(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力相と各出力相とを接続する複数の片方向スイッチを有し、それぞれ前記入力相毎に設けられる複数のスイッチ群と、
前記入力相毎に前記入力相と前記スイッチ群との間にそれぞれ接続され、接続される前記片方向スイッチの電流を流し続けることができるよう互いに結合された複数のインダクタと、
前記複数のインダクタに生じる最大電圧に基づく電圧を所定値にクランプするスナバ回路と、
前記複数の片方向スイッチを制御する制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記スナバ回路は、
前記インダクタのそれぞれに一端が接続された複数のダイオードと、前記ダイオードの他端に接続され、前記ダイオードの他端間の最大電圧を所定値にクランプする過渡電圧抑制回路とを備える
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スナバ回路は、
前記インダクタ毎に、当該インダクタの端子間の最大電圧を所定値にクランプする過渡電圧抑制回路を備える
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
入力相と各出力相と接続する前記複数の片方向スイッチは、前記入力相側から前記出力相側へ電流を流す第１片方向スイッチと、前記出力相側から前記入力相側へ電流を流す第２片方向スイッチとを含み、
各前記入力相と前記第１片方向スイッチとの間に第１インダクタ、および／または、各前記入力相と前記第２片方向スイッチとの間に第２インダクタが設けられ、
前記第１インダクタ同士は同じ結合方向で磁気結合され、前記第２インダクタ同士は同じ結合方向で磁気結合される請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記出力相のうち最大電圧を出力する出力相の相電圧が前記入力相のうち最大電圧が入力される入力相の相電圧よりも高い期間では、前記最大電圧の出力相と各入力相との間を接続する前記第１片方向スイッチをオン状態にし、前記出力相のうち最小電圧を出力する出力相の相電圧が前記入力相のうち最小電圧が入力される入力相の相電圧よりも低い期間では、前記最小電圧の出力相と各入力相との間を接続する前記第２片方向スイッチをオン状態にする
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、
前記出力相のうち最大電圧を出力する出力相の相電圧が前記入力相のうち最大電圧が入力される入力相の相電圧よりも所定値以上高い期間では、前記最大電圧の出力相と各入力相との間を接続する前記第１片方向スイッチをオン状態にし、前記出力相のうち最小電圧を出力する出力相の相電圧が前記入力相のうち最小電圧が入力される入力相の相電圧よりも所定値以上低い期間では、前記最小電圧の出力相と各入力相との間を接続する前記第２片方向スイッチをオン状態にする
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、
出力線間電圧のうちの最大電圧値が入力線間電圧のうちの最大電圧値よりも高い場合、前記出力線間電圧のうちの最大電圧値を出力する二つの出力相のうち相電圧が正である出力相と各入力相との間を接続する前記第１片方向スイッチをオン状態にし、相電圧が負である出力相と各入力相との間を接続する前記第２片方向スイッチをオン状態にする
ことを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記複数の片方向スイッチを制御して、前記入力相側と前記出力相側との間で双方の電力変換を行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の実施形態は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置として、各入力相と各出力相とを接続する複数の双方向スイッチを備えるマトリクスコンバータが知られている。そして、かかるマトリクスコンバータに関し、昇圧の機能を実現する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
昇圧の機能を有するマトリクスコンバータは、各入力相と双方向スイッチとの間にリアクトルが設けられ、かかるリアクトルの入力相側を、双方向スイッチを用いて短絡し、その後短絡を解除することで、電源電圧よりも高い電圧を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】国際公開第２００６／１１２２７５号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、昇圧の機能を有する従来のマトリクスコンバータは、リアクトル、コンデンサおよび接断手段を入力と出力の双方に備えているため、装置が大形化するという問題がある。
【０００６】
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大形化を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態の一態様に係る電力変換装置は、複数のスイッチ群と、複数のインダクタと、スナバ回路とを備える。前記スイッチ群は、入力相と各出力相とを接続する複数の片方向スイッチを有し、前記入力相毎に設けられる。前記複数のインダクタは、前記入力相毎に前記入力相と前記スイッチ群との間にそれぞれ接続され、接続される前記片方向スイッチの電流を流し続けることができるよう互いに結合される。前記スナバ回路は、前記複数のインダクタに生じる最大電圧を所定値にクランプする。
【発明の効果】
【０００８】
実施形態の一態様によれば、装置の大形化を抑制することができる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図２】図２は、３相入力３相出力電流形インバータの構成を示す図である。
【図３】図３は、第１の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。
【図４】図４は、第１の実施形態に係る電力変換装置の出力側の空間ベクトル図である。
【図５】図５は、第１の実施形態に係る電力変換装置の入力側の空間ベクトル図である。
【図６Ａ】図６Ａは、過渡電圧抑制回路の一例を示す図である。
【図６Ｂ】図６Ｂは、過渡電圧抑制回路の一例を示す図である。
【図７】図７は、第２の実施形態に係る電力変換装置における電力変換部の構成例を示す図である。
【図８】図８は、過渡電圧抑制回路の一例を示す図である。
