(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数可変の発振信号を発生する発振器と、
前記発振信号から高調波を生成する高調波発生器と、
前記高調波から第１高周波信号を取り出す第１フィルタと、
前記高調波から第２高周波信号を取り出す第２フィルタと、
送信した前記第１高周波信号の反射信号を受信した受信信号を前記第２高周波信号でダウンコンバートするダウンコンバート用ミキサと、
前記発振信号から互いに直交する第１および第２中間周波数信号を生成するハイブリッドカプラと、
前記ダウンコンバート用ミキサの出力と前記第１中間周波数信号をミキシングして第１ベースバンド信号を取り出す第１ミキサと、
前記ダウンコンバート用ミキサの出力と前記第２中間周波数信号をミキシングして第２ベースバンド信号を取り出す第２ミキサと、を備え、
前記第１高周波信号の中心周波数は、前記発振信号の周波数のｎ（ｎは整数）倍であり、
前記第２高周波信号の中心周波数は、前記発振信号の周波数のｎ＋１倍またはｎ−１倍であることを特徴とする送受信装置。
【請求項２】
前記高調波発生器は、パルス発生器である請求項１に記載の送受信装置。
【請求項３】
前記第１高周波信号の周波数ｆＲＦに対して、前記パルス発生器の発生するパルス幅は、ｆＲＦ−１である請求項２に記載の送受信装置。
【請求項４】
前記高調波発生器は、ダイオードを含む請求項１に記載の送受信装置。
【請求項５】
前記高調波発生器は、バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタを含む請求項１に記載の送受信装置。
【請求項６】
前記発振信号の周波数を掃引するように前記発振器を制御する掃引回路を備える請求項１から５のいずれか１項に記載の送受信装置。
【請求項７】
複数の送受信機をアレイ状に配置したイメージセンサと、
前記複数の送受信機のそれぞれが、高周波信号を対象物に向けて送信し、前記対象物で反射された前記高周波信号を前記複数の送受信機のそれぞれで受信し、受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力から、前記高周波信号の前記対象物での反射画像を生成する画像処理装置と、を備え、
前記複数の送受信機のそれぞれは、
周波数可変の発振信号を発生する発振器と、
前記発振信号から高調波を生成する高調波発生器と、
前記高調波から前記高周波信号を取り出す第１フィルタと、
前記高調波から前記高周波信号と異なる周波数のローカル高周波信号を取り出す第２フィルタと、
前記受信信号を前記ローカル高周波信号でダウンコンバートするダウンコンバート用ミキサと、
前記発振信号から互いに直交する第１および第２中間周波数信号を生成するハイブリッドカプラと、
前記ダウンコンバート用ミキサの出力と前記第１中間周波数信号をミキシングして第１ベースバンド信号を取り出す第１ミキサと、
前記ダウンコンバート用ミキサの出力と前記第２中間周波数信号をミキシングして第２ベースバンド信号を取り出す第２ミキサと、を備え、
前記第１高周波信号の中心周波数は、前記発振信号の周波数のｎ（ｎは整数）倍であり、
前記第２高周波信号の中心周波数は、前記発振信号の周波数のｎ＋１倍またはｎ−１倍であることを特徴とするイメージング装置。
【請求項８】
前記発振信号の周波数を掃引するように前記発振器を制御する掃引回路を備える請求項７に記載のイメージング装置。
【請求項９】
前記イメージセンサは、１次元に配置した複数の送受信機を備え、
前記イメージング装置は、前記イメージセンサを前記複数の送受信機の配置方向と垂直な方向に移動させるスキャン機構を備える請求項７に記載のイメージング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送受信装置およびイメージング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波・ミリ波・テラヘルツ波を利用したイメージセンサを含むイメージング装置は、有害な放射線被爆を発生すること無しに、非接触で危険物などを検知することができるため、空港、イベント会場などでのセキュリティ検査に実用されている。このような電波を利用したイメージング装置は、可視光センサや赤外線センサと異なり、衣服内などに秘匿された危険物や壁の向こう側にある不審物を検知可能という特徴を有するため、最近では、ブティックなどでの非接触サイズ測定にも利用されている。
