより連続受信途中の不連続な制御が行われず安定に受信することができる技術を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−２６１６３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式の受信装置においては、後述するように、直交復調器、ベースバンド部で発生する振幅誤差、位相誤差により、アップコンバージョンミキサ出力にイメージ信号が発生してしまい、このため電力検出部であるＩＱ検波器出力において誤差が生じるため、適切なＡＧＣの制御を行うことが難しいという問題がある。
【０００６】
本発明は、イメージ信号を抑制することで、ＡＧＣを適切に動作させることができる無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
課題を解決する一実施形態は、
高周波信号を直交復調し、Ｉ／Ｑ成分のベースバンド信号に変換する直交復調器と、
前記直交復調器から出力されるＩ／Ｑ成分のベースバンド信号をそれぞれ増幅するベースバンド信号増幅部と、
前記増幅されたＩ／Ｑ成分のベースバンド信号から位相誤差を検出する位相誤差検出部と、
前記増幅されたＩ／Ｑ成分のベースバンド信号から振幅誤差を検出する振幅誤差検出部と、
前記ベースバンド信号増幅部から出力されるＩ／Ｑ成分のベースバンド信号を該ベースバンド信号の周波数成分よりも高い周波数に変換し、前記検出した位相誤差および振幅誤差に基づいてベクトル補正するアップコンバージョン乗算器と、
前記アップコンバージョン乗算器の出力信号レベルに基づいて前記ベースバンド信号増幅部の減衰量を制御する自動利得制御部と、
を具備することを特徴とする無線受信装置である。
【発明の効果】
【０００８】
直交変調器、ベースバンド部に直交誤差、振幅誤差があった場合でも、アップコンバージョンミキサ内において振幅補正、位相補正を施すことによって、アップコンバージョン出力においてイメージ信号を抑圧することができ、電力検出部にて誤差が生じないため、適切なＡＧＣを行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示すブロック図。
【図２】同じく無線受信装置の理想的なスペクトラムと、イメージ信号が発生した場合のスペクトラムを示す説明図。
【図３】同じく無線受信装置のＩＱ検波器における、理想的な検波電力とイメージ信号が発生した場合の検波電力を示す説明図。
【図４】振幅誤差、位相誤差に応じてベクトル補正される無線受信装置の概念図。
【図５】同じく無線受信装置の動作原理を示す説明図。
【図６】同じく無線受信装置の全体のブロックを示すブロック図。
【図７】同じく補正機能付アップコンバージョンミキサの第１の構成図。
【図８】同じく補正機能付アップコンバージョンミキサの第２の構成図。
【図９】同じく振幅誤差検出部・位相誤差検出部を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。  
図１は、本発明の一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示すブロック図である。無線受信装置１は、アンテナ１１と、この後段に設けられるＢＰＦ１２と、この後段に設けられるＲＦアンプ１３と、この後段に設けられる直交復調器２と、この後段に設けられるＬＰＦ１８，１９と、この後段に設けられる自動利得制御部３と、この後段に設けられるＡ／Ｄコンバータ３０，３１と、この後段に設けられるディジタル復調処理ベースバンド部３２を有している。
【００１１】
また、直交復調器２は、局部発信器１４から発信信号を与えられる０／９０度位相器１６と、０／９０度位相器１６から信号がそれぞれ供給され、ＲＦアンプ１３からＩ相が与えられるミキサ１５と、Ｑ相が与えられるミキサ１７を有している。
また、自動利得制御部３は、Ｉ相が与えられる可変利得アンプ２０と、Ｑ相が与えられる可変利得アンプ２１と、Ｉ相およびＱ相が与えられるアップコンバージョンミキサ２５と、この後段に設けられたＩＱ検波器２２と、この後段に設けられた誤差増幅器２３と、この後段に設けられたラグリードフィルタ２４を有している。また、アップコンバージョンミキサ２５は、局部発信器２７に信号が供給される０／９０度位相器２８と、これに信号がそれぞれ供給されるミキサ２６およびミキサ２９を有している。
