(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路と、
を備え、
前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成され、
前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御するマイクロ・コンピュータを有し、
前記マイクロ・コンピュータは、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えるように設けられ、
該マイクロ・コンピュータは、
放電灯のランプ電圧の検出値に応じて、あるいは、該ランプ電圧と前記直流電源回路の供給電圧との両検出値に応じて決定される、前記スイッチング素子がオフに切り替わってからインダクタ電流が略零になるまでの時間、および、
前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の容量と前記インダクタのインダクタンスとに基づいて算出された、前記インダクタ電流が略零になってから前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧が極小値になるまでの時間、
を用いて、前記スイッチング素子をオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記マイクロ・コンピュータには、
前記スイッチング素子がオフに切り替わってから該スイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧が極小値になるまでの時間を、
前記ランプ電圧の検出値に応じた、あるいは、該ランプ電圧と前記直流電源回路の供給電圧との両検出値に応じたオン切り替えのタイミングとして、
記憶する記憶手段が設けられていることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の放電灯点灯装置において、
前記マイクロ・コンピュータは、前記インダクタに流れる電流が略零まで減少した後、さらに前記オフ状態の電力調整用スイッチング素子と前記インダクタとの間に発生する前記静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期後のタイミングに合わせて、前記電力調整用スイッチング素子をオフからオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記電力調整用スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項４記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項４記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関し、特に、電子バラストによる安定点灯の機能の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる点灯装置としては、銅鉄型の安定器（いわゆる銅鉄バラスト）が用いられてきた。しかしながら、銅鉄型の安定器は重量が重くなるとともに安定器自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子やダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子バラスト（電子安定器）が利用されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１に記載の電子バラストは例えば図１に示すように、交流電源ＡＣの交流出力が入力され直流を出力する直流電源回路２と、直流電源回路２の出力端に接続され放電灯Ｌａへの供給電力を調整・制御する電力変換回路３とで構成される。
電力変換回路３として一般的に降圧チョッパ回路が用いられている。図２は降圧チョッパ回路を用いた電子バラストの具体的な回路例を示したものであって、直流電源回路２は、交流電源ＡＣの交流出力を整流する整流回路５と、整流回路５の出力端間に接続され整流回路５の出力を平滑する平滑コンデンサＣ０とで構成され、交流電源ＡＣの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。また、電力変換回路３は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する制御回路１１とで構成され、コンデンサＣ１の両端に放電灯Ｌａが接続される。ここで、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、インダクタＬ1とで降圧チョッパ回路を構成している。制御回路１１は、コンデンサＣ１の両端電圧を放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖｌａとして検出し、ランプ電圧Ｖｌａに応じてスイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフさせるスイッチング周波数又はオンデューティを制御することによって放電灯Ｌａに供給する電力を調整している。
【０００４】
ここで、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬに着目してみる。放電灯Ｌａの定常点灯状態において、制御回路１１によってスイッチング素子Ｑ１を後述の制御信号Ｓ１によりオンオフ制御した時にインダクタＬ１に流れる電流ＩＬのモードとしては以下の３つのモードがある。すなわち、制御回路１１からスイッチング素子Ｑ１へ図３（Ａ）、図４（Ａ）、図５（Ａ）に示すような制御信号Ｓ１が入力された場合において、図３（Ｂ）に示すように電流ＩＬが流れない休止期間ｔａが発生するモードＩ（以下、不連続モードと称する）、図４（Ｂ）に示すように電流ＩＬに休止期間がなく電流ＩＬが減少して零になるのと略同時に制御信号Ｓ１がローレベルからハイレベルに変化し再び電流ＩＬが流れるモードII（以下、ゼロクロススイッチングモードと称する）、図５（Ｂ）に示すように電流ＩＬに休止期間がなく電流ＩＬが減少して零になる前に制御信号Ｓ１がローレベルからハイレベルに変化し電流ＩＬが連続的に流れるモードIII（以下、連続モードと称す）の３つのモードがある。
