(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号端子及び出力信号端子が接続される第１伝送線路と、
一端が前記第１伝送線路に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には第１発振信号が入力され、前記一端から前記第１発振信号及びその高調波成分を出力する第１トランジスタと、
一端が前記第１伝送線路に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には前記第１発振信号とは逆相の第２発振信号が入力され、前記一端から前記第２発振信号及びその高調波成分を出力する第２トランジスタと、
前記第１トランジスタの制御端子に接続され、前記第１トランジスタが生成する前記高調波成分を含む高調波成分を生成する第１高調波生成部と、
前記第２トランジスタの制御端子に接続され、前記第２トランジスタが生成する前記高調波成分を含む高調波成分を生成する第２高調波生成部と、
を備え、
前記第１高調波生成部は、一端が前記第１トランジスタの制御端子に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には前記第１発振信号が入力されてなる第３トランジスタを含み構成され、
前記第２高調波生成部は、一端が前記第２トランジスタの制御端子に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には前記第２発振信号が入力されてなる第４トランジスタを含み構成されてなることを特徴とする電子回路。
【請求項２】
前記第１トランジスタの特性と前記第２トランジスタの特性は同一であり、かつ、前記第３トランジスタの特性と前記第４トランジスタの特性は同一であることを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項３】
前記第３トランジスタの制御端子と前記第３トランジスタの一端との間には第２伝送線路が設けられ、前記第１トランジスタの制御端子には、前記第２伝送線路を経由した前記第１発振信号が入力され、
前記第４トランジスタの制御端子と前記第４トランジスタの一端との間には第３伝送線路が設けられ、前記第２トランジスタの制御端子には、前記第３伝送線路を経由した前記第２発振信号が入力されることを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項４】
前記第２伝送線路と前記第１トランジスタの制御端子の間のノードと、前記第３トランジスタの一端との間に設けられたコンデンサと、
前記第３伝送線路と前記第２トランジスタの制御端子の間のノードと、前記第４トランジスタの一端との間に設けられたコンデンサと、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の電子回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ミリ波帯、準ミリ波帯では、十分な電力を有する安定局発振源を得ることが難しい。このため、低い周波数で駆動できる高調波ミキサ等の電子回路が用いられている。
【０００３】
例えば、非特許文献１には、低い周波数を有する入力信号を高い周波数の出力信号へ変換する高調波ミキサが開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】［１］Ｈ．  Ｚｉｒａｔｈ，  １９９１  ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  Ｄｉｇ．，ｐｐ．８７５−８７８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、高調波ミキサでは、トランジスタにより入力信号が歪むため、不要な高調波信号が出力されてしまう。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、不要な高調波信号の出力を抑制することが可能な電子回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電子回路は、入力信号端子及び出力信号端子が接続される第１伝送線路と、一端が前記第１伝送線路に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には第１発振信号が入力され、前記一端から前記第１発振信号及びその高調波成分を出力する第１トランジスタと、一端が前記第１伝送線路に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には前記第１発振信号とは逆相の第２発振信号が入力され、前記一端から前記第２発振信号及びその高調波成分を出力する第２トランジスタと、前記第１トランジスタの制御端子に接続され、前記第１トランジスタが生成する前記高調波成分を含む高調波成分を生成する第１高調波生成部と、前記第２トランジスタの制御端子に接続され、前記第２トランジスタが生成する前記高調波成分を含む高調波成分を生成する第２高調波生成部と、を備え、前記第１高調波生成部は、一端が前記第１トランジスタの制御端子に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には前記第１発振信号が入力されてなる第３トランジスタを含み構成され、前記第２高調波生成部は、一端が前記第２トランジスタの制御端子に接続され、他端が接地電位に接続されるとともに、制御端子には前記第２発振信号が入力されてなる第４トランジスタを含み構成されてなることを特徴とする。本発明によれば、第１高調波生成部及び第２高調波生成部により高調波成分を補償する高調波信号を生成して、不要な高調波信号を打ち消すようにすることができる。よって、不要な高調波信号の出力を抑制することができる。
【０００９】
上記構成において、前記第１トランジスタの特性と前記第２トランジスタの特性は同一であり、かつ、前記第３トランジスタの特性と前記第４トランジスタの特性は同一である構成とすることができる。これにより、周波数が同一の高調波成分と高調波補償成分とを生成して、精度よく高調波信号を打ち消すようにすることができる。また、特性が同一のトランジスタとすることにより、コストを低減することができる。
【００１０】
