(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力間にリアクトルおよびブロッキングダイオードが直列接続され、かつ、前記入出力間に単一のスイッチング素子が並列接続された回路構成を備え、前記スイッチング素子のオンオフにより入力電圧を所定の昇圧比でもって昇圧した固定値の出力電圧を生成する昇圧チョッパ回路の制御方法であって、
前記リアクトルのリアクタンスをＬ、スイッチング素子のオン時間をＴON、スイッチング周期をＴ、入力電圧をＶIN、出力電圧をＶOUT、固定値の出力電圧を生成するための電流指令値をＩLAとした場合、スイッチング素子のオン時間ＴONを演算式ＴON＝ＩLA×２Ｌ／ＶINで算出し、その算出されたスイッチング素子のオン時間ＴONに基づいて、スイッチング素子のスイッチング周期Ｔを演算式Ｔ＝ＴON×ＶOUT／（ＶOUT−ＶIN）で算出すると共に、前記スイッチング素子の両端電圧をそのスイッチング素子がオンする直前で検出し、その検出された両端電圧が出力電圧に近似する連続モードで前記スイッチング素子を所定時間だけ遅延させてオンさせ、前記両端電圧が入力電圧に近似する不連続モードで前記スイッチング素子をオンさせることにより、前記スイッチング素子を零電流スイッチングで制御することを特徴とする昇圧チョッパ回路の制御方法。
【請求項２】
入出力間にリアクトルおよびブロッキングダイオードが直列接続され、かつ、前記入出力間に単一のスイッチング素子が並列接続された回路構成を備え、前記スイッチング素子のオンオフにより入力電圧を所定の昇圧比でもって昇圧した固定値の出力電圧を生成する昇圧チョッパ回路の制御方法であって、
前記リアクトルのリアクタンスをＬ、スイッチング素子のオン時間をＴON、スイッチング周期をＴ、入力電圧をＶIN、出力電圧をＶOUT、固定値の出力電圧を生成するための電流指令値をＩLAとした場合、スイッチング素子のオン時間ＴONを演算式ＴON＝ＩLA×２Ｌ／ＶINで算出し、その算出されたスイッチング素子のオン時間ＴONに基づいて、スイッチング素子のスイッチング周期Ｔを演算式Ｔ＝ＴON×ＶOUT／（ＶOUT−ＶIN）で算出すると共に、前記リアクトルの両端電圧をそのスイッチング素子がオンする直前で検出し、その検出された両端電圧が負となる連続モードで前記スイッチング素子を所定時間だけ遅延させてオンさせ、前記両端電圧が零に近似する不連続モードで前記スイッチング素子をオンさせることにより、前記スイッチング素子を零電流スイッチングで制御することを特徴とする昇圧チョッパ回路の制御方法。
【請求項３】
前記昇圧チョッパ回路が並列多重接続されている請求項１又は２に記載の昇圧チョッパ回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池や燃料電池などの直流電源を系統と連系させた分散電源システムなどに用いられ、直流電源を昇圧する直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を構成する昇圧チョッパ回路の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池や燃料電池などの直流電源を系統と連系させた分散電源システム、例えば太陽光発電システムにおいては、直流電源である太陽電池の出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータにより昇圧した上で、その太陽電池を高効率で最大電力追従制御（ＭＰＰＴ制御）するようにしている。
【０００３】
このＤＣ−ＤＣコンバータを構成する昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子のオンオフにより太陽電池からの入力電圧を所定の昇圧比でもって昇圧した出力電圧を生成するようにしている。この昇圧チョッパ回路におけるスイッチング方式には、ハードスイッチング方式とソフトスイッチング方式がある。
【０００４】
このハードスイッチング方式では、スイッチング素子がオンオフする時に、そのスイッチング素子に電流が流れていたり、スイッチング素子の両端に電圧が発生していたりすることから、スイッチング損失が大きい。
【０００５】
これに対して、ソフトスイッチング方式では、スイッチング素子がオンオフする時に、そのスイッチング素子に流れる電流が零となる零電流スイッチング、あるいは、スイッチング素子の両端電圧が零となる零電圧スイッチングであることから、スイッチング損失がない理想的なスイッチングとなる。
【０００６】
