(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器と結合されたプリディストーション・デバイスを含むフォワード経路と、なお、前記フォワード経路は、前記増幅器の出力信号についての所望の出力信号を生成するために、位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号に応答して、前記プリディストーション・デバイスへの入力信号をプリディストーションするように構成される；
前記入力信号と、前記増幅器の前記出力信号の位相および振幅の情報との比較に基づいて、前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号を生成するように構成されたプロセッサを含むフィードバック経路と、なお、前記増幅器の前記位相および振幅の情報は、前記フィードバック経路の単一経路上で前記プロセッサに送信される；
を備える送信機システム。
【請求項２】
前記フォワード経路においてアップコンバート・ミキサにアップコンバート信号を供給し、前記フィードバック経路においてダウンコンバート・ミキサにダウンコンバート信号を供給するように構成された局部発振器をさらに含む、請求項１に記載の送信機システム。
【請求項３】
前記ダウンコンバート信号は、Ｉ−信号およびＱ−信号を含む、請求項２に記載の送信機システム。
【請求項４】
前記局部発振器と前記ダウンコンバート・ミキサとの間に結合されたスイッチをさらに含み、なお、前記スイッチは、前記Ｉ−信号および前記Ｑ−信号が前記フィードバック経路の前記単一経路上で前記プロセッサに交互に送信されるように、スイッチ制御信号に応答して、前記Ｉ−信号および前記Ｑ−信号の間を交番するように構成される、請求項３に記載の送信機システム。
【請求項５】
前記増幅器の前記出力信号の電力または電圧についてのピーク振幅を測定するように構成されたピーク検出器を含む追加のフィードバック経路をさらに含む、請求項１に記載の送信機システム。
【請求項６】
前記プロセッサは、対応する瞬間における前記入力信号の振幅と前記増幅器の前記出力信号の前記ピーク振幅との間の差に基づいて、所望の振幅補償を決定する、請求項５に記載の送信機システム。
【請求項７】
前記追加のフィードバック経路は、前記ピーク検出器と前記増幅器との間に動作可能に結合された整流回路を含み、前記整流回路は、前記増幅器の前記出力信号の位相情報を取り除く間に、前記増幅器の前記出力信号をベースバンド信号に変換するように構成される、請求項５に記載の送信機システム。
【請求項８】
前記フィードバック経路および前記追加のフィードバック経路は、アナログ−デジタル変換器をそれぞれ含み、なお、前記追加のフィードバック経路のアナログ−デジタル変換器は、前記フィードバック経路のアナログ−デジタル変換器よりも比較的低いデータレートで動作するように構成される、請求項７に記載の送信機システム。
【請求項９】
前記整流回路は、ダイオード回路およびスクエアリング回路のうちの少なくとも１つを含む、請求項７に記載の送信機システム。
【請求項１０】
前記所望の出力信号は、前記増幅器についての目標の、または指定の出力信号のうちの１つである、請求項１に記載の送信機システム。
【請求項１１】
前記所望の出力信号は、低減された歪みを有する、請求項１に記載の送信機システム。
【請求項１２】
前記入力信号と位相および振幅の情報との前記比較は、前記出力信号と前記所望の出力信号との実数成分の間の最小値を決定することに基づいて、位相補償を決定することを含む、請求項１に記載の送信機システム。
【請求項１３】
増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信することと、
フィードバック経路の単一経路を通じて、前記増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信することと、
前記入力信号および前記出力信号の前記位相および振幅の情報に基づく前記増幅器の入力−出力信号特性に基づいて、前記入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成することと、
前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号に応答して、前記入力信号をプリディストーションすることと、
を備える方法。
【請求項１４】
出力信号の位相および振幅の情報を受信することは、前記フィードバック経路の前記単一経路を通じて、前記出力信号のＩ−信号およびＱ−信号を交互に受信するためのスイッチを起動することを含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
位相誤差補償信号および振幅誤差信号を生成することは、前記増幅器の前記出力信号のピーク電力またはピーク電圧にさらに基づく、請求項１３に記載の方法。
【請求項１６】
前記位相および振幅の情報は、前記増幅器の前記出力信号の複数のサンプルを備える、請求項１３に記載の方法。
【請求項１７】
前記増幅器の前記出力信号の前記複数のサンプルは、予め定められたイベントに応答して、前記出力信号をサンプリングすることによって生成される、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記予め定められたイベントは、前記入力信号のクロックレートに基づく、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記予め定められたイベントは、前記入力信号が、予め定められた振幅および予め定められた位相のうちの少なくとも１つに達した場合の発生に基づく、請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
位相誤差補償信号を生成することは、前記出力信号および前記入力信号の実数成分を決定することと、前記出力信号と前記入力信号との前記実数成分の間の絶対値の距離を最小化する、前記出力信号に対する位相補償を決定することとを含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項２１】
前記入力信号をプリディストーションすることは、前記増幅器についての目標の、または指定 の出力信号を得るために、前記入力信号をプリディストーションすることを備える、請求項１３に記載の方法。
【請求項２２】
前記入力信号をプリディストーションすることは、前記出力信号における歪みを低減させるために、前記入力信号をプリディストーションすることを備える、請求項１３に記載の方法。
【請求項２３】
増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信するための手段と、
フィードバック経路の単一経路を通じて、前記増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信するための手段と、
前記入力信号および前記出力信号の前記位相および振幅の情報に基づく前記増幅器の入力−出力信号特性に基づいて、前記入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成するための手段と、
前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号に応答して、前記入力信号をプリディストーションするための手段と、
を備える装置。
【請求項２４】
前記位相および振幅の情報を受信するための手段は、前記出力信号をサンプリングするための手段を備える、請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
前記位相および振幅の情報を受信するための手段は、前記フィードバック経路の前記単一経路を通じて、前記出力信号のＩ−およびＱ−信号を交互に受信するための手段を備える、請求項２３に記載の装置。
【請求項２６】
前記増幅器の出力信号のピーク電力またはピーク電圧を測定するための手段をさらに備える、請求項２３に記載の装置。
【請求項２７】
前記プリディストーションする手段は、前記増幅器についての目標の、または指定の出力信号を得るために、前記入力信号をプリディストーションする、請求項２３に記載の装置。
【請求項２８】
前記プリディストーションする手段は、前記増幅器の出力信号における歪みを低減させるために、前記入力信号をプリディストーションする、請求項２３に記載の装置。
【請求項２９】
コンピュータプログラム製品であって、
コンピュータに、増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信させるためのコードと、
