(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の入力端子と一対の出力端子とが絶縁用トランスを介して絶縁されて且つ、該１対の入力端子間の電圧を前記絶縁用トランスを用いて別の値を有する電圧に変換して前記一対の出力端子から出力する絶縁型コンバータにおいて、
前記絶縁用トランスの２次側の出力電流を平滑化する平滑化手段と、
前記絶縁用トランスの１次側コイルに、２次側コイルが直列接続された電圧調節用トランスと、
前記絶縁用トランスの１次側に設けられて且つ、前記絶縁用トランスの１次側コイル及び前記電圧調節用トランスの２次側コイルへの印加電圧の合計の大きさに等しい電圧を前記電圧調節用トランスの１次側コイルに印加する電圧印加手段とを備えることを特徴とする絶縁型コンバータ。
【請求項２】
前記一対の入力端子間に並列に接続される第１開閉手段及び第２開閉手段の直列接続体を更に備え、
前記第１開閉手段が閉状態とされることで、前記電圧調節用トランスの２次側コイル、前記絶縁用トランスの１次側コイル、及び前記第１開閉手段を備える第１閉ループ回路が形成され、
前記第２開閉手段が閉状態とされることで、前記電圧調節用トランスの１次側コイル及び前記第２開閉手段を備える第２閉ループ回路が形成され、
前記電圧印加手段は、前記第１閉ループ回路と前記第２閉ループ回路とに互いに相違する蓄電手段を備えることで構成されることを特徴とする請求項１記載の絶縁型コンバータ。
【請求項３】
前記電圧印加手段は、前記電圧調節用トランスの１次側コイルを、互いに直列接続された前記絶縁用トランスの１次側コイル及び前記電圧調節用トランスの２次側コイルに並列接続することで構成されていることを特徴とする請求項１記載の絶縁型コンバータ。
【請求項４】
前記一対の入力端子間に並列に接続される第１開閉手段及び第２開閉手段の直列接続体を更に備え、
前記第１開閉手段が閉状態とされることで、前記電圧調節用トランスの２次側コイル、前記絶縁用トランスの１次側コイル、及び前記第１開閉手段を備える第１閉ループ回路が形成され、
前記第２開閉手段が閉状態とされることで、前記電圧調節用トランスの１次側コイル及び前記第２開閉手段を備える第２閉ループ回路が形成され、
前記絶縁用トランスは、第１の絶縁用トランス及び第２の絶縁用トランスであり、
前記絶縁用トランスの１次側コイルとは、前記第１の絶縁用トランス及び前記第２の絶縁用トランスのそれぞれの１次側コイルが直列接続されたものであり、
前記第１の絶縁用トランス及び前記第２の絶縁用トランスのそれぞれの２次側コイルは、互いに直列接続され、
前記第１の絶縁用トランス及び前記第２の絶縁用トランスの２次側には、前記第１の開閉手段が閉状態となる際に前記第１の絶縁用トランス及び前記第２の絶縁用トランスのいずれか一方の２次側コイルに電流が流れることを阻止して且つ、前記第２の開閉手段が閉状態となる際に前記一方の２次側コイルに電流が流れることを許容する第１の手段が設けられ、
前記第１の絶縁用トランス及び前記第２の絶縁用トランスの２次側には、前記第２開閉手段が閉状態となる際に前記第１の絶縁用トランス及び前記第２の絶縁用トランスのいずれか他方の２次側コイルに電流が流れることを阻止して且つ、前記第１開閉手段が閉状態となる際に前記他方の２次側コイルに電流が流れることを許容する第２の手段が設けられ、
前記平滑化手段は、前記第１の絶縁用トランス、前記第２の絶縁用トランス、前記第１の手段及び前記第２の手段を備えて構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項５】
当該絶縁型コンバータは、降圧コンバータであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の絶縁型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一対の入力端子と一対の出力端子とが絶縁用トランスを介して絶縁されて且つ、該１対の入力端子間の電圧を前記絶縁用トランスを用いて別の値を有する電圧に変換して前記一対の出力端子から出力する絶縁型コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の絶縁型コンバータとしては、例えば下記特許文献１に見られるように、トランスの一対の１次側コイルが、フォワードコンバータとエネルギ蓄積コイルとの役割を交互に果たすものも提案されている。これによれば、トランスの２次側にチョークコイルを設けなくても、出力電流のリプルを低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−１１３５４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、例えばハイブリッド車に搭載される高電圧バッテリの電圧を降圧して低電圧バッテリに出力する絶縁型コンバータとして上記コンバータを採用する場合、２次側コイルに大きな電流が流れるため、２次側コイルのターン数は大きな制約を受ける。この場合、絶縁型コンバータの出力電圧をトランスの巻数比にて調節する自由度が小さくなるため、所望の出力電圧を生成することに困難が生じるおそれがある。
【０００５】
なお、上記構成のコンバータに限らず、絶縁型コンバータにおいては、そのトランスの巻数比の制約から出力電圧の調節が困難となりやすいこうした実情も概ね共通したものとなっている。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、絶縁用トランスの巻数比の制約による出力電圧の設計の制約を好適に緩和することのできる絶縁型コンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
第１の発明は、一対の入力端子と一対の出力端子とが絶縁用トランスを介して絶縁されて且つ、該１対の入力端子間の電圧を前記絶縁用トランスを用いて別の値を有する電圧に変換して前記一対の出力端子から出力する絶縁型コンバータにおいて、前記絶縁用トランスの２次側の出力電流を平滑化する平滑化手段と、前記絶縁用トランスの１次側コイルに、２次側コイルが直列接続された電圧調節用トランスと、前記絶縁用トランスの１次側に設けられて且つ、前記絶縁用トランスの１次側コイル及び前記電圧調節用トランスの２次側コイルへの印加電圧の合計の大きさに等しい電圧を前記電圧調節用トランスの１次側コイルに印加する電圧印加手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
絶縁型コンバータは、絶縁用トランスの１次側コイルに印加される電圧とその期間を変化させることで、その出力電圧が調節可能である。このため、絶縁用トランスの１次側コイルに印加される電圧を調節することで出力電圧を調節可能である。上記発明では、この点に着目し、電圧調節用トランスを新たに設け、電圧調節用トランスの１次側コイルに、絶縁用トランスの１次側コイル及び電圧調節用トランスの２次側コイルに印加される合計の電圧の大きさに等しい電圧を印加する。ここで、絶縁用トランスの１次側コイルの印加電圧は、絶縁用トランスの１次側コイル及び電圧調節用トランスの２次側コイルに印加される合計の電圧から電圧調節用トランスの２次側コイルに印加される電圧を減算した値である。このため、電圧調節用トランスを設けることで、絶縁用トランスの１次側コイルの印加電圧は、上記合計の電圧に対して、電圧調節用トランスの１次側コイルに印加される電圧を電圧調節用トランスの巻数比で変換した値だけ変化する。これは、出力電圧と入力電圧との関係を絶縁用トランスの巻数比を用いて表現する際に、絶縁用トランスの巻数比を変化させたのと同等となる。このため、絶縁用トランスの巻数比の制約による出力電圧の設計の制約を好適に緩和することができる。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明において、前記一対の入力端子間に並列に接続される第１開閉手段及び第２開閉手段の直列接続体を更に備え、前記第１開閉手段が閉状態とされることで、前記電圧調節用トランスの２次側コイル、前記絶縁用トランスの１次側コイル、及び前記第１開閉手段を備える第１閉ループ回路が形成され、前記第２開閉手段が閉状態とされることで、前記電圧調節用トランスの１次側コイル及び前記第２開閉手段を備える第２閉ループ回路が形成され、前記電圧印加手段は、前記第１閉ループ回路と前記第２閉ループ回路とに互いに相違する蓄電手段を備えることで構成されることを特徴とする。
【００１１】
上記発明では、電圧印加手段を簡易に構成することができる。
【００１２】
第３の発明は、第１の発明において、前記電圧印加手段は、前記電圧調節用トランスの１次側コイルを、互いに直列接続された前記絶縁用トランスの１次側コイル及び前記電圧調節用トランスの２次側コイルに並列接続することで構成されていることを特徴とする。
