(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源に直列接続され、所定の制御信号で駆動されて入力電圧を断続する主スイッチング素子と、
前記主スイッチング素子と直列に接続され前記主スイッチング素子の断続によって発生した断続電圧が印加される一次巻線、及び前記断続電圧を変圧した交流電圧が発生する二次巻線が設けられた主トランスと、
前記二次巻線の一方の出力端に一端が接続され、トランス巻線駆動方式により前記主スイッチング素子がオンの期間に前記二次巻線に発生する電圧を整流する整流側スイッチング素子と、
前記整流側スイッチング素子の他の一端と前記二次巻線の他の出力端との間に接続された転流側スイッチング素子と、
前記転流側スイッチング素子の駆動端子とグランド端子との間に接続された転流側駆動コンデンサと、
前記転流側駆動コンデンサの蓄積電荷を放電可能に設けられた放電抵抗と、
前記整流側スイッチング素子と並列に接続され、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記二次巻線に発生する電圧を整流可能な向きに設けられた整流側ダイオードと、
前記転流側スイッチング素子と並列に接続され、前記整流側スイッチング素子又は前記整流側ダイオードがオンの期間に非導通となる向きに設けられた転流側ダイオードと、
前記転流側スイッチング素子の両端に接続された平滑インダクタ及び平滑用コンデンサの直列回路であって、前記平滑用コンデンサの両端に接続された負荷に出力電圧及び電流を供給する平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記主トランスに設けられ、前記主スイッチング素子がオンのときに高電位となる一端が前記転流側スイッチング素子のグランド端子に接続された補助巻線と、
前記補助巻線の両端に接続され、前記主スイッチング素子がオフに転じた直後に前記補助巻線に発生する電圧を微分した微分電圧を出力する微分回路と、
前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに低電位となる側の一端にドレイン端子が接続され、前記微分回路の出力にゲート端子が接続されたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴであって、そのソース端子から前記転流側スイッチング素子の駆動端子に向けて前記転流側スイッチング素子のオン閾値を超える電圧を供給可能に設けられた駆動トランジスタと、
前記駆動トランジスタのソース端子にアノード端子が接続され、前記転流側スイッチング素子の駆動端子にカソード端子が接続されたホールドダイオードと、
前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに低電位となる側の一端と前記転流側スイッチング素子の駆動端子との間に接続され、前記主スイッチング素子がオンの期間に自己の両端に一定の電圧降下を発生させることによって、前記転流側スイッチング素子の駆動端子をオン閾値以下の電圧に低下させる電圧降下回路とを備え、
前記微分回路の時定数は、前記主スイッチング素子のスイッチング周期内で前記平滑インダクタ電流が正方向及び負方向に流れる前記出力電流値の範囲では、前記微分電圧のピーク値の上昇を制限し、前記転流側スイッチング素子の駆動端子電圧がオン閾値を超えないように設定されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記整流側スイッチング素子はＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴであって、ドレイン端子が、前記主スイッチング素子がオンの期間に低電位となる前記二次巻線の一端に接続され、ソース端子が、前記転流側スイッチング素子の一端に接続され、ゲート端子が、前記主スイッチング素子がオンの期間に高電位となる前記二次巻線の一端にインピーダンス回路を介して接続され、
前記インピーダンス回路は、前記転流側スイッチング素子の両端電圧が前記出力電圧以下になると、前記整流側スイッチング素子の駆動端子電圧がオン閾値を超えないように制限するインピーダンスを有している請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記微分回路は、前記補助巻線の両端に接続された微分コンデンサと微分抵抗の直列回路で構成され、前記補助巻線の主スイッチング素子がオンのときに高電位となる側の一端に前記微分抵抗側の一端が接続され、前記微分抵抗の両端に微分電圧を出力する請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記駆動トランジスタ及び前記ホールドダイオードに代えて、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである駆動トランジスタが設けられ、
前記バイポーラトランジスタは、前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに低電位となる側の一端にコレクタ端子が接続され、前記微分回路の出力にベース端子が接続され、前記転流側スイッチング素子の駆動端子にエミッタ端子が接続され、前記転流側スイッチング素子の駆動端子に向けて前記転流側スイッチング素子のオン閾値を超える電圧を供給可能に設けられている請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電圧降下回路は、前記転流側スイッチング素子から前記補助巻線の向きにのみ電流を流す逆流阻止ダイオードと、当該電流が流れることによって順方向電圧を発生させる電圧発生用ダイオード又はツェナ電圧を発生させるツェナダイオードとの直列回路で構成され、
前記順方向電圧又は前記ツェナ電圧は、前記主スイッチング素子がオンの期間、前記転流側スイッチング素子の駆動端子をオン閾値以下の電圧に低下させ、その他の期間、前記転流側スイッチング素子の駆動端子をオン閾値以下の電圧に低下させないような値に設定されている請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記電圧降下回路は、前記転流側スイッチング素子から前記補助巻線の向きにのみ電流を流す逆流阻止ダイオードと、当該電流をドレイン端子からソース端子の向きに流すＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである放電ＦＥＴとが直列接続され、前記放電ＦＥＴのゲート端子が前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに高電位となる側の一端に接続されて成る転流側駆動電圧放電回路である請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、シングルエンディッドフォワード型のスイッチング電源装置に関し、特に、巻線駆動方式の同期整流回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
シングルエンディッドフォワード型のインバータ回路を備えた一般的なスイッチング電源装置として、例えば図１９（ａ）に示すように、主スイッチング素子１４、主トランス１６、整流側ダイオード１８、転流側ダイオード２０、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４で構成されたスイッチング電源装置１０がある。
【０００３】
スイッチング電源装置１０の主スイッチング素子１４は、入力電源１２に直列接続されたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴであり、出力電圧Ｖｏが一定になるようにオン・オフ駆動され入力電圧Ｖｉを断続する。主トランス１６の一次巻線１６ａは、主スイッチング素子１４と直列に接続され、主スイッチング素子１４の断続によって発生した断続電圧が印加される。主トランス１６の二次巻線１６ｂには、その断続電圧を変圧した交流電圧が発生し、主スイッチング素子１４がオンして二次巻線１６ｂのドットを付した側が高電位になったときの電圧を、整流側ダイオード１８が整流する。二次巻線１６ｂと整流側ダイオード１８の直列回路の両端には、整流電圧が出力されているときにオフする転流側ダイオード２０が接続され、転流側ダイオード２０の両端電圧を平滑インダクタ２２と平滑コンデンサ２４との分圧回路で平滑する。平滑コンデンサ２４には直流の出力電圧Ｖｏが発生し、その両端に接続された負荷２６に出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏを供給する。転流側ダイオード２０は、整流側ダイオード１８が整流電圧を出力していないときにオンし、平滑インダクタ２２が平滑コンデンサ２４に向けて蓄積エネルギーを放出する電流経路として働く。
【０００４】
スイッチング電源装置１０は、負荷２６が重いとき（出力電流Ｉｏが大きいとき）には、図１９（ｂ）のように動作する。平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２は、出力電流Ｉｏを中心にノコギリ波状に振幅し、いわゆる電流連続モードの動作になる。転流側ダイオード２０の電流Ｉ２０は、主スイッチング素子１４がオンのときにゼロになり、主スイッチング素子１４がオフのときに電流Ｉ２２とほぼ等しい電流が流れる。一方、負荷２６が軽いとき（出力電流Ｉｏが小さいとき）には、図１９（ｃ）に示すように、平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２が臨界点以下になり、電流不連続モードになる。これは、電流Ｉ２２が逆方向に流れようとするのを転流側ダイオード２０が阻止するためである。その結果、出力電圧Ｖｏを一定に維持するため、主スイッチング素子１４のオン時間が短くなり、電流Ｉ２２の振幅が小さくなる。
【０００５】
また、近年、図２０（ａ）に示すスイッチング電源装置３０のように、上記の整流側ダイオード１８、転流側ダイオード２０に代えて、双方向に導通可能で導通抵抗の小さなＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴを用いて整流側スイッチング素子３２、転流側スイッチング素子３４を設け、導通損失を低減するために同期整流する構成が使用されるようになってきた。
【０００６】
スイッチング電源装置３０の主スイッチング素子１４が入力電圧Ｖｉを断続し、主トランス１６の一次巻線１６ａにその断続電圧が印加され、二次巻線１６ｂに断続電圧を変圧した交流電圧が発生する。主スイッチング素子１４がオンして二次巻線１６ｂのドットを付した側が高電位になったときの電圧を、整流側スイッチング素子３２が整流する。ここでは、整流側スイッチング素子３２は、ドレイン端子が二次巻線１６ｂのドットが付されていない端子に接続され、ソース端子がグランド電位に接続されている。ゲート端子は、二次巻線１６ｂのドットが付された端子に接続され、いわゆるトランス巻線駆動方式の構成になっている。従って、整流側スイッチング素子３２は、主トランス１６の巻線電圧及び巻線電圧の反転のタイミングに基づいてオン・オフ駆動される。
【０００７】
二次巻線１６ｂと整流側スイッチング素子３２の直列回路の両端には、整流電圧が出力されているときにオフする転流側スイッチング素子３４が接続され、転流側スイッチング素子３４の両端電圧を平滑インダクタ２２と平滑コンデンサ２４との分圧回路で平滑する。平滑コンデンサ２４に直流の出力電圧Ｖｏが発生し、その両端に接続された負荷２６に出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏを供給する。転流側スイッチング素子３４は、ドレイン端子が二次巻線１６ｂのドットが付された側の端子に接続され、ソース端子がグランド電位に接続され、ゲート端子が二次巻線１６ｂのドットが付されていない端子に接続されており、整流側スイッチング素子３２と同様に、トランス巻線駆動方式の構成になっている。また、ここでは、整流電圧が出力されていない期間（主スイッチング素子１４がオフの期間）に転流側スイッチング素子３４が継続してオンするように、二次巻線１６ｂからゲート端子の向きにホールドダイオード３６が挿入され、ゲート電圧をピークホールドし、転流側駆動コンデンサ３８に保持させる構成になっている。また、次に主スイッチング素子１４がオンに転じるタイミングで転流側スイッチング素子３４をオフさせるため、転流側駆動コンデンサ３８の両端に放電スイッチ４０と放電抵抗４２が接続されている。放電スイッチ４０をオン・オフするための図示しない駆動回路も、トランス巻線駆動方式で構成されている。従って、転流側スイッチング素子３４は、上記の転流側ダイオード２０と同様に、平滑インダクタ２２が平滑コンデンサ２４に向けて蓄積エネルギーを放出する電流経路として働く。
