(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体基板搭載部の周囲に設けられ電流及び電圧の少なくともいずれかが供給される供給部分と信号が入出力される入出力部分と、を有する装置本体と、
電源端子と接地端子との間に接続された第１及び第２のスイッチ素子と、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路に接続された入力端子と、を有する半導体基板と、
を備え、
前記第１のスイッチ素子が接続された前記電源端子と前記供給部分とを接続する配線の長さが、前記入力端子と前記入出力部分とを接続する配線の長さよりも短い半導体装置。
【請求項２】
前記半導体基板は、前記半導体基板搭載部の仮想的な中心線に対し第１の辺側にオフセットして配置され、
前記電源端子は、前記第１の辺側に設けられる請求項１記載の半導体装置。
【請求項３】
前記半導体基板は、第１の端子をさらに有し、
前記第１のスイッチ素子は、前記電源端子と前記第１の端子との間に接続され、
前記第２のスイッチ素子は、前記第１の端子と前記接地端子との間に接続され、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路は、前記第１のスイッチ素子を制御する制御回路を有し、
前記制御回路は、
前記供給部分を介して前記第１のスイッチ素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記接地端子を基準として、前記入出力部分を介して前記入力端子に帰還される電圧の誤差を検出する誤差増幅回路と、
を有する請求項１または２に記載の半導体装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の半導体装置と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の出力に接続された第１のインダクタと、
前記第１のインダクタと接地との間に接続された第１のキャパシタと、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体装置及びＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチ素子を含むスイッチング回路においては、負荷変動に対する高速応答性が要求されており、スイッチング周波数が高周波化してきている。また、出力電流の大電流化にともない、インダクタを駆動するスイッチ素子の寄生容量が増加している。
このようなスイッチング回路では、出力電流や出力電圧が変化する立ち上がり及び立ち下がりの両エッジでリンギングが発生する傾向にある。従って、利用できるスイッチング周波数はこのリンギングが収束する時間に制限されるため、寄生容量、配線などの寄生インダクタンスに制限されることになる。
【０００３】
一般的には、このようなスイッチング回路を配した半導体チップは、リードフレームにマウントして実装され、チップサイズに関わらず、この半導体チップはリードフレームの中央にマウントされている。また基板面積を小さくするために、複数の半導体チップを基板上に積み重ねるように搭載したチップ積層型半導体装置も知られている。この半導体装置では、第１及び第２の半導体チップを基板上に積層する場合に、第１の半導体チップは、その仮想中心軸を基板の中心からオフセットして配置されているものである（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−２６５６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述したような実装構造では、寄生インダクタンスなどを低減することは困難であり、利用できるスイッチング周波数を広くするには限界がある。そこで、本発明では、より広いスイッチング周波数の実現が可能な半導体装置及びＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様によれば、半導体基板搭載部（一例では半導体基板搭載部４）の周囲に設けられ電流及び電圧の少なくともいずれかが供給される供給部分（一例ではピンＰ２〜ピンＰ４）と信号が入出力される入出力部分（一例ではピンＰ１、ピンＰ５〜ピンＰ８）と、を有する装置本体（一例では装置本体３）と、電源端子（一例では電源端子ＶＩＮ）と接地端子（一例では接地端子ＧＮＤ）との間に接続された第１及び第２のスイッチ素子（一例では第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２）と、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路（一例ではＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０）に接続された入力端子（一例では端子ＶＦＢ、端子ＣＯＭＰ、端子ＥＮ、端子ＳＳ）と、を有する半導体基板（一例では半導体基板２）と、を備え、前記第１のスイッチ素子が接続された前記電源端子と前記供給部分とを接続する配線（一例では第１の配線Ｈ２）の長さが、前記入力端子と前記入出力部分とを接続する配線（一例では配線Ｈ５〜配線Ｈ８）の長さよりも短い半導体装置（一例では半導体装置１）が提供される。
【０００７】
また、本発明の他の一態様によれば、上記の半導体装置と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の出力に接続された第１のインダクタと、前記第１のインダクタと接地との間に接続された第１のキャパシタと、を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、広いスイッチング周波数の実現が可能な半導体装置及びＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施形態に係る半導体装置の構成を例示する平面模式図である。
