(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
検知されたパラメータに応じて、信号伝播の位相に変化を与え、一定の振幅閾値より上の感知されたパラメータの受信時にオーバースケールを受けやすい位相ベースのトランスデューサをインターロゲートするための方法であって、
前記トランスデューサを通して伝播され、第１の時間に前記トランスデューサを越えた点から戻される第１の信号を受信し、前記第１の信号は、前記第１の時間における前記トランスデューサの状態を表わしており、
第２の時間に前記トランスデューサを越えた同じ点から第２の信号を受信し、前記第２の信号は、前記第２の時間における前記トランスデューサの状態を表わしており、
前記第１及び第２の信号を結合して、前記第１及び第２の時間の間の信号の経時的な位相変化率の測定値を求める、
ステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記受信した第１及び第２の信号に対応する遅延形態と非遅延形態とを合成するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記方法は、前記第１及び第２の信号を出力干渉計に通すステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
複数の異なる時間において前記第１及び第２の信号をサンプリングし、サンプリングされた値を比較するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記測定された位相変化率に基づいて、位相値を取得するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記位相値を取得するステップは、前記測定された位相変化率を統合するステップを含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記受信した第１及び第２の信号により位相の測定値を求めるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記位相の測定値と前記位相変化率の測定値は、実質的に同時に求められることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記受信した第１及び第２の信号からの前記位相の測定値を、前記位相変化率の測定値を合成することにより、位相値を取得するステップを含むことを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記トランスデューサを通して伝播された前記第１及び第２の信号は、パルス化信号であることを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１１】
前記第１及び第２の信号は異なる周波数を有する少なくとも２つのパルスを含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記トランスデューサは、少なくとも１つの固有の光ファイバセンサを含むことを特徴とする請求項１から１１のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１３】
前記トランスデューサは、１つより多いセンサを含むセンサパッケージを含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記パッケージは、単一の入力／出力ファイバを含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記トランスデューサから受信した前記第１及び第２の信号は搬送波周波数を有し、前記第１及び第２の信号のピーク瞬時周波数の大きさは、前記搬送波周波数の大きさより大きいか又はこれと等しいことを特徴とする請求項１から１４のいずれか１項に記載のシステム又は方法。
【請求項１６】
前記位相ベースのトランスデューサはハイドロホン、ジオホン、又は加速計の１つであることを特徴とする請求項１から１５のいずれか１項に記載のシステム又は方法。
【請求項１７】
請求項１から１６のいずれか１項に記載の光ファイバの地震アレイをインターロゲートするためのシステム又は方法。
【請求項１８】
