(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数（ＲＦ）基準でオブジェクトを追跡及び位置探知するためのシステムであって、
前記システムは、１以上のユニットを備え、
前記１以上のユニットの各々は、各々のユニットと前記１以上のユニットの少なくとも１つのユニットとの間の距離測定を決定するために、前記少なくとも１つのユニットと接続するように構成された無線周波数（ＲＦ）トランシーバを有し、
無線周波数（ＲＦ）トランシーバは、距離測定を決定するために、異なる周波数で多くのパルスを含む１以上のレンジング信号を送受信するように構成されており、
各々のユニットは距離測定中の空間の曖昧さを低減するために、１以上のレンジング信号上でスペクトル推定に基づく高分解能分析を行うように構成されたプロセッサを含み、前記スペクトル推定に基づく高分解能分析は、前記１以上のレンジング信号に基づく複数の人工の周波数を生成し、前記複数の人工の周波数に対して、信号の部分空間のサイズとして定義されるモデルサイズのウィンドウから、モデルサイズを推定するためにＦ統計値と複数の測定を使用するように構成され、
前記モデルサイズのウィンドウは、各々のユニットと前記１以上のユニットの１つのユニットとの間のダイレクトパス信号を検知する可能性を最大限にするために、ベース・モデルサイズによって定義され、前記ダイレクトパス信号を測定するために前記モデルサイズを使用し、前記ダイレクトパス信号に基づいて距離測定を計算することを特徴とするシステム。
【請求項２】
１以上のユニットの中の第１のユニットの第１のクロック周波数は、第１のクロック周波数と１以上のクロック周波数との違いに基づいて、第１のクロック周波数を調節することによって、１以上のユニットの中から１以上のクロック周波数を周期的に同期するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
第１のユニットは、第１クロック周波数を変更した後に位相オフセットが生じた場合に、位相オフセットを取り消すために、単一の周波数で１以上のレンジング信号の２つの測定を行うように構成されることを特徴とする請求項１または２に記載のシステム。
【請求項４】
１以上のレンジング信号は、周波数と時間において間隔が開けられた複数のレンジング信号周波数コンポーネントを含み、
１以上のレンジング信号は、１以上のチャープを含み、
１以上のチャープの中での各チャープは同じ位相で始められ、および、
１以上のチャープはＲＦトランシーバによって送受信されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
プロセッサは、整合フィルタ処理技術を使用することによって、および、複数の複素振幅値を平均化することによって、複数のレンジング信号周波数コンポーネントについての複数の複素振幅値を測定するように構成されることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
【請求項６】
プロセッサは、複数のレンジング信号周波数コンポーネントのＲＳＳＩ値と位相値から、複数のレンジング信号周波数コンポーネントについての複数の複素振幅値を測定するように構成されることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
【請求項７】
プロセッサは、複数のレンジング信号周波数コンポーネントの位相値から、複数のレンジング信号周波数コンポーネントについての複数の複素振幅値を測定するように構成され、
プロセッサは、１以上のレンジング信号の中の受信したレンジング信号の位相値と、１以上のレンジング信号の中の当初送信されたレンジング信号の位相値との比較によって、位相値を計算するように構成されることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
【請求項８】
プロセッサは、１以上のレンジング信号の中の２以上の受信したレンジング信号コンポーネントの位相値と、１以上のレンジング信号の中の当初送信したレンジング信号の２以上のコンポーネントの位相値との違いから、複数のレンジング信号の周波数コンポーネントについての複数の複素振幅値を測定するように構成されることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
【請求項９】
プロセッサは、複数のレンジング信号周波数コンポーネントについての複数の複素振幅値を測定するように構成され、
複数の複素振幅値は、ラウンドトリップ値から一方向の値へと変換されることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
【請求項１０】
プロセッサは、複数のレンジング信号周波数コンポーネントについての複数の複素振幅値を測定するように構成され、
プロセッサは、複数の複素振幅値を、１以上のレンジング信号よりも大きな帯域幅を有する合成レンジング信号へと集めるように構成されることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
【請求項１１】
プロセッサは、オリジナルの合成レンジング信号を形成することによって、および、選択された間隔でオリジナルの合成レンジング信号にぴたりと接近する波形を構築し、オリジナルの合成レンジング信号から正弦波波形の前駆体を引くことで合成レンジング信号から正弦波波形の前駆体を取り消すことによって、合成レンジング信号を展開するように構成されることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
１以上のレンジング信号と複数のレンジング信号周波数コンポーネントは、フーリエ変換を介して測定されることを特徴とする請求項１、４、５、６、７、８、９、１０、および、１１に記載のシステム。
【請求項１３】
スペクトル推定に基づく高分解能分析は、多くの信号パスを推定するために、多数の異なる独立したアルゴリズムを利用するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１４】
スペクトル推定に基づく高分解能分析は、複数の人工周波数の複数の複素振幅値を使用して、高精度で、分散したマルチパス帰還から直接視野を区別しながら、より高い範囲精度を得るために統計的に等しい推定を組み合わせる等価範囲を推定するマルチモーダルのクラスタ分析を用いるように構成されることを特徴とする請求項１又は１３に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＴＬＳ(リアル・タイム位置探知サービス)を含む、オブジェクトの、無線周波数(ＲＦ)基準の同定、追跡、位置探知のための方法およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
個人を追跡するのと同様に、単一のオブジェクト、又は、一群のオブジェクトを追跡するため、オブジェクトの、相対的な又は地理学的位置の測定のためのＲＦ基準同定および位置特定システムが、一般に使用されている。従来の位置特定システムは、開いた屋外環境の中での位置測定に使用されていた。ＲＦ基準の、全地球測位システム(ＧＰＳ)、および支援されたＧＰＳが、典型的に使用される。しかしながら、屋外と同様に、閉じた(すなわち、屋内)環境で、オブジェクトの位置探知を行うとき、従来の位置特定システムは、一定の不正確さに悩まされる。
【０００３】
屋内および屋外の位置探知の不正確さは、主に、ＲＦ伝搬物理学、特に、ＲＦ信号の損失/減衰、信号散乱、および反射に起因するものである。損失／減衰および散乱といった問題点は、狭帯域レンジング信号を採用し、例えば、ＶＨＦ範囲またはそれより低い範囲で、より低いＲＦ周波数で操作することによって、解決され得る（同時継続中の出願番号１１／６７０，５９５を参照）。
【０００４】
ＶＨＦおよびより低い周波数での、マルチパス現象（例えばＲＦエネルギー反射）は、ＵＨＦおよびより高い周波数でのものほどひどくないが、位置特定精度へのマルチパス現象の影響は、位置測定を、産業によって必要とされるよりも、確かでなく、正確でないものにする。従って、狭帯域レンジング信号を使用しているＲＦ基準同定および位置特定システムにおいてＲＦエネルギー反射（すなわちマルチパス現象）の影響を緩和するための方法およびシステムの必要がある。
【０００５】
概して、従来のＲＦ基準同定および位置特定システムは、マルチパス緩和用に、例えば、広帯域信号性質を活用する等、広帯域幅レンジング信号を用いることによって、マルチパスを緩和する（例えば、下記非特許文献１を参照）。さらには、空間ダイバーシチ及び／又はアンテナダイバーシチ技術は、幾つかの場合において使用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】S. Salous等による論文、"Indoor and Outdoor UHF Measurements with a 90 MHz Bandwidth", IEEE Colloquium on Propagation Characteristics and Related System Techniques for Beyond Line-of-Sight Radio, 1997年, pp. 8/1-8/6
【０００７】
しかしながら、空間のダイバーシチは、必要とされるインフラストラクチャーの増加につながるので、空間のダイバーシチは、多くの追跡-位置特定アプリケーションのオプションとはなれない。同様に、より低い動作周波数（例えばＶＨＦ）では、アンテナ・サブシステムの物理的寸法が大きくなりすぎるので、アンテナダイバーシチは、制限値を有している。この点については、オブジェクト、人、ペットおよび個人の物を位置探知するためのシステムおよび方法が記述されている、米国特許第６，７８８，１９９号がある。
【０００８】
提案されているシステムは、マルチパスを緩和するためにアンテナアレイを使用する。システムは、９０２〜９２６ＭＨｚの周波数帯のＵＨＦで作動する。アンテナの長さ寸法は、動作周波数の波長に比例することは周知である。また、アンテナアレイでは、アンテナが１／４または１／２波長によって通常分離されるので、アンテナアレイのエリアは、直線的寸法比率の立方体に対する、正方形および容量に比例する。したがって、ＶＨＦおよびより低い周波数では、アンテナアレイのサイズは、装置可搬性にかなり影響するだろう。
【０００９】
他方、非常に制限された周波数スペクトルのために、狭帯域幅レンジング信号は、従来のＲＦ基準同定および位置特定システムによって現在使用されているマルチパス緩和技術に、それ自体役に立つものではない。というのは、マルチパスによって引き起こされる範囲のレンジング信号歪み（すなわち、信号内での変化）は、雑音がある状態での確かな検波／処理には小さすぎる、からである。また帯域幅が制限されているため、狭帯域幅の受信器は、レンジング信号の直接視野（ＤＬＯＳ）パスと、小さな遅れによって分離されるときの、遅延されたレンジング信号パスとの間を識別することができない。というのは、狭帯域幅の受信機は、受信機の帯域幅に比例する、要求される時間分解能を欠いているためである（例えば、狭帯域幅は、入力されてくる信号を統合する作用を有している）。
【００１０】
従って、技術分野において、狭帯域幅レンジング信号を使用し、ＵＨＦ帯域周波数およびそれを超える周波数と同様に、ＶＨＳまたはそれより低い周波数で作動する、オブジェクトの同定と位置特定のための、マルチパス緩和方法とシステムに対する必要が、ある。
【発明の概要】
【００１１】
本発明は、関連する技術の１以上の欠点を実質的に除去する、リアル・タイム位置探知サービス（ＲＴＬＳ）を含む、オブジェクトの無線周波数（ＲＦ）基準同定、追跡および位置探知のための、方法およびシステムに関する。提案された方法およびシステムは、狭帯域幅レンジング信号を使用する。典型的な実施形態によれば、ＲＦ基準追跡および位置探知は、ＶＨＦ帯で実行されるが、ＵＨＦ帯およびより高い周波数と同様により低い帯域（ＨＦ、ＬＦおよびＶＬＦ）上でも実行される。それは、技術およびアルゴリズムを含んでいるマルチパス緩和方法を使用する。提案されたシステムは、ソフトウェア実行型デジタル信号処理と、ソフトウェア定義無線技術と、を用いることができる。デジタル信号処理は、同様に使用することができる。
【００１２】
典型的な実施形態のシステムは、装置とシステム全体にほんのわずかな増分費用で、標準ＦＰＧＡおよび規格信号処理ハードウェアおよびソフトウェアを使用して構築することができる。同時に、狭帯域幅レンジング信号を使用しているＲＦ基準同定および位置特定システムの正確さは、かなり改善される。
【００１３】
例えば、ＶＨＦの、狭帯域幅のレンジング／位置探知信号用の送信器および受信機は、人またはオブジェクトの位置を同定するのに使用される。デジタル信号処理（ＤＳＰ）およびソフトウェア定義無線（ＳＤＲ）技術は、マルチパス緩和アルゴリズム実行と同様に、狭帯域幅レンジング信号を生成し、受け取り、かつ処理するために使用され得る。狭帯域幅レンジング信号は、ヒト又はオブジェクトを、操作の半二重モード、全二重モードまたはシンプレックスモードでの、人またはオブジェクトを同定し、位置探知し、追跡するために使用される。デジタル信号処理（ＤＳＰ）およびソフトウェア定義無線（ＳＤＲ）技術は、マルチパス緩和アルゴリズムを実行するためにマルチパス緩和プロセッサの中で使用される。
【００１４】
本発明の追加の特性および利点は、続く記載において明らかにされ、部分的には記載から明らかになるか、本発明の実行によって習得されてもよい。本発明の利点は、添付された図面と同様に、本発明の記載とその請求の範囲において、特に抽出される構造によって実現され、獲得されるだろう。
【００１５】
前述の一般的な説明及び以下の詳細な説明は、例示的及び説明的なものであって、請求の範囲の本発明のさらなる説明を与えることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
添付の図面（それらは本発明についてのさらなる理解を与えるために、この明細書に含まれ、組み入れられ、明細書の一部を構成する）は、本発明の実施形態を示し、記載とともに本発明の原理について説明する役目をはたす。各図面は、以下の通りである。
【図１】典型的な実施形態に従う、狭帯域幅レンジング信号周波数コンポーネントを示す。
【図１Ａ】典型的な実施形態に従う、狭帯域幅レンジング信号周波数成分を示す。
【図２】典型的な広帯域幅レンジング信号周波数コンポーネントを示す。
【図３Ａ】典型的な実施形態に従う、ＲＦモバイル追跡および位置探知システムの、マスターユニットとスレーブユニットとのブロックダイアグラムを示す。
【図３Ｂ】典型的な実施形態に従う、ＲＦモバイル追跡および位置探知システムの、マスターユニットとスレーブユニットとのブロックダイアグラムを示す。
