(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を検出する方法であって、
受信信号のキャリア周波数を推定するステップと、
パイロット値を基準信号に付加するステップと、
前記パイロット信号が付加された基準信号を前記受信信号のサンプリング周波数にアップサンプリングするステップと、
アップサンプリングされた基準信号を、推定されたキャリア周波数を使用することで復調されたベースバンド信号と相関させ、相関値を生成するステップと、
前記相関値が予め決定された検出の閾値よりも大きい場合に、前記受信信号が存在することを判定するステップとを含み、
前記キャリア周波数を推定するステップは、前記相関値を生成するステップよりも前に行われ、
前記推定するステップは、
前記受信信号のＮ個のセクションに周波数領域の変換を実行して、複数のＮ個の独立のベクトルを得るステップと、
前記複数のＮ個の独立のベクトルのそれぞれの絶対値をとるステップと、
前記Ｎ個の独立のベクトルのそれぞれの絶対値を平均して、１つの平均された独立のベクトルを得るステップと、
前記１つの平均された独立のベクトルのピークを識別するステップと、
前記１つの平均された独立のベクトルの識別されたピークを閾値と比較するステップと、
前記識別されたピークが前記閾値よりも大きい場合に、前記１つの平均された独立のベクトルの識別されたピークの位置を前記キャリア周波数の推定値として使用するか、さもなければ、前記受信信号の公称のパイロットのロケーションを前記キャリア周波数の推定値として使用するステップと、
を更に含む
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
センサで受信信号の存在を検出する方法であって、
前記受信信号のキャリア周波数を推定するステップと、
推定されたキャリア周波数を使用して前記受信信号を復調し、複素の復調されたベースバンド信号を生成するステップと、
前記複素の復調されたベースバンド信号を低域通過フィルタでフィルタリングするステップと、
前記受信信号と同じサンプリングレートで、オーバサンプリングされたローカルの基準信号を生成するステップと、
前記オーバサンプリングされたローカルの基準信号を前記低域通過フィルタでフィルタリングされた複素の復調されたベースバンド信号と相関させ、複素の相関値を得るステップと、
前記複素の相関値の絶対値を取るステップと、
前記複素の相関値の絶対値を検出の閾値に比較するステップと、
前記複素の相関値の絶対値が前記検出の閾値よりも大きい場合に、前記受信信号が存在することを判定するステップとを含み、
前記キャリア周波数を推定するステップは、前記複素の相関値を得るステップよりも前に行われ、
前記推定するステップは、
前記受信信号のＮ個のセクションに周波数領域の変換を実行して、複数のＮ個の独立のベクトルを得るステップと、
前記複数のＮ個の独立のベクトルのそれぞれの絶対値をとるステップと、
前記Ｎ個の独立のベクトルのそれぞれの絶対値を平均して、１つの平均された独立のベクトルを得るステップと、
前記１つの平均された独立のベクトルのピークを識別するステップと、
前記１つの平均された独立のベクトルの識別されたピークを閾値と比較するステップと、
前記識別されたピークが前記閾値よりも大きい場合に、前記１つの平均された独立のベクトルの識別されたピークの位置を前記キャリア周波数の推定値として使用するか、さもなければ、前記受信信号の公称のパイロットのロケーションを前記キャリア周波数の推定値として使用するステップと、
を更に含む
ことを特徴とする方法。
【請求項３】
前記周波数領域の変換は、高速フーリエ変換である、
請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
前記高速フーリエ変換は、１つのドウェルで実行される、
請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記高速フーリエ変換は、複数のドウェルで実行される、
請求項３記載の方法。
【請求項６】
前記周波数領域の変換は、パワースペクトル密度の変換である、
