(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送を行う送信装置及び受信装置を具備する無線通信システムであって、
前記送信装置は、
隣接する前記サブキャリアからなる複数のグループそれぞれに異なる送信データを割り当て、前記割り当てた送信データを隣接するグループ間で直交する変調信号にパルス振幅変調方式を用いて変調し、各グループにおいて隣接するサブキャリアに対して逆位相の変調信号を割り当てる変調部と、
前記変調部が前記サブキャリアそれぞれに割り当てた変調信号を、該サブキャリアにて送信する無線送信部と
を備え、
前記受信装置は、
前記送信装置から信号を受信し、受信した信号を前記サブキャリアごとに分離する無線受信部と、
前記無線受信部が分離したサブキャリアのグループごとに、該グループにおいて隣接するサブキャリアの信号を逆位相合成させた後にパルス振幅変調方式を用いて復調する復調部と
を備える
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
請求項１に記載の無線通信システムであって、
前記変調部は、
同一のプリアンブル信号であって隣接するサブキャリア間で逆位相のプリアンブル信号を前記サブキャリアそれぞれの変調信号に付加し、
前記復調部は、
前記サブキャリアごとに、該サブキャリアが属するグループにおいて隣接するサブキャリアのプリアンブル信号を逆位相合成し、逆位相合成により得られた信号に基づいてチャネル伝達関数の推定を行う
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項３】
複数のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送を行う無線通信システムにおける無線通信方法であって、
隣接する前記サブキャリアからなる複数のグループそれぞれに異なる送信データを割り当て、前記割り当てた送信データを隣接するグループ間で直交する変調信号にパルス振幅変調方式を用いて変調し、各グループにおいて隣接するサブキャリアに対して逆位相の変調信号を割り当てる変調ステップと、
前記変調ステップにおいて前記サブキャリアそれぞれに割り当てた変調信号を、該サブキャリアにて送信する無線送信ステップと、
前記無線送信ステップにおいて送信された信号を受信し、受信した信号を前記サブキャリアごとに分離する無線受信ステップと、
前記無線受信ステップにおいて分離したサブキャリアのグループごとに、該グループにおいて隣接するサブキャリアの信号を逆位相合成させた後にパルス振幅変調方式を用いて復調する復調ステップと
を有することを特徴とする無線通信方法。
【請求項４】
請求項３に記載の無線通信方法であって、
前記変調ステップにおいて、更に、
同一のプリアンブル信号であって隣接するサブキャリア間で逆位相のプリアンブル信号を前記サブキャリアそれぞれの変調信号に付加し、
前記復調ステップにおいて、更に、
前記サブキャリアごとに、該サブキャリアが属するグループにおいて隣接するサブキャリアのプリアンブル信号を逆位相合成し、逆位相合成により得られた信号に基づいてチャネル伝達関数の推定を行う
ことを特徴とする無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア伝送方式において、瞬時周波数（位相の微分値）と搬送波中心周波数との周波数差が存在することによるキャリア間干渉の影響を軽減させる無線通信システム、及び無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア伝送方式の一つであるＯＦＤＭ伝送方式において、送受信間でキャリア周波数オフセット（Carrier Frequency Offset：ＣＦＯ）が存在する場合や、時変動フェージングなどの影響を受ける場合、各サブキャリアにおける瞬時周波数（位相の微分値）と搬送波中心周波数との周波数差が異なると、ＩＣＩ（Inter-Carrier Interference：キャリア間干渉）が発生し通信品質の大きな劣化原因となる。すなわち、サブキャリア間の周波数差が所定の周波数差に保たれていない場合にＩＣＩが発生し、通信品質の劣化原因となる。
【０００３】
ＩＣＩの発生原因が送受信間のＣＦＯである場合には、周波数自動調整（Auto Frequency Control：ＡＦＣ）を用いて、送受信間の局部発振信器（Local Oscillator：ＬＯ）の周波数を一致させることにより、ＩＣＩを軽減することができる。なお、ＩＣＩの発生原因がＣＦＯである場合は、サブキャリア間の瞬時周波数の周波数差と、サブキャリア間の搬送波中心周波数の周波数差とを同じにする必要がある。また、この場合、ＩＣＩはすべての周波数帯域に亘って同様に生じる。
【０００４】
一方、ＩＣＩの発生原因がフェージングである場合には、各サブキャリアの瞬時周波数と搬送波中心周波数との周波数差が異なることがある。この場合、ＩＣＩを軽減させるには、サブキャリアごとに訓練信号を送信して各サブキャリアにおけるフェージングを軽減させる必要がある。このとき、サブキャリアごとに訓練信号を送信するために、通信におけるオーバーヘッドが非常に大きくなるという問題がある。
更に、瞬時周波数と搬送波中心周波数の周波数差が短時間で変化する場合、訓練信号を用いた位相推定時における周波数差と、実際のデータ送信時における周波数差とが異なるため、位相推定の結果を用いて、データ送信時におけるＩＣＩを十分に軽減させることができない場合がある。