【図３Ｃ】典型的な実施形態に従う、ＲＦモバイル追跡および位置探知システムの、マスターユニットとスレーブユニットとのブロックダイアグラムを示す。
【図４】広帯域ベースバンド・レンジング信号を典型的に合成させたものを示す。
【図５】典型的な実施形態に従う、取り消しによる信号前駆体（precursor）の消去を示す。
【図６】典型的な実施形態に従う、より少数の搬送波による前駆体取り消しを示す。
【図７】一方向の伝達関数の位相を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明の好ましい実施形態が今詳細に言及されるだろう。それらの実施例は、添付の図面に示されている。
【００１８】
本発明は、ＲＴＬＳを含む、オブジェクトのＲＦ基準同定、追跡および位置探知のための方法およびシステムに関する。典型的な実施形態に従って、方法とシステムは、狭帯域幅レンジング信号を使用する。典型的な実施形態は、ＶＨＦ帯で作動するが、ＵＨＦ帯およびより高い周波数と同様に、ＨＦ、ＬＦおよびＶＬＦ帯で作動することができる。それはマルチパス緩和プロセッサを使用する。マルチパス緩和プロセッサの使用は、システムによって実行される追跡および位置探知の正確さを増す。
【００１９】
典型的な実施形態は、ユーザが多数の人およびオブジェクトを追跡し、位置探知し、監視することを可能にする、小さく、非常にポータブルなベースユニットを含む。各ユニットは、自らのＩＤを有している。各ユニットは、そのＩＤと共にＲＦ信号を放送する。また、ユニットは、それぞれ帰還信号を送り返すことができる。それは音声、データおよび追加情報と同様に、そのＩＤも含むことができる。各ユニットは、他のユニットから送り返されてくる信号を処理し、そして、三角測量または三側方定位及び／又は使用される他の方法に依存して、相対的な及び／又は実際の位置を、継続的に測定する。好ましい実施形態は、ＧＰＳ装置、スマートフォン、送受信兼用の無線機およびＰＤＡのような製品に容易に統合することができる。結果として生じる製品は、そのホストの既存のディスプレイ、センサ（高度計、ＧＰＳ、加速度計およびコンパスなど）および処理能力にてこ入れする間、独立の装置の機能をすべて有する。例えば、本明細書に記載の装置技術を備えるＧＰＳ装置は、群の他の部材の位置をマッピングすると同様に、地図上のユーザの位置を与えることができる。
【００２０】
集積回路技術が進歩するので、ＦＰＧＡ実施に基づいた好ましい実施形態のサイズは、ほぼ２ｘ４ｘ１インチと２ｘ２ｘ０．５インチの間、またはより小さい。使用される周波数によって、アンテナは、装置へ統合されるか、または装置囲い壁を通って突き出るだろう。装置のＡＳＩＣ（特定用途向けＩＣ）ベースのバージョンは、ＦＰＧＡの機能、およびユニットまたはタグの他の電子部品のほとんどのものに、組み入れられ得る。ＡＳＩＣ基準の独立版の製品は、１ｘ０．５ｘ０．５インチあるいはより小さな装置サイズを結果として生じるだろう。アンテナサイズは、使用される周波数によって測定され、また、アンテナの一部は、囲い壁へと統合することができる。ＡＳＩＣ基準の実施形態は、まさにチップセットから成る製品へと統合されるように設計されている。マスターまたはタグのユニット間の任意の本質的な物理的寸法差は、ないはずである。
【００２１】
装置は、マルチパス緩和アルゴリズムの処理用に、多数の周波数範囲（バンド）で作動する基準システム要素（既製の要素）を使用することができる。デジタル信号処理およびソフトウェア定義無線用のソフトウェアが、使用され得る。最小のハードウェアと組み合わせた信号処理ソフトウェアは、ソフトウェアによって定義された送受信波形を有する無線機を組み立てることを可能にする。
【００２２】
同時係属中の出願第１１／６７０，５９５号は、狭帯域幅レンジング信号システムを開示する。それによれば狭帯域幅レンジング信号は、（幾つかの低い帯域幅のチャネルは、数十キロヘルツに広がるが）わずか数キロヘルツ幅の音声チャネルを、例えば使用して、低い帯域幅のチャネルに入るように設計されている。これは、何百キロヘルツから何十メガヘルツの範囲のチャネルを使用する従来の位置特定システムと対照的である。
【００２３】
この狭帯域幅レンジング信号システムの利点は以下のとおりである。即ち、
１）より低い動作周波数／帯では、従来の位置特定システム・レンジング信号帯域幅は搬送波（オペレーティング）周波数値を超過する。したがって、そのようなシステムは、ＨＦを含む、ＬＦ／ＶＬＦおよび他のより低い周波数バンドで配備されることができない。従来の位置特定システムと異なり、そのレンジング信号帯域幅がはるかに搬送周波数値を下回るので、同時係属中の出願第１１／６７０，５９５号に述べられていた狭帯域幅レンジング信号システムは、成功裏にＬＦ、ＶＬＦおよび他のバンド上に配備することができる。
２）ＲＦスペクトル（幾つかのＶＬＦ、ＬＦ、ＨＦおよびＶＨＦ帯）の（例えばＵＨＦ帯までの）より低い端の部分では、（従来のレンジング信号を使用することを不可能にする）ＦＣＣは、許容可能なチャネルバンド幅（１２―２５ｋＨｚ）を、厳しく制限するので、従来の位置特定システムは、使用することができない。従来の位置特定システムと異なり、狭帯域幅レンジング信号システムのレンジング信号帯域幅は、ＦＣＣ規則の調整および他の国際的なスペクトル規制団体に完全に順守する。および、
３）（ＭＲＩを参照：原理は、Ray H. Hashemi, William G. Bradley ... - 2003年による）動作周波数／帯と無関係に、広帯域幅信号と比較して、狭帯域幅信号は、本質的により高いＳＮＲ（信号対雑音比）を有している。これは、それがＵＨＦ帯を含めて、操作する周波数／帯と無関係に狭帯域幅のレンジング信号位置特定システムの動作範囲を増加させる。
【００２４】
したがって、従来の位置特定システムと異なり、狭帯域幅レンジング信号位置特定システムは、ＲＦスペクトルのより低い端の部分に配備されることができる。ＲＦスペクトルのより低い端の部分は、例えば、ＶＨＦおよびより低い周波数帯であって、マルチパス現象がそれほど顕著でない、ＬＦ／ＶＬＦ帯までである。同時に、狭帯域幅レンジング位置特定システムは、また、ＵＨＦ帯およびそれを越えるところに配備され、レンジング信号ＳＮＲを改善し、結果、位置特定システム動作範囲を増加することができる。
【００２５】
マルチパス（例えばＲＦエネルギー反射）を最小限にするために、ＶＬＦ／ＬＦ帯で動作することは望ましい。しかしながら、これらの周波数では、ポータブル／モバイルアンテナの効率は、非常に低い（ＲＦ波長に対する小さなアンテナ長（サイズ）により、約０．１％以下）。さらに、これらの低周波で、自然および人造の原因からの雑音のレベルは、（例えばＶＨＦの）より高い周波数／帯よりも、はるかに高い。同時に、これらの２つの現象は、位置特定システムの適用可能性、例えば、その動作範囲および/または移動度／可搬性を制限し得る。それ故、動作範囲および/または移動度／可搬性が非常に重要な特定のアプリケーションのために、より高いＲＦ、例えば、ＨＦ、ＶＨＦ、ＵＨＦおよびＵＷＢの周波数／帯は、使用され得る。
【００２６】
ＶＨＦとＵＨＦ帯では、自然および人造の原因からの雑音のレベルは、ＶＬＦ、ＬＦおよびＨＦ帯と比べて、かなり低く、そしてＶＨＦとＨＦ周波数で、マルチパス現象（例えばＲＦエネルギー反射）は、ＵＨＦおよびより高い周波数でそれほど顕著でない。また、ＶＨＦでは、アンテナ効率は、ＨＦおよびより低い周波数でのものよりも、はるかによく、そして、ＶＨＦでは、ＲＦ貫通力は、ＵＨＦでのものよりも、かなりよい。したがって、ＶＨＦ帯は、モバイル／ポータブル適用によい妥協点を与える。他方、ＶＨＦ周波数（あるいはより低い周波数）が電離層を貫通できない（またはそらされ/反射される）、例えばＧＰＳ用の、幾つかの特別なケースでは、ＵＨＦはよい選択になり得る。しかしながら、何れの場合（またすべての場合／用途）でも、狭帯域幅レンジング信号システムは、従来の広帯域幅レンジング信号位置特定システムに対する利点を有している。
【００２７】
実際の用途が、正確な技術仕様（電力、放射、帯域幅および動作周波数／帯など）を決定するだろう。狭帯域幅レンジングは、ユーザに、許可を受け取るか許可免除を受けることを可能にし、あるいはＦＣＣ（連邦通信委員会）で述べられるような無認可の周波数帯を使用可能にする。というのは、狭帯域レンジングは、最も厳密な狭帯域幅：ＦＣＣで述べられた、６．２５ｋＨｚ、１１．２５ｋＨｚ、１２．５ｋＨｚ、２５ｋＨｚおよび５０ｋＨｚを含む、様々な帯域幅／周波数に対する動作を可能にし、適切なセクションに対応する技術的要求事項を満たす、からである。その結果、多数のＦＣＣのセクションおよびそのようなセクション内の適用除外部分は、適用可能になるだろう。適用可能な主要なＦＣＣの規則は次のとおりである：「47 CFR Part 90-Private Land Mobile Radio Services」、「47 CFR Part 94 personal Radio Services」、「47 CFR Part 15 Radio Frequency Devices」。
（比較すれば、このコンテキスト中の広帯域信号は、数百ｋＨｚから１０−２０ＭＨｚまでのものである。）
【００２８】
典型的には、「Part 90」および「Part 94」については、ＶＨＦ実施は、特定の適用除外（実施例である低消費電力無線サービス）の下でユーザが１００ｍＷまでの装置を操作することを可能にする。特定の用途については、ＶＨＦ帯で許容送信電力は、２〜５ワット間にある。９００ＭＨｚ（ＵＨＦ帯）については、１Ｗである。１６０ｋＨｚ―１９０ｋＨｚの周波数（ＬＦ帯）においては、許容送信電力は、１ワットである。
【００２９】
狭帯域レンジングは、異なる周波数域許容の全てで無い場合でも、多くのものを満たし、正確なレンジングを可能にする一方で、依然として、最も厳密な規定要件を満たしている。これは、ＦＣＣのためだけでなく、ヨーロッパ、日本および韓国を含む世界の至る所での周波数範囲の使用を規制する他の国際組織に当てはまる。
【００３０】
下記は、使用される共通周波数のリストであり、典型的な電力消費および距離で、タグが実際の世界環境で別のリーダにより通信することができるものである（「Indoor Propagation and Wavelength」、Dan Dobkinによる論文、WJ Communications, V 1.4 7/10/02を参照）：
９１５ＭＨｚ    １００  ｍＷ  １５０フィート
２．４ＧＨｚ    １００  ｍＷ  １００フィート
５．６ＧＨｚ    １００  ｍＷ    ７５フィート。
【００３１】
提案システムは、ＶＨＦ周波数で作動し、ＲＦ信号を送信し処理するための、プロプラエタリな（所有権を主張し得る）方法を使用する。より具体的には、それは、ＶＨＦ周波数で狭帯域幅要求事項の制限を克服するためにＤＳＰ技術およびソフトウェア定義無線（ＳＤＲ）を使用する。
【００３２】
より低い（ＶＨＦ）周波数で動作することは、散乱を低減し、かなりよい壁貫通を与える。最終結果は、一般に用いられている周波数以上の範囲で、およそ１０倍の増加である。
例えば、上に列挙されたＲＦＩＤ技術の範囲に対して、プロトタイプの測定された範囲を比較する：２１６ＭＨｚ  １００  ｍＷ  ７００フィート
【００３３】
狭帯域レンジング技術の利用によって、一般に用いられている周波数の範囲は、タグ交信距離が実際の世界環境の別のリーダと通信可能となるような典型的な電力消費および距離で、かなり増加する。
利用前：利用後：
９１５ＭＨｚ  １００ｍＷ  １５０フィートから５００フィート
２．４ＧＨｚ  １００ｍＷ  １００フィートから４５０フィート
５．６ＧＨｚ  １００ｍＷ    ７５フィートから４００フィート
【００３４】
バッテリ消費は、設計、送信電力および装置のデューティサイクル（例えば連続する２つの距離（位置）測定間の時間間隔）の関数である。多くのアプリケーションでは、デューティサイクルは、１０Ｘから１０００Ｘの大きさである。大きなデューティサイクル（例えば１００Ｘ）での適用では、１００ｍＷの電力を送信するＦＰＧＡバージョンは、およそ３週間の動作可能時間を有するだろう。ＡＳＩＣベースのバージョンは、１０Ｘだけ動作可能時間を増加させると予想される。また、ＡＳＩＣは、本質的により低い雑音のレベルを有している。したがって、ＡＳＩＣベースのバージョンは、また、動作範囲を約４０％増加させ得る。
【００３５】
当業者は、典型的な実施形態がシステムの長時間の動作範囲を損なわない一方で、無線通信を試みる環境（例えば建物、都市の廊下など）下で、位置特定精度をかなり増加する、ことを認識するだろう。
【００３６】
典型的には、追跡および位置探知システムは、追跡-位置特定-ナビゲート方法を使用する。これらの方法は、到着時間（ＴＯＡ）、到着時間差（ＤＴＯＡ）、およびＴＯＡとＤＴＯＡの組合せ、を含む。距離測量技術としての到着時間（ＴＯＡ）は、米国特許第５，５２５，９６７号に一般に記載されている。ＴＯＡ／ＤＴＯＡ基準システムは、ＲＦレンジング信号直接視野（ＤＬＯＳ）飛行時間（例えば、時間遅れ）を測定する。その後、飛行時間は、通達距離に変換される。
【００３７】
ＲＦ反射（例えばマルチパス）の場合では、様々な遅延時間を伴うＲＦレンジング信号の複数のコピーは、ＤＬＯＳ  ＲＦレンジング信号上に重畳される。狭帯域幅レンジング信号を使用する、追跡-位置探知システムは、ＤＬＯＳ信号とマルチパス緩和のない反射信号とを識別できない。その結果、これらの反射信号は、推定されたレンジング信号ＤＬＯＳ飛行時間におけるエラーを誘発する。前記飛行時間は、次に、レンジ推定精度に影響を与える。
【００３８】
典型的な実施形態は、ＤＬＯＳ信号および反射信号を分離するために、有利なようにマルチパス緩和プロセッサを使用する。したがって、典型的な実施形態は、推定されたレンジング信号ＤＬＯＳ飛行時間におけるエラーをかなり低下させる。提案されたマルチパス緩和方法は、すべてのＲＦ帯で使用することができる。また、それは広帯域幅レンジング信号位置特定システムで使用することができる。また、それは、ＤＳＳ（直接のスペクトル拡散）およびＦＨ（周波数ホッピング）など、スペクトル拡散技術を含む、様々な変調／復調技術をサポートすることができる。
【００３９】
さらに、ノイズ低減方法は、さらに方法の正確さを改善するために適用することができる。これらのノイズ低減方法は、干渉性の合計、非干渉性の合計、マッチトフィルタリング、一時的なダイバーシチ技術などを含むことができるが、これらに限定されない。マルチパス干渉エラーの残りは、最大尤推定法（ビタビアルゴリズム）、カーマン・フィルタリング（カーマンアルゴリズム）などの、ポストプロセッシング技術の適用によりさらに低減することができる。
【００４０】
