(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたディジタル収音信号Ｙcに含まれる各サンプルをｙｃ（ｎ）（ｎはサンプル
番号）とし、復元信号Ｙｒに含まれる各サンプルをｙｒ（ｎ）としたとき、
ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）が所定の上限値ｙｍａｘ１または所定の下限値−ｙｍａｘ２である場合には、
【数７】
0005526053.tif 000008
により求まるｙｒ（ｎ）を復元信号サンプルとし、
上記以外の場合には、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）をそのまま復元信号サンプルｙｒ（ｎ）とすることにより、復元信号Ｙｒを生成するクリッピング復元部と、
上記復元信号を周波数領域の周波数領域復元信号に変換する収音側周波数領域変換部と、
上記周波数領域復元信号から擬似エコー信号を差し引いた差信号を生成する差信号生成部と、
受話端に入力されたスピーカで再生される受話信号を周波数領域の周波数領域受話信号に変換する受話側周波数領域変換部と、
上記差信号と上記周波数領域受話信号とを入力として擬似エコー信号を生成する適応フィルタ部と、
上記差信号を時間領域の信号に変換して送話端に出力する時間領域変換部と、
を具備する反響消去装置。
【請求項２】
入力された所定のナイキスト周波数を有するディジタル収音信号Ｙｃに含まれる各サンプルをｙｃ（ｎ）（ｎはサンプル番号）とし、復元信号Ｙｒに含まれる各サンプルをｙｒ（ｎ）としたとき、
ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）が所定の上限値ｙｍａｘ１または所定の下限値−ｙｍａｘ２である場合には、ｙｃ（ｎ−Ａ）からｙｃ（ｎ＋Ｂ）まで（Ａ，Ｂは予め定めた正の整数）のディジタル収音信号を、上記ナイキスト周波数の半分の周波数を通過帯域幅とするローパスフィルタのｙｃ（ｎ）に対応する位置の値が０であるフィルタを通過させて得られたサンプル列のうちｙｃ（ｎ）に対応するサンプルを復元信号サンプルｙｒ（ｎ）とし、上記以外の場合には、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）をそのまま復元信号サンプルｙｒ（ｎ）とすることにより、復元信号Ｙｒを生成するクリッピング復元部と、
上記復元信号を周波数領域の周波数領域復元信号に変換する収音側周波数領域変換部と、
上記周波数領域復元信号から擬似エコー信号を差し引いた差信号を生成する差信号生成部と、
受話端に入力されたスピーカで再生される受話信号を周波数領域の周波数領域受話信号に変換する受話側周波数領域変換部と、
上記差信号と上記周波数領域受話信号とを入力として擬似エコー信号を生成する適応フィルタ部と、
上記差信号を時間領域の信号に変換して送話端に出力する時間領域変換部と、
を具備する反響消去装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載した反響消去装置において、
上記クリッピング復元部は、上記復元信号サンプルの振幅を調整するスケールファクターも出力するものであり、
上記スケールファクターの値を用いて上記周波数領域復元信号の振幅を増幅する乗算部を更に備えることを特徴とする反響消去装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載した反響消去装置において、
上記クリッピング復元部は、上記復元信号サンプルの振幅を調整するスケールファクターも出力するものであり、
上記スケールファクターの値を用いて上記受話信号の振幅を減衰させる受話側乗算部と、
上記スケールファクターの値を用いて上記差信号を増幅させて送話端に出力する送話側乗算部と、
を更に備えることを特徴とする反響消去装置。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れかに記載した反響消去装置において、
アナログ収音信号をディジタル収音信号に変換するＡＤ変換器を更に有し、
上記所定の上限値と上記所定の下限値は、それぞれ、上記ＡＤ変換器が出力可能なディジタル信号サンプルの上限値と下限値であることを特徴とする反響消去装置。
【請求項６】
請求項１乃至４の何れかに記載した反響消去装置において、