【図２】図１に表した半導体装置を含むＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。
【図３】第１のスイッチ素子の電流波形図であり、（ａ）はオフセット量が０μｍ、（ｂ）は同じく６００μｍの場合である。
【図４】本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。
【図５】参考例のＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。図面は模式的または概念的なものであり、各部分の形状や縦横の寸法の関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。
【００１１】
図１は、本発明の実施形態に係る半導体装置の構成を例示する平面模式図である。
図１に表したように、半導体装置１は、半導体基板２、装置本体３を備える。
【００１２】
半導体基板２上には、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０が設けられている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０は、検出回路１６を有する。また、半導体基板２は、四辺を有する。
半導体基板２上には、端子ＢＯＯＴ、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、及び接地端子ＧＮＤが、第１の辺５側に設けられている。端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳは、第１の辺５と対抗する側に設けられている。電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮＤは、検出回路１６に接続される。端子ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳはＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０に接続される。
【００１３】
装置本体３は、半導体基板２をマウントする（搭載する）半導体基板搭載部４と、半導体基板搭載部４の周囲に設けられた第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４、第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８を有する。第１及び第２の導電体Ｋ１〜Ｋ８は、複数のピンＰ１〜Ｐ８と配線Ｈ１、第１の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ５〜Ｈ８とを有する。
【００１４】
第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４のピンＰ２〜Ｐ４は、半導体基板２と反対側から第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４に、電流及び電圧の少なくともいずれかが供給される部分（供給部分）である。また、第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８のピンＰ１、Ｐ５〜Ｐ８は、半導体基板２と反対側から第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８に、信号が入出力される部分（入出力部分）である。
【００１５】
半導体基板２の仮想的な中心線ＤＬは、半導体基板搭載部４の仮想的な中心線ＩＬに対して第１の辺５側にオフセット量ＤＷだけオフセットして配置されている。なお、図１においては、装置本体３は、半導体基板搭載部４の両側に第１及び第２の導電体Ｋ１〜Ｋ８を有する構成を例示している。しかし、半導体基板搭載部４の周囲に第１及び第２の電極を設けてもよい。
【００１６】
端子ＢＯＯＴとピンＰ１とは、配線Ｈ１で接続されている。ピンＰ１と配線Ｈ１とは、第２の導電体Ｋ１を構成する。端子ＢＯＯＴは、第２の導電体Ｋ１と半導体基板２との接続部になっている。
電源端子ＶＩＮとピンＰ２とは第１の配線Ｈ２で接続されている。ピンＰ２と第１の配線Ｈ２とは、第１の導電体Ｋ２を構成する。電源端子ＶＩＮは、第１の導電体Ｋ２と半導体基板２との接続部になっている。第１の端子ＬＸとピンＰ３とは、第２の配線Ｈ３で接続されている。ピンＰ３と第２の配線Ｈ３とは、第１の導電体Ｋ３を構成する。第１の端子ＬＸは、第１の導電体Ｋ３と半導体基板２との接続部になっている。接地端子ＧＮＤとピンＰ４とは、第３の配線Ｈ４で接続されている。ピンＰ４と第３の配線Ｈ４とは、第１の導電体Ｋ４を構成する。接地端子ＧＮＤは、第１の導電体Ｋ４と半導体基板２との接続部になっている。
【００１７】
端子ＶＦＢとピンＰ５とは、配線Ｈ５で接続されている。ピンＰ５と配線Ｈ５とは、第２の導電体Ｋ５を構成する。端子ＣＯＭＰとピンＰ６とは、配線Ｈ６で接続されている。ピンＰ６と配線Ｈ６とは、第２の導電体Ｋ６を構成する。端子ＥＮとピンＰ７とは、配線Ｈ７で接続されている。ピンＰ７と配線Ｈ７とは、第２の導電体Ｋ７を構成する。端子ＳＳとピンＰ８とは、配線Ｈ８で接続されている。ピンＰ８と配線Ｈ８とは、第２の導電体Ｋ８を構成する。
なお、第１の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８は、例えばボンディングワイヤ、金属板などで構成される。
【００１８】
上記の通り、半導体基板２の仮想的な中心線ＤＬが半導体基板搭載部４の仮想的な中心線ＩＬに対して第１の辺５側にオフセットして配置されているため、配線Ｈ１、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４は、配線Ｈ５〜Ｈ８よりも短い。
【００１９】
すなわち、半導体基板２は、検出回路１６が第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４に近接するよう半導体基板搭載部４に配設されている。そのため、半導体基板２が半導体基板搭載部４の中央に配置されたときよりも第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４の長さが短い。
