(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デバイスの温度を測定するための装置であって、
デバイス温度を検出するために設けられている半導体温度センサと、
センサに順方向バイアスをかけるのに十分な直流成分と時変成分とを含むフォーシング電流を温度センサに供給するように構成された電流源と、
結果として得られる温度センサ両端の時変電圧を検出するように構成された電圧検知器と、
そこからデバイス温度を判定できる温度センサ両端の電圧の時間導関数を得るように構成された微分回路と、を具備する装置。
【請求項２】
温度センサと直列に配設された補償抵抗器をさらに具備し、それを元に温度センサの直列リード抵抗を判定できるように構成されている、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
温度センサの電圧と補償抵抗器の電圧との差を求め、その差に温度センサの検出温度から温度センサのリード抵抗の影響を実質的に無くすように調節可能な係数を掛けるように構成されている差動増幅器回路と乗算回路とをさらに具備し、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記時変成分が周期的交流電流である、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記時変成分が正弦交流電流である、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記交流電流の周波数が少なくとも１ｋＨｚである、請求項４に記載の装置。
【請求項７】
結果的に得られる温度センサの電圧の時間導関数を用いて、Ｖｍを検出された温度センサの時変電圧、ｎを理想係数、Ｔを温度センサの絶対温度、ｋをボルツマン定数、Ｉｃ／Ｉａをフォーシング電流の直流成分とフォーシング電流の時変成分との比、ωを時変フォーシング電流のラジアル周波数、ｑを電子電荷とするとき、下記関係式：
【数１】
0005474657.tif 000024
に従ってデバイス温度を表す信号を生成する、請求項５に記載の装置。
【請求項８】
前記半導体センサが半導体ダイオードから成る、請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記半導体センサがトランジスタのベース・エミッタ接合部から成る、請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
検出温度に応答してデバイス温度を制御する温度制御システムをさらに具備する、請求項１に記載の装置。
【請求項１１】
デバイスの試験を行う試験装置をさらに具備し、前記温度制御システムが所定の設定温度またはその付近においてデバイス温度を監視する、請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
デバイスの温度を測定する方法であって、
半導体温度センサに順方向バイアスをかけるのに十分な直流成分と時変成分とを含む時変フォーシング電流を半導体温度センサに印可し、
結果的に得られる温度センサの時変電圧を検出し、
温度センサの時変電圧の時間導関数を求めてデバイス温度を表す信号を生成することを含んで成る方法。
【請求項１３】
温度センサと直列に補償抵抗器を設け、それを元に温度センサのリード抵抗を判定することができる補償抵抗器の電圧を検出することをさらに含んで成る、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
温度センサの電圧と補償抵抗器の電圧との差を求め、これに温度センサの検出温度から温度センサのリード抵抗の影響を実質的に無くすように調節可能な係数を掛けることをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記時変成分が周期的交流電流である、請求項１２に記載の方法。  
【請求項１６】
前記周期的交流電流が正弦波である、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記交流電流の周波数が少なくとも１ｋＨｚである、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
温度センサの電圧の時間導関数を用いて、Ｖｍを検出された温度センサの時変電圧、ｎを理想係数、Ｔを温度センサの絶対温度、ｋをボルツマン定数、Ｉｃ／Ｉａをフォーシング電流の直流成分とフォーシング電流の時変成分との比、ωを時変フォーシング電流のラジアル周波数、ｑを電子電荷とするとき、下記関係式：
【数２】
0005474657.tif 000025
に従ってデバイス温度を表す信号を生成する、請求項１６に記載の方法。
【請求項１９】
前記半導体センサが半導体ダイオードから成る、請求項１２に記載の方法。
【請求項２０】
前記半導体センサがトランジスタのベース・エミッタ接合部から成る、請求項１２に記載の方法。