【００１２】
この無線受信装置１は、一例として、狭帯域無線ダイレクトコンバージョン方式（以下：ＤＣ方式と略す）の自動利得制御（以下：ＡＧＣと略す）機能高速応答性を向上させる目的で構成された無線受信装置である。この方式の場合、直交復調器２により発生した直交誤差（振幅誤差、位相誤差）、ベースバンド回路（ＬＰＦ、可変利得アンプ）により発生した振幅誤差が、そのままアップコンバージョンミキサの各ミキサ２６，２９に入力されてしまうため、アップコンバージョンミキサ２５の出力には希望波とそのイメージ信号が出力されてしまう。
【００１３】
すなわち、アップコンバージョンミキサの出力に、イメージ信号が含まれてしまうため、ＩＱ検波器出力には希望波とイメージ信号の合成電力が現れ、電力検出に誤差が生じ、誤った電力値にてＡＧＣが制御されることとなる。
例として、図２に示すように、アンテナ１１に“ＲＦ周波数＋ｆｍ”のトーン信号が入力され（ただしｆｍは、ＬＰＦ通過帯域内の周波数とする）、アップコンバージョンミキサの周波数をｆｌｏとし、位相誤差、振幅誤差があり、イメージ信号が発生した場合のアップコンバージョンミキサの出力スペクトラムと、イメージ信号が発生しない場合の出力スペクトラムが現れる。また、図３は、イメージ信号が発生した場合のＩＱ検波器出力、イメージ信号が発生しない場合のＩＱ検波器出力の時間波形を示す。ただし、図２、図３において可変増幅器は変化していないものとする。図３に示すように、イメージ信号が含まれている場合には、含まれていない場合とは異なった電力値が検出される。
【００１４】
このように、直交復調器、ベースバンド部で発生する振幅誤差、位相誤差により、アップコンバージョンミキサ出力にイメージ信号が発生してしまい、電力検出部であるＩＱ検波器２２の出力において誤差が生じ、適切なＡＧＣの制御を行うことが難しい。従って、適切にＡＧＣを動作させるため、イメージ信号を抑圧して、正しい検波電力を得られるようにする必要がある。
【００１５】
図４は、振幅誤差、位相誤差に応じてベクトル補正される無線受信装置１’の概念図である。この図４の直交復調器、ＬＰＦ、可変利得アンプ、自動利得制御部が全て理想的な状態において、角周波数ωのキャリアを持ち、Ｉ相、Ｑ相の変調信号を各々、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）とした変調波が直交復調器に入力され、可変利得アンプの利得をＡｔｔ（ｔ）とした場合に、可変利得アンプの出力として、
Ｉ相：Ａｔｔ（ｔ）・Ａｍｐ｛Ｉ（ｔ）｝
Ｑ相：Ａｔｔ（ｔ）・Ａｍｐ｛Ｑ（ｔ）｝
が得られたとする。
【００１６】
アップコンバージョン角周波数ωｌｏとし、これらの信号がアップコンバージョンミキサ２５’に入力された場合、アップコンバージョンミキサの出力として
Ａｔｔ（ｔ）・Ａｍｐ｛Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（ωｌｏｔ）−Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（ωｌｏｔ）｝
を得ることができる。これは直交復調器に入力された信号の利得のみが変化した信号となる。
【００１７】
図５は、同じく無線受信装置の動作原理を示す説明図である。アップコンバージョンミキサ２５”は、ミキサ３３、３５、３６、３８、加算器３４、および、可変位相器３９を有している。直交復調器において位相誤差θが現れ、理想的な利得Ａｍｐが振幅誤差としてＩ相、Ｑ相各々、ＡｍｐＩ，ＡｍｐＱへと変化した場合、可変利得アンプの出力として、
Ｉ相：Ａｔｔ（ｔ）・ＡｍｐＩ｛Ｉ（ｔ）｝
Ｑ相：Ａｔｔ（ｔ）・ＡｍｐＱ｛−Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（θ）＋Ｑ（ｔ）ｃｏｓ（θ）｝
の信号が出力される。このアップコンバージョンミキサ２５”においては、以下に示すように、図中に示される＜補正１＞、＜補正２＞、＜補正３＞の処理が行われる。
