(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の一端（Ｖ1）と直流電源の他端（ＧＮＤ）との間に該直流電源の一端（Ｖ1）側から第１のコイル（Ｌ１）と、第１端子及び第２端子間に電流経路が形成され制御端子に該第１端子の電圧に対応した所定電圧が印加されたときに該第１端子及び該第２端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子が第１のコイル（Ｌ１）側に、その第１端子を直流電源の他端（ＧＮＤ）側にして直列接続され、
前記第１のコイル（Ｌ１）と前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と第１の整流素子（Ｄ１）の一端が接続され、
負荷（ＲＬ）が前記第１の整流素子（Ｄ１）の他端に接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）が繰り返しスイッチングされることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに前記第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦのときにこのエネルギーが前記負荷部（ＲＬ）へ給電される、ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、
前記負荷（ＲＬ）の他端が前記直流電源の一端（Ｖ1）へ接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に第２端子が、前記直流電源の一端（Ｖ1）に第１端子が接続された前記第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子と前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子との間に第１のコンデンサ（Ｃ１）を具備し、
前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子と直流電源の他端（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、
前記負荷（ＲＬ）と直列に接続される検出抵抗（ＲＳ）を具備し、
前記検出抵抗（ＲＳ）の一端に第１端子が、該検出抵抗（ＲＳ）の他端に制御端子が接続された第３のトランジスタ（Ｑ３）を具備し、
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２端子が前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のスイッチング電流を制御することを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の他端（ＧＮＤ）に接続されることを特徴とする請求項１記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記負荷（ＲＬ）があった位置に第２の抵抗（Ｒ２）を具備し
前記検出抵抗（ＲＳ）と前記第２の抵抗（Ｒ２）とが直列に接続された部分に並列に前記負荷（ＲＬ）が接続されたことを特徴とする請求項１ないし２のうち1項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記検出抵抗（ＲＳ）と前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子との間に挿入した定電圧素子（Ｄ２）を具備し、
前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子に第３の抵抗（Ｒ３）が接続されたことを特徴とする請求項１ないし３のうち１項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１の抵抗（Ｒ１）と置換した電流制限回路（ＣＲ）とを具備したことを特徴とする請求項１ないし４のうち1項記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記電流制限回路（ＣＲ）として、
前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に第２端子に接続された第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備し、
前記直流電源の一端（Ｖ1）と前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子との間に挿入された第４の抵抗（Ｒ４）を具備し、
前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子に第２端子が、該第４のトランジスタ（Ｑ４）の第１端子に制御端子が、直流電源の他端（ＧＮＤ）に第１端子が、それぞれ接続された第５のトランジスタ（Ｑ５）を具備し、
前記第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子と該第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子との間に挿入された第５の抵抗（Ｒ５）を具備したことを特徴とする請求項５記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記直流電源の一端（Ｖ1）と前記第５のトランジスタ（Ｑ５）との制御端子の間に挿入された第６の抵抗（Ｒ６）を具備したことを特徴とする請求項６記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項８】
直流電源の一端（Ｖ1）と直流電源の他端（ＧＮＤ）の間に該直流電源の一端（Ｖ1）側から第１のコイル（Ｌ１）と、第１端子と第２端子間に電流経路が形成され制御端子に該第１端子の電圧に対応した所定電圧が印加されたときに該第１端子と該第２端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子が第１のコイル（Ｌ１）側に、第１端子が直流電源の他端（ＧＮＤ）側にして直列接続され、
前記第１のコイル（Ｌ１）と前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と第１の整流素子（Ｄ１）の一端が接続され、
負荷（ＲＬ）が前記第１の整流素子（Ｄ１）の他端に接続され、
前記第１のトランジスタ（Ｑ１）を繰り返しスイッチングさせることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに前記第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーを蓄え、ＯＦＦのときにこのエネルギーを前記負荷部（ＲＬ）へ給電する、ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、
第１のトランジスタ（Ｑ１）の第１端子が接続されるノードから、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）が切り離され、該ノードに第１端子が、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）に第２端子がそれぞれ接続された第６のトランジスタを具備し、
前記第１の整流素子（Ｑ１）の他端と前記第６のトランジスタ（Ｑ６）の制御端子との間に挿入された第７の抵抗（Ｒ７）を具備したことを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯用電子装置などにおいて広い電圧範囲で安定して駆動させたい、電池の消耗等に伴う電圧変動の影響を受けずに駆動させたい、電池を最後まで使いきりエネルギー効率を高めたい、電源回路において入出力電力差を小さくしてエネルギー効率を高めたい、等という要求に応じて需要が高まっているが、回路が複雑で多くの部品を必要とするため、比較的高価で大型な部品とならざるを得ないのが現状である。軽薄短小や低価格が求められる電子装置においては、常に更なる小型化、低価格化が求められている。
