(57)【要約】  フィードバック制御の高速性を維持しつつ高精度に送信パワーを制御することができる送信装置及び送信パワー制御方法。ポーラ変調送信装置（１００）に、ＰＡ（１０３）の出力パワーを波形整形するＬＰＦ（１０８）と、コンプレスドモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に非コンプレスドモード時のフィルタリング信号をコンプレスドモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで、各モードの出力パワーデータを得るＡＤＣ（１０９）とを設けた。こうしてモード切り替えの前後のサンプリング信号の位相を互いに同位相とするので、フィルタリング信号波形からモード切り替え前後で同条件のサンプリング信号を取得できる。このサンプリング信号に基づくフィードバック制御では、フィルタリング信号に変動成分が残留していてもその影響を無視できるため、高速性を維持しつつ高精度に送信パワーを推定及び制御できる。
2008084851.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置であって、
前記パワーアンプの出力を波形整形するフィルタと、
コンプレスドモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を前記コンプレスドモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで、各モードの出力パワーデータを得るアナログディジタル変換部と、
前記アナログディジタル変換部により得られた前記各モードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時の前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御部と、
を具備する送信装置。
【請求項２】
前記送信装置は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部は、コンプレスドモード時のフィルタリング信号と非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を、互いに同位相から始めて、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数に等しいサンプリング周波数でサンプリングする
請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部は、コンプレスドモード時のフィルタリング信号と非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を、互いに同位相から始めて、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数の整数倍のサンプリング周波数でサンプリングする
請求項１に記載の送信装置。
【請求項４】
前記アナログディジタル変換部は、９６０ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングする
請求項１に記載の送信装置。
【請求項５】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部における各モードに対する初回のサンプリングタイミングは、互いに前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する
請求項１に記載の送信装置。
【請求項６】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部は、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期を、整数倍した周期で現れるピークの出現候補タイミングを避けたタイミングでサンプリングを行う
請求項１に記載の送信装置。
【請求項７】
ＨＳＤＰＡ信号を送信する
請求項１に記載の送信装置。
【請求項８】
請求項１に記載の送信装置を備えた、ポーラ変調送信装置。
【請求項９】
パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置における送信パワー制御方法であって、
前記パワーアンプの出力を波形整形するフィルタリングステップと、
現在のモードでのフィルタリング信号をサンプリングすることで前記現在のモードでの出力パワーデータを得る第１のサンプリングステップと、
現在のモードから他方のモードに切り替えるモード切り替えステップと、
前記他方のモードでのフィルタリング信号を、前記現在のモードでのフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで前記他方のモードでの出力パワーデータを得る第２のサンプリングステップと、
前記現在のモード及び前記他方のモードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時の前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御ステップと、
を具備する送信パワー制御方法。
【請求項１０】
前記送信装置は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリングは、互いに同位相から始まり、且つ、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数に等しいサンプリング周波数である、請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１１】
前記送信装置は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリングは、互いに同位相から始まり、且つ、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数の整数倍のサンプリング周波数である、請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１２】
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリング周波数は、９６０ｋＨｚのサンプリング周波数である、
請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１３】
前記第１及び第２のサンプリングステップの初回のサンプリングタイミングは、互いに前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する、
請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１４】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリングは、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期を、整数倍した周期で現れるピークの出現候補タイミングを避けたタイミングで実行される、
請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワーアンプ（以下、ＰＡと呼ぶ）を用いた送信装置及び送信パワー制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、ポーラ変調方式を用いた典型的な送信装置の例を示す。送信装置は、ポーラ信号生成回路１と、振幅制御回路２と、位相変調信号生成回路３と、ＰＡ４とを有する。この送信装置においては、ポーラ信号生成回路１が、入力信号（つまり送信変調信号）から送信変調信号の振幅及び位相に関する信号を生成する。振幅制御回路２は、振幅成分信号に基づいてＰＡ４に供給される電源電圧を制御し、位相変調信号生成回路３は、位相成分信号に基づいてＰＡ４に入力される位相変調信号を生成する。【０００３】
実際上、この送信装置は、ＰＡ４をコンプレスドモード（compressed mode）と非コンプレスドモード（uncompressed mode）とで切り換えることで、送信パワーのダイナミックレンジを確保する。なお、コンプレスドモードは飽和動作モードと、非コンプレスドモードは非飽和動作モードと、言い換えることもできる。【０００４】
この送信装置は、高い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４をコンプレスドモードで動作させる。一方、送信装置は、低い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４を非コンプレスドモードで動作させる。具体的には、コンプレスドモード時、送信装置は、振幅成分信号に応じて、ＰＡ４への電源電圧を変化させることで、振幅変調を実行する。このコンプレスドモードは、本質的に出力パワー変動（ドリフト）が非常に少ない。一方、送信装置は、非コンプレスドモードでは、コンプレスドモードよりも出力パワー変動（ドリフト）が大きい状態でＰＡ４を動作させる。【０００５】
従来の送信装置においては、送信電力制御時に、コンプレスドモード（Ｃモード）と非コンプレスドモード（Ｕモード）とを切り換える場合、各モードの特性の差（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）が原因となって、最大で５ｄＢを超える、送信パワーの変動が生じる可能性がある。【０００６】
これを、図２を用いて簡単に説明する。図２には、コンプレスドモードでの出力パワーは比較的正確だが、非コンプレスドモードでの出力パワーは、（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）の変動が原因となって変化する様子が示されている。【０００７】
図２のように、非コンプレスドモードの出力パワーは、種々の要因で変動し易いので、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとを切り換える場合に、出力パワーが不連続となる可能性が高く、この結果、大きな送信パワーの変動が生じる可能性が高い。【０００８】
ところで、送信パワー制御を正確に行う手法として、実際のパワーアンプの出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法がある。【０００９】
一般に、このフィードバック制御では、ローパスフィルタを用いて、パワーアンプの出力から、送信データに起因する変調変動成分を取り除く方法が採られる。そして、変調変動成分を取り除いた後のいわゆる平均送信パワーと、設定目標値との誤差に基づいて送信パワーを調整する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ここで、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、変調成分などの変動成分をより多く除去することができるので、より精度の高い送信パワー制御を行うことができると考えられる。【００１１】
しかしながら、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、当然、ローパスフィルタの応答性は悪くなるので、フィードバック制御の追従性もこれに伴って悪くなる。無線通信規格によっては非常に短い期間で送信パワー制御を完了することが要求されるものもあるので、実際上ローパスフィルタの時定数をあまり大きく設定することはできない。【００１２】
従って、従来のこの種の送信装置では、変調変動成分がある程度残留した測定結果に基づいて送信パワーを制御せざるを得ず、この分だけ、送信パワー制御の精度が低下する。【００１３】
一方で、通信規格によって、送信パワーの誤差に対する制限も課されている。例えば、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）  ２５．１０１では、送信パワーの誤差が、図３〜図５に示す要件を満たすことが要求されている。【００１４】
詳細に説明する。ＵＭＴＳ及びＷ−ＣＤＭＡ規格を広めるための規格母体である３ＧＰＰは、基地局からのＴＰＣコマンドによって移動端末が離散的なステップ（例えば+/- 1 dB, +/- 2dB, +/- 3 dB,………）で出力パワーを増減することを要求している。ＵＭＴＳ規格も、これらのパワー増減ステップをある特定の許容範囲内で実行するように指定している。【００１５】
例えば、図３のテーブルに示すように、出力パワーを+/- 1 dBステップ（増減）させるＴＰＣコマンドの場合には、その結果である出力パワーが、目標出力パワーの+/- 0.5 dB以内に収まることが要求されている。そこで例えば、移動端末の送信装置が出力パワー0 dBmで動作しており、"1"のＴＰＣコマンドが受信されたとすると、移動端末の送信装置は+ 0.5 dBmと1.5 dBmの範囲以内に送信パワーが収まるように調整しなければならない。より大きなステップサイズである2 dBと3 dBのステップサイズの場合には、+/- 1 dBと +/- 1.5 dBといったより広い許容範囲が許される。【００１６】
図５のテーブルに示すように、３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格でも、パワーコマンドグループに対して累積的な許容範囲が定められている。例えばそれぞれが同様に１dBのステップサイズからなる１０個のＴＰＣコマンドについては、出力パワーレベルが目標出力パワーレベルの+/- 2 dB以内となることが要求されている。【００１７】
図３のテーブルの一覧及び図４から、１つのＴＰＣコマンドに対して最も厳しいステップサイズは、+/- 1 dBを示すＴＰＣコマンド（+/- 0.5 dBの許容が要求される）に対応するものであることが分かる。【００１８】
以上のことから、この種の送信装置には、フィードバック制御の高速性を維持しつつも、高精度に送信パワーを制御することが期待されている。【００１９】
本発明の目的は、フィードバック制御の高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを制御することができる送信装置及び送信パワー制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の送信装置は、パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置であって、前記パワーアンプの出力を波形整形するフィルタと、コンプレスドモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、非コンプレスドモード時フィルタリング信号を前記コンプレスドモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで、各モードの出力パワーデータを得るアナログディジタル変換部（analog digital converter）と、前記アナログディジタル変換部により得られた前記各モードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時の前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御部と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、フィードバック制御の高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを制御することができる送信装置及び送信パワー制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】従来の送信装置の構成例を示すブロック図
【図２】モード切換による送信パワーの変動（出力パワーの不連続）の説明に供する図
【図３】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各出力パワーステップサイズコマンドに対するパワー制御許容値を示す図
【図４】許容ステップサイズをまとめた図
【図５】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各グループのパワーコマンドに対する累積的なパワー制御許容値を示す図
【図６】本発明の実施の形態１に係るポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図７】送信パワー制御部に設けられているスケーリング係数セットの様子を示す図
【図８】ポーラ変調送信装置の動作の説明に供する、パワー設定フロー図
【図９】図８および図１２のパワー設定フローをＨＳＤＰＡ通信へ適用した場合の説明に供する図
【図１０】検出回路の出力波形を示す図
【図１１】ＬＰＦの出力波形を示す図
【図１２】ポーラ変調送信装置の動作の説明に供する、パワー設定フロー図
【図１３】実施の形態２に係るパワー設定処理の説明に供する図
【図１４】実施の形態３に係るポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図１５】ＡＤＣ出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図１６】振幅成分信号の出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図１７】平均化部の構成例としてのＦＩＲフィルタを示す接続図
【図１８】平均化部の構成例としてのＩＩＲフィルタを示す接続図
【図１９】各シンボルの特定の区間におけるＰＡの出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図２０】各シンボルの特定の区間における振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図２１】ＬＰＦの出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間に相関関係があることの説明に供する図
【図２２】ＬＰＦの出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間の相関計数の算出方法の説明に供するフローチャート図
【図２３】現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置の動作の説明に供するフローチャート図
【図２４】現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置の動作の説明に供するフローチャート図
【図２５】図２３及び図２４のフローチャートで用いたパラメータの説明に供する図
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
（実施の形態１）
（１）全体構成
