(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号を生成するように構成されたマイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部と、
同期コンバータと、
前記同期コンバータのための駆動電圧を生成するように構成された駆動電圧発生器と、を備えた装置であって、
前記駆動電圧発生器がさらに、測定した出力電流、測定した入力電圧、測定したスイッチング周波数、および測定した温度に基づいて、前記駆動電圧を生成するように構成されている装置。
【請求項２】
前記同期コンバータは、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、第１のドライバと、第２のドライバとを備え、
前記駆動電圧発生器は、前記パルス幅変調信号に基づいて前記駆動電圧を調整するように構成されたブーストコンバータを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定した出力電流、測定した入力電圧、測定したスイッチング周波数、および測定した温度に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定した出力電流、測定した入力電圧、測定したスイッチング周波数、および測定した温度に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成しない場合があり、
前記パルス幅変調信号を生成しない場合、前記駆動電圧発生器は、前記駆動電圧として、ブーストされない元の電圧を生成する、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを備えるように電圧レギュレータシステムを構成することと、
出力電流、入力電圧、スイッチング周波数、および温度を測定することと、
測定した出力電流、測定した入力電圧、測定したスイッチング周波数、および測定した温度に基づいて駆動電圧を決定することと、
駆動電圧発生器を用いて、前記電圧レギュレータシステムのための前記駆動電圧を生成することと、
を備える方法。
【請求項６】
前記駆動電圧発生器がブーストコンバータを備え、
前記方法は、
第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、第１のドライバと、第２のドライバとを備えるように前記同期コンバータを構成することと、
前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部を用いて、パルス幅変調信号を生成することと、
前記ブーストコンバータを用いて、前記パルス幅変調信号に基づいて前記駆動電圧を調整することと、
をさらに備える、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定した出力電流、測定した入力電圧、測定したスイッチング周波数、および測定した温度に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、概して電子システムに関する。より具体的には、本発明の特定の実施形態は、電圧レギュレータシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
コンピュータシステムにおいて、中央演算処理装置（「ＣＰＵ」）またはグラフィック処理ユニット（「ＧＰＵ」）等のコンポーネントは、作動するための電力が必要である。しかし、一般に、コンピュータシステムのコンポーネントは、電源によって生成される電力の全てを利用できることはなく、電力損が生じている。そのため、コンピュータシステムにおいては、電力損を最小限にするようにコンピュータシステムの電源を効率化することが重要である。
【０００３】
さらに、コンピュータシステムは、一般に重負荷動作中およびコンピュータシステムが待機モードになっている場合等の軽負荷動作中の両方において効率的に動作することが求められる。効率的に動作することでバッテリの作動時間が最長化するため、このことは、ラップトップコンピュータとしても知られている、バッテリを内蔵したノート型パソコン（「ＮＢＰＣ」）において特に重要である。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の実施形態によれば、装置は、パルス幅変調信号を生成するように構成されたマイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部と同期コンバータとを備えている。さらに該装置は、該同期コンバータのための駆動電圧を生成するように構成された駆動電圧発生器を備えている。該駆動電圧発生器がさらに、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて、該駆動電圧を生成するように構成されている。
【０００５】
本発明の別の実施形態によれば、方法は、マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを備えるように電圧レギュレータシステムを構成することと、出力電流および入力電圧を測定することを備えている。さらに該方法は、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて駆動電圧を決定することと、駆動電圧発生器を用いて、該電圧レギュレータシステムのための該駆動電圧を生成することとを備えている。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
本発明のさらなる実施形態、詳細、効果および変更例は、添付図面とともに解釈すべきである好適な実施形態に関する以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
【図１】パソコンの場合のＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図を示す。
【図２】ノート型パソコンの場合の電力供給システムのブロック図を示す。
【図３】模擬条件下での図１のＤＣ／ＤＣコンバータの損失分類を示す。
【図４】ハイサイド金属酸化物半導体電界効果トランジスタの場合のゲートソース電圧と飽和抵抗との関連を表すグラフを示す。
【図５】ローサイド金属酸化物半導体電界効果トランジスタの場合のゲートソース電圧と飽和抵抗との関連を表すグラフを示す。
【図６】本発明の実施形態による装置を示す。
【図７】本発明の実施形態による方法を示す。
【図８】本発明の実施形態による別の方法を示す。
【図９】本発明の実施形態による、３つの異なる入力電圧の場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流とＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率との関連を表す３つのグラフを示す。
【図１０】図９の３つの相関グラフを用いた本発明の実施形態による効果を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
本願明細書の図面に概略的に説明および示されているような本発明の構成要素は、多種多様の異なる形態で構成および設計することができることは容易に理解されるであろう。したがって、添付図面に描かれているような方法および装置の実施形態に関する以下の詳細な説明は、本発明の請求の範囲を限定しようとするものではなく、本発明の選択された実施形態の典型例にすぎない。
【０００８】
本明細書全体を通して記載されている本発明の機能、構造または特徴は、１つ以上の実施形態において、何らかの適当な方法で組み合わせることができる。例えば、「特定の実施形態」、「いくつかの実施形態」という言いまわし、または他の似通った用語の使用は、本願明細書全体を通して、該実施形態に関連して記載されている特定の機能、構造または特徴が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれている可能性があることを意味する。したがって、本願明細書全体を通して、「特定の実施形態において」、「いくつかの実施形態において」、「他の実施形態において」という言いまわし、または他の似通った用語が出てきた場合、全てが該実施形態の同じ群を指すとは限らず、また、記載されている機能、構造または特徴は、１つ以上の実施形態において、何らかの適当な方法で組み合わせることができる。
【０００９】
本願明細書全体を通して、測定記号は、当業者によって理解されるような通常の使用法と整合するように用いられている。明確にするために、本願明細書全体を通して用いられている以下の測定記号は、以下のように定義されている。
Ａ＝アンペア
Ｈ＝ヘンリー
Ｈｚ＝ヘルツ
Ω＝オーム
Ｖ＝ボルト
Ｗ＝ワット
ＮＢＰＣシステムにおいて、ＣＰＵまたはＧＰＵ等のコンポーネントは、バッテリ等の電源について効率的に動作するよう求められている。電圧レギュレータシステムは、電力損を最小限にし、かつ電力効率を最大化するように、該ＮＢＰＣシステムに供給される電圧を調整するように構成されている。しかし、以下で詳細に議論するように、全体の電力損を低減し、それによって電力効率を向上させるために、該ＮＢＰＣシステムが高負荷動作を実行しているかまたは低負荷動作を実行しているかによって、駆動電圧（ゲートソース電圧と言ってもよく、当業者は容易に理解するであろうが、「駆動電圧」という用語と「ゲートソース電圧」という用語は、本願明細書においては同じ意味で使われている）を変化させることができることが分かっている。したがって、本発明の実施形態によれば、駆動電圧発生器を含む電圧レギュレータシステムを提供することができ、この場合、該駆動電圧発生器は、出力電流および入力電圧を含む要因に基づいて、駆動電圧を生成するように構成されている。したがって、本実施形態によれば、電力損を最小限にしかつ電力効率を最大化するために、該駆動電圧を変化させることができる。
【００１０】
非絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータおよび電力供給システムの構成要素について、図１および図２に関して説明する。その後、入力電圧、出力電流、駆動電圧および全体の電力損にかかわる関係について、図３、図４および図５に関して説明する。次に、可変駆動電圧生成を利用する本発明の実施形態について、図６および図７に関して説明する。最後に、本発明の実施形態において実現される効率の向上について、図８および図９に関して説明する。
【００１１】
