(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＥＤに流れる駆動電流を検出して電圧に変換するセンス抵抗と、該センス抵抗で得られた電圧と基準電圧との差分を増幅するオペアンプと、該オペアンプで得られた信号に応じて動作して前記ＬＥＤに流れる駆動電流が前記基準電圧に応じた電流値になるように制御する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタをＰＷＭ信号に応じてオン／オフ制御して前記ＬＥＤをＰＷＭ調光するスイッチ手段とを備えたＬＥＤ駆動回路において、
前記駆動電流を検出する電流検出器と、前記ＰＷＭ信号が前記ＬＥＤの点灯を開始させるように切り替わったとき前記第１のトランジスタをオンさせる方向に制御するオン加速手段と、前記電流検出器で検出される前記駆動電流が所定値に達すると前記オン加速手段による制御を停止させる停止手段とを備えたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路において、
前記停止手段によって前記オン加速手段による前記制御が停止するときの前記駆動電流の所定値は、前記基準電圧に応じた電流値であることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のＬＥＤ駆動回路において、
前記電流検出器を、前記第１のトランジスタとゲートおよびソース又はベースおよびエミッタが共通接続された第２のトランジスタで構成し、
前記オン加速手段を、前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースを所定電流で充電する電流源として働く第３のトランジスタで構成し、
前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき前記第３のトランジスタをオフにする第５のトランジスタとで構成した、
ことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【請求項４】
請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路において、
前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき出力側の信号を反転させるインバータと、前記第３のトランジスタと前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースとの間に接続された第６のトランジスタとで構成した停止手段に置き換え、前記インバータの出力側の信号が反転したとき前記第６のトランジスタをオフさせるようにしたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【請求項５】
請求項３又は４に記載のＬＥＤ駆動回路において、
前記第３のトランジスタの前記所定電流の値を、前記基準電圧に応じた電流値としたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【請求項６】
請求項２、３、４又は５に記載のＬＥＤ駆動回路において、
前記基準電圧を第１の基準電流を用いて作成し、前記駆動電流が該第１の基準電流のＫ倍（Ｋ＞１）の電流値となるように制御するとき、前記第２のトランジスタのサイズ比を、前記第の１のトランジスタのサイズ比の１／Ｋ倍に設定したことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤをＰＷＭ調光するＬＥＤ駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
発光素子ＬＥＤを例えば液晶表示装置のバックライトとして用いる場合、その輝度を一定に制御するために、一定電流をシンクする定電流回路を用いて発光素子ＬＥＤに流れる駆動電流を高精度に一定値に制御することが行われる。また、発光素子ＬＥＤの明るさを任意に調整する場合は、数百Ｈｚ以上の周波数で発光素子ＬＥＤをオン／オフ制御し、そのときの発光素子ＬＥＤの点灯／消灯の時間比を変化させることで、ＬＥＤの明るさを制御することが行われる。これは、ＰＷＭ調光と呼ばれている。
【０００３】