図６に、本発明の実施の形態１に係るポーラ変調送信装置（polar modulation transmitter）の構成を示す。ポーラ変調送信装置１００は、拡散部（spreading section）１１０と、ポーラ信号生成回路（polar signal generation circuit）１０１と、位相変調信号生成回路（phase modulated signal generation circuit）１０２と、パワーアンプ（ＰＡ）１０３と、振幅制御回路（amplitude control circuit）１０４と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）及び又は減衰器によって構成された可変増幅器（variable amplifier）１０５と、パワーアライメントループ１２０と、サンプリング制御部１１１とを有している。【００２４】
パワーアライメントループ１２０は、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路（detector）１０６と、送信電力（パワー）制御部１０７と、ＬＰＦ１０８と、ＡＤＣ１０９とを有する。【００２５】
拡散部１１０は、拡散符号により入力信号（直交変調信号）を拡散して、ポーラ信号生成回路１０１に出力する。例えば、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を生成する場合、拡散部１１０は、DPDCH信号，DPCCH信号，HS-DPCCH信号，E-DPCCH信号，及びE-DPCCH信号に、それぞれ拡散符号Cd，Cc，Chs，Ced，及びCecを乗算し、ゲインファクタBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)，Beta ratio ed(Bed)，及びBeta ratio ec(Bec)を調整することでHSUPA信号を生成し、生成したHSUPA信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。【００２６】
ポーラ信号生成回路１０１は、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。具体的には、ポーラ信号生成回路１０１は、拡散部１１０からの入力信号に従って動作し、入力信号の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分信号（振幅成分信号）、及び、入力信号の位相情報を含んでいる定エンベロープ成分信号（位相成分信号）を生成する。エンベロープ成分信号は、振幅パスに沿って振幅制御回路１０４に入力され、定振幅の位相成分信号は位相変調信号生成回路１０２に入力される。【００２７】
位相変調信号生成回路１０２は、位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成する。可変増幅回路１０５は、ＰＡＬ１２０によって得られた位相パススケーリング係数（Phase-path magnitude scaling）Ｓ１０に基づいて、ＲＦ位相変調信号を増幅又は減衰させ、これによりスケーリングされたＲＦ位相変調信号をＰＡ１０３のＲＦ信号入力端子に供給する。【００２８】
振幅制御回路１０４は、送信パワー制御部１０７からの振幅パススケーリング係数（AM-path envelope scaling）Ｓ１１を振幅成分信号に乗じることで、ＰＡ１０３の電源電圧を形成して、それをＰＡ１０３の電源入力端子に供給する。【００２９】
検出回路１０６は、例えば、ＰＩＮダイオードまたは他の半導体検出器で構成され、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する。【００３０】
ＬＰＦ１０８は、例えばＲＣ回路によって構成され、ＰＡ１０３の出力パワーの検出結果を積分することで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を得る。【００３１】
ＡＤＣ１０９は、サンプリング制御部１１１の制御に従って、ＬＰＦ１０８の出力結果をサンプリングする。このサンプリングの制御については後述する。【００３２】
送信パワー制御部１０７は、検出回路１０６の出力をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９を介して入力する。また、送信パワー制御部１０７は、送信電力制御信号（送信電力制御コマンド）を入力する。【００３３】
送信パワー制御部１０７は、送信電力制御信号及びＰＡ１０３の出力パワーの平均値に基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信電力の設定送信電力を決定し、ポーラ変調送信装置１００の送信電力を制御する。【００３４】
設定送信電力決定後、送信パワー制御部１０７は、振幅制御回路１０４に振幅パススケーリング係数を、可変増幅回路１０５に位相パススケーリング係数を送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（ＲＦ位相変調信号）レベルを制御する。【００３５】
送信パワー制御部１０７は、送信電力制御信号をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値より求めたスケーリング係数の修正値とを合計することで、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。【００３６】
すなわち、本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、ＴＰＣコマンドとスケーリング係数とが対応図けれられたテーブル（以下これをパワーテーブルと呼ぶ）を有する。【００３７】
図７に、送信パワー制御部１０７に設けられているパワーテーブルのスケーリング係数セットの様子を示す。コンプレスドモードでは、ポーラ変調送信装置１００の出力パワーは、ＰＡ１０３のコレクタ（またはドレイン）ノードに与えられる振幅変調された電源電圧によって制御される一方、定振幅の位相変調ＲＦ信号のパワーは一定に保たれる。非コンプレスドモードでは、ＰＡ１０３の出力パワーは、振幅パスのエンベロープに乗じるスケーリング係数を一定に維持しながら、位相パスでの駆動信号に乗じるスケーリング係数を変化させることでパワーを制御する。但し、どちらの動作モードにおいても、パワー制御に用いない方のスケーリング係数（コンプレスドモードの場合には、位相変調ＲＦ信号に乗じる位相パススケーリング係数のことであり、非コンプレスドモードの場合には、振幅パスのエンベロープに乗じる振幅パススケーリング係数のことである）は必ずしも一定に維持する必要はなく、パワーアンプの出力の歪特性や雑音特性の改善、あるいは出力パワーの補正を行うために調整することにしてもよい。【００３８】
実際上、図７に示したように、送信パワー制御部１０７は、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと、非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットとを有する。本実施の形態の場合、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットは、モード遷移領域において、オーバーラップ領域が設けられている。【００３９】
オーバーラップ領域は、コンプレスドモード又は非コンプレスドモードのいずれのモードを選択した場合でも、必要とされる出力パワーを生成することが可能な範囲である。具体的に説明すると、実際には、図７中の実線で示すような、振幅パススケーリング係数と位相パススケーリング係数を有すれば、コンプレスドモードと非コンプレスドモードを実現できるが、本実施の形態の場合には、実線で示すスケーリング係数セットに加えて、点線で示すスケーリング係数セットを有することで、コンプレスドモードの領域及び非コンプレスドモードの領域を拡張して、ＰＡ１０３をコンプレスドモード及び非コンプレスドモードのいずれのモードでも動作させることができるオーバーラップ領域を設けている。【００４０】
較正領域は、モード遷移時に送信パワーに不連続が生じる可能性があり、較正を必要する可能性がある出力パワー範囲である。本実施の形態では、この較正領域において、送信パワーに不連続を生じさせないスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を選択して、ＰＡ１０３のモード切換を行う。【００４１】
このように、送信パワー制御部１０７によって算出されたスケーリング係数に応じて、ＰＡ１０３がコンプレスドモードで動作するか、又は非コンプレスドモードで動作するかが決まる。【００４２】
スケーリング係数の算出方法の一例について以下に説明する。パワーテーブル内のスケーリング係数が表１のようになっているとする。【００４３】
【表１】
2008084851.tif 000003
【００４４】
ここで、非コンプレスドモードで動作中のポーラ変調送信装置１００が、「位相パススケーリング係数を１００でＰＡ１０３を−１０ｄＢｍで出力」している時、送信パワー制御部１０７が動作し、「コンプレスドモード動作での出力パワーレベルとのレベル差が０．３ｄＢｍなので、ＰＡ１０３の出力パワーを上げる」と判断した場合について、位相パススケーリング係数の算出方法を説明する。【００４５】
表１から、非コンプレスドモード動作時の位相パススケーリング係数「１００」からの変化分として、出力パワーレベルの増加分「＋０．３ｄＢｍ」に相当する位相パススケーリング係数の増加分「＋３」を加算し、位相パススケーリング係数を「１０３」とする。【００４６】
なお、ＰＡ１０３の出力を「＋１ｄＢｍ」だけ上げる場合には、上記したような算出を行わなくてもよく、スケーリング係数「１００」が格納された「アドレス００２」に隣接する「アドレス００３」を直接参照してもよい。【００４７】
本実施の形態の場合、パワーアライメントループ１２０の検出回路１０６、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９は、必要な場合のみ動作するようになっている。具体的には、送信パワー制御部１０７が入力されるＴＰＣコマンドに基づいて、オンオフ制御信号Ｓ２０を検出回路１０６、ＬＰＦ１０８、及びＡＤＣ１０９に送出する。例えば、図４に示したように、ＴＰＣコマンドが1 dBや2 dB, 3 dBといったように許容値が厳しい目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオン制御信号を出力する。これに対して、ＴＰＣコマンドが4 dB以上といったように許容値が厳しくない目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオフ制御信号を出力する。このようにすることで、パワーアライメントループ１２０を実質的に必要な場合のみ動作させることができるので、消費電力を低減できる。【００４８】
以上説明したように、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、パワーアライメントループ１２０によってＰＡ１０３の出力パワーを測定しながら、振幅パススケーリングＳ１１及び位相パススケーリング係数Ｓ１０を選択することにより、送信パワー変更時におけるＰＡ１０３の出力パワーの不連続（特にモード遷移時の不連続）を抑制できる。【００４９】
（２）サンプリング制御
上記したように送信パワー制御を正確に行うために、実際のＰＡ１０３の出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法が採られる。【００５０】
ＬＰＦ１０８は、検出回路１０６によって得られるＰＡ１０３の出力パワーの検出値の変動を抑えるために設けられている。【００５１】
ところで、ＬＰＦ１０８のカットオフ周波数を高く設定し過ぎると、変動を十分に抑えることができない。逆に、カットオフ周波数を低く設定し過ぎると、パワーの調整後にＬＰＦ１０８の出力が安定するまでに時間を要するので、例えば３ＧＰＰの規格で定められた時間内にパワー制御を終えることが困難になる。因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求される。この要求を満たすためには、ＬＰＦ１０８の時定数は数μsec程度以下である必要がある。実際上、ＬＰＦ１０８の時定数は、変調信号の瞬時エンベロープ変動をキャンセルできる程度に設定されていればよい。カットオフ周波数は数十kHz〜数百kHzの範囲が好ましいと考えられる。本実施の形態では、一例としてカットオフ周波数は300kHzとする。【００５２】
そのため、ＬＰＦ１０８の出力には、ＬＰＦ１０８では取りきれない変動成分が残留する。この変動成分は、拡散部１１０にて用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期（拡散符号のチップ速度）に依るものである。【００５３】
そこでサンプリング制御部１１１は、変動成分が残留している状況においても、平均送信パワーと、設定目標値との誤差を正確に求めることができるように、ＡＤＣ１０９のサンプリングを制御する。【００５４】
具体的には、サンプリング制御部１１１は、拡散部１１０にて用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期に関する情報（以下、基本周期情報と呼ぶことがある）を取得する。サンプリング制御部１１１は、拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期に応じたサンプリング周期情報を生成する。さらに、サンプリング制御部１１１は、基本周期情報に基づいて、ＬＰＦ１０８の出力に周期的に現れるピークの出現候補タイミングを特定し、当該ピーク出現候補タイミング以外のタイミングをサンプリング開始タイミングとして取得する。そして、サンプリング制御部１１１は、生成されたサンプリング周期情報およびサンプリング開始タイミングを含むサンプリング制御信号をＡＤＣ１０９に出力する。【００５５】
ＡＤＣ１０９は、サンプリング制御部１１１からのサンプリング制御信号に応じた、サンプリング開始タイミングおよびサンプリング周期で、ＬＰＦ１０８の出力をサンプリングし、サンプル信号を送信パワー制御部１０７に出力する。【００５６】
（３）ポーラ変調送信装置１００の動作
次に、上記構成を有するポーラ変調送信装置１００の動作について図６乃至図１２を参照して説明する。【００５７】
図８に示すパワー設定フローに沿って、現時点のモードがコンプレスドモードである場合について説明する。【００５８】
まず基地局（図示せず）から送信されてきた送信電力制御信号（例えば、ＴＰＣ）により指定される、電力調整値ΔＰを取得する（ステップＳ２０１）と、電力調整値ΔＰが０以上か否か、すなわち送信電力制御信号が送信電力のＵＰ若しくはＫＥＥＰを示しているか又はＤＯＷＮを示しているのか判定される（ステップＳ２０２）。【００５９】
電力調整値ΔＰが０未満である場合（ステップＳ２０２：ＮＯ）には、送信電力制御信号により送信電力のＤＯＷＮを指示されていると判断され、送信電力をＤＯＷＮした結果モードが非コンプレスドモードに変化するか否かが判定される（ステップＳ２０３）。【００６０】
モードの切り替えがある場合（ステップＳ２０３：ＹＥＳ）には、ステップＳ２０４で検出回路１０６が作動状態になり、検出回路１０６の出力であるＰＡ１０３の出力パワーの検出結果がＬＰＦ１０８にて波形整形されて出力される。【００６１】
ここで検出回路１０６の出力は、図１０に示すように、その電圧が０［Ｖ］付近の値と、それに比べて大きな値（同図では、０．３５［Ｖ］付近）とで、周期的に変動していることが分かる。この検出回路１０６の出力電圧変動の周期性は、直交変調信号の拡散に用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期に起因するものである。同図においては、検出回路１０６の出力電圧変動が、８チップ周期（つまり、８チップの期間０［Ｖ］付近の値でその次の８チップの期間では０．３５［Ｖ］付近の値）、又は、その半分の４チップ周期として現れている。また、８チップでＨＩＧＨ、又は８チップでＬＯＷが続く状況は、シンボル間の境界付近で起こりうる。【００６２】
この検出回路１０６の出力が波形整形されたＬＰＦ１０８の出力が図１１に示されている。ＬＰＦ１０８には、その出力電圧が所定の範囲（以下、「収束目標範囲」と呼ぶことがある）内に収まることが要求されている。図１１Ａに示すようにＬＰＦ１０８の出力には、５ｄＢの範囲（ここでは、収束目標範囲に対応）に収まっている部分、つまり後段の送信パワー制御部１０７における利用対象部分の他に、収束目標範囲を超えた１０ｄＢ以上のピークが現れている。【００６３】
この送信パワー制御部１０７における利用対象部分は、図１１Ａのように周期性（つまり、所定の周波数）を有している。この周期性は、直交変調信号の拡散に用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期そのものに対応する。【００６４】
また、ＬＰＦ１０８の出力に現れるピークは、図１１Ｂに示すように規則性を持って現れる。このピークの出現候補タイミングは、上記直交変調信号の拡散に用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期から特定することができる。具体的には、ピークの出現候補タイミングは、送信シンボル間の境界の直後で、且つ、基本周期を整数倍した周期で現れる。【００６５】
図８のフローに戻って、ステップＳ２０５〜ステップＳ２０９でＡＤＣ１０９による、ＬＰＦ１０８の出力のサンプリングが行われる。【００６６】
ここで送信パワー制御部１０７における利用対象サンプルは、ＬＰＦ１０８の出力のうち、所定範囲に収まっている部分であるため、ＡＤＣ１０９は、ピークを避けてサンプリングする必要がある。そこで、サンプリング制御部１１１は、拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期に応じたサンプリング周期情報を生成すると共に、特定されたピークの出現候補タイミング以外のタイミングをサンプリング開始タイミングとして取得し、サンプリング周期情報およびサンプリング開始タイミングを含むサンプリング制御信号により、ＡＤＣ１０９のサンプリングを制御する。実際上、ＡＤＣ１０９の作動開始タイミングはシンボル境界と一致するが、ＡＤＣ１０９が安定的に動作できる状態になるには一定の時間を要する。そのため、サンプリング開始タイミングは、シンボル境界のタイミングで作動してＡＤＣ１０９が安定動作可能なタイミングであり、且つ、上記ピークの出現候補タイミング以外のタイミングである。【００６７】
ＡＤＣ１０９は、サンプリング制御信号に含まれる、サンプリング開始タイミングからサンプリングを開始し、サンプリング周期情報に応じた周期で所定のサンプリング回数ｎに達するまで、サンプルタイミングの電圧値ＰＣｕｒ，ｋを測定する。こうしてＡＤＣ１０９は、ピークを避けてサンプリングすることができる。【００６８】
測定された電圧値ＰＣｕｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＣｕｒが求められる（ステップＳ２１０）。【００６９】
ステップＳ２１１では、非コンプレスドモードへのモード変更が実行される。すなわち、ステップＳ２０５〜ステップＳ２０９において実行されるサンプリングは、変更前のモードであるコンプレスドモードで行われていることになる。【００７０】
モード変更が実行されると、送信パワー制御部１０７は、ステップＳ２１２でターゲット電圧になるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出する。【００７１】
