(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との直列接続と、
一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、並列固定誘導性素子と第１並列可変容量素子との直列接続と、
一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子と、
一端が第１並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第１並列可変容量素子の他端に接続された第１並列固定容量素子と、
一端が第２並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第２並列可変容量素子の他端に接続された第２並列固定容量素子と、
を備え、
前記第１並列固定容量素子の容量値Ｃp1oは、
【数２１】
0005498314.tif 000022
（ωは入力信号の角周波数、Ｃp1minはＣp1oと第１並列可変容量素子の容量値との和の最小値、Ｌp1oは並列固定誘導性素子のインダクタンス）
であり、
前記第２並列固定容量素子の容量値Ｃp2oは、
【数２２】
0005498314.tif 000023
（Ｃp2maxはＣp2oと第２並列可変容量素子の容量値との和の最大値、Δp2は第２並列可変容量素子の取りうる可変幅）である
ことを特徴とするインピーダンス可変整合回路。
【請求項２】
第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との直列接続と、
一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続された、並列固定誘導性素子と第１並列可変容量素子との並列接続と、
一端が前記並列接続の他端に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子と、
一端が第１並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第１並列可変容量素子の他端に接続された第１並列固定容量素子と、
一端が第２並列可変容量素子の一端に接続され、他端が第２並列可変容量素子の他端に接続された第２並列固定容量素子と、
を備え、
前記第１並列固定容量素子の容量値Ｃp1oは、
【数２３】
0005498314.tif 000024
（ωは入力信号の角周波数、Ｌp1oは並列固定誘導性素子のインダクタンス、Ｃp1maxはＣp1oと第１並列可変容量素子の容量値との和の最大値、Δp1は第１並列可変容量素子の取
りうる可変幅）であり、
前記第２並列固定容量素子の容量値Ｃp2oは、
【数２４】
0005498314.tif 000025
（Ｃp1minはＣp1oと第１並列可変容量素子の容量値との和の最小値、Ｃp2minはＣp2oと第２並列可変容量素子の容量値との和の最小値）である
ことを特徴とするインピーダンス可変整合回路。
【請求項３】
直列固定誘導性素子と第１直列可変容量素子との並列接続と、第２直列可変容量素子との直列接続と、
一端が前記直列接続の一端に接続され、他端が接地された第１並列可変容量素子と、
一端が前記直列接続の他端に接続され、他端が接地された第２並列可変容量素子と、
一端が第１直列可変容量素子の一端に接続され、他端が第１直列可変容量素子の他端に接続された第１直列固定容量素子と、
一端が第２直列可変容量素子の一端に接続され、他端が第２直列可変容量素子の他端に接続された第２直列固定容量素子と、
を備え、
前記第１直列固定容量素子の容量値Ｃs1oは、
【数２５】
0005498314.tif 000026
（ωは入力信号の角周波数、Ｌs1oは直列固定誘導性素子のインダクタンス、Ｃs1maxはＣs1oと第１直列可変容量素子の容量値との和の最大値、Δs1は第１直列可変容量素子の取りうる可変幅）であり、
前記第２直列固定容量素子の容量値Ｃs2oは、
【数２６】
0005498314.tif 000027
（Ｃs1minはＣs1oと第１直列可変容量素子の容量値との和の最小値、Ｃs2minはＣs2oと第２直列可変容量素子の容量値との和の最小値）である
