(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された複数のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続されるコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように前記コンバータ回路を制御すると共に、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように前記交流電源から前記第１の入力端子へ流れる入力電流の指令値である電流指令値を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備える電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の上限値を上回ると、前記直流電圧源が充電される動作条件となる期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の充電量を減少させるようにした電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、前記インバータ回路の前記直流電圧源を前記短絡期間において充電し、前記直流電圧源の電圧が低下すると前記短絡期間を長く、前記直流電圧源の電圧が増加すると前記短絡期間を短くするように前記コンバータ回路を制御し、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が前記上限値を上回ると、前記短絡期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の充電量を減少させるようにした請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が前記上限値を上回ると、前記短絡期間以外で、且つ前記平滑コンデンサの電圧が前記交流電源の電圧の絶対値よりも小さい期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の充電量を減少させるようにした請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサからの電力を前記交流電源に出力する回生時に、前記インバータ回路の前記直流電圧源を前記短絡期間において放電し、前記直流電圧源の電圧が低下すると前記短絡期間を短く、前記直流電圧源の電圧が増加すると前記短絡期間を長くするように前記コンバータ回路を制御し、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が前記上限値を上回ると、前記短絡期間以外で、且つ前記平滑コンデンサの電圧が前記交流電源の電圧の絶対値よりも大きい期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の充電量を減少させるようにした請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記コンバータ回路は、それぞれ２直列の前記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を前記直流母線間に並列接続して構成され、前記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
交流電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して前記各単相インバータの出力の総和を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に接続された複数のスイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が前記第２の入力端子に接続され、前記交流端子間が前記スイッチにより短絡可能なよう接続されるコンバータ回路と、
前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記コンバータ回路の前記交流端子間を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように前記コンバータ回路を制御すると共に、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように前記交流電源から前記第１の入力端子へ流れる入力電流の指令値である電流指令値を用いて前記インバータ回路を制御する制御回路とを備える電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の下限値を下回ると、前記直流電圧源が放電される動作条件となる期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の放電量を減少させるようにした電力変換装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、前記インバータ回路の前記直流電圧源を前記短絡期間において充電し、前記直流電圧源の電圧が低下すると前記短絡期間を長く、前記直流電圧源の電圧が増加すると前記短絡期間を短くするように前記コンバータ回路を制御し、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が前記下限値を下回ると、前記短絡期間以外で、且つ前記平滑コンデンサの電圧が前記交流電源の電圧の絶対値よりも大きい期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の放電量を減少させるようにした請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサからの電力を前記交流電源に出力する回生時に、前記インバータ回路の前記直流電圧源を前記短絡期間において放電し、前記直流電圧源の電圧が低下すると前記短絡期間を短く、前記直流電圧源の電圧が増加すると前記短絡期間を長くするように前記コンバータ回路を制御し、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が前記下限値を下回ると、前記短絡期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の放電量を減少させるようにした請求項６または請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサからの電力を前記交流電源に出力する回生時に、前記インバータ回路の前記直流電圧源の電圧が前記下限値を下回ると、前記短絡期間以外で、且つ前記平滑コンデンサの電圧が前記交流電源の電圧の絶対値よりも小さい期間において、前記インバータ回路を制御する前記電流指令値を減少させて前記直流電圧源の放電量を減少させるようにした請求項６または請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記コンバータ回路は、それぞれ２直列の前記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を前記直流母線間に並列接続して構成され、前記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項６乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子には半導体スイッチ素子及び直流電圧源から成る単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。また、インバータ回路の後段に接続されるコンバータ回路の直流母線間には、２直列の半導体スイッチ素子から成る第１、第２の直列回路が並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。