図１は、ＮＢＰＣ等のパソコンの場合の直流／直流（「ＤＣ／ＤＣ」）コンバータのブロック図を示す。図１に示されているＤＣ／ＤＣコンバータは、同期バックコンバータとしても知られ、入力電圧（図１で「ＶＩＮ」として認識されている）を受けて、駆動電圧（図１で「ＶＤＲ」として認識されている）を用いて、出力電圧（図１で「ＶＯＵＴ」として認識されている）を生成するように構成されている同期降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、この場合、出力電圧は入力電圧よりも低い。降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを使用する１つの理由としては、コンポーネントによって必要とされる電圧が、電源によって供給される電圧よりも小さい場合が挙げられる。例えば、ＣＰＵまたはＧＰＵは、一般に、交流（「ＡＣ」）アダプタ、またはリチウムイオン電池等のバッテリによって生成される電圧よりも低い電圧を必要とする。降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣアダプタまたはバッテリによって生成された電圧を、ＣＰＵまたはＧＰＵが消費できる電圧に変換することができる。
【００１２】
図１に示されているように、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、パルス幅変調（「ＰＷＭ」）信号を生成するように構成されたＰＷＭ発生器（図１で「ＰＷＭ  Ｇｅｎ．」として認識されている）を含む。また、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハイサイドドライバ（図１で「ハイサイドドライバ」として認識されている）と、ローサイドドライバ（図１で「ローサイドドライバ」として認識されている）と、ハイサイド金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（「ＭＯＳＦＥＴ」）（図１で「ハイサイドＭＯＳ」として認識されている）と、ローサイドＭＯＳＦＥＴ（図１で「ローサイドＭＯＳ」として認識されている）とを含む。
【００１３】
ローサイドＭＯＳＦＥＴおよびハイサイドＭＯＳＦＥＴは、例えばｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴは、一般に、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴをオンするために、かなり大きな正電荷が該ｎチャネルＭＯＳＦＥＴに印加される必要がある。そのため、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハイサイドＭＯＳＦＥＴをオンするための大きな電圧を生成するように構成されたブートストラップ回路も含む。具体的には、該ブートストラップ回路は、ダイオード「ＤＢ」およびキャパシタ「ＣＢ」を含む。ダイオードＤＢとキャパシタＣＢは共に、該ハイサイドドライバがハイサイドＭＯＳＦＥＴをオンするのに用いることができる電圧ＶＤＲ＋ＶＩＮを作り出すことができる。また、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハイサイドＭＯＳＦＥＴおよびローサイドＭＯＳＦＥＴの電圧出力を電圧ＶＯＵＴとして生成するように構成されている出力インダクタ「Ｏ(―)Ｌ」も含んでいる。
【００１４】
図２は、ノート型パソコン（「ＮＢＰＣ」）の場合の電力供給システムのブロック図を示す。該電力供給システムは、ＡＣ／ＤＣアダプタ（図２でＡＣ／ＤＣアダプタとして認識されている）と、充電器（図２で充電器として認識されている）と、バッテリ充電セレクタ（図２でバッテリ充電セレクタとして認識されている）と、２つのバッテリパック（図２でバッテリパックＡおよびバッテリパックＢとして認識されている）と、電源セレクタ（図２で電源セレクタとして認識されている）と、各々がＣＰＵまたはＧＰＵ等の1つ以上のシステム負荷に作動可能に接続されている1つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータ（図２でＤＣ／ＤＣコンバータおよびシステム負荷として認識されている）とを含む。本発明の実施形態において、該1つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示されている同期ＤＣ／ＤＣコンバータと同様の同期ＤＣ／ＤＣコンバータとすることができる。図２のブロック図は２つのバッテリパックを含む電力供給システムを示しているが、当業者は、該電力供給システムが、単一のバッテリパック、または、任意の数のバッテリパックを含むことが可能であることを容易に理解するであろう。
【００１５】
該ＡＣ／ＤＣアダプタは、該２つのバッテリパックの一方または両方を充電するのに、または、該１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータに電圧を供給するのに用いることができる電圧（図２でＶＤＣ−ＩＮとして認識されている）を生成するように構成されている。図２に示されている実施例のブロック図において、ＡＣ／ＤＣによって生成される電圧は２０Ｖである。しかし、これは、単に実施例の電圧である。１つの態様において、該１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータは、該ＡＣ／ＤＣアダプタから電圧を受けるように構成されている。別の態様において、該ＡＣ／ＤＣアダプタが、該１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータに電圧を供給するのに用いられない場合には、該１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータは、バッテリパックＡまたはバッテリパックＢのいずれかから電圧を受けるように構成されている。図２に示されている実施例のブロック図において、バッテリパックＡおよびバッテリパックＢによって生成される電圧は、該バッテリの残量条件により、８．７−１２．６Ｖの範囲内であり、これは、バッテリの典型的な範囲である。しかし、これは単に実施例の範囲である。例えば、バッテリの残量が少ない場合、該バッテリは、一般に７．９Ｖの電圧を生成する。どちらの態様においても、該１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータが受ける電圧（図２でＶＤＣとして認識される）は、該電源セレクタを介して受ける。実施例のブロック図に示されているように、該１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータが受ける電圧の範囲は、８．７−２０Ｖとなる。当業者が容易に理解するように、これは、例示的な範囲である。上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータは、同期ＤＣ／ＤＣコンバータとすることができ、ハイサイドＭＯＳＦＥＴおよびローサイドＭＯＳＦＥＴを含むことが可能であり、また、該１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータは、一定電圧、例えば、１Ｖで出力電圧を生成するように構成されている。したがって、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴおよびローサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルは、７．６−１２．６Ｖの範囲となる入力電圧に基づいて変化する。
【００１６】
図３は、模擬条件下での図１の直流／直流（「ＤＣ／ＤＣ」）コンバータの損失分類を示す。上述したように、図１に示されているＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧を受けて出力電圧を生成するように構成されている同期降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、この場合、その出力電圧は該入力電圧よりも低い。このプロセスの間、電圧（電力としても認識される）が失われる可能性があり、それによって該ＤＣ／ＤＣコンバータの効率が低下する。電圧は、例えば電圧が過剰になると熱として放散してしまう等の多くの原因で失われる可能性がある。そのため、良好な効率を維持するためには、該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力損を、具体的には、該ＤＣ／ＤＣコンバータのハイサイドＭＯＳＦＥＴおよびローサイドＭＯＳＦＥＴにおける電力損を最小限にしなければならない。より詳細に説明されるように、図３は、模擬条件下での図１のＤＣ／ＤＣコンバータの電力損の分類を示す。
【００１７】
図３に示されているように、テスト条件は、該ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される１２Ｖの入力電圧（「Ｖｉｎ」）と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ内で生成される５Ｖの駆動電圧（「Ｖｄｒｖ」）と、該ＤＣ／ＤＣコンバータによって生成される１．２Ｖの出力電圧（「Ｖｏｕｔ」）と、該ＤＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ発生器の４２０ｋＨｚのスイッチング周波数（「ｆｓｗ」）と、０．２１５μＨのＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタンスと、該ＤＣ／ＤＣコンバータによって生成される３０Ａの出力電流とを含む。当業者は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルが、全体の出力電圧を全体の入力電圧で割ったものに等しいことは、容易に理解するであろう。したがって、図３に示されているテスト条件は、０．１または１０％のハイサイドデューティサイクルも含む。
【００１８】
図３によれば、該テスト条件下での該ＤＣ／ＤＣコンバータの全体の電力損は、５．５Ｗである。全体の電力損は、以下のカテゴリー、すなわち、ハイサイドＭＯＳ駆動、ハイサイドＭＯＳターンオフ、ハイサイドＭＯＳターンオン、ハイサイドＭＯＳ導通、ローサイドＭＯＳ駆動、ローサイドＭＯＳリカバリ、ローサイドＭＯＳダイオード、およびローサイドＭＯＳ導通に分類される。図３を見て分かるように、全電力損のうちの最大の成分は、ハイサイドＭＯＳ導通で１．１Ｗ、ローサイドＭＯＳ導通で３．５Ｗである。ハイサイドＭＯＳ導通は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導電チャネルを流れる電流の導通を指し、また、ローサイドＭＯＳ導通は、ローサイドＭＯＳＦＥＴの導電チャネルを流れる電流の導通を指す。
【００１９】
ハイサイドＭＯＳＦＥＴに関する全電力損の最大成分は、ハイサイドＭＯＳ導通であるが、全電力損の他の成分は、ハイサイドＭＯＳターンオフおよびハイサイドＭＯＳターンオンである。ハイサイドＭＯＳターンオフおよびハイサイドＭＯＳターンオンは、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴがオンおよびオフする際に生じるスイッチング損失を指す。スイッチング損失は、ＭＯＳＦＥＴがオフ状態からオン状態に切り替わる場合、およびその逆の場合に生じる電力損である。したがって、該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力損を最小限にするためには、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失とローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失とを考慮しなければならない。