【０００５】
このように、フェージングなどの影響で瞬時周波数と搬送波中心周波数との周波数差がサブキャリアごとに異なる場合、ＡＦＣを用いてＩＣＩを軽減させることができないので、別のアプローチによりＩＣＩを軽減させる必要がある。
別のアプローチとしての代表的な技術は、例えば、時間変動するパラメータ推定を行うカルマンフィルターの考えに基づいて、時間軸と周波数軸との両方の情報を利用して等化する方法がある。しかし、カルマンフィルターの考え方に基づいて信号を等化する方法は、計算量が非常に大きく、実用に適していない。
【０００６】
また、他のアプローチとして、サブキャリア間隔を広げることにより、ＣＦＯや、瞬時周波数と搬送波中心周波数との周波数差が各サブキャリアで異なる場合の影響を軽減し、ＩＣＩの量を小さくする方法も考えられる。しかし、サブキャリア間隔を広げると、ＯＦＤＭ信号のシンボル長が短縮するために、ガードインターバル長がシンボル長に比べて相対的に大きくなり、オーバーヘッドが増加して伝送効率が低下してしまうという問題がある。
【０００７】
また、他のアプローチとして、ＩＣＩの自己補償を行う技術がある（非特許文献１）。この技術は、隣接するサブキャリアをペアにして、ペアにしたサブキャリアにおいて同じ情報を逆相で送信し、復号する際に逆相で合成するものである。これにより、ペアにされた二つのサブキャリアからの干渉成分を合成時にキャンセルして軽減することができ、結果的にＩＣＩを軽減させるというものである。
以下に、非特許文献１の自己補償型ＩＣＩ軽減法を説明する。
【０００８】
ＯＦＤＭ伝送方式におけるＩＣＩの特徴的な性質は、次のとおりである。（Ｉ）瞬時周波数と搬送波中心周波数との周波数差（ＣＦＯ）が小さいとＩＣＩは小さくなる。（ＩＩ）サブキャリアＡからのＩＣＩのＩＱ平面上の方向は、サブキャリアＡの希望信号と同じ方向（正方向）か逆方向となる。正方向と逆方向とのいずれの方向になるかは、瞬時周波数から搬送波中心周波数を引いた周波数差と、ＩＣＩとを与えるサブキャリアの指標から自サブキャリアの指標を引いた差の積の符号（正負）により決定される。ここで、サブキャリアの指標は、サブキャリアの搬送波中心周波数が大きいほど、大きい値をとるものである。
【０００９】
上記の（Ｉ）及び（ＩＩ）の性質は、次式（１）及び次式（２）で表現されているＩＣＩの性質と、希望信号の性質とから明らかである。ここで、式（１）は、瞬時周波数と搬送波中心周波数ω０との周波数差がΔω０であるサブキャリアｐ’から、サブキャリアｐが受ける干渉信号Ｉｐ，ｐ’を示す式である。式（２）は、瞬時周波数と搬送波中心周波数ω0との周波数差がΔω０であるサブキャリアｐの復調信号における希望信号Ｄｐを示す式である。
【００１０】
【数１】
0005559759.tif 000002
【００１１】
【数２】
0005559759.tif 000003
【００１２】
なお、式（１）及び式（２）において、Ｔｓはシンボル周期であり、ω０は搬送波中心周波数であり、Δω０は対象サブキャリアの瞬時周波数から搬送波中心周波数を差し引いた周波数差であり、ωｐ及びωｐ’は搬送波中心周波数及びサブキャリアｐ、ｐ’の周波数差であり、ωｐは最小サブキャリア間隔周波数であり、ｈｐはサブキャリアｐの伝達関数である。
【００１３】
図１３は、ＯＦＤＭ伝送方式におけるＩＣＩの特徴的な性質を示す図である。同図において、横軸は周波数を示している。同図において、サブキャリアＳＣ０（指標＝０）の受信信号がＩＱ平面上で実数であったとすると、サブキャリアＳＣ０から隣接するサブキャリアＳＣ−２、ＳＣ−１、ＳＣ＋１、ＳＣ＋２（指標＝−２、−１、＋１、＋２）に与えるＩＣＩが示されている。ここでは、瞬時周波数から搬送波中心周波数を引いた周波数差が正の場合におけるＩＣＩが示されている。この場合、サブキャリアＳＣ０から正の方向にずれているサブキャリアＳＣ＋１、ＳＣ＋２へのＩＣＩは、サブキャリアＳＣ０が送信する信号と同じ方向になる。また、サブキャリアＳＣ０から負の方向にずれているサブキャリアＳＣ−１、ＳＣ−２へのＩＣＩは、サブキャリアＳＣ０が送信する信号と逆の方向になる。
【００１４】
非特許文献１に記載されている自己ＩＣＩ補償法の特徴は、上述したとおり、（Ａ）隣接するサブキャリアでペアを構成する、（Ｂ）ペアを構成するサブキャリアでは、同じデータを逆相にして伝送する、（Ｃ）ペアを構成するサブキャリアにおける受信信号を逆相にして合成する。
図１４は、上記の自己ＩＣＩ補償法における変調例を示す図である。同図において、横軸は周波数を示している。また、変調方式としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４位相偏位変調）を用いた場合が示されている。この例では、サブキャリアＳＣ０とサブキャリアＳＣ１、サブキャリアＳＣ２とサブキャリアＳＣ３、サブキャリアＳＣ４とサブキャリアＳＣ５、サブキャリアＳＣ６とサブキャリアＳＣ７、及びサブキャリアＳＣ８とサブキャリアＳＣ９は、それぞれが隣り合うペアを構成し、各ペアが異なるデータを伝送する。また、ペアを構成するサブキャリア間では同じ情報を逆相で伝送する。
【００１５】