典型的な実施形態は、シンプレックスモード、半二重モード、全二重モードの動作モードによってシステムで用いられ得る。全二重動作は、ＲＦトランシーバ上の複雑さ、コストおよびロジスティックスの点で非常に過酷な要求をする。それはポータブル／モバイル・デバイス実施でシステム動作範囲を制限する。半二重動作モードでは、リーダ（しばしば「マスター」と呼ばれる）およびタグ（また時々「スレーブ」または「ターゲット」と呼ばれる）は、マスターまたはスレーブが任意の与えられた時間で送信することを単に可能にするプロトコルによって制御される。
【００４１】
送信することおよび受信することの交番は、単一の周波数が距離測定で使用されることを可能にする。そのような配置は、全二重システムと比較したシステムのコストおよび複雑さを減らす。シンプレックスモードの動作は、概念的により単純であるが、レンジング信号列の開始を含む、マスターとターゲットユニット間のイベントのより正確な同期を必要とする。
【００４２】
本発明では、狭帯域幅レンジング信号マルチパス緩和プロセッサは、レンジング信号帯域幅を増加させない。それは狭帯域幅レンジング信号の伝搬を可能にするために、異なる周波数コンポーネントを有利に使用する。さらにレンジング信号処理は、周波数領域で、超分解能スペクトルの推定アルゴリズム（ＭＵＳＩＣ、ｒｏｏｔＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴ）及び／又はＲＥＬＡＸのような、統計アルゴリズムを使用する方法によって、または、時間領域で、比較的大きな帯域幅で合成レンジング信号を組み立て、およびこの信号にさらなる処理を適用することによって、実行され得る。狭帯域幅レンジング信号の異なる周波数コンポーネントは、疑似的に任意に選択され得る。それは、周波数において隣接し、間隔を置いて配置された部分でもあり得るもので、および、それは周波数において均一及び／又は不均一間隔を有し得るものである。
【００４３】
実施形態は、マルチパス緩和技術を発展させる。狭帯域レンジングのための信号モデルは、（本明細書の何れかで導入されたような）復素指数関数である。その周波数は、遅れがマルチパスに対する遅延時間によって定義される同類項を加えた範囲によって定義された遅延に直接正比例する。モデルは、信号の構造（例えばステップ周波数、線形周波数変調など）の実際の実施に依存しない。
【００４４】
ダイレクトパスとマルチパス間の周波数分離は、ごくわずかで非常に小さい。また、基準周波数領域処理は、ダイレクトパスレンジを予測するのには十分ではない。例えば、３０メートルのレンジ（１００．０７ナノ秒の遅延）で５ＭＨｚを超える、１００ｋＨｚステップレートのステップ周波数レンジング信号は、結果として、０．０６２８７５ラジアン／秒の周波数を生じる。３５メートルのパス（経路）長さでの多重反射は、０．０７３３５５の周波数を結果として生じる。分離は、０．０１０４７９２である。５０のサンプルオブザーバブルの周波数分解は、０．１２５６６Ｈｚの固有の周波数分解能を有している。従って、反射パスからのダイレクトパスの分離のため、従来の周波数推定技術を使用すること、および、ダイレクトパスの正確な推定を行うことは、できない。
【００４５】
この制限を克服するために、本発明は、部分空間分解高分解能スペクトル推定方法論およびマルチモーダルのクラスター分析の実施の独自の組合せを使用する。部分空間分解技術は、２つの直交の部分空間、雑音部分空間および信号部分空間へ、得られたデータの推定される分散行列を分類することに依存する。部分空間分解方法論の背後にある理論は、雑音部分空間上へのオブザーバブルの投射が雑音のみから成り、および信号部分空間上へのオブザーバブルの投射が信号のみから成る、ということである。
【００４６】
超高分解能スペクトル推定アルゴリズムおよびＲＥＬＡＸアルゴリズムは、雑音がある状態でのスペクトル内で接近して置かれた周波数（正弦波）を識別することができる。信号を調和して周波数を関連づける必要はない。また、デジタル・フーリエ変換（ＤＦＴ）と異なり、信号モデルは、何の人工周期性も導入しない。与えられた帯域幅については、これらのアルゴリズムは、フーリエ変換よりもかなり高い分解能を与える。したがって、直接視野（ＤＬＯＳ）は、高精度で、他のマルチパス（ＭＰ）から確実に識別することができる。同様に、後で説明される、閾値方法を、人為的に生成された合成のより広帯域幅のレンジング信号に適用することは、高精度で、ＤＬＯＳと他のパスを確実に区別することを可能にする。
【００４７】
典型的な実施形態に従って、デジタル信号処理（ＤＳＰ）は、ＤＬＯＳと他のＭＰパスを確実に区別するためにマルチパス緩和プロセッサによって使用され得る。様々な超分解能アルゴリズム／技術は、スペクトル分析（スペクトルの推定）技術に存在する。実施例は、部分空間基準方法を含む：多重信号特性記述（ＭＵＳＩＣ）アルゴリズムまたはroot−ＭＵＳＩＣアルゴリズム、回転不変性技術による信号パラメーターの推定（ＥＳＰＲＩＴ）アルゴリズム、ピサレンコ高調波分解（ＰＨＤ）アルゴリズム、ＲＥＬＡＸアルゴリズムなど。
【００４８】
上述の超分解能アルゴリズムの全部では、入ってくる（すなわち、受け取られた）信号は、周波数の、復素指数関数およびそれらの複素振幅の一次結合としてモデル化される。マルチパスの場合には、受信信号は、以下のとおりである：
0005631320.tif 000002
【００４９】
ここで、
0005631320.tif 000003
は、送信された信号であり、ｆは動作周波数であり、Ｌはマルチパスコンポーネントの数であり、および
0005631320.tif 000004
およびτｋは、それぞれＫ番目のパスの複雑な減衰および伝播遅延である。マルチパスコンポーネントは、インデックスを付けられ、その結果、伝播遅延は、昇順で考慮される。その結果、このモデルでは、τ０は、ＤＬＯＳパスの伝播遅延を表示する。明らかに、τ０値は、すべてのτｋのなかで最も小さな値であるので、最も所望する値である。位相θｋは、均一の確率密度関数Ｕ（０．２π）を用いて、１つの測定周期から別の測定周期まで通常ランダムに想定される。したがって、我々は、αｋ＝ｃｏｎｓｔ（すなわち定数）を想定する。
【００５０】
パラメーターαｋおよびτｋは、建物内および周辺での人々および装置の運動を反映するランダムな時変関数である。しかしながら、測定時間間隔と比較して、それらの変化の速度が非常に遅いので、これらのパラメータは、与えられた測定周期内の時間不変確率変数として扱うことができる。
【００５１】
それらが透過係数と反射係数等の無線信号特性と関係があるので、すべてのこれらのパラメーターは、周波数依存性のものである。しかしながら、典型的な実施形態内では、動作周波数は、ほとんど変化しない。したがって、上述のパラメーターは、周波数に依存していないと仮定することができる。
【００５２】
方程式（１）は、次のような周波数領域で示すことができる：
0005631320.tif 000005
ここで：Ａ（ｆ）は、受信信号の複素振幅であり、（２π×τｋ）は、超分解能アルゴリズムによって推定される人工の「周波数」であり、および動作周波数ｆは、独立変数であり、αｋは、Ｋ番目のパス振幅である。
【００５３】
方程式（２）では、（２π×τｋ）の超分解能推定と、次のτｋ値は、連続周波数に基づく。実際には、有限数の測定値がある。したがって、変数ｆは、連続変数ではなくむしろ離散変数になるだろう。従って、複素振幅Ａ（ｆ）は以下のように計算することができる：
0005631320.tif 000006
【００５４】
ここで、
0005631320.tif 000007
は、離散周波数ｆｎで離散複素振幅推定値（すなわち測定値）である。
【００５５】
方程式（３）では、
0005631320.tif 000008
は、それがマルチパス・チャネルを通って伝播した後の周波数ｆｎの正弦波信号の振幅と位相として理解することができる。スペクトルの推定基準超分解能アルゴリズムは、すべて、複素入力データ（すなわち複素振幅）を必要とすることに注意する。
【００５６】
幾つかの場合では、実部信号データ（例えば
0005631320.tif 000009
）を複素信号（例えば分析的な信号）に変換することが可能である。例えば、そのような変換は、ヒルベルト変換または他の方法の使用によって遂行することができる。しかしながら、短距離の場合、値τ０が非常に小さい。それは非常に低い（２π×τｋ）「周波数」を結果として生じる。
【００５７】
これらの低い「周波数」は、ヒルベルト変換（あるいは他の方法）の実施についての問題を引き起こす。加えて、もし振幅値（例えば
0005631320.tif 000010
）が使用されるのであれば、その後、推定される周波数の数が（２π×τｋ）「周波数」だけでなく、それらの組合せも含むだろう。概して、未知の周波数の数を増加させることは、超分解能アルゴリズムの正確さに影響を与える。したがって、他のマルチパス（ＭＰ）パスからの、ＤＬＯＳパスの確実で正確な分離は、複素振幅推定を要求する。
【００５８】
下記は、マルチパスがある状態で複素振幅
0005631320.tif 000011
を得るタスクの間の、方法およびマルチパス緩和プロセッサ動作の記載である。
記載が半二重の動作モードに着目している一方で、全二重モードのために容易にそれを拡張することができる、ことに注意する。シンプレックスの動作モードは、半二重のモードのサブセットであるが、追加のイベント同期を必要とする。
【００５９】
半二重の動作モードでは、リーダ（しばしば「マスター」と呼ばれる）およびタグ（また「スレーブ」または「ターゲット」と呼ばれる）は、マスターまたはスレーブが任意の与えられた時間で送信することのみを可能にするプロトコルによって制御される。この動作モードでは、タグ（ターゲット装置）はトランスポンダーとして役立つ。タグは、リーダ（マスター装置）からレンジング信号を受け取り、メモリにそれを記憶し、次に、一定時間（遅延）の後、マスターに信号を再転送する。
【００６０】
レンジング信号の一例は、図１および図１Ａに示されている。典型的なレンジング信号は、隣接の異なる周波数コンポーネントを使用する。疑似ランダムで、周波数及び／又は時間の間隔を置おいて、または、直交する、などを含む他の波形は、レンジング信号帯域幅が狭いままである限り、また使用することができる。図１では、あらゆる周波数コンポーネントに関する持続時間Ｔｆは、レンジング信号狭帯域幅プロパティを得る程に十分に長い。
【００６１】
異なる周波数コンポーネントでのレンジング信号の別の変化は、図２に示されている。それは、個々の周波数の狭帯域を作るため、長期間にわたり送信された、多数の周波数（Ｆ１、Ｆ２、ｆ３、ｆ４、ｆｎ）を含む。そのような信号は、より効率的であるが、それは広い帯域幅を占める。また、広帯域幅レンジング信号は、ＳＮＲに影響を与え、それは、次に動作範囲を低減する。また、そのような広帯域幅レンジング信号は、ＶＨＦ帯またはより低い周波数帯にかかるＦＣＣの要求事項に反するだろう。
【００６２】
マスター装置とタグ装置は、同一で、マスターまたはトランスポンダー・モードのいずれかで動作することができる。すべての装置は、データ／リモート・コントロール・コミュニケーションチャネルを含む。装置は、情報を交換することができる。また、マスター装置は、遠隔でタグ装置を制御することができる。図１に描かれたこの実施例では、マスター（すなわちリーダ）のマルチパス緩和プロセッサの動作が、レンジング信号をタグへと発信している間、そして、特定の遅延の後、マスター／リーダは、タグから繰り返されるレンジング信号を受け取る。
【００６３】
その後、マスターのマルチパス緩和プロセッサは、受信レンジング信号をマスターからもともと送信されたものと比較し、および、あらゆる周波数コンポーネントｆｎのための、振幅および位相の形式の
0005631320.tif 000012
推定値を測定する。方程式（３）では、
0005631320.tif 000013
は、一方向のレンジング信号トリップのために定義されていることに注意する。典型的な実施形態では、レンジング信号は、ラウンドトリップを形成する。言いかえれば、レンジング信号は、下記両方向を行き来する。すなわち、マスター／リーダからターゲット／スレーブまで、およびターゲット／スレーブからマスター／リーダにもどる両方向。したがって、このラウンドトリップ信号複素振幅（それは、マスターによって戻ってきたものが受信される）は、以下のように計算することができる：
0005631320.tif 000014
【００６４】
例えば、整合フィルタ
0005631320.tif 000015
および
0005631320.tif 000016
を含む複素振幅および位相値の推定に利用可能な、多くの技術がある。典型的な実施形態に従って、複素振幅測定は、マスター及び／又はタグ受信機ＲＳＳＩ（受信信号強度指標）値に由来した
0005631320.tif 000017
値に基づく。
位相値、
0005631320.tif 000018
は、リーダ／マスターによって受信されて戻ってきたベースバンド・レンジング信号位相と、オリジナル（すなわち、リーダ／マスターによって送信された）ベースバンド・レンジング信号位相とを比較することによって得られる。加えて、マスターとタグ装置が独立したクロックシステムを有するので、装置動作の詳細な説明は、位相推定誤差へ影響する時計精度の分析によって、増補される。上記の記載が示すように、一方向の振幅
0005631320.tif 000019
値は、ターゲット／スレーブ装置から直接得られる。しかしながら、一方向の位相
0005631320.tif 000020
値は、直接測定することができない。
【００６５】
典型的な実施形態では、レンジング・ベースバンド信号は、図１に描かれたものと同様のものである。しかしながら、簡単化のため、レンジング・ベースバンド信号が、異なる周波数：Ｆ１とＦ２の余弦波または正弦波の多数の周期を各々含んでいる２つの周波数コンポーネントのみから成る、ということが本明細書では想定されている。Ｆ１＝ｆ１、Ｆ２＝ｆ２に注意する。第１の周波数コンポーネント中の周期の数は、Ｌである。また、第２の周波数コンポーネント中の周期の数はＰである。Ｔｆ＝定数に関して、各周波数コンポーネントは、異なる数の周期を有し得るため、ＬがＰと等しくなり得、または、等しく無くなり得る、ことに注目する。また、各周波数コンポーネント間に時間差はなく、そしてＦ１、Ｆ２は両方とも、ゼロの初期位相から始まる。
【００６６】
図３Ａ、３Ｂおよび３Ｃは、ＲＦのモバイル追跡および位置探知システムのマスターまたはスレーブ装置（タグ）のブロック図を示す。ＦＯＳＣは、装置システムクロック（図３Ａの水晶発振器２０）の周波数を指す。装置内で生成された全ての周波数は、このシステムクロック水晶発振器から生成された。以下の定義が使用される：
Ｍは、マスター装置（ユニット）である；
ＡＭは、タグ（ターゲット）装置（ユニット）である。
タグ装置は、トランスポンダー・モードで動作しており、トランスポンダー（ＡＭ）ユニットという。
【００６７】
