(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイド側及びグランド側に各々設けられた主スイッチング素子の直列回路で構成され、その両端に直流入力源が接続される第一アームと、
ハイサイド側及びグランド側に各々設けられた他の主スイッチング素子の直列回路で構成され、前記第一のアームに並列接続された第二アームと、
一次巻線及び二次巻線を有し、前記一次巻線が前記第一アームの中点と前記第二アームの中点との間に設けられたトランスと、
前記トランスの前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に発生した交流電圧を直流の出力電圧に変換して出力する整流平滑回路と、
前記各主スイッチング素子をオンオフ駆動することによって、前記一次巻線に入力電圧が正方向に印加される第一の期間、入力電圧が印加されない第二の期間、負方向に印加される第三の期間、及び再度電圧が出力されない第四の期間を１周期とするフェイズシフト制御を行い、前記整流平滑回路の出力電圧を安定化するスイッチング制御回路と、を備えたフルブリッジ型のスイッチング電源装置において、
前記一次巻線と直列の位置に挿入され、前記トランスの直流偏磁を抑制する第一コンデンサと、
前記一次巻線及び前記第一コンデンサと直列の位置であって、一端が前記第二アームの中点に接続される位置に挿入された共振インダクタと、
前記共振インダクタの前記一次巻線側の一端にアノード端子が接続され、前記第一及び第二アームのハイサイド側の接続点にカソード端子が接続された第一回生ダイオードと、
前記第一及び第二アームのグランド側の接続点にアノード端子が接続され、前記共振インダクタの前記一次巻線側の一端にカソード端子が接続された第二回生ダイオードとを備え、
前記スイッチング制御回路は、前記第一アームを構成する前記主スイッチング素子のターンオン又はターンオフによって前記第一及び第三の期間を開始させ、前記第二アームを構成する前記主スイッチング素子のターンオン又はターンオフによって前記第二及び第四の期間を開始させる形でフェイズシフト制御を行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第一及び第二回生ダイオードの中点と前記共振インダクタの前記一次巻線側の一端との間に、前記第一及び第二回生ダイオードに流れる回生電流を制限する第二コンデンサが挿入された請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第一及び第二アームが有する前記主スイッチング素子はＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴで構成され、個々のドレイン・ソース間に、並列コンデンサとソース端子からドレイン端子の向きに導通可能な並列ダイオードとが設けられ、
前記スイッチング制御回路は、
前記第一アームのハイサイド側及びグランド側の前記主スイッチング素子を相補的にオンオフ反転させるとき、オンしている一方の前記主スイッチング素子をターンオフさせた後、オフしている他方の前記主スイッチング素子の両端電圧が、前記共振インダクタと前記並列コンデンサとの共振動作によってゼロボルトに向かって低下したタイミングで、当該他方の前記主スイッチング素子をターンオンさせ、
前記第二アームのハイサイド側及びグランド側の前記主スイッチング素子を相補的にオンオフ反転させるとき、オンしている一方の前記主スイッチング素子をターンオフさせた後、オフしている他方の前記主スイッチング素子の両端電圧が、前記共振インダクタと前記並列コンデンサとの共振動作によってゼロボルトに向かって低下したタイミングで、当該他方の前記主スイッチング素子をターンオンさせる制御を行う請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記トランスの前記一次及び二次巻線は、前記一次巻線側からみた漏れインダクタンスが、前記共振インダクタのインダクタンスよりも小さくなるように密に磁気結合している請求項１乃至３のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記整流平滑回路は、全波整流方式、センタタップ方式、又はカレントダブラ方式の構成を備えている請求項１乃至３のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記整流平滑回路が有する整流部は、ＭＯＳ型ＦＥＴによる同期整流を行う請求項５記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、フェイズシフト制御により出力電圧を安定化するフルブリッジ型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、１ｋＷを超えるような電力を取り扱うスイッチング電源装置では、高効率化やスイッチング周波数の固定化などの観点から、フェイズシフト制御によって出力電圧を安定化するフルブリッジ型の電源回路が使用されている。
【０００３】
この種のスイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に従来技術として開示されているように、トランスの一次巻線に接続された主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を共振（いわゆる電流共振）させて電力変換を行い、フェイズシフト制御によって出力電圧を安定化するスイッチング電源装置がある。スイッチング電流を共振させる共振回路は、共振インダクタ及び共振コンデンサの直列回路で構成され、トランスの一次巻線と直列の位置に挿入されている。
【０００４】
