(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
他の第２の送受信装置から送信される、搬送波をベースバンドの第１パルス信号で変調した第１信号を受信し、その第１信号に同期した第２信号を返信する送受信装置において、
前記第１信号の受信と、前記第２信号の送信とを共通化した送受信アンテナと、
前記第１信号を復調して、ベースバンドの第１パルス信号を得る復調器と、
制御信号を入力して、その制御信号に応じて、目標周波数を設定すると共に記憶保持する目標周波数設定レジスタと目標位相を設定すると共に記憶保持する目標位相設定レジスタとを有し、前記目標周波数設定レジスタに設定されている目標周波数と前記目標位相設定レジスタに設定されている目標位相とに一致した周波数と位相のベースバンドの第２パルス信号を出力するパルス発振器と、
前記パルス発振器の出力する前記第２パルス信号により搬送波を変調して、前記送受信アンテナに出力する変調器と、
前記復調器により復調された前記第１パルス信号と、前記パルス発振器の出力する前記第２パルス信号との位相差を示す位相差信号を出力する位相比較器と、
前記位相比較器の出力する前記位相差信号の時間変動からその時の前記第１パルス信号と前記第２パルス信号との周波数差をもとめ、その周波数差に基づいて、前記パルス発振器の前記目標周波数を制御する周波数制御装置と、
前記位相比較器の出力する前記位相差信号の示す前記位相差に基づいて、前記パルス発振器の前記目標位相を制御する位相制御装置と、
前記送受信アンテナにおける受信と送信とを、受信期間と送信期間とで周期的に切り換えると共に、前記受信期間においては、前記周波数制御装置と前記位相制御装置の出力を前記パルス発振器に入力し、前記送信期間においては、前記周波数制御装置と前記位相制御装置の前記パルス発振器への出力を遮断する切換装置と、
を有することを特徴とする送受信装置。
【請求項２】
前記制御信号は、前記目標周波数及び前記目標位相を単位量づつ増減させる加減算パルスであり、前記パルス発振器は、ディジタルシンセサイザであり、前記目標周波数設定レジスタ及び前記目標位相設定レジスタは、前記加減算パルスに基づいて、前記目標周波数及び前記目標位相を増減するレジスタであることを特徴とする請求項１に記載の送受信装置。
【請求項３】
前記制御信号は、前記目標周波数及び前記目標位相の絶対値を示す信号であり、前記パルス発振器は、ディジタルシンセサイザであり、前記目標周波数設定レジスタ及び前記目標位相設定レジスタは、前記制御信号を入力する毎に、制御信号の示す絶対値を、前記目標周波数及び前記目標位相として設定するレジスタを有することを特徴とする請求項１に記載の送受信装置。
【請求項４】
前記第２の送受信装置において、前記送受信装置から受信した信号を復調して得られる前記第２パルス信号と、前記第１パルス信号との位相差から、前記第２の送受信装置と前記送受信装置間の距離を測定するシステムに用いられることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号の受信と送信とを１本のアンテナで切り換えて行うようにした送受信装置において、他の送受信装置から送信された信号を受信し、この受信信号の周波数と位相に同期した信号を生成して、この信号を他の送受信装置に返信するようにした送受信装置に関する。本送受信装置は、特に、２つの送受信装置の間で信号を送受信して、それら２つの送受信装置間の距離を測定する装置に用いることができる。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１、２、３のように、第１の送受信装置から、数ＭＨｚ程度のベースバンドの矩形波によって、数百ＭＨｚから数ＧＨｚの第１搬送波を変調して送信し、この信号を受信した第２の送受信装置が、第１搬送波から異なる周波数の第２搬送波を生成し、同期復調したベースバンドの矩形波で、この第２搬送波を変調して第１の送受信装置に返信する装置が知られている。この装置では、第１の送受信装置において、送信したベースバンドの矩形波と、受信信号を復調して得られるベースバンドの矩形波との位相差から、第１の送受信装置と第２の送受信装置との間の距離が測定される。また、第１の送受信装置において、復調して得られた矩形波と基準矩形波とが位相同期するように、送信の矩形波の位相を進めて送信するようにしている。この方式は、第１の送受信装置と、第２の送受信装置との間で、ベースバンドの矩形波に関して、ＰＬＬ（フェーズドロックループ）同期させる方式である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−０３２５３５
【特許文献２】特開２００８−１２２２５５
【特許文献３】特開２００８−３０４１９２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１〜３の方法により、２つの送受信装置間の距離が正確に測定される。しかしながら、特許文献１〜３の装置において、信号を返信する装置は、受信アンテナと送信アンテナとを、必ず、２本設けることが必要である。共通の１本の送受信アンテナを用いて、信号の受信と送信とを切り換えるようにすることは、次の理由により、不可能である。
