(57)【要約】  バースト信号の到達時間や受信レベルが未知な場合でも、受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器の入力信号の振幅が飽和しないＡＧＣ制御回路を実現する無線信号受信装置。この装置では、可変利得増幅器（１０１）の入力平均振幅及び出力平均振幅を検出する２種類の平均振幅検出器（１０２，１０６）を備え、第一の平均振幅検出器（１０２）による出力平均振幅の検出結果を用いて可変利得増幅器（１０１）に利得可変制御を行わせ、第二の平均振幅検出器（１０６）による入力信号振幅の検出結果が基準値より低いときは、基準値により可変利得増幅器（１０１）に一定利得制御を行わせる。このとき、利得可変制御から一定利得制御への切替制御を切替スイッチ（１５４）によって行う。
2008050391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の端末装置から無線で送信されるバースト信号を受信して増幅する無線信号受信装置であって、
前記バースト信号の電力増幅率を可変する電力可変手段と、
前記電力可変手段から出力されるバースト信号の出力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第一の時定数を有する検出回路によって検出する第一の振幅検出手段と、
前記電力可変手段に入力されるバースト信号の入力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第二の時定数を有する検出回路によって検出する第二の振幅検出手段と、
前記出力平均振幅と第一の基準値との差分である誤差検出値を求める誤差検出手段と、
前記入力平均振幅が第二の基準値以下のときは第三の基準値により前記電力可変手段に利得一定制御を行わせ、前記入力平均振幅が前記第二の基準値より大きいときは前記誤差検出値により前記電力可変手段に利得可変制御を行わせる切替手段と、を備える無線信号受信装置。
【請求項２】
前記第一の時定数と前記第二の時定数はほぼ同じである請求項１に記載の無線信号受信装置。
【請求項３】
前記無線信号受信装置と通信中の端末数を検出する端末数検出手段と、
前記端末数検出手段が検出した端末数に基づく単調増加関数の演算結果により前記第三の基準値を決定する単調増加関数演算手段と、をさらに備える請求項１に記載の無線信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話機などの移動体通信装置や無線ＬＡＮなどの無線信号伝送システムにおける無線信号の受信手段である無線信号受信装置に関し、特に、断続的な無線信号であるバースト信号を受信する無線信号受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
第二、三世代の移動体通信システムにおけるデータ伝送の方法は主に回線交換方式であるが、音声通信以外のデータ通信の割合が増えるにしたがい、設備コストを低減させるなどの目的のためにＩＰ（Internet-Protocol）化が進展している。したがって、ＩＰ化の進展に伴い、次世代の移動体通信システムにおけるデータ伝送はパケット交換方式が主流になりつつある。さらに、次世代の無線通信の伝送帯域は数百ｋＨｚから数十ＭＨｚへと帯域幅が益々増大し、上り信号は時分割多重の技術に加えて周波数多重の技術が利用されている。【０００３】
また、移動体通信システムの基地局装置や無線ＬＡＮのアクセスポイント（ＡＰ）装置など、複数の端末からの上りの無線信号を受信する無線局装置の技術課題の一つとして、ＡＧＣ(Auto-Gain-Control)制御の広ダイナミックレンジ化がある。例えば、移動体通信システムにおける、各端末からの上り無線信号のレベルは、端末−無線局装置間の距離や伝送環境のばらつきのため、電力レベルで約７０〜９０ｄＢの変動が生じる。さらに、無線局装置では複数の端末からの信号が時間的に重なるため、無線局装置の受信信号のレベル変動は一層大きくなる。【０００４】
また、上りの無線信号を受信する無線局装置では、このように複数の端末から送信される信号をまとめて受信し、その受信信号を一括してアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換した後にデジタル信号処理によって各端末からの信号を分離している。しかし、一般的に、Ａ／Ｄ変換器の入力のダイナミックレンジは７０ｄＢよりも狭いため、Ａ／Ｄ変換でのＣＮＲ（Carrier Noise Ratio）劣化や入力レベルの飽和による劣化が起きないように、Ａ／Ｄ変換器の入力レベルの最適調整を行うことが必要である。このようにして、Ａ／Ｄ変換器の入力レベルの最適調整を可変利得増幅器によって行うことをＡＧＣ制御と云っている。【０００５】
また、上記のような上り受信方式においては、例えば、通信方式としてＴＤＭＡ(Time-Division-Multiple-Access)方式やＣＤＭＡ(Code-Division-Multiple-Access)方式が用いられている。第二世代の移動通信システムや無線ＬＡＮなどで用いられるＴＤＭＡ方式では、各端末は同一周波数帯を共有し、各端末からの上り信号が無線局装置において時間的に重ならないようにしている。一方、ＣＤＭＡ方式では、各端末は同一周波数帯を共有し、各端末の信号は時間的に重なっているが、無線局装置では、それぞれの端末ごとに割り当てられた拡散符号によってそれぞれの端末ごとの信号を分離することができる。また、第三世代のＷ−ＣＤＭＡにおいては、上り伝送はＣＤＭＡ方式を用いた回線交換方式であるため、無線局装置において受信信号のレベルが急激に変動したり途切れたりすることは殆んどない。したがって、受信部のＡＧＣ制御に大きな問題はなかった。【０００６】
一方、ＴＤＭＡ方式では、各端末から到来する受信信号はフレームまたはパケットなどと呼ばれる時間単位のバースト信号であるため、フレームの立ち上り／立ち下りのレベル変動が極めて大きい。そのため、フレームの立ち上り／立ち下りにおけるＡＧＣ制御が困難になる。言い換えると、フレームの立ち上り及び立ち下りの時間は、ＡＧＣ制御の時定数よりも非常に早いため、フレームの立ち上り直後ではＡ／Ｄ変換器の入力電力が大きすぎて可変利得増幅器が飽和し、フレームの立ち下り直後ではＡ／Ｄ変換器の入力電力が小さすぎて可変利得増幅器におけるＣＮＲが劣化するため、最適なＡＧＣ制御を行うことが困難となる。【０００７】
このようなＡＧＣ制御の問題を解決するためのバースト信号の受信方法に関する技術は例えば特許文献１などに開示されている。図１は、従来の無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図である。図１に示すように、切替スイッチ１７は、可変利得増幅器１の制御電圧として、ＡＧＣ回路１６の現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）と、記憶回路１９に記憶されている１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）とを比較した後、現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）と１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）を適宜に切替える。【０００８】
