(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を断続して断続電圧を発生させるために、直列に接続された、直流入力電源と絶縁トランスの一次巻線とオン・オフ動作を行うメインスイッチング素子と、
前記メインスイッチング素子のオン・オフ動作によって前記絶縁トランスの二次巻線に発生する断続電圧を整流平滑して直流出力電圧を生成し、負荷に電力を供給する出力整流平滑回路と、
前記メインスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、
前記絶縁トランスに設けた三次巻線とアクティブクランプ回路を介して接続され、前記制御回路の電源を供給する補助電源回路とを備えたフォワードコンバータ型のスイッチング電源装置において、
前記アクティブクランプ回路は、直列接続されたオン・オフ動作を行うクランプ素子とクランプコンデンサが、前記三次巻線と並列に接続され、前記クランプ素子の両端に、前記補助電源回路が接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記補助電源回路は、ダイオードと前記ダイオードのカソードに直列接続されたコンデンサとで構成され、
前記コンデンサ両端に発生する電圧を補助電源電圧として、前記制御回路に供給することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記出力整流平滑回路は、同期整流素子駆動回路と、前記同期整流素子駆動回路によりオン・オフ制御され、前記二次巻線に並列に接続される２個の同期整流素子と、前記同期整流素子の一方の両端に並列に、直列に接続された出力チョークコイルと出力コンデンサとから構成され、前記コンデンサの両端に発生する電圧を負荷に供給することを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給するためのスイッチング電源装置に関し、特に、高効率化を追求するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、直流電力をスイッチング素子のオン・オフにより交流電力に変換してトランスの一次側に供給し、トランスの二次側に伝達される交流電力を整流・平滑することで所定の直流電力を得る電源装置である。代表的なものとしては、トランスの一次側から二次側へのエネルギーの伝達を、スイッチング素子がオン状態の時に行うフォワードコンバータ方式のスイッチング電源装置があり、スイッチング素子のオン・オフを行う制御回路には補助電源から電圧が供給されている。
【０００３】
スイッチング電源内部の制御回路を動作させるための補助電源回路としては、トランスに三次巻線を設け、ダイオード及びコンデンサを接続した回路が知られている（例えば特許文献１等参照）。
【０００４】
本方式の補助電源回路は、入力電圧範囲が広く、スイッチング周波数が高いスイッチング電源装置では、電源を高効率なものにすることができない。
【０００５】
このため、電源の高効率化を図った補助電源回路として、三次巻線ＴＮ３に、ダイオードＤｓｕｂ１、ダイオードＤｓｕｂ２、チョークコイルＬｓｕｂ、コンデンサＣｓｕｂを接続した回路構成が提案されている（例えば特許文献２等参照）。
【０００６】
本方式の補助電源回路は、スイッチング電源装置の出力電流が小さくなると補助電源電圧が低下する。即ち、スイッチング電源装置の出力電流が小さくなると、デューティを狭くする制御が行われ、その結果、補助電源電圧が低下することになる。この補助電源電圧の低下を改善する方法として、出力整流平滑回路を同期整流化する方法がある。
【０００７】
二次巻線の出力平滑を同期整流化することで、スイッチング電源装置の出力電流によらず、出力チョークコイルが電流連続モードで動作することができるようになり、補助電源電圧の低下が改善されるが、この補助電源回路では、補助電源チョークコイルを電流連続モードで用いるため、補助電源チョークコイルを大きなインダクタンスのチョークコイルとする必要がある。また、トランスに設ける三次巻線ＴＮ３の巻数が増大する。
【０００８】
高効率なスイッチング電源装置を実現する手段として、同期整流を用いた出力整流平滑回路を持つフォワードコンバータでは、一次巻線側にアクティブクランプ回路を適用したものがある（例えば特許文献３等参照）。
【０００９】
