(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧がVdc、増幅素子の従属電流源の最大電流がImax、流通角がθo、前記従属電流源から見た第n調波の負荷インピーダンスがZn=Rn+j・Xn（n=1, 2, 3,…）である電力増幅器において、
各抵抗値の関係が、
Σn=1N  Rn・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]/[π・{1−cos(θo/2)}]=Vdc/Imax、
各リアクタンス値の関係が、
Σn=1N  Xn・n・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]/[π・{1−cos(θo/2)}]=0（Nは3以上の任意の整数）、かつ
前記従属電流源の電圧の最小値が零であることを特徴とする電力増幅器。
【請求項２】
前記従属電流源と前記負荷インピーダンスの間にオン抵抗Ronを挿入し、
各抵抗値の関係が、
Σn=1N   Rn・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]/[π・{1−cos(θo/2)}]=Vdc/Imax−Ron（Nは3以上の任意の整数）
であることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】
所定の周波数帯域内で前記各抵抗値の関係と前記各リアクタンス値の関係の近傍で、かつ前記周波数帯域内の各周波数の前記従属電流源の電圧の最小値が零であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記増幅素子に接続された出力側整合回路は、分布定数回路を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項５】
前記増幅素子に接続された出力側整合回路は、集中定数回路および分布定数回路を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項６】
前記増幅素子に接続された出力側整合回路は、高調波処理集中定数回路とインピーダンス変換回路とを備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項７】
前記出力側整合回路は、前記高調波処理集中定数回路と前記増幅素子の出力容量との並列回路からなる高調波処理回路を備えることを特徴とする請求項６に記載の電力増幅器。
【請求項８】
前記高調波処理集中定数回路は、直列接続される第１インダクタ、並列接続される第１キャパシタ、直列接続される第２インダクタ、並列接続される第２キャパシタ、直列接続される第３インダクタ、並列接続される第３キャパシタからなる梯子型回路であることを特徴とする請求項７に記載の電力増幅器。
【請求項９】
前記増幅素子は、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、高電子移動度トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ、真空管のいずれかであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス内の出力電力が一定で最大出力電力に設定することが多いレーダー用電力増幅器は高効率にするためにC級増幅器とすることが多い。高線形性を要求される通信用電力増幅器は、昔はA級増幅器としていたが、昨今のリニアライザの進歩によりA級増幅器より線形性は悪いが高効率なB級増幅器とする事例が増えてきた。
【０００３】
しかし、増幅素子の非線形性で小信号時の利得が下がるとか、温度変動でC級動作になる等により、歪が増大してリニアライザの歪補償量が不足するために、実際はA級増幅器とB級増幅器の間のAB級増幅器とすることが多い。
【０００４】
B級増幅器やC級増幅器やAB級増幅器の理論負荷インピーダンスは、基本波は純抵抗で、高調波的には短絡状態なので広帯域化の難易度が高かった。
【０００５】
これに対して、昨今注目を集めている非特許文献１、非特許文献２のJ/B級増幅器は、基本波と2倍波のリアクタンス成分をキャンセルさせることにより、広帯域に亘ってB級増幅器と同じ出力電力と効率を得ている。つまり、基本波と2倍波のリアクタンス成分は零でなくてもキャンセルする条件があるので、出力側整合回路の自由度を上げて広帯域化の難易度を下げることができる。
【０００６】
しかし、J/B級増幅器は流通角θoがπ(rad)で、電流は半波整流波形なので奇数の高調波成分は含まないが偶数の高調波成分は含む。従って、4倍波以上の偶数の高調波の負荷インピーダンスを短絡にしないと出力電力と効率が下がるが、広帯域に亘って短絡にする難易度は高い。
【０００７】
