(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調波信号を増幅する電力増幅回路に含まれるパワーアンプの電力効率を向上させるための信号処理回路であって、
前記パワーアンプの出力電力を増加方向にシフトさせるための、前記電力増幅回路に入力される前記変調波信号のＩＱベースバンド信号に対する調整信号を生成する信号生成部と、
生成された前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳する信号入力部と、
を備える信号処理回路。
【請求項２】
変調波信号を増幅する電力増幅回路に含まれるパワーアンプの電力効率を向上させるための信号処理回路であって、
前記パワーアンプの出力電力を増加方向にシフトさせるための、前記変調波信号のＩＱベースバンド信号に対する調整信号を生成する信号生成部と、
生成された前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳する信号入力部と、
を備え、
前記信号生成部は、前記ＩＱベースバンド信号の瞬時電力を算出する電力算出部と、前記瞬時電力が所定の閾値より小さい前記ＩＱベースバンド信号を、当該閾値相当の瞬時電力となるように補正するための補正信号を算出する信号算出部と、を有しており、
前記信号入力部は、前記補正信号よりなる前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳する信号処理回路。
【請求項３】
前記信号生成部は、前記瞬時電力が所定の第２の閾値より大きい前記ＩＱベースバンド信号を、当該第２の閾値相当の瞬時電力となるように補正するための第２の補正信号を算出する第２の信号算出部を更に備えており、
前記信号入力部は、前記第２の補正信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳する請求項２に記載の信号処理回路。
【請求項４】
前記信号生成部は、マルチキャリア信号よりなる前記変調波信号のＤＣサブキャリアに対応する周波数の正弦波信号を生成するオフセット回路よりなり、
前記信号入力部は、前記正弦波信号よりなる前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳する請求項１〜３のいずれか１項に記載の信号処理回路。
【請求項５】
変調波信号を増幅する電力増幅回路に含まれるパワーアンプの電力効率を向上させるための信号処理回路であって、
前記パワーアンプの出力電力を増加方向にシフトさせるための、前記変調波信号のＩＱベースバンド信号に対する調整信号を生成する信号生成部と、
生成された前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳する信号入力部と、
を備え、
前記信号生成部は、マルチキャリア信号よりなる前記変調波信号の複数のサブキャリアの中心周波数に対応する周波数の正弦波信号を合成した合成波信号を生成するオフセット回路よりなり、
前記信号入力部は、前記合成波信号を前記調整信号として前記ＩＱベースバンド信号に重畳する信号処理回路。
【請求項６】
前記パワーアンプは、出力電力が増大するほど電力効率がほぼ単調に増加する区間を有し、かつ、その単調増加区間における傾きが１より大きい電力効率特性を有する請求項１〜５のいずれか１項に記載の信号処理回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の前記信号処理回路と、その後段に配置された前記電力増幅回路とが搭載された送信機を有する通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調波信号を増幅する電力増幅回路に含まれるパワーアンプの電力効率を向上させるための信号処理回路と、この回路を有する通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数分割多重）方式やＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式のような、複数の搬送波を用いて送信信号を変調する方式では、搬送波の位相が重なり合って大きなピーク電力を持つ信号になることがある。
