(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準クロック信号と比較クロック信号との位相比較を前記基準クロック信号の周期毎に実行し、高電圧レベルの第１パルス及び低電圧レベルの第２パルスを含む信号を、前記第１及び第２パルスの当該周期単位でのパルス幅の差が当該位相比較での位相差に対応するように生成する位相比較器と、
前記位相比較器が生成した信号の電圧を前記基準クロック信号の周期毎に平均化する平均値計算器と、
前記平均値計算器からの出力を前記基準クロック信号の１周期分よりも長く遅延させる周期遅延器と、
前記周期遅延器の出力に応じた周波数の出力クロック信号を生成する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器により生成された前記出力クロック信号をＮ分周（Ｎは自然数を含む正の仮分数）し、前記比較クロック信号として前記位相比較器に帰還する分周器と
を備えるＰＬＬ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＰＬＬ回路であって、
前記周期遅延器の遅延量と、前記電圧制御発振器の電圧対周波数感度とが、前記周期遅延器での前記遅延の時間が前記遅延量と前記周期との積で表される場合の前記周期毎の位相差変化を表す数式モデルから得られる収束条件を満たす、ＰＬＬ回路。
【請求項３】
請求項２に記載のＰＬＬ回路であって、
前記収束条件が満たされるように、前記電圧対周波数感度を調整する電圧対周波数感度調整器をさらに備える、ＰＬＬ回路。
【請求項４】
請求項２または請求項３に記載のＰＬＬ回路であって、
前記位相比較器が生成した信号が示す前記位相差に基づいて、前記周期遅延器の遅延量を変更する、ＰＬＬ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、基準クロック信号と比較クロック信号との位相差に基づいて、出力クロック信号の周波数変動を抑制するＰＬＬ（Phase-Locked Loop）回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、出力クロック信号の周波数を安定化させる回路として、ＰＬＬ回路が知られている。特許文献１には、平均化器と、電圧ラッチとを備えるＰＬＬ回路が開示されている。具体的には、平均化器が、基準クロック信号と比較クロック信号との位相比較に応じた出力信号を基準クロックの周期で平均して、その平均値電圧を基準クロックの周期毎に出力し、電圧ラッチが、基準クロック信号の１周期分の間、平均値電圧を出力し続ける。このＰＬＬ回路においては、平均化器が平均値電圧を出力するのに基準クロックの１周期分、遅延時間が必要であることを利用し、基準クロックの１周期分の位相差を計量単位とした数列として、システムに基準クロック信号の１周期分の遅延を含めた数式モデルを用いている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許４３２２９４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載の平均化器は、前の基準クロック信号が後の基準クロック信号に切り替わる時点において、前の基準クロック周期における平均値電圧を算出しなければならず、高速な演算能力を要するという問題があった。
【０００５】
また、上述のＰＬＬ回路の数式モデルは、遅延時間が基準クロック１周期分である場合に特化されている。したがって、平均化器での位相平均値の算出時間を十分長く確保しようとしても、遅延時間を基準クロック１周期分より大きくすることができず、システムとしての安定性やシステムパラメータを設計することができないという問題があった。
【０００６】