【０００３】
このようなイメージング装置は、ミリ波ホログラフィックシステムと呼ばれる。ミリ波ホログラフィックシステムは、１次元アレイ状（直線状）に配置した複数の送受信装置を有する。各送受信装置は、周波数を掃引しながら対象物（ターゲット）に対してミリ波電波を照射して、返ってくる反射波の強度と位相を掃引周波数毎に測定する。１次元送受信装置アレイの場合には、アレイを縦あるいは横方向にスキャンし、送受信装置の空間的な位置を変えながら、この測定を繰り返す。
【０００４】
この場合のターゲットの反射率f（ｘ、ｙ、ｚ）は次式で表される。
【０００５】
【数１】
0005617292.tif 000002
【０００６】
ここで、ＦＴ２Ｄ（ｘ）はスキャン平面上での２次元フーリエ変換関数、ＦＴ３Ｄ−１（ｘ）は３次元逆フーリエ関数であり、ｓ（ｘ、ｙ、ω）はスキャン位置（ｘ、ｙ）における掃引（角）周波数ωでの受信電力である。ｋは空間波数ベクトルを表し、２ｋ２＝ｋｘ２＋ｋｙ２＋ｋｚ２である。このホログラフィックシステムにおいては、掃引周波数ステップΔｆとターゲットまでの距離Ｒｍａｘの関係はΔｆ＜ｃ／Ｒｍａｘと表される。ｃは空間媒質の電波伝搬速度を示す。このため、掃引周波数ステップΔｆが小さい程、遠くの物体を検出することが可能となる。一方、このシステムの検出分解能は、ターゲット面内方向δｘ≒λｃＦ＃／２、距離方向δｘ≒ｃ／２Ｂと表される。ここでＦ＃はターゲットと送受信機との距離Ｒと送受信機のスキャン長との比である。λｃは電波の波長を示し、Ｂは周波数帯域幅を示す。すなわち、スキャン長が大きいほど、周波数帯域幅が広いほど、検出分解能は高くなる。
【０００７】
このようなイメージング装置の送受信装置では、送信信号として使用する高周波信号（ＲＦ信号）、およびＲＦ信号の反射信号の受信信号からダウンコンバートする時に使用するローカル周波数信号（ＬＯ信号）の２つの高周波信号を必要とする。そこで、これまでの送受信装置は、ＲＦ信号を発生するＲＦ用発振器およびＬＯ信号を発生するＬＯ用発振器の２個の発振器を有していた。そのため、信号源の位相雑音に起因する位置精度・検出精度の低下が問題となっていた。発振器の位相雑音は周波数が高くなるほど劣化する傾向にあるため、この問題は、特に周波数が９０ＧＨｚを超えるミリ波・サブテラヘルツ波を使用する場合に顕著となる。以上の理由で、信号源の雑音低減が要望されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１１−３１１６６９号公報
【特許文献２】特開２００６−２０３７１８号公報
【特許文献３】特表２００１−５０１３０４号公報
【特許文献４】特表２００９−５２６９８８号公報
【特許文献５】米国特許第５，４５５，５９０号
【特許文献６】米国特許第５，５５７，２８３号
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】D. Sheen, D. McMakin, and T. E. Hall, “Three-dimensional millimeterwave imaging for concealed weapon detection,” IEEE Trans. MTT, vol.49, no. 9, pp. 1581-1592, 2001.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
実施形態は、ＲＦ信号およびＬＯ信号を低雑音化して、高精度なイメージ検出を可能にする送受信装置およびそれを使用するイメージング装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
