(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機であって、
送信ブロックのための第１のＣＲＣを生成すると共に、前記第１のＣＲＣを前記送信ブロックに付加する第１のＣＲＣ計算機と、
前記第１のＣＲＣを含む前記送信ブロックを複数のコードブロックに分割する分割器と、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つのための第２のＣＲＣを生成すると共に、前記第２のＣＲＣを前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加する第２のＣＲＣ計算機と、
前記複数のコードブロックを符号化する符号化器と、
を具備し、
前記送信ブロックは送信されるデータで構成され、
前記第１のＣＲＣは前記送信ブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記第２のＣＲＣは前記第２のＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とする送信機。
【請求項２】
第２のＣＲＣ計算機は、前記コードブロックの個数が１つより大きい時、前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つのための第２のＣＲＣを生成すると共に、前記コードブロックの個数が１つである時、第２のＣＲＣを生成しないことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
送信機であって、
複数の送信ブロックのための第１のＣＲＣを生成すると共に、前記第１のＣＲＣを前記複数の送信ブロックに付加する第１のＣＲＣ計算機と、
前記第１のＣＲＣを含む前記複数の送信ブロックの各々を複数のコードブロックに分割する分割器と、
前記複数のコードブロックの各々を複数のコードブロックのうち、少なくとも１つの符号化されたビットを含む複数のグループにグルーピングするグルーピング器と、
前記複数のグループのうち、少なくとも１つのための第２のＣＲＣを生成すると共に、前記複数のグループのうち、少なくとも１つのコードブロックに前記第２のＣＲＣを付加する第２のＣＲＣ計算機と、
複数のコードブロックを符号化する符号化器と、
前記複数のグループの送信を可能にする変調ステージと、
を具備し、
前記送信ブロックは送信されるデータで構成され、
前記第１のＣＲＣは前記送信ブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記第２のＣＲＣは前記第２のＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とする送信機。
【請求項４】
前記分割器は前記複数の送信ブロックの各々を複数のコードブロックに分割すると共に、前記複数の送信ブロックの各々はＭＩＭＯシステムでＭＩＭＯ符号語を通じて送信されることを特徴とする請求項３に記載の送信機。
【請求項５】
ＭＩＭＯ符号語は少なくとも１つのＭＩＭＯ階層のために割り当てられることを特徴とする請求項４に記載の送信機。
【請求項６】
前記ＭＩＭＯ符号語のうち、少なくとも１つは多重コードブロックを運搬することを特徴とする請求項５に記載の送信機。
【請求項７】
前記複数のグループが、少なくとも２つの異なるＭＩＭＯ階層のために定義され、かつ、各グループ内に、それらの異なるＭＩＭＯ階層のそれぞれのＭＩＭＯ符号語のコードブロックが含まれることを特徴とする請求項６に記載の送信機。
【請求項８】
受信機であって、
送信ブロックの複数のコードブロックのうち少なくとも１つを複号する複号器と、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する第１のＣＲＣ計算機と、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する前記第１のＣＲＣ計算機の以後に、前記複数のコードブロックの全てを含む送信ブロックに付加される第２のＣＲＣを計算する第２のＣＲＣ計算機と、
を具備し、
前記送信ブロックは送信されるデータで構成され、
前記第２のＣＲＣは前記複数のコードブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記第１のＣＲＣは前記第１のＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とする受信機。
【請求項９】
前記第１のＣＲＣ計算機は、コードブロックの個数が１つより大きい時、前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算し、コードブロックの個数が１つの時、第１のＣＲＣを計算しないことを特徴とする請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
受信機であって、
ＭＩＭＯ符号語の複数のコードブロックのうち、少なくとも１つのためのソフトビットを生成するＭＩＭＯプロセッサと、
前記ＭＩＭＯ符号語の複数のコードブロックのうち、少なくとも１つを複号する複号器と、
前記ＭＩＭＯ符号語の複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する第１のＣＲＣ計算機と、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する前記第１のＣＲＣ計算機の以後に、前記ＭＩＭＯ符号語の複数のコードブロックの全てのための第２のＣＲＣを計算する第２のＣＲＣ計算機と、
を具備し、
前記送信ブロックは送信されるデータで構成され、
前記第２のＣＲＣは前記複数のコードブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記第１のＣＲＣは前記第１のＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とする受信機。
【請求項１１】
受信機であって、
コードブロックの複数のグループを受信するように設定された受信前端処理部と、
複号されたコードブロックを生成すると共に、前記コードブロックの複数のグループの各々のソフト符号化されたビットを受信する場合、前記複数のグループのうち、少なくとも１つ内の少なくとも１つのコードブロックで併合する前記ソフト符号化されたビットを複号する複号器と、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する第１のＣＲＣ計算機と、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する前記第１のＣＲＣ計算機の以後に、前記複数のコードブロックの全てのための第２のＣＲＣを計算する第２のＣＲＣ計算機と、を具備し、
前記送信ブロックは送信されるデータで構成され、
前記第２のＣＲＣは前記複数のコードブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記第１のＣＲＣは前記第１のＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とする受信機。
【請求項１２】
前記複号されたコードブロックを生成する複号器の以前に、受信された時間領域信号を資源要素上の変調シンボルに変換する離散フーリエ変換ユニットと、
前記資源要素の上の変換された変調シンボルを前記複号器により複号できるようにソフト符号化されたビットに復調する復調器と、
を更に具備することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
多重コードブロックを運搬する各々のＭＩＭＯ符号語と１つのＣＲＣはＭＩＭＯ符号語の各々に適用されることを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１４】
前記第２のＣＲＣ計算機は、前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する前記第１のＣＲＣ計算機の以後に、前記ＭＩＭＯ符号語の複数のコードブロックの全てのための第２のＣＲＣを計算することを特徴とする請求項１３に記載の受信機。
【請求項１５】
データを送信する方法であって、
送信ブロックのための第１のＣＲＣを生成すると共に、前記第１のＣＲＣを前記送信ブロックに付加するステップと、
前記第１のＣＲＣを含む前記データ送信ブロックを複数のコードブロックに分割するステップと、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つのための第２のＣＲＣを生成すると共に、前記第２のＣＲＣを前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加するステップと、
前記複数のコードブロックを符号化するステップと、
を具備し、
前記送信ブロックは送信されるデータで構成され、
前記第１のＣＲＣは前記送信ブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記第２のＣＲＣは前記第２のＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とするデータを送信する方法。
【請求項１６】
第２のＣＲＣは、前記第２のＣＲＣ計算機により、前記コードブロックの個数が１つより大きい時、前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つのために生成され、前記コードブロックの個数が１つの時、前記第２のＣＲＣ計算機により生成されないことを特徴とする請求項１５に記載のデータを送信する方法。
【請求項１７】
データを受信する方法であって、
複数のコードブロックのグループを受信するステップと、
順次に発生する複数の送信ブロックの各々で多重コードブロックを併合する符号化されたビットを含む複数のコードブロックのグループの各々を受信する場合、前記複数の送信ブロックの各々で多重コードブロックを併合する符号化されたビットを複号するステップと、
第１のＣＲＣ計算機により、前記複数のコードブロックのうち少なくとも一つに付加される第１のＣＲＣを計算するステップと、
前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに付加される第１のＣＲＣを計算する前記第１のＣＲＣ計算機の以後に、前記第２計算機により、前記ＭＩＭＯ符号語の複数のコードブロックの全てのための第２のＣＲＣを計算するステップと、を具備し、
前記送信ブロックは送信されるデータで構成され、
前記第２のＣＲＣは前記複数のコードブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記第１のＣＲＣは前記第１のＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とするデータを受信する方法。
【請求項１８】
前記複数のグループが、少なくとも２つの異なるＭＩＭＯ階層のために定義され、かつ、各グループ内に、それらの異なるＭＩＭＯ階層のそれぞれのＭＩＭＯ符号語のコードブロックが含まれることを特徴とする請求項１７に記載のデータを受信する方法。
【請求項１９】
データ通信システムにおけるエラー検出方法であって、
送信機において、送信ブロックＣＲＣをデータブロックに最初に付加するステップと、
前記送信機において、前記データブロックの複数のコードブロックに分割するステップと、
前記送信機において、コードブロックエラー検出を向上させるためにコードブロックＣＲＣを前記複数のコードブロックのうち、少なくとも１つに２番目に付加するステップと、
を具備し、
前記データブロックは送信されるデータで構成され、
前記送信ブロックＣＲＣは前記データブロックの全体ビットを用いて計算され、
前記コードブロックＣＲＣは前記コードブロックＣＲＣが付加されるコードブロックのビットを用いて計算されることを特徴とするエラー検出方法。
【請求項２０】
前記送信機において、１つのコードブロックＣＲＣを多重コードブロックに付加するステップを更に具備することを特徴とする請求項１９に記載のエラー検出方法。
【請求項２１】
前記第２のＣＲＣが付加され符号化された複数のコードブロックを合せてインターリービングするチャンネルインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項２２】
前記第２のＣＲＣが付加され符号化された複数のコードブロックを合せてインターリービングするチャンネルインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の送信機。
【請求項２３】
前記第１のＣＲＣが付加され符号化された複数のコードブロックを合せてデインターリービングするチャンネルデインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載の受信機。
【請求項２４】
前記第１のＣＲＣが付加され符号化された複数のコードブロックを合せてデインターリービングするチャンネルデインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項１０に記載の受信機。
【請求項２５】
前記第１のＣＲＣが付加され符号化された複数のコードブロックを合せてデインターリービングするチャンネルデインターリーバをさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項２６】
前記第２のＣＲＣが付加され符号化された複数のコードブロックを合せてインターリービングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１５に記載のデータを送信する方法。
【請求項２７】
前記第１のＣＲＣが付加され符号化された複数のコードブロックを合せてデインターリービングするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載のデータを受信する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムにおけるデータを送信する方法、受信する方法、送信機及び受信機に関し、より詳しくは、多重コードブロックを持つ送信性能を向上させ、通信システムにおける多重コードブロックを持つ送信の速い複号を可能にするための方法及び送受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重化（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing：ＯＦＤＭ）は、周波数領域で多重化するための技術である。変調シンボルは周波数サブキャリアで運搬され、上記サブキャリアは周波数領域で互いに重なる。しかしながら、送信機及び受信機が完全な周波数同期を有すると仮定すれば、サンプリング周波数で直交性は維持される。不完全な周波数同期または高速の移動性による周波数オフセットの場合、サンプリング周波数で上記サブキャリアの直交性は破壊され、キャリア間干渉（Inter-Carrier-Interference：ＩＣＩ）が発生する。
【０００３】
受信信号の循環前置（cylic  prefix：ＣＰ）部分は、度々以前の多重経路フェーディングＯＦＤＭシンボルによって誤りが生じる。上記ＣＰ部分が充分に長い時、ＣＰ部分のない上記受信されたＯＦＤＭシンボルは多重経路フェーディングチャンネルによって畳み込まれた（convoluted）自身の固有な信号を持たなければならない。他の送信方式に対するＯＦＤＭの主な利点は、ＯＦＤＭは多重経路フェーディングを補償するための強靭性を見せるということである。
【０００４】
