(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷（７）への電流供給ライン（５、６）に備えられ、制御端子（４１）への定電流の供給に伴って前記電流供給ライン（５、６）に接続される出力端子（４３）と基準電圧端子（４２）との間のオンオフを制御することで前記負荷（７）への電流供給を制御するパワー素子（４）と、
前記パワー素子（４）をオンさせる際に、前記パワー素子（４）の前記制御端子（４１）に対して、前記定電流として第１定電流と該第１定電流よりも小さな第２定電流とを切り替えて供給する定電流供給回路（３）と、
前記パワー素子（４）をオンさせる際に前記パワー素子（４）の前記制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達すると、該クランプ電圧にクランプするクランプ動作を行うクランプ回路（８）と、
前記定電流供給回路（３）による前記定電流の切り替えを制御し、前記パワー素子（４）の前記制御端子（４１）への前記定電流の供給開始から前記クランプ回路（８）による前記クランプ動作開始まで、および、前記クランプ動作開始から所定の遅延時間経過まで前記第１定電流を前記制御端子（４１）に供給し、前記遅延時間経過後に前記第２定電流に切り替えて前記制御端子（４１）に供給する保持回路（１０）と、を備えていることを特徴とする負荷駆動装置。
【請求項２】
前記クランプ回路（８）は、前記パワー素子（４）の前記制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させ、
前記保持回路（１０）は、前記クランプ回路（８）が前記制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させたときに、当該出力信号をタイマによって遅延させるフィルタ回路を有し、該フィルタ回路にて遅延させた出力信号に基づいて前記定電流を前記第１定電流から前記第２定電流に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、ＣＭＯＳ回路によって構成されたカウンタ回路（１０ａ）を有し、前記クランプ回路（８）が前記制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させたときに、この信号を前記カウンタ回路（１０ａ）によって所定カウント分のディレイを設けて出力するものであることを特徴とする請求項２に記載の負荷駆動装置。
【請求項４】
前記カウンタ回路（１０ａ）のカウントに用いられるクロックには、前記保持回路（１０）が形成されるＩＣの内部クロックが用いられていることを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。
【請求項５】
前記フィルタ回路は、ＣＲ回路によるディレイ回路によって構成され、前記クランプ回路（８）が前記制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させたときに、この信号を前記ディレイ回路によって所定のディレイを設けて出力するものであることを特徴とする請求項２に記載の負荷駆動装置。
【請求項６】
前記保持回路（１０）は、前記クランプ動作開始に伴って前記パワー素子（４）の前記制御端子（４１）の電圧がオーバーシュートしてからダウンシュートに向かうときのダウンエッジを検出するダウンエッジ検出回路（１０ｃ）を有し、該ダウンエッジ検出回路（１０ｃ）にて前記ダウンエッジが検出されてから所定の遅延時間を設け、この遅延時間経過後に前記定電流を前記第１定電流から前記第２定電流に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項７】
前記保持回路（１０）は、該保持回路（１０）を構成する素子の応答に基づいて、ダウンエッジ検出回路（１０ｃ）にて前記ダウンエッジが検出されてからの前記遅延時間を設けていることを特徴とする請求項６に記載の負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷への電流供給を制御する半導体スイッチング素子からなるパワー素子を有すると共に、このパワー素子の駆動電圧を一定電圧にクランプするクランプ回路を有した負荷駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、パワー素子を駆動することで負荷への電流供給を制御する負荷駆動装置に、パワー素子のゲート電圧をクランプするクランプ回路が備えられた構成が知られている。パワー素子を駆動する際に、電源とＧＮＤとが短絡した状態になると過電流状態になり、その過電流が素子耐量を超える安全動作領域外の大きさに達すると素子破壊に至る可能性がある。