【００２０】
図３に示す電力損は、該ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動電圧に依存することがある。例えば、図３に示すテスト条件の駆動電圧は５Ｖであるが、低飽和抵抗（「Ｒｄｓ（ｏｎ）」）としても認識されているより低い導通損失が、より高い駆動電圧の場合にもたらされることがある。このより低い導通損失によって、図３に示されているように、全体の電力損が低減される。別の実施例としては、図３に示すテスト条件の入力電圧は１２Ｖであるが、スイッチング損失は該ＤＣ／ＤＣコンバータのキャパシタによって消費されるため、より低い入力電圧の場合により低いスイッチング損失がもたらされることがある。このより低いスイッチング損失によって、図３に示すように、全体の電力損が低減される。さらに、図３に示す電力損は、入力電圧以外の条件、例えば、出力電流、スイッチング周波数および温度に依存することがある。したがって、異なるテスト条件によって、損失配分が異なってくる可能性がある。
【００２１】
上述したように、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの全電力損は、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失に部分的に基づいている。ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失は、次の一般式、すなわち、
（数１）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＨＳａｔＶｇｓＨＳ・ＤｕｔｙＨＳ
を用いて計算することができる。
【００２２】
上記の一般式において、ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳはハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失を表し、Ｉｏｕｔは出力電流を表し、ＲｄｓｏｎＨＳａｔＶｇｓＨＳはハイサイドＭＯＳＦＥＴの所定の駆動電圧におけるハイサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗を表し、ＤｕｔｙＨＳはハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルを表す。したがって、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失を計算するには、出力電流と、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗と、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルが分からなければならない。次に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルおよびハイサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗の計算方法について説明する。
【００２３】
上述したように、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルは、全体の出力電圧を全体の入力電圧で割ったものに等しい。換言すれば、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルは、次の一般式、すなわち、
（数２）
ＤｕｔｙＨＳ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ
を用いて計算することができる。
【００２４】
上記の一般式において、Ｖｏｕｔは出力電圧を表し、Ｖｉｎは入力電圧を表す。例えば、出力電圧が１Ｖであり、入力電圧が８Ｖである場合、そのデューティサイクルは、１Ｖ／８Ｖすなわち０．１２５である。しかし、入力電圧が８Ｖから２０Ｖに増加すると、デューティサイクルは、１Ｖ／２０Ｖすなわち０．０５になる。したがって、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗および出力電流が一定値である場合、入力電圧を８Ｖから２０Ｖに増加させることにより、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルは、０．１２５から０．０５に低下する。
【００２５】
次に、飽和抵抗について考えると、当業者は容易に理解するであろうが、素子の飽和抵抗は、安定した電流の通過に対する尺度となる。１例として、素子の飽和抵抗が低い場合は、該素子の全電力損が低いことを示し、すなわち、該素子を流れる電流の導通時の効率が高いことを示す。上述したように、飽和抵抗は、「Ｒｄｓ（ｏｎ）」として表すことができる。したがって、低いＲｄｓ（ｏｎ）値は低い飽和抵抗値を示す。ハイサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗は、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される駆動電圧の関数であり、これは図４に関連して例証されている。
【００２６】
図４は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲートソース電圧と飽和抵抗との関連を表すグラフを示す。具体的には、図４は、ゲートソース電圧（「Ｖｇｓ」）値としても認識されているハイサイドＭＯＳＦＥＴの駆動電圧値のｘ軸と、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのＲｄｓ（ｏｎ）値のｙ軸とを有するグラフを示す。このグラフの曲線は、Ｖｇｓ値とＲｄｓ（ｏｎ）値との相関を示している。例えば、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのＶｇｓが５Ｖである場合、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴのＲｄｓ（ｏｎ）は、８．０ｍΩすなわち０．００８Ωである。しかし、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴのＶｇｓが５Ｖから１０Ｖに増加した場合、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴのＲｄｓ（ｏｎ）は６．３ｍΩすなわち０．００６３Ωに低下する。したがって、図４に示すグラフを見て分かるように、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴのＶｇｓが増加するにつれて、Ｒｄｓ（ｏｎ）は低下する。
【００２７】
次に、デューティサイクル値および飽和抵抗値を用いてハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失を計算するための方法について、具体的な入力電圧値およびゲートソース電圧値を用いて説明する。該ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失は、入力電圧値が８Ｖおよび２０Ｖ、出力電圧値が１Ｖ、ゲートソース電圧値が５Ｖおよび１０Ｖ、および出力電流が３０Ａの場合について算出することができる。
【００２８】
出力電流が３０Ａ、入力電圧が８Ｖ、出力電圧が１Ｖ、およびゲートソース電圧が５Ｖおよび１０Ｖである場合、ハイサイドのデューティサイクルを算出するのに以下の計算を行うことができる。
（数３）
Ｉｏｕｔ＝３０Ａ
Ｖｉｎ＝８Ｖ
Ｖｏｕｔ＝１Ｖ
ＤｕｔｙＨＳ（８）＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ
ＤｕｔｙＨＳ（８）＝１Ｖ／８Ｖ
ＤｕｔｙＨＳ（８）＝０．１２５
ゲートソース電圧が５Ｖである場合、対応する飽和抵抗は、図３に示すグラフを用いて算出することができる。
（数４）
ＲｄｓｏｎＨＳ（５Ｖ)＝０．００８Ω
次に、ゲートソース電圧が５Ｖである場合のハイサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数５）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＨＳ（５Ｖ) ・ＤｕｔｙＨＳ（８）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００８Ω・０．１２５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝０．９Ｗ
したがって、ゲートソース電圧が５Ｖ、入力電圧が８Ｖ、出力電圧が１Ｖ、および出力電流が３０Ａである場合、ハイサイドの導通損失は、０．９Ｗである。
【００２９】
ゲートソース電圧が１０Ｖの場合、対応する飽和抵抗は、図４に示すグラフを用いて算出することができる。
（数６）
ＲｄｓｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝０．００６３Ω
ゲートソース電圧が１０Ｖである場合のハイサイドの導通損失は、上述したように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数７）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＨＳ（１０Ｖ）・ＤｕｔｙＨＳ（８）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００６３Ω・０．１２５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝０．７０８７５Ｗ
したがって、入力電圧が８Ｖの場合では、ゲートソース電圧を５Ｖから１０Ｖに増加させると、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失が、０．９Ｗから０．７０８７５Ｗに低下することが分かる。
【００３０】
次に、出力電流が３０Ａ、入力電圧が８Ｖではなく２０Ｖ、出力電圧が１Ｖ、およびゲートソース電圧が５Ｖおよび１０Ｖの場合、デューティサイクルは以下のように計算することができる。
（数８）
Ｉｏｕｔ＝３０Ａ
Ｖｉｎ＝２０Ｖ
Ｖｏｕｔ＝１Ｖ
ＤｕｔｙＨＳ（２０）＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ
ＤｕｔｙＨＳ（２０）＝１Ｖ／２０Ｖ
ＤｕｔｙＨＳ（２０）＝０．０５