請求項１又は２記載の方法。
【請求項７】
前記受信信号は、既知のロケーションにおける少なくとも１つのパイロットを含む、
請求項２記載の方法。
【請求項８】
前記低域通過フィルタによるフィルタリングは、前記受信信号の前記既知のロケーションにおける前記パイロットの周囲の領域において前記複素の復調されたベースバンド信号をフィルタリングするステップを含む、
請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記受信信号は、無線周波信号と中間周波信号のうちの１つである、
請求項２記載の方法。
【請求項１０】
ワイヤレスシステムにおいて受信信号の存在を検出するセンサであって、
無線周波信号の１つを受信してＬｏｗ  ＩＦ（ＬＩＦ）信号を生成するチューナと、
受信信号のキャリア周波数を推定する推定ユニットと、
推定されたキャリア周波数を使用して前記ＬＩＦ信号を復調し、複素の復調されたベースバンド信号を生成する復調ユニットと、
マッチドフィルタリングの演算を前記複素の復調されたベースバンド信号に実行して、第二の複素信号を生成する第一のマッチドフィルタと、
オーバサンプリングされたローカルの基準信号を生成するローカルの基準信号発生ユニットと、
前記オーバサンプリングされたローカルの基準信号と前記第二の複素信号との間の複素の相関を実行して、第三の複素信号を生成する複素相関ユニットと、
前記第三の複素信号の絶対値を取り、第四の複素信号を生成する絶対値ユニットと、
前記第四の複素信号を閾値と比較して、前記受信信号が存在するかを判定する閾値検出器とを有し、
前記キャリア周波数の推定は、前記複素の相関の実行の前に行われ、
前記キャリア周波数の推定は、
前記受信信号のＮ個のセクションに周波数領域の変換を実行して、複数のＮ個の独立のベクトルを得て、
前記複数のＮ個の独立のベクトルのそれぞれの絶対値をとり、
前記Ｎ個の独立のベクトルのそれぞれの絶対値を平均して、１つの平均された独立のベクトルを得て、
前記１つの平均された独立のベクトルのピークを識別し、
前記１つの平均された独立のベクトルの識別されたピークを閾値と比較し、
前記識別されたピークが前記閾値よりも大きい場合に、前記１つの平均された独立のベクトルの識別されたピークの位置を前記キャリア周波数の推定値として使用するか、さもなければ、前記受信信号の公称のパイロットのロケーションを前記キャリア周波数の推定値として使用すること
を更に含む
ことを特徴とするセンサ。
【請求項１１】
前記ローカルの基準信号発生ユニットは、
ローカルの基準系列を発生するＰＮ５１１及びパイロット発生ユニットと、
前記ローカルの基準系列を受信して中間のローカルの基準系列を発生するオーバサンプリングユニットと、
前記中間のローカルの基準系列を受信して前記ローカルの基準信号を発生する第二のマッチドフィルタと、
を更に有する請求項１０記載のセンサ。
【請求項１２】
当該センサは、ソフトウェア無線及びコグニティブ無線のうちの１つである、
請求項１０記載のセンサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、テレビジョン（TV）受像機のような既存のサービスに対する有害な混信のない効率的且つ信頼性の高いスペクトルの使用を達成するため、コグニティブ無線及び／又はソフトウェア定義無線（SDR）を含む通信システムに関する。  
本出願は、2007年3月6日に提出された米国仮出願シリアルNo  60/893,208の利益を特許請求するものである。
【背景技術】
【０００２】
無許可のユーザがスペクトルの既存のユーザに対する有害な混信を形成しないという条件で、無許可の装置によるＴＶスペクトルの使用を可能にする多数の提案が行われている。これらの無許可の装置は、有害な混信なしに、送信する許可されたテレビジョンの帯域内でチャネルを自発的に識別する機能を有することが想定される。
【０００３】
