(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための周波数変化パターンを出力する周波数変化装置と、
前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器と
を備え、
前記周波数変化装置は、複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンを繰り返し出力するものであって、
前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆとしたとき、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記周波数変化パターンの周期Ｔｆと前記Δｆとの積ｎ×Ｔｆ×Δｆが予め設定された規定値より大きくなるように、前記Δｆを、Δｆ＞前記規定値／（ｎ×Ｔｆ）を満たす最低限の値に設定し、前記規定値は、前記ｎ次高調波成分に対してノイズピークが低減するように設定した値である
ことを特徴とするデジタル制御電源装置。
【請求項２】
前記周波数変化パターンは、
前記複数の周波数値が単調増加及び／または単調減少するものであって、
前記複数の周波数値が単調増加から単調減少へ移行する回数または単調減少から単調増加へ移行する回数が１回以下となるように設定されている
ことを特徴とする請求項１に記載のデジタル制御電源装置。
【請求項３】
前記周波数変化パターンは、
前記複数の周波数値の出力する順序を、所定順に設定した第１のパターンと、
前記複数の周波数値の出力する順序を、前記所定順と逆順に設定した第２のパターンとを、
それぞれ１回ずつ含む
ことを特徴とする請求項１または２に記載のデジタル制御電源装置。
【請求項４】
前記第１のパターンおよび前記第２のパターンは、それぞれ、ｋ種類の周波数値（ｋ≧２）を１回ずつ含む
ことを特徴とする請求項３記載のデジタル制御電源装置。
【請求項５】
前記制御器は、前記スイッチング素子のオン・オフ比の演算を行い、前記制御器のオン・オフ比の演算周期の定数倍と、前記周波数変化パターンの周期とが一致する
ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のデジタル制御電源装置。
【請求項６】
前記周波数変化パターンの周期を、前記周波数変化パターンの周期の逆数が前記スイッチング素子のオン・オフにより発生するノイズを測定する受信機の分解能帯域幅以上となるように設定する
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のデジタル制御電源装置。
【請求項７】
前記スイッチング素子の後段にトランスをさらに備え、
前記周波数変化パターンの最小周波数が、前記トランスが磁束飽和に至らない周波数となるように設定する
ことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載のデジタル制御電源装置。
【請求項８】
制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための周波数変化パターンを出力する周波数パターン出力ステップと、
前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフするスイッチング制御ステップと
を備え、
前記周波数変化パターンは複数の周波数値を含み、
前記周波数パターン出力ステップは、前記周波数変化パターンを繰り返し出力し、
前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆとしたとき、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記周波数変化パターンの周期Ｔｆと前記Δｆとの積ｎ×Ｔｆ×Δｆが予め設定された規定値より大きくなるように、前記Δｆを、Δｆ＞前記規定値／（ｎ×Ｔｆ）を満たす最低限の値に設定し、前記規定値は、前記ｎ次高調波成分に対してノイズピークが低減するように設定した値である
ことを特徴とするデジタル制御演算方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル制御電源装置およびデジタル制御演算方法に関し、特に、スイッチング素子のオン操作およびオフ操作を繰り返すスイッチング制御を行うデジタル制御電源装置およびデジタル制御演算方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電源装置では、一定のスイッチング周波数にてスイッチング制御を行う場合、一定の周波数に起因した高いスイッチングノイズを発生することがあり、その場合には、ノイズ発生源として、他の電子機器に対し、誤動作や機能停止などといった弊害を招くおそれがある。
【０００３】
実際、こういったスイッチングノイズに関して、特に各国の規格に一定の整合性を持たせる必要があることから、国際規格ＣＩＳＰＲが各分野の電子機器や自動車のＥＭＣ規格を制定・発行している。
