(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端に充放電可能な第１の電源が、また、出力端に充放電可能な第２の電源が接続され、直流電圧変換を行うＤＣ/ＤＣコンバータを備え、前記コンバータは、前記入力端とリアクトルの一端間および前記リアクトルの前記一端とグランド間にそれぞれ接続され、
制御回路により反転動作される少なくとも二つのスイッチング素子と、前記リアクトルの他端とグランド間に接続されるコンデンサと、前記リアクトルの前記他端と前記出力端間に接続されたスイッチ素子とを含み、前記制御回路は、前記スイッチング素子を動作させる所定のスイッチング周期で、所定のスイッチング回数毎に前記入力端の電圧と前記出力端の電圧と前記リアクトルを流れるリアクトル電流を取得するサンプリングを行い、前記サンプリングに同期して、前記スイッチング素子のデューティ（Duty）比を調整し、前記入力端の電圧値、前記リアクトルのインダクタンス値、前記コンバータが出力可能な所定のリアクトル電流値もしくは過電流から素子を保護する所定のリアクトル電流値、前記スイッチング周期、および前記スイッチング回数に応じて決定した第１のDuty比で前記スイッチング回数だけ前記スイッチング素子を動作させた後に、前記リアクトル電流値、前記入力端の電圧値、前記第１のDuty比、および前記インダクタンス値に応じて前記コンデンサに予め充電されている初期充電電圧値を推定し、前記初期充電電圧値と前記入力端の電圧値の電圧比である第２のDuty比を所定の量だけ変化させながら前記コンデンサへの充電を行うと共に、前記コンデンサへの充電中に、前記リアクトル電流値と、前記コンデンサの容量値と、前記スイッチング周期とに応じて前記コンデンサの充電電圧値を推定し、前記コンデンサの充電電圧値が所定の閾値に到達することで、前記スイッチ素子のオン制御を行うことを特徴とする車両用電源装置。
【請求項２】
入力端に充放電可能な第１の電源が、また、出力端に充放電可能な第２の電源が接続され、直流電圧変換を行うＤＣ/ＤＣコンバータを備え、前記コンバータは、前記入力端とリアクトルの一端間および前記リアクトルの前記一端とグランド間にそれぞれ接続され、
制御回路により反転動作される少なくとも二つのスイッチング素子と、前記リアクトルの他端とグランド間に接続されたコンデンサと、前記リアクトルの前記他端と前記出力端間に接続されたスイッチ素子と、アノードが前記リアクトルの前記他端側に、カソードが前記出力端側となるように配置されて前記スイッチ素子に並列に接続されたダイオードとを含み、前記制御回路は、前記スイッチング素子を動作させる所定のスイッチング周期で所定のスイッチング回数毎に前記入力端の電圧と前記出力端の電圧と前記リアクトルを流れるリアクトル電流を取得するサンプリングを行い、前記サンプリングに同期して、前記スイッチング素子のデューティ（Duty）比を調整し、前記入力端の電圧値、前記リアクトルのインダクタンス値、前記コンバータが出力可能な所定のリアクトル電流値もしくは過電流から素子を保護する所定のリアクトル電流値、前記スイッチング周期、および前記スイッチング回数に応じて決定した第１のDuty比で前記スイッチング回数だけ前記スイッチング素子を動作させた後に、前記リアクトル電流値、前記入力端の電圧値、前記第１のDuty比、および前記インダクタンス値に応じて前記コンデンサに予め充電されている初期充電電圧値を推定し、前記初期充電電圧値と前記入力端の電圧値の電圧比である第２のDuty比を所定の量だけ変化させながら前記コンデンサへの充電を行うと共に、前記コンデンサへの充電中に、前記ダイオードのアノード側からカソード側に電流が流れることを検出することで、前記スイッチ素子のオン制御を行うことを特徴とする車両用電源装置。
【請求項３】
入力端に充放電可能な第１の電源が、また、出力端に充放電可能な第２の電源が接続され、直流電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータを備え、前記コンバータは、前記入力端に一端が接続されたリアクトルと、前記出力端に一端が接続されたスイッチ素子と、前記リアクトルの他端とグランド間および前記リアクトルの前記他端と前記スイッチ素子の他端間にそれぞれ接続され、制御回路により反転動作される少なくとも二つのスイッチング素子と、前記一方のスイッチング素子と前記スイッチ素子との接続点とグランド間に接続されたコンデンサとを含み、前記制御回路は、前記スイッチング素子を動作させる所定のスイッチング周期で、所定のスイッチング回数毎に前記入力端の電圧と前記出力端の電圧と前記リアクトルを流れるリアクトル電流を取得するサンプリングを行い、前記サンプリングに同期して、前記スイッチング素子のデューティ（Duty）比を調整し、前記入力端の電圧値、前記リアクトルのインダクタンス値、前記コンバータが出力可能な所定のリアクトル電流値もしくは過電流から素子を保護する所定のリアクトル電流値、前記スイッチング周期、および前記スイッチング回数に応じて決定した第１のDuty比で前記スイッチング回数だけ前記スイッチング素子を動作させた後に、前記リアクトル電流値、前記入力端の電圧値、前記第１のDuty比、および前記インダクタンス値に応じて前記コンデンサに予め充電されている初期充電電圧値を推定し、前記初期充電電圧値と前記入力端の電圧値の電圧比である第２のDuty比を所定の量だけ変化させながら前記コンデンサへの充電を行うと共に、前記コンデンサへの充電中に、前記リアクトル電流値と、前記コンデンサの容量値と、前記スイッチング周期とに応じて、前記コンデンサの充電電圧値を推定し、前記コンデンサの充電電圧値が所定の閾値に到達することで、前記スイッチ素子のオン制御を行うことを特徴とする車両用電源装置。
【請求項４】
入力端に充放電可能な第１の電源が、また、出力端に充放電可能な第２の電源が接続され、直流電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータを備え、前記コンバータは、前記入力端に一端が接続されたリアクトルと、前記出力端に一端が接続されたスイッチ素子と、前記リアクトルの他端とグランド間および前記リアクトルの前記他端と前記スイッチ素子の他端間にそれぞれ接続され、制御回路により反転動作される少なくとも二つのスイッチング素子と、前記一方のスイッチング素子と前記スイッチ素子との接続点とグランド間に接続されたコンデンサと、アノードが前記前記スイッチング素子側に、カソードが前記出力端側となるように配置されて前記スイッチ素子に並列に接続されたダイオードを含み、前記制御回路は、前記スイッチング素子を動作させる所定のスイッチング周期で、所定のスイッチング回数毎に前記入力端の電圧と前記出力端の電圧と前記リアクトルを流れるリアクトル電流を取得するサンプリングを行い、前記サンプリングに同期して、前記スイッチング素子の（デューティ）Duty比を調整し、前記入力端の電圧値、前記リアクトルのインダクタンス値、前記コンバータが出力可能な所定のリアクトル電流値もしくは過電流から素子を保護する所定のリアクトル電流値、前記スイッチング周期、および前記スイッチング回数に応じて決定した第１のDuty比で前記スイッチング回数だけ前記スイッチング素子を動作させた後に、前記リアクトル電流値、前記入力端の電圧値、前記第１のDuty比、および前記インダクタンス値に応じて前記コンデンサに予め充電されている初期充電電圧値を推定し、前記初期充電電圧値と前記入力端の電圧値の電圧比である第２のDuty比を所定の量だけ変化させながら前記コンデンサへの充電を行うと共に、前記コンデンサへの充電中に、前記ダイオードのアノード側からカソード側に電流が流れることを検出することで、前記スイッチ素子のオン制御を行うことを特徴とする車両用電源装置。
【請求項５】
