(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ伝送システムの受信装置における無線通信制御方法であって、
送信装置からデータ信号及び参照信号を含む信号を受信するステップと、
前記参照信号に基づいて、チャネル品質及び雑音電力密度を推定するステップと、
前記推定されたチャネル品質及び雑音電力密度から、ＯＦＤＭサブキャリア毎の瞬時ＳＩＮＲを算出するステップと、
前記瞬時ＳＩＮＲから符号化ビット当りの相互情報量（ＭＩＢ）に変換し、前記符号化ビット当りの相互情報量のトランスポートブロック内の平均値に基づく通信品質メトリック（ＬＱＭ）を算出するステップと、
参照テーブルと、算出した前記通信品質メトリックとに基づいて、予測スループットが最大となる変調方式・符号化率の組み合わせ（ＭＣＳ）を取得するステップと、
取得した前記ＭＣＳを示すインデックスをチャネル品質指標（ＣＱＩ）として前記送信装置に送信するステップと、
前記データ信号のトランスポートブロック毎に、ブロック誤りが生じているか否かを検査するステップと、
前記検査ステップにおいて、ブロック誤りがない場合ＳＩＮＲオフセット値を第１の補正値により増加させ、ブロック誤りがある場合ＳＩＮＲオフセット値を第２の補正値により減少させるステップと、
前記ＳＩＮＲオフセット値により、前記瞬時ＳＩＮＲを補正するステップと、を有し、
前記参照テーブルには、通信品質メトリックと各ＭＣＳの伝送品質の関係、または通信品質メトリックと該通信品質メトリックにおいて最大スループットが得られるＭＣＳとの関係が示されている、
ことを特徴とする無線通信制御方法。
【請求項２】
前記参照テーブルは、特定の無線伝搬環境における各ＭＣＳの伝送特性に基づき生成され、前記伝送特性は、計算機シミュレーション又は実測により取得された伝送特性である、請求項１に記載の無線通信制御方法。
【請求項３】
前記ＯＦＤＭ伝送システムがＭＩＭＯ伝送システムであって、
前記瞬時ＳＩＮＲは、送信レイヤ毎に分離・合成された信号の瞬時ＳＩＮＲである、請求項１又は２に記載の無線通信制御方法。
【請求項４】
送信装置を含むＯＦＤＭ伝送システムにおける受信装置であって、
前記送信装置からデータ信号及び参照信号を含む信号を受信する受信部と、
前記参照信号に基づいて、チャネル品質及び雑音電力密度を推定するチャネル推定部と、
前記推定されたチャネル品質及び雑音電力密度から、ＯＦＤＭサブキャリア毎の瞬時ＳＩＮＲを算出するＳＩＮＲ算出部と、
前記瞬時ＳＩＮＲから符号化ビット当りの相互情報量（ＭＩＢ）に変換し、前記符号化ビット当りの相互情報量のトランスポートブロック内の平均値に基づき、通信品質メトリック（ＬＱＭ）を算出する通信品質メトリック算出部と、
参照テーブルと、算出した前記通信品質メトリックとに基づいて、予測スループットが最大となる変調方式・符号化率の組み合わせ（ＭＣＳ）を取得するＭＣＳ決定部と、
取得した前記ＭＣＳを示すインデックスをチャネル品質指標（ＣＱＩ）として前記送信装置に送信するＣＱＩ生成部と、
前記データ信号のトランスポートブロック毎に、ブロック誤りが生じているか否かを検査するブロック誤り検出部と、
前記検査において、ブロック誤りがない場合ＳＩＮＲオフセット値を第１の補正値により増加させ、ブロック誤りがある場合ＳＩＮＲオフセット値を第２の補正値により減少させ、更に、前記ＳＩＮＲオフセット値により、前記瞬時ＳＩＮＲを補正するＳＩＮＲ補正部と、を有し、
前記参照テーブルには、通信品質メトリックと各ＭＣＳの伝送品質の関係、または通信品質メトリックと該通信品質メトリックにおいて最大スループットが得られるＭＣＳとの関係が示されている、
ことを特徴とする受信装置。
【請求項５】
前記参照テーブルは、特定の無線伝搬環境における各ＭＣＳの伝送特性に基づき生成され、前記伝送特性は、計算機シミュレーション又は実測により取得された伝送特性である、請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
前記ＯＦＤＭ伝送システムがＭＩＭＯ伝送システムであって、
受信された前記信号を送信レイヤ毎の信号に分離・合成する空間フィルタ部を更に有し、
前記瞬時ＳＩＮＲは、送信レイヤ毎に分離・合成された信号の瞬時ＳＩＮＲである、請求項４又は５に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送システムの受信装置及び無線通信制御方法に関し、特に、適応変調・符号化率制御（ＡＭＣ）を行うＯＦＤＭ伝送システムにおいてチャネル品質指標（ＣＱＩ）を生成する受信装置及び無線通信制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のインターネットの発展、普及により、各種のサイトにアクセスして、様々な情報や、音楽、動画などのデータを簡単に取得することができるようになった。このような状況は、無線通信においても同様であり、携帯電話などの移動無線通信においても、インターネットにアクセスして、様々なマルチメディアコンテンツをダウンロードしたり、ストリーミング再生を行うことが手軽にできるようになった。
【０００３】
特に、昨今のスマートフォンの普及により、無線からのインターネットアクセスが増加し、データトラフィック量は急激な増加を見せている。これに伴い、ネットワーク回線が逼迫するなどの問題も生じている。このために、携帯電話事業者は、無線通信の高速化や周波数利用効率の向上など、無線容量を増加させるための様々な試みに取り組んでいる。
【０００４】
携帯電話におけるデータ通信の高速化の１つとして、第３世代移動通信システムの長期発展システムＬＴＥ（Long Term Evolution）のサービスが開始されている。ＬＴＥでは、例えば、下りリンクにおいて、20MHz帯域幅でピークレート100Mbps以上の通信を想定している。このＬＴＥにおいては、高速データ通信を実現するために、各種の技術が採用されている。
【０００５】
ＬＴＥでは特に下りリンクの通信において、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式を用いている。このＯＦＤＭ伝送方式は、マルチパス伝送に伴う符号間干渉やフェージングに強く、周波数利用効率が高いなどの利点を有している。
【０００６】
更に、上記のＯＦＤＭ伝送にＭＩＭＯ（multiple-input multiple-output）伝送を組み合わせたＭＩＭＯ−ＯＤＦＭ伝送においては、周波数領域と空間領域の複合領域において信号処理が行われるため、通信品質及び通信容量を一層向上させることが可能となる。ＬＴＥでは、送信アンテナ数を最大４としたＭＩＭＯ−ＯＤＦＭ伝送が想定されている。
