(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
極低温環境域に配置されたロータ巻線および前記ロータ巻線に界磁電流を供給するための励磁アセンブリを備えた超伝導同期機において、
励磁アセンブリが、
静止部の一次巻線（７）と、使用時に回転する二次巻線（１０）および三次巻線とを有するパルストランス（１０１）であって、前記一次巻線及び前記二次巻線並びに前記三次巻線を前記極低温環境域の外部に設けた前記パルストランス（１０１）と、
前記パルストランス（１０１）の前記一次巻線（７）にパルス電圧を供給するためのスイッチモード電源装置（１００）であって、前記極低温環境域の外部に設けた前記スイッチモード電源装置（１００）と、
前記パルス電圧の同期整流を行うための整流半導体デバイスおよびフライホイール半導体デバイスであって、前記ロータ巻線と直列に結線し且つ前記極低温環境域の外部に設けた前記整流半導体デバイス、および前記ロータ巻線と並列に結線し且つ前記極低温環境域の内部に設けた前記フライホイール半導体デバイスと、
前記パルストランス（１０１）の前記二次巻線（１０）から前記ロータ巻線（１６）に前記パルス電圧を供給するための一対の伝達リード線（１４）と、
前記三次巻線からの信号に基づいて、前記ロータ巻線に供給される前記パルス電圧の前記同期整流を制御するためのコントローラであって、前記極低温環境域の外部に設けられた前記コントローラと、
を有することを特徴とする超伝導同期機。
【請求項２】
整流半導体デバイス（１１）はサイリスタまたはゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）である請求項１に記載の超伝導同期機。
【請求項３】
フライホイール半導体デバイス（１５）は接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）または垂直接合型電界効果トランジスタ（ＶＪＦＥＴ）である請求項１または２に記載の超伝導同期機。
【請求項４】
パルス電圧の同期整流により、パルストランス（１０１）の磁気回路のＢ−Ｈループの１つの象限においてのみ、電力がパルストランス（１０１）の一次巻線（７）からパルストランス（１０１）の二次巻線（１０）に伝達される請求項１乃至３のいずれか一項に記載の超伝導同期機。
【請求項５】
ロータ巻線（１６）をクエンチの兆候に対して保護するスイッチ可能手段を更に備える請求項１乃至４のいずれか一項に記載の超伝導同期機。
【請求項６】
スイッチ可能手段は半導体スイッチデバイス（１９）と直列の抵抗（１８）を含む請求項５記載の超伝導同期機。
【請求項７】
スイッチ可能手段は半導体スイッチデバイスと直列の非線形抵抗デバイスを含む請求項６記載の超伝導同期機。
【請求項８】
非線形抵抗デバイスは実質的に「矩形」の電圧電流特性を有する請求項７記載の超伝導同期機。
【請求項９】
非線形抵抗デバイスは金属酸化物バリスタ（ＭＯＶ）である請求項７または８記載の超伝導同期機。
【請求項１０】
半導体スイッチデバイス（１９）は接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）または垂直接合型電界効果トランジスタ（ＶＪＦＥＴ）である請求項７乃至９のいずれか一項に記載の超伝導同期機。
【請求項１１】
コントローラ（３５）は電圧パルスがロータ巻線（１６）に供給される第１の期間にロータ巻線内の界磁電流を示す電流フィードバック信号（３７）に基づいて、また第１の期間および電圧パルスがロータ巻線（１６）に供給されない第２の期間にロータ巻線（１６）内の界磁電流を示す電圧フィードバック信号（３９）に基づいて、半導体スイッチデバイス（１９）の動作を制御する請求項６乃至１０のいずれか一項に記載の超伝導同期機。
【請求項１２】
電流フィードバック信号（３７）はロータ巻線（１６）に直列の電流変換器（３６）から導かれ、電圧フィードバック信号はロータ巻線（１６）に並列の電圧変換器（３８）から導かれる請求項１１記載の超伝導同期機。
【請求項１３】
ロータ巻線（１６）に直列のインダクタ（１２）およびロータ巻線（１６）に並列のキャパシタ（１３）を含むフィルタあるいはスイッチング補助ネットワークを更に備える請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の超伝導同期機。
【請求項１４】
ロータ巻線（１６）は高温超伝導（ＨＴＳ）材料で作られる請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の超伝導同期機。
【請求項１５】
ロータ巻線（１６）はクエンチの兆候が起こった場合にロータ巻線（１６）を損傷から保護する手段を含む請求項１乃至１４のいずれか一項に記載の超伝導同期機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は励磁アセンブリに関するものであり、特に超伝導同期機のロータ巻線に電流を供給する励磁アセンブリに関する。
【背景技術】
【０００２】
超伝導同期機のロータは、ロータ巻線に用いる超伝導材料をその臨界超伝導温度以下に維持することができるように、通常は極低温チャンバ（クライオスタットと呼ばれることも多い）内に置かれる。BSCCO-2233(Bi(2-x)PbxSr2Ca2Cu2O10)やYBCO(YBa2Cu3O7-δ)などの高温超伝導（ＨＴＳ）材料の場合、クライオスタット内の温度は２７乃至１１０Ｋの間のいずれかの温度とすることができる。超伝導同期機のそれ以外の部分はおよそ３００Ｋの環境温度に置かれる。本明細書においては、「寒冷環境」という語をクライオスタット内の低温度環境を示すものとして用い、「温暖環境」という語をクライオスタット外の周囲温度環境を示すものとして用いるものとする。
