(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接変換型トランシーバの送信器の無線周波数部において送信器信号を生成するよう、単周波数信号を前記送信器に投ずるステップと、
ループバック経路において第１の位相シフト信号を前記送信器信号を介して生成するステップと、
前記第１の位相シフト信号を前記ループバック経路を介して前記直接変換型トランシーバの受信器の無線周波数部に結合するステップと、
前記第１の位相シフト信号によって生成される、前記受信器からの第１の受信器信号の第１の組のパラメータを記憶するステップと、
前記送信器信号から、前記第１の位相シフト信号とは位相角度が異なる第２の位相シフト信号を前記ループバック経路において生成するステップと、
前記第２の位相シフト信号によって生成される、前記受信器からの第２の受信器信号の第２の組のパラメータを記憶するステップと、
直交不平衡のための補正パラメータを前記第１の組のパラメータ及び前記第２の組のパラメータを介して計算するステップと、
前記送信器及び前記受信器を較正するよう、前記補正パラメータに基づいて複数のデジタル素子を調整するステップと、を有し、
前記調整は、受信器補正モジュール及び前記送信器補正モジュールの個別の動作パラメータをそれぞれ調整する、
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記第１の位相シフト信号を生成するステップは、第１の位相シフトを前記送信器信号に加えるステップを含み、
前記第２の位相シフト信号を生成するステップは、第２の位相シフトを前記送信器信号に加えるステップを含む、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第１の位相シフト信号を生成するステップは、前記第１の位相シフト信号を生成するよう多相フィルタを第１の状態に切り替えるステップを含み、
前記第２の位相シフト信号を生成するステップは、前記第２の位相シフト信号を生成するよう前記多相フィルタを第２の状態に切り替えるステップを含む、
請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記送信器及び前記受信器から前記ループバック経路を離し、前記トランシーバを前記調整された複数のデジタル素子により動作させるステップ
を更に有する、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記第１の位相シフト信号に対応する前記送信器信号のための第３の組のパラメータを記憶し、前記第２の位相シフト信号に対応する前記送信器信号のための第４の組のパラメータを記憶するステップを有し、
前記補正パラメータを計算するステップは、前記第１の組のパラメータ、前記第２の組のパラメータ、前記第３の組のパラメータ及び前記第４の組のパラメータを介して、前記第１の受信器信号及び前記第２の受信器信号と前記送信器信号との間の較正を計算するステップを含む、
請求項１に記載の方法。
【請求項６】
直接変換型トランシーバにおいて直交不平衡を較正するよう、前記トランシーバの送信器の無線周波数部から送信器信号を生成する単周波数信号を生成するための信号発生器と、
ループバック経路において、前記送信器信号を受信し、該送信器信号に基づいて第１の位相シフト信号及び第２の位相シフト信号を生成し、前記第１の位相シフト信号及び前記第２の位相シフト信号を前記ループバック経路を介して前記トランシーバの受信器の無線周波数部に結合するよう配置されるループバックモジュールと、
前記直交不平衡の補正のための補正パラメータを、前記第１の位相シフト信号を介して生成される第１の受信器信号の測定を含む第１の組のパラメータと、前記第２の位相シフト信号を介して生成される第２の受信器信号の測定を含む第２の組のパラメータとを介して計算するための計算モジュールと、
前記計算モジュールに直接結合されるデジタル信号プロセッサと、
前記計算モジュールに結合される測定モジュールと、を有し、
受信器補正モジュール及び送信器補正モジュールを更に個別に有し、
前記デジタル信号プロセッサは、直交較正の間前記計算モジュールを制御し、
前記測定モジュールは、前記第１の組のパラメータ及び前記第２の組のパラメータを測定するよう構成され、
前記デジタル信号プロセッサは、前記補正パラメータに基づいて前記受信器補正モジュール及び前記送信器補正モジュールの個別の動作パラメータをそれぞれ調整するよう構成される、
ことを特徴とする装置。
【請求項７】
前記ループバックモジュールは、少なくとも２つの差動出力を有する多相フィルタを有し、更に、第１の差動出力は、前記第１の位相シフト信号を生成するよう構成され、第２の差動出力は、前記第２の位相シフト信号を生成するよう構成される、
請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記計算モジュールは、前記測定モジュールの前記第１の組のパラメータ及び前記第２の組のパラメータを記憶するよう動的ランダムアクセスメモリ及び静的ランダムアクセスメモリのうち少なくとも１つを有する、
請求項７に記載の装置。
【請求項９】
前記信号発生器は、前記送信器のデジタル−アナログ変換器の入力に結合されるデジタル信号発生器である、
請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
前記測定モジュールは、前記受信器のアナログ−デジタル変換器の出力に結合されるデジタルサンプリングモジュールであり、更に、前記測定モジュールは、前記第１の組のパラメータを得るために複数回前記第１の受信器信号をサンプリングするよう構成される、
請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記測定モジュールは、前記第２の受信器信号の単一周期内で前記第２の組のパラメータを得るよう構成される、
請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記計算モジュールは、前記測定モジュールが前記第２の組のパラメータを得た後、前記第２の受信器信号の単一周期内で前記補正パラメータを計算するよう構成される、
請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
アンテナに結合され、直接変換型送信器及び直接変換型受信器を有するトランシーバと、
前記送信器に単周波数信号を投じることで生成される送信器信号をループバック経路において前記送信器の無線周波数部から受信し、前記直接変換型受信器の無線周波数部に入力するために該送信器信号に基づいて第１の位相シフト信号及び第２の位相シフト信号を生成する位相シフトモジュールと、