【０００５】
＜電流Ｉｄｓに伴うスイッチングロスの発生＞
ところで、上述の連続モードでは、信号Ｓ１がローレベルからハイレベルに変化することでスイッチング素子Ｑ１がオフからオンに変わる時に、電流ＩＬとしてＩｃ２（図５（Ｂ）参照）の大きさの電流が流れているため、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ、電流Ｉｄｓが図５（Ｅ）にそれぞれ実線、破線で示すように変化する。図５（Ｃ）に示す電圧Ｖｄｓは、スイッチング素子Ｑ１として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いた場合のドレイン（ｄ）−ソース（ｓ）間に印加される電圧を示し、オフ状態でコンデンサＣ０の電圧Ｖｃｏとなる。図５（Ｄ）に示す電流Ｉｄｓは、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を示す。ここで、図５（Ｅ）においてスイッチング素子Ｑ１がオフからオンへ切り換わる部分Ａの時間軸を拡大すると図５（Ｆ）のようになっており、二点鎖線Ｂで示す部分でスイッチング素子Ｑ１に流れる電流Ｉｄｓに伴うスイッチングロスが発生してしまい、スイッチング素子Ｑ１の温度が上昇し、スイッチング素子Ｑ１が破壊してしまう可能性がある。なお、ダイオードＤ１についてもスイッチング素子Ｑ１と同様にスイッチングロスが発生してしまう。
これに対し、上述のゼロクロススイッチングモードでは、連続モードに比べてスイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１の電流Ｉｄｓに伴うスイッチングロスを小さくできる利点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平１０−１４４４８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、近年、水銀灯やメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ等の高圧放電灯を点灯させる電子バラストの小型化、軽量化、省資源化、省エネの要求がある。これらの要求を同時に満足させるためには、スイッチング周波数を増大させるとともに、回路ロスを可能な限り低減させる必要がある。
【０００８】
＜電圧Ｖｄｓに伴うスイッチングロスの発生＞
発明者は、前述のゼロクロススイッチングモード（モードII）において、スイッチング素子Ｑ１におけるスイッチングロスがまだ存在している点に着目した。つまり、モードIIであっても、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに変わる時に、図４（Ｃ）のＶｄｓに示すように、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧Ｖｄｓを極小にできないため、この電圧に伴うスイッチングロスが発生する。
図４（Ｅ）においてスイッチング素子Ｑ１がオフからオンへ切り換わる部分Ａの時間軸を拡大すると図４（Ｆ）のようになっており、二点鎖線Ｂで示す部分でスイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓに伴うスイッチングロスが発生している。
【０００９】
また、スイッチングロスには、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄｓとの重なりによって発生する損失の他に、図６に示すようにＦＥＴの内部短絡による熱損失もある。図６（Ａ）は、図２の回路中のスイッチング素子Ｑ１の出力容量を模式的に示した図であり、同図（Ｂ）は、その内部短絡を説明する図である。スイッチング素子がＦＥＴで構成された場合には、ＦＥＴの出力容量に蓄えられていた電荷が、スイッチングがオンに切り替わった時点で、図６（Ｂ）のようにＦＥＴの内部で短絡し、熱損失が発生する。たとえば、降圧チョッパ回路に入力される直流電圧Ｖｄｓが４００Ｖであり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆが１２０ＫＨｚで、その出力容量が２００ｐＦであり、出力が２０Ｗの電子バラストを用いた場合、その熱損失は次式より１．９２Ｗとなる。この損失は出力２０Ｗの約９．６％と大きく、無視できない回路の損失が発生している。
［数１］
熱損失＝１／２×（ＦＥＴの出力容量）×（Ｖｄｓ）２×ｆ
【００１０】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、電子バラストを構成する部品及びケースの小型化、低コスト化が可能な放電灯点灯装置で、回路の損失を最小限に止めることにより、地球温暖化対策のためのＣＯ２削減が可能な放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の課題を解決するため、発明者は、スイッチング素子を不連続モード（モードＩ）で制御して、さらに、不連続モードにおいてスイッチング素子をオフからオンに換えるタイミングを適切に設定すれば、スイッチング素子に流れる電流に伴うスイッチングロスの発生を防止できるだけでなく、スイッチング素子に印加される電圧に伴うスイッチングロスの発生を低減させることができることを見出した。
すなわち、本発明にかかる放電灯点灯装置は、
直流電源を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力端に接続され放電灯へ供給する電力を調整する電力変換回路を備えて構成される。
そして、前記電力変換回路は、
