(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換用ダイオードにより高周波に対する周波数変換を行うダイオードミキサ回路において、
バイアス電圧源としての外部正電圧源と、
上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記周波数変換用ダイオードに並列に接続されたバイアス用ダイオードを定電圧回路として配置し、このバイアス用ダイオードの定電圧特性を用い、上記外部正電圧源に基づき一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードに印加するバイアス回路と、を設けたことを特徴とするダイオードミキサ回路。
【請求項２】
周波数変換用ダイオードにより高周波に対する周波数変換を行うダイオードミキサ回路において、
バイアス電圧源としての外部正電圧源と、
上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記外部正電圧源の電圧を基準電圧に変換するバイアス電圧設定用ダイオードと、このバイアス電圧設定用ダイオードで得られた基準電圧と同一かつ一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードへ印加する定電圧回路とからなるバイアス回路と、を設けたことを特徴とするダイオードミキサ回路。
【請求項３】
上記バイアス回路は、上記バイアス電圧設定用ダイオードと共に基準電圧を設定するためのサーミスタを設け、このサーミスタにより温度変化に応じたバイアス電流を供給することを特徴とする請求項２記載のダイオードミキサ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はダイオードミキサ回路、特に高周波帯で使用されるセンサやレーダ等の受信機等に用いられ、復調信号の周波数がＤＣまで動作するダイオードミキサ回路の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５には、従来の電磁波を用いた無線ドップラーセンサの構成が示されており、このドップラーセンサでは、発振器１１にて発生したマイクロ波が分配器１２で分配され、一方のマイクロ波はアンテナ１３から送信され、他方のマイクロ波は受信ミキサ１４に局部発振信号として入力される。そして、対象物によりドップラーシフトされた反射波は、アンテナ１５にて受信され、ミキサ１４に高周波信号として入力される。このミキサ１４では、局部発振信号により高周波信号がダウンコンバートされ、ドップラー復調信号が出力端子１６より出力される。一般に、ドップラー復調信号は数ｋＨｚ以下の低周波であり、ドップラーセンサに用いられる受信ミキサでは、ＤＣ（０Ｈｚ）までの周波数で動作することが要求される。
【０００３】
図６には、従来のダイオードミキサ（高周波ミキサ）回路の構成が示されており、このミキサ（受信ミキサ）は、ハイブリッド結合器とダイオードで構成されたダイオードミキサである。このダイオードミキサでは、局部発振信号（Ｌｏ）入力端子１と高周波信号（ＲＦ）入力端子２の間をアイソレートするハイブリッド結合器５を介して２つのダイオードＤ1 、Ｄ2 が直列接続され、この２つのダイオードＤ1 、Ｄ2 の間に、ドップラー復調信号出力端子３が設けられる。なお、Ｌ1 ,Ｌ2 は整合素子、Ｃ3 はコンデンサである。
【０００４】
このようなダイオードミキサ回路によれば、入力端子１から局部発振信号が入力され、かつ入力端子２から高周波信号が入力され、これら局部発振信号と高周波信号がダイオードＤ1 、Ｄ2 で周波数混合されることで、ドップラー復調信号が出力端子３から出力される。
【０００５】
上記ダイオードＤ1 、Ｄ2 としては、電流−電圧特性の立ち上がりが急峻なＧａＡｓダイオードが用いられることが多いが、このＧａＡｓダイオードは一般に順方向電圧が高いため、ダイオードＤ1 、Ｄ2 をオン状態にしてミキサとして動作させるためには大きな局部発振信号電力が必要になる。
【０００６】
図７には、下記特許文献１の高周波ミキサの構成が示されており、このミキサは、小さい局部発振信号電力で動作することができるものである。図７では、高周波信号入力端子１と局部発振信号入力端子２の間に、ラットレース型ハイブリッドのアイソレーション１８の端子がコンデンサＣ11，Ｃ12を介して接続され、このアイソレーション１８の他の２つの端子と高周波短絡用の先端開放線路１９との間に、逆極性で２個のダイオードＤ11、Ｄ12が接続される。このダイオードＤ11と先端開放線路１９との間には、ＤＣ阻止コンデンサＣ13、ＤＣリターン２０が挿入され、上記先端開放線路１９に接続したＩＦ・ＤＣ分波器２１を介して中間周波数信号（ＩＦ）出力端子３及びバイアス端子４が接続される。なお、２２はＩＦリターンである。このミキサによれば、ダイオードＤ11、Ｄ12に順方向のバイアスをかけることにより、小さい局部発振信号電力で動作することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平３−２１９７１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、従来の図６のダイオードミキサ回路では、上述のように、大きな局部発振信号電力が必要になるという問題がある。即ち、図８には、局部発振信号電力に対する変換損失の関係が示されており、この図８の特性線６０から分かるように、局部発振信号電力が十分に大きい場合はよいが、低下して不足する場合には、高周波ミキサの変換損失が急激に悪化し、変換効率が低下するという不都合がある。この変換損失においては、局部発振信号電力に対する依存度が高く、この変換損失を悪化させないためには、小さい局部発振信号電力でも動作可能にすることが好ましい。
