(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続されたインバータ及び平滑コンデンサと、前記インバータで駆動される交流モータとを備えたモータ制御装置において、
前記直流電源が前記インバータ及び前記平滑コンデンサから切り離された状態で前記平滑コンデンサに蓄えられた電荷を放電する際に、前記交流モータのトルク発生に寄与しないｄ軸電流を流すためにｄ軸電圧指令値を正の値に設定すると共に、前記交流モータのトルク発生に寄与するｑ軸電流を流さないためにｑ軸電流指令値を０に設定して該ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値を設定するｑ軸電流フィードバック制御を実行し、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値に基づいて前記インバータを制御して前記交流モータの通電を制御する放電時モータ制御手段を備えていることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記放電時モータ制御手段は、前記平滑コンデンサの静電容量と前記交流モータの巻線抵抗と所定の要求放電時間とに基づいて前記ｄ軸電圧指令値を設定することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記放電時モータ制御手段は、前記インバータをＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率が一定になるように前記ｄ軸電圧指令値を変化させる手段を有することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記放電時モータ制御手段は、前記インバータの入力電圧が所定電圧以上の領域では該インバータをＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率が第１の所定値になるように前記ｄ軸電圧指令値を変化させ、前記インバータの入力電圧が所定電圧よりも低い領域では前記変調率が前記第１の所定値よりも大きい第２の所定値になるように前記ｄ軸電圧指令値を変化させる手段を有することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源に接続されたインバータ及び平滑コンデンサと、インバータで駆動される交流モータとを備えたモータ制御装置に関する発明である。
【背景技術】
【０００２】
近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流モータを搭載した電気自動車やハイブリッド車が注目されている。このような電気自動車やハイブリッド車においては、二次電池等からなる直流電源に接続されたインバータで直流電圧を交流電圧に変換して交流モータを駆動すると共に、直流電源に接続された平滑コンデンサで電源ラインの電圧を平滑化するようにしたものがある。
【０００３】
このようなモータ制御システムにおいては、例えば、特許文献１（特許第３２８９５６７号公報）に記載されているように、リレーが開放（オフ）されて直流電源がインバータ及び平滑コンデンサから切り離されたときに平滑コンデンサに蓄えられた電荷を放電するディスチャージ制御を行う際に、交流モータのｄ軸電流指令（励磁電流指令）を非ゼロに設定して該ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との偏差に基づいてｄ軸電圧指令値を設定するｄ軸電流フィードバック制御を実行すると共に、ｑ軸電流指令（トルク電流指令）をゼロに設定して該ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との偏差に基づいてｑ軸電圧指令値を設定するｑ軸電流フィードバック制御を実行し、これらのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値に基づいてインバータを制御して交流モータの通電を制御することで、交流モータの巻線で電気エネルギを消費（ジュール熱に変換）して平滑コンデンサの電荷を放電しながら、交流モータのトルクをゼロに制御するようにしたものがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３２８９５６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１の技術では、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を放電する際に、交流モータのｄ軸電流とｑ軸電流を両方ともフィードバック制御するため、制御回路の演算負荷が大きくなってしまうという欠点がある。また、ｄ軸電流指令が負の値に設定される可能性があり、ｄ軸電流指令が負の値に設定された場合には、次のような問題が発生する可能性がある。