【００１８】
＜補正１＞
アップコンバージョンミキサ２５”においては、イメージ信号を抑圧する目的として、Ｑ相の信号に対して、ＡｍｐＩ／ＡｍｐＱを乗算、Ｉ相とＱ相の相対振幅偏差を取り除く。
その結果、
Ｉ相：Ａｔｔ（ｔ）・ＡｍｐＩ｛Ｉ（ｔ）｝
Ｑ相：Ａｔｔ（ｔ）・ＡｍｐＩ｛−Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（θ）＋Ｑ（ｔ）ｃｏｓ（θ）｝
の信号が得られる。
【００１９】
＜補正２＞
アップコンバージョンミキサのイメージ信号を抑圧する目的として、アップコンバージョンミキサのローカル周波数信号ｃｏｓ（ωｌｏｔ）、−ｓｉｎ（ωｌｏｔ）の一方に対し可変移相器を用いて位相を変化させ、を作成し、ベースバンド信号とミキシング、加算を行うと
Ａｔｔ（ｔ）・ＡｍｐＩ・ｃｏｓ（θ）｛Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（ωｌｏｔ）−Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（ωｌｏｔ）｝
の信号が得られる。
【００２０】
これは直交復調器に入力された信号の利得が変化しただけの信号となっているが、図４の理想的なアップコンバージョンミキサとは振幅が異なる。
＜補正３＞
理想的なアップコンバージョンと同一の振幅値とするために、Ａｍｐ／ＡｍｐＩ・ｃｏｓ（θ）を乗算することで、理想的な場合と同一な
Ａｔｔ（ｔ）・Ａｍｐ｛Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（ωｌｏｔ）−Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（ωｌｏｔ）｝
を得ることができる。
【００２１】
図６は、同じく無線受信装置の全体のブロックを示すブロック図である。また、図７は、補正機能付アップコンバージョンミキサの第１の構成図である。図６において、補正機能付アップコンバージョンミキサ２５’が設けられている。
（第１実施形態）
図７は、同じく補正機能付アップコンバージョンミキサの第１の構成図である。補正機能付アップコンバージョンミキサ２５’は、図７において、発振器５１、可変位相器５２、０／９０度移相器５３、可変利得アンプ５４、ミキサ５５、ミキサ５６、加算器６０、可変利得アンプ５７を有している。この補正機能付アップコンバージョンミキサ２５’は、図７において、Ｉ相、Ｑ相の相対振幅偏差を取り除く＜補正１＞の機能は可変利得アンプ５４により構成する。このアンプをＡｍｐＩＱＣｏｎｔにより制御を行い、Ｉ相、Ｑ相の相対振幅偏差を取り除く。
【００２２】
位相偏差を取り除く＜補正２＞の機能は、０／９０度移相器５３の出力の片側に可変移相器５２を用いて構成する。この可変移相器をＰｈｓＣｏｎｔにより位相Δθ変化させて乗算器に入力し、位相誤差を取り除く。
理想的なアップコンバージョンミキサ振幅値を得るための＜補正３＞の機能は、可変利得アンプ５７により構成する。このアンプをＡｍｐＣｏｎｔにより制御を行い、
Ａｔｔ（ｔ）・Ａｍｐ｛Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（ωｌｏｔ）−Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（ωｌｏｔ）｝
を得る。
【００２３】
（第２実施形態）
図８は、同じく補正機能付アップコンバージョンミキサの第２の構成図である。補正機能付アップコンバージョンミキサ２５”は、図８において、発振器５１、０／９０度移相器５３、可変利得アンプ５４、ミキサ５５、ミキサ５６、加算器６０、可変利得アンプ５７、可変遅延器５８、可変遅延器５９を有している。
【００２４】
補正機能付アップコンバージョンミキサ２５”の位相補正部は、ローカル信号のｃｏｓ、ｓｉｎのトーン信号に対して位相回転をさせている。群遅延特性の影響を受けないため、図８のように可変遅延器５９をローカル信号の各々に持たせ、相対的に位相差を作り出すことによりΔθを作成することができる。I側の可変遅延器５９は、ＰｈｓＣｏｎｔIによりΔθｉを制御し、Ｑ側の可変遅延器５８は、ＰｈｓＣｏｎｔＱによりΔθｑの制御を行う。
