(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
強度調整可能な磁場を生成するリーダおよび上記リーダによって生成される磁場によって誘導電力が給電されるデータ・キャリアを備え，
上記リーダは制御ユニット，メモリ，デジタル信号生成器，出力ドライバ，共振キャパシタおよび送信機コイルを備え，
上記デジタル信号生成器が，上記メモリに記憶されている少なくとも２つのビット列の中から上記制御ユニットによって選択されるデジタルビット列を供給するように構成されており，
上記メモリに記憶された上記ビット列（複数）が固定基本周波数および可変振幅を持つ歪みアナログサイン信号（複数）を表すためにパルス密度変調されており，かつ互いに異なる強度を表すものであり，これによって上記送信機コイルによって生成される磁場の強度が上記制御ユニットによって選択される上記ビット列に依存して変更可能とされている，
モニタリング装置。
【請求項２】
上記リーダが復調手段および信号処理手段を備え，これにより上記データ・キャリアによって受信される磁場の強度に関連する情報を含む上記データ・キャリアからのデータ信号が上記信号処理手段によって解析可能とされ，かつこの解析に応答してビット列が選択可能とされる，請求項１に記載のモニタリング装置。
【請求項３】
上記デジタル信号生成器がシフト・レジスタである，請求項１または２に記載のモニタリング装置。
【請求項４】
上記出力ドライバがＤ級増幅器である，請求項１から３のいずれか一項に記載のモニタリング装置。
【請求項５】
上記メモリに記憶されているビット列（複数）が900ｋＨｚから1100ｋＨｚの範囲の基本周波数を持つデジタル信号を提供する，請求項１から４のいずれか一項に記載のモニタリング装置。
【請求項６】
上記リーダがユーザの耳の後ろに装着されるように構成されている，請求項１から５のいずれか一項に記載のモニタリング装置。
【請求項７】
上記データ・キャリアが人のユーザに皮下的に埋め込まれるように構成されている，請求項１から６のいずれか一項に記載のモニタリング装置。
【請求項８】
上記データ・キャリアがユーザの特定の医学的状態を監視するモニタリング手段を備えている，請求項１から７のいずれか一項に記載のモニタリング装置。
【請求項９】
上記モニタリング手段が人のユーザのＥＥＧ信号を計測するように構成された電極（複数）を備えている，請求項８に記載のモニタリング装置。
【請求項１０】
モニタリング装置のリーダによって生成される磁場の強度を制御することによってモニタリング・システムのリーダおよびデータ・キャリア間の誘導電力送信の強度を制御する方法であって，
上記磁場の所望強度を判定し，
メモリからデジタルビット列を選択し，
上記メモリに記憶されたビット列（複数）は固定基本周波数および可変振幅を持つ歪みアナログサイン信号（複数）を表すためにパルス密度変調されており，かつ互いに異なる強度を表すものであり，これによって上記リーダによって生成される磁場の強度が上記メモリから選択される上記ビット列に依存して変更可能とされており，
所定クロック周波数で上記ビット列を読出すことによってデジタル信号を生成し，
出力ドライバと少なくともキャパシタおよびコイルを備える共振器回路とを通して上記デジタル信号を通過させることによって磁場を生成する，
方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はモニタリング装置に関する。より詳細にはこの発明はリーダおよびデータ・キャリアを備え，無線のデータおよび電力の送信に適するモニタリング装置に関する。この発明はまたこの装置における無線電力送信を制御する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
本願の開示において，モニタリング装置は，ユーザの特定の医学的状態の連続監視のために人のユーザによって装着されるように設計される小型機器として理解される。上記モニタリング装置はリーダおよびデータ・キャリアからなる。
【０００３】
上記リーダは内部一次エネルギー源たとえば電池によって給電される。上記データ・キャリアはそれ自身一次エネルギー源を持たない。したがって上記データ・キャリアは上記リーダからの無線誘導電力送信に依存する。上記リーダ中の送信コイルおよび上記データ・キャリア中の受信コイルが一体となって磁気的な結合インダクタのシステムを形成する。この基本原理は上記送信コイル内に交流を生成することによる。上記送信コイル中の電流は上記受信コイル中に電流を誘導する磁場を生成する。上記受信コイル中の電流が上記データ・キャリアの給電に用いられる。
【０００４】