実施形態の第１の態様の送受信装置は、周波数可変の発振信号を発生する発振器と、発振信号から高調波を生成する高調波発生器と、高調波から第１高周波信号を取り出す第１フィルタと、高調波から第２高周波信号を取り出す第２フィルタと、送信した第１高周波信号の反射信号を受信した受信信号を第２高周波信号でダウンコンバートするダウンコンバート用ミキサと、発振信号から互いに直交する第１および第２中間周波数信号を生成するハイブリッドカプラと、ダウンコンバート用ミキサの出力と第１中間周波数信号をミキシングして第１ベースバンド信号を取り出す第１ミキサと、ダウンコンバート用ミキサの出力と第２中間周波数信号をミキシングして第２ベースバンド信号を取り出す第２ミキサと、を含む。
【００１２】
また、実施形態の第２の態様のイメージング装置は、複数の送受信機をアレイ状に配置したイメージセンサと、複数の送受信機のそれぞれが、高周波信号を対象物に向けて送信し、対象物で反射された高周波信号を複数の送受信機のそれぞれで受信し、受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力から、高周波信号の対象物での反射画像を生成する画像処理装置と、を含み、複数の送受信機のそれぞれは、周波数可変の発振信号を発生する発振器と、発振信号から高調波を生成する高調波発生器と、高調波から高周波信号を取り出す第１フィルタと、高調波から高周波信号と異なる周波数のローカル高周波信号を取り出す第２フィルタと、受信信号をローカル高周波信号でダウンコンバートするダウンコンバート用ミキサと、発振信号から互いに直交する第１および第２中間周波数信号を生成するハイブリッドカプラと、ダウンコンバート用ミキサの出力と第１中間周波数信号をミキシングして第１ベースバンド信号を取り出す第１ミキサと、ダウンコンバート用ミキサの出力と第２中間周波数信号をミキシングして第２ベースバンド信号を取り出す第２ミキサと、を含む。
【発明の効果】
【００１３】
実施形態によれば、ＲＦ信号およびＬＯ信号を低雑音化して、高精度なイメージ検出を可能にする送受信装置およびそれを使用するイメージング装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】図１は、実施例１のイメージング装置の概略構成を示す図である。
【図２】図２は、実施例１の各送受信装置の構成を示す図である。
【図３】図３は、実施例２の送受信装置の構成を示す図である。
【図４】図４は、短パルス発生器の回路構成およびその一要素であるコア部の回路構成を示す図である。
【図５】図５は、短パルス発生器の動作を示すタイムチャートおよび短パルス発生器の生成する出力パルスの例を示す図である。
【図６】図６は、第１および第２フィルタの回路パターンおよび特性を示す図である。
【図７】図７は、短パルス発生器の発生する高調波信号群と、第１および第２フィルタによる高調波信号群からの信号の抽出処理を説明する図である。
【図８】図８は、ダウンコンバート用ミキサの回路構成を示す図である。
【図９】図９は、ハイブリッドカプラの回路構成を示す図である。
【図１０】図１０は、第１および第２ミキサの回路構成を示す図である。
【図１１】図１１は、実施例１における短パルス発生器の出力する高調波が有する位相雑音と、通常の発振器の出力する発振信号の有する位相雑音を比較した図である。
【図１２】図１２は、実施例３の送受信装置の構成を示す図である。
【図１３】図１３は、ダイオードの部分の回路構成および変形例の回路構成を示す図である。
【図１４】図１４は、実施例３で使用する電力レベル調整用可変利得増幅器の構成を示す図である。
【図１５】図１５は、ローパスフィルタの回路構成を示す図である。
【図１６】図１６は、分配器の回路構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図１は、実施例１のイメージング装置の概略構成を示す図である。実施例１のイメージング装置は、送受信装置アレイ１０と、スキャン機構１３と、送受信ロジック回路１４と、Ａ／Ｄ変換器１５と、画像処理装置１６と、ディスプレイ１７と、を有する。
【００１６】
送受信装置アレイ１０は、一次元（直線状）に配置した複数の送受信装置１１を有する。各送受信装置１１は、前方（アレイに垂直な方向）に高周波信号を放射し、前方に位置する対象物で反射された高周波信号を受信する。
【００１７】
