(57)【要約】  出力電圧と出力電流の歪みおよび半導体素子の特性上の電圧降下をキャンセルする電力変換装置を提供する。  交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、転流元の負荷電流と逆極性のスイッチをオフにするステップと、転流先の負荷電流と同極性のスイッチをオンにするステップと、転流元の負荷電流と同極性のスイッチをオフにするステップと、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチをオンにするステップを生成する４ステップ転流装置を有し、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、転流装置は、４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルするよう各ステップ間の時間を設定するようにした。
2008108147.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、負荷電流の極性に基づいて、転流元の負荷電流と逆極性のスイッチをオフにするステップ１と、転流先の負荷電流と同極性のスイッチをオンにするステップ２と、転流元の負荷電流と同極性のスイッチをオフにするステップ３と、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチをオンにするステップ４と、を生成する４ステップ転流装置を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、
前記転流装置は、４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルするよう前記各ステップ間の時間を設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記転流装置は、スイッチの電圧降下もキャンセルするよう各ステップ間の時間を設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記転流装置は、前記ステップ１、ステップ２、ステップ３、ステップ４の順序で転流を行い、高電位電源相から低電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３とし、低電位電源相から高電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ３’、Ｔｄ２’、Ｔｄ１’とした場合、負荷電流が正（電源から負荷へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２＞０、Ｔｄ３’＞０）      （１）
とし、負荷電流が負（負荷から電源へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２’＞０、Ｔｄ３’＞０）    （２）
とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記転流装置は、Ｔｄ１、Ｔｄ３’をＰＷＭ半周期中にも可変することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記転流装置は、前記スイッチの電圧降下相当分のＰＷＭ時間幅をＴｄｆとした場合、電流が負荷へ流れる場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’＋Ｔｄｆ（Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）  （３）とし、電流が電源へ流れる場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄｆ＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’  （Ｔｄ１、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）  （４）
とすることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記転流装置は、前記スイッチの電圧降下相当分のＰＷＭ時間幅をＴｄｆとした場合、
Ｔｄ１＝Ｔｄ３’  （Ｔｄ１、Ｔｄ３’＞０）                          （５）
Ｔｄ２＝Ｔｄ２’＝Ｔｄｆ（Ｔｄ２、Ｔｄ２’、Ｔｄｆ＞０）             （６）
とすることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、交流電源の相間電圧に基づいて、転流先の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオンにするステップＡと、転流元の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオフにするステップＢと、転流先の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオンにするステップＣと、転流元の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオフにするステップＤと、を生成する４ステップ転流装置を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、
前記転流装置は、４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルするよう前記各ステップ間の時間を設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
前記転流装置は、スイッチの電圧降下もキャンセルするよう各ステップ間の時間を設定することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記転流装置は、前記ステップＡ、ステップＢ、ステップＣ、ステップＤの順序で転流を行い、高電位電源相から低電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３とし、低電位電源相から高電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ３’、Ｔｄ２’、Ｔｄ１’とした場合、負荷電流が正（電源から負荷へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２’＞０、Ｔｄ３’＞０）  （７）
とし、
負荷電流が負（負荷から電源へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２＞０、Ｔｄ３’＞０）    （８）
とすることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記転流装置は、Ｔｄ１、Ｔｄ３’をＰＷＭ半周期中にも可変することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記転流装置は、前記スイッチの電圧降下相当分のＰＷＭ時間幅をＴｄｆとした場合、電流が負荷へ流れる場合は、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’＋Ｔｄｆ（Ｔｄ１、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）    （９）