【００１３】
上記発明では、電圧印加手段を簡易に構成することができる。
【００１４】
第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、前記平滑化手段は、前記絶縁用トランスの１次側コイルを備えて構成されることを特徴とする。
【００１５】
第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、当該絶縁型コンバータは、降圧コンバータであることを特徴とする。
【００１６】
なお、上記降圧コンバータは、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システム内に備えられる高電圧バッテリの電圧を降圧して車載低電圧システム内に備えられる低電圧バッテリに出力することを特徴としてもよい。この場合、２次側コイルの電流が大きくなるため、２次側コイルのターン数に制約が生じやすい。このため、電圧調節用トランス及び電圧印加手段の利用価値が特に大きい。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの動作を説明するための回路図。
【図３】同実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイムチャート。
【図４】同実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの出力電圧を示す図。
【図５】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【図６】第３の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す回路図。
【図７】第４の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す回路図。
【図８】第５の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す回路図。
【図９】第６の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１０】第７の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１１】第８の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１２】上記第１の実施形態の変形例の回路構成を示す回路図。
【図１３】上記第１の実施形態の変形例の回路構成を示す回路図。
【図１４】上記第１の実施形態の変形例の回路構成を示す回路図。
【図１５】上記第１の実施形態の変形例の回路構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる絶縁型コンバータをハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１９】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００２０】
図示されるＤＣＤＣコンバータ１０は、一対の入力端子に印加される直流電圧を別の値の直流電圧に変換して出力するものである。特に、ＤＣＤＣコンバータ１０は、降圧コンバータである。詳しくは、ＤＣＤＣコンバータ１０は、高電圧バッテリ１２の高電圧（例えば数百〜千数百Ｖ）の電圧を所定の低電圧（例えば数〜数十Ｖ）に降圧して、車載低電圧バッテリ１４に印加する。高電圧バッテリ１２は、車載主機としてのモータジェネレータの電源となるものであり、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成する。また、低電圧バッテリ１４は、車載低電圧システムを構成するものであり、その負極端子は、車体に接続されている。なお、低電圧バッテリ１４は、車載補機の電源となるものである。
【００２１】
ＤＣＤＣコンバータ１０は、高電圧バッテリ１２に並列接続される一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体を備えている。ここで、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタを例示している。これらスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にはダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。これらダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のボディーダイオードである。
【００２２】
ＤＣＤＣコンバータ１０は、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３を備えている。ここで、絶縁用トランスＴ２、Ｔ３は、その１次側コイルＷ３，Ｗ４が互いに直列接続され、また、２次側コイルＷ５，Ｗ６が互いに直列接続されている。また、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４には、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２の直列接続体が直列接続されている。そして、２次側コイルＷ２及び１次側コイルＷ１，Ｗ３，Ｗ４の直列接続体が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体に並列接続されている。詳しくは、スイッチング素子Ｑ２の入力側と１次側コイルＷ１とは、コンデンサＣ２を介して接続され、スイッチング素子Ｑ１の出力側と１次側コイルＷ４とは、コンデンサＣ１を介して接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２の接続点とは、接続されている。
【００２３】
上記絶縁用トランスＴ２は、スイッチング素子Ｑ２がオン状態となることでフォワードコンバータを構成し、スイッチング素子Ｑ１がオン状態となることでその１次側コイルＷ３がエネルギ蓄積コイルとして機能する。また、絶縁用トランスＴ３は、スイッチング素子Ｑ１がオン状態となることでフォワードコンバータを構成し、スイッチング素子Ｑ２がオン状態となることでその１次側コイルＷ４がエネルギ蓄積コイルとして機能する。これは、同期整流用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４によって実現される機能である。本実施形態では、これらスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４として、ＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタを例示している。これらと２次側コイルＷ５，Ｗ６との接続は、ボディーダイオードが上記機能の実現を妨げないように設定されている。
【００２４】
絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の２次側コイルＷ５，Ｗ６のそれぞれには、コンデンサ１６や低電圧バッテリ１４が並列接続されている。そして、コンデンサ１６には、その電圧を検出する電圧センサ２０が接続され、また、コンデンサ１６と低電圧バッテリ１４との間には、電流センサ１８が接続されている。
【００２５】
制御装置３０は、電圧センサ２０や電流センサ１８の検出値を入力とし、これらに基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を操作する操作信号ＭＱ１〜ＭＱ４を出力する。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を相補的に操作すべく、操作信号ＭＱ１，ＭＱ２は、互いに論理値が反転した信号となっている。ただし、実際には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の双方が同時にオン状態となることを回避すべく、デッドタイムが設けられている。
【００２６】
次に、図２に基づき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作について説明する。
【００２７】