ことを特徴とするインピーダンス可変整合回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、増幅器等に利用されるインピーダンス可変整合回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動機に搭載される電力増幅器は、システムが要求する電力まで高効率に送信信号を増幅することが求められる。通常、電力増幅器などの無線回路は、特定の負荷（インピーダンスＺ0）に整合するように設計される。しかし、特に移動機の場合、アンテナ周辺の電磁環境の変動により電力増幅器の見掛け上の負荷が変動し、出力電力及び効率が低下する場合がある。このような負荷の変動に対して、従来より、電力増幅器とアンテナとの間にチューナーを接続して負荷の変動に対応する技術がある。このようなチューナーを、任意の定数を取れる可変デバイス（可変誘導性素子及び可変容量性素子）を用いて構成する場合、最も簡単な回路構成として、図１４(a)〜(d)に示す３つの素子を組み合わせた回路が考えられ、このような回路構成で、計算上は任意の負荷変動に対応することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
対応可能な負荷変動の範囲を十分に確保するには、可変デバイスの可変範囲が十分に広くなければならない。しかし、可変誘導性素子は、計算上は観念できるものの、現時点では商用レベルに至っていないため、実際には図１４に示す回路を構成することは困難である。そのため、対応可能な負荷変動の範囲を広げるためには、使用する素子の数を増やす等の対処が必要であった。
【０００４】
本発明の目的は、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調節することができ、よって、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能なインピーダンス可変整合回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のインピーダンス可変整合回路は、第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、並列固定誘導性素子と第１並列可変容量素子との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子と第２直列可変容量素子との接続点に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子と、を備える。
【発明の効果】
【０００６】
本発明のインピーダンス可変整合回路によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調節することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明のインピーダンス可変整合回路１００の構成例を示す図。
【図２】本発明のインピーダンス可変整合回路１００において固定容量素子を併用した場合の構成例を示す図。
【図３】本発明のインピーダンス可変整合回路１００における可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。
【図４】図１の構成に基づく２つの周波数帯に対応可能なインピーダンス可変整合回路の構成例を示す図。
【図５】図２の構成に基づく２つの周波数帯に対応可能なインピーダンス可変整合回路の構成例を示す図。
【図６】図４のインピーダンス可変整合回路においてスイッチをＬp1o_1側に切り替えた時の、入力信号周波数２ＧＨｚにおける可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。
【図７】図４のインピーダンス可変整合回路においてスイッチをＬp1o_2側に切り替えた時の、入力信号周波数２ＧＨｚにおける可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。
【図８】本発明のインピーダンス可変整合回路２００の構成例を示す図。
【図９】本発明のインピーダンス可変整合回路２００において固定容量素子を併用した場合の構成例を示す図。
【図１０】本発明のインピーダンス可変整合回路２００における可変容量値−サセプタンス絶対値特性を示す図。
【図１１】本発明のインピーダンス可変整合回路３００の構成例を示す図。
