(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルと、
電荷蓄積手段と、
前記リアクトルを介して印加される交流電源からの交流電圧を整流する整流手段と、
前記交流電源から前記整流手段への電力供給経路を前記整流手段の入力側で前記リアクトルと前記電荷蓄積手段とを介して短絡する動作を行う電源短絡手段と、
前記電源短絡手段を介して流れる電源電流を前記電荷蓄積手段に充電する動作と、前記電荷蓄積手段に充電された電力を放電する動作とを適宜行う電荷充放電手段と、
前記整流手段の後段に接続され前記整流手段の出力を平滑する平滑手段と、
前記電源短絡手段を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とするコンバータ回路。
【請求項２】
電源ゼロクロス検出手段または電源電流検出手段のうちの少なくとも１つを具備し、
前記制御手段は、前記電源ゼロクロス検出手段および前記電源電流検出手段の出力のうちの少なくとも１つの出力に基づいて前記電源短絡手段を制御することを特徴とする請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項３】
前記平滑手段の直流電圧を検出する電圧検出手段を具備し、前記制御手段は、前記電圧検出手段の出力に基づいて前記電源短絡手段を制御することを特徴とする請求項１または２に記載のコンバータ回路。
【請求項４】
前記電源短絡手段は、整流手段と、この整流手段の両端を短絡する短絡スイッチとで構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
【請求項５】
前記電荷充放電手段は、整流手段およびコンデンサを具備することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
【請求項６】
さらに負荷電流を検出する負荷電流検出手段を具備することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
【請求項７】
電源ゼロクロスポイント、電源電流、負荷電流、入力電力、電源力率および前記平滑手段の直流電圧を含む電気諸量を検出もしくは演算し、これら電気諸量の少なくとも１つの情報に基づいて前記平滑手段の出力電圧レベルを制御することを特徴とする請求項６に記載のコンバータ回路。
【請求項８】
電源ゼロクロスポイント、電源電流、負荷電流、入力電力、電源力率および前記平滑手段の直流電圧を含む電気諸量を検出もしくは演算し、これら電気諸量の少なくとも１つの情報に基づいて前記電源短絡手段の短絡開始時間、終了時間およびオン時間のうちの少なくとも２つの操作量を調整することを特徴とする請求項６または７に記載のコンバータ回路。
【請求項９】
前記整流手段における交流端のうちの何れかの端と前記平滑手段の中点との間に設けられる電圧切り替え手段を具備することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
【請求項１０】
前記平滑手段の直流電圧が所望値より低い場合に、前記短絡スイッチを電源半周期に少なくとも１回以上オン・オフすることを特徴とする請求項４に記載のコンバータ回路。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載のコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の負荷として接続されるモータと、
前記コンバータ回路の出力により前記モータを駆動するインバータと、
を備えたことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１２】
前記モータとして、省レアアースモータまたは脱レアアースモータの何れかが搭載されることを特徴とする請求項１１に記載のモータ駆動システム。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか１項に記載のコンバータ回路を搭載した冷凍空調システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータ回路、モータ駆動システムおよび、コンバータ回路を利用する冷凍空調システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。その中で、交流から直流に変換を行う整流回路であって、特に整流後の直流電圧を所望の電圧レベルまで引き上げることが可能なコンバータ回路については、様々なアプリケーションへの適用が可能なように昇圧範囲の広いもの（比較的高い出力電圧が得られるもの）が求められている。なお、高い昇圧性能を得るためには、昇圧チョッパを用いて高周波スイッチングを行う手法等が一般に知られる。