【０００８】
スイッチング電源装置３０は、負荷２６が重いときには、図２０（ｂ）のように動作する。平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２は、出力電流Ｉｏを中心にノコギリ波状に振幅し、電流連続モードの動作になる。転流側スイッチング素子３４の電流Ｉ３４は、主スイッチング素子１４がオンのときにゼロになり、主スイッチング素子１４がオフのときに電流Ｉ２２とほぼ等しい電流が流れる。このように、負荷２６が重いときの動作は、図１９（ｂ）のスイッチング電源装置１０の場合とほぼ同様である。
【０００９】
一方、負荷２６が軽いときは、図２０（ｃ）に示すように、平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２が臨界点以下になるが、平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２はノコギリ状の波形を維持し、負荷２６が重いときと同様に電流連続モードの動作が行われる。これは、主スイッチング素子１４、整流側スイッチング素子３２及び転流側スイッチング素子３４が、双方向に導通可能なＭＯＳ型ＦＥＴが用いられているので、平滑インダクタ２２のエネルギー放出の電流が逆方向（マイナス方向）にも流れることができ、電流Ｉ２２がノコギリ波状に連続しようとする動作が妨げられないからである。その結果、主スイッチング素子１４のオン時間は、負荷２６が重いときから変化せず、負荷２６が軽いときでも電流Ｉ２２の振幅が大きい。
【００１０】
図２０（ａ）の回路図には、転流側スイッチング素子３４のドレイン端子と直列の位置に、配線パターン等の寄生インダクタ４４を記載してある。これは、後で述べる貫通電流の問題に影響を与える素子である。
【００１１】
また、特許文献１の図１２に開示されているスイッチング電源装置も、整流側スイッチング素子と転流側スイッチング素子を巻線駆動方式で駆動する同期整流回路を備えているが、構成はスイッチング電源装置３０と異なる。このスイッチング電源装置は、主トランスＴ１に補助巻線Ｎ４１，Ｎ４２が設けられ、補助巻線Ｎ４１の主スイッチング素子Ｑ１１がオンしたときに高電位となる一端を、コンデンサＣ２１、ビーズ４１及び抵抗２１を介して整流側スイッチング素子Ｑ２１のゲート端子に接続し、補助巻線Ｎ４１の他の一端を整流側スイッチング素子Ｑ２１のソース端子に接続し、整流側スイッチング素子Ｑ２１のゲート・ソース端子間にコンデンサＣ３１と抵抗Ｒ１１の並列回路を接続する第１の副制御回路３１を備えている。さらに、補助巻線Ｎ４２の主スイッチング素子Ｑ１１がオンしたときに低電位となる一端を、コンデンサＣ２２、ビーズ４２及び抵抗Ｒ２２を介して転流側スイッチング素子Ｑ２２のゲート端子に接続し、補助巻線Ｎ４２の他の一端を転流側スイッチング素子Ｑ２２のソース端子に接続し、転流側スイッチング素子Ｑ２２のゲート・ソース端子間にコンデンサＣ３２と抵抗Ｒ１２の並列回路を接続する第２の副制御回路３２を備えている。
【００１２】
この巻線駆動方式の同期整流回路によれば、主スイッチング素子Ｑ１１がオンに転じたタイミングで、補助巻線Ｎ４１にドットが付された側が高電位の電圧が発生し、その電圧によってコンデンサＣ３１の電圧Ｖｇｓ１が整流側スイッチング素子Ｑ２１のオン閾値以上の電圧に急速充電され、整流側スイッチング素子Ｑ２１がオンに転じる。その後、コンデンサＣ３１の電荷を抵抗Ｒ１１等で放電し、コンデンサＣ３１の電圧Ｖｇｓ１をオン閾値以下の電圧に低下したタイミングで整流側スイッチング素子Ｑ２１がオフに転じる。同様に、主スイッチング素子Ｑ１１がオフに転じたタイミングで、補助巻線Ｎ４２にドットが付されていない側が高電位の電圧が発生し、その電圧によってコンデンサ３２の電圧Ｖｇｓ２が転流側スイッチング素子Ｑ２２のオン閾値以上の電圧に急速充電され、転流側スイッチング素子Ｑ２２がオンに転じる。その後、コンデンサＣ３２の電荷を抵抗Ｒ１２等で放電し、コンデンサＣ３２の電圧Ｖｇｓ２をオン閾値以下の電圧に低下したタイミングで転流側スイッチング素子Ｑ２２がオフに転じる。すなわち、整流側及び転流側スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、いずれもオンに転じてからオフに転じるまでの時間が、第１又は第２副制御回路３１，３２が有する放電の時定数によって決定されるという特徴がある。
【００１３】
また、特許文献２の図３に開示されているスイッチング電源装置も、整流側スイッチング素子と転流側スイッチング素子を巻線駆動方式で駆動する同期整流回路を備えている。このスイッチング電源装置は、主トランス１に補助巻線４５，４６が設けられ、補助巻線４５の主スイッチング素子２がオンしたときに高電位となる一端が、ツェナダイオード３８と抵抗１６で成る整流ドライブ回路３２を介して整流側スイッチング素子５のゲート端子に接続され、補助巻線４５の他の一端が、整流側スイッチング素子５のソース端子に接続されている。さらに、補助巻線４６の主スイッチング素子２がオンしたときに低電位となる一端が、ダイオード２３、トランジスタ１８及び抵抗１９，２５で成る所定の転流ドライブ回路３３を介して転流側スイッチング素子６のゲート端子に接続され、補助巻線４６の他の一端が転流側スイッチング素子６のソース端子に接続されている。
【００１４】
この巻線駆動方式の同期整流回路によれば、主スイッチング素子２がオンに転じたタイミングで補助巻線４５にドットが付された側が高電位の電圧が発生し、その電圧によって整流側スイッチング素子５のゲート端子にオン閾値以上の電圧が発生し、整流側スイッチング素子５がオンに転じる。その後、主スイッチング素子２がオフに転じたタイミングで補助巻線４５に逆向きの電圧が発生し、その電圧によって整流側スイッチング素子５のゲート端子にオン閾値以下の電圧に低下して整流側スイッチング素子５がオフに転じる。同様に、主スイッチング素子２がオフに転じたタイミングで、補助巻線４６にドットが付されていない側が高電位の電圧が発生し、その電圧によって転流側スイッチング素子６のゲート端子にオン閾値以上の電圧が発生して転流側スイッチング素子６がオンに転じる。その後主スイッチング素子２がオンに転じたタイミングで補助巻線４６に逆向きの電圧が発生してトランジスタ１８がオンし、転流側スイッチング素子６のゲート端子をオン閾値以下の電圧に低下して転流側スイッチング素子６がオフに転じる。
【００１５】
転流ドライブ回路３３のダイオード２３は、主スイッチング素子２がオフの期間に転流側スイッチング素子６がオンを継続するように、転流側スイッチング素子６のゲート端子電圧を保持する働きする。また、整流ドライブ回路３２のツェナダイオード３８は、ある程度高めのツェナ電圧に設定することにより、主スイッチング素子２が停止したとき、電源装置の出力側（例えば、並列運転された別のスイッチング電源装置）からエネルギーが供給され続ける状態に陥っても、整流側スイッチング素子５のオフ状態を維持することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２０００−１７５４４３号公報
【特許文献２】特開２００６−１９７６７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
従来のスイッチング電源装置１０は、整流側ダイオード１８、転流側ダイオード２０の導通抵抗が大きいので、特に負荷２６が重いときに導通損失が大きくなり、電源効率が低くなるという問題がある。
【００１８】
従来のスイッチング電源装置３０は、平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２の振幅が負荷２６の重軽によらず大きいので、負荷２６が軽いときでも、主トランス１６や平滑インダクタ２２の銅損等が無視できない。その結果、軽負荷時の電源効率がスイッチング電源装置１０よりも低くなるという問題がある。
【００１９】
また、スイッチング電源装置３０は、トランス巻線駆動方式の同期整流回路を備えているので、各スイッチング素子のオン・オフのタイミングがばらつきやすく、主スイッチング素子１４がオンに転じた後、転流側スイッチング素子３４がオフに転じる前に、整流側スイッチング素子３２がオンしまう可能性がある。主スイッチング素子１４、整流側スイッチング素子３２、転流側スイッチング素子３４が同時にオンすると、入力電源１２、主トランス１６、転流側スイッチング素子３４、整流側スイッチング素子３２、主トランス１６、主スイッチング素子１４の経路にサージ状の貫通電流が流れることになる。
【００２０】
この貫通電流は、図２０（ｂ），（ｃ）のＡ１，Ａ２部のように表わされるが、負荷２６が重いときは、図２０（ｂ）に示すように、電流Ｉ３４に正方向の電流が流れている状態から負方向に貫通電流が生じることになるので、寄生インダクタンス４４が存在することにより貫通電流のピーク値が比較的小さく抑えられ、大きな問題にはならない。しかし、負荷２６が軽いときは、図２０（ｃ）に示すように、電流Ｉ３４に負方向の電流が流れている状態でさらに負方向に貫通電流が発生することになるので、貫通電流が非常に大きくなる。従って、特に負荷２６が軽いときに大きな貫通電流が発生しやすく、各スイッチング素子１４，３２，３４のクロス損失が増大し、ノイズも大きくなる等の問題が生じる。
【００２１】
さらに、スイッチング電源装置３０は、例えば入力電源１２が断たれて主スイッチング素子１４の動作が停止したとき、停止直前の動作状態によっては、整流側及び転流側スイッチング素子３２，３４が安全に停止できないという問題がある。軽負荷で動作しているときに入力電源１２が断たれ、転流側スイッチング素子３４がオンの状態で主スイッチング素子１４が停止したとする。主スイッチング素子１４が停止すると放電スイッチ４０はオンできないので、転流側スイッチング素子３４がオンを継続し、図２１に示すように、平滑インダクタ２２から転流側スイッチング素子３４の経路で負の電流Ｉ２２が流れ続ける。その後、転流側駆動コンデンサ３８の電圧が放電抵抗４２によって徐々に放電され、オン閾値以下になったところで転流側スイッチング素子３４がオフに転じ、負の電流Ｉ２２が遮断される。すると、平滑インダクタ２２に、負の電流Ｉ２２を流し続けようとする逆起電力が生じ、図２１のＡ３部に示すように、転流側スイッチング素子３４の電圧Ｖｄ３４が急峻に跳ね上がり、転流側スイッチング素子３４に過剰な電圧ストレスが加わってしまう。
【００２２】
さらに、電圧Ｖｄ３４が跳ね上がることによって、整流側スイッチング素子３２のゲート端子にオン閾値を超える電圧が発生し、整流側スイッチング素子３２がオフからオンに転じる。やがて平滑インダクタ２２の逆起電力が消費されると、二次巻線１６ｂの電圧が反転し、転流側スイッチング素子３４がオンに転じる。このようなオン・オフが自励発振的に繰り返される動作は、特許文献２に従来の課題として記載されているエネルギー回生の動作に相当する。このようなエネルギー回生動作が継続すると、入力コンデンサ１２ａに過剰な電圧ストレスが加わる等の問題が生じ、特に、スイッチング電源装置を並列運転している場合、他のスイッチング電源装置の出力からエネルギーが供給され続けるので、このエネルギー回生の問題がより深刻な影響を及ぼす。
【００２３】