前記受信器に結合され、前記トランシーバにおける直交不平衡の補正のための補正パラメータを計算する計算モジュールと、
前記計算モジュールに直接結合されるデジタル信号プロセッサと、
前記計算モジュールに結合される測定モジュールと、を有し、
受信器補正モジュール及び送信器補正モジュールを更に個別に有し、
前記計算モジュールは、前記第１の位相シフト信号に基づく第１の受信器信号の測定から得られる第１の組のパラメータと、前記第２の位相シフト信号に基づく第二の受信器信号の測定から得られる第２の組のパラメータとを介して、前記補正パラメータを計算するよう構成され、
前記デジタル信号プロセッサは、直交較正の間前記計算モジュールを制御し、
前記測定モジュールは、前記第１の組のパラメータ及び前記第２の組のパラメータを測定するよう構成され、
前記デジタル信号プロセッサは、前記補正パラメータに基づいて前記受信器補正モジュール及び前記送信器補正モジュールの個別の動作パラメータをそれぞれ調整するよう構成される、
ことを特徴とするシステム。
【請求項１４】
前記トランシーバは、８０２．１１ｇ無線ネットワークと通信するよう構成されるメディアアクセスコントロールを有する、
請求項１３に記載のシステム。
【請求項１５】
前記アンテナは携帯電話のアンテナを有する、
請求項１３に記載のシステム。
【請求項１６】
前記トランシーバは、前記送信器に結合される第１の複数のアンテナと、前記受信器に結合される第２の複数のアンテナとを有し、
前記第１の複数のアンテナ及び前記第２の複数のアンテナは、多入力多出力システムの素子を有する、
請求項１３に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書における実施形態は、通信の分野に属する。より具体的には、実施形態は、直接変換型トランシーバにおける直交不平衡を較正するための方法、装置及びシステムに関する。
【図面の簡単な説明】
【０００２】
【図１】直接変換型トランシーバを表す。
【図２】一実施形態において如何にして直接変換型トランシーバが直交不平衡を較正しうるのかを例示する。
【図３】代替の実施形態において使用されうる補正モジュールを表す。
【図４】直接変換型トランシーバにおける直交不平衡を較正する装置の一実施形態を表す。
【図５】直接変換型トランシーバにおける直交不平衡を較正するための方法を例示する。
【発明を実施するための形態】
【０００３】
実施形態の態様は、添付の図面を参照して以下の詳細な説明を読むことで明らかになるであろう。図面中、同じ参照符号は同じ要素を示す。
【０００４】
以下は、添付の図面において表されている実施形態の詳細な説明である。本明細書は、実施形態を明らかに伝えるために、そのように詳細にある。なお、与えられる詳細の程度は、実施形態の予期される変形例を限定するよう意図されない。それとは反対に、その意図は、添付の特許請求の範囲によって定義される実施形態の精神及び適用範囲に一致する全ての変更、均等及び代替を網羅することである。
【０００５】
無線通信システムは、しばしば、同相（in-phase）（Ｉ）及び直交（quadrature）（Ｑ）フォーマットを用いてデータを送信する。ＩＱ信号におけるＩチャネル及びＱチャネルは、９０度だけ互いに対して位相シフトされる。これは、直交関係として知られている。ＩＱ信号は、単一データストリームによって通常必要とされる周波数バンド幅において２つのデータストリームを運ぶことができるので、ＩＱフォーマットは、データ送信にとって一般的である。言い換えると、ＩＱフォーマットは、２倍のデータが所与の周波数バンド幅上で送信されることを可能にする。
【０００６】
通常、ＩＱ無線トランシーバは、送信器及び受信器の両方において、Ｉチャネル及びＱチャネルのための別個の経路を有する。例えば、信号が単一のアンテナにおいて受信された後、信号は２つのチャネルに分けられる。Ｉチャネル受信器経路は、第１の組のミキサ、増幅器、フィルタ等を有し、Ｉチャネルデータをダウンコンバートして処理することができる。同様に、Ｑチャネル受信器経路は、第２の組のミキサ、増幅器、フィルタ等を有し、Ｑチャネルデータをダウンコンバートして処理することができる。
【０００７】
無線受信器又は送信機における直交不平衡は、無線信号によって運ばれる高速データを受信又は送信することができる能力を害しうる。直交不平衡は、ＩチャネルのゲインがＱチャネルのゲインと異なる場合に、又は２つのチャネルの間の位相関係が正確に９０度でない場合に、起こりうる。言い換えると、直交不平衡は、ＩＱトランシーバのＩチャネル及びＱチャネルにおける高周波成分のゲイン及び／又は位相の不整合によって引き起こされる。例えば、Ｉチャネルにおける受信器コンポーネントは、Ｑチャネルにおける受信器コンポーネントとはわずかに異なった振幅及び／又は位相特性を有することがあり、Ｉベースバンド信号及びＱベースバンド信号における不平衡又は不整合エラーを導入する。差はたいてい小さいが、このようなゲイン及び位相の不平衡は、ＩＱ受信器の実効信号対雑音比を下げ、所与のデータレートについてビットエラーの数を増やす。
【０００８】
低コスト、低電力の無線トランシーバにおける最先端は、今日、直接変換アーキテクチャである。直接変換アーキテクチャは、また、直交不平衡の影響を受けやすい。２つの物理的に分かれたベースバンドブランチの使用と、高周波直交信号（０°及び９０°）の発生とにより、送信信号の正確性及び正確に受信する能力は、直交不平衡の程度によって制限される。直交不平衡は、特に多入力及び多出力（multiple-input  and  multiple-output）（ＭＩＭＯ）システムにおいて重要であるトランシーバのＥＶＭ（Error  Vector  Magnitude）を制限する。
【０００９】
大量生産される無線周波数集積回路（radio  frequency  integrated  circuit）（ＲＦＩＣ）システムは、通常、相補形金属酸化膜半導体（complementary  meta-oxide-semiconductor）（ＣＭＯＳ）プロセスを用いてシリコンにおいて作られる。ＣＭＯＳ製造プロセスにおけるばらつきは、直交不平衡の問題に大いに寄与する。トランシーバは、直交不平衡の影響に対抗する又は該影響を最小限とするために較正を用いてよい。
【００１０】