【０００４】
このようなスイッチングノイズを抑制するため、一般的にはスナバ回路やノイズフィルタなどの部品やノイズ対策部品を備えることも考えられるが、コストアップや装置の大型化は避けられないものとなる。
【０００５】
そこで従来は、特許文献１に見られるように、スイッチングＩＣを用いた電源装置において、スイッチングＩＣのスイッチング周波数を設定する端子に、時間の周期関数で変化する電圧を印加する装置を設けることにより、スイッチングノイズのスペクトルを拡散させ、ノイズレベルを低減させる手法が提案されている。
【０００６】
しかしながら、特許文献１による手法でスイッチングノイズのスペクトル拡散を実現するには、スイッチング周波数を変化させるための外部回路を設ける必要があり、コストが増加するという課題がある。
【０００７】
このような課題を解決するためには、例えばマイコンなどの演算処理器によるデジタル処理でスイッチング制御を行うことによって、外部回路を設けることなく、演算処理器内部での演算のみでスイッチング周波数を変化させる方法が考えられる。
【０００８】
しかしながら、所望の帯域でスイッチングノイズのピーク値を低減するようスペクトル拡散させるためには、スイッチング周波数を変化させる際の最大周波数と最小周波数の差を大きくする必要がある。すなわち、一定のスイッチング周波数でスイッチング制御する場合に対して、高周波でスイッチング制御する期間をもつ必要がある。
【０００９】
すなわち、例えばマイコンによるタイマ機能を用いてスイッチングのタイミングを操作する際には、スイッチング周波数を高周波にしていくほど、スイッチング１周期の期間が短縮化される。そのため、スイッチング周波数に応じて、スイッチング制御にかかる演算処理を行った場合、レジスタ設定にかかる処理時間が圧迫され、マイコンの処理負荷が大きくなる。そのため、所望のスイッチング制御を実施するには、高速演算が可能である高価な演算処理器が必要となり、コストが増加する。
【００１０】
一方、スイッチング周波数を変化させることによるスイッチングノイズのスペクトル拡散効果は、下記の非特許文献１に示されている。すなわち、スイッチング周波数が繰り返し性をもって変化する際の、繰り返し周波数ｆｍが低いほど、また、スイッチング周波数を変化させる際の最大周波数と最小周波数の差Δｆが大きいほど、スペクトル拡散指数βは大きく、好適にスイッチングノイズのピーク値が低減されることが（式１）の関係で示されている。
【００１１】
（式１）β＝Δｆ／ｆｍ
【００１２】
また、例えば、前記ＥＭＣ規格では、装置が発生させるノイズをスペクトルアナライザで測定する際のＲＢＷ（Resolution Band Width：分解能帯域幅）を規定している。非特許文献１によれば、スイッチングノイズのスペクトルは繰り返し周波数ｆｍ毎にピークをもって分散する。そのため、スペクトルアナライザでスイッチングノイズのスペクトルを測定した際に、上述したスペクトル拡散効果を得るためには、繰り返し周波数ｆｍはスペクトルアナライザのＲＢＷ以上の値に設定する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００９−２７３２１５号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】Feng Lin、外１名、“Reduction of Power Supply EMI Emission by Switching Frequency Modulation”、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 9, NO. I, JANUARY 1994
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
すなわち、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得るためには、（式１）より、繰り返し周波数ｆｍを低くする必要があるが、ＲＢＷより低い値に設定されると、所望のスペクトル拡散効果が得られない。
【００１６】
同様に、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得るために、（式１）にしたがってスイッチング周波数の最大周波数と最小周波数の差を大きくする場合には、一定のスイッチング周波数でスイッチング制御する場合に対して、高周波でスイッチング制御する期間をもつ必要がある。
【００１７】
しかしながら、デジタル処理によるスイッチング制御において、スイッチング周波数を高周波化させるには、高速な演算処理に耐えうる高価な演算処理器が必要となり、コストが増加するという課題があった。