コンピュータに、フィードバック経路の単一経路を通じて、前記増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信させるためのコードと、
コンピュータに、前記入力信号および前記出力信号の前記位相および振幅の情報に基づく前記増幅器の入力−出力信号特性に基づいて、前記入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成させるためのコードと、
コンピュータに、前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号に応答して、前記入力信号をプリディストーションさせるためのコードと、
を備えるコンピュータ読取可能媒体、
を備えるコンピュータプログラム製品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、一般に無線周波数（ＲＦ）電力増幅器に関し、具体的には、入力信号と出力信号との間の位相および振幅における差のような、システムの計測基準（metrics ）に基づいて、複素被変調波形（complex modulated waveform ）のアダプティブ・デジタル・プリディストーション（ＤＰＤ：digital predistortion ）を実行するシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信分野では、所与の帯域幅内でより多くのデータを送信することができ、同時に、バッテリ電力を節約するために、合理的または最適な電力効率を達成することができるデバイスについての一般的なニーズ（needs ）がある。例えば、無線デバイスは、所与の帯域幅内のデータ・スループットを増大させるために、１６、３２、または６４のコンスタレーション（constellations ）を有する直交振幅変調（ＱＡＭ）のような種々の変調スキームを用いて設計されてきた。さらに、無線デバイスはまた、電力消費効率を向上させるために、クラスＡ／Ｂ、Ｂ、Ｃのような、それらの飽和領域（saturation region ）の近くで動作する電力増幅器、および他のクラスの増幅器を使用して設計されてきた。
【０００３】
データ伝送の比較的高いスペクトル効率のため、そのような無線デバイスは、しばしば許容可能なスペクトル漏洩（leakage ）についての厳しい要件を有する。いくつかの場合には、増幅器の非線形特性が著しいスペクトル再成長（spectral re-growth ）および帯域内歪み（in-band distortion ）を引き起こすので、これらの要件は、電力増幅器をそれらの飽和領域の近くで動作させることに問題をもたらす。１つの解決策は、この歪みを低減または防ぐように、増幅器の動作をその線形領域内にバックオフする（backoff ）ことである。しかしながら、これは、デバイスについての低減された電力効率をもたらし、それは、デバイスのバッテリ寿命および連続使用に悪影響を及ぼす。
【０００４】
別の解決策は、電力増幅器をその飽和領域または非線形領域の近くで動作させ、増幅器の非線形性によって引き起こされる出力信号の歪みを補正または低減させるように、増幅器の入力においてプリディストーション・デバイスを使用して、入力信号を歪ませることである。一般的に、開ループ（open loop ）アプローチと閉ループ（closed loop ）アプローチの２つのアプローチがある。開ループアプローチは、増幅器の非線形特性が正確にモデル化されて、環境条件により時間とともに著しく変化しない限り、概してうまく機能する。閉ループアプローチは、プリディストーション・デバイスが、「リアルタイム（real time ）」に電力増幅器の非線形特性をモデル化し、増幅器の現在のモデル（present model ）に従って、入力信号のプリディストーションを調整できるように、プリディストーション・デバイスに適応（adaptation ）を提供することを伴う。しかしながら、後述されるように、しばしばこれらの適応技術は、複雑で費用が掛かる。
【０００５】
図１は、電力増幅器によって引き起こされる出力信号の歪みを補償するために、入力信号のプリディストーションを適用する目的で、出力信号についての情報を提供するために復調技術を使用する、典型的な閉ループ送信機システム１００のブロック図を例示する。具体的には、送信機システム１００は、デジタル・プリディストーション（ＤＰＤ）デバイス１０２、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ：digital-to-analog converter ）１０４、自動利得制御（ＡＧＣ）１０６、アップコンバート・ミキサ（up-converting mixer ）１０８、および電力増幅器１１０を含む。送信機システム１００は、電力スプリッター（power splitter ）１１２と、一対のミキサ１１４および１１６と、発振器１２０と、９０度位相シフタ１１８と、一対のフィルタ１２２および１２４とを含む復調部をさらに含む。
【０００６】
ＤＰＤデバイス１０２は、電力増幅器１１０の出力において目標信号を得る（achieve ）ために、復調部から受信された信号に基づいて、入力ベースバンドまたは中間周波数（ＩＦ）デジタル信号をプリディストーションする。ＤＡＣ  １０４は、ＤＰＤデバイス１０２からのプリディストーションされたデジタル信号を、アナログ信号に変換する。ＡＧＣ  １０６は、電力増幅器１１０の出力において、この信号についての目標電力レベルを得るために、そのアナログ信号を動的に増幅または減衰させる。アップコンバート・ミキサ１０８は、ベースバンドまたはＩＦアナログ信号を無線周波数（ＲＦ）信号にアップコンバートするために、局部発振器（local oscillator ）（Ｌ．Ｏ．）を使用する。電力増幅器１１０は、出力信号を生成するために、そのＲＦ信号を増幅する。
【０００７】
復調部は、送信機１００についての目標ＲＦ出力信号を得るために、入力デジタル信号をプリディストーションする際に、ＤＰＤデバイス１０２による使用のために、出力信号のサンプルされた部分（sampled portion ）を、Ｉ／Ｑ  ＩＦまたはベースバンドの信号に変換する。電力スプリッター１１２は、復調部のＩ−部分およびＱ−部分によって処理するために、サンプルされた出力信号を２つの成分に分割する。ミキサ１１４は、サンプルされた出力信号をＩ−成分のＩＦまたはベースバンド信号にダウンコンバートするために、発振器１２０からの信号を使用する。フィルタ１２２は、高次（high order ）周波数成分を、Ｉ−信号から取り除く。同様に、ミキサ１１６は、サンプルされた出力信号をＱ−成分のＩＦまたはベースバンドの信号にダウンコンバートするために、位相シフタ１１８によって９０度だけ位相をシフトされた、発振器１２０からの信号を使用する。フィルタ１２４は、高次周波数成分を、Ｑ−信号から取り除く。フィルタされたＩ−信号およびＱ−信号は、それぞれアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ：analog-to-digital converters ）１２６、１２８を通じて、アナログ領域からデジタル領域に変換される。
【０００８】
この復調アプローチには、多くの欠点がある。例えば、この回路は非常に複雑であり、目標出力信号を得るために入力デジタル信号をプリディストーションする際に、ＤＰＤデバイスによる使用のために、Ｉ−およびＱ−  ＩＦまたはベースバンドの信号を生成するための復調部を必要とする。この複雑さは、システムが適正に動作するためには、Ｉ−およびＱ−信号が入力信号と時間的に揃えられる（time aligned ）べきであるという事実によってさらに強調される。Ｉ−およびＱ−信号は、それぞれ個別のミキサ、フィルタ、およびＡＤＣを必要とし、これらのコンポーネントは、送信機システム１００によって必要とされる電力消費およびダイ面積（die area ）を増加させ（add to ）うる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、電力増幅器によって引き起こされる出力信号の歪みを補償するために、入力信号のプリディストーションを適用する目的で、出力信号に関する情報を提供するために、復調技術を使用する従来の閉ループ送信機システムのブロック図を例示する。
【図２】図２は、本発明の典型的な実施形態に従って、典型的な送信機システムの概略ブロック図を例示する。
【図３Ａ】図３Ａは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号を決定する際に用いられうる、ベクトルとして表される複素信号（complex signal ）を含むグラフを例示する。
