(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
前記直流電源の出力両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせることにより前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換する制御回路と、
一次巻線と第１の二次巻線と第２の二次巻線とを有するトランスと、
前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され、リアクトルと前記トランスの前記一次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの前記第１の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を出力する第１整流平滑回路と、
前記トランスの前記第２の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を出力する第２整流平滑回路とを備え、
前記制御回路は、前記第１整流平滑回路からの前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第１出力電圧を上昇させる時、前記電流共振コンデンサの上限電圧が上昇するように前記第１スイッチング素子の前記オン期間を長くさせ、
前記第２整流平滑回路からの前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第２出力電圧を上昇させる時、前記電流共振コンデンサの下限電圧が下降するように前記第２スイッチング素子の前記オン期間を長くさせ、
前記制御回路は、前記第１出力電圧により充電する第１コンデンサと、
前記第１コンデンサに充電された充電電圧と基準電圧とを比較することにより第２パルス信号を生成し、前記第２パルス信号を前記第２スイッチング素子に出力する第１比較手段と、
前記第１比較手段からの前記第２パルス信号により前記第１コンデンサの電荷を放電させる第１放電手段と、
前記第２出力電圧により充電する第２コンデンサと、
前記第２コンデンサに充電された充電電圧と前記基準電圧とを比較することにより第１パルス信号を生成し、前記第１パルス信号を前記第１スイッチング素子に出力する第２比較手段と、
前記第２比較手段からの第１パルス信号により前記第２コンデンサの電荷を放電させる第２放電手段と、
前記第１コンデンサに充電された充電電圧と基準電圧との比較により得られる充電時間に基づき前記第２比較手段からの前記第１パルス信号のオン時間を決定し、前記第２コンデンサに充電された充電電圧と前記基準電圧との比較により得られる充電時間に基づき前記第１比較手段からの第２パルス信号のオン時間を決定するオン時間決定手段と、
を備える多出力スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスの前記第１の二次巻線及び前記第２の二次巻線は、前記第１スイッチング素子がオンした時に前記トランスの一次側のエネルギーが前記第２の二次巻線に伝達され且つ前記第２スイッチング素子がオンした時に前記一次側のエネルギーが前記第１の二次巻線に伝達されるように巻回されている請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の出力を有する多出力スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は従来の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。この多出力スイッチング電源装置は、出力電圧Ｖｏ１からの帰還信号に基づき制御回路１０によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのデューティを制御し、出力電圧Ｖｏ２からの帰還信号に基づき制御回路１１ａにより昇圧チョッパー回路の出力電圧を制御することにより、出力電圧Ｖｏ２を制御する。
【０００３】
制御回路１０は、帰還回路５からの出力電圧Ｖｏ１の検出信号に基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。即ち、制御回路１０は、帰還回路５からの出力電圧Ｖｏ１の検出信号に基づきスイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２をＰＷＭ制御又は周波数制御することにより、電流共振コンデンサＣｒｉの充電電圧を変え、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に出力電圧Ｖｏ１へ送るエネルギー量の制御を行う。ここでは、制御回路１０は、帰還回路５からの出力電圧Ｖｏ１に基づきスイッチング素子Ｑ１のオン幅を制御する。
【０００４】
帰還回路６は、平滑コンデンサＣ２とダイオードＤ２との接続点に接続され、平滑コンデンサＣ２の出力電圧Ｖｏ２を検出し、検出電圧を制御回路１１ａに出力する。制御回路１１ａは、帰還回路６からの検出電圧に基づき、昇圧チョッパー回路内の平滑コンデンサＣ３の両端電圧を制御することにより、出力電圧Ｖｏ２を制御する。
【０００５】
制御回路１１ａは、帰還回路６からの検出電圧と全波整流回路２からの全波整流電圧を抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とで分圧した分圧電圧とを乗算し、得られた乗算出力電圧と電流検出抵抗Ｒ１３で検出された入力電流に比例した電圧との誤差電圧を増幅して誤差電圧信号を生成する。制御回路１１ａは、生成された誤差電圧信号と三角波信号とを比較することによりパルス信号を生成し、パルス信号をスイッチング素子Ｑ３に印加する。