【０００３】
第1の直列回路の中点がインバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が電源の第２の端子に接続される。そして、第１、第２の直列回路の中点を短絡させて平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間によりインバータ回路の直流電圧源の電圧を一定の目標値に維持すると共に、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるようインバータ回路をＰＷＭ制御することにより電源の電流を制御する。
【０００４】
ここで、インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の上限値を超えるときには、インバータ回路の制御を定常時と変更して直流電圧源の放電量を増大させ、直流電圧源の電圧を目標値まで復帰させる。
また、インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の下限値を下回るときには、インバータ回路の制御を定常時と変更して直流電圧源の充電量を増大させ、直流電圧源の電圧を目標値まで復帰させる。
【０００５】
このような制御によって、インバータ回路の直流電圧源の電圧が過渡的に大きく変動しても、直流電圧源の電圧を速やかに復帰させて、インバータ回路による電流制御および平滑コンデンサを所望の電圧とする電圧制御を安定して継続させる。（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際特許公開ＷＯ２０１１／１４８５２６Ａ１号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このような電力変換装置では、インバータ回路の直流電圧源の電圧が限度値を超えた場合には、充放電量の増加によって直流電圧源の電圧を復帰させている。しかしながら、充放電量を増加させるという方法は、具体的にはインバータ回路により制御されている電流の増加であり、これは電力変換装置の入出力電力の増加を意味する。そのため、既に入出力電力が定格上限で動作している場合においては、定格上限を超える動作によって直流電圧源の電圧を復帰させなければならないという問題があった。
【０００８】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、インバータ回路の直流電圧源の電圧が限度値を超えた場合においても、充放電量の低減によって直流電圧源の電圧を復帰させ、定格電力以下での動作を継続させつつ直流電圧源の電圧を正常に復帰可能な電力変換装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を第１の入力端子に直列接続して各単相インバータの出力の総和を交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に接続された複数のスイッチを有し、一方の交流端子がインバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が第２の入力端子に接続され、交流端子間がスイッチにより短絡可能なよう接続されるコンバータ回路と、直流母線間に接続され、コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、コンバータ回路の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して、インバータ回路の直流電圧源の電圧を指令値に追従させるようにコンバータ回路を制御すると共に、平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように交流電源から第１の入力端子へ流れる入力電流の指令値である電流指令値を用いてインバータ回路を制御する制御回路とを備える電力変換装置であって、制御回路は、インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の上限値を上回ると、直流電圧源が充電される動作条件となる期間において、インバータ回路を制御する電流指令値を減少させて直流電圧源の充電量を減少させるようにしたものである。 
【００１０】
またこの発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続される第１の入力端子および第２の入力端子と、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を前記第１の入力端子に直列接続して各単相インバータの出力の総和を交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に接続された複数のスイッチを有し、一方の交流端子がインバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が第２の入力端子に接続され、交流端子間がスイッチにより短絡可能なよう接続されるコンバータ回路と、直流母線間に接続され、コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、コンバータ回路の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して、インバータ回路の直流電圧源の電圧を指令値に追従させるようにコンバータ回路を制御すると共に、平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように交流電源から第１の入力端子へ流れる入力電流の指令値である電流指令値を用いてインバータ回路を制御する制御回路とを備える電力変換装置であって、制御回路は、インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の下限値を下回ると、直流電圧源が放電される動作条件となる期間において、インバータ回路を制御する電流指令値を減少させて直流電圧源の放電量を減少させるようにしたものである。
【発明の効果】
【００１１】
上記第1の電力変換装置によると、制御回路は、インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の上限値を超えると、インバータ回路の制御を定常時と変更して直流電圧源の充電量を減少させるため、電力変換装置の入出力電力を増加させることなく、インバータ回路の直流電圧源の電圧を速やかに復帰させることができる。このためインバータ回路による定常時の電流制御に速やかに復帰させ、平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
【００１２】
また、上記第２の電力変換装置によると、制御回路は、インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の下限値を下回ると、インバータ回路の制御を定常時と変更して直流電圧源の放電量を減少させるため、電力変換装置の入出力電力を増加させることなく、インバータ回路の直流電圧源の電圧を速やかに復帰させることができる。このためインバータ回路による定常時の電流制御に速やかに復帰させ、平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する第１の電流経路図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する第２の電流経路図である。
【図４】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する第３の電流経路図である。
【図５】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する第４の電流経路図である。
