(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部電源から印加された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータが生成した前記直流電圧を昇圧し、車両駆動用の電動モータに自身が蓄えた電力を供給するバッテリに対して昇圧後の直流電圧を印加することで、前記バッテリに電力を供給する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備える車載充電器であって、
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータが有する整流回路は、フルブリッジ構成で接続されたＳｉ半導体からなる整流用ダイオードを含み、
前記整流回路と、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータが有する平滑回路との間に設けられたワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードが前記整流回路と並列に接続されている
車載充電器。
【請求項２】
請求項１に記載の車載充電器において、
前記ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンカーバイド、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドのうちのいずれかである
車載充電器。
【請求項３】
請求項１または２に記載の車載充電器において、
前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング方式は、ハードスイッチング方式である
車載充電器。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の車載充電器において、
前記バッテリの電圧は、１００Ｖ以上である
車載充電器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＥＶ（電気自動車）／ＰＨＥＶ（プラグインハイブリッド電気自動車）等の電動車両用の電動モータに対して電力を供給するバッテリを充電するための車載充電器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電動車両のタイプとしては、駆動源として電動モータのみを有する車両と、駆動源として電動モータとエンジンとを有するハイブリッド車両とがある。いずれのタイプの電動車両においても、電動モータに電力を供給するために蓄電デバイスとしてのバッテリを有しており、バッテリの残存容量が低下した場合には、外部からバッテリを充電する必要がある。また、駆動源として電動モータとエンジンとを有するハイブリッド車両においては、通常では、エンジンが駆動することでバッテリを充電することになる。ただし、エンジンが駆動することなく、外部電源から電力を供給することでバッテリを充電することもある。
【０００３】
このような電動モータを有する電動車両には、外部電源として家庭用の商用電源を用いてバッテリを充電することができるように、商用電源を昇圧して直流電力に変換する車載充電器が搭載される。そして、近年、ＥＶ／ＰＨＥＶ等の電動車両が普及した結果、車載充電器に関して、カーメーカーからは小型化・低コスト化が望まれ、ユーザーからはバッテリの充電時間短縮のために充電の高効率化が望まれている。
【０００４】
また、公共電源網を介して家庭用の商用電源から電動車両内のバッテリが車載充電器によって充電されるので、車両と家庭環境とが一体化されているということがいえる。そのため、電動車両が普及するにつれて、電動車両のＥＭＣ（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ：電磁両立性）試験と、公共電源網に関連した民生機器のＥＭＣ試験との両環境での信頼性および品質維持が要求されるようになる。したがって、このような場合、車載充電器のＥＭＣ規制は、一般的な電装部品よりも厳しいものとなる。
【０００５】
ここで、車載充電器は、一般的にＡＣ／ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと称す）とで構成される。また、車載充電器の小型化、低コスト化のためには、トランス、リアクトル等の磁性部品の小型化が必須であり、スイッチング周波数の高周波化が望まれる。しかしながら、高周波駆動に伴い、ダイオードのリカバリ損失の増大、あるいはサージ電圧の増大等の問題が生じる。特に、車載充電器の場合、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に高電圧のバッテリが接続される。そのため、トランス二次側に発生するサージ電圧が高くなるので、素子の耐圧増加、損失増加、およびＥＭＣ悪化が懸念される。したがって、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの二次側整流回路に発生するサージ電圧を抑制することが求められる。
【０００６】
そこで、第１の従来技術として、ＲＣＤスナバ回路を備えることで、サージ電圧を抑制するＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。また、第２の従来技術として、ＲＣＤスナバ回路を備えることなく、サージ電圧を抑制するＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−７９４０３号公報
【特許文献２】特開２０００−１６６２４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来技術には以下のような課題がある。
特許文献１に記載の従来技術では、車載充電器に具備される高電圧・大電力出力の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に適用した場合、ＲＣＤスナバ回路に使用されているスナバ抵抗の損失および発熱が増大するので、スナバ抵抗の定格自体を大きくする必要がある。このような場合、スナバ抵抗のサイズが大型化するので、コストが高くなってしまうという問題があった。また、スナバ抵抗の発熱を抑制するために、冷却能力の向上が求められ、車載充電器の筐体自体のサイズが大型化してしまうという問題があった。したがって、サイズの小型化および電力変換効率の高効率化が求められている車載充電器においては、ＲＣＤスナバ回路を使用することが敬遠されている。
【０００９】
