(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動するインバータ主回路を制御するインバータ制御装置において、
前記インバータ主回路を構成する複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記電動機の巻き線に通電して予備加熱する拘束通電制御又は前記電動機を回転駆動させる回転運転制御を行う際に、それぞれの前記制御に応じて、前記インバータ主回路の直流母線電圧、前記インバータ主回路と前記電動機との間に流れるモータ電流に基づいて、前記電動機の運転状態を検出する運転状態検出部と、
前記運転状態に対応してゲート抵抗切替信号を生成するゲート抵抗切替信号生成部と、  前記ゲート抵抗切替信号を用いて、前記インバータ主回路のスイッチング素子のゲート端子に接続されたゲート抵抗を切替えるゲート抵抗切替部と、
を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
前記運転状態検出部は、前記運転状態として通常運転状態、軽負荷かつ直流母線電圧が高い運転状態、過負荷運転状態、拘束通電状態、停止状態のいずれかを検出し、
前記ゲート抵抗切替信号生成部は、
前記運転状態が軽負荷かつ直流母線電圧が高い運転状態の時は、通常運転時のゲート抵抗よりも抵抗値が大きいゲート抵抗に切替えるように、前記ゲート抵抗切替信号を生成し、
前記運転状態が過負荷運転状態または拘束通電状態の時は、通常運転時のゲート抵抗よりも抵抗値が小さいゲート抵抗に切替えるように、前記ゲート抵抗切替信号を生成し、
前記運転状態が停止状態の時は、前記ゲート端子を開放するように、前記ゲート抵抗切替信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記運転状態検出部は、前記運転指令が拘束通電である場合に運転状態を拘束通電状態とし、前記運転指令が拘束通電以外の回転運転であって、前記モータ電流が予め設定した第１の閾値より大きい場合に運転状態を過負荷運転状態とし、前記運転指令が拘束通電以外の回転運転であって、前記モータ電流が予め設定した第２の閾値より小さく、かつ前記直流母線電圧が予め設定した第３の閾値より大きい場合に運転状態を軽負荷かつ直流母線電圧が高い運転状態とし、前記運転指令が拘束通電及び回転運転のいずれでもない場合に前記運転状態を停止状態とし、前記のいずれの運転状態でもない場合に運転状態を通常運転状態であると検出することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記インバータ回路を構成するスイッチング素子とダイオード素子のうち少なくとも１個以上の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項４に記載のインバータ制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載のインバータ制御装置と、このインバータ制御装置によって制御されるインバータ主回路と、このインバータ主回路によって駆動される電動機などの負荷装置と、を備えたことを特徴とする冷凍空調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、空気調和機等の電気機器に搭載したインバータを制御するインバータ制御装置、及びこのインバータ制御装置を備えた空気調和機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータでは一般に、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチング動作に伴いスイッチングノイズが発生するとともに、スイッチング損失が発生する。インバータ制御においては、このスイッチングノイズとスイッチング損失を共に低減するのが好ましいが、ノイズ発生低減とスイッチング損失低減はインバータに対する相反した要求であるため、その実現は簡単ではない。
【０００３】
これに対して、従来のインバータ制御装置には、インバータを搭載した機器の発熱量をモニターし、この発熱量に基づいてインバータのスイッチング素子に接続したゲート抵抗の抵抗値を切り替えることにより、インバータにおけるノイズ発生量とスイッチング損失量を調整しようとしたものがある（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２７８５８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
インバータ装置を搭載した従来の空気調和機では、外気温度が低温時に暖房運転（低外気暖房）した場合には高暖房能力が必要となり、冷凍サイクルの圧縮機は最大回転数で運転するのでモータ電流が最大となるが、インバータ駆動素子には通常冷却フィンが取り付けられていて、室外機ファンによる強制空冷が実施されている為、モータ電流が最大であってもインバータ駆動素子の温度上昇は抑制される。この為、インバータ駆動素子におけるスイッチング損失量をスイッチング素子に対する検出温度から正しく把握することができない。従って、特許文献１のようにインバータ装置を搭載した機器の発熱量のみに基づいて、ゲート抵抗の抵抗値を切り替えるようにしたインバータ制御装置を空気調和機に適用しても、インバータの高効率な制御は実現できないという課題があった。
