(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を受信するコヒーレント受信部と、
前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、
前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、
前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を、１シンボル時間に相当する位相またはそれ以上、変動させる位相制御部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が前記位相制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、
を有する光受信器。
【請求項２】
請求項１に記載の光受信器であって、
前記波形歪み補償部と前記位相調整部との間に設けられ、前記波形歪み補償部の出力信号に対して、前記位相制御部からの制御データに対応するデジタル演算を行うことにより前記サンプリング位相を変動させる位相シフト部をさらに備える
ことを特徴とする光受信器。
【請求項３】
請求項１に記載の光受信器であって、
前記位相調整部は、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときに、前記位相制御部からの制御データに応じて前記サンプリング位相を変動させる
ことを特徴とする光受信器。
【請求項４】
請求項３に記載の光受信器であって、
前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときは前記位相制御部により生成される制御データを選択し、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御した後は前記位相検出部により生成される位相情報を選択するセレクタをさらに備え、
前記位相調整部は、前記セレクタにより選択された制御データまたは位相情報に従って前記サンプリング位相を調整する
ことを特徴とする光受信器。
【請求項５】
請求項１に記載の光受信器であって、
前記Ａ／Ｄ変換器が使用するサンプリングクロックを生成する周波数可変発振器をさらに備え、
前記周波数可変発振器は、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときに、前記位相制御部からの制御データに応じて前記サンプリングクロックの周波数を変動させる
ことを特徴とする光受信器。
【請求項６】
光信号を受信するコヒーレント受信部と、
前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、
前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、
前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、
前記光信号の偏波の回転量を変動させる偏波制御部と、
前記光信号の偏波が前記偏波制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、
を有する光受信器。
【請求項７】
請求項６に記載の光受信器であって、
前記波形歪み補償部と前記位相調整部との間に設けられ、前記波形歪み補償部の出力信号に対して、前記光信号の偏波を制御する演算を実行する適応等化部をさらに備え、
前記適応等化部は、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときに、前記偏波制御部からの制御データに応じて前記偏波を制御する
ことを特徴とする光受信器。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１つに記載の光受信器であって、
前記Ａ／Ｄ変換器は、シンボルレートの２倍の速度でサンプリングを行って前記光信号を表すデジタル信号列を生成し、
前記位相検出部は、連続する３つのデジタル信号の中の第１番目のデジタル信号と第３番目のデジタル信号との差分に第２番目のデジタル信号を乗算することにより、前記位相情報を生成する
ことを特徴とする光受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル処理を利用して光信号を復調する光受信器、および光受信器内に設けられるデジタル信号処理装置に係わる。
【背景技術】
【０００２】
近年、１波長あたり40Gbit/sを超える光信号を伝送する光伝送システムが研究または開発されてきている。このような超高速の光伝送システムにおいては、光Ｓ／Ｎ比（ＯＳＮＲ：Optical Signal to Noise Ratio）が劣化し、また、光ファイバの波長分散等に起因する波形歪みが生じる。そして、これらの問題を解決する技術として、デジタルコヒーレント受信方式が注目されている。
【０００３】
デジタルコヒーレント光受信器は、一般に、フロントエンド回路、Ａ／Ｄ変換器、デジタル信号処理装置を備える。フロントエンド回路は、通常、局部光源を利用して光信号を受信し、その光信号を表すアナログ電気信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器は、フロントエンド回路から出力されるアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。デジタル信号処理装置は、デジタル演算により信号を復調する。
【０００４】
デジタル信号処理装置は、例えば、主に波長分散を補償する波形歪み補償部、および、主に偏波変動による波形歪みを補償する適応等化部を備える。この構成では、波形歪み補償部において波長分散が十分に補償されると、適応等化部は波長分散をほとんど補償する必要がないので、適応等化部の回路規模を小さくすることができる。そうすると、適応等化部は、回路規模に起因する回路遅延をなくすことができ、速い偏波変動に対応した高速のフィードバックを行うことができる。このため、波形歪み補償部において波長分散が十分に補償されることが好ましい。
【０００５】
波長分散補償量は、例えば、下記の方法で推定されて補償される。
（１）伝送路の距離および光ファイバの特性に基づいて波長分散が推定される。しかしながら、この方法では、推定誤差が大きい。したがって、波長分散が十分に補償されないおそれがある。
【０００６】
（２）復調信号に対して実行される誤り訂正手順において、誤り訂正数が最小化されるように波長分散補償量が決定される。しかし、この方法は、光受信器のすべての動作（フレーム同期を含む）が収束した後に実行されるので、推定時間が長くなる。このため、例えば、障害発生時に光パスが切り替わる伝送システムにおいては、システムの回復が遅れるおそれがある。
【０００７】
（３）アナログクロック再生回路により再生されるクロック信号を利用して波長分散補償量が推定される。しかし、アナログ領域では残留分散が大きいので、波長分散補償量を精度よく推定することは困難である。
【０００８】
なお、特許文献１〜４には、波長分散補償量を推定する方法が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００２−２０８８９２号公報
【特許文献２】特開２００４−２３６０９７号公報
【特許文献３】特開２００８−５８６１０号公報
【特許文献４】特開２００７−６０５８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述のように、従来技術によれば、デジタルコヒーレント光受信器において、短い時間で波長分散を精度よく推定することが困難であった。このため、例えば、光信号を伝送する光パスの切り替え時に、新たな光パスの波長分散を補償するための設定に長い時間を要することがあった。すなわち、光伝送路に障害が発生したときに、復旧に要する時間が長くなることがあった。
【００１１】
本発明の課題は、デジタルコヒーレント光受信器において、短い時間で波長分散を精度よく推定する構成または方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の１つの態様の光受信器は、光信号を受信するコヒーレント受信部と、前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を変動させる位相制御部と、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が前記位相制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、を有する。
【００１３】
本発明の他の態様の光受信器は、光信号を受信するコヒーレント受信部と、前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、前記光信号の偏波の回転量を変動させる偏波制御部と、前記光信号の偏波が前記偏波制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、を有する。
【００１４】