特許文献２に記載の従来技術では、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの整流回路として同期整流回路方式が使用されている。しかしながら、この同期整流回路方式を車載充電器に具備される高電圧・大電力出力の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に適用した場合、同期整流回路のスイッチング素子が高耐圧品であることを要するので、サイズが大型化してしまうという問題があった。また、ダイオード整流回路方式と異なり、同期整流回路方式ではスイッチング素子を駆動することとなるので、駆動電源および駆動回路が別途必要となる。したがって、サイズが大型化するだけでなく、コストが増加してしまうという問題があった。
【００１０】
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、従来の同期整流回路方式を採用する場合と比較して、簡単であり、コストの増加を抑えた回路構成でダイオードのリカバリサージ電圧を抑制することのできる車載充電器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明における車載充電器は、外部電源から印加された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータが生成した直流電圧を昇圧し、車両駆動用の電動モータに蓄えた電力を供給するバッテリに対して昇圧後の直流電圧を印加することでバッテリに電力を供給する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える車載充電器であって、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータが有する整流回路は、フルブリッジ構成で接続されたＳｉ半導体からなる整流用ダイオードを含み、整流回路と、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータが有する平滑回路との間に設けられたワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードが整流回路と並列に接続されているものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータのトランス二次側の整流用ダイオードにはＳｉダイオードを使用し、整流回路と平滑用リアクトルとの間に還流用ダイオードとして高耐圧でワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードを使用する。これにより、従来の同期整流回路方式を採用する場合と比較して、簡単であり、コストの増加を抑えた回路構成でダイオードのリカバリサージ電圧を抑制することのできる車載充電器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１における車載充電器の概略構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の動作を示す説明図である。
【図３】本発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。
【図４】本発明の実施の形態１における車載充電器を説明するための、フルブリッジ構成の半導体スイッチング素子とダイオードとで構成された一般的な絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを使用した車載充電器の回路図である。
【図５】図４における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す説明図である。
【図６】図４における整流用ダイオードの電流および電圧の経時変化を示す説明図である。
【図７】本実施の形態１における車載充電器の各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す説明図である。
【図８】本実施の形態１における車載充電器の整流用ダイオードの電流および電圧の経時変化を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明による車載充電器を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１５】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における車載充電器１の概略構成図である。図１に示すように、車載充電器１の入力側には、外部電源（交流入力電源）としての交流電圧電源２（以下、単に交流電源２と称す）が接続される。また、車載充電器１の出力側には、負荷としての高電圧のバッテリ３（以下、高電圧バッテリ３と称す）が接続される。この高電圧バッテリ３は、車両駆動用の電動モータに、蓄えた電力を供給する。なお、高電圧バッテリ３の電圧は、例えば、１００Ｖ以上になるように設計すればよい。
【００１６】
車載充電器１は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０が生成した直流電圧を昇圧し、高電圧バッテリ３に対して昇圧後の直流電圧を印加することで高電圧バッテリ３に電力を供給する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０とを備える。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０と絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０との間には、コンデンサ３０が接続される。
【００１７】
絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、４つの半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、トランス２１と、トランス２１の漏れインダクタンス成分（以下、インダクタンス成分２２と称す）と、４つの整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４と、ショットキーバリアダイオードＤ５と、平滑用リアクトル２３および平滑用コンデンサ２４で構成される平滑回路２５とを有する。
【００１８】