また、半導体基板２は、検出回路１６が第２の導電体Ｋ５〜Ｋ８側よりも第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４側に近接するように半導体基板搭載部４に配設されている。
【００２０】
なお、図１においては、ピンＰ１〜Ｐ８が互いに接続された半導体装置１の組み立て時の状態を表している。組み立て完了後の半導体装置１の使用時は、ピンＰ１〜Ｐ８間のそれぞれの接続は切り離される。
【００２１】
図２は、図１に表した半導体装置を含むＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。
図２に表したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、半導体装置１、第１のインダクタ７、第１のキャパシタ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３を備える。
第１のインダクタ７の一端は、半導体装置１のピンＰ３に接続され、第２の配線Ｈ３を介して第１の端子ＬＸに接続されている。すなわち、第１のインダクタ７の一端は、第１の導電体Ｋ３を介してＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の出力に接続される。
【００２２】
第１のインダクタ７の他端と接地との間に、第１のキャパシタ８及び帰還回路９が並列に接続される。また、第１のインダクタ７の他端と接地との間に、負荷回路１０が接続され、出力電圧Ｖｏｕｔが、負荷回路１０に出力される。帰還回路９は、分圧抵抗を有し、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧を半導体装置１の第２の導電体Ｋ５、すなわちピンＰ５に帰還する。なお、図２においては、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧をピンＰ５に帰還しているが、出力電圧ＶｏｕｔをピンＰ５に帰還してもよい。
【００２３】
キャパシタ１１は、半導体装置１の第２の導電体Ｋ１と第１の導電体Ｋ３との間、すなわちピンＰ１とピンＰ３との間に接続される。キャパシタ１２は、半導体装置１の第２の導電体Ｋ６、すなわちピンＰ６と接地との間に接続される。キャパシタ１３は、半導体装置１の第２の導電体Ｋ８、すなわちピンＰ８と接地との間に接続される。また、半導体装置１の第１の導電体Ｋ２、すなわちピンＰ２には、電源電圧が供給され、半導体装置１の第１の導電体Ｋ４、すなわちピンＰ４は接地に接続される。また、ピンＰ２と接地との間には、バイパスコンデンサとしてキャパシタ２３が接続され、ピンＰ２は交流的に接地と接続される。半導体装置１の第２の導電体Ｋ７、すなわちピンＰ７には、イネーブル信号が入力される。半導体装置１の各ピンＰ１〜Ｐ８の機能については、後述する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、半導体装置１に電源電圧を供給して、出力電圧Ｖｏｕｔに降圧する。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０は、半導体基板２上に設けられた第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、制御回路１４をさらに有する。
第１のスイッチ素子Ｑ１は、一端が電源端子ＶＩＮに接続され、他端が第１の端子ＬＸに接続されている。第２のスイッチ素子Ｑ２は、一端が第１の端子ＬＸに接続され、他端が接地端子ＧＮＤに接続されている。
【００２５】
上記のとおり、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ及び接地端子ＧＮＤは、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４に接続されている。すなわち第１の配線〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４によりそれぞれ装置本体３のピンＰ２〜Ｐ４に接続されている。これら第１の配線〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４は、電気的には寄生インダクタンスと等価である。なお、ピンＰ２〜Ｐ４の断面積は、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４よりも十分に大きく、ピンＰ２〜Ｐ４のインダクタンスは、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４のインダクタンスに対して十分小さい。そのため、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４のインダクタンスは、ほぼ第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４のインダクタンスに等しい。第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８についても同様である。
ピンＰ２、Ｐ４は、それぞれ外部の電源と接地に接続され、上記のとおりピンＰ２、Ｐ４間には電源電圧が供給される。
【００２６】
第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、それぞれ制御回路１４によりオン、オフの状態に制御される。第１のスイッチ素子Ｑ１がオンで第２のスイッチ素子Ｑ２がオフの状態の場合、第１の端子ＬＸは電源端子ＶＩＮに接続される。また第１のスイッチ素子Ｑ１がオフで第２のスイッチ素子Ｑ２がオンの状態の場合、第１の端子ＬＸは接地端子ＧＮＤに接続される。
【００２７】