前記光ファイバの地震アレイから戻された、オーバースケール地震信号を回復するための請求項１７に記載のシステム又は方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターロゲーション信号の位相における変化を活用して、検知されたパラメータを求めるセンサに関し、特定的には、排他的ではないが、光ファイバ干渉検知に関する。本発明は、地震検知の分野に特定の適用例を見出す。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバセンサは、検知されたパラメータが、歪みがファイバ上に課されるようにする方法で配置される光ファイバの長さを採用する。典型的には、ファイバは、コイルに配置されるが、他の配置も可能である。こうした歪みは、そのファイバにおける光信号伝播の位相に変化を生じさせ、この変化は、干渉技術により検出することができる。この種のトランスデューサの様々な異なる配置は以前提案されており、その多くは、変形可能なコア又はマンドレル上に巻き付けられた光ファイバのコイルを有し、これは、検知された振動といった検知されたパラメータに応じて、半径方向の膨張又は収縮を受ける。
こうした光ファイバセンサは、極めて高い感度を示すことができ、検知するトランスデューサではどのような電力も採用することなく、完全に受身であるという利点を有する。こうしたセンサは、さらに、多重化できることによる相対的な容易さのために、大きいセンサのアレイが必要とされる適用例において普及していることがわかっている。
こうした適用例の例は、オイル及びガスの探鉱産業における地震探査であり、ここでは、何百さらに何千もの振動センサ及び／又はハイドロホンを含む大時間多重化アレイを用いて、海底の下の地層からの入射パルスの反射を検知することができる。こうしたアレイを規則的な期間でサンプリングすることにより、既存の又は潜在的な新規な保管部に３Ｄ時間経過データが提供される。
【０００３】
検知のためのこの手法により経験される問題は、所与のサンプリング速度において、特定の振幅閾値より上の信号が、位相ベースの検知された情報を歪ませ、復調プロセスの失敗を生じさせることがあることである。一般にオーバーローディング又はオーバースケーリングと呼ばれるこの効果は、測定された信号の周波数に依存する。地震システムにおいては、このことは、特に、パルスがセンサの近くで生成されたときに（通常、アレイを通り過ぎるときに、水上艦艇からけん引されたエアガンにより）、入射パルスの直接の到達による特定の問題を生じさせることがある。オーバースケールが生成することがある歪みなしで、この入射パルスを記録できることが望ましい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
したがって、改善された検知方法及び装置を提供することが本発明の目的である。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第１の態様によれば、検知されたパラメータに応じて、信号伝播の位相に変化を与える、位相ベースのトランスデューサをインターロゲートするための方法であって、トランスデューサを通して伝播される信号を受信し、第１の時間における前記トランスデューサの状態を表わす点での信号と、第２の時間における前記トランスデューサの状態を表わす点での信号とを比較し、この比較により、信号の経時的な位相変化率の基準を判断する、ステップを含む方法が提供される。
信号が測定される２つの時点の間の差異は、通常、測定される信号の期間よりはるかに少ないため、変化率又は位相変化の微分は、典型的には、信号自体よりはるかに小さい振幅を有する。したがって、トランスデューサが、通常の信号がオーバースケールになる刺激を経験した場合であっても、微分信号は、影響を受けない傾向がある。微分信号又は測定は、したがって、低感度測定と考えることができ、これは、別々に及び個別に収録されることができ、より高い感度を有する通常の信号測定の代わりに、又はこれと組み合わせて用いられる。大部分のエネルギーが、例えば８００Ｈｚに集中する信号においては、その信号の微分は、典型的には、２００ｎ秒の２つの測定時間の間の期間で、６０ｄＢだけ減衰される。
【０００６】
１つの実施形態においては、信号を比較するステップは、好ましくは、出力干渉計を用いて、受信信号の遅延形態と非遅延形態とを合成するステップを含む。或いは、信号は、複数の異なる時間にサンプリングすることができ、アルゴリズム的又は信号処理手法を採用して、検知されたパラメータの微分が求められる。