上記データ・キャリアはモニタリング手段，たとえばモニタリング装置の人のユーザにおけるＥＥＧ信号を計測する電極（複数）を有している。上記モニタリング手段によって収集されたデータはデータ処理手段によって処理され，さらなる処理のために上記リーダに無線によって送信される。上記リーダは上記データ・キャリアの負荷変調を通して上記データ・キャリアからデータを受信する。典型的な応用例では，上記リーダにおける上記さらなる処理は，特定の医学的状態が上記ユーザに発生しているかを判定しかつこの状態をユーザに警告することを含む。このように上記電池および上記信号処理の主要部分が上記リーダ内に配置されるので，上記データ・キャリアのサイズおよび電力消費を小さく保つことができる。これは上記データ・キャリアが人のユーザに埋込みやすくなるという利点となる。特にＥＥＧ信号の計測に関して上記データ・キャリアを皮下的に埋込む場合に利点となる。
【０００５】
上記モニタリング装置の効果的な動作のためには，上記リーダから上記データ・キャリアへの電力送信が強度調整可能であること（adjustable in strength）が必要とされる。過剰な電力が上記データ・キャリアに送信されると上記過剰電力は失われてしまい（lost），不十分な電力が上記データ・キャリアに送信されると上記データ・キャリアはその所望の機能を実行することができない。したがって上記モニタリング装置の効果的な動作には，上記リーダが上記電力送信の強度を制御することをできるようにする情報を，上記データ・キャリアが上記リーダに送信する電力制御ループ（power control loop）が必要とされ，これによって過剰および不十分の両方の電力送信が回避される。上記電力送信の強度を電力効率的なやり方で変動できるようにすることも必要である。
【０００６】
米国特許ＵＳ−Ａ−６０７３０５０は，第１ステージおよび第２ステージを含む効率的なＲＦテレメトリー送信機システムを開示する。上記送信機システムは，第１ステージにおいて高固定周波数クロック信号たとえば49ＭＨｚクロック信号のパルス幅変調を用いて埋込装置に電力およびデータを送り，第２ステージにおけるＲＦ出力信号の効率的生成を提供する。固定周波数クロック信号のパルス幅変調は上記第１ステージの出力信号の駆動レベルを最適に設定するために用いられる。オン／オフ・キーイングまたは他の変調スキームが，上記第１ステージにおいてデータを持つクロック信号をさらに変調する。上記第２ステージはＥ級増幅回路を含む。
【０００７】
この発明の特徴は，誘導電力送信のための先進的な手段を備えるモニタリング装置を提供し，これによって低減された電力消費を持つモニタリング装置を提供することにある。
【０００８】
この発明のさらなる他の特徴は，上記誘導電力送信の強度を制御する先進的な方法を提供することにある。
【発明の開示】
【０００９】
第１の観点において，この発明は請求項１に記載のモニタリング装置を提供する。
【００１０】
これによって低減された電力消費のモニタリング装置が提供される。
【００１１】
第２の観点において，この発明は請求項１２に記載の方法を提供する。
【００１２】
これによって上記モニタリング装置におけるリーダとデータ・キャリアの間の誘導電力送信の強度を制御する電力効率的な方法が提供される。
【００１３】
さらなる有利な特徴は従属請求項から明らかである。
【００１４】
この発明のさらなる他の特徴は，この発明を詳細に説明する後述する記載から当業者に明らかにされよう。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】この発明の一実施態様によるモニタリング装置のリーダをかなり模式的に示している。
【図２】この発明の一実施態様による上記リーダの復調器手段をかなり模式的に示している。
【図３】この発明の一実施態様によるビット列を示す。
【図４】図３のビット列のそれぞれについての一次高調波の強度を示す。
【図５】この発明の一実施態様によるモニタリング装置を模式的に示す。
【実施例】
【００１６】
一例としてこの発明の好ましい実施例を示しかつ記載する。当然ではあるが，この発明は他の実施例が可能であり，そのいくつかの詳細は，この発明から逸脱することなく様々なすべての明白な観点において修正可能である。したがって図面および明細書は本質的に例示として取り扱われ，限定するものではない。
【００１７】
はじめに図１を参照して，図１はこの発明の一実施態様によるモニタリング装置のリーダをかなり模式的に示している。上記リーダは制御ユニット101，メモリ・ユニット102，デジタル信号生成器103，出力ドライバ104，送信機コイル106，第１の共振（共鳴）キャパシタ（コンデンサ）105，第２の共振キャパシタ107，接続点110，復調器手段108および信号処理手段109を備えている。
