(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板，該誘電体基板の下面に配置された下側導体層，前記誘電体基板の上面に配置された上側導体層および高周波信号の伝播方向に前記高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で前記上側導体層および前記下側導体層を電気的に接続するように配置された２列の側壁用貫通導体群を備え、前記上側導体層，前記下側導体層および前記２列の側壁用貫通導体群で囲まれた導波領域によって前記高周波信号が伝送される導波管型線路部と、前記誘電体基板の下面または上面に平衡信号が伝送可能な一対の線路導体が間隔をあけて配置された平衡線路部とを備え、
前記導波管型線路部は、
前記２列の側壁用貫通導体群の間に前記高周波信号の伝播方向に沿って前記高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で前記上側導体層および前記下側導体層を電気的に接続するように配置された第１の分離壁用貫通導体群によって、前記高周波信号がＴＥ１０モードで伝播可能な第１および第２の導波路に前記導波領域が分割された第１部分と、
該第１部分に接続された、前記導波領域全体で前記高周波信号がＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードで伝播可能な１つの導波路が構成された第２部分と、
該第２部分に接続された、前記２列の側壁用貫通導体群の間に前記高周波信号の伝播方向に沿って前記高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で前記上側導体層および前記下側導体層を電気的に接続するように配置された第２の分離壁用貫通導体群によって、前記高周波信号がＴＥ１０モードで伝播可能な第３および第４の導波路に前記導波領域が分割された第３部分と、
該第３部分に接続された、前記導波領域全体で前記高周波信号がＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードで伝播可能な１つの導波路が構成された第４部分とで構成されており、
前記第２部分は、ＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量とＴＥ２０モードで通過する前記高周波信号の移相量との差が90°に設定されており、
前記第３および第４の導波路は、それぞれをＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量の差が90°に設定されており、
前記第４部分の前記第３部分に接続された側と反対側の端部において、前記誘電体基板の前記一対の線路導体が配置された面に位置する前記下側導体層または前記上側導体層に前記一対の線路導体が接続されて、前記導波管型線路部と前記平衡線路部とが接続されていることを特徴とする平衡−不平衡変換器。
【請求項２】
前記第１および第２の導波路は、前記側壁用貫通導体群と前記第１の分離壁用貫通導体群との間隔が互いに等しく設定されており、
前記第２部分は、ＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量とＴＥ２０モードで通過する前記高周波信号の移相量との差が90°になるように、前記高周波信号の伝播方向の長さおよび前記２つの側壁用貫通導体群の間隔が設定されており、
前記第３および第４の導波路は、前記側壁用貫通導体群と前記第２の分離壁用貫通導体群との間隔が互いに異なっているとともに、それぞれをＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量の差が90°になるように、前記高周波信号の伝播方向の長さおよびそれぞれの前記側壁用貫通導体群と前記第２の分離壁用貫通導体群との間隔が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の平衡−不平衡変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１つの入力信号を１対の平衡信号に変換して出力する機能を備えた平衡−不平衡変換器に関するものであり、特に高周波領域の電気特性が優れた小型の平衡−不平衡変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