【０００３】
これら用途に適するスイッチング素子として、近年、ワイドバンドギャップ半導体の開発が盛んに行われている。本素子は、低損失で高周波スイッチング可能なものとして今後の普及が期待されている。
【０００４】
しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体にて形成される素子は、素子自体がまだ高コストである点や、高周波スイッチング時に発生するノイズ対策費が増大する等の課題がある。このため、民生機器への本格普及にはまだまだ時間がかかると考えられており、比較的簡易な手法で昇圧を行う回路が提案されてきている。
【０００５】
例えば、下記特許文献１には、力率改善用コンデンサの昇圧作用により平滑コンデンサの両端電圧を上昇させる方法が開示されている。また、下記特許文献２，３には、整流器の入力部に主コンデンサと補助コンデンサを配置する方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−０５１９２５号公報
【特許文献２】特開２００５−３４１７４７号公報
【特許文献３】特開２００５−３４１７４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記の従来技術では、力率の改善や、平滑コンデンサの電圧上昇にはある一定の効果が見られるが、スイッチング周波数を高くする必要があり、ノイズが大きくなるという課題が認められる。また、従来技術では、ノイズ成分が大きくなるので、ノイズ対策に要するコストが増大するという問題もある。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング周波数を低値に抑えつつ、ノイズ成分の低減を可能とするコンバータ回路、モータ駆動システムおよび冷凍空調システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、リアクトルと、前記リアクトルを介して印加される交流電源からの交流電圧を整流する整流手段と、前記交流電源から前記整流手段への電力供給経路を前記整流手段の入力側で前記リアクトルを介して短絡する動作を行う電源短絡手段と、電荷蓄積手段を有し、前記リアクトルと前記電源短絡手段とに直列に接続されて前記電源短絡手段を介して流れる電源電流を前記電荷蓄積手段に充電する動作と、前記電荷蓄積手段に充電された電力を放電する動作とを適宜行う電荷充放電手段と、前記整流手段の後段に接続され前記整流手段の出力を平滑する平滑手段と、前記電源短絡手段を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、スイッチング周波数を低値に抑えつつ、ノイズ成分の低減が可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施の形態１に係るコンバータ回路の原理説明図である。
【図２−１】図２−１は、実施の形態１に係るコンバータ回路の一構成例（電源短絡手段のオン・オフタイミング調整に電源ゼロクロスを利用する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図２−２】図２−２は、実施の形態１に係るコンバータ回路の一構成例（図２−１をベースに直流電圧検出手段を付加する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図２−３】図２−３は、実施の形態１に係るコンバータ回路の一構成例（電源短絡手段のオン・オフタイミング調整に電源電流を利用する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図２−４】図２−４は、実施の形態１に係るコンバータ回路の一構成例（図２−３をベースに直流電圧検出手段を付加する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図３】図３は、実施の形態１に係る電荷充放電手段への充電経路（電源が正極性出力且つ電源短絡手段オン時）を示す図である。
【図４】図４は、実施の形態１に係る電荷充放電手段への充電経路（電源が負極性出力且つ電源短絡手段オン時）を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態１に係る電荷充放電手段の放電経路（電源短絡手段オフ時）を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態１に係るリアクトルのエネルギー放出経路（電源短絡手段オフ時）を示す図である。
