(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）パケットを生成するための装置であって、
周期性をもったショート・プリアンブルとしてのデータ・パターンを含むパケットを生成するパケット生成手段と、
前記パケットを１組の変調されたサブキャリアとして並列に送信する第１および第２のアンテナと、
を備え、
前記第１および第２のアンテナのそれぞれは、前記第１のアンテナからの前記データ・パターンと前記第２のアンテナからの前記データ・パターンとが４つおきのサブキャリアで交互に表れるように、前記データ・パターンを８つおきのサブキャリアで送信することを特徴とする装置。
【請求項２】
各無線フロント・エンドが、前記複数の受信信号のうちの対応する１つから、第１の利得出力信号および第２の利得出力信号を並列で生成する、２以上の無線フロント・エンドと、
各チャネル選択フィルタ（ＣＳＦ）が、前記第１の利得出力信号または前記第２の利得出力信号をフィルタリングして、対応する情報チャネル信号を通過させる、２以上のＣＳＦと、
前記ＣＳＦのうちの対応する各ＣＳＦに結合され、前記データ・パターンの存在を検出する検出器と、
前記データ・パターンが存在するか否かに基づいて、前記２以上の無線フロント・エンドの１つまたは複数の前記第１の利得出力信号および前記第２の利得出力信号を、１つまたは複数の対応するＣＳＦに選択的に結合するスイッチとを含み、
前記データ・パターンは各サブキャリアに異なるシンボルを使用してランダムデータをエミュレートする、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記スイッチは、アイドル・モードであるか、それとも調整モードであるかに基づいて、前記２以上の無線フロント・エンドの１つまたは複数の前記第１の利得出力信号および前記第２の利得出力信号を選択的に結合し、
前記検出器は、前記データ・パターンが存在するか否かと各ＣＳＦの状態との少なくとも一方に基づいて、前記アイドル・モードであるか、それとも前記調整モードであるかを決定する、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記検出器は、前記データ・パターンを検出する相関器と、前記ＣＳＦの状態を検出する信号レベル検出器を含む、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記データ・パターンは、繰り返すパターンを含み、前記相関器は、前記繰り返すパターンに基づいて、前記ＣＳＦの出力信号の自己相関動作と共に前記データ・パターンの存在を検出する、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記ＣＳＦの状態は信号レベル情報および前記ＣＳＦの動作状態を含む、請求項４に記載の装置。
【請求項７】
前記ＣＳＦの動作状態は、閾値未満の状態、線形範囲の状態およびクリッピングの状態を含む、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記検出器が前記データ・パターンを検出するときに、前記ＣＳＦの動作状態は、各無線フロント・エンドの利得を調整するように利用される、請求項６に記載の装置。
【請求項９】
前記ＣＳＦの動作状態が前記線形範囲の状態でないとき、前記信号レベル情報はパケットの存在を検出するように利用される、請求項６に記載の装置。
【請求項１０】
（i）前記装置が微調整モードで動作するように構成され、前記微調整モードの間、前記信号レベル情報はＣＳＦによって提供される各出力信号の利得を選択するように利用されること、及び
（ii）ＣＳＦによって提供される各出力信号に選択された利得は、前記ＣＳＦに結合された対応するアナログ／デジタル変換器のダイナミック・レンジに基づいていること、
の少なくとも１つを含む、請求項６に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムに関し、より詳細には、複数アンテナ受信用の多重ブランチ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｂｒａｎｃｈ）無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムでは、不完全な通信チャネルを介しながらも信頼性と効率性を備えた情報信号送信を行えることが、きわめて重要である。図１Ａには、従来技術によるこれまでの通信システムの１つが示されており、このシステムでは、送信機１０１が単一アンテナ１０３から信号を送信し、それが通信チャネルを介して受信機１０２の単一アンテナ１０４まで伝送される。信号は一般に、データにより変調された搬送波であり、変調には通信分野で周知の数々の異なる変調技法のうちのいずれか１つを使用する。このタイプの伝送は、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）伝送としても知られている。通信チャネルの１つの特性に、送信信号エネルギーが複数の異なる信号に拡散され、各信号がそれぞれ僅かに異なる時間を要して目的地に到達する、マルチパスひずみがある。通信チャネルの別の特性に、フェージングや、信号エネルギーが失われる減衰がある。これらの通信チャネル特性は、信号がチャネルを通過している間に起こる信号劣化の一因となる。
【０００３】
図１Ｂには、従来技術による別のこれまでの通信システムが示されており、このシステムでは、送信機１１１が単一アンテナ１１３から信号を送信し、それが受信機１１２まで伝送される。ただし、受信機１１２は、２以上のアンテナ１１４（１）から１１４（Ｎ）を備えている。各アンテナは、送信信号の１成分を検出するが、信号劣化（例えば、検出誤り、検出見逃し、またはビット誤り）の影響を小さくするため、ダイバーシティ合成を使用して、複数の受信信号を合成する。このタイプの伝送は、単一入力複数出力（ＳＩＭＯ）伝送としても知られている。
【０００４】
ＳＩＳＯ伝送では、受信機は通信チャネルから送信信号を検出し、情報を取り出すために受信信号を処理する。図２に、従来技術によるＳＩＳＯ受信機のフロント・エンド部２００を示す。検出信号をベースバンド（ＢＢ）に変換するのに使用される回路または「受信チェーン（ｒｅｃｅｉｖｅ  ｃｈａｉｎ）」は、一般に、信号を検出するアンテナ２０１と、検出信号の特定帯域を通過させて雑音を取り除くフィルタ２０２と、検出信号を増幅する低雑音増幅器２０３と、信号を搬送波からＢＢ（または近ＢＢ）に復調するミキサ２０４とを含む。フロント・エンド部２００は、フィルタリングのために復調信号の利得を調整する可変利得増幅器２０５と、ベースバンド信号の特定帯域を通過させるフィルタ２０６と、サンプリングのためにベースバンド信号の利得を調整する可変利得増幅器２０７と、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２１０による処理のためにベースバンド信号のデジタル・サンプルを生成するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）２０８とをさらに含む。ＳＩＭＯ伝送では、図２に示すのと同様の受信チェーンを使用することができるが、複数の受信信号を互いの遅延を考慮して合成するための変更が施されている。代替として、信号合成を実施するＤＳＰとともに、複数の異なる受信チェーンを使用することもできる。
【０００５】