【図９】図９は、第３の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図１０】図１０は、第３の実施形態に係る電力変換装置のスイッチ制御例を示す図（その１）である。
【図１１】図１１は、第３の実施形態に係る電力変換装置のスイッチ制御例を示す図（その２）である。
【図１２】図１２は、第３の実施形態に係る電力変換装置に形成される回路の一つの構成例の説明図である。
【図１３】図１３は、第３の実施形態に係る電力変換装置に形成されるスナバ回路の一つの構成例の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、添付図面を参照して、本願の開示する電力変換装置の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態に係る電力変換装置について説明する。図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【００１２】
図１に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、電流形電力変換装置であり、電力変換部２と、第１のフィルタ部３と、第２のフィルタ部４と、制御部５とを備える。かかる電力変換装置１は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の３つの入力相とＵ相、Ｖ相およびＷ相の３つの出力相との間で、双方向の電力変換を行い、さらに昇圧および降圧を行うことができる。
【００１３】
電力変換部２は、入力相のＲ相、Ｓ相およびＴ相に接続されるＲ相入力端子ＴＲ、Ｓ相入力端子ＴＳおよびＴ相入力端子ＴＴと、出力相のＲ相、Ｓ相およびＴ相に接続されるＵ相出力端子ＴＵ、Ｖ相出力端子ＴＶおよびＷ相出力端子ＴＷとを備える。Ｒ相入力端子ＴＲ、Ｓ相入力端子ＴＳおよびＴ相入力端子ＴＴは、例えば、３相交流電源の各相に接続され、Ｕ相出力端子ＴＵ、Ｖ相出力端子ＴＶおよびＷ相出力端子ＴＷは、例えば、電動機などの負荷の各相に接続される。
【００１４】
また、電力変換部２は、入力端子ＴＲ、ＴＳ、ＴＴと、出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷとの間に設けられる、第１のスイッチング部１０、第２のスイッチング部２０および第３のスイッチング部３０を備える。各スイッチング部１０、２０、３０は、それぞれ電流形インバータ回路を構成する。
【００１５】
各スイッチング部１０、２０、３０は、６つの片方向スイッチを有するスイッチ群と２つの直流インダクタとを備える。片方向スイッチは、ダイオードと、スイッチング素子とにより構成される。スイッチング素子として、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor）などが用いられる。なお、ダイオードおよびＩＧＢＴからなるスイッチング素子に代えて、逆阻止形ＩＧＢＴを用いることもできる。
【００１６】
直流インダクタは、３つのスイッチング部１０、２０、３０の間で、磁気結合されている。具体的には、直流インダクタ１７、２７、３７は互いに磁気結合されており、実際には１つのインダクタ素子ＤＣＬ１である。また、直流インダクタ１８、２８、３８は、互いに磁気結合されており、実際には１つのインダクタ素子ＤＣＬ２である。
【００１７】
図１に示す例では、直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８の結合方向を黒丸で示しており、結合された直流インダクタ１７、２７、３７内の各巻線の巻数は、等しく、また、結合された直流インダクタ１８、２８、３８内の各巻線の巻数は、等しい。したがって、結合された直流インダクタの巻線間で、１つの巻線に流れる電流を、大きさを保持したまま他の巻線に移動させることができる。
【００１８】
具体的には、直流インダクタの１つの巻線とこれに接続される片方向スイッチを含む電流経路に流れる電流を、その片方向スイッチがオフしたとき、結合された他の直流インダクタの巻線とこれに接続されたオンしている片方向スイッチを含む電流経路に移動させることができる。このように直流インダクタ１７、１８，２７、２８，３７、３８は、これらに接続された片方向スイッチを流れる電流が流れ続けるように結合されている。
【００１９】
第１のスイッチング部１０は、入力端子ＴＲと出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷとの間に設けられる。かかる第１のスイッチング部１０は、６つの片方向スイッチ１１〜１６からなるスイッチ群１９と、２つの直流インダクタ１７、１８とを備える。片方向スイッチ１１〜１６は、それぞれスイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ、Ｓ４Ｒ、Ｓ３Ｒ、Ｓ６Ｒ、Ｓ５Ｒ、Ｓ２Ｒによって駆動される。なお、駆動信号Ｓ１Ｒ、Ｓ４Ｒ、Ｓ３Ｒ、Ｓ６Ｒ、Ｓ５Ｒ、Ｓ２Ｒは、Ｈｉｇｈレベルのときに片方向スイッチ１１〜１６のスイッチング素子をオン状態にするオン指令となる。
【００２０】
入力端子ＴＲから出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷへの電流経路は、３つの片方向スイッチ１１、１３、１５と、直流インダクタ１７とによって形成される。一方、出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷから入力端子ＴＲへの電流経路は、３つの片方向スイッチ１２、１４、１６と、直流インダクタ１８とによって形成される。
【００２１】
第２のスイッチング部２０および第３のスイッチング部３０は、第１のスイッチング部１０と同様の構成であるが、接続される入力端子が異なる。具体的には、第２のスイッチング部２０は、入力端子ＴＳと出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷとの間に設けられ、６つの片方向スイッチ２１〜２６からなるスイッチ群２９と、２つの直流インダクタ２７、２８とを備える。片方向スイッチ２１〜２６は、それぞれスイッチ駆動信号Ｓ１Ｓ、Ｓ４Ｓ、Ｓ３Ｓ、Ｓ６Ｓ、Ｓ５Ｓ、Ｓ２Ｓによって駆動される。なお、駆動信号Ｓ１Ｓ、Ｓ４Ｓ、Ｓ３Ｓ、Ｓ６Ｓ、Ｓ５Ｓ、Ｓ２Ｓは、Ｈｉｇｈレベルのときに片方向スイッチ２１〜２６のスイッチング素子をオン状態にするオン指令となる。
【００２２】
入力端子ＴＳから出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷへの電流経路は、３つの片方向スイッチ２１、２３、２５と、直流インダクタ２７とによって形成される。一方、出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷから入力端子ＴＳへの電流経路は、３つの片方向スイッチ２２、２４、２６と、直流インダクタ２８とによって形成される。