１つの入力信号を１対の平衡信号（差動信号）に変換して出力する機能や２つの入力信号の位相差によって出力信号が出力されるポートを変更する機能を有する回路としてラットレース回路が知られている。ラットレース回路は、特定の長さを有する環状伝送線路の特定の位置に４つの入出力ポートを設けたものであり、環状伝送線路としてストリップラインやマイクロストリップラインを用いて構成したものが知られている（例えば、特許文献１を参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開2001−292012号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１にて提案されたような従来のラットレース回路は以下のような幾つかの問題点を有していた。
【０００５】
第１の問題点は、使用する電気信号の高周波化にともなって特性が劣化してしまうことである。従来のラットレース回路はストリップラインやマイクロストリップラインを用いて環状伝送線路を形成していたため、高周波化に伴って環状伝送線路における伝送損失が増大し、これによってラットレース回路における損失が増大してしまうという問題があった。
【０００６】
第２の問題点は、サイズが大型化してしまうことである。ラットレース回路では、環状の伝送線路およびそれから放射状に延びる入出力線路が必要であるため、サイズが大型化してしまうという問題があった。特に、前述した第１の問題点を解決するために、高周波領域における伝送特性が優れた方形導波管を用いて環状の伝送線路を形成しようとすると、さらに大型化してしまうという問題があった。
【０００７】
本発明はこのような従来の技術における問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、高周波領域の電気特性が優れた小型の平衡−不平衡変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の平衡−不平衡変換器は、誘電体基板，該誘電体基板の下面に配置された下側導体層，前記誘電体基板の上面に配置された上側導体層および高周波信号の伝播方向に前記高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で前記上側導体層および前記下側導体層を電気的に接続するように配置された２列の側壁用貫通導体群を備え、前記上側導体層，前記下側導体層および前記２列の側壁用貫通導体群で囲まれた導波領域によって前記高周波信号が伝送される導波管型線路部と、前記誘電体基板の下面または上面に平衡信号が伝送可能な一対の線路導体が間隔をあけて配置された平衡線路部とを備え、前記導波管型線路部は、前記２列の側壁用貫通導体群の間に前記高周波信号の伝播方向に沿って前記高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で前記上側導体層および前記下側導体層を電気的に接続するように配置された第１の分離壁用貫通導体群によって、前記高周波信号がＴＥ１０モードで伝播可能な第１および第２の導波路に前記導波領域が分割された第１部分と、該第１部分に接続された、前記導波領域全体で前記高周波信号がＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードで伝播可能な１つの導波路が構成された第２部分と、該第２部分に接続された、前記２列の側壁用貫通導体群の間に前記高周波信号の伝播方向に沿って前記高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で前記上側導体層および前記下側導体層を電気的に接続するように配置された第２の分離壁用貫通導体群によって、前記高周波信号がＴＥ１０モードで伝播可能な第３および第４の導波路に前記導波領域が分割された第３部分と、該第３部分に接続された、前記導波領域全体で前記高周波信号がＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードで伝播可能な１つの導波路が構成された第４部分とで構成されており、前記第２部分は、ＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量とＴＥ２０モードで通過する前記高周波信号の移相量との差が90°に設定されており、前記第３および第４の導波路は、それぞれをＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量の差が90°に設定されており、前記第４部分の前記第３部分に接続された側と反対側の端部において、前記誘電体基板の前記一対の線路導体が配置された面に位置する前記下側導体層または前記上側導体層に前記一対の線路導体が接続されて、前記導波管型線路部と前記平衡線路部とが接続されていることを特徴とするものである。このような構成を備える本例の平衡−不平衡変換器によれば、外部から第１または第２の導波路に高周波信号が入力されると、第２部分を介して第３および第４の導波路に互いに90°の位相差を有する高周波信号が入力され、第４部分を介して平衡線路部の一対の線路導体に互いに180°の位相差を有する高周波信号が入力されてそのまま出力されるので、１つの入力信号を１対の平衡信号（差動信号）に変換して出力する機能を備えた平衡−不平衡変換器を得ることができる。
