(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネルNの基本周波数を中心とする少なくとも一つの基本的な帯域通過フィルタを、チャネルNの周波数のそれぞれの側に位置しチャネルNの隣接チャネルの周波数を少なくとも含む帯域幅をもつ、９０°方向性カプラを含む第一の反射フィルタおよび９０°方向性カプラを含む第二の反射フィルタと直列に縦続接続したものを含むことを特徴とする、チャネル・フィルタであって、前記第一の反射フィルタの前記９０°方向性カプラは第一の帯域通過フィルタによって装荷され、前記第二の反射フィルタの前記９０°方向性カプラは第二の帯域通過フィルタによって装荷され、各帯域通過フィルタの伝達関数はそれぞれの９０°方向性カプラの負荷インピーダンスに整合され、各帯域通過フィルタの入力はそれぞれの９０°方向性カプラの第一の出力ポートに接続され、各反射フィルタの入力はそれぞれの９０°方向性カプラの入力ポートによって形成され、各反射フィルタの出力は前記帯域通過フィルタの反射係数を回復するそれぞれの９０°方向性カプラのポートによって形成される、チャネル・フィルタ。
【請求項２】
請求項１記載のチャネル・フィルタであって、前記第一の帯域通過フィルタの帯域幅はチャネルN−2の中心周波数を中心としつつチャネルN−1ないしN−3の帯域を占め、前記第二の帯域通過フィルタの帯域幅はチャネルN＋2の中心周波数を中心としつつチャネルN＋1ないしN＋3の帯域を占めることを特徴とする、チャネル・フィルタ。
【請求項３】
前記第一および第二の反射フィルタの間に、これらのフィルタに起因する損失を補償するよう増幅器が配置されることを特徴とする、請求項１記載のチャネル・フィルタ。
【請求項４】
前記第一および第二の帯域通過フィルタがチェビシェフ５極型であることを特徴とする、請求項２記載のチャネル・フィルタ。
【請求項５】
デジタル・テレビジョン受信機において使用されることを特徴とする、請求項１記載のチャネル・フィルタ。
【請求項６】
当該チャネル・フィルタの出力に接続された前記受信機のDVB復調器によって供給される搬送波対雑音C/N比の最適を探索するマイクロプロセッサを含み、前記探索は両帯域通過フィルタの極に対して交互に作用することによって実行される、ことを特徴とする、請求項２記載のチャネル・フィルタ。
【請求項７】
基本的な帯域通過フィルタが表面弾性波フィルタであることを特徴とする、請求項１記載のチャネル・フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はチャネル・フィルタに関する。具体的には、本発明は、携帯電話、PDAまたはその他のマルチメディア受信機のような固定または移動多規格端末からのデジタル・テレビジョン番組の受信を許容するために設計されたDVB-TおよびDVB-Hの実装の一部として適用される。
【背景技術】
【０００２】
DVB-Tの主要な困難は、一部には、受信機の入力における特に広い周波数帯域に由来する。この帯域は具体的には48MHzから862MHzまで広がり、VHF、UHFおよびまずおそらくはDVB-H用途のためのL帯域にまたがる。これはRF入力段をより複雑にする。困難は、受信チャネルに隣接するチャネルの干渉レベルの面で必要とされるパフォーマンスにも由来する。実際、既存の全国ネットワークへの修正を最小限にするため、DVB-Tデジタル・チャンル上では、アナログ放送送信と同じ地理的サイトから、隣接周波数帯域上で同時に放送することが決定されている。この構成は他のヨーロッパ諸国においても有効であり、他のチャネルにおけるアナログまたはデジタル信号に対するデジタル受信機の不感性（immunity）の面で厳格な仕様が課される結果となっている。
【０００３】
たとえば、隣接チャネルについてMBRAI規格によって使用される構成の一つを考える場合、所与のチャネルに直接隣接するチャネルに要求される不感性は、より遠いチャネルに要求される不感性ほどではないことはわかる。実際、この選択は、チャネル間のフィルタリングに関する現行技術の限界と結びついている。より具体的には、DTV受信回路の大半は、いまだ、受信周波数をより低い中間周波数に変換し、続いて表面弾性波（Surface  Acoustic  Wave）またはSAWフィルタによって中間周波においてチャネルによってフィルタリングするヘテロダイン・アーキテクチャに基づいている。