電力調整用スイッチング素子とインダクタとコンデンサとダイオードを含み、
前記直流電源回路の一方の出力端に前記電力調整用スイッチング素子の一端を接続し、
前記直流電源回路の他方の出力端と前記電力調整用スイッチング素子の他端の間に前記インダクタおよびコンデンサを直列に接続し、
前記コンデンサの端子間に前記放電灯を並列に接続し、
前記電力調整用スイッチング素子をオンにして前記直流電源回路からの電流によって前記インダクタに磁気エネルギーを蓄積させ、前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた際、前記磁気エネルギーの放出による前記インダクタからの電流を前記放電灯経由で再びインダクタに戻すように、前記インダクタおよびコンデンサの直列回路の両端間を、前記インダクタに戻る方向のみ電流を流すダイオードで接続することによって構成されている。
また、前記電力変換回路は、前記電力調整用スイッチング素子のオンオフを制御するマイクロ・コンピュータを有し、この前記マイクロ・コンピュータは、
前記放電灯が定常点灯状態、または定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態において、
前記電力調整用スイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記ダイオードを通ってインダクタに流れる電流が略零まで減少し、かつオフ状態の前記電力調整用スイッチング素子に蓄えられていた静電エネルギーが前記インダクタに移動することによって当該スイッチング素子に印加される電圧が極小値になるタイミングに合わせて、当該スイッチング素子をオフからオンに切り替えるように設けられている。
このマイクロ・コンピュータは、
放電灯のランプ電圧の検出値に応じて、あるいは、該ランプ電圧と前記直流電源回路の供給電圧との両検出値に応じて決定される、前記スイッチング素子がオフに切り替わってからインダクタ電流が略零になるまでの時間、および、
前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の容量と前記インダクタのインダクタンスとに基づいて算出された、前記インダクタ電流が略零になってから前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧が極小値になるまでの時間、
を用いて、前記スイッチング素子をオンに切り替えることを特徴とする。
なお、本発明の点灯装置は、放電灯が定常点灯状態である場合に限らず、定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程状態にも適用できる。
【００１２】
また、前記マイクロ・コンピュータには、
前記スイッチング素子がオフに切り替わってから該スイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧が極小値になるまでの時間を、
前記ランプ電圧の検出値に応じた、あるいは、該ランプ電圧と前記直流電源回路の供給電圧との両検出値に応じたオン切り替えのタイミングとして、
記憶する記憶手段が設けられていることが好ましい。
また、前記マイクロ・コンピュータは、前記インダクタに流れる電流が略零まで減少した後、さらに前記オフ状態の電力調整用スイッチング素子と前記インダクタとの間に発生する前記静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期後のタイミングに合わせて、前記電力調整用スイッチング素子をオフからオンに切り替えることが好ましい。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電流にするための極性反転回路を設けたことが好ましい。
【００１３】
また、本発明では、前記極性反転回路は、前記電力変換回路の出力端間に対し、第２および第３のスイッチング素子の第１直列回路と第４および第５のスイッチング素子の第２直列回路とを並列に接続し、前記第２および第３のスイッチング素子同士の接続点と前記第４および第５のスイッチング素子同士の接続点との間に前記放電灯を接続して構成されることが好ましい。
【００１４】
また、本発明では、前記電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路により構成したことが好ましい。
さらに、本発明では、前記電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回路により構成したことが好ましい。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の作用効果を図２および図７、８に基づいて、まず、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態において、インダクタの電流ＩＬが減少し略零になった以後に、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧Ｖｄｓが極小値になるポイントが存在することから説明する。
例えば始動過程状態において図７のように、インダクタに流れる電流ＩＬが休止期間ｔａのある不連続電流となるようにスイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えるタイミングを制御する場合、オフ状態でインダクタの電流ＩＬが減少する間、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓが、図７（Ｃ）のように直流電源回路２の出力端電圧Ｖｃｏを示す。ここで、オフ状態のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間をコンデンサとみなすことができる。オフ状態でインダクタの電流ＩＬが略零になって休止期間ｔａが始まると、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓによるドレイン−ソース間容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出される。つまり、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１とが静電エネルギーと磁気エネルギーの２つの状態でエネルギーの交換を始める。休止期間ｔａ中、このエネルギー交換は減衰しながら振動し、スイッチング素子の電圧Ｖｄｓは図７（Ｃ）のような減衰振動の波形を描く。
