(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の直流電圧を直流電路に発生させて、当該直流電路から負荷に直流電力を供給する直流電源部と、
前記直流電路に介挿されて、当該直流電路を導通・遮断する接点部を具備するスイッチ部と、
前記直流電路の電圧を前記所定の直流電圧から低下させた休止期間を周期的に発生させる休止期間発生部と、
前記休止期間を検出する休止期間検出部とを備え、
前記スイッチ部の接点部は、前記休止期間検出部の検出結果に基づいて、前記休止期間にオフすることで前記直流電路を遮断する
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記休止期間発生部は、前記休止期間において、前記直流電路の電圧を前記所定の直流電圧から漸減させた後に、前記所定の直流電圧まで漸増させることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する直流電源装置がある（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２７８７３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
近年、ＬＥＤ照明器具等の直流機器の普及に伴って直流電源装置が用いられている。そして、直流電源装置から直流機器への電力供給をオン・オフするため、直流電路にスイッチ部の接点を介挿し、この接点をオン・オフすることで直流電路を導通・遮断している。
【０００５】
しかしながら、直流電流の遮断は、交流電流の遮断とは異なり、遮断時に接点間に発生するアーク放電の消弧が難しく、安定した遮断性能が望まれていた。さらに、直流電流の遮断には大型のスイッチ部を使う必要があり、高コストの要因になっていた。
【０００６】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力の遮断性能が安定し、低コスト化を図ることができる直流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために第１の発明の直流電源装置は、所定の直流電圧を直流電路に発生させて、当該直流電路から負荷に直流電力を供給する直流電源部と、前記直流電路に介挿されて、当該直流電路を導通・遮断する接点部を具備するスイッチ部と、前記直流電路の電圧を前記所定の直流電圧から低下させた休止期間を周期的に発生させる休止期間発生部と、前記休止期間を検出する休止期間検出部とを備え、前記スイッチ部の接点部は、前記休止期間検出部の検出結果に基づいて、前記休止期間にオフすることで前記直流電路を遮断することを特徴とする。
【０００８】
第２の発明は、第１の発明において、前記休止期間発生部は、前記休止期間において、前記直流電路の電圧を前記所定の直流電圧から漸減させた後に、前記所定の直流電圧まで漸増させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
以上説明したように、本発明では、出力の遮断性能が安定し、低コスト化を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施形態１の直流電源装置を示す回路構成図である。
【図２】（ａ）（ｂ）同上の直流電圧を示す波形図である。
【図３】実施形態２の負荷を示す回路構成図である。
【図４】実施形態３の直流電源装置を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１４】
（実施形態１）
図１は、本実施形態の直流電源装置の構成を示し、入力フィルタ部１と、整流平滑部２と、直流電源部３と、休止期間発生部４と、スイッチ部５と、出力段部６とで構成される。
【００１５】
入力フィルタ部１は、商用電源が入力される入力端間に接続されるバリスタＺＮＲおよびコンデンサＣ１１と、一対の交流電路の各々に直列接続されてローパスフィルタを構成するフィルタコイルＬ１１と、フィルタコイルＬ１１の出力間に接続されるコンデンサＣ１２とを備える。このように構成された入力フィルタ部１は、交流電源から直流電源装置に伝搬されるノイズ、直流電源装置から交流電源に伝搬されるノイズを減衰させる。
【００１６】
