(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する三相コンバータの電力変換において、
前記三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出する対称分算出工程と、
前記三相コンバータの直流出力の出力電圧値および出力電流値を用いて平均有効電力値を算出する平均有効電力演算工程と、
平均有効電力値と平均無効電力値と力率との関係に基づいて、前記平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と設定力率とから、当該設定力率に対応した平均無効電力値を算出する力率制御工程と、
前記平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と、前記力率制御工程で算出した平均無効電力値と、前記対称分算出工程で算出した三相交流電圧の対称分電圧値とから電流指令値を算出する電流指令値生成工程と、
前記電流指令値と三相コンバータの入力電流値とに基づいて、前記三相交流電圧の正相分電圧値を定電流制御して定電流制御値を算出する定電流制御工程とを備え、
前記定電流制御工程で算出した定電流制御値に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号および力率を制御する制御信号を生成し、
前記補償信号および制御信号に基づいて、不平衡電圧および力率を制御する互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、
当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力するための制御信号を生成することを特徴とする、三相コンバータの力率制御方法。
【請求項２】
三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程を備え、
前記重心ベクトル演算工程は、
前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とし、
前記対称分算出工程は、前記重心ベクトル演算工程で求めたコンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出することを特徴とする、請求項１に記載の三相コンバータの力率制御方法。
【請求項３】
前記平均有効電力演算工程は、
前記直流出力の出力電圧値および出力電流値の積算値と、前記出力電圧値と電圧指令値との差分を比例積分制御した値との和によって平均有効電力値を算出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の三相コンバータの力率制御方法。
【請求項４】
前記力率制御工程は、
前記平均有効電力値に［（１−設定力率２）１／２／設定力率］を乗算した値によって平均無効電力を算出することを特徴とする、請求項１から３の何れか一つに記載の三相コンバータの力率制御方法。
【請求項５】
前記力率制御工程は前記設定力率を負に設定し、
平均有効電力値を三相コンバータの直流出力側から交流入力側に電力を回生することを特徴とする、請求項１から４の何れか一つに記載の三相コンバータの力率制御方法。
【請求項６】
三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する三相コンバータの電力変換において、
前記三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出する対称分算出工程と、
前記三相コンバータの直流出力の出力電圧値および出力電流値を用いて平均有効電力値を算出する平均有効電力演算工程と、
平均有効電力値と平均無効電力値と力率との関係に基づいて、前記平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と設定力率とから、当該設定力率に対応した平均無効電力値を算出する無効電力制御工程と、
前記平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と、前記無効電力制御工程で算出した平均無効電力値と、前記対称分算出工程で算出した三相交流電圧の対称分電圧値とから電流指令値を算出する電流指令値生成工程と、
前記電流指令値と三相コンバータの入力電流値とに基づいて、前記三相交流電圧の正相分電圧値を定電流制御して定電流制御値を算出する定電流制御工程とを備え、
前記定電流制御工程で算出した定電流制御値に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号および無効電力を制御する制御信号を生成し、
前記補償信号および制御信号に基づいて、不平衡電圧および無効電力を制御する互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、
当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力するための制御信号を生成することを特徴とする、三相コンバータの無効電力制御方法。
【請求項７】
三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程を備え、
前記重心ベクトル演算工程は、
前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とし、
前記対称分算出工程は、前記重心ベクトル演算工程で求めたコンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出することを特徴とする、請求項６に記載の三相コンバータの無効電力制御方法。
【請求項８】
前記平均有効電力演算工程は、
前記直流出力の出力電圧値および出力電流値の積算値と、前記出力電圧値と電圧指令値との差分を比例積分制御した値との和によって平均有効電力値を算出することを特徴とする、請求項６又は７に記載の三相コンバータの無効電力制御方法。
【請求項９】
前記無効電力制御工程は、
前記平均有効電力値に［（１−設定力率２）１／２／設定力率］を乗算した値によって平均無効電力を算出することを特徴とする、請求項６から８の何れか一つに記載の三相コンバータの無効電力制御方法。
【請求項１０】
三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する三相コンバータを制御する制御装置において、
前記三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出する対称分算出部と、
前記三相コンバータの直流出力の出力電圧値および出力電流値を用いて平均有効電力値を算出する平均有効電力演算部と、
平均有効電力値と平均無効電力値と力率との関係に基づいて、前記平均有効電力演算部で算出した平均有効電力値と設定力率とから、当該設定力率に対応した平均無効電力値を算出する力率・無効電力制御部と、
前記平均有効電力演算部で算出した平均有効電力値と、前記力率・無効電力制御部で算出した平均無効電力値と、前記対称分算出部で算出した三相交流電圧の対称分電圧値とから電流指令値を算出する電流指令値生成部と、
前記電流指令値と三相コンバータの入力電流値とに基づいて、前記三相交流電圧の正相分電圧値を定電流制御して定電流制御値を算出する定電流制御部とを備え、
前記定電流制御部で算出した定電流制御値に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号および力率を制御する制御信号を生成し、
前記補償信号および制御信号に基づいて、不平衡電圧および力率を制御する互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、
当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力するための制御信号を生成することを特徴とする、三相コンバータの制御装置。
【請求項１１】
三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算部を備え、
前記重心ベクトル演算部は、
前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とし、
前記対称分算出部は、前記重心ベクトル演算部で求めたコンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出することを特徴とする、請求項１０に記載の三相コンバータの制御装置。
【請求項１２】
前記平均有効電力演算部は、
前記直流出力の出力電圧値および出力電流値の積算値と、前記出力電圧値と電圧指令値との差分を比例積分制御した値との和によって平均有効電力値を算出することを特徴とする、請求項１０又は１１に記載の三相コンバータの制御装置。
【請求項１３】
前記力率・無効電力制御部は、
力率を設定する力率設定部と、
前記力率設定部で設定した設定力率を用いて平均無効電力を算出する平均無効電力演算部とを備え、
前記平均無効電力演算部は、前記平均有効電力演算部で算出した平均有効電力値に［（１−設定力率２）１／２／設定力率］を乗算する演算によって平均無効電力を算出することを特徴とする、請求項１０から１２の何れか一つに記載の三相コンバータの制御装置。
【請求項１４】
前記力率・無効電力制御部は前記設定力率を負に設定し、
平均有効電力値を三相コンバータの直流出力側から交流入力側に電力を回生することを特徴とする、請求項１０から１３の何れか一つに記載の三相コンバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相コンバータによる不平衡電圧補償に関し、三相交流電力を直流電力に変換する三相コンバータにおいて力率や無効電力を改善する力率制御および無効電力制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源側において瞬時電圧低下(瞬低)や長期間にわたる電圧低下等の電圧低下が生じると、電源から電力供給を受ける負荷側では、生産ラインの停止や加工品不良等の影響が生じることが知られている。特に、半導体製造装置では大きな影響が生じるため、瞬低に関する規格「SEMI F47-0200」（非特許文献１）や「SEMI F47-0706」(非特許文献２)が定められている。試験方法についてはSEMI F42-0600に記されている。
【０００３】
従来の瞬低対策としては、コンデンサや蓄電池などを用いた瞬低補償装置や無停電電源装置(UPS)といった蓄電デバイス装置を設置することが行われている。蓄電デバイスを用いた補償装置は、電源側または負荷側に並列機器として設置する構成とする他、電源側と負荷側の間に直列機器として挿入して設置し、電力系統を瞬低時に切り替える構成としている。
【０００４】
また、三相交流電力を直流電力に変換する（交流−直流）電力変換装置において、三相交流入力電圧が瞬停又は瞬時電圧低下になった場合に、瞬時電圧低下補償装置によって負荷への電力供給を維持することが知られている。（例えば、特許文献１、２参照）
【０００５】
図１６は、従来の電圧変動補償装置１０２の構成例を示している。図１６において、三相交流電源１０１は各相交流電源１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃを有するＹ結線で表現しているが、蓄電デバイス装置による従来方式ではＹ結線やΔ結線にこだわらない。電圧変動補償装置１０２は、三相交流電源１０１と直流負荷（図示していない）との間に設けられる。なお、蓄電デバイス装置の三相交流電源は、Ｙ結線およびΔ結線のいずれにも適用される。
【０００６】
電圧変動補償装置１０２は、三相交流（ａ相、ｂ相、ｃ相）のそれぞれの相について、エネルギー蓄積手段としてのコンデンサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃを備えた各相電圧補償回路１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃを直列に接続し、各相電圧補償回路１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃを制御する制御回路１０３を備える。
【０００７】
三相交流電源には、三相均等負荷に限らず種々の単相負荷が接続されている。これら負荷の投入あるいは気象・事故現象など様々な影響を受けて、三相平衡あるいは不平衡な形態で電圧低下が随時生じる。
【０００８】
各相電圧補償回路１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃは、制御回路１０３の指令に基づいて各相の補償電圧を出力して電圧変動を補償する。電圧変動補償装置１０２において、通常動作時にコンデンサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃが充電される。瞬停又は瞬時電圧低下時には、コンデンサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃから放電される電力によって、一定の出力電圧が維持され、直流負荷への電力供給が継続される。
【０００９】
これらの瞬低補償装置は、大型の蓄電デバイス装置設置やコンデンサユニットの設備投資のみならず定期的なメンテナンスが必要であるという問題があるため、蓄電デバイスを使用することなく、三相交流入力電力を変換する手段によって瞬時電圧低下時にも安定した電力供給を行うという要請があり、また、蓄電デバイスを使用することなく力率改善を実現することも求められていた。
【００１０】
そこで、瞬時電圧低下において、瞬低期間の入力電圧は三相不平衡の状態にあることに鑑み、三相ＰＷＭコンバータによって、蓄電デバイスを用いた電圧変動補償装置を用いることなく、瞬低期間の三相不平衡入力電圧を制御して瞬低補償を実現し、この三相ＰＷＭコンバータを用いた瞬低補償によって、瞬低状態となる以前の正常状態において供給していた電力を瞬低が発生した後においても断続することなく負荷へ供給し続けることが提案されている。
【００１１】
以下、三相ＰＷＭコンバータによって三相不平衡入力電圧を制御することができることについて説明する。
【００１２】
図１７は瞬低時における等価回路を示している。図１７において、ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは送電線三相平衡電圧、Ｚ１は送電線インピーダンス、Ｚ１２，Ｚ２３，Ｚ３１は瞬低時の等価インピーダンス、ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａは瞬低時に生じる三相不平衡の線間電圧、ｅ１ｏは零相分電圧、Ｚａ，Ｚｂ，Ｚｃは負荷インピーダンスであり、直流負荷Ｒｄｃ（図１８に示す）を三相交流入力側に換算した負荷インピーダンスで表している。
【００１３】
振幅をＥｍとすると、送電線三相平衡電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは下式（１）〜（３）で表される。
ｅｒ＝ Ｅｍcosωt                 …（１）
ｅｓ＝ Ｅｍcos（ωt−2π/3）      …（２）
ｅｔ＝ Ｅｍcos（ωt＋2π/3）      …（３）
【００１４】
ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは送電線三相平衡電圧であるため、逆相分ｅｎ(ｒｓｔ)、零相分ｅｏ(ｒｓｔ)は現れない。したがって、逆相分ｅｎ(ｒｓｔ)、零相分ｅｏ(ｒｓｔ)は以下の式（４）で表される。
ｅｎ(ｒｓｔ)＝ｅｏ(ｒｓｔ)＝０          …（４）
【００１５】
図１７において、瞬低時は、送電線インピーダンスＺ１に等価インピーダンスＺ１２，Ｚ２３，Ｚ３１が印加された状態に相当する。このとき、端子ａ，ｂ，ｃの線間電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａは三相不平衡状態になり、図１７に示す零相分電圧ｅ１ｏが発生する。
【００１６】
図１８において、図１７の端子ａ，ｂ，ｃから見て、左側は三相交流電源１００Ｂ側を表し、右側は三相コンバータ２００の主回路部分を表している。三相交流電源１００Ｂは、三相平衡電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔと不平衡要因とによって等価的に表される。ここで、不平衡要因は、図１７中に示す等価インピーダンスＺ１２，Ｚ２３，Ｚ３１の投入によって等価的に表すことができる。
【００１７】