パーソナルコンピュータ、携帯電話機、及びパーソナルデジタルアシスタンス（ＰＤＡ）のような電子機器は、無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）及び無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）と通信するために直接変換型受信器を用いてよい。更に、無線アクセスポイント（ＷＡＰ）及びネットワークルータのようなネットワーク機器も、ネットワーク内の他の機器と通信するために直接変換型受信器及び直接変換型送信器を用いてよい。本明細書における実施形態は、上記の電子機器におけるトランシーバを含む多種多様な直接変換型トランシーバにおいて直交不平衡の問題を扱うのに役立ちうる。
【００１１】
一般的に言えば、直接変換型トランシーバにおける直交不平衡を較正する方法、装置及びシステムが考えられている。例となるシステム実施形態は、集積型無線ネットワーキングカードのような無線通信機能を備えたモバイルコンピュータ装置にあってよい。モバイルコンピュータ装置のカードは、様々な無線ネットワーク機器と通信するよう構成される直接変換型トランシーバを有してよい。
【００１２】
例えば、カードがモバイルコンピュータ装置に挿入された場合のような、無線ネットワーキングカードの電源オンシーケンスの間、ネットワーキングカードは、直交不平衡を扱うよう自己較正を実行してよい。ネットワーキングカードは、カードの送信器及び受信器をあらゆるアンテナから離し、送信器の無線周波数（radio  frequency）（ＲＦ）部をループバック経路を介して受信器のＲＦ部に結合し、較正信号を送信器に投じてよい。ループバック経路において、ネットワーキングカードは、受信器のＲＦ部を出る２つの異なる信号を生成するよう、送信器を通って伝播する信号の位相を２つの異なる位相角度を用いてシフトしてよい。受信器を出たそれら２つの異なる信号を測定することによって、ネットワーキングカードは補正係数又はパラメータを計算することができ、このパラメータは、送信器及び受信器の両方について直交不平衡を扱う又は補正する要素を調整するために使用されてよい。
【００１３】
方法実施形態は、直接変換型トランシーバを用い且つ較正を実行して直交不平衡を補正する無線ネットワーク基地局又は他の通信装置を有してよい。通信装置は、送信器のＲＦ部において送信器信号を生成するよう単周波数信号を送信器に投入することから始めてよい。送信器を通る較正信号の伝播によって生成される送信器信号は、送信器における素子の不整合に起因する直交不平衡を有しうる。
【００１４】
通信装置は、第１の位相シフト信号を送信器信号を介して生成し、前記第１の位相シフト信号をトランシーバの受信器のＲＦ部に結合することによって、続けてよい。例えば、通信装置は、送信器のＲＦ部を出る送信器信号を受信し、該信号をループバック経路における回路によって第１の位相角度だけシフトしてよい。通信装置は、第１の位相シフト信号によって生成される第１の受信器信号の第１の組のパラメータを記憶することによって、続いてよい。次いで、通信装置は、第２の位相角度を用いて送信器信号から第２の位相シフト信号を生成してよい。言い換えると、第１及び第２の位相シフト信号の位相角度は異なってよく、例えば、一方の位相シフト角度は＋４５°であり、他方の位相シフト角度は−４５°である。
【００１５】
通信装置は、第２の位相シフト信号によって生成される第２の受信器信号の第２の組のパラメータを記憶してよい。第１及び第２の組のパラメータを用いて、通信装置は、直交不平衡のための補正パラメータを計算してよい。
【００１６】
装置の一例は、直接変換型トランシーバにおける直交不平衡を較正するよう単周波数信号を生成する信号発生器を有する。例えば、単周波数信号は、トランシーバの送信器のＲＦ部からの送信器信号を生成してよい。装置は、送信器信号を受信し、外挿新規信号から得られる第１の位相シフト信号及び第２の位相シフト信号を生成する位相シフトモジュールを更に有する。位相シフトモジュールは、第１及び第２の位相シフト信号をトランシーバの受信器のＲＦ部に結合するよう配置されてよい。
【００１７】
装置の実施形態は、第１及び第２の組のパラメータを介して直交不平衡の補正のための補正パラメータを計算する計算モジュールを有する。第１の組のパラメータは、第１の受信器信号の測定を含み、第２の組のパラメータは、第２の受信器信号の測定を含む。第１の受信器信号の発生は第１の位相シフト信号により、第２の受信器信号の発生は第２の位相シフト信号による。
【００１８】
代替のシステム実施形態は、アンテナに結合されている直接変換型トランシーバを用いる携帯電話機又は他の通信装置を有してよい。トランシーバは、直接変換型送信器及び直接変換型受信器を有する。システムの位相シフトモジュールは、送信器のＲＦ部から送信器信号を受信し、該送信器信号に基づいて第１の位相シフト信号及び第２の位相シフト信号を生成する。システム実施形態において、送信器信号の発生は、送信器への単周波数信号の投入による。
【００１９】
システムは、受信器に結合される計算モジュールを更に有する。計算モジュールは、トランシーバにおける直交不平衡の補正のための補正パラメータを計算するよう配置される。計算モジュールは、受信器信号の測定から得られる第１の組のパラメータ及び第２の組のパラメータを介して補正パラメータを計算してよい。受信器信号は、第１の位相シフト信号に基づく第１の受信器信号と、第２の位相シフト信号に基づく第２の受信器信号とを含む。
【００２０】
本明細書において開示される様々な実施形態は、様々な用途において使用されてよい。幾つかの実施形態は、様々な装置又はシステム、例えば、送信器、受信器、トランシーバ、送信器−受信器、無線通信局、無線通信装置、無線アクセスポイント（ＡＰ）、モデム、無線モデム、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）、デスクトップ型コンピュータ、モバイル型コンピュータ、ラップトップ型コンピュータ、ノートブック型コンピュータ、タブレット型コンピュータ、サーバコンピュータ、携帯型コンピュータ、携帯機器、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）装置、携帯型ＰＤＡ装置、ネットワーク、無線ネットワーク、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）、メトロポリタンエリアネットワーク（ＭＡＮ）、無線ＭＡＮ（ＷＭＡＮ）、ワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）、無線ＷＡＮ（ＷＷＡＮ）、既存のＩＥＥＥ８０２．１６ｅ、８０２．２０、３ＧＰＰＬＴＥ（Long  Term  Evolution）及び／又は前述の標準規格の将来のバージョン及び／又は派生物及び／又はＬＴＥ等に従って動作する装置及び／又はネットワーク、パーソナルエリアネットワーク（ＰＡＮ）、無線ＰＡＮ（ＷＰＡＮ）、前述のＷＬＡＮ及び／又はＰＡＮ及び／又はＷＰＡＮネットワークの一部であるユニット及び／又は装置、一方向及び／又は双方向の無線通信システム、携帯電話通信システム、携帯電話機、無線電話、パーソナル通信システム（ＰＣＳ）装置、無線通信装置を組み込むＰＤＡ装置、ＭＩＭＯトランシーバ又は装置、単入力多出力（Single  Input  Multiple  Output）（ＳＩＭＯ）トランシーバ又は装置、多入力端出力（Multiple  Input  Single  Output）（ＭＩＳＯ）トランシーバ又は装置、ＭＲＣ（Multi  Receiver  Chain）トランシーバ又は装置、「スマートアンテナ」トポロジ又は多重アンテナトポロジを有するトランシーバ又は装置等とともに、使用されてよい。