上記所定の上限値と上記所定の下限値は、それぞれ、ディジタル収音信号を生成したＡＤ変換器が出力可能なディジタル信号サンプルの上限値と下限値であることを特徴とする反響消去装置。
【請求項７】
請求項１乃至６の何れかに記載した反響消去装置において、
上記クリッピング復元部は、
上記復元信号サンプルの振幅の絶対値が、上記復元信号サンプルに対応する上記ディジタル収音信号サンプルの値の絶対値をスケールファクターの値で除算した値を下回った場合に、当該復元信号サンプルの振幅を当該復元信号サンプルに対応する上記ディジタル収音信号サンプルの値に戻すことを特徴とする反響消去装置。
【請求項８】
入力されたディジタル収音信号Ｙｃに含まれる各サンプルをｙｃ（ｎ）（ｎはサンプル番号）とし、復元信号Ｙｒに含まれる各サンプルをｙｒ（ｎ）としたとき、
ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）が所定の上限値ｙｍａｘ１または所定の下限値−ｙｍａｘ２である場合には、
【数８】
0005526053.tif 000009
により求まるｙｒ（ｎ）を復元信号サンプルとし、
上記以外の場合には、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）をそのまま復元信号サンプルｙｒ（ｎ）とすることにより、復元信号Ｙｒを生成するクリッピング復元過程と、
上記復元信号を周波数領域の周波数領域復元信号に変換する収音側周波数領域変換過程と、
上記周波数領域復元信号から擬似エコー信号を差し引いた差信号を生成する差信号生成過程と、
受話端に入力されスピーカで再生される受話信号を周波数領域の周波数領域受話信号に変換する受話側周波数領域変換過程と、
上記差信号と上記周波数領域受話信号とを入力として擬似エコー信号を生成する適応フィルタ過程と、
上記差信号を時間領域の信号に変換して送話端に出力する時間領域変換過程と、
を具備する反響消去方法。
【請求項９】
入力された所定のナイキスト周波数を有するディジタル収音信号Ｙｃに含まれる各サンプルをｙｃ（ｎ）（ｎはサンプル番号）とし、復元信号Ｙｒに含まれる各サンプルをｙｒ（ｎ）としたとき、
ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）が所定の上限値ｙｍａｘ１または所定の下限値−ｙｍａｘ２である場合には、ｙｃ（ｎ−Ａ）からｙｃ（ｎ＋Ｂ）まで（Ａ，Ｂは予め定めた正の整数）のディジタル収音信号を、上記ナイキスト周波数の半分の周波数を通過帯域幅とするローパスフィルタのｙｃ（ｎ）に対応する位置の値が０であるフィルタを通過させて得られたサンプル列のうちｙｃ（ｎ）に対応するサンプルを復元信号サンプルｙｒ（ｎ）とし、上記以外の場合には、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）をそのまま復元信号サンプルｙｒ（ｎ）とすることにより、復元信号Ｙｒを生成するクリッピング復元過程と、
上記復元信号を周波数領域の周波数領域復元信号に変換する収音側周波数領域変換過程と、
上記周波数領域復元信号から擬似エコー信号を差し引いた差信号を生成する差信号生成過程と、
受話端に入力されスピーカで再生される受話信号を周波数領域の周波数領域受話信号に変換する受話側周波数領域変換過程と、
上記差信号と上記周波数領域受話信号とを入力として擬似エコー信号を生成する適応フィルタ過程と、
上記差信号を時間領域の信号に変換して送話端に出力する時間領域変換過程と、
を具備する反響消去方法。
【請求項１０】
請求項８又は９に記載した反響消去方法において、
上記クリッピング復元過程は、上記復元信号サンプルの振幅を調整するスケールファクターも出力するものであり、
上記スケールファクターの値を用いて上記周波数領域復元信号の振幅を増幅する乗算過程を更に備えることを特徴とする反響消去方法。
【請求項１１】
請求項８乃至１０の何れかに記載した反響消去方法において、
アナログ収音信号をディジタル収音信号に変換するＡＤ変換過程を更に有し、
上記所定の上限値と上記所定の下限値は、それぞれ、上記ＡＤ変換過程で扱うことのできるディジタル信号サンプルの上限値と下限値であることを特徴とする反響消去方法。
【請求項１２】
請求項８乃至１０の何れかに記載した反響消去方法において、