【０００３】
超伝導同期機を動作させるためには、ロータ巻線に界磁電流を与えて励磁することが必要である。典型的な超伝導同期機では、ロータ巻線に供給する全界磁電流を、クライオスタットの外壁を貫通して温暖環境から寒冷環境に至る一対の伝達リード線を介して供給する。界磁電流は電源から供給されるが、それを一対のスリップリングとブラシ接点を用いて伝達リード線に供給することができる。伝達リード線は温暖環境と寒冷環境の間の迷走熱伝達（stray heat transfer）を最小化し、低温冷却系に要求される性能に悪影響を与える可能性を低減するように設計される。しかし、１０００乃至２０００アンペアともなる全界磁電流を通電するためには、伝達リード線の断面積をかなり大きくしなければならない。断面積が大きくなれば、伝達リード線を介しての迷走熱伝達もまた増加する。従って実際の所、伝達リード線の設計は通電容量を最大化することと、それと同時に迷走熱伝達を最小化することとの間で妥協せざるを得ない。
【０００４】
米国特許第６４２０８４２号は伝達リード線を回転トランスに置き換えた励磁アセンブリを記載している。トランスの一次巻線は温暖環境内にあり、トランスの二次巻線はクライオスタット内の寒冷環境にある。従って、クライオスタットの外壁は回転トランスのエアギャップ内に位置する。回転トランスを用いることにより伝達リード線に起因する迷走熱伝達は排除されるが、界磁電流をロータ巻線に供給する前に整流・制御するために必要な給電用電子機器をクライオスタット内の寒冷環境に置かなければならないことになる。電子機器をそのような寒冷環境に配備することは実際的には困難であり、これは理想的状況からはほど遠い。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従って、伝達リード線を介しての迷走熱伝達を最小化しつつも、クライオスタット内になんらの制御電子機器を設置すること必要としない、代替となる励磁アセンブリが求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は超伝導同期機のロータ巻線に界磁電流を供給するための励磁アセンブリを提供するものであり、該励磁アセンブリは、一次巻線と二次巻線とを有するパルストランス（pulse transformer）と、パルストランスの一次巻線に直流パルス電流を供給するスイッチモード電源と、パルストランスの二次巻線からロータ巻線に直流パルス電流を供給するための一対の伝達リード線と、を備える。
【０００７】
ロータ巻線は超伝導同期機の極低温領域、例えば極低温チャンバ即ちクライオスタットの内部に位置することになる。以下、この極低温領域を「寒冷環境」と称する。
【０００８】
パルストランスの一次巻線は好適には静止しており（固定側であり）、パルストランスの二次巻線は好適には使用時に回転する。米国特許第６４２０８４２号に開示された励磁アセンブリとは異なり、パルストランスの一次巻線、二次巻線の両者共、スイッチモード電源と同様に極低温領域外の「温暖環境」に好適に配置される。温暖環境と寒冷環境の間での直流パルス電流の伝達には伝達リード線を用い、該伝達リード線は通常、極低温チャンバ即ちクライオスタットの外壁を貫通する。
【０００９】
好適には、起動時に比較的短時間でロータ巻線内に作動界磁電流を確立できるように、かなり大きな強制電圧を有するスイッチモード電源によって界磁電流を供給する。超伝導同期機の通常動作時には、伝達リード線は短時間の間だけ界磁電流を通電する。
【００１０】
好適には、励磁アセンブリはロータ巻線と直列の整流半導体デバイスとロータ巻線と並列のフライホイール半導体デバイスとを更に備える。整流半導体デバイスはサイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）やその他の同様な逆阻止特性およびゲートターンオン特性を有するデバイスとしてよい。フライホイール半導体デバイスは例えば接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）や垂直接合型電界効果トランジスタ（VJFET：Vertical Junction Field Effect Transistor）としてよい。ＪＦＥＴおよびＶＪＦＥＴには金属酸化膜シリコン電界効果トランジスタ（MOSFET）およびその炭化ケイ素派生品に固有の特徴である寄生ダイオードが存在しない。寄生ダイオードを持たないので、ＪＦＥＴおよびＶＪＦＥＴはゲート制御によって両方の極性の電圧をブロックすることができる。更にＪＦＥＴおよびＶＪＦＥＴデバイスは、他のデバイスでは寄生ダイオードによって課せられる逆回復性能の制限がない。
【００１１】
整流半導体デバイスおよびフライホイール半導体デバイスは、好適にはロータ巻線に供給するパルス電圧を同期整流するように制御される。同期整流の制御は好適には電子制御装置により行う。電子制御装置はパルストランスの三次巻線から取られたタイミング信号を用い、整流半導体デバイスとフライホイール半導体デバイスにゲートパルスを与えてそれらを適当なタイミングでオン・オフする。
【００１２】
好適には、励磁アセンブリはロータ巻線と直列のインダクタを含むスナッバ（snubber）とロータ巻線と並列のキャパシタを更に備える。
