(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁極位置検出器を用いずに演算により求めた回転子の磁極位置に基づいて、電力変換器により永久磁石形同期電動機の電機子電流を制御し、前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記電動機の電機子電流、端子電圧及び磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の端子電圧相当値、電機子抵抗電圧降下演算値、前記電機子電流の時間微分値に比例する過渡電圧演算値、及び電機子反作用磁束を９０度進ませたベクトルと前記電動機の速度演算値との積を用いて拡張磁束を演算する拡張磁束演算手段と、
前記拡張磁束の回転子磁極と並行する成分、及び、前記拡張磁束の回転子磁極と直交する成分から前記拡張磁束の角度を演算する角度演算手段と、
前記拡張磁束の角度から前記電動機の脱調を検出する脱調検出手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記拡張磁束から求めた磁極位置を用いて、前記電機子電流の検出値を回転座標系の二軸成分に変換する電流座標変換手段と、
前記二軸成分を前記電機子電流の指令値の二軸成分に一致させるような電圧指令値を生成する電流調節手段と、
前記電圧指令値から前記電力変換器の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転子の磁極位置を検出するための磁極位置検出器を持たずに、いわゆるセンサレス制御される永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、回転子の脱調を速やかに検出可能とした制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期電動機のセンサレス制御は、制御装置の低価格化を目的として広く実用化されている。このセンサレス制御は、電動機の端子電圧や電機子電流の情報から回転子の速度及び磁極位置を演算し、これらに基づいて電流制御を行うことによりトルク制御や速度制御を実現するものである。
以下、後述する特許文献１や非特許文献１，非特許文献２に記載されたセンサレス制御方式について説明する。
【０００３】
まず、永久磁石形同期電動機は、回転子の磁極方向をｄ軸、ｄ軸から９０度進んだ方向をｑ軸と定義した回転座標系で電流制御を行うことで、高性能制御を実現することができる。しかしながら、磁極位置検出器を使用しない場合は、ｄｑ軸の角度を直接検出することができないので、制御装置内部にｄｑ軸回転座標系に対応するγδ軸回転座標系を推定し、ｄｑ軸成分のｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑをγδ軸成分のγ軸電流ｉγ，δ軸電流ｉδに変換して電流制御を行っている。
なお、図３は、上述したｄｑ軸とγδ軸との関係を示しており、θｅｒｒはｄｑ軸とγδ軸との角度差である。
【０００４】
ｄｑ軸の電気角速度ωｒとγδ軸の電気角速度ω１とが等しい場合、γδ軸における永久磁石形同期電動機の電圧方程式は、数式１によって表される。
【０００５】
【数１】
0005445892.tif 000002
【０００６】
数式１において、右辺第１項は電機子抵抗ｒａによる電圧降下、右辺第２項は電流微分値に平行でｄ軸インダクタンスＬｄに比例する過渡電圧、右辺第３項は電機子反作用による電圧降下である。
右辺第３項の電機子反作用による電圧降下は、電機子電流ｉａとｑ軸インダクタンスＬｑとの積である電機子反作用磁束によって誘導される電圧であり、電機子反作用磁束を９０度進ませたベクトルとγδ軸の電気角速度ω１との積に等しい。
また、右辺第４項が拡張誘起電圧と呼ばれる項（γδ軸成分をそれぞれγ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ、δ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδという）であり、数式２によって表される。
【０００７】
【数２】
0005445892.tif 000003
【０００８】
上記の拡張誘起電圧は、後述する非特許文献２にも記載されているように、永久磁石形同期電動機の永久磁石とインダクタンスとに分離した位置情報を一つに集約する作用を果している。
【０００９】
数式２に示すように、γ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ及びδ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδはｄｑ軸とγδ軸との角度差（以下、磁極位置演算誤差ともいう）θｅｒｒの関数であり、磁極位置演算誤差θｅｒｒはγ軸拡張誘起電圧ベクトルの角度から演算することができる。
【００１０】
図４は、数式１、数式２による永久磁石形同期電動機の電圧方程式を示すベクトル図である。なお、図４のベクトル図は電動機正転時のものであり、拡張誘起電圧Ｅｅｘγ，Ｅｅｘδはｑ軸方向に発生する。
【００１１】
次に、γδ軸回転座標系における速度ω１及び磁極位置θ１の演算方法について説明する。