このため、クランプ回路にてゲート電圧を中間電位にクランプしてパワー素子をハーフオン状態とし、過電流が流れることによる素子破壊を防止している（例えば、特許文献１参照）。このようにパワー素子を駆動するに際し、定電流回路が生成する定電流にてパワー素子のゲートへの電流供給を行ってパワー素子のオン動作を制御することで、パワー素子のオン動作の速度（ｄｖ／ｄｔ）を調整することができるという特徴がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特公平１−７５６９３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記したようにゲートへ定電流を供給する定電流回路とゲート電圧をクランプするクランプ回路とを用いてパワー素子の制御を実施する回路構成を採用した場合、パワー素子のオン動作中に、一旦クランプ状態によるハーフオン状態を経由してから、フルオン状態にすることができる。このため、過電流を判定してからゲート電圧をクランプする場合と比較して、高速にクランプ動作を実施することが可能となるが、定電流を大量に供給した状態でクランプ回路に電流を吸収させると、クランプ回路での電力損失が大きくなる。クランプ回路での電力損失は、クランプ回路に流れる電流をＩ、クランプ電圧をＶとすると、Ｉ×Ｖによって算出され、電流Ｉが大きくなるほど大きくなる。
【０００５】
これに対して、パワー素子のゲート電圧がクランプ電圧以上になったときに、クランプ動作に入ったと認識する制御回路を構成することで、定電流回路の供給電流量を削減し、上記電力損失を削減することが可能となる。
【０００６】
しかしながら、クランプ回路はパワー素子のゲート電圧を検知してゲート端子の電流を吸い込む構成になるため、電圧状態が安定化する前に供給電流を削減すると、急激なアンダーシュート波形を生成し、発振状態による不安定な動作を引き起こすという問題を発生させる。
【０００７】
本発明は上記点に鑑みて、定電流回路で生成する定電流をパワー素子のゲートに供給することでパワー素子のオン動作を制御しつつ、クランプ回路によってゲート電圧をクランプすることで過電流による破壊を抑制し、かつ、急激なアンダーシュート波形が生成されることにより発振状態になって不安定な動作を引き起こすことを防止することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、パワー素子（４）をオンさせる際に、パワー素子（４）の制御端子（４１）に対して、定電流として第１定電流と該第１定電流よりも小さな第２定電流とを切り替えて供給する定電流供給回路（３）と、パワー素子（４）をオンさせる際にパワー素子（４）の制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達すると、該クランプ電圧にクランプするクランプ動作を行うクランプ回路（８）と、定電流供給回路（３）による定電流の切り替えを制御し、パワー素子（４）の制御端子（４１）への定電流の供給開始からクランプ回路（８）によるクランプ動作開始まで、および、クランプ動作開始から所定の遅延時間経過まで第１定電流を制御端子（４１）に供給し、遅延時間経過後に第２定電流に切り替えて制御端子（４１）に供給する保持回路（１０）と、を備えていることを特徴としている。
【０００９】
このように、パワー素子（４）をオンさせる際に、パワー素子（４）の制御端子（４１）に比較的大きな第１定電流を供給することで制御端子（４１）の電圧を比較的大きな勾配で上昇させつつ、制御端子（４１）の電圧がクランプ電圧に至ってから電圧状態が安定化するまでは、保持回路（１０）にて制御端子（４１）への比較的大きな第１定電流の供給を保持するようにしている。そして、制御端子（４１）の電圧状態が安定化した後に、制御端子（４１）への電流供給が比較的小さな第２定電流にて行われるようにしている。
【００１０】
このような動作を行えば、定電流供給回路（３）で生成する定電流をパワー素子（４）の制御端子（４１）に供給することでパワー素子（４）のオン動作を制御しつつ、クランプ回路（８）によってゲート電圧をクランプすることで過電流による破壊を抑制し、かつ、急激なアンダーシュート波形が生成されることにより発振状態になって不安定な動作を引き起こすことを防止することができる。
【００１１】
例えば、請求項２に記載したように、クランプ回路（８）は、パワー素子（４）の制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させ、保持回路（１０）は、クランプ回路（８）が制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させたときに、当該出力信号をタイマによって遅延させるフィルタ回路を有し、該フィルタ回路にて遅延させた出力信号に基づいて定電流を第１定電流から第２定電流に切り替えるように構成される。