【０００５】
距離を測定するためには、信号を返信する装置においては、受信した信号のベースバンドの矩形波の周波数と位相を保持した状態で、返信する必要がある。このために、返信するベースバンドの矩形波の周波数と位相を、受信した信号のベースバンドの矩形波の周波数及び位相に同期させる必要がある。この同期のために、位相比較器、ＶＣＯ（電圧制御発振器）が用いられている。信号の受信期間と送信期間とを切り換えるとすると、信号の受信期間においては、受信信号が存在するために、受信信号の矩形波に同期した送信信号の矩形波を生成することが可能となる。ところが、送信期間においては、受信信号が存在しないために、同期をとる基準となる矩形波が存在しない。このために、共通の１本の送受信アンテナを用いた場合には、受信信号の矩形波に同期した矩形波を返信することができない。同期がとれていない矩形波を返信信号とすると、その同期外れの位相差だけ、距離に測定誤差が含まれることになる。
【０００６】
現在、用いられている携帯端末装置は、データ信号の変調、復調の機能を有しているので、位相同期のための回路を追加すれば、上記の特許文献１〜３の測距を測定するための返信装置として、用いることができる。すなわち、あるリーダから、携帯端末までの距離を把握することができ、携帯端末装置を保持する者の存在範囲を認識することができる。しかしながら、現実の通信方式は、ＴＤＤ方式、すなわち、１本の送受信アンテナを用いて、信号の受信期間と送信期間とを切り換えている。このような携帯端末装置を用いて、上記特許文献１〜３の距離測定方法を実現しようとすると、受信アンテナと送信アンテナの２本のアンテナが必要となり、携帯端末装置の小型化を阻害する要因となる。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、送受信装置において、信号の受信と送信とを共通の送受信アンテナを用いても、受信信号に周波数及び位相の同期した信号を返信できる送受信装置を実現することである。
この装置により、構造が簡単となると共に、２つの送受信装置間の距離を正確に測定することが可能となる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、他の第２の送受信装置から送信される、搬送波をベースバンドの第１パルス信号で変調した第１信号を受信し、その第１信号に同期した第２信号を返信する送受信装置において、第１信号の受信と、第２信号の送信とを共通化した送受信アンテナと、第１信号を復調して、ベースバンドの第１パルス信号を得る復調器と、制御信号を入力して、その制御信号に応じて、目標周波数を設定すると共に記憶保持する目標周波数設定レジスタと目標位相を設定すると共に記憶保持する目標位相設定レジスタとを有し、目標周波数設定レジスタに設定されている目標周波数と目標位相設定レジスタに設定されている目標位相とに一致した周波数と位相のベースバンドの第２パルス信号を出力するパルス発振器と、パルス発振器の出力する第２パルス信号により搬送波を変調して、送受信アンテナに出力する変調器と、復調器により復調された第１パルス信号と、パルス発振器の出力する第２パルス信号との位相差を示す位相差信号を出力する位相比較器と、位相比較器の出力する位相差信号の時間変動からその時の第１パルス信号と第２パルス信号との周波数差をもとめ、その周波数差に基づいて、パルス発振器の目標周波数を制御する周波数制御装置と、位相比較器の出力する位相差信号の示す位相差に基づいて、パルス発振器の目標位相を制御する位相制御装置と、送受信アンテナにおける受信と送信とを、受信期間と送信期間とで周期的に切り換えると共に、受信期間においては、周波数制御装置と位相制御装置の出力をパルス発振器に入力し、送信期間においては、周波数制御装置と位相制御装置のパルス発振器への出力を遮断する切換装置とを有することを特徴とする送受信装置である。
【０００９】
ベースバンドの第１パルス信号、第２パルス信号には、０レベル、１レベルの期間が等しい矩形波、０レベル、１レベルの期間が異なるパルス、その他、符号列なども含まれる。要する、信号の立ち上がり、又は、立ち下がりが急峻なものであれば良い。パルス信号の周波数は、測定する距離の最大値に基づいて設定すれば良い。例えば、パルス信号の周波数を２ＭＨｚとした場合には、往復１５０ｍまでの距離が測定可能である。搬送波の周波数は、空間において使用が許可されている周波数帯域を用いれば良い。例えば、ＧＨｚ帯域の周波数とすることができる。本送受信装置において、返信に使用する第２信号の搬送波の周波数は、受信した第１信号の搬送波の周波数と異なる周波数とするのが望ましい。第２の送受信装置からは、第１信号が、常時、送信されているため、第２の送受信装置が、この第１信号の反射波を受信して、誤った距離を測定することがないようにするためである。第１信号の搬送波の周波数と第２信号の搬送波の周波数が異なれば、距離を測定する側の第２の送受信装置において、第１信号の反射信号を除去することが可能となる。
【００１０】
復調器、変調器、パルス発振器、位相比較器、周波数制御装置、位相制御装置、切換装置は、アナログ回路、ディジタル回路、コンピュータで構成することができる。復調器には受信信号を増幅する増幅器、変調器には送信信号を増幅する送信器も、必要により、含まれる。
