(57)【要約】  振幅成分信号のパワーの平均値を検出する平均化部１１１を設け、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号のパワーの平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにしたことにより、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるので、送信パワー制御の精度を向上させることができる。つまり、残留変動成分に起因するパワーの推定精度の劣化を抑制できるので、例えば送信パワーの誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないといった厳しい要求も満たすことができるようになる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成するポーラ信号生成回路と、
前記位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成する位相変調信号生成回路と、
スケーリングされた前記振幅成分信号に基づいて、スケーリングされた前記ＲＦ位相変調信号を増幅するパワーアンプと、
前記パワーアンプの出力パワーの平均値を第１の平均値として検出する第１の平均化部と、
前記振幅成分信号のパワーの平均値を第２の平均値として検出する第２の平均化部と、
前記第１の平均値の変動量と前記第２の平均値の変動量とに基づいて、前記第１の平均値に含まれる残留変動成分が除去されたパワー推定値を求め、当該パワー推定値に基づいて送信パワーを制御する送信パワー制御部と
を具備するポーラ変調送信装置。
【請求項２】
前記送信パワー制御部は、
前記第１の平均値に含まれる残留変動成分と、前記第２の平均値に含まれる残留変動成分との比を示す相関係数を有し、
前記第２の平均値と前記相関係数とを用いて、前記第１の平均値に含まれる前記残留変動成分を求める
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項３】
前記第１の平均化部及び前記第２の平均化部は、平均化区間が等しく設定されている
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項４】
前記前記第１の平均化部及び前記第２の平均化部は、シンボル境界を除くサンプリングタイミングでのサンプル値を用いて、前記第１及び第２の平均値を算出する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項５】
拡散符号により拡散された拡散変調信号を生成する拡散変調信号生成部、をさらに具備し、
前記ポーラ信号生成回路は、前記拡散変調信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項６】
前記拡散変調信号は、ＨＳＵＰＡ（High Speed Uplink Packet Access）信号であり、
前記送信パワー制御部は、
ＨＳＵＰＡ信号のβ比が変更する場合、β比変更前及び変更後の前記第１の平均値の変動量と、β比変更前及び変更後の前記第２の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御する
請求項５に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項７】
前記パワーアンプは、
コンプレスドモード及び非コンプレスドモードの動作モードを有し、
前記送信パワー制御部は、
前記パワーアンプの動作モードがチェンジする場合、モードチェンジ前及びモードチェンジ後の前記第１の平均値の変動量と、モードチェンジ前及びモードチェンジ後の前記第２の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項８】
ポーラ変調送信装置における送信パワー制御方法であって、
パワーアンプの出力パワーの平均値を第１の平均値として検出し、
振幅成分信号のパワーの平均値を第２の平均値として検出し、
前記第１の平均値の変動量と、前記第２の平均値の変動量とに基づいて、前記第１の平均値に含まれる残留変動成分が除去されたパワー推定値を求め、当該パワー推定値に基づいて送信パワーを制御する
送信パワー制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポーラ変調送信装置及びその送信パワー制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、ポーラ変調方式を用いた典型的な送信装置の例を示す。送信装置は、ポーラ信号生成回路１と、振幅制御回路２と、位相変調信号生成回路３と、パワーアンプ（以下、ＰＡと呼ぶ）４とを有する。この送信装置においては、ポーラ信号生成回路１が、入力信号（つまり送信変調信号）から送信変調信号の振幅及び位相に関する信号を生成する。振幅制御回路２は、振幅成分信号に基づいてＰＡ４に供給される電源電圧を制御し、位相変調信号生成回路３は、位相成分信号に基づいてＰＡ４に入力される位相変調信号を生成する。【０００３】
実際上、この送信装置は、ＰＡ４をコンプレスドモード（compressed mode）と非コンプレスドモード（uncompressed mode）とで切り換えることで、送信パワーのダイナミックレンジを確保する。なお、コンプレスドモードは飽和動作モードと、非コンプレスドモードは非飽和動作モードと、言い換えることもできる。【０００４】
この送信装置は、高い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４をコンプレスドモードで動作させる。一方、送信装置は、低い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４を非コンプレスドモードで動作させる。具体的には、コンプレスドモード時、送信装置は、振幅成分信号に応じて、ＰＡ４への電源電圧を変化させることで、振幅変調を実行する。このコンプレスドモードは、本質的に非常に、出力パワーについて正確である。一方、送信装置は、非コンプレスドモードでは、コンプレスドモードよりも、出力パワーについて正確でない状態でＰＡ４を動作させる。【０００５】
従来の送信装置においては、送信パワー制御時に、コンプレスドモード（Ｃモード）と非コンプレスドモード（Ｕモード）とを切り換える場合、各モードの特性の差（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）が原因となって、最大で５ｄＢを超える、送信パワーの変動が生じる可能性がある。【０００６】
これを、図２を用いて簡単に説明する。図２には、コンプレスドモードでの出力パワーは比較的正確だが、非コンプレスドモードでの出力パワーは、（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）の変動が原因となって変化する様子が示されている。【０００７】
図２のように、非コンプレスドモードの出力パワーは、種々の要因で変動し易いので、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとを切り換える場合に、出力パワーが不連続となる可能性が高く、この結果、大きな送信パワーの変動が生じる可能性が高い。【０００８】
ところで、送信パワー制御を正確に行う手法として、実際のパワーアンプの出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法がある。【０００９】
一般に、このフィードバック制御では、ローパスフィルタを用いて、パワーアンプの出力から、送信データに起因する変調変動成分を取り除く方法が採られる。そして、変調変動成分を取り除いた後のいわゆる平均送信パワーと、設定目標値との誤差に基づいて送信パワーを再調整する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、入力信号（図１のポーラ信号生成回路１への入力信号）そのものに残留変動成分が含まれているような場合には、上述したフィードバック制御によっても精度良く送信パワーを制御することが難しい。以下、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を入力信号とする場合を例に説明する。HSUPAは、3GPPで標準化が行われているUMTS/WCDMAの上りリンクに関する次世代技術である。【００１１】
ここで、図１のポーラ信号生成回路１への入力信号としてHSUPA信号を入力した場合のＰＡ４の出力波形について考える。拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号には、広帯域の変動成分が含まれ、ローパスフィルタでは低い周波数成分の変動を除去できない。このため、ＰＡ４の出力パワーの平均値は、非常に短い時間（例えば、数μsec）ごとに僅かに変動する。このため、平均送信パワーと設定目標値との誤差に、拡散変調による残留変動成分による影響が含まれることになるため、パワーの推定精度が劣化する。【００１２】
特に、３ＧＰＰ（3ｒｄ Generation Partnership Project）  ２５．１０１では、送信パワーの誤差が、図３〜図５に示す要件を満たすことが要求されている。【００１３】
詳細に説明する。ＵＭＴＳ及びＷ−ＣＤＭＡ規格を広めるための規格母体である３ＧＰＰは、基地局からのＴＰＣコマンドによって移動端末が離散的なステップ（例えば+/- 1 dB, +/- 2dB, +/- 3 dB,………）で出力パワーを増減することを要求している。ＵＭＴＳ規格も、これらのパワー増減ステップをある特定の許容範囲内で実行するように指定している。【００１４】
例えば、図３のテーブルに示すように、出力パワーを+/- 1 dB  ステップ（増減）させるＴＰＣコマンドの場合には、その結果である出力パワーを、目標出力パワーの+/- 0.5 dB以内に収めることが要求されている。そこで、例えば、移動端末の送信装置が0 dBmで動作しており、"1"のＴＰＣコマンドが受信されたとすると、移動端末の送信装置は、+ 0.5 dBmと1.5 dBmの範囲以内に送信パワーが収まるように調整しなければならない。より大きなステップサイズである2 dBと3 dBのステップサイズの場合には、+/- 1 dBと +/- 1.5 dBといったより広い許容範囲が許される。【００１５】
図５のテーブルに示すように、３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格でも、パワーコマンドグループに対して累積的な許容範囲が定められている。例えばそれぞれが同様に1 dBのステップサイズからなる10個のＴＰＣコマンドについては、出力パワーレベルが目標出力パワーレベルの+/- 2 dB以内となることが要求されている。【００１６】
図３のテーブルの一覧及び図４から、１つのＴＰＣコマンドに対して最も厳しいステップサイズは、+/- 1 dBを示すＴＰＣコマンド（+/- 0.5 dBの許容が要求される）に対応するものであることが分かる。【００１７】
上述した拡散変調による残留変動成分によってパワーの推定精度が劣化すると、これらの要求を満たすたことができなくなるおそれがある。【００１８】
本発明の目的は、パワーアンプの出力に拡散変調等による残留変動成分が含まれる場合でも、高精度に送信パワーを制御することができるポーラ変調送信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明のポーラ変調送信装置は、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成するポーラ信号生成回路と、前記位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成するポーラ変調信号生成回路と、スケーリングされた前記振幅成分信号に基づいて、スケーリングされた前記ＲＦ位相変調信号を増幅するパワーアンプと、前記パワーアンプの出力パワーの平均値を第１の平均値として検出する第１の平均化部と、前記振幅成分信号のパワーの平均値を第２の平均値として検出する第２の平均化部と、前記第１の平均値の変動量と前記第２の平均値の変動量とに基づいて、前記第１の平均値に含まれる残留変動成分が除去されたパワー推定値を求め、当該パワー推定値に基づいて送信パワーを制御する送信パワー制御部とを具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、パワーアンプの出力に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるため、送信パワー制御の精度を向上することができるポーラ変調送信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】従来の送信装置の構成例を示すブロック図
【図２】モード切換による送信パワーの変動（出力パワーの不連続）を示す図
【図３】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各出力パワーステップサイズコマンドに対するパワー制御許容値を示す図
【図４】許容ステップサイズをまとめた図
