(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコンデンサ（Ｃ１）を充電しかつ放電させる第１の抵抗（Ｒ１）を用いて三角波を発生し発生した三角波の電圧と電源の出力電圧とを比較することによって生成されるスイッチング信号の周波数を拡散させる周波数拡散回路であって、
第２のコンデンサ（Ｃ３）を介して前記第１の抵抗（Ｒ１）に電流を供給する出力端子を有し、
前記第２のコンデンサ（Ｃ３）への充電経路と前記第２のコンデンサ（Ｃ３）の放電経路とが別個に設けられ、
前記充電経路は発振部である演算増幅器の出力と前記第２のコンデンサ（Ｃ３）との間の経路であり、当該経路に第２の抵抗（Ｒ３）が設けられ、前記放電経路は前記第２のコンデンサ（Ｃ３）と前記演算増幅器との間の経路であり、当該経路に第３の抵抗（Ｒ４）が設けられ、
電源ノイズフィルタが設けられた電源に適用され、
前記第２の抵抗（Ｒ３）および前記第３の抵抗（Ｒ４）として、前記電源ノイズフィルタによるピークノイズを打ち消す抵抗値の抵抗が選定される
ことを特徴とする電源に用いられる周波数拡散回路。
【請求項２】
電流が流れる方向を規制する第１のダイオード（Ｄ１）が充電経路に設けられ、電流が流れる方向を規制する第２のダイオード（Ｄ２）が放電経路に設けられている
請求項１記載の電源に用いられる周波数拡散回路。
【請求項３】
第２の抵抗（Ｒ３）および第３の抵抗（Ｒ４）と第２のコンデンサ（Ｃ３）との間に、充電経路と放電経路とを切り換えるスイッチング素子が設けられている
請求項１記載の電源に用いられる周波数拡散回路。
【請求項４】
第１のコンデンサ（Ｃ１）を充電しかつ放電させる第１の抵抗（Ｒ１）を用いて三角波を発生し発生した三角波の電圧と電源の出力電圧とを比較することによって生成されるスイッチング信号の周波数を拡散させる周波数拡散方法であって、
第２のコンデンサ（Ｃ３）を介して前記第１の抵抗（Ｒ１）に電流を供給し、
前記第２のコンデンサ（Ｃ３）への充電経路と前記第２のコンデンサ（Ｃ３）の放電経路とを別個に設定し、
発振部である演算増幅器の出力と前記第２のコンデンサ（Ｃ３）との間の経路である充電経路に第２の抵抗（Ｒ３）を設け、前記第２のコンデンサ（Ｃ３）と前記演算増幅器との間の経路である放電経路に第３の抵抗（Ｒ４）を設け、
前記第２の抵抗（Ｒ３）および前記第３の抵抗（Ｒ４）として、前記電源に設けられた電源ノイズフィルタによるピークノイズを打ち消す抵抗値の抵抗を選定する
ことを特徴とする電源に用いられる周波数拡散方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源におけるスイッチング回路に供給されるスイッチング周波数を拡散する周波数拡散回路および周波数拡散方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子回路に直流電力を供給する電源回路としてのＤＣ−ＤＣコンバータとしてスイッチング電源が広く用いられている。スイッチング電源は、スイッチングによって、伝導ノイズだけでなく放射ノイズも発生する。ＥＭＩ（Electric Magnetic Interference：電磁波妨害）に関して種々の規格があるが、ＥＭＩを、それらの規格の範囲内に納めることが求められる。
【０００３】
スイッチング電源において発生するノイズを除去するために、例えばコンデンサやインダクタで構成される電源ラインフィルタが用いられるが、電源ラインフィルタだけでは十分なＥＭＩ対策を施すことは難しい。
【０００４】
スイッチング回路に供給される信号の周波数が一定である場合には、発生するノイズは、特定の周波数においてピークを持つ。すなわち、特定の周波数のノイズが強く現れる。
【０００５】
そこで、特定の周波数のピークノイズを低減するために、スイッチング回路に供給される信号の周波数をランダムに変える周波数拡散技術が用いられる。
【０００６】