【０００６】
図５（ｂ）に示すように、交流モータの等トルク曲線（同一トルクを発生する電流を表す曲線）は、ｄ軸の負方向に進むほどｑ軸方向の間隔が狭くなるという特性があるため、ｄ軸電流指令が負の値に設定されると、ｑ軸方向のトルク感度が高くなって、電流ベクトルがｑ軸方向に変動したときに発生するトルクが大きくなる。このため、電流ベクトルの変動によるトルクによって交流モータが回転する可能性があり、交流モータが回転すると、その回転具合によっては、動力伝達系のギヤ機構の歯と歯が衝突して耳障りな歯打ち音が発生したり、車両が動くといった不具合が発生する可能性がある。
【０００７】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、交流モータで電気エネルギを消費して平滑コンデンサの電荷を放電する際に、制御回路の演算負荷を軽減しながら、交流モータの回転を抑制することができるモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、直流電源に接続されたインバータ及び平滑コンデンサと、インバータで駆動される交流モータとを備えたモータ制御装置において、直流電源がインバータ及び平滑コンデンサから切り離された状態で平滑コンデンサに蓄えられた電荷を放電する際に、交流モータのトルク発生に寄与しないｄ軸電流を流すためにｄ軸電圧指令値を正の値に設定すると共に、交流モータのトルク発生に寄与するｑ軸電流を流さないためにｑ軸電流指令値を０に設定して該ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値を設定するｑ軸電流フィードバック制御を実行し、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値に基づいてインバータを制御して交流モータの通電を制御する放電時モータ制御手段を備えた構成としたものである。
【０００９】
この構成では、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を放電する際に、交流モータのｄ軸電圧指令値を正の値に設定すると共に、ｑ軸電流指令値を０に設定して該ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値を設定するｑ軸電流フィードバック制御を実行し、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値に基づいてインバータを制御して交流モータの通電を制御することで、交流モータの巻線で電気エネルギを消費（ジュール熱に変換）して平滑コンデンサの電荷を放電しながら、交流モータのトルクをほぼ０に制御することができる。
【００１０】
この場合、ｄ軸電流はフィードバック制御せずに、ｑ軸電流をフィードバック制御するだけであるため、制御回路の演算負荷を軽減することができる。また、図５（ａ）に示すように、交流モータの等トルク曲線（同一トルクを発生する電流を表す曲線）は、ｄ軸の負方向に進むほどｑ軸方向の間隔が狭くなるという特性があるが、本発明は、ｄ軸電圧指令値を正の値に設定するため、ｄ軸電圧指令値を負の値に設定する場合に比べて、ｑ軸方向のトルク感度を低くすることができ、電流ベクトルがｑ軸方向に変動したときに発生するトルクを小さくすることができる。このため、電流ベクトルの変動によるトルクによって交流モータが回転することを抑制することができ、交流モータの回転による不具合（動力伝達系のギヤ機構の歯と歯が衝突して耳障りな歯打ち音が発生したり、車両が動くといった不具合）を防止することができる。
【００１１】
この場合、請求項２のように、平滑コンデンサの静電容量と交流モータの巻線抵抗と所定の要求放電時間とに基づいてｄ軸電圧指令値を設定するようにしても良い。このようにすれば、要求放電時間内に平滑コンデンサの放電を完了できるようにｄ軸電圧指令値（例えば初期値）を設定することができる。
【００１２】
更に、請求項３のように、インバータをＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率（デューティ比）が一定になるようにｄ軸電圧指令値を変化させるようにしても良い。このようにすれば、平滑コンデンサの放電に伴って、平滑コンデンサの残存電荷が減少して、インバータの入力電圧（平滑コンデンサの両端電圧）が低下するのに対応して、ｄ軸電圧指令値を低下させて、ｄ軸電圧指令値をインバータの入力電圧（平滑コンデンサの両端電圧）に対応した適正値に設定することができ、平滑コンデンサの放電時間（放電完了までに要する時間）のばらつきを低減することができる。
