(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源および交流電動機の間に電気的に接続された、前記交流電動機への印加電圧を制御するためのインバータと、
前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように、前記交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、前記インバータの制御指令を生成するための矩形波制御部と、
搬送波と、前記交流電動機を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を生成するためのパルス幅変調制御部と、
前記矩形波制御および前記パルス幅変調制御のいずれか一方の制御モードを選択するための制御モード選択部とを備え、
前記制御モード選択部は、前記矩形波制御が選択されており、かつ、前記交流電動機の運転領域が所定領域内である場合には、前記交流電動機の回転速度変化に応じて、前記制御モードを前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御へ切換え、
前記所定領域は、前記交流電動機の回転速度が所定値よりも低い領域である、交流電動機の制御システム。
【請求項２】
直流電源および交流電動機の間に電気的に接続された、前記交流電動機への印加電圧を制御するためのインバータと、
前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように、前記交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、前記インバータの制御指令を生成するための矩形波制御部と、
搬送波と、前記交流電動機を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を生成するためのパルス幅変調制御部と、
前記矩形波制御および前記パルス幅変調制御のいずれか一方の制御モードを選択するための制御モード選択部とを備え、
前記制御モード選択部は、前記矩形波制御が選択されており、かつ、前記交流電動機の運転領域が所定領域内である場合には、前記交流電動機の回転速度変化に応じて、前記制御モードを前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御へ切換え、
前記所定領域は、前記交流電動機の回転速度が所定値よりも低く、かつ、前記交流電動機のトルクが所定値よりも高い領域である、交流電動機の制御システム。
【請求項３】
前記制御モード選択部は、前記矩形波制御が選択されており、かつ、前記交流電動機の運転領域が前記所定領域の外である場合には、前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れる電流の位相に応じて、前記制御モードを前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御へ切換える、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
【請求項４】
前記交流電動機は、電動車両の駆動輪の駆動トルクを発生するように構成され、
前記制御モード選択部は、前記矩形波制御が選択されており、かつ、前記交流電動機の運転領域が所定領域内である場合には、前記駆動輪のスリップまたはグリップが検出されたときに、前記交流電動機の回転速度変化を検出して、前記制御モードを前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御へ切換える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、矩形波制御およびパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）の間での制御モードが切換えられる交流電動機制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動システムが一般的に採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。
【０００３】
また、ＰＷＭ制御の他に、電気角に応じて１パルススイッチング波形を交流電動機に印加する矩形波制御も適用される。矩形波制御では、ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きくなるため、特にモータ回転速度の高い領域で高出力を得ることができる。
【０００４】
特開２００６−３２００３９号公報（特許文献１）には、ＰＷＭ制御および矩形波制御を選択的に適用する交流電動機制御が記載されている。ＰＷＭ制御については、正弦波ＰＷＭ制御に加えて、正弦波ＰＷＭ制御よりも交流電圧指令の振幅が大きい過変調ＰＷＭ制御がさらに用いられている。
【０００５】
特に特許文献１では、矩形波制御の制御応答性があまり高くないことを考慮して、モータ回転速度の急変に対応させてモータ印加電圧を変化させることによって、モータ電流の制御性を向上することが記載されている。
【０００６】
また、特開２０１０−８１６６０号公報（特許文献２）には、矩形波制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への制御モード切換を実際の電流位相に基づいて判定することが記載されている。特に、特許文献２には、瞬時電流に対して高調波成分のフィルタ処理を行ったなまし電流の電流位相に基づく定常的運転状態に対応した制御モード切換に加えて、瞬時電流そのものの電流位相に基づく過渡的運転状態に対応した制御モード切換を行うことが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００６−３２００３９号公報
【特許文献２】特開２０１０−８１６６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１にも記載されるように、矩形波制御では電圧パルスの位相しか制御できないため、交流電圧の振幅および位相の両方が制御できるＰＷＭ制御と比較して制御応答性が低くなる。さらに、矩形波制御では、電圧パルスの周波数が交流電動機の回転周波数に対応したものとなるので、交流電動機の電気角に対応して制御周期が設けられる。このため、キャリア信号の周期に対応するＰＷＭ制御での制御周期と比較すると、矩形波制御での制御周期は長くなる傾向にある。特に、低回転速度領域で矩形波制御が適用されているときには、制御周期がさらに長くなってしまうことにより、制御応答性が低下する虞がある。
【０００９】