図２（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１がオン状態であって且つスイッチング素子Ｑ２がオフ状態である場合を示している。この場合、図中、１点鎖線にて示すように、１次側コイルＷ４，Ｗ３、２次側コイルＷ２、スイッチング素子Ｑ１、及びコンデンサＣ１を備える閉ループ回路によって、２次側コイルＷ２及び１次側コイルＷ３，Ｗ４に、コンデンサＣ１の電圧が印加される。また、図中、２点鎖線にて示すように、高電圧バッテリ１２、コンデンサＣ２，１次側コイルＷ１、及びスイッチング素子Ｑ１を備える閉ループ回路によって、１次側コイルＷ１に、高電圧バッテリ１２及びコンデンサＣ２の合計の電圧が印加される。
【００２８】
図２（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であって且つスイッチング素子Ｑ２がオン状態である場合を示している。この場合、図中、１点鎖線にて示すように、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２及び１次側コイルＷ１を備える閉ループ回路によって、１次側コイルＷ１に、コンデンサＣ２の電圧が印加される。また、図中、２点鎖線にて示すように、高電圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｑ２、２次側コイルＷ２，１次側コイルＷ３，Ｗ４及びコンデンサＣ１を備える閉ループ回路によって、２次側コイルＷ２、及び１次側コイルＷ３，Ｗ４に、高電圧バッテリ１２及びコンデンサＣ１の合計電圧が印加される。
【００２９】
次に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ操作の１周期に対するスイッチング素子Ｑ１のオン時間の時比率Ｄと、出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を導出する。以下では、１次側コイルＷ１，Ｗ３，Ｗ４，及び２次側コイルＷ２，Ｗ５，Ｗ６のターン数Ｎ１，Ｎ３，Ｎ４，Ｎ２，Ｎ５，Ｎ６と、高電圧バッテリ１２の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）と、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２とを用いる。ただし、ここでは、「Ｎ３／Ｎ５＝Ｎ４／Ｎ６＝Ｎｐ／Ｎｓ」と仮定する。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間及びスイッチング素子Ｑ２のオン期間における１次側コイルＷ１，Ｗ３，Ｗ４，及び２次側コイルＷ２の電圧を、電圧Ｖｉｏｎ及び電圧Ｖｉｏｆｆ（ｉ＝１〜４）とする。ちなみに、上記「ターン数」とは、トランスの磁路を鎖交する回数のことである。
【００３０】
高電圧バッテリ１２側のコイルについて、ｅｔ積は以下の式（ｃ１）〜（ｃ４）となる。
Ｄ・Ｖ１ｏｎ＝（１−Ｄ）・Ｖ１ｏｆｆ  …（ｃ１）
Ｄ・Ｖ２ｏｎ＝（１−Ｄ）・Ｖ２ｏｆｆ  …（ｃ２）
Ｄ・Ｖ３ｏｎ＝（１−Ｄ）・Ｖ３ｏｆｆ  …（ｃ３）
Ｄ・Ｖ４ｏｎ＝（１−Ｄ）・Ｖ４ｏｆｆ  …（ｃ４）
ここで、上記の式（ｃ１）より、電圧Ｖｃ２を算出することができる。
Ｄ・（Ｖｉｎ−Ｖｃ２）＝（１−Ｄ）・Ｖｃ２
Ｖｃ２＝Ｄ・Ｖｉｎ
また、２次側コイルＷ２及び１次側コイルＷ３，Ｗ４に印加される合計の電圧と、上記の式（ｃ２）〜（ｃ４）とから、電圧Ｖｃ１を算出することができる。
Ｄ・Ｖｃ１＝（１−Ｄ）（Ｖｉｎ−Ｖｃ１）
Ｖｃ１＝（１−Ｄ）・Ｖｉｎ
以上から、以下の式（ｃ５）が成立する。
Ｖ１ｏｆｆ＋Ｖ２ｏｆｆ＋Ｖ３ｏｆｆ＋Ｖ４ｏｆｆ
＝Ｖｉｎ−Ｖｃ２−Ｖｃ１
＝０  …（ｃ５）
上記の式（ｃ５）において、Ｖ３ｏｆｆ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）Ｖｏｕｔであることから以下の式（ｃ６）が得られる。
―｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝ＤＶｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）ＤＶｏｕｔ＋Ｖ４ｏｆｆ
＝０  …（ｃ６）
また、上記の式（ｃ４）より、以下の式（ｃ７）が成立する。
Ｄ（Ｎｐ／Ｎｓ）Ｖｏｕｔ＝（１−Ｄ）Ｖ４ｏｆｆ  …（ｃ７）
上記の式（ｃ６）、（ｃ７）より、以下の式（ｃ８）を得る。
Ｖｏｕｔ＝（Ｎｓ／Ｎｐ）｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝Ｄ（１−Ｄ）Ｖｉｎ  …（ｃ８）
上記の式（ｃ８）にて表現される出力電圧Ｖｏｕｔは、上記特許文献１に記載のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝倍したものとなっている。このため、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の巻数比（Ｎｐ／Ｎｓ）の制約にかかわらず、電圧調節用トランスＴ１の巻数比（Ｎ２／Ｎ１）によって出力電圧Ｖｏｕｔを調節する自由度を有することとなる。これは、本実施形態のような降圧コンバータにとって特に有益である。すなわち、上記用途の場合、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の出力電流が非常に大きくなるため、２次側コイルＷ５，Ｗ６のターン数を大きくすることが非常に困難である。ここで、これら２次側コイルＷ５，Ｗ６のターン数Ｎｓが「１」に制限される場合、巻数比（Ｎｓ／Ｎｐ）は、「１／２、１／３、１／４、…」というように、「１／ｎ（ｎ＝１，２、３…）」という値しか取れない。このため、時比率Ｄや入力電圧範囲に制約がある場合、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値に制御することが困難となるおそれがある。これに対し、本実施形態によれば、電圧調節用トランスＴ１の巻数比（Ｎ２／Ｎ１）によって出力電圧を調節することが可能となっている。
【００３１】
この機能は、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４と電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２とに印加される電圧に等しい大きさの電圧を電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１に印加したために実現されるものである。すなわち、図２（ａ）に示す期間において、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４と電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２とに印加される電圧は、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１（＝（１−Ｄ）Ｖｉｎ）となる。一方、この期間において、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１に印加される電圧は、高電圧バッテリ１２の電圧とコンデンサＣ２の電圧との合計の電圧（Ｖｉｎ−ＤＶｉｎ）となる。このため、この期間において、両者の絶対値は等しい。また、図２（ｂ）に示す期間において、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４と電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２とに印加される電圧は、高電圧バッテリ１２の電圧とコンデンサＣ１の電圧との合計の電圧（Ｖｉｎ−（１−Ｄ）Ｖｉｎ＝ＤＶｉｎ）となる。一方、この期間において、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１に印加される電圧は、コンデンサＣ２の電圧（Ｖｃ２＝ＤＶｉｎ）となる。このため、この期間においても、両者の絶対値は等しい。
【００３２】
更に、本実施形態では、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２の接続を、上記いずれの期間においても絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４と電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２とに印加される電圧と逆極性の電圧が電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２に印加されるように設定している。この場合、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４と電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２とに印加される電圧Ｖが絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４のみに印加されているとした場合と比較して、これらに印加される電圧が「（Ｎ２／Ｎ１）Ｖ」だけ大きくなる。このため、上記出力電圧Ｖｏｕｔを生成することとなる。