【００１１】
本装置において、制御信号は、目標周波数及び目標位相を単位量づつ増減させる加減算パルスであり、パルス発振器は、ディジタルシンセサイザであり、目標周波数設定レジスタ及び目標位相設定レジスタは、加減算パルスに基づいて、目標周波数及び目標位相を増減するレジスタとするようにしても良い。この装置では、受信期間において、微小量づつ、第２パルス信号の周波数と位相とを変化させつつ、フィードバック制御により、第２パルス信号の周波数と位相を第１パルス信号の周波数と位相に追従制御している。周波数と位相の同期がかかった状態の目標周波数と目標位相は記憶されている。送信期間においては、この記憶されている目標周波数と目標位相に基づいて第２パルス信号が出力される。この送信期間では、フィードバック制御は解除されている。
【００１２】
また、本装置において、制御信号は、目標周波数及び目標位相の絶対値を示す信号であり、パルス発振器は、ディジタルシンセサイザであり、目標周波数設定レジスタ及び目標位相設定レジスタは、制御信号を入力する毎に、制御信号の示す絶対値を、目標周波数及び目標位相として設定するレジスタを有するようにしても良い。この装置では、受信期間において、目標周波数及び目標位相が絶対値として設定され、この値を変化させることで、第２パルス信号の周波数と位相とを変化させつつ、フィードバック制御により、第２パルス信号の周波数と位相と第１パルス信号の周波数と位相に追従制御している。周波数と位相の同期がかかった状態の目標周波数と目標位相は記憶されている。送信期間においては、この記憶されている目標周波数と目標位相に基づいて第２パルス信号が出力される。この送信期間では、フィードバック制御は解除されている。
【００１３】
また、本送受信装置は、第２の送受信装置において、送受信装置から受信した信号を復調して得られる第２パルス信号と、第１パルス信号との位相差から、第２の送受信装置と送受信装置間の距離を測定するシステムに用いることができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明では、第１信号を第２信号として返信するのに、受信期間において、第１信号の第１パルス信号に周波数と位相が同期した第２パルス信号を生成すると共に、その時の制御量である周波数と位相を記憶しておいて、第１信号が受信されない送信期間においては、その記憶された値に基づいて第２パルス信号を生成するようにしている。これにより、共通の１本の送受信アンテナを用いて、受信期間と送信期間とを切換える送受信装置において、受信信号に同期した信号を返信することができる。これにより、送受信装置の構成が簡単となり、小型化が可能となる。したがって、本装置を携帯端末装置に搭載することで、リーダと携帯端末装置の間の距離、又は、２つの携帯端末装置間の距離の測定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の具体的な実施例１に係る送受信装置の構成図。
【図２】実施例１の装置における位相比較器の原理を説明するためのタイミングチャート。
【図３】実施例１の装置における位相比較器の出力する位相差信号のレベルと位相差との関係を示した説明図。
【図４】本発明の具体的な実施例２に係る送受信装置の構成図。
【図５】本発明の具体的な実施例３に係る送受信装置の構成図。
【図６】本発明の実施例に係る切換装置における切換信号を生成する装置の構成図。
【図７】本実施例の送受信装置を距離測定に用いた場合の距離測定側の送受信装置を示した構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明を、具体的な実施例に基づいて説明する。本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００１７】
図１は、本実施例に係る送受信装置１の主要部分の構成図である。送受信アンテナ２０は切換器１０、増幅器２１を介して直交復調器３０に接続されている。送受信アンテナ２０において、図７に示す第２の送受信装置８から送信された第１信号が受信される。第１信号は、図１に示されている２ＭＨｚの方形波である第１パルス信号により、搬送波を２値の位相変移変調（ＢＰＳＫ）した信号である。実際には、コスタスループによる直交復調を用いるために、１ＭＨｚのパルス信号と、この信号をπ／２だけ位相変移させたパルス信号との２つの信号を、直交変調した後、合成して、送信している。しかし、直交復調して得られた位相差がπ／２の１ＭＨｚの２つのパルス信号をＥＸ−ＯＲ合成した結果は、２ＭＨｚの方形波となるので、結果的には、２ＭＨｚの第１パルス信号を、単一の搬送波で変調したものと等価である。したがって、以下、特に、区別することなく、２値のＢＰＳＫ変調として説明する。勿論、２ＭＨｚの第１パルス信号を、単一の搬送波で変調した信号を第１信号としても良い。この変調には、ＢＰＳＫの他、振幅変移変調（ＡＳＫ）、位相変移変調（ＰＳＫ）、周波数変移変調（ＦＳＫ）を用いても良い。
【００１８】