コンデンサ３０の後段には、４つの半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が接続されており、例えば、これらの半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。また、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレインは、コンデンサ３０の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースは、コンデンサ３０の負極側に接続される。
【００１９】
トランス２１の一次巻線の一端は、半導体スイッチング素子Ｑ１のソースと半導体スイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点に接続され、他端は、半導体スイッチング素子Ｑ３のソースと半導体スイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に接続される。
【００２０】
トランス２１の二次巻線には、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４がフルブリッジ構成で接続されている。また、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４として、安価なＳｉ（シリコン）半導体からなるダイオードが使用される。なお、以下では、Ｓｉ半導体からなるダイオードをＳｉダイオードと称す。
【００２１】
ここで、同期整流方式を採用すると、高耐圧の半導体スイッチング素子と、これらスイッチング素子を駆動させるドライバ回路と、電源とが必要になるので、コストが増加してしまう。また、整流用ダイオードとして、Ｓｉダイオードでなく、耐圧の高いダイオードを用いれば、コストが飛躍的に増加してしまう。したがって、本実施の形態１では、高電圧の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの整流回路として、フルブリッジ構成で接続されたＳｉダイオードを有する整流回路を採用している。
【００２２】
整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４の後段には、平滑用リアクトル２３と平滑用コンデンサ２４とで構成される平滑回路２５が接続される。また、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４と平滑回路２５との間には、環流用のショットキーバリアダイオードＤ５が接続される。また、ショットキーバリアダイオードＤ５として、高耐圧で放熱性も良く、リカバリの小さいワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイド）半導体からなるショットキーバリアダイオードが使用される。なお、以下では、ＳｉＣ半導体からなるショットキーバリアダイオードＤ５をＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５と称す。
【００２３】
次に、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の基本的な動作について、図２および図３を参照しながら説明する。なお、本実施の形態１において例示する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、一般的なフルブリッジ構成の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータであり、スイッチング方式がハードスイッチング方式であるものを採用している。
【００２４】
図２は、本発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の動作を示す説明図である。なお、図２中のＴｄｃは、スイッチング周期を示しており、ｔｄは、デッドタイムを示している。
【００２５】
図２に示すように半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンする場合、トランス２１の一次巻線側（一次側）に流れる電流は、コンデンサ３０、半導体スイッチング素子Ｑ１、トランス２１（一次側）、半導体スイッチング素子Ｑ４の順番に各経路を流れる。また、トランス２１は、一次側から二次側に電力を伝達する。続いて、トランス２１の二次巻線側（二次側）に流れる電流は、トランス２１（二次側）、整流用ダイオードＤ１、平滑用リアクトル２３、高電圧バッテリ３、整流用ダイオードＤ４の順番に各経路を流れる。
【００２６】
同様に、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンする場合、トランス２１の一次側に流れる電流は、コンデンサ３０、半導体スイッチング素子Ｑ３、トランス２１（一次側）、半導体スイッチング素子Ｑ２の順番に各経路を流れる。続いて、トランス２１の二次巻線側に流れる電流は、トランス２１（二次側）、整流用ダイオードＤ３、平滑用リアクトル２３、高電圧バッテリ３、整流用ダイオードＤ２の順番に各経路を流れる。
【００２７】
図３は、本発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。ここで、図３中の記号を次のように定義する。
Ｖｔｒ１：トランス２１の一次側電圧
Ｉｔｒ１：トランス２１の一次側電流
Ｖｔｒ２：トランス２１の二次側電圧
Ｉｔｒ２：トランス２１の二次側電流
Ｉｏｕｔ：平滑用リアクトル２３に流れる電流
【００２８】
また、図２にも示しているように、短絡防止のため、デッドタイムｔｄを設けている。なお、インダクタンス成分２２は、トランス２１の漏れインダクタンス成分としたが、これに限るものではなく、一般的なリアクトルを外付けしてもよい。
【００２９】
次に、ダイオードのリカバリによるサージが発生するメカニズムについて、図４〜図６を参照しながら説明する。図４は、本発明の実施の形態１における車載充電器１を説明するための、フルブリッジ構成の半導体スイッチング素子とダイオードとで構成された一般的な絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを使用した車載充電器の回路図である。図５は、図４における各半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン／オフしているときの電流経路を示す説明図である。また、図５（ａ）〜図５（ｅ）は、図４における車載充電器の回路を流れる電流経路の経時変化を示す。図６は、図４における整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３および電圧ＶＤ３の経時変化を示す説明図である。