【図１２】本発明のインピーダンス可変整合回路３００において固定容量素子を併用した場合の構成例を示す図。
【図１３】本発明のインピーダンス可変整合回路３００における可変容量値−リアクタンス値特性を示す図。
【図１４】従来のインピーダンス可変整合回路の構成例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
【実施例１】
【０００９】
図１に本発明のインピーダンス可変整合回路１００の構成例を示す。インピーダンス可変整合回路１００は、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌp1の役割を、１個の固定誘導性素子と２個の可変容量素子とにより代替する構成である。
【００１０】
インピーダンス可変整合回路１００は、第１直列可変容量素子Ｃs1と第２直列可変容量素子Ｃs2との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子Ｃs1と第２直列可変容量素子Ｃs2との接続点に接続され他端が接地された、並列固定誘導性素子Ｌp1oと第１並列可変容量素子Ｃp1との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子Ｃs1と第２直列可変容量素子Ｃs2との接続点に接続され他端が接地された、第２並列可変容量素子Ｃp2と、を備える。
【００１１】
並列固定誘導性素子Ｌp1oは、インダクタンスＬp1oの固定インダクタである。第１、第２並列可変容量素子Ｃp1、Ｃp2は、それぞれ容量Ｃp1、Ｃp2の可変容量素子である。各可変容量素子は、半導体によって実現しても、ＭＥＭＳ技術の応用によって実現してもよく、製法、構成法に制限はない。
【００１２】
並列固定誘導性素子Ｌp1oと第１並列可変容量素子Ｃp1との直列接続のアドミタンスＹp1は、ωが入力信号の角周波数であるとき、次式で与えられる。
【００１３】
【数１】
0005498314.tif 000002
【００１４】
また、第２並列可変容量素子Ｃp2のアドミタンスＹp2は、次式で与えられる。
【００１５】
【数２】
0005498314.tif 000003
【００１６】
よって、Ｙp1とＹp2による合成アドミタンスＹpは、次式のようになる。
【００１７】
【数３】
0005498314.tif 000004
【００１８】
そのため、次式の関係が成り立つ場合に、Ｙpは誘導性アドミタンスとなる。
【００１９】
【数４】
0005498314.tif 000005
【００２０】
このとき、式(3)および式(4)より次式が得られる。
【００２１】
【数５】
0005498314.tif 000006
【００２２】
更に、式 (5a)及び(5b)より次式が得られる。
【００２３】
【数６】
0005498314.tif 000007
【００２４】
ここで、式(6b)の右辺をＣp1で微分すると次式が得られる。
【００２５】
【数７】
0005498314.tif 000008
【００２６】
従って、式(6b)の右辺はＣp1に対して単調減少となるため、Ｃp2の最大値Ｃp2maxはＣp1をＣp1の最大値Ｃp1maxとした場合に最小となる。このことから、Ｃp1およびＣp2に要求される範囲は、次式のようになる。
【００２７】
【数８】
0005498314.tif 000009
【００２８】
以上より、Ｃp1が式(8a)の範囲にあり、かつ、Ｃp2が式(8b)の範囲にある時、Ｙpが誘導性アドミタンスとなる。そのため、１個の並列固定誘導性素子Ｌp1oと２個の並列可変容量素子Ｃp1、Ｃp2との組を、あたかも可変誘導性素子であるかのように機能させることができ、よって、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌp1の役割を代替することができる。なお、通常の可変容量素子には、素子固有の可変幅があるため、その可変幅をΔp1、Δp2とすると、Ｃp1、Ｃp2には次式の可変範囲を持つ可変容量素子を用いればよいことになる。
【００２９】
【数９】
0005498314.tif 000010
【００３０】