【０００３】
これまでは、面実装部品で構成する、ＩＣ化するなどの方法で、低価格化・小型化を図ってきた。それに加えて、おおもとの回路が更に簡単で少ない部品で構成されるようになれば、更なる低価格化・小型化が可能である。
【０００４】
また、従来のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたくても、装置全体の価格を高くできないため、別の方法で対処せざるをえなかった場合があった。
【０００５】
たとえば、白色ＬＥＤ１個を、小型化のため、少ない本数の１．５Ｖの電池で駆動したい場合を想定してみたい。白色ＬＥＤは３．５Ｖ程度の印加電圧で十分な光量が得られるようになるため、３本以上の電池か、１本または２本の電池とＤＣ−ＤＣコンバータが必要となる。しかし、ただ１個の白色ＬＥＤに対して、従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、高価で大きすぎる装置であるため、用いられるようなことは希で、電池を３本にすることが、ほとんどの場合の現実的な選択肢であった。
【０００６】
図１２に、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な回路図を示す。
【０００７】
同図は、直流電源の一端（Ｖ1）の＋極にインダクタ（Ｌ１）と整流素子（Ｄ１）が、インダクタ（Ｌ１）に整流素子（Ｄ１）のアノード側が接続されるように直列接続し、負荷（ＲＬ）を整流素子（Ｄ１）のカソードと直流電源の他端（ＧＮＤ）の間に置き、整流素子（Ｄ１）のアノードと直流電源の他端（ＧＮＤ）間にスイッチング素子（Ｑ１）を接続し、このスイッチング素子（Ｑ１）をパルス発生回路（Ｐ１）からのパルス信号で繰り返しスイッチングさせることにより、スイッチング素子（Ｑ１）がＯＮのときにインダクタ（Ｌ１）にエネルギーを蓄え、ＯＦＦのときにこのエネルギーを負荷（ＲＬ）に給電するＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００８】
この回路に類似した回路としては、特開昭６１−２６３１７５の図１がある。
【０００９】
上記の駆動パルス発生回路（Ｐ１）の構成は、いくつかの種類がある。トランス（Ｔ１）を主な構成要素としたもの、三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などを主な構成要素としたもの、無安定マルチバイブレータ（Ｕ４）を主な構成要素としたものなどがある。
【００１０】
上記駆動パルス発生回路（Ｐ１）としてトランス（Ｔ１）を主な構成要素としたＤＣ−ＤＣコンバータを図１３に示す。同図は、ブロッキング発振回路とも呼ばれるもので、トランス（Ｔ１）はインダクタ（Ｌ１）と駆動パルス発生回路（Ｐ１）を兼ねる。ここで、トランス（Ｔ１）の１次側の巻線を通過してスイッチング素子（Ｑ１）のベースに流れ込んだ電流が、スイッチング素子（Ｑ１）のコレクタ電流を生じさせるが、この電流はトランス（Ｔ１）の２次側の巻線を通過して流れるため、誘導電流が発生し、トランス（Ｔ１）１次側の巻線の電流がスイッチング素子（Ｑ１）のベースに流れ込むのを妨げてしまい、トランス（Ｔ１）の２次側の巻線の電流も減少するが、そのときには再びトランス（Ｔ１）の１次側に電流が流れる。こうして一連の動作を繰り返すことが、この回路がパルスを発生する仕組みとなっており、駆動パルス発生回路（Ｐ１）として動作する。回路図上では、部品点数が少なくシンプルな構成になるが、実際のトランスは比較的大きい部品であり、また受注生産されることが多い高価な部品でもある。
【００１１】
この回路に類似した回路としては、特開２００２−１０９９０１の図１と特開平１−１４９０９３の図３がある。
【００１２】
上記駆動パルス発生回路（Ｐ１）として三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などを主な構成要素としたＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特許第３４８０４４１号の図１０などがある。これは、三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などにより構成され、さらに電圧安定化機能や電流安定化機能がついたものであり、その複雑さゆえに高価になりＩＣ化されることも多い回路である。
【００１３】
上記駆動パルス発生回路（Ｐ１）として無安定マルチバイブレータ（Ｕ４）を用いたＤＣ−ＤＣコンバータを図１４に示す。同図は、４個の抵抗、２個のコンデンサ、２個のトランジスタからなる回路である。この回路がパルスを発生する仕組みは、１個の抵抗と１個のコンデンサからなる時定数回路を２つ備え、片方の時定数回路が充電され時定数に達したときに、もう片方の時定数回路を放電させリセットするという動作を繰り返すことから成り立っている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、上記のトランス（Ｔ１）を用いたものや、三角波発生回路、ＰＷＭ比較器、ドライブ回路などにより構成したものと比較して低価格化・小型化ができるが、入力電圧が変動すると出力電圧や出力電流が変動する欠点がある。
【００１４】
上記無安定マルチバイブレータ回路（Ｕ４）に、出力電圧制御機能を加え、上記のＤＣ−ＤＣコンバータ専用ＩＣと比較して小型化と低価格化が実現することを提案した特許として、特許第３４８０４４１号がある。
【００１５】
特許第３４８０４４１号は、パルス発生の時定数を変化させることによって、スイッチング素子（Ｑ１）のＯＮ・ＯＦＦのタイミングを変化させて出力電圧を制御する出力電圧制御回路を備えたことを特徴としている無安定マルチバイブレータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開昭６１−２６３１７５
【特許文献２】特開２００２−１０９９０１
【特許文献３】特開平１−１４９０９３
【特許文献４】特許第３４８０４４１号（特開２０００−７８３２５）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
これらの従来の、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、次に示すような欠点があった。
【００１８】
回路にトランスを含むＤＣ−ＤＣコンバータにおいては部品が大きく高価になること、回路にＩＣを用いたものにおいては高価になること、回路を個別部品で構成したものにおいては回路規模が大きくなることなどの欠点があった。
【００１９】
本発明は、これら従来技術の問題点を解決するためになされたもので、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００２０】
本発明の別の目的は、特許第３４８０４４１号に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータよりも、更なる小型化、低価格化、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さが求められる場合に対応することの可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【００２１】
本発明の更に別の目的は、ＩＣ化された場合でも、更なる小型化、低価格化、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さを実現した製造しやすい簡単な回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