検知されたパラメータの実際の値は、測定された微分値を統合することにより再構築することができる。しかしながら、システムの雑音によりノイズ・フロアーが求められた場合には、ノイズ・フロアーは、実質的には、位相情報及びその微分の両方にとって同じであり、微分信号はより低いＳＮＲを被る。次いで、オーバースケーリングが、地球物理学測量に用いられるエアガンの第１ブレイクのような特定の高い振幅の入力に応じて、まれにしか生じない場合を考慮すると、特定の実施形態においては、検知されたパラメータの微分と、実際の値の両方を直接測定するのが有益である。こうした実施形態の例が以下に説明され、信号をデフォルト状態で直接測定し、オーバースケール条件を検出する際に微分測定から統合された信号に戻る、適応するシステムを採用できることが理解されるであろう。例えば、通常信号がオーバーロードされた期間を識別するために、微分信号の振幅に対する閾値を用いることが可能である。
しかしながら、オーバースケーリングについての慎重な考慮、及びトランスデューサにより生成される移送情報に対するその影響により、オーバースケーリング中、検知されたパラメータを表わす位相値の直接測定値は歪められるが、こうした位相値を微分信号と合わせて用いて、再構築値を生成できることが見出された。したがって、特定の実施形態においては、前述の受信信号からの位相の基準は、位相変化率の基準に加えて抽出される。特定の実施形態においては、２つの基準（位相、位相変化率）は、他方に頼ることなしで取得できるため別々に取得され、実質的に同時に取得することができる。
【０００７】
以下により詳細に説明されるように、オーバーローディングは、トランスデューサの出力の瞬時周波数（位相変化率に依存する）が、この信号がサンプリングされる速度により求められるナイキスト周波数範囲外になったときに生じる。ナイキスト範囲外になるどのような瞬時周波数も、それに戻る範囲の限度の周りで折りたたまれる。検知された信号の振幅及び周波数に応じて、情報は、ナイキスト周波数限度の周りで折りたたまれるか又はラップされる。本発明者らは、本情報の実施形態において測定された微分情報は、情報が何度ラップされたか、又は、情報がナイキスト限度を超えた要因を求めるのに用いることができることを見出した。このことは次いで、直接測定されたパラメータ値が補正されて、測定された微分信号を統合することにより与えられたものに対して改善されたＳＮＲを有する信号を与えることを可能にする。
【０００８】
本発明は、添付図面に関して本明細書に実質的に説明される方法、装置、及び／又は用途にまで及ぶ。
本発明の１つの態様におけるどのような特徴も、あらゆる適切な組み合わせにより、本発明の他の態様に適用することができる。具体的には、方法の態様は、装置の態様にてきようすることができ、逆もまた同様である。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】既知の種類の光ファイバセンサのパッケージを示す。
【図２】図１のパッケージに適したインターロゲート波形である。
【図３】図１に示す種類のパッケージからの典型的な応答を示す。
【図４】本発明の態様による光ファイバをインターロゲートするためのシステムを示す。
【図５】図４のシステムから取得することができる出力を示す。
【図６】図４のシステムから取得することができるさらに別の出力を示す。
【図７】２つの出力干渉計が用いられる配置を示す。
【図８】図７のシステムから取得することができる出力を示す。
【図９】図３に示す種類のパルスに対する多数のサンプリング点を示す。
【図１０】同じ及び異なるパルスに対するサンプル間のタイム・セパレーションを示す。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明の好ましい特徴は、ここで、添付図面に関して、純粋に一例として、説明される。
図１を参照すると、光ファイバ１３の単一の長さから形成され、直列に配置された４つの独立した光ファイバ検知コイル１０４、１０６、１０８、１１０を含む、全体が１０２で示される既知の種類の光ファイバセンサが概略的に示されている。光ファイバの一部分は、パッケージの入力／出力（ｉ／ｏ）ファイバとして働く。ファイバ結合ミラー１１４、１１６、１１８、１２０、１２２は、光ファイバ１３に沿ったそれぞれの位置で、光ファイバに結合されて、コイルの各々がその各々の端部で結合されたファイバ結合ミラーを有するようになっている。ブラッグ格子などにおけるような各々のセンサの前後から光の一部を反射する他の手段を、ファイバ結合ミラーの代わりに用いてもよい。実際は、例えば、コイルの３つが、３つの直交光ファイバ加速度計を形成し、第４のコイルが、ハイドロホンの部分を形成するように配置して、地震探査用途に適した４部品のパッケージを形成することができる。各々のトランスデューサにおけるコイルの物理的な配置は、本発明に重要なものではないため、ここでは説明されないが、可能性のある配置の範囲は、当業者には知られているであろう。こうしたパッケージの大規模なアレイは、互いに結合し、多重化を用いて周期的にインターロゲートして、例えば、経時的な地震イメージを与えることができる。