【００３０】
時刻ｔ０において、半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオン、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフであるとき、トランス２１の一次側および二次側に流れる各電流の経路は、図５（ａ）に示す経路となる。
【００３１】
時刻ｔ１において、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオフになったとき、トランス２１の一次側には電流が流れない。一方、トランス２１の二次側には、平滑用リアクトル２３が直前（時刻ｔ１以前）まで流れていた向きに電流を流そうとするので、電流が流れる。これは、コイルで磁束の変化が発生すると、その磁束の変化を妨げるような方向に磁束が発生して誘導起電力が生じるというレンツの法則によるものである。したがって、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオフの瞬間においては、平滑用リアクトル２３は、定電流源に相当すると考えられる。また、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオフであり、トランス２１の一次側には電圧が発生しないので、トランス２１の二次側にも電圧が発生しない。そのため、平滑用リアクトル２３を流れる電流の経路は、図５（ｂ）に示す経路となる。
【００３２】
また、図６に示すように、時刻ｔ＝ｔ１において、整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３（以下では、単に電流ＩＤ３と称す）の大きさがＩＦであり、整流用ダイオードＤ３の電圧ＶＤ３（以下では単に電圧ＶＤ３と称す）の大きさがＶＦである。
【００３３】
時刻ｔ２において、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになったとき、トランス２１の一次側に電圧が発生するので、トランス２１の二次側にも電圧が発生しようとする。しかしながら、平滑用リアクトル２３を流れる電流は、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れている（図５（ｃ）中の破線矢印に相当）ので、トランス２１の二次側では事実上短絡されることとなる。このような場合、トランス２１の二次側に流れる電流の経路は、図５（ｃ）に示す実線矢印の経路となる。なお、図５（ｃ）において、時刻ｔ２から時間が経過するにしたがって、整流用ダイオードＤ１，Ｄ４に流れる電流が徐々に増加していく一方、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３に流れる電流が減少していく。
【００３４】
また、図６に示すように、時刻ｔ２において、時刻ｔ１と同様に、電流ＩＤ３の大きさがＩＦであり、電圧ＶＤ３の大きさがＶＦである。
【００３５】
時刻ｔ３において、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３の電流が減少し、順方向電流が０Ａ以下となった瞬間、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３には、リカバリ電流（または逆回復電流）が流れる。そして、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３に流れるリカバリ電流の経路は、図５（ｄ）に示す経路となる。なお、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３において、順バイアスが与えられているオン状態から、バイアス方向（極性）が変化して逆バイアスが与えられても、蓄積されたキャリアによって通電が可能な状態がある。このような場合、トランス２１の二次側には、過大な電流が流れる。
【００３６】
また、図６に示すように、時刻ｔ２から時間が経過するにしたがって、電流ＩＤ３の大きさがＩＦから減少していき、０となる。このような場合、リカバリ電流が流れるので、電流ＩＤ３の大きさが０となった時刻から時間が経過するにしたがって、この大きさが０から増加していき、時刻ｔ３では最大となる。さらに、時刻ｔ２から時間が経過するにしたがって、電圧ＶＤ３の大きさがＶＦから減少していき、時刻ｔ３では０となる。
【００３７】
ここで、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３において、リカバリ動作過程では、蓄積されたキャリアが減少してＰＮ接合の逆耐圧が回復するにつれて、リカバリ電流が減少していき、最終的に流れなくなる。しかしながら、このリカバリ電流の減少率（＝ｄｉ／ｄｔ）とインダクタンス成分２２（＝Ｌ）によって、サージ電圧ＶＬ（＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ）が発生する。
【００３８】
例えば、時刻ｔ４において、整流用ダイオードＤ３の両端には、図５（ｅ）に示すように、トランス２１の二次側電圧Ｖｔｒ２とインダクタンス成分２２のサージ電圧ＶＬとを合計した合計電圧ＶＤ（＝ＶＬ＋Ｖｔｒ２）が印加される。なお、トランス２１の漏れインダクタンスのインダクタンス成分２２が配線あるいはパターンなどのインダクタンスに比べて十分大きいので、本実施の形態１では、サージ電圧ＶＬの発生がインダクタンス成分２２によるものとして扱っている。
【００３９】
また、図６に示すように、時刻ｔ３から時間が経過するにしたがって、電流ＩＤ３の大きさが減少していき、時刻ｔ４以降で最終的に０となる。さらに、時刻ｔ３から時間が経過するにしたがって、電圧ＶＤ３の大きさが０から増加していき、時刻ｔ４ではサージ電圧ＶＬの大きさが最大となるので、電圧ＶＤ３の大きさが最大となる。そして、時刻ｔ４以降で、電圧ＶＤ３の大きさが減少していき、最終的にトランス二次側電圧Ｖｔｒ２の大きさと同等となる。
【００４０】
このように、高電圧、高周波駆動の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４には、過大なサージ電圧ＶＬが発生するので、一般的には、サージ電圧ＶＬを抑制する回路が必要となる。しかしながら、前述したように、車載充電器にスナバ回路を使用するのは困難である。
【００４１】
