(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を変換して負荷を駆動するための出力電圧を出力するコンバータ部、及び、該コンバータ部を間欠動作させるための調光信号が入力されると該コンバータ部に駆動信号を出力して昇降圧動作を行わせる制御部を備えた電源回路であって、
前記制御部は、前記入力電圧が所定の値よりも低下したことを検出したときに、前記調光信号が入力されていなくとも前記駆動信号を前記コンバータ部に出力することを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電源回路において、
前記制御部は、前記入力電圧が前記所定の値よりも低下したことを検出したときに、前記駆動信号を前記コンバータ部に一定期間出力することを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項２に記載の電源回路において、
前記一定期間は、前記出力電圧が前記負荷を駆動できるだけの電圧に復帰するために必要な時間と等しいか該必要な時間よりも長いことを特徴とする電源回路。
【請求項４】
入力電圧を変換して負荷を駆動するための出力電圧を出力するコンバータ部、及び、該コンバータ部を間欠動作させるための調光信号が入力されると該コンバータ部に駆動信号を出力して昇降圧動作を行わせる制御部を備えた電源回路の制御方法であって、
前記入力電圧が所定の値よりも低下したことを検出する第１ステップと、
前記第１ステップにおいて前記入力電圧が前記所定の値よりも低下したことが検出されたときに、前記調光信号が入力されていなくとも前記駆動信号を前記コンバータ部に出力する第２ステップと、
を有することを特徴とする電源回路の制御方法。
【請求項５】
請求項４に記載の電源回路の制御方法において、
前記第２ステップでは、前記第１ステップにおいて前記入力電圧が前記所定の値よりも低下したことが検出されたときに、前記駆動信号を前記コンバータ部に一定期間出力することを特徴とする電源回路の制御方法。
【請求項６】
請求項５に記載の電源回路の制御方法において、
前記一定期間は、前記出力電圧が前記負荷を駆動できるだけの電圧に復帰するために必要な時間と等しいか該必要な時間よりも長いことを特徴とする電源回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源回路および電源回路の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電源回路としては、図１に示すような回路が知られている（特許文献１参照）。該電源回路は、出力電圧に応じたフィードバック電圧と所定の参照電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成し、該誤差電圧を低減するように入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源回路であって、該電源装置の起動後、所定の期間中には、該誤差電圧の上限値を定常値よりも低い値であって、該入力電圧が低いほど高く、逆に、前記入力電圧が高いほど低く設定するクランプ回路を有してなる電源装置である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−４４７７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図１に示した従来の電源回路によれば、ＰＷＭ調光信号を用いた電源装置において、入力電圧依存性がなく応答速度に優れたソフトスタートが実現され得る。
【０００５】
しかし、図１に示した従来の電源回路は、起動完了後の定常状態において、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下した場合は、昇圧比が増加する方向に変化するために、出力電圧（ＶＯＵＴ）が負荷（ＬＥＤ）を定電流駆動できるまで復帰するのに時間がかかり、その期間は負荷（ＬＥＤ）に流れる電流値（ＩＬＥＤ）が低下する。電源回路は、調光信号（ＤＩＭ）がＨＩＧＨの時のみに昇圧動作することから、負荷（ＬＥＤ）がＬＥＤ素子などの発光素子の場合はチラツキが発生する。調光信号（ＤＩＭ）は、昇圧コンバータ部（９３０）を間欠動作させるための信号である。
【０００６】
なお、本発明との比較を容易にするため、上記従来の電源回路における各信号を表す図２のタイミングチャートには、負荷（ＬＥＤ）とグラウンドとの間に接続される抵抗素子の代わりに定電流源を設けた場合の動作を表し、調光信号（ＤＩＭ）がＨＩＧＨのときに定電流源もオンとなり、ＬＯＷのときはオフとなるようにした。