その一方で、電力増幅器（パワーアンプ）には優れた線形性が要求されるが、最大出力を超えるレベルの信号が入力されると、出力が飽和して非線形歪みが増大する。
【０００３】
このため、大きなピーク電力の信号を非線形増幅器に入力すると出力信号に非線形歪みが生じ、受信側における受信特性の劣化や帯域外輻射の原因となる。
ピーク電力に対して非線形歪みを増大させないためには、ダイナミックレンジの広い電力増幅器が必要となるが、頻繁には出現しないピーク電力のために増幅器のダイナミックレンジを広げると、時間軸上の波形の平均電力と短時間のピーク電力との比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が大きくなり、電力効率が悪くなる。
【０００４】
従って、出現頻度が低い大きなピーク電力の信号については、そのまま増幅器に入力するよりも入力前に抑制する方が合理的である。そこで、電力増幅前のＩＱベースバンド信号のピーク電力を抑制するため、所定の閾値を超えるピーク電力のＩＱベースバンド信号に対して瞬間的に逆向きの振幅を与えるクリッピング処理を行うものがある。
かかるクリッピング処理は、時間軸上でインパルス状の信号を逆向きに印加する処理であるから、周波数軸上では、広い周波数帯域のノイズが印加されるのと同じこととなる。そのため、クリッピング処理のみを単純に行った場合には、帯域外にノイズを生じさせるという問題がある。
【０００５】
そこで、かかる帯域外輻射の問題に対処するため、ＮＳ−ＣＦＲ（Noise Shaping-Crest Factor Reduction）及びＰＣ−ＣＦＲ（Peak Cancellation - Crest Factor Reduction）と呼ばれるピーク電力抑制回路が知られている。
このうち、ＮＳ−ＣＦＲは、瞬時電力が閾値を超えるＩＱベースバンド信号のピーク成分に対して、ローパスフィルタやＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタ等でフィルタリングを行って帯域制限し、この帯域制限後のピーク成分を元のＩＱベースバンド信号から減算するものである（特許文献１参照）。
【０００６】
また、ＰＣ−ＣＦＲは、クリッピングしても帯域外輻射を生じさせないための基本関数を予め設定しておき、瞬時電力が閾値を超えるＩＱベースバンド信号のピーク成分にその基本関数を乗算したものを、元のＩＱベースバンド信号から減算するものである（特許文献２及び３参照）。
【０００７】
一方、高周波増幅器の高効率化技術として、パワーアンプのドレイン電圧を出力電力に応じて変化させることにより、固定電圧の場合の動作時に生じる電力ロスを減らして高効率化を実現する、ＥＴ（Envelope Tracking）方式の電力増幅回路が知られている。
このＥＴ方式の電力増幅回路は、パワーアンプに入力する変調波信号から振幅情報（エンベロープ）を抽出し、これをパワーアンプの電源電圧として印加して、パワーアンプをほぼ飽和に近い状態で動作させるものである（特許文献４参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３９５４３４１号公報
【特許文献２】特許第３８５３５０９号公報
【特許文献３】特開２００４−１３５０８７号公報（図１〜図６）
【特許文献４】特開２００８−２８８９７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記ＥＴ方式の電力増幅回路のパワーアンプでは、例えば図６に示すように、出力電力が大きくなるほど電力効率がほぼ単調に増加する区間と、電力効率の増大が出力電力にほぼ影響しない定常区間とを有し、その単調増加区間の傾きが、例えば通常のＡ級アンプ等に比べて非常に大きいという特性を有する。
従って、ＥＴ方式の場合には、パワーアンプの出力電力をなるべく下げないで動作させる方が、電力効率を向上させることができる。
【００１０】
このため、パワーアンプの電力効率を向上させるには、出力電力をなるべく下げないで動作させる方が望ましい。
しかし、従来のピーク電力抑制回路では、ＩＱベースバンド信号に対して逆向きの振幅を与えるクリッピング処理を行うことから、その後段にある電力増幅回路のパワーアンプの出力電力を、その処理前よりも上げることができない。
【００１１】
