(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおける送信器がリソースを割り当てる方法であって、
伝送される複数の情報ビットを複数のコードブロックに分割するステップと、
各コードブロックで前記情報ビットを符号化するステップと、
少なくとも一つのコードブロックそれぞれに対して複数のリソースを割り当て、前記リソースの個数はＮ、Ｎseg及び送信ダイバシティ方法が適用されるか否かのすべてに基づいて決定されるステップと、
前記割り当てられたリソースに基づいて前記符号化するステップの出力から導出された信号を一つ以上のアンテナを通じて受信器に送信するステップと、を含み、
ここで、Ｎはデータ送信のために利用可能なリソースの個数に関する値であり、Ｎseｇはコードブロックの個数であり、前記送信ダイバシティ方法が適用される場合、前記コードブロックそれぞれに割り当てられたリソースの個数は、ＮをＮsegに分けることに基づいて導出される値に、前記送信ダイバシティ方法が適用されることによって設定された値である２を乗算した値によって決定されることを特徴とする方法。
【請求項２】
空間周波数ブロックコード（ＳＦＢＣ）のような前記送信ダイバシティ方法が適用される時、前記リソースの個数は、下記の＜数１＞により決定され、
【数１】
0005632424.tif 000037
ここで、Ｍｊはインデックスｊを有するコードブロックに割り当てられたリソースの個数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
リソースインデックスの増加順序によって第１のコードブロックから最後のコードブロックまで前記符号化された情報ビットを前記割り当てられたリソースにマッピングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
通信システムのための送信器であって、
時間と周波数領域で複数の同一の間隔のリソース要素で区分される時間及び周波数リソースブロックのリソース構造と、データ送信のために利用可能なリソース要素のサブセットを格納するメモリと、
複数の情報ビットを複数のコードブロックに分割するコードブロック生成器と、
各コードブロックで前記情報ビットを符号化する符号化器と、
少なくとも一つのコードブロックそれぞれに対して複数のリソースを割り当て、前記リソースの個数はＮ、Ｎseg及び送信ダイバシティ方法が適用されるか否かのすべてに基づいて決定されるリソースマッピングユニットと、
前記割り当てられたリソースに基づいて前記符号化器の出力から導出された信号を受信器に送信する少なくとも一つの送信アンテナと、を含み、
ここで、Ｎはデータ送信のために利用可能なリソースの個数に関する値であり、Ｎseｇはコードブロックの個数であり、前記送信ダイバシティ方法が適用される場合、前記コードブロックそれぞれに割り当てられたリソースの個数は、ＮをＮsegに分けることに基づいて導出される値に、前記送信ダイバシティ方法が適用されることによって設定された値である２を乗算した値によって決定されることを特徴とする送信器。
【請求項５】
空間周波数ブロックコード（ＳＦＢＣ）のような前記送信ダイバシティ方法が適用される時、前記リソースの個数は、下記の＜数２＞により決定され、
【数２】
0005632424.tif 000038
ここで、Ｍｊはインデックスｊを有するコードブロックに割り当てられたリソースの個数であることを特徴とする請求項４に記載の送信器。
【請求項６】
前記リソースマッピングユニットは、リソースインデックスの増加順序によって第１のコードブロックから最後のコードブロックまで前記符号化された情報ビットを前記割り当てられたリソースにマッピングすることを特徴とする請求項４に記載の送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭシステムにおけるチャンネルインタリービングを遂行する方法及び装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電子通信は、送信器と受信器との間の通信のために長距離データ伝送を可能にする。このデータは、電波(radio  wave)によって運搬され、制限された伝送リソースを用いて伝送される。すなわち、電波は、制限された周波数範囲を用いて時区間にわたって伝送される。
【０００３】
現代の通信システムにおいて、伝送される情報は、まず符号化されてから、多重変調シンボルを生成するために変調される。その後に、シンボルは、データ伝送に利用可能な時間及び周波数リソースブロックにマッピングされる。一般的に、時間と周波数リソースブロックは、複数の同一のデュレーションリソース要素にセグメント化される。
【０００４】
３ＧＰＰ  ＬＴＥ(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution)システムにおいて、リソース要素は、制御信号伝送のために割り当てられる。したがって、データシンボルは、制御信号伝送のために割り当てられないリソース要素にマッピングされることができる。それぞれのデータ伝送は、一つ又は複数の伝送ブロックの情報ビットを運搬する。一つの伝送ブロックが最大ブロックサイズより大きい場合に、伝送ブロックの情報ビットは、複数の符号ブロックにセグメント化され得る。一つの伝送ブロックの情報ビットを複数の符号ブロックに分割するプロセスは、符号ブロック分割と称する。符号ブロックサイズの制限された選択と符号ブロック分割中にパッキング(packing)効率性を最大化しようとする試みのため、伝送ブロックの複数の符号ブロックは、相互に異なるサイズを有することができる。それぞれの符号ブロックは、符号化、インタリービング、レートマッチング、及び変調される。したがって、伝送のためのデータシンボルは、複数の符号ブロックの変調シンボルで構成されることができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Motorola, On Enabling Pipelining of Channel Coding Operations in LTE [online], 3GPP TSG-RAN WG1 #49 R1-072140
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
したがって、本発明の目的は、制限された伝送リソースを用いて効率的にデータを伝送するための方法及び装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、時間ダイバシティと周波数ダイバシティを最大化するための方法及び装置を提供することにある。
また、本発明の目的は、相互に異なる符号ブロック間の干渉を最小化するための方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記のような目的を達成するために、本発明の一態様によれば、リソース割り当てのための方法が提供される。この方法によると、時間及び周波数リソースブロックは、時間及び周波数ドメインで複数の同一のデュレーションリソース要素に分割される。複数のリソース要素のサブセットは、データ伝送に利用可能なデータリソース要素である。伝送されるデータブロックは、複数の符号ブロックにセグメント化される。実質的に同数のデータリソース要素は、複数の符号ブロックに割り当てられる。
【０００８】
符号ブロックに割り当てられるデータリソース要素の個数は、下記の式によって得られることを特徴とする。
【０００９】
【数１】
0005632424.tif 000002
【００１０】
ここで、Ｍｊはインデックスｊを有する符号ブロックに割り当てられたデータリソース要素の数であり、Ｎは時間と周波数リソースブロックにおけるデータリソース要素の数であり、Ｎsegは時間と周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００１１】
また、符号ブロックに割り当てられるデータリソース要素の個数は、下記の式によって得られることを特徴とする。
【００１２】
【数２】
0005632424.tif 000003
【００１３】
ここで、Ｍｊはインデックスｊを有する符号ブロックに割り当てられたデータリソース要素の数であり、Ｎは時間と周波数リソースブロックにおけるデータリソース要素の数であり、Ｎsegは時間と周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００１４】
あるいは、符号ブロックに割り当てられるデータリソース要素の個数は、下記の式によって得られることを特徴とする。
【００１５】
【数３】
0005632424.tif 000004
【００１６】
ここで、Ｍｊはインデックスｊを有する符号ブロックに割り当てられたデータリソース要素の数であり、Ｎは時間と周波数リソースブロックにおけるデータリソース要素の数であり、Ｎsegは時間と周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００１７】
本発明の他の態様によれば、リソース割り当てのための方法が提供される。この方法によると、時間及び周波数リソースブロックは、周波数ドメインで複数の同一のデュレーション周波数リソースユニットに分割され、時間ドメインで複数の同一のデュレーション時間リソースユニットに分割される。一つの時間リソースユニットの一つの周波数リソースユニットは、リソース要素である。時間及び周波数リソースブロック内のリソース要素のサブセットは、データ伝送に利用可能なデータリソース要素である。伝送されるデータブロックは符号ブロックにセグメント化される。データリソース要素は、複数の符号ブロックに割り当てられる要素である。少なくとも一つのデータブロックは、時間リソースユニットの連続セットでデータリソース要素に対応する。
【００１８】
