(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数の搬送波を生成する発振器を有し、前記搬送波を２以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する高周波送信部と、
前記高周波送信部から前記送信信号を入力して電波として空間に放射する送信アンテナと、
前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナから受信信号を入力して受信用制御信号の少なくとも１つに従って前記送信信号との相関をとってベースバンド信号に変換する高周波受信部と、
少なくとも前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記Ａ／Ｄ変換部から前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理部と、前記送信用制御信号を前記高周波送信部に出力するとともに前記受信用制御信号の少なくとも１つを前記高周波受信部に出力する制御部と、を有するベースバンド部と、を備え、
前記送信用制御信号をＸ１〜Ｘｍ（ｍ≧２）とし、前記制御部から前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号を第ｉ番目のバックグランド信号とするとき、
前記ディジタル信号処理部は、
前記ｉ番目の送信用制御信号Ｘｉとして前記Ｘ１からＸｍまで順次選択して前記制御部から前記Ｘｉを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号をそれぞれ第１番目から第ｍ番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号のすべてが出力されず前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号を第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として取得し、前記第１番目から第ｍ番目までのバックグランド信号を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号を減算したものを（ｍ−１）で除することによりレプリカ信号を算出し、
前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、
前記低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出する
ことを特徴するパルスレーダ装置。
【請求項２】
前記ディジタル信号処理部は、前記Ａ／Ｄ変換部から入力したディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、
前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
【請求項３】
少なくとも前記ベースバンド部が第１の基板上に形成されて前記高周波送信部及び前記高周波受信部が前記第１の基板とは別の基板上に形成されており、
前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンコネクタの結線部が前記第１の基板と前記別の基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されている
ことを特徴とする請求項１または２に記載のパルスレーダ装置。
【請求項４】
前記高周波送信部が、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１ゲート部と、前記第１ゲート部で切出された信号を第２制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第２ゲート部と、をさらに有し、
前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第３制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、
前記制御部が、前記第１ゲート部、前記第２ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を出力してそれぞれの電源をオン／オフ制御し、
前記ディジタル信号処理部は、
前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号を算出する
ことを特徴する請求項１乃至３のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置。
【請求項５】
前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第１制御信号、前記第２制御信号及び前記第３制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴とする請求項４に記載のパルスレーダ装置。
【請求項６】
前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、
前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、
前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を伝達するそれぞれ第１制御線、第２制御線、及び第３制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されている
ことを特徴とする請求項４または５に記載のパルスレーダ装置。
【請求項７】
前記高周波受信部は、前記ベースバンド信号としてＩ成分とＱ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、
少なくとも、前記ベースバンド部は、前記高周波受信部から前記複素ベースバンド信号を入力して前記Ｉ成分及びＱ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅して前記Ａ／Ｄ変換部に出力する複素信号増幅器をさらに有し、
前記Ａ／Ｄ変換部は、前記複素信号増幅器から前記増幅されたＩ成分及びＱ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力する複素Ａ／Ｄ変換部であり、
さらに、前記ディジタル信号処理部は、
前記制御部から前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第ｉ番目のバックグランド信号とし、前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号のすべてが出力されずに前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として、前記第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号のそれぞれのＩ成分同士及びＱ成分同士を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれ（ｍ−１）で除することにより前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出しており、
前記レプリカ信号のＩ成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のＱ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、
前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算し、
前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出している
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置。
【請求項８】
前記複素ベースバンド信号は前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、
前記複素ベースバンド信号を入力して増幅する前記複素信号増幅器が、前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されている
ことを特徴とする請求項７に記載のパルスレーダ装置。
【請求項９】
前記高周波送信部が、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１ゲート部と、前記第１ゲート部で切出された信号を第２制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第２ゲート部と、をさらに有し、
前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第３制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記複素ベースバンド信号を出力する直交ダウンコンバート部と、を有し、
前記制御部が、前記第１ゲート部、前記第２ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を出力してそれぞれの電源をオン／オフ制御し、
前記ディジタル信号処理部は、
前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出する
ことを特徴する請求項７または８に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１０】
前記ディジタル信号処理部は、前記複素Ａ／Ｄ変換部から入力した複素ディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、
前記制御部から前記第１制御信号、前記第２制御信号及び前記第３制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分をそれぞれ減算し、
前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出している
ことを特徴とする請求項９に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１１】
前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、
前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、
前記複素ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を伝達するそれぞれ第１制御線、第２制御線、及び第３制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されている
ことを特徴とする請求項９または１０に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１２】
少なくとも、前記ベースバンド部は、前記受信用制御信号の別の１つに従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅して前記Ａ／Ｄ変換部に出力する利得可変増幅部をさらに有し、
前記制御部は、前記送信用制御信号のいずれか１つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の１つを決定して前記利得可変増幅部に出力する
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１３】
前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の１つを決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の１つをオフにする
ことを特徴とする請求項１２に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１４】
前記ベースバンド信号は前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、
前記ベースバンド信号を入力して増幅する前記利得可変増幅部が、前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されている
ことを特徴とする請求項１２または１３に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１５】
前記高周波送信部が、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１ゲート部と、前記第１ゲート部で切出された信号を第２制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第２ゲート部と、をさらに有し、
前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第３制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、
前記利得可変増幅部が、第４制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、
前記制御部が、前記第１ゲート部、前記第２ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を出力してそれぞれの電源をオン／オフ制御するとともに、前記第１制御信号または前記第２制御信号に同期して検出距離に対応して前記第４制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力し、
前記ディジタル信号処理部は、
前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号及び前記第４制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出する
ことを特徴する請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１６】
前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第４制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第４制御信号をオフにする
ことを特徴とする請求項１５に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１７】
前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第１制御信号、前記第２制御信号、前記第３制御信号、及び前記第４制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴とする請求項１５または１６に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１８】
前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、
前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、
前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を伝達するそれぞれ第１制御線、第２制御線、及び第３制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されている
ことを特徴とする請求項１５乃至１７のいずれか１項に記載のパルスレーダ装置。
【請求項１９】
所定の周波数の搬送波を生成する搬送波生成ステップと、
前記搬送波を２以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する信号切出しステップと、
前記送信信号を電波として空間に放射する送信ステップと、
前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信ステップと、
受信用制御信号の少なくとも１つに従って前記受信ステップで受信した受信信号と前記送信信号との相関をとる相関ステップと、
前記相関ステップの出力信号をベースバンドにダウンコンバートしてベースバンド信号を出力するダウンコンバートステップと、
少なくとも、前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、
前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理ステップと、
を有し、
前記送信用制御信号をＸ１〜Ｘｍ（ｍ≧２）とし、前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号を第ｉ番目のバックグランド信号とするとき、
前記ディジタル信号処理ステップでは、
前記ｉ番目の送信用制御信号Ｘｉとして前記Ｘ１からＸｍまで順次選択して前記信号切出しステップで前記Ｘｉを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号をそれぞれ第１番目から第ｍ番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号を第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として取得し、前記第１番目から第ｍ番目までのバックグランド信号を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号を減算したものを（ｍ−１）で除することによりレプリカ信号を算出し、前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出する
ことを特徴するパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２０】
前記ディジタル信号処理ステップでは、前記Ａ／Ｄ変換ステップで変換されたディジタル信号をフーリエ変換処理し、
前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号を出力し前記相関ステップで前記受信用制御信号の少なくとも１つを出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴とする請求項１９に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２１】
前記信号切出しステップは、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１切出しステップと、前記第１切出しステップで切出した信号を第２制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第２切出しステップと、を有し、
前記相関ステップでは、第３制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり  前記ディジタル信号処理ステップでは、
前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号を算出する
ことを特徴する請求項１９または２０に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２２】
前記第１切出しステップ、前記第２切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときのディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴とする請求項２１に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２３】
前記ダウンコンバートステップでは、前記ベースバンド信号としてＩ成分とＱ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、
少なくとも、前記複素ベースバンド信号を入力して前記Ｉ成分及びＱ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅ステップをさらに有し、
前記Ａ／Ｄ変換ステップでは、前記増幅された前記Ｉ成分及びＱ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力し、
さらに、前記ディジタル信号処理ステップでは、
前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第ｉ番目のバックグランド信号とし、前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として前記第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号のそれぞれのＩ成分同士及びＱ成分同士を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれ（ｍ−１）で除することにより前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出し、
前記レプリカ信号のＩ成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のＱ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、