そこで、従来では、このスイッチング損失を低減することを目的とした種々のソフトスイッチング方式を採用した昇圧チョッパ回路の制御が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。なお、スイッチング損失を低減するようにしたソフトスイッチング方式は、昇圧チョッパ回路のみならず、スイッチング素子のオンオフにより入力電圧を所定の降圧比でもって降圧した出力電圧を生成する降圧チョッパ回路にも同様に採用されている。
【０００７】
非特許文献１に開示された昇降圧チョッパ回路としては、ＬＣ共振回路を付加してスイッチの電流または電圧を正弦波状にし、電流が零の状態でスイッチの動作（零電流スイッチング）を行う電流共振型コンバータや、電圧が零の状態でスイッチをターンオフ動作（零電圧スイッチング）を行う電圧共振型コンバータが開示されている（Ｐ３２の図４．２．３参照）。
【０００８】
その他、インダクタ電流を高周波で制御することにより回路入力電流を正弦波化する単相力率改善（ＰＦＣ）回路でアクティブ方式を採用したツーコンバータ（Ｐ４９の図５．３．２参照）や、補助スイッチのターンオンタイミングの制御により、メイン回路スイッチの素子電圧が最も低下するタイミングでメインスイッチをオンさせるようにした昇圧昇降圧型双方向コンバータ（Ｐ７９の図７．３．１２参照）がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】電気学会技術報告  第１０７２号  「新型ソフトスイッチング電力変換回路と応用機器の技術動向」（２００６年１１月  電気学会）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、前述の非特許文献１で開示された従来の昇降圧チョッパ回路のいずれも、スイッチング損失が低減されたソフトスイッチング方式である。しかしながら、非特許文献１におけるＰ３２の図４．２．３で開示された電圧共振型コンバータでは、サージ電圧を吸収するスナバ回路を必要とする。また、非特許文献１におけるＰ４９の図５．３．２に開示されたツーコンバータでは、ソフトスイッチングによる高効率化を図るためにチョッパ回路にスナバ回路を付設している。さらに、非特許文献１におけるＰ７９の図７．３．１２に開示された昇圧昇降圧型双方向コンバータでは、メイン回路に補助スイッチ回路を付設している。
【００１１】
このように、スナバ回路の回生回路の付加、共振現象を利用することによる外部共振回路の付加や、補助スイッチ回路を必要とすることから、昇降圧チョッパ回路に付属回路を設けなければ、スイッチング損失を低減したソフトスイッチングを実現することが困難である。その結果、それら付属回路による部品点数の増加で、昇降圧チョッパ回路のコストアップを招来するという問題があった。
【００１２】
そこで、本発明は、前述した問題点に鑑みて提案されたもので、その目的とするところは、昇圧チョッパ回路に付属回路を設けることなく、単純な回路構成でスイッチング損失を低減したソフトスイッチングを実現容易にし得る昇圧チョッパ回路の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前述の目的を達成するための技術的手段として、本発明は、入出力間にリアクトルおよびブロッキングダイオードが直列接続され、かつ、入出力間に単一のスイッチング素子が並列接続された回路構成を備え、スイッチング素子のオンオフにより入力電圧を所定の昇圧比でもって昇圧した固定値の出力電圧を生成する昇圧チョッパ回路の制御方法であって、リアクトルのリアクタンスをＬ、スイッチング素子のオン時間をＴON、スイッチング周期をＴ、入力電圧をＶIN、出力電圧をＶOUT、固定値の出力電圧を生成するための電流指令値をＩLAとした場合、スイッチング素子のオン時間ＴONを演算式ＴON＝ＩLA×２Ｌ／ＶINで算出し、その算出されたスイッチング素子のオン時間ＴONに基づいて、スイッチング素子のスイッチング周期Ｔを演算式Ｔ＝ＴON×ＶOUT／（ＶOUT−ＶIN）で算出することにより、スイッチング素子を零電流スイッチングで制御することを特徴とする。
【００１４】
本発明では、固定値の出力電圧を生成するための電流指令値をＩLAを電流制御指令として付与することで、スイッチング素子のオン時間ＴONを演算式ＴON＝ＩLA×２Ｌ／ＶINで算出し、その算出されたスイッチング素子のオン時間ＴONに基づいて、スイッチング素子のスイッチング周期Ｔを演算式Ｔ＝ＴON×ＶOUT／（ＶOUT−ＶIN）で算出することにより、リアクトル電流ＩLが零となるスイッチング周期Ｔが得られ、このスイッチング周期Ｔでもってスイッチング素子をオンオフさせることにより零電流スイッチングが実現できる。
【００１５】