制御回路１４は、駆動回路１５、検出回路１６、電圧生成回路１７、誤差増幅回路１８、比較回路１９、電流生成回路２０を有する。
駆動回路１５は、端子ＶＦＢに帰還される電圧が一定になるように、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔが一定になるように第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオン、オフの状態に駆動する。検出回路１６は、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮＤに接続され、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４を介して第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流を検出する電流検出回路である。検出回路１６は、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流を検出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０の出力電流を検出している。検出トランジスタ、抵抗、差動増幅回路により構成される。
【００２８】
電圧生成回路１７は、基準電圧を生成する回路であり、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて設定される。誤差増幅回路１８は、端子ＶＦＢに入力される電圧と、電圧生成回路１７により生成される基準電圧との誤差を増幅する。また、誤差増幅回路１８は、端子ＣＯＭＰに接続され、配線Ｈ６を介してピンＰ６に接続される。さらに、ピンＰ６には、位相補償のために、例えばキャパシタ１２が接続される。なお、位相補償のためには、他の回路構成も可能である。
【００２９】
比較回路１９は、正入力端と２つの負入力端とを有する。正入力端には、検出回路１６の出力が入力される。１つの負入力端に誤差増幅回路１８の出力が入力される。他の負入力端は、電流生成回路２０及び端子ＳＳに接続され、配線Ｈ８を介してピンＰ８に接続される。さらにピンＰ８には、例えばキャパシタ１３が接続される。電流生成回路２０及びキャパシタ１３は、ソフトスタート回路を構成し、起動時の出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。
【００３０】
定常状態において、キャパシタ１３は、電流生成回路２０により一定電位に充電されている。比較回路１９は、検出回路１６の出力と、誤差増幅回路１８の出力とを比較する。比較回路１９は、端子ＶＦＢに入力される電圧が基準電圧よりも低い場合ハイレベルを出力し、高い場合ローレベルを出力する。
【００３１】
駆動回路１５は、比較回路１９の出力がローレベルの場合、第１のスイッチ素子Ｑ１のオンの期間が長くなるように制御する。また比較回路１９の出力がハイレベルの場合、第１のスイッチ素子Ｑ１のオンの期間が短くなるように制御する。
【００３２】
また、駆動回路１５は、端子ＥＮに接続され、第２の導電体Ｋ７、すなわち配線Ｈ７を介してピンＰ７に接続される。ピンＰ７には、上記のとおり、外部からイネーブル信号が入力される。駆動回路１５は、イネーブル信号がハイレベルのとき、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオン、オフする通常の動作モードとなる。またイネーブル信号がローレベルの場合、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオフの状態に制御するスタンバイモードになる。
【００３３】
また、駆動回路１５は、端子ＢＯＯＴに接続され、第２の導電体Ｋ１、すなわち配線Ｈ１を介してピンＰ１に接続される。さらに、ピンＰ１とピンＰ３との間には、例えばキャパシタ１１が接続される。第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの状態のとき、キャパシタ１１を介してピンＰ３には電流が供給される。
【００３４】
このように、半導体装置１のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０は、制御回路１４により、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオン・オフして端子ＶＦＢに帰還される電圧を一定に制御する。従って、制御回路１４により、出力電圧は一定に制御される。
【００３５】
なお、図２においては、半導体装置１は、第２のスイッチ素子Ｑ２を有する構成を例示している。しかし、第２のスイッチ素子Ｑ２は、接地端子ＧＮＤから第１の端子ＬＸの方向に電流が流れるように接続した整流素子に置き換えてもよい。
【００３６】
上記のとおり、半導体装置１により、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０の出力、すなわちピンＰ３に接続された第１の端子ＬＸには、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフにより電源電位と接地電位との間でスイッチングする電圧が生成される。
【００３７】
上記のとおり、電源が供給されるピンＰ２と電源端子ＶＩＮとの間には、第１の配線Ｈ２による寄生インダクタンスがある。ピンＰ３と第１の端子ＬＸとの間には、第２の配線Ｈ３による寄生インダクタンスがある。外部の接地に接続されるピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの間には、第３の配線Ｈ４による寄生インダクタンスがある。
【００３８】
また、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のドレインとバックゲートとの間には、それぞれ寄生容量がある。図２においては、第１の端子ＬＸと接地端子ＧＮＤとの間に接続された寄生容量２１で等価的に表されている。
