(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号を電圧から電流に変換するための第１のトランジスタ部と、前記第１のトランジスタ部に接続されキャリア信号波に応じて周波数変換を行う第２のトランジスタ部と、をそれぞれ含む、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルに前記ベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、
前記混合器セルの前記第２のトランジスタ部に前記キャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる、周波数分周器と、
前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、
を含み、
前記制御回路は、前記Ｋ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定するとともに、該非動作状態に設定された前記混合器セルへ接続された前記周波数分周器セルを、非動作状態となるように制御することを特徴とする送信器。
【請求項２】
前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとが同一である場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、１対１で接続されることを特徴とする請求項１に記載の送信器。
【請求項３】
前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さい場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、少なくとも１対複数で接続される組を含むことを特徴とする請求項１に記載の送信器。
【請求項４】
同相（Ｉ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第１混合器と、
直交（Ｑ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第２混合器と、
前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号と、前記第２混合器に入力され前記第１キャリア波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器と、
前記第１混合器の出力信号と、前記第２混合器の出力信号と、を加算する加算部と、
を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信器の低消費電力化に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される携帯型の通信端末装置（以下、「携帯端末」という）の送信器において、送信出力信号の出力電力（以下、「送信出力電力」という）は、広い可変幅と、低消費電力であることが求められる。低消費電力であることは、携帯端末のバッテリーを長持ちさせることに不可欠であり、時々刻々と変化する携帯端末の使用状態において、その平均的な消費電力を低く抑える事が重要である。また、消費電力は、消費電流と電源電圧との積であるため、消費電流を低減させることは、すなわち消費電力を低減させることになる。
【０００３】
例えば、特許文献１に記載の送信器は、電力調整型の送信器である。この送信器では、消費電流を低減させるための手段として、入力されるベースバンド信号の振幅を変化させなくとも、並列に配置された複数個の変調器を、動作もしくは非動作させることで、所望の送信出力電力を実現している。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、特許文献１の送信出力電力の調整方法によれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。これにより、電源電圧と消費電流との積で求められる消費電力も低減できることになる。
【０００４】
ところで、特許文献１に記載の送信器は、ベースバンド部、ＩＱ直交変調器、バンドパスフィルター、パワーアンプ（ＰＡ）、アンテナ、電力検出器、インターフェース回路から構成される。ベースバンド部は、デジタル信号処理部と、デジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）と、ローパスフィルターと、アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）とからなる。また、ＩＱ直交変調器は、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）と、周波数分周器と、２つの混合器と、加算ノードとからなる。
【０００５】
また、２つの混合器は、それぞれ以下のような構成となっている。すなわち、ベースバンド部のローパスフィルターからの信号は、ＩＱ直交変調器の有効信号入力部を介して、混合器の並列に接続された４つの混合器セルに入力される。そして、各混合器セルから出力される電流の総和は、カレントミラーを介して、局所発振器入力部からの局所発振器信号を他方の入力とする４つのトランジスタに供給される。また、この４つのトランジスタの出力は、２つの高周波数出力部から出力される。
【０００６】
ここで、特許文献１の混合器では、制御入力部からの信号に応じて、４つの混合器セル間を接続しているスイッチによって各混合器セル間を接続または切断することで、送信出力電力を調整できる。これにより、ベースバンド信号の振幅を変化させて送信出力電力を調整する方法よりも、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。すなわち、混合器自体の平均的な消費電力を低く抑えることが可能である。
【０００７】
次に、特許文献１における２つの混合器を駆動する周波数分周器の電力消費に関して説明する。周波数分周器は、高周波回路において多くの場合、ＣＭＬ（Current Mode Logic）回路で実現される。図４は、２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の具体例である。図４に示されるＣＭＬ回路は、Ｎ型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ９０１、９０２、９０３と、負荷抵抗９０４と、定電流源９００とから構成されている。このＣＭＬ回路は、キャリア波周波数の２倍の周波数の高周波差動信号ＬＯＰ、ＬＯＮを入力とし、キャリア波周波数と同じ周波数の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮと、これらの差動出力と各々９０度位相の異なる差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮを出力する。