前述したように、ゲートソース電圧が５Ｖの場合、対応する飽和抵抗は、０．００８Ωであり、また、ゲートソース電圧が１０Ｖの場合は、対応する飽和抵抗は、０．００６３Ωである。次に、ゲートソース電圧が５Ｖの場合のハイサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数９）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＨＳ（５Ｖ） ・ＤｕｔｙＨＳ（２０）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００８Ω・０．０５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝０．３６Ｗ
したがって、ゲートソース電圧が５Ｖ、入力電圧が２０Ｖ、出力電圧が１Ｖ、および出力電流が３０Ａの場合、ハイサイドの導通損失は、０．３６Ｗである。
【００３１】
また、ゲートソース電圧が１０Ｖの場合のハイサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数１０）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＨＳ（１０Ｖ）・ＤｕｔｙＨＳ（２０）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００６３Ω・０．０５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝０．２８３５Ｗ
したがって、入力電圧が２０Ｖの場合では、ゲートソース電圧を５Ｖから１０Ｖに増加させると、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失は０．３６Ｗから０．２８３５Ｗに低下することが分かる。さらに、入力電圧を８Ｖから２０Ｖに増加させると、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失が０．７０８７５Ｗ−０．９Ｗの範囲から０．２８３５Ｗ−０．３６Ｗの範囲に著しく低下することが分かる。ゲートソース電圧および入力電圧を変化させた場合のハイサイドの導通損失を以下の表にまとめる。
【００３２】
【表１】
0005632965.tif 000002
【００３３】
ハイサイドＭＯＳＦＥＴと同様に、ローサイドＭＯＳＦＥＴの全体の電力損は、該ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失に部分的に基づいている。ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失は、次の一般式、すなわち、
（数１１）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳａｔＶｇｓＬＳ・ＤｕｔｙＬＳ
を用いて計算することができる。
【００３４】
上記の一般式において、ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳはローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失を表し、Ｉｏｕｔは出力電流を表し、ＲｄｓｏｎＬＳａｔＶｇｓＬＳはローサイドＭＯＳＦＥＴの所定の駆動電圧における該ローサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗を表し、ＤｕｔｙＬＳはローサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルを表す。したがって、ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失を計算するためには、出力電流、ローサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗、およびローサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルが分からなければならない。次に、ローサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルおよびローサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗を計算するための方法について説明する。
【００３５】
デューティサイクルについては、ローサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルは、全出力電圧を全入力電圧で割ったものを１から引いたものに等しい。換言すれば、ローサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルは、次の一般式、すなわち、
（数１２）
ＤｕｔｙＬＳ＝１−（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
を用いて計算することができる。
【００３６】
上記の一般式においては、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルを計算するための一般式と同様に、Ｖｏｕｔは出力電圧を表し、Ｖｉｎは入力電圧を表す。例えば、出力電圧が１Ｖで入力電圧が８Ｖである場合、デューティサイクルは、１−（１Ｖ／８Ｖ）すなわち０．８７５となる。入力電圧が８Ｖから２０Ｖに増加すると、デューティサイクルは１−（１Ｖ／２０Ｖ）すなわち０．９５となる。したがって、入力電圧を８Ｖから２０Ｖに増加させることにより、ローサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗および出力電流が一定値であれば、該ローサイドＭＯＳＦＥＴのデューティサイクルは０．８７５から０．９５に増加する。
【００３７】
飽和抵抗について考えると、ハイサイドＭＯＳＦＥＴに関して前述したように、ローサイドＭＯＳＦＥＴの飽和抵抗は、該ローサイドＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される駆動電圧の関数であり、これは図４に関連して例証されている。
【００３８】
図５は、ローサイドＭＯＳＦＥＴの場合のゲートソース電圧と飽和抵抗との関連を表すチャートを示す。具体的には、図５は、ゲートソース電圧（「Ｖｇｓ」）値としても認識されている、ローサイドＭＯＳＦＥＴの駆動電圧値のｘ軸と、ローサイドＭＯＳＦＥＴのＲｄｓ（ｏｎ）値のｙ軸とを有するグラフを示す。該グラフの曲線は、Ｖｇｓ値とＲｄｓ（ｏｎ）値の相関を示している。例えばローサイドＭＯＳＦＥＴのＶｇｓが５Ｖである場合、該ローサイドＭＯＳＦＥＴのＲｄｓ（ｏｎ）は、３．１ｍΩすなわち０．００３１Ωである。しかし、該ローサイドＭＯＳＦＥＴのＶｇｓが５Ｖから１０Ｖに増加すると、ローサイドＭＯＳＦＥＴのＲｄｓ（ｏｎ）は、２．２ｍΩすなわち０．００２２Ωに低下する。したがって、図５に示されているグラフを見て分かるように、ローサイドＭＯＳＦＥＴのＶｇｓが増加するにつれて、Ｒｄｓ（ｏｎ）は低下する。
【００３９】
次に、デューティサイクル値および飽和抵抗値を用いてローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失を計算するための方法について、具体的な入力電圧値およびゲートソース電圧値を用いて説明する。該ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失は、入力電圧値が８Ｖおよび２０Ｖ、出力電圧値が１Ｖ、ゲートソース電圧値が５Ｖおよび１０Ｖ、および出力電流が３０Ａの場合について算出することができる。
【００４０】
出力電流が３０Ａ、入力電圧が８Ｖ、出力電圧が１Ｖ、およびゲートソース電圧が５Ｖおよび１０Ｖの場合、次の計算を実行して、ローサイドのデューティサイクルを算出することができる。
（数１３）
Ｉｏｕｔ＝３０Ａ
Ｖｉｎ＝８Ｖ
Ｖｏｕｔ＝１Ｖ
ＤｕｔｙＬＳ（８）＝１−（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
ＤｕｔｙＬＳ（８）＝１−（１Ｖ／８Ｖ）
ＤｕｔｙＬＳ（８）＝０．８７５
ゲートソース電圧が５Ｖおよび１０Ｖの場合の対応する飽和抵抗は、図５に示されているグラフを用いて算出することができる。
（数１４）
ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）＝０．００３１Ω
ＲｄｓｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝０．００２２Ω
次に、ゲートソース電圧が５Ｖの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数１５）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）・ＤｕｔｙＨＳ（８）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００３１Ω・０．８７５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝２．４４１２５Ｗ
また、ゲートソース電圧が１０Ｖの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数１６）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（１０Ｖ）・ＤｕｔｙＨＳ（８）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００２２Ω・０．８７５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝１．７３２５Ｗ
ゲートソース電圧の５Ｖから１０Ｖへの変化によるローサイドの導通損失の変化は、次のように計算することができる。
（数１７）
ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ＝（ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）−ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ））
ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ＝（２．４４１２５Ｗ−１．７３２５Ｗ）
ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ＝０．７０８７５Ｗ
ＰｅｒｃｅｎｔＲｅｄｕｃｔｉｏｎｆｏｒ５Ｖｔｏ１０Ｖ＝（ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ／ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ））・１００