直交復調器３０は、後述する図７に示されているコスタスループを用いた同期直交復調回路である。第１信号は、直交復調器３０に入力する搬送波sin(ωt)、cos(ωt)により復調される。この時、直交復調器３０で復調された２つのパルス信号の積の平均値が零となるように、復調搬送波sin(ωt)とcos(ωt)の位相がフィードバック制御される。同期がとれた状態では、位相差がπ／２の２つの１ＭＨｚの２つのパルス信号が得られる。この２つの１ＭＨｚのパルス信号をＥＸ−ＯＲ回路３１により排他的論理和加算して、２ＭＨｚの方形波である第１パルス信号を復調するようにしている。復調結果は、図１に示されているように２ＭＨｚのベースバンドのパルス信号（方形波）となり、第１信号の変調信号である第１パルス信号Ｓ１が復調される。本発明の復調器は、本実施例では、直交復調器３０とＥＸ−ＯＲ回路３１とで構成されている。
【００１９】
直交復調器３０の出力する第１パルス信号Ｓ１と後述するパルス発振器６０の出力する第２パルス信号Ｓ２とは、両者の位相差（周波数差を含む）を検出する位相周波数型の位相比較器（ＰＦＣ）３２（たとえば、４０４６）に入力する。位相比較器３２は、図２の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示されているように、第１パルス信号Ｓ１の立ち上がりが第２パルス信号Ｓ２の立ち上がりよりも進んでいる期間だけハイレベルとなる信号Ａが生成される（ｃ）。この時、信号Ｂは、ローレベルにある。また、図２の（ａ）、（ｄ）、（ｅ）に示されているように、第１パルス信号Ｓ１の立ち上がりが、第２パルス信号Ｓ２の立ち上がりよりも遅れている期間だけ、信号Ｂが生成される（ｅ）。この時、信号Ａはローレベルにある。これらの２つの信号Ａ、ＢがＣＭＯＳの２つのゲートに入力されることで、図２の（ｆ）、（ｇ）に示されているように、第１パルス信号Ｓ１の立ち上がりが第２パルス信号Ｓ２の立ち上がりよりも進んでいる期間だけハイレベルのパルス信号が、第１パルス信号Ｓ１の立ち上がりが第２パルス信号Ｓ２の立ち上がりよりも遅れている期間だけローレベルのパルス信号が、位相比較器３２の出力信号Ｓ３として、ローパスフィルタ（ループフィルタ）３３に入力される。
【００２０】
ローパスフィルタ３３では、図２の（ｆ）：又は、（ｇ）の出力信号Ｓ３が、平滑化される。すなわち、第１パルス信号Ｓ１が第２パルス信号Ｓ２に対して進み位相にある場合には、２つの信号の位相差が大きい程、ローパスフィルタ３３から出力される位相差信号Ｓ４は、高いレベルとなる。また、第１パルス信号Ｓ１が第２パルス信号Ｓ２に対して遅れ位相にある場合には、２つの信号の位相差だ大きい程、位相差信号Ｓ４は、低いレベルとなる。
【００２１】
ローパスフィルタ３３から出力される位相差信号Ｓ４が基準レベルにある時には、第１パルス信号Ｓ１と第２パルス信号Ｓ２との周波数差及び位相差は零である。第１パルス信号Ｓ１と第２パルス信号Ｓ２とが周波数が一致した状態で、位相差信号Ｓ４が最大レベルにある場合には、第１パルス信号Ｓ１は第２パルス信号Ｓ２に対して２πの進み位相にあり、位相差信号Ｓ４が０レベルにある場合には、第１パルス信号Ｓ１は第２パルス信号Ｓ２に対して−２πの遅れ位相にある。第２パルス信号Ｓ２に対する第１パルス信号Ｓ１の位相θ、（以下、この位相を位相差θという）と、ローパスフィルタの出力である位相差信号Ｓ４との関係は、図３に示すように比例関係にある。本発明の位相比較器は、本実施例では位相比較器３２とローパスフィルタ３３とで構成されている。第１パルス信号の周波数が第２パルス信号の周波数よりも高い場合には、位相差信号Ｓ４は基準レベルと最大レベルとの間に存在し、フィードバック制御により第２パルス信号の周波数が増加すると、位相差信号Ｓ４は基準レベルと最大レベルとの間で周波数の変化に伴い振動する。また、第１パルス信号の周波数が第２パルス信号の周波数よりも低い場合には、位相差信号Ｓ４は基準レベルと０レベルとの間に存在し、フィードバック制御により第２パルス信号の周波数が減少すると、位相差信号Ｓ４は基準レベルと０レベルとの間で周波数の変化に伴い振動する。
【００２２】
次に、周波数同期のための回路について説明する。位相差信号Ｓ４は、周波数差演算器４０と、ディレイ回路４１に入力しており、そのディレイ回路４１の出力は周波数差演算器４０に入力している。周波数差演算器４０は、位相差信号Ｓ４から次の処理をする回路である。位相差θ（ｔ）の時間微分は、第１パルス信号Ｓ１の基本周波数の第２パルス信号の基本周波数に対する時刻ｔにおける周波数差ω（ｔ）を表している。すなわち、次式が成立する。
【数１】
0005443328.tif 000002
ただし、Δｔは、ディレイ回路４１における微小遅延時間であり、ディレイ回路４１の出力信号Ｓ５が、θ（ｔ−Δｔ）を表している。
【００２３】
周波数差演算器４０では、θ（ｔ）−θ（ｔ−Δｔ）をΔｔで割った値から、周波数差ω（ｔ）が演算される。ω（ｔ）は負の値もとるので、ω（ｔ）に正のバイアス（基準レベル）を加えて、正の範囲の信号Ｓ６として、比較器４２に出力される。信号Ｓ６が基準レベルにある時には、周波数差ω（ｔ）は零である。信号Ｓ６が基準レベルより大きい場合には、周波数差ω（ｔ）は正であり、基準レベルとの差が大きい程、周波数差ω（ｔ）は大きい。また、信号Ｓ６が、基準レベルより小さい場合には、周波数差ω（ｔ）は負であり、基準レベルとの差が大きい程、周波数差ω（ｔ）の絶対値は大きい。
