(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源系統から受電し、第１のアースに接続されたモータを駆動するインバータと、
前記インバータを冷却する冷却器と、
前記電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを第２のアースに接続する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第１のコアと、
前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体に接続されて前記冷却器を前記第２のアースに接続する第１の接地導体と、
前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体、または、前記第１の接地導体に一端が接続され、他端が第３のアースに接続される第３の接地導体と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第１のアースと前記第３のアースは接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１のアースと前記第３のアースは車体を介して接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記冷却器、前記第１の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体に接続され、容量性素子を介して前記モータを交流的に前記第２のアースに接続する第２の接地導体をさらに備え、
前記第１のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記冷却器、前記第３の接地導体、前記モータ、前記容量性素子、前記第２の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記インバータと前記モータとを接続する負荷導体を通過させる貫通孔を有する第２のコアとを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体に接続され、容量性素子を介して前記モータを交流的に前記第２のアースに接続する第２の接地導体と、
前記インバータと前記モータとを接続する負荷導体を通過させる貫通孔を有する第２のコアと、を備え、
前記第１および前記第２のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記負荷導体、前記モータ、前記容量性素子、前記第２の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアおよび前記第２のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１および第２のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記負荷導体、前記モータ、前記第３の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアおよび前記第２のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１のコアのインピーダンスが前記第２のコアのインピーダンスよりも大きいことを特徴とする請求項６〜請求項８の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記第１のコアおよび前記第２のコアは、前記ノイズ源の周波数が１０ｋＨｚ以上の領域において、前記インピーダンスの位相が８０°以下であることを特徴とする請求項６〜請求項９の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記インバータを収納する筐体は前記第３のアースに接続され、前記第３の接地導体は、当該第３のアースに接続された筐体に接続されていることを特徴とする請求項１〜請求項１０の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
筐体内に配置され、電源系統から受電し、第１のアースに接続されたモータを駆動するインバータと、
前記インバータを冷却する冷却器と、
前記電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを第２のアースに接続する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第１のコアと、
前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体と前記冷却器とを接続する第１の接地導体と、
前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体を容量性素子を介して前記モータに接続させる第２の接地導体とを備え、
前記冷却器を第３のアースに接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