【００１３】
ところで、インバータをＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率が小さくなるほど、インバータのデッドタイム（上アームと下アームのスイッチング素子が両方ともオフになる時間）の影響が大きくなる。このため、インバータの入力電圧が低い領域では、変調率が小さ過ぎると、デッドタイムの影響でインバータの出力電圧（交流モータの印加電圧）が低下し過ぎてしまい、平滑コンデンサの放電時間が長くなる可能性がある。
【００１４】
そこで、請求項４のように、インバータの入力電圧が所定電圧以上の領域では該インバータをＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率が第１の所定値になるようにｄ軸電圧指令値を変化させ、インバータの入力電圧が所定電圧よりも低い領域では変調率が第１の所定値よりも大きい第２の所定値になるようにｄ軸電圧指令値を変化させるようにしても良い。このようにすれば、インバータの入力電圧が所定電圧よりも低い領域では、変調率を適度に大きくしてインバータのデッドタイムの影響を小さくすることができ、インバータの出力電圧（交流モータの印加電圧）が低下し過ぎることを回避して、平滑コンデンサの放電時間が長くなることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は本発明の一実施例におけるハイブリッド車の駆動システム全体の概略構成を示す図である。
【図２】図２は交流モータの制御システムの概略構成を示す図である。
【図３】図３は通常運転時のモータ制御を説明するブロック図である。
【図４】図４は放電時のモータ制御を説明するブロック図である。
【図５】図５は（ａ）は本実施例の放電時モータ制御のトルク感度を説明する図であり、（ｂ）は比較例の放電時モータ制御のトルク感度を説明する図である。
【図６】図６は放電時モータ制御ルーチンの処理の流れを説明するフローチャートである。
【図７】図７は放電時モータ制御の実行例を説明するタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明を実施するための形態をハイブリッド車に適用して具体化した一実施例を説明する。
まず、図１に基づいてハイブリッド車の駆動システム全体の概略構成を説明する。
【００１７】
車両の動力源として、内燃機関であるエンジン１１と交流モータ１２とが搭載されている。エンジン１１の出力軸（クランク軸）の動力が交流モータ１２及びクラッチ１７を介して変速機１３に伝達され、この変速機１３の出力軸の動力がデファレンシャルギヤ機構１４や車軸１５等を介して車輪１６に伝達される。変速機１３は、例えば、トルクコンバータと変速機構等により構成され、複数の変速段の中から変速段を段階的に切り換える有段変速機であっても良いし、無段階に変速するＣＶＴ（無段変速機）であっても良い。
【００１８】
また、エンジン１１の動力を車輪１６に伝達する動力伝達経路のうちのエンジン１１と変速機１３との間に、交流モータ１２の回転軸が動力伝達可能に連結され、更に、交流モータ１２と変速機１３との間（又はエンジン１１と交流モータ１２との間）に、動力伝達を断続するためのクラッチ１７が設けられている。このクラッチ１３は、油圧駆動式の油圧クラッチであっても良いし、電磁駆動式の電磁クラッチであっても良い。また、交流モータ１２を駆動するインバータ１８がバッテリ１９に接続され、交流モータ１２がインバータ１８を介してバッテリ１９と電力を授受するようになっている。
【００１９】
ハイブリッドＥＣＵ２０は、ハイブリッド車全体を総合的に制御するコンピュータであり、アクセル開度（アクセルペダルの操作量）を検出するアクセルセンサ２１、シフトレバーの操作位置を検出するシフトスイッチ２２、ブレーキ操作を検出するブレーキスイッチ２３、車速を検出する車速センサ２４等の各種のセンサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。このハイブリッドＥＣＵ２０は、エンジン１１の運転を制御するエンジンＥＣＵ２５と、インバータ１８を制御して交流モータ１２の運転を制御するＭＧ−ＥＣＵ２６と、変速機１３とクラッチ１７を制御するトランスミッションＥＣＵ２７との間で制御信号やデータ信号等を送受信し、各ＥＣＵ２５〜２７によって車両の運転状態に応じてエンジン１１と交流モータ１２と変速機１３とクラッチ１７を制御する。
【００２０】
次に、図２に基づいて交流モータ１２の制御システムの概略構成を説明する。