しかしながら、ターゲット電圧ＰＴａｒ＿Ｓｅｔと実際に得られる電圧ＰＴａｒとの間には誤差が生じる可能性があるため、ステップＳ２１３以降でターゲット電圧の調整が行われる。【００７２】
ステップＳ２１３〜ステップＳ２１７では、ＡＤＣ１０９は、Setting時間後にサンプリングを開始し、サンプリング周期情報に応じた周期で所定のサンプルリング回数ｎに達するまで、サンプルタイミングの電圧値ＰＴａｒ，ｋを測定する。【００７３】
測定された電圧値ＰＴａｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＴａｒが求められる（ステップＳ２１８）。【００７４】
ステップＳ２１９では、送信パワー制御部１０７は、ターゲット電圧Ｐ’Ｔａｒ＿Ｓｅｔ＝ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＋（ＰＣｕｒ＋ΔＰ−ＰＴａｒ）になるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出する。これにより送信電力の調整が終了し、ステップ２２０で検出回路１０６が非作動状態になる。【００７５】
図１２は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のパワー設定フローである。この場合には、ステップＳ３０２の判定基準が図８の場合と逆（つまり、電力調整値ΔＰが０以下か否か）になっている点、および、ステップＳ３１１のモード変更が非コンプレスドモードからコンプレスドモードである点以外は、図８と同様である。【００７６】
次に、図８および図１２に示すパワー設定フローの適用例としてＨＳＤＰＡ通信へ適用した場合について図９を参照して説明する。同図には、電力調整基準時である３．２ｍｓｅｃの以前にモード変更があるとステップＳ２０３で判定された場合が示されている。【００７７】
まず、ＨＳＤＰＡ通信においては、送信電力制御信号を受け取り、当該送信電力制御信号に基づき電力調整基準時から一定時間（前後２５μｓｅｃ）の期間（以下、「電力調整許容期間」と呼ぶことがある）に電力調整を行う厳しい要求がある。また、送信電力の設定誤差を設定目標Ｐ’Ｔａｒ＿Ｓｅｔから０．５ｄＢ内（１ｄＢパワー変化時）に収めることが要求されている。同図では、３．２ｍｓｅｃのシンボル境界が電力調整基準時となっているので、３．１７５ｍｓｅｃから３．２２５ｍｓｅｃまでに電力調整を完了する必要がある。【００７８】
同図に示すように、電力調整基準時（「電力調整許容期間」の中心）からモード切り替え実行時（同図中のモード切替タイミング）までの期間（以下、「第１電力調整期間」と呼ぶことがある、）に、ＡＤＣ１０９により、ピークを避けて１回目のサンプリング処理（ステップＳ２０５〜ステップＳ２０９に対応）が実行される（図１０の1ST ADC readに対応）。【００７９】
また、モード切り替え実行時以降の電力調整許容期間（以下、「第２電力調整期間」と呼ぶことがある）において、１回目の電力調整後におけるＬＰＦ１０８の出力に対して、ＡＤＣ１０９により、２回目のサンプリング処理（ステップＳ２１３〜ステップＳ２１７に対応）が実行される（図１０の2ST ADC readに対応）。【００８０】
ここで、ＡＤＣ１０９は、切り替え前のモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、切り替え後のモード時のフィルタリング信号を切り替え前のモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングする。すなわち、「第１電力調整期間」、つまりモード切り替え実行前のサンプリング信号と、「第２電力調整期間」、つまりモード切り替え実行後のサンプリング信号とは、同位相でサンプリングされる。こうすることにより、モード切り替え前後ではフィルタリング信号の変動周波数は変化しないので、同位相でサンプリングすることにより、フィルタリング信号波形からモード切り替え前後で同条件のサンプリング信号を取得することができる。【００８１】
また、ＡＤＣ１０９は、第１電力調整期間および第２電力調整期間のそれぞれにおいて、上述の４チップ周期に相当する９６０ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングする。こうすることにより、フィルタリング信号波形における周波数が拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周波数（基本周期）に依存しているため、同図に示すように例えば基本周波数の２倍の周波数である９６０ｋＨｚでサンプリングすることにより、後に求めるサンプルの平均値を基準として振幅方向で同じ条件のサンプルを取得することができる。なお、サンプリング周波数は、９６０ｋＨｚに限られず、拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周波数の整数倍（言い換えれば、サンプリング周期が拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期の整数分の１倍）であればよい。【００８２】
また、ＡＤＣ１０９における各モードに対する初回のサンプリングタイミングは、互いに、拡散コードのパターンに起因する拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する。こうすることにより、モード切り替え前後の初回のサンプリング信号の位相を確実に同位相とすることができる。【００８３】
そして第１電力調整期間にて測定された電圧値ＰＣｕｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＣｕｒ（図９の１回目の平均パワーに対応）が求められる。【００８４】
次にMode change timingにてモード変更が実行され（ステップＳ２１１又はステップＳ３１１に対応）、Setting timeに送信パワー制御部１０７が、ターゲット電圧ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＝ＰＣｕｒ＋ΔＰになるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出することにより、送信電力調整が行われる。【００８５】
そして第２電力調整期間にて測定された電圧値ＰＴａｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＴａｒ（図９の２回目の平均パワーに対応）が求められる。【００８６】
そして送信パワー制御部１０７が、ターゲット電圧Ｐ’＝ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＋（ＰＣｕｒ＋ΔＰ−ＰＴａｒ）になるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出することにより、送信電力調整が行われる。これにより送信電力の調整が終了する。こうして、モード切り替え実行の直前直後におけるサンプリング信号という、現在の状況が最も反映された情報に基づいた送信電力制御を行うことができるので、送信電力パワー制御の精度を向上することができる。【００８７】
このように本実施の形態によれば、ポーラ変調送信装置１００に、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路１０６と、検出回路１０６による検出結果を波形整形するＬＰＦ１０８と、コンプレスドモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、非コンプレスドモード時フィルタリング信号を前記コンプレスドモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで、各モードの出力パワーデータを得るＡＤＣ１０９と、ＡＤＣ１０９により得られた前記各モードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時のＰＡ１０３の出力パワーを制御する送信パワー制御部１０７とを設けた。【００８８】
こうすることにより、モード切り替えによるパワー出力変動の影響を受ける前後のサンプリング信号を取得することができ、このモード切り替え前後のサンプリング信号に基づいてモード変更時のＰＡ１０３の出力パワーを調整するため、適切に送信パワーを制御することができるので、送信電力パワー制御を高精度に行うことができる。また、モード切り替えの前後のサンプリング信号の位相を互いに同位相とするので、フィルタリング信号波形からモード切り替え前後で同条件のサンプリング信号を取得することができる。このようなモード切り替え前後のサンプリング信号に基づくフィードバック制御では、フィルタリング信号に変動成分が残留していてもその影響を無視できるため、ローパスフィルタの時定数を大きく設定する必要がないので、高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを推定および制御することができる。【００８９】
また、ポーラ変調送信装置１００は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、ＡＤＣ１０９は、コンプレスドモード時のフィルタリング信号と非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を、互いに同位相から始めて、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数に等しいサンプリング周波数でサンプリングする。【００９０】
こうすることにより、フィルタリング信号波形における周波数が拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周波数（基本周期）に依存しているため、基本周波数に等しいサンプリング周波数でサンプリングすることにより、各モードにおいてサンプリング信号の平均値を基準として振幅方向で同じ条件のサンプルを取得することができる。このようなモード切り替え前後のサンプリング信号に基づくフィードバック制御では、フィルタリング信号に変動成分が残留していてもその影響を無視できるため、ローパスフィルタの時定数を大きく設定する必要がないので、高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを推定および制御することができる。なお、サンプリング周波数は、基本周波数の整数倍でもよい。特に、ＨＳＤＰＡ通信の場合、拡散符号のチップ速度との関係から、フィルタリング信号の変動特性としては周波数が４８０ｋＨｚ、９６０ｋＨｚ、及び∞（変動無し）の３種類がある。これらすべてに対応できるＡＤＣのサンプリング周波数は、９６０ｋＨｚである。従って、ＨＳＤＰＡ通信の場合には、サンプリング周波数は、９６０ｋＨｚが好ましい。【００９１】
ポーラ変調送信装置１００は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、ＡＤＣ１０９における各モードに対する初回のサンプリングタイミングは、互いに拡散コードのパターンに起因する拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する。【００９２】
こうすることにより、モード切り替え前後の初回のサンプリング信号の位相を確実に同位相とすることができる。【００９３】
（実施の形態２）
実施の形態１に係るポーラ変調送信装置１００では、第１電力調整期間でサンプリングされたサンプリング信号と、第２電力調整期間でサンプリングされたサンプリング信号とに基づいて、送信電力のターゲット電圧の調整を行う場合を例に採り説明を行った。すなわち、実施の形態１では、ターゲット電圧の調整が１段階で行われている。【００９４】
これに対して、本実施の形態では、第１電力調整期間と第２電力調整期間との間に、ターゲット電圧の粗い調整を行うための「第３電力調整期間」を設ける。【００９５】
従って、モードの切り替えがあると判定された場合、図１３に示すように、第１電力調整期間でローパスフィルタ１０８の出力がサンプリングされ、Setting時間でモード切り替えが行われた後、第３電力調整期間でローパスフィルタ１０８の出力のサンプリングが行われる。【００９６】
次にモード切り替え後の第１のターゲット電圧（ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＝ＰＣｕｒ＋ΔＰ）と、第３電力調整期間におけるサンプルの電力平均値（ＰＣｕｒ）との差が求められる。この差に基づいて第１のターゲット電圧を調整（上記した粗い調整に対応）することにより、第２のターゲット電圧が求められる。【００９７】
ここで、第３電力調整期間でも、第１電力調整期間及び第２電力調整期間の場合と同様に、ＡＤＣ１０９により、他の電力調整期間と同じ位相からサンプリングが開始され、基本周波数の整数倍のサンプリング周波数でサンプリングされる。【００９８】
ただし、第３電力調整期間でサンプリングされるサンプル数は、第１電力調整期間及び第２電力調整期間でのサンプル数に比べて少なく設定される。従って第３電力調整期間におけるサンプルの電力平均値（ＰＣｕｒ）の精度は、他の電力調整期間に比べて落ちる可能性もあるが、それでもターゲット電圧の粗い調整には十分の精度が得られる。【００９９】
次に、第２の電力調整期間でローパスフィルタ108の出力がサンプリングされる。第２のターゲット電圧と、第２電力調整期間におけるサンプルの電力平均値（ＰＣｕｒ）との差が求められる。この差に基づいて第２のターゲット電圧を調整（本調整）することにより、最終的なターゲット電圧が求められる。【０１００】
このように本実施の形態によれば、第１電力調整期間と第２電力調整期間の間に、両電力調整期間のサンプル数よりも少ない第３電力調整期間を設けた。【０１０１】
こうすることで、ターゲット電圧の本調整の前段に、粗い調整を行うことができる。その結果、ターゲット電圧の本調整の精度を向上することができる。また、特に３ＧＰＰでは、短時間で電力制御を完了しなければならず、その厳しい時間的制限を満たしつつ、電力制御精度を向上することができる。【０１０２】
なお、第３電力調整期間のサンプリング数を第１、第２電力調整期間よりも少なく設定したが、本実施の形態はこれに限定されるものではない。検出回路１０６の応答時間が、システムの運用上、問題にならない場合には、第３電力調整期間についても第１、第２電力調整期間と同じサンプリング数に設定することができる。この場合には、ターゲット電圧に対する調整精度を改善することが期待できる。【０１０３】
（実施の形態３）
図１４に本発明の実施の形態３に係るポーラ変調送信装置２００の構成を示す。なお、図６と同じ構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。【０１０４】
図６のポーラ変調送信装置２００は、送信パワー制御部２２０を有するパワーアライメントループ２１０と、平均化部２３０とを有する。【０１０５】
平均化部２３０は、ポーラ信号生成回路１０１から出力された振幅成分信号を平均化する。平均化部２３０は、ポーラ信号生成回路１０１の出力である振幅成分信号の出力パワーの平均値を、所定時間において検出する。【０１０６】
送信パワー制御部２２０は、平均化部２３０から振幅成分信号の平均値の検出結果を入力する。【０１０７】
送信パワー制御部２２０は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求める。そして、送信パワー制御部２２０は、送信パワー制御信号と、拡散変調による残留変動成分を排除したパワー推定値ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ポーラ変調送信装置２００の送信パワー電力の設定目標送信電力値を決定し、送信パワー電力を制御する。【０１０８】
ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係、及び、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値の求め方については後述する。【０１０９】
送信パワーの設定目標値を送信電力決定後、送信パワー制御部２３０は、振幅制御回路１０４に振幅パススケーリング係数Ｓ１１を、可変増幅回路１０５及びに位相パススケーリング係数Ｓ１０を送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（RFＲＦ位相変調信号）レベルを制御する。【０１１０】
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号（例えばＴＰＣコマンド）をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値より求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。【０１１１】
本実施の形態のポーラ変調送信装置２００は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求め、このパワー推定値と送信パワー制御信号とに基づいて、送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御することにより、残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるため、送信パワー制御の精度を向上することができる。【０１１２】
次に、残留変動成分の除去の仕方について、詳しく説明する。【０１１３】
先ず、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係について、図１５と図１６を参照しながら説明する。【０１１４】
図１５は、ＬＰＦ１０８の出力波形（図中の実線）と、ＡＤＣ１０９のサンプリングタイミング（図中の縦の点線）と、所定期間でのサンプリング値の平均値（図中の横の点線）との関係を示したものである。図１６は、振幅成分信号（ＡＭパス信号）のパワー波形及び短時間における平均値を示したものである。図１５及び図１６は、ともに送信パワーの変更及びデバイス特性による影響がない場合の波形を示している。【０１１５】
因みに、検出回路１０６の出力は、検出回路１０６の回路構成によってスケールの違いや雑音の影響などは生じるが、図９の実線で示した振幅信号成分信号（ＡＭパス信号）の波形パターンとほぼ同様となる。具体的には、検出回路１０６の出力電圧は、０［Ｖ］付近と、０．３５［Ｖ］付近とて、周期的に変動する。この検出回路１０６の出力電圧変動の周期性は、拡散部１１０で用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期に起因するものである。例えば拡散符号の基本周期が８チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、８チップ周期（４チップの期間は０［Ｖ］付近、次の４チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の４チップ周期となる。また、例えば拡散符号の基本周期が４チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、４チップ周期（２チップの期間は０［Ｖ］付近、次の２チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の２チップ周期となる。【０１１６】