図５に一般的なＬＥＤ駆動回路を示す。このＬＥＤ駆動回路は、基準電流Ｉref1を発生する電流源Ｉ１と、その電流源Ｉ１の基準電流Ｉref1を１：１でミラーするカレントミラーを構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２と、トランジスタＭＰ２のドレイン電流Ｉref1が流れることで基準電圧Ｖref1を発生する抵抗Ｒ２と、その基準電圧Ｖref1と後記するセンス抵抗Ｒ１に発生する検出電圧Ｖｓとを比較してその差分に応じた電圧Ｖoを出力するオペアンプ１と、そのオペアンプ１の出力電圧Ｖoに応じて導通が制御され複数個が直列接続された発光素子ＬＥＤに駆動電流ＩLEDを供給するＮＭＯＳトランジスタＭＮ１と、そのトランジスタＭＮ１に流れる駆動電流ＩLEDを検出して前記した検出電圧Ｖｓを発生するセンス抵抗Ｒ１と、外部から入力するＰＷＭ信号ＶPWMによってオン／オフしてトランジスタＭＮ１のゲートを制御してＰＷＭ調光を行うスイッチＳＷ１とを備える。
【０００４】
このＬＥＤ駆動回路では、ＰＷＭ信号ＶPWMによってスイッチＳＷ１がオンしているときは、トランジスタＭＮ１のゲートが低電位となり、そのトランジスタＭＮ１がオフして、発光素子ＬＥＤは駆動電流が流れず消灯している。ＰＷＭ信号ＶPWMによってスイッチＳＷ１がオフしているときは、オペアンプ１の出力電圧ＶoがトランジスタＭＮ１のゲートに入力し、その電圧Ｖoに応じた駆動電流ＩLEDが発光素子ＬＥＤに供給される。この駆動電流ＩLEDは、センス抵抗Ｒ１に流れそこに検出電圧Ｖｓが発生し、その検出電圧Ｖｓがオペアンプ１にフィードバックされる。このようなフィードバック制御により、センス抵抗Ｒ１に基準電圧Ｖref1が発生するようにトランジスタＭＮ１が制御されるので、発光素子ＬＥＤに流れる駆動電流ＩLEDは、
ＩLED＝Vref1／R1＝Iref1・R2/R1                ・・・(1)
で表される一定電流に制御される。スイッチＳＷ１は、ＰＷＭ信号ＶPWMによって前記したように、数百Ｈｚ以上の周波数でオン／オフを繰り返してトランジスタＭＮ１をオン／オフ制御し、発光素子ＬＥＤがＰＷＭ信号ＶPWMのデューティに応じてＰＷＭ調光される。
【０００５】
ところで、ＰＷＭ調光を行う場合、発光素子ＬＥＤが点灯する時間が極端に短い場合は、発光素子ＬＥＤが消灯状態から点灯状態への切り替わる際の立ち上がりに要する時間遅れの影響が大きくなる。図５におけるキャパシタＣ１と抵抗Ｒ３は、このような時間遅れの要因となるトランジスタＭＮ１のゲート寄生容量、オペアンプ１の位相補償容量、オペアンプ１の出力抵抗等の遅れ要素を表したものである。トランジスタＭＮ１のゲート電圧は、スイッチＳＷ１がオフになるとオペアンプ１の出力Ｖｏによって直ちに立ち上がる必要があるが、上記の遅れ要素によってその立ち上がりが遅れ、発光素子ＬＥＤがＰＷＭ信号ＶPWMのデューティに応じた輝度に達しなくなる問題がある。
【０００６】
そこで、上記のような遅れを解消して、発光素子ＬＥＤの消灯状態から点灯状態への切り替わりを高速に行うようにしたＬＥＤ駆動回路が、特許文献１に記載されている。これは、図６に示すように、スイッチＳＷ３をオン／オフすることで、発光素子ＬＥＤに印加する電源電圧ＶCCをオン／オフしてＰＷＭ調光を行うものである。そして、スイッチＳＷ３をオンさせて発光素子ＬＥＤを点灯させる際には、スイッチＳＷ４を接点ａ側に切り替えて、センス抵抗Ｒ１に発生する電圧Ｖｓと基準電圧Ｖref2の差分をオペアンプ３で検出して、その検出電圧ＶｏでＮＰＮトランジスタＱ１のベース電圧をフィードバック制御することで、発光素子ＬＥＤに流れる駆動電流ＩLEDを一定電流に制御する。また、スイッチＳＷ３をオフさせて発光素子ＬＥＤを消灯させているときは、センス抵抗Ｒ１に電圧が発生しておらず、そのままのフィードバック制御ではトランジスタＱ１のゲート電圧が高くなるので、スイッチＳＷ４を接点ｂ側に切り替えてオペアンプ３を電圧ホロワの構成にして、トランジスタＱ１に印加するベース電圧を、発光素子ＬＥＤが点灯しているときのベース電圧に近い電圧（Ｖref2）に切り替えておき、発光素子ＬＥＤを消灯状態から点灯状態に切り替えた際に、トランジスタＱ１のベース電圧が高速に所望のベース電圧になるようにしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−３２４４１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、特許文献１に記載のものは、ＰＷＭ調光の制御を発光素ＬＥＤに供給される電源電圧ＶCCをスイッチＳＷ３でオン／オフして行い、発光素子ＬＥＤに流れる電流の定電流制御をトランジスタＱ１で行うタイプ、つまりＰＷＭ調光制御と定電流制御をそれぞれ別の素子で行うタイプには適用できるが、図５に示したように、ＰＷＭ調光制御と定電流制御を共通の１個のトランジスタＭＮ１で行うタイプのＬＥＤ駆動回路には適用できない。
【０００９】