【図３Ｂ】図３Ｂは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号を決定する際に用いられうる、ベクトルとして表される複素信号を含むグラフを例示する。
【図３Ｃ】図３Ｃは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号を決定する際に用いられうる、ベクトルとして表される複素信号を含むグラフを例示する。
【図４】図４は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システムを例示する。
【図５】図５は、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号を決定する際に用いられうる、ベクトルとして表される複素信号を含むグラフである。
【図６】図６は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システムを例示する。
【図７Ａ】図７Ａは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号を決定する際に用いられうる、ベクトルとして表される複素信号を含むグラフである。
【図７Ｂ】図７Ｂは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号を決定する際に用いられうる、ベクトルとして表される複素信号を含むグラフである。
【図７Ｃ】図７Ｃは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号を決定する際に用いられうる、ベクトルとして表される複素信号を含むグラフである。
【図８】図８は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システムのための典型的なサンプリング・スキームを例示する。
【図９】図９は、本開示の典型的な実施形態に従って、入力信号のプリディストーションのための、決定する振幅および位相の誤差補償信号を決定する典型的な方法のフロー図を例示する。
【図１０】図１０は、入力信号に関する適切な位相および振幅の補償を決定するために、プリディストーション制御機能を実行する典型的な方法のフロー図を例示する。
【図１１Ａ】図１１Ａは、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器、プリディストーション・デバイス、および送信機システムについての、典型的な正規化された（normalized ）出力−入力応答（output-input responses ）のグラフを例示する。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器、プリディストーション・デバイス、および送信機システムについての、典型的な正規化された出力−入力応答のグラフを例示する。
【図１１Ｃ】図１１Ｃは、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器、プリディストーション・デバイス、および送信機システムについての、典型的な正規化された出力−入力応答のグラフを例示する。
【図１２】図１２は、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器の入力、出力、および目標出力についての、典型的な、電力に対するピーク対平均電力比（peak-to-average power ratio versus power ）のグラフを例示する。
【図１３Ａ】図１３Ａは、本発明の別の典型的な実施形態に従って、典型的な歪みのない（undistorted ）、即ち、元の（original ）入力信号と、対応する歪んだ出力信号との時間領域グラフを例示する。
【図１３Ｂ】図１３Ｂは、本発明の別の典型的な実施形態に従って、典型的なプリディストーションされた入力信号と出力信号の時間領域グラフを例示する。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
添付図面に関連して以下に記載される詳細な説明は、本発明の典型的な実施形態の説明として意図され、本発明が実現されうる唯一の実施形態を表すようには意図されない。本明細書の全体にわたって用いられる「典型的（exemplary ）」という用語は、「例、実例、または例示を提供する」を意味し、他の典型的な実施形態に対して必ずしも好ましいまたは有利であるようには解釈されるべきではない。詳細な説明は、本発明の典型的な実施形態の完全な理解を提供することを目的とした特定の詳細を含む。本発明の典型的な実施形態は、これらの特定の詳細なしで実現されうることが当業者に明らかになるであろう。いくつかの事例では、周知の構造およびデバイスが、ここに示される典型的な実施形態の新規性を曖昧にすることを避けるために、ブロック図形式で示される。
【００１１】
図２は、本発明の典型的な実施形態に従って、典型的な送信機システム２００の概略ブロック図を例示する。送信機システム２００は、電力増幅器（ＰＡ）２５０とフォワード経路（forward path ）において動作可能に結合されたデジタル・プリディストーション（ＤＰＤ）デバイス２１０を含む。送信機システム２００のフォワード経路は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２２０およびアップコンバート・ミキサ２３０をさらに含む。送信機システム２００は、ダウンコンバート・ミキサ（down-converting mixer ）２６０、アナログ−デジタル変換器（analog-to-digital converter ）（ＡＤＣ）２７０、およびプロセッサ２８０を含みうるフィードバック経路を含む。このフィードバック経路は、電力スプリッター２５６を通じて出力信号２５５を受信しうる。
【００１２】
ＤＰＤデバイス２１０は、入力信号２０５に対して、振幅対振幅変調（ＡＭＡＭ：amplitude-to-amplitude modulation ）補償２１２および振幅対位相変調（ＡＭＰＭ：amplitude-to-phase modulation ）補償２１４を実行するように構成されうる。入力信号２０５は、ベースバンド信号または中間周波数（ＩＦ）デジタル信号のような複素波形でありうる。以下により詳細に説明されるように、ＤＰＤデバイス２１０は、ＰＡ  ２５０についての目標出力信号を得るために、入力信号２０５を歪ませるか、さもなければ、ＰＡ  ２５０を含む、送信機システム２００の非線形特性による出力信号２５５の歪みを補正または低減する、ように構成される。
【００１３】
ＤＰＤデバイス２１０は、振幅誤差補償信号（amplitude error compensation signal ）２８２および位相誤差補償信号（phase error compensation signal ）２８４に応答して、ＡＭＡＭ補償２１２およびＡＭＰＭ補償２１４を実行することにより、入力信号２０５にプリディストーションを加えるように構成される。この結果、ＤＰＤデバイス２１０は、プリディストーションされたデジタル信号２１５を生成する。入力信号２０５に適用されるプリディストーションは、ＰＡ  ２５０の出力信号２５５（例えば、無線周波数（ＲＦ）出力信号）において、目標信号を得るように構成されうる。例えば、ＡＭＡＭ補償２１２およびＡＭＰＭ補償２１４は、信号（例えば、２３５）がＰＡ  ２５０によって増幅されるときに、出力信号２５５が、望ましくない歪んだ信号ではなく、所望の目標信号になるように、ＰＡ  ２５０から生じる振幅および位相の歪みとはおよそ正反対（opposite ）になりうる。
【００１４】
ＤＡＣ２２０は、ＤＰＤデバイス２１０からのプリディストーションされたデジタル信号２１５を、プリディストーションされたアナログ信号２２５に変換する。アップコンバート・ミキサ２３０は、プリディストーションされたアナログ信号２２５を、ベースバンドまたはＩＦ信号から中間ＲＦ信号２３５にアップコンバートするために、送信機局部発振器（transmitter local oscillator ）（ＴＸ  Ｌ．Ｏ．）２４０を使用する。ＰＡ  ２５０は、出力信号２５５を生成するために、中間ＲＦ信号２３５を増幅する。その後、出力信号２５５は、アンテナ２９０を介して遠隔デバイスに送信されうる。また、出力信号２５５は、電力スプリッター２５６を介して、送信機システム２００のフィードバック経路に供給されうる。
【００１５】