トランスの一次巻線側にアクティブクランプ回路を用いたフォワードコンバータは、メインスイッチング素子に印加される電圧を低く抑えることができ、導通抵抗の低い素子を使用することが可能となり、スイッチング電源の効率を向上できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平５−３１６７２２号公報
【特許文献２】特開２００４−６４８６２号公報
【特許文献３】特開２００２−７８３２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、広い入力電圧範囲に対しても補助電源電圧が安定な高効率スイッチング電源装置とするためには、従来提案された回路には以下に説明する問題がある。
【００１２】
図４は、補助電源回路として、トランスに三次巻線を設け、ダイオード及びコンデンサを接続した回路を、フォワードコンバータ方式のスイッチング電源装置５０に適用した回路図を示している。入力電源５２から絶縁トランスＴ１に巻回された一次巻線ＴＮ１に、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用したメインスイッチング素子ＴＲ１が接続され、スイッチング動作を行う。絶縁トランスＴ１には、二次巻線ＴＮ２を巻回し、二次巻線ＴＮ２にダイオードＤ２１およびＤ２２、出力チョークコイルＬｏ、出力コンデンサＣｏからなる出力整流平滑回路５８を接続している。また、補助電源回路６０として、絶縁トランスＴ１に巻回された三次巻線ＴＮ３を設け、ダイオードＤｓｕｂ１、コンデンサＣｓｕｂを接続し、補助電源電圧Ｖｓｕｂを制御回路５４に供給している。
【００１３】
メインスイッチング素子ＴＲ１がオンの時、トランスＴ１の一次巻線ＴＮ１のドット印側にプラスの電圧が印加され、三次巻線ＴＮ３のドット印側にプラスの電圧が発生する。三次巻線ＴＮ３に発生した電圧によって、ダイオードＤｓｕｂ１を介してコンデンサＣｓｕｂを充電する。このとき、コンデンサＣｓｕｂの電圧が、補助電源電圧Ｖｓｕｂとなる。入力電圧Ｖｉｎ、一次巻線ＴＮ１の巻数Ｎ１、三次巻線ＴＮ３の巻数Ｎ３より、ダイオードＤｓｕｂ１の順方向電圧降下が無視できるものとすると、補助電源電圧Ｖｓｕｂは次式で与えられる。
【００１４】
【数１】
0005639006.tif 000002
本補助電源回路６０は、式（１）から分かるように、入力電圧Ｖｉｎが変化すると補助電源電圧Ｖｓｕｂが比例して変化する。例えば、入力電圧が２倍の範囲で変動する場合、補助電源の電圧も２倍の変動を持つことになる。
【００１５】
スイッチング電源装置５０を低損失なものとするためには、メインスイッチング素子ＴＲ１のオン抵抗が飽和するだけの電圧を与える必要がため、入力電圧Ｖｉｎが最低のときでもメインスイッチング素子ＴＲ１のゲートに十分な電圧を与えることができるように、巻数Ｎ１と巻数Ｎ３の巻数比を設定することになる。ところが、図４のスイッチング電源装置５０は、入力電圧Ｖｉｎが高くなると補助電源電圧Ｖｓｕｂも高くなるため、制御回路５４に供給される電圧も高くなり、従って、メインスイッチング素子ＴＲ１のゲートにも高い電圧が印加されることになる。
【００１６】
メインスイッチング素子ＴＲ１のゲートに飽和電圧以上の電圧を与えてもオン抵抗は変化せず、また、メインスイッチング素子ＴＲ１は、オン・オフの際にゲート電荷を充放電するため、ゲートに必要電圧以上の電圧を与えると損失が増加することになる。この損失は、ゲート電圧が高いほど、また、スイッチング周波数が高いほど顕著になる。ここで、メインスイッチング素子ＴＲ１のゲートの充放電の損失を低減するために、補助電源回路６０と制御回路５４の間に電圧を安定化するためのシリーズレギュレータ回路等を挿入することもできるが、この場合、入力電圧Ｖｉｎが高くなるとシリーズレギュレータ回路の損失が増加することになる。
【００１７】
従って、本方式の補助電源回路６０は、入力電圧範囲が広く、スイッチング周波数が高いスイッチング電源装置では、電源を高効率なものにすることができない。
【００１８】
このため、電源の高効率化を図った補助電源回路として提案されているのは、三次巻線ＴＮ３に、ダイオードＤｓｕｂ１、ダイオードＤｓｕｂ２、チョークコイルＬｓｕｂ、コンデンサＣｓｕｂを接続した回路構成である。
【００１９】
