(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
エネルギー受取巻線と、電圧安定化回路と、Ａ／Ｄ変換回路とを備え、
前記エネルギー受取巻線の出力部が前記電圧安定化回路の入力端子に接続され、前記電圧安定化回路の出力が前記Ａ／Ｄ変換回路の動作電源とする、
全自励式電源の電子式変流器において、
前記エネルギー受取巻線は、二つのエネルギー受取支線から構成され、その一つのエネルギー受取支線の出力波の位相は他のエネルギー受取支線の出力波の位相より60−90°を進み、前記二つのエネルギー受取支線の出力波は合成された後に前記電圧安定化回路に入力され、
前記電圧安定化回路は、
電圧安定化モジュールと、
一階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットと、
二階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットと
を備え、
前記電圧安定化モジュールと、前記一階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットと、前記二階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットとは並列に設けられており、
前記電圧安定化回路の入力電圧が、第１の閾値および当該第１の閾値より大きい第２の閾値より低い場合、前記一階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットと前記二階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットのいずれも充電せず、前記電圧安定化回路の入力電圧が前記電圧安定化モジュールの電圧安定化出力だけに提供され、
前記電圧安定化回路の入力電圧が、前記第１の閾値より高く、前記第２の閾値より低い場合、前記一階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットが充電を開始しながら小さい幅の濾波に参与し、
前記電圧安定化回路の入力電圧が、前記第２の閾値より高い場合、前記二階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットが充電を開始する、
ことを特徴とする全自励式電源の電子式変流器。
【請求項２】
前記第一エネルギー受取支線は、エネルギー受取コイル、２つのダイオード、コンデンサ、ブリッジ整流回路を備え、
前記エネルギー受取コイルは、電力線の交番磁界からエネルギーが得られ、
前記ブリッジ整流回路は、前記エネルギー受取コイルが電力線の交番磁界から得られたエネルギーを整流して出力し、
前記コンデンサが前記エネルギー受取コイルの二次回路に直列接続され、
前記２つのダイオードが相互に逆向きで設置されるともに、各々前記コンデンサに並列接続される、
ことを特徴とする請求項１に記載の全自励式電源の電子式変流器。
【請求項３】
前記第一エネルギー受取支線は、またチョークコイルを備え、
前記チョークコイルは前記エネルギー受取コイルの出力端子に直列接続され、且つ前記ブリッジ整流回路の前に位置される、
ことを特徴とする請求項２に記載の全自励式電源の電子式変流器。
【請求項４】
前記第二エネルギー受取支線は、第２のエネルギー受取コイルと、第２のブリッジ整流回路とを備え、
前記第２のエネルギー受取コイルは電力線の交番磁界からエネルギーが得られ、
前記第２のブリッジ整流回路は前記第２のエネルギー受取コイルが電力線の交番磁界から得られたエネルギーを整流して出力する、
ことを特徴とする請求項２に記載の全自励式電源の電子式変流器。
【請求項５】
前記第二エネルギー受取支線はまたチョークコイルを備え、
前記チョークコイルは、前記第２のエネルギー受取コイルの出力端子に直列接続され、且つ前記第２のブリッジ整流回路の前に位置される、
ことを特徴とする請求項４に記載の全自励式電源の電子式変流器。
【請求項６】
前記一階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットは、第１の抵抗、ツェーナダイオード、第２の抵抗、第１のトランジスタ、第２のトランジスタ、ダイオード及びコンデンサを備え、
前記第１の抵抗の一端が前記電圧安定化回路の入力端子に接続され、他端が前記ツェーナダイオードの負極に接続され、
前記ツェーナダイオードの正極が前記第２の抵抗の一端に接続され、
前記第２の抵抗の他端が接地され、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとでダーリントンスイッチを構成し、
