(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に電圧パルスを出力する高周波電源装置であって、
スイッチング素子を有する電力変換用のインバータと、上記負荷に接続される第１のリアクトルと、上記インバータの出力端に接続されて上記スイッチング素子の浮遊容量の電荷を回収するための電荷回収回路と、上記インバータと上記電荷回収回路の動作を制御する制御手段とを備え、
上記電荷回収回路は、当該回路起動用のスイッチング素子、上記浮遊容量との間でＬＣ共振するための第２のリアクトル、および電荷回収用のコンデンサを有し、
上記制御手段は、上記インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連のインバータ制御パルス群および上記電荷回収回路のスイッチング素子を上記インバータのスイッチング素子のデッドタイム期間で起動させる電荷回収制御パルスを出力することを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２】
負荷に電圧パルスを出力する高周波電源装置であって、
スイッチング素子を有する電力変換用のインバータと、上記負荷に接続される第１のリアクトルと、このインバータに直流電力を供給する直流電源と、上記インバータの出力端に接続されて上記スイッチング素子の浮遊容量の電荷を回収するための電荷回収回路と、上記インバータと上記電荷回収回路の動作を制御する制御手段とを備え、
上記直流電源は、２つに分離されていてその中点がアース接地され、また、上記直流電源とインバータとの間には、各直流電源に並列にコンデンサが接続され、
上記電荷回収回路は、当該回路起動用のスイッチング素子、および上記浮遊容量との間でＬＣ共振するための第２のリアクトルを有し、
上記制御手段は、上記インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連のインバータ制御パルス群および上記電荷回収回路のスイッチング素子を上記インバータのスイッチング素子のデッドタイム期間で起動させる電荷回収制御パルスを出力することを特徴とする高周波電源装置。
【請求項３】
上記第２のリアクトルと上記インバータのスイッチング素子の浮遊容量により定まるＬＣ共振の周期の１／２が、上記電荷回収回路のスイッチング素子がオンする電荷回収時間になるように、上記第２のリアクトルの値が設定されている請求項１または請求項２に記載の高周波電源装置。
【請求項４】
上記電荷回収回路のコンデンサの容量値は、上記インバータのスイッチング素子の浮遊容量の容量値よりも大きくなるように設定されている請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項５】
上記第２のリアクトルと上記インバータのスイッチング素子の浮遊容量とで定まる直列共振周波数が、上記第１のリアクトルと上記第２のリアクトルの和のインダクタンス値と上記負荷の誘電体コンデンサで定まる直列共振周波数よりも高く設定されている請求項１または請求項２に記載の高周波電源装置。
【請求項６】
上記第１のリアクトルのインダクタンス値よりも上記第２のリアクトルのインダクタンス値が小さく設定されている請求項１または請求項２に記載の高周波電源装置。
【請求項７】
上記第１のリアクトルと上記負荷の直列インピーダンスよりも上記インバータのスイッチング素子の浮遊容量のインピーダンスが小さくなるように上記第１のリアクトルのインダクタンス値を設定し、この第１のリアクトルのインダクタンス値と上記負荷の誘電体コンデンサで直列共振するように上記インバータの周波数が設定されている請求項１または請求項２に記載の高周波電源装置。
【請求項８】
上記電圧パルスの出力特性に基づく制御パラメータに応じて、上記インバータ制御パルスおよび電荷回収制御パルスを間引いて上記インバータと電荷回収回路の各スイッチング素子のスイッチング回数を変更する間引き回路を備えている請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の高周波電源装置。
【請求項９】
上記制御手段は、上記インバータの最初に動作する対角のスイッチング素子の導通期間よりも、その後で動作する他方の対角のスイッチング素子の導通期間が長くなるように、上記インバータ制御パルスを出力するものである請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の高周波電源装置。
【請求項１０】
上記電荷回収回路のスイッチング素子が、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載の高周波電源装置。
【請求項１１】
上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化シリコン、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項１０に記載の高周波電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧パルスを出力する高周波電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電圧パルスを出力する高周波電源装置として、例えば交流放電を利用してレーザ発振を行う場合に使用される高周波電源装置がある。近年、プリント基板穴あけ加工に代表される微細加工用のレーザ装置として、レーザパルス出力のパルス幅が１マイクロ秒から数１００マイクロ秒のパルス発振を行うことのできるものの需要が増加している。【０００３】
上記のようなレーザ装置（例えば、炭酸ガスレーザ装置）で使用される高周波電源装置において、レーザ媒体を励起させるためには、レーザ発振器の放電発生用の電極へ印加する放電電圧は数ｋＶ、放電時に流れる放電電流はピークが数１０Ａ、放電時の交流周波数（放電周波数）が数１００ｋＨｚ〜数ＭＨｚ以上必要である。以下、このように放電を生じさせるための電力を放電電力と称する。【０００４】
上記のような放電電力をレーザ装置に供給するために、従来よりインバータを使用した高周波電源装置が使用されている。インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御することで、レーザ発振器に略正弦波の電流を供給し、レーザ媒体で満たされた放電空間に電力が供給されて放電が生じる。そして、この放電によって励起されたレーザ媒体がレーザ発振してレーザパルスとなって出力される（例えば、下記の特許文献１参照）。【０００５】
ところで、プリント基板などの微細加工用のレーザ装置では、加工物の材料や加工方法によってレーザの最適なエネルギ値がある。そのため、レーザ発振器のレーザ出力を制御するための各種の制御パラメータが設定される。【０００６】
このような制御パラメータとしては、例えば図２０に示すように、（ｉ）レーザパルスの放電電力のピーク値を示すピーク出力、（ｉｉ）レーザパルスの出力周波数を示す繰り返しパルス周波数、および（ｉｉｉ）レーザパルスのパルス幅等がある。【０００７】
上記の制御パラメータに適合したレーザパルスを得るためには、高周波電源装置において、例えば、次のような制御が行われる。【０００８】
（ｉ）レーザパルスの放電電力のピーク出力は、主にレーザ発振器の電極に印加される放電電圧と、電極間に生じる放電によって流れる放電電流のピークによって決定される。よって、レーザパルスの放電電力のピーク出力を制御するためには、インバータに対する直流電源の電圧を調整して放電電圧を制御したり、あるいはＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）によってインバータのＤｕｔｙを制御することで放電電流のピークを制御する方法が採用される。例えば、図２１に示すように、図２０の条件１，２において、ピーク出力がｐ１＞ｐ２の場合には、インバータの直流電源の電圧がＥ１＞Ｅ２に設定される。【０００９】
（ｉｉ）繰り返しパルス周波数は、単位時間当たりに照射されるレーザパルスの数に相当するレーザパルスの出力周波数である。この繰り返しパルス周波数を増加することで、微細化加工時における加工速度（加工回数）を向上させることができる。そして、この繰り返しパルス周波数を制御するためには、インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連の制御パルス群の単位時間当たりの数が制御される。例えば、図２１に示すように、図２０の条件１，２において、繰り返しパルス周波数がｆ１＞ｆ２の場合には、インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連の制御パルス群の単位時間Ｔ当たりの数がＮ１＞Ｎ２に設定される。図２１ではＮ１＝３、Ｎ２＝２に設定されている。【００１０】