また、本発明は、スイッチング素子の両端電圧をそのスイッチング素子がオンする直前で検出し、その検出された両端電圧が出力電圧に近似する連続モードでスイッチング素子を所定時間だけ遅延させてオンさせ、両端電圧が入力電圧に近似する不連続モードでスイッチング素子をオンさせることにより、スイッチング素子を零電流スイッチングで制御することを特徴とする。
【００１６】
ここで、連続モードとは、リアクトルに連続的に電流が流れている状態を意味し、不連続モードとは、リアクトルに断続的に電流が流れている状態を意味する。また、不連続モードにおいてスイッチング素子の両端電圧が入力電圧と完全一致した時点でスイッチング素子をオンさせれば、理想的な零電流スイッチングを実現することが可能であるが、本発明の目的とするスイッチング損失の低減化を達成するためには、スイッチング素子の両端電圧が入力電圧に近似した時点でスイッチング素子をオンさせれば、理想的な零電流スイッチングに近いソフトスイッチングを実現することが可能である。なお、スイッチング素子の両端電圧が入力電圧に近似する程度については、スイッチング損失の低減をどの程度にするかによって決定される。
【００１７】
前述の発明では、スイッチング素子の両端電圧を検出することにより、そのスイッチング素子の零電流スイッチングを理想するソフトスイッチングを行うようにしているが、本発明では、スイッチング素子の両端電圧以外に、リアクトルの両端電圧を検出することも可能である。つまり、リアクトルの両端電圧をスイッチング素子がオンする直前で検出し、その検出された両端電圧が負となる連続モードでスイッチング素子を所定時間だけ遅延させてオンさせ、両端電圧が零に近似する不連続モードでスイッチング素子をオンさせることを特徴とする。なお、不連続モードにおいてリアクトルの両端電圧が零に近似する程度は、スイッチング損失の低減をどの程度にするかによって決定されるため、前述したスイッチング素子の両端電圧が入力電圧に近似する程度と同一範囲に設定すればよい。
【００１８】
以上のように、本発明の昇圧チョッパ回路では、スイッチング素子あるいはリアクトルの両端電圧をスイッチング素子がオンする直前で検出し、その検出された両端電圧に基づいて連続モードでスイッチング素子を所定時間だけ遅延させてオンさせ、不連続モードでスイッチング素子をオンさせることにより、従来のように昇圧チョッパ回路に付属回路を設けることなく、単純な回路構成でスイッチング損失を低減したソフトスイッチングを実現できる。
【００１９】
ここで、前述した演算式に基づく零電流スイッチングとスイッチング素子あるいはリアクトルの両端電圧検出に基づく零電流スイッチングとを組み合わせれば、より一層確実な零電流スイッチングを実現することができ、スイッチング損失を低減したソフトスイッチングを実現することがより一層容易となる。
【００２０】
なお、この昇圧チョッパ回路を太陽光発電システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータに適用する場合、そのＤＣ−ＤＣコンバータで必要とする容量を確保するため、前述した複数の昇圧チョッパ回路を並列多重接続することが望ましい。この場合、各昇圧チョッパ回路における入力電流のアンバランスを、電流フィードバックによりパルス幅制御することなしに、スイッチング損失を低減したソフトスイッチングで補正することが可能となる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明では、演算式に基づく零電流スイッチング、あるいは、スイッチング素子またはリアクトルの両端電圧検出に基づく零電流スイッチングでもってスイッチング素子を制御することにより、従来のように昇圧チョッパ回路に付属回路を設けることなく、単純な回路構成でスイッチング損失を低減したソフトスイッチングを実現できる。その結果、昇圧チョッパ回路における部品点数を削減することができ、昇圧チョッパ回路のコスト低減化を図ることができてその実用的価値は大きい。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明に係る昇圧チョッパ回路の制御方法の実施形態で、昇圧チョッパ回路の基本構成を示す回路図である。
【図２】図１の昇圧チョッパ回路および図１１の降圧チョッパ回路におけるスイッチングパルスとリアクトル電流を示す波形図である。
【図３】図１の昇圧チョッパ回路を太陽光発電システムのＤＣ−ＤＣコンバータに適用した実施形態を示す構成図である。
【図４】図１の昇圧チョッパ回路に検出部および制御部を設けた実施形態を示す回路図である。
【図５】図４の昇圧チョッパ回路の他の実施形態を示す回路図である。
【図６】図４および図５の昇圧チョッパ回路の制御方法を説明するためのフローチャートである。
【図７】図４および図５の昇圧チョッパ回路の制御方法における連続モードでの各部の波形図である。