周波数拡散（以下、拡散を分散ともいう。）は、ノイズピークを抑制する有効な手段であるが、それだけでは不十分であり、高い性能は必要ないものの電源ラインフィルタとを組み合わせて使用されることが多い。しかし、電源ラインフィルタのフィルタ特性はフラットではなく、周波数拡散技術と電源ラインフィルタとを組み合わせて使用した場合に、拡散の低域端や高域端にピークを残すことがある。すなわち、電源ラインに挿入されたフィルタの特性等に起因する高いノイズピークの残存を補正する必要があるという課題がある。
【０００７】
また、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて周波数拡散を行う方法も実施されているが、ＤＳＰを用いた制御回路は高価になり、小電力電源に適用することには向いていない。
【０００８】
図１０は、特許文献１に記載されたスイッチング電源の構成を示すブロック図である。図１０に示すスイッチング電源は、入力端子１０１、入力回路１０２、スイッチ回路１０３、トランス１０４、整流平滑回路１０５および出力端子１０６を含み、負荷１０７に一定の直流電源電圧を供給する。スイッチ回路１０３は、ＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子で構成され、トランス１０４の一次巻線に接続される。スイッチ回路１０３およびトランス１０４は、インバータを構成する。整流回路１０５は、トランス１０４の二次巻線の出力を整流し、かつ、平滑する。
【０００９】
スイッチング制御回路１０９は、三角波発振器１１０、コンパレータ１１１およびドライバ１１２を備えている。コンパレータ１１１の反転入力端子には負荷１０７に対する出力電圧が抵抗Ｒ３１，Ｒ４１で分圧された電圧が入力される。コンパレータ１１１は、反転入力端子に入力される電圧と非反転入力端子に入力される三角波信号とを比較することによって、パルス幅が変化するＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、ドライバ１１２を介してスイッチ回路１０３のスイッチング素子に入力される。スイッチング素子は、ＰＷＭ信号によってオン／オフし、出力電圧を一定電圧に安定化させる。
【００１０】
スイッチング制御回路１０９は、発振容量端子１１３、オン時間制御端子１１４およびオフ時間制御端子１１５を有する。発振容量端子１１３には他端が接地されたコンデンサＣ１１が接続され、オン時間制御端子１１４には他端が接地されたオン時間設定抵抗Ｒｏｎが接続され、オフ時間制御端子１１５には他端が接地されたオフ時間設定抵抗Ｒｏｆｆが接続されている。三角波発振器１１０の発振波形（三角波信号）の上り勾配の傾きは、オン時間設定抵抗ＲｏｎとコンデンサＣ１１との積で決定され、三角波信号の下り勾配の傾きは、オフ時間設定抵抗ＲｏｆｆとコンデンサＣ１１との積で決定される。すなわち、オン時間設定抵抗Ｒｏｎの流出電流ＩｏｎでコンデンサＣ１１の充電電流が決定され、オフ時間設定抵抗Ｒｏｆｆの流出電流ＩｏｆｆでコンデンサＣ１１の放電電流が決定される。
【００１１】
拡散信号発生回路１１６の出力とオン時間制御端子１１４との間に、周波数およびデューティを変化させるための第１重み抵抗Ｒ１１が接続され、拡散信号発生回路１１６の出力とオフ時間制御端子１１５との間には周波数およびデューティを変化させるための第２の重み抵抗Ｒ２１が接続される。
【００１２】
第１の重み抵抗Ｒ１１と第２の重み抵抗Ｒ２１のそれぞれを介して周期的に変化するランプ信号が拡散信号としてオン時間制御端子１１４およびオフ時間制御端子１１５に印加される。拡散信号の電圧レベルに応じて、オン時間制御端子１１４およびオフ時間制御端子１１５から流出する電流Ｉｏｎおよび電流Ｉｏｆｆが変化する。電流Ｉｏｎおよび電流Ｉｏｆｆが変化することによって、三角波発振器１１０から出力される三角波信号の周波数およびデューティが変化し、スイッチ回路１０３のスイッチング信号の周波数軸上での拡散が行われる。
【００１３】
スイッチング信号の周波数の拡散幅±Δｆは、周波数およびデューティ変更用の第１の重付け抵抗Ｒ１１とオン時間設定抵抗Ｒｏｎとの比率（Ｒ１１／Ｒｏｎ）または周波数およびデューティ変更用の第２の重付け抵抗Ｒ２１とオフ時間設定抵抗Ｒｏｆｆの比率（Ｒ２１／Ｒｏｆｆ）で決定される。またスイッチング信号のデューティの変化率が第１の重付け抵抗Ｒ１１と第２の重付け抵抗Ｒ２１との比率（Ｒ１１／Ｒ２１）で決定される。