【０００６】
また、空気調和機では運転状態によりインバータ装置より発生するノイズ発生量が変動する。例えば、冷房運転時で外気温度が低い場合、ドライ運転のように空調軽負荷運転である場合、又は受電電圧高（直流母線電圧が高い）場合に、発生ノイズが大きくなる傾向がある。この為、従来の空気調和機ではノイズ発生量を法規制等で定められた基準値以下に抑える必要から、ノイズ発生の主因であるインバータ駆動素子のスイッチング時間を大きい値に固定して設定することが行われていた。しかしながら、このようにスイッチング時間を大きい値に固定する調整を行うと、空気調和機を過負荷運転した時、スイッチング損失がより大きくなってしまい、空調運転能力の低下及びインバータ制御の効率低下が発生する。このスイッチング損失の増加に対応して、インバータ装置の熱冷却フィンをより大型化する必要も出てくる。また、法規制等基準値に対し十分マージンを持ったレベルに設計基準を設定しノイズ設計を行う場合、ノイズ対策部品の大型化、部品点数増、コスト高となる課題もある。
【０００７】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、本発明の第１の目的は、インバータ駆動される機器の運転状態が変わってもインバータ装置におけるノイズ発生と損失発生の両方を考慮した最適なインバータ駆動を実現するインバータ制御装置を得ることである。また、第２の目的は、ノイズ発生と損失発生の両方を考慮した最適な運転を行うことができる冷凍空調装置を得ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のインバータ制御装置は、  直流電源の直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動するインバータ主回路を制御するインバータ制御装置において、  前記インバータ主回路を構成する複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、  前記電動機の巻き線に通電して予備加熱する拘束通電制御又は前記電動機を回転駆動させる回転運転制御を行う際に、それぞれの前記制御に応じて、前記インバータ主回路の直流母線電圧、前記インバータ主回路と前記電動機との間に流れるモータ電流に基づいて、前記電動機の運転状態を検出する運転状態検出部と、  前記運転状態に対応してゲート抵抗切替信号を生成するゲート抵抗切替信号生成部と、  前記ゲート抵抗切替信号を用いて、前記インバータ主回路のスイッチング素子のゲート端子に接続されたゲート抵抗を切替えるゲート抵抗切替部と、を備えたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のインバータ制御装置は、電動機の運転状態に応じて、インバータ装置のスイッチング素子を駆動するゲート抵抗を最適に切り替えることができるので、発生ノイズと損失（スイッチング損失）のトレードオフを最適にしたインバータ駆動が実現できる。また、これにより、ノイズフィルタ部品の削減が可能となり、電動機を含めた装置全体の小型化、低コスト化、及び消費電力低減の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成を示す図。
【図２】実施の形態１における下アームゲート抵抗切替部の構成を示す図。
【図３】実施の形態１における運転状態検出部の動作フロー図。
【図４】実施の形態１におけるスイッチング時間切替信号生成部の動作フロー図。
【図５】実施の形態１における運転状態動モードとスイッチ動作及びゲート抵抗値の関係を説明する図。
【図６】実施の形態１における運転状態動モード対応の制御の効果を説明する図。
【図７】実施の形態１における上アームゲート抵抗切替部の構成を示す図。
【図８】実施の形態１における運転状態モード１の制御を説明する図。
【図９】スイッチングノイズ発生量とゲート抵抗の関係を示す図。
【図１０】スイッチングノイズ発生量とモータ電流の関係を示す図。
【図１１】スイッチングノイズ発生量と直流母線電圧の関係を示す図。
【図１２】スイッチング損失とゲート抵抗の関係を示す図。
【図１３】実施の形態１における運転状態モード３の制御（発生ノイズ）を説明する図。
【図１４】実施の形態１における運転状態モード３の制御（スイッチング損失）を説明する図。
【図１５】実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成（制御マイクロプロセッサ利用）を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１.