図１５から分かるように、ＬＰＦ１０８の出力信号には４ｄＢ幅程度の変動が残っており、図１５中の3.66msec（シンボル境界）付近では１０ｄＢ以上の変動が残っている。この変動はパワー制御の精度を劣化させることになるため、本実施の形態では、これらの変動成分を除去するようになっている。【０１１７】
本実施の形態の送信パワー制御部２２０は、図１５の中の3.66msec（シンボル境界）付近の変動の大きいタイミングを避けた時間位置のサンプリング値を平均化するようになっている。実際には、シンボル境界からセットリング期間（ＬＰＦ１０８の出力が安定するまでの期間）が経過するまでは平均化を行わず、セットリング期間が経過した後のＬＰＦ出力を用いて平均化を行うようになっている。【０１１８】
また、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期は、上記の4dB程度の変動の周期と合うように設定されている。送信パワー制御部２２０では、シンボル境界を除いた位置の数サンプルのＡＤＣ値を平均化することにより、シンボル境界付近の大きな変動及び4dB幅の変動の影響は除去することができる。【０１１９】
しかしながら、さらに低い周波数の変動成分は除去することができない。図１５において、縦の点線は、4dB程度の変動の周期の整数倍（960kHz）でのサンプリングタイミングを示し、横の点線は4サンプルの平均値を示す。平均化区間１の平均値Ｌ１と、平均化区間２の平均値Ｌ２と、平均化区間３の平均値Ｌ３とが、３つとも異なっていることから、変動成分が除去できていないことが分かる。この微小な変動成分を残留変動成分と呼ぶことにする。【０１２０】
発明者らは、この残留変動成分を除去するために、振幅成分信号に注目した。図１６は振幅成分信号（ＡＭパス信号）を示し、横軸は時間、縦軸は振幅成分の瞬時パワーを示す。この振幅成分信号に上記の残留変動成分が含まれているかを明確にするために、図１５の平均化区間１，２，３に対応する平均化区間１，２，３の振幅成分信号を平均化した値をそれぞれ横の点線で示す。【０１２１】
ここで、振幅成分信号の平均化にはどのような回路を用いてもよく、例えばＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ、又は、必要な区間のみ加算を行う加算器等を用いればよい。例えば、平均化部２３０として、図１７に示すようなＦＩＲフィルタ又は図１８に示すようなＩＩＲフィルタを用いればよい。図１７は、タップ数が256で、タップ係数ｐ（０）〜ｐ（２５５）がすべて1のＦＩＲフィルタを用いた例である。【０１２２】
ここでタップ数は、図１５で説明したＡＤＣ１０９の4サンプルの区間と対応するように、振幅成分信号のサンプリング周波数、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期、およびＡＤＣ１０９の平均化サンプル数から求めればよい。一例として、振幅成分信号のサンプリング周波数を61.44MHz、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期を960kHz、ＡＤＣ１０９の平均化サンプル数を４とすると、ＦＩＲフィルタのタップ数は、次式で求められる。【０１２３】
（ＦＩＲのタップ数）＝（ＡＤＣの平均化サンプル数）×（振幅成分信号のサンプリング周波数）/（ＡＤＣのサンプリング周期）
＝4×61.44MHz / 960kHz = 256【０１２４】
また、振幅成分信号のサンプリング周波数が61.44MHzなので、ＦＩＲフィルタのタップ数を２５６とした場合、ＦＩＲフィルタのクロック周波数ＣＬＫは、61.44MHzに設定すればよい。【０１２５】
ところで、ＦＩＲフィルタの乗算器は基板上の設置面積を大きく占めるため、タップ数の削減は当業者にとって共通の課題である。しかしながら、本実施の形態では、乗算器で掛けるフィルタ係数を全て１にしてもよく、ＦＩＲフィルタは加算器で構成できる。そのため、タップ数が増加しても、設置面積が大幅に増加することはない。【０１２６】
図１８は、図１７のＦＩＲフィルタに代えて、ＩＩＲフィルタを用いた場合の構成例である。図１８において、例えば、クロック周波数ＣＬＫは図１７の場合と同様に振幅成分信号のサンプリング周波数と同じ61.44MHzに設定し、フィードフォワードの係数ａ0〜ａ255は１に設定し、フィードバックの係数ｂ1〜ｂ255は255/256に設定すればよい。ただし、この設定値は、一例であって、これに限ったものではない。【０１２７】
図１６からも分かるように、平均化区間１，２，３の平均値は、平均化区間１，２，３の間で微小に変動している。この図はデバイスのばらつきなどの影響がない場合の波形であるため、平均値の変動は、振幅成分信号そのものに含まれる変動成分に起因する。この変動成分は、拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号に広帯域の変動成分が含まれ、短時間の平均化では低い周波数成分の変動を除去できない。これにより、デバイスの特性の影響がない場合においても、図１５に示すように、所定時間内におけるＰＡ１０３の出力パワーのＬＰＦ後の平均値が、平均区間によって変動する。【０１２８】
上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との相関について以下で述べる。上記ではある特定のシンボルにおける特性に注目したが、ここでは、他のシンボルでの特性も含めた1フレーム分の特性に注目し、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との比較を行った。【０１２９】
図１９は、各シンボルにおけるＬＰＦ出力の１回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図１５の平均化区間１）における平均値Ｌ１と、２回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図１５の平均化区間２）における平均値Ｌ２との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は１フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。【０１３０】
図２０は、各シンボルにおける振幅成分信号の１回目の平均区間（例えば図９の平均化区間１）の平均値と、２回目の平均区間（例えば図９の平均化区間２）の平均値との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は１フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。【０１３１】
これらの図において、同一のシンボル位置における、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分が同じような特性になっていることから、これらの間に相関関係が成り立つと予想される。【０１３２】
図２１は、各シンボルにおける振幅成分信号に含まれる残留変動成分を横軸に、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を縦軸に、１フレーム分プロットした図である。ここで、それぞれの残留変動成分の間に相関関係がない場合、プロットの分布はランダムになるが、図２１において、ある傾きを持った直線の近くに分布していることから、２つの残留変動成分の間には相関関係があるとみなすことができる。【０１３３】
ここで、相関係数をＣとすると、相関係数Ｃは、図２１の分布を直線近似した直線の傾きを、次式で求めることによって得ることができる。【０１３４】
相関係数Ｃ＝（ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の変化量）／（振幅成分信号に含まれる残留変動成分の変化量）
よって、この相関係数Ｃをシミュレーションや既知信号区間などを用いてあらかじめ求めておけば、振幅成分信号から残留変動成分（平均化部２３０によって得られた平均値の差）を求め、それに相関係数Ｃを乗算することにより、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を推定することが可能になる。【０１３５】
したがって、上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の推定値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算することで、残留変動成分による影響を除去したパワー推定値を求めることができる。【０１３６】
つまり、送信パワー制御部２２０は、送信パワー制御信号をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に相関関数Ｃを乗算した値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算し得られた結果（すなわち拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値）から求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０，Ｓ１１を算出する。【０１３７】
図２２は、相関係数Ｃの算出方法の一例を示すフロー図である。【０１３８】
ステップS４０１〜S４０６では、所定時間内にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号（ＡＭパス）の出力パワーの平均値PAM1_avgが算出され、ステップS４０７でlog(PAM1_avg)=PAM1の式が用いられて、出力パワーの単位がdBに変換される。なお、上述の例の場合、図２２におけるパラメータｍ＝「２５６」に設定されており、パラメータｎ＝「４」に設定されている。【０１３９】
同様に、ステップS４０８〜S４１３では、ポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM2_avgが算出され、ステップS４１４でlog(PAM2_avg)=PAM2の式が用いられて、出力パワーの単位が対数に変換される。ステップS４１５では、PAM2からPAM1が減算されてポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の残留変動成分ＦAMが算出される。【０１４０】
ステップS４２１〜S４２６では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC1を測定し、同様に、ステップS４２７〜S４３２では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC2を測定する。ステップS４３３で、PADC2からPADC1が減算されて残留変動成分ＦADCが算出される。なお、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９において、出力パワーの単位が対数に変換されているため、PADC2及びPADC1に対してはステップS４０７及びステップS４１４に対応するステップを設けず、ステップS４３３において、PADC2からPADC1を減算することにより残留変動成分ＦADCを算出している。【０１４１】
最後に、ステップS４３４において、残留変動成分ＦADCを残留変動成分ＦAMで割ることにより、相関係数Ｃが算出される。【０１４２】
相関係数Ｃは、HSUPA信号を構成するDPDCH信号，DPCCH信号，及びHS-DPCCH信号に拡散符号が乗算される際のゲインファクタBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)の全てのBeta ratioの組み合わせに対し、共通の係数を１つだけ用意するようにしてもよいし、ゲインファクタの組み合わせに応じた複数の相関係数Ｃを用意するようにしてもよい。また、複数のシンボルや、複数のゲインファクタの組み合わせや、各シンボル内の平均化区間などの条件を変えて、さまざまな条件化で相関係数Ｃを算出し、その平均値を相関係数Ｃとして用いるものとしてもよい。【０１４３】
送信パワー制御部２２０は、送信パワー制御コマンド、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に基づいて、ポーラ変調送信装置２００の送信パワーを制御する。【０１４４】
次に、上記のように構成されたポーラ変調送信装置２００の動作について、図２３を参照して説明する。【０１４５】
図２３は、現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置２００の動作の説明に供するフローチャート図である。ポーラ変調送信装置２００は、ステップS５０１で図示せぬ通信相手から指示されたパワーの変化量ΔＰを検出し、ステップS５０２で変化量ΔＰが０以上か否か判定し、変化量ΔＰが０以上であれば（ステップS５０２：ＹＥＳ）、そのままコンプレスドモードを行うことができると判断し、ステップS５４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。これに対して、ステップS５０２で変化量ΔＰが０未満であれば（ステップS５０２：ＮＯ）、非コンプレスドモードにモードチェンジするか否か判定し（ステップS５０３）、モードチェンジしないと判定した場合には（ステップS５０３：ＮＯ）、ステップS５４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。【０１４６】
一方、ステップS５０３で非コンプレスドモードにモードチェンジすると判定した場合には（ステップS５０３：ＹＥＳ）、送信パワー制御部２２０は、パワーアライメントループ１２０によるフィードバック制御が必要であると判断し、ステップS５０４に移る。ポーラ変調送信装置２００は、ステップS５０４で測定系の電源をONし、ステップS５０５及びステップS５２１に移る。【０１４７】
ステップS５０５〜Ｓ５１０でコンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurを測定し、ステップS５１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップS５１２でΔＰだけパワーを変化させる。【０１４８】
そして、ステップS５１３〜Ｓ５１８で非コンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを測定する。【０１４９】
一方、ステップS５２１〜Ｓ５２７でコンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_curを測定する。そして、ステップＳ５１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップS５１２でΔＰだけパワーを変化させる。その後、ステップS５２８〜Ｓ５３４で非コンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_tarを測定する。【０１５０】
ステップS５１９では、Pcur，Ptar，PAM_cur，PAM_tar，及び相関係数Cを用いて、送信パワー制御部２２０が誤差修正を行ってP'tar_setを算出する。誤差修正が終了すると、ステップS５２０で測定系の電源をOFFする。【０１５１】
図２４は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置２００の動作の説明に供するフローチャート図である。図２４において、図２３と同一のステップについては同一の符番を付してその説明を省略する。図２４は、図２３のステップS５０２に替え、ステップS５４１で変化量ΔＰが０以下か否か判定し、図２３のステップS５１１に替え、ステップS５４２でモードを非コンプレスドモードからコンプレスドモードにモードチェンジする。【０１５２】
なお、各実施の形態において、送信パワーの変更は、あるチャネルに注目するとスロット単位で行われるが、チャネル間のスロットタイミングの関係によってはシンボル単位で行われるので、シンボル境界とは送信パワーの変更が起こりうるタイミングを意味する。【０１５３】
ここで実施の形態１のように、ＬＰＦ出力のみからパワー制御を行う場合、厳しいβ条件では、ＬＰＦの出力に残留変動成分が残存しており、パワー制御の精度が劣化してしまう可能性がある。しかし、本実施の形態の構成によれば、β条件に関わらず残留変動成分を求めて除去できるので、パワー制御の精度劣化が生じない。ここでは、β条件を例に説明したが、本実施の形態の構成は、残留変動成分が変調条件によって変化する場合に広く有効である。【０１５４】
以上のように、本実施の形態によれば、振幅成分信号のパワーの平均値を検出する平均化部２３０を設け、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号のパワーの平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにしたことにより、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるので、送信パワー制御の精度を向上することができる。つまり、残留変動成分に起因するパワーの推定精度の劣化を抑制できるので、例えば送信パワーの誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないといった厳しい要求も満たすことができるようになる。【０１５５】
また、送信パワー制御部２２０は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分との比を示す相関係数Ｃが予め設定されており、振幅成分信号の出力パワーの平均値に相関係数Ｃを乗ずることで、残留変動成分を求める。そして、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から、求められた残留変動成分を減算することでパワー推定値を求め、このパワー推定値に基づいて送信パワーを制御するので、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分の影響を排除して、送信パワー制御の精度を確実に向上することができる。【０１５６】
また、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８及び振幅成分信号の出力パワーの平均値を検出する平均化部２３０に、時定数が等しいローパスフィルタ又は積分器を用いるようにすることで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分とを確実に合わせることができる。【０１５７】
これは、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８の時定数と、平均化部２３０に用いるローパスフィルタ又は積分器の時定数が、検出する信号のカットオフ周波数を決定するためであり、これらの時定数が異なると残留変動成分の推定精度が劣化するためである。因みに、時定数の許容範囲は、デバイスの設計精度や温度ばらつきの範囲などにより異なるが、±10%程度に収めることが好ましい。【０１５８】