図１５は、上記の自己ＩＣＩ補償法における受信側の動作を示す図である。同図に示すように、伝送された情報の復号は、ペアを構成するサブキャリアを逆位相で合成し、合成した合成信号を復号の対象とする。なお、受信側におけるサブキャリアのペアは、送信側におけるサブキャリアのペアと同じ組み合わせである。
【００１６】
図１６は、上記の自己ＩＣＩ補償法における効果を示す図である。同図において、サブキャリアＳＣ−３とサブキャリアＳＣ−２、サブキャリアＳＣ−１とサブキャリアＳＣ＋１、サブキャリアＳＣ＋２とサブキャリアＳＣ＋３は、それぞれがペアを構成し、互いに異なる情報を伝送する。ここでは、サブキャリアＳＣ−１とサブキャリアＳＣ＋１とのペアに着目して説明する。
【００１７】
サブキャリアＳＣ−１とサブキャリアＳＣ＋１とは、互いに隣のサブキャリアであるサブキャリアＳＣ＋１とサブキャリアＳＣ−１とからのＩＣＩの漏れ込みがあるが、各サブキャリアで伝送する情報が同じ情報であるためにＩＣＩとはならず、希望信号の伸長、短縮の作用となる。一方、サブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２からの漏れ込みと、サブキャリアＳＣ＋３、ＳＣ＋２からの漏れ込みとは異なる情報なので、ＩＣＩ（干渉）となる。しかし、同じ情報を伝送するサブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２からのＩＣＩは、逆相で送信されるため、打ち消し合って弱いＩＣＩとなる。同様に、同じ情報を伝送するサブキャリアＳＣ＋３、ＳＣ＋２からのＩＣＩは、逆相で送信されるため、打ち消し合って弱いＩＣＩとなる。
【００１８】
サブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２からのＩＣＩと、サブキャリアＳＣ＋３、ＳＣ＋２からのＩＣＩとは、弱められたとはいえ残留する。しかし、これらのＩＣＩは、受信側において、サブキャリアＳＣ−１とサブキャリアＳＣ＋１との信号を逆相合成の際に更に打ち消し合い、より小さいＩＣＩとなる。なお、この逆相合成により、希望信号は強調されることになる。結果的に、ＩＣＩは希望信号に比べて小さくなり、ＣＩＲ（Carrier to Interference Ratio：搬送波対干渉波比）を増大させることができる。
【００１９】
このように、非特許文献１に記載されている自己ＩＣＩ補償法では、（ａ）ペアを構成するサブキャリアで同じ信号を逆相で送信し、受信信号を逆相で合成することにより、当該ペアを構成するサブキャリアが与える干渉は打ち消し合って小さくなること、（ｂ）同じ情報を伝送しペアを構成するサブキャリアの信号は互いにＩＣＩとならないこと、（ｃ）同じ情報を伝送するサブキャリアの信号を逆位相で合成することにより希望信号の電力を大きくさせること、ができる。
【００２０】
図１７及び図１８は、非特許文献１に記載されているＩＣＩ自己補償技術の効果を示す模式図である。図１７及び図１８に示すように、このＩＣＩ自己補償技術では、ペアを構成するサブキャリアそれぞれにおけるＩＣＩを軽減すると共に、受信側における復号信号及び希望信号を増大させることができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】Yuping Zhao and Sven-Gustav Haggman, "Intercarrier Interference Self-Cancellation Scheme for OFDM Mobile Communication Systems", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL. 49, NO. 7, JULY 2001.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
しかしながら、非特許文献１に記載されている技術を用いるとＩＣＩを大幅に軽減できるが、最もＩＣＩの寄与が大きい隣接サブキャリア、及び次隣接サブキャリアからのＩＣＩの影響を完全には除去できていない。そのため、ＩＣＩ（キャリア間干渉）が大きくなると通信品質が低下してしまうという問題がある。
【００２３】
本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、マルチキャリア伝送方式におけるサブキャリア間で生じるキャリア間干渉を軽減し、通信品質を向上させることができる無線通信システム、及び無線通信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記問題を解決するために、本発明は、複数のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送を行う送信装置及び受信装置を具備する無線通信システムであって、前記送信装置は、隣接する前記サブキャリアからなる複数のグループそれぞれに異なる送信データを割り当て、前記割り当てた送信データを隣接するグループ間で直交する変調信号にパルス振幅変調方式を用いて変調し、各グループにおいて隣接するサブキャリアに対して逆位相の変調信号を割り当てる変調部と、前記変調部が前記サブキャリアそれぞれに割り当てた変調信号を、該サブキャリアにて送信する無線送信部とを備え、前記受信装置は、前記送信装置から信号を受信し、受信した信号を前記サブキャリアごとに分離する無線受信部と、前記無線受信部が分離したサブキャリアのグループごとに、該グループにおいて隣接するサブキャリアの信号を逆位相合成させた後にパルス振幅変調方式を用いて復調する復調部とを備えることを特徴とする無線通信システムである。