前記筐体は前記第３のアースに接続されており、前記冷却器が前記筐体に接続されていることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記第１のアースと前記第３のアースは接続されていることを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記第１のアースと前記第３のアースは車体を介して接続されていることを特徴とする請求項１２〜請求項１４の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記インバータが備えるスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１〜請求項１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、インバータを冷却する冷却手段であるフィンと、直流電源系統とインバータとを接続する高圧配線及びインバータを接地する接地配線を通す貫通孔を有する第１のコアと、フィンを接地する第１の接地線と、モータを接地する第２の接地線と、貫通孔を有する第２のコアとを備え、第１の接地線を第１のコアに対して直流電源系統側の接地配線に接続すると共に、インバータ、フィン、第１の接地線、これら第１の接地線および第２の接地線の共通の接地点、モータ、第２の接地線ならびに、インバータを循環する共振経路が第２のコアの貫通孔を通るように配置するようにして、この共振経路の高周波インピーダンスを増大させ、電力変換装置におけるノイズ源電流を抑制する技術が開示されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−３０１５５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記特許文献１に示される技術によれば、ノイズ源電流に加え、高調波電流や、共振電流などを抑制することができるという効果が得られるが、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトしている現状において、これらのノイズ源電流、高調波電流および共振電流を更に低減することが求められている。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減を可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、電源系統から受電し、第１のアースに接続されたモータを駆動するインバータと、前記インバータを冷却する冷却器と、前記電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを第２のアースに接続する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第１のコアと、前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体に接続されて前記冷却器を前記第２のアースに接続する第１の接地導体と、前記第１のコアに対して前記電源系統側の前記負極側導体、または、前記第１の接地導体に一端が接続され、他端が第３のアースに接続される第３の接地導体と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減が可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、本実施の形態に係る電力変換装置を含む電気車駆動システムの一構成例を示す図である。
【図２】図２は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第１のノイズ経路を説明する図である。
【図３】図３は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第２のノイズ経路を説明する図である。
【図４】図４は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第３のノイズ経路を説明する図である。
【図５】図５は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第４のノイズ経路を説明する図である。
【図６】図６は、本実施の形態に係る第１のコアおよび第２のコアの一例であるリング状フェライトコアの概観形状を示す斜視図である。
【図７】図７は、本実施の形態に係る第１のコアおよび第２のコアに好適なインピーダンス特性の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１０】
＜実施の形態＞
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を含む電気車駆動システムの一構成例を示す図である。本実施の形態に係る電気車駆動システムは、図１に示すように、パンタグラフ１、リアクトル２、電力変換部３０およびモータ６を備えて構成される。また、電力変換部３０は、パンタグラフ１およびリアクトル２を介して直流電源系統から受電した直流電力を蓄積するフィルタコンデンサ３、フィルタコンデンサ３の直流電圧を交流電圧に変換して負荷であるモータ６を駆動するインバータ４、インバータ４の入力側に設けられるインピーダンス要素としての第１のコア８、インバータ４の出力側に設けられるインピーダンス要素としての第２のコア９、インバータ４を構成する半導体素子４Ａを冷却する冷却器としてのフィン５および、インバータ４の入力側接地電位とモータ６の接地電位とを交流的に接続するための容量性素子としてのコンデンサ１０を備えて構成される。
【００１１】
つぎに、電力変換部３０と外部の構成要素との間の接続構成および、電力変換部３０の内部接続構成について説明する。
【００１２】
まず、電力変換部３０の入力側（直流電源系統側）には、リアクトル２とインバータ４とを接続する正極側導体２１と、インバータ４をアース７に接地する負極側導体２２による２本の配線が設けられている。これらの正極側導体２１および負極側導体２２は、第１のコア８の貫通孔を通過するように配置されてインバータ４と接続されている。
【００１３】
一方、電力変換部３０の出力側（モータ６側）には、インバータ４と負荷であるモータ６とを接続する負荷導体２３（２３ａ，２３ｂ，２３ｃ）が設けられている。これらの負荷導体２３は、第２のコア９の貫通孔を通過するように配置されてモータ６と接続されている。モータ６の周辺部には、モータ６を機器として接地するためのアース４１が設けられており、モータ６を構成する構造物の一部であるモータヨーク６Ａとアース４１とが電気的に接続されている。
【００１４】
