(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、電源電圧が接続される入力端子と出力端子との間に、
誘導素子と、
第１のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトランジスタからなるコンバータ部と、
前記コンバータ部に第１の駆動信号および第２の駆動信号を出力するドライバ部と
を備え、
前記ドライバ部が、
前記入力端子から前記コンバータ部に流れる電流に基づくフィードフォワード信号を出力する回路と、
前記フィードフォワード信号と基準信号とが入力され、ＤＣＭ制御信号を出力する第１のコンパレータと、
前記出力端子の信号に基づいて定まるデューティー比のＰＷＭ信号を出力する回路と、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記コンバータ部の前記第１のスイッチングトランジスタに前記第１の駆動信号を、前記第２のスイッチングトランジスタに前記第２の駆動信号をそれぞれ出力する機能と、前記ＤＣＭ制御信号に基づいて前記第２の駆動信号を所定の期間ＬＯＷにする機能と、を有する駆動信号生成回路と、
を有し、
前記駆動信号生成回路が、
セットに第１のオシレータからのクロック信号が入力され、リセットに前記ＤＣＭ制御信号が入力される第１のフリップフロップと、
前記ＰＷＭ信号を反転させた信号を第１の駆動信号として出力するインバータと、
前記第１のフリップフロップの出力と前記ＰＷＭ信号が入力され、前記第２の駆動信号を出力するＡＮＤ回路と
からなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記フィードフォワード信号を出力する回路が、カレントミラー回路であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記ＰＷＭ信号を出力する回路が、
前記出力端子の信号とランプ信号とが入力される第２のコンパレータと、
セットに第２のオシレータからのクロック信号が入力され、リセットに前記第２のコンパレータからの出力信号が入力され、前記ＰＷＭ信号を出力する第２のフリップフロップからなることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、電源電圧が接続される入力端子と出力端子との間に、
誘導素子と、
第１のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトランジスタからなるコンバータ部と、
前記コンバータ部に第１の駆動信号および第２の駆動信号を出力するドライバ部と
を備え、
前記ドライバ部が、
前記入力端子から前記コンバータ部に流れる電流に基づくフィードフォワード信号を出力する回路と、
前記フィードフォワード信号と基準信号とが入力され、ＤＣＭ制御信号を出力する第１のコンパレータと、
前記出力端子の信号に基づいて定まるデューティー比のＰＷＭ信号を出力する回路と、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記コンバータ部の前記第１のスイッチングトランジスタに前記第１の駆動信号を、前記第２のスイッチングトランジスタに前記第２の駆動信号をそれぞれ出力する機能と、前記ＤＣＭ制御信号に基づいて前記第２の駆動信号を所定の期間ＬＯＷにする機能と、を有する駆動信号生成回路と、
を有し、
前記ＰＷＭ信号を出力する回路が、
前記出力端子の信号とランプ信号とが入力される第２のコンパレータと、
セットに第２のオシレータからのクロック信号が入力され、リセットに前記第２のコンパレータからの出力信号が入力され、前記ＰＷＭ信号を出力する第２のフリップフロップからなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記フィードフォワード信号を出力する回路が、カレントミラー回路であることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、より詳細には、２つのスイッチングトランジスタからなるコンバータ部を備える同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来知られている同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、図１に示すような回路が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図１の回路は、出力端子９０２の電圧に基づく信号Ｓ９０１と、誘導素子Ｌに流れる電流ＩLに基づく信号Ｓ９０２と、に応じてスイッチングトランジスタＭ９０１，Ｍ９０２を制御するスイッチングレギュレータ回路であり、低出力電流動作時（該スイッチングレギュレータ回路の出力端子９０２に接続される機器に流れる電流が少ない動作時）に高効率な動作を実現する回路である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平０６−３０３７６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、図１に示した同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ノイズの大きい誘導素子Ｌに流れる電流ＩLをモニタしているため、誤検出をしやすいという問題があった。
