(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を多相に変換する逆変換器をふくむインバータと、該インバータに接続された
非接地の多相回転電機とを含むインバータ駆動回転電機システムにおいて、
前記直流電源の一部を第１のインピーダンスを介して接地し、前記多相回転電機の固定子
巻線の中性点とフレーム間を第２のインピーダンスを介して接続し、前記第１のインピー
ダンスの接地点と前記多相回転電機のフレーム間を接続するとともに、
前記インバータのコモンモード電圧のピークをＶｃ、前記第１のインピーダンスをＺｉ（
Ω）、コモンモード電流の許容値をＩｔｈ（Ａ）、前記回転電機の固定子巻線と回転子の
間のインピーダンスをＺｗｒ（Ω）、回転子とフレーム間のインピーダンスをＺｒｆ（Ω
）、軸受の油膜の破壊電圧をＶｔｈ（Ｖ）としたとき、第２のインピーダンスＺｍは、Ｚ
ｗｒとＺｒｆの和より小さく、かつ
【数１】
0005432097.tif 000013
を満足する値とされることを特徴とするインバータ駆動回転電機システム。
【請求項２】
第１項記載のインバータ駆動回転電機システムにおいて、
前記第２のインピーダンスを、前記多相回転電機の軸受に加わる電圧を、軸受けの油膜破
壊電圧未満とする値に選定することを特徴とするインバータ駆動回転電機システム。
【請求項３】
第１項記載のインバータ駆動回転電機システムにおいて、
前記第２のインピーダンスを、前記第１のインピーダンスに流れる電流をその上限値以下
とする値に選定することを特徴とするインバータ駆動回転電機システム。
【請求項４】
第１項記載のインバータ駆動回転電機システムにおいて、
前記第２のインピーダンスを、前記多相回転電機の軸受に加わる電圧を、軸受けの油膜破
壊電圧未満とし、かつ前記第１のインピーダンスに流れる電流をその上限値以下とする値
に選定することをすることを特徴とするインバータ駆動回転電機システム。
【請求項５】
第１項記載のインバータ駆動回転電機システムにおいて、
前記回転電機の軸受の内輪と外輪の間の並列抵抗をＲｂ，並列静電容量を（Ｃｂ＋Ｃｒｆ
）とした場合に、第２のインピーダンスＺｍとして、カットオフ周波数ｆｃ（Ｈｚ）が
【数２】
0005432097.tif 000014
のハイパスフィルタあるいはバンドパスフィルタを使用することを特徴とするインバータ
駆動回転電機システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はインバータ駆動回転電機システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、省エネルギー化の観点から電力、産業、自動車、鉄道、家電などの様々な分野でインバータ電源を用いた回転電機の可変速運転が盛んに行われている。しかしながら、回転電機ではインバータ駆動に伴い軸受電食、ＥＭＩ／ＥＭＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ／Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）、絶縁などの様々な問題が発生し、これらの問題に対し現在さまざまな対策技術が検討されている。
【０００３】
例えば、インバータ駆動に伴う回転電機の軸受電食対策技術に関しては、特許文献１などがある。特許文献１では、インバータと回転電機との間にコモンモードチョークなどのフィルタを挿入してフィルタ素子にコモンモード電圧を分担させることで回転電機に外部から加わるコモンモード電圧を低減し、コモンモード電圧が加わる事で発生する回転電機の軸受の電食を防止している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４２６０１１０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の方法では、インバータ駆動回転電機システムの設置スペースの制約で、コモンモードチョークを敷設できない場合には軸受の電食を防止する事ができない問題があった。また、コモンモードチョークを使用しているため、負荷電流でコアが飽和しないように注意しなければならない問題があった。