【００３３】
図３に、時比率Ｄ＝５０％及び２５％のそれぞれについての出力電圧Ｖｏｕｔ等の計測結果を示す。詳しくは、図３（ａ）は、出力電圧Ｖｏｕｔを示し、図３（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１の入出力端子間の電圧の推移を示し、図３（ｃ）は、１次側コイルＷ１の電圧Ｖ１の推移を示し、図３（ｄ）は、２次側コイルＷ２の電圧Ｖ２の推移を示し、図３（ｅ）は、１次側コイルＷ３の電圧Ｖ３の推移を示し、図３（ｆ）は、１次側コイルＷ４の電圧Ｖ４の推移を示す。なお、この計測結果では、上記の式（ｃ５）の関係が厳密には成立していなかったが、これは、上記計算では密結合変成器にて近似計算をした一方、実際の絶縁用トランスＴ２，Ｔ３や電圧調節用トランスＴ１には漏れ磁束があるためであると考えられる。
【００３４】
図４は、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の巻数比Ｎｐ／Ｎｓを固定し、電圧調節用トランスＴ１の巻数比Ｎ１／Ｎ２を調節した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの変化の計測結果を示す。図中左上には、この計測に際して、トランスとしてＥＥコアを有するものを採用していることを示している。
【００３５】
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン状態とする相補駆動をする際に、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の双方がオン状態となることを回避すべく、周知のデッドタイムを設ける。このデッドタイムは、ダイオードＤ１，Ｄ２及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に並列接続される寄生キャパシタによって定まる時定数に基づき、ソフトスイッチングが可能となるように設定することが望ましい。
【００３６】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００３７】
（１）絶縁用トランスＴ２，Ｔ３等を密結合変成器にて近似した場合に絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４及び電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２への印加電圧の合計の大きさに等しい電圧を電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１に印加した。これにより、絶縁用トランスＴ２、Ｔ３の巻数比の制約による出力電圧Ｖｏｕｔの調節の自由度に対する制約を好適に緩和することができる。
【００３８】
（２）一対の入力端子間に並列に接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体を更に備え、スイッチング素子Ｑ１が閉状態とされることで電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２、絶縁用トランスＴ２、Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４、及びスイッチング素子Ｑ１を備える第１閉ループ回路の備えるコンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ２が閉状態とされることで電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及びスイッチング素子Ｑ２を備える第２閉ループ回路の備えるコンデンサＣ２とを互いに相違する蓄電手段とした。これにより、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４及び電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２への印加電圧の合計の大きさに等しい電圧を電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１に印加することができる。
【００３９】
（３）絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の２次側の出力電流を平滑化するため手段（平滑化手段）を、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３、Ｗ４によって構成した。これにより、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の２次側にチョークコイルを備えることなく、上記出力電流を平滑化する手段を構成することができる。
【００４０】
（４）ＤＣＤＣコンバータ１０を降圧コンバータとした。これにより、２次側コイルの電流が大きくなるため、２次側コイルのターン数に制約が生じやすい。このため、電圧調節用トランスＴ１の利用価値が特に大きい。
【００４１】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００４２】
図５に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００４３】
図示されるように、本実施形態では、絶縁用トランスＴ２の２次側の出力電流を平滑化するためのコイルを、チョークコイル３２にて構成する。このため、絶縁用トランスＴ２を、単一のトランスとしている。なお、図５では、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる場合に絶縁用トランスＴ２の１次側から２次側にエネルギが出力される例を示した。
【００４４】
こうした構成であっても、出力電圧は、上記の式（ｃ８）にて表現される。
【００４５】
以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）の効果を得ることができる。
【００４６】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００４７】
図６に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００４８】
図示されるように、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１に、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイル、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４、及びコンデンサＣ１が並列接続されている。更に、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイル、及び絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４に並列に、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１が接続されている。
【００４９】
また、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の２次側には、スイッチング素子Ｑ２がオン状態となる際に２次側コイルＷ５に電流が流れることを阻止して且つスイッチング素子Ｑ１がオン状態となる際に２次側コイルＷ５に電流が流れることを許容する手段（ダイオードＤ４）が設けられている。また、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の２次側には、スイッチング素子Ｑ１がオン状態となる際に２次側コイルＷ６に電流が流れることを阻止して且つスイッチング素子Ｑ２がオン状態となる際に２次側コイルＷ６に電流が流れることを許容する手段（ダイオードＤ３）が設けられている。
【００５０】