送信機システム２００のフィードバック・ループは、ダウンコンバート・ミキサ２６０、ＡＤＣ  ２７０、およびプロセッサ２８０を含む。ダウンコンバート・ミキサ２６０は、出力信号２５５の周波数をダウンコンバートするために、ＴＸ  Ｌ．Ｏ．２４０によって駆動されて、中間フィードバック・アナログ信号２６５を生成し、それは、ベースバンドまたはＩＦ信号になりうる。ＡＤＣ  ２７０は、デジタル・フィードバック信号２７５を生成するために、中間フィードバック・アナログ信号２６５を変換する。
【００１６】
プロセッサ２８０は、入力信号２０５およびデジタル・フィードバック信号２７５を受信する。プロセッサ２８０は、プリディストーション制御機能を実行するように構成される。具体的には、プリディストーション制御機能は、受信された入力信号２０５とデジタル・フィードバック信号２７５に応答して、適切な位相および振幅の補償を決定する。プリディストーション制御機能ついてのさらなる詳細は、図３Ａ−図３Ｃを参照して説明されうる。プリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ２８０は、振幅誤差補償信号２８２および位相誤差補償信号２８４を生成し、これらの信号２８２、２８４は、ＡＭＡＭ補償２１２およびＡＭＰＭ補償２１４を実行することによってプリディストーションを調整するために、ＤＰＤデバイス２１０へ送信される。
【００１７】
デジタル・フィードバック信号２７５は、プロセッサ２８０によって生成される制御トリガー信号２８６により決定されるサンプルレートで、出力信号２５５をサンプリングすることによって生成される。例えば、制御トリガー信号２８６は、所望の予め定められたサンプルレートで、ある特定のイベントの発生において、またはこれらの任意の組み合わせにおいて、フィードバック経路におけるコンポーネント（即ち、ＡＤＣ  ２７０、ダウンコンバート・ミキサ２６０）をトリガーする。制御トリガー信号２８６および考えられる（contemplated ）サンプリング・スキームの例は、図８に関連して説明される。
【００１８】
送信機システム２００のコンポーネントおよび機能は、特定の順序において構成および実行されるように例示および説明されてきたが、そのような構成は、典型的な実施形態として意図されることに留意されたい。例えば、ＤＡＣ  ２２０は、フォワード経路の異なるコンポーネントの間に位置しうる。この結果、入力信号２０５に対して、ＤＰＤデバイス２１０によって実行される補償（即ち、プリディストーション）の少なくとも一部は、デジタル領域とは対照的に、アナログ領域において実行されうる。加えて、信号をＲＦ信号にアップコンバートするための方法は、アナログ領域とは対照的に、デジタル領域において実行されうる。したがって、ＤＡＣ  ２２０は、フォワード経路に沿った様々な位置に位置しうる。同様に、ＡＤＣ  ２７０も、フィードバック経路の異なる位置に位置しうる（例えば、電力スプリッター２５６とダウンコンバート・ミキサ２６０との間に動作可能に結合される）。
【００１９】
また、他のコンポーネントの位置およびコンポーネントによって実行される機能の順序のその他のバリエーションも考えられうる。上記の例では、ＡＭＡＭ補償２１２は、ＡＭＰＭ補償２１４よりも前に実行されるように示されている。その状況では、ＡＭＡＭ補償２１２が実行された後、補償のために残っている主要な（dominant ）歪みは位相歪みであり、これは、ＡＭＰＭ補償２１４によって補償されうる。その後、ＡＭＰＭ補償２１４は、所望の目標出力信号および出力信号２５５についての結果として生じるベクトルが揃えられ（aligned ）うるように、位相歪みを補償するために適用されうる。ＡＭＡＭ補償２１２は、ＡＭＰＭ補償２１４よりも前に実行されるように示されているが、ＡＭＰＭ補償２１４は、代替の典型的な実施形態において、ＡＭＡＭ補償２１２よりも前に実行されうる。加えて、実際の補償機能の順序（order ）は、プロセッサ２８０が補償のために必要な値を決定する順序とは独立しうる（例えば、図３Ａ−図３Ｃを参照）。例えば、プロセッサ２８０は、振幅補償値よりも前に、位相補償値を決定することができ、ＤＰＤデバイス２１０は、ＡＭＰＭ補償２１４よりも前に、入力信号２０５のＡＭＡＭ補償２１２を実行することができうる。
【００２０】
言い換えれば、入力信号２０５およびデジタル・フィードバック信号２７５に基づいて、プロセッサ２８０は、振幅誤差補償信号２８２および位相誤差補償信号２８４を、これらの信号がＰＡ  ２５０の実際のパフォーマンスをより良く反映する（reflect ）（例えば、歪みをオフセットするまたは低減させる）ように修正する。その後、プロセッサ２８０は、振幅誤差補償信号２８２および位相誤差補償信号２８４をＤＰＤデバイス２１０に送り、それは、送信機システム２００についての目標の、または指定の出力信号２５５を得るために、応答的に（responsively ）入力信号２０５をプリディストーションする。この処理は、所望または指定に応じて、再び繰り返されうる。任意の上述された動作は、適応増幅器モデル（adapted amplifier model ）が増幅器２８０の実際のパフォーマンスを実質的に反映することを確実にするための適切な妥当性チェックを有しうる。
【００２１】
要するに、送信機システム２００は、ＰＡ  ２５０によって生成される出力信号２５５が、歪んだ信号ではなく、所望の目標信号になるように、入力信号２０５に対して振幅および位相の補償（即ち、プリディストーション）を提供するように構成される。入力信号２０５のこうようなプリディストーションは、ＰＡ  ２５０がより効率的になり、ＰＡ  ２５０の飽和領域のより近くで動作することを可能にしうる。振幅および位相の補償は、入力信号２０５と、出力信号２５５の位相および振幅の情報との比較に基づいて決定されることができ、この位相および振幅の情報は、フィードバック経路の単一経路によりプロセッサ２８０に送信される。送信機システム２００は、図１に示された従来の送信機システムに対して、例えば、送信機２００がより複雑でない、より少ないコンポーネントを使用する、より小さいダイ面積でインプリメント（implemented ）される、より少ない電力を消費するなどの利点を有することができ、あるいはここにリストされていない他の利点を示す。
【００２２】
図３Ａ−図３Ｃは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号（例えば、図２の２８２、２８４）を決定する際に用いられうる、ベクトル３１０、３２０として表される複素信号を含むグラフ３００、３００´ 、３００´´ を例示する。言い換えれば、図３Ａ−図３Ｃは、電力増幅器からの所望の出力信号を生成するために、入力信号をプリディストーションするための所望の補償を決定する典型的な方法を例示する。
【００２３】
図３Ａ−図３Ｃは、受信された入力信号２０５およびデジタル・フィードバック信号２７５に応答して、位相および振幅の補償に関する適切な値を決定する（例えば、推定する、計算する等）ためのプリディストーション制御機能の一部としてプロセッサ（例えば、図２の２８０）内で実行されうる典型的な動作のグラフィカルな（graphical ）例示であることに留意されたい。したがって、図３Ａ−図３Ｃにより表される典型的なプリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ２８０は、振幅誤差補償信号２８２および位相誤差補償信号２８４を生成し、これらの信号２８２、２８４は、ＡＭＡＭ補償２１２およびＡＭＰＭ補償２１４を実行することによってプリディストーションを調整するために、ＤＰＤデバイス２１０に送信される。
【００２４】
グラフ３００、３００´ 、３００´´ の水平軸は、複素信号の実数成分（real components ）を表し、垂直軸は、複素信号の虚数成分（imaginary components ）を表す。図３Ａ−図３Ｃの各々は、目標リファレンス・ベクトル３１０および出力ベクトル３２０を例示する。各ベクトル３１０、３２０は、ある瞬間（an instant in time ）での複素信号の絶対値（magnitude ）（即ち、ベクトルの長さ）および位相（即ち、ベクトルと正の実軸（positive real axis ）との間の角度）によって表されうる。円ＶＴＡＲＧＥＴ は、所与の複素ペア（complex pair ）で目標リファレンス・ベクトル３１０の振幅を表す。円ＶＯＵＴ は、所与の複素ペアで出力ベクトル３２０の振幅を表す。
【００２５】
例として、目標リファレンス・ベクトル３１０は、入力信号（例えば、図２の２０５）であることができ、出力ベクトルは、実質的に同じ瞬間に、プロセッサ（例えば、図２の２８０）によって受信される対応するデジタル・フィードバック信号（例えば、図２の２７５）であることができる。具体的には、図３Ａは、出力ベクトル３２０が振幅誤差と位相誤差の両方を示すことを例示しているグラフ３００を例示し、これらの誤差は、電力増幅器における歪みによって引き起こされうる。振幅誤差は、ＶＴＡＲＧＥＴ とＶＯＵＴ との間の長さの差３３０と見なすことができる。位相誤差は、出力ベクトル３２０と目標リファレンス・ベクトル３１０との間の位相の差３４０によって表される。
