(57)【要約】  磁性体基板（３０）の下面に下面端子（４１，４２，４３）を設け、上面に上面電極を形成し、上面電極の上にスイッチング素子を含む制御回路（３１）、入力コンデンサ（Ｃａ）、および出力コンデンサ（Ｃｂ）をそれぞれ搭載し、磁性体基板（３０）の内部に平滑コイル（Ｌ１）を構成し、入力端子、出力端子、またはグランド端子の少なくともいずれかと上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板（３０）の内部を通る内部導体で構成し、それらをインダクタ（Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）とする。
2008087781.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子および磁気素子を含むスイッチング部と、該スイッチング部の入力側に設けられた入力コンデンサと、前記スイッチング部の出力側に設けられた出力コンデンサとを備えたＤＣ−ＤＣコンバータモジュールであって、
下面に入力端子、出力端子、およびグランド端子がそれぞれ設けられ、上面に上面電極が形成されるとともに該上面電極の上に前記スイッチング素子、前記入力コンデンサ、および前記出力コンデンサがそれぞれ搭載され、内部に前記磁気素子が構成された磁性体基板を備え、
前記入力端子、前記出力端子、または前記グランド端子の少なくともいずれかと前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の内部を通る内部導体で構成したＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項２】
前記スイッチング部への入力電流が不連続状となり、前記スイッチング部からの出力電流が連続状となるスイッチング制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータモジュールであって、
前記入力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記内部導体で構成した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項３】
前記出力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の端面を通る端面導体で構成したことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項４】
前記スイッチング部への入力電流が連続状となり、前記スイッチング部からの出力電流が不連続状となるスイッチング制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータモジュールであって、
前記出力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記内部導体で構成した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項５】
前記入力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の端面を通る端面導体で構成した請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項６】
前記スイッチング部への入力電流が不連続状となり、前記スイッチング部からの出力電流が不連続状となるスイッチング制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータモジュールであって、
前記入力端子および前記出力端子と前記上面電極とをそれぞれ接続する接続配線を前記内部導体で構成した請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項７】
前記グランド端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の端面を通る端面導体で構成したことを特徴とする、請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項８】
前記磁気素子の両端と前記上面電極とを接続する接続配線を前記内部導体で構成した請求項２，４，６のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項９】
前記端面導体は分割ビアである請求項３，５，７のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【請求項１０】
前記内部導体は内部が導電性物質で充填されたビアである請求項１〜９のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、主要部品のうちの平滑コイルやトランスなどの磁気素子を内蔵した磁性体基板を部品搭載基板として、その上にスイッチング素子などの各種部品を搭載して構成したＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的な非絶縁型の各種ＤＣ−ＤＣコンバータの回路とその各部の電流波形を図１〜図３に示す。
図１（Ａ）は、入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続された降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の回路図、図１（Ｂ）は図１（Ａ）中の電流Ｉａ，Ｉｂの波形図である。図２（Ａ）は、入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続された昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の回路図、図２（Ｂ）は図２（Ａ）中の電流Ｉａ，Ｉｂの波形図である。図３（Ａ）は、入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続された反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の回路図、図３（Ｂ）は図３（Ａ）中の電流Ｉａ，Ｉｂの波形図である。【０００３】
図１（Ａ）に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、ダイオード（フライホイール素子）Ｄ、平滑コイルＬｂを含むスイッチング部２１と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。【０００４】
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、図１（Ｂ）のようにスイッチング部２１の入力電流Ｉａはスイッチング素子Ｑのオン時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。スイッチング部２１の出力電流Ｉｂはリップルを含む連続波状になる。【０００５】
図２（Ａ）に示すように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、ダイオード（フライホイール素子）Ｄ、平滑コイルＬａを含むスイッチング部２２と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。【０００６】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、図２（Ｂ）のように、スイッチング部２２の入力電流Ｉａはリップルを含む連続波状になる。スイッチング部２２の出力電流Ｉｂは、スイッチング素子Ｑのオフ時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。【０００７】
図３（Ａ）に示すように、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、ダイオード（フライホイール素子）Ｄ、平滑コイルＬａｂを含むスイッチング部２３と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。【０００８】
反転側のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの場合、図３（Ｂ）のように、スイッチング部２３の入力電流Ｉａ，出力電流Ｉｂは共に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。【０００９】
一方、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの回路を図４に示す。図４（Ａ）はフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図４（Ｂ）はフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。【００１０】
図４（Ａ）に示すように、フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、トランスＴ、ダイオードＤａ，Ｄｂ、チョークコイルＬｃを含むスイッチング部２４と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。【００１１】
このフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合と同様にスイッチング部２４の入力電流Ｉａはスイッチング素子Ｑのオン時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になり、スイッチング部２１の出力電流Ｉｂはリップルを含む連続波状になる。【００１２】
図４（Ｂ）に示すように、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、トランスＴ、ダイオードＤａを含むスイッチング部２５と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。【００１３】
このフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合と同様にスイッチング部２５の入力電流Ｉａはパルス状になり、スイッチング部２５の出力電流Ｉｂは、スイッチング素子Ｑのオフ時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。【００１４】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化などを目的として磁性体絶縁基板にＤＣ−ＤＣコンバータのモジュールを構成したものが特許文献１に開示されている。
【特許文献１】特開２００４−３４３９７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
例えば降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１（Ｂ）に示したようにスイッチング部に入力される入力電流はパルス状になるが、このパルス状の入力電流が入力電圧源とＤＣ−ＤＣコンバータモジュール本体との間の配線を流れると、そこからノイズ（パルス状の電流の基本波ノイズおよび高調波ノイズ）が発生して問題となる。そのため、パルス状の電流を入力コンデンサＣａから供給するようにして、モジュール内で電流経路が完結するように構成している。【００１６】
しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを電子機器の回路基板に実装した場合に、入力電圧源とＤＣ−ＤＣコンバータモジュールとの間が離れる場合がある。上記パルス電流の大部分が入力コンデンサＣａに流れるとしても、入力電圧源９からもパルス状の電流ＩｃがＤＣ−ＤＣコンバータ１１へ流れるので、入力電圧源とＤＣ−ＤＣコンバータモジュールとの間が比較的大きく離れていると、その間の配線を流れる電流Ｉｃのループの大きさが大きくなり、これに伴い電磁波ノイズの発生が大きくなって、このことが問題となる。【００１７】
また、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図２（Ｂ）に示したように、スイッチング部から出力される出力電流Ｉｂがパルス状になるので、このパルス電流が負荷側に流れないように、また出力電圧にリップルが生じないように出力コンデンサＣｂが設けられている。【００１８】
しかし、上記パルス電流の大部分を出力コンデンサＣｂに流れるようにするためには、出力コンデンサＣｂの容量が大きく且つ低抵抗でなければならず、コンデンサだけでは自ずと限界がある。【００１９】
また、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの両方の問題が生じる。【００２０】
なお、特許文献１は単にチョーク部品を内蔵した磁性体基板を部品搭載基板として、その上にスイッチング素子などの各種部品を搭載して構成したＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに関するものであり、ノイズを低減するための構造に関する記載はない。【００２１】