【０００９】
一方、小さい局部発振信号電力で動作させるミキサとして、図７で説明した特許文献１の構成が存在する。しかし、図５のように、ドップラーセンサ回路を構成する場合、ドップラー復調信号の周波数はＤＣまでの低い周波数となるため、図７のミキサの場合、ＤＣ阻止コンデンサＣ13やＤＣリターン２０の定数を理論上無限大とする必要があり、実際には不可能となる。
【００１０】
また、同様の理由により、ＤＣ−ＩＦ分波器２１も構成することが不可能となるため、外部バイアス回路の持つインピーダンスが変換損失特性に影響を与えることになる。例えば、ＤＣ−ＩＦ分波器２１を用いず、バイアス電圧を抵抗を介して与えた場合、この抵抗によってドップラー復調信号が吸収されて減衰するという不都合がある。逆に、抵抗を用いず直接バイアスをかけた場合は、ダイオードＤ11，Ｄ12の電圧−電流特性は順方向電圧付近で大きく変化するため、この順方向電圧が半導体（ダイオード）製造のバラツキや温度特性により変わる場合にはバイアス電流が大きく変化してしまうという不都合がある。
【００１１】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣまでの低周波となるドップラー復調信号を扱う場合でも、小さな局部発振信号電力で動作させることができ、またドップラー復調信号を減衰させることなく、ダイオードの製造バラツキや温度変化がある場合でも、安定した動作を確保することが可能となるダイオードミキサ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、周波数変換用ダイオードにより高周波に対する周波数変換を行うダイオードミキサ回路において、バイアス電圧源としての外部正電圧源と、上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記周波数変換用ダイオードに並列に接続されたバイアス用ダイオードを定電圧回路として配置し、このバイアス用ダイオードの定電圧特性を用い、上記外部正電圧源に基づき一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードに印加するバイアス回路と、を設けたことを特徴とする。
請求項２の発明は、周波数変換用ダイオードにより高周波に対する周波数変換を行うダイオードミキサ回路において、バイアス電圧源としての外部正電圧源と、上記周波数変換用ダイオードと同一特性からなり、上記外部正電圧源の電圧を基準電圧に変換するバイアス電圧設定用ダイオードと、このバイアス電圧設定用ダイオードで得られた基準電圧と同一かつ一定のバイアス電圧を上記周波数変換用ダイオードへ印加する定電圧回路とからなるバイアス回路と、を設けたことを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項２の発明における上記バイアス回路では、上記バイアス電圧設定用ダイオードと共に基準電圧を設定するためのサーミスタを設け、このサーミスタにより温度変化に応じたバイアス電流を供給することを特徴とする。
【００１３】
上記請求項１の構成によれば、バイアス回路により一定のバイアス電圧が周波数変換用ダイオードへ与えられるので、小さな局部発振信号電力で周波数変換の動作が行われる。また、定電圧回路により、周波数変換用ダイオードに対するバイアス回路の接続点（例えば第１ダイオードの陽極側及び第２ダイオードの陰極側）を、ドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態にすることで、変換損失の悪化を防止することができる。
更に、バイアス回路の定電圧回路としてバイアス用ダイオードを用い、このバイアス用ダイオードの定電圧特性によって一定のバイアス電圧が与えられることになり、また周波数変換用ダイオードとバイアス用ダイオードが同一特性で（例えば、同一基板に同一のプロセスで製作する）、全て同じ順方向電圧を持つので、例えば温度変化があった場合には、その変化に応じてバイアス電圧が変化することで、安定したバイアス電流が周波数変換用ダイオードへ与えられる。
【００１４】
請求項２の構成によれば、バイアス回路を構成する定電圧回路（例えばボルテージフォロワ回路）により、バイアス電圧設定用ダイオードで得られた基準電圧と同一かつ一定のバイアス電圧が周波数変換用ダイオードへ与えられることで、小さな局部発振信号電力で周波数変換の動作が行われる。また、定電圧回路により、周波数変換用ダイオードへのバイアス回路の接続点を、ドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態にすることで、変換損失の悪化を防止することができる。更に、この場合も、バイアス電圧設定用ダイオードを周波数変換用ダイオードと同一特性にすることで、安定したバイアス電流の下に周波数変換が実行される。