【００１６】
従来の不連続モードでは、図３（Ｃ）や図７（Ｃ）に示すように、休止期間ｔａ中にオフからオンに切り替えるタイミングを電圧Ｖｄｓの波形と無関係に制御していたため、電圧Ｖｄｓが減衰振動の底（極小値）でない状態で、オンに切り替わってしまい、依然として電圧Ｖｄｓによるスイッチングロスが高くならざるを得なかった。
これに対して本発明では、インダクタＬに電流が流れない区間で電圧Ｖｄｓが減衰振動を行うことに着目し、インダクタの電流ＩＬが略零まで減少した際、図８（Ａ）〜（Ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１の出力容量とインダクタＬ１による直列共振によりスイッチング素子の電圧Ｖｄｓが極小となるタイミングに合わせて、スイッチング素子をオフからオンに切り替える制御をする。スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングをこのようにすれば、図８（Ｄ）〜（Ｆ）のように、スイッチング素子Ｑ１の出力容量に伴う損失、つまり、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧Ｖｄｓに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。図８（Ｅ）においてスイッチング素子Ｑ１がオフからオンへ切り換わる部分Ａの時間軸を拡大すると図８（Ｆ）のようになっており、二点鎖線Ｂで示す部分でスイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓに伴うスイッチングロスが、ゼロクロススイッチングモードの図４（Ｆ）に比べて低減している。
【００１７】
このようにスイッチングのタイミングを適切に制御することにより、インダクタに流れる電流に関する不連続モードであるゼロ電流スイッチングと、スイッチング素子に印加される電圧が極小値となる極小電圧スイッチングとを同時に実現し、電子安定器の回路損失を少なくすることができ、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となる。言いかえると、スイッチング素子の出力容量に蓄えられていたエネルギーをスイッチング素子の発熱として、無駄に消費するのではなく、ランプ電流として有益に回収したことになる。
また、本発明では、電力変換回路と放電灯との間に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするための極性反転回路を設ける、あるいは、電力変換回路と極性反転回路とをフルブリッジ回路やハーフブリッジ回路により構成することによって、放電灯が交流点灯され、直流点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレスが偏るのを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】従来の高圧放電灯点灯装置を示す概略ブロック図である。
【図２】図１に示す高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図３】従来の不連続モードの波形図である。
【図４】従来のゼロクロススイッチングモードの波形図である。
【図５】従来の連続モードの波形図である。
【図６】図２の回路中のスイッチング素子の出力容量およびその内部短絡を模式的に示す図である。
【図７】本発明の不連続モードの波形を説明するための図である。
【図８】本発明の不連続モードの波形図である。
【図９】第１実施形態に係る高圧放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図１０】第２実施形態を示す回路構成図である。
【図１１】図１０の回路の動作説明図である。
【図１２】第３実施形態を示す回路構成図である。
【図１３】図１２の回路の動作説明図である。
【図１４】第４実施形態を示す回路構成図である。
【図１５】図１４の回路の動作説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図９には、本発明の高圧放電灯点灯装置の回路構成図を示す。同図において、高圧放電灯点灯装置は、交流電源ＡＣの交流電源に基づき直流電源を供給する直流電源回路２と、直流電源回路２の出力端に接続され放電灯Ｌａへ供給する電力を調整する降圧チョッパ型の電力変換回路３とを備える。
直流電源回路２は、交流電源ＡＣの交流出力を整流する整流回路５と、整流回路５の出力端間に接続され整流回路５の出力を平滑する平滑コンデンサＣ０とで構成され、交流電源ＡＣの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。
【００２０】
電力変換回路３は、次のように各素子が接続されて構成されている。まず、平滑コンデンサＣ０の正極側の出力端に電力調整用スイッチング素子Ｑ１の一端を接続し、平滑コンデンサＣ０の負極側の出力端と電力調整用スイッチング素子Ｑ１の他端の間にインダクタＬ１およびコンデンサＣ１の直列回路を接続し、コンデンサＣ１の端子間に放電灯Ｌａを並列に接続する。電力調整用スイッチング素子Ｑ１は、数十ｋＨｚの高い周波数でオンオフする。