【００２４】
周波数差演算器４０の出力する信号Ｓ６は、比較器４２の一つの入力端子に入力している。比較器４２の他の端子には、基準レベルが入力している。比較器４２は差動型の出力を有し、一方の出力信号の反転信号が他方の出力端子から出力される。したがって、比較器４２に入力する信号Ｓ６が基準レベルよりも高い場合には、比較器４２の非反転出力端子からハイレベルの信号Ｓ７が出力される。また、信号Ｓ６が基準レベルより低い場合には、反転出力端子からハイレベルの信号Ｓ８が出力される。すなわち、比較器４２は、周波数差ω（ｔ）の正負を判定する回路である。比較器４２の出力する信号Ｓ７、Ｓ８は、それぞれ、ＡＮＤ回路４３、４４の一入力端子に入力する。ＡＮＤ回路４３、４４の他の入力端子には、信号Ｓ７、Ｓ８をパルス化するための同一周波数のクロック信号が入力されている。
【００２５】
したがって、ＡＮＤ回路４３、４４の出力する信号Ｓ９、Ｓ１０は、クロックパルスがハイレベルにある期間だけ、信号Ｓ７、Ｓ８のハイレベルが出力される。すなわち、周波数差ω（ｔ）が正である期間、信号Ｓ９は、クロックに同期したパルス信号となり、信号１０は零レベルを維持する。また、周波数差ω（ｔ）が負である期間、信号Ｓ１０は、クロックに同期したパルス信号となり、信号９は零レベルを維持する。これらの信号Ｓ９、Ｓ１０は、それぞれ、切換器１１、１２を介して、目標周波数設定レジスタ６１の加算端子、減算端子に入力される。目標周波数設定レジスタ６１は、加算端子から１加算パルス入力される毎に、保持している値を１だけ加算し、減算端子から１減算パルス入力される毎に、保持している値を１だけ減算する回路である。すなわち、目標周波数設定レジスタ６１が保持する値は、周波数差ω（ｔ）が正である期間において、加算パルスが入力する度に、順次、大きくなり、周波数差ω（ｔ）が負である期間において、減算パルスが入力する度に、順次、小さくなる。
【００２６】
目標周波数設定レジスタ６１に保持されている値は、Ｄ／Ａ変換器６２によりアナログレベルに変換されて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６３に入力する。目標周波数設定レジスタ６１に保持されている値は、ＶＣＯ６３の発振信号の周波数を与える。ＶＣＯ６３の出力信号は、移相器６４により位相が調整された後、２値化回路６５に入力する。２値化回路６５の出力は、第２パルス信号Ｓ２となる。
【００２７】
位相比較器３２、ローパスフィルタ３３、周波数差演算器４０、比較器４２、ＡＮＤ回路４３、４４、切換器１１、１２、目標周波数設定レジスタ６１、Ｄ／Ａ変換器６２、ＶＣＯ６３、移相器６４、２値化回路６４が、周波数のフィードバックループとなる。この結果、第２パルス信号Ｓ２は、周波数差演算器４０により求められた周波数差ω（ｔ）が零となる時の目標周波数設定レジスタ６１に設定されている周波数となり、第１パルス信号Ｓ１の周波数と一致する。周波数差ω（ｔ）が正値の場合には、第２パルス信号Ｓ２の周波数は第１パルス信号Ｓ１の周波数よりも小さいことを意味する。周波数差ω（ｔ）が正値をとる期間、目標周波数設定レジスタ６１の保持する値は、信号Ｓ９（加算パルス）の入力より増大し、第２パルス信号Ｓ２の周波数は増加する。逆に、周波数差ω（ｔ）が負値をとる期間、目標周波数設定レジスタ６１の保持する値は、信号Ｓ１０（減算パルス）の入力より減少し、第２パルス信号Ｓ２の周波数は減少する。このようなフィードバック制御により、周波数差ω（ｔ）は零に収束するように、動作することになる。
【００２８】
次に、位相同期のための回路について説明する。ローパスフィルタ３３の出力する位相差信号Ｓ４は、図３に示すように、正の範囲のレベルを有した信号であり、位相差信号Ｓ４が基準レベルの時には、位相差θ（ｔ）は零である。位相差信号Ｓ４が基準レベルよりも高い場合には、第２パルス信号Ｓ２は第１パルス信号Ｓ１に対して遅れ位相にあり、位相差信号Ｓ４のレベルが高い程、第２パルス信号Ｓ２の遅れ位相の値も大きい。位相差信号Ｓ４が基準レベルよりも低い場合には、第２パルス信号Ｓ２は第１パルス信号Ｓ１に対して進み位相にあり、位相差信号Ｓ４のレベルが低い程、第２パルス信号Ｓ２の進み位相の値も大きい。この位相差信号Ｓ４は、比較器４６の一入力端子に入力している。比較器４６の他の入力端子は、基準レベルが入力している。
【００２９】
比較器４６は差動型の出力を有し、一方の端子の出力信号の反転信号が他方の端子から出力される。したがって、比較器４６に入力する位相差信号Ｓ４が基準レベルよりも高い場合には、比較器４６の非反転出力端子からハイレベルの信号Ｓ１１が出力される。また、位相差信号Ｓ４が基準レベルより低い場合には、反転出力端子からハイレベルの信号Ｓ１２が出力される。すなわち、比較器４６は、位相差θ（ｔ）の正負を判定する回路である。比較器４６の出力する信号Ｓ１１、Ｓ１２は、それぞれ、ＡＮＤ回路４７、４８の一入力端子に入力する。ＡＮＤ回路４７、４８の他の入力端子には、信号Ｓ１１、Ｓ１２をパルス化するための同一周波数のクロック信号が入力されている。