好ましい実施形態では、装置は、ＲＦフロントエンド、ＲＦバックエンド、ベースバンドおよびマルチパス緩和のプロセッサから成る。ＲＦバックエンド、ベースバンドおよびマルチパス緩和のプロセッサは、ＦＰＧＡ１５０で実現される（図３Ｂおよび３Ｃを参照）。システムクロック発生器２０（図３Ａを参照）は、次の発振を行う：
ＦＯＳＣ＝２０ＭＨｚ；あるいはωＯＳＣ＝２π×２０×１０６である。
実際の装置では、システムクロック周波数が２０ＭＨｚと必ずしも等しいとは限らないので、これは理想的な周波数である：
0005631320.tif 000021
0005631320.tif 000022
【００６８】
２０ＭＨｚ以外のＦＯＳＣ周波数は、システム性能への何の影響もなく使用できることに注意する。
【００６９】
両方のユニットの（マスターとタグ）電子構成は、同一である。そして、異なる動作モードは、ソフトウェアによってプログラム可能である。ベースバンド・レンジング信号は、マスターのＦＰＧＡ１５０のブロック１５５−１８０（図２Ｂを参照）によって、デジタル形式で生成される。それは、異なる周波数の余弦または正弦波の多数の周期を各々含んでいる２つの周波数コンポーネントから成る。始め、ｔ＝０では、マスター装置（図３Ｂ）のＦＰＧＡ１５０は、Ｉ／Ｑ  ＤＡＣ  １２０および１２５を介して、そのアップコンバータ５０へとデジタル・ベースバンド・レンジング信号を出力する。ＦＰＧＡ１５０は、Ｆ１周波数で始動し、および時間Ｔ１の後、Ｔ２の期間だけ、Ｆ２周波数を生成し始める。
【００７０】
水晶発振器の周波数が２０ＭＨｚと異なるかもしれないので、ＦＰＧＡによって生成された実際の周波数は、Ｆ１γＭとＦ２γＭになるだろう。また、時間Ｔ１は、Ｔ１βＭになるだろう。また、時間Ｔ２は、Ｔ２βＭになるだろう。また、Ｆ１γＭ＊Ｔ１βＭ＝Ｆ１Ｔ１およびＦ１γＭ＊Ｔ２βＭ＝Ｆ２Ｔ２となるように、Ｔ１、Ｔ２、Ｆ１、Ｆ２は設定され、ここで、Ｆ１Ｔ１と、Ｆ２Ｔ２とは、ともに整数であると、想定される。それは、Ｆ１およびＦ２の初期位相は、ゼロに等しいことを意味する。
【００７１】
全ての周波数がシステム水晶発振器２０クロックから生成されるので、マスター・ベースバンドＩ／Ｑ  ＤＡＣ１２０、１２５の出力は、以下のとおりである：Ｆ１＝γＭ２０×１０６×ＫＦ１、およびＦ２＝γＭ２０×１０６×ＫＦ２である。ここで、ＫＦ１とＫＦ２は、一定の係数である。同様に、周波数シンセサイザ２５（ミキサー５０および８５用のＬＯ信号）からの出力周波数ＴＸ＿ＬＯおよびＲＸ＿ＬＯは、一定の係数によって示すことができる。これらの一定の係数は、マスター（Ｍ）およびトランスポンダー（ＡＭ）ようのものと同様であり、違いは、各装置のシステム水晶発振器２０クロック周波数にある。
【００７２】
マスター（Ｍ）およびトランスポンダー（ＡＭ）は、半二重のモードで動作する。マスターＲＦのフロントエンドは、直交アップコンバータ（すなわちミキサー）５０を使用するマルチパス緩和プロセッサによって、生成されたベースバンド・レンジング信号をアップコンバートし、このアップコンバートされた信号を送信する。ベースバンド信号の送信後、マスターが、ＲＦフロントエンドのＴＸ／ＲＸスイッチ１５を使用して、ＴＸからＲＦモードへと切り替える。トランスポンダーは、バック信号を受信し、そしてＲＦのフロントエンドの（第１のＩＦを生成する）ミキサー８５および（第２ＩＦを生成する）ＡＤＣ１４０を使用して、受信したバック信号をダウンコンバートする。
【００７３】
その後、この第２ＩＦ信号は、デジタルフィルタ１９０を使用するトランスポンダーＲＦバックエンドプロセッサでデジタル式でフィルタ処理され、さらに、ＲＦバックエンド直交ミキサー２００、デジタルＩ／Ｑフィルタ２１０、２３０、デジタル直交発振器２２０および加算器２７０を使用して、ベースバンド・レンジング信号にダウンコンバートされる。このベースバンド・レンジング信号は、ラム・データバス・コントローラ１９５および制御ロジック１８０を使用するトランスポンダーのメモリ１７０に記憶される。
【００７４】
次に、トランスポンダーは、ＲＦフロントエンドスイッチ１５を使用して、ＲＸからＴＸモードへと切り替え、一定の遅延ｔＲＴＸの後に、記憶されたベースバンド信号を再送信し始める。遅延は、ＡＭ（トランスポンダー）システムクロックで測定されることに注意する。すなわち、
0005631320.tif 000023
である。
マスターは、トランスポンダー送信信号を受け取り、およびＲＦバックエンド直交ミキサー２００、デジタルＩＱフィルタ２１０、２３０、およびデジタル直交オシレータ２２０（図３Ｃを参照）を使用して、受信バック信号をベースバンド信号へとダウンコンバートする。
【００７５】
その後、マスターは、マルチパス緩和プロセッサａｒｃｔａｎブロック２５０と位相比較ブロック２５５を使用して、受信（すなわち、回復された）ベースバンド信号中のＦ１とＦ２の間の位相差を計算する。振幅値は、ＲＦバックエンドＲＳＳＩブロック２４０より得られる。
【００７６】
推定精度の改善のために、ブロック２４０からの振幅推定、およびブロック２５５からの位相差推定のＳＮＲを改善することは、常に望ましい。好ましい実施形態では、マルチパス緩和プロセッサは、レンジング信号周波数コンポーネント持続時間（Ｔｆ）にわたる多くのタイムインスタンスの振幅と位相差の推定を計算する。これらの値は、平均された時、ＳＮＲを改善する。ＳＮＲ改善は、Ｎ１／２に比例する位数になり得る。ここで、Ｎは、振幅と位相差値が得られた（すなわち、測定された）時のインスタンスの数である。
【００７７】
ＳＮＲ改善への別のアプローチは、１つの期間にわたる整合フィルタ技術の適用により、振幅と位相差値を測定することである。しかし、別のアプローチは、受信（すなわち、回復された）ベースバンド・レンジング信号周波数コンポーネントをサンプリングし、Ｉ／Ｑ様式で、オリジナル（すなわち、マスター／リーダによって送信された）ベースバンド・レンジング信号周波数コンポーネントを期間Ｔ≦Ｔｆにわたって積分することによって、前期受信ベースバンド・レンジング信号周波数コンポーネントの位相と振幅を推定することであろう。積分は、Ｉ／Ｑ様式での、振幅と位相の多数のインスタンスの平均値算出の効果を有している。その後、位相と振幅値は、Ｉ／Ｑ様式から
0005631320.tif 000024
および
0005631320.tif 000025
様式に変換することができる。
【００７８】
マスターのマルチパス・プロセッサ制御下での、ｔ＝０で、マスター・ベースバンドプロセッサ（ＦＰＧＡ１５０の両方）は、ベースバンド・レンジング・シーケンスを始めと、仮定する。
0005631320.tif 000026
マスターのＤＡＣ１２０、１２５出力の位相は、以下のとおりである：
0005631320.tif 000027
ＤＡＣ１２０、１２５は、システムクロックに依存しない内部伝播遅延（
0005631320.tif 000028
）を有していることに注意する。
【００７９】
同様に、送信器回路コンポーネント１５、３０、４０および５０は、システムクロックに依存しない追加遅延（
0005631320.tif 000029
）を導入するだろう。
【００８０】
その結果、マスターによって送信されたＲＦ信号の位相は以下のように計算することができる：
0005631320.tif 000030
【００８１】
マスター（Ｍ）からのＲＦ信号は、マスターとタグの間のマルチパス現象の関数である位相シフトφＭＵＬＴＩに反応する。
【００８２】
φＭＵＬＴＩ値は、送信周波数、例えばＦ１、Ｆ２に依存する。トランスポンダー（ＡＭ）受信機のものは、受信機のＲＦ部分の制限された（すなわち狭い）帯域幅のため、各パスを分解することができない。したがって、一定時間、例えば（〜３００メートルの飛行と等価な）１μ秒後に、すべての反射信号が受信機アンテナに到着したとき、下記式を適用する：
0005631320.tif 000031
【００８３】
第１のダウンコンバータ、構成要素８５、出力、例えば第１のＩＦのＡＭ（トランスポンダー）受信機内での信号の位相は、以下のとおりである：
0005631320.tif 000032
【００８４】
受信機ＲＦ部（要素１５および６０乃至８５）内での伝播遅延
0005631320.tif 000033
は、システムクロックに依存しないことに注意する。ＲＦのフロントエンドのフィルタおよびアンプ（構成要素９５乃至１１０と１２５）を通った後、第１のＩＦ信号は、ＲＦバックエンドＡＤＣ１４０によってサンプリングされる。ＡＤＣ１４０は、入力信号（例えば第１のＩＦ）をアンダーサンプリングしていると仮定されている。したがって、ＡＤＣは、また、第２のＩＦを生産するダウンコンバータのように作用する。第１のＩＦフィルタ、アンプおよびＡＤＣは、伝播遅延時間を加える。ＡＤＣ出力（第２のＩＦ）で：
0005631320.tif 000034
【００８５】
ＦＰＧＡ１５０では、（ＡＤＣ出力からの）第２のＩＦ信号は、ＲＦバックエンド・デジタルフィルタ１９０によってフィルタ処理され、さらに、第３のダウンコンバータ（すなわち直交ミキサー２００、デジタルフィルタ２３０、２１０、ならびにデジタル直交オシレータ２２０）によってベースバンド・レンジング信号にさらにダウンコンバートされ、加算器２７０で加算され、そしてメモリ１７０に記憶される。第３のダウンコンバータ出力（すなわち直交ミキサー）で：
0005631320.tif 000035
【００８６】
ＦＩＲセクション１９０中の伝播遅延
0005631320.tif 000036
は、システムクロックに依存しないことに注意する。
【００８７】
ＲＸ->ＴＸ遅延の後、マスター（Ｍ）からの（メモリ１７０に）記憶されたベースバンド・レンジング信号は、再送達される。ＲＸ->ＴＸ遅延は、
0005631320.tif 000037
であることに注意する。
0005631320.tif 000038
【００８８】
トランスポンダーからの信号が、マスターの（Ｍ）受信器アンテナまで、トランスポンダー（ＡＭ）からのＲＦ信号は、マルチパスの関数である別の位相シフトφＭＵＬＴＩに反応する。上に議論されたように、この位相シフトは、すべての反射信号がマスターの受信アンテナに到着した一定時間後に起こる：
0005631320.tif 000039
【００８９】
マスター受信機では、トランスポンダーからの信号は、トランスポンダー受信機でのように、同じダウンコンバート処理を経る。結果として得られるものは、マスターによってはじめに送信された、回復されたベースバンド・レンジング信号である。第１の周波数コンポーネントＦ１について：
0005631320.tif 000040
【００９０】
第２の周波数コンポーネントＦ２について：
0005631320.tif 000041
【００９１】
置換え：
0005631320.tif 000042
ここで、ＴＤ＿Ｍ−ＡＭは、マスター（Ｍ）およびトランスポンダー（ＡＭ）回路を通じての伝播遅延である。
0005631320.tif 000043
ここで：φＢＢ＿Ｍ-ＡＭ（０）は、ＡＤＣを含む、マスター（Ｍ）およびトランスポンダー（ＡＭ）周波数ミキサーからの、時間ｔ＝０での、ＬＯ位相シフトである。
また：
0005631320.tif 000044
【００９２】
第１の周波数コンポーネントＦ１：
0005631320.tif 000045
【００９３】
第１の周波数コンポーネントＦ１は、引き続き：
0005631320.tif 000046
【００９４】
第２の周波数コンポーネントＦ２：
0005631320.tif 000047
【００９５】
第２の周波数コンポーネントＦ２は、引き続き：
0005631320.tif 000048
【００９６】
さらに置換えると：
0005631320.tif 000049
ここで、αは、定数である。
【００９７】
その後の、最終段階の方程式は、次のとおりである：
0005631320.tif 000050
【００９８】
方程式（５）から、
0005631320.tif 000051
ここで、ｉ＝２、３、４……………；
また、
0005631320.tif 000052
は
0005631320.tif 000053
と等しい。
【００９９】
例えば、タイムインスタンスＴ１およびＴ２での違い
0005631320.tif 000054
は：
0005631320.tif 000055
【０１００】
0005631320.tif 000056
の違いを知るために、我々は、ＴＤ＿Ｍ_ＡＭを知る必要がある：
0005631320.tif 000057
ここで、ＴＬＢ_ＭとＴＬＢ_ＡＭは、マスター（Ｍ）およびトランスポンダー（ＡＭ）ＴＸおよびＲＸ回路を通る伝搬遅延であり、該回路は、ループバック・モードで置く装置によって測定される。マスターおよびトランスポンダー装置は、ＴＬＢ_ＭとＴＬＢ_ＡＭを自動的に測定できることに注意する；また、我々は、ｔＲＴＸ値を既知である。
【０１０１】
上記の式およびｔＲＴＸ値から、ＴＤ＿Ｍ_ＡＭは、測定され得、従って、与えられたＴ１およびＴ２については、
0005631320.tif 000058
値は、以下のように見出され得る：
0005631320.tif 000059
あるいは、βＭ＝βＡＭ＝１と仮定すると：
0005631320.tif 000060
【０１０２】
方程式（６）から、動作周波数において、レンジング信号複素振幅値は、帰還ベースバンド・レンジング信号の処理から見出され得る、ことが結論付けられ得る。
【０１０３】
部分空間アルゴリズムは、一定の位相オフセットに感受性でないので、初期位相値
0005631320.tif 000061
は、ゼロに等しいと仮定することができる。必要ならば、
0005631320.tif 000062
値（位相初期値）は、同時係属中の出願番号第１１／６７０，５９５号に記載されているような狭帯域幅レンジング信号方法を使用して、ＴＯＡ（到着時間）を測定することによって、見出し得る。前記出願は、全て引用することによって本明細書に組み入れられる。この方法は、レンジング信号ラウンドトリップ遅延を推定する。それは
0005631320.tif 000063
に等しく、
0005631320.tif 000064
値は、以下の方程式から見出され得る：
0005631320.tif 000065
または：
0005631320.tif 000066
【０１０４】
好ましい実施形態では、帰還ベースバンド・レンジング信号の位相値
0005631320.tif 000067
は、マルチパス・プロセッサのａｒｃｔａｎブロック２５０によって計算される。ＳＮＲを改善するために、マルチパス緩和プロセッサの位相比較ブロック２５５は、方程式（６Ａ）を使用し、
0005631320.tif 000068
を計算し、その後、ＳＮＲを改善するためにそれらの平均を求める。
0005631320.tif 000069
に注意する。
【０１０５】