【００１３】
クエンチの兆候が生じた場合（即ち、例えば臨界温度を超える温度上昇や臨界電流密度を超える電流密度増加、巻線の欠陥等により、ロータ巻線を形成する超伝導材料に局所的に抵抗が生じ始めた場合）に巻線を損傷から保護するために、スイッチモード電源をオフすることができる。また界磁電流を強制的に低下させるために、界磁放電抵抗（field discharge resistor）（ダンプ抵抗と呼ばれることもある）を含むスイッチ可能な手段をロータ巻線と直列に取り付けることもできる。ダンプ抵抗は好適には、例えばサイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）やその他の同様な逆阻止特性およびゲートターンオン特性を有する半導体スイッチデバイスと直列とする。クエンチの兆候が検出された場合は、整流半導体デバイスおよびフライホイール半導体デバイスをオフして同期整流を禁止する。また、ロータ巻線を受動的に保護する機械的手段を設けてもよい。例えば、高温超伝導（HST）フィルム上に、該HTSフィルムに密着した従来式の導電および熱伝導材料を提供すべく、金属バッファ層を形成してもよい。クエンチの兆候に対する保護を与えるために、これら受動保護手段、クエンチ兆候検出系およびダンプ抵抗スイッチ装置を整合させることが必須である。
【００１４】
制御装置は好適には、半導体スイッチデバイスの動作を制御し、また任意選択で整流半導体デバイスとフライホイール半導体デバイスを制御し、これら制御はパルス電圧がロータ巻線に印加されている第１の期間の間はロータ巻線内の界磁電流を示す電流フィードバック信号に基づいてなされ、パルス電圧がロータ巻線に印可されていない第２の期間の間はロータ巻線の電圧を示す電圧フィードバック信号に基づいてなされる。
【００１５】
電流フィードバック信号はパルストランスの一次巻線と直列の電流変換器（トランスデューサ）から生成することができ、また電圧フィードバック信号はロータ巻線と並列の電圧変換器から生成することができる。
【００１６】
好適には、ロータ巻線は例えばBSCCOやYBCOなどのHTS材料からなる。その他の利用可能なＨＴＳ材料としては、希土類−銅−酸化物群に属するものがある。容易に理解されるように、超伝導界磁巻線はＮｂ３ＳｎおよびＮｂＴｉのような低温超伝導（ＬＳＴ）材料またはＭｇＢ２（二ホウ化マグネシウム）などの中温超伝導（ＭＴＳ：Medium Temperature Superconducting）材料によって形成することもできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の励磁アセンブリの基本構成および動作を図１を参照して説明する。励磁アセンブリは超伝導同期機（「マシン」）のステータ上あるいはその近くの環境温度に置かれたスイッチモード電源１００を有する。励磁アセンブリはまた、環境温度に置かれたパルストランス１０１および第１の電力アセンブリ（power assembly）１０３を有する。
【００１８】
スイッチモード電源１００の出力はパルストランス１０１の一次巻線に接続されている。パルストランス１０１の二次巻線は第１の電力アセンブリ１０３に接続されている。一次巻線は静止しているが、二次巻線と電力アセンブリ１０３はマシンのロータ１０２に固定され、それと共に回転する。界磁電流は、クライオスタットの外壁を貫通する一対の伝達リード線１４を用いて第１の電力アセンブリ１０３からクライオスタット１７の内部に置かれた第２の電力アセンブリ１０４へと供給される。
【００１９】
第２の電力アセンブリ１０４は、第１の電力アセンブリ１０３が第２の電力アセンブリおよび界磁巻線に電流を供給していないときに、図１において界磁巻線１６として示されるマシンのロータ巻線内における界磁電流の循環（一般的にフライホイール動作として知られる）を制御する。ロータ巻線はＢＳＣＣＯ−２２２３またはＹＢＣＯのワイヤ（線材）およびテープ（帯材）などの高温超伝導（ＨＴＳ）材料で形成される。ＢＳＣＣＯワイヤは金属マトリックス内の（Ｂｉ，Ｐｂ）２Ｓｒ２Ｃａ２Ｃｕ３Ｏ１０フィラメントからなり、その臨界温度は１１０Ｋであるが、一般的にはモータまたは発電機内で４０Ｋより低い温度で動作する。ＹＢＣＯワイヤまたはテープはモータまたは発電機内でより高い温度で動作することもできる。ＹＢＣＯ薄膜をマシンのロータに直接蒸着してもよい。ＢＳＣＣＯ−２２２３またはＹＢＣＯワイヤの可能な供給者としては米国マサチューセッツ州０１４３４−４０２０、デブンス、ジャクソンロード６４、ジャクソンテクノロジーパークＨＴＳワイヤ製造部門のAmerican Superconductor（ＡＭＳＣ）がある。
【００２０】
スイッチモード電源１００はパルストランス１０１の一次巻線にパルス電圧を供給する。パルス電圧はパルストランス１０１のエアギャップを介して励磁アセンブリの静止（固定）部（即ちスイッチモード電源１００およびパルストランス１０１の一次巻線）から励磁アセンブリの回転部（即ちパルストランス１０１の二次巻線および第１および第２の電力アセンブリ１０３および１０４）に伝達される。その後パルス電圧は伝達リード線１４を介して、励磁アセンブリの温暖環境に置かれた部分（即ちスイッチモード電源１００、パルストランス１０１および第１の電力アセンブリ１０３）と励磁アセンブリのクライオスタット１７内寒冷環境におかれた部分（即ち第２の電力アセンブリ１０４）との間で伝達される。界磁巻線１６に供給された界磁電流はスイッチモード電源１００内の静止半導体デバイスによって制御される。第１および第２の電力アセンブリ１０３及び１０４内のデバイスにより界磁電流の同期整流が行われる。第１の電力アセンブリ１０３は通常は界磁電流の制御を行わないが、界磁巻線１６のクエンチの兆候が検知された場合には、界磁電流の同期整流の反転動作（commutation）を開始する。界磁巻線１６のクエンチの兆候を検知する方法は後に詳細に説明する。