【００３０】
したがって、ＡＮＤ回路４７、４８の出力する信号Ｓ１３、Ｓ１４は、クロックパルスがハイレベルにある期間だけ、信号Ｓ１１、Ｓ１２のハイレベルが出力される。すなわち、位相差θ（ｔ）が正である期間、信号Ｓ１３は、クロックに同期したパルス信号となり、信号１４は零レベルを維持する。また、位相差θ（ｔ）が負である期間、信号Ｓ１４は、クロックに同期したパルス信号となり、信号１３は零レベルを維持する。これらの信号Ｓ１３、Ｓ１４は、それぞれ、切換器１３、１４を介して、目標位相設定レジスタ６６の加算端子、減算端子に入力される。目標位相設定レジスタ６６は、加算端子から１加算パルス入力される毎に、保持している値を１だけ加算し、減算端子から１減算パルス入力される毎に、保持している値を１だけ減算する回路である。すなわち、目標位相設定レジスタ６６が保持する値は、位相差θ（ｔ）が正である期間において、加算パルスの入力する度に、順次、大きくなり、位相差θ（ｔ）が負である期間において、減算パルスが入力する度に、順次、小さくなる。
【００３１】
目標位相設定レジスタ６６に保持されている値は、Ｄ／Ａ変換器６７によりアナログレベルの信号Ｓ１５に変換されて、移相器６４に入力する。移相器６４では、この信号Ｓ１５のレベルに応じて、ＶＣＯ６３の出力する発振信号の位相が制御される。このようにして、第２パルス信号Ｓ２の位相が制御される。
【００３２】
位相比較器３２、ローパスフィルタ３３、比較器４６、ＡＮＤ回路４７、４８、切換器１３、１４、目標位相設定レジスタ６６、Ｄ／Ａ変換器６７、移相器６４、２値化回路６４が、位相のフィードバックループとなる。周波数差ω（ｔ）が正の場合には、ローパスフィルタ３３の出力する位相差信号Ｓ４は、図３に示すように、鋸歯状波となり、常に、増加方向に変化する。また、周波数差ω（ｔ）が負の場合には、位相差信号Ｓ４は、図３に示すように、鋸歯状波となり、常に、減少方向に変化する。したがって、位相差θ（ｔ）に時間変動が存在する限り、周波数差ω（ｔ）が観測され、周波数に関するフィードバックがかかり、周波数差ω（ｔ）が零となるように安定する。この状態での位相差θ（ｔ）は、周波数差によらない位相差となり、この位相差が零となるように、上記の位相フィードバックループにより制御される。
【００３３】
この結果、第２パルス信号Ｓ２の位相は、位相差θ（ｔ）が零となる時の目標位相設定レジスタ６６に設定されている位相となり、第１パルス信号Ｓ１の位相と一致する。位相差θ（ｔ）が正値の場合には、第１パルス信号Ｓ１の位相は、第２パルス信号Ｓ２の位相よりも進み位相にあることを意味する。位相差θ（ｔ）が正値をとる期間、目標位相設定レジスタ６６の保持する値は、信号Ｓ１３（加算パルス）の入力より増大し、第２パルス信号Ｓ２の位相は進められる。逆に、位相差θ（ｔ）が負値をとる期間、目標位相設定レジスタ６１の保持する値は、信号Ｓ１４（減算パルス）の入力より減少し、第２パルス信号Ｓ２の位相は遅れられる。位相差θ（ｔ）が零となると、目標位相設定レジスタ６１の保持する値の変動が停止し、第２パルス信号Ｓ２の位相がその設定位相に保持されて、第２パルス信号Ｓ２はその位相において第１パルス信号の位相に一致する。
このような周波数と位相のフィードバック制御により、周波数差ω（ｔ）と位相差θ（ｔ）が零に収束するように、動作することになる。  
【００３４】
以上のようにして、第１パルス信号Ｓ１に対して周波数と位相の同期した第２パルス信号Ｓ２が生成されて、直交変調器７０に出力される。直交変調器７０では、直交復調器３０により同期復調した時の搬送波を逓倍して得た所定周波数の搬送波が、第２パルス信号Ｓ２の２値レベルに応じて、ＢＰＳＫ変調される。変調された信号は増幅器７１により増幅されて、切換器１０を介して、送受信アンテナ２０から第２信号として送信される。
【００３５】
切換器１０、１１、１２、１３、１４は、連動して接点の切換が行われる。例えば、５０Ｈｚの周期で、受信期間と送信期間とで、切換が行われる。受信期間においては、切換器１０は直交復調器３０側に接続され、切換器１１、１２、１３、１４は、入力信号を通過する状態になる。送信期間においては、切換器１０は直交変調器７０側に接続され、切換器１１、１２、１３、１４は、入力信号を遮断する状態になる。受信期間においては、上記のように周波数と位相のフィードバック制御により、第１パルス信号Ｓ１の周波数と位相に同期した第２パルス信号Ｓ２が生成される。しかし、切換器１０は直交変調器７０からの第２信号を送受信アンテナ２０に通過する状態ではないので、第２信号は、アンテナから送信されない。
【００３６】
送信期間になると、目標周波数設定レジスタ６１、目標位相設定レジスタ６６には、加算パルス、減算パルスが入力されない。目標周波数設定レジスタ６１、目標位相設定レジスタ６６は、最後に更新された値を保持している。したがって、送信期間では、この目標周波数設定レジスタ６１、目標位相設定レジスタ６６に設定された周波数と位相によって、第２パルス信号Ｓ２が生成され続ける。このようにして、第１信号を復調しなくとも、第２パルス信号Ｓ２により搬送波を変調した第２信号が、送受信アンテナ２０から送信されることになる。このようにして、１本の共通の送受信アンテナ２０を用いて、第１信号を受信し、第１信号のベースバンドのパルス信号に周波数と位相が同期したパルス信号で変調された第２信号を、第１信号を送信した装置に向けて返信することができる。このことから、第１信号を送信した送受信装置において、両送受信装置間の距離を測定することが可能となる。