スキャン機構１３は、送受信装置アレイ１０を上下方向に移動する。実施例１では、送受信装置アレイ１０が水平方向に直線状に配置された複数の送受信装置１１を有し、スキャン機構１３が送受信装置アレイ１０を垂直方向に移動することにより、対象物の２次元画像が生成される。しかし、送受信装置アレイ１０を垂直方向に配置し、送受信装置アレイ１０を水平方向に移動するスキャン機構１３を設けて、対象物の２次元画像が生成されるようにしてもよい。また、送受信装置アレイ１０を垂直方向に配置し、対象物の周囲を１周回転するように送受信装置アレイ１０を移動するスキャン機構１３を設けて、対象物の３６０度画像が生成されるようにすることも可能である。
【００１８】
送受信ロジック回路１４は、送受信装置アレイ１０が、出力する高周波信号の周波数を掃引するように制御すると共に、送受信装置アレイ１０の出力信号の読み出し処理を行う。例えば、送受信ロジック回路１４は、送受信装置アレイ１０が送信信号の周波数を９０ＧＨｚから９１ＧＨｚまで１００ＭＨｚステップで変化させ、この変化を繰り返すように制御する。
【００１９】
Ａ／Ｄ変換器１５は、送受信ロジック回路１４を介して読み出された送受信装置アレイ１０の出力信号をデジタル信号に変化する。画像処理装置１６は、Ａ／Ｄ変換器１５の出力するデジタル信号から対象物の画像信号を生成して、ディスプレイ１７に表示する。画像処理装置１６は、例えば、コンピュータおよびコンピュータソフトウエアにより実現される。
【００２０】
送受信ロジック回路１４、Ａ／Ｄ変換器１５、画像処理装置１６およびディスプレイ１７については、広く知られているのでこれ以上の説明は省略する。
【００２１】
図２は、実施例１の各送受信装置１１の構成を示す図である。
【００２２】
実施例１の送受信装置１１は、発振器２１と、高調波発生器２３と、第１フィルタ２４と、第２フィルタ２５と、ダウンコンバート用ミキサ２６と、ハイブリッドカプラ２７と、第１ミキサ２８と、第２ミキサ２９と、を有する。
【００２３】
発振器２１は、周波数可変発振器であり、中間周波数(Intermediate Frequency)の発振信号ＩＦを発生する。発振器２１は、送受信ロジック回路１４の制御に応じて、発振信号ＩＦの周波数を、所定の周波数範囲を所定ステップで変化するように掃引する動作を繰り返す。
【００２４】
高調波発生器２３は、発振信号ＩＦから、第１高周波信号ＲＦと第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯを含むＩＦ信号の高調波信号群を発生する。
【００２５】
第１フィルタ２４は、第１高周波信号ＲＦの周波数を含む所定周波数範囲の信号のみを通過させる狭帯域バンドパスフィルタであり、高調波発生器２３の出力する高調波から第１高周波信号ＲＦを取り出す。
【００２６】
第２フィルタ２５は、第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯの周波数を含む所定周波数範囲の信号のみを通過させる狭帯域バンドパスフィルタであり、高調波発生器２３の出力する高調波から第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯを取り出す。
【００２７】
例えば、第１高周波信号ＲＦの周波数の発振信号ＩＦに対する逓倍数をｎとすると、第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯの周波数の発振信号ＩＦに対する逓倍数をｎ±１とすることが望ましい。
【００２８】
第１フィルタ２４の出力する第１高周波信号ＲＦは、ターゲットに向かって送信信号Ｔｘとして出力される。送信信号Ｔｘはターゲットで反射され、受信信号Ｒｘとして受信され、ダウンコンバート用ミキサ２６に入力される。一方、第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯは、ダウンコンバート用ミキサ２６に入力される。ダウンコンバート用ミキサ２６は、第１高周波信号ＲＦと同じ周波数の受信信号Ｒｘと第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯをダウンコンバートする。第１高周波信号ＲＦの周波数の逓倍数はｎであり、第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯの逓倍数はｎ±１であるから、ダウンコンバート用ミキサ２６の生成するダウンコンバート信号ＩＦＲの周波数は、発振信号ＩＦの周波数と同じになる。