そこで、本発明は、上記のような問題点を鑑みてなされたものであり、演算能力が比較的低い計算器を用いることが可能な技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るＰＬＬ回路は、基準クロック信号と比較クロック信号との位相比較を前記基準クロック信号の周期毎に実行し、高電圧レベルの第１パルス及び低電圧レベルの第２パルスを含む信号を、前記第１及び第２パルスの当該周期単位でのパルス幅の差が当該位相比較での位相差に対応するように生成する位相比較器と、前記位相比較器が生成した信号の電圧を前記基準クロック信号の周期毎に平均化する平均値計算器とを備える。そして、前記平均値計算器からの出力を前記基準クロック信号の１周期分よりも長く遅延させる周期遅延器と、前記周期遅延器の出力に応じた周波数の出力クロック信号を生成する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器により生成された前記出力クロック信号をＮ分周（Ｎは自然数を含む正の仮分数）し、前記比較クロック信号として前記位相比較器に帰還する分周器とを備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、周波数遅延器が、平均値計算器からの出力を基準クロック信号の１周期分よりも長く遅延させる。したがって、平均値計算器が平均値を計算するのにかかる時間を長くすることができることから、平均値計算器に、演算能力が比較的低い計算器を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１に係るＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１に係るＶＣＯの電圧−周波数特性を示す図である。
【図３】実施の形態１に係るＰＬＬ回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】実施の形態１に係るＰＬＬ回路の動作を示す図である。
【図５】実施の形態２に係るＰＬＬ回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図６】実施の形態２に係るＰＬＬ回路の動作を示す図である。
【図７】実施の形態３に係るＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜実施の形態１＞
図１は本発明の実施の形態１に係るＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。本実施の形態に係るＰＬＬ回路は、位相比較器２と、平均値計算器３と、電圧対周波数感度調整器４と、周期遅延器であるｍ周期遅延器５と、電圧制御発振器であるＶＣＯ６と、分周器７とを備える。このＰＬＬ回路では、出力クロック信号が分周器７で分周されて、比較クロック信号ｆｐとして帰還されており、当該比較クロック信号ｆｐが、基準クロック信号入力端子１から入力される基準クロック信号ｆｒと同期するように調整されることによって、出力クロック信号の周波数を安定化している。次に、このＰＬＬ回路の構成要素について詳細に説明する。
【００１１】
位相比較器２には、基準クロック信号ｆｒと、比較クロック信号ｆｐとが入力されている。位相比較器２は、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相比較を基準クロック信号ｆｒの周期毎に実行する。そして、位相比較器２は、高電圧レベルの第１パルス及び低電圧レベルの第２パルスを含む信号を、第１パルス及び第２パルスの当該周期単位でのパルス幅の差が当該位相比較での位相差に対応するように生成する。本実施の形態では、位相比較器２は、その信号として、高電圧レベルＶH、及び、低電圧レベルＶLの２値からなる矩形波信号を生成する。そして、位相比較器２は、基準クロック信号ｆｒの周期単位における、高電圧レベルＶHのパルス幅と低電圧レベルＶLのパルス幅との差が、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相差に比例するように、当該矩形波信号を生成する。
【００１２】
位相比較器２は、生成した矩形波信号を平均値計算器３に出力する。つまり、位相比較器２は、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの間に位相差がない場合には、高電圧レベルＶH及び低電圧レベルＶLのパルス幅が互いに同一となる矩形波信号を出力し、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの間に位相差がある場合には、高電圧レベルＶH及び低電圧レベルＶLのパルス幅が互いに異なる矩形波信号を出力する。