図５は、この補助電源回路をフォワードコンバータ方式のスイッチング電源装置に適用した回路図を示している。図４に対して、補助電源回路７４は、ダイオードＤｓｕｂ２と補助電源チョークコイルＬｓｕｂが追加されている。補助電源チョークコイルＬｓｕｂのインダクタンスは、補助電源チョークコイルＬｓｕｂの臨界電流が補助電源の出力電流Ｉｓｕｂ以下になるように設定する。これにより、補助電源チョークコイルＬｓｕｂは常に臨界電流以上の電流が流れている状態となり、補助電源チョークコイルＬｓｕｂは電流連続モードで動作する状態とする。
【００２０】
メインスイッチング素子ＴＲ１がオンの時、トランスＴ１の一次巻線ＴＮ１のドット印側にプラスの電圧が印加され、三次巻線ＴＮ３のドット印側にもプラスの電圧が発生する。三次巻線ＴＮ３に発生した電圧によって、ダイオードＤｓｕｂ１、補助電源チョークコイルＬｓｕｂを介してコンデンサＣｓｕｂに電流が流れ、補助電源チョークコイルＬｓｕｂを励磁すると共にコンデンサＣｓｕｂが充電される。
【００２１】
メインスイッチング素子ＴＲ１がオフの時、トランスＴ１にリセット電圧が発生することで、三次巻線のドット印が付されていない側にプラスの電圧が発生する。同時に、補助電源チョークコイルＬｓｕｂに誘起電圧が発生し、補助電源チョークコイルＬｓｕｂのドット印の付されていない側にプラスの電圧が発生する。これにより、ダイオードＤｓｕｂ１には逆バイアスが印加された状態となり、ダイオードＤｓｕｂ２には順バイアスが印加された状態となる。ここでは、補助電源チョークコイルＬｓｕｂからコンデンサＣｓｕｂを経由してダイオードＤｓｕｂ２を通過し、補助電源チョークコイルＬｓｕｂへ戻る電流経路が形成され、補助電源チョークコイルＬｓｕｂが消磁するとともにコンデンサＣｓｕｂが充電される。
【００２２】
補助電源電圧Ｖｓｕｂは、ダイオードＤｓｕｂ１、Ｄｓｕｂ２の電圧降下が無視できるものとして、メインスイッチング素子ＴＲ１がオンとなるデューティｄｕｔｙから次式で得られる。
【００２３】
【数２】
0005639006.tif 000003
ここで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは、出力チョークコイルＬｏが電流連続モードで動作しているとして、ダイオードＤ２１、Ｄ２２の電圧降下が無視できるものとすると、メインスイッチング素子ＴＲ１がオンとなるデューティｄｕｔｙから次式で得られる。
【００２４】
【数３】
0005639006.tif 000004
また、三次巻線ＴＮ３に設けた補助電源回路７４の構成は、二次巻線ＴＮ２に設けた出力整流平滑回路７２と同じ構成であることから、補助電源電圧Ｖｓｕｂと出力電圧Ｖｏの関係は、次式で表すことができる。
【００２５】
【数４】
0005639006.tif 000005
式（４）から、補助電源回路７４の補助電源電圧Ｖｓｕｂは、出力電圧Ｖｏと、二次巻線ＴＮ２と三次巻線ＴＮ３の巻数比で決定されるため、入力電圧Ｖｉｎが上昇しても補助電源電圧Ｖｓｕｂが上昇することが無い。従って、補助電源電圧Ｖｓｕｂが上昇することによる制御回路５４の消費電力の増大からスイッチング電源装置の効率が低下する現象は生じない。このため、図４で示した補助電源回路６０の欠点が解決された回路構成となっている。
【００２６】
ここまで、出力整流平滑回路７２の出力チョークコイルＬｏ、補助電源回路７４の補助電源チョークコイルＬｓｕｂ共に、電流連続モードで動作している場合について述べてきたが、スイッチング電源装置７０に要求する出力電流が小さくなることで、出力整流平滑回路７２の出力チョークコイルＬｏが電流不連続モードになった場合、制御回路５４はメインスイッチング素子ＴＲ１のデューティｄｕｔｙを減少させる制御を行うことになる。
【００２７】
この様な出力チョークコイルＬｏが電流不連続モードの場合の出力電圧Ｖｏは、メインスイッチング素子ＴＲ１のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとして、次式で得られる。
【００２８】
【数５】
0005639006.tif 000006
補助電源チョークコイルＬｓｕｂが電流連続モードで動作しており、式（２）が成立しているので、出力チョークコイルＬｏのインダクタンスをＬｏとすれば、式（２）と式（５）から、補助電源電圧Ｖｓｕｂは次式となる。
【００２９】
【数６】
0005639006.tif 000007
式（６）より、出力電流Ｉｏが小さくなると補助電源電圧Ｖｓｕｂが低下することが分かる。つまり、スイッチング電源装置７０の出力電流Ｉｏが小さくなると、デューティｄｕｔｙが狭くなる制御が行われ、その結果、補助電源電圧Ｖｓｕｂが低下することになる。この補助電源電圧Ｖｓｕｂの低下を改善する方法として、出力整流平滑回路７２を同期整流化する方法がある。