ところで、可変容量素子は容量の絶対値が小さいほど小型となる。そこで、容量の絶対値を小さくするため、図２に示すように、第１並列可変容量素子Ｃp1を第１並列固定容量素子Ｃp1o（０＜Ｃp1o≦Ｃp1min）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃp1´とにより構成し、同様に、第２並列可変容量素子Ｃp2を第２並列固定容量素子Ｃp2o（０＜Ｃp2o≦Ｃp2max−Δp2）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃp2´とにより構成することが考えられる。このように構成することで、使用する可変容量素子Ｃp1´、Ｃp2´の容量の絶対値を、次式に示すように、式(9a),(9b)に示したＣp1、Ｃp2の容量の絶対値よりそれぞれＣp1o、Ｃp2o小さくすることができる。このように構成することで、より小型の可変容量素子を使用することができる。
【００３１】
【数１０】
0005498314.tif 000011
【００３２】
続いて、図１の構成により１個の並列固定誘導性素子Ｌp1oと２個の並列可変容量素子Ｃpiとの組をあたかも可変誘導性素子であるかのように機能させたとき、Ｃp1とＣp2を変化させることで得られるサセプタンスの可変幅を計算し、その可変幅をインダクタのみで達成しようとした場合にどの程度のインダクタンス幅に相当するかを確認する。
【００３３】
例として、入力信号の周波数が１ＧＨｚ、Ｌp1oが２ｎＨの場合において要求されるＣp1およびＣp2を算出する。式(8a)よりＣp1minは約１２．７ｐＦとなる。説明を簡単にするため、Ｃp1minを１２ｐＦとし、Δp1＝９ｐＦとすると、１２≦Ｃp1≦２１ｐＦとなる。このとき、Ｃp1maxは２１ｐＦであることから式 (8b)よりＣp2maxは３１．９ｐＦとなる。説明を簡単にするため、Ｃp2maxを３２ｐＦとし、Δp2＝９ｐＦとすると、２３≦Ｃp2≦３２ｐＦとなる。図３に、図１のＣp1とＣp2を、それぞれＣp1´＋Ｃp1oとＣp2´＋Ｃp2oに分離した図２の構成において、Ｃp1o＝１２ｐＦ、Ｃp2o＝２３ｐＦとし、可変容量値Ｃp1´、Ｃp2´をそれぞれΔp1、Δp2の範囲（０〜９ｐＦ）で変化させた時のサセプタンスの絶対値をプロットしたもの示す（可変容量値−サセプタンス絶対値特性）。●印は、Ｃp2をＣp2min（＝２３ｐＦ）に固定して、Ｃp1´を変化させることにより得られたプロットである。■印は、Ｃp1をＣp1max（＝２１ｐＦ）に固定して、Ｃp2´を変化させることにより得られたプロットである。なお、プロットの無い線は、図１４(a)の可変誘導性素子Ｌp1に相当するインダクタンス値を０〜１０ｎＨの範囲で変化させた場合のサセプタンスの絶対値を表したものである。図３から、入力信号の周波数＝１ＧＨｚ、Ｌp1o＝２ｎＨ、Ｃp1＝１２〜２１ｐＦ、Ｃp2＝２３〜３２ｐＦとしたとき、Ｃp1の値とＣp2の値を変化させることで、インダクタンス値Ｌp1を１０ｎＨ以上変化させた場合と同等のサセプタンス値を可変できることがわかる。
【００３４】
なお、実施例１では、図１４(a)の構成を可変誘導性素子を用いない構成に変形する方法を説明したが、図１４(b)の構成についても、実施例１と同様な方法により可変誘導性素子を用いない構成に変形可能である。
【００３５】
以上のように、本発明のインピーダンス可変整合回路１００によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調整することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。
【００３６】
＜変形例＞
本発明のインピーダンス可変整合回路１００において、固定誘導性素子Ｌp1o、及び固定容量素子Ｃp1o、Ｃp2oについて、使用周波数帯ごとに最適化した素子をスイッチにより切替可能とすることで、複数の周波数帯で使用可能なインピーダンス可変整合回路を構成することができる。図４、図５は、それぞれ図１、図２の構成に基づき、２つの周波数帯で使用可能なインピーダンス可変整合回路１５０を構成した例である。図４は、使用周波数帯に応じ、固定誘導性素子Ｌp1o_1と固定誘導性素子Ｌp1o_2とを２つのＳＰＤＴスイッチで切替可能としたものである。図５は、使用周波数帯に応じ、固定誘導性素子Ｌp1o_1と固定誘導性素子Ｌp1o_2、固定容量素子Ｃp1o_1と固定容量素子Ｃp1o_2、及び固定容量素子Ｃp2o_1と固定容量素子Ｃp2o_2を、それぞれ２つのＳＰＤＴスイッチで切替可能としたものである。
【００３７】