単一なキャリア変調と周波数領域の等化を用いるシングルキャリア周波数分割多重接続（Single  Carrier  Frequency  Division  Multiple  Access：ＳＣ−ＦＤＭＡ）は、直交周波数分割多重接続（Orthognal  Frequency  Division  Multiplexing  Access：ＯＦＤＭA）システムの性能と複雑性に類似した性能と複雑性を有する技術である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、３ＧＰＰ（3rd  Generation  Partnership  Project）ＬＴＥ（Long  Term  Evolution）でアップリンク多重接続方式として選択される。３ＧＰＰ  ＬＴＥは、未来の要求を克服するために、汎用移動通信システム（Universal  Mobile  Telecommunications  System）移動電話標準を向上させるための３世代のパートナーシッププロジェクト内のプロジェクトで
ある。
【０００５】
複合自動再送要求（Hybrid  Automatic  Repeat  reQuestion：ＨＡＲＱ）は、複号の失敗を克服し、信頼度を向上させるために通信システムで広く用いられる。Ｎ−チャンネル同期式ＨＡＲＱの単純性のため、Ｎ−チャンネル同期式ＨＡＲＱが無線通信システムでたびたび用いられる。上記同期式ＨＡＲＱが３ＧＰＰでＬＴＥアップリンクのためのＨＡＲＱ方式として受け入れられた。ＬＴＥシステムのダウンリンクでは、非同期式適応的ＨＡＲＱがその柔軟性と同期式ＨＡＲＱを超える追加的な性能の利益のために、ＨＡＲＱ方式として受け入れられた。
【０００６】
たびたび多重入力多重出力（Multiple  Input  Multiple  Output：ＭＩＭＯ）と指称される多重アンテナ通信システムは、無線通信システムの性能の向上のために広く用いられる。ＭＩＭＯシステムにおいて、送信機は独立的な信号を送信できる多重アンテナを有し、受信機は多重受信アンテナを備える。多くのＭＩＭＯ方式が改良された無線システムでたびたび用いられる。
【０００７】
チャンネルが良い時、例えば、移動速度が低い時、システムの性能を高めるために閉ループＭＩＭＯ方式を使用することができる。閉ループＭＩＭＯシステムにおいて、受信機は送信機にチャンネル状態及び／または希望する送信ＭＩＭＯプロセッシング方式をフィードバックする。送信機は送信方式の該フィードバック情報を、スケジューリング優先順位、データと資源の可用性のような他の考慮事項と共に用いて共同に送信方式を最適化する。一般的には閉ループＭＩＭＯ方式は、ＭＩＭＯプリコーディングと呼ばれる。プリコーディングを用いて、送信データストリームは多重送信アンテナに伝えられる以前にプリコーディングマトリックスにより事前多重化される。
【０００８】
ＭＩＭＯシステムの更に他の観点は、送信のための多重データストリームが分離されて符号化されたり一緒に符号化されるものである。単一符号語（Single  codeword：ＳＣＷ）ＭＩＭＯシステムにおいて、データ送信のための全ての階層は一緒に符号化される。一方、多重符号語（Multiple  codeword：ＭＣＷ）ＭＩＭＯシステムにおいて、全ての階層は分離されて符号化される。単一ユーザＭＩＭＯ（Single  User  MIMO：ＳＵ−ＭＩＭＯ）と多重ユーザＭＩＭＯ（Multi-User  MIMO：ＭＵ−ＭＩＭＯ）の両者がＬＴＥダウンリンクで採択される。また、ＭＵ−ＭＩＭＯはＬＴＥアップリンクで採択されたが、ＬＴＥアップリンクのためのＳＵ−ＭＩＭＯの採択はまだ議論中である。
【０００９】
ＬＴＥシステムにおいて、送信ブロックが大きい時、多重符号化されたパケットが生成されるように送信ブロックは多重コードブロックに分割される。このような送信ブロックの崩壊（break-down）は並列処理またはパイプライン具現と電力消費とハードウェア複雑性との間の柔軟なトレードオフを可能にする等の利点を提供する。
【００１０】
ＱＰＳＫ（Quadrature  phase  shift  keying）、ＢＰＳＫ（binary  phase  shift  keying）、８−ＰＳＫ（Phase-shift  keying）、１６−ＱＡＭ（Quadrature  amplitude  modulation）、または６４−ＱＡＭのような多様な変調方式は、適応的変調と変調のスペクトル効率を高めるために使用できる。１６−ＱＡＭ変調方式の場合、４個のビットｂ０ｂ１ｂ２ｂ３は複素値を持つ変調シンボルｘ＝Ｉ＋ｊＱにマッピングされる。しかしながら、多様な変調位置は多様な保護水準（protection  levels）を有する。
【００１１】
多重コードブロックが転送される際、送信性能は最悪の性能を持つコードブロックにより記述される。多様なコードブロックの符号化ビットから変調シンボルまでのマッピングと、変調シンボルから時間、周波数、そして空間的資源までのマッピングを含むチャンネルインターリーバは、各々のコードブロックが略同一な保護水準を有するようにするために、注意して設計される必要がある。多重コードブロックが送信される際、受信機が幾つかのコードブロックの複号を始めて、同時に受信機が相変わらず他のコードブロックに対する変調シンボルを復調するように許容する利点がある。ＬＴＥシステムにおいて、これは挑戦になる。なぜならば、復調と複号時に充分なレファレンス信号がなければチャンネル推定性能が悪い影響を受けることがあるためである。
【００１２】
良いチャンネル推定性能を維持するために、推定されるべき資源要素の周囲に位置する選択された資源要素にレファレンス信号を挿入することは、改良された性能を持つ資源要素に対するチャンネル推定を得るためにたびたび用いられる。しかしながら、これは推定されるべき資源要素における変調シンボルの復調は、資源要素の推定のために選択された全ての資源要素が受信されるまで待つ必要があることを意味する。言い換えれば、資源要素を推定するために選択された資源要素のうち、全部または一部を含むＯＦＤＭシンボルを受信する以前に、推定されるべき資源要素を復調する必要が生じると、資源要素に対するチャンネル推定性能が悪い影響を受けることがある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、多重コードブロックを持つ信号の送信のための改良された方法及び装置を提供することにある。
【００１４】
本発明の他の目的は、改良されたチャンネルインターリーバの設計と改良された無線受信機を提供することにある。
【００１５】
本発明の更に他の目的は、良いチャンネル推定性能を維持し、かつ多重コードブロックの速い複号を可能にする方法及び装置を提供することにある。
【００１６】
本発明の更なる他の目的は、多重コードブロックを運搬する信号送信の速い複号によりデータを送信する方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の一構成において、改良されたチャンネルインターリーバと受信機の設計が提供され、多重コードブロックの分離された符号化方法が性能の向上のために考慮される。符号化されたチャンネルインターリーバのための設計は、異なるコードブロックの符号化されたビットから変調シンボルへのマッピングと、変調シンボルから時間、周波数、及び空間的資源へのマッピングを含み、各々のコードブロックが殆ど同一な保護レベルを得ることを確実にする。受信側で、幾つかのコードブロックが正確に受信され、幾つかはそうでない時、前記成功的に複号されたコードブロックの信号は前記受信された信号から再構成され、除去されることができる。前記除去の以後、前記受信機は残りのコードブロックの再複号を試みることができる。したがって、まだ成功的に複号されていない他のコードブロックの間の干渉が格段に減少でき、受信機が前記残りのコードブロックをデコーディングできる確率は格段に増加できる。
【００１８】
送信に先立った本発明の一構成において、ＣＲＣが各コードブロックに付加されて各コードブロックに対するエラー検出を可能にする。送信ブロックＣＲＣ添付、ビットスクランブリングとコードブロック分割の以後、コードブロックＣＲＣが前記コードブロックのうち、少なくとも１つに付加され、前記信号が送信される。仮に、前記送信ブロックにただ１つのコードブロックがあるならば、前記コードブロックＣＲＣは必要でない場合があることに注意されたい。ＣＲＣオーバーヘッドは送信に先立って多重コードブロックのための１つのコードブロックＣＲＣのみを付加して更に減少できる。
【００１９】
本発明において、幾らかのステップが提供されて改良されたチャンネルインターリーバ設計に適用される。
【００２０】
ステップ１
第１に、各コードブロックに対し、シンボルＳ、Ｐ１、Ｐ２が考慮され、各々システマティックビット、ターボ符号化器である第１符号化器からのパリティビット、ターボ符号化器である第２符号化器からのパリティビットである。本発明の一構成において、第２レートマッチングの以後に符号化されたビットがコードブロックに基づいて再配列される。前記再配列されたビットは、時間−周波数資源と変調シンボルの内の変調位置を満たすことに使用できる。
【００２１】
ステップ２
第２に、このビットは最初に周波数（即ち、サブキャリア）インデックスの次元に従って空間を満たす。以後、それらは時間（即ち、ＯＦＤＭシンボル）インデックスの次元に従って空間を満たす。最後に、それらは変調位置インデックスの次元に従って空間を満たす。他の次元の順序が可能であり、本発明により含まれる。
【００２２】
ステップ３
第３に、各変調位置インデックスと各ＯＦＤＭシンボルに対し、前記データビットが前記周波数次元に従ってインターリービングされる。例えば、ビットリバース順序（bit-reverse-order：ＢＲＯ）インターリーバまたは簡素化したビットリバース順序インターリーバが使用できる。または、他のどのインターリーバもこの目的のために使用できる。時々、単純化した混合（shuffling）パターンのうちの１つまたは多数が使用できる。例えば、周期的移動、または予め決定されたインターリービング／再配列／混合（shuffling）／交換（swapping）パターンが使用できる。このようなパターンは各ＯＦＤＭシンボル及び／または各変調位置インデックスに対して変化してもよく、しなくてもよい。時々各ＯＦＤＭシンボル内の可用な資源要素の個数は多様な穿孔の量またはこのＯＦＤＭシンボルの内で他のチャンネルによる使用のため、変わることができる。この場合、異なるサイズを持つインターリーバが異なるＯＦＤＭシンボルに使用できる。
【００２３】
ステップ４
第４に、各変調位置インデックスと各サブキャリアに対し、前記データビットは前記時間次元に従ってインターリービングできる。例えば、ビットリバース順序インターリーバまたは単純化されたビットリバース順序インターリーバが使用できる。または、他のどのインターリーバもこの目的のために使用できる。時々、単純化された混合（shuffling）パターンのうちの１つまたは多数が使用できる。例えば、周期的移動、または予め決定されたインターリービング／再配列／混合（shuffling）／交換（swapping）パターンが使用できる。このようなパターンは各変調位置インデックス及び／またはサブキャリアインデックスに対して変化してもよく、しなくてもよい。時々各サブキャリアインデックス上の可用な資源要素の個数は多様な穿孔の量またはこのサブキャリア上で他のチャンネルによる使用のため、変わることができる。この場合、異なるサイズを持つインターリーバが異なるサブキャリアに使用できる。
【００２４】
ステップ５
第５に、各サブキャリアと各ＯＦＤＭシンボルに対し、前記データビットは、前記変調位置次元に従ってインターリービングできる。例えば、ビットリバース順序インターリーバまたは単純化されたビットリバース順序インターリーバが使用できる。または、他のどのインターリーバもこの目的のために使用できる。時々、単純化された混合（shuffling）パターンのうちの１つまたは多数が使用できる。例えば、周期的移動、または予め決定されたインターリービング／再配列／混合（shuffling）／交換（swapping）パターンが使用できる。このようなパターンは各サブキャリア及び／または各ＯＦＤＭシンボルに対して変化してもよく、しなくてもよい。好ましいパターンは本発明で後述する。
【００２５】
チャンネルインターリーバ設計の更に他の好ましい構成は、前述した５個のステップのうち、少なくとも１つを含む。前述したチャンネルインターリーバ設計の構成はＭＩＭＯ送信の場合、容易に拡張できる。複数の階層がＭＩＭＯ符号語に割り当てられると仮定する。この場合はＬＴＥシステム、即ち、ＳＵ−ＭＩＭＯ送信が１より大きいランクを有する時に適用できる。この場合、空間的次元がチャンネルインターリーバ設計に付加される。前記符号化されたビットのための空間は、時間、周波数、空間、及び変調位置の内の４次元空間として記述できる。
【００２６】
本発明の他の構成において、前述した構成は異なる資源要素上の異なる空間的次元を有するＭＩＭＯ送信に拡張できる。ＭＩＭＯシステムにおいて、ランク（空間次元または階層の個数）は、異なる周波数資源要素上で異なることがある。また、前述した構成は異なる資源上の異なる変調次数を有する送信に適用できる。例えば、２つの資源ブロックが非常に異なるＣＱＩを有するならば、送信機はこの２つの資源ブロック上の異なる変調次数を使用できる。この場合、時間、周波数、空間、及び変調位置に対し、できる限りたくさん各コードブロックの符号化されたビットを拡散する設計目標が相変わらず適用される。異なる時間−周波数資源上の異なる空間次元または異なる変調次数の場合を取り扱うために、特別な取り扱いが具現される必要がある。例えば、資源要素マップと同様に、マップが空間と変調位置次元を含むように構成できる。可用でない階層または変調位置は飛び越えられる。
【００２７】
本発明の他の構成において、システマティックビット優先順位がマッピング符号化されたビットとこのような符号化されたビットにより形成された変調位置で資源要素と空間次元上に与えられる。
【００２８】
システマティックビットの優先順位は、複数の領域を変調位置の次元に従って定義して具現されることができる。
【００２９】
本発明の他の構成において、各コードブロックの符号化されたビットは、異なる変調位置上で、できる限り均等に割り当てられる。この目標を達成するための多様な方式がある。１つの接近法は、変調位置の全ての置換パターンを並べる（enumerate）ことである。
【００３０】
置換パターンの部分集合は選択できる。例えば、それ自体で周期的に移動される１つのシード（seed）置換パターンがパターンの１つの集合として使用できる。
【００３１】
確かに、置換パターンの集合の選択は多様であることができ、他の設計目的に依存することができる。例えば、全ての周期的移動が選択された集合で必要なものではない。複数のシード置換パターンからの周期的移動が選択されることができる。
【００３２】
異なる好ましいシード置換パターンとその周期的移動はその位置を円に沿って、どの位置から始めて、時計方向または反時計方向に進行して読み込むことによって得られる。この方式により同一な保護レベルを有する最大分離変調位置が得られる。また、この方法は他の変調次数に適用可能である。シード置換パターンがこの方式により生成され、その周期的移動が好ましいとしても、この発明は確実に資源要素上の及び／または如何なるパターンを有する、または如何なる方式の再送信に亘って、変調位置インターリービング、置換（permutation）、混合（shuffling）、交換（swapping）、及び再配列を含む。
【００３３】
本発明の他の構成において、反復的な動作が変調シンボルの内に一緒に多重化される多重コードブロックを受信するために提案される。前述したチャンネルインターリーバ設計で、異なるコードブロックの符号化されたビットは同一な変調シンボル内で多重化される。