上記所定の上限値と上記所定の下限値は、それぞれ、ディジタル収音信号を生成したＡＤ変換過程で扱うことのできるディジタル信号サンプルの上限値と下限値であることを特徴とする反響消去方法。
【請求項１３】
請求項８乃至１２の何れかに記載した反響消去方法において、
上記クリッピング復元過程は、
上記復元信号サンプルの振幅の絶対値が、上記復元信号サンプルに対応する上記ディジタル収音信号サンプルの値の絶対値をスケールファクターの値で除算した値を下回った場合に、当該復元信号サンプルの振幅を当該復元信号サンプルに対応する上記ディジタル収音信号サンプルの値に戻すことを特徴とする反響消去方法。
【請求項１４】
請求項１乃至７の何れかに記載した反響消去装置としてコンピュータを機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、効果的にエコーを消去することが可能な反響消去方法とその装置とプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１４に、従来の反響消去装置９００の機能構成を示す。反響消去装置９００は、受話端１に入力される遠端側話者から送られて来る受話信号ｘ（ｎ）を音響信号に変換するスピーカ２と、近端側話者の発する音声を収音するマイクロホン３との間に設けられる。スピーカ２から放音された音が、壁等で反響することでエコーとしてマイクロホン３に入力されると、遠端側話者は自分が発した声を少し遅れて自ら聞くことになり不快である。反響消去装置９００はこのエコーを除去する目的で用いられる。
【０００３】
反響消去装置９００は、ＡＤ変換器５、差信号生成部６、適応フィルタ部７、を備える。ＡＤ変換器５は、マイクロホン３で収音した収音信号をディジタル信号ｙ（ｎ）に変換する。差信号生成部６は、適応フィルタ部７が生成する擬似エコー信号＾ｙ（ｎ）を収音信号ｙ（ｎ）から減じた送話信号ｅ（ｎ）を送話端４に出力する。適応フィルタ部７は、送話信号ｅ（ｎ）と受話信号ｘ（ｎ）を入力として、送話信号ｅ（ｎ）に重畳する受話信号ｘ（ｎ）の成分を０にするような擬似エコー信号＾ｙ（ｎ）を生成する。正確な擬似エコー信号＾ｙ（ｎ）を生成することで、エコーを消去することができる。なお、図１４では、受話信号ｘ（ｎ）をディジタル信号に変換するＡＤ変換器は省略している。また、適応フィルタ部７の動作は、例えば非特許文献１に開示されている。
【０００４】
ハンズフリー通話等を行う場合、スピーカとマイクロホンとの距離が比較的に近いことが多く、スピーカから出た音がマイクロホンに大きな信号として入力される場合がある。また、共振などにより特定の周波数のみが大きくなってしまう場合もある。
【０００５】
このとき、受話端話者の音声に対してＡＤ変換器５の感度が適切に調整されていたとしてもスピーカ２からの入力信号は過大になり、収音信号に雑音が発生する。具体的には、多くの場合、ＡＤ変換器５の出力する収音信号ｙ（ｎ）にクリッピング歪みが発生する。このクリッピング歪みが発生しないようにするためには、ＡＤ変換器５の信号の許容範囲を大きくする、若しくはマイクロホンの感度を小さくすることが考えられえる。しかし、これらの値が自由に変更できない場合がある。また、マイクロホンの感度を小さくした分だけ近端側話者の音声信号に量子化誤差が大きく乗ることになり、音質が劣化してしまう。
【０００６】
クリッピング歪みを考慮した反響消去装置としては、非特許文献２に開示されたものが知られている。図１５に示す非特許文献２に開示された反響消去装置９５０は、スピーカで発生する歪みを考慮したもので、反響消去装置９００に対して受話側クリッピング歪み学習部８を具備することを特徴にしている。受話側クリッピング歪み学習部８は、スピーカ２で発生するクリッピング歪みを学習してその歪みを含む受話信号を適用フィルタ部７に入力する。
【０００７】
適用フィルタ部７は、スピーカ２で発生するクリッピング歪みを考慮して擬似エコー信号を生成するので、その歪みを考慮しない場合よりも正確な擬似エコー信号を生成することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Simon Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall International Inc, third edition, 1996, p.432-437.