すなわち、現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）と１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）をレベル差検出器１８で比較し、ＸとＹの差がある値Ｚ以下のとき（つまり、｜Ｘ−Ｙ｜≦Ｚのとき）は、切替スイッチ１７の出力を現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）に切り替える。また、ＸとＹの差がある値Ｚより大きいとき（つまり、｜Ｘ−Ｙ｜＞Ｚのとき）は、切替スイッチ１７の出力を１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）に切り替える。つまり、切替スイッチ１７は、バースト信号があるときはＡＧＣ回路１６が検出した現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）に切り替えて可変利得増幅器１の制御端子へ送信し、バースト信号がないときは記憶回路１９に記憶されている１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）に切り替えて可変利得増幅器１の制御端子へ送信している。以上のような切替スイッチ１７の切替え制御は、タイミング発生器２０が発生したタイミング信号の周期によって行われる。【０００９】
これにより、バースト信号の立ち上りにおいて、ＡＧＣ制御が動作するまでの時間を短縮することができると共に、間欠的なバースト信号によって生じるＡＧＣ制御電圧の不連続も抑制することができる。なお、従来のＴＤＭＡ方式では、無線局装置は送信フレームと受信フレームが交互に時間多重されているため、受信タイミング時間は無線局装置にとって既知であるものとする。
【特許文献１】特開平９−１８６５３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記のようなＡＧＣ制御回路におけるバースト信号の受信方法は、受信信号（バースト信号）の到達時間があらかじめわかっていることを前提としており、到達時間がわからないバースト信号の場合には上記のＡＧＣ制御を適用することができない。また、次世代の移動通信システムにおける無線通信では、信号の伝送速度が益々高くなると共にＩＰ化が進んでパケット交換方式となるため、必然的に上り信号はバースト信号となることが前提になる。このとき、各端末からのバースト信号がランダムに到来することがないように無線局装置で送信タイミングの制御を行えば、受信タイミングの時間は既知となる。【００１１】
ところが、今日では、上り信号の伝送効率を上げるためにＴＤＭＡ方式に加えてＣＤＭＡ方式やＦＤＭＡ方式の併用が検討されており、この場合は、複数の端末からの上り信号が混ざった状態で受信する必要があるため、受信用増幅器（可変利得増幅器１）やＡ／Ｄ変換前の受信信号レベルは従来に比べて大きく変動する。すなわち、バースト信号の立ち上り時の振幅は、過去のバースト信号のものとは相関関係がない。従って、上記の特許文献１などの従来方式の信号では、１フレーム前の制御信号は適正な値ではない場合が多く、後段の受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器において飽和による劣化が発生するおそれがある。【００１２】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、バースト信号の到達時間あるいは受信電力／受信レベルが未知である場合でも、受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器の入力信号の振幅が飽和しないようなＡＧＣ制御回路を有する無線信号受信装置を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の無線信号受信装置は、複数の端末装置から無線で送信されるバースト信号を受信して増幅する無線信号受信装置であって、前記バースト信号の電力増幅率を可変する電力可変手段と、前記電力可変手段から出力されるバースト信号の出力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第一の時定数を有する検出回路によって検出する第一の振幅検出手段と、前記電力可変手段に入力されるバースト信号の入力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第二の時定数を有する検出回路によって検出する第二の振幅検出手段と、前記出力平均振幅と第一の基準値との差分である誤差検出値を求める誤差検出手段と、前記入力平均振幅が第二の基準値以下のときは第三の基準値により前記電力可変手段に利得一定制御を行わせ、前記入力平均振幅が前記第二の基準値より大きいときは前記誤差検出値により前記電力可変手段に利得可変制御を行わせる切替手段と、を備える構成を採る。
【発明の効果】
【００１４】
本発明は、複数の端末から送信される無線のバースト信号を受信する無線信号受信装置において、可変利得増幅器（電力可変手段）の入力信号及び出力信号の２種類の振幅検出器を備えていて、出力信号の振幅（出力平均振幅）の検出結果を用いて可変利得増幅器にＡＧＣ制御を行わせ、入力信号の振幅（入力平均振幅）の検出結果が低いときには、可変利得増幅器に対してＡＧＣ制御から一定利得制御を行わせるように切り替える。これによって、どのような大きさのバースト信号が到達しても、又は予期せぬタイミングでバースト信号が到達しても、後段の受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器の飽和による特性劣化を防止することができる。また、上記の２種類の振幅検出器は高速応答の必要ないため、安価な回路構成によってＡＧＣ制御回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】従来の無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図
【図３】バースト信号に対して利得可変制御を行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図
【図４】バースト信号に対して利得可変制御と利得一定制御を組み合わせて行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図
【図５】本発明の実施の形態２に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
〈発明の概要〉
本発明の無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路は、受信するバースト信号の振幅が所定のレベルより大きいときには、可変利得増幅器がフィードバック系による利得可変制御を行い、受信するバースト信号の振幅が所定のレベルより小さいときには、可変利得増幅器が一定利得制御を行う。これによって、受信するバースト信号の到達時間が未知な場合でも、可変利得増幅器やその後段のＡ／Ｄ変換器の飽和による特性劣化を防止することができる。【００１７】
次に、本発明による無線信号受信装置の具体的な実施の形態の幾つかについて詳細に説明する。なお、以下の各実施の形態で用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。【００１８】
〈実施の形態１〉
図２は、本発明の実施の形態１に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図である。このＡＧＣ制御回路は、受信用増幅器である可変利得増幅器１０１、又は可変利得増幅器１０１の後段にあるＡ／Ｄ変換器（図示せず）の前段に設け、入力されるバースト信号の飽和による特性劣化を抑制するものである。【００１９】
まず、図２に示すＡＧＣ制御回路の構成について説明する。このＡＧＣ制御回路は、可変利得増幅器１０１と、第一の平均振幅検出器１０２と、第一のＡ／Ｄ変換器１０３と、第一の基準値１０４と、誤差検出器１０５と、第二の平均振幅検出器１０６と、第三の基準値１０７と、制御信号生成器１０８と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０９と、を備える。制御信号生成器１０８は、第二のＡ／Ｄ変換器１５１と、第二の基準値１５２と、比較器１５３と、切替スイッチ１５４と、Ｄ／Ａ変換器１５５と、を含む。【００２０】