【００３７】
本発明のパルス発振器６０は、本実施例においては、目標周波数設定レジスタ６１、目標位相設定レジスタ６６、Ｄ／Ａ変換器６２、６７、ＶＣＯ６３、移相器６４、２値化回路６５から構成されている。本発明の周波数制御装置は、周波数差演算器４０、比較器４２、ＡＮＤ回路４３、４４により構成されている。また、本発明の位相制御装置は、比較器４６、ＡＮＤ回路４７、４８により構成されている。
【００３８】
上記実施例において、ローパスフィルタ３３の出力をＡ／Ｄ変換して、周波数差演算器４０、比較器４２、４６による極性判定、ＡＮＤ回路４３、４４、４７、４８によるパルス化を、切換器１１、１２、１３、１４の信号の通過と遮断の機能を、コンピュータを用いたディジタル処理により実現しても良い。すなわち、目標周波数設定レジスタ６１、目標位相設定レジスタ６６へ出力する加算パルス、減算パルスを、コンピュータによるソフトウエアの制御により、受信期間だけ出力するようにしても良い。この場合には、切換器１１、１２、１３、１４は、このコンピュータによるソフトウエアが実現していることになる。また、位相比較器３２、ローパスフィルタ３３をディジタル回路で構成しても良い。
【実施例２】
【００３９】
図４は、実施例２に係る送受信装置の構成図である。本実施例では、実施例１のパルス発振器６０をディジタルシンセサイザ８０で構成したものである。ディジタルシンセサイザ８０は、実施例１と同様に、加算パルス、減算パルスで保持している値を加算、減算する目標周波数設定レジスタ６１、目標位相設定レジスタ６６を有している。ディジタルシンセサイザ８０は、コンピュータにより、目標周波数設定レジスタ６１に設定されている周波数、目標位相設定レジスタ６６により設定されている位相により、方形波を発生する装置である。第２パルス信号Ｓ２が第１パルス信号Ｓ１に対して、周波数と位相が同期される動作原理については、実施例１と同一である。また、ローパスフィルタ３３の出力する位相差信号Ｓ４を、ディジタル値に変換して、加算パルス、減算パルスを出力する処理を、コンピュータにより実現しても良い。
【実施例３】
【００４０】
実施例２は、ディジタルシンセサイザ８０の目標周波数設定レジスタ６１、目標位相設定レジスタ６６を、加算パルス、減算パルスにより加減算するインクリメンタルレジスタで構成している。本実施例では、ディジタルシンセサイザの目標周波数設定レジスタ、目標位相設定レジスタを、入力されたデータ（絶対値）を保持する絶対値レジスタで構成している。図５に示すように、ディジタルシンセサイザ８１は、入力データを設定する目標周波数設定レジスタ８２、目標位相設定レジスタ８３を有している。これらのレジスタに設定された周波数と位相に応じて、方形波を発生させることは、実施例２と同一である。      
【００４１】
目標周波数設定レジスタ８２、目標位相設定レジスタ８３を絶対値レジスタとしたことから、本実施例では、周波数差演算器４０の出力する周波数差ω（ｔ）を示す信号Ｓ６、ローパスフィルタ３３の出力する位相差θ（ｔ）を示す位相差信号Ｓ４を、それぞれ、入力するＰＩＤ演算器５１、５２を有している。ＰＩＤ演算器５１、５２は、信号Ｓ６、位相差信号Ｓ４のレベルの基準レベルに対する偏差、偏差の積分、偏差の微分を演算して、制御量を演算する装置である。この基準レベルは、周波数差ω（ｔ）が零となるレベル、位相差θ（ｔ）が零となるレベルである。ＰＩＤ演算器５１、５２により演算された周波数制御量、位相制御量が、切換器５３、５４を介して、それぞれ、目標周波数設定レジスタ８２、目標位相設定レジスタ８３に設定される。周波数差ω（ｔ）が正の期間は、ＰＩＤ演算器５１の積分機能により、その出力する周波数制御量は増大する。周波数差ω（ｔ）が負の期間は、ＰＩＤ演算器５１の積分機能により、その出力する周波数制御量は減少する。周波数差ω（ｔ）が零となると、積分値は変動しなくなるので、周波数制御量は一定値となる。
【００４２】
同様に、位相差θ（ｔ）が正の期間は、ＰＩＤ演算器５２の積分機能により、その出力する位相制御量は増大する。位相差θ（ｔ）が負の期間は、ＰＩＤ演算器５２の積分機能により、その出力する位相制御量は減少する。位相差θ（ｔ）が零となると、積分値は変動しなくなるので、位相制御量は一定値となる。このような周波数と位相のフィードバック制御により、第２パルス信号Ｓ２の周波数と位相は、第１パルス信号Ｓ１の周波数と位相に同期することになる。本発明の周波数制御装置は、本実施例では、周波数差演算器４０とＰＩＤ演算器５１とにより構成されている。また、本発明の位相制御装置は、本実施例では、ＰＩＤ演算器５２により構成されている。ＰＩＤ演算器５１、５２は、送信期間から受信期間に切り換わった時の追従偏差の大きさにもよるが、追従偏差が小さい場合には、微分補正のないＰＩ演算でも良いし、積分演算だけでも良い。ＰＩＤ演算器５１、５２は、アナログ回路、ディジタル回路、コンピュータで構成しても良い。また、本実施例においても、ローパスフィルタ３３の出力する位相差信号Ｓ４を、ディジタル値に変換して、ＰＩＤ演算し、制御量を、受信期間だけ出力する処理を、コンピュータにより実現しても良い。この場合には、切換器５３、５４は、コンピュータのソフトウエアにより実現されていることになる。