【非特許文献２】A. Stenger and W.  Kellermann, “Nonlinear acoustic echo cancellation with fast converging memoryless preprocessor,” Int. Conf. on Acoustics, Speech and Signal Processing, volume 2, pp.805-808, 2000.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、従来の反響消去装置において、収音信号側で発生する歪み、特にＡＤ変換器で発生するクリッピング歪みに対処するようにしたものは無かった。従来のＡＤ変換器で発生するクリッピング歪みの発生を抑える方法としては、上記したようなＡＤ変換器の入力信号の許容範囲を拡大する方法や、マイクロホンの感度を下げてクリッピング歪みを発生させない方法が主流であった。この従来の考えでは、適応フィルタ部７が収束せず何時までもエコーが残ってしまう課題や、音質が劣化するなどの課題が発生する。
【００１０】
この発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、クリッピング歪みが発生することを前提に、クリッピング歪みを含む収音信号ｙ（ｎ）が入力された場合でも適切にエコーを消去することのできる反響抑圧方法とその装置とプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明の反響消去装置は、入力されたディジタル収音信号Ｙｃに含まれる各サンプルをｙｃ（ｎ）（ｎはサンプル番号）とし、復元信号Ｙｒに含まれる各サンプルをｙｒ（ｎ）としたとき、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）が所定の上限値ｙｍａｘ１または所定の下限値−ｙｍａｘ２である場合には、
【００１２】
【数１】
0005526053.tif 000002
【００１３】
により求まるｙｒ（ｎ）を復元信号サンプルとし、上記以外の場合には、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）をそのまま復元信号サンプルｙｒ（ｎ）とすることにより、復元信号Ｙｒを生成するクリッピング復元部と、上記復元信号を周波数領域の周波数領域復元信号に変換する収音側周波数領域変換部と、上記周波数領域復元信号から擬似エコー信号を差し引いた差信号を生成する差信号生成部と、受話端に入力されたスピーカで再生される受話信号を周波数領域の周波数領域受話信号に変換する受話側周波数領域変換部と、上記差信号と上記周波数領域受話信号とを入力として擬似エコー信号を生成する適応フィルタ部と、上記差信号を時間領域の信号に変換して送話端に出力する時間領域変換部と、を具備する。
【発明の効果】
【００１４】
この発明の反響消去装置は、ＡＤ変換器で発生したクリップされたディジタル収音信号に対して、クリップされる前の状態に近づける復元処理を行う。この復元処理の結果、クリピング歪みを含む収音信号に対しても適切にエコーを消去することが可能な反響消去装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】この発明の反響消去装置１００の機能構成例を示す図。
【図２】反響消去装置１００の動作フローを示す図。
【図３】sinc関数ｆ（ｘ）の例を示す図。
【図４】サンプリング定理を説明する図。
【図５】図４においてクリッピング歪みが発生した場合の例を示す図。
【図６】ｓ（ｎ）の例を示す図。
【図７】クリッピング復元部８で復元した復元信号サンプルｙｒ（ｎ）の例を示す図。
【図８】この発明の反響消去装置２００の機能構成例を示す図。
【図９】この発明の反響消去装置２００′の機能構成例を示す図。
【図１０】この発明の反響消去装置３００の機能構成例を示す図。
【図１１】この発明の反響消去装置４００の機能構成例を示す図。
【図１２】評価実験の結果を示す図。
【図１３】通過帯域幅を変えてエコー消去量の変化を比較した結果を示す図。
【図１４】従来の反響消去装置９００の機能構成を示す図。
【図１５】非特許文献２に開示された反響消去装置９５０の機能構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して説明する。複数の図面中同一のものには同じ参照符号を付し、説明は繰り返さない。
【実施例１】
【００１７】
図１に、この発明の反響消去装置１００の機能構成例を示す。その動作フローを図２に示す。反響消去装置１００は、ＡＤ変換器５と、クリッピング復元部８と、収音側周波数領域変換部９と、差信号生成部６と、受話側周波数領域変換部１０と、適応フィルタ部７と、時間領域変換部１１と、を具備する。反響消去装置１００は、例えばＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵ等で構成されるコンピュータに所定のプログラムが読み込まれて、ＣＰＵがそのプログラムを実行することで実現されるものである。
【００１８】