また、特許文献２に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの一次巻線と直列の位置にゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳと称す。）用の共振インダクタが挿入され、共振インダクタのエネルギー放出動作によって主スイッチング素子の両端に在るコンデンサの電荷の放出を補助し、ＺＶＳ動作を可能にしたものである。このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの一次巻線及び共振インダクタの接続点と入力電源の両端との間に第１及び第２の回生ダイオードが設けられ、トランスの二次巻線に接続された整流ダイオードの両端に発生するサージ電圧を低減させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−１９７７１１号公報
【特許文献２】国際公開ＷＯ２００７／０００８３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１の従来技術に係るスイッチング電源装置の場合、出力電流の状態によっては主スイッチング素子のＺＶＳ動作が不可能であり、主スイッチング素子のスイッチング損失が増加して効率低下を招くという問題がある。また、この問題を解決するため、特許文献１の発明に係るスイッチング電源装置では、２つのコンデンサと補助共振インダクタを用いた補助共振回路が設けられている。しかし、この補助共振回路を付加することによって、比較的外形の大きなインダクタ素子が少なくとも２つ（共振インダクタ及び補助共振インダクタ）必要になるので、実装スペースやコストの面で不利である。
【０００７】
また、特許文献２のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、入力電源が投入された起動時や出力電流が急峻に変化した時に、トランスが過渡的に直流偏磁して磁気飽和し、主スイッチング素子等に過大な電気的ストレスが加わって回路素子が破損するおそれがある。従って、磁気飽和に対して余裕を持たせるため、トランスの外形を大きくする必要があった。また、回生ダイオードに流れる電流の大小については特に考慮されておらず、共振インダクタを接続する位置によっては、回生ダイオードに過大な電流が流れ破損する心配があった。
【０００８】
この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、主スイッチング素子のＺＶＳ動作を確実に行うことができ、特定の回路素子に過大な電気的ストレスが加わることなく安全性の高い小型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、ハイサイド側及びグランド側に各々設けられた主スイッチング素子の直列回路で構成され、その両端に直流入力源が接続される第一アームと、ハイサイド側及びグランド側に各々設けられた他の主スイッチング素子の直列回路で構成され、前記第一のアームに並列接続された第二アームと、一次巻線及び二次巻線を有し、前記一次巻線が前記第一アームの中点と前記第二アームの中点との間に設けられたトランスと、前記トランスの前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に発生した交流電圧を直流の出力電圧に変換して出力する整流平滑回路と、前記各主スイッチング素子をオンオフ駆動することによって、前記一次巻線に入力電圧が正方向に印加される第一の期間、入力電圧が印加されない第二の期間、負方向に印加される第三の期間、及び再度電圧が出力されない第四の期間を１周期とするフェイズシフト制御を行い、前記整流平滑回路の出力電圧を安定化するスイッチング制御回路と、を備えたフルブリッジ型のスイッチング電源装置であって、前記一次巻線と直列の位置に挿入され、前記トランスの直流偏磁を抑制する第一コンデンサと、前記一次巻線及び前記第一コンデンサと直列の位置であって、一端が前記第二アームの中点に接続される位置に挿入された共振インダクタと、前記共振インダクタの前記一次巻線側の一端にアノード端子が接続され、前記第一及び第二アームのハイサイド側の接続点にカソード端子が接続された第一回生ダイオードと、前記第一及び第二アームのグランド側の接続点にアノード端子が接続され、前記共振インダクタの前記一次巻線側の一端にカソード端子が接続された第二回生ダイオードとを備え、前記スイッチング制御回路は、前記第一アームを構成する前記主スイッチング素子のターンオン又はターンオフによって前記第一及び第三の期間を開始させ、前記第二アームを構成する前記主スイッチング素子のターンオン又はターンオフによって前記第二及び第四の期間を開始させる形でフェイズシフト制御を行うスイッチング電源装置である。
【００１０】
前記第一及び第二アームが有する前記主スイッチング素子はＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴで構成され、個々のドレイン・ソース間に、並列コンデンサとソース端子からドレイン端子の向きに導通可能な並列ダイオードとが設けられ、さらに、前記スイッチング制御回路は、前記第一アームのハイサイド側及びグランド側の前記主スイッチング素子を相補的にオンオフ反転させるとき、オンしている一方の前記主スイッチング素子をターンオフさせた後、オフしている他方の前記主スイッチング素子の両端電圧が、前記共振インダクタと前記並列コンデンサとの共振動作によってゼロボルトに向かって低下したタイミングで、当該他方の前記主スイッチング素子をターンオンさせ、前記第二アームのハイサイド側及びグランド側の前記主スイッチング素子を相補的にオンオフ反転させるとき、オンしている一方の前記主スイッチング素子をターンオフさせた後、オフしている他方の前記主スイッチング素子の両端電圧が、前記共振インダクタと前記並列コンデンサとの共振動作によってゼロボルトに向かって低下したタイミングで、当該他方の前記主スイッチング素子をターンオンさせる制御を行うようにしてもよい。
【００１１】
前記トランスの前記一次及び二次巻線は、前記一次巻線側からみた漏れインダクタンスが、前記共振インダクタのインダクタンスよりも小さくなるように密に磁気結合していることが好ましい。また、前記第一及び第二回生ダイオードの中点と前記共振インダクタの前記一次巻線側の一端との間に、前記第一及び第二回生ダイオードに流れる回生電流を制限する第二コンデンサが挿入されていてもよい。