【図７】図７は、実施の形態１に係る電荷充放電手段の放電経路（電源短絡手段オフ時）を示す図である。
【図８】図８は、実施の形態１に係るリアクトルのエネルギー放出経路（電源短絡手段オフ時）を示す図である。
【図９】図９は、実施の形態１に係る電源電流と電源短絡手段内スイッチのオン・オフ信号の一例を示す図である。
【図１０−１】図１０−１は、実施の形態１に係る比例積分制御フローの一例を示す図である。
【図１０−２】図１０−２は、実施の形態１に係る比例積分制御のフローの他の例（データテーブルを利用する場合）を示す図である。
【図１１−１】図１１−１は、実施の形態１に係る電源電流ゼロクロス点からの遅れ時間Ｔｄｌの設定例（電源電流に対するデータテーブルを利用する場合）を示す図である。
【図１１−２】図１１−２は、実施の形態１に係る電源電流ゼロクロス点からの遅れ時間Ｔｄｌの設定例（負荷電流に対するデータテーブルを利用する場合）を示す図である。
【図１２−１】図１２−１は、実施の形態１に係るコンバータ回路の一構成例（図２−２をベースに負荷電流検出素子および負荷電流検出手段を付加する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図１２−２】図１２−２は、実施の形態１に係るコンバータ回路の一構成例（図２−４をベースに負荷電流検出素子および負荷電流検出手段を付加する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図１３−１】図１３−１は、実施の形態２に係るコンバータ回路の一構成例（図２−２をベースに電圧切り替え部を付加する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図１３−２】図１３−２は、実施の形態２に係るコンバータ回路の一構成例（図２−４をベースに電圧切り替え部を付加する場合の構成例）を示す回路ブロック図である。
【図１４】図１４は、負荷側にインバータおよびモータを接続した場合の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るコンバータ回路ならびに、この種のコンバータ回路を利用するモータ駆動システムおよび冷凍空調システムについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るコンバータ回路の原理説明図である。この種のコンバータ回路は、例えば、冷凍空調システムで利用することが可能である。ここでは、まず、図１を参照しながらコンバータ回路の原理について説明する。
【００１４】
実施の形態１に係るコンバータ回路は、図示のように、リアクトル２、電荷充放電手段３、電源短絡手段４、整流手段５および平滑手段６を備えて構成される。なお、説明の便宜上、交流電源１および負荷７を付記している。
【００１５】
整流手段５は、リアクトル２を介して交流電源１より印加された交流電圧を整流する。整流手段５の出力電圧は、平滑手段６により平滑化され負荷７に供給される。
【００１６】
また、比較的広い範囲で出力電圧を可変するための昇圧手段として、電荷充放電手段３および電源短絡手段４が設けられる。電源短絡手段４のオン動作（電源短絡）時には、リアクトル２にエネルギーを貯めることができ、且つ電荷充放電手段３に電荷を充電することができる。一方、電源短絡手段４のオフ動作時には、負荷７側にリアクトル２のエネルギーを放出し、且つ電荷充放電手段３に蓄えられた電荷を放電することで、出力電圧を可変することができる。
【００１７】
図２−１〜図２−４は、実施の形態１に係るコンバータ回路の一構成例を示す回路ブロック図である。
【００１８】
図２−１では、電源短絡手段４の制御を行うため、図１の原理図に対して電源電圧に対する電源ゼロクロス検出手段９、および制御手段８を付加した構成を示している。
【００１９】
図２−２では、電源短絡手段４の制御を行うため、図１の原理図に対して電源電圧に対する電源ゼロクロス検出手段９、電圧検出手段１９および制御手段８を付加した構成を示している。図２−１との比較では、電圧検出手段１９を付加した構成である。これらの付加手段は、動作条件により所望の直流電圧を可変したい場合に有効である。
【００２０】
また、電源電流をセンシングして制御するシステム構成としてもよく、その一例を図２−３に示す。
【００２１】
図２−３では、電源短絡手段４の制御のために、図１の原理図に対して電流検出素子１７、電流検出手段１８および制御手段８を付加した構成としている。
【００２２】
また、図２−４では、電源短絡手段４の制御のために、図１の原理図に対して電流検出素子１７、電流検出手段１８、電圧検出手段１９および制御手段８を付加した構成としている。図２−３との比較では、電圧検出手段１９を付加した構成である。これらの付加手段は、動作条件により所望の直流電圧を可変したい場合に有効である。