不平衡電圧補償装置４００は、既知あるいは実測可能な三相不平衡入力相電圧を用いて補償信号を生成する。三相ＰＷＭコンバータ２００は、三相ＰＷＭ回路２００ａと三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂとを備え、三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、不平衡電圧補償装置４００で生成した三相不平衡入力電圧に基づいて制御パルス信号を生成し、三相ＰＷＭ回路２００ａをＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御によって、三相ＰＷＭコンバータ２００は、不平衡電圧補償を行った直流電圧を直流負荷３００に供給する。
【００１８】
上記したように、三相ＰＷＭコンバータによって瞬低期間の三相不平衡入力電圧を制御することによって、コンデンサや蓄電池等の蓄電デバイスを用いた電圧変動補償装置を用いることなく瞬低補償を実現することが可能となる。
【００１９】
しかしながら、一般に、ＰＦＣ（Power Factor Correction）を組み込んだ三相ＰＷＭコンバータを制御するためには、互いに１２０°の位相差を持つＹ結線三相不平衡相電圧の導出が必要である。導出した検出信号を回転座標(ｄｑ軸)の変数に変換処理した後、正相分電圧、逆相分電圧および零相分電圧に分離して、制御に必要なフィードバック信号として用いる。
【００２０】
三相ＰＷＭコンバータ制御による瞬低補償として、例えば非特許文献３〜５が知られているが、これらの非特許文献に示された三相ＰＷＭコンバータ制御は、互いに１２０°位相差を持つＹ結線三相不平衡電圧が既知あるいは実測可能な入力相電圧であるとして扱っている。
【００２１】
これに対して、一般的な三相配電系統はΔ結線である。Δ結線三相配電において、実測することができる電圧はΔ結線三相電圧である。Δ結線三相電圧はΔ結線の各端子間の電圧である線間電圧であり、Ｙ結線電圧および零相分電圧を実測することができない。このため、従来提案されている三相ＰＷＭコンバータ制御によってΔ結線三相配電の三相不平衡電圧を補償するためには、実測した線間電圧から互いに１２０°の位相差を持つＹ結線三相不平衡相電圧を導出する必要がある。瞬低補償を三相ＰＷＭコンバータで制御する場合には、受電電圧である三相不平衡電圧のΔ形電圧をＹ形電圧に変換して、制御パラメータを求める必要がある。特に、零相分電圧の抽出が重要である。
【００２２】
この三相ＰＷＭコンバータの制御によって瞬時電圧低下を補償する装置あるいは方法として、例えば特許文献３が知られている。特許文献３に示される瞬時電圧低下補償装置は、線間相電圧変換手段を備える。線間相電圧変換手段は、線間電圧検出手段で検出された線間電圧信号を相電圧変換信号に変換し、この相電圧変換信号から零相電圧信号及び相電圧信号を生成する。
【００２３】
線間相電圧変換手段は、相電圧変換信号（ｖｒ´，ｖｓ´，ｖｔ´）のピーク値を検出し、これら３つのピーク値に基づいて、係数ｋ１，ｋ２，ｋ３を算出し、算出した係数ｋ１，ｋ２，ｋ３に基づいて、零相電圧信号ｖ０（＝ｋ１・ｖｒ´＋ｋ2・ｖｓ´＋ｋ３・ｖｔ´）、相電圧信号（ｖｒ，ｖｓ，ｖｔ）を生成する。
【００２４】
また、電力系統において電圧・無効電力を制御する方法として、電力系統に電力用コンデンサ、分路リアクトル、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ）等の機器を接続することが知られている。電力用コンデンサや分路リアクトルによる無効電力制御では、系統の容量に応じて単機容量を選定している。また、静止型無効電力補償装置による無効電力制御では、固定コンデンサに接続したサイリスタの位相制御によって電流を制御するリアクトルを接続している。
【００２５】
無効電力制御では、電圧と電流との位相差を小さくすることによって力率を１に近づける力率改善によって無効電力を低減させ、皮相電力が有効電力に等しくなるように制御する。力率が１である場合には同一電力条件で電流値は最小となり、送電線や配線におけるジュール損による電力損失、変圧器等の負荷損やジュール損を低減させることができるため、力率を１に制御する力率改善が一般的である。
【００２６】
電力系統の負荷は主に誘導性負荷であるため電流は電圧よりも遅れるため、一般には容量性のコンデンサ（進相コンデンサ）によって力率改善が行われる。
【００２７】
進相コンデンサによる力率改善では、消費電力が季節や昼夜等によって変動するため、進相コンデンサが補償する無効電力を変化させる必要がある。進相コンデンサの値が固定である場合には、消費電力が低下した際に無効電力の過剰補償によって進み力率となり、負荷側の電圧が給電側の電圧よりも高くなるフェランチェ効果が発生するおそれがある。このフェランチェ効果を防ぐには、進相コンデンサの値を無効電力に合わせて調整する必要がある。
【００２８】
また、三相交流電源の不平衡電圧の調整と入力力率の改善を行う直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献４）。この直流電源装置では、三相電圧の相電圧を検出して各相の駆動パルスの位相を調整することによって不平衡電圧を調整し、各相電流のバランスを保つことによって高効率を維持している。力率を１に限らず任意に設定することはインバータ装置において提案されている（特許文献５）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２９】
【特許文献１】特開２００３−２７４５５９公報（図１，段落［0018］）
【特許文献２】特開２００４−２２２４４７号公報
【特許文献３】特開２００８−１４１８８７号公報（段落［0043］，［0055］〜［0059］）
【特許文献４】特開２００６−２６２６６２号公報（段落［0012］，［0033］）
【特許文献５】特開２００３−９５９３号公報（段落［0008］）
【非特許文献】
【００３０】
【非特許文献１】SEMI “SEMI F47-0200 半導体プロセス装置電圧サグイミュニティのための仕様”, pp.859-864, 1999年9月初版発行，2000年2月発行(SEMI l999,2000),(SEMI 1999,2001)
【非特許文献２】SEMI “SEMIF47-0706 半導体プロセス装置電圧サグ対応力のための仕様”，pp.1-12, 1999年9月初版発行，2006年5月発行承認(SEMI l999,2006)
【非特許文献３】J.K.kang, S.K.Sul: “Control of Unbalanced Voltage PWM Converter Using Instantaneous Ripple Power Feedback”, Power Electronic Specialist Coference, PESC97, PP.503-508(1997-5)
【非特許文献４】H.S.Kim, H.S.Mok, G.H.Choe, D.S.Hyun, S.Y.Choe: “Design of Current Controller for 3-phase PWM Converter with Unbalanced Input Voltage”, Power Electronics Specialist Coference, PESC98, pp.503-509(1988-8)
【非特許文献５】S.C.Ahn, D.S.Hyun: “New Control Scheme of Three-Phase PWM AC/DC Converter Without Phase Angle Detection Under the Unbalanced Input Voltage Conditions”, IEEE Transaction on Power electronics, pp.616-622(2009-9)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
三相不平衡補償の点では以下のような課題がある。上記した特許文献３によれば、線間相電圧変換手段によって、実測した線間電圧信号を相電圧変換信号に変換し、相電圧変換信号に基づいて零相電圧信号及び相電圧信号を生成し、これによって、一般的な三相配電系統の三相不平衡電圧(線間電圧)に基づいて三相ＰＷＭコンバータを制御し三相不平衡補償を行うことができる。
【００３２】
しかしながら、この線間相電圧変換手段は、線間電圧を変換して求めた相電圧変換信号のピーク値を検出し、これら３つのピーク値に基づいて算出した係数に基づいて零相電圧信号および相電圧信号を生成する。そのため、零相電圧信号および相電圧信号の生成には、線間電圧の実測を複数回繰り返して最適な係数を求める必要があり、信号生成に要する時間が長くなるおそれがある。
【００３３】
Ｙ相電圧において不平衡の電圧と位相角が既知であれば、このＹ相電圧から不平衡の線間電圧を画一的に定めることができる。これに対して、線間電圧において不平衡の電圧と位相角が既知であったとしても、この線間電圧からＹ相電圧を画一的に定めることはできない。これは、Ｙ相電圧の基準点が定まらないために、同じ不平衡の電圧と位相角を持った無数のＹ相電圧の組み合わせが存在するためである。
【００３４】
三相ＰＷＭコンバータを制御するには、Ｙ相電圧間に互いに１２０°の位相差の関係が必要であるため、Ｙ相電圧の無数の組み合わせの中から、互いに１２０°の位相差を持つ特定のＹ相電圧を選定することが必要となる。互いに１２０°の位相差を持つ特定のＹ相電圧を選定することにより、正相分電圧は、Ｙ相電圧の特定相(ａ相)と同相になり、その後のｄｑ軸変換処理によって制御対象となるＤＣ成分を取出せるため、三相ＰＷＭコンバータの制御に都合が良い。また、正相分電圧に対する逆相分電圧の位相角と零相分電圧の位相角は、互いに逆方向で同じ角度を示すため、零相分電圧の導出が可能となる。
【００３５】
従来、線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求めるには、電圧の不平衡状態を検出し、さらに、測定した線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を選出する必要があるため処理時間が長くなる。例えば、交流において電圧の不平衡状態を検出するには、少なくとも１／２サイクルの間の電圧変動をモニタする必要がある。
【００３６】
三相ＰＷＭコンバータを制御して電圧の不平衡を迅速に補償するには、電圧の不平衡の検出および制御信号の生成に要する時間を短縮することが求められ、瞬時の線間電圧から瞬時のＹ相電圧を導出することが必要である。なお、ここで、瞬時の線間電圧は、ある一時点において測定して得られる線間電圧であり、瞬時のＹ相電圧は、この一時点で得られた線間電圧の実測値に基づいて導出される線間電圧の値であって、線間電圧の測定時点と一対一に対応するものであり、複数時点での測定値を要することなく、一測定時点の測定値で求めることができることを意味している。
【００３７】
瞬時電圧低下による影響を負荷側で迅速に解消するには、三相ＰＷＭコンバータの制御に必要な零相電圧信号および相電圧信号の生成を、三相配電系統の三相線間電圧の不平衡状態の変化に対して素早く対応する必要がある。上記した線間相電圧変換手段では、零相電圧信号および相電圧信号を生成するために、線間電圧の実測を複数回繰り返すことが予測されるため、三相線間電圧の不平衡状態の変化への応答が不十分となるおそれがある。
【００３８】
瞬時電圧低下に対する応答性として、例えばSEMI F47-0200の瞬低規格が知られている。このSEMI F47-0200の瞬低規格は、広帯域（入力電圧低下範囲 0〜100%）の瞬低補償に求められる制御範囲を定めている。この瞬低規格では、例えば瞬低時から0.2秒の間の電圧低下率が50％、0.2秒から0.5秒の間の電圧低下率が70％等であることが定められている。
【００３９】
瞬時電圧低下に対する応答性が不十分である場合には、この瞬低規格を満たすことが困難となる。
【００４０】
従来、線間電圧の三相不平衡電圧を入力電圧とし、瞬時の線間電圧から瞬時のＹ相電圧を導出し、これによって三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償する技術は知られていない。
【００４１】
三相コンバータの制御において、力率および無効電力の制御の点では以下の課題がある。特許文献５によれば、インバータ装置において力率を任意に設定することが知られている。しかしながら、この力率制御は、発電装置から商用電源系統に任意の力率で電力を供給する交流−交流変換のインバータの力率に関するものであり、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧出力する三相コンバータの制御において力率を任意に設定する技術は知られていない。
【００４２】
特に、三相電圧の不平衡時において、線間電圧の三相不平衡電圧を入力電圧として三相ＰＷＭコンバータを制御し、力率を任意に制御する技術は知られていない。
【００４３】
電力系統において任意の力率設定が求められる場面が生じる場合がある。例えば、「電力品質確保に係る系統連系技術要件ガイドライン（平成16年10月1日資源エネルギー庁）」、「分散型電源系統連系技術指針」等には、配電線との連系において、「受電点の力率は、適正なものとして原則85％以上とするとともに、系統側からみて進み力率とならないようにする」旨が規定されている。このような規定を満たすためには、任意の力率に設定することが求められる。
【００４４】
上記のように任意の力率に制御する場合あるいは力率を１に制御する場合において、従来の力率制御によって、電力系統に接続する電力用コンデンサや分路リアクトルの単機容量を選定することによって対応する場合には、力率を測定する工程や構成が必要となるという問題がある他、単機容量の選定工程等によって迅速な応答が困難となるという応答性の点から、三相線間電圧における力率変動への応答が不十分となる問題がある。
【００４５】
さらに、前記した不平衡電圧補償と同様に、線間電圧の三相不平衡電圧を入力電圧として三相ＰＷＭコンバータを制御することで力率制御および無効電力制御を行う場合には、線間相電圧変換手段において、線間電圧の実測と零相電圧信号および相電圧信号を生成とを複数回繰り返す必要があるため、力率変動への応答が不十分となるという問題がある。
【００４６】
したがって、従来の三相コンバータによる力率制御や無効電力制御では、任意に力率を制御することが困難であるという課題、三相線間電圧における力率変動への応答が不十分であるという課題、力率制御には力率を測定するための工程や構成が必要となるという課題がある。
【００４７】
そこで、本発明は前記した従来の問題点を解決し、三相コンバータにおいて力率を任意に設定して制御すること、および無効電力を制御することを目的とする。
【００４８】
また、本発明は、三相コンバータにおいて、力率測定のための工程や構成を要すること無く力率制御および無効電力制御を行うことを目的とする。
【００４９】
また、本発明は、瞬時の線間の実測電圧から求めた瞬時のＹ相電圧に基づいて三相ＰＷＭコンバータを制御し、不平衡電圧を補償するとともに三相線間電圧における力率変動に対して良好な応答性で力率および無効電力を制御することを目的とする。
【００５０】
なお、三相交流において、Δ結線に生じる三相不平衡電圧である線間電圧の一実測値から、その実測時において互い１２０°の位相差を持つＹ結線の三相不平衡電圧である正相電圧、逆相電圧、零相電圧を導出し、これによって三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償するとともに、力率および無効電力を制御する。
【００５１】
ここで、線間電圧の瞬時値は、ある一時点で実測した線間電圧の値であり、Ｙ相電圧の瞬時値は、線間電圧の実測値に基づいて導出するＹ相電圧の値である。
【００５２】
不平衡電圧補償では、複数の測定時点で取得した線間電圧の実測値を用いることなく、一時点で実測した線間電圧を用いて、その測定時点におけるＹ相電圧を導出し、導出したＹ相電圧を用いて三相ＰＷＭコンバータを制御する。
【課題を解決するための手段】
【００５３】
図１は、本発明の不平衡電圧補償および力率制御について説明するための概略図である。
【００５４】
［不平衡電圧補償］
はじめに、不平衡電圧補償について説明する。本発明の不平衡電圧補償は、この三相不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃが未知あるいは直接測定することができない場合に、端子ａ，ｂ，ｃの線間電圧を用いることによって不平衡電圧を補償するものであり、さらに、一時点で実測した線間電圧を用いて互い１２０°の位相差を持つＹ結線のＹ相電圧の瞬時値を求め、不平衡補償を行う。
【００５５】