ＰｅｒｃｅｎｔＲｅｄｕｃｔｉｏｎｆｏｒ５Ｖｔｏ１０Ｖ＝（０．７０８７５Ｗ／２．４４１２５Ｗ）
ＰｅｒｃｅｎｔＲｅｄｕｃｔｉｏｎｆｏｒ５Ｖｔｏ１０Ｖ＝２９．０３２２６％
したがって、出力電流が３０Ａ、入力電圧が８Ｖおよび出力電圧が１Ｖでは、ゲートソース電圧が５Ｖの場合のローサイドの導通損失は、ゲートソース電圧が１０Ｖの場合のローサイドの導通損失よりも高い０．７０８７５Ｗとなる。その結果、５Ｖのゲートソース電圧ではなく１０Ｖのゲートソース電圧がローサイドのゲートに印加された場合、２９．０３２２６％のローサイドの導通損失の低減が実現される。
【００４１】
次に、出力電流が３０Ａ、入力電圧が８Ｖではなく２０Ｖ、出力電圧が１Ｖ、およびゲートソース電圧が５Ｖおよび１０Ｖの場合、デューティサイクルは次のように計算することができる。
（数１８）
Ｉｏｕｔ＝３０Ａ
Ｖｉｎ＝２０Ｖ
Ｖｏｕｔ＝１Ｖ
ＤｕｔｙＬＳ（２０）＝１−（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
ＤｕｔｙＬＳ（２０）＝１−（１Ｖ／２０Ｖ）
ＤｕｔｙＬＳ（２０）＝０．９５
前述したように、ゲートソース電圧が５Ｖである場合、対応する飽和抵抗は、０．００３１Ωであり、また、該ゲートソース電圧が１０Ｖである場合、対応する飽和抵抗は、０．００２２Ωとなる。ゲートソース電圧が５Ｖの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数１９）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）・ＤｕｔｙＨＳ（２０）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００３１Ω・０．９５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝２．６５０５Ｗ
また、ゲートソース電圧が１０Ｖの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。
（数２０）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（１０Ｖ）・ＤｕｔｙＨＳ（２０）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝（３０Ａ）２・０．００２２Ω・０．９５
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝１．８８１Ｗ
ゲートソース電圧の５Ｖから１０Ｖへの変化によるローサイドの導通損失の変化は、次のように計算することができる。
（数２１）
ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ＝（ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）−ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ））
ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ＝（２．６５０５Ｗ−１．８８１Ｗ）
ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ＝０．７６９５Ｗ
ＰｅｒｃｅｎｔＲｅｄｕｃｔｉｏｎｆｏｒ５Ｖｔｏ１０Ｖ＝（ＤｅｌｔａＣｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬｏｓｓ／ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ））・１００
ＰｅｒｃｅｎｔＲｅｄｕｃｔｉｏｎｆｏｒ５Ｖｔｏ１０Ｖ＝（０．７６９５Ｗ／２．６５０５Ｗ）
ＰｅｒｃｅｎｔＲｅｄｕｃｔｉｏｎｆｏｒ５Ｖｔｏ１０Ｖ＝２９．０３２２６％
したがって、出力電流が３０Ａ、入力電圧が２０Ｖ、および出力電圧が１Ｖでは、ゲートソース電圧が５Ｖの場合のローサイドの導通損失は、ゲートソース電圧が１０Ｖの場合のローサイドの導通損失よりも高い０．７６９５となる。その結果、５Ｖのゲートソース電圧ではなく１０Ｖのゲートソース電圧がローサイドのゲートに印加された場合、２９．０３２２６％のローサイドの導通損失の低減が実現される。しかし、入力電圧を８Ｖから２０Ｖに増加させても、３０Ａの入力電流でのデルタ導通損失は変わらない。換言すれば、出力電流が３０Ａで節約するローサイドの導通損失は、２９．０３２２６％のままである。
【００４２】
ＭＯＳＦＥＴの導通損失について詳細に説明してきたが、この導通損失は、単にＭＯＳＦＥＴの全電力損の一成分である。ＭＯＳＦＥＴの全電力損の別の成分は、ゲート駆動損失である。ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲート駆動損失とローサイドＭＯＳＦＥＴのゲート駆動損失は、それらは異なるＭＯＳＦＥＴ素子であるため、通常同じではなく、以下に詳細に記載されるように、各ＭＯＳＦＥＴのゲートが特定のゲートソース電圧および特定のスイッチング周波数で駆動される場合、各ＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動電力は各ＭＯＳＦＥＴの全ゲート電荷の関数である。
【００４３】
ＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動電力を算出するための一般式は、次のようになる。
（数２２）
Ｐｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅ＝Ｖｇｓ・Ｑｇ・ｆｓ
上記の一般式において、ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅはＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失を表し、ＱｇはＭＯＳＦＥＴの全ゲート電荷を表し、ｆｓはＭＯＳＦＥＴのスイッチング周波数を表す。ＭＯＳＦＥＴの全ゲート電荷は、該ＭＯＳＦＥＴのゲートソース電圧によって変化する。ハイサイドＭＯＳＦＥＴの場合、ゲートソース電圧が５Ｖおよびゲートソース電圧が１０Ｖの場合の全ゲート電荷値は、次のようになる。
（数２３）
ＱｇＨＳ５＝１・１０−８（Ｖｇｓ＝５Ｖの場合）
ＱｇＨＳ１０＝２・１０−８（Ｖｇｓ＝１０Ｖの場合）
一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が５Ｖである場合、次の計算を実行して、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失を算出することができる。
（数２４）
ｆｓ＝２５０，０００Ｈｚ
ＶｇｓＨＳ（５Ｖ）＝５Ｖ
ＱｇＨＳ（５Ｖ）＝１・１０−８
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（５Ｖ）＝ＶｇｓＨＳ（５Ｖ）・ＱｇＨＳ（５Ｖ）・ｆｓ
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（５Ｖ）＝（５Ｖ）・（１・１０−８）・（２５０，０００Ｈｚ）
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（５Ｖ）＝０．０１２５Ｗ
一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が５Ｖではなく１０Ｖの場合、次の計算を実行して、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失を算出することができる。
（数２５）
ｆｓ＝２５０，０００Ｈｚ
ＶｇｓＨＳ（１０Ｖ）＝１０Ｖ
ＱｇＨＳ（１０Ｖ）＝２・１０−８
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（１０Ｖ）＝ＶｇｓＨＳ（１０Ｖ）・ＱｇＨＳ（１０Ｖ）・ｆｓ
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（１０Ｖ）＝（１０Ｖ）・（２・１０−８）・（２５０，０００Ｈｚ）
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（１０Ｖ）＝０．０５Ｗ
ハイサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失が計算されると、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失も、上述した一般式を用いて計算することができる。例えば、２５０，０００Ｈｚの一定の周波数で、出力電流が３０Ａ、入力電圧が１２Ｖ、出力電圧が１Ｖ、およびゲートソース電圧が５Ｖと仮定すると、導通損失は次のように計算することができる。
（数２６）
ＤｕｔｙＨＳ１２＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ
ＤｕｔｙＨＳ１２＝１Ｖ／１２Ｖ
ＤｕｔｙＨＳ１２＝０．０８３３３
ＲｄｓｏｎＨＳ（５Ｖ）＝０．００８Ω
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＨＳ（５Ｖ）・ＤｕｔｙＨＳ１２
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝（３０Ａ）２・（０．００８Ω）・（０．０８３３３）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＝０．６Ｗ
別の実施例として、上記の値を前提とするが、ゲートソース電圧を５Ｖではなく１０Ｖと仮定すると、導通損失は、次のように計算することができる。
（数２７）
ＤｕｔｙＨＳ１２＝０．０８３３３
ＲｄｓｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝０．００６３Ω
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＨＳ（１０Ｖ）・Ｄｕｔｙ１２ＨＳ
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝（３０Ａ）２・（０．００６３Ω）・（０．０８３３３）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＝０．４７２５Ｗ
ゲートソース電圧が５Ｖの場合およびゲートソース電圧が１０Ｖの場合共に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失および全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。
ゲートソース電圧が５Ｖの場合：
（数２８）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（５Ｖ）＋ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（５Ｖ）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝０．６Ｗ＋０．０１２５Ｗ
ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝０．６１２５Ｗ
ゲートソース電圧が１０Ｖの場合：
（数２９）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＨＳ（１０Ｖ）＋ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＨＳ（１０Ｖ）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝０．４７２５Ｗ＋０．０５Ｗ
ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝０．５２２５Ｗ
電力損の差は、ゲートソース電圧が５Ｖのときの合成損失とゲートソース電圧が１０Ｖのときの合成損失との差を算出することによって、次のように計算することができる。
（数３０）
ＰｏｗｅｒＬｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅＨＳ＝ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）−ＣｏｍｂｉｎｅｄＨＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）
ＰｏｗｅｒｌｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅＨＳ＝０．６１２５Ｗ−０．５２２５Ｗ
ＰｏｗｅｒｌｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅＨＳ＝０．０９Ｗ
したがって、上記の一般式から分かるように、印加されたハイサイドのゲートソース電圧が５Ｖではなく１０Ｖである場合、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失と全ゲート駆動損失を合成すると、該ハイサイドＭＯＳＦＥＴの合成損失は、０．０９Ｗ低減される。
【００４４】
次に、ローサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失および導通損失の算出について説明する。より具体的には、出力電流が３０Ａおよび５Ａ、入力電圧が１２Ｖ、出力電圧が１Ｖ、スイッチング周波数が２５０，０００Ｈｚ、ゲートソース電圧が５Ｖおよび１０Ｖである場合について、ローサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失および導通損失が計算される実施例について説明する。
【００４５】
ＭＯＳＦＥＴの全ゲート電荷は、該ＭＯＳＦＥＴのゲートソース電圧によって変化する。ローサイドＭＯＳＦＥＴの場合、ゲートソース電圧が５Ｖおよびゲートソース電圧が１０Ｖの場合の全ゲート電荷値は、次のようになる。
（数３１）
ＱｇＬＳ５＝２５・１０−９（Ｖｇｓ＝５Ｖの場合）
ＱｇＬＳ１０＝５５・１０−９（Ｖｇｓ＝１０Ｖの場合）
一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が５Ｖの場合、次の計算を実行して、ローサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失を算出することができる。
（数３２）
ｆｓ＝２５０，０００Ｈｚ
ＶｇｓＬＳ（５Ｖ）＝５Ｖ
ＱｇＬＳ（５Ｖ）＝２５・１０−９
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（５Ｖ）＝ＶｇｓＬＳ（５Ｖ）・ＱｇＬＳ（５Ｖ）・ｆｓ
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（５Ｖ）＝（５Ｖ）・（２５・１０−９）・（２５０，０００Ｈｚ）
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（５Ｖ）＝０．０３１２５Ｗ
ゲートソース電圧が５Ｖの場合の該ローサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失が計算されると、該ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失も、次のように計算することができる。
（数３３）
Ｉｏｕｔ＝３０Ａ
ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）＝０．００３Ω
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（１Ｖ／１２Ｖ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝０．９１６６７
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）・ＤｕｔｙＬＳ１２
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝（３０Ａ）２・（０．００３Ω）・（０．９１６６７）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝２．４７５Ｗ
ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失と全ゲート駆動損失とは、次のように合成することができる。
（数３４）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＋ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（５Ｖ）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝２．４７５Ｗ＋０．０３１２５Ｗ
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝２．５０６２５Ｗ
一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が５Ｖではなく１０Ｖの場合、次の計算を実行して、ローサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失を算出することができる。
（数３５）
ｆｓ＝２５０，０００Ｈｚ
ＶｇｓＬＳ（１０Ｖ）＝１０Ｖ
ＱｇＬＳ（１０Ｖ）＝５５・１０−９
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（１０Ｖ）＝ＶｇｓＬＳ（１０Ｖ）・ＱｇＬＳ（１０Ｖ）・ｆｓ
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（１０Ｖ）＝（１０Ｖ）・（５５・１０−９）・（２５０，０００Ｈｚ）
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（１０Ｖ）＝０．１３７５Ｗ
ゲートソース電圧が１０Ｖの場合のローサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失が計算されると、該ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失も次のように計算することができる。
（数３６）
Ｉｏｕｔ＝３０Ａ
ＲｄｓｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝０．００２２Ω
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（１Ｖ／１２Ｖ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝０．９１６６７
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）・ＤｕｔｙＬＳ１２
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝（３０Ａ）２・（０．００２２Ω）・（０．９１６６７）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝１．８１５Ｗ
ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失と全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。
（数３７）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＋ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（１０Ｖ）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝１．８１５Ｗ＋０．１３７５Ｗ
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝１．９５２５Ｗ
ゲートが５Ｖのゲートソース電圧で駆動される場合と１０Ｖのゲートソース電圧で駆動される場合とで生じる電力損の差は、次のように計算することができる。
（数３８）
ＬｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）−ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）
ＬｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝２．５０６２５Ｗ−１．９５２５Ｗ
ＬｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝０．５５３７５Ｗ
したがって、出力電流が３０Ａ、入力電圧が１２Ｖ、出力電圧が１Ｖ、およびスイッチング周波数が２５０，０００Ｈｚでは、該ゲートに印加されるゲートソース電圧が５Ｖの代わりに１０Ｖであれば、０．５５３７５Ｗ節約することができる。上記の式から分かるように、損失の差は、出力電流、デューティサイクル（すなわち、入力電圧）およびスイッチング周波数によって変化する。
【００４６】
次に、出力電流が３０Ａではなく５Ａである場合のローサイドＭＯＳＦＥＴの全ゲート駆動損失および導通損失の算出について説明する。出力電流の変化は、５Ｖまたは１０Ｖのゲートソース電圧での全ゲート駆動損失の計算に影響を及ぼさない。したがって、上記のように計算された次の全ゲート駆動損失値が用いられる。
（数３９）
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（５Ｖ）＝０．０３１２５Ｗ
ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（１０Ｖ）＝０．１３７５Ｗ