また、C級増幅器やAB級増幅器は流通角θoがπ(rad)でなく、電流は奇数と偶数の高調波成分を含む。従って、3倍波以上の奇数と偶数の高調波の負荷インピーダンスを短絡にしないと出力電力と効率が下がるが、広帯域に亘って短絡にする難易度は高い。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−９４８０５号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】ピーター・ライト、ジョナサン・リース、ヨハネス・ベネディクト、ポール・ジェイ・タスカーおよびスティーブ・シー・クリップス（Peter Wright, Jonathan Lees, Johannes Benedikt, Paul J. Tasker, and Steve C. Cripps）,“リニア広帯域電力増幅器において、高効率Ｊ級動作を実現するための方法（A Methodology for Realizing High Efficiency Class-J in a Linear and Broadband PA）”, 米国電気電子協会, マイクロ波理論および技術誌, 第57巻, ナンバー12, 12月号, 3196−3204ページ （IEEE Trans. Microwave Theory Tech.，no．12， Dec． 2009, pp.3196-3204）
【非特許文献２】スティーブ・シー・クリップスおよびポール・ジェイ・タスカー（Steve C. Cripps, Paul J. Tasker）,“新しい電力増幅技術による新しい電力増幅器（New PA Modes for a New PA Technology）”, 米国電気電子協会, マイクロ波理論および技術シンポジウムワークショップ (IEEEMTT-S Workshop (WSF), 2010年6月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
J/B級増幅器は4倍波以上の偶数の高調波の負荷インピーダンスを短絡としているが、広帯域に亘って短絡にする難易度は高いので、出力電力と効率が下がる。
【００１１】
本実施の形態が解決しようとする課題は、広帯域に亘って高出力電力で高効率な電力増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本実施の形態に係る電力増幅器は、電源電圧がVdc、増幅素子の従属電流源の最大電流がImax、流通角がθo、従属電流源から見た第n調波の負荷インピーダンスがZn=Rn+j・Xn（n=1, 2, 3,…）という動作条件において、各抵抗値の関係がΣn=1N Rn・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]/[π・{1−cos(θo/2)}]=Vdc/Imax、各リアクタンス値の関係がΣn=1N Xn・n・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]/[π・{1−cos(θo/2)}]=0（Nは3以上の任意の整数）、かつ従属電流源の電圧の最小値が零である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施の形態に係る電力増幅器の単純化した等価回路の一例を示す図。
【図２】実施の形態に係る電力増幅器の増幅素子の従属電流源の特性の一例を示す図。
【図３】比較例のX1=0、Zn=0（n=2,3,4,…）のIds/Imax波形, Vds/Vdc波形のR1/R1o依存性の一例を示す図。
【図４】実施の形態に係る電力増幅器のIds/Imaxの成分のIdc/Imax、In/Imax（n=1,2,3,…）のθo依存性を示す図。
【図５】実施の形態に係る電力増幅器のR1o・Imax/Vdc、Po1、ηdのθo依存性を示す図。
【図６】比較例のX1=0、Zn=0（n=2,3,4,…）のPo1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdのR1/R1o依存性の一例を示す図。
【図７】比較例のR1=R1o、X1≠0、Zn=0（n=2,3,4,…）のIds/Imax波形、Vds/Vdc波形のX1/R1o依存性の一例を示す図。
【図８】比較例のR1=R1o、X1≠0、Zn=0（n=2,3,4,…）のPo1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdのX1/R1o依存性の一例を示す図。
【図９】比較例のR1=R1o、X1≠0、R2=0、X2=func(θo)・X1、Zn=0（n=3,4,5,…）のIds/Imax波形、Vds/Vdc波形のX1/R1o依存性の一例を示す図。
【図１０】比較例のR1=R1o、X1≠0、R2=0、X2=func(θo)・X1、Zn=0（n=3,4,5,…）のX2/R1o、Po1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdのX1/R1o依存性の一例を示す図。
【図１１】実施の形態に係る電力増幅器のΔRq/ΔRpのθo依存性を示す図。
【図１２】実施の形態に係る電力増幅器のΔXq/ΔXpのθo依存性を示す図。