【０００６】
このように従来の多出力スイッチング電源装置によれば、逆極性で巻回された２つの二次巻線Ｓ１，Ｓ２から取り出される２つの出力のそれぞれの帰還信号により、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのデューティと前段の昇圧チョッパー回路の出力電圧をそれぞれ制御することにより、一方の出力電圧又は両方の出力電圧の可変があっても複数の出力の安定化を図ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−２８７５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の多出力スイッチング電源装置においては、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２とを制御するために、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路１０と昇圧チョッパ回路の制御回路１１ａとが必要であった。このため、多出力スイッチング電源装置が高価であった。
【０００９】
また、昇圧チョッパ回路は、力率改善機能を有している。この力率を改善するためには、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する応答、即ち、位相補償は交流電源１の交流電源周波数に対して充分に遅くしなければならない。
【００１０】
一方、出力電圧Ｖｏ２の電圧変動に連動して昇圧チョッパ回路の出力電圧変動に対する応答を早めることにより出力電圧Ｖｏ２の安定化が図られている。しかし、昇圧チョッパ回路の出力電圧変動に対する応答を早めることは、力率を悪化させるという問題がある。
【００１１】
本発明は、昇圧チョッパ回路を用いることなく安価で複数の出力電圧を安定化させることができる多出力スイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、本発明は、直流電源と、前記直流電源の出力両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせることにより前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換する制御回路と、一次巻線と第１の二次巻線と第２の二次巻線とを有するトランスと、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され、リアクトルと前記トランスの前記一次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの前記第１の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１出力電圧を出力する第１整流平滑回路と、前記トランスの前記第２の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２出力電圧を出力する第２整流平滑回路とを備え、前記制御回路は、前記制御回路は、前記第１整流平滑回路からの前記第１出力電圧に基づき前記第１スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第１出力電圧を上昇させる時、前記電流共振コンデンサの上限電圧が上昇するように前記第１スイッチング素子の前記オン期間を長くさせ、前記第２整流平滑回路からの前記第２出力電圧に基づき前記第２スイッチング素子のオン期間を制御し、前記第２出力電圧を上昇させる時、前記電流共振コンデンサの下限電圧が下降するように前記第２スイッチング素子の前記オン期間を長くさせ、前記制御回路は、前記第１出力電圧により充電する第１コンデンサと、前記第１コンデンサに充電された充電電圧と基準電圧とを比較することにより第２パルス信号を生成し、前記第２パルス信号を前記第２スイッチング素子に出力する第１比較手段と、前記第１比較手段からの前記第２パルス信号により前記第１コンデンサの電荷を放電させる第１放電手段と、前記第２出力電圧により充電する第２コンデンサと、前記第２コンデンサに充電された充電電圧と前記基準電圧とを比較することにより第１パルス信号を生成し、前記第１パルス信号を前記第１スイッチング素子に出力する第２比較手段と、前記第２比較手段からの第１パルス信号により前記第２コンデンサの電荷を放電させる第２放電手段と、前記第１コンデンサに充電された充電電圧と基準電圧との比較により得られる充電時間に基づき前記第２比較手段からの前記第１パルス信号のオン時間を決定し、前記第２コンデンサに充電された充電電圧と前記基準電圧との比較により得られる充電時間に基づき前記第１比較手段からの第２パルス信号のオン時間を決定するオン時間決定手段とを備える。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、制御回路は、第１整流平滑回路からの第１出力電圧に基づき第１スイッチング素子のオン期間を制御し、第２整流平滑回路からの第２出力電圧に基づき第２スイッチング素子のオン期間を制御するので、昇圧チョッパ回路を用いることなく安価で複数の出力電圧を安定化させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図２】本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図３】本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置内の制御回路を示す回路構成図である。