【００３４】
また、並列プロセッシングが前記複号動作で可能である。前記複号動作の以後、幾つかのコードブロックは成功的に複号できる一方、幾つかの他のものはそうでないことがある。この場合、そのような複号されたコードブロックのコードブロックは再構成される。このブロックの符号化されたビットは成功的でない、そのコードブロックの符号化されたビットを持つ同一な変調シンボルで多重化されるため、この符号化されたビットの情報はまだ成功していない符号化されたブロックの検出を助けることに用いられる。
【００３５】
本発明の他の構成において、減少したコンスタレーションが送信性能検出を向上させることができる。
【００３６】
本発明の他の構成において、反復動作が正確な複号とコードブロックの幾つかの再複号無しで遂行できる。代りに、符号化された信頼度と情報ビットは検出性能の向上のために前記の反復を通過するように使用できる。信頼度の１つの表現は、外部（extrinsic）情報と呼ばれるが、それは前記反復ループ内で多重処理ブロックの間に通過される各ビットに対する新たな確率（likelihood）情報である。
【００３７】
本発明の他の構成において、１つのサブフレーム内の複数のＯＦＤＭシンボルは、前記レファレンスＯＦＤＭシンボル、またはそのようなＯＦＤＭシンボルの直前、または前記レファレンス信号ＯＦＤＭシンボルの直後に位置する少なくとも２つのグループの間の境界を有するグループに分離される。各グループは少なくとも１つのコードブロックを運搬する資源要素を含む。各グループ内の前記資源要素は時間領域で互いに隣接または近接する。受信機は各グループ内の全ての資源要素を受信した後、少なくとも１つのコードブロックの複号を開始する。グループの異なる構成は、限定されるものではなく、異なる端末、異なるサブフレーム、異なるサービス量のような異なる状況で本発明の精神から逸脱することなく使用できる。
【００３８】
本発明の他の構成において、前記グループは資源要素の代りにコードブロックに基づいて定義される。各グループは少なくとも１つのコードブロックの符号化されたビットを含み、多重コードブロックを含むことができる。
【００３９】
資源要素またはコードブロックに基づいた前述した構成で定義されたグループで各グループ内のチャンネルインターリービング動作の残りが定義できる。
【００４０】
前述したチャンネルインターリーバ設計の構成は、ＭＩＭＯ送信の場合に拡張できる。ＳＵ−ＭＩＭＯ送信が１より大きいランクを有する時、複数の階層がＭＩＭＯ符号語に割り当てられる。この場合、空間次元はグループの定義に付加できる。したがって、各グループ内に複数の階層またはストリームがあってもよい。そして、各ＭＩＭＯ階層またはＭＩＭＯストリーム内に複数のグループがあってもよい。複数の符号語ＭＩＭＯ送信において、前記階層またはストリームは複数のＭＩＭＯ符号語（ＣＷ）を含むことができ、各々は多重コードブロックと２４ビットＣＲＣを運搬する。最後のグループの変調はより早いグループの複号と並列される。このＣＲＣの助けで、１つの符号語から他の１つの符号語への干渉は連続的な干渉除去によって除去できる。
【００４１】
本発明の他の構成において、ＣＲＣは１つのグループ内の符号語の１つまたは複数のコードブロックに付加できる。そのようにして、１つの符号語内の後のグループの復調、この符号語内の早いグループの複号、前記連続的な干渉除去、更に他の符号語内の後のグループの復調と残りの符号語内の早いグループの複号は、１つまたは他の方式により並列処理できる。
【００４２】
本発明の他の構成において、ＣＲＣは複数のＭＩＭＯ符号語のグループに分離されて付加できる。この構成において、並列処理が反復受信機のためにも可能である。
【００４３】
幾つかの変形と受信機構造が本発明の原理から逸脱することなく得られてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】送信機チェーンと受信機チェーンを持つＯＦＤＭトランシーバーチェーンを示す図である。
【図２】ＯＦＤＭ理論の直交性の２つの座標を示す図である。
【図３】図３ａは、送信機における時間領域のＯＦＤＭシンボルを示す図であり、図３ｂは、受信機における時間領域のＯＦＤＭシンボルを示す図である。
【図４】ＳＣ−ＦＤＭＡに対するトランシーバーチェーンの例を示す図である。
【図５】ＨＡＲＱ動作を示す図である。
【図６】４チャンネル同期ＨＡＲＱの例を示す図である。
【図７】ＭＩＭＯシステムを示す図である。
【図８】閉ループＭＩＭＯシステムで用いられるＭＩＭＯプリコーディングプロセスを示す図である。
【図９】ＨＳＤＰＡにおける高速データ共用チャンネル（High  Speed  Data  Shared  C    hannel：ＨＳ−ＤＳＣＨ）に対する符号化チェーンのフローチャートである。
【図１０】ＨＳＤＰＡにおけるＨＳ−ＤＳＣＨの機能を示す図である。
【図１１】１６−ＱＡＭコンスタレーションダイヤグラムを示す２次元座標を示す図である。
【図１２】６４−ＱＡＭコンスタレーションダイヤグラムを示す２次元座標を示す図である。
【図１３】本発明の一実施形態の原理の実行に適したコードブロックＣＲＣ付加の一例を示す図である。
【図１４】本発明の一実施形態の原理の実行に適したＯＦＤＭシステムのためのチャンネルインターリーバを示す図である。
【図１５】本発明の他の実施形態の原理の実行に適したデータ送信のための資源要素マップを示す図である。
【図１６】本発明の他の実施形態の原理の実行に適したレートマッチング後のコードブロックによる符号化されたビットの再配列を示す図である。
【図１７】図１７（ａ）は、本発明の他の実施形態の原理の実行に適した１次元で表現された資源要素を示す図であり、図１７（ｂ）は、本発明の他の実施形態の原理の実行に適したデータ符号化されたビットを受容するための時間インデックス（ＯＦＤＭシンボルインデックス）−周波数インデックス（サブキャリアインデックス）を示す図である。
【図１８】本発明の他の実施形態の原理の実行に適したコードブロック単位に対するレートマッチングとビット集合の具現を示す図である。
【図１９】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した時間、周波数空間領域にコードブロックの符号化されたビットを拡散する例を示す図である。
【図２０】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した多様な階層と多様な変調次数で資源に符号化されたビットを書き込む例を示す図である。
【図２１】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した資源に対し、多様な変調次数を有するチャンネルインターリーバを示す図である。
【図２２】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した多様な空間的次元を有する資源に符号化されたビットを拡散する例を示す図である。
【図２３】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した６４−ＱＡＭのための好ましい交換パターンを得るための一般的な方法を示す図である。
【図２４】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した同一な変調シンボル内で多重化した多重コードブロックを複号するための反復受信機を示す図である。
【図２５】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した送信検出性能を向上させる減    少されたコンスタレーションダイヤグラムの例を示す図である。
【図２６】本発明の他の実施形態の原理の実行に適した同一な変調シンボル内で多重化した多重コードブロックを複号するための更に他の反復受信機を示す図である。
【図２７】３ＧＰＰ  ＬＴＥシステムにおけるダウンリンクサブフレーム構造を示す図である。
【図２８（ａ）】本発明の一実施形態の原理の実行に適したサブフレームにおける多重ＯＦＤＭシンボルのグルーピング構成の他の例を示す図である。
【図２８（ｂ）】本発明の一実施形態の原理の実行に適した符号化されたビットを持つ資源要素を分割することによりデータ信号を送信する方法を説明するフローチャートである。
【図２８（ｃ）】受信機で符号化されたビットを持つグルーピングされた資源要素を受信し、複号する方法を説明するフローチャートである。
【図２９】本発明の一実施形態の原理の実行に適したサブフレームで多重ＯＦＤＭシンボルグルーピングの構成の他の例を示す図である。
【図３０】本発明の一実施形態の原理の実行に適したサブフレームで多重ＯＦＤＭシンボルグルーピングの構成の他の例を示す図である。
【図３１】本発明の原理の実行に適した循環遅延ダイバーシティー（ＣＲＣ）グルーピングがなかったり、またはグルーピングを有する連続的な干渉除去のための並列処理の例を示す図である。
【図３２】本発明の他の実施形態の原理の実行に適したコードブロックグルーピングの構成の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
本発明とそれによって存在するより完全な理解と、それに従う多くの利点のより完全な理解は容易に明らかになり、添付された図面との結合を考慮すれば、後述する詳細な説明を参照してよりよく理解できる。
【００４６】
本発明の詳細な説明において、後述する用語はよく使用されるものであり、各々の用語の定義が提供される。
【００４７】
サブパケットは、符号化されたパケットの部分であり、全体符号化されたビットの集合である。
【００４８】
データビットは、符号化されたビットを生成するための符号化された情報ビットのストリームである。
【００４９】
干渉は、送信スロットまたはサブフレームの集合を指称する。
【００５０】
同期式ＨＡＲＱ（synchronous  hybrid  automatic  repeat  request：Ｓ−ＨＡＲＱ）は、現在の高速パケットデータ（high  rate  packet  data：ＨＲＰＤ）標準によって用いら
れる技術であり、これは４個の異なるデータセットの同時送信のための、１セットに４回分割インターレースされた送信チャンネルを構成する。このようなインターレースされた送信チャンネルは、“ＨＡＲＱインターレース”とたびたび指称される。
【００５１】
送信スロットは、割り当てられた所定の個数の連続的なクロックサイクルである。この送信スロットの個数は送信フレームを形成する。
【００５２】
空間−時間符号化（Space-time  coding：ＳＴＣ）は、多重送信アンテナを使用する無線通信システムにおけるデータ送信の信頼度を向上させるために用いられる方法である。ＳＴＣは、少なくとも前記データストリームの写しのうちの幾つかが送信と信頼性がある複号を許容する良い状態で送受信間の物理経路で生存できる程度になるように、多重の、冗長なデータストリームの写し（copy）を受信機に送信することに依存する。
【００５３】
送信ダイバーシティー方法は、１つのデータビットが多様な独立チャンネルを経由して送信される方法である。
【００５４】
受信ダイバーシティー方法は、１つのデータビットが多様な独立チャンネルを経由して受信される方法である。
【００５５】
チャンネル品質指示子（Channel  Quality  Indicator：ＣＱＩ）は、無線チャンネルの
通信品質の測定である。ＣＱＩは与えられたチャンネルに対するチャンネル品質の測定を
表現する値になることができる。
【００５６】
冗長バージョンパラメータ（Redundancy  Version  Parameter）は、データのどの冗長バージョンが送信されることを表す。
【００５７】
チャンネルインターリーバは、いくつかのチャンネルにおけるディープフェーディングまたは衝突が送信を妨げないようにするために、インターリービングされたデータを多様なチャンネルを経由して送信する。
【００５８】
資源ブロックは、送信機により送信され、受信機により受信される信号を運搬する時間及び周波数資源要素ブロックである。
【００５９】
本発明により構成される多重コードブロックを用いた送信の速い複号を可能にするための方法及び装置は、添付の図面を参照して詳細に説明される。類似の参照番号は本明細書を通じて類似の構成要素を表す。
【００６０】
また、本発明でたびたび用いられる幾つかの略字は下記にそのフルネーム（full  name）と共にリストされる。
ＳＣ−ＦＤＭＡ：シングルキャリア周波数分割多重接続（Single  Carrier  Frequency  Division  Multiple  Access）
ＣＰ：循環前置（cyclic  prefix）
ＦＦＴ：高速フーリエ変換（Fast  Fourier  Transform）
ＯＦＤＭ：直交周波数分割多重化（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing）
ＩＣＩ：キャリア間干渉（Inter-Carrier-Interference）
３ＧＰＰ：３世代パートナーシッププロジェクト（3rd  Generation  Partnership  Proje
ct）
ＬＴＥ：未来長期進化（Long  Term  Evolution）
ＨＡＲＱ：複合自動再送要求（Hybrid  Automatic  Repeat  reQuestion）
ＭＩＭＯ：多重入力多重出力（Multiple  Input  Multiple  Output）
ＱＰＳＫ：直交位相偏移変調（Quadrature  phase  shift  keying）
１６−ＱＡＭ：１６直交振幅変調（16  Quadrature  amplitude  modulation）
６４−ＱＡＭ：６４直交振幅変調（64  Quadrature  amplitude  modulation）
ＩＦＦＴ：逆高速フーリエ変換（Inverse  Fast  Fourier  Transform）
ＣＷ：符号語（code  word）
コードブロック：データビットのブロックまたはデータビットブロックの符号化により生成される符号化されたビットのブロック
【００６１】
図１は、送信機チェーンと受信機チェーンを持つＯＦＤＭトランシーバーチェーンを示す図である。
【００６２】
ＯＦＤＭは、周波数領域でデータを多重化するための技術である。変調シンボルは、周波数サブキャリアで運搬される。ＯＦＤＭトランシーバーのサンプルが図１に図示されている。送信機チェーン１００で制御信号またはデータ信号は変調器１０１により変調され、前記変調された信号は直列−並列変換器１１２により直列−並列変換される。ＩＦＦＴ部１１４は、前記変調された信号またはデータの周波数領域から時間領域への転換に用いられ、前記時間領域に転換された前記変調された信号は並列−直列変換器１１６により並列−直列変換される。ＣＰまたはゼロ前置（zero  prefix：ＺＰ）は、多重経路チャンネル１２２で多重経路フェーディングの影響を避けたり減少させたりするために、ＣＰ挿入ステージ１１８で各々のＯＦＤＭシンボルに付加される。ＣＰ挿入ステージ１１８からの信号は、送信機前端処理部１２４、例えば、送信アンテナ（図１に図示せず）に送信される。受信機チェーン１２０において、完全な時間周波数同期がなされたと仮定すれば、受信機前端処理部１２４、例えば、受信アンテナ（図１に図示せず）により受信された信号は、前記受信された信号のＣＰを除去するＣＰ除去ステージ１２６で処理される。ＣＰ除去ステージ１２６で処理された信号は、直列−並列変換器１２８により直列−並列変換される。ＦＦＴ部１３０は、並列−直列変換器１３２により並列−直列変換され、復調器１３４により復調されるような以後の処理のために、前記受信された信号を時間領域から周波数領域に転換する。したがって、送信機チェーン１００により送信された信号は受信機チェーン１４０により受信される。