出力電流が大電流化するのにともない、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の面積が大きくなり、寄生容量２１の静電容量Ｃも大きくなる。
【００３９】
第１の端子ＬＸに生成される電圧には、接地電位から電源電位に変化する立ち上がり、及び電源電位から接地電位に変化する立ち下がりの両エッジでリンギングが発生する。また、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を流れる電流にもリンギングが発生する。
寄生インダクタンスＬ、寄生容量２１のキャパシタンスＣとすると、リンギング周波数ｆ０は、（１）式となる。
【００４０】
【数１】
0005443519.tif 000002
【００４１】
寄生インダクタンスＬが大きいほど、また寄生容量２１のキャパシタンスＣが大きいほど、リンギングの周期は長くなる。そのため、出力電流が大電流化するほど、電流のリンギングが減衰して安定するまでの時間が長くなる。
このように、寄生インダクタンスＬと寄生容量２１のキャパシタンスＣが大きくなると、検出回路１６の出力が安定するまでの時間は長くなる。
【００４２】
ところで、寄生インダクタンスＬは、半導体基板２とリードフレーム３とを接続する配線の長さにほぼ比例する。
半導体基板２の中心ＤＬのリードフレーム３に対するオフセット量ＤＷと配線長との関係は、例えば表１のようになる。
【００４３】
【表１】
0005443519.tif 000003
【００４４】
表１において、第１列目は、半導体装置１のピンＰ１〜Ｐ８を表している。第２列目は、半導体基板２上の端子ＢＯＯＴ、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮＤ、端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳを表している。第３列目及び第４列目は、ピンＰ１〜Ｐ８と各端子との間の配線長を、それぞれオフセット量ＤＷ＝０μｍの比較例、ＤＷ＝６００μｍの実施例について表している。
【００４５】
表１に表したように、半導体基板２のオフセット量ＤＷ＝６００μｍの本実施例の場合、配線Ｈ１、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４の配線長は、ＤＷ＝０μｍの比較例に比べて短くなる。例えば、第１の配線Ｈ２の長さは、オフセット量ＤＷ＝０μｍの比較例の場合１．５８ｍｍであり、オフセット量ＤＷ＝６００μｍの本実施例の場合０．９９ｍｍに短くなる。
なお、本実施例においては、オフセット量ＤＷ＝６００μｍとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、オフセット量ＤＷ＞０で設定できる。
【００４６】
オフセット量ＤＷ＝０μｍに配置するのは、半導体基板（チップ、ダイ）を、チップ（ダイ）のサイズに関わらず、リードフレーム３の中心にマウントするためである。この場合、チップ（ダイ）サイズに合わせて、リードフレーム（コム）を新規に開発しなければ、配線を短くすることは困難である。
【００４７】
これに対して、本発明の実施形態に係る半導体装置１においては、半導体基板２の仮想的な中心線ＤＬがリードフレーム３の仮想的な中心線ＩＬに対してオフセットして配置されている。そのため、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４の長さを短くでき、寄生インダクタンスＬを小さくできる。
【００４８】
図３は、第１のスイッチ素子の電流波形図であり、（ａ）はオフセット量が０μｍ、（ｂ）は同じく６００μｍの場合である。
図３においては、横軸に時間をとり、縦軸に第１のスイッチ素子の電流をとり、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフからオンの状態に変化するときの、第１のスイッチ素子の電流波形を表している。
オフセット量ＤＷ＝６００μｍの本実施例の場合、第１のスイッチ素子Ｑ１の電流波形は、オフセット量ＤＷ＝０μｍの比較例の場合と比較して短時間で収束する。
【００４９】
半導体装置１は、短い時間でリンギングが収束し、精度の良い、電流検出が可能である。そのため、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実現することが容易になる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実現することができ、応答性を高くすることができる。
【００５０】
さらに、ピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの第３の配線Ｈ４の配線長も短くなる。そのため、ピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの間の寄生インダクタンスも小さくなり、接地端子ＧＮＤのコモンモードノイズが減少する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性、精度が向上する。
【００５１】
ところで、図２においては、第１のスイッチ素子Ｑ１の電流を検出して出力電圧を一定に制御する電流モード方式の制御回路１４の構成を例示した。しかし、第２のスイッチ素子Ｑ２の電流を検出して電流モード方式で制御することもできる。
【００５２】
図４は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。
図４に表したように、半導体装置１ａは、図２に表した半導体基板２を半導体基板２ａに置き換えた構成である。図示しない装置本体、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４、第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８については、図１に表した半導体装置１と同様である。また、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、接地端子ＧＮＤ、端子ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳについては、図１〜図２に表した半導体装置１と同様である。