前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られる複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算し、
前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴する請求項１９または２０に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２４】
前記信号切出しステップは、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１切出しステップと、  前記第１切出しステップで切出した信号を第２制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第２切出しステップと、を有し
前記相関ステップでは、第３制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、
前記ディジタル信号処理ステップでは、
前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号を算出する
ことを特徴する請求項２３に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２５】
前記ディジタル信号処理ステップでは、前記複素Ａ／Ｄ変換ステップで変換された複素ディジタル信号をフーリエ変換処理し、
前記第１切出しステップ、前記第２切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときの複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算し、
前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴とする請求項２４に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２６】
少なくとも、前記送信用制御信号のいずれか１つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の１つを決定し、該受信用制御信号の別の１つに従って利得を調整して前記ダウンコンバートステップで生成された前記ベースバンド信号を増幅する利得可変増幅ステップをさらに有し、
前記Ａ／Ｄ変換ステップでは、前記増幅された前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換したものを前記ディジタル信号として出力する
ことを特徴する請求項１９または２０に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２７】
前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の１つを決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の１つをオフにする
ことを特徴とする請求項２６に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２８】
前記信号切出しステップは、
前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１切出しステップと、前記第１切出しステップで切出した信号を第２制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第２切出しステップと、を有し、
前記相関ステップでは、第３制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、
前記利得可変増幅ステップでは、前記第１制御信号または前記第２制御信号に同期して検出距離に対応して決定された第４制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、
前記ディジタル信号処理ステップでは、
前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号及び前記第４制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出する
ことを特徴する請求項２６または２７に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項２９】
前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第４制御信号を決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第４制御信号をオフにする
ことを特徴とする請求項２８に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【請求項３０】
前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第１切出しステップ、前記第２切出しステップ、前記相関ステップ、及び前記利得可変増幅ステップを実行したときのディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出する
ことを特徴とする請求項２８または２９に記載のパルスレーダ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ装置に関し、特にパルス信号を該装置から放射し、対象物で反射し、再び該装置で受信されるまでの往復時間を測定することで該対象物までの距離を計測する車載パルスレーダ装置及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的なパルスレーダ装置は、高周波の搬送波を変調してごく短い時間だけ搬送周波数を切り出すことにより、パルス状の送信信号を生成する高周波送信部と、高周波送信部で生成された送信信号を電波として空間に放射する送信アンテナと、送信アンテナから放射された電波が対象物で反射されて戻ってきた反射波を受信する受信アンテナと、受信アンテナから受信信号を入力してベースバンド信号にダウンコンバートする高周波受信部と、高周波受信部からベースバンド信号を入力して対象物までの距離等を算出するベースバンド部と、を備えている。【０００３】
また、高周波送信部は、所定の周波数の搬送波を生成する発振器と、発振器で生成された搬送波をパルス状に切り出すスイッチ等を有している。高周波受信部は、送信信号と受信信号との相関をとる相関器と、相関器の出力信号をベースバンド信号にダウンコンバートするためのＩＱミキサを有している。ベースバンド部は、高周波受信部からのベースバンド信号を増幅する増幅器と、増幅器で増幅された信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部からのディジタル信号を処理して対象物までの距離や対象物の相対速度を算出するディジタル信号処理部と、パルスレーダ装置の制御を行う制御部を有している。制御部は、高周波送信部のスイッチや高周波受信部の相関器をオン／オフ制御している。【０００４】
パルスレーダ装置は、上記説明のように、高周波信号を処理する高周波送信部及び高周波受信部（以下では、両者を合わせてＲＦ部という）と、低周波信号を処理するベースバンド部とを備えている。このうち、ＲＦ部は高周波に対応可能な高価な基板を用いる必要があることから、低コスト化を図るために、従来より、ＲＦ部のみを高周波に対応可能な基板に配置し、ベースバンド部は低価格の基板に配置するのが一般的である。また、別々の基板に配置されたＲＦ部とベースバンド部とを接続する手段として、従来より寸法が小さく安価な多ピンのコネクタが用いられている。【０００５】
上記のように、別々の基板上に形成されるベースバンド部とＲＦ部とを安価な集約された多ピンのコネクタで接続すると、受信信号に干渉ノイズ信号として漏れ込んでしまうといった問題があった。このように、該多ピンのコネクタにおいて、副次的に発生する制御信号等の不要波が受信信号に漏れこんで干渉ノイズ信号となると、十分な受信強度が得られないときは、該干渉ノイズ信号に所望の受信信号が埋もれてしまうという問題がある。そこで、従来は、なるべく該多ピン間のアイソレーションを大きくして干渉ノイズ信号の信号量を低減することで、受信強度が小さい受信信号まで検出できるようにしている。【０００６】
さらに、このような干渉ノイズ信号は発生要因は異なるが、各種レーダ装置にも存在し、該干渉ノイズ信号を除去する技術がある。特許文献１では、ＦＭ−ＣＷレーダにおける、受信信号に重畳した定常的なノイズ成分（周波数やレベルの時間的変動が小さいノイズ成分）の干渉ノイズ信号低減処理が開示されている。定常的なノイズ成分を記憶し、受信信号のスペクトラム分布から差し引くことで、対象物を検出する。【０００７】
一方、受信信号をＩ相、Ｑ相に分けて信号処理するパルスレーダ装置においては、ベースバンド部で並列動作する増幅器の利得、及びＡ／Ｄ変換部で行われるサンプリング値が等しくなっておらず、Ｉ相側の機器とＱ相側の機器の個体差に起因する利得差が発生してしまう、といった問題がある。このような個体差が発生すると、レーダ装置の目的である物体の方位の測定（測角）、距離の測定（測距）、相対速度の測定、のそれぞれの測定値に含まれる誤差が増大してしまう。【０００８】
上記のような利得誤差を補正する手段が、特許文献２に開示されている。特許文献２では、２以上の受信ディジタル信号間に生じる利得差を補正するために、各受信系を構成する機器の特性バラツキに起因する初期利得差を記憶する記憶部と、受信系毎に利得差を検出する検出部と、初期利得差と運用時の利得差に基づいて利得差補正信号を生成する補正量算出部と、利得差補正信号に基づいてＡ／Ｄ変換出力の利得を補正する演算処理部を備えており、レーダ波を実際に放射させることで、補正値を算出する方式が提案されている。【０００９】
さらに、パルスレーダ装置では、遠方の対象物からの弱い反射波を検出可能とするために、高い利得を有する固定利得増幅器でベースバンド信号を増幅している。そのため、近距離にある対象物からの反射波が高いレベルに増幅されてしまい、Ａ／Ｄ変換部の最大入力電圧を超えてしまうことがあった。このように、増幅器からの出力信号がＡ／Ｄ変換部の最大入力電圧を超えてしまうと、ディジタル信号処理部で対象物までの距離、対象物の相対速度、方位角を正しく算出することができなくなってしまう。そこで、特許文献３では、固定利得増幅器に代えて利得可変増幅器を用いており、受信信号の強度に応じて利得を調整するように構成されている。【００１０】
利得可変増幅器を用いた場合には、利得を不連続に切り替えると出力にノイズが発生してしまうといった問題が生じる。特許文献３には、このようなノイズにより後段のスライスレベル検出回路が本来のスライスレベルと異なったものを出力してしまい、ビットエラーレートが悪化してしまうといった課題が記載されている。このような課題を解決するために、特許文献３では、利得可変増幅器の利得が切り替わったときにスライスレベルを固定するスライスレベル固定回路を設けている。これにより、後段の回路に影響を与えないようにして利得切換時のノイズの影響を低減し、ビットエラーレートの悪化を防いでいる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平７−１５１８５２号公報
【特許文献２】特開２００７−９３４８０号公報
【特許文献３】特開２００４−２９７１３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、車載レーダでは、小型な基板に実装することが多いため、多ピンコネクタのピン間のアイソレーションを十分確保することは非常に困難であるという問題があった。また、各信号線を完全に独立した同軸線で接続することも可能であるが、ＲＦ部とベースバンド部との間の接続に複数の同軸線を用いると高コストとなるとともに、機構上の取り回しが複雑となるため、製造が困難になる、といった問題があった。【００１３】
また、特許文献１で開示された技術によれば、低レベルの干渉ノイズ信号を減算する方式であるため、受信信号よりも高いレベルの干渉ノイズ信号には適用できないという問題がある。【００１４】
また、特許文献２に記載の利得補正手段では、実際に送信アンテナから電波を放射し、レドームで反射された反射信号を基に利得誤差を検出するようにしているが、反射信号にはレドーム以外の周辺環境からの反射波も含まれている。そのため、周辺環境の影響を強く受け、利得差を高精度に検出することができない。【００１５】
さらに特許文献３では、利得切換時のノイズの影響を低減するために、スライスレベル固定回路、カウンタ回路、比較回路、レベル検出回路等を追加する必要があり、受信装置の構成がきわめて複雑となり、かつ装置が大型化して高コストにもなる、といった問題が生じる。【００１６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、多ピンコネクタを用いて装置を小型に実現しつつ、受信信号強度を超過する干渉ノイズ信号を低減し対象物の情報を高精度に検出可能なパルスレーダ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するため、本発明のパルスレーダ装置の第１の態様は、所定の周波数の搬送波を生成する発振器を有し、前記搬送波を２以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する高周波送信部と、前記高周波送信部から前記送信信号を入力して電波として空間に放射する送信アンテナと、前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナから受信信号を入力して受信用制御信号の少なくとも１つに従って前記送信信号との相関をとってベースバンド信号に変換する高周波受信部と、少なくとも、前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記Ａ／Ｄ変換部から前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理部と、前記送信用制御信号を前記高周波送信部に出力するとともに前記受信用制御信号の少なくとも１つを前記高周波受信部に出力する制御部と、を有するベースバンド部と、を備え、前記送信用制御信号をＸ１〜Ｘｍ（ｍ≧２）とし、前記制御部から前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号を第ｉ番目のバックグランド信号とするとき、前記ディジタル信号処理部は、前記ｉ番目の送信用制御信号Ｘｉとして前記Ｘ１からＸｍまで順次選択して前記制御部から前記Ｘｉを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号をそれぞれ第１番目から第ｍ番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号のすべてが出力されず前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号を第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として取得し、前記第１番目から第ｍ番目までのバックグランド信号を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号を減算したものを（ｍ−１）で除することによりレプリカ信号を算出し、前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、前記低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出することを特徴する。【００１８】
本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を生成して受信信号から除去することにより、送信用制御信号及び前記受信用制御信号からベースバンド信号への与干渉の影響を低減して対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。【００１９】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記Ａ／Ｄ変換部から入力したディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。
レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、０Ｈｚに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度かつ簡易に算出することが可能となる。【００２０】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、少なくとも前記ベースバンド部が第１の基板上に形成されて前記高周波送信部及び前記高周波受信部が前記第１の基板とは別の基板上に形成されており、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンコネクタの結線部が前記第１の基板と前記別の基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。【００２１】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波送信部が、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１ゲート部と、前記第１ゲート部で切出された信号を第２制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第２ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第３制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、前記制御部が、前記第１ゲート部、前記第２ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を出力してそれぞれの電源をオン／オフ制御し、前記ディジタル信号処理部は、前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する。【００２２】
本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を生成して受信信号から除去することにより、第１制御信号、第２制御信号、及び第３制御信号からベースバンド信号への与干渉の影響を低減して対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。【００２３】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第１制御信号、前記第２制御信号及び前記第３制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。
レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、０Ｈｚに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度かつ簡易に算出することが可能となる。【００２４】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、
前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を伝達するそれぞれ第１制御線、第２制御線、及び第３制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。
本発明によれば、第１制御線、第２制御線、及び第３制御線から信号線への与干渉の影響を低減して対象物の情報を高精度に検出することが可能になるとともに、従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。【００２５】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波受信部は、前記ベースバンド信号としてＩ成分とＱ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、少なくとも、前記ベースバンド部は、前記高周波受信部から前記複素ベースバンド信号を入力して前記Ｉ成分及びＱ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅して前記Ａ／Ｄ変換部に出力する複素信号増幅器をさらに有し、前記Ａ／Ｄ変換部は、前記複素信号増幅器から前記増幅されたＩ成分及びＱ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力する複素Ａ／Ｄ変換部であり、さらに、前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第ｉ番目のバックグランド信号とし、前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号のすべてが出力されずに前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として、前記第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号のそれぞれのＩ成分同士及びＱ成分同士を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれ（ｍ−１）で除することにより前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出しており、前記レプリカ信号のＩ成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のＱ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、前記制御部から前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出していることを特徴とする。【００２６】