ここで、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４として、４つのＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用すれば、ダイオードリカバリによるサージ電圧も大幅に減少し、スナバ回路レスのコンバータ回路が実現可能となる。なぜなら、ＳｉＣショットキーバリアダイオードは、ユニポーラデバイスであり、Ｓｉダイオード・ＦＲＤを代表とするようなバイポーラデバイスと異なり、少数キャリアの蓄積がなく、この結果、ダイオードの逆回復時間がＦＲＤよりも速く、さらに温度依存性がないからである。
【００４２】
しかしながら、ＳｉＣダイオードは、一般的なＳｉダイオードと比べると高価である。したがって、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４として、４つのＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用すれば、車載充電器自体のコストが飛躍的に増加するという問題が発生してしまう。
【００４３】
そこで、先の図１に示すように、本実施の形態１における車載充電器１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０においては、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４としては、ＳｉＣダイオードと比較して安価なＳｉダイオードを使用する一方で、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４と平滑回路２５との間に新たに設けられた還流用のダイオードとしては、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５を使用している。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０をこのように構成することで、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４として、４つのＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用した場合とほぼ同等のサージ抑制効果を発揮することが可能となる。
【００４４】
次に、本発明の実施の形態１における車載充電器１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ２０において、サージが抑制されるメカニズムについて、図７および図８を参照しながら説明する。図７は、本実施の形態１における車載充電器１の各半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン／オフしているときの電流経路を示す説明図である。また、図７（ａ）〜図７（ｅ）は、車載充電器１の回路を流れる電流経路の経時変化を示す。
【００４５】
図８は、本実施の形態１における車載充電器１の整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３および電圧ＶＤ３の経時変化を示す説明図である。なお、図８においては、車載充電器１の整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３および電圧ＶＤ３の経時変化を実線で示すとともに、比較のために、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５が設けられていない車載充電器の整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３および電圧ＶＤ３の経時変化（先の図６）も破線で併せて示している。
【００４６】
時刻ｔ０において、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフであるとき、トランス２１の一次側および二次側に流れる各電流の経路は、図７（ａ）に示す経路となる。なお、この電流経路は、上記で説明した先の図５（ａ）に示す電流経路と同じである。
【００４７】
時刻ｔ１において、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオフになったとき、トランス２１の一次側には電流が流れない。一方、トランス２１の二次側には、平滑用リアクトル２３は、直前（時刻ｔ１以前）まで流れていた向きに電流を流そうとするので、定電流源に相当する。このとき、本発明の実施の形態１における車載充電器１では、平滑用リアクトル２３を流れる電流の大半は、図７（ｂ）に示すように、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５を流れる。
【００４８】
ここで、整流用ダイオードＤ１と整流用ダイオードＤ２とが直列に接続され、整流用ダイオードＤ３と整流用ダイオードＤ４とが直列に接続されている。そして、平滑用リアクトル２３を流れる電流が整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４を流れると、ダイオード２素子分の順方向電圧降下（＝２Ｖｆ）が発生してしまうことに対して、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５では１素子分の順方向電圧降下（＝Ｖｆ）しか発生しない。また、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５は、平滑用リアクトル２３と整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４との間に配置されているので、配線のインピーダンスが低い。以上から、平滑用リアクトル２３を流れる電流の大半は、インピーダンスが十分低いＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５を流れることになり、整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４にはほとんど流れないこととなる。
【００４９】
時刻ｔ２において、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになったとき、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３には順方向電流が直前までほとんど流れていないので、図７（ｃ）に示すようにリカバリもほとんど発生しない。したがって、図８に示すように、サージ電圧ＶＬが大幅に減少する。
【００５０】