【図８】図４および図５の昇圧チョッパ回路の制御方法における不連続モードでの各部の波形図である。
【図９】図４および図５の昇圧チョッパ回路を太陽光発電システムに適用するために並列多重接続した形態を示す回路図である。
【図１０】（ａ）は昇圧チョッパ回路を並列多重接続した場合でのリアクトル電流のアンバランス状態を示す波形図、（ｂ）は昇圧チョッパ回路を並列多重接続した場合でのリアクトル電流のバランス状態を示す波形図である。
【図１１】本発明の参考例で、降圧チョッパ回路の基本構成を示す回路図である。
【図１２】図１１の降圧チョッパ回路をバッテリ付き太陽光発電システムのＤＣ−ＤＣコンバータに適用した参考例を示す構成図である。
【図１３】図１１の降圧チョッパ回路に検出部および制御部を設けた参考例を示す回路図である。
【図１４】図１３の降圧チョッパ回路の他の参考例を示す回路図である。
【図１５】図１３および図１４の降圧チョッパ回路の制御方法を説明するためのフローチャートである。
【図１６】図１３および図１４の降圧チョッパ回路の制御方法における連続モードでの各部の波形図である。
【図１７】図１３および図１４の降圧チョッパ回路の制御方法における不連続モードでの各部の波形図である。
【図１８】図１３および図１４の降圧チョッパ回路をバッテリ付き太陽光発電システムに適用するために並列多重接続した形態を示す回路図である。
【図１９】（ａ）は降圧チョッパ回路を並列多重接続した場合でのリアクトル電流のアンバランス状態を示す波形図、（ｂ）は降圧チョッパ回路を並列多重接続した場合でのリアクトル電流のバランス状態を示す波形図である。
【図２０】本発明の参考例で、昇降圧チョッパ回路の基本構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明に係る昇圧チョッパ回路の制御方法の実施形態を以下に詳述する。
【００２４】
図１は本発明方法を適用する昇圧チョッパ回路１０の基本回路構成を示す。この昇圧チョッパ回路１０は、入出力間にリアクトル１１およびブロッキングダイオード１２が直列接続され、かつ、入出力間に単一のスイッチング素子１３が並列接続された回路構成を備え、スイッチング素子１３のオンオフにより入力電圧ＶINを所定の昇圧比でもって昇圧した出力電圧ＶOUTを生成する。
【００２５】
図１の昇圧チョッパ回路１０では、図２に示すようにスイッチングパルスに基づいてスイッチング素子１３をオンオフさせることにより、入力電圧ＶINを所定の昇圧比でもって昇圧した出力電圧ＶOUTを生成する。この時、昇圧チョッパ回路１０に流れるリアクトル電流ＩLは、スイッチング素子１３のオン時間ＴONで増加し、そのオフ時間ＴOFFで減少する。図示では、スイッチング素子１３をオンオフさせるスイッチング周期Ｔ（オン時間ＴON＋オフ時間ＴOFF）で前述のリアクトル電流ＩLが零となる理想的な零電流スイッチングを示している。
【００２６】
図３は、図１に示す昇圧チョッパ回路１０を太陽光発電システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータに適用した構成を例示する。図３に示すように、太陽電池３１と、その太陽電池３１を電力系統３３と連系させるインバータ３２との間に昇圧チョッパ回路１０を設け、その昇圧チョッパ回路１０により太陽電池３１からの入力電圧ＶINを所定の昇圧比でもって昇圧した出力電圧ＶOUTをインバータ３２に供給する。
【００２７】
この昇圧チョッパ回路１０の出力電圧ＶOUTはインバータ３２にて一定の固定値に制御されるため、太陽電池３１からの入力電圧ＶINの変動に対して、出力電圧ＶOUTを一定の固定値に維持するには、ＶOUT＝１／（１−ｄ）×ＶINの関係から昇圧比１／（１−ｄ）を所定値に設定することになる。ここで、ｄ＝ＴON／Ｔであることから、スイッチング素子１３のオン時間ＴONとスイッチング周期Ｔを所定値に設定することにより、出力電圧ＶOUTに応じてスイッチング素子１３を零電流スイッチングで制御する。
【００２８】
図２に示すように、昇圧チョッパ回路１０に流れるリアクトル電流ＩLは、ｔ＜ＴONにおいて、
ＩL＝（ＶIN／Ｌ）×ｔ・・・（１）
となり、ここで、Ｌはリアクトル１１のリアクタンスである。ＴON＜ｔ＜Ｔにおいて、
ＩL＝（ＶIN／Ｌ）×ＴON−｛（ＶOUT−ＶIN）／Ｌ×（ｔ−ＴON）｝
【００２９】
＝（１／Ｌ）×｛ＶIN×ＴON＋（ＶOUT−ＶIN）×（ＴON−ｔ）｝・・・（２）
となる。従って、スイッチング素子１３を零電流スイッチングで制御するためには、ｔ＝Ｔで上記（２）式のＩL＝０であることが条件となる。つまり、（２）式より、
（１／Ｌ）×｛ＶIN×ＴON＋（ＶOUT−ＶIN）×（ＴON−Ｔ）｝＝０