インデックス方式は、上記方法のために提供されることができる。まず、時間リソースユニット内のインデックス(index-within-a-time-resource-unit）は、それぞれの時間リソースユニット内でそれぞれのデータリソース要素に割り当てられる。インデックスｉを有する時間リソースユニットでデータリソース要素のための時間リソースユニット内のインデックスはＩｉ(ｘ)である。ここで、ｘは時間リソースユニットｉ内でデータリソース要素の順次的なインデックスとして、ｘ＝０，１，…，Ｎｉ-１であり、Ｎiは時間リソースユニット内でデータリソース要素の数であり、ｉ＝１，２，…，ｉＴであり、ｉＴは時間及び周波数リソースブロック内で時間リソースユニットの全体数である。その後、割り当て内のインデックス(index-within-an-assignment）は、時間及び周波数リソースブロック内でそれぞれのデータリソース要素に割り当てられる。Iｉ(ｘ)の時間リソースユニット内のインデックスを有するデータリソース要素の割り当て内のインデックスはＩＡ(ｘ,ｉ)である。
【００１９】
【数４】
0005632424.tif 000005
【００２０】
また、ＩＡ(x,i)＝０,１,…，Ｎ-１であり、Ｎは時間及び周波数リソースブロックにおけるデータリソース要素の数として、
【００２１】
【数５】
0005632424.tif 000006
【００２２】
である。
【００２３】
時間リソースユニット内のインデックスＩｉ(ｘ)、順次的インデックスと同一のデータリソース要素ｘ、及びインデックスｊを有する時間リソースユニット内のデータリソース要素を含むことを特徴とする。
【００２４】
また、インタリービング関数によって、時間リソースユニット内のインデックスＩｉ(ｘ)、順次的インデックスに関連したデータリソース要素ｘ、及びインデックスｊを有する時間リソースユニット内のデータリソース要素を含むことを特徴とする。
【００２５】
上記インデックス方式に従って、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ,ｉ)を有するデータリソース要素は、下記の式のようにインデックスｊを有する符号ブロックに割り当てられることができる。
【００２６】
【数６】
0005632424.tif 000007
【００２７】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００２８】
また、下記の式のように、インデックスｊを有する符号ブロックに割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するデータリソース要素を割り当てるステップを具備することを特徴とする。
【００２９】
【数７】
0005632424.tif 000008
【００３０】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００３１】
あるいは、下記の式のように、インデックスｊを有する符号ブロックに割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するデータリソース要素を割り当てるステップを具備することを特徴とする。
【００３２】
【数８】
0005632424.tif 000009
【００３３】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００３４】
もしくは、下記の式のように、インデックスｊを有する符号ブロックに割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するデータリソース要素を割り当てるステップを具備することを特徴とする。
【００３５】
【数９】
0005632424.tif 000010
【００３６】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００３７】
本発明のもう一つの態様によれば、リソース割り当てのための方法が提供される。上記方法によると、少なくとも一つの時間リソースユニットは、すべての符号ブロックに対応する。
【００３８】
上記のインデックス方式を使用すると、下記の式のように、インデックスｊを有する符号ブロックに割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するデータリソース要素を割り当てるステップを具備することを特徴とする。
【００３９】
【数１０】
0005632424.tif 000011
【００４０】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００４１】
また、下記の式のように、インデックスｊを有する符号ブロックに割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するデータリソース要素を割り当てるステップを具備することを特徴とする。
【００４２】
【数１１】
0005632424.tif 000012
【００４３】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００４４】
下記の式のように、インデックスｊを有する符号ブロックに割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するデータリソース要素を割り当てるステップを具備することを特徴とする。
【００４５】
【数１２】
0005632424.tif 000013
【００４６】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００４７】
あるいは、下記の式のように、インデックスｊを有する符号ブロックに割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するデータリソース要素を割り当てるステップを具備することを特徴とする。
【００４８】
【数１３】
0005632424.tif 000014
【００４９】
ここで、ｊ＝０，１，…，Ｎseg-１であり、Ｎsegは時間及び周波数リソースブロックにおける符号ブロックの数である。
【００５０】
本発明の他の態様によれば、リソース割り当てのための方法が提供される。この方法によると、符号ブロックの数が所定のしきい値より大きい場合に、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つは、データ伝送に利用可能な連続的な時間リソースユニットのサブセットを用いて割り当てられる。符号ブロックの数が所定のしきい値より小さい場合には、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つは、データ伝送に利用可能なすべての時間リソースユニットを用いて割り当てられる。
【００５１】
所定のしきい値は、ユーザー端末の異なるユニットに対して異なることができる。
また、所定のしきい値は、ユーザー端末の異なるユニットに対して一定である。
【００５２】
さらに、本発明の他の態様によれば、リソース割り当てのための方法が提供される。この方法によると、データブロックのサイズが所定のしきい値より大きい場合に、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つは、データ伝送に利用可能な連続的時間リソースユニットのサブセットを用いて割り当てられる。データブロックのサイズが所定のしきい値より小さい場合には、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つは、データ伝送に利用可能なすべての時間リソースユニットを用いて割り当てられる。
【００５３】
本発明の他の態様によれば、通信方法が提供される。この方法では、伝送されるデータブロックは、複数の伝送ブロックを生成するためにセグメント化される。それぞれの複数の伝送ブロックは、複数の符号ブロックにセグメント化される。複数の伝送ブロックのうち少なくとも２個は、符号ブロックの同一の数を含む。
【００５４】
また、本発明の他の態様によれば、通信方法が提供される。この方法によると、第１の伝送ブロック内で少なくとも一つの第１の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースは、第２の伝送ブロック内で第２の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースを含む。
【００５５】
さらに、本発明の他の態様によれば、通信方法が提供される。この方法によると、第１の伝送ブロック内で少なくとも一つの第１の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースは、第２の伝送ブロック内で第２の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースと同一である。
【００５６】
本発明の他の態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。無線端末は、メモリユニット、符号ブロック生成ユニット、リソースマッピングユニット、及び少なくとも一つの伝送アンテナで構成される。メモリユニットは、時間及び周波数ドメインで複数の同一のデュレーションリソース要素に分割される時間及び周波数リソースブロックのリソースグリッド構造を格納する。複数のリソース要素のサブセットは、データ伝送に利用可能なデータリソース要素である。符号ブロック生成ユニットは、複数の符号ブロックに伝送されるデータブロックをセグメント化する。リソースマッピングユニットは、複数の符号ブロックに実質的に同数のデータリソース要素を割り当てる。少なくとも一つの伝送アンテナは、データリソース要素によって複数の符号ブロックを伝送する。
【００５７】
本発明のまた他の態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。この無線端末は、メモリユニット、符号ブロック生成ユニット、リソースマッピングユニット、及び少なくとも一つの伝送アンテナで構成される。メモリユニットは、周波数ドメインで複数の同一のデュレーション周波数リソースユニット、及び時間ドメインで複数の同一のデュレーション時間リソースユニットを含む時間及び周波数リソースブロックのリソースグリッド構造を格納する。リソース要素である一つの時間リソースで一つの周波数リソースユニットと、時間及び周波数リソースブロック内でリソース要素のサブセットは、データ伝送利用可能なデータリソース要素である。この符号ブロック生成ユニットは、複数の符号ブロックに伝送されるデータブロックをセグメント化する。リソースマッピングユニットは、時間リソースユニットの連続セットで割り当てられるデータリソース要素を含む少なくとも一つのデータブロックを用いて、複数の符号ブロックにデータリソース要素を割り当てる。少なくとも一つの伝送アンテナは、データリソース要素を用いて複数の符号ブロックを伝送する。