【００１２】
そして、フィルタ回路については、請求項３に記載したように、ＣＭＯＳ回路によって構成されたカウンタ回路（１０ａ）を有した構成にでき、クランプ回路（８）が制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させたときに、この信号をカウンタ回路（１０ａ）によって所定カウント分のディレイを設けて出力するように構成することができる。
【００１３】
このように、ＣＭＯＳ回路によってカウンタ回路（１０ａ）を構成すれば、製造工程のバラツキによるタイマ時間誤差を少なくできる。
【００１４】
この場合、請求項４に記載したように、カウンタ回路（１０ａ）のカウントに用いられるクロックには、保持回路（１０）が形成されるＩＣの内部クロックが用いられるようにすると好ましい。
【００１５】
このように、カウンタ回路（１０ｂ）でのカウントをＩＣ内に内蔵された内部クロックによって実施できるようにすればカウント用の周辺回路部品が必要なくなるため、部品点数の削減により安価に構成することができる。
【００１６】
また、フィルタ回路を、請求項５に記載したように、ＣＲ回路によるディレイ回路によって構成することもでき、クランプ回路（８）より制御端子（４１）の電圧が所定のクランプ電圧に達したことを示す出力信号を発生させたときに、この信号をディレイ回路によって所定のディレイを設けて出力するように構成することもできる。
【００１７】
このようなＣＲ回路によるディレイ回路によってフィルタ回路を構成すれば、コンデンサと抵抗という容易な回路構成によってフィルタ回路を構成できる。
【００１８】
請求項６に記載の発明では、保持回路（１０）は、クランプ動作開始に伴ってパワー素子（４）の制御端子（４１）の電圧がオーバーシュートしてからダウンシュートに向かうときのダウンエッジを検出するダウンエッジ検出回路（１０ｃ）を有し、該ダウンエッジ検出回路（１０ｃ）にてダウンエッジが検出されてから所定の遅延時間を設け、この遅延時間経過後に定電流を第１定電流から第２定電流に切り替えることを特徴としている。
【００１９】
このように、ダウンエッジ検出回路（１０ｃ）を備えるようにし、ダウンエッジ検出回路（１０ｃ）によって制御端子（４１）の電圧のオーバーシュート後のダウンエッジに基づいて定電流の切り替えを行うこともできる。
【００２０】
この場合、例えば、請求項７に記載したように、保持回路（１０）は、該保持回路（１０）を構成する素子の応答に基づいて、ダウンエッジ検出回路（１０ｃ）にてダウンエッジが検出されてからの遅延時間を設けるようにすることができる。
【００２１】
このように、素子の応答を利用することで、遅延回路が必要なくなり、回路構成の簡略化を図ることが可能となる。
【００２２】
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１実施形態にかかるクランプ回路を備えた負荷駆動装置のブロック構成例を示した図である。
【図２】図１に示すクランプ回路を備えた負荷駆動装置の具体的な回路構成例を示した図である。
【図３】図１に示す負荷駆動装置の動作を表したタイミングチャートである。
【図４】比較例の動作を示したタイミングチャートである。
【図５】本発明の第２実施形態にかかるクランプ回路を備えた負荷駆動装置の具体的な回路構成例を示した図である。
【図６】図５に示す負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。
【図７】他の実施形態で説明するクランプ回路を備えた負荷駆動装置のブロック構成例を示した図である。
【図８】図７に示すクランプ回路を備えた負荷駆動装置の具体的な回路構成例を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。
【００２５】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について説明する。図１は、本実施形態にかかるクランプ回路を備えた負荷駆動装置のブロック構成例を示した図である。また、図２は、このクランプ回路を備えた負荷駆動装置の具体的な回路構成例を示した図である。ただし、図２では、負荷駆動装置の一部のみを抽出して図示してある。これらの図を参照して、本実施形態のクランプ回路を備えた負荷駆動装置について説明する。
【００２６】