【００１５】
請求項３の構成によれば、バイアス回路に設けられたサーミスタにより、温度変化に応じたバイアス電流（温度上昇に伴って増加するバイアス電流）が供給され、温度上昇に伴って局部発振信号電力が低下する場合でも、その低下を補償するように動作させることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のダイオードミキサ回路によれば、ＤＣまでの低周波となるドップラー復調信号を扱う場合でも、小さな局部発振信号電力で動作させることができ、ミキサ回路の変換損失を悪化させることもないという効果がある。
【００１７】
また、バイアス回路にダイオードを用いることにより、抵抗を介してバイアスを与える場合のようにドップラー復調信号を減衰させることもなく、しかも周波数変換用ダイオードと同一特性のダイオードを用いることで、温度変化がある場合でも、安定した動作が確保できることになる。即ち、上述のように、周波数変換用としてのダイオードには、順方向電圧付近で大きく変化する電圧−電流特性があるため、この順方向電圧が変化した場合はバイアス電流が大きく変化するが、同一特性のバイアス用ダイオードを用いることで安定したバイアス電流を供給することができる。
【００１８】
請求項３の発明によれば、温度が上昇して局部発振信号電力が低下する場合でも、その低下を補償した安定した動作が確保できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１実施例に係るダイオードミキサ回路の構成を示す回路図である。
【図２】第１実施例における局部発振信号電力に対する第１ダイオードの陽極−陰極間電圧の変化を示すグラフ図である。
【図３】第１実施例における局部発振信号電力に対する変換損失の変化（変換損失特性）を示すグラフ図である。
【図４】第２実施例に係るダイオードミキサ回路の構成を示す回路図である。
【図５】電磁波を用いた従来の無線ドップラーセンサの構成を示す回路図である。
【図６】従来のダイオードミキサ回路の構成を示す図である。
【図７】従来の高周波ミキサの構成を示す回路図である。
【図８】従来のダイオードミキサ回路の変換損失特性を示すグラフ図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
図１には、本発明の第１実施例に係るダイオードミキサ回路（シングルバランスドミキサ）の構成が示されており、この第１実施例は、局部発振信号（Ｌｏ）入力端子１と高周波信号（ＲＦ）入力端子２の間に、９０°ハイブリッド結合器５が設けられ、この９０°ハイブリッド結合器５に、ショットキーバリアダイオードからなる周波数変換用の第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 が接続される。即ち、９０°ハイブリッド結合器５のＩＮポートに局部発振信号入力端子１、ＩＳＯポートに高周波信号入力端子２、９０°ポートに第１ダイオードＤ1 の陽極端子、０°ポートに第２ダイオードＤ2 の陰極端子が接続される。
【００２１】
上記第１ダイオードＤ1 の陰極端子と第２ダイオードＤ2 の陽極端子は互いに接続され、この接続点にドップラー復調信号出力端子３が配置されると共に、このダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点と接地の間にコンデンサＣ3 が配置される。また、上記第１ダイオードＤ1 の陽極端子には、整合素子Ｌ1 の一方端が接続され、この整合素子Ｌ1 の他端と接地（GND）の間に、局部発振信号及び高周波信号に対して短絡となる容量のコンデンサＣ1 が接続される。他方の第２ダイオードＤ2 の陰極端子には、整合素子Ｌ2 を介して局部発振（Ｌｏ）信号及び高周波（ＲＦ）信号に対して短絡となる容量のコンデンサＣ2 が接地との間に接続される。説明の便宜上、コンデンサＣ1 と整合素子Ｌ1 の接続点をノードＡ、コンデンサＣ２と整合素子Ｌ２の接続点をノードＢとする。
【００２２】
そして、第１実施例では、ノードＡとノードＢの間において、上記第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 に並列（同極性）となるように、定電圧回路として機能するショットキーダイオードからなる第３ダイオードＤ3 及び第４ダイオードＤ4 （バイアス用ダイオード）を直列に接続する。これらダイオードＤ3 ，Ｄ4 は、上記ダイオードＤ1 ，Ｄ2 と共に、集積回路としての同一の半導体チップ上に形成することで、４つのダイオードＤ1 〜Ｄ4 が同一の特性を持つようにしている。また、ノードＡに対して第１抵抗Ｒ1 を介して外部正電圧源６が接続され、ノードＢは第２抵抗Ｒ2 を介して接地される。
【００２３】