可変利得増幅器１０１は、複数の端末から無線で送信されるバースト信号の電力増幅率を可変して最適レベルの電力に増幅する。第一の平均振幅検出器１０２は、可変利得増幅器１０１から出力されるバースト信号の出力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い時定数（第一の時定数）を有する検出回路によって検出する。第一のＡ／Ｄ変換器１０３は、第一の平均振幅検出器１０２が検出したバースト信号の出力平均振幅をアナログ信号からデジタル信号に変換する。【００２１】
誤差検出器１０５は、第一の平均振幅検出器１０２が検出した第一の振幅検出値（出力平均振幅）と第一の基準値１０４とを比較して誤差検出値を生成する。なお、第一の基準値１０４は可変利得増幅器１０１に対して利得可変制御を行わせるための基準値である。【００２２】
第二の平均振幅検出器１０６は、可変利得増幅器１０１に入力されるバースト信号の入力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い時定数（第二の時定数）を有する検出回路によって検出する。【００２３】
第三の基準値１０７は、バースト信号が突然到来したときに備えて、可変利得増幅器１０１やその出力側のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和しないように利得一定制御を行わせるための制御信号レベルの基準値である。【００２４】
制御信号生成器１０８中の第二のＡ／Ｄ変換器１５１は、第二の平均振幅検出器１０６が検出したバースト信号の入力平均振幅をアナログ信号からデジタル信号に変換する。第二の基準値１５２は、可変利得増幅器１０１に対して利得一定制御を行わせるか利得可変制御を行わせるかを決定するための閾値である。比較器１５３は、第二の平均振幅検出器１０６の出力値（入力平均振幅）と第二の基準値１５２とを比較する。切替スイッチ１５４は、可変利得増幅器１０１の制御端子へ入力される制御信号を、誤差検出器１０５からの誤差検出値か第三の基準値かのいずれかに切り替える。すなわち、切替スイッチ１５４は、第二の平均振幅検出器１０６の出力値（入力平均振幅）が第二の基準値１５２以下のときには、可変利得増幅器１０１の制御端子への入力を第三の基準値１０７へ切替え、第二の平均振幅検出器１０６の出力値（入力平均振幅）が第二の基準値１５２より大きいときには可変利得増幅器１０１の制御端子への入力を誤差検出器１０５からの誤差検出値へ切替える。Ｄ／Ａ変換器１５５は、切替スイッチ１５４から可変利得増幅器１０１へ送信される制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。【００２５】
ＬＰＦ１０９は、可変利得増幅器１０１と制御信号生成器１０８の間に挿入されていて、切替スイッチ１５４による利得可変制御と利得一定制御の切替え時における制御信号の不連続性を解消する。【００２６】
次に、図２に示すＡＧＣ制御回路の動作について説明する。可変利得増幅器１０１が、図示しない複数の端末から到来した受信信号（バースト信号）を増幅する。このとき、可変利得増幅器１０１の利得制御は制御信号生成器１０８からの制御信号を用いて行われる。また、本発明のＡＧＣ制御回路は、可変利得増幅器１０１によって利得可変制御と利得一定制御の二種類の制御が行われるような組み合わせで構成されている。なお、可変利得増幅器１０１の代わりに可変減衰器を用いてもよいが、以下の実施形態では、可変利得増幅器１０１を用いて利得可変制御と利得一定制御を行う場合について説明する。【００２７】
まず、可変利得増幅器１０１が行う利得可変制御の動作について説明する。第一の平均振幅検出器１０２が、可変利得増幅器１０１の出力におけるバースト信号の振幅を検出する。第一の平均振幅検出器１０２が検出したバースト信号の振幅検出値（出力平均振幅）は、第一のＡ／Ｄ変換器１０３によってデジタル信号に変換された後に、誤差検出器１０５の比較端子に入力される。すると、誤差検出器１０５は、この振幅検出値（出力平均振幅）と第一の基準値１０４との差分（誤差検出値）を求める。この差分（誤差検出値）の誤差信号はフィードバック信号となって制御信号生成器１０８から可変利得増幅器１０１の制御端子に入力される。【００２８】
すなわち、制御信号生成器１０８には切替え切替スイッチ１５４が内蔵されており、利得可変制御においては、切替スイッチ１５４がｂ接点側に切り替わり、誤差検出器１０５からの誤差検出値の信号が可変利得増幅器１０１の制御端子へ入力されてフィードバック制御が行われる。その結果、可変利得増幅器１０１の出力信号（バースト信号）の平均振幅が一定になるようにＡＧＣ制御が行われる。【００２９】
ここで、第一の平均振幅検出器１０２によるフィードバックループのＡＧＣ制御における第一の時定数をＴ１とすると、この第一の時定数Ｔ１は、バースト信号の立ち上り時間より十分長くして、バースト信号の振幅情報が上記のＡＧＣ制御で失われないようにする。ＡＧＣ制御の時定数は、通常、第一の平均振幅検出器１０２における第一の時定数Ｔ１が支配的であることが多いため、上記時定数の設定は、第一の平均振幅検出器１０２の検出平均時間を立ち上り時間より長くすることによって実現できる。なお、上記のフィードバックループの遅延時間に起因する時定数が無視できない場合は、これも考慮して第一の時定数Ｔ１を決定する。なお、このような可変利得増幅器１０１による利得可変制御の構成要素及びＡＧＣ制御は従来と同じであるので詳細な説明は省略する。【００３０】
上述のようなＡＧＣ制御では、バースト信号の瞬間的な信号振幅の立ち上りを検出することができないために特性劣化を引き起こす要因となる。ここで、バースト信号の瞬間的な信号振幅の立ち上りによって特性劣化を引き起こす原因について述べる。図３は、バースト信号に対して利得可変制御を行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図であり、横軸に時間、縦軸に信号レベルを示している。【００３１】
図３において、点線の波形は可変利得増幅器１０１に入力されるバースト信号の波形を表わし、実線の波形は可変利得制御が行われるときの利得の逆数の時間変化を表す。つまり、実線の波形はバースト信号の振幅の第一の時定数Ｔ１による時間平均に相当するものであり、単位時間当りに到来するバースト信号の数が増えて信号強度が大きくなるほど信号レベルは大きくなる。言い換えると、実線の波形は、可変利得増幅器１０１の制御端子に入力される制御信号レベルの時間的変化を表わしている。【００３２】
図３において、点線で示すバースト信号の数が少ない時間領域をＡとすると、時間領域Ａでは、実線で示す制御信号レベルが小さくて可変利得増幅器１０１の利得が大きくなるため、バースト信号が到来した瞬間の振幅が平均振幅（つまり、図の実線の制御信号レベル）に比べて非常に大きくなり、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力が飽和しやすい。つまり、バースト信号の立ち上がり時のレベル変動が大きすぎるので、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力が飽和するおそれがある。【００３３】
一方、図の点線で示すバースト信号の数が多い時間領域をＢとすると、この時間領域Ｂでは、バースト信号の立ち上り時の振幅と平均振幅（つまり、図の実線の制御信号レベル）との差が時間領域Ａに比べて非常に小さい。したがって、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力レベルを低めに設定することで飽和を防ぐことが可能となる。【００３４】
以上のことから、上記の利得可変制御だけでは、バースト信号の数が少ない時間領域Ａにおいては、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和してしまう不具合が生じる。【００３５】
次に、このような不具合を解決するために、バースト信号の数が少ない時間領域Ａにおいて利得一定制御を行う方法について説明する。【００３６】