【００２１】
幾つかの実施形態は、１又はそれ以上の種類の無線通信信号及び／又はシステム、例えば、無線周波数（ＲＦ）、赤外線（ＩＲ）、周波数分割多重化（ＦＤＭ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）、時分割多重化（ＴＤＭ）、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、拡張ＴＤＭＡ（Ｅ−ＴＤＭＡ）、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、マルチキャリア変調（ＭＤＭ）、離散マルチトーン（ＤＭＴ）、ブルートゥース（ＲＴＭ）、ジグビー（ＴＭ）等とともに、使用されてよい。実施形態は、様々な他の機器、装置、システム及び／又はネットワークにおいて使用されてよい。
【００２２】
ここで、図面を参照すると、図１は、送信器１２２及び受信器１２８を有する直接変換型トランシーバ１００を表す。受信器１２８は、増幅器１２６を有する直接変換型受信器である。ミキサ１３０、低域通過フィルタ１４２及びアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４４はＩチャネル経路を構成し、一方、ミキサ１３２、低域通過フィルタ１３８及びＡＤＣ１４０はＱチャネル経路を構成する。当業者には明らかなように、トランシーバ１００の多数の素子は、簡単さ及び理解の容易のために、図１から省略されている。例えば、ミキサ段にある局所発振器、マルチプレクサ、並びにＡＤＣ及びデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）に結合されるデジタル信号処理（ＤＳＰ）素子は、図１において表されていない素子のほんの幾つかである。
【００２３】
受信器１２８は、増幅器１２６に対する入力において、例えば、入力に結合されたアンテナを介して、ＩＱ信号を受信する。言い換えると、アンテナは無線でＩＱ信号を受信し、該信号を受信器１２８の動作の間増幅器１２６へ送る。次いで、受信器１２８は、ＩＱ信号をベースバンドに直接ダウンコンバートし、ＡＤＣ１４４の出力ではＩチャネルデータを及びＡＤＣ１４０の出力ではＱチャネルデータを生成する。
【００２４】
ＩＱ信号は、単一のデータストリームに通常必要とされる同じ周波数バンド幅においてＩチャネルデータ及びＱチャネルデータを運ぶ。Ｉチャネルデータ及びＱチャネルデータは、２つの異なったデータストリームであってよい。あるいは、Ｉチャネル及びＱチャネルは、通常のバンド幅の半分しか占有しない単一のデータストリームを生成するようインターリーブされてよい。アンテナによって受信されるＩＱ信号は、ＲＦキャリア、又は無線伝送に適したその他の高周波キャリアにおいて、運ばれてよい。例えば、ＩＱ信号は、地上波若しくは衛星テレビジョン（ＴＶ）信号、又はデータ通信信号を含むその他タイプの通信信号であってよい。幾つかの状況において、増幅器１２６に対する入力は、アンテナの代わりに、ケーブル（例えば、ケーブルＴＶにおいて使用されるもの等）に結合されてよい。
【００２５】
受信器１２８のＩチャネル部は、ＩＱ信号の一部をダウンコンバート及びデジタル化し、Ｉベースバンド信号を生成する。同様に、受信器１２８のＱチャネル部は、ＩＱ信号の一部をダウンコンバート及びデジタル化し、Ｑベースバンド信号を生成する。ＤＳＰ（図示せず。）は、ＡＤＣからＩベースバンド信号及びＱベースバンド信号を受信し、それらの信号を復調して、ベースバンド情報を処理し回復する。受信器１２８の動作を観察すると、受信器１２８はアナログ部１３４及びデジタル部１３６を有することが分かる。
【００２６】
送信器１２２は、データを送信するよう、同様にしかし反対の手順で動作してよい。送信器１２２は、Ｉチャネル経路及びＱチャネル経路を有する直接変換型送信器である。送信器１２２のＩチャネル経路は、ＤＡＣ１０２、低域通過フィルタ１０６、及びミキサ１４４を有する。Ｑチャネル経路は、ＤＡＣ１１０、低域通過フィルタ１１２、及びミキサ１１６を有する。また、受信器１２８と同様に、送信器１２２はアナログ部１０８及びデジタル部１０４を有する。
【００２７】
送信器１２２のＩチャネル部は、Ｉベースバンド信号をとり、該信号をデジタルからアナログに変換し、ＩＱ信号のＩ部分をアップコンバートする。同様に、送信器１２２のＱチャネル部は、Ｑベースバンド信号をとり、該信号をデジタルからアナログに変換し、ＩＱ信号のＱ部分をアップコンバートする。次いで、送信器１２２は、２つの信号を混合及び結合し、ＩＱ信号を増幅器１２０を介して増幅し、増幅された信号を、例えば、増幅器１２０に対する出力に結合されたアンテナによって、送信する。
【００２８】
Ｉ経路とＱ経路との間の如何なるゲイン又は位相の不整合も、直交不平衡を引き起こしうる。送信器１２２又は受信器１２８のいずれか一方における直交不平衡は、トランシーバ１００の性能に影響を与えうる。例えば、受信器１２８における直交不平衡は、全体の信号対雑音比を許容レベルを下回って下げ、且つ、ビットエラーレートを高めうる。より具体的な例において、ミキサ１３０は、ミキサ１３２とは異なる振幅及び／又は位相特性を有することがある。ミキサ間の差は、復調の間、結果として得られるＩベースバンド信号及びＱベースバンド信号において、ビットエラーレートを増大させる。同様の性能影響は、他のコンポーネントの不整合、例えば、フィルタ１４２及び１３８又はＡＤＣ１４４及び１４０の間のゲイン及び／又は位相不整合、から生じることがある。
【００２９】