ゲートソース電圧が５Ｖの場合、ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失は、次のように計算することができる。
（数４０）
Ｉｏｕｔ＝５Ａ
ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）＝０．００３Ω
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（１Ｖ／１２Ｖ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝０．９１６６７
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（５Ｖ）・ＤｕｔｙＬＳ１２
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝（５Ａ）２・（０．００３Ω）・（０．９１６６７）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＝０．０６８７５Ｗ
この結果、ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失および全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。
（数４１）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（５Ｖ）＋ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（５Ｖ）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝０．０６８７５Ｗ＋０．０３１２５Ｗ
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）＝０．１Ｗ
ゲートソース電圧が５Ｖではなく１０Ｖの場合、該ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失は、
次のように計算することができる。
（数４２）
Ｉｏｕｔ＝５Ａ
ＲｄｓｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝０．００２２Ω
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝１−（１Ｖ／１２Ｖ）
ＤｕｔｙＬＳ１２＝０．９１６６７
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝Ｉｏｕｔ２・ＲｄｓｏｎＬＳ（１０Ｖ）・ＤｕｔｙＬＳ１２
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝（５Ａ）２・（０．００２２Ω）・（０．９１６６７）
ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＝０．０５０４２Ｗ
この結果、ローサイドＭＯＳＦＥＴの導通損失および全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。
（数４３）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝ＰｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎＬＳ（１０Ｖ）＋ＰｔｏｔａｌｇａｔｅｄｒｉｖｅＬＳ（１０Ｖ）
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝０．０５０４２Ｗ＋０．１３７５Ｗ
ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）＝０．１８７９２Ｗ
ゲートが５Ｖのゲートソース電圧で駆動される場合と１０Ｖのゲートソース電圧で駆動される場合とで生じる電力損の差は、次のように計算することができる。
（数４４）
ＬｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（５Ｖ）−ＣｏｍｂｉｎｅｄＬＳＬｏｓｓｅｓ（１０Ｖ）
ＬｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝０．０５０４２Ｗ−０．１８７９２Ｗ
ＬｏｓｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝−０．０８７９２Ｗ
したがって、出力電流が５Ａ、入力電圧が１２Ｖ、出力電圧が１Ｖ、およびスイッチング周波数が２５０，０００Ｈｚでは、該ゲートに印加されるゲートソース電圧が１０Ｖの代わりに５Ｖであれば、０．０８７９２Ｗ節約することができる。上記の式から分かるように、該損失の差は、出力電流、デューティサイクル（すなわち、入力電圧）およびスイッチング周波数によって変化する。
【００４７】
図６は、本発明の実施形態による装置を示す。該装置は、マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部を含む。また、該装置は、ブーストコンバータも含む。さらに、該装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータを含む。図示されている実施形態において、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示されている同期降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと同様の同期降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
【００４８】
本実施形態によれば、図１に関連して前述したように、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧（図６で「ＶＩＮ」として認識されている）を受けて、駆動電圧（図６で「ＶＤＲ」として認識されている）を用いて、出力電圧（図６で「ＶＯＵＴ」として認識されている）および出力電流（図６で「電流」として認識されている）を生成するように構成されており、この場合、該出力電圧は該入力電圧よりも低くなっている。図６に示されているように、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、パルス幅変調（「ＰＷＭ」）信号を生成するように構成されたＰＷＭ発生器（図６で「ＰＷＭ  Ｇｅｎ．」として認識されている）を含む。また、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハイサイドドライバ（図６で「ハイサイドドライバ」として認識されている）と、ローサイドドライバ（図６で「ローサイドドライバ」として認識されている）と、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（図６で「ハイサイドＭＯＳ」として認識されている）と、ローサイドＭＯＳＦＥＴ（図６で「ローサイドＭＯＳ」として認識されている）とを含む。また、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、ダイオード（図６で「ＤＢ」として認識されている）と、キャパシタ（図６で「ＣＢ」として認識されている）と、出力インダクタ（図６で「ＲＺ」として認識されている）とを含む。ダイオードＤＢとキャパシタＣＢは、該ハイサイドドライバがハイサイドＭＯＳＦＥＴをオンさせるのに用いることのできる電圧ＶＤＲ＋ＶＩＮを一緒に作り出すように構成されている。さらに、出力インダクタＲＺは、ハイサイドＭＯＳＦＥＴおよびローサイドＭＯＳＦＥＴの電圧出力を電圧ＶＯＵＴとして生成するように構成されている。
【００４９】
さらに、本実施形態によれば、該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部は、入力電圧ＶＩＮおよび出力電流を監視するように構成されている。該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部は、監視した入力電圧ＶＩＮと監視した出力電流とに基づいて、該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率を最適化するために、該ブーストコンバータを制御して駆動電圧を生成するためのパルス幅変調信号を生成するように構成されている。換言すれば、該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部はさらに、該ブーストコンバータを制御して該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力損を最小限にする駆動電圧を生成するパルス幅変調信号を生成するように構成されている。本実施形態によれば、該マイクロプロセッサは、図３から図５に関連して前述した式を用いて、監視した入力電圧ＶＩＮと監視した出力電流（「電流」）とに基づいて、最適な駆動電圧を決定するように構成されている。本発明の実施形態において、該マイクロプロセッサは、１つ以上の式を計算して該最適な駆動電圧を決定するように構成されている。代替的な実施形態においては、該マイクロプロセッサは、最適な駆動電圧を決定するために、参照テーブルを検索するか、または式に基づく計算によって決定するように構成されている。
【００５０】
本実施形態によれば、該マイクロプロセッサが最適な駆動電圧を決定すると、該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部は、該ブーストコンバータを制御して最適な駆動電圧を生成するためのパルス幅変調信号を生成する（かまたは生成しない）ことが可能である。より具体的には、該ブーストコンバータが該最適な駆動電圧に達するように駆動電圧を昇圧する必要があると該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部が判断した場合、該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部は、該ブーストコンバータを制御してそれに応じて駆動電圧を昇圧するためのＰＷＭ信号を生成することができる。別の方法として、該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部が、該駆動電圧が既に最適な駆動電圧になっているため、該ブーストコンバータが該駆動電圧を昇圧する必要がないと判断した場合は、該マイクロプロセッサベースのＰＷＭ制御部は該ＰＷＭ信号を生成せず、該ブーストコンバータは該駆動電圧を昇圧しない。
【００５１】