前記第１のトランジスタのベースが前記ツェーナダイオードと前記第２の抵抗のノードに接続され、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタのコレクターが、前記コンデンサの一端に接続され、
前記コンデンサの他端が前記電圧安定化回路の入力端子に接続され、
前記ダイオードの正極が前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、負極が前記第２のトランジスタのコレクターに接続される、
ことを特徴とする請求項１に記載の全自励式電源の電子式変流器。
【請求項７】
前記二階非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットは、第３の抵抗、第２のツェーナダイオード、第４の抵抗、第３のトランジスタ、第４のトランジスタ、第２のダイオード及び第２のコンデンサを備え、
前記第３の抵抗の一端が電圧安定化回路の入力端子に接続され、他端が前記第２のツェーナダイオードの負極に接続され、
前記第２のツェーナダイオードの正極が前記第４の抵抗の一端に接続され、
前記第４の抵抗の他端が接地され、
前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタとによりダーリントンスイッチが構成され、
前記第３のトランジスタのベースが前記第２のツェーナダイオードと前記第４の抵抗のノードに接続され、
前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタのコレクターが前記第２のコンデンサの一端に接続され、
前記第２のコンデンサの他端が前記電圧安定化回路の入力端子に接続され、
前記第２のダイオードの正極が前記第４のトランジスタのエミッタに接続され、負極が前記第４のトランジスタのコレクターに接続される、
ことを特徴とする請求項１に記載の全自励式電源の電子式変流器。
【請求項８】
前記電圧安定化モジュールは入力端子が前記電圧安定化回路の入力端子に接続され、出力端子が前記Ａ／Ｄ変換回路の制御端子に接続され、
前記電圧安定化モジュールの出力端子が、第３のコンデンサ及び第４のコンデンサを通じて接地される、
ことを特徴とする請求項１に記載の全自励式電源の電子式変流器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力測定分野に属し、具体的には、電子式変流器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年では、高圧、超高圧電子式変流器が光分離技術を採用して油、ガス絶縁システムを取り替えたため、新型変成器の絶縁技術が質的な飛躍をもたらした。当該技術飛躍を実現するキーポイントは、電流量をデジタル化するように、高低圧両側の光ファイバ−通信において、高圧側に必ずデジタル回路作業用電源を持つことが要求される。これはこのような電子式変流器の製造における最大の技術的難題である。現在、国内外の研究者は普遍的に低圧側から光ケーブルを通じて高圧側にレーザーエネルギーを輸送する方法を採用している。その欠点は、１．レーザー源のサイクル寿命が短くて、8000−10000時間だけであり、２．価格が非常に高く、約￥12000で、110kv変成器全体の半分以上を占め、３．レーザー装置に要求される環境条件が厳しいから現場で運転と保守する難度が高い。このため、研究者は電磁誘導により直接に測定対象物とする高圧母線磁界からエネルギーを得て高圧側電源とすることを希望する。中国国内には既に「自励式電源」によりエネルギーを供給する方法の技術特許と文献があり、例えば、「高圧電器」2006年第1期の論文「電子式変流器の高圧側自励式電源のエネルギー供給方法の研究」及び特許「電力線磁界からエネルギーを得る自励電源装置（ZL2005100430602）」がある。その時の技術対策は既にウェイクアップ電流を800mA以下まで下げたが、変成器のウェイクアップ時間の問題をまだ完全に解決しなかった。一度スイッチオン後に、エネルギー受取巻線の出力する電圧が整流、濾波される必要があるので、起動時間が50mS以上延期される。変成器は、この欠陥を克服するために、起動時間を短縮させるように、起動時〔一度スイッチオン時〕に依然として外部のレーザー電源の助けを必要とする。これも変成器の使用に対して欠陥を与える。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の目的は、従来の自励式電源技術の欠陥を克服し、レーザーまたは他の型の外部送能方式の製品を取り替えできるように、いつでも外部電源を不要とする全自励式電源の電子式変流器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記目的を達成する為に、以下の技術を採用する。