かかる目的を達成するために、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の一端（Ｖ1）と直流電源の他端（ＧＮＤ）との間に該直流電源の一端（Ｖ1）側から第１のコイル（Ｌ１）と、第１端子及び第２端子間に電流経路が形成され制御端子に該第１端子の電圧に対応した所定電圧が印加されたときに該第１端子及び該第２端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子が第１のコイル（Ｌ１）側に、その第１端子を直流電源の他端（ＧＮＤ）側にして直列接続され、前記第１のコイル（Ｌ１）と前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の接続点と第１の整流素子（Ｄ１）の一端が接続され、負荷（ＲＬ）が前記第１の整流素子（Ｄ１）の他端に接続され、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）が繰り返しスイッチングされることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに前記第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦのときにこのエネルギーが前記負荷部（ＲＬ）へ給電される、ＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、前記負荷（ＲＬ）の他端が前記直流電源の一端（Ｖ1）へ接続され、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の制御端子に第２端子が、前記直流電源の一端（Ｖ1）に第１端子が接続された前記第２のトランジスタ（Ｑ２）を具備し、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子と前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子との間に第１のコンデンサ（Ｃ１）を具備し、前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子と直流電源の他端（ＧＮＤ）との間に第１の抵抗（Ｒ１）を具備し、前記負荷（ＲＬ）と直列に接続される検出抵抗（ＲＳ）を具備し、前記検出抵抗（ＲＳ）の一端に第１端子が、該検出抵抗（ＲＳ）の他端に制御端子が接続された第３のトランジスタ（Ｑ３）を具備し、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の第２端子が前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に接続され、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のスイッチング電流を制御することを特徴として構成される。
【００２３】
上記負荷（ＲＬ）と検出抵抗（ＲＳ）の位置関係は、第１の整流素子（Ｄ１）側に検出抵抗（ＲＳ）が付く場合と、第１の整流素子（Ｄ１）側に負荷（ＲＬ）が付く場合の両方が含まれる。
【００２４】
このように構成されることで、各部品（Ｒ１、Ｒ２、ＲＳ、Ｃ１、Ｌ１、Ｄ１、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３）の相互作用により、この第１のトランジスタ（Ｑ１）を繰り返しスイッチングされることで、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに当該第１のインダクタ（Ｌ１）にエネルギーを蓄え、ＯＦＦのときにこのエネルギーを整流素子（Ｄ１）を通して前記負荷部（ＲＬ）へ給電する。また、このとき、該負荷（ＲＬ）と直列接続された検出抵抗（ＲＳ）に一定以上の電流が流れている間は、第１のトランジスタ（Ｑ１）のスイッチング動作は一時停止するため、出力電流制御機能を付加した昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。さらに、該負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）の側に接続するので該負荷（ＲＬ）の一端にかかる電圧は、常に電源電圧よりも高くなるため、電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなる場合でも、トランジスタ（Ｑ１）のスイッチング動作により該負荷（ＲＬ）にかかる電流を制御でき、電源電圧範囲が、負荷（ＲＬ）の電圧をまたぐことができる昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【００２５】
またさらに、部品点数が少ない簡単な回路構成と小型化と低価格化を提供することが可能となる。
【００２６】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の他端（ＧＮＤ）に接続されることを特徴とするように構成しても良い。
【００２７】
このように構成することで、上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の他端（ＧＮＤ）側に接続するので出力電流制御機能を付加した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。また、上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）側に接続した場合よりも、電力効率の向上を実現できる。さらに、部品点数が少ない簡単な回路構成と小型化と低価格化を実現することが可能となる。
【００２８】
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記負荷（ＲＬ）があった位置に第２の抵抗（Ｒ２）を具備し、前記検出抵抗（ＲＳ）と前記第２の抵抗（Ｒ２）とが直列に接続された部分に並列に前記負荷（ＲＬ）が接続されたことを特徴とするように構成しても良い。
【００２９】
このように構成することで、出力電圧制御機能を付加した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）の側に接続した昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも、上記負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の他端（ＧＮＤ）の側に接続した昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも応用ができるので、バリエーションをさらに２つ増やすことができる、また、部品点数が少ない簡単な回路構成と小型化と低価格化を実現することが可能となる。
【００３０】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記検出抵抗（ＲＳ）と前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子との間に挿入された定電圧素子（Ｄ２）を具備し、前記第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と前記負荷（ＲＬ）の他端との間に第３の抵抗（Ｒ３）の一端が接続されたことを特徴とするように構成しても良い。
【００３１】
第３の抵抗（Ｒ３）の他端は、第３の抵抗（Ｒ３）の一端よりも常に電位の低い箇所であれば、どこに接続しても良い。しかし、最適な場所としては、負荷（ＲＬ）の電位の低い側がある。
【００３２】
このように構成することで、負荷に流れている電流または電圧検出のときのロスを少なくしたので、定電圧素子を挿入し検出電圧を下げたＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。上記ＤＣ−ＤＣコンバータの組み合わせで、さらに４種類のバリエーションのＤＣ−ＤＣコンバータを増やすことができる。また、電圧範囲の拡大と電力効率の向上を実現できる。
【００３３】
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の抵抗（Ｒ１）と置換した電流制限回路（ＣＲ）とを具備したことを特徴とするように構成しても良い。
【００３４】
このように構成することで、上記第１の抵抗（Ｒ１）を電流制限回路にすることで、バイアス抵抗を電流制限回路に交換し、入力電源電圧が高くなったときにコイル（Ｌ１）に流れる電流の飽和を防ぐＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。また、電圧範囲の拡大と電力効率の向上も実現できる。