【図６】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行時の昇圧動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行時の降圧動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行制御を示す制御ブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行時の降圧動作において直流電圧源の充電量を低減する制御を説明するための各部の波形を示した図である。
【図１０】この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行時の降圧動作において直流電圧源の放電量を低減する制御を説明するための各部の波形を示した図である。
【図１１】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する第１の電流経路図である。
【図１２】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する第２の電流経路図である。
【図１３】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する第３の電流経路図である。
【図１４】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する第４の電流経路図である。
【図１５】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生制御を示す制御ブロック図である。
【図１６】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生時の昇圧動作において直流電圧源の充電量を低減する制御を説明するための各部の波形を示した図である。
【図１７】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生時の昇圧動作において直流電圧源の放電量を低減する制御を説明するための各部の波形を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１における電力変換装置について図１〜図１０に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル２と、インバータ回路１００と、コンバータ回路３００と、平滑コンデンサ３とを備える。
【００１５】
交流電源１は電力変換装置の第1の入力端子ｔ１と第２の入力端子ｔ２の間に接続され、第1の入力端子ｔ１はリアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。
コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が第２の入力端子ｔ２に接続され、コンバータ回路３００の直流母線３ａ、３ｂ間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
【００１６】
インバータ回路１００内の単相インバータは、ソース・ドレイン間にダイオード１０１ｂ〜１０４ｂが内蔵された複数個のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、および直流コンデンサ等から成る直流電圧源１０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
【００１７】
コンバータ回路３００は、直流母線３ａ、３ｂ間に接続される半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂを内蔵したＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線３ａ、３ｂ間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の入力端子ｔ２に接続される。
【００１８】
なお、半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａはＭＯＳＦＥＴ以外にも、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  ＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等でもよい。また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間や、コンバータ回路３００と第２の入力端子ｔ２の間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
【００１９】
制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂと、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃと、電力変換装置の入力端子ｔ１、ｔ２間へ印加される入力電圧Ｖｉｎ、入力端子ｔ１へ流れる入力電流Ｉｉｎとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１１、１２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
【００２０】
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Ｖｄｃは目標電圧Ｖｄｃ＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
【００２１】
このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ３に直流電力を出力する動作について、図２〜図７に基づいて説明する。図２〜図５は、力行動作における電流経路図を示す。また、図６は、電力変換装置の昇圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。図７は、電力変換装置の降圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。
【００２２】
なお、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより低い場合を降圧と称す。
また、図６、図７では、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ＊に制御されている状態を示す。
【００２３】
交流電源１からの電圧Ｖｉｎは、図６、図７に示すような正弦波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Ｉｉｎを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Ｖｉｎに重畳する。
交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。
【００２４】
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。
【００２５】
制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
【００２６】
図２に示すように、交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００内のダイオード３０１ｂを通り平滑コンデンサ３を充電し、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
【００２７】
