(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスを有する発振回路を用いたインバータを駆動するインバータ駆動方式であって、
トランスの一次側電流をオンオフするパルス状の電流を供給した場合に、該トランスの二次側に、前後で正負を反転した二つの頂部を有する電圧波形が現れるように、回路構成され、
前記トランスの一次側に、オンオフするパルス状の電流を間欠的に供給するとともに、この供給電流がオンになるタイミングを、前記反転前の頂部から前記反転後の頂部までの時間範囲内とすることで、このトランスの二次側から、前後で正負を反転するとともに増幅された二つの頂部を有する波形の電圧を出力し、この出力電圧を利用するようにしたことを特徴とするインバータ駆動方式。
【請求項２】
トランスを有する発振回路を用いたインバータを駆動するインバータ駆動方式であって、
トランスの一次側にオンオフするパルス状の電流を供給した場合に、該トランスの二次側に、前後二つの頂部とこれら二つの頂部よりも後に正負を反転した一つの頂部とを有する電圧波形が現れるように、回路構成され、
前記トランスの一次側に、オンオフするパルス状の電流を間欠的に供給するとともに、この供給電流がオンになるタイミングを、前記反転の直前の頂部から前記反転後の頂部までの時間範囲内とすることで、このトランスの二次側から、増幅された前後二つの頂部とこれら二つの頂部よりも後に正負を反転して増幅された一つの頂部とを有する波形の電圧を出力し、この出力電圧を利用するようにしたことを特徴とするインバータ駆動方式。
【請求項３】
前記供給電流がオンになるタイミングを、増幅前の前記電圧波形における前記反転の直前の頂部から前記反転の際に零になる前の時間範囲内としたことを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ駆動方式。
【請求項４】
前記供給電流は、立ち上がりと立ち下がりが共に急峻な傾きのスパイク状の波形であって、且つ入力波形が飽和するよりも短い期間でオフになることを特徴とする請求項３記載のインバータ駆動方式。
【請求項５】
前記供給電流をオンオフするＭＯＳトランジスタと、このＭＯＳトランジスタを駆動パルスによってオンオフ駆動する駆動回路とを備え、各駆動パルスの時間間隔を、前後に隣り合う駆動パルスの間の時間間隔よりも短くしたことを特徴とする請求項４記載のインバータ駆動方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、効率の良いインバータ駆動方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のインバータの駆動方式として代表的なものはロイヤーの回路である（例えば、特許文献１を参照）。図８は、ロイヤーの回路の基本回路の一例を示している。
図８において、トランス１は２つの一次側巻線Ｌ1、Ｌ2と１つの二次側巻線Ｌ3を有し、一次側巻線Ｌ1，Ｌ2の相互接続端には、直流電源２の−極が接続されており、直流電源２の＋極は、スイッチＳＷ１を介して一次側巻線Ｌ1の他方の端部に接続されるとともに、スイッチＳＷ２を介して一次側巻線Ｌ2の他方の端部に接続されている。
【０００３】
そして、図９（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を共にオフした状態から、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２を交互に時間Ｔ１，Ｔ２の間オンオフすることにより、トランス１の一次側巻線Ｌ1，Ｌ2に、正負交互の入力電流を流すことによって、トランス１の二次側巻線Ｌ3より、図９（ｂ）に示すような出力を取り出すことができるというものである。
このロイヤーの回路の駆動方式によれば、駆動中に入力電流は瞬間的に零になることはあっても、完全に休止する状態はない。
【０００４】
また、インバータの駆動制御方式として一般的なものとしてはＰＷＭ（パルス幅変調）がある（図１０（ａ），（ｂ）参照）。これは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフの周期Ｔにおける入力電流のパルス幅Ｔ１，Ｔ２を調整し、間欠的に駆動することによって、二次側の出力電圧を制御する方式である。
【０００５】