こうした構成によっても、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２、及び絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４に印加される電圧と等しい大きさの電圧が電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１に印加されるようになる。特に、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１と２次側コイルＷ２との接続を調節することで、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイル、及び絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４に印加される電圧と逆極性の電圧が電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２に印加されるようにしている。このため、このＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧も上記の式（ｃ８）にて表現されるものとなる。
【００５１】
このＤＣＤＣコンバータ１０は、基本的には、特開２００７−７４８３０号公報に記載の回路に電圧調節用トランスＴ１を追加したものである。ここで、上記公報に記載のコンバータの出力電圧は、上記特許文献１に記載のものと同一である。
【００５２】
以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）の効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。
【００５３】
（５）電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１を、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ５、Ｗ６及び電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２に並列接続した。これにより、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４及び電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２への印加電圧の合計の大きさに等しい電圧を電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１に印加することができる。
【００５４】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５５】
図７に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５６】
図示されるように、高電圧バッテリ１２には、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３と、スイッチング素子Ｑ１との直列接続体が並列接続されている。また、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３とには、コンデンサＣ１及びスイッチング素子Ｑ２の直列接続体が並列接続されている。更に、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３とには、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１が並列接続されている。
【００５７】
一方、絶縁用トランスＴ２は、２次側コイルＷ４，Ｗ５を備えている。これら２次側コイルＷ４，Ｗ５は、チョークコイル４４を介してコンデンサ１６にそれぞれ並列接続されている。また、２次側コイルＷ４には、スイッチング素子Ｑ１がオン状態となることで２次側コイルＷ４の電流を許容して且つスイッチング素子Ｑ２がオン状態となることで２次側コイルＷ４に電流が流れることを阻止する手段（ダイオード４０）が接続されている。また、２次側コイルＷ５には、スイッチング素子Ｑ２がオン状態となることで２次側コイル５の電流を許容して且つスイッチング素子Ｑ１がオン状態となることで２次側コイルＷ５に電流が流れることを阻止する手段（ダイオード４２）が接続されている。
【００５８】
このＤＣＤＣコンバータ１０は、基本的には、特開平５−２７６７５１号公報等に記載の古典的なアクティブクランプ型のコンバータに電圧調節用トランスＴ１を追加したものである。ここで、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１と２次側コイルＷ２との接続極性の設定によって、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４及び電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２への印加電圧の極性と逆極性の電圧が電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２に印加されるようにした。このため、このＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、古典的なコンバータの出力電圧を｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝倍したものとなる。
【００５９】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（４）の効果や、先の第３の実施形態の上記（５）の効果等を得ることができる。
【００６０】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６１】
図８に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００６２】
図示されるように、ＤＣＤＣコンバータ１０は、絶縁用トランスＴ２の２次側コイルとして、一対の２次側コイルＷ５，Ｗ６を備えている。これら２次側コイルＷ５，Ｗ６は、同期整流用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介してコンデンサ１６にそれぞれ並列接続されている。
【００６３】
また、ＤＣＤＣコンバータ１０は、一対のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続体と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体とを備え、これら各直列接続体が互いに並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、一対のコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間には、電圧調節用トランスＴ１ａの２次側コイルＷ２ａと絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３とが接続されている。絶縁用トランスＴ２は、その１次側コイルとして、更に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、高電圧バッテリ１２の正極との間に接続される昇圧用のコイル（１次側コイルＷ４）を備えている。
【００６４】
そして、電圧調節用トランスＴ１ａの２次側コイルＷ２ａ及び絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３には、電圧調節用トランスＴ１ａの１次側コイルＷ１ａが並列接続されている。また、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ４には、電圧調節用トランスＴ１ｂの２次側コイルＷ２ｂが直列接続され、これら１次側コイルＷ４及び２次側コイルＷ２ｂには、電圧調節用トランスＴ１ｂの１次側コイルＷ１ｂが並列接続されている。
【００６５】
このＤＣＤＣコンバータ１０は、基本的には、特開２００３−７９１４２号公報に記載の回路に、電圧調節用トランスＴ１ａ，Ｔ１ｂを追加したものである。上記公報のコンバータでは、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３，Ｗ４は、同一の電圧が印加される構成となっている。本実施形態では、この点に鑑み、これら各１次側コイルＷ３，Ｗ４に各別の電圧調節用トランスＴ１ａ，Ｔ１ｂを備えることで、１次側コイルＷ３，Ｗ４に印加される電圧を互いに等しい量だけ変更する。ちなみに、先の第３の実施形態では、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３が直列接続され、これらに電圧印加手段（高電圧バッテリ１２、コンデンサＣ１）が並列接続される構成であったため、これら絶縁用トランスＴ１，Ｔ２に対して電圧調節用トランスを１つ設ける構成とした。