交流電源１からの電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央として、±θ１の位相範囲（以下、短絡期間Ｔと称す）では、図３に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。
このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。
このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
【００２８】
次に、電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について説明する。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。
制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
【００２９】
図４に示すように、交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００内のダイオード３０３ｂを通り、平滑コンデンサ３を充電し、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００の出力はリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
【００３０】
短絡期間Ｔでは、図５に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。
このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
【００３１】
なお、コンバータ回路３００の制御において、制御回路１０が半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、各ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオンさせて半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａ側に電流を流しても良い。即ち、電圧Ｖｉｎが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
【００３２】
このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図６に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Ｖｉｎ）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、θ１≦θ＜π−θ１にて直流電圧源１０５を放電する際、交流電源１の電圧Ｖｉｎにインバータ回路１００の出力電圧である（Ｖｄｃ＊−Ｖｉｎ）を加算することで、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｄｃ＊に平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが制御される。
【００３３】
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Ｖｉｎ）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１からの電圧Ｖｉｎにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Ｖｄｃ＊に平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが制御される。
交流電源１からの電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π／２）とすると、θ１≦θ＜θ２、π−θ２≦θ＜π−θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Ｖｄｃ＊−Ｖｉｎ）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ２≦θ＜π−θ２である時、インバータ回路１００は電圧（Ｖｉｎ−Ｖｄｃ＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。
【００３４】
以上のように力行動作では、制御回路１０は、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでのみ、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。
このとき、制御回路１０は、インバータ回路１００から電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御してインバータ回路１００を出力制御し、直流電圧源１０５は充電される。
【００３５】
そして、短絡期間Ｔ以外の位相では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御してインバータ回路１００を出力制御する。このとき、電圧Ｖｉｎの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊以下の時、直流電圧源１０５は放電され、電圧Ｖｉｎの絶対値が目標電圧Ｖｄｃ＊以上の時は、直流電圧源１０５は充電される。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
【００３６】
また、短絡期間Ｔの位相範囲は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電エネルギが等しいとすると、Ｖｄｃ＊＜Ｖｐの降圧時の場合、以下の数式（１）が成り立つ。但し、Ｖｐは電圧Ｖｉｎのピーク電圧、Ｉｐは電流Ｉｉｎのピーク電流である。
ここで、Ｖｉｎ＝Ｖｐ・ｓｉｎθ、Ｉｉｎ＝Ｉｐ・ｓｉｎθとすると、
Ｖｄｃ＊＝Ｖｐ・π／（４ｃｏｓθ１）        （１）
となり、Ｖｄｃ＊の下限値はθ１が０となる時であり、値は（π／４）Ｖｐとなる。
このように、平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊は短絡期間Ｔの位相範囲を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは該目標電圧Ｖｄｃ＊に追従するように制御される。
【００３７】
次に、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧条件について説明する。
直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π／２、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π／２、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂは、以下の式（２）（３）（４）を満たす必要がある。
Ｖｓｕｂ≧Ｖｐ・ｓｉｎθ１                  （２）
Ｖｓｕｂ≧（Ｖｄｃ＊−Ｖｐ・ｓｉｎθ１）    （３）
Ｖｓｕｂ≧（Ｖｐ−Ｖｄｃ＊）                （４）
【００３８】