図４の構成において、Ｌp1o_1を２ｎＨ、Ｌp1o_2を０．５ｎＨとし、各可変容量素子の容量値を図３の場合と同様に変化させた時の可変容量値−サセプタンス絶対値特性を確認する。まず、スイッチをＬp1o_1側に切り替えたときは、図１と回路の構成が同じになる。そのため、周波数１ＧＨｚの信号を入力した場合の可変容量値−サセプタンス絶対値特性は、図３のようになる。これに対し、周波数２ＧＨｚの信号を入力した場合の可変容量値−サセプタンス絶対値特性は、図６のようになる。図６から、入力信号の周波数が１ＧＨｚの場合と比べ、取り得るサセプタンスの絶対値の範囲が狭くなっていることがわかる。一方、図７は、スイッチをＬp1o_2側に切り替えて、周波数２ＧＨｚの信号を入力した場合の可変容量値−サセプタンス絶対値特性である。図７から、入力信号の周波数が２ＧＨｚの場合に最適化されたＬp1o_2を用いることで、２ＧＨｚにおいても１ＧＨｚと同等のサセプタンスの絶対値が得られていることがわかる。
【実施例２】
【００３８】
図８に本発明のインピーダンス可変整合回路２００の構成例を示す。インピーダンス可変整合回路２００は、実施例１と同様、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌp1の役割を、１個の固定誘導性素子と２個の可変容量素子とにより代替する、別の構成である。
【００３９】
インピーダンス可変整合回路２００は、第１直列可変容量素子Ｃs1と第２直列可変容量素子Ｃs2との直列接続と、一端が第１直列可変容量素子Ｃs1と第２直列可変容量素子Ｃs2との接続点に接続された並列固定誘導性素子Ｌp1oと第１並列可変容量素子Ｃp1との並列接続と、一端が前記並列接続の他端に接続され、他端が接地された、第２並列可変容量素子Ｃp2と、を備える。
【００４０】
並列固定誘導性素子Ｌp1oは、インダクタンスＬp1oの固定インダクタである。第１、第２並列可変容量素子Ｃp1、Ｃp2は、それぞれ容量Ｃp1、Ｃp2の可変容量素子である。各可変容量素子は、半導体によって実現しても、ＭＥＭＳ技術の応用によって実現してもよく、製法、構成法に制限はない。
【００４１】
並列固定誘導性素子Ｌp1oと第１並列可変容量素子Ｃp1との並列接続のインピーダンスＺp1は、次式で与えられる。
【００４２】
【数１１】
0005498314.tif 000012
【００４３】
また、第２並列可変容量素子Ｃp2のインピーダンスＺp2は、次式で与えられる。
【００４４】
【数１２】
0005498314.tif 000013
【００４５】
よって、Ｚp1とＺp2による合成インピーダンスＺpは、次式のようになる。
【００４６】
【数１３】
0005498314.tif 000014
【００４７】
そのため、次式の関係が成り立つ場合に、Ｚpは誘導性インピーダンスとなる。
【００４８】
【数１４】
0005498314.tif 000015
【００４９】
このとき、式(13)および式(14)より次式が得られる。
【００５０】
【数１５】
0005498314.tif 000016
【００５１】
更に、式 (15a)及び(15b)より次式が得られる。
【００５２】
【数１６】
0005498314.tif 000017
【００５３】
ここで、式(16b)の右辺をＣp1で微分すると、次式が得られる。
【００５４】
【数１７】
0005498314.tif 000018
【００５５】
従って、式(16b)の右辺はＣp1に対して単調減少となるため、Ｃp2の最小値Ｃp2minはＣp1をＣp1の最小値Ｃp1mixとした場合に最大となる。このことから、Ｃp1およびＣp2に要求される範囲は、次式のようになる。
【００５６】
【数１８】
0005498314.tif 000019
【００５７】
以上より、Ｃp1が式(18a)の範囲にあり、かつ、Ｃp2が式(18b)の範囲にある時、Ｚpが誘導性インピーダンスとなる。そのため、１個の並列固定誘導性素子Ｌp1oと２個の並列可変容量素子Ｃp1、Ｃp2との組を、あたかも可変誘導性素子であるかのように機能させることができ、よって、図１４(a)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌp1の役割を代替することができる。なお、通常の可変容量素子には、素子固有の可変幅があるため、その可変幅をΔp1、Δp2とすると、Ｃp1、Ｃp2には次式の可変範囲を持つ可変容量素子を用いればよいことになる。