（ｉｉｉ）レーザパルスのパルス幅は、インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連の制御パルスの数、すなわちスイッチング素子のスイッチング回数ｎに比例する。このため、レーザのパルス幅を制御するためには、スイッチング素子のスイッチング回数ｎが制御される。例えば、図２１に示すように、図２０の条件１，２において、パルス幅がｔ１＜ｔ２の場合には、スイッチング素子のスイッチング回数がｎ１＜ｎ２に設定される。図２１では、２・ｎ１＝ｎ２であり、一連のスイッチング回数を２倍（２ｎ）にすることでレーザパルス幅を２倍にすることができる。【００１１】
ところで、近年、ＩＴ関連機器の普及に伴い、より生産性の高い微細加工用のレーザ装置が求められている。また、微細加工における加工材料や加工の種類も多様化している。そのため、加工速度（加工回数）を高くしたり、加工材料や加工の種類に適合した加工エネルギを注入するためには、適切な制御パラメータを設定することが必要となる。【００１２】
この場合、加工速度（加工回数）を向上させるためには、前述のように、制御パラメータとして、レーザ発振の繰り返しパルス周波数を増加させることが必要である。また、加工材料や加工の種類に適合した加工エネルギを注入するためには、制御パラメータとして、レーザのパルス幅を大幅に変化させる（例えば、１マイクロ秒以下から数百マイクロ秒へ変化させる）ことが要求される。例えばポリイミド系樹脂では、ピーク出力が高いがレーザ照射時間が短い（すなわち、パルス幅が小さい）方が良質な加工が得られる。また、ガラス繊維を含むガラスエポキシ材では、ピーク出力は小さいが比較的レーザ照射時間が長い（すなわち、パルス幅が長い）方が良質な加工が得られる。【００１３】
このように、生産性や加工材質の特性を考慮して、制御パラメータであるパルスレーザの繰り返しパルス周波数を増加させたり、レーザのパルス幅を変化させることが重要である。ところが、パルスレーザの繰り返しパルス周波数を増加させたり、レーザのパルス幅を増加させると、上記のように必然的に、スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数が増加し、その結果、スイッチング素子のスイッチング損失も増加して高周波電源装置の発熱が増大する。【００１４】
従来技術では、インバータのスイッチング損失を抑えつつ、レーザのパルス幅を増加させるための対策として、インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連の制御パルスを規則的に間引くことで、所望のレーザパルス幅を確保しつつ、スイッチング素子のスイッチング回数を相対的に低減し、スイッチング損失を抑えるようにした手法が提案されている（例えば、下記の特許文献２参照）。【００１５】
【特許文献１】特開２０００−４０５９号公報
【特許文献２】特開２００４−２２６９６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上述のように、生産性や加工材質の特性を考慮して、制御パラメータであるレーザパルスの繰り返しパルス周波数を増加させたりパルス幅を増加させると、必然的に、スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数が増加する。その結果、スイッチング素子のスイッチング損失も増加して電源装置の発熱が増大する。【００１７】
このようなインバータのスイッチング素子のオン／オフに伴うスイッチング損失は、スイッチングの際にスイッチング素子自身のチャネルに印加される電圧と電流の積によって生じるターンオン損失およびターンオフ損失と、スイッチング素子がターンオンする際に、スイッチング素子の浮遊容量に充電された電荷がスイッチング素子のチャネルを通して放電される際に生じる浮遊容量による充放電損失の和で表される。
上記のうち、浮遊容量による充放電損失Ｗは、次の式（１）のように表される。
Ｗ＝（１／２）ＣＶ２ｆ                （１）【００１８】
ここに、Ｃは浮遊容量、Ｖは浮遊容量の充電電圧、ｆは浮遊容量の放電による損失を発生する場合のスイッチング素子のスイッチング回数である。なお、この浮遊容量Ｃは、各スイッチング素子のドレイン−ソース間に寄生する浮遊容量、ゲート給電線に浮遊して等価的にスイッチング素子のドレイン−ソース間に生じる浮遊容量、および各スイッチング素子の直列分圧を均等化させるために外付けされるコンデンサの容量などを含む全体の浮遊容量である。【００１９】
上記の式（１）から分かるように、浮遊容量による充放電損失Ｗは、主に浮遊容量の充放電に起因する放電損失である。したがって、浮遊容量の充電電圧が高く、スイッチング素子のスイッチング回数が多い高周波インバータ回路では、浮遊容量による充放電損失が著しく大きくなる。よってインバータを高周波で動作させるためには、充放電損失Ｗの低減、すなわち浮遊容量の充電電圧Ｖを低減するか、浮遊容量自体を低減させる必要がある。【００２０】
従来技術（特許文献２）では、インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連の制御パルスを規則的に間引くことで、所望のレーザパルス幅を確保しつつ、スイッチング素子のスイッチング回数を相対的に低減して電源装置の発熱を抑えるようにしている。しかしながら、一連の制御パルスを規則的に間引く場合には、インバータの停止／起動の繰り返し動作が多くなるので、それだけ浮遊容量の充放電に起因するスイッチング素子のスイッチング損失が著しく増加する。その結果、依然として電源装置の発熱が増大するという問題がある。【００２１】
つまり、スイッチング素子をオン／オフ制御する一連の制御パルスを間引くことなく連続的にスイッチング素子をオン／オフ動作させる場合には、浮遊容量に充電された電荷が回生動作によって放電される。しかし、一連の制御パルスを規則的に間引く場合には、インバータの停止／起動の動作が頻繁に繰り返されるので、インバータ停止後に浮遊容量に充電された電荷が十分に放電されない状態で次にインバータが起動されると、共振条件が十分に満たされず、インバータ起動直後に大きな電流が流れて損失が大きくなる。このため、間引きによるスイッチング損失の低減効果はそれほど顕著ではない。【００２２】
また、加工速度（加工回数）を向上させるためにレーザパルスの繰り返しパルス周波数を増加させるには、スイッチング素子をオン／オフ制御する一連の制御パルスを間引くといったことでは対処できない。そのため、依然としてスイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数が増加し、その結果、高周波電源装置の発熱が増加してしまう。【００２３】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、高周波電力供給をインバータのスイッチング素子のオン／オフ制御で実現する高周波電源装置において、インバータを構成する各スイッチング素子のスイッチング回数の増加によるスイッチング損失を大幅に低減することができる高周波電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の高周波電源装置は、負荷に電圧パルスを出力するものであって、スイッチング素子を有する電力変換用のインバータと、上記負荷に接続される第１のリアクトルと、上記インバータの出力端に接続されて上記スイッチング素子の浮遊容量の電荷を回収するための電荷回収回路と、上記インバータと上記電荷回収回路の動作を制御する制御手段とを備え、上記電荷回収回路は、当該回路起動用のスイッチング素子、上記浮遊容量との間でＬＣ共振するための第２のリアクトル、および電荷回収用のコンデンサを有し、上記制御手段は、上記インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する一連のインバータ制御パルス群および上記電荷回収回路のスイッチング素子を上記インバータのスイッチング素子のデッドタイム期間で起動させる電荷回収制御パルスを出力することを特徴としている。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、電荷回収回路を構成するスイッチング素子を必要なタイミングでオン／オフして、当該回路の第２のリアクトルとインバータのスイッチング素子の浮遊容量との間でＬＣ共振させることにより、インバータを構成する各スイッチング素子の浮遊容量に充電された電荷を電荷回収回路のコンデンサに入出力する。これにより、インバータのスイッチング素子がスイッチングする際の浮遊容量の充電電圧を低減できるので、スイッチング回数が増加しても、インバータのスイッチング損失を大幅に減らすことができる。これにより、装置の冷却機構が簡素化され、装置の小型化、コストの低減化、設置スペース縮小化などを図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】ガスレーザ装置の概略を示す構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１による高周波電源装置の構成図である。