【００３５】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記電流制限回路（ＣＲ）として、前記第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に第２端子が接続された第４のトランジスタ（Ｑ４）を具備し、前記直流電源の一端（Ｖ1）と前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子との間に挿入された第４の抵抗（Ｒ４）を具備し、前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子に第２端子が、該第４のトランジスタ（Ｑ４）の第１端子に制御端子が、直流電源の他端（ＧＮＤ）に第１端子が、それぞれ接続された第５のトランジスタ（Ｑ５）を具備し、前記第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子と該第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子との間に挿入された第５の抵抗（Ｒ５）を具備したことを特徴とするように構成しても良い。
【００３６】
このように構成することで、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限回路の具体的構成を実現できる。
【００３７】
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記直流電源の一端（Ｖ1）と前記第５のトランジスタ（Ｑ５）との制御端子の間に挿入された第６の抵抗（Ｒ６）を具備したことを特徴とするように構成しても良い。
【００３８】
このように構成することで、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限回路（ＣＲ）の制限する電流量を入力電圧に反比例させることができ、規定以上の電圧が入力された場合、回路の主要部の電流を止め、回路の動作を停止するシャットダウン機能を備えた回路を実現できる。
【００３９】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）の第１端子を含み、前記第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子と前記第５の抵抗（Ｒ５）の一部または全部とが接続されるノードから、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）が切り離され、該ノードに第１端子、前記直流電源の他端（ＧＮＤ）に第２端子が接続された第６のトランジスタを具備し、前記第１の整流素子（Ｑ１）の他端と前記第６のトランジスタ（Ｑ６）との制御端子の間に挿入された第７の抵抗（Ｒ７）を具備したことを特徴とするように構成しても良い。
【００４０】
このように構成することで、第６のトランジスタ（Ｑ６）としてＦＥＴを挿入した場合には、付加機能である逆電圧からの保護回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。また、ダイオードなどで整流回路を構成した場合に比べ、回路の効率を向上させ、回路の動作開始電圧にほとんど影響を与えず、保護回路を構成することも実現できる。
【００４１】
この構成によって、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００４３】
本発明は、軽薄短小や低価格が求められる電子装置においては、特許３４８０４４１号に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータよりも、更なる小型化、低価格化、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さを実現できる。
【００４４】
本発明は、リード線付きの素子で構成した場合、面実装用の素子で構成した場合、いずれの場合においても、従来のＤＣ−ＤＣコンバータより少ない部品数で構成できるので、低価格化と小型化を実現可能である。
【００４５】
また、ＩＣ化した場合も、回路が単純なため、従来のものより小型化が可能であるし、電圧範囲の拡大、応用範囲の拡大、カスタマイズの容易さを実現し、製造しやすく歩留まりも向上するため、低価格化が可能である。
【００４６】
これらの点を生かして、需要があったにもかかわらず、コストと折り合いが付かず使用されてこなかった用途に販路を拡大すれば、相乗効果によりさらなる低価格化が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る出力電流制御機能を付加した昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る出力電流制御機能を付加した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る出力電圧制御機能を付加した昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る出力電圧制御機能を付加した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施形態に係る出力電流制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの負荷部の一実施形態を示す回路図である。
【図６】本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電流制御機能を付加した昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図７】本発明の第７の実施形態に係るスイッチング電流制御機能を付加する電流制限回路の具体例を含む昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第８の実施形態に係るシャットダウン機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図９】本発明の第９の実施形態に係る逆電圧保護機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第１０の実施形態に係る主トランジスタのベース−エミッタ間抵抗と入力コンデンサを付加したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【図１１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの機能の切り替え方法を具体的に示した回路図である。
【図１２】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路図である。
【図１３】従来のトランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータの１例を示す回路図である。
【図１４】従来の無安定マルチバイブレータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータの１例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
以下、図面を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。
【００４９】
なお、以下各図において、同一または相当部分には、同一符号を付す。
【００５０】
図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。なお、以下各図において、同一または相当部分には、同一符号を付す。
【００５１】
同図に示すように、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖ１と接地ＧＮＤの間に直流電源Ｖ１側から第１のコイルＬ１と第１端子と第２端子間に電流経路が形成され、制御端子に該第１端子の電圧に対応した所定電圧が印加されたときに該第１端子及び該第２端子間が導通状態となるトランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）の第２端子が第１のコイル（Ｌ１）側に、その第１端子を直流電源の他端（ＧＮＤ）側にして直列接続されて構成される。第１のコイルＬ１と第１のトランジスタＱ１の接続点と第１の整流素子Ｄ１の一端を接続し、負荷ＲＬを第１の整流素子Ｄ１の他端に接続する。