二次電池等からなる直流電源であるバッテリ１９には、リレー２８，２９を介して昇圧コンバータ３０（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が接続され、この昇圧コンバータ３０は、バッテリ１９の直流電圧を昇圧してシステム電源ライン３１とアースライン３２との間に直流のシステム電圧を発生させたり、このシステム電圧を降圧してバッテリ１９に電力を戻す機能を持つ。尚、昇圧コンバータ３０を省略した構成としても良い。システム電源ライン３１とアースライン３２との間には、システム電圧を平滑化する平滑コンデンサ３３や、電圧制御型の三相のインバータ１８が接続され、このインバータ１８で交流モータ１２が駆動される。尚、インバータ１８に平滑コンデンサ３３が組み込まれた構成としても良い。
【００２１】
交流モータ１２は、例えば、三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内装されたものであり、ロータの回転位置θ（回転角度）を検出するロータ回転位置センサ３４が搭載されている。電圧制御型の三相のインバータ１８には、６つのスイッチング素子３５〜４０（上アームの各相の３つのスイッチング素子３５，３７，３９と、下アームの各相の３つのスイッチング素子３６，３８，４０）が設けられ、各スイッチング素子３５〜４０に、それぞれ還流ダイオード４１〜４６が並列に接続されている。
【００２２】
このインバータ１８は、ＭＧ−ＥＣＵ２６から出力される三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに基づいて、システム電源ライン３１の直流電圧（昇圧コンバータ３０によって昇圧されたシステム電圧）を三相の交流電圧Ｕ，Ｖ，Ｗに変換して交流モータ１２を駆動する。交流モータ１２のＵ相に流れるＵ相電流ｉu がＵ相電流センサ４７によって検出され、交流モータ１２のＷ相に流れるＷ相電流ｉw がＷ相電流センサ４８によって検出される。
【００２３】
ＭＧ−ＥＣＵ２６は、車両の通常運転中に、システム電圧が目標電圧となるように昇圧コンバータ３０を制御すると共に、交流モータ１２の出力トルクが目標トルク（トルク指令値）となるようにインバータ１８を制御して交流モータ１２に印加する交流電圧を調整するトルク制御を実行する。このトルク制御では、ハイブリッドＥＣＵ２０から出力されるトルク指令値と、交流モータ１２のＵ相電流ｉu とＷ相電流ｉw （電流センサ４７，４８の出力信号）と、交流モータ１２のロータ回転位置θ（ロータ回転位置センサ３４の出力信号）とに基づいて、例えば、正弦波ＰＷＭ制御方式又は矩形波制御方式等で三相電圧指令信号を生成してインバータ１８に出力する。
【００２４】
具体的には、図３に示すように、交流モータ１２のロータ回転座標として設定されたｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd とｑ軸電流ｉq をそれぞれ独立にフィードバック制御するために、交流モータ１２のトルク指令値と回転速度とに基づいて、指令電流ベクトル（ｄ軸電流指令値Ｉd ，ｑ軸電流指令値Ｉq ）をマップ又は数式等により演算する。
【００２５】
また、交流モータ１２のＵ相電流ｉu とＷ相電流ｉw （電流センサ４７，４８の出力信号）と、交流モータ１２のロータ回転位置θ（ロータ回転位置センサ３４の出力信号）とに基づいて、交流モータ１２に流れる電流の検出値である検出電流ベクトル（ｄ軸電流検出値ｉd ，ｑ軸電流検出値ｉq ）を演算する。
【００２６】
この後、ｄ軸電流指令値Ｉd とｄ軸電流検出値ｉd との偏差Δｉd が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸電圧指令値Ｖd を演算すると共に、ｑ軸電流指令値Ｉq とｑ軸電流検出値ｉq との偏差Δｉq が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸電圧指令値Ｖq を演算して、指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）を求める。
【００２７】
この指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）と、交流モータ１２のロータ回転位置θ（ロータ回転位置センサ３４の出力信号）とに基づいて、三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を演算した後、これらの三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を、例えば、正弦波ＰＷＭ制御方式又は矩形波制御方式等で三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに変換し、これらの三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬをインバータ１８に出力する。