つまり、可変利得増幅器１０１の利得一定制御は図３に示す時間領域Ａの間だけ行う。その方法について図２を参照しながら説明する。第二の平均振幅検出器１０６が、利得可変増幅器１０１の入力信号であるバースト信号の時間的な入力平均振幅を検出し、制御信号生成器１０８の第二のＡ／Ｄ変換器１５１がこの入力平均振幅の検出値をアナログ信号からデジタル信号に変換した後、比較器１５３が、入力平均振幅の検出値と第二の基準値１５２とを比較する。ここで、第二の平均振幅検出器１０６が検出した入力平均振幅の検出値が第二の基準値１５２より大きい場合は、時間領域Ｂであると判定して、上記の利得可変制御が行われるように切替スイッチ１５４を接点ｂの方へ切り替える。【００３７】
一方、第二の平均振幅検出器１０６が検出した入力平均振幅の検出値が第二の基準値１５２以下の場合は、時間領域Ａであると判定して、切替スイッチ１５４を接点ａの方へ切り替えて、可変利得増幅器１０１に利得一定制御を行わせる。【００３８】
ここで、利得一定制御のときの制御電圧値は第三の基準値１０７として記憶されており、第三の基準値、すなわち、利得一定制御のときの利得は、バースト信号が突然到達したときに、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和しないように十分小さい値に設定する。【００３９】
図４は、バースト信号に対して利得可変制御と利得一定制御を組み合わせて行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図であり、横軸に時間、縦軸に信号レベルを示している。この場合は、図４に示すように、時間領域Ａにおいてバースト信号が突然到達しても、制御信号レベルが小さくなりすぎないように、すなわち可変利得増幅器１０１の利得が大きくならないように、制御信号レベルを一定にしている。したがって、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力レベルを低めに設定することで飽和を防ぐことができる。【００４０】
なお、第二の平均振幅検出器１０６の第二の時定数Ｔ２は、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１とほぼ同じ値になるように設定する。つまり、第二の時定数Ｔ２が第一の時定数Ｔ１より短いか又は長すぎると、時間領域Ａと時間領域Ｂの判定を適正に行うことができない。つまり、第二の時定数Ｔ２が長すぎると時間領域Ａが少なくなり、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和しやすくなる。一方、第二の時定数Ｔ２が短いと時間領域Ａが増えて飽和しにくくはなるが、可変利得制御でも対応できる時間領域を増やしても意味がない。また、第二の時定数Ｔ２を短くするためには、高速の振幅検出が必要となるために回路構成が高価になるなどの課題も発生する。したがって、第二の平均振幅検出器１０６の第二の時定数Ｔ２は、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１とほぼ同じ値にすることが望ましい。【００４１】
また、図２に示すように、可変利得増幅器１０１と制御信号生成器１０８の間にはローパスフィルタ１０９を挿入する。これにより、切替スイッチ１５４による利得可変制御と利得一定制御の切替え時の制御信号の不連続性を解消することができる。このとき、ローパスフィルタ１０９の第三の時定数Ｔ３は、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１、第二の平均振幅検出器１０６の第二の時定数Ｔ２とほぼ同程度に設定することが望ましい。つまり、ローパスフィルタ１０９の第三の時定数Ｔ３が長すぎると、時間領域ＡにおけるＡＧＣ制御速度が遅くなり、逆に、ローパスフィルタ１０９の第三の時定数Ｔ３が短すぎると、利得制御の切替え時の制御信号の不連続性による信号波形の劣化を引き起こすなどの不具合を発生させる。【００４２】
以上説明したように、図２ではＡ／Ｄ変換器などを用いたデジタル信号処理によるＡＧＣ制御回路について述べたが、このようにデジタル処理化することによって、ＡＧＣ制御回路の１チップ化による小型化や低価格化を実現することができるが、必要に応じてアナログ信号処理回路を用いることも可能である。【００４３】
また、上記はＡＧＣ制御を行うための信号レベルの検出方法として、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１の平均信号振幅検出を行う方法を用いているが、代わりに、時定数の長いピーク振幅検出器を用いても同様の効果が得られる。その理由は、第一の時定数Ｔ１のピーク検出結果は、上記の第一の時定数Ｔ１の平均振幅検出結果とほぼ同じような時間変化をするからである。ここで必要なのは、高速なピーク検出器ではなく、第一の時定数Ｔ１のゆっくりしたピーク検出器である。つまり、高速なピーク検出器は高価である上に、振幅情報が失われるために使用できないため、第一の時定数Ｔ１の緩慢なピーク検出器が有用となる。【００４４】
以上のように、利得可変制御と利得一定制御とを組み合わせた利得制御の方法により、受信用増幅器（つまり、可変利得増幅器１０１）やＡ／Ｄ変換器のバースト信号の立ち上り時の飽和を防止することができる。また、このような利得制御の方法は、バースト信号の立ち上りを検出する高価な高速信号レベル検出器を必要とせず、かつ、信号処理も非常に簡単であるため、結果的に、無線信号受信装置の小型化及び低価格化を実現することができる。【００４５】
〈実施の形態２〉
図５は、本発明の実施の形態２に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図である。図２に示す実施の形態１との違いは、利得一定制御を行う制御信号レベルを決定する第三の基準値の設定方法である。そのために、端末数検出器２０１とＦ（Ｎ）演算器２０２が追加されている。それ以外について実施の形態１と同様である重複する説明は省略する。【００４６】
図５において、端末数Ｎを検出する端末数検出器２０１が、図示しない無線基地局と通信中の端末数Ｎを検出する。なお、無線基地局は通信中の移動体端末の個数を常に把握して通信制御を行うことが一般的であるため、通常は新たな検出器を設ける必要はない。したがって、無線基地局の通信制御情報から通信中の端末数Ｎの情報を容易に入手することができる。【００４７】
次に、Ｆ（Ｎ）演算器２０２が、端末数検出器２０１の検出した端末数Ｎに関する単調増加関数Ｆ（Ｎ）を演算し、この演算結果を第三の基準値１０７ａとする。この第三の基準値１０７ａは、図３に示す時間領域Ａにおいて突然到達するバースト信号によって後段の受信増幅器やＡ／Ｄ変換器が飽和しないようにするために、バースト信号の振幅の予測値を設定するものである。無線基地局と通信中の端末数Ｎが多いほど、複数の端末から同時にバースト信号が到達する確率が増えるので、端末数Ｎが大きいほど第三の基準値１０７ａは大きいほうがよい。したがって、単調増加関数Ｆ（Ｎ）は、端末数Ｎに対して単調増加する関数とする。【００４８】
次に、単調増加関数Ｆ（Ｎ）の端末数Ｎに対する依存性に関する設定方法の一例を述べる。無線基地局に登録して接続された端末数がＮのとき、同時にＮ個の信号を受信する可能性を常に想定すると、バースト信号の立ち上りの振幅は√Ｎに比例するので、ｂを定数として、単調増加関数Ｆ（Ｎ）は次の式（１）で求められる。これは最も単純な設定方法である。
Ｆ（Ｎ）＝ｂ・√Ｎ                                                  （１）
【産業上の利用可能性】
【００４９】
本発明の無線信号受信装置によれば、今後、次世代における無線伝送システムではバースト信号の伝送が一般的となり受信信号振幅の変動が大きくなるので、受信用増幅器やＡ／Ｄ変換が飽和しないようなＡＧＣ制御の必要性が益々高まる。本発明は、バースト信号の到達時間あるいは受信電力が未知な場合でも、受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器の入力信号振幅が飽和しないＡＧＣ回路を有する無線信号受信装置を提供するものであり、次世代の無線局装置において有効である。