【００１２】
前記整流平滑回路は、全波整流方式、センタタップ方式、又はカレントダブラ方式の構成を備えている。また、前記整流平滑回路が有する整流部は、ＭＯＳ型ＦＥＴによる同期整流を行う構成にしてもよい。
【発明の効果】
【００１３】
この発明のスイッチング電源装置は、共振インダクタの動作によって主スイッチング素子のＺＶＳ動作を確実に行うことが可能であり、さらにトランスの直流偏磁を抑制する第一コンデンサが設けられているので、入力投入などの過渡時においてもトランスの直流偏磁による磁気飽和を容易に回避し、各回路素子が破損するのを防止することができる。
【００１４】
また、第一及び第二回生ダイオードが行う回生動作によって整流平滑回路の整流素子に発生するサージ電圧が低く抑えられるので、整流素子として導通抵抗又は電圧降下の小さい低耐圧半導体を選定することが可能になり、電源効率を向上させることができる。また、共振インダクタを、前記一次巻線及び前記第一コンデンサと直列の位置であって、一端が前記第二アームの中点に接続される位置に挿入することによって、第一及び第二回生ダイオードに過大な電流が流れなくなるので安全性も高いものである。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の第一実施形態を示す回路図である。
【図２】第一コンデンサを設ける位置の各変形例を示す回路図（ａ），（ｂ）である。
【図３】第一実施形態のスイッチング電源装置の整流平滑回路の構成を示す回路図である。
【図４】第一実施形態のスイッチング電源装置の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図５】第一実施形態のスイッチング電源装置の整流ダイオード３８ｂ両端の電圧波形（ａ）、第一及び第二回生ダイオードを設けない場合の整流ダイオード３８ｂ両端の電圧波形（ｂ）である。
【図６】共振インダクタが不適切な位置に挿入された比較例のスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】図６のスイッチング電源装置の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図８】第一実施形態のスイッチング電源装置の整流平滑回路の各変形例を示す回路図（ａ），（ｂ），（ｃ）である。
【図９】第一実施形態のスイッチング電源装置に追加する第二コンデンサを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、この発明のスイッチング電源装置の第一実施形態について、図面に基づいて説明する。第一実施形態のスイッチング電源装置１０は、図１に示すように、入力端子１２ａ，１２ｂ間に入力された直流の入力電圧Ｖｉを直流の出力電圧Ｖｏに変換し、出力端子１４ａ，１４ｂ間に接続された負荷１６に、出力電圧Ｖｏ及び電流Ｉｏを供給する電源装置である。ここで、入力及び出力端子１２ｂ，１４ｂは、入力及び出力電圧Ｖｉ，Ｖｏのグランド側の電位であり、入力及び出力端子１２ａ，１４ａがプラス側の電位である。
【００１７】
入力端子１２ａ，１２ｂ間には、ハイサイド側及びグランド側の主スイッチング素子１８ａ，１８ｂの直列回路である第一アーム１８が接続され、さらに第一アーム１８と並列に、ハイサイド側及びグランド側の主スイッチング素子２０ａ，２０ｂの直列回路である第二アーム２０が接続されている。ここでは、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂとしてＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴが使用され、主スイッチング素子１８ａ，２０ａのドレイン端子が入力端子１２ａに、主スイッチング素子１８ｂ，２０ｂのソース端子が入力端子１２ｂに各々接続されている。そして、主スイッチング素子１８ａのソース端子と主スイッチング素子１８ｂのドレイン端子との接続点が第一アーム１８の中点（以下、第一中点１８ｃと称す。）であり、主スイッチング素子２０ａのソース端子と主スイッチング素子２０ｂのドレイン端子との接続点が第二アーム２０の中点２０ｃ（以下、第二中点２０ｃと称す。）である。また、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂの各チップ内部には、図示しない回路素子であって、ソース端子からドレイン端子の向きの寄生ダイオード、及びそれと並列の寄生コンデンサが形成されている。
【００１８】
なお、この実施形態では、各主スイッチング素子のドレイン・ソース間に設ける並列ダイオードと並列コンデンサが、寄生ダイオードと寄生コンデンサで構成されているが、さらに外部に高性能のダイオード素子を接続したり、静電容量調整用のコンデンサ素子を接続して構成してもよい。
【００１９】
第一中点１８ｃと第二中点２０ｃの間には、トランス２２の一次巻線２２ａが設けられ、ドットが付された一端が第一中点１８ｃに接続されている。トランス２２は、一次巻線２２ａと二次巻線２２ｂとを有し、それらは互いに密に磁気結合しており、一次巻線２２ａ側から見た漏れインダクタンスは、後述する共振インダクタ２６のインダクタンスよりも十分に小さい。
【００２０】
一次巻線２２ａの第二中点２０ｃ側の一端には、第一コンデンサ２４の一端が接続され、第一コンデンサ２４の他の一端と第二中点２０ｃとの間に共振インダクタ２６が接続されている。第一コンデンサ２４は、トランス２２の直流偏磁を抑制するコンデンサであり、一定以上の大きい容量値に設定され、スイッチング周波数におけるインピーダンスが十分小さい。従って、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂに流れるスイッチング電流や一次巻線２２ａに発生する電圧の波形の形状に与える影響は小さい。共振インダクタ２６は、自身のエネルギー放出動作によって主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂの両端にある図示しない寄生コンデンサの電荷放出を補助し、ＺＶＳ動作を可能にするものである。