【請求項２１】
検出されたデバイス温度を表す信号に応答してデバイス温度を制御することをさらに含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項２２】
検出されたデバイス温度を表す信号に基づいてデバイス温度を所定の設定温度またはその付近に維持することをさらに含む、請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
デバイスの温度を測定するための装置であって、
半導体温度センサに順方向バイアスをかけるに足る直流成分と時変成分とを含む時変フォーシング電流を半導体温度センサに印可する手段と、
結果的に得られる温度センサの時変電圧を検出する手段と、
温度センサの時変電圧の時間導関数を求めてデバイスの温度を表す信号を生成する手段と、を具備する装置。
【請求項２４】
温度センサと直列に補償抵抗器を配設し、それを元に温度センサのリード抵抗を判定し得る補償抵抗器の電圧を検出する手段をさらに具備する、請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
温度センサの電圧と補償抵抗器の電圧との差を求め、これに温度センサの検出温度から温度センサのリード抵抗の影響を実質的に無くすように調節可能な係数を掛ける手段をさらに具備する、請求項２４に記載の装置。
【請求項２６】
前記時変成分が周期的交流電流である、請求項２３に記載の装置。
【請求項２７】
前記周期的交流電流が正弦波である、請求項２６に記載の装置。
【請求項２８】
前記周期的交流電流の周波数が１ｋＨｚより大きい、請求項２６に記載の装置。
【請求項２９】
温度センサ電圧の時間導関数を用いて、Ｖｍを検出された温度センサの時変電圧、ｎを理想係数、Ｔを温度センサの絶対温度、ｋをボルツマン定数、Ｉｃ／Ｉａをフォーシング電流の直流成分とフォーシング電流の時変成分との比、ωを時変フォーシング電流のラジアル周波数、ｑを電子電荷とするとき、下記関係式：
【数３】
0005474657.tif 000026
に従ってデバイス温度を表す信号を生成する、請求項２７に記載の装置。
【請求項３０】
前記半導体センサが半導体ダイオードから成る、請求項２３に記載の装置。
【請求項３１】
前記半導体センサがトランジスタのベース・エミッタ接合部から成る、請求項２３に記載の装置。
【請求項３２】
検出されたデバイス温度を表す信号に応答してデバイス温度を制御する手段をさらに具備する、請求項２３に記載の装置。
【請求項３３】
検出されたデバイス温度を表す信号に基づいてデバイス温度を所定の設定温度またはその付近に維持する手段をさらに具備する、請求項２３に記載の装置。
【請求項３４】
検出されたデバイス温度を表す信号に基づいてデバイス温度を所定の設定温度またはその付近に維持する手段をさらに具備する、請求項３２に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に温度測定の分野に関する。より詳細には、本発明はデバイスの温度を測定するダイオードセンサ等の半導体温度センサを使用するシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
この項は、請求項に記載の本発明の背景または状況を説明することを目的とするものである。この項の記載は追求の可能性のある概念を含むが、必ずしもこれまでに着想されまたは遂行された概念であるとは限らない。従って、特に断らない限り、この項に記載するのは本願の明細書および請求項の先行技術ではなく、本項に記載することで先行技術であることを認めるものではない。
【０００３】
既存のＣＰＵ、情報処理装置等のシリコンおよび半導体ベースのデバイスでは、最適性能を実現するためには温度管理が必要となる。これらのＣＰＵは、温度の上昇に伴って信頼性と性能が低下してしまう。温度の低減は、クロック速度を低減する、デバイスの電圧を低下させる、気流を増大する、等の方法でデバイスの温度を低下させることによって実現することができる。しかしながら、これらの方法はいずれも一定のオペレーティングシステムの効率を犠牲にするなど、悪影響を及ぼすものである。例えば、ファンを用いると容認し難いレベルの騒音を生じる恐れがある上、許容範囲の温度を維持しながら騒音レベルを低減するためには、その速度を制御する必要が生じる。また、他の例としては、半導体の試験において、消費電力が大きく変動する被検デバイスの温度を所定の範囲内に維持する必要がある。デバイスの温度を精密に測定することによって、温度制御の解決法を最適に実施することが可能となる。従って、電気的騒音を最低レベルに保ちながら最大限の効率と性能を達成するためには正確、精密で高速の動作温度フィードバックスキームが必要となる。
【０００４】