【図４】本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置において第１出力電圧のための設定電圧を上昇させる時の各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置において第２出力電圧のための設定電圧を上昇させる時の各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図６】本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置において第２出力電圧を上昇させる時に電流共振コンデンサの振幅電圧のボトム電圧が低くなるようにスイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御する様子を示すタイミングチャートである。
【図７】本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置において第１出力電圧を上昇させる時に電流共振コンデンサの振幅電圧が高くなるようにスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御する様子を示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の実施例２の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図９】本発明の実施例３の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【図１０】本発明の実施例３の変形例の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の多出力スイッチング電源装置の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１６】
図２は実施例１の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例１のスイッチング電源装置は、制御回路１０ａによりスイッチング素子Ｑ１のオン期間とスイッチング素子Ｑ２のオン期間とを変化させて、電流共振コンデンサＣｒｉの共振電圧振幅及び直流重畳電圧を変えることにより、トランスの一次側から二次側に送るエネルギー量を制御することを特徴とする。
【００１７】
具体的には、制御回路１０ａを除けば、本発明は、従来のスイッチング電源装置の構成に対して大幅に変更されていないが、本発明は、電流共振コンデンサＣｒｉ容量を従来の容量よりも充分に小さくすることで、電流共振コンデンサＣｒｉの共振電圧振幅及び直流重畳電圧を容易に変化させる点が異なっている。
【００１８】
実施例１の多出力スイッチング電源装置において、交流電源１は交流電圧を整流器２に出力する。整流器２は、交流電源１の交流電圧を整流する。交流電源１と整流器２とで直流電源を構成する。なお、交流電源１と整流器２とを用いる代わりに、直流電源を用いても良い。
【００１９】
整流器２の出力両端には、平滑コンデンサＣ３が接続されるとともに、スイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）とスイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、例えば、ＭＯＳＦＥＴからなる。スイッチング素子Ｑ１のドレインは整流器２の正極に接続され、スイッチング素子Ｑ２のソースは整流器２の負極に接続されている。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、電圧共振コンデンサＣｒｖが接続されるとともに、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されている。
【００２１】
トランスＴ１は、一次巻線Ｐ１（巻数がＮ１）と第１の二次巻線Ｓ１（巻数がＮ２）と第２の二次巻線Ｓ２（巻数がＮ３）とを有している。
【００２２】
トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１の両端にはダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続されている。ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とは、第１整流平滑回路を構成し、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１の両端に発生する電圧を整流平滑して出力電圧Ｖｏ１（第１出力電圧）を出力する。
【００２３】
トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２の両端にはダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とは、第２整流平滑回路を構成し、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２の両端に発生する電圧を整流平滑して出力電圧Ｖｏ２（第２出力電圧）を出力する。
【００２４】
トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２は、スイッチング素子Ｑ１がオンした時にトランスＴ１の一次側のエネルギーが第２の二次巻線Ｓ２に伝達され且つスイッチング素子Ｑ２がオンした時に一次側のエネルギーが第１の二次巻線Ｓ１に伝達されるように巻回されている。
【００２５】
即ち、図２に示す例では、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に対して第１の二次巻線Ｓ１が逆相に巻回され、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に対して第２の二次巻線Ｓ２が同相に巻回されている。