【００２５】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記変調部は、同一のプリアンブル信号であって隣接するサブキャリア間で逆位相のプリアンブル信号を前記サブキャリアそれぞれの変調信号に付加し、前記復調部は、前記サブキャリアごとに、該サブキャリアが属するグループにおいて隣接するサブキャリアのプリアンブル信号を逆位相合成し、逆位相合成により得られた信号に基づいてチャネル伝達関数の推定を行うことを特徴とする。
【００２６】
上記問題を解決するために、本発明は、複数のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送を行う無線通信システムにおける無線通信方法であって、隣接する前記サブキャリアからなる複数のグループそれぞれに異なる送信データを割り当て、前記割り当てた送信データを隣接するグループ間で直交する変調信号にパルス振幅変調方式を用いて変調し、各グループにおいて隣接するサブキャリアに対して逆位相の変調信号を割り当てる変調ステップと、前記変調ステップにおいて前記サブキャリアそれぞれに割り当てた変調信号を、該サブキャリアにて送信する無線送信ステップと、前記無線送信ステップにおいて送信された信号を受信し、受信した信号を前記サブキャリアごとに分離する無線受信ステップと、前記無線受信ステップにおいて分離したサブキャリアのグループごとに、該グループにおいて隣接するサブキャリアの信号を逆位相合成させた後にパルス振幅変調方式を用いて復調する復調ステップとを有することを特徴とする無線通信方法である。
【００２７】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記変調ステップにおいて、更に、同一のプリアンブル信号であって隣接するサブキャリア間で逆位相のプリアンブル信号を前記サブキャリアそれぞれの変調信号に付加し、前記復調ステップにおいて、更に、前記サブキャリアごとに、該サブキャリアが属するグループにおいて隣接するサブキャリアのプリアンブル信号を逆位相合成し、逆位相合成により得られた信号に基づいてチャネル伝達関数の推定を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
この発明によれば、複数のサブキャリアを隣接するサブキャリアからなる複数のグループに分け、各グループに異なる送信データを割り当て、隣接するグループ間において割り当てられた送信データの変調信号を直交させている。更に、各グループにおいて隣接するサブキャリアには逆位相の変調信号を割り当て、送信を行うようにしている。そのため、各グループの変調信号は、隣接するグループのサブキャリアから受けるキャリア間干渉による干渉信号と直交することになる。
本発明では、復調する際に、各グループにおいて隣接するサブキャリアの信号を逆位相合成させることにより、隣接するグループから受ける干渉信号が互いに打ち消し合い、干渉信号を低減させることができる。更に、パルス振幅変調方式を用いて復調を行うことにより、受信した信号から希望信号に対して直交している干渉信号を分離することができる。そして、受信した信号から干渉信号を除去することにより、キャリア間干渉による影響を軽減することができ、通信品質を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本実施形態における無線通信システム１の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】同実施形態における送信信号の概要を示す図である。
【図３】同実施形態における復調部２４が行う復調動作の概要を示す図である。
【図４】同実施形態における無線通信システム１によるＩＣＩ除去の概要を示す図である。
【図５】同実施形態における無線通信システム１の送信信号の割り当ての変形例を示す図である。
【図６】同実施形態におけるチャネル伝達関数を推定するためのプリアンブル構成の例を示す図である。
【図７】同実施形態におけるプリアンブルの復調とＩＣＩとの関係を示す図である。
【図８】同実施形態におけるトラッキング用サブキャリアの概要を示す図である。
【図９】同実施形態における無線通信システム１の効果を示す第１の図である。
【図１０】同実施形態における無線通信システム１の効果を示す第２の図である。
【図１１】同実施形態における無線通信システム１の効果を示す第３の図である。
【図１２】同実施形態における無線通信システム１の効果を示す第４の図である。
【図１３】ＯＦＤＭ伝送方式におけるＩＣＩの特徴的な性質を示す図である。
【図１４】自己ＩＣＩ補償法における変調例を示す図である。
【図１５】自己ＩＣＩ補償法における受信側の動作を示す図である。
【図１６】自己ＩＣＩ補償法における効果を示す図である。
【図１７】既存のＩＣＩ自己補償技術の効果を示す第１の模式図である。
【図１８】既存のＩＣＩ自己補償技術の効果を示す第２の模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
（本発明の概要）