図１は、更に、トランシーバ１００における直交不平衡の問題を軽減するために用いられうる較正方法を例示する。トランシーバ１００は、ループバック経路と呼ばれる付加的な経路において位相シフトモジュール１２４を有する。ループバック経路は、ミキサ１４４及び１１６の出力からの送信信号を受信器１２８のアナログ部１３４に向ける。トランシーバ１００の追加のループバック経路は、任意の位相の固定位相シフト（ここでは４５°）を有する。他のトランシーバは、他の固定位相シフト値を有してよい。例えば、他のトランシーバは異なる任意の位相シフトを使用してよいが、その位相シフトは９０°の倍数に等しくない。
【００３０】
直交不平衡は、行列形式で表現可能な複素平面演算として扱われてよい：
【００３１】
【数１】
0005646635.tif 000002
行列表現において、αはゲイン不平衡係数であり、βは位相不平衡係数である。位相シフトを有するＲＦループバックを用いるトランシーバに関し、かかるループバックは、順に３つの行列を乗算することと等価である：
【００３２】
【数２】
0005646635.tif 000003
上記の行列において、αＲＸ及びαＴＸは、夫々、受信器１２８及び送信器１２２のためのゲイン不平衡係数である。βＲＸ及びβＴＸは、夫々、受信器１２８及び送信器１２２のための位相不平衡係数である。φＬＢは、ループバック位相シフトである。
【００３３】
トランシーバ１００は、行列係数を測定する方法を用いてよい。例えば、トランシーバ１００は、Ｉ’及びＱ’を決定するためにデジタル領域において相関を使用してよい。更に、トランシーバ１００は、送信信号Ｉ及びＱの行列係数を知っており、ループバック位相シフトの量（図１の例ではφＬＢ＝４５°）を知っている。トランシーバ１００は、４つの変数の値を求めるために４つの式を使用してよい。４つの未知の変数の値を求めるために４つの式を用いることは、システムが分析的に解かれることを可能にする。すなわち、トランシーバ１００は、αＲＸ、αＴＸ、βＲＸ及びβＴＸの値を求めるのに十分な情報を持っている。
【００３４】
様々な実施形態は、αＲＸ、αＴＸ、βＲＸ及びβＴＸの値を求めるよう上記の方法を拡張してよい。実施形態は、更に、位相シフトを正確に知る必要なしに、αＲＸ、αＴＸ、βＲＸ及びβＴＸの値を求めることを可能にする。多くのトランシーバシステムは、コンポーネントの許容誤差による全ての付随する回路のばらつきを伴って、実際的な、大量生産されるトランシーバ回路を有してよく、位相シフトが一般的に深刻な課題をもたらしうることを正確に知っている。
【００３５】
図２は、一実施形態に従って如何にして直接変換型トランシーバ２００が直交不平衡軽減するよう較正を実行しうるのかを例示する。トランシーバ２００は、較正プロセスの間に使用される位相シフト角度を正確に知らずに、直交不平衡を軽減するよう較正を実行してよい。検討により、図２のトランシーバ２００は、図１のトランシーバ１００と多くの点について類似することが分かる。
【００３６】
トランシーバ２００は、直接変換型送信器２２２及び直接変換型受信器２２８を更に有する。ミキサ２３０及び２３２、低域通過フィルタ２４２及び２３８、並びにＡＤＣ２４４及び２４０は、図１に関する議論において記載されたように、夫々、受信器２２８のＩチャネル経路及びＱチャネル経路を構成する。同様に、送信器２２２は、Ｉチャネル経路及びＱチャネル経路を有する。送信器２２２のＩチャネル経路は、ＤＡＣ２０２、低域通過フィルタ２０６及びミキサ２１４を有する。送信器２２２のＱチャネル経路は、ＤＡＣ２１０、低域通過フィルタ２１２及びミキサ２１６を有する。受信器２２８は、デジタル部２３６及びアナログ部２３４を有し、一方、送信器２２２は、アナログ部２０８及びデジタル部２０４を有する。トランシーバ１００と同様に、受信器２２８及び送信器２２２のＩチャネル経路及びＱチャネル経路におけるコンポーネントは、直交不平衡の原因である。
【００３７】
更に、トランシーバ２００は、デジタル部における直交較正コントローラ２５０と、ＲＦ部における異位相シフトモジュール２２４とを有する。較正コントローラ２５０は、較正プロセスを指示又は制御し、位相シフトモジュール２２４を操作して、異なる位相シフト角度を有する信号を受信器２２８に投じる。
【００３８】
トランシーバ２００は、雑音のない単周波数較正信号を生成する信号発生器２５２を有する。図１に表される実施形態では、信号発生器２５２は、内部デジタル周波数源を有する。代替の実施形態において、信号発生器はアナログ源を有してよい。例えば、１つの代替の実施形態において、アナログ信号発生器モジュールは、較正信号をＤＡＣ（２０２０および２１０）と低域通過フィルタ（２０６及び２１２）との間のＩ及びＱチャネル経路に投じてよい。言い換えると、代替の実施形態は、ＤＡＣ２０２及びＤＡＣ２１０に関連するあらゆるゲイン及び／位相不整合も無視し、Ｉ及びＱチャネル経路における残りのコンポーネントに関連する直交不平衡の影響のみを補正してよい。
【００３９】
先に述べたように、トランシーバ２００は、ループバック経路において位相シフトモジュール２２４を更に有し、ループバック経路は、較正の間、トランシーバ２２２のアナログ部２０８を受信器２２８のアナログ部２３４に結合する。すなわち、通常動作の間、位相シフトモジュール２２４は、アナログ部２０８及び２３４から離されてよい。しかし、較正の間は、較正コントローラ２５０は、固体状態スイッチを閉じること、マルチプレクサ入力間を切り替えること、又は他のスイッチング素子をアクティブにすることによって、位相シフトモジュール２２４をアナログ部２０８及び２３４に結合してよい。
【００４０】
送信器２２２及び受信器２２８の較正の間、較正コントローラ２５０は、信号発生器２５２をアクティブにし、信号発生器２５２が単周波数信号をＤＡＣ２０２及びＤＡＣ２１０に投じることを可能にしてよい。デジタル部２０４を出ると、較正信号は、低域通過フィルタ２０６及び２１２並びにミキサ２１４及び２１６を通って伝播してよい。ＤＡＣ、フィルタ及びミキサを通って伝播する際に、コンポーネント不整合は、較正信号に対して直交不平衡を引き起こし、変化した信号をノード２１８で引き起こしうる。ノード２１８での変化した信号は、送信器信号と呼ばれうる。
【００４１】
較正コントローラ２５０は、位相シフトモジュール２２４に、送信器信号に基づいて第１の位相シフト信号を生成させてよい。言い換えると、送信器信号は、ノード２１８から位相シフトモジュール２２４に伝播してよい。位相シフトモジュール２２４は、第１の位相シフト信号を生成するよう、第１の位相シフト角度（Φ１）によって送信器信号の位相をシフトしてよい。第１の位相シフト信号は、ループバック経路を介してミキサ２３０及び２３２に対する入力で受信器２２８のＲＦ部に入る。第１の位相シフト信号は、受信器２２８のＩチャネル素子及びＱチャネル素子を通って伝播し、ＡＤＣ２４４及び２４０の出力で第１の受信器信号を生成する。
