(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線を非反射性リファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントであって、前記少なくとも１つの第１アレンジメントによって提供された放射線の周波数が経時変化するものと、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントと、
・前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線のうち少なくとも１つ、または、
・前記少なくとも１つの第３電磁放射線と少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つ、の少なくとも１つの間の位相差を追跡するように明確に構成された少なくとも１つの第３アレンジメントと、を備える装置。
【請求項２】
前記少なくとも１つの第３放射線がサンプルから戻された放射線であり、前記少なくとも１つの第４放射線がリファレンスから戻された放射線である、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
更に、前記少なくとも１つの第１電磁放射線、少なくとも１つの第２電磁放射線、少なくとも１つの第３電磁放射線又は少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つの周波数をシフトするように構成され、さらに、前記干渉のマイナス周波数成分を少なくとも部分的に減縮し，区分し，または，無くすように構成された少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
更に、検出された干渉に基づいて画像を生成する少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
更に、走査データ生成のためにサンプルの横方向位置を走査し、その走査データを画像生成のために前記第３アレンジメントに提供するプローブを備える、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記走査データが、サンプル上の多重横方向位置で得られた干渉検出データを含む、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、少なくとも１つの光検出器と、前記少なくとも１つの光検出器の後に続く少なくとも１つの電気アナログフィルタを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、少なくとも１つの光検出器と、前記少なくとも１つの光検出器の後に続く少なくとも１つの電気アナログフィルタを備える、請求項３に記載の装置。
【請求項９】
前記少なくとも１つの電気アナログフィルタが、前記周波数シフトアレンジメントによる周波数シフトの大きさとほぼ同じ中心周波数を持つ帯域フィルタである、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
前記少なくとも１つの電気アナログフィルタの透過プロファイルがほぼその通過帯域全体にわたって変化する、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記プローブが回転接合器と光ファイバーカテーテルを備える、請求項５に記載の装置。
【請求項１２】
前記カテーテルが毎秒３０回転より高い速度で回転する、請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
更に、前記電磁放射線の偏光を時間について変調するように構成された少なくとも１つの偏光変調器を備える、請求項１に記載の装置。
【請求項１４】
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つの偏光状態を検出できる、請求項１３に記載の装置。
【請求項１５】
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、前記少なくとも１つの第３放射線に関連した自己相関を除去するように構成された少なくとも１つのデュアルバランスレシーバを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項１６】
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項１７】
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、前記少なくとも１つの第３放射線に関連した自己相関を除去するように構成された少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバ及びデュアルバランスレシーバを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項１８】
更に、前記少なくとも１つの第１アレンジメントが特定の放射に基づいて第１電磁放射線と第２電磁放射線を提供するとき、該少なくとも１つの第１アレンジメントに提供される前記特定の放射を放出するアレンジメントを備え、
前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つは、平均周波数が毎ミリ秒１００テラヘルツより大きい同調速度でほぼ連続的に経時変化するスペクトルを有する、請求項１に記載の装置。
【請求項１９】
少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線を非反射性リファレンスに提供し、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つの周波数が経時変化するステップ、及び、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出するステップ、および、
・前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線のうち少なくとも１つ、または、
・前記少なくとも１つの第３電磁放射線と少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つ、の少なくとも１つの間の位相差を追跡するステップを備える方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［関連出願の相互参照］
本出願は、２００３年１０月２３日出願の米国仮出願第６０／５１４７６９号からの優先権を主張し、その開示内容全体をここに参考として組み入れる。
【０００２】
本発明は、一般に光学撮像、詳記するならば、周波数ドメイン干渉測定を利用して光学撮像を実行する方法および装置に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
先行技術において知られている通り、光干渉測定による反射率計測は、ミクロ組織の光学的性質、例えば反射、吸収、散乱、減衰、複屈折、分光分析などを可視化すべく、非侵襲性かつ高解像度（〜１０μm）の横断面撮像を実行するための有力な道具である。先行技術において知られている干渉測定撮像技術は多数ある。これらの技術は、一般に２つのカテゴリの大別できる。（ｉ）時間ドメイン技術、及び、（ii）周波数ドメイン技術である。
【０００４】
時間ドメイン技術のひとつが低コヒーレンス干渉測定（“ＬＣＩ”）である。この技術は、リファレンスアーム長さを変え、干渉信号を検出器で捕らえる走査システムを使用する。次に、コヒーレント光源の相互相関関数の包絡線を得るためにフリンジパターンを復調する。光コヒーレントトモグラフィ（“ＯＣＴ”）は、ＬＣＩを利用して二次元又は三次元の画像を得るための技術である。ＯＣＴは、Ｓｗａｎｓｏｎ他に付与された米国特許第５３２１５０１号の中で述べられている。ＯＣＴ技術の多様なバリエーションが述べられているが、多くは、最適な信号／ノイズ比（“ＳＮＲ”）に達しておらず、その結果、最適解像に至らない、撮像フレームレートが低い、浸透深さが乏しいという欠点を有する。例えば眼に使用する場合は、熱損傷が起こる前に数ミリワットのパワーしか許容されない。それゆえ、パワーを増強することは、このような環境の中でＳＮ比を高める上で実際的でない。やはり、相当のパワー増大を要求することなく優れたＳＮ比を持つ撮像法を手にするのが望ましいと思われる。
【０００５】
不十分なＳＮ比でも、モーションアーティファクトを回避し、例えば生体内血管撮像のために使用可能な短い測定時間ウィンドウを克服する上で重要な高いフレームレートでＯＣＴ技術が使用されるのを防ぐことはできる。そのため、ＳＮ比と撮像速度（例えばフレームレート）を改善する道が望まれる。
【０００６】
スペクトル干渉測定、又はスペクトルレーダ測定が、周波数ドメイン撮像技術のひとつである。スペクトルレーダ測定では、サンプル光とリファレンスアーム光の相互スペクトル密度の実部を分光計で測定する。相互スペクトル密度変調に基づいて深さプロファイル情報をコード化することができる。
【０００７】
ＬＣＩ及びＯＣＴのＳＮ比を高めるためにスペクトルレーダコンセプトを利用することについては、以前に述べられている。この技術は、ミリメートルのオーダーの走査範囲に及ぶ多数のピクセル（１０００程度）を持つ電荷結合素子（“ＣＣＤ”）を使用する。ＣＣＤデバイスの高速読み出しが高速撮像を可能にする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、ＣＣＤデバイスの使用に伴う不利な点が多数ある。第一に、ＣＣＤデバイスは、単一体の受光素子と比べて相対的に高価である。第二に、以前に述べられた方法は、データを収集するのに単一のＣＣＤを使用する。電荷蓄積容量には限りがあるので、リファレンスアームパワーをサンプルアームパワーとほぼ同じレベル、サンプルアーム光に自己相関ノイズを生じさせる程度のレベルに減じることが要求される。加えて、搬送波の発生がないので、1／fノイズがこのシステムにおけるノイズを支配する。第三に、従来のＣＣＤ技術の短い積分時間をもってしても、干渉計における位相不安定が、相互スペクトル密度変調のフリンジ可視度を下げる。この欠点が、この技術をモーションアーティファクトに対して無防備にする。
【０００９】
コヒーレント周波数変調方式の連続波反射率測定（ＣＦＭＣＷ）が、Ｓｗａｎｓｏｎ他に付与された米国特許第５９５６３５５号及び第６１６０８２６号で知られたもうひとつの周波数ドメイン技術で、そこに、この技術を使った光学撮像の方法及び装置が述べられている。そこで述べられた撮像法は、連続同調式単一周波数レーザを光源として使用することを基礎に置いている。同調波長範囲は、１００ミクロン未満の変動する解像度を達成するために数十ナノメートルであることが要求される。レーザの瞬時ライン幅は、１．０ｍｍのオーダーの検出範囲を確保するために約０．１ｎｍ未満でなければならない。同調速度は、高速（例えばビデオレート）の撮像のために１０ｋＨｚより高いのが望ましい。数十ナノメートルにわたってモードホップフリーの単一周波数同調が達成されるように外部キャビティタイプの半導体レーザを設計することはできるが、同調速度は、機械的安定性に対する要求が厳しいために１Ｈｚに満たなかった。この速度の困難を克服する道が望ましい。
【００１０】
よって、従来のＬＣＩ及びＯＣＴの光源の有用度と走査速度の欠点を克服するシステム及び方法を提供するのが望ましいと思われる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明によれば、少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線を非反射性リファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントであって、前記少なくとも１つの第１アレンジメントによって提供された放射線の周波数が経時変化するものと、前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントと、・前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線のうち少なくとも１つ、または、・前記少なくとも１つの第３電磁放射線と少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つ、の少なくとも１つの間の位相差を追跡するように明確に構成された少なくとも１つの第３アレンジメントと、を備える装置が提供される。
さらに、本発明によれば、少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線を非反射性リファレンスに提供し、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つの周波数が経時変化するステップ、及び、前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出するステップ、および、
・前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線のうち少なくとも１つ、または、・前記少なくとも１つの第３電磁放射線と少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つ、の少なくとも１つの間の位相差を追跡するステップを備える方法が提供される。
本発明の実施例によれば、光学周波数ドメイン撮像（“ＯＦＤＩ”）システムは、目下研究中のサンプルを含む干渉計に光結合させられる多重周波数モード（又は多重縦モード又は多重軸モード）の波長掃引レーザ源を備えることができる。このシステムは更に、サンプルから反射された光とリファレンス光の間の象限において干渉測定信号を作成すべく構成されたアレンジメント、及び、その干渉測定信号を受信すべく配置された検出器を備えることができる。
【００１２】
このような例示の特別なアレンジメントをもってすれば、従来システムのソースパワーと比べて相対的に低いソースパワーで動作でき、及び／又は、従来システムの収集レートと比べて相対的に高い収集レートで動作できるＯＦＤＩシステムを提供することが可能である。掃引源の使用は、結果的に、低減ショットノイズや、従来システムよりはるかに低いソースパワー、又は、従来システムよりはるかに高い収集レートを許す他の形のノイズを有する撮像システムをもたらす。これは、結果的にリアルタイムイメージングを可能にする高い検出感度につながり得る。このような高速の撮像は、モーションアーティファクトが継続的問題である胃腸、眼及び動脈の領域の撮像において開業医を補助できる。信号／ノイズ比を維持又は改善する一方、フレームレートを高めることにより、そのようなアーティファクトを最小化し、場合によっては無くすことができる。本発明の実施例によれば、ＯＦＤＩを使って大きい組織領域をスクリーニングすることも可能となり、臨床的に実行可能なスクリーニングプロトコルの利用が可能となり得る。
【００１３】
本発明の一実施例では、多重周波数モードの急速掃引出力を作るために光学帯域走査フィルタをレーザキャビティ内で使用し得る波長掃引レーザが提供できる。レーザキャビティ内で光学帯域走査フィルタを使用することにより、レーザスペクトルの同期同調のためにレーザキャビティ長を同調させる必要は無くなる。換言すれば、レーザの中心波長と同じレートでレーザの縦キャビティモードを同調させることは要求されなくなる。
【００１４】
本発明の別の実施例では、検出器は、干渉測定信号を受け入れ、干渉測定信号の中の相対強度ノイズを抑制すべく配置されたデュアルバランスレシーバであり得る。
【００１５】
本発明の一実施例による信号／ノイズ比（“ＳＮＲ”）に利得があることは、フーリエドメインにおける信号処理のパフォーマンスを介するＯＣＴのような時間ドメインアプローチの場合より有利である。ＳＮ比は、係数Ｎ(深さ範囲の空間解像度に対する比)の分だけ強化される。強化係数Ｎは、数百から数千に及ぶことがある。このＳＮ比の増大は、撮像を係数Ｎの分だけ高速化させ、あるいは代わりに、撮像を同じ速度ながらＮ倍分の低いソースパワーで実現できるようにする。結果として、本発明のこの実施例は、従来のＬＣＩ及びＯＣＴの２つの重大な欠点、すなわち、光源の有用度と走査速度の欠点を克服する。係数Ｎは１０００以上に及んでよく、現在実用化されているＯＣＴ技術とＬＣＩ技術より３桁分高いレベルのＯＦＤＩシステムの設計を可能にする。
【００１６】
ＳＮ比の利得が得られるのは、例えばショットノイズがホワイトノイズスペクトルを有するからである。検出器に周波数ω（又は波長λ）で存在する信号の強度は、周波数ωの信号にしか関与しないが、ショットノイズはあらゆる周波数で発生させられる。検出器当たりの光帯域幅を狭小化することにより、信号成分をそのまま留めながら、各周波数でのショットノイズの関与の度合いを減じることができる。
【００１７】
本発明の実施例によれば、光源の有用度と電流データ収集速度はＯＣＴと比べて改善される。ショットノイズは、量子化された電荷又は離散的な電荷に起因する電流の統計的変動に起因する。ショットノイズを減じることは、はるかに低いソースパワーとはるかに高いデータ収集レートを見込んでいる。電流データ収集レートは、ソースパワーの有用度と走査遅延に対する高速機構の有用度により制限を加えられる（毎秒４フレーム以下）。検出感度が係数８の分だけ上がれば、毎秒約３０フレームの速度でリアルタイム撮像が可能となろう。検出感度が係数１０００〜２０００程度だけ上がれば、はるかに低いソースパワーとはるかに大きい空間帯域幅を持つ光源の使用が見込まれ、直ぐに使えるこの光源の方が安価で製造でき、高解像度のＯＦＤＩ画像を作成できる。