上記課題を解決するために、インダクタやフェライトビーズといった、高周波成分を通しにくい部品を使用すれば、パルス電流によるノイズが外部に漏れるのを防ぐことができる。しかし、このようなノイズ対策用の別部品を使用する必要があるため、実装面積が増大しコストが嵩むという課題が残る。【００２２】
そこで、この発明の目的は、組み込むべき電子機器の回路基板に対する実装面積が小さく、また低コストなＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
前記課題を解決するために、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールは次のように構成する。
（１）スイッチング素子および磁気素子を含むスイッチング部と、該スイッチング部の入力側に設けられた入力コンデンサと、前記スイッチング部の出力側に設けられた出力コンデンサとを備え、下面に入力端子、出力端子、およびグランド端子がそれぞれ設けられ、上面に上面電極（回路配線）が形成されるとともに該上面電極の上に前記スイッチング素子、前記入力コンデンサ、および前記出力コンデンサがそれぞれ搭載され、内部に前記磁気素子が構成された磁性体基板を備え、前記入力端子、前記出力端子、または前記グランド端子の少なくともいずれかと前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の内部を通る内部導体で構成したことを特徴としている。【００２４】
（２）前記ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールは、スイッチング部への入力電流が不連続状となり、スイッチング部からの出力電流が連続状となるスイッチング制御を行うもの、すなわち例えば非絶縁降圧型またはフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールなどであって、前記入力端子と前記上面電極とを接続する接続配線（図６のＬ２，Ｌ３）を前記内部導体で構成する。【００２５】
（３）前記スイッチング部への入力電流が不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて前記出力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の端面を通る端面導体（図８のＳ４）で構成する。【００２６】
（４）前記スイッチング部への入力電流が不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて前記磁気素子の両端と前記上面電極とを接続する接続配線（図２１のＬ４，Ｌ５）を前記内部導体で構成する。【００２７】
（５）前記ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールは、スイッチング部への入力電流が連続状となり、スイッチング部からの出力電流が不連続状となるスイッチング制御を行うもの、すなわち例えば非絶縁昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールであって、前記出力端子と前記上面電極とを接続する接続配線（図１３・図１４のＬ３）を前記内部導体で構成する。【００２８】
（６）前記スイッチング部からの出力電流が不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて前記入力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の端面を通る端面導体（図１５のＳ４、図１６）で構成する。【００２９】
（７）前記スイッチング部への入力電流が不連続状となり、前記スイッチング部からの出力電流も不連続状となるスイッチング制御を行うもの、すなわち例えば反転型またはフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールなどであって、前記入力端子および前記出力端子と前記上面電極とをそれぞれ接続する接続配線（図１７・図１８のＬ２，Ｌ３）を前記内部導体で構成する。【００３０】
（８）前記スイッチング部への入力電流および出力電流が共に不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、前記グランド端子と前記上面電極とを接続する接続配線（図１９のＳ４、図２０）を前記磁性体基板の端面を通る端面導体で構成する。【００３１】
（９）前記端面導体は、内部が導電性物質で充填されたビアの中心を縦に分割して形成した分割ビアとする。（図２３）
（１０）前記内部導体は内部が導電性物質で充填されたビアとする。
【発明の効果】
【００３２】
この発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）入力端子、出力端子、またはグランド端子の少なくともいずれかと上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成したことにより、接続配線が比較的大きなインダクタンス成分を持つことになり、その接続配線にパルス電流が流れにくくなり、これによってパルス電流が主として入力コンデンサや出力コンデンサを流れるようになり、モジュール外部に流れる量が減少し、その結果としてノイズの発生（漏れ）を抑制することができる。【００３３】
（２）スイッチング部の入力電流不連続−出力電流連続型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール（非絶縁降圧型やフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール）において、入力端子と上面電極とを接続する接続配線を、磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、スイッチング素子のオン時に入力電圧源から流れ込むパルス電流が入力端子と上面電極とを接続する接続配線のインダクタンスで効果的に抑制される。【００３４】
（３）「入力電流不連続−出力電流連続型」のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、出力端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の端面を通る端面導体で構成することにより、パルス電流に対する出力コンデンサのインピーダンスが低くなり、その分出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が効果的に抑制される。【００３５】
（４）「入力電流不連続−出力電流連続型」のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールおいて、磁気素子（平滑コイル）の両端と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、平滑コイルのインダクタンスが増加し、平滑コイルのインダクタンス値と出力コンデンサのキャパシタンス値で決まる、出力電圧のリップルが減る。また、出力端子と出力コンデンサとの間にインダクタが挿入される構造になるので、そのインダクタによってノイズの漏洩が抑制され、そのためにさらに出力電圧のリップルが抑制される。【００３６】
（５）スイッチング部の入力電流連続−出力電流不連続型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール（非絶縁昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール）において、出力端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、出力端子の手前にインダクタが挿入される構造となり、インダクタによってノイズの漏洩が抑制され、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルが抑制される。【００３７】
（６）「入力電流連続−出力電流不連続型」のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、入力端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の端面を通る端面導体で構成することにより、入力コンデンサに対して直列に入るインダクタのインダクタンス成分が小さくなり、スイッチング部に対する入力電流の多くが入力コンデンサを介して流れることになり、入力電圧源からのパルス電流の流入が抑えられ、ノイズの発生が効果的に抑制される。【００３８】
（７）スイッチング部の入力電流不連続−出力電流不連続型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール（反転型またはフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール）において、入力端子および出力端子と上面電極とをそれぞれ接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、入力端子にインダクタが挿入される構造となり、入力端子から流入するパルス電流が抑制されノイズの発生を抑制することができる。また、出力端子の手前にインダクタが挿入される構造となり、ノイズの漏洩が抑制され、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルが抑制される。【００３９】
（８）反転型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、グランド端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の端面を通る端面導体で構成することにより、その接続配線に流れる脈流リップル電流によってグランド端子に現れるノイズを抑制できる。【００４０】
（９）前記端面導体を、内部が導電性物質で充填されたビアの中心を縦に分割して形成した分割ビアとすることにより、マザー基板から分割して磁性体基板を形成する際に端面導体を容易に構成できるようになる。【００４１】
（１０）前記内部導体を、内部が導電性物質で充填されたビアとすることにより、積層型の磁性体基板内に他の磁性素子とともに容易に構成できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図およびその各部の電流波形図である。
【図２】従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図およびその各部の電流波形図である。
【図３】従来の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図およびその各部の電流波形図である。
【図４】従来のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図６】第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】同降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの特性を示す図である。
【図８】第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図９】第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１０】同降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの特性を示す波形図である。
【図１１】第３の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１２】第３の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１３】第４の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１４】第４の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１５】第５の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１６】第５の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１７】第６の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１８】第６の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１９】第７の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図２０】第７の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２１】第８の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図２２】第８の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２３】第９の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【符号の説明】