【０００６】
以上の問題に鑑み、本発明ではコモンモードチョークが無くても軸受の電食を防止することができるインバータ駆動回転電機システムを提供する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、直流電源を多相に変換する逆変換器をふくむインバータと、該インバータに接続された非接地の多相回転電機とを含むインバータ駆動回転電機システムにおいて、直流電源の一部を第１のインピーダンスを介して接地し、多相回転電機の固定子巻線の中性点とフレーム間を第２のインピーダンスを介して接続し、第１のインピーダンスの接地点と多相回転電機のフレーム間を接続することで達成される。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によってコモンモードチョークが無くてもコモンモード電圧を低減し軸受の電食を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一第1の実施例のインバータ駆動回転電機システムの回路図。
【図２】回転電機内部で固定子巻線の中性点とフレームを接続した回転電機を示す図。
【図３】回転電機端子箱で固定子巻線の中性点とフレームを接続した回転電機を示す図。
【図４】コンデンサで構成されるインピーダンス素子を示す図。
【図５】図４のインピーダンス素子のアドミタンス−周波数特性を示す図。
【図６】コンデンサと抵抗の並列接続で構成されるインピーダンス素子を示す図。
【図７】図６のインピーダンス素子のアドミタンス−周波数特性を示す図。
【図８】抵抗とコンデンサとインダクタンスで構成されるインピーダンス素子を示す図。
【図９】図８のインピーダンス素子のアドミタンス−周波数特性を示す図。
【図１０】抵抗とコンデンサの直列接続で構成されるインピーダンス素子を示す図。
【図１１】図１０のインピーダンス素子のアドミタンス−周波数特性を示す図。
【図１２】インバータ駆動回転電機システムの回路による作用を説明する図。
【図１３】軸受の内輪−外輪間に加わる軸電圧Ｖｂの周波数特性を示す図。
【図１４】本発明の効果確認実験回路を示す図。
【図１５】１５０倍インピーダンスでの効果確認結果を示す図。
【図１６】０．１５倍インピーダンスでの効果確認結果を示す図。
【図１７】０．０１５倍インピーダンスでの効果確認結果を示す図。
【図１８】インピーダンスＺｍの値を変化させたときの軸電圧の測定結果を示す図。
【図１９】本発明の第２の実施例のインバータ駆動回転電機システムの回路図。
【図２０】本発明の第３の実施例のインバータ駆動回転電機システムの回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下本発明の実施例について、図面を用いて詳細に説明する。
【実施例】
【００１１】
図１に本発明の第1の実施例のインバータ駆動回転電機システムの回路図を示す。図１では、インバータ１は、交流電圧を直流に変換する順変換器２と、直流電圧を平滑化して蓄える平滑コンデンサ３と、直流電圧をスイッチングして交流に変換する逆変換器４から構成される。第1の実施例のインバータ１では、平滑コンデンサ３の中間点が接地インピーダンス１２を介して接地されている。
【００１２】
インバータ１の出力電圧は、三相ケーブル５を介して回転電機６に印加される。回転電機６の固定子巻線の中性点７は、回転電機フレーム９に素子８を介して接続されている。回転電機のフレーム９は、周囲のアース４０に対して絶縁されており、フレーム９はケーブル５のシールド１０を介してインバータ１の接地端子１１に接続される。
【００１３】
第1の実施例の回転電機の具体的な構造例を図２，３に示す。図２の回転電機では三相ケーブル５は、回転電機６の端子箱２２で回転電機の口出し線に接続される。回転電機６の固定子巻線はＹ型に接続され、その中性点接続線２３は素子８を介してフレーム９に接続される。フレーム９は、端子箱２２に設けられた接続端子で三相ケーブル５のシールド１０を介してインバータ側の接地端子１１に接続される。
【００１４】
