(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
− 指数ｎ（ｎは１とＮとの間であり、Ｎは１より大きい整数）の送信アンテナを備える放送局と、
− 指数ｋ（ｋは１とＫとの間であり、Ｋは１より大きい整数）の受信機であって、それぞれが少なくとも１つの受信アンテナを備える受信機と
の間の通信チャネルを介してデジタルデータを送信するための方法であって、
通信チャネル上でデジタルデータを転送するために周波数ｆ０ の信号搬送が使用され、デジタルデータｓｋ のＫ個のストリームを放送局から並列に転送するように適合された指数ｍ（ｍは１とＭとの間であり、Ｍは１より大きい整数）の副搬送波が使用され、デジタルデータｓｋ の各ストリームは指数ｋの各受信機を対象としており、
前記方法は、
(a1) デジタルデータｓｋ のＫ個のストリームのそれぞれが、シンボルのＭ個の並列ストリームｓｋ（ｍ） に変換され、それぞれの並列ストリームは、指数ｍの副搬送波を対象としているステップと、
(b1) Ｎ．Ｍ複素シンボルｔｎ（ｍ） が、Ｋ．Ｍシンボルｓｋ（ｍ） から、
【数１】
0005456169.tif 000055
によって計算され、
上式で、
＊は複素共役を示し、
Ｈｋ，ｎ（ｍ） は、副搬送波ｍの対応する周波数における送信アンテナｎと受信アンテナｋとの間の通信チャネルの伝達関数を推定する複素数値であり、
αｋ は、飽和状態をもたらすような大きすぎる値の複素シンボルｔｎ（ｍ） の取得を回避するように適合された規格化係数であるステップと、
(c1) Ｎ個の伝達信号ｖｎ（ｔ） を生成するために複素シンボルｔｎ（ｍ） のＮ個のマルチキャリア変調が実行され（ｍは１とＭとの間であり）、各伝達信号ｖｎ（ｔ） は送信アンテナｎを対象としており、全てのマルチキャリア変調は相互に同期しているステップと、
(d1) 通信チャネル内の各伝達信号ｖｎ（ｔ） は、送信局の送信アンテナｎによって送信されるステップと
を備える方法。
【請求項２】
前記複素シンボルtn(m)(mは1とMとの間)の前記マルチキャリア変調が、
(a2)変換された複素シンボルun(m)を生成するために、un(m)=IFFT(tn(m))によって前記複素シンボルtn(m)の逆高速フーリエ変換(IFFT)が計算され、上式でmは1とMとの間であるステップと、
(b2)これらの変換された複素シンボルun(m)の、シンボルの直列ストリームへの時間的直列化が実行されるステップと、
(c2)
【数２】
0005456169.tif 000056
によって送信アンテナnごとに変調信号un,m(t)を生成するために、この直列ストリームの同期変調が周波数f0の信号搬送波で実行され、
上式で、
【数３】
0005456169.tif 000057
は実数部であり、
iは
【数４】
0005456169.tif 000058
によって定義された複素数であり、tは時間であるステップと、
(d2)
【数５】
0005456169.tif 000059
によって、それぞれの変調信号un,m(t)がフィルタリングされて、送信アンテナごとに伝送信号vn(t)が生成され、上式でh(t)は送信フィルタのインパルス応答であるステップとによって行われる、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
変換された複素シンボルun(m)を生成するために、前記複素シンボルtn(m)の前記逆高速フーリエ変換(IFFT)が、
【数６】
0005456169.tif 000060
によって計算される、請求項2に記載の方法。
【請求項４】
前記規格化係数αがあらかじめ定められた定数である、請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記規格化係数αkが、前記シンボルsk(m)の値および前記通信チャネルHk,n(m)の前記伝達関数の値から計算された値である、請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記規格化係数αkが
【数７】
0005456169.tif 000061
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>は前記シンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>は前記シンボルの分散である、請求項5に記載の方法。
【請求項７】
前記規格化係数αkが
【数８】
0005456169.tif 000062