【００３０】
図６は、図５のスイッチング電源装置７０の出力整流平滑回路７２を同期整流化した出力整流平滑回路８４の回路構成を適用したスイッチング電源回路８０を示している。図６のスイッチング電源装置８０では、スイッチング電源装置７０でのダイオードＤ２１を、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴである同期整流素子ＴＲ２１とし、スイッチング電源装置７０でのダイオードＤ２２を、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴである同期整流素子ＴＲ２２として置き換えている。
【００３１】
二次巻線ＴＮ２の出力平滑を同期整流化することで、スイッチング電源装置８０の出力電流Ｉｏによらず、出力チョークコイルＬｏが電流連続モードで動作することができるようになり、補助電源電圧Ｖｓｕｂの低下が改善されるが、この補助電源回路８６では、補助電源チョークコイルＬｓｕｂを電流連続モードで用いるため、補助電源チョークコイルＬｓｕｂを大きなインダクタンスのチョークコイルとする必要がある。
【００３２】
例えば、図６のスイッチング電源装置８０を、巻数Ｎ１：巻数Ｎ２＝８ターン：２ターンのトランスＴ１を用いて、スイッチング周波数ｆｓｗ＝２００ｋＨｚとして、入力電圧Ｖｉｎ＝４８Ｖで出力電圧Ｖｏ＝５Ｖを得るようなスイッチング電源にしたとする。補助電源としては、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートを駆動するための電圧が必要であるので、補助電源電圧Ｖｓｕｂ＝約１０Ｖ、制御回路５４に必要な電流として、補助電源電流Ｉｓｕｂ＝０．０５Ａとした場合を考える。
【００３３】
まず、三次巻線ＴＮ３に必要な巻数Ｎ３は、式（４）から次式で得られる。
【００３４】
【数７】
0005639006.tif 000008
補助電源チョークコイルＬｓｕｂのインダクタンスＬｓｕｂと臨界電流Ｉｃｒの関係は、補助電源チョークコイルの臨界電流Ｉｃｒ、スイッチング周波数ｆｓｗ、補助電源チョークコイルのインダクタンスＬｓｕｂを考慮して次式で表わされる。
【００３５】
【数８】
0005639006.tif 000009
補助電源チョークコイルの臨界電流Ｉｃｒが、０．０５Ａ以下になると、電流不連続モードとなることから、臨界電流Ｉｃｒ＝０．０５Ａとして、入力電圧Ｖｉｎ＝４８Ｖ、スイッチング周波数ｆｓｗ＝２００ｋＨｚの場合に対してインダクタンスＬｓｕｂを計算すると、最低でも２９２μＨが必要であることが分かる。入力電圧Ｖｉｎが高い場合や、スイッチング周波数ｆｓｗが低い場合は、さらに大きなインダクタンスＬｓｕｂが必要になる。
【００３６】
２９２ｕＨのインダクタンスのチョークコイルを得るためには、フェライトコア等の磁性材料に多数の巻線を巻く必要があり、チョークコイルの高コスト化を招く。また、「補助電源の出力電流Ｉｓｕｂ＞チョークコイルの臨界電流Ｉｃｒ」の関係を考慮しなければならないため、スイッチング電源装置の使用環境に対して式（８）を精査する必要が有り、設計が複雑になると言う問題も併せ持つ。
【００３７】
さらには、補助電源電圧Ｖｓｕｂは、出力電圧Ｖｏに対して、式（４）で得られるため、出力電圧Ｖｏが低いスイッチング電源装置に本補助電源回路８６を用いると、トランスに設ける三次巻線ＴＮ３の巻数が増大する（上記条件では４ターン）欠点をもつ。三次巻線ＴＮ３の巻数Ｎ３が増加すると、トランスＴ１の大型化を招くことになる。もし、トランスＴ１の大きさを変更できない場合には、三次巻線ＴＮ３の分だけ、一次巻線ＴＮ１や二次巻線ＴＮ２がトランスＴ１に占める割合が減少することになり一次巻線ＴＮ１や二次巻線ＴＮ２の導通抵抗が上昇し、スイッチング電源装置の効率の低下につながる。
【００３８】
ここで、同期整流を用いた出力整流平滑回路を持つフォワードコンバータの一次側トランスにアクティブクランプ回路を適用してスイッチング電源装置の効率を向上させることができる。
【００３９】
図６のスイッチング電源装置８０は、出力整流回路に同期整流回路を持ち、出力チョークコイルが電流連続モードで動作するフォワードコンバータとして、アクティブクランプ回路を組み合わせて用いる事ができる。
【００４０】