第１実施例は以上の構成からなり、このダイオードミキサ回路においては、外部正電圧源６から第３及び第４ダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介してバイアス電圧を印加すると、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 に強制的にバイアス電流が与えられ、これによって、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 は非線形領域にバイアスされることで、小さな局部発振信号電力でも動作することができる。
【００２４】
図２には、局部発振信号電力に対する第１ダイオードＤ1 の陽極−陰極間ピーク電圧Ｖakの変化が示されており、従来の回路では、点線５０のように、局部発振信号電力が低下し不足する場合に、陽極−陰極間電圧Ｖakが低くなる。これに対し、第１実施例では外部正電源１を設けてバイアスを印加することで、実線５１のように、局部発振信号電力が低下し不足する場合でも、第１ダイオードＤ1 の陽極−陰極間電圧Ｖakが高く維持されることになり、これによって、変換効率が向上し、良好な振幅のドップラー復調信号が得られる。
【００２５】
また、第１実施例では、第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 からドップラー復調信号出力端子３までの間に、図７の構成とは異なり、低周波を阻止するコンデンサがないため、ドップラー復調信号はＤＣまでの低周波でも動作することになる。
【００２６】
更に、第３ダイオードＤ3 と第４ダイオードＤ4 の定電圧特性により、ノードＡ（第１ダイオードＤ1 の陽極側）及びノードＢ（第２ダイオードＤ2 の陰極側）がドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態となることで、ノードＡ及びノードＢのドップラー復調信号に対するインピーダンスが低くなり、この結果、ドップラー復調信号が第１抵抗Ｒ1 及び第２抵抗Ｒ2 にて吸収されて変換損失が悪化することも抑制される。
【００２７】
図４には、第１実施例の変換損特性が示されており、この図４の特性線６１と従来の図８の特性線６０と比較すると、局部発振信号電力が小さな範囲でも、変換損失の悪化（損失値の増大）が少ない特性が得られていることが分かる。また、局部発振信号電力が変動した場合も、それに対する変換損失の変化は小さく、安定した特性が得られる結果となった。
【００２８】
また、第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 の全てが同一チップ上に形成され、同一の順方向電圧を持つので、半導体製造のバラツキの影響を受けることもなく、また温度変化がある場合には、その変化に応じてバイアス電圧が変化することで、安定したバイアス電流を第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 へ供給することができる。
【００２９】
ところで、このような第１実施例の構成においては、第３ダイオードＤ3 及び第４ダイオードＤ4 が持つ直列抵抗成分によりドップラー復調信号が吸収され変換損失がやや悪化するという不都合があり、これを解消するため、第１実施例ではこれらのダイオードＤ3 ，Ｄ4 の電極面積を少し大きくしている。なお、第３及び第４ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の電極を大きくしたことで、これらダイオードＤ3 及びＤ4 に流れる電流が増加し、消費電力が増加することになるが、このことは、次の第２実施例によって解消することができる。
【００３０】
図４には、第２実施例に係るダイオードミキサ（シングルバランスドミキサ）回路の構成が示されており、この第２実施例の基本的な構成は第１実施例と同様であり、局部発振信号入力端子１、高周波信号入力端子２、９０°ハイブリッド結合器５、周波数変換用の第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 、整合素子Ｌ1 、整合素子Ｌ2 、コンデイサＣ3 を有する。また、この第２実施例では、整合素子Ｌ1 の他端と接地（GND）との間にのみ、局部発振信号及び高周波信号に対して短絡となる容量のコンデンサＣ1 が接続される。
【００３１】
そして、上記コンデンサＣ1 と整合素子Ｌ1 の接続点であるノードＡに、定電圧回路（定電圧源）としてのボルテージフォロワ回路７が接続され、このボルテージフォロワ回路７の入力端子（＋）と接地の間に、第５ダイオードＤ5 と第６ダイオードＤ6 が直列に接続される。即ち、この第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 は、第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 と共に集積回路としての同一の半導体チップ上に形成され、第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 と同極性となるように配置される。また、第５ダイオードＤ5 の陽極端子と上記ボルテージフォロワ回路７の入力端子（＋）との接続点（この点をノードＣとする）に、第３抵抗Ｒ3 を介して外部正電圧源６が接続され、第３抵抗Ｒ3 と第５及び第６ダイオードＤ5 ，Ｄ6 は直列配置となる。