【００５２】
これは、第１のトランジスタ（Ｑ１）が繰り返しスイッチングされることにより、該第１のトランジスタ（Ｑ１）がＯＮのときに第１のコイル（Ｌ１）にエネルギーが蓄えられ、ＯＦＦのときにこのエネルギーが負荷部（ＲＬ）へ給電される、ＤＣ‐ＤＣコンバータである。このとき、負荷ＲＬの他端を直流電源Ｖ１へ接続し、第２のトランジスタ（Ｑ２）の第２端子を第１のトランジスタＱ１の制御端子に、第２のトランジスタＱ２の第１端子を直流電源Ｖ１に接続する。第１のトランジスタＱ１の第２端子と第２のトランジスタＱ２の制御端子の間に第１のコンデンサＣ１を、第２のトランジスタＱ２の制御端子と接地ＧＮＤの間に第１の抵抗Ｒ１を接続する。負荷ＲＬと電流検出抵抗ＲＳを直列に、第３のトランジスタＱ３の第１端子を電流検出抵抗ＲＳの一端に、第３のトランジスタＱ３の制御端子を電流検出抵抗ＲＳの他端に、第３のトランジスタＱ３の第２端子を第２のトランジスタの制御端子に接続して構成される。
【００５３】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００５４】
まず、第１の抵抗（Ｒ１）を介して第２のトランジスタ（Ｑ２）のベースに所定の電圧が印加され電流が流れ始めると第２のトランジスタ（Ｑ２）がＯＮし、その第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタから出た電流が、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベースに所定の電圧を印加し電流が流れ始めると、第１のトランジスタ（Ｑ１）をＯＮさせる。
【００５５】
それにより、コイル（Ｌ１）に電流が流れ始め、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース電流とｈＦＥ(直流電流増幅率)により決まる飽和電流値に達するまで増加する。このコイルに流れる電流が第１のトランジスタ（Ｑ１）の飽和電流値まで達すると、電流を流し続けようとするコイルの性質により、コイル（Ｌ１）とトランジスタ（Ｑ１）のコレクタとの接続点の電圧が、コイル（Ｌ１）と直流電源の＋極の接続点の電圧を基準として反転し、整流素子（Ｄ１）を介して負荷部（ＵＬ）へ電流が流れるまで上昇する。
【００５６】
コイル（Ｌ１）とトランジスタ（Ｑ１）のコレクタとの接続点の電圧の反転・上昇が、第１のコンデンサ（Ｃ１）を介して第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電圧を上昇させるため、第２のトランジスタ（Ｑ２）はＯＦＦとなり、つづいて第１のトランジスタ（Ｑ１）もＯＦＦとなる。
【００５７】
コイル（Ｌ１）の電流が、負荷部（ＵＬ）に入ると、まず第２のコンデンサ（Ｃ２）に蓄えられ、同時に負荷（ＲＬ）と検出抵抗（ＲＳ）にも電流を流し始める。
【００５８】
検出抵抗（ＲＳ）にあらかじめ設定した電流以上の電流が流れると、検出抵抗（ＲＳ）の両端の電圧が第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電圧を超えるため、第３のトランジスタ（Ｑ３）がＯＮになり、第３のトランジスタのコレクタから電流が流れ始め、第２のトランジスタのベース電位が上昇し、第２のトランジスタ（Ｑ２）がＯＦＦとなる条件を加える。
【００５９】
コイル（Ｌ１）から負荷部（ＵＬ）に流れる電流は、時間と共に減衰し、しまいにゼロになり、コイル（Ｌ１）とトランジスタ（Ｑ１）のコレクタとの接続点の電圧は直流電源の＋極の電圧と同じまでになる。
【００６０】
第２のコンデンサ（Ｃ２）に蓄えられていた電荷が、負荷（ＲＬ）に電流として流れるので、コイル（Ｌ１）に流れる電流がゼロになってから第３のトランジスタ（Ｑ３）がＯＦＦになるまで、時間差を生じることがあるが、この時間差により負荷（ＲＬ）に流れる電流が一定以下に保たれることになる。
【００６１】
検出抵抗（ＲＳ）に流れる電流が、あらかじめ設定した電流以下になると、検出抵抗（ＲＳ）の両端の電圧が第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電圧を下回り、第３のトランジスタ（Ｑ３）がＯＦＦになり、第３のトランジスタ（Ｑ３）のコレクタ電流が止まり、第１の抵抗（Ｒ１）の電流により第２のトランジスタのベース電位が下降し、再び第２のトランジスタ（Ｑ２）がＯＮとなり、次のサイクルが始まる。
【００６２】
さらに、該負荷（ＲＬ）の他端を直流電源の一端（Ｖ１）の側に接続するので該負荷（ＲＬ）の一端にかかる電圧は、常に電源電圧よりも高くなるため、電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなる場合でも、トランジスタ（Ｑ１）のスイッチング動作により該負荷（ＲＬ）にかかる電流を制御でき、電源電圧範囲が、負荷（ＲＬ）の電圧をまたぐことができる昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【００６３】
図２は、本発明に係る出力電流制御機能を付加し図１よりも電力効率を改善したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。
【００６４】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の負荷部（ＵＬ）の直流電源の＋極（Ｖ１）と接続されていたノードを直流電源の−極（ＧＮＤ）に接続しなおしたものである。
【００６５】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００６６】
電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなると、負荷（ＲＬ）に過電流が流れるため、電源電圧を負荷（ＲＬ）の電圧より大きくすることができない。そのかわり、入出力電圧差を小さくすることができるため、図１のものよりも高効率な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【００６７】
図３は、本発明に係る出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。
【００６８】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の負荷（ＲＬ）があった位置に第２の抵抗（Ｒ２）を置き換え、さきの検出抵抗（ＲＳ）とこの第２の抵抗（Ｒ２）が直列に接続された部分に並列に負荷（ＲＬ）を接続したものである。
【００６９】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００７０】
第１の実施形態で説明したように、検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧は第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶＦにほぼ等しい。第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電流は小さいので無視して説明する。検出用抵抗（ＲＳ）を流れた電流は、そのまま第２の抵抗（Ｒ２）を流れる。従って、負荷ＲＬの両端の出力電圧ＶＬは次のようになる。
ＶＬ＝ＶＦ・（ＲＳ＋Ｒ２）／ＲＳ
即ち、出力電圧ＶＬは一定となり、負荷ＲＬは定電圧で駆動される。当然ながら、負荷はＬＥＤに限定されるものではない。
【００７１】
この出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【００７２】
図４は、本発明に係る出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す基本回路図である。