【図１３】実施の形態に係る電力増幅器のIds/Imax波形、Vds/Vdc波形のX1/R1o依存性の一例を示す図。
【図１４】実施の形態に係る電力増幅器のX2/R1o、Po1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdのX1/R1o依存性の一例を示す図。
【図１５】実施の形態に係る電力増幅器の出力側整合回路の等価回路の一例を示す図。
【図１６】実施の形態に係る電力増幅器の出力側整合回路の等価回路の回路定数の一例。
【図１７】実施の形態に係る電力増幅器の従属電流源から見た負荷インピーダンスのスミス図の一例を示す図。
【図１８】実施の形態に係る電力増幅器のRt・Imax/Vdc、Xt・Imax/Vdc、Po1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdの周波数特性の一例を示す図。
【図１９】実施の形態に係る電力増幅器のIds/Imax波形、Vds/Vdc波形の周波数依存性の一例を示す図。
【図２０】実施の形態に係る電力増幅器の単純化した等価回路の他の例を示す図。
【図２１】実施の形態に係る電力増幅器のRon・Ids/Vdc波形、Vds’/Vdc波形のX1/R1o依存性の一例を示す図。
【図２２】図２１において、θが-0.4πから0.4πの範囲における拡大図。
【図２３】実施の形態に係る電力増幅器のX2/R1o、Po1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdのX1/R1o依存性の他の例を示す図。
【図２４】実施の形態に係る電力増幅器の出力側整合回路の等価回路の他の例を示す図。
【図２５】実施の形態に係る電力増幅器の出力側整合回路の等価回路の回路定数の他の例。
【図２６】実施の形態に係る電力増幅器の従属電流源から見た負荷インピーダンスのスミス図の他の例を示す図。
【図２７】実施の形態に係る電力増幅器のRt・Imax/Vdc、Xt・Imax/Vdc、Po1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdの周波数特性の他の例を示す図。
【図２８】実施の形態に係る電力増幅器のRon・Ids/Vdc波形、Vds’/Vdc波形の周波数依存性の一例を示す図。
【図２９】実施の形態に係る電力増幅器の出力側整合回路の等価回路の他の例を示す図。
【図３０】実施の形態に係る電力増幅器の従属電流源から見た負荷インピーダンスのスミス図の他の例を示す図。
【図３１】実施の形態に係る電力増幅器のRt・Imax/Vdc、Xt・Imax/Vdc、Po1、Vmax/Vdc、Vmin/Vdc、ηdの周波数特性の他の例を示す図。
【図３２】実施の形態に係る電力増幅器のRon・Ids/Vdc波形、Vds’/Vdc波形の周波数依存性の他の例を示す図。
【図３３】実施の形態に係る電力増幅器の出力側整合回路の概観の一例を示す模式的平面パターン構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
次に、図面を参照して、実施の形態を説明する。以下において、同じ要素には同じ符号を付して説明の重複を避け、説明を簡略にする。図面は模式的なものであり、現実のものとは異なることに留意すべきである。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
【００１５】
以下に示す実施の形態は、技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、実施の形態は、各構成部品の配置などを下記のものに特定するものでない。この実施の形態は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。
【００１６】
実施の形態に係る電力増幅器において、単純化した等価回路の一例は、図１に示すように表される。
【００１７】
増幅素子１０８は半導体に限らず真空管などでも良いが、ここでは増幅素子１０８として、ソース接地のNチャネルの電界効果トランジスタ（FET：Field Effect Transistor）を用いて説明する。
【００１８】
実施の形態に係る電力増幅器の等価回路は、図１に示すように、ゲート端子電極Ｇとソース端子電極Ｓ間に直列接続されたゲート抵抗Rgおよび入力容量Ciと、ドレイン端子電極Ｄとソース端子電極Ｓ間に並列接続された従属電流源Idsおよび出力容量Coと、ゲート端子電極Ｇに接続された入力側整合回路１０２と、ドレイン端子電極Ｄに接続された出力側整合回路１０４とを備える。そして、入力側整合回路１０２には信号源１００が接続され、出力側整合回路１０４には負荷１０６が接続される。
【００１９】
増幅素子（FET）１０８のゲート−ソース間電圧Vgsをパラメータとした従属電流源の電流Ids−従属電流源の電圧Vds特性が、図２に示すように、Vds＞0でIdsはVdsに依存せず、相互コンダクタンスgmは一定で、ピンチオフ電圧をVpとするとVgs≧VpでIds=gm・(Vgs−Vp)、Vgs＜VpでIds=0であるものとする。