とし、電流が電源へ流れる場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＋Ｔｄｆ＝Ｔｄ３’  （Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）  （１０）
とすることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記転流装置は、電流指令に基づいて電流の極性判断と間隔時間を設定することを特徴とする請求項５、６、１１のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記転流装置は、Ｔｄｆをスイッチに流れる電流の平均値も基づいて固定時間を設定することを特徴とする請求項５、６、１１のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１４】
交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、交流電源の相間電圧に基づいて、転流先の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオンにするステップＡと、転流元の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオフにするステップＢと、転流先の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオンにするステップＣと、転流元の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオフにするステップＤと、を生成する４ステップ転流装置１および、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、負荷電流の極性に基づいて、転流元の負荷電流と逆極性のスイッチをオフにするステップ１と、転流先の負荷電流と同極性のスイッチをオンにするステップ２と、転流元の負荷電流と同極性のスイッチをオフにするステップ３と、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチをオンにするステップ４と、を生成する４ステップ転流装置２を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、
ＰＷＭ周期中に４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルするよう前記転流装置１および転流装置２を切替えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１５】
交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、負荷電流の極性に基づいて、転流元の負荷電流と逆極性のスイッチをオフにするステップ１と、転流先の負荷電流と同極性のスイッチをオンにするステップ２と、転流元の負荷電流と同極性のスイッチをオフにするステップ３と、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチをオンにするステップ４と、を生成する４ステップ転流装置を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、
前記転流装置は、前記各ステップ間の時間設定を出力電流の極性に応じて切替え４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１６】
交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、交流電源の相間電圧に基づいて、転流先の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオンにするステップＡと、転流元の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオフにするステップＢと、転流先の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオンにするステップＣと、転流元の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオフにするステップＤと、を生成する４ステップ転流装置を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、
前記転流装置は、前記各ステップ間の時間設定を出力電流の極性に応じて切替え４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルすることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から任意の周波数を直接生成する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接形交流電力変換装置は、交流電源の各相と出力側の各々の相の間を双方向スイッチで接続し、交流電源を直接任意の電圧・周波数に変換する。しかし、スイッチに流れている電流を強制的にスイッチングするために、独自のスイッチング動作が必要であり、一連のスイッチング動作を転流と呼んでいる。転流の生成方法として、出力電流方向検出回路より得られた出力電流方向信号を基に生成する方法などがあり、特許文献１の図７や、非特許文献１のＦｉｇ．３、Ｆｉｇ．５に開示されている。【０００３】
転流は、ＰＷＭ信号を基にロジック回路で生成するが、スイッチである半導体スイッチング素子のスイッチング時間分遅れてスイッチする。このため、本来出力されるべき出力電圧の電圧指令と、実際に出力される出力電圧との間に誤差が生じ、誤差は電源の状態や出力電流の向きや電源電圧の大小関係などに依存する。このような技術課題に対し、電流の方向や電圧の状態をあらかじめ制御器で検出し、指令電圧に補正をして出力電圧の誤差を補正する補正方法が提案されている。特許文献１では、４ステップ転流（図７）で発生する誤差をあらかじめ指令へ補正することおよび電流が零付近では転流ステップ数を減少させることで回避している（図３）。  非特許文献１のＦｉｇ．５に示された３ステップ転流は、転流の際には誤差を生ずるが、ＰＷＭの１周期中に行われる複数回の転流で発生する誤差が相互に打ち消しあい、ＰＷＭ１周期中に発生する誤差を相殺している。また、直接形交流電力変換装置では、スイッチングロスを低減するために、一相のスイッチをオンの状態で停止したＰＷＭパルスパターンとするのが一般的である（非特許文献２  図２および非特許文献３  図８）。
【特許文献１】特開２００５−３４８４７９（図３、図７）
【非特許文献１】Ａ  １０ｋＷ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｔｏｒ  Ｄｒｉｖｅ  ｕｓｉｎｇ  ＭＣＴｓ  Ｄｒ  Ｐａｔｒｉｃｋ  Ｗ  Ｗｈｅｅｌｅｒ、  他  ＥＰＥ  ２００３  （Ｆｉｇ．３、Ｆｉｇ．５）
【非特許文献２】直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題  マトリックスコンバータ（ＰＷＭ  制御サイクロコンバータ）平成１６  年電気学会産業応用部門大会  １−Ｓ３−２（図２）
