(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータを１パルス制御して交流電動機を駆動するための制御方法であって、インバータの各相の出力電圧指令とキャリアとを比較してインバータの半導体スイッチをスイッチングするための駆動パルスを生成するインバータの制御方法において、
インバータの一制御周期に相当する角度を演算する第１ステップと、
電動機の力行／回生運転の判別情報と、回転子位置情報から求めた回転子角度と、トルク指令値に基づく負荷角と、を用いてインバータの現在の制御角を演算する第２ステップと、
前記現在の制御角が、電気角３６０度を前記駆動パルスの切替角度ごとに６分割した角度領域のどの領域に属するかを判別する第３ステップと、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きくなるか否かを判別する第４ステップと、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも小さい場合には、各相電圧指令として最大値または最小値を出力し、次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きい場合には、次回の駆動パルスの切替角度と現在の制御角との角度差を演算する第５ステップと、
第５ステップにより演算した角度差を時間に換算する第６ステップと、
出力したい電圧の変化状態に応じて通常キャリアまたはこの通常キャリアを反転させた反転キャリアのいずれかを選択する第７ステップと、
第６ステップにより換算した時間と第７ステップにより選択したキャリアとを用いて演算した大きさを持つ電圧指令を一相の電圧指令として出力し、かつ、他相の電圧指令として前回の制御周期における電圧指令をそのまま出力する第８ステップと、
を有することを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項２】
インバータを１パルス制御して交流電動機を駆動するための制御装置であって、インバータの各相の出力電圧指令とキャリアとを比較してインバータの半導体スイッチをスイッチングするための駆動パルスを生成するインバータの制御装置において、
電動機のトルク指令値を演算する速度制御手段と、
前記トルク指令値から演算した電動機の負荷角、力行／回生運転の判別情報、及び、回転子位置情報から求めた回転子角度に基づいて、インバータの出力電圧指令を演算する電圧指令生成手段と、を備え、
前記電圧指令生成手段は、
インバータの一制御周期に相当する角度を演算する手段と、
前記力行／回生運転の判別情報、前記回転子角度及び前記負荷角を用いてインバータの現在の制御角を演算する手段と、
前記現在の制御角が、電気角３６０度を前記駆動パルスの切替角度ごとに６分割した角度領域のどの領域に属するかを判別する手段と、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きくなるか否かを判別する手段と、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも小さい場合には、各相電圧指令として最大値または最小値を出力し、次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きい場合には、次回の駆動パルスの切替角度と現在の制御角との角度差を演算してこの角度差を時間に換算する手段と、
出力したい電圧の変化状態に応じて通常キャリアまたはこの通常キャリアを反転させた反転キャリアのいずれかを選択する手段と、
前記角度差を換算した時間と前記通常キャリアまたは反転キャリアから選択したキャリアとを用いて演算した大きさを持つ電圧指令を一相の電圧指令として出力し、かつ、他相の電圧指令として前回の制御周期における電圧指令をそのまま出力する手段と、
を備えたことを特徴とするインバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機を駆動するインバータにおいて、キャリア周波数を一定にしたまま、電圧利用率を最大とする出力電圧を得るために１パルス制御を行うインバータの制御方法及び制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電気車用の交流電動機は、可変速範囲が広い。インバータにより永久磁石形同期電動機を駆動する場合、電動機の回転数に比例して誘起電圧が上昇するため、インバータの出力電圧が不足する可能性がある。インバータの出力電圧が不足すると、電動機に所望の電流を流すことができなくなり、必要なトルクを発生できなくなる。
