(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、
交流端子間に入力した電流を整流して、直流負荷および平滑コンデンサが並列接続された直流端子間に出力する整流回路と、
前記スイッチング回路の交流端子間に接続された１次巻線と前記整流回路の交流端子間に接続された２次巻線とを有し、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、
前記１次巻線及び／又は前記２次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタと、
前記矩形波状電圧の周波数が変化するように前記スイッチング回路が有するスイッチング素子を制御する制御手段と、
を備え、前記直流電源の電力を前記直流負荷に供給する電源装置であって、
前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を正負の対称動作が許容される所定の範囲内で維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の１クロック周期ずつ変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１において、前記所定の範囲内とは、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が４４％から５６％の範囲内とすることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２において、前記電源装置は、さらにＡＣ−ＤＣコンバータを備え、
該ＡＣ−ＤＣコンバータの入力端子間に交流電源が接続され、出力端子は前記スイッチング回路の直流端子間に接続されたことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項において、前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間とを前記クロック信号の１クロック周期ずつ交互に変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか一項において、前記制御手段は、前記矩形波状電圧の周波数を変化させて前記直流負荷に供給する電力を変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項５のいずれか一項において、前記整流回路は、第１、第２のダイオードを直列接続した第１のダイオードレッグと、第３、第４のダイオードを直列接続し、かつ前記第１のダイオードレッグに並列接続された第２のダイオードレッグとを備え、前記第１のダイオードレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１、第２のダイオードの直列接続点と前記第３、第４のダイオードの直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項６において、前記第３、第４のダイオードをそれぞれ第１、第２の分圧コンデンサに置き換えたことを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項において、前記スイッチング回路は、第１、第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３、第４のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグとを備え、前記第１のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１、第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３、第４のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項８において、前記共振コンデンサは、前記第３、第４のスイッチング素子をそれぞれ置き換えた第１、第２の共振コンデンサとしたことを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項８または請求項９において、前記第１〜第４のスイッチング素子のそれぞれに逆並列ダイオードを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項１１】
請求項１乃至請求項１０のいずれか一項において、前記制御手段は、前記電源装置の出力を定電流定電圧制御することを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の交流端子間に接続された巻線と、
前記巻線と直列接続された共振コンデンサと、
前記矩形波状電圧の周波数を変化させるように前記スイッチング回路が備えたスイッチング素子を制御する制御手段と、
を備え、
前記直流電源の電力により前記巻線と磁気結合した被加熱導体を誘導加熱する電源装置であって、
前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を正負の対称動作が許容される所定の範囲内で維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の１クロック周期ずつ変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項１３】
請求項１２において、前記所定の範囲内とは、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が４４％から５６％の範囲内とすることを特徴とする電源装置。
【請求項１４】
請求項１２または請求項１３において、前記電源装置は、さらにＡＣ−ＤＣコンバータを備え、