【図１】
2008050391.tif 000003
【図２】
2008050391.tif 000004
【図３】
2008050391.tif 000005
【図４】
2008050391.tif 000006
【図５】
2008050391.tif 000007
【手続補正書】
【提出日】平成21年2月24日(2009.2.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の端末装置から無線で送信されるバースト信号を受信して増幅する無線信号受信装置であって、
前記バースト信号の電力増幅率を可変する電力可変手段と、
前記電力可変手段から出力されるバースト信号の出力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第一の時定数を有する検出回路によって検出する第一の振幅検出手段と、
前記電力可変手段に入力されるバースト信号の入力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第二の時定数を有する検出回路によって検出する第二の振幅検出手段と、
前記出力平均振幅と第一の基準値との差分である誤差検出値を求める誤差検出手段と、
前記入力平均振幅が第二の基準値以下のときは第三の基準値により前記電力可変手段に利得一定制御を行わせ、前記入力平均振幅が前記第二の基準値より大きいときは前記誤差検出値により前記電力可変手段に利得可変制御を行わせる切替手段と、
を備える無線信号受信装置。
【請求項２】
前記第一の時定数と前記第二の時定数はほぼ同じである請求項１に記載の無線信号受信装置。
【請求項３】
前記無線信号受信装置と通信中の端末数を検出する端末数検出手段と、
前記端末数検出手段が検出した端末数に基づく単調増加関数の演算結果により前記第三の基準値を決定する単調増加関数演算手段と、
をさらに備える請求項１に記載の無線信号受信装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話機などの移動体通信装置や無線ＬＡＮなどの無線信号伝送システムにおける無線信号の受信手段である無線信号受信装置に関し、特に、断続的な無線信号であるバースト信号を受信する無線信号受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
第二、三世代の移動体通信システムにおけるデータ伝送の方法は主に回線交換方式であるが、音声通信以外のデータ通信の割合が増えるにしたがい、設備コストを低減させるなどの目的のためにＩＰ（Internet-Protocol）化が進展している。したがって、ＩＰ化の進展に伴い、次世代の移動体通信システムにおけるデータ伝送はパケット交換方式が主流になりつつある。さらに、次世代の無線通信の伝送帯域は数百ｋＨｚから数十ＭＨｚへと帯域幅が益々増大し、上り信号は時分割多重の技術に加えて周波数多重の技術が利用されている。
【０００３】
また、移動体通信システムの基地局装置や無線ＬＡＮのアクセスポイント（ＡＰ）装置など、複数の端末からの上りの無線信号を受信する無線局装置の技術課題の一つとして、ＡＧＣ(Auto-Gain-Control)制御の広ダイナミックレンジ化がある。例えば、移動体通信システムにおける、各端末からの上り無線信号のレベルは、端末−無線局装置間の距離や伝送環境のばらつきのため、電力レベルで約７０〜９０ｄＢの変動が生じる。さらに、無線局装置では複数の端末からの信号が時間的に重なるため、無線局装置の受信信号のレベル変動は一層大きくなる。
【０００４】
また、上りの無線信号を受信する無線局装置では、このように複数の端末から送信される信号をまとめて受信し、その受信信号を一括してアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換した後にデジタル信号処理によって各端末からの信号を分離している。しかし、一般的に、Ａ／Ｄ変換器の入力のダイナミックレンジは７０ｄＢよりも狭いため、Ａ／Ｄ変換でのＣＮＲ（Carrier Noise Ratio）劣化や入力レベルの飽和による劣化が起きないように、Ａ／Ｄ変換器の入力レベルの最適調整を行うことが必要である。このようにして、Ａ／Ｄ変換器の入力レベルの最適調整を可変利得増幅器によって行うことをＡＧＣ制御と云っている。
【０００５】
また、上記のような上り受信方式においては、例えば、通信方式としてＴＤＭＡ(Time-Division-Multiple-Access)方式やＣＤＭＡ(Code-Division-Multiple-Access)方式が用いられている。第二世代の移動通信システムや無線ＬＡＮなどで用いられるＴＤＭＡ方式では、各端末は同一周波数帯を共有し、各端末からの上り信号が無線局装置において時間的に重ならないようにしている。一方、ＣＤＭＡ方式では、各端末は同一周波数帯を共有し、各端末の信号は時間的に重なっているが、無線局装置では、それぞれの端末ごとに割り当てられた拡散符号によってそれぞれの端末ごとの信号を分離することができる。また、第三世代のＷ−ＣＤＭＡにおいては、上り伝送はＣＤＭＡ方式を用いた回線交換方式であるため、無線局装置において受信信号のレベルが急激に変動したり途切れたりすることは殆んどない。したがって、受信部のＡＧＣ制御に大きな問題はなかった。
【０００６】
一方、ＴＤＭＡ方式では、各端末から到来する受信信号はフレームまたはパケットなどと呼ばれる時間単位のバースト信号であるため、フレームの立ち上り／立ち下りのレベル変動が極めて大きい。そのため、フレームの立ち上り／立ち下りにおけるＡＧＣ制御が困難になる。言い換えると、フレームの立ち上り及び立ち下りの時間は、ＡＧＣ制御の時定数よりも非常に早いため、フレームの立ち上り直後ではＡ／Ｄ変換器の入力電力が大きす
ぎて可変利得増幅器が飽和し、フレームの立ち下り直後ではＡ／Ｄ変換器の入力電力が小さすぎて可変利得増幅器におけるＣＮＲが劣化するため、最適なＡＧＣ制御を行うことが困難となる。
【０００７】
このようなＡＧＣ制御の問題を解決するためのバースト信号の受信方法に関する技術は例えば特許文献１などに開示されている。図１は、従来の無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図である。図１に示すように、切替スイッチ１７は、可変利得増幅器１の制御電圧として、ＡＧＣ回路１６の現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）と、記憶回路１９に記憶されている１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）とを比較した後、現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）と１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）を適宜に切替える。
【０００８】
すなわち、現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）と１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）をレベル差検出器１８で比較し、ＸとＹの差がある値Ｚ以下のとき（つまり、｜Ｘ−Ｙ｜≦Ｚのとき）は、切替スイッチ１７の出力を現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）に切り替える。また、ＸとＹの差がある値Ｚより大きいとき（つまり、｜Ｘ−Ｙ｜＞Ｚのとき）は、切替スイッチ１７の出力を１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）に切り替える。つまり、切替スイッチ１７は、バースト信号があるときはＡＧＣ回路１６が検出した現在のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｘ）に切り替えて可変利得増幅器１の制御端子へ送信し、バースト信号がないときは記憶回路１９に記憶されている１フレーム前のバースト信号のＡＧＣ電圧（Ｙ）に切り替えて可変利得増幅器１の制御端子へ送信している。以上のような切替スイッチ１７の切替え制御は、タイミング発生器２０が発生したタイミング信号の周期によって行われる。