【００２１】
パルス幅変調のキャリア周波数は十分高く、パルストランスの大きさおよび損失を最小化するものであり、また構造によって生ずるノイズおよび振動の生成を最小化する構造的減衰を可能とする。パルストランスに供給される周波数が例えば６０Ｈｚの場合、６０Ｈｚを基本周波数とする一連の高調波、例えば６０、１２０、１８０、２４０Ｈｚ等々で構造的振動がパルストランス内に励起される。更にその結果生ずる界磁電流の脈動（リップル）は同じ高調波系列からなり、これらはマシンに構造的振動を励起する力を発生することになる。加わった力に対する構造的反応は強い周波数依存性を持ち、複雑であることが知られているが、一般的特徴として構造的変位が増幅される特定の周波数において共鳴帯域を有する。共鳴帯域よりも十分低い周波数では、周波数が高くなったときに構造的変位は一定に留まる。共鳴帯域よりも高い周波数では、周波数が増加するにつれて構造的変位はより顕著に低減する。励磁周波数が高くなると、質量、コンプライアンスおよび減衰によって好適な構造的減衰が起こる。従って、現実的な範囲でできるだけ高い励磁周波数を用いるとよい。さらに、励磁周波数と構造的共鳴周波数の一致を避けるために、励磁周波数を調節可能とするとよい。パルス幅変調のキャリア周波数の典型的な値は８ｋHzである。
【００２２】
ここで図２を参照して励磁アセンブリの構成と動作をより詳細に説明する。当業界で標準の「フォワードコンバータ」（即ちバックコンバータ（Buck converter））型のスイッチモード電源はｄｃ電圧源１、ｄｃ供給キャパシタ２，コアリセット抵抗３、コアリセット抵抗４，スイッチングトランジスタ５、コアリセットダイオード６を有する。コアリセット部品３、４、６は当業界標準の手段にすぎず、その実際の設計トポロジーは装置の定格、とりわけスイッチモード電源に用いられるパルス幅変調の変調範囲に大きく依存する。特に変調度を大きくした場合には、リセット電圧もまた大きくして、コアをリセットするボルト秒積分（core reset volt-second integral）がコアをセットする（磁化する）ボルト秒積分（core set volt-second integral）と等しくかつ反対になるようにしなければならない。「フォワード変換（forward conversion）」の各パルス後にコアのリセットが必要であることにより、変調度に実際的な制限が課せられるが、スイッチモード磁気回路の設計に精通している者なら、適切なコアリセット技術を知っているであろう。
【００２３】
スイッチモード電源は制御されたパルス幅変調された電圧を、一次巻線７、一次磁気コア８、二次磁気コア９、二次巻線１０からなるパルストランスに供給する。一次側の巻線および磁気コア７および８は静止しており、二次側の磁気コアおよび巻線９および１０はマシンと共に回転する。一次磁気コアおよび二次磁気コア８および９は小さいエアギャップによって隔てられている。
【００２４】
容易に理解されるだろうが、磁気コア８および９の間にエアギャップを設ける必要はない。しかし磁気コアの磁極面が互いに摺動的に接触している場合でも、磁極面の粗さ（凹凸）により磁極面間の緊密な接触は妨げられ、相対的に透磁率の低い薄い界面領域が形成されてエアギャップに類似する特性を持つ。エアギャップ特性のばらつきはパルストランスの性能に悪影響を及ぼすので、以下に説明する代替方法では一次巻線と二次巻線との間に制御された摺動界面を維持する。
【００２５】
パルストランスの二次巻線１０の出力もまたパルス幅変調された電圧であり、パルストランスの一次および二次巻線の巻数の比に従って一次巻線７の電圧に相関する。同様に、二次巻線１０内のいかなる電流も巻数比に従って、かつ一次巻線７は予測可能な特性を有する磁化電流成分を含むということを考慮して、一次巻線７に反映される。パルス幅変調された電圧は２つの状態を有し、それぞれ一般に「マーク」状態および「スペース」状態と呼ばれる。「マーク」状態はスイッチモード電源のスイッチングトランジスタ５が「オン」状態にあるときに存在する状態であり、電力供給キャパシタ２の給電電圧がパルストランスの一次巻線７に供給される。「スペース」状態はスイッチングトランジスタが「オフ」状態にあるときに存在する状態であり、コアリセット要素によってパルストランスの一次巻線７に印加される電圧が定まる。パルストランスのコアは「マーク」状態の間は「セット」され、「スペース」状態の間は「リセット」される、と言われることが多い。上記のように、電圧は「マーク」状態と「スペース」状態とのあいだの移行時に反転するのに対し、パルストランスの一次および二次巻線７および１０内の電流パルスは一方向にながれることに注意されたい。
【００２６】
マシンの始動時には界磁巻線１６内の界磁電流を必要なレベルまで引き上げる必要がある。理想的な状況では、数分間持続する１つの電圧パルスを印加して界磁電流を「増加させる（ramp up）」ことによりこのレベルが達成されるかもしれない。しかし、実際には単一の電圧パルスをそれほど長い時間印加すればパルストランスがすぐに飽和してしまうので、一連のより短いパルスを同じ時間、またはそれよりわずかに長い時間に渡って印加し、界磁電流を段階的に高めなければならない。更に界磁電流の「増加」の持続に対する実際的な制約には以下のものがある、即ち、