【００１８】
ＯＦＤＩを眼に応用する場合、好ましくは、効率的な検出によって収集速度のかなりの増大が見込まれる。眼への応用における制限のひとつは、ＡＮＳＩ規格に従って目への進入を許されるパワーの大きさである（８３０ｎｍで約７００マイクロワット）。眼に応用したときの電流データ収集速度は毎秒約１００〜５００Ａラインである。本発明の効率的なパワー検出技術では、毎秒約１０００００ＡラインのオーダーのＡライン収集レート、又は、画像当たり約３０００Ａラインでのビデオレート撮像が見込まれよう。
【００１９】
本発明の目標のうち少なくとも幾つかを達成するために、本発明の一実施例による装置及び方法を提供する。特に、少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプル用に準備し、少なくとも１つの第２電磁放射線を非反射性リファレンス用に準備してよい。第１放射線及び／又は第２放射線の周波数は経時変化する。第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出する。あるいは代わりに、第１電磁放射線及び／又は第２電磁放射線は、経時変化するスペクトルを有する。スペクトルは、特定の時に多重周波数を含んでいてよい。加えて、第１偏光状態において第３放射線と第４放射線の間で干渉信号を検出することが可能である。更に、第１偏光状態と異なる第２偏光状態において第３放射線と第４放射線の間で更なる干渉信号を検出するのが好ましい。第１電磁放射線及び／又は第２電磁放射線は、その平均周波数が、毎ミリ秒１００テラヘルツより大きい同調速度でほぼ連続的に経時変化するスペクトルを有してよい。
【００２０】
本発明の一実施例では、第３放射線はサンプルから戻された放射線であってよく、少なくとも１つの第４放射線はリファレンスから戻された放射線であってよい。第１、第２、第３及び／又は第４の放射線の周波数はシフトしてよい。検出された干渉に基づいて画像を生成することができる。走査データ生成のためにサンプルの横方向位置を走査し、その走査データを画像生成のために第３アレンジメントに提供するプローブを使用してよい。少なくとも１つの光検出器と少なくとも１つの電気フィルタを使用してよく、この場合、光検出器の後に電気フィルタが続く配置であってよい。電気フィルタは、周波数シフトアレンジメントによる周波数シフトの大きさとほぼ同じ中心周波数を持つ帯域フィルタであってよい。電気フィルタの透過プロファイルは、ほぼその通過帯域全体にわたって変化し得る。プローブは、回転接合器と光ファイバーカテーテルを内蔵してよい。カテーテルは、毎秒３０回転より高い速度で回転できる。少なくとも１つの偏光変調器が設けてあってよい。
【００２１】
少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバを単独で、及び／又は、偏光ダイバーシティレシーバとデュアルバランスレシーバの両方を使用してよい。更に、
・第１電磁放射線と第２電磁放射線、及び／又は、
・第３電磁放射線と第４電磁放射線の間の位相差を追跡することが可能である。
【００２２】
本発明のなお別の実施例によれば、第１電磁放射線と第２電磁放射線が放出でき、そのうち少なくとも１つは、その平均周波数が、毎ミリ秒１００テラヘルツより大きい同調速度でほぼ連続的に経時変化するスペクトルを有する。
【００２３】
本発明の更なる一実施例によれば、少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントを含むような装置が設けてあってよい。この装置はまた、第１電磁放射線と第２電磁放射線の周波数をシフトさせるのに適した少なくとも１つの第２アレンジメント、及び、第１電磁放射線と第２電磁放射線を干渉させて干渉信号を生成する干渉計を含む。更に、この装置は、第１電磁放射線と第２電磁放射線の間の干渉を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントを含む。
【００２４】
更に、本発明の別の実施例によれば、少なくとも１つの組織構造及び組織組成と関連した特定データを求めるためのシステム、方式、ソフトウェアアレンジメント及び記憶媒体が設けられている。特に、サンプルから得られた少なくとも１つの第１電磁放射線と、リファレンスから得られた少なくとも１つの第２電磁放射線とから形成される干渉信号と関連した情報が受信される。第１電磁放射線及び／又は第２電磁放射線は、周波数シフトさせられる。情報は、サンプル化データを第１フォーマットで生成すべくサンプル化される。更に、サンプル化データは、第２フォーマットの特定データに変換される。ここで、第１フォーマットと第２フォーマットは互いに異なるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
本発明とその利点をより完璧に理解してもらうため、以下、これを添付図面に則して詳細に説明する。
【００２６】
図面全体を通して、別段の記述がない限り、図示された実施例の同様の機能、エレメント、コンポーネント又は部品を表すのに同じ参照番号及び参照記号を使用する。その上、本発明を図面に則して詳細に説明する一方、それを図解的な実施例と結び付けて説明する。
【実施例】
【００２７】
図１は、２×２スプリッタ１４の第１アーム１４ａに信号を提供する広帯域源１２を含む例示的な先行技術による時間ドメイン光コヒーレントトモグラフィ（“ＯＣＴ”）システム１０を示す。スプリッタは、これに提供された信号をポート１４ａで分割し、該信号の第１の部分をリファレンスアーム１６に結合したポート１４ｂで提供する。スプリッタ１４はまた、該信号の第２の部分をサンプルアーム１８に結合したポート１４ｃで提供する。
【００２８】
サンプルアーム１８は、サンプルボリューム１９で終わり、このサンプルボリュームの横方向走査を提供するアレンジメント２２がサンプルボリューム１９の手前のサンプルアーム１８に配置されている。リファレンスアーム１６は、軸方向走査を提供するアレンジメント２０で終わる。アレンジメント２０及び２２は、先行技術において一般に知られている通り動作する。
【００２９】
手段２０及びサンプルボリューム１９からそれぞれリファレンスアーム１６、サンプルアーム１８に沿って後方へ反射された信号は、スプリッタ１４のそれぞれのポート１４ｂ、１４ｃに戻され、一般に知られている通り軸方向走査データ２６を生成する検出器２４に結合させられる。米国特許第６３４１０３６号（その開示内容全体をここに参考として組み入れる）は、上で述べ、図１に示したのと同様のシステムについて述べている。
【００３０】
一般に、リファレンスアーム１６のパス長さ全体を走査すると、サンプルボリューム１９において３つの構造１９ａ、１９ｂ、１９ｃまでの距離に合致する位置に応じて干渉フリンジが周波数変調される。信号検出器２４は、この干渉フリンジを検出するのに使用される。フリンジパターンのエンベロープ検出により、組織反射率を所与の場所にマッピングする画像２６が構築される。
【００３１】
以下で述べるある一定の実施例から明らかな通り、本発明の一実施例は、スペクトルレーダコンセプト（以下、スペクトルドメインＯＣＴと呼ぶ）、及び／又は、スペクトルドメインと時間ドメインＯＣＴの間のハイブリッド方式を基礎に置いた検出原理を活用するシステムに関するものであり、ここで言う時間ドメインＯＣＴは、好ましくは先行技術による時間ドメインＯＣＴより高い感度を示し、解像比に関して収集速度の大幅増大を許容するものである。
【００３２】
時間ドメインＯＣＴにおける信号／ノイズ比（“ＳＮＲ”）の分析は、関連の広報においてすでに説明されている。時間ドメインＯＣＴにおける干渉フリンジのピーク振幅は、
【数１】
0005567246.tif 000002
によって与えられる。ここで、Ｐref、Psampleはそれぞれ、単位ワットのリファレンスアームパワー、サンプルアームパワーである。検出器の電力の項において、単位［A2］の信号は
【数２】
0005567246.tif 000003
と定義される。ここで、ηは量子化率、ｅは電荷量、Ｅυは光子エネルギである。リファレンスアームパワー及びサンプルアームパワーは、それぞれの反射スペクトル密度
【数３】
0005567246.tif 000004
によって与えられる。
【００３３】
リファレンスアームのスペクトル密度とサンプルアームのスペクトル密度がソーススペクトル密度Ｓ(ω)に等しいと仮定し［ここで、サンプルアームのスペクトル密度は大きい係数の分だけ減衰させられる、すなわち、Ｓref(ω)＝Ｓ(ω)、Ｓsample(ω)＝αＳ(ω)、ここで、α≪１］、リファレンスアームとサンプルアームを表す上の式を信号の原定義式に挿入すると、
【数４】
0005567246.tif 000005
が得られる。
【００３４】
ＯＣＴ信号のトータルノイズに関与する３つのノイズは、（ｉ）サーマルノイズ、（ii）ショットノイズ、及び（iii）相対強度ノイズである。サーマルノイズはフィードバック抵抗によって発生させられ、ショットノイズは、電流の統計的変動に帰結する電荷量の有限的性質に関連させられ、相対強度ノイズは、古典的光源の混沌とした性格に起因する一時的変動に関連させられる。ノイズ密度（単位［A2／Hz］）に関与するこれら３つの要素は、
【数５】
0005567246.tif 000006
によって与えられる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは単位ケルビンの温度、Ｒfbはフィードバック抵抗の値、τcohは光源のコヒーレンス時間である。コヒーレンス時間は、関係式τcoh＝√２In２／πλ02／(ｃΔλ) により、ガウス光源の半最大値Δλにおける全スペクトル幅に関連させられる。ショットノイズの限定検出ができるのは、方程式（５）の第２項が他のノイズの関与を支配するときである。
【００３５】
信号／ノイズ比（ＳＮ比）は、
【数６】
0005567246.tif 000007
によって与えられる。ここで、BWは信号帯域幅、パラメータＳ及びＮnoise(f) は上で述べた通りである。
【００３６】
［分光計及びＣＣＤアレイ検出器を使用するスペクトルドメインＯＣＴ］
時間ドメインＯＣＴシステムの最良の信号／ノイズパフォーマンスが得られるのは、ノイズがショットノイズ限定のときである。ショットノイズは、単エレメント形検出器の代わりに多エレメント形検出器を使用することによってかなり減じることができる。検出アーム光がアレイ検出器に当たってスペクトル分散を起こすと、アレイの各エレメントが、光源のスペクトル幅の１つの短小波長部分を検出する。ショットノイズは、好ましくは、アレイのエレメントの数に等しい係数分だけ減じられる。信号／ノイズ比改善の原理は、ショットノイズのホワイトノイズ特性と、同じ波長の電磁波だけが干渉フリンジを生成するという観察に基づいている。
【００３７】
ショットノイズパワー密度Ｎnoise(f)（単位［W／Hz］、［A2／Hz］又は［V2／Hz］）は、検出器で発生させられる電流（又は等価で光パワー×量子化率）に比例する。干渉計に進入する波長λ1の単色ビームの場合、検出器におけるフリンジ周波数又は搬送周波数f1は、ミラーの速度υによって求められる、すなわち、f1＝2υ／λ1、である。ショットノイズは、波長λ1でのパワー（又はスペクトル密度Ｓ(ω)）に比例する。できれば、第２の波長λ2が干渉計に結合させられるのが好ましい。そうすれば、第２のフリンジ周波数又は搬送周波数f2＝2υ／λ2が同時に存在する。この第２の周波数におけるショットノイズは、好ましくは、波長λ1及びλ2で光パワーによって発生させられるショットノイズの総和である。また、周波数f1においてショットノイズは、波長λ1及びλ2で光パワーによって発生させられるショットノイズの総和でもある。従って、どちらの周波数でも、検出器に両方の波長が同時に存在することによって相互ショットノイズ分が発生させられる。各波長を別々の検出器にスペクトル分散させることにより、相互ショットノイズ分は除去できる。こうして、スペクトルドメインＯＣＴは、時間ドメインＯＣＴを超えて信号／ノイズ比の大幅な改善をもたらす。
【００３８】
ＯＣＴ信号は、空間ドメインで説明するのが最も簡単である。サンプルアームにおける対象が単一であるとき、ＯＣＴ信号の干渉分はソーススペクトルのフーリエ変換の実部Ｓ(ω)に比例する。すなわち、
【数７】
0005567246.tif 000008
ここで、Δzはサンプルアームとリファレンスアームの間のパス長さの差、ｋは波数ベクトルである。時間の関数として、ＯＣＴ信号は式
【数８】
0005567246.tif 000009
によって与えられる。ここで、υはリファレンスアームミラー速度である。信号の周波数スペクトルは、時間ドメインでのフーリエ変換によって与えられ、結果的に複素関数の形で表される。この関数の絶対値はスペクトル密度に等しい。
【数９】
0005567246.tif 000010
これは、信号帯域幅がソーススペクトル幅に正比例し、リファレンスアームミラー速度、すなわち撮像速度と共に直線的に増減することを示す。方程式（９）は、周波数スペクトルの絶対値｜Ｉ(f)｜を信号Ｓに直接関連させる（方程式（４）を参照）。方程式（９）はまた、光源の各々の角周波数、又は等価で光源の各々の波長が、干渉測定定信号においてそれ自体の周波数で表されることも示す。深さプロファイル情報Ｉ(ｔ）は、複素相互スペクトル密度からフーリエ変換によって得ることができる。
【００３９】
複素相互スペクトル密度はまた、分散形エレメント又は干渉計形エレメントを使って信号Ｉ(ｔ）を幾つかのスペクトル帯域に分割することによって得ることもできる。各検出器において、複素相互スペクトル密度の部分々々だけが求められる。各検出器の相互スペクトル密度を組み合わせることで初めて、信号の全スペクトル密度は引き出される。従って、スペクトル成分を個々の検出器に分けることによって同じ情報を得ることができる。すべての検出器の信号をソフトウェア又はハードウェアで組み合わせることで、結果的に、単一の検出器で得られるのと同じ信号が得られることになろう。
【００４０】
検出アームでは、スペクトルを二等分することができ、ここで、２つの検出器が各々、スペクトルの半分を検出する。方程式（９）に従い、検出器１及び２における周波数スペクトルはそれぞれ、
【数１０】
0005567246.tif 000011
によって与えられる。時間ドメインＯＣＴにおいて単一検出器によって収集される通りの周波数スペクトルは、I1(f)とI2(f)の総和によって与えられる。すなわち、I(f)=I1(f)＋I2(f)である。従って、両方のスペクトルを組み合わせた後の信号Ｓは等しく（但し、f＞f0のときI1(f)＝0、f＜f0のときI2(f)＝0）、検出器当たりの帯域幅ＢＷは係数２の分だけ減じることができる。
【００４１】
ノイズは、検出器１及び２に関与するショットノイズの総和によって求められる。方程式（５）及び（６）から、検出器当たりのショットノイズは、検出器におけるリファレンスアームパワー×検出器当たりの帯域幅に比例する。スペクトルは二等分されたので、検出器１及び２におけるリファレンスパワーはそれぞれ、
【数１１】
0005567246.tif 000012
である。
【００４２】
２つの検出器に関与するショットノイズの総和は
【数１２】
0005567246.tif 000013
で、時間ドメインＯＣＴにおける単一検出器のショットノイズ
【数１３】
0005567246.tif 000014
と匹敵し得る。
【００４３】
従って、検出及び光を２つの別々の検出器にスペクトル分散させることにより、信号は依然同じであるが、ノイズの方は係数２の分だけ減じられ、その結果、ＳＮ比に係数２の分だけの正味利得が得られることになる。
【００４４】
上の分析を拡げることで、ショットノイズの関与が検出器の数に等しい係数の分だけ減じられることを立証できる。Ｎ個の検出器エレメント（各エレメントが合計リファレンスパワーのＮ分の１を受け取る）に関与するショットノイズの総和は、
【数１４】
0005567246.tif 000015
によって与えられる。
【００４５】
信号は、時間ドメインＯＣＴにおけると同じであり、スペクトルドメインＯＣＴの場合のＳＮ比は、
【数１５】
0005567246.tif 000016
によって与えられる。
【００４６】
従って、スペクトルドメインＯＣＴは、時間ドメインＯＣＴと比べて、検出器エレメントの数に応じて１００倍から１０００倍のＳＮ比改善を可能にする。電荷結合アレイ又は集積デバイス、例えばラインスキャンカメラ（但し、これだけに限らない）を検出器として使用することで、比Ｎ／ＢＣＷはアレイの積分時間τiに取って代わられ、その結果、
【数１６】
0005567246.tif 000017
が得られる。
【００４７】
図２は、スペクトルドメインＯＣＴシステムの一例を示し、スペクトルドメインＯＣＴシステム１００が、ソースアーム１０４、サンプルアーム１０６、リファレンスアーム１０８、及び検出アーム１１０を備えた干渉計１０２を含み、前記検出アームに付属のスペクトル分離ユニット１１２、複数の検出器からなる検出器アレイ１１４、及び同じ複数の増幅器１１６を備えている。増幅器１１６は、任意の電子アナログ処理回路（図示されていないが、当業者であれば知っているもの）及び信号変換用のＡ／Ｄ変換器（図示されていないが、当業者であれば知っているもの）を通して、また、ディジタル帯域フィルタ（“ＢＰＦ”）ユニット１２２を通して処理／表示ユニット１２４に結合している。