【００１１】
図２を参照すると、図１のパッケージ１０２のインターロゲーションは、一対のインターロゲート光パルス２０２、２０４をパッケージｉ／ｏファイバ１１２に導入することにより実行することができる。パルス２０２、２０４は、それぞれの周波数ω1、ω2を有し、パルス２０２は、パルス２０に関してτ＝２Ｌ／ｃだけ遅延され、Ｌはセンサにおけるコイル長であり、ｃはファイバにおける光パルスの速度である。
【００１２】
図３は、一対の入力パルスの各々により形成された出力を考慮することにより、パッケージの光出力応答を示す。図３ａにおいてパッケージに到達する第１のパルス２０２は、５つのファイバ結合ミラーの各々から反射されて、任意の時間基準に関して測定された５つの出力パルス３０１、３０２、３０３及び３０５を生成する。同様に、図３ｂを見ると、パルス２０４は、同じ任意の時間基準に関する５つの時間遅延出力パルス３２２、３２３、３２４、３２５及び３２６を生成する。入力パルスは、単一のコイルを通る伝播時間の２倍だけ遅延されるため、及び、パルスは同じファイバ上に存在するために、２つの出力の組は、図３ｃに示す６つのパルス３３１、３３２、３３３、３３４、３３５及び３３６を生成するように重ねられる。パルス３３１及び３３６は、単一のパルスの単一の反射のみを表わすが、パルス３３２から３３５（網掛けして示される）は、各々、隣接するファイバ結合ミラーにより反射される２つのパルスの合成に対応することが理解される。したがって、これらのパルスは、２つの隣接するミラーの間のコイルを（２度）通ったパルスと、通らなかったパルスとの合成を表わすことが理解される。したがって、位相の検出は、そのコイルにより課される位相の変化を判断するのに用いることができ、それ故に、当該技術分野に知られるように、検知されたパラメータの基準が取得される。
【００１３】
ψ（ｔ）が検知されたパラメータである場合には、上述の種類のセンサから戻る一連のパルスを測定するのに用いられた光検出器から取得された信号は、
0005453117.tif 000002
として書くことができ、すなわち、検知された情報は、周波数ωcの搬送信号上に重畳された位相変化として表わされる。当業者に周知の技術は、次いで、搬送波からの位相信号を復調するのに用いることができる。搬送波周波数は、典型的には、ナイキスト周波数の半分になるように選択され、これは次いで、サンプリング周波数の半分である。１つのサンプルが、各々の戻ってくる光パルスに作られ、そのためサンプリング周波数が、パルス対がアレイに伝送される速度になるのは通常のことである。一例として、サンプリング周波数は、およそ３２０ＫＨｚとすることができ、およそ１６０ＫＨｚのナイキスト周波数及びおよそ８０ＫＨｚの搬送波周波数を与えることができる。サンプリング周波数は、典型的には、他の要因の中でもセンサの種類及び配置に応じた実際的な上限を有する。
【００１４】
オーバースケール条件は、位相変調搬送波の瞬時周波数がナイキスト帯域外になるとき、すなわち、ωN及びωcがそれぞれナイキスト周波数及び搬送波周波数であるとした場合、
0005453117.tif 000003
であるときに生じる。実際、このことは、周波数空間におけるその限度の１つの周りで折り返す又はラップすることによる瞬時周波数のナイキスト帯域へのエイリアジングをもたらす。検知されたパラメータのマグニチュード及び周波数に応じて、瞬時周波数は、複数回ラップし戻されることができる。検知されたパラメータが、およそ
0005453117.tif 000004
としてモデル化された場合には、通常の
0005453117.tif 000005
の条件において、オーバースケールが生じない条件は、時には、
0005453117.tif 000006
として表現される。
【００１５】
ここで図４を参照すると、実質的に、図１に示されたセンサパッケージ４０２が示される。パッケージは、音響光学型モジュレータ４０４により生成される一対のパルスによりインターロゲートされる。