本発明のさらに他の態様の光受信器は、光信号を受信するコヒーレント受信部と、前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、前記位相情報を１周期以上に変動させる変動制御部と、前記位相情報が前記変動制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、を有する。
【発明の効果】
【００１５】
本出願において開示される構成によれば、デジタルコヒーレント光受信器において、短い時間で波長分散を精度よく推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】第１の実施形態の光受信器の構成を示す図である。
【図２】サンプリング位相について説明する図である。
【図３】サンプリング位相検出部の構成および動作を説明する図である。
【図４】サンプリング位相検出部により算出される位相情報の特性を説明する図である。
【図５】サンプリング位相を調整する方法を説明する図である。
【図６】位相制御部および位相シフト部の動作を説明する図である。
【図７】第１の実施形態において波形歪み補償部を制御する方法を示すフローチャートである。
【図８】位相シフト部の実施例を示す図である。
【図９】ＦＦＴ／ＩＦＦＴを利用してサンプリング位相をシフトさせる方法を説明する図である。
【図１０】位相制御データの実施例である。
【図１１】第２の実施形態の光受信器の構成を示す図である。
【図１２】第２の実施形態において波形歪み補償部を制御する方法を示すフローチャートである。
【図１３】第３の実施形態の光受信器の構成を示す図である。
【図１４】第３の実施形態において波形歪み補償部を制御する方法を示すフローチャートである。
【図１５】第４の実施形態の光受信器の構成を示す図である。
【図１６】偏波制御データの実施例を示す図である。
【図１７】適応等化部の実施例を示す図である。
【図１８】偏波変動部の一例を示す図である。
【図１９】第５の実施形態の光受信器の構成を示す図である。
【図２０】第６の実施形態の光受信器の構成を示す図である。
【図２１】第１〜第３の実施形態の構成による効果を説明する図である。
【図２２】第４〜第５の実施形態の構成による効果を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、第１の実施形態の光受信器の構成を示す図である。第１の実施形態の光受信器１は、コヒーレント受信部１０、Ａ／Ｄ変換部２０、発振器３０、デジタル信号処理部４０を備える。
【００１８】
光受信器１には、光信号が入力される。この光信号は、光送信器から送信され、光ファイバを介して伝送され、光受信器１により受信される。また、この光信号は、特に限定されるものではないが、例えば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調信号である。なお、この明細書において、ＱＰＳＫは、ＤＱＰＳＫ（Differential QPSK）を含むものとする。また、光信号は、他の方式で変調された信号であってもよい。
【００１９】
コヒーレント受信部１０は、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１１、９０°光ハイブリッド回路１２ｈ、１２ｖ、局部光源（ＬＤ）１３、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１４、受光回路１５ａ〜１５ｄを備える。偏波ビームスプリッタ１１は、入力光信号から互いに直交する１組の偏波光信号ｈ、ｖを生成し、それぞれ９０°光ハイブリッド回路１２ｈ、１２ｖに導く。局部光源１３は、例えばレーザダイオードであり、入力光信号のキャリア周波数と同じまたはほぼ同じ周波数の局発光を生成する。局発光は、例えば、連続光である。偏波ビームスプリッタ１４は、局発光から互いに直交する１組の局発光ｈ、ｖを生成し、それぞれ９０°光ハイブリッド回路１２ｈ、１２ｖに導く。
【００２０】
９０°光ハイブリッド回路１２ｈは、偏波光信号ｈと局発光ｈを同相及び逆相で干渉させ、１組の出力光を生成する。この１組の出力光は、互いに光位相が９０°シフトしている。これにより、Ｈ偏波のＩ成分光信号およびＱ成分光信号が生成される。
【００２１】
受光回路１５ａは、直列的に接続された１組のフォトダイオードを備え、９０°光ハイブリッド回路１２ｈから出力されるＩ成分光信号を電気信号に変換する。同様に、受光回路１５ｂは、９０°光ハイブリッド回路１２ｈから出力されるＱ成分光信号を電気信号に変換する。これにより、Ｈ偏波のＩ成分およびＱ成分を表すアナログ電気信号が生成される。
【００２２】
９０°光ハイブリッド回路１２ｖ、受光回路１５ｃ、１５ｄの構成および動作は、基本的に、９０°光ハイブリッド回路１２ｈ、受光回路１５ａ、１５ｂと同じである。すなわち、９０°光ハイブリッド回路１２ｖ、受光回路１５ｃ、１５ｄによりＶ偏波のＩ成分およびＱ成分を表すアナログ電気信号が生成される。
【００２３】
Ａ／Ｄ変換部２０は、Ａ／Ｄ変換器２１ａ〜２１ｄを備える。Ａ／Ｄ変換器２１ａ〜２１ｄは、それぞれ、受光回路１５ａ〜１５ｄから出力されるアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。これにより、入力光信号を表すデジタル信号が生成される。なお、Ａ／Ｄ変換器２１ａ〜２１ｄは、それぞれ、発振器３０により生成されるクロック信号に同期してサンプリングを行う。サンプリング周波数は、特に限定されるものではないが、例えば、光信号のシンボルレートの２倍である。なお、発振器３０は、可変周波数発振器であってもよい。
【００２４】
デジタル信号処理部４０は、波形歪み補償部４１、サンプリング位相検出部４２、サンプリング位相調整部４３、復調部４４、位相制御部４５、位相シフト部４６、フィルタ４７、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９を備える。なお、デジタル信号処理部４０は、例えば、信号処理プログラムを実行するプロセッサにより実現される。ただし、デジタル信号処理部４０は、ハードウェア回路を含んでもよい。
【００２５】
波形歪み補償部４１は、Ａ／Ｄ変換部２０から入力されるデジタル信号に対して、光信号の波形歪みを補償する演算を実行する。このとき、波形歪み補償部４１は、伝送路（すなわち、光ファイバ）の波長分散に起因する波形歪みを補償する。伝送路の波長分散は、波長分散補償量設定部４９により推定される。そして、波形歪み補償部４１は、波長分散補償量設定部４９から指示される波長分散補償量に従って、波形歪みを補償する。
【００２６】
波形歪み補償部４１は、特に限定されるものではないが、例えば、ＦＩＲフィルタにより実現される。この場合、Ｈ偏波成分およびＶ偏波成分に対してそれぞれＦＩＲフィルタが設けられる。なお、各ＦＩＲフィルタのタップ数は、特に限定されるものではないが、例えば、光伝送システム上で想定される波長分散量に応じて決定される。
【００２７】
波長分散補償量は、光受信器１が受信動作を開始するとき、および光受信器１により受信される光信号を伝送する光パスが切り替えられたときに、波長分散補償量設定部４９により算出される。そして、波形歪み補償部４１は、算出された波長分散補償量に従って、ＦＩＲフィルタのタップ係数を決定する。以降、波形歪み補償部４１は、新たな波長分散補償量が算出されるまで、タップ係数を維持しながらＦＩＲフィルタ演算を実行する。ただし、デジタル信号処理部４０は、上記契機に加えて、所定の周期で、或いはネットワーク管理者からの指示に応じて、新たな波長分散補償量を算出してＦＩＲフィルタのタップ係数を更新してもよい。
【００２８】
サンプリング位相検出部４２は、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング位相を表す位相情報を生成する。サンプリング位相は、ここでは、Ａ／Ｄ変換部２０における送信信号データのシンボル位相に対する理想的なサンプリングタイミングと実際のサンプリングタイミングとの間のタイミング誤差を表す。
【００２９】
図２は、サンプリング位相について説明する図である。図２に示す曲線は、Ａ／Ｄ変換部２０に入力されるアナログ電気信号であり、Ｈ偏波Ｉ成分信号、Ｈ偏波Ｑ成分信号、Ｖ偏波Ｉ成分信号、Ｖ偏波Ｑ成分信号のいずれか１つを示している。また、図２は、２つのシンボル（ｎ、ｎ＋１）についてアナログ電気信号を示している。なお、図２は、シンボルｎ、ｎ＋１間でデータが変化している場合について示している。
【００３０】
サンプリング周波数がシンボルレートの２倍であるときは、Ａ／Ｄ変換部２０は、理想的には、タイミングａ１、ａ２、ａ３、．．．においてサンプリングを行う。ここで、タイミングａ１はシンボルｎの中央であり、タイミングａ２はシンボルｎ、ｎ＋１の境界であり、タイミングａ３はシンボルｎ＋１の中央である。
【００３１】
サンプリングタイミングが適切に調整されていないときは、Ａ／Ｄ変換部２０は、例えば、タイミングｂ１、ｂ２、ｂ３、．．．においてサンプリングを行う。この場合、サンプリング位相検出部４２は、図２に示す誤差Δφを検出する。誤差Δφは、タイミングａ１、ｂ１間の誤差に相当する。
【００３２】
図３は、サンプリング位相検出部４２の構成および動作を説明する図である。サンプリング位相検出部４２は、図３（ａ）に示す演算を実行する。すなわち、サンプリング位相検出部４２は、Ｉ成分およびＱ成分について、それぞれ、連続する３つのサンプリングデータを利用して加算演算および乗算演算を実行する。そして、Ｉ成分およびＱ成分についての演算結果の和が、位相情報ｕとして出力される。なお、図３（ａ）において、τは、１シンボル時間に相当する。