ＭＩＭＯ伝送では、図１Ｃに示すように、送信機は、２以上の送信アンテナから別々に信号を送信し、別々に送信された信号は、チャネルを通過するときに合成され、受信機は、２以上の受信アンテナの各々で合成信号を受信する。受信機は、送信信号の各々を検出し、復調し、情報を取り出すために受信信号を処理する。図３に、ＤＳＰ３０２による処理のために、送信搬送波信号の対応する１つを受信し、復調し、サンプリングする受信チェーン３０１（１）から３０１（Ｎ）を有する、ＭＩＭＯ受信機３００を示す。各搬送波信号をＢＢに変換するのに必要な重複化された回路または受信チェーンのことを、「多重ブランチ」（または「多重チェーン」）と呼ぶ。
【０００６】
図３の受信チェーン３０１（１）を参照すると、帯域フィルタ（ＢＦ）３１０（１）は、アンテナからの信号の周波数スペクトルを、数１００ＭＨｚまでの帯域をもつことができる希望帯域（例えば、無線ＬＡＮ帯域またはセルラ帯域）に制限する。低雑音増幅器（ＬＮＡ）３１１（１）は、アンテナ３０２（１）からの低電力のフィルタ通過信号（例えば、ｐＷａｔｔの範囲）を増幅するための第１の増幅ステージである。ＬＮＡ３１１（１）は、非常に低い信号と非常に大きい信号の両方を捕捉するために利得調整可能（例えば、高利得および低利得モード）とすることができる。ミキサ３１２（１）は、ＬＮＡ３１１（１）からの入力信号を、ＲＦ搬送波の周波数から、はるかに低い周波数（すなわち、中間周波数（ＩＦ）またはＢＢ）に周波数変換する。受信チェーン３０１（１）では、ミキサ３１２（１）は、入力信号を直接ＢＢに変換するか（「ゼロＩＦ（ＺＩＦ）」または「直接変換」）、あるいはＢＢからあまり離れていない「低ＩＦ（ＬＩＦ）」周波数帯域に変換する。従来技術による他のＭＩＭＯ受信機の受信チェーンは、２以上のミキシングおよびＩＦステージを含むことができる。受信およびＩＦステージ。３０１（Ｎ）までの残りの受信チェーンも、受信チェーン３０１（１）について上で説明したのと同様の方式で動作する。
【０００７】
第１のプログラム可能利得増幅器（ＰＧＡ）３１３（１）は、チャネル選択フィルタ（ＣＳＦ）３１４（１）が一定の範囲の信号レベルしかカバーしないので、ＣＳＦ３１４（１）のためにミキサ３１２（１）からのＢＢまたは低ＩＦ信号レベルを事前調整する。ＰＧＡ３１３（１）による信号レベルの事前調整は、ミキサ３１２（１）からの出力信号が、低くなり過ぎて雑音フロアに埋もれてしまわないように、あるいは高くなり過ぎてフィルタ回路が飽和してしまわないように防止する。さらに、ＰＧＡ３１３（１）は、ＣＳＦ３１４（１）が線形に動作し得るＣＳＦ３１４（１）のダイナミック・レンジ内に信号が収まるように、ＣＳＦ３１４（１）に供給する信号の利得も調整する。図３には明示的に示していないが、ミキサ３１２（１）からの信号は、一般に複素数（すなわち、同相成分と直交位相成分）で表されるので、チェーン内の各構成要素は、２つの物理的入力と２つの物理的出力をもつ。
【０００８】
ＣＳＦ３１４（１）は、ミキサ３１２（１）からの信号をフィルタリングして、希望情報チャネルを通過させるが、希望情報チャネルは、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ  ＯＦＤＭ規格に準拠して動作する無線ＬＡＮでは、約２０ＭＨｚ（例えば、一般には１６〜１７ＭＨｚ）の帯域を有する。ＣＳＦ３１４（１）は、希望情報チャネルの帯域幅より広い通過帯域幅を有し、ＢＢ信号へのフィルタリングは一般に、後でＤＳＰ３０２によりデジタル領域で実行される。第２のＰＧＡ３１５（１）は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３１６（１）によってサポートされる範囲内に収まるように信号レベルを調整する。ＡＤＣ３１６（１）は、周期的にＰＧＡ３１５（１）からの信号を量子化レベルに時間サンプリングする。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ  ＯＦＤＭ規格に準拠して動作する無線ＬＡＮでは、典型的なサンプリング周期は、５０ｎｓ（すなわち、２０Ｍｓｐｓ（メガサンプル毎秒）のサンプリング周波数に対応）である。その後、ＤＳＰ３０２が、ＡＤＣ３１６（１）からのサンプル系列を、ＡＤＣ３１６（２）からＡＤＣ３１６（Ｎ）からのサンプル系列と一緒に処理する。
【０００９】
信頼性の高い伝送を達成するための良い手法の１つに、マルチキャリア変調（ＭＣＭ）がある。ＭＣＭは、送信機で複数のアンテナを利用できる変調技法である。ＭＣＭの原理では、通信チャネルは複数のサブキャリア（トーン（ｔｏｎｅ）またはビン（ｂｉｎ）とも呼ばれる）に分割され、各サブキャリアは別個に変調される。情報は、トーンの位相、振幅、または両方を変化させることによって、トーン上に変調される。その後、各変調信号は、通常は別々の対応するアンテナから、通信チャネルを介して伝送される。
【００１０】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、各トーンが他のすべてのトーンと直交するようにトーン間隔が選択されたＭＣＭの一形態である。ＯＦＤＭ無線ローカル・エリア・ネットワーク（無線ＬＡＮまたはＷＬＡＮ）システムは、ＩＥＥＥ８０２．１１など、コンテンション方式の無線媒体アクセス規格、または欧州電気通信標準化機構（ＥＴＳＩ）のＨＩＰＥＲＬＡＮ／２など、スケジュール化時分割複信（ＴＤＤ）方式の無線媒体アクセス規格に準拠するように一般に設計される。コンテンション方式の規格に準拠するＷＬＡＮシステムでは、ＯＦＤＭ局は、規格で仕様が定められた「フェア・コンテンション（ｆａｉｒ  ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ）」媒体共用メカニズムを使用して、無線媒体へのアクセスを競い合う。対照的に、スケジュール化ＴＤＤ方式に準拠するＷＬＡＮシステムにおける媒体アクセスは、他のすべてのトランシーバのために媒体アクセスをスケジュールする単一の指定局によって制御される。
【００１１】
ＩＥＥＥ８０２．１１規格およびその拡張である８０２．１１ａ／ｂ／ｇは、ＯＦＤＭ  ＷＬＡＮシステム用の物理層および媒体アクセス制御手順の仕様を定めている。例えば、８０２．１１ａ準拠のシステムは、５ＧＨｚの無線周波数帯域で動作し、６、９、１２、１８、２４、３６、４８、５４Ｍｂｉｔ／ｓのデータ通信能力を提供する。このシステムは、２相位相または４相位相偏移変調（ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ）、１６直交振幅変調（ＱＡＭ）、または６４ＱＡＭを使用して変調された（０を除く−２６から２６まで番号を振られた）５２のトーンを使用する。さらに、このシステムは、符号化レートが１／２、２／３、または３／４である前方誤り訂正（畳み込み）符号化を利用する。
【００１２】
８０２．１１ａ／ｇ規格に準拠して動作するＷＬＡＮシステムでは、各局（すなわち、アクセス・ポイントまたはクライアントであるトランシーバ）は、継続的に通信チャネル（すなわち、無線電波媒体）を監視する。アクセス・プロセスは「ランダム」であるので、聴取局の受信機は、次のデータ・パケットがいつ到着するか、そのパケットがどれだけの電力レベルで到着するかを知ることはできない。したがって、受信機は、比較的大きな信号電力範囲にわたって（すなわち、到着パケットが非常に小さい信号電力を有するときも、非常に高い電力をもつときも）、到着パケットの信号レベルを検出し、調整する。信号電力は、一般にｄＢｍで測られるが、ｄＢｍとは、対数値１０ｌｏｇ１０（Ｐ／ｍＷ）のことであり、Ｐ／ｍＷとは、（アンテナで測られた）１ｍＷ当たりの受信信号電力Ｐのことである。
【００１３】