【００４３】
次に、切換装置７２について説明する。図４は、切換装置７２の構成を示している。受信期間と送信期間を切り換えるための切換信号を、受信した第１信号を復調した第１パルス信号Ｓ１から発生する回路を示している。この場合、第１信号を送信する送受信装置も、１本の送受信アンテナを用いて、送信と受信とを切り換えている。送信期間の長さと周期は、第１信号を送信する送受信装置の方が決定する。第１信号の送信が完了すると、送受信アンテナは受信回路側に切り換えられ受信期間となる。第１信号を送信する送受信装置は、この切換を周期的に行い、所定長さの第１信号を、間欠的に送信することになる。
【００４４】
これに対して、本実施例の送受信装置１は、初期状態では、送受信アンテナ２０は直交復調器３０の側に接続されており、常時、受信期間となっている。第１信号を受信すると、直交復調器３０により第１パルス信号Ｓ１が生成される。この第１パルス信号Ｓ１をＲＳＳＩ回路３５に入力させると、ＲＳＳＩ回路３５により、第１パルス信号Ｓ１の電力レベル、すなわち、包絡線が検波が行われる。例えば、５０Ｈｚで、送信と受信が切換られているとすると、第１信号の送信期間（第１パルス信号のデータ長）は１０ｍｓとなる。ＲＳＳＩ回路３５は、５０Ｈｚの矩形波となる。この矩形波のハイレベルの期間が第１パルス信号の存在期間となる。エッジ検出回路３６によりＲＳＳＩ回路３５の出力信号の立ち上がり及び立ち下がりが検出される。そのレベル遷移のタイミングの間隔が、タイミング設定回路３８により演算される。そして、ＲＳＳＩ回路３５の出力信号の立ち上がりに同期して、タイミング設定回路３８により検出された第１パルス信号の期間長だけローレベルとなり、第１パルス信号が存在しない期間、ハイレベルとなる切換信号が、コントロール信号発生回路３９により発生される。この切換信号により、切換器１０、１１、１２、１３、１４の切換が制御される。２周期程度の第１信号を受信すれば、第１パルス信号の期間と周期が測定できる。測定が完了した後は、スイッチ３７をオフにしても、コントロール信号発生回路３９の保持機能により、５０Ｈｚの切換信号を継続して出力することができる。このようにして、第１信号を送信する装置による第１信号の長さ、及び周期を、第１信号を受信する送受信装置において、検出することが可能となる。よって、本実施例の送受信装置においては、切換信号がハイレベルとなる期間が送信期間、ローレベルとなる期間が受信期間となる。
【００４５】
本発明の切換装置は、図４に示す装置と、切換器１０、１１、１２、１３、１４を含む装置として構成される。
【００４６】
次に、第１信号を送信する送受信装置８の構成を図７に示す。発振器９４で２ＭＨｚの第１パルス信号の方形波が生成される。直交変調器９１の内部にある1/2n-edge 回路により、第１パルス信号の立ち下がりに同期して立ち上がり、次の立ち下がりに同期して立ち下がるパルス信号が生成される。また、直交変調器９１の内部にある1/2p-edge 回路により、第１パルス信号の立ち上がり同期して立ち上がり、次の立ち上がり同期して立ち下がるパルス信号が生成される。すなわち、１ＭＨｚで位相差がπ／２の２つのパルス信号（方形波）が生成される。これらの２つの信号は、直交変調器９１において、搬送波発生回路９６により生成されたcos(ωt)とsin(ωt)の２つの搬送波により、直交変調されて合成される。合成した信号が第１信号となる。第１信号は、２ＭＨｚの第１パルス信号を、単一搬送波で２値のＢＰＳＫ変調した信号と等価となる。送信期間において、第１信号がアンテナ９２から送信される。次に、受信期間では、送受信アンテナ９２により、上記実施例の送受信装置１から受信した第２信号が、直交復調器９０により復調されて２ＭＨｚの第２パルス信号が得られる。そして、位相比較器９５により、第１パルス信号と第２パルス信号との位相差が検出され、平均化処理距離演算装置９７によって、時間平均れた位相差から、第１信号を送信する送受信装置８と、その信号を第２信号として返信する送受信装置１との間の距離が演算される。搬送波発生回路９６の搬送波の周波数と位相は、直交復調器９０において、最大感度が得られるように調整される。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明は、１つの送受信アンテナにより、受信期間と送信期間とを切り換えて、受信信号に同期した信号を返信する、距離の測定を可能とした送受信装置に用いることができる。
【符号の説明】
【００４８】
１…送受信装置
２０…送受信アンテナ
３０…直交復調器
３２…位相比較器
４０…周波数差演算回路
４２、４６…比較器
４３、４４…ＡＮＤ回路
６０…パルス発振器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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