【００５３】
すなわち、半導体装置１ａにおいては、半導体基板２ａ上には、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ａが設けられている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ａは、検出回路１６ａを有する。なお、端子ＢＯＯＴ、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、及び接地端子ＧＮＤが、第１の辺（図示せず）側に設けられている。端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳは、第１の辺と対抗する側に設けられている。
また、半導体基板２ａの仮想的な中心線は、半導体基板搭載部の仮想的な中心線に対して第１の辺側にオフセットして配置されている。
【００５４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ａには、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、制御回路１４ａが設けられている。制御回路１４ａは、図２に表した制御回路１４の検出回路１６を検出回路１６ａに置き換えた構成である。駆動回路１５、電圧生成回路１７、誤差増幅回路１８、比較回路１９、電流生成回路２０、寄生容量２１については、図２に表した制御回路１４と同様である。
【００５５】
検出回路１６ａは、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮＤに接続され、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４を介して第２のスイッチ素子Ｑ２を流れる電流を検出する電流検出回路である。検出回路１６は、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流を検出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０の出力電流を検出している。検出回路１６ａの構成については、図２に表した検出回路１６と同様である。
また、半導体装置１ａを用いて、第２のスイッチ素子Ｑ２の電流を検出して制御する電流モード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６ａを構成することができる。
【００５６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａは、半導体装置１ａ、第１のインダクタ７、第１のキャパシタ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３を備える。
ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａは、図２に表したＤＣ−ＤＣコンバータ６の半導体装置１を、半導体装置１ａに置き換えた構成であり、第１のインダクタ７、第１のキャパシタ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３については、ＤＣ−ＤＣコンバータ６と同様である。
【００５７】
半導体装置１ａは、短い時間でリンギングが収束し、精度の良い、電流検出が可能である。そのため、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実現することができる。
従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａは、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実現することができ、応答性を高くすることができる。
【００５８】
さらに、第１の導電体Ｋ４、すなわちピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの第３の配線Ｈ４の配線長も短くなる。そのため、ピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの間の寄生インダクタンスが小さくなり、接地端子ＧＮＤのコモンモードノイズが減少する。従って、接地端子ＧＮＤの一点接地が確実になり、接地電位の安定化により、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性、精度が向上する。
【００５９】
このような、接地端子ＧＮＤの電位の安定化は、半導体装置１、１ａのような電流検出回路を有しない場合にも効果がある。
【００６０】
図５は、参考例のＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。
図５に表したように、半導体装置１ｂは、図２に表した半導体基板２を半導体基板２ｂに置き換えた構成である。図示しない装置本体、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４、第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８については、図１に表した半導体装置１と同様である。また、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、接地端子ＧＮＤ、端子ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳについては、図１〜図２に表した半導体装置１と同様である。
【００６１】
