(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源で生成される直流電力を交流電力に変換して３相交流電源の電力系統に供給するインバータ回路と、
前記３相交流電源の系統電圧を検出する電圧検出器と、
前記インバータ回路をＰＷＭ制御するためのインバータ制御回路と、
を備え、
前記インバータ制御回路は、
前記電圧検出器が検出する２相電圧から３相基本波指令信号を生成する３相基本波指令信号生成手段と、
前記３相基本波指令信号に基づいて算出され所定の振幅を有する各相の第３調波信号を加算して第３調波指令信号を生成する第３調波指令信号生成手段と、
からなる３相電圧指令信号生成手段を有し、
前記３相電圧指令信号生成手段は、前記３相基本波指令信号と前記第３調波指令信号とを加算して３相の電圧指令信号を生成する
ことを特徴とする分散型電源システム。
【請求項２】
交流電源とインバータ回路との間にフィルタ回路を備える請求項１に記載の分散型電源システムであって、
前記３相基本波指令信号生成手段は、
前記電圧検出器が検出する電圧の基本波成分を抽出する帯域通過フィルタ手段と、
前記フィルタ回路が有する位相特性に起因する入出力電圧間の位相差分を調整する位相調整手段と、
を有していることを特徴とする請求項１に記載の分散型電源システム。
【請求項３】
前記第３調波指令信号生成手段は、
前記３相基本波指令信号生成手段が出力する基本波指令信号に基づいて各相の第３調波成分を生成し、前記生成した各相の第３調波成分を加算して第３調波指令信号を生成する
ことを特徴とする請求項２に記載の分散型電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力系統に連系して給電する太陽光発電システムや風力発電システムなどの分散型電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、太陽光や風力等により発電した直流電力を交流電力に変換して、電力系統に連系する太陽光発電システムや風力発電システムなどの分散型電源システムが開発されている。
【０００３】
図６は、このような分散型電源システムを説明するためのブロック図である。各系統母線および信号線は、通常２本乃至３本（または４本）で表記して２相または３相回路を表すが、ここでは簡単のため、１本で代表表記している。
【０００４】
図６において、１は電力系統に給電する交流電源、２〜４はスイッチ、１０は系統連系用のインバータ回路、１１は太陽電池などの直流電源、１００はインバータ回路１０を制御する制御回路、５は交流電源１の電力系統から給電される負荷、６は電力系統の電圧を検出する電圧検出器、７はインバータ回路１０の出力電流を検出する電流検出器、８はコンデンサ、９はリアクトルである。
【０００５】
インバータ回路１０は、制御回路１００により制御され、直流電源１１が出力する直流電圧をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調して、その出力端に３相の交流電圧を発生する。インバータ回路１０が発生する３相交流電圧は、リアクトル９とコンデンサ８とからなるＬＣフィルタによって高調波成分が除去され、交流電源１が給電する電力系統に連系される。  制御回路１００は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）演算手段１２、３相電圧指令生成手段１３、座標変換手段１４、出力電流制御手段１５、ゲート信号生成回路１６を備えている。ＰＬＬ演算手段１２は、電圧検出器６が検出する系統電圧の位相と一致する角周波数ωｏを生成する機能を有するものである。ＰＬＬ演算手段１２の具体的動作については後述する。
【０００６】
次に、３相電圧指令生成手段１３は、ＰＬＬ演算手段１２から出力される角周波数ωｏに基づいて、所定の振幅を有する３相の電圧指令Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを生成する。一方、座標変換手段１４は、ＰＬＬ演算手段１２から出力される角周波数ωｏを用いて有効電流指令Ｉｄｒｅｆ，無効電流指令Ｉｑｒｅｆを座標変換し、Ｕ相の出力電流指令ＩｕｒｅｆとＷ相の出力電流指令Ｉｗｒｅｆとを生成する。
【０００７】