〔ＡＤ変換器〕
ＡＤ変換器５は、マイクロホン３で収音したアナログ信号ｙ（ｔ）（ｔは時刻を表す）を所定のサンプリング周波数で離散的なディジタル収音信号ｚｃ（ｎ）に変換する。ここでは、ディジタル収音信号ｚｃに含まれる各サンプルをディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）（ｎはサンプル数）と表記する。
【００１９】
ＡＤ変換器５を、例えば１６bitの分解能を持つＡＤ変換器５とした場合、マイクロホン３で収音したアナログ信号ｙ（ｔ）の所定の時刻に対応する信号サンプルｙ（ｎ）は、−３２７６８〜３２７６７の範囲（以降、収音信号のダイナミックレンジと称する）のディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）に変換される（式（１））。
【００２０】
【数２】
0005526053.tif 000003
【００２１】
このようなＡＤ変換器５に、ダイナミックレンジを超える入力信号が在った場合には、その入力信号は上限値（３２７６７）又は下限値（−３２７６８）に変換され、波形の山が潰れた形になる。これをクリップ現象、発生する歪みをクリッピング歪み等と称する。このクリップ現象は、例えばサンプリング周波数を８ｋＨｚとした場合、音声なら１〜３サンプル程度である。
【００２２】
〔クリッピング復元部〕
反響消去装置１００の主要部はクリッピング復元部８である。クリッピング復元部８は、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）のＡＤ変換器５でクリップされた部分のサンプルを、クリップされる前の状態に近づける復元処理を行う。ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）のＡＤ変換器５でクリップされていない部分のサンプルはそのまま出力する。以下、復元処理について説明する。
【００２３】
クリッピング復元部８は、このクリッピング歪みを周囲のデータを用いて擬似的に復元する。クリッピング歪みを復元するために例えば図６に示すsinc関数を基にした関数ｓ（ｎ）を用いる。
【００２４】
図４にサンプリング定理を説明する図を示す。図４の横軸はＡＤ変換した離散値のサンプル番号、縦軸は振幅である。図中の実線を、ＡＤ変換器５の入力信号とすると、○で示す部分がサンプル値（離散値データ）である。この実線で示す入力信号が、サンプリング周波数の半分（ナイキスト周波数）以下の帯域しか含まない場合には、各サンプル値を頂点に持つ破線で示すsinc関数ｆ（ｘ）を、無限個足し合わせれば入力信号が復元可能である。このことは、サンプリング定理（参考文献：「ディジタル信号処理光学」昭晃堂）として周知である。
【００２５】
この原理を、クリッピング歪みの復元に応用する。図５に、図４においてクリッピング歪みが発生した場合を想定した例を示す。サンプル番号３のサンプル値がクリッピング（図中の●）して正しいサンプル値（○）に変換されていないとする。そこで、正しいサンプル値ｆ（３）を、ｘ＝０，２，４，６，８，１０など偶数サンプル点を中心とするsinc関数の和で復元することを考える。
【００２６】
但し、sinc関数のサンプル間隔は図４のものに比べて密度が倍になっているため、上記したサンプリング定理で信号を復元する場合と全く同じではない。つまり、復元する波形は、ナイキスト周波数の半分以下に帯域制限されていることが前提となる。
具体的には、サンプル番号３のサンプル値ｆ（３）は、複数のsinc関数のｘ＝３での値の和で表せる（式（３））。
【００２７】
【数３】
0005526053.tif 000004
【００２８】
ここで、式（２）の右辺第２項の和の中身はｋ＝０以外で０であるため、第２項全体はｆ（３）である。式（３）ではｆ（３−２ｋ）をｆ（３＋ｋ）としているが、sinc関数が偶関数なので−でも＋でも同じである。
【００２９】
式（３）は、sinc関数でｋ＝０の時のみ０を取るような関数とｆ（ｘ）の積である式（４）で表せる。これより、クリッピング歪みの復元式を以下のように表す。ＡＤ変換器５の出力であるディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）がクリップされた値であった場合、その復元信号サンプルｙｒ（ｎ）は、
【００３０】
【数４】
0005526053.tif 000005
【００３１】
と求める。ｓ（ｎ）はsinc関数のｎ＝０の値が０となったものであることに注意する。図３にsinc関数の例、図６にｓ（ｎ）の例を示す。ｓ（ｎ）は中心の値が０で、１サンプル置きに０を取る。ｓ（ｎ）は、ナイキスト周波数の半分の通過域を持つローパスフィルタとほぼ同一である。２Ｋ＋１がフィルタ長であり、例えばサンプリング周波数を８ｋＨｚとした場合はＫ＝１０程度とするのが妥当である。
なお式（４）は、もしＫ＝∞なら式（６）で表記することができる。
【００３２】
【数５】
0005526053.tif 000006
【００３３】