【図５】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各グループのパワーコマンドに対する累積的なパワー制御許容値を示す図
【図６】本発明の実施の形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図７】送信パワー制御部１０７に設けられているスケーリング係数セットの様子を示す図
【図８】ＡＤＣ出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図９】振幅成分信号の出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図１０】平均化部１１１の構成例としてのＦＩＲフィルタを示す接続図
【図１１】平均化部１１１の構成例としてのＩＩＲフィルタを示す接続図
【図１２】各シンボルの特定の区間におけるＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図１３】各シンボルの特定の区間における振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図１４】ＬＰＦ１０８の出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間に相関関係があることの説明に供する図
【図１５】ＬＰＦ１０８の出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間の相関係数の算出方法の説明に供するフローチャート図
【図１６】現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図
【図１７】現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図
【図１８】図１６及び図１７のフローチャートで用いた変数の説明に供する図
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の一実施の形態について、図面を用いて説明する。【００２３】
（１）全体構成
図６に、本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の構成を示す。図６のポーラ変調送信装置１００は、拡散部１１０と、ポーラ信号生成回路１０１と、位相変調信号生成回路１０２と、パワーアンプ （ＰＡ）１０３と、振幅制御回路１０４と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）及び又は減衰器によって構成された可変増幅回路１０５と、パワーアライメントループ１２０とを有している。【００２４】
パワーアライメントループ１２０は、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路１０６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８と、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１０９と、送信パワー制御部１０７とを有する。【００２５】
かかる構成に加えて、ポーラ変調送信装置１００は、ポーラ信号生成回路１０１から出力された振幅成分信号を平均化する平均化部１１１を有する。平均化部１１１は、平均化した信号を送信パワー制御部１０７に送出する。【００２６】
拡散部１１０は、入力信号を拡散し、拡散後の信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。例えば、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を生成する場合、拡散部１１０は、DPDCH信号，DPCCH信号，HS-DPCCH信号，E-DPCCH信号，及びE-DPCCH信号に、それぞれ拡散符号Cd，Cc，Chs，Ced，及びCecを乗算し、ゲインファクタであるBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)，Beta ratio ed(Bed)，及びBeta ratio ec(Bec)を調整することでHSUPA信号を生成し、生成したHSUPA信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。【００２７】
ポーラ信号生成回路１０１は、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。具体的には、ポーラ信号生成回路１０１は、拡散部１１０からの入力信号に従って動作し、入力信号の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分信号（振幅成分信号）、及び、入力信号の位相情報を含んでいる定エンベロープ成分信号（位相成分信号）を生成する。振幅成分信号は振幅制御回路１０４に入力され、定振幅の位相成分信号は位相変調信号生成回路１０２に入力される。【００２８】
位相変調信号生成回路１０２は、位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成する。可変増幅回路１０５は、送信パワー制御部１０７からの位相パススケーリング係数（Phase-path magnitude scaling）Ｓ１０に基づいて、ＲＦ位相変調信号を増幅又は減衰させ、これによりスケーリングされたＲＦ位相変調信号をＰＡ１０３のＲＦ信号入力端子に供給する。【００２９】
振幅制御回路１０４は、送信パワー制御部１０７からの振幅パススケーリング係数（AM-path envelope scaling）Ｓ１１を振幅成分信号に乗じることで、ＰＡ１０３の電源電圧を形成して、それをＰＡ１０３の電源入力端子に供給する。【００３０】
検出回路１０６は、例えば、ＰＩＮダイオードまたは他の半導体検出器で構成され、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する。【００３１】
ＬＰＦ１０８は、例えばＲＣ回路によって構成され、ＰＡ１０３の出力パワーの検出結果を積分することで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を得る。ＬＰＦ１０８は、検出回路１０６によって得られるＰＡ１０３の出力パワーの検出値の変動を抑えるために設けられている。【００３２】
ところで、ＬＰＦ１０８のカットオフ周波数を高く設定し過ぎると、変動を十分に抑えることができない。逆に、カットオフ周波数を低く設定し過ぎると、パワーの調整後にＬＰＦ１０８の出力が安定するまでに時間を要するので、例えば３ＧＰＰの規格で定められた時間内にパワー制御を終えることが困難になる。因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求されている。【００３３】
この要求を満たすためには、ＬＰＦ１０８の時定数は数μsec程度以下である必要がある。実際上、ＬＰＦ１０８の時定数は、変調信号の瞬時エンベロープ変動をキャンセルできる程度に設定されていればよく、拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期（拡散符号のチップ速度）よりも遅い変動については残存してもよい。カットオフ周波数は数十kHz〜数百kHzの範囲が好ましいと考えられる。本実施の形態では、一例としてカットオフ周波数は300kHzとする。【００３４】
ＡＤＣ１０９は、ＬＰＦ１０８の出力結果をサンプリングする。【００３５】
平均化部１１１は、ポーラ信号生成回路１０１の出力である振幅成分信号の出力パワーの平均値を、所定時間において検出する。【００３６】
送信パワー制御部１０７は、検出回路１０６の出力をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９を介して入力する。また、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号を入力する。また、送信パワー制御部１０７は、平均化部１１１から振幅成分信号の平均値を入力する。【００３７】
送信パワー制御部１０７は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求める。そして、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号と、拡散変調による残留変動成分を排除したパワー推定値とに基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御する。【００３８】
ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係、及び、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値の求め方については後述する。【００３９】
送信パワーの設定目標値を決定後、送信パワー制御部１０７は、振幅制御回路１０４に振幅パススケーリング係数Ｓ１１を、可変増幅回路１０５に位相パススケーリング係数Ｓ１０を送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（ＲＦ位相変調信号）レベルを制御する。【００４０】
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号（例えばＴＰＣコマンド）をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値より求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。【００４１】
本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、ＴＰＣコマンドとスケーリング係数とが対応図けれられたテーブル（以下これをパワーテーブルと呼ぶ）を有する。【００４２】
図７に、送信パワー制御部１０７に設けられているパワーテーブルのスケーリング係数セットの様子を示す。コンプレスドモードでは、ポーラ変調送信装置１００の出力パワーは、ＰＡ１０３のコレクタ（またはドレイン）ノードに与えられる振幅変調された電源電圧によって制御される一方、定振幅の位相変調ＲＦ信号のパワーは一定に保たれる。非コンプレスドモードでは、ＰＡ１０３の出力パワーは、振幅パスのエンベロープに乗じるスケーリング係数を一定に維持しながら、位相パスでの駆動信号に乗じるスケーリング係数を変化させることでパワーを制御する。但し、どちらの動作モードにおいても、パワー制御に用いない方のスケーリング係数（コンプレスドモードの場合には、位相変調ＲＦ信号に乗じる位相パススケーリング係数のことであり、非コンプレスドモードの場合には、振幅パスのエンベロープに乗じる振幅パススケーリング係数のことである）は必ずしも一定に維持する必要はなく、ＰＡ１０３の出力の歪特性や雑音特性の改善、あるいは出力パワーの補正を行うために調整することにしてもよい。【００４３】
実際上、図７に示したように、送信パワー制御部１０７は、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと、非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットとを有する。本実施の形態の場合、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットは、モード遷移領域において、オーバーラップ領域が設けられている。【００４４】
オーバーラップ領域は、コンプレスドモード又は非コンプレスドモードのいずれのモードを選択した場合でも、必要とされる出力パワーを生成することが可能な範囲である。具体的に説明すると、実際には、図７中の実線で示すような、振幅パススケーリング係数と位相パススケーリング係数を有すれば、コンプレスドモードと非コンプレスドモードを実現できるが、本実施の形態の場合には、実線で示すスケーリング係数セットに加えて、点線で示すスケーリング係数セットを有することで、コンプレスドモードの領域及び非コンプレスドモードの領域を拡張して、ＰＡ１０３をコンプレスドモード及び非コンプレスドモードのいずれのモードでも動作させることができるオーバーラップ領域を設けている。【００４５】
較正領域は、モード遷移時に送信パワーに不連続が生じる可能性があり、較正を必要する可能性がある出力パワー範囲である。本実施の形態では、この較正領域において、送信パワーに不連続を生じさせないスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を選択して、ＰＡ１０３のモード切換を行う。【００４６】
このように、送信パワー制御部１０７によって算出されたスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１に応じて、ＰＡ１０３がコンプレスドモードで動作するか、又は非コンプレスドモードで動作するかが決まる。【００４７】
スケーリング係数の算出方法の一例について以下に説明する。パワーテーブル内のスケーリング係数が表１のようになっているとする。
【表１】
2008084850.tif 000003
【００４８】