本発明によれば、ベースバンド部に入力される不要波のＩ相とＱ相のそれぞれの包絡線レベルの比を求め、これから複素信号増幅器及び複素Ａ／Ｄ変換部でのＩ相とＱ相間のレベル差を補正することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。【００２７】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記複素ベースバンド信号は前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、前記複素ベースバンド信号を入力して増幅する前記複素信号増幅器が、前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されていることを特徴とする。【００２８】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波送信部が、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１ゲート部と、前記第１ゲート部で切出された信号を第２制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第２ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第３制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記複素ベースバンド信号を出力する直交ダウンコンバート部と、を有し、前記制御部が、前記第１ゲート部、前記第２ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を出力してそれぞれの電源をオン／オフ制御し、前記ディジタル信号処理部は、前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出することを特徴する。【００２９】
本発明によれば、ベースバンド部に入力される不要波のＩ相とＱ相のそれぞれの包絡線レベルの比を求め、これから複素信号増幅器及び複素Ａ／Ｄ変換部でのＩ相とＱ相間のレベル差を補正することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。【００３０】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記複素Ａ／Ｄ変換部から入力した複素ディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、前記制御部から前記第１制御信号、前記第２制御信号及び前記第３制御信号が出力されたときに前記複素Ａ／Ｄ変換部から出力される複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出していることを特徴とする。
レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、０Ｈｚに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度にかつ簡易に算出することが可能となる。【００３１】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記複素ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を伝達するそれぞれ第１制御線、第２制御線、及び第３制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。
従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。【００３２】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、少なくとも、前記ベースバンド部は、前記受信用制御信号の別の１つに従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅して前記Ａ／Ｄ変換部に出力する利得可変増幅部をさらに有し、前記制御部は、前記送信用制御信号のいずれか１つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の１つを決定して前記利得可変増幅部に出力することを特徴とする。【００３３】
本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に生成して受信信号から除去することにより、利得可変増幅部の利得を検出距離に応じて不連続に変化させたときのノイズの影響を簡易な構成で除去することができ、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。【００３４】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の１つを決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の１つをオフにすることを特徴とする。
利得可変増幅部を用いることにより、遠方の対象物からの弱い反射波を検出可能とするとともに、近距離におけるノイズレベルを低く抑えることが可能となる。【００３５】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド信号は前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、前記ベースバンド信号を入力して増幅する前記利得可変増幅部が、前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されていることを特徴とする。【００３６】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波送信部が、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１ゲート部と、前記第１ゲート部で切出された信号を第２制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第２ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第３制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、前記利得可変増幅部が、第４制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、前記制御部が、前記第１ゲート部、前記第２ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を出力してそれぞれの電源をオン／オフ制御するとともに、前記第１制御信号または前記第２制御信号に同期して検出距離に対応して前記第４制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力し、前記ディジタル信号処理部は、前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号及び前記第４制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出することを特徴する。【００３７】
本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に生成して受信信号から除去することにより、利得可変増幅部の利得を検出距離に応じて不連続に変化させたときのノイズの影響を簡易な構成で除去することができ、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。【００３８】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第４制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第４制御信号をオフにすることを特徴とする。
利得可変増幅部を用いることにより、遠方の対象物からの弱い反射波を検出可能とするとともに、近距離におけるノイズレベルを低く抑えることが可能となる。【００３９】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第１制御信号、前記第２制御信号、前記第３制御信号、及び前記第４制御信号が出力されたときに前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。
レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、０Ｈｚに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度かつ簡易に算出することが可能となる。【００４０】
本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第１制御信号、前記第２制御信号、及び前記第３制御信号を伝達するそれぞれ第１制御線、第２制御線、及び第３制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。
従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。【００４１】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の第１の態様は、所定の周波数の搬送波を生成する搬送波生成ステップと、前記搬送波を２以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する信号切出しステップと、前記送信信号を電波として空間に放射する送信ステップと、前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信ステップと、受信用制御信号の少なくとも１つに従って前記受信ステップで受信した受信信号と前記送信信号との相関をとる相関ステップと、前記相関ステップの出力信号をベースバンドにダウンコンバートしてベースバンド信号を出力するダウンコンバートステップと、少なくとも、前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理ステップと、を有し、前記送信用制御信号をＸ１〜Ｘｍ（ｍ≧２）とし、前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号を第ｉ番目のバックグランド信号とするとき、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記ｉ番目の送信用制御信号Ｘｉとして前記Ｘ１からＸｍまで順次選択して前記信号切出しステップで前記Ｘｉを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号をそれぞれ第１番目から第ｍ番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号を第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として取得し、前記第１番目から第ｍ番目までのバックグランド信号を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号を減算したものを（ｍ−１）で除することによりレプリカ信号を算出し、前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び／または前記対象物の相対速度及び／または前記対象物の方位角を算出することを特徴する。【００４２】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記Ａ／Ｄ変換ステップで変換されたディジタル信号をフーリエ変換処理し、前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号を出力し前記相関ステップで前記受信用制御信号の少なくとも１つを出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。【００４３】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記信号切出しステップは、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１切出しステップと、前記第１切出しステップで切出した信号を第２制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第２切出しステップと、を有し、前記相関ステップでは、第３制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する。【００４４】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記第１切出しステップ、前記第２切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときのディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。【００４５】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ダウンコンバートステップでは、前記ベースバンド信号としてＩ成分とＱ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、少なくとも、前記複素ベースバンド信号を入力して前記Ｉ成分及びＱ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅ステップをさらに有し、前記Ａ／Ｄ変換ステップでは、前記増幅された前記Ｉ成分及びＱ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力し、さらに、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第ｉ番目のバックグランド信号とし、前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として前記第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号のそれぞれのＩ成分同士及びＱ成分同士を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれ（ｍ−１）で除することにより前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出し、前記レプリカ信号のＩ成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のＱ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、前記信号切出しステップで前記ｍ個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記Ａ／Ｄ変換ステップで得られる複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。【００４６】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記信号切出しステップは、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１切出しステップと、前記第１切出しステップで切出した信号を第２制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第２切出しステップと、を有し前記相関ステップでは、第３制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも１つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する。【００４７】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記複素Ａ／Ｄ変換ステップで変換された複素ディジタル信号をフーリエ変換処理し、  前記第１切出しステップ、前記第２切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときの複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算し、前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。【００４８】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、少なくとも、前記送信用制御信号のいずれか１つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の１つを決定し、該受信用制御信号の別の１つに従って利得を調整して前記ダウンコンバートステップで生成された前記ベースバンド信号を増幅する利得可変増幅ステップをさらに有し、前記Ａ／Ｄ変換ステップでは、前記増幅された前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換したものを前記ディジタル信号として出力することを特徴とする。【００４９】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の１つを決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の１つをオフにすることを特徴とする。【００５０】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記信号切出しステップは、前記搬送波を第１制御信号に従ってパルス状に切出す第１切出しステップと、前記第１切出しステップで切出した信号を第２制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第２切出しステップと、を有し、前記相関ステップでは、第３制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記利得可変増幅ステップでは、前記第１制御信号または前記第２制御信号に同期して検出距離に対応して決定された第４制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第１制御信号及び前記第２制御信号を前記ｍ個の送信用制御信号とし（ｍ＝２）、前記第３制御信号及び前記第４制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出することを特徴する。【００５１】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第４制御信号を決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第４制御信号をオフにすることを特徴とする。【００５２】
本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第１切出しステップ、前記第２切出しステップ、前記相関ステップ、及び前記利得可変増幅ステップを実行したときのディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００５３】
本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を生成することにより、小型化及び低コスト化が容易で対象物の情報を高精度に検出可能なパルスレーダ装置及びその制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ノイズの影響が無いとしたときの信号の時間波形図である。
【図３】不要波の信号が混入した信号の時間波形図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置の制御線及び信号線を拡大して表示した拡大図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置による信号の処理方法を示す流れ図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置の第１ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置の第２ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図８】本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置の第１ゲート部及び第２ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図９】本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置により作成されるレプリカ信号の時間波形図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】ノイズの影響が無いとしたときの信号の時間波形図である。