式（６）から、クリッピング復元部８で行われる処理は、「ディジタル収音信号サンプルのサンプルｎの付近のみ局所的に、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）値をアンチエイリアシングフィルタをかけずに２倍ダウンサンプリングした後に、再度２倍アップサンプリングしてアンチエイリアシングフィルタをかける処理」と、見做すことができる。
【００３４】
仮にディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）の元信号であるマイクロホン３で収音したアナログ信号ｙ（ｔ）が、ナイキスト周波数の半分の帯域しか信号成分を持たず、且つｙｃ（ｎ）以外にクリップした点がない場合は、２倍ダウンサンプリングで折り返し歪みが発生せず式（６）によってディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）が完全に復元される。
【００３５】
実際には、フィルタタップ長が有限であること、ダウンサンプリングでスペクトルの折り返しが発生すること、フィルタリングするデータの中にもクリップした他の部分のデータが含まれている等の理由から、復元信号サンプルｙｒ（ｎ）は近似的な復元信号サンプルとなる。特に周波数領域ではクリッピング歪みに相当する関数の設計が困難なため、この実施例のような解決法が有効である。
【００３６】
クリッピング復元部８では、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）のクリップされた部分の信号を復元信号サンプルｙｒ（ｎ）に置き換えた復元信号ｚｒを出力する。復元信号ｚｒの例を図７に示す。図７の横軸は経過時間（秒）、縦軸はサンプル値（×１０４）である。経過時間13.1105（秒）のサンプル値が32767でクリップされている。元の信号は約43000である。この32767でクリップされたサンプル値は、クリッピング復元部８によって約39000に近似的に復元されている。
【００３７】
マイクロホン３で収音したアナログ信号を所定の時間を１フレームとするフレーム単位で取得するような場合、クリップされた値がフレームの端の方にあるとｓ（ｎ）との積ができないサンプルが発生する。そういった場合は、前フレームの新しい方から２Ｋ個のサンプルをバッファに保存しておき、現フレーム（Ｌ個とする）と合わせた２Ｋ＋Ｌ個のサンプルのうち、Ｋ＋１〜Ｌ−Ｋ番目のサンプルについてクリップ判定をして出力をする、という処理を行えばよい（但しＫサンプル分の遅延は発生する）。
【００３８】
〔適応フィルタ部〕
適応フィルタ部７は、このクリッピング復元部８から出力された復元信号ｚｒを入力として、擬似エコー信号＾Ｙ（ｍ）を生成する。復元信号ｚｒを入力することで、クリッピング歪みを含む収音信号に対しても適切にエコーを消去することが可能になる。具体的なエコー消去性能については後述する。
【実施例２】
【００３９】
図８にこの発明の反響消去装置２００の機能構成例を示す。反響消去装置２００は、反響消去装置１００に対して、クリッピング復元部１２と、乗算部１３とを備える点で異なる。
〔クリッピング復元部〕
クリッピング復元部１２は、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）、及び前記の上限値と下限値にスケールファクターＡの逆数を乗じる処理を行う。スケールファクターＡの逆数を乗じた前記の上限値、及び下限値の値である、スケールファクターＡの逆数を乗じたディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）に対して、式（４）による復元処理を行い、復元信号ｚｒ、及びスケールファクターＡを出力する。スケールファクターＡの値は、復元信号の振幅を前記の上限値と下限値の範囲となるよう事前に設定しておく、１以上の値である。スケールファクターＡは、多くの場合Ａ＝２で良い。
【００４０】
〔乗算部〕
乗算部１３は、収音側周波数領域変換部９で周波数領域信号に変換された周波数領域の復元信号ｚｒにスケールファクターＡを乗じてその振幅を元に戻す処理を行う。
上限値（３２７６７）又は下限値（−３２７６８）の値は、ＡＤ変換器５で扱うことのできる信号が１６bitの符号付き整数値である場合の上限値と下限値の例である。このようなＡＤ変換器５を通る信号は、ＡＤ変換器５で扱うことのできる信号よりも大きな値である場合には上限値に、ＡＤ変換器５で扱うことのできる信号よりも小さな値である場合には下限値に変換されてしまう。
【００４１】
例：ＡＤ変換器で扱うことのできる信号が１６bitの符号付き整数値の場合
（ア）ＡＤ変換器への入力が−４００００  →  ＡＤ変換器からの出力は−３２７６８
（イ）ＡＤ変換器への入力が−１２８  →  ＡＤ変換器からの出力は−１２８
（ウ）ＡＤ変換器への入力が５３６８９１  →  ＡＤ変換器からの出力は３２７６７
（ア）と（ウ）が「クリップされた」状態である。クリップされた信号から復元信号を生
成したとしても、ＡＤ変換後に扱うことができる信号が１６bitである場合には再度のクリップが生じる。ＡＤ変換後に１６bitより大きなビット、例えば３２bitの数値を扱うことができる場合には、扱える信号の上限値は８３８８６０７、下限値は−８３８８６０８となる。復元信号が−８３８８６０８〜８３８８６０７の範囲内であれば、再度のクリップは生じない。