ここで、非コンプレスドモードで動作中のポーラ変調送信装置１００が、「位相パススケーリング係数を１００でＰＡ１０３を−１０ｄＢｍで出力」している時、送信パワー制御部１０７が動作し、「コンプレスドモード動作での出力パワーレベルとのレベル差が０．３ｄＢｍなので、ＰＡ１０３の出力パワーを上げる」と判断した場合について、位相パススケーリング係数の算出方法を説明する。【００４９】
表１から、非コンプレスドモード動作時の位相パススケーリング係数「１００」からの変化分として、出力パワーレベルの増加分「＋０．３ｄＢｍ」に相当する位相パススケーリング係数の増加分「＋３」を加算し、位相パススケーリング係数を「１０３」とする。【００５０】
なお、ＰＡ１０３の出力を「＋１ｄＢｍ」だけ上げる場合には、上記したような算出を行わなくてもよく、スケーリング係数「１００」が格納された「アドレス００２」に隣接する「アドレス００３」を直接参照してもよい。【００５１】
本実施の形態の場合、パワーアライメントループ１２０の検出回路１０６、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９は、必要な場合のみ動作するようになっている。具体的には、送信パワー制御部１０７が、入力されるＴＰＣコマンドに基づいて、オンオフ制御信号Ｓ２０をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９に送出する。例えば、図４に示したように、ＴＰＣコマンドが1 dBや2 dB, 3 dBといったように許容値が厳しい目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオン制御信号を出力する。これに対して、ＴＰＣコマンドが4 dB以上といったように許容値が厳しくない目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオフ制御信号を出力する。このようにすることで、パワーアライメントループ１２０を実質的に必要な場合のみ動作させることができるので、消費電力を低減できる。【００５２】
以上説明したように、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、パワーアライメントループ１２０によってＰＡ１０３の出力パワーを測定しながら、振幅パススケーリングＳ１１及び位相パススケーリング係数Ｓ１０を選択することにより、送信パワー変更時におけるＰＡ１０３の出力パワーの不連続（特にモード遷移時の不連続）を抑制できる。【００５３】
加えて、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求め、このパワー推定値と送信パワー制御信号とに基づいて、送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御することにより、残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるため、送信パワー制御の精度を向上することができる。【００５４】
（２）残留変動成分の除去
次に、残留変動成分の除去の仕方について、詳しく説明する。【００５５】
先ず、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係について、図８と図９を参照しながら説明する。【００５６】
図８は、ＬＰＦ１０８の出力波形（図中の実線）と、ＡＤＣ１０９のサンプリングタイミング（図中の縦の点線）と、所定期間でのサンプリング値の平均値（図中の横の点線）との関係を示したものである。図９は、振幅成分信号（ＡＭパス信号）の、パワー波形及び短時間における平均値を示したものである。図８及び図９は、ともに送信パワーの変更及びデバイス特性による影響がない場合の波形を示している。【００５７】
因みに、検出回路１０６の出力は、検出回路１０６の回路構成によってスケールの違いや雑音の影響などは生じるが、図９の実線で示した振幅信号成分信号（ＡＭパス信号）の波形パターンとほぼ同様となる。具体的には、検出回路１０６の出力電圧は、０［Ｖ］付近と、０．３５［Ｖ］付近とで、周期的に変動する。この検出回路１０６の出力電圧変動の周期性は、拡散部１１０で用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期に起因するものである。例えば拡散符号の基本周期が８チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、８チップ周期（４チップの期間は０［Ｖ］付近、次の４チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の４チップ周期となる。また、例えば拡散符号の基本周期が４チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、４チップ周期（２チップの期間は０［Ｖ］付近、次の２チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の２チップ周期となる。【００５８】
図８から分かるように、ＬＰＦ１０８の出力信号には4dB幅程度の変動が残っており、図８中の3.66msec（シンボル境界）付近では10dB以上の変動が残っている。この変動はパワー制御の精度を劣化させることになるため、本実施の形態では、これらの変動成分を除去するようになっている。【００５９】
本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、図８の中の3.66msec（シンボル境界）付近の変動の大きいタイミングを避けた時間位置のサンプリング値を平均化するようになっている。実際には、シンボル境界からセットリング期間（ＬＰＦ１０８の出力が安定するまでの期間）が経過するまでは平均化を行わず、セットリング期間が経過した後のＬＰＦ出力を用いて平均化を行うようになっている。【００６０】
また、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期は、上記の4dB程度の変動の周期と合うように設定されている。送信パワー制御部１０７では、シンボル境界を除いた位置の数サンプルのＡＤＣ値を平均化することにより、シンボル境界付近の大きな変動及び4dB幅の変動の影響は除去することができる。【００６１】
しかしながら、さらに低い周波数の変動成分は除去することができない。図８において、縦の点線は、4dB程度の変動の周期の整数倍（960kHz）でのサンプリングタイミングを示し、横の点線は4サンプルの平均値を示す。平均化区間１の平均値Ｌ１と、平均化区間２の平均値Ｌ２と、平均化区間３の平均値Ｌ３とが、３つとも異なっていることから、変動成分が除去できていないことが分かる。この微小な変動成分を残留変動成分と呼ぶことにする。【００６２】
発明者らは、この残留変動成分を除去するために、振幅成分信号に注目した。図９は振幅成分信号（ＡＭパス信号）を示し、横軸は時間、縦軸は振幅成分の瞬時パワーを示す。この振幅成分信号に上記の残留変動成分が含まれているかを明確にするために、図８の平均化区間１，２，３に対応する平均化区間１，２，３の振幅成分信号を平均化した値をそれぞれ横の点線で示す。【００６３】
ここで、振幅成分信号の平均化にはどのような回路を用いてもよく、例えばＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ、又は、必要な区間のみ加算を行う加算器等を用いればよい。例えば、平均化部１１１として、図１０に示すようなＦＩＲフィルタ又は図１１に示すようなＩＩＲフィルタを用いればよい。【００６４】
図１０は、タップ数が２５６で、タップ係数ｐ（０）〜ｐ（２５５）がすべて１のＦＩＲフィルタを用いた例である。【００６５】
ここでタップ数は、図８で説明したＡＤＣ１０９の4サンプルの区間と対応するように、振幅成分信号のサンプリング周波数、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期、およびＡＤＣ１０９の平均化サンプル数から求めればよい。一例として、振幅成分信号のサンプリング周波数を61.44MHz、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期を960kHz、ＡＤＣ１０９の平均化サンプル数を４とすると、ＦＩＲフィルタのタップ数は、次式で求められる。【００６６】
（ＦＩＲのタップ数）＝（ＡＤＣの平均化サンプル数）×（振幅成分信号のサンプリング周波数）/（ＡＤＣのサンプリング周期）
＝4×61.44MHz / 960kHz = 256【００６７】
また、振幅成分信号のサンプリング周波数が61.44MHzなので、ＦＩＲフィルタのタップ数を２５６とした場合、ＦＩＲフィルタのクロック周波数ＣＬＫは、61.44MHzに設定すればよい。【００６８】
ところで、ＦＩＲフィルタの乗算器は基板上の設置面積を大きく占めるため、タップ数の削減は当業者にとって共通の課題である。しかしながら、本実施の形態では、乗算器で掛けるフィルタ係数を全て１にしてもよく、ＦＩＲフィルタは加算器で構成できる。そのため、タップ数が増加しても、設置面積が大幅に増加することはない。【００６９】
図１１は、図１０のＦＩＲフィルタに代えて、ＩＩＲフィルタを用いた場合の構成例である。図１１において、例えば、クロック周波数ＣＬＫは図１０の場合と同様に振幅成分信号のサンプリング周波数と同じ61.44MHzに設定し、フィードフォワードの係数ａ0〜ａ255は１に設定し、フィードバックの係数ｂ1〜ｂ255は255/256に設定すればよい。ただし、この設定値は、一例であって、これに限ったものではない。【００７０】
図９からも分かるように、平均化区間１，２，３の平均値は、平均化区間１，２，３の間で微小に変動している。この図はデバイスのばらつきなどの影響がない場合の波形であるため、平均値の変動は、振幅成分信号そのものに含まれる変動成分に起因する。この変動成分は、拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号に広帯域の変動成分が含まれ、短時間の平均化では低い周波数成分の変動を除去できない。【００７１】
これにより、デバイスの特性の影響がない場合においても、図８に示すように、所定時間内におけるＰＡ１０３の出力パワーのＬＰＦ後の平均値が、平均区間によって変動する。【００７２】
上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との相関について以下で述べる。上記ではある特定のシンボルにおける特性に注目したが、ここでは、他のシンボルでの特性も含めた１フレーム分の特性に注目し、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との比較を行った。【００７３】
図１２は、各シンボルにおけるＬＰＦ出力の１回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図８の平均化区間１）における平均値Ｌ１と、２回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図８の平均化区間２）における平均値Ｌ２との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は1フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。【００７４】
図１３は、各シンボルにおける振幅成分信号の１回目の平均区間（例えば図９の平均化区間１）の平均値と、２回目の平均区間（例えば図９の平均化区間２）の平均値との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は１フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。【００７５】
これらの図において、同一のシンボル位置における、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分が同じような特性になっていることから、これらの間に相関関係が成り立つと予想される。【００７６】
図１４は、各シンボルにおける振幅成分信号に含まれる残留変動成分を横軸に、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を縦軸に、1フレーム分プロットした図である。ここで、それぞれの残留変動成分の間に相関関係がない場合、プロットの分布はランダムになるが、図１４において、ある傾きを持った直線の近くに分布していることから、２つの残留変動成分の間には相関関係があるとみなすことができる。【００７７】
ここで、相関係数をＣとすると、相関係数Ｃは、図１４の分布を直線近似した直線の傾きを、次式で求めることによって得ることができる。
相関係数Ｃ＝（ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の変化量）／（振幅成分信号に含まれる残留変動成分の変化量）【００７８】
よって、この相関係数Ｃをシミュレーションや既知信号区間などを用いてあらかじめ求めておけば、振幅成分信号から残留変動成分（平均化部１１１によって得られた平均値の差）を求め、それに相関係数Ｃを乗算することにより、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を推定することが可能になる。【００７９】