すなわち、半導体装置１ｂにおいては、半導体基板２ｂ上には、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ｂが設けられている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ｂは、誤差増幅回路１８を有する。なお、端子ＢＯＯＴ、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、及び接地端子ＧＮＤが、第１の辺（図示せず）側に設けられている。端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳは、第１の辺と対抗する側に設けられている。
また、半導体基板２ｂの仮想的な中心線は、半導体基板搭載部（図示せず）の仮想的な中心線に対して第１の辺側にオフセットして配置されている。
【００６２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ｂには、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、制御回路１４ｂが設けられている。制御回路１４ｂは、図２に表した制御回路１４の検出回路１６を、三角波生成回路２２に置き換えた構成である。駆動回路１５、電圧生成回路１７、誤差増幅回路１８、比較回路１９、電流生成回路２０、寄生容量２１については、図２に表した制御回路１４と同様である。
【００６３】
ここで、制御回路１４ｂは、接地端子ＧＮＤに接続され、第１の導電体Ｋ４を介して接地電位が供給される。また、第１の導電体Ｋ４の第３の配線Ｈ４が短くなるように、半導体基板２ｂが配置されている。そのため、一点接地が確実になり、コモンモードノイズが減少する。また、誤差増幅回路１８は、端子ＶＦＢに帰還される電圧の誤差を検出して増幅するため、出力電圧が安定化される。誤差増幅回路１８は、電圧を検出する検出回路として機能している。
【００６４】
三角波生成回路２２は、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数に同期した三角波を生成する回路である。三角波生成回路２２の出力は、比較回路１９の正入力端に入力され、誤差電圧を時間に変換する。
すなわち、制御回路１４ｂは、誤差電圧の大きさに対応してデューティ比が変化するＰＷＭ信号により第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。
【００６５】
また、半導体装置１ｂを用いて電圧モード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂを構成することができる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂは、半導体装置１ｂ、第１のインダクタ７、第１のキャパシタ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３を備える。
【００６６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂは、図２に表したＤＣ−ＤＣコンバータ６の半導体装置１を、半導体装置１ｂに置き換えた構成であり、第１のインダクタ７、第１のキャパシタ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３については、ＤＣ−ＤＣコンバータ６と同様である。
半導体装置１ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂは、コモンモードノイズを減少することができ、安定性が向上する。そのため、高いスイッチング周波数を実現することができる。
【００６７】
さらに、接地端子ＧＮＤとピンＰ４との第３の配線Ｈ４の配線長も短くなるため、接地端子ＧＮＤとピンＰ４との間の寄生インダクタンスも小さくなり、接地端子ＧＮＤのコモンモードノイズが減少する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性、精度が向上する。
【００６８】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施形態について説明した。しかし、本発明は、それらに限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づいて種々の変形が可能である。
【符号の説明】
【００６９】
１、１ａ、１ｂ  半導体装置
２、２ａ、２ｂ  半導体基板
３  装置本体
４  半導体搭載部
５  第１の辺
６、６ａ、６ｂ  ＤＣ−ＤＣコンバータ
７  第１のインダクタ
８  第１のキャパシタ
９  帰還回路
１０  負荷回路
１１〜１３、２３  キャパシタ
１４、１４ａ、１４ｂ  制御回路
１５  駆動回路
１６、１６ａ  検出回路（電流検出回路）
１７  電圧生成回路
１８  誤差増幅回路
１９  比較回路
２０  電流生成回路
２１  寄生容量
２２  三角波生成回路
３０、３０ａ、３０ｂ  ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路
ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳ  端子（接続部）
ＧＮＤ  接地端子（接続部）
Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８  配線
Ｈ２  第１の配線
Ｈ３  第２の配線
Ｈ４  第３の配線
Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８  第２の導電体
Ｋ２〜Ｋ４  第１の導電体
ＬＸ  第１の端子（接続部）
Ｐ１〜Ｐ８  ピン
Ｑ１  第１のスイッチ素子
Ｑ２  第２のスイッチ素子
ＶＩＮ  電源端子（接続部）
【図１】
0005443519.tif 000004
【図２】
0005443519.tif 000005
【図３】
0005443519.tif 000006
【図４】
0005443519.tif 000007
【図５】
0005443519.tif 000008