【０００７】
更に、ＬＴＥでは、基地局と移動局間のリンク状態に応じて、送信信号の送信レートを適応的に変更する適応変調・符号化率制御（AMC: Adaptive Modulation and Coding）技術が適用される。ＡＭＣは、一般的には、基地局を送信装置とし、移動局を受信装置とする下りリンクでのデータ伝送に用いられている。
【０００８】
ＡＭＣでは、受信装置が、信号が送られてくる無線伝搬路の伝送状態を測定して、送信装置に報告する。送信装置では、報告された伝送状態に適した送信レートでデータ信号を送信する。例えば、伝送状態が悪い場合には、低い送信レートを選択して、受信装置での受信誤りを一定の誤り率以下となるようにする。伝送状態が良い場合には、高い送信レートを選択して、スループットを向上させる。このように、時間と共に変化する無線伝搬路に対して、最も適した送信レートを適宜選択することで、効率的なデータ伝送を行い、スループットを向上させる。なお、ここで無線伝搬路は、対象となる送信装置と受信装置間の無線接続の経路を意味し、例えば、伝送路、リンク、チャネル等で表すことができる。
【０００９】
ＡＭＣにおける送信レートは、変調方式と符号化率との組み合わせ（MCS: Modulation and Coding rate Set）で決定される。受信装置では、伝送路品質の測定値として、受信側における希望信号対干渉信号電力比（SIR: Signal-to-Interference power ratio）、又は希望信号対干渉信号雑音電力比（SINR: Signal-to-Interference plus Noise power ratio）などが用いられる。また、受信装置では、測定したＳＩＲ又はＳＩＮＲ値を送信装置に報告する代わりに、これらの測定値から伝送に適したＭＣＳを選択して、この適切なＭＣＳを表すインデックスをチャネル品質指標（CQI: Channel Quality Indicator）として送信装置にフィードバックする。
【００１０】
この送信装置は受信装置からＣＱＩを受信し、ＣＱＩに相当するＭＣＳを選択し、新たに選択したＭＣＳを用いて送信用データを符号化及び変調して、受信装置に送信する。ここでは、簡単のため、ＭＣＳを表すインデックスとＣＱＩの値は完全に１対１に対応させて説明している。しかし、現実のシステム、例えばＬＴＥのようにシステムの仕様あるいは実装の関係で選択できる情報ビットのブロックサイズ（トランスポートブロックサイズ）の制約上、ＣＱＩが示す最適なＭＣＳと実際の送信可能なＭＣＳが完全に一致しない場合がある。このようなシステムでは、送信装置で使用できるＭＣＳの全パターン数は、ＣＱＩの全パターン数より多くなるので、ＭＣＳインデックスとＣＱＩを必ずしも１対１に対応させる必要はない。従って、送信装置は、実際に使用したＭＣＳのインデックス情報を制御チャネルを用いて、受信装置へ通知するといった方法を用いてもよい。
【００１１】
受信装置では、伝搬路のＳＩＮＲと最大スループットが得られるＭＣＳとの関係を、参照テーブルの形で備えている。この参照テーブルにより、測定されたＳＩＮＲから、容易に最適なＭＣＳを選択することができる。
【００１２】
上記の参照テーブルを作成する際に必要となる、ＳＩＮＲに対するスループット特性、あるいはブロック誤り率特性は、通常、典型的な、あるいは特定の伝搬環境を想定した計算機シミュレーション、実際の基地局装置と移動局装置を用いた実測等により得られる。しかし、実際に携帯電話が使用される伝搬環境は、参照テーブル作成時に用いた伝搬環境とは異なるものである。伝搬環境が異なると、伝搬路における平均のＳＩＮＲが同じであったとしても、得られるスループットが異なる可能性がある。例えば、周波数選択性フェージングが大きい場合、ＯＦＤＭのサブキャリア間のＳＩＮＲの分散も大きく、平均のブロック誤り率が増加する。
【００１３】
また、ＭＩＭＯ伝送を用いるシステムでは、送信方式（例えば、送受ダイバーシチ方式、空間多重方式、プリコーディング方式等）や送受信に用いるアンテナ数によって、ある所要伝送レートを達成する所要ＳＩＮＲの値が異なる。さらに、送信方式として複数送信局が連携して１つの受信局とＭＩＭＯ伝送を行う協調ＭＩＭＯが適用されるシステムでは、単一送信局ＭＩＭＯ伝送時と協調ＭＩＭＯ伝送時のアンテナ数が異なる（使用される送信アンテナ数が増加する）ため、受信アンテナ当りの平均ＳＩＮＲが同じであっても、送信方式によって得られるスループットが異なる。
【００１４】
受信装置におけるＳＩＮＲの測定精度も、伝搬環境の影響を受ける。例えば、受信装置が移動車内にある場合、移動速度が速くなるほど、その測定精度が劣化することが予想される。
【００１５】
上記のことから、受信装置側で測定されるＳＩＮＲを単純に用いたＭＣＳの選択基準方法において、最適なＡＭＣを実現するためには、実際に適用される環境毎にＭＣＳ選択に用いる参照テーブルが必要になってくる。実際の伝搬環境と、ＭＣＳ選択に用いる参照テーブルにおいて仮定された伝搬環境とが異なる場合や、複数の送信方式を切り替えるシステムの場合を想定し、ＭＣＳ選択に用いる参照テーブルは、伝搬環境の影響、ＭＩＭＯ伝送における送信方式およびアンテナ構成の影響を原理的に受けないＭＣＳの選択基準を用いることが望ましい。
【００１６】
さらに、測定されるＳＩＮＲが誤差を含むことを考慮すると、測定されたＳＩＮＲ値に基づいて参照テーブルからＭＣＳを選択した時、そのＭＣＳは必ずしも最適でない可能性がある。選択されたＭＣＳの送信レートが適切なＭＣＳの送信レートより大きい場合、ブロック誤り率が大きくなることが予測される。一方、選択されたＭＣＳの送信レートが小さい場合、ブロック誤り率はほぼ０となるが、高いスループットが得られない。これらのケースでは、ＡＭＣの特性が劣化するため、その対策が望まれる。
【００１７】
ＡＭＣ特性の劣化の対策法として、ブロック誤り率に応じて、ＣＱＩ値を補正する方法が知られている（例えば、特許文献１）。上記では、ブロック誤り率の目標値と実際に測定されたブロック誤り率を比較し、実際のブロック誤り率が目標値より悪い場合には、例えば、ＣＱＩ値を１減じて、より低いＭＣＳを選択するようにしている。逆に、実際のブロック誤り率が目標値より高い場合には、ＣＱＩ値を１増やして、より高いＭＣＳを選択している。即ち、ブロック誤り率を目標値に近接させるように制御することで、より最適なＭＣＳが選択されるようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００９−２６７４４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、特許文献１の方法では、実際の伝搬環境と、ＭＣＳ選択に用いる参照テーブルで仮定された伝搬環境とが異なる状況に対処する、根本的な解決策とはなっていない。また、ブロック誤り率を測定する場合、ある程度の測定区間を必要とするが、その間に伝搬状況が変動する可能性がある。