図３の回転電機では、三相ケーブル５は回転電機６の端子箱２２で回転電機の口出し線に接続される。回転電機６の固定子巻線はＹ型に接続され、その中性点接続線２３は端子箱の端子に引き出される。中性点接続線２３の端子とフレーム９は端子箱２２で素子８によって接続される。フレーム９は端子箱２２に設けられた接続端子を通じて三相ケーブル５のシールド１０に接続され、インバータ側の接地端子１１に接続される。
【００１５】
図１の第1の実施例で採用可能なインピーダンス素子８の例と、そのアドミタンス（縦軸）−周波数（横軸）特性の例を図４から図１１を用いて説明する。
【００１６】
インピーダンス素子８の第１の例を図４に示す。図４の素子８ａはコンデンサＣから構成される。素子８ａのアドミタンス（縦軸）−周波数（横軸）特性を図５に示す。コンデンサＣを使用した素子８ａでは、周波数に対しアドミタンスが増加する関係にある。このため、抵抗を素子８に使用した場合に比べて、高周波領域で回転電機の固定子巻線の中性点とフレームの結合が良くなり、抵抗を使用した場合に比べて高周波インバータでは素子８を小型化できるメリットがある。なお、抵抗Ｒを素子８に使用した場合は、図５の点線のように周波数（横軸）の高低に関わりなく、アドミタンス一定となる。
【００１７】
インピーダンス素子８の第２の例を図６に示す。図６の素子８ｂはコンデンサＣと抵抗Ｒの並列回路から構成される。素子８ｂのアドミタンス−周波数特性を図７に示す。コンデンサＣと抵抗Ｒの並列回路を使用した素子８ｂでは、図５と同様に周波数に対しアドミタンスが増加する。ただし、抵抗を並列接続しているため低周波側でも一定のアドミタンスを確保できる。このため、低〜高周波の広範囲で回転電機の固定子巻線の中性点とフレームの結合を確保することができる。
【００１８】
インピーダンス素子８の第３の例を図８に示す。図８の素子８ｃは抵抗ＲとコンデンサＣとインダクタンスＬの直列回路から構成される。素子８ｃのアドミタンス−周波数特性を図９に示す。抵抗ＲとコンデンサＣとインダクタンスＬの直列回路を使用した素子８ｃでは、共振周波数ｆ０があり、この前後で特性が変化する。共振周波数ｆ０より低周波側では高周波数化に対しアドミタンスが増加する。しかし、コンデンサＣとインダクタンスＬの共振周波数より高周波側では、高周波数化に対しアドミタンスが低下する。このため、低〜中周波で回転電機の固定子巻線の中性点とフレームの結合を確保しつつ、固定子巻線の中性点からフレームに流れる高周波コモンモード電流の発生を防止することができる。
【００１９】
インピーダンス素子８の第４の例を図１０に示す。図１０の素子８ｄは抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路から構成される。素子８ｄのアドミタンス−周波数特性を図１１に示す。抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路を使用した素子８ｄでは、図５と同様に低周波側では周波数に対しアドミタンスが増加する。しかし、高周波ではアドミタンスが一定になる。このため、低〜中周波で回転電機の固定子巻線の中性点とフレームの結合を確保しつつ、固定子巻線の中性点からフレームに流れる高周波のノイズ電流の発生を防止することができる。
【００２０】
以上、各種の素子の例を説明したが、要するに図５、図６、図８の特性では、高周波数域において高アドミタンスとなり、高周波の広範囲で回転電機の固定子巻線の中性点とフレームの結合を確保することができる。また、図７の特性では、共振周波数前後の帯域において高アドミタンスとなり、この範囲で回転電機の固定子巻線の中性点とフレームの結合を確保することができる。
【００２１】
したがって、インバータ駆動回転電機システムの周波数に応じて、各素子の容量などを決定し、回転電機の固定子巻線の中性点とフレームの結合を確保することができる周波数帯域の素子を得ることができる。
【００２２】
図１２を用いて、第1の実施例のインバータ駆動回転電機システムの回路による作用を説明する。図１２は、インバータのスイッチングによってインバータの直流電圧の正極と負極が回転電機の三相固定子巻線に振り分けられた瞬間を示す。インバータ直流電圧の振り分けモードは他にもある。ここではその１例を使って作用を説明するが、本発明の作用や効果はこのスイッチングモードに限られるものではない。