【００５８】
【数１９】
0005498314.tif 000020
【００５９】
ところで、可変容量素子は容量の絶対値が小さいほど小型となる。そこで、容量の絶対値を小さくするため、図９に示すように、第１並列可変容量素子Ｃp1を第１並列固定容量素子Ｃp1o（０＜Ｃp1o≦Ｃp1max−Δp1）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃp1´とにより構成し、同様に、第２並列可変容量素子Ｃp2を第２並列固定容量素子Ｃp2o（０＜Ｃp2o≦Ｃp2min）とこれに並列に設けられた可変容量素子Ｃp2´とにより構成することが考えられる。このように構成することで、使用する可変容量素子Ｃp1´、Ｃp2´の絶対値を、次式に示すように、式(19a),(19b)に示したＣp1、Ｃp2の絶対値よりそれぞれＣp1o、Ｃp2o小さくすることができる。そのため、より小型の可変容量素子を使用することができる。
【００６０】
【数２０】
0005498314.tif 000021
【００６１】
続いて、図８の構成により１個の並列固定誘導性素子Ｌp1oと２個の並列可変容量素子Ｃpiとの組をあたかも可変誘導性素子であるかのように機能させたとき、Ｃp1とＣp2を変化させることで得られるサセプタンス可変幅を計算し、その可変幅をインダクタのみで達成しようとした場合にどの程度のインダクタンスの可変幅に相当するかを確認する。
【００６２】
例として、入力信号の周波数が１ＧＨｚ、Ｌp1oが２ｎＨの場合において要求されるＣp1およびＣp2を算出する。式(18a)よりＣp1maxは約１２．７ｐＦとなる。説明を簡単にするため、Ｃp1maxを１３ｐＦとし、Δp1＝９ｐＦとすると、４≦Ｃp1≦１３ｐＦとなる。このとき、Ｃp1minは４ｐＦであるから 式(18b)よりＣp2minは８．７ｐＦ以上となる。説明を簡単にするため、Ｃp2minを８ｐＦとし、Δp2＝９ｐＦとすると、８≦Ｃp2≦１７ｐＦとなる。図１０に、図８のＣp1とＣp2を、それぞれＣp1´＋Ｃp1oとＣp2´＋Ｃp2oに分離した図９の構成において、Ｃp1o＝４ｐＦ、Ｃp2o＝８ｐＦとし、可変容量値Ｃp1´、Ｃp2´をそれぞれΔp1、Δp2の範囲（０〜９ｐＦ）で変化させた時のサセプタンスの絶対値をプロットしたもの示す（可変容量値−サセプタンス絶対値特性）。●印は、Ｃp2をＣp2max（＝１７ｐＦ）に固定して、Ｃp1´を変化させることにより得られたプロットである。■印は、Ｃp1をＣp1min（＝４ｐＦ）に固定して、Ｃp2´を変化させることにより得られたプロットである。なお、プロットの無い線は、図１４(a)の可変誘導性素子Ｌp1に相当するインダクタンス値を０〜１０ｎＨの範囲で変化させた場合のサセプタンスの絶対値を表したものである。図１０から、入力信号の周波数＝１ＧＨｚ、Ｌp1o＝２ｎＨ、Ｃp1＝４〜１３ｐＦ、Ｃp2＝８〜１７ｐＦとしたとき、Ｃp1の値とＣp2の値を変化させることで、インダクタンス値Ｌp1を１０ｎＨ以上変化させた場合と同等のサセプタンス値を可変できることがわかる。
【００６３】
なお、実施例２においても、図１４(a)の構成を可変誘導性素子を用いない構成に変形する方法を説明したが、図１４(b)の構成についても、実施例２と同様な方法により可変誘導性素子を用いない構成に変形可能である。
【００６４】
以上のように、本発明のインピーダンス可変整合回路２００によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調整することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。なお、要求されるサセプタンス値がより限定的な場合には、Ｃp2を固定容量に置き換えてもよい。また、実施例２においても、実施例１の変形例として示した構成により、複数の周波数帯で使用可能なインピーダンス可変整合回路を構成することができる。
【実施例３】
【００６５】
図１１に本発明のインピーダンス可変整合回路３００の構成例を示す。インピーダンス可変整合回路３００は、図１４(d)の可変整合回路における可変誘導性素子Ｌs1の役割を、１個の固定誘導性素子と２個の可変容量素子とにより代替する構成である。
【００６６】