したがって、上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の推定値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算することで、残留変動成分による影響を除去したパワー推定値を求めることができる。【００８０】
つまり、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に相関関数Ｃを乗算した値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算し得られた結果（すなわち拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値）から求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０，Ｓ１１を算出する。【００８１】
図１５は、相関係数Ｃの算出方法の一例を示すフロー図である。【００８２】
ステップＳ２０１〜Ｓ２０６では、所定時間内にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号（ＡＭパス）の出力パワーの平均値PAM1_avgが算出され、ステップＳ２０７でlog(PAM1_avg)=PAM1の式が用いられて、出力パワーの単位がdBに変換される。なお、上述の例の場合、図１５におけるパラメータｍ＝「２５６」に設定されており、パラメータｎ＝「４」に設定されている。【００８３】
同様に、ステップＳ２０８〜Ｓ２１３では、ポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM2_avgが算出され、ステップＳ２１４でlog(PAM2_avg)=PAM2の式が用いられて、出力パワーの単位が対数に変換される。ステップＳ２１５では、PAM2からPAM1が減算されてポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の残留変動成分ＦAMが算出される。【００８４】
ステップＳ２２１〜Ｓ２２６では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC1を測定し、同様に、ステップＳ２２７〜Ｓ２３２では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC2を測定する。ステップＳ２３３で、PADC2からPADC1が減算されて残留変動成分ＦADCが算出される。なお、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９において、出力パワーの単位が対数に変換されているため、PADC2及びPADC1に対してはステップＳ２０７及びステップＳ２１４に対応するステップを設けず、ステップＳ２３３において、PADC2からPADC1を減算することにより残留変動成分ＦADCを算出している。【００８５】
最後に、ステップＳ２３４において、残留変動成分ＦADCを残留変動成分ＦAMで割ることにより、相関係数Ｃが算出される。【００８６】
相関係数Ｃは、HSUPA信号を構成するDPDCH信号，DPCCH信号，及びHS-DPCCH信号に拡散符号が乗算される際のゲインファクタBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)の全てのBeta ratioの組み合わせに対し、共通の係数を１つだけ用意するようにしてもよいし、ゲインファクタの組み合わせに応じた複数の相関係数Ｃを用意するようにしてもよい。また、複数のシンボルや、複数のゲインファクタの組み合わせや、各シンボル内の平均化区間などの条件を変えて、さまざまな条件化で相関係数Ｃを算出し、その平均値を相関係数Ｃとして用いるものとしてもよい。【００８７】
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御コマンド、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信パワーを制御する。【００８８】
（３）動作
次に、上記のように構成されたポーラ変調送信装置１００の動作について、図１６を参照して説明する。【００８９】
図１６は、現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図である。ポーラ変調送信装置１００は、ステップＳ３０１で図示せぬ通信相手から指示されたパワーの変化量ΔＰを検出し、ステップＳ３０２で変化量ΔＰが０以上か否か判定し、変化量ΔＰが０以上であれば（ステップＳ３０２：ＹＥＳ）、そのままコンプレスドモードを行うことができると判断し、ステップＳ３４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。これに対して、ステップＳ３０２で変化量ΔＰが０未満であれば（ステップＳ３０２：ＮＯ）、非コンプレスドモードにモードチェンジするか否か判定し（ステップＳ３０３）、モードチェンジしないと判定した場合には（ステップＳ３０３：ＮＯ）、ステップＳ３４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。【００９０】
一方、ステップＳ３０３で非コンプレスドモードにモードチェンジすると判定した場合には（ステップＳ３０３：ＹＥＳ）、送信パワー制御部１０７は、パワーアライメントループ１２０によるフィードバック制御が必要であると判断し、ステップＳ３０４に移る。ポーラ変調送信装置１００は、ステップＳ３０４で測定系の電源をＯＮし、ステップＳ３０５及びステップＳ３２１に移る。【００９１】
ステップＳ３０５〜Ｓ３１０でコンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurを測定し、ステップＳ３１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップＳ３１２でΔＰだけパワーを変化させる。【００９２】
そして、ステップＳ３１３〜Ｓ３１８で非コンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを測定する。【００９３】
一方、ステップＳ３２１〜Ｓ３２７でコンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_curを測定する。そして、ステップＳ３１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップＳ３１２でΔＰだけパワーを変化させる。その後、ステップＳ３２８〜Ｓ３３４で非コンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_tarを測定する。【００９４】
ステップＳ３１９では、Pcur，Ptar，PAM_cur，PAM_tar，及び相関係数Cを用いて、送信パワー制御部１０７が誤差修正を行ってP'tar_setを算出する。誤差修正が終了すると、ステップＳ３２０で測定系の電源をＯＦＦする。【００９５】
図１７は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図である。図１７において、図１６と同一のステップについては同一の符番を付してその説明を省略する。図１７は、図１６のステップＳ３０２に替え、ステップＳ３４１で変化量ΔＰが０以下か否か判定し、図１６のステップＳ３１１に替え、ステップＳ３４２でモードを非コンプレスドモードからコンプレスドモードにモードチェンジする。【００９６】
なお、上述した説明では、１回目及び２回目のパワー測定のタイミングとシンボル境界のタイミングとの関係は明示していないが、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合についても、適用可能である。【００９７】
また、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合についても、適用可能である。【００９８】
因みに、送信パワーの変更は、あるチャネルに注目するとスロット単位で行われるが、チャネル間のスロットタイミングの関係によってはシンボル単位で行われるので、シンボル境界とは送信パワーの変更が起こりうるタイミングを意味する。本実施の形態の構成によれば、シンボル境界の前後でβ条件が異なる場合でも適用可能である。【００９９】
例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なる。したがって、シンボル境界の前と後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、シンボル境界の前と後の振幅成分信号の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにすることで、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合においても、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なることによって変動する残留変動成分の影響を除去することができる。【０１００】
また、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にあり、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合についても、適用可能である。【０１０１】
例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なる。したがって、β比の変更前と変更後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、β比の変更前と変更後の振幅成分信号の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにすることで、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にあり、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合においても、β比が異なることによって変動する残留変動成分の影響を除去することができる。【０１０２】
（４）効果
以上のように、本実施の形態によれば、振幅成分信号のパワーの平均値を検出する平均化部１１１を設け、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号のパワーの平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにしたことにより、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるので、送信パワー制御の精度を向上することができる。つまり、残留変動成分に起因するパワーの推定精度の劣化を抑制できるので、例えば送信パワーの誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないといった厳しい要求も満たすことができるようになる。【０１０３】
また、送信パワー制御部１０７は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分との比を示す相関係数Ｃが予め設定されており、振幅成分信号の出力パワーの平均値に相関係数Ｃを乗ずることで、残留変動成分を求める。そして、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から、求められた残留変動成分を減算することでパワー推定値を求め、このパワー推定値に基づいて送信パワーを制御するので、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分の影響を排除して、送信パワー制御の精度を確実に向上することができる。【０１０４】
また、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８及び振幅成分信号の出力パワーの平均値を検出する平均化部１１１に、時定数が等しいローパスフィルタ又は積分器を用いるようにすることで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分とを確実に合わせることができる。【０１０５】
これは、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８の時定数と、平均化部１１１に用いるローパスフィルタ又は積分器の時定数が、検出する信号のカットオフ周波数を決定するためであり、これらの時定数が異なると残留変動成分の推定精度が劣化するためである。因みに、時定数の許容範囲は、デバイスの設計精度や温度ばらつきの範囲などにより異なるが、±10%程度に収めることが好ましい。【０１０６】
２００７年１月１２日出願の米国仮出願60/880,055に含まれる開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
本発明は、ポーラ変調信号を送信する無線送信装置に好適である。
【図１】
2008084850.tif 000004
【図２】
2008084850.tif 000005
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2008084850.tif 000016