【００２５】
第１実施形態、第２実施形態において、ＡｍｐＩＱＣｏｎｔ、ＡｍｐＣｏｎｔ、ＰｈｓＣｏｎｔ（ＰｈｓＣｏｎｔI、ＰｈｓＣｏｎｔＱ）は、アナログ的に制御を行うことも可能であり、十分にイメージ信号が抑圧できる場合には離散的に制御を行うことも可能である。
【００２６】
（制御値の設定方法例）
図９は、同じく振幅誤差検出部・位相誤差検出部を示すブロック図である。無線受信装置１は、図９において、ディジタル処理部３２’を有しており、ディジタル処理部３２’は、ＦＦＴ６１、ＦＦＴ６２、ピーク電力検出部６３、振幅誤差検出部６４、位相誤差検出部６５を有している。
【００２７】
アンテナ１１より“ＲＦ周波数＋ｆｍ”のトーン信号を入力し（ただしｆｍはＬＰＦ通過帯域内の周波数とする）、自動利得制御部３−５の可変利得アンプの更新を停止させ固定利得とし、その利得値はディジタル処理部で既知であるものとする。アンテナ１１より入力された信号は、ＬＰＦ１８，１９、自動利得制御部３−５を経て、ＡＤＣディジタル値へと変換する。アンテナ１１より、トーン信号が入力されているため、ＡＤＣには
Ｉ相：Ａｔｔ・ＡｍｐＩ｛ｃｏｓ（２πｆｍｔ）｝
Ｑ相：Ａｔｔ・ＡｍｐＱ｛ｓｉｎ（２πｆｍｔ−θ）｝
の信号が入力される。
【００２８】
そのディジタル値、Ｉ相、Ｑ相に対して各々ＦＦＴ演算を行い、ピーク電力値を検出し、ピーク電力が検出された周波数（ｆｍが検出される）を振幅誤差検出部６４、位相誤差検出部６５に出力する。
位相誤差検出部６５では、ピーク電力が検出された周波数のＩ相、Ｑ相のＦＦＴ結果から位相誤差θを算出し、位相誤差θを元にＰｈｓＣｏｎｔの制御を行い、位相誤差θを振幅誤差検出部６４へと渡す。一方、振幅誤差検出部６４では、ピーク電力が検出された周波数のＩ相、Ｑ相のＦＦＴ結果から振幅誤差ＡｍｐＩ、ＡｍｐＱを求め、理想Ａｍｐ値、位相誤差θを元に、ＡｍｐＩＱＣｏｎｔ、ＡｍｐＣｏｎｔの制御を行う。
【００２９】
これらの制御値を使用して、アップコンバージョンミキサ２５を制御することにより、アップコンバージョンミキサの出力からイメージ信号を抑圧することができる。
上記設定方法は、アンテナ１１よりトーン信号が入力された場合を想定して設定値を検出しているが、振幅誤差、位相誤差が検出でき、ＰｈｓＣｏｎｔ、ＡｍｐＩＱＣｏｎｔ、ＡｍｐＣｏｎｔが算出できる場合には、問題なくアップコンバージョンミキサ出力のイメージ信号を抑圧することができる。
【００３０】
例えば、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）ディジタル変調信号を受信中、フレーム内のユニークワード、同期制御信号等、既知のパターンより振幅誤差、位相誤差を検出し、ＰｈｓＣｏｎｔ、ＡｍｐＩＱＣｏｎｔ、ＡｍｐＣｏｎｔを算出することが可能である。
以上記載した様々な実施形態は複数同時に実施することが可能であり、これらの記載により、当業者は本発明を実現することができるが、更にこれらの実施形態の様々な変形例を思いつくことが当業者によって容易であり、発明的な能力をもたなくとも様々な実施形態へと適用することが可能である。従って、本発明は、開示された原理と新規な特徴に矛盾しない広範な範囲に及ぶものであり、上述した実施形態に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００３１】
１…無線受信装置、２…直交復調器、３…自動利得制御部、１１…アンテナ、１２…ＢＰＦ、１３…ＲＦアンプ、１４…局部発振器、１５…ミキサ、１６…０／９０度移相器、１７…ミキサ。
【図１】
0005618863.tif 000002
【図２】
0005618863.tif 000003
【図３】
0005618863.tif 000004
【図４】
0005618863.tif 000005
【図５】
0005618863.tif 000006
【図６】
0005618863.tif 000007
【図７】
0005618863.tif 000008
【図８】
0005618863.tif 000009
【図９】
0005618863.tif 000010