【００１８】
上記送信機コイル106ならびに上記第１および第２の共振キャパシタは，全体として上記リーダからの無線誘導電力送信の送信周波数に対応する共振周波数に調整（同調）される共振回路を形成する。上記共振キャパシタンスは２つに分割されて接続点に適切な電圧が提供される。上記接続点110における電圧を上記データ・キャリアによって負荷変調することができ，これによって上記データ・キャリアからリーダにデータを送信することができる。上記接続点110における振幅変調アナログ電圧は上記復調器手段108によって復調され，デジタル信号が上記信号処理手段109に入力として提供される。上記信号処理手段109は上記データ・キャリアによって受信された無線電力の強度に関連する情報を上記デジタル信号から抽出し，この情報に基づいて，上記リーダから送信される電力の強度が調整を必要とするかどうかを判定し，対応する制御信号を上記制御ユニット101に与える。上記制御信号に応答して上記制御ユニットは上記メモリ・ユニット102からビット列を選択する。上記ビット列は上記リーダから送信される電力の所望強度を表す。上記ビット列は次に所定クロック周波数で上記デジタル信号生成器に記憶されかつそこから読み出される。上記デジタル信号は上記出力ドライバ104によって増幅され，上述した共振回路が，上記デジタル信号を上記データ・キャリアへ無線電力送信するために，所望振幅を持つアナログサイン信号に変換する。
【００１９】
図１の実施態様において，第１のキャパシタは40ｐＦの値を持ち，かつ第２のキャパシタは100ｐＦの値を持つ。これによって，上記復調器手段108によるさらなる処理のために適切な負荷変調電圧を上記接続点110に提供することができる。変形例において上記第１のキャパシタは25から75ｐＦの範囲の値，好ましくは35から45ｐＦの範囲の値を有し，かつ上記第２のキャパシタは75から125ｐＦの範囲の値，好ましくは95から105ｐＦの範囲の値を有している。
【００２０】
図１の一実施態様において，上記制御ユニット101はルックアップ・テーブルを備え，上記信号処理手段109からの上記制御信号が上記メモリ・ユニット102からの上記ビット列の選択のために用いられる。上記信号処理手段109は上記リーダから上記データ・キャリアへの電力送信の動的挙動（dynamic behavior）を制御するように構成されるフィードバック・ループに基づいて上記制御信号を決定するアルゴリズムを備えている。このアルゴリズムは制御理論の従来技術から知られているものである。図１の一実施態様において，ＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative）コントローラが上記フィードバック・プールを制御するために用いられる。
【００２１】
図１の一実施態様において，上記メモリ・ユニット102は，それぞれが32ビットを持つ16個のビット列（16 bit sequences each having 32 bits）を含み，上記デジタル信号生成器103の内部クロック周波数は32ＭＨｚである。上記ビット列は，結果として得られるデジタル信号が１ＭＨｚの基本周波数を有する歪みサイン信号（distorted sine signal）（ひずんだ正弦波信号）を表すように選択され，ここで上記ビット列のそれぞれは歪みサイン信号の周期全体（a full period）を表す。上記基本周波数は上記リーダおよびデータ・キャリアの選択された共振回路の共振周波数に対応し，上記基本周波数は上記リーダおよび上記データ・キャリア間の無線送信のための搬送周波数を構成する。上記１ＭＨｚの搬送周波数を選択することによって低い搬送周波数を有する機器よりもより小さく作成することができるモニタリング装置が提供され，これは上記搬送周波数が増加する場合，上記リーダ上の上記送信機コイルおよび上記データ・キャリア上の上記受信機コイルの最小サイズに対する要求が緩和されるからである。一般には上記共振回路のＱ値は上記搬送周波数とともに増加する。この発明の様々な実施態様によるモニタリング装置について，この比率は表皮効果のために約１ＭＨｚを減少することを開始する（this proportionality starts to diminish about 1 MHz due to the skin effect）。上記搬送周波数を約100ｋＨｚから約１ＭＨｚに増加することによって，上記モニタリング装置の電力効率（出力効率）（power efficiency）をたとえば４倍に増加することができることが分かった。
【００２２】
図１の実施態様の変形例では，上記搬送周波数は900ｋＨｚから1100ｋＨｚの範囲の値を持つ。