【０００７】
定常状態である（ａ）の期間では、駆動信号（ＰＷＭ）により、入力電圧（ＶＩＮ）が所望の出力電圧（ＶＯＵＴ）に制御され、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流も安定している。
【０００８】
しかし、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下した（ｂ）の期間では、調光信号（ＤＩＭ）がＬＯＷの状態のとき、定電流源はオフなので、出力電圧（ＶＯＵＴ）は低下しないが、調光信号（ＤＩＭ）がＨＩＧＨになると、定電流源がオンして、負荷（ＬＥＤ）に電流が流れ始めるので、出力電圧（ＶＯＵＴ）も急激に低下する。出力電圧（ＶＯＵＴ）が負荷（ＬＥＤ）を定電流駆動できるだけ十分に昇圧されていないので、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流（ＩＬＥＤ）が低下してしまい、負荷（ＬＥＤ）が発光素子の場合はチラツキとして確認されてしまうため好ましくない。
【０００９】
出力電圧（ＶＯＵＴ）が急激に低下した後、駆動信号（ＰＷＭ）のデューティー比は徐々に高くなり、出力電圧（ＶＯＵＴ）も徐々に高くなる。そして、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流（ＩＬＥＤ）も徐々に高くなる。しかし、調光信号（ＤＩＭ）のデューティー比が低い場合には、出力電圧（ＶＯＵＴ）が十分に昇圧されるまでに要する時間も長くなるため、チラツキ現象は顕著になる。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、入力電圧が急激に低下した場合であっても負荷に流れる電流値が低下することを抑制して負荷を定電流駆動することが可能な電源回路および電源回路の制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために案出された本発明の一態様は、入力電圧を変換して負荷を駆動するための出力電圧を出力するコンバータ部、及び、該コンバータ部を間欠動作させるための調光信号が入力されると該コンバータ部に駆動信号を出力して昇降圧動作を行わせる制御部を備えた電源回路であって、前記制御部は、前記入力電圧が所定の値よりも低下したことを検出したときに、前記調光信号が入力されていなくとも前記駆動信号を前記コンバータ部に出力する。
【００１２】
上記目的を達成するために案出された本発明の別の態様は、入力電圧を変換して負荷を駆動するための出力電圧を出力するコンバータ部、及び、該コンバータ部を間欠動作させるための調光信号が入力されると該コンバータ部に駆動信号を出力して昇降圧動作を行わせる制御部を備えた電源回路の制御方法であって、前記入力電圧が所定の値よりも低下したことを検出する第１ステップと、前記第１ステップにおいて前記入力電圧が前記所定の値よりも低下したことが検出されたときに、前記調光信号が入力されていなくとも前記駆動信号を前記コンバータ部に出力する第２ステップとを有する。
【００１３】
上記各態様において、前記入力電圧が前記所定の値よりも低下したことを検出したときに、前記駆動信号を前記コンバータ部に一定期間出力することが好ましく、該一定期間は、前記出力電圧が前記負荷を駆動できるだけの電圧に復帰するために必要な時間と等しいか該必要な時間よりも長いことが好ましい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の電源回路および電源回路の制御方法によれば、ＰＷＭ調光制御をする電源回路において、入力電圧が急激に低下した場合に負荷に流れる電流値が低下することを抑制して負荷を定電流駆動することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】従来技術のＰＷＭ調光制御を用いた電源回路の一例を表すブロック図である。
【図２】図１に表された電源回路における制御方法を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】本発明に係る電源回路の原理構成を示すブロック図である。
【図４】本発明に係る電源回路の動作及び本発明に係る電源回路の制御方法を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】本発明回路の具体的な構成を示すブロック図である。