【００２０】
更に、ＣＱＩは離散的な値であり、同一のＣＱＩでも、伝搬路状態の良い場合と悪い場合を含む。このため、ＣＱＩを直接補正すると、補正する必要がない状態でも補正される可能性が生じる。
【００２１】
本発明は、適応変調・符号化率制御を用いるＯＦＤＭ無線伝送システムにおいて、様々なアンテナ構成や伝搬環境において、スループット特性を最適化するためのＣＱＩ生成方法を提供することを目的とする。
【００２２】
更に、本発明は、伝搬路の推定誤差に伴う特性劣化を低減させるためのＣＱＩ調整方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送システムの受信装置における無線通信制御方法であって、送信装置からデータ信号及び参照信号を含む信号を受信するステップと、前記参照信号に基づいて、チャネル品質及び雑音電力密度を推定するステップと、前記推定されたチャネル品質及び雑音電力密度から、ＯＦＤＭサブキャリア毎の瞬時ＳＩＮＲを算出するステップと、前記瞬時ＳＩＮＲから符号化ビット当りの相互情報量（ＭＩＢ）に変換し、前記符号化ビット当りの相互情報量のトランスポートブロック内の平均値に基づく通信品質メトリック（ＬＱＭ）を算出するステップと、参照テーブルと算出した前記通信品質メトリックとに基づいて、予測スループットが最大となる変調方式・符号化率の組み合わせ（ＭＣＳ）を取得するステップと、取得した前記ＭＣＳを示すインデックスをチャネル品質指標（ＣＱＩ）として前記送信装置に送信するステップと、を有し、前記参照テーブルには、通信品質メトリックと各ＭＣＳの伝送品質の関係、または通信品質メトリックと該通信品質メトリックにおいて最大スループットが得られるＭＣＳとの関係が示されていることを特徴とする。
【００２４】
また、本発明は、前記データ信号のトランスポートブロック毎に、ブロック誤りが生じているか否かを検査するステップと、前記検査ステップにおいて、ブロック誤りがない場合ＳＩＮＲオフセット値を第１の補正値により増加させ、ブロック誤りがある場合ＳＩＮＲオフセット値を第２の補正値により減少させるステップと、前記ＳＩＮＲオフセット値により、前記瞬時ＳＩＮＲを補正するステップとを更に有する。
【００２５】
更にまた、本発明は、ＯＦＤＭ伝送システムの受信装置であって、送信装置からデータ信号及び参照信号を含む信号を受信する受信部と、前記参照信号に基づいて、チャネル品質及び雑音電力密度を推定するチャネル推定部と、前記推定されたチャネル品質及び雑音電力密度から、ＯＦＤＭサブキャリア毎の瞬時ＳＩＮＲを算出するＳＩＮＲ算出部と、前記瞬時ＳＩＮＲから符号化ビット当りの相互情報量（ＭＩＢ）に変換し、前記符号化ビット当りの相互情報量のトランスポートブロック内の平均値に基づき、通信品質メトリック（ＬＱＭ）を算出する通信品質メトリック算出部と、参照テーブルと算出した前記通信品質メトリックとに基づいて、予測スループットが最大となる変調方式・符号化率の組み合わせ（ＭＣＳ）を取得するＭＣＳ決定部と、取得した前記ＭＣＳを示すインデックスをチャネル品質指標（ＣＱＩ）として前記送信装置に送信するＣＱＩ生成部と、を有し、前記参照テーブルには、通信品質メトリックと各ＭＣＳの伝送品質の関係、または通信品質メトリックと該通信品質メトリックにおいて最大スループットが得られるＭＣＳとの関係が示されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明に係わるチャネル品質指標（ＣＱＩ）を生成する受信装置及び無線通信制御方法では、適応変調・符号化率制御を用いるＯＦＤＭ無線伝送システムにおいて、ビット当りの平均相互情報量（ＭＭＩＢ）を用いることにより、特定の伝搬環境における伝送特性に基づいて、様々な伝搬環境および様々な送受信のアンテナ構成に適したチャネル品質指標を容易に生成することが可能となった。更に、本発明によるチャネル品質指標の調整により、チャネル推定に誤差が含まれる場合でも、理想的なスループット特性からの劣化を抑制することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】ＡＭＣの原理を説明する図である。
【図２】ＭＩＭＯ伝送システムの一例を示す図である。
【図３】基地局間協調ＭＩＭＯ伝送システムの一例を示す図である。
【図４】基地局間協調ＭＩＭＯ伝送システムでのマスター基地局の構成を示す図である。
【図５】基地局間協調ＭＩＭＯ伝送システムでのスレーブ基地局の構成を示す図である。
【図６】マスター基地局から送信される無線フレームのリソース要素マッピングを示す図である。
【図７】スレーブ基地局から送信される無線フレームのリソース要素マッピングを示す図である。
【図８】基地局間協調ＭＩＭＯ伝送システムでの移動局の構成を示す図である。
【図９】受信ＳＩＮＲとビット当りの相互情報量の関係を示す図である。
【図１０】ＱＰＳＫにおける瞬時平均相互情報量とブロック誤り率との関係を示す図である。
【図１１】１６ＱＡＭにおける瞬時平均相互情報量とブロック誤り率との関係を示す図である。
【図１２】６４ＱＡＭにおける瞬時平均相互情報量とブロック誤り率との関係を示す図である。
【図１３】ＡＭＣにおける受信ＳＩＮＲとスループットとの関係を示す図である。
【図１４】本発明によるＣＱＩ調整方法を適用した場合のブロック誤り率特性を示す図である。
【図１５】本発明によるＣＱＩ調整方法を適用した場合のスループット特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下図面を参照して、チャネル品質指標を生成する受信装置及び無線通信制御方法について説明する。しかしながら、本発明が、図面又は以下に記載される実施形態に限定されるものではないことを理解されたい。
【００２９】
まず、本発明の基礎となる適応変調・符号化率制御（ＡＭＣ）について説明する。
【００３０】