【００２３】
また、図２−１〜図２−４では、図１に示した各ブロック内の主要部品の構成例まで示している。
【００２４】
図２−１〜図２−４に示す整流手段５は、周知のブリッジ回路（整流器１３ａ〜１３ｄ）等で構成される。平滑手段６は、例えば電解コンデンサ等の部品で構成される。
【００２５】
図２−１〜図２−４に示す電荷充放電手段３は、コンデンサ１１ａ〜１１ｂ（フィルムコンデンサ等）および整流器１２ａ〜１２ｄ等を用いて構成される。
【００２６】
図２−１〜図２−４に示す電源短絡手段４は、交流電圧の極性変化に対応するためのブリッジ回路（整流器１４ａ〜１４ｄ）と短絡スイッチ１５で構成される。短絡スイッチ１５は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等を用いる。
【００２７】
図２−１〜図２−４に示す制御手段８には、例えばマイクロコンピュータ等を用いる。
【００２８】
図２−１〜図２−２に示す電源ゼロクロス検出手段９は、抵抗等を用いて電源電圧をレベルシフトし、その後比較器等を介して制御手段８に取り込み可能な電圧範囲の信号として出力する周知回路である。電源電圧の極性変化タイミングで、本手段にて出力される信号が状態変化するため、その変化ポイントをエッジ検出することで電源電圧のゼロクロス信号Ｖａｃ２として制御手段８にて行う制御に利用することができる。また、このゼロクロス信号Ｖａｃ２を基にして短絡スイッチ１５のオンするタイミングやオン動作を持続する時間を調整することで、所望の出力電圧が得られるよう制御する。
【００２９】
図２−３〜図２−４に示す電流検出素子１７は、カレントトランス等の部品を用いる。
【００３０】
図２−３〜図２−４に示す電流検出手段１８にて、電流検出素子１７で検出された信号Ｉａｃ（例えばカレントトランスであれば、２次側の出力電圧等）を入力として、制御手段８に取り込み可能な信号（図ではＩａｃ２と表記）に変換して出力する。電流検出手段１８は、周知の増幅回路（抵抗やオペアンプ等で構成）およびアナログ−デジタル変換（ＡＤ変換）器等で構成される。
【００３１】
なお、初めに信号Ｉａｃを入力とし、増幅回路にて所定の倍率で増幅を行い、その後、制御手段８にて処理可能なようにＡＤ変換することで信号Ｉａｃ２を出力することができる。制御手段８にＡＤ変換機能付きのマイクロコンピュータ等を用いる場合、ＡＤ変換の処理については制御手段８内で行ってもよい。
【００３２】
何れにしても、信号Ｉａｃ２を基にして短絡スイッチ１５のオンするタイミングやオン動作を持続する時間を調整することで、所望の出力電圧が得られるよう制御する。
【００３３】
図２−２および図２−４に示す電圧検出手段１９は、抵抗等を用いて直流電圧Ｖｄｃをレベルシフトし制御手段８にて取り込める電圧にした後、制御手段８にて処理可能なようにＡＤ変換し、Ｖｄｃ２を出力する。この場合も制御手段８にＡＤ変換機能付きのマイクロコンピュータ等を用いる場合には、ＡＤ変換の処理については制御手段８内で行ってもよい。
【００３４】
次に、図２−１〜図２−２について各構成素子の接続関係について説明する。
【００３５】
整流器１３ａのカソード側は、整流器１３ｃのカソード側、整流器１２ｃのカソード側、コンデンサ１６の正側電極および、負荷７の正側入力端に共通接続される。
【００３６】
整流器１３ａのアノード側は、整流器１３ｂのカソード側、リアクトル２の一端、コンデンサ１１ａの一端および、コンデンサ１１ｂの一端に共通接続される。
【００３７】
リアクトル２の他端は、交流電源１の片側と接続される。
【００３８】
整流器１３ｃのアノード側は、整流器１３ｄカソード側、整流器１４ｃのアノード側、整流器１４ｄのカソード側および、交流電源１の片側に共通接続される。
【００３９】
整流器１３ｄのアノード側は、整流器１３ｂのアノード側、整流器１２ｄのアノード側、コンデンサ１６の負側電極、負荷７の負側入力端に共通接続される。
【００４０】
整流器１２ａのカソード側は、整流器１２ｃのアノード側、コンデンサ１１ａの一端に共通接続される。
【００４１】
整流器１２ｂのアノード側は、整流器１２ｄのカソード側、コンデンサ１１ｂの一端に共通接続される。
【００４２】
整流器１２ａのアノード側は、整流器１２ｂのカソード側、整流器１４ａのアノード側、整流器１４ｂのカソード側に共通接続される。
【００４３】
整流器１４ａのカソード側は、整流器１４ｃのカソード側、短絡スイッチ１５のコレクタ側に共通接続される。
【００４４】
整流器１４ｂのアノード側は、整流器１４ｄのアノード側、短絡スイッチ１５のエミッタ側に共通接続される。
【００４５】