そこで、従来より、電動機の高速回転領域では、弱め界磁制御によって電動機の誘起電圧を制御したり、インバータの出力電圧を最大にする１パルス制御を行うことが知られている。ここで、１パルス制御とは、インバータの半導体スイッチを電気角で１８０度の期間ごとにオン、オフ制御することをいう。
【０００３】
例えば、特許文献１には、キャリアが電圧指令と同期しない非同期モードと、キャリアが電圧指令と同期する同期モードとを有し、ＰＷＭ波形が飽和した１パルス運転を可能としたＰＷＭインバータにおいて、非同期モードから同期モードに遷移する際には、過渡的に不安定とならないように、同期モードに切り替えた後に、変調率の制限値を最大値まで徐々に引き上げて１パルス制御し、同期モードから非同期モードに遷移する際には、変調率の制限値を最大値から徐々に引き下げた後に非同期モードに切り替えるようにした制御装置が開示されている。
【０００４】
非同期モードから同期モードへの切り替え時には、非同期モード時のインバータ出力電圧と同期モード時のインバータ出力電圧とが異なるため、電動機に対する印加電圧が急激に変化する。従って、何も対策を施さなければ制御が不安定になったり、電流跳躍が生じたりする。特許文献１に係る発明は、これらの問題を解決するために変調率の制限値を制御している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−２２０１０６号公報（段落[００２８]〜[００３３]、図１等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、特許文献１に係る従来技術のように、同期モードにてインバータを運転する場合、インバータの出力周波数に応じて、キャリア周波数やキャリア周期に同期する電圧指令の制御周期を調整する必要があり、ソフトウェアの処理が煩雑になると共に、従前の制御装置にキャリア周波数等を変化させる機能を追加できない場合もある。また、非同期モードと同期モードを切り替えるためには、非同期時のキャリアと同期時のキャリアとを作成する必要がある。
ソフトウェアの処理を簡便にするために、非同期モードのまま、すなわちキャリア周波数を固定したまま１パルスの電圧指令を与えると、キャリアと電圧指令とが同期していないため、必ずしも１パルス波形にならない可能性があり、これによって制御が不安定になったり誘導障害を引き起こすおそれがある。
【０００７】
なお、特許文献１のごとく変調率が非常に高い電圧指令を与える代わりに、図１３に示すように、方形波の電圧指令を与えれば１パルス波形の生成は可能である。しかし、方形波の電圧指令の更新タイミングが、例えば図１３に○で示すようにキャリアの山と谷である場合、電圧指令はキャリアの山または谷でしか更新されず、出力したい電圧と実際の出力電圧との周波数が異なってしまう。
【０００８】
そこで、本発明の解決課題は、キャリア周波数や制御周期を一定にしたままで１パルス制御を可能とし、ソフトウェアの処理を容易にしたインバータの制御方法及び制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、請求項１に係るインバータの制御方法は、インバータを１パルス制御して交流電動機を駆動するための制御方法であって、インバータの各相の出力電圧指令とキャリアとを比較してインバータの半導体スイッチをスイッチングするための駆動パルスを生成するインバータの制御方法において、
インバータの一制御周期に相当する角度を演算する第１ステップと、
電動機の力行／回生運転の判別情報と、回転子位置情報から求めた回転子角度と、トルク指令値に基づく負荷角と、を用いてインバータの現在の制御角を演算する第２ステップと、
前記現在の制御角が、電気角３６０度を前記駆動パルスの切替角度ごとに６分割した角度領域のどの領域に属するかを判別する第３ステップと、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きくなるか否かを判別する第４ステップと、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも小さい場合には、各相電圧指令として最大値または最小値を出力し、次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きい場合には、次回の駆動パルスの切替角度と現在の制御角との角度差を演算する第５ステップと、
第５ステップにより演算した角度差を時間に換算する第６ステップと、
出力したい電圧の変化状態に応じて通常キャリアまたはこの通常キャリアを反転させた反転キャリアのいずれかを選択する第７ステップと、