【００２３】
図１２では、インバータによって直流電圧の正極が三相固定子巻線の一相（Ｕ相）に、負極が三相固定子巻線の他の二相（Ｖ相、Ｗ相）に振り分けられている。この結果、Ｙ接続された回転電機巻線に直流電圧Ｅが印加され、一相（Ｕ相）には２Ｅ／３の電圧が、他の二相（Ｖ相、Ｗ相）にはＥ／３の電圧が分担される。この結果、インバータ直流回路の中間点３０から見た場合、（１）式のコモンモード電圧Ｖｃが回転電機の中性点７とインバータ直流回路の中間点３０との間に発生する。
【００２４】
【数１】
0005432097.tif 000002
【００２５】
従来はインバータの直流電源と回転電機固定子巻線の中間部１２８に、コモンモードチョークを入れてこのコモンモード電圧Ｖｃが回転電機に加わらないようにしてきた。ところが、コモンモードチョークの取り付けをしたインバータ駆動回転電機システム大型化することから、コモンモードチョークを使用しない前提の装置では、回転電機外部でコモンモード電圧Ｖｃを回転電機に加わらないようにすることができない。
【００２６】
そこで、本発明では以下の方法によって回転電機内部に分担されるコモンモード電圧Ｖｍを低減し、これに伴い発生する軸電圧Ｖｂを低減し軸受の電食を防止する。尚、以下の説明で明らかになるが、回転電機内部に分担されるコモンモード電圧Ｖｍは、回転電機固定子巻線の中性点７とフレーム９間に印加される電圧、軸電圧Ｖｂは軸受け部に発生する電圧である。
【００２７】
本発明のインバータ駆動回転電機システムにおいては、第１に回転電機固定子巻線の中性点７とフレーム９間をインピーダンスＺｍで接続する。このときに、インピーダンスＺｍの大きさは、（２）式の大小関係を満足するものとされる。具体的には、回転電機の固定子巻線と回転子の間のインピーダンスをＺｗｒ、回転子とフレーム９間のインピーダンスをＺｒｆとしたとき、回転電機固定子巻線の中性点７とフレーム９を（２）式のインピーダンスＺｍで接続する。
【００２８】
【数２】
0005432097.tif 000003
【００２９】
つまり、図１２において回転電機固定子巻線の中性点７とフレーム９の間には、等価回路的には回転電機の固定子巻線と回転子の間のインピーダンスＺｗｒと、回転子とフレーム９間のインピーダンスＺｒｆが直列に配置されていることから、これと並列にインピーダンスＺｍを新たに設置する。また、インピーダンスＺｍの値を、Ｚｒｆ＋Ｚｗｒよりも小さい値に選定する。
【００３０】
この結果、図１２の回転電機巻線の中性点７からフレーム９に向かう２つの経路１２２と１２７では、新たに接続した経路１２２のインピーダンスＺｍが支配的なインピーダンスとなる。
【００３１】
本発明のインバータ駆動回転電機システムにおいては、第２にフレーム９をインバータの接地端子１１に接続する。また第３に、インバータの接地端子１１が、接地インピーダンス１２を介して直流回路の中間点３０と接続される。
【００３２】
この結果、インバータ直流回路の中間点３０→回転電機巻線中性点７→インピーダンスＺｍ→フレーム９→インバータ接地端子１１→インバータ接地インピーダンス１２→インバータ直流回路の中間点３０の閉回路が完成する。この閉回路を形成した事で、コモンモード電圧Ｖｃが、インピーダンスＺｍに印加される電圧Ｖｍと、インピーダンスＺｉに印加される電圧Ｖｉの和であるという関係が成立する。このことは、コモンモード電圧Ｖｃを、新たに設置したインピーダンスＺｍとインピーダンスＺｉで分担することを意味しており、従って、インピーダンスＺｉで分担する電圧を多く（インピーダンスＺｍで分担する電圧を低減）することで、回転電機固定子巻線の中性点７とフレーム９間に印加される電圧（軸電圧Ｖｂ）を低減することができる。
【００３３】