【００４８】
処理／表示ユニット１２４は、データ処理／表示機能を実行し、コヒーレント信号の組み合わせを提供できるようにするため、任意にディジタル帯域フィルタ（“ＢＰＦ”）ユニット１２２、並びに、ディジタル高速フーリエ変換（“ＤＦＦＴ”）回路（図示されていない）を含むことができる。検出器アレイ１１４は、単純な強度レンジングと強度イメージング及び／又はドップラー高感度検出のために１×Ｎであってよく、デュアルバランス検出のために２×Ｎであってよく、単純な強度レンジング及び／又は偏光及び／又はドップラー高感度検出のために２×Ｎであってよく、又は、デュアルバランス検出と偏光の複合及び／又はドップラー高感度検出のために４×Ｎであってよい。あるいは代わりに、サンプル１３０についての横方向空間情報の検出を可能にすべく、任意の数“Ｍ”の検出器１１４のためにＭ×Ｎのアレイを使用してもよい。
【００４９】
電磁放射線（例えば光）が、線源からソースアーム１０４に沿ってスプリッタに送られ、リファレンスアーム１０８とサンプルアーム１０６の間で分割される。光は、サンプルアームに沿って組織サンプル１３０に伝搬し、リファレンスアーム１０８を通って波長依存位相アレンジメントに伝搬する。光は、サンプルと波長依存位相アレンジメントから反射され、スプリッタへと戻され、そこで、反射光の少なくとも一部がスペクトル分離ユニット１１２（例えば格子として設けてあってよい）の方へ向けられる。検出アームの光は、スペクトル分離ユニット１１２によって分散させられ、スペクトルは検出器アレイ１１４の上に撮像される。リファレンスアーム１０８の長さを距離λ／８にわたって刻むことにより、リファレンスアーム１０８とサンプルアーム１０６の光の相互スペクトル密度を求めることができる。処理／表示ユニットは、送られてきた信号を受信し、深さプロファイル情報を生成すべく相互スペクトル密度のフーリエ変換を実行する。
【００５０】
図３Ａは、単一周波数同調源を使用するコヒーレンス周波数変調連続波（“Ｃ−ＦＭＣＷ”）システムの基本原理を図解する本発明の参考例のブロック図である。なお、以下の記載において、非反射性リファレンス（非反射性参照体）を有しないもの、例えば、光信号を反射するリファレンスミラーを有するものは、参考例として理解されるべきである。周波数チャープレーザとして働く単色レーザ光７０が、光信号をカプラ７２の入力７２ａに提供する。カプラ７２は、光信号を、リファレンスミラー８２で終わるリファレンスアーム８０と、サンプル８６で終わるサンプルアーム８４とに分割する。光は、パス８０、８４を下って伝搬し、リファレンスミラー８２とサンプルミラー８６から反射され、カプラ７２を経由して干渉信号を光検出器８８に提供し、そこでこの干渉信号は検出される。
【００５１】
図３Ｂ〜３Ｄのグラフに示した通り、２つの反射光信号９０（図３Ｂ）と９２（図３Ｃ）の間に光遅延にあるとき、周波数fを有するビート信号９４（図３Ｄを参照）が光検出器８８で検出されることがある。軸に沿ってサンプルに多重反射点がある場合、干渉は、サンプルの反射（散乱）点とリファレンスミラーの間に光遅延差に比例する周波数を持つビート音からなる。各ビート周波数成分のパワーは、散乱の反射率に比例する。それゆえ、サンプルの画像は、干渉データのフーリエ変換によって構築することができる。
【００５２】
上述の、図３Ａ〜３Ｄに示した同様のエレメントが同じ参照番号を付けて描かれている図４Ａ〜４Ｄについて説明すると、本発明の参考例による光学周波数ドメイン撮像（“ＯＦＤＩ”）システムが、多重縦モードで構成されたレーザ出力スペクトルをカプラ７２の入力に提供する波長掃引レーザ源９５（ここでは周波数掃引源９５とも呼ぶ）を備える。カプラ７２は、送られてきた信号を、リファレンスミラー８２で終わるリファレンスアーム８０と、サンプル８６で終わるサンプルアーム８４とに分割する。光信号は、リファレンスミラー８２とサンプル８６から反射され、カプラ７２を経由して信号スペクトルを光検出器８８に提供し、そこでこの光スペクトルは検出される。
【００５３】
信号スペクトルの中心（又は平均）波長は、スペクトル先頭側での新たな縦モードの生成とスペクトル後尾側でのモードの消滅によって適時に同調させられる。
【００５４】
図３Ａ〜３Ｄに則して上で述べたのと同じ原理は、波長掃引レーザ源９５を使用するＯＦＤＩ技術にも当てはまる。Ｃ−ＦＭＣＷシステム（例えば、上で述べた図３Ａのシステム）の場合と同様、ビート信号９４を生成することができる。波長掃引レーザ源を使用するＯＦＤＩシステムの場合は、リファレンスミラーからの光９６とサンプルからの光９８の中心周波数の差に相当するビート周波数fを持つビート信号９４を生成することができる。
【００５５】
縦モード相互間の周波数間隔は、検出帯域幅よりはるかに大きいのが望ましい。モードビート周波数は（相対強度ノイズピーク）は、ディジタル化に先立ち、低域フィルタなどの適当な電子フィルタによって除去することができる。干渉信号９４は、光遅延に比例する周波数成分を含む。その上、サンプルの画像は、ディジタル化された干渉データのフーリエ変換によって構築することができる。
【００５６】
本発明の一実施例では、高速掃引多重周波数モード出力を生成するためにレーザキャビティ内で光帯域走査フィルタを利用する波長掃引レーザ９５を提供することができる。本発明による例示的なフィルタを以下で図６及び９Ａに則して説明する。レーザキャビティ内で光帯域走査フィルタを利用することにより、レーザスペクトルの同期同調を達成するためにレーザキャビティ長を同調させる必要はない。実際、このようなアレンジメントは、レーザの中心波長と同じレートでレーザの縦キャビティモードを同調させることを要求しない。
【００５７】
ＯＦＤＩ技術を使って、フーリエ変換を通してＡスキャン１回の持続時間にわたって時間の関数として記録される信号から、画像の単一のピクセルを構築することができる。これは、Ａスキャン１回の間の短い時間で測定されたデータから単一のピクセルを構築するＴＤ ＯＣＴと異なる。同じＡスキャン周期の間に同じ数のデータを収集する検出帯域幅は、ＴＤ ＯＣＴとＦＤ ＯＣＴとでほぼ同じである。しかしながら、ＯＦＤＩ技術に使用されるフーリエ変換は、Ａスキャン周期全体にわたって収集された多数のデータポイントから単一の画像ピクセルを構築することにより、ＴＤ ＯＣＴの場合と比べて信号／ノイズ比を効果的に改善する。この効果は、現実の検出帯域幅よりＮ倍大きい“効果的”検出帯域幅をもたらす結果になり得る。よって、ＳＮ比はＮ倍だけ改善され得るということになり、ここで、Ｎはフーリエ変換における（ディジタル化）データポイントの数である。これで、ショットノイズ限定の場合のＳＮ比は式
【数１７】
0005567246.tif 000018
によって与えられることが分かる。
【００５８】
ところが、波長掃引源の狭帯域出力スペクトルのゆえに、相対強度ノイズ（ＲＩＮ）が連続波広帯域光源のそれよりはるかに高いことがあり得る。熱光の場合、ＲＩＮは１／Δυによって与えられる。ここで、Δυ＝ｃ・Δλ／λ2は（瞬時）ソース出力の光帯域幅である。レーザ光の場合、ＲＩＮは異なる統計値から得られるので、熱光の場合と異なる値を持つ。ＦＤ−ＯＣＴの場合は、ＲＩＮレベルの低い波長掃引レーザが好まれる。多重縦モードを持つレーザ光は、同じライン幅の熱光と同様のＲＩＮレベルを有してよい。この場合は、ＲＩＮを抑制する手段が、デュアルバランス検出におけるような十分なＳＮ比を確保する上で重要である。
【００５９】
掃引源の使用が結果的にもたらすのは、現在のシステムと比べてショットノイズだけでなく他の形のノイズも減じ、それで、はるかに低いソースパワー、又は、はるかに高い収集速度が見込まれるシステムである。検出感度が向上したことで、リアルタイム撮像が見込まれる。このような高速撮像であれば、胃腸、眼及び動脈の撮像環境のようなモーションアーティファクトの問題に対処できる。信号／ノイズ比を維持又は改善する一方、フレームレートを高めることにより、そのようなアーティファクトを最小化することができる。本発明はまた、ＯＦＤＩ技術をもって大きい組織領域をスクリーニングすることも可能にし、この手法を使って臨床的に実行可能なスクリーニングプロトコルを実現させる。
【００６０】
ＯＦＤＩを眼に応用する場合、好ましくは、効率的な検出によって収集速度のかなりの増大が見込まれる。眼への応用における制限のひとつは、ＡＮＳＩ規格に従って目への進入を許されるパワーの大きさである（８３０ｎｍで約７００マイクロワット）。眼に応用したときの電流データ収集速度は毎秒約１００〜５００Ａラインである。本発明の効率的なパワー検出技術では、毎秒約１０００００ＡラインのオーダーのＡライン収集レート、又は、画像当たり約３０００Ａラインでのビデオレート撮像が見込まれよう。
【００６１】
ＳＮ比の利得が得られるのは、ショットノイズがホワイトノイズスペクトルを有するからである。検出器に周波数ω（又は波長λ）で存在する信号の強度は、周波数ωの信号にしか関与しないが、ショットノイズはあらゆる周波数で発生させられる。検出器当たりの光帯域幅を狭小化することにより、信号成分をそのまま留めながら、各周波数でのショットノイズの関与の度合いを減じることができる。
【００６２】
図５に示すのは、周波数ドメイン干渉測定を使った光学撮像（“ＯＦＤＩ”）を実行するシステム９９の参考例で、狭帯域スペクトルを放出する周波数掃引源１００を備え、その狭帯域スペクトルの中心波長が、掃引源における利得媒体の帯域幅にわたって連続的かつ反復的に適時に同調させられる。瞬時放出スペクトルは、光源の複数の周波数モードからなる。周波数掃引源１００は多種多様な仕方で設けてあってよく、その幾つかを以下で説明する。掃引源１００は、例えば、多様な利得媒体、多様な可同調波長フィルタ、多様なキャビティ構成から作ってあってよい。
【００６３】
高速同調式の波長掃引レーザ源、例えばソリッドステートレーザ、活性イオンドープ導波管レーザ、ファイバーレーザなどを提供する方法及び装置は、技術的に知られている。モード同期方式の波長掃引レーザも、相対強度ノイズ（ＲＩＮ）がより低いという潜在的有利さをもって縦モードビート周波数の調波相互間の周波数領域において使用できる。光可飽和吸収器が、ＲＩＮレベルを下げるためにレーザキャビティの内側又はレーザ源出力ポートの後に組み込んであってよい。
【００６４】
掃引源１００から提供された光は、光ファイバーカプラ１０２の方に向けられ、ここに送られた光は、リファレンスアーム１０３とサンプルアーム１０４に分割される。この実施例では、カプラ１０２は９０：１０のパワー分割比を有し、パワーの９０％がサンプルアームの方に向けられる。但し、当業者であれば、カプラ１０２について他の結合比も使用し得ることを理解するであろう。何らかの特別な用途において特別な結合比を使用する場合、これは、本発明による例示的システムの固有動作を許容する量のパワーがリファレンスアームとサンプルアームの両方に提供されるように選択するのが望ましい。
【００６５】
サンプルアームに提供されたパワーは、サーキュレータ１１１を通過し、横方向走査撮像プローブを通して撮像すべきサンプル１３６を照明する。リファレンスアームは、好ましくは固定された光遅延を提供する。リファレンスミラー１２４から、また、サンプル１３６内部から反射された光は、それぞれのサーキュレータ１１０、１１１を通して光ファイバービームスプリッタ（又は溶融カプラ）１５０の方に向けられ、互いに干渉して干渉信号を生成する。
【００６６】
望ましいのは、複合カプラ１５０が、光源の波長同調範囲全体にわたって最小の偏光依存度と最小の波長依存度をもって等しい分割比を示すことである。等分割からはずれると、デュアルバランス検出の同相除去比（“ＣＭＲＲ”）が下がる結果となる。好ましい一実施例では、複合カプラ１５０がバルク広帯域ビームスプリッタとして設けられる。当業者であれば、他のタイプのカプラ（波長平滑化ファイバー溶融カプラを含むが、これだけに限らない）も使用してよいことを理解するであろう。
【００６７】
干渉信号は、デュアルバランスレシーバ１５１によって受信される。レシーバ１５１の出力は、計算アレンジメント（例えばデータ収集ボード／コンピュータ１６０）に向けて設けられ、その出力信号がディジタル化され、画像を生成すべくコンピュータアレンジメントによって処理されるように作られている。
【００６８】
図６は、例えば周波数掃引源（上で図５に則して述べた周波数掃引源１００のような）として使用できるようになっていてよい例示的な光源１００’を示し、ここでは、光フィルタ１７０が、レンズ１７２と光パス１７４を通して光源／コントローラ１７６（以下、“光コントローラ１７６”と呼ぶ）に結合している。光コントローラ１７６の方は、1つ以上のアプリケーション１７８に結合していてよい。アプリケーション１７８は、例えば、光学撮像プロセス及び／又は光学撮像システム、レーザ加工プロセス及びレーザ加工システム、写真平版プロセス及び写真平版システム、レーザトポグラフィシステム、通信プロセス及び通信システムに対応してよい。これで、フィルタ１７０と光コントローラ１７６から作られた例示的光源１００’は、多種多様な広範な用途において使用してよく、そのうち幾つかの一般的な例をここで説明する。
【００６９】
以下で詳細に述べる通り、フィルタ１７０により、光源１００’は、中心波長が光コントローラ１７６の帯域幅にわたって連続的かつ反復的に適時に同調させることのできるスペクトルを放出する周波数掃引源として動作させられる。従って、光源１００’は、光源／コントローラ１７６の複数の周波数モードからなる瞬時放出スペクトルを有してよい。この実施例では、光波長フィルタ１７０は、入力ポートと出力ポートが同一である反射型フィルタとして構成されている。従って、光パス１７４は、例えば入出力光ファイバーとして設けてあってよく、レンズ１７２は、コリメーションレンズに相当するものであってよい。図６に示したフィルタ１７０は、光コントローラ１７６を通してアプリケーション１７８の１つ又は全部に結合しているが、光コントローラ以外のデバイスを通してフィルタ１７０をアプリケーション１７８の1つ以上に直接結合させることも可能である。
【００７０】
本発明のこの実施例では、光コントローラ１７６は、広い周波数（ｆ）スペクトルを有する光ビーム（一実施例では、平行調整された光ビーム）を伝送すべく特別に工夫された多数のシステムを含むことができる。特に、光ビームは、可視光スペクトル（例えば赤、青、緑）の内側に複数の波長を含むことができる。光コントローラによって提供された光ビームはまた、可視スペクトル（例えば赤外線）の外側で限定される複数の波長を含んでもよい。
【００７１】
以下で図７に則してより詳細に述べる通り、本発明の一実施例では、光コントローラ１７６は単指向性光伝送リングを含むことができる。以下で図９に則して詳細に説明する別の実施例では、光コントローラ１７６は直線共振システムを含むことができる。フィルタ１７０は、光コントローラ１７６からの光ビームを受け取り、この光ビームを、各々、知られている通り１つの光パスに沿って方向づけされる複数の異なる波長の光に分割すべく工夫された波長分散エレメント１８０を含む。波長分散エレメント１８０は、光コントローラ１７６からの光ビームを受け取り、この光ビームを、各々１つの光パスに沿って方向づけされる複数の波長の複数の光に分割すべく工夫された1つ以上のエレメントを含むことができる。波長分散エレメント１８０は更に、複数の波長の光を光軸１８２に関して複数の角方向又は角位置において方向づけする働きも持つ。本発明の一実施例では、波長分散エレメント１８０は、例えば反射格子１８４のような光分散エレメントを含むことができる。あるいは代わりに、波長分散エレメント１８０は、伝送格子（例えばディクソン型ホログラフィック格子のような伝送型格子）、プリズム、回折格子、音響光学回折用セル、又はこれらエレメントの1つ以上の組み合わせの形であってもよい。
【００７２】
波長分散エレメント１８０は、各波長の光を、光軸１８２に関して角度をなすパスに沿ってレンズ系１８６の方に向ける。各角度は、波長分散エレメント１８０によって特定される。レンズ系１８６は、波長分散エレメント１８０から別々の波長の光を受け取り、その光をビーム偏向デバイス１８８上に設けられた所定位置に向け、又は向かわせ、及び／又は収束すべく工夫された1つ以上の光学エレメントを含むことができる。ビーム偏向デバイス１８８は、1つ以上々の離散的波長の光を受け取り、これを再び光軸１８２に沿ってレンズ系１８６を通して波長分散エレメント１８０及び光コントローラ１７６に選択的に戻すべく制御することができる。その後、光コントローラ１７６は、受け取った離散的波長の光をアプリケーション１７８のいずれか１つ以上に選択的に向けることができる。ビーム偏向デバイス１８８は、多様な仕方で形成及び／又は配置することができる。例えば、ビーム偏向デバイス１８８は、多角形ミラー、回転シャフト上に置かれた平面ミラー、検流計上に置かれたミラー、又は音響光学変調器を含む（但し、これだけに限らない）エレメントから作ることができる。
【００７３】