【００３３】
例えば、Ｉ成分のアナログ電気信号が図３（ｂ）に示すタイミングｂ１、ｂ２、ｂ３においてＡ／Ｄ変換部２０によりサンプリングされたものとする。この場合、サンプリング位相検出部４２には、サンプリングデータＢ１、Ｂ２、Ｂ３が与えられる。そして、サンプリング位相検出部４２は、Ｉ成分の位相情報ｕ(i)として「Ｂ２×（Ｂ３−Ｂ１）」を計算する。同様に、Ｑ成分の位相情報ｕ(q)も計算される。そして、サンプリング位相検出部４２は、位相情報ｕ（＝ｕ(i)＋ｕ(q)）を計算して出力する。位相情報ｕは、サンプリング位相ずれの大きさ及びその符号を表す。換言すれば、位相情報ｕは、サンプリングタイミング誤差の大きさ及びその方向を表す。
【００３４】
なお、サンプリング位相検出部４２は、Ｈ偏波成分またはＶ偏波成分について位相情報ｕを算出する。或いは、サンプリング位相検出部４２は、Ｈ偏波成分およびＶ偏波成分の双方について位相情報ｕを算出してもよい。この場合、位相情報ｕとして、例えば、Ｈ偏波成分位相情報およびＶ偏波成分位相情報の平均値が出力されるようにしてもよい。
【００３５】
図３に示すサンプリング位相検出方法（または、タイミング誤差検出方法）は、たとえば、F.M.Gardner, A BPSK/QPSK Timing-Error Detector for Sampled Receiver, IEEE Trans. Commun., VOL. COM-34, No.5, May 1986、または、T.Tanimura et. al, Digital Clock Recovery Algorithm for Optical Coherent Receivers Operating Independent of Laser Frequency Offset, ECOC2008, Mo.3.D.2 に記載されている。なお、サンプリング位相検出部４２は、他の方法でサンプリング位相を検出してもよい。
【００３６】
図４は、サンプリング位相検出部４２により算出される位相情報ｕの特性を説明する図である。図４は、サンプリング位相ずれと位相情報ｕとの関係を示している。なお、サンプリング位相ずれは、１シンボル時間を「１」として表わされている。また、位相情報ｕは、波長分散が理想的に補償されているときの最大値を「１」として正規化されている。
【００３７】
位相情報ｕは、図４に示すように、サンプリング位相ずれ（すなわち、サンプリングタイミング誤差）に応じて変化する。サンプリング位相ずれがゼロであれば（例えば、図２においてタイミングａ１、ａ２、ａ３でサンプリングが行われていれば）、位相情報ｕはほぼゼロである。ところが、サンプリング位相ずれが大きくなると、位相情報ｕの絶対値も大きくなっていく。そして、サンプリング位相ずれが「0.25」または「−0.25」であるときに、位相情報ｕの絶対値が最大になる。ここで、位相情報ｕの符号は、サンプリングタイミングの「進みまたは遅れ」を表す。サンプリング位相ずれがさらに大きくなると、位相情報ｕの絶対値は小さくなっていく。そして、サンプリング位相ずれが「0.5」または「−0.5」になると、位相情報ｕはゼロに戻る。なお、サンプリング位相ずれがさらに大きい領域では、位相情報ｕは、図４に示すカーブで周期的に変化する。すなわち、例えば、サンプリング位相ずれが「0.6」「0.7」「0.8」であるときは、それぞれ、サンプリング位相ずれが「-0.4」「-0.3」「-0.2」であるときと同じ位相情報ｕが得られる。また、サンプリング位相ずれが「-0.6」「-0.7」「-0.8」であるときは、それぞれ、サンプリング位相ずれが「0.4」「0.3」「0.2」であるときと同じ位相情報ｕが得られる。
【００３８】
サンプリング位相調整部４３は、サンプリング位相検出部４２により算出される位相情報ｕに基づいて、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング位相を調整する。このとき、サンプリング位相調整部４３は、例えば、位相情報ｕが最小化されるように、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング位相を調整する。
【００３９】
サンプリング位相調整部４３は、特に限定されるものではないが、例えば、ＦＩＲフィルタにより実現される。この場合、Ｈ偏波成分およびＶ偏波成分に対してそれぞれＦＩＲフィルタが設けられる。そして、位相情報ｕに基づいてＦＩＲフィルタのタップ係数を調整することにより、サンプリング位相が調整される。
【００４０】
サンプリング位相調整部４３は、波形歪み補償部４１から出力されるデジタル信号（ここでは、位相シフト部４６は無視する）に対してデジタル演算を実行することにより、サンプリング位相を調整する。例えば、図５に示すように、Ａ／Ｄ変換部２０は、サンプリングタイミングａ１、ａ２、ａ３でアナログ電気信号ＡからデータＡ１、Ａ２、Ａ３を取得したものとする。また、サンプリング位相調整部４３は、ＦＩＲフィルタを利用したデジタル演算により、データＡ１、Ａ２、Ａ３をそれぞれデータＢ１、Ｂ２、Ｂ３に変換したものとする。この場合、例えばデータＢ２の値は、タイミングａ４においてアナログ電気信号Ａから取得されるデータＡ４と同じである。すなわち、データＡ１、Ａ２、Ａ３をそれぞれデータＢ１、Ｂ２、Ｂ３に変換するデジタル演算は、実質的に、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリングタイミングを「φ」だけシフトさせる処理と等価である。
【００４１】
このように、サンプリング位相調整部４３は、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリングタイミング（すなわち、サンプリング位相）を調整する。このとき、サンプリング位相調整部４３は、例えば図２に示すように、各シンボルの中央およびシンボル間の境界でデータがサンプリングされるように、位相情報ｕに基づいてサンプリング位相を調整する。
【００４２】
サンプリング位相調整部４３の出力信号は、復調部４４およびサンプリング位相検出部４２に与えられる。なお、サンプリング位相検出部４２は、上述したように、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング位相を検出する。そして、サンプリング位相調整部４３は、サンプリング位相検出部４２による検出結果を利用して、サンプリング位相を調整する。
【００４３】
復調部４４は、この例では、適応等化波形歪み補償部を備える。適応等化波形歪み補償部は、サンプリング位相調整部４３の出力信号に対してデジタル演算を実行することにより、波形歪み補償部４１の出力信号に残留している波形歪みを補償する。適応等化波形歪み補償部は、例えば、バタフライ型ＦＩＲフィルタであり、偏波変動等に起因する波形歪みを補償することができる。そして、復調部４４は、波形歪みが補償された信号からデータを復調する。
【００４４】
上記構成の光受信器において、波形歪み補償部４１のＦＩＲフィルタのタップ係数を指示する波長分散補償量は、サンプリング位相検出部４２により得られる位相情報ｕに基づいて計算される。ここで、位相情報ｕは、図４に示すように、サンプリング位相ずれ量に依存すると共に、波長分散の補償誤差の大きさにも依存する。具体的には、波長分散が精度よく補償されていれば、図４において実線で示すように、サンプリング位相ずれ量の変化に対して位相情報ｕの変動幅は大きい。これに対して、波長分散が適切に補償されていないときは、図４において破線で示すように、サンプリング位相ずれ量の変化に対して位相情報ｕの変動幅は小さい。
【００４５】
そこで、実施形態の光受信器１は、サンプリング位相ずれ量に対する位相情報ｕの変動幅に基づいて波長分散量を推定する機能を備える。この機能は、図１に示す構成では、位相制御部４５、位相シフト部４６、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９により実現される。一例としては、サンプリング位相ずれ量を所定の範囲においてスイープしたときの位相情報ｕの変動幅を検出し、位相情報ｕの変動幅を最大化するように、波長分散補償量が決定される。
【００４６】
位相制御部４５は、位相制御データφを生成する。位相制御データφは、サンプリング位相を指示する。位相シフト部４６は、位相制御データφに従って、サンプリング位相をシフトさせる。ここで、位相シフト部４６は、波形歪み補償部４１から出力されるデジタル信号に対してデジタル演算を実行することにより、サンプリング位相をシフトさせる。
【００４７】
図６は、位相制御部４５および位相シフト部４６の動作を説明する図である。位相制御部４５により生成される位相制御データφは、図６（ａ）に示すように、時間の関数であり、例えばサイン波によって表わされる。ここで、位相制御データφの振幅は、例えば、サンプリングタイミング誤差に換算した場合における「１シンボル時間」に相当する。この場合、φmaxは、０．５シンボル時間に相当する。
【００４８】