【図６】図５における駆動回路１００を詳細に示す回路図である。
【図７】駆動回路１００の動作を表すタイミングチャートである。
【図８】図５における定電流部１０を詳細に示す回路図である。
【図９】図５における第１の信号生成部２００を詳細に示す回路図である。
【図１０】図５における第２の信号生成部３００を詳細に示す回路図である。
【図１１】図５における第３の信号生成部４００を詳細に示す回路図である。
【図１２】図５における制御信号生成回路５１０を詳細に示す回路図である。
【図１３】図５における調光信号生成回路５２０を詳細に示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
＜本発明に係る電源回路の原理構成＞
図３に示した電源回路は、入力電圧（ＶＩＮ）が接続される端子（Ｎ１）と、負荷（ＬＥＤ）が接続される端子（Ｎ２）及び端子（Ｎ３）と、端子（Ｎ１）に一端が接続されるコイル（Ｌ）及び出力トランジスタであるパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）を有する昇圧コンバータ部（３０）と、端子（Ｎ３）に接続される定電流部（１０）と、入力電圧（ＶＩＮ）から端子（Ｎ２）への出力電圧（ＶＯＵＴ）を生成するパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）に駆動信号（ＰＷＭ）を出力する制御部（２０）を備える。昇圧コンバータ部（３０）は、入力電圧（ＶＩＮ）を変換して負荷を駆動する出力電圧（ＶＯＵＴ）を出力する。
【００１７】
制御部（２０）は、第１の調光信号（ＤＩＭ１）が入力されると駆動信号（ＰＷＭ）を昇圧コンバータ部（３０）に出力し、入力電圧（ＶＩＮ）が所定の値よりも低下したことを検出したときに、第１の調光信号（ＤＩＭ１）が入力されていなくとも駆動信号（ＰＷＭ）を昇圧コンバータ部（３０）に出力する。
【００１８】
制御部（２０）は、調光信号制御回路（５００）と駆動回路（１００）を備える。駆動回路（１００）は、出力電圧（ＶＯＵＴ）に基づいた帰還電圧（ＶＦＢ）及び第２の調光信号（ＤＩＭ２）に基づいて駆動信号（ＰＷＭ）を生成し、出力する。
【００１９】
調光信号制御回路（５００）にＰＷＭ調光信号である第１の調光信号（ＤＩＭ１）が入力されると、第２の調光信号（ＤＩＭ２）を出力する。第１の調光信号（ＤＩＭ１）は、昇圧コンバータ部（３０）を間欠動作させるための信号である。調光信号制御回路（５００）はまた、第１の調光信号（ＤＩＭ１）によらず第２の調光信号（ＤＩＭ２）を出力することもできる。すなわち、調光信号制御回路（５００）は、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流に基づく第１の信号（Ｓ１）、出力電圧（ＶＯＵＴ）に基づく第２の信号（Ｓ２）、入力電圧（ＶＩＮ）に基づく第３の信号（Ｓ３）からなる群より選択される少なくとも一つの信号に基づいて、入力電圧（ＶＩＮ）が所定の値よりも低下したときにパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）に駆動信号（ＰＷＭ）を一定期間出力させる第２の調光信号（ＤＩＭ２）を生成する。該一定期間は、出力電圧（ＶＯＵＴ）が、負荷（ＬＥＤ）を定電流駆動できるだけの電圧に復帰するために必要な時間と等しいか、それよりも長い時間であることが好ましい。
【００２０】
ノイズ成分を低減させるために、端子（Ｎ１）には容量素子（Ｃ１）が接続される。コイル（Ｌ）に蓄えられていたエネルギーを蓄積させるために、端子（Ｎ２）には容量素子（Ｃ２）が接続される。効率的な動作を実現するために、第１の調光信号（ＤＩＭ１）は調光制御回路（５００）の他に、定電流部（１０）にも入力されている。また、負荷（ＬＥＤ）としてはＬＥＤ素子を用いている。
【００２１】
本実施形態は、昇圧コンバータ部を有する電源回路に本発明を適用した一例であるが、昇圧コンバータに限らず、降圧コンバータを有する電源回路に本発明を適用することもできる。
【００２２】
＜動作原理＞
（１）定常状態（図４の（ａ）の期間）
入力電圧（ＶＩＮ）が一定であり、出力電圧（ＶＯＵＴ）も一定に保たれている場合、第１の調光信号（ＤＩＭ１）がそのまま第２の調光信号（ＤＩＭ２）として出力される。
【００２３】
そして、駆動回路（１００）は、帰還電圧（ＶＦＢ）と第２の調光信号に基づいて、入力電圧（ＶＩＮ）を所望の出力電圧（ＶＯＵＴ）に変換するための駆動信号（ＰＷＭ）を出力する。
【００２４】
（２）入力電圧（ＶＩＮ）急低下時（図４の（ｂ１）の期間）