特許文献１の図１２に開示されているスイッチング電源装置は、上記のスイッチング電源装置３０と同様に、軽負荷時に効率が低くなる問題、軽負荷時に主スイッチング素子Ｑ１１が停止すると転流側スイッチング素子Ｑ２２に過剰な電圧ストレスが加わる問題が生じ得る。また、整流側スイッチング素子Ｑ２１の駆動を補助巻線Ｎ４１で行う構成を備えている関係で、自励発振的なエネルギー回生動作が比較的起こりにくくなっているものの、転流側スイッチング素子Ｑ２２に生じる跳ね上がりの電圧が非常に高いとき、あるいは跳ね上がりのスピードが非常に速いときは、この問題が発生するおそれがある。一方、貫通電流の問題については、第１又は第２副制御回路３１，３２が有する放電の時定数の調整し、整流側及び転流側スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のオン時間を余裕を持って短めに設定しておけば回避可能であるが、そうすると、整流側及び転流側ダイオードＤ１１，Ｄ１２が導通する時間が長くなり、特に負荷が重いとき、ダイオードＤ１１，Ｄ１２の導通損失が増加し、電源効率が低下するという問題が生じる。
【００２４】
特許文献２の図３に開示されているスイッチング電源装置は、上記のスイッチング電源装置３０と同様に、軽負荷時に効率が低くなる問題、貫通電流によってクロス損失やノイズが増大する問題、軽負荷時に主スイッチング素子２が停止すると転流側スイッチング素子６に過剰な電圧ストレスが加わる問題が生じる。また、整流側スイッチング素子５の駆動を、補助巻線４５及び整流ドライブ回路３２を介して行う構成を備えていることにより、自励発振的なエネルギー回生動作が比較的起こりにくくなっているものの、転流側スイッチング素子６に生じる跳ね上がりの電圧が非常に高いとき、あるいは跳ね上がりのスピードが非常に速いときは、この問題が発生する可能性がある。
【００２５】
この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、負荷の重軽によらず電源効率が高く、主スイッチング素子が停止したとき、トランス巻線駆動される整流側及び転流側スイッチング素子を安全に停止させることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
この発明は、入力電源に直列接続され、所定の制御信号で駆動されて入力電圧を断続する主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子と直列に接続され前記主スイッチング素子の断続によって発生した断続電圧が印加される一次巻線、及び前記断続電圧を変圧した交流電圧が発生する二次巻線が設けられた主トランスと、前記二次巻線の一方の出力端に一端が接続され、トランス巻線駆動方式により前記主スイッチング素子がオンの期間に前記二次巻線に発生する電圧を整流する整流側スイッチング素子と、前記整流側スイッチング素子の他の一端と前記二次巻線の他の出力端との間に接続された転流側スイッチング素子と、前記転流側スイッチング素子の駆動端子とグランド端子との間に接続された転流側駆動コンデンサと、前記転流側駆動コンデンサの蓄積電荷を放電可能に設けられた放電抵抗と、前記整流側スイッチング素子と並列に接続され、前記主スイッチング素子がオンの期間に前記二次巻線に発生する電圧を整流可能な向きに設けられた整流側ダイオードと、前記転流側スイッチング素子と並列に接続され、前記整流側スイッチング素子又は前記整流側ダイオードがオンの期間に非導通となる向きに設けられた転流側ダイオードと、前記転流側スイッチング素子の両端に接続された平滑インダクタ及び平滑用コンデンサの直列回路であって、前記平滑用コンデンサの両端に接続された負荷に出力電圧及び電流を供給する平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記主トランスに設けられ、前記主スイッチング素子がオンのときに高電位となる一端が前記転流側スイッチング素子のグランド端子に接続された補助巻線と、前記補助巻線の両端に接続され、前記主スイッチング素子がオフに転じた直後に前記補助巻線に発生する電圧を微分した微分電圧を出力する微分回路と、前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに低電位となる側の一端にドレイン端子が接続され、前記微分回路の出力にゲート端子が接続されたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴであって、そのソース端子から前記転流側スイッチング素子の駆動端子に向けて前記転流側スイッチング素子のオン閾値を超える電圧を供給可能に設けられた駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタのソース端子にアノード端子が接続され、前記転流側スイッチング素子の駆動端子にカソード端子が接続されたホールドダイオードと、前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに低電位となる側の一端と前記転流側スイッチング素子の駆動端子との間に接続され、前記主スイッチング素子がオンの期間に自己の両端に一定の電圧降下を発生させることによって、前記転流側スイッチング素子の駆動端子をオン閾値以下の電圧に低下させる電圧降下回路とを備え、前記微分回路の時定数は、前記主スイッチング素子のスイッチング周期内で前記平滑インダクタ電流が正負方向に流れる前記出力電流値の範囲では、前記微分電圧のピーク値の上昇を制限し、前記転流側スイッチング素子の駆動端子電圧がオン閾値を超えないように設定されているスイッチング電源装置である。
【００２７】
また、前記整流側スイッチング素子はＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴであって、ドレイン端子が、前記主スイッチング素子がオンの期間に低電位となる前記二次巻線の一端に接続され、ソース端子が、前記転流側スイッチング素子の一端に接続され、ゲート端子が、前記主スイッチング素子がオンの期間に高電位となる前記二次巻線の一端にインピーダンス回路を介して接続されて、前記インピーダンス回路は、前記転流側スイッチング素子の両端電圧が前記出力電圧以下になると、前記整流側スイッチング素子の駆動端子電圧がオン閾値を超えないように制限するインピーダンスを有している。
【００２８】
また、前記微分回路は、前記補助巻線の両端に接続された微分コンデンサと微分抵抗の直列回路で構成され、前記補助巻線の主スイッチング素子がオンのときに高電位となる側の一端に前記微分抵抗側の一端が接続され、前記微分抵抗の両端に微分電圧を出力する構成であってもよい。
【００２９】
また、前記駆動トランジスタ及び前記ホールドダイオードに代えて、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである駆動トランジスタが設けられ、前記バイポーラトランジスタは、前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに低電位となる側の一端にコレクタ端子が接続され、前記微分回路の出力にベース端子が接続され、前記転流側スイッチング素子の駆動端子にエミッタ端子が接続され、前記転流側スイッチング素子の駆動端子に向けて前記転流側スイッチング素子のオン閾値を超える電圧を供給可能に設けた構成にしてもよい。
【００３０】
また、前記電圧降下回路は、前記転流側スイッチング素子から前記補助巻線の向きにのみ電流を流す逆流阻止ダイオードと、当該電流が流れることによって順方向電圧を発生させる電圧発生用ダイオード又はツェナ電圧を発生させるツェナダイオードとの直列回路で構成され、前記順方向電圧又は前記ツェナ電圧は、前記主スイッチング素子がオンの期間、前記転流側スイッチング素子の駆動端子をオン閾値以下の電圧に低下させ、その他の期間、前記転流側スイッチング素子の駆動端子をオン閾値以下の電圧に低下させないような値に設定されている構成にしてもよい。
【００３１】
また、前記電圧降下回路は、前記転流側スイッチング素子から前記補助巻線の向きにのみ電流を流す逆流阻止ダイオードと、当該電流をドレイン端子からソース端子の向きに流すＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである放電ＦＥＴとが直列接続され、前記放電ＦＥＴのゲート端子が前記補助巻線の前記主スイッチング素子がオンのときに高電位となる側の一端に接続されて成る転流側駆動電圧放電回路の構成にしてもよい。
【発明の効果】
【００３２】
この発明のスイッチング電源装置は、主スイッチング素子がオフに転じたときの補助巻線電圧を観測し、補助巻線電圧を微分した電圧に基づいて出力電流を検出し、出力電流が所定の値以上のときだけ転流側スイッチング素子をオン・オフさせる。従って、出力電流が所定の値以上の重負荷時は、導通損失の小さな整流側及び転流側スイッチング素子による同期整流が行われ、高い電源効率を得ることができる。一方、出力電流が所定の値以下の軽負荷時は、転流側スイッチング素子が停止し、整流側スイッチング素子と転流側ダイオードによる整流が行われるので、整流側及び転流側スイッチング素子が同時にオンして大きな貫通電流が流れるという問題が発生せず、また、電流不連続モードになって平滑インダクタ電流の振幅が小さくなるので、軽負荷時も高い電源効率が得られる。
【００３３】
また、転流側スイッチング素子がオンしている期間に主スイッチング素子が停止したとても、その後、転流側スイッチング素子がオフに転じたときに、転流側スイッチング素子の両端に平滑チョークの逆起電力に起因する跳ね上がり電圧が発生しないので、転流側スイッチング素子に過剰な電圧ストレスが加わる問題や、自励発振的なエネルギー回生動作が継続する問題を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】この実施形態の重負荷時の動作を示すタイムチャートである。
【図３】図２の期間Ｔ２における各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図４】図２の期間Ｔ３における各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図５】図２の期間Ｔ４における各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図６】図２の期間Ｔ５における各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図７】図２の期間Ｔ１における各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図８】この実施形態の軽負荷時の動作を示すタイムチャートである。
【図９】図８の期間Ｔｂにおける各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図１０】図８の期間Ｔｃにおける各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図１１】図８の期間Ｔｄにおける各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図１２】図８の期間Ｔｅにおける各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図１３】図８の期間Ｔｆにおける各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図１４】図８の期間Ｔｇにおける各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図１５】図８の期間Ｔａにおける各素子の状態や電流の流れを説明する等価回路である。
【図１６】電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）及び電圧Ｖｇ３４（ｐ）と出力電流Ｉｏとの関係を示すグラフである。
【図１７】駆動トランジスタの変形例を示す回路図である。
【図１８】電圧降下回路の変形例を示す回路図（ａ）、転流側駆動電圧放電回路を示す回路図（ｂ）である。