前記第２のDuty比を変化させる所定の量は、前記コンバータが出力可能な所定のリアクトル電流値もしくは過電流から素子を保護する所定のリアクトル電流値を目標電流値として、サンプリングにより取得したリアクトル電流に基づいて決定した所定の量であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の車両用電源装置。
【請求項６】
前記コンデンサへの充電中に、前記スイッチ素子に並列に接続されたダイオードのアノード側からカソード側に電流が流れることを、前記リアクトル電流値の所定の変化量に応じて検出することを特徴とする請求項２または４に記載の車両用電源装置。
【請求項７】
前記コンデンサの電圧値の推定時に取得するリアクトル電流は、前記少なくとも二つのスイッチング素子をスイッチング動作させた際の所定のスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均電流値であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の車両
用電源装置。
【請求項８】
前記コンデンサの充電電圧値の所定の閾値は、前記出力端の電圧値以上であることを特徴とする請求項１または３に記載の車両用電源装置。
【請求項９】
前記コンデンサの充電電圧値の所定の閾値は、前記出力端の電圧値と前記コンデンサ充電電圧値の差と前記スイッチ素子のオン抵抗に基づいて決定した電圧値以上であることを特徴とする請求項１または３に記載の車両用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源投入から起動時の車両用電源システムの突入電流を防止する車両用電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境負荷軽減のため、燃費向上を目的に、発電機の発電効率上昇や、減速時の回生エネルギーなどを用いるため、それぞれ独立した２電源以上を必要とする車両用電源システムが提案されている。この車両用電源システムは、電圧の異なる電源を扱うための電圧変換装置が必要であり、起動時の突入電流防止や逆流、逆接時における素子の保護が課題となっている。
【０００３】
特許文献１では、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータのシステムにおいて、逆接保護、および、定電流制御を経て通常充電制御を行うことで、突入電流を防止と素子の保護を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−１０４８６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１のような構成では、半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御することで定電流制御を行うため、ゲート電圧を制御するための制御回路が別途必要になる。また、逆接時には、コンデンサに逆電圧が印加されることで、極性を持つコンデンサ等の素子の破壊にも繋がる。そのため、コンデンサよりもさらに出力端子側に、逆流や逆接を保護する素子を配置することが望ましい。しかしながら、コンデンサよりもさらに出力端子側に逆流や逆接から保護する素子を配置すると、突入電流を防止できても、コンデンサの充電電圧を監視しなくては平滑コンデンサが過電圧で破壊に至る問題が生じる。そのためコンデンサの充電電圧を監視する手段も別途必要になる。
【０００６】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、逆接・逆流時や、起動時の突入電流を防止することで、素子を保護することの出来る車両用電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るスイッチング電源装置は、入力端に充放電可能な第１の電源が、また、出力端に充放電可能な第２の電源が接続され、直流電圧変換を行うＤＣ/ＤＣコンバータを備え、前記コンバータは、前記入力端とリアクトルの一端間および前記リアクトルの前記一端とグランド間にそれぞれ接続され、制御回路により反転動作される少なくとも二つのスイッチング素子と、前記リアクトルの他端とグランド間に接続されるコンデンサと、前記リアクトルの前記他端と前記出力端間に接続されたスイッチ素子とを含み、前記制御回路は、前記スイッチング素子を動作させる所定のスイッチング周期で、所定のスイッチング回数毎に前記入力端の電圧と前記出力端の電圧と前記リアクトルを流れるリアクトル電流を取得するサンプリングを行い、前記サンプリングに同期して、前記スイッチング素子のデューティ（Duty）比を調整し、前記入力端の電圧値、前記リアクトルのインダクタンス値、前記コンバータが出力可能な所定のリアクトル電流値もしくは過電流から素子を保護する所定のリアクトル電流値、前記スイッチング周期、および前記スイッチング回数に応じて決定した第１のDuty比で前記スイッチング回数だけ前記スイッチング素子を動作させた後に、前記リアクトル電流値、前記入力端の電圧値、前記第１のDuty比、および前記インダクタンス値に応じて前記コンデンサに予め充電されている初期充電電圧値を推定し、前記初期充電電圧値と前記入力端の電圧値の電圧比である第２のDuty比を所定の量だけ変化させながら前記コンデンサへの充電を行うと共に、前記コンデンサへの充電中に、前記リアクトル電流値と、前記コンデンサの容量値と、前記スイッチング周期とに応じて前記コンデンサの充電電圧値を推定し、前記コンデンサの充電電圧値が所定の閾値に到達することで、前記スイッチ素子のオン制御を行うものである。
【発明の効果】
【０００８】
このような構成によると、第１のDuty比でスイッチング制御することで、予めコンデンサに充電されている電圧をリアクトル電流で推定し、予め充電されている電圧値と入力端電圧値の電圧比を第２のDuty比とすることで、入力端に接続された第１の電源からの突入電流を防止すると共に、コンデンサに予め充電されていたエネルギーが逆流することもなくなる。第２のDuty比を元に、コンデンサの充電電圧を推定すると同時に、コンデンサの充電電圧を元に、出力端に備えたスイッチ素子を駆動することで逆接・逆流から素子を保護することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る車両用電源装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２】実施の形態１の車両用電源装置の動作を説明するフローチャートである。
【図３】実施の形態１の車両用電源装置の動作を説明する波形図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係る車両用電源装置の構成を示すブロック回路図である。
【図５】実施の形態２の車両用電源装置の動作を説明するフローチャートである。
【図６】この発明の実施の形態３に係る車両用電源装置の構成を示すブロック回路図である。
【図７】この発明の実施の形態４に係る車両用電源装置の構成を示すブロック回路図である。
【図８】この発明の実施の形態６の車両用電源装置の動作を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明を実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または、相当部分には同一の符号を付してその説明は繰り返さない。
【００１１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１の車両用電源装置の構成図を示すものである。図１における第１の電源100は、例えば電気二重層キャパシタやリチウムイオン電池などの蓄電池であり、整流装置を含むオルタネータやMG(モータジェネレータ)などの発電機と接続されている（図示省略）。第１の電源100は、発電機によって所定の電圧値V1となるように充電され、電圧変換装置200を介して、車両に搭載される電気負荷400へ電流供給を行う。電圧変換装置200は、第１の電源100の電圧値V1を直流電圧値V2に変圧して出力する。第２の電源300は、第１の電源100と同様の蓄電池で、例えば、鉛蓄電池であり、車両の電気負荷400と共に電圧変換装置200の出力側に接続されている。