【図３】同電源装置のパルス制御回路の構成を示すブロック図である。
【図４】同電源装置の電荷回収回路の一例を示す構成図である。
【図５】同電源装置の電荷回収回路の他の一例を示す構成図である。
【図６】同電源装置の制御動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図７】同電源装置の駆動時のインバータ制御パルスと電荷回収制御パルス、およびこれらのパルスによって各スイッチング素子に流れる電流を示すタイミングチャートである。
【図８】同電源装置の駆動時においてインバータの各部に流れる電流経路を示す説明図である。
【図９】同電源装置の駆動時においてインバータの各部に流れる電流経路を示す説明図である。
【図１０】同電源装置の駆動時においてインバータの各部に流れる電流経路を示す説明図である。
【図１１】同電源装置の駆動時においてインバータの各部に流れる電流経路を示す説明図である。
【図１２】同電源装置の駆動時においてインバータの各部に流れる電流経路を示す説明図である。
【図１３】同電源装置の駆動時においてインバータの各部に流れる電流経路を示す説明図である。
【図１４】同電源装置を間引き制御動作させる場合の一例を示すタイミングチャートである。
【図１５】同電源装置を間引き制御動作させる場合の他の一例を示すタイミングチャートである。
【図１６】同電源装置を間引き制御動作させる場合のさらに他の一例を示すタイミングチャートである。
【図１７】本発明の実施の形態２における高周波電源装置の構成図である。
【図１８】同電源装置の電荷回収回路の一例を示す構成図である。
【図１９】同電源装置の電荷回収回路の他の一例を示す構成図である。
【図２０】レーザ発振器のレーザ出力を制御するために設定される制御パラメータの説明図である。
【図２１】図２０の制御パラメータの設定に伴うインバータのスイッチング素子の駆動状態とレーザパルス出力との関係を示す説明図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による高周波電源装置が適用されるガスレーザ装置の概略を示す構成図、図２は本発明の実施の形態１による高周波電源装置の構成図である。【００２８】
この実施の形態１による高周波電源装置１は、ガスレーザ装置を構成するレーザ発振器２に接続されている。レーザ発振器２は、図１に示すように、互いに対向配置された一対の電極３と、各電極３の対向表面側に形成された誘電体４と、レーザ発振を行うための部分反射ミラー５と全反射ミラー６とからなる共振ミラーと、を備えている。誘電体４間に形成された放電空間７には、レーザ媒体（混合ガス）が満たされている。そして、放電空間７に電力が供給されて放電が生じ、この放電によって励起されたレーザ媒体の誘導放出によりミラー５，６間でレーザ発振してレーザ光となって出力される。この場合、誘電体４と放電空間７は、図２に示すように、高周波電源装置１に対する容量性の負荷１９として、等価回路的に放電抵抗１９１と誘電体コンデンサ１９２との直列回路で表される。【００２９】
高周波電源装置１は、図２に示されるように、フルブリッジ型のインバータ１１、直流電源１２、昇圧トランス１３、第１のリアクトル１４、インバータ制御回路１５、間引き回路１６、パルス制御回路１７、および電荷回収回路１８を主体に構成されている。そして、高周波電源装置１は、インバータ１１の出力側が昇圧トランス１３および第１のリアクトル１４を介して容量性の負荷１９となるガスレーザ装置の放電抵抗１９１と誘電体コンデンサ１９２との直列回路に接続されている。【００３０】
なお、上記第１のリアクトル１４は、高周波トランスの漏れインダクタンスを利用する場合が多く、必ずしも外部に取り付けられるものではない。また、インバータ１１が高電圧を出力できる場合は、昇圧トランス１３を用いずに、第１のリアクトル１４を介して直接に負荷１９に接続することもできる。さらに、この高周波電源装置１は、図１に示したような構成のガスレーザ装置に対してのみ適用されるものではなく、半導体製造装置、液晶製造装置、放電加工装置、オゾン発生装置およびマイクロ波発生装置などのプラズマ発生用途、板金加工用やプリント基板穴あけ用のレーザ装置などのレーザ発生用途、熱可塑性樹脂などの溶着用の高周波溶着機、金属加熱用の誘導加熱圧入機および調理用のＩＨクッキングヒータなどの高周波誘導過熱用途など、高周波交流電力で駆動する負荷を有するすべての装置に適用することが可能である。【００３１】
上記のインバータ１１は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等からなる各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、および各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を個別に駆動するゲート駆動回路１１１〜１１４を有する。また、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、各ダイオードＤ１１〜Ｄ１４および浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４が並列接続されている。【００３２】
なお、各ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、インバータ１１が回生や還流を行う際に使用されるものであり、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の内部にダイオードが寄生する場合には省略することができる。また、ここでの各浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のドレイン−ソース間に寄生する浮遊容量、ゲート給電線に浮遊して等価的にスイッチング素子のドレイン−ソース間に生じる浮遊容量、および各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の直列分圧を均等化させるために別途外付けされるコンデンサの容量などを含む全体の浮遊容量を意味する。【００３３】
一方、インバータ制御回路１５は、図２０に示したような各種の制御パラメータの設定に応じて、これに適合するインバータ制御用の指令パルスＡ１〜Ａ４を出力するものである。【００３４】
間引き回路１６は、インバータ１１に対する間引き設定に応じて指令パルスＡ１〜Ａ４を一定間隔で間引く回路である。間引き回路１６では、例えば１パルスおきに１パルス間引いたり、あるいは２パルスおきに２パルス間引くなど、間引きの間隔と間引きの回数を自由に設定できるものである。また、間引きを実施しないことも可能であり、その場合には、この間引き回路１６の動作を停止させたり、あるいは間引き回路１６を省略して、インバータ制御回路１５の指令パルスＡ１〜Ａ４を直接にパルス制御回路１７に与えることができる。【００３５】
パルス制御回路１７は、特許請求の範囲における制御手段に対応するもので、図３に示すように、インバータ制御パルス作成回路１７１と電荷回収制御パルス作成回路１７２とからなる。インバータ制御パルス作成回路１７１は、間引き回路１６を通過した後の間引き後の指令パルスＢ１〜Ｂ４に基づいてインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４を作成してインバータ１１の各ゲート駆動回路１１１〜１１４に出力する。電荷回収制御パルス作成回路１７２は、間引き回路１６を通過した後の間引き後の指令パルスＢ１〜Ｂ４に基づいて、所定のパルス幅ｔｗ（後述）をもつ電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４を作成して電荷回収回路１８に出力する。【００３６】