【００１８】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減可能な、デジタル制御電源装置およびデジタル制御演算方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための周波数変化パターンを出力する周波数変化装置と、前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器とを備え、前記周波数変化装置は、複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンを繰り返し出力するものであって、前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆとしたとき、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記周波数変化パターンの周期Ｔｆと前記Δｆとの積ｎ×Ｔｆ×Δｆが予め設定された規定値より大きくなるように、前記Δｆを、Δｆ＞前記規定値／（ｎ×Ｔｆ）を満たす最低限の値に設定し、前記規定値は、前記ｎ次高調波成分に対してノイズピークが低減するように設定した値であることを特徴とするデジタル制御電源装置である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための周波数変化パターンを出力する周波数変化装置と、前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器とを備え、前記周波数変化装置は、複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンを繰り返し出力するものであって、前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆとしたとき、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記周波数変化パターンの周期Ｔｆと前記Δｆとの積ｎ×Ｔｆ×Δｆが予め設定された規定値より大きくなるように、前記Δｆを、Δｆ＞前記規定値／（ｎ×Ｔｆ）を満たす最低限の値に設定し、前記規定値は、前記ｎ次高調波成分に対してノイズピークが低減するように設定した値であることを特徴とするデジタル制御電源装置であるので、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施の形態１によるデジタル制御電源装置の構成を示す構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１によるデジタル制御電源装置において、周波数変化装置３の出力と制御器４のスイッチング制御を示す図である。
【図３】スペクトル拡散指数βの変化による、スペクトル拡散効果を示す図である。
【図４】スイッチング周波数に対する高調波成分のスペクトル拡散効果を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態２によるによるデジタル制御電源装置において、周波数変化装置３の出力と制御器４のスイッチング制御を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態４によるによるデジタル制御電源装置において、周波数変化装置３の出力を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態５によるによるデジタル制御電源装置の構成を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１に係るデジタル制御電源装置について説明する。実施の形態１では、本発明のデジタル制御電源装置を、ＡＣ−ＤＣコンバータに適用した実施形態を例に挙げて説明する。
【００２３】
図１は、本発明の実施の形態１に係るデジタル制御電源装置の概略構成図である。本実施の形態１に係るデジタル制御電源装置が適用されたＡＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すように、交流入力電源としての交流電圧電源１（以下、単に交流電源１と示す）から平滑コンデンサ８までの構成要素で構成されている。交流電源１は整流回路としてのダイオードブリッジ５に接続され、ダイオードブリッジ５の出力は限流回路としてのリアクトル６に接続される。リアクトル６の後段にはスイッチング素子２と整流ダイオード７とが接続され、整流ダイオード７のカソード側が出力段の平滑コンデンサ８の正極に接続される。スイッチング素子２の、リアクトル６側の一端と反対側の他端は、平滑コンデンサ８の負極に接続される。周波数変化装置３は信号線１０を介して所定の周波数値を制御器４へ出力する。制御器４は、周波数変化装置３から入力された周波数値に従ったスイッチング周波数で、制御線１１を介して、スイッチング素子２をオン・オフ制御する。
【００２４】
これらの構成要素のうち、ＡＣ−ＤＣコンバータに含まれる構成要素は、交流電源１、スイッチング素子２、ダイオードブリッジ５、リアクトル６、整流ダイオード７、および、平滑コンデンサ８である。また、デジタル制御電源装置に含まれる構成要素は、周波数変化装置３、制御器４、信号線１０、および、制御線１１である。デジタル制御電源装置の制御対象は、スイッチング素子２である。