【００１２】
電圧変換装置200は、例えば降圧ＤＣ/ＤＣコンバータで、図１に示す様に、第１の電源100の＋端子と第２の電源300の＋端子とが第１スイッチング素子230、リアクトル240、およびスイッチ素子270を介して負荷400に接続されている。第１スイッチング素子230は、そのドレイン側が第１の電源100の＋端子に接続され、第１スイッチング素子230のソース側は、リアクトル240の一端と、ソース側をグランドに接続した第２スイッチング素子231のドレイン側とに接続されている。リアクトル240の他端は、スイッチ素子270の一端と接続される。リアクトル240の他端とグランド間には、平滑手段としてのコンデンサ260が接続されている。スイッチ素子270の他端は、電圧変換装置200の出力端と接続されており、この出力端に第２の電源300および電気負荷400が接続される。図１に示す例では、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231は、例えば、MOSFETなどの半導体スイッチング素子である。なお、図１にはMOSFETにおいて形成されるボディダイオードが示されている。また、スイッチ素子270は、例えば、MOSFETやIGBTなどの半導体スイッチング素子や、電磁式、機械式のリレー等でもよい。
【００１３】
第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231には、前記各素子のゲートに印加される電圧を制御する制御回路220が接続され、第１スイッチング素子ゲート駆動信号および第２スイッチング素子ゲート駆動信号に応じて、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231をスイッチング制御する。第２スイッチング素子231は、第１スイッチング素子230のスイッチングに対して、制御回路220によって相補的にスイッチング制御される。また、第１スイッチング素子230と第２スイッチング素子231のスイッチング時には、第１の電源100とグランドとの短絡防止に、短絡防止のデッドタイムが設けられている。スイッチ素子270には、制御回路220からスイッチの切離しや接続の制御を行うためのスイッチ駆動信号が入力される。
【００１４】
制御回路220には、電圧変換装置200の入力端に接続される第１の電源100の電圧値V1を検出する入力端電圧検出手段（第１の電源の電圧検出手段と呼ぶこともある）210（例えば、電圧を抵抗で分圧することで検出）、リアクトル240に流れるリアクトル電流値ILを検出するリアクトル電流検出手段250（例えば、シャント抵抗や電流センサにより電流を検出）、および電圧変換装置200の出力端に接続される第２の電源300の電圧値V2を検出する出力端電圧検出手段（第２の電源の電圧検出手段と呼ぶこともある）280（例えば、電圧を抵抗で分圧することで検出）でそれぞれ検出された検出値が入力される。これらの検出値は、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231のスイッチング周期に同期して、所定のスイッチング回数N回毎にサンプリングを行う制御回路220に内蔵のサンプリング手段によって取得され、取得した値に応じて、第１スイッチング素子230や第２
スイッチング素子231をスイッチング制御する際のデューティ（Duty）比の制御や、スイッチ素子270のオンオフ制御を行う。このようにして電圧変換装置200は、所定の周期におけるDuty比を調整することで第１の電源の電圧値V1を直流電圧値V2に変圧して出力することで、第２の電源の電圧値V2を制御する。
【００１５】
次に、以上のように構成された車両用電源装置の起動から第２の電源の電圧値V2を制御するまでの電圧変換装置200の制御フローについて図２のフローチャートにより説明する。
【００１６】
ステップS1では、制御回路220は、電圧変換装置200が起動か否かを判定する。これは、発電機やエンジンの制御装置、例えばECUからの起動信号を受けて起動か否かを判定する。起動と判定すれば、ステップS2に進み、起動ではないと判定した場合、ステップS1に戻る。なお、ステップS1では、第１スイッチング素子230、第２スイッチング素子231、スイッチ素子270はオフ状態となっている。
【００１７】
ステップS2では、制御回路220は、内蔵するサンプリング手段により、入力端電圧検出手段210で検出した第１の電源100の電圧値V1を取得し、ステップS3へ進む。以下、ステップS3〜S6は、コンデンサ260の初期充電電圧値Vco_initを推定するためステップとなる。
【００１８】
ステップS3では、制御回路220は、ステップS2で取得した、第１の電源100の電圧値V1に基づいて、所定のスイッチング周期Tpwmにおける第１スイッチング素子230のオン時間Tonの時比率である第１のDuty比を算出し、ステップS4へ進む。
【００１９】
ここで、第１スイッチング素子230を所定のスイッチング周期Tpwmでスイッチングする際のDuty比と、リアクトル電流の変化量ΔILと、第１の電源100の電圧値V1と、コンデンサ260の電圧値Vcoの関係は下記（式１）で算出される。（式１）を変形すると（式２）となる。（式２）より、コンデンサ260に予め充電されている電圧Vcoが0Vのときがリアクトル電流の変化量ΔILが最も大きいときであり、Vco＝0として（式２）を変形すると（式３）となる。この（式３）で示されるリアクトル電流変化量ΔILは、起動時のリアクトル電流を0Aとして第１スイッチング素子230をDuty比でスイッチング制御した際にリアクトル240に流れるリアクトル電流値ILであり、このリアクトル電流値ILを出力可能な所定の電流値もしくは過電流から素子を保護する所定の電流値IL_limitとして、（式３）を第１スイッチング素子230のスイッチング時のDuty比である第１のDuty比を算出する式に変形すると（式４）となる。
【００２０】
ΔIL = ( V1-Vco ) /L × Duty比 ×Tpwm - Vco /L × (1-Duty比) ×Tpwm 
（式１）
ΔIL = V1 /L × Duty比 × Tpwm - Vco /L × Tpwm （式２）
ΔIL = V1 /L × Duty比 × Tpwm （式３）
第１のDuty比 = IL_limit × L / (V1 × Tpwm ) （式４）
【００２１】
図３の（Ａ）に、ステップS3で示す起動時のリアクトル電流値ILを0Aとして、第１スイッチング素子230をスイッチング制御した際にリアクトル240に流れるリアクトル電流値ILの定義について示す。図３（Ａ）に示すリアクトル電流値ILは、スイッチング周期Tpwmとオン時間Tonで第１スイッチング素子230をスイッチングさせることで、リアクトル240を流れるリアクトル電流値を示しており、リアクトル電流検出手段250で取得するポイントは、図３の（Ａ）に示すサンプリングポイントとなる。
【００２２】
上記（式３）を、所定のスイッチング回数N回毎にDuty比を更新する場合に沿って変化するリアクトル電流変化量NΔILを算出する式に変形すると、（式５）となる。この（式５）で示されるリアクトル電流変化量NΔILは、起動時のリアクトル電流値を0Aとして第１スイッチング素子230をDuty比でN回スイッチング制御した際にリアクトルに流れるリアクトル電流値IL_Nであり、このリアクトル電流値IL_Nを出力可能な所定の電流値もしくは過電流から素子を保護する所定のリアクトル電流値IL_limitに置き換え、スイッチング素子230のスイッチング時のDuty比である第１のDuty比を算出する形に変形すると（式６）となる。
【００２３】