この場合、インバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４の出力タイミングは、各電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４の出力タイミングよりも一定時間Δｔだけ遅延される。そのため、インバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４によってインバータ１１を構成する各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン動作する直前に、電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４によって電荷回収回路１８が起動される。この遅延時間Δｔが電荷回収回路１８による浮遊容量電荷の最大電荷回収時間である。【００３７】
なお、このようなインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４や電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４を作成するパルス制御回路１７は、図３に示したようなアナログのＩＣ回路を用いて作成してもよいが、これに限らず、例えばＲＯＭやＦＰＧＡ、マイコンなどの記憶デバイスに必要なパルスパターンを予め登録しておき、各々の設定に応じて各パルスを出力するように構成することもできる。【００３８】
電荷回収回路１８は、例えば、図４あるいは図５に示すような構成を備えている。この電荷回収回路１８は、インバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４によってインバータ１１を構成する各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン動作する直前に、電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４によって起動される。そして、電荷回収回路１８は、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に存在する浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の電荷を電荷回収回路１８に放電したり、電荷回収回路１８から浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４に電荷を充電する動作を行う。なお、この電荷回収回路１８の構成、および作用については、後でさらに詳述する。【００３９】
図６は、図２で示される各信号に対応したタイミングチャートの一例を示すものであり、ここではレーザパルス（電圧パルス）の１パルス分に相当する出力期間Ｔｐにおける各信号波形を示している。【００４０】
インバータ制御回路１５は、制御パラメータ（例えばパルス幅指令）に応じた指令パルスＡ１〜Ａ４を間引き回路１６に出力する。間引き回路１６は、この指令パルスＡ１〜Ａ４を必要とする状態に間引いて間引き後の指令パルスＢ１〜Ｂ４を出力し、その間引き後の指令パルスＢ１〜Ｂ４がパルス制御回路１７に入力される。【００４１】
パルス制御回路１７の電荷回収用制御パルス作成回路１７２に入力された間引き後の指令パルスＢ１〜Ｂ４は、ここで間引き後の指令パルスＢ１〜Ｂ４よりも短いパルス幅ｔｗをもつ電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４に変換されて出力される。また、インバータ制御パルス作成回路１７１に入力された間引き後の指令パルスＢ１〜Ｂ４は、ここで電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４よりも一定時間Δｔだけ遅延された状態でインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４として出力される。【００４２】
パルス制御回路１７から出力された各インバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４は、インバータ１１の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対応して設けられたゲート駆動回路１１１〜１１４に入力される。ゲート駆動回路１１１〜１１４は、各制御パルスＧ１〜Ｇ４に応じてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動するために必要なゲート駆動パルスを出力して、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン／オフ駆動する。【００４３】
これにより、インバータ１１の出力には矩形の高周波電圧が発生し、その出力は、高周波トランス１３によって昇圧され、第１のリアクトル１４を通して負荷１９に供給される。その場合、第１のリアクトル１４と誘電体コンデンサ１９２によるＬＣ回路によって、出力電流の高周波成分は無くなり、負荷１９には略正弦波の電流が流れる。その結果、図１に示すようなレーザ媒体（混合ガス）で満たされた放電空間７に電力が供給されて放電が生じ、この放電によって励起されたレーザ媒体の誘導放出によってレーザ発振器２がレーザ発振してレーザパルスが出力される。なお、インバータ１１が高電圧を出力できる場合は、昇圧トランス１３を用いずに、第１のリアクトル１４を介して直接に負荷１９に接続することもできる。【００４４】
次に、前述の電荷回収回路１８の構成および動作について詳細に説明する。
電荷回収回路１８は、この実施の形態１では、例えば図４に示す構成のものが採用される。この電荷回収回路１８は、ＬＣ共振を利用してインバータ１１の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に存在する浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の電荷を充放電させる役割を有する。そのために、電荷回収回路１８は、２つの充放電回路１８ａ，１８ｂを有し、各充放電回路１８ａ，１８ｂは、当該回路１８ａ，１８ｂを起動するスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ４４およびＳ２２，Ｓ３３、インバータ１１の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４との間でＬＣ共振するための第２のリアクトル１８２、および電荷回収用のコンデンサ１８３を備えている。【００４５】
また、各充放電回路１８ａ，１８ｂを構成するスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合、各ＭＯＳＦＥＴの内部には寄生ダイオード１８４が存在するので、その寄生ダイオード１８４の順方向通電を阻止するために、寄生ダイオード１８４に対して極性が逆になるようにダイオード１８５が直列に接続されている。また、充放電のためには双方向のスイッチ動作を行なわせる必要があるため、各充放電回路１８ａ，１８ｂは、各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４とダイオード１８５を接続した直列回路をそれぞれ逆並列に接続し、その一端側に第２のリアクトル１８２を、他端側にコンデンサ１８３が接続されている。【００４６】
そして、一方（例えば図の上側）の充放電回路１８ａは、第２のリアクトル１８２側がインバータ１１の一方の出力端（図２の出力端Ｘ）に、他方（例えば図の下側）の充放電回路１８ｂは、第２のリアクトル１８２側がインバータ１１の他方の出力端（図２の出力端Ｙ）にそれぞれ接続され、また、これらの各充放電回路１８ａ，１８ｂのコンデンサ１８３側がインバータ１１の負側（Ｎ側）端子に接続される。【００４７】