方程式５および６から、回復された（すなわち、受信された）ベースバンド・レンジング信号は、マスターによって送信されたオリジナルベースバンド信号と同じ周波数を有していることが、明らかになる。したがって、マスター（Ｍ）およびトランスポンダー（ＡＭ）システムクロックが異なり得るという事実にもかかわらず、周波数変換はない。ベースバンド信号は、いくつかの周波数コンポーネントから成り、各コンポーネントは、正弦波の多数の周期から成るので、対応するオリジナル（すなわち、マスターによって送信された）ベースバンド信号の個々の周波数コンポーネントによって、受信ベースバンド信号の個々のコンポーネント周波数をサンプリングし、およびＴ≦Ｔｆの周期で結果として生じる信号を積分することによって、受信レンジング信号の位相および振幅を推定することも可能である。
【０１０６】
この動作（演算）は、Ｉ／Ｑ様式での受信レンジング信号の複素振幅値
0005631320.tif 000070
を生成する。マスターによって送られた各ベースバンド信号の個々の周波数コンポーネントは、ＴＤ＿Ｍ_ＡＭによって時間内でシフトされなければならないことに注意する。積分動作は、（例えば、ＳＮＲを増加させて）振幅および位相の多数のインスタンスを平均する効果をもたらす。位相と振幅値は、Ｉ／Ｑ様式から
0005631320.tif 000071
および
0005631320.tif 000072
様式に変換できることに注意する。
【０１０７】
サンプリングし、Ｔ≦Ｔｆの周期の間積分し、次に、Ｉ／Ｑ様式から
0005631320.tif 000073
および
0005631320.tif 000074
様式へ変換するこの方法は、図３Ｃの位相比較ブロック２５５で実現され得る。したがって、ブロックの２５５の設計および実行に依存して、このセクションに記載されていた方程式（５）に基づいた好ましい実施形態の方法、代替方法のいずれかが、使用され得る。
【０１０８】
レンジング信号帯域幅は狭いが、周波数差ｆｎ−ｆ１は、例えば、数メガヘルツの位数において、比較的大きくなり得る。その結果、受信機の帯域幅は、ｆ１：ｆｎレンジング信号周波数コンポーネントをすべて通すように十分に広くしておかれなければならない。この広帯域受信機の帯域幅は、ＳＮＲに影響を与える。受信機有効帯域幅を低減し、かつＳＮＲを改善するために、受信レンジング信号ベースバンド周波数コンポーネントは、受信ベースバンド・レンジング信号の個々の周波数コンポーネントのために調整されたデジタル狭帯域幅フィルタによって、ＦＰＧＡ１５０内でＲＦバックエンドプロセッサによってフィルタ処理される。しかしながら、この多量のデジタルフィルタ（個々の周波数コンポーネント、ｎの数に等しい数のフィルタの数）は、ＦＰＧＡリソースに追加の負担をおき、そのコスト、サイズおよび電力消費を増加させる。
【０１０９】
好ましい実施形態では、２つの狭帯域幅デジタルフィルタのみが使用される：１つのフィルタは、ｆ１周波数コンポーネントのために常に調整される。また、別のフィルタは他のすべての周波数コンポーネント：ｆ２：ｆｎのために調整され得る。レンジング信号の多数のインスタンスはマスターによって送信される。各インスタンスは、２つの周波数のみから成る：
0005631320.tif 000075
また、同様の方策は、可能である。
【０１１０】
また、ベースバンド・レンジング信号コンポーネントを、周波数シンセサイザの調節（例えばＫＳＹＮを変更する）によって、周波数コンポーネントの残りを生成する、２つだけ（あるいは１つであっても）に、維持することが完全に可能であることに注意する。アップコンバータおよびダウンコンバータ・ミキサー用のＬＯ信号がダイレクトデジタル合成（ＤＤＳ）技術を使用して生成されることは望ましい。高いＶＨＦ帯周波数については、これは、トランシーバ／ＦＰＧＡハードウェア上の望まれない負担を提示し得る。しかしながら、より低い周波数については、これは有用なアプローチかもしれない。アナログ周波数シンセサイザも使用することができるが、周波数が変更された後安定させるための付加時間を要するかもしれない。また、アナログ・シンセサイザーの場合には、同じ周波数の２つの測定が、アナログ・シンセサイザーの周波数を変更した後に起きるかもしれない位相オフセットを取消すために、なされなければならないだろう。
【０１１１】
上記の方程式の中で使用される実際のＴＤ＿Ｍ−ＡＭは、両方で測定される：マスター（Ｍ）およびトランスポンダー（ＡＭ）システム・クロック、例えば、ＴＬＢ＿ＡＭおよびｔＲＴＸは、トランスポンダー（ＡＭ）クロックで計算される。また、ＴＬＢ＿Ｍはマスター（Ｍ）クロックで計算される。
しかしながら、
0005631320.tif 000076
は、両方に計算されるとき：ＴＬＢ＿ＡＭとｔＲＴＸは、マスター（Ｍ）クロックで測定（計算）される。
これはエラーを導入する：
0005631320.tif 000077
【０１１２】
位相推定誤差（７）は、正確さに影響を与える。それ故、この誤差を最小限にすることが必要である。βＭ＝βＡＭ、言いかえれば、全てのマスターおよびトランスポンダー（タグ）システムクロックが同期されたとき、ｔＲＴＸ時間からの関与が除去される。
【０１１３】
好ましい実施形態では、マスターおよびトランスポンダーユニット（装置）は、任意の装置の同期化クロックであり得る。例えば、マスター装置は、基準として役立つ。クロック同期は、リモート・コントロール通信チャネルの使用によって達成される。これによって、ＦＰＧＡ１５０制御の下で、温度補償型水晶発振器ＴＣＸＯ２０の周波数は調節される。選択されたトランスポンダー装置が搬送波信号を送信している間、周波数差は、マスター装置の加算器２７０の出力で測定される。
【０１１４】
その後、マスターは、ＴＣＸＯ周波数を増加／減少するために、トランスポンダーにコマンドを送信する。この手続きは、加算器２７０出力で周波数を最小にすることによって、より高い精度を達成するために数回繰り返され得る。理想的な場合では、加算器２７０出力の周波数がゼロに等しくなるべきであることに注意する。代替方法は、周波数差を測定し、トランスポンダーのＴＣＸＯ周波数を調節せずに、推定位相の補正を行うことである。
【０１１５】
βＭ＝βＡＭは、かなり減少され得る一方で、βＭ≠１のとき、位相推定誤差がある。この場合、ある程度の誤差は、基準装置（通常マスター（Ｍ））クロック発振器の長期間安定度に依存する。加えて、クロック同期のプロセスは、特に技術分野の多くのユニットで、かなりの時間を要する。同期プロセス中、追跡-位置探知システムは、部分的にまたは完全に作動不能になる。それはシステム準備および性能に負の影響を与える。この場合、トランスポンダーのＴＣＸＯ周波数の調節を要求しない上述の方法が好ましい。
【０１１６】
市販の（既成の）ＴＣＸＯコンポーネントは、高い精度と安定を有している。具体的には、ＧＰＳ商用アプリケーション用のＴＣＸＯコンポーネントは、非常に正確である。これらの装置による、位置探知精度への位相誤差影響は、頻繁なクロック同期の必要なしで、１メートル未満であり得る。
【０１１７】
狭帯域幅レンジング信号マルチパス緩和プロセッサが、帰還狭帯域幅レンジング信号複素振幅
0005631320.tif 000078
を得た後、さらなる処理（すなわち超分解能アルゴリズムの実行））が、マルチパス緩和プロセッサの部品である、ソフトウェア基準コンポーネントで実現される。このソフトウエア・コンポーネントは、マスター（リーダ）のホストコンピュータＣＰＵ及び／又はＦＰＧＡ１５０（図示せず）に組み込まれているマイクロプロセッサーで実現することができる。好ましい実施形態では、マルチパス緩和アルゴリズム・ソフトウエアコンポーネントは、マスター・ホストコンピュータＣＰＵによって実行される。
【０１１８】
超分解能アルゴリズムは、（２π×τｋ）「周波数」（例えばτｋ値）の推定をもたらす。最終工程では、マルチパス緩和プロセッサは、最も小さな値（すなわちＤＬＯＳ遅延時間）のτを選択する。
【０１１９】
レンジング信号狭帯域幅要求事項が多少緩められる特定の場合では、ＤＬＯＳパスは、連続的な（時間で）チャープの使用によって、ＭＰパスから分離され得る。好ましい実施形態では、この連続的なチャープは、線形周波数変調（ＬＦＭ）である。しかしながら、他のチャープ波形も使用することができる。
【０１２０】
マルチパス緩和プロセッサ制御下で、帯域幅Ｂおよび持続時間Ｔのチャープが送信されると仮定する。それは、
0005631320.tif 000079
ラジアン／秒のチャープ速度を与える。多くのチャープは、送信され、再度受信される。チャープ信号は、同じ位相で始められた各チャープによりデジタルで生成されることに注意する。
【０１２１】
マルチパス・プロセッサでは、各受信シングルチャープは、位置を調整され、その結果、帰還チャープは、所望の領域の中心からのものになる。チャープ波形方程式は、次のとおりである：
0005631320.tif 000080
ここで、ω０は、0〈ｔ〈Ｔの間、初期周波数である。単一の遅延ラウンドトリップτ（例えばマルチパスでないもの）については、帰還信号（チャープ（ｃｉｒｐ））はｓ（ｔ−τ）である。
【０１２２】
その後、マルチパス緩和プロセッサは、もともと送信されたチャープを伴う複素共役ミックスを実行することによって、ｓ（ｔ−τ）を「脱傾斜(deramp)」する。結果として生じる信号は、複素正弦波である：
0005631320.tif 000081
ここで、
0005631320.tif 000082
は振幅で、２βτは周波数で、０≦ｔ≦Ｔである。末項は位相で、それが無視できることに注意する。
【０１２３】
マルチパスの場合、合成脱傾斜信号は、多くの複素正弦波から成る：
0005631320.tif 000083
ここで、Ｌは、ＤＬＯＳパスを含む、０≦ｔ≦Ｔの、レンジング信号パスの数である。
【０１２４】
多くのチャープは、送信され処理される。上に記述されるように、各チャープは、個々に扱われ／処理される。その後、マルチパス緩和プロセッサは、個々のチャープ処理の結果を集める：
0005631320.tif 000084
ここで、Ｎは、チャープの数であり、
0005631320.tif 000085
は、２つの連続チャープ間の不感時間帯(dead time zone)である；２βτｋは、人工遅延「周波数」である。
再び、最も所望のものは（ＤＬＯＳ経路遅延に相当する）最低「周波数」である。
【０１２５】
方程式（１０）では、
0005631320.tif 000086
は、複素正弦波の合計のＮサンプルと時に見なすことができる：
0005631320.tif 000087
したがって、サンプル数は、多数のＮ（例えばαＮ；α＝1.2.…）になりえる。
【０１２６】
方程式（１０）から、マルチパス緩和プロセッサは、さらなる処理（すなわち超分解能アルゴリズムの実行）の中で使用される、時間領域のαＮ複素振幅サンプルを生成する。このさらなる処理は、マルチパス緩和プロセッサの部品である、ソフトウエアコンポーネントで実現される。このソフトウエアコンポーネントは、マスター（リーダ）ホストコンピュータＣＰＵによって、及び／又は、ＦＰＧＡ１５０（図示せず）に組み込まれているマイクロプロセッサーによって、または両方によって、実行され得る。好ましい実施形態では、マルチパス緩和アルゴリズム・ソフトウェアは、マスターホストコンピュータＣＰＵによって実行される。
【０１２７】
超分解能アルゴリズムは、２βτｋ「周波数」（例えばτｋ値）の推定を生成する。最終工程では、マルチパス緩和プロセッサは、最も小さな値（すなわちＤＬＯＳ遅延時間）を伴うτを選択する。
【０１２８】
説明は、「閾値技術」と呼ばれる特殊処理方法によって与えられる。それは超分解能アルゴリズムに選択肢を与えるものである。言いかえれば、それは、人為的に生成された合成の広帯域幅レンジング信号を使用する、他のＭＰパスからＤＬＯＳパスを区別する際の信頼性と正確さを向上させるために使用される。
【０１２９】
図１および図１Ａに示される周波数領域ベースバンド・レンジング信号は、時間領域ベースバンド信号ｓ（ｔ）に変換され得る：
0005631320.tif 000088
容易に確認されることであるが、Ｓ（ｔ）は、周期的な期間1/Δｔを備え、および任意の整数ｋでは、ｓ（ｋ/Δｔ）＝２Ｎ＋１は、信号のピーク値である。ここで、図１および図１Ａでｎ＝Ｎである。
【０１３０】
図４は、Ｎ＝１１およびΔｆ＝２５０ｋＨｚの場合のｓ（ｔ）の２つの周期を示す。信号は、1/Δｆ＝４μ秒で分離された高さ２Ｎ＋１＝２３の一連のパルスとして現われる。パルス間では、可変振幅と２Ｎのゼロとを伴う正弦波波形である。信号の広帯域幅は、高いパルスの狭さが原因であり得る。帯域幅は、ゼロ周波数からＮΔｆ＝２．７５ＭＨｚまで及ぶことがわかるだろう。
【０１３１】
好ましい実施形態の中で使用される閾値方法の根本概念は、他のＭＰパスからＤＬＯＳパスを区別する際の、人為的に生成された合成のより広い帯域幅レンジングの信頼性および正確さを向上させることである。閾値方法は、広帯域のパルスのリーディングエッジの始まりの部分が受信機に到着する時を検知するものである。送信器と受信機内でフィルタ処理を行うため、リーディングエッジは、瞬間的に上昇しないが、滑らかに増加する傾斜を伴って雑音から上昇する。リーディングエッジのＴＯＡは、リーディングエッジが前もって定義されている閾値Ｔと交差する時を検知することによって測定される。
【０１３２】
小さな閾値が望ましい。というのは、閾値がより早く交差され、パルスの正確な始まりと閾値交差との間のエラー遅延τが小さいからである。したがって、レプリカの始まりの部分がτより大きな遅延を有している場合、マルチパスにより到着する任意のパルス・レプリカは、何の影響も有さない。しかしながら、雑音の存在は、閾値Ｔがどれくらい小さくなりえるかに制限を設ける。遅延τを減少させる１つの方法では、導関数がより速く上昇するので、パルス自体の代わりに受信パルスの導関数を使用する。二次導関数は、さらに速く上昇する。高位導関数は、使用され得るが、しかしそれらは、実際には、承諾しがたい値に雑音レベルをあげるので、閾値化された二次導関数が使用される。
【０１３３】
図４に描かれた２．７５ＭＨｚの広帯域信号は、適正な広帯域幅を有しているが、それは上述の方法による範囲測定には適していない。その方法は、各々ゼロ信号前駆体を有している送信パルスを要求する。しかしながら、パルス間の正弦波波形が本質的に取消されるように、信号を変えることにより、その目標を達成することは可能である。好ましい実施形態では、それは、高いパルス間の選ばれた間隔上の信号にぴたりと接近する波形を構築し、次に、オリジナル信号からそれを引くことにより行われる。
【０１３４】
技術は、図１内での信号に適用することによって、示し得る。波形に示された２つの黒色ドットは、第１の２つのパルス間で中心にある間隔Ｉの端点である。最良の結果を与えるために実験的に測定された、間隔Ｉの左・右の端点は、それぞれ次のようなものである：