【００２５】
このように構成されるデジタル制御電源装置のスイッチング周波数変化方法について図２を参照しながら説明する。図２は、周波数変化装置３が制御器４へ信号線１０を介して出力する周波数値と、制御器４がスイッチング素子２へ制御線１１を介して出力するスイッチング制御信号の動作説明図である。
【００２６】
図２に示すように、制御器４は、スイッチング素子２のオン・オフ制御を行う際のオン・オフ比を一定の演算周期Ｔｃで演算し、オン・オフ制御を行う。具体的には、制御器４は、スイッチング素子２のオン・オフ比の演算を行い、制御器４のオン・オフ比の演算周期Ｔｃの定数倍が、周波数変化パターンの周期Ｔｆと一致している。図２の例では、演算周期Ｔｃの２倍が、周波数変化パターンの周期Ｔｆと一致している。図２に示すように、制御器４は、処理負荷の軽減のために、演算周期Ｔｃの１周期内で、２回スイッチング制御を行う。このとき、制御器４がスイッチング制御するときのスイッチング周波数は、周波数変化装置３から入力された周波数値に従って変化する。
【００２７】
周波数変化装置３は、制御器４が演算周期Ｔｃの一周期内で行うスイッチング周波数を、２種の異なる周波数値ｆ１とｆ２とで変化させるよう、図２に示すように、周波数値を出力する。すなわち、ｆ１とｆ２のそれぞれの１周期分の合計時間（１／ｆ１）＋（１／ｆ２）が演算周期Ｔｃと一致するようにｆ１とｆ２を設定している。
【００２８】
さらに詳細に説明すると、周波数変化装置３は、図２に示すように、「第１のパターン」と「第２のパターン」との２種類のパターンからなる所定の「周波数変化パターン」を繰り返し出力する。「第１のパターン」と「第２のパターン」は、共に、上記の２種の異なる周波数値ｆ１，ｆ２から構成されている。「第１のパターン」は、ｆ１→ｆ２の順に出力するパターンで、「第２のパターン」は、当該「第１のパターン」と逆順、すなわち、ｆ２→ｆ１の順に出力するパターンである。「第１のパターン」および「第２のパターン」が出力される時間は、それぞれ、図２に示されるように、制御器４の演算周期Ｔｃと一致するように設定されている。
【００２９】
本実施の形態１においては、「第１のパターン」と「第２のパターン」とを纏めて考えると、図２に示すように、周波数変化パターンは、ｆ１→ｆ２→ｆ２→ｆ１となる順に出力するように設定されている。すなわち、「周波数変化パターン」は、「第１のパターン」→「第２のパターン」で構成され、当該「周波数変化パターン」を周波数変化装置３が繰り返し出力するので、結果として、周波数変化装置３は、「第１のパターン」→「第２のパターン」→「第１のパターン」→「第２のパターン」→・・・の順になるように、「第１のパターン」および「第２のパターン」を、一定の順序で繰り返し出力するように設定されていることになる。
【００３０】
もし、「第１のパターン」および「第２のパターン」を設定せず、２種類の周波数値ｆ１、ｆ２を、単に、ｆ１→ｆ２→ｆ１→ｆ２の順に変化させた場合には、周波数変化装置３はｆ１→ｆ２という周波数変化パターンを繰り返し出力することになる。このときの周波数変化パターンの周期Ｔｆ’＝（１／ｆ１）＋（１／ｆ２）＝Ｔｃとなり、繰り返し周波数ｆｍ’は、周波数変化パターンの周期Ｔｆ’の逆数であるため、ｆｍ’＝１／Ｔｃであらわされる。
【００３１】
これに対し、本実施の形態１のように「第１のパターン」と「第２のパターン」を設定することにより、「周波数変化パターン」の周期Ｔｆは、Ｔｆ＝２（（１／ｆ１）＋（１／ｆ２））＝２Ｔｃで表わされ、繰り返し周波数ｆｍは、周波数変化パターンの周期Ｔｆの逆数であるため、ｆｍ＝１／（２Ｔｃ）によって表わされる。これにより、単純な「周波数変化パターン」により、繰り返し周波数を小さくすることができ、繰り返し周波数ｆｍ＜ｆｍ’となる。
【００３２】
このとき、演算周期Ｔｃは一定として処理するため、処理負荷の増加を最低限に抑えることができる。
【００３３】
スイッチング周波数を変化させることによるスペクトル拡散効果は、前述の（式１）であらわされたスペクトル拡散指数βの値によって確認することができる。図３にスペクトル拡散指数βの値によるスペクトル拡散効果を示す。図３（ａ）がβ＝０の場合、図３（ｂ）がβ＝１の場合、図３（ｃ）がβ＝５の場合を示す。
【００３４】
図３に示すように、スイッチング周波数を一定値ｆｃでスイッチング制御する場合に比べ、スペクトル拡散指数βを大きくするほど、本来のノイズピークを低減し、広帯域にスペクトルを拡散することができる。
【００３５】
すなわち、処理負荷の増加を最低限に抑えるためにスイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差Δｆを制限した場合、スペクトル拡散指数βを大きくするためには、繰り返し周波数ｆｍを小さくする必要がある。
【００３６】