２００７年１月１２日出願の米国仮出願６０／８８０，０５３に含まれる開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【０１５９】
本発明の送信装置及び送信パワー制御方法は、フィードバック制御の高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを制御することができるものとして有用である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年7月22日(2009.7.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置であって、
前記パワーアンプの出力を波形整形するフィルタと、
コンプレスドモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を前記コンプレスドモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで、各モードの出力パワーデータを得るアナログディジタル変換部と、
前記アナログディジタル変換部により得られた前記各モードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時の前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御部と、
を具備する送信装置。
【請求項２】
前記送信装置は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部は、コンプレスドモード時のフィルタリング信号と非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を、互いに同位相から始めて、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数に等しいサンプリング周波数でサンプリングする
請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部は、コンプレスドモード時のフィルタリング信号と非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を、互いに同位相から始めて、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数の整数倍のサンプリング周波数でサンプリングする
請求項１に記載の送信装置。
【請求項４】
前記アナログディジタル変換部は、９６０ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングする
請求項１に記載の送信装置。
【請求項５】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部における各モードに対する初回のサンプリングタイミングは、互いに前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する
請求項１に記載の送信装置。
【請求項６】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記アナログディジタル変換部は、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期を、整数倍した周期で現れるピークの出現候補タイミングを避けたタイミングでサンプリングを行う
請求項１に記載の送信装置。
【請求項７】
ＨＳＤＰＡ信号を送信する
請求項１に記載の送信装置。
【請求項８】
請求項１に記載の送信装置を備えた、ポーラ変調送信装置。
【請求項９】
パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置における送信パワー制御方法であって、
前記パワーアンプの出力を波形整形するフィルタリングステップと、
現在のモードでのフィルタリング信号をサンプリングすることで前記現在のモードでの出力パワーデータを得る第１のサンプリングステップと、
現在のモードから他方のモードに切り替えるモード切り替えステップと、
前記他方のモードでのフィルタリング信号を、前記現在のモードでのフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで前記他方のモードでの出力パワーデータを得る第２のサンプリングステップと、
前記現在のモード及び前記他方のモードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時の前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御ステップと、
を具備する送信パワー制御方法。
【請求項１０】
前記送信装置は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリングは、互いに同位相から始まり、且つ、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数に等しいサンプリング周波数である、請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１１】
前記送信装置は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリングは、互いに同位相から始まり、且つ、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数の整数倍のサンプリング周波数である、請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１２】
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリング周波数は、９６０ｋＨｚのサンプリング周波数である、
請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１３】
前記第１及び第２のサンプリングステップの初回のサンプリングタイミングは、互いに前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する、
請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【請求項１４】
前記送信装置は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、
前記第１及び第２のサンプリングステップのサンプリングは、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周期を、整数倍した周期で現れるピークの出現候補タイミングを避けたタイミングで実行される、
請求項９に記載の送信パワー制御方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワーアンプ（以下、ＰＡと呼ぶ）を用いた送信装置及び送信パワー制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、ポーラ変調方式を用いた典型的な送信装置の例を示す。送信装置は、ポーラ信号生成回路１と、振幅制御回路２と、位相変調信号生成回路３と、ＰＡ４とを有する。この送信装置においては、ポーラ信号生成回路１が、入力信号（つまり送信変調信号）から送信変調信号の振幅及び位相に関する信号を生成する。振幅制御回路２は、振幅成分信号に基づいてＰＡ４に供給される電源電圧を制御し、位相変調信号生成回路３は、位相成分信号に基づいてＰＡ４に入力される位相変調信号を生成する。
【０００３】
実際上、この送信装置は、ＰＡ４をコンプレスドモード（compressed mode）と非コンプレスドモード（uncompressed mode）とで切り換えることで、送信パワーのダイナミックレンジを確保する。なお、コンプレスドモードは飽和動作モードと、非コンプレスドモードは非飽和動作モードと、言い換えることもできる。
【０００４】
この送信装置は、高い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４をコンプレスドモードで動作させる。一方、送信装置は、低い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４を非コンプレスドモードで動作させる。具体的には、コンプレスドモード時、送信装置は、振幅成分信号に応じて、ＰＡ４への電源電圧を変化させることで、振幅変調を実行する。このコンプレスドモードは、本質的に出力パワー変動（ドリフト）が非常に少ない。一方、送信装置は、非コンプレスドモードでは、コンプレスドモードよりも出力パワー変動（ドリフト）が大きい状態でＰＡ４を動作させる。
【０００５】
従来の送信装置においては、送信電力制御時に、コンプレスドモード（Ｃモード）と非コンプレスドモード（Ｕモード）とを切り換える場合、各モードの特性の差（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）が原因となって、最大で５ｄＢを超える、送信パワーの変動が生じる可能性がある。
【０００６】
これを、図２を用いて簡単に説明する。図２には、コンプレスドモードでの出力パワーは比較的正確だが、非コンプレスドモードでの出力パワーは、（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）の変動が原因となって変化する様子が示されている。
【０００７】
図２のように、非コンプレスドモードの出力パワーは、種々の要因で変動し易いので、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとを切り換える場合に、出力パワーが不連続となる可能性が高く、この結果、大きな送信パワーの変動が生じる可能性が高い。
【０００８】
ところで、送信パワー制御を正確に行う手法として、実際のパワーアンプの出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法がある。
【０００９】
一般に、このフィードバック制御では、ローパスフィルタを用いて、パワーアンプの出力から、送信データに起因する変調変動成分を取り除く方法が採られる。そして、変調変動成分を取り除いた後のいわゆる平均送信パワーと、設定目標値との誤差に基づいて送信パワーを調整する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ここで、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、変調成分などの変動成分をより多く除去することができるので、より精度の高い送信パワー制御を行うことができると考えられる。
【００１１】
しかしながら、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、当然、ローパスフィルタの応答性は悪くなるので、フィードバック制御の追従性もこれに伴って悪くなる。無線通信規格によっては非常に短い期間で送信パワー制御を完了することが要求されるものもあるので、実際上ローパスフィルタの時定数をあまり大きく設定することはできない。
【００１２】
従って、従来のこの種の送信装置では、変調変動成分がある程度残留した測定結果に基づいて送信パワーを制御せざるを得ず、この分だけ、送信パワー制御の精度が低下する。
【００１３】
一方で、通信規格によって、送信パワーの誤差に対する制限も課されている。例えば、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）  ２５．１０１では、送信パワーの誤差が、図３〜図５に示す要件を満たすことが要求されている。
【００１４】
詳細に説明する。ＵＭＴＳ及びＷ−ＣＤＭＡ規格を広めるための規格母体である３ＧＰＰは、基地局からのＴＰＣコマンドによって移動端末が離散的なステップ（例えば+/- 1 dB, +/- 2dB, +/- 3 dB,………）で出力パワーを増減することを要求している。ＵＭＴＳ規格も、これらのパワー増減ステップをある特定の許容範囲内で実行するように指定している。
【００１５】
例えば、図３のテーブルに示すように、出力パワーを+/- 1 dBステップ（増減）させるＴＰＣコマンドの場合には、その結果である出力パワーが、目標出力パワーの+/- 0.5 dB以内に収まることが要求されている。そこで例えば、移動端末の送信装置が出力パワー0 dBmで動作しており、"1"のＴＰＣコマンドが受信されたとすると、移動端末の送信装置は+ 0.5 dBmと1.5 dBmの範囲以内に送信パワーが収まるように調整しなければならない。より大きなステップサイズである2 dBと3 dBのステップサイズの場合には、+/- 1 dBと +/-
1.5 dBといったより広い許容範囲が許される。
【００１６】
図５のテーブルに示すように、３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格でも、パワーコマンドグループに対して累積的な許容範囲が定められている。例えばそれぞれが同様に１dBのステップサイズからなる１０個のＴＰＣコマンドについては、出力パワーレベルが目標出力パワーレベルの+/- 2 dB以内となることが要求されている。
【００１７】
図３のテーブルの一覧及び図４から、１つのＴＰＣコマンドに対して最も厳しいステップサイズは、+/- 1 dBを示すＴＰＣコマンド（+/- 0.5 dBの許容が要求される）に対応するものであることが分かる。
【００１８】
以上のことから、この種の送信装置には、フィードバック制御の高速性を維持しつつも、高精度に送信パワーを制御することが期待されている。
【００１９】
本発明の目的は、フィードバック制御の高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを制御することができる送信装置及び送信パワー制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の送信装置は、パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非
コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置であって、前記パワーアンプの出力を波形整形するフィルタと、コンプレスドモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、非コンプレスドモード時フィルタリング信号を前記コンプレスドモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで、各モードの出力パワーデータを得るアナログディジタル変換部（analog digital converter）と、前記アナログディジタル変換部により得られた前記各モードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時の前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御部と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、フィードバック制御の高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを制御することができる送信装置及び送信パワー制御方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
（実施の形態１）
（１）全体構成
図６に、本発明の実施の形態１に係るポーラ変調送信装置（polar modulation transmitter）の構成を示す。ポーラ変調送信装置１００は、拡散部（spreading section）１１０と、ポーラ信号生成回路（polar signal generation circuit）１０１と、位相変調信号生成回路（phase modulated signal generation circuit）１０２と、パワーアンプ（ＰＡ）１０３と、振幅制御回路（amplitude control circuit）１０４と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）及び又は減衰器によって構成された可変増幅器（variable amplifier）１０５と、パワーアライメントループ１２０と、サンプリング制御部１１１とを有している。
【００２３】
パワーアライメントループ１２０は、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路（detector）１０６と、送信電力（パワー）制御部１０７と、ＬＰＦ１０８と、ＡＤＣ１０９とを有する。
【００２４】
拡散部１１０は、拡散符号により入力信号（直交変調信号）を拡散して、ポーラ信号生成回路１０１に出力する。例えば、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を生成する場合、拡散部１１０は、DPDCH信号，DPCCH信号，HS-DPCCH信号，E-DPCCH信号，及びE-DPCCH信号に、それぞれ拡散符号Cd，Cc，Chs，Ced，及びCecを乗算し、ゲインファクタBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)，Beta ratio ed(Bed)，及びBeta ratio ec(Bec)を調整することでHSUPA信号を生成し、生成したHSUPA信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。
【００２５】
ポーラ信号生成回路１０１は、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。具体的には、ポーラ信号生成回路１０１は、拡散部１１０からの入力信号に従って動作し、入力信号の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分信号（振幅成分信号）、及び、入力信号の位相情報を含んでいる定エンベロープ成分信号（位相成分信号）を生成する。エンベロープ成分信号は、振幅パスに沿って振幅制御回路１０４に入力され、定振幅の位相成分信号は位相変調信号生成回路１０２に入力される。
【００２６】
位相変調信号生成回路１０２は、位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成する。可変増幅回路１０５は、ＰＡＬ１２０によって得られた位相パススケーリング係数（Phase-path magnitude scaling）Ｓ１０に基づいて、ＲＦ位相変調信号を増幅又は減衰させ、これによりスケーリングされたＲＦ位相変調信号をＰＡ１０３のＲＦ信号入力端子に供給する。
【００２７】
振幅制御回路１０４は、送信パワー制御部１０７からの振幅パススケーリング係数（AM-path envelope scaling）Ｓ１１を振幅成分信号に乗じることで、ＰＡ１０３の電源電圧を形成して、それをＰＡ１０３の電源入力端子に供給する。
【００２８】
検出回路１０６は、例えば、ＰＩＮダイオードまたは他の半導体検出器で構成され、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する。