0005631320.tif 000089
【０１３５】
この間隔上で本質的に信号のｓ（ｔ）を取消すが、間隔の外側の害をあまり引き起こさない関数ｇ（ｔ）を生成する試みが、行なわれる。ｓ（ｔ）が１／ｓｉｎπΔｆｔによって変調された正弦波形状のｓｉｎπ（２Ｎ＋１）Δｆｔであることを、式（１１）が示すので、まず、間隔Ｉ上の１／ｓｉｎπΔｆｔにぴたりと接近する関数ｈ（ｔ）が見出され、そしてその後、製品としてのｇ（ｔ）が形成される：
0005631320.tif 000090
ｈ（ｔ）は、以下の合計によって生成される：
0005631320.tif 000091
ここで
0005631320.tif 000092
そして、係数ａｋは、最小自乗誤差を最小限にするために選ばれる。
0005631320.tif 000093
間隔Ｉにわたる。
【０１３６】
その解は、ａｋに対してＪの偏導関数を取り入れること、および、それらをゼロに等しく設定することによって容易に得られる。結果はＭ＋１方程式の線形システムである。
0005631320.tif 000094
【０１３７】
これは、ａｋについて解くことができ、このとき、
0005631320.tif 000095
【０１３８】
その後、
0005631320.tif 000096
である。
【０１３９】
（１２）によって与えられる関数φｋ（ｔ）の定義を用いて、
0005631320.tif 000097
である。
【０１４０】
ｇ（ｔ）をｓ（ｔ）から引くことで関数ｒ（ｔ）が得られ、これは本質的に間隔Ｉ上でｓ（ｔ）取り消すはずのものである。付録（Ａｐｐｅｎｄｉｘ）で示されるように、方程式（２０）での総和の上限Ｍに対する適切な選択は、Ｍ＝２Ｎ＋１である。この値と付録からの結果を用いて、
0005631320.tif 000098
であり、このとき、
0005631320.tif 000099
である。
【０１４１】
方程式（１７）から、所望の信号ｒ（ｔ）を得るために、（ゼロ周波数ＤＣ項を含む）２Ｎ＋３周波数の合計が必要とされるということが分かる。図５は、図１で示されるオリジナル信号ｓ（ｔ）に関して結果として生じる信号のｒ（ｔ）を示し、このとき、Ｎ＝１１である。この場合、ｒ（ｔ）の構築は、（ＤＣ項ｂ０を含む）２５の搬送波を必要とする。
【０１４２】
上のように構築されるｒ（ｔ）の重要な特性は以下のとおりである：
【０１４３】
１．（１４）から分かるように、最低周波数は０Ｈｚであり、最高周波数は、（２Ｎ＋１）ΔｆＨｚである。したがって、全帯域幅は、（２Ｎ＋１）ΔｆＨｚである。
【０１４４】
２．搬送波はすべて、１つの搬送波を除いて、Δｆを間隔をおいて配した（ＤＣを含む）余弦関数であり、それは周波数
0005631320.tif 000100
に配された正弦関数である。
【０１４５】
３．オリジナル信号ｓ（ｔ）は周期１／Δｆを有するが、ｒ（ｔ）は周期２／Δｆを有する。ｒ（ｔ）の各周期の第１の半期はｓ（ｔ）の全周期であるが、信号の取り消された部分を含み、ｒ（ｔ）の第２の半期は大きく振動するセグメントである。したがって、前駆体の取り消しは、ｓ（ｔ）のあらゆる他のすべて周期にのみ生じる。
【０１４６】
これが生じるのは、取り消す関数ｇ（ｔ）がｓ（ｔ）の他のすべての周期で実際にｓ（ｔ）を強化するためである。その理由は、ｇ（ｔ）がｓ（ｔ）のすべてのピークでその極性を逆にする一方で、ｓ（ｔ）はそうしないためである。処理利得を３ｄＢ増加させるために、ｓ（ｔ）のすべての周期に取り消された部分を含ませる方法が以下に記載される。
【０１４７】
４．ｓ（ｔ）の取り消された部分の長さは、１／Δｆの約８０−９０％である。したがって、Δｆは、マルチパスによってｒ（ｔ）の以前のゼロでない部分からの任意の残留信号を除去するのに十分なほどにこの長さを長くするために、十分に小さいものである必要がある。
【０１４８】
５．ｒ（ｔ）の各ゼロ部分の直後に来るのは、振動する部分の第１の周期である。好適な実施形態において、上記のようなＴＯＡ測定法では、この周期の第１半期はＴＯＡ、特にその上昇の開始を測定するために使用される。この第１半期の周期のピーク値（それは主ピークと呼ばれるだろう）が、ほぼ同じ時点にあるｓ（ｔ）の対応するピークより多少大きいことに注目することは面白い。第１の半期の幅は、ＮΔｆにおよそ反比例する。
【０１４９】
６．大量の処理利得は、以下のことによって達成することができる：
【０１５０】
（ａ）ｒ（ｔ）が周期２／Δｆによって周期的であるので、信号ｒ（ｔ）の反復を使用すること。同様に、さらに３ｄＢの処理利得が、後に記載される方法によって可能である。
【０１５１】
（ｂ）狭帯域フィルタ処理。２Ｎ＋３搬送波の各々が狭帯域信号であるので、信号の占有周波数帯幅は、全ての割当周波数帯域を横切って広げられた広帯域信号よりもはるかに小さい。
【０１５２】
図５に示される信号ｒ（ｔ）に関して、Ｎ＝１１で、Δｆ＝２５０ｋＨｚの場合、ｓ（ｔ）の取り消された部分の長さは、約３．７マイクロ秒または１，１１０メートルである。これはマルチパスによってｒ（ｔ）の以前のゼロでない部分からの任意の残留信号を除去するのに十分なほどである。主ピークは、およそ３５の値を有し、前駆体（すなわち、取り消し）領域における最大の大きさは約０．０２であり、これは主ピークを下回る６５ｄＢである。これは、上記のようなＴＯＡ測定閾値技術を使用して、優れた性能を得るために望ましい。
【０１５３】
より少ない搬送波の使用が図６に描写されている。該図は、２Ｎ＋３＝９搬送波のみの合計に関して、Δｆ＝８５０ｋＨｚ、Ｎ＝３、および、Ｍ＝２Ｎ＋１＝７を用いて生成される信号を示す。この場合、信号の周期は、周期が８マイクロ秒である図５での信号と比較して、わずか
0005631320.tif 000101
マイクロ秒である。この実施例は単位時間当たりより多くの周期を有するため、より多くの処理利得を達成可能であると予測される。
【０１５４】
しかしながら、より少ない搬送波が使用されるので、主ピークの振幅は以前の約１／３の大きさであり、それは予期された過剰な処理利得を取り消す傾向がある。同様に、ゼロの信号前駆体セグメントの長さはさらに短く、約０．８マイクロ秒または２４０メートルである。これは、マルチパスによってｒ（ｔ）の以前のゼロでない部分からの任意の残留信号を除去するのにまだ十分なものでなければならない。（２Ｎ＋１）Δｆ＝５．９５ＭＨｚの全帯域幅が以前と同様であり、主ピークの半周期の幅も同様にほぼ同じであることに注目されたい。より少ない搬送波が使用されるため、各搬送波が受信機で狭帯域にフィルタ処理される際には、いくらかの過剰な処理利得がなければならない。さらに、前駆体（すなわち、取り消し）領域における最大の大きさは、主ピークを下回る約７５ｄＢであり、先の実施例から１０ｄＢ改善されている。
【０１５５】
ＲＦ周波数での送信：この時点まで、ｒ（ｔ）は、簡略化の目的のために、ベースバンド信号として記載されている。しかしながら、それはＲＦにまで変換されて、送信され、受信され、その後、受信機でベースバンド信号として再構築されることが可能である。説明するために、インデックスｊ（ラジアン／秒周波数は表記上の簡略化のために使用される）を有するマルチパス伝搬路のうちの１つを介して移動する、ベースバンド信号ｒ（ｔ）内の周波数コンポーネントωｋの１つに何が起こるかを考える：
0005631320.tif 000102
【０１５６】
送信器と受信機が周波数同期されるということをここで想定する。パラメータｂｋは、ｒ（ｔ）に関する式（２１）におけるｋ番目の係数である。パラメータτｊおよびφｊは、それぞれ（反射器の誘電特性による）ｊ番目の伝搬路のパス遅延および位相シフトである。パラメータθは、受信機内でのベースバンドに対するダウンコンバートで生じる位相シフトである。同様の一連の関数は、方程式（２１）の正弦波コンポーネントのために示すことができる。
【０１５７】
ｒ（ｔ）におけるゼロの信号前駆体が最大の大幅な伝搬遅延よりも著しく大きな長さを有する限り、方程式（２０）における最終的なベースバンド信号が、依然としてゼロの信号前駆体を有するということに注目することが重要である。もちろん、すべてのパス（インデックスｊ）上の周波数コンポーネント（インデックスｋ）をすべて組み合わせる際には、受信機のベースバンド信号は、位相シフトをすべて含むｒ（ｔ）の歪みのあるバージョンになるだろう。
【０１５８】
連続的な搬送波と信号の再構築は、図１と図１Ａで示されている。送信器と受信機が時間と周波数とに同期していると考えられており、２Ｎ＋３送信された搬送波を同時に送信する必要はない。実施例として、そのベースバンド表現が図１Ａおよび図６のそれである信号の送信を考慮する。
【０１５９】
図６において、Ｎ＝３であり、１ミリ秒の９つの周波数コンポーネントの各々は連続して送信されると想定する。各送信周波数の始まりと終わりの時間は、受信機で知られている。したがって、その周波数送信は、それらのそれぞれの時に、各周波数コンポーネントのその受信を連続して開始および終了することができる。信号伝播時間が１ミリ秒（それは、対象とする用途では、通常、数マイクロ秒未満であるだろう）と比較して非常に短いので、各受信周波数コンポーネントの一部は無視されるはずのもので、受信機は容易にそれを消すことができる。
【０１６０】
９つの周波数コンポーネントを受信する全工程は、処理利得を増加させるために、９ミリ秒ブロックの追加の受信で繰り返されることができる。１秒の総受信時間には、利得の処理に利用可能な約１１１のそのような９ミリ秒ブロックがあるだろう。さらに、各ブロック内には、
0005631320.tif 000103
の主ピークから利用可能な追加の処理利得があるだろう。
【０１６１】
一般的に、信号の再構築を非常に経済的に行うことができ、あらゆる可能な処理利得を本質的に許可するであろうということに注目する価値がある。２Ｎ＋３受信周波数の各々に関して：
１．その周波数に対応する記憶されたベクトル（位相ベクトル）列を形成するために、その周波数の各１ミリ秒の受信の位相と振幅を測定する。
２．その周波数のための記憶されたベクトルを平均化する。
３．最後に、持続時間２／Δｆを有するベースバンド信号の１つの周期を再構築するために２Ｎ＋３周波数の２Ｎ＋３ベクトルの平均を使用し、および、信号のＴＯＡを予測するために再構築を使用する。
【０１６２】
この方法は、１ミリ秒の送信信号に制限されず、送信信号の長さは増加または減少し得る。しかしながら、すべての送信信号のための総時間は、受信機または送信器の任意の運動を凍結するのに十分なほど短いものでなければならない。
【０１６３】
ｒ（ｔ）の代わりの半周期で取り消しを得ること：取り消す関数ｇ（ｔ）の極性を単に逆にすることによって、ｓ（ｔ）のピーク間の取り消しは、ｒ（ｔ）が以前は振動したところで可能である。しかしながら、ｓ（ｔ）のすべてのピークの間の取り消しを得るために、関数ｇ（ｔ）とその極性が逆にされたバージョンが、受信機に適用されなければならず、これは、受信機での係数の重み付けを含む。
【０１６４】
受信機での係数の重み付け：所望の際に、方程式（２１）の係数ｂｋは、送信器でｒ（ｔ）の構築に使用され、その代わりに受信機で導入されてもよい。これは、ｂｋが最初の工程の代わりに最後の工程で導入される際に、最終的な信号が同じである方程式（２０）内での信号のシーケンスを考慮することで容易に見られる。雑音を無視すると、値は以下のとおりである：
0005631320.tif 000104
【０１６５】
その後、送信器は同じ振幅での周波数をすべて送信することができ、それによってその設計を単純化する。この方法が、同様に各周波数で雑音に重みを加え、その影響が考慮されなければならないということに注目されたい。係数の重み付けは、２倍分の使用可能な主ピークを得るｇ（ｔ）の極性反転に影響を与えるために、受信機で行われなければならないということにも注目されたい。
【０１６６】
チャネル内の中心周波数に対するΔｆのスケーリング：ＶＨＦまたはより低い周波数でＦＣＣの要件を満たすために、一定のチャネル間隔を有するチャネル送信が必要とされるであろう。割り当てられた全帯域と比べて小さな一定のチャネル間隔を有するチャネル伝送帯域（ＶＨＦおよびより低い周波数帯域の場合）では、Δｆに対する少しの調整は、必要な場合には、元々の設計値による性能を変化させることなく、送信されるすべての周波数がチャネルの中心にくるようにすることが可能である。先に示されたベースバンド信号の２つの実施例において、周波数コンポーネントはすべてΔｆ／２の倍数であり、したがって、チャネル間隔がΔｆ／２を分ける場合、最も低いＲＦ伝搬周波数は１本のチャンネルに集中することができ、他のすべての周波数はチャネルの中心に落ちる。
【０１６７】
距離測定機能を行うことに加えて、いくつかの無線周波数（ＲＦ）基準の同定、追跡、および、位置探知システムにおいて、マスター装置とタグ装置（ｔａｇ  ｕｎｉｔ）の両方は、音声、データおよび制御通信機能を実行する。同様に、好適な実施形態において、マスター装置とタグの両方は、距離測定機能に加えて、音声、データおよび制御通信機能を実行する。
【０１６８】
好適な実施形態によって、レンジング信号は、マルチパス軽減を含む広範囲の洗練された信号処理技術を受ける。しかしながら、これらの技術は、音声、データおよび制御信号には役立たない。その結果、提案されたシステム（他の現存システムと同様に）の動作範囲は、距離を確実かつ正確に測定するその能力によっては限定されず、音声および／またはデータおよび／または制御通信の間に範囲から外れることによって限定されることもある。
【０１６９】
他の無線周波数（ＲＦ）基準の同定、追跡、および、位置探知システムにおいて、距離測定機能は、音声、データおよび制御通信機能から分離される。これらのシステムでは、別々のＲＦトランシーバは、音声、データおよび制御通信機能を実行するために使用される。この手法の欠点は、システムの費用、複雑さ、サイズなどが増えることである。
【０１７０】
好適な実施形態において、前述の欠点を回避するために、狭帯域幅レンジング信号またはベースバンド狭帯域幅レンジング信号のいくつかの個々の周波数コンポーネントは、同一のデータ／制御信号によって変調され、および、音声の場合には、デジタル音声パケットデータで変調される。受信機で、最も高い信号強度を有する個々の周波数コンポーネントは復調され、得られた情報信頼度は、「ヴォーティング（ｖｏｔｉｎｇ）」を行なうことによって、または、情報の冗長を利用する他の信号処理技術によって、さらに高められる。
【０１７１】
この方法は、「ゼロ」現象を回避することができ、このとき、多数のパスからの入力ＲＦ信号は、ＤＬＯＳパスを互いに破壊的に結合し、こうして、受信信号の強度を著しく弱め、それをＳＮＲと関連付ける。さらに、そのような方法は、多数のパスからの入力信号がＤＬＯＳパスと互いに構造的に結合している１セットの周波数を見つけることができ、こうして受信信号の強度を高めて、それをＳＮＲと関連付ける。
【０１７２】