実施の形態１におけるインバータ制御装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図１は実施の形態１におけるインバータ制御装置を含む空気調和機の構成を示す図である。図１において、空気調和機は、交流電源１と、交流電源１の交流電力を直流電力に変換する整流回路２と、交流電源１と整流回路２を接続する電源線を伝わる電磁ノイズを除去するノイズフィルタ回路３と、整流回路２が出力する直流電力を三相交流電力に変換するインバータ主回路４と、インバータ主回路４が出力する三相交流電力により駆動される圧縮機５と、インバータ主回路４と圧縮機５との間に流れる電流を検出する電流センサ（例えばカレントトランス)６と、電流センサ６が出力する検出信号から圧縮機５に流れる電流値を算出する圧縮機モータ電流検出回路７と、整流回路２の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ８と、整流回路２の出力側である直流母線正側と負側との間の直流電圧を検出する電圧センサ９と、電圧センサ９が出力する検出信号から整流回路２の出力電圧値を算出する直流母線電圧検出回路１０と、圧縮機モータ電流検出回路７の検出結果、直流母線電圧検出回路１０の検出結果および外部から与えられる運転指令値に基づきインバータ主回路４を制御するためのＰＷＭ駆動信号を生成するインバータ制御装置１１とを備えている。
【００１２】
整流回路２は、ダイオードをブリッジ接続した全波整流回路等の公知技術で構成される。また、直流電圧の昇降若しくは降圧機能を有するコンバータを備えるように構成してもよい。
【００１３】
インバータ主回路４は、電力スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、これらの電力スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６にそれぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６より構成される。ここで、整流回路２の出力側の直流母線正側Ｐに配置されたスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３で上アームスイッチング素子群を構成し、直流母線負側Ｎに配置されたスイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６で下アームスイッチング素子群を構成する。また、圧縮機５との三相結線接続形態に対応してＳＷ１をＵ相上アームスイッチング素子、ＳＷ２をＶ相上アームスイッチング素子、ＳＷ３をＷ相上アームスイッチング素子、ＳＷ４をＵ相下アームスイッチング素子、ＳＷ５をＶ相下アームスイッチング素子、ＳＷ６をＷ相下アームスイッチング素子ともいう。
【００１４】
圧縮機５内には三相電動モータ（図示せず）が内蔵され、この三相電動モータのＵ相結線に流れる電流をＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相結線に流れる電流をＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相結線に流れる電流をＷ相電流Ｉｗとする。なお、以下ではＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを圧縮機モータ電流と記す。
【００１５】
電流センサ６はＷ相結線に取り付けられＷ相電流Ｉｗを検出する。なお、なお、電流センサ６を取り付ける結線はその他のＵ相若しくはＶ相の結線でもよい。電流センサ６としては直流電流も検出可能なＤＣカレントトランス（ＤＣＣＴ）を用いればよい。圧縮機モータ電流検出回路７は、電流センサ６が出力する電流信号をＡ／Ｄ変換してモータ電流ＩＭとしてインバータ制御部１１に出力する。なお、電流センサ６と圧縮機モータ電流検出回路７で圧縮機モータ電流検出手段を構成する。空調負荷のように急激な負荷変動（数百ｍｓレベル以下）が無い場合には、１相の相電流検出でモータ負荷の検出が可能だが、もちろん複数個の相電流を検出することにより負荷検出するようにしてもよい。
【００１６】
電圧センサ９は、平滑コンデンサ８に印加される直流電圧を分圧して電圧信号として出力する。直流母線電圧検出回路１０は電圧センサ９が出力する電圧信号をＡ／Ｄ変換して直流母線電圧ＶＤＣとしてインバータ制御部１１に出力する。なお、電圧センサ９と直流母線電圧検出回路１０で直流母線電圧検出手段を構成する。
【００１７】
次に、インバータ制御装置１１の構成ついて説明する。インバータ制御装置１１は、圧縮機モータ電流検出回路７及び直流母線電圧検出回路１０が出力する検出結果と、外部から与えられる運転指令とに基づいてインバータの運転状態を検出する運転状態検出部１２と、運転状態検出部１２が検出した運転状態に基づいてインバータ主回路４のスイッチング素子に接続されるゲート抵抗を切替える為のゲート抵抗切替信号を生成するゲート抵抗切替信号生成部１３と、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の駆動タイミング信号である６つのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１４と、ゲート抵抗切替信号生成部１３が出力するゲート抵抗切替信号とＰＷＭ信号生成部１４が出力するＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動する駆動回路１５とで構成される。