図７は、図６のフォワードコンバータにアクティブクランプ回路９６を適用したスイッチング電源装置９０を示している。アクティブクランプ回路９６は、クランプ素子ＴＲ１２とクランプコンデンサＣ１２を直列に接続して、トランスＴ１の一次巻線ＴＮ１に並列に接続している。スイッチング電源装置９０は、クランプ素子ＴＲ１２とメインスイッチング素子ＴＲ１を交互にオン・オフさせる動作を行う。
【００４１】
アクティブクランプ回路を用いたフォワードコンバータは、メインスイッチング素子ＴＲ１に印加される電圧を低く抑えることができるため、スイッチング素子に耐圧の低い素子を使用することが可能となる。耐圧の低い素子は、耐圧の高い素子に比較して、導通抵抗が小さいと言う特性を持つため、導通損失を低減することが可能となり、スイッチング電源の効率を向上できる。また、同期整流回路により二次側の同期整流素子ＴＲ２１、同期整流素子ＴＲ２２，の導通抵抗を低減することが可能となり、スイッチング電源装置をさらに高効率なものとすることができる。
【００４２】
しかしながら、図７に示したスイッチン電源装置９０でスイッチング電源の効率を向上できたとしても、補助電源回路９６に大型のインダクタンスが必要であることは変わりなく、このインダクタンスの設計には、スイッチング電源使用環境、即ち、入力電圧、スイッチング周波数、補助電源回路電流を考慮しなければならず、設計が難しいこと、また、三次巻線の巻数が多くなること等の問題はそのまま残っており、さらに、部品点数が増加するため、スイッチング電源装置が大型で高コストなものになってしまう問題もある。
【００４３】
本発明は、上記問題点を解決し、広い入力電圧範囲に対しても補助電源電圧が安定な高効率スイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
本発明によるスイッチング電源装置は、
直流入力電圧を断続して断続電圧を発生させるために、直列に接続された、直流入力電源と絶縁トランスの一次巻線とオン・オフ動作を行うメインスイッチング素子と、
メインスイッチング素子のオン・オフ動作によって絶縁トランスの二次巻線に発生する断続電圧を整流平滑して直流出力電圧を生成し、負荷に電力を供給する出力整流平滑回路と、
メインスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、
絶縁トランスに設けた三次巻線に接続され、制御回路の電源を供給する補助電源回路とを備えたフォワードコンバータ型のスイッチング電源装置において、
補助電源回路は、三次巻線とアクティブクランプ回路を介して接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置である。
【００４５】
アクティブクランプ回路は、直列接続されたオン・オフ動作を行うクランプ素子とクランプコンデンサが、三次巻線と並列に接続され、クランプ素子の両端に、補助電源回路が接続されている。
【００４６】
補助電源回路は、ダイオードとダイオードのカソードに直列接続されたコンデンサとで構成され、コンデンサ両端に発生する電圧を補助電源電圧として、制御回路に供給する。
【００４７】
出力整流平滑回路は、同期整流素子駆動回路と、同期整流素子駆動回路によりオン・オフ制御され、二次巻線に並列に接続される２個の同期整流素子と、同期整流素子の一方の両端に並列に、直列に接続された出力チョークコイルと出力コンデンサとから構成され、コンデンサの両端に発生する電圧を負荷に供給する。
【発明の効果】
【００４８】
本発明によるスイッチング電源装置は、補助電源として使用されているトランスの三次巻線に、一定の電源を超えないように規制するアクティブクランプ回路を接続し、クランプ素子の両端に発生する断続電圧を、ダイオードとコンデンサから構成される整流平滑回路を用いて取り出して補助電源としている。これにより、広い入力電圧範囲においても変動の小さい補助電源電圧を得ることができる。また、従来の補助電源回路からチョークコイルを不要とし、このために、チョークコイルのインダクタンス設計をする必要が無くなる他、トランスに巻回する三次巻線の巻数が低減でき、スイッチング電源装置の部品点数の低減と小型化を可能とする効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置を説明する図。
【図２】本発明によるスイッチング電源装置の各部電圧を説明する図。
【図３】入力電圧と補助電源電圧との関係を示す図。
【図４】従来のフォワードコンバータ電源に補助電源回路を設けた従来のスイッチンング電源装置を説明する図。
【図５】図４の補助電源回路を改良した従来のスイッチンング電源装置を説明する図。