第６ステップにより換算した時間と第７ステップにより選択したキャリアとを用いて演算した大きさを持つ電圧指令を一相の電圧指令として出力し、かつ、他相の電圧指令として前回の制御周期における電圧指令をそのまま出力する第８ステップと、
を有するものである。
【００１０】
また、請求項２に係るインバータの制御装置は、インバータを１パルス制御して交流電動機を駆動するための制御装置であって、インバータの各相の出力電圧指令とキャリアとを比較してインバータの半導体スイッチをスイッチングするための駆動パルスを生成するインバータの制御装置において、
電動機のトルク指令値を演算する速度制御手段と、
前記トルク指令値から演算した電動機の負荷角、力行／回生運転の判別情報、及び、回転子位置情報から求めた回転子角度に基づいて、インバータの出力電圧指令を演算する電圧指令生成手段と、を備え、
前記電圧指令生成手段は、
インバータの一制御周期に相当する角度を演算する手段と、
前記力行／回生運転の判別情報、前記回転子角度及び前記負荷角を用いてインバータの現在の制御角を演算する手段と、
前記現在の制御角が、電気角３６０度を前記駆動パルスの切替角度ごとに６分割した角度領域のどの領域に属するかを判別する手段と、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きくなるか否かを判別する手段と、
次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも小さい場合には、各相電圧指令として最大値または最小値を出力し、次回の制御周期における制御角が、前記駆動パルスの切替角度よりも大きい場合には、次回の駆動パルスの切替角度と現在の制御角との角度差を演算してこの角度差を時間に換算する手段と、
出力したい電圧の変化状態に応じて通常キャリアまたはこの通常キャリアを反転させた反転キャリアのいずれかを選択する手段と、
前記角度差を換算した時間と前記通常キャリアまたは反転キャリアから選択したキャリアとを用いて演算した大きさを持つ電圧指令を一相の電圧指令として出力し、かつ、他相の電圧指令として前回の制御周期における電圧指令をそのまま出力する手段と、
を備えたものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、キャリア周波数や制御周期を一定にしたままキャリアと電圧指令とを同期させてインバータを１パルス制御することができ、従来技術に比べてソフトウェアの処理を容易化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態に係る制御装置の機能を示すブロック図である。
【図２】実施形態における電動機の負荷角及びトルクの計算例を示す図である。
【図３】電動機の力行運転時における各相出力電圧及びＵ相誘起電圧の説明図である。
【図４】図３の各領域におけるインバータの制御角と各相出力電圧との関係を示す図である。
【図５】Ｕ相電圧を最大値から最小値に切り替える際の出力電圧、電圧指令及びキャリアの説明図である。
【図６】一制御周期内の時間と電圧指令の大きさとの関係を示す図である。
【図７】Ｕ相電圧を最小値から最大値に切り替える際の出力電圧、電圧指令及びキャリアの説明図である。
【図８】一制御周期内の時間と電圧指令の大きさとの関係を示す図である。
【図９】実施形態において、各相電圧指令を演算する一連の処理手順を示すフローチャートである。
【図１０】実施形態において、各相電圧指令を演算する一連の処理手順を示すフローチャートである。
【図１１】実施形態において、各相電圧指令を演算する一連の処理手順を示すフローチャートである。
【図１２】実施形態において、各相電圧指令を演算する一連の処理手順を示すフローチャートである。
【図１３】方形波の電圧指令、キャリア及び出力電圧の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態に係るインバータの制御装置の機能を示すブロック図である。ここでは、埋込磁石形回転電機としての永久磁石形同期電動機をインバータにより駆動する場合について説明する。
【００１４】
図１において、インバータにより駆動される電動機の速度指令値ω＊と速度検出値ωとの偏差が減算手段３０により演算され、速度制御手段ＡＳＲに入力される。
速度制御手段ＡＳＲはトルク指令値Ｔ＊を演算し、このトルク指令値Ｔ＊は電圧指令生成手段２０に入力されている。
電圧指令生成手段２０は、トルク指令値Ｔ＊から求めた負荷角δ、電動機の力行回生判別情報、及び、回転子位置情報から求まる回転子電気角θに基づいて、インバータに与える各相の出力電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を演算する。
【００１５】