このため、従来のピーク電力抑制回路を電力増幅回路の前段に設けても、パワーアンプの出力電力が単調に増加する区間においてほぼゼロまで落ち込んで電力効率が劣化するのを回避できず、パワーアンプの電力効率を向上できない場合があった。
本発明は、かかる従来の問題点に鑑み、電力増幅回路のパワーアンプの電力効率をより確実に向上することができる信号処理回路等を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）  本発明の信号処理回路は、変調波信号を増幅する電力増幅回路に含まれるパワーアンプの電力効率を向上させるための信号処理回路であって、前記パワーアンプの出力電力を増大方向にシフトさせるための、前記変調波信号のＩＱベースバンド信号に対する調整信号を生成する信号生成部と、生成された前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳する信号入力部と、を備えていることを特徴とする。
【００１３】
本発明の信号処理回路によれば、上記信号生成部が、パワーアンプの出力電力を増大方向にシフトさせるための、変調波信号のＩＱベースバンド信号に対する調整信号を生成し、上記信号入力部が、生成された調整信号をそのＩＱベースバンド信号に重畳するので、パワーアンプの出力電力をゼロまで落ち込ませない状態で、当該パワーアンプを動作させることができる。
【００１４】
（２）  従って、例えば、ＥＴ方式の電力増幅回路に用いるパワーアンプのように、出力電力が増大するほど電力効率がほぼ単調に増加する区間を有し、かつ、その単調増加区間における傾きが１より大きい電力効率特性を有するパワーアンプを採用することにより、当該パワーアンプの電力効率を確実に向上することができる。
【００１５】
（３）  本発明の信号処理回路において、前記信号生成部は、具体的には、前記ＩＱベースバンド信号の瞬時電力を算出する電力算出部と、前記瞬時電力が前記閾値より小さい前記ＩＱベースバンド信号を、当該閾値相当の瞬時電力となるように補正するための補正信号を算出する信号算出部と、から構成することができる。
この場合、前記信号入力部において、前記補正信号よりなる前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳すればよい。
【００１６】
上記信号生成部は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力の外周部をカットする従来のクリッピング処理とは逆に、その瞬時電力の内部をカットするいわば「くり抜き処理」（瞬時電力を閾値以上に底上げするという意味で、「ブースティング処理」とも言える。）を行うものである。
このように瞬時電力を底上げする「くり抜き処理」の場合でも、電力増幅回路に入力する変調波信号のＰＡＰＲが低下するので、従来のクリッピング処理の場合と同様に、電力効率の向上を図ることができる。
【００１７】
（４）  また、本発明の信号処理装置において、前記信号生成部は、マルチキャリア信号よりなる前記変調波信号のＤＣサブキャリアに対応する周波数の正弦波信号を生成するオフセット回路より構成することもできる。
この場合、前記信号入力部において、前記正弦波信号よりなる前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳すればよい。
【００１８】
上記オフセット回路よりなる信号生成部によれば、前記「くり抜き処理」を行う場合に必要な電力算出部や信号算出部が不要となるので、回路構成が簡素となり、低コスト化を図れるという利点がある。
また、上記オフセット回路よりなる信号生成部によれば、データ伝送に用いないＤＣサブキャリアに対応する周波数の正弦波信号を用いるので、この正弦波信号（調整信号）をＩＱベースバンド信号に重畳しても、受信側において通信不良が生じることがない。
【００１９】
（５）  更に、本発明の信号処理装置において、前記信号生成部は、マルチキャリア信号よりなる前記変調波信号の複数のサブキャリアの中心周波数に対応する周波数の正弦波信号を合成した合成波信号を生成するオフセット回路より構成することもできる。
この場合、前記信号入力部において、前記合成波信号よりなる前記調整信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳すればよい。
【００２０】