【図６】図５のスイッチンング電源装置の出力平滑回路に同期整流素子を使用して高効率化を図ったスイッチンング電源装置を説明する図。
【図７】図６のスイッチンング電源装置の一次側トランスにアクティブクランプ回路を使用して高効率化を図ったスイッチンング電源装置を説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
本発明によるスイッチング電源装置について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
【００５１】
図１は、本発明によるスイッチング電源装置１０を説明する回路図であり、絶縁型同期整流フォワードコンバータタイプであり、補助電源回路２２は、アクティブクランプ回路２４を介してトランスＴ１に巻回された三次巻線ＴＮ３と接続されている。
【００５２】
入力電源１２は直流電源であり、絶縁トランスＴ１の一次巻線ＴＮ１と接続され、一次巻線ＴＮ１からさらにメインスイッチング素子ＴＲ１が直列に接続されている。メインスイッチング素子ＴＲ１は、制御回路１４により制御され、直流電圧を断続的にオン・オフし、断続電圧に変換する。絶縁トランスＴ１のニ次巻線ＴＮ２には出力整流平滑回路２０が接続され、負荷１６に電源を供給している。出力整流平滑回路２０は、直列に接続された同期整流素子ＴＲ２１と同期整流素子ＴＲ２２が絶縁トランスＴ１と並列に接続されている。同期整流素子ＴＲ２１と同期整流素子ＴＲ２２は、同期整素子駆動回路１８により制御されている。同期整流素子ＴＲ２２の両端には、直列に接続された出力コンデンサＣｏと出力チョークコイルＬｏが、並列に接続され、出力コンデンサＣｏの両端に発生する電圧を出力電圧として負荷１６に供給している。
【００５３】
アクティブクランプ回路２４は、直列に接続されたクランプコンデンサＣ２とクランプ素子ＴＲ２が、三次巻線ＴＮ３と並列に接続した構成である。クランプ素子ＴＲ２は制御回路１４により、メインスイッチング素子ＴＲ１と交互にオン・オフする制御がされている。
【００５４】
補助電源回路２２は、ダイオードＤｓｕｂとコンデンサＣｓｕｂから構成される整流平滑回路となっており、ダイオードＤｓｕｂのアノードからカソード方向に流れる電流がコンデンサＣｓｕｂに充電される構成となっており、クランプ素子ＴＲ２の両端と接続されている。コンデンサＣｓｕｂに発生した電圧を補助電源電圧Ｖｓｕｂとして制御回路１４に供給している。
【００５５】
メインスイッチング素子ＴＲ１、同期整流素子ＴＲ２１、同期整流素子ＴＲ２２とクランプ素子ＴＲ２は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴを用いているが、同様の動作をする素子であれば、他の素子を用いても良い。
【００５６】
本発明のスイッチング電源１０の動作を具体的に説明するため、入力電圧Ｖｉｎ＝３０Ｖ〜６０Ｖの範囲で出力電圧Ｖｏ＝５Ｖ、ＭＯＳ−ＦＥＴを駆動する補助電源電圧Ｖｓｕｂ＝約１０Ｖを得る場合を例として説明する。絶縁トランスＴ１の一次巻線ＴＮ１の巻数Ｎ１は８ターン、ニ次巻線ＴＮ２の巻数Ｎ２は２ターンとした。本発明では、補助電源回路にチョークコイルを用いないため、臨界電流、補助電源の出力電流、および、スイッチング周波数の関係は考慮する必要が無い。
【００５７】
本発明のスイッチング電源装置１０では、メインスイッチング素子ＴＲ１がオンの時にはクランプ素子ＴＲ２がオフし、メインスイッチング素子ＴＲ１がオフの時にはクランプ素子ＴＲ２がオンする動作を行う。実際の制御では、クランプ素子ＴＲ２のオフとメインスイッチング素子ＴＲ１のオンの間にデッドタイムを設けることで、メインスイッチング素子ＴＲ１のドレイン・ソース間電圧が低下した後でオンするように制御して、メインスイッチング素子ＴＲ１のスイッチング動作に伴うスイッチング損失を低減している。
【００５８】
本発明では、スイッチング電源装置１０の出力電流Ｉｏによらず、出力チョークコイルＬｏを電流連続モードで動作させるために、同期整流回路を使用する同期整流フォワードコンバータ方式としている。同期整流素子駆動回路１８は、メインスイッチング素子ＴＲ１がオンの時には同期整流素子ＴＲ２１がオンし同期整流素子ＴＲ２２がオフ、メインスイッチング素子ＴＲ１がオフの時には、同期整流素子ＴＲ２１がオフ、同期整流素子ＴＲ２２がオンとなるように、メインスイッチング素子ＴＲ１に同期して、同期整流素子ＴＲ２１と同期整流素子ＴＲ２２を制御している。