前記した図１７において、端子ａ，ｂ，ｃに対して三相交流電源１００Ｂ側は、平衡電圧ｅr，ｅｓ，ｅｔと、送電線インピーダンスＺ１と、瞬低時の等価インピーダンスＺ１２，Ｚ２３，Ｚ３１の等価回路で表される。従来、この三相交流電源１００Ｂの不平衡状態は、図１８で示したように、平衡電圧ｅr，ｅｓ，ｅｔに対して不平衡要因により不平衡が発生したものとして扱い、不平衡電圧補償装置４００は、三相不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃが既知あるいは測定可能であるものとして不平衡電圧補償を行うことができるが、三相不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃが未知あるいは測定できない場合には、不平衡電圧を補償できない。
【００５６】
上記した従来の不平衡状態の取り扱いに対して、本発明の不平衡電圧補償では、図１に示すように三相交流電源１００Ａは互いに２π／３の位相角を持つ不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃを有し、この不平衡電圧によって端子ａ，ｂ，ｃに誘起電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａが誘起されると見なすことができる。これにより、誘起電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａは、三相交流電源１００Ａの三相不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃによる発生電圧であると扱うことができ、三相不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃを直接に求めることができない場合に、不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃの取得を補うものとして扱うことができる。
【００５７】
本発明の不平衡電圧補償は、上記した不平衡状態の取り扱い概要に基づいて、三相不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃが未知あるいは測定できない場合であっても、誘起電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａを用いることによって三相不平衡電圧ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃを求め、不平衡電圧を補償する。ここで、誘起電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａは、端子ａ，ｂ，ｃの線間電圧に相当する。
【００５８】
本発明の不平衡電圧補償は、三相交流の不平衡電圧補償において、不平衡電圧補償装置１の線間電圧/三相不平衡電圧変換部１Ａによって、線間電圧の瞬時値から互いに１２０°の位相差を持つＹ結線のＹ相電圧の瞬時値を導出し、導出したＹ相電圧によって三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償するものである。これにより、三相不平衡入力電圧が未知あるいは測定困難な場合であっても、不平衡電圧補償を行うことができる。
【００５９】
本発明の不平衡電圧補償は、一般的な三相配電系統の入力電圧がＹ形結線（Ｙ相電圧）ではなくΔ形結線（線間電圧）であることに着目して、線間電圧をベクトル演算することによって互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧、零相電圧の瞬時値を導出する。三相コンバータの制御を行うためには、Ｙ相電圧、零相分電圧を導出する必要がある。本発明は、ベクトル演算によって求めたＹ相電圧をｄｑ軸変換処理して、正相分の直流成分を抽出し、直流成分をフィードバック信号として三相コンバータの制御に使用する。
【００６０】
本発明の不平衡電圧補償は一般的な三相配電系統の三相不平衡の線間電圧を対象とし、線間電圧から重心ベクトル演算によるＹ相電圧への変換手法を用いて、線間電圧の三相不平衡電圧の瞬時値から、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧の三相不平衡電圧と零相分電圧の瞬時値を導出する。
【００６１】
上記した線間電圧からＹ相電圧の算出において、本発明の発明者は、三相交流電圧の各相の端子電圧を頂点が形成する三角形において、本発明による重心ベクトル演算によって２つの端子間を結ぶ線間電圧ベクトルについて重心ベクトルを求めると、この重心ベクトルの重心は互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧の零相分の基準点と一致することを見出した。
【００６２】
この重心ベクトルの重心と零相分の基準点とが一致する関係によれば、線間電圧から求めた重心ベクトル電圧は、対称分電圧の内、零相分については含まないものの、正相分および逆相分を含み、ｄｑ軸変換処理によって互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧として扱うことができる。
【００６３】
対称分算出は、重心ベクトル演算で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出する。
【００６４】
重心ベクトル演算で求めたＹ相電圧は零相分を含んでいないため、対称分算出において零相分電圧を算出するために、逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出する。
【００６５】
［力率制御］
次に、力率制御および無効電力制御について説明する。
平均有効電力をＰａｖｅ、平均無効電力をＱａｖｅで表した場合には、力率cosθは、
cosθ＝Ｐａｖｅ／（Ｐａｖｅ２＋Ｑａｖｅ２）１／２
で定義される。本発明は、この力率cosθと平均有効電力Ｐａｖｅと平均無効電力Ｑａｖｅとの関係に基づいて、力率制御および無効電力制御を行う。
【００６６】
本発明は、力率・無効電力制御装置２において、力率cosθを任意に設定するとともに、三相コンバータの出力から平均有効電力Ｐａｖｅを求め、求めた平均有効電力Ｐａｖｅと任意に設定した設定力率cosθの値とから設定力率cosθに対応する平均無効電力Ｑａｖｅを求め、求めた平均有効電力および平均無効電力から三相コンバータを制御する制御信号を生成する。これによって、力率を任意に設定した設定力率で制御するとともに、無効電力を設定力率によって制御することができる。
【００６７】
力率cosθと平均有効電力Ｐａｖｅと平均無効電力Ｑａｖｅとの関係から、平均無効電力Ｑａｖｅは、
Ｑａｖｅ＝Ｐａｖｅ・[１−(cosθ）２]１／２／cosθ
で表される。この式は、平均無効電力Ｑａｖｅが平均有効電力Ｐａｖｅと設定力率cosθとによって定まることを表している。
【００６８】
本発明は、上記した力率と平均有効電力と平均無効電力との関係は、平均有効電力に対して力率を任意に設定した力率で制御することができること、および設定力率によって無効電力を制御できることを表していることに鑑みて、力率および無効電力を制御するものである。
【００６９】
また、本発明の力率制御において、平均有効電力Ｐａｖｅは、
Ｐａｖｅ＝cosθ・√皮相電力＝cosθ・（Ｐａｖｅ２＋Ｑａｖｅ２）１／２
で表されることから、設定力率を“−１”に設定して力率および無効電力を制御することによって三相コンバータの出力を三相交流側に電力を回生することができる。
【００７０】
本発明は、三相コンバータの力率制御方法、三相コンバータの無効電力制御方法、および三相コンバータの制御装置の各形態を含み、いずれも、力率cosθを任意に設定するとともに、三相コンバータの出力から平均有効電力Ｐａｖｅを求め、求めた平均有効電力Ｐａｖｅと設定力率cosθの値とから設定力率cosθに対応する平均無効電力Ｑａｖｅを求め、これによって、力率を任意に設定した設定力率で制御し、設定力率に対応して無効電力を制御するという技術事項を共通して備えるものである。
【００７１】
また、不平衡電圧の補償において、重心ベクトル演算、対称分算出、不平衡電圧の補償信号生成の各技術事項を共通して備える。
【００７２】
本発明の第１の形態は三相コンバータの力率制御方法に関し、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する電力変換において、力率を制御する方法に関する。
【００７３】
本発明の力率制御方法は、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する三相コンバータの電力変換において、対称分算出工程と、平均有効電力演算工程と、力率制御工程と、電流指令値生成工程と、定電流制御工程とを備える。
【００７４】
対称分算出工程において三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出し、平均有効電力演算工程において三相コンバータの直流出力の出力電圧値および出力電流値を用いて平均有効電力値を算出し、力率制御工程において平均有効電力値と平均無効電力値と力率との関係に基づいて、平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と設定力率とから、設定力率に対応した平均無効電力値を算出し、電流指令値生成工程において平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と、力率制御工程で算出した平均無効電力値と、対称分算出工程で算出した三相交流電圧の対称分電圧値とから電流指令値を算出し、定電流制御工程において電流指令値と三相コンバータの入力電流値とに基づいて、三相交流電圧の正相分電圧値を定電流制御して定電流制御値を算出する。
【００７５】
定電流制御工程で算出した定電流制御値に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号および力率を制御する制御信号を生成し、補償信号および制御信号に基づいて不平衡電圧および力率を制御する互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力するための制御信号を生成する。なお、定電流制御工程は、不平衡電圧補償信号および力率制御信号を合わせた信号を形成する。
【００７６】
本発明の対称分算出工程は、三相の平衡系の対称分電圧値を算出する際に用いる三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧として、重心ベクトル演算工程において三相交流の各線間電圧から求めたＹ相電圧を用いることによって、線間電圧から対称分を算出することができる。
【００７７】
重心ベクトル演算工程は、三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める工程であり、線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、このベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とする。対称分算出工程は、重心ベクトル演算工程で求めたコンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出する。
【００７８】
本発明の平均有効電力演算工程は、直流出力の出力電圧値および出力電流値の積算値と、出力電圧値と電圧指令値との差分を比例積分制御した値との和によって、平均有効電力値を算出する。
【００７９】
本発明の力率制御工程は、平均有効電力値に［（１−設定力率２）１／２／設定力率］を乗算する演算によって平均無効電力を算出することができ、設定力率に基づいて平均無効電力を制御することができる。
【００８０】
本発明の力率制御工程において、設定力率を負に設定することによって、平均有効電力値を三相コンバータの直流出力側から交流入力側への電力回生を行うことができる。
【００８１】
本発明の第２の形態は三相コンバータの無効電力制御方法に関し、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する電力変換において、無効電力を制御する方法に関する。
【００８２】
本発明の無効電力制御方法は、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する三相コンバータの電力変換において、対称分算出工程と、平均有効電力演算工程と、無効電力制御工程と、電流指令値生成工程と、定電流制御工程とを備える。
【００８３】
対称分算出工程において三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出し、平均有効電力演算工程において三相コンバータの直流出力の出力電圧値および出力電流値を用いて平均有効電力値を算出し、無効電力制御工程において平均有効電力値と平均無効電力値と力率との関係に基づいて、平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と設定力率とから、設定力率に対応した平均無効電力値を算出し、電流指令値生成工程において平均有効電力演算工程で算出した平均有効電力値と、無効電力制御工程で算出した平均無効電力値と、対称分算出工程で算出した三相交流電圧の対称分電圧値とから電流指令値を算出し、定電流制御工程において電流指令値と三相コンバータの入力電流値とに基づいて、三相交流電圧の正相分電圧値を定電流制御して定電流制御値を算出する。
【００８４】
定電流制御工程で算出した定電流制御値に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号および無効電力を制御する制御信号を生成し、補償信号および制御信号に基づいて不平衡電圧および無効電力を制御する互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力するための制御信号を生成する。なお、定電流制御工程は、不平衡電圧補償信号および無効電力制御信号を合わせた信号を形成する。
【００８５】
本発明の対称分算出工程は、三相の平衡系の対称分電圧値を算出する際に用いる三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧として、重心ベクトル演算工程において三相交流の各線間電圧から求めたＹ相電圧を用いることによって、線間電圧から対称分を算出することができる。
【００８６】
重心ベクトル演算工程は、三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める工程であり、線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、このベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とする。対称分算出工程は、重心ベクトル演算工程で求めたコンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出する。
【００８７】
本発明の平均有効電力演算工程は、直流出力の出力電圧値および出力電流値の積算値と、出力電圧値と電圧指令値との差分を比例積分制御した値との和によって、平均有効電力値を算出する。
【００８８】
本発明の無効電力制御工程は、平均有効電力値に［（１−設定力率２）１／２／設定力率 ］を乗算する演算によって、設定力率に対応した平均無効電力を算出する。
【００８９】
本発明の第３の形態は三相コンバータの制御装置に関し、三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力する電力変換する三相コンバータの制御装置に関する。
【００９０】
本発明の三相コンバータの制御装置は、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧出力する三相コンバータを制御する制御装置において、三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出する対称分算出部と、三相コンバータの直流出力の出力電圧値および出力電流値を用いて平均有効電力値を算出する平均有効電力演算部と、平均有効電力値と平均無効電力値と力率との関係に基づいて、平均有効電力演算部で算出した平均有効電力値と設定力率とから、設定力率に対応した平均無効電力値を算出する力率・無効電力制御部と、平均有効電力演算部で算出した平均有効電力値と、力率・無効電力制御部で算出した平均無効電力値と、対称分算出部で算出した三相交流電圧の対称分電圧値とから電流指令値を算出する電流指令値生成部と、電流指令値と三相コンバータの入力電流値とに基づいて、三相交流電圧の正相分電圧値を定電流制御して定電流制御値を算出する定電流制御部とを備え、定電流制御部で算出した定電流制御値に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号および力率を制御する制御信号を生成し、補償信号および制御信号に基づいて不平衡電圧および力率を制御する互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて三相交流をＰＷＭ変換して直流を出力するための制御信号を生成する。なお、定電流制御部は、不平衡電圧補償信号および力率制御信号を合わせた信号を形成する。