【００２１】
この一次巻線２２ａ、第一コンデンサ２４及び共振インダクタ２６から成る直列回路は、共振インダクタ２６の一端が第二中点２０ｃに接続されるように構成されていればよく、例えば、図２（ａ）に示すように、一次巻線２２ａと第一コンデンサ２４の配置を逆にしたり、図２（ｂ）に示すように、複数に分割した第一コンデンサ２４を一次巻線２２ａの両側に配置したりする構成にすることも可能である。
【００２２】
共振インダクタ２６の一端には、第一及び第二回生ダイオード２８ａ，２８ｂが接続されている。第一回生ダイオード２８ａは、共振インダクタ２６の一次巻線２２ａ側の一端にアノード端子が接続され、第一及び第二アーム１８，２０のハイサイド側の接続点にカソード端子が接続されている。第二回生ダイオード２８ｂは、共振インダクタ２６の一次巻線２２ａ側の一端にカソード端子が接続され、第一及び第二アーム１８，２０のグランド側の接続点にアノード端子が接続されている。
【００２３】
トランス２２の二次巻線２２ｂの両端に、二次巻線２２ｂに発生する交流電圧を直流の出力電圧Ｖｏに変換して出力端子１４ａ，１４ｂに出力する整流平滑回路３０が設けられている。整流平滑回路３０は、図３に示すように全波整流方式の構成を有し、整流部３２及び平滑部３４で構成されている。整流部３２は、二次巻線２２ｂのドットが付された端子にアノード端子及びカソード端子が各々接続された整流ダイオード３６ａ，３６ｂと、二次巻線２２ｂの他の一端にアノード端子及びカソード端子が各々接続された整流ダイオード３８ａ，３８ｂとで構成されている。整流ダイオード３６ａ，３８ａはカソード端子同士が接続され、整流ダイオード３６ｂ，３８ｂはアノード端子同士が接続され、当該２つの接続点の間に、二次巻線２２ａの交流電圧を全波整流した波形が出力される。平滑部３４は、平滑インダクタ４０及び平滑コンデンサ４２で構成されたローパスフィルタであり、整流部３２が出力した全波整流波形を平滑して直流の出力電圧Ｖｏを出力する。
【００２４】
主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂは、スイッチング制御回路４４によってオンオフ駆動される。スイッチング制御回路４４は、出力電圧Ｖｏに基づき、時比率が約５０％で個々に位相が異なる４種類の駆動パルスを生成し、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂの駆動端子に向けて出力する。そして、４つの主スイッチング素子を互いに異なる位相でオンオフさせることによって、一次巻線２２ａに入力電圧Ｖｉが正方向（ドットを付した側が高電位）に印加される第一の期間Ｔ１１、入力電圧Ｖｉが印加されない第二の期間Ｔ１２、負方向（ドットと反対側が高電位）に印加される第三の期間Ｔ１３、及び再度電圧が出力されない第四の期間Ｔ１４を設け、期間Ｔ１１〜Ｔ１４を１周期とする一定周波数のフェイズシフト制御を行い、出力電圧Ｖｏを安定化する。このとき、スイッチング制御回路４４は、第一アーム１８側の主スイッチング素子１８ａ，１８ｂのターンオン又はターンオフによって第一及び第三の期間Ｔ１１，Ｔ１３を開始させ、第二アーム２０側の主スイッチング素子２０ａ，２０ｂのターンオン又はターンオフによって第二及び第四の期間Ｔ１２，Ｔ１４を開始させる制御を行う。
【００２５】
次に、スイッチング電源装置１０の定常動作について、図４のタイムチャートに基づいて説明する。ここで、定常動作とは、入力端子１２ａ，１２ｂ間に入力電圧Ｖｉが投入された後ある程度の時間が経過し、負荷１６に一定の出力電圧Ｖｏ及び電流Ｉｏを安定的に供給している状態をいう。また、図４において、電圧Ｖｇ−−１８ａ，Ｖｇ−１８ｂ，Ｖｇ−２０ａ，Ｖｇ−２０ｂは、それぞれ主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂの駆動端子に印加される駆動パルスであり、駆動パルスを受けた各主スイッチング素子は、ハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。電圧Ｖ−２２ａは、トランス２２の一次巻線２２ａの電圧（ドットが付されていない端子が基準電位）である。電圧Ｖｄ−１８ａ，Ｖｄ−２０ａは、主スイッチング素子１８ａ，２０ａのドレイン・ソース間の電圧（ソース端子が基準電位）であり、電流Ｉｄ−１８ａ，Ｉｄ−２０ａは、主スイッチング素子１８ａ，２０ａに流れるスイッチング電流（ドレイン端子からソース端子の向きが正方向）である。電圧Ｖｆ−３８ｂ，Ｖｆ−３６ｂは、整流ダイオード３８ｂ，３６ｂの両端電圧（アノード端子が基準電位）であり、電流Ｉｆ−３８ｂ，Ｉｆ−３６ｂは、整流ダイオード３８ｂ，３６ｂに流れる電流（アノード端子からカソード端子の向きが正方向）である。電流Ｉｆ−２８ａ，Ｉｆ−２８ｂは、第一及び第二回生ダイオード２８ａ，２８ｂに流れる回生電流（アノード端子からカソード端子の向きが正方向）である。
【００２６】
第一の期間Ｔ１１は、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂは、各々オン、オフ、オフ、オンの状態である。このとき、第一コンデンサ２４と共振インダクタ２６のインピーダンスが一次巻線２２ａ両端のインピーダンスよりも十分小さいので、電圧Ｖ−２２ａに示すように、一次巻線２２ａに入力電圧Ｖｉとほぼ等しい電圧が正方向に印加される。
【００２７】
期間Ｔ１１に移行した直後のごく短い期間に行われるＺＶＳ動作については後述するが、それ以降の期間は、スイッチング電流が、直流入力電源、入力端子１２ａ、主スイッチング素子１８ａ、一次巻線２２ａ、二次巻線２２ｂ、整流ダイオード３６ａ、平滑インダクタ４０、平滑コンデンサ４２及び負荷１６、整流ダイオード３８ｂ、二次巻線２２ｂ、一次巻線２２ａ、第一コンデンサ２４、共振インダクタ２６、主スイッチング素子２０ｂ、入力端子１２ｂの経路に流れる。このスイッチング電流は、電流Ｉｄ−１８ａ，Ｉｆ−３８ｂの波形に示すように、ほぼ平滑インダクタ４０によって規定される傾きで緩やかに増加する波形となり、負荷１６に出力電流Ｉｏを供給すると同時に、平滑インダクタ４０及び共振インダクタ２６に励磁エネルギーを蓄積する。また、整流ダイオード３６ｂ，３８ａはオフしており、電圧Ｖｆ−３６ｂの波形に示す電圧、すなわち二次巻線２２ｂにドットの向きに発生する一定電圧が印加される。また、第一回生ダイオード２８ａの両端にはほぼ入力電圧Ｖｉが逆方向に印加され、第二回生ダイオード２８ｂの両端は電位差がほぼゼロになるので、電流Ｉｆ−２８ａ，Ｉｆ−２８ｂは流れない。