出力電流制御手段１５は、座標変換手段１４から出力されるＵ相およびＷ相の出力電流指令Ｉｕｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆと電流検出器７が検出するインバータ１０の出力電流Ｉｕ，Ｉｗとが一致するように交流ＡＣＲ制御を行う。出力電流制御手段１５は、交流ＡＣＲ制御の結果として、３相電圧指令生成手段１３が出力する各相の電圧指令Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを補正するための補正量ΔＶｕｒｅｆ，ΔＶｖｒｅｆ，ΔＶｗｒｅｆを生成する。
【０００８】
ゲート信号生成回路１６は、３相電圧指令信号生成手段１３から出力される各相の電圧指令Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆと、出力電流制御手段１５から出力される各相の電圧指令に対する補正量ΔＶｕｒｅｆ，ΔＶｖｒｅｆ，ΔＶｗｒｅｆとを各相ごとに加算して各相の変調信号を生成する。次に、ゲート信号生成回路１６は、生成した各相の変調信号とキャリア信号とを用いてＰＷＭ（パルス幅変調）演算を行う。ＰＷＭ演算の結果は、インバータ回路１０を制御するゲート信号として出力される。このような制御方式は、例えば非特許文献１に開示されている。
【０００９】
ところで、このような分散型電源システムは、電力系統に対して安定に電力を供給することが求められている。そのため、制御回路１００は、電力系統の電圧の位相および周波数に基づいてインバータ回路１０から出力される電圧の周波数および位相の制御を行う。このような制御を実現するために、図６に示す分散型電源システムの制御回路１００は、ＰＬＬ演算手段１２を備えている。
【００１０】
図６に示すＰＬＬ演算手段１２の一例として、図７に、特許文献１に開示されているＰＬＬ演算手段のブロック図を示す。
ＰＬＬ演算手段１２は、αβ変換手段１２１、ｄｑ変換手段１２２、比例積分調節手段１２３、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）手段１２４を備えている。なお、以下の説明では、比例積分調節手段をＰＩ調節手段ともいう。
【００１１】
αβ変換手段１２１は、電圧検出器６から入力される３相の電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相の電圧信号Ｖα，Ｖβに変換するものである。ｄｑ変換手段１２２は、αβ変換手段１２１から電圧信号Ｖα，Ｖβが入力され、ＶＣＯ手段１２４から位相信号θが入力される。ｄｑ変換手段１２２は、位相信号θと電圧信号Ｖα，Ｖβとから、位相差成分Ｖｄと同相成分Ｖｑとを算出する。ＰＩ調節手段１２３は、位相差成分Ｖｄがゼロとなるように比例積分調節器（ＰＩ調節器）による演算制御を行い、補正値を出力する。この補正値を加算器１２６により系統電圧信号の目標角周波数ωｓ＊に加算して得られる補正角周波数ωｏが、ＶＣＯ手段１２４に出力される。ＶＣＯ手段１２４は、入力された補正角周波数ωｏに応じた位相θをｄｑ変換手段１２２に出力する。
【００１２】
このフィードバック制御により、位相差成分Ｖｄがゼロになったところでロックされる。このとき、位相θが系統電圧の位相と一致する。したがって、ＰＬＬ演算手段１２から出力される補正角周波数ωｏは、系統電圧の角周波数と一致することになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１０−１６１９０１号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】電気学会静止器研究会（２００１年１０月２３日）論文番号ＳＡ−０１−３９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
ところで、分散型電源システムは、系統に異常が発生した場合、一度停止してから再起動することが社団法人日本電気協会の系統連系専門部会から発行されている系統連系規定（ＪＥＡＣ９７０１−２００６）により義務付けられている。そのため、分散型電源システムは系統の異常を検出する保護機能を備えている。したがって、系統に瞬時電圧低下等の異常が発生すると、同一系統に連系する多数の分散型電源システムが一斉に系統から解列する可能性がある。この場合、系統周波数の低下や系統電圧の変動を引き起こすことが懸念される。そのため、分散型電源システムは、系統連系規定が定める系統異常よりも短時間の瞬時電圧低下が発生しても、安定に運転を継続することが望まれる。