上記オフセット回路よりなる信号生成部によれば、前記「くり抜き処理」を行う場合に必要な電力算出部や信号算出部が不要となるので、回路構成が簡素となり、低コスト化を図れるという利点がある。
また、上記オフセット回路よりなる信号生成部によれば、複数の前記サブキャリアの中心周波数に対応する周波数の正弦波信号を合成した合成波信号を用いるので、この合成波信号（調整信号）をＩＱベースバンド信号に重畳してもその位相が変化せず、受信側で通信不良が生じることがない。
【００２１】
（６）  本発明の信号処理回路において、前記信号生成部は、前記瞬時電力が所定の第２の閾値より大きい前記ＩＱベースバンド信号を、当該第２の閾値相当の瞬時電力となるように補正するための第２の補正信号を算出する第２の信号算出部を更に備えていることが好ましい。
この場合、前記信号入力部において、前記第２の補正信号を前記ＩＱベースバンド信号に重畳すればよい。
【００２２】
上記信号生成部によれば、前記「くり抜き処理」とともに、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力の外周側をカットするクリッピング処理が行われるので、「くり抜き処理」のみを行う場合に比べて、電力増幅回路に入力する変調波信号のＰＡＰＲを更に低下させることができ、パワーアンプの電力効率をより向上することができる。
【００２３】
（７）  本発明の通信装置は、本発明の信号処理回路と、その後段に配置された前記電力増幅回路とが搭載された送信機を有するものであり、本発明の信号処理回路と同様の作用効果を奏する。
【発明の効果】
【００２４】
以上の通り、本発明によれば、パワーアンプの出力電力を増加方向にシフトさせるための調整信号がＩＱベースバンド信号に重畳されるので、パワーアンプの出力電力がゼロに落ち込むのが回避され、パワーアンプの電力効率を確実に向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明を好適に適用可能な無線通信システムの全体構成図である。
【図２】基地局装置のＯＦＤＭ送信機の要部を示す機能ブロック図である。
【図３】電力増幅回路の一例を示す機能ブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る信号処理回路の機能ブロック図である。
【図５】ＩＱベースバンド信号と閾値との関係を示すＩＱ平面の座標図である。
【図６】電力増幅回路のパワーアンプの電力効率特性を示すグラフである。
【図７】本発明の第２実施形態に係る信号処理回路の機能ブロック図である。
【図８】（ａ）は正弦波信号のパワースペクトルを示す図であり、（ｂ）は合成波信号のパワースペクトルを示す図である。
【図９】本発明の第３実施形態に係る信号処理回路の機能ブロック図である。
【図１０】ＩＱベースバンド信号と第１及び第２閾値との関係を示すＩＱ平面の座標図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態を説明する。
〔第１実施形態〕
〔無線通信システム〕
図１は、本発明を好適に適用可能な無線通信システムの全体構成図である。
図１に示すように、本実施形態の無線通信システムは、基地局装置（ＢＳ：Base Station）１と、この装置１のセル内で当該装置１と無線通信を行う複数の移動端末（ＭＳ：Mobile Station）２とから構成されている。
【００２７】
この無線通信システムでは、基地局装置１と移動端末２との間の変調方式として、ＯＦＤＭ方式が採用されている。この方式は、送信データを多数の搬送波（サブキャリア）に乗せるマルチキャリアのデジタル変調方式であり、各サブキャリアは互いに直交しているため、周波数軸で重なりが生じる程に密にデータを並べられる利点がある。
もっとも、上記無線通信システムの変調方式としては、ＯＦＤＭ方式の他に、Ｗ−ＣＤＭＡ方式であってもよい。
【００２８】
〔送信機の構成〕
図２は、基地局装置１のＯＦＤＭ送信機３の要部を示す機能ブロック図である。
この送信機３は、送信用プロセッサ４と電力増幅回路５とを備えており、送信用プロセッサ４は、例えば、１又は複数のメモリやＣＰＵを内部に有するＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）により構成されている。
【００２９】