【００４３】
９−入力電圧源
１１−降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２−昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１３−反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１４−フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１５−フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１〜２５−スイッチング部
３０−磁性体基板
３１，３２，３３−制御回路
４１〜４４−下面端子
５１，５２，５３，５８−降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール
５４，５５−昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール
５６，５７−反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール
Ｃａ−入力コンデンサ
Ｃｂ−出力コンデンサ
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌａｂ−平滑コイル
Ｌｃ−チョークコイル
Ｌ１−平滑コイル
Ｌ２〜Ｌ４−インダクタ
Ｓ４−端面導体
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図５〜図７を参照して説明する。
図５は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図６はその回路図である。但し、斜視図は磁性体基板の内部および下面の構成を示すために透明化して表している。この描き方は以降に示す他の実施形態についても同様である。【００４５】
図５において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４を構成している。平滑コイルＬ１はスパイラル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４はビアにより構成している。【００４６】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。【００４７】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は電子機器の配線基板に実装された状態で、図６に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図５・図６において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４３、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。【００４８】
制御回路３１は主スイッチング素子Ｑ１と、フライホイール素子としての同期整流素子Ｑ２とともにそれらのスイッチング制御を行うスイッチング制御回路を備えている。制御回路３１内のスイッチング制御回路は主スイッチング素子Ｑ１と同期整流素子Ｑ２とを同時オンしないデッドタイムを設けるとともに交互にオン・オフする。【００４９】
この図６に示した降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５１と図１（Ａ）に示した降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと大きく異なるのは、入力電圧源９から入力端子ＩＮに流れる電流ライン（入力ライン）に対して直列にインダクタＬ２，Ｌ３が挿入されていることである。このインダクタＬ２，Ｌ３は図５に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであり、そのインダクタンスによって、主スイッチング素子Ｑ１のオン時に入力電圧源９から流れ込むパルス電流が効果的に抑制される。そのため、高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを使用することに伴うノイズの問題を小さくできる。【００５０】
なお、図５に示した平滑コイルＬ１の巻き方向と、他のインダクタＬ２〜Ｌ４の巻き方向（配線方向）が９０度異なっていること、すなわち互いの磁界が直交していることも重要である。その構造により、平滑コイルＬ１と他のインダクタＬ２〜Ｌ４との磁気結合が小さくなり、Ｌ２〜Ｌ４に不要な起電圧が発生せず、入力電圧と出力電圧に生じるリップル電圧が小さなものとなる。また、Ｌ２〜Ｌ４は短い１ターンのインダクタであるので、その配線が作る磁束は大きくはなく、隣接配線への影響は小さい。【００５１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ内で平滑コイルＬ１によって生じる磁束が最も大きいので、平滑コイルＬ１の巻き方向と上面電極の配線方向とが９０度異なっていて互いの磁界が直交していることも重要である。そのことにより、磁束の鎖交が少なくなり、上面電極との磁気結合も小さくすることができる。【００５２】
ここで、受信モジュールに第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを採用したときの、受信感度比較を図７に示す。比較対象はプリント基板上に半導体部品、入出力コンデンサ、部品としてのインダクタを配置したディスクリート回路を選んだ。図７より明らかなように、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータを使用することにより、受信感度が低周波数領域で４ｄＢｍも改善できている。このようにＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを原因とするノイズ問題を大幅に改善できる。【００５３】
図６に示した例では、フライホイール素子として作用させる同期整流素子Ｑ２として、ＦＥＴを用いたが、フライホイール素子としてダイオードを用いても構わない。またスイッチング素子として、図６ではＰｃｈＦＥＴ−ＮｃｈＦＥＴの組合せを例示したが、ＮｃｈＦＥＴ−ＮｃｈＦＥＴでも構わない。またさらにスイッチング素子として、バイポーラトランジスタのような別の素子を用いても構わない。このとは第２の実施形態以降に示す各実施形態についても同様である。【００５４】
また、図５に示した例では平滑コイルＬ１をスパイラル状の導体で構成したが、これらはトロイダル巻線や、ジグザク配線等の他の形状であってもよい。このことは第２の実施形態以降に示す各実施形態についても同様である。【００５５】
さらに、図６に示した例では磁性体基板に非絶縁型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成したが、同様にして図４（Ａ）に示した絶縁型のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもできる。すなわち、磁性体基板３０に前記平滑コイルＬ１に代えてトランスＴを構成すれば、入力電圧源９から入力端子ＩＮに流れる電流ライン（入力ライン）に対して直列にインダクタＬ２，Ｌ３が挿入されていることになる。そのため、主スイッチング素子Ｑ１のオン時に入力電圧源９から流れ込むパルス電流が効果的に抑制され、高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。【００５６】
このように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力端子の配線は磁性体基板内を通すことがノイズ抑制の上で効果的である。【００５７】
《第２の実施形態》
第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図８〜図１０を参照して説明する。
図８は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図９はその回路図である。【００５８】
図８において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３を構成している。磁性体基板３０の端面には、下面端子と上面電極間につながる端面導体Ｓ４を形成している。平滑コイルＬ１は、導体をスパイラル状に構成している。インダクタＬ２，Ｌ３はビアにより構成している。【００５９】
前記端面導体Ｓ４を形成することによって、図６に示すところのインダクタＬ４がなくなり、図９に示すような回路構成となる。【００６０】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。【００６１】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５２は電子機器の配線基板に実装された状態で、図９に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５２の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図８・図９において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４３、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。【００６２】
第１の実施形態で示した図５・図６と異なるのは、出力コンデンサＣｂと平滑コイルＬ１との接続を磁性体基板３０内部のビアで行うのではなく、端面導体Ｓ４で行うようにした点である。この構成により、出力リップルに対する出力コンデンサＣｂのインピーダンスが低くなり、その分出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が効果的に抑制される。【００６３】
図１０は、出力コンデンサＣｂと平滑コイルＬ１との接続を上記端面導体Ｓ４で行ったことによる効果を示す図であり、図１０（Ａ）は図９に示した出力端子ＯＵＴの電圧のリップル波形、図１０（Ｂ）は、出力コンデンサＣｂと平滑コイルＬ１との接続を磁性体基板内部のビアで行ったＤＣ−ＤＣコンバータ（図５に示した構成）の出力端子ＯＵＴの電圧のリップル波形である。図１０の（Ａ）と（Ｂ）とでは電圧軸（縦軸）と時間軸（横軸）のスケールは同一である。【００６４】
このように第２の実施形態では図６に示したインダクタＬ４のインダクタンス成分が殆ど無くなるため、出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が小さくなり、より理想的なＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの特性が得られる。【００６５】
このように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力端子の配線は磁性体基板内を通し、出力端子の配線は磁性体基板外を通すことが望ましい。【００６６】
《第３の実施形態》
第３の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１１・図１２を参照して説明する。
図１１は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図１２はその回路図である。【００６７】
図１１において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３を構成している。磁性体基板３０の端面には、下面端子と上面電極間につながる端面導体Ｓ４を形成している。平滑コイルＬ１は、スパイラル状の導体で構成している。インダクタＬ２もスパイラル状の導体で構成している。インダクタＬ３はビアにより構成している。【００６８】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。【００６９】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５３は電子機器の配線基板に実装された状態で、図１２に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５３の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図１１・図１２において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４３、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。【００７０】
第２の実施形態で示した図８と異なるのは、インダクタＬ２をスパイラル状の導体で構成している点である。この構造により、入力配線のインダクタンスがより大きくなり、ノイズ漏洩の抑制効果が高まる。【００７１】
平滑コイルＬ１の巻き方向と、インダクタＬ２の巻き方向は９０度異なっている。すなわち互いの磁界が直交しているので、平滑コイルＬ１とインダクタＬ２との磁気結合が小さくなり、Ｌ２に不要な起電圧が発生せず、入力電圧に生じるリップル電圧が小さなものとなる。【００７２】