【０００９】
また、本発明の平衡−不平衡変換器は、上記構成において、前記第１および第２の導波路は、前記側壁用貫通導体群と前記第１の分離壁用貫通導体群との間隔が互いに等しく設定されており、前記第２部分は、ＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量とＴＥ２０モードで通過する前記高周波信号の移相量との差が90°になるように、前記高周波信号の伝播方向の長さおよび前記２つの側壁用貫通導体群の間隔が設定されており、前記第３および第４の導波路は、前記側壁用貫通導体群と前記第２の分離壁用貫通導体群との間隔が互いに異なっているとともに、それぞれをＴＥ１０モードで通過する前記高周波信号の移相量の差が90°になるように、前記高周波信号の伝播方向の長さおよびそれぞれの前記側壁用貫通導体群と前記第２の分離壁用貫通導体群との間隔が設定されていることを特徴とするものである。このような構成を備える本例の平衡−不平衡変換器によれば、導波領域内の誘電率を部分的に異ならせることなく、各導波路の幅（側壁用貫通導体群と各分離壁用貫通導体群との間隔または２つの側壁用貫通導体群の間の間隔）および長さ（高周波信号の伝播方向の長さ）によって、各導波路の移相量を設定できるので、製造が容易な平衡−不平衡変換器を得ることができる。
【００１０】
なお、本明細書において、高周波信号の伝播方向とは、高周波信号が伝播して行く向きおよびその逆向きの両方が含まれる方向であり、２つの側壁が延びる方向にほぼ一致する方向である。
【発明の効果】
【００１１】
上述した構成を備える本発明の平衡−不平衡変換器によれば、高周波領域の電気特性が優れた小型の平衡−不平衡変換器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の一例の平衡−不平衡変換器を模式的に示す斜視図である。
【図２】図１に示す平衡−不平衡変換器を模式的に示す平面図である。
【図３】本発明の実施の形態の一例の平衡−不平衡変換器の電気特性を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態の一例の平衡−不平衡変換器の電気特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の平衡−不平衡変換器を添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００１４】
（実施の形態の例）
図１は本発明の第１の実施の形態の一例の平衡−不平衡変換器を模式的に示す斜視図である。図２は図１に示す平衡−不平衡変換器を模式的に示す平面図である。なお、図１および図２においては、構造をわかりやすくするために誘電体基板および上側導体層（上側の管壁）を透視した状態を示している。
【００１５】
本例の平衡−不平衡変換器は、図１および図２に示すように、誘電体基板（図示せず），下側導体層31，上側導体層（図示せず），側壁用貫通導体群33ａ，33ｂ，第１，第２の分離壁用貫通導体群35ａ，35ｂ，整合用貫通導体群37，一対の線路導体51ａ，51ｂを備えている。また、本例の平衡−不平衡変換器は、高周波信号の伝播方向に沿って順次接続された第１〜第４部分41〜44によって構成された導波管型線路部40と、導波管型線路部40の第４部分44に接続された平衡線路部50とによって構成されている。
【００１６】
誘電体基板（図示せず）は、１層または複数層の誘電体層からなる。誘電体基板の誘電率は、誘電体基板の各部において等しくなるように設定されている。
【００１７】
導波管型線路部40において、下側導体層31は、誘電体基板（図示せず）の下面に配置されており、導波管型線路部40の下側の管壁として機能する。上側導体層（図示せず）は、誘電体基板（図示せず）の上面に配置されており、導波管型線路部40の上側の管壁として機能する。２列の側壁用貫通導体群33ａ，33ｂは、高周波信号の伝播方向に高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で下側導体層31および上側導体層（図示せず）を電気的に接続するように配置されており、導波管型線路部40の２つの側壁として機能する。導波管型線路部40においては、下側導体層31，上側導体層（図示せず）および２つの側壁用貫通導体群33ａ，33ｂによって囲まれた導波領域を高周波信号が伝播する。第１，第２の分離壁用貫通導体群35ａ，35ｂは、それぞれ２列の側壁用貫通導体群33ａ，33ｂの間に高周波信号の伝播方向に高周波信号の波長の１／２未満の繰り返し間隔で下側導体層31および上側導体層（図示せず）を電気的に接続するように配置されており、導波領域を幅方向に分割する分離壁として機能する。