図６に示した実施例では、分散エレメント１８０は、回折格子１８４、レンズ系１８６（テレスコープ１９３を形成する第１及び第２のレンズ１９０、１９２を有する）、及び、多角形ミラースキャナ１９４として描かれたビーム偏向デバイス１８８を含む。テレスコープ１９３は、第１及び第２のレンズ１９０、１９２から４f構成で作られている。テレスコープ１９３の第１及び第２のレンズ１９０、１９２は、各々ほぼ光軸１８２上で心出しされている。第１レンズ１９０は、波長分散エレメント１８０（例えば回折格子１８４）から第１の距離、第１レンズ１９０の焦点距離Ｆ１にほぼ等しい第１の距離をおいて位置する。第２レンズ１９２は、第１レンズ１９０から第２の距離、第１レンズ１９０の焦点距離Ｆ１と第２レンズ１９２の焦点距離Ｆ２の総和にほぼ等しい第２の距離をおいて位置する。この実施例では、第１レンズ１９０は、波長分散エレメント１８０から平行調整された離散的波長の光を受け取ることができ、また、同等の1つ以上の収束ビームが１つの像平面（図６においてＩＰで表されている）上に投影されるよう、平行調整された1つ以上の離散的波長の光の各々についてフーリエ変換を効果的に実行することができる。像平面ＩＰは、第１レンズと第２レンズの間で、第１レンズから所定の距離、つまり、第１レンズの焦点距離Ｆ１によって限定された所定の距離をおいて位置する。像平面ＩＰを通って伝搬した後、収束ビームは、第２レンズによって受け取られる同等の1つ以上の発散ビームを形成する。第２レンズは、1つ以上の発散ビームを受け取り、光軸１８２に関して所定の角位置を占める同等の数の平行調整ビームを形成し、これをビーム偏向デバイス１８８の所定の部分に向ける、又は向かわせる働きをする。
【００７４】
テレスコープ１９３は、上で述べた通り多数の機能を実行し、更に、格子から発散する角分散光を第２レンズ１９２の後で収束する角分散光に変換するように構成されている。これは、フィルタ１７０の固有動作のために望まれることである。加えて、テレスコープ１９３は、ビームクリッピングを回避するために同調範囲を制御し、ビームサイズを多角形ミラー１９４で縮小する上で有用な自由度を提供する。
【００７５】
図６に示した通り、多角形ミラー１９４は、好ましくは、狭帯域の内側のスペクトル成分だけを、多角形の正面に当たるミラーファセットの、光軸に関する角度の関数として反射する。反射された狭帯域光は回折され、光ファイバー１７４によって受け取られる。
【００７６】
光軸に関する入射ビームの向きと多角形ミラー１９４の回転方向１９８が、波長同調の方向、すなわち、波長アップ（プラス）スキャンか、ダウン（マイナス）スキャンかを決定する。図６に示した配置は、プラスの波長掃引を生じさせる。図６に示したミラー１９４はファセット１２面を有するが、１２面より少ない形も１２面より多い形も使用できることを理解されたい。その時々の用途において使用されるミラーファセットの数は、特定の用途における所望の走査速度と走査範囲によって異なる。その上、ミラーのサイズは、特定の用途のニーズに応じて、ミラー１９４の重量及び製作可能性を含む（但し、これだけに限らない）ファクターを考慮した上で選択される。また、レンズ１９０、１９２は異なる焦点距離を持つものであってよいことも認識されたい。レンズ１９０、１９２は、できれば、ミラー１９４の中心点２００付近に焦点を作るように選択するのが望ましい。
【００７７】
広い光スペクトルを持つガウスビームがファイバーコリメータ１７２から格子に入射するケースを考えよう。周知の格子方程式は、λ＝ｐ・(sinα＋sinβ) で表される。ここで、λは光波長、ｐは格子ピッチ、α及びβはそれぞれ格子の垂直軸２０２に関するビーム入射角及び回折角である。フィルタの同調範囲の中心波長は、λ0＝ｐ・(sinα＋sinβ) によって与えられる。ここで、λ0はテレスコープの光軸３８と格子垂直軸の間の角度である。これで、フィルタのＦＷＨＭ帯域幅は (δλ)FWHM／λ0＝Ａ・(ｐ／ｍ) cosα／Ｗによって与えられると示すことができる。ここで、二重通過のときＡ＝√４In２／π、ｍは回折次数、Ｗはファイバーコリメータにおけるガウスビームの１／ｅ2である。複素スペクトル密度の実部が求められると、レンジング深さｚはｚ＝λ02／４(δλ)FWHMによって限定される。
【００７８】
フィルタの同調範囲は、基本的にレンズ１  ２０の有限開口数によって制限される。ビームクリッピングなしのレンズ１のアクセプタンス角は、Δβ＝(Ｄ1−Ｗcosβ0／cosα)／Ｆ1によって与えられる。ここで、Ｄ1及びＦ1はそれぞれレンズ１の直径及び焦点距離である。これは、Δλ＝ｐcosβ0・Δβを介してフィルタ同調範囲に関連する。フィルタの重要設計パラメータは、多角形ミラーの多重ファセットの性質を起点とすると、自由スペクトル範囲である。これについては後述する。レンズ１  ２０及びレンズ２  ２２を通って伝搬した後のスペクトル成分は、ビーム伝搬軸を光軸３８に関して角度β’をなす位置に持つことになる。すなわち、β’＝−(β−β0)・(Ｆ1／Ｆ2) である。ここで、Ｆ1及びＦ2はそれぞれレンズ１及びレンズ２の焦点距離である。多角形は、θ＝２π／Ｎ（Ｌ／Ｒ相当）によって与えられたファセット対ファセット角を有する。ここで、Ｌはファセット幅、Ｒは多角形の半径、ｎはファセットの数である。入射スペクトルのβ’の範囲がファセット角より大きい場合、すなわち、Δβ’＝Δβ・(Ｆ1／Ｆ2)＞θである場合、多角形ミラーは、所与の時点で２つ以上のスペクトル成分を再帰反射することがあり得る。同時に反射された多重スペクトル成分の間隔、すなわち、自由スペクトル範囲は、（Δλ）FSR＝ｐcosβ0(Ｆ2／Ｆ1)・θで表すことができる。
【００７９】
キャビティ内走査フィルタとして応用するケースでは、レーザが最高の利得の波長を選ぶので、利得媒体が均質の広がりを持つならば、レーザの同調範囲が自由スペクトル範囲を超えることはあり得ない。フィルタによるレーザ同調のデューティサイクルは、基本的に、２つの必須条件が次の通り満たされていれば、ビームクリッピングによって過剰損失が生じさせられることなく１００％であり得る。
【数１８】
0005567246.tif 000019
第１の方程式は、レンズ１９２の後のビーム幅がファセット幅より小さいこととする条件から導出される。第２の方程式は、レンズ１９２と多角形ミラーの正面ファセットの間の距離を表す方程式（１）において、それぞれ同調範囲の最低波長と最高波長２０４、２０６における２つのビームが多角形ミラーＳの位置で重なり合わないこととするというところから導出される。
【００８０】
一実験では、下記パラメータを持つ光学コンポーネントを選択した。Ｗ＝１．９ｍｍ、ｐ＝１／１２００ｍｍ、α＝１．２ｒａｄ、β0＝０．７１ｒａｄ、ｍ＝１、Ｄ1＝Ｄ2＝２５ｍｍ、Ｆ1＝１００ｍｍ、Ｆ2＝４５ｍｍ、Ｎ＝２４、Ｒ＝２５ｍｍ、Ｌ＝６．５４、Ｓ＝５ｍｍ、θ＝０．２６ｒａｄ、λ0＝１３２０ｎｍ。これらパラメータから、フィルタの理論ＦＷＨＭ帯域幅、同調範囲及び自由スペクトル範囲を次の通り計算することができた。（δλ）FWHM＝０．０９ｎｍ、Δλ＝１２６ｎｍ及び（Δλ）FSR＝７４ｎｍ。式（１７）における両方の条件は、余裕をもって満たされた。フィルタの特性は、広帯域増幅器自発放出光を使って半導体光増幅器（ＳＯＡ）及び光スペクトルアナライザから測定した。光スペクトルアナライザは、多角形ミラーが１５．７ｋＨｚの速度でスピンしている間に正規化スループット（反射）スペクトルをピークホールドモードで記録した。測定された同調範囲は９０ｎｍで、理論値の１２６ｎｍよりはるかに小さい。ディスクレパンシィは、テレスコープの収差、主として、格子からのビームの相対的に大きい角分散と関連したフィールド曲面に起因するものであった。収差は、最適化されたレンズを使用することによって改善されると期待できる。自由スペクトル範囲は７３．５ｎｍで、理論計算と一致した。ＦＷＨＭ帯域幅は０．１２ｎｍであった。理論限界０．１１ｎｍのディスクレパンシィは、光学エレメントの不完全と収差を考慮すれば合理的であり得る。
【００８１】
図７に示すのは、本発明の一実施例によるキャビティ拡張型半導体レーザ２０８で、これは、例えば、上で図６に則して述べたフィルタ１７０に類似してよいフィルタ２１０を含むことができる。フィルタ２１０は、光方向制御エレメント２１２及び光パス２１４を通してファラデーサーキュレータ２１６に結合している。この実施例では、フィルタ２１０は格子２３２及び多角形ミラー２３６を含む。従って、フィルタ２１０は、多角形をベースにしたフィルタに相当するものであってよい。モータ２３４が前記ミラーを駆動する。
【００８２】
この実施例のファラデーサーキュレータ２１６は、偏光コントローラ２２０、２２２を通して利得媒体２２４に結合しており、この利得媒体は、一実施例において半導体光増幅器（例えば、ＳＯＡ、Philips、CQF 882/e）であってよく、この場合、このＳＯＡ２２４注入電流を提供する電流源２２６が結合させられる。キャビティ内エレメントは、例えばシングルモード光ファイバーによって接続してあってよい。２つの偏光コントローラ２２０、２２２は、キャビティ内の光の偏光状態を格子２３２の効率最大の軸及びＳＯＡ２２４の利得最大の軸に合うように整合することができる。
【００８３】
レーザ出力２３８を、光ファイバー溶融カプラ２３０の９０％ポートを通して得てよい。潜在的用途にとって有用な同期信号を発生させるため、レーザ出力の５％を、帯域幅０．１２ｎｍの可変波長フィルタ２３７を通して結合させてよい。このレーザ出力は、光検出器２３８の方に向けられる。一実施例では、フィルタの中心波長が１２９０ｎｍで固定してあってよい。検出器信号は、レーザの出力波長が固定波長フィルタの狭帯域通過帯を通して掃引されるとき、ショートパルスを発生させる。同期パルスのタイミングは、フィルタの中心波長を変えることによって制御される。
【００８４】
図８Ａは、上で図７に則して述べたタイプのレーザの出力スペクトルのグラフ２４０を示す。これは、多角形ミラー（すなわち図７のミラー２３６）が１５．７ｋＨｚの速度でスピンしているときに光スペクトルアナライザによって測定された通りのものである。エッジ対エッジ掃引範囲は、フィルタの自由スペクトル範囲に等しい７３ｎｍ幅全体にわたって１２８２ｎｍから１３５５ｎｍまでであってよい。測定されたスペクトルのガウスプロファイル（方形プロファイルよりむしろ）は、フィルタの偏光感度とキャビティ内の複屈折によって生じた偏光依存のキャビティ損失に起因するものである。最大の掃引範囲と最大の出力パワーが得られるように偏光コントローラを調整するのが好ましい。
【００８５】
図８Ｂは、時間ドメインにおけるレーザ出力の曲線２４２を示す。上軌跡２４４は、固定波長フィルタを通して得られた同期信号に対応する。ファセットからファセットまでのパワー変化の振幅は、３．５％より小さかった。ピーク出力パワー及び平均出力パワーはそれぞれ９ｍＷ、６ｍＷであった。ここで、グラフ２４０のｙ軸目盛を時間ドメイン測定から校正しなければならなかったことに触れておきたい。そうしなければならなかったのは、レーザ同調速度が光スペクトルアナライザの掃引速度よりはるかに高いために光スペクトルアナライザは時間平均化スペクトルしか記録しなかったからである。
【００８６】
キャビティ内レーザ光がＳＯＡ利得媒体（例えば図７のＳＯＡ２２４）を通過するにつれて、その光スペクトルにおいて周波数ダウンシフトが帯域内４波混合現象の結果として生じ得る。周波数ダウンシフトが生じたとき、プラス波長スキャンはレーザスペクトルの同調を促し、それで、より高い出力パワーを生み出す。レーザ出力のピークパワーは、同調速度の関数として測定できる。マイナス同調速度は、コリメータの位置と格子の向きを光軸（例えば図６の軸１８２）に関して反転させることによって得られる。できれば、フィルタの物理パラメータを両方の同調方向においてほぼ同一にすることが好ましい。そうすれば、自己周波数シフトとプラス同調の複合作用によって、より高い出力を得ることができ、レーザをより高い同調速度で動作させることが可能となる。従って、プラス波長スキャンは好ましい動作であると言ってよい。出力パワーは、同調速度が増すにつれて減少してよい。そこで、同調速度に対する出力パワーの感度を下げるためにキャビティ長は小さいのが望ましいと言える。この場合、自由空間レーザキャビティが好ましい。
【００８７】
図９Ａは、本発明による自由空間キャビティ拡張型可同調レーザ２５０の一実施例、詳記するならば、コリメーションレンズ２５６を通して多角形走査フィルタ２５５に結合した基板チップ２５４の上に製作された半導体導波管２５２を含む実施例を示す。正面ファセット２５８は非反射コーティングが施してあってよく、出力ファセット２６０は劈開され、又は好ましくは、最適な反射率を持つべく誘電材でコーティングされている。レーザの出力２６２が、出力結合レンズ２６４を通して得られる。コリメーションレンズ２５６、２６４は、好ましくは非球面レンズとして設けられている。
【００８８】
フィルタ２５５は、これにレンズ２５６から向けられたビームを受け取るべく工夫された波長分散エレメント１８０’を含む。波長分散エレメント１８０’は、上で図６に則して述べた波長分散エレメント１８０に類似してよい。レンズ系１８６’を波長分散エレメント１８０’とビーム偏向デバイス１８８’の間に配置することができる。波長分散エレメント１８０’とビーム偏向デバイス１８８’は、上で図６に則して述べた波長分散エレメント１８０とビーム偏向デバイス１８８に類似してよい。レンズ系１８６’は、好ましくは、特にフィールド曲面及びコマにおいて収差の小さいアクロマートとして設けられた1対のレンズ１８７ａ、１８７ｂを含む。
【００８９】
同期出力は、多角形スキャナ２７２から再帰反射される光のための０次回折パスの上に位置決めされたレンズ２６６、ピンホール２６８及び光検出器２７０を使用することによって得られる。光検出器は、特定波長の光ビームの焦点がピンホール２６８を通って掃引するとき、ショートパルスを発生させる。他のタイプの利得媒体が、希土イオンドープファイバー、Ｔｉ：Ａｌ2Ｏ3及びＣｒ4+：ホルステライトを含んでよいが、これだけに限らない。
【００９０】
図９Ｂは、本発明による波長可同調フィルタ２８０の別の実施例、詳記するならば、光ファイバー２８１、これに結合した光コリメーションレンズ２８２、これに光結合した回折格子２８４、集光レンズ２８６、及びスピニングディスク２８８を含んでよい実施例を示す。回折格子２８４は、プリズムなど他の角分散エレメントに取って代わられてよい。一実施例では、回折格子２８４は、集光レンズ２８６が不要になるように選択された焦点距離を持つ凹曲面を有することができる。
【００９１】
好ましくは、スピニングディスク２８８の表面２８８ａに２つ以上の反射体２９０が配置してあってよい。好ましくは、反射体２９０は、周期的かつ放射状にパターン化された細幅の多重ストライプを備える。反射体の素材は、好ましくは金である。ディスク２８８は、プラスチック又はシリコンの軽量基板から作ることができる。ディスク上面に配置された反射体の代わりに、ディスクは、その背面に一連のスルーホールに続けて単一の反射体を備え付けることができる。光ファイバー２８１から、相異なる波長の光ビームがディスク表面に入射し、格子によって回折された後に１本の線になり、レンズ２８６（レンズ２８６を含む光学系の中の）によって集束されてよい。好ましくは、スピニングディスクの反射体に衝突するビームだけが再帰反射され、光ファイバー２８１によって受け取られるようにしてよい。このビームのディスク表面への接近を容易にするためにミラー２９２を使用してよい。
【００９２】
レンズ２８６からディスク２８８の反射体までの距離は、該レンズの焦点距離Ｆに等しい。格子方程式から、フィルタの同調範囲がΔλ＝ｐcosβ0（Ｄ／Ｆ）によって与えられることを示すことができる。ここで、Ｄはストライプの間隔を表す。ストライプの幅ｗは、好ましくは、ディスク表面におけるビームスポットサイズｗsにほぼ等しくなるように作られている。すなわち、
【数１９】
0005567246.tif 000020
ここで、ｚ＝πｗs2／λである。これで、ＦＷＨＭフィルタ帯域幅は (δλ)FWHM／λ0＝Ａ・(ｐ／ｍ) cosα／Ｗによって与えられることになる。ここで、Ａ＝√４In２／πである。ｗ＞ｗsのとき、フィルタ帯域幅は大きくなり、ｗ＜ｗsのとき、フィルタの効率（反射率）はビームクリッピングによって下げられる。好ましくは、レンズ２８６の光軸に関する入社ビーム２９４の向き及びスピニング方向２８８が、波長同調の方向を支配する。波長スキャンは、ディスク２８８を図９Ｂに示す通り時計回りの方向にスピンさせることによって達成されるプラス波長スキャンが好ましい。
【００９３】
［ａ．干渉計］
図１０Ａは、周波数ドメイン干渉測定を利用して光学撮像を実行する本発明によるＯＦＤＩシステム３００の参考例、詳記するならば、光源の複数の周波数モードからなる瞬時放出スペクトルを有する光信号を発出する周波数掃引源３０１を含む参考例を示す。掃引源３０１は、例えば、上で図４Ａ、５、６、７、９及び９Ｂに則して述べた光源の１つとして設けてあってよい。光源３０１からの光は、光ファイバーカプラ３０２の方に向けることができ、この光ファイバーカプラが、送られてきた光をリファレンスアーム３０３とサンプルアーム３０４に分割する。
【００９４】
リファレンスアーム３０３は、好ましくは偏光回路３０６及びサーキュレータ３０８を含む。これで、光源３０１からの光が、カプラ３０２、偏光回路３０６及びサーキュレータ３０８を通って光学モーションアーティファクト回路３０９に伝搬する。光学モーションアーティファクト回路３０９は、光を周波数シフタ３１１、位相追跡器３１２及び分散補償器３１４に向けるレンズ３１０から作ってあってよい。光は、光学回路３０９を通過し、リファレンスミラー３１６に入射する。回路３０９がモーションアーティファクトを除去又は減縮する働きをすることを認識されたい。また、回路３０９がエレメント３１０〜３１４の全部及び／又は回路エレメント３１０〜３１４の1つ以上を含んでよいことも認識されたい。