ＩＥＥＥ（Institute  of  Electrical  and  Electronics  Engineers）８０２．２２  ＷＲＡＮ（Wireless  Regional  Area  Network）ワーキンググループは、物理（PHY）及びメディアアクセスコントロール（MAC）レイヤインタフェースに関する標準を作成する。このインタフェースは、コグニティブ無線（CR）技術に基づいて、テレビジョン（TV）ブロードキャストサービスに割り当てられたスペクトルを無許可のシステムが利用するのを可能にする。既存のシステム（incumbent  system）と共存し、且つ、ＴＶブロードキャスト、ワイヤレスマイクロフォン等のような既存のサービスに影響を及ぼす場合がある干渉を回避するため、ＩＥＥＥ８０２．２２のＭＡＣプロトコルは、ＣＲ基地局が現在使用中のチャネルを動的に変更するか、又は、既存のシステムにより使用されるスペクトルの使用が検出されたときのＣＲ端末の電力を動的に変更するのを可能にする。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
既存のシステムとの干渉を回避するため、ＣＲ端末は、受信信号における最小の周波数オフセットを想定する相関に基づいたセンシング方法を使用する。しかし、測定値は、±２０ｋＨｚの大きな周波数オフセットが珍しくないことを示す。これらの大きなオフセットは、意図的であるか、非意図的である場合がある。幾つかの可能性のある意図的な周波数オフセットのソースは、隣接する干渉を補正する送信機、又は受信機のフロントエンドを含む。幾つかの可能性のある非意図的な周波数オフセットのソースは、たとえばドップラオフセット又は受信機のクリスタルオフセットを含む。これらのオフセットの存在及び大きさは、センシングレシーバで知られていないことがあり、これにより、補償が問題となる。しかし、これらの大きな周波数オフセットがセンシングレシーバで補償されない場合、補正検出器の性能は、特に低い信号対雑音（SNR）比で非常に信頼できない。さらに、未知の受信されたパイロットレベル及びタイミングオフセットは、相関検出器の性能を低減することができる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の実施の形態によれば、コグニティブ又はソフトウェア無線の二次的なユーザ（secondary  user）は、既存の信号（incumbent  signal）の存在を迅速及びロバストに判定する。既存のユーザ（incumbent  user）は、スペクトルへの先制のアクセスが与えられ、二次的なユーザ（たとえば、コグニティブ無線のユーザ及びソフトウェア無線のユーザ）は、既存のユーザと干渉しない関係にあるスペクトルの空白における日和見主義的な使用のためのアクセス権のみを有することが理解される。空白は、通信分野で知られており、無線スペクトルの割り当てられた部分であるが、仮想的に不使用の部分として定義される。本発明の実施の形態によれば、二次的なユーザは、既存のユーザの存在を迅速且つロバストに検出し、潜在的に有害な混信を排除してスペクトルの共有を可能にするため、既存のユーザにスペクトルを迅速に譲る。
【０００６】
本発明の１実施の形態によれば、既存のユーザの存在を迅速且つロバストに検出し、必要に応じて既存のユーザにスペクトルを迅速に譲るため、大きな周波数オフセットを補正して相関検出器の性能を改善するために相関を実行する前に、二次的なユーザのコグニティブ又はソフトウェア無線の受信機においてキャリアリカバリが実行される。
【０００７】
本発明は、少なくとも１つの公知のＰＮ系列を含む既存の信号との使用に広く適用可能である。さらに、本発明は、任意のサンプリングレートでセンサでサンプリングされるＩＦ又はＲＦ周波数で送信される場合がある任意の既存の信号に適用可能である。本発明の実施の形態によれば、キャリアリカバリは、たとえば、セグメントＳｙｎｃ、５１１ＰＮ系列レングス、６３ＰＮ系列又はその組み合わせを含むオーバサンプリングされた基準信号による相関検出の前に実行される。
【０００８】
本発明の様々な実施の形態は、例示的であって限定するものではないことを意味する添付図面の図で例示され、図面では、同じ参照符号は同じ又は対応する部材を示すことが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】従来のＡＴＳＣ  ８−ＶＳＢ送信機のブロック図である。