このように本発明では、このインピーダンスＺｍとインピーダンスＺｉのインピーダンスバランスに着目して、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に分担されるコモンモード電圧Ｖｍを低減することを特徴とする。つまり、回転電機巻線の中性点７とフレーム９をインピーダンスＺｍで接続し、フレーム９をインバータの接地端子１１に接続し、インバータの接地端子１１を、接地インピーダンス１２を介して直流回路の中間点３０と接続し、かつインピーダンスＺｍをＺｉに対して適切に選択することで、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に分担されるコモンモード電圧Ｖｍを低減し軸受の電食対策をする。
【００３４】
ところで、本発明においては軸受の電食防止を目的とすることから、経路１２７の軸受インピーダンスＣｂ，Ｒｂに加わる電圧Ｖｂを、軸受の油膜破壊電圧Ｖｔｈ未満に抑制しなければならない。またＶｂは、ＶｍとインピーダンスＺｒｆ，Ｚｗｒを用いて表すことができるので、これらの間では、（３）式の大小関係を満足する必要がある。
【００３５】
【数３】
0005432097.tif 000004
【００３６】
但し、ここでＶｍは，コモンモード電圧Ｖｃと、インピーダンスＺｉ，Ｚｍを用いて（４）式で表現できるので、（４）式を（３）式に代入すると、Ｖｂは（５）式で表される。
【００３７】
【数４】
0005432097.tif 000005
【００３８】
【数５】
0005432097.tif 000006
【００３９】
したがって、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に接続するインピーダンスＺｍを（６）式とすることで、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に分担されるコモンモード電圧Ｖｍを低減し、軸受に加わる電圧Ｖｂを油膜破壊電圧Ｖｔｈ未満にすることができる。
【００４０】
【数６】
0005432097.tif 000007
【００４１】
以上の（６）式の関係からは、軸受に加わる電圧Ｖｂを油膜破壊電圧Ｖｔｈ未満にするには、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に接続するインピーダンスＺｍを小さくするほうがよいことになる。
【００４２】
一方、図１２のコモンモード電流Ｉｃは、コモンモード電圧Ｖｃと、インピーダンスＺｉ，Ｚｍを用いて（７）式で表すことができる。このことは、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に接続するインピーダンスＺｍを小さくすると、コモンモード電流Ｉｃが増加する関係にあることを意味する。
【００４３】
【数７】
0005432097.tif 000008
【００４４】
一般にコモンモード電流の一部が漏れて発生するノイズ電流Ｉｎはコモンモード電流の大きさに比例して増加する。このため、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に接続するインピーダンスＺｍには下限がある。
【００４５】
このように、先の（６）式においては、油膜破壊電圧Ｖｔｈとの関係ではインピーダンスＺｍは小さいほうがよいとしたが、コモンモード電流の観点から（７）式で導かれる結論はインピーダンスＺｍには下限値があるというものである。
【００４６】
このため、コモンモード電流Ｉｃについて、更に検討する。コモンモード電流Ｉｃの許容限界レベル（上限値）をＩｔｈとし、かつコモンモード電流Ｉｃをコモンモード電圧Ｖｃと、インピーダンスＺｉ，Ｚｍを用いて表現すると、（８）式の大小関係を満たす必要があり、これをＺｍについて整理すると（９）式が得られる。
【００４７】
【数８】
0005432097.tif 000009
【００４８】
【数９】
0005432097.tif 000010
【００４９】
以上をまとめると、本発明では（２）式の大小関係を満足し、かつインピーダンスＺｍについて、（６）式と（９）式の大小関係を共に満足する（１０）式の関係が成立する必要がある。
【００５０】
【数１０】
0005432097.tif 000011
【００５１】
本発明においては、（１０）式の関係を満足するインピーダンスＺｍとする訳であるが、ここでＺｒｆ，Ｚｗｒは回転電機に固有の値、Ｉｔｈ、Ｖｔｈはシステムで定まる上限値、下限値、Ｖｃはシステムの想定値であることから、（１０）式の大小関係を満足するインピーダンスＺｍとＺｉを選定することになる。