ＷＬＡＮシステムでは、受信機によってカバーされる一般的な電力レベル範囲は、近くの送信機からの非常に強い信号の場合の約−２０ｄＢｍ（＝１０μＷ）と、遠くの送信機からの非常に弱い信号の場合の−９０ｄＢｍ（＝１ｎＷ）との間とすることができる。この電力レベル範囲は、ＷＬＡＮシステムのダイナミック・レンジと呼ばれる。
【００１４】
一般に、システムまたはブロックのダイナミック・レンジとは、図４に示すように、ブロック出力で雑音フロアに埋もれず、飽和状態になることもない希望信号の信号レベルのブロック入力における範囲のことある。熱雑音過程のため、どのブロックも、その出力で一定の雑音レベルを有する。雑音フロアでの出力レベルに対応する入力信号レベルが、最小の検出可能信号である。図４の斜めの線は、動作が線形となる、入力信号と出力信号の理想的な関係を表している。入力信号レベルがｍｉｎｉｎより小さい場合、対応する出力信号レベルは、出力において雑音フロアによってマスキングされてしまう。一方、ブロックは（例えば、電力供給電圧のため）限界最大出力レベルを有するので、一定のポイントから、入力レベルの上昇に線形的に対応した上昇が出力では見られなくなる。このポイントで、ブロックの出力信号は、「歪められる」（出力信号レベルは、「クリッピングされる」または「飽和状態になる」）。このポイントｍａｘｉｎが、ダイナミック・レンジの上端であり、そこまでは入力信号に対して出力レベルがクリッピングされることがないこのポイントは、出力が理想値より１ｄＢ小さい１ｄＢの圧縮点として、信号の特徴を表すのに頻繁に用いられる。
【００１５】
入力信号レベルがブロックのダイナミック・レンジから外れた場合、出力信号は、全体的に雑音が多過ぎるか、または歪みが大き過ぎるため、さらなる処理のためには、もはや役に立たないことが多い。通常、比較的大きなダイナミック・レンジを有する回路は、一般に比較的大きな（ＩＣ）チップ面積を占め、比較的多くの電力を消費する複雑な回路を必要とする。通常、大きなダイナミック・レンジは、ｉ）雑音を比較的小さく維持し、ｉｉ）入力信号の低いレベルから高いレベルまで、入力と出力の関係を比較的線形に近く維持するのに、より複雑でより強力なアナログ処理が必要とされるため、複雑な回路を必要とする。したがって、既存の実施では一般に、各ブロック（例えば、受信チェーン）のダイナミック・レンジを最小限に維持するよう試みる。
【００１６】
多重ブランチ受信機の既存の実施では、重複する複数の受信チェーンは高価であり、かなりの動作電力を必要とする。特に、アンテナからの希望ＭＣＭ信号を通過させるチャネル選択フィルタは一般に、ＩＣチップのかなりの面積を占有し、動作電力の大きな割合を消費する。したがって、チャネル選択フィルタを単純に重複させることは、多重ブランチ受信機の設計上、非常に望ましくない。残念ながら、各チャネル選択フィルタは、無線ローカル・エリア・ネットワークで典型的なように、近くの送信機からの非常に強い信号も、遠くの送信機からの非常に弱い信号も通過させるために、大きなダイナミック・レンジをカバーする。
【００１７】
ブロックのダイナミック・レンジは、ＷＬＡＮパケットを検出する上で非常に重要である。受信機がアイドル・モードにあるときに到着パケットがどれだけの信号レベルを有していたとしても、望ましくは、受信チェーンは希望信号をマスキングせず、またクリッピングもしない。ブロックの出力信号のマスキングまたはクリッピングは、パケット検出の失敗につながる。パケット検出は通常、希望信号の決められた特性を測定することによって達成される。例えば、パケットのプリアンブル（すなわち、パケット開始時に実際のデータが始まる前に送信される既知の「ヘッダ」またはトレーニング系列）の自己相関特性が、パケットの存在または非在を検出するために相関器を用いて測定される。
【００１８】
「受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）」モジュールは、ＲＳＳＩモジュールに入力される信号の平方および時間平均（ｓｑｕａｒｅ  ａｎｄ  ｔｉｍｅ−ａｖｅｒａｇｅ）を（例えばローパス・フィルタリングによって）実行するアナログ電力測定回路である。ローパス・フィルタの時定数に応じて、ＲＳＳＩモジュールの出力は、ＲＳＳＩモジュールの出力で感知した信号レベルの短期間の表示となる。ＲＳＳＩモジュールは、利得調整を可能にするため、アナログ回路の様々なステージで利用される。与えられた回路ブロック（「テスト下ブロック（ｂｌｏｃｋ  ｕｎｄｅｒ  ｔｅｓｔ）」またはＢｕＴ）の出力信号がＲＳＳＩモジュールによって監視される場合、ＲＳＳＩモジュールは、感知した信号電力の比較的良好な推定値を生成する。ＢｕＴがそのダイナミック・レンジ内で動作する場合は、感知した出力信号電力の推定値と、与えられたＢｕＴの既知の利得とを使用して、ＢｕＴへの入力電力を計算することができる。それ以外の場合は、ＲＳＳＩモジュールによって示されるＲＳＳＩレベルは、雑音電力レベルまたは飽和レベルに近い値となる。
【００１９】
図４に示すような、単純なＲＳＳＩ測定は、３つの量子化ＲＳＳＩレベルを使用する。３つの量子化ＲＳＳＩレベルとは、「閾値未満（ＢＴ）」、「線形範囲（ＬＩＮ）」、および「クリッピング（ＣＬ）」のことである。ＢＴは、信号が非常に小さく、一般に雑音フロアによってマスキングされることを示す。ＬＩＮは、ＢｕＴが線形的に動作する（すなわち、ＢｕＴのダイナミック・レンジ内の）信号範囲を示す。ＣＬは、（例えば、ＢｕＴの飽和を表す）一定の閾値より大きいことを示す。
【００２０】
図５に、ＷＬＡＮ８０２．１１ａ／ｇ  ＯＦＤＭに準拠して動作するシステムのために定義されたパケット５００のフォーマットを示す。パケット５００は、ショート・プリアンブル５０１と、ロング・プリアンブル５０２と、データ５０３とを含む。ショート・プリアンブル５０１は、パケットを検出し（すなわち、パケットを雑音やチャネルに存在し得る他の干渉から識別し）、利得設定を調整するために、受信機によって使用される。ロング・プリアンブル５０２は、周波数オフセット、シンボルおよびサンプル・タイミング、ならびに伝播チャネル特性（例えば、インパルス応答や伝達関数）など、他のパラメータおよび変数を推定するために使用される。
【００２１】
ショート・プリアンブル５０１には周期性がある。例えば、ショート・プリアンブルでは、同じ信号が０．８μｓ毎に１０回繰り返されることがあり、こうした点から周期性があると言える。このショート・プリアンブルの周期性は一般に、信号の相関操作で使用される。相関操作とは、ｉ）アンテナからの信号を０．８μｓの倍数だけ遅延させ、ｉｉ）遅延信号を非遅延信号と比較する（相関させる）、自己相関のことである。強い相関がある場合、これは、８０２．１１ａ／ｇ  ＯＦＤＭに準拠するプリアンブルが存在しており、全体的な受信プロセスを開始させる必要があることを示唆している。例えば、２つの送信アンテナと２つの受信アンテナを備える、高データ速度ＭＩＭＯシステムでは、識別可能なＭＩＭＯプリアンブルが、２つのアンテナの各々によって送信される。
【００２２】
受信パケットの開始を検出するのに、ＲＳＳＩレベル表示または相関を使用することができるが、ＲＳＳＩレベル表示と相関は、アンテナから受信する信号に応じて、異なる性能を見せる。例えば、非ＷＬＡＮマイクロ波またはコードレス電話信号など、様々な「悪さを働く」信号がチャネルに存在する場合、ＲＳＳＩレベル表示は、受信パケットの開始を誤って示唆することがあり、これは誤検出／誤警報につながる。一方、相関を使用する場合、信号が希望周期性を見せないかぎり、誤検出の可能性は低い。
【００２３】