【０００８】
ここで、差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは２つの混合器のうちの一方の混合器に入力され、差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮは他方の混合器に入力される。周波数分周器を図４の２分周器で実現したとき、２分周器の出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮの各々の出力先である各混合器内のトランジスタの容量性負荷をＣＬとし、２分周器の負荷抵抗９０４の抵抗値をＲとすると、ＣＬとＲとからなる時定数はＲ・ＣＬとなる。混合器回路がＭＯＳトランジスタで構成される場合、容量性負荷ＣＬの支配要因は、ＭＯＳトランジスタのゲート酸化膜が形成するゲートの面積に比例する。なお、ここでは、図４のトランジスタ９０２のドレインの寄生容量、トランジスタ９０３のゲートの寄生容量、配線の寄生効果等は無視して数式を簡易化している。
【０００９】
キャリア波の周波数をfcとするとき、時定数Ｒ・ＣＬが周期１／２・π・fcよりも小さいことが必要であるとすると、抵抗値Ｒの選択範囲は以下の式（１）を満たす。
【００１０】
【数１】
0005524913.tif 000002
【００１１】
次に、出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮの出力振幅が、シングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとすると、定電流源９００の電流値Ｉ０は、上記式（１）を考慮すると、以下の式（２）を満たす。
【００１２】
【数２】
0005524913.tif 000003
【００１３】
上記式（１）および式（２）より、２分周器での消費電流は、混合器内のトランジスタの容量性負荷ＣＬに比例して増大することがわかる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特許第４０４７２７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかし、従来の送信器をＣＭＯＳ（Complemetary Metal Oxide Semicondunctor）回路で実現した場合、混合器自体の平均的な電力消費を抑えることは可能であるが、混合器を駆動するためのキャリア波信号である高周波信号を生成する周波数分周器の電力消費は、送信出力電力とは無関係であり、その平均電力は高いままであるという課題がある。
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化を行うことで、従来の送信器よりも平均的な消費電力が小さい送信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記問題を解決するために、本発明の一態様は、ベースバンド信号を電圧から電流に変換するための第１のトランジスタ部と、前記第１のトランジスタ部に接続されキャリア信号波に応じて周波数変換を行う第２のトランジスタ部と、をそれぞれ含む、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルに前記ベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、前記混合器セルの前記第２のトランジスタ部に前記キャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる、周波数分周器と、前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、を含み、前記制御回路は、前記Ｋ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定するとともに、該非動作状態に設定された前記混合器セルへ接続された前記周波数分周器セルを、非動作状態となるように制御することを特徴とする送信器である。
【００１７】
この構成によれば、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化が可能である。
また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとが同一である場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、１対１で接続されることを特徴とする送信器である。
また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さい場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、少なくとも１対複数で接続される組を含むことを特徴とする送信器である。
【００１８】
また、本発明の他の態様は、同相（Ｉ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第１混合器と、直交（Ｑ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第２混合器と、前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号と、前記第２混合器に入力され前記第１高周波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器と、前記第１混合器の出力信号と、前記第２混合器の出力信号と、を加算する加算部と、を含むことを特徴とする送信器である。
この構成によれば、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化が可能である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の一態様によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の一実施形態に係る混合器の回路図の一例である。