すなわち、図８におけるスイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン時間であるＴ１およびＴ２を調整することによって二次側出力電圧のパルス幅を変え、実効出力電圧を調整するというものであり、トランス１の入力電流が時間Ｔ１，Ｔ２に比例して増大する範囲内で、なおかつ、トランス１の磁場が飽和する範囲内ならば、時間Ｔ１，Ｔ２が大きいほど（すなわち、デューティが大きいほど）出力電圧の実効値も大きくなる。
このように、ＰＷＭは、「出力電圧の制御」を目的として、入力電流を間欠的に駆動する方式である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−２７００９号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｏｓａｍｕ  Ｉｄｅ  「Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  ＡＰＰＬＩＥＤ  ＰＨＹＳＩＣＳ」（米国）Ａｍｅｒｉｃａｎ  ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｐｈｙｓｉｃｓ  １Ｊｕｎｅ１９９５  Ｖｏｌ．７７  Ｎｏ．１１  ｐ６０１５−６０２０
【非特許文献２】Ｏｓａｍｕ  Ｉｄｅ  「ＮＡＳＡ／CP２０００−２１０２９１  Ｆｉｆｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｓｕｓｐｅｎｓｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ」（米国）Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ  ａｎｄ  Ｓｐａｃｅ  Ａｄｍｉｎｉｓｔｒａｔｉｏｎ  Ｊｕｌｙ２０００  Ｐ７０５−７１９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、これらのインバータの駆動方式では、入力電力に対して取り出すことのできる出力電力が比較的小さく、効率が良くないという問題があった。
【０００９】
この発明は、かかる実情に鑑みてなされたものであり、効率の良いインバータ駆動方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は、トランスを有する発振回路を用いたインバータを駆動するインバータ駆動方式であって、入力波形が飽和するよりも短い期間のパルス状の一次側電流を、トランスに供給するようにしたものである。
【００１１】
また、上記トランスに供給するパルス状の一次側電流を、間欠的に供給するようにしたものである。
【００１２】
また、上記トランスに供給するパルス状の一次側電流は、あるタイミングで供給した上記パルス状の一次側電流が終了した後に二次側に現れる過渡現象による出力電圧が零になる前のタイミングで、次のパルス状の一次側電流を供給するように、間欠的に供給するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１３】
以上のようなこの発明のインバータ駆動方式によれば、効率よくインバータを駆動することができるという効果を得る。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】電圧Ｖ０の直流電源ＰＳと、スイッチＳＷと抵抗Ｒを持ったインダクタンスＬで構成された回路を示した回路図である。
【図２】図１のスイッチＳＷをオフからオンしたとき、回路に流れる電流ｉと時間ｔとの関係を示すグラフ図である。
【図３】本発明の一実施例に係るインバータ駆動回路を示した回路図である。
【図４】図３のインバータ駆動回路の動作時における各部の動作を示す波形図である。
【図５】トランス３２の一次側駆動パルスの時間間隔を縮めた場合の各部の動作を示す波形図である。
【図６】通常のトランスを使用した場合の実施例を示す回路図である。
【図７】内部に反発磁場を有するトランスを使用した場合の実施例を示す回路図である。
【図８】ロイヤーの回路の基本回路の一例を示した回路図である。
【図９】図８の回路の駆動方式の一例を説明するための波形図である。
【図１０】図８の回路をＰＷＭ駆動する場合の動作を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、添付図面を参照しながら、この発明の実施の形態を詳細に説明する。