図１は、受信装置におけるＭＣＳ選択の概要を示す。図１の横軸は、受信装置で測定される伝搬路のＳＩＮＲを示す。縦軸は、伝搬路のＳＩＮＲに対し、各ＭＣＳで予測されるスループットを示す。MCS 1〜3を仮定して、それぞれのスループット特性を示している。各ＭＣＳにおいて、ＳＩＮＲが低くなるほど、スループットは低下する。一方、ＭＣＳの番号が高くなるほど、送信時の送信レートが高くなるため、スループットが高く、同時に、伝搬路で必要となるＳＩＮＲも高くなる。
【００３１】
MCS 1における送信レート（又は、最大スループット）をMax_tp(MCS 1)とする。一方、伝搬路のＳＩＮＲをSINR(k)とし、SINR(k)におけるMCS 1の平均ブロック誤り率をBLER(k)MCS 1とする。すると、MCS 1の予測スループットtp(k)MCS 1は、Max_tp(MCS 1)×（1−BLER(k)MCS 1）で求めることができる。即ち、ブロック誤り率が0であれば、スループットは、MCS 1において得られる最大スループットとなり、これは送信レートに一致する。ブロック誤り率が1の場合、スループットは0となる。
【００３２】
図１に示されるように、伝搬路のＳＩＮＲが低い場合には、送信レートが最も低いMCS 1が選択される。伝搬路状態が良くなり、ＳＩＮＲが高くなった場合、ＭＣＳ間の予測スループット特性が交差する位置において、番号が１つ高いＭＣＳに変更する（例えば、SINR(t1)において、MCS 1からMCS 2に）。このように、伝搬路のＳＩＮＲに応じて、より高いスループットが得られるＭＣＳを選択することによって、図１の点線Aで示されるように、より効率的な無線データ伝送が可能となる。現在使用されている伝搬路のＳＩＮＲがSINR(t1)より低い場合は、MCS 1が選択される。また、ＳＩＮＲがSINR(t1)とSINR(t2)の間にある場合には、MCS 2を選択することで、MCS 1を選択するよりも、高いスループットが得られる。しかし、この範囲において、MCS 3を選択すると、ブロック誤り率が増大し、スループットは逆に劣化する。
【００３３】
受信装置では、現在のＳＩＮＲに対して、例えば、MCS 1が最適であると判断した場合、MCS 1を表すインデックス、例えば、1をＣＱＩとして、送信装置にフィードバックする。送信装置では、受信装置より伝送されるＣＱＩに基づき、現在のＭＣＳと、受信したＣＱＩに相当するＭＣＳとが異なる場合、ＭＣＳを変更する。
【００３４】
ＳＩＮＲがかなり低い場合には、最小のＭＣＳであるMCS 1を選択しても、ブロック誤り率が大きくなり、良好なスループットが得られない可能性がある。このような状況では、データを繰返し送信して、符号化利得を向上させるリピティションなどの技術を適用できるが、ここでは考慮しないものとする。
【００３５】
次に、本発明が適用されるシステムについて説明する。ただし、ここで説明するシステムは１つの例である。
【００３６】
無線通信システムにおいて、セル全体のスループットを向上させるために、送受信装置間の伝送に複数のアンテナを用いるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送方式がある。このＭＩＭＯ伝送方式では、送信側の複数のアンテナから異なるデータを送信することにより空間多重を行うことができる。受信側のアンテナ数を送信側のアンテナ数以上とすれば、送信側のアンテナ数分の空間多重が可能となる。
【００３７】
また、セル境界（一般的には、セル内の基地局から最も離れた地点）に存在する移動局において、スループットを向上させる、あるいは通信品質を改善させるための技術の１つとして、複数基地局間マクロダイバーシチ技術がある。これは、複数の基地局がセル境界の移動局に対して同一の信号を同期させて送信することで、複数基地局にまたがる送信ダイバーシチを行うものである。
【００３８】
上記の複数基地局間マクロダイバーシチ技術をＭＩＭＯ伝送に応用した技術として、複数の基地局が互いに同期して協調して無線伝送を行う複数基地局協調ＭＩＭＯ伝送がある。複数基地局協調ＭＩＭＯでは、互いに協調する複数の基地局における送信アンテナとセル境界近傍の移動局の受信アンテナとの間の伝搬路を、１つの統合されたＭＩＭＯ無線伝搬路チャネルとみなすことができ、このようなＭＩＭＯ無線伝搬路を用いることにより、下りリンクのチャネル容量を向上させることができる。
【００３９】
ここでは、ＯＦＤＭ伝送を前提として、複数基地局協調ＭＩＭＯ伝送を行う複数基地局協調ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムについて考える。
【００４０】
まず、図２を用いて、一般的なＭＩＭＯ伝送について説明する。図２の参照番号11は送信局となる基地局、12は基地局の送受信装置、13は基地局アンテナ、14は受信局となる移動局、15は移動局の送受信装置、16は移動局アンテナを示す。また、17は移動通信ネットワーク、18はコアネットワーク装置（CNE: core network equipment）、19及び20はネットワークの中継ノードを示す。ＣＮＥ18から中継ノード20を介して、基地局11に下りリンク送信用データが送られる。
【００４１】
図２には、基地局11における送信側アンテナ数を２、移動局14における受信側アンテナ数を２とした２×２ＭＩＭＯが示されている。ただし、送信側アンテナ数、受信側アンテナ数は２に限定されるものではない。例えば、ＬＴＥシステムでは、最大４×４ＭＩＭＯが想定されている。また、ここでは、基地局から信号を送信する下りリンクを想定しているが、上りリンクにおいてもＭＩＭＯ伝送を行うことも可能である。
【００４２】
まず、信号d(k)が基地局アンテナ13から送信され、移動局アンテナ16で受信される。基地局アンテナ13と移動局アンテナ16との間の無線伝搬路のチャネル行列はH(k)で示される。ここで、kはＯＦＤＭ伝送におけるサブキャリア番号を表す。移動局14は、受信された信号から伝搬路の伝送状態を測定して、その結果をＣＱＩとして基地局11にフィードバックする。
【００４３】
次に、複数基地局協調ＭＩＭＯ伝送システムを図３を用いて説明する。図３の参照番号11は基地局BS#1、12は基地局BS#1の送受信装置、13は基地局BS#1の基地局アンテナ、22は基地局BS#2、23は基地局BS#2の送受信装置、24は基地局BS#2の基地局アンテナ、14は移動局、15は移動局の送受信装置、16は移動局アンテナを示す。また、17は基地局間ネットワーク、18はコアネットワーク装置、19、20及び21はネットワークの中継ノードを示す。
【００４４】