【００２３】
１ＭＨｚの動作周波数において，上記共振キャパシタ105および107は集積回路およびプリント回路基板の寄生容量を十分に超える25から125ｐＦの範囲のキャパシタンスを持つことができることが分かった。これに対し，２から５ｐＦのキャパシタンスを持つ共振キャパシタは10ＭＨｚの動作周波数を必要とする。このような小さなキャパシタンス値は実装が困難であり，それはこの値が寄生容量にあまりにも近すぎその性質を予測できないからである。
【００２４】
図１の一実施態様において，上記ビット列（複数）は固定基本周波数および可変振幅を有する歪みアナログサイン信号を表すためにパルス密度変調される。上記ビット列（複数）はさらにほぼ同じゼロ次高調波（approximately the same zero-order harmonic）を持つように最適化される。これによって，上記ゼロ次高調波の対応する変更を何ら伴わずに（without any corresponding changes of the zero-order harmonic）一次高調波の強度（すなわち上記基本周波数）を変動することができ，これは一般に負荷変調信号の復調を容易にする。
【００２５】
この発明による，たとえばパルス幅変調ビット列に対する上記パルス密度変調ビット列の特別な利点は，上記パルス密度変調ビット列を特定の高調波（specific harmonics）の抑制に関して最適化することができることにある。
【００２６】
図１の実施態様の変形例において，上記ビット列（複数）はすべての高次高調波が可能な限り抑制されるように選択される。他の変形例では，二次高調波の抑制に最も重点が置かれ，これは上記二次高調波が上記共振器回路によって他の高次高調波に比して最も小さく減衰されるからである（because the second-order harmonic is attenuated the least by the resonator circuit relative to the other higher-order harmonics）。信号中の高次高調波の内容（contents）が大きくなると上記サイン信号がより歪み，上記歪みは一般に上記負荷変調信号の復号には不利になる。
【００２７】
この発明の他の実施態様によると，上記ビット列（複数）は３段階の処理において選択される。第１段階では所定の基本周波数（すなわち一次高調波）を持つビット列（複数）が選択される。第２段階では各グループが所定強度の一次高調波を持つビット列（複数）から構成されるビット列（複数）のグループ（複数）が選択され，第３の最終段階において，選択ビット列（複数）がほぼ同じゼロ次高調波の強度を持つように各グループから一のビット列が選択される。
【００２８】
次に図３を参照して，図３はこの発明の一実施態様による16個の異なるビット列を示している。
【００２９】
ここで図４を参照して，図４は，図３に示すビット列（複数）のそれぞれについての一次高調波の強度を表している。一次高調波の強度は上記リーダから上記データ・キャリアへの送信される電力を表す。上記データ・キャリアに送信される電力の強度は適切なビット列の選択を通して制御することができるということに直接につながる。
【００３０】
上記ビット列を周波数領域に変換することによって，ビット列中の高調波の強度を判定することができる。一例としては高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いることによって実行することができる。
【００３１】
図１の一実施態様において，上記デジタル信号生成器はシンプルなシフト・レジスタである。上記デジタル信号生成器の非常に簡単な実装が提供される。
【００３２】
図１の一実施態様において上記出力ドライバ104はＤ級増幅器である。変形例では上記出力ドライバは何らかのタイプのデジタル・スイッチング増幅器（any type of digital switching amplifier）とすることができる。非常に電力効率的な出力ドライバが提供される。
【００３３】