上記ＦＰＧＡは、プロセッサの出荷時や基地局装置１の製造時等において、各種の論理回路に対する構成情報を予め設定（コンフィギュレーション）可能であり、かかる設定作業を経ることにより、図２に示す各機能部６〜１０が構成されている。
すなわち、本実施形態の送信用プロセッサ４は、左から順に、Ｓ／Ｐ変換部６、マッピング部７、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部８、信号処理部９及び直交変調部１０を含んでいる。
【００３０】
送信用プロセッサ４に入力されたシリアルの信号列は、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル）変換部６において複数の信号列に変換され、変換された各パラレルの信号列は、マッピング部７において、所定の振幅と位相の組み合わせからなる複数のサブキャリア信号ｆ１，ｆ２，……ｆｎに変換される。
この各サブキャリア信号ｆ１，ｆ２，……ｆｎは、ＩＦＦＴ部８によって時間軸上で互いに直交するベースバンド信号としてのＩ信号及びＱ信号に変換される。
【００３１】
このＩＱ信号（Ｉin，Ｑin）は、後段の信号処理部（本実施形態の信号処理回路）９において所定の信号処理が施される。この信号処理後のＩＱ信号（Ｉout，Ｑout）は、直交変調部１０において直交変調されて変調波信号となり、この変調波信号は、後段の電力増幅回路５に入力される。
なお、本実施形態の信号処理回路９は、ＩＱ信号の瞬時電力Ｐが所定の閾値Ｐth未満にならないように信号処理するものであるが、その詳細については後述する。
【００３２】
〔電力増幅回路の構成〕
図３は、電力増幅回路５の一例を示す機能ブロック図である。
本実施形態の電力増幅回路５は、前記ＥＴ方式を採用しており、パワーアンプ１６に入力する変調波信号から振幅情報（エンベロープ）を抽出し、これをパワーアンプ１６の電源電圧として印加することにより、パワーアンプ１６をほぼ飽和に近い状態で動作させるものである。
【００３３】
図３に示すように、この電力増幅回路５は、具体的には、歪み補償部１２、包絡線検波部１３、ゲート電圧調整部１４、ドレイン電圧変調部１５及びパワーアンプ１６を備えている。
このうち、歪み補償部１２は、例えば、パワーアンプ１６の入力信号（変復調信号）に対してその歪み特性と逆の特性を予め付加することで、パワーアンプ１６の出力信号を歪みの少ない状態で得るプリディストータよりなる。
【００３４】
包絡線検波部１３は、変調波信号の包絡線を検波するものであり、例えばダイオード検波器や、ＩＱベースバンド信号のＩ成分とＱ成分から変調波信号の振幅成分を算出する回路から構成されている。
この包絡線検波部１３は、エンベロープ信号をゲート電圧調整部１４とドレイン電圧変調部１５に出力する。
【００３５】
ゲート電圧調整部１４は、所定の閾値電圧とエンベロープ信号の値を比較して、その比較結果に対応して、パワーアンプ１６のゲート電圧を切り換える。また、ドレイン電圧変調部１５は、エンベロープ信号に基づいて電源電圧を増幅し、その増幅した電源電圧をパワーアンプ１６のドレイン端子に印加する。
パワーアンプ１６は、例えば、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）型のトランジスタよりなり、ドレイン電圧とゲート電圧に基づいて変調波信号を増幅する。
【００３６】
〔信号処理回路の構成〕
図４は、本発明の第１実施形態に係る信号処理回路９の機能ブロック図である。
図４に示すように、本実施形態の信号処理回路９は、電力算出部１８、比較部１９、補正信号算出部２０、フィルタ２１，２２、スケーリング部２３，２４、加減算器２５，２６及び遅延部２７，２８を含む。
【００３７】
本実施形態では、上記電力算出部１８、比較部１９及び補正信号算出部２０が、パワーアンプ１６の出力電力を増加方向にシフトさせるための、変調波信号のＩＱベースバンド信号に対する調整信号（補正信号ΔＩ，ΔＱ）を生成する信号生成部を構成している。
また、加減算器２５，２６は、生成された調整信号（補正信号ΔＩ，ΔＱ）をこれと対応するＩＱベースバンド信号に重畳する信号入力部を構成している。
【００３８】