【００１４】
以上のように、三角波信号の周波数を所定の範囲で変化させるさせることによって、スイッチングの基本周波数を周波数領域で分散させる。なお、基本周波数の高調波成分も周波数領域で分散する。スイッチングの基本周波数を分散することによって、ノイズピークが目立たないようにする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００５−１６０１２８号公報（段落００１３−００２１、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
特許文献１に記載された回路構成を用いることによって、ＤＳＰなどの高価な部品を使用せず、抵抗、コンデンサ、ダイオードおよび演算増幅器（以下、オペアンプという。）といった比較的安価な部品のみで、周波数拡散量の変化の自由度が高い周波数拡散回路が実現される。
【００１７】
しかし、特許文献１に記載された周波数拡散回路を電源ラインフィルタと組み合わせて使用した場合に、ノイズスペクトラムに傾きが生じて、高いノイズピークが生ずる可能性がある。すなわち、特定の周波数のノイズが現れる可能性が残る。
【００１８】
そこで、本発明は、電源ラインフィルタを使用する場合であっても、ノイズスペクトラムに傾きが生じないようにすることができる周波数拡散回路および周波数拡散方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明による電源に用いられる周波数拡散回路は、第１のコンデンサ（Ｃ１）を充電しかつ放電させる第１の抵抗（Ｒ１）を用いて三角波を発生し発生した三角波の電圧と電源の出力電圧とを比較することによって生成されるスイッチング信号の周波数を拡散させる周波数拡散回路であって、第２のコンデンサ（Ｃ３）を介して第１の抵抗（Ｒ１）に電流を供給する出力端子を有し、第２のコンデンサ（Ｃ３）への充電経路と第２のコンデンサ（Ｃ３）の放電経路とが別個に設けられ、充電経路は発振部である演算増幅器の出力と第２のコンデンサ（Ｃ３）との間の経路であり、当該経路に第２の抵抗（Ｒ３）が設けられ、放電経路は第２のコンデンサ（Ｃ３）と演算増幅器との間の経路であり、当該経路に第３の抵抗（Ｒ４）が設けられ、電源ノイズフィルタが設けられた電源に適用され、第２の抵抗（Ｒ３）および第３の抵抗（Ｒ４）として、電源ノイズフィルタによるピークノイズを打ち消す抵抗値の抵抗が選定されることを特徴とする。
【００２０】
本発明による電源に用いられる周波数拡散方法は、第１のコンデンサ（Ｃ１）を充電しかつ放電させる第１の抵抗（Ｒ１）を用いて三角波を発生し発生した三角波の電圧と電源の出力電圧とを比較することによって生成されるスイッチング信号の周波数を拡散させる周波数拡散方法であって、第２のコンデンサ（Ｃ３）を介して第１の抵抗（Ｒ１）に電流を供給し、第２のコンデンサ（Ｃ３）への充電経路と第２のコンデンサ（Ｃ３）の放電経路とを別個に設定し、発振部である演算増幅器の出力と第２のコンデンサ（Ｃ３）との間の経路である充電経路に第２の抵抗（Ｒ３）を設け、第２のコンデンサ（Ｃ３）と演算増幅器との間の経路である放電経路に第３の抵抗（Ｒ４）を設け、第２の抵抗（Ｒ３）および第３の抵抗（Ｒ４）として、電源に設けられた電源ノイズフィルタによるピークノイズを打ち消す抵抗値の抵抗を選定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、電源ラインフィルタを使用する場合であっても、ノイズスペクトラムに傾きが生じないようにすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明による周波数拡散回路の一例を電源制御ＩＣとともに示すブロック図である。
【図２】発振回路の構成例を示す回路図である。
【図３】周波数拡散回路が設けられていない場合の電源制御ＩＣの出力信号等の波形例を示す波形図である。
【図４】周波数拡散回路が設けられている場合の電源制御ＩＣの出力信号等の波形例を示す波形図である。
【図５】ノイズのピーク値を示す波形図である。
【図６】平坦なノイズスペクトラムを示す波形図である。