〔実施例〕
【００１６】
本発明のインバータ駆動方式は、ロイヤーの回路の元になったブロッキング発振の一種であるが、トランスの一次側駆動電流を、極力短い時間だけ流すこと、すなわち、立ち上り立ち下がりが急峻で、なおかつ、入力波形が飽和するよりも短い期間のパルス状（パルス幅が極力狭いスパイク状）の電流、すなわち、鋭い三角波の信号で駆動することが特徴の一つである。この点において、入力電流が絶え間なく流れ続けるロイヤーの回路とは異なる。
【００１７】
以下、この理由と方法を説明する。
ファラデーの法則によれば、トランスの二次側出力電圧として有効であるのは、トランスの磁束の時間変化率、すなわち、一次側の入力電流の時間変化率のみであり、電流が流れた時間の大きさは関係ない。つまり、平坦な直流に近い入力電流は、いくら大きく、時間が長く流れても、出力電圧には影響しない。
【００１８】
また、非特許文献２によれば、トランスの一次側入力電流の変化が、時間の二次微分値以上に及ぶような、急峻な変化を伴う場合、ファラデーの起電力を超えた正の起電力(positive EMF)が発生することを示している。この正の起電力(positive EMF)は、入力電流と同方向、すなわち、電流を増大させるため、ファラデーの法則に従った起電力以上の出力起電力が発生することを期待することができる。
【００１９】
以上が、トランスの一次側入力信号として、鋭いスパイク状の電流（パルス状の電流）を使用する理由である。
【００２０】
以下、さらに具体的な方法を解説する。
図１は、電圧Ｖ０の直流電源ＰＳと、スイッチＳＷと抵抗Ｒを持ったインダクタンスＬで構成された回路を示し、図２は、図１のスイッチＳＷをオフからオンしたとき、回路に流れる電流ｉと時間ｔとの関係を示す。この場合、抵抗ＲとインダクタンスＬとを直列接続した構成は、トランスの一次側巻線の等価回路に相当する。
【００２１】
例えば、図２において、ｔ＝０（スイッチＳＷをオフからオンにした時点）において入力電流をオンとした後、時間ｔ２において、入力をオフとするよりも、電流の立ち上り直後のｔ１（ｔ１＜ｔ２）において電流をオフとする方が、より急峻な電流（スパイク状の電流）の時間変化が得られることを示している。つまり、入力波形が飽和するよりも短い期間で、入力電流をオフすることで、入力電流に平坦な部分を作らない。また、入力電流をオフすると、図２のグラフの縦軸を反転させた関数に従って電流が変化するので、結果的に、立ち上りと立ち下がりが共に急峻な傾きの三角波を得ることができる（関連する記載は後述）。
【００２２】
このように、本発明のインバータ駆動方式においては、ｔ＝０にできるだけ近い状態で入力電流をオフとして、トランスの一次側巻線において急峻なパルス入力（パルス状の電流）を得るようにする。
【００２３】
図３は、本発明の一実施例に係るインバータ駆動回路を示し、このインバータ駆動回路は、直流電源３１をトランス３２の一次側巻線に供給するためのＭＯＳトランジスタ３３と、ＭＯＳトランジスタ３３をオンオフ駆動する駆動回路３４と、トランス３２の二次側巻線に接続された負荷３５を有する。
【００２４】
図４は、図３のインバータ駆動回路の動作時における各部の波形図を示す。ここで、図４（ａ）はＭＯＳトランジスタ３３のスイッチング駆動波形、同図（ｂ）はトランス３２の一次側巻線に生じる入力電流波形、及び、同図（ｃ）はトランス３２の二次側巻線に生じる出力電圧波形をそれぞれ示している。
【００２５】
ここで、ＭＯＳトランジスタ３３をオンすると、図２に示したような立ち上りの波形でトランス３２の一次側巻線の電流が増大するので、上記のように、その供給する電流を急峻に変化するスパイク状の三角波にするために、上述したように、ＭＯＳトランジスタ３３をオン駆動するパルス幅をごく短いものとしている。このように、トランス３２の一次側巻線に急峻な三角波の電流を生成する場合には、ＭＯＳトランジスタ３３をごく短いパルス幅のパルスでオンオフすればよい。
【００２６】
このインバータ駆動回路において、駆動回路３４がＭＯＳトランジスタ３３をオンしてトランス３２の一次側電流（図４（ａ）参照）がオンになった直後、二次出力電圧（図４（ｃ）参照）に現れる突起した波形Ａの部分は、リンギングと呼ばれ、通常ノイズとしてフィルターで除去され、出力として利用されることはないが、本発明のインバータ駆動方式においては出力として有効に利用する。