【０００５】
エネルギー受取巻線と、速電圧安定化回路と、A/D変換回路とを備え、エネルギー受取巻線の出力が電圧安定化回路の入力に接続され、電圧安定化回路の出力がA/D変換回路の作業電源とする全自励式電源の電子式変流器において、前記エネルギー受取巻線は二つのエネルギー受取支線から構成され、その一つのエネルギー受取支線の出力波の位相は他のエネルギー受取支線の出力波の位相より60−90°進み、二つのエネルギー受取支線の出力波が合成された後に前記電圧安定化回路に入力され、二階非線形濾波技術を採用して、入力電圧が電圧安定化値以上である場合、濾波とエネルギー貯蓄を行い、電圧の安定化出力を速く得ることを特徴とする全自励式電源の電子式変流器である。
【発明の効果】
【０００６】
本発明が提供する全自励式電源の電子式変流器は、二つの支線を採用してエネルギーを受け取り、各々測定対象物とする母線磁界から直接にエネルギーを得て、二つの出力波形を合成させることにより、谷をお互いに埋めて直流の脈動を減少させる。このようにして、合成波の谷電圧を要求される直流の電圧安定化値より既に高くして、直接に電圧安定化回路の電圧安定化モジュールの入力要求を満たし、非線形濾波エネルギー貯蓄回路は普通の線形濾波電圧の向上が鈍い欠陥を克服したので、A/D変換回路を速く起動することができる。本発明はシングルコイルのエネルギー受取りと普通の線形濾波の時間遅延の欠陥を解決したので、ウェイクアップ電流が小さくて、起動速度が速くて、適応範囲が広い特徴があるから、外部に付加するレーザー送能装置をなくすことができ、主動電子式変流器のシステム結構を簡略化し、操作の信頼性と使用寿命を増加し、コストを削減した。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】図1は、第1実施の形態にかかる全自励式電源の電子式変流器の回路原理図である。
【図２】図2は、エネルギー受取コイルQ1の出力波形及びその分相整流後の出力波形図である。
【図３】図3は、エネルギー受取コイルQ2の出力波形及びその整流後の出力波形図である。
【図４】図4は、第一、第二エネルギー受取支線の出力波形の合成後の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、図面と最適な実施の形態によって本発明を詳細に説明する。
【０００９】
図1に示すように、本実施の形態に提供される全自励式電源の電子式変流器は、エネルギー受取巻線1と、電圧安定化回路2と、A/D変換回路3とを備え、エネルギー受取巻線1の出力が電圧安定化回路2の入力に接続され、電圧安定化回路2の出力がA/D変換回路3の制御端に接続される。具体的には下記の通りである。
【００１０】
エネルギー受取巻線1は第一エネルギー受取支線と第二エネルギー受取支線を備え、第一エネルギー受取支線はエネルギー受取コイルQ1、チョークコイルL1、ダイオードD1、ダイオードD2、コンデンサC1、ブリッジ整流回路D3-6を備え、エネルギー受取コイルQ1は電力線の交番磁界からエネルギーが得られ、ブリッジ整流回路D3-6はエネルギー受取コイルQ1が電力線の交番磁界から得られたエネルギーを整流して出力し、コンデンサC1はエネルギー受取コイルQ1の二次回路に直列接続され、ダイオードD1、D2は相互に逆向きで設置されるともに、各々コンデンサC1に並列接続され、チョークコイルL1はエネルギー受取コイルQ1の出力端に直列接続され、且つブリッジ整流回路D3−6の前に位置される。第二エネルギー受取支線はエネルギー受取コイルQ2と、チョークコイルL2と、ブリッジ整流回路D7-10とを備え、エネルギー受取コイルQ2は電力線の交番磁界からエネルギーが得られ、ブリッジ整流回路D7-10はエネルギー受取コイルQ2が電力線の交番磁界から得られたエネルギーを整流して出力し、チョークコイルL2はエネルギー受取コイルQ2の出力端に直列接続され、且つブリッジ整流回路D7−10の前に位置される。
【００１１】
その中で、エネルギー受取コイルQ1、Q2のいずれもFeベースのマイクロクリスタルの磁気コアリングを採用し、具体的には、内径60mm、外径80mm、厚さ20mm、Φ0.5ｍｍのエナメル線を磁気コアリングに均一に70ターン巻いて製造されたエネルギー受取コイルの形態を取ることができ、取り付けの際に電力線がリングの中心から貫通して、複数ターンを往復して貫通する場合、エネルギー受取効果がリングの貫通ターン数に正比例する。チョークコイルL1、L2は、リング付き普通の冷間圧延ケイ素鋼シートを鉄心とし、具体的には、内径32mm、外径55mm、厚さ20mm、Φ0.5ｍｍのエナメル線を磁気コアリングに均一に100ターンを巻いて製造されるものを採ることができる。コンデンサC1は20μf/50Vのコンデンサを選用する。