【００９１】
本発明の三相コンバータの制御装置は、重心ベクトル演算部において三相交流の各線間電圧からＹ相電圧を求め、対称分算出部は重心ベクトル演算部で求めたＹ相電圧を三相コンバータの三相交流入力のＹ相電圧とし、このＹ相電圧を用いて三相の平衡系の対称分電圧値を算出する。
【００９２】
重心ベクトル演算部は、三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める演算部であり、線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、このベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とする。対称分算出部は、重心ベクトル演算部で求めたコンバータの三相交流入力のＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧値を算出する。
【００９３】
本発明の平均有効電力演算部は、直流出力の出力電圧値および出力電流値の積算値と、出力電圧値と電圧指令値との差分を比例積分制御した値との和によって、平均有効電力値を算出する。
【００９４】
本発明の力率・無効電力制御部は、力率を設定するとともに、平均有効電力値に［（１−設定力率２）１／２／設定力率］を乗算する演算によって平均無効電力を算出することができ、設定力率に基づいて平均無効電力を制御することができる。
【００９５】
本発明の力率・無効電力制御部において、設定力率を負に設定することによって、平均有効電力値を三相コンバータの直流出力側から交流入力側への電力回生を行うことができる。
【００９６】
本発明の態様によれば、三相コンバータにおいて力率を任意の値に設定することができ、力率を制御するとともに、設定力率から無効電力を制御することができる。
【００９７】
本発明の態様によれば、設定力率を負に設定することによって三相コンバータの直流出力側から交流入力側に電力を回生することができる。
【００９８】
本発明の線間電圧からＹ相電圧を求める態様によれば、複数の測定時点で取得した線間電圧の実測値を用いることなく、一時点で実測した線間電圧を用いて、その測定時点におけるＹ相電圧を導出することができる。一時点で実測した測定値によって求めることができるため、電圧の不平衡の検出や制御信号の生成に要する時間を短縮して、瞬時の線間電圧から瞬時のＹ相電圧を導出することができる。
【００９９】
また、三相不平衡電圧状態において、コンバータ制御によって蓄電デバイスを用いることなく定格出力を維持することができ、三相平衡電流を出力することができる。
【発明の効果】
【０１００】
以上説明したように、本発明の三相コンバータの力率制御方法、三相コンバータの無効電力制御方法、および三相コンバータの制御装置の各形態によれば、三相コンバータにおいて任意に設定した力率に制御し、無効電力を制御することができる。
【０１０１】
本発明によれば、三相コンバータにおいて、力率測定のための工程や構成を要すること無く力率制御および無効電力制御を行うことができる。
【０１０２】
本発明によれば、瞬時の線間の実測電圧から求めた瞬時のＹ相電圧に基づいて三相ＰＷＭコンバータを制御し、不平衡電圧を補償するとともに三相線間電圧における力率変動に対して良好な応答性で力率および無効電力を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】本発明の不平衡電圧補償および力率制御を説明するための概略図である。
【図２】本発明の不平衡電圧補償装置および力率制御装置の概略構成を説明するための図である。
【図３】本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算により線間電圧からＹ相電圧を求める手順を説明するためのフローチャートである。
【図４】本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算によりＹ相電圧から対称分電圧を算出する手順を説明するためのフローチャートである。
【図５】本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算を説明するための電圧ベクトル図である。
【図６】本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算を説明するための電圧ベクトル図である。
【図７】本発明の三相コンバータ制御装置の不平衡電圧補償装置および力率・無効電力制御装置の詳細な構成例を説明するための図である。
【図８】本発明の不平衡電圧補償動作および力率制御動作をソフトウエアによるＣＰＵの演算処理で行う構成例を説明するための図である。
【図９】本発明の不平衡電圧補償動作および力率制御動作をソフトウエアによるＣＰＵの演算処理で行う構成例を説明するためのフローチャートである。
【図１０】本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。
【図１１】本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。
【図１２】本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。
【図１３】本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。
【図１４】本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。
【図１５】本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。
【図１６】従来の電圧変動補償装置の構成例を示す図である。
【図１７】瞬低時における等価回路を示す図である。
【図１８】三相コンバータの入力側および負荷側の等価回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０１０４】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
本発明の力率、無効電力制御について、三相コンバータを例として、図２〜図９を用いて説明し、実施例による実験結果について図１０〜図１５を用いて説明する。
【０１０５】
本発明の力率、三相コンバータの力率・無効電力制御の概略構成について図２を用いて説明する。図２において、三相交流電源１００から供給される三相交流電力において、三相コンバータ２００によって三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を直流負荷３００に出力する。
【０１０６】
本発明の三相コンバータは、不平衡電圧補償装置１および力率・無効電力制御装置２を備える。不平衡電圧補償装置１は、三相交流電力の不平衡電圧を補償して直流負荷３００に出力する電圧の変動を抑制し、力率・無効電力制御装置２は、三相コンバータ２００の直流出力である直流負荷３００への入力電圧および入力電流をフィードバックし、ＰＦＣ制御によって力率・無効電力制御を行う。
【０１０７】
不平衡電圧補償装置１は、各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算部１０と、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称座標成分算出部２０と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成する定電流制御部４０とを備える。
【０１０８】
力率・無効電力制御装置２は、三相コンバータ２００の直流出力の電圧値および電流値に基づいて平均有効電力をＰＩ制御で求める平均有効電力演算部５０と、力率を任意に設定し、当該設定力率によって力率および無効電力を制御する力率・無効電力制御部９０と、三相交流電圧の力率および無効電力を制御する制御信号を形成する定電流制御部４０とを備える。
【０１０９】
定電流制御部４０は、不平衡電圧の補償信号の形成、力率および無効電力の制御信号の形成に共通する構成である。加算部３０において定電流制御部４０の出力に零相電圧および逆相電圧を加算して、三相コンバータ２００において三相交流電圧をＰＷＭ変換するための制御信号を生成する。
【０１１０】
三相コンバータ２００は、三相ＰＷＭ回路２００ａと、三相ＰＷＭ回路２００ａの動作を制御してＰＷＭ制御を行わせるパルス信号を発生する三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂを備える。三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂは、加算部３０で生成した制御信号に基づいてパルス信号を形成する。三相ＰＷＭ回路２００ａは、例えば、スイッチング素子によりブリッジ回路を構成することで形成することができ、パルス信号によってスイッチング素子のオン／オフ動作を制御してＰＷＭ制御を行わせる。
【０１１１】
重心ベクトル演算部１０は、線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算を行い、このベクトル演算によって三相線間電圧であるΔ電圧の端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧として、対称座標成分算出部２０に出力する。
【０１１２】
対称座標成分算出部２０は、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧である、正相分電圧、逆相分電圧、零相分電圧を算出し、加算部３０に出力する。
【０１１３】
不平衡電圧補償、力率、および無効電力を制御する構成として、対称座標成分算出部２０で算出した正相分電圧と、負荷側への入力電力のフィードバック値に基づいて定電流制御を行って電流指令値を生成する定電流制御部４０と、三相コンバータ２００への入力電流と入力電圧に基づくＰＩ制御によって平均有効電力を算出する平均有効電力演算部５０と、力率の設定および設定力率に基づく平均無効電力の算出を行う力率・無効電力制御部９０と、定電流制御後の電流指令信号に逆相電圧と零相分電圧を加算する加算部３０とによって構成される。零相分電圧は、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号として加算される。
【０１１４】
加算部３０は、不平衡電圧補償の補償、力率および無効電力の制御を行うための互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を出力する。加算部３０から出力されるＹ相電圧は、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号として、三相コンバータ２００の三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂに出力される。
【０１１５】
定電流制御部４０にフィードバックする入力電力は、例えば、平均有効電力演算部５０によって、三相コンバータの直流出力側あるいは負荷側で検出した電流と電圧に基づいて平均有効電力を算出することで取得することができる。
【０１１６】
[重心ベクトル演算によるＹ相電圧の算出]
次に、本発明の不平衡補償において、重心ベクトル演算を用いて線間電圧から互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求める手順、および求めたＹ相電圧から対称分電圧を算出する手順について、図３，４のフローチャート、および図５，６のベクトル図を用いて説明する。
【０１１７】
三相交流の各端子間の線間電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）を検出する。ここで、線間電圧ｅａｂは端子ａと端子ｂと間のベクトル電圧であり、線間電圧ｅｂｃは端子ｂと端子ｃと間のベクトル電圧であり、線間電圧ｅｃａは端子ｃと端子ａと間のベクトル電圧である（S1）。
【０１１８】
検出した線間電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）をベクトル演算して重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）を算出する。
ｅ２ａ＝（ｅａｂ−ｅｃａ）／３    …（５）
ｅ２ｂ＝（ｅｂｃ−ｅａｂ）／３    …（６）
ｅ２ｃ＝（ｅｃａ−ｅｂｃ）／３    …（７）
【０１１９】
本発明の発明者は、線間電圧の重心ベクトルを算出して得られる重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）と、互いに１２０°の位相差を有するＹ相のベクトル電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）との間に以下の式（８）の関係があることに注目した。
ｅ１ａ＝ｅ２ａ＋ｅ１ｏ 
ｅ１ｂ＝ｅ２ｂ＋ｅ１ｏ 
ｅ１ｃ＝ｅ２ｃ＋ｅ１ｏ 
…（８）
【０１２０】
式（８）は、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）は、線間電圧の重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）と零相分電圧ｅ１ｏとのベクトル和で表されることを示している。本発明の発明者は、上記式（８）から、零相分電圧ｅ１ｏを導出することによって、線間電圧の重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）が得られることを見出し、さらに、この関係から、線間電圧の重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）から、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）の正相分電圧ｅ１ｐと逆相分電圧ｅ１ｎを求められることを見出した。
【０１２１】
本発明は、上記した、線間電圧の重心ベクトルとＹ相電圧との関係を利用することによって、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）を直接検出することに代えて、Δ電圧である線間電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）からベクトル演算によって容易に算出することができる重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）を用い、この重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）を三相ＰＷＭコンバータの制御に適用することによって、三相交流の不平衡電圧補償を容易に行うものである。
【０１２２】
(重心ベクトルと相電圧との関係)
以下、ベクトル演算で求めた重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）が、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧に相当することについて説明する。
【０１２３】
図５は、Δ電圧とＹ相電圧との関係を示している。図５において、Δ電圧は端子ａ，ｂ，ｃ間の線間電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）で表され、Ｙ相電圧（ｅｋａ,ｅｋｂ,ｅｋｃ）は任意の点ｋから各端子ａ，ｂ，ｃへのベクトル電圧で表される。点ｋはＹ相電圧において任意に定める基準点である。
【０１２４】
ここで、Ｙ相電圧（ｅｋａ,ｅｋｂ,ｅｋｃ）が予め既知であれば、Δ電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）は画一的に定まる。これに対して、Δ電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）が予め既知であっても、基準点ｋの位置は任意に定めることができ無数に存在するため、Ｙ相電圧（ｅｋａ,ｅｋｂ,ｅｋｃ）は画一的に定まらず、Ｙ相電圧（ｅｋａ,ｅｋｂ,ｅｋｃ）で表記できる無数の組み合わせが存在する。なお、Ｙ相電圧（ｅｋａ,ｅｋｂ,ｅｋｃ）による零相分電圧をｅｋｏとし、点ｏを零相分電圧の基準点とする。
【０１２５】
図５に示すΔ電圧（線間電圧）とＹ相電圧との関係から、
ｅａｂ−ｅｃａ＝ｅｋａ−ｅｋｂ−（ｅｋｃ−ｅｋａ）
＝３ｅｋａ−（ｅｋａ＋ｅｋｂ＋ｅｋｃ）
＝３ｅｋａ−３ｅｋｏ                …（９）
が得られる。
【０１２６】