【図１３】不要波の信号が混入した信号の時間波形図である。
【図１４】本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置の制御線及び信号線を拡大して表示した拡大図である。
【図１５】本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置による信号の処理方法を示す流れ図である。
【図１６】本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置の第１ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図１７】本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置の第２ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図１８】本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置の第１ゲート部及び第２ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図１９】本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置により作成されるレプリカ信号の時間波形図である。
【図２０】本発明の第４実施形態に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２１】本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２２】制御部から利得可変増幅部に出力される利得制御信号と距離との関係を示すグラフである。
【図２３】所定の周期で出力される送信信号の一例を示す説明図である。
【図２４】ノイズの影響が無いとしたときの信号の時間波形図である。
【図２５】不要波の信号が混入した信号の時間波形図である。
【図２６】本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置の制御線及び信号線を拡大して表示した拡大図である。
【図２７】本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置による信号の処理方法を示す流れ図である。
【図２８】本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置の第１ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図２９】本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置の第２ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図３０】本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置の第１ゲート部及び第２ゲート部への制御信号を出力させないときのノイズ信号の時間波形図である。
【図３１】本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置により作成されるレプリカ信号の時間波形図である。
【図３２】利得を最大値に固定した利得固定増幅器を用いたときの不要波の時間波形図である。
【図３３】本発明の第６実施形態に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図３４】制御信号に従って高周波送信部から出力される送信信号の繰返し周期を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５５】
本発明の好ましい実施の形態におけるパルスレーダ装置及びその制御方法について、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。
【００５６】
（第１実施形態）
第１実施形態に係るパルスレーダ装置は、所定周波数の搬送波を生成する発振器を有し、発振器で生成された搬送波を２以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する高周波送信部と、高周波送信部から送信信号を入力して電波として空間に放射する送信アンテナと、空間に放射された電波が対象物で反射された反射波を受信する受信アンテナと、受信アンテナから受信信号を入力して受信用制御信号の少なくとも１つに従って送信信号との相関をとってベースバンド信号に変換する高周波受信部と、を備えている。また、ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部からディジタル信号を入力して対象物までの距離及び／または対象物の相対速度及び／または対象物の方位角を算出するディジタル信号処理部と、送信用制御信号を高周波送信部に出力するとともに受信用制御信号の少なくとも１つを高周波受信部に出力する制御部と、を有するベースバンド部を備えている。
【００５７】
上記の送信用制御信号をＸ１〜Ｘｍ（ｍ≧２）とし、送信用制御信号のうちｉ番目の送信用制御信号Ｘｉが制御部から出力されずこれを除く送信用制御信号及び受信用制御信号が出力されたときにＡ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号を第ｉ番目のバックグランド信号とする。高周波送信部では、制御部からｍ個の送信用制御信号のすべてが出力されたときに送信信号が生成されて送信アンテナから放射される。そのため、ｉ番目の送信用制御信号Ｘｉが制御部から出力されないときは、送信信号が送信アンテナから放射されることはない。ディジタル信号処理部では、以下の処理が行われる。
【００５８】
ｉ番目の送信用制御信号ＸｉとしてＸ１からＸｍまで順次選択し、制御部からＸｉを除く送信用制御信号及び受信用制御信号を出力したときにＡ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号を、それぞれ第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号として取得する。また、制御部からｍ個の送信用制御信号のすべてを出力しないで受信用制御信号を出力したときにＡ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号を第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として取得する。そして、第１番目から第ｍ番目までのバックグランド信号を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号を減算したものを（ｍ−１）で除することによりレプリカ信号を算出する。
【００５９】
レプリカ信号が算出されると、制御部からｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときのディジタル信号から上記のレプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて対象物までの距離及び／または対象物の相対速度及び／または対象物の方位角を算出する。
【００６０】
ディジタル信号処理部は、Ａ／Ｄ変換部から入力したディジタル信号をフーリエ変換処理するようにすることができ、この場合には制御部からｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力したときにＡ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分からレプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより、上記の低ノイズ信号を算出する。
【００６１】
パルスレーダ装置の構成として、少なくともベースバンド部を第１の基板上に形成し、高周波送信部及び高周波受信部を第１の基板とは別の基板上に形成することができる。この場合には、ベースバンド信号を伝達する信号線とｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンコネクタの結線部を第１の基板と別の基板との間に設けることができる。このとき、信号線と制御線をなるべく離して配置し、アイソレーションを稼ぐようにする。
【００６２】
また、第１実施形態に係るパルスレーダ装置の制御方法は、所定周波数の搬送波を生成する搬送波生成ステップと、搬送波を２以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する信号切出しステップと、送信信号を電波として空間に放射する送信ステップと、空間に放射された電波が対象物で反射された反射波を受信する受信ステップと、受信用制御信号の少なくとも１つに従って受信ステップで受信した受信信号と送信信号との相関をとる相関ステップと、相関ステップの出力信号をベースバンドにダウンコンバートしてベースバンド信号を出力するダウンコンバートステップと、ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、ディジタル信号を入力して対象物までの距離及び／または対象物の相対速度及び／または対象物の方位角を算出するディジタル信号処理ステップと、を有している。
【００６３】
ディジタル信号処理ステップでは、ｉ番目の送信用制御信号ＸｉとしてＸ１からＸｍまで順次選択して信号切出しステップでＸｉを除く送信用制御信号及び受信用制御信号を出力したときにＡ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号をそれぞれ第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号として取得する。また、信号切出しステップでｍ個の送信用制御信号のすべてを出力しないで受信用制御信号を出力したときにＡ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号を第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号として取得する。そして、第１番目から第ｍ番目までのバックグランド信号を加算して前記第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号を減算したものを（ｍ−１）で除することによりレプリカ信号を算出する。
【００６４】
レプリカ信号が算出されると、信号切出しステップでｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときＡ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号から上記のレプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて対象物までの距離及び／または対象物の相対速度及び／または対象物の方位角を算出する。
【００６５】
上記のディジタル信号処理ステップでは、Ａ／Ｄ変換ステップで変換されたディジタル信号をフーリエ変換処理するようにすることができ、この場合には信号切出しステップでｍ個の送信用制御信号を出力し相関ステップで上記の受信用制御信号の少なくとも１つを出力したときにＡ／Ｄ変換ステップで得られるディジタル信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分からレプリカ信号の０Ｈｚに相当するフーリエ成分を減算することにより、上記の低ノイズ信号を算出する。
以下では、制御部から出力される送信用制御信号を第１制御信号と第２制御信号の２つとし、受信用制御信号を第３制御信号の１つの場合を例として説明する。ここでは、一例として、送信用制御信号として第１制御信号と第２制御信号の２つを用い、受信用制御信号として第３制御信号の１つを用いるものとしているが、これに限定されるものではない。
【００６６】
本発明の第１の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図１を用いて以下に説明する。図１は、本実施形態のパルスレーダ装置１００の構成を示すブロック図である。図１において、パルスレーダ装置１００は、高周波信号を処理する高周波送信部１１０及び高周波受信部１２０と、低周波信号を処理するベースバンド部１３０と、電波を空間に放射するための送信アンテナ１０１と、対象物で反射した反射波を受信する受信アンテナ１０２と、を備えている。以下では、説明容易のため、パルスレーダ装置１００で検出する対象物を符号Ｔで示す。
【００６７】
高周波送信部１１０は、電磁波の送信信号の発生源である所定の高周波信号（搬送波）を発生させる発振器１１１と、発振器１１１で生成される高周波信号を所定の時間幅のパルス状の信号（パルス信号）に切出す第１ゲート部１１２及び第２ゲート部１１３と、を備えている。第１ゲート部１１２及び第２ゲート部１１３は、発振器１１１から入力する高周波信号を、例えば１［ｎｓ］幅のパルス信号に切出す回路であり、逓倍器やスイッチを用いることができる。第１ゲート部１１２と第２ゲート部１１３の２つの信号切出し回路を用いることで、シャープに成型されたパルス信号を生成することができる。第２ゲート部１１３から出力されるパルス状の送信信号は送信アンテナ１０１に伝送され、送信アンテナ１０１から電波として空中に放射される。
【００６８】
高周波受信部１２０は、受信アンテナ１０２で受信された受信信号を入力して送信信号との相関をとる相関器１２１と、相関器１２１から入力する信号を発振器１１１から入力した搬送波でダウンコンバートするＩＱミキサ１２２とを備えている。ＩＱミキサ１２２は、Ｉ成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第１ミキサ１２３、Ｑ成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第２ミキサ１２４、及び発振器１１１から入力した搬送波を９０度の位相差を付加して第１ミキサ１２３並びに第２ミキサ１２４に出力する移相器１２５を有している。相関器１２１は、受信信号から測定距離毎の信号を取り出し、これを第１ミキサ１２３及び第２ミキサ１２４に出力している。
【００６９】
ベースバンド部１３０は、第１ミキサ１２３及び第２ミキサ１２４でダウンコンバートされたベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部１３１と、Ａ／Ｄ変換部１３１からのディジタル信号を複素信号処理（複素フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ））して対象物Ｔの情報を算出するディジタル信号処理部１３２と、パルスレーダ装置１００の動作を制御する制御部１３３と、記憶部１３４とを備えている。制御部１３３は、高周波部品である第１ゲート部１１２、第２ゲート部１１３、及び相関器１２１のそれぞれの電源をオン／オフ制御している。この制御部１３３で生成される制御信号は、１［ｎｓ］幅の信号である。
【００７０】
上記のように構成された本実施形態のパルスレーダ装置１００では、高周波送信部１１０及び高周波受信部１２０を構成する各部品が数十ＧＨｚ帯の周波数で動作するのに対し、ベースバンド部１３０を構成する各部品は高々２ＧＨｚ程度の周波数で動作する。このように、高周波送信部１１０及び高周波受信部１２０の動作周波数とベースバンド部１３０の動作周波数とが大きく異なることから、それぞれの周波数帯用に設計された別の基板上に形成するのが好ましい。本実施形態では、高周波送信部１１０及び高周波受信部１２０を高周波用基板１０３上に形成し、ベースバンド部１３０を低周波用基板１０４上に形成している。また、高周波信号を送受信する送信アンテナ１０１及び受信アンテナ１０２についても、高周波用基板１０３上に配置している。
【００７１】
高周波用に用いる基板は低周波用の基板に比べて高価であることから、本実施形態では高価な高周波用基板１０３上に高周波送信部１１０、高周波受信部１２０、送信アンテナ１０１、及び受信アンテナ１０２のみを配置し、低周波信号を処理するベースバンド部１３０については、低価格な低周波用基板１０４上に配置している。これにより、パルスレーダ装置１００のコスト低減を図ることができる。
【００７２】
上記説明のように、パルスレーダ装置１００の各部品を高周波用基板１０３と低周波用基板１０４に分けて配置するには、高周波用基板１０３上の部品と低周波用基板１０４上の部品とを電気的に接続する手段が必要となる。本実施形態のパルスレーダ装置１００では、従来より用いられている低価格の多ピンのコネクタ１０５を用いている。低周波用基板１０４上の制御部１３３から出力される制御信号は、コネクタ１０５を経由して高周波用基板１０３上の高周波送信部１１０及び高周波受信部１２０に伝送され、高周波用基板１０３上の高周波受信部１２０から出力されるベースバンド信号は、コネクタ１０５を経由して低周波用基板１０４上のベースバンド部１３０に伝送される。
【００７３】
このように、高周波用基板１０３と低周波用基板１０４との間で、従来の多ピンのコネクタ１０５を用いて制御信号とベースバンド信号の受け渡しを行うと、対象物Ｔの情報を有するベースバンド信号に制御信号からの干渉ノイズ信号が混入してしまう。また、発振器１１１から出力された搬送波が、ＩＱミキサ１２２を通過して相関器１２１で反射され、再びＩＱミキサ１２２でダウンコンバートされて生じるセルフミキシングノイズもベースバンド信号に混入する。特に、対象物Ｔが遠方にある場合には、それからの反射信号の振幅レベルが小さくなるため、上記の干渉ノイズ信号やセルフミキシングノイズに隠れてしまうおそれがある。
【００７４】
そこで、本実施形態のパルスレーダ装置１００では、コネクタ１０５を通過するベースバンド信号に混入されるノイズ等の不要波のレプリカ信号を事前に作成しておき、対象物Ｔの検出時にベースバンド信号から該レプリカ信号を除去するようにしている。不要波のレプリカ信号の一例を、図２、３を用いて説明する。図２は、高周波送信部１１０で生成されたパルス信号を送信アンテナ１０１から放射し、対象物Ｔで反射された反射波を受信アンテナ１０２で受信してディジタル信号処理部１３２で処理した信号１０の一例を示す時間波形図である（なお、横軸は時間に対応した距離を表している。以下、図３、図６〜９においても同様とする。）。同図に示す信号１０の波形は、ノイズの影響を受けていないときの波形である。また、図３は、図２に示す信号１０に上記の不要波の信号が混入したときの時間波形図を示す。符号１１の信号は、コネクタ１０５でベースバンド信号に混入する干渉ノイズ信号を模式的に示したものであり、符号１２の信号は、セルフミキシングノイズを模式的に示したものである。
【００７５】
本実施形態では、図３に示す干渉ノイズ信号１１とセルフミキシング信号１２を合わせた不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを記憶部１３４に保存しておく。そして、パルスレーダ装置１００を動作させて対象物Ｔを検出するときは、コネクタ１０５を経由してベースバンド部１３０に入力され、ディジタル信号処理部１３２で処理された信号から上記のレプリカ信号を差し引くことで、図２に示すような信号（低ノイズ信号）を取得する。以下では、上記のレプリカ信号を事前に作成する方法を、図面を用いて詳細に説明する。
【００７６】
図１において、制御部１３３から第１ゲート部１１２に出力される制御信号（第１制御信号）及びそれを伝送する制御線（第１制御線）をそれぞれＡ、ａとし、制御部１３３から第２ゲート部１１３に出力される制御信号（第２制御信号）及びそれを伝送する制御線（第２制御線）をそれぞれＢ、ｂとし、制御部１３３から相関器１２１に出力される制御信号（第３制御信号）及びそれを伝送する制御線（第３制御線）をそれぞれＣ、ｃとする。制御信号Ａ、Ｂは、それぞれ第１ゲート部１１２、第２ゲート部１１３の電源をオン／オフ制御し、制御信号Ｃは相関器１２１の電源をオン／オフ制御している。本実施形態では、一例として送信用制御信号を第１制御信号Ａと第２制御信号Ｂの２つとしていることから、それぞれを伝送する制御線も第１制御線ａと第２制御線ｂの２つを設けている。同様に、送信用制御信号がｍ個あるときは、制御部１３３と高周波制御部１１０との間に制御線をｍ本設ける。また、受信用制御信号についても、本実施形態では第３制御信号Ｃの１つとしていることから、制御線も第３制御線ｃだけが設けられているが、受信用制御信号が２以上あるときは、制御部１３３と高周波受信部１２０との間に受信用制御信号の数だけ制御線を設ける。
【００７７】
また、ＩＱミキサ１２２の第１ミキサ１２３からＡ／Ｄ変換部１３１に出力されるベースバンド信号（Ｉ成分）及びそれを伝送する信号線をそれぞれＤ、ｄとし、第２ミキサ１２４からＡ／Ｄ変換部１３１に出力されるベースバンド信号（Ｑ成分）及びそれを伝送する信号線をそれぞれＥ、ｅとする。上記の制御線ａ、ｂ、ｃ、及び信号線ｄ、ｅは、いずれもコネクタ１０５の異なるピンを経由している。
【００７８】
パルスレーダ装置１００では、制御部１３３から制御線ａ、ｂを介して適切なタイミングで制御信号Ａ、Ｂが第１ゲート部１１２及び第２ゲート部１１３に出力され、それぞれの電源が略１［ｎｓ］の間投入されると、発振器１１１で生成された搬送波が１［ｎｓ］のパルス幅に切り出される。これにより、所定周波数の搬送波による１［ｎｓ］幅パルスの送信信号が生成され、これが送信アンテナ１０１に送出されて電波として空中に放射される。放射された電波は、距離Ｌだけ離れた位置にある対象物Ｔで反射され、受信アンテナ１０２で受信される。
【００７９】