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>は前記シンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項5に記載の方法。
【請求項８】
前記規格化係数αkが
【数９】
0005456169.tif 000063
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは前記受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>は前記シンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項5に記載の方法。
【請求項９】
それぞれの複素数値Hk,n(m)が前記副搬送波mの前記対応する周波数で前記送信アンテナnと前記受信アンテナkとの間の前記通信チャネルの転送の位相だけを推定する値である、請求項1から8のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１０】
前記規格化係数αkが
【数１０】
0005456169.tif 000064
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>は前記シンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項9に記載の方法。
【請求項１１】
前記規格化係数αkが
【数１１】
0005456169.tif 000065
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>は前記シンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項9に記載の方法。
【請求項１２】
前記規格化係数αkが
【数１２】
0005456169.tif 000066
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは前記受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>は前記シンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>は前記シンボルの前記分散である、請求項9に記載の方法。
【請求項１３】
-請求項1から8のいずれか一項に記載の方法を実装して、指数n(nは1とNとの間であり、Nは１より大きい整数)のN個の伝送信号vn(t)を、指数k(kは1とKとの間であり、Kは１より大きい整数)のK個のデジタルデータのストリームskから生成するように適合された計算手段と、
-通信チャネル上でそれぞれの伝送信号vn(t)を送信するように適合された送信アンテナとを備える、送信局。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信チャネル上でデジタルデータを送信するための方法に関する。
【０００２】
本発明は、具体的には、指数n(nは1とNとの間であり、Nは1以上の整数)の送信アンテナを備える送信局と、少なくとも1つの、指数k(kは1とKとの間であり、Kは1以上の整数)の受信機であって、それぞれが少なくとも1つの受信アンテナを備える受信機との間の通信チャネル上でデジタルデータを送信するための方法であって、通信チャネル上でデジタルデータを転送するために、周波数f0の信号搬送波が使用され、K個のデジタルデータのストリームskを送信局から並列に転送するように適合された、指数m(mは1とMとの間であり、Mは1以上の整数)の副搬送波が使用され、デジタルデータskのそれぞれのストリームが指数kのそれぞれの受信機を対象としている方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
通信チャネルにおいて、送信された信号は異なる多数のパスを同時に辿り、反射しやすい。それぞれの受信アンテナは、送信局とそれぞれの受信機との間のこの多数のパスに対応する多数の信号の重畳である信号を受信するので、受信機アンテナの特定の位置では、受信機によって受信された信号が互いに干渉しあるいは相殺する場合もある干渉現象が発生する。
【０００４】
通信チャネル上でデータを転送するためにデジタルデータを周波数副搬送波に多重化することで構成されるOFDM(直交周波数分割多重)などの、マルチキャリア変調を使用する送信方法が知られている。これらの副搬送波は周波数間隔があいており、干渉を減らすために相互に直交している。
【０００５】
単一の搬送波変調方法と同じスループットでは、信号はより長い時間を有し、通信チャネル内のエコーは影響が少なく、それは連続するシンボル間のシンボル間干渉(ISI)がより少ないことを意味する。