これらのフィルタの性能を最大限に活用するために、たとえば約36MHzのより低い周波数への変換が一般的に用いられる方法となっている。このようなフィルタで許容可能な阻止またはフィルタリング・レベルはチャネル外で約35ないし40dBである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の一つの目的は、より詳細には、特にチャネルどうしが隣接しているときに、チャネル間の阻止レベルを高めることである。これを行うため、本発明の一つの目的は、チャネルの周波数を中心とする少なくとも一つの基本的な帯域通過フィルタを、前記基本的な帯域通過フィルタの両側に位置し前記チャネルに隣接するチャネルにまたがる帯域幅をもつ二つの縦続接続された反射フィルタと直列接続したものを含むことを特徴とするチャネル・フィルタである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
ある実施形態では、反射フィルタ（reflective  filter）は、帯域通過フィルタによって装荷された（loaded  by）９０°方向性カプラ（90°  directional  coupler）を含み、前記帯域通過フィルタは前記カプラの負荷インピーダンスに整合された伝達を保証するよう設計され、前記帯域通過フィルタの入力は方向性カプラ出力ポートに接続され、前記反射フィルタの入力は前記カプラの入力ポートによって形成され、前記反射フィルタの出力は前記帯域通過フィルタの反射係数を回復する（recover）ポートによって形成される。
【０００６】
前記帯域通過フィルタの出力は、たとえば、前記負荷インピーダンスに等しいインピーダンスに接続され、前記カプラの他の出力は前記負荷インピーダンスに等しいインピーダンスに接続される。
【０００７】
当該チャネルが順序Nにあるので、第一の帯域通過フィルタの通過帯域はたとえば、チャネルN−2の中間周波数を中心としつつチャネルN−1ないしN−3の帯域を占め、帯域通過フィルタの通過帯域はチャネルN＋2の中間周波数を中心としつつチャネルN＋1ないしN＋3の帯域を占める。
【０００８】
たとえば、二つの反射フィルタ（５０、６０）の間に、これらのフィルタからの損失を補償するよう増幅器が配置される。
【０００９】
有利には、前記帯域通過フィルタはたとえばチェビシェフ５極型フィルタである。
【００１０】
本フィルタはデジタル・テレビジョン受信機において使用されるので、たとえば、当該フィルタの出力に接続された前記受信機のDVB復調器によって出力される最適な搬送波対雑音C/N比を探索する、アナログ‐デジタル変換器をもつマイクロプロセッサを含み、前記探索は両帯域通過フィルタの極（poles）を交互に調整することによって実行される。
【００１１】
本発明の他の特徴および利点は、付属の図を参照する以下の記述において明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】表面弾性波型のチャネル・フィルタ応答を示す図である。
【図２】90°方向性カプラの図である。
【図３】90°方向性カプラを使った反射フィルタの典型的な実施形態を示す図である。
【図４】従前のフィルタの透過および反射応答を示す図である。
【図５】本発明に基づくフィルタのある実施例を示す図である。
【図６】本発明に基づくフィルタの応答の例を示す図である。
【図７】本発明に基づくフィルタのもう一つの実施例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は、表面弾性波型のチャネル・フィルタ応答の例を示している。帯域通過型の曲線１によって表されるこのフィルタは、図１の横軸上の周波数のところに0に表されている対応するチャネルNの基本周波数f0を中心としている。縦軸は、周波数ごとのこのフィルタの減衰を表す。
【００１４】
チャネル内では減衰は0であり、図１の例では約±4MHzである対応する周波数帯域の端で急激に減少する。
【００１５】
曲線１は、特に、当該チャネル外だが当該チャネル周波数帯域に近い周波数について、たとえば±4MHzから±12MHzまでの間に含まれる隣接チャネルN±1を包含する周波数について、減衰は約30dBであることを示している。これは、実際上は、隣接チャネル間の効率的なフィルタリングを保証するには不十分である。以下に記載される本発明は、図１の曲線１に示されるフィルタリング・プロファイルを修正して当該チャネル外での隣接チャネル周波数フィルタリングを改善するものである。当該チャネル外での減衰レベルは、図１のフィルタの30dBではなく、50dBから60dBの間にまで達することができる。