式（９）の関係から、Ｙ相電圧（ｅｋａ,ｅｋｂ,ｅｋｃ）は、Δ電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）と零相分電圧ｅｋｏとによって、以下の式（１０）〜（１２）で表すことができる。
ｅｋａ＝（ｅａｂ−ｅｃａ）/３＋ｅｋｏ            …（１０）
ｅｋｂ＝（ｅｂｃ−ｅａｂ）/３＋ｅｋｏ            …（１１）
ｅｋｃ＝（ｅｃａ−ｅｂｃ）/３＋ｅｋｏ            …（１２）
【０１２７】
一方、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧は、ａ相の位相角φ１ａをαで表すと、ａ相、ｂ相、ｃ相の各相の位相角φ１ａ、φ１ｂ、φ１ｃは、
φ１ａ＝α
φ１ｂ＝α−２π/３
φ１ｃ＝α＋２π/３                          …（１３）
で表され、正相分電圧の位相角は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧のａ相と同相となる。この関係によれば、ｄｑ軸変換によって三相ＰＷＭコンバータの制御対象となる直流成分を取り出すことができるため、三相ＰＷＭコンバータの制御が容易となる。
【０１２８】
また、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧では、逆相分電圧と零相分電圧の正相分電圧に対する位相角は逆方向で同角度となる。
【０１２９】
図６（ａ）は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧と、零相分電圧の基準点ｏとの関係を示し、図６（ｂ）は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧と、重心ベクトルの基準点（重心）との関係を示している。なお、図６では、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧の基準点をＫ＝１で表し、重心ベクトルの基準点（重心）の基準点をＫ＝２で表している。
【０１３０】
図６（ａ）で示すように、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）は、式（１０）〜（１２）においてＫ＝１として以下の式（１４）で表される。
ｅ１ａ＝（ｅａｂ−ｅｃａ）/３＋ｅ１ｏ  ＝ｅｏａ＋ｅ１ｏ 
ｅ１ｂ＝（ｅｂｃ−ｅａｂ）/３＋ｅ１ｏ  ＝ｅｏｂ＋ｅ１ｏ 
ｅ１ｃ＝（ｅｃａ−ｅｂｃ）/３＋ｅ１ｏ  ＝ｅｏｃ＋ｅ１ｏ 
…（１４）
【０１３１】
一方、図６（ｂ）で示すように、Δ電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）の内の２つの線間電圧について重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）をベクトル演算によって求め、この重心ベクトルの点をＫ＝２として表すと、以下の式（１５）で表される(S2)。
ｅ２ａ＝（ｅａｂ−ｅｃａ）/３            
ｅ２ｂ＝（ｅｂｃ−ｅａｂ）/３            
ｅ２ｃ＝（ｅｃａ−ｅｂｃ）/３            
ｅ２ｏ＝（ｅ２ａ＋ｅ２ｂ＋ｅ２ｃ）/３＝０        
…（１５）
【０１３２】
また、図６（ｂ）から、重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）を用いて、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）を表すと前記した式（８）が得られる。
【０１３３】
式（８）は、前記したように、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）は、線間電圧の重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）と零相分電圧ｅ１ｏとのベクトル和で表されることを示している。
【０１３４】
一方、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧は、ａ相の位相角φ１ａをαで表すと、ａ相、ｂ相、ｃ相の各相の位相角φ１ａ、φ１ｂ、φ１ｃは、
φ１ａ＝α
φ１ｂ＝α−２π/３
φ１ｃ＝α＋２π/３                              …（１６）
で表され、正相分電圧の位相角は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧のａ相と同相となる。
【０１３５】
この関係によれば、ｄｑ軸変換によって三相ＰＷＭコンバータの制御対象となる直流成分を取り出すことができるため、三相ＰＷＭコンバータの制御が容易となる(S3)。
【０１３６】
また、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧では、逆相分電圧と零相分電圧の正相分電圧に対する位相角は逆方向で同角度となる。
【０１３７】
したがって、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）に代えて、線間電圧の重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）を用い、この重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）から正相分電圧ｅｐおよび逆相分電圧ｅｑを抽出することによって三相ＰＷＭコンバータの制御対象となる直流成分を取り出すことができ、また、零相分電圧を抽出することによって不平衡電圧の補償を行うことができる(S4)。
【０１３８】
次に、ステップS2で求めた重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）をｄｑ軸変換処理し、ｄ軸成分ｅ１ｄとｑ軸成分ｅ１ｑとを求める。これは、三相ＰＷＭコンバータの制御を直流成分によって行うためである(S3)。
【０１３９】
ｄｑ軸変換を行うために、空間ベクトルから実数ベクトルヘの変換を行う。Ｙ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）と三相平衡電圧（ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ）の位相差をαとすると、Ｙ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）は、空間ベクトルで表したＹ相電圧の実数部に相当し、以下の式（１７）で表される。
ｅ１ａ＝Ｅ１ａｍｃｏｓ（ωｔ＋α）
ｅ１ｂ＝Ｅ１ｂｍｃｏｓ（ωｔ＋α−2π/3）
ｅ１ｃ＝Ｅ１ｃｍｃｏｓ（ωｔ＋α＋2π/3）
…（１７）
【０１４０】
これらをｄｑ軸変換するとｄ軸、ｑ軸、零相分が得られる。しかしながら、Δ結線では互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）は直接検出できず未知数である。そのため、その零相分電圧ｅ１ｏは不明である。
【０１４１】
そこで、本発明では、直接検出できないＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）に代えて、検出が可能な線間電圧を重心ベクトル演算して得られる重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）を使用する。これによって、三相不平衡電圧補償を、一測定時における線間電圧によって行うことができる。
【０１４２】
式（８）のＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）をｄｑ軸変換した場合には、
【数１】
0005478536.tif 000002
となり、式（１５）の重心ベクトル（ｅ２ａ,ｅ２ｂ,ｅ２ｃ）をｄｑ軸変換した場合には、
【数２】
0005478536.tif 000003
となる。
【０１４３】
式（１８）と式（１９）式で表されるｄｑ軸変換したｄ軸成分ｅ１ｄ，ｅ２ｄおよびｑ軸成分ｅ１ｑ，ｅ２ｑは、式（１４）に示す零相分電圧ｅ１ｏ成分に影響されず、それぞれ等しい値を示す。
【０１４４】
このことは、一測定時点で得られる瞬時の線間電圧（ｅａｂ,ｅｂｃ,ｅｃａ）の式（１５）をｄｑ軸変換して得られる式（１９）を採用することによって、ＰＦＣ制御を、複数時点の測定値を用いることなく、一測定時点の線間電圧を取得することで、高速で応答することが可能になる。
【０１４５】
なお、式（１９）を用いてＰＦＣ制御を行う場合には、式（１９）中に零相分電圧ｅ１ｏが現れない。そのため、零相分電圧ｅ１ｏは、正相分電圧および逆相分電圧を用いて算出する。この零相分電圧ｅ１ｏの算出については後述する(S3)。
【０１４６】
次に、ｄｑ軸変換で得られたｄ軸成分ｅ１ｄとｑ軸成分ｅ１ｑから対称分電圧（正相分電圧、逆相分電圧、零相分電圧）を求める(S4)。
【０１４７】
(対称分電圧の算出)
以下、対称分電圧の算出について図４のフローチャートを用いて説明する。
【０１４８】
互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃ）の正相分電圧をｅ１ｐ、逆相分電圧をｅ１ｎ、零相分電圧をｅ１ｏとすると、Ｙ相電圧（ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃ）は
ｅ１ａ＝ｅ１ｐ＋ｅ１ｎ＋ｅ１ｏ
ｅ１ｂ＝ｅ１ｐ・ｅ-ｊ２π／３＋ｅ１ｎ・ｅｊ２π／３＋ｅ１ｏ
ｅ１ｃ＝ｅ１ｐ・ｅｊ２π／３＋ｅ１ｎ・ｅ-ｊ２π／３＋ｅ１ｏ
ｅ１ａ＝Ｅ１ｐｍｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｅ１ｎｍｃｏｓ（ωｔ＋φ１ｎ）
＋Ｅ１ｏｍｃｏｓ（ωｔ＋φ１ｏ）
ｅ１ｂ＝Ｅ１ｐｍｃｏｓ（ωｔ＋α−2π／3）＋Ｅ１ｎｍｃｏｓ（ωｔ＋φ１ｎ＋2π／3）
＋Ｅ１ｏｍｃｏｓ（ωｔ＋φ１ｏ）
ｅ１ｃ＝Ｅ１ｐｍｃｏｓ（ωｔ＋α＋2π／3）＋Ｅ１ｎｍｃｏｓ（ωｔ＋φ１ｎ−2π／3）
＋Ｅ１ｏｍｃｏｓ（ωｔ＋φ１ｏ）
…（２０）
で表され、これらをｄｑ軸変換することによって以下の式（２１）が得られる。
【０１４９】
【数３】
0005478536.tif 000004
【０１５０】
式（２１）の正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）は直流分に相当し、逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）は交流分に相当するため、周波数分離によって正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）と逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）とを抽出することができる。
【０１５１】
この周波数分離は、バンドパスフィルターやローパスフィルターを用いて行うことができる。例えば、正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）はローパスフィルターによって抽出することができ、（Ｅ１ｐｍcosα、Ｅ１ｐｍsinα）が得られる。また、逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）はｄｑ軸変換した元信号から抽出した正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）を減算することによって抽出することができ、（Ｅ１ｎｍcos（２ωｔ＋φ１ｎ）、−Ｅ１ｎｍsin（２ωｔ＋φ１ｎ））が得られる（S41,S42）。
【０１５２】
測定時点の時刻をｔｓとすると、正相分電圧の位相角αと逆相分電圧の位相角φ１ｎはそれぞれ
α＝tan−１（ｅ１ｑｐ/ｅ１ｄｐ）                                  …（２２）
φ１ｎ＝−２ωｔｓ−tan−１（ｅ１ｑｎ/ｅ１ｄｎ）                  …（２３）
で求めることができる。
【０１５３】
また、逆相分電圧ｅ１ｎは、
３ｅ１ｎ＝Ｅ１ａｍcos（ωｔ＋α）＋Ｅ１ｂｍcos（ωｔ＋α＋2π/3）
＋Ｅ１ｃｍcos（ωｔ＋α−2π/3）                        …（２４）
から、
【数４】
0005478536.tif 000005
【数５】
0005478536.tif 000006
となる。
【０１５４】
また、零相分電圧ｅ１ｏは、
【数６】
0005478536.tif 000007
となる。
【０１５５】
上記式において、
Ｅ１ｏｍ＝Ｅ１ｎｍ
φ１ｎ＝α＋φ´
φ１ｏ＝α−φ´
の関係から、
φ１ｏ＝２α−φ１ｎ                                            …（２８）
の関係があるため、零相分電圧ｅ１ｏの位相φ１ｏは
φ１ｏ＝２ωtｓ＋２tan−１（ｅ１ｑｐ/ｅ１ｄｐ）＋tan−１（ｅ１ｑｎ/ｅ１ｄｎ）  …（２９）
で表される（S43）。
【０１５６】
また、零相分電圧ｅ１ｏの振幅Ｅ１ｏｍは、逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）から
Ｅ１ｏｍ＝（ｅ１ｄｎ２＋ｅ１ｑｎ２）１／２                      …（３０）
で表される（S44）。
【０１５７】
したがって、零相分電圧ｅ１ｏは、
ｅ１ｏ＝（ｅ１ｄｎ２＋ｅ１ｑｎ２）１／２・cos（ωt＋φ１ｏ）      …（３１）
となる(S45)。
【０１５８】
これにより、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ１ａ,ｅ１ｂ,ｅ１ｃ）は以下の式（３２）〜（３４）で表される。
ｅ１ａ＝（ｅａｂ−ｅｃａ）/3＋（ｅ１ｄｎ２＋ｅ１ｑｎ２）１／２・cos（ωt＋φ１ｏ）…（３２）
ｅ１ｂ＝（ｅｂｃ−ｅａｂ）/3＋（ｅ１ｄｎ２＋ｅ１ｑｎ２）１／２・cos（ωt＋φ１ｏ）…（３３）
ｅ１ｃ＝（ｅｃａ−ｅｂｃ）/3＋（ｅ１ｄｎ２＋ｅ１ｑｎ２）１／２・cos（ωt＋φ１ｏ）…（３４）
【０１５９】
次に、零相分電圧により不平衡電圧補償を行うと共にＰＦＣ制御を行い（S5）、互いに１２０°の位相角を持ち、不平衡電圧補償および力率制御が行われたＹ相電圧（ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃ）を求め（S6）、求めたＹ相電圧（ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃ）に基づいて三相ＰＷＭコンバータを制御する制御信号を生成する（S7）。
【０１６０】
［三相コンバータの制御装置の構成例］
次に、本発明の三相コンバータの制御装置が備える不平衡電圧補償装置および力率・無効電力制御装置について、より詳細な構成例について図７を用いて説明する。
【０１６１】
図７に示す不平衡電圧補償装置の構成例は、図２に示した概略構成と同様に、三相交流電源１００から供給される三相交流電力の三相交流電圧を、三相コンバータ２００でＰＷＭ変換して直流電圧を直流負荷３００に出力する。
【０１６２】
本発明の三相コンバータの制御装置は、不平衡電圧を補償する不平衡電圧補償装置１の構成として、配電線三相平衡電圧がｅａ，ｅｂ，ｅｃの各線間電圧（ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａ）からＹ相電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）を求める重心ベクトル演算部１０と、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）から三相の平衡系の対称分電圧（ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐ，ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎ）を算出する対称座標成分算出部２０と、不平衡電圧の補償信号を形成する定電流制御部４０とを備える。
【０１６３】
本発明の三相コンバータの制御装置は、力率および無効電力を制御する力率・無効電力制御装置２の構成として、平均有効電力演算部５０、力率・無効電力制御部９０、および定電流制御部４０を備える。定電流制御部４０は、不平衡電圧の補償信号の形成、力率および無効電力の制御信号の形成に共通する構成である。
【０１６４】
出力加算部３０において、定電流制御部４０で形成した補償信号および制御信号に零相電圧および逆相電圧を加算して、三相コンバータ２００において三相交流電圧をＰＷＭ変換するための制御信号を生成する。
【０１６５】
このほか、配電線上において、三相ＰＷＭコンバータ２００の入力側には、線間電圧を検出するための接点６１と電流値を測定するためのセンサ６３と交流リアクトル６０が設けられ、三相ＰＷＭコンバータ２００の出力側には直流電圧を検出するための接点６７と直流電流を測定するためのセンサ６５と出力平滑用のコンデンサ６９が設けられる。