NΔIL = V1 /L × Duty比 × Tpwm × N （式５）
第１のDuty比 = IL_limit × L / (N × V1 × Tpwm ) （式６）
【００２４】
図３の（Ｂ）にステップS3で示す起動時のリアクトル電流値を0Aとして第１スイッチング素子230をDuty比でN回スイッチング制御した際にリアクトル240に流れるリアクトル電流値IL_Nの定義について示す。図３ではN回スイッチングした際のリアクトル電流値の変化を示しており、リアクトル電流値IL_Nは、スイッチング周期Tpwmとオン時間Tonで第１スイッチング素子230をN回スイッチングさせることで変化したリアクトル電流値を示しており、リアクトル電流検出手段250で取得するポイントは、図３の（Ｂ）に示すサンプリングポイントとなる。
【００２５】
上記（式６）により、第１のスイッチング素子230の第１のDuty比を算出し、ステップS4に進む。なお、上記（式６）のIL_limit × L /（N×Tpwm）の部分は、固定データとして予め計算した値を持っておき、直接計算する方法としてもよい。また、実際の電流上昇量は、第１スイッチング素子230がスイッチングすることで流れる電流によりコンデンサ260が充電されることで、（式６）よりも小さくなるほか、予めコンデンサ260が充電されている場合を考えると、（式６）で算出した第１のDuty比で第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231が所定の回数N回スイッチングする制御を行っても、過電流で素子が破壊することはないものとなる。
【００２６】
ステップS4では、制御回路220は、ステップS3で算出した第１スイッチング素子230の第１のDuty比で、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231を所定のスイッチング周期Tpwmでスイッチングを行うための第１スイッチング素子駆動信号と第２スイッチング素子駆信号を、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231に出力し、ステップS5に進む。
【００２７】
ステップS5では、制御回路220はステップS4で、スイッチング周期Tpwm、第１のDuty比で所定のスイッチング回数N回スイッチングした際に、入力端電圧検出手段210、リアクトル電流検出手段250、出力端電圧検出手段280により検出した検出値である第１の電源100の電圧値V1、リアクトル電流値IL_N、および第２の電源300の電圧値V2を取得し、ステップS6に進む。
【００２８】
ステップS6では、制御回路220は、ステップS5で取得した第１の電源100の電圧値V1およびリアクトル電流値IL_Nに基づいて、コンデンサ260に予め充電されている電圧値Vco_initを推定し、ステップS7に進む。
【００２９】
ここで、第１スイッチング素子230の所定のスイッチング周期TpwmにおけるDuty比と、リアクトル電流変化量ΔILと、第１の電源100の電圧値V1と、コンデンサ260の電圧値Vco_initの関係を示す前述の（式１）、（式２）より、N回スイッチングした際に流れるリアクトル電流変化量NΔILを算出すると（式７）となる。さらに（式７）のNΔILをスイッチング開始時のリアクトル電流値を0Aとして所定のスイッチング周期TpwmでスイッチングN回毎にサンプリング手段で取得したリアクトル電流値IL_Nに、Duty比を第１のDuty比に置き換えて、コンデンサ電圧値Vcoを、予めコンデンサに充電されているコンデンサ電圧値Vco_initを算出する形に変形すると（式８）となる。
【００３０】
NΔIL = N ×ΔIL = N ×（V1 /L × Duty比 × Tpwm - Vco /L × Tpwm ） 
（式７）
Vco_init = V1×第１のDuty比 - IL_N × L / (Tpwm × N) （式８）
【００３１】
このようにして、上記（式８）より、予めコンデンサ260に充電されている電圧値Vco_initを推定し、ステップS7に進む。なお、上記（式８）の L /（Tpwm ×N）の部分は、固定データとして予め計算した値を持っておき、直接計算する方法としてもよい。なお、ステップS6で取得するリアクトル電流値IL_Nは、ステップS3で示したものと同じサンプリングポイントでリアクトル電流値を取得する。
【００３２】
ステップS7では、ステップS6で推定したコンデンサ260に予め充電されている電圧値Vco_initが所定の閾値以上であるかどうか判断し、閾値以上であればステップS8に進む。一方、Vco_initが所定の閾値未満であればステップS10に進む。
【００３３】
ステップS8では、制御回路220は、スイッチ素子270をオンして、電圧変換装置200の出力端とリアクトル240を接続し、ステップS9へ進む。
【００３４】
ステップS9では、制御回路220は、第２の電源300の電圧値V2を所定の電圧値に制御する電圧制御を行う。例えば、所定の電圧値を目標電圧値として、第２の電源300の電圧値V2との偏差に基づいて、リアクトル電流を制御する電流モード制御でDuty比を調整する。なお、本ステップS9では前述の電流モード制御のみならず、目標電圧値と第２の電源300の電圧値V2の偏差に基づいてDuty比を決定する電圧モード制御でもよく、Duty比の決定方法は、前述の限りではない。
【００３５】
ステップS10では、制御回路220は、ステップS6で推定したコンデンサ260に予め充電されている電圧値Vco_initが所定の閾値よりも小さいため、コンデンサ260の充電を行うために第１スイッチング素子230、第２スイッチング素子231を所定のスイッチング周期Tpwmでスイッチングする際の第２のDuty比を決定する。
【００３６】
本ステップS10で決定する第２のDuty比は、ステップS6で推定したコンデンサ260に予め充電されている電圧値Vco_initとステップS5で取得した第１の電源100の電圧値V1の電圧比とする。Vco_initとV1の電圧比を第２のDuty比とすることで、スイッチング開始時のコンデンサ260からの逆流や、入力側に接続されている第１の電源100から流れ込む突入電流を防止することが出来る。また、後述のステップS14から本ステップS10に進んだ場合は、第２のDuty比を予め決めていた所定量、徐々に増加させるように第２のDuty比を決定する。
【００３７】
ステップS11では、ステップS10で決定した第２のDuty比で、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231を所定のスイッチング周期TpwmでN回スイッチングを行い、ステップS12に進む。
【００３８】
ステップS12では、ステップS11でのスイッチング周期Tpwmで、第２のDuty比でN回スイッチングした際に、入力端電圧検出手段210、リアクトル電流検出手段250、および出力端電圧検出手段280により検出した検出値であるリアクトル電流値IL_N、第１の電源100（入力端）の電圧値V1、および第２の電源300（出力端）の電圧値V2を取得し、ステップS13に進む。
【００３９】
ステップS13では、ステップS12で取得したリアクトル電流値IL_Nに基づいて、コンデンサ260の充電電圧値Vcoを推定し、ステップS14へ進む。
【００４０】
ここで、コンデンサ260の充電電圧値Vcoとコンデンサ260に流れ込む電流Iの関係を示すため、ある時間あたりdtにおいてCの容量を持つコンデンサに流れる電流Iに対するコンデンサの充電電圧の変化dvの関係式を下記（式８）に示す。下記（式８）のdtをスイッチング周期Tpwmに、電流Iをリアクトル電流値ILに、dvをコンデンサ電圧の変化量ΔVcoに変形すると（式９）となる。（式９）をCの容量を持つコンデンサ電圧ΔVcoの変化量を算出する形に変形すると（式１０）となる。
【００４１】
I = C ×dv/dt （式８）