【００６３】
図２は、ＯＦＤＭ理論の直交性の２つの座標を示す図である。
【００６４】
各々のＯＦＤＭシンボルは、時間領域で有限の区間を有するので、サブキャリアは周波数領域で互いに重なる。例えば、図２に示すように、サブキャリア（０）１０、サブキャリア（１）１１、及びサブキャリア（２）１２が相互周波数領域で重なる。サブキャリア（０）１０、サブキャリア（１）１１とサブキャリア（２）１２は、殆ど一致したり類似な波形を持つ。このような３個のサブキャリアは、数学的に相互直交する。即ち、サブキャリアのうち、どの２つの内積でも０となる。したがって、送信機と受信機が完全な周波数同期を有すると仮定すれば、サンプリング周波数でＯＦＤＭ理論の直交性は維持される。不完全な周波数同期または高い移動性による周波数オフセットの場合、サンプリング周波数で前記サブキャリアの直交性は破壊され、キャリア間干渉（ＩＣＩ）が生じる。
【００６５】
図３ａは送信機で時間領域のＯＦＤＭシンボルを示す図であり、図３ｂは受信機で時間領域のＯＦＤＭシンボルを示す図である。
【００６６】
図３ａに示すように、多重経路フェーディングチャンネルは時間領域でインパルス応答チャンネルとして近似化され、周波数領域では周波数選択的チャンネルとして表現される。図１に示すように、ＯＦＤＭトランシーバーで多重経路フェーディングチャンネル１２２のため、１つの受信シンボルに挿入されたＣＰ部分は、たびたび以前のＯＦＤＭシンボルにより誤りが生じる。送信信号２０は連続して送信されたＯＦＤＭシンボル（即ち、ＯＦＤＭシンボル１、ＯＦＤＭシンボル２）を有し、ＣＰ部分（即ち、ＣＰ１とＣＰ２）は２つのＯＦＤＭシンボルのどの間においても位置する。多重経路フェーディングチャンネル１２２を介して送信された後、受信信号２７は連続してＣＰが挿入されたＯＦＤＭシンボル（即ち、Ｒｘ  ＯＦＤＭシンボル（１）２８、Ｒｘ  ＯＦＤＭシンボル（２）２９・・・）を有する。Ｒｘ  ＯＦＤＭシンボル（１）２８とＲｘ  ＯＦＤＭシンボル（２）２９はそれら自身のＣＰにより各々誤りが生じる。例えば、ＣＰ３はＲｘ  ＯＦＤＭシンボル（１）２８の中に誤りが生じるようにする。しかしながら、ＣＰの長さが充分に長い時、ＣＰ部分がない前記受信されたＯＦＤＭシンボルは、多重経路フェーディングチャンネルにより畳み込まれた（convoluted）自身の固有な信号を持たなければならない。一般に、図１に示すように、周波数領域で追加的な処理を許容するために、ＦＦＴ部１３０によるＦＦＴ処理が受信側で遂行される。他の送信方式に対するＯＦＤＭの利点は、多重経路フェーディングに強靭であるということである。時間領域での多重経路フェーディングは、周波数領域で周波数選択的フェーディングに転換される。挿入された循環前置またはゼロ前置を有すれば、隣り合うＯＦＤＭシンボル間のシンボル間干渉が避けられるか、もしくは格段に低減される。その上、各々の変調シンボルは狭帯域に亘って運搬されるので、各々の変調シンボルは単一周波数フェーディングを経験する。単純な等化方式が周波数選択的フェーディングを克服するために使用できる。
【００６７】
単一キャリア変調と周波数領域の等化を用いるシングルキャリア周波数分割多重接続（Single  Carrier  Frequency  Division  Multiple  Access：ＳＣ−ＦＤＭＡ）は、直交周波数分割多重接続（Orthognal  Frequency  Division  Multiplexing  Access：ＯＦＤＭA）システムの性能と複雑性に類似な性能と複雑性を有する技術である。ＳＣ−ＦＤＭＡの１つの利点は、ＳＣ−ＦＤＭＡは内在的に単一キャリア構造を有するので、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号は低いピーク対平均電力比（peak-to-average  power  ratio：ＰＡＰＲ）を有するということである。低いＰＡＰＲは通常電力増幅器の高い効率を誘発するが、これはアップリンク送信において、移動局に特に重要である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、３ＧＰＰ  ＬＴＥでアップリンク多重接続方式として採択された。
【００６８】
図４は、ＳＣ−ＦＤＭＡのためのトランシーバーチェーンの例を示す図である。
【００６９】
ＳＣ−ＦＤＭＡのためのトランシーバーの例が図４に図示されている。送信機チェーン２００で、時間領域データまたは制御データが変調器２０１により変調され、前記変調されたデータは直列−並列変換器２１２により直列−並列変換される。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部２１３は、前記変換されたデータを離散フーリエ変換処理によって処理する。低いＰＡＰＲを保証するために、以後、前記変換されたデータはサブキャリアマッピングステージ２１１で隣接したサブキャリアのセットにマッピングされる。以後、ＩＦＦＴ部２１４は前記信号を時間領域に返して変換する。そして、ＩＦＦＴ部は通常ＤＦＴ部２１３のそれより大きいＩＦＦＴサイズを有する。並列−直列変換器２１６は受信されたデータを並列−直列変換する。送信前端処理部２２０によりデータが送信され、処理される以前に、ＣＰ挿入ステージ２２８でＣＰが付加される。前端処理部２２０は複数の送信アンテナを介して所定のシーケンスで複数の符号化されたデータビットのグループの無線送信を可能にする増幅ステージを有する。付加されたＣＰを有し、プロセッシングされた信号はたびたびシングルキャリア周波数分割多重接続（Single  CarrierFrequency  Division  Multiple  Access：ＳＣ−ＦＤＭＡ）ブロックと指称される。プロセッシングされた信号が無線通信システムで通信チャンネル、即ち、多重経路フェーディングチャンネル２２２を通過した後、受信機チェーン２４０は受信機前端処理部２２４で受信機前端プロセッシングを遂行し、ＣＰ除去器２２６によりＣＰを除去し、直列−並列変換器２２８により直列−並列変換を行い、ＦＦＴ部２３０によりデータを変換し、デマッピング／等化部２３１でデータを周波数領域でデマッピングする。前記等化された信号が周波数領域でデマッピングされた後、ＩＤＦＴ部２３５はデータを処理する。ＩＤＦＴ部２３５の出力は並列−直列変換器２３２と復調器２３６により更に処理される。
【００７０】
図５は、ＨＡＲＱ動作を示す図である。
【００７１】
ＨＡＲＱは、通信システムで複号の失敗を克服し、データ送信の信頼度を向上させるために一般的に広く用いられる。ＨＡＲＱ動作は、図５に図示されている。データパケットは、どの種類の順方向エラー訂正（Forward  Error  Correction：ＦＥＣ）方式を有する符号化器３１１を使用して符号化される。データパケットは、サブパケット生成器３１２により処理されて１セットのサブパケットが生成される。サブパケット、例えば、サブパケットｋは符号化されたビットの部分のみを含むことができる。仮に、トランシーバー３００によるサブパケットｋに対する送信が失敗すれば、フィードバック応答チャンネル３１４により提供されるＮＡＫ否定応答により指示されることによって、再送信サブパケット、サブパケットｋ＋１はこのデータパケットを再送信するために提供される。仮に、サブパケットｋ＋１が成功的に送受信されれば、ＡＣＫ肯定応答がフィードバック応答チャンネル３１４により提供される。前記再送信サブパケットは以前のサブパケットと異なる符号化されたビットを含むことができる。受信機は複号の可能性を向上させるために全ての受信されたサブパケットを柔らかく接合または結合して複号することができる。通常、最大送信回数は、信頼度、パケット遅延、及び複雑性の具現を全て考慮して構成される。
【００７２】
Ｎ−チャンネル同期式ＨＡＲＱは、単純性のため、無線通信システムでよく用いられる。例えば、同期式ＨＡＲＱは３ＧＰＰでＬＴＥアップリンクのためのＨＡＲＱ方式として許容された。
【００７３】
図６は、４チャンネル同期ＨＡＲＱの例を示す図である。
【００７４】
連続送信間の固定された時間関係のため、各々のＨＡＲＱチャンネルで送信スロットはインターレース構造を示す。例えば、インターレース０は、スロット０、４、８、・・・４ｋを含む。インターレース３は、スロット１、５、９、・・・、４ｋ＋１、・・・を含む。インターレース２は、スロット２、６、１０、・・・、４ｋ＋２、・・・を含む。インターレース３は、スロット３、７、１１、・・・４ｋ＋３、・・・を含む。以後、送信機はこのようなインターレースで次のスロット、即ち、スロット４で新たなパケットの送信を開始する。しかしながら、スロット４で送信される前記新たなパケットの最初のサブパケットは適切に受信できない。送信機が受信機からＮＡＫを受信した以後、送信機はインターレース０の次のスロット、即ち、スロット８で同一なパケットの更に他のサブパケットを送信する。インターレース１−３は、インターレース０と同一な方式により動作する。時々に受信機はパケットの境界、即ち、サブパケットが新たなパケットの最初のサブパケットであるか否か、または再送信サブパケットであるか否かを検出することに困難性を経験する。このような問題を緩和するために、新たなパケット指示子はパケットのための送信フォーマット情報を運搬する制御チャンネルを介して送信できる。時々、サブパケットＩＤ及び／またはＨＡＲＱチャンネルＩＤのようなより改良されたバージョンのＨＡＲＱチャンネル情報が、受信機がパケットを検出し複号することを助けるために提供できる。
【００７５】
頻繁に、多重入力多重出力（Multiple  Input  Multiple  Output：ＭＩＭＯ）と指称される多重アンテナ通信システムは、システム性能を向上させるために無線通信で広く用いられる。ＭＩＭＯシステムにおいて、送信機は独立的な信号が送信できる多重アンテナを有し、受信機は多重受信アンテナが設備される。ただ１つの送信アンテナがある場合、または、ただ１つの送信されるデータストリームがある場合、ＭＩＭＯシステムはシングル入力多重出力（Single  Input  Multiple  Output：ＳＩＭＯ）に縮重する。仮に、ただ１つの受信アンテナしかない時、ＭＩＭＯシステムは多重入力シングル出力（Multiple  Input  SIngle  Output：ＭＩＳＯ）に縮重する。ただ１つの送信アンテナとただ１つの受信アンテナしかない時、ＭＩＭＯシステムはシングル入力シングル出力（Single  Input  Single  Output：ＳＩＳＯ）に縮重する。ＭＩＭＯ技術は、帯域または全体送信電力の増加無しでシステムの性能と領域（range）を格段に増加させることができる。一般に、ＭＩＭＯ技術は多重アンテナのため、空間領域で追加的な自由次元（dimension  of  freedom）を開発して無線通信システムにおける周波数効率を増加させる。例えば、空間的多重化方式は多重アンテナを介して送信される多重データストリーミングにより転送率を増加させる。空間−時間符号化のような送信ダイバーシティー方法は多重送信アンテナのため、空間ダイバーシティーの利益を得る。受信ダイバーシティー方法は、多重受信アンテナのため、空間ダイバーシティーを用いる。空間分割多重接続（Spatial  Division  Multiple  Access：ＳＤＭＡ）は多重ユーザからの、または多重ユーザへの信号ストリームを同一な時間周波数資源を通じて送信されるように許諾する。受信機はこのようなデータストリームの空間的シグナチュア（signature）により多重データストリームを分離する。このようなＭＩＭＯ送信技術は相互排他的でないということに注目されたい。実際に多重ＭＩＭＯ方式は進歩した無線システムで使用できる。
【００７６】
チャンネルが良い場合、例えば、移動速度が低い場合、閉ループＭＩＭＯ方式がシステム性能を向上させるために使用できる。閉ループＭＩＭＩシステムにおいて、受信機はチャンネル状態及び／または好ましい送信ＭＩＭＯ処理方式のフィードバックを提供する。送信機は前記フィードバック情報を、スケジューリング優先順位、データ及び資源の可用性のような他の考慮事項を共に用いて送信方式を最適化する。
【００７７】
一般的な閉ループＭＩＭＯ方式は、ＭＩＭＯプリコーディングと呼ばれる。プリコーディング処理の間に送信されるべきデータストリームが多重送信アンテナに伝えられる以前にプリコーディング、即ち、マトリックスにより事前多重化される。
【００７８】
図７は、ＭＩＭＯシステムを示す図である。
【００７９】
図７に示すように、送信機４０１はＮｔ個の送信アンテナ４１１を有し、受信機４０２はＮｒ個の受信アンテナ４２１を有する。データストリーム１−ＮｓはこのようなＭＩＭＯシステムにより送受信される。例えば、処理率を最大化することが送信システムの目標である時、仮にチャンネルマトリックスＨの情報が送信機４０１で可用であれば、プリコーディングマトリックスはチャンネルマトリックスＨの右側の１つのマトリックスになるように選択できる。したがって、受信機側で多重データストリームに対する効率的なチャンネルは分析されることができ、多重データストリームの間の干渉が除去できる。しかしながら、チャンネルＨの正確な値をフィードバックすることに必要とされるオーバーヘッドはたびたび過重である。
【００８０】
図８は、閉ループＭＩＭＯシステムで用いられるＭＩＭＯプリコーディングプロセスを示す図である。
【００８１】
図８に示すように、データストリーム１−Ｎｓは、スケジューリング処理、電力及び転送率採択処理、プリコーディングコードブックとプリコーディングベクトル選択処理、ストリーム−トゥ−レイヤマッピング（stream-to-layer  mapping）処理と幾つかの他の関連した処理が遂行される処理ステージ５１０により処理される。マッピングされたデータストリームは、階層１−ＮＬを通じてプリコーディングステージ５０９、即ち、送信機ＭＩＭＯ処理ステージに送信される。前記プリコーディングされたデータは、以後送信アンテナ１−Ｎｔに送信される。受信機５１２は、受信機ＭＩＭＯ処理ステージ５０８でデータストリーム１−Ｎｒを受信して復元する。フィードバックオーバーヘッドを減らすために、多重プリコーディングマトリックスはチャンネルマトリックスＨが具体化できる値の空間を量子化するために送信機５１１で定義される。空間量子化を用いて、受信機５１２は好ましいプリコーディング方式を好ましいプリコーディングマトリックスのインデックス、送信ランクと好ましいプリコーディングベクトルのインデックスの形態でフィードバックする。また、受信機５１２は好ましいプリコーディング方式に対し、関連したチャンネル品質指示（Channel  Quality  Indication：ＣＱＩ）をフィードバックすることができる。
【００８２】
ＭＩＭＯシステムの他の観点は、送信されるべき多重データストリームが分離されたり、または一緒に符号化されるか否かである。仮に、全ての送信階層が一緒に符号化されれば、このようなＭＩＭＯシステムは単一符号語（Single  CodeWord：ＳＣＷ）ＭＩＭＯシステムと呼ばれて、そうでないものは多重符号語（Multiple  CodeWord：ＭＣＷ）ＭＩＭＯシステムと呼ばれる。ＬＴＥダウンリンクシステムにおいて、ＳＵ−ＭＩＭＯが用いられる時、２つまでのＭＩＭＯ符号語が１つの端末（User  Equipment：ＵＥ）に送信できる。２つのＭＩＭＯ符号語がＵＥに送信される場合、前記ＵＥはこの２つの符号語の各々を応答する必要がある。更に他のＭＩＭＯ技術は多重ユーザＭＩＭＯ（Multi-User  MIMO：ＭＵ−ＭＩＭＯ）とも指称される空間分割多重接続（Spatial  Division  Mmultiple  Access：ＳＤＭＡ）と呼ばれる。ＳＤＭＡにおいて、多重データストリームは分離されて符号化され、同一な時間−周波数資源で意図された異なる受信機に送信される。異なる空間的シグナチュア、即ち、アンテナ、仮想アンテナ、またはプリコーディングベクトルを用いて、受信機は多重データストリームを区別できる。また、チャンネル状態情報に基づいて適した受信機グループをスケジューリングし、各々のデータに対する適した空間シグナチュアを選択して、重要な信号は重要な受信機のために強化されると共に、他の信号は他の該当受信機のために強化できる。したがって、システム容量が向上する。ＳＵ−ＭＩＭＯとＭＵ−ＭＩＭＯ両方ともＬＴＥダウンリンクで採択された。ＭＵ−ＭＩＭＩは、ＬＴＥアップリンクで採択されたが、ＬＴＥに対するＳＵ−ＭＩＭＯはいまだに議論中である。