【００２６】
プロセッサは、２つのベクトル３１０、３２０の振幅（amplitudes ）および位相（phases ）を比較することによって、所望の位相補償値を決定しうる。例えば、ベクトル３１０、３１０は、それぞれ、ベクトル３１０、３２０の実数成分３１５、３２５を決定するために、実軸（ＲＥＡＬ axis ）に投影されうる。実数成分３１５と３２５の間の差は、線３３５によって示される。振幅または位相の誤差が存在しない場合、２つのベクトル３１０、３２０は互いに対して投影されるので、差３３５はゼロになりうる（図３Ｃ）。差３３５が存在するという事実は、位相誤差または振幅誤差のうちの少なくとも１つが存在するということを示す。
【００２７】
図３Ｂは、位相誤差および振幅誤差についての所望の補償を決定するための典型的な分析におけるより後の段階でのプロセッサ内のベクトル３１０、３２０の状態（status ）を例示するグラフ３００´ である。例えば、プロセッサは、実数成分３１５と３２５との間の差３３５が最小値に達するまで、出力ベクトル３２０に関する位相を変化させる機能を実行しうる。出力ベクトル３２０が前後に動かされるにつれて、差３３５についての最小値が達せられた場合、２つのベクトル３１０、３２０は同相になりうる（即ち、同じ角度３０１を有する）。位相補償は、達するべき（to reach ）出力ベクトル３１０に適用される。
【００２８】
差３３５を最小化する第２のベクトル３２１が存在しうるが、この第２のベクトル３２１は、目標リファレンス・ベクトル３２０と同相にないことに留意されたい。第２のベクトル３２１は、目標リファレンス・ベクトル３１０の反対符号（即ち、この例では負（negative ））の位相を有する。この位相の不確定性（ambiguity ）を補正するためには、複数の異なる時間のインスタンス（instances ）において、入力信号および出力信号の複数のサンプルを取得することが望ましくありうる。位相の不確定性は、複数のサンプルにより、正しい位相補償値に収束することによって解決されうる。位相補償値は、対応する位相補償に基づいて振幅補償を決定するためなどに、将来利用するためにルックアップテーブルに格納されうる。図３Ｃに示されるように、２つのベクトル７１０、７２０の振幅および位相の両方が存在する場合には、ベクトル７１０、７２０は、実質的に同一である。プリディストーション動作の間、振幅および位相の補償値に関連する情報は、プロセッサ（例えば、図２の２８０）からＤＰＤデバイス（例えば、図２の２１０）へ送信されることができ、ＤＰＤデバイス２１０は、それに応答して、入力信号２０５に対してＡＭＡＭ補償２１２およびＡＭＰＭ補償２１４を適用することができる。
【００２９】
図４は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システム４００を例示する。送信機システム４００は、フォワード経路とフィードバック経路を含む。フォワード経路では、送信機システム４００は、ＤＰＤデバイス４１０、ＤＡＣ  ４２０、アップコンバート・ミキサ４３０、およびＰＡ  ４５０を含み、これらは、図２によって例示される同様のコンポーネントに関して前述されたように構成されうる。同様に命名および番号付けされた信号もまた、同様に構成されうる。フィードバック経路では、送信機システム４００は、ダウンコンバート・ミキサ４６０、ＡＤＣ  ４７０、およびプロセッサ４８０を含む。ＴＸ  Ｌ．Ｏ．４４０は、アップコンバート・ミキサ４３０とダウンコンバート・ミキサ４６０との間に動作可能に結合される。ＴＸ  Ｌ．Ｏ．４４０は、ダウンコンバート・ミキサ４６０のためにＩ−およびＱ−信号を生成するように構成される。フィードバック経路は、ダウンコンバート・ミキサ４６０とＴＸ  Ｌ．Ｏ．４４０との間に動作可能に結合されるスイッチ４４４をさらに含む。
【００３０】
スイッチ制御信号４８８は、Ｉ−およびＱ−信号が、中間フィードバック・アナログ信号４６５を生成するためにダウンコンバート・ミキサ４６０によって交互に（alternatingly ）受信されるように、Ｉ−およびＱ−信号の間を交番する（alternate ）ことをスイッチ４４４に可能にするために、プロセッサ４８０によって生成されうる。Ｉ−およびＱ−信号の間で切り替える（switching ）ことは、Ｉ−およびＱ−信号がフィードバック経路の共有経路上でプロセッサ４８０に送信される際に、フィードバック経路において必要とされるＡＤＣの数を低減させうる。ＴＸ  Ｌ．Ｏ．４４０からのＩ−およびＱ−信号の間で切り替えることは、プロセッサ４８０に、入力信号４０５をプリディストーションするための位相補償値を決定するときに、位相の不確定性をさらに解決することを可能にしうる。
【００３１】
入力信号４０５と、出力信号４５５についてのフィードバック経路上のＩ−およびＱ−信号とに基づいて、プロセッサ４８０は、振幅誤差補償信号４８２および位相誤差補償信号４８４を、これらの信号４８２、４８４が、ＰＡ  ４５０の実際のパフォーマンスをより良く反映する（例えば、歪みをオフセットするまたは低減させる）ように修正する。その後、プロセッサ４８０は、振幅誤差補償信号４８２および位相誤差補償信号４８４をＤＰＤデバイス４１０に送り、それは、送信機システム４００についての目標の、または指定の出力信号４５５を得るために、入力信号４０５を応答的にプリディストーションする。この処理は、所望または指定に応じて、再び繰り返されうる。任意の上述された動作は、適応増幅器モデルが増幅器４８０の実際のパフォーマンスを実質的に反映することを確実にするための適切な妥当性チェックを有しうる。
【００３２】
図５は、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号（例えば、図４の４８２、４８４）を決定する際に用いられうる、ベクトル５１０、５２０として表される複素信号を含むグラフ５００である。前述されたように、比較的素早く連続して（in relatively quick succession ）、Ｉ−信号とＱ−信号との間で切り替えることは、出力ベクトル５２０が、組み合わされたＩ−およびＱ−信号から構成されることを可能にしうる。加えて、個別のＱ−信号を有することは、プロセッサに、Ｑ−成分５２５を使用して、位相誤差の符号を決定し、そして、ベクトル５２０またはベクトル５２１の位相を有するポテンシャル解（potential solutions ）の間の位相の不確定性を解決することを可能にしうる。
【００３３】
図５は、受信された入力信号４０５とＩ−およびＱ−信号とに応答して、適切な位相および振幅の補償を決定する（例えば、推定する、計算する等）ためのプリディストーション制御機能の一部としてプロセッサ（例えば、図４の４８０）内で実行されうる典型的な動作のグラフィカルな例示であることに留意されたい。したがって、図５により表される典型的なプリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ４８０は、振幅誤差補償信号４８２および位相誤差補償信号４８４を生成し、これらの信号４８２、４８４は、ＡＭＡＭ補償４１２およびＡＭＰＭ補償４１４を実行することによってプリディストーションを調整するために、ＤＰＤデバイス４１０に送信される。
【００３４】
図６は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システム６００を例示する。フォワード経路では、送信機システム６００は、ＤＰＤデバイス６１０、ＤＡＣ  ６２０、アップコンバート・ミキサ６３０、およびＰＡ  ６５０を含み、これらは、図２によって例示される同様のコンポーネントに関して前述されたように構成されうる。同様に命名および番号付けされた信号もまた、同様に構成されうる。フィードバック経路では、送信機システム６００は、ダウンコンバート・ミキサ６６０、ＡＤＣ  ６７０、およびプロセッサ６８０を含む。送信機システム６００は、ＡＤＣ  ６９６によってピーク・デジタル信号６９７に変換されるピーク・アナログ信号６９５を生成するように構成されたピーク検出器６９４および整流回路６９２を含む追加のフィードバック経路をさらに含む。ピーク・デジタル信号６９７は、プロセッサ６８０によって受信される。ＡＤＣ  ６９６は、ＡＭＡＭ歪み特性において、追加のサンプル点（sample points ）を加えるために、プロセッサ６８０へのローカライズされたピーク情報（localized peak information ）を提供するための低データレート・フィードバック用の低データレートＡＤＣでありうる。言い換えれば、ＡＤＣ  ６９６は、ＡＤＣ  ６７０よりも比較的低いデータレートで動作しうる。