【００５８】
本発明のもう一つの態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。無線端末は、メモリユニット、符号ブロック生成ユニット、リソースマッピングユニット、及び少なくとも一つの伝送アンテナで構成される。リソースマッピングユニットは、すべての符号ブロックに対応する少なくとも一つの時間リソースユニットを用いて複数の符号ブロックにデータリソース要素を割り当てる。
【００５９】
本発明の他の態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。無線端末は、メモリユニット、符号ブロック生成ユニット、リソースマッピングユニット、及び少なくとも一つの伝送アンテナで構成される。リソースマッピングユニットは、符号ブロックの数が所定のしきい値より大きい場合に、データ伝送に利用可能な連続的な時間リソースユニットのサブセットに対応する複数の符号ブロックのうち少なくとも一つを利用し、符号ブロックの数が所定のしきい値より小さい場合に、データ伝送に利用可能なすべての時間リソースユニットに対応する複数の符号ブロックのうち少なくとも一つを用いて、複数の符号ブロックにリソース要素を割り当てる。
【００６０】
また、本発明の他の態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。無線端末は、メモリユニット、符号ブロック生成ユニット、リソースマッピングユニット、及び少なくとも一つの伝送アンテナで構成される。リソースマッピングユニットは、データブロックのサイズが所定のしきい値より大きい場合に、データ伝送に利用可能な連続的な時間リソースユニットのサブセットに対応する複数の符号ブロックのうち少なくとも一つを利用し、データブロックのサイズが所定のしきい値より小さい場合に、データ伝送に利用可能なすべての時間リソースユニットに対応する複数の符号ブロックのうち少なくとも一つを用いて、複数の符号ブロックにデータリソース要素を割り当てる。
【００６１】
本発明のもう一つの態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。無線端末は、伝送ブロック生成ユニット及び符号ブロック生成ユニットを含む。伝送ブロック生成ユニットは、複数の伝送ブロックを生成するために伝送されるデータブロックをセグメント化する。符号ブロック生成ユニットは、複数の符号ブロックに複数の伝送ブロック各々をセグメント化する。複数の伝送ブロックのうち少なくとも２個は、符号ブロックの同一の数を含む。
【００６２】
さらに、本発明の他の態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。無線端末は、伝送ブロック生成ユニット、符号ブロック生成ユニット、及び複数の符号ブロックに伝送リソースを割り当てるリソースマッピングユニットを含む。第１の伝送ブロック内で少なくとも一つの第１の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースは、第２の伝送ブロック内で第２の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースを含む。
【００６３】
本発明の他の態様によれば、通信システムの無線端末が提供される。無線端末は、伝送ブロック生成ユニット、符号ブロック生成ユニット、及び複数の符号ブロックに伝送リソースを割り当てるリソースマッピングユニットを含む。第１の伝送ブロック内で少なくとも一つの第１の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースは、第２の伝送ブロック内で第２の符号ブロックに割り当てられる伝送リソースと同一である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の原理実行に適したＯＦＤＭ送受信器チェーンを概略的に示す図である。
【図２】周波数の機能のような振幅を示すＯＦＤＭ副搬送波の２つの座標グラフを示す図である。
【図３】時間ドメインでＯＦＤＭシンボルに対して送受信される波形を示す図である。
【図４】単一搬送波周波数分割多重アクセス送受信器チェーンを示す図である。
【図５】ＨＡＲＱ送受信器チェーンを概略的に示す図である。
【図６】４チャンネル同期式ＨＡＲＱ伝送方式を概略的に示す図である。
【図７】ＭＩＭＯ(Multiple  Input  Multiple  Output)システムを概略的に示す図である。
【図８】プリコーディングされるＭＩＭＯシステムを概略的に示す図である。
【図９】ＨＳＤＰＡシステムでＨＳ-ＤＳＣＨのための符号化構造を概略的に示す図である。
【図１０】ＨＳ-ＤＳＣＨハイブリッドＡＲＱ機能を概略的に示す図である。
【図１１】ＬＴＥダウンリンクサブフレーム構成を概略的に示す図である。
【図１２】ＬＴＥアップリンクサブフレーム構成を概略的に示す図である。
【図１３】本発明の一実施形態によるチャンネルインタリービング方式を概略的に示す図である。
【図１４】本発明の他の実施形態によるチャンネルインタリービング方式を概略的に示す図である。
【図１５】本発明のもう一つの実施形態によるチャンネルインタリービング方式を概略的に示す図である。
【図１６】本発明のもう一つの実施形態によるチャンネルインタリービング方式を概略的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００６５】
以下、本発明の好ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
本発明のより完全な理解と付加的な利点は、参照シンボルが同一、あるいは類似した構成成分を示すように、後述する説明を参照してより明確に理解されることができる。
【００６６】
直交周波数分割多重化(Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing：ＯＦＤＭ）は、周波数ドメインでデータを多重化するための技術である。変調シンボルは、周波数副搬送波で運搬される。図１は、ＯＦＤＭ送受信器チェーンを示す。ＯＦＤＭ技術を使用する通信システムにおいて、送信器チェーン１１０で、制御信号又はデータ１１１は、変調器１１２によって一連の変調シンボルに変調され、その後に直/並列(Ｓ/Ｐ)変換器１１３によって直並列信号に変換される。逆高速フーリエ変換(Inverse  Fast  Fourier  Transform：ＩＦＦＴ)部１１４は、信号を周波数ドメインから時間ドメインに、複数のＯＦＤＭシンボルに変換するために使用される。サイクリックプレフィックス(Cyclic  Prefix：ＣＰ)又はゼロプレフィックス(Zero  Prefix：ＺＰ）は多重経路フェージングによる影響を回避又は軽減するためにＣＰ挿入部１１６によってそれぞれのＯＦＤＭシンボルに加えられる。その結果、信号は、アンテナ(図示せず)のような送信(Ｔｘ)フロントエンド(front  end)処理部１１７又は選択的に電線(fixed  wire)又はケーブルによって伝送される。受信器チェーン１２０で、完全な時間及び周波数同期が取られると仮定すれば、受信(Ｒｘ)フロントエンド処理部１２１によって受信された信号は、ＣＰ除去部１２２によって処理される。高速フーリエ変換(Fast  Fourier  Transform：ＦＦＴ)部１２４は、以後の処理のために受信された信号を時間ドメインから周波数ドメインに変換する。
【００６７】
ＯＦＤＭシステムで、それぞれのＯＦＤＭシンボルは、複数の副搬送波で構成される。各々のＯＦＤＭシンボル内の副搬送波は、変調シンボルを運搬する。図２は、副搬送波１、副搬送波２、及び副搬送波３を用いるＯＦＤＭ伝送方式を示す。各ＯＦＤＭシンボルは時間ドメインで有限デュレーションを有するため、副搬送波は、周波数ドメインで相互に重なる。しかしながら、直交性は、図２に示すように、送受信器が完全な周波数同期を有すると、サンプリング周波数で維持される。不完全な周波数同期化又は高速の移動性による周波数オフセットの場合には、サンプリング周波数で副搬送波の直交性は、破壊されて搬送波間干渉(Inter-Carrier-Interference：ＩＣＩ）を招く。
【００６８】
図３は、時間ドメインで送受信されるＯＦＤＭシンボルを示す。多重経路フェージングのため、受信された信号のＣＰ部分は、たびたび以前のＯＦＤＭシンボルによって損傷される。しかしながら、ＣＰが十分に長い限り、ＣＰなしに受信されたＯＦＤＭシンボルは、多重経路フェージングチャンネルによって畳み込まれた自分の信号だけを含まなければならない。一般的に、ＦＦＴは、以後の周波数ドメインで処理するために受信側で遂行される。他の伝送方式よりもＯＦＤＭ方式の長所は、多重経路フェージングに強いということである。時間ドメインで多重経路フェージングは、周波数ドメインで周波数選択的フェージングに変更される。ＣＰ又はＺＰが付加されることによって、隣接したシンボル間のシンボル間干渉は回避され、あるいは大きく軽減される。さらに、それぞれの変調シンボルは狭い帯域幅を通じて伝送されるので、単一経路フェージングを経験する。簡単な等化方式は、周波数選択フェージングに対処するために使用されることができる。
【００６９】