【０００９】
これにより、バースト信号の立ち上りにおいて、ＡＧＣ制御が動作するまでの時間を短縮することができると共に、間欠的なバースト信号によって生じるＡＧＣ制御電圧の不連続も抑制することができる。なお、従来のＴＤＭＡ方式では、無線局装置は送信フレームと受信フレームが交互に時間多重されているため、受信タイミング時間は無線局装置にとって既知であるものとする。
【特許文献１】特開平９−１８６５３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記のようなＡＧＣ制御回路におけるバースト信号の受信方法は、受信信号（バースト信号）の到達時間があらかじめわかっていることを前提としており、到達時間がわからないバースト信号の場合には上記のＡＧＣ制御を適用することができない。また、次世代の移動通信システムにおける無線通信では、信号の伝送速度が益々高くなると共にＩＰ化が進んでパケット交換方式となるため、必然的に上り信号はバースト信号となることが前提になる。このとき、各端末からのバースト信号がランダムに到来することがないように無線局装置で送信タイミングの制御を行えば、受信タイミングの時間は既知となる。
【００１１】
ところが、今日では、上り信号の伝送効率を上げるためにＴＤＭＡ方式に加えてＣＤＭＡ方式やＦＤＭＡ方式の併用が検討されており、この場合は、複数の端末からの上り信号が混ざった状態で受信する必要があるため、受信用増幅器（可変利得増幅器１）やＡ／Ｄ変換前の受信信号レベルは従来に比べて大きく変動する。すなわち、バースト信号の立ち上り時の振幅は、過去のバースト信号のものとは相関関係がない。従って、上記の特許文献１などの従来方式の信号では、１フレーム前の制御信号は適正な値ではない場合が多く、後段の受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器において飽和による劣化が発生するおそれがある。
【００１２】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、バースト信号の到達時間あるいは受信電力／受信レベルが未知である場合でも、受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器の入力信号の振幅が飽和しないようなＡＧＣ制御回路を有する無線信号受信装置を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の無線信号受信装置は、複数の端末装置から無線で送信されるバースト信号を受信して増幅する無線信号受信装置であって、前記バースト信号の電力増幅率を可変する電力可変手段と、前記電力可変手段から出力されるバースト信号の出力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第一の時定数を有する検出回路によって検出する第一の振幅検出手段と、前記電力可変手段に入力されるバースト信号の入力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い第二の時定数を有する検出回路によって検出する第二の振幅検出手段と、前記出力平均振幅と第一の基準値との差分である誤差検出値を求める誤差検出手段と、前記入力平均振幅が第二の基準値以下のときは第三の基準値により前記電力可変手段に利得一定制御を行わせ、前記入力平均振幅が前記第二の基準値より大きいときは前記誤差検出値により前記電力可変手段に利得可変制御を行わせる切替手段と、を備える構成を採る。
【発明の効果】
【００１４】
本発明は、複数の端末から送信される無線のバースト信号を受信する無線信号受信装置において、可変利得増幅器（電力可変手段）の入力信号及び出力信号の２種類の振幅検出器を備えていて、出力信号の振幅（出力平均振幅）の検出結果を用いて可変利得増幅器にＡＧＣ制御を行わせ、入力信号の振幅（入力平均振幅）の検出結果が低いときには、可変利得増幅器に対してＡＧＣ制御から一定利得制御を行わせるように切り替える。これによって、どのような大きさのバースト信号が到達しても、又は予期せぬタイミングでバースト信号が到達しても、後段の受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器の飽和による特性劣化を防止することができる。また、上記の２種類の振幅検出器は高速応答の必要ないため、安価な回路構成によってＡＧＣ制御回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
〈発明の概要〉
本発明の無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路は、受信するバースト信号の振幅が所定のレベルより大きいときには、可変利得増幅器がフィードバック系による利得可変制御を行い、受信するバースト信号の振幅が所定のレベルより小さいときには、可変利得増幅器が一定利得制御を行う。これによって、受信するバースト信号の到達時間が未知な場合でも、可変利得増幅器やその後段のＡ／Ｄ変換器の飽和による特性劣化を防止することができる。
【００１６】
次に、本発明による無線信号受信装置の具体的な実施の形態の幾つかについて詳細に説明する。なお、以下の各実施の形態で用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００１７】
〈実施の形態１〉
図２は、本発明の実施の形態１に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図である。このＡＧＣ制御回路は、受信用増幅器である可変利得増幅器１０１、又は可変利得増幅器１０１の後段にあるＡ／Ｄ変換器（図示せず）の前段に設け、入力されるバースト信号の飽和による特性劣化を抑制するものである。
【００１８】
まず、図２に示すＡＧＣ制御回路の構成について説明する。このＡＧＣ制御回路は、可変利得増幅器１０１と、第一の平均振幅検出器１０２と、第一のＡ／Ｄ変換器１０３と、第一の基準値１０４と、誤差検出器１０５と、第二の平均振幅検出器１０６と、第三の基準値１０７と、制御信号生成器１０８と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０９と、を備える。制御信号生成器１０８は、第二のＡ／Ｄ変換器１５１と、第二の基準値１５２と、比較器１５３と、切替スイッチ１５４と、Ｄ／Ａ変換器１５５と、を含む。
【００１９】
可変利得増幅器１０１は、複数の端末から無線で送信されるバースト信号の電力増幅率を可変して最適レベルの電力に増幅する。第一の平均振幅検出器１０２は、可変利得増幅器１０１から出力されるバースト信号の出力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い時定数（第一の時定数）を有する検出回路によって検出する。第一のＡ／Ｄ変換器１０３は、第一の平均振幅検出器１０２が検出したバースト信号の出力平均振幅をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【００２０】
誤差検出器１０５は、第一の平均振幅検出器１０２が検出した第一の振幅検出値（出力平均振幅）と第一の基準値１０４とを比較して誤差検出値を生成する。なお、第一の基準値１０４は可変利得増幅器１０１に対して利得可変制御を行わせるための基準値である。
【００２１】
第二の平均振幅検出器１０６は、可変利得増幅器１０１に入力されるバースト信号の入力平均振幅を、そのバースト信号の振幅の立ち上り時間より長い時定数（第二の時定数）を有する検出回路によって検出する。