また、図２−３〜図２−４では、交流電源１の片側と電流検出素子１７の一端が共通接続される。また電流検出素子１７の他端と整流器１３ｃのアノード側・整流器１３ｄカソード側・整流器１４ｃのアノード側・整流器１４ｄのカソード側が共通接続される。それ以外は、図２−１〜図２−２と同様である。
【００４６】
図２−１〜図２−４は、代表的な接続構成例を示しているが、リアクトル２を交流電源１の正極側でなく、負極側に接続する等、要旨の変更無き範囲内において部品配置や接続を適宜変更してもよいことは無論である。
【００４７】
上記のような構成により、電源短絡手段４に含まれる短絡スイッチ１５のオン時には、リアクトル２へのエネルギー蓄積およびコンデンサ１１ａ，１１ｂへの充電が可能となる。
【００４８】
一方、短絡スイッチ１５のオフ時には、リアクトル２に蓄積されたエネルギーを負荷側へ供給し、コンデンサ１１ａ，１１ｂに蓄えられた電荷の放電を行う。
【００４９】
図３に、コンデンサ１１ｂへの充電経路を示す。ただし、電流検出素子１７の有無は、充放電経路の説明に影響しないため、図示を省略している。
【００５０】
図３において、電源電流Ｉｓが正極性（図中の→方向を正方向とする）且つ短絡スイッチ１５がオン状態の際、コンデンサ１１ｂが充電される。この場合は、電源電流Ｉｓが、交流電源１→リアクトル２→コンデンサ１１ｂ→整流器１２ｂ→整流器１４ａ→短絡スイッチ１５→整流器１４ｄ→交流電源１の経路で流れ、コンデンサ１１ｂへの充電が行われる。併せてリアクトル２へのエネルギー蓄積も行われる。
【００５１】
図４に、コンデンサ１１ａへの充電経路を示す。図４において、電源電流Ｉｓが負極性（図中の→方向を正方向とする）且つ短絡スイッチ１５がオン状態の際、コンデンサ１１ａが充電される。この場合は、電源電流Ｉｓが、交流電源１→整流器１４ｃ→短絡スイッチ１５→整流器１４ｂ→整流器１２ａ→コンデンサ１１ａ→リアクトル２→交流電源１の経路で流れ、コンデンサ１１ａへの充電が行われる。また、上記同様に、この際もリアクトル２へのエネルギー蓄積が行われる。
【００５２】
図５に、コンデンサ１１ｂの放電経路を示す。図５において、電源電流Ｉｓが正極性且つ短絡スイッチ１５がオフ状態の際、コンデンサ１１ｂから負荷７側へ流れる電流をＩｃｂとすると、コンデンサ１１ｂ→整流器１３ａ→負荷７→整流器１２ｄ→コンデンサ１１ｂの経路で放電が行われる。
【００５３】
また、図６に、リアクトル２のエネルギー放出経路を示す。本経路は、整流器１３ａ，１３ｄを介した交流電源１から負荷７側へのエネルギー伝達経路と同一である。すなわち、交流電源１→リアクトル２→整流器１３ａ→負荷７→整流器１３ｄ→交流電源１の経路でエネルギー放出が行われる。
【００５４】
図７に、コンデンサ１１ａの放電経路を示す。図７において、電源電流Ｉｓが負極性且つ短絡スイッチ１５がオフ状態の際、コンデンサ１１ａから負荷７側へ流れる電流をＩｃａとすると、コンデンサ１１ａ→整流器１２ｃ→負荷７→整流器１３ｂ→コンデンサ１１ａの経路で放電が行われる。
【００５５】
また、図８に、本状態の際のリアクトル２のエネルギー放出経路を示す。本経路は、整流器１３ｂ，１３ｃを介した交流電源１から負荷７側へのエネルギー伝達経路と同一である。すなわち、交流電源１→整流器１３ｃ→負荷７→整流器１３ｂ→交流電源１の経路でエネルギー放出が行われる。
【００５６】
ここで、コンデンサ１１ａ，１１ｂでは、各々流れ込む電流の積分値に比例した両端電圧が得られる。また、リアクトル２では、その容量と電流の時間変化に比例した両端電圧が得られる。
【００５７】
よって、短絡スイッチ１５のオン時間とオフ時間の調整（短絡スイッチ１５のスイッチング時間とタイミング調整）、リアクトル２の容量、コンデンサ１１ａ，１１ｂの容量を適当な組み合せに設定することで、負荷７側の条件等に応じた所望の直流電圧（コンデンサ１６の両端電圧）を得ることが可能である。
【００５８】
次に、制御手段８において、短絡スイッチ１５のオン時間Ｔｏｎと、オンタイミングの電源電流ゼロクロス点からの遅れ時間Ｔｄｌを調整して所望の直流電圧を得る方法例を示す。
【００５９】
図１０−１は、短絡スイッチ１５のオン時間Ｔｏｎを調整するフローの一例であり、加減算部１１０、比例積分制御部１１１およびリミッタ処理部１１２を用いる例を示している。
【００６０】
オン時間Ｔｏｎについては、図１０−１に示すように、事前設定しておいた直流電圧指令Ｖｄｃ＊と電圧検出手段１９により得られた現在の直流電圧値Ｖｄｃ２の差分を操作量として比例積分制御を行うことで、時間調整することが可能である。
【００６１】
この際、定常偏差による制御発散防止のため、必要に応じて制御の出力段に上限または下限のリミッタを設けてもよい。ここで、リミッタの設置位置は、出力段に限るものではなく、必要に応じて入力段に設置してもよい。