【００４２】
例：ＡＤ変換後に扱うことのできる信号が３２bitの符号付き整数値の場合
（エ）復元信号が−４００００  →  エコーキャンセラへの入力値は−４００００
（オ）復元信号が−１２８  →  エコーキャンセラへの入力値は−１２８
（カ）復元信号が５０００００  →  エコーキャンセラへの入力値は５０００００
クリップされた信号から復元信号を生成し、復元信号がＡＤ変換後に扱うことのできる信号の範囲を超える可能性がある場合には、再度のクリップが生じないようにスケールファクターにより信号の値を調整する必要がある。
【００４３】
例：ＡＤ変換後に扱うことのできる信号が１６bitの場合
（エ）復元信号が−４００００
→  スケールファクターなしの場合のエコーキャンセラへの入力値−３２７６８
→  スケールファクターありの場合のエコーキャンセラへの入力値−２００００
復元信号がＡＤ変換後に扱うことができる信号の範囲を超える可能性がない場合、つまりクリッピング復元部１２や適応フィルタ部７等における信号処理のダイナミックレンジ（bit長）が十分大きければ、実施例１に示したようにスケールファクターの設定は不要である。
【００４４】
ここで、周波数領域の信号に変換した後にスケールファクターＡを乗じているのは、復元信号サンプルＹｒ（ｍ）の各周波数成分のピーク値は時間領域の波形に比べて小さくなることが多いためである。
スケールファクターＡを考慮すると、上記した式（６）は次式で表せる。
【００４５】
【数６】
0005526053.tif 000007
【００４６】
ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）のＡＤ変換器５でクリップされていない部分のサンプルにも、スケールファクターＡの逆数を乗じ、復元信号ｚｃを生成する。
【００４７】
〔変形例１〕
周波数領域への信号の変換方法によっては、周波数領域でもクリッピングが発生する恐れがある。そこで、スケールファクターＡによる振幅調整を全て時間領域で行うようにした反響消去装置２００′の機能構成例を図９に示す。
反響消去装置２００′は、クリッピング復元部１２′が復元信号サンプルｙｒ（ｎ）を生成する際に、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）の振幅を１／Ａするので、受話信号ｘ（ｎ）も周波数領域に変換する前にその振幅を１／Ａする。そして、エコーが消去された送話信号ｅ（ｎ）の振幅を、乗算部１３でＡ倍して元に戻す。
【００４８】
このようにすることで、クリッピング復元部１２′及び適応フィルタ部７等の信号処理のダイナミックレンジ（bit長）が小さい場合でも、この発明の反響消去装置を実現することが可能である。
【実施例３】
【００４９】
反響消去装置１００，２００，２００′は、適用フィルタ部７が周波数領域で動作する例で示したが、この発明は、全て時間領域で動作する反響消去装置にも適用が可能である。図１０に、全て時間領域で動作する反響消去装置３００の機能構成例を示す。
【００５０】
反響消去装置３００は、反響消去装置１００（図１）から収音側周波数領域変換部９と受話側周波数領域変換部１０と時間領域変換部１１とを削除し、適応フィルタ部３０が時間領域で動作する点で異なる。クリッピング歪みに対処する動作は、反響消去装置１００と同じである。
【００５１】
〔変形例２〕
図１１に、反響消去装置３００においてスケールファクターＡを考慮するようにした反響消去装置４００の機能構成例を示す。反響消去装置４００は、反響消去装置２００′（図９）から収音側周波数領域変換部９と受話側周波数領域変換部１０と時間領域変換部１１とを削除し、適応フィルタ部３０が時間領域で動作する点で異なる。クリッピング歪みに対処する動作は、反響消去装置３００と同様に上記した実施例と同じである。
【００５２】
〔変形例３〕
実施例１の式（６）の計算の結果が、実施例１の式（６）の入力であるｙｃ（ｎ）の絶対値を下回った場合には、復元信号ｙｒ（ｎ）を復元処理前のｙｃ（ｎ）の値に戻すという処理を追加してもよい。
同様に、実施例２の式（７）の計算の結果が、実施例２の式（７）の入力であるｙｃ（ｎ）の絶対値を下回った場合には、復元信号ｙｒ（ｎ）を復元処理前のｙｃ（ｎ）の値に戻すという処理を追加してもよい。
【００５３】
〔変形例４〕
ｓ（ｎ）は、sinc関数以外のローパスフィルタを基に構成しても良い。具体的には、通過帯域がナイキスト周波数の半分以下の周波数を通過帯域幅とするローパスフィルタの中心の値を０にした関数であればよい。
【００５４】
〔実験結果〕
この発明の反響消去装置１００の性能を評価する目的で評価実験を行った。その結果を図１２に示す。図１２の横軸は経過時間（秒）、縦軸はエコー消去量（ｄＢ）である。実験は、マイクロホンで収音したアナログ信号ｙ（ｔ）を、サンプリング周波数１６ｋＨｚ、分解能１６bitのＡＤ変換器で得たディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）を用いて行った。