本実施の形態１においては、上述した「第１のパターン」および「第２のパターン」を設定し、それらを一定の順序で繰り返し出力することにより、処理負荷の増加を最低限に抑えつつ、繰り返し周波数ｆｍを小さくすることができる。その結果、βの値が大きくなるため、スイッチングによるノイズスペクトルを効果的に拡散し、ノイズピークを低減させることができる。
【００３７】
また、本実施の形態では、スイッチング周波数のｎ次高調波成分（ｎ：整数）によるノイズピーク値を効果的に低減するようΔｆおよびｆｍを設定している。以下に説明する。
【００３８】
繰り返し周波数ｆｍは、ｎ次高調波成分が測定される際のスペクトルアナライザ（スイッチング素子のオン・オフにより発生するノイズを測定する受信機）のＲＢＷ以上の値に設定している。
図３に示すように、スイッチングノイズのスペクトルは繰り返し周波数ｆｍ毎にピークをもって分散する。そのため、繰り返し周波数ｆｍをｆｍ＞ＲＢＷとなるように設定すれば、ｆｍ毎に分散した各成分が同一周波数成分として測定されることを避けることができる。よって、ｆｍ＞ＲＢＷとすることで、スペクトルアナライザでの測定において、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得ることができる。
【００３９】
スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数の差Δｆはｆ１とｆ２の差によって表わされる。高周波帯域では、ｆ１とｆ２のｎ次高調波成分はそれぞれｎ×ｆ１とｎ×ｆ２となる。よって、ｎ次高調波成分が含まれる周波数帯域での最大周波数と最小周波数の差はｎ×Δｆで表わすことができる。
すなわち、ｎ次高調波成分に対するスペクトル拡散指数βｎはβｎ＝ｎ×βであらわすことができ、図４に示すように、次数が高い高調波成分ほどスペクトル拡散効果が大きくなる。したがって、ｎ次高調波成分に対してノイズピークを低減させるために、βｎを指標として、βｎが規定値以上となるよう、ｆｍ＞ＲＢＷとして設定しつつ、Δｆを設定する。つまり、βｎ＞規定値とするために、ｎ×β＝ｎ×Δｆ／ｆｍ＝ｎ×Δｆ×Ｔｆ＞規定値とすればよく、ΔｆをΔｆ＞規定値／（ｎ×Ｔｆ）を満たす最低限の値に設定する。これにより、所望の周波数帯域でスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られる最低限のΔｆを設定するため、スイッチング周波数の変化による制御器４の処理負荷の増加を最低限に抑えることができる。
【００４０】
以上のように、本実施の形態に係るデジタル制御電源装置は、制御対象のスイッチング素子２のスイッチング制御を行うための周波数変化パターンを出力する周波数変化装置３と、周波数変化装置３の出力する周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数でスイッチング素子２をオン・オフする制御器４とを備え、周波数変化装置３は、複数の周波数値ｆ１、ｆ２を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する。また、当該周波数変化パターンは、複数の周波数値が単調増加及び／または単調減少するものであって、複数の周波数値が単調増加から単調減少へ移行する回数または単調減少から単調増加へ移行する回数が１回以下となるように設定されており、周波数変化パターンは、周波数値ｆ１、ｆ２を所定順ｆ１→ｆ２に設定した第１のパターンと、周波数値ｆ１、ｆ２を、当該所定順と逆順のｆ２→ｆ１に設定した第２のパターンとを、それぞれ１回ずつ含むように設定した。これにより、スイッチング周波数の最大値が制限される条件下でも、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得られるよう、繰り返し周波数ｆｍとスイッチング周波数の最大値および最小値の差Δｆとを設定し、また、制御器４の所定の演算処理周期Ｔｃに対して、所定のパターンでスイッチング周波数を変化させる方法によって、処理負荷の増加を最小限に抑え、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減することが可能である。
【００４１】
実施の形態２．
上記の実施の形態１では、制御器４は、演算周期Ｔｃで２回スイッチング制御を実施したが、演算周期Ｔｃで２回以上のｋ回（ｋ：２以上の整数）スイッチング制御を実施してもよい。本実施の形態２では、演算周期Ｔｃで、２回以上のｋ回（ｋ：２以上の整数）スイッチング制御を実施する例について説明する。
【００４２】
なお、本実施の形態２に係るデジタル制御電源装置およびＡＣ−ＤＣコンバータの構成については、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、周波数変化装置３および制御器４の動作であるため、以下では、それを中心に説明する。
【００４３】