【００１３】
平均値計算器３には、上述の基準クロック信号ｆｒが平均化タイミングとして入力されるともに、位相比較器２からの矩形波信号が入力される。平均値計算器３は、基準クロック信号ｆｒの周期ごとに、位相比較器２が生成した矩形波信号の電圧を基準クロック信号ｆｒの周期毎に平均化し、それによって得られる平均値を出力する。
【００１４】
電圧対周波数感度調整器４は、平均値計算器３の出力電圧を電圧調整し、調整後の電圧値（以下「調整電圧値」と呼ぶこともある）を、ｍ周期遅延器５に出力する。なお、電圧対周波数感度調整器４は、この電圧調整を行うことにより、後述するＶＣＯ６の電圧対周波数感度を調整している。
【００１５】
ｍ周期遅延器５には、上述の基準クロック信号ｆｒがロードとして入力されるとともに、電圧対周波数感度調整器４からの調整電圧値が入力される。ｍ周期遅延器５は、電圧対周波数感度調整器４からの出力（実質的には平均値計算器３からの平均値）を自身に一時的に格納した後、ロードが所定回数入力された場合に、当該調整電圧値をラッチ保持してＶＣＯ６に出力する。
【００１６】
ＶＣＯ６は、ｍ周期遅延器５からの出力（実質的には平均値計算器３からの平均値）に応じた周波数の出力クロック信号を生成する。ＶＣＯ６で生成された出力クロック信号は分岐されて、一方がクロック信号出力端子６から外部に出力され、他方が分周器７に出力される。分周器７は、ＶＣＯ６により生成された出力クロック信号をＮ分周（Ｎ：自然数を含む正の仮分数）し、それによって得られた信号を、比較クロック信号ｆｐとして位相比較器２に帰還（出力）する。
【００１７】
図２は、ＶＣＯ６の入力電圧−出力周波数特性を示す図である。図２に示されるように、本実施の形態では、ＶＣＯ６は、入力電圧−出力周波数特性が線形な特性を示す範囲で使用されるものとする。この図２において、出力周波数のｆ０からの変化分を示す周波数変化量ｇは入力電圧ｖの関数ｇ（ｖ）となるとすると、図２に示される特性より、次式（１）で示される関係が成り立つことは明らかである。
【００１８】
｜ＶH−Ｖn｜＝｜ＶL−Ｖn｜＝Ｅ（定数）
ｇ（ＶH−Ｖn）＝−ｇ（ＶL−Ｖn）＝ｄｆ，ｇ（０）＝０  ・・・（１）
したがって、
ｄｆ＝Ｇ（定数）  ・・・（２）
が成り立つ。
【００１９】
よって、ＶＣＯ６の電圧対周波数感度Ｋは
Ｋ＝Ｇ／Ｅ（定数）  ・・・（３）
となる。なお、ここでは、ＶＣＯ６に固有の電圧対周波数感度が電圧対周波数感度調整器４の電圧調整によって適正化されたものを、ＶＣＯ６の電圧対周波数感度Ｋと呼んでいる。つまり、電圧対周波数感度調整器４の電圧調整の影響は、ＶＣＯ６の電圧対周波数感度Ｋの値に取り込まれており、図２の横軸に示されるＶＣＯ６における入力電圧は、電圧調整が行われる前の電圧値、つまり平均値計算器３からの電圧値に換算されている。このように、電圧対周波数感度調整器４の電圧調整は、実質的にＶＣＯ６の電圧対周波数感度を変更するものでしかないことから、以下の説明においては、平均値計算器３の平均値の調整電圧値を、平均値計算器３の平均値と略して記すこともあり、また、平均値計算器３が電圧対周波数感度調整器４を介して平均値をｍ周期遅延器５に出力することを、平均値計算器３が平均値をｍ周期遅延器５に出力すると記すこともある。
【００２０】
このＫを用いると、ＶＣＯ６への入力が（Ｖn＋ｘ）であるときの出力クロック信号の周波数ｙは、
ｙ＝ｆ０＋ｇ（ｘ）＝ｆ０＋Ｋ×ｘ  ・・・（４）
と表せる。
【００２１】
なお、定常状態においては、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとは一致することからｆｒ＝ｆｐが成り立ち、また、ｆｒは分周器７においてｆ０をＮ分周（１／Ｎ逓倍）したものであるからｆ０＝Ｎ×ｆｒが成り立つ。
【００２２】
図３は、本実施の形態における位相比較器２に入力される基準クロック信号ｆｒ及び比較クロック信号ｆｐと、位相比較器２が出力する上述の矩形波信号（ＰＣＯＵＴ）と、ＶＣＯ６の入力信号（ＶＣＯ  ＩＮ）とを示す図である。以下、この図３等を用いて、本実施の形態に係るＰＬＬ回路の動作について説明する。なお、以下の説明では、図３において、基準クロック信号ｆｒが立ち下がる時点を、基準クロック信号の「入力開始時点」と呼ぶ。