図１に示す負荷駆動装置は、図示しないマイコンなどの制御手段から入力されるＩＮ信号（制御信号）に基づいて駆動される。この負荷駆動装置には、ＩＮ信号に基づいてオンオフ制御されるスイッチ部１と、スイッチ部１がオンされると電源２からの電力供給に基づいて定電流を発生させる定電流供給回路３と、定電流供給回路３から制御端子４１への定電流供給に基づいて制御端子４１に駆動電圧が入力されるとオンされるパワー素子４とを有している。
【００２７】
この負荷駆動装置では、定電流供給回路３から供給される定電流に基づいてパワー素子４をオンさせることで、電流供給ラインのうちの高圧出力線５側に接続されるパワー素子４の出力端子４３と所定電位とされる基準電源ライン６側に接続される基準電圧端子４２との間のインピーダンスを制御する。これにより、例えば高圧出力線５に接続された負荷７への電力供給を行っている。本実施形態の定電流供給回路３は、定電流の大きさを調整できる機能を有しており、パワー素子４の制御端子４１を急速充電するときには比較的大きな定電流（第１定電流）を発生させ、急速充電が必要ないときには比較的小さな定電流（第２定電流）を発生させられるようになっている。
【００２８】
また、負荷駆動装置には、クランプ回路８が備えられている。このクランプ回路８により、制御端子４１を所定電圧（以下、クランプ電圧という）にクランプするというクランプ動作を行っている。このクランプ回路８を備えることにより、パワー素子４のオン動作中に、一端クランプ状態によるハーフオン状態を経由して、フルオン状態にすることができる。このため、過電流を判定してからゲート電圧をクランプする場合と比較して、高速にクランプ動作を実施しつつ、過電流保護が図れ、過電流によるパワー素子４の破壊防止が可能とされている。
【００２９】
さらに、本実施形態の負荷駆動装置には、第１、第２保持回路９、１０が備えられている。第１保持回路９は、ＩＮ信号を入力し、ＩＮ信号としてスイッチ部１をオンさせてパワー素子４の駆動を行わせることを示す信号（以下、ＩＮ信号のオン指令という）が入力されると、その信号を受けてから所定期間中、クランプ回路８にクランプ動作を許可することを指示する信号を出力する。第２保持回路１０は、第１保持回路９の出力とクランプ回路８によるクランプ動作の状態に基づいて、定電流供給回路３を制御するものである。すなわち、第２保持回路１０は、クランプ回路８によるクランプ動作開始後にも所定期間中は定電流供給回路３で比較的大きな定電流を発生させ、それからクランプ動作終了までは定電流供給回路に比較的小さな定電流を発生させるようにし、その後、クランプ動作が終了すると再び定電流供給回路に比較的大きな定電流を発生させることを指示する。
【００３０】
具体的には、定電流供給回路３は、スイッチ部１と電源２と間において並列的に接続された第１、第２定電流回路３１、３２と、電源２から第２定電流回路３２への電力供給のオンオフ制御するスイッチ部３３とを有した構成とされている。定電流供給回路３は、スイッチ部１をオンすると電源２からの電力供給に基づいて定電流を発生させ、スイッチ部３３がオンされているときには第１、第２定電流回路３１、３２の両方で生成される定電流を足し合わせた比較的大きな定電流を発生させ、スイッチ部３３がオフされているときには第１定電流回路３１のみで生成される比較的小さな定電流を発生させる。
【００３１】
例えば、図２に示すように、定電流回路３１は、カレントミラー接続された第１、第２ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ３１ａ、３１ｂおよび定電流源３１ｃにて構成される。また、定電流回路３２も、カレントミラー接続された第１、第２ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ３２ａ、３２ｂおよび定電流源３２ｃにて構成される。そして、スイッチ部１がオンされると、第１ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ３１ａが定電流源３１ｃで規定される定電流を流すと共に、それに対してカレントミラー接続された第２ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ３１ｂも同様の定電流を流す。これがパワーＭＯＳＦＥＴ４の制御端子４１に供給される。また、スイッチ部３３がオンされているときには、定電流回路３２でも同様の動作を行い、定電流回路３２の定電流もパワー素子４の制御端子４１に供給される。このような構成により、定電流供給回路３を構成することができる。
【００３２】