Ｔ＝ＴON×ＶOUT／（ＶOUT−ＶIN）・・・（３）
また、上記（１）式からｔ＝ＴONのとき、リアクトル電流ＩLは最大となり、その平均電流、つまり、固定値の出力電圧ＶOUTを生成するための電流指令値ＩLAは、
ＩLA＝ＩLP／２＝ＴON×ＶIN／２Ｌ・・・（４）
この上記（４）式から、
ＴON＝ＩLA×２Ｌ／ＶIN・・・（５）
となり、固定値の出力電圧ＶOUTを生成するための電流指令値ＩLAから、スイッチング素子１３のオン時間ＴONを算出することができる。また、このスイッチング素子１３のオン時間ＴONに基づいて、上記（３）式からスイッチング素子１３のスイッチング周期Ｔを算出することにより、スイッチング素子１３を零電流スイッチングで制御することができる。
【００３０】
以上では、上記（１）〜（５）の演算式に基づいてスイッチング素子１３を零電流スイッチングで制御する場合について説明したが、スイッチング素子１３あるいはリアクトル１１の両端電圧を検出することにより、スイッチング素子１３を零電流スイッチングで制御することも可能である。
【００３１】
図４に示す昇圧チョッパ回路１０は、スイッチング素子１３の両端電圧を検出する検出部４１と、その検出部４１から出力される検出信号に基づいてスイッチング素子１３をオンオフする制御信号を出力する制御部５１を具備する。なお、図４の昇圧チョッパ回路１０では、スイッチング素子１３の両端電圧を検出する場合を例示しているが、図５に示すようにリアクトル１１の両端電圧を検出するようにしてもよい。これら図４および図５のいずれの場合も、スイッチング素子１３あるいはリアクトル１１の両端電圧を検出することにより、最終的にリアクトル電流ＩLが流れているか否かを判定するものである。
【００３２】
この制御部５１におけるスイッチング素子１３のオンオフ制御を、図６のフローチャートおよび図７と図８の波形図に基づいて説明する。
【００３３】
まず、検出部４１にて、スイッチング素子１３の両端電圧ＶSWあるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLをスイッチング素子１３がオンする（スイッチング素子１３をオンオフさせる一周期Ｔごと）直前で検出する。そのスイッチング素子１３の両端電圧ＶSWが出力電圧ＶOUTに近似する場合、あるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLが負となる場合、この昇圧チョッパ回路１０のリアクトル電流ＩLが流れていることになる。
【００３４】
このようにリアクトル電流ＩLが連続的に流れている連続モードでは、基準パルスのままでスイッチング素子１３をオンすると、そのスイッチング素子１３のオン時にリアクトル電流ＩLが流れていることから、スイッチング損失が大きくなる。そこで、このリアクトル電流ＩLが流れている連続モードでは、図７に示す制御信号でもって、スイッチング素子１３を所定時間Δｔだけ遅延させてオンさせていくことにより、リアクトル電流ＩL
が零となる点Ｐでスイッチング素子１３をオンさせる零電流スイッチングを実現する。ここで、前述の所定時間Δｔは、スイッチング素子ターンオフ動作時間以上に設定すればよ
い。
【００３５】
スイッチング素子１３の両端電圧ＶSWが入力電圧ＶINに近似する場合、あるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLが零に近似する場合、この昇圧チョッパ回路１０のリアクトル電流ＩLが零となる状態に近似する。特に、スイッチング素子１３の両端電圧ＶSWが入力電圧ＶINと一致、あるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLが零と一致すれば、リアクトル電流ＩLが零となっている。
【００３６】
このようにリアクトル電流ＩLが断続的に流れる不連続モードでは、スイッチング素子１３のオン時にリアクトル電流ＩLが極めて小さいことから、スイッチング損失が小さい。そこで、リアクトル電流ＩLが断続的に流れる不連続モードでは、基準パルスのままでスイッチング素子１３をオンさせることにより零電流スイッチングを実現する（図８参照）。
【００３７】