【００２８】
第二の期間Ｔ１２になると、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂが、各々オン、オフ、オン、オフの状態になる。期間Ｔ１１から期間Ｔ１２に移行する時、スイッチング制御回路４４は、まず主スイッチング素子２０ｂをターンオフさせ、その後、図示しない短い期間Ｔｄが経過した時に主スイッチング素子２０ａをターンオンさせることによって、主スイッチング素子２０ａのＺＶＳ動作を実現する。
【００２９】
期間Ｔ１１の間、主スイッチング素子２０ａの図示しない寄生コンデンサは、ほぼ入力電圧Ｖｉに充電されている。期間１２に移行する時、まず主スイッチング素子２０ｂがターンオフすることによって、共振インダクタ２６の励磁エネルギーを放出する電流が、共振インダクタ２６、当該寄生コンデンサ、主スイッチング素子１８ａ、一次巻線２２ａ、第一コンデンサ２４の経路に流れ始める。この電流により当該寄生コンデンサが放電され、主スイッチング素子２０ａの電圧Ｖｄ−２０ａが低下する。そして、期間Ｔｄが経過して電圧Ｖｄ−２０ａがほぼゼロボルトになった時に主スイッチング素子２０ａがターンオンする。この動作により、主スイッチング素子２０ａのＺＶＳ動作が行われる。  期間Ｔｄ以降の期間は、一次巻線２２ａの電圧Ｖ−２２ａがほぼゼロボルトとなり、平滑インダクタ４０が励磁エネルギーを放出する電流が、平滑インダクタ４０、平滑コンデンサ４２及び負荷１６、整流ダイオード３８ｂ、二次巻線２２ｂ、一次巻線２２ａ、第一コンデンサ２４、共振インダクタ２６、主スイッチング素子２０ａ、主スイッチング素子１８ａ、一次巻線２２ａ、二次巻線２２ｂ、整流ダイオード３６ａの経路に流れる。この電流は、電流Ｉｄ−１８ａ，Ｉｄ−２０ａ，Ｉｆ−３８ｂの波形に示すように、ほぼ平滑インダクタ４０によって規定される傾きで緩やかに減少する波形となり、負荷１６に出力電流Ｉｏを供給する。また、整流ダイオード３６ｂ，３８ａにはほとんど電流が流れず、電圧Ｖｆ−３６ｂの波形に示すように、両端の電位差もほぼゼロになる。
【００３０】
このとき、共振インダクタ２６は、直前の期間Ｔｄから継続して励磁エネルギーを放出する動作を行うので、共振インダクタ２６の両端に、第一中点１８ｃ側の一端から第二中点２０ｃ側一端の向きに僅かな電圧が発生し、第一回生ダイオード２８ａの両端に逆電圧が印加される。また、第二回生ダイオード２８ｂの両端にはほぼ入力電圧Ｖｉが逆方向に印加される。従って、電流Ｉｆ−２８ａ，Ｉｆ−２８ｂは流れない。
【００３１】
第三の期間Ｔ１３になると、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂが、各々オフ、オン、オン、オフの状態になる。期間Ｔ１２から期間Ｔ１３に移行する時、スイッチング制御回路４４は、まず主スイッチング素子１８ａをターンオフさせ、その後、図示しない短い期間Ｔｄが経過した時に主スイッチング素子１８ｂをターンオンさせることによって、主スイッチング素子１８ｂのＺＶＳ動作を実現する。
【００３２】
期間Ｔ１２の間、主スイッチング素子１８ｂの図示しない寄生コンデンサは、ほぼ入力電圧Ｖｉに充電されている。期間Ｔ１３に移行する時、まず主スイッチング素子１８ａがターンオフすることによって、共振インダクタ２６の励磁エネルギーを放出する電流が、共振インダクタ２６、主スイッチング素子２０ａ、入力端子１２ａ、直流入力電源、入力端子１２ｂ、当該寄生コンデンサ、一次巻線２２ａ、第一コンデンサ２４の経路に流れ始め、この電流により当該寄生コンデンサが放電され、主スイッチング素子１８ｂの両端電圧が低下する。そして、期間Ｔｄが経過して両端電圧がほぼゼロボルトになった時に主スイッチング素子１８ｂがターンオンする。このような動作により、主スイッチング素子１８ｂのＺＶＳ動作が安定に行われる。
【００３３】
期間Ｔｄが経過すると、電圧Ｖ−２２ａに示すように、一次巻線２２ａに入力電圧Ｖｉとほぼ等しい電圧が負方向に印加される。すると、スイッチング電流が、直流入力電源、入力端子１２ａ、主スイッチング素子２０ａ、共振インダクタ２６、第一コンデンサ２４、一次巻線２２ａ、二次巻線２２ｂ、整流ダイオード３８ａ、平滑インダクタ４０、平滑コンデンサ４２及び負荷１６、整流ダイオード３６ｂ、二次巻線２２ｂ、一次巻線２２ａ、主スイッチング素子１８ｂ、入力端子１２ｂの経路に流れ始める。このスイッチング電流は、電流Ｉｄ−２０ａ，Ｉｆ−３６ｂの波形に示すように急峻な傾きで増加し、共振インダクタ２６に励磁エネルギーを蓄積する。
【００３４】
一方、整流ダイオード３８ｂは、電流Ｉｆ−３８ｂが急峻な傾きでゼロアンペアまで減少してオフし、その両端に電圧Ｖｆ−３８ｂの波形に示す電圧、すなわち二次巻線２２ｂにドットと反対の向きに発生する一定電圧が印加される。このとき、電圧Ｖｆ−３８ｂに大きなサージ電圧が発生しないのは、第一回生ダイオード２８ａの働きによる。
【００３５】
仮に第一回生ダイオード２８ａが設けられていないとすると、電圧Ｖｆ−３８ｂが一定電圧まで上昇すると、整流ダイオード３８ｂの図示しない寄生容量と共振インダクタ２６との間の共振によるリンギングが起こり、図５（ｂ）に示すように、大きなサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、整流ダイオード３８ｂにリカバリ電流が生じやすいファストリカバリダイオードを用いた場合に特に大きくなり、リカバリ電流がほとんど生じないショットキバリアダイオード等を用いた場合でも発生する。しかし、スイッチング電源装置１０は、第一回生ダイオード２８ａが設けられているので、電圧Ｖｆ−３８ｂが一定電圧（入力電圧Ｖｉをトランス２２の巻数比倍した電圧）を超えようとし、一次巻線２２ａの電圧Ｖ−２２ａも入力電圧Ｖｉを超えようとすると、第一回生ダイオード２８ａが導通し、直流入力電源が一次巻線２２ａの両端に並列接続された状態になる。そして、直流入力電源に向けて電流Ｉｆ−２８ａの波形に示す回生電流が流れることによって、電圧Ｖ−２２ａの上昇が停止し、入力電圧Ｖｉにクランプされる。従って、電圧Ｖｆ−３８ｂも一定電圧を超えて上昇できず、図５（ａ）に示すように、サージ電圧が小さく抑えられる。また、整流ダイオード３８ｂと同タイミングでオフする整流ダイオード３６ａについても、同様の動作により、両端に大きなサージ電圧が発生しない。