【００１６】
しかしながら、図６に示す分散型電源システムが備えるＰＬＬ演算手段１２は、ＰＩ調節手段１２３を備えている。ＰＩ調節手段１２３は、所定値との偏差に比例する量とこの偏差に所定量を乗じて得られる量を積分した量とを加算して補正値とすることにより、入力信号の偏差がゼロとなるように機能する。すなわち、ＰＩ調節手段１２３は、積分機能を有しているので、入力電圧信号の急変に対して瞬時に出力を追従させることができない。そのため、電力系統の相間で短絡が発生するなどにより系統電圧が瞬時に変動すると、系統電圧とインバータ回路１０から出力される電圧との間に、大きな位相差が短時間生じることが知られている。その結果、電力系統とインバータ回路１０との間でこの位相差に起因して過電流が生じ、分散型電源システムが停止するという問題がある。
【００１７】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、電力系統で瞬時の電圧変動が生じても、安定して電力系統に電力を供給することができる分散型電源システムを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記目的を達成するために、本発明によって提供される分散型電源システムは、直流電源で生成される直流電力を交流電力に変換して３相交流電源の電力系統に供給するインバータ回路と、前記３相交流電源の系統電圧を検出する電圧検出器と、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するためのインバータ制御回路とを備え、前記インバータ制御回路は、前記電圧検出器が検出する２相電圧から３相基本波指令信号を生成する３相基本波指令信号生成手段と、前記３相基本波指令信号に基づいて算出され所定の振幅を有する各相の第３調波信号を加算して第３調波指令信号を生成する第３調波指令信号生成手段とからなる３相電圧指令信号生成手段を有し、前記３相電圧指令信号生成手段は、前記３相基本波指令信号と前記第３調波指令信号とを加算して３相の電圧指令信号を生成することを特徴とする。
【００１９】
この発明によると、系統電圧に瞬時の電圧変動が生じても、系統電圧と同位相の電圧指令信号を生成することができる。したがって、系統で電圧とインバータ回路が出力する電圧との位相差により生じる過電流を防止することができる。これにより、分散型電源システムが系統から一斉に解列することを防止することができる。
【００２０】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記分散型電源システムは、交流電源とインバータ回路との間にフィルタ回路を備え、前記３相基本波指令信号生成手段は、前記電圧検出器が検出する電圧の基本波成分を抽出する帯域通過フィルタ手段と、前記フィルタ回路が有する位相特性に起因する入出力電圧間の位相差分を調整する位相調整手段と、を有することにより、前記３相電圧指令信号生成手段は、前記フィルタ回路の位相特性を考慮した３相電圧指令信号を生成する。
【００２１】
本実施の形態によると、分散型電源システムと交流電源との間にフィルタ回路が存在しても、分散型電源システムが出力する電圧は、前記フィルタ回路の出力点において、交流電源の電圧位相と同位相で制御される。したがって、系統電圧が急変しても、系統電圧に追従して分散型電源システムの出力電圧を制御することができ、過電流の発生を防止することができる。これにより、分散型電源システムの運転を継続することができる。
【００２２】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記第３調波指令信号生成手段は、前記３相基本波指令信号生成手段が出力する基本波指令信号に基づいて各相の第３調波成分を生成し、前記生成した各相の第３調波成分を加算して第３調波指令信号を生成する。
【００２３】