【００１６】
図２は、90°方向性カプラを示している。この型のカプラ２０は反射的に使用できる。実際、この型のカプラでは、透過は入力ポート２１から出力ポート２２、２３へであり、これら二つの出力はそれぞれ90°位相シフトされる。エネルギーは、一般にISOと称される第四のポート２４のほうに反射される。反射器としてのある使用では、入力および出力ポートはそれぞれ入力ポート２１および出力ポート２４である。出力ポート２２および２３に現れるインピーダンスに依存して、ISOポート２４はこれらの出力の反射係数を回復する。したがって、出力ポート２２および２３の一方に、カプラ負荷Zcのインピーダンス整合された伝達を保証するよう設計されたフィルタを接続する場合、ISOポート２４はこの回路の反射係数を回復する。この反射の原理は、「ノッチ・フィルタ」とも呼ばれる阻止フィルタを構築する、あるいは位相シフトまたは減衰機能を得ることを可能にする。実際、この場合、ISOポートは前記フィルタ反射応答を形成する。
【００１７】
図３は、この接続原理に基づく反射フィルタの実施形態の例を示している。伝達関数H(p)をもつ帯域通過フィルタF1がカプラ２０の２３にある第一の出力ポートに位相シフト0で接続されている。さらに、フィルタF1は、値Zcをもつ負荷インピーダンス３１に前記出力において接続されている。90°位相シフトされた第二の出力ポート２３が負荷インピーダンスZcに等しい別のインピーダンス３２に接続されている。関数H(p)がカプラ負荷インピーダンスZcに整合されていれば、ISOポートはフィルタF1の反射応答をなす。カプラ出力線の特性インピーダンスを修正する伝達関数H(p)によって、この関数H(p)に適応するようインピーダンスZcが選ばれる。それによりマイクロ波がこのインピーダンスにおいて反射されるのである。
【００１８】
図４は、曲線４１、４２によって表される帯域通過フィルタのパラメータSの成分を、横軸が周波数を表し縦軸がdBでの減衰を表す軸系において示している。より具体的には、第一の曲線４１が帯域通過フィルタ透過についての応答S(4,3)を示し、第二の曲線４２が同じフィルタの反射によって得られる応答S(3,3)を示す。図４の曲線は、フィルタの極４３を示す反射応答４２が、透過応答のエッジよりもはるかに急峻な遷移エッジ４４をもつことを明らかにしている。
【００１９】
図５は、本発明に基づくフィルタのある実施例を示している。図３に示した型の二つの反射フィルタ５０、６０がそれぞれ帯域通過フィルタF1および帯域通過フィルタF2を備えるものが、既存のチャネルNフィルタ５１、応答が例えば図１に示されている基本的な帯域通過フィルタに縦続接続されている。縦続接続は、第二の反射フィルタ６０の入力ポート２１が第一のフィルタのISO出力ポート２４に接続されるような構成である。二つのフィルタF1およびF2の帯域幅はそれぞれ、チャネルNフィルタの中央中間周波数、たとえば70MHzの一方の側に位置されている。このようにして、比較的急峻なエッジをもつ透過ゾーンを包含する二つのフィルタが確立される。フィルタF1、F2の帯域幅は、隣接チャネル周波数を含むよう選ばれる。したがって、フィルタF1の透過帯域は、たとえば、チャネルNの帯域幅の少なくとも３倍の帯域幅をもち、チャネルN−2の中間周波数を中心とする、チャネルN−1ないしN−3の帯域を占める。同様に、フィルタF2の帯域幅は、たとえば、チャネルNの帯域幅の３倍の帯域幅をもち、チャネルN＋2の中間周波数を中心とする、チャネルN＋1ないしN＋3の帯域を占める。所望されるパフォーマンスに従って、別の帯域が採用されることもできる。
【００２０】
二つの反射フィルタ５０、６０からの損失を補償し、全く損失のない全体的なフィルタリングを保証するために、たとえば二つの反射フィルタ５０、６０の間に、増幅器５２が位置される。より具体的には、増幅器５２は、フィルタ５０の出力とフィルタ６０の入力との間に直列に接続される。
【００２１】
図６は、本発明に基づく装置の効率を示している。より具体的には、曲線６１を通じて、図６は、本発明に基づくフィルタによるフィルタリングの応答を提示している。これは、図１において提示された曲線１によって示される従来式のチャネル・フィルタのみ５１の応答と対比される。曲線６１によって示される応答は、図５の構成に従って二つのフィルタ５０、６０を縦続的に追加したことから帰結している。この応答６１はチャネル・フィルタのみの応答１に多少なりとも等しいが、その後、急峻なエッジで、−40dBを超える、より大きな減衰へと広がる。これは図５の構成によって得られる新しいチャネル・フィルタの効率を実証する。