【図１９】ダイオード整流を行う従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図（ａ）、重負荷時の動作を示すタイムチャート（ｂ）、軽負荷時の動作を示すタイムチャート（ｃ）である。
【図２０】トランス巻線駆動方式で同期整流を行う従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図（ａ）、重負荷時の動作を示すタイムチャート（ｂ）、軽負荷時の動作を示すタイムチャート（ｃ）である。
【図２１】図２０のスイッチング電源装置の動作を説明するタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
以下、この発明のスイッチング電源装置の一実施形態について、図面に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０，３０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。この実施形態のスイッチング電源装置５０は、図１に示すように、入力電源１２に直列接続され、入力電圧Ｖｉを断続する主スイッチング素子１４を備えている。主スイッチング素子１４は、制御回路５２が出力する一定周期のパルス電圧信号で駆動され、所定の時比率でオン・オフすることによって出力電圧Ｖｏを安定化する。ここでは、主スイッチング素子１４は、Ｎ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴが使用されている。主スイッチング素子１４のソース端子からドレイン端子の向きにダイオード１４ａが接続されている。このダイオード１４ａは、主スイッチング素子１４のチップ内に寄生するダイオードである。また、主スイッチング素子１４のドレイン・ソース端子間にはコンデンサ１４ｂが接続されている。このコンデンサ１４ｂは、主スイッチング素子１４のチップ内に存在する寄生コンデンサ、後述する主トランス１６の巻線に寄生する浮遊容量、ノイズ吸収用に接続されたスナバ用コンデンサ等を合成して１つのコンデンサ素子として表したものである。
【００３６】
主スイッチング素子１４のドレイン端子と入力電源１２との間には、主トランス１６の一次巻線１６ａが接続され、主スイッチング素子１４のオン・オフによって発生する断続電圧が印加される。また、主トランス１６には、一次巻線１６ａに印加された断続電圧を変圧した交流電圧が発生する二次巻線１６ｂが設けられている。一次巻線１６ａの入力電源１２側に接続されている側の端子に付したドットは、巻線の極性を表わしている。
【００３７】
前記二次巻線１６ｂのドットが付されていない端子には、Ｎ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである整流側スイッチング素子３２のドレイン端子が接続されている。整流側スイッチング素子３２は、主スイッチング素子１４がオンの期間に二次巻線１６ｂに発生する電圧を整流する。整流側スイッチング素子３２のソース端子からドレイン端子の向きに、整流側ダイオード３２ａが接続されている。これは、整流側スイッチング素子３２のチップ内に存在するボディダイオード、又は、独立して外部に設けられたダイオード素子である。また、整流側スイッチング素子３２のドレイン・ソース端子間にはコンデンサ３２ｂが接続されている。このコンデンサ３２ｂは、整流側スイッチング素子３２のチップ内に存在する寄生コンデンサ、ノイズ吸収用に接続されたスナバ用コンデンサ等を合成したものである。
【００３８】
整流側スイッチング素子３２のゲート端子は、インピーダンス回路５６を介して二次巻線１６ｂのドットが付された端子に接続され、さらにゲート・ソース端子間には、整流側駆動コンデンサ３２ｃと放電抵抗５４の並列回路が接続されている。整流側駆動コンデンサ３２ｃは、整流側スイッチング素子３２のチップ内に存在する寄生コンデンサ、独立して外部に設けられたコンデンサを合成したものである。ここでは、インピーダンス回路５６としてコンデンサ素子が選択され、そのインピーダンスは、後述する転流側スイッチング素子３４の両端電圧Ｖｄ３４が出力電圧Ｖｏ以下のときは、整流側スイッチング素子３２のゲート端子電圧Ｖｇ３２のピーク値がオン閾値Ｖｔｈ３２以下になり、電圧Ｖｄ３４が出力電圧Ｖｏをある程度超えたところで電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２を超えるように設定されている。また、放電抵抗５４は、正負に振幅する略矩形のゲート端子電圧Ｖｇ３２の平均値が略ゼロボルトになるように抵抗値が調整されている。それによって、ゲート端子電圧Ｖｇ３２がハイレベルからローレベル、又はローレベルからハイレベルに変化するとき、主スイッチング素子１４のオン・オフの時比率が変動しても、常に整流側スイッチング素子３２のオン閾値を高速に通過することができるので、整流側スイッチング素子３２のターンオン及びターンオフを高速化することができる。
【００３９】
二次巻線１６ｂのドットが付された端子には、Ｎ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである転流側スイッチング素子３４のドレイン端子が接続されている。転流側スイッチング素子３４のソース端子は、整流側スイッチング素子３２のソース端子に接続されている。転流側スイッチング素子３４は、整流側スイッチング素子３２がオフのときに相補的にオンし、後述する平滑インダクタ２２が平滑コンデンサ２４に向けて蓄積エネルギーを放出するときの電流経路として働く。転流側スイッチング素子３４のソース端子からドレイン端子の向きに、転流側ダイオード３４ａが接続されている。これは、転流側スイッチング素子３４のチップ内に存在するボディダイオード、又は、独立して外部に設けられたダイオード素子である。また、転流側スイッチング素子３４のドレイン・ソース端子間にはコンデンサ３４ｂが接続されている。このコンデンサ３４ｂは、転流側スイッチング素子３４のチップ内に存在する寄生コンデンサ、ノイズ吸収用に接続されたスナバ用コンデンサ等を合成したものである。また、ゲート・ソース端子間には、転流側駆動コンデンサ３４ｃと放電抵抗５７の並列回路が接続されている。転流側駆動コンデンサ３４ｃは、転流側スイッチング素子３４のチップ内に存在する寄生コンデンサ、独立して外部に接続されたコンデンサを合成したものである。
【００４０】
転流側スイッチング素子３４の駆動は、主トランス１６に設けた補助巻線１６ｃに発生する電圧を用いて行う。補助巻線１６ｃのドットが付された端子は、転流側スイッチング素子３４のソース端子に接続されている。補助巻線１６ｃのドットが付されていない端子には微分コンデンサ５８ａの一端が接続され、微分コンデンサ５８ａの他の一端と補助巻線１６ｃのドットが付された端子の間に微分抵抗５８ｂが接続されている。すなわち、微分コンデンサ５８ａと微分抵抗５８ｂは微分回路５８を構成し、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃを微分した電圧Ｖ５８ｂを微分抵抗５８ｂの両端に発生させる。微分回路５８は、主スイッチング素子１４がオフに転じた直後の電圧Ｖ１６ｃを微分し、出力電流Ｉｏの大小に応じてピーク値が変化する微分電圧Ｖ５８ｂを出力する。
【００４１】
補助巻線１６ｃのドットが付されていない端子には、Ｎ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである駆動トランジスタ６０のドレイン端子が接続されている。駆動トランジスタ６０のゲート端子は、微分回路５８の中点（微分回路５８の出力）に接続されている。また、駆動トランジスタ６０のソース端子には、ホールドダイオード６２のアノード端子が接続され、そのカソード端子が、電流制限抵抗６４を介して転流側スイッチング素子３４のゲート端子に接続されている。駆動トランジスタ６０は、ゲート端子に微分電圧Ｖ５８ｂが入力され、電圧Ｖ５８ｂが上昇してオン閾値Ｖｔｈ６０を超えると、ソース端子に電圧（Ｖ５８ｂ−Ｖｔｈ６０）を出力することができ、転流側駆動コンデンサ３４ｃの電圧Ｖｇ３４が電圧（Ｖ５８ｂ−Ｖｔｈ６０）よりも低いと、ホールドダイオード６２が導通し、電流制限抵抗６４を介して転流側駆動コンデンサ３４ｃを充電することができる。また、一旦上昇した電圧Ｖ５８ｂが低下しても、ホールドダイオード６２が逆流を阻止するので、しばらくの間、転流側駆動コンデンサ３４ｃの電圧は保持されることになる。電流制限抵抗６４は、転流側駆動コンデンサ３４ｃを充放電する電流が過度に急峻ならないようにする働きをする抵抗で、この発明の動作に影響しない程度の小さな抵抗値に設定されている。微分回路５８、駆動トランジスタ６０及びホールドダイオード６２は、補助巻線１６ｃに発生する電圧を用いて転流側スイッチング素子３４をオンさせる働きをする。
【００４２】
一方、補助巻線１６ｃに発生する電圧を用いて転流側スイッチング素子３４をオフさせる働きは、ツェナダイオード６６ａと逆流阻止ダイオード６６ｂで成る電圧降下回路６６が行う。ツェナダイオード６６ａは、カソード端子が電流制限抵抗６４を介して転流側スイッチング素子３４のゲート端子に接続されている。逆流阻止ダイオード６６ｂは、アノード端子がツェナダイオード６６ａのアノード端子に接続され、カソード端子が補助巻線１６ｃのドットが付されていない端子に接続されている。ツェナダイオード６６ａのツェナ電圧Ｖ６６ａは、主スイッチング素子１４がオンの期間（補助巻線１６ｃのドットが付されていない端子が一定の負電圧になる期間）、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４をオン閾値Ｖｔｈ３４以下に低下させ、その他の期間、ゲート電圧Ｖｇ３４をオン閾値Ｖｔｈ３４以下に低下させないような値に設定されている。また、逆流阻止ダイオード６６ｂは、ツェナダイオード６６ａが順方向に導通するのを阻止し、上述した駆動トランジスタ６０の動作を妨げないようにする働きをする。
【００４３】
このように、スイッチング電源装置５０の同期整流回路は、整流側及び転流側スイッチング素子３２，３４の駆動回路がトランス巻線駆動方式の構成になっており、主トランス１６の二次巻線１６ｂ又は補助巻線１６ｃの電圧の反転のタイミングに基づいてオン・オフ駆動される。
【００４４】
転流側スイッチング素子３４の両端には、平滑インダクタ２２と平滑用コンデンサ２４の直列回路で成る平滑回路が設けられ、平滑用コンデンサ２４の両端に接続された負荷２６に出力電圧Ｖｏ及び電流Ｉｏを供給する。ここでは、平滑インダクタ２２側の一端が転流側スイッチング素子３４のドレイン端子に、平滑コンデンサ２４側の一端が転流側スイッチング素子３４のソース端子にそれぞれ接続されている。
【００４５】
次に、スイッチング電源装置５０の動作について説明する。スイッチング電源装置５０は、出力電流Ｉｏが所定の値以上である重負荷時は、整流側及び転流側スイッチング素子３２，３４による同期整流を行い、出力電流Ｉｏが所定の値以下である軽負荷時は、転流側スイッチング素子３４が停止して整流側スイッチング素子３２及び転流側ダイオード３４ａによる整流を行うという特徴がある。まず、スイッチング電源装置５０の重負荷時の動作を説明し、その後、軽負荷時の動作を説明する。
【００４６】
重負荷時（出力電流がＩｏ１のとき）の各部の動作波形は、図２のタイムチャートのように表わされる。主スイッチング素子１４は、制御回路５２が出力する一定周期のパルス信号によって駆動され、期間Ｔ１〜Ｔ５を１周期とするスイッチング動作を繰り返す。図３〜図７の等価回路は、各期間ごとに各素子の状態や電流の流れを表わしたものである。
【００４７】
ここで、各等価回路では、主スイッチング素子１４、整流側スイッチング素子３２、転流側スイッチング素子３４及び駆動トランジスタ６０をスイッチの回路記号で表わし、スイッチの開閉によりオン又はオフの状態を示している。制御回路５２の記載は省略した。また、主トランス１６の漏れインダクタンス成分による影響を説明するため、一次巻線１６ａと入力コンデンサ１２ａとの接続点に漏れインダクタンスＬｅに相当するインダクタ６８を独立して設け、一次巻線１６ａ，二次巻線１６ｂ、補助巻線１６ｃは、漏れインダクタンスＬｅよりも十分に大きい励磁インダクタンスＬｍを有し、互いに密に結合しているものとする。各巻線１６ａ，１６ｂ，１６ｃの巻数は、それぞれＮａ，Ｎｂ，Ｎｃとする。また、各部のダイオード素子については、説明の便宜のため、導通時の順方向電圧をゼロボルトと仮定する。