ここで、不連続モードにおいてスイッチング素子１３の両端電圧ＶSWが入力電圧ＶINと一致、あるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLが零と一致した時点でスイッチング素子１３をオンさせれば、理想的な零電流スイッチングを実現することが可能であるが、本発明の目的とするスイッチング損失の低減化を達成するためには、スイッチング素子１３の両端電圧ＶSWが入力電圧ＶINに近似した時点、あるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLが零に近似した時点でスイッチング素子１３をオンさせれば、理想的な零電流スイッチングに近いソフトスイッチングを実現することが可能である。なお、スイッチング素子１３の両端電圧ＶSWが入力電圧ＶINに近似する程度、あるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLが零に近似する程度については、スイッチング損失の低減をどの程度にするかによって決定すればよい。
【００３８】
以上のように、この昇圧チョッパ回路１０では、スイッチング素子１３の両端電圧ＶSWあるいはリアクトル１１の両端電圧ＶLをスイッチング素子１３がオンする直前で検出し、その検出された両端電圧ＶSW，ＶLに基づいて連続モードでスイッチング素子１３を所定時間Δｔだけ遅延させてオンさせ、不連続モードでスイッチング素子１３をオンさせる
ことにより、従来のように昇圧チョッパ回路に付属回路を設けることなく、単純な回路構成でスイッチング損失を低減したソフトスイッチングを実現できる。
【００３９】
なお、この昇圧チョッパ回路１０を太陽光発電システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータに適用する場合、そのＤＣ−ＤＣコンバータで必要とする容量を確保するため、図９に示すように太陽電池３１に対して前述した複数の昇圧チョッパ回路１０ａ〜１０ｃを並列多重接続することがある。この場合、図１０（ａ）に示すように各昇圧チョッパ回路１０ａ〜１０ｃにおけるリアクトル電流ＩLのアンバランスを、電流フィードバックによりパルス幅制御することなしに、同図（ｂ）に示すようにスイッチング素子１３の零電流スイッチングを理想とするソフトスイッチングで補正してリアクトル電流ＩLのバランス状態を確保することが可能となる。
【００４０】
次に、図１１は本発明方法の参考例である降圧チョッパ回路２０の基本回路構成を示す。この降圧チョッパ回路２０は、入出力間にリアクトル２１および単一のスイッチング素子２３が直列接続され、かつ、入出力間にブロッキングダイオード２２が並列接続された回路構成を備え、スイッチング素子２３のオンオフにより入力電圧ＶINを所定の降圧比でもって降圧した出力電圧ＶOUTを生成する。
【００４１】
図１１の降圧チョッパ回路２０では、図２に示すようにスイッチングパルスに基づいてスイッチング素子２３をオンオフさせることにより、入力電圧ＶINを所定の降圧比でもって降圧した出力電圧ＶOUTを生成する。この時、降圧チョッパ回路２０に流れるリアクトル電流ＩLは、スイッチング素子２３のオン時間ＴONで増加し、そのオフ時間ＴOFFで減少する。図示では、スイッチング素子２３をオンオフさせるスイッチング周期Ｔ（オン時間ＴON＋オフ時間ＴOFF）で前述のリアクトル電流ＩLが零となる理想的な零電流スイッチングを示している。
【００４２】
図１２は、図１１に示す降圧チョッパ回路２０をバッテリ付き太陽光発電システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータに適用した構成を例示する。図１２に示すように、太陽電池６１を電力系統６３と連系させるインバータ６２とバッテリ６４との間に降圧チョッパ回路２０を設け、その降圧チョッパ回路２０によりインバータ６２からの入力電圧ＶINを所定の降圧比でもって降圧した出力電圧ＶOUTをバッテリ６４に供給する。
【００４３】
この降圧チョッパ回路２０の出力電圧ＶOUTはバッテリ６４にて制御されるため、インバータ６２からの入力電圧ＶINに対する出力電圧ＶOUTは、ＶOUT＝ｄ×ＶINの関係から降圧比ｄを所定値に設定することになる。ここで、ｄ＝ＴON／Ｔであることから、スイッチング素子２３のオン時間ＴONとスイッチング周期Ｔを所定値に設定することにより、出力電圧ＶOUTに応じてスイッチング素子２３を零電流スイッチングで制御する。
【００４４】
図２に示すように、降圧チョッパ回路２０に流れるリアクトル電流ＩLは、ｔ＜ＴONにおいて、
ＩL＝｛（ＶIN−ＶOUT）／Ｌ｝×ｔ・・・（６）
となり、ここで、Ｌはリアクトル２１のリアクタンスである。ＴON＜ｔ＜Ｔにおいて、
ＩL＝｛（ＶIN−ＶOUT）／Ｌ｝×ＴON−｛（ＶOUT／Ｌ）×（ｔ−ＴON）｝
【００４５】
＝（１／Ｌ）×｛（ＶIN−ＶOUT）×ＴON＋ＶOUT×（ＴON−ｔ）｝・・・（７）
となる。従って、スイッチング素子２３を零電流スイッチングで制御するためには、ｔ＝Ｔで上記（７）式のＩL＝０であることが条件となる。つまり、（７）式より、
（１／Ｌ）×｛（ＶIN−ＶOUT）×ＴON＋ＶOUT×（ＴON−ｔ）｝＝０