まず、前述した数式１を変形することにより、γ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ及びδ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδについて数式３を得る。
【００１２】
【数３】
0005445892.tif 000004
【００１３】
また、数式２に基づき、磁極位置演算誤差θｅｒｒを数式４により演算する。
【００１４】
【数４】
0005445892.tif 000005
【００１５】
速度演算値（＝γδ軸電気角速度）ω１は、磁極位置演算誤差θｅｒｒを入力とするＰＩ（比例積分）調節器により求めることができ、具体的には数式５により演算する。
【００１６】
【数５】
0005445892.tif 000006
【００１７】
また、磁極位置演算値θ１は、数式６に示すように速度演算値ω１を積分して求める。
【００１８】
【数６】
0005445892.tif 000007
【００１９】
数式５、数式６を用いることにより磁極位置演算誤差θｅｒｒを零に収束させることができ、速度ω１及び磁極位置θ１を正確に演算することができる。
このようにして演算した速度ω１及び磁極位置θ１を用いて電流制御や速度制御を行えば、磁極位置検出器を使わなくても高性能に永久磁石形同期電動機を制御することができる。
【００２０】
次に、特許文献２に記載されたセンサレス制御方式について説明する。
前述したように、特許文献１及び非特許文献１に記載されたセンサレス制御方式は、数式４によってγ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ及びδ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδから磁極位置演算誤差θｅｒｒを求めている。ここで、拡張誘起電圧の振幅Ｅｅｘは、数式２に示した如く速度ω１にほぼ比例するため、低速時には磁極位置演算誤差θｅｒｒの演算精度が悪くなるのが明らかである。
そこで、特許文献２に係るセンサレス制御方式では、拡張誘起電圧を誘導する磁束を「拡張磁束」として新たに定義する。
【００２１】
磁束によって永久磁石形同期電動機の端子に誘導される電圧が、磁束に対して９０度進み、その振幅が速度と磁束との積になることから、拡張誘起電圧を誘導する拡張磁束のベクトル方向をｄ軸とし、振幅Ψｅｘを数式７により定義する。
【００２２】
【数７】
0005445892.tif 000008
【００２３】
数式２及び数式７より、拡張磁束の振幅Ψｅｘは数式８によって表される。
【００２４】
【数８】
0005445892.tif 000009
【００２５】
図５は、拡張誘起電圧と拡張磁束との関係を示すベクトル図である。この図５及び数式７より、γ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ、δ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδとγ軸拡張磁束Ψｅｘγ、δ軸拡張磁束Ψｅｘδとは数式９の関係にある。
【００２６】
【数９】
0005445892.tif 000010
【００２７】
γ軸拡張磁束Ψｅｘγ及びδ軸拡張磁束Ψｅｘδと磁極位置演算誤差θｅｒｒとの関係は、数式２及び数式９より、数式１０のようになる。
【００２８】
【数１０】
0005445892.tif 000011
【００２９】
数式８より、拡張磁束の振幅Ψｅｘは、電流微分値が零になる定常状態では、速度ω１によらず一定である。このため、数式１０によりγ軸拡張磁束Ψｅｘγ及びδ軸拡張磁束Ψｅｘδを用いて磁極位置演算誤差θｅｒｒを演算すれば、低速時にも磁極位置演算誤差θｅｒｒを高精度に演算することができる。
【００３０】
次いで、特許文献２における磁極位置及び速度の具体的な演算方法について説明する。
まず、拡張磁束のδ軸成分Ψｅｘδを、数式３、数式９より、数式１１によって演算する。
【００３１】
【数１１】
0005445892.tif 000012
【００３２】
数式１０において、磁極位置演算誤差θｅｒｒが零近傍の値である場合、δ軸拡張磁束Ψｅｘδは数式１２となる。
【００３３】
【数１２】
0005445892.tif 000013
【００３４】
拡張磁束振幅Ψｅｘは、数式８より、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑの関数であるため、δ軸拡張磁束Ψｅｘδを数式１３によって線形化した第２のδ軸拡張磁束Ψｅｘδ’を導入する。
【００３５】
【数１３】
0005445892.tif 000014
【００３６】
速度演算値ω１は、第２の拡張磁束Ψｅｘδ’を入力とする速度演算器としてのＰＩ調節器を用いて、数式１４により求められる。
【００３７】
【数１４】
0005445892.tif 000015
【００３８】
なお、磁極位置演算値θ１は、前述の数式６により、速度演算値ω１を積分して求める。
【００３９】
さて、上述したセンサレス制御方式において、回転子の速度及び磁極位置の演算が何らかの原因により不安定になって回転子が脱調した場合、永久磁石形同期電動機を駆動する電力変換器を速やかに停止して電力変換器や負荷の機械系を保護する必要がある。