本発明の目的は、ＰＷＭ調光制御と定電流制御を１個の素子で行うタイプにおいて、発光素子の消灯状態から点灯状態への切り替わりが高速に行われるようにしたＬＥＤ駆動回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤに流れる駆動電流を検出して電圧に変換するセンス抵抗と、該センス抵抗で得られた電圧と基準電圧との差分を増幅するオペアンプと、該オペアンプで得られた信号に応じて動作して前記ＬＥＤに流れる駆動電流が前記基準電圧に応じた電流値になるように制御する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタをＰＷＭ信号に応じてオン／オフ制御して前記ＬＥＤをＰＷＭ調光するスイッチ手段とを備えたＬＥＤ駆動回路において、前記駆動電流を検出する電流検出器と、前記ＰＷＭ信号が前記ＬＥＤの点灯を開始させるように切り替わったとき前記第１のトランジスタをオンさせる方向に制御するオン加速手段と、前記電流検出器で検出される前記駆動電流が所定値に達すると前記オン加速手段による制御を停止させる停止手段とを備えたことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記停止手段によって前記オン加速手段による前記制御が停止するときの前記駆動電流の所定値は、前記基準電圧に応じた電流値であることを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記電流検出器を、前記第１のトランジスタとゲートおよびソース又はベースおよびエミッタが共通接続された第２のトランジスタで構成し、前記オン加速手段を、前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースを所定電流で充電する電流源として働く第３のトランジスタで構成し、前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき前記第３のトランジスタをオフにする第５のトランジスタとで構成した、ことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき出力側の信号を反転させるインバータと、前記第３のトランジスタと前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースとの間に接続された第６のトランジスタとで構成した停止手段に置き換え、前記インバータの出力側の信号が反転したとき前記第６のトランジスタをオフさせるようにしたことを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項３又は４に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記第３のトランジスタの前記所定電流の値を、前記基準電圧に応じた電流値としたことを特徴とする。
請求項６にかかる発明は、請求項２、３、４又は５に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記基準電圧を第１の基準電流を用いて作成し、前記駆動電流が該第１の基準電流のＫ倍（Ｋ＞１）の電流値となるように制御するとき、前記第２のトランジスタのサイズ比を、前記第の１のトランジスタのサイズ比の１／Ｋ倍に設定したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、ＰＷＭ調光制御され且つ定電流制御される第１のトランジスタのゲートあるいはベースを、その第１のトランジスタをオンさせるべきタイミング時に、オン加速手段によりオンさせる方向に制御するので、発光素子ＬＥＤの消灯状態から点灯状態への切り替わりが高速に行われる。そして、停止手段によって、オン加速手段による制御が停止するときの発光素子ＬＥＤの駆動電流の値を、基準電圧に応じた電流値にすることにより、結局、発光素子ＬＥＤが目標の定電流になる時点でオン加速手段が停止するので、必要十分な立上げ制御が実現できることになる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図４】本発明と従来例のＬＥＤ駆動回路のＰＷＭ調光動作時の波形図である。
【図５】従来のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【図６】別の従来のＬＥＤ駆動回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。図５に示したものと同じものには同じ符号を付けた。本実施例では、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１の共通接続点と電源ＶDDのラインとの間に、電流源Ｉ２とスイッチＳＷ２の直列回路を設けておく。また、トランジスタＭＮ１のドレインの駆動電流ＩLEDを検出する電流検出器２を接続しておく。そして、その電流検出器２で検出される駆動電流ＩLEDが所定値に達しないときは、スイッチＳＷ２をオンにしておき、所定値に達したときに、そのスイッチＳＷ２をオフさせるようにした。なお、上記所定値は、前記式(1)で表される駆動電流ＩLEDに設定する。