【非特許文献３】直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題  直流リンク付き直接形交流電力変換回路  平成１６  年電気学会産業応用部門大会  １−Ｓ３−３（図８）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の直接形交流電力変換装置では、一相のスイッチングを停止した２相変調のＰＷＭパルスパターンであり、入力電源の状態によってＰＷＭパルスのパターンが変化する。図９および図１０に入力電源の状態の異なる場合のＰＷＭパルス例を示す。図９は入力電源の中間電圧ＥＭがＥＮに近い場合のＰＷＭパルスでＵ相のスイッチングが停止し、図１０は入力電源の中間電圧ＥＭがＥＰに近い場合のＰＷＭパルスでＷ相のスイッチングが停止する。これらスイッチングが停止する相は入力電源の力率を１付近へ制御するために入力電源の位相状態により決まり出力電圧指令には依存しない。【０００５】
出力電圧はＰＷＭのパルス幅によって決定される。例えば、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅が非常に狭くなると、図９のＰＷＭパルスでは、このパルスはＶ相のスイッチングによってのみ発生される。従って、Ｖ相の転流シーケンスに必要な時間幅やスイッチングの遅れなどの影響により、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルスが出力されなくなってしまうという問題があった。
しかし、図１０のＰＷＭパルスでは、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅はＵ相とＶ相のパルスの差分として出力されるので、この問題は発生しない。図１０のＰＷＭパルスでは、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＰ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅に関して、この問題が生ずる。更に、転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下を補正するよう構成した場合では、補正によってパルス幅を減少させる必要があると、前述の狭いパルス幅を更に減少させる。つまり、幅を零以下にしなければならないような極端な補正は不可能であるため、出力電圧および出力電流の歪みが十分補正できない場合があるという問題があった。このような極端な状態は、出力電圧が非常に低い場合や、非常に高い場合に生じ、２相変調では、前述のように入力電源の状態によって生ずるものである。このような場合、３相変調へ切替えてパルス幅を確保することも考えられるが、その場合は２相変調に比べてスイッチングロスが増加するので、相変調を利用するほうが好ましい。【０００６】
３相入力の直接形交流電力変換装置のスイッチ構成は図１１や図１２のように、逆阻止形スイッチ素子やスイッチ素子と整流素子との組み合わせで構成される。正方向スイッチは電源から負荷へ、逆方向スイッチは負荷から電源へ向かうスイッチを表している。ここで、ＥＰ、ＥＭ、ＥＮは３相の入力電源で図１３に示すような相の電位状態によって決定されるものとしている。通常は電力変換装置では、中性点電圧は直接観測不可能なので、この３相の電位状態は図１４のように３相電源の各相を同一抵抗値の抵抗をスター形に接続し、接続点電圧を仮想中性点電圧として測定する。または、線間電圧から演算式によって相電圧を求めている（例えば、Ｒ相電圧ＥＲはＲ相とＳ相の線間電圧ＥＲＳとＴ相とＲ相の線間電圧ＥＴＲを用いてＥＲ＝（ＥＲＳ−ＥＴＲ）／３として計算することができる）。【０００７】
図１５は、図１１や図１２のスイッチ構成で、相出力電流（Ｉｏ）の極性に応じてスイッチのオン・オフの順番を切替える４ステップ転流を用い、図９、図１０のＶ相のようなスイッチングを行った場合の波形例である。以下の説明では、出力電流（Ｉｏ）の極性は電流が電源から負荷へ流れる場合を正極（Ｉｏ＞０）とする。図１５の４ステップ転流は、出力電流の流れる方向（極性）の情報を元に、入力電源相間の短絡と出力相間の開放を禁止するよう、スイッチのオン・オフの順番を決定した転流方法である。転流元の負荷電流と逆極性のスイッチ（転流元の逆方向スイッチ）をオフにするステップ１と、転流先の負荷電流と同極性のスイッチ（転流先の正方向スイッチ）をオンにするステップ２と、転流元の負荷電流と同極性のスイッチ（転流元の正方向スイッチ）をオフにするステップ３と、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチ（転流先の逆方向スイッチ）をオンにするステップ４により構成される。
Ｐ１の波形は、指令通りのパルス波形（実線）と実際に出力される波形（破線）であり、斜線部は、電圧の誤差（転流誤差）を示している。Ｓ１〜Ｓ６の波形は各スイッチのオンオフ信号であり、Ｈｉｇｈでオン、Ｌｏｗでオフになる。図１５から分かるように、転流誤差は出力電流の極性によって変化する。図１５（Ｉｏ＞０）では、
ΔＶ１’＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し、
ΔＶ２’＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し
ΔＶ３’＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）減少し、
ΔＶ４’＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）減少する。
ＰＷＭ１周期では、
ΔＶ１’＋ΔＶ２’−ΔＶ３’−ΔＶ４’＝（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ２）
となり出力電圧が本来よりも高くなる。
図１５（Ｉｏ＜０）では、
ΔＶ１’＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ２’＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ３’＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）減少し、
ΔＶ４’＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）減少する。
ＰＷＭ１周期では
ΔＶ１’＋ΔＶ２’−ΔＶ３’−ΔＶ４’＝−（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ２）
となり出力電圧が本来よりも低くなる。
このように相出力電流（Ｉｏ）の極性に応じてスイッチのオン・オフの順番を切替える４ステップ転流によって発生する転流誤差は、電流の極性に依存して変化し、出力電圧の歪となる問題がある。この電圧誤差を補正する場合は、スイッチ素子に流れる電流極性を検出し、補正を行う制御ループを電力変換装置の制御器内部に備える必要がある。また、補正量によってパルス幅が減少する場合、補正されるパルス幅が補正によって零となると補正が十分出来ない問題が生ずる。【０００８】