【００１２】
エネルギー受取巻線1において、エネルギー受取コイルQ1、Q2は各々電力線の交番磁界からエネルギーが得られ、ブリッジ整流回路D3-6、ブリッジ整流回路D3-6は各々エネルギー受取コイルQ1、Q2が電力線の交番磁界から得られたエネルギーを整流してから合成して出力する。コンデンサC1に並列接続されたダイオードD1、D2はバイパス過電圧に用いられ、第一エネルギー受取支線に設置されたコンデンサC1は進相に用いられることにより、第一エネルギー受取支線は分相整流出力を形成し、第二エネルギー受取支線は正相整流出力を採用した。図2と図3に示すように、第一エネルギー受取支線の出力波形の位相は第二エネルギー支線の出力波形の位相より90°進み、こうして、第一エネルギー受取支線及び第二エネルギー支線の出力波形を合成させて二つの直流出力が相互に谷を埋めることにより、直流の脈動を減少できる〔図4を参照〕。谷電圧が要求される直流電圧安定化値Usより既に高くて、直接に電圧安定化モジュールM1の入力要求を満たすので、大きいコンデンサの濾波による時間遅延を避けた（具体的内容は下記に述べる）。
【００１３】
電圧安定化回路2は並列に設置された非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットa（ユニットaと略称する）と、非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットb（ユニットbと略称する）と、電圧安定化モジュールM1と、コンデンサC4と、コンデンサC5とを備える。ユニットaは抵抗R1、ツェーナダイオードW1、抵抗R2、三極管（トランジスタ）T1、三極管（トランジスタ）T2、ダイオードD11及びコンデンサC2を備え、抵抗R1の一端が電圧安定化回路2の入力端に接続され、他端がツェーナダイオードW1の負極に接続され、ツェーナダイオードW1の正極が抵抗R2の一端に接続され、抵抗R2の他端が接地され、トランジスタT1とトランジスタT2からダーリントンスイッチが構成され、トランジスタＴ1のベースがツェーナダイオードW1と抵抗R2のノードに接続され、トランジスタT1とトランジスタT2のコレクターがコンデンサC2の一端に接続され、コンデンサC2の他端が電圧安定化回路2の入力端に接続され、ダイオードD11の正極がトランジスタT2のエミッタに接続され、負極がトランジスタＴ2のコレクターに接続される。ユニットbは抵抗R3、ツェーナダイオードW2、抵抗R4、トランジスタT3、トランジスタT4、ダイオードD12及びコンデンサC3を備え、抵抗R3の一端が電圧安定化回路2の入力端に接続され、他端がツェーナダイオードW2の負極に接続され、ツェーナダイオードW2の正極が抵抗R4の一端に接続され、抵抗R4の他端が接地され、トランジスタT3とドライオードT4からダーリントンスイッチが構成され、トランジスタT3のベースがツェーナダイオードW2と抵抗R4のノードに接続され、トランジスタT3とトランジスタT4のコレクターがコンデンサC3の一端に接続され、コンデンサC3の他端が電圧安定化回路2の入力端に接続され、ダイオードD12の正極がトランジスタT4のエミッタに接続され、負極がトランジスタT4のコネクターに接続される。電圧安定化モジュールM1は入力端が電圧安定化回路2の入力端に接続され、出力端がA/D変換回路3の制御端に接続され、電圧安定化モジュールM1の出力端は各々コンデンサC4及びコンデンサC5を通じて接地される。
【００１４】
本実施の形態において、ツェーナダイオードW1は3.8Vのツェーナダイオードを選用し、ツェーナダイオードW2は5.2Vのツェーナダイオードを選用する。電圧安定化モジュールM1は、低圧差電圧安定化モジュールを選用し、例えば、入力電圧を5-40Vにし、出力電圧を5Vにする。C2は47μFを取り、C3は0.47Fを取り、C4は10μFを取り、C5は0.1μFを取る。トランジスタT1、T2、T3、T4はC8050トランジスタを採用する。抵抗R1=R3=10k、R2=R4=5ｋである。
【００１５】