【００８３】
ＬＴＥシステムにおいて、送信ブロックが大きい場合、送信ブロックは多重コードブロックに分割されて、多重符号化されたパケットが生成されることができ、これは並列処理とパイプライン具現及び電力消耗とハードウェア複雑性の間の柔軟なトレードオフを可能にするので、利点がある。
【００８４】
一例として、ＨＳＤＰＡで高速データ共用チャンネル（High  Speed  Data  Shared  Channel：ＨＳ−ＤＳＣＨ）に対する符号化過程が図９に図示されている。
【００８５】
図９に示すように、ＣＲＣステージ６１１で、データビットａｉｍ１、ａｉｍ２、ａｉｍ３・・・ａｉｍAが処理されて、データビットｂｉｍ１、ｂｉｍ２、ｂｉｍ３・・・ｂｉｍＢに変換される。ＣＲＣが付加されたデータビットは、ビットスクランブリングステージ６１２でビットスクランブリングされてデータビットｄｉｍ１、ｄｉｍ２、ｄｉｍ３・・・ｄｉｍＢに変換される。スクランブリングされたデータビットはコードブロック分割ステージ６１３で分割されてコードブロックｏｉｒ１、ｏｉｒ２、ｏｉｒ３・・・ｏｉｒＫに形成される。コードブロックは、以後チャンネル符号化ステージ６１４で符号化されて、符号化されたコードブロックｃｉｒ１、ｃｉｒ２、ｃｉｒ３・・・ｃｉｒＥになる。このような符号化されたコードブロックは物理階層ＨＡＲＱ機能ステージ６１５で処理される。前記データビットは物理チャンネル分割ステージ６１６でまた分割される。ＨＡＲＱ機能は、符号化されたビットでビットの個数ｗ１、ｗ２、ｗ３・・・ｗＲをＨＳ−ＤＳＣＨ物理チャンネルの総ビットの個数に一致させる。前記チャンネル分割されたデータビットｕｐ，１、ｕｐ，２、ｕｐ，３・・・ｕｐ，Ｕは、ＨＳ−ＤＳＣＨインターリービングステージ６１７によりインターリービングされる。インターリービングされたデータビットｖｐ，１、ｖｐ，２、ｖｐ，３・・・ｖｐ，Ｕは、以後コンスタレーション再配列ステージ６１９で再配列され、再配列されたビットｒｐ，１、ｒｐ，２、ｒｐ，３・・・ｒｐ，Ｕは、以後物理チャンネルマッピングステージ６１９でマッピングされる。前記マッピングされたビットは、結局物理チャンネル＃１、物理チャンネル＃２、物理チャンネル＃Ｐに出力される。現在ＨＳ−ＤＳＣＨ設計において、ただ１つの２４ビットＣＲＣ（Cyclic  redundancy  check）は、上記ブロックの検出エラーのための全体送信ブロックのために生成される。仮に、多重コードブロックが生成され、１つの送信時間区間（TransmIssion  Time  Interval：ＴＴＩ）に送信されれば、受信機は前記コードブロックの幾つかを正しく複号できるが、他のものはそうでない。このような場合に、受信機は送信ブロックに対するＣＲＣをチェックしないので、送信機にＮＡＫをフィードバックしなければならない。
【００８６】
ＨＡＲＱ機能は、チャンネルコーダ（即ち、チャンネル符号化ステージ６１４）の出力で、ビットの個数をＨＳ−ＤＳＣＨがマッピングされたＨＳ−ＰＤＳＣＨのビットの個数に一致させる。ＨＡＲＱ機能は冗長バージョン（redundancy  version：ＲＶ）パラメータにより制御される。ＨＡＲＱ機能の出力で正確なビットのセットは入力ビットの個数、出力ビットの個数、及びＲＶパラミータに依存する。
【００８７】
図１０に示すように、ＨＡＲＱ機能は２つのレートマッチングステージと仮想バッファを有する。
【００８８】
資源ＣからのデータビットＮＴＴＩストリームはビット分離部６１０でシステマティックビットとパリティ１ビットとパリティ２ビットとに分離される。このような３個のビットグループは、最初のレートマッチングステージ６１１で異なるように処理される。最初のレートマッチングステージ６１１は、入力ビットの個数を仮想ＩＲバッファ６１３に一致させ、バッファ６１３に対する情報は上位階層により提供される。システマティックビットはバッファ６１３に直接提供され、パリティ１ビットはレートマッチング器ＲＭ＿Ｐ１_１により処理され、パリティ２ビットはレートマッチング器ＲＭ＿Ｐ２_１により処理される。バッファ６１３の出力は２番目のレートマッチングステージ６１５に提供される。２番目のレートマッチングステージ６１５は、最初のレートマッチングステージ６１１の以後のビットの個数をＴＴＩで設定されたＨＳ−ＰＤＳＣＨで可用な物理チャンネルビットの個数に一致させる。出力Ｎｐ２は２番目のレートマッチングステージ６１５のレートマッチング器ＲＭ＿Ｐ２_２に提供される。出力Ｎｓｙｓ、Ｎｐ１とＮｐ２は、ビット集合ステージ６１７に提供される。したがって、その結果のデータビットストリームＮｄａｔａは、端末Ｗに提供される。仮に、入力ビットの個数が仮想ＩＲバッファ６１３の容量を超過すれば、最初のレートマッチングステージ６１１は透過性（transparent）という点に注意されたい。
【００８９】
ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、または６４−ＱＡＭのような多様な変調方式が適応的変調と変調の周波数効率を高めるために使用できる。１６−ＱＡＭ変調の場合、４個の一揃いビットｂ０ｂ１ｂ２ｂ３は、複素値の変調シンボルｘ＝Ｉ＋ｊＱにマッピングされる。１６−ＱＡＭの１つの具現を＜表１＞に表す。
【００９０】
【表１】
0005596714.tif 000002
【００９１】
＜表１＞の１６−ＱＡＭ変調のコンスタレーションは、図１１に図示されている。図１１は１６−ＱＡＭコンスタレーションダイヤグラムを図示する２次元座標を説明する。コンスタレーションダイヤグラムはディジタル変調方式により変調される信号を表現したものである。前記コンスタレーションダイヤグラムはシンボルサンプリング瞬間に複素平面の２次元座標図上で信号を表示する。コンスタレーションダイヤグラムは与えられた変調方式により選択された可能なシンボルを複素平面で点にて表現する。図１１で各々の点はＩとＱが＜表１＞で表れるように予め決定された値である時、Ｉ−Ｑ複素平面上のｂ０ｂ１ｂ２ｂ３の対応するシンボルを説明する。このコンスタレーションは４個のビット（即ち、ｂｉｔ  ｂ０、ｂ１、ｂ２、及びｂ３）に多様な保護レベルを提供する。図１１に示すように、ｂ０とｂ１の保護レベルは同一であり、ｂ２とｂ３の保護レベルが同一である。しかしながら、ｂ０とｂ１の保護レベルはｂ２とｂ３の保護レベルより高い。
【００９２】
６４−ＱＡＭ変調の場合、６個の一揃いビットｂ０ｂ１ｂ２ｂ３ｂ４ｂ５は、複素値である変調シンボルｘ＝Ｉ＋ｊＱにマッピングされる。６４−ＱＡＭの１つの具現を＜表２＞に表す。＜表２＞の６４−ＱＡＭ変調のコンスタレーションを図１２に図示する。図１２は６４−ＱＡＭコンスタレーションダイヤグラムを図示する２次元座標を説明する。このコンスタレーションは６個のビットに多様な保護レベルを提供する。図１１と同様に、図１２の各々の点はＩとＱが＜表２＞に表したように予め決まった値である時、Ｉ−Ｑ複素平面上のｂ０ｂ１ｂ２ｂ３ｂ４ｂ５の対応するシンボルを説明する。ｂ０とｂ１の保護レベルは同一であり、ｂ２とｂ３の保護レベルは同一であり、ｂ４とｂ５の保護レベルは同一である。しかしながら、ｂ０とｂ１の保護レベルはｂ４とｂ５の保護レベルより強いｂ２とｂ３の保護レベルより強い。便宜上、変調シンボルのビットインデックスはそのビットの変調位置として定義される。
【００９３】
【表２】
0005596714.tif 000003
【００９４】
例えば、６４−ＱＡＭでｂ０の変調位置は０であり、６４−ＱＡＭでｂ１の変調位置は１である。したがって、与えられた６４−ＱＡＭコンスタレーションに対し、１番目と２番目の変調位置、即ち、ｂ０とｂ１は最も強い保護レベルを有し、３番目と４番目の変調位置、即ちｂ２とｂ３は弱い保護レベルを有し、５番目と６番目の変調位置、即ち、ｂ４とｂ５は最も弱い保護レベルを有する。
【００９５】
本発明において、多重符号化されたパケットから情報ビットとパリティビットを有する送信の性能を高める方法及び装置が提供される。
【００９６】
本発明の様態、特徴、及び利点は、幾らかの特定の実施形態と具現の説明により、本発明を遂行するために熟考された最上のモードを含む、後述する詳細な説明から容易に理解できる。本発明は、更に他の、そして多様な実施形態を可能にし、本発明の幾つかの詳細事項は本発明の精神と範囲から逸脱することなく、多様で、かつ明白な事項に変形することができる。したがって、図面及び詳細な説明は、実際に説明するものとして考慮されるべきであって、限定的なものとして考慮されるべきではない。本発明は、例示のために説明するものであって、添付された図面に限定されるものではない。
【００９７】
以下の説明において、ＬＴＥシステムでダウンリンクデータチャンネルは一例として用いられる。しかしながら、ここで説明される技術はＬＴＥシステムのアップリンク、ＬＴＥシステムのダウンリンク、またはアップリンクの制御チャンネル、何時でも適用可能な他のシステムの他のデータ、制御、または他のチャンネルで確かに使用できる。
【００９８】
本発明において、チャンネルインターリーバと受信機の改良された設計が提供され、多重コードブロックの分離された符号化方法が性能の向上のために考慮される。多重コードブロックが送信される時、送信性能は最悪の性能を有するコードブロックにより記述される。アイデアは多様なコードブロックの符号化されたビットから変調シンボルへのマッピングと、変調シンボルから時間、周波数、及び空間資源へのマッピングを含むチャンネルインターリーバを、各々のコードブロックが殆ど同一な保護レベルを有するようにするために、注意して設計するものである。受信側で、幾つかのコードブロックが正確に受信され、幾つかのものはそうでない時、成功的に複号されたコードブロックの信号は前記受信された信号から再構成され、除去できる。除去の以後、受信機は残りのコードブロックの再複号を試みることができる。まだ成功的に複号されていない他のコードブロックを有する干渉は格段に減少できるため、受信機が残りのコードブロックを複号できる確率は格段に増加できる。ＨＡＲＱの場合、受信機がコードブロックの１つを複号できない場合、ただ１つのＡＣＫチャンネルを仮定すれば、受信機は全体送信ブロックに対してＮＡＫをフィードバックする。基地局はどのコードブロックがＵＥにより成功的に複号されたか否かが分からないので、基地局は全てのコードブロックを含む全体送信ブロックがＮＡＫされたことを仮定して再送信する。この場合、ＵＥは成功的に複号されていないコードブロックの複号を助けるために成功的に複号されたコードブロックに対する情報が利用できなければならない。本発明で提案されるチャンネルインターリーバ設計はこの動作を容易にする。受信機動作の好ましい実施形態がまた開示される。
【００９９】
１つの実施形態において、各々のコードブロックに対するエラー検出を可能にするために各々のコードブロックにＣＲＣが付加される。図１３はコードブロックＣＲＣ付加の一例を示している。図９と比較すると、送信ブロックＣＲＣ付加、ビットスクランブリングとコードブロック分割の以後、図１３に示すように、コードブロック分割ステップの以後に、直ちにコードブロックのうち、少なくとも１つにコードブロックＣＲＣを付加する追加的なステップが続く。前記送信ブロックは１つまたは多重コードブロックに分割される。仮に、送信ブロックに１つのコードブロックしかなければ、コードブロックＣＲＣは不要になることがある。仮に、送信ブロックに１つ以上のコードがある場合、コードブロックＣＲＣ付加は重要になる。一例として、ＨＳＤＰＡでＨＳ−ＤＳＣＨのための送信ブロックＣＲＣは非常に低い検出エラー（約２−２４≒６×１０−８）を提供する２４ビットである。ＣＲＣを各々のコードブロックに付加する１つの目的は、受信機が正確に複号できないコードブロックの信号を除去できるように充分なコードブロックエラー検出を提供するものである。〜１０−２のＣＲＣ検出エラーはこの動作に充分である。８ビットＣＲＣは約４×１０−３の検出エラー率を提供できることに注目されたい。この場合、８ビットＣＲＣがコードブロックエラー検出及び除去のためのコードブロックＣＲＣのために用いられることができ、一方、２４ビットＣＲＣは送信ブロックエラー検出に使用できる。そのようにすることで、成功的に複号されたコードブロックの除去を容易にする手段を提供しながらＣＲＣオーバーヘッドが最小化される。明らかに、多重コードブロックのための１つのコードブロックＣＲＣを付加するだけでＣＲＣオーバーヘッドがさらに減少できる。
【０１００】
本発明において、チャンネルインターリーバに適用されるために幾らかのステップが提供される。このようなステップが全て本発明を使用するために結合される必要はないということに注意されたい。言い換えると、本発明は、本発明で説明されるステップのうち、少なくとも１つを使用するインターリーバとインターリービング方法を包括する。図１３に示すように、１６−ＱＡＭのためのコンスタレーション再配列は、提案されたチャンネルインターリーバの設計と共に必要なものではないということに注意されたい。
【０１０１】
次に、図１４、図１５、及び図１６を検討する。
【０１０２】
図１４は本発明の一実施形態の原理の実行に適したＯＦＤＭシステムのためのチャンネルインターリーバを示し、図１５は本発明の他の実施形態の原理の実行に適したデータ送信のための資源要素マップを示し、図１６は本発明の他の実施形態の原理の実行に適した
レートマッチング後のコードブロックによる符号化されたビットの再配列を示す。図１４に示すように、データ送信に割り当てられた資源は、時間上でＮ個のＯＦＤＭシンボルであり、周波数上でＭ個のサブキャリアである。１つのＯＦＤＭシンボルの各々のサブキャリアは１つの資源要素と呼ばれる。資源要素はデータ資源要素と非データ資源要素を含む。各々の資源要素は多重コードビットを交互に運搬する変調シンボルを含む。例えば、２ビットが１つのＱＰＳＫ変調シンボルに運搬でき、４ビットが１つの１６−ＱＡＭ変調シンボルに運搬できる。各変調シンボルで運搬されるビットの個数は変調次数Ｌと表記され、変調シンボルで各々の変調位置は、図１４に示すように１つの変調位置インデックスにより表現される。チャンネルインターリーバ設計の好ましい実施形態は次の動作の少なくとも１つを含む。
【０１０３】
ステップ１
第１に、各々のコードブロックに対し、シンボルＳ、Ｐ１、Ｐ２は、システマティックビット、各々ターボ符号化器の符号化器１からのパリティビット、ターボエンコーダの符号化器２からのパリティビットである。ターボエンコーダはインターリーバにより分離された２つの反復的システマティックコンボリューション（recursive  systematic  convolutional：ＲＳＣ）符号化器の並列結合により形成される。本発明の一実施形態において、２番目のレートマッチングの以後に符号化されたビットがコードブロックに基づいて再配列される。図１６に示すように、この送信ブロックのための送信でＮｃｂ個のコードブロックがある。図１０と比較すれば、コードブロックによるビット再配列と呼ばれるステージ９１３はビット集合ステージ６１７に従う。ステージ９１３で、コードブロック１のシステマティックビット、パリティ１ビットとパリティ２ビットが一緒に集合され、Ｓ、Ｐ１、Ｐ２の順に配列される。i番目のコードブロックのシステマティックビット、パリテ