パワー素子４は、例えば、図２に示すように、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴという）で構成される。パワー素子４がＩＧＢＴで構成される場合には、例えば駆動電圧が１５Ｖ程度とされる。ただし、パワー素子４のドライブ時において、オン動作のときに電源と負荷７とが短絡した状態になると過電流状態になり、その過電流が素子耐量を超える安全動作領域外の大きさに達すると素子破壊に至る可能性がある。このため、パワー素子４をフルオン状態にする前にハーフオン状態を作り出し、過電流が流れることによる素子破壊を防止している。例えば、パワー素子４がＩＧＢＴで構成される場合、ハーフオン状態の際には駆動電圧が８Ｖ程度とされる。
【００３３】
なお、パワー素子４の制御端子４１と定電流供給回路３やクランプ回路８との間に備えられているのはゲート抵抗４ａ、４ｂである。
【００３４】
クランプ回路８は、第１、第２スイッチ部８１、８２と比較器８３とを備えた構成とされている。第１スイッチ部８１は、制御端子４１とパワー素子４の基準電圧端子４２との間に備えられており、比較器８３の出力信号に基づいてオンオフ制御される。この第１スイッチ部８１がオフされているときには定電流供給回路３から供給される定電流のほぼすべてがパワー素子４の制御端子４１に供給される。そして、第１スイッチ部８１がオンされると定電流が第１スイッチ部８１を通じて基準電源ライン６側に引抜かれることで制御端子４１をクランプ電圧にクランプするというクランプ動作を行う。
【００３５】
第２スイッチ部８２は、比較器８３への電源印加を制御することでクランプ動作を行わせるものである。第２スイッチ部８２は、第１保持回路９の出力信号に基づいてオンオフ制御される。具体的には、第１保持回路９は、ＩＮ信号のオン指令が入力されると、その信号を受けてから所定期間中、クランプ回路８にクランプ動作を許可することを指示する出力信号を出される。この出力信号が出されている期間中、第２スイッチ部８２がオンされて比較器８３への電力供給を行い、比較器８３を作動させる。
【００３６】
比較器８３は、パワー素子４の制御端子４１の電圧と参照電圧ＲＥＦとを大小比較し、その比較結果に応じた出力信号を発生させる。すなわち、比較器８３は、パワー素子４の制御端子４１の電圧がクランプ電圧に達したか否かの判定を行っており、パワー素子４の制御端子４１の電圧がクランプ電圧未満のときには第１スイッチ部８１をオフする信号（ローレベル）を出力し、パワー素子４の制御端子４１の電圧がクランプ電圧に達すると第１スイッチ部８１をオンする信号（ハイレベル）を出力する。また、この比較器８３の出力信号は、第２保持回路１０に入力されるようになっている。
【００３７】
第１保持回路９は、ＩＮ信号を入力し、ＩＮ信号のオン指令が入力されると、一定期間中は第２スイッチ部８２をオンする出力信号を発生させる。第１保持回路９が第２スイッチ部８２をオンする出力信号を発生させる期間は、パワー素子４の制御端子４１の電圧をクランプ電圧にクランプする期間であり、図示しない過電流検出回路が過電流検出を行うのに必要な時間よりも長く設定されている。また、第１保持回路９の出力信号は、第２保持回路１０にも伝えられるようにしてある。
【００３８】
第２保持回路１０は、定電流供給回路３におけるスイッチ部３３のオンオフを制御する制御信号を発生させる。第２保持回路１０の制御信号は、第１保持回路９の出力信号とクランプ回路８における比較器８３の出力信号とに基づいて生成されている。基本的には、第２保持回路１０は、比較器８３の出力信号が第１スイッチ部８１をオフすることを示す信号のときに、出力信号として定電流供給回路３におけるスイッチ部３３をオンさせる信号を発生させる。ただし、第２保持回路１０は、比較器８３の出力信号が第１スイッチ部８１をオンすることを示す信号に切り替わっても、スイッチ部３３をオンさせる出力信号を一定期間中保持してスイッチ部３３をオンさせるようにしている。また、第２保持回路１０は、クランプ期間が終了すると、第１保持回路９の出力信号に基づいて再びスイッチ部３３をオンさせる信号を出力信号として発生させるという動作を行う。
【００３９】
例えば、第２保持回路１０は、フィルタ回路によって構成され、フィルタ回路によるタイマによって、比較器８３の出力信号が第１スイッチ部８１をオンすることを示す信号に切り替わっても、スイッチ部３３をオンさせる出力信号が一定期間中保持されるようにしている。
【００４０】
フィルタ回路としては、例えば、図２に示すようなカウンタ回路１０ａを採用することができる。カウンタ回路１０ａは、負荷駆動装置の各素子が作り込まれるＩＣ内に内蔵された内部クロック（ＣＬＫ）に基づいてカウントが行えるように構成され、比較器８３の出力信号を入力して、比較器８３の出力信号に対して所定カウント分のディレイを設けている。これにより、比較器８３の出力信号が第１スイッチ部８１をオンすることを示す信号に切り替わっても、スイッチ部３３をオンさせる出力信号が一定期間中保持されるようにできる。このようなカウンタ回路１０ａは、例えばＣＭＯＳ回路などによって構成できる。ＣＭＯＳ回路によってカウンタ回路１０ａを構成すれば、製造工程のバラツキによるタイマ時間誤差を少なくできる。また、カウンタ回路１０ａでのカウントをＩＣ内に内蔵された内部クロックによって実施できるようにすればカウント用の周辺回路部品が必要なくなるため、部品点数の削減により安価に構成することができる。