以下、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の演算方法について詳述する。
まず、埋込磁石形回転電機としての永久磁石形同期電動機のトルクＴは、数式１によって表される。
【数１】
0005601520.tif 000002
数式１において、第１項は永久磁石が作る磁束によるトルク、第２項はリラクタンストルクである。
【００１６】
次に、定常状態におけるｄ軸電圧ｖｄ及びｑ軸電圧ｖｑは、数式２及び数式３によって表される。
【数２】
0005601520.tif 000003
【数３】
0005601520.tif 000004
数式２、数式３において、Ｒａは電動機の巻線抵抗、ωは角周波数（角速度）である。
【００１７】
ここで、巻線抵抗Ｒａが十分に小さい（Ｒａ＝０）と仮定してｖｄ＝−Ｖａｓｉｎδ，ｖｑ＝Ｖａｃｏｓδを数式２、数式３に代入し、これらの数式２、数式３をｉｄ，ｉｑについて解き、求めたｉｄ，ｉｑを数式１に代入すると、数式４を得る。ただし、Ｖａはインバータ出力電圧の振幅、δは電動機の負荷角である。
【数４】
0005601520.tif 000005
【００１８】
インバータの１パルス制御時において、出力電圧の振幅Ｖａは一定であり、インバータの直流電圧をｅｄｃとすれば、Ｖａは数式５で表される。
【数５】
0005601520.tif 000006
【００１９】
図２は、数式４を用いて負荷角δ及びトルクＴを計算した例を示している。図２によれば、電動機の運転状態（力行または回生）及び負荷角δに応じてトルクＴが変化することが明らかであり、言い換えれば、図１の電圧指令生成手段２０により、トルク指令値Ｔ＊及び力行回生判別情報から負荷角δを求めることができる。
【００２０】
図３は、電動機の力行運転時における各相の出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及びＵ相誘起電圧（ＥＭＦ）を、回転子位置情報から求まる電気角θに対して示したものである。
図３より、インバータの制御角θ’は、力行時にはθ’＝θ−δ、回生時にはθ’＝θ＋δによって求めれば良い。また、出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、電気角３６０度を６等分した領域I〜VIをインバータの制御角θ’の範囲に対応させて最大値ｍａｘまたは最小値ｍｉｎを出力させれば良い。図４に、各領域I〜VIにおけるインバータの制御角θ’及び各相出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの関係を示す。
【００２１】
次に、キャリア周波数を一定として、任意のタイミングにて各相出力電圧を最大値または最小値に切り替えるための、電圧指令生成手段２０による電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の演算方法について述べる。
なお、図９〜図１２は、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を演算する一連の処理手順を示しており、以下では、必要に応じて図９〜図１２を参照する。
【００２２】
例えば、インバータの出力周波数を４００[Ｈｚ]（周期２．５[ｍｓ]）、キャリア周波数を５[ｋＨｚ]（周期２００[μｓ]）とし、キャリアの山と谷で電圧指令を更新する場合、すなわち一制御周期が１００[μｓ]である場合について考える。この場合、一制御周期に相当する角度（電気角）θ１は、３６０度÷２．５[ｍｓ]×１００[μｓ]＝１４．４度（図９のステップＳ１）である。
【００２３】
図５は、例えば図３、図４の領域III〜IVのように、Ｕ相電圧ｖｕを最大値から最小値に切り替える際のＵ相の出力電圧、電圧指令及びキャリアの関係を示している。
図５において、キャリアと比較される電圧指令の大きさ（高さ）を調節すれば、出力電圧を最大値から最小値に切り替えるタイミングを調整可能であり、言い換えれば、上記タイミングに基づいて、キャリアと比較するべき電圧指令の大きさを求めることができる。なお、キャリア(通常キャリアと反転キャリア)の意義については後述する。ここで、Ｕ相電圧ｖｕは、図３から明らかなように、最大値から最小値に１８０度にて切り替わるものである。
【００２４】
図５の時刻Ａ（現在の時刻とする）における電圧指令生成手段２０の処理は、次のようになる。
（１）前述したように、一制御周期に相当する角度θ１を求めておき、力行回生判別情報から電動機の運転モード（力行または回生）を判別して、その結果に応じてインバータの制御角θ’を計算する（図９のステップＳ１〜Ｓ４）。
【００２５】