なお、この例では平滑コイルＬ１とインダクタＬ２をともにスパイラル状の導体で構成したが、これらはトロイダル巻線や、ジグザク配線等の他の形状であってもよい。【００７３】
《第４の実施形態》
第４の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１３・図１４を参照して説明する。
図１３は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図１４はその回路図である。【００７４】
図１３において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４を構成している。平滑コイルＬ１は、スパイラル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４はビアにより構成している。【００７５】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３２および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。【００７６】
上記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５４は電子機器の配線基板に実装された状態で、図１４に示すように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５４の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図１３・図１４において、入力端子ＩＮは下面端子４３、出力端子ＯＵＴは下面端子４２、グランド端子ＧＮＤは下面端子４１にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。【００７７】
制御回路３２はスイッチング素子ＱおよびダイオードＤとともにスイッチング制御を行うスイッチング制御回路を備えている。【００７８】
この図１４に示した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５４と図２（Ａ）に示した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと大きく異なるのは、出力コンデンサＣｂから出力端子ＯＵＴを介して負荷に流れる電流の経路にインダクタＬ２，Ｌ３が直列に挿入されていることである。【００７９】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードに流れる電流（出力電流）が矩形波状の不連続波形になる。しかし、インダクタＬ２，Ｌ３は図１４に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであるので、そのインダクタンスによって上記矩形波状電流の高周波成分が抑制される。そのため、高周波成分はほぼ完全に出力コンデンサＣｂを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルが抑制され、出力側におけるノイズ発生の問題が解消できる。【００８０】
このように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子の配線は磁性体基板内を通すことがノイズ抑制の上で効果的である。【００８１】
《第５の実施形態》
第５の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１５・図１６を参照して説明する。
図１５は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール５５の分解斜視図、図１６はその回路図である。【００８２】
第４の実施形態で示した図１３・図１４と異なるのは、入力コンデンサＣａと入力端子ＩＮとの接続を磁性体基板３０内部のビアを行うのではなく、端面導体Ｓ４で行うようにした点である。この構成により、パルス電流に対する入力コンデンサＣａのインピーダンスが低くなり、その分高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを使用することに伴うノイズの問題を小さくできる。【００８３】
このように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子の配線は磁性体基板内を通し、入力端子の配線は磁性体基板外を通すことが望ましい。【００８４】
《第６の実施形態》
第６の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１７・図１８を参照して説明する。
図１７は反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図１８はその回路図である。【００８５】
図１７において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４を構成している。平滑コイルＬ１は、スパイラル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４はビアにより構成している。【００８６】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３３および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。【００８７】
上記反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６は電子機器の配線基板に実装された状態で、図１８に示すように、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図１７・図１８において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４２、グランド端子ＧＮＤは下面端子４３にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。【００８８】
制御回路３３はスイッチング素子ＱとダイオードＤとともにそれらのスイッチング制御を行うスイッチング制御回路を備えている。【００８９】
この図１８に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６と図３（Ａ）に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なる点の一つは、入力電圧源９から入力端子ＩＮに流れる電流ライン（入力ライン）に対して直列にインダクタＬ２，Ｌ４が挿入されていることである。このインダクタＬ２，Ｌ４は図１７に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであり、そのインダクタンスによって、スイッチング素子Ｑのオン時に入力電圧源９から流れ込むパルス電流が効果的に抑制される。そのため、高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを使用することに伴うノイズの問題を小さくできる。【００９０】
また、図１８に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６と図３（Ａ）に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なる他の点は、出力コンデンサＣｂから出力端子ＯＵＴを介して負荷に流れる電流の経路にインダクタＬ３が直列に挿入されていることである。【００９１】
反転型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードＤに流れる電流（出力電流）が矩形波状の不連続波形になる。しかし、インダクタＬ３は図１７に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであるので、そのインダクタンスによって上記矩形波状電流の高周波成分が抑制される。そのため、高周波成分はほぼ完全に出力コンデンサＣｂを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルも抑制され、出力側におけるノイズ発生の問題が解消できる。【００９２】
図１８に示した例では、磁性体基板に非絶縁型の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成したが、同様にして図４（Ｂ）に示した絶縁型のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもできる。非絶縁型の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータも、絶縁型のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータも、どちらも「入力電流不連続−出力電流不連続」型であるため、磁性体基板３０に前記平滑コイルＬ１に代えてトランスＴを構成すれば、同様の効果が得られることは明らかである。【００９３】
このように反転型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入出力端子の配線は磁性体基板内を通すことが望ましい。【００９４】
《第７の実施形態》
第７の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１９・図２０を参照して説明する。
図１９は反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール５７の分解斜視図、図２０はその回路図である。【００９５】
第６の実施形態で示した図１７・図１８と異なるのは、平滑コイルＬ１と入力コンデンサＣａとの接続を磁性体基板３０内部のビアを行うのではなく、端面導体Ｓ４で行うようにした点である。この構成により、磁性体基板３０下面の下面端子の一つであるグランド端子と磁性体基板３０の上面に搭載する入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂの配線に生じる配線のインダクタンスが小さくなり、平滑コイルＬ１を流れる脈流リップル電流によって、磁性体基板下面のグランド端子に矩形波状ノイズが現れる、という現象が抑制される。そのため外部へ出力されるノイズがより低減できる。【００９６】
このように反転型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、グランド端子の配線は磁性体基板３０の外部を通し、入出力端子の配線は磁性体基板内を通すことが望ましい。【００９７】
《第８の実施形態》
第８の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図２１・図２２を参照して説明する。
図２１は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図２２はその回路図である。【００９８】
図２１において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１，４２，４４を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５を構成している。平滑コイルＬ１は、スパイラル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５はそれぞれビアにより構成している。【００９９】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。【０１００】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５８は電子機器の配線基板に実装された状態で、図２２に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５８の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図２１・図２２において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４４、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。【０１０１】
第１の実施形態で示した図５・図６と異なるのは、平滑コイルＬ１の両端（つまり巻き始めと巻き終わりの両方）を磁性体基板３０の上面（部品搭載面）に引き出している。そして上面から下面端子までの配線を磁性体基板３０の内部を通している点である。この構成により、平滑コイルＬ１のインダクタンスがインダクタＬ４分増加し、平滑コイルＬ１のインダクタンス値と出力コンデンサＣｂのキャパシタンス値で決まる出力リップルが減る。また、インダクタＬ５が出力端子に直列に設けられるので、出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が効果的に抑制され、より理想的なＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの特性が得られる。【０１０２】