【００４２】
第１の受信器信号がＡＤＣを出ることによってアナログ部２３４からデジタル部２３６に移動すると、較正コントローラ２５０は、測定モジュール２６０を介して第１の組のパラメータを測定してよい。測定モジュール２６０は、ＡＤＣ２４４及びＡＤＣ２４０によって生成されたデジタル値の多数のサンプルをとってよい。多数のサンプルから、計算モジュール２５６は、第１の受信器信号の大きさを決定することができる。言い換えると、計算モジュール２５６は、第１の受信器信号についてＩ’及びＱ’を決定することができる。較正コントローラ２５０は、第１の受信器信号のための第１の組のパラメータをメモリモジュール２５８に記憶してよい。
【００４３】
更に、測定モジュール２６０は、較正プロセスの間に、信号発生器２５２によって生成されたデジタル値の多数のサンプルをとってもよい。つまり、計算モジュール２５６は、第１の受信器信号についてＩ’及びＱ’を決定することができ、更に、Ｉ’及びＱ’パラメータの生成及び測定の間に使用されたＩ及びＱパラメータを知っている。注目すべきは、代替の実施形態は、必ずしも、Ｉ及びＱパラメータを得るために測定モジュール２６０を使用しなくてよい点である。例えば、較正信号が固定され変化しない場合には、値を測定する必要はない。そのようなＩ及びＱパラメータは、メモリモジュール２５８及び計算モジュール２５６内の記憶された固定のパラメータを有してよい。
【００４４】
次いで、較正コントローラ２５０は、位相シフトモジュール２２４に、送信器信号に基づいて第２の位相シフト信号を生成させてよい。すなわち、位相シフトモジュール２２４は、第２の動作モードに切り替わり、第２の位相シフト角度（Φ２）によって送信器信号の位相をシフトして、第２の位相シフト信号を生成してよい。較正コントローラ２５０は、第２の位相シフト信号に関連して測定モジュール２６０で第２の組のパラメータを測定してよい。多数のサンプルから、計算モジュール２５６は、第２の受信器信号の大きさを決定することができる。つまり、計算モジュール２５６は、第２の受信器信号についてＩ’及びＱ’を決定することができる。較正コントローラ２５０は、第２の受信器信号のための第２の組のパラメータをメモリモジュール２５８に記憶してよい。
【００４５】
次いで、較正コントローラ２５０は、メモリモジュール２５８に記憶されている第１及び第２の組のパラメータを用いて、補正パラメータを計算してよい。計算された補正パラメータは、較正コントローラ２５０が、第１及び第２の組のパラメータを介して直交不平衡に関し送信器２２２及び受信器２２８を較正することを可能にする。例えば、較正コントローラ２５０は、送信器２２２及び受信器２２８における直交不平衡の較正を可能にする内部デジタル素子を補正モジュール２５４において有してよい。代替の実施形態において、トランシーバは、違ったやり方で送信器及び／又は受信器を較正してよい。例えば、もっぱらデジタル部におけるデジタル素子を用いることに代えて、較正コントローラ２５０は、代わりに、アナログ部における素子（例えば、位相補償コンポーネント及びゲイン補償コンポーネント）を調整するために、計算された補正パラメータを使用してよい。
【００４６】
図２に表される実施形態は、位相不平衡及びゲイン不平衡の補正のためにデジタル補正を用いる。補正パラメータが送信器２２２について計算されると、補正モジュール２５４は、さもなければ補正なしでＤＡＣ２０２又は２１０に転送されるデジタル値のうち１又はそれ以上をとり、補正パラメータに基づいてデジタル値を調整し、調整されたデジタル値をＤＡＣ２０２及び／又は２１０に転送してよい。補正モジュール２５４は、ＡＤＣ２４４及び２４０からデジタル信号を受信するよう、同じであるが逆の手順で動作してよい。
【００４７】
補正モジュールの代替の実施形態３００が、図３において表されている。トランシーバのデジタル部において用いられることに代えて、補正モジュール３００は、アナログ部２０８又は２３４においてゲイン不平衡及び位相不平衡エラーを補正してよい。例えば、補正モジュール３００は、位相補償モジュール３１０及びゲイン補償モジュール３２０を有する。補正モジュール３００は、低域通過フィルタ（２０６，２１２；２４２，２３８）とＤＡＣ又はＡＤＣ素子（２０２，２１０；２４４，２４０）との間に挿入されてよい。計算された補正パラメータに基づいて、補正モジュール３００は、低域通過フィルタ又はＤＡＣ／ＡＤＣ素子へ転送される信号の位相又はゲインを調整してよい。
【００４８】
図２及び関連する議論は、如何にして較正コントローラ２５０及び位相シフトモジュール２２４が協働して、以下を解くべく新しい方程式の組を作るのかを例示する：
【００４９】
【数３】
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一般性を失うことなく、２つの位相シフト状態（一方状態はφＬＢ，１に基づき、他方の状態はφＬＢ，２に基づく。）が異なるゲインレベルを有することを可能にするならば、８つの式が依然として８つの測定を用いて解かれることが分かる。解かれるべき８つの式は、８つの測定（２つの状態に係る２つのＩ’パラメータ、２つのＱ’パラメータ、２つのＩパラメータ及び２つのＱパラメータ）を用いる２つのゲイン不平衡パラメータ（αＲＸ及びαＴＸ）、２つの位相不平衡パラメータ（βＲＸ及びβＴＸ）、２つのループバック位相（φＬＢ，１及びφＬＢ，２）、並びに２つの全体ゲイン（Ａ１及びＡ２）である。２つの状態のための式は分析的に解くことができ、ループバック位相又はゲインの認知は、式を解き、αＲＸ、αＴＸ、βＲＸ及びβＴＸを決定するためには、必要とされない。
【００５０】
多くの実施形態において、切替可能な位相素子である位相シフトモジュール２２４は、多相フィルタ（Poly-Phase  Filter）（ＰＰＦ）を用いて実施されてよい。ＰＰＦは、互いに対して９０°の位相オフセットを有する２つの異なる出力を提供する。ＰＰＦの各段は、フィルタの全体的な位相シフトに４５°を加えてよい。ゆえに、一方の差動出力又は他方のいずれかを選択することによって、あるいは、（偶数段ごとに）２つの出力信号を加える又は減じることによって、大部分は受動的な素子を用いて、確実に２つの位相を生成することができる。位相シフトモジュール２２４はＲＦ部においてスイッチを実行してよいので、スイッチングは、一般的に、受信器又は送信器のいずれかの直交不平衡に影響を及ぼさない。
【００５１】