(i)  界磁巻線の絶縁能力
(ii)  スイッチモード電源の定格ピーク電流
(iii)  パルストランスの定格短期過負荷電流（short duration overload current rating）
(iv)  伝達リード線１４の熱負荷
【００２７】
制約(i)は通常は最も重大な設計事項ではない。なぜなら、界磁巻線の絶縁がクエンチの兆候保護に関わる強制電圧に耐えなければならない機会は多くはないからである。絶縁の推定寿命は印加される電圧とその周波数に非線形的に相関するが、「増加」が起こる時間が「界磁放電（field discharge）」時間よりも何倍も長い場合には問題にならない。制約(ii)および(iii)は単純に従来の設計指針によるコストと空間の利用可能性の問題である。制約(iv)については以下に詳細に説明する。
【００２８】
界磁巻線１６内の界磁電流は電圧が印加されていない場合、非常にゆっくりと散逸（dissipate）するのみである。従って、界磁電流が一度条件に合ったレベルに達してしまえば、界磁電流をほぼ同じレベルに保つために一連の短い電圧パルスを比較的長い間隔（おそらく数分または数時間のオーダー）で印加するだけで十分である。このプロセスはしばしば界磁電流の「ポンピング（pumping：ポンプ供給）」と呼ばれる。従って、励磁アセンブリは２つの異なるモードで動作することができなくてはならない、即ち界磁電流を条件にあったレベルまで増加させる「スタートアップ」モードと、マシンが正常に動作している時にいくつかの短い電圧パルスを供給して界磁電流のレベルを維持する「ポンピング」モードである。励磁アセンブリは更にクエンチの兆候が検出された場合には、第３のモード（「保護」または「ダンプ（dump）」モード）で動作してもよい。
【００２９】
ここで励磁アセンブリの異なる動作モードを、界磁巻線１６に供給されるパルス幅変調された電圧に関連して説明する。界磁巻線１６に電圧パルスが供給される期間は「マーク」状態であり、電圧パルスの合間の期間は「スペース」状態である。第１の電力アセンブリ１０３は整流半導体デバイス１１を有し、第２の電力アセンブリ１０４はフライホイール半導体デバイス１５を有する。整流半導体デバイス１１およびフライホイール半導体デバイス１５は界磁電流の同期整流に用いられており、一般的なステップダウン（即ちバック（Buck））コンバータのトポロジーを有する。インダクタ１２およびキャパシタ１３はローパスフィルタを形成することによりリード線１４に供給されるパルス幅変調された電圧の高周波成分の振幅をなくすために用いられており、それにより整流半導体デバイス１１およびフライホイール半導体デバイス１５のスナッバ（スイッチング補助ネットワーク）としても作用する。これによりまた、界磁巻線１６を流れる界磁電流の高周波成分の振幅が制限される。スイッチモード電源のスイッチングトランジスタ５が「オン」状態にある「マーク」状態の間は、二次巻線１０に生ずる電圧パルスは整流半導体デバイス１１および伝達リード線１４を通過して界磁巻線１６に至る。スイッチモード電源のスイッチングトランジスタ５が「オフ」状態にある「スペース」状態の間は、界磁巻線１６内の界磁電流はフライホイール半導体デバイス１５を通る閉じた経路を流れる。図３は界磁電流（「I界磁」（１６）として示す）がどのように「マーク」状態の間に整流半導体デバイス１１を流れ、そして「スペース」状態の間にフライホイール半導体デバイス１５を流れるかを示している。一番下の波形は電圧が印加されていない時の「スペース」状態の間に、界磁巻線内の界磁電流が非常にゆっくりとしか散逸しない様子を示している。
【００３０】
図３は「ポンピング」モードで動作している励磁アセンブリについての諸波形を示している。励磁アセンブリが「スタートアップ」モードで動作している場合は、一連の段階的に界磁電流が要求されるレベルまで増加するように、電圧パルスの合間の期間（即ち言い換えると「スペース」状態）が大幅に小さくされることが容易に理解される。このため、電圧パルスの合間の期間に対する電圧パルスが印加される期間の比（即ち「スペース」状態に対する「マーク」状態の比）は、励磁アセンブリが「スタートアップ」モードで動作しているか「ポンピング」モードで動作しているかによって異なる。
伝達リード線１４は界磁電流をフルに扱わなければならないわけではなく、励磁アセンブリが「ポンピング」モードで動作している時にかなり間遠な間隔で界磁巻線１６に短い電圧パルスを供給する必要があるに過ぎない。これにより、伝達リード線１４を通じての連続的なｒｍｓ迷走熱伝達が低減される。上記の制約(iv)は厳しいものではない。なぜなら連続的なｒｍｓ熱損失が低温プラントの定格およびサイズにおいて支配的なものとならないように、伝達リード線１４は連続的なｒｍｓ熱損失を制限するような寸法とされているからである。界磁巻線１６の大部分の熱時定数は電流「増加」の持続時間の多数倍であり、伝達リード線１４の電流過負荷は界磁巻線の温度に直接的に重大な影響を及ぼすことはない。しかし伝達リード線１４と界磁巻線１６の端部間の接続部に過度の熱が入力されることを防止するように注意しなければならない。局所的な過加熱は、クライオスタットの内部を冷却する極低温流体冷却回路の設計を適切なものとすることにより防止することができる。いずれにせよ、伝達リード線１４はクエンチ兆候に対する保護に関わる界磁放電電流に耐えることができなければならず、またクエンチ予防は極低温流体冷却回路の欠陥の結果として必要となる場合があるということが重要である。