【００２３】
まず、基準クロック信号入力端子１からの基準クロック信号ｆｒと、分周器７からの比較クロック信号ｆｐとが、位相比較器２に入力される。位相比較器２では、入力された基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相比較を実行し、その位相差に応じた矩形波信号を出力する。本実施の形態では、比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒよりも進んでいる場合には、その進んだ位相に比例した値だけ高電圧レベルＶHのパルス幅を減らし（低電圧レベルＶLのパルス幅を増やし）、逆に比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒよりも遅れている場合には、その遅れた位相に比例した値だけ高電圧レベルＶHのパルス幅を増やす（低電圧レベルＶLのパルス幅を減らす）。
【００２４】
ここで、高電圧レベルＶHは基準レベルＶnより低い電位であり、低電圧レベルＶLは基準レベルＶnより高い電位であるものと仮定する。また、高電圧レベルＶH及び低電圧レベルＶLは、各々と基準レベルＶnとの差の絶対値が等しく、当該差の符号が異なるものと仮定する。このように位相比較器２の出力を仮定した場合、次式（５）及び（６）が成り立つ。
【００２５】
ＶH−Ｖn＝Ｅ  ・・・（５）
ＶL−Ｖn＝−Ｅ  ・・・（６）
ただし、これらの式においてＥは定数であり、Ｅ＞０である。
【００２６】
平均値計算器３は、位相比較器２から出力される矩形波信号から、基準クロック信号ｆｒの１周期分の間に付加あるいは削減すべき位相量を読み取る。本実施の形態では、平均値計算器３は、基準クロック信号ｆｒの入力開始時点（立ち下がる時点）から次の入力開始時点（立ち下がる時点）までの矩形波信号の電圧を時間平均し、それによって得られる平均値を当該位相量として読み取る。そして、平均値計算器３は、平均値をｍ周期遅延器５に出力する。
【００２７】
ｍ周期遅延器５は、平均値計算器３からの出力（平均値）を、基準クロック信号の１周期分よりも長く遅延させる。本実施の形態では、ｍ周期遅延器５は、図３に示される区間Ｔ0の矩形波信号の平均値を、それよりも基準クロック信号ｆｒのｍ周期分遅延させた区間Ｔmの間において継続して出力し続ける。なお、ｍの値（以下「遅延量」と呼ぶこともある）は、２以上の自然数であり、本実施の形態では、予め定められた一定値であるものとする。同様に、ｍ周期遅延器５は、区間Ｔ1の矩形波信号の平均値を、それよりも基準クロック信号ｆｒのｍ周期分遅延させた区間Ｔm+1の間において継続して出力し続ける。ｍ周期遅延器５は、その後の区間においても同様の動作を行う。
【００２８】
ここで、従来のＰＬＬ回路においては、平均値計算器は、例えば、区間Ｔ0の矩形波信号の平均値を区間Ｔ0の開始時点から１周期遅延した時点、つまり、区間Ｔ1の開始時点において出力しなければならず、高速な演算処理が必要であった。それに対して、本実施の形態に係るＰＬＬ回路では、ｍ周期遅延器５は、平均値計算器３からの出力を、基準クロック信号の１周期分よりも長く遅延させる。つまり、ｍ周期遅延器５は、区間Ｔ１の開始時点よりも後に平均値を出力する。したがって、本実施の形態では、平均値計算器３は、ｍ周期遅延器５が出力するまでに、当該ｍ周期遅延器５に平均値を出力すればよいことから、平均値計算器３が平均値を計算するのにかかる時間を延ばすことができる。
【００２９】
ｍ周期遅延器５からの出力を受けたＶＣＯ６の出力クロック信号は、一方はＰＬＬ回路からの出力としてクロック信号出力端子６から外部に出力され、他方は、分岐して分周器７に入力され、Ｎ分周された比較クロック信号ｆｐとして、再び位相比較器２にフィードバックされる。
【００３０】
本実施の形態に係るＰＬＬ回路においては、位相同期確立後、位相比較器２の出力信号での、高電圧レベルＶHのパルス幅と、低電圧レベルＶLのパルス幅とが一致し、これらのパルス幅同士の差が０となる。したがって、平均値計算器３による基準クロック信号ｆｒ周期分での時間平均は、基準レベルＶnとなり、これを受けたｍ周期遅延器は、上述のタイミングで、定常なＶＣＯ６の基準レベルＶnを出力する。よって、ＶＣＯ６からの出力周波数、即ち、ＰＬＬ回路の出力周波数の変動が抑制されることが予測できる。