Ｔ＝ＴON×ＶIN／ＶOUT・・・（８）
また、上記（６）式からｔ＝ＴONのとき、リアクトル電流ＩLは最大となり、その平均電流、つまり、出力電圧ＶOUTを生成するための電流指令値ＩLAは、
ＩLA＝ＩLP／２＝ＴON×（ＶIN−ＶOUT）／２Ｌ・・・（９）
この上記（９）式から、
ＴON＝ＩLA×２Ｌ／（ＶIN−ＶOUT）・・・（１０）
となり、出力電圧ＶOUTを生成するための電流指令値ＩLAから、スイッチング素子２３のオン時間ＴONを算出することができる。また、このスイッチング素子２３のオン時間ＴONに基づいて、上記（８）式からスイッチング素子２３のスイッチング周期Ｔを算出することにより、スイッチング素子２３を零電流スイッチングで制御することができる。
【００４６】
以上では、上記（６）〜（１０）の演算式に基づいてスイッチング素子２３を零電流スイッチングで制御する場合について説明したが、ブロッキングダイオード２２あるいはリアクトル２１の両端電圧を検出することにより、スイッチング素子２３を零電流スイッチングで制御することも可能である。
【００４７】
図１３に示す降圧チョッパ回路は、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDを検出する検出部４２と、その検出部４２から出力される検出信号に基づいてスイッチング素子２３をオンオフする制御信号を出力する制御部５２を具備する。なお、図１３の降圧チョッパ回路では、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDを検出する場合を例示しているが、図１４に示すようにリアクトル２１の両端電圧ＶLを検出するようにしてもよい。これら図１３および図１４のいずれの場合も、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDあるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLを検出することにより、最終的にリアクトル電流ＩLが流れているか否かを判定するものである。
【００４８】
この制御部５２におけるスイッチング素子２３のオンオフ制御を、図１５のフローチャートおよび図１６と図１７の波形図に基づいて説明する。
【００４９】
まず、検出部４２にて、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDあるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLを検出する。そのブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDが零に近似する場合、あるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLが負となる場合、この降圧チョッパ回路のリアクトル電流ＩLが存在して流れていることになる。
【００５０】
このようにリアクトル電流ＩLが流れている連続モードでは、基準パルスのままでスイッチング素子２３をオンすると、そのスイッチング素子２３のオン時にリアクトル電流ＩLが流れていることから、スイッチング損失が大きくなる。そこで、このリアクトル電流ＩLが流れている連続モードでは、図１６に示す制御信号でもって、スイッチング素子２３を所定時間Δｔだけ遅延させてオンさせていくことより、リアクトル電流ＩLが零とな
る点Ｑでスイッチング素子２３をオンさせる零電流スイッチングを実現する。ここで、前述の所定時間Δｔは、スイッチング素子ターンオフ動作時間以上に設定すればよい。
【００５１】
ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDが出力電圧ＶOUTに近似する場合、あるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLが零に近似する場合、この降圧チョッパ回路２０のリアクトル電流ＩLが零となる状態に近似する。特に、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDが出力電圧ＶOUTと一致、あるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLが零と一致すれば、リアクトル電流ＩLが零となっている。
【００５２】
このようにリアクトル電流ＩLが断続的に流れる不連続モードでは、スイッチング素子２３のオン時にリアクトル電流ＩLが極めて小さいことから、スイッチング損失が小さい。そこで、リアクトル電流ＩLが断続的に流れる不連続モードでは、基準パルスのままでスイッチング素子２３をオンさせることにより零電流スイッチングを実現する（図１７参照）。