【００３６】
第一回生ダイオード２８ａに回生電流が流れた後、スイッチング電流は、電流Ｉｄ−２０ａ，Ｉｆ−３６ｂの波形に示すように、ほぼ平滑インダクタ４０によって規定される傾きで緩やかに増加する波形となり、負荷１６に出力電流Ｉｏを供給すると同時に、平滑インダクタ４０及び共振インダクタ２６に励磁エネルギーを蓄積する。また、整流ダイオード３６ｂ，３８ａはオフのまま、電圧Ｖｆ−３６ｂの波形に示す一定電圧が印加される。また、第一回生ダイオード２８ａの両端は電位差がほぼゼロになり、第二回生ダイオード２８ｂの両端にはほぼ入力電圧Ｖｉが逆方向に印加されるので、電流Ｉｆ−２８ａ，Ｉｆ−２８ｂは流れない。
【００３７】
第四の期間Ｔ１４になると、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂが、各々オフ、オン、オフ、オンの状態になる。期間Ｔ１３から期間Ｔ１４に移行する時、スイッチング制御回路４４は、まず主スイッチング素子２０ａをターンオフさせ、その後、図示しない短い期間Ｔｄが経過した時に主スイッチング素子２０ｂをターンオンさせることによって、主スイッチング素子２０ｂのＺＶＳ動作を実現する。
【００３８】
期間Ｔ１３の間、主スイッチング素子２０ｂの図示しない寄生コンデンサは、ほぼ入力電圧Ｖｉに充電されている。期間１４に移行する時、まず主スイッチング素子２０ａがターンオフすることによって、共振インダクタ２６が励磁エネルギーを放出する電流が、共振インダクタ２６、第一コンデンサ２４、一次巻線２２ａ、主スイッチング素子１８ｂ、当該寄生コンデンサの経路に流れ始める。この電流により当該寄生コンデンサが放電され、主スイッチング素子２０ｂの両端電圧が低下する。そして、期間Ｔｄが経過して両端電圧がゼロボルトになった時に主スイッチング素子２０ｂがターンオンする。この動作により、主スイッチング素子２０ｂのＺＶＳ動作が安定に行われる。
【００３９】
期間Ｔｄ以降の期間は、一次巻線２２ａの電圧Ｖ−２２ａがほぼゼロボルトとなり、平滑インダクタ４０が励磁エネルギーを放出する電流が、平滑インダクタ４０、平滑コンデンサ４２及び負荷１６、整流ダイオード３６ｂ、二次巻線２２ｂ、一次巻線２２ａ、主スイッチング素子１８ｂ、主スイッチング素子２０ｂ、共振インダクタ２６、第一コンデンサ２４、一次巻線２２ａ、二次巻線２２ｂ、整流ダイオード３８ａの経路に流れる。この電流は、Ｉｆ−３６ｂの波形に示すように、ほぼ平滑インダクタ４０によって規定される傾きで緩やかに減少する波形となり、負荷１６に出力電流Ｉｏを供給する。また、整流ダイオード３６ａ，３８ｂにはほとんど電流が流れず、電圧Ｖｆ−３８ｂの波形に示すように両端の電位差もほぼゼロになる。
【００４０】
このとき、共振インダクタ２６は、直前の期間Ｔｄから継続して励磁エネルギーを放出する動作を行うので、共振インダクタ２６の両端に、第二中点２０ｃ側の一端から第一中点１８ｃ側の一端の向きに僅かな電圧が発生し、第二回生ダイオード２８ｂの両端に逆電圧が印加される。また、第一回生ダイオード２８ａの両端にはほぼ入力電圧Ｖｉが逆方向に印加される。従って、電流Ｉｆ−２８ａ，Ｉｆ−２８ｂは流れない。
【００４１】
再び、第一の期間Ｔ１１になると、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂが、各々オン、オフ、オフ、オンの状態になる。期間Ｔ１４から期間Ｔ１１に移行する時、スイッチング制御回路４４は、まず主スイッチング素子１８ｂをターンオフさせ、その後、図示しない短い期間Ｔｄが経過した時に主スイッチング素子１８ａをターンオンさせることによって、主スイッチング素子１８ａのＺＶＳ動作を実現する。
【００４２】
期間Ｔ１４の間、主スイッチング素子１８ａの図示しない寄生コンデンサは、ほぼ入力電圧Ｖｉに充電されている。期間１１に移行する時、まず主スイッチング素子１８ｂがターンオフすることによって、共振インダクタ２６が励磁エネルギーを放出する電流が、共振インダクタ２６、第一コンデンサ２４、一次巻線２２ａ、当該寄生コンデンサ、入力端子１２ａ、直流入力電源、入力端子１２ｂ、主スイッチング素子２０ｂの経路に流れ始め、この電流により当該寄生コンデンサが放電され、主スイッチング素子１８ａの両端電圧が低下する。そして、期間Ｔｄが経過して両端電圧がほぼゼロボルトになった時に主スイッチング素子１８ａがターンオンする。このような動作により、主スイッチング素子１８ａのＺＶＳ動作が安定に行われる。
【００４３】
期間Ｔｄが経過すると、電圧Ｖ−２２ａに示すように、一次巻線２２ａに入力電圧Ｖｉとほぼ等しい電圧が正方向に印加される。すると、スイッチング電流が、直流入力電源、入力端子１２ａ、主スイッチング素子１８ａ、一次巻線２２ａ、二次巻線２２ｂ、整流ダイオード３６ａ、平滑インダクタ４０、平滑コンデンサ４２及び負荷１６、整流ダイオード３８ｂ、二次巻線２２ｂ、一次巻線２２ａ、第一コンデンサ２４、共振インダクタ２６、主スイッチング素子２０ｂ、入力端子１２ｂの経路に流れ始める。このスイッチング電流は、電流Ｉｄ−１８ａ，Ｉｆ−３８ｂの波形に示すように急峻な傾きで増加し、共振インダクタ２６に励磁エネルギーを蓄積する。
【００４４】
一方、整流ダイオード３６ｂは、電流Ｉｆ−３６ｂが急峻な傾きでゼロアンペアまで減少してオフし、その両端に電圧Ｖｆ−３６ｂの波形に示す電圧、すなわち二次巻線２２ｂにドットの向きに発生する一定電圧が印加される。このとき、電圧Ｖｆ−３６ｂに大きなサージ電圧が発生しないのは、第二回生ダイオード２８ｂの働きによる。
【００４５】