【図１４】
2008084850.tif 000017
【図１５】
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【図１６】
2008084850.tif 000019
【図１７】
2008084850.tif 000020
【図１８】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年7月22日(2009.7.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成するポーラ信号生成回路と、
前記位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成する位相変調信号生成回路と、
スケーリングされた前記振幅成分信号に基づいて、スケーリングされた前記ＲＦ位相変調信号を増幅するパワーアンプと、
前記パワーアンプの出力パワーの平均値を第１の平均値として検出する第１の平均化部と、
前記振幅成分信号のパワーの平均値を第２の平均値として検出する第２の平均化部と、
前記第１の平均値の変動量と前記第２の平均値の変動量とに基づいて、前記第１の平均値に含まれる残留変動成分が除去されたパワー推定値を求め、当該パワー推定値に基づいて送信パワーを制御する送信パワー制御部と
を具備するポーラ変調送信装置。
【請求項２】
前記送信パワー制御部は、
前記第１の平均値に含まれる残留変動成分と、前記第２の平均値に含まれる残留変動成分との比を示す相関係数を有し、
前記第２の平均値と前記相関係数とを用いて、前記第１の平均値に含まれる前記残留変動成分を求める
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項３】
前記第１の平均化部及び前記第２の平均化部は、平均化区間が等しく設定されている
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項４】
前記前記第１の平均化部及び前記第２の平均化部は、シンボル境界を除くサンプリングタイミングでのサンプル値を用いて、前記第１及び第２の平均値を算出する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項５】
拡散符号により拡散された拡散変調信号を生成する拡散変調信号生成部、をさらに具備し、
前記ポーラ信号生成回路は、前記拡散変調信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項６】
前記拡散変調信号は、ＨＳＵＰＡ（High Speed Uplink Packet Access）信号であり、
前記送信パワー制御部は、
ＨＳＵＰＡ信号のβ比が変更する場合、β比変更前及び変更後の前記第１の平均値の変動量と、β比変更前及び変更後の前記第２の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御する
請求項５に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項７】
前記パワーアンプは、
コンプレスドモード及び非コンプレスドモードの動作モードを有し、
前記送信パワー制御部は、
前記パワーアンプの動作モードがチェンジする場合、モードチェンジ前及びモードチェンジ後の前記第１の平均値の変動量と、モードチェンジ前及びモードチェンジ後の前記第２の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項８】
ポーラ変調送信装置における送信パワー制御方法であって、
パワーアンプの出力パワーの平均値を第１の平均値として検出し、
振幅成分信号のパワーの平均値を第２の平均値として検出し、
前記第１の平均値の変動量と、前記第２の平均値の変動量とに基づいて、前記第１の平均値に含まれる残留変動成分が除去されたパワー推定値を求め、当該パワー推定値に基づいて送信パワーを制御する
送信パワー制御方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポーラ変調送信装置及びその送信パワー制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、ポーラ変調方式を用いた典型的な送信装置の例を示す。送信装置は、ポーラ信号生成回路１と、振幅制御回路２と、位相変調信号生成回路３と、パワーアンプ（以下、ＰＡと呼ぶ）４とを有する。この送信装置においては、ポーラ信号生成回路１が、入力信号（つまり送信変調信号）から送信変調信号の振幅及び位相に関する信号を生成する。振幅制御回路２は、振幅成分信号に基づいてＰＡ４に供給される電源電圧を制御し、位相変調信号生成回路３は、位相成分信号に基づいてＰＡ４に入力される位相変調信号を生成する。
【０００３】
実際上、この送信装置は、ＰＡ４をコンプレスドモード（compressed mode）と非コンプレスドモード（uncompressed mode）とで切り換えることで、送信パワーのダイナミックレンジを確保する。なお、コンプレスドモードは飽和動作モードと、非コンプレスドモードは非飽和動作モードと、言い換えることもできる。
【０００４】
この送信装置は、高い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４をコンプレスドモードで動作させる。一方、送信装置は、低い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４を非コンプレスドモードで動作させる。具体的には、コンプレスドモード時、送信装置は、振幅成分信号に応じて、ＰＡ４への電源電圧を変化させることで、振幅変調を実行する。このコンプレスドモードは、本質的に非常に、出力パワーについて正確である。一方、送信装置は、非コンプレスドモードでは、コンプレスドモードよりも、出力パワーについて正確でない状態でＰＡ４を動作させる。
【０００５】
従来の送信装置においては、送信パワー制御時に、コンプレスドモード（Ｃモード）と非コンプレスドモード（Ｕモード）とを切り換える場合、各モードの特性の差（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）が原因となって、最大で５ｄＢを超える、送信パワーの変動が生じる可能性がある。
【０００６】
これを、図２を用いて簡単に説明する。図２には、コンプレスドモードでの出力パワーは比較的正確だが、非コンプレスドモードでの出力パワーは、（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）の変動が原因となって変化する様子が示されている。
【０００７】
図２のように、非コンプレスドモードの出力パワーは、種々の要因で変動し易いので、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとを切り換える場合に、出力パワーが不連続となる可能性が高く、この結果、大きな送信パワーの変動が生じる可能性が高い。
【０００８】
ところで、送信パワー制御を正確に行う手法として、実際のパワーアンプの出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法がある。
【０００９】
一般に、このフィードバック制御では、ローパスフィルタを用いて、パワーアンプの出力から、送信データに起因する変調変動成分を取り除く方法が採られる。そして、変調変動成分を取り除いた後のいわゆる平均送信パワーと、設定目標値との誤差に基づいて送信パワーを再調整する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、入力信号（図１のポーラ信号生成回路１への入力信号）そのものに残留変動成分が含まれているような場合には、上述したフィードバック制御によっても精度良く送信パワーを制御することが難しい。以下、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を入力信号とする場合を例に説明する。HSUPAは、3GPPで標準化が行われているUMTS/WCDMAの上りリンクに関する次世代技術である。
【００１１】
ここで、図１のポーラ信号生成回路１への入力信号としてHSUPA信号を入力した場合のＰＡ４の出力波形について考える。拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号には、広帯域の変動成分が含まれ、ローパスフィルタでは低い周波数成分の変動を除去できない。このため、ＰＡ４の出力パワーの平均値は、非常に短い時間（例えば、数μsec）ごとに僅かに変動する。このため、平均送信パワーと設定目標値との誤差に、拡散変調による残留変動成分による影響が含まれることになるため、パワーの推定精度が劣化する。
【００１２】
特に、３ＧＰＰ（3ｒｄ Generation Partnership Project）  ２５．１０１では、送信パワーの誤差が、図３〜図５に示す要件を満たすことが要求されている。
【００１３】
詳細に説明する。ＵＭＴＳ及びＷ−ＣＤＭＡ規格を広めるための規格母体である３ＧＰＰは、基地局からのＴＰＣコマンドによって移動端末が離散的なステップ（例えば+/- 1 dB, +/- 2dB, +/- 3 dB,………）で出力パワーを増減することを要求している。ＵＭＴＳ規格も、これらのパワー増減ステップをある特定の許容範囲内で実行するように指定している。
【００１４】
例えば、図３のテーブルに示すように、出力パワーを+/- 1 dB  ステップ（増減）させるＴＰＣコマンドの場合には、その結果である出力パワーを、目標出力パワーの+/- 0.5 dB以内に収めることが要求されている。そこで、例えば、移動端末の送信装置が0 dBmで動作しており、"1"のＴＰＣコマンドが受信されたとすると、移動端末の送信装置は、+ 0.5 dBmと1.5 dBmの範囲以内に送信パワーが収まるように調整しなければならない。より大きなステップサイズである2 dBと3 dBのステップサイズの場合には、+/- 1 dBと +/- 1.5 dBといったより広い許容範囲が許される。
【００１５】
図５のテーブルに示すように、３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格でも、パワーコマンドグループに対して累積的な許容範囲が定められている。例えばそれぞれが同様に1 dBのステップサイズからなる10個のＴＰＣコマンドについては、出力パワーレベルが目標出力パワーレベルの+/- 2 dB以内となることが要求されている。
【００１６】
図３のテーブルの一覧及び図４から、１つのＴＰＣコマンドに対して最も厳しいステップサイズは、+/- 1 dBを示すＴＰＣコマンド（+/- 0.5 dBの許容が要求される）に対応するものであることが分かる。
【００１７】
上述した拡散変調による残留変動成分によってパワーの推定精度が劣化すると、これらの要求を満たすたことができなくなるおそれがある。
【００１８】
本発明の目的は、パワーアンプの出力に拡散変調等による残留変動成分が含まれる場合でも、高精度に送信パワーを制御することができるポーラ変調送信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明のポーラ変調送信装置は、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成するポーラ信号生成回路と、前記位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成するポーラ変調信号生成回路と、スケーリングされた前記振幅成分信号に基づいて、スケーリングされた前記ＲＦ位相変調信号を増幅するパワーアンプと、前記パワーアンプの出力パワーの平均値を第１の平均値として検出する第１の平均化部と、前記振幅成分信号のパワーの平均値を第２の平均値として検出する第２の平均化部と、前記第１の平均値の変動量と前記第２の平均値の変動量とに基づいて、前記第１の平均値に含まれる残留変動成分が除去されたパワー推定値を求め、当該パワー推定値に基づいて送信パワーを制御する送信パワー制御部とを具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、パワーアンプの出力に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるため、送信パワー制御の精度を向上することができるポーラ変調送信装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の一実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００２２】
（１）全体構成
図６に、本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の構成を示す。図６のポーラ変調送信装置１００は、拡散部１１０と、ポーラ信号生成回路１０１と、位相変調信号生成
回路１０２と、パワーアンプ （ＰＡ）１０３と、振幅制御回路１０４と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）及び又は減衰器によって構成された可変増幅回路１０５と、パワーアライメントループ１２０とを有している。
【００２３】