【００２８】
また、ＭＧ−ＥＣＵ２６は、後述する図６の放電時モータ制御ルーチンを実行することで、例えば、イグニッションスイッチ（図示せず）のオフによりリレー２８，２９が開放（オフ）されてバッテリ１９がインバータ１８及び平滑コンデンサ３３から電気的に切り離されて、平滑コンデンサ３３の放電要求が発生したときに、交流モータ１２の巻線で電気エネルギを消費（ジュール熱に変換）して平滑コンデンサ３３に蓄えられた電荷を放電するディスチャージ制御を実行する。その際、交流モータ１２が回転すると、その回転具合によっては、動力伝達系（例えば変速機１３等）のギヤ機構の歯と歯が衝突して耳障りな歯打ち音が発生したり、車両が動くといった不具合が発生する可能性がある。
【００２９】
この対策として、ＭＧ−ＥＣＵ２６は、平滑コンデンサ３３に蓄えられた電荷を放電する際に、図４に示すように、交流モータ１２のトルク発生に寄与しないｄ軸電流を流すためにｄ軸電圧指令値Ｖd を正の値に設定する。また、交流モータ１２のトルク発生に寄与するｑ軸電流を流さないためにｑ軸電流指令値Ｉq を０に設定すると共に、交流モータ１２のＵ相電流ｉu とＷ相電流ｉw （電流センサ４７，４８の出力信号）と、交流モータ１２のロータ回転位置θ（ロータ回転位置センサ３４の出力信号）とに基づいて、ｑ軸電流検出値ｉq を演算し、ｑ軸電流指令値Ｉq とｑ軸電流検出値ｉq との偏差Δｉq が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸電圧指令値Ｖq を設定するｑ軸電流フィードバック制御を実行する。
【００３０】
この後、指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）と、交流モータ１２のロータ回転位置θ（ロータ回転位置センサ３４の出力信号）とに基づいて、三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を演算した後、これらの三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を、例えば、正弦波ＰＷＭ制御方式又は矩形波制御方式等で三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに変換し、これらの三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬをインバータ１８に出力して、交流モータ１２の通電を制御することで、交流モータ１２の巻線で電気エネルギを消費（ジュール熱に変換）して平滑コンデンサ３３に蓄えられた電荷を放電しながら、交流モータ１２のトルクをほぼ０に制御する。
【００３１】
また、図５（ａ）に示すように、交流モータ１２の等トルク曲線（同一トルクを発生する電流を表す曲線）は、ｄ軸の負方向に進むほどｑ軸方向の間隔が狭くなるという特性があるが、本実施例では、ｄ軸電圧指令値を正の値に設定するため、ｄ軸電圧指令値を負の値に設定する場合に比べて、ｑ軸方向のトルク感度を低くすることができ、電流ベクトルがｑ軸方向に変動したときに発生するトルクを小さくすることができる。このため、電流ベクトルの変動によるトルクによって交流モータ１２が回転することを抑制することができる。
【００３２】
以下、ＭＧ−ＥＣＵ２６が実行する図６の放電時モータ制御ルーチンの処理内容を説明する。
図６に示す放電時モータ制御ルーチンは、ＭＧ−ＥＣＵ２６の電源オン中に所定周期で繰り返し実行され、特許請求の範囲でいう放電時モータ制御手段としての役割を果たす。本ルーチンが起動されると、まず、ステップ１０１で、平滑コンデンサ３３の放電要求が発生しているか否かを、例えば、イグニッションスイッチ（図示せず）のオフによりリレー２８，２９が開放（オフ）されてバッテリ１９がインバータ１８及び平滑コンデンサ３３から電気的に切り離されたか否かによって判定する。
【００３３】
このステップ１０１で、平滑コンデンサ３３の放電要求が発生していないと判定された場合には、ステップ１０２以降のディスチャージ制御に関する処理を実行することなく、本ルーチンを終了する。
【００３４】
一方、上記ステップ１０１で、平滑コンデンサ３３の放電要求が発生していると判定された場合には、その時点ｔ1 （図７参照）で、ステップ１０２以降のディスチャージ制御に関する処理を次のようにして実行する。まず、ステップ１０２で、電圧センサ（図示せず）で検出したインバータ１８の入力電圧Ｖdc（平滑コンデンサ３３の両端電圧）を取得した後、ステップ１０３に進み、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが所定の判定値Ｖ1 よりも高いか否かを判定する。ここで、判定値Ｖ1 は、例えば、平滑コンデンサ３３の放電がほぼ完了したときの平滑コンデンサ３３の両端電圧又はその付近に設定されている。