図４は、直接変換型トランシーバ４８０における送信器及び／又は受信器を較正する装置４００の一実施形態を表す。例えば、装置４００は、無線アクセスポイント装置等の無線ネットワーク通信装置を有し、又は少なくともその一部を形成してよい。図2を参照すると、コントローラ４１０は、較正コントローラ２５０に対応してよく、一方、位相シフトモジュール４７０は、位相シフトモジュール２２４に対応してよい。装置４００の１又はそれ以上の要素は、ハードウェア、ソフトウェア、又はハードウェア及びソフトウェアの両方の組み合わせの形をとってよい。例えば、図４に表される実施形態では、計算モジュール４４０の１又はそれ以上の部分は、１又はそれ以上のメモリ装置に記憶されている命令符号化モジュールを有してよい。例えば、モジュールは、複雑な計算を実行するマイクロプロセッサを用いるＤＳＰにおけるアプリケーションのソフトウェア又はファームウェア命令を有してよい。
【００５２】
代替の実施形態では、装置４００のモジュールのうち１又はそれ以上は、ハードウェアのみのモジュールを有してよい。例えば、信号発生器４２０、測定モジュール４３０、計算モジュール４４０、受信器補正モジュール４５０、送信器補正モジュール４６０、及び位相シフトモジュール４７０は、夫々、集積回路チップの一部を有してよい。そのような実施形態では、モジュールのうち１又はそれ以上は、抵抗、キャパシタ、インダクタ、ダイオード、ＣＭＯＳトランジスタ、アナログトランジスタ、論理ゲートの組み合わせ、及び状態機械のような素子を有してよい。
【００５３】
更なる他の代替の実施形態では、装置４００のモジュールのうち１又はそれ以上は、ハードウェア及びソフトウェアモジュールの組み合わせを有してよい。例えば、コントローラ４１０は、プロセッサによって実行されるファームウェア符号化命令を有してよく、プロセッサが、全体的な較正プロセスを指示し且つ様々な素子を制御する状態機械とともに動作するとき、パラメータの組の測定が測定モジュール４３０によって記憶された後に、補正パラメータの値を決定するよう計算を実行する。
【００５４】
信号発生器４２０は、受信器に投じられるべき較正信号を生成してよい。先に述べたように、信号発生器４２０は、一部の実施形態ではデジタル信号発生器であってよく、あるいは、他の実施形態ではアナログ信号発生器であってよい。多くの実施形態において、信号発生器４２０は、固定信号発生器を有してよい。多くの実施形態において、信号発生器４２０は可変信号発生器を有し、コントローラ４１０は、特定の較正信号周波数又は較正信号振幅を選択することができる。
【００５５】
多くの実施形態において、測定モジュール４３０は、ＡＤＣに付随する状態レジスタに結合されるバッファ又は一連のメモリ素子を有してよい。コントローラ４１０によってトリガされる場合に、測定モジュール４３０は、受信信号の１サイクルの間に状態レジスタから取り出される一連の値を記憶し、且つ、続く計算のための後の検索のためにメモリ素子に値を記憶するよう構成されてよい。多くの実施形態において、測定モジュール４３０は、測定されたパラメータの組を記憶するよう動的ランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）を有してよい。幾つかの実施形態では、測定モジュール４３０は、測定されたパラメータの組を記憶するよう、例えば静的ＲＡＭ又はフラッシュメモリ等の、他のタイプのメモリを用いてよい。
【００５６】
先に述べられたように、計算モジュール４４０は、第１及び第２の組のパラメータを取り出し、それらを用いて補正パラメータのための値を決定してよい。多くの実施形態において、計算モジュール４４０は、状態機械を有してよい。代替の実施形態では、計算モジュール４４０は、コントローラ４１０と結合された特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）のマイクロコントローラ等の、専用のプロセッサを有してよい。
【００５７】
図４の実施形態において、装置４００は、２つの補正モジュール４５０及び４６０を用いるコントローラ４１０を有する。受信器補正モジュール４５０は、計算された較正パラメータに基づきトランシーバ４８０のための受信器の較正に専用であってよい。同様に、送信器補正モジュール４６０は、計算された較正パラメータに基づきトランシーバ４８０の送信器の較正に専用であってよい。先に述べられたように、補正モジュールは、デジタルで、又は異なる実施形態ではアナログ態様で、実施されてよい。
【００５８】
装置４００の実施形態におけるモジュールの数は様々であってよい。幾つかの実施形態は、図４に表されるモジュールよりも少ないモジュールを有してよい。例えば、一実施形態は、受信器補正モジュール４５０及び送信器補正モジュール４６０を単一モジュールに一体化してよい。更なる実施形態は、図４に示されるものよりも多いモジュール又は素子を有してよい。例えば、代替の実施形態は、チャネル毎に１つの測定を用いる実施形態のように、２又はそれ以上の測定モジュールを有してよい。他の実施形態は、より多くの他のモジュールを有してよい。
【００５９】
図５は、直接変換型トランシーバにおける直交不平衡を較正するための方法を例示する。フローチャート５００は、単周波数較正信号を直接変換型トランシーバの送信器に投じるステップから始まる（ブロック５１０）。例えば、図２の信号発生器２５２は、Ｉ成分値及びＱ成分値を含むデジタルの単周波数較正信号を生成してよい。較正プロセスの間、較正コントローラ２５０は、信号発生器２５２の出力を送信器２２２のデジタル部２０４に結合し、信号発生器がＩ成分値及びＱ成分値をＤＡＣ２０２及びＤＡＣ２１０に転送することを可能にする。
【００６０】
フローチャート５００に従う方法は、トランシーバのＲＦ部どうしを結合するステップを更に有する（ブロック５２０）。これは、較正信号が送信器を通って伝播し、更に受信器を通って戻ることを可能にする。再び図２を参照すると、較正コントローラ２５０は、幾つかのトランジスタの状態を切り替えてよい。これは、ループバック経路を、アナログ部１０８及び２３４の間に形成させる。トランシーバのアナログ部どうしを結合すると（ブロック５２０）、フローチャート５００に従う実施形態は、送信器信号から位相シフト信号を生成するステップを有する（ブロック５３０）。前述の例を続けて、較正コントローラ２５０は、位相シフトモジュール２２４を操作してよく、位相シフトモジュール２２４に、ミキサ２１４及び２１６を出た送信器信号の位相をシフトさせる。位相シフトモジュール２２４は、最初に、４５°の第１の位相角度によって送信器信号の位相をシフトしてよい。較正プロセスの続くシーケンスの間、較正コントローラ２５０は、位相シフトモジュール２２４を操作して、位相シフトモジュール２２４に、−４５°の第２の位相シフト角度によって送信器信号の位相をシフトさせてよい。４５°及び−４５°の位相シフト角度は、単に１つの実施例のためである。他の実施形態は２つの他の角度を使用してよい。