【００１８】
第１部分41は、第１の分離壁用貫通導体群35ａによって、高周波信号がＴＥ１０モードで伝播可能な第１の導波路41ａおよび第２の導波路41ｂに導波領域が分割されている。すなわち、図２にＷ１，Ｗ２で示した第１および第２の導波路41ａ，41ｂの幅（側壁用貫通導体群33ａ，33ｂと第１の分離壁用貫通導体群35ａとの間隔）は、高周波信号の波長λの１／２より大きく且つλ以下に設定されている。また、第１および第２の導波路41ａ，41ｂは、それぞれの幅（Ｗ１，Ｗ２）および長さ（Ｌ１）が互いに等しくされており、これによって、それぞれをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量が互いに等しくなるように設定されている。
【００１９】
第２部分42は、第１部分41に接続されており、導波領域全体で高周波信号がＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードで伝播可能な１つの導波路が構成されている。すなわち、図２にＷ３で示した第２部分42の導波路の幅（側壁用貫通導体群33ａ，33ｂの間隔）は、高周波信号の波長λよりも大きく且つ1.5λ以下に設定されている。また、第２部分42は、ＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量とＴＥ２０モードで通過する高周波信号の移相量との差が90°になるように、高周波信号の伝播方向の長さ（Ｌ２）および導波路の幅（Ｗ３）が設定されている。なお、第２部分42を通過する高周波信号の移相量は、第１部分41および第３部分43との接続部を通過する際の移相量と第２部分42内を伝播することによる移相量とを含むものであり、ＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量がＴＥ２０モードで通過する高周波信号の移相量よりも90°大きくなるようにされている。
【００２０】
第３部分43は、第２の分離壁用貫通導体群35ｂによって、高周波信号がＴＥ１０モードで伝播可能な第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂに導波領域が分割されている。すなわち、図２にＷ４で示した第３の導波路43ａの幅（側壁用貫通導体群33ａと第２の分離壁用貫通導体群35ｂとの間隔）およびＷ５で示した第４の導波路43ｂの幅（側壁用貫通導体群33ｂと第２の分離壁用貫通導体群35ｂとの間隔）は、それぞれ高周波信号の波長λの１／２より大きく且つλ以下に設定されている。また、第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂは、それぞれの導波路の幅（Ｗ４，Ｗ５）が互いに異なっているとともに、それぞれをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量の差が90°になるように、高周波信号の伝播方向の長さ（Ｌ３）およびそれぞれの導波路の幅（Ｗ４，Ｗ５）が設定されている。
【００２１】
ここで、第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂを通過する高周波信号の位相差が90°になるには、第３の導波路43ａにおける管内波長をλ３［ｍ］，第４の導波路43ｂにおける管内波長をλ４［ｍ］，第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂの高周波伝播方向の長さをＬ３［ｍ］とすると、
L３=(4|λ３-１-λ４-１|)-１  ・・・(1)
を満足すればよい。また、管内波長は導波管の幅によって変化するため、高周波信号の周波数をｆ［Ｈｚ］，光速をＣ［ｍ／ｓ］，導波領域の比誘電率をＥr，第３の導波路43ａの幅をＷ４［ｍ］，第４の導波路43ｂの幅をＷ５［ｍ］とすると、上記(1)式は次のようになる。
【００２２】
L３=W４W５C|2W５(4W４２f２Er-C２)0.5-2W４(4W５２f２Er-C２)0.5|-１  ・・・(2)
すなわち、上記(2)式を満足するように、第３の導波路43ａの幅Ｗ４，第４の導波路43ｂの幅Ｗ５ならびに第３および第４の導波路43ａ，43ｂの高周波伝播方向の長さをＬ３を設定することにより、第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂを通過する高周波信号の位相差を90°にすることができる。
【００２３】