【００３１】
さて、本実施の形態においては、ＰＬＬ回路としての動作を伝達関数で記述するのではなく、基準クロック信号ｆｒの１周期分の位相調整量の数列として扱う。例えば、位相比較器２において、比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒよりθだけ位相が進んでいることが検出された場合には、検出信号波形は図３の区間Ｔ0に示されるＰＣＯＵＴの波形となり、比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒよりθだけ位相が遅れていることが検出された場合には、検出信号波形は図３の区間Ｔ2に示されるＰＣＯＵＴの波形となる。ここで、Ｖnの位置を基準線として、この矩形波信号の高電圧レベルＶHと低電圧レベルＶLとを見たとき、図２に示されるＶＣＯ６の特性から、図４に示されるように、高電圧レベルＶHは位相を進める要素となり、低電圧レベルＶLは位相を遅らせる要素となる。
【００３２】
そして、基準クロック信号ｆｒに対して比較クロック信号ｆｐのθの位相進みを検出した場合、位相比較器２の出力は、図４の区間Ｔ0に示されるように、基準クロック信号ｆｒの１周期分において位相を遅らせる要素が位相を進める要素より大きい状態になっており、これを平均値計算器３によって、基準クロック信号ｆｒの１周期分で時間平均値に変換する。次いでｍ周期遅延器５によって、この時間平均値を、図４の区間Ｔmの間中、ＶＣＯ６への制御電圧入力として保持する。このようにして、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相差θに比例した量だけ比較クロック信号ｆｐの位相を遅らせることができる。
【００３３】
また、基準クロック信号ｆｒに対して比較クロック信号ｆｐのθの位相遅れを検出した場合、位相比較器２の出力は、図４の区間Ｔ2に示されるように、基準クロック信号ｆｒの１周期分において位相を遅らせる要素が位相を進める要素より小さい状態になっており、これを平均値計算器３によって、基準クロック信号ｆｒの１周期分で時間平均値に変換する。次いでｍ周期遅延器５によって、この時間平均値を、図４の区間Ｔm+2の間中、ＶＣＯ６への制御電圧入力として保持する。このようにして、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相差θに比例した量だけ比較クロック信号ｆｐの位相を進ませることができる。
【００３４】
次に、これらの回路動作を定量的に記述する数式モデルについて説明する。時刻ｔ＝０における基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相差をθとすると、時刻ｔ＞０における位相差Ψ（ｔ）は、次式（７）で与えられる。
【００３５】
【数１】
0005638376.tif 000002
【００３６】
ここで、基準クロック信号ｆｒの周期をＴとする（即ち、基準クロック信号ｆｒの周波数がｆ０であるから、Ｔ＝１／ｆ０）。
【００３７】
ところで、時刻ｔ＝（ｎ−１）Ｔにおける基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相差（基準クロック信号ｆｒの位相から比較クロック信号ｆｐの位相を引いたもの）をθn-1とし、時刻ｔ＝ｎＴにおける同位相差をθnとすると、ｎＴ＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔの間に、ＶＣＯ６に入力される制御電圧、つまり、入力電圧ｖ（ｔ）は、ステップ関数Ｕ（ｔ）
【００３８】
【数２】
0005638376.tif 000003
【００３９】
を用いると、比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒより位相が遅れている（θn-1＞０）場合、次式（９）となる。
【００４０】
【数３】
0005638376.tif 000004
【００４１】
これは、
【００４２】
【数４】