【００９５】
サンプルアーム３０４はサーキュレータ３１８を含んでよい。これで、光源３０１から伝送された光信号が、光源３０１からカプラ３０２及びサーキュレータ３０８を通ってレンズ３２０に伝搬し、該レンズがその光をスキャンミラー３２２の方に向ける。スキャンミラー３２２は、検流計、圧電アクチュエータ又は別の、機能的に等価のデバイスを含む（但し、これだけに限らない）バラエティに富む光学エレメントから作ってあってよい。横方向ミラー３２４が、スキャンミラー３２２及びデータ収集ボード／コンピュータ３２６に結合している。データ収集ボード／コンピュータ３２６は、周波数掃引源３０１にも結合している。
【００９６】
図１０Ａに示したＯＦＤＩシステム３００はまた、リファレンスアーム３０３及び／又はサンプルアーム３０４からの信号を受け取るべく構成された偏光ダイバーシティバランス検出（“ＰＤＢＤ”）回路３３４を含むこともできる。特に、リファレンスアーム３０３は、サーキュレータ３０８及び偏光制御回路３３０を通してＰＤＢＤ回路３３４のリファレンスポートに接続される。同様に、サンプルアーム３０４はサーキュレータ３１８及び偏光制御回路３３２を通してＰＤＢＤ回路３３４のサンプルポートに接続される。
【００９７】
［ｂ．干渉計］
サンプルアーム３０４は、組織サンプル３２８から反射された光を集め、偏光ダイバーシティバランス検出（ＰＤＢＤ）回路３３４においてリファレンスアーム３０３からの光と組み合わせて干渉フリンジを形成できるようにする。
【００９８】
例えば、ＯＦＤＩ技術は、リファレンスアームにおける光パス長が適時に走査されることを要求しない。そのため、本発明の実施例の中には、リファレンスアームを遅延固定リファレンスアームとして設けるのが好ましい例がある。そのような遅延固定リファレンスアームは、普通当業者が知っている様々なコンフィギュレーションを有してよい。
【００９９】
リファレンスアーム３０３は、反射タイプ及び／又は透過タイプのどちらであってもよく、光をミラー３１６から戻すことができる。戻された光は、サーキュレータ３０８を経由して偏光制御回路３３０に向かわされる。同様に、サンプル３３８から反射光は、サーキュレータ３１８を経由して偏光制御回路３３２に向かわせることができる。リファレンスアームは、反射のない透過タイプであってもよい。偏光制御回路３３０は、リファレンスアーム光の偏光状態をサンプルアームのそれに合わせるのに使用することができる。干渉計における全複屈折は、波長依存の複屈折を誘導しないように最小化するのが望ましい。偏光コントローラは、曲げによって誘導される複屈折又はスクイージングをベースにした光ファイバー偏光コントローラを含んでよいが、これだけに限らない。
【０１００】
できれば、色分散をリファレンスアームとサンプルアームの間でほぼ一致させるのが望ましい。著しい分散不一致があると、結果的に軸方向解像に損失が生じることになり得る。いかなる残留分散も、例えば、フーリエ変換前の検出器データの補間をベースにした非線形マッピングなどの適当な信号処理によって補償することができると考えられる。このマッピングは、少なくとも部分的に、周波数掃引源の光学レイアウトの調整によって実行することもできる。光源３０１が多角形スキャナ及びテレスコープを含む実施例では、フーリエ変換に先立ち波長空間を波ベクトル空間に変換すべく、多角形スキャナとテレスコープの間の距離を調整することができる。
【０１０１】
［ｃ．サンプルアーム］
ＯＦＤＩの用途によっては、サンプルアームは、劈開した（角度を付けた、平形の、又は光沢ある）光ファイバー又は自由空間ビームを備える光プローブによって終わらせてよい。ビームをサンプル上又はサンプル内部で集束するためにレンズ３３６（非球面形、グレーデッド形、球面形、回折形、ボール形、円筒形など、但し、これだけに限らない）を使用してよい。また、集束されたビームをサンプル上の所望の位置に向けるためにビーム方向制御エレメント（ミラー、プリズム、回折形光学エレメントなど、但し、これだけに限らない）がプローブに内蔵されていてもよい。ビームの位置は、サンプル上で時間の関数として変更してよく、そうすることによって二次元画像の再構築が可能となる。集束されたビームのサンプル上での位置の変更は、スキャンミラー３２２を使って実行してよい。スキャンミラー３２２は、例えば、検流計、圧電アクチュエータ、電気光学アクチュエータなどを含む（但し、これだけに限らない）多数の各種デバイスから作ってあってよい。
【０１０２】
サンプルアームプローブは、プローブの近位端でモーションが起こされ、そのモーションがモーション変換アレンジメント（ワイヤ、ガイドワイヤ、速度計ケーブル、スプリング、光ファイバーなど、但し、これだけに限らない）によって遠位端へ運ばれるような、内部運動エレメントを有する光ファイバープローブであってよい。この光ファイバープローブは、光がプローブの遠位端から出ていくときに光を通す定置外被で包囲してよい。これで、走査は、この光ファイバーを移動させることによって、例えば、光ファイバーを回転させるか、直線的に並進させるかすることによっても実現できる。図１０Ｂは、プローブ３５９の一実施例、詳記するならば、内側のケーブル３６０（プローブの軸に沿って回転又は直線並進してよい）、外側の透明又は半透明の外被３６２、遠位レンズ３６４、及び発出光３６６（カテーテルの軸に関してどんな角度であってもよい）を含む実施例を示す。
【０１０３】
［ｄ．検出］
ＰＤＢＤ回路３３４は、デュアルバランス検出を実行すべく配置された複数の検出器３７０を含んでよい。デュアルバランス検出がある一定の用途において好ましいのは、次の理由からである。第一に、ほとんどの光源は、1／fノイズ（ｆ＝周波数）を相対的に低い周波数で発生させ、バランス検出が１／ｆソースノイズを無くすことになる。第二に、サンプルアーム光の干渉分それ自体（すなわち、自己相関分）が真の信号分の先頭の存在し、好ましいことに、これがサンプルアームとリファレンスアームの間の干渉であり得る。このような自己相関分は特異な技術によって無くすことができ、バランス検出であれば、この自己相関分を測定信号から除去することができる。
【０１０４】
検出器３７０は、好ましくは、フォトダイオード（シリコン、InGaAs、拡張InGaAsなど、但し、これだけに限らない）を含んでよい。バランス検出は、最大パターンと最小パターンに関して厳密に位相からはずれたダイオード信号を取り除くことによって実現できる。２つの検出器信号の間の差は、ＰＤＢＤ回路３３４に内蔵された差動回路によって得られ、トランスインピーダンス増幅器（“ＴＩＡ”）３６０によって増幅される。デュアルバランスレシーバの後には更に、検出帯域幅の外側のノイズを拒絶する低域フィルタ又は帯域フィルタが続いてよい。
【０１０５】
本発明のこの実施例では、デュアルバランス検出は次の通り実現できる。偏光ビームスプリッタ３６２が、リファレンスアームとサンプルアームからの信号を受け取り、２つの出力信号を提供する。この２つの出力信号は、更に、２つの非偏光ビームスプリッタ３６４ａ、３６４ｂによってそれぞれ分割される。各ビームスプリッタ３６４ａ、３６４ｂからの出力は、４つの検出器３７０から作られたデュアルバランスレシーバによって検出される。更に、デュアルバランスレシーバからの２つの出力は、ディジタル化され、偏光ダイバーシティを獲得すべくコンピュータアレンジメントで処理される。
【０１０６】
レシーバ出力は回路３２６に提供され、該回路は、Ａ／Ｄ変換器経由で送られてきた信号をディジタル化し、このディジタル化された信号を更なる処理に備えてコンピュータに保存する。ＴＩＡの帯域幅は、好ましくはサンプリングレートの半分に合わせられる。ＴＩＡの利得は、好ましくは、最大レシーバ出力範囲がＡ／Ｄ変換器の電圧範囲に合わせられるように選択される。
【０１０７】
［ｅ．処理］
３つ以上の検出器を使用すれば、信号を選別し、複素スペクトル密度を得ることができる。フーリエ変換を使って、複素相互スペクトル密度を組織内の深さプロファイルに変換することができる。深さプロファイル情報を得るために複素スペクトル密度を処理するについては、リファレンスアームにおいてPi／２の位相差を持つ少なくとも２つの信号を得てから、この２つの信号の何らかの直線的組み合わせによって複素スペクトル密度を再接続したり、スペクトル密度の平方を求めたりする幾つかの方法が、当業者には知られている。
【０１０８】
検出に続いて、アナログ処理として、トランスインピーダンス増幅器による増幅、低域フィルタ（帯域フィルタ）による処理、及び、信号のディジタル化を見込むことができる。この信号は、その後、フーリエ変換によって深さの関数として反射率に変換してよい。ディジタル処理には、ディジタル化、周波数ドメインか時間ドメインか（ＦＩＲフィルタかＩＩＲフィルタか）どちらかでのディジタル帯域フィルタリング、及び、組織反射率を深さの関数として回収するフーリエ逆変換が含まれる。
【０１０９】
フーリエ変換に先立ち、好ましくは、検出された非線形波長座標を、規則的にサンプル化された波ベクトル空間に変換する。代表的に、信号のゼロパディング、フーリエ変換、及び再サンプリングを伴うフーリエ逆変換を再マッピングのために利用することができる。技術的に知られている他のデータ補間方法、例えば線形補間、双線形補間、３次スプライン補間なども、波長空間を規則的にサンプル化された波ベクトル空間に変換するのに利用してよい。このマッピングはまた、部分的に波長掃引源の光学レイアウトを調整することによっても実現できる。一例では、フーリエ変換に先立ち波長空間を波ベクトル空間に変換すべく、多角形スキャナとテレスコープの間の距離を調整してよい。
【０１１０】
本発明の別の実施例では、以下で述べる1つ以上の技術を使って、撮像のパフォーマンス及び機能性を更に高めることができる。かかる技術は、多重周波数モードの同調源を使用するＯＦＤＩ技術だけに限られるのでなく、単一周波数モードの同調源を使用するＯＦＤＩ技術も含んでよい。
【０１１１】
［ａ．偏光ダイバーシティ］
偏光フェージングが問題である用途には、偏光ダイバーシティスキームを使用してよい。偏光ダイバーシティについては多様なコンフィギュレーションが技術的に知られている。
【０１１２】
図１０Ａに示したシステムでは、偏光ダイバーシティ回路が次の通り動作する。偏光ビームスプリッタ３６２は、リファレンスアーム光信号とサンプルアーム光信号をその偏光状態に応じて分割する。偏光コントローラ３３０は、好ましくは、リファレンスアームパワーが偏光コントローラによって等しい大きさで分割されるように調整される。サンプルアームパワーの偏光状態は、プローブ又はサンプルのモーションによって不規則に変化すると想定でき、従って、偏光スプリッタによるサンプルアームパワーの分割比は時々で変化し得る。それでも、偏光ビームスプリッタ３６２の２つの出力ポートにおける２つの出力信号は、受光器により、例えば平方積及び総和の形で検出される。その結果生じる信号は、サンプルアーム光の偏光状態から独立している。
【０１１３】
［ｂ．搬送波周波数ヘテロダイン検出］
光周波数シフタ３１１は、光周波数を搬送波周波数ヘテロダイン検出に向けてシフトさせるべくリファレンスアーム３０３の中に置かれている。結果として、信号周波数帯は、周波数シフトの大きさだけシフトさせられる。こうして、ＤＣ周囲の相対的に大きい１／ｆノイズ（ｆ＝周波数）及び相対強度ノイズ（ＲＩＮ）を回避することができる。周波数シフタは、音響光学周波数シフタであってよいが、これだけに限らない。検出においては、搬送波周波数を復調するために適当な電子デバイスを使用するのが望ましい。
【０１１４】
周波数シフタ３１１を使用することの利益のひとつは、有効レンジング深さを倍増できることである。これは、図１０Ｃに示す通り、電気周波数ドメインで図解することができる。同図において、グラフ３８０は、光源の瞬時出力スペクトルによって与えられたフリンジ可視度曲線を表す。可視度曲線は、光源の瞬時スペクトルがガウススペクトルであれば、ガウスプロファイルを有する。曲線３９０が表すのは、電気フィルタの透過効率プロファイルで、これは、サンプリング周波数の半分と定義された所与のナイキスト周波数に向けて最適化される。図１０Ｃのセクション（ａ）は、干渉計の中に周波数シフタが存在せず、電気フィルタが低域フィルタである代表的ケースを示す。プラス周波数帯とマイナス周波数帯は区別できないので、プラス周波数帯及びマイナス周波数帯とそれぞれ関連した画像は重なり合う。この曖昧さのゆえに、このケースでは、周波数範囲の半分（ゼロからfNまで）又は（ゼロから−fNまで）だけが使用可能である。それでも、周波数シフタを使用することにより、図１０Ｃのセクション（ｂ）に示す通り、結果的に可視度曲線はfNSだけシフトすることになる。帯域フィルタ（又は低域フィルタ）をもってすれば、fNSを中心とした周波数帯の両側が曖昧さなしに画像を生成し、その結果、図１０Ｃのセクション（ａ）に示したのと比べて２倍大きいレンジング深さが得られる。
【０１１５】
スクエアトップ帯域フィルタの代わりにスロープフィルタを使用することが可能である。図１０Ｃのセクション（ｃ）に示した例では、フィルタ３９０の透過効率曲線は、その低周波帯において指数関数的に上昇（下降）する勾配を有する。このフィルタは、減衰が相当大きく、結果として信号強度が深さと共に低下する点で有用であり得る。スロープフィルタは、表面からの強度大の信号をより深い場所からの信号に相対して効果的に抑制することにより、検出のダイナミックレンジを改善することができる。
【０１１６】
［ｃ．リファレンスアーム遅延（位相追跡及びオートレンジング）］
上で述べた通り、ＯＦＤＩ技術は、リファレンスアームにおける光パス長が適時に走査されることを要求しない。そこで、遅延固定リファレンスアームを、普通当業者が知っている様々なコンフィギュレーションで作ることができる。リファレンスアームは、反射タイプか透過タイプかどちらかであり得る。
【０１１７】
用途によっては、より大きいレンジング深さが望まれるとき、データ収集レートを上げるか、光源の瞬時ライン幅を狭めるかすることなく、リファレンスアームにおいて光遅延を変更できることは有用であり得る。このような能力は、撮像レンズ及びサンプル正面からの距離が著しく変化し得る臨床現場において有用である。その著しく変化する原因は、検査用カテーテルの動きにあり、又はその位置がコントロールされないことにある。例えば、カテーテルが血管内部で回転するとき、Ａスキャン１回の間に数ミリメートルに距離変化が生じ得る。
【０１１８】
リファレンスアーム３０３におけるメカニズムにおいて、リファレンスアーム３０３の群遅延を走査することを見込んでよい。この群遅延は、普通当業者が知っている多数の技術、例えば、光ファイバーの延伸、圧電変換器を使っての自由空間並進走査、又は、格子ベースパルス成形の光遅延線を介する方式など（但し、これだけに限らない）の技術のいずれかによって作り出すことができる。好ましくは、遅延は、非機械的な、又は動きの無いアレンジメントによって導入することができる。“非機械的”とは、機械的に運動する部分が利用されていないことを意味する。機械的に運動する部分が存在しないことは、遅延を導入する機械的デバイスを使用することの既知の不利益を減じることであると考えられる。伝統的なＬＣＩシステム又はＯＣＴシステムと対照的に、本発明の一実施例によるリファレンスアーム３０３は、必ずしも、サンプルにおいてレンジング深さ全体にわたって走査する必要があるわけでなく、好ましくは、少なくとも検出器の数のうちの１つ分（１／Ｎ）に等しいレンジング深さ分だけを走査することができる。この走査の特徴は、既知のＬＣＩシステム及びＯＣＴシステムで使用された従来の遅延走査スキームと異なるものである。リファレンスアーム３０３は、任意に、搬送波周波数を生成するために音響光学変調器、電気光学位相変調器など（但し、これだけに限らない）の位相変調機構を有する。
【０１１９】
干渉計における位相不安定を無くすために位相追跡を実行するのが好ましい。位相不安定が存在すると、個々の干渉測定フリンジが場所をシフトさせられることがあり得る。フリンジのシフトする動きに相対して検出速度が低い場合、平均すると、干渉信号のチャープが生じる結果となる。スキャンレートが１０〜４０ｋＨｚであれば、結果的に有効積分時間が１００〜２５μｓとなる。積分時間より短い時間枠で生じる位相不安定は補償されるのが望ましい。位相ロック回路がエレクトロニクスでは普通に使用され、レーダ及び超音波では頻繁に使用される。リファレンスアームにおける電気光学位相変調器を使って１０ＭＨｚでの干渉計パス長さ差を波長の一部分にわたって変調することにより、アクティブな位相追跡が実現できる。パス長さ変調の周波数において干渉計の出力側で１つの検出器によって測定された強度を復調することにより、フリンジ振幅最大のときに位相変調器が位相ロックのためにどの方向にシフトすべきかを指示するエラー信号が発生できる。このエラー信号によって求められた通りのオフセットを位相変調器に加えることにより、位相追跡器はフリンジ最大のときにロック動作を起こすことになる。
【０１２０】
位相変調器は、波長数個分にわたってのパス長さ差を変調することができる。処理ユニットは、位相変調器がその変調限界に達したかどうかを突き止め、フリンジ最大の異なるポイントでロックを維持すべく位相を全波１つ分ジャンプさせることができる。このアプローチは、位相を係数２πだけ制御するのが望ましいという事実を切り開く。加えて、この処理は、より低速のコンポーネント（例えば、Rapid Scanning Optical Delay（“RSOD”）ライン）を駆り立て、位相変調器／ＲＳＯＤライン組み合わせのパス長さ範囲を数ミリメートル拡張させようとする。位相ロックは、復調回路で実行されるミキシングの種類に基づき、フリンジ最大、フリンジ最小、又はゼロ交差のときに実行できる。