仮に第二回生ダイオード２８ｂが設けられていないとすると、電圧Ｖｆ−３６ｂが一定電圧まで上昇すると、整流ダイオード３６ｂの図示しない寄生容量と共振インダクタ２６との間の共振によるリンギングが起こり、大きなサージ電圧が発生する。しかし、スイッチング電源装置１０は、第二回生ダイオード２８ｂが設けられているので、電圧Ｖｆ−３６ｂが一定電圧（入力電圧Ｖｉをトランス２２の巻数比倍した電圧）を超えようとし、一次巻線２２ａの電圧Ｖ−２２ａが入力電圧Ｖｉを超えようとすると、第二回生ダイオード２８ａが導通し、入力直流電源が一次巻線２２ａの両端に並列接続された状態になる。そして、直流入力電源に向けて電流Ｉｆ−２８ｂの波形に示す回生電流が流れることによって、電圧Ｖ−２２ａの上昇が停止し、入力電圧Ｖｉにクランプされる。従って、電圧Ｖｆ−３６ｂも一定電圧を超えて上昇できず、サージ電圧が小さく抑えられる。また、整流ダイオード３６ｂと同タイミングでオフする整流ダイオード３８ａについても、同様の動作により、両端に大きなサージ電圧が発生しない。回生電流が流れた後の期間Ｔ１１の動作は、最初の期間Ｔ１１で説明した通りである。
【００４６】
ここで、期間Ｔ１１〜Ｔ１４の各期間Ｔｄに行われるＺＶＳ動作に関し、各主スイッチング素子のドレイン・ソース間に設けた寄生ダイオード（並列ダイオード）の働きについて説明する。期間Ｔｄの長さは、ここではスイッチング制御回路４４の初期設定により、一律の時間になっている。それに対して、例えば主スイッチング素子２０ａの電圧Ｖｄ−２０ａが低下する速度は、主スイッチング素子２０ａの寄生コンデンサと共振インダクタ２６との間の共振の周波数に依存し、各素子の個体差によってばらつきやすい。従って、例えば、共振周波数が高めにばらついた場合、電圧Ｖｄ−２０ａの低下が速くなり、期間Ｔｄの途中でゼロボルトに達してしまい、さらに共振動作が継続して逆方向に電圧が発生しようとする。しかし、電圧Ｖｄ−２０ａが逆方向に上昇しようとすると、主スイッチング素子２０ａのドレイン・ソース間の図示しない寄生ダイオードが導通し、電圧Ｖｄ−２０ａが逆方向に上昇するのを抑えられる。その結果、期間Ｔｄが終了するまでほぼゼロボルトに保持され、確実に上記のＺＶＳ動作を行うことができる。なお、期間Ｔｄの途中で電圧Ｖｄ−２０ａがゼロボルトに達しない場合は、寄生ダイオードは導通せずＺＶＳ動作に関与しない。他の主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ｂの寄生ダイオードについても同様である。
【００４７】
次に、第一実施形態のスイッチング電源装置１０の動作と、一般的なスイッチング電源装置５０の動作とを比較する。図６に示すスイッチング電源装置５０の構成は、第一アーム１８の中点１８ｃと第二アーム２０の中点２０ｃの間に設けられた一次巻線２２ａ、第一コンデンサ２４及び共振インダクタ２６で成る直列回路において、共振インダクタ２６の一端が第一中点１８ｃに接続されるように構成されている。この共振インダクタ２６が設けられた位置が異なる点を除き、本実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の構成を備えている。従って、各部品には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４８】
一般的なスイッチング電源装置５０の定常動作は、図７のタイムチャートのように表わされる。図７における第一及び第三の期間Ｔ１１，Ｔ１３の動作は、図４で説明したスイッチング電源装置１０の第一及び第三の期間Ｔ１１，Ｔ１３の動作とほぼ同様であるが、第二及び第四の期間Ｔ１２，Ｔ１４の動作に問題が発生する。
【００４９】
第二の期間Ｔ１２になると、主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂが、各々オン、オフ、オン、オフの状態になる。期間Ｔ１２に移行した直後、上記と同様に、図示しない期間Ｔｄに主スイッチング素子２０ａのＺＶＳ動作が行われる。
【００５０】
期間Ｔｄ以降の期間は、一次巻線２２ａの電圧Ｖ−２２ａがほぼゼロボルトとなり、平滑インダクタ４０が励磁エネルギーを放出し、負荷１６に出力電流Ｉｏを供給する電流が流れる。このとき、第二回生ダイオード２８ｂは、両端にほぼ入力電圧Ｖｉが逆方向に印加されるので導通しない。一方、共振インダクタ２６が、直前の期間Ｔｄから継続して励磁エネルギーを放出する動作を行うので、共振インダクタ２６の両端に第一中点１８ｃ側の一端から第二中点２０ｃ側一端の向きに僅かな電圧が発生し、第一回生ダイオード２８ａの両端に僅かに順電圧が印加され、導通可能な状態になる。第一回生ダイオード２８ａが導通すると、平滑インダクタ４０及び共振インダクタ２６が励磁エネルギーを放出する電流が、電流Ｉｄ−１８ａ，Ｉｄ−２０ａ，Ｉｆ−３６ｂ，Ｉｆ−３８ｂ，Ｉｆ−２８ａの波形に示すように、各回路素子に複雑な経路で流れることになる。特に、電流Ｉｆ−２８の波形に示すように、第一回生ダイオード２８ａに鋸波状の大きな電流が発生する。
【００５１】
上述した第一実施形態のスイッチング電源装置１０の場合は、第一回生ダイオード２８ａに流れる電流は、図４のＩｆ−２８ａの波形に示すように、第三の期間Ｔ１３に流れる小さな回生電流だけなので、電流定格の小さい安価なダイオード素子を使用することができた。それに対して、この一般的なスイッチング電源装置５０の場合は、第一回生ダイオード２８ａに流れる電流は、図７のＩｆ−２８ａの波形に示すように、第一の期間Ｔ１１に流れる小さな回生電流に加え、第二の期間Ｔ１２にも鋸波状の大きな電流になるので、第一回生ダイオード２８ａとして、電流定格の大きい高価なダイオード素子を使用しなければならない。
【００５２】
第四の期間Ｔ１４においても、期間Ｔ１２に第一回生ダイオード２８ａに鋸波状の大きな電流が流れるのと同様の現象が、第二回生ダイオード２８ｂで発生する。従って、第二回生ダイオード２８ｂも、電流定格の大きい高価なダイオード素子を使用しなければならない。
【００５３】