【図７】コンデンサの両端電圧および周波数拡散の偏りの一例を示す波形図である。
【図８】コンデンサの両端電圧および周波数拡散の偏りの一例を示す波形図である。
【図９】本発明による周波数拡散回路の主要部を示すブロック図である。
【図１０】特許文献１に記載されたスイッチング電源の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
【００２４】
図１は、本発明による周波数拡散回路の一例を電源制御ＩＣとともに示すブロック図である。周波数拡散回路は、発振回路１０を含む。図１に例示する電源制御ＩＣ２０は、出力端子（Output端子）、フィードバック端子ＦＢ（以下、端子ＦＢという。）、周波数設定用外部コンデンサ接続端子ＣＴ（以下、端子ＣＴという。）、および周波数設定用外部抵抗接続端子ＲＴ（以下、端子ＲＴという。）を有する。
【００２５】
出力端子から出力される例えばＰＷＭ信号は、スイッチング電源（図示せず）におけるスイッチング回路に入力される。なお、スイッチング電源の構成は、一例として、図１０に示されたようなスイッチ回路、トランスおよび整流平滑回路を含む構成である。
【００２６】
端子ＦＢには、スイッチング電源（図示せず）の出力電圧が抵抗で分圧された電圧が入力される。端子ＣＴには、例えば他端が接地されたコンデンサＣ１が接続され、端子ＲＴには、例えば他端が接地された抵抗Ｒ１が接続される。
【００２７】
図２は、発振回路１０の構成例を示す回路図である。図２に示すように、発振回路１０において、オペアンプＯＰ、オペアンプＯＰの非反転入力端子に接続される抵抗Ｒ６，Ｒ７、およびオペアンプＯＰの出力端子と非反転入力端子との間に接続される抵抗Ｒ５は発振部を構成する。
【００２８】
オペアンプＯＰの出力端子には、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが並列接続されている。抵抗Ｒ３と例えば他端が接地されたコンデンサＣ３との間には、オペアンプＯＰの出力端子から流出する電流を通過させるダイオードＤ１が接続され、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３との間には、オペアンプＯＰ側に流入する電流を通過させるダイオードＤ２が接続されている。
【００２９】
また、コンデンサＣ３からの電流は、コンデンサＣ２および抵抗Ｒ２を介して、端子ＲＴ側に流れる。
【００３０】
図１に例示された電源制御ＩＣ２０は、動作周波数を決定するために、コンデンサＣ１の充放電の繰り返し電圧波形を利用する。具体的には、コンデンサＣ１と充放電電流を制限する抵抗Ｒ１とによって動作周波数を調整することができる。すなわち、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とによって、所望する周波数の三角波が生成される。
【００３１】
電源制御ＩＣ２０には、コンパレータが内蔵されている。コンパレータは、図３の波形図に示すように、端子ＦＢに入力される電圧と三角波の電圧とを比較して出力端子から出力される出力信号（ＰＷＭ信号）を生成し、生成した出力信号を出力端子からスイッチング回路に供給する。なお、図３は、周波数拡散回路が設けられていない場合の電源制御ＩＣ２０の出力信号等の波形例を示す波形図である。
【００３２】
次に、周波数拡散回路（図１，２に示す例では、発振回路１０）の動作を説明する。
【００３３】
抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくして端子ＲＴに流れる電流ＩＲＴの値を小さくすると、コンデンサＣ１と充放電速度は遅くなる。その結果、スイッチング周波数（ＰＷＭ信号の周波数）は低下する。また、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくして電流ＩＲＴの値を大きくすると、コンデンサＣ１と充放電速度は速くなる。その結果、スイッチング周波数は上昇する。
【００３４】
この実施形態では、発振回路１０から抵抗Ｒ１に対して電流ＩＥＸＴが流れるように、電流ＩＥＸＴを調整することによって、電源制御ＩＣ２０の出力信号の周波数を調整する。