単一の受信機アンテナからの無線信号受信に関する従来技術の別の技法に、サブレンジング（ｓｕｂ−ｒａｎｇｉｎｇ）無線構成がある。図３のＭＩＭＯシステムに関して上で説明したように、信号を許容可能範囲（ダイナミック・レンジ）にスケーリングするために、プログラム可能利得増幅器（例えば、増幅器３１３（１））が、（例えば、フィルタ３１４（１）による）フィルタリングの前に利用される。（例えば、入力電力レベルが既知であると仮定する）定常状態の下では、このスケーリングは、比較的正確に達成することができる。しかし、初期利得調整後のステージにおける、正確な信号電力と、（例えば、増幅器３１１（１）による）到着パケットの対応する事前増幅レベルは、予測することができない。その結果、パケット・プリアンブルの開始を検出するためのアイドル・モードの間、様々な増幅器の利得は、比較的弱い信号レベルのパケットの受信を保証するため、比較的高く（「感受性がよく」）設定される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
しかし、チャネル選択フィルタの限られたダイナミック・レンジのため、入力信号が非常に強い場合には、クリッピングが行われることがあり得る。クリッピングを回避するため、サブレンジング無線構成を利用することができる。図６に、アンテナ６１０からの受信信号を帯域フィルタリングするＢＦ６０１と、帯域フィルタリングされた信号を増幅するＬＮＡ６０２と、増幅された帯域フィルタリング信号をＢＢに復調するミキサ６０３とを含む、従来技術によるサブレンジング無線受信機６００を示す。しかし、サブレンジング無線受信機６００は、２つのサブチェーン（ｓｕｂ−ｃｈａｉｎ）６０４、６０５をさらに含む。サブチェーン６０４は、対応するＣＳＦ６０６に結合された増幅器６０７を含み、サブチェーン６０５は、対応するＣＳＦ６０８に結合された増幅器６０９を含む。
【００２５】
各々のサブチェーン６０４、６０５は、ミキサ６０３からの既定レベルのＢＢ信号について、各ブロック（増幅器およびＣＳＦ）が線形範囲で動作するように構成される。例えば、一方のサブチェーン増幅器は、相対的に低い利得を有することができ、もう一方のサブチェーン増幅器は、相対的に高い利得を有することができる。各々が入力信号をカバーする１つまたは複数の受信チェーンを有する従来の受信機では、ミキシング後のチャネル選択フィルタのために相対的に広いダイナミック・レンジが必要になり得るが、サブレンジングを利用する場合には、ダイナミック・レンジ全体を分割して、各受信サブチェーンに割り当てる。その結果、各々のフィルタ６０６、６０８は相対的に、ｉ）ＩＣチップ面積に関して小さく、ｉｉ）回路設計に関して複雑度が低く、ｉｉｉ）例えば、図３のＭＩＭＯ受信機のミキシング後フィルタ３１４（１）と比較して低電力となる。図７に、従来構成の受信機のダイナミック・レンジと、サブレンジング受信機の各サブチェーンのダイナミック・レンジとの比較を示す。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明の実施形態によれば、無線受信機は、各々が無線フロント・エンドに結合された２以上のアンテナからの信号を検出する。聴取、粗検出、および微調整モード中、選択された無線フロント・エンドを１つまたは複数の対応する出力受信チェーンに結合するため、スイッチが利用される。１つのチャネル選択フィルタ（ＣＳＦ）が、各出力受信チェーンで利用され、受信機はサブレンジングを利用する。アイドル・モード中、１つのアンテナの無線フロント・エンドは、パケットを検出するため、２以上のＣＳＦに接続される。パケットが検出されると、ＣＳＦは、粗調整モード中に、各アンテナの無線フロント・エンドを、低利得信号を使用する対応する出力受信チェーンのＣＳＦに結合するように再構成される。微調整モード中は、信号を対応するＣＳＦのダイナミック・レンジ内に維持するため、例えば、低利得または高利得となるように、利得は様々に調整される。
【００２７】
本発明の例示的な実施形態によれば、受信機は、各無線フロント・エンドが、複数の受信信号のうちの対応する１つから、第１の利得出力信号および第２の利得出力信号を生成するように適合される、２以上の無線フロント・エンドと、各ＣＳＦが、第１の利得出力信号または第２の利得出力信号をフィルタリングして、対応する情報チャネル信号を通過させるように適合される、２以上のチャネル選択フィルタ（ＣＳＦ）とを含む。チャネル選択フィルタのうちの対応する各ＣＳＦに結合される検出器は、データ・パターンの存在を検出する。スイッチは、データ・パターンの存在が検出されたか、それとも非在が検出されたかに基づいて、２以上の無線フロント・エンドの１つまたは複数の第１の利得出力信号および第２の利得出力信号を、１つまたは複数の対応するＣＳＦに選択的に結合する。
本発明のその他の態様、特徴、および利点は、以下の詳細な説明、添付の特許請求の範囲、および添付の図面から、より一層明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１Ａ】従来技術による単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）送信システムを示した図である。
【図１Ｂ】従来技術による単一入力複数出力（ＳＩＭＯ）送信システムを示した図である。
【図１Ｃ】従来技術による複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）送信システムを示した図である。
【図２】ＳＩＳＯ送信システムの従来技術による受信機を示した図である。
【図３】ＳＩＭＯまたはＭＩＭＯ送信システムの従来技術による受信機を示した図である。
【図４】図２および図３の従来技術による受信機によって利用できるフィルタのダイナミック・レンジを示した図である。
【図５】無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）規格に準拠して動作する従来技術によるシステムのためのパケット・フォーマットを示した図である。
【図６】ＳＩＳＯシステム受信機によって利用できる従来技術によるサブレンジング無線受信機を示した図である。
【図７】従来技術によるこれまでの受信機のチャネル選択フィルタのダイナミック・レンジと、サブレンジング受信機のチャネル選択フィルタのダイナミック・レンジとの比較を示した図である。
【図８】本発明の例示的な実施形態によって動作する受信機のブロック図である。
【図９】デュアル・アンテナ構成をとる図８の受信機の例示的な実施形態を示した図である。
【図１０Ａ】図９の例示的な実施形態のための調整方法の第１の部分を示した図である。
【図１０Ｂ】図９の例示的な実施形態のための調整方法の第２の部分を示した図である。
【図１１】図９のチャネル選択フィルタの例示的な信号レベル範囲および感受性を示した図である。
【図１２】図１０Ａおよび図１０Ｂの方法の例示的なタイミング図である。
【図１３】図９の方法に関する、聴取モード、粗検出モード、および微調整モードにおける、第１および第２の入力受信チェーンのための信号レベル粗調整を示した図である。
【図１４Ａ】ＳＩＳＯまたはＳＩＭＯ伝送システムにおける図９の受信機で利用されるプリアンブル・フォーマットを示した図である。
【図１４Ｂ】ＭＩＭＯ伝送システムにおける図９の受信機で利用される第１の代替プリアンブル・フォーマットを示した図である。
【図１４Ｃ】ＭＩＭＯ伝送システムにおける図９の受信機で利用される第２の代替プリアンブル・フォーマットを示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