【００４８】
以下、期間Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ１の順に、対応する等価回路を用いて動作を説明する。後述する期間Ｔ１が終了した時点で（期間Ｔ２に入る直前）、主スイッチング素子１４はオン、整流側スイッチング素子３２はオン、転流側スイッチング素子３４はオフしている。期間Ｔ２に入ると、主スイッチング素子１４がオフに転じる。すると、図３に示すように、主スイッチング素子１４に短絡されていたコンデンサ１４ｂが開放され、インダクタ６８が自身の蓄積エネルギーを放出し、インダクタ６８、主トランス１６、コンデンサ３４ｂ、整流側スイッチング素子３２又は整流側ダイオード３２ａ、主トランス１６、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａの経路に電流が流れ、コンデンサ１４ｂを充電する。また、入力電源１２から、インダクタ６８、主トランス１６、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、整流側スイッチング素子３２又は整流側ダイオード３２ａ、主トランス１６、コンデンサ１４ｂの経路にも電流が流れ、平滑インダクタ２２にエネルギーを蓄積しつつ、コンデンサ１４ｂを充電する。さらに、主トランス１６が自身の蓄積エネルギーを放出し、一次巻線１６ａ、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａ、インダクタ６８の経路に電流が流れ、コンデンサ１４ｂを充電する。この３つの経路の電流を合算した電流は、期間Ｔ２の電流Ｉ６８の波形に示されている。なお、主トランス１６が自身の蓄積エネルギーを放出するとき、二次巻線１６ｂ、コンデンサ３４ｂ、整流側スイッチング素子３２又は整流側ダイオード３２ａの経路にも電流が流れるが、この経路にコンデンサ１４ｂは含まれていないので、図示していない。コンデンサ１４ｂが充電されると、図２に示すように、一次巻線１６ａの電圧Ｖ１６ａが、当初の電圧Ｖｉからコンデンサ１４ｂの電位上昇と同様の速度で急激に低下する。同様に、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂも当初の電圧から急激に低下する。
【００４９】
ここで、スイッチング電源装置５０は重負荷（出力電流がＩｏ１）の条件で動作しているため、上記３つの経路の充電電流のうち、インダクタ６８のエネルギー放出による電流が最も大きい。従って、コンデンサ１４ｂの電位上昇の速度は、ほぼインダクタ６８のエネルギー放出による電流によって決まる。
【００５０】
電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂは正電圧なので、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２も正電圧となり、ゲート電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２を超えている間は整流側スイッチング素子３２がオンを継続するが、それ以下になった時に整流側スイッチング素子３２がオフに転じ、代わって整流側ダイオード３２ａが導通し、上述したコンデンサ１４ｂを充電する電流が流れ続ける。
【００５１】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、当初の負電圧から、コンデンサ１４ｂの電位上昇速度に比例した速度で上昇する。電圧降下回路６６は、期間Ｔ２の当初は逆流阻止ダイオード６６ｂ及びツェナダイオード６６ａが導通し、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４をオン閾値Ｖｔｈ３４以下に保持しているが、電圧Ｖ１６ｃの上昇によりツェナダイオード６６ａが導通できなくなり、速やかに切り離される。微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂは、当初のゼロ電圧から電圧Ｖ１６ｃの上昇速度より僅かに遅い速度で上昇を開始する。この速度差は、微分コンデンサ５８ａと微分抵抗５８ｂとの時定数によって決まる。電圧Ｖ５８ｂがある程度上昇すると、駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２が電流を流し始め、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４が、当初の負電圧から上昇し始める。上述したように、電圧Ｖｇ３４は、電圧Ｖ５８ｂよりもオン閾値Ｖｔｈ６０だけ低い値を維持しながら上昇し、その上昇速度は電圧Ｖ５８ｂの上昇速度にほぼ等しい。期間Ｔ２の間は電圧Ｖｇ３４の上昇がオン閾値Ｖｔｈ３４に達しないので、転流側スイッチング素子３４はオフを継続する。期間Ｔ２は、電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂが低下してゼロ電圧になったところで終了する。
【００５２】
期間Ｔ３に入ると、主スイッチング素子１４はオフのまま、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂが負電圧になる。すると、転流側ダイオード３４ａへの逆電圧印加が解除され、平滑インダクタ２２が蓄積エネルギーを放出しようとして自身の電圧の向きが反転し、図４に示すように、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、転流側ダイオード３４ａの経路に電流が流れ、転流側ダイオード３４ａが導通する。転流側ダイオード３４ａが導通すると、整流側ダイオード３２ａは逆電圧が印加されてオフするので、インダクタ６８が蓄積エネルギーを放出する電流は、インダクタ６８、主トランス１６、転流側ダイオード３４ａ、コンデンサ３２ｂ、主トランス１６、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａの経路で流れ、コンデンサ１４ｂを引き続き充電する。また、主トランス１６が蓄積エネルギーを放出する電流は、一次巻線１６ａ、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａ、インダクタ６８の経路に継続して流れ、コンデンサ１４ｂを充電する。この２つの経路の電流を合算した電流は、期間Ｔ３の電流Ｉ６８の波形に示されている。なお、主トランス１６が蓄積エネルギーを放出する電流は、二次巻線１６ｂ、転流側ダイオード３４ａ、コンデンサ３２ｂの経路にも流れるが、この経路にコンデンサ１４ｂは含まれていない。
【００５３】
ここで、スイッチング電源装置５０は重負荷（出力電流がＩｏ１）の条件で動作しているため、期間Ｔ３においても、期間Ｔ２と同様に、コンデンサ１４ｂの電位上昇の速度は、ほぼインダクタ６８のエネルギー放出による電流によって決まる。上記のように、期間Ｔ２から期間Ｔ３に移行すると、当該電流の経路がコンデンサ３４ｂからコンデンサ３２ｂに切り替わるので、厳密には経路のインピーダンスが変化する。しかし、ここでは、コンデンサ３４ｂとコンデンサ３２ｂの違いによる影響は小さく、期間Ｔ２とほぼ同様の速度でコンデンサ１４ｂの電位が上昇する。その結果、図２に示すように、一次巻線１６ａの電圧Ｖ１６ａは、コンデンサ１４ｂの電位上昇と同様の緩やかな速度で、さらに低下する。同様に、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂも緩やかな速度で、さらに低下する。
【００５４】
転流側ダイオード３４ａが導通して電圧Ｖｄ３４がほぼゼロ電圧となるので、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２が負電圧まで低下し、整流側スイッチング素子３２はオフを継続する。
【００５５】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、コンデンサ１４ｂの電位上昇速度に比例した速度でさらに上昇する。微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂも、電圧Ｖ１６ｃの上昇速度より僅かに遅い速度でさらに上昇する。このとき、電圧降下回路６６は、逆流阻止ダイオード６６ｂによって既に切り離されているので動作しない。従って、電圧Ｖｇ３４は、駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２から電圧が供給され、電圧Ｖ５８ｂよりもオン閾値Ｖｔｈ６０だけ低い値を維持しながら上昇し続ける。そして、電圧Ｖｇ３４がオン閾値Ｖｔｈ３４を超えると、その時点で転流側スイッチング素子３４がオンに転じる。
【００５６】
図４は、期間Ｔ３における転流側スイッチング素子３４がオンに転じる前の動作状態を表わしている。転流側スイッチング素子３４がオンに転じた後は、転流側ダイオード３４ａの側に流れていた電流が、並列に配置されている転流側スイッチング素子３４の側に流れることになるが、全体の動作波形に与える影響はほとんどない。期間Ｔ３は、インダクタ６８のエネルギー放出が終了し、電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂの急峻で直線的な低下が止まったところで終了する。
【００５７】
期間Ｔ４に入っても、主スイッチング素子１４はオフを継続する。平滑インダクタ２２が蓄積エネルギーを放出する電流も、図５に示すように、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、転流側スイッチング素子３４の経路に継続して流れる。
【００５８】
インダクタ６８が蓄積エネルギーを放出する電流は停止するが、主トランス１６が各部のコンデンサと自由共振する状態になり、自身の蓄積エネルギーを放出していたのと同様の経路で共振電流が発生し、一部がコンデンサ１４ｂに流れ始める。期間Ｔ４では、主トランス１６の共振電流の主要な経路は、一次巻線１６ａから、インダクタ６８、入力コンデンサ１２ａ、コンデンサ１４ｂを経て戻る経路と、二次巻線１６ｂから、転流側スイッチング素子３４、コンデンサ３２ｂを経て戻る経路の２つであり、前者の経路中にあるコンデンサ１４ｂには、期間Ｔ３のときと逆向きの電流が流れ、その両端電圧が正弦波状の共振曲線を描きながら緩やかに低下する。従って、一次及び二次巻線１６ａ，１６ｂの電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂは、同様の共振曲線を描きながらゼロ電圧に向かって緩やかに上昇する。
【００５９】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、電圧Ｖ１６ａの電圧変化により、同様の共振曲線を描きながら、ゼロ電圧に向かって緩やかに低下する。微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂも、ピークの電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）から緩やかに低下する。しかし、電圧Ｖ５８ｂが低下すると、ホールドダイオード６２に逆電圧が印加されて駆動トランジスタ６０のソース端子が切り離されるので、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４は、転流側駆動コンデンサ３４ｃによって、期間Ｔ３の終了時のピーク電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）よりもオン閾値Ｖｔｈ６０だけ低い値に保持される。すなわち、電圧Ｖｇ３４がオン閾値Ｖｔｈ３４を超える電圧Ｖｇ３４（ｐ）に保持されるので、転流側スイッチング素子３４はオンを継続する。