この電荷回収回路１８においては、コンデンサ１８３、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４、およびダイオード１８５に対して、少なくともインバータ１１の母線電圧Ｅの１／２の電圧が印加される。そのため、電荷回収回路１８において、母線電圧Ｅの１／２以上の定格を持つ素子を選択するか、あるいは回路全体で母線電圧の１／２の耐圧となるように必要な数だけ素子を直列に接続する必要がある。また、コンデンサ１８３にはインバータ１１の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４からの電荷が入出力される。そのため、その電荷の入出力によりコンデンサ１８３の電圧が大きく変動しないように、浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４よりも大容量のコンデンサ１８３を接続することが好ましい。例えば、浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の容量が数１００ｐＦの場合、コンデンサ１８３の容量は数１０ｎＦ以上のものを選定するのがよい。【００４８】
なお、各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４の内部に寄生ダイオード１８４が存在しない理想的な場合には、電荷回収回路１８として、図５に示すような構成を採用することができる。すなわち、この電荷回収回路１８は、２つの充放電回路１８ａ，１８ｂを有し、各充放電回路１８ａ，１８ｂは、第２のリアクトル１８２と、スイッチング素子１８６と、コンデンサ１８３を順次直列接続している。そして、一方（例えば図の上側）の充放電回路１８ａは、第２のリアクトル１８２側がインバータ１１の一方の出力端（図２の出力端Ｘ）に、他方（例えば図の下側）の充放電回路１８ｂは、第２のリアクトル１８２側がインバータ１１の他方の出力端（図２の出力端Ｙ）にそれぞれ接続されている。また、これらの各充放電回路１８ａ，１８ｂのコンデンサ１８３側がインバータ１１の負側（Ｎ側）端子に接続される。【００４９】
図４あるいは図５に示す電荷回収回路１８は、ＬＣ共振を利用してインバータ１１の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４に対して電荷を充放電させる。そのため、次の式（２）に示すように、電荷回収回路１８の第２のリアクトル１８２のインダクタンス値Ｌとトータルの浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の容量Ｃにより定まる共振の周期の１／２が最大電荷回収時間Δｔよりも小さくなるように、第２のリアクトル１８２のインダクタンス値Ｌを設定するのが最も理想的である。そして、この時に発生する浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の充放電に起因するスイッチング損失は最小となる。
Δｔ≧π√ＬＣ
∴Ｌ≦（Δｔ／π）２×１／Ｃ                        （２）【００５０】
ただし、電荷回収回路１８に流れる電流ピークＩは、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４やダイオード１８５の通電時の回路インピーダンスが非常に小さい理想的な条件においては、次の式（３）により定まる。
Ｉ＝Ｖ／√（Ｌ／Ｃ）                                （３）【００５１】
このため、電荷回収時間Δｔを短くすれば、第２のリアクトル１８２のインダクタンス値Ｌが小さくなるが、電流ピーク値Ｉは大きくなり、各充放電回路１８ａ，１８ｂを構成するスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４（１８６）やダイオード１８５には、比較的高ピーク電流を流すことのできる素子を選定する必要がある。逆に、電荷回収時間Δｔを長くすれば、第２のリアクトル１８２のインダクタンス値Ｌを大きくする必要があるが、電流ピークＩは小さくて済むため、高いピーク電流を流すことのできる素子である必要は無くなる。このように、電荷回収回路１８に流れる電流は、電荷回収時間Δｔと第２のリアクトル１８２のインダクタンス値Ｌによって定まるため、選択した素子の定格や回路のサイズに応じて適切なリアクトルを選択する。【００５２】
なお、第２のリアクトル１８２と浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４とで決まる直列共振周波数を、第２のリアクトル１８２のインダクタンス値と第１のリアクトル１４のインダクタンス値の和のインダクタンス値と誘電体コンデンサ１９２の直列共振周波数よりも十分高く設定すれば、電荷回収回路１８から負荷１９への流入電流を低減することが可能となる。これによれば、浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４からの電荷回収効果が大きくなるとともに、各充放電回路１８ａ，１８ｂを構成するスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４（１８６）やダイオード１８５の損失を小さくすることができる。【００５３】
また、第１のリアクトル１４のインダクタンス値よりも第２のリアクトル１８２のインダクタンス値を小さく設定しても、浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４からの電荷回収効果が大きくなるとともに、各充放電回路１８ａ，１８ｂを構成するスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４（１８６）やダイオード１８５の損失を小さくすることができる。あるいは、第１のリアクトル１４と負荷１９の直列インピーダンスよりも浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４のインピーダンスが小さくなるように、第１のリアクトル１４のインダクタンス値を設定し、この第１のリアクトル１４のインダクタンス値と負荷１９の誘電体コンデンサ１９２で共振するようにインバータ１１の周波数を設定しても上記同様の効果を得ることができる。【００５４】
なお、インバータ１１を構成する各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の電荷の回収は、その上下スイッチング素子（Ｓ１とＳ４，Ｓ２とＳ３）が同時にオンしないように定められたデッドタイム期間中の極めて短い時間で行われる必要がある。例えば、数１００ｋＨｚから数ＭＨｚでインバータ１１を駆動する場合には、そのデッドタイムは、数十ナノ秒から数百ナノ秒程度であり、電荷の回収はそれ以下の時間で行われる必要がある。よって、従来のＳｉ（シリコン）半導体を使用したスイッチング素子のスイッチング速度（１０３Ｖ／マイクロ秒）よりも１桁以上の高速スイッチング（１０４Ｖ／マイクロ秒から１０５Ｖ／マイクロ秒）を有するワイドギャップ半導体を用いることにより、より電荷回収の効果が大きくなり、インバータ１１の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の損失をより低減することができる。この場合のワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、ＳｉＣ（炭化シリコン）、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。【００５５】
次に、図４に示した構成を有する電荷回収回路１８を使用した場合のインバータ１１の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４に対する充放電の動作について、図７および図８〜図１３を参照して説明する。図７は指令パルスＡ１〜Ａ４を間引かずにインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４に基づいてインバータ１１を連続的に動作させる場合の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と電荷回収回路１８の動作波形、およびこれに伴うインバータ１１から出力される電圧Ｖｉｖ，Ｉｉｖを示し、また、図８〜図１３は図７の場合におけるインバータ１１に流れる電流経路（図中破線）を示している。【００５６】