なお、本例の平衡−不平衡変換器においては、第３の導波路43ａの幅Ｗ４は第４の導波路43ｂの幅Ｗ５よりも小さくされており、第３の導波路43ａにおける管内波長λ３は第４の導波路43ｂにおける管内波長λ４よりも大きくされている。すなわち、第３の導波路43ａをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量は、第４の導波路43ｂをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量よりも90°小さく設定されている。
【００２４】
また、第３部分43と第４部分44の間には、下側導体層31と上側導体層（図示せず）とを接続する整合用貫通導体群37が設けられており、第３部分43と第４部分44とのインピーダンス整合および高周波信号の分配比率調整の働きをしている。
【００２５】
第４部分44は、第３部分43に接続されており、導波領域全体で高周波信号がＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードで伝播可能な１つの導波路が構成されている。すなわち、図２にＷ６で示した第４部分44の導波路の幅（側壁用貫通導体群33ａ，33ｂの間隔）は、高周波信号の波長λよりも大きく且つ1.5λ以下に設定されている。第４部分44の導波路の長さ（Ｌ４）は適宜設定される。
【００２６】
平衡線路部50では、誘電体基板（図示せず）の下面に平衡信号が伝送可能な一対の線路導体51ａ，51ｂが間隔をあけて配置されている。そして、一対の線路導体51ａ，51ｂの一方端は、第４部分44の第３部分43に接続された側と反対側の端部において、下側導体層31に接続されている。なお、一対の線路導体51ａ，51ｂの一方端は、第４部分44の導波路の中央部（２つの側壁用貫通導体群33ａ，33ｂ間の中央部）に接続されている。そして、下側導体層31と一対の線路導体51ａ，51ｂとの接続部が導波管型線路部40と平衡線路部50との接続部になっている。また、誘電体基板（図示せず）の上面では導波管型線路部40の上側導体層（図示せず）が平衡線路部50まで延長されており、平衡線路部50において電界を誘電体基板（図示せず）内に偏在させることによって導波管型線路部40と平衡線路部50との接続を良好なものにする働きをしている。
【００２７】
次に、このような構成を備える本例の平衡−不平衡変換器の動作について説明する。外部回路から第１の導波路41ａに入力された高周波信号は、第２部分42をＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードの両方で伝播して、第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂに入力される。このとき、第２部分42は、ＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量とＴＥ２０モードで通過する高周波信号の移相量との差が90°に設定されているので、第３の導波路43ａに入力される高周波信号と第４の導波路43ｂに入力される高周波信号との位相差は約90°になる。すなわち、第３の導波路43ａに入力される高周波信号の位相は、第４の導波路43ｂに入力される高周波信号の位相よりも90°遅れている。また、第３の導波路43ａに入力される高周波信号の振幅と第４の導波路43ｂに入力される高周波信号の振幅が等しくなるように、側壁用貫通導体群33ａ，33ｂの位置が微調整されている。なお、第１の導波路41ａから第２部分42に入力された高周波信号は、ＴＥ１０モードとＴＥ２０モードとが打ち消し合うことによって第２の導波路41ｂには殆ど出力されない。
【００２８】
第２部分42から第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂに入力された高周波信号は、第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂをＴＥ１０モードで伝播して、それぞれ第４部分44に入力される。このとき、第３の導波路43ａをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量は、第４の導波路43ｂをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量よりも90°小さく設定されていることから、第３の導波路43ａから第４部分44へ出力される高周波信号の位相と、第４の導波路43ｂから第４部分44へ出力される高周波信号の位相とは、互いに180°異なるものになる。このようにして、互いに振幅が等しく位相が180°異なる高周波信号が第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂから第４部分44へ入力される。