次に、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下した場合の動作について説明する。
【００２５】
図１に示した従来の電源装置では、図２に示したように入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下して調光信号（ＤＩＭ）がＨＩＧＨになり負荷（ＬＥＤ）に電流が流れ始めると、出力電圧（ＶＯＵＴ）も低下し、定常状態に回復するまでの間にＬＥＤ素子に流れる電流が低下するため、チラツキが発生していた。
【００２６】
図３に示した本発明の電源回路では、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したことを第１〜第３の信号によって検知することが可能である。そして、該第１〜第３の信号のうち少なくとも一つの信号が入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したことを示したときの第２の調光信号（ＤＩＭ２）は、第１の調光信号（ＤＩＭ１）に依らず、昇圧コンバータ部（３０）を構成するパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）に駆動信号（ＰＷＭ）を一定期間出力する。この期間、駆動信号（ＰＷＭ）のデューティー比は高くなり、出力電圧（ＶＯＵＴ）は直ちに上昇する。そして、一定期間中または一定期間経過後に第１の調光信号がオンになると、負荷（ＬＥＤ）のＬＥＤ素子には上昇した出力電圧（ＶＯＵＴ）によって電流が流れるため、ＬＥＤ素子には十分な電流が流れ、ＬＥＤ素子のチラツキを抑制することが可能になる。
【００２７】
また、第１の調光信号がオンになると、駆動信号（ＰＷＭ）のデューティー比は徐々に低くなり、出力電圧（ＶＯＵＴ）は徐々に低くなる。
【００２８】
そして、最終的には、駆動信号（ＰＷＭ）のデューティー比は所定値となり、出力電圧（ＶＯＵＴ）の値も所定値となる。
【００２９】
このように、負荷（ＬＥＤ）のＬＥＤ素子には上昇した出力電圧（ＶＯＵＴ）によって電流が流れるため、ＬＥＤ素子には十分な電流が流れ、ＬＥＤ素子のチラツキを抑制することが可能になる。
【００３０】
すなわち、出力電圧（ＶＯＵＴ）が定電流駆動したときのＬＥＤ素子の順方向電圧より低いときには、ＬＥＤ素子に流れる電流が低下するため、チラツキが発生するが、図３に示した電源回路によれば、出力電圧（ＶＯＵＴ）を定電流駆動したときのＬＥＤ素子の順方向電圧より十分高くすることができるので、ＬＥＤ素子には十分な電流が流れ、ＬＥＤ素子のチラツキを抑制することが可能になる。
【００３１】
図５は本発明回路の具体的な構成を示すブロック図である。同図に示した電源回路では、調光信号制御回路（５００）は制御信号生成回路（５１０）と調光信号生成回路（５２０）を有しており、制御信号生成回路（５１０）に第１〜第３の信号（Ｓ１〜Ｓ３）が入力されて調光信号制御信号（Ｓ１０）が出力される。調光信号生成回路（５２０）は第１の調光信号（ＤＩＭ１）が入力される端子（Ｎ５）に接続され、さらに調光信号制御信号（Ｓ１０）が入力される。
【００３２】
また、定電流部（１０）からの信号を受けて負荷（ＬＥＤ）に流れる電流に基づく第１の信号（Ｓ１）を生成する第１の信号生成部（２００）と、端子からの信号を受けて出力電圧（ＶＯＵＴ）に基づく第２の信号（Ｓ２）を生成する第２の信号生成部（３００）と、端子からの信号を受けて入力電圧（ＶＩＮ）に基づく第３の信号（Ｓ３）を生成する第３の信号生成部（４００）を更に備えている。
【００３３】
上記構成を採ることにより、定常状態の場合、調光信号生成回路（５２０）は端子（Ｎ５）から第１の調光信号（ＤＩＭ１）が入力されると、入力された第１の調光信号（ＤＩＭ１）を、駆動回路（１００）が駆動信号（ＰＷＭ）を生成するための第２の調光信号（ＤＩＭ２）として該駆動回路（１００）へ出力する。
【００３４】