【００１４】
請求項との関係では、第１のトランジスタはトランジスタＭＮ１で、オン加速手段は電流源Ｉ２で、停止手段はスイッチＳＷ２で、それぞれ実現している。
【００１５】
本実施例では、発光素子ＬＥＤが消灯しているときは、電流検出器２で検出される駆動電流ＩLEDが上記所定値に達しないので、スイッチＳＷ２はオンしているが、このとき、スイッチＳＷ１もオンしているので、トランジスタＭＮ１はオフとなっている。次に、発光素子ＬＥＤを消灯状態から点灯状態に変化させるときは、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わる。これによって、キャパシタＣ１に電流源Ｉ２の電流Ｉref2が充電され、トランジスタＭＮ１のゲート電圧が上昇する。また、トランジスタＭＮ１にはオペアンプ１の出力電圧も加わる。このようにして、トランジスタＭＮ１に駆動電流ＩLEDが流れ、その電流が前記所定値に達すると、それが電流検出器２で検出されて、スイッチＳＷ２がオフし、キャパシタＣ１への充電が停止される。
【００１６】
この結果、トランジスタＭＮ１は、その立ち上がり時にゲート電圧の上昇が加速されるので、発光素子ＬＥＤの消灯状態から点灯状態への切り替わりが高速に行われるようになり、点灯時間が極端に短い場合であっても、発光素子ＬＥＤがＰＷＭ信号ＶPWMのデューティに正確に応じた輝度に制御されるようになる。
【００１７】
図４に本実施例の効果を示した。図４(a)はＰＷＭ信号の波形図、図４(b)は図５に示した従来のＬＥＤ駆動回路のＬＥＤ駆動電流ＩLEDの波形図、図４(c)は本実施例のＬＥＤ駆動回路のＬＥＤ駆動電流ＩLEDの波形図である。本実施例では、ＬＥＤ駆動電流ＩLEDが定電流に達するまでの立ち上がり時間が、従来例のＴ２に比べてＴ１で示すように短くなる。
【００１８】
＜第２の実施例＞
図２に本発明の第２の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。本実施例は、図１のＬＥＤ駆動回路をより具体化したものである。本実施例では、ゲートとソースがトランジスタＭＮ１と共通接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ２を設ける。このとき、ゲート幅の比（サイズ比Ｗ／Ｌ）は、ＭＮ１：ＭＮ２＝Ｋ：１に設定する。１＜Ｋである。よって、トランジスタＭＮ２には、トランジスタＭＮ１に流れる電流の１／Ｋの電流（＝ＩLED／Ｋ）が流れる。また、電流源Ｉ１の電流Ｉref1を１：１でミラーするカレントミラーをＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ３で構成し、そのトランジスタＭＰ３のドレインをトランジスタＭＮ２のドレインに接続する。よって、トランジスタＭＰ３は電流Ｉref1が流れる電流源として働く。さらに、電流源Ｉ２の電流Ｉref2を１：１でミラーするカレントミラーをＰＭＯＳトランジスタＭＰ５，ＭＰ６で構成し、そのトランジスタＭＰ６のドレインを抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１の共通接続点に接続する。よって、トランジスタＭＰ６は電流Ｉref2が流れる電流源として働く。さらに、ゲートがトランジスタＭＰ３，ＭＮ２のドレインに共通接続され、ソースが電源ＶDDのラインに接続され、ドレインがトランジスタＭＰ６のゲートに接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ４を設ける。
【００１９】
図１との関係では、電流検出器２はトランジスタＭＮ２で、スイッチＳＷ２はトランジスタＭＰ３，ＭＰ４で、電流源Ｉ２は電流源Ｉ２’およびトランジスタＭＰ５，ＭＰ６で、それぞれ実現している。また、請求項との関係では、第１のトランジスタはトランジスタＭＮ１で、第２のトランジスタはトランジスタＭＮ２で、第３のトランジスタはトランジスタＭＰ６で、第４のトランジスタはトランジスタＭＰ３で、第５のトランジスタをトランジスタＭＰ４で、それぞれ実現している。
【００２０】