【図２】図１のＶＳＢ信号のフィールド同期信号の構造を示す図である。
【図３】本発明の１実施の形態に係る検出器を示すブロック図である。
【図４】キャリアリカバリを実行するプロセスを説明するフローダイアグラムである。
【図５】図４のフローダイアグラムのキャリアリカバリを更に記述する詳細なフローダイアグラムである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明は、大きな周波数オフセットを補正し、これにより相関検出器の性能を改善するため、相関を実行する前にキャリアリカバリを実行することで、低い信号対雑音比でキャリア信号を回復するロバスト且つ効率的なソリューションを提供する例示的なシステム、方法及び装置の観点で更に詳細に記載される。
【００１１】
スペクトルセンシングは、ＩＥＥＥ８０２．２２標準のようなプライマリサービスとスペクトル帯域を共有するＣＲに基づくワイヤレスシステムにおける必須の機能である。より詳細には、スペクトルセンシングは、プライマリユーザへの有害な混信を生じることなしに、二次的なネットワークがスペクトルを再使用するのを可能にするので、動的なスペクトルのアクセスのために成功の鍵となる。  
したがって、本発明は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に基づくパイロット検出に基づいたスペクトルセンシング技術として特徴付けることができる。
【００１２】
本実施の形態で記載されるスペクトルセンシングは、特に、限定されるものではないが、高度に動的であって高密なネットワークにおける動作のために設計され、ＩＥＥＥ８０２．３３標準の現在の草案において適合される。本実施の形態で記載されるスペクトルセンシングは、２つのタイプの既存、すなわちＴＶサービスとワイヤレスマイクロフォンを主に保護するために設計される。特に、ワイヤレスマイクロフォンは、スペクトルの許可された二次的なユーザであり、干渉しない原理で空いているＴＶチャネルで動作するようにＦＣＣにより許容される。
【００１３】
図１は、コンベンショナルなデジタルブロードキャスト送信装置のブロック図である。この装置は、標準的な８レベル残留側波帯（ＶＳＢ）送信装置であり、乱数発生器１０、リードソロモン（ＲＳ）エンコーダ１２、インタリーバ１４、トレリスエンコーダ１６、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１８、パイロットインサータ２０、ＶＳＢ変調器２２及び無線周波（ＲＦ）変換器２４を含む。パイロットインサータ２０は、マルチプレクサ１８からのシンボルストリームにパイロット信号を挿入する。パイロット信号は、これらの信号が効果的であるように所有する固定された時間と振幅の関係を破壊しないように、ランダム化及び誤り符号化ステージの後に挿入される。データが変調される前に、小さなＤＣシフトが８−ＶＳＢベースバンド信号に印加される。これにより、小さな残余のキャリアが、結果として得られる変調されたスペクトルのゼロ周波ポイントで現れる。これは、パイロットインサータ２０により提供されるパイロット信号である。これは、ＶＳＢ受信機におけるＲＦフェーズロックループ（ＰＬＬ）回路に、送信されているデータとは独立なデータにロックすることを与える。パイロット信号がパイロットインサータ２０により挿入された後、出力は、ＶＳＢ変調器２２に送出される。ＶＳＢ変調器２２は、シンボルストリームを中間周波数帯域の８−ＶＳＢ信号に変調する。ＶＳＢ変調器２２は、一方の側波帯の大部分が除かれて、フィルタリングされた（root-raised  cosine）ＩＦ信号を標準的な周波数（米国では４４ＭＨｚ）で提供する。
【００１４】