電力算出部１８は、入力側のＩ信号とＱ信号（Ｉin，Ｑin）の２乗和よりＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐを算出する。また、比較部１９は、算出された瞬時電力Ｐと所定の閾値Ｐthを比較し、瞬時電力Ｐがその閾値Ｐthよりも小さい場合に、補正信号算出部２０に算出指令を発する。
補正信号算出部２０は、比較部１９から算出指令を受けると、次の式に基づいて、Ｉin信号とＱin信号に印加すべき補正信号ΔＩ，ΔＱをそれぞれ算出し、これを出力する。なお、補正信号算出部２０は、算出指令を受けない場合にはゼロを出力する。
【００３９】
なお、次式において、SQRT（・）は、括弧内の変数の平方根を取る関数である（以下、同様）。
ΔＩ＝｛１−SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｉin
ΔＱ＝｛１−SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｑin
【００４０】
補正信号算出部２０が出力した補正信号ΔＩ，ΔＱは、それぞれ、後段のローパスフィルタやＦＩＲフィルタ等よりなるフィルタ２１，２２によって帯域制限（ノーズシェーピング）され、更にその後段のスケーリング部２３，２４によって振幅調整されて、加減算器２５，２６に入力される。
また、加減算器２５，２６の前段にある遅延部２７，２８は、電力算出部１８や補正信号算出部２０等における演算処理の時間だけ、Ｉin信号とＱin信号の時間を遅延させる。
【００４１】
そして、加減算器２５，２６は、遅延されたＩin信号とＱin信号から補正信号ΔＩ，ΔＱをそれぞれ減算し、Ｉout信号（＝SQRT（Ｐth／Ｐ）×Ｉin）とＱout信号（＝SQRT（Ｐth／Ｐ）×Ｑin）を出力する。
この減算により、瞬時電力Ｐが閾値Ｐth未満のＩＱベースバンド信号については、閾値Ｐth相当の瞬時電力の信号に補正される。また、瞬時電力Ｐが閾値Ｐth以上のＩＱベースバンド信号については、補正されずにそのまま出力される。
【００４２】
図５は、上記信号処理を行った場合のＩＱベースバンド信号と閾値Ｐthとの関係を示すＩＱ平面の座標図である。
この図５に示すように、本実施形態の信号処理回路９による処理は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの外周側をカットする従来のクリッピング処理とは逆に、その瞬時電力Ｐの内側をカットするいわば「くり抜き処理」を行うものである。なお、かかる「くり抜き処理」の場合も、電力が底上げされて電力増幅回路５に入力する変調波信号のＰＡＰＲが低下するので、この点においてもパワーアンプ１６の電力効率が向上する。このくり抜き処理は、瞬時電力Ｐを所定の閾値Ｐth以上に底上げするという意味で、「ブースティング処理」と表現することもできる。
【００４３】
〔パワーアンプの電力効率特性との関係〕
図６は、前記電力増幅回路５のパワーアンプ１６の電力効率特性を示すグラフである。
図６に示すように、ＥＴ方式の電力増幅回路５の場合には、パワーアンプ１６の電力効率特性は、出力電力ＰRFが増大するほど電力効率ηがほぼ単調に増加する単調増加区間Ｚ１と、電力効率ηの増大が出力電力ＰRFにほぼ影響しない定常区間Ｚ２とが現れるようになっている。なお、図６では、区間Ｚ１の電力効率ηの特性を模式的に直線で示しているが、その特性は、厳密には直線ではなく、上方にやや膨らんだ曲線状になる。
【００４４】
ここで、パワーアンプ１６の出力電力（平均電力）をＰRF、ドレイン側の直流電力をＰDC、信号処理回路９における補正信号ΔＩ，ΔＱの印加によってパワーアンプ１６の出力側に生じる増加電力（平均電力）をＰａ、単調増加区間Ｚ１における傾きをαとする。
そして、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力ＰがＰ＜Ｐthである場合の、信号処理回路９による処理前の電力効率をη１、処理後の電力効率をη２とすると、これらの効率η１，η２は、それぞれ次のように算出される。
【００４５】
η１＝α×（ＰRF／ＰDC）
η２＝α×{（ＰRF＋Ｐａ）／ＰDC}
一方、上記増加電力Ｐａは、変調波信号に基づかない余分な出力であるから、信号処理後の真の電力効率η３は、η２からＰａによる影響を差し引く必要がある。従って、信号処理後の真の電力効率η３は次のようになる。
η３＝η２−Ｐａ／ＰDC