【００７３】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図３の負荷部（ＵＬ）の直流電源の＋極（Ｖ１）と接続されていたノードを直流電源の−極（ＧＮＤ）に接続しなおしたものである。
【００７４】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００７５】
図３と図４の関係は、図１と図２の関係と同一である。
【００７６】
電源電圧が該負荷（ＲＬ）の両端にかかる電圧より大きくなると、負荷（ＲＬ）に過電流が流れるため、電源電圧を負荷（ＲＬ）の電圧より大きくすることができない。そのかわり、入出力電圧差を小さくすることができるため、図３のものよりも高効率な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【００７７】
図５は、本発明に係る出力電流制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータの負荷部の電流検出の際のロスを少なくする回路の一実施形態を示す回路図である。
【００７８】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータの負荷部は、図１および図２の負荷部の当該検出抵抗（ＲＳ）と当該第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子との間に挿入した定電圧素子（Ｄ２）を具備し、この第３のトランジスタ（Ｑ３）の制御端子と当該負荷（ＲＬ）の他端との間に第３の抵抗（Ｒ３）を接続して構成されるものである。
【００７９】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００８０】
第１の実施形態で説明したように、図１や図２の場合、検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧は第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶＦにほぼ等しい。同図は、電流制御機能を付加しながらも検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧を低くし、検出用抵抗（ＲＳ）による電力ロスを抑えるための回路である。
【００８１】
第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース−エミッタ接合の順方向電圧ＶＦは、ほぼ一定なので、定電圧回路（Ｄ２）の両端電圧分だけ、検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧が低くなる。第３のトランジスタ（Ｑ３）のベース電流は、第３の抵抗（Ｒ３）を通って流れる。
【００８２】
検出用抵抗（ＲＳ）の両端電圧は次のようになる。
ＲＳ＝ＶＦ−Ｄ２
負荷電流をＩＬとした場合、検出用抵抗（ＲＳ）にかかる電力は、
ＲＳ・ＩＬ＝ＶＦ・ＩＬ−Ｄ２・ＩＬ
となり、図１や図２に回路に比べ、Ｄ２・ＩＬ分だけ節約できる。
【００８３】
この出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【００８４】
図６は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す応用回路図である。これは、負荷部の電流検出の際のロスを少なくする回路の一実施形態を示す回路図である。
【００８５】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１の第１の抵抗（Ｒ１）を電流制限回路（ＣＲ）に変更したものである。
【００８６】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００８７】
第１の実施形態で説明したように、第１の抵抗（Ｒ１）を流れる電流が、第２のトランジスタのベース電流となり、第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ電流が第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース電流となり、第１のトランジスタのコレクタ電流がコイル（Ｌ１）を流れる電流となる。即ち、第１の抵抗（Ｒ１）を流れる電流の大きさとコイル（Ｌ１）を流れる電流の大きさは比例関係にある。
ＩＬ１＝ＩＲ１・Ｑ２のｈＦＥ・Ｑ１のｈＦＥ
ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を維持するためには、コイルが飽和するほど過大な電流を流さないことが求められる。しかし、第１の抵抗（Ｒ１）を流れる電流は、電源電圧に比例する。（このままでは、電源電圧の変動により、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が大きく変動してしまう。）
ＩＲ１＝（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒ１
そこで、第１の抵抗（Ｒ１）を定電流回路（ＣＲ）に変更することにより、コイル（Ｌ１）に流れる電流を制御した回路としたものである。
【００８８】
この出力電圧制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【００８９】
図７は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限回路の一実施形態を示す回路図である。
【００９０】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図６の電流制限回路（ＣＲ）を第２のトランジスタ（Ｑ２）の制御端子に第２端子を接続した第４のトランジスタ（Ｑ４）と、直流電源の一端（Ｖ1）と当該第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子の間に挿入した第４の抵抗（Ｒ４）と、第４のトランジスタ（Ｑ４）の制御端子に第２端子を、第４のトランジスタ（Ｑ４）の第１端子に制御端子を、直流電源の他端（ＧＮＤ）に第１端子を接続した第５のトランジスタ（Ｑ５）と、第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子と該第５のトランジスタ（Ｑ５）の第１端子の間に挿入した第５の抵抗（Ｒ５）により構成したものである。
【００９１】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００９２】
回路に電源が入ると、第４の抵抗（Ｒ４）と第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース−エミッタ間と第５の抵抗（Ｒ５）を通って電流が流れ始める。第４のトランジスタにベース電流が流れるため、第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流が流れ始め、これが第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流となる。第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流と第５の抵抗（Ｒ５）に流れる電流は、ほぼ同じである。このとき、第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース電流は小さいので無視する。第５の抵抗（Ｒ５）に流れる電流が一定値を超えると、第５の抵抗（Ｒ５）の両端の電圧が、第５のトランジスタ（Ｑ５）の閾値電圧をこえ、第５のトランジスタ（Ｑ５）がコレクタ電流を流し始める。第５のトランジスタ（Ｑ５）のコレクタ電流が、第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース電流を減少させるので、これがネガティブフィードバックとなり、これが第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流と第２のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流と第５の抵抗（Ｒ５）に流れる電流も減少させ、一定の量に保たせようとする。