【００４１】
なお、カウンタ回路１０ａをＣＭＯＳ回路などで構成する場合、その回路で用いられる電圧まで降圧することが望ましい。その場合には、図２中に示したように、バッファ１０ｂにて比較器８３の出力信号の電位レベルを降圧させてからカウンタ回路１０ａに比較器８３の出力信号が入力されるようにすると良い。
【００４２】
また、フィルタ回路としては、ＣＲ回路によるディレイ回路を採用することもできる。例えば、比較器８３の出力端子と基準電源ライン６との間に抵抗とコンデンサを直列接続し、これら抵抗とコンデンサの間の電位がコンパレータに入力されるようにする。比較器８３の出力信号によってコンデンサが所定の時定数で充電され、コンパレータの出力が比較器８３の出力信号に対してディレイを有して追従することになる。このような構成により、比較器８３の出力信号が第１スイッチ部８１をオンすることを示す信号に切り替わっても、スイッチ部３３をオンさせる出力信号が一定期間中保持されるようにできる。このようなＣＲ回路によるディレイ回路によってフィルタ回路を構成すれば、コンデンサと抵抗という容易な回路構成によってフィルタ回路を構成できる。
【００４３】
以上のような回路構成により、本実施形態にかかる負荷駆動装置が構成されている。次に、このように構成された本実施形態の負荷駆動装置の動作について説明する。図３は、本実施形態の負荷駆動装置の動作を表したタイミングチャートである。また、図４は、比較例として、図１に示す負荷駆動装置のうちの第２保持回路１０をなくして、スイッチ部３３が比較器８３の出力信号に基づいて直接オンオフ制御される形態とした場合の動作を示したタイミングチャートである。これらの図を参照して説明する。
【００４４】
まず、ＩＮ信号のオン指令が入力される前より、第２保持回路１０の出力に基づいてスイッチ部３３がオン状態にされている。このときには、第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた分の定電流が定電流供給回路３から出力できる状態になっているが、まだスイッチ部１がオンされていないため、パワー素子４の制御端子４１には電流供給が行われていない状況になっている。
【００４５】
そして、時点Ｔ０において、ＩＮ信号のオン指令が入力されると、素子特性によって決まるオン遅延があった後の時点Ｔ１においてスイッチ部１がオン状態となる。これにより、定電流供給回路３から、第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた分の定電流がパワー素子４の制御端子４１に供給される。そして、パワー素子４の制御端子４１が第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた比較的大きな電流に基づいて急速充電されていく。
【００４６】
この後、パワー素子４の制御端子４１の電圧が比較的大きな勾配で徐々に上昇し、時点Ｔ２においてミラー電圧Ｖ１まで達する。この状態が所定期間続いたのち、再びパワー素子４の制御端子４１の電圧が上昇する。この電圧が時点Ｔ３においてクランプ電圧に相当する参照電圧ＲＥＦを超えるとクランプ回路８によるクランプ動作に基づいて、パワー素子４の制御端子４１の電圧がクランプ電圧Ｖ２にクランプされる。
【００４７】
このとき、パワー素子４の制御端子４１の電圧が一旦オーバーシュートしてからクランプ電圧で一定になって電圧状態が安定化することになる。このため、図４に示した例のように、電圧状態が安定化する前に定電流供給回路３からの電流を削減すると、急激なアンダーシュート波形を生成し、クランプ電圧を下回ることで比較器８３の信号が反転することにより、スイッチ部３３を再びオンするため、発振状態による不安定な動作を引き起こすことになる。
【００４８】
これに対して、本実施形態のように、第２保持回路１０を備えることで、比較器８３の出力信号が第１スイッチ部８１をオンする信号に切り替わった後でも、第２保持回路１０にて時点Ｔ４までの所定期間中はスイッチ部３３をオンさせる信号を保持することができる。つまり、パワー素子４の制御端子４１の電圧状態が安定化するまでスイッチ部３３をオンさせたままとし、第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた分の定電流がパワー素子４の制御端子４１に供給されるようにできる。したがって、急激なアンダーシュート波形が生成されないようにでき、発振状態による不安定な動作が引き起こされることを防止できる。