単一搬送波変調及び周波数ドメイン等化を利用する単一搬送波周波数分割多重アクセス(Single  Carrier  Frequency  Division  Multiple  Access：ＳＣ-ＦＤＭＡ）は、ＯＦＤＭシステムと同様の性能及び複雑性を有する技術である。ＳＣ-ＦＤＭＡの一つの長所は、ＳＣ-ＦＤＭＡ信号が固有の単一搬送波構成によって低い最大電力対平均電力比(Peak-to-Average  Power  Ratio：ＰＡＰＲ)を有することである。通常、低いＰＡＰＲは、電力増幅器の効率を向上させ、特にアップリンク伝送での移動局に重要である。ＳＣ-ＦＤＭＡは、３ＧＰＰ  ＬＴＥ(Long  Term  Evolution)でアップリンク多重アクセス方式として選択される。図４は、ＳＣ-ＦＤＭＡのための送受信器チェーンの一例を示す。送信器側で、データ又は制御信号は、Ｓ／Ｐ変換器１８１によって直並列に変換される。時間ドメインデータが副搬送波マッピング部１８３によって副搬送波の集合(set)にマッピングされる前に、離散フーリエ変換(Discrete Fourier Transform：ＤＦＴ)は、ＤＦＴ変換器(transformer)１８２によって時間ドメインデータ又は制御信号に適用される。低いＰＡＰＲを保証するために、通常、周波数ドメインでのＤＦＴ出力は、隣接した副搬送波の集合にマッピングされる。その後、ＤＦＴより大きいサイズを有するＩＦＦＴは、信号を時間ドメインに変換するためにＩＦＦＴ変換器１８４によって適用される。Ｐ/Ｓ変換器１４５による並直列変換後に、ＣＰは、データ又は制御信号が送信フロントエンド処理部１４７に伝送される前にＣＰ挿入部１４６によって上記データ又は制御信号に付加される。ＣＰの付加された処理信号は、たびたびＳＣ-ＦＤＭＡブロックと呼ばれる。この信号が、例えば無線通信システムでの多重経路フェージングチャンネルのような通信チャンネル１８８を通過した後に、受信器は、受信器フロントエンド処理部１９１によって受信器フロントエンド処理を遂行し、ＣＰ除去部１９２によってＣＰを除去し、ＦＦＴ変換器１９４と周波数ドメイン等化によってＦＦＴ（高速フーリエ変換）を遂行する。逆離散フーリエ変換(Inverse Discrete Fourier Transform：ＩＤＦＴ)１９６は、等化された信号が周波数ドメインでデマッピングされた後に適用される。ＩＤＦＴの出力は、復調及び復号のような追加的な時間ドメイン処理を経るようになる。
【００７０】
パケットベースの無線データ通信システムにおいて、制御チャンネル、すなわち制御チャンネル伝送を通じて伝送された制御信号は、一般的にデータチャンネル、すなわちデータ伝送を通じて伝送されたデータ信号を伴う。制御チャンネルフォーマットインジケータ(Control  Channel  Format  Indicator：ＣＣＦＩ)、応答信号(Acknowledgement  Signal：ＡＣＫ)、パケットデータ制御チャンネル(Packet  Data  Control  Channel：ＰＤＣＣＨ)信号を含む制御チャンネル情報は、ユーザーＩＤ、リソース割り当て情報、ペイロードサイズ、変調、ハイブリッド自動再送要求(Hybrid Automatic Repeat-reQuest：ＨＡＲＱ)情報、ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)関連情報のようなデータ信号に対する伝送フォーマット情報を運搬する。
【００７１】
ＨＡＲＱは、復号失敗を除去して信頼性を向上させるために通信システムで広く使用される。それぞれのデータパケットは、特定の順方向誤り訂正(Forward  Error  Correction：ＦＥＣ)方式を用いて符号化される。それぞれのサブパケットは、符号化されたビットの一部分のみを含むことができる。フィードバック応答チャンネルでＮＡＫによって示されたように、サブパケットｋに対する伝送が失敗した場合には、再伝送サブパケット、すなわちサブパケットｋ＋１は、受信器がパケットを復号するように伝送される。再伝送サブパケットは、以前のサブパケットと異なる符号化ビットを含む可能性がある。受信器は、復号率を高めるために受信されたサブパケットすべてをソフトコンバイニングし、あるいは一緒に復号することができる。通常、最大伝送回数は、信頼性、パケット遅延、及び実現複雑性をすべて考慮して設定される。
【００７２】
よくＭＩＭＯと呼ばれる多重アンテナ通信システムは、システム性能を向上させるために無線通信で幅広く使用される。図６に示すＭＩＭＯシステムで、送信器は、独立的な信号を伝送できる複数のアンテナを有し、受信器は複数の受信アンテナを備える。ＭＩＭＯシステムは、一つの送信アンテナのみが存在するか、あるいは伝送された一つのデータストリームのみが存在すると、ＳＩＭＯ(Single  Input  Multiple  Output)に悪化(degenerate)される。ＭＩＭＯシステムは、一つの受信アンテナのみが存在すると、ＭＩＳＯ(Multiple  Input  Single  Output)に悪化される。ＭＩＭＯシステムは、一つの送信アンテナと一つの受信アンテナのみが存在すると、ＳＩＳＯ(Single  Input  Single  Output)と悪化される。ＭＩＭＯ技術は、帯域幅又は全体送信電力の増加なしにシステムのスループット(throughput)及び範囲を大きく増加できる。一般的に、ＭＩＭＯ技術は、多重アンテナによって空間ドメインで追加的な自由度(dimension  of  freedom)を利用することによって無線通信システムのスペクトル効率を増加させる。多くの種類のＭＩＭＯ技術が存在する。例えば、空間多重化方式は、多重アンテナを介して伝送される複数のデータストリーミングの許可によって伝送率を増加させる。時空間符号化のような送信ダイバシティ方法は、複数の送信アンテナによる空間ダイバシティを利用する。受信ダイバシティ方法は、複数の受信アンテナによる空間ダイバシティを利用する。ビームフォーミング技術は、受信された信号利得を向上させ、他のユーザーに対する干渉を減少させる。空間分割多重アクセス(Spatial  Division  Multiple  Access：ＳＤＭＡ）は、同一の時間-周波数リソースを通じて多重ユーザーと信号ストリームを伝送するようにする。受信器は、データストリームの空間シグナチャー(spatial  signature)によって複数のデータストリームを分離できる。このようなＭＩＭＯ伝送技術は、相互に排他的でないことに注意する。実際に、多くのＭＩＭＯ技術は、進化した無線システムによく使用される。
【００７３】
チャンネルが良好な場合、例えば、端末の速度が低い場合に、システム性能を向上するために閉ループＭＩＭＯ方式を使用することが可能である。閉ループＭＩＭＯシステムにおいて、受信器は、チャンネル状態及び/又は優先の(preferred)Ｔｘ  ＭＩＭＯ処理方式をフィードバックする。送信器は、伝送方式を共同で最適化するためにスケジューリング優先順位、データ及びリソース可用性のような他の考慮事項と共にこのフィードバック情報を利用する。広く使用される閉ループＭＩＭＯ方式は、ＭＩＭＯプリコーディングと呼ばれる。プリコーディングと共に、送信データストリームは、複数の送信アンテナに通過される前に行列によって予めかけられる。図７に示すように、Ｎｔ個の送信アンテナとＮｒ個の受信アンテナがあると仮定する。Ｎｔ個の送信アンテナとＮｒ個の受信アンテナとの間のチャンネルはＨとして示す。したがって、Ｈは、Ｎｔ×Ｎｒ行列である。送信器がＨに対して知っていると、送信器は、Ｈによって最も有利な伝送方式を選択できる。例えば、スループットを最大化することが目標で、送信器で上記Ｈに関する情報を利用可能であれば、プリコーディング行列は、Ｈの右側の特異行列(singular  matrix)で選択されることができる。そうすることによって、受信器側で複数のデータストリームのための効率的なチャンネルが対角化でき、複数のデータストリーム間の干渉を除去できる。しかしながら、Ｈの正確な値をフィードバックするために要求されるオーバーヘッドは、よく制限される。フィードバックオーバーヘッドを減少させるために、プリコーディング行列の集合はＨが実現される可能な値の空間を量子化するために定義される。量子化と共に、受信器は、優先のプリコーディング方式を、通常に優先プリコーディング行列のインデックス、ランク、及び優先プリコーディングベクトルのインデックスの形態でフィードバックする。また、受信器は、優先プリコーディング方式のための関連ＣＱＩ値もフィードバックすることができる。
【００７４】
ＭＩＭＯシステムのもう一つの観点は、伝送のための複数のデータストリームが各々符号化されるか、あるいは共に符号化されるかということである。伝送のためのすべての階層が一緒に符号化された場合には、単一コードワード(Single  e  Codeword：ＳＣＷ)ＭＩＭＯシステムと呼ぶ。それとも、多重コードワード(Multiple  Codeword：ＭＣＷ)ＭＩＭＯシステムと呼ぶ。ＬＴＥダウンリンクシステムにおいて、単一ユーザーＭＩＭＯ(Single  User  MIMO：ＳＵ-ＭＩＭＯ)が使用される場合に、２個のコードワードまで単一ＵＥに伝送されることができる。２個のコードワードがＵＥに伝送される場合に、ＵＥは、２個のコードワードを各々認知する必要がある。他のＭＩＭＯ技術は、空間分割多重アクセス(Spatial  Division  Multiple  Access：ＳＤＭＡ)と呼び、これは時々多重ユーザーＭＩＭＯ(Multi-User  MIMO：ＭＵ-ＭＩＭＯ)といわれる。ＳＤＭＡにおいて、複数のデータストリームは、別々に符号化され、同一の時間-周波数リソースで異なる意図の受信器に伝送される。例えば、アンテナ、仮想アンテナ、又はプリコーディングベクトルのような相互に異なる空間シグナチャーを使用することによって、受信器は、複数のデータストリームを区別できる。さらに、受信器の適切なグループをスケジューリングし、チャンネル状態情報に基づいて個々のデータストリームのための適切な空間シグナチャーを選択することによって、関心のある信号が強化されることができる一方で、他の信号は同時に複数の受信器に対して強化されることができる。したがって、このシステム容量は向上されることができる。ＳＵ-ＭＩＭＯとＭＵ-ＭＩＭＯは、ともにＬＴＥのダウンリンクで採択される。また、ＭＵ-ＭＩＭＯは、ＬＴＥのアップリンクで採択されるが、ＬＴＥアップリンクに対するＳＵ-ＭＩＭＯはまだ議論中である。
【００７５】