本実施の形態２においては、図５に示すように、「第１のパターン」は、１回目に出力する周波数値ｆ（１）からｋ回目に出力する周波数値ｆ（ｋ）までを、ｆ（１）→ｆ（２）→・・・・・→ｆ（ｋ）の順に出力するとき、このｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値はｆ（１）≦ｆ（２）≦・・・≦ｆ（ｋ）またはｆ（１）≧ｆ（２）≧・・・≧ｆ（ｋ）を満たすように設定する。なおかつ、演算周期Ｔｃ内に、制御器４が、ｆ（１）からｆ（ｋ）までのスイッチング周波数でスイッチング制御するときの合計時間（１／ｆ（１））＋（１／ｆ（２））＋・・・・・＋（１／ｆ（ｋ））が演算周期Ｔｃと一致するようにｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値を設定する。
【００４４】
「第２のパターン」は、図５に示すように、以上のように設定したｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値を用いて、「第１のパターン」とは逆順に、ｆ（ｋ）→・・・・・→ｆ（２）→ｆ（１）の順に周波数値を出力するよう設定する。
【００４５】
従って、本実施の形態２においては、「第１のパターン」および「第２のパターン」が出力される時間は、図５に示すように、制御器４の演算周期Ｔｃと一致するよう設定されている。
【００４６】
本実施の形態２に係る周波数変化パターンは、このように設定した「第１のパターン」と「第２のパターン」により構成し、「第１のパターン」→「第２のパターン」→「第１のパターン」→「第２のパターン」→・・・の順になるように、「第１のパターン」および「第２のパターン」を、一定の順序で繰り返し出力するように設定する。
【００４７】
なお、ｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値は、ｆ（１）≦ｆ（２）≦・・・≦ｆ（ｋ）またはｆ（１）≧ｆ（２）≧・・・≧ｆ（ｋ）を満たしていればよく、各ｆ（ｉ）とｆ（ｉ＋１）との差は、同じであっても、異なっていてもよい（但し、ｉは、１≦ｉ≦ｋ−１を満たす任意の整数）。各ｆ（ｉ）とｆ（ｉ＋１）との差が同じ場合は、単調増加または単調減少となる。
【００４８】
以上のように、本実施の形態２においても、上記の実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００４９】
実施の形態３．
上記の実施の形態１および２において、「第１のパターン」および「第２のパターン」が出力される時間を制御器４の演算周期Ｔｃと一致するよう設定したが、「第１のパターン」および「第２のパターン」が出力される時間と制御器４の演算周期Ｔｃとが異なるよう設定してもよい。
【００５０】
また、このとき制御器４の演算周期Ｔｃは一定でなくてもよく、演算周期Ｔｃは毎回変化してもよい。
【００５１】
このような構成によっても、単純な周波数変化パターンで、同様の効果を得ることができる。
【００５２】
実施の形態４．
上記の実施の形態１〜３では、周波数変化パターンは「第１のパターン」と「第２のパターン」の２種類のパターンにより構成したが、周波数変化パターンは、図６に示すように、１種のパターンから構成し、かつ、当該１種類のパターンから構成される周波数変化パターンの周期Ｔｆ内で、周波数値の変化が、単調増加から単調減少に移行する回数が１回以下、または、単調減少から単調増加に移行する回数が１回以下となるよう構成してもよい。本実施の形態４では、そのような例について説明する。
【００５３】
なお、本実施の形態４に係るデジタル制御電源装置およびＡＣ−ＤＣコンバータの構成については、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、周波数変化装置３および制御器４の動作であるため、以下では、それを中心に説明する。
【００５４】
図６は、本実施の形態４に係る周波数変化パターンのいくつかの例を示している。
【００５５】
図６（ａ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ内の範囲ｒ１では周波数値は単調増加で、それ以降の周波数変化パターンの周期Ｔｆ内の範囲ｒ２では周波数値は単調減少となっている。従って、単調増加から単調減少に移行する回数が１回で、単調減少から単調増加に移行する回数は０回である。
【００５６】
図６（ｂ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ内の範囲ｒ１では周波数値は単調減少で、それ以降の周波数変化パターンの周期Ｔｆ内の範囲ｒ２では周波数値は単調増加となっている。従って、単調減少から単調増加に移行する回数が１回で、単調増加から単調減少に移行する回数は０回である。
【００５７】
図６（ｃ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ内の全範囲において、周波数値は単調増加となっている。従って、単調増加から単調減少に移行する回数および単調減少から単調増加に移行する回数は共に０回である。