永久磁石形同期電動機の脱調検出技術として、例えば、特許文献３では、ｄｑ軸とγδ軸とがほぼ一致しているという前提のもとで、下記の数式１５のγδ軸電圧方程式（非特許文献２に記載された数式（４）に相当する）から導出した外乱オブザーバによってγ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ及びδ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδを演算している。そして、ｄｑ軸とγδ軸とが一致している場合には零であるγ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγが、ｄｑ軸とγδ軸との角度差にほぼ比例して大きくなることを利用して、γ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγとδ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδとの比が所定範囲を超えた場合に脱調として検出している。
なお、数式１５において、ＫＥは誘起電圧定数である。
【００４０】
【数１５】
0005445892.tif 000016
【００４１】
【特許文献１】特許第３４１１８７８号公報（段落［００２６］〜［００８３］、図１等）
【特許文献２】特開２００６−６７６５６号公報（段落［００２３］〜［００４４］、図１等）
【特許文献３】特許第３７９７５０８号公報（請求項２、段落［００１３］〜［００１５］，［００２２］〜［００２６］、図３，図４等）
【非特許文献１】田中康司，三木一郎，「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」，電気学会論文誌Ｄ，Vol.125，No.9，p.833-p.838(2005年)
【非特許文献２】市川真士，陳  志謙，冨田  睦雄，道木  慎二，大熊  繁，「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御」，電気学会論文誌Ｄ，Vol.122，No.12，p.1088-p.1096，2002年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４２】
特許文献３に記載された外乱オブザーバは、ｄｑ軸とγδ軸との角度差、すなわち磁極位置演算誤差θｅｒｒを零近似できる場合にのみ適用可能である。特に、回転子に突極性のある埋込磁石構造の永久磁石形同期電動機では、上記数式１５におけるインダクタンスＬγ，Ｌδが磁極位置演算誤差θｅｒｒの関数であることから、この誤差θｅｒｒが大きく、しかも電機子電流が大きい場合には、数式１５によるγ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ，δ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδの演算誤差が大きくなる。
このため、特許文献３に記載された脱調検出技術を埋込磁石構造の永久磁石形同期電動機に適用した場合には、脱調を正確に検出できなかったり脱調を誤検出してしまうという問題があった。
【００４３】
そこで、本発明の解決課題は、磁極位置演算誤差が大きい場合や低速運転時にも、脱調を正確に検出可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
上記課題を解決するため、請求項１に係る永久磁石形同期電動機の制御装置は、磁極位置検出器を用いずに演算により求めた回転子の磁極位置に基づいて、電力変換器により永久磁石形同期電動機の電機子電流を制御し、前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記電動機の電機子電流、端子電圧及び磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の端子電圧相当値、電機子抵抗電圧降下演算値、前記電機子電流の時間微分値に比例する過渡電圧演算値、及び電機子反作用磁束を９０度進ませたベクトルと前記電動機の速度演算値との積を用いて拡張磁束を演算する拡張磁束演算手段と、
前記拡張磁束の回転子磁極と並行する成分、及び、前記拡張磁束の回転子磁極と直交する成分から前記拡張磁束の角度を演算する角度演算手段と、
前記拡張磁束の角度から前記電動機の脱調を検出する脱調検出手段と、を備えたものである。
【００４５】
請求項２に係る永久磁石形同期電動機の制御装置は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記拡張磁束から求めた磁極位置を用いて、前記電機子電流の検出値を回転座標系の二軸成分に変換する電流座標変換手段と、
前記二軸成分を前記電機子電流の指令値の二軸成分に一致させるような電圧指令値を生成する電流調節手段と、
前記電圧指令値から前記電力変換器の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。
【発明の効果】
【００４７】