電力変換部３０の内部に目を向けると、第１の接地導体（接地線やブスバ−などの導体）である接地導体５０は、フィン５と、第１のコア８に対して直流電源系統側に位置する負極側導体２２上の任意の点である接続点２７に接続されている。即ち、フィン５は、接地導体５０および負極側導体２２を介してアース７と同電位（等電位）に接地されている。第２の接地導体である接地導体５９は、コンデンサ１０を介して、アース４１に接地されているモータヨーク６Ａを、第１のコア８に対して直流電源系統側に位置する負極側導体２２上の接続点２８に接続している。第３の接地導体である接地導体６１は、接地導体５０上の任意の点である接続点２９とアース４０との間に電力変換部３０の筐体３０Ａの任意の接続点３０Ｂを介して接続されている。なお、接続点２７，２８は、電力変換部３０内のコア８より直流電源系統側であれば何れの部位（筐体３０Ａの外でも）に接続されていても構わない。
【００１５】
なお、図１では、接地導体６１を接地導体５０の任意の点である接続点２９に接続する例を示しているが、接地導体５０の一方側の端部もしくはその近傍に位置するフィン５に接続してもよく、また、接地導体５０の他方側の端部である接続点２７もしくはその近傍に接続してもよい。即ち、フィン５もしくは、第１のコア８に対して直流電源系統側に位置する負極側導体２２上の任意の点は、接地導体６１を介してアース４０と同電位（等電位）に接地される。
【００１６】
また、フィン５は、電力変換部３０の筐体３０Ａに直接接続されていてもよい。このようにすることで、フィン５を電力変換部３０の筐体と絶縁する必要がなくなり、製造工程を簡素化することが可能となる。
【００１７】
また、図１では、接地導体６１を筐体３０Ａの任意の接続点３０Ｂに接続し、その接続点３０Ｂをアース４０に接続する例を示しているが、筐体３０Ａの接地点が接続点３０Ｂである必要はなく、筐体３０Ａが接続点３０Ｂ以外の箇所で接地されていればよい。この場合、接地導体６１を筐体３０Ａに接続することにより、電気的な接地がとれていることになる。
【００１８】
つぎに、図１のように構成した本実施の形態に係る電力変換装置が固有に有するノイズ電流の低減効果について図２〜図５の図面を参照して説明する。
【００１９】
図２は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第１のノイズ経路を説明する図である。より詳細に説明すると、図２（ａ）は、第１のノイズ経路を図１の構成図上に示した図であり、図２（ｂ）は、電気車駆動システムにおけるノイズ経路の等価回路を示す図である。
【００２０】
ここではまず、図２（ｂ）の等価回路を説明する。図２（ｂ）において、Ａ点は接続点２８（もしくは接続点２７）、Ｂ点はインバータ４の出力端、Ｃ点はフィン５（もしくは接続点２９）、Ｄ点は筐体３０Ａの接続点３０Ｂ、Ｅ点はモータヨーク６Ａを意味している。Ａ点とＢ点との間には、第１のコア８のインピーダンスを模擬する回路部７１、接続点２８よりも右側（インバータ４側）にある負極側導体２２のインピーダンスを模擬する回路部７２および、コモンモードノイズの発生源としてのノイズ源７３が配されている。以下同様に、Ｂ点とＣ点との間には、フィン５が有する浮遊容量であるフィン浮遊容量８６が配され、Ａ点とＣ点との間には、接地導体５０のインピーダンスを模擬する回路部７４が配され、Ｃ点とＤ点との間には、接地導体６１のインピーダンスを模擬する回路部７６が配され、Ｄ点とＥ点との間には、車体のインピーダンスを模擬する回路部７７が配され、Ａ点とＥ点との間には、接地導体５９のうちの箱内配線のインピーダンスを模擬する回路部８０、コンデンサ１０の容量値である容量７９および、接地導体５９のうちの車外ケーブルのインピーダンスを模擬する回路部７８が配され、Ｂ点とＥ点との間には、負荷導体２３のうちの箱内導体のインピーダンスを模擬する回路部８１、第２のコア９のインピーダンスを模擬する回路部８２、負荷導体２３のうちの車外ケーブルのインピーダンスを模擬する回路部８３、モータ６のモータ巻線のインピーダンスを模擬する回路部８４および、モータ６が有する浮遊容量であるモータ浮遊容量８５が配される。
【００２１】
上記のように、電気車駆動システムの等価回路は、図２（ｂ）に示す等価回路にて表すことができ、電気車駆動システムに生じ得るノイズ経路は複数存在する。図２（ａ）、（ｂ）は、複数存在し得るノイズ経路のうちの一つである第１のノイズ経路を示している。この第１のノイズ経路は、図２（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→フィン５→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第１のノイズ経路では、図２（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。一方、この第１のノイズ経路では、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。
【００２２】
図３は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第２のノイズ経路を説明する図であり、図２のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。
【００２３】
第２のノイズ経路は、図３（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→フィン５→アース４０→アース４１→モータヨーク６Ａ→コンデンサ１０→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第２のノイズ経路においても、図３（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第２のノイズ経路においても、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。なお、図３に示す第２のノイズ経路は、接地導体６１を接続したことによる新たなノイズ経路であるが、前記のように第１のコア８が第２のノイズ経路に存在し、かつ、図２に示す第１のノイズ経路の方が低インピーダンスとなるため、第２のノイズ経路による悪影響はほとんどない。
【００２４】