パルスの出力系列は、接合部４０６においてタップオフされ、アイソレータ４０８から、４１０により示される出力干渉計に通される。図４の方法においては、入力パルス間の遅延は、パッケージ４０２の検知コイルを通る光の伝播時間の２倍である必要はなく、その代わりに、出力干渉計の遅延コイル４１２を通る光の伝播時間の２倍になるように構成される。説明された実施形態は、マイケルソン干渉計を採用するが、当業者であれば、アームの１つに遅延コイルがあるマッハツェンダー型干渉計も等しく用いることができることを認識するであろう。この場合、入力パルス間の分離が、ちょうど干渉計の１つのアームにおける遅延コイルを通る伝播時間になるように構成することにより、等価な測定を行うことが可能になる。
【００１６】
図５は、干渉計４１０から出力された構成パルストレインを示す。パルストレイン５０２は、干渉計の遅延アームからもたらされる（Ｙで示される）ミラーＢからＥからの先頭入力パルスの出力を表わす（下付き文字１により示される）。パルストレイン５０４は、干渉計の非遅延アームからもたらされる（Ｘで示される）ミラーＢからＥからの遅行入力パルスからの出力を表わす（下付き文字２により示される）。このように、両方がパッケージ４０２の同じ検知コイルを異なるときに通過した一対のパルスを、干渉計４１０が一時的に位置合わせし干渉するのをみることができる（一時的に位置合わせされたパルスの異なる下付き文字により示されるように）。換言すると、ファイバ結合ミラーＢからＥから反射され（ミラーＡから反射されたパルスは検知コイルを通過していない）、関連する検知コイルについての情報を収集する各々のパルスは、後で同じ光路を経験して、同じ情報を収集したパルスと合成される。したがって、干渉計の出力は、図１から図３の従来技術の構成において、通常は直接測定される実際の位相値とは対照的に、位相値の微分を表わす。このように上述の用語を用いると、トランスデューサから戻された信号が
0005453117.tif 000007
であり、ψ（ｔ）が検知されたパラメータの基準である場合には、図５に示すシステムは、
0005453117.tif 000008
を表わす値、又は、戻された信号の瞬時周波数を導出する。
【００１７】
ｔ＝１に集中される合成出力パルスを考慮すると、このことは、ミラーＢから反射された２つのパルスの合成を表わすこと、すなわち、２つの異なるときに、検知ループＡＢを通過したことが理解される。コイルＡＢにより検知されたパラメータの微分は、したがって、このパルス内に含まれて、ここから求めることができる。同様な方法により、ｔ＝２において干渉計から出力されたパルスは、両方が検知ループＡＢ及びＢＣを二重に通過したパルスの合成となる。微分値がこのパルスから抽出されると、検知ループＡＢの微分値（上で取得された）を引くことにより、検知ループＢＣの微分値が取得される。このように、パッケージ４０２における検知ループの各々の微分値を取得することができる。
ファイバ結合ミラーＡからの反射は、図４及び図５に関して上述された構成のどの検知ループの位相変化の微分、又は位相変化率にも影響を受けることがない。しかし、ミラーＢ（ｔ＝１）から反射されたパルスは、実際は、コイルＡＢにおける位相変調の微分と、ダウンリードファイバ（すなわち、カプラ４０６とＡＯＭ４０４との間のファイバ、カプラ４０６とリフレクタＡとの間のファイバ、及びカプラ４０６と干渉計４１０の出力上の光検出器との間のファイバ）のいずれかとの合成である信号を含む。幾つかの適用例においては、ダウンリードファイバは、何キロメートルの長さであってもよいため、周囲雑音のために拾う信号は重大なものになる。リフレクタＡからの微分信号が測定され、次いで、リフレクタＢからの信号から引かれた場合には、コイルＡＢについて取得されたものから、ダウンリードからのいずれかの信号が除去される。
【００１８】
図６を参照すると、特に好ましいセンサのインターロゲーション構成の出力コンポーネントを表わす、構成パルストレインが示されている。センサ構成は、図４に示すものと実質的に同じであるが、各々のセンサコイルは、干渉計の遅延コイルの長さの２倍になるように構成される。一例においては、各々のセンサコイルは４０ｍの長さであり、干渉計の遅延コイルは２０ｍの長さであり、入力パルス対の間の遅延はおよそ２００ｎｓである。
【００１９】