【００５２】
この結果、（１０）式を満足するインピーダンスＺｍを、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に接続することで、従来のようにコモンモードチョークなどのフィルタを使用せずに回転電機内部で固定子巻線とフレーム間に分担されるコモンモード電圧Ｖｍを低減し、軸受の電食を防止する事ができる。
【００５３】
なお、ここでは一例として（１０）式の関係を満足するインピーダンスの値を選定するものであるが、この式の基本的な考え方は、以下のところにある。つまり、回転電機の固定子巻線から回転子を経由してフレームにいたる等価回路のインピーダンスとの関係では、軸受に加わる電圧Ｖｂを、油膜破壊電圧Ｖｔｈ未満にし、かつ直流回路の中間点からインバータの接地端子を経由してフレームに至る回路のインピーダンスとの関係では、コモンモード電流を上限値以下にする値のインピーダンスを回転電機の固定子巻線とフレームの間に設けたものである。（１０）式は、この考え方を式で表現したものであり、インバータ駆動回転電機システムの主回路構成などが相違すれば、上記考えに則り新たに式を起こし、あるいは実際の測定値に基づいて、上記関係を満足するインピーダンスの値を求めることもできる。
【００５４】
ところで、図１２の回転電機の固定子巻線と回転子の間のインピーダンスＺｗｒは、静電容量負荷であり、回転子とフレーム間のインピーダンスＺｒｆは、抵抗とコンデンサ（Ｃｂ＋Ｃｒｆ）の並列回路である。このため、軸受部分にかかる電圧Ｖｂは周波数依存性を持ち、図１３に示すような電圧変化を示す。
【００５５】
つまり、横軸に周波数、縦軸に軸受け部の電圧をとって表記した場合に、軸受け部の電圧は、横軸の周波数がカットオフ周波数ｆｃ以下の場合と、以上の場合とで変化傾向が相違する。以下の場合、周波数に比例して電圧変化するが、カットオフ周波数以上の領域では軸受け部の電圧は一定に保たれる。このことは、同じ大きさのコモンモード電圧Ｖｍが回転電機巻線の中性点７とフレーム９間に分担された場合にも、低周波であるほど軸受部分に分担される電圧Ｖｂは低下することを意味する。
【００５６】
このため、さらに本発明では、回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に接続するインピーダンスＺｍに、カットオフ周波数ｆｃが（１１）式のハイパスフィルタか、あるいは低周波側のカットオフ周波数が上記（１１）式のバンドパスフィルタを使用し、効果的に軸電圧を低減することができる。
【００５７】
【数１１】
0005432097.tif 000012
【００５８】
先に説明した図４、図６、図８、図１０の本発明に適用可能な素子は、いずれもハイパスフィルタかあるいはバンドパスフィルタの特性を有しており、以上の観点からもこれらの素子を回転電機内部で固定子巻線の中性点７とフレーム９の間に接続するインピーダンスＺｍに使用する事が望ましいことが説明できる。
【００５９】
以上のように、第1の実施例の主要構造と軸受の電食防止の作用を述べた。ところで、第1の実施例では図１で説明したように、回転電機のフレーム９を周囲のアース４０から絶縁しケーブル５のシールド１０を介してインバータ１の接地端子１１に接続している。このようにすることで、図１２に示すコモンモード電流Ｉｃのうち、インバータと回転電機の閉回路以外に漏れるノイズ電流Ｉｎを抑制することができる。
【００６０】
このため、フレーム９をケーブル５のシールド１０を介してインバータ１の接地端子１１に接続しない場合に比べ、同じコモンモード電流Ｉｃに対してもノイズ電流Ｉｎを小さくでき、ノイズ電流Ｉｎの大きさで制限されていたコモンモード電流Ｉｃの許容値Ｉｔｈを高く設定できる。つまり、（８）式に示すようにＺｍの下限をより小さくでき、場合によっては回転電機巻線の中性点とフレームを小さい抵抗あるいは直接接続することができるようになる。
【００６１】