0005638376.tif 000005
【００４３】
と同値である。式（４）に示されるｇ（ｖ）のｖ（ｔ）に式（１０）を代入して、ｇを時間ｔの関数に変換すると、次式（１１）となる。
【００４４】
【数５】
0005638376.tif 000006
【００４５】
同様にして、比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒより位相が進んでいる（θn-1＜０）場合について、ｇと時間ｔとの関係を求めると、上式（１１）と全く同じになる。したがって、ｎＴ＜ｔ≦（ｎ＋１）Ｔにおける周波数変化量ｇ（ｔ）は、（θn-1＞０）と（θn-1＜０）との両方の場合を、上述のステップ関数Ｕ（ｔ）を用いて表現すると、次式（１２）となる。
【００４６】
【数６】
0005638376.tif 000007
【００４７】
上式（１２）等から、ｔ＝（ｎ＋１）Ｔのときの位相差θn+1は、
【００４８】
【数７】
0005638376.tif 000008
【００４９】
となり、この式（１３）から
【００５０】
【数８】
0005638376.tif 000009
【００５１】
という漸化式が得られる。これが、遅延時間がｍ×Ｔの場合の周期Ｔ毎の位相差変化を表す数式モデルとなる。また、上式より求まるθnを用いて、上記ｇ（ｔ）より、周期Ｔ毎の周波数変化も解る。
【００５２】
ところで、この数列の収束条件が、本実施の形態のＰＰＬ回路のロックアップ条件でもあり、
【００５３】
【数９】
0005638376.tif 000010
【００５４】
でなければならない。逆に、上式（１５）の条件を満足すれば、初期（時刻ｔ＝０）の位相差θが如何なる値であろうとも必ずロックアップすることを意味している。つまり、本実施の形態に係る数式モデルを用いれば、本実施の形態に係るＰＬＬ回路のステップ位相入力に対する応答動作が、位相差と周波数の変化を共に把握でき、さらに、ロックアップ時間の設計も可能となる。なお、本実施の形態では、上式（１５）の条件が満たされるように、Ｇ＝Ｋ×Ｅでの電圧対周波数感度Ｋが、電圧対周波数感度調整器４により調整されている。
【００５５】
以上のような本実施の形態に係るＰＬＬ回路によれば、ｍ周波数遅延器５が、平均値計算器３からの出力を、基準クロック信号の１周期分よりも長く遅延させる。したがって、平均値計算器３が平均値を計算するのにかかる時間を長くすることができることから、平均値計算器３に、演算能力が比較的低い計算器、つまり、低廉な計算器を用いることができる。よって、平均値計算器３のコストを低減することができる結果、ＰＬＬ回路全体での設計・製造のコストを低減することができる。さらに、平均値計算器３の演算動作によって発生するノイズも、平均値計算器３の演算速度低下に伴い低減することから、ノイズ対策にかかる設計・製造コストも低減することができる。
【００５６】
また、ｍ周期遅延器５の遅延量（ｍの値）と、ＶＣＯ６の電圧対周波数感度Ｋとが、数式モデルから得られる上式（１５）の収束条件を満たしている。したがって、初期位相差が如何なる値であろうともロックアップすることができ、また、ＰＬＬ回路のステップ位相入力に対する応答動作が、位相差及び周波数の変化について共に把握することができる。
【００５７】
また、電圧対周波数感度調整器４は、上式（１５）の収束条件が満たされるようにＶＣＯ６の電圧対周波数感度Ｋ（つまり上式（１５）のＧ）を調整する。したがって、ＶＣＯ６固有の電圧対周波数感度がどのような値であっても当該収束条件を満たすようにすることができる。つまり、適用可能なＶＣＯ６の種類を増やすことができることから、低廉なＶＣＯ６を適用することにより、ＰＬＬ回路全体でのコストを低減することが期待できる。なお、予め設定された遅延量（ｍの値）に対して、ＶＣＯ６固有の電圧対周波数感度が上式（１５）の収束条件を満たす場合には、電圧対周波数感度調整器４を省略することも可能である。
【００５８】
＜実施の形態２＞
以下、本発明の実施の形態２に係るＰＬＬ回路において、実施の形態１に係るＰＬＬ回路と同様の構成要素については同じ符号を付すものとし、実施の形態１に係るＰＬＬ回路と異なる部分を中心に説明する。
【００５９】