特に、８レベルベースバンド信号は、中間周波（ＩＦ）キャリアで振幅変調される。この変調により、キャリア周波数に関して両側波帯ＩＦスペクトルが生成される。しかし、全体のスペクトルは、割り当てられた６ＭＨｚチャネルにおいて送信するには余りに広すぎる。変調により生成されたサイドローブは、中央のスペクトルの単にスケーリングされたコピーである。全体の下側波帯は、上側波帯のミラーイメージである。したがって、フィルタを使用して、ＶＳＢ変調器は、全体の下側波帯と、上側波帯における全てのサイドローブとを棄てる。残りの信号である中央のスペクトルの上側の半分は、ナイキストフィルタを使用することで半分に更に除かれる。ナイキストフィルタはナイキスト理論に基づいており、この理論は、所与のサンプリングレートでデジタル信号を送信するために２分の１の周波数帯域幅のみが必要とされることを要約する。
【００１５】
さらに、図１によれば、ＲＦ（無線周波）コンバータ２４は、ＶＳＢ変調器２２からの中間周波帯域の信号をＲＦ帯域の信号に変換し、この変換された信号をアンテナ２６を通して受信システムに送出する。
【００１６】
８−ＶＳＢ信号のそれぞれのデータフレームは、２つのフィールド、すなわち奇数フィールド及び偶数フィールドを有する。２つのフィールドのそれぞれは、３１３セグメントを有し、第一のセグメントは、フィールド同期（Sync）信号に対応する。
【００１７】
図２は、図の８−ＶＳＢ信号のフィールド同期信号の構造を説明する図である。図２に例示されるように、奇数フィールド及び偶数フィールドのセグメントのそれぞれは、８３２シンボルを有する。奇数フィールド及び偶数フィールドのそれぞれにおけるセグメントのそれぞれの第一の４つのシンボルは、セグメント同期信号（４シンボルのデータセグメント同期（DSS:  Data-Segment-Synchronization））系列を含む。
【００１８】
ＶＳＢ信号を更に受信可能にするため、トレイニング系列は、ＶＳＢ信号の奇数フィールド及び偶数フィールドのそれぞれの（フィールド同期信号を含む）第一のセグメントに埋め込まれる。フィールド同期信号は、チャネルイコライザ用の４つの擬似ランダムトレイニング系列を含み、これらは、５１１のシンボルからなる擬似ランダム数（ＰＮ）５１１系列、及びそれぞれが６３のシンボルからなる３つのＰＮ６３系列である。３つのＰＮ６３系列の第二のＰＮ６３系列の符号は、フィールドが変化するときは何時でも変化し、これにより、あるフィールドがデータフレームの第一（奇数）フィールドであるか又は第二（偶数）フィールドであるかを示す。同期信号検出回路は、ＰＮ５１１系列を使用して、受信されたマルチパス信号の振幅及び位置（位相）のプロファイルを決定し、復号化の動作のような各種ＤＴＶ受信動作のために必要な複数の同期信号を生成する。
【００１９】
図３は、本発明の例示的な実施の形態に係るＦＦＴに基づく予測回路４２３をもつセンシングユニット４００のブロック図である。図示されるように、センシングユニット４００は、チューナ４１０、復調器４２０、第一のマッチドフィルタ４３０、複素相関ユニット４４０、ローカルリファレンス信号発生ユニット４６０、絶対値決定ユニット４７０及び閾値検出器４８０を含む。復調器４２０は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ４２１、複素ミキサ４２２、及びＦＦＴに基づく予測ユニット４２３を含む。
【００２０】
ローカルリファレンス信号発生ユニット４６０は、ＰＮ５１１及びパイロット発生ユニット４６１、オーバサンプリングユニット４６５、及び第二のマッチドフィルタ４６７を含む。
【００２１】
動作において、チューナ４１０は、アンテナを介して大気を通して送信される高周波信号４３を受信し、受信された高周波信号を低いＩＦ信号４５に同調する。Ａ／Ｄコンバータ４２１は、Ｌｏｗ  ＩＦ（ＬＩＦ）信号４５をデジタルＬＩＦ信号４７に変換し、このデジタルＬＩＦ信号は、複素ミキサ４２２への一方の入力として供給される。複素ミキサ４２２では、デジタルＬＩＦ信号は、ＦＦＴに基づく予測ユニット４２３から出力されるリファレンス信号５５と結合される。ＦＦＴに基づく予測ユニット４２３は、特徴周波数ｆｃの推定値を出力する。本発明の実施の形態に係るＦＦＴに基づく予測ユニット４２３における、搬送波周波数ｆｃを推定するプロセスは、図５のフローチャートに関して詳細に記載される。複素ミキサ４２２の出力は、複素の復調されたベースバンド信号４９であり、この信号は、複素信号５１を生成するためにマッチドフィルタリング（ＭＦ）演算を実行する第一のマッチドフィルタ４３０に供給される。複素信号５１は、複素相関ユニット４４０への一方の入力として供給され、この複素相関ユニットは、第二のマッチドフィルタ４６７から出力されたオーバサンプリングされたローカル基準信号５９との複素相関を実行する。第二のマッチドフィルタ４６７は、オーバサンプリングユニット４６５からのローカル基準信号５８を受ける。ローカル基準信号５７は、ＰＮ５１１＋ＰＩＬＯＴユニット４６１で発生され、オーバサンプリングユニット４６５に供給される。