一方、入力電圧（ＶＩＮ）が急低下すると、制御信号生成回路（５１０）が該低下を第１〜第３の信号によって検出し、第１の調光信号（ＤＩＭ１）が入力されていなくとも調光信号生成回路（５２０）が第２の調光信号（ＤＩＭ２）を生成するように調光信号生成回路（５２０）を制御するための制御信号を生成して調光信号生成回路（５２０）に出力する。すなわち、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流に基づく第１の信号（Ｓ１）、出力電圧（ＶＯＵＴ）に基づく第２の信号（Ｓ２）、入力電圧（ＶＩＮ）に基づく第３の信号（Ｓ３）からなる群より選択される少なくとも一つの信号に基づいて、第１の調光信号（ＤＩＭ１）によらず、出力トランジスタであるパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）に駆動信号（ＰＷＭ）を一定期間（図４においてＳ１０がローレベルを示す期間）出力させる第２の調光信号（ＤＩＭ２）を生成することを容易に実現することが可能となる。該一定期間は、出力電圧（ＶＯＵＴ）が負荷（ＬＥＤ）を定電流駆動できるだけの電圧に復帰するために必要な時間またはそれ以上の時間であることが好ましい。
【００３５】
なお、例えば負荷（ＬＥＤ）に流れる電流そのものを第１の信号（Ｓ１）としたり、出力電圧（ＶＯＵＴ）そのものを第２の信号（Ｓ２）としたり、入力電圧（ＶＩＮ）そのものを第３の信号（Ｓ３）としたりすることも可能であるが、第１〜第３の信号（Ｓ１〜Ｓ３）を生成する信号生成部（２００，３００，４００）を有することで入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したか否かを判定する構成が、効率的かつ高精度な判定のため好ましい。
【００３６】
上述した図３及び図５の回路において、好ましくは、定電流部（１０），制御部（２０），パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１），及び、抵抗（Ｒ）をドライバＩＣとして集積化し、外付け端子として端子（Ｎ１，Ｎ３，Ｎ４，Ｎ５）を備えることができる。外付け端子としてさらに端子（Ｎ２）を備えても良い。
【００３７】
＜駆動回路１００の具体例＞
図６に示した回路は、図３における駆動回路（１００）の具体的な回路の一実施例である。
【００３８】
駆動回路（１００）は、誤差増幅器（１０１）、スイッチ（１０２）、ＰＷＭコンパレータ（１０３）、フリップフロップ回路（１０４）、マルチプレクサ（１０５）を含んで構成する昇圧型ＰＷＭ制御ＤＣ−ＤＣコンバータである。駆動回路（１００）は、マルチプレクサ（１０５）によって、第１の調光信号（ＤＩＭ１）がＨＩＧＨの時に、帰還電圧（ＶＦＢ）をフィードバック電圧として利用し、第１の調光信号（ＤＩＭ１）がＬＯＷの時に基準電圧（ＶＲＥＦ）よりもわずかに小さい電圧（ＶＲＥＦ−α）をフィードバック電圧として利用する（但し、０Ｖ＜α＜ＶＲＥＦ）。誤差増幅器（１０１）は、反転入力端子に入力するマルチプレクサ（１０５）の出力信号（ＶＦＢ１）と非反転入力端子に入力する基準電圧（ＶＲＥＦ）の差分を増幅して、誤差電圧であるＣＯＭＰ端子電圧（ＣＯＭＰ）にする。マルチプレクサ（１０５）の出力信号（ＶＦＢ１）が基準電圧（ＶＲＥＦ）より大きい場合、ＣＯＭＰ端子電圧（ＣＯＭＰ）は低下する。マルチプレクサ（１０５）の出力信号（ＶＦＢ１）が基準電圧（ＶＲＥＦ）より小さい場合、ＣＯＭＰ端子電圧（ＣＯＭＰ）は上昇する。スイッチ（１０２）は、第２の調光信号（ＤＩＭ２）がＨＩＧＨの時にオンする。第２の調光信号（ＤＩＭ２）がＬＯＷの時にオフして、ＣＯＭＰ端子電圧（ＣＯＭＰ）をホールドする。ホールドされたＣＯＭＰ端子電圧（ＣＯＭＰ）は、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）のスイッチオン時間に対応した電圧であることから、第２の調光信号（ＤＩＭ２）がＬＯＷからＨＩＧＨに切り替わる時に、所定のスイッチオン時間となるデューティー比のＰＷＭ信号を出力する。
【００３９】
ＰＷＭコンパレータ（１０３）は、図７のタイミングチャートに示すようなパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）のセンス電流信号（ＳＥＮＳＥ）とスロープ補償信号（ＳＬＯＰＥ）を加算した信号（ＳＬＯＰＥ＋ＳＥＮＳＥ）を非反転入力端子に入力し、反転入力端子に入力したＣＯＭＰ端子電圧（ＣＯＭＰ）と比較して、反転入力端子の方が非反転入力端子より大きい場合、その出力はＬＯＷになり、反転入力端子の方が非反転入力端子より小さい場合、その出力はＨＩＧＨになり、フリップフロップ回路（１０４）をリセットする。フリップフロップ回路（１０４）は、クロック（ＣＬＯＣＫ）の立ち上がりでＱ出力がＨＩＧＨにホールドされ、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）をオンする。ＰＷＭコンパレータ（１０３）の出力がＨＩＧＨの時、リセットされてＱ出力がＬＯＷになり、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）をオフする。また、Ｑ出力とクロック（ＣＬＯＣＫ）のＡＮＤをとることで、クロック（ＣＬＯＣＫ）がＬＯＷの期間は、パワーＭＯＳ−ＦＥＴは必ずオフする期間が存在する。このように、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチオン時間が生成される。負荷が重くなるとスイッチオン時間は増加して、負荷が軽くなるとスイッチオン時間は減少する。