図３においては、セル境界近傍に位置する移動局14に対し２つの基地局11、22から信号を送信している。ただし、協調ＭＩＭＯを行う基地局数は２より多くすることも可能である。基地局数が２の場合、一方の基地局はマスター基地局であり、他方がスレーブ基地局となる。ここで、マスター基地局は、移動局が複数基地局協調ＭＩＭＯ通信状態に入る前に、移動局と単独で通信を行っていた基地局である。スレーブ基地局は、移動局が移動している場合には、ハンドオフ先の基地局に相当する。図３においては、基地局BS#1（11）がマスター基地局であり、基地局BS#2（22）がスレーブ基地局となる。
【００４５】
図３において、２つの基地局11、22と移動局14は、それぞれ２つのアンテナを有する。これら２つの基地局が互いに送信タイミングを同期させて、移動局への無線伝送を協調して行う場合、２つの基地局の２つの基地局アンテナと２つの移動局アンテナとの間の無線伝搬路は、１つに統合された４×２ＭＩＭＯ伝搬路とみなせる。
【００４６】
基地局BS#1の基地局アンテナ13から信号d(1)(k)が送信され、そして基地局BS#2の基地局アンテナ24から信号d(2)(k)が送信されて、移動局アンテナ16で受信される。この場合、基地局アンテナ13と移動局アンテナ16との間の無線伝搬路のチャネル行列はH(1)(k)で、基地局アンテナ24と移動局アンテナ16の間の無線伝搬路のチャネル行列はH(2)(k)でそれぞれ示される。
【００４７】
移動局14は、受信された信号から伝搬路品質を測定して、その結果をＣＱＩとして基地局に送信する。協調ＭＩＭＯにおいては、移動局14は、２つの基地局11、22からの信号を別々に測定して、各基地局についてＣＱＩを作成する。移動局14は、２つの基地局に対するＣＱＩをマスター基地局11の方にまとめて伝送する。マスター基地局11では、伝送されたＣＱＩ情報からスレーブ基地局用のＣＱＩを取り出して、基地局間ネットワーク17を介して、スレーブ基地局22に伝送する。各基地局は、通知されたＣＱＩに基づいて対応するＭＣＳを選択する。
【００４８】
図４は、マスター基地局11の送受信装置12のブロックダイアグラムを示す。図４の参照番号31はデータ信号、32は直列−並列変換器（S/P）、33は符号化及び変調器、34は下り制御信号生成器、35は参照信号生成器、36は多重化部、37はＲＦ送信部、38はＲＦ受信部、39はＣＱＩ受信部、40はMCS#1選択部、41はMCS#2選択部、42は多重化部を示す。
【００４９】
マスター基地局11は、セル境界の移動局に対するデータ信号31をコアネットワーク装置18から受信する。データ信号31には、マスター基地局から送信されるデータ信号とスレーブ基地局から送信されるデータ信号が含まれ、直列−並列変換器32において、２つのトランスポートブロック（TB: Transport Block）、TB#1とTB#2に分解される。マスター基地局用データ信号であるTB#1は、符号化及び変調器33に送られる。スレーブ基地局用データ信号であるTB#2は、多重化部42に送られる。
【００５０】
符号化及び変調器33において、TB#1にはＣＲＣ符号が付与される。ＣＲＣ符号は、移動局の受信装置において、ブロック誤り検出に用いられる。更に、TB#1は、チャネル誤り訂正符号化、変調、プリコーディングが行われる。符号化及び変調は、移動局からフィードバックされたＣＱＩに基づいたＭＣＳにより行われる。
【００５１】
ＣＱＩ受信部39は、ＲＦ受信部38で受信された上りリンク信号からＣＱＩを取り出す。更に、MCS#1選択部40において、マスター基地局（BS#1）用のＭＣＳ（MCS#1）が抽出され、MCS#2選択部41において、スレーブ基地局（BS#2）用のＭＣＳ（MCS#2）が抽出される。符号化及び変調器33では、MCS#1選択部40から送られるＭＣＳ（MCS#1）を用いて、符号化及び変調を行う。
【００５２】
符号化及び変調器33により信号処理されたデータ信号、参照信号生成器35で生成された参照信号、及び下り制御信号生成器34で生成された下り制御信号は、多重化部36で多重される。下り制御信号には、マスター基地局において使用されるＭＣＳ（MCS#1）のインデックス情報に加え、スレーブ基地局において使用されるＭＣＳ（MCS#2）のインデックス情報も含まれる。多重化部36で多重された信号は、ＲＦ送信部37においてＲＦ信号に変換されて、基地局アンテナ13より送信される。
【００５３】
多重化部42は、２つのＴＢのうちのTB#2、及びそのTB#2の変調に使用されるＭＣＳインデックス情報（MCS#2）を多重する。この多重されたデータ信号TB#2及びTB#2用ＭＣＳインデックス情報、更にマスター基地局との基地局間同期のためのタイミング情報が、基地局間ネットワーク17を通じて、スレーブ基地局22に転送される。
【００５４】
図５は、スレーブ基地局22の送受信装置23のブロックダイアグラムを示す。本図の参照番号51は逆多重化部、52は符号化及び変調器、53は参照信号生成器、54は多重化部、55はＲＦ送信部を示す。逆多重化部51は、基地局間ネットワーク17を通して送られるデータ信号と制御信号を分離する。符号化及び変調器52はデータ信号の信号処理を行う。信号処理は、マスター基地局の符号化及び変調器33で行われる処理と同じである。信号処理されたデータ信号は、参照信号を多重して基地局アンテナ24から送信される。
【００５５】
ここで想定するシステムにおいては、マスター及びスレーブの各基地局において、符号化及び変調された信号は、空間周波数ブロック符号化（SFBC: Space Frequency Block Coding）されて、各基地局の２つのアンテナより送信される。
【００５６】
各基地局からは、データ信号と共に受信側でチャネル推定を行うための参照信号を送信する。図６は、マスター基地局における参照信号へのリソース要素のマッピング方法を図示したものである。受信側における高いチャネル推定精度を確保するために、セル固有及びアンテナ固有の参照信号を用い、参照信号は他の変調シンボルと時間領域および周波数領域でそれぞれ互いに直交している。図７は、スレーブ基地局における参照信号のマッピング方法である。なお、ここで示したマッピング方法は、単なる１つの例である。
【００５７】
【数１】
0005642102.tif 000002
【００５８】
【数２】
0005642102.tif 000003
【００５９】
【数３】
0005642102.tif 000004
【００６０】