なお、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂは、交流電源１からの電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御するインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが大きくなると損失が増大するため、電圧Ｖｓｕｂは上記３つの式（２）（３）（４）を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲のみを平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔとすることで、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔでも、それ以外の期間でも入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御し、かつ平滑コンデンサ３に所望の電圧の直流電力を出力できる。
【００３９】
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御の詳細について図８に基づいて以下に説明する。図８は、制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。
コンバータ回路３００の出力制御において、制御回路１０はインバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを指令値Ｖｓｕｂ＊に追従させる。
【００４０】
制御回路１０は、設定された指令値Ｖｓｕｂ＊と検出された電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３１を直流電圧源１０５への電流指令としてＰＷＭ制御部３３によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御部３３では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３２をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Ｖｉｎがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御され、電圧Ｖｓｕｂが低下すると短絡期間Ｔは長く、電圧Ｖｓｕｂが増加すると短絡期間Ｔは短くなるように制御される。
【００４１】
交流電源１の電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（＝０、π）−θ１において、制御回路１０がゲート信号１２によりコンバータ回路３００の短絡スイッチをオフからオンさせる際、電流を制御するためには、Ｖｐ・│ｓｉｎθ１│＜Ｖｓｕｂ、の電圧条件を満たす必要がある。ＰＷＭ制御部３３は、電流制御の観点から、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが低下するなどして上記電圧条件を外れると、短絡スイッチがオンすることを制限する。そして、電圧Ｖｉｎの位相がゼロクロス位相に近づいて、│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂとなってから短絡スイッチをオフからオンさせる。
【００４２】
また、インバータ回路１００の出力制御において、制御回路１０は平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御する。まず、定常時の制御では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊と直流電圧Ｖｄｃの差２１をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２として、この振幅目標値２２に基づいて、交流電源同期周波数２３から、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令値Ｉｉｎ＊２５を生成する。
【００４３】
ここで、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが所定の設定範囲を外れた場合、所定の条件において振幅掛け算器２４へ制御信号４８が出力され、係数Ｋを交流電源同期周波数２３の振幅（＝１）に乗じて振幅Ｋの交流電源同期周波数２４ａが生成され、これに基づいて電流指令値Ｉｉｎ＊２５が生成される。電圧Ｖｓｕｂが設定範囲を外れた場合は、係数Ｋは０以上１未満の値として、交流電源同期周波数２３の振幅を低減させる。また定常時、および振幅掛け算器２４への制御信号４８の出力が無い場合には、係数Ｋは１とする。制御信号４８が出力される条件については後述する。
【００４４】
次に、電流指令値Ｉｉｎ＊２５と検出された電流Ｉｉｎとの差２６をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令値２７とする。
この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間Ｔの制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間Ｔ以外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧△Ｖを加算して電圧指令値２７を補正する。これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、短絡期間以外との切り替え時にも、入力力率が概１になるように電流Ｉｉｎを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して、高調波電流の発生が抑制できる。
そして、補正後の電圧指令値２８を用いて、ＰＷＭ制御部２９によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
【００４５】
次に、この電力変換装置において特徴的な、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが設定範囲を外れた場合の制御について説明する。
図８に示すコンバータ回路の出力制御において、直流電圧源１０５の指令値Ｖｓｕｂ＊と検出された電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂは電圧判定器４１にも入力され、電圧判定器４１はΔＶｓｕｂが設定範囲を外れると、制御信号４１ａ、４１ｂを出力する。
制御信号４１ａは、ΔＶｓｕｂが増加して所定の上限値ＶＨを超過すると出力される。また、短絡期間判定器４２と電圧比較器４３により、直流電圧源１０５が充電される制御タイミングで制御信号が出力される。制御回路１０は、これらの制御信号が共に出力される条件において、電圧Ｖｓｕｂを減少させる（直流電圧源１０５の充電量を減少させる）制御を実行する。
【００４６】
コンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２は短絡期間判定器４２に入力され、短絡期間である場合には、短絡期間判定器４２は制御信号４２ａを出力する。また、電圧比較器４３は、Ｖｄｃ＜｜Ｖｉｎ｜ならば制御信号４３ａを出力する。これらの制御信号４２ａ、４３ａのいずれかが出力される条件で制御信号４４が出力され、制御信号４４と電圧判定器４１からの制御信号４１ａの両方が出力されるときに、電圧Ｖｓｕｂを減少させるための制御信号４６が出力される。これにより、図７で示した直流電圧源１０５の充電期間において、制御信号４６が出力される動作となる。
【００４７】
また、制御信号４１ｂは、ΔＶｓｕｂが減少して所定の下限値ＶＬ未満になると出力される。また、短絡期間判定器４２と電圧比較器４３により、直流電圧源１０５が放電される制御タイミングで制御信号が出力される。制御回路１０は、これらの制御信号が共に出力される条件において、電圧Ｖｓｕｂを増加させる（直流電圧源１０５の放電量を減少させる）制御を実行する。
【００４８】
コンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２は短絡期間判定器４２に入力され、短絡期間以外の場合には、短絡期間判定器４２は制御信号４２ｂを出力する。また、電圧比較器４３は、Ｖｄｃ＞｜Ｖｉｎ｜ならば制御信号４３ｂを出力する。これらの制御信号４２ｂ、４３ｂの両方が出力される条件で制御信号４５が出力され、制御信号４５と電圧判定器４１からの制御信号４１ｂの両方が出力されるときに、電圧Ｖｓｕｂを増加させるための制御信号４７が出力される。これにより、図７で示した直流電圧源１０５の放電期間において、制御信号４７が出力される動作となる。
【００４９】
制御信号４６、４７のいずれかが出力されるとき、これらの信号を制御信号４８として振幅掛け算器２４へ入力する。振幅掛け算器２４の係数Ｋは上記のとおり０以上１未満の値とすることにより、制御信号４８が入力されたときにおいて交流電源同期周波数２３の振幅が減少し、これに基づいて生成される電流指令値Ｉｉｎ＊２５も低減される。これにより、電圧Ｖｓｕｂが増加しているならば直流電圧源１０５の充電量を減少させ、電圧Ｖｓｕｂが低下しているならば直流電圧源１０５の放電量を減少させるよう、充放電電力が調整される。
【００５０】
ΔＶｓｕｂが増加して所定の上限値ＶＨを超過し、制御信号４１ａが出力された場合の動作波形を図９に例示する。また、ΔＶｓｕｂが低下して所定の下限値ＶＬ未満となり、制御信号４１ｂが出力された場合の動作波形を図１０に例示する。
なお、ここでは係数Ｋ＝０．６とした場合を示しているが、これ以外の値であっても問題ない。また、電圧判定器４１においてΔＶｓｕｂに基づいて制御信号４１ａ、４１ｂを生成し、この制御信号を受けて振幅掛け算器２４はΔＶｓｕｂに応じた係数Ｋを設定するなど、係数Ｋは可変の値であっても良い。
【００５１】
この実施の形態では、制御回路１０は、電流指令値Ｉｉｎ＊を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に追従させ、交流電源１の力率を改善するように制御する。
コンバータ回路３００は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆ど無い。また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを制御するように動作するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Ｖｓｕｂを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル２を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路１００の素子の信頼性が向上する。
【００５２】
また、制御回路１０は、平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔを有してコンバータ回路３００を制御し、インバータ回路１００では、短絡期間Ｔにて直流電圧源１０５が充電される。このため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流制御可能であると共に、直流電圧源１０５に充電されたエネルギを平滑コンデンサ３への放電に使える。このため、インバータ回路１００では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
【００５３】
また、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが増加し、指令値Ｖｓｕｂ＊と電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂが所定の上限値ＶＨを超過すると、インバータ回路１００の制御を定常時の制御から変更して、電圧Ｖｓｕｂが要求される電圧になるまで、電圧Ｖｓｕｂが充電される条件で交流電源同期周波数２３の振幅を低減させて電流指令値Ｉｉｎ＊を減少させる。これにより一時的に電流制御は乱れるが、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電量を減少させ、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを速やかに復帰させることができる。このため制御回路１０は、インバータ回路１００による定常時の電流制御に速やかに復帰させる、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
【００５４】
また、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが減少し、指令値Ｖｓｕｂ＊と電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂが所定の下限値ＶＬ未満になると、インバータ回路１００の制御を定常時の制御から変更して、電圧Ｖｓｕｂが要求される電圧になるまで、電圧Ｖｓｕｂが放電される条件で交流電源同期周波数２３の振幅を低減させて電流指令値Ｉｉｎ＊を減少させる。これにより一時的に電流制御は乱れるが、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を減少させ直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを速やかに復帰させることができる。このため制御回路１０は、インバータ回路１００による定常時の電流制御に速やかに復帰させる、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
【００５５】
なお、この実施の形態１では、電力変換装置は力行動作のみ行うため、コンバータ回路３００は、直流母線間に並列接続される２つのブリッジ回路の上アームの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを、ダイオードのみとしても良い。
【００５６】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２における電力変換装置について図１１〜図１７に基づいて説明する。
上記実施の形態１では電力変換装置の力行動作について示したが、この実施の形態２では、電力変換装置は回生機能を備え、平滑コンデンサ３の電力を交流電源１に回生する。電力変換装置の概略構成図は、実施の形態１で示した図1と同じである。
【００５７】
図１１〜図１４は、電力変換装置の回生動作における電流経路図を示す。
交流電源１の電圧位相をθとし、まず交流電源１の電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。
【００５８】
制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、インバータ回路１００の交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Ｖｉｎに重畳し、交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御する。
なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
【００５９】
図１１に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａを通りインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。
このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
【００６０】
交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央として、±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図１２に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。