ＬＴＥシステムにおいて、伝送ブロックが(例えば、６１４４ビット以上）大きい場合に、伝送ブロックは、多重コードパケットが生成されるように多重符号ブロックにセグメント化され、これは並列処理、又はパイプライニング方式の実現、電力消費とハードウェア複雑度との間の柔軟なトレードオフ(trade  off)を可能にすることのような長所があるため、有利である。各符号ブロックは、複数の符号化ビットを生成するようにターボコードを用いて符号化される。符号化ビットは、それぞれの伝送のためにレートマッチングアルゴリズムによって選択される。伝送ブロックのすべての符号ブロックで選択された符号化ビットをすべて含む一つの伝送ブロックは、一つのＭＩＭＯコードワードとして伝送される。多重符号ブロックを生成するプロセスは、図９に示すＨＳＤＰＡ(High  Speed  Downlink  Packet  Access)システムでＨＳ-ＤＳＣＨ(High  Speed  Data  Shared  Channel）の符号化プロセスに類似する。現在ＨＳ-ＤＳＣＨ設計において、一つの２４ビット巡回冗長検査(Cyclic Redundancy Check：ＣＲＣ)のみが伝送ブロック全体に対する誤り検出目的のために生成される。多重符号ブロックが一つの伝送時間間隔(ＴＴＩ)で生成及び伝送されると、受信器は、符号ブロックの一部を正確に復号するが、残りは復号できない。この場合、受信器は、その伝送ブロックに対するＣＲＣが検査されないので、送信器にＮＡＫ(Non-Acknowledgement)をフィードバックする。
【００７６】
ＨＡＲＱ機能は、チャンネル符号器の出力でビットの個数をＨＳ-ＤＳＣＨ(High  Speed  Data  Shared  Channel)がマッピングされるようにＨＳ-ＰＤＳＣＨ(High  Speed  Physical  Downlink  Shared  Channel）のビットの全体個数にマッチングさせる。ＨＡＲＱ機能は、冗長バージョン(Redundancy  Version：ＲＶ)パラメーターによって制御される。ＨＡＲＱ機能の出力で正確なビットのセットは、入力ビットの個数、出力ビットの個数、及びＲＶパラメータに基づく。図１０に示すように、ＨＡＲＱ機能は、２個のレートマッチング段(stage)２３１及び２３２と仮想バッファ２４０で構成される。第１のレートマッチング段２３１は、上位階層によって提供される情報である仮想ＩＲバッファ２４０に入力ビットの個数とマッチングする。入力ビットの個数が仮想ＩＲバッファリング容量を超過しないと、第１のレートマッチング段２３１は透過的(transparent)である。第２のレートマッチング段２３２は、ＴＴＩのＨＳ-ＰＤＳＣＨ集合で利用可能な物理チャンネルビットの個数に第１のレートマッチング段２３１の出力でビットの個数をマッチングする。
【００７７】
図１１は、ＬＴＥのダウンリンクサブフレーム構造を示す。典型的な構成において、それぞれのサブフレームは１ｍｓであり、１４個のＯＦＤＭシンボル(すなわち、時間リソースユニット）を含む。サブフレーム内のＯＦＤＭシンボルは０から１３にインデキシングされると仮定する。アンテナ０及び１に対する基準シンボル(Reference  Symbol：ＲＳ）は、ＯＦＤＭシンボル０，４，７，１１に位置する。アンテナ２及び３に対するＲＳは、ＯＦＤＭシンボル２及び８に位置する。制御チャンネルフォーマットインジケータ(Control  Channel  Format  Indicator：ＣＣＦＩ)、応答チャンネル(Acknowledgement  Channel：ＡＣＫ)、パケットデータ制御チャンネル(Packet  Data  Control  Channel：ＰＤＣＣＨ)を含む制御チャンネルは、最初の１個、又は２個、又は３個のＯＦＤＭシンボルで伝送される。制御チャンネルのために使用されるＯＦＤＭシンボルの数は、ＣＣＦＩによって指示される。例えば、制御チャンネルは、最初のＯＦＤＭシンボル、又は最初の２個のＯＦＤＭシンボル、又は最初の３個のＯＦＤＭシンボルを占有できる。データチャンネル、すなわち物理ダウンリンク共有チャンネル(Physical  Downlink  Shared  Channel：ＰＤＳＣＨ）は、他のＯＦＤＭシンボルで伝送される。
【００７８】
図１２は、(データ伝送のための)アップリンクサブフレーム構造を示す。ＬＴＥアップリンクは、いくつかの差異点を有するＯＦＤＭＡシステムと非常に類似したＳＣ-ＦＤＭＡベースのシステムである。ＯＦＤＭシンボルと類似した、それぞれのＳＣ-ＦＤＭＡブロックは、一つのＣＰを有する。データ伝送のために、基準信号(ＲＳ)は、残りのＳＣ-ＦＤＭＡブロックがデータを運搬する間に、４番目のＳＣ-ＦＤＭＡブロックと１１番目のＳＣ-ＦＤＭＡブロックに位置される。図１３は、アップリンクサブフレームの時間ドメイン構造のみを示す。それぞれの個別的なＵＥのために、その伝送は、周波数ドメインで全体帯域幅の一部のみを占有することができる。そして、異なるユーザーと制御信号は、ＳＣ-ＦＤＭＡを通じて周波数ドメインで多重化される。
【００７９】
本発明では、ＯＦＤＭシステムにおけるチャンネルインタリービングのための方法及び装置を提供する。ＯＦＤＭＡシステム又は単一搬送波ＦＤＭＡシステムのコンテキストで、チャンネルインタリービングは、たびたびリソースマッピングのための変調シンボルといわれる。本発明では、リソースマッピングのためにチャンネルインタリービング及び変調シンボルは交換可能である。
【００８０】
本発明の態様、特徴、及び長所は、以下の詳細な説明で開示している多様な実施形態を通じて容易に理解できる。また、本発明の範囲及び精神を逸脱することなく、本発明は、実施形態及び詳細の様々な変形及び変更が可能である。したがって、図面及びその説明は本質的に本発明の内容を説明するだけで、本発明の内容を制限することではない。添付された図面の参照番号は、本発明の一例として示されるだけで、本発明を制限しないことに留意する。以下の説明では、主に３ＧＰＰ  ＬＴＥシステムでのダウンリンクＯＦＤＭＡを一例として使用する。しかしながら、ここに説明される技術は、アップリンクＳＣ-ＦＤＭＡシステム及び他のシステムにも適用されることができる。
【００８１】
本発明の原理による第１の実施形態において、インデキシング(indexing)方式は、リソース割り当てでリソース要素(Resource  Element：ＲＥ）の容易なアドレッシング(addressing)が可能なように提案される。多重リソースブロック(Resource  Block：ＲＢ）は、データ伝送に割り当てられることができる。このリソース割り当ては、データ伝送のために多重ＯＦＤＭシンボルで多重副搬送波を割り当てる。ＯＦＤＭシンボルiでデータ伝送に利用可能なＮｉＲＥが存在すると仮定する。一例として、ＬＴＥダウンリンクを使用すると、一つのサブフレームでデータ伝送に利用可能なＲＥの全体個数は次のようである。
【００８２】
【数１４】
0005632424.tif 000015
【００８３】
伝送間隔ですべてのＯＦＤＭシンボルがデータ伝送(data-carrying)でないことに注意する。例えば、図１３に示すように、伝送間隔は、サブフレームとして定義され、制御チャンネルは最初の３個のＯＦＤＭシンボルを占有すると、ＯＦＤＭシンボル４〜１４のみがデータ伝送ＯＦＤＭシンボルである。したがって、Ｎｉ＝０（ここで、ｉ＝１，２，３）である。０からＮ-１までデータＲＥをインデキシングできる。このインデキシング方式の一例について、次に説明する。
【００８４】
まず、ＯＦＤＭシンボルｉ(ｉ＝１，２，…，１４)でデータＲＥに対するＯＦＤＭシンボル内のインデックスを決定する。与えられたＯＦＤＭシンボルのために、より小さいインデックスをより低い周波数に位置したＲＥに簡単に割り当て、より高い周波数でＲＥに対する高いインデックスを簡単に割り当てることによって、順次的なインデックスを定義する。それによって、第１のＯＦＤＭシンボルでデータＲＥは０〜Ｎ１-１の順次インデックスで割り当てられ、第２のＯＦＤＭシンボルでデータＲＥは０〜Ｎ２-１の順次インデックスで割り当てられる。データＲＥに割り当てられるＯＦＤＭシンボル内のインデックスは、そのデータＲＥの順次インデックスと同一に作られることができる。しかしながら、ＯＦＤＭシンボルiで周波数ドメインインタリービングは、ＯＦＤＭシンボルでデータＲＥに対してＯＦＤＭシンボル内のインデックスを変更することによって遂行されることができる。一例として、周波数ドメインインタリーバは、ＯＦＤＭシンボルで順次にインデックスデータＲＥに適用できる。インタリービング関数は、ｙ＝Ｉｉ(ｘ)（ここで、ＯＦＤＭシンボルiに対してｘ，ｙ∈{０，１，…，Ｎｉ-１}）であると仮定する。周波数ドメインインタリービングは、ＯＦＤＭシンボルiで順次インデックスｘを有するデータＲＥにＩｉ(ｘ)のＯＦＤＭシンボル内のインデックスを割り当てることによってなされる。インタリービング関数Ｉｉ(ｘ)は、本発明の範囲から外れない限りインタリービング又はマッピングのうちいずれも選択できる。このように、周波数ドメインインタリービングは、変調シンボルにインタリービング関数Ｉｉ(ｘ）を適用した後に、順次的なＲＥにインタリービングされた変調シンボルをマッピングすることによってなされる。
【００８５】
次に、時間ドメインで、割り当て内のインデックスを生成するために、インデキシング方式は、順次に、又は他の設計観点による他の順序で、ＯＦＤＭシンボルを使用する。図示のために、インデキシング方式は、順次にＯＦＤＭシンボルを使用する。したがって、第１のＯＦＤＭシンボルでデータＲＥは、０〜Ｎ１-１の割り当て内のインデックスで割り当てられ、第２のＯＦＤＭシンボルでデータＲＥはＮ１〜Ｎ１＋Ｎ２-１の割り当て内のインデックスで割り当てられる。インデキシング方式は、順次にＯＦＤＭシンボルを使用すると仮定すれば、ＯＦＤＭシンボルiでＯＦＤＭシンボル内のインデックスＩｉ(ｘ)を有するデータＲＥの割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ）は次の式によって得られる。
【００８６】
【数１５】
0005632424.tif 000016
【００８７】
本発明の原理による第２の実施形態において、利用可能な全体リソース要素は、それぞれの符号ブロックに割り当てられるリソースの量をできるだけ同一にするように、数式によって複数の符号ブロックに割り当てられる。図示のために、それぞれの変調シンボル、又はそれぞれのリソース要素(ＲＥ）は、一つの符号ブロックから符号化ビットのみを含むと仮定する。しかしながら、本発明の実施形態は、明確に変調シンボルが多重符号ブロックから符号化されたビットを含む場合に適用する。Ｎｓｅｇの符号ブロックが存在すると仮定する。