パワーアライメントループ１２０は、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路１０６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８と、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１０９と、送信パワー制御部１０７とを有する。
【００２４】
かかる構成に加えて、ポーラ変調送信装置１００は、ポーラ信号生成回路１０１から出力された振幅成分信号を平均化する平均化部１１１を有する。平均化部１１１は、平均化した信号を送信パワー制御部１０７に送出する。
【００２５】
拡散部１１０は、入力信号を拡散し、拡散後の信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。例えば、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を生成する場合、拡散部１１０は、DPDCH信号，DPCCH信号，HS-DPCCH信号，E-DPCCH信号，及びE-DPCCH信号に、それぞれ拡散符号Cd，Cc，Chs，Ced，及びCecを乗算し、ゲインファクタであるBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)，Beta ratio ed(Bed)，及びBeta ratio ec(Bec)を調整することでHSUPA信号を生成し、生成したHSUPA信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。
【００２６】
ポーラ信号生成回路１０１は、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。具体的には、ポーラ信号生成回路１０１は、拡散部１１０からの入力信号に従って動作し、入力信号の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分信号（振幅成分信号）、及び、入力信号の位相情報を含んでいる定エンベロープ成分信号（位相成分信号）を生成する。振幅成分信号は振幅制御回路１０４に入力され、定振幅の位相成分信号は位相変調信号生成回路１０２に入力される。
【００２７】
位相変調信号生成回路１０２は、位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成する。可変増幅回路１０５は、送信パワー制御部１０７からの位相パススケーリング係数（Phase-path magnitude scaling）Ｓ１０に基づいて、ＲＦ位相変調信号を増幅又は減衰させ、これによりスケーリングされたＲＦ位相変調信号をＰＡ１０３のＲＦ信号入力端子に供給する。
【００２８】
振幅制御回路１０４は、送信パワー制御部１０７からの振幅パススケーリング係数（AM-path envelope scaling）Ｓ１１を振幅成分信号に乗じることで、ＰＡ１０３の電源電圧を形成して、それをＰＡ１０３の電源入力端子に供給する。
【００２９】
検出回路１０６は、例えば、ＰＩＮダイオードまたは他の半導体検出器で構成され、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する。
【００３０】
ＬＰＦ１０８は、例えばＲＣ回路によって構成され、ＰＡ１０３の出力パワーの検出結果を積分することで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を得る。ＬＰＦ１０８は、検出回路１０６によって得られるＰＡ１０３の出力パワーの検出値の変動を抑えるために設けられている。
【００３１】
ところで、ＬＰＦ１０８のカットオフ周波数を高く設定し過ぎると、変動を十分に抑えることができない。逆に、カットオフ周波数を低く設定し過ぎると、パワーの調整後にＬＰＦ１０８の出力が安定するまでに時間を要するので、例えば３ＧＰＰの規格で定められた時間内にパワー制御を終えることが困難になる。因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求されている。
【００３２】
この要求を満たすためには、ＬＰＦ１０８の時定数は数μsec程度以下である必要がある。実際上、ＬＰＦ１０８の時定数は、変調信号の瞬時エンベロープ変動をキャンセルできる程度に設定されていればよく、拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期（拡散符号のチップ速度）よりも遅い変動については残存してもよい。カットオフ周波数は数十kHz〜数百kHzの範囲が好ましいと考えられる。本実施の形態では、一例としてカットオフ周波数は300kHzとする。
【００３３】
ＡＤＣ１０９は、ＬＰＦ１０８の出力結果をサンプリングする。
【００３４】
平均化部１１１は、ポーラ信号生成回路１０１の出力である振幅成分信号の出力パワーの平均値を、所定時間において検出する。
【００３５】
送信パワー制御部１０７は、検出回路１０６の出力をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９を介して入力する。また、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号を入力する。また、送信パワー制御部１０７は、平均化部１１１から振幅成分信号の平均値を入力する。
【００３６】
送信パワー制御部１０７は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求める。そして、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号と、拡散変調による残留変動成分を排除したパワー推定値とに基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御する。
【００３７】
ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係、及び、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値の求め方については後述する。
【００３８】
送信パワーの設定目標値を決定後、送信パワー制御部１０７は、振幅制御回路１０４に振幅パススケーリング係数Ｓ１１を、可変増幅回路１０５に位相パススケーリング係数Ｓ１０を送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（ＲＦ位相変調信号）レベルを制御する。
【００３９】
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号（例えばＴＰＣコマンド）をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値より求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。
【００４０】
本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、ＴＰＣコマンドとスケーリング係数とが対応図けれられたテーブル（以下これをパワーテーブルと呼ぶ）を有する。
【００４１】
図７に、送信パワー制御部１０７に設けられているパワーテーブルのスケーリング係数セットの様子を示す。コンプレスドモードでは、ポーラ変調送信装置１００の出力パワーは、ＰＡ１０３のコレクタ（またはドレイン）ノードに与えられる振幅変調された電源電圧によって制御される一方、定振幅の位相変調ＲＦ信号のパワーは一定に保たれる。非コンプレスドモードでは、ＰＡ１０３の出力パワーは、振幅パスのエンベロープに乗じるスケーリング係数を一定に維持しながら、位相パスでの駆動信号に乗じるスケーリング係数を変化させることでパワーを制御する。但し、どちらの動作モードにおいても、パワー制御に用いない方のスケーリング係数（コンプレスドモードの場合には、位相変調ＲＦ信号に乗じる位相パススケーリング係数のことであり、非コンプレスドモードの場合には、振
幅パスのエンベロープに乗じる振幅パススケーリング係数のことである）は必ずしも一定に維持する必要はなく、ＰＡ１０３の出力の歪特性や雑音特性の改善、あるいは出力パワーの補正を行うために調整することにしてもよい。
【００４２】
実際上、図７に示したように、送信パワー制御部１０７は、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと、非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットとを有する。本実施の形態の場合、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットは、モード遷移領域において、オーバーラップ領域が設けられている。
【００４３】
オーバーラップ領域は、コンプレスドモード又は非コンプレスドモードのいずれのモードを選択した場合でも、必要とされる出力パワーを生成することが可能な範囲である。具体的に説明すると、実際には、図７中の実線で示すような、振幅パススケーリング係数と位相パススケーリング係数を有すれば、コンプレスドモードと非コンプレスドモードを実現できるが、本実施の形態の場合には、実線で示すスケーリング係数セットに加えて、点線で示すスケーリング係数セットを有することで、コンプレスドモードの領域及び非コンプレスドモードの領域を拡張して、ＰＡ１０３をコンプレスドモード及び非コンプレスドモードのいずれのモードでも動作させることができるオーバーラップ領域を設けている。
【００４４】
較正領域は、モード遷移時に送信パワーに不連続が生じる可能性があり、較正を必要する可能性がある出力パワー範囲である。本実施の形態では、この較正領域において、送信パワーに不連続を生じさせないスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を選択して、ＰＡ１０３のモード切換を行う。
【００４５】
このように、送信パワー制御部１０７によって算出されたスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１に応じて、ＰＡ１０３がコンプレスドモードで動作するか、又は非コンプレスドモードで動作するかが決まる。
【００４６】
スケーリング係数の算出方法の一例について以下に説明する。パワーテーブル内のスケーリング係数が表１のようになっているとする。
【表１】
2008084850.tif 000022
【００４７】
ここで、非コンプレスドモードで動作中のポーラ変調送信装置１００が、「位相パススケーリング係数を１００でＰＡ１０３を−１０ｄＢｍで出力」している時、送信パワー制御部１０７が動作し、「コンプレスドモード動作での出力パワーレベルとのレベル差が０．３ｄＢｍなので、ＰＡ１０３の出力パワーを上げる」と判断した場合について、位相パススケーリング係数の算出方法を説明する。
【００４８】
表１から、非コンプレスドモード動作時の位相パススケーリング係数「１００」からの変化分として、出力パワーレベルの増加分「＋０．３ｄＢｍ」に相当する位相パススケーリング係数の増加分「＋３」を加算し、位相パススケーリング係数を「１０３」とする。
【００４９】
なお、ＰＡ１０３の出力を「＋１ｄＢｍ」だけ上げる場合には、上記したような算出を行わなくてもよく、スケーリング係数「１００」が格納された「アドレス００２」に隣接する「アドレス００３」を直接参照してもよい。
【００５０】
本実施の形態の場合、パワーアライメントループ１２０の検出回路１０６、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９は、必要な場合のみ動作するようになっている。具体的には、送信パワー制御部１０７が、入力されるＴＰＣコマンドに基づいて、オンオフ制御信号Ｓ２０をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９に送出する。例えば、図４に示したように、ＴＰＣコマンドが1 dBや2 dB, 3 dBといったように許容値が厳しい目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオン制御信号を出力する。これに対して、ＴＰＣコマンドが4 dB以上といったように許容値が厳しくない目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオフ制御信号を出力する。このようにすることで、パワーアライメントループ１２０を実質的に必要な場合のみ動作させることができるので、消費電力を低減できる。
【００５１】
以上説明したように、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、パワーアライメントループ１２０によってＰＡ１０３の出力パワーを測定しながら、振幅パススケーリングＳ１１及び位相パススケーリング係数Ｓ１０を選択することにより、送信パワー変更時におけるＰＡ１０３の出力パワーの不連続（特にモード遷移時の不連続）を抑制できる。
【００５２】