【０００６】
このようなマルチキャリア方法は非常に便利だが、干渉問題を完全に解消するものではなく、たとえば送信された各シンボル間にガードスペース時間を追加することが一般的であり、より遅い帯域幅となることは避けられない。
【０００７】
しかし、帯域幅需要は絶えず増加しており、通信チャネル上のデジタルデータの時間間隔を減らす必要性があることを意味する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】FR-2 748 137号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の一目的は、これらの方法を改良して上述の不都合を克服することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
そのために、本発明の方法は以下のステップを含む。
(a1)それぞれのK個のデジタルデータのストリームskはシンボルのM個の並列ストリームsk(m)に変換され、それぞれの並列ストリームは指数mの副搬送波を対象としているステップと、
(b1)N.M複素シンボルtn(m)は、K.Mシンボルsk(m)から
【００１１】
【数１】
0005456169.tif 000002
【００１２】
によって計算され、
上式で、*は複素共役を示し、
Hk,n(m)は、副搬送波mの対応する周波数で送信アンテナnと受信アンテナkとの間の通信チャネルの伝達関数を推定する複素数値であり、
αkは、飽和状態をもたらすような大きすぎる値の複素シンボルtn(m)の取得を回避するように適合された規格化係数であるステップと、
(c1)N個の伝送信号vn(t)を生成するために複素シンボルtn(m)(mは1とMとの間)のN個のマルチキャリア変調が実行され、伝送信号vn(t)はそれぞれ送信アンテナn用であり、全てのマルチキャリア変調は相互に同期しているステップと、
(d1)通信チャネル内の伝送信号vn(t)が、それぞれ送信局の送信アンテナnによって送信されるステップ。
【００１３】
これらの手段により、特にステップ(b1)の処理で、本発明の方法は少なくとも以下の利点を提供する。
-第1に、送信アンテナによって送信された信号が到着し、それらの信号は通信チャネル内に多数のパスがあるにもかかわらずそれぞれの受信アンテナで同相である。これによって、受信アンテナで受信した信号内のエコーが減衰し、ISIがさらに減少する。
-第2に、送信アンテナによって送信された信号が受信アンテナ上で空間的に集中する。それぞれの受信機は、その受信機を対象とする信号以外はほとんど何も受信せず、異なる受信機との通信はある程度相互に分離されるので、送信のセキュリティが改良される。
【００１４】
さらに、ステップ(b1)は通信チャネル上で送信されるべき時間信号sk(t)とインパルス応答hk,n(t)の時間反転との間の重畳積分を概算する方法であり、Hk,n(m)は指数mのそれぞれの副搬送波の周波数でインパルス応答hk,n(t)の振幅と位相を推定する複素数値である。この通信技法について、読者は特許FR-2 748 137号を参照できる。情報は周波数領域内にあるので、多重化された副搬送波を使用することによって、この先行技術文献の時間計算をより低い計算コストで実現でき、ISIがさらに減少するのでOFDMマルチキャリア技法を大幅に改良する。したがって、これらの2つの技法が好都合に結合される。
【００１５】
本発明によるデジタルデータを送信するための方法の様々な実施形態では、以下の手段のうちの1つまたは複数をさらに使用できる。
-複素シンボルtn(m)(mは1とMとの間)のマルチキャリア変調が以下のステップによって行われる。
(a2)変換された複素シンボルun(m)を生成するために、un(m)=IFFT(tn(m))によって複素シンボルtn(m)の逆高速フーリエ変換(IFFT)が式un(m)=IFFT(tn(m))で計算され、上式でmは1とMとの間であるステップと、
(b2)これらの変換された複素シンボルun(m)の、シンボルの直列ストリームへの時間的直列化が実行されるステップと、
(c2)
【００１６】
【数２】
0005456169.tif 000003
【００１７】
によって送信アンテナnごとに変調信号un,m(t)を生成するために、この直列ストリームの同期変調が周波数f0の信号搬送波で実行され、
上式で、
【００１８】
【数３】
0005456169.tif 000004
【００１９】
は実数部であり、
iは
【００２０】
【数４】
0005456169.tif 000005
【００２１】
によって定義された複素数であり、tは時間であるステップと、
(d2)