図８に、本発明の例示的な実施形態によって動作する、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）受信機８００を示す。受信機８００は、Ｎを１より大きな正の整数として、アンテナ８０１（１）から８０１（Ｎ）、無線フロント・エンド（ＲＦＥ）８０２（１）から８０２（Ｎ）、スイッチ（ＳＷ）８０３、チャネル選択フィルタ（ＣＳＦ）８０４（１）から８０４（Ｎ）、プログラム可能増幅器（ＰＧＡ）８０５（１）から８０５（Ｎ）、アナログ／デジタル変換器８０６（１）から８０６（Ｎ）、プロセッサ８０７、および検出器８０８を含む。ＲＦＥ８０２（ｎ）は、アンテナ８０１（ｎ）からの第ｎの信号を受信し、第ｎのアンテナ信号を帯域フィルタリングし、利得調整し、第ｎのアンテナ信号をベースバンド（ＢＢ）または近ＢＢに復調する。
【００３０】
ＣＳＦ８０４（ｎ）は、ＲＦＥ８０２（１）から８０２（Ｎ）のうちの選択ＲＦＥからの信号をフィルタリングして、希望情報チャネルを通過させる。例えば、１つまたは複数のＣＳＦ８０４（１）から８０４（Ｎ）は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）用のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格に準拠するＷＬＡＮで動作するように構成することができる。そのような構成では、１つまたは複数のＣＳＦ８０４（１）から８０４（Ｎ）は、約２０ＭＨｚの帯域幅を有する。ＣＳＦ８０４（ｎ）は、第ｎのチャネルの希望情報チャネルの帯域幅よりも広い通過帯域幅を有することができ、後でデジタル領域において、プロセッサ８０７によってデジタル・ベースバンドへのフィルタリングが実行される。ＰＧＡ８０５（ｎ）は、ＡＤＣ８０６（ｎ）によってサポートされる範囲内に収まるように、ＣＳＦ８０４（ｎ）からの信号を調整する。ＡＤＣ８０６（ｎ）は、ＰＧＡ８０５（ｎ）からの信号を周期的に量子化レベルに時間サンプリングする。
【００３１】
その結果、受信機８００は、Ｎ本の入力受信チェーン８５０（１）から８５０（Ｎ）からなる組を含み、第ｎの入力受信チェーン８５０（ｎ）は、アンテナ８０１（ｎ）、およびＲＦＥ８０２（ｎ）を含む。受信機８００は、Ｎ本の出力受信チェーン８５１（１）から８５１（Ｎ）からなる組をさらに含み、第ｎの出力受信チェーン８５１（ｎ）は、フィルタ８０４（ｎ）、ＰＧＡ８０５（ｎ）、およびＡＤＣ８０６（ｎ）を含む。Ｎ本の入力受信チェーン８５０（１）から８５０（Ｎ）とＮ本の出力受信チェーン８５１（１）から８５１（Ｎ）は、ＳＷ８０３を介して相互接続される。出力受信チェーン８５１（１）から８５１（Ｎ）は各々、ＰＧＡ８０５（１）から８０５（Ｎ）のうちの対応する１つによる利得調整の前に、パケットの存在を検出するため、検出器８０８によって監視される。ＡＤＣ８０６（１）から８０６（Ｎ）の各々からの出力は、その後の処理および復号のため、プロセッサ８０７に供給される。
【００３２】
受信機８００は、少なくとも４つのモード、すなわち、アイドル・モード、粗調整モード、微調整モード、および受信モードのうちの１つで動作する。検出器８０８とＳＷ８０３は、受信機８００が現在、４つのモードのうちのどれで動作しているかを決定するために利用される。各モードにある間、Ｎ本の受信チェーンの利得は、チェーン毎に対応する感受性に設定される。Ｎ本のチェーンの感受性をチェーン毎に設定することによって、受信機８００は、サブレンジング方式で動作して、ＣＳＦ８０４（１）から８０４（Ｎ）の必要ダイナミック・レンジを最小化することができる。
【００３３】
以下の例示的な実施形態では、本発明は、デュアル・アンテナ（Ｎ＝２）受信機に関して説明されるが、当業者であれば、本明細書の教示をより多数のアンテナ・パスに容易に拡張することができるであろう。本明細書で説明される好ましい実施形態は、ＩＥＥＥ規格８０２．１１およびＯＦＤＭ  ＷＬＡＮシステム用の拡張規格８０２．１１ａ／ｂ／ｇに準拠して動作するシステムで利用することができるが、本発明はそのように限定されるものではない。当業者であれば、本発明を、その他のタイプのＳＩＭＯもしくはＭＩＭＯ受信機、またはその他のタイプの複数アンテナ無線受信機（セルラ電話／データ・システム、娯楽用近距離通信システム、測距システムなど）に拡張することができるであろう。さらに、本明細書で示し、説明する回路構成は、例示的なものであり、当業者であれば、本明細書の教示に従って動作する異なる構成を利用することができるであろう。
【００３４】
図９に、本発明の例示的な実施形態によって動作するデュアル・アンテナ受信機９００を示す。受信機９００は、通信チャネルから信号を受信する２つのアンテナ８０１（１）、８０１（２）を含む。ＲＦＥ８０２（ｎ）（ｎ＝１，２）は、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９０１（ｎ）、可変利得低雑音増幅器（ＬＮＡ）９０２（ｎ）、ミキサ９０３（ｎ）、およびサブレンジング増幅器（ＳＲＡ）９０４（ｎ）を含む。ＳＷ８０３は、スイッチ９０５、９０６、９０７を含む。検出器８０８は、２つのパケット検出器（ＰＤ）９０８（１）、９０８（２）を含み、ＰＤ９０８（ｎ）は、受信信号強度表示モジュール（ＲＳＳＩＭ）９０９（ｎ）、および相関器（ＣＯＲＲ）９１０（ｎ）を含む。
【００３５】
ＲＦＥ８０２（ｎ）は、高利得サブブランチ（ｓｕｂ−ｂｒａｎｃｈ）８６０（ｎ）および低利得サブブランチ８６１（ｎ）に対応する２つの出力を有し、高利得サブブランチ８６０（ｎ）では、（例えば、ＳＲＡ９０４（１）またはＳＲＡ９０４（２）による）サブレンジング利得調整が行われるが、低利得サブブランチ８６１（ｎ）では、利得調整は行われない。さらに、ミキサ９０３（１）、９０３（２）は各々、対応する入力信号をＢＢまたは近ＢＢに復調し、ミキサ９０３（１）、９０３（２）からの出力信号は、ミキサによって実行される実際の周波数変換に応じた複素信号（同相成分と直交位相成分を有する信号）となる。その結果、図には明白には示されていないが、信号は複素数で表すことができる。さらに、本明細書で説明する入力信号電力および増幅器利得レベルは例示的なものであり、与えられた実施に応じて変更することができる。
【００３６】
次に、図５に示すようなＷＬＡＮ８０２．１１ａ／ｇ準拠のパケットを検出し、デュアル・アンテナ受信用のショート・プリアンブルの間に様々な利得を調整するための受信機９００の動作について、図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１、および図１２を参照しながら説明する。図１０Ａおよび図１０Ｂには、図９の受信機９００によって利用される例示的な方法が示されている。図１１には、図９のチャネル選択フィルタの信号レベル範囲および感受性が示されている。図１２には、図１０Ａおよび図１０Ｂの方法に対応するタイミング図が示されており、時間軸の単位は、シンボル周期に等しい時間間隔にとられている。
【００３７】
図１０Ａを参照すると、ステップ１００１において、受信機９００はアイドル・モードにある。アイドル・モード時には、受信チェーンの一方（例えば、アンテナ８０１（１）とＲＦＥ８０２（１））だけが活動状態にあり、サブレンジング・モードで動作している。サブレンジング・モードでは、増幅器９０４（１）の高利得サブブランチ８６０（１）側の出力は、スイッチ９０７を「ａ」位置に設定することによって、スイッチ９０７を介してＣＳＦ８０４（１）に結合される。低利得サブブランチ８６１（１）側の出力は、スイッチ９０６を「ａ」位置に設定することによって、スイッチ９０６を介して第２の出力受信チェーンのＣＳＦ８０４（２）に結合される。ＬＮＡ９０２（１）およびＳＲＡ９０４（１）の利得は、着信パケットの信号レベルに関係なく、ＣＳＦ８０４（１）とＣＳＦ８０４（２）の一方の出力が、全般として、対応するチャネル選択フィルタのダイナミック・レンジの線形領域内に収まるように調整される。この利得調整は、シミュレーションによって、またはトレーニング信号を使用する動作中に、事前に決定することができる。