【００２３】
また、第３のスイッチング部３０は、入力端子ＴＴと出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷとの間に設けられ、６つの片方向スイッチ３１〜３６からなるスイッチ群３９と、２つの直流インダクタ３７、３８とを備える。片方向スイッチ３１〜３６は、それぞれスイッチ駆動信号Ｓ１Ｔ、Ｓ４Ｔ、Ｓ３Ｔ、Ｓ６Ｔ、Ｓ５Ｔ、Ｓ２Ｔによって駆動される。なお、駆動信号Ｓ１Ｔ、Ｓ４Ｔ、Ｓ３Ｔ、Ｓ６Ｔ、Ｓ５Ｔ、Ｓ２Ｔは、Ｈｉｇｈレベルのときに片方向スイッチ３１〜３６のスイッチング素子をオン状態にするオン指令となる。
【００２４】
入力端子ＴＴから出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷへの電流経路は、３つの片方向スイッチ３１、３３、３５と、直流インダクタ３７とによって形成される。一方、出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷから入力端子ＴＴへの電流経路は、３つの片方向スイッチ３２、３４、３６と、直流インダクタ３８とによって形成される。
【００２５】
このように、電力変換部２は、各入力端子と各出力端子との間に複数の片方向スイッチ１１〜１６、２１〜２６、３１〜３６を備えており、スイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔによって制御される。なお、片方向スイッチ１１、１３、１５、２１、２３、２５、３１、３３、３５が第１片方向スイッチの一例に相当し、片方向スイッチ１２、１４、１６、２２、２４、２６、３２、３４、３６が第２片方向スイッチの一例に相当する。
【００２６】
また、電力変換部２は、サージ電圧を抑制する機能を有するスナバ回路４０を備えており、スイッチング部１０、２０、３０などをサージ電圧から保護している。かかるスナバ回路４０については後で詳述する。
【００２７】
第１のフィルタ部３は、３つのコンデンサ３ａ〜３ｃを備えており、入力側のフィルタとして機能する。コンデンサ３ａ〜３ｃは、それぞれ一端が入力端子ＴＲ、入力端子ＴＳ、入力端子ＴＴに接続され、他端が共通に接続される。
【００２８】
第２のフィルタ部４は、３つのコンデンサ４ａ〜４ｃを備えており、出力側のフィルタとして機能する。コンデンサ４ａ〜４ｃは、それぞれ一端が出力端子ＴＵ、出力端子ＴＶ、出力端子ＴＷに接続され、他端が共通に接続される。
【００２９】
制御部５は、上述したスイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔを生成し、電力変換部２へ出力する。電力変換部２は、制御部５から入力されるこれらのスイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔに基づいて、各入力端子ＴＲ、ＴＳ、ＴＴと各出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷとの間で双方向の電力変換を行う。
【００３０】
制御部５は、直流インダクタ１７、２７、３７のいずれか１つ、および、直流インダクタ１８、２８、３８のいずれか１つに電流を常に流れるように、パルス信号であるスイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔを生成する。
【００３１】
これにより、電力変換装置１は、従来の電流形電力変換装置の内部に流れる直流電流をパルス化して制御し、従来の電流形電力変換装置と等価な電流を流すことで等価な動作を行うことができる。しかも、電力変換装置１は、電力変換の際に昇圧および降圧をリアクトルとスイッチとを外部に設けることなく行うことができる。
【００３２】
図２は、３相入力３相出力の電流形インバータの構成を示す図である。かかる電流形インバータは、交流直流変換を行うコンバータ部により交流から直流電流ｉｄｃを生成した後、直流電流ｉｄｃを直流交流変換するインバータ部により交流に変換する。
【００３３】
図１に示すように、電力変換部２は、各入力端子ＴＲ、ＴＳ、ＴＴと各出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷとの間に複数の片方向スイッチ１１〜１６、２１〜２６、３１〜３６を備える。そして、かかる電力変換部２の制御は、上述したコンバータ部に対する制御と上述したインバータ部に対する制御とに分けて考えることができる。すなわち、電力変換部２の制御は、図２に示すコンバータ部とインバータ部の制御に分けることができる。
【００３４】
制御部５は、交流直流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃと、直流交流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉを生成する。交流直流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃは、コンバータ部のスイッチ駆動信号であり、直流交流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉは、インバータ部のスイッチ駆動信号である。
【００３５】
制御部５は、交流直流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃと、直流交流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉとを合成することで、電力変換部２を制御するスイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔを生成する。
【００３６】
以下、制御部５の構成について具体的に説明する。図３は、制御部５の構成例を示す図である。なお、ここでは、一例として、入力端子ＴＲ、ＴＳ、ＴＴから入力される交流電力を交流−交流変換して、出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷへ出力する場合を説明するが、その逆も同様に制御可能である。
【００３７】
図３に示すように、制御部５は、電流形インバータ制御回路５１と、駆動信号分配器５５とを備える。電流形インバータ制御回路５１は、電流指令発生器５２と、第１のパルス発生器５３と、第２のパルス発生器５４とを備える。
【００３８】
電流指令発生器５２は、交流直流変換用の制御信号（以下、コンバータ制御信号と記載する）を生成して第１のパルス発生器５３へ出力する。また、電流指令発生器５２は、直流交流変換用の制御信号（以下、インバータ制御信号と記載する）を生成して第２のパルス発生器５４へ出力する。