制御部１３３から制御線ｃを介して所定のタイミングで相関器１２１に制御信号Ｃが出力されると、相関器１２１の電源が投入されて受信アンテナ１０２で受信された受信信号と送信信号との相関がとられる。相関器１２１から出力される信号は、ＩＱミキサ１２２で複素ベースバンド信号にダウンコンバートされる。第１ミキサ１２３及び第２ミキサ１２４でダウンコンバートされたそれぞれのベースバンド信号Ｄ、Ｅは、信号線ｄ、ｅを介してベースバンド部１３０のＡ／Ｄ変換部１３１に入力され、ここでディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ディジタル信号処理部１３２において複素信号処理がなされ、対象物Ｔに係る位置情報と相対速度情報が算出される。
【００８０】
図１に示す制御線ａ、ｂ、ｃ、及び信号線ｄ、ｅは、高周波用基板１０３と低周波用基板１０４との間をコネクタ１０５で接続されている。コネクタ１０５の各ピン（端子）はむき出しの状態にあるため、各端子を流れる信号は微小なレベルではあるが、他の端子に回り込んで干渉してしまう。制御線ａ、ｂ、ｃを流れる制御信号Ａ、Ｂ、Ｃは、ＲＦ部品（第１ゲート部１１２、第２ゲート部１１３、相関器１２１）をオン／オフ駆動するための信号であり、例えば２〜３［Ｖ］程度のレベルを有している。これに対し、信号線ｄ、ｅを流れるベースバンド信号Ｄ、Ｅは、対象物Ｔから反射してきたレベルの低い信号をダウンコンバートした信号であり、非常にレベルの低い信号である。そのため、制御信号Ａ、Ｂ、Ｃはベースバンド信号Ｄ、Ｅに比較して相対的に非常に高いレベルの信号となっており、コネクタ１０５において制御線ａ、ｂ、ｃから信号線ｄ、ｅに制御信号Ａ、Ｂ、Ｃが漏れ込んでしまう。
【００８１】
パルスレーダ装置１００における上記の各制御線及び信号線を拡大して図４に示す。同図では、コネクタ１０５において、制御線ａ、ｂ、ｃから信号線ｄ、ｅに回り込む信号を、それぞれ干渉ノイズ信号α、β、γとしている。干渉ノイズ信号α、β、γは、信号線ｄ、ｅを通過するベースバンド信号Ｄ、Ｅとほぼ同等レベルの信号となる。図４では、発振器１１１から出力されてＩＱミキサ１２２を通過し、相関器１２１で反射されて再びＩＱミキサ１２２でダウンコンバートされるセルフミキシングノイズを、符号δで示している。このセルフミキシングノイズδも、ベースバンド信号Ｄ、Ｅに混入する。
【００８２】
本実施形態のパルスレーダ装置１００では、ベースバンド信号Ｄ、Ｅに混入する上記の各ノイズを含む不要波のレプリカ信号を事前に作成するために、パルスレーダ装置１００の使用開始時に、制御線ａ、ｂ、ｃを介して第１ゲート部１１２、第２ゲート部１１３、及び相関器１２１を適当なタイミングで動作させる。そして、得られた不要波のレプリカ信号を記憶部１３４に記憶しておき、対象物Ｔの検出時に、受信信号をダウンコンバートしたベースバンド信号Ｄ、Ｅからレプリカ信号を差し引くことで各ノイズを除去する。以下では、図５に示す流れ図を用いて不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを用いて補正する方法を説明する。図５は、パルスレーダ装置１００において、信号を処理する方法を示す流れ図である。
【００８３】
不要波のレプリカ信号を作成するにあたって、送信アンテナ１０１から送信電波を空中に放射してしまうと、何らかの対象物で送信電波が反射されて受信アンテナ１０２で受信されてしまうおそれがある。このような反射波を受信してしまうと、不要波のみのレプリカ信号を作成することができなくなる。そこで、不要波のレプリカ信号を作成するときは、送信アンテナ１０１から送信電波が放射されないようにしている。
【００８４】
まず、ステップＳ１において、パルスレーダ装置１００の使用開始か否かを判定し、使用開始と判定されたときはステップＳ２に進む一方、既に使用中と判定されたときはステップＳ１４に進む。ステップＳ２では、制御部１３３は、制御線ｂ、ｃに制御信号Ｂ、Ｃを流しつつ、制御線ａを流れる制御信号Ａの出力を停止させる。次に、ステップＳ３でレーダを動作させる。パルスレーダ装置１００では、第１ゲート部１１２と第２ゲート部１１３がともに電源オンにされたときのみパルス信号が送信アンテナ１０１に出力される。そのため、ステップＳ３でレーダを動作させたときに制御信号Ａが第１ゲート部１１２に出力されないと、パルス信号が送信アンテナ１０１に出力されない。これにより、受信アンテナ１０２も反射波を受信することはない。
【００８５】
その結果、ディジタル信号処理部１３２には、制御信号Ｂ、Ｃが信号線ｄ、ｅに混入したそれぞれの干渉ノイズ信号β、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号（β＋γ＋δ）（第１バックグランド信号）が入力される。ステップＳ４では、ノイズ信号（β＋γ＋δ）がディジタル信号処理部１３２で信号処理される。これにより、図６に示すようなノイズ信号が得られる。図６は、ノイズ信号（β＋γ＋δ）の時間波形図を示す。ディジタル信号処理部１３２で処理して得られたノイズ信号（β＋γ＋δ）は、ステップＳ５で記憶部１３４に保存される。
【００８６】
次のステップＳ６では、制御部１３３は、制御線ａ、ｃに制御信号Ａ、Ｃを流しつつ、制御線ｂを流れる制御信号Ｂの出力を停止させる。そして、ステップＳ７でレーダを動作させる。この場合、第１ゲート部１１２のみが電源オンにされ、第２ゲート部１１３は電源オンされないことから、やはりパルス信号が送信アンテナ１０１に出力されない。これにより、受信アンテナ１０２も反射波を受信することはない。
【００８７】
その結果、ディジタル信号処理部１３２には、制御信号Ａ、Ｃが信号線ｄ、ｅに混入したそれぞれ干渉ノイズ信号α、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号（α＋γ＋δ）（第２バックグランド信号）が入力される。ステップＳ８では、ノイズ信号（α＋γ＋δ）がディジタル信号処理部１３２で信号処理される。これにより、図７に示すようなノイズ信号が得られる。図７は、ノイズ信号（α＋γ＋δ）の時間波形図を示す。ステップＳ９では、ディジタル信号処理部１３２で処理して得られたノイズ信号（α＋γ＋δ）を、記憶部１３４に保存されているノイズ信号（β＋γ＋δ）に加算して保存する。
【００８８】
さらにステップＳ１０では、制御部１３３は、制御線ｃに制御信号Ｃを流しつつ、制御線ａ、ｂを流れる制御信号Ａ、Ｂの両方とも出力停止させる。そして、ステップＳ１１でレーダを動作させる。この場合も、パルス信号が送信アンテナ１０１に出力されない。これにより、受信アンテナ１０２も反射波を受信することはない。
【００８９】
その結果、ディジタル信号処理部１３２には、制御信号Ｃが信号線ｄ、ｅに混入した干渉ノイズ信号γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号（γ＋δ）（第３バックグランド信号）が入力される。ステップＳ１２では、ノイズ信号（γ＋δ）がディジタル信号処理部１３２で信号処理される。これにより、図８に示すようなノイズ信号が得られる。図８は、ノイズ信号（γ＋δ）の時間波形図を示す。ステップＳ１３では、ディジタル信号処理部１３２で処理して得られたノイズ信号（γ＋δ）を、記憶部１３４に保存されているノイズ信号から減算して保存する。
【００９０】
上記のように、ノイズ信号（β＋γ＋δ）にノイズ信号（α＋γ＋δ）を加算し、これからノイズ信号（γ＋δ）を減算することで、次式のように、全ての不要波を合せたノイズ信号が算出される。
（β＋γ＋δ）＋（α＋γ＋δ）−（γ＋δ）＝ α＋β＋γ＋δ
上記のように、記憶部１３４には干渉ノイズ信号α、β、γ、及びセルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号のレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）が保存される。レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）の時間波形は、図６の時間波形と図７の時間波形を加算し、これから図８の時間波形を減算することで得られる。レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）の時間波形を図９に示す。
【００９１】
一方、ステップＳ１でパルスレーダ装置１００が既に使用中と判定されたときは、ステップＳ１４でレーダを動作させる。これにより、制御部１３３から制御信号Ａ、Ｂ、Ｃが出力されてパルス信号が電波として送信アンテナ１０１から放射される。そして、対象物Ｔで反射された反射波が受信アンテナ１０２で受信される。受信アンテナ１０２で受信された受信信号は、高周波受信部１２０でベースバンド信号にダウンコンバートされ、コネクタ１０５を介してＡ／Ｄ変換部１３１に伝送される。Ａ／Ｄ変換部１３１に入力されたベースバンド信号は、ここでディジタル信号に変換された後、ディジタル信号処理部１３２に伝送される。ディジタル信号処理部１３２に伝送されたディジタル信号には、コネクタ１０５等で混入したノイズ信号（α＋β＋γ＋δ）が含まれている。ステップＳ１５では、ディジタル信号処理部１３２でディジタル信号の処理を行う。これにより、信号１０に干渉ノイズ信号１１及びセルフミキシングノイズ１２が混入した図３に示すような信号が得られる。
【００９２】
ステップＳ１６で記憶部１３４からレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）を読み出し、ステップＳ１７においてディジタル信号処理部１３２で処理された信号からレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）を減算する。これにより、図２に示すような信号１０が得られる。この信号１０を基に、ステップＳ１８で対象物Ｔまでの距離Ｌ及び相対速度を算出する。
【００９３】
なお、本実施形態では、ディジタル信号処理部１３２の処理では、相対速度を算出するために、入力信号に対して複素信号処理（ＦＦＴ処理）を行って対象物のドップラー成分を算出している。上記説明のパルスレーダ装置１００内で生じるノイズ信号はいずれも定常的なノイズであることから、ノイズ信号α、β、γ、δにはいずれもドップラー成分が含まれておらず、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のみである。
【００９４】
これより、ステップＳ４、Ｓ８、及びＳ１２で行うディジタル信号処理部１３２の処理で得られるノイズ信号データは、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のノイズ信号のみであり、ステップＳ１３で記憶部１３４に保存されるレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）のフーリエ変換データも、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のみである。従って、上記のステップＳ１７では、Ａ／Ｄ変換部１３１から入力した信号を複素信号処理して得られる０［Ｈｚ］成分に対してのみレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）を減算してもよい。
【００９５】
また、対象物の相対速度を測定する必要がない場合には、ディジタル信号処理部１３２では上記ＦＦＴ処理を行う必要はなく、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。さらに、対象物の相対速度を測定する必要がない場合であっても、ＳＮ比改善のためにディジタル信号処理部１３２で上記ＦＦＴ処理を行い、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。これらの場合にも、制御部１３３から制御信号Ａ、Ｂ、Ｃが出力された場合に得られる各距離ゲートのデータから、レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）の対応する距離ゲートのデータを差し引くことによって低ノイズ信号が得られるので、これに基づいて対象物の検出を確実に行うことができる。
【００９６】
図５に示す流れ図では、パルスレーダ装置１００の使用開始時（電源投入時）にレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）を作成しているが、これに限定されず、パルスレーダ装置１００の使用中に定期的にレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）を作成させるようにしてもよい。パルスレーダ装置１００の使用中に、例えば装置内の温度が上昇してレプリカ信号がわずかながら変化する可能性がある。そのため、パルスレーダ装置１００の使用中も定期的にレプリカ信号を作成し直すことで、パルスレーダ装置１００のレーダ性能をさらに向上させることができる。
【００９７】
上記説明のように、本発明のパルスレーダ装置によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に作成して受信信号から除去することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置では、動作周波数の低いベースバンド部については、低価格の低周波用の基板を用いることができ、また低周波用の基板と高周波用の基板とを、従来から用いられている汎用のコネクタを用いて接続することができる。これにより、小型で低コストなパルスレーダ装置を提供することが可能となる。
【００９８】
（第２実施形態）
本発明の第２の実施形態に係るパルスレーダ装置を、図１０を用いて以下に説明する。図１０は、本実施形態のパルスレーダ装置２００の構成を示すブロック図である。本実施形態のパルスレーダ装置２００は、対象物Ｔの方位角を位相モノパルス方式で測定（測角）するために、受信アンテナ２１０として、第１アンテナ２１１及び第２アンテナ２１２の２つのアンテナを備えている。第１アンテナ２１１及び第２アンテナ２１２による受信信号は、ハイブリッド回路２１３に入力され、ここで２つの受信信号の和信号（Σとする）と差信号（Δとする）に変換されて切替器２１４に出力される。
【００９９】
本実施形態では、高周波受信部１２０及びベースバンド部１３０による和信号及び差信号の処理を、切替器２１４で切り替えて選択的に行う構成としている。切替器２１４による和信号と差信号との切り替えは、対象物Ｔの相対的な移動に比べて十分高速に行われることから、交互に切り替えて検出された和信号と差信号を用いて対象物Ｔの方位角を高精度に検出することができる。本実施形態では、高周波受信部１２０及びベースバンド部１３０の構成を変更することなく、モノパルス方式による測角を行うことが可能となり、小型で低コストなパルスレーダ装置２００を提供することができる。
【０１００】
（第３実施形態）
第３実施形態に係るパルスレーダ装置では、高周波受信部がベースバンド信号としてＩ成分とＱ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力する。そして、高周波受信部から複素ベースバンド信号を入力してＩ成分及びＱ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅器がベースバンド部に設けられている。また、Ａ／Ｄ変換部が、複素信号増幅器で増幅されたＩ成分及びＱ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換する複素Ａ／Ｄ変換部となっており、複素Ａ／Ｄ変換部から出力されるディジタル信号は複素ディジタル信号である。
【０１０１】
なお、複素ベースバンド信号がｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号より低い信号強度を有しているときは、複素信号増幅器をｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置するのがよい。
【０１０２】
上記のような構成により、本実施形態では第１番目から第（ｍ＋１）番目までのバックグランド信号は、複素ディジタル信号となる。そして、ディジタル信号処理部では、第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号のそれぞれのＩ成分同士及びＱ成分同士を加算して第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれ（ｍ−１）で除することにより、レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出する。さらに、レプリカ信号のＩ成分の距離ゲート方向の積分値とＱ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出する。
【０１０３】
レプリカ信号及び利得補正値が算出されると、制御部からｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときの複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分から上記のレプリカ信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算し、減算後の複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に利得補正値を乗じることにより低ノイズ信号を算出する。
【０１０４】
また、第３実施形態に係るパルスレーダ装置の制御方法では、ダウンコンバートステップでベースバンド信号としてＩ成分とＱ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力する。そして、複素ベースバンド信号を入力してＩ成分及びＱ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅ステップが追加される。Ａ／Ｄ変換ステップでは、複素信号増幅ステップで増幅されたＩ成分及びＱ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換し、これを上記のディジタル信号として出力する。
【０１０５】
ディジタル信号処理ステップでは、第１番目から第ｍ番目のバックグランド信号のそれぞれのＩ成分同士及びＱ成分同士を加算して第（ｍ＋１）番目のバックグランド信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれ（ｍ−１）で除することにより、レプリカ信号のＩ成分及びＱ成分を算出する。さらに、レプリカ信号のＩ成分の距離ゲート方向の積分値とＱ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出する。レプリカ信号及び利得補正値が算出されると、制御部からｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときの複素ディジタル信号のＩ成分及びＱ成分から上記のレプリカ信号のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ減算し、減算後の複素ディジタル信号のＩ成分またはＱ成分に利得補正値を乗じることにより低ノイズ信号を算出する。
以下では、制御部から出力される送信用制御信号を第１制御信号と第２制御信号の２つとし、受信用制御信号を第３制御信号の１つの場合を例として説明する。ここでは、一例として、送信用制御信号として第１制御信号と第２制御信号の２つを用い、受信用制御信号として第３制御信号の１つを用いるものとしているが、これに限定されるものではない。
【０１０６】
本発明の第３の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図１１を用いて以下に説明する。図１１は、本実施形態のパルスレーダ装置３００の構成を示すブロック図である。図１１において、パルスレーダ装置３００は、高周波信号を処理する高周波送信部３１０及び高周波受信部３２０と、低周波信号を処理するベースバンド部３３０と、電波を空間に放射するための送信アンテナ３０１と、対象物で反射した反射波を受信する受信アンテナ３０２と、を備えている。以下では、説明容易のため、パルスレーダ装置３００で検出する対象物を符号Ｔで示す。
【０１０７】
高周波送信部３１０は、電磁波の送信信号の発生源である所定の高周波信号（搬送波）を発生させる発振器３１１と、発振器３１１で生成される高周波信号を所定の時間幅のパルス状の信号（パルス信号）に切出す第１ゲート部３１２及び第２ゲート部３１３と、を備えている。第１ゲート部３１２及び第２ゲート部３１３は、発振器３１１から入力する高周波信号を、例えば１［ｎｓ］幅のパルス信号に切出す回路であり、逓倍器やスイッチを用いることができる。第１ゲート部３１２と第２ゲート部３１３の２つの信号切出し回路を用いることで、シャープに成型されたパルス信号を生成することができる。第２ゲート部３１３から出力されるパルス状の送信信号は送信アンテナ３０１に伝送され、送信アンテナ３０１から電波として空中に放射される。
【０１０８】
高周波受信部３２０は、受信アンテナ３０２で受信された受信信号を入力して送信信号との相関をとる相関器３２１と、相関器３２１から入力する信号を発振器３１１から入力した搬送波でダウンコンバートする直交ダウンコンバート部３２２とを備えている。直交ダウンコンバート部３２２は、Ｉ相のベースバンド信号にダウンコンバートするための第１ミキサ３２３、Ｑ相のベースバンド信号にダウンコンバートするための第２ミキサ３２４、及び発振器３１１から入力した搬送波を９０度の位相差を付加して第１ミキサ３２３並びに第２ミキサ３２４に出力する移相器３２５を有している。相関器３２１は、受信信号から測定距離毎の信号を取り出し、これを第１ミキサ３２３及び第２ミキサ３２４に出力している。
【０１０９】