本実施例では、スイッチＳＷ１がオフになると、トランジスタＭＰ６のドレイン電流Ｉref2がキャパシタＣ１に充電され、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲート電圧が上昇していく。このとき、トランジスタＭＮ２には、ＩLED／Ｋの電流が流れるが、トランジスタＭＰ３のドレインには電流Ｉref1が流れており、ＩLED／Ｋ＜Ｉref1の関係が保たれている間は、トランジスタＭＰ４はゲート電圧が高くなっていてオフしている。しかし、駆動電流ＩLEDが増大してきて、ＩLED／Ｋ≧Ｉref1の関係に反転すると、トランジスタＭＰ４のゲート電圧が低くなってそのトランジスタＭＰ４がオンし、このためトランジスタＭＰ６のゲート電圧が高くなり、そのトランジスタＭＰ６がオフする。これによって、キャパシタＣ１への電流Ｉref2の充電が停止される。この充電電流が停止するときの駆動電流ＩLEDは、
電流ＩLED＝Ｉref1・Ｋ              ・・・(2)
となる。よって、Ｋ＝Ｒ２／Ｒ１に設定すれば、駆動電流ＩLEDが式(1)を満たす電流（定電流制御すべき目標電流）に達したとき、キャパシタＣ１への電流Ｉref2の充電が停止される。
【００２１】
＜第３の実施例＞
図３に第３の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。本実施例は、電流Ｉref1を１：１でミラーするカレントミラーをＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ６で構成し、このトランジスタＭＰ６と、キャパシタＣ１と抵抗Ｒ３との共通接続点との間にＰＭＯＳトランジスタＭＰ７を接続して、そのトランジスタＭＰ７のゲートにインバータＩＮＶ１を接続し、そのインバータＩＮＶ１の入力側をトランジスタＭＰ３，ＭＮ２の共通ドレインに接続したものである。
【００２２】
本実施例では、スイッチＳＷ１がオフになると、トランジスタＭＰ６のドレインに電流Ｉref1が流れてキャパシタＣ１に充電され、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲート電圧が上昇していく。このとき、トランジスタＭＮ２には、ＩLED／Ｋの電流が流れるが、トランジスタＭＰ３のドレインには電流Ｉref1が流れており、ＩLED／Ｋ＜Ｉref1の関係が保たれている間は、インバータＩＮＶ１の入力側の電圧が高くなっていて、そのインバータＩＮＶ１の出力側は低レベルとなり、トランジスタＭＰ７のオン状態が継続している。しかし、駆動電流ＩLEDが増大してきて、ＩLED／Ｋ≧Ｉref1の関係に反転すると、インバータＩＮＶ１の入力側の電圧が低くなり、出力側の電圧が高くなって、トランジスタＭＰ７がオフする。これによって、キャパシタＣ１への電流Ｉref1の充電が停止される。
【００２３】
大きなＬＥＤ駆動電流ＩLEDが必要になるときは、電流Ｉref1を大きくし基準電圧Ｖref1を高くして検出電圧Ｖｓが大きくなるようなフィードバック制御することが行われ、このときは、トランジスタＭＮ１のゲート・ソース間電圧を大きくする制御が行われる。このような場合、トランジスタＭＮ１のゲート電圧は、立ち上がりにより長い時間がかかることになる。
【００２４】
この点について、本実施例によれば、固定の基準電流Ｉref2でキャパシタＣ１を充電する図１，図２で説明したＬＥＤ駆動回路に比べて、要求される大きな駆動電流ＩLEDに応じて大きくした電流Ｉref1を使用してキャパシタＣ１を充電するので、トランジスタＭＮ１のゲート電圧の立ち上がり時間をより短縮できる。つまり、本実施例によれば、発光素子ＬＥＤを駆動する電流ＩLEDの大きくなるほど、それに応じてキャパシタＣ１の充電電流が大きくなるので、駆動電流ＩLEDが大きくなっても、トランジスタＭＮ１の立ち上がりを短縮できる。
【００２５】
＜その他の実施例＞
なお、図３で説明したインバータＩＮＶ１とトランジスタＭＰ７の組み合わせ構成は、図２で説明したトランジスタＭＰ４に置き換えることができる。また、逆に、図２で説明したトランジスタＭＰ４を、図３で説明したインバータＩＮＶ１とトランジスタＭＰ８の組み合わせの構成に置き換えることができる。また、以上の実施例では、トランジスタとしてＭＯＳトランジスタを使用したが、バイポーラトランジスタを使用しても、同様に実現することができることは勿論である。
【符号の説明】
【００２６】
１：オペアンプ、２：電流検出器、３：オペアンプ
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ２’：電流源
ＭＰ１〜ＭＰ７：ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１，ＭＮ２：ＮＭＯＳトランジスタ
【図１】
0005567509.tif 000002
【図２】
0005567509.tif 000003
【図３】
0005567509.tif 000004
【図４】
0005567509.tif 000005
【図５】
0005567509.tif 000006
【図６】
0005567509.tif 000007