位相シフト部４６は、図６（ａ）に示す位相制御データφに従って、サンプリングタイミング（すなわち、サンプリング位相）をシフトさせる。ここで、例えば、Ａ／Ｄ変換部２０は、時刻０において、図６（ｂ）に示すサンプリングタイミングａ１、ａ２、ａ３でデータをサンプリングしているものとする。また、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング周期は、シンボルレートに完全に同期しているものとする。
【００４９】
時刻Ｔ／４において、位相制御データφは、「−φmax（＝−０．５シンボル）」である。そうすると、位相シフト部４６は、図６（ｂ）に示すように、サンプリングタイミングｂ１、ｂ２、ｂ３でアナログ電気信号をサンプリングしたときに得られるデジタル信号を出力する。すなわち、時刻０〜時刻Ｔ／４の期間は、サンプリングタイミングは、実質的に「ａ１、ａ２、ａ３」から「ｂ１、ｂ２、ｂ３」へ連続的に変化する。このとき、サンプリング位相検出部４２は、順次、位相情報ｕを計算する。したがって、時刻０〜時刻Ｔ／４の期間は、図４において、サンプリング位相ずれ量「０〜−０．５」の範囲で位相情報ｕが算出される。
【００５０】
時刻Ｔ／４〜時刻Ｔ／２の期間は、位相制御データφは、「−φmax」から「０」に戻る。したがって、時刻Ｔ／４〜時刻Ｔ／２の期間は、図４において、サンプリング位相ずれ量「−０．５〜０」の範囲で位相情報ｕが算出される。
【００５１】
時刻３Ｔ／４において、位相制御データφは、「＋φmax（＝＋０．５シンボル）」である。そうすると、位相シフト部４６は、図６（ｂ）に示すように、サンプリングタイミングｃ１、ｃ２、ｃ３でアナログ電気信号をサンプリングしたときに得られるデジタル信号を出力する。すなわち、時刻Ｔ／２〜時刻３Ｔ／４の期間は、サンプリングタイミングは、実質的に「ａ１、ａ２、ａ３」から「ｃ１、ｃ２、ｃ３」へ連続的に変化する。したがって、時刻Ｔ／２〜時刻３Ｔ／４の期間は、サンプリング位相ずれ量「０〜−０．５」の範囲で位相情報ｕが算出される。同様に、時刻３Ｔ／４〜時刻Ｔの期間は、サンプリング位相ずれ量「０．５〜０」の範囲で位相情報ｕが算出される。
【００５２】
このように、位相制御部４５により図６（ａ）に示すような位相制御データφが生成されると、位相シフト部４６は、±φmax（すなわち、±０．５シンボル）の範囲でサンプリング位相（すなわち、サンプリングタイミング）を連続的に変動させる。そうすると、サンプリング位相検出部４２は、順次、対応する位相情報ｕを計算する。このとき、位相情報ｕは、図４に示すように、サンプリング位相ずれに応じて変化する。また、位相制御データφにより生じるサンプリング位相ずれの変動量は、１シンボル時間に相当する。さらに、サンプリング位相ずれに対する位相情報ｕの変動周期は、図４を参照しながら説明したように、１シンボル時間に相当する。よって、図６（ａ）に示す位相制御データφを利用してサンプリング位相を制御すれば、位相情報ｕは、位相制御データφの１周期の中で必ずピーク（最大値および／または最小値）を通過することになる。換言すれば、位相制御部４５は、位相情報ｕが必ずピークを通過するような位相制御データφを生成する。したがって、位相制御データφの１周期に渡って位相情報ｕのピークをモニタすれば、位相情報ｕの変動幅（例えば、図４に示す最大値と最小値との差分）が検出される。位相情報ｕのピークをモニタする機能は、フィルタ４７およびピーク検出部４８により実現される。
【００５３】
なお、上述の例では、位相制御部４５は、光信号の１シンボル時間に相当する範囲でサンプリング位相を変動させる位相制御データφを生成する。ただし、位相制御部４５は、１シンボル時間よりも大きな期間に相当する範囲でサンプリング位相を変動させる位相制御データφを生成してもよい。例えば、図６（ａ）に示すφmaxは、０．５シンボル時間よりも大きくてもよい。
【００５４】
フィルタ４７は、例えばローパスフィルタであり、位相情報ｕに含まれている雑音を除去する。フィルタ４７は、特に限定されるものではないが、平均化演算により実現されるようにしてもよい。
【００５５】
ピーク検出部４８は、例えばピークホールド回路によって実現され、位相制御データφの１周期の中でピーク値（最大値および／または最小値）を検出する。そして、ピーク値検出部４８は、検出結果に基づいてピーク情報を作成して出力する。ピーク情報は、例えば、検出された最大値であってもよい。或いは、ピーク情報は、最大値と最小値との差分であってもよいし、最大値および最小値の二乗和であってもよい。
【００５６】
波長分散補償量設定部４９は、ピーク検出部４８により得られるピーク情報に基づいて波長分散を推定し、波長分散補償量を生成する。そして、波形歪み補償部４１は、波長分散補償量設定部４９により生成された波長分散補償量に従って波長分散を補償することにより、入力信号の波形歪みを補償する。
【００５７】
図７は、第１の実施形態において波形歪み補償部４１を制御する方法を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、例えば、光受信器１が光信号の受信を開始するとき、或いは光受信器１により受信される光信号を伝送する光パスが切り替えられたときに実行される。ただし、このフローチャートの処理は、定期的に、或いはネットワーク管理者からの指示に応じて実行されてもよい。
【００５８】
ステップＳ１において、位相制御部４５は、図６（ａ）に示す位相制御データφを生成する。そうすると、位相シフト部４６は、位相制御データφに従ってサンプリング位相をシフトさせる。これにより、±φmaxの範囲でサンプリング位相がスイープされる。ステップＳ２において、サンプリング位相検出部４２は、サンプリング位相調整部４３の出力信号を利用して、サンプリング位相を検出する。サンプリング位相は、図３に示す方法で検出され、位相情報ｕとして出力される。ステップＳ３において、ピーク検出部４８は、位相制御データφに従ってサンプリング位相がスイープされている期間における位相情報ｕのピーク値を検出する。
【００５９】
なお、ステップＳ１〜Ｓ３は、例えば、並列に実行される。すなわち、サンプリング位相がスイープされている期間に、順次、位相情報ｕが検出され、位相情報ｕのピーク値が検出される。また、ステップＳ１〜Ｓ６が実行されている期間は、サンプリング位相調整部４３の動作を停止するようにしてもよい。
【００６０】
ステップＳ４において、波長分散補償量設定部４９は、波長分散補償量が収束したか否かをチェックする。ここで、図４を参照しながら説明したように、波長分散が適切に補償されていなければ位相情報ｕのピーク値は小さく、波長分散が適切に補償されていれば位相情報ｕのピーク値は大きくなる。したがって、例えば、位相情報ｕのピーク値が閾値レベルを超えていれば、波長分散補償量が収束したと判定される。
【００６１】
波長分散補償量が収束していなければ、ステップＳ５において、波長分散補償量設定部４９は、ステップＳ３で得られた位相情報ｕのピーク値に基づいて新たな波長分散補償量を算出する。このとき、波長分散補償量設定部４９は、位相情報ｕのピーク値を大きくする方向に波長分散補償量を制御する。ステップＳ６において、波形歪み補償部４１は、新たに算出された波長分散補償量に基づいてＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。ここで、波長分散補償量とフィルタ係数との対応関係は、シミュレーション等により予め決定してメモリに格納しておいてもよい。この場合、波形歪み補償部４１は、新たな波長分散補償量に対応するフィルタ係数をメモリが読み出して使用することができる。そして、波形歪み補償部４１は、更新されたフィルタ係数を利用して波形歪みを補償する。
【００６２】
ステップＳ１〜Ｓ６の処理は、位相情報ｕのピーク値が閾値レベルを超えるまで繰り返し実行される。ただし、ステップＳ１〜Ｓ６の処理を所定回数繰り返し実行したときに、波長分散補償量を決定する処理を終了してもよい。
【００６３】
位相情報ｕのピーク値が閾値レベルを超えていれば（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、ステップＳ７において、位相制御部４５は、位相制御データφをゼロに設定する。以降、位相シフト部４６は、サンプリング位相をシフトさせる演算を停止する。すなわち、波形歪み補償部４１の出力信号は、そのままサンプリング位相調整部４３へ送られる。
【００６４】
上記手順により、波長分散補償量が決定され、波形歪み補償部４１に設定される。したがって、以降、光伝送路の波長分散は適切に補償される。なお、サンプリング位相調整部４３は、以降、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング位相を調整する。また、復調部４４が備える適応等化波形歪み補償部は、以降、偏波変動等に起因する波形歪みを補償する。
【００６５】
図８は、位相シフト部４６の実施例を示す図である。図８（ａ）に示す例では、位相シフト部４６は、ＦＩＲフィルタにより実現されている。この場合、係数算出部１０１は、位相制御データφに対応するタップ係数を生成する。また、各遅延要素１０２の遅延時間は、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング周期に相当する。なお、ＦＩＲフィルタを利用してサンプリング位相をシフトさせる方法は、図５を参照しながら説明した通りである。
【００６６】