【００２９】
ハイブリッドカプラ２７は、発振信号ＩＦを受けて、互いに直交する第１中間周波数信号ＩＦ（０°）および第２中間周波数信号ＩＦ（９０°）を生成する。
【００３０】
第１ミキサ２８は、ダウンコンバート用ミキサ２６の出力するダウンコンバート信号ＩＦＲと第１中間周波数信号ＩＦ（０°）をミキシングして第１ベースバンド信号Ｉを取り出す。
【００３１】
第２ミキサ２９は、ダウンコンバート用ミキサ２６の出力するダウンコンバート信号ＩＦＲと第２中間周波数信号ＩＦ（９０°）をミキシングして第２ベースバンド信号Ｑを取り出す。第１および第２ベースバンド信号ＩおよびＱから、受信信号Ｒｘの位相情報を検出して、ターゲットの検知およびターゲットまでの距離を測定することができる。
【００３２】
以上のようにして生成された第１および第２ベースバンド信号ＩおよびＱは、送受信ロジック回路１４を介してＡ／Ｄ変換器１５に供給される。そして、前述の数１の式に基づいてターゲットの反射像が生成される。
【００３３】
次に、実施例２のイメージング装置について説明する。実施例２のイメージング装置は、図１に示した実施例１と同様の概略構成を有し、各送受信装置１１の構成をより具体的にしたものである。
【００３４】
図３は、実施例２の送受信装置１１の構成を示す図である。
【００３５】
実施例２の送受信装置１１は、発振器２１と、短パルス発生器３１と、第１フィルタ２４と、第２フィルタ２５と、ダウンコンバート用ミキサ２６と、ハイブリッドカプラ２７と、第１ミキサ２８と、第２ミキサ２９と、を有する。
【００３６】
発振器２１は、実施例１と同様に、周波数可変発振器であり、中間周波数(Intermediate Frequency)の発振信号ＩＦを発生する。発振器２１は、送受信ロジック回路１４の制御に応じて、発生する発振信号ＩＦの周波数を９ＧＨｚ〜９．１ＧＨｚの範囲において１０ＭＨｚステップで変化させる掃引動作を繰り返す。
【００３７】
短パルス発生器３１は、発振信号ＩＦから、第１高周波信号ＲＦと第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯを含むＩＦ信号の高調波信号群を発生する。言い換えれば、短パルス発生器３１は、高調波発生器２３として機能する。
【００３８】
図４の（Ａ）は、短パルス発生器３１の回路構成を示す図であり、図４の（Ｂ）は短パルス発生器３１の回路の一要素であるコア部４４の回路構成を示す図である。
【００３９】
図４の（Ａ）に示すように、短パルス発生器３１は、発振信号ＩＦが入力される入力バッファ４１と、バッファ４１の出力をそれぞれ遅延させ、遅延量が可変の２個の可変遅延回路４２および４３と、コア部４４と、出力バッファ４５と、を有する。
【００４０】
図４の（Ｂ）に示すように、コア部４４は、２個の可変遅延回路４２および４３の出力ＡおよびＢを入力とするＮＡＮＤ回路であり、トランジスタはゲート長７５ｎｍのＩｎＰ  ＨＥＭＴトランジスタである。
【００４１】
図５の（Ａ）は、短パルス発生器３１の動作を示すタイムチャートであり、２個の可変遅延回路４２および４３の遅延量に応じて出力パルスＰＦのパルス幅が変化する。図５の（Ｂ）は、２０ＧＨｚの発振信号ＩＦを入力した時に発生する出力パルスＰＦの例を示す。図示のように、出力パルスＰＦは、ピーク電圧が１．１Ｖ（負極性のため−１．１Ｖ）で、半値幅が３．８ｐｓのパルス列である。
【００４２】
短パルス発生器３１の発生する出力パルスＰＦは、パルス幅をＴＷとし、フーリエ変換によりスペクトルに分解すると、次の式で示す信号成分を有する。
【００４３】
【数２】
0005617292.tif 000003
【００４４】