【００８８】
【数１６】
0005632424.tif 000017
【００８９】
はｘ以上である最小整数として定義する。
【００９０】
【数１７】
0005632424.tif 000018
【００９１】
はｘ以下である最大整数として定義する。一例として、符号ブロックｊに割り当てられたデータＲＥの数Ｍｊは、下記の式によって与えられる。
【００９２】
【数１８】
0005632424.tif 000019
【００９３】
チャンネルインタリービングアルゴリズムは、一つの伝送ブロック内で多重符号ブロックのシナリオを考慮する必要があり、これは伝送ブロックサイズが最大許容可能な符号ブロックサイズより大きいときに発生できる。一実施形態は、図１３に示す。図示のために、それぞれの変調シンボル、又はそれぞれのリソース要素(ＲＥ)は、一つの符号ブロックから符号化されたビットのみを含むと仮定する。本発明の実施形態は、明確に変調シンボルが多重符号ブロックから符号化ビットを含む場合に適用する。図１３に示す例では、４個の符号ブロックがある。符号ブロックＡの符号化ビットを運搬する変調シンボルはＯＦＤＭシンボル４，５，６でＲＥにマッピングされ、符号ブロックＢの符号化ビットを運搬する変調シンボルはＯＦＤＭシンボル６，７，８，９でＲＥにマッピングされ、符号ブロックＣの符号化ビットを運搬する変調シンボルはＯＦＤＭシンボル９，１０，１１，１２でＲＥにマッピングされ、符号ブロックＤの符号化ビットを運搬する変調シンボルはＯＦＤＭシンボル１２，１３，１４でＲＥにマッピングされる。便宜上、順次的な方法で多重符号ブロックを試すチャンネルインタリービングのタイプを時間ドメイン多重化ファースト(Time-Domain-Multiplexing-first：ＴＤＭファースト)接近と呼ぶ。明らかに、図１３に示すように、例えばＯＦＤＭシンボル６，９，１２で符号ブロックの周波数ドメイン多重化がまだ存在する。データレートが高く、あるいは符号ブロックの数が大きい場合には、受信器がすべてのサブフレームを受信して複雑度と受信器のコストが減少する前にいくつかの符号ブロックの処理を始めるように許すため、多重符号ブロックをＴＤＭするのに有利である。
【００９４】
ＩＣ(ｘ，ｉ)は、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥが割り当てられる符号ブロックのインデックスとして定義する。本発明の原理による第３の実施形態において、リソース要素インデキシング方式によって、次の数式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てることができる。
【００９５】
【数１９】
0005632424.tif 000020
【００９６】
同一に、下記の式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てることができる。
【００９７】
【数２０】
0005632424.tif 000021
【００９８】
また、下記の式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てることができる。
【００９９】
【数２１】
0005632424.tif 000022
【０１００】
そうすることで、図１３に示すようにチャンネルインタリービング効果を有する。
【０１０１】
追加的な考慮事項は、以前の実施形態にさらに改善することを可能にする。例えば、空間周波数ブロックコード(Space  Frequency  Block  Code：ＳＦＢＣ）のような伝送ダイバシティ方式を調整するために、同一のＯＦＤＭシンボルに位置され、相互に隣接するように位置される２個のデータＲＥに変調シンボルをマッピングできる。例えば、２個の隣接データＲＥ間に基準シンボルのようなオーバーヘッドチャンネルによって占有、又は予約されるＲＥが存在できることに留意する。このために、例えば、インデキシング方式は、２個の隣接したデータＲＥのＯＦＤＭシンボル内のインデックスＩｉ(ｘ）が連続的であることを確認することができる。一般的な損失なしに、Ｎは偶数であると仮定する。その後、本発明の第４の実施形態によると、符号ブロックｊに割り当てられるデータＲＥの数Ｍｊは、下記の数式によって得られる。
【０１０２】
【数２２】
0005632424.tif 000023
【０１０３】
したがって、次の式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てる。
【０１０４】
【数２３】
0005632424.tif 000024
【０１０５】
同一に、下記の式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てることができる。
【０１０６】
【数２４】
0005632424.tif 000025
【０１０７】
また、下記の式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てる。
【０１０８】
【数２５】
0005632424.tif 000026
【０１０９】
このようにすることで、図１４に示すように、チャンネルインタリービング効果を奏することができる。もしＮが奇数であると、ＳＦＢＣがそれぞれのＳＦＢＣ動作のために２個のデータＲＥを要求するため、一つのデータＲＥは廃棄される必要がある。言い換えれば、上記したアルゴリズムが適用可能にするために、一つによってＮを減少させることができる。
【０１１０】
一方、データレートが低く、あるいは符号ブロックの数が小さい場合に、ＴＤＭファースト接近の利得は、ＵＥがより多くの符号ブロックを受信できるように設計されるので、与えられたＵＥ容量のためにそれほど重要度が低い。この場合、各々の符号ブロックができるだけ多くの時間ダイバシティを利用するように許可することによって伝送性能を極大化する方が良い。便宜上、このように多重符号ブロックを多重化しようとするチャンネルインタリービングのタイプを周波数ドメイン多重化ファースト(Frequency-Domain-Multiplexing-first：ＦＤＭファースト)接近と呼ぶ。この接近の一実施形態は、本発明の第５の実施形態によって図１５に示す。この例では、２個の符号ブロックがある。時間ダイバシティを最大化するために、それぞれの符号ブロックのための変調シンボルは各ＯＦＤＭシンボルに存在する。同時に、周波数ダイバシティを最大化するために、それぞれの符号ブロックのための変調シンボルは各ＯＦＤＭシンボルでインタレース(interlace)される。このように、それぞれの符号ブロックは、伝送に割り当てられたリソースで大部分の周波数と時間ダイバシティを獲得し、したがってそれぞれの符号ブロックに同一の保護を提供して伝送の全体的な性能を最大化する。
【０１１１】
本発明の第６の実施形態において、下記のような割り当て内のインデックスを有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てることができる。
【０１１２】
【数２６】
0005632424.tif 000027
【０１１３】
同一に、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを下記の式のように符号ブロックｊに割り当てることができる。
【０１１４】
【数２７】
0005632424.tif 000028
【０１１５】
そうすることで、図１５に示すようにチャンネルインタリービング効果を奏することができる。
【０１１６】
追加的な考慮事項は、以前の実施形態にさらに改善可能にする。例えば、空間周波数ブロックコード(Space  Frequency  Block  Code：ＳＦＢＣ）のような伝送ダイバシティ方式を調整するために、同一のＯＦＤＭシンボルに位置され、相互に隣接するように位置される２個のデータＲＥに変調シンボルをマッピングできる。また、例えば、２個の隣接データＲＥ間に基準シンボルのようなオーバーヘッドチャンネルによって占有、又は予約されるＲＥが存在することができる。このために、例えば、インデキシング方式は、２個の隣接したデータＲＥのＯＦＤＭシンボル内のインデックスＩｉ(ｘ）が連続的であることを確認することができる。一般的な損失なしに、Ｎは偶数であると仮定する。その後、本発明の第７の実施形態によると、符号ブロックｊに割り当てられるデータＲＥの数Ｍｊは、下記の数式によって得られる。
【０１１７】
【数２８】
0005632424.tif 000029
【０１１８】
したがって、次の式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てる。
【０１１９】
【数２９】
0005632424.tif 000030
【０１２０】
同一に、下記の式のように、割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ)を有するＲＥを符号ブロックｊに割り当てることができる。
【０１２１】
【数３０】
0005632424.tif 000031
【０１２２】
このようにして、図１６に示すようにチャンネルインタリービング効果を有することができる。もしＮが奇数であると、ＳＦＢＣがそれぞれのＳＦＢＣ動作のために２個のデータＲＥを要求するので、一つのデータＲＥは廃棄する必要がある。言い換えれば、上記したアルゴリズムが適用可能にするために一つによってＮを減少することができる。
【０１２３】
チャンネルインタリービング方式のＴＤＭファースト及びＦＤＭファーストを比較すると、高いデータレート伝送のためにはＴＤＭファーストタイプのチャンネルインタリービング方法を適用し、低いデータレート伝送のためにはＦＤＭファーストタイプのチャンネルインタリービング方法を適用することが有利である。スイッチングポイントは、符号ブロック数の関数、又は伝送ブロックサイズの関数、又はデータレートの関数として定義されることができる。このスイッチングポイントは、セル又はシステムに対して定数である。
【０１２４】