ここで、移動局における信号処理方法を、図８に示される移動局14の送受信装置15のブロックダイアグラムを用いて説明する。図８の参照番号61、62は逆多重化部、63は下り制御信号復号器、64はチャネル推定器、65は空間フィルタ係数生成器、66は信号分離・合成のための空間フィルタ、67はポスト処理ＳＩＮＲ算出器、68、69はチャネル対数尤度比生成器、70、71は軟判定誤り訂正復号器、72はＭＭＩＢ（Mean Mutual Information per coded Bit）算出器、73はＣＱＩ算出器、74、75はＣＲＣチェック、76、77は復号データ、78は参照テーブル（ルックアップテーブル）、79は上り制御信号生成器、80は上り送信器、81はデュプレクサを示す。
【００６１】
２つの受信アンテナ16では、マスター基地局及びスレーブ基地局より送信された信号が受信される。受信された信号は、それぞれ逆多重部61、62において、データ信号、制御信号、参照信号に逆多重される。
【００６２】
制御信号は、制御シンボル復号を行う下り制御信号復号器63において復号されて、ＭＣＳインデックスを含む制御信号が得られる。ＭＣＳインデックスは、受信信号の分離・合成及び復調のため、空間フィルタ66、及びチャネル対数尤度比生成器68、69に送られる。チャネル推定部64では、参照信号を用いて、チャネルの推定及び雑音電力の測定を行い、上記式(3)で示される伝搬路チャネル行列、及び上記式(5)で示される雑音電力を算出する。図６及び７に示されるように、参照信号は、基地局間及びアンテナ間で直交して配置されているため、受信装置において分離する必要はない。空間フィルタ係数生成器65では、算出されたチャネル推定値から空間フィルタ係数が計算される。データ信号は、空間フィルタ66において、空間フィルタ係数を用いて、平均最小二乗規範（MMSE: Minimum Mean Square Error）の信号分離が行われて、マスター基地局から送信された信号とスレーブ基地局から送信された信号とに分離される。更に、基地局毎に分離された信号は、ＳＦＢＣ（Space Frequency Block Coding）復号される。
【００６３】
【数４】
0005642102.tif 000005
【００６４】
【数５】
0005642102.tif 000006
【００６５】
【数６】
0005642102.tif 000007
【００６６】
算出されたチャネルＬＬＲ値は、軟判定誤り訂正復号器70、71に送られて、誤り訂正復号される。ＣＲＣチェック74、75では、復号されたデータに付加されているＣＲＣをチェックして、データに誤りがあるかを判定する。このようにして、データ信号の復号が行われる。
【００６７】
ＯＦＤＭ伝送システムにおけるシステムレベル評価のために、無線リンク特性を抽象化するためのモデルが幾つか提案されている。システムレベル評価とは、複数のセルと、各セル内の複数の移動局を想定し、無線システム全体としての評価を行うものである。上記のモデルは、受信ＳＩＮＲレベルに対するブロック誤り率（ＢＬＥＲ）のマッピング関数を用いて周波数選択性フェージング伝搬路におけるＢＬＥＲを高精度に推定する手法に基づいている。これらのＢＬＥＲ推定法におけるマッピング関数としては、ＥＥＳＭ（Exponential Effective SINR Mapping）や符号化ビット当りの平均相互情報量（MMIB: Mean Mutual Information per coded Bit）に基づくマッピング関数が提案されている。
【００６８】
ＭＭＩＢは、ＥＥＳＭと比べ、マッピング関数におけるパラメータの数が少なく、ＯＦＤＭシステムにおいてＡＭＣを適用する場合、ＣＱＩ生成法として適している。本発明においては、ＡＭＣのＣＱＩ生成法において、ＭＭＩＢを用いる。
【００６９】
理想的なチャネル推定を仮定した場合、周波数選択性フェージング伝搬路におけるＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性は、加法性白色ガウス雑音（AWGN: Additional white gaussian noise）伝搬路における特性と殆ど同じ性質を有することが知られている。即ち、ＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性は、伝搬路におけるマルチパス遅延の影響を殆ど受けないことになる。ＭＭＩＢに基づくＢＬＥＲ推定方法は、この性質を利用するものである。本発明におけるＣＱＩ生成法では、ＡＷＧＮ伝搬路において得られたＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性に基づいて、ＣＱＩが生成される。この際、ＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性、あるいは、ＢＬＥＲから算出されるスループット特性が予め記録されている参照テーブル（LUT: Look Up Table）を用いることで、効率的にＣＱＩを作成することができる。ＣＱＩを生成するために用いている無線リンクの品質指標となっているＭＭＩＢの代わりに、変調シンボル当りの相互情報量の伝送ブロック内平均を表すＭＭＩ（Mean Mutual Information）を用いてもよい。変調シンボル当りの符号化後ビット数をＱとすると、ＭＭＩとＭＭＩＢの間には、ＭＭＩ＝ＭＭＩＢ×Ｑ の関係がある。
【００７０】
以下では、ＭＭＩＢの算出方法について説明する。
【００７１】
【数７】
0005642102.tif 000008
【００７２】
【数８】
0005642102.tif 000009
【００７３】
図９は、受信ＳＩＮＲとＭＩＢの関係を示したものである。横軸は、変調シンボルの受信ＳＩＮＲを表し、縦軸は符号化ビット当りの相互情報量（ＭＩＢ）を表す。変調方式をＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭとした。各点は、ＭＩＢ関数IQ(γ)（Q=2, 4, 6）を式(22)を用いて、モンテカルロ法により計算した結果である。また、実線は、式(24)の近似により計算した結果である。図９より、各点で示される結果と実線で示される結果がほぼ同じであり、式(24)は式(22)を非常に良く近似していることがわかる。従って、以下では、近似式(24)を用いて、ＭＩＢを計算するものとする。
【００７４】
ＭＭＩＢとＢＬＥＲの特性について、計算機シミュレーションを行った。シミュレーションにける基本緒元を表１に示す。
【表１】
0005642102.tif 000010
【００７５】
また、ＡＭＣにおいて適用されるＭＣＳのレベルを表２に示す。