上記構成において、前記第３トランジスタの制御端子と前記第３トランジスタの一端との間には第２伝送線路が設けられ、前記第１トランジスタの制御端子には、前記第２伝送線路を経由した前記第１発振信号が入力され、前記第４トランジスタの制御端子と前記第４トランジスタの一端との間には第３伝送線路が設けられ、前記第２トランジスタの制御端子には、前記第３伝送線路を経由した前記第２発振信号が入力される構成とすることができる。これにより、高調波成分を補償する高調波信号の位相を調整して、精度よく高調波信号を打ち消すようにすることができる。
【００１１】
上記構成において、前記第２伝送線路と前記第１トランジスタの制御端子の間のノードと、前記第３トランジスタの一端との間に設けられたコンデンサと、前記第３伝送線路と前記第２トランジスタの制御端子の間のノードと、前記第４トランジスタの一端との間に設けられたコンデンサと、を備える構成とすることができる。これにより、高調波成分を補償する高調波信号の位相を調整して、精度よく高調波信号を打ち消すようにすることができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、不要な高調波信号の出力を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、比較例に係る高調波ミキサの回路図である。
【図２】図２は、比較例に係るＬＯ信号、ＩＦ信号及びＲＦ信号のグラフである。
【図３】図３は、比較例に係る高調波ミキサのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図４】図４は、実施例１に係る高調波ミキサの回路図である。
【図５】図５は、実施例１に係る高調波ミキサのシミュレーション結果を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
実施例との比較のため、図１を参照して、電子回路の比較例を説明する。図１は、比較例に係る高調波ミキサ１００の回路図である。図１のように、高調波ミキサ１００は、局部発振部１０と、バラン回路１３と、コンデンサＣ１及びＣ２と、コイルＬ５及びＬ６と、第１トランジスタＦＥＴ１と、第２トランジスタＦＥＴ２と、入力信号端子２０と、第１伝送線路ＭＳＬ１と、出力信号端子２２と、を有する。
【００１５】
局部発振部１０とバラン回路１３とは、互いに反転した第１発振信号（以下、第１ＬＯ信号と記す）及び第２発振信号（以下、第２ＬＯ信号と記す）を生成して、端子１２及び１６にそれぞれ出力する発振器を構成する。局部発振部１０は第１ＬＯ信号を端子１１に出力する。バラン回路１３は、端子１１に入力された第１ＬＯ信号から互いに反転した第２ＬＯ信号を生成して、端子１２及び１６に第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号をそれぞれ出力する。バラン回路１３は、図１のように４つのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３及びＬ４を有する。コイルＬ１及びＬ２は互いに直列に接続され、コイルＬ２の一端は接地電位に接続される。端子１１からコイルＬ１及びＬ２に至る線路は、非平衡線路を構成する。コイルＬ３及びＬ４は、それぞれ一端が接地電位に接続され、他端がそれぞれ端子１２及び１６に接続される。コイルＬ３から端子１２に至る線路及びコイルＬ４から端子１６に至る線路は、平行線路を構成する。平行線路には、互いに反転した信号が出力される。すなわち、端子１２に出力される第１ＬＯ信号の位相に対して、端子１６に出力される第２ＬＯ信号の位相は１８０°ずれている。なお、局部発振部１０とバラン回路１３とを有する発振器は、他の構成でもよい。また、バラン回路１３のコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３及びＬ４を例えばインダクタンス成分を有する線路等で構成してもよい。
【００１６】
コンデンサＣ１及びＣ２は、それぞれ端子１２及び１６に出力される第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号から直流成分を除去する。端子１４及び１８には、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をそれぞれ駆動するためのバイアス電圧（例えば０．７Ｖ）が印加される。コイルＬ５及びＬ６は、バイアス電圧を印加するためのコイルであって、例えばチョークコイルである。
【００１７】
第１伝送線路ＭＳＬ１は、入力信号端子２０に入力信号（以下、ＩＦ信号と記す）が入力され、他端である出力信号端子２２から出力信号（以下、ＲＦ信号と記す）を出力する。ＲＦ信号は、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数の２倍の周波数の信号と、ＩＦ信号と、に基づく信号である。例えば、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数をｆ１、ＩＦ信号の周波数をｆ２とすると、ＲＦ信号の周波数は２×ｆ１＋ｆ２及び２×ｆ１−ｆ２である。第１伝送線路ＭＳＬ１は、例えばマイクロストリップラインである。
【００１８】
第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、エンハンスメント型の電界効果型トランジスタである。図１中の第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のＧ、Ｓ及びＤで示す端子は、それぞれ制御端子であるゲート、一端であるドレイン及び他端であるソースを示し、以下の図面の説明においても同様とする。第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、それぞれのソースが接地電位に接続され、それぞれのゲートに第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号がそれぞれ入力され、それぞれのドレインが第１伝送線路ＭＳＬ１に接続される。このように、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、反転増幅型であるため、ゲートに入力される信号の位相とドレインから出力される信号の位相とは互いに１８０°ずれる。したがって、第１トランジスタＦＥＴ１のゲートに入力される第１ＬＯ信号の位相を基準とすると、第１トランジスタＦＥＴ１のドレインから出力される第１ＬＯ信号の位相のずれは１８０°であり、第２トランジスタＦＥＴ２のドレインから出力される第２ＬＯ信号の位相のずれは０°（３６０°）である。よって、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２から第１伝送線路ＭＳＬ１に出力される第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号は互いに打ち消し、出力信号端子２２から出力されない。