【００６２】
また、図１０−２は、動作条件や負荷条件等により直流電圧指令Ｖｄｃ＊を変化させたい場合のフローの一例であり、図１０−１の処理部に加え、データテーブル１１４を用いて構成している。
【００６３】
この場合、後述する負荷電流Ｉｄｃ２と直流電圧指令Ｖｄｃ＊の関係を事前にテーブル化（図１０−２の例では、データテーブル１１４）しておくこと等で行えばよい。なお、コンバータ回路の回路構成としては、図１２−１、図１２−２となる。
【００６４】
図１２−１は、図２−２の構成に負荷電流検出素子２０と、負荷電流検出手段２１を付加したものである。なお、図示は省略するが、所望の直流電圧を固定して使用するような場合には、図１２−１における電圧検出手段１９は省略可能である。
【００６５】
図１２−２は、図２−４の構成に負荷電流検出素子２０と、負荷電流検出手段２１を付加したものである。なお、この場合も図示は省略するが、所望の直流電圧を固定して使用するような場合には、図１２−２における電圧検出手段１９は省略可能である。
【００６６】
負荷電流検出素子２０は、通常カレントトランスや抵抗で行う。また、負荷電流検出手段２１は、負荷電流検出素子２０の出力信号Ｉｄｃ（実際には電圧値）を増幅する増幅手段（実際には、抵抗やオペアンプで構成される増幅回路等）およびＡＤ変換手段で構成され、負荷電流検出手段２１で得られた信号である負荷電流Ｉｄｃ２が制御手段８に取り込まれる。
【００６７】
制御手段８にＡＤ変換手段を有するマイクロコンピュータ等を使用する場合には、上記負荷電流検出手段２１の構成の一部であるＡＤ変換手段を制御手段８にて行ってもよい。
【００６８】
なお、上記では、負荷電流Ｉｄｃ２により直流電圧指令Ｖｄｃ＊を変化させる例を示したが、負荷電流Ｉｄｃ２は電源電流等で代替してもよい。
【００６９】
次に、短絡スイッチ１５のオンタイミングを決める電源電流ゼロクロス点からの遅れ時間Ｔｄｌの設定例について説明する。
【００７０】
動作条件や負荷条件がそれほど大きく変化しない際は、遅れ時間Ｔｄｌは所定値に設定して短絡スイッチ１５のオン・オフ動作を行えばよい。
【００７１】
一方、動作条件や負荷条件が大きく変化し、遅れ時間Ｔｄｌを設定変更したい時は、電源電流や負荷電流をモニタリングして行えばよい。
【００７２】
図１１−１〜図１１−２に遅れ時間Ｔｄｌの設定例を示す。ここで、図１１−１は、電源電流に応じてＴｄｌを設定変更する場合の一例であり、図１１−２は、負荷電流に応じてＴｄｌを設定変更する場合の一例である。
【００７３】
これらの場合、電源力率や高調波電流の発生量等を考慮し、電源電流または負荷電流と最適なＴｄｌとの関係を事前にデータテーブル化（図１１−１および図１１−２の例では、データテーブル１１３）しておき、運転状態により遅れ時間Ｔｄｌをテーブル参照して呼び出して設定する。
【００７４】
以上は、短絡スイッチ１５のオンタイミングを決める電源電流ゼロクロス点からの遅れ時間Ｔｄｌの設定例を示したが、方法はこれに限るものではない。すなわち、オンタイミングまたはオフタイミングまたはオン時間の何れかの操作量のうち、少なくとも２つの操作量があればオン・オフ信号Ｓａを作成することができるので、他の仕様と併せて、最適な仕様を構築すればよい。
【００７５】
また、操作量調整のために必要となる物理量は、電源電流や負荷電流に限らず、ユーザの都合に合わせ、電源側の入力電力や電源力率等を用いてテーブルデータを作成し、仕様構築しても同等の効果が得られる。
【００７６】
図９に、電源電流と電源短絡手段４内の短絡スイッチ１５のオン・オフ信号Ｓａの一例を示す（表記上、Ｈｉ側をアクティブ方向とする）。
【００７７】
図９では、短絡スイッチ１５を電源半周期に１回オン・オフするケースを示している。ただし、更に昇圧したい場合や、コンデンサ１１ａ，１１ｂのリプル電圧を低減したい場合等においては、短絡スイッチ１５を電源半周期に複数回オン・オフしてもよい。
【００７８】
このように、本実施の形態１に係るコンバータ回路では、図２−１〜図２−４、図１２−１〜図１２−２のような構成を採用することで、比較的簡易な方法にてリアクトル２のエネルギー授受と、コンデンサ１１ａ，１１ｂの充放電とを併用することが可能となる。このため、回路構成をそれほど煩雑にすることなく、比較的高い直流電圧（図２−１〜図２−２ではコンデンサ１６の両端電圧に相当）を得ることができる。
【００７９】
また、本実施の形態１に係るコンバータ回路によれば、短絡スイッチ１５に対する高周波スイッチングを行わずとも、ある程度高い直流電圧（コンデンサ１６の両端電圧）を得ることが可能である。具体的には、短絡スイッチ１５に関して、電源半周期に１回程度のオン動作にて行うことで、短絡スイッチ１５を常時オフした場合に比べて、約１．５〜２倍程度の直流電圧までを十分に得ることが可能である。