本実施形態においては、該マイクロプロセッサは、監視した入力電圧ＶＩＮと監視した出力電流とに基づいて最適な駆動電圧を決定するように構成されているが、代替的な実施形態においては、該マイクロプロセッサは、追加的な要因に基づいて最適な駆動電圧を決定するように構成される。例えば、該マイクロプロセッサは、該ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数、該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧、および該ＤＣ／ＤＣコンバータの温度に基づいて、最適な駆動電圧を決定するように構成することができる。
【００５２】
さらに、本実施形態によれば、該ブーストコンバータは、電源と、インダクタと、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（図６で「ＭＯＳＦＥＴ」として認識されている）と、ショットキーバリアダイオード（図６で「ダイオード」として認識されている）と、キャパシタを含むように構成されている。該ブーストコンバータの電源は、駆動電圧を生成するように構成されている。図示されている実施形態において、該電源は、５Ｖの駆動電圧Ｖｄｄを生成するように構成されている。該ショットキーバリアダイオードとキャパシタはそれぞれ、該ＤＣ／ＤＣコンバータのハイサイドドライバおよびローサイドドライバに該駆動電圧を供給するように構成されている。該ＰＷＭ制御部がＰＷＭ信号を生成する場合、該ブーストコンバータは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴおよび該インダクタを用いて該ＰＷＭ信号を受けるように構成され、また該ｎチャネルＭＯＳＦＥＴおよび該インダクタを用いて該駆動電圧を昇圧するように構成される。具体的には、該ブーストコンバータは、以下の式を用いて、該ＰＷＭ制御部のデューティサイクルに基づいて、該駆動電圧を昇圧するように構成されている。
（数４５）
ＶＤＲ＝５Ｖ×（１＋Ｄｈ／（１−Ｄｈ））−Ｖｆ
ここで、ＶＤＲは駆動電圧であり、Ｄｈは０−０．５から選択される値を有する該ＰＷＭ制御部のデューティサイクルであり、Ｖｆは約０．３Ｖの値を有するショットキーバリアダイオード順電圧である。
【００５３】
例えば、Ｄｈ＝０の場合（すなわち、該ＰＷＭ制御部がＰＷＭ信号を生成しない場合）、ＶＤＲ＝４．７Ｖである。しかし、Ｄｈ＝０．５の場合は、ＶＤＲ＝９．７Ｖである。したがって、本発明の実施形態によれば、該ＤＣ／ＤＣコンバータの全スイッチング損失が該ＤＣ／ＤＣコンバータの全導通損失よりも大きくなるような出力電流の場合には、該ＰＷＭ制御部はＰＷＭ信号を生成せず、それに伴って、該ブーストコンバータは該駆動電圧を元の電圧である４．７Ｖから昇圧しない。しかし、該ＤＣ／ＤＣコンバータの全スイッチング損失が該ＤＣ／ＤＣコンバータの全導通損失以下になるような出力電流の場合には、該ＰＷＭ制御部は、ブーストコンバータを制御して該駆動電圧をその元の電圧である５Ｖから該ＤＣ／ＤＣコンバータの全電力損が最小限になる駆動電圧まで昇圧するＰＷＭ信号を生成することができる。
【００５４】
図７は、本発明の実施形態による方法を示す。本実施形態によれば、ステップ７００において、電圧レギュレータシステムは、マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを含むように構成される。ステップ７１０においては、出力電流および入力電圧がそれぞれ測定される。ステップ７２０では、測定された出力電流および測定された入力電圧に基づいて、駆動電圧が決定される。ステップ７３０においては、駆動電圧発生器が、ステップ７２０で決定された駆動電圧を生成する。
【００５５】
図８は、本発明の実施形態による別の方法を示す。本実施形態によれば、ステップ８００において、電圧レギュレータシステムは、マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを含むように構成される。ステップ８１０では、出力電流および入力電圧がそれぞれ測定される。ステップ８２０において、測定された出力電流および測定された入力電圧に基づいて、駆動電圧が決定される。ステップ８３０では、ブーストコンバータが該駆動電圧を生成する。ステップ８４０では、パルス幅変調発生器がパルス幅変調信号を生成する。ステップ８５０では、該ブーストコンバータが該パルス幅変調信号を駆動電圧に印加して該駆動電圧を調整する。
【００５６】
図９は、本発明の実施形態による、３つの異なる入力電圧の場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率との関連を表す３つのグラフを示す。これら３つのグラフは、それぞれ一連のテスト条件下でのＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率を示している。具体的には、該テスト条件は、２５℃の全体の温度、空気流なし、１．２Ｖの出力電圧、３００ｋＨｚのスイッチング周波数、および０．３２μＨのインダクタンスを含む。さらに、グラフＡは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が７．６Ｖの場合における一連のテスト条件下での該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率を示し、グラフＢは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が１２Ｖの場合における一連のテスト条件下での該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率を示し、グラフＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が２１Ｖの場合における一連のテスト条件下での該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率を示す。該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率は、図３から図５に関連して前述した式を用いて計算される。
【００５７】
これら３つのグラフは、それぞれ３つの駆動電圧の場合の一連のテスト条件下でのＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率を示す。具体的には、各グラフは、駆動電圧が５Ｖの場合（図９において実線で示されている）、駆動電圧が８Ｖの場合（図９において点線で示されている）、および駆動電圧が１２Ｖの場合（図９において一点鎖線で示されている）の該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率を示す。見て分かるように、例えば、グラフＡでは、各出力電流値に対して、３つの電力効率値、すなわち、駆動電圧が５Ｖの場合の第１の電力効率値と、駆動電圧が８Ｖの場合の第２の電力効率値と、駆動電圧が１２Ｖの場合の第３の電力効率値とがある。これら３つの電力効率値はすべて異なっており、特定の駆動電圧によって該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力効率が最適化され、その結果、該ＤＣ／ＤＣコンバータの電力損を最小限にしていることを示している。
【００５８】
図９のグラフＡを見て分かるように、グラフＡの０Ａから右側に移動した出力電流値の範囲において、５Ｖの駆動電圧に伴う電力効率値が最高の電力効率となる。しかし、グラフＡの第１の「交点」（２つ以上の電力効率曲線が交差する箇所として定義される）の後では、５Ｖの駆動電圧に伴う電力効率値は最高の電力効率ではなくなり、その代わりに、８Ｖの駆動電圧に伴う電力効率値が最高の電力効率になっている。これは、「軽負荷」とも呼ばれるより低い電流領域では、電力損の最も支配的な部分が導通損失ではなくスイッチング損失であるためである。対照的に、「中負荷」とも呼ばれる中間の電流領域では、電力損の最も支配的な部分がスイッチング損失ではなく導通損失であり、増加した駆動電圧が、飽和抵抗の低下の助けとなり、その結果、導通損失の低下の助けとなる。この導通損失の低下によって電力効率を向上させることができる。
【００５９】
さらに、グラフＡの第２の交点の後では、８Ｖの駆動電圧に伴う電力効率値は最高の電力効率ではなくなり、その代わりに、１２Ｖの駆動電圧に伴う電力効率が最高の電力効率になっている。これは、「重負荷」とも呼ばれる高電流領域では、飽和抵抗をさらに低下させるために高い駆動電圧が必要であり、そのため、導通損失がさらに低下するためである。このように、特定の入力電圧の場合、最適な電力効率をもたらす駆動電圧は、出力電流によって変化する。
【００６０】
図９に示されているように、グラフＢおよびグラフＣは、グラフＡの電力効率値と同様の電力効率値を示している。しかし、グラフＡ、グラフＢおよびグラフＣの間で１つの重要な違いは、第１および第２の交点が、各グラフにおいて異なっているということである。より具体的には、グラフＢでは、２つ以上の電力効率曲線が、グラフＡおよびグラフＣとは異なる出力電流値で交差しており、グラフＣでは、２つ以上の電力効率曲線が、グラフＡおよびグラフＢとは異なる出力電流値で交差している。要するに、該交点は、グラフＡ（７．６Ｖの入力電圧を示す）から、グラフＢ（１２Ｖの入力電圧を示す）、グラフＣ（２１Ｖの入力電圧を示す）へシフトしている。このことは、交点が入力電圧および出力電流によって変化し、最適な電力効率を決定するためには、出力電流および入力電圧の両方を考慮しなければならないということを意味している。
【００６１】
図１０は、図９の３つの相関グラフを用いた本発明の実施形態による効果を示す。具体的には、図１０は図９の３つの相関グラフを示しているが、グラフＡ、グラフＢおよびグラフＣの各々について、該グラフの各出力電流値における最高の電力効率が強調して示されている。これは、出力電流および入力電圧に基づいて駆動電圧を変化させることにより、最適な電力効率を実現できることを示している。したがって、本発明の実施形態によれば、ＮＢＰＣシステム等のコンピュータシステムは、ＭＯＳＦＥＴのために生成される駆動電圧を変化させることにより、重負荷の間だけではなく軽負荷の間にも、最適な電力損効率を実現することができる。軽負荷の間に最適な電力損効率を実現できれば、リチウム電池等のコンピュータシステムのバッテリ電源をより長持ちさせることができる。重負荷の間に最適な電力損効率を実現できれば、ヒートシンクのサイズを低減でき、冷却ファン等の内蔵冷却システムに求められる強度を低減することができる。
【００６２】
当業者は、上記のように議論されている本発明を異なる順序のステップで、および／または開示されているものとは異なる構成のハードウェア要素で実施できることを、容易に理解するであろう。したがって、これらの好適な実施形態に基づいて本発明を説明してきたが、当業者には、本発明の趣旨および範囲内においての変更例、変形例および代替的な構成が明確であることは明らかであろう。したがって、本発明の境界を判断するには、添付クレームを参照すべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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