【００９３】
すなわち、第４のトランジスタ（Ｑ４）と第４の抵抗（Ｒ４）と第５のトランジスタ（Ｑ５）と第５の抵抗（Ｒ５）により構成された電流制限回路（ＣＲ）は、第二のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流を一定に保とうとし、この結果としてコイル（Ｌ１）の電流を異なる電源電圧のもとで一定以下に保つことができる。
【００９４】
このコイル電流制御機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【００９５】
図８は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータのシャットダウン機能を付加した一実施形態を示す回路図である。
【００９６】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図７の直流電源の＋極（Ｖ1）と第５のトランジスタ（Ｑ５）の制御端子の間に第６の抵抗（Ｒ６）を挿入したものである。
【００９７】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【００９８】
図７で説明したように、第５の抵抗（Ｒ５）の電流は一定に保たれる。図８において、第６の抵抗（Ｒ６）の電流は第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流と第６の抵抗（Ｒ６）の電流の和にほぼ等しい。このとき、第４のトランジスタ（Ｑ４）のベース電流は小さいので無視する。
【００９９】
第６の抵抗（Ｒ６）に流れる電流は、電源電圧の大きさに比例する。
ＩＲ６＝（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒ６
第５の抵抗（Ｒ５）の電流は一定であるので、第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流は、電源電圧の上昇と共に小さくなり、ついにはゼロになり、回路の発振動作が停止する。この状態になることをシャットダウンという。
ＩＣＱ４≒（Ｒ５／ＶＦ）−（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒ６
第６の抵抗（Ｒ６）の値を調整することで、シャットダウン電圧を任意の値に設定することができる。
【０１００】
このシャットダウン機能を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【０１０１】
図９は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの逆電圧保護機能を付加した一実施形態を示す回路図である。
【０１０２】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１ないし図８において、第１のトランジスタ（Ｑ１）のエミッタが接続されているノードから直流電源の−極（ＧＮＤ）を切り離し、該ノードにソース、直流電源の他端（ＧＮＤ）にドレインを接続したＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）と、第１の整流素子（Ｄ１）のカソードとＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートの間に第７の抵抗（Ｒ７）を挿入したものである。なお、下記の説明に使用しない構成要素は、抽象化するために省略してある。
【０１０３】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【０１０４】
直流電源の＋極（Ｖ１）に正電圧、直流電源の−極（ＧＮＤ）に負電圧が印加されたときに、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のソース−ドレイン間の寄生ダイオードを電流が流れ、ＤＣ−ＤＣコンバータの発振動作が開始される。いったん発振動作が開始されると、整流素子（Ｄ１）のカソードの電圧が上昇し、第７の抵抗（Ｒ７）を通じてＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートにバイアス電圧が印加される。このバイアス電圧がＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）の動作電圧を超えると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のソース−ドレイン間電圧がほぼゼロになり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）を付加しない図１ないし図４、図６ないし図８の回路とほぼ同様の効率のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。
【０１０５】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）の動作電圧は、少なくても２Ｖ程度は必要であるが、直流電源の電圧が０．８Ｖ程度からＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のソース−ドレイン間の寄生ダイオードに電流が流れはじめ、昇圧された電圧が第７の抵抗（Ｒ７）を通じてＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートに印加されるので、電源電圧が０．８Ｖ程度から動作するＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。
【０１０６】
直流電源の＋極（Ｖ１）に負電圧、直流電源の−極（ＧＮＤ）に正電圧が印加されたときには、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のドレイン−ソース間には電流が流れない。第７の抵抗（Ｒ７）を通じてＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）のゲートにかかるバイアス電圧も、逆バイアスとなり、逆電圧がＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）の逆耐圧電圧を超えて回路が破壊されるまで、ＤＣ−ＤＣコンバータはＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）によって逆電圧から保護される。
【０１０７】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）は、逆耐圧電圧が少なくても−１０Ｖから−２０Ｖ程度あるものを選択可能なため、乾電池や自動車用バッテリーなどを用途としたＤＣ−ＤＣコンバータであれば、十分な保護回路として動作する。さらに逆耐圧電圧を高くしたい場合は、相応のＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６）を選択することにより対応可能である。
【０１０８】
逆耐圧保護回路は、ダイオードをＤＣ−ＤＣコンバータと直列に接続することでも構成可能であるが、この場合は、電源電圧を０．８Ｖまで下げることはできず、また、ダイオードが順方向電圧と電流の積の分だけ電力を消費するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を低下させる。ダイオードの順方向電圧は、シリコンダイオードで０．６〜０．８Ｖ程度、ショットキーバリアダイオードで０．３〜０．６Ｖ程度であり、無視できる大きさではない。効率の低下は、電源電圧が低いときほど顕著である。
【０１０９】
逆耐圧保護回路は、バイポーラトランジスタを図９のＮ型ＭＯＳＦＥＴと同様に接続しても構成可能であるが、バイポーラトランジスタの逆耐圧電圧は５Ｖから７Ｖの範囲にとどまるため、逆耐圧保護回路としては十分でない場合があり、実用性が低い。
【０１１０】
この逆耐圧保護回路を付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【０１１１】