ベースバンド部３３０は、第１ミキサ３２３及び第２ミキサ３２４でダウンコンバートされた複素ベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分を入力して所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅器３３５と、複素信号増幅器３３５で増幅されたＩ成分及びＱ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換する複素Ａ／Ｄ変換部３３１と、複素Ａ／Ｄ変換部３３１からの複素ディジタル信号を複素信号処理（複素フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ））して対象物Ｔの情報を算出するディジタル信号処理部３３２と、パルスレーダ装置３００の動作を制御する制御部３３３と、記憶部３３４とを備えている。制御部３３３は、高周波部品である第１ゲート部３１２、第２ゲート部３１３、及び相関器３２１のそれぞれの電源をオン／オフ制御している。この制御部３３３で生成される制御信号は、１［ｎｓ］幅の信号である。
【０１１０】
上記のように構成された本実施形態のパルスレーダ装置３００では、高周波送信部３１０及び高周波受信部３２０を構成する各部品が数十ＧＨｚ帯の周波数で動作するのに対し、ベースバンド部３３０を構成する各部品は高々２ＧＨｚ程度の周波数で動作する。このように、高周波送信部３１０及び高周波受信部３２０の動作周波数とベースバンド部３３０の動作周波数とが大きく異なることから、それぞれの周波数帯用に設計された別の基板上に形成するのが好ましい。本実施形態では、高周波送信部３１０及び高周波受信部３２０を高周波用基板３０３上に形成し、ベースバンド部３３０を低周波用基板３０４上に形成している。また、高周波信号を送受信する送信アンテナ３０１及び受信アンテナ３０２についても、高周波用基板３０３上に配置している。
【０１１１】
高周波用に用いる基板は低周波用の基板に比べて高価であることから、本実施形態では高価な高周波用基板３０３上に高周波送信部３１０、高周波受信部３２０、送信アンテナ３０１、及び受信アンテナ３０２のみを配置し、低周波信号を処理するベースバンド部３３０については、低価格な低周波用基板３０４上に配置している。これにより、パルスレーダ装置３００のコスト低減を図ることができる。
【０１１２】
上記説明のように、パルスレーダ装置３００の各部品を高周波用基板３０３と低周波用基板３０４に分けて配置するには、高周波用基板３０３上の部品と低周波用基板３０４上の部品とを電気的に接続する手段が必要となる。本実施形態のパルスレーダ装置３００では、従来より用いられている低価格の多ピンのコネクタ３０５を用いている。低周波用基板３０４上の制御部３３３から出力される制御信号は、コネクタ３０５を経由して高周波用基板３０３上の高周波送信部３１０及び高周波受信部３２０に伝送され、高周波用基板３０３上の高周波受信部３２０から出力される複素ベースバンド信号は、コネクタ３０５を経由して低周波用基板３０４上のベースバンド部３３０に伝送される。
【０１１３】
本実施形態のパルスレーダ装置３００では、ディジタル信号処理部３３２において複素信号処理して対象物Ｔの情報を算出するために、高周波受信部３２０から複素ベースバンド信号を入力し、そのＩ成分（振幅値）及びＱ成分（振幅値）を複素信号増幅器３３５で並列に増幅し、さらに複素Ａ／Ｄ変換部３３１で並列にサンプリングして複素ディジタル信号に変換してディジタル信号処理部３３２に入力している。このような信号処理の過程において、複素信号増幅器３３５で増幅されることによる利得、及び複素Ａ／Ｄ変換部３３１で行われるサンプリング値が、Ｉ成分とＱ成分で等しくならないといった問題がある。これは、Ｉ相側の機器とＱ相側の機器の個体差に起因するものである。このような個体差が発生すると、対象物Ｔの方位測定、距離測定、及び相対速度測定において大きな誤差が生じてしまう。
【０１１４】
また、本実施形態のパルスレーダ装置３００では、高周波用基板３０３と低周波用基板３０４との間を従来の多ピンのコネクタ３０５を用いて電気的に接続していることから、対象物Ｔの情報を有する複素ベースバンド信号に制御信号からの干渉ノイズ信号が混入してしまう。また、発振器３１１から出力された搬送波が、直交ダウンコンバート部３２２を通過して相関器３２１で反射され、再び直交ダウンコンバート部３２２でダウンコンバートされて生じるセルフミキシングノイズも複素ベースバンド信号に混入する、といった問題もある。特に、対象物Ｔが遠方にある場合には、それからの反射信号の振幅レベルが小さくなるため、上記の干渉ノイズ信号やセルフミキシングノイズに隠れてしまうおそれがある。
【０１１５】
そこで、本実施形態のパルスレーダ装置３００では、コネクタ３０５を通過する複素ベースバンド信号に混入されるノイズ等の不要波のレプリカ信号を、Ｉ成分、Ｑ成分それぞれについて事前に作成するとともに、このレプリカ信号を用いてＩ成分とＱ成分との間の利得差を補正する利得補正値を事前に算出しておく。ここで算出される利得補正値は、複素信号増幅器３３５における利得差と複素Ａ／Ｄ変換部３３１におけるサンプリング値の差を合わせて補正するものである。そして、対象物Ｔを検出するときは、複素ベースバンド信号から上記の不要波のレプリカ信号を除去するとともに、上記の利得補正値を用いてＩ成分とＱ成分との間の利得差を補正するようにしている。
【０１１６】
なお、本実施形態のパルスレーダ装置３００では、レプリカ信号のＩ成分、Ｑ成分から利得補正値を適切に算出できるようにするために、制御信号からの干渉ノイズ信号が複素ベースバンド信号に混入するレベルが適切な大きさになるようにしておく。すなわち、レプリカ信号が複素信号増幅器３３５で増幅されて複素Ａ／Ｄ変換部３３１に入力するとき、複素信号増幅器３３５の出力が複素Ａ／Ｄ変換部３３１の観測レンジを超えない程度になるように、コネクタ３０５内の複素ベースバンド信号を通過させるピンと制御信号を通過させるピンを適切に選択して干渉ノイズ信号のレベルを調整する。
【０１１７】
不要波のレプリカ信号の一例を、図１２、１３を用いて説明する。以下で説明する不要波のレプリカ信号は、Ｉ成分、Ｑ成分それぞれについて作成される。図１２は、高周波送信部３１０で生成されたパルス信号を送信アンテナ３０１から放射し、対象物Ｔで反射された反射波を受信アンテナ３０２で受信してディジタル信号処理部３３２で処理した信号１０の一例を示す時間波形図である（なお、横軸は時間に対応した距離を表している。以下、図１３、図１６〜１９においても同様とする。）。同図に示す信号１０の波形は、ノイズの影響が無いとしたときの波形である。また、図１３は、図１２に示す信号１０に上記の不要波の信号が混入したときの時間波形図を示す。符号１１の信号は、コネクタ３０５で複素ベースバンド信号に混入する干渉ノイズ信号を模式的に示したものであり、符号１２の信号は、セルフミキシングノイズを模式的に示したものである。同図に示す干渉ノイズ信号１１及びセルフミキシングノイズ１２は、Ｉ成分、Ｑ成分それぞれで検出される。
【０１１８】
本実施形態では、図１３に示す干渉ノイズ信号１１とセルフミキシング信号１２を合わせた不要波のレプリカ信号をＩ成分、Ｑ成分それぞれについて事前に作成し、これを記憶部３３４に保存しておく。また、作成されたＩ成分、Ｑ成分のレプリカ信号から利得補正値を事前に算出し、これも記憶部３３４に保存しておく。そして、パルスレーダ装置３００を動作させて対象物Ｔを検出するときは、コネクタ３０５を経由してベースバンド部３３０に入力され、ディジタル信号処理部３３２で処理された信号から上記のレプリカ信号を差し引き、さらに利得補正値でＩ成分、Ｑ成分間の利得差を補正する。これにより、図１２に示すような信号（低ノイズ信号）を取得することができる。以下では、上記のレプリカ信号及び利得補正値を事前に作成する方法を、図面を用いて詳細に説明する。
【０１１９】
図１１において、制御部３３３から第１ゲート部３１２に出力される制御信号（第１制御信号）及びそれを伝送する制御線（第１制御線）をそれぞれＡ、ａとし、制御部３３３から第２ゲート部３１３に出力される制御信号（第２制御信号）及びそれを伝送する制御線（第２制御線）をそれぞれＢ、ｂとし、制御部３３３から相関器３２１に出力される制御信号（第３制御信号）及びそれを伝送する制御線（第３制御線）をそれぞれＣ、ｃとする。制御信号Ａ、Ｂは、それぞれ第１ゲート部３１２、第２ゲート部３１３の電源をオン／オフ制御し、制御信号Ｃは相関器３２１の電源をオン／オフ制御している。
【０１２０】
また、直交ダウンコンバート部３２２の第１ミキサ３２３から複素信号増幅器３３５に出力されるベースバンド信号（Ｉ成分）及びそれを伝送する信号線をそれぞれＤ、ｄとし、第２ミキサ３２４から複素信号増幅器３３５に出力されるベースバンド信号（Ｑ成分）及びそれを伝送する信号線をそれぞれＥ、ｅとする。上記の制御線ａ、ｂ、ｃ、及び信号線ｄ、ｅは、いずれもコネクタ３０５の異なるピンを経由している。
【０１２１】
パルスレーダ装置３００では、制御部３３３から制御線ａ、ｂを介して適切なタイミングで制御信号Ａ、Ｂが第１ゲート部３１２及び第２ゲート部３１３に出力され、それぞれの電源が略１［ｎｓ］の間投入されると、発振器３１１で生成された搬送波が１［ｎｓ］のパルス幅に切り出される。これにより、所定周波数の搬送波による１［ｎｓ］幅パルスの送信信号が生成され、これが送信アンテナ３０１に送出されて電波として空中に放射される。放射された電波は、距離Ｌだけ離れた位置にある対象物Ｔで反射され、受信アンテナ３０２で受信される。
【０１２２】
制御部３３３から制御線ｃを介して所定のタイミングで相関器３２１に制御信号Ｃが出力されると、相関器３２１の電源が投入されて受信アンテナ３０２で受信された受信信号と送信信号との相関がとられる。相関器３２１から出力される信号は、直交ダウンコンバート部３２２でＩ成分とＱ成分からなる複素ベースバンド信号にダウンコンバートされる。第１ミキサ３２３及び第２ミキサ３２４でダウンコンバートされたＩ成分、Ｑ成分のベースバンド信号Ｄ、Ｅは、信号線ｄ、ｅを介してベースバンド部３３０の複素信号増幅器３３５に入力され、ここでそれぞれの信号が所定のレベルまで並列に増幅される。複素信号増幅器３３５で増幅されたＩ成分、Ｑ成分のベースバンド信号は、複素Ａ／Ｄ変換部３３１に入力されて複素ディジタル信号に並列に変換される。この複素ディジタル信号は、ディジタル信号処理部３３２において複素信号処理がなされ、対象物Ｔに係る位置情報と、相対速度情報が算出される。
【０１２３】
図１１に示す制御線ａ、ｂ、ｃ、及び信号線ｄ、ｅは、高周波用基板３０３と低周波用基板３０４との間をコネクタ３０５で接続されている。コネクタ３０５の各ピン（端子）はむき出しの状態にあるため、各端子を流れる信号は微小なレベルではあるが、他の端子に回り込んで干渉してしまう。制御線ａ、ｂ、ｃを流れる制御信号Ａ、Ｂ、Ｃは、ＲＦ部品（第１ゲート部１１２、第２ゲート部１１３、相関器１２１）をオン／オフ駆動するための信号であり、例えば２〜３［Ｖ］程度のレベルを有している。これに対し、信号線ｄ、ｅを流れる複素ベースバンド信号Ｄ、Ｅは、対象物Ｔから反射してきたレベルの低い信号をダウンコンバートした信号であり、非常にレベルの低い信号である。そのため、制御信号Ａ、Ｂ、Ｃはベースバンド信号Ｄ、Ｅに比較して相対的に非常に高いレベルの信号となっており、コネクタ３０５において制御線ａ、ｂ、ｃから信号線ｄ、ｅに制御信号Ａ、Ｂ、Ｃが漏れ込んでしまう。
【０１２４】
パルスレーダ装置３００における上記の各制御線及び信号線を拡大して図１４に示す。同図では、コネクタ３０５において、制御線ａ、ｂ、ｃから信号線ｄ、ｅに回り込む信号を、それぞれ干渉ノイズ信号α、β、γとしている。干渉ノイズ信号α、β、γは、信号線ｄ、ｅを通過するベースバンド信号Ｄ、Ｅとほぼ同等レベルの信号となる。図１４では、発振器３１１から出力されて直交ダウンコンバート部３２２を通過し、相関器３２１で反射されて再び直交ダウンコンバート部３２２でダウンコンバートされるセルフミキシングノイズを、符号δで示している。このセルフミキシングノイズδも、ベースバンド信号Ｄ、Ｅに混入する。
【０１２５】
本実施形態のパルスレーダ装置３００では、ベースバンド信号Ｄ、Ｅに混入する上記の各ノイズを含む不要波のレプリカ信号のＩ成分、Ｑ成分を事前に作成するために、パルスレーダ装置３００の使用開始時に、制御線ａ、ｂ、ｃを介して第１ゲート部３１２、第２ゲート部３１３、及び相関器３２１を適当なタイミングで動作させる。そして、得られたレプリカ信号のＩ成分、Ｑ成分から、Ｉ成分の距離ゲート方向の積分値（Ｉ成分の包絡線レベル）とＱ成分の距離ゲート方向の積分値（Ｑ成分の包絡線レベル）から利得補正値を算出する。得られたレプリカ信号及び利得補正値は、記憶部３３４に記憶される。対象物Ｔの検出時には、受信信号をダウンコンバートしたベースバンド信号Ｄ、Ｅからそれぞれレプリカ信号のＩ成分、Ｑ成分を差し引いて各ノイズを除去し、さらに利得補正値による補正を行う。以下では、図１５に示す流れ図を用いて不要波のレプリカ信号及び利得補正値を事前に算出し、これを用いて補正する方法を説明する。図１５は、パルスレーダ装置３００において、信号を処理する方法を示す流れ図である。
【０１２６】
不要波のレプリカ信号及び利得補正値を算出するにあたって、送信アンテナ３０１から送信電波を空中に放射してしまうと、何らかの対象物で送信電波が反射されて受信アンテナ３０２で受信されてしまうおそれがある。このような反射波を受信してしまうと、不要波のみのレプリカ信号を作成することができなくなる。そこで、不要波のレプリカ信号及び利得補正値を算出するときは、送信アンテナ３０１から送信電波が放射されないようにしている。
【０１２７】
まず、ステップＳ１０１において、パルスレーダ装置３００の使用開始か否かを判定し、使用開始と判定されたときはステップＳ１０２に進む一方、既に使用中と判定されたときはステップＳ１１６に進む。ステップＳ１０２では、制御部３３３は、制御線ｂ、ｃに制御信号Ｂ、Ｃを流しつつ、制御線ａを流れる制御信号Ａの出力を停止させる。次に、ステップＳ１０３でレーダを動作させる。これにより、制御部３３３から制御信号Ｂ、Ｃが出力される。パルスレーダ装置３００では、第１ゲート部３１２と第２ゲート部３１３がともに電源オンにされたときのみパルス信号が送信アンテナ３０１に出力される。そのため、ステップＳ１０３でレーダを動作させたときに制御信号Ａが第１ゲート部３１２に出力されないと、パルス信号が送信アンテナ３０１に出力されない。これにより、受信アンテナ３０２も反射波を受信することはない。
【０１２８】
その結果、複素信号増幅器３３５には、制御信号Ｂ、Ｃが信号線ｄ、ｅに混入したそれぞれの干渉ノイズ信号β、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号（β＋γ＋δ）（第１バックグランド信号）のＩ成分、Ｑ成分が入力される。ノイズ信号（β＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分は、複素信号増幅器３３５で増幅された後、複素Ａ／Ｄ変換部３３１で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部３３２に入力される。ステップＳ１０４では、ノイズ信号（β＋γ＋δ）がディジタル信号処理部３３２で信号処理される。これにより、図１６に示すようなノイズ信号が、Ｉ相、Ｑ相それぞれについて得られる。図１６は、ノイズ信号（β＋γ＋δ）の時間波形図を示す。ディジタル信号処理部３３２で処理して得られたノイズ信号（β＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分は、ステップＳ１０５で記憶部３３４に保存される。
【０１２９】
次のステップＳ１０６では、制御部３３３は、制御線ａ、ｃに制御信号Ａ、Ｃを流しつつ、制御線ｂを流れる制御信号Ｂの出力を停止させる。そして、ステップＳ１０７でレーダを動作させると、制御部３３３から制御信号Ａ、Ｃが出力される。この場合、第１ゲート部３１２のみが電源オンにされ、第２ゲート部３１３は電源オンされないことから、やはりパルス信号が送信アンテナ３０１に出力されない。これにより、受信アンテナ３０２も反射波を受信することはない。
【０１３０】
その結果、制御信号Ａ、Ｃが信号線ｄ、ｅに混入したそれぞれ干渉ノイズ信号α、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号（α＋γ＋δ）（第２バックグランド信号）のＩ成分、Ｑ成分が、複素信号増幅器３３５で増幅された後、複素Ａ／Ｄ変換部３３１で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部３３２に入力される。ステップＳ１０８では、ノイズ信号（α＋γ＋δ）がディジタル信号処理部３３２で信号処理される。これにより、図１７に示すようなノイズ信号が、Ｉ相、Ｑ相それぞれについて得られる。図１７は、ノイズ信号（α＋γ＋δ）の時間波形図を示す。ステップＳ１０９では、ディジタル信号処理部３３２で処理して得られたノイズ信号（α＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分を、記憶部３３４に保存されているノイズ信号（β＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分にそれぞれ加算して保存する。
【０１３１】
さらにステップＳ１１０では、制御部３３３は、制御線ｃに制御信号Ｃを流しつつ、制御線ａ、ｂを流れる制御信号Ａ、Ｂの両方とも出力停止させる。そして、ステップＳ１１１でレーダを動作させると、制御部３３３から制御信号Ｃのみが出力される。この場合も、パルス信号が送信アンテナ３０１に出力されない。これにより、受信アンテナ３０２も反射波を受信することはない。
【０１３２】
その結果、制御信号Ｃが信号線ｄ、ｅに混入した干渉ノイズ信号γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号（γ＋δ）（第３バックグランド信号）のＩ成分、Ｑ成分が、複素信号増幅器３３５で増幅された後、複素Ａ／Ｄ変換部３３１で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部３３２に入力される。ステップＳ１１２では、ノイズ信号（γ＋δ）がディジタル信号処理部３３２で信号処理される。これにより、図１８に示すようなノイズ信号が得られる。図１８は、ノイズ信号（γ＋δ）の時間波形図を示す。ステップＳ１１３では、ディジタル信号処理部３３２で処理して得られたノイズ信号（γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分を、記憶部３３４に保存されているノイズ信号のＩ成分、Ｑ成分からそれぞれ減算して保存する。
【０１３３】
上記のように、ノイズ信号のＩ成分、Ｑ成分のそれぞれについて、ノイズ信号（β＋γ＋δ）にノイズ信号（α＋γ＋δ）を加算し、これからノイズ信号（γ＋δ）を減算することで、次式のように、全ての不要波を合せたノイズ信号のＩ成分、Ｑ成分が算出される。
（β＋γ＋δ）＋（α＋γ＋δ）−（γ＋δ）＝ α＋β＋γ＋δ
上記のように、干渉ノイズ信号α、β、γ、及びセルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号のレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分が、記憶部３３４に保存される。レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）の時間波形は、図１６の時間波形と図１７の時間波形を加算し、これから図１８の時間波形を減算することで得られる。レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）の時間波形を図１９に示す。
【０１３４】
ステップＳ１１４では、記憶部３３４からレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分を読み出して利得補正値を算出する。距離ゲート毎のＩ成分（Ｉ相の振幅値）、Ｑ成分（Ｑ相の振幅値）をそれぞれＡＩｎ、ＡＱｎ（ｎ＝１〜Ｎ：Ｎは距離ゲート数）とするとき、利得補正値Ｒは、Ｉ成分ＡＩｎの距離ゲート方向の積分値に対するＱ成分ＡＱｎの距離ゲート方向の積分値の比として、次式のように算出することができる。
0005639150.tif 000002
ステップＳ１１５では、算出された利得補正値Ｒが、記憶部３３４に保存される。
【０１３５】
一方、ステップＳ１０１でパルスレーダ装置３００が既に使用中と判定されたときは、ステップＳ１１６でレーダを動作させる。これにより、制御部３３３から制御信号Ａ、Ｂ、Ｃが出力されてパルス信号が電波として送信アンテナ３０１から放射される。そして、対象物Ｔで反射された反射波が受信アンテナ３０２で受信される。受信アンテナ３０２で受信された受信信号は、高周波受信部３２０で複素ベースバンド信号にダウンコンバートされ、コネクタ３０５を介して複素信号増幅器３３５に伝送される。
【０１３６】
複素信号増幅器３３５に伝送された複素ベースバンド信号は、ここで増幅された後、複素Ａ／Ｄ変換部３３１で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部３３２に伝送される。ディジタル信号処理部３３２に伝送されたディジタル信号には、コネクタ３０５等で混入したノイズ信号（α＋β＋γ＋δ）が含まれている。ステップＳ１１７では、ディジタル信号処理部３３２で複素ディジタル信号の処理を行う。これにより、信号１０に干渉ノイズ信号１１及びセルフミキシングノイズ１２が混入した図１３に示すような信号がＩ相、Ｑ相のそれぞれで得られる。
【０１３７】