本発明の原理による第８の実施形態において、伝送間隔で伝送される符号ブロックの数が大きいと、連続データ伝送ＯＦＤＭシンボルの数が伝送間隔でデータ伝送ＯＦＤＭシンボルの全体数より小さいので、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、複数の連続するデータ伝送ＯＦＤＭシンボルで伝送され、符号ブロックの数が小さいと、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、伝送間隔ですべてのデータ伝送ＯＦＤＭシンボルで伝送される。この実施形態を実現する一つの方法は、符号ブロックの数に対するしきい値Ｎthreshを定義するものである。符号ブロックの数ＮsegがＮthreshより大きいと、ＴＤＭファーストチャンネルインタリービングが使用され、そうでなければ、ＦＤＭファーストチャンネルインタリービングが使用される。伝送間隔は、サブフレーム、又はスロット、又はサブフレーム内の多重連続ＯＦＤＭシンボルとして定義されるが、これに限られない。また、連続的データ伝送ＯＦＤＭシンボルの中で、データを伝送しないＯＦＤＭシンボルのある可能性がある。例えば、ＯＦＤＭシンボル２，４がデータを運搬するが、ＯＦＤＭシンボル３のすべてのＲＥが制御によって占有され、あるいは他の目的のために予約されると、ＯＦＤＭシンボル２，４は連続データ伝送ＯＦＤＭシンボルのために定義される。例えば、符号ブロックの数が大きいと、例えば、＜数式１９＞又は＜数式２３＞又はそれと等価によって符号ブロックにＲＥを割り当てることができる。そうすることによって、図１３又は図１４に示すように、チャンネルインタリービング効果を有することができる。符号ブロックの数が小さいと、例えば、＜数式２６＞又は＜数式２９＞又はそれと等価によって符号ブロックにＲＥを割り当てることができる。それによって、図１５又は図１６に示すようにチャンネルインタリービング効果を有することができる。
【０１２５】
本発明の原理による第９の実施形態において、伝送間隔で伝送される伝送ブロックのサイズが大きいと、連続データ伝送ＯＦＤＭシンボルの数が伝送間隔でデータ伝送ＯＦＤＭシンボルの全体数より小さいので、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、複数の連続するデータ伝送ＯＦＤＭシンボルで伝送され、伝送ブロックのサイズが小さいと、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、伝送間隔ですべてのデータ伝送ＯＦＤＭシンボルで伝送される。伝送間隔はサブフレーム、又はスロット、又はサブフレーム内の多重連続ＯＦＤＭシンボルとして定義されるが、これに限定されない。また、連続的データ伝送ＯＦＤＭシンボルの中で、データを伝送しないＯＦＤＭシンボルのある可能性がある。例えば、ＯＦＤＭシンボル２，４がデータを運搬するが、ＯＦＤＭシンボル３のすべてのＲＥが制御によって占有され、あるいは他の目的のために予約されると、ＯＦＤＭシンボル２，４は連続データ伝送ＯＦＤＭシンボルのために定義される。この実施形態を実現する一つの方法は、伝送ブロックサイズのためのしきい値Ｌthreshを定義するものである。伝送ブロックサイズＬＴＢがＬthreshより大きいと、ＴＤＭファーストチャンネルインタリービングが使用され、そうでなければ、ＦＤＭファーストチャンネルインタリービングが使用される。
【０１２６】
本発明の原理による第１０の実施形態において、ＴＤＭファースト及びＦＤＭファーストチャンネルインタリービングアルゴリズムのスイッチングによると、符号ブロック数のしきい値又は伝送ブロックサイズのしきい値は、ユーザー端末(User  Equipment：ＵＥ)ごとに構成され得る。前に指摘したように、しきい値は、システム全体(system-wide)又はセル全体(cell-wide)の定数あるいは構成となり得る。しかしながら、システムでの多重ユーザー端末は、異なるＵＥ性能構成を有することがある。この場合に、制限されていないが、ＵＥの性能のようなそれぞれのＵＥの状況に従って、スイッチングしきい値を設定することが有利である。
【０１２７】
本発明の原理による第１１の実施形態において、２個のＭＩＭＯコードワードが同一の符号ブロックの数を有するので、複数のＭＩＭＯコードワードのうち少なくとも２個のための符号ブロック分割は同期化される。マルチコードワードＭＩＭＯ伝送(ＭＣＷ-ＭＩＭＯ)において、それぞれのコードワードは、多重符号ブロックを伝送できる。同数の符号ブロックを有することは、受信器の設計に有利であり、干渉除去に一層効果的である。より好ましくは、符号ブロックの数は、情報ビットのより大きい数を有するコードワードに基づいて決定される。
【０１２８】
本発明の原理による第１２の実施形態において、第１のＭＩＭＯコードワードで少なくとも一つの第１の符号ブロックに割り当てられるリソースは、第２のＭＩＭＯコードワードで第２の符号ブロックに割り当てられるすべてのリソースに含まれるので、複数のＭＩＭＯコードワードのうち少なくとも２つの対するチャンネルインタリービングは同期化される。この実施形態は、受信器が第１のＭＩＭＯコードワードですべての符号ブロックのデコーディングが完了する前に第１のＭＩＭＯコードワードの第１の符号ブロックから第２のＭＩＭＯコードワードの第２の符号ブロックまでの干渉を除去することができる。
【０１２９】
本発明の原理による第１３の実施形態において、第１のＭＩＭＯコードワードで少なくとも一つの第１の符号ブロックに割り当てられるリソースは、第２のＭＩＭＯコードワードで第２の符号ブロックに割り当てられるリソースと同一であるため、複数のＭＩＭＯコードワードのうち少なくとも２つの対するチャンネルインタリービングは同期化される。以前の実施形態と同様に、この実施形態は、受信器が第１のＭＩＭＯコードワードですべての符号ブロックのデコーディングが完了する前に第１のＭＩＭＯコードワードの第１の符号ブロックから第２のＭＩＭＯコードワードの第２の符号ブロックまでの干渉を除去することができる。
【０１３０】
本発明の原理による第１４の実施形態においては、インデキシング方式が、ＳＣ-ＦＤＭＡシステムでリソース割り当て内でリソース要素のアドレアドレッシングを可能にするために提案される。この場合、リソース要素は、図４の送信器でＤＦＴへの入力あるいは受信器でＩＤＦＴの出力として定義される。ＳＣ-ＦＤＭＡブロックiでのデータ伝送に利用可能なＮｉＲＥが存在すると仮定する。一つのスロットでデータ伝送に利用可能なＲＥの全体数は、下記の式の用である。
【０１３１】
【数３１】
0005632424.tif 000032
【０１３２】
伝送間隔ですべてのＳＣ-ＦＤＭＡブロックがデータ伝送でないことに注意する。例えば、伝送間隔は、一つのスロットとして定義され、制御チャンネルは４番目のＳＣ-ＦＤＭＡブロックを占有すると、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック１，２，３，５，６，７のみがデータ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックである。したがって、Ｎｉ＝０(ここで、ｉ＝４)である。ＳＣ-ＦＤＭＡ伝送では、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック内で制御とデータとの間の多重化がない場合には、一般的にＳＣ-ＦＤＭＡブロック内でデータＲＥの数は同一である。しかしながら、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック内で一部のＲＥは、アップリンク応答(Uplink  Acknowledgement：ＵＬ  ＡＣＫ)又はアップリンクチャンネル品質表示(Uplink  Channel  Quality  Indication：ＵＬ  ＣＱＩ)フィードバックのような他のアップリンクオーバーヘッドチャンネルによって使用されることができる。この場合、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック当たりデータＲＥの個数Ｎｉは、すべてのデータ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックに対して同一でないことがある。そこで、０〜Ｎ-１のデータＲＥをインデキシングできる。インデキシング方式の一例は、下記のように説明される。
【０１３３】
まず、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックｉ(ｉ＝１，２，…，７)でデータＲＥのためのＳＣ-ＦＤＭＡブロック内でのインデックスを決定する。与えられたＳＣ-ＦＤＭＡブロックのためにＤＦＴ入力のうち低いインデックスを有するＲＥにより小さいインデックスを簡単に割り当てることによって順次的なインデックスを獲得する。したがって、第１のＳＣ-ＦＤＭＡブロックでデータＲＥは０〜Ｎ１-１の順次インデックスで割り当てられ、第２のＯＦＤＭシンボルでデータＲＥは０〜Ｎ２-１の順次インデックスで割り当てられる。データＲＥのＳＣ-ＦＤＭＡブロック内のインデックスは、そのデータＲＥの順次インデックスと同一に作られることができる。しかしながら、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックiで時間ドメインインタリービングは、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックiでデータＲＥに対してＳＣ-ＦＤＭＡブロック内のインデックスを変更することによってなされることができる。一例として、時間ドメインインタリーバは、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックで順次にインデックスデータＲＥに適用できる。インタリービング関数は、ｙ＝Ｉｉ(ｘ)（ここで、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックiに対してｘ，ｙ∈{０，１，…，Ｎｉ-１}）であると仮定する。時間ドメインインタリービングは、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックｉで順次インデックスｘを有するデータＲＥに、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックＩｉ(ｘ)のインデックスを割り当てることによってなされる。インタリービング関数Ｉｉ(ｘ)は、本発明の範囲から外れることなくインタリービング又はマッピングのうちいずれも選択できる。