【００２６】
帰還回路５は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧である出力電圧Ｖｏ１と第１設定電圧との誤差電圧を第１帰還信号ＦＢＬとして制御回路１０ａに出力する。帰還回路６は、平滑コンデンサＣ２の両端電圧である出力電圧Ｖｏ２と第２設定電圧との誤差電圧を第２帰還信号ＦＢＨとして制御回路１０ａに出力する。
【００２７】
制御回路１０ａは、帰還回路５からの第１帰還信号ＦＢＬと帰還回路６からの第２帰還信号ＦＢＨとに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせることにより整流器２の整流電圧をパルス信号に変換する。また、制御回路１０ａは、帰還回路５からの第１帰還信号ＦＢＬに基づきスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御し、帰還回路６からの第２帰還信号ＦＢＨに基づきスイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御する。
【００２８】
さらに、制御回路１０ａは、出力電圧Ｖｏ１を上昇させる時、電流共振コンデンサＣｒｉの上限電圧が上昇するようにスイッチング素子Ｑ１のオン期間を長くさせる。制御回路１０ａは、出力電圧Ｖｏ２を上昇させる時、電流共振コンデンサＣｒｉの下限電圧が下降するようにスイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くさせる。
【００２９】
図３は本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置内の制御回路を示す回路構成図である。図３において、抵抗Ｒ１の一端は、帰還回路６からの第２帰還信号ＦＢＨを入力し、抵抗Ｒ２の一端は、帰還回路５からの第１帰還信号ＦＢＬを入力する。抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ２の他端は、抵抗Ｒ４の一端に接続されている。
【００３０】
カレントミラー回路１０１は、トランジスタＱ４とトランジスタＱ５とから構成されている。トランジスタＱ４のベースとコレクタとトランジスタＱ５のベースとは、抵抗Ｒ１の他端と抵抗Ｒ３の一端に接続されている。トランジスタＱ４のエミッタとトランジスタＱ５のエミッタとは、電源Ｖｒｅｆの正極に接続されている。トランジスタＱ５のコレクタは、コンパレータＣＰ２（第２比較手段）の非反転端子とコンデンサＣ４（第２コンデンサ）の一端とＭＯＳＦＥＴＱ８のドレインとに接続されている。
【００３１】
カレントミラー回路１０２は、トランジスタＱ６とトランジスタＱ７とから構成されている。トランジスタＱ６のベースとコレクタとトランジスタＱ７のベースとは、抵抗Ｒ２の他端と抵抗Ｒ４の一端に接続されている。トランジスタＱ６のエミッタとトランジスタＱ７のエミッタとは、電源Ｖｒｅｆの正極に接続されている。トランジスタＱ７のコレクタは、コンパレータＣＰ１（第１比較手段）の非反転端子とコンデンサＣ５（第１コンデンサ）の一端とＭＯＳＦＥＴＱ９のドレインとに接続されている。
【００３２】
電源Ｖｒｅｆの負極と抵抗Ｒ３の他端と抵抗Ｒ４の他端とコンデンサＣ４の他端とコンデンサＣ５の他端とＭＯＳＦＥＴＱ８のソースとＭＯＳＦＥＴＱ９のソースとは、接地されている。コンパレータＣＰ１の反転端子とコンパレータＣＰ２の反転端子とは、基準電源Ｖｔｈの正極が接続され、基準電源Ｖｔｈの負極は接地されている。
【００３３】
コンパレータＣＰ２は、コンデンサＣ４に充電された充電電圧と基準電源Ｖｔｈの基準電圧とを比較し、充電電圧が基準電圧未満である時にはＬレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに出力し、充電電圧が基準電圧以上である時にはＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに出力することにより、第１パルス信号を生成する。
【００３４】
コンパレータＣＰ１は、コンデンサＣ５に充電された充電電圧と基準電源Ｖｔｈの基準電圧とを比較し、充電電圧が基準電圧未満である時にはＬレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに出力し、充電電圧が基準電圧以上である時にはＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに出力することにより、第２パルス信号を生成する。
【００３５】
フリップフロップ回路ＦＦ１は、コンパレータＣＰ２からセット端子Ｓに入力した第１パルス信号を出力端子Ｑから遅延回路１０３とＭＯＳＦＥＴＱ８のゲートとに出力する。フリップフロップ回路ＦＦ１は、コンパレータＣＰ１からリセット端子Ｒに入力した第２パルス信号を反転出力端子Ｑｂから遅延回路１０４とＭＯＳＦＥＴＱ９のゲートとに出力する。
【００３６】
ＭＯＳＦＥＴＱ８（第２放電手段）は、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルの第１パルス信号を入力した時、コンデンサＣ４の電荷を放電させる。ＭＯＳＦＥＴＱ９（第１放電手段）は、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子ＱｂからＨレベルの第２パルス信号を入力した時、コンデンサＣ５の電荷を放電させる。  
遅延回路１０３は、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑから第１パルス信号を第１所定時間遅延させ、ドライバＤＲ１を介して第１遅延パルス信号Ｈｏｕｔをスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。