【０１６６】
三相ＰＷＭコンバータ２００の入力側では、接点６１に線間電圧検出部６２が接続され、線間電圧検出部６２によって三相電圧の線間電圧が測定される。また、センサ６３には電流検出部６４が接続され、電流検出部６４によって三相電圧の電流が測定される。
【０１６７】
また、三相ＰＷＭコンバータ２００の出力側では、接点６７に電圧検出部６８が接続され、電圧検出部６８によって出力電圧が測定される。また、センサ６５には電流検出部６６が接続され、電流検出部６６によって出力電流が測定される。
【０１６８】
３相交流電源は、電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの３相入力電力を出力する。電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは、それぞれａ相、ｂ相、ｃ相の相電圧である。接点６１は、ａ相、ｂ相、ｃ相の線とのそれぞれの接点を有する。センサ６３は、ａ相、ｃ相の線に設けられ、３相交流電源から入力される交流入力電流を検出する電流センサである。交流リアクトル６０は、ａ相、ｂ相、ｃ相の線上に設けられ、高周波電流を阻止する。
【０１６９】
不平衡電圧補償装置１は３軸から２軸への変換、あるいは２軸から３軸への変換を行うｄｑ軸変換部８１，８２，８３，８４を備える。ｄｑ軸変換部８１は重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）をｄ軸電圧ｅ１ｄとｑ軸電圧ｅ１ｑに変換し、ｄｑ軸変換部８２は２軸の逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）を３軸の逆相分電圧（ｅ１ａｎ、ｅ１ｂｎ、ｅ１ｃｎ）に変換し、ｄｑ軸変換部８３は電流検出部６４で求めたｉａ、ｉｂ、ｉｃをｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑに変換し、ｄｑ軸変換部８４は２軸の定電流制御後の正相分電圧（ｖｄｐ＊ｒ、ｖｑｐ＊ｒ）を３軸の正相分電圧（ｅ１ａｐ、ｅ１ｂｐ、ｅ１ｃｐ）に変換する。
【０１７０】
また、同期信号生成部７０を重心ベクトル演算部１０に接続し、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）に基づいて、ｄｑ軸変換部８１，８２，８３の同期をとるための同期信号ｓを生成する。
【０１７１】
三相コンバータ２００は、三相ＰＷＭ回路２００ａと、三相ＰＷＭ回路２００ａの動作を制御してＰＷＭ制御を行わせるパルス信号を発生する三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂを備え、三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂは加算部３０で生成した相電圧（Ｖｄ，Ｖｅ，Ｖｆ）に基づいてパルス信号を形成する。三相ＰＷＭ回路２００ａは、例えば、スイッチング素子によりブリッジ回路を構成することで形成することができ、パルス信号によってスイッチング素子のオン／オフ動作を制御してＰＷＭ制御を行わせる。
【０１７２】
三相コンバータ２００の三相ＰＷＭ回路２００ａは、例えば、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子とダイオードとにより構成され、半導体スイッチング素子の各ゲートのオンオフ制御によって、入力される３相交流電力を直流電力に変換して出力する。
【０１７３】
三相コンバータ２００の出力側には、コンデンサ６９と、センサ６５と、接点６７とが設けられる。コンデンサ６９は、三相コンバータ２００から出力される直流電圧を平滑化する。センサ６５は、三相コンバータ２００から出力される直流出力電流を検出する電流センサであり、電流検出部６６によって直流出力電流の電流値Ｉｄｃが検出される。接点６７は、三相コンバータ２００の直流出力の線との接点であり、電圧検出部６８によって直流出力電圧の電圧値Ｖｄｃが検出される。
【０１７４】
以下、不平衡電圧補償装置１の各部について説明する。
【０１７５】
線間電圧検出部６２は、接点６１における３相交流入力電圧の線間電圧（ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａ）を検出する。重心ベクトル演算部１０は、線間電圧検出部６２で検出した線間電圧（ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａ）の信号から重心ベクトル電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）を演算して求め、求めた重心ベクトル電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）を互いに１２０°の位相差を持つ相電圧（ｅ１ａ，ｅ１ｂ，ｅ１ｃ）の代わりの信号として用いる。
【０１７６】
ｄｑ軸変換部（３相２相変換）８１は、重心ベクトル演算部１０で求めた重心ベクトル電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）をｄ軸，ｑ軸（２相）の電圧信号（ｅ１ｄ，ｅ１ｑ）に変換する。また、同期信号生成部７０は重心ベクトル演算部１０で求めた重心ベクトル電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）を用いて同期信号ｓを生成する。このｄｑ軸変換部８１のｄｑ軸変換は、前記した式（２１）に基づいて行うことができる。
【０１７７】
電流検出部６４は、センサ６３により検出されたａ相、ｃ相の交流入力電流の検出信号を取得して３相交流入力電流（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ）の信号を生成する。電流検出部６４は、ａ相、ｂ相、ｃ相の交流入力電流の総和が０になることを利用して３相交流入力電流信号を生成するため、ａ相、ｂ相、ｃ相のうち少なくとも２つの交流入力電流を検出する構成であれば３相の入力電流を取得できる。
【０１７８】
ｄｑ軸変換部（３相２相変換）８３は、電流検出部６４で検出した３相交流入力電流（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ）の信号をｄ軸，ｑ軸（２相）の電流信号（ｉｄ，ｉｑ）に変換する。
【０１７９】
対称座標成分算出部２０は、正相分電圧算出部２１，逆相分電圧算出部２２，φ１ｏ算出部２３，および零相分電圧算出部２４を備え、ｄｑ軸変換部（３相２相変換）８１で変換したｄ軸，ｑ軸（２相）の電圧信号（ｅ１ｄ，ｅ１ｑ）を入力し、対称分電圧である正相分電圧（ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐ），逆相分電圧（ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎ）、零相分電圧（ｅ１ｏ）を算出する。
【０１８０】
前記した式（２１）において、重心ベクトル電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）をｄｑ軸変換して得られるｄ軸電圧ｅ１ｄおよびｑ軸電圧ｅ１ｑにおいて、直流分（Ｅ１ｐｍcosα、Ｅ１ｐｍsinα）は正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）に相当し、交流分（Ｅ１ｎｍcos（２ωｔ＋φ１ｎ）、−Ｅ１ｎｍsin（２ωｔ＋φ１ｎ））は逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）に相当し、周波数分離によって正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）と逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）とを抽出することができる。
【０１８１】
正相分電圧算出部２１は、例えば、バンドパスフィルターやローパスフィルターを用いて正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）を抽出することができる。また、逆相分電圧算出部２２は、ｄｑ軸変換した元の信号から、正相分電圧算出部２１で抽出した正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）を減算することによって、逆相分電圧（Ｅ１ｎｍcos（２ωｔ＋φ１ｎ）、−Ｅ１ｎｍsin（２ωｔ＋φ１ｎ））を抽出することができる。
【０１８２】
前記したように、零相分電圧ｅ１ｏは式（３１）で表すことができ、この内、零相分電圧ｅ１ｏの位相φ１ｏは式（２９）で表され、零相分電圧ｅ１ｏの振幅Ｅ１ｏｍは、式（３０）で表される。
【０１８３】
そこで、φ１ｏ算出部２３によって、正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）と逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）を用いて位相φ１ｏを算出して零相分電圧算出部２４に入力し、零相分電圧算出部２４は、φ１ｏ算出部２３で算出した位相φ１ｏと、逆相分電圧算出部２２で算出した逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）を用いて零相電圧ｅ１ｏを算出する。
【０１８４】
正相分電圧算出部２１で算出された正相分電圧（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）は、定電流制御部４０において定電流制御され、不平衡電圧補償および力率（無効電力）制御のための指令値が形成され、ｄｑ軸変換部８４の２−３軸変換によって正相分電圧（ｅ１ａｐ，ｅ１ｂｐ，ｅ１ｃｐ）に対応した正相分電圧（Ｖ１ａｐ，Ｖ１ｂｐ，Ｖ１ｃｐ）に変換された後、加算部３０に入力される。
【０１８５】
また、逆相分電圧算出部２２で算出された逆相分電圧（ｅ１ｄｎ、ｅ１ｑｎ）は、ｄｑ変換部８２で２−３軸変換され、逆相分電圧（ｅ１ａｎ，ｅ１ｂｎ，ｅ１ｃｎ）に変換された後、加算部３０に入力される。また、零相分電圧算出部２４で算出された零相分電圧ｅ１ｏは、加算部３０に入力される。
【０１８６】
加算部３０は、入力した正相分電圧（Ｖ１ａｐ，Ｖ１ｂｐ，Ｖ１ｃｐ）と逆相分電圧（ｅ１ａｎ，ｅ１ｂｎ，ｅ１ｃｎ）と零相分電圧ｅ１ｏとを加算して相電圧（ｅｄ，ｅｅ，ｅｆ）を出力する。この相電圧（ｅｄ，ｅｅ，ｅｆ）は、不平衡補償および定電流制御が成された信号である。三相ＰＷＭコンバータ２００の三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、この相電圧（ｅｄ，ｅｅ，ｅｆ）に基づいて三相ＰＷＭ回路２００ａを制御する制御パルス信号を生成する。
【０１８７】
以下、定電流制御のための構成について説明する。
三相ＰＷＭコンバータの定電流制御を行うために、入力電力と入力電圧との関係を知る必要がある。
【０１８８】
正相分電流振幅Ｉｐｍ、逆相分電流振幅Ｉｎｍによるａ相電流ｉａを空間ベクトルＩａで表現し、
Ｉａ＝Ｉｐｍｅｊ（ωｔ＋β）＋Ｉｎｍｅ−ｊ（ωｔ＋β）            …（３５）
とする。
【０１８９】
一方、式（２０）に示すａ相分電圧ｅ１ａを空間ベクトルＶ１ａに変換して、入力電力Ｐｉｎを求めると、
【数７】
0005478536.tif 000008
となる。
逆相分電流Ｉｎｍは零電流制御をすることにより、Ｉｎｍ＝０となる。
【０１９０】
この“Ｉｎｍ＝０”の条件下において、式（３６）で表される入力電力Ｐｉｎ中のＰとＱは、
【数８】
0005478536.tif 000009
【数９】
0005478536.tif 000010
である。
【０１９１】
但し、
【数１０】
0005478536.tif 000011
である。
【０１９２】
式（３６）式のＰｉｎの平均値電力制御と逆相分電流の零制御を行う場合は、式（３７）と式（３８）の２ωｔの項は消去でき、Ｐの平均有効電力をＰａｖｅ、Ｑの平均無効電力をＱａｖｅとすれば、
【数１１】
0005478536.tif 000012
が得られる。
【０１９３】
一方、ＰＩ制御によるＰｉｎの平均有効電力Ｐａｖｅは電圧指令値をＶｄｃ＊ｒとすれば
【数１２】
0005478536.tif 000013
として与えられる。
図７に示す平均有効電力演算部５０は、上記式（４１）のＰＩ制御を実行する構成例を示している。
【０１９４】
式（４０）の平均有効電力Ｐａｖｅおよび平均無効電力Ｑａｖｅを制御するための電流指令値は、式（４０）式の電流項をそれぞれｉｄｐ＊ｒ、ｉｑｐ＊ｒと置換して、
【数１３】
0005478536.tif 000014
となる。
【０１９５】
また、式（４０）のＱａｖｅを零制御する場合の電流指令値は、式（４０）式の電流項をそれぞれｉｄｐ＊ｒ、ｉｑｐ＊ｒと置換して、
【数１４】
0005478536.tif 000015
となる。
【０１９６】
上記した式（４２），（４３）は、三相交流の正相分電圧と三相コンバータの電力により定まる電流指令値を表わしている。この電流指令値を用いた定電流制御によって出力信号ｖｄｐ＊ｒ、ｖｑｐ＊ｒは、以下の式（４４）、（４５）
【数１５】
0005478536.tif 000016
【数１６】
0005478536.tif 000017
で与えられる。
【０１９７】
電流検出部６６は、センサ６５により検出された直流出力電流の検出信号を取得して直流出力電流信号ｉｄｃを生成する。電圧検出部６８は、接点６７における直流出力電圧を検出して直流出力電圧信号ｖｄｃを生成する。
【０１９８】
平均有効電力演算部５０は、乗算部５１，減算部５２，直流電圧制御部５３、加算部５４を備える。
【０１９９】
減算部５２は、電圧指令値として設定された一定の電圧値を示す直流電圧指令値信号ｖｄｃ＊ｒから、電圧検出部６８により検出された直流出力電圧信号ｖｄｃを減算してその偏差信号を出力する。乗算部５１は、電流検出部６６により検出された直流出力電流信号ｉｄｃと、電圧検出部６８により検出された直流出力電圧信号ｖｄｃとを掛け合わせて瞬時電力信号Ｐｄｃを算出する。
【０２００】
直流電圧制御部５３は、減算部５２により算出された偏差信号から、直流出力電圧信号ｖｄｃを一定電圧値に制御するためのＰＩ（Proportional Integral）制御結果としての直流電圧制御信号を生成する。加算部５４は、乗算部５１により算出された瞬時電力信号Ｐｄｃと、直流電圧制御部５３により生成された直流電圧制御信号とを加算して平均有効電力信号Ｐａｖｅを生成する。
【０２０１】
力率・無効電力制御部９０は、力率を任意に設定する力率設定部９０ａと、無効電力を算出する平均無効電力演算部９０ｂとを備える。
【０２０２】
力率設定部９０ａは、図示しない入力手段あるいは制御手段から設定力率を入力する。平均無効電力演算部９０ｂは、平均有効電力演算部５０で得られた平均有効電力Ｐａｖｅと力率設定部９０ａで設定した設定力率（cosθ）に基づいて、平均無効電力Ｑａｖｅを算出する。
【０２０３】
力率cosθは［Ｐａｖｅ／（Ｐａｖｅ２＋Ｑａｖｅ２）１／２］で定義される。本発明の力率・無効電力制御装置２は、力率設定部９０ａで設定した力率cosθと平均有効電力演算部５０で得られた平均有効電力Ｐａｖｅを用いて、以下の式
Ｑａｖｅ＝Ｐａｖｅ・[１−(cosθ）２]１／２／cosθ            …（４６）
によって平均無効電力Ｑａｖｅを算出する。
【０２０４】
上記した力率cosθ、平均有効電力Ｐａｖｅおよび平均無効電力Ｑａｖｅの関係から、力率・無効電力制御部９０は、力率を任意の値に制御するとともに、平均無効電力を設定力率に応じて制御する。
【０２０５】
定電流制御部４０は、電流指令値を生成する定電流指令値生成部４１，電流指令値に基づいて定電流制御した出力信号を生成する定電流制御出力部４２ａ，４２ｂを備える。定電流制御出力部４２ａはｄ軸の出力信号ｖｄｐ＊ｒを生成し、定電流制御出力部４２ｂはｑ軸の出力信号ｖｑｐ＊ｒを生成する。
【０２０６】
定電流制御部４０は、平均有効電力演算部５０で求めた平均有効電力Ｐａｖｅ、および平均無効電力演算部９０ｂで求めた平均無効電力Ｑａｖｅに基づいて電流指令値を求め、この電流指令値と電流検出部６４で検出した入力側電流とを比較することによって、正相分電圧算出部２１から得られた正相分電圧を定電流制御し、得られた制御値（Ｖｄｐ＊ｒ，Ｖｑｐ＊ｒ）をｄｑ軸変換部８４で３軸の正相信号（Ｖ１ａｐ，Ｖ１ｂｐ，Ｖ１ｃｐ）に変換した後、加算部３０に入力する。
【０２０７】
定電流指令値生成部４１は、加算部５４で算出された平均有効電力Ｐａｖｅと、正相分電圧算出部２１により分離されたｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分（ｅ１ｄｐ、ｅ１ｑｐ）とに基づいて演算により電流指令値の信号（ｉｄｐ＊ｒ，ｉｑｐ＊ｒ）を生成する。