【００３２】
このような構成の第２実施例によれば、ノードＣの電位を基準電圧として、ボルテージフォロワ回路７が定電圧源として機能し、ノードＣとノードＡは同電位となり、第５ダイオードＤ5 の端子電圧を基準電圧として、この基準電圧と同電位の一定のバイアス電圧がノードＡに供給される。即ち、第３抵抗Ｒ3 の値を適切に設定することにより第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 の電流値を調整すれば、第１ダイオードＤ1 及び第２ダイオードＤ2 には、これらダイオードＤ1 ，Ｄ2 に対する第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 の電極面積の比で決定されるバイアス電流が流れる。
【００３３】
即ち、第２実施例のミキサ回路においては、外部正電圧源６に基づき第３抵抗Ｒ3 とダイオードＤ5 ，Ｄ6 で設定された基準電圧を、定電圧回路であるボルテージフォロワ回路７へ入力し、この定電圧回路を介して一定のバイアス電圧を供給することにより、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 に強制的にバイアス電流が与えられ、これによって、第１ダイオードＤ1 と第２ダイオードＤ2 が非線形領域にバイアスされるので、小さな局部発振信号電力で動作することができる。
【００３４】
そして、この第２実施例でも、第１実施例と同様に、ドップラー復調信号はＤＣまでの低周波でも動作することになり、第１ダイオードＤ1 の陽極側のノードＡが定電圧回路に接続され、第２ダイオードＤ2 の陰極側は接地されているため、それぞれドップラー復調信号の周波数に対して短絡の状態となり、ノードＡのドップラー復調信号に対するインピーダンスも低くなるので、変換損失が悪化することが防止される。従って、図３で示した変換損失特性と同様の特性を得ることができ、局部発振信号電力が小さな範囲でも、変換損失の悪化が少なくなる。
【００３５】
更に、全てのダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ5 ，Ｄ6 が同一チップ上に形成されおり、これらの順方向電圧も同じとなるため、半導体製造のバラツキの影響を受けず、第３抵抗Ｒ3 の値によりバイアス電流の値を調節することが可能になる。しかも、温度変化がある場合は、その変化に応じてバイアス電圧が変化することで、安定したバイアス電流を第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 へ印加することができる。
【００３６】
また、ボルテージフォロワ回路７の出力側は、第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 の電極面積に依存せず低インピーダンスとなるため、これらのダイオードＤ5 ，Ｄ6 の電極面積を小さくすることができる。従って、第１実施例のダイオードＤ3 及びＤ4 の場合とは異なり、第５ダイオードＤ5 及び第６ダイオードＤ6 に流れる電流が増加することはなく、無効電流（消費電流）の増大は生じない。
【００３７】
更に、第２実施例では、上記第３抵抗Ｒ3 をサーミスタとすれば、温度が上昇したときに、第５及び第６ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のバイアス電流を増大させることで、これに連動して第１及び第２ダイオードＤ1 ，Ｄ2 への電流を増大させ、安定した動作を行わせることができる。即ち、入力端子1から入力される局部発振信号は、発振器又は増幅器から供給されるが、これら発振器や増幅器は、一般に温度の上昇に伴って出力電力が低下する特性を持つことが多い。そこで、第２実施例では、サーミスタを用い、温度上昇に連動してバイアス電流を増加させることにより、ミキサに供給される局部発振信号電力の低下を補償することが可能となる。
【００３８】
第２実施例では、定電圧回路として、ボルテージフォロワ回路を用いたが、これ以外の定電圧回路を適用してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
無線ドップラーセンサ等のセンサやレーダ等に使用される受信ミキサ、高周波ミキサ等、０Ｈｚまでの低い周波数の入出力信号を取り扱うミキサに適用することができる。
【符号の説明】
【００４０】
１…局部発振信号（Ｌｏ）入力端子、  ２…高周波信号（ＲＦ）入力端子、
３…ドップラー復調信号出力端子、
５…９０°ハイブリッド結合器、
６…外部正電圧源、          ７…ボルテージフォロワ回路、
Ｄ1 ，Ｄ2 …第１，第２ダイオード（周波数変換用）、
Ｄ3 ，Ｄ4 …第３，第４ダイオード（バイアス用）、
Ｄ5 ，Ｄ6 …第５，第６ダイオード（バイアス電圧設定用）、
Ｃ1 〜Ｃ3 …コンデンサ、    Ｒ1 ，Ｒ2 …抵抗、
Ｒ3 …抵抗又はサーミスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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