【００３７】
遅延回路１０３において、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑにバッファ回路ＢＦ１の入力端子が接続され、バッファ回路ＢＦ１の出力端子にはダイオードＤ４のカソードと抵抗Ｒ５の一端とが接続されている。ダイオードＤ４のアノードと抵抗Ｒ５の他端とは、コンデンサＣ６の一端とバッファ回路ＢＦ２の一端に接続され、バッファ回路ＢＦ２の他端はドライバＤＲ１の入力端子に接続されている。
【００３８】
遅延回路１０４は、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂから第２パルス信号を第２所定時間遅延させ、ドライバＤＲ２を介して第２遅延パルス信号Ｌｏｕｔをスイッチング素子Ｑ２のゲートに出力する。
【００３９】
遅延回路１０４において、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂにバッファ回路ＢＦ３の入力端子が接続され、バッファ回路ＢＦ３の出力端子にはダイオードＤ５のカソードと抵抗Ｒ６の一端とが接続されている。ダイオードＤ５のアノードと抵抗Ｒ６の他端とは、コンデンサＣ７の一端とバッファ回路ＢＦ４の一端に接続され、バッファ回路ＢＦ４の他端はドライバＤＲ２の入力端子に接続されている。
【００４０】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが同時にオンしないように、遅延回路１０３の時定数Ｒ５，Ｃ６と遅延回路１０４の時定数Ｒ６，Ｃ７とを決定している。    
次にこのように構成された実施例１の多出力スイッチング電源装置の動作を図２を参照しながら説明する。
【００４１】
まず、スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ（トランスＴ１の一次二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。また、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が出力電圧Ｖｏ２に送られる。
【００４２】
また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、整流器２の出力電圧から電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を差し引いた電圧を一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとのインダクタンス比で分圧された一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンス比分の電圧が印加される。
【００４３】
そして、一次巻線Ｐ１の電圧は（Ｖｏ２＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ３となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒとによる共振電流が二次側に送出される。ここで、ＶｆはダイオードＤ２の順方向電圧である。一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ２＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ３未満のときには、トランスＴ１の二次側へのエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次側のみの共振動作となる。
【００４４】
次に、スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーによりリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流がトランスＴ１の二次巻線Ｓ１を介して出力電圧Ｖｏ１に送られる。また、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーがリセットされる。
【００４５】
また、スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとのインダクタンス比で分圧された一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンス比分の電圧が印加される。
【００４６】
そして、一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒとによる共振電流が二次巻線Ｓ１を介して二次側に送出される。ここで、ＶｆはダイオードＤ１の順方向電圧である。
【００４７】
一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ１＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２未満のときには、トランスＴ１の二次側へはエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次側のみの共振動作となる。
【００４８】
次に、図３乃至図５を参照しながら、実施例１の多出力スイッチング電源装置の特徴である制御回路１０ａの動作を説明する。
【００４９】
まず、図４のタイミングチャートを参照しながら、出力電圧Ｖｏ１のための設定電圧を上昇させる時の各部の動作を説明する。
【００５０】