【００１８】
駆動回路１５は、ゲート抵抗切替信号生成部１３が出力するゲート抵抗切替信号とＰＷＭ信号生成部１４が出力するＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３のゲート端子に接続されるゲート抵抗素子を切替えてスイッチング素子を駆動する上アームゲート抵抗切替部１６，１７，１８と、スイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６のゲート端子に接続されるゲート抵抗素子を切替えてスイッチング素子を駆動する下アームゲート抵抗切替部１９，２０，２１からなる。
【００１９】
次に、インバータ制御装置１１の各ブロックの動作を説明する。最初に運転状態検出部１２の動作を図３の動作フローに基づいて説明する。
運転状態検出部１２は、外部からインバータ制御装置１１に与えられる運転指令が拘束通電であるか否かを判定する（ステップＳ１００）。ここで、拘束通電とは回転停止中の圧縮機５に対してインバータ主回路４をスイッチング動作させることにより、圧縮機が回転駆動されないような条件で圧縮機の巻き線に通電を行って、圧縮機を予備加熱する通電制御である。
【００２０】
運転指令が拘束通電であった場合は、運転状態をモード４に設定する（ステップＳ１０１）。また、運転指令が拘束通電で無い場合には、運転指令が圧縮機運転（回転）であるか否かを判定する（ステップＳ１０２）。ここで、圧縮機運転（回転）とは圧縮機のモータを回転駆動させる運転を行うことを意味する。運転指令が圧縮機運転（回転）である場合は、圧縮機５に内蔵されているモータ（図示していない）に流れるモータ電流ＩＭと、直流母線電圧ＶＤＣを検出する（ステップＳ１０３）。ここで、モータ電流ＩＭは圧縮機モータ電流検出回路７が出力した値を取り込んで使用し、直流母線電圧ＶＤＣは直流母線電圧検出回路１０が出力した値を取り込んで使用する。
【００２１】
次に、モータ電流ＩＭを過負荷運転電流閾値ＩＯＬ（以下、電流閾値ＩＯＬ［第１の閾値］と記す）と比較する（ステップＳ１０４）。ここで、電流閾値ＩＯＬはモータ電流ＩＭが過負荷運転状態に対応した電流値であるか否かを判定する為に予め設定した閾値である。モータ電流ＩＭが電流閾値ＩＯＬより大きい場合は運転状態をモード３に設定する（ステップＳ１０５）。運転状態のモード３は、過負荷運転状態に対応する。
【００２２】
モータ電流ＩＭが電流閾値ＩＯＬ以下の場合は、モータ電流ＩＭを軽負荷運転電流閾値ＩＬＬ（以下、電流閾値ＩＬＬ［第２の閾値］と記す）と比較する（ステップＳ１０６）。ここで、電流閾値ＩＬＬはモータ電流ＩＭが所定値よりも小さいか否かを判定する為に予め設定した閾値である。モータ電流ＩＭが電流閾値ＩＬＬより小さい場合は、直流母線電圧ＶＤＣと電圧閾値ＶＤＣＨ（第３の閾値とする。）と比較する（ステップＳ１０７）。ここで、電圧閾値ＶＤＣＨは直流母線電圧ＶＤＣが所定値よりも高電圧であるか否かを判定する為に予め設定した閾値である。直流母線電圧ＶＤＣが電圧閾値ＶＤＣＨより大きい場合は運転状態をモード１に設定する（ステップＳ１０８）。運転状態のモード１は、軽負荷運転状態で、かつ直流母線電圧が高い状態に対応する。
【００２３】
他方、直流母線電圧ＶＤＣが電圧閾値ＶＤＣＨ以下の場合は運転状態をモード２に設定する（ステップＳ１０９）。ステップＳ１０６でモータ電流ＩＭが電流閾値ＩＬＬ以上の場合にも運転状態をモード２に設定する（ステップＳ１０９）。
【００２４】
ステップＳ１０２で運転指令が圧縮機運転（回転）で無い場合は、拘束通電でも圧縮機運転していない場合であり、圧縮機モータの回転を停止させることを意味する。インバータ駆動を停止させるので、運転状態をモード０に設定する（ステップＳ１１１）。
【００２５】
運転状態検出部１２は以上の処理で確定した運転状態モードをゲート抵抗切替信号生成部１３に出力する。
【００２６】
次に、ゲート抵抗切替信号生成部１３の動作を図４の動作フローに基づいて説明する。動作開始後、ゲート抵抗切替信号（切替信号１及び切替信号２）の値を初期値に設定する（ステップＳ２００）。ここで切替信号１及び切替信号２はＨｉｇｈ（以下、Ｈと記す）またはＬｏｗ（以下、Ｌと記す）の論理値をとる制御信号であり、初期値はＬである。
【００２７】
次に、運転状態検出部１２が出力した運転状態のモード値に対応して処理を振り分ける。運転状態がモード３又は４の場合は、切替信号１＝Ｈ、切替信号２＝Ｈとし（処理結果１：ステップＳ２０４）、運転状態がモード１の場合は、切替信号１＝Ｈ、切替信号２＝Ｌとし（処理結果２：ステップＳ２０２）、運転状態がモード２の場合は、切替信号１＝Ｌ、切替信号２＝Ｈとし（処理結果３：ステップＳ２０３）とする。なお、運転状態がモード０の場合は、切替信号１及び切替信号２は初期値のままとする。