【００２２】
第三の基準値１０７は、バースト信号が突然到来したときに備えて、可変利得増幅器１０１やその出力側のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和しないように利得一定制御を行わせるための制御信号レベルの基準値である。
【００２３】
制御信号生成器１０８中の第二のＡ／Ｄ変換器１５１は、第二の平均振幅検出器１０６が検出したバースト信号の入力平均振幅をアナログ信号からデジタル信号に変換する。第二の基準値１５２は、可変利得増幅器１０１に対して利得一定制御を行わせるか利得可変制御を行わせるかを決定するための閾値である。比較器１５３は、第二の平均振幅検出器１０６の出力値（入力平均振幅）と第二の基準値１５２とを比較する。切替スイッチ１５４は、可変利得増幅器１０１の制御端子へ入力される制御信号を、誤差検出器１０５からの誤差検出値か第三の基準値かのいずれかに切り替える。すなわち、切替スイッチ１５４は、第二の平均振幅検出器１０６の出力値（入力平均振幅）が第二の基準値１５２以下のときには、可変利得増幅器１０１の制御端子への入力を第三の基準値１０７へ切替え、第二の平均振幅検出器１０６の出力値（入力平均振幅）が第二の基準値１５２より大きいときには可変利得増幅器１０１の制御端子への入力を誤差検出器１０５からの誤差検出値へ切替える。Ｄ／Ａ変換器１５５は、切替スイッチ１５４から可変利得増幅器１０１へ送信される制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。
【００２４】
ＬＰＦ１０９は、可変利得増幅器１０１と制御信号生成器１０８の間に挿入されていて、切替スイッチ１５４による利得可変制御と利得一定制御の切替え時における制御信号の不連続性を解消する。
【００２５】
次に、図２に示すＡＧＣ制御回路の動作について説明する。可変利得増幅器１０１が、図示しない複数の端末から到来した受信信号（バースト信号）を増幅する。このとき、可変利得増幅器１０１の利得制御は制御信号生成器１０８からの制御信号を用いて行われる。また、本発明のＡＧＣ制御回路は、可変利得増幅器１０１によって利得可変制御と利得一定制御の二種類の制御が行われるような組み合わせで構成されている。なお、可変利得増幅器１０１の代わりに可変減衰器を用いてもよいが、以下の実施形態では、可変利得増幅器１０１を用いて利得可変制御と利得一定制御を行う場合について説明する。
【００２６】
まず、可変利得増幅器１０１が行う利得可変制御の動作について説明する。第一の平均振幅検出器１０２が、可変利得増幅器１０１の出力におけるバースト信号の振幅を検出する。第一の平均振幅検出器１０２が検出したバースト信号の振幅検出値（出力平均振幅）は、第一のＡ／Ｄ変換器１０３によってデジタル信号に変換された後に、誤差検出器１０５の比較端子に入力される。すると、誤差検出器１０５は、この振幅検出値（出力平均振幅）と第一の基準値１０４との差分（誤差検出値）を求める。この差分（誤差検出値）の誤差信号はフィードバック信号となって制御信号生成器１０８から可変利得増幅器１０１の制御端子に入力される。
【００２７】
すなわち、制御信号生成器１０８には切替え切替スイッチ１５４が内蔵されており、利得可変制御においては、切替スイッチ１５４がｂ接点側に切り替わり、誤差検出器１０５からの誤差検出値の信号が可変利得増幅器１０１の制御端子へ入力されてフィードバック制御が行われる。その結果、可変利得増幅器１０１の出力信号（バースト信号）の平均振幅が一定になるようにＡＧＣ制御が行われる。
【００２８】
ここで、第一の平均振幅検出器１０２によるフィードバックループのＡＧＣ制御における第一の時定数をＴ１とすると、この第一の時定数Ｔ１は、バースト信号の立ち上り時間より十分長くして、バースト信号の振幅情報が上記のＡＧＣ制御で失われないようにする。ＡＧＣ制御の時定数は、通常、第一の平均振幅検出器１０２における第一の時定数Ｔ１が支配的であることが多いため、上記時定数の設定は、第一の平均振幅検出器１０２の検出平均時間を立ち上り時間より長くすることによって実現できる。なお、上記のフィードバックループの遅延時間に起因する時定数が無視できない場合は、これも考慮して第一の時定数Ｔ１を決定する。なお、このような可変利得増幅器１０１による利得可変制御の構成要素及びＡＧＣ制御は従来と同じであるので詳細な説明は省略する。
【００２９】
上述のようなＡＧＣ制御では、バースト信号の瞬間的な信号振幅の立ち上りを検出することができないために特性劣化を引き起こす要因となる。ここで、バースト信号の瞬間的な信号振幅の立ち上りによって特性劣化を引き起こす原因について述べる。図３は、バースト信号に対して利得可変制御を行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図であり、横軸に時間、縦軸に信号レベルを示している。
【００３０】
図３において、点線の波形は可変利得増幅器１０１に入力されるバースト信号の波形を表わし、実線の波形は可変利得制御が行われるときの利得の逆数の時間変化を表す。つまり、実線の波形はバースト信号の振幅の第一の時定数Ｔ１による時間平均に相当するものであり、単位時間当りに到来するバースト信号の数が増えて信号強度が大きくなるほど信号レベルは大きくなる。言い換えると、実線の波形は、可変利得増幅器１０１の制御端子に入力される制御信号レベルの時間的変化を表わしている。
【００３１】
図３において、点線で示すバースト信号の数が少ない時間領域をＡとすると、時間領域Ａでは、実線で示す制御信号レベルが小さくて可変利得増幅器１０１の利得が大きくなるため、バースト信号が到来した瞬間の振幅が平均振幅（つまり、図の実線の制御信号レベル）に比べて非常に大きくなり、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力が飽和しやすい。つまり、バースト信号の立ち上がり時のレベル変動が大きすぎるので、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力が飽和するおそれがある。
【００３２】
一方、図の点線で示すバースト信号の数が多い時間領域をＢとすると、この時間領域Ｂでは、バースト信号の立ち上り時の振幅と平均振幅（つまり、図の実線の制御信号レベル）との差が時間領域Ａに比べて非常に小さい。したがって、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力レベルを低めに設定することで飽和を防ぐことが可能となる。
【００３３】
以上のことから、上記の利得可変制御だけでは、バースト信号の数が少ない時間領域Ａにおいては、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和してしまう不具合が生じる。
【００３４】
次に、このような不具合を解決するために、バースト信号の数が少ない時間領域Ａにおいて利得一定制御を行う方法について説明する。
【００３５】
つまり、可変利得増幅器１０１の利得一定制御は図３に示す時間領域Ａの間だけ行う。その方法について図２を参照しながら説明する。第二の平均振幅検出器１０６が、利得可変増幅器１０１の入力信号であるバースト信号の時間的な入力平均振幅を検出し、制御信号生成器１０８の第二のＡ／Ｄ変換器１５１がこの入力平均振幅の検出値をアナログ信号からデジタル信号に変換した後、比較器１５３が、入力平均振幅の検出値と第二の基準値１５２とを比較する。ここで、第二の平均振幅検出器１０６が検出した入力平均振幅の検出値が第二の基準値１５２より大きい場合は、時間領域Ｂであると判定して、上記の利得可変制御が行われるように切替スイッチ１５４を接点ｂの方へ切り替える。
【００３６】
一方、第二の平均振幅検出器１０６が検出した入力平均振幅の検出値が第二の基準値１５２以下の場合は、時間領域Ａであると判定して、切替スイッチ１５４を接点ａの方へ切り替えて、可変利得増幅器１０１に利得一定制御を行わせる。
【００３７】