【００２７】
さらに、駆動回路３４がＭＯＳトランジスタ３３をオフし、トランス３２の一次側の入力電流がオフになった後、トランス３２の二次側出力の正負２カ所に現れる波形Ｂ及びＣの部分も、本発明のインバータ駆動方式においては出力として有効に利用する。
【００２８】
このように、本発明のインバータ駆動方式では、入力電流を間欠的にトランス３２に供給して、入力の休止時間を設けることにより、入力電流が零になった後もその休止時間中、過渡現象によって発生する二次出力電圧と電流を積極的に出力エネルギーとして利用する。また、入力電流がオンになった直後、過渡的に発生する異常電圧、いわゆるリンギングノイズの電力についても、出力として利用する。
【００２９】
本発明のインバータ駆動方式では、このようにトランス３２の一次側の入力電流をオンしたときに発生する過渡的な異常電圧、及び、トランス３２の一次側の入力電流をオフしたときに発生する過渡的な異常電圧を、すべて出力として有効に利用することで、インバータのエネルギー効率を高めることを実現している。
【００３０】
すなわち、本発明のインバータ駆動方式において入力を間欠に駆動するのは、「エネルギー効率の向上」のためであり、上述したＰＷＭのように「出力電圧の制御」を目的とするものではない。
【００３１】
次に、本発明のインバータ駆動方式におけるさらなる特徴について説明する。すなわち、トランス３２の一次側駆動パルスの時間間隔を縮めることによって、過渡現象による二次側の出力電圧を、入力の電源電圧を一定に保ったまま、数倍に大きくすることができたというものである。
【００３２】
すなわち、図４（ａ）におけるＭＯＳトランジスタ３３の駆動パルスの間隔を、図５（ａ）に示すように縮小すれば、図５（ｂ）に示すように、トランス３２の二次側の出力電圧を図４（ｃ）に示した場合の数倍にすることができた。
【００３３】
以下、この理由を説明する。
まず、トランス３２の二次側巻線に生じる出力電圧の波形について、図４（ｃ）において、入力電流がオフになった後、逆方向の出力電圧が零に近くなった時間ｔ２で次のＭＯＳトランジスタ３３の駆動パルスを入力する場合と、出力側、まだ逆方向の出力電流が流れている状態の時間ｔ１において次のＭＯＳトランジスタ３３の駆動パルスを入力する場合について考察する。
【００３４】
順方向の出力電圧が零に近くなった時間ｔ２で次のＭＯＳトランジスタ３３の駆動パルスを入力する、つまりトランス３２のコア内に磁束が零に近づいた時間ｔ２において、次のＭＯＳトランジスタ３３の駆動パルスをＭＯＳトランジスタ３３に印加した場合、トランス３２の二次側に現れる電圧は、図４（ｃ）に示す繰り返しの電圧波形となる。一方、ＭＯＳトランジスタ３３の駆動パルスの駆動後のトランス３２の過渡現象によるトランス３２の二次側出力が正から負の方向に生じている期間内に、つまり図４（ｃ）のトランス３２の二次側出力のＢからＣの部分が存在する状態で、次のＭＯＳトランジスタ３３の駆動パルスを入力すると、まだ磁束がトランス３２内に存在している状態のままなので、次のパルスを入力した際に、磁束の時間変化率が大きい。
【００３５】
これをファラデーの法則に従って考察すれば、逆方向により高い出力電圧が発生する。また、このときに発生した高い出力電圧は、次に入力パルスがオフになったときにも影響を与え、さらに出力電圧を大きくする。つまり、トランスに供給するパルス状の一次側電流により上記トランスの二次側に現れる過渡現象による出力電圧が零になる前のタイミングで、次のパルス状の一次側電流を供給するように、間欠的に供給することにより、トランスの二次側出力電圧をより大きくすることが出来る。
【００３６】
このようにして、過渡現象による昇圧効果が次々と重なって「雪崩」のような状態が発生して、トランスの二次側巻線から大きな出力電圧が得られる。
【００３７】
また、非特許文献２に従って解釈すれば、このような過程によって、時間の二次微分以上の電流変化を伴った磁束の変化により、正の起電力(positive EMF)の成分が、さらにその出力電圧を押し上げていると推測できる。
【００３８】
これらの理由により、本発明のインバータ駆動方式によれば、インバータの効率を大きく改善することができた。
【００３９】
次に、以上説明した本発明のインバータ駆動方式を適用するのに好適なインバータ装置の一例を図６に示す。