電力調整用スイッチング素子Ｑ１がオン状態である期間に、このスイッチング素子Ｑ１を流れる直流電源回路２の直流電流によってインダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。そして、電力調整用スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わった際、インダクタＬ１の磁気エネルギーの放出によってインダクタＬ１には電流が連続して流れようとする。電力変換回路３には、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わった後、インダクタＬ１からの電流が、放電灯Ｌａを経由して再びインダクタＬ１に戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列回路の両端間が、インダクタＬ１に戻る方向のみに電流を流すダイオードＤ１によって接続されている。
このように電力変換回路３では、高周波で切り替わるスイッチング素子Ｑ１がオンになると、平滑コンデンサＣ０の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→放電灯Ｌａの順番で平滑コンデンサＣ０の負極の端子に流れて、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１の接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタＬ１の磁気エネルギーが電流となって放出され、放電灯Ｌａ→ダイオードＤ１の順番でインダクタＬ１に戻るようになっている。
【００２１】
また、電力変換回路３は、電力調整用スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する制御回路１１を有している。制御回路１１は、マイクロ・コンピータにより構成されており、平滑コンデンサＣ０の両端の直流電圧ＶｃｏとコンデンサＣ１の両端電圧の放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖｌａとによりスイッチング周波数を決定するアルゴリズムを有する。また、ランプ電圧Ｖｌａとランプ電流Ｉｌａとを乗算し、放電灯Ｌａへの入力電力を計算し、目標とする電力値となるようにオンデューティを決定する制御を行っている。本実施形態では、ランプ電圧ＶｌａとしてコンデンサＣ１の両端電圧を検出し、ランプ電流ＩｌａとしてインダクタＬ１を流れる電流ＩＬを検出する。
【００２２】
本発明で特徴的なことは、前述の図８にも示したように、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧Ｖｄｓに基づくスイッチングロスを最小限に抑えるため、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングのタイミングを適切に制御することにある。すなわち、制御回路１１が電力調整用スイッチング素子Ｑ１をオンからオフに切り替えた後、ダイオードＤ１を通ってインダクタＬ１に流れる電流ＩＬが略零まで減少する。その後、オフ状態の電力調整用スイッチング素子Ｑ１に印加電圧Ｖｄｓによって蓄えられていた静電エネルギーがインダクタＬ１に移動することによって減衰振動を起こす。この減衰振動によってスイッチング素子Ｑ１の印加電圧Ｖｄｓが極小値になるタイミングに合わせて、制御回路１１がスイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えるのである。
この制御回路１１は、放電灯Ｌａが定常点灯状態、定常点灯状態に比べて放電灯Ｌａのランプ電圧が低い始動過程状態のいずれの状態であっても、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えるタイミングを同様に制御する。
【００２３】
さらに、本発明で特徴的なことは、電力調整用スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓの減衰振動の周期をＴとすると、制御回路１１は、図８（Ｃ）のようにインダクタに流れる電流ＩＬが略零まで減少した後、さらにオフ状態の電力調整用スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との間に発生する静電エネルギーの減衰振動の四分の一周期（Ｔ／４）後のタイミングに合わせて、電力調整用スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えることである。
【００２４】
制御回路１１は、スイッチング素子Ｑ１をオフに切り替えてから、インダクタの電流ＩＬが略零になるまでの時間を、ランプ電圧Ｖｌａの検出値に基づいて算出する。あるいは、電流ＩＬが略零になるまでの時間を、ランプ電圧Ｖｌａおよび平滑コンデンサＣ０の電圧Ｖｃｏの両検出値に基づいて算出してもよい。この時間は、ランプ電圧Ｖｌａの検出値からほぼ決定されるが、平滑コンデンサＣ０の電圧Ｖｃｏの影響も受けるためである。
インダクタの電流ＩＬが略零になってから、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓの減衰振動が極小値になるまでの時間は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間容量とインダクタＬ１のインダクタンスとに基づいて算出した設定値を用いる。制御回路１１には、このようにしてスイッチングをオフからオンに切り替えるタイミングを決定するオン切換時決定手段を備えている。なお、制御回路１１に、ランプ電圧Ｖｌａの検出値に応じたオン切換のタイミングが予め対応テーブルとして記憶された記憶手段を設けてもよい。
【００２５】