【００３５】
整流回路６９２は、位相情報なしで、出力信号６５５をベースバンド信号に変換するように構成されるダイオード回路またはスクエアリング回路（squaring circuit ）を備えうる。したがって、追加のフィードバック経路は、位相情報ではなく、出力信号６５５に関する振幅情報を生成するように構成される。
【００３６】
ピーク検出器６９４は、出力信号６５５のローカライズされたピークを検出するように構成され、このローカライズされたピークは、振幅および位相の誤差補償の決定のために、プロセッサ６８０に送信され、この情報は、振幅誤差補償信号６８２および位相誤差補償信号６８４を通じてＤＰＤデバイス６１０に送信されうる。
【００３７】
制御トリガー信号６８６は、ダウンコンバート・ミキサ６６０、ＡＤＣ  ６７０のサンプリングを制御し、また、ローカライズされたピークを識別するために、ピーク検出器６９４に関する開始時間と停止時間を制御することによって、ピーク検出器６９４に関するサンプリング・ウィンドウを決定する。一旦、入力信号６０５のローカライズされた目標ピークが識別されると、プロセッサ６８０は、出力信号６５５に適用するためのローカライズされたサンプリング・ウィンドウを決定し、それは増幅された、ローカライズされた目標ピークを含むであろう。ローカライズされたサンプリング・ウィンドウは、サンプリング・ウィンドウ制約に基づくことができ、例えば、グループ遅延と関連づけられる伝搬遅延を含む。したがって、プロセッサ６８０は、プロセッサ６８０による入力信号６０５についてのローカライズされた目標ピークの検出から、増幅された、ローカライズされたピークが、出力信号６５５において出現する（appearing ）までの間の遅延を決定する。この決定された伝搬遅延に基づいて、プロセッサ６８０は、ローカライズされたサンプリング・ウィンドウのタイミングをピーク検出器６９４にシグナリングする制御トリガー信号６８６を生成する。
【００３８】
言い換えれば、制御トリガー信号６８６に応答して、プロセッサ６８０は、ローカライズされたサンプリング・ウィンドウ上のｎ個のサンプルのシーケンスに関して、ピーク検出器６９４によって示されるように、ＰＡ  ６５０の出力信号６５５のピーク電力または電圧を測定または推定する。
【００３９】
入力信号６０５、デジタル・フィードバック信号６７５、およびピーク・デジタル信号６９７に基づいて、プロセッサ６８０は、振幅誤差補償信号６８２および位相誤差補償信号６８４を、これらの信号６２８、６８４が、ＰＡ  ６５０の実際のパフォーマンスをより良く反映する（例えば、歪みをオフセットするまたは低減させる）ように修正する。その後、プロセッサ６８０は、振幅誤差補償信号６８２および位相誤差補償信号６８４をＤＰＤデバイス６１０に送り、これは、送信機システム２００についての目標の、または指定の出力ＲＦ信号を得るために、入力信号６０５を応答的にプリディストーションする。この処理は、所望または指定に応じて、再び繰り返されうる。任意の上述された動作は、適応増幅器モデルが増幅器の実際のパフォーマンスを実質的に反映することを確実にするための適切な妥当性チェックを有しうる。
【００４０】
図７Ａ−図７Ｃは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号（例えば、図６の６８２、６８４）を決定する際に用いられうる、ベクトル７１０、７２０として表される複素信号を含むグラフ７００、７００´ 、７００´´ である。言い換えれば、図７Ａ−図７Ｃは、電力増幅器からの所望の出力信号を生成するために、入力信号をプリディストーションするための所望の補償を決定するための典型的な方法を例示する。
【００４１】
図７Ａ−図７Ｃは、受信された入力信号６０５、デジタル・フィードバック信号６７５、およびピーク・デジタル信号６９７に応答して、適切な位相および振幅の補償値を決定する（例えば、推定する、計算する等）ためのプリディストーション制御機能の一部としてプロセッサ内で実行されうる典型的な動作のグラフィカルな例示であることに留意されたい。したがって、図７Ａ−図７Ｃにより表される典型的なプリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ６８０は、振幅誤差補償信号６８２、位相誤差補償信号６８４を生成し、これらの信号６８２、６８４は、ＡＭＡＭ補償６１２およびＡＭＰＭ補償６１４を実行することによって入力信号６０５のプリディストーションを調整するために、ＤＰＤデバイス６１０に送信される。
【００４２】
グラフ７００、７００´ 、７００´´ の水平軸は、複素信号の実数成分を表し、垂直軸は、複素信号の虚数成分を表す。図７Ａ−図７Ｃの各々は、目標リファレンス・ベクトル７１０および出力ベクトル７２０を例示する。各ベクトル７１０、７２０は、ある瞬間での複素信号の絶対値（即ち、ベクトルの長さ）および位相（即ち、ベクトルと正の実軸との間の角度）によって表されうる。円ＶＴＡＲＧＥＴ は、所与の複素ペアで目標リファレンス・ベクトル７１０の振幅を表す。円ＶＯＵＴ は、所与の複素ペアで出力ベクトル７２０の振幅を表す。
【００４３】
例として、目標リファレンス・ベクトル７１０は、入力信号（例えば、図６の６０５）であることができ、出力ベクトルは、実質的に同じ瞬間に、プロセッサ（例えば、図６の６８０）によって受信される、対応するデジタル・フィードバック信号（例えば、図６の６７５）であることができる。具体的には、図７Ａは、出力ベクトル７２０が振幅誤差と位相誤差の両方を示すことを例示しているグラフ７００を例示し、これら誤差は、電力増幅器における歪みによって引き起こされうる。ピーク・デジタル信号（例えば、図６の６９７）は、領域７３０を決定するために、プロセッサによって使用されることができ、それは、出力ベクトル７２０と目標リファレンス・ベクトル７１０との間の振幅における差を表す。
【００４４】
図７Ｂは、位相誤差および振幅誤差についての所望の補償を決定するための典型的な分析におけるより後の段階でのプロセッサ内のベクトル７１０、７２０の状態を例示するグラフ３００´ である。例えば、プロセッサは、出力信号のピーク値に応答して、出力ベクトル７２０についての振幅補償を決定する機能を実行しうる。その後、位相補償値は、実数成分３１５と３２５との間の差３３５が最小値に達する際の最小値をもたらす位相補償値を決定することによって決定されうる。例えば、プロセッサは、振幅および位相が補正されて、実数成分３１５と３２５との間の差３３５が最小値に達するまで、出力ベクトル３２０に関する位相を変化させる機能を実行しうる。図７Ｃに示されるように、２つのベクトル７１０、７２０の振幅および位相の両方が存在する場合には、ベクトル７１０、７２０は実質的に同一である。プリディストーション動作の間、振幅および位相の補償値に関連する情報は、プロセッサ（例えば、図６の６８０）からＤＰＤデバイス（例えば、図６の６１０）へ送信されることができ、ＤＰＤデバイス６１０は、それに応答して、入力信号６０５に対してＡＭＡＭ補償６１２およびＡＭＰＭ補償６１４を適用することができる。
【００４５】
図８は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システムのための典型的なサンプリング・スキーム８００を例示する。サンプリング・スキーム８００は、フィードバック経路のコンポーネントを使用可能にする制御トリガー信号の基礎（basis ）となりうる。例えば、プロセッサは、所望の予め定められたサンプルレートで、ある特定のイベントの発生において、他のサンプリング・スキームで、あるいはこれらの任意の組み合わせで、フィードバック信号（例えば、デジタル・フィードバック信号、Ｉ−およびＱ−信号、ピーク・デジタル信号等）をサンプルするように構成されうる。
【００４６】
図８によって例示されるように、プロセッサは、ある特定のイベントの発生においてフィードバック信号をサンプルしうる。例えば、プロセッサは、入力信号８０５を受信しうる。入力信号８０５が、目標振幅に達するとき（即ち、時間ｔｎ 、ｔｎ＋１ 、…ｔｎ＋７ において）、プロセッサは、（例えば、制御トリガー信号を使用可能にすることを通じて、）対応する瞬間についてのフィードバック信号と入力信号８０５との両方をサンプルするように構成されうる。言い換えれば、プロセッサは、このような既知のイベントが発生する時間のインスタンスおいて入力信号と出力信号を比較したときの振幅および位相の誤差に基づいて、振幅および位相の補償信号を生成することに集中するために、ある特定の既知のイベントにおいて入力信号８０５およびフィードバック経路を通じた出力信号をサンプルするために待つように構成されうる。