【００３５】
このステップ１０３で、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが判定値Ｖ1 よりも高いと判定された場合には、平滑コンデンサ３３に蓄えられた電荷を放電する必要がある（ディスチャージ制御を実行する必要がある）と判断して、ステップ１０４以降の処理を次のようにして実行する。
【００３６】
まず、ステップ１０４で、ｑ軸電流指令値Ｉq を０に設定した後、ステップ１０５に進み、交流モータ１２のＵ相電流ｉu とＷ相電流ｉw （電流センサ４７，４８の出力信号）と、交流モータ１２のロータ回転位置θ（ロータ回転位置センサ３４の出力信号）とに基づいて、ｑ軸電流検出値ｉq を算出する。
【００３７】
この後、ステップ１０６に進み、ｑ軸電流指令値Ｉq とｑ軸電流検出値ｉq との偏差Δｉq （＝Ｉq −ｉq ）を算出した後、ステップ１０７に進み、ｑ軸電流指令値Ｉq とｑ軸電流検出値ｉq との偏差Δｉq が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸電圧指令値Ｖq を算出するｑ軸電流フィードバック制御を実行する。
【００３８】
この後、ステップ１０８に進み、ｄ軸電圧指令値Ｖd を正の値に設定する。この場合、放電要求の発生後の初回は、平滑コンデンサ３３の静電容量と交流モータ１２の巻線抵抗と所定の要求放電時間とに基づいて、要求放電時間内に平滑コンデンサ３３の放電を完了できるようにｄ軸電圧指令値Ｖd の初期値（図７参照）を設定する。このｄ軸電圧指令値Ｖd の初期値は、予め試験データや設計データ等に基づいて算出した値をＭＧ−ＥＣＵ２６（又はハイブリッドＥＣＵ２０等）のＲＯＭに記憶しておいても良い。また、インバータ１８の入力電圧Ｖdc（平滑コンデンサ３３の両端電圧）に応じてｄ軸電圧指令値Ｖd の初期値を補正するようにしても良い。
【００３９】
そして、放電要求の発生後の２回目以降は、インバータ１８をＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率（＝Ｖd ／Ｖdc）が一定（又はほぼ一定）になるようにｄ軸電圧指令値Ｖd を変化させる。これにより、図７に示すように、平滑コンデンサ３３の放電に伴って、平滑コンデンサ３３の残存電荷が減少して、インバータ１８の入力電圧Ｖdc（平滑コンデンサ３３の両端電圧）が低下するのに対応して、ｄ軸電圧指令値Ｖd を低下させる。
【００４０】
この後、ステップ１０９に進み、指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）と、交流モータ１２のロータ回転位置θ（ロータ回転位置センサ３４の出力信号）とに基づいて、三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を演算した後、これらの三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を、正弦波ＰＷＭ制御方式で三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに変換し、これらの三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬをインバータ１８に出力して、交流モータ１２の通電を制御することで、交流モータ１２の巻線で電気エネルギを消費（ジュール熱に変換）して平滑コンデンサ３３に蓄えられた電荷を放電しながら、交流モータ１２のトルクをほぼ０に制御する。
【００４１】
その後、上記ステップ１０２で、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが判定値Ｖ1 以下であると判定された場合には、その時点ｔ2 （図７参照）で、平滑コンデンサ３３の放電が終了した判断して、ステップ１０３以降の処理を実行することなく、本ルーチンを終了することで、ディスチャージ制御を終了すると共に、放電要求をオフにする。
【００４２】
以上説明した本実施例では、平滑コンデンサ３３に蓄えられた電荷を放電する際に、交流モータ１２のｄ軸電圧指令値Ｖd を正の値に設定すると共に、ｑ軸電流指令値Ｉq を０に設定して該ｑ軸電流指令値Ｉq とｑ軸電流検出値ｉq との偏差Δｉq が小さくなるようにｑ軸電圧指令値Ｖq を設定するｑ軸電流フィードバック制御を実行し、ｄ軸電圧指令値Ｖd とｑ軸電圧指令値Ｖq に基づいてインバータ１８を制御して交流モータ１２の通電を制御するようにしたので、交流モータ１２の巻線で電気エネルギを消費（ジュール熱に変換）して平滑コンデンサ３３の電荷を放電しながら、交流モータ１２のトルクをほぼ０に制御することができる。
【００４３】