【００３８】
図１１を参照すると、様々な構成要素およびブランチの利得は、以下のようにして事前調整される。受信機９００の第１の入力受信チェーンの高利得サブブランチは、「高感受性」で動作する（ケースＡ）。ＬＮＡ９０２（１）は、ＣＳＦ８０４（１）が、例えば、高利得サブブランチによって生成される−９０ｄＢｍから−６５ｄＢｍまでの範囲の信号の場合に線形範囲で動作するように、相対的に高利得に設定される。信号がこの範囲にある場合、ＰＤ９０８（１）のＲＳＳＩＭ９０９（１）は、「ＬＩＮ」（線形範囲）表示を生成する。−９０ｄＢｍを下回る信号の場合、ＲＳＳＩＭ９０９（１）は、「ＢＴ」（閾値未満）表示を生成し、−６５ｄＢｍを上回る信号の場合、ＲＳＳＩＭ９０９（１）は、「ＣＬ」（クリッピング）表示を生成する。ＢＴ／ＬＩＮ／ＣＬ表示に加えて、ＲＳＳＩＭ９０９（１）は、信号が（以下で説明するような）一定の閾値ＴＨ＿Ｒ１を上回るか、それとも下回るかを決定する１ビット情報を生成するように構成される。図９のＲＳＳＩ＿１とＲＳＳＩ＿２は、ＢＴ／ＬＩＮ／ＣＬ表示、および１ビット閾値比較情報を含む。
【００３９】
低利得サブブランチ８６１（１）は、ミキサ９０３（１）に結合され、「中感受性」で動作する（図１１のケースＢ）。ミキサ９０３（１）からの信号は、ＣＳＦ８０４（２）に供給され、ＣＳＦ８０４（２）は、−６５ｄＢｍと−４０ｄＢｍの間の入力信号の場合に線形的に動作する。ＰＤ９０８（２）のＲＳＳＩＭ９０９（２）は、ＲＳＳＩＭ９０９（１）と同様に構成され、ＢＴ／ＬＩＮ／ＣＬ表示を生成する他、ＲＳＳＩレベルが閾値ＴＨ＿Ｒ２を上回るか、それとも下回るかについての情報も生成する。
【００４０】
ＲＳＳＩＭ９０９（１）およびＲＳＳＩＭ９０９（２）からのＢＴ／ＬＩＮ／ＣＬ表示は、後ほど説明するように、様々な増幅器の利得を調整するために利用され、閾値（ＴＨ＿Ｒ１／ＴＨ＿Ｒ２）の上回り／下回り情報は、パケット検出のために利用される。さらに、ＣＯＲＲ９１０（１）、９１０（２）は、対応する入力信号についての相関値を生成し、その相関値を対応する閾値ＴＨ＿Ｃと比較する。閾値ＴＨ＿Ｃは、信号をパケット・プリアンブルであると見なす前に必要とされる、信号の（自己）相関に関係する値である。ＣＯＲＲ９１０（１）、９１０（２）から出力される比較結果も、パケット検出のために利用される。
【００４１】
図１１のケースＡおよびＢに従って事前調整利得を選択することで、全般として、入力受信チェーンの少なくとも一方が線形範囲で動作するように、信号範囲を−９０ｄＢｍと−４０ｄＢｍの間に収めることができる。動作が線形範囲で行われれば、ＣＯＲＲ９１０（１）またはＣＯＲＲ９１０（２）は、正しいパケット検出表示を（それぞれＣＯＲＲ＿１またはＣＯＲＲ＿２として）生成することができ、パケット検出は主として、このパケット検出表示に基づいている。しかし、（例えば、−４０ｄＢｍを上回る）相対的に大きな信号の場合、ＣＳＦ８０４（１）、８０４（２）は共にクリッピングされ得る。こうした相対的に大きな信号の場合、パケット検出は、代わりに、（１ビット閾値比較情報による）測定されたＲＳＳＩレベルに基づくことができる。一般に、対応する閾値ＴＨ＿Ｒ２を有する低利得サブブランチ８６１（１）からの出力（例えば、ＲＳＳＩＭ９０９（２）の出力）は、−４０ｄＢｍに近くすることができるが、ＲＳＳＩＭ９０９（１）は非活動であり、対応する閾値比較は無効である。
【００４２】
したがって、受信機９００への入力信号が相対的に大きい場合、パケット検出は、ＲＳＳＩに基づいて宣言される。受信機９００への入力信号が相対的に弱いその他の場合、パケット検出は、相関器ＣＯＲＲ９１０（１）またはＣＯＲＲ９１０（２）によって周期的な信号構造が検出されたときにのみ宣言される。このような動作は、（マイクロ波やコードレス電話信号などの）非ＷＬＡＮ干渉源にとっては一般に低強度から中強度の「悪さを働く」信号によってトリガが繰り返されることを回避することができる。
【００４３】
図１２では、アイドル・モードが、ｔ＝３まで継続する。アイドル・モードの間、ＰＤ９０８（１）、９０８（２）は、ＣＳＦ８０４（１）、８０４（２）からのＲＳＳＩおよび相関値を監視し続ける。図１０Ａに戻ると、ステップ１００２で、検出器８０８は、ＰＤ９０８（１）、９０８（２）を使用して、ＲＳＳＩを測定し、ＣＳＦ８０４（１）、８０４（２）の各々からの出力の相関値を生成する。
【００４４】
ステップ１００３で、ＲＳＳＩと相関値の各々を対応する閾値と比較するテストを行う。ステップ１００３のテストで、ＲＳＳＩと相関値のどちらも対応する閾値を超えていないと決定された場合、方法はステップ１００２に戻って、チャネル選択フィルタの出力信号レベルを監視し続ける。ステップ１００３のテストで、ＲＳＳＩと相関値の一方または両方が対応する閾値を超えていると決定された場合、方法はステップ１００４に進む。ステップ１００４で、検出器８０８は、パケットが存在することを宣言し、受信機９００は、粗調整モードに変化する。
【００４５】
図１２では、ｔ＝３の時に、パケット検出が宣言され、受信機９００は、粗調整モードに遷移する。粗調整モードでは、非活動状態の入力受信チェーン（例えば、アンテナ８０１（２）およびＲＦＥ８０２（２））が、活動状態に変化する。ＲＦＥ８０２（２）の出力は、アイドル・モード中に、対応するパケット検出器（すなわち、ＰＤ９０８（１）またはＰＤ９０８（２））がパケットの存在を検出しなかった、（例えば、「クリッピング」または「閾値未満」状態にある）チャネル選択フィルタ（すなわち、ＣＳＦ８０４（１）とＣＳＦ８０４（２）の一方）の入力に結合される。しかし、ＲＦＥ８０２（２）の出力は、サブレンジング方式でも動作することができる。その結果、ＣＳＦ８０４（１）とＣＳＦ８０４（２）の一方に結合されたＲＦＥ８０２（２）の出力は、高利得サブブランチ（例えば、ＳＲＡ９０４（２））と、低利得サブブランチ（例えば、ミキサ９０３（２））のどちらかから選択される。
【００４６】
ＲＦＥ８０２（２）の高利得サブブランチ８６０（２）または低利得サブブランチ８６１（２）を選択するのに、様々な方法を利用することができる。例えば、ＲＳＳＩモジュールを用いて、高利得サブブランチおよび低利得サブブランチそれぞれの出力信号を測定し、信号レベルを閾値と比較することができる。代替として、低利得サブブランチと高利得サブブランチを二者択一的にチャネル選択フィルタに結合し、クリッピング状態または閾値未満状態になるかどうか、チャネル選択フィルタの出力を監視することができる。ＲＦＥ８０２（２）の高利得サブブランチまたは低利得サブブランチを選択する１つの例示的な方法について、最初に低利得サブブランチが結合され、利得が調整され、次に高利得サブブランチまたは低利得サブブランチのどちらかの出力が選択される具体的な実施形態に関連して後ほど説明する。ＬＮＡ９０２（１）、９０２（２）でのさらなる利得調整、およびＰＧＡ８０５（１）、８０５（２）の利得微調整についても、同じ具体的な実施形態に関連して説明する。
【００４７】