該ＡＣ−ＤＣコンバータの入力端子間に交流電源が接続され、出力端子は前記スイッチング回路の直流端子間に接続されたことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング周波数を変化させて出力を制御する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保全への意識の高まりから、電源装置には高効率化が求められており、スイッチング損失を抑えられる共振形コンバータが用いられている。また、電源装置の高機能化に対応するため、古くから用いられてきたアナログ制御方式に代わり、電源装置のデジタル制御化が進められている。
共振形コンバータでは、スイッチング回路により矩形波状電圧を生成し、この矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を５０％に維持しながら周波数を変化させることにより出力電力を調整する。共振形コンバータの出力電力を微小に変化させるためには、矩形波状電圧の周波数の変調分解能を上げる必要があり、矩形波状電圧の周期を微小に変化させる必要がある。矩形波状電圧の周期を微小に変化させるため、通常はクロック信号の周波数を上げている。なお、クロック周波数を上げずに矩形波状電圧の周期の変化を小さくする方法が特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−１９４４８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、共振形コンバータの出力電力を微小に変化させるためにクロック信号の周波数を上げる方法は、消費電力の増加やコストアップを招く。
また、特許文献１に開示された方法では、逓倍器が必要であり、コストアップの要因となるという課題がある。
【０００５】
そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、出力電力を細かく制御しつつ、コストや消費電力を低減した電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、交流端子間に入力した電流を整流して、直流負荷および平滑コンデンサが並列接続された直流端子間に出力する整流回路と、前記スイッチング回路の交流端子間に接続された１次巻線と前記整流回路の交流端子間に接続された２次巻線とを有し、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記１次巻線及び／又は前記２次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタと、前記矩形波状電圧の周波数が変化するように前記スイッチング回路が有するスイッチング素子を制御する制御手段と、を備え、前記直流電源の電力を前記直流負荷に供給する電源装置であって、前記制御手段は、前記矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を正負の対称動作が許容される所定の範囲内で維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の１クロック周期ずつ変化させることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、出力電力を細かく制御しつつ、コストや消費電力を低減した電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態におけるＡＣ−ＤＣコンバータ２の回路動作を説明する図である。
【図３Ａ】本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＡの状態を示す図である。
【図３Ｂ】本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＢの状態を示す図である。
【図３Ｃ】本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＣの状態を示す図である。
【図３Ｄ】本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明するモードＤの状態を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作波形である矩形波状電圧の波形図である。
【図５】本発明の電源装置を採用した第２実施形態における電気自動車の電源システムの概要を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態による電源装置１の構成を示す回路図である。この電源装置１は、交流電源５と、直流負荷６との間に備えられ、交流電源５から直流負荷６へ電力を供給する。
電源装置１は、交流電源５の交流電力を入力し、直流のリンク電圧ＶＬＩＮＫを出力するＡＣ−ＤＣコンバータ２と、このリンク電圧ＶＬＩＮＫを電源とし絶縁しつつ直流負荷６へ直流電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３と、これらのＡＣ−ＤＣコンバータ２とＤＣ−ＤＣコンバータ３を制御する制御手段４とを備えている。
【００１０】
ＡＣ−ＤＣコンバータ２では、ブリッジ接続された整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４により、交流電源５の交流電圧を全波整流している。この全波整流された電圧は、平滑インダクタＬ１と、昇圧スイッチング素子Ｑ１０と、昇圧ダイオードＤ１０と、リンクコンデンサＣ１とにより構成された昇圧チョッパ回路７に入力されている。このリンクコンデンサＣ１の両端間の電圧がＡＣ−ＤＣコンバータ２の出力のリンク電圧ＶＬＩＮＫとなる。
【００１１】