多くの場合、被検デバイスは集積回路であり、ダイを含む。ダイは半導体材料から成り、温度を監視する必要がある。例えば集積回路ダイの温度検出は、多くの形式で行うことができる。このような温度センサの一形式としてダイオード温度センサが挙げられる。ダイオード温度センサは、温度測定を行っているダイまたは被検デバイスの内部、その上、またはその近傍に設けられる。ダイオードが温度センサとして用いられるのは、ダイオード両端の順電圧がダイオード付近の環境の温度を示すためである。ダイオードをダイの中、上、または付近に設置した場合、ダイオード両端の順電圧はダイの温度を示す。一定のフォーシング電流ＩＦをダイオード接合部に印可すると、ダイオード順電圧と温度に関する下記（１）の簡単な式が得られる。
【０００５】
【数１】
0005474657.tif 000002
【０００６】
式（１）において、Ｔはケルビン温度、ＶＦはダイオードの順電圧、Ｃ１とＣ２は実験的に定義される定数を示す。ただし、定数Ｃ１とＣ２はデバイスごとに変動するものであり、決定するには較正が必要となる。特定のデバイスごとに較正を要するため、この方法は大量生産工程においては非常に非実用的なものとなる。
【０００７】
ダイオード順電圧ＶＦは下式（２）によって表される。
【０００８】
【数２】
0005474657.tif 000003
【０００９】
式（２）において、Ｉｓは飽和電流、ｑは電子電荷（１．６＊１０−１９クーロン），ｋはボルツマン定数（１．３８＊１０−２３Ｊ／°Ｋ）、ｎは理想定数、Ｔはケルビン温度を示す。既知の順電流がダイオードを流れる場合、順電圧ＶＦを測定することができる。次に、飽和電流Ｉｓの実際の値が分かっていれば、ダイオード温度を算出することができる。しかしながら、飽和電流Ｉｓはプロセスに対する依存性が高く、しかも温度と共に変化する。
【００１０】
この他に当該技術分野で周知の温度測定技術として、固定比率Ｎの周知の電流源を２つ使用して飽和電流Ｉｓの効果を除去することによって較正工程を簡単にするものがある。これは、フォーシング電流ＩＦがダイオードを通過する際に順電圧の測定値を取り、次に電流Ｎ＊ＩＦがダイオードを通過する際に第２の電圧の測定値を取ることによって実行される。下式（３）に示されるように、一方の測定値を他方の測定値で割って得られる順電圧の差は、温度の関数であり、飽和電流Ｉｓに依存しない。
【００１１】
【数３】
0005474657.tif 000004
【００１２】
しかしながら、この方法にはいくつかの欠点がある。第１に、１ケルビン程度の温度変化に関して言うと、この測定技術を用いて得たそれに相当する電圧差の変化は、ダイオードの電圧降下の大きさより３〜４桁小さくなる。また、ダイオードに電流を提供して電圧降下を検出する導体リードの抵抗が測定値に相当の誤差を引き起こす怖れがある。リード抵抗の効果は、最初２つのものとは異なるフォーシング電流を用いて３回目の測定を行うことで除去することができるが、非常に厳密な測定を３度行うということで工程はさらに複雑なものとなる。第２に、温度測定毎に電流レベルを切り換える必要があることから、その各電流レベルにおいて整定時間とフィルタリングが必要となるためにサンプリングスピードが制限されることによって、温度管理システムの動作が遅くなる。第３に、ダイオードにおいて電流の高速切り換えを行うと、ＩＣチップにおいて許容範囲を超える電気的ノイズを生じる恐れがある。最後に、測定と測定の間に温度が大きく変化するような状況においては、飽和電流Ｉｓもまた測定と測定の間に大きく変化する。従って、プロセスにおける相殺が確かではなく、測定値が誤ったものとなる。
【００１３】
下掲の非特許文献１は、ダイオードセンサを用いて絶対温度に比例する出力電圧を求めることを目的とした技術を開示しており、温度変化によるダイオード内の交流電圧の変化を、順方向直流電流に重畳した交流電流の一定振幅に関して測定している。非特許文献１の主たる開示によると、方形波の印可から、結果的に得られる出力電圧のピークピーク測定値を決定することができるとしている。この技術は前述の２種類のフォーシング電流をダイオードセンサに印可する技術と実質的に同じであり、先に述べた欠点を生じ易い。また。非特許文献１の開示した技術は、デバイス内の温度変化に高速に応答することができず、ダイオードセンサに付随するリード抵抗を補償することができない。
【００１４】
従って、現在求められているのは、ノイズ干渉を最小限に保ちながら、より高速かつより効率的に温度測定を行うことができる温度検出ダイオード装置、方法、およびシステムである。また、高速で応答性の高い温度制御を必要とするプロセスにおいて正確な動的温度データを提供することが求められている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】（高嶋他著「絶対温度に比例する出力を持つダイオード温度センサの検討」ＩＥＥＪ  Ｔｒａｎｓ．  ＳＭ，  Ｖｏｌ．  １２７，  Ｎｏ．６（２００７））
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、各種デバイスの温度を検出するための方法、装置およびシステムに係る。