このように、一般的なスイッチング電源装置５０の場合、第二及び第四の期間Ｔ１２，Ｔ１４を開始させる第二アーム２０側ではなく、第一及び第三の期間Ｔ１１，Ｔ１３を開始させる第一アーム１８側に共振インダクタ２６が設けられているので、図７に示すように、第一及び第二回生ダイオード２８ａ，２８ｂに過大電流が流れるという問題が発生する。この問題は、背景技術で説明した特許文献２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、共振インダクタを接続する位置によっては、同様の発生し得るものである。第一実施形態のスイッチング電源装置１０の場合においても、この問題をより発生しにくくするため、トランス２２の一次及び二次巻線２２ａ，２２ｂを密に磁気結合させ、漏れインダクタンスが共振インダクタ２６のインダクタンスよりも十分小さくなるようにすることが好ましい。
【００５４】
以上説明したように、第一実施形態のスイッチング電源装置１０は、第一及び第二回生ダイオード２８ａ，２８ｂが行う回生動作により、整流平滑回路３０の整流ダイオード３６ａ，３６ｂ，３８ａ，３８ｂの両端に発生するサージ電圧が抑えられるので、低耐圧のダイオード素子を使用することにより導通時の電圧降下を抑え、電源効率を向上させることができる。また、共振インダクタ２６が、一次巻線２２ａ及び第一コンデンサ２４と直列の位置であって、一端が第二アーム２０の中点２０ｃに接続される位置に挿入することによって、第一及び第二回生ダイオード２８ａ，２８ｂに過大な電流が流れる現象（図７の期間Ｔ１２，Ｔ１４の現象）が回避することができ、電流定格の小さい安価なダイオード素子を使用しても安全である。また、共振インダクタ２６の動作によって主スイッチング素子１８ａ，１８ｂ，２０ａ，２０ｂのＺＶＳ動作も確実に行われ、スイッチング損失も低減できる。
【００５５】
また、トランス２２の直流偏磁を抑制する第一コンデンサ２４が設けられているので、入力投入などの過渡時、トランス２２が直流偏磁して磁気飽和するのを容易に回避することができ、磁気飽和に余裕のある大型のトランスを使用しなくても、各部の回路素子が破損するのを防止することができる。
【００５６】
次に、この発明のスイッチング電源装置に設けられる整流平滑回路の変形例について、図８に基づいて説明する。第一変形例の整流平滑回路５２は、図８（ａ）に示すように、上記の整流平滑回路３０を構成する４つの整流ダイオード３６ａ，３６ｂ，３８ａ，３８ｂを、導通抵抗の小さいＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴ５４ａ，５４ｂ，５６ａ，５６ｂに置き換えて同期整流を行うものである。この整流平滑回路５２によれば、上記の整流平滑回路３０の場合と同様の効果を得ることができ、さらに整流部３２の損失を低減させることができる。
【００５７】
第二変形例の整流平滑回路５８は、図８（ｂ）に示すように、トランス２２の二次巻線２２ｂを２分割し、２つのＮ―ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴ６０，６２によって同期整流を行う整流部６３を構成したセンタタップ方式の整流平滑回路である。この整流部６３は、２つのダイオード素子で構成してもよい。整流平滑回路５８によれば、上記の整流平滑回路３０の場合と同様の効果を得ることができ、さらに整流部６３の構成をシンプルにすることができる等の利点がある。
【００５８】
第三変形例の整流平滑回路６４は、図８（ｃ）に示すように、トランス２２の二次巻線２２ｂの両端に接続した２つのＮ―ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴ６６，６８によって同期整流を行う整流部６９を構成し、２つの平滑インダクタ７０，７２及び平滑コンデンサ４２で平滑部７４を構成したカレントダブラ方式の整流平滑回路である。この整流部６９は、２つのダイオードで構成してもよい。整流平滑回路６４によれば、上記の整流平滑回路３０の場合と同様の効果を得ることができ、さらに平滑コンデンサ４２のリップル電圧を低減できる等の利点がある。
【００５９】
なお、この発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、第一及び第二回生ダイオードの中点と共振インダクタの一次巻線側の一端との間に、第一及び第二回生ダイオードに流れる回生電流を制限する第二コンデンサを挿入することができる（例えば、図９に示す第二コンデンサ６６）。この第二コンデンサの静電容量を適宜調整することによって、第一及び第二回生ダイオードに流れる回生電流による電流ストレスをより小さく抑えつつ、整流平滑回路の整流素子に加わるサージ電圧による電圧ストレスも一定以下に制限する、というバランス設計を無損失で行うことができる。
【００６０】
また、出力電圧Ｖｏを安定化するスイッチング制御回路は、出力電圧Ｖｏを直接モニタして制御を行う構成に限定されず、例えば、トランスの巻線電圧又は平滑インダクタの電圧等を利用して間接的に出力電圧Ｖｏをモニタして制御を行う構成や、入力電圧Ｖｉなどをモニタしてフィードフォワード制御を行う構成であってもよい。
【符号の説明】
【００６１】
１０，５０  スイッチング電源装置
１８  第一アーム
１８ａ，１８ｂ  主スイッチング素子
１８ｃ  第一中点
２０  第二アーム
２０ａ，２０ｂ  主スイッチング素子
２０ｃ  第二中点
２２  トランス
２２ａ  一次巻線
２２ｂ  二次巻線
２４  第一コンデンサ
２６  共振インダクタ
２８ａ  第一回生ダイオード
２８ｂ  第二回生ダイオード
３０，５２，５８，６４  整流平滑回路
４４  スイッチング制御回路
６６  第二コンデンサ
【図１】
0005642621.tif 000002
【図２】
0005642621.tif 000003
【図３】
0005642621.tif 000004
【図４】
0005642621.tif 000005
【図５】
0005642621.tif 000006
【図６】
0005642621.tif 000007
【図７】
0005642621.tif 000008
【図８】
0005642621.tif 000009
【図９】
0005642621.tif 000010