制御手段４は、昇圧チョッパ回路７のＮ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）からなる昇圧スイッチング素子Ｑ１０を制御している。平滑インダクタＬ１と昇圧スイッチング素子Ｑ１０を備えた主たる目的は、昇圧スイッチング素子Ｑ１０を制御手段４で制御することにより、交流電源５からの入力電流を交流電源５の交流電圧と概ね相似な正弦波状にすることである。この制御により、交流電源５の交流電圧と入力電流の間の力率改善が行われる。なお、この制御の詳細は図２を参照して後述する。
また、制御手段４は後記するＤＣ−ＤＣコンバータ３の制御も行う。
【００１２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなるスイッチング回路８と、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１が直列接続された巻線Ｎ１と、巻線Ｎ２とを磁気結合するトランスＴ１と、ブリッジ接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４と、平滑コンデンサＣ２とを備えている。
【００１３】
なお、ここでトランスＴ１の漏れインダクタンスや配線インダクタンスにより、共振インダクタＬｒ１を省略する場合もある。
また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を直列接続したものを第１のスイッチングレッグ、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４を直列接続したものを第２のスイッチングレッグと表記する。
【００１４】
スイッチング回路８を構成するフルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が制御手段４により開閉制御されることによって、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間に矩形波状電圧が生成される。この矩形波状電圧を共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１の直列接続体に印加して巻線Ｎ１に共振電流を流す。そして巻線Ｎ１と磁気結合している巻線Ｎ２に誘導された電流をブリッジ接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４により整流し、さらに平滑コンデンサＣ２により平滑して、直流負荷６へ直流電力を供給する。なお、この制御と動作の詳細は図３を参照して後述する。
【００１５】
なお、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４はフルブリッジ接続されていると記したが、より具体的な構成は次のとおりである。ダイオードＤ２１のアノードとダイオードＤ２２のカソードは接続され、ダイオードＤ２１とダイオードＤ２２は直列に接続された構成となり第１のダイオードレッグを形成している。また、ダイオードＤ２３のアノードとダイオードＤ２４のカソードは接続され、ダイオードＤ２３とダイオードＤ２４は直列に接続された構成となり第２のダイオードレッグを形成している。
【００１６】
第１のダイオードレッグと第２のダイオードレッグは並列に接続され、第１のダイオードレッグと第２のダイオードレッグの両端子間は直流端子間となっている。また、ダイオードＤ２１とダイオードＤ２２の直列接続点とダイオードＤ２３とダイオードＤ２４の直列接続点との間は交流端子間となっている。第１のダイオードレッグと第２のダイオードレッグの両端子間の直流端子間は前記したように平滑コンデンサＣ２と直流負荷６に接続されている。
また、ダイオードＤ２１とダイオードＤ２２の直列接続点とダイオードＤ２３とダイオードＤ２４の直列接続点との間の交流端子間は巻線Ｎ２に接続されている。
【００１７】
また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、それぞれ並列かつ逆方向（逆並列）にダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。
【００１８】
また、電源装置１には入力電圧を検出する電圧センサ２１と、リンク電圧ＶＬＩＮＫを検出する電圧センサ２２と、出力電圧を検出する電圧センサ２３が備えられている。また、電源装置１には入力電流を検出する電流センサ２４と、出力電流を検出する電流センサ２５が備えられている。
以上の電圧センサ２１〜２３と電流センサ２４、２５は制御手段４に接続され、制御手段４は電圧センサ２１〜２３と電流センサ２４、２５によって検出された各電圧、電流の情報を参照して制御している。
【００１９】
なお、前記したように制御手段４により、昇圧スイッチング素子Ｑ１０とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がデジタル的に制御されている。このために、図１において、制御手段４から昇圧スイッチング素子Ｑ１０とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれのゲート端子に制御信号線が接続されている様子を示している。しかし、これは制御する関連を示したものであって、実際の制御信号線には制御に必要な電圧に変換された制御信号電圧が供給される。
例えば制御手段４は概ね１２Ｖの電源で動作し、リンクコンデンサＣ１の両端には概ね３８０Ｖの直流電圧が加わっている。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオン（ＯＮ）させる場合にはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲート（Ｑ１）、（Ｑ３）に３８０Ｖよりも１２Ｖ高い電圧を加える必要がある。制御手段４からは直接には、このような高い電圧は供給できないので、変換回路（不図示）を介して高い信号電圧に変換してからスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲート（Ｑ１）、（Ｑ３）に供給している。