【００３９】
まず、インバータ制御信号について説明する。電流指令発生器５２は、インバータ制御信号として、出力電流指令ベクトルを構成する電流ベクトルＩａｏｕｔ、Ｉｂｏｕｔと、電流位相指令θＩｏｕｔ、ゼロベクトル指令Ｓｚｏｕｔとを生成して第２のパルス発生器５４へ出力する。
【００４０】
第２のパルス発生器５４は、インバータ制御信号に基づき、図４に示す９つの電流ベクトルＩｕｖ、Ｉｕｗ、Ｉｖｗ、Ｉｖｕ、Ｉｗｕ、Ｉｗｖ、Ｉｕｕ、Ｉｖｖ、Ｉｗｗに応じたスイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉを生成して出力する。
【００４１】
９つの電流ベクトルのうち、電流ベクトルＩｕｖ、Ｉｕｗ、Ｉｖｗ、Ｉｖｕ、Ｉｗｕ、Ｉｗｖは、異なる出力相間の電流に対応する電流ベクトル（以下、有効ベクトルと記載する）である。例えば、有効ベクトルＩｕｖは、Ｕ相とＶ相との間の電流に対応する電流ベクトルである。また、図４のように有効ベクトルはＩａベクトルとＩｂベクトルの２種類に分類される。
【００４２】
また、９つの電流ベクトルのうち、電流ベクトルＩｕｕ、Ｉｖｖ、Ｉｗｗは、それぞれ同一出力相に対応する電流ベクトルであり、大きさがゼロの電流ベクトル（以下、ゼロベクトルと記載する）である。例えば、ゼロベクトルＩｕｕは、Ｕ相に対応する大きさがゼロの電流ベクトルである。
【００４３】
第２のパルス発生器５４は、出力電流指令ベクトルに隣接する１つのゼロベクトルと、ゼロでない２つの有効ベクトルＩａｏｕｔ、Ｉｂｏｕｔとを用いてスイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉを生成する。
【００４４】
出力電流指令ベクトルは、例えば、出力相の電流が正弦波である場合、図４に示すベクトル空間を、出力相の電流周波数で定まる角速度で回転するベクトルである。また、後述するインバータ変調率Ｉｏｕｔ＿ｒは、出力電流指令ベクトルの大きさが図４に示す６角形の内接円の半径と一致する際に出力電流指令ベクトルの値を１とした場合の出力電流指令ベクトルの値である。
【００４５】
第２のパルス発生器５４において、スイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉを生成する際に用いられる電流ベクトルの出力時間は、出力電流指令ベクトルの大きさおよび位相から定まるインバータ変調率Ｉｏｕｔ＿ｒおよび電流位相指令θＩｏｕｔとから、下記式（１）〜（３）に示すように規定される。ここで電流位相指令θＩｏｕｔは、図４に示す電流ベクトル空間で、実軸（Ｕ相を流れる電流ベクトルが向く方向）と出力電流指令ベクトルとがなす角として定義されるもので、０〜２π（ラジアン）の値をもつものである。
【００４６】
「θ０」は、出力電流指令ベクトルと隣接する電流ベクトルＩａとのなす角、「Ｔｓｉ」は、ＰＷＭ制御の周期である。また、「Ｔｉａ」および「Ｔｉｂ」は、それぞれ有効ベクトルＩａｏｕｔ、Ｉｂｏｕｔの出力時間である。また、「Ｔｚｏｕｔ」は、ゼロベクトルの出力時間である。なお、θ０は、θＩｏｕｔと図４に示す領域Ａ〜Ｆにおいて下記関係をもつものである。
領域Ａ（電流ベクトルの虚軸（図４において実軸から９０度すすんだＩｍ軸）成分が正の領域）：  θ０＝π／６−θＩｏｕｔ
領域Ａ（電流ベクトルの虚軸（図４において実軸から９０度すすんだＩｍ軸）成分が負の領域）：  θ０＝１３π／６−θＩｏｕｔ
領域Ｂ  ：  θ０＝θＩｏｕｔ−π／６
領域Ｃ  ：  θ０＝５π／６−θＩｏｕｔ
領域Ｄ  ：  θ０＝θＩｏｕｔ−５π／６
領域Ｅ  ：  θ０＝３π／２−θＩｏｕｔ
領域Ｆ  ：  θ０＝θＩｏｕｔ−３π／２
【００４７】
【数１】
0005533945.tif 000002
【００４８】
図４は、電力変換装置１の出力側の空間ベクトル図であり、例えば、インバータ変調率Ｉｏｕｔ＿ｒと電流位相指令θＩｏｕｔとが、図４に示される状態である場合、「Ｔｉａ」は、有効ベクトルＩｕｗの出力時間、「Ｔｉｂ」は、有効ベクトルＩｕｖの出力時間である。また、「Ｔｚｏｕｔ」は、ゼロベクトルＩｕｕ、ＩｖｖおよびＩｗｗのうちゼロベクトル指令Ｓｚｏｕｔで指定された１つのゼロベクトルの出力時間である。
【００４９】
第２のパルス発生器５４は、出力電流指令ベクトルに応じたスイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉを、たとえばパルス幅変調（Pulse  Width  Modulation：ＰＷＭ）によって生成し、駆動信号分配器５５へ出力する。
【００５０】
第１のパルス発生器５３は、コンバータ制御信号に基づき、交流直流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃを生成して出力する。
【００５１】
ここで、コンバータ制御信号について説明する。電流指令発生器５２は、コンバータ制御信号として、入力電流指令ベクトルを構成する電流ベクトルＩａｉｎ、Ｉｂｉｎと、電流位相指令θＩｉｎ、ゼロベクトル指令Ｓｚｉｎとを生成して第１のパルス発生器５３へ出力する。
【００５２】
第１のパルス発生器５３は、コンバータ制御信号に基づき、９つの電流ベクトルＩｒｔ、Ｉｒｓ、Ｉｔｓ、Ｉｔｒ、Ｉｓｒ、Ｉｓｔ、Ｉｒｒ、Ｉｓｓ、Ｉｔｔに応じたスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃを生成して出力する。
【００５３】
９つの電流ベクトルのうち、電流ベクトルＩｒｔ、Ｉｒｓ、Ｉｔｓ、Ｉｔｒ、Ｉｓｒ、Ｉｓｔは、異なる入力相間の電流に対応する有効ベクトルであり、電流ベクトルＩｒｒ、Ｉｓｓ、Ｉｔｔは、それぞれ同一入力相に対応するゼロベクトルである。例えば、有効ベクトルＩｒｔは、Ｒ相とＴ相との間の電流に対応する電流ベクトルであり、ゼロベクトルＩｒｒは、Ｒ相に対応する大きさがゼロの電流ベクトルである。また、図５のように有効ベクトルはＩａｉｎベクトルとＩｂｉｎベクトルの２種類に分類される。
【００５４】
第１のパルス発生器５３は、入力電流指令ベクトルに隣接する１つのゼロベクトルと、ゼロでない２つの有効ベクトルＩａｉｎ、Ｉｂｉｎとを用いてスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃを生成する。
【００５５】
入力電流指令ベクトルは、例えば、入力相の電流が正弦波である場合、図５に示すベクトル空間を、入力相の電流周波数で定まる角速度で回転するベクトルである。また、後述するコンバータ変調率Ｉｉｎ＿ｒは、入力電流指令ベクトルの大きさが図５に示す６角形の内接円の半径と一致する際に入力電流指令ベクトルの値を１とした場合の入力電流指令ベクトルの値である。
【００５６】