【００１７】
一実施形態によると、装置はデバイス温度を検出するために設けられた半導体温度センサを含む。電流源が温度センサを通るフォーシング電流(forcing current）を供給する。フォーシング電流には時変成分(time varying component)とセンサに順方向バイアスをかけるのに十分な直流成分とが含まれる。電圧検知器が結果として得られる温度センサ両端の時変電圧を検知する。微分回路を用いて、結果的に得られる温度センサ電圧の時間導関数(time derivertive)を求め、そこからデバイス温度を判定することができる。
【００１８】
本発明のある実施形態では、システムが差動増幅器と乗算回路を含み、これらが温度センサの電圧と補償抵抗器の電圧との差を求め、求めた差に調節可能な係数を乗算することによって、温度センサの検出温度から温度センサのリード抵抗の影響を実質的に無くすように構成されている。
【００１９】
いくつかの実施形態では、時変成分が正弦交流電流のような周期的交流電流である。いくつかの実施形態では、交流電流の周波数が少なくとも１ｋＨｚである。
【００２０】
ある実施形態では、結果的に得られる温度センサ電圧の時間導関数を用いて下掲の関係式によりデバイス温度を表す信号を生成する。
【００２１】
【数４】
0005474657.tif 000005
【００２２】
上記式において、Ｖｍは検出された温度センサの時変電圧(time varying voltage)、ｎは理想係数、Ｔは温度センサの絶対温度、ｋはボルツマン定数、Ｉｃ／Ｉａはフォーシング電流の直流成分とフォーシング電流の時変成分との比、ωは時変フォーシング電流のラジアル周波数、ｑは電子の電荷を表す。
【００２３】
本発明のいくつかの実施形態では、半導体センサが半導体ダイオードまたはトランジスタのベース・エミッタ接合部を含む。
【００２４】
本発明のいくつかの実施形態では、装置が検出温度に応じてデバイス温度を制御する温度制御システム(thermal control system)を含む。このような実施形態のいくつかにおいては、デバイスの試験を行う試験装置が含まれる場合もあり、デバイスの温度を監視する温度制御システムが被検デバイスを所定の設定温度またはその付近に維持する。
【００２５】
別の実施形態によると、デバイス温度検出方法が半導体温度センサへの時変フォーシング電流の印可を含み、時変フォーシング電流は時変成分と半導体温度センサに順方向バイアスをかけるに足るだけの直流成分とを含む。結果的に得られる温度センサの時変電圧を検出し、温度センサの時変電圧の時間導関数を用いてデバイスの温度を表す信号を生成する。
【００２６】
本発明により様々な利点が提供される。本発明のある実施形態の利点の一つとして、最初に較正を行って温度センサの特性を判定する必要なくデバイスの温度管理を制御できることにある。また、本発明の実施形態は、簡単な構造を用いてノイズを低減しながら電圧の読取りと温度判定のプロセスを高速化することにより、その他の非較正技術を改良する。温度のフィードバックは、実際のデバイス温度からの遅延が最小であり、実際の制御回路より少なくとも１桁分大きい帯域幅を有する連続信号のように挙動する。これによって例えば集積回路試験器についても、１時間あたりに試験できる半導体ベースの製品の量を増加せしめ、あるいは試験時の温度誤差帯域を縮小して収率を増加させることができる。
【００２７】
本発明の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】その温度を測定するデバイスと温度測定装置とを含むシステムの実施例を示す概略図である。
【図２】制御システムに取り付けられた温度測定装置の実施例を示す概略図である。
【図３】センサのリード抵抗を補償するプロセスにおいて使用される抵抗器を含む温度測定装置の実施例を示す概略図である。
【図４】図２の概略図と関連する実施例を示すフローチャートである。
【図５】図３の概略図と関連する実施例を示すフローチャートである。
【図６】半導体温度センサが時変電流(time varying current)の入力でフォーシングされて、温度を示す信号を獲得するように構成されているシステムを示す概略図である。
【図７】半導体温度センサが時変電流の入力でフォーシングされて、温度を示す信号を獲得するように構成されているシステムを示す概略図である。
【図８】本発明の一実施形態による温度測定システムから得られた信号を示すグラフである。
【図９】本発明の一実施形態による温度システムから得られた温度と出力電圧の関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