ここで、利得一定制御のときの制御電圧値は第三の基準値１０７として記憶されており、第三の基準値、すなわち、利得一定制御のときの利得は、バースト信号が突然到達したときに、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和しないように十分小さい値に設定する。
【００３８】
図４は、バースト信号に対して利得可変制御と利得一定制御を組み合わせて行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図であり、横軸に時間、縦軸に信号レベルを示している。この場合は、図４に示すように、時間領域Ａにおいてバースト信号が突然到達しても、制御信号レベルが小さくなりすぎないように、すなわち可変利得増幅器１０１の利得が大きくならないように、制御信号レベルを一定にしている。したがって、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）の入力レベルを低めに設定することで飽和を防ぐことができる。
【００３９】
なお、第二の平均振幅検出器１０６の第二の時定数Ｔ２は、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１とほぼ同じ値になるように設定する。つまり、第二の時定数Ｔ２が第一の時定数Ｔ１より短いか又は長すぎると、時間領域Ａと時間領域Ｂの判定を適正に行
うことができない。つまり、第二の時定数Ｔ２が長すぎると時間領域Ａが少なくなり、可変利得増幅器１０１や後段のＡ／Ｄ変換器（図示せず）が飽和しやすくなる。一方、第二の時定数Ｔ２が短いと時間領域Ａが増えて飽和しにくくはなるが、可変利得制御でも対応できる時間領域を増やしても意味がない。また、第二の時定数Ｔ２を短くするためには、高速の振幅検出が必要となるために回路構成が高価になるなどの課題も発生する。したがって、第二の平均振幅検出器１０６の第二の時定数Ｔ２は、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１とほぼ同じ値にすることが望ましい。
【００４０】
また、図２に示すように、可変利得増幅器１０１と制御信号生成器１０８の間にはローパスフィルタ１０９を挿入する。これにより、切替スイッチ１５４による利得可変制御と利得一定制御の切替え時の制御信号の不連続性を解消することができる。このとき、ローパスフィルタ１０９の第三の時定数Ｔ３は、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１、第二の平均振幅検出器１０６の第二の時定数Ｔ２とほぼ同程度に設定することが望ましい。つまり、ローパスフィルタ１０９の第三の時定数Ｔ３が長すぎると、時間領域ＡにおけるＡＧＣ制御速度が遅くなり、逆に、ローパスフィルタ１０９の第三の時定数Ｔ３が短すぎると、利得制御の切替え時の制御信号の不連続性による信号波形の劣化を引き起こすなどの不具合を発生させる。
【００４１】
以上説明したように、図２ではＡ／Ｄ変換器などを用いたデジタル信号処理によるＡＧＣ制御回路について述べたが、このようにデジタル処理化することによって、ＡＧＣ制御回路の１チップ化による小型化や低価格化を実現することができるが、必要に応じてアナログ信号処理回路を用いることも可能である。
【００４２】
また、上記はＡＧＣ制御を行うための信号レベルの検出方法として、第一の平均振幅検出器１０２の第一の時定数Ｔ１の平均信号振幅検出を行う方法を用いているが、代わりに、時定数の長いピーク振幅検出器を用いても同様の効果が得られる。その理由は、第一の時定数Ｔ１のピーク検出結果は、上記の第一の時定数Ｔ１の平均振幅検出結果とほぼ同じような時間変化をするからである。ここで必要なのは、高速なピーク検出器ではなく、第一の時定数Ｔ１のゆっくりしたピーク検出器である。つまり、高速なピーク検出器は高価である上に、振幅情報が失われるために使用できないため、第一の時定数Ｔ１の緩慢なピーク検出器が有用となる。
【００４３】
以上のように、利得可変制御と利得一定制御とを組み合わせた利得制御の方法により、受信用増幅器（つまり、可変利得増幅器１０１）やＡ／Ｄ変換器のバースト信号の立ち上り時の飽和を防止することができる。また、このような利得制御の方法は、バースト信号の立ち上りを検出する高価な高速信号レベル検出器を必要とせず、かつ、信号処理も非常に簡単であるため、結果的に、無線信号受信装置の小型化及び低価格化を実現することができる。
【００４４】
〈実施の形態２〉
図５は、本発明の実施の形態２に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図である。図２に示す実施の形態１との違いは、利得一定制御を行う制御信号レベルを決定する第三の基準値の設定方法である。そのために、端末数検出器２０１とＦ（Ｎ）演算器２０２が追加されている。それ以外について実施の形態１と同様である重複する説明は省略する。
【００４５】
図５において、端末数Ｎを検出する端末数検出器２０１が、図示しない無線基地局と通信中の端末数Ｎを検出する。なお、無線基地局は通信中の移動体端末の個数を常に把握して通信制御を行うことが一般的であるため、通常は新たな検出器を設ける必要はない。したがって、無線基地局の通信制御情報から通信中の端末数Ｎの情報を容易に入手すること
ができる。
【００４６】
次に、Ｆ（Ｎ）演算器２０２が、端末数検出器２０１の検出した端末数Ｎに関する単調増加関数Ｆ（Ｎ）を演算し、この演算結果を第三の基準値１０７ａとする。この第三の基準値１０７ａは、図３に示す時間領域Ａにおいて突然到達するバースト信号によって後段の受信増幅器やＡ／Ｄ変換器が飽和しないようにするために、バースト信号の振幅の予測値を設定するものである。無線基地局と通信中の端末数Ｎが多いほど、複数の端末から同時にバースト信号が到達する確率が増えるので、端末数Ｎが大きいほど第三の基準値１０７ａは大きいほうがよい。したがって、単調増加関数Ｆ（Ｎ）は、端末数Ｎに対して単調増加する関数とする。
【００４７】
次に、単調増加関数Ｆ（Ｎ）の端末数Ｎに対する依存性に関する設定方法の一例を述べる。無線基地局に登録して接続された端末数がＮのとき、同時にＮ個の信号を受信する可能性を常に想定すると、バースト信号の立ち上りの振幅は√Ｎに比例するので、ｂを定数として、単調増加関数Ｆ（Ｎ）は次の式（１）で求められる。これは最も単純な設定方法である。
Ｆ（Ｎ）＝ｂ・√Ｎ                                                  （１）
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明の無線信号受信装置によれば、今後、次世代における無線伝送システムではバースト信号の伝送が一般的となり受信信号振幅の変動が大きくなるので、受信用増幅器やＡ／Ｄ変換が飽和しないようなＡＧＣ制御の必要性が益々高まる。本発明は、バースト信号の到達時間あるいは受信電力が未知な場合でも、受信用増幅器やＡ／Ｄ変換器の入力信号振幅が飽和しないＡＧＣ回路を有する無線信号受信装置を提供するものであり、次世代の無線局装置において有効である。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】従来の無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図
【図３】バースト信号に対して利得可変制御を行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図
【図４】バースト信号に対して利得可変制御と利得一定制御を組み合わせて行った場合における制御信号の時間変化の一例を示す図
【図５】本発明の実施の形態２に係る無線信号受信装置におけるＡＧＣ制御回路のブロック図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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