【００２２】
フィルタF1、F2は、LC型の局在化された素子から製造できる。これらのコンポーネントの公差（tolerance）が全体的なフィルタリング効率に影響することもありうる。これらのフィルタF1、F2について、たとえばチェビシェフ５極型（Tchebychev  5  pole  type）のフィルタ構造が使用できる。この場合、各フィルタの二つの「分流（shunt）」共振器の容量の同時変化が、チャネル・フィルタの中心を合わせるための十分な調整余地を生じる。
【００２３】
図７は、全体的なフィルタのドリフトについてのみ自動補償する実施形態の例を示している。回路が賦活される（energised）たびに、アナログ・デジタル変換器をもつマイクロプロセッサ７１によって生成されるプログラムが、全体的なフィルタの出力において、フィルタF1およびF2の極に対して交互にはたらく復調器DVB７２によって供給される搬送波対雑音C/N比の最適を探索する。簡単な調整を許容するため、シリコン・バラクタ（varactor）が、たとえばフィルタF1、F2の「分流」共振器のコンデンサと並列に追加される。搬送波対雑音C/N比の最適値は、チャネル・フィルタの中心合わせが最適に達したときに見出される。実際、フィルタF1、F2の中心合わせにおけるドリフトは、全体的なチャネル・フィルタの幅広化および／または隣接チャネルにおけるノイズの生起（rising）、よって搬送波対雑音C/N比の劣化につながる。
【００２４】
本発明に基づくチャネル・フィルタリング装置は、DVB-TまたはDVB-H受信機の実装に関し、チャネルNに隣接するチャネルN±1のフィルタリングを実質的に改善する。
いくつかの態様を記載しておく。
〔態様１〕
チャネルNの周波数を中心とする少なくとも一つの基本的な帯域通過フィルタを、チャネルNの周波数のそれぞれの側に位置しチャネルNに隣接するチャネルの周波数を少なくとも含む帯域幅をもつ、縦続接続された二つの反射フィルタと直列接続したものを含むことを特徴とする、チャネル・フィルタ。
〔態様２〕
態様１記載のチャネル・フィルタであって、反射フィルタは帯域通過フィルタによって装荷された９０°方向性カプラを含み、前記帯域通過フィルタは前記カプラの負荷インピーダンスに整合された伝達を保証するよう設計され、前記帯域通過フィルタの入力は方向性カプラの出力ポートに接続され、前記反射フィルタの入力は前記カプラの入力ポートによって形成され、前記反射フィルタの出力は前記帯域通過フィルタの反射係数を回復するポートによって形成される、チャネル・フィルタ。
〔態様３〕
態様１または２記載のフィルタであって、チャネルNの周波数を中心とし、第一の帯域通過フィルタの帯域幅はチャネルN−2の中間周波数を中心としつつチャネルN−1ないしN−3の帯域を占め、第二の帯域通過フィルタの帯域幅はチャネルN＋2の中間周波数を中心としつつチャネルN＋1ないしN＋3の帯域を占める、フィルタ。
〔態様４〕
二つの反射フィルタの間に、これらのフィルタに起因する損失を補償するよう増幅器が配置されることを特徴とする、態様１ないし３のうちいずれか一項記載のフィルタ。
〔態様５〕
前記帯域通過フィルタがチェビシェフ５極型であることを特徴とする、態様１ないし４のうちいずれか一項記載のフィルタ。
〔態様６〕
デジタル・テレビジョン受信機において使用されることを特徴とする、態様１ないし５のうちいずれか一項記載のフィルタ。
〔態様７〕
当該フィルタの出力に接続された前記受信機のDVB復調器によって供給される搬送波対雑音C/N比の最適を探索する、アナログ‐デジタル変換器を備えたマイクロプロセッサを含み、前記探索は両帯域通過フィルタの極に対して交互に作用することによって実行される、ことを特徴とする、態様６記載のフィルタ。
〔態様８〕
基本的な帯域通過フィルタが表面弾性波フィルタであることを特徴とする、態様１ないし７のうちいずれか一項記載のフィルタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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