【００２０】
Vgsは高調波成分を含まず流通角をθo=0.6・π(rad)としてIdsの最大値をImaxとすると、Idsの波形は、図３に示すように、Idsの直流成分の電源電流Idc、基本波成分I1・cos(θ)、n倍波成分In・cos(n・θ)の和になる（n=2, 3, 4,…）。図はImaxやVdcで基準化している。
【００２１】
Ids=Idc+Σn=1N  In・cos(n・θ)
Idc=Imax・{sin(θo/2)−θo/2・cos(θo/2)}/[π・{1−cos(θo/2)}]
I1=Imax・{θo/2−sin(θo)/2}/[π・{１−cos(θo/2)}]
In=Imax・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]
/[π・{1−cos(θo/2)}]
Idc、In（n=1, 2, 3,…）のθo依存性を図４に示す。θo=0では全て0で、θo が狭い時は、Idc/Imaxはθo/(3・π)で近似でき、In/Imax（n=1, 2, 3,・・・）はIdc/Imaxの２倍のθo・2/(3・π)で近似できる。Idc/Imaxはθo=πの時に1/π=0.318、θo=2・πの時に0.5で最大になる。I1/Imaxはθo=πの時に0.5、θo=1.36・πの時に0.537で最大、θo=2・πの時に0.5になる。I2/Imaxはθo=0.667・πの時に0.276で最大、θo=πの時に0.212、θo=2・πの時に0になる。I3/Imaxはθo=0.443・πの時に0.185で最大、θo=πの時に0、θo=1.29・πの時に−0.047で最小、θo=2・πの時に0になる。I4/Imaxはθo=0.332・πの時に0.139で最大、θo=0.732・πの時に0、θo=0.955・πの時に−0.044で最小、θo=πの時に−0.042、その後0を過ぎって正になってθo=2・πの時に0になる。I5/Imaxはθo=0.265・πの時に0.111で最大、θo=0.580・πの時に0、θo=0.761・πの時に−0.038で最小、θo=πの時に0、その後正負を経てθo=2・πの時に0になる。
【００２２】
従属電流源から見た基本波の負荷インピーダンスをZ1=R1+j・X1、n倍波の負荷インピーダンスをZn=Rn+j・Xn（n=2, 3, 4,…）、Vdsの直流成分の電源電圧をVdcとすると、
Vds=Vdc−Σn=1N  In・{Rn・cos(n・θ)−Xn・sin(n・θ)}
となる。図３のVdsはX1=Zn=0（n=2, 3, 4,…）の場合で、
Vds=Vdc−I1・R1・cos(θ)
となる。ここで、Vdsの最小値をVmin、最大値をVmaxとする。
【００２３】
Vmin=0となるR1をR1oとすると、
R1o=Vdc/I1=π・{１−cos(θo/2)}/{θo/2−sin(θo)/2}・Vdc/Imax
となる。この時、θ=0でVds=0、dVds/dθ=0となる。DCの消費電力Pdcは、
Pdc= Vdc・Idc=Vdc・Imax・{sin(θo/2)−θo/2・cos(θo/2)}/[π・{1−cos(θo/2)}]
となる。基本波の出力電力Po1は、
Po1=0.5・R1o・I12=0.5・Vdc・Imax・{θo/2−sin(θo)/2}/[π・{１−cos(θo/2)}]
となる。ドレイン効率ηdは、
ηd=Po1/Pdc=0.5・{θo/2−sin(θo)/2}/{sin(θo/2)−θo/2・cos(θo/2)}
となる。
【００２４】
R1o、Po1、ηdのθo依存性は、図５に示すように表される。すなわち、θoが0から2・πに変化する時に、R1oは∞から低くなり、θo=πでR1o=2・Vdc/Imaxになり、少し下がってからθo=2・πでR1o=2・Vdc/Imaxに戻る。また、θoが0から2・πに変化する時に、Po1は高くなり、θo=πでPo1=0dBとすると、θo=1.36・πでPo1=0.31dBと最大になり、θo=2・πでPo1=0dBに戻る。一方、θoが0から2・πに変化する時に、ηdは、100%から単調に低くなり、θo=2・πで50%になる。
【００２５】
図５において、θoが0からπに変化する範囲はC級動作に対応し、θoがπの時はB級動作に対応し、θoがπから2・πに変化する範囲はAB級動作に対応している。
【００２６】
図３において、R1＞R1oにすると、少なくてもθ=0でVds＜0になろうとするので、θ=0で最大のIdsが急激に減り負になろうとして高次の非線形現象が起こり、波形が乱れて損失が増えてPo1とηdが下がる。なお、R1≠R1oでもθ=0でdVds/dθ=0であるが、θ=0でVds≠0である。
【００２７】
Po1、Vmax、Vmin、ηdのR1依存性は、図６に示すように表される。すなわち、R1=0ではVmax=Vmin=Vdcで、R1が高くなるとPo1とηdとVmaxは高くなりVminは低くなるが、R1＞R1oではVmin＜0となり高次の非線形現象が起こるので、Vmin=0となるR1=R1oの時のPo1とηd=91.5%が最大となる。以降、R1=R1oの時の理論出力電力を基準としてPo1=0dBとする。