【００１９】
第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２では、入力される信号に基づいて、高調波成分が生成される。高調波成分の位相及び周波数はそれぞれ入力される信号の位相及び周波数の２倍となるため、このような高調波成分は２倍波とよばれる。第１トランジスタＦＥＴ１のゲートに入力される信号の位相を基準とすると、第１トランジスタＦＥＴ１のドレインから出力される２倍波の位相のずれＰ１は０°であり、第２トランジスタＦＥＴ２のドレインから出力される２倍波の位相のずれＰ２も同様に０°（３６０°）である。よって、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２から第１伝送線路ＭＳＬ１に出力される２倍波は互いに強め合ってしまい、出力信号端子２２から２倍波が出力されてしまう。
【００２０】
図１及び図２を参照して、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２の動作並びに第１ＬＯ信号、ＩＦ信号及びＲＦ信号の関係について説明する。図２は、比較例に係る第１ＬＯ信号、ＩＦ信号及びＲＦ信号のグラフである。図２の横軸は時間［１０−９ｓｅｃ］、縦軸は電圧［Ｖ］であり、点線４０、実線４２及び破線４４はそれぞれ第１ＬＯ信号、ＩＦ信号及びＲＦ信号に対応する。点線４０のＬＯ信号は第１トランジスタＦＥＴ１のゲートに入力される第１ＬＯ信号を示している。第１トランジスタＦＥＴ１は、ゲート端子に入力される第１ＬＯ信号の電圧が０．５Ｖ以上であるときオンする。したがって、図２より第１トランジスタＦＥＴ１は１周期毎に１回オンとなる。第２トランジスタＦＥＴ２に入力される第２ＬＯ信号（不図示）は、点線４０の第１ＬＯ信号を反転した信号である。第２トランジスタＦＥＴ２は、第１トランジスタＦＥＴ１と同様に、ゲート端子に入力される第２ＬＯ信号の電圧が０．５Ｖ以上であるときオンする。したがって、図２より第２トランジスタＦＥＴ２は１周期毎に１回オンとなるが、そのタイミングは第１トランジスタＦＥＴ１と半周期ずれている。よって、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２が、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の振幅のいずれか一方が所定の値以上であるときいずれか一方がオンすると、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、それぞれ第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数の２倍の周波数で、交互にオンオフする。また、図２より、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の振幅が０のときいずれもオフする。第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のいずれか一方がオンの場合、図１より第１伝送線路ＭＳＬ１は接地電位に接続される状態となるため、第１伝送線路ＭＳＬ１はＲＦ信号を出力しない。一方、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のいずれもオフの場合、第１伝送線路ＭＳＬ１はＲＦ信号を出力する。このように、第１伝送線路ＭＳＬ１は、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数ｆ１の２倍の周波数の信号と、ＩＦ信号と、に基づいたＲＦ信号を出力する。
【００２１】
図３を参照して、高調波ミキサ１００が出力するＲＦ信号の周波数スペクトラムについて説明する。図３は、比較例に係る高調波ミキサ１００のシミュレーション結果であって、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数ｆ１（基本波成分）を２８ＧＨｚ、ＩＦ信号の周波数ｆ２を６ＧＨｚとした場合のＲＦ信号の周波数スペクトラムを示すグラフである。図３の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は電力［ｄＢｍ］である。図３の実線５０及び実線５２で示すように、ＲＦ信号の周波数は、５０ＧＨｚ及び６２ＧＨｚが強く出力される。これは、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２において、高調波成分である２倍波が生成されているからである。そのため、図３の破線５４で囲んだ実線のように、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数ｆ１の２倍である５６ＧＨｚの２倍波が強く出力されてしまう。
【００２２】
上記の比較例で説明した２倍波のような高調波成分はノイズであるため、出力を抑制することが好ましい。フィルタにより高調波成分を除去することも可能であるが、図３に示すように、実線５０及び実線５２と破線５４で囲んだ実線とは近接しており、急峻な減衰特性をもつ高価なフィルタを用いないと高調波成分を除去することは難しい。
【００２３】
以下、比較例の課題を解決する本発明の実施例について詳細に説明する。
【実施例１】
【００２４】
図４を参照して、実施例１に係る電子回路の一例を説明する。図４は、実施例１に係る高調波ミキサ２００の回路図である。高調波ミキサ２００は、高調波ミキサ１００と比較して、第１高調波生成部３０及び第２高調波生成部３２と、第２伝送線路ＭＳＬ２及び第３伝送線路ＭＳＬ３と、を有する点が異なる。以下、図４において図１に示す構成と同一の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００２５】