【００２９】
入力された高周波信号はＴＥ２０モードで第４部分44を伝播して、そのまま一対の線路導体51ａ，51ｂに入力される。よって、線路導体51ａに入力される高周波信号と線路導体51ｂに入力される高周波信号とは、互いに振幅が等しく位相が180°異なるものになる。
【００３０】
入力された高周波信号は、一対の線路導体51ａ，51ｂをそれぞれ伝播して、一対の線路導体51ａ，51ｂから外部へ出力される。このとき、一対の線路導体51ａ，51ｂは、それぞれを通過する高周波信号の移相量が互いに等しくなるように、幅および長さの両方とも等しく設定されているため、一対の線路導体51ａ，51ｂから出力される一対の高周波信号は、互いに振幅が等しく位相が180°異なる平衡信号（差動信号）となる。
【００３１】
このようにして、本例の平衡−不平衡変換器によれば、第１の導波路41ａに入力された高周波信号を一対の平衡信号（差動信号）に変換して一対の線路導体51ａ，51ｂから出力することができる。また、一対の線路導体51ａ，51ｂに平衡信号を入力すると、上述したプロセスと逆のプロセスによって、第１の導波路41ａから高周波信号を出力することができる。
【００３２】
また、外部回路から第２の導波路41ｂに高周波信号が入力された場合には、第２部分42をＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードの両方で伝播して第３の導波路43ａに入力される高周波信号は、第４の導波路43ｂに入力される高周波信号よりも位相が90°進んだものとなる。第３の導波路43ａをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量は、第４の導波路43ｂをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量よりも90°小さく設定されていることから、第３の導波路43ａから第４部分44へ出力される高周波信号は、第４の導波路43ｂから第４部分44へ出力される高周波信号と位相の等しい信号になる。第３の導波路43ａおよび第４の導波路43ｂから入力された位相および振幅の等しい高周波信号は、第４部分44をＴＥ１０モードで伝播して、そのまま一対の線路導体51ａ，51ｂに入力される。よって、線路導体51ａに入力される高周波信号と線路導体51ｂに入力される高周波信号とは、互いに同相同振幅の信号になる。一対の線路導体51ａ，51ｂは、それぞれを通過する高周波信号の移相量が互いに等しくなるように設定されているため、一対の線路導体51ａ，51ｂから出力される一対の高周波信号も、互いに同相同振幅の信号となる。
【００３３】
このようにして、本例の平衡−不平衡変換器によれば、第２の導波路41ｂに入力された高周波信号を一対の同相同振幅の信号に変換して一対の線路導体51ａ，51ｂから出力することができる。また、外部から一対の線路導体51ａ，51ｂに同相同振幅の高周波信号を入力すると、上述したプロセスと逆のプロセスによって、第２の導波路41ｂから高周波信号を出力することができる。
【００３４】
さらに、外部から一対の線路導体51ａ，51ｂに入力される信号の位相差φが、０＜φ＜180°の場合には、高周波信号が第４部分44をＴＥ１０モードおよびＴＥ２０モードの両方で伝播する。そして、第３および第４の導波路43ａ，43ｂならびに第２部分42を経て、第１の導波路41ａおよび第２の導波路41ｂの両方から高周波信号を出力することができる。このとき、一対の線路導体51ａ，51ｂに入力される信号の位相差を変化させることにより、第１の導波路41ａおよび第２の導波路41ｂから出力される高周波信号の分配比率を変えることができる。
【００３５】
上述したように、本例の平衡−不平衡変換器によれば、ラットレース回路と同様の種々の機能を備えた平衡−不平衡変換器を得ることができる。また、ラットレース回路と比較して幅方向の寸法が非常に小さく、ストリップラインやマイクロストリップラインを用いた従来のラットレース回路と比較して高周波領域での伝送損失が非常に小さくなる。このように、高周波領域の電気特性が優れた小型の平衡−不平衡変換器を得ることができる。
【００３６】
また、本例の平衡−不平衡変換器によれば、第１および第２の導波路41ａ，41ｂの幅が互いに等しく設定されており、第２部分42は、ＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量とＴＥ２０モードで通過する高周波信号の移相量との差が90°になるように、幅および長さが設定されており、第３および第４の導波路43ａ，43ｂは、それぞれをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量の差が90°になるように、それぞれの幅および長さが設定されていることから、導波領域内の誘電率を部分的に異ならせることなく、各導波路の移相量を設定できるので、製造が容易な平衡−不平衡変換器を得ることができる。