なお、特許文献２によれば、瞬時電流の電流位相に基づく過渡的な制御モード切換によって、矩形波制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ）に切換えることにより、制御性の向上によって過電流や過電圧を防止することが期待される。しかしながら、低回転速度時には、制御周期と同様に制御モード切換の判定周期も長くなってしまうため、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換を効果的に実行できなくなる可能性がある。
【００１０】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、矩形波制御の適用時に交流電動機に制御外乱が生じても、過電流や過電圧の発生を防止することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明のある局面によれば、交流電動機の制御システムは、インバータと、矩形波制御部と、パルス幅変調制御部と、制御モード選択部とを備える。インバータは、直流電源および交流電動機の間に電気的に接続された、交流電動機への印加電圧を制御する。矩形波制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるように、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、インバータの制御指令を生成する。パルス幅変調制御部は、搬送波と、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を生成する。制御モード選択部は、矩形波制御およびパルス幅変調制御のいずれか一方の制御モードを選択する。そして、制御モード選択部は、矩形波制御が選択されており、かつ、交流電動機の運転領域が所定領域内である場合には、交流電動機の回転速度変化に応じて、制御モードを矩形波制御からパルス幅変調制御へ切換える。
【００１２】
好ましくは、制御モード選択部は、矩形波制御が選択されており、かつ、交流電動機の運転領域が所定領域の外である場合には、インバータおよび交流電動機の間を流れる電流の位相に応じて、制御モードを矩形波制御からパルス幅変調制御へ切換える。
【００１３】
さらに好ましくは、所定領域は、交流電動機の回転速度が所定値よりも低い領域を含む。
【００１４】
また、さらに好ましくは、所定領域は、交流電動機の回転速度が所定値よりも低く、かつ、交流電動機のトルクが所定値よりも高い領域を含む。
【００１５】
好ましくは、交流電動機は、電動車両の駆動輪の駆動トルクを発生するように構成される。そして、制御モード選択部は、矩形波制御が選択されており、かつ、交流電動機の運転領域が所定領域内である場合には、駆動輪のスリップまたはグリップが検出されたときに、交流電動機の回転速度変化を検出して、制御モードを矩形波制御からパルス幅変調制御へ切換える。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、矩形波制御の適用時に交流電動機に制御外乱が生じても、過電流や過電圧の発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態による交流電動機の制御システムにおける制御モードを概略的に説明する図である。
【図３】交流電動機の運転領域と制御モードとの概略的な対応関係を説明する概念図である。
【図４】矩形波制御適用時における過電流の発生例を説明する波形図である。
【図５】本発明の実施の形態による交流電動機の制御構成を示す機能ブロック図である。
【図６】図５に示したＰＷＭ制御部の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。
【図７】図５に示した矩形波制御部の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態における、ＰＷＭ制御および矩形波制御間の制御モードの切替処理の処理手順を示すフローチャートである。
【図９】特定の運転領域における矩形波制御からの制御モード切換を説明する概念図である。
【図１０】電流位相に基づく矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換判定を説明する概念図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分については同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１９】
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。
図１を参照して、モータ制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。
【００２０】
交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪の駆動トルクを発生するための走行用モータである。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動のためのスタータの機能を有するようにハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。
【００２１】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。
【００２２】
直流電源Ｂは、代表的には、二次電池（ニッケル水素またはリチウムイオン等）や蓄電装置の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。  
【００２３】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。
【００２４】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００２５】
本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。
【００２６】
平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７の直流電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。以下では、インバータ１４の直流側電圧に相当する直流電圧ＶＨをシステム電圧ＶＨとも称する。
【００２７】
インバータ１４は、直流電圧発生部１０♯および交流電動機Ｍ１の間に電気的に接続される。インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２８】
代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのステータコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００２９】
コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１および／またはＱ２のオンオフ制御により、直流電圧ＶｂおよびＶＨの間で双方向の直流電圧変換を実行するように構成されている。コンバータ１２による電圧変換比（ＶＨ／Ｖｂ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比に応じて制御される。具体的には、交流電動機Ｍ１の状態に応じて電圧指令値ＶＨｒが設定されるとともに、コンバータ１２におけるデューティ比が、直流電圧ＶＨ，Ｖｂの検出値に基づいて制御される。なお、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂから昇圧する必要がない場合には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定することにより、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
【００３０】
コンバータ１２では、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。このようにすると、コンバータ１２の電流方向に応じて特に制御動作を切換えることなく、直流電源Ｂの充電および放電のいずれにも対応して、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御することができる。
【００３１】
電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流（相電流）を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３２】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１の回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。
【００３３】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central  Processing  Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ制御システム１００の動作を制御する。
【００３４】
具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って、交流電動機Ｍ１が動作するように、インバータ１４およびコンバータ１２を制御する。制御装置３０には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｕ，ｉｗ、および回転角センサ２５からの回転角θが入力される。制御装置３０は、これらの入力信号に基づいて、コンバータ１２による直流電圧変換を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２と、インバータ１４による直流／交流電圧変換を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。
【００３５】
電動車両では、ユーザのアクセル操作およびブレーキ操作に応じた加速度または減速度が実現されるように電動車両の走行を制御する走行制御の一環として、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが設定される。たとえば、交流電動機Ｍ１が走行用モータであるときには、車両加速時にはＴｒｑｃｏｍ＞０に設定される一方で、回生制動時には、Ｔｒｑｃｏｍ＜０に設定される。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。また、直流電源Ｂの充電禁止時には、減速時であっても回生電力が発生しないように、Ｔｒｑｃｏｍ＝０に設定される。
【００３６】
インバータ１４は、トルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０からの直流電圧を、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により交流電圧に変換して、正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。
【００３７】
また、インバータ１４は、トルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作によって、交流電動機Ｍ１の出力トルクを零とするような回転磁界をステータに生じさせるように制御される。
【００３８】
さらに、インバータ１４は、トルク指令値が負（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）の場合には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。その変換された直流電圧（システム電圧）は、平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給される。
【００３９】
コンバータ１２は、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御（デューティ制御）により、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御する。この電圧制御を通じて、電力線７での余剰電力に応じて直流電源Ｂが充電されるとともに、電力線７での不足電力に応じて直流電源Ｂが放電される。
【００４０】
（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。
【００４１】
図２は、本発明の実施の形態による交流電動機制御システムにおける制御モードを概略的に説明する図である。
【００４２】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。
【００４３】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。
【００４４】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。
【００４５】
周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。
【００４６】
一方、矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００４７】