図７に示すように、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が時刻ｔ０で完全にオフしてから、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が時刻ｔ２でオンするまでの間のｔ０＜ｔ１＜ｔ２となる時刻ｔ１のタイミングで、電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２をオンする。また、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が時刻ｔ２でオンし、時刻ｔ４でオフするまでの間のｔ２＜ｔ３＜ｔ４となる時刻ｔ３のタイミングで電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２がオフする。【００５７】
このように、電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２がオンするタイミング時刻ｔ１をｔ０＜ｔ１＜ｔ２とし、また、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２がオフするタイミング時刻ｔ３をｔ２＜ｔ３＜ｔ４とするのは、次の理由による。すなわち、電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ１１とインバータ１１のスイッチング素子Ｓ４、および電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ２２とインバータ１１のスイッチング素子Ｓ３が同時にオンすることによるアーム短絡によって各スイッチング素子が故障するのを防ぐためである。これらのパルスの適切な出力タイミングは、パルス制御回路１７によって決定される。【００５８】
上記のように、時刻ｔ１で電荷回収制御パルスＧ１１，Ｇ２２が出力されるため、図８に示すように、このパルスＧ１１，Ｇ２２によって電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２が同時にオンする。これにより、（ｔ１〜ｔ２）の期間中、電荷回収回路１８のコンデンサ１８３からインバータ１１のスイッチング素子Ｓ４の浮遊容量Ｃ１４に電荷が移行して充電されるとともに、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１の浮遊容量Ｃ１１の蓄積電荷が放電される。これと同時に、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ２の浮遊容量Ｃ１２の蓄積電荷が放電されて電荷回収回路１８のコンデンサ１８３に電荷が移行するとともに、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ３の浮遊容量Ｃ１３に電荷が充電される。【００５９】
このようにして、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２に蓄えられた電荷がほぼすべて放電された状態で、次の時刻ｔ２にインバータ制御パルスＧ１，Ｇ２が出力されてインバータ１１の両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンする。そのため、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のチャネルを通る浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２からの電荷が無くなり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング損失が大幅に低減する。
そして、（ｔ２〜ｔ４）の期間は、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共にオンすることにより、図９に示すように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に電流が流れる。【００６０】
次いで、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が時刻ｔ４で完全にオフしてから時刻ｔ６にインバータ１１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンするまでの間の（ｔ４〜ｔ６）の期間は、インバータ１１のデッドタイム期間である。そして、後述のように、このデッドタイム期間中の時刻ｔ５のタイミングで電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ３３，Ｓ４４がオンするが、それまでの（ｔ４〜ｔ５）の期間では、図１０に示すように、インバータ１１の電流が回生し始め、これと同時にスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の浮遊容量Ｃ１３，Ｃ１４の電荷が放電され始める一方、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２が充電され始める。浮遊容量Ｃ１３，Ｃ１４の電荷が放電されると充電電圧は次第に低下するが、回生時間の長さによっては放電が不十分となるため浮遊容量Ｃ１３，Ｃ１４には電荷が残った状態となる。【００６１】
次に、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が共にオフになっているデッドタイム期間中のｔ４＜ｔ５＜ｔ６となる時刻ｔ５のタイミングで電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ３３，Ｓ４４がオンする。また、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が時刻ｔ６でオンし、時刻ｔ８でオフするまでの間のｔ６＜ｔ７＜ｔ８となる時刻ｔ７のタイミングで電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ３３，Ｓ４４がオフする。【００６２】
このように、電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ３３，Ｓ４４がオンするタイミング時刻ｔ５をｔ４＜ｔ５＜ｔ６の期間とし、また、スイッチング素子Ｓ３３，Ｓ４４がオフするタイミング時刻ｔ７をｔ６＜ｔ７＜ｔ８の期間とするのは、次の理由による。すなわち、電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ３３とインバータ１１のスイッチング素子Ｓ２、および電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ４４とインバータ１１のスイッチング素子Ｓ１が同時にオンすることによるアーム短絡によって各スイッチング素子が故障するのを防ぐためである。これらのパルスの適切な出力タイミングは、パルス制御回路１７によって決定される。【００６３】
上記のように、時刻ｔ５で電荷回収制御パルスＧ３３，Ｇ４４が出力されるため、図１１に示すように、このパルスＧ３３，Ｇ４４により、電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ３３，Ｓ４４が同時にオンする。よって、（ｔ５〜ｔ６）の期間中、電荷回収回路１８のコンデンサ１８３からインバータ１１のスイッチング素子Ｓ２の浮遊容量Ｃ１２に電荷が移行して充電されるとともに、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ３の浮遊容量Ｃ１３から電荷が放電される。これと同時に、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ４の浮遊容量Ｃ１４が放電されて電荷回収回路１８のコンデンサ１８３に電荷が移行するとともに、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１の浮遊容量Ｃ１１に電荷が充電される。【００６４】
こうして、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の浮遊容量Ｃ１３，Ｃ１４に蓄えられた電荷がほぼすべて放電された状態で、時刻ｔ６にインバータ制御パルスＧ３，Ｇ４が出力されてインバータ１１の両スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンする。そのため、両スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のチャネルを通る浮遊容量Ｃ１３，Ｃ１４からの電荷が無くなり、これらのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のスイッチング損失が大幅に低減する。