インバータ回路１００からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に戻る。このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
【００６１】
次に、電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について説明する。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。
【００６２】
制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、インバータ回路１００の交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Ｖｉｎに重畳し、交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御する。
【００６３】
図１３に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０３ａを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。
【００６４】
このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
【００６５】
交流電源１の電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図１４に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に戻る。
【００６６】
このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
なお、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において、電圧Ｖｉｎが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
【００６７】
以上のように回生動作では、力行動作と同様に、制御回路１０は、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでのみ平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、制御回路１０は、インバータ回路１００から電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御してインバータ回路１００を出力制御し、直流電圧源１０５は放電される。
【００６８】
そして、短絡期間Ｔ以外の位相では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御してインバータ回路１００を出力制御する。このとき、電圧Ｖｉｎの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊以下の時、直流電圧源１０５は充電され、電圧Ｖｉｎの絶対値が目標電圧Ｖｄｃ＊以上の時は、直流電圧源１０５は放電される。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
【００６９】
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御の詳細について図１５に基づいて以下に説明する。図１５は、制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。
コンバータ回路３００の出力制御において、制御回路１０はインバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを指令値Ｖｓｕｂ＊に追従させる。
【００７０】
制御回路１０は、設定された指令値Ｖｓｕｂ＊と検出された電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂをフィードバック量としてＰＩ制御し、このＰＩ制御の出力３１の極性を反転した出力３１ａを直流電圧源１０５への電流指令としてＰＷＭ制御部３３によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御部３３では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３２をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Ｖｉｎがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御され、回生動作時には、電圧Ｖｓｕｂが低下すると短絡期間Ｔは短く、電圧Ｖｓｕｂが増加すると短絡期間Ｔは長くなるように制御される。
【００７１】
交流電源１の電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（＝０、π）−θ１において、制御回路１０がゲート信号１２によりコンバータ回路３００の短絡スイッチをオフからオンさせる際、電流を制御するためには、Ｖｐ・│ｓｉｎθ１│＜Ｖｓｕｂ、の電圧条件を満たす必要がある。ＰＷＭ制御部３３は、電流制御の観点から、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが低下するなどして上記電圧条件を外れると、短絡スイッチがオンすることを制限する。そして、電圧Ｖｉｎの位相がゼロクロス位相に近づいて、│Ｖｉｎ│＜Ｖｓｕｂとなってから短絡スイッチをオフからオンさせる。
【００７２】
また、インバータ回路１００の出力制御において、制御回路１０は平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Ｉｉｎを制御する。まず、定常時の制御では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ＊と直流電圧Ｖｄｃの差２１をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２として、この振幅目標値２２に基づいて、交流電源同期周波数２３から、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令値Ｉｉｎ＊２５を生成する。この場合、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃ＊との差２１の極性が力行／回生で極性反転するため、制御回路１０は、力行／回生のいずれの動作においても上記実施の形態１と同様にインバータ回路１００を制御することで電流制御できる。
【００７３】
ここで、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが所定の設定範囲を外れた場合、所定の条件において振幅掛け算器２４へ制御信号６３が出力され、係数Ｋを交流電源同期周波数２３の振幅（＝１）に乗じて振幅Ｋの交流電源同期周波数２４ａが生成され、これに基づいて電流指令値Ｉｉｎ＊２５が生成される。電圧Ｖｓｕｂが設定範囲を外れた場合は、係数Ｋは０以上１未満の値として、交流電源同期周波数２３の振幅を低減させる。また定常時、および振幅掛け算器２４への制御信号６３の出力が無い場合には、係数Ｋは１とする。制御信号６３が出力される条件については後述する。
以降の電流指令値Ｉｉｎ＊２５に対するフィードバック制御に関しては実施の形態１と同様であり、回生動作においては力率が概（−１）となるよう制御される。
【００７４】
次に、この電力変換装置において特徴的な、直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが設定範囲を外れた場合の制御について説明する。