【００２８】
ゲート抵抗切替信号生成部１３は以上の処理で生成したゲート抵抗切替信号（切替信号１及び切替信号２）を駆動回路１５に出力する。
【００２９】
ＰＷＭ信号生成部１４は、圧縮機モータの回転状態、運転指令値に基づいてインバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオン／オフさせるタイミング信号であるＰＷＭ信号を生成する。ここで、ＰＷＭ信号はスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に対応して６つあり、上アームスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３に対応したＰＷＭ信号をそれぞれＰＷＭ(ＵＰ)信号、ＰＷＭ(ＶＰ)信号、ＰＷＭ(ＷＰ)信号とし、下アームスイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６に対応したＰＷＭ信号をそれぞれＰＷＭ(ＵＮ)信号、ＰＷＭ(ＶＮ)信号、ＰＷＭ(ＷＮ)信号とする。また、ＰＷＭ信号のＨ（Ｈｉｇｈ）でスイッチ素子のＯＮ状態のタイミングを示し、ＰＷＭ信号のＬ(Ｌｏｗ)でスイッチ素子のＯＦＦ状態のタイミングを示す。
【００３０】
ＰＷＭ信号生成の具体的な手段については、公知の技術であるので詳細をここでは説明しないが、例えば特開平１１−４５９４に記載された構成のように、直流母線に設けたシャント抵抗を用いて圧縮機モータの回転状態を検出し、運転指令情報と組み合わせてベクトル制御によりＰＷＭ信号を生成すればよい。
【００３１】
駆動回路１５では、運転状態モードとＰＷＭ信号に応じてゲート抵抗を切替えて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動する。上アームゲート抵抗切替部１６，１７，１８と、下アームゲート抵抗切替部１９，２０，２１とでゲート抵抗切替部の構成が異なるので順に説明する。
【００３２】
下アームゲート抵抗切替部１９，２０，２１はいずれも同一構成であるので、下アームゲート抵抗切替部１９の構成を説明する。図２に下アームゲート抵抗切替部１９の詳細構成を示す。下アームゲート抵抗切替部１９は、駆動ロジック回路２２とゲート切替回路２３から構成され、ゲート抵抗切替信号生成部１３が生成した切替信号１及び切替信号２と、ＰＷＭ信号生成部１４が生成したＰＷＭ(ＵＮ)信号を用いて、下アームスイッチング素子ＳＷ４を駆動する駆動信号ＵＮを生成する。
【００３３】
駆動ロジック回路２２は、切替信号１及び切替信号２とＰＷＭ(ＵＮ)信号とに基づいて、ゲート切替回路２３内のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５のゲート制御信号ＣＴＬ２，ＣＴＬ３，ＣＴＬ４，ＣＴＬ５を生成する。切替信号１、切替信号２、ＰＷＭ(ＵＮ)信号とゲート制御信号の対応関係を図５に示す。図５には、運転状態のモード毎に、ＰＷＭ信号の値（Ｈｉｇｈ又はＬｏｗ）に対応してスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５のゲート制御信号の値（図５の「スイッチング素子動作」欄）が示されている。ここで、ゲート制御信号の値がＯＮとはスイッチ素子Ｑ２等がＯＮ状態となるゲート制御信号値を意味し、ゲート制御信号の値がＯＦＦとはスイッチ素子Ｑ２等がＯＦＦ状態となるゲート制御信号値を意味する。駆動ロジック回路２２はこの論理表に対応したスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５のゲート制御信号ＣＴＬ２，ＣＴＬ３，ＣＴＬ４，ＣＴＬ５を出力する。なお、図２に示した駆動ロジック回路２２は４つＡＮＤ素子と、２つのＮＯＴ素子で構成したものだが、もちろんそれ以外のロジック構成でも可能である。
【００３４】
ゲート切替回路２３は、トランジスタ等の４つのスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５と、これらスイッチ素子のコレクタ端子にそれぞれ接続された抵抗素子ＲＯＮ２、ＲＯＮ３、ＲＯＦＦ２、ＲＯＦＦ３と、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４のエミッタ端子に接続された抵抗素子ＲＯＮ１と、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ５のコレクタ側に抵抗素子ＲＯＦＦ２、ＲＯＦＦ３を介して接続される抵抗素子ＲＯＦＦ１と、スイッチ素子ＳＷ４のゲート信号のプルダウン抵抗として機能する抵抗ＲＰＤとで構成される。スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５のゲート端子には、ゲート制御信号ＣＴＬ２，ＣＴＬ３，ＣＴＬ４，ＣＴＬ５がそれぞれ接続され、高圧電源端子ＶＨ、低圧電源端子ＶＬには直流電源ＶＣＣＰ、グランド電位ＧＮＤＮがそれぞれ接続される。
【００３５】