そして、（ｔ６〜ｔ８）の期間は、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が共にオンすることにより、図１２に示すように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に電流が流れる。【００６５】
次いで、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が時刻ｔ８で完全にオフしてから時刻ｔ１０にインバータ１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンするまでの間のｔ８＜ｔ＜ｔ１０の期間は、インバータ１１のデッドタイム期間である。そして、このデッドタイム期間中の時刻ｔ９のタイミングで電荷回収回路１８のスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ２２がオンする。そして、（ｔ８〜ｔ９）の期間では、図１３に示すように、インバータ１１の電流が回生し始め、これと同時にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２の電荷が放電され始める一方、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の浮遊容量Ｃ１３，Ｃ１４の浮遊容量が充電され始める。浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２の電荷が放電されると充電電圧は次第に低下するが、回生時間の長さによっては放電が不十分となるため、浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２には電荷が残った状態となる。
以後は、同様の動作が継続していく。【００６６】
このように、電荷回収回路１８を構成するスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４を必要なタイミングでオン／オフして、電荷回収回路１８のリアクトル１８２とインバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４とを共振させることにより、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４に充電された電荷を電荷回収回路１８のコンデンサ１８３に入出力させることができる。そして、これにより、特に、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンする直前にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の充電電圧を低減することができる。このため、レーザパルスの繰り返し周波数やパルス幅を増加する際にスイッチング回数が増える場合でもスイッチング損失を大幅に低減することが可能となる。【００６７】
また、この実施の形態１のように、電荷回収回路１８を用いる場合には、図７に示したように、インバータ１１の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン／オフする際にパルス状の電流が流れることにより、電荷回収回路１８を構成するスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４やダイオード１８５に僅かに通電損失が生じる。しかし、大部分の電荷はインバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の充放電に再利用される。よって、電荷回収回路１８自体で発生する損失は僅かであり、高周波電源装置１全体の損失が低減するので、非常に高効率の電源を構成することができる。その結果、装置の大容量化に際して、装置の冷却機構の増設や装置自体の構成が大型化するのを避けることができ、多くの素子、回路の並列をする必要も無くなり、コスト面はもちろん、機械の設置スペースの面からも非常に有利な電源装置を構成することができる。【００６８】
また、このような電荷回収回路１８を用いた場合には、インバータ１１の動作前に浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４の蓄積電荷が電荷回収用のコンデンサ１８３に充放電されるため、インバータ１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング速度を速くでき、結果的に図７の（ｔ１〜ｔ２）、（ｔ５〜ｔ６）、（ｔ９〜ｔ１０）の各期間に示すように、インバータ出力のＤｕｔｙがΔｔ分だけ広がり、パルス毎のインバータ電流Ｉｉｖが大きくなって入力電力が増加する。レーザをパルス駆動する場合、放電空間７で放電が開始される放電初期には非常に電流が流れにくく、レーザ出力を増加させることが困難である。しかし、本方式を用いることにより、パルスの初期からインバータ電流Ｉｉｖを増加させることができるため、１パルス１パルスのレーザ出力を増加させることが可能になるとともに、非常に立ち上がりの鋭いレーザパルス出力を得ることが可能になる。【００６９】
なお、図７に示した例では、インバータ１１の各々対角のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、およびＳ３，Ｓ４がそれぞれ同時にオン／オフする場合を示したが、ＰＷＭ等によりスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、およびＳ３，Ｓ４が同時にオン／オフしないような場合にも、上記に示したタイミングで各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対応した電荷回収回路１８の各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４をオン／オフすることで同様の効果を得ることが可能となる。【００７０】
図７に示した例は、指令パルスＡ１〜Ａ４を間引かずにインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４に基づいてインバータ１１を連続的に動作させる場合であったが、間引き回路１６により指令パルスＡ１〜Ａ４を間引いてインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４および電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４を生成する場合でも、インバータ１１を連続的に動作させる場合と同等の効果を得ることができる。【００７１】
図１４は、間引き回路１６によって指令パルスＡ１〜Ａ４を間引いてインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４および電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４を生成する場合の動作を示している。すなわち、図１４では、（ｔ１〜ｔ８）の期間中にインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４と電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４が出力された後、（ｔ８〜ｔ９）の期間は指令パルスが間引かれているので、これらの制御パルスは出力されず、次の時刻ｔ９以降に再びインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４と電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４が出力される。この場合、指令パルスＡ１〜Ａ４を間引く間隔によって放電電流ピーク、およびレーザパルスの出力ピークが変化するため、レーザ発振器２からの出力ピークが考慮され、何パルスおきにどれだけパルスを間引くかが決定される。【００７２】