本発明に係る永久磁石同期電動機の制御装置によれば、永久磁石形同期電動機をセンサレス制御するための制御装置において、磁極位置演算誤差が大きい場合や電動機の低速運転時時における脱調を従来技術よりも高精度に演算することができ、電力変換器や負荷の機械系を確実に保護することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の参考形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図である。
図１に示す主回路において、５０は三相交流電源、６０は三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路、７０はインバータ等の電力変換器、８０は永久磁石同期電動機である。
【００４９】
以下、制御装置の構成及び動作を説明する。
まず、回転子の速度演算値ω１と磁極位置演算値θ１とを用いて永久磁石形同期電動機８０を速度制御する方法について説明する。
速度指令値ω＊と速度演算値ω１との偏差を減算器１６により演算し、この偏差を速度調節器１７により増幅してトルク指令値τ＊を演算する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ＊から所望のトルクを出力するγ軸電流指令値ｉγ＊，δ軸電流指令値ｉδ＊を演算する。
【００５０】
一方、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉｕ，ｉｗを、磁極位置演算値θ１を用いて電流座標変換器１４によりγ軸電流検出値ｉγ，δ軸電流検出値ｉδに座標変換する。
前記γ軸電流指令値ｉγ＊とγ軸電流検出値ｉγとの偏差を減算器１９ａにより求め、この偏差をγ軸電流調節器２０ａにより増幅してγ軸電圧指令値ｖγ＊を演算する。また、δ軸電流指令値ｉδ＊とδ軸電流検出値ｉδとの偏差を減算器１９ｂにより求め、この偏差をδ軸電流調節器２０ｂにより増幅してδ軸電圧指令値ｖδ＊を演算する。
上記電圧指令値ｖγ＊，ｖδ＊は、電圧座標変換器１５によって相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換される。
【００５１】
ＰＷＭ回路１３は、上記相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と入力電圧検出回路１２により検出した入力電圧検出値Ｅｄｃとから、電力変換器７０内部の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器７０は、上記ゲート信号に基づいて半導体スイッチング素子をオン・オフし、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御する。
【００５２】
次に、この参考形態において、回転子の速度ω１及び磁極位置θ１を演算するための構成及び動作を説明する。
前記拡張誘起電圧演算器３０は、数式３のγ軸電圧ｖγ，δ軸電圧ｖδをγ軸電圧指令値ｖγ＊，δ軸電圧指令値ｖδ＊に置き換えた以下の数式１６により、γ軸電圧指令値ｖγ＊，δ軸電圧指令値ｖδ＊，γ軸電流検出値ｉγ，δ軸電流検出値ｉδ，速度ω１、及び、電機子抵抗ｒａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ等の電動機定数を用いて、γ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ，δ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδを演算する。
【００５３】
【数１６】
0005445892.tif 000017
【００５４】
数式１６における各インダクタンスＬｄ，Ｌｑは前述の数式１５におけるＬγ，Ｌδと異なって磁極位置演算誤差θｅｒｒの関数ではないため、数式１６によれば、磁極位置演算誤差θｅｒｒが零近傍でない場合にも、γ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ，δ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδを正確に演算することができる。
【００５５】
数式１６において、右辺第２項は電機子抵抗ｒａによる電圧降下、右辺第３項は電流微分値に平行でｄ軸インダクタンスＬｄに比例する過渡電圧、右辺第４項は電機子反作用による電圧降下である。
右辺第４項の電機子反作用による電圧降下は、電機子電流ｉａとｑ軸インダクタンスＬｑとの積である電機子反作用磁束によって誘導される電圧であり、電機子反作用磁束を９０度進ませたベクトルとγδ軸の電気角速度ω１との積に等しい。
【００５６】
ここで、前述した数式２によれば、γ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ、δ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδから磁極位置演算誤差θｅｒｒを求めることができる。また、拡張誘起電圧Ｅｅｘの角度δｅｅｘは数式１７により求めることができ、数式２によれば、拡張誘起電圧Ｅｅｘの角度δｅｅｘは数式１８に示すように磁極位置演算誤差θｅｒｒに等しい（前述の図４におけるδ軸と拡張誘起電圧ベクトルＥｅｘとの間の角度θｅｒｒが、δｅｅｘに等しい）。
【００５７】
【数１７】
0005445892.tif 000018
【００５８】