【００２２】
複素相関ユニット４４０は、複素相関信号５３を出力し、この信号は、絶対値ユニット４７０への入力として供給される。絶対値ユニット４７０は、閾値検出器４８０への一方の入力として絶対値の複素相関信号６１を出力する。絶対値の複素相関信号６１は、閾値検出器４８０への第二の入力として供給される閾値６３と比較され、既存のユーザの信号の存在又は不存在が判定される。  
なお、閾値６３の選択は、フォールスアラームの所望の確率ＰFAにより決定されることが理解される。
【００２３】
図４を参照して、既存のユーザの信号の存在を迅速且つロバストに検出する方法を例示するフローチャートが提供される。記載された方法によれば、大きな周波数オフセットを補正し、これにより相関検出器の性能を改善するため、キャリアリカバリは相関の前に行われる。他の利点の中でも以下に記載されるステップは、大きな周波数オフセットを適切に補償することができ、特に低い信号対雑音比で、相関検出器の性能を非常に信頼性の高いものにする。さらに、未知の受信されたパイロットレベル及びタイミングオフセットは、相関検出器の性能を更に改善するために低減される。図４に従って記載される方法は、図３のセンシングユニット４００の環境で提供される。本方法は、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ等のような処理ユニットによりソフトウェア又はフォームウェアで実行される。ブロック５０２で、アンテナを介して受信された、受信信号ｘ（ｔ）のキャリア周波数ｆｃが推定される。これは、図５のフローチャートを参照して以下に詳細に記載される。ブロック５０４で、受信信号ｘ（ｔ）は、推定されたキャリア周波数ｆｃを使用して、ベースバンド信号、すなわちｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｅ−j2πｆctに復調される。ブロック５０６で、ベースバンド信号、すなわちｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｅ−j2πｆctは、マッチドフィルタにおける帯域幅５．３８ＭＨｚのＳＱＲＣフィルタでフィルタリングされ、この場合、フィルタの帯域幅は、フィルタリングされたベースバンド信号を生成するため、中心周波数の実質的に±１１．５％である。ブロック５０８で、ローカル基準信号が生成される。これは、パイロット値をＰＮ５１１系列に加え、基準信号を受信信号のサンプリング周波数にアップサンプリングすることで達成される。ブロック５１０で、ローカルの基準信号は、オーバサンプリングされたローカルの基準信号を生成するためにオーバサンプリングされる。ブロック５１２で、オーバサンプリングされたローカルの基準信号は、フィルタリングされたローカルの基準信号を発生するため、第二のマッチドフィルタへの入力として供給される。ブロック５１４で、フィルタリングされたローカルの基準信号は、複素相関信号と相関される。ブロック５１６で、絶対の複素相関値が供給される。ブロック５１８で、絶対の複素相関値は、閾値検出値６３と比較され、受信された（既存の）信号の存在が判定される。
【００２４】