なお、このように平滑コイルの両端と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板３０の内部導体で構成することは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに限らず、昇圧型や反転型といった別方式のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに適用することもでき、同様の効果を得ることができる。また、非絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータだけでなく、絶縁方式ＤＣ−ＤＣコンバータや、ＡＣ−ＤＣコンバータ等、磁性体基板を使用する別方式のコンバータへの適用も可能である。【０１０３】
《第９の実施形態》
図２３は第９の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図である。第２の実施形態で図８に示した例と異なるのは、端面導体Ｓ４の構造である。この図２３に示す例では、端面導体Ｓ４を、内部が導電性物質で充填されたビアの中心を縦に分割してなる分割ビアによって構成している。【０１０４】
このようにして端面導体を構成することによって、端面導体の断面積を大きくすることができ、端面導体の直流抵抗とインダクタンスを効率よく低減できる。ＤＣ−ＤＣコンバータでは配線の直流抵抗成分は損失要因であるので、配線抵抗を極力小さくすることは特性改善につながる。また、図８に示した構成では、磁性体基板３０に内蔵するビアの形成と、端面導体を形成するために外部電極ペーストを塗布する工程とが必要であるので製造工数が掛かるが、図２３の構成では、マザー基板の状態（個々の製品が複数個集まった、分割前の基板状態）で上記ビアを形成し、その後、マザー基板の分割時にビアの中央を通るラインでカットすればよいので製造コストを削減できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
2008087781.tif 000024
【図２３】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年3月12日(2009.3.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、主要部品のうちの平滑コイルやトランスなどの磁気素子を内蔵した磁性体基板を部品搭載基板として、その上にスイッチング素子などの各種部品を搭載して構成したＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的な非絶縁型の各種ＤＣ−ＤＣコンバータの回路とその各部の電流波形を図１〜図３に示す。
図１（Ａ）は、入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続された降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の回路図、図１（Ｂ）は図１（Ａ）中の電流Ｉａ，Ｉｂの波形図である。図２（Ａ）は、入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続された昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の回路図、図２（Ｂ）は図２（Ａ）中の電流Ｉａ，Ｉｂの波形図である。図３（Ａ）は、入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続された反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の回路図、図３（Ｂ）は図３（Ａ）中の電流Ｉａ，Ｉｂの波形図である。
【０００３】
図１（Ａ）に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、ダイオード（フライホイール素子）Ｄ、平滑コイルＬｂを含むスイッチング部２１と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。
【０００４】
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、図１（Ｂ）のようにスイッチング部２１の入力電流Ｉａはスイッチング素子Ｑのオン時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。スイッチング部２１の出力電流Ｉｂはリップルを含む連続波状になる。
【０００５】
図２（Ａ）に示すように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、ダイオード（フライホイール素子）Ｄ、平滑コイルＬａを含むスイッチング部２２と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。
【０００６】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、図２（Ｂ）のように、スイッチング部２２の入力電流Ｉａはリップルを含む連続波状になる。スイッチング部２２の出力電流Ｉｂは、スイッチング素子Ｑのオフ時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。
【０００７】
図３（Ａ）に示すように、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、ダイオード（フライホイール素子）Ｄ、平滑コイルＬａｂを含むスイッチング部２３と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。
【０００８】
反転側のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの場合、図３（Ｂ）のように、スイッチング部２３の入力電流Ｉａ，出力電流Ｉｂは共に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。
【０００９】
一方、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの回路を図４に示す。図４（Ａ）はフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図４（Ｂ）はフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【００１０】
図４（Ａ）に示すように、フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、トランスＴ、ダイオードＤａ，Ｄｂ、チョークコイルＬｃを含むスイッチング部２４と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。
【００１１】
このフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合と同様にスイッチング部２４の入力電流Ｉａはスイッチング素子Ｑのオン時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になり、スイッチング部２１の出力電流Ｉｂはリップルを含む連続波状になる。
【００１２】
図４（Ｂ）に示すように、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、トランスＴ、ダイオードＤａを含むスイッチング部２５と、その入力側に設けられた入力コンデンサＣａ、出力側に設けられた出力コンデンサＣｂとから構成される。
【００１３】
このフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合と同様にスイッチング部２５の入力電流Ｉａはパルス状になり、スイッチング部２５の出力電流Ｉｂは、スイッチング素子Ｑのオフ時に矩形波状のパルス電流が流れる不連続波状になる。
【００１４】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化などを目的として磁性体絶縁基板にＤＣ−ＤＣコンバータのモジュールを構成したものが特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００４−３４３９７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
例えば降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１（Ｂ）に示したようにスイッチング部に入力される入力電流はパルス状になるが、このパルス状の入力電流が入力電圧源とＤＣ−ＤＣコンバータモジュール本体との間の配線を流れると、そこからノイズ（パルス状の電流の基本波ノイズおよび高調波ノイズ）が発生して問題となる。そのため、パルス状の電流を入力コンデンサＣａから供給するようにして、モジュール内で電流経路が完結するように構成している。
【００１７】
しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを電子機器の回路基板に実装した場合に、入力電圧源とＤＣ−ＤＣコンバータモジュールとの間が離れる場合がある。上記パルス電流の大部分が入力コンデンサＣａに流れるとしても、入力電圧源９からもパルス状の電流ＩｃがＤＣ−ＤＣコンバータ１１へ流れるので、入力電圧源とＤＣ−ＤＣコンバータモジュールとの間が比較的大きく離れていると、その間の配線を流れる電流Ｉｃのループの大きさが大きくなり、これに伴い電磁波ノイズの発生が大きくなって、このことが問題となる。
【００１８】
また、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図２（Ｂ）に示したように、スイッチング部から出力される出力電流Ｉｂがパルス状になるので、このパルス電流が負荷側に流れないように、また出力電圧にリップルが生じないように出力コンデンサＣｂが設けられている。
【００１９】
しかし、上記パルス電流の大部分を出力コンデンサＣｂに流れるようにするためには、出力コンデンサＣｂの容量が大きく且つ低抵抗でなければならず、コンデンサだけでは自ずと限界がある。
【００２０】
また、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの両方の問題が生じる。
【００２１】
なお、特許文献１は単にチョーク部品を内蔵した磁性体基板を部品搭載基板として、その上にスイッチング素子などの各種部品を搭載して構成したＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに関するものであり、ノイズを低減するための構造に関する記載はない。
【００２２】
上記課題を解決するために、インダクタやフェライトビーズといった、高周波成分を通しにくい部品を使用すれば、パルス電流によるノイズが外部に漏れるのを防ぐことができる。しかし、このようなノイズ対策用の別部品を使用する必要があるため、実装面積が増大しコストが嵩むという課題が残る。
【００２３】
そこで、この発明の目的は、組み込むべき電子機器の回路基板に対する実装面積が小さく、また低コストなＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
前記課題を解決するために、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールは次のように構成する。
（１）スイッチング素子および磁気素子を含むスイッチング部と、該スイッチング部の入力側に設けられた入力コンデンサと、前記スイッチング部の出力側に設けられた出力コンデンサとを備え、下面に入力端子、出力端子、およびグランド端子がそれぞれ設けられ、上面に上面電極（回路配線）が形成されるとともに該上面電極の上に前記スイッチング素子、前記入力コンデンサ、および前記出力コンデンサがそれぞれ搭載され、内部に前記磁気素子が構成された磁性体基板を備え、前記入力端子、前記出力端子、または前記グランド端子の少なくともいずれかと前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の内部を通る内部導体で構成したことを特徴としている。
【００２５】
（２）前記ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールは、スイッチング部への入力電流が不連続状となり、スイッチング部からの出力電流が連続状となるスイッチング制御を行うもの、すなわち例えば非絶縁降圧型またはフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールなどであって、前記入力端子と前記上面電極とを接続する接続配線（図６のＬ２，Ｌ３）を前記内部導体で構成する。
【００２６】
（３）前記スイッチング部への入力電流が不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて前記出力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の端面を通る端面導体（図８のＳ４）で構成する。
【００２７】