先に言及されるように、スペクトル推定に基づいた超分解能アルゴリズムは、一般的に、同じモデルを使用する：復素指数関数とそれらの周波数の複素振幅との一次結合。この複素振幅は、上記の方程式３によって与えられる。
【０１７３】
スペクトル推定に基づいた超分解能アルゴリズムはすべて、多くの復素指数関数、すなわち、多くのマルチパス）の演繹的な知識を要求する。この多くの復素指数関数はモデルサイズと呼ばれ、方程式１乃至３で示されるように、マルチパスコンポーネントＬの数によって測定される。しかしながら、（ＲＦ追跡-位置探知用途のための場合である）パス遅延を推定する際、この情報は利用できない。これは、別の次元、すなわち、モデルサイズの推定を、超分解能アルゴリズムによるスペクトルの推定プロセスに加える。
【０１７４】
モデルサイズの過小評価の場合に、周波数推定の正確さは影響を受け、モデルサイズが過大評価されると、アルゴリズムは疑似の（例えば、存在しない）周波数を生成するということが示されている（Ｋｅｉ  Ｓａｋａｇｕｃｈｉ  ｅｔ  ａｌ．，Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ Ｍｏｄｅｌ Ｏｒｄｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ ｉｎ ｔｈｅ ＥＳＰＲＩＴ Ｂａｓｅｄ Ｈｉｇｈ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）。ＡＩＣ（赤池情報量基準）、ＭＤＬ（最小記述長）などのモデルサイズ推定の既存の方法は、信号（復素指数関数）間の相関性に対して高い感度を有する。しかし、ＲＦマルチパスの場合には、これは常にそうである。例えば、前後の平滑化アルゴリズムが適用された後でさえ、相関性の残差量が常にあるであろう。
【０１７５】
Ｓａｋａｇｕｃｈｉの文献において、これらの信号電力（振幅）を推定すること、次に、非常に低い電力で信号を拒絶することによって、過大評価されたモデルと、疑似周波数（信号）とは区別する実際の周波数（信号）を使用することが示唆されている。この方法は既存の方法を改善したものであるが、保証されてはいない。本発明者は、Ｋｅｉ Ｓａｋａｇｕｃｈｉらによる方法を実行し、より大きなモデルサイズを用いるさらに複雑な場合のシミュレーションを行った。いくつかの場合には、擬似信号が実際の信号振幅に非常に近い振幅を有することもあることが観察された。
【０１７６】
すべてのスペクトル推定に基づいた超分解能アルゴリズムは、入力信号複素振幅データを２つの部分空間：雑音部分空間および信号部分空間に分割することによって動作する。これらの部分空間が適切に定義される（分離される）場合、モデルサイズは信号の部分空間サイズ（次元）と等しい。
【０１７７】
本発明の１つの実施形態では、モデルサイズの推定は、「Ｆ」統計値を用いて達成される。例えば、ＥＳＰＲＩＴアルゴリズムについて、（前後の相関性の平滑化による）分散行列の推定の特異値分解は、昇順で命じられる。その後、割り算が行われ、それによって（ｎ＋１）固有値がｎ番目の固有値によって割られる。この比率は「Ｆ」確率変数である。最悪の場合は、自由度（１と１）の「Ｆ」確率変数である。自由度（１と１）の「Ｆ」確率変数についての９５％の信頼区間は、１６１である。閾値としてその値を設定することで、モデルサイズを測定する。同様に、雑音部分空間については、固有値が雑音電力の推定を表わすことに注目する。
【０１７８】
固有値の比率に「Ｆ」統計値を適用するこの方法は、モデルサイズを推定するより正確な方法である。「Ｆ」統計値における他の自由度は、閾値計算と、その結果としてのモデルサイズ推定とに使用することができるということに注目する。
【０１７９】
それにもかかわらず、場合によっては、２以上の非常に近接して（時間内に）間隔を置いた信号が、現実世界の測定欠陥のために１つの信号に縮退することがある。その結果、上記の方法は、信号（すなわち、モデルサイズ）の数を過小評価するだろう。モデルサイズの過小評価が周波数の推定精度を低くするため、特定の数を加えることによってモデルサイズを増加させることは賢明である。この数は、実験的に測定可能であり、および／または、シミュレーションから測定可能である。しかしながら、信号が近接に間隔を置かれない際には、モデルサイズが過大評価されるだろう。
【０１８０】
そのような場合、疑似の（すなわち、存在しない）周波数が現われることもある。先に述べたように、いくつかの場合では、擬似信号が実際の信号振幅に非常に近い振幅を有すると観察されたため、擬似信号の検出のために信号振幅を使用することは、必ずしも機能するとは限らない。それ故、振幅弁別に加えて、フィルタ処理は、疑似周波数の消去確率を改善するために実行されることができる。
【０１８１】
超分解能アルゴリズムによって推定される周波数は人工周波数（方程式２）である。実際に、これらの周波数は、マルチパス環境の個々のパス遅延である。その結果、負の周波数は存在するはずがなく、超分解能アルゴリズムによって生成される負の周波数はすべて、拒絶される疑似周波数である。
【０１８２】
さらに、ＤＬＯＳ距離範囲は、超分解能方法とは異なる方法を用いる測定中に得られた複素振幅
0005631320.tif 000105
値から推定されることができる。これらの方法は精度が低い一方で、この手法は、遅延、すなわち、周波数を識別するために使用される範囲を確立する。
【０１８３】
例えば、信号振幅
0005631320.tif 000106
が最大（すなわち、ゼロを回避する）に近いΔｆ間隔における
0005631320.tif 000107
の比率は、ＤＬＯＳ遅延範囲を与える。実際のＤＬＯＳ遅延が２倍まで大きくなったり小さくなったりすることがあるが、これは疑似の結果を拒否するのを助ける範囲を定義する。
【０１８４】
典型的な実施形態において、レンジング信号はラウンドトリップをなす。言いかえれば、それは両方向に：マスター／リーダからターゲット／スレーブまで、および、ターゲット／スレーブからマスター／リーダまで移動する。
【０１８５】
マスターは音：
0005631320.tif 000108
を送信し、このとき、ωは動作帯域内の動作周波数であり、αは音信号振幅である。
【０１８６】
ターゲットの受信機では、受信信号（一方向）は以下のとおりである：
0005631320.tif 000109
【０１８７】
このとき：Ｎはマルチパス環境中の信号パスの数であり；Ｋ０とτ０は、ＤＬＯＳ信号の振幅および飛行時間である；
0005631320.tif 000110
は正でも負でもあり得る。
0005631320.tif 000111
【０１８８】
このとき：
0005631320.tif 000112
は、周波数領域の一方向のマルチパスＲＦチャネル伝達関数であり、Ａ（ω）≧０である。
【０１８９】
ターゲットは受信信号を再送信する：
0005631320.tif 000113
【０１９０】
マスター受信機では、ラウンドトリップ信号は以下のとおりである：
0005631320.tif 000114
【０１９１】
あるいは：
0005631320.tif 000115
である。
【０１９２】
他方で、方程式（２６）および（２８）から、
0005631320.tif 000116
である。
【０１９３】
このとき：
0005631320.tif 000117
は、周波数領域中のラウンドトリップマルチパスＲＦチャネル伝達関数である。
【０１９４】
方程式２９から、ラウンドトリップマルチパスチャネルは、一方向のチャネルマルチパスよりも多くのパスを有する。これは、例えば、
0005631320.tif 000118
パス遅延に加えて、
0005631320.tif 000119
の式が、これらのパス遅延、例えば、
0005631320.tif 000120
の組み合わせを含むためである。
【０１９５】
これらの組み合わせは、信号（復素指数関数）の数を劇的に増加させる。従って、非常に接近して間隔を置いた（時間内で）信号の可能性も同様に高め、重大なモデルサイズの過小評価をもたらすこともある。したがって、一方向のマルチパスＲＦチャネル伝達関数を得ることは望ましい。
【０１９６】
好適な実施形態において、一方向の振幅値、
0005631320.tif 000121
は、ターゲット／スレーブ装置から直接得ることができる。しかしながら、一方向の位相値
0005631320.tif 000122
は、直接測定することができない。ラウンドトリップ位相測定観察から一方向の位相を測定することは可能である：
0005631320.tif 000123
【０１９７】
しかしながら、ωの各値に対して、位相α（ω）の２つの値があることで、以下のようになる。
【０１９８】
ｅＪ２α（ω）＝ｅｊβ（ω）である。
【０１９９】
この曖昧さを解決する詳細な記載が以下に示される。レンジング信号の異なる周波数コンポーネントが互いに接近している場合、大部分については、一方向の位相は、ラウンドトリップ位相を２で割ることによって見出されることができる。例外は、「ゼロ」に接近している領域を含み、該領域では、位相は、小さな周波数ステップによってさえ、重大な変更を遂げることができる。注：「ゼロ」現象は、多数のパスからの入力ＲＦ信号がＤＬＯＳパスと互いに破壊的に結合している場所であり、したがって、受信信号強度を著しく弱めて、それとＳＮＲを関連付ける。
【０２００】
ｈ（ｔ）を通信チャネルの一方向のインパルス応答にする。周波数領域において対応する伝達関数は、以下の通りである。
0005631320.tif 000124
【０２０１】
このとき、Ａ（ω）≧０が大きさであり、α（ω）は伝達関数の位相である。一方向のインパルス応答が、受信されるときと同じチャネルを戻って再送信される場合、結果として生じる双方向の伝達関数は、以下の通りである。
0005631320.tif 000125
【０２０２】
このとき、β（ω）≧０である。双方向の伝達関数Ｇ（ω）が、いくつかの開かれた周波数間隔（ω１、ω２）のすべてのωで既知のものであると仮定する。Ｇ（ω）を生成した（ω１、ω２）上で定義された一方向の伝達関数Ｈ（ω）を測定することは可能であろうか。
【０２０３】
双方向の伝達関数の大きさが一方向の大きさの二乗であるため、
0005631320.tif 000126
ということは明らかである。
【０２０４】
しかしながら、Ｇ（ω）についての観察から一方向の伝達関数の位相を回復しようとすると、状況はますますとらえどころがない。ωの各値に対して、位相α（ω）の２つの値があることで、以下のようになる。
0005631320.tif 000127
【０２０５】
多くの異なる解は、各々の異なる周波数ωについて２つの可能な位相値のうちの１つを独立して選択することによって生成されることもある。
【０２０６】
以下の定理は、任意の一方向の伝達関数がすべての周波数で連続的であると仮定するものであるが、この状況を解決するのを助ける。
【０２０７】
定理１：Ｉを、双方向の伝達関数
0005631320.tif 000128
のゼロを一つも含まない周波数ωの開区間とする。
0005631320.tif 000129
をＩ上の連続関数とし、このとき、β（ω）＝２γ（ω）である。その後、Ｊ（ω）と−Ｊ（ω）は、Ｉ上でＧ（ω）を生成する一方向の伝達関数であり、他のものはなにもない。
【０２０８】
証明：一方向の伝達関数のための解の１つは、Ｉ上で連続的な関数
0005631320.tif 000130
である。なぜなら、それは、Ｉ上で微分可能であるからであり、このとき、β（ω）＝２α（ω）である。Ｉ、Ｈ（ω）およびＪ（ω）上の
0005631320.tif 000131
は、Ｉ上で非ゼロである。このとき、
0005631320.tif 000132
である。
【０２０９】
Ｈ（ω）とＪ（ω）は、Ｉ上で連続的であり、非ゼロであり、それらの比率はＩ上で連続的である。したがって、（３４）の右側はＩ上で連続的である。状態β（ω）＝２α（ω）＝２γ（ω）は、各々の
0005631320.tif 000133
について、α（ω）−γ（ω）が０またはπのいずれかであることを示唆する。しかしながら、α（ω）−γ(ω）が、（３４）の右側で不連続を引き起こすことなく、これらの２つの値を切り替えることはできない。したがって、すべての
0005631320.tif 000134
に関するα（ω）−γ（ω）＝０か、または、すべての
0005631320.tif 000135
に関するα(ω）−γ（ω）＝πのいずれかである。第１の場合、Ｊ(ω)＝Ｈ(ω)が得られ、第２の場合は、Ｊ（ω）＝−Ｈ（ω）が得られる。
【０２１０】
この定理は、伝達関数
0005631320.tif 000136
のゼロを一つも含まない任意の開間隔Ｉ上で一方向の解を得るために、関数
0005631320.tif 000137
を作って、Ｊ（ω）を連続的にするような方法でβ(ω)＝２γ（ω）を満たすγ（ω）の値を選択する。この特性（すなわち、Ｈ（ω））を有する解があることは知られているので、これを行うことは常に可能である。
【０２１１】
一方向の解を見つけるための代替手順は、以下の定理に基づく：
【０２１２】
定理２：
0005631320.tif 000138
を一方向の伝達関数にし、Ｉを、Ｈ（ω）のゼロを含まない周波数の開区間とする。その後、Ｈ（ω）の位相関数α（ω）は、Ｉ上で連続的でなければならない。
【０２１３】
証明：ω０を間隔Ｉ内の周波数とする。図７において、複素数値Ｈ（ω０）は、複素平面中の点として計画され、仮説によって、
0005631320.tif 000139
である。ε＞０を任意に小さな実数とし、図７で示される測定値εの２つの角度も、２つの放射線ＯＡおよびＯＢの接線、および、Ｈ（ω０）に中心がある円も考慮する。仮定によって、Ｈ（ω）はすべてのωに連続的である。したがって、ωがω０に十分に接近しているとき、複素数値Ｈ（ω）は円にあり、
0005631320.tif 000140
であることが分かる。ε＞０は任意に選択されたため、その
0005631320.tif 000141
を
0005631320.tif 000142
として完結させることによって、その結果、位相関数α（ω）はω０で連続的である。
【０２１４】
定理３：Ｉを、双方向の伝達関数
0005631320.tif 000143
のゼロを含まない周波数ωの開区間とする。
0005631320.tif 000144
をＩ上の関数とし、このとき、β（ω）＝２γ（ω）およびγ（ω）は連続的である。そのとき、Ｊ（ω）と−Ｊ（ω）は、Ｉ上でＧ（ω）を生成する一方向の伝達関数であり、他のものはない。
【０２１５】
証明：証明は定理１の証明に類似する。一方向の伝達関数のための解の１つが、関数
0005631320.tif 000145
であり、このとき、β（ω）＝２α（ω）であることを我々は知っている。Ｉ、Ｈ（ω）およびＪ（ω）上の
0005631320.tif 000146