【００５５】
図中の破線が、従来方法によるクリッピング歪みが存在しない場合のエコー消去特性である。一点鎖線が、従来方法でクリッピング歪みが存在する場合のエコー消去特性である。実線が、この発明の反響消去装置１００で得られた復元信号を用いて処理を行ったエコー消去特性である。
【００５６】
この発明のエコー消去特性を示す実線が、破線の特性に近い特性を示していることから分かるように、この発明の反響消去装置１００は、ディジタル収音信号サンプルｙｃ（ｎ）にクリッピング歪みが存在しても効果的にエコーを消去することができる。
【００５７】
上記した実施例では、通過帯域幅がナイキスト周波数の半分のローパスフィルタの内、フィルタの中心の値を０としたものを用いる例で説明した。このフィルタの特性は、２倍ダウンサンプリングされた信号から元のサンプルを復元する方式と同一であることは既に述べた。
【００５８】
そこで、通過帯域幅による正規化を行った／行っていない場合の両方のsinc関数と、その他の最小二乗法により求めた線形位相フィルタの、それぞれの通過帯域幅を変えてエコー消去量の変化を比較する実験を行った。その結果を図１３に示す。図１３の横軸は通過帯域幅、縦軸は平均エコー消去量（ｄＢ）である。
【００５９】
平均エコー消去量は、ローパスフィルタの種類にはほとんど依存せず、ナイキスト周波数比が０.５の通過帯域幅のみエコー消去量が大きく改善する結果が得られた。このことから、クリッピング復元部は、sinc関数以外のローパスフィルタで構成しても良いことが分かる。
【００６０】
また、上記した実施例では、ＡＤ変換器５を備える例で説明を行ったが、この発明はその例に限定されない。例えば、差信号生成部６にディジタル信号サンプルが直接入力される様にしても良い。その場合は、そのディジタル信号サンプルの上下限値が、上記した収音信号のダイナミックレンジに相当する。
【００６１】
また、この発明は上記した実施例に限定されるものではなく、例えば、エコーサプレッサ等の別の構成要件が付加された構成も考えられる。
【００６２】
また、上記方法及び装置において説明した処理は、記載の順に従って時系列に実行されるのみならず、処理を実行する装置の処理能力あるいは必要に応じて並列的にあるいは個別に実行されるとしてもよい。
【００６３】
上記装置における処理手段をコンピュータによって実現する場合、各装置が有すべき機能の処理内容はプログラムとして記述される。そして、このプログラムをコンピュータで実行することにより、各装置における処理手段がコンピュータ上で実現される。
【００６４】
この処理内容を記述したプログラムは、コンピュータで読み取り可能な任意の記録媒体に記録しておくことができる。コンピュータで読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気記録装置、光ディスク、光磁気記録媒体、半導体メモリがある。具体的には、例えば、磁気記録装置として、ハードディスク装置、フレキシブルディスク、磁気テープ等を、光ディスクとして、DVD（Digital Versatile Disc）、DVD-RAM（Random Access Memory）、CD-ROM（Compact Disc Read Only Memory）、CD-R（Recordable）/RW（ReWritable）等を、光磁気記録媒体として、MO（Magneto Optical disc）等を、半導体メモリとしてEEP-ROM（Electronically Erasable and Programmable-Read Only Memory）等を用いることができる。
【００６５】
また、このプログラムの流通は、例えば、そのプログラムを記録したDVD、CD-ROM等の可搬型記録媒体を販売、譲渡、貸与等することによって行う。さらに、このプログラムをサーバコンピュータの記録装置に格納しておき、ネットワークを介して、サーバコンピュータから他のコンピュータにそのプログラムを転送することにより、このプログラムを流通させる構成としてもよい。
【００６６】
また、各手段は、コンピュータ上で所定のプログラムを実行させることにより構成することにしてもよいし、これらの処理内容の少なくとも一部をハードウェアとして実現することとしてもよい。
【図１】
0005526053.tif 000010
【図２】
0005526053.tif 000011
【図３】
0005526053.tif 000012
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0005526053.tif 000016
【図８】
0005526053.tif 000017
【図９】
0005526053.tif 000018
【図１０】
0005526053.tif 000019
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0005526053.tif 000022
【図１４】
0005526053.tif 000023
【図１５】
0005526053.tif 000024