【００２０】
＜ＡＣ−ＤＣコンバータの回路動作＞
次に、図２を用いてＡＣ−ＤＣコンバータ２の回路動作を説明する。ここでは、交流電源５の電圧が交流で正負反転する際の片側の１極性の場合について説明する。交流電源５の電圧が反転して、他の側である逆極性の場合の動作は、極性が逆であるだけで容易に類推可能であるので図示は省略している。
また、図２において、図２（ａ）、（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１０がオン（ＯＮ）した状態である「モードａ」と、スイッチング素子Ｑ１０がオフ（ＯＦＦ）した状態である「モードｂ」における回路動作を示す。なお、図２（ａ）、（ｂ）において、矢印のついた破線で電流の流れる方向と経路を示している。
【００２１】
≪モードａ≫
図２（ａ）に示したモードａでは、スイッチング素子Ｑ１０がオン状態である。交流電源５の電圧がダイオードＤ１１とダイオードＤ１４を介して平滑インダクタＬ１に印加され、交流電源５のエネルギーが平滑インダクタＬ１に蓄積される。
【００２２】
≪モードｂ≫
図２（ｂ）に示したのがモードｂである。スイッチング素子Ｑ１０をターンオフ（オフ）すると、モードｂの状態となる。モードｂでは、平滑インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１１とダイオードＤ１４、および昇圧ダイオードＤ１０を介してリンクコンデンサＣ１に放出される。
【００２３】
以降、モードａとモードｂとを繰り返す。
なお、交流電源５は商用電源周波数の５０Ｈｚ〜６０Ｈｚであるのに対して、スイッチング素子Ｑ１０は概ね２０ＫＨｚ〜１００ＫＨｚでスイッチングされる。したがって、図２においては、交流電源５の極性が図示した状態のまま変化しない間に、スイッチング素子Ｑ１０は数１００回から数１０００回、スイッチングを繰り返すことになる。
また、前記したように、交流電源５の極性が反転した場合については図示していないが、極性が反転した場合にはダイオードＤ１２とダイオードＤ１３を介して前記したことと同様のことが行われる。
【００２４】
＜ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作＞
次に、図３Ａ〜図３Ｄを参照してＤＣ−ＤＣコンバータ３の回路動作を説明する。図３Ａ〜図３Ｄは、それぞれ「モードＡ」〜「モードＤ」における回路動作を示す。
【００２５】
≪モードＡ≫
図３ＡにモードＡの状態を示す。モードＡでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオン状態である。ノードＮｄ１−Ｎｄ２間には、ノードＮｄ１が正の向きに、リンクコンデンサＣ１の電圧ＶＬＩＮＫが印加されている。リンクコンデンサＣ１から共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流が巻線Ｎ１に流れている。巻線Ｎ２に誘導された電流は、ダイオードＤ２１、Ｄ２４を介して、平滑コンデンサＣ２と出力の直流負荷６へ流れている。また、図３Ａにおいて、矢印のついた破線で電流の流れる方向と経路を示している。
【００２６】
なお、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流と記したが、厳密には、トランスＴ１の漏れインダクタンスや励磁インダクタンスを含めた共振回路の電流となる。以下では適宜、単に「共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振」と表記する。
また、一次側に巻線Ｎ１と二次側に巻線Ｎ２を備えたトランスＴ１において、一次側の交流電圧の巻線比（Ｎ２／Ｎ１）に略比例した交流電圧が二次側に誘起される。
【００２７】
≪モードＢ≫
図３ＢにモードＢの状態を示す。流れた電流により共振コンデンサＣｒ１に電荷が蓄積し、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流が流れ終わると、モードＢの状態となる。モードＢでは、巻線Ｎ１にはトランスＴ１の励磁電流が流れている。巻線Ｎ２の電圧は、出力の平滑コンデンサＣ２の電圧より低く、ダイオードＤ２１、Ｄ２４があるために巻線Ｎ２には電流が流れていない。
【００２８】
≪モードＣ≫
図３ＣにモードＣの状態を示す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をターンオフすると、モードＣの状態となる。なお、モードＡにおいて、共振電流が流れ終わる前にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をターンオフすると、モードＢが省略される場合がある。モードＣでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を流れていた共振インダクタＬｒ１の電流が、ダイオードＤ２、Ｄ３を流れ、リンクコンデンサＣ１へ流れる。このとき、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間には、ノードＮｄ２が正の向きに、リンクコンデンサＣ１の電圧が生じている。
次に、モードＤに移行する前にスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をターンオン（オン）しておく。
【００２９】
≪モードＤ≫
図３ＤにモードＤの状態を示す。巻線Ｎ１の電流が反転したのがモードＤの状態である。モードＤではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンしているので、モードＣの最終段階において、共振インダクタＬｒ１のエネルギーがすべて吐き出されるとリンクコンデンサＣ１から共振インダクタＬｒ１へ電流、つまりエネルギーが流れ込むことになる。
【００３０】