次に、各運転状態対応で下アームゲート抵抗切替部１９の動作を説明するが、説明を簡明にするために抵抗素子の値を図５に例示したように、ＲＯＮ２＝２・ＲＯＮ，ＲＯＮ３＝ＲＯＮ１＝ＲＯＮ，ＲＯＦＦ２＝２・ＲＯＦＦ，ＲＯＦＦ３＝ＲＯＦＦ１＝ＲＯＦＦとする。ここで、ＲＯＮ，ＲＯＦＦは所定値の抵抗値とする。
【００３６】
運転状態がモード０（停止）の時は、ＰＷＭ信号の値に係らず、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５全てがＯＦＦとなり、ゲート抵抗値は無限大（∞）となる。この為、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ４は駆動されない。
【００３７】
運転状態がモード１（軽負荷運転かつ直流母線電圧が高い）の時で、ＰＷＭ信号＝Ｈ（ＰＷＭのＯＮタイミング）の場合は、スイッチ素子Ｑ２のみＯＮで、他のスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５はＯＦＦとなるので、ゲート抵抗はＲＯＮ１とＲＯＮ２が直列接続したものとなる。このようにして、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ４はゲート抵抗（＝３・ＲＯＮ）を介してＰＷＭ信号によりＯＮ状態に駆動される。
【００３８】
一方、ＰＷＭ信号＝Ｌ（ＰＷＭのＯＦＦタイミング）の場合は、スイッチ素子Ｑ３のみＯＮで、他のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５はＯＦＦとなるので、ゲート抵抗はＲＯＦＦ１とＲＯＦＦ２が直列接続したものとなる。このようにして、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ４はゲート抵抗（＝３・ＲＯＦＦ）を介してＰＷＭ信号によりＯＦＦ状態に駆動される。
【００３９】
運転状態がモード３（過負荷運転）の時で、ＰＷＭ信号＝Ｈ（ＰＷＭのＯＮタイミング）の場合は、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４がＯＮで、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ５がＯＦＦとなるので、ゲート抵抗はＲＯＮ２とＲＯＮ３の並列接続にＲＯＮ１を直列接続したものとなる。このようにして、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ４はゲート抵抗（＝１．７・ＲＯＮ）を介してＰＷＭ信号によりＯＮ状態に駆動される。
【００４０】
一方、ＰＷＭ信号＝Ｌ（ＰＷＭのＯＦＦタイミング）の場合は、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ５がＯＮで、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４がＯＦＦとなるので、ゲート抵抗はＲＯＦＦ２とＲＯＦＦ３の並列接続にＲＯＦＦ１を直列接続したものとなる。このようにして、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ４はゲート抵抗（＝１．７・ＲＯＦＦ）を介してＰＷＭ信号によりＯＦＦ状態に駆動される。
【００４１】
運転状態がモード４（拘束通電）の時は、モード３（過負荷運転）の時と駆動ロジック回路２０の出力信号の状態は同一な為、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５の状態も、モード３のケースと同様となる。すなわち、ＰＷＭ信号＝Ｈ（ＰＷＭのＯＮタイミング）の場合はゲート抵抗（＝１．７・ＲＯＮ）でＯＮ駆動され、ＰＷＭ信号＝Ｌ（ＰＷＭのＯＦＦタイミング）の場合はゲート抵抗（＝１．７・ＲＯＦＦ）でＯＦＦ駆動される。
【００４２】
運転状態がモード２（通常運転）の時で、ＰＷＭ信号＝Ｈ（ＰＷＭのＯＮタイミング）の場合は、スイッチ素子Ｑ４のみＯＮで、他のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５はＯＦＦとなるので、ゲート抵抗はＲＯＮ１とＲＯＮ３が直列接続したものとなる。このようにして、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ４はゲート抵抗（＝２・ＲＯＮ）を介してＰＷＭ信号によりＯＮ状態に駆動される。
【００４３】
一方、ＰＷＭ信号＝Ｌ（ＰＷＭのＯＦＦタイミング）の場合は、スイッチ素子Ｑ５のみＯＮで、他のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はＯＦＦとなるので、ゲート抵抗はＲＯＦＦ１とＲＯＦＦ３が直列接続したものとなる。このようにして、インバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ４はゲート抵抗（＝２・ＲＯＦＦ）を介してＰＷＭ信号によりＯＦＦ状態に駆動される。
【００４４】
各動作モードでのゲート抵抗値をモード２（通常運転）の場合を基準に比較すると、モード１（軽負荷運転かつ直流母線電圧が高い）の場合にゲート抵抗値が大きくなり、モード３（過負荷運転）とモード４（拘束通電）の場合にゲート抵抗値を小さくすることができる。