第1の実施例の効果を検証した結果を、図１４〜図１８に示して説明する。まず、図１４には、効果検証のための試験回路図を示す。インバータ１と回転電機６を接続する三相ケーブルに、Ｙ接続したコンデンサ１５７を接続し、その中性点１５８に表れる電圧を観測する事で、回転電機６に外部から加わるコモンモード電圧Ｖｍの大きさを擬似的に測定した。なお、擬似的とは、正確にはインバータ１の直流電圧の中間点３０を基準にコモンモード電圧Ｖｍを測定すべきであるが、今回はデジタルオシロスコープの片接地プローブでの測定制限でアースを基準に電圧測定し代用したためこのように呼称する。一方、回転電機６の固定子巻線中性点７とフレーム９間にはコンデンサ１５３を接続した。固定子巻線中性点７とフレーム９間に加わる電圧を測定し、回転電機内部のコモンモード電圧の分担を評価した。
【００６２】
（２）式の右辺のＺｍの上限値を基準（つまり１倍）として、インピーダンスＺｍの大きさを１５０倍にしたときの計測結果を図１５に、０．１５倍にしたときの計測結果を図１６に、０．０１５倍にしたときの計測結果を図１７にそれぞれ示している。いずれの図でも、上段から順に回転電機に外部から加わる擬似コモンモード電圧（１６０１、１７０１、１８０１）、固定子巻線中性点７とフレーム９間に分担されるコモンモード電圧（１６０２、１７０２、１８０２）、回転子の軸とフレーム間に発生する軸電圧（１６０３、１７０３、１８０３）、軸受を流れる電流（１６０４、１７０４、１８０４）を示す。
【００６３】
図１５、図１６、図１７の結果を、種々の観点から評価する。まず、外部から回転電機に加わる擬似コモンモード電圧（１６０１、１７０１、１８０１）の大きさは、インピーダンスＺｍの大きさに関わらず、大きく変化しない。１５０倍（１６０１）でも、０．０１５倍（１８０１）でも、±１００（ｖ）の範囲内で、かつ同程度の変動幅の値である。これは、本発明ではコモンモードチョークを使用していないため、外部から回転電機に加わる電圧は大きく低下しないことを示している。
【００６４】
ところが、回転電機内部についてみると、固定子巻線中性点７とフレーム９間に分担されるコモンモード電圧（１６０２、１７０２、１８０２）は、インピーダンスＺｍの大きさを基準値未満にすると、大幅に低下する。１５０倍（１６０２）では、±１００（ｖ）に近い範囲内での変動を示すが、０．１５倍（１７０２）の変動幅は明らかに小さく、０．０１５倍（１８０２）では値が小さい上に殆ど変動しない。
【００６５】
また、この結果、インピーダンスＺｍの大きさを基準値未満にすると、軸電圧（１６０３、１７０３、１８０３）も低下し、点線で示した軸受油膜の破壊電圧レベル（１６０５、１７０５、１８０５）未満に低下する。１５０倍のときの軸電圧は、各所で軸受油膜の破壊電圧レベル（１６０５）を超過するが、０．０１５倍のときの軸電圧は、軸受油膜の破壊電圧レベル（１８０５）以内に余裕を持って収まっている。
【００６６】
これに伴い、インピーダンスＺｍの大きさが基準値に対し１５０倍の場合には、軸受を流れる電流（１６０４）に軸受のグリース油膜破壊に伴うパルス状の火花電流１６０６が観測されていたが、インピーダンスＺｍの大きさを基準値未満にした場合の軸受を流れる電流（１７０４、１８０４）には油膜破壊に伴うパルス状の軸受電流が発生しなかった。以上のことから本発明によって軸受の電食を防止できることが確認できた。
【００６７】
図１８に（２）式右辺のＺｍの上限値を基準（つまり１倍）とし、インピーダンスＺｍの大きさを変化させたときの軸電圧の大きさを示す。この図で横軸が、（２）式右辺のＺｍの上限値を表しており、図１５、図１６、図１７では、インピーダンスＺｍの大きさを１５０倍（図１６）、０．１５倍（図１７）、０．０１５倍（図１８）に変化させた。縦軸は、軸電圧である。
【００６８】
まずこの図で、軸電圧はＺｍに対して右肩上がりの特性を有し、Ｚｍが大きいほど大きい値となることがわかる。そしてＺｍが１倍よりも大きい場合には、軸電圧１９０１は油膜の破壊電圧レベル１９００よりも高い。しかし、Ｚｍを１倍未満にすると軸電圧は低下し、油膜の破壊電圧レベル１９００よりも低くなる。なお、Ｚｍを小さくすると軸電圧１９０１は本来１９０２のようにさらに低下する。しかし、今回の実験では、図１７の１８０３に示すように軸電圧測定結果にノイズが重畳していたため、図１８ではノイズレベル１９０３で軸電圧の低下は停止し１．０Ｖｐ以下に低下しなかったものと考えられる。以上の結果、本発明によってコモンモードチョークが無くてもコモンモード電圧を低減し軸受の電食を防止することができることが示された。