位相比較器２は、定常状態に達した場合、その出力の基準クロック１周期の時間積分が基準レベルＶnとなる特性を持ったものであれば、実施の形態１の位相比較器２に限ったものではない。例えば、一般に「位相周波数比較器」と呼ばれる機器を位相比較器２として使用してもよい。以下、この場合について説明する。
【００６０】
図５は、本実施の形態における位相比較器２に入力される基準クロック信号ｆｒ及び比較クロック信号ｆｐと、位相比較器２の出力信号（ＰＣＯＵＴ）と、ＶＣＯ６の入力信号（ＶＣＯ  ＩＮ）とを示す図である。
【００６１】
この図に示されるように、本実施の形態においても、位相比較器２は、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相比較を基準クロック信号ｆｒの周期毎に実行する。そして、位相比較器２は、高電圧レベルの第１パルス及び低電圧レベルの第２パルスを含む信号を、第１パルス及び第２パルスの当該周期単位でのパルス幅の差が当該位相比較での位相差に対応するように生成する。ただし、本実施の形態では、位相比較器２は、高電圧レベルＶH、基準レベルＶn、及び、低電圧レベルＶLの３値からなる信号を生成する。より具体的には、位相比較器２は、位相比較において位相差がない場合には基準レベルＶnを生成し、当該位相差がある場合には、高電圧レベルＶH、または、低電圧レベルＶLを生成する。そして、位相比較器２は、基準クロック信号ｆｒの周期単位における、高電圧レベルＶHのパルス幅と低電圧レベルＶLのパルス幅との差が、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐとの位相差に比例するように、当該信号を生成する。
【００６２】
このように構成された位相比較器２は、位相同期確立後、基準レベルＶnを定常的に示す信号を出力する。また、位相比較器２は、比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒよりθだけ位相が進んでいることを検出した場合には、検出信号波形は図３の区間Ｔ0に示されるＰＣＯＵＴの波形の信号を出力し、比較クロック信号ｆｐが基準クロック信号ｆｒよりθだけ位相が遅れていることを検出した場合には、検出信号波形は図３の区間Ｔ2に示されるＰＣＯＵＴの波形の信号を出力する。ここで、Ｖnの位置を基準線として、この出力信号の高電圧レベルＶHと低電圧レベルＶLとを見たとき、図２に示されるＶＣＯ６の特性から、図６に示されるように、高電圧レベルＶHは位相を進める要素となり、低電圧レベルＶLは位相を遅らせる要素となる。
【００６３】
そして、基準クロック信号ｆｒに対して比較クロック信号ｆｐのθの位相進みを検出した場合、位相比較器２の出力は、図６の区間Ｔ0に示されるように、基準クロック信号ｆｒの１周期分において位相を遅らせる要素を持つ状態になっており、これを平均値計算器３によって、基準クロック信号ｆｒの１周期分で時間平均値に変換する。次いでｍ周期遅延器５によって、この時間平均値を、図４の区間Ｔmの間中、ＶＣＯ６への制御電圧入力として保持する。このようにして、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐの位相差θに比例した量だけ比較クロック信号ｆｐの位相を遅らせることができる。
【００６４】
また、基準クロック信号ｆｒに対して比較クロック信号ｆｐのθの位相遅れを検出した場合、位相比較器２の出力は、図６の区間Ｔ2に示されるように、基準クロック信号ｆｒの１周期分において位相を進める要素を持つ状態になっており、これを平均値計算器３によって、基準クロック信号ｆｒの１周期分で時間平均値に変換する。次いでｍ周期遅延器５によって、この時間平均値を、図４の区間Ｔm+2の間中、ＶＣＯ６への制御電圧入力として保持する。このようにして、基準クロック信号ｆｒと比較クロック信号ｆｐの位相差θに比例した量だけ比較クロック信号ｆｐの位相を進めることができる。
【００６５】
ここで、実施の形態１と同様にして、本実施の形態に係る数式モデルを求めると、
【００６６】
【数１０】
0005638376.tif 000011
【００６７】
という漸化式が得られる。これが、遅延時間がｍ×Ｔの場合の周期Ｔ毎の位相差変化を表す数式モデルとなる。また、上式より求まるθnを用いて、上記ｇ（ｔ）より、周期Ｔ毎の周波数変化も解る。