【００４５】
次に、上アームゲート抵抗切替部１６，１７，１８の構成を説明するが、上アームゲート抵抗切替部１６，１７，１８はいずれも同一構成であるので、上アームゲート抵抗切替部１６の構成を図７に基づいて説明する。なお、下アームゲート抵抗切替部１９の内部構成と同一部分については、同一符号を付して説明を省略する。
【００４６】
上アームゲート抵抗切替部１６は、ゲート抵抗切替信号生成部１３が生成した切替信号１及び切替信号２と、ＰＷＭ信号生成部１４が生成したＰＷＭ(ＵＰ)信号をフォトカップラＰＣ１，ＰＣ２，ＰＣ３を介して駆動ロジック回路２２に取り込む。フォトカップラＰＣ１，ＰＣ２，ＰＣ３を用いることで、駆動ロジック回路２２及びゲート切替回路２３の電源系とゲート抵抗切替信号生成部１３及びＰＷＭ信号生成部１４の電源系とを電気的に絶縁することができる。駆動ロジック回路２２、ゲート切替回路２３は下アームゲート抵抗切替部１９の駆動ロジック回路２２、ゲート切替回路２３とそれぞれ同一構成である。駆動ロジック回路２２は図５の論理表に従ってゲート切替回路２１内のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５のゲート制御信号ＣＴＬ２，ＣＴＬ３，ＣＴＬ４，ＣＴＬ５を生成する。ゲート切替回路２３は、ゲート制御信号ＣＴＬ２，ＣＴＬ３，ＣＴＬ４，ＣＴＬ５に基づいて、ゲート抵抗の切替を行う。ゲート切替回路２３のゲート抵抗切替動作の詳細は、下アームゲート抵抗切替部１９でのゲート切替回路２３の動作と同一である。
【００４７】
上アームゲート抵抗切替部１６におけるゲート切替回路２３の基準電位（ＶＬ）は、Ｕ相の上アームスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ電位ＧＮＤＰ（Ｕ）と同電位となる為、ゲート切替回路２３の出力信号で上アームスイッチング素子ＳＷ１を駆動することができる。
【００４８】
図６は、インバータ制御装置１１によるゲート抵抗切替制御の特性及び効果について運転状態モード毎に整理したものである。なお、図６には比較のためにゲート抵抗切替制御を実施しない場合の特性についても併記している。
【００４９】
運転状態がモード１（軽負荷運転かつ直流母線電圧が高い）の時は、ゲート抵抗を大きい抵抗値に切替えたので、スイッチング時間が増大し、スイッチングによる発生ノイズ量を抑制できる。また、以下に説明するように、ゲート抵抗を大きくしたことによるスイッチング損失の増加量を小さく抑制することが可能である。
【００５０】
図８は運転状態がモード１でのゲート抵抗切替制御における発生ノイズ量と直流母線電圧との関係を説明したものである。図８で、２つの実線曲線はゲート抵抗切替制御を実施しない場合の特性であり、２つの点線曲線はゲート抵抗切替制御でゲート抵抗を大きくした場合の特性である。曲線が各々２本あるのは製品の個体ばらつきを考慮して特性の最大値と最小値に対応させたものである。
【００５１】
ゲート抵抗切替制御を実施しない場合は、モータ電流が小さく、直流母線電圧が高い為、図１０（発生ノイズ量とモータ電流の関係）及び図１１（発生ノイズ量と直流母線電圧の関係）の特性図からわかるように、発生ノイズ量は大きくなる傾向がある。従って、図８に示すようにゲート抵抗切替制御を実施しない場合には、直流母線電圧がＶＤＣＨ以上の場合に発生ノイズ量がノイズ基準を満たさない現象が起こりえることがわかる。ここで、ノイズ基準とは国内法規制や、製品出荷時の製品仕様などにより設定された発生ノイズ量の許容基準値である。一方、図９に示すように、ゲート抵抗を大きくした場合には発生ノイズ量が低下する為に、直流母線電圧が使用電圧最大値以下であれば、発生ノイズ量をノイズ基準以下に抑制することができる。そして、ゲート抵抗値を、ゲート抵抗切替後の特性が製品の個体ばらつきを考慮して発生ノイズ量の最大値がノイズ基準と一致するようにゲート抵抗値を設定すれば、ノイズ基準を満たす最小のゲート抵抗値にすることができるので、スイッチング損失の増加分を小さくすることができる。なお、ノイズ基準に対するマージンを考慮して、発生ノイズ量の最大値がノイズ基準以下となるようにゲート抵抗値を設定してもよい。
【００５２】
運転状態がモード３（過負荷運転）の時は、ゲート抵抗を小さい抵抗値に切替えるので、スイッチング損失を抑制できる。なお、スイッチング損失は図１２（スイッチング損失とゲート抵抗の関係）に示すように、ゲート抵抗が小さいほどスイッチング損失が低下する傾向がある。また、このスイッチング損失の低下は図１４に示すようにモータ電流値の全領域で生じる。一方、図９に示すように、ゲート抵抗を小さくすると発生ノイズ量が増加するが、図１３に示すように、ゲート抵抗切替後の発生ノイズ量がモータ電流が所定値ＩＯＬ以上の領域でノイズ基準以下になるように切替後ゲート抵抗値を設定すれば、発生ノイズ量の増加分を抑制させることができる。具体的には、モータ電流がＩＯＬの時の発生ノイズ量がノイズ基準と一致するようにゲート抵抗値を設定すれば、ノイズ基準を満たす最小のゲート抵抗値にすることができるので、ノイズ基準を満たす条件で最大限度のスイッチング損失の抑制が実現できる。なお、ノイズ基準に対するマージンを考慮して、発生ノイズ量の最大値がノイズ基準以下となるようにゲート抵抗値を設定してもよい。