【００２２】
【数５】
0005456169.tif 000006
【００２３】
によって、それぞれの変調信号un,m(t)がフィルタリングされて、送信アンテナごとに伝送信号vn(t)が生成され、
上式で、h(t)は送信フィルタのインパルス応答であり、
-変換された複素シンボルun(m)を生成するために、複素シンボルtn(m)の逆高速フーリエ変換(IFFT)が、
【００２４】
【数６】
0005456169.tif 000007
【００２５】
によって計算され、
-規格化係数αkはあらかじめ定められた定数αであり、
-規格化係数αkは、シンボルsk(m)の値、および通信チャネルの伝達関数の値Hk,n(m)から計算された値であり、
-規格化係数αkは、
【００２６】
【数７】
0005456169.tif 000008
【００２７】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
【００２８】
【数８】
0005456169.tif 000009
【００２９】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
【００３０】
【数９】
0005456169.tif 000010
【００３１】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-それぞれの複素数値Hk,n(m)は、副搬送波mの対応する周波数で送信アンテナnと受信アンテナkとの間の通信チャネルの転送の位相だけを推定する値であり、
-規格化係数αkは
【００３２】
【数１０】
0005456169.tif 000011
【００３３】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
【００３４】
【数１１】
0005456169.tif 000012
【００３５】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であり、
-規格化係数αkは
【００３６】
【数１２】
0005456169.tif 000013
【００３７】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散であるステップ。
【００３８】
本発明は、
-上述の方法を実装して、指数n(nは1とNとの間であり、Nは1以上の整数)のN個の伝送信号vn(t)を、指数k(kは1とKとの間であり、Kは1以上の整数)のK個のデジタルデータのストリームskから生成する計算手段と、
-通信チャネル上でそれぞれの伝送信号vn(t)を送信するように適合された送信アンテナとを備える送信局にも関する。
【００３９】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して、非限定的な例として提供される本発明の実施形態のうちの1つの以下の記述を読めば明らかになるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】従来技術の送信方法および装置を示す図である。
【図２】従来技術の受信方法および装置を示す図である。
【図３】本発明の送信方法および装置を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
図1は、OFDM技術を使用してデジタルデータを送信するための装置10の一般原理を示している。
【００４２】
OFDMは、特にデジタルオーディオブロードキャスティング(DAB)およびデジタルビデオブロードキャスティング(DVB)、有線ネットワーク(DSL)、無線ネットワーク(WIFI)、ならびにセルラー電話通信ネットワーク(UMTS)で使用される。
【００４３】
送信装置10で、文字sは通信チャネル上で直列に送信されるデジタルデータを示す。これらのデジタルデータsは、たとえば2進情報である。
【００４４】
デマルチプレクサ11は直並列変換を実行して、指数jの時に、このデジタルデータsの直列ストリームを、M個のシンボルsj(m)の並列ストリーム(sj(1)、sj(2)からsj(M)で表される)に変換する。これらのM個のシンボルsj(m)の並列ストリームは、デジタルデータsの直列ストリームよりもM倍遅い送信時間レートを有する。それぞれのシンボルsj(m)の並列ストリームは、帯域幅の指数mの副搬送波を介して送信されることが意図される。指数jの時に、コンポーネントsj(m)(mは1とMとの間)のベクトルsjはOFDMシンボルと呼ばれる。その時間は時間Tsであり、直列ストリームs内のデジタルデータアイテムの時間はTs/Mである。
【００４５】