図１０Ａに戻ると、ステップ１００４で、パケットが検出されると、ＡＤＣ８０６（１）、８０６（２）が共に動作可能となり、第２の入力受信チェーン（アンテナ８０１（２）およびＲＦＥ８０２（２））が活動化される。第１および第２の入力受信チェーン利得（例えば、ＬＮＡ９０２（１）およびＬＮＡ９０２（２）、ＳＲＡ９０４（１）およびＳＲＡ９０４（２）、ＰＧＡ８０５（１）およびＰＧＡ８０５（２）の利得）は、以下で説明するように、アンテナ８０１（１）とアンテナ８０１（２）の両方の信号を受信したときに、線形動作が可能となるように後で調整される。
【００４８】
ステップ１００５で、（低利得サブブランチ８６１（１）に対応する）ＲＳＳＩＭ９０９（２）からのＲＳＳＩレベルＲＳＳＩ＿２がクリッピングされている（＝ＣＬ）かどうかを決定するテストを行う。ステップ１００５のテストで、ＲＳＳＩ＿２がクリッピングされていると決定された場合、信号は、アンテナ８０１（１）で、（例えば、−４０ｄＢｍより大きい）相対的に大きな信号電力を有している。次にステップ１００６で、ＬＮＡ９０２（１）の利得が、「低」利得に設定される。ステップ１００９で、低利得サブブランチ８６１（１）の信号は、ＲＦＥ８０２（１）からの出力信号として利用され、ＲＦＥ８０２（１）は、ＳＷ９０６を切り換えずに（位置「ａ」に設定を維持したまま）、ＣＳＦ８０４（２）に結合される。ＣＳＦ８０４（１）は、スイッチ９０７を位置「ｂ」に、スイッチ９０５を位置「ｂ」に設定することによって、ＲＦＥ８０２（２）の低利得サブブランチ８６１（２）が選択された状態で、ＲＦＥ８０２（２）に結合される。（ＣＳＦ８０４（２）によって処理される）ＲＦＥ８０２（１）の利得は、−４０ｄＢｍより強い信号で線形動作が得られるように、図１１のケースＣに示すように、「低感受性」に設定される。
【００４９】
ステップ１００５のテストで、ＲＳＳＩ＿２がクリッピングされていないと決定された場合、方法はステップ１００７に進む。ステップ１００７では、ＲＳＳＩＭ９０９（１）の値ＲＳＳＩ＿１がクリッピングされている（＝ＣＬ）かどうかを決定するテストを行う。ステップ１００５のテストで、ＲＳＳＩ＿１がクリッピングされていると決定された場合、方法は上述したステップ１００９に進む（ＬＮＡ９０１（１）の利得は、相対的に高利得に維持される）。方法はステップ１００９からステップ１０１０に進む。
【００５０】
ステップ１００７のテストで、ＲＳＳＩ＿１がクリッピングされていないと決定された場合、ＲＳＳＩ＿２の値は、「ＢＴ」を下回り（ＲＳＳＩ＿１の値は、例えば、−９０ｄＢｍと−６５ｄＢｍの間の信号について「ＬＩＮ」となり）、方法はステップ１００８に進む。ステップ１００８で、スイッチ９０５を位置「ｂ」に、スイッチ９０６を位置「ｂ」に設定することによって、ＲＦＥ８０２（２）の低利得サブブランチ８６１（２）が、ＣＳＦ８０４（２）に結合される。スイッチ９０７は、アイドル・モード時から現在もまだ、位置「ａ」に設定されているので、現在は、ＲＦＥ８０２（１）の高利得サブブランチ８６０（１）が利用される（すなわち、ＳＲＡ９０４（１）の出力がＣＳＦ８０４（１）に結合される）。方法はステップ１００８からステップ１０１０に進む。
【００５１】
ステップ１００８とステップ１００９で、第２の入力受信チェーン（すなわち、ＲＦＥ８０２（２））の低利得サブブランチ８６１（２）は最初、ＣＳＦ８０４（１）とＣＳＦ８０４（２）のうち、方法がアイドル・モードから粗検出モードに遷移したときに利用可能になったどちらか一方に接続される。ステップ１００８またはステップ１００９から、方法はステップ１０１０に進み、微調整モードに入る（図１２では、ｔ＝６の時点で行われている）。したがって、粗調整モードから微調整モードへの遷移は、初期利得調整およびスイッチ設定の後に生じる。様々な設定。様々な回路構成要素は、微調整モードにおける構成変化に応答して、調整を受け、または状態が落ち着くのに時間を必要とすることがある。したがって、第１回目の利得調整、切り換え、およびＡＤＣ活動化（「動作開始」）の後、パケットのさらなる処理の前に、「待機」期間を設けることができる。本明細書で説明する例示的な実施形態では、これらの待機期間は、図５に示すショート・プリアンブルの各周期の持続時間である、Ｔ＝０．８μｓの倍数で表される。
【００５２】
図１０Ｂを参照すると、方法は、ステップ１０１０から、２つの処理系列１０５０、１０６０に進む。処理系列１０５０は、第１の入力受信チェーンのために実行されるステップであり、処理系列１０６０は、第２の入力受信チェーンのために実行されるステップである。
【００５３】
処理系列１０５０では、ステップ１０２０で、方法は、ＡＤＣ（ＣＳＦ８０４（１）とＣＳＦ８０４（２）のどちらがＲＦＥ８０２（１）に接続されているかに応じて、ＡＤＣ８０６（１）またはＡＤＣ８０６（２））の状態が落ち着くまで、約１．０Ｔ待機する。時間間隔Ｔは、受信信号のシンボル周期と等しくすることができる。ステップ１０２１で、プロセッサ（例えば、図８のプロセッサ８０７）は、正確な信号電力を推定するため、２Ｔの間、対応するＡＤＣからのデジタル・サンプル（ＳＡＭＰ＿１またはＳＡＭＰ＿２）を処理する。ステップ１０２２で、ＡＤＣのフル・ダイナミック・レンジが使用できるように対応するＰＧＡ（ＰＧＡ８０５（１）またはＰＧＡ８０５（２））の利得を調整するため、信号電力推定値が利用される。ステップ１０２３で、方法は約１．０Ｔ待機し、ステップ１０２４で、第１の入力受信チェーンは、安定した状態に落ち着き、パケット受信の準備が整う。
【００５４】
処理系列１０６０では、ステップ１０３０で、方法は約０．５Ｔ待機する。次にステップ１０３１で、（ＣＳＦ８０４（１）とＣＳＦ８０４（２）のどちらがＲＦＥ８０２（２）に接続されているかに応じて、ＲＳＳＩＭ９０９（１）またはＲＳＳＩＭ９０９（２）によって）ＲＳＳＩレベルを測定して、アンテナ８０１（２）の出力信号電力レベルの大まかな推定値を取得する。このＲＳＳＩレベルの測定には、約１．５Ｔを費やすことができる。ＲＦＥ８０２（２）の出力信号用には、最初に低利得サブブランチが利用されるので（中感受性、図１１のケースＢ）、利得の粗調整には、ステップ１０３１の測定で十分である。ステップ１０３２で、ステップ１０３１のＲＳＳＩレベルが、ＣＬ、ＬＩＮ、またはＢＴのいずれであるかを決定するテストが行われる。
【００５５】
ステップ１０３２のテストで、ＲＳＳＩレベルがＣＬであると決定された場合、アンテナ８０１（２）からの信号は、例えば、約−４０ｄＢｍを上回っている。したがって、ステップ１０３３で、ＬＮＡ９０２（２）の利得を低利得に調整する。方法はステップ１０３３からステップ１０３６に進む。ステップ１０３２のテストで、ＲＳＳＩレベルが「ＢＴ」であると決定された場合、弱い信号のために、ＲＦＥ８０２（２）の高利得サブブランチが利用される。したがって、ステップ１０３５で、スイッチ９０５の位置が、位置「ａ」に設定される。方法はステップ１０３５からステップ１０３６に進む。ステップ１０３２のテストで、ＲＳＳＩレベルが「ＬＩＮ」であると決定された場合、フロント・エンドにおけるさらなる利得の粗調整は必要なく、方法はステップ１０３６に進む。
【００５６】
図１３には、聴取モード、粗検出モード、および微調整モードにおける、第１および第２の入力受信チェーンのための信号レベル粗調整が示されている。ステップ１０３３およびステップ１０３５での調整は、ケースａ）、ｂ）、ｃ）において、矢印で示されており、対応する信号レベル粗調整に応じて、対応するＲＦＥに結合されたＣＳＦ（図１３では、「１」または「２」と表示）のダイナミック・レンジが、これまで通りの信号レベル（例えば、−６５ｄＢｍから−４０ｄＢｍ）、より高い信号レベル（例えば、−４０ｄＢｍより大）、またはより低い信号レベル（例えば、−９０ｄＢｍから−６５ｄＢｍ）をカバーするように選択される。