整流用ダイオードＤ２，Ｄ３のリカバリが終了すると、時刻ｔ４以降においてトランス２１の二次側電流は、図７（ｄ）、（ｅ）に示すように、整流用ダイオードＤ１，Ｄ４を流れる。また、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５には逆方向電圧が印加されるので、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５に流れる電流が減少する。
【００５１】
ここで、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５には平滑用リアクトル２３を流れる電流の大半が流れていたので、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５の順方向電流は、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３の順方向電流に比べ十分大きい。
【００５２】
しかしながら、上記で述べたように、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＤ５は少数キャリアの蓄積がなく、リカバリがほとんど発生しない。なお、リカバリがほとんど発生しないと説明したのは、実際には、過渡的にショットキーバリアダイオード面の接合容量を充放電する電流だけ流れるためである。したがって、図８に示すように、整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３、電圧ＶＤ３は、実線で示すような経時変化特性が得られる。
【００５３】
以上、本実施の形態１によれば、車載充電器を構成する絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータの整流回路の整流用ダイオードにはＳｉダイオードを使用し、整流回路と平滑回路との間に設けられる還流用ダイオードにはＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用する。これにより、整流用ダイオードにはリカバリ直前の順方向電流がほとんど流れないので、リカバリが大幅に減少する。一方、半導体スイッチング素子が全てオフ時に大半の電流が流れる還流用ダイオードにはＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用しているので、リカバリがほとんど発生しない。
【００５４】
換言すると、車載充電器を構成する絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータの整流用ダイオードとして４つのＳｉダイオードを使用するとともに還流用ダイオードとして１つのＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用することで、整流用ダイオードとして４つのＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用したときと同様の効果が得られる。したがって、本実施の形態１で説明した電動車両に搭載される車載充電器は、特別なスナバ回路を必要とせず、ワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードを１つ追加して使用するだけでよく、従来の同期整流回路方式を採用する場合と比較して、簡単であり、コストの増加を抑えた回路構成でダイオードのリカバリサージ電圧を抑制することができる。
【００５５】
なお、本実施の形態１では、還流用ダイオードとしてＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用する場合を例示したが、このような還流用ダイオードとしては、ＳｉＣ半導体とは異なる、Ｓｉに比べてバンドギャップが大きい他のワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードを使用してもよい。具体的には、ワイドバンドギャップ半導体として、例えば、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンド等を使用すればＳｉＣと同様の効果が得られる。
【００５６】
特に、ＧａＮ（窒化ガリウム）系材料は、ＳｉあるいはＳｉＣに比べて高周波動作が可能である。これは、ＧａＮ系材料は、２次元電子ガスを利用でき、ＳｉあるいはＳｉＣよりも電子濃度が高く、キャリア移動度も高いためである。そして、ＧａＮ系材料は、ＳｉＣに比べて熱伝導率が低いので、比較的、電力容量が小さいデバイスに使用することが適している。すなわち、高電圧、高周波で駆動する車載充電器において、電力容量が比較的小さければ、還流用ダイオードとして、ＧａＮ系材料の半導体からなるショットキーバリアダイオードを使用した方が、より効果を奏する。
【符号の説明】
【００５７】
１  車載充電器、２  交流電源、３  高電圧バッテリ、１０  ＡＣ／ＤＣコンバータ、２０  絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１  トランス、２２  インダクタンス成分、２３  平滑用リアクトル、２４  平滑用コンデンサ、２５  平滑回路、３０  コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４  整流用ダイオード、Ｄ５  ショットキーバリアダイオード、Ｑ１〜Ｑ４  半導体スイッチング素子。
【要約】
【課題】従来の同期整流回路方式を採用する場合と比較して、簡単であり、コストの増加を抑えた回路構成でダイオードのリカバリサージ電圧を抑制することのできる車載充電器を得る。
【解決手段】絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）のトランス二次側の整流用ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）にはＳｉダイオードを使用し、整流回路と平滑用リアクトル（２３）との間に還流用ダイオードとして高耐圧でワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオード（Ｄ５）を使用する。
【選択図】図１【図１】
0005642245.tif 000002
【図２】
0005642245.tif 000003
【図３】
0005642245.tif 000004
【図４】
0005642245.tif 000005
【図５】
0005642245.tif 000006
【図６】
0005642245.tif 000007
【図７】
0005642245.tif 000008
【図８】
0005642245.tif 000009