【００２８】
次に、R1=R1o一定でX1≠0、Zn=0（n=2, 3, 4,…）とすると、
Vds=Vdc−I1・R1o・cos(θ)+I1・X1・sin(θ)=Vdc・[1−{1+(X1/R1o)2}0.5・cos(θ−α)]
cos(α)=1/{1+(X1/R1o)2}0.5 
となり、図７に示すように、X1=0ではθ=0でVds=0、dVds/dθ=0となる。X1≠0でもθ=0でVds=0であるが、θ=0でdVds/dθ≠0である。Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図８に示すように、Po1とηdは一定だが、X1≠0ではVmin＜0となり高次の非線形現象が起こるので、Vmin=0となるX1=0の時のPo1=0dBとηd=91.5%が最大となる。
【００２９】
次に、R1=R1o一定でX1≠0、R2=0、X2≠0、Zn=0（n=3, 4, 5,…）とすると、
Vds=Vdc−I1・R1o・cos(θ)+I1・X1・sin(θ)+I2・X2・sin(2・θ)
=Vdc−Imax・{θo/2−sin(θo)/2}/[π・{１−cos(θo/2)}]・R1o・cos(θ)
+ Imax・{θo/2−sin(θo)/2}/[π・{１−cos(θo/2)}]・X1・sin(θ)
+ Imax・{sin(θo/2)/2−sin(1.5・θo)/6}/[π・{１−cos(θo/2)}]・X2・sin(2・θ)
=Vdc・[1−cos(θ)+X1/R1o・sin(θ)
+{sin(θo/2)/2−sin(1.5・θo)/6}/{θo/2−sin(θo)/2}・X2/R1o・sin(2・θ)]
となる。ここで、
X2/X1=−{θo/2−sin(θo)/2}/{sin(θo/2)−sin(1.5・θo)/3 }≡func(θo)
とすると、
Vds=Vdc・{1−cos(θ)+X1/R1o・sin(θ)−0.5・X1/R1o・sin(2・θ)}
=Vdc・{1−cos(θ)+X1/R1o・sin(θ)−X1/R1o・sin(θ)・cos(θ)}
=Vdc・{1−cos(θ)}・{1+X1/R1o・sin(θ)}
と因数分解できる。
【００３０】
従って、
−R1o≦X1≦R1o                                                            …(式15)
ならばVds≧0、言い換えるとVmin=0となる。
【００３１】
Vdsの波形は、図９に示すように、|X1/R1o|≦1.5の全領域において、θ=0でVds=0、dVds/dθ=0となる。
【００３２】
X2、Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図１０に示すように表される。すなわち、X2は右下がりでX1とキャンセルしており、Po1とηdは一定だが、|X1/R1o|＞1ではVmin＜0となり高次の非線形現象が起こるので実際のPo1とηdは下がる。一方、|X1/R1o|≦1では、Vmin=0なのでX1=0の時のPo1=0dBとηd=91.5%が保たれる。ここで、θo=πとすると非特許文献１、非特許文献２のJ/B級増幅器である。
【００３３】
図９と図１０において、C級増幅器の理論のR1=R1o、X1=Zn=0（n=2, 3, 4,…）と同じPo1やηdとなる条件はθ=0でVds=0、θ=0でdVds/dθ=0、かつVmin=0であり、これらは図３と図６、図７と図８にも共通するので、簡単には因数分解できない場合へ一般化すると、θ=0で
Vds=Vdc−Σn=1N  In・{Rn・cos(n・θ)−Xn・sin(n・θ)}                      …(式1６)
=Vdc・{1−(Σn=1N  In・Rn/Vdc)}=0
dVds/dθ=Σn=1N  In・{Rn・n・sin(n・θ)+ Xn・n・cos(n・θ)}
=Σn=1N  In・Xn・n=0                                                …(式1７)
かつ
Vmin=0
となる（N=2, 3, 4,…）。(式16)に(式3)と(式4)を代入して整理すると、各抵抗値の関係は
Rt=Σn=1N  Rn・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]
/[π・{1−cos(θo/2)}]=Vdc/Imax
となる。n=1の項は0＜θo＜2・πで正なので他に正となる項があるとR1が低くなり、言い換えると0＜θo＜2・πでI1＞0なのでIn＞0となるn（＞1）のRnが零でないとR1が低くなり、Po1とηdが下がる。(式17)に(式3)と(式4)を代入して整理すると、各リアクタンス値の関係は
Xt=Σn=1N  Xn・n・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]