間引き回路１６で指令パルスＡ１〜Ａ４を間引いて動作させる場合、間引かれた（ｔ８〜ｔ９）の期間は、インバータ１１に電流が流れない（連続動作と異なり、回生により浮遊容量の電荷が放電されない）期間である。従来技術の場合には、インバータ停止直後の共振振動によって充電電圧が幾分低減されるとはいえ、浮遊容量Ｃ１１〜Ｃ１４はインバータ停止直前の充電電圧（ほぼインバータ１１の母線電圧）で維持されるため、スイッチング損失は連続的に動作させる場合に比べて非常に大きくなり、パルスを間引いた条件でレーザパルスのパルス幅を広げることは非常に難しい。【００７３】
これに対して、本発明では、パルスを間引いて動作させる場合において、電荷回収回路１８を用いることでスイッチング損失を大幅に低減させることができるので、レーザパルスの繰り返し周波数やパルス幅を大幅に増加させることが可能となる。また、スイッチング損失を大幅に低減できるために、高周波電源装置の冷却機構が簡素化され、装置小型化、コストの低減化、設置スペース縮小化などを図ることが可能となる。【００７４】
また、図１４に示した例では、間引き回路１６によって指令パルスＡ１〜Ａ４を間引いて単純にインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４および電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４を生成する場合について説明した。しかし、これに限らず、図１５に示すように、パルス制御回路１７から出力されるインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４の内、例えばインバータ１１の２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に対応して出力されるインバータ制御パルスＧ３，Ｇ４については、間引き期間（ｔ８〜ｔ９）中もその出力が継続されるようにして、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオン状態を継続させるようにしてもよい。【００７５】
このように、間引き期間（ｔ８〜ｔ９）中にスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオン状態を継続することにより、このスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に寄生する浮遊容量Ｃ１３，Ｃ１４の充電電圧はゼロとなる。一方、他方のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２は、ほぼ母線電圧Ｅで充電された状態で維持される。この時点で電荷回収回路１８のコンデンサ１８３は、母線電圧の１／２の電圧（１／２Ｅ）に充電された状態にあり、この差分の電圧１／２ＥがＬＣ共振時の電圧である。電荷回収回路１８においては、この電圧がＬＣ共振の最大電圧であり、インバータ１１をパルス的に駆動する場合において、最も電荷回収の効果を得ることができる。【００７６】
これにより、レーザパルス幅やレーザパルスの繰り返し周波数を大幅に増加させることが可能となる。また、発生するスイッチング損失を大幅に低減することが可能となるため、高周波電源装置の冷却機構が簡素化され、装置小型化、コストの低減化、設置スペース縮小化などを図ることが可能となる。【００７７】
なお、このようにインバータ１１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４をオンし続ける動作に加えて、電荷回収回路１８を動作させる場合には、インバータ電流のピークが上昇する場合がある。このような場合にはインバータ１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオンＤｕｔｙを下げればよい。オンＤｕｔｙを下げることによってインバータ電流のピークを下げることができ、放電電力を調整することが可能となり、より細かにレーザ出力を調整することが可能となる。【００７８】
さらに、図７、図１４、図１５では、各々のインバータ制御パルスＧ１〜Ｇ４の出力タイミングよりも前に、電荷回収制御パルスＧ１１〜Ｇ４４が必ず出力される例を示した。しかし、インバータ１１の上下のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４、およびＳ２，Ｓ３に対するデッドタイム期間が十分に取れないような場合には、図１６に示すように、インバータ制御パルスＧ１、Ｇ２に対応した電荷回収制御パルスＧ１１，Ｇ２２のみを出力し、インバータ制御パルスＧ３、Ｇ４に対応した電荷回収制御パルスＧ３３，Ｇ４４は出力しないようにすることも可能である。【００７９】
このように、インバータ１１が停止から動作に移行する際の最初のインバータ制御パルスＧ１，Ｇ２の出力タイミングの直前だけ、電荷回収制御パルスＧ１１，Ｇ２２を出力することによってもスイッチング損失に対して大きな効果を得ることができる。【００８０】
これは先にも述べたように、インバータ１１が連続的に動作する場合には、回生期間に電荷が放電されて損失は小さくなるが、停止した状態から動作に移行する場合には、浮遊容量Ｃ１１，Ｃ１２に高電圧が充電された状態でスイッチングが始まり、非常にスイッチング損失が大きくなるためである。したがって、図１６に示すようなスイッチングパターンにすることによってもレーザパルスの繰り返し周波数やパルス幅を大幅に増加する際のスイッチング損失を大幅に低減することが可能となり、高周波電源装置の冷却機構が簡素化され、装置小型化、コストの低減化、設置スペース縮小化などを図ることが可能となる。【００８１】
実施の形態２．
図１７は、本発明の実施の形態２における高周波電源装置の構成であり、図２ないし図５に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。【００８２】
上記の実施の形態１では、インバータ１１に単一の直流電源１２を取りつけて、これをインバータ１１の母線電圧Ｅとする構成であった。この実施の形態２では、インバータ１１に入力される直流電源を２つに分け、両直流電源１２ａ，１２ｂの中点をアースに設置して±Ｅ／２の電圧をインバータ１１に入力するようにしている。また、各直流電源１２ａ，１２ｂとインバータ１１との間には、各直流電源１２ａ，１２ｂに並列にコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されている。そして、このインバータ１１に電荷回収回路１８が接続されている。【００８３】
この場合、電荷回収回路１８は、図１８あるいは図１９に示すような構成を採用することができる。実施の形態１の図４、図５の構成と比較すると、各充放電回路１８ａ，１８ｂにおいて、電荷回収用のコンデンサ１８３が省略されており、リアクトル１８２側がインバータ１１の各出力端Ｘ，Ｙに、またスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ４４（１８６）側が直流電源１２ａ，１２ｂの中点であるアースに接続されている。
その他の構成は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。【００８４】
このような構成とすると、分離された２つの直流電源１２ａ，１２ｂの中点を接地しているから、回路各部のアースとの最大電圧は、実施の形態１の場合の直流電源１２の電圧の半分に抑えられる。これによってインバータ１１の耐圧設計が容易となり、回路の小型化が図れる。また、実施の形態１の場合、電荷回収用のコンデンサ１８３には、母線電圧の１／２の電圧が充電されたものが必要であるが、この実施の形態２では、直流電源１２ａ，１２ｂの中点とインバータ１１の負側（Ｎ側）に接続されたコンデンサＣ２で代用できるため、電荷回収回路１８にはコンデンサが必要なくなり、電荷回収回路１８をより小型化することが可能となる。【００８５】
インバータ１１と電荷回収回路１８の制御動作については実施の形態１と同様であり、これによりレーザパルスの繰り返し周波数やパルス幅を大幅に増加させることが可能となる。また、スイッチング損失を大幅に低減することが可能となるため、高周波電源装置の冷却機構が簡素化され、装置小型化、コストの低減化、設置スペース縮小化などを図ることが可能となる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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