第１のパルス発生器５３において、スイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃを生成する際に用いられる電流ベクトルの出力時間は、入力電流指令ベクトルの大きさおよび位相からそれぞれ定まるコンバータ変調率Ｉｉｎ＿ｒおよび電流位相指令θＩｉｎから、下記式（４）〜（６）に示すように規定される。ここで電流位相指令θＩｉｎは、図５に示す電流ベクトル空間で、実軸（Ｒ相を流れる電流ベクトルが向く方向）と入力電流指令ベクトルとがなす角として定義されるもので、０〜２π（ラジアン）の値をもつものである。
【００５７】
「θｉ」は、入力電流指令ベクトルと隣接する電流ベクトルＩａとのなす角、「Ｔｓｃ」は、制御周期である。また、「Ｔｃａ」および「Ｔｃｂ」は、それぞれ有効ベクトルＩａｉｎ、Ｉｂｉｎの出力時間、「Ｔｚｉｎ」は、ゼロベクトルの出力時間である。なお、θｉは、θＩｉｎと図５に示す領域Ａ〜Ｆにおいて下記関係をもつものである。
領域Ａ（電流ベクトルの虚軸（図５において実軸から９０度すすんだＩｍ軸）成分が正の領域）：  θｉ＝π／６−θＩｉｎ
領域Ａ（電流ベクトルの虚軸（図５において実軸から９０度すすんだＩｍ軸）成分が負の領域）：  θｉ＝１３π／６−θＩｉｎ
領域Ｂ  ：  θｉ＝θＩｉｎ−π／６
領域Ｃ  ：  θｉ＝５π／６−θＩｉｎ
領域Ｄ  ：  θｉ＝θＩｉｎ−５π／６
領域Ｅ  ：  θｉ＝３π／２−θＩｉｎ
領域Ｆ  ：  θｉ＝θＩｉｎ−３π／２
【００５８】
【数２】
0005533945.tif 000003
【００５９】
図５は、電力変換装置１の入力相側の空間ベクトル図であり、例えば、コンバータ変調率Ｉｉｎ＿ｒと電流位相指令θＩｉｎとが、図５に示される状態である場合、「Ｔｃａ」は、有効ベクトルＩｒｔの出力時間、「Ｔｃｂ」は、有効ベクトルＩｒｓの出力時間である。また、「Ｔｚｉｎ」は、ゼロベクトルＩｒｒ、ＩｓｓおよびＩｔｔのうちゼロベクトル指令Ｓｚｉｎで指定された１つのゼロベクトルの出力時間である。
【００６０】
第１のパルス発生器５３は、入力電流指令ベクトルに応じたスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃを、たとえばパルス幅変調（Pulse  Width  Modulation：ＰＷＭ）によって生成し、駆動信号分配器５５へ出力する。
【００６１】
駆動信号分配器５５は、交流直流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｃ〜Ｓ６ｃと、直流交流変換用のスイッチ駆動信号Ｓ１ｉ〜Ｓ６ｉとの論理積から、スイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔを生成する。
【００６２】
具体的には、駆動信号分配器５５は、式（７）に示す論理積演算によって、スイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔを生成する。駆動信号分配器５５は、このように生成したスイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ〜Ｓ６Ｒ、Ｓ１Ｓ〜Ｓ６Ｓ、Ｓ１Ｔ〜Ｓ６Ｔを電力変換部２へ出力することで、電力変換部２に電力変換を実行させる。
【数３】
0005533945.tif 000004
【００６３】
このように、電力変換装置１は、図２に示すインバータ部とコンバータ部の各々に対してゼロベクトルと有効ベクトルを適用して、電力変換部２の制御を行うようにしている。これにより、電力変換装置１は、入力相側と出力相側にそれぞれ指令電流ベクトルで定まる電流を流すことができる。このとき直流インダクタ１７、２７、３７のどれか一つに大きさ一定の電流が、入力相側から出力相側に流れ、直流インダクタ１８、２８、３８のどれか一つに同じ大きさの電流が、出力相側から入力相側に流れる。
【００６４】
さらにこのとき、直流インダクタ１７にはＲ相に流れる交流電流のうち、電力変換装置１に流れ込む方向の半波に相当する電流がパルス状に流れ、直流インダクタ１８にはＲ相に流れる交流電流のうち、電力変換装置１から流れ出す方向の半波に相当する電流がパルス状に流れる。また、直流インダクタ２７にはＳ相に流れる交流電流のうち、電力変換装置１に流れ込む方向の半波に相当する電流がパルス状に流れ、直流インダクタ２８にはＳ相に流れる交流電流のうち、電力変換装置１から流れ出す方向の半波に相当する電流がパルス状に流れる。また、直流インダクタ３７にはＴ相に流れる交流電流のうち、電力変換装置１に流れ込む方向の半波に相当する電流がパルス状に流れ、直流インダクタ３８にはＴ相に流れる交流電流のうち、電力変換装置１から流れ出す方向の半波に相当する電流がパルス状に流れる。これらのパルス電流は、上記の大きさ一定の電流が、結合された直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８の作用により、片方向スイッチ１１〜１６、２１〜２６、３１〜３６のオンオフにしたがい、これら直流インダクタ間を移動して流れることで実現されている。
【００６５】
次に、スナバ回路４０について説明する。電力変換装置１は、上述のように、サージ電圧を抑制する機能を有するスナバ回路４０を備えており、スイッチング部１０、２０、３０などをサージ電圧から保護している。以下、スナバ回路４０について具体的に説明する。
【００６６】
図１に示すように、スナバ回路４０は、ダイオード４１〜４６と、過渡電圧抑制回路（ＴＶＳ：Transient Voltage Suppressor）４７とを備える。かかるスナバ回路４０は、直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８とスイッチ群１９、２９、３９との間に設けられる。
【００６７】
ダイオード４１〜４６の一端側が直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８に接続され、ダイオード４１〜４６の他端側が過渡電圧抑制回路４７に接続される。具体的には、直流インダクタ１７、２７、３７の一端にそれぞれダイオード４１、４３、４５のアノードが接続され、直流インダクタ１８、２８、３８の一端にそれぞれダイオード４２、４４、４６のカソードが接続される。また、ダイオード４１、４３、４５のカソードは、過渡電圧抑制回路４７の一端に接続され、ダイオード４２、４４、４６のアノードは、過渡電圧抑制回路４７の他端に接続される。
【００６８】
過渡電圧抑制回路４７は、サージ電圧が発生した場合に、両端の電圧を所定値ＶＢＲにクランプする。これにより、ダイオード４１、４３、４５のカソードとダイオード４２、４４、４６のアノードとの間の電圧の最大値が所定値ＶＢＲに抑制される。
【００６９】