図８（ｂ）に示す例では、入力信号列DATAINは、フーリエ変換部１１１により、周波数領域信号に変換される。また、位相制御データφは、回転量変換部１１２により回転係数に変換される。ここで、回転係数Ｃkは、下式で表わされる。
Ｃk＝ｅｘｐ（ｊ＊２π＊ｆk＊SS_PHASE_COMPENSATION_NUM）
ｆk＝ｋ＊SamplingRate／FFT_size
ｋ＝０〜FFT_size／２，−FFT_size／２＋１〜−１
そして、周波数領域信号に回転係数Ｃkが乗算される。この後、乗算結果は、逆フーリエ変換部１１３により時間領域信号に変換される。
【００６７】
図９は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを利用してサンプリング位相をシフトさせる方法の一例を示す。この例では、フーリエ変換部１１１には、信号列DATAINから生成される３つのフレームＮ〜Ｎ＋２が入力される。各フレームのデータ長は、ＦＦＴのウインドウサイズに相当する。フレームＮの後半分とフレームＮ＋１の前半分は互いに重複しており、また、フレームＮ＋１の後半分とフレームＮ＋２の前半分は互いに重複している。そして、フレームＮ〜Ｎ＋２はそれぞれ周波数領域信号に変換された後、周波数領域位相回転処理が実行される。なお、周波数領域位相回転処理は、サンプリング位相補償処理に相当する。
【００６８】
周波数領域位相回転処理が行われたフレームＮ〜Ｎ＋２は、それぞれ逆フーリエ変換部１１３により時間領域信号に変換される。そして、逆フーリエ変換により得られる各フレームＮ〜Ｎ＋２から、それぞれ、中央部分が抽出されて出力される。
【００６９】
なお、上述の説明では、位相制御データφは、図６（ａ）に示すサインカーブで表わされるが、実施形態の光受信器はこれに限定されるものではない。すなわち、位相制御データφは、下式で表わされるように任意の関数により実現される。
【数１】
0005482273.tif 000002
【００７０】
位相制御データφは、単調増加関数で表わされてもよい。例えば、図１０（ａ）に示す例では、ｆ(t)＝ｆ（ｆは、正の定数）である。また、位相制御データφは、単調減少関数で表わされてもよい。例えば、図１０（ｂ）に示す例では、ｆ(t)＝−ｆである。いずれも場合も、２φmaxは、例えば、１シンボル時間（または、１シンボル時間よりも大きな期間）に相当するように決定される。
【００７１】
ところで、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリングクロック周波数は、一般に、データのシンボルレート（または、そのＮ倍の周波数）と完全には一致しておらず、送信側、受信側の基準クロックのずれは一般に±数十ppmのずれが許容されている。このため、位相制御データφがゼロであっても（すなわち、位相シフト部４６が停止している場合であっても）、サンプリング位相ずれ量は変動する。この結果、位相情報ｕも変動する。例えば、データのシンボルレートが30Gbit/sであるものとすると、周波数オフセットによる位相情報ｕの変動周波数は、０〜２MHz程度である。
【００７２】
このため、図１０（ａ）または図１０（ｂ）に示す位相制御データφを使用する場合、仮に、周波数オフセットによる位相情報ｕの変動周波数と、ｆの周波数とが近接するものとすると、位相シフト部４６に位相制御データφが与えられても、サンプリング位相ずれは殆ど変化しないおそれがある。この場合、位相制御データφを用いてサンプリング位相をシフトさせても、位相情報ｕがピークを通過するとは限らない。
【００７３】
この問題を回避するためには、例えば、図１０（ａ）に示す位相制御データφでサンプリング位相をスイープして位相情報ｕのピーク値を検出する手順、および図１０（ｂ）に示す位相制御データφでサンプリング位相をスイープして位相情報ｕのピーク値を検出する手順の双方を実行するようにしてもよい。或いは、上記２つの手順に加えて、位相制御データφをゼロに設定して位相情報ｕのピーク値を検出する手順を実行するようにしてもよい。なお、位相検出部４２の出力雑音の帯域が０〜２MHz程度であり、フィルタ（ＬＰＦ）４７のカットオフ周波数が約３MHzとすると、「ｆ」として１MHzに相当する値を選択することができる。この場合、１μ秒程度で位相情報ｕのピークを検出することができる。
【００７４】
このように、第１の実施形態によれば、サンプリング位相ずれと位相情報ｕとの関係を利用して波長分散を推定する手順において、サンプリング位相を強制的に変動させて位相情報ｕのピーク値がモニタされる。このため、位相情報ｕのピーク値が短い時間内に確実に検出される。そして、検出された位相情報ｕのピーク値に基づいて波長分散補償量が決定され、波形歪み補償部４１は、その波長分散補償量に応じて波形歪みを補償する。したがって、例えば、障害等に起因して光パスが切り替えられたときであっても、新たな光パスの波長分散が即座に推定され、短い時間内に波長分散を補償するための設定が完了するので、障害からの復旧時間が短くなる。
【００７５】
たとえば、位相制御データφの周期が１μ秒程度であり、図７のフローチャートにおいて波長分散補償量が収束するまでにステップＳ１〜Ｓ６の処理が１０回程度繰り返し実行される場合には、１０〜数１０μ秒で波長分散を補償するための設定が完了する。この場合、ＯＵＰＳＲ（Optical Unidirectional Path Switched Ring）で規定されている切り替え時間を十分に満足することが可能となる。
【００７６】
また、第１の実施形態によれば、位相情報ｕがピークを通過するようにサンプリング位相が制御されるので、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング周波数とシンボルレートが一致していない場合や、局部光源１３の発振周波数が揺らいでいる場合であっても、位相情報ｕのピーク値を安定して検出することができる。
【００７７】
図１１は、第２の実施形態の光受信器の構成を示す図である。第２の実施形態の光受信器２は、コヒーレント受信部１０、Ａ／Ｄ変換部２０、発振器３０、デジタル信号処理部５０を備える。そして、デジタル信号処理部５０は、波形歪み補償部４１、サンプリング位相検出部４２、サンプリング位相調整部４３、復調部４４、位相制御部４５、フィルタ４７、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９、セレクタ５１を備える。
【００７８】
第１の実施形態では、波形歪み補償部４１とサンプリング位相調整部４３との間に位相シフト部４６が設けられている。そして、位相シフト部４６は、位相制御データφに従って、サンプリング位相をスイープする。
【００７９】
これに対して、第２の実施形態では、サンプリング位相調整部４３が位相シフト部４６の機能を提供する。すなわち、サンプリング位相調整部４３は、波形歪み補償部４１の設定を決定する期間において第１の実施形態の位相シフト部４６として動作する。
【００８０】
セレクタ５１は、位相制御部４５により生成される位相制御データφ、またはサンプリング位相検出部４２により生成される位相情報ｕを選択する。具体的には、セレクタ５１は、波形歪み補償部４１の設定を決定する期間は位相制御データφを選択し、他の期間は位相情報ｕを選択する。なお、デジタル信号処理部５０は、例えば、下記の契機が発生したときに、セレクタ５１に位相制御データφを選択させる。
（１）光受信器２が光信号の受信を開始
（２）光パスが切り替えられたことを表す信号を受信
（３）入力光レベルがいったん閾値レベルよりも低下した後に復旧
【００８１】
サンプリング位相調整部４３は、セレクタ５１により位相制御データφが選択されたときは、その位相制御データφに従ってサンプリング位相を調整する。このとき、サンプリング位相調整部４３には、例えば、図６（ａ）に示す位相制御データφが与えられる。この場合、第１の実施形態と同様に、サンプリング位相は、位相制御データφにより表わされる範囲をスイープし、位相情報ｕがピークを通過することとなる。したがって、セレクタ５１により位相制御データφが選択されると、サンプリング位相調整部４３は第１の実施形態の位相シフト部４６と同等の機能を提供する。一方、サンプリング位相調整部４３は、セレクタ５１により位相情報ｕが選択されたときは、第１の実施形態と同様に、位相情報ｕに従ってサンプリング位相を調整する。サンプリング位相調整部４３は、例えば、数タップ（例えば、５タップ）のＦＩＲフィルタで実現される。また、サンプリング位相調整部４３は、図８（ｂ）に示す構成で実現されてもよい。
【００８２】
図１２は、第２の実施形態において波形歪み補償部４１を制御する方法を示すフローチャートである。第２の実施形態においては、ステップＳ１１において、セレクタ５１が位相制御データφを選択する。この後、ステップＳ１〜Ｓ６の動作は、基本的に、第１の実施形態と同じである。ただし、第２の実施形態では、ステップＳ１において、サンプリング位相調整部４３がサンプリング位相をスイープする。
【００８３】
波長分散補償量が収束すると（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、ステップＳ１２において、セレクタ５１は位相情報ｕを選択する。以降、サンプリング位相調整部４３は、位相情報ｕを最小化するようにサンプリング位相を調整する。
【００８４】