【０００６】
すなわち、本発明は低出力電流動作時に高効率な動作を安定して実現することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために、本発明が提供するＤＣ−ＤＣコンバータは、電源電圧が接続される入力端子と出力端子との間に、誘導素子と、第１のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトランジスタからなるコンバータ部と、コンバータ部に第１の駆動信号および第２の駆動信号を出力するドライバ部とを備え、ドライバ部が、入力端子からコンバータ部に流れる電流に基づくフィードフォワード信号を出力する回路と、フィードフォワード信号と基準信号とが入力され、ＤＣＭ制御信号を出力する第１のコンパレータと、出力端子の信号に基づいて定まるデューティー比のＰＷＭ信号を出力する回路と、ＰＷＭ信号に基づいてコンバータ部の第１のスイッチングトランジスタに第１の駆動信号を、第２のスイッチングトランジスタに第２の駆動信号をそれぞれ出力する機能と、ＤＣＭ制御信号に基づいて第２の駆動信号を所定の期間ＬＯＷにする機能と、を有する駆動信号生成回路と、を有し、前記駆動信号生成回路が、セットに第１のオシレータからのクロック信号が入力され、リセットに前記ＤＣＭ制御信号が入力される第１のフリップフロップと、前記ＰＷＭ信号を反転させた信号を第１の駆動信号として出力するインバータと、前記第１のフリップフロップの出力と前記ＰＷＭ信号が入力され、前記第２の駆動信号を出力するＡＮＤ回路とからなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、低出力電流動作時に高効率な動作を安定して実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図２】本発明の（ａ）降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ、（ｂ）昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを各々示す回路図である。
【図３】本発明で用いる（ａ）駆動信号生成回路、（ｂ）フィードフォワード信号を出力する回路、（ｃ）ＰＷＭ信号を出力する回路、の一例を各々示す回路図である。
【図４】本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図２は、本発明の（ａ）降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ、（ｂ）昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを各々示す回路図である。図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、電源電圧が接続される入力端子１０１と出力端子１０２との間に、誘導素子Ｌと、第１のスイッチングトランジスタＭ１と第２のスイッチングトランジスタＭ２からなるコンバータ部１００と、コンバータ部１００に駆動信号Ｓ１０およびＳ２０を出力するドライバ部２００とを備える。ドライバ部２００は、入力端子１０１からコンバータ部１００に流れる電流に基づくフィードフォワード信号Ｓ１を出力する回路２１０と、フィードフォワード信号Ｓ１と基準信号Ｓ２とが入力されＤＣＭ制御信号Ｓ３を出力する第１のコンパレータ２２０と、出力端子１０２の信号Ｓ４に基づいて定まるデューティー比のＰＷＭ信号Ｓ５を出力する回路２３０と、ＰＷＭ信号Ｓ５に基づいてコンバータ部１００の第１のスイッチングトランジスタＭ１に第１の駆動信号Ｓ１０を第２のスイッチングトランジスタＭ２に第２の駆動信号Ｓ２０をそれぞれ出力する機能、およびＤＣＭ制御信号Ｓ３に基づいて第２の駆動信号Ｓ２０を所定の期間ＬＯＷにする機能を有する駆動信号生成回路２４０と、を備える。
【００１１】
図２（ａ）の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、誘導素子Ｌが出力端子１０２とコンバータ部１００との間に接続されている。一方、図２（ｂ）の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、誘導素子Ｌがドライバ部２００とコンバータ部１００との間に接続されている。
【００１２】