IL = C ×ΔVco / Tpwm （式９）
ΔVco = IL × Tpwm /C （式１０）
【００４２】
上記（式１０）を、所定のスイッチング回数N回毎にDuty比を更新する場合に沿って、（式１０）のリアクトル電流値ILを所定のスイッチング周期Tpwmに同期してスイッチングN回毎にサンプリングするリアクトル電流値IL_Nで置き換えるとともに、ΔVcoをΔVco_nとして、ΔVco_nを算出する式に変形すると（式１１）となる。さらに（式１１）をステップS6で推定した予めコンデンサ260に充電されている電圧値Vco_initより、コンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出する形に変形すると（式１２）となる。
【００４３】
ΔVco_n = ΔVco×N = IL_N ×Tpwm ×N /C （式１１）
Vco = Vco_init+ΔVco_n = Vco_init +IL_N ×Tpwm×N /C （式１２）
【００４４】
本ステップS13にてコンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出する際に使用する（式９）〜（式１２）のリアクトル電流値ILおよびIL_Nは、フィルタ手段等で、スイッチング周期Tpwmでスイッチングした際のリアクトル電流の平均値であり、また、リアクトル電流値IL_Nも同様に、スイッチング周期TpwmでN回スイチングした際のリアクトル電流の平均値であり、ステップS12で取得したリアクトル電流値は、サンプリングタイミングに依存しないものとなっている。また、図３の（Ａ）、（Ｂ）で定義したリアクトル電流値を使用するステップS6も、予め平均化した電流値を用いて、（式８）の算出値を補正すればよいため、本実施の形態１に示すものに限らない。
【００４５】
このようにして、上記（式１２）より、ステップS6で推定した、予めコンデンサ260に充電されている電圧値Vco_init、ステップS12で取得したリアクトル電流値IL_N、およびコンデンサ260の容量値Cに基づいてコンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出し、ステップS14に進む。なお、上記（式１２）の Tpwm×N /Cの部分は、固定データとして予め計算した値を持っておき、直接計算する方法としてもよい。
【００４６】
また、後述のステップS14からステップS10を経て本ステップS13に進んだ場合、前述のステップS10〜S13を経て本ステップS13で推定するコンデンサ260の充電電圧値Vcoは下記（式１３）となる。Vco_oldは前回のステップS13で算出したコンデンサ260の充電電圧値であり、本ステップS13で算出したコンデンサ260の充電電圧の変化量ΔVco_nの値を加算積分することでコンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出し、ステップS14に進む。
【００４７】
Vco = Vco_old+ΔVco_n = Vco_old +IL_N ×Tpwm ×N /C （式１３）
【００４８】
ステップS14では、ステップS13で推定したコンデンサ260の充電電圧値Vcoに対して、ステップS7と同様の判定を行う。コンデンサ260の充電電圧値Vcoが所定の閾値以上であればステップS8に進む。一方でコンデンサ260の充電電圧値Vcoが所定の閾値未満であれば、ステップS10に戻り、第２のDuty比を徐々に増加させることでコンデンサ260の充電制御を引き続き行う。
【００４９】
本実施の形態１では、リアクトル電流値に基づいて、コンデンサ260の充電電圧値Vcoを推定し、充電制御を行うことで、コンデンサ260の充電電圧値の検出手段が不要となるだけでなく、突入電流の防止、逆接・逆流時の素子の保護、サンプリング周期に依存せずに制御することでの処理負荷の低減が可能となる。
【００５０】
実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２に係る車両用電源装置の構成図を示すものであり、図１との違いは、スイッチ素子270に、アノードがリアクトル240側に、カソードが電圧変換装置200の出力端側に配置されたダイオード271が並列に接続されていることと、ダイオード271に流れるダイオード電流検出手段272が設けられていることである。その他は図１と同じである。
【００５１】
図４のように構成された車両用電源装置の起動から第２の電源300の電圧値V2を制御するまでの電圧変換装置200の制御フローについて図５のフローチャートにより説明する。
【００５２】
図５のフローチャートのステップS１〜ステップS11は、図２に示す実施の形態１のフローチャートのステップS1〜S11と内容は同じであるため、説明は省略する。以降、図５のステップS12から説明を行う。
【００５３】
ステップS12では、スイッチ素子270に並列に接続されたダイオード271に流れるダイオード電流値Dcurをダイオード電流検出手段272で検出しステップS13に進む。コンデンサ260の充電電圧が、第２の電源300の電圧値V2とダイオード271の降伏電圧の和以上となることで、ダイオード271に電流が流れ始めるため、本ステップS12ではダイオード電流値Dcurが0A以上であれば、ダイオード271に電流が流れたと判定する。本ステップS12は、ダイオード271に電流が流れたか否かを判定するための検出であり、スイッチング周期TpwmでN回スイチングした際に前記リアクトル電流値等のサンプリング手段と同タイミングでサンプリングを行ってもよいため、この形に限定されるものではない。
【００５４】
ステップS13では、ダイオード271に電流が流れたか否かで、コンデンサ260の充電の完了の判定を行う。前述のステップS12で、ダイオード271に電流が流れたと検出した場合はステップS8へ進み、ダイオード271に電流が流れていない場合はステップS10へ戻る。
【００５５】
本実施の形態２では、ダイオード電流検出手段272をダイオード271の直近に配置しているが、電圧変換装置200の出力端に接続される第２の電源300の充電状態（SOC)を管理する場合等に使用する電圧変換装置200から第２の電源300に流れ込む電流を、ダイオード電流値Dcurの代わりとして、ダイオード271に電流が流れたか否かの判定に使用してもよいため、ダイオード電流検出手段272は本実施の形態２のものに限られるものではない。また、スイッチ素子270とダイオード271は、ボディダイオードを形成するMOSFETなどの半導体スイッチ素子でもよい。
【００５６】
本実施の形態２は、実施の形態１でのスイッチ素子270をオンさせるためのコンデンサ260の充電完了の判定を、スイッチ素子270に並列に接続されたダイオード271に電流が流れるか否かで判定を行う形態となっている。本実施の形態２では、コンデンサ260の充電電圧値の推定が不要となるため、例えば制御回路220で演算を行う際の処理負荷の低減になる。
【００５７】
実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３に係る車両用電源装置の構成図を示すものであり、図１に示す実施の形態１の電圧変換装置200が昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータに変更になった構成
となっている。
【００５８】