【０２０８】
定電流制御出力部４２ａは、ｄｑ軸変換部８３からのｉｄと電流指令値の信号ｉｄｐ＊ｒとに基づいて定電流制御を行ってｄ軸の出力信号ｖｄｐ＊ｒを生成する。定電流制御出力部４２ｂは、ｄｑ軸変換部８３からのｉｑと電流指令値の信号ｉｑｐ＊ｒとに基づいて定電流制御を行ってｑ軸の出力信号ｖｑｐ＊ｒを生成する。定電流制御は、ＰＩ制御によって入力電流を一定電流値に制御する。
【０２０９】
三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、加算部３０の加算部３１ｂにより算出された信号（Ｖｄ，Ｖｅ，Ｖｆ）をゲート制御信号とし、キャリア周波数発生部（図示していない）により発生された三角波信号と比較して、ＰＷＭ信号としてのゲートパルス信号を生成して、三相ＰＷＭ回路２００ａの半導体スイチング素子の各ゲートに出力する。
【０２１０】
［不平衡電圧補償装置および力率・無効電力制御装置の動作例］
次に、不平衡電圧補償装置１および力率・無効電力制御装置２の動作例を説明する。
重心ベクトル演算部１０は、線間電圧（ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａ）から重心ベクトル電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）を算出し、ｄｑ軸変換部８１は算出した重心ベクトル電圧（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）を式（２１）で示されるｄ軸の電圧信号ｅ１ｄとｑ軸の電圧信号ｅ１ｑに変換する。
【０２１１】
式（２１）の右辺第１項は、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ１ｄ，ｅ１ｑの正相分ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐを示し、右辺第２項はｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ１ｄ，ｅ１ｑの逆相分ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎを示しているので、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ１ｄ，ｅ１ｑは、フィルタ等による周波数分離によってｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐと、逆相分ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎとに正相逆相分離することができる。正相逆相分離は、正相分電圧算出部２１および逆相分電圧算出部２２によって行うことができる。ｄｑ軸変換部８２は、正相逆相分離したｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ１ｄ，ｅ１ｑの逆相分ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎを、３相の逆相分の相電圧信号（ｅ１ａｎ，ｅ１ｂｎ，ｅ１ｃｎ）に変換する。
【０２１２】
一方、零相分電圧算出部２４は、算出した正相分電圧および逆相分電圧の信号値を用いて零相分電圧ｅ１ｏを算出する。
【０２１３】
また、入力電力について、平均有効電力Ｐａｖｅ及び平均無効電力Ｑａｖｅは、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｖｄ，ｖｑの正相分ｖｅｄｐ，ｖｅｑｐと、入力指令電流信号ｉｅｄｐ，ｉｅｑｐとにより式（４０）で表される。
【０２１４】
電流検出部６６は、センサ６５を介して直流出力電流信号ｉｄｃを検出する。電圧検出部６８は、接点６７を介して直流出力電圧信号ｖｄｃを検出する。乗算部５１は、直流出力電流信号ｉｄｃと直流出力電圧信号ｖｄｃとを乗算し、直流出力電力信号Ｐｄｃを出力する。減算部５２は、直流電圧指令値信号ｖｄｃ＊ｒから直流出力電圧信号ｖｄｃを減算して偏差信号を生成し、直流電圧制御部５３は、直流電圧指令値信号ｖｄｃ＊ｒと直流出力電圧信号ｖｄｃとの偏差信号について、直流出力電圧信号ｖｄｃをＰＩ制御して一定電圧値に制御し、直流電圧制御信号を生成する。
【０２１５】
加算部５４は、直流電圧制御部５３から出力される直流電圧制御信号と直流出力電力信号Ｐｄｃとを加算して平均有効電力Ｐａｖｅとして出力される。平均有効電力Ｐａｖｅは、式（４１）に示すように、直流電圧指令値信号Ｖｄｃ＊ｒと直流出力電圧信号ｖｄｃとの偏差信号をＰＩ制御して得られる直流電圧制御信号と、直流出力電力信号Ｐｄｃ（＝ｖｄｃ・ｉｄｃ）とを加えたものとなる。
【０２１６】
定電流指令値生成部４１は、平均有効電力Ｐａｖｅと、平均無効電力Ｑａｖｅと、正相分電圧算出部２１で算出されたｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐとから、式（４２）に基づいて入力指令電流信号ｉｄｐ＊ｒ，ｉｑｐ＊ｒを生成して出力する。
【０２１７】
力率を１に設定した場合には、平均無効電力Ｑａｖｅは零となるため、入力指令電流信号ｉｄｐ＊ｒ、ｉｑｐ＊ｒは式（４３）に基づいて生成される。
【０２１８】
定電流制御の入力電流側において、電流検出部６４はセンサ６３を介して３相交流電源１００から出力される３相交流電力の３相交流入力電流信号ｉａ，ｉｂ，ｉｃを検出する。
【０２１９】
ｄｑ軸変換部８３（３相２相変換）は、検出した３相交流入力電流信号ｉａ，ｉｂ，ｉｃを、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉｄ，ｉｑに変換する。
【０２２０】
ｄ軸、ｑ軸の定電流制御出力部４２ａ、４２ｂは、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉｄ，ｉｑを入力電流のフィードバック値として入力する。また、定電流制御出力部４２ａ、４２ｂは、定電流指令値生成部４１からｄ軸、ｑ軸の正相分の電流指令値の信号ｉｄｐ＊ｒ，ｉｑｐ＊ｒを入力し、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉｄ，ｉｑと電流指令値の信号ｉｄｐ＊ｒ，ｉｑｐ＊ｒの偏差信号に基づいて、所定の演算により入力電流を一定電流値に制御するための制御信号Ｖｄｐ＊ｒ，Ｖｑｐ＊ｒを生成し出力する。
【０２２１】
なお、定電流制御出力部４２ａが行うｄ軸制御は式（４４）で表され、定電流制御出力部４２ｂが行うｑ軸制御は式（４５）で表される。
【０２２２】
ｄｑ軸変換部８４は、制御値Ｖｄｐ＊ｒ，Ｖｑｐ＊ｒを３軸の正相信号（Ｖ１ａｐ，Ｖ１ｂｐ，Ｖ１ｃｐ）に変換した後、加算部３０に入力する。
【０２２３】
加算部３０において、加算部３１ａは、ｄｑ軸変換部８２で変換して得られた逆相分の相電圧信号（ｅ１ａｎ，ｅ１ｂｎ，ｅ１ｃｎ）に、零相分電圧算出部２４で算出した零相分電圧ｅ１ｏを加算する。加算部３１ｂは、加算部３１ａで加算した相電圧信号（ｅ１ａｎ，ｅ１ｂｎ，ｅ１ｃｎ）と零相分電圧ｅ１ｏとの加算信号に、ｄｑ軸変換部８４で変換して得られた正相分の相電圧信号（Ｖ１ａｐ，Ｖ１ｂｐ，Ｖ１ｃｐ）を加算し、３相の電圧信号（Ｖｄ，Ｖｅ，Ｖｆ）を生成し、三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂに出力する。
【０２２４】
三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、３相の電圧信号（Ｖｄ，Ｖｅ，Ｖｆ）に基づいて、三相ＰＷＭ回路２００ａを制御するゲート制御信号を生成し、キャリア周波数発生部（図示していない）から発生された三角波信号とを比較し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換によってゲートパルス信号を生成して三相ＰＷＭ回路２００ａの半導体スイッチング素子の各ゲートに出力し、各ゲートをオン／オフ制御する。
【０２２５】
次に、不平衡電圧補償装置１の平衡状態時及び不平衡状態時の動作を説明する。なお、不平衡状態は、短時間の期間電圧が低下する電圧状態（瞬時電圧低下）の他、長期間に渡って三相の電圧間に不平衡状態が生じる場合を含むものである。なお、直流負荷３００の負荷量は一定であるものと仮定する。
【０２２６】
[平衡状態の動作]
瞬時電圧低下が発生する前の状態では、３相交流電源１００の３相交流入力電圧は、平衡状態にある。この平衡状態では、図１７に示す様に、３相電圧信号ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは正相電圧ｅ１ｐのみとなり、このとき、式（２１）に示すｄ軸電圧信号ｅ１ｄはＥ１ｐｍ，ｑ軸電圧信号ｅ１ｑは０となる。ここで、Ｚ１２，Ｚ２３，Ｚ３１は開放されているため、Ｚ１２による位相遅れは無視することができ、式（１），（２），（３）、式（１７）は一致すると云え、α＝０とすることができる。
【０２２７】
このとき、電流指令値の信号ｉｄｐ＊ｒ、ｉｑｐ＊ｒは、式（４２）から
ｉｄｐ＊ｒ＝（２／３）・（Ｐａｖｅ／Ｅ１ｐｍ）                    …（４７）
ｉｑｐ＊ｒ＝（２／３）・（−Ｑａｖｅ／Ｅ１ｐｍ）                  …（４８）
で表される。
【０２２８】
上記指令値電流信号ｉｄｐ＊ｒ，ｉｑｐ＊ｒによって、定電流指令値生成部４１から入力力率が設定力率となるよう電流制御が行われる。設定力率が“１”である場合には、指令値電流信号ｉｑｐ＊ｒは０となり、定電流指令値生成部４１から入力力率が１になるよう電流制御が行われる。
【０２２９】
また、直流電圧制御部５３により、直流出力電圧が一定値に制御されることから、直流負荷３００側には常に一定の直流電力が送出される。
【０２３０】
[不平衡状態の動作]
次に、３相交流電源１００の３相交流入力電圧の少なくとも一相の交流入力電圧が瞬時電圧低下となり、交流入力電圧が不平衡になった不平衡状態の場合について説明する。
【０２３１】
交流入力電圧が瞬時電圧低下になると、対称座標成分算出部２０の正相分電圧算出部２１はｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐを出力し、逆相分電圧算出部２２はｄ軸、ｑ軸の電圧信号の逆相分ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎを出力し、零相分電圧算出部２４は零相分ｅ１ｏを出力する。
【０２３２】
ｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐは、定電流制御出力部４２ａ、４２ｂにより電流指令値信号と加算され、また、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号の逆相分ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎは、加算部３１ａ，３１ｂを介して加算され出力信号（Ｖｄ，Ｖｅ，Ｖｆ）が生成され、定電流指令値生成部４１から入力力率が１になるよう電流制御が行われる。また、直流電圧制御部５３により、直流出力電圧が一定値に制御されることから、直流負荷３００側には常に一定の直流電力が送出される。
【０２３３】
また、出力信号（Ｖｄ，Ｖｅ，Ｖｆ）に対して、逆相分および正相分に零相分ｅ１ｏを加算することによって電源電圧の零相分を重畳させ、この零相分を重畳させた出力信号に基づいて三相ＰＷＭコンバータの制御信号を生成することによって、３相交流入力電圧が瞬時電圧の低下を補償することができる。
【０２３４】
本発明は、前記したように三相の相電圧を、一測定時点において取得した線間電圧に対してベクトル演算を施すことによって取得し、この相電圧の正相電圧および逆相電圧に基づいてＰＦＣ制御によって定電流制御を行い、さらに、相電圧から零相電圧を算出し、この零相電圧を正相電圧および逆相電圧に重畳させることで不平衡を補償する。
【０２３５】
本発明の不平衡電圧補償では、零相電圧を算出する元信号として、一測定時点において取得する線間電圧を用いている。これによって、一測定時点で取得した測定値から不平衡を補償する制御信号を取得することができる。
【０２３６】
通常、相電圧の電圧変動の検出には、少なくとも半サイクルの時間間隔を必要とし、一測定時点の測定値では、不平衡状態を検出および補償を行うことはできず、複数の測定時点で求めた測定値が必要である。これに対して、本発明では、一測定時点において取得した線間電圧に対してベクトル演算を施すことによって相電圧の正相電圧および逆相電圧を求め、この正相電圧および逆相電圧から零相電圧を算出することで、一測定時点で取得した値のみから不平衡を補償する信号を生成することができる。
【０２３７】
また、線間電圧の取得と、取得した線間電圧に基づく不平衡電圧補償は、一測定時点に限らず、線間電圧の取得と不平衡補償とを逐次繰り返すことによって、瞬時の電圧低下を補償するに限らず、長期間にわたる電圧の不平衡状態を補償することができる。
【０２３８】
次に、本発明の不平衡電圧補償について、不平衡電圧補償動作をソフトウエアによるＣＰＵの演算処理で行う構成例について図８、９を用いて説明する。
【０２３９】
本発明の不平衡電圧補償装置１は、回路構成により瞬時電圧低下補償および電力変換の機能を実現する他、プログラムによってＣＰＵを実行させて瞬時電圧低下補償および電力変換の機能を実現することもできる。
【０２４０】
図８は本発明の不平衡電圧補償装置および力率・無効電力制御装置をＣＰＵおよびソフトウエアによって実現する場合の構成例を示している。以下では、ＣＰＵおよびソフトウエアによるコンピュータ制御部の構成について符号３を付して説明する。
【０２４１】
図８に示すように、三相交流電源１００から供給される三相交流電力において、三相コンバータ２００によって三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を直流負荷３００に出力する。コンピュータ制御部３は不平衡電圧補償および力率・無効電力制御の機能を有し、三相コンバータ２００を制御して、電力変換、不平衡電圧補償、および力率・無効電力制御を行う。
【０２４２】
コンピュータ制御部３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３ａと、ＲＡＭ（Random Access Memory）３ｂと、ＲＯＭ（Read Only Memory）３ｃと、Ｉ／Ｏ部３ｄとを備え、各部はバス３ｅによって接続されている。
【０２４３】
ＣＰＵ３ａは、コンピュータ制御部３の各部を中央制御する。ＣＰＵ３ａは、ＲＯＭ３ｃに格納されているシステムプログラム及び各種アプリケーションプログラムの中から指定されたプログラムをＲＡＭ３ｂに展開し、ＲＡＭ３ｂに展開されたプログラムとの協働で、各種処理を実行する。
【０２４４】
ＣＰＵ３ａは、電力変換制御プログラムとの協働により、三相コンバータ２００が備える三相ＰＷＭパルス生成部を制御して、３相交流電源１００から入力される３相交流入力電力を直流出力電力に変換させるとともに、交流入力電圧の不平衡電圧補償および力率・無効電力制御を行う。
【０２４５】
ＲＡＭ３ｂは、各種情報を記憶する揮発性のメモリであり、各種データ及びプログラムを展開するワークエリアを有する。ＲＯＭ３ｃは、各種情報を読み出し可能に記憶するメモリであり、三相コンバータを制御する電力変換制御プログラムを記憶する。
【０２４６】
Ｉ／Ｏ部３ｄは、三相コンバータ２００との各種信号の入出力を介する。Ｉ／Ｏ部３ｄは、３相交流入力側の線間電圧およびａ相，ｃ相の交流入力電流と、直流出力側の直流出力電流および直流出力電圧とを入力する。また、Ｉ／Ｏ部３ｄは、三相コンバータ２００の三相ブリッジ回路の半導体スイッチング素子を制御するゲートパルス信号を出力する。
【０２４７】
次に、図９を参照して、コンピュータ制御部３のプログラム制御による動作を説明する。
【０２４８】
コンピュータ制御部３において、例えば、３相交流電源１００から３相交流電力を出力することをトリガとして、ＲＯＭ３ｃから電力変換制御プログラム読み出してＲＡＭ３ｂに展開し、ＣＰＵ３ａと協働して電力変換制御、および不平衡電圧補償処理を実行する。
【０２４９】
図９に示すフローチャートにおいて、先ず、電圧検出処理を行う（S101）。S101の工程では、Ｉ／Ｏ部３ｄを介して３相交流電圧を取得し、取得した３相交流電圧の線間電圧信号ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａを検出し、重心ベクトル演算によって相電圧の信号ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃを算出する。重心ベクトル演算は、例えば、図７の構成例では重心ベクトル演算部１０において行う。