ステップＳ１１８で記憶部３３４からレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分を読み出し、ステップＳ１１９においてディジタル信号処理部３３２で処理された信号のＩ成分、Ｑ成分からレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）のＩ成分、Ｑ成分をそれぞれ減算する。さらに、ステップＳ１２０では、記憶部３３４から利得補正値Ｒを読み出し、これをレプリカ信号を減算した後のＱ成分に乗ずる。これにより、レプリカ信号を除去し、さらにＩ相、Ｑ相間の利得差を補正した図１２に示すような信号１０が得られる。この信号１０を基に、ステップＳ１２１で対象物Ｔまでの距離Ｌ及び相対速度を算出する。
【０１３８】
なお、本実施形態では、ディジタル信号処理部３３２の処理では、相対速度を算出するために、入力信号に対して複素信号処理（ＦＦＴ処理）を行って対象物のドップラー成分を算出している。しかし、上記説明のパルスレーダ装置３００内で生じるノイズ信号はいずれも定常的なノイズであることから、ノイズ信号α、β、γ、δにはいずれもドップラー成分が含まれておらず、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のみである。
【０１３９】
すなわち、ステップＳ１０４、Ｓ１０８、及びＳ１１２で行うディジタル信号処理部３３２の処理で得られるノイズ信号データは、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のノイズ信号のみであり、ステップＳ１１３で記憶部３３４に保存されるレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）のフーリエ変換データも、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のみである。従って、上記のステップＳ１１９では、複素Ａ／Ｄ変換部３３１から入力した複素信号を複素信号処理して得られる０［Ｈｚ］成分に対してのみレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）を減算してもよい。
【０１４０】
また、対象物の相対速度を測定する必要がない場合には、ディジタル信号処理部３３２では上記ＦＦＴ処理を行う必要はなく、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。さらに、対象物の相対速度を測定する必要がない場合であっても、ＳＮ比改善のためにディジタル信号処理部３３２で上記ＦＦＴ処理を行い、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。これらの場合にも、制御部３３３から制御信号Ａ、Ｂ、Ｃが出力された場合に得られる各距離ゲートのデータから、レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）の対応する距離ゲートのデータを差し引くことによって低ノイズ信号が得られるので、これに基づいて対象物の検出を確実に行うことができる。
【０１４１】
また、上記実施形態では、利得補正値Ｒを、Ｉ成分ＡＩｎの距離ゲート方向の積分値に対するＱ成分ＡＱｎの距離ゲート方向の積分値の比としたが、これとは逆に利得補正値Ｒを、次式のように、Ｑ成分ＡＱｎの距離ゲート方向の積分値に対するＩ成分ＡＩｎの距離ゲート方向の積分値の比としてもよい。
0005639150.tif 000003
この場合には、利得補正値Ｒを、レプリカ信号を減算した後のＩ成分に乗ずる。これにより、Ｉ相、Ｑ相間の利得差を補正することができる。
【０１４２】
図１５に示す流れ図では、パルスレーダ装置３００の使用開始時（電源投入時）にレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）及び利得補正値Ｒを算出しているが、これに限定されず、パルスレーダ装置３００の使用中に定期的にレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ）及び利得補正値Ｒを算出させるようにしてもよい。パルスレーダ装置３００の使用中に、例えば装置内の温度が上昇してレプリカ信号がわずかながら変化する可能性がある。そのため、パルスレーダ装置３００の使用中も定期的にレプリカ信号及び利得補正値を算出し直すことで、パルスレーダ装置３００のレーダ性能をさらに向上させることができる。
【０１４３】
上記説明のように、本発明のパルスレーダ装置によれば、ノイズ信号のレプリカ信号及び利得補正値を事前に生成して受信信号を補正することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。また、本発明のパルスレーダ装置では、動作周波数の低いベースバンド部については、低価格の低周波用の基板を用いることができ、また低周波用の基板と高周波用の基板とを、従来から用いられている汎用のコネクタを用いて接続することができる。これにより、小型で低コストなパルスレーダ装置を提供することが可能となる。
【０１４４】
（第４実施形態）
本発明の第４の実施形態に係るパルスレーダ装置を、図２０を用いて以下に説明する。図２０は、本実施形態のパルスレーダ装置４００の構成を示すブロック図である。本実施形態のパルスレーダ装置４００は、対象物Ｔの方位角を位相モノパルス方式で測定（測角）するために、受信アンテナ４１０として、第１アンテナ４１１及び第２アンテナ４１２の２つのアンテナを備えている。第１アンテナ４１１及び第２アンテナ４１２による受信信号は、ハイブリッド回路４１３に入力され、ここで２つの受信信号の和信号（Σとする）と差信号（Δとする）に変換されて切替器４１４に出力される。
【０１４５】
本実施形態では、高周波受信部３２０及びベースバンド部３３０による和信号及び差信号の処理を、切替器４１４で切り替えて選択的に行う構成としている。切替器４１４による和信号と差信号との切り替えは、対象物Ｔの相対的な移動に比べて十分高速に行われることから、交互に切り替えて検出された和信号と差信号を用いて対象物Ｔの方位角を高精度に検出することができる。本実施形態では、高周波受信部３２０及びベースバンド部３３０の構成を変更することなく、モノパルス方式による測角を行うことが可能となり、小型で低コストなパルスレーダ装置４００を提供することができる。
【０１４６】
（第５実施形態）
第５実施形態に係るパルスレーダ装置では、受信用制御信号の別の１つに従って利得を調整してベースバンド信号を増幅し、これをＡ／Ｄ変換部に出力する利得可変増幅部がベースバンド部に設けられている。制御部は、送信用制御信号のいずれか１つに同期して検出距離に対応して上記の受信用制御信号の別の１つを決定して利得可変増幅部に出力する。
【０１４７】
制御部は、検出距離が遠距離となるにつれて利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように上記の受信用制御信号の別の１つを決定して利得可変増幅部に出力するとともに、送信信号が出力された後検出距離が最大になる時間が経過してから次に送信信号が出力されるまでの間は上記の受信用制御信号の別の１つをオフにするようにすることができる。
【０１４８】
ベースバンド信号がｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号より低い信号強度を有しているときは、利得可変増幅部をｍ個の送信用制御信号及び受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置するのがよい。
【０１４９】
また、第５実施形態に係るパルスレーダ装置の制御方法では、送信用制御信号のいずれか１つに同期して検出距離に対応して上記の受信用制御信号の別の１つを決定し、該受信用制御信号の別の１つに従って利得を調整してベースバンド信号を増幅する利得可変増幅ステップが追加される。Ａ／Ｄ変換ステップでは、利得可変増幅ステップで増幅されたベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換し、これを上記のディジタル信号として出力する。
【０１５０】
利得可変増幅ステップでは、検出距離が遠距離となるにつれて利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように上記の受信用制御信号の別の１つを決定するとともに、送信信号が出力された後検出距離が最大になる時間が経過してから次に送信信号が出力されるまでの間は上記の受信用制御信号の別の１つをオフにするようにすることができる。
以下では、制御部から出力される送信用制御信号を第１制御信号と第２制御信号の２つとし、受信用制御信号を第３制御信号と第４制御信号の２つの場合を例として説明する。ここでは、一例として、送信用制御信号として第１制御信号と第２制御信号の２つを用い、受信用制御信号として第３制御信号の１つを用いるものとしているが、これに限定されるものではない。
【０１５１】
本発明の第５の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図２１を用いて以下に説明する。図２１は、本実施形態のパルスレーダ装置５００の構成を示すブロック図である。図２１において、パルスレーダ装置５００は、高周波信号を処理する高周波送信部５１０及び高周波受信部５２０と、低周波信号を処理するベースバンド部５３０と、電波を空間に放射するための送信アンテナ５０１と、対象物で反射した反射波を受信する受信アンテナ５０２と、を備えている。以下では、説明容易のため、パルスレーダ装置５００で検出する対象物を符号Ｔで示す。
【０１５２】
高周波送信部５１０は、電磁波の送信信号の発生源である所定の高周波信号（搬送波）を発生させる発振器５１１と、発振器５１１で生成される高周波信号を所定の時間幅のパルス状の信号（パルス信号）に切出す第１ゲート部５１２及び第２ゲート部５１３と、を備えている。第１ゲート部５１２及び第２ゲート部５１３は、発振器５１１から入力する高周波信号を、例えば１［ｎｓ］幅のパルス信号に切出す回路であり、逓倍器やスイッチを用いることができる。第１ゲート部５１２と第２ゲート部５１３の２つの信号切出し回路を用いることで、シャープに成型されたパルス信号を生成することができる。第２ゲート部５１３から出力されるパルス状の送信信号は送信アンテナ５０１に伝送され、送信アンテナ５０１から電波として空中に放射される。
【０１５３】
高周波受信部５２０は、受信アンテナ５０２で受信された受信信号を入力して送信信号との相関をとる相関器５２１と、相関器５２１から入力する信号を発振器５１１から入力した搬送波でダウンコンバートするＩＱミキサ５２２とを備えている。ＩＱミキサ５２２は、Ｉ成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第１ミキサ５２３、Ｑ成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第２ミキサ５２４、及び発振器５１１から入力した搬送波を９０度の位相差を付加して第１ミキサ５２３並びに第２ミキサ５２４に出力する移相器５２５を有している。相関器５２１は、受信信号から検出距離毎の信号を取り出し、これを第１ミキサ５２３及び第２ミキサ５２４に出力している。
【０１５４】
ベースバンド部５３０は、第１ミキサ５２３及び第２ミキサ５２４でダウンコンバートされたベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分を入力して所定のレベルまで増幅する利得可変増幅部５３５と、利得可変増幅部５３５で増幅されたＩ成分及びＱ成分を入力してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部５３１と、Ａ／Ｄ変換部５３１からのディジタル信号を複素信号処理（複素フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ））して対象物Ｔの情報を算出するディジタル信号処理部５３２と、パルスレーダ装置５００の動作を制御する制御部５３３と、記憶部５３４とを備えている。制御部５３３は、高周波部品である第１ゲート部５１２、第２ゲート部５１３、及び相関器５２１のそれぞれの電源をオン／オフ制御するとともに、利得可変増幅部５３５の利得を制御している。この制御部５３３で生成される第１乃至第３の制御信号は、１［ｎｓ］幅の信号である。
【０１５５】
上記のように構成された本実施形態のパルスレーダ装置５００では、高周波送信部５１０及び高周波受信部５２０を構成する各部品が数十ＧＨｚ帯の周波数で動作するのに対し、ベースバンド部５３０を構成する各部品は高々２ＧＨｚ程度の周波数で動作する。このように、高周波送信部５１０及び高周波受信部５２０の動作周波数とベースバンド部５３０の動作周波数とが大きく異なることから、それぞれを別の基板上に形成するのが好ましい。本実施形態では、高周波送信部５１０及び高周波受信部５２０を高周波用基板５０３上に形成し、ベースバンド部５３０を低周波用基板５０４上に形成している。また、高周波信号を送受信する送信アンテナ５０１及び受信アンテナ５０２についても、高周波用基板５０３上に配置している。
【０１５６】
高周波用に用いる基板は低周波用の基板に比べて高価であることから、本実施形態では高価な高周波用基板５０３上に高周波送信部５１０、高周波受信部５２０、送信アンテナ５０１、及び受信アンテナ５０２のみを配置し、低周波信号を処理するベースバンド部５３０については、低価格な低周波用基板５０４上に配置している。これにより、パルスレーダ装置５００のコスト低減を図ることができる。
【０１５７】
上記説明のように、パルスレーダ装置５００の各部品を高周波用基板５０３と低周波用基板５０４に分けて配置するには、高周波用基板５０３上の部品と低周波用基板５０４上の部品とを電気的に接続する手段が必要となる。本実施形態のパルスレーダ装置５００では、従来より用いられている低価格の多ピンのコネクタ５０５を用いている。低周波用基板５０４上の制御部５３３から出力される第１乃至第３の制御信号は、コネクタ５０５を経由して高周波用基板５０３上の高周波送信部５１０及び高周波受信部５２０に伝送され、高周波用基板５０３上の高周波受信部５２０から出力されるベースバンド信号は、コネクタ５０５を経由して低周波用基板５０４上のベースバンド部５３０に伝送される。
【０１５８】
本実施形態のパルスレーダ装置５００では、遠方の対象物からの弱い反射波を検出可能とするために、高周波受信部５２０から入力したベースバンド信号を利得可変増幅部５３５で増幅している。利得可変増幅部５３５の利得は、検出距離（距離ゲート）に応じて可変にしており、利得を不連続に切り替えると利得可変増幅部５３５からノイズ信号が出力されてしまうといった問題がある。利得可変増幅部５３５に設定される利得を図２２を用いて説明する。同図は、制御部５３３から利得可変増幅部５３５に出力される利得制御信号（第４制御信号）Ｆの一例を示しており、距離対利得制御信号の振幅の関係を示している。
【０１５９】
図２２において、距離Ｌ１までの近距離からの反射波を検出するときは、利得制御信号Ｆを小さな値として低い利得で増幅を行う。これにより、利得可変増幅部５３５からの出力信号がＡ／Ｄ変換部５３１の最大入力電圧を超えるのを防止することができる。また、距離Ｌ１からＬ２までは、利得制御信号Ｆを距離に対して線形に大きくしており、これにより利得可変増幅部５３５の利得が距離とともに大きくなるようにしている。さらに、距離Ｌ２から最大検出距離のＬ３までの遠距離に対しては、利得制御信号Ｆを一定として大きな利得（例えば、利得可変増幅部５３５の最大利得）で増幅を行う。
【０１６０】
利得制御信号Ｆは、距離Ｌ１とＬ２の間では、距離ゲートの距離幅（図２２にΔＬで示す）に対応する振幅変化量（図２２にΔＧで示す）を単位として、距離ゲートが切り替わる毎に振幅変化量ΔＧだけ利得を変化させるように利得可変増幅部５３５を制御する。その結果、利得可変増幅部５３５の利得は、振幅変化量ΔＧを単位に、距離ゲートが切り替わる毎に不連続に変化する。これにより、利得可変増幅部５３５からノイズ信号が出力され、これがベースバンド信号に混入してしまう。このノイズを、以下ではオフセットノイズという。
【０１６１】
送信信号が高周波送信部５１０から出力される周期（Ｃ１とする）と、最大検出距離Ｌ３との関係を、図２３を用いて説明する。図２３は、送信信号（符号２で示す）が周期Ｃ１で出力される一例を示す説明図である。同図では、最大検出距離Ｌ３に相当する時間をＣ２で示している。時間Ｃ２は、送信信号２が出力された時点を基点に、電波が最大検出距離Ｌ３を往復する時間に相当する。符号３は、電波が最大検出距離Ｌ３を往復して受信した受信波を示している。一例として、周期Ｃ１は１μｓ程度であり、時間Ｃ２は０．２μｓ程度である。パルスレーダ装置５００は、送信信号２が出力されてから時間Ｃ２が経過するまでの期間に、最大検出距離Ｌ３までの範囲で対象物Ｔを検出する。従って、時間Ｃ２が経過したのち次に送信信号２が出力されるまでの期間は、対象物Ｔの検出を行わない時間帯となる。
【０１６２】
制御部５３３は、最大検出距離Ｌ３に達した後は、利得制御信号Ｆをオフにする必要がある。利得制御信号Ｆを、最大検出距離Ｌ３に対して設定した大きな振幅のままにしておくと、次に送信信号が出力されたとき、利得制御信号Ｆをいきなり小さな値にする必要がある。これにより、利得可変増幅部５３５の利得が急激に変化するため、大きなオフセットノイズが発生してベースバンド信号に混入されてしまう。そこで、本実施形態では、図２２に示すように、最大検出距離Ｌ３に達した後は利得制御信号をオフにしている。
【０１６３】
また、高周波用基板５０３と低周波用基板５０４との間を、従来の多ピンのコネクタ５０５を用いて電気的に接続していることから、コネクタ５０５において対象物Ｔの情報を有するベースバンド信号に制御信号からの干渉ノイズ信号が混入してしまう。さらに、発振器５１１から出力された搬送波が、ＩＱミキサ５２２を通過して相関器５２１で反射され、再びＩＱミキサ５２２でダウンコンバートされたセルフミキシングノイズもベースバンド信号に混入する、といった問題もある。特に、対象物Ｔが遠方にある場合には、それからの反射信号の振幅レベルが小さくなるため、上記の利得可変増幅部５３５からのオフセットノイズ、コネクタ５０５における干渉ノイズ、及びセルフミキシングノイズによって隠されてしまうおそれがある。
【０１６４】
そこで、本実施形態のパルスレーダ装置５００では、上記のオフセットノイズと干渉ノイズとセルフミキシングノイズとを合わせた不要波のレプリカ信号を事前に作成しておき、対象物Ｔの検出時にベースバンド信号から該レプリカ信号を除去するようにする。不要波のレプリカ信号の一例を、図２４、２５を用いて説明する。図２４は、高周波送信部５１０で生成されたパルス信号を送信アンテナ５０１から放射し、対象物Ｔで反射された反射波を受信アンテナ５０２で受信してディジタル信号処理部５３２で処理した信号１０の一例を示す時間波形図である（なお、横軸は時間に対応した距離を表している。以下、図２５、図２８〜３２においても同様とする。）。同図に示す信号１０の波形は、ノイズの影響を受けていないときの波形である。また、図２５は、図２４に示す信号１０に上記の不要波の信号が混入したときの時間波形図を示す。符号１１の信号は利得可変増幅部５３５からのオフセットノイズ、符号１２の信号はコネクタ５０５でベースバンド信号に混入する干渉ノイズ信号、符号１３の信号はセルフミキシングノイズを模式的に示したものである。
【０１６５】
本実施形態では、図２５に示すオフセットノイズ１１と干渉ノイズ信号１２とセルフミキシング信号１３とを合わせた不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを記憶部５３４に保存しておく。そして、パルスレーダ装置５００を動作させて対象物Ｔを検出するときは、コネクタ５０５を経由してベースバンド部５３０に入力され、ディジタル信号処理部５３２で処理された信号から上記のレプリカ信号を差し引くことで、図２４に示すような信号（低ノイズ信号）を取得する。以下では、上記のレプリカ信号を事前に作成する方法を、図面を用いて詳細に説明する。
【０１６６】
図２１において、制御部５３３から第１ゲート部５１２に出力される制御信号（第１制御信号）及びそれを伝送する制御線（第１制御線）をそれぞれＡ、ａとし、制御部５３３から第２ゲート部５１３に出力される制御信号（第２制御信号）及びそれを伝送する制御線（第２制御線）をそれぞれＢ、ｂとし、制御部５３３から相関器５２１に出力される制御信号（第３制御信号）及びそれを伝送する制御線（第３制御線）をそれぞれＣ、ｃとし、さらに制御部５３３から利得可変増幅部５３５に出力される利得制御信号（第４制御信号）及びそれを伝送する制御線（第４制御線）をそれぞれＦ、ｆとする。制御信号Ａ、Ｂは、それぞれ第１ゲート部５１２、第２ゲート部５１３の電源をオン／オフ制御し、制御信号Ｃは相関器５２１の電源をオン／オフ制御している。また、利得制御信号Ｆは、制御部５３３で検出距離に対応して決定された振幅値が第１制御信号または第２制御信号に同期して利得可変増幅部５３５に出力される。
【０１６７】
また、ＩＱミキサ５２２の第１ミキサ５２３から利得可変増幅部５３５に出力されるベースバンド信号（Ｉ信号）及びそれを伝送する信号線をそれぞれＤ、ｄとし、第２ミキサ５２４から利得可変増幅部５３５に出力されるベースバンド信号（Ｑ信号）及びそれを伝送する信号線をそれぞれＥ、ｅとする。上記の制御線ａ、ｂ、ｃ、及び信号線ｄ、ｅは、いずれもコネクタ５０５の異なるピンを経由している。
【０１６８】
パルスレーダ装置５００では、制御部５３３から制御線ａ、ｂを介して適切なタイミングで制御信号Ａ、Ｂが第１ゲート部５１２及び第２ゲート部５１３に出力され、それぞれの電源が略１［ｎｓ］の間投入されると、発振器５１１で生成された搬送波が１［ｎｓ］のパルス幅に切り出される。これにより、所定周波数の搬送波による１［ｎｓ］幅パルスの送信信号が生成され、これが送信アンテナ５０１に送出されて電波として空中に放射される。放射された電波は、距離Ｌだけ離れた位置にある対象物Ｔで反射され、受信アンテナ５０２で受信される。