【００３１】
ここで励磁アセンブリの制御について、図４を参照してより詳細に説明する。パルストランスは三次巻線３４を有し、三次巻線の出力もまた、一次巻線７の電圧に相関するパルス幅変調された電圧である。コントローラ３５は三次巻線の電圧を電源および同期の基準として用いる。
【００３２】
前に説明したように、整流半導体デバイス１１およびフライホイール半導体デバイス１５は主に同期整流器として用いられ、それらのゲートパルスは三次巻線３４の電圧出力と同期している。整流半導体デバイス１１およびフライホイール半導体デバイス１５のゲート端子はまた、必要な場合にコントローラ３５が強制伝達（forced communication）を開始することを許容する。
【００３３】
コントローラ３５は「マーク」状態の間に電流変換器３６から得られる電流フィードバック信号３７を同期的にサンプリングする。「マーク」状態の間、変換器３６内の電流は界磁巻線１６を流れる界磁電流と同等であり、従ってコントローラ３５は「マーク」状態の間は界磁電流を検知することができる。コントローラ３５はまた、「マーク」状態および「スペース」状態の間に電圧変換器３８から得られる電圧フィードバック信号３９を同期的にサンプリングする。電圧フィードバック信号３９はリード線４０により寒冷環境と温暖環境との間で伝達される。電圧変換器３８を界磁巻線１６に隣接して配置することにより、界磁巻線１６外での迷走電圧降下に起因する誤差を防止できる場合がある。しかし電圧検知用接続部における熱電対効果から生ずる誤差を防止するようにしなければならないことに注意する必要がある。あるいは、整流半導体デバイス１１および半導体スイッチデバイス１９への漏洩電流が十分小さく伝達リード線１４における過度な電圧降下を起こさない限りにかぎりにおいて、かつコントローラ３５は「スペース」状態の間にのみ電圧フィードバック信号３９をサンプリングするという条件で、電圧変換器３８をクライオスタットの外に配置することができる。電圧変換器３８をクライオスタットの外に配置することにより、リード線４０が必要なくなり、それに応じて励磁アセンブリの設計が簡略化される。
【００３４】
コントローラ３５は電流フィードバック信号３７および電圧フィードバック信号３９を適切な計算アルゴリズムと組み合わせて用いて、界磁巻線１６の抵抗とインダクタンスを推算する。これらの推算はスイッチモード電源のパルス幅変調キャリア周波数で更新される。界磁巻線１６内のＨＴＳ材料のクエンチの兆候を検知するために、コントローラ３５は推算値を所定の抵抗値およびインダクタンス値と比較する。クエンチの兆候が検出されると、ゲート制御によって整流半導体デバイス１１およびフライホイール半導体デバイス１５の両方をオフすることによって、これらデバイスの同期整流が阻止される。
【００３５】
同期整流が阻止されると、スイッチモード電源はパルストランスの一次巻線７に磁化電流のみを供給する。同期整流の阻止後にスイッチモード電源の動作を停止する必要はない。なぜなら、整流半導体デバイス１１はパルストランスによって結合されているスイッチモード電源の開路出力電圧（open circuit output voltage）に耐えられるからである。しかし、スイッチモード電源に電力遮断装置を設けた方がよいと考えられる場合には、それを簡単に設けることができる。更に、クエンチ兆候の保護を開始した後に、操作者に知らせるために、あるいはスイッチモード電源を「切る」ためにロータテレメトリ（ロータ遠隔測定）を設ける必要はない。なぜならスイッチモード電源はその負荷電圧を検知することにより同期整流が阻止されていることを判断できるからである。スイッチモード電源においては、その出力電流と供給電圧を検知し、それらを用いて既知の変調度およびパルストランスの一次巻線７内の磁化電流の推算値から負荷インピーダンスを求めることは普通のことである。これによりスイッチモード電源は極端な負荷インピーダンス、例えば開回路などを検出することができる。
【００３６】
整流半導体デバイス１１およびフライホイール半導体デバイス１５が同時にオフされた場合には、界磁巻線１６を通じての電圧が急速に上昇する間に、コントローラ３５はスイッチングデバイス１９が導通できるようにする極性でスイッチングデバイス１９にゲートパルス４２を与えることができる。スイッチングデバイス１９が導通すれば、界磁放電抵抗１８（ダンプ（dump）抵抗と呼ばれる場合もある）が界磁巻線１６と直列に接続される。抵抗１８における電圧降下により、界磁巻線１６内の界磁電流は時間に対してほぼ指数関数的に減少する。抵抗は絶縁設計と界磁巻線１６の欠陥散逸（fault dissipation）条件との間の折衷により決定される。抵抗値が小さいとピーク巻線電圧が制限されるが、界磁電流放電時定数は大きくなる。他方で、抵抗値が大きいとピーク巻線電圧が高くなるが、界磁電流放電時定数は小さくなる。ピーク巻線電圧は絶縁設計に影響し、界磁電流放電時定数はＨＴＳ材料内の欠陥散逸に影響する。これら２つの影響の関係は、従来の界磁放電抵抗１８のかわりに非線形抵抗を用いることにより好転させることができる。同様の正のアバランシェ電圧温度係数（positive temperature coefficient of avalanche voltage）と正のスロープ抵抗（and positive slope voltage）とを有する並列接続された金属酸化物バリスタ（MOV）またはその他の非線形サージ予防装置を用いて、界磁電流放出期間の間にほぼ一定の巻線電圧を与えてもよい。これにはピーク絶縁電圧に対するＨＴＳ材料内の欠陥散逸の割合を低減する効果がある。