【００６０】
期間Ｔ４における電圧降下回路６６の動作は、ツェナダイオード６６ａのツェナ電圧Ｖ６６ａの設定によって異なる。ツェナ電圧Ｖ６６ａが、「期間Ｔ３の終了時のピーク電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）からオン閾値Ｖｔｈ６０を差し引いた値」以上の電圧に設定されていた場合は、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃがゼロ電圧まで低下したとしても、ツェナダイオード６６ａが導通しない。したがって図２に示すように、電圧Ｖｇ３４は、ピーク値Ｖｇ３４（ｐ）がほぼ「期間Ｔ３の終了時のピーク電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）からオン閾値Ｖｔｈ６０を差し引いた値」となり、オン閾値Ｖｔｈ３４以上の値に保持され、転流側スイッチング素子３４はオンを継続することができる。もしツェナ電圧Ｖ６６ａが「期間Ｔ３の終了時のピーク電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）からオン閾値Ｖｔｈ６０を差し引いた値」より低い電圧に設定されていた場合は、期間Ｔ４の中の所定のタイミングでツェナダイオード６６ａが導通し、電圧Ｖｇ３４のピーク値Ｖｇ３４（ｐ）が、「期間Ｔ３の終了時のピーク電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）からオン閾値Ｖｔｈ６０を差し引いた値」よりも低くなる。しかし、上述したように、ツェナ電圧Ｖ６６ａは、一定以上の高い電圧、すなわち、ツェナダイオード６６ａが導通したとしてもゲート電圧Ｖｇ３４をオン閾値Ｖｔｈ３４以下に低下させない高い電圧に設定されているので、この場合も、転流側スイッチング素子３４はオンを継続することができる。
【００６１】
また、転流側スイッチング素子３４が導通してその両端電圧Ｖｄ３４がほぼゼロ電圧を継続しているので、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２の負電圧が維持され、整流側スイッチング素子３２はオフを継続する。期間Ｔ４は、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂが上昇し、ゼロ電圧に達したところで終了する。
【００６２】
期間Ｔ５に入っても、主スイッチング素子１４はオフを継続する。平滑インダクタ２２が自身の蓄積エネルギーを放出する電流も、図６に示すように、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、転流側スイッチング素子３４の経路に継続して流れる。
【００６３】
二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂは、上昇してゼロ電圧に達するが、超えることはできず、期間Ｔ５が終了するまでゼロ電圧に保持される。ゼロ電圧を超えようとすると、整流側ダイオード３２ａが導通し、二次巻線１６ｂの両端が整流側及び転流側ダイオード３２ａ，３４ａによって短絡される状態になり、電圧Ｖ１６ｂが上昇できないからである。従って、期間Ｔ５では、主トランス１６を起点とする上記の自由共振が停止し、共振電流が流れていた経路にある各部コンデンサの両端電圧が一定の電圧に保持される（例えば、コンデンサ１４ｂの両端電圧は入力電圧Ｖｉに保持される）。
【００６４】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂと同様にゼロ電圧に保持される。そのため、微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂもゼロ電圧を保持されるので、駆動トランジスタ６０はホールドダイオード６２によって切り離されたまま動作しない。また、電圧降下回路６６は、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃがゼロ電圧に保持されるので、期間Ｔ４の終了時の状態を継続する。従って、電圧Ｖ３４は、放電抵抗５７からの放電によって僅かに低下するものの、オン閾値Ｖｔｈ３４を超える電圧に保持され、転流側スイッチング素子３４はオンを継続する。
【００６５】
また、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２も負電圧に保持され、整流側スイッチング素子３２はオフを継続する。期間Ｔ５は、制御回路５２の制御によって主スイッチング素子１４がオンに転じたところで終了する。
【００６６】
期間Ｔ１に入ると、主スイッチング素子１４がオンに転じ、一次巻線１６ａに入力電圧Ｖｉに相当する正電圧が印加され、それに応じて、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂが正電圧に、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃが負電圧になる。補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃが負電圧に低下すると、電圧降下回路６６は、逆流阻止ダイオード６６ｂ及びツェナダイオード６６ａが導通し、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４を瞬時にオン閾値Ｖｔｈ３４以下に低下させ、その電圧に保持する。このとき、微分回路５８の出力の電圧Ｖ５８ｂは、一時的に負方向に低下するが、駆動トランジスタ６０がホールドダイオード６２によって切り離された状態は変化しない。従って、転流側スイッチング素子３４がオフに転じる。
【００６７】
転流側スイッチング素子３４がオフに転じ、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂが正電圧なので、整流側スイッチング素子３２のゲート端子に、インピーダンス回路５６を介してオン閾値Ｖｔｈ３２を超える電圧が供給され、整流側スイッチング素子３２がオンに転じる。
【００６８】
主スイッチング素子１４、整流側スイッチング素子３２がオンしているので、図７に示すように、入力電源１２から、インダクタ６８、主トランス１６、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、整流側スイッチング素子３２、主トランス１６、主スイッチング素子１４の経路で出力電流Ｉｏ１相当の電流が流れ、平滑インダクタ２２とインダクタ６８にエネルギーが蓄積される。また、入力電源１２から、インダクタ６８、一次巻線１６ａ、主スイッチング素子１４の経路にも電流が流れ、主トランス１６にもエネルギーが蓄積される。なお、後者の電流の向きは、期間Ｔ１の当初は一次巻線１６ａからインダクタ６８に流れ出る方向であるが、時間とともに徐々に変化し、期間Ｔ１の終盤になると、図７の矢印のように向きが逆になる。２つの経路の電流を合算した電流は、期間Ｔ１の電流Ｉ６８波形に示されている。期間Ｔ１は、制御回路５２の制御によって主スイッチング素子１４がオフに転じたところで終了し、上述した期間Ｔ２に移行する。
【００６９】
スイッチング電源装置５０は、出力電流Ｉｏが所定の値以上の重負荷時、上述した期間Ｔ１〜Ｔ５の動作を繰り返し、整流側及び転流側スイッチング素子３２，３４による理想的な同期整流が行われる。特に、微分回路５８、駆動トランジスタ６０、ホールドダイオード６２、転流側駆動コンデンサ３４ｃ及び電圧降下回路６６の働きにより、期間Ｔ４，Ｔ５に補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃがゼロ電圧まで低下しても、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４がオン閾値Ｖｔｈ３４を超える電圧に保持され、転流側スイッチング素子３４を確実にオンさせるので、平滑インダクタ２２がエネルギーを放出する電流は、ほとんどが転流側ダイオード３４ａではなく転流側スイッチング素子３４に流れ、転流側ダイオード３４ａに大きな導通損失が発生するのを防ぐことができる。
【００７０】
次に、出力電流Ｉｏが所定の値以下である軽負荷時の動作を説明する。軽負荷時（出力電流がＩｏ２のとき）の各部の動作波形は、図８のタイムチャートのように表わされる。
主スイッチング素子１４は、制御回路５２が出力する一定周期のパルス信号によって駆動され、期間Ｔａ〜Ｔｇを１周期とするスイッチング動作を繰り返す。図９〜図１５の等価回路は、各期間ごとに各素子の状態や電流の流れを表わしたものである。
【００７１】
以下、期間Ｔｂ，Ｔｃ，Ｔｄ、Ｔｅ，Ｔｆ，Ｔｇ，Ｔａの順に、対応する等価回路を用いて動作を説明する。後述する期間Ｔａが終了した時点で（期間Ｔｂに入る直前）、主スイッチング素子１４はオン、整流側スイッチング素子３２はオン、転流側スイッチング素子３４はオフしている。期間Ｔｂに入ると、主スイッチング素子１４がオフに転じる。すると、図９に示すように、主スイッチング素子１４に短絡されていたコンデンサ１４ｂが開放され、インダクタ６８が自身の蓄積エネルギーを放出し、インダクタ６８、主トランス１６、コンデンサ３４ｂ、整流側スイッチング素子３２又は整流側ダイオード３２ａ、主トランス１６、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａの経路に電流が流れ、コンデンサ１４ｂを充電する。また、入力電源１２から、インダクタ６８、主トランス１６、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、整流側スイッチング素子３２又は整流側ダイオード３２ａ、主トランス１６、コンデンサ１４ｂの経路にも電流が流れ、平滑インダクタ２２にエネルギーを蓄積しつつ、コンデンサ１４ｂを充電する。さらに、主トランス１６が自身の蓄積エネルギーを放出し、一次巻線１６ａ、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａ、インダクタ６８の経路に電流が流れ、コンデンサ１４ｂを充電する。なお、主トランス１６が自身の蓄積エネルギーを放出するとき、二次巻線１６ｂ、コンデンサ３４ｂ、整流側スイッチング素子３２又は整流側ダイオード３２ａの経路にも電流が流れるが、この経路にコンデンサ１４ｂは含まれていないので、図示していない。コンデンサ１４ｂは上記３つの経路の電流によって充電されるが、その電位上昇の速度は、ほぼインダクタ６８のエネルギー放出による電流によって決まる。
【００７２】
ここで、スイッチング電源装置５０は軽負荷（出力電流がＩｏ２）の条件で動作しているので、期間Ｔｂが開始する当初のインダクタ６８の電流Ｉ６８が小さい。すなわち、インダクタ６８に蓄積されているエネルギーが小さいので、期間Ｔｂに発生するインダクタ６８のエネルギー放出による電流が、重負荷で動作しているとき（期間Ｔ２）よりも少なくなり、コンデンサ１４ｂの電位上昇の速度が相対的に遅くなる。
【００７３】
その結果、図８に示すように、一次巻線１６ａの電圧Ｖ１６ａが、コンデンサ１４ｂの電位上昇と同様の緩やかな速度で、当初の電圧Ｖｉから低下する。同様に、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂも緩やかに低下する。
【００７４】
電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂは正電圧なので、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２も正電圧となり、ゲート電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２を超えている間は整流側スイッチング素子３２がオンを継続するが、それ以下になった時に整流側スイッチング素子３２がオフに転じ、代わって整流側ダイオード３２ａが導通し、上記のコンデンサ１４ｂを充電する電流が流れ続ける。