図６において、６１は直流電源、６２は、直流電源６１をトランス６４の一次側巻線Ｌ′1に供給するためのスイッチング用のＭＯＳトランジスタ、６３はＭＯＳトランジスタ６２をオンオフ駆動するための駆動信号発生回路、Ｍ1はトランス６４のＩ型コア、Ｍ2はトランス６４のＥ型コア、Ｌ′1はトランス６４の一次側巻線、Ｌ′2はトランス６４の二次側巻線である。
【００４０】
この実施例において、駆動回路６３は、図５（ａ）に示したような駆動波形、すなわち、トランス６４の一次側駆動パルスの時間間隔を縮め、また、まだ逆方向の磁束がトランス６４内に存在している状態で、次の一時側駆動パルスを入力するようにＭＯＳトランジスタ６２を駆動することで、トランス６４の二次側巻線Ｌ′2から図５（ｂ）に示したような出力電圧を取り出すことができる。
【００４１】
また、図７は、以上説明した本発明のインバータ駆動方式を適用するのに好適なインバータ装置の他の例を示す。この図７は、内部に反発磁場を有するトランスを使用した場合の実施例であり、その特徴は出力端子を２系統備えたことである。
【００４２】
図７において、７１は直流電源、７２は、直流電源７１をトランス７４の一次側巻線であるコイルＬ11，Ｌ21，Ｌ31，Ｌ41に供給するためのスイッチング用のＭＯＳトランジスタ、７３はＭＯＳトランジスタ７２をオンオフ駆動するための駆動信号発生回路、Ｍ11，Ｍ13はトランス７４のＥ型コア、Ｍ12はトランス７４のＩ型コア、Ｌ11，Ｌ21，Ｌ31，Ｌ41は、トランス７４の一次側巻線、Ｌ12，Ｌ22，Ｌ32，Ｌ42は、トランス７４の二次側巻線である。
【００４３】
ここで、Ｅ型コアＭ11，Ｍ13の幅よりも、Ｉ型コアＭ12の長さが大きく、Ｉ型コアＭ12の両端が、Ｅ型コアＭ11，Ｍ13より突出する構造となっているとともに、Ｅ型コアＭ11，Ｍ13とＩ型コアＭ12とは接触せずに、所定のエアギャップを隔てて配置されている。また、Ｅ型コアＭ11の中央のコア部分と、Ｅ型コアＭ13の中央のコア部分が、Ｉ型コアＭ12を挟んで対向するように配置されており、Ｅ型コアＭ11とＥ型コアＭ13の対向するコア部分における磁場（磁界）の方向が互いに反対方向となるようになっており、この部分で、コア内に破線の矢印で示す反発磁場が形成されている。
【００４４】
そして、この実施例において、駆動回路７３は、図５（ａ）に示したような駆動波形でＭＯＳトランジスタ７２を駆動することで、トランス７４の２つの出力＃１，＃２から、それぞれ図５（ｂ）に示したような出力電圧を取り出すことができる。
【００４５】
なお、上述した各実施例では、駆動回路がＭＯＳトランジスタを直接点灯駆動するようにしているが、駆動回路とＭＯＳトランジスタとの間にフォトインタラプタ等の回路要素を介在させて、直接点灯駆動しないように構成することもできる。
また、以上述べてきた各実施形態の構成及び変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせて適用することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上説明した本発明は、トランスを有する発振回路を用いたインバータであれば、どのような回路構成のものについても、同様にして適用することができる。
【符号の説明】
【００４７】
１，３２…トランス、２，３１，ＰＳ，６１…直流電源、ＳＷ，ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ、３３，６２…ＭＯＳトランジスタ、３４，６３…駆動回路、Ｍ1，Ｍ11，Ｍ13…Ｅ型コア、Ｍ2，Ｍ12…Ｉ型コア、Ｌ′1，Ｌ11，Ｌ21，Ｌ31，Ｌ41…一次側巻線、Ｌ′2，Ｌ12，Ｌ22，Ｌ32，Ｌ42…二次側巻線。
【図１】
0005587691.tif 000002
【図２】
0005587691.tif 000003
【図３】
0005587691.tif 000004
【図４】
0005587691.tif 000005
【図５】
0005587691.tif 000006
【図６】
0005587691.tif 000007
【図７】
0005587691.tif 000008
【図８】
0005587691.tif 000009
【図９】
0005587691.tif 000010
【図１０】
0005587691.tif 000011