＝η１×〔１＋｛（α−１）／α｝×（Ｐａ／ＰRF）〕
【００４６】
この場合、単調増加区間Ｚ１の傾きαが、α＞１であれば、η３がη１よりも大きくなり、信号処理回路９において補正信号ΔＩ，ΔＱを印加したことによって、パワーアンプ１６の電力効率がその印加前より改善することになる。なお、ＥＴ方式に用いるパワーアンプ１６では、傾きαを１０程度に設定可能である。
そこで、本実施形態の送信機３では、α＞１のパワーアンプ１６を電力増幅回路５に搭載している。
【００４７】
上記構成に係る本実施形態の信号処理回路９によれば、前記くり抜き処理によってＩＱベースバンド信号が所定の閾値Ｐth未満になることがないので（図５参照）、パワーアンプ１６の出力電力が増加電力Ｐａ未満に落ち込むことがない（図６参照）。
そして、上記の通り、パワーアンプ１６の単調増加区間Ｚ１における傾きαが、１より大きくなっているので、パワーアンプ１６の電力効率を信号処理前に比べて向上することができる。
【００４８】
〔第２実施形態〕
図７は、本発明の第２実施形態に係る信号処理回路９の機能ブロック図である。
本実施形態の信号処理回路９は、所定の正弦波信号Ｓ１又は合成波信号Ｓ２を生成する信号生成部としてのオフセット回路３０と、その正弦波信号Ｓ１又は合成波信号Ｓ２をＩＱベースバンド信号に重畳する信号入力部としての加算器３１，３２とから構成されている。
【００４９】
図８（ａ）は、上記正弦波信号Ｓ１のパワースペクトルを示し、図８（ｂ）は、上記合成波信号Ｓ２のパワースペクトルを示している。
図８（ａ）に示すように、正弦波信号Ｓ１は、マルチキャリア信号よりなる変調波信号（本実施形態ではＯＦＤＭ信号）におけるＤＣサブキャリアに対応する周波数の正弦波よりなる。なお、ＤＣサブキャリアはデータ伝送に用いないので、これに対応する周波数の正弦波信号Ｓ１をＩＱベースバンド信号に重畳しても、受信側において通信不良が生じることはない。
【００５０】
また、図８（ｂ）に示すように、合成波信号Ｓ２は、マルチキャリア信号よりなる変調波信号におけるサブキャリアｆ１，ｆ２，……ｆｎの中心周波数に対応する正弦波信号を合成したものである。
なお、合成波信号Ｓ２は、各サブキャリアの中心周波数に対応する周波数の正弦波信号を合成したものであるから、これをＩＱベースバンド信号に重畳してもその位相が変化せず、受信側で通信不良が生じることはない。
【００５１】
また、図８（ｂ）では、合成波信号Ｓ２がすべてのサブキャリアｆ１，ｆ２，……ｆｎの中心周波数に対応する周波数成分を有しているが、そのうちの一部のサブキャリアだけを使用するものであってもよい。
本実施形態では、上記正弦波信号Ｓ１や合成波信号Ｓ２がＩＱベースバンド信号に重畳されるので、その信号Ｓ１，Ｓ２の印加によってパワーアンプ１６の出力電力が増加方向にシフトし、その出力電力がゼロに落ち込むことがない。このため、本実施形態においても、第１実施形態と同様の作用効果が得られる。
【００５２】
また、本実施形態では、第１実施形態（図４）の信号処理回路９のような、電力算出部１８や補正信号算出部１９等の演算処理部が不要であるから、回路構成が簡素となり、低コスト化を図れるという利点もある。
【００５３】
〔第３実施形態〕
図９は、本発明の第３実施形態に係る信号処理回路９の機能ブロック図である。
図９に示すように、本実施形態の信号処理回路９では、第１補正信号算出部２０に加えて、ＩＱベースバンド信号に対してクリッピング処理を行うための第２補正信号算出部３４を設けている点が、第１実施形態（図４）の信号処理回路９と異なる。
以下、第１実施形態（図４）と同じ機能部については、図９に同一符号を付して説明を省略し、相違点に係る構成ついて重点的に説明する。
【００５４】
比較部１９は、小さい方の第１閾値Ｐth１と大きい方の第２閾値Ｐth２の２つの閾値を保持しており、第１閾値Ｐth１は第１実施形態（図４）の閾値Ｐthと同じ値である。
また、比較部１９は、算出された瞬時電力Ｐと各閾値Ｐth１，Ｐth２を比較し、瞬時電力Ｐが第１閾値Ｐth１よりも小さい場合には、第１補正信号算出部２０に算出指令を発するとともに、瞬時電力Ｐが第２閾値Ｐth２よりも大きい場合には、第２補正信号算出部３４に算出指令を発する。
【００５５】
この場合、第１補正信号算出部２０が出力する第１補正信号ΔＩ１，ΔＱ１は、第１実施形態の場合と同様に、次式によって算出される。