本実施形態では、このようにスイッチング素子Ｑ１の出力容量とインダクタＬ１による直列共振が発生し、スイッチング素子の電圧Ｖｄｓが極小となるタイミングに合わせて、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替える制御をする。そのため、図８（Ｅ）、（Ｆ）のように、スイッチング素子Ｑ１の出力容量に伴う損失、つまり、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧Ｖｄｓに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。スイッチングのタイミングを適切に制御することにより、ゼロ電流スイッチングと、極小電圧スイッチングとを同時に実現し、電子安定器の回路損失を少なくすることができ、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となる。
例えば２０Ｗランプを用いる際にスイッチングロスを含む回路全体のロスは、５Ｗ（２０Ｗの２５％）から４Ｗ（同２０％）に改善できる。
なお、本実施形態では図９の回路構成に限らず、例えば、平滑コンデンサＣ０の正極側の出力端にインダクタＬ１およびコンデンサＣ１の直列回路の一端を接続し、この直列回路の他端と平滑コンデンサＣ０の負極側の出力端との間に電力調整用スイッチング素子Ｑ１を設けてもよい。つまり、電力調整用スイッチング素子Ｑ１の位置を、図９中の位置ではなく、平滑コンデンサＣ０の負極側とダイオードＤ１の負極側とを結ぶ配線上に設けてもよい。
また、図９の回路構成において、平滑コンデンサＣ０の正極と負極とを逆にしてもよい。この場合、ダイオードＤ１の電流を流す方向も逆向きになるようにダイオードＤ１が接続される。
【００２６】
（第２実施形態）
第１実施形態の高圧放電灯点灯装置は、放電灯Ｌａを直流点灯しているので、ランプの片側の電極にストレスが偏ってしまう。本実施形態は、この点を改善するものであり、第１実施形態の高圧放電灯点灯装置において、図１０に示すように、電力変換回路３と放電灯Ｌａとの間に放電灯Ｌａを交流点灯するための極性反転回路２２を付加したものである。極性反転回路２２は、スイッンング素子Ｑ２、Ｑ３の第一直列回路と、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５の第二直列回路とのそれぞれが電力変換回路３のコンデンサＣ０に並列に接続され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３同士の接続点と、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５同士の接続点との間に放電灯Ｌａが接続されている。
【００２７】
極性反転回路２２は、図１１（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオンでスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオフでスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンの状態とを交互に低周波（例えば、数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で繰り返す。このため、放電灯Ｌａには図１１（Ｅ）に示すような電力調整用スイッチング素子Ｑ１よりも低い周波数で交番する略矩形波のランプ電流Ｉｌａが流れる。本実施形態では、放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉｌａを交流にしたことにより、参考例及び第１実施形態のような直流点灯においてランプの片側の電極にストレスが偏るという不具合を解決することができる。
【００２８】
なお、本実施形態では、放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉｌａを矩形波としたが、特に矩形波に限定するものではなく、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフの制御を上述の制御と異ならせて例えば略正弦波状のランプ電流Ｉｌａにしてもよいことは勿論である。
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、電力調整用スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Ｖｄｓが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
【００２９】
（第３実施形態）
本実施形態は、第２実施形態における電力変換回路３と極性反転回路２２との両方の機能をもつ回路を、図１２に示すように４個のスイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９をブリッジ接続したフルブリッジ回路２７により構成したものである。
以下に本実施形態のフルブリッジ回路２７を用いた放電灯Ｌａの点灯制御について説明する。
一般にＬＥＤの光出力（光量）は、入力電力にではなく電流に比例する。これに対してＨＩＤランプ等の放電灯Ｌａの光出力は、入力される電力に比例するので、放電灯Ｌａの点灯制御には電力制御が採用される。また、放電灯、特にＨＩＤランプの場合、放電灯自体の電気抵抗は定数ではなく、常に変動する。放電灯の電気抵抗は、具体的には温度、電流、時間などの関数になると予想され、不安定な定電圧素子とも考えられているが、未だ明らかにはなっていない。例えば、ほんの僅かに放電灯Ｌａへの印加電圧を上げれば、電流が増加し、それにより放電灯の等価的な電気抵抗が減少する。仮に元の電圧に戻しても、元の電流値には戻らない。元の電流値に戻すためには、元の電圧以下にする必要がある。放電灯Ｌａへの印加電圧をほんの僅か上げた状態を続けた場合、ランプ電流が増加し、放電灯Ｌａの等価的な電気抵抗の減少を招き、さらなる電流増加が際限なく行われ、放電灯Ｌａの破損、または回路の破損まで続いてしまう。このように同じランプ電圧に対するランプ電流値は一定には定まらないため、ランプ電圧値に基づく放電灯の電力制御はできない。
【００３０】