かかる過渡電圧抑制回路４７は、例えば、図６Ａに示すようなアバランシェダイオード６０または図６Ｂに示す回路である。図６Ｂに示す回路は、抵抗６１と、トランジスタ６２と、電圧検出コンパレータ６３とを備えており、電圧検出コンパレータ６３は、両端電圧が所定値ＶＢＲ以上となった場合に、トランジスタ６２をオン状態にして抵抗６１にエネルギーを消費させる。
【００７０】
直流インダクタ１７、２７、３７間の結合度は、１よりも小さい。そのため、直流インダクタ１７、２７、３７のうち一つの直流インダクタの電流経路をオンからオフに切り替え、その経路の電流を他の直流インダクタを含む電流経路に移動させた際にそのオフにした電流径路上の直流インダクタの巻線にサージ電圧が発生する。このことは、直流インダクタ１８、２８、３８についても同様である。スナバ回路４０は、かかるサージ電圧をクランプ電圧値である所定値ＶＣＲ（＝ＶＢＲ＋Ｖｆ×２）以下に抑制することで、スイッチング部１０、２０、３０などをサージ電圧から保護する。Ｖｆは、ダイオード４１〜４６の順方向電圧である。
【００７１】
所定値ＶＣＲは、スイッチング部１０、２０、３０を構成する片方向スイッチの耐圧よりも低い値である。これにより、スイッチング部１０、２０、３０に所定値ＶＣＲよりも大きな電圧が印加されることを抑制でき、スイッチング部１０、２０、３０の保護が可能となる。
【００７２】
スナバ回路４０のクランプ電圧値である所定値ＶＣＲは、入力相整流電圧値をＶＩＮＰとし、出力相整流電圧値をＶＯＵＴＰとすると、以下の式（８）を満たすように設定されることが望ましい。
ＶＣＲ＞ｍａｘ（ＶＯＵＴＰ，ＶＩＮＰ）・・・（８）
【００７３】
なお、入力相整流電圧値ＶＩＮＰは、入力線間電圧（例えば、Ｒ相とＳ相との間の瞬時電圧）の最大値であり、出力相整流電圧値ＶＯＵＴＰは出力線間電圧（例えば、Ｕ相とＶ相との間の瞬時電圧）の最大値である。また、ｍａｘ（ＶＯＵＴＰ，ＶＩＮＰ）は、ＶＯＵＴＰの最大値およびＶＩＮＰのうち大きいほうの値である。
【００７４】
所定値ＶＣＲを入力相整流電圧値ＶＩＮＰよりも大きな値に設定することで、入力相の電圧でスナバ回路４０が動作しないため、電力変換部２が待機状態である場合の電力消費を抑えることができる。
【００７５】
また、所定値ＶＣＲを出力相整流電圧値ＶＯＵＴＰよりも大きな値に設定することで、出力相電圧よりも高い電圧でサージ電圧をクランプすることができ、これにより、電力変換部２の電力変換動作への影響を抑制することができる。
【００７６】
以上のように、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、図２に示す３相入力３相出力の電流形インバータと同様に、電力変換の方向が双方向（入力相→出力相、出力相→入力相）でかつ電圧の昇圧・降圧が可能である。
【００７７】
また、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、図２に示す３相入力３相出力の電流形インバータに比べ、電流が通過する片方向スイッチの数が減り、導通損失の低減や装置の大形化抑制を実現できる。また、電力変換装置１は、昇圧および降圧をリアクトルとスイッチとを外部に設けることなく電力変換の際に行えることから、昇圧の機能を有する従来のマトリクスコンバータに比べ、装置の大形化抑制を実現できる。
【００７８】
さらに、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、昇圧動作時に発生するサージ電圧を所定値以下に抑制するスナバ回路４０を備えており、導通損失による電力消費を抑えつつスイッチング部１０、２０、３０などの保護を実現できる。
【００７９】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電力変換装置について説明する。第２の実施形態に係る電力変換装置では、スナバ回路の構成が第１の実施形態に係る電力変換装置１と異なる。なお、以下においては、上述した第１の実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、第１の実施形態と重複する説明については適宜、省略する。
【００８０】
図７は、第２の実施形態に係る電力変換装置における電力変換部の構成例を示す図である。図７に示すように、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａの電力変換部２Ａは、各直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８に並列に、過渡電圧抑制回路７１〜７６が接続される。
【００８１】
過渡電圧抑制回路７１〜７６は、それぞれ直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８の端子間の最大電圧を双方向に所定値ＶＣＲ１（以下、クランプ電圧ＶＣＲ１と記載する）以下となるようにクランプする回路である。各過渡電圧抑制回路７１〜７６は、例えば、図８に示すように、アバランシェダイオード７７、８８を互いに逆方向に直列に接続して構成することができる。図８は、過渡電圧抑制回路７１〜７６の一例を示す図である。
【００８２】
クランプ電圧ＶＣＲ１は、スイッチング部１０、２０、３０を構成する片方向スイッチの耐圧よりも低い値であり、下記関係式（９）を満たすように設定することが望ましい。すなわち、クランプ電圧ＶＣＲ１は、上述した所定値ＶＣＲの１／２とすることが望ましい。これにより、待機状態での電力消費を抑えることができ、また、電力変換部２による電力変換への影響を抑制することができる。
２ＶＣＲ１＞ｍａｘ（ＶＯＵＴＰ，ＶＩＮＰ）・・・（９）
【００８３】
なお、各過渡電圧抑制回路７１〜７６の構成は図８に示す構成に限定されるものではない。すなわち、過渡電圧抑制回路７１〜７６は、直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８の両端電圧が±ＶＣＲの範囲に制限するものであればよい。
【００８４】
例えば、図６Ｂに示す回路を逆方向に直列接続し、各回路に逆方向にダイオードを接続することによって、各過渡電圧抑制回路７１〜７６を構成することができる。この場合、図６Ｂに示す回路のクランプ電圧ＶＣＲ２は、上述したクランプ電圧ＶＣＲ１と同様に、所定値ＶＣＲの１／２とすることが望ましい。
【００８５】
以上のように、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａは、昇圧動作時に発生するサージ電圧を所定値以下に抑制するスナバ回路４０Ａを備えており、第１の実施形態と同様に、導通損失による電力消費を抑えつつスイッチング部１０、２０、３０の保護を実現できる。
【００８６】