【００６８】
ところで、この数列の収束条件が、本実施の形態のＰＬＬ回路のロックアップ条件でもあり、
【００６９】
【数１１】
0005638376.tif 000012
【００７０】
でなければならない。逆に、上式（１７）の条件を満足すれば、初期（時刻ｔ＝０）の位相差θが如何なる値であろうとも必ずロックアップすることを意味している。つまり、本実施の形態に係る数式モデルを用いれば、本実施の形態に係るＰＬＬ回路のステップ位相入力に対する応答動作が、位相差と周波数の変化を共に把握でき、さらに、ロックアップ時間の設計も可能となる。なお、本実施の形態では、上式（１７）の条件が満たされるように、Ｇ＝Ｋ×Ｅでの電圧対周波数感度Ｋが、電圧対周波数感度調整器４により調整されている。
【００７１】
本実施の形態の拡張として、位相比較器２が、「位相周波数比較器」でなくても、定常状態に達した場合に、その出力の基準クロック１周期の時間積分が基準レベルＶnとなる特性を持ったものであれば、そのときの数式モデルは、上式（１５）と上式（１７）との結果から予期されるように、
【００７２】
【数１２】
0005638376.tif 000013
【００７３】
という漸化式が得られる。ここで、αは、位相比較器２の動作に対応する調整係数である。この数列の収束条件が、このＰＬＬ回路のロックアップ条件でもあり、
【００７４】
【数１３】
0005638376.tif 000014
【００７５】
でなければならない。逆に、上式（１９）の条件を満足すれば、初期（時刻ｔ＝０）の位相差θが如何なる値であろうとも必ずロックアップすることを意味している。つまり、上述の数式モデルを用いれば、上述のＰＬＬ回路のステップ位相入力に対する応答動作が、位相差と周波数の変化を共に把握でき、さらに、ロックアップ時間の設計も可能となる。なお、ここでも、上式（１９）の条件が満たされるように、Ｇ＝Ｋ×Ｅでの電圧対周波数感度Ｋが、電圧対周波数感度調整器４により調整すればよい。
【００７６】
以上のような本実施の形態に係るＰＬＬ回路によれば、実施の形態１と同様の効果を有するとともに、適用可能な位相比較器２の種類を増やすことができる。よって、低廉な位相比較器２を適用することにより、ＰＬＬ回路全体でのコストを低減することが期待できる。
【００７７】
＜実施の形態３＞
図７は本発明の実施の形態３に係るＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。以下、本実施の形態に係るＰＬＬ回路において、実施の形態１に係るＰＬＬ回路と同様の構成要素については同じ符号を付すものとし、実施の形態１に係るＰＬＬ回路と異なる部分を中心に説明する。
【００７８】
図７に示されるように、本実施の形態に係るＰＬＬ回路は、実施の形態１に係るＰＬＬ回路に、遅延時間切替器９を加えたものとなっている。この遅延時間切替器９は、位相比較器２の出力信号が示す位相差に基づいて、ｍ周期遅延器５の遅延量（ｍの値）を変更し、変更した遅延量を、電圧対周波数感度調整器４及びｍ周期遅延器５に入力する。電圧対周波数感度調整器４は、遅延時間切替器９から遅延量を受け取ると、当該遅延量に対し、上式（１５），（１７），（１９）が満たされるように、電圧対周波数感度Ｋ（つまりＧ）を変更する。ｍ周期遅延器５は、遅延時間切替器９からの遅延量に基づいて、平均値をＶＣＯ６に出力するタイミングを変更する。
【００７９】
以上のような本実施の形態に係るＰＬＬ回路によれば、位相比較器２が検出した位相差が小さい場合には遅延時間を小さく、逆に位相差が大きい場合には遅延時間を大きくすることができる。したがって、遅延時間を短縮する可能性を高めることができることから、システムの高速化が期待できる。また、平均値計算器３の演算速度に合わせて遅延時間を変更することも可能となる。
【符号の説明】
【００８０】
２  位相比較器、３  平均値計算器、４  電圧対周波数感度調整器、５  ｍ周期遅延器、６  ＶＣＯ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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