ここで図２を参照して，図２はこの発明の一実施態様による上記復調器手段108をかなり模式的に示している。上記復調器手段108は，全波整流器111，ローパスフィルタ112，ハイパスフィルタ113および比較器（コンパレータ）114を備えている。上記接続点110からの信号が上記全波整流器111において整流されて上記ローパスフィルタ112に与えられ，そこから上記ハイパスフィルタ113に，さらには上記比較器114に与えられ，上記比較器114は上記信号処理手段109においてさらに処理されることをできるようにするデジタル信号を出力する。上記全波整流器111は上記接続点110からの信号が負の電圧値を持たないことを提供し，上記ローパスフィルタ112は上記搬送周波数を除去して信号のエンベロープを提供するように構成されている。上記ハイパスフィルタ113はエンベロープ信号を提供し，ここで直流成分（the DC component）が除去され，この信号が上記比較器114に入力され，比較器114は，上記デジタル信号処理手段109におけるさらなる処理のために，上記データ・キャリアから送信されるデータを構成するバイナリのデジタル信号を提供する。
【００３４】
図２の実施態様の変形例では，上記復調器手段108の飽和（saturation）を防止するために，上記接続点110からのアナログ信号が減衰される。
【００３５】
一実施態様では，１から50ｋＨｚの範囲内の，好ましくは約10ｋＨｚの無線データ送信の速度が選択され，かつ10ＭＨｚから75ＭＨｚの範囲の，好ましくは約32ＭＨｚの上記リーダの内部クロック周波数が選択される。高い内部クロック周波数に対して低いデータ送信速度を選択することで，上記リーダの内部クロックへの上記データストリームの同期が容易になる。
【００３６】
一実施態様では，上記データ・キャリアから送信されるデータはデータクロックのシンプルな復旧（リカバリ）を提供するマンチェスター・コード（Manchester code）においてエンコードされる。
【００３７】
一実施態様では，上記データ・キャリアは上記リーダからの電力送信によって誘導される電圧を計測し，上記電圧が上記データ・キャリア上の信号処理回路に電力を供給するために用いられる。上記電圧はデジタルドメインに変換されて上記リーダに返送（back）され，適切なビット列を選択することによって上記データ・キャリアに送信される上記磁場の強度を上記リーダが制御できるようにする。上記電圧は１秒間に250回計測される。
【００３８】
一実施態様によると，上記磁場の強度は５倍から１５倍の範囲で（with a factor in the range between 5 and 15）変動可能である。これはユーザの頭部に皮下的に埋め込まれたデータ・キャリアと上記ユーザの耳ないし耳の後ろに装着されたリーダとの間の誘導伝送についての結合係数における典型的な変動に対応する。
【００３９】
データ・キャリアの負荷変調を用いて無線電力供給および無線データ送信するように構成されるデータ・キャリアについての従来技術に関するさらなる詳細は，Klaus Finkenzellerによる著書「RFID handbook: fundamentals and applications in contactless smart cards and identification", John Wiley & Sons, (2003)」に見ることができる。
【００４０】
次に図５を参照して，図５はこの発明の一実施態様による，ユーザの特定の医学的状態の連続監視のためのモニタリング装置を模式的に示している。上記モニタリング装置201は２つの分離した機械的部分からなり，それはモニタリング装置を持ち運ぶ人物203の耳の後ろにおける皮下的な埋込みのために構成されたデータ・キャリア202と，上記ユーザの耳の後ろに配置されるように構成されたリーダ204である。上記データ・キャリア202はさらに第１の埋込サブ部分（implanted subpart）205および第２の埋込サブ部分206に分けることができる。上記第１の埋込サブ部分205は２つのアクティブ領域を有するプローブからなり，各アクティブ領域が皮下組織に接触してＥＥＧ信号のような電気信号の存在を検出する。上記第２の埋込サブ部分206は信号処理回路および受信機コイルを含む。上記リーダ204は信号処理回路および送信機コイルも含む。
【００４１】
上記データ・キャリア202および上記リーダ204間の上記２つの誘導的に結合されたコイルによって提供される無線接続は，２つの一般的な目的を提供する。第１は，上記データ・キャリア202から上記リーダ204にさらなる解析および処理のためにデジタル電極信号を送信することである。第２の目的は上記リーダ204から上記データ・キャリア202に電力を送信することである。すなわち上記データ・キャリアそれ自身はエネルギー源を持たず，これに代えて上記リーダ204からの無線誘導電力送信に依存し，他方上記リーダ204は電池給電される。
【００４２】
構造および手順の他の修正および変更は当業者には明白であろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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