なお、図４において、Ｖｒ１は出力電圧Ｖｏ１のための設定電圧、Ｖｒ２は出力電圧Ｖｏ２のための設定電圧、ＩＦＢＬはカレントミラー回路１０２に流れる電流、ＩＦＢＨはカレントミラー回路１０１に流れる電流、ＶＣ４はコンデンサＣ４の両端電圧、ＶＣ５はコンデンサＣ５の両端電圧、Ｑはフリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑからの第１パルス信号、Ｑｂはフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂからの第１パルス信号、ＬｏｕｔはドライバＤＲ２からの第２遅延パルス信号、ＨｏｕｔはドライバＤＲ１からの第１遅延パルス信号を示している。
【００５１】
また、設定電圧Ｖｒ１は、帰還回路５内の基準電圧であり、設定電圧Ｖｒ２は、帰還回路６内の基準電圧であり、これらの基準電圧は可変されるようになっている。
【００５２】
まず、時刻ｔ０において、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルの第１パルス信号が遅延回路１０３に出力されると、遅延回路１０３は第１パルス信号を遅延させて第１遅延パルス信号Ｈｏｕｔをスイッチング素子Ｑ１に出力する。このため、スイッチング素子Ｑ１がオンする。Ｈレベルの第１パルス信号によりＭＯＳＦＥＴＱ８はオンし、コンデンサＣ４の電荷が放電され、電圧ＶＣ４は、ゼロとなる。
【００５３】
時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｏ１を上昇させるために、設定電圧Ｖｒ１を一定値だけ上昇させると、カレントミラー回路１０２を流れる電流ＩＦＢＬが一定値だけ減少する。
【００５４】
時刻ｔ２において、電圧ＶＣ５が基準電圧Ｖｔｈに到達すると、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂからの第２パルス信号はＨレベルとなり、Ｈレベルの第２パルス信号によりＭＯＳＦＥＴＱ９がオンするので、コンデンサＣ５の電荷が放電され、電圧ＶＣ５はゼロとなる。
【００５５】
また、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂからの第２パルス信号はＨレベルとなる。遅延回路１０４は、第２パルス信号を遅延させて第２遅延パルス信号Ｌｏｕｔをスイッチング素子Ｑ２に出力するため、スイッチング素子Ｑ２がオンする。ここで、Ｌレベルの第１パルス信号によりＭＯＳＦＥＴＱ８はオフし、コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４は直線的に上昇していく。
【００５６】
時刻ｔ３において、電圧ＶＣ４が基準電圧Ｖｔｈに到達すると、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑからの第１パルス信号はＨレベルとなり、Ｈレベルの第１パルス信号によりＭＯＳＦＥＴＱ８がオンするので、コンデンサＣ４の電荷は放電され、電圧ＶＣ４はゼロとなる。
【００５７】
また、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂからの第２パルス信号はＬレベルとなる。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ９はオフし、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５は直線的に上昇していく。
【００５８】
このとき、カレントミラー回路１０２を流れる電流ＩＦＢＬが減少しているため、コンデンサＣ５に流れる電流も減少する。このため、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５がゼロから基準電圧Ｖｔｈに到達する時間は、（時刻ｔ４−時刻ｔ３）であり、（時刻ｔ２−時刻ｔ０）よりも長くなる。このため、第１遅延パルス信号Ｈｏｕｔも長くなるので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなる。
【００５９】
なお、図５は出力電圧Ｖｏ２のための設定電圧を上昇させる時の各部の動作を示すタイミングチャートである。図５に示す出力電圧Ｖｏ２のための設定電圧を上昇させる時の各部の動作も、図４に示す出力電圧Ｖｏ１のための設定電圧を上昇させる時の各部の動作と同様であるので、主な動作のみを説明する。
【００６０】
時刻ｔ１１において、出力電圧Ｖｏ２を上昇させるために、設定電圧Ｖｒ２を一定値だけ上昇させると、カレントミラー回路１０１を流れる電流ＩＦＢＨが一定値だけ減少する。
【００６１】
時刻ｔ１２において、電圧ＶＣ５が基準電圧Ｖｔｈに到達すると、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂからの第２パルス信号はＨレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ９はオンし、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５はゼロとなる。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑからの第１パルス信号はＬレベルとなる。このため、コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４はゼロから上昇していく。
【００６２】
このとき、カレントミラー回路１０１を流れる電流ＩＦＢＨが減少しているため、コンデンサＣ４に流れる電流も減少する。このため、コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４がゼロから基準電圧Ｖｔｈに到達する時間は、（時刻ｔ１３−時刻ｔ１２）であり、（時刻ｔ１０−時刻ｔ９）よりも長くなる。このため、第２遅延パルス信号Ｌｏｕｔも長くなるので、スイッチング素子Ｑ２のオン期間が長くなる。