【数１８】
0005445892.tif 000019
【００５９】
従って、図１における角度演算器３２は、数式１７の演算により拡張誘起電圧Ｅｅｘの角度δｅｅｘを演算し、この角度δｅｅｘは速度演算器３３及び脱調検出器３５に入力される。
速度演算器３３はＰＩ調節器によって構成されており、数式１９を用いて拡張誘起電圧Ｅｅｘの角度δｅｅｘを増幅して速度演算値ω１を求める。
【００６０】
【数１９】
0005445892.tif 000020
【００６１】
磁極位置演算器３４は積分器によって構成されており、前述の数式６を用いて速度演算値ω１を積分することにより磁極位置演算値θ１を求める。
また、脱調検出器３５は、拡張誘起電圧Ｅｅｘの角度δｅｅｘが所定のしきい値を超えた場合に脱調を検出し、脱調検出信号をアクティブとする。
数式１８に示したように上記角度δｅｅｘと磁極位置演算誤差θｅｒｒとは大きさが等しいことから、脱調検出器３５により角度δｅｅｘの大きさから脱調を検出できることが明らかである。
【００６２】
この参考形態によれば、特許文献３のように磁極位置演算誤差θｅｒｒを零近似していないため、この誤差θｅｒｒが大きい場合にも脱調を正確に検出することが可能である。
【００６３】
次に、本発明の実施形態を図２に基づいて説明する。この実施形態は請求項１，２に係る発明に相当するものである。
この実施形態が参考形態と異なるのは、図２に示す如く、図１における拡張誘起電圧演算器３０に代えて拡張磁束演算器３１を設け、速度ω１及び磁極位置θ１を拡張誘起電圧ではなく拡張磁束から演算するようにして演算精度を向上させ、同時に脱調検出精度を向上させた点である。
なお、速度ω１及び磁極位置θ１を用いた永久磁石形同期電動機８０の速度制御方法は参考形態と同様であるため説明を省略し、以下では速度ω１及び磁極位置θ１の演算方法及び脱調検出方法について説明する。
【００６４】
まず、図２の拡張磁束演算器３１では、数式１６により求めたγ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘγ，δ軸拡張誘起電圧Ｅｅｘδを用いて、数式２０によりγ軸拡張磁束Ψｅｘγ，δ軸拡張磁束Ψｅｘδを演算する。
【００６５】
【数２０】
0005445892.tif 000021
【００６６】
角度演算器３２は、γ軸拡張磁束Ψｅｘγ，δ軸拡張磁束Ψｅｘδを用いて、拡張磁束Ψｅｘの角度δΨｅｘを数式２１により演算する。
【００６７】
【数２１】
0005445892.tif 000022
【００６８】
前述した図５から、拡張磁束の角度δΨｅｘと磁極位置演算誤差θｅｒｒとの間には数式２２の関係がある。
【００６９】
【数２２】
0005445892.tif 000023
【００７０】
速度演算器３３はＰＩ調節器によって構成されており、数式２３を用いて拡張磁束の角度δΨｅｘを増幅することにより速度演算値ω１を求める。
【００７１】
【数２３】
0005445892.tif 000024
【００７２】
磁極位置演算器３４は積分器によって構成されており、前述の数式６を用いて速度演算値ω１を積分することにより磁極位置演算値θ１を求める。
【００７３】
脱調検出器３５は、拡張磁束の角度δΨｅｘが所定のしきい値を超えた場合に脱調を検出し、脱調検出信号をアクティブとする。
数式２２に示したように上記角度δΨｅｘと磁極位置演算誤差θｅｒｒとは大きさが等しいことから、脱調検出器３５により角度δΨｅｘの大きさから脱調を検出できることが明らかである。
【００７４】
前述した参考形態における脱調検出は、数式２により、振幅が回転子の速度ω１にほぼ比例する拡張誘起電圧を用いているため、低速運転時における検出精度は低くなるおそれがある。これに対し、本発明の実施形態では、振幅が回転子の速度によらず一定である拡張磁束を用いているので、低速時にも高精度に脱調を検出することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の参考形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態を示すブロック図である。
【図３】ｄｑ軸とγδ軸との関係を示す図である。
【図４】数式１、数式２による永久磁石形同期電動機の電圧方程式を示すベクトル図である。
【図５】拡張誘起電圧と拡張磁束との関係を示すベクトル図である。
【符号の説明】
【００７６】
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：電力変換器
８０：永久磁石形同期電動機
１１ｕ：ｕ相電流検出回路
１１ｗ：ｗ相電流検出回路
１２：入力電圧検出回路
１３：ＰＷＭ回路
１４：電流座標変換器
１５：電圧座標変換器
１６，１９ａ，１９ｂ：減算器
１７：速度調節器
１８：電流指令演算器
２０ａ：γ軸電流調節器
２０ｂ：δ軸電流調節器
３０：拡張誘起電圧演算器
３１：拡張磁束演算器
３２：角度演算器
３３：速度演算器
３４：磁極位置演算器
３５：脱調検出器
【図１】
0005445892.tif 000025
【図２】
0005445892.tif 000026
【図３】
0005445892.tif 000027
【図４】
0005445892.tif 000028
【図５】
0005445892.tif 000029