逆高速フーリエ変換(IFFT)は、これらのシンボルsj(m)を変換されたシンボルuj(m)(uj(1)、uj(2)からuj(M)で表される)に変換する。特に、
【００４６】
【数１３】
0005456169.tif 000014
【００４７】
であり、上式でiは
【００４８】
【数１４】
0005456169.tif 000015
【００４９】
によって定義された複素数であり、
jはOFDMシンボルが送信される間の時間間隔に対応する指数であり、
mは副搬送波に対応する指数である。
【００５０】
マルチプレクサ13は並直列変換を実行し、M個の変換されたシンボルuj(m)の並列ストリームを、同じ変換されたシンボルの単一の直列ストリームuj,mに変換する。
【００５１】
直交変調器などの変調器14は、周波数f0で信号搬送波を変調して、変換されたシンボルの直列ストリームujから時間とともに連続的に変調信号uj,m(t)を生成する。複素数デジタルデータであり、直交変調を使用する場合、
【００５２】
【数１５】
0005456169.tif 000016
【００５３】
を取得し、
上式で、
【００５４】
【数１６】
0005456169.tif 000017
【００５５】
および、
【００５６】
【数１７】
0005456169.tif 000018
【００５７】
はそれぞれ実数部および虚数部であり、
cos()およびsin()はそれぞれコサイン関数およびサイン関数であり、
tは時間である。
【００５８】
次に、送信フィルタ15は、この変調信号uj,m(t)をフィルタリングされた信号vj,m(t)に変換し、
【００５９】
【数１８】
0005456169.tif 000019
【００６０】
をもたらす。
上式で、h(t)は送信フィルタ15のインパルス応答であり、
TsはOFDMシンボルの時間間隔であり、OFDMシンボルレートを意味する。
【００６１】
送信フィルタは、時間Ts/Mのシンプルな矩形波でもよく、好都合なことに、伝送信号の増幅を適用し周波数帯域幅を制限するように適合された、周波数ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタによる畳み込まれた波形でもよい。
【００６２】
伝送信号v(t)は、全てのOFDMシンボル指数j、および全ての副搬送波指数mについてのフィルタリングされた信号vj,m(t)に対応し、
【００６３】
【数１９】
0005456169.tif 000020
【００６４】
を意味する。
【００６５】
OFDMシンボルの逆高速フーリエ変換の計算と伝送信号v(t)の形成との間のステップを、マルチキャリア変調と呼ぶことができる。OFDMシンボルの逆高速フーリエ変換の計算は、極めて良い同期を必要とする副搬送波mの周波数でのM個の変調器の使用を回避する。したがって、逆高速フーリエ変換でマルチキャリア変調が行われ、周波数f0で信号搬送波を使用する変調器は1つだけである。
【００６６】
次いで、この伝送信号v(t)が通信チャネル上で送信アンテナ16によって送信されるように適合される。
【００６７】
このような処理によって、それぞれのシンボルsj(m)が周波数f0の搬送波の指数mの副搬送波を介して変調されるので、マルチキャリア変調のデジタル等価を実行できるようになる。
【００６８】
図2は、この同じOFDM技術を使用するデジタルデータ受信装置20の一般原理を示している。
【００６９】
受信装置20で、受信アンテナ26は、通信チャネル上で送信された信号を受信して、連続信号w(t)を提供する。
【００７０】
受信フィルタ25および復調器24は、デジタルデータの直列ストリームxを送る。
【００７１】
次いで、このデジタルデータの直列ストリームxは、デマルチプレクサ23によって直並列変換を受け、M個のシンボルxj(m)の並列ストリーム(xj(1)、xj(2)からxj(M)で表される)を供給する。時間間隔jについて、コンポーネントxj(m)(mは1とMとの間)のベクトルxjは受信OFDMシンボルと呼ばれる。
【００７２】
高速フーリエ変換22は、M個のシンボルyj(m)のストリーム(yj(1)、yj(2)からyj(M)で表される)を供給する。
【００７３】
【数２０】
0005456169.tif 000021
【００７４】
次いで、マルチプレクサ21による並直列変換によって受信デジタルデータyが供給される。したがって、受信装置20についてのこの図は送信装置10についての図と対称を成す図である。
【００７５】
受信デジタルデータyは、該当の周波数で通信チャネルの伝達関数の複素数値に対応する複素係数を乗じた送信デジタルデータsと等しい。これらの複素数値を決定するために、チャネル推定についての多くの知られている技法を使用できる。