【０１２１】
本発明の別の実施例も、オートレンジング技術、及び、米国特許出願第２００２／０１９８４５７号の中で述べられた処理技術を含む技術を利用することができる。その開示内容全体をここに参考として組み入れる。オートレンジング機構は、一実施例では、（ａ）第１の走査ラインを獲得する、（ｂ）サンプルの表面場所“Ｓ”を位置決めする、（ｃ）サンプルの最適走査範囲を位置決めする、（ｄ）リファレンスアーム遅延波形を出力準備に向けて修整する、（ｅ）出力をリファレンスアームに提供する、（ｆ）画像がコンプリートであるかどうか突き止める、及び／又は、（ｇ）画像がコンプリートでなければ、次の走査ラインへ移動する、又は、画像がコンプリートであれば、表面Ｓデータ及び記憶装置の中に保存された波形データを使って画像を再マップするためのプロセッサユニットを含んでよい。
【０１２２】
サンプルから戻された光信号が低振幅である場合、ノイズの介在により位相ロックが不安定ということがあり得る。本発明の別の実施例では、セパレートの、好ましくは単色の光源を干渉計の中まで伝送することができる。このセパレートソースの波長は、ＯＦＤＩソースの波長同調範囲内であっても、ＯＦＤＩソーススペクトルと異なる波長で中心が合わせてあってもよい。セパレートソースは、好ましくは、より高いパワーを有し、光がリファレンスアームとサンプルアームに向かい、ビーム再結合エレメントに戻るようにソースアームと組み合わせてあってよい（波長分割マルチプレクサ、格子、プリズム、フィルタなどを使って）。戻されたセパレートソースの光は、次に、ＯＦＤＩ光から分離されてから、ビーム再結合エレメント（すなわち、ビームスプリッタ出力）を通して伝送される。分離装置は、例えばダイクロイックミラー、フィルタ、格子、プリズム、波長分割マルチプレクサなどの分散エレメントによってスペクトル分離を実行できる。セパレートソースは、1つ以上の検出器を使ってＯＦＤＩ光から分離された上で検出される。より高いパワーがこのセパレートソースによって提供されたことで、より高い振幅の干渉パターンの検出が可能となり、改善された入力を位相追跡器に提供できることになり、その結果、より安定した位相追跡が可能となる。
【０１２３】
次に、図１１について説明すると、ここに示してあるのは、本発明の一実施例によるシステム及び方法を使って、１５．７ｋＨｚのＡラインスキャンレートで収集された、被験者の指先の生体内画像（３００×５００ピクセル）である。光感度は、測定した結果−１００ｄＢであった。ＳＮ比は、同じＡラインスキャンレートの等価のＴＤ ＯＣＴより上位である。最適化されていない検出であるため、組織表面からの強いミラー反射があるとき、垂直線ノイズが発生するが、これは、検出の最適化及び／又は適正な信号処理によってほとんど無くされるのが好ましい。
【０１２４】
図１２は、本発明による位相追跡システム６００の別の実施例、詳記するならば、その位相ロック範囲を拡張した実施例を示す。これは、小さい範囲にわたってのパス長さ差を変調する高速エレメント６０２（例えば、電気光学（ＥＯ）位相変調器６０２として作ってあってよい）と、拡張された範囲にわたってのパス長さ差を変調する低速エレメント６０４（例えば、Rapid Scanning Optical Delay（RSOD）ライン６０４として作ってあってよい）との組み合わせによって実現させられる。検出器６０６の信号は、ミキサ６１０によって位相変調器変調信号６０８とミックスし、エラー信号を発生させるべく低域フィルタ（図示されていない）に通すことができる。処理ユニット６１２は、好ましくは、オフセット電圧を発生させるべくエラー信号を処理し、このオフセット電圧を変調信号６０８に加え、それで、位相変調器ドライバ６１４のための出力を発生させる。加えて、処理ユニット６１２は、数ミリメートルの距離にわたって拡張された位相追跡範囲を提供すべくＲＳＯＤ６０４への信号を発生させることができる。光源６１６、ファイバースプリッタ６１８、サンプルアーム６２０及びリファレンスアーム６２２を図示し、ここで説明する。
【０１２５】
検出器におけるフリンジパターンの発振１回の間の所与の瞬間での強度Ｉ(ｔ）は、次式によって与えられる。
Ｉ(ｔ）＝cos［φ(ｔ)］
【０１２６】
ここで、位相φはフリンジにおける位置を与える。φ＝０のとき、信号はフリンジ最大の位置にあり、φ＝πのとき、信号はフリンジ最小の位置にある。任意の瞬間において、位相φ(ｔ）は次式によって与えられる。
φ(ｔ）＝α＋β・sin(ωt)
【０１２７】
ここで、αはフリンジパターンの発振１回の間の位置を表し、β・sin(ωt）は位相変調器によって導入された位相変調を表し、βはその位相変調の振幅、ωは位相変調信号の周波数である。光検出器における強度Ｉ(ｔ）は、周波数ω及び２ωの搬送波とミックスでき、その結果、ミキサ信号MixerC(t)、MixerS(t)、Mixer2ωC(t）及びMixer2ωS(t）が得られる。
【０１２８】
MixerC(t)＝cos(ωt)・cos(α＋βsin(ωt))；
MixerS(t)＝sin(ωt)・cos(α＋βsin(ωt))；
Mixer2ωC(t)＝cos(2ωt)・cos(α＋βsin(ωt))；及び
Mixer2ωS(t)＝sin(2ωt)・cos(α＋βsin(ωt))。
MixerC、MixerS、Mixer2ωC及びMixer2ωSの搬送波周波数ωの発振１回にわたっての時間平均は、次式によって与えられる。
【０１２９】
MixerC(t)[バー]＝0；MixerS(t)[バー]＝sin(α)・Ｊ1(β)；Mixer2ωC(t)[バー]＝cos(α)・Ｊ2(β)；Mixer2ωS(t)[バー]＝0
【０１３０】
ここで、Ｊ1(β）及びＪ2(β）は第１の種類のベッセル関数で、その値はβ、すなわち位相変調の振幅に依存する。従って、信号MixerS(t)[バー]及びMixer2ωC(t)[バー]はそれぞれsin(α)、cos(α）に比例し、ここで、αはフリンジパターンの発振１回の間プラスである。ミキサ出力MixerS(t)[バー]及びMixer2ωC(t)は、それぞれエラー信号として使用され、フリンジ最大、フリンジ最小、又はゼロ交差のときにエラー信号を最小化し、干渉計出力をロックする新たなセンタ位置に位相変調器をもっていくオフセット電圧を発生させる働きをする。複素スペクトル密度は、これで、連続する２回の同調スキャンによって求められるが、その１回目でエラー信号sin(α）が最小化され、次の２回目でエラー信号cos(α）が最小化され、その結果、２つの干渉パターンの間で９０度の移相が生じるのである。このミキシングアレンジメントの使用により、複素スペクトル密度は、リファレンスアーム光の位相を変える補助の機械的アレンジメントに頼ることなく迅速に求めることができる。
【０１３１】
図１３は、本発明によるバランス検出を提供する位相追跡器を含むＯＦＤＩシステム７００の更なる実施例を示す。この実施例では、ソース７０２が、スプリッタ７０４を通過する電磁放射線（例えば光）を提供し、この光の一部をサンプルプローブ７０６に送り、残りの光をRapid Scanning Optical Delay（“RSOD”）ライン７０８に送る。ＲＳＯＤ７０８から光は位相変調器ＰＭ７１０に通される。位相変調器ＰＭ７１０からの光は、スプリッタ７１２に通され、そこから２つの補助スプリッタ７１４及び７１６に通され、その出力の一部がバランス検出出力としてスペクトル検出ユニット（図示されていないが、別途説明される）に送られ、残りの出力が位相追跡器アセンブリ７２０に送られる。位相追跡器アセンブリ７２０では、位相追跡検出器Ｄ1及びＤ2、７２２及び７２４が、対をなすスプリッタ７１４及び７１６の部分出力を受け取り、該スプリッタの方は、エラー信号を発生させるべく信号をミキサ７２６に送る。処理ユニット７２８がエラー信号を処理し、ここでオフセット電圧を発生させ、これを変調信号７３０に加え、それで、位相変調器ドライバ７３２のための出力を発生させる。ＢＯＸ７３０で示された変調信号は、ミキサ７２６及び処理ユニット７２８へと前進させられる。加えて、フリンジ振幅が小さすぎると、位相追跡器はロック動作を起こす。あるいは代わりに、例えば、より長いフリンジ振幅を位相追跡器に提供すべく、よりコヒーレンス時間の長い二次光源をシステム７００の結合させることができる。
【０１３２】
図１４Ａ〜１４Ｃは、本発明による撮像システムにおいて、サンプルアームから受け取った信号を測定し、この信号の位相を増大させることによって位相追跡を処理ブロック７５０及び７５２で開始する位相追跡方法の一実施例を示す。この例示的方法において、処理は次にブロック７５４へと進み、ここで、ｘ1と定義された信号の第１の信号区分を少なくとも１つの信号ピークで測定する。決定ブロック７５６において、ｘ1と定義された信号が少なくとも１つの信号ピークで測定されたかどうか確定する。決定ブロック７５６において、ｘ1と定義された信号が少なくとも１つの信号ピークで測定されたと確定した場合、処理はブロック７５４に戻り、信号は再び測定される。
【０１３３】
他方、決定ブロック７５６において、ｘ1と定義された信号が少なくとも１つの信号ピークで測定されなかったと確定した場合、処理は決定ブロック７５８へと進み、ここで、信号を調整するかどうかを決定する。調整は、例えば、信号の位相をブロック７６０及び７６２に示す通りのインクレメンタル量だけ増大させるか減少させるかであってよい。信号の位相を増大させたか減少させたかに関係なく、処理は次にブロック７５４に戻り、ここで、信号の第２の信号区分をそのピークで測定する。この測定された信号についてブロック７５６〜７６２での処理を繰返す。ブロック７５０〜７６２の機能は他の撮像プロセスと並列及び／又は直列で実行してよい点に注目されたい。
【０１３４】
位相“φ”の調整は、Ａ(ｘ2−ｘ1) と定義することができ、ここで、“Ａ”は定数である。信号の位相をインクレメンタル量だけ増大させるか減少させるか確定するプロセスは、更に、サブステップ（１）Ａ(ｘ2−ｘ1) が位相変調の範囲内であるかどうか確定する、（２）Ａ(ｘ2−ｘ1) が範囲内である場合はφをＡ(ｘ2−ｘ1) に等しい量だけ変える、又は、Ａ(ｘ2−ｘ1) が範囲外である場合はφをＡ(ｘ2−ｘ1)−ｍ2πに等しい量だけ変える［ここで、ｍは１より大きい整数］ことを備えてよい。この方法は、任意に更にサブステップ（３）信号ｘ1を再測定することを備えてよい。
【０１３５】
［ｄ．データ処理］
一般に、検出器によって適時に記録されたデータは、光周波数ω及び波数ｋの厳格に一次の関数としてサンプル化されてはならない。それでも、フーリエ変換は、ｚ空間とｋ空間（又はｔとω）をリンクさせることができる。ｋ空間でのサンプル化が非線形であることから、ｋドメインにおいて均一間隔のサンプルを作成すべく収集されたスペクトルを補間する。あるいは代わりに、補間が不要になるよう、光がｋ空間において等間隔のサンプルになるようにレーザの同調勾配を調整することができよう。あるいは代わりに、補間が不要になるよう、ｋ空間において均一に拡げられた光をサンプル化すべく検出タイミングを設計することができよう。ポイントスプレッド関数を最適化するためには、干渉計のサンプルアームとリファレンスアームにおける分散を釣合わせるのが好ましい。分散の不釣合いも、ディジタル処理によって修正できよう。モーションによって誘導された位相チャープも、ディジタル処理によって修正できよう。モーションアーティファクト修正のためには、サンプルの軸方向運動を測定し、この運動の測定から固有の非線形マッピングを算出することができる。
【０１３６】
補間については様々な技術が普通当業者に知られている。それは、単純な２点補間、ＦＦＴゼロパディングとこの後に続く２点補間、及び、ナイキスト定理によって書き表されたサイン関数を使った厳密な補間を含むが、これだけに限らない。
【０１３７】
本発明の一実施例によれば、下記のものを備える、血管内の粥状斑の場所を特定するためのプローブも提供できる。干渉計、干渉計から受け取った信号を複数の光周波数に分割するスペクトル分離ユニット、及び、スペクトル分離ユニットから受け取った光周波数の少なくとも一部分を検出する検出器アレンジメント。
【０１３８】
［ｅ．周波数シフト技術］
高速ＯＦＤＩ技術については、より高い同調速度、より高い出力パワー、又は、より広い同調範囲を得るためにコヒーレンス長さが譲歩することが往々にしてあるので、最大レンジング深さがレーザ出力のコヒーレンス関数の有限幅によって制限されることはあり得よう。コヒーレンス長さが有限であると、干渉計のパス長さ差が増大するにつれて干渉フリンジの可視度は低下することになる。これは結果的にＳＮ比の低下につながり、従って、最大レンジング深さの制限につながる。その上、従来の干渉測定においてプラス電気周波数とマイナス電気周波数とを区別できないことは、プラス深さとマイナス深さの間の曖昧さにつながり得る。撮像を折り重ねるアーティファクトを回避するためには、画像がプラス深さかマイナス深さかどちらかでしか存在しないように干渉計のリファレンス遅延を調整するのが望ましい。これが更に、光源の所与のコヒーレンス長さにとってレンジング深さの制限につながることはあり得る。
【０１３９】
このようなあり得る制限を回避するために、圧電アクチュエータ、複屈折板又は３×３カプラを使って、直角干渉信号をプラス又はマイナスの位相バイアスに基づいて測定した。さもなければ、こうした技術は、プラス深さとマイナス深さと関連したオーバラップ画像を提供し得るが、これは、安定した直角信号の生成が困難であるために相当の残留アーティファクトを放置する傾向がある。本文では、プラス深さとマイナス深さの間の曖昧さを効果的に無くす単純な技術を提案し、実証する。
【０１４０】
本発明の一実施例による例示的技術では、干渉計において光周波数シフタを使って検出器信号の一定の周波数シフトを提供する。これで、コヒーレンスレンジの両側をクロストークなしで使用でき、レンジング深さを倍増できるようになる。同じコンセプトは、上で、回転複屈折板を５７Ｈｚで使って、又は、再循環周波数シフトループを使って一次元光周波数ドメイン反射率測定を行うという事例の中で述べた。この実施例では、音響光学周波数シフタを使用し、この技術を、数桁分高いレンジング速度をもって高速ＯＦＤＩに適用する。その上、本発明の更なる実施例による信号処理技術を使って、周波数シフト技術において掃引源の非線形同調勾配を活用できるようにする。
【０１４１】
<<Ａ．原理>>
［周波数シフト］
図１５は、波長掃引源９５、リファレンスアーム８０において光周波数シフタ３１１を使用するシングルモード光ファイバー干渉計、光検出器８８、及び信号プロセッサ１６０を含む、本発明によるＯＦＤＩシステムのハイレベル構成を示す。リファレンスアームに往復周波数シフトΔｆがあるとき、リファレンスアーム光とサンプルアーム光の間の干渉と関連した光電流は、次の通り表すことができる。
【数２０】
0005567246.tif 000021
ここで、ηは量子化率、Ｐr(ｔ）及びＰs(ｔ）はそれぞれリファレンスアーム光、サンプルアーム光の光パワー、Ｒ(ｚ）はサンプルの反射率、G(|z|）はフリンジ可視度に相当するコヒーレンス関数、ｃは光の速度、ν(ｔ）は光周波数、φ(ｚ）は後方散乱の位相である。線形同調、すなわち、ν(ｔ)＝0−1ｔの場合、検出器信号の周波数は
【数２１】
0005567246.tif 000022
によって与えられる。
【０１４２】
ゼロ信号周波数は、深さｚ＝ｃΔｆ／(2ν1）に対応する。従って、周波数シフトの方向を掃引源の同調方向と同じにすることにより、ゼロ信号周波数はマイナス深さを指すものとすることができる。図１６（ａ）及び１６（ｂ）は、周波数シフトの効果を示す。フリンジ可視度又はコヒーレンス関数の値は、深さゼロでピークに達し、深さが増すにつれて減少する。コヒーレンス長さｚcは、可視度が０．５に低下し、それによってＳＮ比が６ｄＢだけ低下するときの深さを指す。従って、論証可能であるが、ＳＮ比低下が６ｄＢ未満である場合、有効レンジング深さを最大深さスパンと定義してよい。例えば、図１６（ａ）では、信号周波数の正負の曖昧さのゆえにコヒーレンスレンジの片側が使用できるだけである（斜線領域）。対照的に、図１６（ｂ）では、適当な周波数シフトを入れたことにより、プラス深さとマイナス深さの間の画像クロストーク一切なしに、−ｚcからｚcまでコヒーレンスレンジの両側を利用することができる。
【０１４３】
［非線形同調］
ν(ｔ）が時間に関して非線形であることは、一定の深さのところで信号の周波数チャープが生じることになり、軸方向解像度の低下を招く結果となる。この問題の解決策として、検出器信号のサンプリングと共に、時間間隔をあけて周波数チャープの非線形補償を行ってよい。あるいは代わりに、一定の時間間隔で検出器信号をサンプリングしてから、離散的フーリエ変換（“ＤＦＴ”）に先立ち、サンプル化したデータを補間によって一様なν空間にマッピングしてよい。どちらの方法も、変換限界のある軸方向解像をもたらすことが実証された。しかしながら、これらの方法は、周波数シフト技術に直接には適用できない。非線形サンプリング法も非線形補間法も、結果的に周波数シフトに人工的なチャープを生じさせ、これが最適な軸方向解像度に低下につながるのである。それゆえ、おおよそ変換限界のある軸方向解像をレンジング深さ全体にわたって達成するためには改良補間法が使用できる。その例示的手順は次の通りであってよい。
【０１４４】
ステップ１．波長掃引源の各掃引動作の間に一様な時間間隔をあけてＮ個の信号サンプルを得る。