本発明の各種実施形態は、ダイオードやトランジスタのような半導体温度センサに時変電流を印可することにより、センサの較正、および温度センサへの２種類別個のフォーシング電流供給の必要を無くした温度測定システムおよび方法を提供する。これらの実施形態では、結果的に得られるセンサ電圧の導関数を測定し、これを用いてデバイス温度を計算する。有利な方法として、ある実施形態では、補償抵抗器両端の電圧を用いて温度センサの直流リード抵抗を相殺する。また、これらのシステムおよび方法は、デバイス温度を測定するに際し、温度センサの時変電圧および補償抵抗器の時変電圧に加え、当該技術分野で周知の各種の入力変数をさらに含めることもできる。このような当該技術分野で周知の因数には、電子較正、周波数漂動(frequency drift)の補償、およびフィードバックの補正に必要な因数も含まれるが、これらに限定されるものではない。
【００３０】
図１は、デバイス２００と温度測定装置（ＴＭＡ）３００を含むシステム１００の全体ブロック図である。このシステム例に示すように、デバイス２００の内部に温度センサ２０２が設けられている。温度センサは、ダイオードまたはトランジスタの接合部を、温度を測定しようとするデバイスの中に組み込んで構成することができる。デバイスは、例えば半導体ＩＣから構成される。勿論、温度センサ２０２は、デバイス２００の上またはその付近の温度測定する個所に別個に設けても良い。
【００３１】
この例に示すＴＭＡは、温度センサ２０２の電圧を検出して、時変電圧Ｖｍ（ｔ）を出力する。ここに記載するように、この電圧を用いてデバイス温度の絶対温度を表す信号を獲得することができる。この信号は様々な方法で使用することができる。利点として、この信号を高速に獲得して、デバイス２００を加熱または冷却するための制御パラメータとして使用することができる。例えば、デバイス２００は被検半導体デバイスからなり、被検デバイスはデバイスの温度に影響を与え、かくしてデバイスの性能に影響を与えうる消費電力の急激な変化を受ける。しかしながら、本発明の用途はこれに限定されるものではなく、その他の環境のその他のデバイスの温度測定にも応用することができるのは勿論である。
【００３２】
図２に示すように、システム３５０は時変電流源３０１と、温度センサ３０２と、電圧検知器３０３とを含む。以下に述べるように、検出された時変電圧はセンサの温度の関数となる。従って、この出力を用いて、温度管理調節も含めて（ただし、これに限定されない）様々な電子システムの全般的調節を行うことができる。電子システムの全般的調節は、システムに印可されるあるいはシステムから除去される熱を、時変出力電圧を用いて調整し、デバイスを所定の設定温度またはその付近に維持するようにすることを含む。これを示したのがこの例ではブロック３１０であり、ブロック３１０には、その温度を検出す被検デバイスの試験を行うための試験装置を含むことができる。この場合もやはり、その検出電圧を他への応用に用いても良い。
【００３３】
図２の例示的な実施形態では、電流源３０１が温度センサ３０２にフォーシング電流ＩＦを印可する。フォーシング電流ＩＦには、温度センサのバイアスを適正に維持する直流成分Ｉｃと時変成分Ｉａとが含まれる。この例では、温度センサ３０２が半導体ベースの要素３０８から成り、半導体ベースの要素３０８は、ｐ−ｎ接合半導体ダイオードまたは例えばトランジスタのベース・エミッタ接合部等、当該技術分野で周知の各種ダイオードの１種とすることができる。抵抗ＲＬ３０７は温度センサ３０２のリード抵抗を表す。時変電流ＩＦがダイオード３０８の電圧を生成し、電圧検知器３０３によって検出される。この時変電圧は、以下に詳述するようなアナログ検出回路等、いろいろな方法で検出することができる。出力電圧はセンサ温度またはセンサ付近の温度に基づいて変化する。
【００３４】
図２の実施形態では、電圧検知器３０３は、先行技術の場合のように温度を算出するために２種類別個の電流レベルに関して２つ別個の電圧をサンプリングする必要はない。従って、図示のシステムは、先行技術に比較して大きく改良されている。例えば、使用する電流源が１つで済むことによって、レベル毎の整定時間やフィルタリングの必要性による最大サンプリング速度が高くなる。また、電流源３０１からの時変電流ＩＦのみを用いることで、先行技術において行われているように電流を高速切換えすることで生じる電気的ノイズを低減することができる。電気的ノイズは温度算出の精度を低下させるだけでなく、温度検出管理システムの効率を低下するおそれがある。
【００３５】
図３は、補償抵抗器Ｒｃ３０６を温度センサ３０２と直列に設けた温度測定装置３５０’の一実施形態を示している。ここでは、フォーシング電流が補償抵抗器３０６の電圧（Ｖｃ−Ｖｍ）と温度センサ３０２の電圧Ｖｍを生成する。電圧（Ｖｃ−Ｖｍ）を用いることで、温度センサ３０２のリード抵抗ＲＬ３０７の効果を考慮すると共に、温度管理システムの精度を増すことができる。
【００３６】
具体的には、全ての半導体ダイオードに関して、下式（４）が成り立つ。
【００３７】
【数５】
0005474657.tif 000006
【００３８】
ここで、
ｋはボルツマン定数（１．３８＊１０−２３Ｊ／゜Ｋ）；
ｎはプロセス依存の理想係数（理想値＝１、通常値≒１）； 
ｑは電子電荷（１．６＊１０−１９クーロン）；