本発明は、データ伝送の際に用いる変調方式としてＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）方式を用い、データ信号であるＰＡＭの軸（Ｉ軸又はＱ軸）のサブキャリアへのマッピングを工夫することにより、支配的なＩＣＩの成分（以下、支配的ＩＣＩという。）をデータ信号に対して直交させ、チャネル伝達関数を用いてデータ信号（希望信号）に直交している支配的ＩＣＩを除去することを特徴とする。データ信号を変調する際にＰＡＭを用いているので、受信信号に含まれるデータ信号の軸の値をとることにより、支配的ＩＣＩを除去することが可能である。また、支配的ＩＣＩを除去する際にデータ信号の情報は失われることはない。
【００３１】
また、本発明は、送信信号の構成の工夫と復号の仕方とに特徴がある。また、本発明の方法のデータ伝送を実現するためには、希望信号のチャネル推定、チャネル推定のトラッキングが必要であるため、本明細書ではこれらの技術についても記載している。
また、本発明では、送信データを変調する際にＰＡＭを用い、隣接するサブキャリアでペアを構成し、ペア構成するサブキャリアでは変調信号を逆位相にして伝送し、隣接するペア間では伝送する変調信号を直交させる。受信側において、受信信号にはＩＣＩが含まれるが、隣接するペアを構成するサブキャリアの送信データを変調するＰＡＭと、自ペアを構成するサブキャリアの送信信号を変調するＰＡＭとは直交している。このため、サブキャリアごとのチャネル伝達関数を用いて、各サブキャリアの受信信号に含まれる希望信号の軸の値を取り出すことにより、支配的ＩＣＩを除去できる。このとき、希望信号の変調方式はＰＡＭであり、位相情報を含まないため送信データの情報が失われることもない。
【００３２】
また、本発明では、ペアを構成するサブキャリアの信号を逆位相にして合成する。これにより、希望信号の振幅が増大する。隣接するペアより遠い近接ペアを構成するサブキャリアからのＩＣＩは悪影響を及ぼすが、各ペア内では同一の情報を逆位相で送信するために打ち消し合い、弱いＩＣＩとなり悪影響を軽減できる。
【００３３】
（本発明の実施形態）
以下、図面を参照して、本発明に係る実施形態における無線通信システム、及び無線通信方法を説明する。
【００３４】
図１は、本実施形態における無線通信システム１の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、無線通信システム１は、送信装置１０と、受信装置２０とを具備している。ここでは、無線通信システム１において、マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭを用いて無線通信を行う場合を例にして説明する。なお、無線通信システム１は、送信装置１０及び受信装置２０を複数具備していてもよい。例えば、１つの送信装置１０が送信した信号を複数の受信装置２０が受信するようにしてもよい。
【００３５】
送信装置１０は、Ｓ／Ｐ（シリアル−パラレル）変換部１１、変調部１２、送信信号合成部１３、無線送信部１４、及びアンテナ１５を備えている。
Ｓ／Ｐ変換部１１は、隣接する２つのサブキャリアから構成されるペアごとに異なるデータ列を割り当てられるように、外部より入力される送信データをシリアル−パラレル変換して複数のデータ列に変換する。
変調部１２は、上述の２つのサブキャリアから構成されるペアそれぞれに対応して設けられたＰＡＭ変調器１２−１〜１２−Ｎ（Ｎ：（サブキャリア数）／２）を有している。各ＰＡＭ変調器１２−１〜１２−Ｎは、Ｓ／Ｐ変換部１１が変換したデータ列に対してＰＡＭを用いて変調を行い、変調により得られた信号と、該信号に対して逆位相の信号とを変調信号として出力する。また、各ＰＡＭ変調器１２−１〜１２−Ｎは、各変調信号にプリアンブル信号を付加する。
送信信号合成部１３は、変調部１２から出力される各変調信号を合成して送信信号を生成する。例えば、送信信号合成部１３は、変調信号に対してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）を行い、周波数方向から時間方向の信号に変換して合成を行い、送信信号を生成する。
無線送信部１４は、送信信号合成部１３が生成する送信信号を無線周波数帯域に周波数変換し、アンテナ１５を介して受信装置２０に送信する。
【００３６】
受信装置２０は、アンテナ２１、無線受信部２２、受信信号分離部２３、復調部２４、及びＰ／Ｓ（パラレル−シリアル）変換部２５を備えている。
無線受信部２２は、アンテナ２１を介して、送信装置１０から送信された信号を受信し、受信した信号をベースバンド帯域に周波数変換したベースバンド信号を出力する。
受信信号分離部２３は、無線受信部２２が出力するベースバンド信号をサブキャリアごとの信号に分離し、分離した信号を受信信号として出力する。例えば、受信信号分離部２３は、ベースバンド信号に対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）を行い、時間方向から周波数方向の信号に変換して分離を行い、受信信号を生成する。
【００３７】
復調部２４は、複数の復調器２４−１〜２４−Ｎを有している。各復調器２４−１〜２４−Ｎは、上述の２つのサブキャリアから構成されるペアそれぞれに対応して設けられている。復調器２４−１〜２４−Ｎは、各サブキャリアのチャネル伝達関数と、ペアを構成するサブキャリアの受信信号間の逆位相合成とにより、ＩＣＩを除去した信号を抽出する。復調器２４−１〜２４−Ｎは、ＰＡＭを用いて、ＩＣＩを除去した信号に対して復調を行い、データ列を抽出する。また、各復調器２４−１〜２４−Ｎは、受信信号に含まれるプリアンブル信号を用いて、各サブキャリアにおけるチャネル伝達関数の推定を行う。