【００７５】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、当初の負電圧から、コンデンサ１４ｂの電位上昇速度に比例した速度で緩やかに上昇する。電圧降下回路６６は、期間Ｔｂの当初は逆流阻止ダイオード６６ｂ及びツェナダイオード６６ａが導通し、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４をオン閾値Ｖｔｈ３４以下に保持しているが、電圧Ｖ１６ｃの上昇によりツェナダイオード６６ａが導通できなくなり、速やかに切り離される。微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂは、電圧Ｖ１６ｃの緩やかな上昇よりもさらに遅い速度で、当初のゼロ電圧から上昇を開始する。しかし、電圧Ｖ５８ｂが所定電圧まで上昇せず、駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２は電流を流すことができない。従って、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４は、転流側駆動コンデンサ３４ｃと並列の放電抵抗５７によって放電され、当初の電圧からゼロ電圧に向かって緩やかに変化するものの、オン閾値Ｖｔｈ３４には達しないのでオフを継続する。期間Ｔｂは、電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂがゼロ電圧まで低下したところで終了する。
【００７６】
期間Ｔｃに入ると、主スイッチング素子１４はオフのまま、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂが負電圧になる。すると、転流側ダイオード３４ａへの逆電圧印加が解除され、平滑インダクタ２２が蓄積エネルギーを放出しようとして自身の電圧の向きが反転し、図１０に示すように、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、転流側ダイオード３４ａの経路に電流が流れ、転流側ダイオード３４ａが導通する。転流側ダイオード３４ａが導通すると、整流側ダイオード３２ａは逆電圧が印加されてオフするので、インダクタ６８が蓄積エネルギーを放出する電流は、インダクタ６８、主トランス１６、転流側ダイオード３４ａ、コンデンサ３２ｂ、主トランス１６、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａの経路で流れ、コンデンサ１４ｂを引き続き充電する。また、主トランス１６が蓄積エネルギーを放出する電流は、一次巻線１６ａ、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａ、インダクタ６８の経路に継続して流れ、コンデンサ１４ｂを充電する。この２つの経路の電流を合算した電流は、期間Ｔｃの電流Ｉ６８の波形に示されている。なお、主トランス１６が蓄積エネルギーを放出する電流は、二次巻線１６ｂ、転流側ダイオード３４ａ、コンデンサ３２ｂの経路にも流れるが、この経路にコンデンサ１４ｂは含まれていない。
【００７７】
ここで、コンデンサ１４ｂの電位上昇の速度は、期間Ｔｃにおいても、ほぼインダクタ６８のエネルギー放出による電流によって決まる。上記のように、期間Ｔｂから期間Ｔｃに移行すると、当該電流の経路がコンデンサ３４ｂからコンデンサ３２ｂに切り替わるので、厳密には経路のインピーダンスが変化する。しかし、ここでは、コンデンサ３４ｂとコンデンサ３２ｂの違いによる影響は小さく、期間Ｔｂとほぼ同様の速度でコンデンサ１４ｂの電位が上昇する。その結果、図８に示すように、一次巻線１６ａの電圧Ｖ１６ａが、コンデンサ１４ｂの緩やかな電位上昇と同様の速度で、当初のゼロ電圧からさらに低下する。同様に、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂも緩やかに低下する。
【００７８】
転流側ダイオード３４ａが導通して電圧Ｖｄ３４がほぼゼロ電圧となるので、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２が負電圧で一定となり、整流側スイッチング素子３２はオフを継続する。
【００７９】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、コンデンサ１４ｂの緩やかな電位上昇速度に比例した速度でさらに上昇する。微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂも、電圧Ｖ１６ｃの上昇速度よりも遅い速度でさらに上昇する。このとき、電圧降下回路６６は、逆流阻止ダイオード６６ｂによって既に切り離されているので動作していない。電圧Ｖ５８ｂも所定電圧まで上昇せず、期間Ｔｃに入っても、駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２は電流を流すことができない。従って、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４は、放電抵抗５７によって略ゼロ電圧に保持され、転流側スイッチング素子３４はオフを継続する。期間Ｔｃは、インダクタ６８のエネルギー放出が終了し、電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂの緩やかで直線的な低下が止まったところで終了する。
【００８０】
期間Ｔｄに入っても、主スイッチング素子１４はオフを継続する。平滑インダクタ２２が蓄積エネルギーを放出する電流も、図１１に示すように、平滑インダクタ２２、平滑コンデンサ２４及び負荷２６、転流側ダイオード素子３４ａの経路に継続して流れる。
【００８１】
インダクタ６８が蓄積エネルギーを放出する電流は停止するが、主トランス１６が各部のコンデンサと自由共振する状態になり、自身の蓄積エネルギーを放出していたのと同様の経路で共振電流が発生し、一部がコンデンサ１４ｂに流れ始める。期間Ｔｄでは、主トランス１６の共振電流の主要な経路は、一次巻線１６ａから、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａ、インダクタ６８を経て戻る経路と、二次巻線１６ｂから、コンデンサ３２ｂ、転流側ダイオード３４ａを経て戻る経路の２つであり、前者の経路中にあるコンデンサ１４ｂには、期間Ｔｃのときよりも小さい電流が同じ向きに流れ、その両端電圧が正弦波状の共振曲線を描きながら上昇する。従って、一次及び二次巻線１６ａ，１６ｂの電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂは、同様の共振曲線を描きながら、期間Ｔｃよりも遅い速度で低下する。
【００８２】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、電圧Ｖ１６ａの電圧変化により、同様の共振曲線を描きながら、期間Ｔｃよりも遅い速度で上昇する。従って、微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂは、ピークの電圧Ｖ５８（ｐ）からゼロ電圧に向かって緩やかに低下する。電圧降下回路６６は、逆流阻止ダイオード６６ｂによって切り離されているので動作しない。また、駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２は、電圧Ｖ５８ｂの低下により、期間Ｔｄに入っても、電流を流すことができない。従って、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４は、放電抵抗５７によって略ゼロ電圧に保持され、転流側スイッチング素子３４はオフを継続する。期間Ｔｄは、平滑インダクタ２２によるエネルギー放出の電流が転流側ダイオード３４ａを通して転流し、エネルギーを放出し尽くして電流Ｉ２２がゼロになったところで終了する。
【００８３】
期間Ｔｅに入っても、主スイッチング素子１４はオフを継続する。平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２がゼロになると、転流側ダイオード３４ａがオフして電圧Ｖｄ３４が上昇する。電圧Ｖｄ３４が上昇するのは、平滑インダクタ２２が各部のコンデンサと自由共振する状態になり、共振電流がコンデンサ３４ｂに流れるからである。平滑インダクタ２２の共振電流の主要な経路は、平滑インダクタ２２、コンデンサ３４ｂ、平滑コンデンサ２４の経路である。期間Ｔｅでは、平滑インダクタ２２からコンデンサ３４ｂの向きに共振電流が流れ、電圧Ｖｄ３４が、出力電圧Ｖｏを中心とする正弦波状の共振曲線を描きながら緩やかに上昇する。電圧Ｖｄ３４が出力電圧Ｖｏに達すると、平滑インダクタ２２の電圧の向きが反転し、電圧Ｖｄ３４がさらに上昇する。
【００８４】
主トランス１６が各部のコンデンサと自由共振する状態はＴｅでも継続される。主トランス１６の共振電流の主要な経路は、一次巻線１６ａ、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａ、インダクタ６８の経路と、二次巻線１６ｂ、コンデンサ３２ｂ、コンデンサ３４ｂの経路がある。前者の経路中にあるコンデンサ１４ｂには、期間Ｔｄと同じ向きに電流が流れ、その両端電圧が正弦波状の共振曲線を描きながら上昇する。従って、一次及び二次巻線１６ａ，１６ｂの電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂは、同様の共振曲線を描きながら緩やかに低下する。
【００８５】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、電圧Ｖ１６ａと同様の共振曲線を描きながら、緩やかに上昇する。電圧降下回路６６は、逆流阻止ダイオード６６ｂによって切り離されて動作しない。また、微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂはほぼゼロ電圧に収束し、駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２は電流を流すことができない。従って、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４は、放電抵抗５７によって略ゼロ電圧に保持され、転流側スイッチング素子３４はオフを継続する。期間Ｔｅは、電圧Ｖｄ３４が上昇し、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２に達したところで終了する。
【００８６】
期間Ｔｆに入っても、主スイッチング素子１４はオフを継続する。電圧Ｖｄ３４が出力電圧Ｖｏを超えて上昇し、インピーダンス回路５６を介して整流側スイッチング素子３２のゲート端子に電圧が供給され、電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２を超え、整流側スイッチング素子３２がオンに転じる。すると、平滑インダクタ２２の共振電流の主要な経路は、期間Ｔｅのときの平滑インダクタ２２、コンデンサ３４ｂ、平滑コンデンサ２４の経路に加え、平滑インダクタ２２、主トランス１６、インダクタ６８、入力コンデンサ１２ａ、コンデンサ１４ｂ、主トランス１６、整流側スイッチング素子３２、平滑コンデンサ２４という新たな経路が発生する。従って、コンデンサ３４ｂに流れ込む電流が減少し、電圧Ｖｄ３４が上昇が止まる。しかし、新たな経路で入力側に回生されるエネルギーは、共振動作によって移動する小さなエネルギー分に限られ、平滑コンデンサ２４や負荷２６から供給され得る大きなエネルギーは回生されない、
主トランス１６が各部のコンデンサと自由共振する状態はＴｆでも継続される。主トランス１６の共振電流の主要な経路は、一次巻線１６ａ、コンデンサ１４ｂ、入力コンデンサ１２ａ、インダクタ６８の経路と、二次巻線１６ｂ、整流側スイッチング素子３２、コンデンサ３４ｂの経路の２つであり、前者の経路中にあるコンデンサ１４ｂに流れる電流は、図１３の矢印の向きから途中で逆向きになり、その両端電圧は、正弦波状の共振曲線を描きながら緩やかに上昇し、途中から緩やかに低下し始める。従って、一次及び二次巻線１６ａ，１６ｂの電圧Ｖ１６ａ，Ｖ１６ｂも、同様の共振曲線を描いて緩やかに低下し、途中から上昇し始める。