【００５３】
運転状態がモード４（拘束通電）の時は、スイッチング周波数が通常運転時よりも大きく(例えば５倍)、モータ電流が小さいことを除けば、運転状態がモード３（過負荷運転）の時と同様な制御となる。すなわち、発生ノイズ量の増加をできるだけ小さくしつつ、ゲート抵抗を小さい抵抗値に切替えるので、スイッチング損失を抑制できる。
【００５４】
運転状態がモード２（通常運転）の時は、通常運転時の最適なゲート抵抗を用いるようにするので、スイッチング損失、発生ノイズ量とも問題ない範囲での運転を行うことができる。
【００５５】
なお、以上の説明では、インバータ制御装置１１内の各制御ブロックを個別に構成するようにしたが、インバータ制御部分を制御用のマイクロコンピュータを用いて構成するようにしてもよい。図１５は運転状態検出部１２、ゲート抵抗切替信号生成部１３、ＰＷＭ信号生成部１４の機能を制御マイクロコンピュータ２４を用いたソフトウェア制御で行うようにしたインバータ制御装置２５を示したものである。
【００５６】
インバータ制御装置２５を用いれば、インバータ装置より発生するノイズに関し、ゲート抵抗（スイッチング動作速度：ターンｏｎ／ｏｆｆ時間）と発生ノイズ量の関係、空調運転モード（直流母線電圧、電流）と発生ノイズ量の関係を予め測定しておき、この測定結果をデータテーブルとして制御マイクロコンピュータ２４に接続した記憶媒体（ＲＯＭ：図示していない）に記録しておくことにより、直流母線電圧検出回路１０、圧縮機モータ電流検出回路７の各検出信号に基づいて空調機の運転状態モードを設定し、この運転状態モードと測定データに基づく前記のデータテーブルを参照して、最適なゲート抵抗を選択したインバータ駆動制御を実現することができる。
【００５７】
また、本実施の形態で説明したインバータ制御装置はインバータ主回路４のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６または、逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６のいずれか又は両方をワイドバンドギャップ半導体により構成した場合に特に効果的である。
【００５８】
インバータ制御装置を運転状態モード１（軽負荷運転かつ直流母線電圧が高い）で制御した場合、スイッチング時間の増加に伴い、スイッチング損失が増加するがワイドバンドギャップ半導体はＳｉ（シリコン）半導体に比べて損失が少ない特性を有するので、この損失低減分をスイッチング速度の低下（スイッチング時間の増加）分に対応させることにより、発生ノイズをさらに低下させることができる。これによりノイズフィルタ部品等のノイズ低減対策のコストをより削減することができる。
【００５９】
また、インバータ制御装置を運転状態モード３（過負荷運転）またはモード４（拘束通電）で制御した場合、ワイドバンドギャップ半導体はＳｉデバイスよりも高周波動作が可能な特性を有するので、スイッチング時間の可変範囲（Ｓｉ半導体の１０倍以上）が大きくとれる。これにより、スイッチング時間のより柔軟な制御が可能となる。
【００６０】
なお、ワイドバンドギャップ半導体には、ＳｉＣ(炭化珪素)、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンド等がある。ワイドバンドギャップ半導体素子はＳｉ半導体素子に比べると素子での損失が小さいため、素子から発生する発熱量が小さい。また、Ｓｉ半導体素子に比べ融点が高く２００℃以上であるので高温動作が可能である。また、熱伝導率も良いため、放熱用のフィンが無くても動作可能である。
【００６１】
以上説明したように、本実施の形態でのインバータ制御装置は、装置の使用環境（直流母線電圧）、運転状態の検出により、インバータ装置のスイッチング素子を駆動するゲート抵抗を運転状態に応じて最適に切り替えるように構成したので、発生ノイズと損失（スイッチング損失）のトレードオフを最適にしたインバータ駆動が実現できる。また、これにより、ノイズフィルタ部品の削減が可能となり、装置全体の小型化、低コスト化、及び装置の消費電力低減の効果が得られる。
【符号の説明】
【００６２】
１  交流電源、２  整流回路、３  ノイズフィルタ回路、４  インバータ主回路、５  ラ圧縮機、６  電流センサ、７  圧縮機モータ電流検出回路、８  平滑コンデンサ、９  電圧センサ、１０  直流母線電圧検出回路、１１  インバータ制御装置、１２  運転状態検出部、１３  スイッチング時間切替信号生成部、１４  ＰＷＭ信号生成部、１５  駆動回路、１６〜１８  上アームゲート抵抗切替部、１９〜２１  下アームゲート抵抗切替部、２２  駆動ロジック回路、２３  ゲート切替回路、２４  制御マイクロコンピュータ、２５  インバータ制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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