ィ１ビットとパリティ２ビットは、Ｎｔ,ｉ,ｓｙｓ、Ｎｔ,ｉ,ｐ１、Ｎｔ,ｉ,ｐ２により各々表記される。前記再配列されたビットは、以後チャンネルインターリーバステージと呼ばれるステージ９１５に入る。Ｎｔ,ｓｙｓ、Ｎｔ,ｐ１、Ｎｔ,ｐ２は以下の＜数式＞により各々表現できる。
【０１０４】
【数１】
0005596714.tif 000004
【数２】
0005596714.tif 000005
【数３】
0005596714.tif 000006
【０１０５】
前記再配列されたビットである時間−周波数資源と変調シンボルで変調位置を満たすことに使用できる。
ステップ２
【０１０６】
第２に、このようなビットは、図１４に示すように３次元空間で使用できる。このビットは周波数（即ち、サブキャリア）インデックス次元に従って空間を満たすことができる。以後、これらは時間（即ち、ＯＦＤＭシンボル）インデックス次元に従って空間を満たすことができる。他の次元の配列が確実に可能であり、本発明により含まれるということに留意されたい。最後に、これらは変調位置インデックス次元に従って空間を満たす。３次元空間で各々の位置は座標（ｂ，ｔ，ｆ）により表現できる。仮に最初のビットが（０，０，０）に位置すれば、２番目のビットは（０，０，１）に位置しなければならず、３番目のビットは（０，０，２）に位置しなければならないなどである。周波数次元が与えられたＯＦＤＭシンボルインデックスに対して消尽された以後、ＯＦＤＭシンボルインデックスが増加される。例えば、（Ｍ−１）番目のビットは（０，０，Ｍ−１）に位置しなければならず、Ｍ番目のビットは（０，１，０）に位置できる。周波数と時間インデックスが消尽された以後、変調位置インデックスが増加される。例えば、（ＭＮ−１）番目のビットが（０，Ｎ−１，Ｍ−１）に位置し、ＭＮ番目のビットが（１，０，０）に位置しなければならない。穿孔されるか他のチャンネルによって占有されてデータチャンネル送信に可用でない幾つかの資源要素がありえるという点に注意されたい。本発明の好ましい実施形態において、資源要素マップを有する時間−周波数資源が図１５に表現される。データ送信に割り当てられた資源要素は共にグルーピングされて資源要素マップを形成する。前記マップはデータ送信に可用な資源要素と、レファレンスシグナル、ダウンリンク制御チャンネルのような他のチャンネルにより占有される資源要素を示している。前記他のチャンネルにより占有される資源要素はスキップされる。図１５に示すように、この資源要素マップは各々の変調位置のために再使用できる。結局、符号化されたビットを受容する空間は、図１４に示すように他のチャンネルにより占有された幾つかの資源要素を有する立方体で表現され、このような占有された資源要素は非データ資源要素と呼ばれる。
【０１０７】
ステップ３
第３に、各々の変調位置インデックスと各々のＯＦＤＭシンボルに対し、データビットは周波数次元に従ってインターリービングされる。例えば、ビットリバース順序（bit-reverse-order：ＢＲＯ）インターリーバ、または簡素化されたビットリバース順序インターリーバが使用できる。または、如何なる他のインターリーバもこの目的に使用できる。たびたび単純化された混合パターンのうちの１つまたは集合が使用できる。例えば、周期的移動、または予め決まったインターリービング／再配列／混合／交換パターンが使用できる。このようなパターンは、各々のＯＦＤＭシンボル及び／または各々の変調位置インデックスに対し、変化したり変化しなかったりすることができる。たびたび各々のＯＦＤＭシンボルで可用な資源要素の個数は穿孔の多様な量またはＯＦＤＭシンボルで他のチャンネルによる使用のため変わることができる。このような場合、多様なサイズを有するインターリーバが異なるＯＦＤＭシンボルに使用できる。
【０１０８】
ステップ４
第４に、各々の変調位置インデックスと各々のサブキャリアに対し、データビットは時間次元に従ってインターリービングできる。例えば、ＢＲＯインターリーバまたは単純化されたＢＲＯインターリーバが使用できる。または、如何なる他のインターリーバもこの目的に使用できる。たびたび単純化された混合パターンのうちの１つまたは集合が使用できる。例えば、周期的移動、または予め決まったインターリービング／再配列／混合／交換パターンが使用できる。このようなパターンは各々の変調位置及び／または各々のサブキャリアインデックスに対し、変化したり変化しなかったりすることができる。たびたび各々のサブキャリアインデックスで可用な資源要素の個数は穿孔の多様な量またはこのサブキャリアに対する他のチャンネルの使用のため、変わることがある。このような場合、多様なサイズを有するインターリーバが異なるサブキャリアに使用できる。
【０１０９】
ステップ５
第５に、各々のサブキャリアと各々のＯＦＤＭシンボル対し、データビットは変調位置インデックスの次元に従ってインターリービングできる。例えば、ＢＲＯインターリーバまたは単純化されたＢＲＯインターリーバが使用できる。または如何なる他のインターリーバもこの目的に使用できる。たびたび単純化された混合パターンのうちの１つまたは集合が使用できる。例えば、周期的移動、または予め決まったインターリービング／再配列／混合／交換パターンが使用できる。このようなパターンは各々のサブキャリア及び／または各々のＯＦＤＭシンボルに対し、変化したり変化しなかったりすることができる。好ましいパターンは本発明で後述する。チャンネルインターリーバ設計の１つの好ましい実施形態は、前述した５個のステップのうち、少なくとも１つを含む。
【０１１０】
以下の説明において、前述したステップに対する実施形態と変形が開示される。このような実施形態はただ全体インターリービングプロセスの１つまたは多数の中間ステップを説明する。特に、用いた図面の説明はただ１つまたは多数の中間ステップの効果を示すだけであり、インターリービングプロセスの最終結果を反映しないことがある。例えば、図１９は１つのコードブロックの符号化されたビットは、時間、周波数、空間領域に対して広がることを示す。しかしながら、前記コードブロックの符号化されたビットは全て変調シンボルのうち、最初の変調位置にある。後述するインターリービングステップは、時間、周波数、及び空間次元で、この符号化されたビットをインターリービングするはずであり、このような符号化されたビットの変調位置を変調シンボルで移動させるはずである。
【０１１１】
ステップ１とステップ２は、周波数と時間領域で周波数と時間ダイバーシティーを最大化するために、各コードブロックの符号化されたビットをできる限りたくさん拡散することを試みる。ＬＴＥシステムに対し、周波数ダイバーシティーは通常１つの送信で時間ダイバーシティーより顕著である。したがって、周波数サブキャリアインデックスを初めに増加させ、以後にＯＦＤＭシンボルインデックスを増加させることが好ましい。異なる次元のインデックスを増加させる異なる配列は本発明により確実に含まれる。特に、実際的な複号器と共に具現される時、通常順方向エラー訂正コードは分離された、またはランダムエラーをバーストまたは連続したエラーよりよく取り扱う。ステップ３は、周波数領域のバーストエラーを分離されたエラーに変換する。ステップ４は、時間領域のバーストエラーを分離されたエラーに変換する。高次変調に対し、変調シンボルの中で各々の変調位置は多様な保護を享有する。ステップ５は、各々のコードブロックのビットを変調シンボルの多様な変調位置に均等に分配して平均的に各々のコードブロックの符号化されたビットが同一な保護レベルを享有するようにする。ステップ３、ステップ４、及びステップ５の順序は、本発明の概念から逸脱することなく変更できる。どのステップも単一ステップに結合できる。例えば、ステップ２とステップ５は周波数と時間インデックスが変化するにつれて異なる変調位置に跳躍することによって、容易に結合できる。
【０１１２】
各々のコードブロックの符号化されたビットを時間−周波数領域に拡散することに同一な効果を達成するステップ２、３、４に対する多くの他の具現がある。本発明の一実施形態において、幾つかの他の２次元マトリックスが資源要素マップの代わりに時間−周波数資源を表現することに使用できる。例えば、資源ブロックの個数と同一な行の個数と各資源ブロックでデータに可用な資源要素の個数と同一な列の個数を持つ２次元マトリックスが使用できる。Ｎｂｌｏｃｋ個の資源ブロックに割り当てられたデータ送信と、各資源ブロックでデータ送信に可用なＮDａｔａＲＥ個のビットがあると仮定すれば、符号化されたビットはＬ×Ｎｂｌｏｃｋ×ＮDａｔａＲＥ空間に置かれることができる。好ましくは、ブロックインデックスが先に増加し、次に、資源要素インデックス、次に、変調位置インデックスが増加する。そのようにすることで、隣接した符号化されたビットが異なるチャンネル条件を経験することができる異なる資源ブロックに分離される。同一な動作が各変調位置上に適用されるサイズを持つＮｂｌｏｃｋ×ＮDａｔａＲＥのサイズを持つ行−列インターリービング／パーミュテーションとして表現できる。各変調位置上で、前記符号化されたビットはブロックインデックスが先に増加しながらＮｂｌｏｃｋ×ＮDａｔａＲＥの行列の中に書き込まれる。希望するならば、ブロックインデックスまたはデータ資源要素（resource  element：ＲＥ）インデックスに従うインターリービングが確かに遂行できる。ブロックインデックスに従うインターリービングの目的は、符号化されたビットの位置を遠く離れたブロックにランダム化するものである。データＲＥインデックスに従うインターリービングの目的は、１つの資源ブロック内の符号化されたビットの位置をランダム化するものである。結局、このようなビットは時間−周波数領域にマッピングされる時、行−列インターリービングの効果を達成するために、それらを読み出し、資源要素インデックスが先に増加する時間−周波数資源に置かれる。もう一度、この動作は各変調位置上に適用される代わりに全体変調シンボル上に適用できることに注意されたい。
【０１１３】
選択的に、ステップ２、３、４の容易な具現のために、時間−周波数資源の表現のために１次元が使用できる。資源要素は資源要素マップにインデックスされる。資源要素に対するインデックスの割り当ては任意的であってもよい。例えば、最も低いＯＦＤＭシンボルインデックスと最も低いサブキャリアインデックスを有する１つから始めて、先に増加するサブキャリアインデックスと以後に増加するＯＦＤＭシンボルインデックスによって資源要素が消尽できる。選択的に、先に増加するＯＦＤＭシンボルインデックスと以後に増加するサブキャリアインデックスによって資源要素が消尽できる。図１７（ａ）と図１７（ｂ）に図示した一例は、符号化されたビットを受容するための時間（ＯＦＤＭシンボルインデックス）−周波数（サブキャリアインデックス）空間を示しており、この時間周波数空間は、図１７（ａ）で１次元として図示され、図１７（ａ）に示すように、このような次元は変調位置インデックス方向に沿って増加し、２次元マトリックスとなる。図１７（ｂ）に示すように、データにより占有された資源要素、即ち、資源要素１−３２は変調位置インデックスで拡張され、図１７（ａ）に示すように、２次元マトリックスとなる。図１７（ｂ）に図示した時間−周波数空間が多重資源ブロックｉ、ｊの符号化されたビットにより満たされた後、時間−周波数資源で隣接した符号化されたビットを拡散させるためにインターリービングが資源要素次元に従って遂行できる。ビットリバース順序、または単純化されたビットリバース順序、または他のどの種類のインターリーバが使用できる。
【０１１４】
選択的に、ステップ１、２、３、及び４は、このステップに先立った符号化プロセスと結合できる。例えば、ＨＳＤＰＡシステムは全てのコードブロックのシステマティックビットが全ての符号化されたブロックのパリティ１ビットに次いで一緒に置かれて、以後、全ての符号化されたブロックのパリティ２ビットがついてくる。レートマッチングの後、少なくとも１つのコードブロックのシステマティックビット、パリティ１ビットとパリティ２ビットをグルーピングするために、これはコードブロックに対し、全体レートマッチングプロセスを分離して遂行することにより遂行できる。図１８は、コードブロック基礎のレートマッチングとビット集合の具現を示す。各コードブロック、即ちコードブロック１、コードブロック２、・・・、コードブロックＮｃｂは、ビット分割器６１０、第１レートマッチングステップ６１１、仮想ＩＲバッファ６１３、第２レートマッチングステージ６１５とビット集合ステージ６１７により順に処理される。全ての再配列されたビットは、以後チャンネルインターリーバステージと呼ばれるステージ９１５に進行する。各コードブロックに対し、上記プロセスは図１０で説明したプロセスと同一である。したがって、ここで詳細な説明は省略する。この具現において、少なくとも１つのコードブロックの符号化器出力は第１レートマッチングステージ６１１、仮想ＩＲバッファ６１３と第２レートマッチングステージ６１５の各々を通過する。したがって、第２レートマッチングの出力は自然に一緒にグルーピングされたコードブロックのシステマティックビット、パリティ１ビットとパリティ２ビットを持つ。多重コードブロックに対する実際のレートマッチングプロセスが分離されて遂行されるとしても、多重コードブロックに対するこのレートマッチングプロセスのパラメータと構成は調整が必要である。確かに、レートマッチングプロセスがコードブロックに基づいて遂行される限り、本発明は単純化された、変形された、または省略されたレートマッチングプロセスで幾つかのステップを持つ他の多様な具現を含む。例えば、第１レートマッチングステージ６１１、仮想ＩＲバッファ６１３、及び第２レートマッチングプロセス６１５は、単純化されて各送信に対する適した符号化されたビットを単純に選択する１つのステップに結合できる。例えば、仮に符号化器出力が既にシステマティックビット、パリティ１ビットとパリティ２ビットにグルーピングされれば、ビット分割ステップ６１０とビット集合ステップ６１７は、不要になることがある。
【０１１５】
次善のより単純な具現のために、ステップ１が省略できる。この場合、各コードブロックのシステマティックビット、パリティ１ビット、及びパリティ２ビットは、一緒にグルーピングできないことがある。インターリービングステップの残りでの努力により各コードブロックの符号化されたビットは相変わらず十分に広がり、良い性能が達成できる。
【０１１６】
前述したチャンネルインターリーバ設計の実施形態は、ＭＩＭＯ送信の場合に容易に拡張できる。多重階層がＭＩＭＯ符号語に割り当てられることを仮定する。この場合はＬＴＥシステムに適用できる。即ち、ＳＵ−ＭＩＭＯ送信が１より大きいランクを有する場合である。この場合、空間的次元がチャンネルインターリーバ設計に付加できる。符号化されたビットのための空間は、時間、周波数、空間、及び変調位置で４次元空間として説明できる。図面的な説明が可能な３次元空間でこの概念を説明するために、図１７に示すように、時間−空間次元は資源要素の１次元に単純化される。したがって、符号化されたビットのための空間は、図１９に示すように、資源要素、空間、及び変調位置で３次元空間として表現できる。図１９は、時間、周波数、及び空間領域に各コードブロックの符号化されたビットの拡散を示す。インターリーバはコードブロックが時間、周波数、及び空間で最大のダイバーシティーを得るように各符号化ブロックの符号化されたビットを先に空間次元に従って割り当てて、以後、資源要素次元に従って割り当てる。資源要素インデックスは資源要素次元を、空間インデックスは空間次元を、そして変調位置インデックスは変調位置次元を参照する。仮に、多重コードブロックが送信されれば、各コードブロック内のコードブロックは、時間、周波数、及び空間領域に亘って広がらなければならない。図１９で、符号化されたビット１、２、３、・・・、１６は１つのコードブロックに属し、一方、符号化されたビット１’、２’、３’、・・・、１６’は他のコードブロックに属する。