【００２９】
ＬＰＦ１０８は、例えばＲＣ回路によって構成され、ＰＡ１０３の出力パワーの検出結果を積分することで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を得る。
【００３０】
ＡＤＣ１０９は、サンプリング制御部１１１の制御に従って、ＬＰＦ１０８の出力結果をサンプリングする。このサンプリングの制御については後述する。
【００３１】
送信パワー制御部１０７は、検出回路１０６の出力をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９を
介して入力する。また、送信パワー制御部１０７は、送信電力制御信号（送信電力制御コマンド）を入力する。
【００３２】
送信パワー制御部１０７は、送信電力制御信号及びＰＡ１０３の出力パワーの平均値に基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信電力の設定送信電力を決定し、ポーラ変調送信装置１００の送信電力を制御する。
【００３３】
設定送信電力決定後、送信パワー制御部１０７は、振幅制御回路１０４に振幅パススケーリング係数を、可変増幅回路１０５に位相パススケーリング係数を送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（ＲＦ位相変調信号）レベルを制御する。
【００３４】
送信パワー制御部１０７は、送信電力制御信号をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値より求めたスケーリング係数の修正値とを合計することで、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。
【００３５】
すなわち、本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、ＴＰＣコマンドとスケーリング係数とが対応図けれられたテーブル（以下これをパワーテーブルと呼ぶ）を有する。
【００３６】
図７に、送信パワー制御部１０７に設けられているパワーテーブルのスケーリング係数セットの様子を示す。コンプレスドモードでは、ポーラ変調送信装置１００の出力パワーは、ＰＡ１０３のコレクタ（またはドレイン）ノードに与えられる振幅変調された電源電圧によって制御される一方、定振幅の位相変調ＲＦ信号のパワーは一定に保たれる。非コンプレスドモードでは、ＰＡ１０３の出力パワーは、振幅パスのエンベロープに乗じるスケーリング係数を一定に維持しながら、位相パスでの駆動信号に乗じるスケーリング係数を変化させることでパワーを制御する。但し、どちらの動作モードにおいても、パワー制御に用いない方のスケーリング係数（コンプレスドモードの場合には、位相変調ＲＦ信号に乗じる位相パススケーリング係数のことであり、非コンプレスドモードの場合には、振幅パスのエンベロープに乗じる振幅パススケーリング係数のことである）は必ずしも一定に維持する必要はなく、パワーアンプの出力の歪特性や雑音特性の改善、あるいは出力パワーの補正を行うために調整することにしてもよい。
【００３７】
実際上、図７に示したように、送信パワー制御部１０７は、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと、非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットとを有する。本実施の形態の場合、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットは、モード遷移領域において、オーバーラップ領域が設けられている。
【００３８】
オーバーラップ領域は、コンプレスドモード又は非コンプレスドモードのいずれのモードを選択した場合でも、必要とされる出力パワーを生成することが可能な範囲である。具体的に説明すると、実際には、図７中の実線で示すような、振幅パススケーリング係数と位相パススケーリング係数を有すれば、コンプレスドモードと非コンプレスドモードを実現できるが、本実施の形態の場合には、実線で示すスケーリング係数セットに加えて、点線で示すスケーリング係数セットを有することで、コンプレスドモードの領域及び非コンプレスドモードの領域を拡張して、ＰＡ１０３をコンプレスドモード及び非コンプレスドモードのいずれのモードでも動作させることができるオーバーラップ領域を設けている。
【００３９】
較正領域は、モード遷移時に送信パワーに不連続が生じる可能性があり、較正を必要する可能性がある出力パワー範囲である。本実施の形態では、この較正領域において、送信
パワーに不連続を生じさせないスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を選択して、ＰＡ１０３のモード切換を行う。
【００４０】
このように、送信パワー制御部１０７によって算出されたスケーリング係数に応じて、ＰＡ１０３がコンプレスドモードで動作するか、又は非コンプレスドモードで動作するかが決まる。
【００４１】
スケーリング係数の算出方法の一例について以下に説明する。パワーテーブル内のスケーリング係数が表１のようになっているとする。
【００４２】
【表１】
2008084851.tif 000029
【００４３】
ここで、非コンプレスドモードで動作中のポーラ変調送信装置１００が、「位相パススケーリング係数を１００でＰＡ１０３を−１０ｄＢｍで出力」している時、送信パワー制御部１０７が動作し、「コンプレスドモード動作での出力パワーレベルとのレベル差が０．３ｄＢｍなので、ＰＡ１０３の出力パワーを上げる」と判断した場合について、位相パススケーリング係数の算出方法を説明する。
【００４４】
表１から、非コンプレスドモード動作時の位相パススケーリング係数「１００」からの変化分として、出力パワーレベルの増加分「＋０．３ｄＢｍ」に相当する位相パススケーリング係数の増加分「＋３」を加算し、位相パススケーリング係数を「１０３」とする。
【００４５】
なお、ＰＡ１０３の出力を「＋１ｄＢｍ」だけ上げる場合には、上記したような算出を行わなくてもよく、スケーリング係数「１００」が格納された「アドレス００２」に隣接する「アドレス００３」を直接参照してもよい。
【００４６】
本実施の形態の場合、パワーアライメントループ１２０の検出回路１０６、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９は、必要な場合のみ動作するようになっている。具体的には、送信パワー制御部１０７が入力されるＴＰＣコマンドに基づいて、オンオフ制御信号Ｓ２０を検出回路１０６、ＬＰＦ１０８、及びＡＤＣ１０９に送出する。例えば、図４に示したように、ＴＰＣコマンドが1 dBや2 dB, 3 dBといったように許容値が厳しい目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオン制御信号を出力する。これに対して、ＴＰＣコマンドが4 dB以上といったように許容値が厳しくない目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオフ制御信号を出力する。このようにすることで、パワーアライメントループ１２０を実質的に必要な場合のみ動作させることができるので、消費電力を低減できる。
【００４７】
以上説明したように、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、パワーアライメントループ１２０によってＰＡ１０３の出力パワーを測定しながら、振幅パススケーリングＳ１１及び位相パススケーリング係数Ｓ１０を選択することにより、送信パワー変更時におけるＰＡ１０３の出力パワーの不連続（特にモード遷移時の不連続）を抑制できる。
【００４８】
（２）サンプリング制御
上記したように送信パワー制御を正確に行うために、実際のＰＡ１０３の出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法が採られる。
【００４９】
ＬＰＦ１０８は、検出回路１０６によって得られるＰＡ１０３の出力パワーの検出値の変動を抑えるために設けられている。
【００５０】
ところで、ＬＰＦ１０８のカットオフ周波数を高く設定し過ぎると、変動を十分に抑えることができない。逆に、カットオフ周波数を低く設定し過ぎると、パワーの調整後にＬＰＦ１０８の出力が安定するまでに時間を要するので、例えば３ＧＰＰの規格で定められた時間内にパワー制御を終えることが困難になる。因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求される。この要求を満たすためには、ＬＰＦ１０８の時定数は数μsec程度以下である必要がある。実際上、ＬＰＦ１０８の時定数は、変調信号の瞬時エンベロープ変動をキャンセルできる程度に設定されていればよい。カットオフ周波数は数十kHz〜数百kHzの範囲が好ましいと考えられる。本実施の形態では、一例としてカットオフ周波数は300kHzとする。
【００５１】
そのため、ＬＰＦ１０８の出力には、ＬＰＦ１０８では取りきれない変動成分が残留する。この変動成分は、拡散部１１０にて用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期（拡散符号のチップ速度）に依るものである。
【００５２】
そこでサンプリング制御部１１１は、変動成分が残留している状況においても、平均送信パワーと、設定目標値との誤差を正確に求めることができるように、ＡＤＣ１０９のサンプリングを制御する。
【００５３】
具体的には、サンプリング制御部１１１は、拡散部１１０にて用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期に関する情報（以下、基本周期情報と呼ぶことがある）を取得する。サンプリング制御部１１１は、拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期に応じたサンプリング周期情報を生成する。さらに、サンプリング制御部１１１は、基本周期情報に基づいて、ＬＰＦ１０８の出力に周期的に現れるピークの出現候補タイミングを特定し、当該ピーク出現候補タイミング以外のタイミングをサンプリング開始タイミングとして取得する。そして、サンプリング制御部１１１は、生成されたサンプリング周期情報およびサンプリング開始タイミングを含むサンプリング制御信号をＡＤＣ１０９に出力する。
【００５４】
ＡＤＣ１０９は、サンプリング制御部１１１からのサンプリング制御信号に応じた、サンプリング開始タイミングおよびサンプリング周期で、ＬＰＦ１０８の出力をサンプリングし、サンプル信号を送信パワー制御部１０７に出力する。
【００５５】
（３）ポーラ変調送信装置１００の動作
次に、上記構成を有するポーラ変調送信装置１００の動作について図６乃至図１２を参照して説明する。
【００５６】
図８に示すパワー設定フローに沿って、現時点のモードがコンプレスドモードである場合について説明する。
【００５７】
まず基地局（図示せず）から送信されてきた送信電力制御信号（例えば、ＴＰＣ）により指定される、電力調整値ΔＰを取得する（ステップＳ２０１）と、電力調整値ΔＰが０
以上か否か、すなわち送信電力制御信号が送信電力のＵＰ若しくはＫＥＥＰを示しているか又はＤＯＷＮを示しているのか判定される（ステップＳ２０２）。
【００５８】
電力調整値ΔＰが０未満である場合（ステップＳ２０２：ＮＯ）には、送信電力制御信号により送信電力のＤＯＷＮを指示されていると判断され、送信電力をＤＯＷＮした結果モードが非コンプレスドモードに変化するか否かが判定される（ステップＳ２０３）。
【００５９】
モードの切り替えがある場合（ステップＳ２０３：ＹＥＳ）には、ステップＳ２０４で検出回路１０６が作動状態になり、検出回路１０６の出力であるＰＡ１０３の出力パワーの検出結果がＬＰＦ１０８にて波形整形されて出力される。
【００６０】
ここで検出回路１０６の出力は、図１０に示すように、その電圧が０［Ｖ］付近の値と、それに比べて大きな値（同図では、０．３５［Ｖ］付近）とで、周期的に変動していることが分かる。この検出回路１０６の出力電圧変動の周期性は、直交変調信号の拡散に用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期に起因するものである。同図においては、検出回路１０６の出力電圧変動が、８チップ周期（つまり、８チップの期間０［Ｖ］付近の値でその次の８チップの期間では０．３５［Ｖ］付近の値）、又は、その半分の４チップ周期として現れている。また、８チップでＨＩＧＨ、又は８チップでＬＯＷが続く状況は、シンボル間の境界付近で起こりうる。
【００６１】
この検出回路１０６の出力が波形整形されたＬＰＦ１０８の出力が図１１に示されている。ＬＰＦ１０８には、その出力電圧が所定の範囲（以下、「収束目標範囲」と呼ぶことがある）内に収まることが要求されている。図１１Ａに示すようにＬＰＦ１０８の出力には、５ｄＢの範囲（ここでは、収束目標範囲に対応）に収まっている部分、つまり後段の送信パワー制御部１０７における利用対象部分の他に、収束目標範囲を超えた１０ｄＢ以上のピークが現れている。
【００６２】
この送信パワー制御部１０７における利用対象部分は、図１１Ａのように周期性（つまり、所定の周波数）を有している。この周期性は、直交変調信号の拡散に用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期そのものに対応する。
【００６３】
また、ＬＰＦ１０８の出力に現れるピークは、図１１Ｂに示すように規則性を持って現れる。このピークの出現候補タイミングは、上記直交変調信号の拡散に用いられる拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期から特定することができる。具体的には、ピークの出現候補タイミングは、送信シンボル間の境界の直後で、且つ、基本周期を整数倍した周期で現れる。
【００６４】
図８のフローに戻って、ステップＳ２０５〜ステップＳ２０９でＡＤＣ１０９による、ＬＰＦ１０８の出力のサンプリングが行われる。
【００６５】
ここで送信パワー制御部１０７における利用対象サンプルは、ＬＰＦ１０８の出力のうち、所定範囲に収まっている部分であるため、ＡＤＣ１０９は、ピークを避けてサンプリングする必要がある。そこで、サンプリング制御部１１１は、拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期に応じたサンプリング周期情報を生成すると共に、特定されたピークの出現候補タイミング以外のタイミングをサンプリング開始タイミングとして取得し、サンプリング周期情報およびサンプリング開始タイミングを含むサンプリング制御信号により、ＡＤＣ１０９のサンプリングを制御する。実際上、ＡＤＣ１０９の作動開始タイミングはシンボル境界と一致するが、ＡＤＣ１０９が安定的に動作できる状態になるには一定の時間を要する。そのため、サンプリング開始タイミングは、シンボル境界のタイミングで作動してＡＤＣ１０９が安定動作可能なタイミングであり、且つ、上記ピーク
の出現候補タイミング以外のタイミングである。
【００６６】
ＡＤＣ１０９は、サンプリング制御信号に含まれる、サンプリング開始タイミングからサンプリングを開始し、サンプリング周期情報に応じた周期で所定のサンプリング回数ｎに達するまで、サンプルタイミングの電圧値ＰＣｕｒ，ｋを測定する。こうしてＡＤＣ１０９は、ピークを避けてサンプリングすることができる。
【００６７】
測定された電圧値ＰＣｕｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＣｕｒが求められる（ステップＳ２１０）。
【００６８】
ステップＳ２１１では、非コンプレスドモードへのモード変更が実行される。すなわち、ステップＳ２０５〜ステップＳ２０９において実行されるサンプリングは、変更前のモードであるコンプレスドモードで行われていることになる。
【００６９】
モード変更が実行されると、送信パワー制御部１０７は、ステップＳ２１２でターゲット電圧になるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出する。
【００７０】
しかしながら、ターゲット電圧ＰＴａｒ＿Ｓｅｔと実際に得られる電圧ＰＴａｒとの間には誤差が生じる可能性があるため、ステップＳ２１３以降でターゲット電圧の調整が行われる。
【００７１】
ステップＳ２１３〜ステップＳ２１７では、ＡＤＣ１０９は、Setting時間後にサンプリングを開始し、サンプリング周期情報に応じた周期で所定のサンプルリング回数ｎに達するまで、サンプルタイミングの電圧値ＰＴａｒ，ｋを測定する。
【００７２】
測定された電圧値ＰＴａｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＴａｒが求められる（ステップＳ２１８）。
【００７３】
ステップＳ２１９では、送信パワー制御部１０７は、ターゲット電圧Ｐ’Ｔａｒ＿Ｓｅｔ＝ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＋（ＰＣｕｒ＋ΔＰ−ＰＴａｒ）になるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出する。これにより送信電力の調整が終了し、ステップ２２０で検出回路１０６が非作動状態になる。
【００７４】
図１２は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のパワー設定フローである。この場合には、ステップＳ３０２の判定基準が図８の場合と逆（つまり、電力調整値ΔＰが０以下か否か）になっている点、および、ステップＳ３１１のモード変更が非コンプレスドモードからコンプレスドモードである点以外は、図８と同様である。
【００７５】
次に、図８および図１２に示すパワー設定フローの適用例としてＨＳＤＰＡ通信へ適用した場合について図９を参照して説明する。同図には、電力調整基準時である３．２ｍｓｅｃの以前にモード変更があるとステップＳ２０３で判定された場合が示されている。
【００７６】
まず、ＨＳＤＰＡ通信においては、送信電力制御信号を受け取り、当該送信電力制御信号に基づき電力調整基準時から一定時間（前後２５μｓｅｃ）の期間（以下、「電力調整許容期間」と呼ぶことがある）に電力調整を行う厳しい要求がある。また、送信電力の設定誤差を設定目標Ｐ’Ｔａｒ＿Ｓｅｔから０．５ｄＢ内（１ｄＢパワー変化時）に収めることが要求されている。同図では、３．２ｍｓｅｃのシンボル境界が電力調整基準時となっているので、３．１７５ｍｓｅｃから３．２２５ｍｓｅｃまでに電力調整を完了する必要がある。
【００７７】
同図に示すように、電力調整基準時（「電力調整許容期間」の中心）からモード切り替え実行時（同図中のモード切替タイミング）までの期間（以下、「第１電力調整期間」と呼ぶことがある、）に、ＡＤＣ１０９により、ピークを避けて１回目のサンプリング処理（ステップＳ２０５〜ステップＳ２０９に対応）が実行される（図１０の1ST ADC readに対応）。
【００７８】
また、モード切り替え実行時以降の電力調整許容期間（以下、「第２電力調整期間」と呼ぶことがある）において、１回目の電力調整後におけるＬＰＦ１０８の出力に対して、ＡＤＣ１０９により、２回目のサンプリング処理（ステップＳ２１３〜ステップＳ２１７に対応）が実行される（図１０の2ST ADC readに対応）。