過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行うものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御での最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
【００４８】
交流電動機Ｍ１では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００４９】
したがって、交流電動機Ｍ１の状態に応じて、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御）および矩形波制御のいずれかが選択的に適用される。図２に示した制御モードの選択、すなわち、制御モード切換の判定については、後程詳細に説明する。
【００５０】
なお、矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、制御可能なパラメータはモータ印加電圧の位相のみとなる。また、制御周期は、交流電動機Ｍ１の電気角に対応して決まるので、回転速度の低下につれて制御周期は長くなることになる。矩形波制御においては、目標のトルク指令値とトルク実績値との偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を直接制御するトルクフィードバック制御を実行する場合、および、ＰＷＭ制御と同様にモータ電流のフィードバックによって、モータ印加電圧の位相を制御する場合がある。
【００５１】
図３は、交流電動機の運転領域と制御モードとの概略的な対応関係を説明する概念図である。
【００５２】
図３を参照して、交流電動機Ｍ１の運転領域は、回転速度およびトルクの組合せによって示される。交流電動機Ｍ１の出力（パワー）は、回転速度およびトルクの積で示される。概略的には、高出力領域において矩形波制御が用いられる。
【００５３】
ここで、交流電動機Ｍ１を走行用モータとして搭載する電動車両を想定する。交流電動機Ｍ１の低回転速度時に、アクセルペダルおよびブレーキペダルの両方が操作されると、交流電動機Ｍ１が動作点Ｐ１で動作するようになる。動作点Ｐ１は、本来、矩形波制御が適用されるような運転領域のうち、比較的、低回転速度かつ高トルクの領域に位置する。
【００５４】
この結果、低回転速度の状態で矩形波制御が適用されることになるため、制御応答性が低下する虞がある。このような状態下で、スリップやグリップの発生によって交流電動機Ｍ１の回転速度が急変する等の制御外乱が発生すると、トルク指令値が一定であっても実際の出力トルクがトルク指令値から外れてしまう虞がある。この結果、図４に示されるように、交流電動機Ｍ１の相電流が増大して、規定値Ｉｍａｘを超えるような過電流が発生する虞がある。
【００５５】
一方、動作点Ｐ１から、車両が減速、すなわち、交流電動機Ｍ１の回転速度がさらに低下すると、制御モードは、矩形波制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ）へ切換えられる。ＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ）が適用されると、制御性向上によって過電流や過電圧を防止することが期待される。しかしながら、低回転速度の状態で矩形波制御が適用されている場合には、制御周期と同様に制御モード切換の要否を判断する周期も長くなることが懸念される。このため、特許文献２のような、実際の電流位相に基づく制御モード切換の判定では、矩形波制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ）への切換が遅れることによって、インバータおよび／または交流電動機に過電流や過電圧が発生する虞がある。
【００５６】
したがって、本発明の実施の形態によるモータ制御システム１００では、このような低回転速度時の問題を生じさせないような制御モードの切換を実行する。
【００５７】
図５は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御構成を示す機能ブロック図である。
【００５８】
図５を参照して、制御装置３０は、ＰＷＭ制御部２００と、制御モード選択部３００と、矩形波制御部４００とを含む。ＰＷＭ制御部２００においては、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が選択的に実行される。
【００５９】
図６は、図５に示したＰＷＭ制御部２００の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。
【００６０】
図６を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０とおよびフィードバック制御部２９０を含む。フィードバック制御部２９０は、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。
【００６１】
電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００６２】
座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから算出される各相電流より、ｄ−ｑ軸平面におけるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを算出する。この際に、電流の高調波成分を除去するためのフィルタ処理を組み合わせてもよい。
【００６３】
電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流指令値に対するｄ軸電流の偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍｆ−Ｉｄ）およびｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流の偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍｆ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０では、偏差ΔＩｄおよびΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差が求められる。そして、電圧指令生成部２４０は、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００６４】
座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。
【００６５】