【００８０】
なおこの際、電源力率をあまり低下させず、且つ、高調波電流をあまり増加せずに行うことができる。
【００８１】
また、従来の高周波スイッチングを伴うコンバータ回路と比較して、低ノイズ化が可能である。
【００８２】
また、上述したようにある程度のノイズが許容できるようなシステム構成で行う際には、短絡スイッチ１５のオン動作を、電源半周期に複数回行うことで、更に高い直流電圧を得ることが可能となる。
【００８３】
さらに、本コンバータ回路の後段（負荷７側）にインバータを接続した場合、レアアースモータはもとより、省レアアース、脱レアアースモータを駆動するモータ駆動システムとして構成することが可能である。図１４に、負荷７側にインバータ３０およびモータ４０を接続した場合の一例を示す。
【００８４】
特に、省レアアースおよび脱レアアースモータは、レアアースモータに比べて起磁力が低いため、高回転側においてレアースモータと同等の高出力を得るためには、起磁力の低下を直流電圧の高電圧化で補う必要がある。
【００８５】
このような場合にも、本コンバータ回路の適用により、これらのモータに対しては出力限界をそれほど落とすことなく、駆動範囲を確保することが可能である。
【００８６】
また、本コンバータ回路は、広い出力範囲に対応可能であるため、出力範囲の広い冷凍空調システム等への適用も可能である。
【００８７】
実施の形態２．
図１３−１および図１３−２は、本発明の実施の形態２に係るコンバータ回路の一構成例を示す回路ブロック図である。ここで、図１３−１は、図２−２に対して整流手段５と平滑手段６の間に電圧切り替え部１０を付加する場合の構成例である。また、図１３−２は、図２−４に対して整流手段５と平滑手段６の間に電圧切り替え部１０を付加する場合の構成例である。
【００８８】
電圧切り替え部１０は、切り替えスイッチ２５等で構成される。切り替えスイッチ２５は、制御手段８により、切り替え信号Ｓｂのオン・オフ信号により制御される。
【００８９】
図１３−１および図１３−２ともに、平滑手段６のコンデンサが直列に２段構成（コンデンサ１６ａ，１６ｂ）となっており、切り替えスイッチ２５はコンデンサ１６ａ，１６ｂの接続点（いわゆる中点）と整流手段５における交流端（図１３−１および図１３−２の例では、整流器１３ｃ，１３ｄの接続点）との間に接続されている。
【００９０】
ここで、図１３−１および図１３−２ともに、電源電圧が正極性且つ短絡スイッチ１５がオフ且つ切り替えスイッチ２５がオフのとき、コンデンサ１６ａおよびコンデンサ１６ｂが充電され、電源電圧が負極性且つ短絡スイッチ１５がオフ且つ切り替えスイッチ２５がオフのとき、コンデンサ１６ａおよびコンデンサ１６ｂが充電される。
【００９１】
また、図１３−１および図１３−２ともに、電源電圧が正極性且つ短絡スイッチ１５がオフ且つ切り替えスイッチ２５がオンのとき、コンデンサ１６ａが充電され、電源電圧が負極性且つ短絡スイッチ１５がオフ且つ切り替えスイッチ２５がオンのとき、コンデンサ１６ｂが充電される。
【００９２】
すなわち、本構成においては、コンデンサ１６ａ，１６ｂを個別に充電することができるので、図２−１〜図２−４等と比較して、約２倍の直流電圧が得られる。
【００９３】
さらに、切り替えスイッチ２５によるオン・オフ動作と、電源短絡手段４内の短絡スイッチ１５のオン・オフ動作を組み合わせることで、図２−１〜図２−４等の構成且つ短絡スイッチ１５をオフしている場合と比較して、約３倍程度の電圧を得ることが可能である。
【００９４】
以上説明したように、本実施の形態におけるコンバータ回路によれば、リアクトルを介して印加される交流電源からの交流電圧を整流する整流手段、交流電源から整流手段への電力供給経路を整流手段の入力側でリアクトルを介して短絡する動作を行う電源短絡手段、リアクトルと電源短絡手段とに直列に接続されて電源短絡手段を介して流れる電源電流を電荷蓄積手段としてのコンデンサに充電する動作と、コンデンサに充電された電力を放電する動作とを適宜行う電荷充放電手段、整流手段の後段に接続され前記整流手段の出力を平滑する平滑手段および電源短絡手段を制御する制御手段を備える構成としたので、平滑手段の直流電圧を昇圧もしくは可変する際に、スイッチング周波数を低値に抑えつつ、ノイズ成分を低減することが可能となる。
【００９５】
なお、電源短絡手段は、整流手段と、この整流手段の両端を短絡する短絡スイッチとで構成することができる。
【００９６】
また、電荷充放電手段は、整流手段およびコンデンサにて構成することができる。
【００９７】