実施の形態３に示す電圧変換装置200は、第１の電源100の＋端子と第２の電源300の＋端子とがリアクトル240、第２スイッチング素子231、およびスイッチ素子270を介して接続されている。第１の電源100の＋端子がリアクトル240の一端に、また、ソース側を接地した第１スイッチング素子230のドレイン側がリアクトル240の他端に接続されている。そして、第２スイッチング素子231のソース側はリアクトル240の他端に、第２スイッチング素子231のドレイン側はスイッチ素子270の一端にそれぞれ接続されている。さらに、一端が接地されたコンデンサ260の他端が第２スイッチング素子231のドレイン側に接続されている。スイッチ素子270の他端は、電圧変換装置200の出力端子に接続されており、出力端子には鉛蓄電池等の第２の電源300および電気負荷400が接続される。図６に示す例では、図１と同じく、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231は、例えば、MOSFETなどの半導体スイッチング素子である。なお、図６にはMOSFETにおいて形成されるボディダイオードが示されている。また、スイッチ素子270は、図１と同様に、例えば、MOSFETやIGBTなどの半導体スイッチング素子や、電磁式、機械式のリレー等でもよい。
【００５９】
本実施の形態３の図６の構成要素は図１と同じであり、各要素の接続が上記のように異なるだけである。第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231には制御回路220が接続され、制御回路220は、第１スイッチング素子ゲート駆動信号および第２スイッチング素子ゲート駆動信号に応じて、第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231をスイッチング制御する。第２スイッチング素子231は、第１スイッチング素子230のスイッチングに対して、制御回路220が相補的にスイッチングするよう制御される。また、第１スイッチング素子230と第２スイッチング素子231のスイッチング時には、第１の電源100とグランドとの短絡防止に、短絡防止のデッドタイムが設けられている。また、
スイッチ素子270には、制御回路220からスイッチ素子270の切離しや接続の制御を行うためのスイッチ駆動信号が入力される。制御回路220は、第１の電源100の電圧値V1、リアクトル電流値IL、および第２の電源300の電圧値V2を実施の形態１と同様の検出手段210、250、280、およびサンプリング手段でサンプリングした検出値に応じて、所定の周期におけるDuty比を調整することで第１の電源100の電圧値V1を直流電圧値V2に変圧して出力することで、第２の電源300の電圧値V2を制御する。
【００６０】
以上のように構成された車両用電源装置の起動から第２の電源300の電圧値V2を制御するまでの電圧変換装置200の制御フローについて説明する。
【００６１】
本実施の形態３は、実施の形態１の電圧変換装置200が降圧ＤＣ/ＤＣコンバータの構成であるのに対して、昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータの構成になされている点が異なるだけなので、図２に示す実施の形態１の制御フローの内、降圧ＤＣ/ＤＣコンバータから昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータへの変更に伴って異なる部分である、ステップS3、ステップS6、およびステップS13に限って以下に制御フローを説明することとし、図２の制御フローのステップS1〜ステップS2までは説明を省略する。
【００６２】
本実施の形態３の制御フローのステップS3〜S6は、実施の形態１の制御フローと同じく、コンデンサ260の初期充電電圧値Vco_initを推定するためのステップである。
【００６３】
ステップS3では、制御回路220は、ステップS2で取得した、第１の電源100の電圧値V1に基づいて、所定のスイッチング周期Tpwmにおける第１スイッチング素子230のオン時間Tonの時比率である第１のDuty比を算出しステップS4へ進む。
【００６４】
電圧変換装置200の入力端に接続された第１の電源100から、第２スイッチング素子231に並列に接続されているボディダイオードを通って、コンデンサ260には予め第１の電源100から充電が行われるため、コンデンサ260の初期充電電圧値Vco_initは、第１の電源100の電圧値V1以下にはならない電圧値となるが、V1よりも大きい電圧値になる場合があるため、初期充電電圧値Vco_initの推定が必要となる。
【００６５】
ここで、第１スイッチング素子230を所定の周期Tpwmでスイッチングする際のDuty比とリアクトル電流の変化量ΔILと第１の電源100の電圧値V1、コンデンサ260の電圧値Vcoの関係は下記（式１４）で算出される。ここで、前述のステップS3での説明にあるように、Vcoの電圧値は、V1の電圧値以上となるため、Vcoの電圧値を、最低値であるV1の電圧値と同電圧として（式１４）を変形すると（式１５）になる。この（式１５）で示されるリアクトル電流変化量ΔILは、起動時のリアクトル電流値を0Aとして第１スイッチング素子230をDuty比でスイッチング制御した際にリアクトル240に流れるリアクトル電流値ILであり、このリアクトル電流値ILを出力可能な所定の電流値もしくは過電流から素子を保護する所定の電流値IL_limitとして、コンデンサ260を充電する際の第１スイッチング素子230のスイッチング時のDuty比である第１のDuty比を算出する式に（式１５）を変形すると（式１６）となる。
【００６６】
ΔIL = V1 /L × Duty比×Tpwm- ( Vco- V1 ) /L ×(1-Duty比) ×Tpwm 
（式１４）
ΔIL = V1 /L × Duty比×Tpwm （式１５）
第１のDuty比= IL_limit × L / (V1× Tpwm) （式１６）
【００６７】
ここで、上記（式１５）を、所定のスイッチング回数N回毎にDuty比を更新する場合に沿って変化するリアクトル電流値NΔILを算出する式に変形すると、（式１７）となる。
（式１７）のNΔILは、スイッチング開始時のリアクトル電流値を0Aとして所定のスイッチング周期TpwmでスイッチングN回毎にサンプリング手段で取得したリアクトル電流値IL_Nであり、このリアクトル電流値NΔILを出力可能な所定の電流値もしくは、過電流から素子を保護する所定の電流値IL_limit、Duty比を第１のDuty比に置き換えて、（式１７）から第１スイッチング素子230のDuty比である第１のDuty比を算出する式に変形すると（式１８）となる。
【００６８】
NΔIL = N ×V1 /L ×Duty比×Tpwm （式１７）
第１のDuty比 = IL_limit × L / (N ×V1 ×Tpwm) （式１８）
【００６９】
上記（式１８）により、所定のスイッチング周期Tpwmにおける第１スイッチング素子230のオン時間Tonの比率である第１のDuty比を算出し、ステップS4に進む。なお、上記（式１８）のIL_limit × L /(N×Tpwm) の部分は、固定データとして予め計算した値を持っておき、直接計算する方法としてもよい。また、実際の電流上昇量はスイッチングすることによりコンデンサ260が充電されることで、（式２０）よりも小さくなるため、第１のDuty比で第１スイッチング素子230および第２スイッチング素子231を所定の回数N回スイッチングする制御を行っても、過電流で素子が破壊することはないものとなる。
【００７０】
ステップS4〜S5については、実施の形態１の図２の制御フローと同じなので説明は省略する。
【００７１】
ステップS6では、制御回路220は、ステップS5で取得した第１の電源の電圧値V1、およびリアクトル電流値IL_Nに基づいて、コンデンサ260に予め充電されている電圧値Vco_initを推定し、ステップS7に進む。
【００７２】
ここで、第１スイッチング素子230の所定のスイッチング周期TpwmにおけるDuty比とリアクトル電流の変化量ΔILと、第１の電源100の電圧値V1と、コンデンサの電圧値Vco_initの関係を示す前述の（式１４）より、N回スイッチングした際に流れるリアクトル電流変化量NΔILを算出すると（式１９）となる。さらに（式１９）のNΔILをスイッチング開始時のリアクトル電流を0Aとして所定のスイッチング周期TpwmでスイッチングN回毎にサンプリング手段で取得したリアクトル電流値IL_Nに、Duty比を第１のDuty比に置き換えて、コンデンサ電圧値Vcoを予めコンデンサ260に充電されているコンデンサ電圧値Vco_initを算出する形に変形すると（式２０）となる。