ＰＷＭ変調部２６０は、図示されない一定周期の搬送波と、交流電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオンオフを制御するスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。
【００６６】
スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、インバータ１４がスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧（疑似正弦波電圧）が印加される。
【００６７】
正弦波ＰＷＭ制御が選択される場合には、ＰＷＭ制御部２００は、図６に示したｄ軸電流およびｑ軸電流のフィードバック制御によって、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。過変調ＰＷＭ制御が選択される場合には、図６に示したフィードバックループに電圧振幅補正を行う機能が追加される。これにより、各相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従う振幅よりも大きく補正される。この結果、これにより電圧指令値の基本波成分を高めて、正弦波ＰＷＭ制御よりも大きな出力を発生することができる。
【００６８】
図７は、図５に示した矩形波制御部４００の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。
【００６９】
図７を参照して、矩形波制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０と、座標変換部４６０とを含む。
【００７０】
電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。
【００７１】
Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ  …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。
【００７２】
Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω  …（２）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一
方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。
【００７３】
矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、交流電動機Ｍ１の各相電圧として印加される。
【００７４】
矩形波制御部４００は、トルク（電力）のフィードバック制御により、交流電動機Ｍ１のトルクを制御することができる。なお、電力演算部４１０における電力演算（式（１））の際には、検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ）から歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。あるいは、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めてもよい。
【００７５】
また、座標変換部４６０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と交流電動機Ｍ１の回転角θとに基づいて座標変換（３相→２相）を行い、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。そして、座標変換部４６０は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを制御モード選択部３００へ出力する。なお、座標変換部４６０の機能は、ＰＷＭ制御部２００の座標変換部２２０を、矩形波制御実施時にも動作させることで実現することもできる。
【００７６】
再び、図５を参照して、制御モード選択部３００には、システム電圧ＶＨと、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯（ＰＷＭ制御部２００から）と、ｄ軸電流Ｉｄ，Ｉｑ（矩形波制御部４００から）と、交流電動機Ｍ１の回転速度ＮｍおよびトルクＴｒｑとが入力される。回転速度Ｎｍは、回転角センサ２５の出力から求めることができる。トルクＴｒｑについては、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを用いてもよい。制御モード選択部３００は、後述するように、システム電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯とから算出される変調率に基づいて、ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御モード切換判定を行う。また、制御モード選択部３００は、矩形波制御時のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑから求まる電流位相φｉに基づいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換判定を行う。
【００７７】
制御モード選択部３００が矩形波制御を選択しているときには、矩形波制御部４００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８がインバータ１４へ供給される。一方、制御モード選択部３００がＰＷＭ制御を選択しているときには、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８がインバータ１４へ供給される。
【００７８】
次に、制御モード選択部３００による制御モードの選択について図８を用いて詳細に説明する。図８に示されるフローチャート中の各ステップについては、制御装置３０に予め格納されたプログラムを所定周期で実行することにより実現される。あるいは、一部のステップについては専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。図８に示す制御処理は、制御周期毎に実行される。
【００７９】