加えて、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求め、このパワー推定値と送信パワー制御信号とに基づいて、送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御することにより、残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるため、送信パワー制御の精度を向上することができる。
【００５３】
（２）残留変動成分の除去
次に、残留変動成分の除去の仕方について、詳しく説明する。
【００５４】
先ず、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係について、図８と図９を参照しながら説明する。
【００５５】
図８は、ＬＰＦ１０８の出力波形（図中の実線）と、ＡＤＣ１０９のサンプリングタイミング（図中の縦の点線）と、所定期間でのサンプリング値の平均値（図中の横の点線）との関係を示したものである。図９は、振幅成分信号（ＡＭパス信号）の、パワー波形及び短時間における平均値を示したものである。図８及び図９は、ともに送信パワーの変更及びデバイス特性による影響がない場合の波形を示している。
【００５６】
因みに、検出回路１０６の出力は、検出回路１０６の回路構成によってスケールの違いや雑音の影響などは生じるが、図９の実線で示した振幅信号成分信号（ＡＭパス信号）の波形パターンとほぼ同様となる。具体的には、検出回路１０６の出力電圧は、０［Ｖ］付近と、０．３５［Ｖ］付近とで、周期的に変動する。この検出回路１０６の出力電圧変動の周期性は、拡散部１１０で用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期に起因するものである。例えば拡散符号の基本周期が８チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、８チップ周期（４チップの期間は０［Ｖ］付近、次の４チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の４チップ周期となる。また、例えば拡散符号の基本周期が４チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、４チップ周期（２チップの期間は０［Ｖ］付近、次の２チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の２チップ周期となる。
【００５７】
図８から分かるように、ＬＰＦ１０８の出力信号には4dB幅程度の変動が残っており、図８中の3.66msec（シンボル境界）付近では10dB以上の変動が残っている。この変動はパワー制御の精度を劣化させることになるため、本実施の形態では、これらの変動成分を除去するようになっている。
【００５８】
本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、図８の中の3.66msec（シンボル境界）付近の変動の大きいタイミングを避けた時間位置のサンプリング値を平均化するようになっている。実際には、シンボル境界からセットリング期間（ＬＰＦ１０８の出力が安定するまでの期間）が経過するまでは平均化を行わず、セットリング期間が経過した後のＬＰＦ出力を用いて平均化を行うようになっている。
【００５９】
また、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期は、上記の4dB程度の変動の周期と合うように設定されている。送信パワー制御部１０７では、シンボル境界を除いた位置の数サンプルのＡＤＣ値を平均化することにより、シンボル境界付近の大きな変動及び4dB幅の変動の影響は除去することができる。
【００６０】
しかしながら、さらに低い周波数の変動成分は除去することができない。図８において、縦の点線は、4dB程度の変動の周期の整数倍（960kHz）でのサンプリングタイミングを示し、横の点線は4サンプルの平均値を示す。平均化区間１の平均値Ｌ１と、平均化区間２の平均値Ｌ２と、平均化区間３の平均値Ｌ３とが、３つとも異なっていることから、変動成分が除去できていないことが分かる。この微小な変動成分を残留変動成分と呼ぶことにする。
【００６１】
発明者らは、この残留変動成分を除去するために、振幅成分信号に注目した。図９は振幅成分信号（ＡＭパス信号）を示し、横軸は時間、縦軸は振幅成分の瞬時パワーを示す。この振幅成分信号に上記の残留変動成分が含まれているかを明確にするために、図８の平均化区間１，２，３に対応する平均化区間１，２，３の振幅成分信号を平均化した値をそれぞれ横の点線で示す。
【００６２】
ここで、振幅成分信号の平均化にはどのような回路を用いてもよく、例えばＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ、又は、必要な区間のみ加算を行う加算器等を用いればよい。例えば、平均化部１１１として、図１０に示すようなＦＩＲフィルタ又は図１１に示すようなＩＩＲフィルタを用いればよい。
【００６３】
図１０は、タップ数が２５６で、タップ係数ｐ（０）〜ｐ（２５５）がすべて１のＦＩＲフィルタを用いた例である。
【００６４】
ここでタップ数は、図８で説明したＡＤＣ１０９の4サンプルの区間と対応するように、振幅成分信号のサンプリング周波数、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期、およびＡＤＣ１０９の平均化サンプル数から求めればよい。一例として、振幅成分信号のサンプリング周波数を61.44MHz、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期を960kHz、ＡＤＣ１０９の平均化サンプル数を４とすると、ＦＩＲフィルタのタップ数は、次式で求められる。
【００６５】
（ＦＩＲのタップ数）＝（ＡＤＣの平均化サンプル数）×（振幅成分信号のサンプリング周波数）/（ＡＤＣのサンプリング周期）
＝4×61.44MHz / 960kHz = 256
【００６６】
また、振幅成分信号のサンプリング周波数が61.44MHzなので、ＦＩＲフィルタのタップ数を２５６とした場合、ＦＩＲフィルタのクロック周波数ＣＬＫは、61.44MHzに設定すれ
ばよい。
【００６７】
ところで、ＦＩＲフィルタの乗算器は基板上の設置面積を大きく占めるため、タップ数の削減は当業者にとって共通の課題である。しかしながら、本実施の形態では、乗算器で掛けるフィルタ係数を全て１にしてもよく、ＦＩＲフィルタは加算器で構成できる。そのため、タップ数が増加しても、設置面積が大幅に増加することはない。
【００６８】
図１１は、図１０のＦＩＲフィルタに代えて、ＩＩＲフィルタを用いた場合の構成例である。図１１において、例えば、クロック周波数ＣＬＫは図１０の場合と同様に振幅成分信号のサンプリング周波数と同じ61.44MHzに設定し、フィードフォワードの係数ａ0〜ａ255は１に設定し、フィードバックの係数ｂ1〜ｂ255は255/256に設定すればよい。ただし、この設定値は、一例であって、これに限ったものではない。
【００６９】
図９からも分かるように、平均化区間１，２，３の平均値は、平均化区間１，２，３の間で微小に変動している。この図はデバイスのばらつきなどの影響がない場合の波形であるため、平均値の変動は、振幅成分信号そのものに含まれる変動成分に起因する。この変動成分は、拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号に広帯域の変動成分が含まれ、短時間の平均化では低い周波数成分の変動を除去できない。
【００７０】
これにより、デバイスの特性の影響がない場合においても、図８に示すように、所定時間内におけるＰＡ１０３の出力パワーのＬＰＦ後の平均値が、平均区間によって変動する。
【００７１】
上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との相関について以下で述べる。上記ではある特定のシンボルにおける特性に注目したが、ここでは、他のシンボルでの特性も含めた１フレーム分の特性に注目し、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との比較を行った。
【００７２】
図１２は、各シンボルにおけるＬＰＦ出力の１回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図８の平均化区間１）における平均値Ｌ１と、２回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図８の平均化区間２）における平均値Ｌ２との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は1フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。
【００７３】
図１３は、各シンボルにおける振幅成分信号の１回目の平均区間（例えば図９の平均化区間１）の平均値と、２回目の平均区間（例えば図９の平均化区間２）の平均値との間の残留変動成分を１フレームにわたって抽出したもので、横軸は１フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。
【００７４】
これらの図において、同一のシンボル位置における、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分が同じような特性になっていることから、これらの間に相関関係が成り立つと予想される。
【００７５】
図１４は、各シンボルにおける振幅成分信号に含まれる残留変動成分を横軸に、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を縦軸に、1フレーム分プロットした図である。ここで、それぞれの残留変動成分の間に相関関係がない場合、プロットの分布はランダムになるが、図１４において、ある傾きを持った直線の近くに分布していることから、２つの残留変動成分の間には相関関係があるとみなすことができる。
【００７６】
ここで、相関係数をＣとすると、相関係数Ｃは、図１４の分布を直線近似した直線の傾きを、次式で求めることによって得ることができる。
相関係数Ｃ＝（ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の変化量）／（振幅成分信号に含まれる残留変動成分の変化量）
【００７７】
よって、この相関係数Ｃをシミュレーションや既知信号区間などを用いてあらかじめ求めておけば、振幅成分信号から残留変動成分（平均化部１１１によって得られた平均値の差）を求め、それに相関係数Ｃを乗算することにより、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を推定することが可能になる。
【００７８】
したがって、上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の推定値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算することで、残留変動成分による影響を除去したパワー推定値を求めることができる。
【００７９】
つまり、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に相関関数Ｃを乗算した値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算し得られた結果（すなわち拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値）から求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０，Ｓ１１を算出する。
【００８０】
図１５は、相関係数Ｃの算出方法の一例を示すフロー図である。
【００８１】
ステップＳ２０１〜Ｓ２０６では、所定時間内にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号（ＡＭパス）の出力パワーの平均値PAM1_avgが算出され、ステップＳ２０７でlog(PAM1_avg)=PAM1の式が用いられて、出力パワーの単位がdBに変換される。なお、上述の例の場合、図１５におけるパラメータｍ＝「２５６」に設定されており、パラメータｎ＝「４」に設定されている。
【００８２】
同様に、ステップＳ２０８〜Ｓ２１３では、ポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM2_avgが算出され、ステップＳ２１４でlog(PAM2_avg)=PAM2の式が用いられて、出力パワーの単位が対数に変換される。ステップＳ２１５では、PAM2からPAM1が減算されてポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の残留変動成分ＦAMが算出される。
【００８３】
ステップＳ２２１〜Ｓ２２６では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC1を測定し、同様に、ステップＳ２２７〜Ｓ２３２では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC2を測定する。ステップＳ２３３で、PADC2からPADC1が減算されて残留変動成分ＦADCが算出される。なお、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９において、出力パワーの単位が対数に変換されているため、PADC2及びPADC1に対してはステップＳ２０７及びステップＳ２１４に対応するステップを設けず、ステップＳ２３３において、PADC2からPADC1を減算することにより残留変動成分ＦADCを算出している。