【００７３】
NΔIL =N ×ΔIL =N ×(V1/L×Duty比×Tpwm-(Vco-V1)/L×(1-Duty比)×Tpwm）  （式１９）
Vco_init = V1/（１−第１のDuty比） - IL_N × L /((１−第１のDuty比）Tpwm
×N)   （式２０）
【００７４】
このようにして、上記（式２０）より、予めコンデンサ260に充電されている電圧値Vco_initを推定し、ステップS7に進む。なお、上記（式２０）の L /（Tpwm ×N）の部分は、固定データとして予め計算した値を持っておき、直接計算する方法としてもよい。なお、ステップS6で取得するリアクトル電流値IL_Nは、実施の形態１の図２に示す制御フローのステップS3で示したものと同じサンプリングポイントでリアクトル電流値を取得する。
【００７５】
ステップS7〜S12は、実施の形態１の図２の制御フローと同じなので説明は省略する。
【００７６】
ステップS13では、ステップS12で取得したリアクトル電流値IL_Nに基づいて、コンデンサ260の充電電圧値Vcoを推定し、ステップS14へ進む。
【００７７】
ここで、コンデンサ260の充電電圧値Vcoとコンデンサ260に流れ込む電流Iの関係を示すため、ある時間あたりdtにおいてCの容量を持つコンデンサに流れる電流Iに対するコンデンサの充電電圧の変化dvの関係式を下記（式２１）に示す。コンデンサ260へ電流が流れ込むのは、第１スイッチング素子230のオフ時間Toffであり、スイッチング周期Tpwmにおけるオン時間Tonの時比率である第１のDuty比の逆数となる。電流Iをリアクトル電流値IL、dvをコンデンサ電圧の変化量ΔVco、dtをToff時間にそれぞれ変形すると（式２２）になる。（式２２）をCの容量を持つコンデンサ電圧ΔVcoの変化量を算出する形に、Toff時間を第２のDuty比とスイッチング周期Tpwmで算出され形に変形すると（式２３）となる。
【００７８】
I = C ×dv/dt （式２１）
IL = C ×ΔVco / Toff （式２２）
ΔVco = IL ×(1-第２のDuty比)×Tpwm/C （式２３）
【００７９】
上記（式２３）を、所定のスイッチング回数N回毎にDuty比を更新する場合に沿って、（式２３）のリアクトル電流値ILを所定のスイッチング周期Tpwmに同期してスイッチングN回毎にサンプリングするリアクトル電流値IL_Nで置き換えるとともに、ΔVcoをΔVco_nとして、ΔVco_nを算出する式に変形すると、（式２４）となる。さらに（式２４）をステップS6で推定した予めコンデンサ260に充電されている電圧値Vco_initより、コンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出する形に変形すると（式２５）となる。
【００８０】
ΔVco_n = ΔVco×N = IL_N×(1-第２のDuty比)×Tpwm×N /C （式２４）
Vco = Vco_init+ΔVco_n =Vco_init+IL_N×(1-第２のDuty比)×Tpwm×N/C 
（式２５）
【００８１】
本ステップS13にてコンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出する際に使用する（式２２）〜（式２５）のリアクトル電流値ILおよびIL_Nは、スイッチング周期Tpwm、第２のDuty比でスイッチングした際の第１スイッチング素子230がオフ時間Toffにおけるリアクトル電流であり、実施の形態１および２におけるステップS6と同じサンプリングタイミングで取得する電流値となっている。なお、実施の形態１のステップS13にあるように、リアクトル電流も、予め平均化した電流値を用いて、（式２５）の算出値を補正すればよいため、本実施の形態に限られるものではない。
【００８２】
このようにして、上記（式２５）より、ステップS6で推定した、予めコンデンサ260に充電されている電圧値Vco_init、ステップS12で取得したリアクトル電流値IL_N、および
コンデンサ260の容量値Cを元にコンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出し、ステ
ップS14に進む。なお、上記（式２５）の Tpwm×N /Cの部分は、固定データとして予め計算した値を持っておき、直接計算する方法としてもよい。また、後述のステップS14からステップS10を経て本ステップS13に進んだ場合、前述のステップS10〜S13を経て本ステップS13で推定するコンデンサ260の充電電圧値Vcoは下記（式２６）となる。Vco_oldは前回のステップS13で算出したコンデンサ260の充電電圧値であり、本ステップS13で算出したコンデンサ260の充電電圧の変化量ΔVco_nの値を加算積分することでコンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出しステップS14に進む。
【００８３】
Vco = Vco_old+ΔVco_n = Vco_old + IL_N×(1-第２のDuty比)×Tpwm×N/C 
（式２６）
【００８４】
上記にて、本実施の形態３の制御フローで、図２に示す実施の形態１の制御フローと異なる部分について示した。
【００８５】
以上のように、本実施の形態３は、電圧変換装置200が昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータの構成である部分以外は実施の形態１と同様の構成で、リアクトル電流に基づいて、コンデンサ260の充電電圧値Vcoを推定し、充電制御を行うことで、コンデンサ260の充電電圧値の検出手段が不要となるだけでなく、突入電流の防止、逆接・逆流時の素子の保護、サンプリング周期に依存せずに制御することでの処理負荷の低減が可能となる。
【００８６】
実施の形態４．
図７はこの発明の実施の形態４に係る車両用電源装置の構成図を示すものであり、図４に示す実施の形態２の電圧変換装置200が昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータに変更になった構成となっている。
【００８７】
図７の電圧変換装置200については、実施の形態３と同じであり、スイッチ素子270の部分については、実施の形態２と同じであるため、構成の説明については省略する。
【００８８】
本実施の形態４の制御フローについては、実施の形態２の制御フローである図５と同じであるため、説明は省略する。また、実施の形態２の電圧変換装置200が降圧ＤＣ/ＤＣコンバータから、本実施の形態４で、昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータに変更になった部分である、ステップS3およびステップS6については、実施の形態３に示すステップS3およびステップS6と同じであるため説明については省略する。
【００８９】
以上のように、本実施の形態４は、電圧変換装置200が昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータの構成で、実施の形態２と同様に、コンデンサ260の充電完了の判定を、スイッチ素子270に並列に接続されたダイオード271に電流が流れるか否かで判定を行う形態となっている。本実施の形態４では、コンデンサ260の充電電圧値の推定が不要となるため、例えば制御回路で演算を行う際の処理負荷の低減になる。
【００９０】
実施の形態５．
実施の形態５は、実施の形態１〜４におけるステップS10における第２のDuty比を変化させる所定量をリアクトル電流値ILに基づいて制御するものである。