ここで、ωＩＦはＩＦ周波数である。すなわち、パルス幅ＴＷの逆数に相当する周波数まで平坦なスペクトルを有する。そこで、図４の（Ｂ）に示すように、ＩｎＰ  ＨＥＭＴトランジスタを用いたコア部を有する短パルス発生器３１を使用し、９ＧＨｚのＩＦ信号を入力して、５ピコ秒のパルス幅を有するパルス列を生成する。このとき、パルス列は、９ＧＨｚ間隔で、５ｐｓ−１＝２００ＧＨｚまで拡がるスペクトルを有する。
【００４５】
第１フィルタ２４および第２フィルタ２５は、１００μｍ厚で、２．７×２．８ｍｍサイズのアルミナ基板上に形成されたカップリングマイクロストリップ線路で実現される。
【００４６】
図６の（Ａ）は第１フィルタ２４の回路パターンを、図６の（Ｂ）は第１フィルタ２４の特性を、図６の（Ｃ）は第２フィルタ２５の回路パターンを、図６の（Ｄ）は第２フィルタ２５の特性を、示す。図６の（Ｂ）に示すように、第１フィルタ２４は、９０−９１ＧＨｚの周波数域の信号を通過させ、それ以外の範囲の信号を減衰する。同様に、図６の（Ｃ）に示すように、第２フィルタ２５は、８１−８１．９ＧＨｚの周波数域の信号を通過させ、それ以外の範囲の信号を減衰する。
【００４７】
図７は、短パルス発生器３１の発生する高調波信号群と、第１フィルタ２４および第２フィルタ２５による高調波信号群からの信号の抽出処理を説明する図である。
【００４８】
図７に示すように、短パルス発生器３１はパルス幅の狭い短パルスを発生し、それには、発振信号ＩＦの周波数ｆＩＦの逓倍の信号が含まれる。そのうちの１０倍の周波数１０ｆＩＦ＝ｆＲＦの信号が第１高周波信号ＲＦであり、９倍の周波数９ｆＩＦ＝ｆＬＯの信号が第２高周波信号ＲＦである。第１高周波信号ＲＦは、第１フィルタ２４を通過することにより取り出され、第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯは、第２フィルタ２５を通過することにより取り出される。前述のように、発振器２１は、発生する発振信号ＩＦの周波数を９ＧＨｚ〜９．１ＧＨｚの範囲において１０ＭＨｚステップで変化させる掃引動作を行う。したがって、第１高周波信号ＲＦの周波数は、９０ＧＨｚ〜９１ＧＨｚの範囲で、第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯの周波数は、８１ＧＨｚ〜８１．９ＧＨｚの範囲で変化する。これにより、９０ＧＨｚ帯イメージング装置が実現され、距離３０ｍ、分解能１５ｃｍでターゲットの反射画像を生成することができる。
【００４９】
図８は、ダウンコンバート用ミキサ２６の回路構成を示す図である。
【００５０】
ダウンコンバート用ミキサ２６は、ハイブリッドカプラ５１と、整合回路５２、５３、５６および５７と、駆動回路を構成するＩｎＰ  ＨＥＭＴトランジスタ５４および５５と、バランス出力をシングル出力に変換するコンバータ５８と、を有する。
【００５１】
ハイブリッドカプラ５１は、９０°ハイブリッドカプラであり、トランジスタ５５へ入力される受信信号Ｒｘはトランジスタ５４への入力に比べ９０°遅れる。また、第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯについては、逆にトランジスタ５４の側がトランジスタ５５より９０°遅れる。ミキシングの結果現れる出力信号の位相角は、Ｒｘ信号の位相角とＬＯ信号の位相角の差に等しいので、結局トランジスタ５４とトランジスタ５５の出力は１８０°の位相差を持つことになる。トランジスタ５４とトランジスタ５５の出力をコンバータ５８により逆相合成すれば、出力を効率的に取り出すことができる。本実施例では、ハイブリッドカプラ５１の二つの出力信号は、整合回路５２および５３でそれぞれインピーダンス整合された後、トランジスタ５４および５５のゲートに印加される。トランジスタ５４および５５の出力は、整合回路５２および５３でそれぞれインピーダンス整合された後、コンバータ５８を構成するトランスの一次側に入力される。これにより、ＲｘとＬＯの差動成分が正位相の時には、トランスの一次側にＲｘとＬＯの差動成分に対応した電流が一方に流れ、負位相の時には、トランスの一次側にＲｘとＬＯの差動成分に対応した電流が逆方向に流れる。これに応じて、トランスの一次側にＲｘとＬＯの差動成分に対応した直流電圧が発生し、ダウンコンバート信号ＩＦＲとして出力される。
【００５２】