パルストレイン６０４及び６０６は、実質的には、図５のトレイン５０２及び５０４であり、すなわち、これらは各々のセンサコイルに対する微分又は「低感度」情報を表わす（累積的に）。６１０により示される時点での出力パルスは、ミラーＡからの反射により生じ、どのような検知された微分情報も保持せず（ダウンリードにより拾われたもの以外は）、明確さを向上させるために、図５から省かれる。図６の６１４において示されるものと等価な出力は、図５の第１に考慮されたパルスである。しかし、ミラーＡの別の利点は、出力干渉計（図４、４１０）におけるミラーＸによる第１のパルスの反射、及び、前述の干渉計におけるミラーＹからの第２のパルスの反射のそれぞれからもたらされる、パルストレイン６０２及び６０８を考慮することにより見ることができる。これらは、図３に示すものと本質的に同じであり、直接のパラメータ値を保持する出力パルスを形成するように合成され、各々のパルスの対は隣接するミラーからの反射を表わす。例えば、時点６１２における出力パルスは、ミラーＢからの先頭入力パルス反射と、ミラーＡからの遅行入力パルス反射の合成になり、したがって、既知の様式により直接抽出することができる、コイルＡＢにより検知される、直接又は「高感度」情報を含む。２つのパルスが、干渉計４１０の異なるアームを通過したという事実は、パルス内に含まれる情報には実質的に影響を与えない。
したがって、説明された構成においては、直接検知された（高感度）値及び微分（低感度）値の両方を、同じ入力パルス対からもたらされる、出力パルスのインターリーブされた組から独立して取得することができる。図６の例においては、これは、入力パルスの分離が、図３に関して説明される方法で、所与のセンサパッケージのインターロゲーションに用いられるもののおよそ半分になるように構成することにより、実現されるのを見ることができる。
【００２０】
図７は、図４の出力又は読み出し干渉計４１０の代替的な構成を示す。インターロゲーション信号により生成されたセンサのパッケージからの応答７０２は分割され、２つの干渉計７０４及び７０６に渡される。使用において、インターロゲーション信号は、図２に示される形態と同様であるが、ここでは、２つのパルスがセンサパッケージを通る合計伝播時間に等しい遅延を有するため、インターロゲーションパルスの各々からもたらされる出力パルストレインは、インターリーブされない。４つの検知コイルがパッケージ内にあるとき、各々のコイルは４０ｍの長さを有し、例えばインターロゲートパルス間の２μ秒の遅延を用いることができる。干渉計７０４の遅延ループ７１４は、インターロゲートパルスの遅延と等しい値を有し、干渉計７０６の遅延ループ７１６は、７１４の遅延より１つのセンサを通る二重のパスだけ少ない値を有する。
【００２１】
ここで図７の構成の動作を、図８を参照して説明する。８０２において、第１の入力パルスの結果として、パッケージから戻るパルス系列が示される。８０４において、第２の入力パルスからもたらされる等価な系列が示される。入力パルス間の２（Ｎ＋１）Ｌ／２の遅延のために（ここでＮはパッケージにおけるセンサの数、Ｌは単一のセンサの長さ、Ｃはセンサを通る伝播時間）、系列８０２及び８０４はインターリーブされず、８０６に示すように、センサパッケージのｉ／ｏファイバにおいて合成され、図７の７０２で受信されるのはこの信号である。図７の第１の干渉計７０４は、入力パルス遅延と等しい遅延を有し、したがって、その干渉計の遅延アームから戻る信号が８０８に示される。図７の信号７０８は、信号８０６及び８０８の合成であり、各々のパルスは、図８の下付き文字１及び２により示される異なる時間で、センサパッケージの同じミラーから反射された２つのパルスから構成され、それぞれ第１のパルス及び第２のパルスに対応することが理解される。検出器受信信号７０８は、したがって、上述のように、微分位相又は瞬時周波数の基準を導出することができる。
【００２２】
図７の干渉計７０６は、２ＮＬ／ｃの遅延を有し、したがって、その干渉計の遅延アームから戻る信号が８０１に示される。図７の信号７０は、したがって、信号８０６及び８１０の合成であり、各々のパルスは、センサパッケージの隣接するミラーから反射された２つのパルスで構成されている。検出器受信信号７１０は、したがって、上述のように、センサコイルにより課される位相の直接測定値を取得することができる。
信号７０８及び７１０を構成する構成パルスは、前に説明された実施形態より大きなタイム・セパレーションで、センサパッケージを通過する。このことは、微分信号が、より短い入力パルス間隔においてよりも、感度の高いものとなることをもたらす。２μ秒の入力パルス遅延においては、２００ｎｓの遅延が採用された場合より、さらに、約１０回の位相が、微分サンプリング時間にわたり蓄積される。位相の「直接」測定値を考慮すると、干渉計７０６において合成された２つのサンプルは、相対的に大きなタイム・セパレーションを有するセンサにおける例を表わすため、必要であれば、干渉計７０４から取得された位相の微分の基準を用いて、補正を与えることができる。
【００２３】