【表２】
0005642102.tif 000011
【００７６】
図１０〜１２は、表２に示した各ＭＣＳレベルに対する、瞬時ＭＭＩＢとＢＬＥＲのシミュレーション結果を示したものである。図１０は変調方式をＱＰＳＫとし、図１１は１６ＱＡＭ、図１２は６４ＱＡＭとした結果である。
【００７７】
図１０の各実線は、送信側、受信側のアンテナ数を１とした、ＳＩＳＯ (single-input single-output) 伝送におけるＡＷＧＮ伝搬路でのＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性を示す。図の左よりMCS 1〜MCS 6の特性である。図１１、１２においても同様に、各実線がＳＩＳＯ伝送における特性を示す。図１１はMCS 7〜MCS 9の結果を示し、図１２はMCS 10〜MCS 15の結果を示す。
【００７８】
図１０〜１２の各マークは、複数基地局協調MIMO空間多重伝送時のＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性を示す。これらは、計算機シミュレーションにより得られた結果である。チャネルモデルは、周波数選択性フェージング伝搬路として、上記表１に示されるように、３ＧＰＰ  ＥＴＵ（Extended Typical Urban）モデルを用いている。また、マスター基地局BS #1とスレーブ基地局BS #2からの下りリンクの平均伝搬路利得は等しいと仮定している。更に、受信装置におけるチャネル推定は理想としている。
【００７９】
【数９】
0005642102.tif 000012
【００８０】
ＳＩＳＯ−ＡＷＧＮ伝搬路におけるＢＬＥＲ関数BLERAWGN( )は、式(22)、及びＳＩＳＯ−ＡＷＧＮ伝搬路における計算機シミュレーション、又は室内実験により評価された受信ＳＮＲ対ＢＬＥＲカーブより容易に得ることができる。
【００８１】
【数１０】
0005642102.tif 000013
【００８２】
【数１１】
0005642102.tif 000014
【００８３】
【数１２】
0005642102.tif 000015
【００８４】
図８に示される移動局の受信装置15において、ＭＭＩＢ算出器72が、ポスト処理ＳＩＮＲ算出器67より出力される受信ＳＩＮＲを用いて、ＭＭＩＢを算出する。ＣＱＩ算出器73では、計算されたＭＭＩＢと参照テーブル78から最適なＣＱＩを算出する。ここでは、マスター基地局、スレーブ基地局のそれぞれに対するＣＱＩが算出される。算出されたＣＱＩは、上り制御信号生成器79において、制御情報として生成されて、上りリンク送信器80を通して、マスター基地局に送信される。
【００８５】
上記した参照テーブル78には、ＭＣＳ、ＭＭＩＢ、ＢＬＥＲ及びスループット等の情報を記録することができ、テーブル形式とすることで処理速度を速めることができる。参照テーブルとしては、幾つかの形式が考えられる。
（１）ＳＩＳＯ−ＡＷＧＮ伝搬路における各ＭＣＳのＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性
（２）各ＭＣＳのＭＭＩＢ対スループット特性
（３）ＭＭＩＢと最大スループットが得られるＭＣＳ
（４）最大スループットのＭＣＳが得られるＭＭＩＢしきい値
などである。ただし、これらに限定されるものではない。また、ＢＬＥＲやＳＩＮＲをまとめて、伝搬路における通信品質メトリック（LQM: Link Quality Metric）と表すこともできる。
【００８６】
（１）又は（２）のような形式とした場合、記録すべきデータ量が多く、更に最大スループットを算出するための計算手段が必要となる。一方で、シミュレーションで計算されたデータをそのまま使用できるという利点がある。
【００８７】
図１３に、ＡＭＣを用いる複数基地局協調ＭＩＭＯ空間多重のスループット特性を示す。ここでは、チャネル推定は理想としている。また、ＣＱＩのフィードバック遅延、及び制御遅延は無いものとしている。MCS 1〜MCS 15の各ＭＣＳについて、ＡＭＣを適用しない場合（即ち、そのＭＣＳで固定）の平均スループットを点線で示す。また、ＭＭＩＢに基づいた、ＡＭＣのスループット特性を実線で示す。
【００８８】
従来方式のＡＭＣであるＳＩＮＲに基づいてＭＣＳを選択した場合、スループットは、図１３の各ＭＣＳのスループット特性（点線）の最高点をトレースする特性となる。しかし、本発明によるＭＭＩＢに基づいてＭＣＳを選択した場合（実線）、従来方法より高いスループットが得られている。従来方式では、平均化したＳＩＮＲを用いて、ＭＣＳを選択するのに対し、本発明による方法では、リソース要素の瞬時ＭＭＩＢを用いることによる。
【００８９】
以上、説明したように、ＡＭＣにおけるＣＱＩの生成において、ＭＭＩＢを用いることにより、特定の伝搬環境における伝送特性に基づいて、様々なアンテナ構成や伝搬環境に適したＣＱＩを容易に生成することができる。更に、従来のＡＭＣに比べてより高いスループットが得られることがわかった。
【００９０】
ＡＭＣにおいて、チャネル推定に誤差が含まれる場合、最適なＭＣＳとは異なるＭＣＳを選択する可能性がある。このため、高精度なチャネル推定が不可欠となる。これは、本発明において、ＭＭＩＢを用いたＡＭＣを行う場合でも同様である。しかし、実際のチャネル推定においては、時間と共に変化する伝搬路を正確に推定することは困難であり、特に、周波数選択性フェージングや時間選択性フェージングが大きい環境では、推定精度は大きく劣化する。また、図６、７に示すように、参照信号が離散して配置されていることも、チャネル推定精度の劣化の原因となる。チャネル推定精度の劣化は、ＡＭＣにおけるスループットを低下させる。
【００９１】
従って、実際の環境においてＡＭＣを適用するためには、ＣＱＩを調整する方法が望まれるため、本発明では、チャネル推定誤差に伴うＡＭＣの特性劣化を低減するためのＣＱＩ調整方法を提案している。
【００９２】
本発明では、ＣＲＣチェック結果を用いてＣＱＩ値を調整する方法を提案している。ただし、ＣＲＣチェック結果を直接的にＣＱＩ値に反映させるのではなく、ＣＲＣチェック結果に基づいて、ＭＭＩＢを計算するために必要な各サブストリームのポスト処理ＳＩＮＲを調整することにより、ＣＱＩ値を間接的に補正する。
【００９３】
【数１３】
0005642102.tif 000016
【００９４】