また、電源ゼロクロス検出手段または電源電流検出手段のうちの少なくとも１つを具備することが好ましい。この場合、制御手段は、電源ゼロクロス検出手段および電源電流検出手段の出力のうちの少なくとも１つの出力に基づいて電源短絡手段を制御することができ、所望の直流電圧を得ることができる。
【００９８】
また、平滑手段の直流電圧を検出する電圧検出手段を具備することが好ましい。この場合、制御手段は、電圧検出手段の出力に基づいて電源短絡手段を制御することができ、所望の直流電圧を得ることができる。
【００９９】
さらに、負荷電流を検出する負荷電流検出手段を具備することが好ましい。この場合、負荷電流に応じた直流電圧指令を生成することができる。
【０１００】
また、制御手段にて、電源ゼロクロスポイント、電源電流、負荷電流、入力電力、電源力率および、平滑手段の直流電圧を含む電気諸量を検出もしくは演算することが好ましい。この場合、これらの電気諸量のうちの少なくとも１つの情報に基づいて平滑手段の出力電圧レベルを制御することができる。また、これらの電気諸量のうちの少なくとも１つの情報に基づいて電源短絡手段の短絡開始時間、終了時間およびオン時間のうちの少なくとも２つの操作量を調整することとすれば、ノイズ低減に効果的なスイッチング周波数を設定することが可能となる。
【０１０１】
整流手段における交流端のうちの何れかの端と平滑手段の中点との間に切り替えスイッチを設け、上述した短絡スイッチとともに、この切り替えスイッチを電源電圧の極性に応じて好適に制御するようにすれば、切り替えスイッチを電圧切り替え手段として機能させることができ、１．５倍〜３倍程度の直流電圧を得ることができる。
【０１０２】
また、平滑手段の直流電圧が所望値より低い場合に短絡スイッチを電源半周期毎に少なくとも１回以上オン・オフするようにすれば、所望の直流電圧を迅速に得ることができる。
【０１０３】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
以上のように、本発明は、スイッチング周波数を低値に抑えつつ、ノイズ成分の低減を可能とするコンバータ回路として有用である。
【符号の説明】
【０１０５】
１  交流電源
２  リアクトル
３  電荷充放電手段
４  電源短絡手段
５  整流手段
６  平滑手段
７  負荷
８  制御手段
９  電源ゼロクロス検出手段
１０  電圧切り替え部
１１ａ，１１ｂ  コンデンサ
１２ａ〜１２ｄ，１３ａ〜１３ｄ，１４ａ〜１４ｄ  整流器
１５  短絡スイッチ
１６，１６ａ，１６ｂ  コンデンサ
１７  電流検出素子（電源側）
１８  電流検出手段（電源側）
１９  電圧検出手段（直流電圧）
２０  負荷電流検出素子（負荷側）
２１  負荷電流検出手段（負荷側）
２５  切り替えスイッチ
３０  インバータ
４０  モータ
１１０  加減算部
１１１  比例積分制御部
１１２  リミッタ処理部
１１３，１１４  データテーブル    
【図１】
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【図２−１】
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【図２−２】
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【図２−３】
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【図２−４】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０−１】
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【図１０−２】
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【図１１−１】
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【図１１−２】
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【図１２−１】
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【図１２−２】
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【図１３−１】
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【図１３−２】
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【図１４】
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