【０１１７】
本発明の他の実施形態において、前述した実施形態は異なる資源要素上の異なる空間次元を有するＭＩＭＯ送信に拡張される。
【０１１８】
ＭＩＭＯシステムにおいて、ランク（空間次元または階層の個数）は、他の周波数資源要素上で異なることがある。また、前述した実施形態は異なる資源上の異なる変調次数を有する送信に適用できる。例えば、２つの資源ブロックが非常に異なるＣＱＩを有すれば、送信機はこの２つの資源ブロック上の異なる変調次数を使用できる。この場合、時間、周波数、空間、及び変調位置に対し、できる限りたくさん各コードブロックの符号化されたビットを拡散する設計目標が相変わらず適用される。異なる時間−周波数資源上の異なる空間次元、または異なる変調次数の場合を取り扱うために特別な取り扱いが具現される必要がある。例えば、資源要素マップと同様に、マップが空間と変調位置次元を含むように構成できる。可用でない階層または変調位置は飛び越えられる。図２０は、符号化されたビットを異なる階層と異なる変調次数を有する資源に書き込む例を示している。図２０において、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、及び６４−ＱＡＭのような異なる変調次数が表れ、資源要素インデックス０、１、２、３、１０、１１、１２、１３、１４、及び１５上のランク２と資源要素インデックス４、５、６、７、８、及び９上のランク１が表れる。この例において、資源要素４、５、６、７、８、９のように、空間次元が１に崩壊される時、２つのコードブロックは相変わらず空間次元の上で先に拡散を試みて、２つのコードブロックは空間次元で同一な階層に全て置かれる。しかしながら、各コードブロックは時間と周波数次元で広がる（時間と周波数次元は資源要素が１つの次元として図示したので、図２０には図示せず）。全ての符号化されたビットが資源要素にマッピングされた以後に、行−列インターリービング、変調位置インターリービングのような他のインターリービングプロセスが符号化されたビットの位置を更にランダム化するように遂行できる。
【０１１９】
異なる変調次数が異なる資源上で用いられる時、チャンネルインターリーバの図面の説明を図２１に図示する。図２１は、資源上で異なる変調次数を持つチャンネルインターリーバを説明する。この場合、資源ブロックＡは１６−ＱＡＭを使用し、一方、資源ブロックＢは６４−ＱＡＭを使用する。符号化されたビットは他のチャンネルによって占有される資源要素を飛び越えて、各資源要素上で、時間、周波数、及び可用な変調位置によって定義される空間を満たす。要約すると、前述したインターリービングステップと実施形態はこの場合に適用される。
【０１２０】
本発明の他の実施形態において、システマティックビット優先順位がマッピング符号化されたビットとこのような符号化されたビットにより形成された変調位置で資源要素と空間次元上に与えられる。図２２は、異なる空間次元を持つ資源上に符号化されたビットを拡散する例を説明する。例えば、図２２に示すように、ランク（空間次元、または階層の個数）は、資源要素０、１、２、３、１０、１１、１２、１３、１４、１５上で２であり、ランクは資源要素４、５、６、７、８、９上で１である。この例において、同一な変調次数が全ての資源、全ての階層に適用され、前記変調次数は１６−ＱＡＭである。ＭＩＭＯ階層間干渉のため、資源要素４、５、６、７、８、９上のＣＱＩ（チャンネル品質指示子）は、資源要素０、１、２、３、１０、１１、１２、１３、１４、１５上の階層当たりＣＱＩより高い。この場合、システマティックビットは同一な個数の階層を持つ資源要素上に位置されるように優先順位が与えられることによって、より一層保護を受ける。一方、パリティビットはより大きい個数の階層を持つ資源要素上に位置するように優先順位が与えられる。図２２に図示した例において、全てのシステマティックビット、即ち、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９は資源要素インデックス４、５、６、７、８、９に位置し、一方、全てのパリティビットＰ０，０、Ｐ１，１、Ｐ０，２、Ｐ１，３、Ｐ１，０、Ｐ０，１、Ｐ１，２、Ｐ０，３、Ｐ０，４、Ｐ１，５、Ｐ０，６、Ｐ１，７、Ｐ０，８、Ｐ１，９、Ｐ１，４、Ｐ０，５、Ｐ１，６、Ｐ０，７、Ｐ１，８、Ｐ０，９は、資源要素０、１、２、３、１０、１１、１２、１３、１４、１５の上に位置する。
【０１２１】
システマティックビットの優先順位は変調位置の次元に従う多重領域を定義することにより具現される。例えば、＜表２＞と図１２で定義したように、６４−ＱＡＭに対し、２つの領域、即ち、システマティックビットに対するｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３を含む最初の領域とパリティビットに対するｂ４、ｂ５を含む２番目の領域が定義される。システマティックビットは、前記最初の領域で優先順位となる一方、パリティビットは前記２番目の領域で優先順位となる。前記最初の領域は、どの場合、即ち、前記最初の領域を満たすことに充分なシステマティックビットがない場合に幾つかのパリティビットを含む。前記２番目の領域は、どの場合、即ち、前記２番目の領域を満たすことに充分なパリティビットがない場合に、幾つかのシステマティックビットを含む。前述した全ての実施形態において、インターリービングステップがこの２つの領域で分離されて遂行できる。変調位置が２つの領域に分割されるため、変調位置に従うインターリービング／置換（permutation）がこの２つの領域に対して分離されて遂行される必要がある。言い換えると、領域｛ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３｝は１６−ＱＡＭ変調のように置換される（permute）一方、｛ｂ４、ｂ５｝はＱＰＳＫ変調のように置換される。このアイデアに対する変形が相変わらず存在できる。例えば、２つの領域を定義する代わりに、２つの開始点と方向がシステマティックビットとパリティビットに対して分離されて定義できる。システマティックビットは最も強い保護を有する変調位置から始まって、最も弱い保護を有する変調位置に移動する一方、パリティビットは最も弱い保護を有する変調位置から始まって、最も強い保護を有する変調位置に移動する。
【０１２２】
本発明の他の実施形態において、各コードブロックの符号化されたビットは異なる変調位置上でできる限り均等に割り当てられる。この目標を達成するための多様な方式がある。１つの接近法は変調位置の全ての置換パターンを並べる（enumerate）ことである。ＱＰＳＫと１６−ＱＡＭの変調位置に対する前記置換パターンは＜表３＞に表す。異なる変調シンボルに対して異なる置換パターンを割り当てることによって、符号化されたビットの変調位置はコードブロックで変更される。そのようにすることで、各コードブロックの符号化されたビットは全ての変調位置の間で殆ど均等に分配できる。如何なるコードブロックが特に選好されるか、不利益になるものではない。変調位置に従うインターリービングまたは置換の他の利点は、Ｉ−Ｑ不均衡によって生じる問題を低減するものである。仮にＩ−ブランチ上とＱ−ブランチ上のＳＮＲが異なる場合、インターリービングまたは置換はＩとＱブランチを横切って広がる各コードブロックの符号化されたビットを安全にすることができる。
【０１２３】
【表３】
0005596714.tif 000007
【０１２４】
明らかに、置換パターンの部分集合は選択できる。例えば、その自体で周期的に移動される１つのシード（seed）置換パターンがパターンの１つの集合として使用できる。ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭと６４−ＱＡＭに対する幾つかの例を＜表４＞に表す。＜表４＞において、自然的な配列パターンがシードパターンとして用いられる。置換パターンの集合はシードパターンの周期的移動によって生成される。この置換パターンは異なる資源要素上の変調シンボルに適用できる。このパターンの集合は全ての資源要素または全ての幾つかの資源要素を変化させることができる。そのようにすることで、各コードブロックの符号化されたビットは、異なる変調シンボル内の異なる変調位置に移動する。したがって、各コードブロックは変調から殆ど同一な保護を獲得する。また、この技術はＨＡＲＱの再送信に適用できる。適用の一例は、送信に亘って同一な変調シンボルの置換パターンを変化させるものである。これは同一なシード置換パターンの異なる周期的移動の使用または再送信で異なるシード置換パターンの使用により達成できる。
【０１２５】
【表４】
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【０１２６】
明らかに、置換パターンの集合の選択は多様であってもよく、他の設計目的に依存してもよい。例えば、全ての周期的移動が選択された集合で必要なものではない。複数のシード置換パターンからの周期的移動が選択できる。本発明の好ましい一実施形態において、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭに対する好ましいシードが＜表５＞にリストされる。比較的高い次数の変調のため、幾つかの位置上の保護レベルは同一である一方、幾つかの他の位置上の保護レベルは異なる。図１に図示した１６−ＱＡＭコンスタレーションと図１２に図示した６４−ＱＡＭのコンスタレーションに対し、ｂ０とｂ１は最も強い保護を受信し、ｂ２とｂ３はより少なく強い保護を受信する一方、ｂ４とｂ５（６４−ＱＡＭの場合）は最小量の保護を受信する。＜表５＞に従い、０２１３とその周期的移動バージョンは１６−ＱＡＭに用いられて、一方０４２１５３とその周期的移動バージョンは６４−ＱＡＭに用いられる。１６−ＱＡＭに対する他の好ましいシード置換は０３２１（＜表５＞に図示せず）である。６４−ＱＡＭに対する他の好ましいシード置換は０２４１３５、０５２１４３、０４３１５２、０５３１４２、０２５１３４、０３４１２５、０３５１２４（＜表５＞に図示せず）である。好ましいシード置換パターンは１６−ＱＡＭまたは６４−ＱＡＭコンスタレーション設計の変化によって変化できる。
【０１２７】
【表５】
0005596714.tif 000009
【０１２８】
図２３は、６４−ＱＡＭに対する好ましい置換パターンを得るための一般的な方法を示す。変調位置は円の直径の両端に同一な保護レベルを持って置かれて、変調位置は円に従う異なる角度で異なる保護レベルで置かれる。例えば、図２３に示すように、ｂ０とｂ１の変調位置は円の直径Ａ−Ａ’の両端で最も強い保護で置かれて、ｂ２とｂ３の変調位置は円の直径Ｂ−Ｂ’の両端でより弱い保護で置かれて、ｂ４とｂ５は円の直径Ｃ−Ｃ’の両端に最も弱い保護で置かれる。他の好ましいシード置換パターンとその周期的移動はその位置を円に従って、どの位置から始めて、時計方向または反時計方向に進行して読み取ることによって得られる。この方式により、同一な保護レベルを有する最大分離変調位置が得られる。また、この方法は他の変調次数に適用可能である。＜表５＞に表すように、６４−ＱＡＭに対する好ましいシードは０４２１５３である。図２３に従って、地点Ａ’から始めて円周に沿って反時計方向にカウントする際、ｂ０ｂ４ｂ２ｂ１ｂ５ｂ３が得られる。したがって、６４−ＱＡＭに対する好ましいシードは０４６１５３である。同一な方法で、全ての好ましい置換パターンが６４−ＱＡＭに対して得られる。シード置換パターンがこの方式により生成され、その周期的移動が好ましいとしても、この発明は確かに資源要素上の及び／または如何なるパターンを持つ、または如何なる方式の再送信に亘って変調位置インターリービング、置換（permutation）、混合（shuffling）、交換（swapping）、及び再配列を含む。
【０１２９】
本発明の他の実施形態において、反復的な動作が変調シンボル内に共に多重化される多重コードブロックを受信するために提案される。前述したチャンネルインターリーバ設計により、異なるコードブロックの符号化されたビットは同一な変調シンボル内で多重化される。図２４は、同一な変調シンボル内に多重化される多重コードブロックを複号するための反復受信機を図示する。ここで、反復動作は受信性能を向上するために提案される。この動作の説明を図２４に図示する。受信機前端と基底帯域処理ステージ６９０、即ち、ＦＦＴ、チャンネル推定、等化などの処理の以後、符号化されたビットのソフト値は復調器６９２により変調シンボルを復調して得られる。このソフト値は以後デインターリーバ６９４によりデインターリービングされて複号器６９６に入力される。多重コードブロックがある。複号器６９６は１つまたは複数のまたは全てのコードブロックの複号を試みる。並列処理が前記複号動作でまた可能である。前記複号動作の以後、幾つかのコードブロックは成功的に複号できる一方、幾つかの他のものはそうでないことがある。この場合、そのような複号されたコードブロックのコードブロックは再構成される。このブロックの符号化されたビットは成功的でない、そのコードブロックの符号化されたビットを有する同一な変調シンボルで多重化されるため、この符号化されたビットの情報はまだ成功していない符号化されたブロックの検出を助けることに用いられる。成功的に複号されたコードブロックは符号化器６９８にフィードバックされ、以後インターリーバ６９９に入力される。したがって、このような成功的に複号されたコードブロックの情報は、まだ成功していない符号化されたブロックの検出を助けることに用いられる。
【０１３０】
図２５は、送信性能検出を向上するための減少したコンスタレーションの例を示す。例えば、１６−ＱＡＭコンスタレーションｂ３ｂ２ｂ１ｂ０を図２４の（ａ）に図示する。ｂ３はコードブロック１に属し、ｂ２とｂ１はコードブロック２に属し、ｂ０はコードブロック３に属することと仮定する。仮に、コードブロック２が成功的に複号されれば、ｂ２、ｂ１値の情報が得られる。仮にｂ２=０で、ｂ１=１であれば、前記コンスタレーションは図２５に示すように減少する。この場合、減少したコンスタレーションに基づいたｂ３とｂ０の復調は改良された性能を有することができる。
【０１３１】
本発明の他の実施形態において、幾つかのコードブロックの正確な複号と再符号化がなければ、前記反復動作が遂行できる。代りに、符号化された信頼度と情報ビットは検出性能の向上のために前記反復を通過するように使用できる。信頼度の１つの表現は外部（extrinsic）情報と呼ばれるが、それは前記反復ループ内で多重処理ブロックの間に通過される各ビットに対する新たな確率（likelihood）情報である。一例を図２６に図示する。図２６は、同一な変調シンボル内に多重化された多重コードブロックを複号するための他の反復受信機を説明する。図２６は、殆ど図２４と同一であるので、詳細な説明は省略し、差異点に対してのみ説明する。外部情報は復調器６９２と複号器６９６との間で通過されるため、各々は他の１つでからの外部情報を各ビットの確率の計算で以前の情報として取扱って、新たな外部情報を生成する。成功的な複号のために、反復が進行されるにつれて、前記ビットの確率は向上し、結局複号が成功できる。
【０１３２】
ＬＴＥシステムにおいて、ダウンリンクサブフレーム構造を図２７に図示する。
【０１３３】