【００３７】
図５を参照すると、線形抵抗デバイス（上述した界磁放電抵抗１８のようなもの）を界磁放電を目的として用いた場合、界磁巻線の電圧および電流は共に時間と共に指数関数的に減少する。しかし、非線形抵抗を用いた場合には、界磁巻線電圧は矩形の減少となり、電流は時間と共に傾斜的に減少する。図５は界磁電圧および電流の３つの軌跡を３つの異なる抵抗デバイスについて示している。第１の軌跡（「より短い時定数での指数関数的減少」と説明されているもの）は初期電圧Ｖ１から時間Ｔ２でゼロまで減少する場合の界磁巻線電圧を示しており、これはより大きい値の界磁放電抵抗を用いた場合におこるであろうものである。第２の軌跡（「より長い時定数での指数関数的減少」と説明されているもの）は初期電圧Ｖ２から時間Ｔ１でゼロまで減少する場合の界磁巻線電圧を示しており、これはより小さい値の界磁放電抵抗を用いた場合におこるであろうものである。第３の軌跡（「矩形の減少」と説明されているもの）は初期電圧Ｖ３から時間Ｔ３でゼロまで減少する場合の界磁巻線電圧を示しており、これは非線形デバイスを用いた場合におこるであろうものである。第２の軌跡では、ピーク電圧がＶ１からＶ２に引き下げられているため、絶縁ストレスが第１の軌跡と比較して小さくなっていることに注意されたい。しかし、電圧軌跡の下に示す電流減少の持続時間はＴ２からＴ１に増加しており、そのため界磁巻線はクエンチ兆候のおそれにつながるより大きな熱ストレス下に置かれる。また第３の軌跡では、ピーク電圧Ｖ３がＶ１およびＶ２の両者より低く、電流減少の持続時間Ｔ３もまたＴ１およびＴ２両者より短いことに注意されたい。従って、界磁放電抵抗１８の代わりに非線形抵抗デバイスを用いると、界磁巻線の熱ストレスと絶縁ストレスの両方を同時に低減する効果がある。
【００３８】
フライホイール半導体デバイス１５は接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）または垂直接合型電界効果トランジスタ（ＶＪＦＥＴ）としてよい。このトランジスタは、コントローラ３５から同期ゲート（synchronous gating）を供給して、デプリーション型またはエンハンスメント型として実装することができる。実際にはいくつもの極低温スイッチ構成が可能であるが、よく知られているように、キャリア半導体デバイスの大部分はキャリアのフリーズアウトより高い温度で「オン」電圧降下の正の熱係数を有する。このキャリアフリーズアウトはシリコンデバイスの場合およそ５０Kで起こる。この正の熱係数により、自己安定化とダイ（die）領域全体にわたる「オン」電流密度の均一性が得られる。更に、熱的、機械的および電気的対称性を達成すべく冷却設備、連結配置およびゲート駆動構成を注意深く条件指定すれば、同じ効果により、並列接続された一群のダイが電流を等しく共有するようになる。このような半導体デバイスはまた、非常に速いスイッチング速度を有している。従って、ＪＦＥＴ、ＶＪＦＥＴまたは金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を極低温条件下で用いることにより、非常に低散逸で定格電流が高く、スイッチング速度の速い広ダイ領域スイッチ（large die area switches）の製作が容易になる。
【００３９】
整流半導体デバイス１１およびスイッチングデバイス１９はサイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ（GTO）やその他適宜の同様な逆阻止特性およびゲートターンオン特性を有する半導体デバイスとしてよい。整流半導体デバイス１１およびフライホイール半導体デバイス１５の両方のデバイスをゲート制御によってオフすることによりそれらの同期整流を阻止しなければならない場合を除いて、コントローラ３５がフライホイール半導体１５に与えるゲートパルス４３の位相関係はパルストランスの二次巻線１０および整流半導体デバイス１１の動作と同期させる。これは二次巻線に対してパルストランスの三次巻線３４を正確に位相制御するためである。同様に二次巻線１０に対してパルストランスの三次巻線３４を正確に位相制御するために、コントローラ３５が整流半導体デバイス１１に与えるゲートパルス４１の位相関係はパルストランスの二次巻線１０およびフライホイールトランジスタ１５の動作と同期させる。
【００４０】
フライホイール半導体デバイス１５がデプリーション型デバイスである場合、それを「オフ」状態に切り替えるためにゲートパルス４３が印加されたときを除いて、デバイスは自然な「オン」状態へと戻る。ゲートパルス４１および４３は同時に印加され、これによって半導体デバイス１１および１５の同時導通が防止される。フライホイール半導体デバイス１５がエンハンスメント型デバイスである場合、それを「オン」状態に切り替えるためにゲートパルス４３が印加されたときを除いて、デバイスは自然な「オフ」状態へと戻る。ゲートパルス４１および４３は反対位相で印加され、これによってこれによって半導体デバイス１１および１５の同時導通が防止される。
【００４１】
ゲートパルス４３は寒冷環境と温暖環境の間をリード線４４によって伝達される。
【００４２】
上記のクエンチ兆候の積極的予防は、検出がパルス幅変調キャリア周波数で非常に迅速に行われるので、特に有利である。ロータ巻線内のＨＴＳ材料に例えば銅のバッファ層などによる受動保護を設けてもよいことは容易に理解できる。
【００４３】