図４は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第３のノイズ経路を説明する図であり、図２および図３のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。
【００２５】
第３のノイズ経路は、図４（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→第２のコア９→モータ６→モータヨーク６Ａ→コンデンサ１０→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第３のノイズ経路においても、図４（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第３のノイズ経路では、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８および第２のコア９を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。また、この第３のノイズ経路では、第１のコア８に加え、第２のコア９のインピーダンスも直列に加わるため、高周波帯域におけるインピーダンス低下の抑制効果を大きくすることができる。
【００２６】
図５は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第４のノイズ経路を説明する図であり、図２〜図４のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。
【００２７】
第４のノイズ経路は、図５（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→第２のコア９→モータ６→モータヨーク６Ａ→アース４１→アース４０→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第４のノイズ経路においても、図４（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第４のノイズ経路においても、第３のノイズ経路と同様に、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８および第２のコア９の双方を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。また、この第４のノイズ経路でも、第３のノイズ経路と同様に、第１のコア８に加え、第２のコア９のインピーダンスも直列に加わるため、高周波帯域におけるインピーダンス低下の抑制効果を大きくすることができる。
【００２８】
なお、第４のノイズ経路は、接地導体６１を接地導体５０上の接続点２９とアース４０との間に接続したことにより生じた経路であり、第３のノイズ経路と並列関係にあるため、インピーダンスの低下が懸念される。しかしながら、上述のように、これら第３および第４の経路では、第１のコア８および第２のコア９の双方が経路上に配置される一方で、モータ浮遊容量は、低周波帯域では比較的大きなインピーダンスを奏するので、このような懸念は払拭できる。
【００２９】
また、第３のノイズ経路は、他のノイズ経路よりも相対的に長いため、経路が作るループの面積に比例して放射されるノイズ量も相対的に大きくなることが懸念される。しかしながら、接地導体６１を接地導体５０上の接続点２９とアース４０との間に接続したことにより、モータヨーク６ＡのＥ点に対して、フィン５のＣ点の電位をより安定させることができるので、第３のノイズ経路に流れる電流が軽減される。したがって、第３のノイズ経路によって放射されるノイズ量も軽減することができ、前記懸念は払拭される。また、従来のように、フィン５と筐体３０Ａの絶縁を必ずしも確保する必要がなく、機械的な構造の簡素化も可能となる。
【００３０】
つぎに、第１のコア８および第２のコア９が有するインピーダンスについて説明する。図６は、本実施の形態に係る第１のコア８および第２のコア９の一例であるリング状フェライトコアの概観形状を示す斜視図である。このリング状フェライトコア９０では、図示のように貫通孔９２が設けられている。リング状フェライトコア９０を第１のコア８として用いる場合、貫通孔９２には、正極側導体２１および負極側導体２２が挿通される。また、リング状フェライトコア９０を第２のコア９として用いる場合、貫通孔９２には、負荷導体２３（２３ａ，２３ｂ，２３ｃ）が挿通される。
【００３１】
リング状フェライトコア９０のインピーダンスは、下記（１）式および下記（２）式に示す関係が知られている。
【００３２】
｜Ｚ｜∝（Ａｅ／Ｌｅ）                        ……（１）
Ａｅ／Ｌｅ＝（Ｈ／２π）・ＬＮ（Ｒ１／Ｒ２）  ……（２）
【００３３】
ここで、上記（１），（２）式に含まれる各記号の意味は、以下の通りである。
｜Ｚ｜：インピーダンスの絶対値、Ａｅ：実効断面積、Ｌｅ：実効磁路長、Ｈ：厚さ、Ｒ１：外径、Ｒ２：内径
【００３４】
上記（１）、（２）式から理解できるように、リング状フェライトコア９０のインピーダンスを大きくするには、実効断面積Ａｅと実効磁路長Ｌｅとの比（実効磁路長Ｌｅに対する実効断面積Ａｅの比）を大きくすることが効果的である。具体的には、内径Ｒ２を小さく、厚さＨを大きく、外径Ｒ１を大きくすればよい。
【００３５】
ところで、インバータに具備されるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体トランジスタ素子（以下「Ｓｉ素子」という）を用いることが一般的である。
【００３６】
一方、近年、このＳｉ素子に代え、炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とする半導体スイッチング素子（以下「ＳｉＣ素子」という）が注目されている。
【００３７】
ここで、ＳｉＣ素子が高速のスイッチング動作が可能であるのは、ＳｉＣは、高温度での使用が可能であり、耐熱性も高いため、ＳｉＣ素子を搭載するモジュールの許容動作温度を高温側に引き上げることができ、キャリア周波数を高めてスイッチング速度を増加させても、冷却器が大きくなるのを抑制することができるからである。