図２７に示すように、各サブフレームは時間領域で各スロットが７個のＯＦＤＭシンボル（即ち、ＯＦＤＭシンボル０−６）を含む２つのスロットを含む。制御チャンネル信号はサブフレームで最初の２つまたは３つのＯＦＤＭシンボルに位置する。この場合、制御チャンネル信号は最初の２つのＯＦＤＭシンボルに位置する。レファレンス（Reference）信号はＯＦＤＭシンボル０、４、７と１１に位置する。単純にするために、最初の送信アンテナのレファレンス信号に対してのみ論議する。周波数領域において、データは資源ブロックｉとｊのような複数の資源ブロックにより表現できる。本発明の概念は確かに多重送信アンテナと多重レファレンス信号を持つシステムに拡張できる。良いチャンネル推定性能を維持するために、ダウンリンクレファレンス信号の挿入または平均が通常用いられる。例えば、図２７に示すように、資源要素Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤにおけるレファレンス信号の挿入は改良された性能を有する資源要素Ｓに対するチャンネル推定を得ることに使用できる。しかしながら、これはまた資源要素Ｓ内の変調シンボルの復調は資源要素ＣとＤ内のレファレンス信号が受信されるまで待つ必要があることを意味する。即ち、資源要素ＣとＤを含むＯＦＤＭシンボル１１に先立って資源要素Ｓの復調が発生すれば、資源要素Ｓに対するチャンネル推定性能は否定的に影響を及ぼすことができる。
【０１３４】
本発明において、多重符号化されたビットから情報ビットまたはパリティビットを持つ送信の速い複号を可能にするための方法及び装置がまた提案される。
【０１３５】
発明の様態、特徴、及び利点は、幾らかの特定の実施形態と具現の説明により、発明を遂行するために熟考した最上のモードを含む、後述する詳細な説明から容易に理解できる。本発明は更に他の、そして多様な実施形態を可能にし、本発明の幾つかの詳細事項は本発明の精神と範囲から逸脱することなく、多様で、かつ明白なものに変形することが可能である。したがって、図面と詳細な説明は、実際に説明するものとして考慮されるべきであって、限定的なものとして考慮されるべきではない。本発明は、例示のために説明するものであって、添付された図面で限定されるものではない。以下の説明において、ＬＴＥシステムでダウンリンクデータチャンネルは一例として用いられる。本発明で説明される技術は、ＬＴＥシステムで確かにアップリンクデータチャンネル、ＬＴＥシステムのダウンリンク、またはアップリンクの制御チャンネルと何時でも適用可能な他のシステムの他のデータ、制御、または他のチャンネルで使用できる。
【０１３６】
多重コードブロックが転送される時、送信性能は最悪の性能を持つコードブロックにより記述される。多様なコードブロックの符号化ビットから変調シンボルまでのマッピングと、変調シンボルから時間、周波数、そして空間的資源までのマッピングを含むチャンネルインターリーバは、各々のコードブロックが略同一な保護水準を持つようにするために注意して設計する必要がある。多重コードブロックが送信される際、受信機が幾つかのコードブロックの複号を始めて、同時に受信機が相変わらず他のコードブロックに対する変調シンボルを復調するように許容する利点がある。ＬＴＥシステムにおいて、これは挑戦的な試みである。なぜならば、復調と複号時に充分のレファレンス信号がなければチャンネル推定性能が悪い影響を受けることがあるためである。本発明において、多重コードブロックの速い複号を可能にする技術が提案されると共に、良いチャンネル推定性能が維持される。
【０１３７】
ＯＦＤＭAシステム、即ち、ＬＴＥにおいて、通常１つのサブフレームに複数のＯＦＤＭシンボルがある。ＬＴＥにおいて、レファレンス信号はレファレンス信号ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる幾つかのＯＦＤＭシンボルにある一方、他のＯＦＤＭシンボルにはない。
【０１３８】
本発明の一実施形態において、１つのサブフレーム内の複数のＯＦＤＭシンボルは前記レファレンスＯＦＤＭシンボル、またはそのようなＯＦＤＭシンボルの直前、または前記レファレンス信号のＯＦＤＭシンボルの直後に位置する少なくとも２つのグループの間の境界を持つグループに分離される。各グループは、少なくとも１つのコードブロックを運搬する資源要素を含む。各グループ内の前記資源要素は時間領域で互いに隣接または近接する。受信機は各グループ内の全ての資源要素を受信した以後、少なくとも１つのコードブロックの複号を開始する。
【０１３９】
図２８（ａ）は、本発明の一実施形態により構成されたサブフレームにおける複数のＯＦＤＭシンボルのグルーピング構造の一例である。
【０１４０】
図２８（ａ）に示すように、制御チャンネル信号は１つのサブフレームで最初の２つまたは３つのＯＦＤＭシンボルに位置する。この場合、制御チャンネル信号は最初の２つのＯＦＤＭシンボルに位置する。グループ１は、データチャンネルに可用なＯＦＤＭシンボル２、３、及び４内の資源要素の集合として定義される。グループ２はデータチャンネルに可用なＯＦＤＭシンボル５、６、及び７内の資源要素の集合として定義される。グループ３は、データチャンネルに可用なＯＦＤＭシンボル８、９、及び１０内の資源要素の集合として定義される。グループ４は、データチャンネルに可用なＯＦＤＭシンボル１１、１２、及び１３内の資源要素の集合として定義される。ＯＦＤＭシンボル４は、ダウンリンク基準信号を含む。グループ１とグループ２との間の境界はＯＦＤＭシンボル４と５との間に位置する。ＯＦＤＭシンボル１１は、ダウンリンク基準信号を含む。グループ３とグループ４との間の境界はＯＦＤＭシンボル１０とＯＦＤＭシンボル１１のと間に位置する。境界は常にレファレンス信号がある所または近接した所にあるため、受信機はグループが受信された直後のグループ内で運搬されるコードブロックの複号を開始することができるか、もしくはチャンネル推定性能の犠牲無しで１つの追加的なＯＦＤＭシンボルを待つ。受信機は１つのグループ内で運搬されるコードブロックの復調と複号のために最後の可用なレファレンス信号を利用できる。例えば、８個のコードブロックがある、２つのコードブロックの符号化されたビットは各グループに置かれることができる。例えば、コードブロック１と２の符号化されたビットはグループ１に含まれる。受信機がＯＦＤＭシンボル２、３、４を受信した以後、グループ１内の全ての資源要素がこのＯＦＤＭシンボルに含まれるため、前記受信機はコードブロック１と２のために全ての符号化されたビットを受信する。したがって、前記受信機はこの２つのコードブロックの複号を開始することができる。このような方式により、受信機は複号開始のために（ＯＦＤＭシンボル１３の以後の）サブフレームの最後まで待機する必要がない。この設計はハードウェアの複雑性と電力消耗での受信機設計に対して幾つかの利点が得られる。
【０１４１】
図２８（ｂ）は、本発明の一実施形態の原理の実行に適した符号化されたビットを持つ資源要素を分割することによりデータ信号を送信する方法を示すフローチャートである。図２８（ｃ）は、受信機で符号化されたビットを持つグルーピングされた資源要素を受信し複号する方法を示すフローチャートである。図２８（ｂ）において、データビットはステップ９１１で変調された後、ステップ９１２で直列から並列に変換される。以後、データはステップ９１５でＩＦＦＴ方法により変換され、以後ステップ９１６で並列から直列に変換される。以後ステップ９１７で異なるコードブロック内のデータは異なるグループに分離された資源要素にマッピングされる。最後に、１つまたは複数の送信アンテナを持つ送信前端は１つまたは複数の資源要素グループを含むＯＦＤＭシンボルを送信する。図２８（ｃ）において、ステップ９５１で受信前端プロセスにより、受信機は１つの資源要素グループを含むＯＦＤＭシンボルの受信を開始する。以後、ステップ９５２で、前記受信されたＯＦＤＭシンボルは直列−並列ステージと、ステップ９５３でＦＦＴ方法によって処理される。ステップ９５６で資源要素グループは並列−直列プロセッシングにより処理され、最後にステップ９５７で復調される。それから、受信機はステップ９５８で１つのグループ内の資源要素の符号化されたビットを複号する。受信機がＯＦＤＭシンボルの受信を続けることにより、引き続く資源要素グループが受信され処理できる。
【０１４２】
図２９は、本発明の一実施形態の原理の実行に適したサブフレームにおける多重ＯＦＤＭのシンボルグルーピングの構成の他の例を示している。この例において、２つのグループが定義される。制御チャンネル信号は１つのサブフレーム内の最初の２つまたは３つのＯＦＤＭシンボルに位置する。グループ１はＯＦＤＭシンボル２、３、４、５、６、７内の資源要素を含み、グループ２はＯＦＤＭシンボル８、９、１０、１１、１２、１３内の資源要素を含む。１つのサブフレーム内のＯＦＤＭシンボル２−１３はＯＦＤＭシンボル７と８に位置した２つのグループの間に境界を有する２つのグループ内で分離される。ＯＦＤＭシンボル７はレファレンス信号を運搬することに留意されたい。グループの他の構成は、限定されるものではなく、異なる端末、異なるサブフレーム、異なるサービスの量のような異なる状況で本発明の精神から逸脱することなく使用できる。
【０１４３】
図３０は、本発明の一実施形態の原理の実行に適したサブフレームにおける多重ＯＦＤＭのシンボルグルーピングの構成の他の例を示す。この例において、各グループは隣接したＯＦＤＭシンボルからの資源要素を含むものの、幾つかのＯＦＤＭシンボル、即ち、ＯＦＤＭシンボル５、８、１１は複数のグループを含むことができる。グループの間の境界は全てレファレンス信号を運搬するＯＦＤＭシンボルまたはレファレンス信号を運搬するＯＦＤＭシンボルの直前または直後のＯＦＤＭシンボルに位置することにまた留意されたい。この設計は、ＯＦＤＭシンボル基盤のグルーピングより柔軟なグループ限定を可能にすると共に、チャンネル推定性能損失無しで、速い複号を可能にする利点を維持する。
【０１４４】
本発明の他の実施形態において、グループは資源要素の代りにコードブロックに基づいて定義される。図３２は、本発明の他の実施形態の原理の実行に適したコードブロックグルーピングの構成の例を説明する。各グループは少なくとも１つのコードブロックの符号化されたビットを含み、多重コードブロックを含むことができる。例えば、コードブロック１と２は第１グループとして、コードブロック３と４は第２グループとして、コードブロック５と６は第３グループとして、コードブロック７と８は第４グループとしてグルーピングできる。前記第１グループは最初の幾つのＯＦＤＭシンボルに置かれて、前記第２グループは次の幾つのＯＦＤＭシンボルに置かれる等である。このような方式により、サブフレームの最後まで待つことなく、幾つかのコードブロックの速い複号が可能である。
【０１４５】
資源要素またはコードブロックに基づいた前述の実施形態で定義したグループにより各グループ内のチャンネルインターリービング動作の残りが定義できる。チャンネルインターリーバは非常に一般的であってもよい。例えば、チャンネルインターリーバは１つのグループ内の各コードブロックの符号化されたビットをこのグループでできる限り多くの資源要素に拡散できる。チャンネルインターリーバは１つのグループ内の各コードブロックの符号化されたビットを異なる変調位置にできる限り均等に拡散できる。チャンネルインターリーバは１つのグループ内の各変調シンボルからの符号化されたビットを含むように試みて、変調シンボル上のバーストエラーが多重コードブロック上で広がるようにする。
【０１４６】
前述したチャンネルインターリーバ設計の実施形態はＭＩＭＯ送信の場合に拡張できる。複数の階層がＭＩＭＯ符号語に割り当てられると仮定する。この場合は、ＬＴＥシステム、即ち、ＳＵ−ＭＩＭＯ送信が１より大きいランクを有する時に生じられる。この場合、空間次元はグループの定義に付加できる。ＭＩＭＯ符号語は送信ブロックを表現する。ＭＩＭＯプロセッサはＭＩＭＯ符号語の複数のコードブロックのうち、少なくとも１つのソフトビットを生成する。
【０１４７】
図３１は、本発明の原理の実行に適した循環遅延ダイバーシティー（ＣＲＣ）グルーピングがない、またはグルーピングを有する連続的な干渉除去のための並列処理の例を説明する。図３１に示すように、４個のグループが１つのサブフレーム内に定義される。グループ１は、ＯＦＤＭシンボル２、３、４内の資源要素の集合として定義されることができ、前記資源要素の上に複数のＭＩＭＯ階層またはＭＩＭＯストリームを含む。グループ２は、ＯＦＤＭシンボル５、６、７、８内の資源要素の集合として定義されることができ、前記資源要素の上に複数のＭＩＭＯ階層またはＭＩＭＯストリームを含むなどである。
【０１４８】
図３１の（ａ）に示すように、各グループ内には２つの階層がある。各ＭＩＭＯ階層内またはＭＩＭＯストリーム内には４個のグループがある。多重−符号語ＭＩＭＯ送信において、各階層は対応するＭＩＭＯ符号語（codeword：ＣＷ）、即ち、ＣＷ１とＣＷ２を併合し、図３１の（ｂ）に示すように、各ＣＷは多重コードブロックと２４ビットＣＲＣを運搬する。各ＭＩＭＯ符号語に対し、このＣＲＣは全体ＭＩＭＯ符号語（多重コードブロックを持つ送信ブロック）、即ち、ＭＩＭＯ符号語に属するグループ１、２、３、及び４内の全てのコードブロックに適用される。したがって、グループ限定によりＭＩＭＯ  ＣＷ１内のコードブロック複号はグループ１内の変調シンボルの復調の直後に始まることができる。そのようにして、最後のグループの変調はより早いグループの複号と並列される。追加に、このＣＲＣの助けによりＣＷ１からＣＷ２への干渉は連続的な干渉除去により除去できる。
【０１４９】
また、並列処理能力が格段に向上する。本発明の他の実施形態において、ＣＲＣは１つのグループ内の符号語の１つまたは多重コードブロックに付加される。一例が図３１の（ｃ）に示している。１つのＣＲＣは各グループに付加できる。グループ限定によりＣＷ１内のコードブロック複号はグループ１の復調直後に始まることができる。そのようにして、後のグループの復調は以前グループの復調と並列される。グループ毎のＣＲＣによりグループ１内のＣＷ１からＣＷ２への干渉は除去され、グループ１内のＣＷ２のコードブロックの複号はグループ１内のコードブロックの複号の直後に開始することができる。そのようにして、ＣＷ１で後のグループの複号、グループ１内の早いグループの複号、連続的な干渉除去、グループ２内の後のグループの複号とグループ２内の先のグループの複号は、１つの方法または他の方法により全て並列処理できる。
【０１５０】
明らかに、ＣＲＣはＭＩＭＯ符号語ＣＷ１とＣＷ２グループに分離されて付加できる。この場合、反復受信機の場合でも並列処理を可能にする。即ち、反復受信機がＣＷ１とＣＷ２複号に用いられる時、グループ１のための反復受信機がグループ１内のＣＷ１のコードブロックの複号と、グループ１内のＣＷ２のコードブロック複号に使用できる。この場合、反復受信機さえグループの間で並列化できる。
【０１５１】
明らかに、多くの変形と受信機構造が得られる。例えば、このような２つの階層を横切るグループ限定は、正確に一致する必要はない。これはプロセッシングでの遅延または幾つかの性能の低減をもたらすが、グループ限定で柔軟性を可能にする。各階層内のグループの数でさえ異なっていてもよい。
【符号の説明】
【０１５２】
１００・・・送信機チェーン
１０１・・・変調器
１１２，１２８・・・直列−並列変換器
１１４・・・ＩＦＦＴ部
１１６，１３２・・・並列−直列変換器
１１８・・・ＣＰ挿入ステージ
１２０・・・受信機チェーン
１２２・・・多重経路チャンネル
１２４・・・送信機前端処理部
１２６・・・ＣＰ除去ステージ
１３０・・・ＦＦＴ部
１３４・・・復調器
【図１】
0005596714.tif 000010
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８（ａ）】
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【図２８（ｂ）】
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【図２８（ｃ）】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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