また、第２の実施形態に係るスナバ回路４０Ａは、１つの過渡電圧抑制回路４７を用いる第１の実施形態のスナバ回路４０に比べ、６つの過渡電圧抑制回路７１〜７６を用いることから、発熱回路を分散させることが可能となる。
【００８７】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係る電力変換装置について説明する。第３の実施形態に係る電力変換装置は、電力変換部のスイッチ制御によって電力変換部内に更なるスナバ回路を形成する点で第１の実施形態に係る電力変換装置１と異なる。なお、以下においては、上述した第１の実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、第１の実施形態と重複する説明については適宜、省略する。
【００８８】
図９は、第３の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図９に示すように、第３の実施形態に係る電力変換装置１Ｂは、電力変換部２、第１のフィルタ部３、第２のフィルタ部４および制御部５Ａに加え、さらに、入力相電圧検出部６および出力相電圧検出部７を備える。
【００８９】
入力相電圧検出部６は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の各入力相の瞬時電圧値を検出し、検出結果であるＲ相電圧値Ｖｒ、Ｓ相電圧値ＶｓおよびＴ相電圧値Ｖｔ（以下、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと記載する場合がある）を制御部５Ａへ出力する。
【００９０】
また、出力相電圧検出部７は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各出力相の瞬時電圧値を検出し、検出結果であるＵ相電圧値Ｖｕ、Ｖ相電圧値ＶｖおよびＷ相電圧値Ｖｗ（以下、出力電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと記載する場合がある）を制御部５Ａへ出力する。
【００９１】
制御部５Ａは、電力変換部２のスイッチング部１０、２０、３０を制御して、例えば、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相に入力される３相入力電圧を昇降圧してＵ相、Ｖ相およびＷ相へ出力する３相出力電圧を生成する。
【００９２】
さらに、制御部５Ａは、３相出力電圧を生成する際、上述した入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔおよび出力電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて片方向スイッチを選択し、選択した片方向スイッチをオン状態にして、オン状態の片方向スイッチの数を増やすことで、後述するスナバ回路を形成する。
【００９３】
具体的には、制御部５Ａは、出力相の最大電圧が入力相の最大電圧よりも高い期間（以下、第１期間と記載する）では、各入力相側から最大電圧の出力相側へ電流を流す片方向スイッチをオン状態にする。ここで、「出力相の最大電圧」とは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の３つの出力相のうち最も電圧が高い出力相の電圧であり、「入力相の最大電圧」とは、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の３つの入力相のうち最も電圧が高い入力相の電圧である。
【００９４】
図１０は、電力変換装置１Ｂのスイッチ制御例を示す図であり、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ、出力電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗおよび制御される片方向スイッチの関係を示す。図１０に示す区間Ａ〜Ｃ、Ｍでは、最大電圧の出力相はＵ相である。したがって、区間Ａ〜Ｃ、Ｍでは、制御部５Ａは、スイッチ駆動信号Ｓ１Ｒ、Ｓ１Ｓ、Ｓ１ＴをＨｉｇｈレベルにし、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の各入力相からＵ相へ電流を流す片方向スイッチ１１、２１、３１をオン状態にする。
【００９５】
同様に、図１０に示す区間Ｅ〜Ｇでは、最大電圧の出力相はＶ相であるため、制御部５Ａは、スイッチ駆動信号Ｓ３Ｒ、Ｓ３Ｓ、Ｓ３ＴをＨｉｇｈレベルにし、各入力相からＶ相へ電流を流す片方向スイッチ１３、２３、３３をオン状態にする。また、図１０に示す区間Ｉ〜Ｋでは、最大電圧の出力相はＷ相であるため、制御部５Ａは、スイッチ駆動信号Ｓ５Ｒ、Ｓ５Ｓ、Ｓ５ＴをＨｉｇｈレベルにし、各入力相からＷ相へ電流を流す片方向スイッチ１５、２５、３５をオン状態にする。
【００９６】
さらに、制御部５Ａは、出力相の最小電圧が入力相の最小電圧よりも低い期間（以下、第２期間と記載する）では、最小電圧の出力相側から各入力相側へ電流を流す片方向スイッチをオン状態にする。また、「出力相の最小電圧」とは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の３つの出力相のうち最も電圧が低い出力相の電圧であり、「入力相の最小電圧」とは、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の３つの入力相のうち最も電圧が低い入力相の電圧である。
【００９７】
例えば、図１０に示す区間Ｃ〜Ｅでは、最小電圧の出力相はＷ相である。したがって、区間Ｃ〜Ｅでは、制御部５Ａは、スイッチ駆動信号Ｓ６Ｒ、Ｓ６Ｓ、Ｓ６ＴをＨｉｇｈレベルにし、Ｗ相から各入力相へ電流を流す片方向スイッチ１６、２６、３６をオン状態にする。
【００９８】
同様に、図１０に示す区間Ｇ〜Ｉでは、最小電圧の出力相はＵ相であるため、制御部５Ａは、スイッチ駆動信号Ｓ２Ｒ、Ｓ２Ｓ、Ｓ２ＴをＨｉｇｈレベルにし、Ｕ相から各入力相へ電流を流す片方向スイッチ１２、２２、３２をオン状態にする。また、図１０に示す区間Ｋ〜Ｍ、Ａでは、最小電圧の出力相はＶ相であるため、制御部５Ａは、スイッチ駆動信号Ｓ４Ｒ、Ｓ４Ｓ、Ｓ４ＴをＨｉｇｈレベルにし、Ｖ相から各入力相へ電流を流す片方向スイッチ１４、２４、３４をオン状態にする。
【００９９】
図１０では、出力相の最大電圧が入力相の最大電圧よりも高い第１期間および出力相の最小電圧が入力相の最小電圧よりも低い第２期間が、それぞれある一つの出力相電圧が出力相電圧の中で最大である期間およびある一つの出力相電圧が出力相電圧の中で最小である期間の一部の期間である例を示した。一方、図１１に示すように、全期間になる場合でも制御部５Ａによって同様に制御される。図１１は、電力変換装置１Ｂのスイッチ制御例を示す図であり、図１０とは入力相電圧と出力相電圧との関係が異なり、入力相電圧の最大値は、出力相電圧の最大値の√３／２倍よりも小さくなっている。