は、Ｉ上で非ゼロである。このとき、
0005631320.tif 000147
である。
【０２１６】
仮説によって、γ（ω）はＩ上で連続的であり、定理２によって、α（ω）は、同様にＩ上で連続的である。したがって、α（ω）−γ（ω）はＩ上で連続的である。状態β（ω）＝２α（ω）＝２γ（ω）は、各
0005631320.tif 000148
について、
α（ω）−γ（ω）が０またはπのいずれかであることを示唆する。しかしながら、α（ω）−γ（ω）は、Ｉ上で不連続になることなく、これらの２つの値を切り替えることはできない。したがって、すべての
0005631320.tif 000149
のためのα（ω）−γ（ω）＝０、または、すべての
0005631320.tif 000150
のためのα（ω）−γ（ω）＝πのいずれかである。第１の場合、Ｊ（ω）＝Ｈ（ω）が得られ、第２の場合、Ｊ（ω）＝−Ｈ（ω）が得られる。
【０２１７】
定理３は、我々に、伝達関数
0005631320.tif 000151
のゼロを含まない任意の開区間上で一方向の解を得るように命じる。位相関数γ（ω）を連続的にするような方法でβ(ω)＝２γ（ω）を満たすγ（ω）の値を選択し、単に関数
0005631320.tif 000152
を作る。この特性、すなわち、Ｈ（ω）を有する解があることが知られているので、これを行うことは常に可能である。
【０２１８】
上記の定理は、双方向の関数Ｇ（ω）を生成する２つの一方向の伝達関数を再構築する方法を示しているが、それらは、Ｇ（ω）のゼロを含んでいない周波数間隔Ｉ上でのみ有用である。一般的に、Ｇ（ω）は、ゼロを含み得る周波数間隔（ω１、ω２）上で認められるであろう。以下は、この問題を回避する方法であり、（ω１、ω２）にＧ（ω）の有限数のゼロのみがあるとともに、一方向の伝達関数は、（ω１、ω２）上のすべての順序の導関数を有し、その全てが任意の所定の周波数ωで０であるというわけではないと仮定している。
【０２１９】
Ｈ（ω）を間隔（ω１、ω２）上でＧ（ω）を生成する一方向の関数とし、Ｇ（ω）が（ω１、ω２）上に少なくとも１つのゼロを有すると仮定する。Ｇ（ω）のゼロは、（ω１、ω２）を、有限数の隣接する開かれた周波数間隔Ｊ１、Ｊ２、…Ｊｎに分けるだろう。各々のそのような間隔上において、定理１または定理３のいずれかを使用して、解Ｈ（ω）または−Ｈ（ω）が見出されるだろう。我々はこれらの解を「まとめる（ｓｔｉｔｉｃｈ  ｔｏｇｅｔｈｅｒ）」必要があり、その結果、まとめられた解が、（ω１、ω２）のすべてにわたってＨ（ω）または−Ｈ（ω）のいずれかになるようにする。これを行うためには、１つの部分区間から次の部分区間に移動する際に、Ｈ（ω）から−Ｈ（ω）に、または、−Ｈ（ω）からＨ（ω）に切り替えないように、２つの隣接する部分区間中の解をペアにする方法を知る必要がある。
【０２２０】
第１の２つの隣接した開かれた部分区間Ｊ１およびＪ２で始まる、まとめる手続きを示す。これらの部分区間は、Ｇ（ω）のゼロである周波数ω１で隣接するだろう（もちろん、ω１はいずれの部分区間にも含まれていない）一方向の伝達関数の特性に関する上記の仮定によって、
0005631320.tif 000153
となるように、最小の正整数ｎが存在しなければならず、このとき、上付き文字（ｎ）はｎ番目の導関数を表示する。その後、左から
0005631320.tif 000154
としてＪ１における一方向の解のｎ番目の導関数の極限は、Ｊ１内での我々の解がＨ（ω）または−Ｈ（ω）であるかどうかによって、
0005631320.tif 000155
または
0005631320.tif 000156
のいずれかになるだろう。同様に、右から
0005631320.tif 000157
としてＪ２における一方向の解のｎ番目の導関数の極限は、Ｊ２における我々の解がＨ（ω）または−Ｈ（ω）であるかどうかによって、
0005631320.tif 000158
または
0005631320.tif 000159
のいずれかになるだろう。
0005631320.tif 000160
であるので、Ｊ１とＪ２の解が両方ともＨ（ω）または両方とも−Ｈ（ω）である時かつその時に限り、２つの極限は等しくなるであろう。左右の極限値が不等であるとき、部分区間Ｊ２における解を逆にする。そうでなければ、そのようにはしない。
【０２２１】
（必要ならば）部分区間Ｊ２における解を逆にした後に、部分区間Ｊ２とＪ３のために同一の手続きを行って、（必要ならば）部分区間Ｊ３における解を逆にする。このやり方を継続して、最終的には区間（ω１、ω２）上で完全解を作り上げる。
【０２２２】
Ｈ（ω）の高次導関数が上記の再構築手順では必要ではないことが望ましい。というのも、それらは雑音存在下では正確に計算するのが難しいためである。Ｇ（ω）のうちの任意のゼロでは、Ｈ（ω）の一次導関数が非ゼロになる可能性が高いように思われるため、このような問題が起こる可能性は少なく、そして、そうでなければ、二次導関数は非ゼロになる可能性が高いだろう。
【０２２３】
実際的なスキームでは、双方向の伝達関数Ｇ（ω）は離散周波数で測定され、該離散周波数はＧ（ω）のゼロの近くの導関数を合理的に正確に計算することを可能にするほどに十分にともに接近していなければならない。
【０２２４】
ＲＦ基準距離測定に関して、演繹的な既知の形状を備えたレンジング信号の、未知数の、近接して間隔を置いたエコー、オーバーラップするエコー、および、雑音の多いエコーを解決することが必要である。レンジング信号が狭帯域であると仮定すると、周波数領域では、このＲＦ現象は、多くの正弦波の和として記載（モデル化）可能であり、その各々はマルチパスコンポーネントごとにあり、および、各々はパスの複素減衰と伝搬遅延に伴う。
【０２２５】
上記の和のフーリエ変換を行うことで、時間領域中のこのマルチパスモデルを表すだろう。この時間領域式での可変時間と可変周波数の役割を交換すると、このマルチパスモデルは高調波信号スペクトルとなり、この高調波信号スペクトルにおいて、パスの伝搬遅延は高調波信号に変形される。
【０２２６】
超（高）分解能スペクトル推定法は、スペクトル中の近接に配された周波数を識別するために設計され、多数の高調波信号（例えば、パス遅延）の個々の周波数を推定するために使用される。その結果、パス遅延は正確に推定することができる。
【０２２７】
超分解能スペクトル推定は、ベースバンド・レンジング信号サンプルの分散行列の固有の構造と、分散行列の固有の特性を利用することによって、個々の周波数（例えば、パス遅延）の基本的な推定に解を与える。固有の構造特性のうちの１つは、固有値を組み合わせることができ、その結果として、直交の雑音と信号の固有ベクトル（ａｋａ部分空間）に分けることができるということである。別の固有の構造特性は、回転不変量信号の部分空間特性である。
【０２２８】
部分空間分解技術（ＭＵＳＩＣ、ｒｏｏｔＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴなど）は、測定値の推定される分散行列を、２つの直交する部分空間、雑音部分空間と信号部分空間に分けることに依存する。部分空間分解の方法論の背後にある理論は、雑音部分空間上へのオブザーバブルの投影が、雑音のみからなり、信号の部分空間上へのオブザーバブルの投影は信号のみからなるというものである。
【０２２９】
スペクトル推定方法は、信号が狭帯域であり、高調波信号の数も知られており、すなわち、信号の部分空間のサイズを知る必要があると仮定する。信号の部分空間のサイズはモデルサイズと呼ばれる。一般的に、該サイズを任意に詳細に知ることはできず、環境が変わると−特に屋内で−急速に変わることができる。任意の部分空間分解アルゴリズムを適用する際の最も困難で最も巧妙な問題のうちの１つは、存在する周波数コンポーネントの数として得ることができる信号の部分空間の大きさであり、その数は、ダイレクトパスとマルチパス反射の数である。現実世界の測定欠陥のために、モデルサイズの推定における誤差は常にあり、該誤差は回り回って周波数推定（すなわち、距離）の正確さを失う結果をもたらすであろう。
【０２３０】
距離測定精度を改善するために、本発明の１つの実施形態は、部分空間分解の高分解能推定の方法論における最高水準を発展させる６つの特徴を含む。遅延パス測定の曖昧さをさらに減らす異なる固有の構造特性を使用することによって、個々の周波数を推定する２つ以上のアルゴリズムを組み合わせることが含まれる。
【０２３１】
ｒｏｏｔＭｕｓｉｃは個々の周波数を見つけ、オブザーバブルが雑音の部分空間上に投影される際に、投影のエネルギーを最小化する。 Ｅｓｐｒｉｔアルゴリズムは、回転演算子から個々の周波数を測定する。さらに、多くの点において、この演算は、周波数を見つけ、オブザーバブルが信号の部分空間上に投影される際に、投影のエネルギーを最大化にするという点で、Ｍｕｓｉｃの共役である。
【０２３２】
モデルサイズは、これらのアルゴリズム両方の鍵となるもので、実際には、屋内のレンジングで見られるような複素信号環境で鍵となるもので、ＭｕｓｉｃとＥｓｐｒｉｔにもっとも優れた性能を提供するモデルサイズは、一般的には等しくない。理由については以下で議論する。
【０２３３】
Ｍｕｓｉｃについては、分解の基礎要素を「信号の固有値」（第１種過誤）として認識する側で誤ることが望ましい。これは、雑音の部分空間上で投影される信号エネルギーの量を最小化し、精度を改善するだろう。Ｅｓｐｒｉｔに関しては−逆のことが正しいのだが−分解の基礎要素を「雑音固有値」として認定する側で誤ることが望ましい。これは再び第１種過誤である。これは、信号の部分空間上に投影されるエネルギーへの雑音の影響を最小化するだろう。したがって、Ｍｕｓｉｃのためのモデルサイズは、一般的に、Ｅｓｐｒｉｔのためのモデルサイズより多少大きくなる。
【０２３４】
第２に、複素信号環境下では、強く反射され、かつ、ダイレクトパスが事実上マルチパス反射のうちのいくつかよりはるかに弱いという可能性をはらむなか、モデルサイズが十分な統計信頼性を以って推定するのが難しくなる状況が生じる。この問題には、ＭｕｓｉｃとＥｓｐｒｉｔの両方のための「基礎」モデルサイズを推定すること、および、各々に関するベース・モデルサイズによって定義されたモデルサイズのウィンドウにおいてＭｕｓｉｃとＥｓｐｒｉｔを使用するオブザーバブルデータを処理することによって対処する。このことは各測定の複数測定をもたらす。
【０２３５】
実施形態の第１特徴は、モデルサイズを推定するためにＦ統計値を使用することである（上記参照）。第２の特徴は、ＭｕｓｉｃとＥｓｐｒｉｔのためのＦ統計値における異なる第１種過誤率を使用することである。これは、上記のようなＭｕｓｉｃとＥｓｐｒｉｔ間の第１種過誤差を満たす。３番目の特徴は、ダイレクトパスを検知する可能性を最大限にするために、ベース・モデルのサイズとウィンドウを使用することである。
【０２３６】
物理的および電子環境を急に変更する可能性があるため、すべての測定はしっかりとした回答を示すとは限らないだろう。これは、ロバストレンジ推定を与えるために、多重測定でクラスター分析を使用することによって、対処される。実施形態の４番目の特徴は、多重測定を使用することである。
【０２３７】
多重測定に由来する多数の回答の確率分布は、各々がＭｕｓｉｃとＥｓｐｒｉｔの両方の実施による多数のモデルサイズを使用するものであるが、現在、多重測定が存在するため、この確率分布はマルチモーダルである。従来のクラスター分析はこの用途に十分ではないだろう。５番目の特徴は、投影されたマルチパスコンポーネントの直接的な範囲と同等の範囲を推定するために、マルチモーダルのクラスター分析を展開することである。６番目の特徴は、クラスター分析（範囲および標準偏差）によって提供される範囲推定の統計の分析、および、統計的に等しいこれらの推定を組み合わせることである。これはさらに正確なレンジ推定をもたらす。
【０２３８】
前述の方法も広帯域幅レンジング信号位置特定システムで使用することができる。
【０２３９】
システムと方法の異なる実施形態についてこのように記載してきたため、上記方法と装置の一定の利点が獲得されたことは当業者には明らかなはずである。特に、オブジェクトを追跡および位置探知するためのシステムが、ごく少額の追加コストで、ＦＧＰＡまたはＡＳＩＣ、および、標準信号処理ソフトウエア／ハードウェアの組み合わせを使用して、組み立てられることができるということは、当業者によって評価されるべきである。そのようなシステムは、様々な用途、例えば、屋内または屋外環境下で、過酷で敵対的な環境下などで、人を位置探知することなどに役に立つ。
【０２４０】
様々な変更、適応、および、その代替の実施形態が、本発明の範囲と精神の範囲内でなされ得るということを同様に認識されたい。本発明は、以下の請求項によってさらに定義される。
【０２４１】
付録：閾値法におけるｒ（ｔ）の微分：
【０２４２】
式（２０）から始めると、以下を得る。
0005631320.tif 000161
【０２４３】
このとき、三角関数の公式
0005631320.tif 000162
が使用される。
【０２４４】
ａ０を除いて、係数ａｋは、ｋに対してさえもゼロである。この理由は、間隔Ｉ上で、ｈ（ｔ）によって近似させようとしている関数１／ｓｉｎπΔｆｔはＩの中心に近い偶数であるが、偶数のｋ、
0005631320.tif 000163
のための基底関数ｓｉｎｋπΔｆｔは、Ｉの中心に近い奇数であり、したがって、Ｉ上の１／ｓｉｎπΔｆｔに直交である。こうして、置き換えｋ＝２ｎ＋１を作ることができ、Ｍを、奇数の正整数にする。実際に、Ｍ＝２Ｎ＋１とするであろう。この選択は、間隔Ｉ内のばらつきの相当な量の取り消しを与えるために実験的に測定された。
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【０２４５】
ここで、第１の和でｋ＝Ｎ−ｎの置き換えを行い、第２の和でｋ＝Ｎ＋ｎ＋１の置き換えを行って、
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を得る。
【０２４６】
ｓ（ｔ）からｇ（ｔ）を引くと以下を得る。
0005631320.tif 000166
【０２４７】
以下のようにする。
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【０２４８】
その後、（Ａ４）は以下のように書くことができる。
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【図１Ａ】
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【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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