図４の実施形態においては、１つの干渉計の出力のみが採用されるため、「微分」信号及び「直接位相」信号の両方が同じパルストレインに現れ、したがって、従来技術の図１から図３に説明されたものの２倍ものタイムスロットを使い果たす。２つの干渉計を用いて、２組の測定値（位相及び微分）を別個に導出することにより、実質的にフルタイムのドメイン帯域の回復が実現される。
微分信号を生成するパルス間のタイム・セパレーションの増加を実現するための代替的な方法は、パルス間隔を２００ｎ秒に保持することであるが、次いで、異なる伝送されたパルス対からの反射を混合する。こうした実施形態においては、パルスのそれぞれの対の間のタイム・セパレーションは、アレイの１つのセグメントにおけるセンサのファイバ長により求められるが、約５μ秒の値が典型的である。図９は、図４におけるものと同じ構成を用いて実現されるパルスパターンを示すが、コイル４１２は、５．２μ秒の遅延を生じさせる。パルスシーケンス９０２、９０４は、第１及び第２の伝送されたパルスそれぞれの反射によりもたらされ、シーケンス９０６及び９０８は、干渉計の遅延コイルを通過した第１及び第２のパルスのそれぞれからもたらされたものである。シーケンス９０６及び９０８の反射は、後続のパルス対からのシーケンス９０２及び９０４における反射と重なる。
【００２４】
遅延コイルにより課される遅延（５．２μ秒）は、パルス対間のタイム・セパレーションより２００ｎ秒だけ長いため、パルスの合成は、コイルにより課された遅延が２００ｎ秒であったかのような同じ一般的な形態をとり（図６のように）、そのため、通常信号及び微分信号に両方をインターリーブされた出力パルスから得ることができる。しかしこの場合、微分信号を形成するように合成されるパルスは、５．２μ秒だけ離れて各々のセンサを通過し、そのため生成された信号は、２００ｎ秒の遅延コイルを用いた場合より２６倍長くなる。
（上述の実施形態においては、）５μ秒がパルス対間の時間であり、ＮRが正の整数であるときに、どのような形態の遅延時間［５ＮR＋２（ＮD＋１）０．２］も用いることが可能であることを示すことができる。数０．２は、対におけるパルス間のμ秒での時間に対応し、センサ長により示される。ＮDもまた正の整数である。時間変化信号の微分は、信号周波数に比例する傾向がある。実際の干渉計の応答は、低周波数でこの関係を観察するが、高周波数ではわずかに先細りになる。（地震用途に有益な）およそ０から２５０Ｈｚの範囲の低周波数では、微分信号の振幅は、したがって、これに応じて低くなり、低いＳＮＲを被ることがある。しかしながら、より長い遅延を用いることにより、干渉計の感度の大幅な増加がもたらされ、これに応じて増加した出力振幅が生成される。
図９に示す構成は通常の信号を与えるが、大きなパルス遅延は、異なるセンサ間のクロストークを増加させることがあり、システムの雑音レベルを増加させることがある。これらの問題は、図７に示す構成を用い、２つの干渉計７０４及び７０６にそれぞれ２００ｎ秒及び５．２μ秒の遅延を生じさせることにより、克服することができる。したがって、干渉計７０４は、通常の信号、必要であれば短い分離微分信号を生成するのに用いることができ、干渉計７０６は、より長い分離微分信号を生成するのに用いることができる。
【００２５】
図１０を参照すると、センサパッケージの隣接するミラーから反射された２つのパルスの干渉を表わし、それら２つのミラーの間に配置されたコイルにより検知されるパラメータの位相情報を含むパルスである、図３ｃに示す種類のパルスの特性がより詳細に示されている（その微分ではなく）。上述のように、この情報は、オーバースケーリングが生じたときに「なくなり」やすい。しかしながら、本発明者らは、こうしたパルスの光信号のサンプルが以前に一度だけとられているが、各々のパルス内で２つ又はそれ以上のこうした測定を行うことが可能であることを理解している。サンプル値を用いて、例えば、２点位相アルゴリズムを採用して、位相情報の微分の規準を取得することができる。
図１０のパルスは、点線で示される理想化された方形波により表わされるように、持続時間は公称１００ｎ秒である。しかしながら、実線で示されるように、パルスの実際の形態は、非ゼロの上昇及び下降時間を含み、典型的には、サンプルをとることができる、６０ｎ秒の持続時間を有する最大強度値の９０％の横ばい状態をもたらす。次いで、２つのサンプルをとるために、例えば、５０ｎ秒の一時的な間隔で、２０ＭＨｚのサンプリング速度が要求される。より現実的には、例えば、１００６、１００８及び１０１０で示されるもののようなパルスから多数のサンプルをとることができるようにするためには、５０ＭＨｚ、８０ＭＨｚ又はさらに１００ＭＨｚより大きいか又はこれと等しいサンプリング速度を用いることが望ましい。こうした速度は、現在商業的に使用可能な技術を用いて実現可能である。