【０１００】
このように、第１期間および第２期間において片方向スイッチがオン状態に制御されることで、第１期間と第２期間との重複期間において、電力変換部２のスイッチング部１０、２０、３０によってスナバ回路を形成することができる。
【０１０１】
例えば、図１０に示す区間Ｃでは、上述のように片方向スイッチ１１、２１、３１がオン状態にされ、片方向スイッチ１６、２６、３６がオン状態にされる。オン状態にされた片方向スイッチのスイッチング素子は、ダイオードと等価の動作をする。
【０１０２】
図１２は、このとき電力変換装置１Ｂに形成される回路の構成例の説明図である。上述のように、図１０に示す区間Ｃでは、オン状態にされた片方向スイッチ１１、２１、３１、１６、２６、３６はダイオードに置き換えることができ、図１の回路は、図１２に示す回路と見なすことができる。なお、図１２では、片方向スイッチ１１〜１６、２１〜２６、３１〜３６に逆阻止形ＩＧＢＴを用いた例を示している。
【０１０３】
図１２に示す回路では、オン状態にされた片方向スイッチ１１、２１、３１、１６、２６、３６によって図１３に示すスナバ回路が形成される。図１３は、電力変換装置１Ｂに形成されるスナバ回路の構成例の説明図である。
【０１０４】
図１３に示すスナバ回路は、出力相側のコンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｃと、オン状態にされた片方向スイッチ１１、２１、３１、１６、２６、３６とによって構成される。直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８は、オン状態にされてダイオードと等価となった片方向スイッチ１１、２１、３１、１６、２６、３６を介して出力相側のコンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｃに接続される。そして、ＶＣＲ＞ＶＯＵＴＰ＞ＶＩＮＰの関係が成り立つ場合、直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８の残留エネルギーは出力相側のコンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｃへ放出される。
【０１０５】
これにより、直流インダクタ１７、１８、２７、２８、３７、３８の残留エネルギーは負荷の電力となり、過渡電圧抑制回路４７での消費が抑えられる。そのため、上述のようなスイッチ制御を行わない場合に比べ、電力変換効率を向上させることができる。
【０１０６】
このように、図１０に示す区間Ｃでは、図１に示すスナバ回路４０と、図１３に示すスナバ回路とが並列に配置されることになり、サージ電力の一部が出力相側へ放出され、電力変換効率が向上する。なお、第１期間と第２期間との重複期間であれば他の区間でも同様にスナバ回路が形成される。
【０１０７】
また、図１０に示す区間Ｂ、Ｄ、Ｆ、Ｈ、Ｊ、Ｌにおいても、ＶＣＲ＞ＶＯＵＴＰ＞ＶＩＮＰの関係が成り立つ場合、制御部５Ａは、上述したスナバ回路を構成する片方向スイッチのオン状態を継続することもできる。これにより、全区間で、スナバ回路が形成されることになり、電力変換効率を向上させることができる。
【０１０８】
なお、上述の例では、入力相電圧検出部６によって検出された入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを用いたが、入力相電圧指令が生成される場合には、かかる入力相電圧指令により入力相の最小電圧や最大電圧を判定してもよい。同様に、出力相電圧検出部７によって検出された出力電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いたが、出力相電圧指令が生成される場合には、かかる出力相電圧指令により出力相の最小電圧や最大電圧を判定してもよい。このようにすることで、入力相電圧検出部６または出力相電圧検出部７を削除することができる。
【０１０９】
また、図１０に示す例では、出力相電圧と入力相電圧が一致する条件で第１期間および第２期間を設定しているが、第１期間および第２期間の設定方法はこれに限定されるものではない。例えば、出力相の最大電圧が入力相の最大電圧よりも所定値以上高い期間を第１期間とし、出力相の最小電圧が入力相の最小電圧よりも所定値以上低い期間を第２期間としてもよい。このようにすることで、電圧検出誤差による短絡防止を図ることができ、また、残留エネルギーの回収速度を早くすることができる。
【０１１０】
なお、第３の実施形態では、第１の実施形態に係る電力変換装置１に対して、上述のスイッチ制御を行うようにしたが、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａに対して、上述のスイッチ制御を行うようにすることもできる。
【０１１１】
また、第１の実施形態から第３の実施形態において、２つのインダクタ素子ＤＣＬ１、ＤＣＬ２を設ける実施形態を示したが、本発明はこれらの実施形態に限定されない。例えばインダクタ素子は一つでもよい。この場合、インダクタ素子ＤＣＬ１かインダクタ素子ＤＣＬ２のいずれか一方を備えればよい。
【０１１２】
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
【符号の説明】
【０１１３】
１、１Ａ、１Ｂ  電力変換装置
２、２Ａ  電力変換部
３  第１のフィルタ部
４  第２のフィルタ部
５、５Ａ  制御部
６  入力相電圧検出部
７  出力相電圧検出部
１１〜１６、２１〜２６、３１〜３６  片方向スイッチ
１７、１８、２７、２８、３７、３８  直流インダクタ
１９、２９、３９  スイッチ群
５２  電流指令発生器
５３  第１のパルス発生器
５４  第２のパルス発生器
５５  駆動信号分配器
【図１】
0005533945.tif 000005
【図２】
0005533945.tif 000006
【図３】
0005533945.tif 000007
【図４】
0005533945.tif 000008
【図５】
0005533945.tif 000009
【図６Ａ】
0005533945.tif 000010
【図６Ｂ】
0005533945.tif 000011
【図７】
0005533945.tif 000012
【図８】
0005533945.tif 000013
【図９】
0005533945.tif 000014
【図１０】
0005533945.tif 000015
【図１１】
0005533945.tif 000016
【図１２】
0005533945.tif 000017
【図１３】
0005533945.tif 000018