【００４０】
＜定電流部１０の具体例＞
図８に示した回路は、定電流部（１０）の具体的な回路の一実施例である。
【００４１】
定電流部（１０）は、ドレインが端子（Ｎ３）に接続され、ソースが抵抗ＲＭ２を介してグラウンドに接続されるパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ２）と、反転入力端子がパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ２）のソースに接続され、非反転入力端子が第１の基準電圧（ＶＲＥＦ１）に接続され、出力がパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ２）に接続される、オペアンプで構成される第１のコンパレータ（１１）を備える。また、第１の調光信号（ＤＩＭ１）と同期させる観点から、図８では第１のコンパレータ（１１）のイネーブル端子に第１の調光信号（ＤＩＭ１）が入力されるようになっており、第１の調光信号（ＤＩＭ１）のオン期間に対応した期間は第１のコンパレータ（１１）はイネーブルとなる。第１の調光信号（ＤＩＭ１）のオフ期間は第１のコンパレータ（１１）はディセーブルとなり、その出力をＬＯＷとすることで、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ２）はオフし、電流は流れない。
【００４２】
負荷（ＬＥＤ）に所望の電流を流すための第１の基準電圧（ＶＲＥＦ１）を第１のコンパレータ（１１）の非反転入力端子に入力し、抵抗ＲＭ２によって定まる電流が端子（Ｎ３）からシンクされる。このとき、第１のコンパレータ（１１）の出力は、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ２）の能力に依存して、ある一定電圧で安定する。
【００４３】
＜第１の信号生成部２００の具体例＞
図９（ａ）に示した回路は、図５に示した電源回路における第１の信号生成部（２００）の具体的な構成の一実施例であり、反転入力端子に第２の基準電圧（ＶＲＥＦ２）が接続され、非反転入力端子に第１のコンパレータ（１１）の出力が接続される、オペアンプで構成される第２のコンパレータ（２０１）の出力によって、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流に基づく第１の信号（Ｓ１）を生成する。
【００４４】
入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したとき、出力電圧（ＶＯＵＴ）が低下することで、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流も急激に低下することから、定電流部（１０）の第１のコンパレータ（１１）は負荷電流を流そうとするためにその出力を上昇させる。このとき、第１のコンパレータ（１１）の出力が第２のコンパレータ（２０１）の反転入力端子に接続された第２の基準電圧（ＶＲＥＦ２）以上になると、第１の信号（Ｓ１）はＨＩＧＨになることで、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したことを判定することが可能となる。
【００４５】
＜第１の信号生成部２００の別の具体例＞
図９（ｂ）に示した回路は、図５に示した電源回路における第１の信号生成部（２００）の具体的な構成の別の実施例であり、非反転入力端子に第３の基準電圧（ＶＲＥＦ３）が接続され、反転入力端子にパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ２）のソースが接続される、オペアンプで構成される第２のコンパレータ（２０２）の出力によって、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流に基づく第１の信号（Ｓ１）を生成する。
【００４６】