第１高調波生成部３０は、第３トランジスタＦＥＴ３と、コンデンサＣ３と、を有する。第２高調波生成部３２は、第４トランジスタＦＥＴ４と、コンデンサＣ４と、を有する。第１高調波生成部３０及び第２高調波生成部３２は、それぞれ端子１２から第１トランジスタＦＥＴ１への線路及び端子１６から第２トランジスタＦＥＴ２への線路に対して並列に接続される。第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４は、それぞれの一端であるドレインがコンデンサＣ３及びＣ４を介して第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のゲートに接続され、それぞれの他端であるソースが接地電位に接続され、それぞれの制御端子であるゲートに第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号がそれぞれ入力される。
【００２６】
第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４は、それぞれ第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２と同一の特性を有し、入力される信号に基づいて、高調波成分（以下、高調波補償成分）を生成する。第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４で生成される高調波補償成分の位相のずれＰ３及びＰ４は、第１トランジスタＦＥＴ１のゲートに入力される信号の位相を基準とすると、それぞれ０°及び０°（３６０°）である。第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４で生成される高調波補償成分は、それぞれ第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のゲートに入力され、位相が反転して、ドレインから第１伝送線路ＭＳＬ１に出力される。このときの位相のずれＰ３及びＰ４は、それぞれ１８０°及び１８０°（５４０°）となる。一方、比較例の説明のとおり、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２から出力される２倍波の位相のずれＰ１及びＰ２は、それぞれ０°及び０°（３６０°）である。第１トランジスタＦＥＴ１で生成される２倍波と第３トランジスタＦＥＴ３で生成される高調波補償成分とは位相が互いに反転している。よって、第１トランジスタＦＥＴ１で生成される２倍波を打ち消すことができる。第２トランジスタＦＥＴ２で生成される２倍波と第４トランジスタＦＥＴ４で生成される高調波補償成分についても同様である。
【００２７】
コンデンサＣ３及びＣ４は、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の基本波成分を減衰させ、高調波補償成分を通過させるフィルタである。コンデンサＣ３は、第２伝送線路ＭＳＬ２と第１トランジスタＦＥＴ１の制御端子であるゲートの間のノードと、第３トランジスタＦＥＴ３の一端であるドレインとの間に設けられている。コンデンサＣ４は、第３伝送線路ＭＳＬ３と第２トランジスタＦＥＴ２の制御端子であるゲートの間のノードと、第４トランジスタＦＥＴ４の一端であるドレインとの間に設けられている。
【００２８】
第３トランジスタＦＥＴ３のゲートとドレインとの間には第２伝送線路ＭＳＬ２が設けられている。第１トランジスタＦＥＴ１のゲートには、第２伝送線路ＭＳＬ２を経由した第１ＬＯ信号が入力される。第４トランジスタＦＥＴ４のゲートとドレインとの間には第３伝送線路ＭＳＬ３が設けられている。第２トランジスタＦＥＴ２のゲートには、第３伝送線路ＭＳＬ３を経由した第２ＬＯ信号が入力される。第２伝送線路ＭＳＬ２及び第３伝送線路ＭＳＬ３は、それぞれ第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のゲートに入力される第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の位相を調整する。第２伝送線路ＭＳＬ２及び第３伝送線路ＭＳＬ３は、例えばマイクロストリップラインである。第２伝送線路ＭＳＬ２及び第３伝送線路ＭＳＬ３は、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２の制御端子に対して、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の位相を調整するためのものである。第２伝送線路ＭＳＬ２及び第３伝送線路ＭＳＬ３の線路長を適切に調整することで、第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４からそれぞれで生成される高調波補償成分と、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２で生成される２倍波成分との位相関係を適切に調整でき、これによって効果的に第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２で生成される２倍波成分を抑制することができる。
【００２９】
図５を参照して、高調波ミキサ２００のＲＦ信号の周波数分布を説明する。図３は、実施例１に係るＲＦ信号のシミュレーション結果を示すグラフであり、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数ｆ１並びにＩＦ信号の周波数ｆ２の条件は図３と同様である。図５の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は電力［ｄＢｍ］である。図５のように、ＲＦ信号の周波数は、図３と同様に、実線６０及び６２で示す５０ＧＨｚ及び６２ＧＨｚが強く出力される。一方、破線６４で囲んだ実線で示す第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数ｆ１の２倍である５６ＧＨｚの２倍波は、図３に示す２倍波と比較して、出力が抑制されている。
【００３０】
実施例１のように、高調波ミキサ２００は、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２により生成される２倍波を補償する高調波補償成分を生成して、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のそれぞれのゲートに出力する第１高調波生成部３０及び第２高調波生成部３２を有する。これにより高調波成分を補償する高調波信号を生成して、不要な高調波信号を打ち消すようにすることができる。よって、不要な高調波信号の出力を抑制することができる。