【００８７】
一方、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃは、電圧Ｖ１６ａと同様の共振曲線を描きながら、緩やかに上昇し、途中から低下し始める。電圧降下回路６６は、逆流阻止ダイオード６６ｂによって切り離されて動作しない。また、微分回路５８の出力である電圧Ｖ５８ｂは略ゼロ電圧であり、駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２は電流を流すことができない。従って、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４は、放電抵抗５７によって略ゼロ電圧に保持され、転流側スイッチング素子３４はオフを継続する。期間Ｔｆは、平滑インダクタ２２の自由共振により電圧Ｖｄ３４が低下し、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２に達したところで終了する。
【００８８】
期間Ｔｇに入っても、主スイッチング素子１４はオフを継続する。期間Ｔｇになると、電圧Ｖｄ３４が低下し、図８に示すように、整流側スイッチング素子３２のゲート電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２以下になって整流側スイッチング素子３２がオフに転じる。各素子の状態や電流の流れは、図１４の等価回路のように表わされ、期間Ｔｅとほぼ同様である。期間Ｔｇは、制御回路５２の制御によって主スイッチング素子１４がオンに転じたところで終了する。
【００８９】
期間Ｔａに入ると、主スイッチング素子１４がオンに転じ、図８に示すように、一次巻線１６ａに入力電圧Ｖｉに相当する正電圧が印加され、それに応じて、二次巻線１６ｂの電圧Ｖ１６ｂが正電圧に、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃが負電圧になる。各素子の状態や電流の流れは、図１５の等価回路のように表わされ、重負荷時の期間Ｔ１とほぼ同様である。ここでは、スイッチング電源装置５０が軽負荷（出力電流がＩｏ２）の条件で動作していることから、入力電源１２から平滑コンデンサ２４に向けて流れる電流が、出力電流Ｉｏにほぼ比例して小さくなる。よって、インダクタ６８の電流Ｉ６８は、重負荷時よりも小さな電流となる。期間Ｔａは、制御回路５２の制御によって主スイッチング素子１４がオフに転じたところで終了し、上述した期間Ｔｂに移行する。
【００９０】
スイッチング電源装置５０は、出力電流Ｉｏが所定の値以下の軽負荷時、上記の期間Ｔａ〜Ｔｇの動作を繰り返され、転流側スイッチング素子３４のオン・オフが停止し、整流側スイッチング素子３２及び転流側ダイオード３４ａによるダイオード整流が行われる。
【００９１】
次に、微分回路５８の時定数の設定について説明する。同期整流を行う出力電流Ｉｏの範囲とダイオード整流を行う出力電流Ｉｏの範囲は、微分回路５８の時定数の設定によって調整することができる。
【００９２】
転流側スイッチング素子３４をオンさせるためには、オン閾値Ｖｔｈ６０を有する駆動トランジスタ６０とホールドダイオード６２とが導通し、電圧Ｖｇ３４のピーク値Ｖｇ３４（ｐ）がオン閾値Ｖｔｈ３４以上に上昇しなければならない。そのためには、微分回路５８の出力電圧Ｖ５８ｂのピーク値５８ｂ（ｐ）が、オン閾値Ｖｔｈ６０にオン閾値Ｖｔｈ３４を加算した電圧を超えて上昇することが条件となる。
【００９３】
一方、微分回路５８に入力される電圧は、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃである。上述したように、主スイッチング素子１４がオフに転じた直後の期間（期間Ｔ２とＴ３、又は期間ＴｂとＴｃ）において、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃの上昇速度は、コンデンサ１４ｂの電位上昇の速度に比例し、ほぼインダクタ６８のエネルギー放出による電流によって決まる。インダクタ６８の放出電流の大小は、主スイッチング素子１４がオンしている期間（期間Ｔ１又は期間Ｔａ）の終了時点の電流Ｉ６８の電流値で決定され、その電流値はほぼ出力電流Ｉｏに比例する。すなわち、電圧Ｖ１６ｃの上昇速度と出力電流Ｉｏとの間には正の相関があり、電圧Ｖ１６ｃを微分回路５８に入力して出力電圧Ｖ５８ｂを観測することにより、出力電流Ｉｏを検出することができる。
【００９４】
スイッチング電源装置５０の場合、微分回路５８の出力電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）と出力電流Ｉｏとの関係、及び、転流側スイッチング素子３４のゲート電圧Ｖｇ３４（ｐ）と出力電流Ｉｏとの関係は、図１６のグラフのように設定されている。スイッチング電源装置５０が同期整流を行うのは出力電流Ｉｏｋ以上の範囲であり、ダイオード整流を行うのは出力電流Ｉｏｋ以下の範囲である。
【００９５】
出力電流Ｉｏｋは、微分回路５８の微分コンデンサ５８ａと微分抵抗５８ｂで定まる時定数を変更することによって調節することができる。例えば、時定数を小さくすると、微分回路５８の感度が低下し、電圧Ｖ１６ｃの上昇速度が速いときでも出力電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）が低くなって、出力電流Ｉｏｋを大きくすることができる。反対に、時定数を大きくすると、微分回路５８の感度が向上し、電圧Ｖ１６ｃの上昇速度が遅いときでも出力電圧Ｖ５８ｂ（ｐ）が高くなって、出力電流Ｉｏｋを小さな値にすることができる。
【００９６】
時定数を大きくして感度を高くしすぎると、軽負荷時の期間Ｔｄと期間Ｔｅにおいて、主トランス１６の自由共振で上昇する電圧Ｖ１６ｃによって電圧Ｖ５８ｂが上昇し、転流側スイッチング素子３４を誤ってオンさせる可能性があるので、注意が必要である。また、出力電流Ｉｏｋを小さくしすぎると、従来のスイッチング電源３０が軽負荷時に同期整流することによって生じる問題、すなわち、主スイッチング素子１４が停止した時に電圧Ｖｄ３４が跳ね上がる問題（図２１を参照）が発生する可能性がある。この問題を回避するため、出力電流Ｉｏｋを、平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２が、主スイッチング素子１４のスイッチング周期内で正方向及び負方向の双方向に流れない範囲（ゼロを超えた領域で動作する範囲）、すなわち、臨界点を超える範囲に設定する必要がある。また、放電抵抗５７も比較的小さな抵抗値に設定しておくことが好ましい。
【００９７】
以上説明したように、スイッチング電源装置５０は、補助巻線１６ｃの電圧Ｖ１６ｃを観測し、主スイッチング素子１４がオフに転じたときの電圧変化を微分した電圧Ｖ５８ｂに基づいて出力電流Ｉｏを検出し、出力電流がＩｏｋ以上のときだけ転流側スイッチング素子をオン・オフさせる。従って、出力電流がＩｏｋ以上の重負荷時は、導通損失の小さな整流側及び転流側スイッチング素子３２，３４による理想的な同期整流が行われ、高い電源効率を得ることができる。一方、出力電流がＩｏｋ以下の軽負荷時は、転流側スイッチング素子３４が停止して整流側スイッチング素子３２及び転流側ダイオード３４ａによる整流が行われるので、整流側及び転流側スイッチング素子３２，３４が同時にオンして大きな貫通電流が流れるという問題が発生せず、また、電流不連続モードになって平滑インダクタ２２の電流Ｉ２２の振幅が小さくなるので、高い電源効率を得ることができる。
【００９８】
また、転流側スイッチング素子３４による同期整流が行われるのは、出力電流ＩｏがＩｏｋ以上のとき、すなわち臨界点を超える重負荷のときだけなので、転流側スイッチング素子３４がオンしているタイミングで主スイッチング素子１４が停止したとしても、転流側スイッチング素子３４の電圧Ｖｄ３４に大きな跳ね上がりの電圧が発生しない。従って、転流側スイッチング素子３４に過剰な電圧ストレスが加わる問題や、自励発振的なエネルギー回生動作が継続する問題を回避することができる。
【００９９】
さらに、インピーダンス回路５６のインピーダンスは、転流側スイッチング素子３４の電圧Ｖｄ３４が出力電圧Ｖｏ以下のときは、整流側スイッチング素子３２のゲート端子電圧Ｖｇ３２がオン閾値Ｖｔｈ３２以下となるように設定されている。従って、主スイッチング素子１４が停止したとき、出力側の装置（例えば、並列運転された別のスイッチング電源装置）からエネルギーが供給され続ける状態に陥っても、整流側スイッチング素子３２のオフを維持することができる。
【０１００】
なお、この発明は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、微分回路は、２個以上の回路素子を組み合わせ、時定数特性を自在に調整可能な構成にしてもよい。また、Ｎ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである駆動トランジスタ及びホールドダイオードに代えて、図１７に示すように、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである駆動トランジスタ７２を使用することも可能である。バイポーラトランジスタは一方向にのみ導通可能な素子なので、逆流阻止用のホールドダイオードを省略することができる。
【０１０１】
また、電圧降下回路は、例えば、上述した逆流阻止ダイオードとツェナダイオードとを組み合わせた構成に代えて、図１８（ａ）に示すように、転流側スイッチング素子から補助巻線１６ｃの向きにのみ電流を流す逆流阻止ダイオード６６ｂと、当該電流が流れることによって順方向電圧を発生させる電圧発生用ダイオード７４とを組み合わせた構成にしてもよい。これにより、電圧発生用ダイオード７４の順方向電圧を上記ツェナダイオードのツェナ電圧と同様の値に設定することによって、同様の作用効果を得ることができる。
【０１０２】
また、図１８（ｂ）に示すように、電圧降下回路６６以外の電圧降下回路として、転流側スイッチング素子から補助巻線１６ｃの向きにのみ電流を流す逆流阻止ダイオード６６ｂと、当該電流をドレイン端子からソース端子の向きに流すＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである放電ＦＥＴ７６とを直列接続し、放電ＦＥＴ７６のゲート端子を、補助巻線１６ｃの主スイッチング素子がオンのときに高電位となる側の一端に接続して構成する転流側駆動電圧放電回路７８を設けてもよい。このような構成にすれば、放電ＦＥＴ７６は、図２の期間Ｔ１のように電圧Ｖ１６ｃが負電圧になったときにオンし、その他の期間はオフする動作を行うので、上述した電圧降下回路６６を備えたスイッチング電源装置５０と同様な動作を行う。
【符号の説明】
【０１０３】
１０，３０，５０  スイッチング電源装置
１４  主スイッチング素子
１６  主トランス
１６ａ  一次巻線
１６ｂ  二次巻線
１６ｃ  補助巻線
２２  平滑インダクタ
２４  平滑コンデンサ
３２  整流側スイッチング素子
３２ａ  整流側ダイオード
３２ｂ  コンデンサ
３４  転流側スイッチング素子
３４ａ  転流側ダイオード
３４ｂ  コンデンサ
３４ｃ  転流側駆動コンデンサ
５２  制御回路
５６  インピーダンス回路
５７  放電抵抗
５８  微分回路
６０  駆動トランジスタ
６２  ホールドダイオード
６６  電圧降下回路
６６ａ  ツェナダイオード
６６ｂ  逆流阻止ダイオード
６８  インダクタ
７２  駆動トランジスタ
７４  電圧発生用ダイオード
７６  放電ＦＥＴ
７８  転流側駆動電圧放電回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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