モードＤでは、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間には、ノードＮｄ２が正の向きに、リンクコンデンサＣ１の電圧ＶＬＩＮＫが印加されている。リンクコンデンサＣ１から共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１による共振電流が巻線Ｎ１に流れている。ただし、矢印のついた破線で示した電流の流れる方向と経路はモードＡとは逆となっている。
また、巻線Ｎ２に誘導された電流は、ダイオードＤ２２、Ｄ２３を介して、平滑コンデンサＣ２と出力の直流負荷６へ流れている。
【００３１】
このモードＤは、モードＡの対称動作である。したがって、前述したモードＡにおいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、またダイオードＤ２１、Ｄ４をダイオードＤ２２、Ｄ２３として、電流の流れる向きを逆に考えればよい。
以降、モードＢ、Ｃの対称動作が行われ、その後、再びモードＡへ戻る。なお、対称動作の図示と説明は省略する。
【００３２】
このように電源装置１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を共振形コンバータとしており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させ、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間に生成する矩形波状電圧の周波数を変化させることにより出力を制御する。
【００３３】
＜矩形波状電圧の生成方法＞
次に、図４（ａ）〜（ｃ）を用いてノードＮｄ１−Ｎｄ２間の矩形波状電圧の生成方法を説明する。なお、図４（ａ）〜（ｃ）において示されている項目は、（１）制御手段４における基本のクロック信号、（２）スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のそれぞれのゲート波形であるゲート：Ｑ１、Ｑ４、（３）スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のそれぞれのゲート波形であるゲート：Ｑ２、Ｑ３、（４）ノードＮｄ１−Ｎｄ２間の矩形波状電圧である。また横軸は経過する時間である。
【００３４】
≪（ａ）１０クロック周期≫
図４（ａ）は、クロック信号と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート信号と、ノードＮｄ１−Ｎｄ２間の矩形波状電圧を示している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、オン時間を４クロック周期、オフ時間を６クロック周期とし、Ｑ１とＱ４のオン状態と、Ｑ２とＱ３のオン状態との間に、Ｑ１〜Ｑ４の全てがオフ状態となる１クロック周期のデッドタイムを設けている。これにより矩形波状電圧は、Ｈｉｇｈ（高電位、正、１）時間とＬｏｗ（低電位、負、０）時間がともに５クロック周期となり、Ｈｉｇｈ時間率が５０％、周期が１０クロック周期となっている。
【００３５】
≪（ｂ）９クロック周期≫
次に、図４（ｂ）では、図４（ａ）より少しだけ出力電力を絞るために、矩形波状電圧の周波数を１階調だけ高くしたときの波形を示している。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン時間を３クロック周期に、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオフ時間を５クロック周期にそれぞれ短くしている。これにより、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間が４クロック周期、Ｌｏｗ時間が５クロック周期となり、Ｈｉｇｈ時間率が４４％、周期が９クロック周期となっている。
【００３６】
≪（ｃ）８クロック周期≫
図４（ｃ）は、矩形波状電圧の周波数を図４（ｂ）より更に１階調だけ高くしたときの波形を示している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、オン時間を３クロック周期、オフ時間を５クロック周期とし、矩形波状電圧は、Ｈｉｇｈ時間とＬｏｗ時間がともに４クロック周期となり、Ｈｉｇｈ時間率が５０％、周期が８クロック周期となっている。
【００３７】
このように本実施形態では、図４（ａ）から（ｂ）へは矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間を１クロック周期短くし、図４（ｂ）から（ｃ）へは矩形波状電圧のＬｏｗ時間を１クロック周期短くしている。これにより、図４（ａ）から（ｃ）まで徐々に出力電力を絞るために、矩形波状電圧の周期を１クロック周期ずつ短くすることが可能となっている。
なお、この例では「基本的に所定値に」は「基本的に５０％に」であるが、これは一例であり、発明の効果の奏する範囲で値は変更可能である。
【００３８】
なお、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１とトランスＴ１の励磁インダクタンスによる共振周波数はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数より低くしている。基本的にこの共振周波数とスイッチング周波数は近い方がＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力は大きくなる。
図４（ａ）から（ｃ）に示した場合においては、矩形波状電圧のクロック周期が１０クロック周期から９クロック周期、そして８クロック周期へとなるにつれ、周波数としてはその逆数であって徐々に高くなる。したがって、スイッチング周波数は共振周波数から離れていくので、出力電力は低下する。すなわち徐々に出力電力が絞られていくのである。