【００７９】
ここで、ＡＤＣ１０９は、切り替え前のモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、切り替え後のモード時のフィルタリング信号を切り替え前のモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングする。すなわち、「第１電力調整期間」、つまりモード切り替え実行前のサンプリング信号と、「第２電力調整期間」、つまりモード切り替え実行後のサンプリング信号とは、同位相でサンプリングされる。こうすることにより、モード切り替え前後ではフィルタリング信号の変動周波数は変化しないので、同位相でサンプリングすることにより、フィルタリング信号波形からモード切り替え前後で同条件のサンプリング信号を取得することができる。
【００８０】
また、ＡＤＣ１０９は、第１電力調整期間および第２電力調整期間のそれぞれにおいて、上述の４チップ周期に相当する９６０ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングする。こうすることにより、フィルタリング信号波形における周波数が拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周波数（基本周期）に依存しているため、同図に示すように例えば基本周波数の２倍の周波数である９６０ｋＨｚでサンプリングすることにより、後に求めるサンプルの平均値を基準として振幅方向で同じ条件のサンプルを取得することができる。なお、サンプリング周波数は、９６０ｋＨｚに限られず、拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周波数の整数倍（言い換えれば、サンプリング周期が拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周期の整数分の１倍）であればよい。
【００８１】
また、ＡＤＣ１０９における各モードに対する初回のサンプリングタイミングは、互いに、拡散コードのパターンに起因する拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する。こうすることにより、モード切り替え前後の初回のサンプリング信号の位相を確実に同位相とすることができる。
【００８２】
そして第１電力調整期間にて測定された電圧値ＰＣｕｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＣｕｒ（図９の１回目の平均パワーに対応）が求められる。
【００８３】
次にMode change timingにてモード変更が実行され（ステップＳ２１１又はステップＳ３１１に対応）、Setting timeに送信パワー制御部１０７が、ターゲット電圧ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＝ＰＣｕｒ＋ΔＰになるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出することにより、送信電力調整が行われる。
【００８４】
そして第２電力調整期間にて測定された電圧値ＰＴａｒ，ｋは、送信パワー制御部１０７により平均化され、平均値ＰＴａｒ（図９の２回目の平均パワーに対応）が求められる。
【００８５】
そして送信パワー制御部１０７が、ターゲット電圧Ｐ’＝ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＋（ＰＣｕ
ｒ＋ΔＰ−ＰＴａｒ）になるようなスケーリングセットを振幅制御回路１０４及び可変利得増幅器１０５に送出することにより、送信電力調整が行われる。これにより送信電力の調整が終了する。こうして、モード切り替え実行の直前直後におけるサンプリング信号という、現在の状況が最も反映された情報に基づいた送信電力制御を行うことができるので、送信電力パワー制御の精度を向上することができる。
【００８６】
このように本実施の形態によれば、ポーラ変調送信装置１００に、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路１０６と、検出回路１０６による検出結果を波形整形するＬＰＦ１０８と、コンプレスドモード時のフィルタリング信号をサンプリングすると共に、非コンプレスドモード時フィルタリング信号を前記コンプレスドモード時のフィルタリング信号と同位相でサンプリングすることで、各モードの出力パワーデータを得るＡＤＣ１０９と、ＡＤＣ１０９により得られた前記各モードの出力パワーデータに基づいて、モード変更時のＰＡ１０３の出力パワーを制御する送信パワー制御部１０７とを設けた。
【００８７】
こうすることにより、モード切り替えによるパワー出力変動の影響を受ける前後のサンプリング信号を取得することができ、このモード切り替え前後のサンプリング信号に基づいてモード変更時のＰＡ１０３の出力パワーを調整するため、適切に送信パワーを制御することができるので、送信電力パワー制御を高精度に行うことができる。また、モード切り替えの前後のサンプリング信号の位相を互いに同位相とするので、フィルタリング信号波形からモード切り替え前後で同条件のサンプリング信号を取得することができる。このようなモード切り替え前後のサンプリング信号に基づくフィードバック制御では、フィルタリング信号に変動成分が残留していてもその影響を無視できるため、ローパスフィルタの時定数を大きく設定する必要がないので、高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを推定および制御することができる。
【００８８】
また、ポーラ変調送信装置１００は、拡散コードにより拡散された拡散変調信号を送信するものであり、ＡＤＣ１０９は、コンプレスドモード時のフィルタリング信号と非コンプレスドモード時のフィルタリング信号を、互いに同位相から始めて、前記拡散コードのパターンに起因する前記拡散変調信号の基本周波数に等しいサンプリング周波数でサンプリングする。
【００８９】
こうすることにより、フィルタリング信号波形における周波数が拡散符号のパターンに起因する拡散変調信号の基本周波数（基本周期）に依存しているため、基本周波数に等しいサンプリング周波数でサンプリングすることにより、各モードにおいてサンプリング信号の平均値を基準として振幅方向で同じ条件のサンプルを取得することができる。このようなモード切り替え前後のサンプリング信号に基づくフィードバック制御では、フィルタリング信号に変動成分が残留していてもその影響を無視できるため、ローパスフィルタの時定数を大きく設定する必要がないので、高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを推定および制御することができる。なお、サンプリング周波数は、基本周波数の整数倍でもよい。特に、ＨＳＤＰＡ通信の場合、拡散符号のチップ速度との関係から、フィルタリング信号の変動特性としては周波数が４８０ｋＨｚ、９６０ｋＨｚ、及び∞（変動無し）の３種類がある。これらすべてに対応できるＡＤＣのサンプリング周波数は、９６０ｋＨｚである。従って、ＨＳＤＰＡ通信の場合には、サンプリング周波数は、９６０ｋＨｚが好ましい。
【００９０】
ポーラ変調送信装置１００は、拡散符号により拡散された拡散変調信号を送信するものであり、ＡＤＣ１０９における各モードに対する初回のサンプリングタイミングは、互いに拡散コードのパターンに起因する拡散変調信号の基本周期の整数倍だけ間隔を有する。
【００９１】
こうすることにより、モード切り替え前後の初回のサンプリング信号の位相を確実に同
位相とすることができる。
【００９２】
（実施の形態２）
実施の形態１に係るポーラ変調送信装置１００では、第１電力調整期間でサンプリングされたサンプリング信号と、第２電力調整期間でサンプリングされたサンプリング信号とに基づいて、送信電力のターゲット電圧の調整を行う場合を例に採り説明を行った。すなわち、実施の形態１では、ターゲット電圧の調整が１段階で行われている。
【００９３】
これに対して、本実施の形態では、第１電力調整期間と第２電力調整期間との間に、ターゲット電圧の粗い調整を行うための「第３電力調整期間」を設ける。
【００９４】
従って、モードの切り替えがあると判定された場合、図１３に示すように、第１電力調整期間でローパスフィルタ１０８の出力がサンプリングされ、Setting時間でモード切り替えが行われた後、第３電力調整期間でローパスフィルタ１０８の出力のサンプリングが行われる。
【００９５】
次にモード切り替え後の第１のターゲット電圧（ＰＴａｒ＿Ｓｅｔ＝ＰＣｕｒ＋ΔＰ）と、第３電力調整期間におけるサンプルの電力平均値（ＰＣｕｒ）との差が求められる。この差に基づいて第１のターゲット電圧を調整（上記した粗い調整に対応）することにより、第２のターゲット電圧が求められる。
【００９６】
ここで、第３電力調整期間でも、第１電力調整期間及び第２電力調整期間の場合と同様に、ＡＤＣ１０９により、他の電力調整期間と同じ位相からサンプリングが開始され、基本周波数の整数倍のサンプリング周波数でサンプリングされる。
【００９７】
ただし、第３電力調整期間でサンプリングされるサンプル数は、第１電力調整期間及び第２電力調整期間でのサンプル数に比べて少なく設定される。従って第３電力調整期間におけるサンプルの電力平均値（ＰＣｕｒ）の精度は、他の電力調整期間に比べて落ちる可能性もあるが、それでもターゲット電圧の粗い調整には十分の精度が得られる。
【００９８】
次に、第２の電力調整期間でローパスフィルタ108の出力がサンプリングされる。第２のターゲット電圧と、第２電力調整期間におけるサンプルの電力平均値（ＰＣｕｒ）との差が求められる。この差に基づいて第２のターゲット電圧を調整（本調整）することにより、最終的なターゲット電圧が求められる。
【００９９】
このように本実施の形態によれば、第１電力調整期間と第２電力調整期間の間に、両電力調整期間のサンプル数よりも少ない第３電力調整期間を設けた。
【０１００】
こうすることで、ターゲット電圧の本調整の前段に、粗い調整を行うことができる。その結果、ターゲット電圧の本調整の精度を向上することができる。また、特に３ＧＰＰでは、短時間で電力制御を完了しなければならず、その厳しい時間的制限を満たしつつ、電力制御精度を向上することができる。
【０１０１】
なお、第３電力調整期間のサンプリング数を第１、第２電力調整期間よりも少なく設定したが、本実施の形態はこれに限定されるものではない。検出回路１０６の応答時間が、システムの運用上、問題にならない場合には、第３電力調整期間についても第１、第２電力調整期間と同じサンプリング数に設定することができる。この場合には、ターゲット電圧に対する調整精度を改善することが期待できる。
【０１０２】
（実施の形態３）
図１４に本発明の実施の形態３に係るポーラ変調送信装置２００の構成を示す。なお、図６と同じ構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１０３】
図６のポーラ変調送信装置２００は、送信パワー制御部２２０を有するパワーアライメントループ２１０と、平均化部２３０とを有する。
【０１０４】
平均化部２３０は、ポーラ信号生成回路１０１から出力された振幅成分信号を平均化する。平均化部２３０は、ポーラ信号生成回路１０１の出力である振幅成分信号の出力パワーの平均値を、所定時間において検出する。
【０１０５】
送信パワー制御部２２０は、平均化部２３０から振幅成分信号の平均値の検出結果を入力する。
【０１０６】
送信パワー制御部２２０は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求める。そして、送信パワー制御部２２０は、送信パワー制御信号と、拡散変調による残留変動成分を排除したパワー推定値ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ポーラ変調送信装置２００の送信パワー電力の設定目標送信電力値を決定し、送信パワー電力を制御する。
【０１０７】
ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係、及び、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値の求め方については後述する。
【０１０８】
送信パワーの設定目標値を送信電力決定後、送信パワー制御部２３０は、振幅制御回路１０４に振幅パススケーリング係数Ｓ１１を、可変増幅回路１０５及びに位相パススケーリング係数Ｓ１０を送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（RFＲＦ位相変調信号）レベルを制御する。
【０１０９】
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号（例えばＴＰＣコマンド）をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値より求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。
【０１１０】
本実施の形態のポーラ変調送信装置２００は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求め、このパワー推定値と送信パワー制御信号とに基づいて、送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御することにより、残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるため、送信パワー制御の精度を向上することができる。
【０１１１】
次に、残留変動成分の除去の仕方について、詳しく説明する。
【０１１２】
先ず、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係について、図１５と図１６を参照しながら説明する。
【０１１３】
図１５は、ＬＰＦ１０８の出力波形（図中の実線）と、ＡＤＣ１０９のサンプリングタイミング（図中の縦の点線）と、所定期間でのサンプリング値の平均値（図中の横の点線）との関係を示したものである。図１６は、振幅成分信号（ＡＭパス信号）のパワー波形
及び短時間における平均値を示したものである。図１５及び図１６は、ともに送信パワーの変更及びデバイス特性による影響がない場合の波形を示している。
【０１１４】
因みに、検出回路１０６の出力は、検出回路１０６の回路構成によってスケールの違いや雑音の影響などは生じるが、図９の実線で示した振幅信号成分信号（ＡＭパス信号）の波形パターンとほぼ同様となる。具体的には、検出回路１０６の出力電圧は、０［Ｖ］付近と、０．３５［Ｖ］付近とて、周期的に変動する。この検出回路１０６の出力電圧変動の周期性は、拡散部１１０で用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期に起因するものである。例えば拡散符号の基本周期が８チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、８チップ周期（４チップの期間は０［Ｖ］付近、次の４チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の４チップ周期となる。また、例えば拡散符号の基本周期が４チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、４チップ周期（２チップの期間は０［Ｖ］付近、次の２チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の２チップ周期となる。
【０１１５】
図１５から分かるように、ＬＰＦ１０８の出力信号には４ｄＢ幅程度の変動が残っており、図１５中の3.66msec（シンボル境界）付近では１０ｄＢ以上の変動が残っている。この変動はパワー制御の精度を劣化させることになるため、本実施の形態では、これらの変動成分を除去するようになっている。
【０１１６】
本実施の形態の送信パワー制御部２２０は、図１５の中の3.66msec（シンボル境界）付近の変動の大きいタイミングを避けた時間位置のサンプリング値を平均化するようになっている。実際には、シンボル境界からセットリング期間（ＬＰＦ１０８の出力が安定するまでの期間）が経過するまでは平均化を行わず、セットリング期間が経過した後のＬＰＦ出力を用いて平均化を行うようになっている。
【０１１７】
また、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期は、上記の4dB程度の変動の周期と合うように設定されている。送信パワー制御部２２０では、シンボル境界を除いた位置の数サンプルのＡＤＣ値を平均化することにより、シンボル境界付近の大きな変動及び4dB幅の変動の影響は除去することができる。
【０１１８】
しかしながら、さらに低い周波数の変動成分は除去することができない。図１５において、縦の点線は、4dB程度の変動の周期の整数倍（960kHz）でのサンプリングタイミングを示し、横の点線は4サンプルの平均値を示す。平均化区間１の平均値Ｌ１と、平均化区間２の平均値Ｌ２と、平均化区間３の平均値Ｌ３とが、３つとも異なっていることから、変動成分が除去できていないことが分かる。この微小な変動成分を残留変動成分と呼ぶことにする。
【０１１９】
発明者らは、この残留変動成分を除去するために、振幅成分信号に注目した。図１６は振幅成分信号（ＡＭパス信号）を示し、横軸は時間、縦軸は振幅成分の瞬時パワーを示す。この振幅成分信号に上記の残留変動成分が含まれているかを明確にするために、図１５の平均化区間１，２，３に対応する平均化区間１，２，３の振幅成分信号を平均化した値をそれぞれ横の点線で示す。
【０１２０】
ここで、振幅成分信号の平均化にはどのような回路を用いてもよく、例えばＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ、又は、必要な区間のみ加算を行う加算器等を用いればよい。例えば、平均化部２３０として、図１７に示すようなＦＩＲフィルタ又は図１８に示すようなＩＩＲフィルタを用いればよい。図１７は、タップ数が256で、タップ係数ｐ（０）〜ｐ（２５５）がすべて1のＦＩＲフィルタを用いた例である。
【０１２１】
ここでタップ数は、図１５で説明したＡＤＣ１０９の4サンプルの区間と対応するように、振幅成分信号のサンプリング周波数、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期、およびＡＤＣ１０９の平均化サンプル数から求めればよい。一例として、振幅成分信号のサンプリング周波数を61.44MHz、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期を960kHz、ＡＤＣ１０９の平均化サンプル数を４とすると、ＦＩＲフィルタのタップ数は、次式で求められる。
【０１２２】
（ＦＩＲのタップ数）＝（ＡＤＣの平均化サンプル数）×（振幅成分信号のサンプリング周波数）/（ＡＤＣのサンプリング周期）
＝4×61.44MHz / 960kHz = 256
【０１２３】
また、振幅成分信号のサンプリング周波数が61.44MHzなので、ＦＩＲフィルタのタップ数を２５６とした場合、ＦＩＲフィルタのクロック周波数ＣＬＫは、61.44MHzに設定すればよい。
【０１２４】