【００３７】
さらに、上述した構成を備える本例の平衡−不平衡変換器によれば、周知のテープ多層技術を用いて誘電体基板（図示せず）に平衡−不平衡変換器を形成することができるので、小型で製造が容易な平衡−不平衡変換器を得ることができる。
【００３８】
本例の平衡−不平衡変換器において、誘電体基板の比誘電率は、例えば２〜20程度とされる。誘電体基板の材質としては、高周波信号の伝送を妨げない特性を有するものであれば特に限定するものではなく、ガラスエポキシ等の樹脂を使用することも可能であるが、平衡−不平衡変換器を形成する際の精度および製造の容易性の点からは誘電体セラミックスを使用することが望ましい。下側導体層31，上側導体層（図示せず）は、良導電性の金属からなり、その厚みは、例えば、３μｍ〜50μｍ程度とされる。側壁用貫通導体群33ａ，33ｂおよび第１，第２の分離壁用貫通導体群35ａ，35ｂの繰り返し間隔は、高周波信号の漏洩を防止する観点から、高周波信号の波長の１／２未満であることが必要であり、１／４未満であることが好ましい。側壁用貫通導体群33ａ，33ｂおよび第１，第２の分離壁用貫通導体群35ａ，35ｂとしてはビアホールやスルーホールを用いることができ、その直径は、例えば0.05ｍｍ〜0.5ｍｍ程度とされる。
【００３９】
本例の平衡−不平衡変換器は、例えば、次のようにして作製することができる。まず、ガラス，アルミナ，窒化アルミニウム等を主成分とするセラミック原料粉末に適当な有機溶剤と溶媒とを添加混合して得た泥漿を用いて、ドクターブレード法やカレンダーロール法等によってセラミックグリーンシートを作製する。次に、得られたセラミックグリーンシートにパンチングマシーン等を用いて側壁用貫通導体群33ａ，33ｂおよび第１，第２の分離壁用貫通導体群35ａ，35ｂを形成するための貫通孔を形成し、金属粉末に適当なアルミナ・シリカ・マグネシア等の酸化物や有機溶剤等を添加混合してペースト状にしたものを、厚膜印刷法により貫通孔に充填するとともにセラミックグリーンシートの表面に塗布して導体ペースト付きセラミックグリーンシートを作製する。次に、得られた導体ペースト付きセラミックグリーンシートを積層し、ホットプレス装置を用いて圧着して積層体を形成する。そして、得られた積層体を、誘電体層がガラスセラミックスの場合は850℃〜1000℃程度、アルミナ質セラミックスの場合は1500℃〜1700℃程度、窒化アルミニウム質セラミックスの場合は1600℃〜1900℃程度のピーク温度で焼成することによって作製される。なお、金属粉末としては、誘電体層がガラスセラミックスの場合は銅，金または銀が、誘電体層がアルミナ質セラミックスまたは窒化アルミニウム質セラミックスの場合にはタングステンまたはモリブデンが好適である。
【００４０】
（変形例）
本発明は上述した実施の形態の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更，改良が可能である。
【００４１】
例えば、上述した実施の形態の例においては、第３の導波路43ａの幅（Ｗ４）が第４の導波路43ｂの幅（Ｗ５）よりも小さくされて、第３の導波路43ａをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量が、第４の導波路43ｂをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量よりも90°小さくされた例を示したが、これに限定されるものではない。第３の導波路43ａをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量が、第４の導波路43ｂをＴＥ１０モードで通過する高周波信号の移相量よりも90°大きくなるように、第３の導波路43ａの幅（Ｗ４）を第４の導波路43ｂの幅（Ｗ５）より大きくしても構わない。このような場合には、上述した実施の形態の例の平衡−不平衡変換器に対して、第１の導波路41ａと第２の導波路41ｂとの関係が逆になる。例えば、第２の導波路41ｂに高周波信号を入力すると一対の線路導体51ａ，51ｂから平衡信号（差動信号）を出力することができる。
【００４２】
また、前述した実施の形態の例においては、一対の線路導体51ａ，51ｂが下側導体層31に接続された例を示したが、一対の線路導体51ａ，51ｂが上側導体層（図示せず）に接続されるようにしても構わない。
【００４３】