【００５８】
図６（ｄ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ内の全範囲において、周波数値は単調減少となっている。従って、単調増加から単調減少に移行する回数および単調減少から単調増加に移行する回数は共に０回である。
【００５９】
なお、図６（ａ）〜（ｄ）はほんの一例にすぎず、これらに限定されるものではない。本実施の形態４に係る周波数変化パターンは、１種のパターンから構成し、かつ、当該１種類のパターンから構成される周波数変化パターンの周期Ｔｆ内で、周波数値の変化が、単調増加から単調減少に移行する回数が１回以下、または、単調減少から単調増加に移行する回数が１回以下となるよう構成されたものであれば、いずれのパターンでもよいこととする。
【００６０】
本実施の形態においては、このような構成によって、周波数変化パターンの周期Ｔｆ内で、Ｔｆ未満の意図しない周期性をもつ周波数変化が発生することを回避することができる。周波数が、Ｔｆ未満の周期で変化する場合、その逆数である繰り返し周波数は、本来意図する値よりも大きくなってしまう。このとき、スペクトル拡散指数βが小さくなるため、所望のスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られない。
【００６１】
以上のように、本実施の形態４によれば、周波数変化装置３の出力は、周波数変化パターン以外の周期性をもたないため、周波数変化パターンの周期Ｔｆの逆数が繰り返し周波数ｆｍとなり、所望のスイッチングノイズのピーク値の低減効果を得ることができ、上記の実施の形態１〜４と同様の効果を得ることができる。
【００６２】
実地の形態５．
上記の実施の形態１〜４では、本発明のデジタル制御電源装置をＡＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示したが、これに限るものではなく、例えば図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータに適用してもよい。
【００６３】
本実施の形態５に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、図７に示す、入力電源１２から外部負荷１５までの構成要素で構成されている。入力電源１２の後段には４つの半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が接続されており、例えば、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴから構成されている。半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列に接続されており、同様に、半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は直列に接続されている。また、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は、スイッチング手段１６−１を構成している。同様に、半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ２は、スイッチング手段１６−２を構成している。周波数変化装置１３は、信号線３０を介して、スイッチング周波数の周波数値を、制御器１４へ出力する。制御器１４は周波数変化装置１３から入力された周波数値にしたがったスイッチング周波数で、一対のスイッチング手段１６−１、１６−２を交互にオン・オフ駆動する。
【００６４】
制御器１４は、制御線３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄによりそれぞれ半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４をオン・オフ制御する。第１及び第３のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のドレインは、入力電源１２のプラス出力端子に接続され、第２及び第４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースは、入力電源１２のマイナス出力端子に接続されている。第１の半導体スイッチング素子Ｑ１のソースと第２の半導体スイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点はトランス１７の一次巻線の一端に接続され、トランス１７の他端は第３の半導体スイッチング素子Ｑ３のソースと第４の半導体スイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に接続されている。
【００６５】