【００６６】
こうした構成によれば、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３及び電圧調節用トランスＴ１ａの２次側コイルＷ２ａに印加される合計の電圧に等しい大きさの電圧を、電圧調節用トランスＴ１ａの１次側コイルＷ１ａに印加することができる。また、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ４及び電圧調節用トランスＴ１ｂの２次側コイルＷ２ｂに印加される合計の電圧に等しい大きさの電圧を、電圧調節用トランスＴ１ｂの１次側コイルＷ１ｂに印加することができる。特に、電圧調節用トランスＴ１ａの１次側コイルＷ１ａと２次側コイルＷ２ａとの接続を、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３及び電圧調節用トランスＴ１ａの２次側コイルＷ２ａに印加される電圧と逆極性の電圧が、電圧調節用トランスＴ１ａの２次側コイルＷ２ａに印加されるよう設定する。また、電圧調節用トランスＴ１ｂの１次側コイルＷ１ｂと１次側コイルＷ２ｂとの接続を、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ４及び電圧調節用トランスＴ１ｂの２次側コイルＷ２ｂに印加される電圧と逆極性の電圧が、電圧調節用トランスＴ１ｂの２次側コイルＷ２ｂに印加されるように設定する。
【００６７】
これにより、このＤＣＤＣコンバータ１０は、上記公報記載のコンバータの出力電圧を、｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝倍したものとなる。
【００６８】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）の効果や、先の第３の実施形態の上記（５）の効果等を得ることができる。
【００６９】
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７０】
図９に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７１】
図示されるように、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータ１０は、高電圧バッテリ１２に並列に、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続体と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体とが並列接続されている。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３及び絶縁用トランスＴ３の１次側コイルＷ４との直列接続体が接続されている。そして、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３及び絶縁用トランスＴ３の１次側コイルＷ４の直列接続体には、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１が並列接続されている。なお、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は互いに等しく設定されている。
【００７２】
一方、絶縁用トランスＴ２の２次側コイルＷ５と絶縁用トランスＴ３の２次側コイルＷ６とは、互いに直列接続されている。これら２次側コイルＷ５，Ｗ６は、それぞれコンデンサ１６に並列接続されている。更に、２次側コイルＷ６には、スイッチング素子Ｑ１がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ６に流れる電流を許容して且つ、スイッチング素子Ｑ２がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ６に電流が流れることを阻止する手段（ダイオード４０）が接続されている。また、２次側コイルＷ５には、スイッチング素子Ｑ２がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ５に流れる電流を許容して且つ、スイッチング素子Ｑ１がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ５に電流が流れることを阻止する手段（ダイオード４２）が接続されている。
【００７３】
なお、上記絶縁用トランスＴ２，Ｔ３は、互いに等しい巻数比ｎを有するものである。
【００７４】
ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン操作されることで出力電圧Ｖｏｕｔを制御可能なものである。特に、ＤＣＤＣコンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の比率である時比率と、スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の比率である時比率とが同一の時比率Ｄ（≦０．５）として操作される。
【００７５】
ここで、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータ１０は、基本的には、特開２００７−７４８３０号公報に記載のコンバータに、電圧調節用トランスＴ１を追加したものである。特に、本実施形態では、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１と２次側コイルＷ２との接続を、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３及び絶縁用トランスＴ３の１次側コイルＷ４との直列接続体に印加される電圧と逆極性の電圧が電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２に印加されるように設定している。このため、上記公報のコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔが時比率Ｄによって「Ｄ・Ｖｉｎ／（２ｎ）」となるのに対し、上記ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、これを｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝倍したものとなる。
【００７６】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）の効果や、先の第３の実施形態の上記（５）の効果等を得ることができる。
【００７７】
（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７８】
図１０に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７９】
図示されるように、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータ１０は、フルブリッジ回路を備えるものである。すなわち、高電圧バッテリ１２に並列に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列接続体とが接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４もＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタである。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間には、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２及び絶縁用トランスＴの１次側コイルＷ３が接続されている。
【００８０】