本実施形態では、図１２に示すフルブリッジ回路２７に入力される電力（Ｖｃｏ×Ｉ）が、ほぼ全量、負荷である放電灯Ｌａに供給される。これはフルブリッジ回路２７が、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９を除いて、リアクタンス成分（コイル、コンデンサ）で構成されているため、回路損失が理論的に発生しないからである。従って、ブリッジ回路への入力電力（Ｖｃｏ×Ｉ）を制御することによって、放電灯Ｌａの電力制御すなわち点灯制御を行うことができる。
放電灯Ｌａへの供給電力を知るため、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬを検出してもよいが、本実施形態では、上述のようにフルブリッジ回路２７への入力電力を検出するため、電流検出用抵抗２８に流れる電流Ｉを検出している。さらに本実施形態では、この電流Ｉを電流検出用抵抗２８に発生する電圧降下の電圧として検出し、制御回路１１がこの電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９をオンオフ制御するようになっている。なお、図１２のブリッジ回路２７には、抵抗２８に高周波電流が流れるのを防ぐため、高周波成分のバイパス用で小容量のコンデンサＣ２が設けられている。コンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７の直列回路の両端を結ぶように設けられている。
制御回路１１が、抵抗２８の電流Ｉ、および抵抗２８での電圧降下の電圧に基づいてオンオフ制御する理由は、点灯中にランプ電圧の変動がほとんど無いとみなせる状態において、電流検出用抵抗２８に発生する電圧降下の電圧が放電灯に流れる電流Ｉｌａに比例しているからである。例えば、Ｖｃｏが４００Ｖで、Ｖｃ１が１００Ｖで、電流検出用抵抗２８に流れる電流が０．２５Ａである場合、放電灯Ｌａに流れる電流は１．０Ａとなる。
【００３１】
各スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９は、制御回路１１からの制御信号によって、図１３（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ６がオン、Ｑ９が高周波スイッチングされスイッチング素子Ｑ７、Ｑ８がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ９がオフでスイッチング素子Ｑ７がオン、Ｑ８が高周波スイッチングされる状態とを交互に低周波（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で繰り返す。つまり素子Ｑ６〜Ｑ９によって図１０におけるスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を代用している。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ６がオンで、Ｑ９が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ９のオフ時、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタＬ１→ダイオードＤ８→スイッチング素子Ｑ６→放電灯Ｌａ→インダクタＬ１の経路で電流が流れる。一方、スイッチング素子Ｑ７がオンで、Ｑ８が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ８のオフ時、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタＬ１→放電灯Ｌａ→スイッチング素子Ｑ７→ダイオードＤ９→インダクタＬ１の経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ８〜Ｄ９により図１０におけるダイオードＤ１を代用することができる。
【００３３】
なお、本実施形態では、電流検出用抵抗２８に流れる電流Ｉは、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬと相関関係があるので、電流Ｉに基づいてスイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９を制御することにより第２実施形態と同様に放電灯Ｌａに交流電流を供給することができ、放電灯Ｌａを調整された電力で交流点灯させることができる。
【００３４】
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、高周波で切り替わるスイッチング素子Ｑ８、Ｑ９をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Ｖｄｓが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Ｑ８、Ｑ９の電圧Ｖｄｓに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
【００３５】
また、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９として例えばＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）を採用すれば、ＦＥＴは寄生ダイオードを有するので、各ＦＥＴの寄生ダイオードによりダイオードＤ８〜Ｄ９を兼用することができ、４つのＦＥＴで、第２実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の６つの素子を代用することができるので、部品点数が削減でき装置全体の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００３６】
（第４実施形態）