さらに、上述した実施の形態の例においては、導波管型線路部40の誘電体基板（図示せず）の上面に配置された上側導体層（図示せず）が平衡線路部50まで延長された例を示したが、平衡線路部50における誘電体基板（図示せず）の上面に別の接地導体を配置しても構わない。また、場合によっては接地導体を配置しなくても構わない。
【００４４】
またさらに、上述した実施の形態の例においては、導波路の形状の差異によって導波路の移相量の差異を生じさせた例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、導波路内の誘電率の差異によって導波路の移相量の差異を生じさせるようにしても構わない。
【実施例】
【００４５】
次に、本発明の平衡−不平衡変換器の具体例について説明する。
【００４６】
図１および図２に示した平衡−不平衡変換器の電気特性をシミュレーションした。シミュレーションにおいて、誘電体基板は、比誘電率を9.4とし、厚みを0.15ｍｍとした。側壁用貫通導体群33ａ，33ｂおよび第１，第２の分離壁用貫通導体群35ａ，35ｂは直径0.1ｍｍのビアホールとした。側壁用貫通導体群33ａ，33ｂおよび第１，第２の分離壁用貫通導体群35ａ，35ｂのそれぞれの貫通導体の配列ピッチは、隣接する貫通導体の中心同士の間隔で0.3ｍｍとした。第１および第２の導波路41ａ，41ｂの幅（Ｗ１，Ｗ２）はどちらも1.05ｍｍとし、第２部分42の幅（Ｗ３）は1.61ｍｍとし、第３の導波路43ａの幅（Ｗ４）は0.75ｍｍとし、第４の導波路43ｂの幅（Ｗ５）は1.05ｍｍとし、第４部分44の幅（Ｗ６）は1.68ｍｍとした。第１および第２の導波路41ａ，41ｂの長さ（Ｌ１）は1.04ｍｍとし、第２部分42の長さ（Ｌ２）は1.31ｍｍとし、第３および第４の導波路43ａ，43ｂの長さ（Ｌ３）は1.54ｍｍとし、第４部分44の長さ（Ｌ４）は2.3ｍｍとした。
【００４７】
そして、一対の線路導体51ａ，51ｂの外側端部をポート１，第２の導波路41ｂの外側端部をポート２，第１の導波路41ａの外側端部をポート３として、ポート間の通過特性をシミュレーションした。
【００４８】
まず、ポート１に差動信号を入力したときのポート２への通過特性（Ｓ２１）およびポート３への通過特性（Ｓ３１）を求めた。図３はその結果を示すグラフであり、横軸は周波数を表し、縦軸は振幅を表している。図３に示すグラフによれば、ポート１（一対の線路導体51ａ，51ｂ）に平衡信号（差動信号）を入力した場合には、第１の導波路41ａを介してポート３から高周波信号が良好に出力されるものの、第２の導波路41ｂに接続されたポート２からは高周波信号が殆ど出力されないことがわかる。また、この結果より、外部より第１の導波路41ａに高周波信号を入力した場合には、一対の線路導体51ａ，51ｂから平衡信号が出力されることがわかる。
【００４９】
次に、ポート１に同相信号を入力したときのポート２への通過特性（Ｓ２１）およびポート３への通過特性（Ｓ３１）を求めた。図４はその結果を示すグラフであり、横軸は周波数を表し、縦軸は振幅を表している。図４に示すグラフによれば、ポート１（一対の線路導体51ａ，51ｂ）に同相信号を入力した場合には、第２の導波路41ｂを介してポート２から高周波信号が良好に出力されるものの、第１の導波路41ａに接続されたポート３からは高周波信号が殆ど出力されないことがわかる。また、この結果より、外部より第２の導波路41ｂに高周波信号を入力した場合には、一対の線路導体51ａ，51ｂから同相信号が出力されることがわかる。
【００５０】
これらの結果より、外部から第１の導波路41ａに高周波信号が入力されると、一対の線路導体51ａ，51ｂから平衡信号（差動信号）が出力されることが確認できた。また、外部から第２の導波路41ｂに高周波信号が入力されると、一対の線路導体51ａ，51ｂから同相信号が出力されることが確認できた。さらに、一対の線路導体51ａ，51ｂに入力する一対の高周波信号同士の位相関係を変化させることによって、第１の導波路41ａおよび第２の導波路41ｂから出力される高周波信号の強度を変化させることができることが確認できた。これにより、本発明の有効性が確認できた。
【符号の説明】
【００５１】
31：下側導体層
33ａ，33ｂ：側壁用貫通導体群
35ａ：第１の分離壁用貫通導体群
35ｂ：第２の分離壁用貫通導体群
40：導波管型線路部
41：第１部分
42：第２部分
43：第３部分
44：第４部分
41ａ：第１の導波路
41ｂ：第２の導波路
43ａ：第３の導波路
43ｂ：第４の導波路
50：平衡線路部
51ａ，51ｂ：線路導体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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