【００６１】
フローチャート５００に従う方法は、位相シフト信号に基づいて受信器信号のパラメータを測定するステップを更に有する（ブロック５４０）。先と同じく前述の例を続けて、第１の位相シフト信号は受信器２２８を通って戻るので、受信器２２８のコンポーネントは、信号を変更し、わずかに変更された位相及びゲイン値を有する第１の受信器信号を生成する。較正コントローラ２５０は、ＡＤＣ２４４及びＡＤＣ２４０が較正コントローラ２５０に転送する第１の受信器信号のデジタル波形値をサンプリングしてデジタルサンプリング値を記憶するよう測定モジュール２６０を動作させてよい。
【００６２】
較正コントローラ２５０が、−４５°の第２の位相シフト角度によって送信器信号の位相をシフトするよう位相シフトモジュール２２４を動作させた又は操作した後、較正コントローラ２５０は、先と同じく、ＡＤＣ２４４及びＡＤＣ２４０が較正コントローラ２５０に転送する第２の受信器信号のデジタル波形値をサンプリングしてデジタルサンプリング値を記憶するよう測定モジュール２６０を動作させてよい。更に、同時に又はほぼ同時に、較正コントローラ２５０は、信号発生器２５２からの較正信号をサンプリングしてデジタルサンプリング値を記憶するよう測定モジュール２６０を動作させてよい。
【００６３】
フローチャート５００に従う方法は、測定されたパラメータ又はサンプリングされた値の第１及び第２の組に基づいて補正パラメータを計算するステップを更に有する（ブロック５５０）。先と同じく前述の例を続けて、計算モジュール２５６は、８つの測定により８つの式を解いてよい。計算モジュール２５６は、２つのゲイン不平衡パラメータ（αＲＸ及びαＴＸ）、２つの位相不平衡パラメータ（βＲＸ及びβＴＸ）、２つのループバック位相（φＬＢ，１及びφＬＢ，２）、並びに２つの全体ゲイン（Ａ１及びＡ２）の値を求めてよい。
【００６４】
計算モジュール２５６は、２つの状態（一方の状態は、位相シフト角度が４５°であり、他方の状態は、位相シフト角度が−４５°である。）について２つのＩ’パラメータ、２つのＱ’パラメータ、２つのＩパラメータ、及び２つのＱパラメータをサンプリングすることで得られる８つの測定を用いて８つの式を解いてよい。計算モジュール２５６は、ループ位相及びゲインを知らずに２つの状態について分析的に式を解いて、αＲＸ、αＴＸ、βＲＸ及びβＴＸの値を決定してよい。
【００６５】
フローチャート５００に従う方法は、送信器及び受信器における直交不平衡の較正を実行するステップを更に有する（ブロック５６０）。例えば、図４を参照して、コントローラ４１０は、トランシーバ４８０の送信器及び受信器における直交エラーの補正を可能にする受信器較正モジュール４５０及び送信器較正モジュール４６０における内部デジタル素子を有してよい。
【００６６】
先に述べられたように、幾つかの実施形態の１又はそれ以上の部分は、図４において例示される装置に関連して記載されるプロセス等のプロセスのための動作を実行するよう、プロセスとともに使用される有形な媒体に記憶されるプログラムプロダクトとして実施されてよい。プログラムプロダクトのプログラムは、（本明細書において記載される方法を含む）実施形態の機能を定義し、様々なデータ保持媒体に含まれてよい。実例となるデータ保持媒体は、（ｉ）書込不可能な記憶媒体（例えば、基地局内の読出専用メモリ装置）に恒久的に記憶されている情報、及び（ｉｉ）書換可能な記憶媒体（例えば、フラッシュメモリ）に記憶されている変更可能な情報を含むが、これらに限られない。そのようなデータ保持媒体は、装置又はシステムの機能を支持するコンピュータ読出可能な命令を有する場合に、本発明の幾つかの実施形態の要素に相当する。
【００６７】
一般的に、実施形態を実施するために行われるルーチンは、オペレーティングシステム若しくは特定のアプリケーション、コンポーネント、プログラム、モジュール、オブジェクト、又は命令のシーケンスの一部であってよい。実施形態のコンピュータプログラムは、機械読み出し可能なフォーマット、従って実行可能な命令にコンピュータによって変換される多数の命令から成ってよい。また、プログラムは、局所的にプログラムに存在し、又はメモリ若しくは記憶装置で見受けられる変数及びデータ構造から成ってよい。更に、以下でき際される様々なプログラムは、それらが本発明の特定の実施形態において実施される用途に基づき特定されてよい。なお、当然に、後述の如何なる特定のプログラム用語も、単に便宜上のものにすぎず、従って、特定の実施形態は、そのような用語によって特定及び／又は暗示される何らかの特定の用途においてのみ使用することに制限されない。
【００６８】
当業者には明らかなように、本明細書における実施形態は、変化するインターフレーム・スペース（Interframe  Space）（ＩＦＳ）時間を有して無線ネットワークにわたって送信データフレームに対する応答を送信するためのシステム、装置及び方法を含む。詳細な説明及び図面において記載及び図示される実施形態の形は、単なる例として解されるべきであることが理解される。特許請求の範囲は、開示される実施形態の全ての変形例を包含するよう広く解釈されることが意図される。
【００６９】
幾つかの態様が幾つかの実施形態について詳細に記載されてきたが、当然に、様々な変更、置換及び代替が、添付の特許請求の範囲によって定義される実施形態の精神及び適用範囲から逸脱することなく本願において行われてよい。一実施形態は複数の目的を達成しうるが、添付の特許請求の範囲の適用範囲内に入る全ての実施形態が全ての目的を達成するわけではない。更に、本願の適用範囲は、明細書において記載されるプロセス、機械、製品、組成物、手段、方法及びステップの特定の実施形態に制限されるよう意図されない。当業者であれば、実施形態の開示から、ここで記載される対応する実施形態が本願における実施形態に従って利用されるのと実質的に同じ機能を実行する、又は実質的に同じ結果を達成する、現在存在する又は後に開発されるプロセス、機械、製品、組成物、手段、方法又はステップを容易に認識するであろう。従って、添付の特許請求の範囲は、その適用範囲内に上記のプロセス、機械、製品、組成物、手段、方法、又はステップを含めるよう意図される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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