（４）前記スイッチング部への入力電流が不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて前記磁気素子の両端と前記上面電極とを接続する接続配線（図２１のＬ４，Ｌ５）を前記内部導体で構成する。
【００２８】
（５）前記ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールは、スイッチング部への入力電流が連続状となり、スイッチング部からの出力電流が不連続状となるスイッチング制御を行うもの、すなわち例えば非絶縁昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールであって、前記出力端子と前記上面電極とを接続する接続配線（図１３・図１４のＬ３）を前記内部導体で構成する。
【００２９】
（６）前記スイッチング部からの出力電流が不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて前記入力端子と前記上面電極とを接続する接続配線を前記磁性体基板の端面を通る端面導体（図１５のＳ４、図１６）で構成する。
【００３０】
（７）前記スイッチング部への入力電流が不連続状となり、前記スイッチング部からの出力電流も不連続状となるスイッチング制御を行うもの、すなわち例えば反転型またはフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールなどであって、前記入力端子および前記出力端子と前記上面電極とをそれぞれ接続する接続配線（図１７・図１８のＬ２，Ｌ３）を前記内部導体で構成する。
【００３１】
（８）前記スイッチング部への入力電流および出力電流が共に不連続となるＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、前記グランド端子と前記上面電極とを接続する接続配線（図１９のＳ４、図２０）を前記磁性体基板の端面を通る端面導体で構成する。
【００３２】
（９）前記端面導体は、内部が導電性物質で充填されたビアの中心を縦に分割して形成した分割ビアとする。（図２３）
（１０）前記内部導体は内部が導電性物質で充填されたビアとする。
【発明の効果】
【００３３】
この発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）入力端子、出力端子、またはグランド端子の少なくともいずれかと上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成したことにより、接続配線が比較的大きなインダクタンス成分を持つことになり、その接続配線にパルス電流が流れにくくなり、これによってパルス電流が主として入力コンデンサや出力コンデンサを流れるようになり、モジュール外部に流れる量が減少し、その結果としてノイズの発生（漏れ）を抑制することができる。
【００３４】
（２）スイッチング部の入力電流不連続−出力電流連続型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール（非絶縁降圧型やフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール）において、入力端子と上面電極とを接続する接続配線を、磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、スイッチング素子のオン時に入力電圧源から流れ込むパルス電流が入力端子と上面電極とを接続する接続配線のインダクタンスで効果的に抑制される。
【００３５】
（３）「入力電流不連続−出力電流連続型」のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、出力端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の端面を通る端面導体で構成することにより、パルス電流に対する出力コンデンサのインピーダンスが低くなり、その分出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が効果的に抑制される。
【００３６】
（４）「入力電流不連続−出力電流連続型」のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールおいて、磁気素子（平滑コイル）の両端と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、平滑コイルのインダクタンスが増加し、平滑コイルのインダクタンス値と出力コンデンサのキャパシタンス値で決まる、出力電圧のリップルが減る。また、出力端子と出力コンデンサとの間にインダクタが挿入される構造になるので、そのインダクタによってノイズの漏洩が抑制され、そのためにさらに出力電圧のリップルが抑制される。
【００３７】
（５）スイッチング部の入力電流連続−出力電流不連続型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール（非絶縁昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール）において、出力端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、出力端子の手前にインダクタが挿入される構造となり、インダクタによってノイズの漏洩が抑制され、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルが抑制される。
【００３８】
（６）「入力電流連続−出力電流不連続型」のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、入力端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の端面を通る端面導体で構成することにより、入力コンデンサに対して直列に入るインダクタのインダクタンス成分が小さくなり、スイッチング部に対する入力電流の多くが入力コンデンサを介して流れることになり、入力電圧源からのパルス電流の流入が抑えられ、ノイズの発生が効果的に抑制される。
【００３９】
（７）スイッチング部の入力電流不連続−出力電流不連続型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール（反転型またはフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュール）において、入力端子および出力端子と上面電極とをそれぞれ接続する接続配線を磁性体基板の内部を通る内部導体で構成することにより、入力端子にインダクタが挿入される構造となり、入力端子から流入するパルス電流が抑制されノイズの発生を抑制することができる。また、出力端子の手前にインダクタが挿入される構造となり、ノイズの漏洩が抑制され、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルが抑制される。
【００４０】
（８）反転型のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールにおいて、グランド端子と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板の端面を通る端面導体で構成することにより、その接続配線に流れる脈流リップル電流によってグランド端子に現れるノイズを抑制できる。
【００４１】
（９）前記端面導体を、内部が導電性物質で充填されたビアの中心を縦に分割して形成した分割ビアとすることにより、マザー基板から分割して磁性体基板を形成する際に端面導体を容易に構成できるようになる。
【００４２】
（１０）前記内部導体を、内部が導電性物質で充填されたビアとすることにより、積層型の磁性体基板内に他の磁性素子とともに容易に構成できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図およびその各部の電流波形図である。
【図２】従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図およびその各部の電流波形図である。
【図３】従来の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図およびその各部の電流波形図である。
【図４】従来のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図６】第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】同降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの特性を示す図である。
【図８】第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図９】第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１０】同降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの特性を示す波形図である。
【図１１】第３の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１２】第３の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１３】第４の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１４】第４の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１５】第５の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１６】第５の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１７】第６の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図１８】第６の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１９】第７の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図２０】第７の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２１】第８の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【図２２】第８の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２３】第９の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの分解斜視図である。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図５〜図７を参照して説明する。
図５は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図６はその回路図である。但し、斜視図は磁性体基板の内部および下面の構成を示すために透明化して表している。この描き方は以降に示す他の実施形態についても同様である。
【００４５】
図５において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４を構成している。平滑コイルＬ１はヘリカル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４はビアにより構成している。
【００４６】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。
【００４７】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は電子機器の配線基板に実装された状態で、図６に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図５・図６において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４３、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。
【００４８】
制御回路３１は主スイッチング素子Ｑ１と、フライホイール素子としての同期整流素子Ｑ２とともにそれらのスイッチング制御を行うスイッチング制御回路を備えている。制御回路３１内のスイッチング制御回路は主スイッチング素子Ｑ１と同期整流素子Ｑ２とを同時オンしないデッドタイムを設けるとともに交互にオン・オフする。
【００４９】
この図６に示した降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５１と図１（Ａ）に示した降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと大きく異なるのは、入力電圧源９から入力端子ＩＮに流れる電流ライン（入力ライン）に対して直列にインダクタＬ２，Ｌ３が挿入されていることである。このインダクタＬ２，Ｌ３は図５に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであり、そのインダクタンスによって、主スイッチング素子Ｑ１のオン時に入力電圧源９から流れ込むパルス電流が効果的に抑制される。そのため、高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを使用することに伴うノイズの問題を小さくできる。