【００６３】
次に、図６（ａ）〜図６（ｂ）のタイミングチャートを参照しながら、出力電圧Ｖｏ２を上昇させる時に電流共振コンデンサＣｒｉの振幅電圧のボトム電圧が低くなるようにスイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御する方法について説明する。図６（ａ）は出力電圧Ｖｏ２を上昇させないときの各部の動作を示し、図６（ｂ）は出力電圧Ｖｏ２を上昇させたときの各部の動作を示す。
【００６４】
なお、図６において、Ｖｃｒ２は電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、Ｑ２ｄｓはスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｑ２ｉｄはスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、Ｑ１ｉｄはスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である。
【００６５】
出力電圧Ｖｏ２側の出力電流の増加、あるいは出力電圧の可変により、図６（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏ２を上昇させるとき、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の第２の二次巻線Ｓ２にエネルギーが伝達される。
【００６６】
即ち、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（スイッチング素子Ｑ２のオフ期間）に、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に印加する電圧を上昇させることになる。また、出力電圧Ｖｏ１側の電圧は変化してはならないので、電流共振コンデンサＣｒｉの充電電圧は一定としなければならない。
【００６７】
このため、制御回路１０ａは、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖｃｒ２の上限電圧をそのままの状態とし、下限電圧（ボトム電圧）ＶＬ２を図６（ａ）に示す下限電圧ＶＬ１よりも低くなるように、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くする。図６では、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流Ｑ２ｉｄの期間が長くなっていることがわかる。これにより、出力電圧Ｖｏ２を上昇させることができる。
【００６８】
また、出力電圧Ｖｏを一定に保つため、スイッチング素子   Ｑ１のオン期間を短くして、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖｃｒ２の上限電圧を抑えている。
【００６９】
次に、図７（ａ）〜図７（ｂ）のタイミングチャートを参照しながら、出力電圧Ｖｏ１を上昇させる時に電流共振コンデンサＣｒｉの振幅電圧の上限電圧が高くなるようにスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御する方法について説明する。図７（ａ）は出力電圧Ｖｏ１を上昇させないときの各部の動作を示し、図７（ｂ）は出力電圧Ｖｏ１を上昇させたときの各部の動作を示す。
【００７０】
出力電圧Ｖｏ１側の出力電流の増加、あるいは出力電圧の可変により、図７（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏ１を上昇させるとき、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に印加される電圧を大きくする必要がある。この場合、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にトランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１にエネルギーが伝達される。
【００７１】
このため、制御回路１０ａは、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖｃｒ１の上限電圧ＶＨ２を、図７（ａ）に示す上限電圧ＶＨ１よりも大きくなるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を長くする。図７では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流Ｑ１ｉｄの期間が長くなっていることがわかる。これにより、出力電圧Ｖｏ１を上昇させることができる。
【００７２】
ここで、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧Ｖｃｒ２の下限電圧ＶＬは、出力電圧Ｖｏ２側の出力電圧設定を変えていないため、変化させない。
【実施例２】
【００７３】
図８は本発明の実施例２の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例１の多出力スイッチング電源装置では、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に接続されている。
【００７４】
これに対して、実施例２の多出力スイッチング電源装置は、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路をスイッチング素子Ｑ１に接続したことを特徴とする。
【００７５】