【００３５】
図４は、周波数拡散回路が設けられている場合の電源制御ＩＣ２０の出力信号等の波形例を示す波形図である。図４に示すように、発振回路１０の出力電圧ＶＯＳＣが変化し電流ＩＥＸＴが変化すると、抵抗Ｒ１に流れる電流ＩＲＴ’が変化してスイッチング周波数は変化する。
【００３６】
つまり、電流ＩＥＸＴを変化させることによって、スイッチング周波数を変化させることができる。
【００３７】
ＩＥＸＴの傾きが直線に近いと、すなわちＩＥＸＴの増減が少ない場合には、スイッチングの基本周波数ｆＳＷは所定の周波数範囲内（可変帯域）でほぼ均等に拡散する。つまり、周波数拡散を行わない場合には、図５に示すようにノイズのピークが大きくなっているのに対して、周波数拡散を行う場合には、図６に示すように、ノイズスペクトラムは平坦になる。なお、図５および図６において、横軸は周波数を示し、縦軸はノイズ電圧を模式的に示している。また、図６におけるノイズのピーク値は、図５におけるノイズのピーク値よりも小さい。
【００３８】
しかし、スイッチングの基本周波数ｆＳＷを可変帯域で均等に拡散しただけでは、電源ラインフィルタが用いられる場合に、電源ラインフィルタの特性に起因して、ノイズスペクトラムに傾きが生じ、高いノイズピークが生ずる可能性がある。すなわち、特定の周波数のノイズが顕著になる可能性がある。
【００３９】
この実施形態では、電源ラインフィルタと周波数拡散回路とが組み合わされた場合でも、総合的にノイズスペクトラムを平坦にすることを可能にする周波数拡散回路が実現される。
【００４０】
図２に例示されたような実施形態では、可変帯域において拡散量に偏りを持たせることによって、ノイズスペクトラムを調整することが可能になる。
【００４１】
具体的には、コンデンサＣ３への充電電流を制限する抵抗Ｒ３と、コンデンサＣ３からの放電電流を制限する抵抗Ｒ４とを別個に利用することができるようにするために、電流が流れる方向を規制するダイオードＤ１，Ｄ２が設置されている。すなわち、コンデンサＣ３の充電経路とコンデンサＣ３の放電経路とを別にする。コンデンサＣ３の充電経路と放電経路とが独立して存在するので、抵抗Ｒ３の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値のそれぞれを適宜設定することによって、すなわち、所望のノイズスペクトラムを得るのに適切な抵抗値を有する抵抗Ｒ３，Ｒ４を選定することによって、発振回路１０の発振出力波形を所望の非線形波形に設定することができる。
【００４２】
以下、拡散量の偏りの具体例を説明する。図７および図８は、コンデンサＣ３の両端電圧および周波数拡散の偏りの一例を示す波形図である。
【００４３】
一例として、抵抗Ｒ３の抵抗値を０Ωにし、抵抗Ｒ４として高抵抗のものを選択した場合を考える。その場合には、充電速度は速く放電速度は遅いので、コンデンサＣ３の両端電圧は図７（ａ）に示すようになる。図７（ａ）に示す例では、コンデンサＣ３の両端電圧が低い期間が長いので、図７（ｂ）に示すようにスイッチング周波数は上昇する。その結果、高い周波数領域でノイズが大きくなる。
【００４４】
電源ノイズフィルタによって低い周波数にノイズピークが生じている場合には、図７（ｂ）に示すようにスイッチング周波数を偏らせることによって、電源ノイズフィルタと周波数拡散回路とによる総合的なノイズスペクトラムを平坦にすることができる。
【００４５】
また、抵抗Ｒ３の抵抗値を高抵抗のものにし、抵抗Ｒ４として０Ωのものを選択した場合を考える。その場合には、充電速度は遅く放電速度は速いので、コンデンサＣ３の両端電圧は図８（ａ）に示すようになる。図８（ａ）に示す例では、コンデンサＣ３の両端電圧が高い期間が長いので、図８（ｂ）に示すようにスイッチング周波数は低下する。その結果、低い周波数領域でノイズが大きくなる。
【００４６】
電源ノイズフィルタによって高い周波数にノイズピークが生じている場合には、図８（ｂ）に示すようにスイッチング周波数を偏らせることによって、電源ノイズフィルタと周波数拡散回路とによる総合的なノイズスペクトラムを平坦にすることができる。
【００４７】