図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、現在の制御モードが矩形波制御モードであるかを判定する。制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御であるとき（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ステップＳ１１０〜Ｓ１３０により、ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御モード切換判定を実行する。一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波制御であるとき（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２１０〜Ｓ２４０により、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換判定を実行する。
【００８０】
まず、ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御モード切換判定について説明する。制御装置３０は、ステップＳ１１０では、図６に示したフィードバック制御に従う制御演算により、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を算出する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ステップＳ１１０で算出された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯およびシステム電圧ＶＨに基づいて、システム電圧ＶＨを交流電動機Ｍ１へ印加される交流電圧に変換する際の変調率を演算する。
【００８１】
たとえば下記（３）式によって変調率ＦＭは算出される。
ＦＭ＝｛（Ｖｄ♯2＋Ｖｑ♯2）1/2｝／ＶＨ          …（３）
そして、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、ステップＳ１２０で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかを判定する。制御装置３０は、変調率≧０．７８のとき（Ｓ１３０がＹＥＳ判定時）のときには、ＰＷＭ制御では適切な交流電圧を発生することができないため、ステップＳ２００に処理を進めて、矩形波制御を選択するように制御モードを切換える。一方、制御装置３０は、変調率＜０．７８のとき（Ｓ１３０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３００に処理を進めて、ＰＷＭ制御を継続的に選択する。ＰＷＭ制御の選択時には、制御装置３０は、ステップＳ３１０により、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを用いるかを判定する。なお、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切換えられた初回の制御周期では、過変調ＰＷＭが適用される。それ以降では、ステップＳ３１０では、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく変調率が、図２に示した、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のそれぞれでの変調率範囲のいずれに属するか応じて、正弦波ＰＷＭおよび過変調ＰＷＭの一方が選択される。
【００８２】
次に、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換判定について説明する。矩形波制御では、電圧振幅が一定であるので、変調率に基づいて制御モード切換を判定することができない。したがって、基本的には、電流位相に基づいて制御モード切換が判定される。
【００８３】
制御装置３０は、矩形波制御の選択時（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２１０に処理を進めて、交流電動機Ｍ１が所定の運転領域で動作しているか否かを判定する。
【００８４】
図９を参照して、ステップＳ２１０での判定に用いられる所定領域３３０は、回転速度が所定の閾値Ｎｔｈよりも低い「低速領域」である。あるいは、所定領域３３０は、回転速度＜Ｍｔｈであり、かつ、トルク＞Ｔｔｈである「低速高トルク領域」である。
【００８５】
回転速度の閾値Ｎｔｈは、矩形波制御における制御周期と、制御応答性の低下との対応関係に基づいて実験的に定めることができる。一方、トルクの閾値Ｔｔｈは、制御応答性が低下したときに、過電流または過電圧につながるようなトルク領域に対応して設定することができる。
【００８６】
再び図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２１０のＮＯ判定時、すなわち交流電動機Ｍ１の運転領域が所定領域３３０（図９）の外であるときには、ステップＳ２２０，Ｓ２３０により、電流位相に基づく通常の切換判定を実行する。
【００８７】
ここで、図１０を用いて、電流位相に基づく矩形波制御からＰＷＭ制御への通常の制御モード切換判定を説明する。
【００８８】
図１０を参照して、交流電動機Ｍ１の電流位相は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの比によって、下記（４）式で定義される。
【００８９】
φｉ＝ｔａｎ-1（Ｉｑ／Ｉｄ）          …（４）
そして、電流位相φｉが予め設定された切換ライン３２０を超えて遅角側に変化すると、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換が指示される。切換ライン３２０は、同一の電流振幅に対してトルクが最大となる電流位相の集合に相当する最大効率位相線３１０よりも遅角側に設定される。
【００９０】
特許文献２に示されるように、切換ライン３２０と比較される電流位相φｉは、高調波電流を除去するためのフィルタ処理後の電流値に基づいて算出することが好ましい。この場合には、切換ライン３２０の他に、フィルタ処理前の瞬時電流の電流位相と比較される、緊急用の切換ライン３２５をさらに設けることが好ましい。切換ライン３２０は、特許文献２での定常的切換ラインに対応し、切換ライン３２５は、特許文献２での過渡的切換基準線に対応する。
【００９１】
再び図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２２０では、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づき、式（４）に従って電流位相φｉを算出する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ２３０により、ステップＳ２２０で算出された電流位相φｉが切換ライン３２０（図１０）よりも遅角側であるかどうかを判定する。
【００９２】