図１０は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。
【０１１２】
同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータは、図８の回路図に図９の逆耐圧保護回路を付加し、さらに第１のトランジスタのベースとエミッタの間に挿入された第８の抵抗（Ｒ８）と、直流電源の＋極（Ｖ１）とＮ型ＭＯＳＦＥＴのソースの間に挿入された第３のコンデンサ（Ｃ３）を追加したものである。
【０１１３】
次に、このように構成される本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの機能を説明する。
【０１１４】
第８の抵抗（Ｒ８）は、主トランジスタである第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース−エミッタ間抵抗として機能し、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース電流が遮断されたとき、速やかに寄生コンデンサの電荷を放電しベース電圧を下げる働きがある。この働きにより、主トランジスタのスイッチング効果を高め、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を上げることができる。
【０１１５】
第３のコンデンサ（Ｃ３）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力コンデンサとして機能する。ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電流は、のこぎり波状に１〜３Ａ以上にもなるピークを繰り返す。直流電源の内部抵抗や電線の抵抗が大きい場合は、このような電流消費のピークがあると１〜３Ｖ以上もの電圧降下を生じ、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を低下させる。入力コンデンサは、十分な容量を持ったものを用意すれば、ピーク時に大きな電流を消費しても入力電圧の低下を防ぐ効果があり、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下を防ぐことができる。
【０１１６】
この主トランジスタのベース抵抗と入力コンデンサを付加したＤＣ−ＤＣコンバータも僅かな個数の部品で回路を構成できる点に大きな特徴がある。部品点数が少ないため安価に製作できる利点がある。
【０１１７】
以上、詳細に説明したように、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを可能にすることができる。
【０１１８】
なお、本願発明は、上述した実施形態に限定されるものでなく、その技術思想の同一及び等価に及ぶ範囲において上述した実施形態への様々な変形、追加、置換、拡大、縮小等を許容するものである。
【０１１９】
たとえば、本発明を実施した基板製造後でも昇降圧型と昇圧型を１本の配線の半田付け位置で容易に切り替えることや、本発明を実施した基板製造後でも電流制御型と電圧制御型を負荷の半田付け位置と検出抵抗の変更と第２の抵抗（Ｒ２）の追加により容易に切り替えることができる。
【０１２０】
これらの切り替え方法を具体的に示した回路図を図１１に示す。回路構成を切り替える為の端子を第１ないし第９の端子（Ｐ１ないしＰ９）として示してある。
【０１２１】
第１の端子（Ｐ１）を第２の端子（Ｐ２）に接続すると、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。第１の端子（Ｐ１）を第３の端子（Ｐ２）に接続すると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。
【０１２２】
第４の端子（Ｐ４）と第５の端子（Ｐ５）との間に負荷（ＲＬ）を接続すると、電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。第６の端子（Ｐ６）と第７の端子（Ｐ７）との間に負荷（ＲＬ）を接続し、第４の端子（Ｐ４）と第５の端子（Ｐ５）との間に第２の抵抗（Ｐ２）を接続し、第８の端子（Ｐ８）と第９の端子（Ｐ９）との間の検出抵抗（ＲＳ）を必要に応じて変更すると電圧制御型ＤＣ−ＤＣコンバータになる。
【０１２３】
さらに、上述したものは本願に係る技術思想を具現化するための実施形態の一例を示したにすぎないものであり、他の実施形態でも本願に係る技術思想を適用することが可能である。
【実施例１】
【０１２４】
ＬＥＤ駆動用のＤＣ−ＤＣコンバータとして用いると、電圧１Ｖ程度からＬＥＤの順方向電圧よりも高い電圧までの範囲の電源でＬＥＤを駆動させる回路ができる。
【０１２５】
これまでは、ＬＥＤに対してＤＣ−ＤＣコンバータが高価であったので、ＬＥＤを低電圧で駆動させる用途や電圧に関わらず駆動させる用途には、あまり用いられてこなかった。まして、小型ＬＥＤ１個を駆動させるためにＤＣ−ＤＣコンバータを使用する例は皆無に等しかったが、本発明を利用すれば、現実的な選択肢となる。
【実施例２】
【０１２６】
ＬＥＤの樹脂パッケージ内にＤＣ−ＤＣコンバータを内蔵させることができるので、従来のＬＥＤと同様の外観を持った、入力電圧範囲が広いＬＥＤを作ることができる。
【０１２７】
また、電流制御機能を備えた本発明を用いたＬＥＤの場合、入力電圧範囲が広い上に電池が新しい状態から消耗した状態まで、安定した光量の得られるＬＥＤを製造可能である。
【実施例３】
【０１２８】
本発明とＬＥＤを組み合わせ、入力電圧範囲が広いＬＥＤ発光装置を作り、これを電球に内蔵させると、ＬＥＤの特徴である高い発光効率・長寿命・演色性をもちながら、幅広い入力電圧範囲に対応した理想的な電球を安価につくることができる。
【実施例４】
【０１２９】
本発明とＬＥＤを組み合わせ、電池１本で駆動するＬＥＤ発光装置を作り、これをワイヤレスリモコンに内蔵させると、電池１本で駆動しつつ、電池を最後まで使い切ることで電池寿命を延ばした、理想的なワイヤレスリモコンを安価につくることができる。
【実施例５】
【０１３０】
３端子レギュレータなどの既存の電圧制御素子と形状的な互換性を持ったＤＣ−ＣＤコンバータを提供すれば、既成の電子回路や基板を変更することなく、あるいは僅かな変更で、入力電圧範囲が広く安定した動作をする電子装置を制作可能になる。
【実施例６】
【０１３１】
テレビチューナー、不揮発性半導体メモリ書き換え装置など、高い電圧を必要とするが、電流はそれほど必要としない装置がある。現状ではそういった装置のために、従来の高電圧発生回路や従来のＤＣ−ＤＣコンバータ組み込んでいる。そういった装置に本発明を組み込むと、コスト面で有利になる。
【０１３２】
また、本願発明を用いて生産される装置、方法、ソフトウェア、システムが、その２次的生産品に登載されて商品化された場合であっても、本願発明の価値は何ら減ずるものではない。
【産業上の利用可能性】
【０１３３】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、部品点数が少ない簡単な回路構成、さらに、小型化と低価格化を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるので、電子部品、各種装置、機械等に関わるあらゆる産業において利用することが可能である。
【符号の説明】
【０１３４】
Ｃ１    コンデンサ
Ｃ２    コンデンサ
Ｃ３    コンデンサ
Ｄ１    整流素子
Ｄ２    定電圧素子
ＧＮＤ  直流電源の他端
Ｌ１    コイル
Ｑ１    トランジスタ
Ｑ２    トランジスタ
Ｑ３    トランジスタ
Ｑ４    トランジスタ
Ｑ５    トランジスタ
Ｑ６    トランジスタ
Ｒ１    抵抗
Ｒ２    抵抗
Ｒ３    抵抗
Ｒ４    抵抗
Ｒ５    抵抗
Ｒ６    抵抗
Ｒ７    抵抗
Ｒ８    抵抗
ＲＬ    負荷
ＲＳ    検出用抵抗
ＵＬ    負荷部
Ｖ１    直流電源の一端
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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