【００７６】
送信装置10は、2進符号化ステップおよび/またはエラー訂正符号化ステップによってアップストリームに補完され得る。2進符号化には、m状態(m-state)位相変調符号化(PMmで表される)、または直交振幅変調符号化(QAMmで表される)などの、多くの知られている方法がある。エラー訂正符号化には多くの知られている方法があり、通信チャネルにおける送信エラーを検出および/または訂正するために送信されるデータに冗長データが追加される。
【００７７】
反対に、受信装置20は2進復号化ステップおよび/またはエラー訂正復号化ステップによってダウンストリームに補完され得る。
【００７８】
また、複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナを備えるMIMO(多入力多出力)装置とともに使用することによって、OFDM技術を使用するこのような送信方法をより一般的に適用できる。このようなシステムでは、一般的に目的は送信局と複数の受信アンテナを有する受信機との間の通信スループットを増加することである。
【００７９】
このOFDM技術を使用して、異なる副搬送波上の通信チャネル内で信号が並列に送信される。これにより通信チャネル上のエコーに関連するノイズが減少し、連続するシンボル間のシンボル間干渉(ISI)がほとんどなくなる。
【００８０】
図3は、図1における図と類似する要素を使用する、本発明による送信局30の実施形態を示している。
【００８１】
送信局30は指数k(kは1とKとの間)の複数のデジタルデータ入力を備え、それぞれが同じ指数の特定の受信機を対象とする別々のデジタルデータskのストリームを形成する。したがって、別個のデジタルデータをK個の受信機に送信するように適合された単一の送信局30があることになる。これらのK個の受信機は領域内の異なる場所に位置する。そのため送信局30と受信機との間の通信チャネルは、前記送信局と指数kのそれぞれの受信機との間に異なる伝達関数を有する。
【００８２】
それぞれのデジタルデータストリームskはデマルチプレクサ311、312から31Kにデータを提供し、それらのデマルチプレクサがそれぞれのシンボルskのストリームをM個のデジタルデータsk(m)の並列ストリームに変換する。たとえば、デジタルデータの第1ストリームs1について、デマルチプレクサ311はシンボルの並列ストリームs1(m)(s1(1)からs1(M)で表される)を生成する。
【００８３】
図3では、図1および2で使用した表現と比較して図を簡単にするために、2重線の矢印はM個の並列ストリームを表す。
【００８４】
さらに、これらの変換ステップは上述の方法のように時間間隔jで実行されるが、式を明確にするためにj指数は省略される。
【００８５】
次いで、計算ユニット36が、以下の式を使用してシンボルsk(m)のK.M並列ストリームを複素シンボルtn(m)(nは1とNとの間の指数)のN.M並列ストリームに変換する。
【００８６】
【数２１】
0005456169.tif 000022
【００８７】
上式で、*は複素共役を表し、
Nは送信局30の送信アンテナの数を表し、
Hk,n(m)は、指数mの副搬送波に対応する周波数で指数nの送信アンテナと指数kの受信アンテナとの間の通信チャネル転送を推定する複素数値であり、
αkは規格化係数である。
【００８８】
以下で、この規格化係数の計算をさらに説明する。
【００８９】
この計算において、送信アンテナの数が受信アンテナの数よりも大きいことを意味するN>Kを有することが好都合であることが分かるだろう。
【００９０】
計算ユニット36は特定のタイプのデジタルデータの事前等化を実行する。以下で、送信局30におけるこの計算の効果をさらに説明する。
【００９１】
複素シンボルtn(m)をN個のベクトルtnにまとめることができ、上述のようにそれぞれがOFDMシンボルに対応する。次いで、このOFDMシンボルも同じ方法で処理される。
【００９２】
N個の逆高速フーリエ変換321から32Nは、(1)におけるタイプのN個の式を使用することによって、複素シンボルtn(m)のN.M並列ストリームを変換された複素シンボルun(m)のN.M並列ストリームに変換し、その式は以下のように書き直すことができる。
【００９３】
【数２２】
0005456169.tif 000023
【００９４】
次いで、N個のマルチプレクサ331から33Nは、これらの変換された複素シンボルun(m)のN.M並列ストリームを変換された複素シンボルun,mのN個の直列ストリームに変換し、次いでそれらは変調信号un,m(t)を生成するために変調器341から34Nによって搬送波の周波数f0に同調して変調される。たとえば直交変調については以下のように書くことができる。