このように、第２の実施形態によれば、サンプリング位相調整部４３を利用して位相変動が与えられる。すなわち、光受信器２は、位相シフト部４６を備えていない。したがって、第２の実施形態は、第１の実施形態と比較して、回路規模を小さくできる。
【００８５】
なお、図１１に示す光受信器２は、セレクタ５１を備える構成であるが、第２の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、セレクタ５１の代わりに、位相情報ｕに位相制御データφを加算する加算器を使用してもよい。ただし、この場合、波形歪み補償部４１の設定が完了した後は、位相制御データφとして「ゼロ」が生成される。
【００８６】
図１３は、第３の実施形態の光受信器の構成を示す図である。第３の実施形態の光受信器３は、コヒーレント受信部１０、Ａ／Ｄ変換部２０、周波数可変発振器３１、デジタル信号処理部６０を備える。デジタル信号処理部６０は、波形歪み補償部４１、サンプリング位相検出部４２、サンプリング位相調整部４３、復調部４４、位相制御部４５、フィルタ４７、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９、セレクタ６１を備える。
【００８７】
セレクタ６１は、第２の実施形態のセレクタ５１と同様に、波形歪み補償部４１の設定を決定する期間は位相制御データφを選択し、他の期間は位相情報ｕを選択する。なお、セレクタ６１の切り替えの契機は、第２の実施形態と同様である。
【００８８】
周波数可変発振器３１は、たとえば電圧制御発振器（ＶＣＯ）であり、デジタル信号処理部６０からの指示に応じた周波数のクロック信号を生成する。具体的には、周波数可変発振器３１は、セレクタ６１により位相制御データφが選択されたときは、その位相制御データφに応じた周波数のクロック信号を生成する。このクロック信号は、Ａ／Ｄ変換部２０においてサンプリングクロックとして使用される。このとき、周波数可変発振器３１には、例えば、図６（ａ）に示す位相制御データφが与えられる。この場合、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリング位相は、位相制御データφにより表わされる範囲をスイープするので、第１または第２の実施形態と同様に、位相情報ｕがピークを通過することとなる。一方、周波数可変発振器３１は、セレクタ６１により位相情報ｕが選択されたときは、その位相情報ｕに応じた周波数のクロック信号を生成する。
【００８９】
図１４は、第３の実施形態において波形歪み補償部４１を制御する方法を示すフローチャートである。第３の実施形態においては、ステップＳ２１において、セレクタ６１が位相制御データφを選択する。ステップＳ２２において、周波数可変発振器３１は、サンプリングクロックの周波数を位相制御データφに応じて変動（スイープ）させる。なお、ステップＳ２〜Ｓ６の動作は、基本的に、第１の実施形態と同じである。
【００９０】
波長分散補償量が収束すると（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、ステップＳ２３において、セレクタ６１は位相情報ｕを選択する。以降、周波数可変発振器３１は、例えば、位相情報ｕを最小化するように周波数を調整する。
【００９１】
このように、第３の実施形態においては、デジタル信号処理部６０は、Ａ／Ｄ変換部２０のサンプリングクロック周波数を調整することにより、強制的にサンプリング位相ずれを発生させる。この構成によっても、第１または第２の実施形態と実質的に同様の動作が実現される。
【００９２】
図１５は、第４の実施形態の光受信器の構成を示す図である。第４の実施形態の光受信器４は、コヒーレント受信部１０、Ａ／Ｄ変換部２０、発振器３０、デジタル信号処理部７０を備える。
【００９３】
伝送路において直交する２つの偏波モード間における伝達速度の差である偏波モード分散がある場合、図３（ａ）で示す位相検出器の出力の値が偏波方向に依存して位相検出部の出力が変化する。例えば、遅延差が１シンボルのちょうど半分の場合、図１のＰＢＳ１１へ偏波が４５度で入射したとすると、サンプリング位相検出部の出力の値は、各偏波モードからの出力を打ち消しあうため低下してしまう。
【００９４】
第１〜第３の実施形態では、デジタル信号処理部（４０、５０、６０）は、サンプリング位相を変動させることにより、位相情報ｕがピークを通過するようにサンプリング位相ずれを強制的に発生させる。これに対して、第４の実施形態では、デジタル信号処理部７０は、光信号の偏波を変動させることにより（実際には、光信号を表すデジタル信号に対して光信号の偏波を制御する演算を実行することにより）、位相情報ｕがピークを通過するように、サンプリング位相ずれに相当する状態を発生させる。
【００９５】
デジタル信号処理部７０は、波形歪み補償部４１、サンプリング位相検出部４２、サンプリング位相調整部４３、復調部４４、フィルタ４７、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９、偏波変動部７１、偏波変動制御部７２、適応等化部７３、適応等化制御部７４を備えている。なお、波形歪み補償部４１、サンプリング位相検出部４２、サンプリング位相調整部４３、フィルタ４７、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９の動作は、基本的に、第１〜第３の実施形態と同じである。
【００９６】
偏波変動部７１は、波形歪み補償部４１から出力されるデジタル信号に対して、光信号の偏波を回転させる演算を実行する。ここで、波形歪み補償部４１は、波形歪みが補償された光信号のＨ偏波およびＶ偏波を表すデジタル信号を出力する。また、偏波変動部７１は、偏波変動制御部７２から与えられる偏波制御データθに従って各偏波を回転させる。すなわち、偏波変動部７１は、偏波制御データθが与えられると、光信号の偏波を「θ」だけ回転させる。
【００９７】
偏波変動部７２は、光信号の偏波の回転量を制御する偏波制御データθを生成する。偏波制御データθは、時間の関数であり、下式で表わされる。
【数２】
0005482273.tif 000003
【００９８】
偏波制御データθは、例えば、図１６に示すように、サイン波により表わされる。ここで、偏波の回転量が変わると、サンプリング位相検出部４２により検出される位相情報ｕは、サンプリング位相（すなわち、サンプリングタイミング）が変化したときと同様に変化する。すなわち、位相情報ｕについては、偏波の回転量を変動させることによって、サンプリング位相を変動させたときと同等の作用が得られる。
【００９９】
このように、第４の実施形態で使用される偏波制御データθは、第１〜第３の実施形態で使用される位相制御データφに相当する。したがって、図１６に示す偏波制御データθの振幅は、例えば、１シンボル時間に相当するサンプリングタイミングシフトと同等の効果を引き起こすように設定される。
【０１００】
偏波変動部７１は、上述の偏波制御データθに従って光信号の偏波を回転させる。そうすると、第１の実施形態と同様に、１シンボルに相当する範囲に渡ってサンプリング位相ずれがスイープされ、位相情報ｕは、ピークを通過することになる。
【０１０１】
サンプリング位相検出部４２、ピーク検出部４８、および波長分散補償量設定部４９の動作は、基本的に、第１〜第３の実施形態と同じである。したがって、上記偏波の回転量を変動させたときの位相情報ｕのピーク値が検出される。また、検出されたピーク値に従って波長分散が推定される。そして、推定された波長分散に基づいて、波形歪み補償部４１に設定される波長分散補償量が決定される。なお、波形歪み補償部４１の設定が終了した後は、偏波変動部７１は停止する。
【０１０２】
適応等化部７３は、例えば、図１７に示すバタフライ型ＦＩＲフィルタにより実現される。バタフライ型ＦＩＲフィルタは、４つのＦＩＲフィルタ７３ｈｘ、７３ｈｙ、７３ｖｘ、７３ｖｙを備える。ＦＩＲフィルタ７３ｈｘ、７３ｈｙには、光信号のＨ偏波成分を表すデジタル信号が入力され、ＦＩＲフィルタ７３ｖｘ、７３ｖｙには、光信号のＶ偏波成分を表すデジタル信号が入力される。ＦＩＲフィルタ７３ｈｘ、７３ｈｙ、７３ｖｘ、７３ｖｙのタップ係数は、適応等化制御部７４により生成される。
【０１０３】
適応等化制御部７４は、適応等化部７３に入力されるデジタル信号列および適応等化部７３から出力されるデジタル信号列に基づいて、ＦＩＲフィルタ７３ｈｘ、７３ｈｙ、７３ｖｘ、７３ｖｙに与えるタップ係数を生成する。このとき、適応等化制御部７４は、例えば、偏波変動に起因する波形歪みを補償してＸ偏波成分およびＹ偏波成分を分離するタップ係数を生成する。
【０１０４】
復調部４４は、適応等化部７３の出力信号から復調信号を生成する。このとき、復調部４４は、Ｘ偏波信号またはＹ偏波信号のいずれか一方を利用して復調信号を生成してもよいし、Ｘ偏波信号およびＹ偏波信号の双方を利用して復調信号を生成してもよい。なお、光信号が偏波多重信号を伝送する場合には、Ｘ偏波信号およびＹ偏波信号のそれぞれからデータが再生される。
【０１０５】
図１８は、偏波変動部７１の一例を示す図である。偏波変動部７１は、図１８に示す例では、偏波回転子１２１により実現される。偏波回転子１２１は、下式に示す演算を実行する。
【数３】
0005482273.tif 000004
偏波回転子１２１の入力信号Ex_in、Ey_in、および出力信号Ex_out、Ey_outは、下式で表わされる。