図１５に示すコンバータ回路の出力制御において、指令値Ｖｓｕｂ＊と検出された電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂは電圧判定器４１にも入力され、電圧判定器４１はΔＶｓｕｂが設定範囲を外れると、制御信号４１ａ、４１ｂを出力する。
【００７５】
制御信号４１ａは、ΔＶｓｕｂが増加して所定の上限値ＶＨを超過すると出力される。また、短絡期間判定器４２と電圧比較器４３により、直流電圧源１０５が充電される制御タイミングで制御信号が出力される。制御回路１０は、これらの制御信号が共に出力される条件において、電圧Ｖｓｕｂを減少させる（直流電圧源１０５の充電量を減少させる）制御を実行する。
【００７６】
コンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２は短絡期間判定器４２に入力され、短絡期間以外の場合には、短絡期間判定器４２は制御信号４２ｂを出力する。また、電圧比較器４３は、Ｖｄｃ＞｜Ｖｉｎ｜ならば制御信号４３ｂを出力する。これらの制御信号４２ｂ、４３ｂの両方が出力される条件で制御信号４５が出力され、制御信号４５と電圧判定器４１からの制御信号４１ａの両方が出力されるときに、電圧Ｖｓｕｂを減少させるための制御信号６１が出力される。
【００７７】
また、制御信号４１ｂは、ΔＶｓｕｂが減少して所定の下限値ＶＬ未満になると出力される。また、短絡期間判定器４２と電圧比較器４３により、直流電圧源１０５が放電される制御タイミングで制御信号が出力される。制御回路１０は、これらの制御信号が共に出力される条件において、電圧Ｖｓｕｂを増加させる（直流電圧源１０５の放電量を減少させる）制御を実行する。
【００７８】
コンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２は短絡期間判定器４２に入力され、短絡期間である場合には、短絡期間判定器４２は制御信号４２ａを出力する。また、電圧比較器４３は、Ｖｄｃ＜｜Ｖｉｎ｜ならば制御信号４３ａを出力する。これらの制御信号４２ａ、４３ａのいずれかが出力される条件で制御信号４４が出力され、制御信号４４と電圧判定器４１からの制御信号４１ｂの両方が出力されるときに、電圧Ｖｓｕｂを増加させるための制御信号６２が出力される。
【００７９】
制御信号６１、６２のいずれかが出力されるとき、これらの信号を制御信号６３として振幅掛け算器２４へ入力する。振幅掛け算器２４の係数Ｋは上記のとおり０以上１未満の値とすることにより、制御信号６３が入力されたときにおいて交流電源同期周波数２３の振幅が減少し、これに基づいて生成される電流指令値Ｉｉｎ＊２５も低減される。これにより、電圧Ｖｓｕｂが増加しているならば直流電圧源１０５の充電量を減少させ、電圧Ｖｓｕｂが低下しているならば直流電圧源１０５の放電量を減少させるよう、充放電電力が調整される。
【００８０】
ΔＶｓｕｂが増加して所定の上限値ＶＨを超過し、制御信号４１ａが出力された場合の動作波形を図１６に例示する。また、ΔＶｓｕｂが低下して所定の下限値ＶＬ未満となり、制御信号４１ｂが出力された場合の動作波形を図１７に例示する。
なお、ここでは係数Ｋ＝０．６とした場合を示しているが、これ以外の値であっても問題ない。また、電圧判定器においてΔＶｓｕｂに基づいて制御信号４１ａ、４１ｂを生成し、この制御信号を受けて振幅掛け算器２４はΔＶｓｕｂに応じた係数Ｋを設定するなど、係数Ｋは可変の値であっても良い。
【００８１】
以上のように、この実施の形態２では、電力変換装置は、回生動作により平滑コンデンサ３が所望の電圧になるように交流電源１に電力を回生する。このような回生動作を、例えば力行動作と切り換えて行うようにすれば、電動機制御用のインバータ等を接続した場合において、電動機が減速する際に電力が平滑コンデンサ３に戻り、平滑コンデンサ３の電圧が上昇したとしても、回生動作にて平滑コンデンサ３の電力を交流電源１に回生することで平滑コンデンサ３は所望の電圧に安定的に制御することができる。
【００８２】
また、制御回路１０は、回生動作において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが増加し、指令値Ｖｓｕｂ＊と電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂが所定の上限値ＶＨを超過すると、インバータ回路１００の制御を定常時の制御から変更して、電圧Ｖｓｕｂが要求される電圧になるまで、電圧Ｖｓｕｂが充電される条件で交流電源同期周波数２３の振幅を低減させて電流指令値Ｉｉｎ＊を減少させる。これにより一時的に電流制御は乱れるが、回生動作時でも、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電量を減少させ直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを速やかに復帰させることができる。このため制御回路１０は、インバータ回路１００による定常時の電流制御に速やかに復帰させる、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
【００８３】
また、制御回路１０は、回生動作において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂが減少し、指令値Ｖｓｕｂ＊と電圧Ｖｓｕｂとの差ΔＶｓｕｂが所定の下限値ＶＬ未満になると、インバータ回路１００の制御を定常時の制御から変更して、電圧Ｖｓｕｂが要求される電圧になるまで、電圧Ｖｓｕｂが放電される条件で交流電源同期周波数２３の振幅を低減させて電流指令値Ｉｉｎ＊を減少させる。これにより一時的に電流制御は乱れるが、回生動作時でも、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を減少させ直流電圧源１０５の電圧Ｖｓｕｂを速やかに復帰させることができる。このため制御回路１０は、インバータ回路１００による定常時の電流制御に速やかに復帰させる、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００８４】
１：交流電源、２：リアクトル、３：平滑コンデンサ、３ａ、３ｂ：直流母線、
４：入力フィルタ回路、  １０：制御回路、  １１、１２：ゲート信号
１００：インバータ回路、    １０５：直流電圧源、
１０１ａ、１０２ａ、１０３ａ、１０４ａ：半導体スイッチ素子、
３００：コンバータ回路、      ３０１、３０３：ダイオード、
３０１ａ、３０２ａ、３０３ａ、３０４ａ：スイッチ（半導体スイッチ素子）、
ｔ１、ｔ２：第１および第２の入力端子、    Ｖｉｎ:入力電圧、
Ｉｉｎ：入力電流、                        Ｖｓｕｂ：直流電圧源電圧、
Ｖｄｃ：平滑コンデンサ電圧。
【図１】
0005546605.tif 000002
【図２】
0005546605.tif 000003
【図３】
0005546605.tif 000004
【図４】
0005546605.tif 000005
【図５】
0005546605.tif 000006
【図６】
0005546605.tif 000007
【図７】
0005546605.tif 000008
【図８】
0005546605.tif 000009
【図９】
0005546605.tif 000010
【図１０】
0005546605.tif 000011
【図１１】
0005546605.tif 000012
【図１２】
0005546605.tif 000013
【図１３】
0005546605.tif 000014
【図１４】
0005546605.tif 000015
【図１５】
0005546605.tif 000016
【図１６】
0005546605.tif 000017
【図１７】
0005546605.tif 000018