Ｐ／Ｓ変換部２５は、復調部２４から出力される各データ列に対してパラレル−シリアル変換を行い、送信データを再生して出力する。
【００３８】
本実施形態における送信装置１０から送信される送信信号について説明する。
図２は、本実施形態における送信信号の概要を示す図である。同図において、横軸は周波数を示し、サブキャリアＳＣ−５〜ＳＣ＋５の配置が示されている。サブキャリアＳＣ−５とサブキャリアＳＣ−４、サブキャリアＳＣ−３とサブキャリアＳＣ−２、サブキャリアＳＣ−１とサブキャリアＳＣ＋１、サブキャリアＳＣ＋２とサブキャリアＳＣ＋３、及びサブキャリアＳＣ＋４とサブキャリアＳＣ＋５は、それぞれがサブキャリアのペアを構成している。ペアを構成するサブキャリア間では、送信信号の位相が１８０度異なる。また、隣接するペアの送信信号は直交している。また、それぞれのペア間では、互いに異なる送信データを伝送する。送信装置１０に備えられている変調部１２は上述のように、送信データを変調した信号を各サブキャリアに割り当てる。
【００３９】
無線通信システム１では、（イ）送信データを変調する際にＰＡＭを用いること、（ロ）隣接するサブキャリアでペアを構成し、ペアを構成するサブキャリアでは同じ送信データの送信信号を逆位相にして伝送すること、（ハ）ペアを構成するサブキャリアでは同じ送信データを逆位相にして伝送すること、（ニ）隣接するペア間では伝送する送信信号を直交させること、を特徴としている。
ここで、留意しておきたいのは、異なるペアには異なる送信データが載っていることである。また、変調方式がＰＡＭであり、ペアを構成するサブキャリアの送信信号を逆位相で送信するので、ＰＡＭの軸は１８０度異なることになる。すなわち、ＰＡＭ変調器１２−１〜１２−Ｎは、隣接するペア間で変調信号が直交するように、ＰＡＭを用いて送信データを変調する。
【００４０】
図３は、本実施形態における復調部２４が行う復調動作の概要を示す図である。同図に示すように、受信装置２０に備えられている復調部２４は、ペアを構成するサブキャリアの受信信号を逆相合成する。逆相合成を行うことにより、図３に示されているように、受信信号に含まれている希望信号のほかに干渉成分（ＩＣＩ）が残留してしまう。ここでは、サブキャリアＳＣ−１とサブキャリアＳＣ＋１とのペアに着目して説明する。
【００４１】
サブキャリアＳＣ−１では、サブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２の送信信号を合成した信号に基づくＩＣＩと、サブキャリアＳＣ＋３、ＳＣ＋３の送信信号を合成した信号に基づくＩＣＩとが重畳される。また、サブキャリアＳＣ＋１でも、サブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２の送信信号を合成した信号に基づくＩＣＩと、サブキャリアＳＣ＋３、ＳＣ＋３の送信信号を合成した信号に基づくＩＣＩとが重畳される。各ペアにおけるサブキャリアの送信信号は同じ情報であるが、サブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２の送信信号と、サブキャリアＳＣ＋３、ＳＣ＋２の送信信号とは異なる情報であるためＩＣＩ同士がキャンセルされない。
【００４２】
このように残留したＩＣＩは、サブキャリアＳＣ−１の受信信号と、サブキャリアＳＣ＋１の受信信号とを逆位相合成の際にもキャンセルされない。しかし、この残留したＩＣＩは、希望信号（サブキャリアＳＣ−１、ＳＣ＋１の受信信号に含まれる送信データ）と直交している。つまり、隣接するペアからのＩＣＩ成分は、希望信号に直交している。したがって、希望信号の軸だけを取ることにより、支配的ＩＣＩが除去できる。また、次隣接ペア以降の偶数ペアからのＩＣＩは、希望信号と同じベクトルになるが、周波数差が隣接ペアに比べ大きいために絶対値が小さいのでほとんど影響はない。
【００４３】
図４は、本実施形態における無線通信システム１によるＩＣＩ除去の概要を示す図である。受信信号を逆位相合成した信号である復調信号には、ＰＡＭを用いて変調された送信データである希望信号と、希望信号に対して直交している支配的ＩＣＩとが重畳されている。希望信号の変調方式はＰＡＭなので、希望信号の軸の値を復調することにより、支配的ＩＣＩを除去しつつ、送信データの情報を失うことなく再現することができる。このとき、支配的ＩＣＩは、周波数が低い側に隣接するペアＡと、周波数が高い側に隣接するペアＢとから受けるＩＣＩである。
【００４４】
このとき、支配的ＩＣＩが希望信号に対して直交しているため、復調器２４−１〜２４−Ｎは、希望信号のサブキャリアにおけるチャネル伝達関数を用いて、希望信号の値が実数となるように、復調信号の位相を回転して実数成分を抽出すると、結果的に支配的ＩＣＩを除去することができる。すなわち、支配的ＩＣＩを除去しつつ、ＣＩＲを増大させることができる。従来から用いられている方法、例えば非特許文献１に記載の方法と比べても、次隣接、次々隣接のサブキャリアからのＩＣＩが完全に除去されるので、非常に大きなＩＣＩ軽減効果を得ることができる。