絶縁用トランスＴの２次側は、一対の２次側コイルＷ５，Ｗ６を備えている。これら２次側コイルＷ５，Ｗ６は、互いに直列接続され、また、２次側コイルＷ５，Ｗ６は、チョークコイル４４を介してコンデンサ１６にそれぞれ並列接続されている。ここで、２次側コイルＷ５には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態とされる期間において２次側コイルＷ５に流れる電流を許容して且つ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態とされる期間において２次側コイルＷ５に電流が流れることを阻止する手段（ダイオード４０）が接続されている。一方、２次側コイルＷ６には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態される期間において２次側コイルＷ６に流れる電流を許容して且つ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態とされる期間において２次側コイルＷ６に電流が流れることを阻止する手段（ダイオード４２）が接続されている。
【００８１】
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン操作することで形成される第１の閉ループ回路と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオン操作することで形成される第２の閉ループ回路とは、交互に形成される。また、上記閉ループ回路の交互の形成処理の一周期に対する第１の閉ループ回路の形成時間の比率と、第２の閉ループ回路の形成時間の比率とは、互いに等しい時比率Ｄ（≦０．５）となっている。
【００８２】
このＤＣＤＣコンバータ１０は、周知のフルブリッジタイプのコンバータに電圧調節用トランスＴ１を追加したものである。そして、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２の接続を、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ２及び絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３に印加される電圧と逆極性の電圧が電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２に印加されるように設定する。これにより、このＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、周知のフルブリッジ型コンバータの出力電圧を｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝倍したものとなる。
【００８３】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（４）の効果や、先の第３の実施形態の上記（５）の効果等を得ることができる。
【００８４】
（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８５】
図１１に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す。なお、図１１において、先の図１０に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００８６】
図示されるように、本実施形態では、先の第７の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータ１０を２つ直列接続した構成を採用する。すなわち、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータ１０は、一対のＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂからなる。
【００８７】
一方、高電圧バッテリ１２には、コンデンサＣ１、Ｃ２の直列接続体が並列接続されている。これらコンデンサＣ１，Ｃ２は、静電容量が互いに等しいものである。このため、これらコンデンサＣ１，Ｃ２は、高電圧バッテリ１２の電圧を２分する。そして、これらコンデンサＣ１，Ｃ２にそれぞれＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの入力端子が接続されている。こうした構成によれば、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの入力電圧を互いに等しくすることができる。
【００８８】
ここで、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの一方の電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルと他方の電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルとが磁気結合する構成とする。こうした構成によっても、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの入力電圧が互いに等しいため、これらのスイッチング素子を同期して操作する限り、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの一方の電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルに印加される電圧が、他方の電圧調節用トランスＴ１の２次側コイル及び絶縁用トランスの１次側コイルに印加される電圧と等しくなる。このため、これらＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの出力電圧を、周知のフルブリッジ型コンバータの出力電圧の｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝倍とすることができる。
【００８９】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００９０】
・上記第１の実施形態において、コンデンサＣ１，Ｃ２の配置態様としては、先の図１に例示したものに限らない。例えば、図１２（ａ）に示すように、コンデンサＣ２の配置箇所を、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の接続点と電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２の接続点との間に変更してもよい。この場合、スイッチング素子Ｑ１が閉状態となる際に、１次側コイルＷ３，Ｗ４、２次側コイルＷ２、及びスイッチング素子Ｑ１を備える閉ループ回路において、これら１次側コイルＷ３，Ｗ４、及び２次側コイルＷ２に電圧を印加するための蓄電手段がコンデンサＣ１、Ｃ２となる。また、スイッチング素子Ｑ２が閉状態となる際に、１次側コイルＷ１及びスイッチング素子Ｑ２を備える閉ループ回路において１次側コイルＷ１に電圧を印加するための蓄電手段がコンデンサＣ２となる。このように、両者の蓄電手段は、相違している。またこれに代えて、コンデンサＣ１の配置箇所を、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の接続点と電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２の接続点との間に変更してもよい。これらの変更は、第２の実施形態に適用することもできる。
【００９１】
また例えば、コンデンサＣ１の配置箇所を、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３と絶縁用トランスＴ３の１次側コイルＷ４との間や、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３の間に変更してもよい。これらの変更は、第２の実施形態に適用することもできる。
【００９２】
更に例えば、図１２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の接続点と電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２の接続点との間にコンデンサＣ３を追加してもよい。この場合、スイッチング素子Ｑ１が閉状態となる際に、１次側コイルＷ３，Ｗ４、２次側コイルＷ２、及びスイッチング素子Ｑ１を備える閉ループ回路において、これら１次側コイルＷ３，Ｗ４、及び２次側コイルＷ２に電圧を印加するための蓄電手段がコンデンサＣ１、Ｃ３となる。また、スイッチング素子Ｑ２が閉状態となる際に、１次側コイルＷ１及びスイッチング素子Ｑ２を備える閉ループ回路において１次側コイルＷ１に電圧を印加するための蓄電手段がコンデンサＣ２、Ｃ３となる。このように、両者の蓄電手段は、相違している。これらの変更は、第２の実施形態に適用することもできる。
【００９３】