ΔＩ１＝｛１−SQRT（Ｐth１／Ｐ）｝×Ｉin
ΔＱ１＝｛１−SQRT（Ｐth１／Ｐ）｝×Ｑin
【００５６】
一方、第２補正信号算出部３４は、比較部１９から算出指令を受けると、次の式に基づいて、Ｉin信号とＱin信号に印加すべき第２補正信号ΔＩ２，ΔＱ２をそれぞれ算出し、これを出力する。なお、第２補正信号算出部３４は、算出指令を受けない場合にはゼロを出力する。
ΔＩ２＝｛１−SQRT（Ｐth２／Ｐ）｝×Ｉin
ΔＱ２＝｛１−SQRT（Ｐth２／Ｐ）｝×Ｑin
【００５７】
第２補正信号算出部３４が出力した第２補正信号ΔＩ２，ΔＱ２は、それぞれ、後段のローパスフィルタやＦＩＲフィルタ等よりなるフィルタ３５，３４によって帯域制限（ノーズシェーピング）され、更にその後段のスケーリング部３７，３８によって振幅調整されて、加減算器２５，２６に入力される。
【００５８】
そして、加減算器２５，２６は、遅延されたＩin信号とＱin信号から第２補正信号ΔＩ２，ΔＱ２をそれぞれ減算し、Ｉout信号（＝SQRT（Ｐth２／Ｐ）×Ｉin）とＱout信号（＝SQRT（Ｐth２／Ｐ）×Ｑin）を出力する。
この減算により、瞬時電力Ｐが第２閾値Ｐth２を超えるＩＱベースバンド信号については、第２閾値Ｐth２相当の瞬時電力の信号に補正される。また、瞬時電力Ｐが第２閾値Ｐth２以下のＩＱベースバンド信号については、補正されずにそのまま出力される。
【００５９】
図１０は、第３実施形態の信号処理回路９の場合のＩＱベースバンド信号と第１及び第２閾値Ｐth１，Ｐth２との関係を示すＩＱ平面の座標図である。
この図１０に示すように、本実施形態の信号処理回路９による処理は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの内側をカットする前記くり抜き処理と、そのＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの外周側をカットするクリッピング処理との双方を行うものである。
【００６０】
このため、くり抜き処理のみを行う第１実施形態（図４）の信号処理回路９に比べて、電力増幅回路５に入力する変調波信号のＰＡＰＲを更に低下させることができ、パワーアンプ１６の電力効率をより向上することができる。
【００６１】
〔その他の変形例〕
今回開示した実施形態は例示であって制限的なものではない。本発明の権利範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲の構成と均等の範囲内での全ての変更が含まれる。
例えば、本発明の信号処理回路９とその後段の電力増幅回路５は、基地局装置１だけでなく、この基地局装置１とＣＰＲＩ（Common Public Radio Interface）で繋がるＲＲＨ（Remote Radio Head）に搭載することもできる。
【００６２】
また、本発明の信号処理回路９は、ＥＴ方式の電力増幅回路５だけでなく、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式の電力増幅回路に適用することもできる。
もっとも、ＥＥＲ方式では、ＲＦ信号には振幅変動がなく、包絡線信号に振幅変動があるので、ＥＥＲ方式の電力増幅回路に本発明を適用する場合には、その包絡線信号に本発明の信号処理を施して当該電力増幅回路の効率改善を図ることになる。
【符号の説明】
【００６３】
１    基地局装置
２    移動端末
３    送信機
４    送信用プロセッサ
５    電力増幅回路
９    信号処理部（信号処理回路）
１６    パワーアンプ
１８    電力算出部（信号生成部）
１９    比較部（信号生成部）
２０    補正信号算出部（信号生成部）
２１，２２    フィルタ
２３，２４    スケーリング部
２５，２６    加減算器（信号入力部）
２７，２８    遅延部
３０    オフセット回路（信号生成部）
３１，３２    加算器（信号入力部）
３４    第２補正信号算出部
３５，３６    フィルタ
３７，３８    スケーリング部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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