ＩＦはベース・エミッタ（ダイオード）接合部を通る順方向電流（Ａ）；
Ｉｓはプロセス依存であり温度の関数であるがＩＦの関数ではない飽和電流（Ａ）；
ＲＬはリード抵抗（Ω）；
Ｖｂｅはベース・エミッタ（ダイオード）の電圧降下（Ｖ）；
Ｖｍはダイオード電圧降下（Ｖ）の測定値；
Ｔは接合部温度（Ｋ）
を表す。
【００３９】
一般に使用されて来た静的方法では、２種類別個のフォーシング電流を温度センサに送り、これら２種類のフォーシング電流におけるダイオードの電圧降下を電圧検知器で測定する。次に式（４）を用いて温度を算出する。例えば、ＩＦ１＝１０μＡとＩＦ２＝１００μＡのフォーシング電流を用いた場合、下式（５）と（６）が導かれる。
【００４０】
【数６】
0005474657.tif 000007
【数７】
0005474657.tif 000008
【００４１】
２番目の結果を１番目の結果で割ると、下記（７）または（８）の式が導かれる。
【００４２】
【数８】
0005474657.tif 000009
【数９】
0005474657.tif 000010
【００４３】
実際には、実際のダイオードから測定地点までのリード抵抗ＲＬを考慮しなければならないため、下式（９）となる。
【００４４】
【数１０】
0005474657.tif 000011
【００４５】
従って、ＲＬを導入すると、式（８）は下式（１０）となる。
【００４６】
【数１１】
0005474657.tif 000012
【００４７】
式（１０）は、これらの条件下では、リード抵抗１Ωごとに約０．５℃の誤差が導入されることを示している。この測定値の感応性は下式（１１）となる。
【００４８】
【数１２】
0005474657.tif 000013
【００４９】
式（１１）において、ｎは一般に１よりやや大きい数となる。従って、この従来の静的温度検出方法は望ましくない不正確さと速度不足という欠点を有しており、本発明はこれらの欠点を改善する。また、実際には、リード抵抗を考慮するために上述のように第３のフォーシング電流を使用する必要がある。
【００５０】
本発明の実施形態による動的時間依存性温度測定装置を用いることにより、従来の静的温度測定に多く見られた不正確さを低減すると共に、はるかに高速の応答を得ることが可能となる。具体的には、図２と図３に示す本発明の実施形態でも、元のダイオードに関する式（４）を応用することができる。式（４）を書き換えると次のようになる。
【００５１】
【数１３】
0005474657.tif 000014
【００５２】
ここでは、もはや電圧を静的に測定することはなく、むしろ時間依存となる。時間に関してＶｂｅの導関数を取ると、下式（１３）が得られる。
【００５３】
【数１４】
0005474657.tif 000015
【００５４】
この場合、ベース・エミッタ（ダイオード）接合部ＩＦを流れる順方向電流は２つの成分から成る。第１の成分Ｉｃは定電流であり、ダイオード３０８に連続的に順方向バイアスをかけるために使用される。第２の成分Ｉａは交流電流である。例えば、Ｉａは正弦波的交流電流のような周期的交流電流とすることができる。ただし、その他の交流電流を用いても良いことは言うまでもない。
【００５５】
ラジアル周波数ωを有する正弦波時変電流の場合、下式（１４）となる。
【００５６】
【数１５】
0005474657.tif 000016
【００５７】
従って、式（１３）に時間依存電圧の式を代入すると、下記のようになる。
【００５８】
【数１６】
0005474657.tif 000017
【００５９】
式（１５）において実際のダイオードからのリード抵抗ＲＬを考慮に入れると下式（１６）が得られる。
【００６０】
【数１７】
0005474657.tif 000018
【００６１】
図３のシステムはダイオードのリード抵抗を較正するための有利な技術を提供する。具体的には、定電流Ｉｃと交流電流Ｉａの比を一定に保った状態で交流電流Ｉａを変化させると、負荷抵抗の効果を数値化して補償することができる。このとき、定電流と交流電流の比を下式（１７）のように一定に保つと、
【数１８】
0005474657.tif 000019
【００６２】
下記について測定した値が、リード抵抗ＲＬがゼロであれば電流の振幅と共に変化することはない。
【００６３】
【数１９】
0005474657.tif 000020
【００６４】
このため、測定時に有効なリード抵抗を判定することが可能となる。
【００６５】
再び図３を参照すると、補償抵抗器  Ｒｃを温度センサ３０２と直列に配置することによって、ＲＬが温度計算に及ぼす影響を無くすように時変電圧に関する方程式を操作することが可能となる。この抵抗器Ｒｃの測定電圧に係数αを掛け、それを先の測定値から引いた場合、下式（１９）が得られる。
【００６６】
【数２０】
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【００６７】