本実施の形態によると、３相の電圧指令信号は、各相の基本波指令信号に共通の第３調波指令信号を加算してなる台形波信号であるので、正弦波で変調する場合に比べて、直流電源から出力される直流電圧の利用率を向上させることができる。また、系統電圧の２相間で瞬時短絡が発生した場合も、各相共通の第３調波信号を用いるため、零相電圧を発生させることがない。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によると、電力系統で瞬時電圧低下が発生しても、安定して電力系統に電力を供給することができる分散型電源システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明に係る分散電源システムを説明するためのブロック図である。
【図２】３相電圧指令信号生成手段の一例を示すブロック図である。
【図３】位相調整手段の一例を示すブロック図である。
【図４】第３調波信号生成手段の一例を示すブロック図である。
【図５】基準信号生成手段の一例を示すブロック図である。
【図６】従来の分散電源システムを説明するためのブロック図である。
【図７】ＰＬＬ制御手段の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態を図１〜図５に基づいて具体的に説明する。なお、図１〜図５において、図６に示した従来の分散電源システムと共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。
【００２７】
図１は、本発明に係る分散型電源システムの第１の実施形態を説明するためのブロック図である。図１において、符号１〜１１を付した構成要素は図６の分散型電源システムと同じである。一方、図１の分散型電源システムでは、制御回路１０１でインバータ回路１０を制御するところが相違する。
【００２８】
制御回路１０１は３相電圧指令信号生成手段２０、基準信号生成手段３０、座標変換手段１４、出力電流制御手段１５、ゲート信号生成回路１６を備えている。なお、上記構成要素のうち、符号１４〜１６を付した構成要素は制御回路１００の構成要素と同じである。
【００２９】
３相電圧指令信号生成手段２０は、電圧検出器６が検出する２相の電圧信号Ｖｕ，Ｖｗから３相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを生成するものである。図２は、３相電圧指令信号生成手段２０の一例を示すブロック図である。図２に示すように、３相電圧指令信号生成手段２０は、３相基本波信号生成手段２１と第３調波信号生成手段２５を有する。
【００３０】
３相基本波信号生成手段２１は、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２２と位相調整手段２３を有する。なお、以下の説明では、帯域通過フィルタをＢＰＦともいう。
ＢＰＦ２２は、入力信号に含まれる周波数成分のうち、所定の周波数成分のみを抽出して出力するフィルタである。ここでは系統電圧の基本波成分の信号を抽出して出力する。
【００３１】
位相調整手段２３は、ＢＰＦ２２から出力される信号Ｖｕｂｐｆ，Ｖｗｂｐｆと同じ振幅で、かつ入力信号に対して所定量の位相を調整した信号ＶｕｒｅｆＢａｓｅ，ＶｗｒｅｆＢａｓｅを出力する。
【００３２】
図３は、位相調整手段２３の一例を示すブロック図である。以下の位相調整手段２３の機能の説明では、位相調整手段２３の入力信号をＶｉｎとし、出力信号をＶｏｕｔとする。
【００３３】
位相調整手段２３は、まず、入力信号Ｖｉｎを低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２３１に入力して得られる信号に、乗算器２３２を用いて所定の乗算係数Ｋ１を乗じて信号Ｖｉｎｌｐｆを生成する。次に、その結果得られた信号Ｖｉｎｌｐｆと入力信号Ｖｉｎとの差ΔＶｉｎ（＝Ｖｉｎ−Ｖｉｎｌｐｆ）を加算器２３３により演算して信号ΔＶｉｎを生成する。さらに、その結果得られた信号ΔＶｉｎに、乗算器２３４を用いて所定の乗算係数Ｋ２を乗じて、出力信号Ｖｏｕｔを生成する。
【００３４】
ここで、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２３１のカットオフ周波数をｆｃとすると、カットオフ周波数の周期ＴはＴ＝１／ｆｃである。また、各周波数ωはω＝２πｆｃで表される。この場合、位相調整手段２３の入力信号Ｖｉｎに対する出力信号Ｖｏｕｔの位相φおよびゲイン｜ｇ｜の特性は、下記（１）式および（２）式で表される。
【００３５】
【数１】
0005585371.tif 000002
【００３６】