【００４７】
他のイベントは、入力信号８０５が目標位相に達した場合（例えば、４５度の角度毎に、入力信号８０５が実軸と交差（crosses ）するときなど）を含みうる。別のサンプリング・スキームは、所望のクロックレートに従ってサンプリングすることを含みうる。他のサンプリング・スキームもまた、考えられうる。
【００４８】
図９は、本開示の典型的な実施形態に従って、入力信号のプリディストーションのために、決定する振幅および位相の誤差補償信号を決定する典型的な方法のフロー図９００を例示する。この方法は、増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信すること９１０を備える。この方法は、フィードバック経路の単一経路を通じて、増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信すること９２０をさらに備える。この方法は、出力信号および入力信号の位相および振幅の情報に基づく、増幅器の入力−出力（input-output ）信号特性に基づいて、入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成すること９３０をさらに備える。この方法は、位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号に応答して、入力信号をプリディストーションすること９４０をさらに備える。
【００４９】
図１０は、入力信号に対する適切な位相および振幅の補償を決定するためのプリディストーション制御機能を実行する典型的な方法のフロー図１０００を例示する。この方法は、２つのベクトルの実数成分を決定すること１０１０を含む。２つのベクトルは、送信機システムの出力信号と入力信号であることができ、これら出力信号と入力信号は、複素波形である。出力信号は、送信機システムのフィードバック経路の単一経路から受信されうる位相および振幅の情報を含む。この方法は、これらベクトルの実数成分の間の距離値を最小化すること１０２０をさらに含む。距離値を最小化すること１０２０は、実数成分の間の最小値が決定される（例えば、推定される）まで、出力ベクトルの位相を変更する（altering ）ことを含みうる。この最小値を取得するために必要とされる位相補償は、送信機システムへの入力信号をプリディストーションするために、ＤＰＤデバイスに送信される位相補償値でありうる。この位相補償値から、振幅補償値がまた決定されて（例えば、推定される）、送信機システムへの入力信号をプリディストーションするためにＤＰＤデバイスに送信されうる。
【００５０】
図１１Ａ−Ｃは、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器、プリディストーション・デバイス、および送信機システムについての、典型的な正規化された出力−入力応答のグラフを例示する。グラフの垂直軸は、正規化された出力電圧を示し、ここで、値１．０は、電力増幅器の目標の、または指定の最大瞬間出力電圧を示す。グラフの水平軸は、正規化された入力電圧を示し、ここで、値１．０は、電力増幅器の目標の、または指定の最大瞬間出力電圧に対応する入力電圧を示す。上方のグラフ（図１１Ａ）は、電力増幅器１０６の平均出力電力が中程度な（moderate ）レベルに設定される典型的な応答である。中央のグラフ（図１１Ｂ）は、平均出力電力が比較的低いレベルに設定される典型的な応答である。下方のグラフ（図１１Ｃ）は、平均出力電力が比較的高いレベルに設定される典型的な応答である。
【００５１】
これらの例において、グラフ上の実線は、（例えば、図２、図４、図６の）送信機システムについての目標の、または指定の正規化された出力−入力応答を示す。グラフが例示するように、目標応答は、上方および中央のグラフによって示されるように、主に線形応答になりうる。しかしながら、目標応答は、実質的に線形である必要がない（例えば、図１１Ｃ）ことが理解されるべきである。例えば、クリッピング（clipping ）が起こりうる。グラフの点線は、電力増幅器についての正規化された入力−出力信号応答を示す。グラフの破線は、プリディストーション・デバイスの正規化された入力−出力信号応答を示す。これらのグラフが例示するように、所与の正規化された入力レベルについて、プリディストーション・デバイスおよび電力増幅器の正規化された入力−出力応答は、目標応答を挟んで向き合うように（opposite sides of the target response ）位置される。このように、電力増幅器の入力−出力応答と組み合わされたプリディストーション・デバイスの入力−出力応答は、実質的に送信機システムについての入力−出力目標応答を生成する（produce ）であろう。
【００５２】
図１２は、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器の入力、出力、および目標出力についての、典型的な、電力に対するピーク対平均電力比（peak-to-average power ratio versus power ）のグラフを例示する。垂直軸は、対応する信号について、ｄＢでピーク対ＲＭＳ比を表し、水平軸は、対応する信号について、ｄＢｍで平均出力電力レベルを表す。点線は、電力増幅器の補正された出力信号のピーク対平均電力比と平均出力電力との間の関係を表す。破線は、電力増幅器の入力信号のピーク対平均電力比と平均出力電力との間の関係を表す。また、実線は、電力増幅器の理想的な、または目標の出力信号についてのピーク対平均電力比と電力との間の関係を表す。
【００５３】
グラフが例示するように、電力増幅器の補償された出力信号のピーク対平均電力比の値は、入力信号が飽和電力レベルに達する（hits ）まで、理想値を追跡（tracks ）し、その後、１７ｄＢｍよりも上の電力レベルでは徐々に低減する。これは、最大信号レベルを制限する電力増幅器の飽和特性によるものである。電力増幅器の圧縮効果（compression effects ）を補償するために、プリディストーション・デバイスは、ピーク対平均電力比を増大させるために、入力信号をプリディストーションすることによって信号頂点拡張（signal crest enhancement ）を実行しうる。これは、電力増幅器への入力信号のピーク対ＲＭＳ比における上昇によって、グラフにおいて（破線から）見ることができる。この補償の全体的な効果は、電力増幅器のピーク対平均電力比（点線）の実質的に平坦な応答によって例示されるように、送信機システムの動作範囲上で、実質的にピーク対平均比を一定に実質的に維持することであり、これは低い、および中程度の電力範囲上で目標と一致（coincident ）する。
【００５４】
図１３Ａは、本発明の別の典型的な実施形態に従って、典型的な歪みのない、即ち、元の入力信号と、対応する歪んだ出力信号との時間領域グラフを例示する。垂直軸は、信号の振幅を表し、水平軸は、時間を表す。グラフが例示するように、破線で示される元の入力信号は、示されるように圧縮されたピークを有さないことがある。しかしながら、実線で示される出力信号は、その飽和領域の近くで動作された場合の電力増幅器の非線形特性により、圧縮されたピークを有しうる。
【００５５】
図１３Ｂは、本発明の別の典型的な実施形態に従って、典型的なプリディストーションされた入力信号と出力信号の時間領域グラフを例示する。この場合もまた、垂直軸は、信号の振幅を表し、水平軸は、時間を表す。グラフが例示するように、実線で示される入力信号は、示されるようにそのピークを拡張するために、プリディストーション・デバイスによってプリディストーションされている。この結果、破線で示される出力信号は、もはや圧縮されたピークを有さない。したがって、ここに説明された増幅器モデリング（amplifier modeling ）およびプリディストーション技術は、本グラフで示される一つのような目標出力信号を得るために使用されうる。
【００５６】
一般に、増幅器モデルを開発して、この増幅器モデルに基づいて入力信号をプリディストーションする目的で、電力増幅器出力の情報を提供するレートに関しては、それは、前述した典型的な実施形態に従って、任意のレートで行われることができる。例えば、レートは、ＲＦ出力信号の変調レートであることができ、これは、２００ＧＨｚまでもの高さになりうる。代替的に、レートは、（例えば、変調帯域幅での）エンベロープ（envelope ）レートでありうる。代替的に、レートは、電力制御レートであることができ、これは、変調レートおよびスケジューラに依存することができる。代替的に、レートは、温度、電源電圧Ｖｃｃ、および信号の周波数などの、動作環境パラメータにおける変化に基づきうるモデル発展（model evolution ）レートであることができる。モデル発展レートは、必要に応じて更新されることができ、電力制御レートと同じ速さ、あるいはより速くなりうる。