図３は、本発明で用いる（ａ）駆動信号生成回路、（ｂ）フィードフォワード信号Ｓ１を出力する回路、（ｃ）ＰＷＭ信号Ｓ５を出力する回路、の一例を各々示す回路図である。フィードフォワード信号Ｓ１を出力する回路２１０としては、図３（ｂ）に示すように、カレントミラー回路を用いることが出来る。このとき、フィードフォワード信号Ｓ１は入力端子１０１からコンバータ部１００に流れる電流に基づいたものであれば特に制限されないので、トランジスタＭ３、Ｍ４のサイズを同一または異なるものを使用することが可能である。低消費電力の観点から、フィードフォワード信号Ｓ１は入力端子１０１からコンバータ部１００に流れる電流よりも小さな電流信号であることが好ましく、具体的には入力端子１０１からコンバータ部１００に流れる電流の１０分の１以下であることが好ましく、１００分の１以下であることがより好ましく、１０００分の１以下であることが更に好ましい。
【００１３】
第１のコンパレータ２２０に入力されるフィードフォワード信号Ｓ１は、電流信号であってもよいし、電流信号をＩ−Ｖ変換して得られる電圧信号であっても構わない。
【００１４】
第１のコンパレータ２２０に入力される基準信号Ｓ２は、所望の値を採用することが可能であるが、フィードフォワード信号Ｓ１が入力端子１０１からコンバータ部１００に流れる電流が十分に小さい、すなわち軽負荷であることを示すレベルの値を基準信号Ｓ２として定めればよい。
【００１５】
第１のコンパレータ２２０としては、入力される信号が電流信号か、電圧信号かによって適宜公知のものを採用することが出来る。
【００１６】
出力端子１０２の信号Ｓ４に基づいて定まるデューティー比のＰＷＭ信号Ｓ５を出力する回路２３０としては、公知のものを採用することが出来る。例えば図３（ｃ）に示すように、出力端子１０２の信号Ｓ４とランプ信号Ｓ７とが入力され出力信号Ｓ８を出力する第２のコンパレータ２３１と、クロック信号Ｓ９を出力する第２のオシレータ２３２と、セットにクロック信号Ｓ９が入力されリセットに出力信号Ｓ８が入力されＰＷＭ信号Ｓ５を出力する第２のフリップフロップ２３３とからなる回路を用いることが出来る。
【００１７】
出力端子１０２の信号Ｓ４としては、出力端子１０２の電圧信号そのものであってもよいし、出力端子１０２から出力リップルを抑えるようなフィルタを介して出力される電圧信号であってもよい。
【００１８】
電流モードで制御する場合、第２のコンパレータ２３１の非反転入力端子にはランプ信号Ｓ７にフィードフォワード信号Ｓ１を加算した信号を入力すればよいし、電圧モードでの制御をする場合、第２のコンパレータ２３１の非反転入力端子にはランプ信号Ｓ７のみを入力すればよい。
【００１９】
駆動信号生成回路２４０としては、ＰＷＭ信号Ｓ５に基づいてコンバータ部１００の第１のスイッチングトランジスタＭ１に第１の駆動信号Ｓ１０を、第２のスイッチングトランジスタＭ２に第２の駆動信号Ｓ２０をそれぞれ出力する機能と、ＤＣＭ制御信号Ｓ３に基づいて第２の駆動信号Ｓ２０を所定の期間ＬＯＷにする機能と、を有するものであれば特に制限されない。
【００２０】
上記機能を充足する回路としては、例えば図３（ａ）に示すような駆動信号生成回路を用いることが出来る。図（ａ）に示す駆動信号生成回路は、セットに第１のオシレータ２４１からのクロック信号Ｓ６が入力され、リセットにＤＣＭ制御信号Ｓ３が入力される第１のフリップフロップ２４２と、ＰＷＭ信号Ｓ５を反転させた信号を第１の駆動信号Ｓ１０として出力するインバータ２４３と、第１のフリップフロップ２４２の出力とＰＷＭ信号Ｓ５が入力され、第２の駆動信号Ｓ２０を出力するＡＮＤ回路２４４と、からなる。
【００２１】
ノイズによる誤作動等を防止する観点から、入力端子と第１のスイッチングトランジスタとの間のノードとグラウンドの間に入力電流を平均化する容量素子を更に備えることが出来る。
【００２２】
＜具体的な動作の説明＞
＜降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ＞
図４は本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための回路図である。以下に、図４に示す降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに基づいて具体的な動作を説明する。
【００２３】
（１）非軽負荷時
非軽負荷時とは、入力端子１０１からコンバータ部１００に流れる電流が大きく、ＤＣＭ制御信号Ｓ３が出力されない場合を意味する。非軽負荷時には、フィードフォワード信号Ｓ１は基準信号Ｓ２よりも常に大きく、第１のコンパレータ２２０からはＤＣＭ制御信号Ｓ３は出力されない。
【００２４】
よって駆動信号生成回路２４０の第１のフリップフロップ２４２は、一定周期でクロック信号を出力する第１のオシレータ２４１からの信号によって常にＨＩＧＨの信号を出力する。
【００２５】
一方、出力端子の信号Ｓ４に基づいて定まるデューティー比のＰＷＭ信号Ｓ５を出力する回路２３０においては、出力端子１０２の電圧を所望の値に制御するためのＰＷＭ信号Ｓ５が生成される。
【００２６】
よって、インバータ２４３からはＰＷＭ信号Ｓ５を反転した第１の駆動信号Ｓ１０が出力され、ＡＮＤ回路２４４からはＰＷＭ信号Ｓ５が第２の駆動信号Ｓ２０として出力されるので、第１のスイッチングトランジスタＭ１と第２のスイッチングトランジスタＭ２は相補的にオンオフを繰り返すＣＣＭモード（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ）で制御される。