【００８４】
最後に、ステップＳ２３４において、残留変動成分ＦADCを残留変動成分ＦAMで割ることにより、相関係数Ｃが算出される。
【００８５】
相関係数Ｃは、HSUPA信号を構成するDPDCH信号，DPCCH信号，及びHS-DPCCH信号に拡散符号が乗算される際のゲインファクタBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)の全てのBeta ratioの組み合わせに対し、共通の係数を１つだけ用意するようにしてもよいし、ゲインファクタの組み合わせに応じた複数の相関係数Ｃを用意するよう
にしてもよい。また、複数のシンボルや、複数のゲインファクタの組み合わせや、各シンボル内の平均化区間などの条件を変えて、さまざまな条件化で相関係数Ｃを算出し、その平均値を相関係数Ｃとして用いるものとしてもよい。
【００８６】
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御コマンド、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信パワーを制御する。
【００８７】
（３）動作
次に、上記のように構成されたポーラ変調送信装置１００の動作について、図１６を参照して説明する。
【００８８】
図１６は、現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図である。ポーラ変調送信装置１００は、ステップＳ３０１で図示せぬ通信相手から指示されたパワーの変化量ΔＰを検出し、ステップＳ３０２で変化量ΔＰが０以上か否か判定し、変化量ΔＰが０以上であれば（ステップＳ３０２：ＹＥＳ）、そのままコンプレスドモードを行うことができると判断し、ステップＳ３４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。これに対して、ステップＳ３０２で変化量ΔＰが０未満であれば（ステップＳ３０２：ＮＯ）、非コンプレスドモードにモードチェンジするか否か判定し（ステップＳ３０３）、モードチェンジしないと判定した場合には（ステップＳ３０３：ＮＯ）、ステップＳ３４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。
【００８９】
一方、ステップＳ３０３で非コンプレスドモードにモードチェンジすると判定した場合には（ステップＳ３０３：ＹＥＳ）、送信パワー制御部１０７は、パワーアライメントループ１２０によるフィードバック制御が必要であると判断し、ステップＳ３０４に移る。ポーラ変調送信装置１００は、ステップＳ３０４で測定系の電源をＯＮし、ステップＳ３０５及びステップＳ３２１に移る。
【００９０】
ステップＳ３０５〜Ｓ３１０でコンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurを測定し、ステップＳ３１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップＳ３１２でΔＰだけパワーを変化させる。
【００９１】
そして、ステップＳ３１３〜Ｓ３１８で非コンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを測定する。
【００９２】
一方、ステップＳ３２１〜Ｓ３２７でコンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_curを測定する。そして、ステップＳ３１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップＳ３１２でΔＰだけパワーを変化させる。その後、ステップＳ３２８〜Ｓ３３４で非コンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_tarを測定する。
【００９３】
ステップＳ３１９では、Pcur，Ptar，PAM_cur，PAM_tar，及び相関係数Cを用いて、送信パワー制御部１０７が誤差修正を行ってP'tar_setを算出する。誤差修正が終了すると、ステップＳ３２０で測定系の電源をＯＦＦする。
【００９４】
図１７は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図である。図１７において、図１６と同一のステップについては同一の符番を付してその説明を省略する。図１７は、図１６のステップＳ３０２に替え、ステップＳ３４１で変化量ΔＰが０以下か否か判定し、図１６のステッ
プＳ３１１に替え、ステップＳ３４２でモードを非コンプレスドモードからコンプレスドモードにモードチェンジする。
【００９５】
なお、上述した説明では、１回目及び２回目のパワー測定のタイミングとシンボル境界のタイミングとの関係は明示していないが、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合についても、適用可能である。
【００９６】
また、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合についても、適用可能である。
【００９７】
因みに、送信パワーの変更は、あるチャネルに注目するとスロット単位で行われるが、チャネル間のスロットタイミングの関係によってはシンボル単位で行われるので、シンボル境界とは送信パワーの変更が起こりうるタイミングを意味する。本実施の形態の構成によれば、シンボル境界の前後でβ条件が異なる場合でも適用可能である。
【００９８】
例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なる。したがって、シンボル境界の前と後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、シンボル境界の前と後の振幅成分信号の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにすることで、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合においても、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なることによって変動する残留変動成分の影響を除去することができる。
【００９９】
また、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にあり、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合についても、適用可能である。
【０１００】
例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なる。したがって、β比の変更前と変更後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、β比の変更前と変更後の振幅成分信号の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにすることで、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にあり、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合においても、β比が異なることによって変動する残留変動成分の影響を除去することができる。
【０１０１】
（４）効果
以上のように、本実施の形態によれば、振幅成分信号のパワーの平均値を検出する平均化部１１１を設け、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号のパワーの平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにしたことにより、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるので、送信パワー制御の精度を向上することができる。つまり、残留変動成分に起因するパワーの推定精度の劣化を抑制できるので、例えば送信パワーの誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないといった厳しい要求も満たすことができるようになる。
【０１０２】
また、送信パワー制御部１０７は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分との比を示す相関係数Ｃが予め設定されており、振幅成分信号の出力パワーの平均値に相関係数Ｃを乗ずることで、残留変動成分を求める。そして、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から、求めら
れた残留変動成分を減算することでパワー推定値を求め、このパワー推定値に基づいて送信パワーを制御するので、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分の影響を排除して、送信パワー制御の精度を確実に向上することができる。
【０１０３】
また、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８及び振幅成分信号の出力パワーの平均値を検出する平均化部１１１に、時定数が等しいローパスフィルタ又は積分器を用いるようにすることで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分とを確実に合わせることができる。
【０１０４】
これは、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８の時定数と、平均化部１１１に用いるローパスフィルタ又は積分器の時定数が、検出する信号のカットオフ周波数を決定するためであり、これらの時定数が異なると残留変動成分の推定精度が劣化するためである。因みに、時定数の許容範囲は、デバイスの設計精度や温度ばらつきの範囲などにより異なるが、±10%程度に収めることが好ましい。
【０１０５】
２００７年１月１２日出願の米国仮出願60/880,055に含まれる開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【０１０６】
本発明は、ポーラ変調信号を送信する無線送信装置に好適である。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】従来の送信装置の構成例を示すブロック図
【図２】モード切換による送信パワーの変動（出力パワーの不連続）を示す図
【図３】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各出力パワーステップサイズコマンドに対するパワー制御許容値を示す図
【図４】許容ステップサイズをまとめた図
【図５】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各グループのパワーコマンドに対する累積的なパワー制御許容値を示す図
【図６】本発明の実施の形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図７】送信パワー制御部１０７に設けられているスケーリング係数セットの様子を示す図
【図８】ＡＤＣ出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図９】振幅成分信号の出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図
【図１０】平均化部１１１の構成例としてのＦＩＲフィルタを示す接続図
【図１１】平均化部１１１の構成例としてのＩＩＲフィルタを示す接続図
【図１２】各シンボルの特定の区間におけるＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図１３】各シンボルの特定の区間における振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図
【図１４】ＬＰＦ１０８の出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間に相関関係があることの説明に供する図
【図１５】ＬＰＦ１０８の出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間の相関係数の算出方法の説明に供するフローチャート図
【図１６】現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図
【図１７】現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図
【図１８】図１６及び図１７のフローチャートで用いた変数の説明に供する図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【国際調査報告】
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