【００５０】
なお、図５に示した平滑コイルＬ１の巻き方向と、他のインダクタＬ２〜Ｌ４の巻き方向（配線方向）が９０度異なっていること、すなわち互いの磁界が直交していることも重要である。その構造により、平滑コイルＬ１と他のインダクタＬ２〜Ｌ４との磁気結合が小さくなり、Ｌ２〜Ｌ４に不要な起電圧が発生せず、入力電圧と出力電圧に生じるリップル電圧が小さなものとなる。また、Ｌ２〜Ｌ４は短い１ターンのインダクタであるので、その配線が作る磁束は大きくはなく、隣接配線への影響は小さい。
【００５１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ内で平滑コイルＬ１によって生じる磁束が最も大きいので、平滑コイルＬ１の巻き方向と上面電極の配線方向とが９０度異なっていて互いの磁界が直交していることも重要である。そのことにより、磁束の鎖交が少なくなり、上面電極との磁気結合も小さくすることができる。
【００５２】
ここで、受信モジュールに第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを採用したときの、受信感度比較を図７に示す。比較対象はプリント基板上に半導体部品、入出力コンデンサ、部品としてのインダクタを配置したディスクリート回路を選んだ。図７より明らかなように、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータを使用することにより、受信感度が低周波数領域で４ｄＢｍも改善できている。このようにＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを原因とするノイズ問題を大幅に改善できる。
【００５３】
図６に示した例では、フライホイール素子として作用させる同期整流素子Ｑ２として、ＦＥＴを用いたが、フライホイール素子としてダイオードを用いても構わない。またスイッチング素子として、図６ではＰｃｈＦＥＴ−ＮｃｈＦＥＴの組合せを例示したが、ＮｃｈＦＥＴ−ＮｃｈＦＥＴでも構わない。またさらにスイッチング素子として、バイポーラトランジスタのような別の素子を用いても構わない。このとは第２の実施形態以降に示す各実施形態についても同様である。
【００５４】
また、図５に示した例では平滑コイルＬ１をヘリカル状の導体で構成したが、これらはトロイダル巻線や、ジグザク配線等の他の形状であってもよい。このことは第２の実施形態以降に示す各実施形態についても同様である。
【００５５】
さらに、図６に示した例では磁性体基板に非絶縁型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成したが、同様にして図４（Ａ）に示した絶縁型のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもできる。すなわち、磁性体基板３０に前記平滑コイルＬ１に代えてトランスＴを構成すれば、入力電圧源９から入力端子ＩＮに流れる電流ライン（入力ライン）に対して直列にインダクタＬ２，Ｌ３が挿入されていることになる。そのため、主スイッチング素子Ｑ１のオン時に入力電圧源９から流れ込むパルス電流が効果的に抑制され、高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。
【００５６】
このように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力端子の配線は磁性体基板内を通すことがノイズ抑制の上で効果的である。
【００５７】
《第２の実施形態》
第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図８〜図１０を参照して説明する。
図８は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図９はその回路図である。
【００５８】
図８において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３を構成している。磁性体基板３０の端面には、下面端子と上面電極間につながる端面導体Ｓ４を形成している。平滑コイルＬ１は、導体をヘリカル状に構成している。インダクタＬ２，Ｌ３はビアにより構成している。
【００５９】
前記端面導体Ｓ４を形成することによって、図６に示すところのインダクタＬ４がなくなり、図９に示すような回路構成となる。
【００６０】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。
【００６１】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５２は電子機器の配線基板に実装された状態で、図９に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５２の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図８・図９において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４３、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。
【００６２】
第１の実施形態で示した図５・図６と異なるのは、出力コンデンサＣｂと平滑コイルＬ１との接続を磁性体基板３０内部のビアで行うのではなく、端面導体Ｓ４で行うようにした点である。この構成により、出力リップルに対する出力コンデンサＣｂのインピーダンスが低くなり、その分出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が効果的に抑制される。
【００６３】
図１０は、出力コンデンサＣｂと平滑コイルＬ１との接続を上記端面導体Ｓ４で行ったことによる効果を示す図であり、図１０（Ａ）は図９に示した出力端子ＯＵＴの電圧のリップル波形、図１０（Ｂ）は、出力コンデンサＣｂと平滑コイルＬ１との接続を磁性体基板内部のビアで行ったＤＣ−ＤＣコンバータ（図５に示した構成）の出力端子ＯＵＴの電圧のリップル波形である。図１０の（Ａ）と（Ｂ）とでは電圧軸（縦軸）と時間軸（横軸）のスケールは同一である。
【００６４】
このように第２の実施形態では図６に示したインダクタＬ４のインダクタンス成分が殆ど無くなるため、出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が小さくなり、より理想的なＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの特性が得られる。
【００６５】
このように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力端子の配線は磁性体基板内を通し、出力端子の配線は磁性体基板外を通すことが望ましい。
【００６６】
《第３の実施形態》
第３の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１１・図１２を参照して説明する。
図１１は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図１２はその回路図である。
【００６７】
図１１において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３を構成している。磁性体基板３０の端面には、下面端子と上面電極間につながる端面導体Ｓ４を形成している。平滑コイルＬ１は、ヘリカル状の導体で構成している。インダクタＬ２もヘリカル状の導体で構成している。インダクタＬ３はビアにより構成している。
【００６８】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。
【００６９】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５３は電子機器の配線基板に実装された状態で、図１２に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５３の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図１１・図１２において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４３、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。
【００７０】
第２の実施形態で示した図８と異なるのは、インダクタＬ２をヘリカル状の導体で構成している点である。この構造により、入力配線のインダクタンスがより大きくなり、ノイズ漏洩の抑制効果が高まる。
【００７１】
平滑コイルＬ１の巻き方向と、インダクタＬ２の巻き方向は９０度異なっている。すなわち互いの磁界が直交しているので、平滑コイルＬ１とインダクタＬ２との磁気結合が小さくなり、Ｌ２に不要な起電圧が発生せず、入力電圧に生じるリップル電圧が小さなものとなる。
【００７２】
なお、この例では平滑コイルＬ１とインダクタＬ２をともにヘリカル状の導体で構成したが、これらはトロイダル巻線や、ジグザク配線等の他の形状であってもよい。
【００７３】
《第４の実施形態》
第４の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１３・図１４を参照して説明する。
図１３は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図１４はその回路図である。
【００７４】
図１３において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４を構成している。平滑コイルＬ１は、ヘリカル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４はビアにより構成している。
【００７５】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３２および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。
【００７６】
上記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５４は電子機器の配線基板に実装された状態で、図１４に示すように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５４の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図１３・図１４において、入力端子ＩＮは下面端子４３、出力端子ＯＵＴは下面端子４２、グランド端子ＧＮＤは下面端子４１にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。
【００７７】
制御回路３２はスイッチング素子ＱおよびダイオードＤとともにスイッチング制御を行うスイッチング制御回路を備えている。
【００７８】
この図１４に示した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５４と図２（Ａ）に示した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと大きく異なるのは、出力コンデンサＣｂから出力端子ＯＵＴを介して負荷に流れる電流の経路にインダクタＬ２，Ｌ３が直列に挿入されていることである。
【００７９】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードに流れる電流（出力電流）が矩形波状の不連続波形になる。しかし、インダクタＬ２，Ｌ３は図１４に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであるので、そのインダクタンスによって上記矩形波状電流の高周波成分が抑制される。そのため、高周波成分はほぼ完全に出力コンデンサＣｂを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルが抑制され、出力側におけるノイズ発生の問題が解消できる。
【００８０】
このように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子の配線は磁性体基板内を通すことがノイズ抑制の上で効果的である。
【００８１】
《第５の実施形態》
第５の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１５・図１６を参照して説明する。
図１５は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール５５の分解斜視図、図１６はその回路図である。
【００８２】