トランス１７の後段には、二次側整流ダイオード１８、１９、２０、２１がフルブリッジ構成で設けられている。トランス１７の二次巻線は、二次側整流ダイオード１８、１９、２０、２１が接続される。具体的には、二次側整流ダイオード１８のアノード側が二次側整流ダイオード２０のカソード側に接続されるように、二次側整流ダイオード１８、２０が直列に接続され、それらの接続点に、トランス１７の二次巻線の一端が接続されている。同様に、二次側整流ダイオード１９のアノード側が二次側整流ダイオード２１のカソード側に接続されるように、二次側整流ダイオード１９、２１が直列に接続され、それらの接続点に、トランス１７の二次巻線の他端が接続されている。
【００６６】
二次側整流ダイオード１８、１９、２０、２１の後段には、平滑リアクトル２２が設けられている。具体的には、二次側整流ダイオード１８、１９のカソード側が、平滑リアクトル２２の一端に、直列に接続されている。平滑リアクトル２２の他端には、外部負荷１５の一端が接続されている。外部負荷１５の他端は、二次側整流ダイオード２０、２１のアノード側に接続されている。
【００６７】
これらの構成要素のうち、ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる構成要素は、入力電源１２、スイッチング手段１６−１、１６−２、二次側整流ダイオード１８、１９、２０、２１、平滑リアクトル２２、および、外部負荷１５である。また、デジタル制御電源装置に含まれる構成要素は、周波数変化装置１３、制御器１４、信号線３０、および、制御線３１、トランス１７である。デジタル制御電源装置の制御対象は、スイッチング手段１６−１、１６−２である。
【００６８】
このとき、トランス１７の磁束飽和が起こると、トランス１７に流れる電流が急激に増加する。この急激な電流増加は、ノイズが増加する原因となる。そのため、スイッチングのオン・オフ比をほぼ一定としてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるとき、トランス１７の磁束飽和が起こらないよう周波数変化パターンの最小周波数を設定する必要がある。
【００６９】
ここで、スイッチング周波数とトランス１７の磁束密度変化ΔＢは、以下の（式２）で与えられる。
【００７０】
（式２）ΔＢ＝（Ｖ・ｄ）／（Ｎ１・Ａｅ・２ｆｓｗ）
【００７１】
ここで、Ｖ：トランス１次側端子間電圧、ｄ：スイッチングのオン比、Ｎ１：トランス１次側巻数、Ａｅ：トランスコアの有効断面積、ｆｓｗ：スイッチング周波数である。
【００７２】
トランス１７の磁束密度変化ΔＢはトランス１７の飽和磁束密度Ｂｓによって規定した値以下となる必要があり、本実施の形態のようなフルブリッジコンバータでは、ΔＢ≦２Ｂｓを満たす必要がある。すなわち、ΔＢ≦２Ｂｓを満たすスイッチング周波数ｆｓｗを周波数変化パターンの最小周波数とする。
【００７３】
このような構成によって、トランス１７の磁束飽和に起因するノイズの発生を抑制することが可能であり、上記実施の形態１〜４と同様に周波数変化パターンを構成することによって、所望のスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られる。周波数変化パターンについては、実施の形態１〜４で説明した周波数変化パターンと同じパターンにすればよいため、ここではその説明は省略する。
【００７４】
以上のように、本実施の形態においては、本発明のデジタル制御電源装置をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示したが、この場合においても、上記の実施の形態１〜４と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
なお、実施の形態１〜５では、周波数変化パターンは、１種のパターンから構成し、かつ、当該１種類のパターンから構成される周波数変化パターンの周期Ｔｆ内で、周波数値の変化が、単調増加から単調減少に移行する回数が１回以下、または、単調減少から単調増加に移行する回数が１回以下となるよう構成したが、１種のパターンから構成し繰り返し出力すればよく、周波数変化パターンの周波数値は複数回増減変化してもよい。これによっても、スイッチングノイズのピーク値を低減することが可能である。
【符号の説明】
【００７６】
１  交流電源、２  スイッチング素子，３  周波数変化装置、４  制御器、５  ダイオードブリッジ、６  リアクトル、７  ダイオード、８  平滑コンデンサ、１０  信号線、１１  制御線、１２  入力電源、１３  周波数変化装置、１４  制御器、１５  外部負荷、１６−１，１６−２  スイッチング手段、１７  トランス、１８，１９，２０，２１  二次側整流ダイオード、２２  平滑リアクトル、３０  信号線、３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ  制御線。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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