【００６９】
本発明の第２の実施例のインバータ駆動回転電機システムの回路図を図１４に示す。第２の実施例では、インバータ１は交流電圧を直流に変換する順変換器２と、直流電圧を平滑化して蓄える平滑コンデンサ３と、直流電圧をスイッチングして交流に変換する逆変換器４から構成される。第２の実施例のインバータ１では、平滑コンデンサ３の低圧側１４３が接地インピーダンス１２を介して接地されている。インバータ１の出力電圧は三相ケーブル５を介して回転電機６に印加される。回転電機６の固定子巻線の中性点７は回転電機フレーム９にインピーダンス素子８を介して接続されている。回転電機のフレーム９は周囲のアース４０に対して絶縁されており、フレーム９はケーブル５と撚り合わされた、あるいは少なくとも同じ電線シース内、配管、ダクトに配置されたアース線１４０を介してインバータの接地端子１１に接続される。
【００７０】
第２の実施例では、第1の実施例と異なり直流電圧の中間部分ではなく負極側１４３が接地インピーダンス１２を介して接地されている。このようにインバータの設計によっては直流電圧の中間部分ではなく負極側あるいは正極側が接地される。しかしながら、本発明の効果はインバータ直流電圧部分の接地点をどこに取るかには依存しない。
【００７１】
また第２の実施例では、第1の実施例と異なり、回転電機のフレーム９をケーブル５と拠り合わされた、あるいは少なくとも同じ電線シース内、配管、ダクトに配置されたアース線１４０を介してインバータの接地端子１１に接続している。シールドケーブルを使用していない場合には、このように主動力ケーブルと隣接するアース線を使うことで、コモンモード電流Ｉｃに比例して流れ、周囲の機器を誤動作させるノイズ電流Ｉｎの周囲への漏れを抑制できる。
【００７２】
第３の実施例のインバータ駆動回転電機システムの回路図を図２０に示す。第３の実施例では、インバータ２０１は直流電圧を蓄える平滑コンデンサ３と、直流電圧をスイッチングして交流に変換する逆変換器４から構成される。第３の実施例のインバータ２０１では平滑コンデンサ３の中間点が接地インピーダンス１２を介して接地されている。
【００７３】
インバータ２０１の出力電圧は三相ケーブル５を介して回転電機６に印加される。回転電機６の固定子巻線の中性点７は回転電機フレーム９にインピーダンス素子８を介して接続されている。回転電機のフレームはアースプレート２１０を介してインバータの接地端子１１と接続されている。
【００７４】
第３の実施例では、第1の第２の実施例と異なり、回転電機のフレーム９がケーブルを介してインバータの接地端子に接続されておらず、アースプレート２１０を介して接続されている。アースプレートのインダクタンスは極めて小さいことから、このような構造にすることでコモンモード電流Ｉｃに比例して流れ、周囲の機器を誤動作させるノイズ電流Ｉｎの周囲への漏れを抑制することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
本発明では、インバータと回転電機との間にコモンモードチョークなどのフィルタを使用しないので、インバータ駆動回転電機システムを小型化することができるので広い分野で使用することができる。
【符号の説明】
【００７６】
１：インバータ
２：順変換器
３：平滑コンデンサ３
４：逆変換器
５：三相ケーブル
６：回転電機
７：固定子巻線の中性点
８：素子
９：回転電機フレーム
１０：シールド
１１：インバータの接地端子
１２：接地インピーダンス
２２：回転電機の端子箱
２３：回転電機の中性点接続線
Ｃ：コンデンサ
Ｒ：抵抗
Ｌ：インダクタンス
１２８：回転電機固定子巻線の中間部
１２２，１２７：回転電機巻線の中性点からフレームに向かう経路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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