ところで、ＦＩＲフィルタの乗算器は基板上の設置面積を大きく占めるため、タップ数の削減は当業者にとって共通の課題である。しかしながら、本実施の形態では、乗算器で掛けるフィルタ係数を全て１にしてもよく、ＦＩＲフィルタは加算器で構成できる。そのため、タップ数が増加しても、設置面積が大幅に増加することはない。
【０１２５】
図１８は、図１７のＦＩＲフィルタに代えて、ＩＩＲフィルタを用いた場合の構成例である。図１８において、例えば、クロック周波数ＣＬＫは図１７の場合と同様に振幅成分信号のサンプリング周波数と同じ61.44MHzに設定し、フィードフォワードの係数ａ0〜ａ255は１に設定し、フィードバックの係数ｂ1〜ｂ255は255/256に設定すればよい。ただし、この設定値は、一例であって、これに限ったものではない。
【０１２６】
図１６からも分かるように、平均化区間１，２，３の平均値は、平均化区間１，２，３の間で微小に変動している。この図はデバイスのばらつきなどの影響がない場合の波形であるため、平均値の変動は、振幅成分信号そのものに含まれる変動成分に起因する。この変動成分は、拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号に広帯域の変動成分が含まれ、短時間の平均化では低い周波数成分の変動を除去できない。これにより、デバイスの特性の影響がない場合においても、図１５に示すように、所定時間内におけるＰＡ１０３の出力パワーのＬＰＦ後の平均値が、平均区間によって変動する。
【０１２７】
上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との相関について以下で述べる。上記ではある特定のシンボルにおける特性に注目したが、ここでは、他のシンボルでの特性も含めた1フレーム分の特性に注目し、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との比較を行った。
【０１２８】
図１９は、各シンボルにおけるＬＰＦ出力の１回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図１５の平均化区間１）における平均値Ｌ１と、２回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図１５の平均化区間２）における平均値Ｌ２との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は１フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。
【０１２９】
図２０は、各シンボルにおける振幅成分信号の１回目の平均区間（例えば図９の平均化区間１）の平均値と、２回目の平均区間（例えば図９の平均化区間２）の平均値との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は１フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。
【０１３０】
これらの図において、同一のシンボル位置における、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分が同じような特性になっていることから、これらの間に相関関係が成り立つと予想される。
【０１３１】
図２１は、各シンボルにおける振幅成分信号に含まれる残留変動成分を横軸に、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を縦軸に、１フレーム分プロットした図である。ここで、それぞれの残留変動成分の間に相関関係がない場合、プロットの分布はランダムになるが、図２１において、ある傾きを持った直線の近くに分布していることから、２つの残留変動成分の間には相関関係があるとみなすことができる。
【０１３２】
ここで、相関係数をＣとすると、相関係数Ｃは、図２１の分布を直線近似した直線の傾きを、次式で求めることによって得ることができる。
【０１３３】
相関係数Ｃ＝（ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の変化量）／（振幅成分信号に含まれる残留変動成分の変化量）
よって、この相関係数Ｃをシミュレーションや既知信号区間などを用いてあらかじめ求めておけば、振幅成分信号から残留変動成分（平均化部２３０によって得られた平均値の差）を求め、それに相関係数Ｃを乗算することにより、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を推定することが可能になる。
【０１３４】
したがって、上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の推定値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算することで、残留変動成分による影響を除去したパワー推定値を求めることができる。
【０１３５】
つまり、送信パワー制御部２２０は、送信パワー制御信号をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に相関関数Ｃを乗算した値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算し得られた結果（すなわち拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値）から求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０，Ｓ１１を算出する。
【０１３６】
図２２は、相関係数Ｃの算出方法の一例を示すフロー図である。
【０１３７】
ステップS４０１〜S４０６では、所定時間内にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号（ＡＭパス）の出力パワーの平均値PAM1_avgが算出され、ステップS４０７でlog(PAM1_avg)=PAM1の式が用いられて、出力パワーの単位がdBに変換される。なお、上述の例の場合、図２２におけるパラメータｍ＝「２５６」に設定されており、パラメータｎ＝「４」に設定されている。
【０１３８】
同様に、ステップS４０８〜S４１３では、ポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM2_avgが算出され、ステップS４１４でlog(PAM2_avg)=PAM2の式が用いられて、出力パワーの単位が対数に変換される。ステップS４１５では、PAM2からPAM1が減算されてポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の残留変動成分ＦAMが算出される。
【０１３９】
ステップS４２１〜S４２６では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC1を測定し、同様に、ステップS４２７〜S４３２では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC2を測定する。ステップS４３３で、PADC2からPADC1が減算されて残留変動成分ＦADCが算出される。なお、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９において、出力パワーの単位が対数に変換されているため、PADC2及びPADC1に対してはステップS４０７及びステ
ップS４１４に対応するステップを設けず、ステップS４３３において、PADC2からPADC1を減算することにより残留変動成分ＦADCを算出している。
【０１４０】
最後に、ステップS４３４において、残留変動成分ＦADCを残留変動成分ＦAMで割ることにより、相関係数Ｃが算出される。
【０１４１】
相関係数Ｃは、HSUPA信号を構成するDPDCH信号，DPCCH信号，及びHS-DPCCH信号に拡散符号が乗算される際のゲインファクタBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)の全てのBeta ratioの組み合わせに対し、共通の係数を１つだけ用意するようにしてもよいし、ゲインファクタの組み合わせに応じた複数の相関係数Ｃを用意するようにしてもよい。また、複数のシンボルや、複数のゲインファクタの組み合わせや、各シンボル内の平均化区間などの条件を変えて、さまざまな条件化で相関係数Ｃを算出し、その平均値を相関係数Ｃとして用いるものとしてもよい。
【０１４２】
送信パワー制御部２２０は、送信パワー制御コマンド、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に基づいて、ポーラ変調送信装置２００の送信パワーを制御する。
【０１４３】
次に、上記のように構成されたポーラ変調送信装置２００の動作について、図２３を参照して説明する。
【０１４４】
図２３は、現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置２００の動作の説明に供するフローチャート図である。ポーラ変調送信装置２００は、ステップS５０１で図示せぬ通信相手から指示されたパワーの変化量ΔＰを検出し、ステップS５０２で変化量ΔＰが０以上か否か判定し、変化量ΔＰが０以上であれば（ステップS５０２：ＹＥＳ）、そのままコンプレスドモードを行うことができると判断し、ステップS５４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。これに対して、ステップS５０２で変化量ΔＰが０未満であれば（ステップS５０２：ＮＯ）、非コンプレスドモードにモードチェンジするか否か判定し（ステップS５０３）、モードチェンジしないと判定した場合には（ステップS５０３：ＮＯ）、ステップS５４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。
【０１４５】
一方、ステップS５０３で非コンプレスドモードにモードチェンジすると判定した場合には（ステップS５０３：ＹＥＳ）、送信パワー制御部２２０は、パワーアライメントループ１２０によるフィードバック制御が必要であると判断し、ステップS５０４に移る。ポーラ変調送信装置２００は、ステップS５０４で測定系の電源をONし、ステップS５０５及びステップS５２１に移る。
【０１４６】
ステップS５０５〜Ｓ５１０でコンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurを測定し、ステップS５１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップS５１２でΔＰだけパワーを変化させる。
【０１４７】
そして、ステップS５１３〜Ｓ５１８で非コンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを測定する。
【０１４８】
一方、ステップS５２１〜Ｓ５２７でコンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_curを測定する。そして、ステップＳ５１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップS５１２でΔＰだけパワーを変化させる。その後、ステップS５２８〜Ｓ５３４で非コンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_tarを測定する。
【０１４９】
ステップS５１９では、Pcur，Ptar，PAM_cur，PAM_tar，及び相関係数Cを用いて、送信パワー制御部２２０が誤差修正を行ってP'tar_setを算出する。誤差修正が終了すると、ステップS５２０で測定系の電源をOFFする。
【０１５０】
図２４は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置２００の動作の説明に供するフローチャート図である。図２４において、図２３と同一のステップについては同一の符番を付してその説明を省略する。図２４は、図２３のステップS５０２に替え、ステップS５４１で変化量ΔＰが０以下か否か判定し、図２３のステップS５１１に替え、ステップS５４２でモードを非コンプレスドモードからコンプレスドモードにモードチェンジする。
【０１５１】
なお、各実施の形態において、送信パワーの変更は、あるチャネルに注目するとスロット単位で行われるが、チャネル間のスロットタイミングの関係によってはシンボル単位で行われるので、シンボル境界とは送信パワーの変更が起こりうるタイミングを意味する。
【０１５２】
ここで実施の形態１のように、ＬＰＦ出力のみからパワー制御を行う場合、厳しいβ条件では、ＬＰＦの出力に残留変動成分が残存しており、パワー制御の精度が劣化してしまう可能性がある。しかし、本実施の形態の構成によれば、β条件に関わらず残留変動成分を求めて除去できるので、パワー制御の精度劣化が生じない。ここでは、β条件を例に説明したが、本実施の形態の構成は、残留変動成分が変調条件によって変化する場合に広く有効である。
【０１５３】
以上のように、本実施の形態によれば、振幅成分信号のパワーの平均値を検出する平均化部２３０を設け、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号のパワーの平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにしたことにより、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるので、送信パワー制御の精度を向上することができる。つまり、残留変動成分に起因するパワーの推定精度の劣化を抑制できるので、例えば送信パワーの誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないといった厳しい要求も満たすことができるようになる。
【０１５４】
また、送信パワー制御部２２０は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分との比を示す相関係数Ｃが予め設定されており、振幅成分信号の出力パワーの平均値に相関係数Ｃを乗ずることで、残留変動成分を求める。そして、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から、求められた残留変動成分を減算することでパワー推定値を求め、このパワー推定値に基づいて送信パワーを制御するので、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分の影響を排除して、送信パワー制御の精度を確実に向上することができる。
【０１５５】
また、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８及び振幅成分信号の出力パワーの平均値を検出する平均化部２３０に、時定数が等しいローパスフィルタ又は積分器を用いるようにすることで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分とを確実に合わせることができる。
【０１５６】
これは、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８の時定数と、平均化部２３０に用いるローパスフィルタ又は積分器の時定数が、検出する信号のカットオフ周波数を決定するためであり、これらの時定数が異なると残留変動成分の推定精度が劣化するためである。因みに、時定数の許容範囲は、デバイスの設計精度や温度ばらつきの範囲
などにより異なるが、±10%程度に収めることが好ましい。
【０１５７】
２００７年１月１２日出願の米国仮出願６０／８８０，０５３に含まれる開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【０１５８】
本発明の送信装置及び送信パワー制御方法は、フィードバック制御の高速性を維持しつつ、高精度に送信パワーを制御することができるものとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１５９】
【図１】従来の送信装置の構成例を示すブロック図
【図２】モード切換による送信パワーの変動（出力パワーの不連続）の説明に供する図
【図３】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各出力パワーステップサイズコマンドに対するパワー制御許容値を示す図
【図４】許容ステップサイズをまとめた図
【図５】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各グループのパワーコマンドに対する累積的なパワー制御許容値を示す図
【図６】本発明の実施の形態１に係るポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図７】送信パワー制御部に設けられているスケーリング係数セットの様子を示す図
【図８】ポーラ変調送信装置の動作の説明に供する、パワー設定フロー図
【図９】図８および図１２のパワー設定フローをＨＳＤＰＡ通信へ適用した場合の説明に供する図
【図１０】検出回路の出力波形を示す図
【図１１】ＬＰＦの出力波形を示す図
【図１２】ポーラ変調送信装置の動作の説明に供する、パワー設定フロー図
【図１３】実施の形態２に係るパワー設定処理の説明に供する図
【図１４】実施の形態３に係るポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図１５】ＡＤＣ出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図１６】振幅成分信号の出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図１７】平均化部の構成例としてのＦＩＲフィルタを示す接続図
【図１８】平均化部の構成例としてのＩＩＲフィルタを示す接続図
【図１９】各シンボルの特定の区間におけるＰＡの出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図２０】各シンボルの特定の区間における振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図２１】ＬＰＦの出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間に相関関係があることの説明に供する図
【図２２】ＬＰＦの出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間の相関計数の算出方法の説明に供するフローチャート図
【図２３】現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置の動作の説明に供するフローチャート図
【図２４】現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置の動作の説明に供するフローチャート図
【図２５】図２３及び図２４のフローチャートで用いたパラメータの説明に供する図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【国際調査報告】
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