/[π・{1−cos(θo/2)}] =0
となる（N=2,3,4,…）。
【００３４】
(式19)〜(式20)を満足する条件でn=p成分とn=q成分だけがΔ変化する場合は、
ΔRq/ΔRp=−[sin{(p−1)・θo/2}/{p・(p−1)}−sin{(p+1)・θo/2}/{p・(p+1)}]
/[sin{(q−1)・θo/2}/{q・(q−1)}−sin{(q+1)・θo/2}/{q・(q+1)}]
ΔXq/ΔXp=−p/q・[sin{(p−1)・θo/2}/{p・(p−1)}−sin{(p+1)・θo/2}/{p・(p+1)}]
/[sin{(q−1)・θo/2}/{q・(q−1)}−sin{(q+1)・θo/2}/{q・(q+1)}]
の関係が成り立つ。
【００３５】
4倍波までのΔRq/ΔRpのθo依存性を図１１に示す。θoを0から2・πまで変化する時に、ΔR1/ΔR2は−1から0、ΔR1/ΔR3は−1から正になりその後に0、ΔR1/ΔR4は−1から正と負になりその後に0、ΔR2/ΔR3は−1から1、ΔR2/ΔR4は−1から正になりその後に−1、ΔX3/ΔX4は−1から+∞と−∞になりその後に1になる。
【００３６】
4倍波までのΔXq/ΔXpのθo依存性を図１２に示す。θoを0から2・πまで変化する時にΔX1/ΔX2は−2から0、ΔX1/ΔX3は−3から正になりその後に0、ΔX1/ΔX4は−4から正と負になりその後に0、ΔX2/ΔX3は−1.5から1.5、ΔX2/ΔX4は−2から正になりその後に−2、ΔX3/ΔX4は−1.33から+∞と−∞になりその後に1.33になる。
【００３７】
例えば、N=4、θo=0.6・π、R2/R1o=0.2、R3/R1o=R4/R1o=0.1とすると(式18)からR1/R1o=0.788になり、Po1=−1.03dB、ηd=72.1%になる。X3/R1o=−0.4、X4/R1o=−0.2を固定して、(式20)からX1とX2の組み合わせを求めるとVdsの波形は、図１３に示すように、|X1/R1o|≦1.5の全領域において、θ=0でVds=0、dVds/dθ=0となる。そして、−0.850＜X1/R1o＜0.881ではθ=0の1箇所でVds=0だが、X1/R1o=−0.850とX1/R1o=0.881では2箇所でVds=0となり、X1/R1o＜−0.850、0.881＜X1/R1oではVmin＜0となる。X2、Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図１４に示すように、X2は右下がり（ΔX2/ΔX1＜0）および右にシフトして（X1＞0でX2=0）、X1およびX3、X4とキャンセルしている。Po1とηdは一定だが、X1/R1o＜−0.850、0.881＜X1/R1oではVmin＜0となり高次の非線形現象が起こるので実際のPo1とηdは下がる。一方、−0.850≦X1/R1o≦0.881ではVmin=0なのでPo1=−1.03dBとηd=72.1%が保たれる。ここではB級増幅器（θo=π）よりも高効率なC級増幅器（θo=0.6・π）の高調波の負荷インピーダンスが短絡でない場合を説明しているが、図１３と図１４でθo=πとすれば、J/B級増幅器（θo=π）では短絡としている4倍波の負荷インピーダンスは短絡でなくても良く、出力側整合回路の自由度が上がり、広帯域化の難易度を下げることができる。
【００３８】
次に、広帯域に亘ってC級増幅器の理論出力電力と効率を保つ出力側整合回路１０４の一実施例として、図１５に示すような、分布定数回路と集中定数回路を組み合わせた回路を説明する。検討はN=3倍波までとして、流通角がθo=0.6・π（R1o=2.77・Vdc/Imax）のC級増幅器、負荷抵抗をRo=15・R1o、中心周波数をfo（中心角周波数をωo=2・π・fo、中心周波数の波長をλo=光速/fo）、出力容量をCo=2/(ωo・R1o)とする。
【００３９】
増幅素子１０８に接続された出力側整合回路１０４は、分布定数回路を備えていても良いし、一部を高調波処理集中定数回路２０で構成しても良い。
【００４０】
また、実施の形態に係る電力増幅器において、出力側整合回路１０４は、図１５に示すように、高調波処理集中定数回路２０とインピーダンス変換回路４０とを備える。
【００４１】
また、図１５において、出力側整合回路１０４は、高調波処理集中定数回路２０と増幅素子１０８の出力容量Coとの並列回路からなる高調波処理回路３０を備える。
【００４２】
高調波処理集中定数回路２０は、直列接続される第１インダクタL1、並列接続される第１キャパシタC1、直列接続される第２インダクタL2、並列接続される第２キャパシタC2、直列接続される第３インダクタL3、並列接続される第３キャパシタC3からなる梯子型回路で構成されていても良い。
【００４３】
インピーダンス変換回路４０は、特性インピーダンスと長さが、Zt1とLt1=波長／４およびZt2とLt2=波長／４の２段の分布定数線路で構成されている。
【００４４】