ユニットa、ユニットbにより階段式濾波エネルギー貯蓄回路を形成し（ユニットaは一階で、ユニットbは二階である）、電圧安定化回路2の作業原理は以下の通りである。Vin<K1（本実施の形態において、閾値K1=5.2V）の場合には、ユニットaとユニットbにおけるダーリントンスイッチが共にオフされ、C2、C3のいずれも充電しなく、Vinが電圧安定化モジュールM1の電圧安定化出力だけに提供され、Vo＝5Vである。Vin>5.2Vの場合には、ユニットaのトランジスタT1、T2がオンされ、C2が充電を開始しながら小さい幅の濾波に参与する。Vin>K2（本実施の形態において、閾値K2=6.6V）の場合には、ユニットbのトランジスタT3、T4がオンされ、C3が充電を開始してエネルギー貯蓄を行う。D11、D12が放電回路を構成したので、C3、C4の放電過程が制限を受けない。これによって、ユニットaとユニットbのいずれも5.2V以下でエネルギーを受け取らないので、電圧安定化モジュールM1がVin<5.2Vの時に、優先的に電源の入力を得ることを確保できることが分かる。ユニットbの役割は、エネルギー受取巻線の出力電圧が相対的に高い場合、大容量のエネルギー貯蓄が可能であり、一次電源オフ後に用いられ、変成器はエネルギー貯蓄によって30秒以上に延期して作業することができる。コンデンサC4、C5は出力についてただ小さい幅の濾波だけを行う。
【００１６】
続いて図1を参照し、A/D変換回路3は電流センサM2とA/D変換モジュールM3を備え、一次ワイアの電流量値を連続的にデジタル信号に変換させることを担当し、その制御端が電圧安定化モジュールM1の出力端に接続される。
【００１７】
電流センサーM2はRogowskiコイル又はLPCT（低パワー磁心コイル型電流センサー）を選択でき、S1、S2が0-2.5Ｖac電圧値を出力し、A/D変換モジュールM3は16位のA/Dチップ及びマイクロプロセッサチップを採用して構成され、「IEC60044-8-2002」基準に規定されたプロトコールに基づいてA/D変換と通信プログラミングを行う。
【００１８】
全体の全自励式電源の電子式変流器の起動と作業過程は以下の通りである。一次スイッチオン後、エネルギー受取巻線1は、一次電流の磁界エネルギーを受け取り、電圧安定化回路2は、電圧を速く安定化させて、安定的な電圧を出力し、A/D変換回路3は、電源を得た後に直ちにパワーオン起動し、マイクロプロセッサの制御によって、連続的に電流値のA/D変換を行い、Doポートを通じて直接にデジタル信号を出力し、又はさらにE/O変換を通じて光ファイバのデジタル信号を出力する。
【００１９】
前記実施の形態が提供する全自励式電源の電子式変流器はデュアルコイルを採用したので、シングルコイルのエネルギー受取りの時間遅延の欠陥を補うことができる。具体的には、シングルコイルが整流された後に出力されるものは一つの脈動波形であり、その谷電圧は作業回路に要求される最低電圧安定化値より低く（図2、3を参照）、一般的には、コンデンサ濾波の方法を使用しないと電圧安定化出力を得ることができなく、コンデンサの濾波が大きい出力波形の時間遅延をもたらすので、変成器のウェイクアップ時間を延長させる。前記実施の形態において、出力の位相を進める（即ち、分相を生じる）ように、エネルギー受取コイルQ1がコンデンサC1に直列接続され、このようにエネルギー受取コイルQ1とエネルギー受取コイルQ2の二つの直流出力はお互いに谷を埋め、Vinの脈動が減少され〔図4を参照〕、谷電圧が要求される電圧値Usより既に高くなり、電圧安定化回路2における電圧安定化モジュールM1の電圧安定化を通じて、安定的な電圧であるUs=5Vを速く出力できることによって、A/D変換回路3を速くパワーオン起動させる。この装置の応用は変成器のウェイクアップ時間を50-100ｍSから2-5mSに短縮させ、電気網リレー保護の要求を満たすことができる。
【００２０】
前記実施の形態は本発明を充分に公開するためのであり、限定するものではない。説明すべきことは、本発明の主旨思想は位相差がある二つのエネルギー受取支線を形成することによって、その出力波を重畳させて相互に波形の谷を埋めて直流の脈動を減少させるから、合成波の谷電圧が要求される直流電圧安定化値より既に高くなり、直接に電圧安定化回路の電圧モジュールの入力要求を満たすので、A/D変換回路を速く起動することができる。そのため、位相差は第一エネルギー受取支線の位相が第二エネルギー受取支線の位相より90°進むことには制限されず、一定範囲内にあればよく、検証によって、60-90°の位相差であれば著しい効果がある。また、本分野の当業者にとって、非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットaと非線形濾波エネルギー貯蓄ユニットbは、同じ機能を実現することを前提として完全に他の回路構成を採用して実現でき、且つ、その中の閾値K1、K2は異なる使用場合により異なることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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