【０２５０】
算出した３相の相電圧信号ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃを２相のｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ１ｄ，ｅ１ｑに変換する。変換したｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ１ｄ，ｅ１ｑから正相分ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐと逆相分ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎを分離して求め、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ１ｄ，ｅ１ｑの逆相分ｅ１ｄｎ，ｅ１ｑｎを３相の相電圧信号ｅ１ａｎ，ｅ１ｂｎ，ｅ１ｃｎに変換する。S101の工程は、線間電圧検出部６２，重心ベクトル演算部１０，ｄｑ軸変換部８１、正相分電圧算出部２１，逆相分電圧算出部２２、零相の位相φｏを算出する位相φｏ算出部２３，零相分電圧算出部２４で行う処理に対応する。
【０２５１】
なお、S101の工程内の各処理は、適宜並行して行われる。この工程内の処理の並行は、以下のS102〜S106の工程でも同様である。
【０２５２】
S102の工程において同期計算処理を行う。３相の相電圧信号ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃから同期信号ｓを生成する。同期信号ｓは、例えば相電圧信号ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃのいずれかの相電圧の零クロス点から求めることができ、相電圧と零電圧とを比較し、相電圧が零電圧となった時点で同期信号ｓを出力することで生成することができる。図７の構成例では、同期信号生成部７０は、重心ベクトル演算部１０の出力信号（ｅ２ａ，ｅ２ｂ，ｅ２ｃ）を用いて行うことができ、例えば、出力信号ｅ２ａと零電圧とを比較する比較回路で構成することができる。また、任意の時点で同期信号を生成し、この同期信号を初期値の同期信号ｓとしても良い。
【０２５３】
同期信号ｓは、S101、S103、S106の各工程の２相−３相変換および３相−２相変換を含むｄｑ軸変換の同期に用いられる。その際、直前に実行されたS102の工程で求めた同期信号ｓ、又は初期値の同期信号ｓを用いて行う。よって、S102の工程は、同期信号生成部７０で行う処理に対応する。
【０２５４】
次に、S103の工程で電流検出処理を行う。S103の工程では、Ｉ／Ｏ部３ｄを介して入力した３相の交流入力電流信号ｉａ，ｉｂ，ｉｃを検出し、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉｄ，ｉｑに変換する。S103の工程は、電流検出部６４およびｄｑ軸変換部８３で行う処理に対応する。
【０２５５】
次に、S104の工程で電圧制御処理を行う。S104の工程では、Ｉ／Ｏ部３ｄを介して直流出力電流信号ｉｄｃおよび直流出力電圧信号ｖｄｃを検出する。検出した直流出力電流信号ｉｄｃおよび直流出力電圧信号ｖｄｃを乗算して直流出力電力信号Ｐｄｃを算出する。また、直流出力電圧信号ｖｄｃを直流電圧指令値信号Ｖｄｃ＊ｒから減算して偏差信号を算出し、算出した偏差信号から、直流出力電圧信号ｖｄｃを一定電圧値に制御するための直流電圧制御信号を生成する。そして、直流電圧制御信号および直流出力電力信号Ｐｄｃを加算して平均有効電力Ｐａｖｅを生成する。S104の工程は、電流検出部６６，電圧検出部６８、減算部５２、乗算部５１、直流電圧制御部５３および加算部５４で行う処理に対応する。
【０２５６】
次に、S105の工程で力率・無効電力制御処理を行う。S105の工程では、力率設定部９０ａによって力率を設定し、平均無効電力演算部９０ｂにおいて、力率設定部９０ａで設定した力率と、平均有効電力演算部５０で求めた平均有効電力Ｐａｖｅとから平均無効電力Ｑａｖｅを算出する。
【０２５７】
次に、S106の工程で電流制御処理を行う。S106の工程では、S104の工程で求めた平均有効電力Ｐａｖｅと、S105の工程で求めた平均無効電力信号Ｑａｖｅと、S101の工程で正相逆相分離したｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅｄｐ，ｅｑｐとに基づいて、電流指令値信号ｉ１ｄｐ＊ｒ，ｉ１ｑｐ＊ｒを生成し、電流指令値信号ｉ１ｄｐ＊ｒ，ｉ１ｑｐ＊ｒとｄｑ変換部で変換した求めたｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉｄ，ｉｑと用いて電流制御信号を生成する。S106の工程は、定電流指令値生成部４１、定電流制御出力部４２が行う処理に対応する。
【０２５８】
次に、S107の工程で制御補正処理を行う。S107の工程では、S106の工程で生成した入力電流制御信号と、S101の工程で正相逆相分離したｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ１ｄｐ，ｅ１ｑｐとを加算し、式（４４），式（４５）に示す出力信号ｖｄｐ＊ｒ，ｖｑｐ＊ｒを生成し、２相の出力信号ｖｄｐ＊ｒ，ｖｑｐ＊ｒを３相の制御信号Ｖ１ａｐ，Ｖ１ｂｐ，Ｖ１ｃｐに変換する。S101の工程で取得した相電圧信号ｅ１ａｎ，ｅ１ｂｎ，ｅ１ｃｎと零相電圧信号ｅ１ｏとを加算し、制御信号Ｖ１ａｐ，Ｖ１ｂｐ，Ｖ１ｃｐに加算して、ゲート制御信号を生成する。
【０２５９】
そして、三角波信号を生成し、三角波信号とゲート制御信号とを比較することによってゲートパルス信号を生成する。そして、ゲートパルス信号をＩ／Ｏ部３ｄを介して三相コンバータ２００の三相ＰＷＭ回路２００ａの半導体スイッチング素子の各ゲートに出力する。
【０２６０】
S107の工程は、加算部３０、ｄｑ軸変換部８３、定電流制御出力部４２ａ，４２ｂ，ｄｑ軸変換部８４、三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂで行われる処理に対応する。
【０２６１】
S108の工程で、電力変換制御処理、不平衡電圧補償処理、力率・無効電力制御を終了するか否かを判別し、処理を終了しない場合にはS101の工程に戻って続行し、処理を終了する場合には電力変換制御処理、不平衡電圧補償処理、および力率・無効電力制御を終了する。
【０２６２】
プログラムによってＣＰＵを実行させる構成においても、回路構成による場合と同様に、不平衡電圧補償および電力変換の機能を実現することができる。
【０２６３】
次いで、図１０〜図１５を参照して、本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明する。図１０〜図１５は、図７に示す構成例に基づいて、不平衡電圧補償装置によって三相コンバータを制御した測定データを示している。
【０２６４】
測定は、三相定格線間電圧を２００Ｖ、三相定格線電流を１７．５Ａ、キャリア周波数を１８．５ｋＨｚ、直流リンク電圧（出力電圧）を３８０Ｖ、直流リンク容量を１２００μＦ、伝送線のインダクタンスを３００μＨ、負荷抵抗を２５Ωの条件とし、三相定格線間電圧２００Ｖ、三相定格線電流１７．５Ａの状態から不平衡電圧へ急陥没後に回復させ、瞬低等で発生する三相不平衡電圧によって出力電圧Ｖｄｃと入力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃが変動する影響度を不平衡電圧補償の有無で比較している。この実験結果によれば、不平衡電圧補償制御の有効性を確認することができる。
【０２６５】
図１０は入力相電圧ｅ１ａを５０％に急陥没させた後、１００％に回復させた場合の特性であり、図１０（ａ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１０（ｂ）は本発明による不平衡電圧補償を行った場合を示している。不平衡電圧補償を行った場合には、出力電圧Ｖｄｃは定電圧が維持されており、良好な性能を示している。
【０２６６】
図１１、図１２は図１０の拡大図であり、図１１は入力相電圧ｅ１ａが１００％から５０％に急激に低下した場合を示し、図１２は入力相電圧ｅ１ａが５０％から１００％に回復した場合を示している。図１１（ａ），図１２（ａ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１１（ｂ），図１２（ｂ）は本発明の不平衡電圧補償を行った場合を示している。図から、入力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは急変点から高速応答していることを読み取ることができる。
【０２６７】
図１３は、図７の三相交流電源１００の入力相電圧ｅａを５０％電圧低下させた特性の比較図である。図１３（ａ）入力電圧を示し、図１３（ｂ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１３（ｃ）は本発明の不平衡電圧補償を行った場合を示している。
【０２６８】
図１３（ｂ）に示すように、不平衡電圧補償を行わない場合には、入力電流の振幅アンバランスと位相角ずれの大きいことが確認される。
【０２６９】
また、図１３は力率を“１”に設定した例を示し、図１３（ｃ）に示すように、本発明の不平衡電圧補償を行うことによる補償制御の効果によって、入力電流の振幅と位相角が共に良好なバランスを示していることが確認される。
【０２７０】
また、図１４は、図７の三相交流電源１００の入力相電圧ｅａが１００％電圧陥没して零電圧に達した場合を示している。図１４（ａ）は入力電圧を示し、図１４（ｂ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１４（ｃ）は本発明による不平衡電圧補償を行った場合を示している。
【０２７１】
図１４（ｃ）の結果は、本発明の不平衡電圧補償によれば、地絡による瞬低が発生した場合、すなわち図７の三相交流電源１００の入力相電圧ｅａが１００％電圧陥没して零電圧に達した場合であっても、入力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは振幅と位相角は共に三相平衡電流をほぼ維持できることを示している。
【０２７２】
さらに、図１５は入力相電圧陥没率と入力電流平衡率を示している。図１５によれば、不平衡電圧補償が無い場合（図中の三角印）には、入力相電圧陥没率が２０％の場合には、入力電流平衡率は６７．９％である。一方、本発明の不平衡電圧補償が有る場合には、入力相電圧陥没率が２０％の場合に入力電流平衡率は９４．５％であり、また、入力相電圧陥没率０〜１００％の全域にわたって入力電流平衡率は９７．９％〜８３．３％の範囲を維持することができ、良好な特性を示している。
【０２７３】
上記実験は、半導体製造装置や液晶製造装置等に使用される代表的な５ｋＷ  ＲＦ(Radio Frequency）ジェネレータに本発明の不平衡電圧補償を適用して実験を行った結果であり、半導体製造装置などで要求される瞬低規格（SEMI F47-0200）(1)を満足する性能が得られるものである。
【０２７４】
例えば、瞬低規格（SEMI F47-0200）(1)のPercent of Nominal VoltageとDuration of Voltage Sag in secondsが規格する瞬低時の最大落ち込み電圧と時間は５０％、０．２秒であるが、この規格に対応した図１０の実験結果が示すように、瞬低時の最大落ち込み電圧と時間をそれぞれ５０％、１秒で実験を行った場合には、瞬低時間を規格値の５倍（＝１秒／０．２秒）に延長した測定データであるにもかかわらず、本発明の不平衡電圧補償による瞬低補償を施すことによって、電圧低下を大幅に改善することができる。
【０２７５】
以上、本発明の不平衡電圧補償および力率・無効電力制御によれば、瞬時電圧低下補償を行うことができ、入力電圧の瞬時電圧低下時にも、直流負荷へ安定して電力供給できる。このため、コンデンサや蓄電池等の蓄電デバイスを用いる瞬時電圧低下補償の構成に比べて、瞬時電圧低下補償を行う構成を小型化、長寿命化及び低コスト化できる。また、コンデンサや蓄電池の蓄電デバイス方式を用いないので、瞬時電圧低下補償を行う構成のメンテナンスを容易にできる。また、力率を改善でき、力率改善により高調波を抑制できる。
【０２７６】
本発明の不平衡電圧補償および力率・無効電力制御によれば、特にＰＦＣ制御を用いている場合、新たな設備投資は殆ど必要とせず、蓄電デバイス装置の削減により大幅に小型化され、定期的なコンデンサユニットのメンテナンスも省ける等の利点がある。
【０２７７】
また、本発明の不平衡電圧補償および力率・無効電力制御によれば、瞬低の極端な場合、すなわち地絡に近い事象に対しても、活相がエネルギーソースとして残存していれば、不平衡補償制御が可能である。
【０２７８】
また、定電流指令値生成部が、交流入力電圧に基づくｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分と、直流出力電圧に基づく直流電圧制御信号とから、電流指令値の信号を生成することにより、入力電流指令信号の交流入力電圧の変動に対する応答を速くでき、直流出力電圧の過渡変動を抑制できる。
【０２７９】
また、出力側において、平均有効電力演算部は、電流検出部、電圧検出部および加算部が直流出力電力信号を検出し、加算部が直流出力電力信号を直流電圧制御信号に加算することによって、直流出力電力を出力する直流負荷の負荷量変動に対する応答を速くでき、直流出力電圧の過渡変動を抑制できる。
【０２８０】
また、同期信号生成手部によって同期信号を生成し、各ｄｑ軸変換部を同期信号ｓに基づいて３相−２相変換および２相−３相変換を行うことによって、交流入力電圧の平衡、不平衡に関わらず、常に力率を１に保つことができる。
【０２８１】
また、本発明の重心ベクトル演算部は、交流入力電圧の線間電圧信号を検出して相電圧に変換するため、３相交流電源の交流系統が３相３線式、あるいは３相４線式にかかわらず瞬時電圧低下を、各測定時点毎に補償することができる。
【０２８２】
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る三相コンバータ制御装置、三相コンバータの力率制御方法、三相コンバータの無効電力制御方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【産業上の利用可能性】
【０２８３】
本発明は、特に半導体製造装置等、負荷側において電圧変動が小さく安定した電力供給が求められる施設に適用することができる。
【符号の説明】
【０２８４】
１    不平衡電圧補償装置
１Ａ    三相不平衡電圧変換部
２    力率・無効電力制御装置
３    コンピュータ制御部
１０    重心ベクトル演算部
２０    対称座標成分算出部
２１    正相分電圧算出部
２２    逆相分電圧算出部
２３    算出部
２４    零相分電圧算出部
３０    加算部
４０    定電流制御部
４１    定電流指令値生成部
４２，４２ａ，４２ｂ    定電流制御出力部
５０    平均有効電力演算部
５１    乗算部
５２    減算部
５３    直流電圧制御部
５４    加算部
６０    交流リアクトル
６１    接点
６２    線間電圧検出部
６３    センサ
６４    電流検出部
６５    センサ
６６    電流検出部
６７    接点
６８    電圧検出部
６９    コンデンサ
７０    同期信号生成部
８１，８２，８３，８４    ｄｑ軸変換部
９０    力率・無効電力制御部
９０ａ    力率設定部
９０ｂ    平均無効電力演算部
１００，１００Ａ，１００Ｂ    三相交流電源
１０１，１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ    三相交流電源
１０２    電圧変動補償装置
１０３    制御回路
１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ    相電圧補償回路
１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ    コンデンサ
２００    三相コンバータ
２００ａ    三相ＰＷＭ回路
２００ｂ    三相ＰＷＭ制御パルス生成部
３００    直流負荷
４００  不平衡電圧補償装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0005478536.tif 000033
【図１７】
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【図１８】
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