図５を参照して、図４のブロック５０２の詳細を説明するフローチャートが示される。先に述べたように、ブロック５０２は、受信された信号ｘ（ｔ）のキャリア周波数ｆｃを推定することに向けられる。ブロック６０２で、ＦＦＴ変換は、ＬＩＦ信号ｘ（ｔ）のセクションで実行される。ブロック６０４で、ＦＦＴ出力の絶対値は、多数の隣接するデータセクションを通して平均され、１つの平均されたＦＦＴ出力が得られる。ブロック６０６で、平均されたＦＦＴ出力のピークが識別される。ブロック６０８で、識別されたピーク値は、閾値に比較され、どちらが大きいかが判定される。ピークが閾値よりも大きいと判定された場合、ブロック６１０でプロセスが継続される。さもなければ、ブロック６１２でプロセスが継続される。ブロック６１０で、識別されたピーク値は、受信信号ｘ（ｔ）を復調するためにキャリア周波数の推定値として使用される。ブロック６１２で、受信信号の公称のパイロットロケーションは、受信信号ｘ（ｔ）を復調するためにキャリア周波数の推定値として使用される。デジタルＡＴＳＣ標準のように、アナログのＮＴＳＣ（National  Television  System  Committee）ブロードキャスト信号は、パイロット信号と、受信機の位置のロケーションのために使用される他の既知の同期信号成分とを含む。本発明は、アナログのＮＴＳＣブロードキャスト信号に適用される。たとえば、水平走査の同期信号は、６３．６ミリ秒のそれぞれの水平走査時間で生じる。この６３．６ミリ秒は、先に記載されたセグメントタイムのインターバルに等価であり、この水平走査の同期信号は、デジタルＡＴＳＣ標準のセグメント同期ビット波形に類似した役割を果たす。これらアナログＴＶ放送信号について、周期的に生じる既知のＧＣＲ（Ghost  Canceling  Reference）信号が存在し、この信号は、送信機から受信機への信号伝播の間にマルチパスに対処するためにＴＶ受信機により使用される。このＧＣＲ信号は、デジタルＡＴＳＣ放送信号のフィールド同期セグメント信号に類似している。また、本発明は、他のタイプのアナログＴＶ放送信号にも拡張される。
【００２５】
ＥＴＳＩ（European  Telecommunications  Standards  Institute）は、ＤＶＢ−Ｔ（Digital  Video  Broadcasting-Terrestrial）標準を確立しており、この標準は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）信号の使用に基づく。本発明は、ＤＶＢ−Ｔ及び非常に関連する日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated  Services  Digital  Broadcasting-Terrestrial）システムに適用される。たとえば、８ＫモードのＤＶＢ−Ｔシステムは、６８１６ＯＦＤＭキャリアから構成され、それぞれのキャリアは、８９６マイクロ秒の期間の符号化データシンボルでＱＡＭ変調される（ＱＰＳＫは特別のケース）。６８１６データシンボルの全体のセットは、このＤＶＢ−Ｔブロードキャスト信号の１シンボルと呼ばれる。８９６マイクロ秒の期間のキャリアをもつ個々のＱＡＭ変調シンボルは、セルと呼ばれることがある。これらのセルの多くは固定されており、ＴＶ受信機で同期目的で使用される。これら公知の同期セルは、パイロットキャリア又はセルと呼ばれ、本発明に基づいて受信機位置のロケーションを判定するために使用される。
【００２６】
本発明は、ＥＴＳＩのＤＡＢ（Digital  Audio  Broadcast）及び米国のＩＢＯＣ（In-Band  On-Channel）デジタルオーディオブロードキャストシステムのような他のＯＦＤＭブロードキャスト信号に適用可能である。ＯＦＤＭオーディオブロードキャスト信号は、Sirius及びXM  RadioのＳＤＡＲＳ（Satellite  Digital  Audio  Radio  Service）システムの地上波リレーにより使用される。
【００２７】
本発明の好適な実施の形態の上述された記載は、例示及び説明の目的で提供された。開示された正確な形式に排他するか、本発明に限定することが意図されない。多くの変更及び変形は、先の教示に照らして可能である。本発明の範囲は、この詳細な説明により限定されないが、請求項及び添付された請求項に等価な概念により制限される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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