【００９５】
【数２３】
0005456169.tif 000024
【００９６】
次いで、これらの変調信号un,m(t)はフィルタリングされた信号vn,m(t)を生成するためにフィルタ351から35Nによってフィルタリングされる。
【００９７】
【数２４】
0005456169.tif 000025
【００９８】
次いで、送信アンテナ361から36Nごとの合計N個の伝送信号vn(t)を、j指数(OFDMシンボル)およびm指数(副搬送波)を介して2重和によって計算できる。
【００９９】
【数２５】
0005456169.tif 000026
【０１００】
あるいは、言い換えれば、
【０１０１】
【数２６】
0005456169.tif 000027
【０１０２】
である。
【０１０３】
次いで、それぞれの伝送信号vn(t)がN個の送信アンテナ361から36Nのうちの1つにデータを提供する。
【０１０４】
したがって、送信局30は計算ユニット36で第1の変換ステップを実行し、次いで周波数f0の信号搬送波上で全て同期したN個のマルチキャリア変調を並行に実行して、伝送信号vn(t)を生成する。
【０１０５】
送信局30で使用されるそれぞれの受信機は、図2で記述した受信装置20と実質的に同じである。
【０１０６】
それぞれの受信機は受信アンテナ26上で信号を受信して、アンテナkで、
【０１０７】
【数２７】
0005456169.tif 000028
【０１０８】
のタイプの受信機デジタルデータzkのストリームを生成するために変換する。上式で、cは逆高速フーリエ変換、変調、復調、およびフーリエ変換の推定上の線形変換を表す複素定数である。
【０１０９】
tn(m)を式(1)からの式と置換して合計を逆にすることによって、
【０１１０】
【数２８】
0005456169.tif 000029
【０１１１】
が得られる。たとえば、第1の受信機(k=1)の場合、上式は以下のように展開する。
【０１１２】
【数２９】
0005456169.tif 000030
【０１１３】
この合計では、第1項は非ゼロであり、それに続く項は小さく、Nが大きくなるにつれて小さくなる。したがって、
【０１１４】
【数３０】
0005456169.tif 000031
【０１１５】
と書くことができる。
【０１１６】
一般的に、
【０１１７】
【数３１】
0005456169.tif 000032
【０１１８】
を得ることができる。
【０１１９】
この式(12)は、アンテナkを対象とするデジタルデータskのそれぞれのストリームが、他のデジタルデータストリームからの干渉を有しない受信機データzkのストリームを提供するためにアンテナkに集中していることを意味する。
【０１２０】
式(5)の規格化係数αkはあらかじめ定められた定数でよい。
【０１２１】
第1の変形では、規格化係数αkは、指数mの副搬送波を介して送信局30によって送信された平均電力Πが受信機kとは無関係であり、値αを有するように計算される。
【０１２２】
平均電力Πは、Π=<tn(m).tn*(m)>と等しい。
【０１２３】
式(5)は以下のように書くことができる。
【０１２４】
【数３２】
0005456169.tif 000033
【０１２５】
【数３３】
0005456169.tif 000034
【０１２６】
であって、なぜなら、
【０１２７】
【数３４】
0005456169.tif 000035
【０１２８】
だからであり、上式で<>はシンボルの平均を示し、<s|(m)|2>はシンボルの分散であり、<s(m)>=0である。
【０１２９】
次いで、規格化係数のαの値は、
【０１３０】
【数３５】
0005456169.tif 000036
【０１３１】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
【０１３２】
第2の変形では、それぞれの受信アンテナk上で同一である受信信号振幅を取得するために規格化係数αkが計算される。
【０１３３】
次いで、それぞれの受信機kで受信されるシンボルは
【０１３４】
【数３６】
0005456169.tif 000037
【０１３５】
であり、そのエネルギーは
【０１３６】
【数３７】
0005456169.tif 000038
【０１３７】
である。
【０１３８】
全ての受信アンテナについて、全ての振幅が同じであることが望ましい。
【０１３９】
次いで、送信電力Πは、
【０１４０】
【数３８】
0005456169.tif 000039
【０１４１】
によって計算できる。
【０１４２】
次いで、式(5)の規格化係数αkは、
【０１４３】
【数３９】
0005456169.tif 000040