復調器２４−１〜２４−Ｎは、各ペアごとに受信信号を復調するようにしてもよいし、各サブキャリアごとに受信信号を復調するようにしてもよい。
【００４５】
図５は、本実施形態における無線通信システム１の送信信号の割り当ての変形例を示す図である。同図には、サブキャリアに載せる送信信号のバリエーションが示されている。上記の無線通信システム１では、同じ送信データを載せるサブキャリアの数を「２」としていたが、「２」以外の値としてもよい。すなわち、ペア（グループ）を構成するサブキャリアの数を「２」以外の値としてもよい。具体的には、図５（ａ）に示されているように、グループを構成するサブキャリアの数を「１」とし、隣接するグループ間で送信データを直交させるようにしてもよい。また、図５（ｂ）に示されているように、グループを３つの隣接するサブキャリアで構成し、隣接するグループ間で送信データを直交させるようにしてもよい。また、図５（ｃ）に示されているように、グループを４つの隣接するサブキャリアで構成し、隣接するグループ間で送信データを直交させるようにしてもよい。
【００４６】
ここで、本実施形態の無線通信システム１における、（ｉ）チャネル伝達関数の推定、及び、（ｉｉ）チャネル伝達関数のトラッキングについて説明する。すなわち、ＩＣＩの成分を除去しつつ、高精度にチャネル伝達関数を取得するための特徴について説明する。
【００４７】
図６は、本実施形態におけるチャネル伝達関数を推定するためのプリアンブル構成の例を示す図である。送信装置１０は、同図に示すように、隣接するサブキャリア間において、同じ信号（プリアンブル）を逆位相で送信する。
図７は、本実施形態におけるプリアンブルの復調とＩＣＩとの関係を示す図である。受信装置２０における復調器２４−１〜２４−Ｎは、ペアを構成するサブキャリアの受信信号を逆位相合成し、逆位相合成した信号に対して復調を行うことによりプリアンブルを得る。無線通信システム１では、同図に示すように、チャネル推定を行いたいサブキャリアと、当該サブキャリアに隣接するサブキャリアとをペアにする。
【００４８】
受信装置２０は、ペアを構成するサブキャリアの受信信号を逆位相合成することにより、サブキャリアに含まれる希望信号（プリアンブル）を抽出する。このペアを、チャネル推定を行いたいサブキャリアが含まれているという意味で、自ペアと定義する。この場合、各ペアは自ペアを中心にして隣接する２つのサブキャリアを組み合わせてペアリング（グループ化）すればよい。このような構成にすると、両隣のペアを構成するサブキャリアからのＩＣＩがキャンセルされる。このため、自ペアの成分のみでチャネル伝達関数を算出できる。正負でのＩＣＩの不均衡が存在するが、ＩＣＩ同士が弱めあうので不均衡による残留ＩＣＩも小さい。
【００４９】
ただし、ここで注意しておきたいのは、チャネル推定したいペアに対して対称の位置のサブキャリアによりため、周波数帯の両端のサブキャリアなどのように対称の位置にペアを構成するサブキャリアが存在しない場合、比較的大きなＩＣＩが残留してしまうことである。しかしながら、プリアンブルを送信する送信信号も逆位相合成しているので、ＩＣＩ同士の打ち消し合い期待でき、残留ＩＣＩを小さくすることができる。
このように、送信装置１０はプリアンブルを送信する際に隣接するサブキャリア間において同じプリアンブルを逆位相で送信し、受信装置２０は逆位相合成を用いた復調を行うことにより、復調の対象となる信号においてプリアンブルには小さなＩＣＩしか載ってこないため、比較的正確なチャネル伝達関数の推定を行うことができる。
【００５０】
次に、チャネル伝達関数のトラッキングについて説明する。サブキャリアにおける瞬時周波数（位相の微分値）と、搬送波中心周波数との周波数差のために、希望信号は時間の経過とともに位相回転する。そこで、時間変動に追従しつつチャネル伝達関数を推定することにより、位相回転のトラッキングを行う。そのためには、トラッキング用サブキャリアを用意し、そのサブキャリアのチャネル推定を行い、周波数・時間補間により、チャネル伝達関数のトラッキング推定を行う。特にフェージングの周波数選択性が低い場合は、周波数方向に挿入するトラッキング用サブキャリアを疎らにできる。
【００５１】
図８は、本実施形態におけるトラッキング用サブキャリアの概要を示す図である。同図において、サブキャリアＳＣ−１、ＳＣ＋１がトラッキング用サブキャリアであり、サブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２、ＳＣ＋２、ＳＣ＋３がトラッキング用アシストサブキャリアである。つまり、２個のサブキャリアをトラッキング用サブキャリアとして用い、４個のサブキャリアをトラッキング用アシストサブキャリアとして用いる。
トラッキング用サブキャリアでは、同じ情報を伝送する。また、トラッキング用サブキャリアでは、ペアを構成するサブキャリアＳＣ−１、ＳＣ＋１では伝送する情報の位相を逆にする。
トラッキング用アシストサブキャリアでは、トラッキング用サブキャリアと異なる情報を伝送する。また、トラッキング用アシストサブキャリアでは、同じ情報を伝送する。また、ペアを構成するサブキャリアＳＣ−３、ＳＣ−２では伝送する情報の位相を逆にする。同様に、ペアを構成するサブキャリアＳＣ＋２、ＳＣ＋３では伝送する情報の位相を逆にする。
【００５２】