比帯域幅bw=20%において、(式19)と(式20)の近傍で、同帯域内のVminの最小値が零となるように、基本波でCoと並列共振して2倍波と3倍波で低インピーダンスになる高調波処理回路３０と、3段のインピーダンス変換回路５０を最適化する。なお、3段のインピーダンス変換回路５０のFET側の1段分をL4とC4とL5のT型の集中定数回路にすることにより2倍波と3倍波のR2とR3を低くしている。
【００４５】
最適化した図１６に示す回路定数における従属電流源から見た負荷インピーダンスZLのスミス図（基準R1o）は、図１７に示すように、周波数を高くしていく時に基本波はほぼR1o一定の円上を左回り（リアクタンスは正から負の向き）、2倍波と3倍波はほぼ全反射の低インピーダンスを右回り（リアクタンスは負から正の向き）になる。その結果、図１８に示すように、bw=0.2の帯域内のRt・Imax/Vdcはほぼ1、Xt・Imax/Vdcはほぼ0、かつVmin≧0になり、θo=0.6・πのC級増幅器の理論出力電力を0dBとするとPo1=−0.026〜−0.004dB、ηd=90.99〜91.45%を得る。また、Vdsの波形は、図１９に示すように、帯域内のf/fo=0.9〜1.1ではθ=0でほぼVds=0、dVds/dθ=0となっているが、帯域外のf/fo=0.85、1.15ではθ=0でVds=0、dVds/dθ=0から乖離している。
【００４６】
次に、FETのオン抵抗Ronが零でない場合の等価回路として、図２０に示すように、従属電流源Idsと出力容量Coの間にRonを挿入し、Coの電圧をVds’として、
Vds=Vds'−Ron・Ids=Vdc−Σn=1N  In・{(Rn+Ron)・cos(n・θ)−Xn・sin(n・θ)}
とすることにより、負荷インピーダンスZn=Rn+j・Xn（n=1, 2, 3,…）とオン抵抗Ronの電圧を切り分けて説明する。この時、(式19)の各抵抗値の関係は、
Rt=Σn=1N  Rn・[sin{(n−1)・θo/2}/{n・(n−1)}−sin{(n+1)・θo/2}/{n・(n+1)}]
/[π・{1−cos(θo/2)}]=Vdc/Imax−Ron
となる。
【００４７】
例えば、図１３、図１４と同じ条件のN=4、θo=0.6・π、R2/R1o=0.2、R3/R1o=R4/R1o=0.1、X3/R1o=−0.4、X4/R1o=−0.2において、Ron・Imax/Vdc=0.05とすると、図２１に示すように、θ=0でRon・Ids/Vdc=0.05は最大（つまりdIds/dθ=0）となり、|X1/R1o|≦1.5の全領域においてθ=0でVds’/Vdc=0.05、dVds’/dθ=0となるので、θ=0でVds/Vdc=0、dVds/dθ=0となる。そして、−0.827≦X1/R1o≦0.899ではVmin≧0だが、X1/R1o＜−0.827、0.899＜X1/R1oではVmin＜0となる。
【００４８】
尚、図２１において、θが-0.4πから0.4πの範囲における拡大図は、図２２に示すように表される。
【００４９】
X2、Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図２３に示すように表される。すなわち、X2は右下がり（ΔX2/ΔX1＜0）および右にシフトして（X1＞0でX2=0）、X1およびX3、X4とキャンセルしている。Po1とηdは一定だが、X1/R1o＜−0.827、0.899＜X1/R1oではVmin＜0となり高次の非線形現象が起こるので実際のPo1とηdは下がる。一方、−0.827≦X1/R1o≦0.899ではVmin≧0なのでPo1=−1.32dBとηd=67.6%が保たれる。
【００５０】
また、図１５のIdsとCoの間にRonを挿入した図２４の回路において、図１７〜図１９と同じ条件のN=3、θo=0.6・π、Ro=15・R1o、fo、Co=2/(ωo・R1o)、bw=20%で、Ron・Imax/Vdc=0.05として最適化すると、図２５に示す回路定数を得て、従属電流源から見た負荷インピーダンスZLのスミス図（基準R1o）は、図２６に示すように、周波数を高くしていく時に基本波はほぼ(R1o−Ron)一定の円上を左回り（リアクタンスは正から負の向き）、2倍波と3倍波はほぼ全反射の低インピーダンスを右回り（リアクタンスは負から正の向き）になる。
【００５１】
その結果、図２７に示すように、bw=0.2の帯域内のRt・Imax/Vdcはほぼ0.95、Xt・Imax/Vdcはほぼ0、かつVmin≧0になり、θo=0.6・πのC級増幅器の理論出力電力を0dBとすると、Po1=−0.247〜−0.227dB、ηd=86.49〜86.88%を得る。
【００５２】
また、Vds’の波形は、図２８に示すように、帯域内のf/fo=0.9〜1.1ではθ=0でほぼVds’/Vdc=0.05、dVds’/dθ=0、従ってVds/Vdc=0、dVds/dθ=0となっているが、帯域外のf/fo=0.85、1.15ではθ=0でVds=0、dVds/dθ=0から乖離している。
【００５３】