第４の実施形態で示した図１３・図１４と異なるのは、入力コンデンサＣａと入力端子ＩＮとの接続を磁性体基板３０内部のビアを行うのではなく、端面導体Ｓ４で行うようにした点である。この構成により、パルス電流に対する入力コンデンサＣａのインピーダンスが低くなり、その分高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを使用することに伴うノイズの問題を小さくできる。
【００８３】
このように、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子の配線は磁性体基板内を通し、入力端子の配線は磁性体基板外を通すことが望ましい。
【００８４】
《第６の実施形態》
第６の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１７・図１８を参照して説明する。
図１７は反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図１８はその回路図である。
【００８５】
図１７において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１〜４３を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４を構成している。平滑コイルＬ１は、ヘリカル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４はビアにより構成している。
【００８６】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３３および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。
【００８７】
上記反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６は電子機器の配線基板に実装された状態で、図１８に示すように、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図１７・図１８において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４２、グランド端子ＧＮＤは下面端子４３にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。
【００８８】
制御回路３３はスイッチング素子ＱとダイオードＤとともにそれらのスイッチング制御を行うスイッチング制御回路を備えている。
【００８９】
この図１８に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６と図３（Ａ）に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なる点の一つは、入力電圧源９から入力端子ＩＮに流れる電流ライン（入力ライン）に対して直列にインダクタＬ２，Ｌ４が挿入されていることである。このインダクタＬ２，Ｌ４は図１７に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであり、そのインダクタンスによって、スイッチング素子Ｑのオン時に入力電圧源９から流れ込むパルス電流が効果的に抑制される。そのため、高周波成分を多く含むパルス電流は、ほぼ完全に入力コンデンサＣａを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを使用することに伴うノイズの問題を小さくできる。
【００９０】
また、図１８に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ５６と図３（Ａ）に示した反転型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なる他の点は、出力コンデンサＣｂから出力端子ＯＵＴを介して負荷に流れる電流の経路にインダクタＬ３が直列に挿入されていることである。
【００９１】
反転型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ダイオードＤに流れる電流（出力電流）が矩形波状の不連続波形になる。しかし、インダクタＬ３は図１７に示したとおり、磁性体基板３０の内部のビアによって構成されたものであるので、そのインダクタンスによって上記矩形波状電流の高周波成分が抑制される。そのため、高周波成分はほぼ完全に出力コンデンサＣｂを流れ、外部には殆ど流出しない。これにより、出力端子から負荷に供給される出力電圧のリップルも抑制され、出力側におけるノイズ発生の問題が解消できる。
【００９２】
図１８に示した例では、磁性体基板に非絶縁型の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成したが、同様にして図４（Ｂ）に示した絶縁型のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもできる。非絶縁型の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータも、絶縁型のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータも、どちらも「入力電流不連続−出力電流不連続」型であるため、磁性体基板３０に前記平滑コイルＬ１に代えてトランスＴを構成すれば、同様の効果が得られることは明らかである。
【００９３】
このように反転型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入出力端子の配線は磁性体基板内を通すことが望ましい。
【００９４】
《第７の実施形態》
第７の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図１９・図２０を参照して説明する。
図１９は反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール５７の分解斜視図、図２０はその回路図である。
【００９５】
第６の実施形態で示した図１７・図１８と異なるのは、平滑コイルＬ１と入力コンデンサＣａとの接続を磁性体基板３０内部のビアを行うのではなく、端面導体Ｓ４で行うようにした点である。この構成により、磁性体基板３０下面の下面端子の一つであるグランド端子と磁性体基板３０の上面に搭載する入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂの配線に生じる配線のインダクタンスが小さくなり、平滑コイルＬ１を流れる脈流リップル電流によって、磁性体基板下面のグランド端子に矩形波状ノイズが現れる、という現象が抑制される。そのため外部へ出力されるノイズがより低減できる。
【００９６】
このように反転型ＤＣ−ＤＣコンバータやフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータのような「入力電流不連続−出力電流不連続」型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、グランド端子の配線は磁性体基板３０の外部を通し、入出力端子の配線は磁性体基板内を通すことが望ましい。
【００９７】
《第８の実施形態》
第８の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールについて図２１・図２２を参照して説明する。
図２１は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図、図２２はその回路図である。
【００９８】
図２１において、磁性体基板３０の下面には下面端子４１，４２，４４を形成している。磁性体基板３０の上面には上面電極（パターンについては不図示）を形成している。磁性体基板３０の内部には、下面端子と上面電極間にそれぞれつながる平滑コイルＬ１、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５を構成している。平滑コイルＬ１は、ヘリカル状の導体で構成している。インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５はそれぞれビアにより構成している。
【００９９】
磁性体基板３０の上面には、スイッチング素子を含む制御回路３１および入力コンデンサＣａ、出力コンデンサＣｂを搭載する。これらの部品は磁性体基板３０の上面電極に電気的に接続する。
【０１００】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５８は電子機器の配線基板に実装された状態で、図２２に示すように、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５８の入力端子ＩＮに入力電圧源９が接続される。図２１・図２２において、入力端子ＩＮは下面端子４１、出力端子ＯＵＴは下面端子４４、グランド端子ＧＮＤは下面端子４２にそれぞれ対応している。その他の部分には同一符号を付している。
【０１０１】
第１の実施形態で示した図５・図６と異なるのは、平滑コイルＬ１の両端（つまり巻き始めと巻き終わりの両方）を磁性体基板３０の上面（部品搭載面）に引き出している。そして上面から下面端子までの配線を磁性体基板３０の内部を通している点である。この構成により、平滑コイルＬ１のインダクタンスがインダクタＬ４分増加し、平滑コイルＬ１のインダクタンス値と出力コンデンサＣｂのキャパシタンス値で決まる出力リップルが減る。また、インダクタＬ５が出力端子に直列に設けられるので、出力電圧のリップルに現れる矩形波成分が効果的に抑制され、より理想的なＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの特性が得られる。
【０１０２】
なお、このように平滑コイルの両端と上面電極とを接続する接続配線を磁性体基板３０の内部導体で構成することは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに限らず、昇圧型や反転型といった別方式のＤＣ−ＤＣコンバータモジュールに適用することもでき、同様の効果を得ることができる。また、非絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータだけでなく、絶縁方式ＤＣ−ＤＣコンバータや、ＡＣ−ＤＣコンバータ等、磁性体基板を使用する別方式のコンバータへの適用も可能である。
【０１０３】
《第９の実施形態》
図２３は第９の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールの分解斜視図である。第２の実施形態で図８に示した例と異なるのは、端面導体Ｓ４の構造である。この図２３に示す例では、端面導体Ｓ４を、内部が導電性物質で充填されたビアの中心を縦に分割してなる分割ビアによって構成している。
【０１０４】
このようにして端面導体を構成することによって、端面導体の断面積を大きくすることができ、端面導体の直流抵抗とインダクタンスを効率よく低減できる。ＤＣ−ＤＣコンバータでは配線の直流抵抗成分は損失要因であるので、配線抵抗を極力小さくすることは特性改善につながる。また、図８に示した構成では、磁性体基板３０に内蔵するビアの形成と、端面導体を形成するために外部電極ペーストを塗布する工程とが必要であるので製造工数が掛かるが、図２３の構成では、マザー基板の状態（個々の製品が複数個集まった、分割前の基板状態）で上記ビアを形成し、その後、マザー基板の分割時にビアの中央を通るラインでカットすればよいので製造コストを削減できる。
【符号の説明】
【０１０５】
９−入力電圧源
１１−降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２−昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１３−反転型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１４−フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１５−フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１〜２５−スイッチング部
３０−磁性体基板
３１，３２，３３−制御回路
４１〜４４−下面端子
５１，５２，５３，５８−降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール
５４，５５−昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール
５６，５７−反転型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール
Ｃａ−入力コンデンサ
Ｃｂ−出力コンデンサ
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌａｂ−平滑コイル
Ｌｃ−チョークコイル
Ｌ１−平滑コイル
Ｌ２〜Ｌ４−インダクタ
Ｓ４−端面導体
【国際調査報告】
2008087781.tif 000026
2008087781.tif 000027
2008087781.tif 000028
2008087781.tif 000029