【図２】本発明の一実施形態に係る周波数分周器の回路図の一例である。
【図３】本発明の一実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器の構成の一例を示す図である。
【図４】２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の具体例である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示す。
（第１の実施形態）
［回路構成］
図１は、本実施形態に係る混合器の回路図の一例である。本実施形態に係る混合器は、Ｋ＋１（Ｋは２以上の自然数）個の混合器セル１６００〜１６０Ｋを備えている。
混合器セル１６００は、ベースバンド入力１１００、１１０１のそれぞれを電圧から電流に変換するためのＮＭＯＳ１０１０と、抵抗１０００と、カスコードトランジスタ１０２０と、高周波差動入力１２００、１３００に応じて周波数変換を行うトランジスタ１０３０と、カスコードトランジスタ１０２０のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５００に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４０と、反転論理素子１０５０とから構成される。
【００２２】
動作／非動作制御信号１５００は、図１の混合器の動作状態を設定するための制御信号であり、後述するように、外部の制御回路から混合器に入力される。動作／非動作制御信号１５００が論理的にハイの場合、カスコードトランジスタ１０２０のゲートにはバイアス電圧Ｖｂが入力され、混合器セル１６００は適切にバイアスされた状態（動作状態）となる。一方、動作／非動作制御信号１５００が論理的にローの場合、カスコードトランジスタ１０２０のゲートにはグランド電圧が入力され、抵抗１０００とトランジスタ１０１０との接続点における電圧がグランド電圧に等しくなる。これにより、混合器セル１６００に流れる電流がゼロとなり、その動作を停止（非動作）する。
【００２３】
図２は、本実施形態に係る周波数分周器の構成例を示す図である。図２の周波数分周器５０は、図１の混合器を駆動するための高周波信号を生成する。
図２に示される周波数分周器５０は、図４と同様に、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０３と、負荷抵抗１０４と、定電流源１００とを有する周波数分周器の構成に、図１と同様の、カスコードトランジスタ１０２０と、カスコードトランジスタ１０２０のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５００に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４０と、反転論理素子１０５０とが付加されたものである。
【００２４】
また、図２の周波数分周器５０の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは、図１の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。同様に、差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮも、図１の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。つまり、混合器セル１６００と接続される周波数分周器５０も、動作／非動作制御信号１５００に応じて、その電源とグランド間に流れる電流をゼロとし、その動作を停止させる。具体的には、動作／非動作制御信号１５００が論理的にハイの場合、定電流源１００は所定の電流を流し、動作／非動作制御信号１５００が論理的にローの場合、定電流源１００の電流をゼロとすることで、動作もしくは非動作の設定が実現される。
【００２５】
また、図１の混合器における混合器セル１６０１〜１６０Ｋは、混合器セル１６００と同一の構造を有する。すなわち、混合器セル１６０１〜１６０Ｋは、抵抗１００１〜１００Ｋ、トランジスタ１０１１〜１０１Ｋ、１０２１〜１０２Ｋ、１０３１〜１０３Ｋ、１０４１〜１０４Ｋ、および反転論理素子１０５０から構成される。また、各々の混合器セル１６００〜１６０Ｋに入力される動作／非動作制御信号１５００〜１５０Ｋは、制御回路（図示しない）により独立に制御される。また、高周波差動入力１２０１〜１２０Ｋと、１３０１〜１３０Ｋは、Ｎ個の周波数分周器セルと１対１もしくは複数対１で接続される。ここでＫ≧Ｎである。また、Ｎ個の周波数分周器セルは、例えば図２の周波数分周器５０をＮ個設置することで実現される。
【００２６】
制御回路によりＫ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定することで、ベースバンド信号の振幅を変化させることなく、所望の送信出力電力を実現することが出来る。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、本実施形態のように、ベースバンド信号の振幅を変化させずに送信出力電力を調整する方法であれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。
さらに、非動作に設定された混合器セルへ接続された周波数分周器セルを、非動作となるように制御することで、周波数分周器セルで不要に消費される電流を削減することができる。よって、電源電圧と消費電流の積で求められる消費電力も低減できる。
【００２７】
［周波数分周器における電力消費］
次に、本実施形態の周波数分周器５０における電力消費に関して説明する。ここでは説明の簡単のため、周波数分周器セルの個数Ｎは、混合器セルの個数Ｋと同一とした。図２の周波数分周器５０から高周波信号が入力される図１のトランジスタ１０３０〜１０３Ｋは、特許文献１に記載の局所発振器入力部からの局所発振器信号を入力とする４つのトランジスタに相当する。
【００２８】
本実施形態に係る図１の混合器と、特許文献１に記載の混合器とにおいて、同じ電流を出力する場合、特許文献１においてカレントミラーを介して各混合器セルからの電流の総和が入力される４つのトランジスタのゲート面積の総和をＳ０とすると、図１の１０３０〜１３０Ｋのゲート面積の総和はＳ０となる。
なお、ここでは、全てのＭＯＳトランジスタは、同じ種類かつ、ゲート長を全て同一としており、また、高周波信号の周波数も同一であるとした。また、特許文献１では、カレントミラーと、これに接続される４つのトランジスタとがグランドから２段で構成されている一方、本実施形態に係る図１の混合器では抵抗１０００と、トランジスタ１０１０、１０２０、１０３０から多段接続で構成されている。しかし、簡単のため、消費電力に関してはこの点は考慮していない。