【００９１】
電圧変換装置200が出力可能な所定の電流値IL_limitを目標電流値として、サンプリング手段で取得したリアクトル電流値IL_Nに基づいて、第２のDuty比を制御することでリアクトル電流値IL_Nを制御し、コンデンサ260への充電制御を行う。このときの充電制御は、PID制御、PI制御などのフィードバック制御やフィードフォワード制御等でリアクトル電流を制御する方法でよく、前述のものに限定されるものではない。前述の制御で、リアクトル電流値に基づいて決定したDuty比に従い、所定の回数N回スイッチングを行い、ステップS11に進む。
【００９２】
以降の、ステップは実施の形態１〜４と同じであるため、説明は省略する。本実施の形態５によれば、リアクトル電流を制御しながらコンデンサ260への充電を行うため、実施の形態１〜４よりもコンデンサ260への充電が早く完了することが可能となる。
【００９３】
実施の形態６．
実施の形態６は、実施の形態２および実施の形態４のステップS12、S13のダイオード271に電流が流れたことを検出するダイオード電流検出をリアクトル電流値IL_Nの変化量ΔIL_Nに基づいて判定する形態となっている。
【００９４】
本実施の形態６は、実施の形態２および実施の形態４のステップS12、S13が図８に示すステップA、B、Cに置き換わったものとなっている。
【００９５】
ステップAでは、ステップS11で第２のDuty比でN回スイッチングした際に、サンプリングしたリアクトル電流値IL_Nを取得し、ステップBへ進む。
【００９６】
ステップBでは、ステップAで取得したリアクトル電流値IL_Nをリアクトル電流値IL_Nの前回値との変化量ΔIL_Nを算出して、ステップCへ進む。
【００９７】
ステップCでは、ステップBで算出したリアクトル電流値ILの変化量ΔIL_Nに応じて、リアクトル電流値ILの変化量ΔIL_Nが所定の閾値以上であれば、スイッチ素子270をオフからオンに制御するステップへ進む。一方、所定の閾値未満の場合は、第２のDuty比を決定するステップに戻り、コンデンサ260の充電を継続する。コンデンサ260の充電電圧値Vcoが、第２の電源300の電圧値V2とダイオード271の降伏電圧値の和を上回ると、ダイオード271を介して、コンデンサ260から第２の電源300に電流が流れ込む。コンデンサ260から第２の電源300に電流が流れ込むことで、リアクトル電流が一時的に上昇する。この上昇をリアクトル電流値IL_Nの変化量ΔIL_Nとして検出し、コンデンサ260の充電完了の判定を行うための閾値とすることで、コンデンサ260の充電完了の有無を判断するものとなっている。
【００９８】
本実施の形態６は、実施の形態２および実施の形態４のスイッチ素子270をオンさせるためのコンデンサ260の充電完了の判定の閾値を、ダイオード271を通じてリアクトル電流が流れ込む際に生じるリアクトル電流値IL_Nの変化量ΔIL_Nとすることで、コンデンサ260の充電電圧検出の手段が不要となるほか、実施の形態２および実施の形態４におけるダイオード電流検出手段272が不要となるため、回路規模および処理負荷の低減が可能となる。
【００９９】
実施の形態７．
実施の形態７は、実施の形態１、３におけるステップS7、S14での、スイッチ素子270をオン制御するコンデンサ260の充電電圧値Vcoの所定の閾値について示したものである。
【０１００】
ステップS7におけるコンデンサ260の充電電圧値Vco_init、もしくはステップS14でのコンデンサ260の充電電圧値Vcoの所定の閾値を、第２の電源300の電圧値V2とする。コンデンサ260の充電電圧Vco_initが第２の電源300の電圧値V2以上であれば、スイッチ素子270をオンした際の第２の電源300からコンデンサ260に流れ込む逆流電流を小さくすることが出来る。
【０１０１】
以上のように実施の形態７では、スイッチ素子270をオン制御する所定の閾値を、第２の電源300の電圧値V2とすることで、スイッチ素子270をオンさせたときの第２の電源300からの逆流電流を小さくするソフトスタート制御となる。
【０１０２】
実施の形態８．
実施の形態８は、実施の形態７と同じく、スイッチ素子270をオン制御するコンデンサ260の充電電圧値Vcoの所定の閾値について示したものである。
【０１０３】
第２の電源300の電圧値V2とコンデンサ260の充電電圧値Vcoとの差ΔV2Vcoとスイッチ素子270のオン抵抗Rswitchに基づいて、下記（式２７）でスイッチ素子270をオンした瞬間に第２の電源300からコンデンサ260に流入する流入電流値Iinを算出する。この流入電流値Iinを、スイッチ素子270に流すことのできる最大電流値Iin_maxに置き換えて、コンデンサ260の充電電圧値Vcoを算出する形に変形すると(式２８）となる。
【０１０４】
Iin = ΔV2Vco×Rswitch＝(V2-Vco） ×Rswitch （式２７）
Vco = V2 - Iin_max/Rswitch （式２８）
【０１０５】
この（式２８）で算出されるコンデンサ260の充電電圧値Vco を、スイッチ素子270をオン制御する所定の閾値とすることで、実施の形態１および３よりもスイッチ素子270を早くオンさせることが出来る。
【０１０６】
以上のように実施の形態８では、スイッチ素子270をオン制御する所定の閾値を（式２８）で算出した閾値とすることで、コンデンサ260への充電を必要最低限にすることで素早くソフトスタートを終了させることが出来る。
【０１０７】
上記に示す実施の形態では、電圧変換装置200により、第１の電源の電圧値V1や第２の電源300の電圧値V2を検出する手段を用いていたが、発電機やエンジンの制御装置、例えば、ECUで検出したV1やV2の電圧値をCANやLIN等の通信手段を通して、電圧変換装置200内の制御回路220に入力して、本実施の形態１〜８に記載の電圧変換装置200に適用することが可能である。
【０１０８】
また、本実施の形態１〜８では、電圧変換装置200を降圧ＤＣ/ＤＣコンバータ、昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータとした実施の形態について示した。電圧変換装置200が昇降圧ＤＣ/ＤＣコンバータの場合では、実施例１および２に示す方法でコンデンサ260への充電を行い、第１の電源の電圧値V1を降圧する場合は、そのまま実施の形態１および２に示す方法を用い、第１の電源の電圧値V1を昇圧する場合は、コンデンサ260の充電電圧値Vcoが第１の電源100の電圧値V1と同電圧値になった時点で、実施の形態３および４に示す方法で昇圧ＤＣ/ＤＣコンバータとしてコンデンサ260への充電を行い、充電完了でスイッチ素子270をオンして第１の電源100の電圧値V1を昇圧して第２の電源300の電圧値V2を制御するなど、本実施例１〜８を組み合わせることで適用が可能となる。
【０１０９】
以上、この発明を実施の形態により説明したが、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形または省略することが可能である。
【符号の説明】
【０１１０】
100  第１の電源、200  電圧変換装置（ＤＣ/ＤＣコンバータ）、
210  第１の電源の電圧検出手段（入力端電圧検出手段）、220  制御回路、
230  第１スイッチング素子、231  第２スイッチング素子、240  リアクトル、
250  リアクトル電流検出手段、260  コンデンサ、270  スイッチ素子、271  ダイオード、272  ダイオード電流検出手段、280  第２の電源の電圧検出手段（出力端電圧検出手段）、300  第２の電源、400  電気負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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