ステップ２．電気周波数ドメインにおいてＮ個のデータポイントのＤＦＴを実行する。
ステップ３．マイナス深さとプラス深さにそれぞれ対応するΔｆより下の周波数帯とΔｆより上の周波数帯の２つを分離する。
ステップ４．深さゼロが電気周波数ゼロに整合されるように各周波数帯をシフトさせる。
ステップ５．ゼロパディングを各周波数帯に適用し、逆ＤＦＴを実行する。結果的に、各周波数帯について、より小さい時間間隔でより多くの数のサンプルのアレイが得られることになる。
ステップ６．波長掃引源の非線形性によって与えられた固有のマッピング機能を使って、各アレイを時間ドメインにおいて一様なν空間の中に補間する。
ステップ７．補間された各アレイのＤＦＴを行う。
ステップ８．アレイインデックスをシフトさせることによって２つのアレイ（画像）を組み合わせる。
結果として、深さゼロは電気周波数の値Δｆのところに位置する。
【０１４５】
<<Ｂ．実験>>
［ＯＦＤＩシステム］
図１７は、本発明の一実施例による２つの音響光学周波数シフタ（FS1 800及びFS2 802、Brimrose Inc.AMF-25-1.3）を使用するＯＦＤＩシステムの実験的セットアップの一例を示す。２つの周波数シフタは、Δｆ＝ＦＳ２−ＦＳ１の正味シフトを生成すべく電圧制御式発振器を使って駆動してよい。２つの周波数シフタの使用により、音響光学水晶の材料分散は自動的に釣合わされた。ファイバーカップリングを含む各デバイスの挿入損は２．５ｄＢ未満であり得る。ディジタイザのサンプリングレートは１０ＭＨｚであり得る。掃引レーザ１００は、１２７１ｎｍから１３７９ｎｍまで中心的に掃引された１０８ｎｍの同調範囲を提供すべく構成してあってよい（ν1＝１３５ＧＨｚ／μs）。反復レートは３６ｋＨｚまで到達できたが、レーザはそれより低い７ｋＨｚのレートで操作され、１回の波長掃引の間に１３００サンプルが収集された。その結果、ナイキスト周波数５ＭＨｚに対応する画像において５．８ｍｍの深さスパンが得られた。プローブ８１０は検流計ミラー及び撮像レンズを含んでよく、共焦点パラメータ値１．１ｍｍのプローブビームを生成した。電気回路８３６においてＴＴＬトリガ信号を発生させるために、光タップカプラ８２０を狭帯域フィルタ８３０及び光検出器８３４と共に使用することができる。ＴＴＬ信号は、アナログ/ディジタル変換器においてトリガとして使用してよい。
【０１４６】
干渉信号は、デュアルバランスレシーバ１５１を使って測定することができる。検出器信号は更に、ディジタル化に先立ち低域電気フィルタ８４０を使って処理した。他の種類の電気フィルタ、例えば帯域フィルタやスロープフィルタを使用してもよい。スロープフィルタの透過曲線は、その低周波帯において指数関数的に上昇（下降）する勾配を有してよい。このフィルタは、減衰が相当大きく、結果として信号強度が深さと共に低下する点で有用であり得る。スロープフィルタは、表面からの強度大の信号をより深い場所からの信号に相対して効果的に抑制することにより、検出のダイナミックレンジを改善することができる。
【０１４７】
掃引レーザ１００のコヒーレンス関数を特徴づけるため、リファレンスミラーの様々な場所で部分反射体を使ってシステムのポイントスプレッド関数をΔｆ＝０（ＦＳ１＝−２５ＭＨｚ、ＦＳ２＝−２５ＭＨｚ）で測定してよい。比較のため、各深さで収集されたサンプル化データをマッピングプロセスあり、マッピングプロセスなしの両方で処理した。図１８（ａ）及び１８（ｂ）は例示的結果を示し、ここで、ｙ軸はゼロ周波数における値に対して正規化されたＤＦＴ振幅の平方を表し、上と下のｘ軸はそれぞれ信号周波数と深さｚを表す。マッピングプロセスなしの場合、我々の掃引レーザの非線形性のゆえに、ポイントスプレッド関数は相当に拡大され、深さが増すにつれてピークパワーは大きく低下する［図１８（ａ）を参照］。ところが、マッピングプロセスありの場合、スプレッド関数は、ほぼ図１８（ｂ）に示す通りの変換限界のある軸方向解像を見せる。レーザ出力の有限コヒーレンス長さは、信号パワー深さの減少を見込んでいる。５．８ｍｍの深さスパン全体にわたって、ＳＮ比は１１ｄＢより大きく低下する。より早く導入された有効レンジング深さ判定基準によれば、コヒーレンス長さに対応する深さは僅か２．９ｍｍ、画像における全体の半分であってよい。同じ実験を、周波数シフトがゼロでないΔｆ＝−２．５ＭＨｚ（ＦＳ１＝−２２．５ＭＨｚ、ＦＳ２＝−２５ＭＨｚ）の条件下で実施した。図１８（ｃ）及び１８（ｄ）はそれぞれ、マッピングプロセスあり、マッピングプロセスなしの両方で測定されたポイントスプレッド関数を示す。これらの図から分かる通り、周波数２．５ＭＨｚに存在する深さゼロにおいて生じる信号パワーのピークは、少なくとも音響光学周波数シフトにほぼ等しい。図１８（ｄ）で観察されるおおよそ変換限界のある軸方向解像は、マッピング技術を有効にしている。信号パワーの低下は５．８ｍｍの深さスパン全体にわたって５ｄＢ未満であり、これは、レンジング深さを延ばす点で周波数シフト技術が有益であることを実証するものである。
【０１４８】
［画像］
ＯＦＤＩシステムを使って人間の肺組織の生体外撮像を行った。図１９は、Ａの場合Δｆ＝０、Ｂの場合Δｆ＝−２．５であることを除いて同一の実験条件のもとで得られた２つの画像、ＡとＢを示す。各画像は、上で述べたマッピング技術を使って得られた。組織の表面をプローブビーム軸に関して或る角度で置き、画像におけるプラス深さとマイナス深さの両方に信号が存在するようにリファレンスミラーを位置決めした。Ａでは、組織画像が２．８ｍｍの有効レンジング深さの範囲内にある、すなわち、深さスパン全体のうちの上半分にある。それでも、サンプル位置の相対的に大きい変化は、撮像を折り重ねるアーティファクトを生じさせる結果となった。対照的に、Ｂでは、プラス深さとマイナス深さの全体を曖昧さなしで表示できた。すなわち、周波数シフト技術によってレンジング深さが５．８ｍｍに増大したという有利さがあったのである。
【０１４９】
以上の記述は単に本発明の原理を描いたにすぎない。述べた実施例について多様な改良形態及び変更形態のあることは、当該分野の当業者に明白であろう。従って、ここで明瞭に図示又は記述されなかったとしても、当業者であれば、多数のシステム、装置及び方法を考案し、本発明の範囲および主旨から逸脱することなく本発明の原理を具体化することが可能であることは、十分に認識されよう。
（態様１）
少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線を非反射性リファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントを備え、ここで、前記少なくとも１つの第１アレンジメントによって提供された放射線の周波数が経時変化し、また、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントを備える装置。
（態様２）
前記少なくとも１つの第３放射線がサンプルから戻された放射線であり、前記少なくとも１つの第４放射線がリファレンスから戻された放射線である、態様１に記載の装置。
（態様３）
更に、前記少なくとも１つの第１電磁放射線、少なくとも１つの第２電磁放射線、少なくとも１つの第３電磁放射線及び少なくとも１つの第３電磁放射線のうち少なくとも１つの周波数をシフトさせる少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、態様１に記載の装置。
（態様４）
更に、検出された干渉に基づいて画像を生成する少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、態様１に記載の装置。
（態様５）
更に、走査データ生成のためにサンプルの横方向位置を走査し、その走査データを画像生成のために前記第３アレンジメントに提供するプローブを備える、態様４に記載の装置。
（態様６）
前記走査データが、サンプル上の多重横方向位置で得られた干渉検出データを含む、態様５に記載の装置。
（態様７）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、少なくとも１つの光検出器と、前記少なくとも１つの光検出器の後に続く少なくとも１つの電気フィルタを備える、態様１に記載の装置。
（態様８）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、少なくとも１つの光検出器と、前記少なくとも１つの光検出器の後に続く少なくとも１つの電気フィルタを備える、態様３に記載の装置。
（態様９）
前記少なくとも１つの電気フィルタが、前記周波数シフトアレンジメントによる周波数シフトの大きさとほぼ同じ中心周波数を持つ帯域フィルタである、態様８に記載の装置。
（態様１０）
前記電気フィルタの透過プロファイルがほぼその通過帯域全体にわたって変化する、態様９に記載の装置。
（態様１１）
前記プローブが回転接合器と光ファイバーカテーテルを備える、態様５に記載の装置。
（態様１２）
前記カテーテルが毎秒３０回転より高い速度で回転する、態様１１に記載の装置。
（態様１３）
更に、少なくとも１つの偏光変調器を備える、態様１に記載の装置。
（態様１４）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つの偏光状態を検出できる、態様１に記載の装置。
（態様１５）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つのデュアルバランスレシーバを備える、態様１に記載の装置。
（態様１６）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバを備える、態様１に記載の装置。
（態様１７）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバ及びデュアルバランスレシーバを備える、態様１に記載の装置。
（態様１８）
更に、
・前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線のうち少なくとも１つ、及び、
・前記少なくとも１つの第３電磁放射線と少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つの間の位相差を追跡する少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、態様１に記載の装置。
（態様１９）
更に、第１電磁放射線と第２電磁放射線を放出するアレンジメントを備え、その電磁放射線のうち少なくとも１つは、平均周波数が毎ミリ秒１００テラヘルツより大きい同調速度でほぼ連続的に経時変化するスペクトルを有する、態様１に記載の装置。
（態様２０）
前記少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線を非反射性リファレンスに提供し、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つの周波数が経時変化するステップ、及び、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出するステップを備える方法。
（態様２１）
少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントを備え、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つが経時変化するスペクトルを有し、前記スペクトルが特定の時に多重周波数を含んでおり、また、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントを備える装置。
（態様２２）
前記少なくとも１つの第３放射線がサンプルから戻された放射線であり、前記少なくとも１つの第４放射線がリファレンスから戻された放射線である、態様２１に記載の装置。
（態様２３）
更に、前記少なくとも１つの第１電磁放射線、少なくとも１つの第２電磁放射線、少なくとも１つの第３電磁放射線及び少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つの周波数をシフトさせる少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、態様２１に記載の装置。
（態様２４）
更に、検出された干渉に基づいて画像を生成する少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、態様２１に記載の装置。
（態様２５）
更に、走査データ生成のためにサンプルの横方向位置を走査し、その走査データを画像生成のために前記第３アレンジメントに提供するプローブを備える、態様２４に記載の装置。
（態様２６）
前記走査データが、サンプル上の多重横方向位置で得られた干渉検出データを含む、態様２５に記載の装置。
（態様２７）
前記リファレンスが非反射性である、態様２１に記載の装置。
（態様２８）
前記スペクトルの中央値がほぼ直線的に経時変化する、態様２１に記載の装置。
（態様２９）
前記スペクトルの中央値の変化の速度が少なくとも１０００ｎｍ／ｍｓｅｃである、態様２８に記載の装置。
（態様３０）
スペクトルが少なくとも１０ｋＨｚの反復レートで反復的に経時変化する、態様２１に記載の装置。
（態様３１）
前記少なくとも１つの第１アレンジメントが、スペクトルを経時変化させるスペクトルフィルタを含む、態様２１に記載の装置。
（態様３２）
前記スペクトルフィルタが、多角形スキャナ、及び、スペクトルを経時変化させるスペクトル分離アレンジメントを含む、態様３１に記載の装置。
（態様３３）
前記少なくとも１つの第１アレンジメントが、電磁放射線を発生させ、増幅する半導体利得媒体を含む、態様２１に記載の装置。
（態様３４）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、少なくとも１つの光検出器と、前記少なくとも１つの光検出器の後に続く少なくとも１つの電気フィルタを備える、態様２３に記載の装置。
（態様３５）
前記少なくとも１つの電気フィルタが、前記周波数シフトアレンジメントによる周波数シフトの大きさとほぼ同じ中心周波数を持つ帯域フィルタである、態様３４に記載の装置。
（態様３６）
前記電気フィルタの透過プロファイルがほぼその通過帯域全体にわたって変化する、態様３５に記載の装置。
（態様３７）
前記プローブが回転接合器と光ファイバーカテーテルを備える、態様２５に記載の装置。
（態様３８）
前記カテーテルが毎秒３０回転より高い速度で回転する、態様３７に記載の装置。
（態様３９）
更に、少なくとも１つの偏光変調器を備える、態様２１に記載の装置。
（態様４０）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つの偏光状態を検出できる、態様２１に記載の装置。
（態様４１）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つのデュアルバランスレシーバを備える、態様２１に記載の装置。
（態様４２）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバを備える、態様２１に記載の装置。
（態様４３）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバ及びデュアルバランスレシーバを備える、態様２１に記載の装置。
（態様４４）
更に、
・前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線のうち少なくとも１つ、及び、
・前記少なくとも１つの第３電磁放射線と少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つの間の位相差を追跡する少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、態様２１に記載の装置。
（態様４５）
前記少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供し、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つが経時変化するスペクトルを有し、前記スペクトルが特定の時に多重周波数を含んでいるステップ、及び、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出するステップを備える方法。
（態様４６）
前記少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントを備え、ここで、前記少なくとも１つの第１アレンジメントによって提供された放射線の周波数が経時変化し、
第１偏光状態において前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の第１干渉信号を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントを備え、また、
第２偏光状態において前記第３放射線と前記第４放射線の間の第２干渉信号を検出する少なくとも１つの第３アレンジメントを備える装置。
（態様４７）
前記少なくとも１つの第３放射線がサンプルから戻された放射線であり、前記少なくとも１つの第４放射線がリファレンスから戻された放射線である、態様４６に記載の装置。
（態様４８）