上記（１）式より、入力信号Ｖｉｎに対して位相調整手段２３から出力される信号Ｖｏｕｔの位相φは、乗算係数Ｋ１によって調整することができる。位相調整手段２３で調整する位相量は、インバータ回路１０が出力する電圧の位相と、この電圧がコンデンサ８とリアクトル９とからなるＬＣフィルタを通過して出力される電圧との間に生じる位相差分である。
【００３７】
また、上記（２）式より、入力信号Ｖｉｎに対して位相調整手段２３から出力される信号Ｖｏｕｔのゲイン｜ｇ｜は、乗算係数Ｋ２によって調整することができる。ゲイン｜ｇ｜は、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔの比が１：１（ゲイン｜ｇ｜＝１）となるように調整される。
【００３８】
図２に戻って、３相基本波信号生成手段２１は、ＢＰＦ手段２２および位相調整手段２３により、電圧検出器６が検出するＵ相およびＷ相の系統電圧信号Ｖｕ，Ｖｗから位相調整されたＵ相およびＷ相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅを生成する。さらに、加算器２４により、基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅから、Ｖ相の基本波信号Ｖｖｒｅｆｂａｓｅ（＝０−Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ−Ｖｗｒｅｆｂａｓｅ）を生成する。
【００３９】
図４は、第３調波信号生成手段２５の一例を示すブロック図である。第３調波信号生成手段２５は、３相基本波信号生成手段２１が生成する３相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅを第３調波信号演算手段２５１に入力して各相の第３調波信号を生成する。さらに、生成した各相の第３調波信号を加算器２５２により加算した後、乗算手段２５３により所定の乗算係数Ｋ３を乗じて第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを生成する。
【００４０】
ここで、第３調波信号演算手段２５１は、例えば、下記（３）式にしたがって、入力信号に対する第３調波信号を演算することができる。
【００４１】
【数２】
0005585371.tif 000003
【００４２】
また、第３調波信号演算手段２５１は、各相の基本波信号の位相データを３倍したデータを演算し、この位相データに基づいて、位相データに対応する正弦波信号の振幅値を予め記憶したテーブルから振幅値を読み出す等の方法により、第３調波信号を生成してもよい。
【００４３】
ところで、３相の基本波信号Ｖｕｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｗｒｅｆｂａｓｅ，Ｖｖｒｅｆｂａｓｅがそれぞれ（２／３）πの位相差を有する信号の場合、各相の第３調波成分は、周波数，振幅，位相が同じ同一信号となる。したがって、第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを演算する乗算手段２５３の乗算係数Ｋ３は、各相の第３調波成分の平均値を得るため１／３倍とした上で、さらにその０．１倍程度とするのが望ましい。
【００４４】
このように第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを生成することにより、各相の基本波信号ＶｕｒｅｆＢａｓｅ，ＶｖｒｅｆＢａｓｅ，ＶｗｒｅｆＢａｓｅに第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを加算して得られる各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを台形波状にすることができる。
【００４５】
各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆに対して共通の第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを加算しているので、インバータ回路１０が出力する各相の電圧には、加算した第３調波成分は現れない。また、電圧指令に第３調波信号Ｖ３ｒｅｆを加算して各相の電圧指令Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆを台形波状とすることにより、インバータ回路１０の電圧の利用率を高めることができる。すなわち、インバータ回路１０は、正弦波変調をする場合に比べて、太陽電池等の発電電圧がより低い領域まで、所望の出力電圧を出力することができる。