・電圧調節用トランスＴ１と、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３との構造としては、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４が独立して構成されるものに限らない。例えば図１３に示すように、電圧調節用トランスＴ１と絶縁用トランスＴ２，Ｔ３との磁脚に共通に巻線をまくことで、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２と、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３の１次側コイルＷ３，Ｗ４とを構成してもよい。この場合、巻数比の自由度が低減されるものの、電圧調節用トランスＴ１と絶縁用トランスＴ２，Ｔ３からなる磁気部品をより小型化することが容易となるメリットを有する。なお、図１３では、先の図４に対応させて出力電圧の変化の計測結果をも示している。
【００９４】
・上記第１の実施形態では、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２、絶縁用トランスＴ２、Ｔ３の１次側コイルＷ３、Ｗ４の印加電圧極性と、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２の印加電圧極性とが逆となるようにしたが、これに限らず、同一でもよい。これは、例えば図１４（ａ）に示すように、トランスＴ１の１次側コイルＷ１と２次側コイルＷ２との巻き終わり同士を接続することで実現することができる。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、「Ｎｐ／Ｎｓ＝Ｎ３／Ｎ５＝Ｎ４／Ｎ６」とすると、以下の式となる。
【００９５】
Ｖｏｕｔ＝＝（Ｎｓ／Ｎｐ）｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝Ｄ（１−Ｄ）Ｖｉｎ
同様に、上記第２〜第７の実施形態においても、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２及び絶縁用トランスの１次側コイルへの印加電圧極性と電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２への印加電圧極性とが互いに同一となるような変更を加えてもよい。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、｛１＋（Ｎ２／Ｎ１）｝の項を｛１−（Ｎ２／Ｎ１）｝に変更したものとなる。
【００９６】
・上記第１の実施形態では、高電圧バッテリ１２の正極側（ＤＣＤＣコンバータ１０の高電位側入力端子側）に電圧調節用トランスＴ１を接続したがこれに限らない。例えば、図１４（ｂ）に示すように、高電圧バッテリ１２の負極側（ＤＣＤＣコンバータ１０の低電位側入力端子側）に電圧調節用トランスＴ１を接続してもよい。更に、このように、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１と２次側コイルＷ２とを、その間に他の電子部品を介在させることなく接続するものに限らない。例えば、先の図１において、電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１と絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３とを接続し、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３と絶縁用トランスＴ３の１次側コイルＷ４との間に、電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２を接続してもよい。図１５（ａ）にこの場合について、トランスとしてＥＥコアを採用した場合を例示する。また、こうした変更は、先の図１３に示した構成についても適用することができる。図１５（ｂ）に、これについて例示する。これらの変更は、第２の実施形態に適用することもできる。
【００９７】
・上記第１の実施形態では、トランスＴ２の巻数比「Ｎ３／Ｎ５」とトランスＴ３の巻数比「Ｎ４／Ｎ６」とを同一としたが、互いに相違させてもよい。
【００９８】
・電圧調節用トランスＴ１や、絶縁用トランスＴ２，Ｔ３としては、ＥＥコア構造のものに限らない。
【００９９】
・上記第１の実施形態では、ダイオードＤ１，Ｄ２をボディーダイオードとしたが、ディスクリート部品でもよい。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にディスクリート部品としてのキャパシタを並列接続してもよい。
【０１００】
・上記第４の実施形態では、コンデンサＣ１を高電圧バッテリ１２の正極側に接続したがこれに限らない。例えば、スイッチング素子Ｑ１を高電圧バッテリ１２の正極側に接続して且つ、コンデンサＣ１及びスイッチング素子Ｑ２を高電圧バッテリ１２の負極側に接続してもよい。
【０１０１】
・上記第５の実施形態において、絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ４を、絶縁用トランスＴ２から独立させ、代わりに、上記第２の実施形態のように、絶縁用トランスＴ２の２次側にチョークコイル３２を備えてもよい。
【０１０２】
・上記第６の実施形態において、コンデンサＣ１，Ｃ２の一方を削除してもよい。
【０１０３】
・上記第８の実施形態において、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの１次側を並列接続してもよい。また、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの２次側回路を共有化してもよい。更に、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂのそれぞれの電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１及び２次側コイルＷ２を磁気結合させるようにしてもよい。また、ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの一方の電圧調節用トランスＴ１の１次側コイルＷ１を、他方の電圧調節用トランスＴ１の２次側コイルＷ２及び絶縁用トランスＴ２の１次側コイルＷ３によって構成してもよい。
【０１０４】
・上記第１、５の実施形態では、同期整流用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を備えたがこれに限らず、例えば上記第２〜４、６〜８の実施形態のように、ダイオード４０，４２に代えてもよい。
【０１０５】
上記第２〜４、６〜８の実施形態において、２次側のダイオードを同期整流用のスイッチング素子に代えてもよい。
【０１０６】
・上記第４、７，８の実施形態において、２次側にチョークコイル４４を備える代わりに、先の第２の実施形態に対する第１の実施形態の相違点のように、トランスの１次側コイルをエネルギ蓄積コイルとして機能させるべく、絶縁用トランスを１つ追加してもよい。
【０１０７】
・上記各実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等として、ＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタを用いたがこれに限らず、ＰチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等任意のパワー電界効果トランジスタであってもよい。また例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等であってもよい。
【０１０８】
・ＤＣＤＣコンバータ１０としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、車載コンバータにも限らない。
【０１０９】
・ＤＣＤＣコンバータ１０としては、降圧コンバータに限らず、昇圧コンバータや昇降圧コンバータであってもよい。
【符号の説明】
【０１１０】
１０…ＤＣＤＣコンバータ、１２…高電圧バッテリ、１４…低電圧バッテリ、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、Ｔ１…電圧調節用トランス、Ｔ２，Ｔ３…絶縁用トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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