そして、制御装置３０は、電流位相φｉが切換ライン３２０よりも遅角側であるとき（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３００に処理を進めて、ＰＷＭ制御への制御モード切換を指示する。一方で、制御装置３０は、電流位相φｉが切換ライン３２０よりも遅角側でないとき（Ｓ２３０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３００に処理を進めて、矩形波制御を継続的に選択する。
【００９３】
これに対して、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１の運転領域が所定領域３３０（図９）内である場合（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２４０により、交流電動機Ｍ１の回転速度が急変しているかどうかを判断する。
【００９４】
交流電動機Ｍ１が電動車両の走行用モータであるときには、ステップＳ２４０の判定には、電動車両でのスリップ検出またはグリップ検出の結果を共通に用いることできる。すなわち、電動車両においてスリップまたはグリップが検出されたときに、Ｓ２４０をＹＥＳ判定とすることができる。あるいは、単位時間当り（たとえば、制御周期１回当り）での回転速度変化量と所定の判定値との比較によって、ステップＳ２４０の判定を実行してもよい。
【００９５】
制御装置３０は、交流電動機の回転速度が急変しているとき（Ｓ２４０のＹＥＳ判定時）には、電流位相に基づく判定によらず、ステップＳ３００に処理を進めて、制御モードをＰＷＭ制御へ切換える。一方で、回転速度の急変が生じていないとき（Ｓ２４０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２２０，Ｓ２３０により、電流位相に基づく通常の制御モード切換判定を実行する。
【００９６】
このように、本実施の形態による交流電動機の制御システムでは、低回転速度の所定領域での矩形波制御では、交流電動機Ｍ１の回転速度変化に代表される制御外乱が発生したときに、直ちに、制御応答性が高いＰＷＭ制御を適用することができる。この結果、比較的低回転速度で矩形波制御が適用されているために制御性低下が懸念される状態において制御外乱が発生しても、過電流や過電圧の発生を防止することができる。
【００９７】
なお、図９の所定領域３３０については、矩形波制御の制御応答性の観点からは、回転速度に対応させて（Ｎｍ＜Ｎｔｈ）定めることできる。ただし、低トルク領域では、電流および電圧が比較的小さいため、制御応答性が低下しても過電流や過電圧が発生する可能性が低い。したがって、通常の制御モード切換判定から離れた強制的な制御モード切換判定の実行を必要最小限に止める観点からは、図９に示したように、低回転速度領域（Ｎｍ＜Ｎｔｈ）のうちの、高トルク領域（Ｔ＞Ｔｔｈ）に限定して所定領域３３０を設定することが好ましい。
【００９８】
なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１として三相電動機を例示したが、矩形波制御およびＰＷＭ制御を選択的に用いる制御が適用される場合には、三相以外の多相電動機に対しても本発明による制御モード切換を適用することができる。また、ＰＷＭ制御が、過変調ＰＷＭ制御を含まずに正弦波ＰＷＭ制御のみで構成されるときも、本発明による制御モード切換を同様に適用できる。
【００９９】
さらに、図１では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。
【０１００】
また、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に走行用モータとして搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。
【０１０１】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
矩形波制御およびパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）の間での制御モードが切換えられる交流電動機制御に適用することができる。
【符号の説明】
【０１０３】
５  アース線、６，７  電力線、１０  電圧センサ、１０♯  直流電圧発生部、１１，２４  電流センサ、１２  コンバータ、１３  電圧センサ、１４  インバータ、１５〜１７  各相上下アーム、２５  回転角センサ、３０  制御装置（ＥＣＵ）、１００  モータ制御システム、２００  ＰＷＭ制御部、２１０  電流指令生成部、２２０，２５０，４６０  座標変換部、２４０  電圧指令生成部、２６０  ＰＷＭ変調部、２９０  フィードバック制御部、３００  制御モード選択部、３１０  最大効率位相線、３２０，３２５  切換ライン、３３０  所定領域、４００  矩形波制御部、４１０  電力演算部、４２０  トルク演算部、４３０  演算部、４４０  矩形波発生器、４５０  信号発生部、４９５  電流記憶部、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｉｂ  直流電流、Ｉｄ  ｄ軸電流値、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ  電流指令値（ｄ軸，ｑ軸）、Ｉｍａｘ  規定値、Ｉｑ  ｑ軸電流値、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流電動機、Ｎｍ  回転速度（交流電動機）、Ｎｔｈ，Ｔｔｈ  閾値、Ｐ１  動作点（交流電動機）、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８  スイッチング制御信号、ＳＥ  信号、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｔｑ  トルク推定値、Ｔｒｑｃｏｍ  トルク指令値、Ｖｂ  直流電圧、ＶＨ  直流電圧（システム電圧）、Ｖｄ  ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ  ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  各相電圧指令、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  モータ電流（相電流）。
【図１】
0005482574.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0005482574.tif 000008
【図８】
0005482574.tif 000009
【図９】
0005482574.tif 000010
【図１０】
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