整流平滑部２は、入力フィルタ部１を介して入力される商用電源を全波整流するダイオードブリッジからなる整流部ＤＢと、整流部ＤＢの整流電圧を平滑するコンデンサＣ２１とを備える。コンデンサＣ２１の両端には、商用電源を整流平滑した直流電圧が発生する。
【００１７】
直流電源部３は、フライバックコンバータで構成され、コンデンサＣ２１の両端間に接続されたトランスＴ３１の一次コイルＴ３１ａ、ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３１、抵抗Ｒ３１の直列回路と、トランスＴ３１の二次コイルＴ３１ｂの一端に接続されたダイオードＤ３１と、二次コイルＴ３１ｂとダイオードＤ３１とに並列接続されたコンデンサＣ３１と、スイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ駆動する制御部３ａとを備える。
【００１８】
制御部３ａは、コンデンサＣ３１の両端間に抵抗Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４の直列回路を接続し、制御電圧Ｖｃｃ−グランド間に抵抗Ｒ３５，Ｒ３６の直列回路を接続している。そして、コンパレータＣＰ３１の反転入力が、抵抗Ｒ３３，Ｒ３４の接続中点に接続し、非反転入力が、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６の接続中点に接続している。制御電圧Ｖｃｃ−コンパレータＣＰ３１の出力（オープンコレクタ出力）間には抵抗Ｒ３７が接続され、コンパレータＣＰ３１の出力−グランド間には、フォトカプラＰＣ３１のダイオードＤｐが接続される。すなわち、コンパレータＣＰ３１は、直流電源部３が出力する直流電圧Ｖｄｃ（コンデンサＣ３１の両端電圧）を監視し、直流電圧Ｖｄｃが閾値電圧を超えるとフォトカプラＰＣ３１の出力トランジスタＱｐがオフする。直流電圧Ｖｄｃが閾値電圧以下であればフォトカプラＰＣ３１の出力トランジスタＱｐがオンする。
【００１９】
そして、スイッチング素子Ｑ３１のゲートにドライブ信号を出力するドライブ回路Ｋ１を備えており、ドライブ回路Ｋ１は、フォトカプラＰＣ３１の出力トランジスタＱｐと抵抗Ｒ３８との直列回路を入力に接続している。また、ドライブ回路Ｋ１は、抵抗Ｒ３１の電圧を監視することで、一次コイルＴ３１ａに流れる電流を検知している。したがって、ドライブ回路Ｋ１は、直流電圧Ｖｄｃの状態、一次電流の状態がフィードバックされる。
【００２０】
さらに、抵抗Ｒ３９とコンデンサＣ３２との各定数によって発振周波数が設定されるＰＷＭ発振回路Ｋ２を具備している。ＰＷＭ発振回路Ｋ２の発振出力はトランジスタＱ３２を駆動し、トランジスタＱ３２は、抵抗Ｒ３８と出力トランジスタＱｐとの直列回路に並列接続して、ドライブ回路Ｋ１の入力に接続している。
【００２１】
ドライブ回路Ｋ１は、コンパレータＣＰ３１による直流電圧Ｖｄｃのフィードバック制御と、抵抗Ｒ３１による一次電流のフィードバック制御と、ＰＷＭ発振回路Ｋ２による発振周波数制御とによって、スイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ駆動し、直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖ１に制御している。なお、直流電圧Ｖｄｃが印加される直流電路をＷｄｃとする。
【００２２】
休止期間発生部４は、コンデンサＣ３１の両端間に接続したＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４１、抵抗Ｒ４１の直列回路と、スイッチング素子Ｑ４１をオン・オフさせる制御部４ａとを備える。
【００２３】
スイッチ部５は、休止期間発生部４の後段の直流電路Ｗｄｃに介挿された接点部５ａを備え、接点部５ａがオン・オフすることで、直流電路Ｗｄｃを導通・遮断する。
【００２４】
出力段部６は、接点部５ａの後段の直流電路Ｗｄｃに直列接続したダイオードＤ６１と、出力端間に接続した平滑用のコンデンサＣ６１とを備え、コンデンサＣ６１の両端に負荷７が接続される。ダイオードＤ６１は、スイッチング素子Ｑ４１がオンしたときに、コンデンサＣ６１が放電することを防止している。
【００２５】