本実施形態は、図１０に示した第２実施形態における電力変換回路３と極性反転回路２２との両方の機能をもつ回路を、図１４に示すような一対のスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１の直列回路を有するハーフブリッジ回路３７により構成したものである。ここで、直流電源回路２の両コンデンサＣ０、Ｃ０’の接続点と、ハーフブリッジ回路３７の両スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１の接続点との間に、インダクタＬ１を介して放電灯ＬａとコンデンサＣ1 との並列回路が接続されている。本実施形態は、両スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１を制御回路１１によって交互にオンオフ制御することにより、放電灯Ｌａに交流電流を供給するものである。以下、本実施形態の動作を、図１５を参照しながら説明する。
【００３７】
スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１は、第３実施形態のスイッチング素子Ｑ８、Ｑ９の関係と同様に、それぞれ図１５（Ａ）、（Ｂ）に示すように交互に高周波スイッチングを繰り返す。つまり、スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１は、図１０におけるスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を代用したものである。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１１が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ１１がオフ時、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタＬ１→ダイオードＤ１０→平滑コンデンサＣ０→放電灯Ｌａ→インダクタＬ１の経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬ１のエネルギーがダイオードＤ１０を介して平滑コンデンサＣ０に帰還される）。また、スイッチング素子Ｑ１０が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ１０のオフ時、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタＬ１→放電灯Ｌａ→平滑コンデンサＣ０’→ダイオードＤ１１→インダクタＬ１の経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬ１のエネルギーがダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ０’に帰還される）。したがって、ダイオードＤ１０、Ｄ１１により図１０におけるダイオードＤ１を代用することができ、別途にダイオードを接続する必要がなく、部品点数の削減や小型化が可能となる。
【００３８】
本実施形態では、第２実施形態及び第３実施形態と同様に、交流電流を放電灯Ｌａに供給することができ、放電灯Ｌａを調整された電力で交流点灯させることができる。
また、前述の実施形態と同様に、高周波で切り替わるスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１をオフからオンに切り替えるタイミングをスイッチング素子の電圧Ｖｄｓが極小となるタイミングに合わせることによって、スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１の電圧Ｖｄｓに基づくスイッチングロスを最小限に抑えることができる。
本実施形態においてもスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１に例えばＦＥＴのような寄生ダイオードを有する素子を用いれば、ダイオードＤ１０、Ｄ１１をＦＥＴの寄生ダイオードで兼用することができ、２つのＦＥＴで、第２実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の６つの素子を代用することができるので、低コスト化及び小型化が可能となる。
【００３９】
本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのＨＩＤランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電灯の点灯装置に応用できる。
なお、上記各実施形態は、高圧放電灯を負荷とした場合についてのみ説明したが、蛍光灯においても予熱時や調光時等さまざまな負荷状態があるので、各実施形態と同様の制御方法および点灯装置を適用できる。
【符号の説明】
【００４０】
２        直流電源回路
３        電力変換回路
１１      制御回路
Ｃ１      コンデンサ
Ｄ１      ダイオード
Ｌ１      インダクタ
Ｌａ      放電灯
Ｑ１      電力調整用スイッチング素子
【図１】
0005580605.tif 000002
【図２】
0005580605.tif 000003
【図３】
0005580605.tif 000004
【図４】
0005580605.tif 000005
【図５】
0005580605.tif 000006
【図６】
0005580605.tif 000007
【図７】
0005580605.tif 000008
【図８】
0005580605.tif 000009
【図９】
0005580605.tif 000010
【図１０】
0005580605.tif 000011
【図１１】
0005580605.tif 000012
【図１２】
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【図１３】
0005580605.tif 000014
【図１４】
0005580605.tif 000015
【図１５】
0005580605.tif 000016