【００４９】
この後は、時点Ｔ５において、クランプ回路８によるクランプ動作が完了すると、第１保持回路９が第２スイッチ部８２をオフして比較器８３の駆動を停止することになるため、第１保持回路９から第２保持回路１０にクランプ期間の終了が伝えられる。この第１保持回路９の出力信号に基づいて、再び第２保持回路１０からスイッチ部３３をオンさせる出力信号が発生させられ、スイッチ部３３がオンされる。これにより、パワー素子４の制御端子４１に第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた分の定電流が供給され、再びパワー素子４の制御端子４１が比較的大きな電流に基づいて急速充電されていく。そして、パワー素子４のゲート電圧が電源電圧Ｖ３まで上昇し、パワー素子４がフルオン状態となる。
【００５０】
この後は、ＩＮ信号としてスイッチ部１をオフしてパワー素子４の駆動を止めることを示す信号（以下、ＩＮ信号のオフ指令という）が入力されると、スイッチ部１がオフされる。このとき、第２保持回路１０の出力信号に基づいてスイッチ部３３がオンされたままの状態になるが、スイッチ部１がオフされるため、定電流供給回路３からパワー素子４の制御端子４１への電流供給は行われない。
【００５１】
以上説明したように、本実施形態の負荷駆動装置では、パワー素子４をオンさせる際に、パワー素子４の制御端子４１に比較的大きな電流を供給することで制御端子４１の電圧を比較的大きな勾配で上昇させつつ、制御端子４１の電圧がクランプ電圧に至ってから電圧状態が安定化するまでは、制御端子４１への比較的大きな電流の供給を保持するようにしている。そして、制御端子４１の電圧状態が安定化した後に、制御端子４１への電流供給が定電流回路３１のみから為されるようにし、比較的小さな電流が制御端子４１に供給されるようにしている。
【００５２】
このような動作を行えば、定電流供給回路３で生成する定電流をパワー素子４の制御端子４１に供給することでパワー素子４のオン動作を制御しつつ、クランプ回路８によって制御端子４１の電圧をクランプすることで過電流による破壊を抑制し、かつ、急激なアンダーシュート波形が生成されることにより発振状態になって不安定な動作を引き起こすことを防止することができる。
【００５３】
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対して第２保持回路１０の具体的な構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
【００５４】
図５は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の具体的な回路構成を示したものである。ただし、図５では、負荷駆動装置の一部のみを抽出して図示してあり、図示していない部分については第１実施形態と同様である。
【００５５】
図５に示すように、本実施形態では、第２保持回路１０は、パワー素子４の制御端子４１の電圧のダウンエッジを検出するダウンエッジ検出回路１０ｃと、比較器８３とダウンエッジ検出回路１０ｃの検出結果に基づいてスイッチ部３３のオンオフを制御するアンド回路１０ｄとを有した構成とされている。ダウンエッジ検出回路１０ｃは、パワー素子４の制御端子４１の電圧がオーバーシュートした後にアンダーシュートに向かうときのダウンエッジを検出するものであり、例えばサンプリング周期毎に前回周期と今回周期での制御端子４１の電圧を比較し、今回周期の方が前回周期よりも小さければダウンエッジを検出してハイレベルを出力する。このような構成において、アンド回路１０ｄの出力がローレベルのときにスイッチ部３３がオンし、ハイレベルのときにスイッチ部３３がオンするようにしてある。
【００５６】
図６は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。
【００５７】
まず、時点Ｔ０において、ＩＮ信号のオン指令が入力されると、素子特性によって決まるオン遅延があった後の時点Ｔ１においてスイッチ部１がオン状態となる。これにより、時点Ｔ１〜Ｔ３において、第１実施形態と同様の動作が行われ、パワー素子４の制御端子４１の電圧が上昇していく。そして、パワー素子４の制御端子４１がクランプ電圧に達する前の状態では比較器８３の出力信号がローレベルとなる。また、この期間中にはダウンエッジも検出されていないため、ダウンエッジ検出回路１０ｃの出力もローレベルになる。したがって、アンド回路１０ｄの出力がローレベルとなり、スイッチ部３３がオンされ、パワー素子４の制御端子４１に第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた分の定電流が供給される。