この場合、結果が電流の振幅と共に変化しなくなるまで、定数αを変えることができる。リード抵抗ＲＬは下記のように決定することができる。
【００６８】
【数２１】
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【００６９】
これによって、下式（２１）のように、ＲＬの影響を受けることなく温度を直接測定することが可能になる。
【００７０】
【数２２】
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【００７１】
図４は、図２に示したシステムにおいて適用される温度検出方法を示すフローチャートである。このプロセスでは、時変成分を有するフォーシング電流が温度センサ３０２（ステップ４０１）に印可される。ステップ４０２に示されるように、温度センサ３０２の時間依存性の電圧Ｖｍが検出される。ステップ４０３において、Ｖｍから温度が算出される。最後に、ステップ４０４において、測定温度を用いて（この例では）デバイス３０４の温度の制御が行われる。
【００７２】
図５は、図３に示した例示的実施形態において行われるプロセスを示すフローチャートである。ここでは、最初のステップ５０１において、定率で時変成分と定数成分とを含むフォーシング電流が温度センサ３０２と補償抵抗器Ｒｃ３０６に印可される。ステップ５０２において、時間依存性電圧Ｖｍ（ｔ）が検出される。補償抵抗器Ｒｃの電圧（Ｖｃ−Ｖｍ）がステップ５０３において検出される。この例では、次に補償抵抗器Ｒｃの電圧（Ｖｃ−Ｖｍ）に係数αが掛け合わされる（ステップ５０４）。次いで、αと（Ｖｃ−Ｖｍ）の積がＶｍから減算される（ステップ５０５）。ＩａとＩｃの比を維持しながら、結果が電流の振幅と共に変化しなくなるまで係数αを調節する（ステップ５０６）。その結果、リード抵抗ＲＬの影響を実質的に無くすことができる。次に信号の導関数が得られ、これを用いてデバイスの温度を判定し、デバイス温度を直接的に制御するなどの用途に使用することができる（ステップ５０７）。αの調節ができるのは試験開始前の１回に限られ、その後は試験期間を通じてリード抵抗を補償されたデバイス温度の測定値が本質的に実時間で提供される。
【００７３】
様々な実施形態を用いて、デバイス温度を表す信号を獲得できることが理解されよう。例えば、図６は、デバイスの絶対温度を表す正確な信号を素早く獲得するために使用できる実施形態を示している。なお、図示の回路例ではＶｃとＶｍの極性が本明細書の他の部分で使用するものと反対になっている。
【００７４】
図６において、回路７０１は、抵抗器Ｒａと仮想グランドに印可されて時変電流Ｉａを提供する時変電圧Ｖａ（ｔ）を含んでいる。定電圧が抵抗器Ｒ定数と仮想グランドに印可されて定電流Ｉｃを提供する。これらの電流（Ｉｃ＋Ｉａ）の和がフォーシング電流となり、補償抵抗器Ｒｃとリード抵抗ＲＬを有する温度センサ（この例ではダイオード）に印可される。温度センサと補償抵抗器Ｒｃとの接合部における電圧−Ｖｍが出力−Ｖｍを有するバッファに供給される。
【００７５】
回路７０２に示すように、電圧−Ｖｃが抵抗器Ｒ１を介して演算増幅器の反転入力に供給される。演算増幅器の出力は抵抗器Ｒ２を介して接続される。回路７０１からの出力−Ｖｍは抵抗器Ｒ３を介して演算増幅器の非反転入力に供給される。この非反転入力は抵抗器Ｒ４を介して接地されている。回路７０２の演算増幅器がＶｃとＶｍの差を出力し、これに係数αを掛けてα（Ｖｃ−Ｖｍ）が得られる。
【００７６】
回路７０３に示すように、回路７０１の出力−Ｖｍと差動増幅器および乗算回路７０２からの出力とが合計されて、７０３の微分増幅器の反転入力に入力される。上述のように、定数αは７０３（または後述するように７０５または７０７）の出力がフォーシング電流の振幅と共に変化しなくなるまで調節することができる。こうして調節することにより、リード抵抗ＲＬを判定し、温度測定値からリード抵抗の影響を本質的に無くすことができる。微分回路７０３の出力を用いて（ｄＶｍ／ｄｔ）に比例する数値を獲得する。
【００７７】
次に図７を参照すると、微分回路７０３からの出力が精密整流回路７０５に印可される。次に、整流された出力が回路７０７によってフィルタリングされてａｖｇ（ｄＶｍ／ｄｔ）が獲得される。この信号は、式（２１）に示すように温度センサの温度を表すものである。
【００７８】
当然ながら、こうして得られた信号は様々な方法において使用することができる。有利な使用法としては、デバイス温度を調節するシステムにおいて直接フィードバックとして使用することができる。例えば、当該技術分野で公知の各種技術にしたがってデバイスの温度を調節する制御システムへの制御信号として使用することができる。すなわち、デバイスの運転または試験中も、温度信号を用いてデバイス温度を所望の設定温度またはその付近に維持することが可能となる。
【００７９】
この場合も、図６および図７に示した特定の検出回路は例示的なものにすぎず、この他様々な実施形態を用いてセンサの時変電圧を検出できることは言うまでもない。また、用途によっては、時変電圧を用いてセンサの検出温度を判定するようにしても良い。