【００５９】
図２（Ａ）に、入力電圧Ｖｉｎを３０Ｖとした場合における本発明によるスイッチング電源装置１０の各部の動作波形を、また、図２（Ｂ）に、入力電圧Ｖｉｎを６０Ｖとした場合における本発明によるスイッチング電源装置１０の各部の動作波形を示す。図２において、メインスイッチング素子ＴＲ１の、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは（ａ）に、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは（ｂ）に、また、アクティブクランプ回路２４におけるクランプ素子ＴＲ２の、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは（ｃ）に、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは（ｄ）に示している。入力電圧を一定に保つために、入力電圧が低い場合、即ち、入力電圧Ｖｉｎが３０Ｖの場合は、図２（Ａ）のように、メインスイッチング素子ＴＲ１のゲート・ソース間電圧を示す（ａ）Ｖｇｓのオン時間Ｔｏｎを長くしてデューティｄｕｔｙを広げ、入力電圧が高い場合は、即ち、入力電圧Ｖｉｎが６０Ｖの場合は、図２（Ｂ）のようにメインスイッチング素子ＴＲ１のゲート・ソース間電圧を示す（ａ）Ｖｇｓのオン時間Ｔｏｎを短くしてデューティｄｕｔｙを狭くする制御を行う。
【００６０】
メインスイッチング素子ＴＲ１がオンの時に絶縁トランスＴ１の一次巻線には、入力電圧Ｖｉｎが印加される。アクティブクランプ方式のフォワードコンバータの絶縁トランスＴ１は、メインスイッチング素子ＴＲ１がオンしている時に励磁した分を、メインスイッチング素子ＴＲ１がオフしているときに消磁するように動作し、励磁量と消磁量が同じになるように動作している。図２（Ａ）及び（Ｂ）のメインスイッチング素子ＴＲ１のドレイン・ソース間電圧を示す（ｂ）Ｖｄｓで示したように、励磁と消磁が同じになるためには、（入力電圧Ｖｉｎ×メインスイッチング素子ＴＲ１のオン時間Ｔｏｎ）と、（メインスイッチング素子ＴＲ１がオフの時にトランスに発生する電圧Ｖｒ×メインスイッチング素子ＴＲ１のオフ時間Ｔｏｆｆ）が等しくなるように、絶縁トランスＴ１に電圧Ｖｒが発生する。このため、入力電圧Ｖｉｎが低いと絶縁トランスＴ１に発生する電圧Ｖｒが高くなり、入力電圧Ｖｉｎが高いと絶縁トランスＴ１に発生する電圧Ｖｒが低くなる。
【００６１】
この時、クランプ素子ＴＲ２の、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、図２（Ａ）及び（Ｂ）の（ｃ）ＶＧＳに示したように、メインスイッチング素子ＴＲ１とは逆位相でオン・オフ制御され、クランプ素子ＴＲ２の、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは（ｄ）ＶＤＳで示したように、クランプ素子ＴＲ２の、ゲート・ソース間電圧を示す（ｂ）Ｖｄｓと同位相の電圧となる。
【００６２】
この時、クランプ素子ＴＲ２のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは、以下のように求めることができる。
【００６３】
本発明のスイッチング電源装置１０は、出力チョークコイルＬｏが電流連続モードで動作する同期整流フォワードコンバータであり、メインスイッチング素子ＴＲ１のデューティｄｕｔｙは、式（３）を変形した次式となる。
【００６４】
【数９】
0005639006.tif 000010
メインスイッチング素子ＴＲ１のオン時間Ｔｏｎとメインスイッチング素子ＴＲ１のオフ時間Ｔｏｆｆの比は、デューティｄｕｔｙと（１−ｄｕｔｙ）の比に等しいため、次式が成立する。
【００６５】
【数１０】
0005639006.tif 000011
メインイッチング素子ＴＲ１がオンの時、絶縁トランスＴ１の一次巻線ＴＮ１に印加された入力電圧Ｖｉｎが三次巻線ＴＮ３に伝えられる。絶縁トランスＴ１の三次巻線ＴＮ３は、図１においてドット印を付した側にプラスの電圧が発生する。このとき、三次巻線ＴＮ３に発生する電圧ＶＮ３は次式となる。
【００６６】
【数１１】
0005639006.tif 000012
従って、三次巻線ＴＮ３に発生する電圧ＶＮ３は、入力電圧Ｖｉｎに比例し、入力電圧Ｖｉｎが低いと三次巻線ＴＮ３に発生する電圧ＶＮ３が低くなり、入力電圧Ｖｉｎが高いと三次巻線ＴＮ３に発生する電圧ＶＮ３が高くなる。