【００３９】
以上、従来は、矩形波状電圧の周波数を１階調だけ変化させる場合には、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間をともに１クロック周期ずつ変化させていたため、矩形波状電圧の周期は２クロック周期ずつ変化していた。
一方、本発明では、矩形波状電圧の周波数を１階調だけ変化させる場合には、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間を交互に１クロック周期ずつ変化させることにより、矩形波状電圧の周期を１クロック周期ずつ変化させることができる。これにより、矩形波状電圧の周波数の変調分解能が２倍に向上するため、出力電圧や出力電流を細かく制御することができる。
【００４０】
なお、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％、つまり、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間の間隔が等しいことが望ましい。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の動作が、理想的には対称動作を保つためには図４におけるゲートＱ１、Ｑ４とゲートＱ２、Ｑ３の波形は対称である必要がある。このために、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％であることが望ましい。
図４（ｂ）においては、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％から少し異なった値となっているが、この程度以下の相違であれば、実用的には問題にならないことが多い。
【００４１】
また、前記したように制御手段４には、出力電圧を検出する電圧センサ２３と、出力電流を検出する電流センサ２５が接続されている。制御手段４は、検出した出力電圧を目標値に合わせるようにスイッチング周波数を調整すれば出力を定電圧制御することができ、検出した出力電流を目標値に合わせるようにスイッチング周波数を調整すれば出力を定電流制御することができる。
【００４２】
また、この定電圧制御と定電流制御を適切に選択すれば、出力を定電流定電圧制御することができる。
前記したように本発明の第１実施形態である電源装置１は、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間を交互に１クロック周期ずつ変化させることにより、スイッチング周波数を細かく調整できるので、精密に定電圧制御や定電流制御をすることができる。
【００４３】
なお、図１の第１実施形態において、交流電源から直流電力を得る手段としてＡＣ−ＤＣコンバータ２について説明したが、直流電源（ＤＣ電源）が既に備えられていて直流電力が得られる場合には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２は本発明の必須要素ではない。
【００４４】
（第２実施形態）
次に第２の実施形態を示す。
図５は、本発明による電源装置１を採用した電気自動車１１０の電源システムの概要を示す構成図である。電源装置１は、交流電源１０９に接続するプラグイン充電コネクタ１０８と、二次電池１０５に接続されている。
二次電池１０５には、電装機器１０１が接続された補機バッテリ１０６へ電力供給するＤＣ−ＤＣコンバータ１００が接続されている。
また、二次電池１０５には、動力用モータ１０４を駆動するインバータ１０３へ電力供給するＤＣ−ＤＣコンバータ１０２が接続されている。
また、二次電池１０５には、急速充電器などの外部直流電源を接続して二次電池１０５を充電する急速充電コネクタ１０７が接続されている。
【００４５】
電源装置１は、直流電力による出力を定電流定電圧制御しながら、プラグイン充電コネクタ１０８に接続された交流電源１０９の電力を用いて二次電池１０５を充電する。この第２実施形態においては、電源装置１を用いることで、電流や電圧を細かく制御しながら二次電池１０５を充電することができる。
なお、電源装置１は、ハイブリッド自動車や電気自動車以外の電動車両などにも適用できる。
【００４６】
（その他の実施形態）
以上で説明した共振形のＤＣ−ＤＣコンバータ３では、スイッチング素子を４素子によるフルブリッジ接続した回路と、ダイオードを４素子によるブリッジ接続した回路との組合せとしたが、２素子によるハーフブリッジ回路やセンタタップ回路を組合せた回路方式としても同様の効果が得られる。
【００４７】
また、スイッチング素子Ｑ１０（Ｑ１〜Ｑ４含む）は、ＭＯＳＦＥＴで説明したが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）でもよい。
【００４８】
また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴによる構成ではない場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ並列かつ逆方向（逆並列）にダイオードＤ１〜Ｄ４を付加する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴによる構成である場合においても逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えてもよい。
【００４９】
また、図１におけるダイオードＤ２１〜Ｄ２４からなる整流回路において、ダイオードＤ２３とダイオードＤ２４の代わりに、それぞれ第１の分圧コンデンサと第２の分圧コンデンサに置き換えることもできる。また、置き換えるのはダイオードＤ２１とダイオードＤ２２であってもよい。
【００５０】