次に、図２４のC3にLbとCbでドレインバイアス電圧を供給する図２９の回路を説明する。Lb=5・R1o/ωo、Cb=107/(ωo・R1o)として他の回路定数は図２５と同じとすると、RF特性の図３０〜図３２は図２６〜図２８とほとんど変わらず、Po1=−0.247〜−0.227dB、ηd=86.49〜86.88%を得る。同様に、図２９で省略した負荷抵抗Roとの間のDCカットもRF特性がほとんど変わらないように設定できることは言うまでもない。
【００５４】
次に、出力側整合回路の概観の一例を示す模式的平面パターン構成図を図３３に示す。図３３においては、2チップの増幅素子（FET）２４を電力合成しており、基本波の電力整合と高調波処理を均一にするために、FETチップのドレイン端子電極Dを4分割して、Ｄ１ａ、Ｄ２ａ、…、Ｄ４ａ、Ｄ１ｂ、Ｄ２ｂ、…、Ｄ４ｂとして、2チップ当たり8並列にしている。L1〜L3はインダクタンスが小さいので並列数を増やして、ボンディングワイヤ1本当たりを16・L1（並列数16）、16・L2（並列数16）、32・L3（並列数32）にし、均一動作させる配置からC1/16（並列数16）、C2/8（並列数8）としている。一方、C3は片側からドレインバイアス電圧を供給できるように分割せず、分布定数線路としての電気長を波長に比べて十分短く、Q値を低くする為に低誘電率系のMIM（Metal-Insulator-Metal）キャパシタあるいはMOS（Metal-Oxide-Semiconductor）キャパシタにしている。そして、均一に基本波を電力整合するために、8・L4（並列数8）、C4/4（並列数4）、4・L5（並列数4）、4・Zt1（並列数4）、2・Zt2（並列数2）としている。また、小さなL3を実現する為にC2はC3と同じ基板上の電極とし、C1、C4、Zt1、Zt2の誘電体基板６０の比誘電率や厚さは小型化と低損失化と実装性から最適化している。
【００５５】
以上、分布定数回路と集中定数回路を組み合わせた出力側整合回路の実施例を説明したが、全て分布定数回路あるいは全て集中定数回路でも良く、または準集中定数回路と組み合わせても良い。それから、マイクロストリップ線路などの平面回路だけでなく、導波管などの立体回路でも良い。また、ディスクリートのFETを使うMIC（Microwave Integrated Circuit）で説明したが、MMIC（Monolithic Microwave Integrated Circuit）でも良い。
【００５６】
また、B級増幅器より高効率なC級増幅器の理論出力電力や効率を広帯域に亘って実現できる実施例を説明したが、B級増幅器やB級増幅器より高線形なAB級増幅器の理論出力電力や効率も広帯域に亘って実現できることは言うまでもない。
【００５７】
本実施の形態によれば、広帯域に亘って高出力電力で高効率な電力増幅器を提供することができる。
【００５８】
[その他の実施の形態]
実施形態を説明したが、この実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【００５９】
なお、実施の形態に係る電力増幅器に搭載される増幅素子としては、NチャネルのFETに限らずPチャネルのFET、そして高電子移動度トランジスタ（HEMT: High Electron Mobility Transistor）、LDMOS（Laterally Diffused Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（HBT：Hetero-junction Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ（BJT: Bipolar Junction Transistor）、真空管なども適用できることは言うまでもない。
【００６０】
このように、ここでは記載していない様々な実施の形態などを含む。
【符号の説明】
【００６１】
２０…高調波処理集中定数回路
２４、１０８…増幅素子（FET）
３０…高調波処理回路
４０、５０…インピーダンス変換回路
６０…誘電体基板
１００…信号源
１０２…入力側整合回路
１０４…出力側整合回路
１０６…負荷
Ｇ…ゲート端子電極
Ｓ…ソース端子電極
Ｄ、Ｄ１ａ、Ｄ２ａ、…、Ｄ４ａ、Ｄ１ｂ、Ｄ２ｂ、…、Ｄ４ｂ…ドレイン端子電極
θo…流通角
Ci…入力容量
Co…出力容量
ηd…ドレイン効率
Po1…出力電力
Vds…ドレイン−ソース間電圧
Vdc…電源電圧
Ids…従属電流源の電流
Idc…電源電流
Imax…最大電流
Z1（=R1+j・X1）…基本波の負荷インピーダンス
Zn=Rn+j・Xn（n=2, 3, 4,…）…ｎ倍波の負荷インピーダンス
ZL…負荷インピーダンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0005642048.tif 000008
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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