【００３１】
実施例１において、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の周波数ｆ１の２倍の周波数で、交互にオンオフする構成とすることができる。また、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の振幅のいずれか一方が所定の値以上であるときいずれか一方がオンし、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の振幅が０のときいずれもオフする構成を説明した。これにより、入力信号の２倍の周波数ｆ１を有する信号に基づいてＲＦ信号を生成する高調波ミキサからの不要な高調波信号の出力を抑制することができる。実施例１の第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２がエンハンスメント型である例を説明したが、ディプレッション型でもよい。この場合は、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の振幅のいずれか一方が所定の値以下であるときいずれか一方がオンし、第１ＬＯ信号及び第２ＬＯ信号の振幅が０のときいずれもオフするようにすればよい。第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、バイポーラ型でもよい。
【００３２】
実施例１において、第１高調波生成部３０は、一端であるドレインが第１トランジスタＦＥＴ１の制御端子であるゲートに接続され、他端であるソースが接地電位に接続されるとともに、制御端子であるゲートには第１発振信号である第１ＬＯ信号が入力されてなる第３トランジスタＦＥＴ３を含む例を説明した。第２高調波生成部３２は、一端であるドレインが第２トランジスタＦＥＴ２の制御端子であるゲートに接続され、他端であるソースが接地電位に接続されるとともに、制御端子であるゲートには第２発振信号である第２ＬＯ信号が入力されてなる第４トランジスタＦＥＴ４を含む例を説明した。これにより、電子回路の規模を抑制することができる。よって、コストを低減することができる。なお、第１高調波生成部３０及び第２高調波生成部３２は、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２が生成する高調波を補償する高調波信号を生成する構成であれば、他の構成でもよい。第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４は、バイポーラ型でもよい。
【００３３】
実施例１において、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２の特性と、第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４の特性と、はそれぞれ同一である例を説明した。第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２の特性と、第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４の特性とをそれぞれ同一にするには、例えば、同一基板上に、同一のゲート幅、ゲート長、ソース幅及びドレイン幅のＦＥＴを構成すればよい。これにより、中心周波数が同一の高調波成分と高調波補償成分とを生成して、精度よく高調波信号を打ち消すようにすることができる。また、同一の特性のトランジスタとすることにより、コストを低減することができる。なお、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２と、第３トランジスタＦＥＴ３及び第４トランジスタＦＥＴ４の特性と、はそれぞれ同一でなくともよい。
【００３４】
実施例１において、第１高調波生成部３０及び第２高調波生成部３２が生成する高調波補償成分の中心周波数は、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２により生成される高調波成分の中心周波数ｆ１と同一である例を説明した。これにより、精度よく高調波信号を打ち消すようにすることができる。なお、高調波補償成分の中心周波数は、高調波成分の中心周波数と同一でなくともよい。
【００３５】
以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００３６】
１０                                      局部発振部
１２、１６                                端子
２０                                      入力信号端子
２２                                      出力信号端子
３０                                      第１高調波生成部
３２                                      第２高調波生成部
１００、２００                            高調波ミキサ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４                    コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６        コイル
ＦＥＴ１                                  第１トランジスタ
ＦＥＴ２                                  第２トランジスタ
ＦＥＴ３                                  第３トランジスタ
ＦＥＴ４                                  第４トランジスタ
ＭＳＬ１                                  第１伝送線路
ＭＳＬ２                                  第２伝送線路
ＭＳＬ３                                  第３伝送線路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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