図９（ａ）の説明と同様に、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したとき、出力電圧（ＶＯＵＴ）が低下することで、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流も急激に低下することから、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ２）のソース電圧はＬＯＷとなるため、第３の基準電圧（ＶＲＥＦ３）の方が大きくなり、第３のコンパレータ（２０２）の出力がＨＩＧＨとなり、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したことを判定することが可能となる。
【００４７】
＜第２の信号生成部３００の具体例＞
図１０に示した回路は、図５に示した電源回路における第２の信号生成部（３００）の具体的な回路の一実施例である。
【００４８】
第２の信号生成部（３００）は、反転入力端子に端子（Ｎ３）が接続され、非反転入力端子に第４の基準電圧（ＶＲＥＦ４）が接続される、オペアンプで構成される第３のコンパレータ（３０１）の出力によって、出力電圧（ＶＯＵＴ）に基づく第２の信号（Ｓ２）を生成する。
【００４９】
図９（ａ）の説明と同様に、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したとき、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流も急激に低下することから、トランジスタ（Ｍ２）のドレイン電圧は第４の基準電圧（ＶＲＥＦ４）よりも小さくなり、第３のコンパレータ（３０１）の出力はＨＩＧＨとなり、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したことを判定することが可能となる。
【００５０】
＜第３の信号生成部４００の具体例＞
図１１に示した回路は、図５に示した電源回路における第３の信号生成部（４００）の具体的な回路の一実施例である。
【００５１】
図１１の第３の信号生成部（４００）は、非反転入力端子に第５の基準電圧（ＶＲＥＦ５）が入力され、反転入力端子に入力電圧（ＶＩＮ）に基づく電圧が入力される第４のコンパレータ（４０１）の出力によって、入力電圧（ＶＩＮ）に基づく第３の信号（Ｓ３）を生成する。
【００５２】
入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したとき、オペアンプ（４０２）の非反転入力端子電圧は低下し、回路は第６の基準電圧（ＶＲＥＦ６）に戻そうと動作する。その時、オペアンプ（４０２）の非反転入力端子電圧がコンパレータ（４０１）の非反転入力端子電圧である第５の基準電圧（ＶＲＥＦ５）以下になった時、第４のコンパレータ（４０１）の出力がＨＩＧＨとなり、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下したことを判定することが可能となる。
【００５３】
＜制御信号生成回路５１０の具体例＞
図１２（ａ）に示す回路は、図５に示した電源回路における制御信号生成回路（５１０）の具体的な回路の一実施例である。
【００５４】
図１２（ａ）の制御信号生成回路（５１０）によれば、フリップフロップ（５１２）のリセット端子（Ｒ）がＨＩＧＨのとき、出力端子（ＱＢ）はＨＩＧＨになり、調光信号制御信号（Ｓ１０）はＨＩＧＨとなることから、通常モードになる。
【００５５】
また、出力端子（ＱＢ）の信号は、タイマー（５１３）のリセット端子に入力される。タイマー（５１３）の出力は、リセット端子（Ｒ）がＨＩＧＨのときはＬＯＷが出力される。
【００５６】
フリップフロップ（５１２）の出力端子（ＱＢ）は、Ｓ１、Ｓ２またはＳ３の立ち上がりでＬＯＷにラッチされる。フリップフロップ（５１２）の出力端子（ＱＢ）がＬＯＷにラッチされることで、タイマー（５１３）のリセットが解除される。タイマー（５１３）は、リセットが解除されてから、一定期間ＬＯＷを出力した後に、ＨＩＧＨを出力する。これにより、調光信号制御信号（Ｓ１０）は一定期間ＬＯＷになり、強制昇圧モードに移行する。
【００５７】
ここで、強制昇圧モードとは、第１の調光信号（ＤＩＭ１）に係わらず、調光ＤＵＴＹを１００％にして、駆動回路（１００）を動作させるモードである。通常モードとは、駆動回路（１００）と定電流部（１０）が第１の調光信号（ＤＩＭ１）で動作するモードである。
【００５８】
そして、調光信号制御信号（Ｓ１０）は一定期間後に、ＨＩＧＨになって、通常モードに移行する。
【００５９】