図９は、ハイブリッドカプラ５１の回路構成を示す図である。ハイブリッドカプラ５１は、５０×２−１／２Ωおよび５０Ωのλ／４の線路を図示のように接続することにより実現される。
【００５３】
ハイブリッドカプラ２７は、発振信号ＩＦを受けて互いに直交する第１中間周波数信号ＩＦ（０°）および第２中間周波数信号ＩＦ（９０°）を生成する。ハイブリッドカプラ２７は、図９において、線路長を発振信号ＩＦの波長の1／４とし、ＲＦ端子を発振信号ＩＦの入力とし、ＬＯ端子を５０Ωにて終端すれば、残り二つの端子の一方からＩＦ（０°）を、他方からＩＦ（９０°）を取り出すことにより実現できる。
【００５４】
第１および第２ミキサ２８および２９は、ダウンコンバート用ミキサ２６の出力するダウンコンバート信号ＩＦＲと第１および第２中間周波数信号ＩＦ（０°）およびＩＦ（９０°）をそれぞれミキシングして第１および第２ベースバンド信号ＩおよびＱを取り出す。
【００５５】
図１０は、第１および第２ミキサ２８および２９の回路構成を示す図である。図示のように、第１および第２ミキサ２８および２９は、ダブルバランス型ミキサであり、ダウンコンバート信号ＩＦＲの周波数と、第１中間周波数信号ＩＦ（０°）または第２中間周波数信号ＩＦ（９０°）の周波数との差の周波数をもつベースバンド信号を、差動信号として生成する。
【００５６】
図１１は、実施例１における短パルス発生器３１の出力する高調波が有する位相雑音と、通常の発振器の出力する発振信号の有する位相雑音を比較した図である。低周波帯においては、短パルス発生器３１の出力する高調波が有する位相雑音は、発振器の位相雑音に比べて劣っている。しかし、周波数が８０ＧＨｚを超えるところからこの関係が逆転し、短パルス発生器３１の高調波が有する位相雑音の方が、発振器の位相雑音より低くなる。一般に発振器は、発振周波数が上がるほど発振信号電力が下がる傾向にある。８０ＧＨｚ以上では現状のデバイス能力の限界に差し掛かるため、十分な発振信号電力が得られず雑音電力との相対的な比が低下して位相雑音が劣化すると考えられる。一方、パルス発生器はそれ自体発振器ではなく単に高調波を生成する機能を有するだけなので、高調波の位相雑音は周波数に対する依存性が小さい。このため、実施例１では、各送受信装置の雑音電力を低減することが可能となるので、画像データの検出精度を高めることができる。
【００５７】
次に、実施例３のイメージング装置について説明する。
【００５８】
図１２は、実施例３のイメージング装置で使用する送受信装置１１の構成を示す図である。実施例３のイメージング装置は、実施例２に類似の構成を有し、各送受信装置１１において、短パルス発生器の代わりにダイオード６２を使用して高調波を発生すること、およびこの変更に伴い増幅回路などを設けたことが異なる。すなわち、実施例３の送受信装置１１は、図３の実施例２の回路において、短パルス発生器３１の代わりにダイオード６２を設け、および分配器６１と、可変利得増幅器６３および６４と、ローパスフィルタ６５と、を加えた構成を有する。
【００５９】
分配器６１は、発振器２１の出力する発振信号ＩＦを発振信号ＩＦ０と発振信号ＩＦ１に分配する。
【００６０】
ダイオード６２は、分配器６１の出力線とグランドＧＮＤの間に接続される。ダイオードは非線形素子であり、入力電圧に対し出力電流は以下のように指数関数の関係で増大する。
【００６１】
【数３】
0005617292.tif 000004
【００６２】
従って、発振信号ＩＦ０として正弦波を入力すれば、ｎ乗項の効果により第ｎ倍波が生成される。そこで、実施例３では、例えばＩｎＰ  ＨＥＭＴのショットキーダイオードを使用し、９ＧＨｚの発振信号ＩＦ０を入力すれば、９ＧＨｚ間隔で拡がる高調波を出力する。
【００６３】
図１３の（Ａ）は、ダイオード６２の部分の回路構成を示す図である。ダイオード６２は、正電圧Ｖａの電源線に接続されたインダクタンス素子７２とグランドの間に接続される。発振信号ＩＦ０が、整合回路７１を介して、ダイオード６２とインダクタンス素子７２の接続ノードに入力される。ダイオード６２とインダクタンス素子７２の接続ノードに入力される発振信号ＩＦ０には、ダイオード６２により高調波が重畳される。この高調波が重畳された信号が第１および第２フィルタ２４および２５に入力される。