【００２６】
図１０を考慮すると、各々のパルス間のタイム・セパレーションはｔpであり、パルス内のサンプリング間隔はτsである。搬送波周波数をωcとすると、速度Ｆｐ（＝１／ｔp）で、位置１００６において取得される単一のサンプリング信号Ｓ1は、
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によりモデル化され、ここでＡは復調システムへの信号振幅、ｎは何らかの任意の開始後のｎ番目のサンプル、及びψ1は第１のサンプリング位置Ｓ1においてサンプルと関連する位相である。第２のサンプルＳ2は
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によりモデル化され、ここでψ2は第２のサンプリング位置における信号と関連する位相である。
２つのサンプルＳ1及びＳ2を用いるアルゴリズムを採用して、瞬時の位相変化Δψ＝（ψ2−ψ1）を抽出することが可能であり、以下の形態をとることができる。
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これは、パルス内のサンプリング期間τsにわたり獲得される徴分位相である。τsが搬送波期間ｔpより大幅に小さいと仮定すると、位相における変化Δψは小さいが、このことは、前述のサンプリング時間にわたる非常に大きい瞬時周波数に対応することができる。
パルスにおける２つのサンプリング位置で動作する上述のアルゴリズムは、特定の適用例において十分な解決法を与えることができるが、特定の条件の下では、ある程度のデータのドロップアウトを被ることが見出されている。限られた量のデータのドロップアウトは受け入れることができるが、パルスからの（１０１０と表示される）第３のサンプルＳ3を用いて、Δψの推定を改善することが可能である。
【００２７】
第３のサンプルをとることにより、第２の位相変化値Δψ2（Ｓ2とＳ3との間の時間にわたる位相変化に対応する）が取得される。２つの位相変化Δψ1とΔψ2との間の差異は、いずれか一方の値と比較すると小さいことが仮定され、２つの位相測定値の間の絶対値の最大値、すなわち、
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をとることにより、データのドロップアウトは、実質的に、Ｆs／Ｆp（Ｆs＝１／τs）の最大比率までなくすことができ、ラップされた瞬時周波数信号の正確な再構築を可能にする。再構築プロセスは、典型的には、サンプリング速度Ｆpにおいて実行されるが、再構築後に、他の速度に大幅に削減することができる。
この技術を用いて、「通常の」オーバースケーリング限度より５００倍大きい値までの瞬時周波数値を有する信号を、典型的な１６０ｋＨｚのサンプリング周波数において、幅広い範囲の周波数にわたり再構築することができる。
位相における変化Δψ自体がラップされた場合、このことは、瞬時周波数変化の中心は搬送波周波数におけるものであることを念頭に置き、Ｆp／２とｄｃとの間で起こる。
瞬時周波数を開くための周波数アンラップアルゴリズムは、時間位置を見出すことにより動作し、ここで瞬時周波数はゼロに到達し、１つおきのゼロ交差対の間の信号の符号を変化させる。瞬時周波数は、最終的には統合され、又は、通常の感度信号においてなくなった位相情報を再構築するのに用いられる。
【００２８】
本発明は、純粋に一例により上述され、詳細の修正は、本発明の範囲内で行うことができることが理解される。
地震探査に適した光ファイバセンサパッケージが説明されたが、当業者であれば、本発明は、代替的な適用例に採用される他の種類の位相ベースのトランスデューサに等しく適用可能であることを理解するであろう。例として、アクティブソナーシステムにおける光ファイバハイドロホンの使用、及び自由空間の光学干渉計を用いる表面振動の測定が含まれる。
説明において開示された各々の特徴、及び（適当である場合には）特許請求の範囲及び図面は、独立して又はあらゆる適切な組み合わせで与えられることができる。
【符号の説明】
【００２９】
４０２：センサパッケージ
４０４：音響光学型モジュレータ
４０８：アイソレータ
４１０：出力干渉計
４１２：遅延コイル
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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