タイマー（５１３）の出力が、ＬＯＷからＨＩＧＨになるとフリップフロップ（５１５）の出力Ｑは、クロック（ＣＬＯＣＫ）の立ち上がりでＨＩＧＨにラッチされ、フリップフロップ（５１２）をリセットし、タイマー（５１３）をリセットする。
【００６０】
＜制御信号生成回路５１０の別の具体例＞
図１２（ｂ）に示す回路は、図５に示した電源回路における制御信号生成回路（５１０）の具体的な回路の別の実施例である。
【００６１】
図１２（ｂ）の制御信号生成回路（５１０）によれば、フリップフロップ（５１６）のリセット端子（Ｒ）がＨＩＧＨの時、調光信号制御信号（Ｓ１０）はＬＯＷとなり、強制昇圧モードになる。該調光信号制御信号（Ｓ１０）がＨＩＧＨの時、通常モードになる。
【００６２】
入力電圧（ＶＩＮ）が低下すると第３の信号（Ｓ３）がＨＩＧＨになり、フリップフロップ（５１６）がリセットされ、強制昇圧モードに移行する。また、入力（ＶＩＮ）が低下し、第１の調光信号（ＤＩＭ１）がＨＩＧＨになると、第１の信号（Ｓ１）または第２の信号（Ｓ２）がＨＩＧＨになり、フリップフロップ（５１６）がリセットされ、強制昇圧モードに移行する。
【００６３】
第１の信号（Ｓ１）、第２の信号（Ｓ２）は、負荷（ＬＥＤ）に流れる電流が設定値であるときにＬＯＷになることから、出力電圧（ＶＯＵＴ）が設定電流で駆動できるだけ上昇すれば、第１の調光信号（ＤＩＭ１）がＨＩＧＨの時にクロック（ＣＬＯＣＫ）の立ち上がりで調光信号制御信号（Ｓ１０）がＨＩＧＨにラッチされ、通常モードに移行する。
【００６４】
また、コンパレータ（５１９）は、端子（Ｎ２）の電圧が抵抗分割回路により分圧された信号が非反転入力端子に入力され、第７の基準電圧（ＶＲＥＦ７）が反転入力端子に入力される。
【００６５】
コンパレータ（５１９）は、強制昇圧モードにより、出力電圧（ＶＯＵＴ）が昇圧されることで、該分圧された信号が上昇し、第７の基準電圧（ＶＲＥＦ７）以上になるとコンパレータ（５１９）の出力がＨＩＧＨになる。
【００６６】
コンパレータ（５１９）の出力は、フリップフロップ（５１６）のセット端子（Ｓ）に入力されており、コンパレータ（５１９）の出力がＨＩＧＨの時、調光信号制御信号（Ｓ１０）はＨＩＧＨになり、通常モードに移行する。
【００６７】
＜調光信号生成回路５２０の具体例＞
図１３に示す回路は、図５に示した電源回路における調光信号生成回路（５２０）の具体的な回路の一実施例である。
【００６８】
調光信号生成回路（５２０）によれば、調光信号制御信号（Ｓ１０）がＨＩＧＨとなれば、第２の調光信号（ＤＩＭ２）は第１の調光信号（ＤＩＭ１）がＨＩＧＨの期間中にＨＩＧＨを出力し、第１の調光信号（ＤＩＭ１）がＬＯＷの期間中にＬＯＷを出力する。すなわち、第１の調光信号（ＤＩＭ１）と第２の調光信号（ＤＩＭ２）とは等しくなる。
【００６９】
また、調光信号制御信号（Ｓ１０）がＬＯＷのときは、第２の調光信号（ＤＩＭ２）は第１の調光信号（ＤＩＭ１）によらずにＨＩＧＨとなり、調光信号のデューティー比を１００％にする。すなわち、調光信号制御信号（Ｓ１０）がＬＯＷの場合、昇圧コンバータ部（３０）のパワーＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍ１）には出力電圧（ＶＯＵＴ）が所望の値になるまでの間は駆動信号（ＰＷＭ）が出力される。
【００７０】
これにより、入力電圧（ＶＩＮ）が急激に低下することによる出力電圧（ＶＯＵＴ）も急激に低下した場合であっても、直ぐに出力電圧（ＶＯＵＴ）を元の状態に戻して負荷（ＬＥＤ）を定電流駆動できるよう動作するため、ＰＷＭ調光制御をする電源回路において、負荷（ＬＥＤ）に流れるが低下し、定常動作の状態まで回復するのに時間を要するという従来技術の課題を解決することが可能になる。
【符号の説明】
【００７１】
１０  定電流部
２０  制御部
３０  昇圧コンバータ部
２００  第１の信号生成部
３００  第２の信号生成部
４００  第３の信号生成部
１００  駆動回路
５００  調光信号制御回路
５１０  制御信号生成回路
５２０  調光信号生成回路
ＤＩＭ１  第１の調光信号
ＤＩＭ２  第２の調光信号
ＬＥＤ  負荷
Ｍ１，Ｍ２  パワーＭＯＳ−ＦＥＴ
ＰＷＭ  駆動信号
Ｓ１  負荷に流れる電流に基づく第１の信号
Ｓ２  出力電圧に基づく第２の信号
Ｓ３  入力電圧に基づく第３の信号
ＶＩＮ  入力電圧
ＶＯＵＴ  出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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