【０１６９】
制御部５３３から制御線ｃを介して所定のタイミングで相関器５２１に制御信号Ｃが出力されると、相関器５２１の電源が投入されて受信アンテナ５０２で受信された受信信号と送信信号との相関がとられる。相関器５２１から出力される信号は、ＩＱミキサ５２２で複素ベースバンド信号にダウンコンバートされる。第１ミキサ５２３及び第２ミキサ５２４でダウンコンバートされたそれぞれのベースバンド信号Ｄ、Ｅは、信号線ｄ、ｅを介してベースバンド部５３０の利得可変増幅部５３５に入力され、ここで所定のレベルに増幅される。利得可変増幅部５３５で増幅された信号は、次にＡ／Ｄ変換部５３１に入力され、ここでディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ディジタル信号処理部５３２において複素信号処理がなされ、対象物Ｔに係る位置情報と相対速度情報が算出される。
【０１７０】
図２１に示す制御線ａ、ｂ、ｃ及び信号線ｄ、ｅは、高周波用基板５０３と低周波用基板５０４との間をコネクタ５０５で接続されている。コネクタ５０５の各ピン（端子）はむき出しの状態にあるため、各端子を流れる信号は微小なレベルではあるが、他の端子に回り込んで干渉してしまう。制御線ａ、ｂ、ｃを流れる制御信号Ａ、Ｂ、Ｃは、ＲＦ部品（第１ゲート部１１２、第２ゲート部１１３、相関器１２１）をオン／オフ駆動するための信号であり、例えば２〜３［Ｖ］程度のレベルを有している。これに対し、信号線ｄ、ｅを流れるベースバンド信号Ｄ、Ｅは、対象物Ｔから反射してきたレベルの低い信号をダウンコンバートした信号であり、非常にレベルの低い信号である。そのため、制御信号Ａ、Ｂ、Ｃはベースバンド信号Ｄ、Ｅに比較して相対的に非常に高いレベルの信号となっており、コネクタ５０５において制御線ａ、ｂ、ｃから信号線ｄ、ｅに制御信号Ａ、Ｂ、Ｃが漏れ込んでしまう。
【０１７１】
パルスレーダ装置５００における上記の各制御線及び信号線を拡大して図２６に示す。同図では、コネクタ５０５において、制御線ａ、ｂ、ｃから信号線ｄ、ｅに回り込む信号を、それぞれ干渉ノイズ信号α、β、γとしている。干渉ノイズ信号α、β、γは、信号線ｄ、ｅを通過するベースバンド信号Ｄ、Ｅとほぼ同等レベルの信号となる。図２６では、発振器５１１から出力されてＩＱミキサ５２２を通過し、相関器５２１で反射されて再びＩＱミキサ５２２でダウンコンバートされるセルフミキシングノイズを、符号δで示している。このセルフミキシングノイズδも、ベースバンド信号Ｄ、Ｅに混入する。さらに、利得可変増幅部５３５でその出力信号に混入するノイズを、オフセットノイズθとしている。
【０１７２】
本実施形態のパルスレーダ装置５００では、ベースバンド信号Ｄ、Ｅに混入するノイズα、β、γ、δ、及び利得可変増幅部５３５で混入するノイズθを含む不要波のレプリカ信号を事前に作成するために、パルスレーダ装置５００の使用開始時に、制御線ａ、ｂ、ｃを介して第１ゲート部５１２、第２ゲート部５１３、相関器５２１、及び利得可変増幅部５３５を適当なタイミングで動作させる。そして、得られた不要波のレプリカ信号を記憶部５３４に記憶しておき、対象物Ｔの検出時に、ディジタル信号処理部５３２でＡ／Ｄ変換部５３１から入力した信号からレプリカ信号を差し引くことで各ノイズを除去する。以下では、図２７に示す流れ図を用いて不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを用いて補正する方法を説明する。図２７は、パルスレーダ装置５００において、信号を処理する方法を示す流れ図である。
【０１７３】
不要波のレプリカ信号を作成するにあたって、送信アンテナ５０１から送信電波を空中に放射してしまうと、何らかの対象物で送信電波が反射されて受信アンテナ５０２で受信されてしまうおそれがある。このような反射波を受信してしまうと、不要波のみのレプリカ信号を検出することができなくなる。そこで、不要波のレプリカ信号を作成するときは、送信アンテナ５０１から送信電波が放射されないようにしている。
【０１７４】
まず、ステップＳ２０１において、パルスレーダ装置５００の使用開始か否かを判定し、使用開始と判定されたときはステップＳ２０２に進む一方、既に使用中と判定されたときはステップＳ２１４に進む。ステップＳ２０２では、制御部５３３は、制御線ｂ、ｃ、ｆに制御信号Ｂ、Ｃ、Ｆを流しつつ、制御線ａを流れる制御信号Ａの出力を停止させる。次に、ステップＳ２０３でレーダを動作させる。パルスレーダ装置５００では、第１ゲート部５１２と第２ゲート部５１３がともに電源オンにされたときのみパルス信号が送信アンテナ５０１に出力される。そのため、ステップＳ２０３でレーダを動作させたときに制御信号Ａが第１ゲート部５１２に出力されないと、パルス信号が送信アンテナ５０１に出力されない。これにより、受信アンテナ５０２も反射波を受信することはない。
【０１７５】
その結果、ディジタル信号処理部５３２には、制御信号Ｂ、Ｃが信号線ｄ、ｅに混入したそれぞれの干渉ノイズ信号β、γと、セルフミキシングノイズδと、オフセットノイズθとを合成したノイズ信号（β＋γ＋δ＋θ）（第１バックグランド信号）が入力される。ステップＳ２０４では、ノイズ信号（β＋γ＋δ＋θ）がディジタル信号処理部５３２で信号処理される。これにより、図２８に示すようなノイズ信号が得られる。図２８は、ノイズ信号（β＋γ＋δ＋θ）の時間波形図を示す。ディジタル信号処理部５３２で処理して得られたノイズ信号（β＋γ＋δ＋θ）は、ステップＳ２０５で記憶部５３４に保存される。
【０１７６】
次のステップＳ２０６では、制御部５３３は、制御線ａ、ｃ、ｆに制御信号Ａ、Ｃ、Ｆを流しつつ、制御線ｂを流れる制御信号Ｂの出力を停止させる。そして、ステップＳ２０７でレーダを動作させる。この場合、第１ゲート部５１２のみが電源オンにされ、第２ゲート部５１３は電源オンされないことから、やはりパルス信号が送信アンテナ５０１に出力されない。これにより、受信アンテナ５０２も反射波を受信することはない。
【０１７７】
その結果、ディジタル信号処理部５３２には、制御信号Ａ、Ｃが信号線ｄ、ｅに混入したそれぞれ干渉ノイズ信号α、γと、セルフミキシングノイズδと、オフセットノイズθとを合成したノイズ信号（α＋γ＋δ＋θ）（第２バックグランド信号）が入力される。ステップＳ２０８では、ノイズ信号（α＋γ＋δ＋θ）がディジタル信号処理部５３２で信号処理される。これにより、図２９に示すようなノイズ信号が得られる。図２９は、ノイズ信号（α＋γ＋δ＋θ）の時間波形図を示す。ステップＳ２０９では、ディジタル信号処理部５３２で処理して得られたノイズ信号（α＋γ＋δ＋θ）を、記憶部５３４に保存されているノイズ信号（β＋γ＋δ＋θ）に加算して保存する。
【０１７８】
さらにステップＳ２１０では、制御部５３３は、制御線ｃ、ｆに制御信号Ｃ、Ｆを流しつつ、制御線ａ、ｂを流れる制御信号Ａ、Ｂの両方とも出力停止させる。そして、ステップＳ２１１でレーダを動作させる。この場合も、パルス信号が送信アンテナ５０１に出力されない。これにより、受信アンテナ５０２も反射波を受信することはない。
【０１７９】
その結果、ディジタル信号処理部５３２には、制御信号Ｃが信号線ｄ、ｅに混入した干渉ノイズ信号γと、セルフミキシングノイズδと、オフセットノイズθとを合成したノイズ信号（γ＋δ＋θ）（第３バックグランド信号）が入力される。ステップＳ２１２では、ノイズ信号（γ＋δ＋θ）がディジタル信号処理部５３２で信号処理される。これにより、図３０に示すようなノイズ信号が得られる。図３０は、ノイズ信号（γ＋δ＋θ）の時間波形図を示す。ステップＳ２１３では、ディジタル信号処理部５３２で処理して得られたノイズ信号（γ＋δ＋θ）を、記憶部５３４に保存されているノイズ信号から減算して保存する。
【０１８０】
上記のように、ノイズ信号（β＋γ＋δ＋θ）にノイズ信号（α＋γ＋δ＋θ）を加算し、これからノイズ信号（γ＋δ＋θ）を減算することで、次式のように、全ての不要波を合せたノイズ信号が算出される。
（β＋γ＋δ＋θ）＋（α＋γ＋δ＋θ）−（γ＋δ＋θ）＝ α＋β＋γ＋δ＋θ
上記のように、記憶部５３４には干渉ノイズ信号α、β、γ、セルフミキシングノイズδ、及びオフセットノイズθを合成したノイズ信号のレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）が保存される。レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）の時間波形は、図２８の時間波形と図２９の時間波形を加算し、これから図３０の時間波形を減算することで得られる。レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）の時間波形を図３１に示す。
【０１８１】
図３１は、利得可変増幅部５３５を用いた本実施形態のパルスレーダ装置５００で検出した不要波のレプリカ信号の時間波形を示しているが、利得可変増幅部５３５に代えて、利得を最大値に固定した利得固定増幅器を用いたときの不要波の時間波形を図３２に示す。図３２では、近距離におけるノイズレベルが高くなっているのに対し、利得可変増幅部５３５を用いた図３１では、近距離におけるノイズレベルが低く抑えられていることがわかる。
【０１８２】
一方、ステップＳ２０１でパルスレーダ装置５００が既に使用中と判定されたときは、ステップＳ２１４でレーダを動作させる。これにより、制御部５３３から制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｆが出力されてパルス信号が電波として送信アンテナ５０１から放射される。そして、対象物Ｔで反射された反射波が受信アンテナ５０２で受信される。受信アンテナ５０２で受信された受信信号は、高周波受信部５２０でベースバンド信号にダウンコンバートされ、コネクタ５０５を介して利得可変増幅部５３５に伝送される。利得可変増幅部５３５に入力されたベースバンド信号は、ここで所定のレベルに増幅された後、Ａ／Ｄ変換部５３１に入力されてディジタル信号に変換され、さらにディジタル信号処理部５３２に伝送される。
【０１８３】
ディジタル信号処理部５３２に伝送されたディジタル信号には、コネクタ５０５や利得可変増幅部５３５等で混入したノイズ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）が含まれている。ステップＳ２１５では、ディジタル信号処理部５３２でディジタル信号の処理を行う。これにより、受信信号１０にオフセットノイズ１１と干渉ノイズ信号１２とセルフミキシング信号１３とが混入した図２５に示すような信号が得られる。
【０１８４】
ステップＳ２１６で記憶部５３４からレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）を読み出し、ステップＳ２１７においてディジタル信号処理部５３２で処理された信号からレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）を減算する。これにより、図２４に示すような信号１０が得られる。この信号１０を基に、ステップＳ２１８で対象物Ｔまでの距離Ｌ及び相対速度を算出する。
【０１８５】
なお、本実施形態では、ディジタル信号処理部５３２の処理では、相対速度を算出するために、入力信号に対して複素信号処理（ＦＦＴ処理）を行って対象物のドップラー成分を算出している。上記説明のパルスレーダ装置５００内で生じるノイズ信号はいずれも定常的なノイズであることから、ノイズ信号α、β、γ、δ、θにはいずれもドップラー成分が含まれておらず、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のみである。
【０１８６】
これより、ステップＳ２０４、Ｓ２０８、及びＳ２１２で行うディジタル信号処理部５３２の処理で得られるノイズ信号データは、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のノイズ信号のみであり、ステップＳ２１３で記憶部５３４に保存されるレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）のフーリエ変換データも、相対速度０に相当する０［Ｈｚ］成分のみである。従って、上記のステップＳ２１７では、Ａ／Ｄ変換部５３１から入力した信号を複素信号処理して得られる０［Ｈｚ］成分に対してのみレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）を減算してもよい。
【０１８７】
また、対象物の相対速度を測定する必要がない場合には、ディジタル信号処理部５３２では上記ＦＦＴ処理を行う必要はなく、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。さらに、対象物の相対速度を測定する必要がない場合であっても、ＳＮ比改善のためにディジタル信号処理部５３２で上記ＦＦＴ処理を行い、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。これらの場合にも、制御部５３３から制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｆが出力された場合に得られる各距離ゲートのデータから、レプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）の対応する距離ゲートのデータを差し引くことによって低ノイズ信号が得られるので、これに基づいて対象物の検出を確実に行うことができる。
【０１８８】
図２７に示す流れ図では、パルスレーダ装置５００の使用開始時（電源投入時）にレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）を作成しているが、これに限定されず、パルスレーダ装置５００の使用中に定期的にレプリカ信号（α＋β＋γ＋δ＋θ）を作成させるようにしてもよい。パルスレーダ装置５００の使用中に、例えば装置内の温度が上昇してレプリカ信号がわずかながら変化する可能性がある。そのため、パルスレーダ装置５００の使用中も定期的にレプリカ信号を作成し直すことで、パルスレーダ装置５００のレーダ性能をさらに向上させることができる。
【０１８９】
上記説明のように、本発明のパルスレーダ装置及びその制御方法によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に作成して受信信号から除去することにより、利得可変増幅部の利得を検出距離に応じて不連続に変化させたときのノイズや制御線から信号線への与干渉によるノイズ、セルフミキシングノイズの影響を簡易な構成で除去することができ、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置では、動作周波数の低いベースバンド部については、低価格の低周波用の基板を用いることができ、また低周波用の基板と高周波用の基板とを、従来から用いられている汎用のコネクタを用いて接続することができる。これにより、小型で低コストなパルスレーダ装置を提供することが可能となる。
【０１９０】
（第６実施形態）
本発明の第６の実施形態に係るパルスレーダ装置を、図３３を用いて以下に説明する。図３３は、本実施形態のパルスレーダ装置６００の構成を示すブロック図である。本実施形態のパルスレーダ装置６００は、対象物Ｔの方位角を位相モノパルス方式で測定（測角）するために、受信アンテナ６１０として、第１アンテナ６１１及び第２アンテナ６１２の２つのアンテナを備えている。第１アンテナ６１１及び第２アンテナ６１２による受信信号は、ハイブリッド回路６１３に入力され、ここで２つの受信信号の和信号（Σとする）と差信号（Δとする）に変換されて切替器６１４に出力される。
【０１９１】
本実施形態では、高周波受信部５２０及びベースバンド部５３０による和信号及び差信号の処理を、切替器６１４で切り替えて選択的に行う構成としている。切替器６１４による和信号と差信号との切り替えは、対象物Ｔの相対的な移動に比べて十分高速に行われることから、交互に切り替えて検出された和信号と差信号を用いて対象物Ｔの方位角を高精度に検出することができる。本実施形態では、高周波受信部５２０及びベースバンド部５３０の構成を変更することなく、モノパルス方式による測角を行うことが可能となり、小型で低コストなパルスレーダ装置６００を提供することができる。
【０１９２】
上記各実施形態では、高周波で動作する高周波送信部及び高周波受信部を高周波用基板上に配置し、低周波で動作するベースバンド部を低周波用基板上に配置している。このように、パルスレーダ装置を高周波用と低周波用の２枚の基板に分けて構成する場合、ベースバンド信号を増幅する増幅器をどちらの基板上に配置するのが好ましいかについて以下に検討する。上記の第３乃至第６実施形態では、いずれも増幅器を低周波用の基板上に配置している。
【０１９３】
以下では、第５実施形態のパルスレーダ装置５００を例に、増幅器の好適な配置位置を検討する。第五実施形態では、他の実施形態と同様に、高周波用基板５０３と低周波用基板５０４との間がコネクタ５０５で接続されており、両者の間で各制御信号及びベースバンド信号を伝達するための制御線Ａ、Ｂ、Ｃ及び信号線Ｄをコネクタ５０５内のピンで接続している。コネクタ５０５には、ピン間の間隔がそれほど大きくなくアイソレーションもそれほど高くない低価格のものを用いるものとする。
【０１９４】
受信信号をダウンコンバートしたベースバンド信号は、その信号強度が低いためＡ／Ｄ変換する前に増幅器で増幅される。ベースバンド信号の信号強度は、制御線Ａ、Ｂ、Ｃを伝達する制御信号に比べて極めて低く、例えば制御信号の強度１０００ｍＶに対してベースバンド信号の強度が１ｍＶ程度になることがある。このようにベースバンド信号の強度が極めて低いため、パルスレーダ装置５００では利得可変増幅５３５を用いてベースバンド信号の強度を例えば１０００ｍＶ程度に増幅する。
【０１９５】
コネクタ５０５内を増幅前のベースバンド信号が通過する場合、コネクタ内で信号強度の高い制御信号からベースバンド信号に回り込む干渉ノイズ信号の影響が問題となるが、この干渉ノイズ信号の影響は、上記の第１〜第６実施形態で説明したように、本発明のパルスレーダ装置及びその制御方法により大幅に低減することができる。これに対し、ベースバンド信号から制御信号に回り込む干渉ノイズ信号は、制御信号に比べてベースバンド信号の強度が極めて低いことから、制御信号によるパルスレーダ装置の動作にほとんど影響しない。その結果、制御信号に従って出力される送信信号は、図３４（ａ）に示す送信信号Ｐ１のように、所定のパルス繰返し周期（ＰＲＦ）通りに生成される。
【０１９６】
一方、利得可変増幅５３５を高周波用基板５０３上に配置してベースバンド信号を増幅した後にコネクタ５０５内を通過させるようにした場合には、増幅されたベースバンド信号から制御信号に回り込む干渉ノイズ信号の強度が高くなり、制御信号に比較的高いノイズ信号が混入されてしまう。その結果、図３４（ｂ）に例示するように、所定のパルス繰返し周期（ＰＲF）以外にも第１ゲート部５１２及び第２ゲート部５１３が動作して送信信号Ｐ２が出力されてしまうおそれがある。所定のパルス繰返し周期以外にも送信信号が出力されてしまうと、パルスレーダ装置５００は正常なレーダ動作を行うことができなくなってしまう。
【０１９７】
そこで、増幅器を設けた第３乃至第６実施形態のいずれにおいても、増幅器を低周波用の基板上に配置し、コネクタ内を増幅前の強度の低いベースバンド信号を通過させるようにしている。これにより、ベースバンド信号から制御信号に回り込む干渉ノイズ信号は、制御信号にほとんど影響しない程度に十分低いものとなり、制御信号への影響を低減するための複雑な構成や制御が不要となる。また、コネクタ内で制御信号からベースバンド信号に回り込む干渉ノイズ信号は、本発明のパルスレーダ装置及びその制御方法によって大幅に低減される。
【０１９８】
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係るパルスレーダ装置及びその制御方法の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態におけるパルスレーダ装置及びその制御方法の細部構成及び詳細な動作などに関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【符号の説明】
【０１９９】
１００、２００、３００、４００、５００、６００    パルスレーダ装置
１０１、３０１、５０１    送信アンテナ
１０２、２１０、３０２、４１０、５０２、６１０    受信アンテナ
１０３、３０３、５０３    高周波用基板
１０４、３０４、５０４    低周波用基板
１０５、３０５、５０５    コネクタ
１１０、３１０、５１０    高周波送信部
１１１、３１１、５１１    発振器
１１２、３１２、５１２    第１ゲート部
１１３、３１３、５１３    第２ゲート部
１２０、３２０、５２０    高周波受信部
１２１、３２１、５２１    相関器
１２２、３２２、５２２    ＩＱミキサ（直交ダウンコンバート部）
１２３、３２３、５２３    第１ミキサ
１２４、３２４、５２４    第２ミキサ
１２５、３２５、５２５    移相器
１３０、３３０、５３０    ベースバンド部
１３１、５３１    Ａ／Ｄ変換部
３３１    複素Ａ／Ｄ変換部
１３２、３３２、５３２    ディジタル信号処理部
１３３、３３３、５３３    制御部
１３４、３３４、５３４    記憶部
２１１、４１１、６１１    第１アンテナ
２１２、４１２、６１２    第２アンテナ
２１３、４１３、６１３    ハイブリッド回路
２１４、４１４、６１４    切替器
３３５    複素信号増幅器
５３５    利得可変増幅部  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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