【００５７】
図１０Ｂに戻ると、ステップ１０３６で、方法は約０．５Ｔ待機する。ステップ１０３７で、プロセッサ（例えば、図８のプロセッサ８０７）は、正確な信号電力を推定するため、２Ｔの間、対応するＡＤＣからのデジタル・サンプル（ＳＡＭＰ＿１またはＳＡＭＰ＿２）を処理する。ステップ１０３８で、対応するＡＤＣのフル・ダイナミック・レンジが使用できるように対応するＰＧＡ（ＰＧＡ８０５（１）またはＰＧＡ８０５（２））の利得を調整するため、信号電力推定値が利用される。ステップ１０３９で、方法は約１．０Ｔ待機する。ステップ１０４０で、第２の入力受信チェーンは、安定した状態に落ち着き、受信モードでのパケット受信の準備が整う。受信モード中、受信機は、スイッチによって結合された入力受信チェーンと出力受信チェーンによって定められるパスを介して、パケットを受信する。このパスは、粗調整および微調整モード中に、スイッチ設定および利得調整プロセスによって定められる。受信モードに入ると、プロセッサは、受信復調信号に対応するサンプリング信号を受信し、様々な信号処理を利用して、送信シンボルを検出し、検出シンボルを受信ユーザ・データに復号する。
【００５８】
本明細書では、スイッチによって対応するチャネル選択フィルタにそれぞれ結合される２つのサブレンジング・ブランチを有する入力受信チャネルに関して本発明を説明してきたが、本発明はそのように限定されるものではない。サブレンジング・ブランチを使用する利点として、本発明は、各チャネル選択フィルタが必要とするダイナミック・レンジを狭めることができる。したがって、当業者であれば、利得調整中、対応するチャネル選択フィルタにそれぞれ結合される３以上のサブレンジング・ブランチに、本明細書の教示を拡張して、チャネル選択フィルタが必要とするダイナミック・レンジをさらに狭めることができ、かつ／または各サブレンジング・ブランチは適用信号利得の対応範囲を有するので、利得調整をより精密に行うことができるであろう。
【００５９】
先に述べたように、受信パケットのプリアンブルは、調整モード中に利用される。図８〜図１３に関連して説明した例示的な実施形態では、プリアンブルは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ／ａのプリアンブルに準拠することができる。図１４Ａには、ＯＦＤＭシステムで利用できる、図５のフォーマットと類似したＩＥＥＥ８０２．１１ｇ／ａのプリアンブルおよびデータ・フォーマットが示されている。図１４Ａのプリアンブルは、単一送信アンテナを利用し、単一受信アンテナを使用する場合（ＳＩＳＯシステム）、または複数受信アンテナを使用する場合（ＳＩＭＯシステム）に利用することができる。図１４Ａの従来のフォーマットでは、ＯＦＤＭプリアンブル・フォーマットは、約１７ＭＨｚをカバーする５２の並列「トーン」（サブキャリア）の送信を含む。各パケットのデータ搬送（ペイロード）部では、各サブキャリアは、４μｓの間に、各サブキャリアの位相および振幅に含まれた情報の一部を搬送する。ショート・プリアンブルの場合、フォーマットは、わずかに異なっている。ショート・プリアンブルは、４つおきのサブキャリアのみを送信することに基づいて、０．８μｓの周期性を示す。
【００６０】
本発明の１つまたは複数の実施形態に従って動作する受信機が、送信機がＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格に準拠して動作するＳＩＳＯまたはＳＩＭＯシステムで利用される場合、受信機は、２つ（またはより多く）のアンテナ受信チェーンを使用して、パケットを複数のパケットとして受信する。より優れたパケット受信性能および信頼性は、２つの受信チェーンからの情報を合成することによって達成される。このシステムでは、本発明の実施形態に従って動作する受信機は、図１４Ａに示すような従来のプリアンブル・フォーマットを処理する。
【００６１】
ＭＩＭＯシステムの場合、２つの異なる送信アンテナから（例えば、８０２．１１ａ／ｇに準拠する）同じプリアンブルを送信するのが、好ましくないこともある。受信機からは、それぞれの受信アンテナで受信される信号が、単一の送信アンテナから送信された信号であるかのように見えるかもしれない。そのため、ＭＩＭＯの場合、２つの送信アンテナから同時に送信されたショート・プリアンブルが、２つの受信アンテナで異なって見えるように、ショート・プリアンブルを変更することができる。ＭＩＭＯショート・プリアンブルの２つの例示的なフォーマット（ＭＩＭＯ  Ｖ１とＭＩＭＯ  Ｖ２）が、それぞれ図１４Ｂと図１４Ｃに示されている。図１４Ｂに示す例示的なＭＩＭＯフォーマットの場合、図１４Ａの従来のショート・プリアンブルの元の（４つおきの）サブキャリアは、２つの送信アンテナで交互に共有され、各送信アンテナは、８つおきのサブキャリアのみを使用する。図１４Ｃに示す例示的なＭＩＭＯフォーマットの場合、各送信アンテナは、４つおきのサブキャリアのみを使用するが、各サブキャリアでは（２つの送信機ごとに）異なるシンボル（位相、振幅）を利用して、ランダムＭＩＭＯデータの効果をエミュレートする。
【００６２】
本発明の１つまたは複数の実施形態に従って動作する多重ブランチ無線受信機は、以下の利点を提供することができる。多重チャネル選択フィルタリングは、受信機の相対的に広いダイナミック・レンジを維持しながら、各フィルタリング回路の複雑度および電力消費を低下させる。さらに、多重受信チェーン構造は、無線受信機のパケット検出性能の改善を可能にする。
【００６３】
本発明の例示的な実施形態のブロックの機能を、回路処理に関連させて説明したが、本発明はそのように限定されるものではない。当業者には明らかなように、回路素子の様々な機能は、デジタル領域においてソフトウェア・プログラムの処理ステップとしても実施することができる。そのようなソフトウェアは、例えば、デジタル信号プロセッサ、マイクロコントローラ、または汎用コンピュータで利用することができる。
【００６４】
本発明は、方法の形態およびそれらの方法を実行する装置の形態で実施することができる。本発明はまた、フロッピ・ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ハード・ドライブ、またはその他のマシン可読記憶媒体などの有形な媒体内に実施されるプログラム・コードの形態でも実施することができ、プログラム・コードがコンピュータなどのマシンにロードされ、マシンによって実行されると、マシンは本発明を実行するための装置となる。本発明はまた、記憶媒体に格納され、マシンにロードされ、かつ／またはマシンによって実行されるプログラム・コード、あるいは電線もしくは電気ケーブル、光ファイバ、または電磁放射などの何らかの伝送媒体を介して送信されるプログラム・コードの形態でも実施することができ、プログラム・コードがコンピュータなどのマシンにロードされ、マシンによって実行されると、マシンは本発明を実行するための装置となる。汎用プロセッサで実施される場合、プログラム・コード・セグメントは、プロセッサと協力して、専用論理回路と同じように動作する独自の装置を提供する。
【００６５】
当業者であれば、添付の特許請求の範囲に示された本発明の原理および範囲から逸脱することなく、本発明の本質を説明するために説明し、例示した部分の詳細、材料、および構成に様々な変更を施し得ることをさらに理解されたい。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１４Ｃ】
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