上記式(31)によるオフセット値の計算は、１つの例である。例えば、更に任意の係数を式(31)の各々に付けて、変化幅を調整することもできる。また、ＭＣＳ毎に異なる補正を行うことも可能である。式(31)におけるBLERtargetをＭＣＳ毎に設定することや、上記係数をＭＣＳ毎に調整することも可能である。また、オフセット値をＭＣＳ毎に制御することも可能である。例えば、あるＭＣＳ選択時にブロック誤りが生じた場合、そのＭＣＳのオフセット値のみ補正される。
【００９５】
【数１４】
0005642102.tif 000017
【００９６】
本発明によるＣＱＩ調整方法を用いたＡＭＣの特性について、計算機シミュレーションにより評価する。シミュレーションにおいては、チャネル推定アルゴリズムとして２次元ＩＦＦＴ／ＦＦＴに基づく補間法を適用している。
【００９７】
図１４は、３ＧＰＰ  ＥＴＵチャネルモデルにおける平均ＢＬＥＲを示す。本発明によるＣＱＩ補正を適用した場合（実線）、適用しない場合（W/O CQI adj）、及び理想的にＡＭＣを行った場合（Ideal AMC）の各特性が示されている。本発明によるＣＱＩ補正を適用した場合には、ＡＭＣの目標ＢＬＥＲ、BLERtargetをパラメータとし、BLERtargetの値は、0.005、0.01、0.05、0.1及び0.2とした。
【００９８】
図１４より、本発明のＣＱＩ調整方法を用いた場合、0 dBから25 dBの平均受信ＳＮＲの範囲において、所望のＢＬＥＲ特性（BLERtarget）を実現していることがわかる。これに対し、ＣＱＩ調整を適用しない場合、これらの受信ＳＮＲ範囲において、ＢＬＥＲ特性が大きく劣化している。この劣化は、周波数選択性フェージング伝搬路におけるＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性と、ＳＩＳＯ−ＡＷＧＮ伝搬路でのＭＭＩＢ対ＢＬＥＲカーブとの不整合により発生する。これは、周波数選択性フェージング伝搬路におけるチャネル推定精度が、劣化したことによる。
【００９９】
図１５は、図１４の結果を用いて計算されたスループット特性を示す。平均受信ＳＮＲが25 dB 以下の領域において、本発明によるＣＱＩ調整方法を適用すると（実線）、ＣＱＩ調整を適用しない場合（W/O CQI adj）に比べて、理想的なＡＭＣ（Ideal AMC）からのスループット特性の劣化が小さい。BLERtarget = 0.01のとき、スループット特性の劣化が最小となっている。この結果は、本発明により提案するＣＱＩ調整方法は、実際の周波数選択性フェージング環境において有効であることを示している。
【０１００】
以上説明したように、本発明によるＣＱＩ調整を行うことで、ＣＱＩ調整を行わない場合と比較し、理想的な特性からの劣化が低減されることがわかった。
【０１０１】
上記では、基地局間協調ＭＩＭＯ伝送システムを想定して説明したが、本発明は、このようなシステムのみに適用可能なものではなく、基地局が１つとなる通常のＭＩＭＯ伝送システム、又はＳＩＳＯ伝送システムを含めた様々な送受信アンテナ数のアンテナ構成に適用することができる。
【０１０２】
また、上記では、下りリンクにＡＭＣを適用することを想定して説明したが、上りリンクに対してＡＭＣが適用された場合にも、本発明は有効である。なお、この場合、図４に示される装置が移動局側装置に対応し、図８に示される装置が基地局側装置に対応する。
【０１０３】
更に、本発明をＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）システムに適用することも可能である。ＯＦＤＭの異なるサブキャリアを複数のユーザ間で割り当てるＯＦＤＭＡでは、割り当てるサブキャリア数により、誤り訂正符号化におけるトランスポートブロックのビット長が異なってくる。一般的には、符号の長さが大きいほど大きな符号化利得が得られることから、ＯＦＤＭＡでは、割り当てられるサブキャリア数によってＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性が異なることとなる。そのため、最適なＡＭＣを実現するためには、割り当てられるサブキャリア数の候補毎にＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性の参照テーブルを受信側に用意する必要がある。
【０１０４】
しかし、数百から数千本のサブキャリア数が用いられるＯＦＤＭＡシステムでは、サブキャリア数の候補が多くなるため、大きな記憶領域が必要となる。このような状況でも、本発明によるＣＱＩ補正方法を適用することができる。まず、特定の割当サブキャリア数についてのＭＭＩＢ対ＢＬＥＲ特性のみを用意する。実際に使用されるサブキャリア数と異なる場合、実際のＢＬＥＲ特性と参照テーブル上とのＢＬＥＲ特性の不整合が生じる。しかし、本発明のＣＱＩ補正方法を適用することにより、実際のＢＬＥＲ特性に合わせるように、ＣＱＩ値を補正することを可能にする。
【符号の説明】
【０１０５】
１１、２２    基地局
１４    移動局
１７    移動通信ネットワーク
３３、５２    符号化及び変調器
３４    下り制御信号生成器
３５、５３    参照信号生成器
３９    ＣＱＩ受信部
４０    MCS#1選択部
４１    MCS#2選択部
６３    下り制御信号復号器
６４    チャネル推定器
６５    空間フィルタ係数生成器
６６    空間フィルタ
６７    ポスト処理ＳＩＮＲ算出器
６８、６９    チャネル対数尤度比生成器
７０、７１    軟判定誤り訂正復号器
７２    ＭＭＩＢ算出器
７３    ＣＱＩ算出器
７４、７５    ＣＲＣチェック
７８    ルックアップテーブル
７９    上り制御信号生成器
【図１】
0005642102.tif 000018
【図２】
0005642102.tif 000019
【図３】
0005642102.tif 000020
【図４】
0005642102.tif 000021
【図５】
0005642102.tif 000022
【図６】
0005642102.tif 000023
【図７】
0005642102.tif 000024
【図８】
0005642102.tif 000025
【図９】
0005642102.tif 000026
【図１０】
0005642102.tif 000027
【図１１】
0005642102.tif 000028
【図１２】
0005642102.tif 000029
【図１３】
0005642102.tif 000030
【図１４】
0005642102.tif 000031
【図１５】
0005642102.tif 000032