【００５７】
上述された典型的な送信機システムの要素および動作は、デジタル領域、アナログ領域、またはデジタル領域とアナログ領域の組み合わせでインプリメントされることができ、信号に対する「アナログ」または「デジタル」であるとの特定の参照は、それについての限定ではなく、例であると考慮されるように意図されることが理解されるべきである。このシステムは、上述されたような、その意図された機能を実行するために、専用ハードウェア、プログラマブル・ハードウェア、１つまたは複数のソフトウェアモジュールの制御下で動作するプロセッサ、またはそれらの任意の組み合わせをさらに使用しうる。
【００５８】
当業者は、情報および信号が、さまざまな異なる技術および技法のうちの何れかを使用して表されうることを理解するであろう。例えば、上記説明の全体にわたって参照されうるデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場または磁性粒子、光場または光粒子、あるいはこれらの任意の組み合わせによって表されうる。
【００５９】
当業者は、ここに開示された実施形態に関連して説明されたさまざまな例示的な論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップが、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、あるいは両方の組み合わせとしてインプリメントされうることをさらに理解するであろう。ハードウェアおよびソフトウェアのこの互換性を明確に例示するために、さまざまな例示的なコンポーネント、ブロック、モジュール、回路、およびステップが、一般的にそれらの機能の観点から、上記に説明された。このような機能が、ハードウェアとしてインプリメントされるか、あるいはソフトウェアとしてインプリメントされるかは、特定のアプリケーションおよびシステム全体に課せられる設計制約に依存する。当業者は、各特定のアプリケーションに関して、多様な方法で、説明された機能をインプリメントすることができるが、このようなインプリメンテーションの決定は、本発明の典型的な実施形態の範囲から逸脱を引き起こしていると解釈されるべきでない。
【００６０】
ここに開示された実施形態に関連して説明されたさまざまな例示的な、論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プグラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリート・ゲートまたはトランジスタ・ロジック、ディスクリート・ハードウェア・コンポーネント、あるいはここに説明された機能を実行するように設計されたこれらの任意の組み合わせで、インプリメントまたは実行されうる。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサでありうるが、代わりに、このプロセッサは、任意の従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、またはステートマシン（state machine ）でありうる。プロセッサはまた、例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと連携した１つまたは複数のマイクロプロセッサ、あるいはその他任意のこのような構成である計算デバイスの組み合わせとしてインプリメントされうる。
【００６１】
ここで開示された実施形態に関連して説明された方法またはアルゴリズムのステップは、直接ハードウェアにおいて、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールにおいて、あるいは２つの組み合わせにおいて、具現化（embodied ）されうる。ソフトウェアモジュールは、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、フラッシュメモリ、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、電気的プログラマブルＲＯＭ（ＥＰＲＯＭ）、電気的消去可能プログラマブルＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）、レジスタ、ハードディスク、リムーバルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、あるいは当該技術分野において周知であるその他任意の形状の記憶媒体において存在しうる。典型的な記憶媒体は、プロセッサがこの記憶媒体から情報を読み取り、またこの記憶媒体に情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合される。代替において、記憶媒体は、プロセッサと一体化されうる。プロセッサおよび記憶媒体は、ＡＳＩＣ内に存在しうる。ＡＳＩＣは、ユーザ端末内に存在しうる。代替において、プロセッサおよび記憶媒体は、ユーザ端末内のディスクリート・コンポーネントとして存在しうる。
【００６２】
１つまたは複数の典型的な実施形態では、説明された機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、あるいはこれらの任意の組み合わせでインプリメントされうる。ソフトウェアでインプリメントされる場合、これらの機能は、コンピュータ読取可能媒体上で、１つまたは複数の命令またはコードとして送信または記憶されうる。コンピュータ読取可能媒体は、１つの場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする任意の媒体を含む通信媒体と、コンピュータ記憶媒体との両方を含む。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされうる任意の利用可能な媒体でありうる。限定ではなく例として、このようなコンピュータ読取可能媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記憶デバイス、あるいは、データ構造または命令の形式で所望のプログラムコードを記憶または搬送するために使用可能であり、かつコンピュータによってアクセスされうるその他任意の媒体を備えうる。また、任意の接続は、コンピュータ可読媒体と厳密には称されうる。例えば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または赤外線、電波、およびマイクロ波のような無線技術を使用して、ウェブサイト、サーバ、または他の遠隔ソースから送信される場合には、この同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または赤外線、電波、およびマイクロ波のような無線技術は、媒体の定義に含まれる。ここで使用される場合、ディスク（disk ）およびディスク（disc ）は、コンパクトディスク（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）、光ディスク、デジタル多目的ディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク、およびブルーレイ（登録商標）ディスクを含み、ここでディスク（disks ）は、通常磁気的にデータを再生し、一方ディスク（discs ）は、レーザーを用いて光学的にデータを再生する。上記の組み合わせもまた、コンピュータ読取可能媒体の範囲内に含まれるべきである。
【００６３】
開示された典型的な実施形態の上記説明は、いかなる当業者であっても、本発明の製造または使用を可能にするように提供される。これら典型的な実施形態への様々な修正は、当業者にとって容易に明らかであり、ここに定義された一般的な原理は、本発明の精神または範囲から逸脱することなく、他の実施形態にも適用されうる。したがって、本発明は、ここに示された実施形態に限定されるようには意図されず、ここに開示される原理および新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えられることとなる。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１１Ｃ】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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