（２）いま、図５の時刻Ａにおける制御角θ’が１７６．４度であることが判明すると、この制御角は図３、図４における領域IIIに属するため、図９のステップＳ５ａ、図１０のステップＳ６ａを経て、同じく図１０のステップＳ７ａにジャンプする。
（３）そして、次の制御周期における制御角（＝θ’＋θ１）を求めると、この制御角は、１７６．４＋１４．４＝１９０．８度であり、半導体スイッチの駆動パルスの切替角度である１８０度より大きいため、次の制御周期にてスイッチングすると判断する（ステップＳ７ｂ  ＹＥＳ）。
【００２６】
（４）時刻Ａから次のパルスを切り替えるタイミングまでの角度差θ２（次のパルス切替角度までの角度差）を計算すると、θ２＝１８０−１７６．４＝３．６度となる（ステップＳ７ｃ）。
（５）上記の角度差θ２を時間（時刻Ａを基準としたパルス切替時間Ｔｐｌｓ）に換算すると、Ｔｐｌｓ＝１００[μｓ]÷１４．４度×３．６度＝２５[μｓ]（ステップＳ７ｄ）となる。
【００２７】
電圧指令のレベルがキャリアよりも大きい時に半導体スイッチがオン、小さい時に半導体スイッチがオフする論理のもとでは、図５に示すように出力したい電圧が最大値から最小値に切り替わる際には、切替前には電圧指令より小さく、切替後に電圧指令より大きくなるキャリア（このキャリアを便宜的に通常キャリアといい、これを反転させたキャリアを反転キャリアという）と電圧指令とを比較することにより、出力電圧を最大値から最小値に変化させることができる。従って、図５の例では、実線にて示された通常キャリアを選択する必要がある。
通常キャリアと反転キャリアとは、キャリアのアップカウント、ダウンカウントに基づいて容易に判別可能であり、ここでは通常キャリアが選択される（ステップＳ７ｅ，Ｓ７ｆ）。
【００２８】
次に、時刻Ａから時間Ｔｐｌｓを経過した時刻において通常キャリアと交差する電圧指令の大きさを、図６に基づいて求める。図６は、一制御周期内の時間ｘと電圧指令の大きさｙとの関係を示しており、両者の関係はｙ＝２００００ｘ−１によって表すことができる。このｘを２５[μｓ]とすると、ｙ＝２００００×２５[μｓ]−１＝−０．５となり、この値をＵ相電圧指令ｖｕ＊ｔｍｐとして求める（ステップＳ７ｇ）。同時に、Ｖ相電圧指令ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令ｖｗ＊は、図３、図４から明らかなように、前回の制御周期における電圧指令をそのまま出力する（ステップＳ７ｊ）。
【００２９】
なお、図７は、図３、図４における領域VI〜Iのように、Ｕ相電圧ｖｕを最小値から最大値に切り替える際のＵ相の出力電圧、電圧指令及びキャリアの関係を示し、図８は、一制御周期内の時間ｘと電圧指令の大きさｙとの関係を示している。この場合は、電圧指令と比較されるキャリアとして破線にて示された反転キャリアが選択され、ステップＳ７ｈ，Ｓ７ｉ，Ｓ７ｊに示す動作となる。
また、図１０のステップＳ７ｂにおいて、次の制御周期における制御角が１８０度より小さい場合には（ステップＳ７ｂ  Ｎｏ）、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊として領域IIIの状態、つまり電圧指令の最大値または最小値を出力する（ステップＳ７ｋ）。
【００３０】
図９のステップＳ５ｂ〜Ｓ５ｊ、図１０のステップＳ６ｂ〜Ｓ６ｊ、図１１のステップＳ８ａ〜Ｓ８ｊ，Ｓ９ａ〜Ｓ９ｊ、図１２のステップＳ１０ｂ〜Ｓ１０ｊは、インバータの制御角θ’が領域III以外にある場合の処理であり、いずれも、実質的に前述した図１０のステップＳ７ｂ〜Ｓ７ｊと同様であるため、説明を省略する。
【００３１】
なお、この実施形態は制御周期が１００[μｓ]の場合のものであるが、制御周期やキャリア周波数が変更になった場合には、その値を変更するだけで対応可能である。
【符号の説明】
【００３２】
１０：速度制御手段
２０：電圧指令生成手段
３０：減算手段
【図１】
0005601520.tif 000007
【図２】
0005601520.tif 000008
【図３】
0005601520.tif 000009
【図４】
0005601520.tif 000010
【図５】
0005601520.tif 000011
【図６】
0005601520.tif 000012
【図７】
0005601520.tif 000013
【図８】
0005601520.tif 000014
【図９】
0005601520.tif 000015
【図１０】
0005601520.tif 000016
【図１１】
0005601520.tif 000017
【図１２】
0005601520.tif 000018
【図１３】
0005601520.tif 000019