負荷７は直流負荷であり、接点部５ａがオンしているときは、直流電路Ｗｄｃから直流電力を供給され、接点部５ａがオフしているときは、直流電路Ｗｄｃからの直流電力供給を遮断される。
【００２６】
次に、本発明の要旨である休止期間発生部４の動作について説明する。
【００２７】
まず、制御部４ａは、スイッチング素子Ｑ４１を時間Ｔ１毎に周期的にオン状態からオフ状態に一定時間切り換える。スイッチング素子Ｑ４１がオンすると、直流電路Ｗｄｃが抵抗Ｒ４１を介してグランドレベルに短絡され、コンデンサＣ３１が放電されることで、直流電路Ｗｄｃの直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１から略０Ｖまで低下する。すなわち、直流電圧Ｖｄｃの波形は図２（ａ）に示すように、目標電圧Ｖ１から周期的に略０Ｖまで低下する矩形波状になり、負荷７へ供給される電流Ｉｏ（負荷電流Ｉｏ）も、周期的に零点（または零点近傍）にまで低下する。この直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１から低下した期間を休止期間Ｔ２と称す。
【００２８】
したがって、スイッチ部５を操作して、接点部５ａをオン状態からオフ状態に切り替えた場合、負荷電流Ｉｏの零点（または零点近傍）で電流遮断が可能となるので、接点部５ａの接点間に発生するアーク放電を抑制でき、出力の遮断性能が安定する。さらに、接点間に発生するアーク放電を抑制できるので、スイッチ部５を小型化でき、低コスト化を図ることができる。なお、スイッチング素子Ｑ４１をオフさせる周波数ｆ（＝１／Ｔ１）は、アーク放電による接点の磨耗等を考慮すると、１００Ｈｚ以上が望ましい。また、休止期間Ｔ２は、アーク放電の持続時間（１０μｓ〜数１０μｓ程度）より長い期間とする。
【００２９】
また、直流電圧Ｖｄｃの波形は、図２（ｂ）に示すように、周期的に傾斜状に増減してもよい。スイッチング素子４１がオン状態からオフ状態に切り替わったときは、時間経過に伴って目標電圧Ｖ１から直線状に略０Ｖまで漸減し、スイッチング素子４１がオフ状態からオン状態に切り替わったときは、時間経過に伴って目標電圧Ｖ１まで直線状に漸増する。
【００３０】
すなわち、直流電圧Ｖｄｃの波形は、矩形波状に限定されるものではなく、周期的に略０Ｖまで低下する波形であればよく、正弦波状に変化する波形等であってもよい。さらに、休止期間Ｔ２において、直流電圧Ｖｄｃに負電圧を発生させる構成でもよい。
【００３１】
また、休止期間Ｔ２では、制御部３ａによるスイッチング素子Ｑ３１のオン・オフ駆動を停止し、直流電源部３による電力供給を停止させる。
【００３２】
また、休止期間Ｔ２における直流電圧Ｖｄｃは略０Ｖが望ましいが、休止期間Ｔ２においてアーク放電が継続しない負荷電流Ｉｏとなる電圧であればよい。
【００３３】
なお、ドライブ回路Ｋ１がスイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ制御して、直流電源部３の出力電圧を制御することによって、直流電圧Ｖｄｃを周期的に目標電圧Ｖ１から低下させる休止期間発生部を構成してもよい。
【００３４】
（実施形態２）
本実施形態では、図３に示すＬＥＤ点灯装置を負荷７として用いる。ＬＥＤ点灯装置は、出力段部６のコンデンサＣ６１の両端間に接続したコンデンサＣ７１と、インダクタＬ７１と、ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ７１との直列回路を備える。コンデンサＣ７１とインダクタＬ７１との直列回路には、ダイオードＤ７１が並列接続している。コンデンサＣ７１には、複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤユニットＵ１が並列接続している。そして、制御部７ａが、スイッチング素子Ｑ７１を流れるピーク電流を監視してスイッチング素子Ｑ７１をオン・オフ駆動することによって、ＬＥＤユニットＵ１に流れる電流を定電流制御する降圧チョッパ回路として動作する。
【００３５】
このようなＬＥＤ点灯装置を負荷７として用いる場合、休止期間発生部４によって発生する休止期間Ｔ２を制御することで、ＬＥＤユニットＵ１を調光制御することができる。すなわち、制御部４ａが休止期間Ｔ２の時間長さを調整することで、ＬＥＤユニットＵ１への出力をＰＷＭ制御することになる。例えば、休止期間Ｔ２を長くすることで調光レベルが低下し、休止期間Ｔ２を短くすることで調光レベルが上昇する。したがって、調光回路を別途設けて、ＬＥＤ点灯装置へ調光制御信号の配線を施す必要がなく、簡単な回路構成で調光制御が可能となる。