【００２９】
ここで、混合器セル１６００〜１６０Ｋが同一であるとすると、トランジスタ１０３０の面積はＳ０／Ｋで示される。これは、特許文献１の４つのトランジスタのゲートの容量性負荷の値ＣＬに対し、本実施形態に係る図１のトランジスタ１０３０の容量性負荷の値がＣＬ／Ｋとなることを示す。このとき、図１の混合器セル１６００と１対１の関係で図２の２分周器が接続されるとすると、その定電流源１００の電流値Ｉ０ｘは、以下の式（３）で示される。
【００３０】
【数３】
0005524913.tif 000004
【００３１】
ここで、２分周器出力の高周波信号出力振幅はシングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとし、送信キャリア波の周波数をｆｃとした。また、特許文献１の混合器を駆動する２分周器の定電流源の電流値Ｉ０と、電流値Ｉ０ｘとの間には、Ｉ０＝Ｋ・Ｉ０ｘの関係が成り立っている。
【００３２】
本実施形態では、混合器セルの動作／非動作に合わせて２分周器も動作／非動作となる。そのため、Ｋ個の混合器セルとＫ個の周波数分周器セルとが動作する際の送信出力電力が最大の場合、本実施形態では、２分周器の定電流源１００の電流値は特許文献１の場合と同一である。一方、送信出力電力が非常に小さく、図１のＫ個の混合器セルのうちの１つのみが動作し、Ｋ個の周波数分周器セルのうちの１つのみが動作するような状況では、定電流源１００の電流値はＩ０ｘとなる。特許文献１と比較して、１／Ｋの消費電流となり、すなわち、１／Ｋの消費電力となる。
【００３３】
上記説明したように、本実施形態においては、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の低消費電力化が可能である。
図１に記載の混合器の代わりに、高周波入力用のトランジスタとベースバンド入力用トランジスタを混合器セルごとに設置し、さらに混合器セルを独立に動作／非動作制御可能な他の混合器を使用してもよい。この場合も同様に、送信器の平均的な消費電力を低減することができる。
【００３４】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について説明する。
図３は、本実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器の構成例を示す図である。図３に示されるＩＱ直交変調型送信器は、ベースバンド部２０と、ＩＱ直交変調器３０と、バンドパスフィルター９と、パワーアンプ１０（ＰＡ）と、アンテナ１１と、電力検出器１２と、インターフェース回路１４とから構成される。また、ベースバンド部２０は、デジタル信号処理部１と、デジタル／アナログ変換器３（ＤＡ変換器）と、ローパスフィルター４と、アナログ／デジタル変換器１３（ＡＤ変換器）とから構成される。
【００３５】
ＩＱ直交変調器３０は、電圧制御発振回路７（ＶＣＯ）と、周波数分周器５０と、２つの混合器５，５’と、加算ノード８から構成される。図３の混合器５、５’は、それぞれ、第１の実施形態に係る混合器（図１）であり、周波数分周器５０は、第１の実施形態で例示した周波数分周器５０（図２）である。
周波数分周器５０の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは、混合器５の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。同様に、周波数分周器５０の差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮは、混合器５’の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。
【００３６】
また、混合器５、５’と周波数分周器５０に入力される動作／非動作制御信号は、制御回路５０００により生成される。制御回路５０００は、インターフェース回路１４からの送信電力設定を受けて、分周器５０内部の分周器セルと、混合器５、５’の混合器セル１６００〜１６０Ｋの動作もしくは非動作を制御する。具体的には、制御回路５０００は、あらかじめ設定された制御テーブルに従い、インターフェース回路１４からの送信電力設定に応じて、動作もしくは非動作の制御信号１５００〜１５０Ｋを混合器５、５’および分周器５０に送信する。
【００３７】
第１の実施形態で説明したように、本実施形態においても、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化が可能である。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。さらに、本発明の範囲は、すべての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。
【符号の説明】
【００３８】
１  デジタル信号処理部
３  デジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）
４  ローパスフィルター
５、５’  混合器
７  電圧制御発振回路（ＶＣＯ）
８  加算ノード
９  バンドパスフィルター
１０  パワーアンプ
１１  アンテナ
１２  電力検出器
１３  アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）
１４  インターフェース回路
２０  ベースバンド部
３０  ＩＱ直交変調器
５０  周波数分周器
１００  定電流源
１０１、１０２、１０３  トランジスタ
１０４  負荷抵抗
１０００〜１００Ｋ  抵抗
１０１０〜１０１Ｋ  トランジスタ
１０２０〜１０２Ｋ  カスコードトランジスタ
１０３０〜１０３Ｋ  トランジスタ
１０４０〜１０４Ｋ  トランジスタ
１０５０  反転論理素子
１１００、１１０１  ベースバンド入力
１２００〜１２０Ｋ  高周波差動入力
１５００〜１５０Ｋ  動作／非動作制御信号
１６００〜１６０Ｋ  混合器セル
５０００  制御回路
９００  定電流源
９０１、９０２、９０３  トランジスタ
９０４  負荷抵抗
【図１】
0005524913.tif 000005
【図２】
0005524913.tif 000006
【図３】
0005524913.tif 000007
【図４】
0005524913.tif 000008