パルストランスは多くの異なる形態で実施することができるが、ここでいくつかの別の形態を説明する。すべての場合において一次側システム（即ち一次巻線およびそれに関連する磁気コア）は静止しており（固定側であり）、温暖環境に位置し、二次側システム（即ち二次巻線およびそれに関連する磁気コア）はマシンのロータと共に回転し、温暖環境に位置する。
【００４４】
ここで様々な異なるパルストランスを図６乃至９を参照して説明する。以下のすべての磁気回路はフェライト材料からなる。
【００４５】
図６Ａおよび６Ｂを参照すると、第１のパルストランスはキャビティ１８ｂを形成するＵ字形断面の回転体である一次コア１８を有し、該キャビティ１８ｂにソレノイド状の一次巻線１９が挿入される。一次接続部１９ａは一次コア１８の凹部即ち開口１８ａを介してアクセス可能である。第１のパルストランスはまたキャビティ２１ｂを形成するＵ字形断面の回転体である二次コア２１を有し、該キャビティ２１ｂにソレノイド状の二次巻線２０が挿入される。二次接続部２０ａは二次コア２１の凹部即ち開口２１ａを介してアクセス可能である。
【００４６】
ここで図７Aおよび７Bを参照すると、第２のパルストランスは当業界で標準のU字形一次コア２２を有している。コア２２の周囲にはソレノイド状の一次巻線２２ａが形成されている。同心に配置された２つの一次磁極ピースリング２３および２４は同様のフェライト材料から形成され、コアの磁極面からの磁束を分配するためにコア２２に接続されている。単一のコア２２を図示しているが、実際には磁極ピースリング内の磁束の周辺成分を低減するべく、いくつかのコアを磁極ピースリング２３および２４に接続してもよい。一次側接続部２２ｂが巻線２２ａから引き出されている。第２のパルストランスはまた、当業界で標準のＵ字形二次コア２７を有している。コア２７の周囲にはソレノイド状の二次巻線２７ａが形成されている。同心に配置された２つの二次磁極ピースリング２５および２６は同様のフェライト材料から形成され、コアの磁極面からの磁束を分配するためにコア２７に接続されている。単一のコア２７を図示しているが、実際には磁極ピースリング内の磁束の周辺成分を低減するべく、いくつかのコアを磁極ピースリング２５および２６に接続してもよい。二次側接続部２７ｂが巻線２７ａから引き出されている。複数の一次および二次コア２２および２７を用いる場合には、一次および二次側の磁極ピースリング内の磁束の周辺成分を低減するために、それらコアを一定間隔で離間させる。第２のパルストランスの一次側および二次側構成要素の軸方向および径方向位置は、条件に合ったエアギャップ、摩擦および摩耗特性を維持するように調整する。図７Ａおよび７Ｂに示す第２のパルストランスは完全に対称であるが、回転するコアが動いているときに磁束鎖交の周期的変動を低減するために、用いる一次コアと二次コアの数を不等としてもよい。
【００４７】
図８Ａおよび８Ｂに示す第３のパルストランスは第１のパルストランスの非対称型の変形例であり、一次コア１８が矩形の径方向断面を有するリングコア２９に置き換えられている。この例では、ソレノイド状の一次巻線２８は二次巻線２０に隣接する二次コア２１のキャビティ２１ｂ内に収容されている。一次および二次巻線２８および２０は互いに非常に近接しているので、それらの軸方向位置は、摩擦および摩耗を防止するように調整する。
【００４８】
ここで図９Ａおよび９Ｂを参照すると、第４のパルストランスは、２つの嵌合する部分３３ａおよび３３ｂとして形成されたＵ字形断面の回転体である外側コアを有している。コアはその中に同心に配置される一次側および二次側のソレノイド状巻線３１および３２を挿入するキャビティ３３ｃを形成している。磁気回路は内側リングコア３０によって完結する。一次側接続部３２ａはコア部分３３ａ内の凹部即ち開口３３ｄを介してアクセス可能である。二次側接続部３１ａは内側リングコア３０内の凹部即ち開口３０ａを介してアクセス可能である。一次側および二次側コアの軸方向および径方向位置は、条件に合ったエアギャップ、摩擦および摩耗特性を維持するように調整する。一次および二次巻線３１および３２は互いにおよびキャビティ３３ｃの壁に非常に近接しているので、それらの軸方向位置および径方向は、摩擦および摩耗を防止するように調整する。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の励磁アセンブリの構成の概要を示す図式的な図である。
【図２】図１の励磁アセンブリの構成の詳細を示す図式的な図である。
【図３】ダイオード整流器、フライホイールダイオードおよび界磁巻線を流れる電流のパルス幅変調された波形を示す図である。
【図４】図１の励磁アセンブリの動作制御に用いるコントローラを示す図式的な図である。
【図５】２つの異なる界磁放電抵抗および非線形抵抗を有するデバイスについて界磁巻線電圧および電流軌跡を比較する図である。
【図６Ａ】第１のパルストランスの斜視図である。
【図６Ｂ】図６Ａのパルストランスの断面図である。
【図７Ａ】第２のパルストランスの斜視図である。
【図７Ｂ】図７Ａのパルストランスの断面図である。
【図８Ａ】第３のパルストランスの斜視図である。
【図８Ｂ】図８Ａのパルストランスの断面図である。
【図９Ａ】第４のパルストランスの斜視図である。
【図９Ｂ】図９Ａのパルストランスの断面図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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