【００５３】
ここで、不連続モードにおいてブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDが出力電圧ＶOUTと一致した時点、あるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLが零と一致した時点でスイッチング素子２３をオンさせれば、理想的な零電流スイッチングを実現することが可能であるが、本発明の目的とするスイッチング損失の低減化を達成するためには、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDが出力電圧ＶOUTに近似した時点、あるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLが零に近似した時点でスイッチング素子２３をオンさせれば、理想的な零電流スイッチングに近いソフトスイッチングを実現することが可能である。なお、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDが出力電圧ＶOUTに近似する程度、あるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLが零に近似する程度については、スイッチング損失の低減をどの程度にするかによって決定すればよい。
【００５４】
以上のように、この降圧チョッパ回路２０では、ブロッキングダイオード２２の両端電圧ＶDあるいはリアクトル２１の両端電圧ＶLをスイッチング素子２３がオンする直前で検出し、その検出された両端電圧ＶD，ＶLに基づいて連続モードでスイッチング素子２３を所定時間Δｔだけ遅延させてオンさせ、不連続モードでスイッチング素子２３をオン
させることにより、従来のように降圧チョッパ回路に付属回路を設けることなく、単純な回路構成でスイッチング損失を低減したソフトスイッチングを実現できる。
【００５５】
なお、この降圧チョッパ回路２０をバッテリ付き太陽光発電システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータに適用する場合、そのＤＣ−ＤＣコンバータで必要とする容量を確保するため、図１８に示すようにインバータ６２に対して前述した複数の降圧チョッパ回路２０ａ〜２０ｃを並列多重接続することがある。この場合、図１９（ａ）に示すように各降圧チョッパ回路２０ａ〜２０ｃにおけるリアクトル電流ＩLのアンバランスを、電流フィードバックによりパルス幅制御することなしに、同図（ｂ）に示すようにスイッチング素子２３の零電流スイッチングを理想とするソフトスイッチングで補正してリアクトル電流ＩLのバランス状態を確保することが可能となる。
【００５６】
以上で説明した図１の昇圧チョッパ回路と図１１の降圧チョッパ回路を単一回路で構成した昇降圧チョッパ回路を使用することも可能である。この昇降圧チョッパ回路７０は、図２０に示すように、入出力間に第一のスイッチング素子１３とブロッキングダイオード２２の並列回路が並列接続され、かつ、入出力間に第二のスイッチング素子２３とブロッキングダイオード１２の並列回路およびリアクトル１１が直列接続された回路構成を備えている。
【００５７】
この昇降圧チョッパ回路７０を昇圧チョッパ回路として使用する場合には、第一のスイッチング素子１３をオンオフさせ、第二のスイッチング素子２３をオフ状態のままとすれば、図１の昇圧チョッパ回路１０と等価になる。また、降圧チョッパ回路として使用する場合には、第二のスイッチング素子２３をオンオフさせ、第一のスイッチング素子１３をオフ状態のままとすれば、図１１の降圧チョッパ回路２０と等価になる。
【００５８】
なお、本発明は前述した実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、さらに種々なる形態で実施し得ることは勿論のことであり、本発明の範囲は、特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲に記載の均等の意味、および範囲内のすべての変更を含む。
【符号の説明】
【００５９】
１１，２１  リアクトル
１２，２２  ブロッキングダイオード
１３，２３  スイッチング素子
ＶSW  スイッチング素子の両端電圧
ＶL  リアクトルの両端電圧
ＶD  ブロッキングダイオードの両端電圧
Δｔ  所定時間
ＶIN  入力電圧
ＶOUT  出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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