この場合、ｄ軸電流はフィードバック制御せずに、ｑ軸電流をフィードバック制御するだけであるため、ＭＧ−ＥＣＵ２６（制御回路）の演算負荷を軽減することができる。また、ｄ軸電圧指令値Ｖd を正の値に設定するため、ｄ軸電圧指令値Ｖd を負の値に設定する場合に比べて、ｑ軸方向のトルク感度を低くすることができ、電流ベクトルがｑ軸方向に変動したときに発生するトルクを小さくすることができる。このため、電流ベクトルの変動によるトルクによって交流モータ１２が回転することを抑制することができ、交流モータ１２の回転による不具合（動力伝達系のギヤ機構の歯と歯が衝突して耳障りな歯打ち音が発生したり、車両が動くといった不具合）を防止することができる。
【００４４】
また、本実施例では、平滑コンデンサ３３の静電容量と交流モータ１２の巻線抵抗と所定の要求放電時間とに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖd の初期値を設定するようにしたので、要求放電時間内に平滑コンデンサ３３の放電を完了できるようにｄ軸電圧指令値Ｖd の初期値を設定することができる。
【００４５】
更に、本実施例では、インバータ１８をＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率（デューティ比）が一定になるようにｄ軸電圧指令値Ｖd を変化させるようにしたので、平滑コンデンサ３３の放電に伴って、平滑コンデンサ３３の残存電荷が減少して、インバータ１８の入力電圧Ｖdc（平滑コンデンサ３３の両端電圧）が低下するのに対応して、ｄ軸電圧指令値Ｖd を低下させて、ｄ軸電圧指令値Ｖd をインバータ１８の入力電圧Ｖdc（平滑コンデンサ３３の両端電圧）に対応した適正値に設定することができ、平滑コンデンサ３３の放電時間（放電完了までに要する時間）のばらつきを低減することができる。
【００４６】
ところで、インバータ１８をＰＷＭ制御方式で制御する際の変調率が小さくなるほど、インバータ１８のデッドタイム（上アームと下アームのスイッチング素子が両方ともオフになる時間）の影響が大きくなる。このため、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが低い領域では、変調率が小さ過ぎると、デッドタイムの影響でインバータ１８の出力電圧（交流モータ１２の印加電圧）が低下し過ぎてしまい、平滑コンデンサ３３の放電時間が長くなる可能性がある。
【００４７】
そこで、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが所定電圧以上の領域（デッドタイムの影響が小さい領域）では、変調率が第１の所定値になるようにｄ軸電圧指令値Ｖd を変化させ、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが所定電圧よりも低い領域（デッドタイムの影響が大きい領域）では、変調率が第１の所定値よりも大きい第２の所定値になるようにｄ軸電圧指令値Ｖd を変化させるようにしても良い。このようにすれば、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが所定電圧よりも低い領域では、変調率を適度に大きくしてインバータ１８のデッドタイムの影響を小さくすることができ、インバータ１８の出力電圧（交流モータ１２の印加電圧）が低下し過ぎることを回避して、平滑コンデンサ３３の放電時間が長くなることを防止することができる。
【００４８】
尚、インバータ１８の入力電圧Ｖdcが所定電圧よりも低い領域では、変調率が徐々に大きくなるようにｄ軸電圧指令値Ｖd を変化させるようにしても良い。
また、上記実施例では、ｄ軸電圧指令値Ｖd を変化させるようにしたが、これに限定されず、ｄ軸電圧指令値Ｖd を一定値に維持するようにしても良い。
【００４９】
また、上記実施例では、エンジンと交流モータの両方を動力源とするハイブリッド車のモータ制御システムに本発明を適用したが、これに限定されず、交流モータのみを動力源とする電気自動車のモータ制御システムに本発明を適用しても良い。更に、電気自動車やハイブリッド車以外のモータ制御システムに本発明を適用しても良い。
【符号の説明】
【００５０】
１１…エンジン（内燃機関）、１２…交流モータ、１８…インバータ、１９…バッテリ（直流電源）、２０…ハイブリッドＥＣＵ、２５…エンジンＥＣＵ、２６…ＭＧ−ＥＣＵ（放電時モータ制御手段）、２７…トランスミッションＥＣＵ、３３…平滑コンデンサ、３４…ロータ回転位置センサ、４７，４８…電流センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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