上述のように、トラッキング用サブキャリアとトラッキング用アシストサブキャリアとにおいて伝送する情報を割り当てることにより、トラッキング用サブキャリア（ＳＣ−１、ＳＣ＋１）は、隣接するペアであるトラッキング用アシストサブキャリア（ＳＣ−３、ＳＣ−２、ＳＣ＋２、ＳＣ＋３）からの支配的ＩＣＩを受けなくて済む。これは、図８に示されているように、支配的ＩＣＩに対称性が存在し、トラッキング用サブキャリア（ＳＣ−１、ＳＣ＋１）がアシストサブキャリア（ＳＣ−３、ＳＣ−２）から受けるＩＣＩと、トラッキング用サブキャリア（ＳＣ−１、ＳＣ＋１）がアシストサブキャリア（ＳＣ＋３、ＳＣ＋２）から受けるＩＣＩとがほぼ同じとなるので、逆位相合成のときに互いに打ち消し合うからである。
このように、トラッキング用サブキャリア及びアシストサブキャリアを用いることにより、希望信号が伝送されるサブキャリアのチャネル伝達関数のトラッキングが可能となる。
【００５３】
本実施形態における無線通信システム１を評価した結果による特性を示す。
図９〜図１２は、通常のＯＦＤＭ、非特許文献１（Ｚｈａｏ法）、及び本実施形態（Ｐｒｏｐｏｓｅｄ）それぞれの方法においてＣＩＲを比べた図である。図９には、各方法において変調方式にＢＰＳＫを用いた場合を示している。図１０〜図１２では比較するに当たり、伝送速度を一致させている。つまり、ＯＦＤＭでＢＰＳＫを用いた場合（図１０）は、Ｚｈａｏ法及び本実施形態においてＱＰＳＫ、４ＰＡＭを用いている。また、ＯＦＤＭでＱＰＳＫを用いた場合(図１１)は、Ｚｈａｏ法及び本実施形態において１６ＱＡＭ、１６ＰＡＭを用いている。また、ＯＦＤＭで１６ＱＡＭを用いた場合（図１２）は、Ｚｈａｏ法及び本実施形態において２５６ＱＡＭ、２５６ＰＡＭを用いている。
図９〜図１２に示されているように、Ｚｈａｏ法は通常のＯＦＤＭに比べてＣＩＲを１４［ｄＢ］改善させているが、本実施形態では２８［ｄＢ］改善させることができることがわかる。
【００５４】
上述のように、本実施形態における無線通信システム１では、劣化原因となるパラメータを推定して劣化を補正するアプローチではなく、劣化原因の悪影響をできる限り少なくするアプローチとして、送信信号の変調方式としてＰＡＭを適用し、伝送対象の送信データをサブキャリアへマッピングする際に、図２に示したルールを課すことにより、受信側の簡易な復調処理によりＩＣＩを補償するという自己補償型アプローチを用いている。
このアプローチは、送信側の送信信号の構成を特徴的なものにし、かつ、受信側でその特徴の性質を利用してＩＣＩの支配的な成分を除去するアプローチである。なお、フェージングなどの影響でサブキャリアごとに瞬時周波数（位相の微分値）と搬送波中心周波数の周波数差が異なる場合は、最初にＡＦＣでＣＦＯを補償することにより、粗い調整をすることにより、支配的ＩＣＩをキャンセルさせる精度を向上させることができる。
【００５５】
また、本実施形態における無線通信システム１は、瞬時周波数（位相の微分値）と搬送波中心周波数の周波数差（ＣＦＯ）に起因するＩＣＩを軽減することができる。無線通信システム１では、瞬時周波数（位相の微分値）と搬送波中心周波数の周波数差の値を推定し、推定結果を用いて、ＩＣＩを軽減するように補正をかける方法ではなく、送信信号の構造と受信側の簡単な復号処理により、受信側で補償するＩＣＩ自己補償型の方法を用いている。そのため、時変動フェージングに起因するサブキャリアごとに異なる瞬時周波数（位相の微分値）と搬送波中心周波数の周波数差の補償にも適応できる。また、簡単な処理にも関わらず、通常のＯＦＤＭよりもＣＩＲを２８[ｄＢ]改善することができる。
【００５６】
また、本実施形態における無線通信システム１は、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise：加法性ホワイトガウスノイズ）の場合において隣接サブキャリア、次隣接サブキャリアからのＩＣＩの影響を完全に除去し、更なる向上を図ることができる。ＡＷＧＮ環境下ではなくフェージング環境下の場合にも、その周波数選択性が小さい場合には、隣接サブキャリア、次隣接サブキャリアからのＩＣＩの影響を大幅に軽減できる。更に、次隣接より遠いサブキャリアからのＩＣＩも大幅に軽減することができる。
【００５７】
上述の送信装置１０及び受信装置２０は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。その場合、上述した、Ｓ／Ｐ変換部１１、ＰＡＭ変調部１２、送信信号合成部１３、受信信号分離部２３、復調部２４、及びＰ／Ｓ変換部２５が行う各処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われることになる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【符号の説明】
【００５８】
１…無線通信システム
１０…送信装置
１１…Ｓ／Ｐ変換部
１２…変調部
１２−１，１２−Ｎ…ＰＡＭ変調器
１３…送信信号合成部
１４…無線送信部
１５，２１…アンテナ
２０…受信装置
２２…無線受信部
２３…受信信号分離部
２４…復調部
２４−１，２４−Ｎ…復調器
２５…Ｐ／Ｓ変換部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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