【０１４４】
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
【０１４５】
第3の変形で、規格化係数αkは、受信アンテナごとにあらかじめ定められた電力値を取得するために、上記の計算を一般化することによって計算される。
【０１４６】
次いで、それぞれの受信機kで受信されるシンボルは、
【０１４７】
【数４０】
0005456169.tif 000041
【０１４８】
であり、そのエネルギーは、
【０１４９】
【数４１】
0005456169.tif 000042
【０１５０】
である。
【０１５１】
次いで、送信電力Πは、
【０１５２】
【数４２】
0005456169.tif 000043
【０１５３】
によって計算できる。
【０１５４】
式(5)の規格化係数αkは
【０１５５】
【数４３】
0005456169.tif 000044
【０１５６】
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
【０１５７】
以下の変形では、N.M複素シンボルtn(m)を計算する際、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用される(係数は1と等しいと見なされる)。したがって、
【０１５８】
【数４４】
0005456169.tif 000045
【０１５９】
となる。
【０１６０】
第4の変形では、第1の変形と類似するが、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用され、規格化係数の値αが、
【０１６１】
【数４５】
0005456169.tif 000046
【０１６２】
によって計算され、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
【０１６３】
第5の変形では、第2の変形と類似するが、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用され、それぞれの受信機kで受信されるシンボルはユーザ間干渉を無視している間に受信され、それぞれの受信アンテナk間の干渉が
【０１６４】
【数４６】
0005456169.tif 000047
【０１６５】
を意味し、そのエネルギーは、
【０１６６】
【数４７】
0005456169.tif 000048
【０１６７】
である。
【０１６８】
全ての受信アンテナについて、全ての振幅が同じであることが望ましい。
【０１６９】
次いで、送信電力Πは、
【０１７０】
【数４８】
0005456169.tif 000049
【０１７１】
によって計算できる。
【０１７２】
次いで、式(5)の規格化係数αkは、
【０１７３】
【数４９】
0005456169.tif 000050
【０１７４】
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
【０１７５】
第6の変形では、第3の変形と類似するが、通信チャネルHk,n(m)の転送の位相だけが使用され、それぞれの受信機kで受信されるシンボルは、
【０１７６】
【数５０】
0005456169.tif 000051
【０１７７】
であり、そのエネルギーは、
【０１７８】
【数５１】
0005456169.tif 000052
【０１７９】
である。
【０１８０】
送信電力Πは、
【０１８１】
【数５２】
0005456169.tif 000053
【０１８２】
によって計算できる。
【０１８３】
次いで、式(5)の規格化係数αkは、
【０１８４】
【数５３】
0005456169.tif 000054
【０１８５】
によって計算でき、
上式で、Πはあらかじめ定められた平均送信電力であり、
βkは受信アンテナkによって受信されたあらかじめ定められた平均電力であり、
<>はシンボルの平均を示し、
<|s(m)|2>はシンボルの分散である。
【０１８６】
最後に、同じ原理を使用して本発明の受信局を実現できる。受信局は、それぞれが高速フーリエ変換を備える、OFDM復調器に先行する計算ユニットを備えることになる。
【符号の説明】
【０１８７】
10  送信装置
11  デマルチプレクサ
13  マルチプレクサ
14  変調器
15  送信フィルタ
16  送信アンテナ
20  受信装置
21  マルチプレクサ
22  高速フーリエ変換
23  デマルチプレクサ
24  復調器
25  受信フィルタ
26  受信アンテナ
【図１】
0005456169.tif 000067
【図２】
0005456169.tif 000068
【図３】
0005456169.tif 000069