【０１３４】
次に、伝送間隔で、割り当て内のインデックスを生成するために、インデキシング方式は、順次に、又は他の設計観点による他の順序で、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックを使用する。図示のために、インデキシング方式は、順次にＳＣ-ＦＤＭＡブロックを使用すると仮定する。したがって、第１のＳＣ-ＦＤＭＡブロックでデータＲＥは、０〜Ｎ１-１の割り当て内のインデックスで割り当てられ、第２のＳＣ-ＦＤＭＡブロックでデータＲＥはＮ１〜Ｎ１＋Ｎ２-１の割り当て内のインデックスで割り当てられる。インデキシング方式は、順次にＳＣ-ＦＤＭＡブロックを使用すると仮定すれば、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックiでＳＣ-ＦＤＭＡブロック内のインデックスＩｉ(ｘ)を有するデータＲＥの割り当て内のインデックスＩＡ(ｘ，ｉ）は、次の式によって得られる。
【０１３５】
【数３２】
0005632424.tif 000033
【０１３６】
本発明の原理による第１５の実施形態において、利用可能な全体リソース要素は、それぞれの符号ブロックに割り当てられるリソースの量をできるだけ同一にするように、数式によって複数の符号ブロックに割り当てられる。図示のために、それぞれの変調シンボル、又はそれぞれのリソース要素(ＲＥ）は、一つの符号ブロックから符号化ビットのみを含むと仮定する。しかしながら、本発明の実施形態は、明確に変調シンボルが多重符号ブロックから符号化されたビットを含む場合に適用する。Ｎｓｅｇの符号ブロックが存在すると仮定する。
【０１３７】
【数３３】
0005632424.tif 000034
【０１３８】
はｘ以上である最小整数として定義する。
【０１３９】
【数３４】
0005632424.tif 000035
【０１４０】
はｘ以下である最大整数として定義する。一例として、符号ブロックｊに割り当てられたデータＲＥの数Ｍｊは、下記の式によって与えられる。
【０１４１】
【数３５】
0005632424.tif 000036
【０１４２】
明確に、ＯＦＤＭＡシステムに対して示すように、どんな符号ブロックに割り当てられるデータＲＥを決定するマッピング方式又はアルゴリズムは、ＳＣ-ＦＤＭＡシステムに適用されることもできる。例えば、＜数式１９＞は、ＴＤＭファーストマッピング方式に使用され、＜数式２６＞はＦＤＭファーストマッピング方式に使用されることができる。また、この例では、伝送間隔として一つのスロットを利用することに留意する。データ伝送が一つのサブフレーム、すなわち２つのスロットを経る場合に、上記実施形態のマッピング方式は、これらスロットともに適用されることができる。あるいは、一つのサブフレームは伝送間隔として使用でき、この実施形態のマッピング方式は、本発明の範囲から逸脱しない限り、全体サブフレームに適用できる。
【０１４３】
本発明の原理による第１６の実施形態において、符号ブロックの数が大きいと、連続データ伝送ＯＦＤＭシンボルの数が伝送間隔でデータ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックの全体数より小さいので、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、複数の連続するデータ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックで伝送され、符号ブロックの数が小さいと、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、伝送間隔ですべてのデータ伝送ＯＦＤＭシンボルで伝送される。伝送間隔は、サブフレーム、又はスロット、又はサブフレーム内の多重連続ＳＣ-ＦＤＭＡブロックとして定義されるが、これに限られない。また、連続的データ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロック間に、データを伝送しないＳＣ-ＦＤＭＡブロックのある可能性がある。例えば、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック２，４がデータを運搬するが、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック３のすべてのＲＥが制御によって占有され、あるいは他の目的のために予約されると、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック２，４は連続データ伝送ＯＦＤＭシンボルのために定義される。
【０１４４】
本発明の原理による第１７の実施形態において、伝送ブロックのサイズが大きいと、連続データ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックの数が伝送間隔でデータ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックの全体数より小さいので、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、複数の連続するデータ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックで伝送され、伝送ブロックのサイズが小さいと、複数の符号ブロックのうち少なくとも一つのデータは、伝送間隔ですべてのデータ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックで伝送される。伝送間隔はサブフレーム、又はスロット、又はサブフレーム内の多重連続ＳＣ-ＦＤＭＡブロックとして定義されるが、これに限定されない。また、連続的データ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロック間に、データを伝送しないＳＣ-ＦＤＭＡブロックのある可能性がある。例えば、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック２，４がデータを運搬するが、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック３のすべてのＲＥが制御によって占有され、あるいは他の目的のために予約されると、ＳＣ-ＦＤＭＡブロック２，４は連続データ伝送ＳＣ-ＦＤＭＡブロックのために定義される。
【０１４５】
上記に説明したように、本発明の実施形態では、データは、まず伝送されたブロックによって構成される。本質的に、一つの伝送ブロック(すなわち、ＴＢ）は一つのパケットである。ＴＢが実に(６１４４ビットより)大きい場合に、ＴＢは、多重符号ブロック(ＣＢ）に分割される。それぞれのＣＢは、ターボコードを用いて符号化される。符号化されたビットは、各々の伝送のためにレートマッチングアルゴリズムによって選択される。このＴＢのすべての符号ブロックに対して選択された符号化ビットをすべて含む一つのＴＢは、一つのＭＩＭＯコードワードとして伝送される。各ＭＩＭＯコードワードは、一つ又は多重ＭＩＭＯ階層上に運搬できる。
【０１４６】
一般的に、データ伝送ブロックは、まず多重符号ブロックに分割された後に、符号ブロックに対して符号化される。しかしながら、一つの伝送ブロックのすべての符号ブロックに対して選択された符号化されたビットすべては、一つのＭＩＭＯコードワードで伝送される。
【０１４７】
大きい伝送ブロックをより小さい符号ブロックに分割する利点は、受信器/デコーダで複雑性とバッファサイズを低減させる。
【０１４８】
チャンネル符号化は、ＭＩＭＯプロセスと混同されてはならない。“符号ブロック”及び“ＭＩＭＯコードワード”があるため、“コードワードブロック”という用語に重要性はない。伝送ブロック(すなわち、ＴＢ)及び符号ブロック(すなわち、ＣＢ）は、チャンネル符号化プロセスの一部分を構成する符号ブロックの復号化形態を構成する。しかしながら、ＭＩＭＯコードワードはＭＩＭＯプロセスの一部分である。
【０１４９】
伝送ブロックは、まず複数の符号ブロックに分割される。それぞれの符号ブロックは、順方向誤り訂正(すなわち、ＦＥＣ)符号によって符号化される。これら２つのステップは、チャンネル符号化プロセスの部分である。すると、出力、すなわち符号化ビットは、多重ＭＩＭＯコードワードを生成するＭＩＭＯプロセスによって処理される。一般的に、一つの伝送ブロックは、一つのＭＩＭＯコードワードに対応し、そのＭＩＭＯコードワードは一つ、又は多重ＭＩＭＯ階層によって伝送されることができる。
【符号の説明】
【０１５０】
１１０  送信器チェーン
１１１  制御信号又はデータ
１１２  変調器
１１３，１２３  直/並列(Ｓ/Ｐ)変換器
１１４  逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)部
１１５，１２５  並列/直(Ｐ/Ｓ)変換器
１１６  ＣＰ挿入部
１１７  送信(Ｔｘ)フロントエンド(front  end)処理部
１２０  受信器チェーン
１２１  受信(Ｒｘ)フロントエンド処理部
１２２  ＣＰ除去部
１２４  高速フーリエ変換(ＦＦＴ)部
１２６  復調器
【図１】
0005632424.tif 000039
【図２】
0005632424.tif 000040
【図３】
0005632424.tif 000041
【図４】
0005632424.tif 000042
【図５】
0005632424.tif 000043
【図６】
0005632424.tif 000044
【図７】
0005632424.tif 000045
【図８】
0005632424.tif 000046
【図９】
0005632424.tif 000047
【図１０】
0005632424.tif 000048
【図１１】
0005632424.tif 000049
【図１２】
0005632424.tif 000050
【図１３】
0005632424.tif 000051
【図１４】
0005632424.tif 000052
【図１５】
0005632424.tif 000053
【図１６】
0005632424.tif 000054