【００５８】
そして、時点Ｔ３において、パワー素子４の制御端子４１の電圧がクランプ電圧に達すると、比較器８３の出力がハイレベルに切り替わる。しかし、このときにはまだダウンエッジが検出されないため、ダウンエッジ検出回路１０ｃの出力はローレベルとなる。したがって、アンド回路１０ｄの出力はローレベルのままで、スイッチ部３３もオンが保持され、パワー素子４の制御端子４１に第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた分の定電流が供給される。
【００５９】
その後、クランプ回路８のクランプ動作によって、パワー素子４の制御端子４１の電圧がオーバーシュート後に低下していくと、時点Ｔ４においてダウンエッジが検出され、ダウンエッジ検出回路１０ｃの出力がハイレベルに切り替わる。これにより、比較器８３とダウンエッジ検出回路１０ｃの両方の出力がハイレベルになるため、アンド回路１０ｄの出力もハイレベルに切り替わる。したがって、スイッチ部３３がオフされ、パワー素子４の制御端子４１に第１定電流回路３１のみで生成される定電流が供給される。このときのスイッチ部３３のオフへの切り替えは、ダウンエッジ検出回路１０ｃやアンド回路１０ｄを構成する素子の応答などによってダウンエッジ検出タイミングから遅れることから、パワー素子４の制御端子４１の電圧状態が安定化してから制御端子４１に供給される電流の削減を行うことが可能となる。
【００６０】
この後は、クランプ回路８によるクランプ動作の終了時に、第２スイッチ部８２がオフされて比較器８３への電力供給がオフされるため、比較器８３の出力がローレベルになる。このため、アンド回路１０ｄの出力がローレベルになってスイッチ部３３が再びオンし、パワー素子４の制御端子４１に第１、第２定電流回路３１、３２の双方で生成される定電流を足し合わせた分の定電流が供給される。したがって、再びパワー素子４の制御端子４１が比較的大きな電流に基づいて急速充電されるようにできる。
【００６１】
このように、本実施形態では、ダウンエッジ検出回路１０ｃを備えるようにし、ダウンエッジ検出回路１０ｃによって制御端子４１の電圧のオーバーシュート後のダウンエッジに基づいてスイッチ部３３のオンオフ切り替えを行うようにしている。そして、第２保持回路９を構成する素子の応答に基づいて、パワー素子４の制御端子４１の電圧状態が安定化してから制御端子４１に供給される電流の削減を行うことが可能となる。したがって、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００６２】
なお、ここでは素子の応答に基づいてパワー素子４の制御端子４１の電圧状態が安定化してからスイッチ部３３がオフされるようにしたが、遅延回路を設けて行っても良い。ただし、素子の応答を利用することで、遅延回路が必要なくなり、回路構成の簡略化を図ることが可能となる。
【００６３】
（他の実施形態）
上記実施形態では、負荷駆動装置の回路構成の一例を示したが、同様の動作を行うことが可能な他の回路構成とされていても構わない。例えば、上記各実施形態では、負荷７をパワー素子４のハイサイド側に配置する場合について説明したが、ローサイド側に配置することも可能である。図７は、図１に対して負荷７の接続場所を変更した場合を示した図であり、図８は、その場合の負荷駆動装置の具体的な回路構成を示した図である。図７に示すように、パワー素子４の基準電圧端子４２側に負荷７が接続される形態としても良い。
【００６４】
勿論、負荷駆動装置を構成する各素子を上記実施形態で説明した素子と異なる素子で構成しても良い。例えば、パワー素子４としてＩＧＢＴを例に挙げて説明したがパワーＭＯＳＦＥＴであっても構わない。
【符号の説明】
【００６５】
１          スイッチ部
２          電源
３          定電流供給回路
４          パワー素子
５          高圧出力線
６          基準電源ライン
７          負荷
８          クランプ回路
９          第１保持回路
１０        第２保持回路
１０ａ      カウンタ回路
１０ｂ      バッファ
１０ｃ      ダウンエッジ検出回路
１０ｄ      アンド回路
３１、３２  定電流回路
３３        スイッチ部
４１        制御端子
４２        基準電圧端子
４３        出力端子
８１、８２  第１、第２スイッチ部
８３        比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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