【００３６】
なお、他の構成は実施形態１と同様であり、説明は省略する。
【００３７】
（実施形態３）
本実施形態では、図４に示すスイッチ部５を用いる。なお、実施形態１または２と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３８】
本実施形態のスイッチ部５は、コンデンサＣ３１の両端間に抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路を接続し、制御電圧Ｖｃｃ−グランド間に抵抗Ｒ５４，Ｒ５５の直列回路を接続している。そして、コンパレータＣＰ５１の反転入力が、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続中点に接続し、非反転入力が、抵抗Ｒ５４，Ｒ５５の接続中点に接続している。制御電圧Ｖｃｃ−コンパレータＣＰ５１の出力（オープンコレクタ出力）間には抵抗Ｒ５６とオフ操作部５ｂとの直列回路が接続される。さらに、休止期間発生部４の後段の直流電路Ｗｄｃには接点部５ａが介挿されており、接点部５ａのオフ制御入力には、コンパレータＣＰ５１の出力が接続されている。接点部５ａは、オン操作時には図示しないオン操作部によってオフ状態からオン状態に切り換えられ、オフ操作時にはオフ制御入力にＨレベルの信号を入力することでオン状態からオフ状態に切り換えられる。
【００３９】
コンパレータＣＰ５１のオープンコレクタ出力は、直流電圧Ｖｄｃが閾値電圧を超えるとオンし、直流電圧Ｖｄｃが閾値電圧以下であればオフする。すなわち、直流電路Ｗｄｃの直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１の場合は、コンパレータＣＰ５１のオープンコレクタ出力がオンし、直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１より低下した休止期間Ｔ２の場合は、コンパレータＣＰ５１のオープンコレクタ出力がオフする。このように、コンパレータＣＰ５１は、休止期間Ｔ２を検出する休止期間検出部として機能する。
【００４０】
そして、オフ操作部５ｂの接点がオフ状態で、接点部５ａが図示しないオン操作部によってオフ状態からオン状態に切り換えられて直流電路Ｗｄｃが導通すると、休止期間Ｔ２が周期的に発生する直流電圧Ｖｄｃが負荷７に印加される。このとき、コンパレータＣＰ５１のオープンコレクタ出力は、直流電圧Ｖｄｃが閾値電圧を超えるとオンし、直流電圧Ｖｄｃが閾値電圧以下であればオフする。しかし、オフ操作部５ｂの接点がオフ状態であるので、接点部５ａのオフ制御入力にはＨレベルの信号が入力されることなく、接点部５ａはオン状態を維持する。
【００４１】
次に、オフ操作部５ｂの接点がオン状態に切り換えられると、休止期間Ｔ２においてコンパレータＣＰ５１のオープンコレクタ出力がオフしたときに、接点部５ａのオフ制御入力にＨレベルの信号が入力され、接点部５ａはオン状態からオフ状態に切り換わる。
【００４２】
このように、オフ操作部５ｂによってオフ操作がなされた場合、直流電路Ｗｄｃの直流電圧Ｖｄｃが高い期間では接点部５ａは遮断動作を行わず、直流電圧Ｖｄｃが低い休止期間Ｔ２で接点部５ａがオフして遮断動作を行う。したがって、接点部５ａは、大電流を遮断することがないので、出力の遮断性能がさらに安定する。また、一般的なスイッチを用いることができ、スイッチ部５のさらなる小型化、低コスト化を図ることができる。
【符号の説明】
【００４３】
１  入力フィルタ部
２  整流平滑部
３  直流電源部
４  休止期間発生部
５  スイッチ部
５ａ  接点部
６  出力段部
７  負荷
Ｗｄｃ  直流電路
【図１】
0005508055.tif 000002
【図２】
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【図３】
0005508055.tif 000004
【図４】
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