Ex_in＝Ix + jQx
Ey_in＝Iy + jQy
Ex_out＝Ix’+ jQx’
Ex_out＝Iy’+ jQy’
また、θは、偏波変動制御部７２により生成される偏波制御データθにより指定される回転角、または偏波制御データθに基づいて算出される回転角である。
【０１０６】
このように、第４の実施形態では、偏波の回転量（すなわち、回転周波数）を所定の範囲（例えば、＋ｆ0 〜−ｆ0 ）で連続的に変動させる。これにより、サンプリング位相検出部４２により算出される位相情報ｕがピークを通過する。そして、位相情報ｕのピーク値に基づいて波長分散補償量が決定される。このため、光伝送路の偏波状態が変動しても、その影響を受けることなく位相情報ｕのピーク値が確実に検出される。よって、第４の実施形態によれば、光伝送路の偏波状態の影響を受けずに、波長分散を安定して推定することができ、波長分散に起因する波形歪みを精度よく補償できる。
【０１０７】
なお、上述の実施例では、偏波の回転周波数が＋ｆ0 〜−ｆ0 の範囲で連続的に変化するが、第４の実施形態はこれに限定されるものではない。すなわち、＋ｆ0 、０、−ｆ0 が離散的に選択されてもよいし、＋ｆ0 、−ｆ0 が離散的に選択されてもよい。
【０１０８】
また、偏波変動部７１は、バタフライ型ＦＩＲフィルタで実現されてもよい。バタフライ型ＦＩＲフィルタを利用して偏波を所望の角度だけ回転させる演算は、公知の技術である。
【０１０９】
図１９は、第５の実施形態の光受信器の構成を示す図である。第５の実施形態の光受信器５は、コヒーレント受信部１０、Ａ／Ｄ変換部２０、発振器３０、デジタル信号処理部８０を備える。そして、デジタル信号処理部８０は、波形歪み補償部４１、サンプリング位相検出部４２、サンプリング位相調整部４３、復調部４４、フィルタ４７、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９、偏波変動制御部７２、適応等化部７３、適応等化制御部７４、セレクタ８１を備える。
【０１１０】
第５の実施形態では、適応等化部７３は、波形歪み補償部４１とサンプリング位相検出部４２との間に設けられる。そして、適応等化部７３は、セレクタ８１により選択されるデータに従って、波形歪み補償部４１の出力信号に対してデジタル演算を行う。
【０１１１】
セレクタ８１は、偏波変動制御部７２により生成される偏波制御データθ、または適応等化制御部７４により生成される等化制御データを選択する。偏波制御データθは、第４の実施形態において説明したように、位相情報ｕがピークを通過するように偏波を強制的に回転させるための回転量を指示するフィルタ係数である。また、等化制御データは、図１７を参照しながら説明したように、偏波変動に起因する波形歪みを補償してＸ偏波成分およびＹ偏波成分を分離するフィルタ係数である。
【０１１２】
具体的には、セレクタ８１は、波形歪み補償部４１の設定を決定する期間は偏波制御データθを選択し、他の期間は等化制御データを選択する。なお、セレクタ８１の切り替えの契機は、第２の実施形態と同様である。
【０１１３】
適応等化部７３は、セレクタ８１により偏波制御データθが選択されたときは、その偏波制御データθに従って偏波を回転させる。この場合、第４の実施形態と同様に、偏波の回転量は、偏波制御データθにより表わされる範囲をスイープし、位相情報ｕがピークを通過することとなる。よって、セレクタ８１により偏波制御データθが選択されると、ピーク検出部４８により位相情報ｕのピーク値が検出され、波長分散補償量設定部４９によりピーク値に基づいて波長分散補償量が制御される。一方、適応等化部７３は、セレクタ８１により等化制御データが選択されたときは、第４の実施形態と同様に、等化制御データに従って偏波変動に起因する波形歪みを補償してＸ偏波成分およびＹ偏波成分を分離する。
【０１１４】
図２０は、第６の実施形態の光受信器の構成を示す図である。第６の実施形態の光受信器６は、コヒーレント受信部１０、Ａ／Ｄ変換部２０、発振器３０、デジタル信号処理部９０を備える。デジタル信号処理部９０は、波形歪み補償部４１、サンプリング位相検出部４２、サンプリング位相調整部４３、復調部４４、位相制御部４５、フィルタ４７、ピーク検出部４８、波長分散補償量設定部４９、セレクタ５１、偏波変動制御部７２、適応等化部７３、適応等化制御部７４、セレクタ８１を備える。
【０１１５】
第６の実施形態の光受信器６は、第２の実施形態および第５の実施形態の機能を合わせ持つ構成である。すなわち、位相制御部４５は、例えば、図６（ａ）に示す位相制御データφを生成する。また、偏波変動制御部７２は、例えば、図１６に示す偏波制御データθを生成する。そして、波形歪み補償部４１に対して設定する波長分散補償量を決定するときは、セレクタ５１は位相制御データφを選択し、セレクタ８１は偏波制御データθを選択する。これにより、位相情報ｕが確実にピークを通過するようにサンプリング位相ずれおよび偏波の回転量が制御される。サンプリング位相および偏波回転量のスイープは、同時に行われてもよいし、交互に行われてもよい。
【０１１６】
図２１は、第１〜第３の実施形態の構成による効果を説明する図である。図２１において、横軸は、時間（デジタル信号処理部の内部クロックのカウント）を表す。内部クロックの周期は２ｎ秒である。縦軸は、ピーク検出部４８により検出される位相情報ｕのピーク値である。ピーク検出部４８は、10000クロック周期で位相情報ｕのピーク値を検出する。また、この例では、局部光源１３の周波数がゆらぎ幅150MHz、ゆらぎ周期１kHzを有しており、これによりサンプリング位相ずれ（すなわち、サンプリングタイミング誤差）が発生している。
【０１１７】
上述のようなサンプリング位相ずれが発生している場合、実施形態の構成を導入しないと（すなわち、位相制御部４５を利用してサンプリング位相のスイープを行わないと）、特性Ａとして示すように、位相情報ｕのピーク値は大きく変動してしまう。この場合、位相情報ｕのピーク値に基づいて波長分散を推定することは困難である。
【０１１８】
これに対して、実施形態の構成を導入すると（すなわち、位相制御部４５を利用してサンプリング位相のスイープを行うと）、特性Ｂとして示すように、位相情報ｕのピーク値はほぼ一定であり安定している。また、図示しないが、実施形態の構成を導入すれば、光信号のシンボルレートと発振器３０の周波数との間に誤差（周波数オフセット）がある場合であっても、同様に、位相情報ｕのピーク値はほぼ一定である。したがって、実施形態の構成を導入すれば、サンプリング位相ずれが時々刻々と変動する状況であっても、位相情報ｕのピーク値に基づいて波長分散を安定的に推定することができる。この結果、波長分散に起因する波形歪みが精度よく補償される。
【０１１９】
図２２は、第４〜第５の実施形態の構成による効果を説明する図である。図２２に示す横軸および縦軸は、図２１と同じである。また、図２２では、光信号の偏波が１kHzで変動しており、これにより実質的にサンプリング位相ずれが発生している。
【０１２０】
上述のような偏波変動が発生している場合は、実施形態の構成を導入しないと（すなわち、偏波制御部７２を利用して偏波の回転量のスイープを行わないと）、特性Ｃとして示すように、位相情報ｕのピーク値は周期的に変動してしまう。この場合、位相情報ｕのピーク値に基づいて波長分散を推定することは困難である。
【０１２１】
これに対して、実施形態の構成を導入すると（すなわち、偏波制御部７２を利用して偏波の回転量のスイープを行うと）、特性Ｄとして示すように、位相情報ｕのピーク値はほぼ一定であり安定している。したがって、実施形態の構成を導入すれば、偏波が変動する状況であっても、位相情報ｕのピーク値に基づいて波長分散を安定的に推定することができる。この結果、波長分散に起因する波形歪みが精度よく補償される。
【０１２２】
また、復調信号の誤り訂正数が最小化されるように波長分散補償量を決定する方法と比較すると、実施形態の方法によれば、波長分散を推定するための時間が短くなる。したがって、実施形態の方法によれば、例えば、障害発生時に光パスが切り替わる通信システムにおいては、システム回復に要する時間を短縮できる。
【０１２３】
なお、上述した第１〜第６の実施形態では、サンプリング位相または偏波の回転量を変動させることにより、位相情報ｕがピーク値を通過するように制御が行われている。ただし、実施形態に係る光受信器は、他の方法で位相情報ｕを変動させるようにしてもよい。このとき、デジタル信号処理部は、位相情報ｕを１周期以上変動させることが好ましい。「１周期」は、図４を参照しながら説明した通りである。
【０１２４】
以上の各実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
光信号を受信するコヒーレント受信部と、
前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、
前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、
前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を変動させる位相制御部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が前記位相制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、