【００４６】
また、系統電圧の２相間で瞬時短絡が発生した場合も、零相電圧を発生させることがない。さらに、系統の各相電圧に追従してインバータ回路１０が電圧を出力することができるので、電力系統で瞬時電圧低下が発生しても、過電流を防止することができる。
【００４７】
図５は、基準信号生成手段３０の一例を示すブロック図である。基準信号生成手段３０は、ＢＰＦ３１と位相調整手段３２と９０度位相調整手段３３とで構成される。
ＢＰＦ３１は図２に示したＢＰＦ２２と同じものである。すなわち、電圧検出器が検出する系統のＵ相電圧Ｖｕを入力されたＢＰＦ３１は、その基本波成分Ｖｕｂｐｆを抽出して出力する。
【００４８】
次に、位相調整手段３２は、ＢＰＦ３１が出力する基本波成分Ｖｕｂｐｆを入力として、基準信号の１つである基準正弦波信号ｓｉｎωｔを出力する。なお、位相調整手段３２は図３に示した位相調整手段２３と同じものである。したがって、基準正弦波信号ｓｉｎωｔの位相は、入力された基本波成分Ｖｕｂｐｆに対して、コンデンサ８とリアクトル９とからなるＬＣフィルタ固有の位相特性によって生じる入出力電圧間の位相差分が調整されている。
【００４９】
また、９０度位相調整手段３３は、位相調整手段３２が出力する基準正弦波信号ｓｉｎωｔを入力として、例えば移動平均演算により、入力信号に対し位相が９０度遅れた基準余弦波信号ｃｏｓωｔを出力する。
【００５０】
次に、基準信号生成手段３０が出力する基準正弦波信号ｓｉｎωｔおよび基準余弦波信号ｃｏｓωｔは、座標変換手段１４に入力される。座標変換手段１４は、基準正弦波信号ｓｉｎωｔおよび基準余弦波信号ｃｏｓωｔを用いて、有効電流指令Ｉｄｒｅｆと無効電流指令ＩｑｒｅｆとをＵ相の出力電流指令ＩｕｒｅｆとＷ相の出力電流指令Ｉｗｒｅｆとに変換する。
【００５１】
なお、基準正弦波信号ｓｉｎωｔおよび基準余弦波信号ｃｏｓωｔに含まれる角周波数ωは、図６に示した補正角周波数ωｏと同じものである。すなわち、図６に示す制御回路１００では、ＰＬＬ演算手段１２により補正角周波数ωｏを生成し、座標変換手段１４でこの補正角周波数ωｏを使用して基準信号ｓｉｎωｏｔとｃｏｓωｏｔとを演算しているのに対し、図１に示す制御回路１０１では、基準信号生成手段３０で、直接基準正弦波信号ｓｉｎωｔと基準余弦波信号ｃｏｓωｔとを生成している。
【００５２】
以上のとおり、本発明によると、電力系統で瞬時電圧低下が発生しても、安定して電力系統に電力を供給することができる分散型電源システムを提供することができる。
【符号の説明】
【００５３】
１・・・３相交流電源、２，３，４・・・スイッチ、５・・・負荷、６・・・電圧検出器、７・・・電流検出器、８・・・コンデンサ、９・・・リアクトル、１０・・・インバータ回路、１１・・・直流電源、１２・・・ＰＬＬ演算手段、１３・・・３相電圧指令信号生成手段、１４・・・座標変換手段、１５・・・出力電流制御手段、１６・・・ゲート信号生成回路、２０・・・３相電圧指令信号生成手段、２１・・・３相基本波信号生成手段、２２・・・帯域通過フィルタ、２３・・・位相調整手段、２４，２６・・・加算器、２５・・・第３調波信号生成手段、３０・・・基準信号生成手段、３１・・・帯域通過フィルタ、３２・・・位相調整手段、３３・・・９０度位相調整手段、１００，１０１・・・制御回路、１２１・・・αβ変換手段、１２２・・・ｄｑ変換手段、１２３・・・比例積分演算手段、１２４・・・ＶＣＯ手段、１２５，１２６・・・加算器、２３１・・・低域通過フィルタ、２３２，２３４・・・乗算手段、２３３・・・加算器、２５１・・・第３調波信号演算手段、２５２・・・加算器、２５３・・・乗算手段
【図１】
0005585371.tif 000004
【図２】
0005585371.tif 000005
【図３】
0005585371.tif 000006
【図４】
0005585371.tif 000007
【図５】
0005585371.tif 000008
【図６】
0005585371.tif 000009
【図７】
0005585371.tif 000010