【００６７】
メインスイッチング素子ＴＲ１がオフの時、一次巻線ＴＮ１に電圧Ｖｒが発生すると同時に、三次巻線ＴＮ３にも電圧Ｖｒに比例した電圧が発生する。三次巻線ＴＮ３は、図１におけるドット印の無い側にプラスの電圧が発生する。三次巻線ＴＮ３に発生する電圧は、クランプコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２に蓄えられることになるので、ダイオードＤｓｕｂの順方向電圧降下が無視できるとすると、クランプコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２は次式となる。
【００６８】
【数１２】
0005639006.tif 000013
メインスイッチング素子ＴＲ１がオンの時、クランプ素子ＴＲ２のドレインには、クランプコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２に、三次巻線ＴＮ３に発生する電圧ＶＮ３を加えた値が印加される。従って、クランプ素子ＴＲ２のドレインに印加される電圧は、メインスイッチング素子ＴＲ１のドレインに印加される電圧をトランスの巻数比で換算した値と等しく、クランプ素子ＴＲ２に印加される電圧ＶＤＳは次式で得られる。
【００６９】
【数１３】
0005639006.tif 000014
本スイッチング電源装置１０は、メインスイッチング素子ＴＲ１がオフの時にトランスに発生する電圧Ｖｒは、入力電圧Ｖｉｎが低いと高くなり、入力電圧Ｖｉｎが高いと低くなる特性を持つため、入力電圧Ｖｉｎが大きく変化しても、入力電圧Ｖｉｎとメインスイッチング素子ＴＲ１がオフの時にトランスに発生する電圧Ｖｒを足した電圧は大きく変動しない。従って、クランプ素子ＴＲ２のドレインに印加される電圧も大きく変化しない。
【００７０】
補助電源回路２２は、クランプ素子ＴＲ２のドレイン―ソース間電圧ＶＤＳを、ダイオードＤｓｕｂとコンデンサＣｓｕｂから構成される整流回路で構成されており、整流した電圧を制御回路の補助電源としているため、補助電源電圧Ｖｓｕｂはクランプ素子ＴＲ２に印加される電圧ＶＤＳとなる。このため、補助電源の電圧として約１０Ｖを得るためには、式（１３）より、三次巻線ＴＮ３の巻数Ｎ３を１ターンに設定すれば良いことになる。
【００７１】
図３に本発明のスイッチング電源装置の入力電圧Ｖｉｎに対する、メインスイッチング素子ＴＲ１がオフ時にトランスに発生する電圧Ｖｒおよび補助電源電圧Ｖｓｕｂを示した。図３より、入力電圧Ｖｉｎが高くなると、メインスイッチング素子ＴＲ１がオフ時にトランスに発生する電圧Ｖｒが低くなることが分かる。一方、入力電圧Ｖｉｎが大きく変化しても、補助電源電圧Ｖｓｕｂはほとんど変化せず、約１０Ｖとなっていることが分かる。
【００７２】
以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に、上記の実施形態よる限定は受けない。
【符号の説明】
【００７３】
１０  スイッチング電源装置
１２  入力電源
１４  制御回路
１６  負荷
１８  同期整流素子駆動回路
２０  出力整流平滑回路
２２  補助電源回路
２４  アクティブクランプ回路
Ｔ１  絶縁トランス
ＴＮ１  絶縁トランスの一次巻線
Ｎ１  一次巻線の巻数
ＴＮ２  絶縁トランスのニ次巻線
Ｎ２  絶縁トランスのニ次巻線の巻数
ＴＮ３  三次巻線
ＴＲ１  メインスイッチング素子
ＴＲ２１  同期整流素子
ＴＲ２２  同期整流素子
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｏ  出力電圧
Ｖｓｕｂ  補助電源電圧
ＴＲ２  クランプ素子
Ｉｏ  出力電流
Ｌｏ  出力チョークコイル
Ｖｓｕｂ  補助電源電圧
Ｉｓｕｂ  補助電源電流
Ｖｄｓ  メインスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧
Ｖｇｓ  メインスイッチング素子のゲート・ソース間電圧
ＶＤＳ  クランプ素子のドレイン・ソース間電圧
ＶＧＳ  クランプ素子のゲート・ソース間電圧
Ｄｓｕｂ  ダイオード
Ｃｓｕｂ  コンデンサ
Ｃ２  クランプコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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