インピーダンス可変整合回路３００は、直列固定誘導性素子Ｌs1oと第１直列可変容量素子Ｃs1との並列接続と、第２直列可変容量素子Ｃs2との直列接続と、一端が前記直列接続の一端に接続され、他端が接地された第１並列可変容量素子Ｃp1と、一端が前記直列接続の他端に接続され、他端が接地された第２並列可変容量素子Ｃp2と、を備える。
【００６７】
直列固定誘導性素子Ｌs1oはインダクタンスLs1oの固定インダクタである。第１、第２直列可変容量素子Ｃs1、Ｃs2は、それぞれ容量Ｃs1、Ｃs2の可変容量素子である。ここで、各素子の条件は、実施例２で示した並列固定誘導性素子Ｌp1oを直列固定誘導性素子Ｌs1oに、第１並列可変容量素子Ｃp1を第１直列可変容量素子Ｃs1に、第２並列可変容量素子Ｃp2を第２直列可変容量素子Ｃs2にそれぞれ置き換えた場合に等しい。また、第ｉ直列可変容量素子Ｃsiを、第ｉ直列固定容量素子Ｃsioとより容量の小さい可変容量素子Ｃsi´との並列接続により構成することで、小型の可変容量素子を使用することができる。この際、第ｉ直列可変容量素子Ｃsiに対応する第ｉ直列固定容量素子Ｃsioと可変容量素子Ｃsi´の各容量は、実施例２で示したＣpiに対応するＣoio、Ｃpi´を求める方法においてＣpi、Ｃoio、Ｃpi´を、それぞれＣsi、Ｃsio、Ｃsi´に置き換えることで求めることができる。
【００６８】
なお、各可変容量素子は、半導体によって実現しても、ＭＥＭＳ技術の応用によって実現してもよく、製法、構成法に制限はない。
【００６９】
続いて、図１１の構成により１個の直列固定誘導性素子Ｌs1oと２個の並列可変容量素子Ｃsiとの組をあたかも可変誘導性素子であるかのように機能させたとき、Ｃs1とＣs2を変化させることで得られるリアクタンス可変幅を計算し、その可変幅をインダクタのみで達成しようとした場合にどの程度のインダクタンスの可変幅に相当するかを確認する。
【００７０】
例として、入力信号の周波数が１ＧＨｚ、Ｌs1oが２ｎＨの場合において要求されるＣs1およびＣs2を算出する。式(18a)よりＣs1maxは約１２．７ｐＦとなる。ここで、説明を簡単にするため、Ｃs1maxを１３ｐＦとし、Δs1＝９ｐＦとすると、４≦Ｃs1≦１３ｐＦとなる。このとき、Ｃs1minは４ｐＦであるから 式(18b)よりＣs2は８．７ｐＦ以上となる。説明を簡単にするため、Ｃs2minを８ｐＦとし、Δs2＝９ｐＦとすると、８≦Ｃs2≦１７ｐＦとなる。図１３に、図１１のＣs1とＣs2を、それぞれＣs1´＋Ｃs1oとＣs2´＋Ｃs2oに分離した図１２の構成において、Ｃs1o＝４ｐＦ、Ｃs2o＝８ｐＦとし、可変容量値Ｃs1´、Ｃs2´をそれぞれΔs1、Δs2の範囲（０〜９ｐＦ）で変化させた時のリアクタンス値をプロットしたもの示す（可変容量値−リアクタンス値特性）。●印は、Ｃs2をＣs2max（＝１７ｐＦ）に固定して、Ｃs1´を変化させることにより得られたプロットである。■印は、Ｃs1をＣs1min（＝４ｐＦ）に固定して、Ｃs2´を変化させることにより得られたプロットである。なお、プロットの無い線は、図１４(d)の可変誘導性素子Ｌs1に相当するインダクタンス値を０〜１０ｎＨの範囲で変化させた場合のリアクタンス値を表したものである。図１３から、入力信号の周波数＝１ＧＨｚ、Ｌs1o＝２ｎＨ、Ｃs1＝４〜１３ｐＦ、Ｃs2＝８〜１７ｐＦとしたとき、Ｃs1の値とＣs2の値を変化させることで、インダクタンス値Ｌs1を１０ｎＨ以上変化させた場合と同等のリアクタンス値を可変できることがわかる。
【００７１】
なお、実施例３においては、図１４(d)の構成を可変誘導性素子を用いない構成に変形する方法を説明したが、図１４(c)の構成についても、実施例３と同様な方法により可変誘導性素子を用いない構成に変形可能である。
【００７２】
以上のように、本発明のインピーダンス可変整合回路３００によれば、可変誘導性素子を用いることなく、あたかも可変誘導性素子を用いているかのようにインピーダンスを調整することができるため、少ない素子数で広範囲の負荷変動に対応可能となる。
【００７３】
以上で説明した本発明のインピーダンス可変整合回路１００、１５０、２００、３００の各構成要素の機能分担は、各実施例に示す機能分担に限定されるものではなく、本発明を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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