【００６４】
実施例３では、ダイオード６２を使用して高調波を発生したが、ダイオード６２の代わりにバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用することも可能である。図１３の（Ｂ）はバイポーラトランジスタ８１を使用する場合の回路構成を示す。この場合、バイポーラトランジスタ８１は、正電圧Ｖｄの電源線に接続されたインダクタンス素子７４とグランドの間に接続される。発振信号ＩＦ０が、整合回路７３を介して、バイポーラトランジスタ８１のベースに入力される。
【００６５】
また、図１３の（Ｃ）はＦＥＴバイポーラトランジスタ８２を使用する場合の回路構成を示す。この場合、ＦＥＴ８２は、正電圧Ｖｄの電源線に接続されたインダクタンス素子７６とグランドの間に接続される。発振信号ＩＦ０が、整合回路７５を介して、ＦＥＴ８２のゲートに入力される。
【００６６】
図１２に戻って、実施例２と同様に、ダイオード６２の後段に、１０倍波のみを抽出する第１フィルタ２４と９倍波のみを抽出する第２フィルタ２５を配置し、１０倍波を第１高周波信号ＲＦ、９倍波を第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯとすれば、９０ＧＨｚ帯イメージング装置が実現される。ただし、実施例３では、高調波発生器としてダイオードを使用するため、高調波のスペクトルエネルギーは周波数が高くなるほど大きく減衰する。これに対応するため、第１フィルタ２４および第２フィルタ２５の後段に電力レベル調整用可変利得増幅器６３および６４をそれぞれ設け、信号レベルを調整する。
【００６７】
更に、ハイブリッドカプラ２７の入力部分にローパスフィルタ６５を設け、ダイオード６２の高調波成分が混入した発振信号ＩＦが、ハイブリッドカプラ２７に入力するのを阻止する。実施例３でも、発振信号ＩＦは、１０ＭＨｚステップで９〜９．１ＧＨｚまで掃引される。この構成により、距離３０ｍ、分解能１５ｃｍで、ターゲットの反射画像を生成できる。
【００６８】
図１４は、実施例３で使用する電力レベル調整用可変利得増幅器６３および６４の構成を示す図である。この増幅器は差動増幅器で、第１高周波信号ＲＦまたは第２高周波信号（ローカル周波数信号）ＬＯに対応する差動入力ＩＮおよびＩＮＢを増幅して差動出力ＯＵＴおよびＯＵＴＢを出力し、制御信号ＶＧＣ１およびＶＧＣ２により利得（増幅率）が調整できる。
【００６９】
図１５は、ローパスフィルタ６５の回路構成を示す図である。ローパスフィルタ６５は、抵抗と容量を使用した広く知られた構成を有する。
【００７０】
図１６は、分配器６１の回路構成を示す図である。図示のように、分配器６１は、５０×２１／２Ωの湾曲した２本のλ／４波長線路の端部に１００Ωの抵抗を接続したもので、１００Ωの抵抗の両端から２つの分配出力が得られる。
【００７１】
以上説明したように、実施例１〜３では、送受信装置は、信号源として１個の発振器を有するのみでよいため、これまでの送受信装置と比較して信号源の位相雑音に起因する誤差を低減し、検出精度を高めることができる。これは、積分時間の短縮が可能であることを意味するのでイメージ取得速度の高速化が可能になる。更に、発振器およびミキサの個数を削減でき、装置の小型・低コスト化が可能となる。
【００７２】
以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
【符号の説明】
【００７３】
１０    送受信装置アレイ
１１    送受信装置
１３    スキャン機構
１４    送受信ロジック回路
１５    Ａ／Ｄ変換器
１６    画像処理装置
１７    ディスプレイ
２１    発振器
２３    高調波発生器
２４    第１フィルタ
２５    第２フィルタ
２６    ダウンコンバート用ミキサ
２７    ハイブリッドカプラ
２８    第１ミキサ
２９    第２ミキサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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