この場合には、トランスＴ１の第１の二次巻線Ｓ１及び第２の二次巻線Ｓ２は、スイッチング素子Ｑ１がオンした時にトランスＴ１の一次側のエネルギーが第１の二次巻線Ｓ１に伝達され且つスイッチング素子Ｑ２がオンした時に一次側のエネルギーが第２の二次巻線Ｓ２に伝達されるように巻回されている。
【００７６】
即ち、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に対して第１の二次巻線Ｓ１が逆相に巻回され、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に対して第２の二次巻線Ｓ２が同相に巻回されている。
【００７７】
また、帰還回路６からの第２帰還信号ＦＢＨは出力電圧Ｖｏ１の帰還信号となり、帰還回路５からの第１帰還信号ＦＢＬは出力電圧Ｖｏ２の帰還信号となるため、各々の帰還回路５，６の接続を入れ替えて接続されている。
【００７８】
このように実施例２の多出力スイッチング電源装置によっても、実施例１の多出力スイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。
【実施例３】
【００７９】
図９は本発明の実施例３の多出力スイッチング電源装置を示す回路構成図である。図９に示す実施例３の多出力スイッチング電源装置は、図２に示す実施例１の多出力スイッチング電源装置に対して、さらに、出力電圧Ｖｏ１端子とグランドＧＮＤ端子との間に論理回路などの負荷ＲＬが接続され、出力電圧Ｖｏ２端子とグランドＧＮＤ端子との間に直列に接続された複数の発光ダイオードＬＥＤからなる負荷が接続されている。第２の二次巻線Ｓ２とコンデンサＣ２との接続点とグランドＧＮＤ端子との間には電流検出抵抗Ｒｓが接続されている。
【００８０】
帰還回路５は、出力電圧Ｖｏ端子から論理回路などの負荷ＲＬの両端電圧を入力し、この負荷ＲＬの両端電圧に応じた帰還信号ＦＢＬを制御回路１０ａに出力する。制御回路１０ａは、負荷ＲＬの両端電圧に応じた帰還信号ＦＢＬに基づき定電圧制御を行い、負荷ＲＬに一定電圧を印加する。このため、負荷ＲＬを安定に動作させることができる。
【００８１】
帰還回路６は、電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流を入力し、入力された電流に応じた帰還信号ＦＢＨを制御回路１０ａに出力する。制御回路１０ａは、入力された電流に応じた帰還信号ＦＢＨに基づき定電流制御を行い、複数の発光ダイオードＬＥＤに一定電流を流す。このため、発光ダイオードＬＥＤの輝度ムラがなくなる。
【００８２】
また、実施例３の変形例として、例えば、発光ダイオードＬＥＤなどの負荷の場合には、図１０に示すような回路を用いても良い。この場合には、図９に示す構成に、さらに、フォトカプラＰＣ、オペアンプＯＰ１、帰還抵抗Ｒｆ、帰還コンデンサＣｆが設けられている。
【００８３】
電流検出抵抗Ｒｓと発光ダイオードＬＥＤとの接続点にはオペアンプＯＰ１の反転端子と帰還抵抗Ｒｆの一端とが接続され、オペアンプＯＰ１の非反転端子には基準電圧Ｖｒｅｆ−ｃｃが接続されている。帰還抵抗Ｒｆの他端は、帰還コンデンサＣｆを介してオペアンプＯＰ１の出力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子は、抵抗ＲｏとフォトカプラＰＣのダイオードを介して出力電圧Ｖｏ２端子に接続されている。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタは帰還回路６に接続されている。
【００８４】
このように構成によれば、発光ダイオードＬＥＤに流れる電流が増加すると、電流検出抵抗Ｒｓの電圧が上昇し、オペアンプＯＰ１の反転端子の電圧が上昇する。このため、オペアンプＯＰ１の出力は減少するため、フォトカプラＰＣのダイオードと抵抗Ｒｏとに流れる電流が増加する。このため、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタに流れる電流も増加する。即ち、電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流に応じた電流が帰還回路６に入力されるので、帰還回路６を介する制御回路１０ａにより発光ダイオードＬＥＤの定電流制御を行うことができる。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。
【符号の説明】
【００８６】
１  交流電源
２  全波整流回路
５，６  帰還回路
１０，１０ａ，１１ａ  制御回路
１０１，１０２  カレントミラー回路
１０３，１０４  遅延回路
Ｄ１〜Ｄ５  ダイオード
Ｃ１〜Ｃ３  平滑コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ６，Ｒ１１〜Ｒ１３  抵抗
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３  スイッチング素子
Ｑ４〜Ｑ７  トランジスタ
Ｑ８，Ｑ９  ＭＯＳＦＥＴ
ＣＰ１，ＣＰ２  コンパレータ
ＦＦ１  フリップフロップ回路
ＢＦ１〜ＢＦ４  バッファ回路
ＤＲ１，ＤＲ２  ドライバ回路
Ｃｒｉ  電流共振コンデンサ  
Ｃｒｖ  電圧共振コンデンサ
Ｌｒ  リアクトル
Ｔ１  トランス
Ｐ１  一次巻線
Ｓ１  第１の二次巻線
Ｓ２  第２の二次巻線  
ＬＥＤ  発光ダイオード
ＲＬ  負荷  
Ｒｓ  電流検出抵抗
ＰＣ  フォトカプラ
ＯＰ１  オペアンプ
Ｒｆ  帰還抵抗  
Ｃｆ  帰還コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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