【００３８】
しかしながら、ＳｉＣ素子の利用によって、インバータの出力電圧の高周波成分が増加し、その高周波電圧によって引き起こされる高周波電流がノイズ源となって、信号機等の誤動作を引き起こすことが懸念される。ここで、ＳｉＣ素子の利用によって、出力電圧の高周波成分が増加する理由としては、主に以下の２点がある。
【００３９】
（１）ＳｉＣは、ワイドギャップ半導体であるので、ユニポーラデバイスの構造を採用でき、蓄積キャリアが略零である。故に、スイッチング時の損失を低減できる一方で、ｄｖ／ｄｔおよびｄｉ／ｄｔが増加し、ノイズが増加する。
（２）ＳｉＣ素子の利用によって、１回のスイッチング当りの損失が低減できるので、制御性の向上やモータ損失の低減を狙って、スイッチング周波数を増加させることができる。その結果、１秒あたりのスイッチング回数が増加するので、ノイズも増加する。
【００４０】
上記のように、インバータに具備されるスイッチング素子としてＳｉＣ素子を用いる場合、インバータの出力電圧の高周波成分によって引き起こされる高周波電流がノイズ源となって、車上信号機器、地上信号機器等の誤動作を引き起こすことが懸念される。
【００４１】
そこで、上記のようなＳｉＣ素子を利用する場合においても好適な第１のコア８および第２のコア９に係るインピーダンス特性について説明する。図７は、本実施の形態に係る第１のコア８および第２のコア９に好適なインピーダンス特性の一例を示す図である。図７において、実線部の波形がインピーダンスの大きさ（絶対値）に関する周波数特性であり、破線部の波形がインピーダンスの位相に関する周波数特性である。
【００４２】
第１のコア８および第２のコア９の役割は、上述した第１〜第４のノイズ経路のインピーダンスを高くし、これらの経路のノイズ電流を低減させることにある。図７に示すインピーダンス特性に目を向けると、インピーダンスの絶対値は高周波になるに従って大きくなり、また、インピーダンスの位相は高周波になるに従って、０（ｄｅｇ）に近づく特性が示されている。即ち、図７に示す特性は、高周波になるに従って、誘導（インダクタンス）成分から抵抗成分に徐々に変化すると共に、インピーダンスの絶対値が大きくなる特性を示している。インピーダンスの主成分が抵抗に近くなればなるほどダンピング効果が得られるのと共に、インピーダンスの絶対値が大きければ大きい程、ノイズ電流を小さくできる。このため、図７に示すような特性を有するフェライトコアは、本実施の形態に係る第１のコア８および第２のコア９として用いる場合に好適なインピーダンス要素であると言うことができる。
【００４３】
なお、第１のコア８および第２のコア９として、例えば図６に示すようなフェライトコアを用いる場合、図６の説明から理解できるように、インピーダンスを大きくするには、容積も大きくなる。一方、本実施の形態の構成の場合、図１などに示すように、第１のコア８および第２のコア９を内蔵する構成のため、重量制限等がある場合には、第１のコア８と第２のコア９との間で性能、重量または容積に関するトレードオフが生ずる。
【００４４】
ここで、第１のコア８と第２のコア９の作用を考えると、上記した第１〜第４のノイズ経路の全てが第１のコア８を通過しているのに対し、第２のコア９を通過しているのは、第３および第４のノイズ経路のみである。よって、総合的なノイズ電流の低減という観点で言えば、第２のコア９のインピーダンスよりも第１のコア８のインピーダンスの方を大きくする方が効果的である。なお、上記の例のように、フェライトコアのインピーダンスは、容積の大きい方がインピーダンスが大きくなる。よって、同じ素材のものを用いる場合、第２のコア９の重量または容積よりも第１のコア８の重量または容積の方を大きくする方が効果的である。
【００４５】
なお、本実施の形態では、第１のコア８および第２のコア９の双方を用いる構成を開示したが、モータ浮遊容量の大きさ如何によっては、上述した第３および第４のノイズ経路に流れる電流が小さくなるため、このような場合には、第２のコア９を省略することも可能である。
【００４６】
また、本実施の形態では、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流を低減するための要素として、例えば図６に示すようなフェライトコア（磁性体コア）を用いるようにしているが、磁性体コアに代えて、例えばリアクトル、コモンモードチョークコイルなどの要素、すなわちインダクタンス成分を有するインピーダンス要素を用いることも可能である。肝要な点は、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流が流れる際の共振周波数を、例えば車上信号機器、地上信号機器等に影響を与えない周波数帯にシフトすることができれば、どのようなインピーダンス要素を用いても構わない。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
以上のように、本発明は、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減を可能とする電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【００４８】
１  パンタグラフ
２  リアクトル
３  フィルタコンデンサ
４  インバータ
４Ａ  半導体素子
５  フィン
６  モータ
６Ａ  モータヨーク
７，４０，４１  アース
８  第１のコア
９  第２のコア
１０  コンデンサ
２１  正極側導体
２２  負極側導体
２３  負荷導体
２７，２８，２９，３０Ｂ  接続点
３０  電力変換部
３０Ａ  筐体
５０  接地導体（第１の接地導体）
５９  接地導体（第２の接地導体）
６１  接地導体（第３の接地導体）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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