説明を簡単にするために、図７および図８に示された例では、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値として極端な値が選定されたが、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を適宜選定することによって、スイッチング周波数の偏り方を比較的自由に設定することができる。すなわち、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を選定することによって、電源ノイズフィルタによって生ずるノイズピークを打ち消すために、周波数拡散回路における適切なスペクトラムを得ることができる。
【００４８】
以上に説明したように、この実施形態では、電源ラインフィルタを使用する場合であっても、総合的なノイズスペクトラムを平坦にすることができる。
【００４９】
なお、上記の実施形態では、ダイオードＤ１，Ｄ２によってコンデンサＣ３の充電経路とコンデンサＣ３の放電経路とを別にするようにしたが、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３との間にトランジスタ等のスイッチング素子を設け、スイッチング素子によって、充電経路と放電経路とを切り換えるようにしてもよい。
【００５０】
図９は、本発明による周波数拡散回路の主要部を示すブロック図である。図９に示すように、周波数拡散回路は、コンデンサ（Ｃ１）を充電しかつ放電させる抵抗（Ｒ１）を用いて三角波を発生し発生した三角波の電圧と電源の出力電圧とを比較することによって生成されるスイッチング信号の周波数を拡散させる周波数拡散回路であって、コンデンサ（Ｃ３）を介して抵抗（Ｒ１）に電流を供給する出力端子３を有し、コンデンサ（Ｃ３）への充電経路１とコンデンサ（Ｃ３）の放電経路２とが別個に設けられている。
【００５１】
また、上記の実施形態では、以下のような周波数拡散回路も開示されている。
【００５２】
（１）充電経路は発振部である演算増幅器の出力とコンデンサ（Ｃ３）との間の経路であり、当該経路に抵抗（Ｒ３）が設けられ、放電経路はコンデンサ（Ｃ３）と演算増幅器との間の経路であり、当該経路に抵抗（Ｒ４）が設けられている周波数拡散回路。
【００５３】
（２）電流が流れる方向を規制するダイオード（Ｄ１）が充電経路に設けられ、電流が流れる方向を規制するダイオード（Ｄ２）が放電経路に設けられている周波数拡散回路。
【００５４】
（３）抵抗（Ｒ３）および抵抗（Ｒ４）とコンデンサ（Ｃ３）との間に、充電経路と放電経路を切り換えるスイッチング素子が設けられている周波数拡散回路。
（４）電源ノイズフィルタが設けられた電源に適用される周波数拡散回路。
【００５５】
上記の（１）〜（３）の周波数拡散回路の構成では、抵抗、コンデンサ、オペアンプおよびダイオードといった比較的安価な部品を使用するだけで、ノイズスペクトラムを平坦にすることができる周波数拡散回路を得ることができる。また、上記の（４）のように、電源ノイズフィルタが設けられた電源に適用された場合であっても、ノイズスペクトラムを平坦にすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
本発明は、ＥＭＩ対策が施される電源に広く適用可能である。
【符号の説明】
【００５７】
１      放電経路
２      充電経路
３      出力端子
１０    発振回路
２０    電源制御ＩＣ
ＦＢ    フィードバック端子ＦＢＣＴ
ＣＴ    周波数設定用外部コンデンサ接続端子
ＲＴ    周波数設定用外部抵抗接続端子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７  抵抗
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード
ＯＰ  演算増幅器（オペアンプ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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