【００２７】
（２）軽負荷時
軽負荷時とは、入力端子１０１からコンバータ部１００に流れる電流が小さくなり、ＤＣＭ制御が開始される時を意味する。
【００２８】
軽負荷時になるとフィードフォワード信号Ｓ１が基準信号Ｓ２よりも小さくなり、ＨＩＧＨのＤＣＭ制御信号Ｓ３が駆動信号生成回路２４０の第１のフリップフロップ２４２のリセットに入力される。
【００２９】
第１のフリップフロップ２４２のセットに第１のオシレータ２４１からクロック信号Ｓ６が入力されるまで第２のスイッチングトランジスタＭ２の駆動信号Ｓ２０がＬＯＷとなり、第１のスイッチングトランジスタＭ１のみがＰＷＭ信号Ｓ５によってスイッチングされ、第２のスイッチングトランジスタＭ２はオフの状態を維持するＤＣＭモード（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ）で制御される。
【００３０】
以上のように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによると、誘導素子Ｌに流れる電流ＩLを検出する必要なしに、スイッチングトランジスタＭ１およびＭ２を制御することが可能であり、誘導素子Ｌに流れる電流ＩLのノイズの影響を受けることなく、低出力電流動作時に高効率な動作を安定して実現することができる。
【００３１】
＜昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ＞
図２（ｂ）の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図２（ａ）の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとは、コンバータ部１００および誘導素子Ｌの配置が異なる。図２（ｂ）の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに関しても、図４の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、ドライバ部２００のフィードフォワード信号（Ｓ１）を出力する回路２１０、ＰＷＭ信号（Ｓ５）を出力する回路２３０、駆動信号生成回路２４０が図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）それぞれの回路図からなるとして、以下に降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
【００３２】
（１）非軽負荷時
非軽負荷時には、降圧型DC−DCコンバータの場合と同様にデューティー比を制御し、スイッチングトランジスタＭ1およびＭ２のオン、オフ状態を相補的に繰り返す。
【００３３】
（２）軽負荷時
非軽負荷時には、図２(b)のスイッチングトランジスタＭ２を動作させずに、スイッチングトランジスタＭ２のバックダイオードのみで昇圧し、スイッチングトランジスタＭ２のスイッチングロス（すなわちゲートの充放電電流）を無くす事で効率を向上させる。
【００３４】
以上のように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに関しても同様に、誘導素子Ｌに流れる電流ＩLのノイズの影響を受けることなく、低出力電流動作時に高効率な動作を安定して実現することができる。
【符号の説明】
【００３５】
１００    コンバータ部
１０１    入力端子
１０２    出力端子
２００    ドライバ部
２１０    フィードフォワード信号（Ｓ１）を出力する回路
２２０    第１のコンパレータ
２３０    ＰＷＭ信号（Ｓ５）を出力する回路
２３１    第２のコンパレータ
２３２    第２のオシレータ
２３３    第２のフリップフロップ
２４０    駆動信号生成回路
２４１    第１のオシレータ
２４２    第１のフリップフロップ
２４３    インバータ
２４４    ＡＮＤ回路
９０２    出力端子
Ｌ    誘導素子
Ｓ９０１    出力端子９０２の電圧に基づく信号
Ｓ９０２    誘導素子Ｌに流れる電流ＩLに基づく信号
Ｍ９０１、Ｍ９０２    スイッチングトランジスタ
Ｍ１    第１のスイッチングトランジスタ
Ｍ２    第２のスイッチングトランジスタ
Ｍ３、Ｍ４    トランジスタ
Ｓ１    フィードフォワード信号
Ｓ２    基準信号
Ｓ３    ＤＣＭ制御信号
Ｓ４    出力端子１０２の信号
Ｓ５    ＰＷＭ信号
Ｓ６    第１のオシレータ２４１からのクロック信号
Ｓ７    ランプ信号
Ｓ８    第２のコンパレータ２３１からの出力信号
Ｓ９    第２のオシレータ２３２からのクロック信号
Ｓ１０    第１の駆動信号
Ｓ２０    第２の駆動信号
【図１】
0005584092.tif 000002
【図２】
0005584092.tif 000003
【図３】
0005584092.tif 000004
【図４】
0005584092.tif 000005