また、図１における共振コンデンサＣｒ１の代わりに、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４を共振コンデンサに置き換えることもできる。このとき、スイッチング素子Ｑ３とＱ４と置き換えた共振コンデンサと共振インダクタＬｒ１との間で共振が起こる。なお、置き換えるのはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２であってもよい。
【００５１】
また、図１においては共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１はトランスＴ１の一次側の回路に備えたが、トランスＴ１の二次側の回路に備えてもよい。また、トランスＴ１の一次側と二次側の両方の回路に備えてもよい。
【００５２】
また、図１において、トランスＴ１の一次側の巻線と回路のみの構成で、二次側に相当する構成は磁気結合したものであってもよい。例えば、ＩＨ（Induction Heating、誘導加熱）システムに本発明の電源装置を用いれば、被加熱導体の発熱量を細かく制御することができる。
【００５３】
また、前述したように、図４（ｂ）において矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率が５０％から少し異なった値となっており、この程度以下の相違であれば問題にならないと説明した。したがって、Ｈｉｇｈ時間を５クロック周期、Ｌｏｗ時間を４クロック周期とし、Ｈｉｇｈ時間率を５６％、周期を９クロック周期としても前述した同様の効果が得られる。
【００５４】
また、図４（ａ）〜（ｃ）では、デッドタイム（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がすべてオフ）をデジタル的にクロック信号から生成したが、デジタル的にクロック信号から生成した信号からアナログ的にデッドタイムを生成してゲート信号を得ることもできる。
この場合には、ゲート信号の立上りや立下りはクロック信号に同期しないが、矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間がクロック周期の整数倍となる点は図４（ａ）〜（ｃ）と同じであり、本発明の特徴である前述のＨｉｇｈ時間とＬｏｗ時間を交互に１クロック周期ずつ変化させる方法が適用できる。
【００５５】
更に、見かけの周波数変調分解能を向上するために、矩形波状電圧の周期を異なる周期で交互に繰り返すことにより生成するディザリング（Dithering）と併用してもよい。例えば、図４（ａ）に示した周期１０クロック周期と、図４（ｂ）に示した周期９クロック周期とを交互に繰り返せば、見かけの上の周期が９．５クロック周期の矩形波状電圧を生成し、図４（ａ）と（ｂ）の中間的な出力を得ることができる。
【００５６】
＜比較回路例との対比＞
なお、ディザリングにより図４（ａ）の１０クロック周期と図４（ｃ）の８クロック周期とを交互に繰り返せば、見かけの上の周期が９クロック周期の矩形波状電圧を生成できる。
しかしながらこの場合には、出力に９クロック周期の２倍である１８クロック周期の脈動が重畳する。一般的に、ディザリングでは、出力に分数調波が重畳する。
一方、前記した本実施形態の図４（ｂ）の周期９クロック周期の矩形波状電圧の場合には、分数調波が重畳しない出力を得ることができる。
【００５７】
（本実施形態、本発明の補足）
以上、本実施形態の電源装置はＤＣ−ＤＣコンバータ３において制御手段４によって矩形波状電圧のＨｉｇｈ時間率を概ね５０％に維持しながら周波数の変調分解能を向上させることで、出力電力を細かく制御した電源装置を提供することができる。
そして、クロック周波数を上げず、また逓倍器を用いないので、低コストで低消費電力を実現した電源装置を提供することができる。
また、本実施形態の電源装置は、矩形波状電圧により共振電流を流し、デジタル的に周波数を変化させて出力を制御するシステムに広く適用することができる。例えば、前記したようにＩＨ（誘導加熱）システムに本実施形態の電源装置を用いれば、被加熱導体の発熱量を細かく制御することができる。
【符号の説明】
【００５８】
１  電源装置
２  ＡＣ−ＤＣコンバータ
３  ＤＣ−ＤＣコンバータ
４  制御手段
５  交流電源
６  直流負荷
７  昇圧チョッパ回路
８  スイッチング回路
２１、２２、２３  電圧センサ
２４、２５  電流センサ
１０１  電装機器
１００、１０２  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０３  インバータ
１０４  動力用モータ
１０５  二次電池
１０６  補機バッテリ
１０７  急速充電コネクタ
１０８  プラグイン充電コネクタ
１０９  交流電源
１１０  電気自動車。
Ｃ１  リンクコンデンサ
Ｃ２  平滑コンデンサ
Ｃｒ１  共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード、逆並列ダイオード
Ｄ１０  昇圧ダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１４  ダイオード、整流ダイオード
Ｄ２１、Ｄ２２  ダイオード（第１のダイオードレッグ）
Ｄ２３、Ｄ２４  ダイオード（第２のダイオードレッグ）
Ｌ１  平滑インダクタ
Ｌｒ１  共振インダクタ
Ｎ１、Ｎ２  巻線
Ｎｄ１、Ｎｄ２  ノード
Ｑ１、Ｑ２  スイッチング素子（第１のスイッチングレッグ）、ゲート、ゲート波形
Ｑ３、Ｑ４  スイッチング素子（第２のスイッチングレッグ）、ゲート、ゲート波形
Ｑ１０  スイッチング素子、昇圧スイッチング素子
Ｔ１  トランス
ＶＬＥＡＫ  リンク電圧、電圧
ＶＯ  出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図４】
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【図５】
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