【００８０】
図８は、本発明の一実施形態を用いて獲得した実際の信号を示している。この場合、２０ｋＨｚの正弦波信号を用いてダイオードセンサにフォーシングした。ＣのグラフはｄＶｍ／ｄｔに比例する差分信号(differential signal)を示す。Ｂのグラフは、ｄＶｍ／ｄｔに比例する信号の整流値を示す。Ａのグラフは１ｍｓの時間定数でフィルタリングしたｄＶｍ／ｄｔに比例する信号の絶対値を示している。この信号は、センサの絶対温度を直接表すものである。
【００８１】
図９は、本発明の実験的実施形態から得た温度と出力電圧の関係を示すグラフである。特に、選択した利得では、この例の感応性は温度１度あたりほぼ１１ｍＶｄｃの電圧変化となり、従来技術に比較して大きな進歩である。この場合も、この例では正弦波信号を用いているが、他の時変信号を使用することもできる。
【００８２】
上述の本発明の実施形態では、最初に温度センサの特性を判定するための較正を行う必要なく、デバイスの温度管理を制御する能力が提供される。例えば、２種類のフォーシング電流を使用する必要もないし、第３のフォーシング電流を用いて温度センサのリード抵抗を算出する必要もない。さらに、上記本発明の実施形態は、簡単な構造でノイズを低減しつつも電圧検出（voltage retrieval）および温度判定のプロセスを高速化することで、従来の非較正技術を向上する。著しく高速化した温度フィードバック信号を用いることで、温度制御システムの帯域幅を拡大することができ、所望の設定試験温度からの偏差を縮小することができる。温度制御の改善は試験プロセスにおける収率に直接影響する。
【００８３】
２種類別個の電流を用いる従来技術の方法は、温度変化１℃あたり約２００μＶの感応性を有し、温度センサの測定電圧降下は一般に０．７Ｖ近くになる。例えば、０．１℃の分解能で温度測定を行うためには、信号のノイズレベルを０．００３％未満とする必要がある。試験環境など多くの状況下では、電気ノイズレベルが高く、何度もサンプリングやフィルタリングを行う必要が生じ得る。このことは、入力信号のノイズおよびその分解能に対して感応性の非常に高い微分項を要する制御システムにとっては特に重要な意味をもつ。ノイズの多いシステムにおいて必要なフィードバックを獲得した場合、容認し難い遅延や誤差を生じるおそれがある。時間遅延が相当に大きくなった場合、温度が変化するとさらなる誤差が導入され、それによってプロセスの飽和電流の相殺の部分が無効になるおそれがある。上述の本発明の実施形態では、微分法によって温度センサの電圧出力から直流電圧成分を無くし、設定した利得と無関係にはるかに高い信号対ノイズ比を獲得することができる。この直流電圧成分も温度依存性であり、微分化していない状態では除去するのが困難になる。従来の方法では、交流フォーシング電流の周波数が高分解能（１８ビット強）のサンプルホールド・データ収集システムの実際の能力に限定され、フィルタリングが必要な場合はその反応性や精度がノイズの多い環境において悪影響を受ける。ここに記載した方法の場合、交流フォーシング周波数が制限を受けることはなく、フィルタリングを用いることで、従来の方法に比較して桁違いに高い応答帯域幅の信号を生成することができる。この方法により、温度に比例し無限の分解能を有する連続信号を生成することができる。
【００８４】
以上の実施形態に関する記載は例証と説明を目的とするものであって、本発明の実施形態を網羅的に示すものではないし、これを厳密に開示された形に限定するものでもない。上記の教示内容に照らして変更および修正が可能であり、また様々な実施形態を実施する中から獲得され得るものである。ここに記載した実施形態は、各種実施形態の原理と性質および実際の適用例を説明することにより、個々の当業者が考える用途に合うように本発明を様々な実施形態において、また様々な変更を加えながら実施することができるようにすることを目的として選択したものである。ここに記載した各実施形態の特長は、方法、装置、モジュール、システム、コンピュータプログラム製品など、可能な限りあらゆる組み合わせにおいて組み合わせることができる。
【００８５】
上記実施例で記載した個々の特定の構造は、下記の請求項に記載する特定の機能を実施するための手段の代表的な構造を成すものであるが、「手段」の用語が請求項の中で使用されていない場合は、請求項の限定事項が機能的請求項（means plus function）の限定事項とはならないものとする。発行済み特許、特許出願、非特許文献を含め個々の参照文献について本明細書に記載または言及されている限りにおいて、これらの参照文献は下記の請求項の範囲を制限することを意図したものではなく、また制限するものと解釈されるべきではない。 
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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