更に、前記少なくとも１つの第１電磁放射線、少なくとも１つの第２電磁放射線、少なくとも１つの第３電磁放射線及び少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つの周波数をシフトさせる少なくとも１つの第４アレンジメントを備える、態様４６に記載の装置。
（態様４９）
更に、検出された干渉に基づいて画像を生成する少なくとも１つの第４アレンジメントを備える、態様４６に記載の装置。
（態様５０）
更に、走査データ生成のためにサンプルの横方向位置を走査し、その走査データを画像生成のために前記第４アレンジメントに提供するプローブを備える、態様４９に記載の装置。
（態様５１）
前記走査データが、サンプル上の多重横方向位置で得られた干渉検出データを含む、態様５０に記載の装置。
（態様５２）
前記リファレンスが非反射性である、態様４６に記載の装置。
（態様５３）
前記スペクトルの中央値がほぼ直線的に経時変化する、態様４６に記載の装置。
（態様５４）
前記少なくとも１つの第１アレンジメントが、スペクトルを経時変化させるスペクトルフィルタを含む、態様４６に記載の装置。
（態様５５）
前記スペクトルフィルタが、多角形スキャナ、及び、スペクトルを経時変化させるスペクトル分離アレンジメントを含む、態様５４に記載の装置。
（態様５６）
前記少なくとも１つの第１アレンジメントが、電磁放射線を発生させ、増幅する半導体利得媒体を含む、態様４６に記載の装置。
（態様５７）
更に、検出された干渉に基づいて画像を生成する少なくとも１つの第４アレンジメントを備え、ここで、第１偏光状態と第２偏光状態が互いにほぼ直交する、態様４６に記載の装置。
（態様５８）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、少なくとも１つの光検出器と、前記少なくとも１つの光検出器の後に続く少なくとも１つの電気フィルタを備える、態様４８に記載の装置。
（態様５９）
前記少なくとも１つの電気フィルタが、前記周波数シフトアレンジメントによる周波数シフトの大きさとほぼ同じ中心周波数を持つ帯域フィルタである、態様５８に記載の装置。
（態様６０）
前記電気フィルタの透過プロファイルがほぼその通過帯域全体にわたって変化する、態様５９に記載の装置。
（態様６１）
前記プローブが回転接合器と光ファイバーカテーテルを備える、態様５０に記載の装置。
（態様６２）
前記カテーテルが毎秒３０回転より高い速度で回転する、態様４６に記載の装置。
（態様６３）
更に、少なくとも１つの偏光変調器を備える、態様４６に記載の装置。
（態様６４）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが、前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つの偏光状態を検出できる、態様４６に記載の装置。
（態様６５）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つのデュアルバランスレシーバを備える、態様４６に記載の装置。
（態様６６）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバを備える、態様４６に記載の装置。
（態様６７）
前記少なくとも１つの第２アレンジメントが少なくとも１つの偏光ダイバーシティレシーバ及びデュアルバランスレシーバを備える、態様４６に記載の装置。
（態様６８）
更に、
・前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線のうち少なくとも１つ、及び、
・前記少なくとも１つの第３電磁放射線と少なくとも１つの第４電磁放射線のうち少なくとも１つの間の位相差を追跡する少なくとも１つの第３アレンジメントを備える、態様４６に記載の装置。
（態様６９）
前記少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供し、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つの周波数が経時変化するステップ、
第１偏光状態において前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の第１干渉信号を検出するステップ、及び、
第２偏光状態において前記第３放射線と前記第４放射線の間の第２干渉信号を検出し、ここで、第１偏光状態と第２偏光状態が互いに異なるステップを備える方法。
（態様７０）
前記少なくとも１つの第３放射線がサンプルから戻された放射線であり、前記少なくとも１つの第４放射線がリファレンスから戻された放射線である、態様６９に記載の方法。
（態様７１）
前記少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントを備え、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つが、平均周波数が毎ミリ秒１００テラヘルツより大きい同調速度でほぼ連続的に経時変化するスペクトルを有し、また、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントを備える装置。
（態様７２）
平均周波数が５キロヘルツより大きい反復レートで反復的に変化する、態様７１に記載の装置。
（態様７３）
平均周波数が１０テラヘルツより大きい範囲にわたって変化する、態様７１に記載の装置。
（態様７４）
スペクトルが１００ギガヘルツより小さい瞬時ライン幅を有する、態様７１に記載の装置。
（態様７５）
更に、往復長さが５ｍより短いレーザキャビティを備える、態様７１に記載の装置。
（態様７６）
前記スペクトルの同調範囲の中心が公称で中心波長１３００ｎｍに合わせてある、態様７３に記載の装置。
（態様７７）
前記スペクトルの同調範囲の中心が公称で中心波長８５０ｎｍに合わせてある、態様７３に記載の装置。
（態様７８）
前記スペクトルの同調範囲の中心が公称で中心波長１７００ｎｍに合わせてある、態様７３に記載の装置。
（態様７９）
前記少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供し、ここで、前記第１放射線と第２放射線のうち少なくとも１つが、平均周波数が毎ミリ秒１００テラヘルツより大きい同調速度でほぼ連続的に経時変化するスペクトルを有するステップ、及び、
前記少なくとも１つの第１放射線と関連した少なくとも１つの第３放射線と、前記少なくとも１つの第２放射線と関連した少なくとも１つの第４放射線の間の干渉を検出するステップを備える方法。
（態様８０）
前記少なくとも１つの第１電磁放射線をサンプルに、少なくとも１つの第２電磁放射線をリファレンスに提供する少なくとも１つの第１アレンジメントを備え、ここで、前記少なくとも１つの第１アレンジメントによって提供された放射線の周波数が経時変化し、
前記少なくとも１つの第１電磁放射線と少なくとも１つの第２電磁放射線の周波数をシフトさせるのに適した少なくとも１つの第２アレンジメント、
前記第１電磁放射線と第２電磁放射線を干渉させ、それで干渉信号を生成する干渉計、及び、
前記第１電磁放射線と第２電磁放射線の間の干渉を検出する少なくとも１つの第２アレンジメントを備える装置。
（態様８１）
組織の構造及び組成のうち少なくとも１つと関連した特定データを求めるシステムであって、
所定の手法を実行するとき、
ａ）サンプルから得られた少なくとも１つの第１電磁放射線と、リファレンスから得られた少なくとも１つの第２電磁放射線から形成される干渉信号と関連した情報を受け取り、ここで、前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つの周波数をシフトさせ、
ｂ）前記情報をサンプル化し、それで、サンプル化データを第１フォーマットで生成し、
ｃ）前記サンプル化データを第２フォーマットの特定データに変換する［ここで、第１フォーマットと第２フォーマットは互いに異なる］ように構成された処理アレンジメントを備えるシステム。
（態様８２）
前記第２フォーマットが、ほぼ同じ電磁周波数差を表す少なくとも２つのサンプリングインターバルを有する、態様８１に記載のシステム。
（態様８３）
前記サンプリングインターバルの各々がほぼ同じ電磁周波数差を表す、態様８２に記載のシステム。
（態様８４）
手順がサンプル化データの補間を含む、態様８１に記載のシステム。
（態様８５）
前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つが特定周波数分だけ周波数シフトさせられ、また、前記補間が、周波数ドメインにおいてサンプル化データをアレイにフーリエ変換し、前記特定周波数に基づき前記アレイを少なくとも２つの周波数帯に分離することを含む、態様８４に記載のシステム。
（態様８６）
前記補間が、周波数ドメインにおいてサンプル化データをアレイにフーリエ変換し、前記アレイのサイズを増大させ、前記アレイの増大した部分の各要素に所定の値を挿入することを含む、態様８５に記載のシステム。
（態様８７）
前記処理アレンジメントが更に、特定データに基づき少なくとも１つの組織部分の画像を生成するように構成されている、態様８１に記載のシステム。
（態様８８）
前記画像が特定解像度を有し、前記サンプル化データと関連した電磁周波数のスペクトルが前記特定解像度に関連し、また、前記特定解像度が前記電磁周波数のスペクトルのフーリエ変換限界にほぼ近い、態様８７に記載のシステム。
（態様８９）
前記第２フォーマットが、ほぼ同じ電磁周波数差を表す少なくとも２つのサンプリングインターバルを有し、前記電磁周波数の大きさが前記サンプリングインターバルの少なくとも１つの逆数のほぼ１／４より大きい、態様８５に記載のシステム。
（態様９０）
前記第２フォーマットが画像フォーマットであり、前記画像が変換されたサンプル化データに基づいている、態様８７に記載のシステム。
（態様９１）
前記第２フォーマットが、ほぼ一定のｋ空間インターバルを含むフォーマットである、態様８４に記載のシステム。
（態様９２）
組織の構造及び組成のうち少なくとも１つと関連した特定データを求める方法であって、
サンプルから得られた少なくとも１つの第１電磁放射線と、リファレンスから得られた少なくとも１つの第２電磁放射線から形成される干渉信号と関連した情報を受け取り、ここで、前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つの周波数をシフトさせるステップ、
前記情報をサンプル化し、それで、サンプル化データを第１フォーマットで生成するステップ、及び、
前記サンプル化データを第２フォーマットの特定データに変換するステップ［ここで、第１フォーマットと第２フォーマットは互いに異なる］を備える方法。
（態様９３）
組織の構造及び組成のうち少なくとも１つと関連した特定データを求める記憶媒体であって、前記記憶媒体の保持するプログラムが処理アレンジメントにより実行されるとき、
サンプルから得られた少なくとも１つの第１電磁放射線と、リファレンスから得られた少なくとも１つの第２電磁放射線から形成される干渉信号と関連した情報を受け取り、ここで、前記第１電磁放射線と第２電磁放射線のうち少なくとも１つの周波数をシフトさせる、
前記情報をサンプル化し、それで、サンプル化データを第１フォーマットで生成する、及び、
前記サンプル化データを第２フォーマットの特定データに変換する［ここで、第１フォーマットと第２フォーマットは互いに異なる］ことを備える命令を実行するように構成されている記憶媒体。
【図面の簡単な説明】
【０１５０】
【図１】時間ドメイン光コヒーレントトモグラフィ（“ＯＣＴ”）システムのブロック図である。
【図２】スペクトルレーダ技術を使って周波数ドメイン撮像を実行するシステムのブロック図である。
【図３Ａ】本発明の一実施例によるコヒーレント単一周波数同調源を使って周波数ドメイン撮像を実行するシステムのブロック図である。
【図３Ｂ】図３Ａのシステムにより生じさせられる周波数シフトの現れ方をひとまとまりで図解する波長対振幅のグラフを示す図である。
【図３Ｃ】図３Ａのシステムにより生じさせられる周波数シフトの現れ方をひとまとまりで図解する波長対振幅のグラフを示す図である。
【図３Ｄ】図３Ａのシステムにより発生させられるビート信号のグラフを示す図である。
【図４Ａ】本発明の別の実施例による多重縦モードの波長掃引源を使って周波数ドメイン撮像を実行するシステムのブロック図である。
【図４Ｂ】図４Ａのシステムにより生じさせられるスペクトルのシフトの現れ方をひとまとまりで図解する波長スペクトルのグラフを示す図である。
【図４Ｃ】図４Ａのシステムにより生じさせられるスペクトルのシフトの現れ方をひとまとまりで図解する波長スペクトルのグラフを示す図である。
【図４Ｄ】図４Ａのシステムにより発生させられるビート信号のグラフを示す図である。
【図５】本発明の別の実施例による波長掃引源を使って周波数ドメイン撮像を実行するシステムのブロック図である。
【図６】本発明の一実施例による可同調光波長フィルタのブロック図である。
【図７】本発明の一実施例による波長掃引レーザアレンジメントのブロック図である。
【図８Ａ】図７の波長掃引レーザアレンジメントの出力側で測定された通りのレーザ出力スペクトルのグラフ例を示す図である。
【図８Ｂ】図７の波長掃引レーザの出力側で測定された通りのレーザ出力のグラフ例を示す図である。
【図９Ａ】本発明の別の実施例による多角形ミラーを付けた可同調光波長フィルタアレンジメントのブロック図である。
【図９Ｂ】本発明のなお別の実施例による反射板を有する可同調光波長フィルタアレンジメントのブロック図である。
【図１０Ａ】本発明の更なる実施例による、波長掃引レーザと偏光ダイバーシティバランス検出（“ＰＤＢＤ”）回路を含む光学周波数ドメイン撮像（“ＯＦＤＩ”）システムのブロック図である。
【図１０Ｂ】図１０Ａに示した例示的プローブアレンジメントのブロック図である。
【図１０Ｃ】図１０Ａのシステムを使用する搬送波周波数ヘテロダイン検出の例示的出力を図解する多数のグラフを示す図である。
【図１１】本発明の一実施例を使って得られた、人間の指先の生体内画像の一例を示す図である。
【図１２】本発明の一実施例による位相追跡アレンジメントのブロック図である。
【図１３】位相追跡器を有する、本発明によるＯＦＤＩシステムの一実施例のブロック図である。
【図１４Ａ】本発明による位相追跡操作技術の一例を図解するフロー線図である。
【図１４Ｂ】本発明による位相追跡操作技術の一例を図解するフロー線図である。
【図１４Ｃ】本発明による位相追跡操作技術の一例を図解するフロー線図である。
【図１５】本発明の別の実施例によるＯＦＤＩシステムの単純化された線図である。
【図１６】（図１６（ａ）及び図１６（ｂ））は、本発明による周波数シフトの効果を示すグラフ、すなわち、深さ対信号周波数のグラフを示す図である。
【図１７】本発明のなお別の実施例による２つの音響光学周波数シフタを使用するＯＦＤＩシステムのブロック図である。
【図１８】ポイントスプレッドファンクションのグラフを示す図であり、図１８（ａ）及び図１８（ｃ）は、本発明によるマッピングプロセスを使って測定されたポイントスプレッドファンクションのグラフを示す図であり、図１８（ｂ）及び図１８（ｄ）は、本発明によるマッピングプロセスを使って測定されたポイントスプレッドファンクションのグラフを示す図である。
【図１９】Ａの場合Δｆ＝０およびＢの場合Δｆ＝−２．５であることを除いて同一の実験条件のもとで本発明によるマッピング技術を使って得られた２つの画像を示す図である。
【図１】
0005567246.tif 000023
【図２】
0005567246.tif 000024
【図３Ａ】
0005567246.tif 000025
【図３Ｂ】
0005567246.tif 000026
【図３Ｃ】
0005567246.tif 000027
【図３Ｄ】
0005567246.tif 000028
【図４Ａ】
0005567246.tif 000029
【図４Ｂ】
0005567246.tif 000030
【図４Ｃ】
0005567246.tif 000031
【図４Ｄ】
0005567246.tif 000032
【図５】
0005567246.tif 000033
【図６】
0005567246.tif 000034
【図７】
0005567246.tif 000035
【図８Ａ】
0005567246.tif 000036
【図８Ｂ】
0005567246.tif 000037
【図９Ａ】
0005567246.tif 000038
【図９Ｂ】
0005567246.tif 000039
【図１０Ａ】
0005567246.tif 000040
【図１０Ｂ】
0005567246.tif 000041
【図１０Ｃ】
0005567246.tif 000042
【図１１】
0005567246.tif 000043
【図１２】
0005567246.tif 000044
【図１３】
0005567246.tif 000045
【図１４Ａ】
0005567246.tif 000046
【図１４Ｂ】
0005567246.tif 000047
【図１４Ｃ】
0005567246.tif 000048
【図１５】
0005567246.tif 000049
【図１６】
0005567246.tif 000050
【図１７】
0005567246.tif 000051
【図１８】
0005567246.tif 000052
【図１９】
0005567246.tif 000053