を有する光受信器。
（付記２）
付記１に記載の光受信器であって、
前記波形歪み補償部と前記位相調整部との間に設けられ、前記波形歪み補償部の出力信号に対して、前記位相制御部からの制御データに対応するデジタル演算を行うことにより前記サンプリング位相を変動させる位相シフト部をさらに備える
ことを特徴とする光受信器。
（付記３）
付記１に記載の光受信器であって、
前記位相調整部は、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときに、前記位相制御部からの制御データに応じて前記サンプリング位相を変動させる
ことを特徴とする光受信器。
（付記４）
付記３に記載の光受信器であって、
前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときは前記位相制御部により生成される制御データを選択し、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御した後は前記位相検出部により生成される位相情報を選択するセレクタをさらに備え、
前記位相調整部は、前記セレクタにより選択された制御データまたは位相情報に従って前記サンプリング位相を調整する
ことを特徴とする光受信器。
（付記５）
付記３または４に記載の光受信器であって、
前記位相調整部は、前記波形歪み補償部の出力信号に対して、前記位相制御部からの制御データに対応するデジタル演算を行うことにより、前記サンプリング位相を変動させる
ことを特徴とする光受信器。
（付記６）
付記３に記載の光受信器であって、
前記位相検出部により生成される位相情報に前記位相制御部により生成される制御データを加算する加算器をさらに備え、
前記位相調整部は、前記加算器の出力に従って前記サンプリング位相を調整する
ことを特徴とする光受信器。
（付記７）
付記６に記載の光受信器であって、
前記位相制御部は、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御した後は、制御データとしてゼロを出力する
ことを特徴とする光受信器。
（付記８）
付記１に記載の光受信器であって、
前記Ａ／Ｄ変換器が使用するサンプリングクロックを生成する周波数可変発振器をさらに備え、
前記周波数可変発振器は、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときに、前記位相制御部からの制御データに応じて前記サンプリングクロックの周波数を変動させる
ことを特徴とする光受信器。
（付記９）
付記１〜８のいずれか１つに記載の光受信器であって、
前記位相制御部は、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を、前記光信号の１シンボル期間または１シンボル期間よりも大きな期間に相当する位相範囲で変動させる
ことを特徴とする光受信器。
（付記１０）
光信号を受信するコヒーレント受信部と、
前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、
前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、
前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、
前記光信号の偏波の回転量を変動させる偏波制御部と、
前記光信号の偏波が前記偏波制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、
を有する光受信器。
（付記１１）
付記１０に記載の光受信器であって、
前記波形歪み補償部と前記位相調整部との間に設けられ、前記波形歪み補償部の出力信号に対して、前記光信号の偏波を制御する演算を実行する適応等化部をさらに備え、
前記適応等化部は、前記補償制御部が前記波形歪み補償部を制御するときに、前記偏波制御部からの制御データに応じて前記偏波を制御する
ことを特徴とする光受信器。
（付記１２）
付記１〜１１のいずれか１つに記載の光受信器であって、
前記Ａ／Ｄ変換器は、シンボルレートの２倍の速度でサンプリングを行って前記光信号を表すデジタル信号列を生成し、
前記位相検出部は、連続する３つのデジタル信号の中の第１番目のデジタル信号と第３番目のデジタル信号との差分に第２番目のデジタル信号を乗算することにより、前記位相情報を生成する
ことを特徴とする光受信器。
（付記１３）
光信号を受信するコヒーレント受信部と、
前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、
前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、
前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、
前記位相情報を１周期以上変動させる変動制御部と、
前記位相情報が前記変動制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、
を有する光受信器。
（付記１４）
光信号を受信するコヒーレント受信部と、前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、を備える光受信器において使用されるデジタル信号処理装置であって、
前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、
前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、
前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を変動させる位相制御部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が前記位相制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、
を有するデジタル信号処理装置。
（付記１５）
光信号を受信するコヒーレント受信部と、前記コヒーレント受信部の出力信号を、前記光信号を表すデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、を備える光受信器において使用されるデジタル信号処理装置であって、
前記デジタル信号に対して前記光信号の波形歪みを補償する演算を実行する波形歪み補償部と、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相を表す位相情報を生成する位相検出部と、
前記位相情報を利用して、前記波形歪み補償部の出力信号から、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング位相が調整された光信号を表すデジタル信号を生成する位相調整部と、
前記位相調整部の出力信号から復調信号を生成する復調部と、
前記光信号の偏波の回転量を変動させる偏波制御部と、
前記光信号の偏波が前記偏波制御部により制御されている期間における前記位相情報のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク値に基づいて前記波形歪み補償部を制御する補償制御部、
を有するデジタル信号処理装置。
【符号の説明】
【０１２５】
１０  コヒーレント受信部
２０  Ａ／Ｄ変換部
３０  発振器
３１  周波数可変発振器
４０、５０、６０、７０、８０、９０  デジタル信号処理部
４１  波形歪み補償部
４２  サンプリング位相検出部
４３  サンプリング位相調整部
４４  復調部
４５  位相制御部
４６  位相シフト部
４８  ピーク検出部
４９  波長分散補償量設定部
５１、６１、８１  セレクタ
７１  偏波変動部
７２  偏波変動制御部
７３  適応等化部
７４  適応等化制御部
【図１】
0005482273.tif 000005
【図２】
0005482273.tif 000006
【図３】
0005482273.tif 000007
【図４】
0005482273.tif 000008
【図５】
0005482273.tif 000009
【図６】
0005482273.tif 000010
【図７】
0005482273.tif 000011
【図８】
0005482273.tif 000012
【図９】
0005482273.tif 000013
【図１０】
0005482273.tif 000014
【図１１】
0005482273.tif 000015
【図１２】
0005482273.tif 000016
【図１３】
0005482273.tif 000017
【図１４】
0005482273.tif 000018
【図１５】
0005482273.tif 000019
【図１６】
0005482273.tif 000020
【図１７】
0005482273.tif 000021
【図１８】
0005482273.tif 000022
【図１９】
0005482273.tif 000023
【図２０】
0005482273.tif 000024
【図２１】
0005482273.tif 000025
【図２２】
0005482273.tif 000026