図１６は、図１１や図１２のスイッチ構成で、相出力電流（Ｉｏ）の極性に応じてスイッチのオン・オフの順番を切替えない４ステップ転流を用い、図９、図１０のＶ相のようなスイッチングを行った場合の波形例である。図１６の４ステップ転流は、入力電源の電位の高低つまり相間電圧に基づいて、入力電源相間の短絡と出力相間の開放を禁止するよう、スイッチのオン・オフの順番を決定した転流方法である。転流先の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオンにするステップＡと、転流元の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオフにするステップＢと、転流先の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオンにするステップＣと、転流元の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオフにするステップＤにより構成される。この場合は、図１６のように出力電流の方向（極性）によってスイッチのオン・オフが変化しないものである。Ｐ１の波形は、指令通りのパルス波形（実線）と実際に出力される波形（破線）であり、斜線部は、電圧の誤差（転流誤差）を示している。Ｓ１〜Ｓ６の波形は各スイッチのオンオフ信号であり、Ｈｉｇｈでオン、Ｌｏｗでオフになる。図１６から分かるように、転流誤差は出力電流の極性によって変化する。
図１６（Ｉｏ＞０）では、
ΔＶ５＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ６＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ７＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）減少し、
ΔＶ８＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）減少する。
ＰＷＭ１周期では、
ΔＶ５＋ΔＶ６−ΔＶ７−ΔＶ８＝−（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ２）
となり出力電圧が本来よりも低くなる。
図１６（Ｉｏ＜０）では、
ΔＶ５＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し、
ΔＶ６＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し、
ΔＶ７＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）減少し、
ΔＶ８＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）減少する。
ＰＷＭ１周期では、
ΔＶ５＋ΔＶ６−ΔＶ７−ΔＶ８＝（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ２）
となり出力電圧が本来よりも高くなる。
このように相出力電流（Ｉｏ）の極性に応じてスイッチのオン・オフの順番を切替えない４ステップ転流によって発生する転流誤差も、電流の極性に依存して変化し、出力電圧の歪となる問題がある。この電圧誤差を補正する場合は、スイッチ素子に流れる電流極性を検出し、補正を行う制御ループを電力変換装置の制御器内部に備える必要がある。また、補正量によってパルス幅が減少する場合、補正されるパルス幅が補正によって零となると補正が十分出来ない問題が生ずる。【０００９】
図１７は、図１１や図１２のスイッチ構成で、非特許文献１の３ステップ転流を用い、図９、図１０のＶ相のようなスイッチングを行った場合の波形例である。Ｐ１の波形は、指令通りのパルス波形（実線）と実際に出力される波形（破線）であり、斜線部は、電圧の誤差（転流誤差）を示している。Ｓ１〜Ｓ６の波形は各スイッチのオンオフ信号であり、Ｈｉｇｈでオン、Ｌｏｗでオフになる。図１７から分かるように、出力電流の極性によってスイッチのシーケンスは変化するが転流誤差は変化しない。転流誤差はＩｏ＞０、Ｉｏ＜０共に
ΔＶ９＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ１０＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ１１＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）減少し、
ΔＶ１２＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）減少する。
ＰＷＭ１周期では、
ΔＶ９＋ΔＶ１０−ΔＶ１１−ΔＶ１２＝０
となりＰＷＭ一周期中の転流誤差が打ち消し合うことで、トータルの転流誤差を生じない。【００１０】
このように、非特許文献１の図５に示された３ステップ転流は、ＰＷＭ１周期中に発生する誤差の平均が零となり、転流誤差の問題は発生しないが、電流の流れが切り替わる２つのスイッチ素子を同時にオン・オフする転流方法である。しかし、実際のスイッチ素子のターンオン、およびターンオフは瞬時に切り替わるものではないので、ターンオンおよびターンオフにかかる、遅れ時間によって、入力電源の短絡を起こす危険や出力電流に歪が生ずる問題がある。【００１１】
また、半導体素子に電流が流れる場合は、必ず半導体素子に特有の電圧降下特性が発生する。図１８にＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子の導通時に発生する電圧降下の特性例を示す。この電圧降下は、電力変換装置の出力電圧が低い際に問題となり、電圧降下を補正する場合は、スイッチ素子に流れる電流極性と値を検出し、補正を行う制御ループを電力変換装置の制御器内部に備える必要がある。【００１２】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、安全性の高い４ステップ転流を用い、出力電圧と出力電流の歪みをキャンセルすることができる電力変換装置を提供することを目的とする。また、半導体素子の特性上の電圧降下をキャンセルする電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、負荷電流の極性に基づいて、転流元の負荷電流と逆極性のスイッチをオフにするステップ１と、転流先の負荷電流と同極性のスイッチをオンにするステップ２と、転流元の負荷電流と同極性のスイッチをオフにするステップ３と、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチをオンにするステップ４を生成する４ステップ転流装置を有し、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、前記転流装置は、４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルするよう前記各ステップ間の時間を設定することを特徴とするものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１記載の電力変換装置において、前記転流装置は、スイッチの電圧降下をキャンセルするよう各ステップ間の時間を設定することを特徴とするものである。
請求項３に記載の発明は、請求項１記載の電力変換装置において、前記転流装置は、前記ステップ１、ステップ２、ステップ３、ステップ４の順序で転流を行い、高電位電源相から低電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３とし、低電位電源相から高電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ３、Ｔｄ２、Ｔｄ１とした場合、負荷電流が正（電源から負荷へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２＞０、Ｔｄ３’＞０）      （１）
とし、負荷電流が負（負荷から電源へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２’＞０、Ｔｄ３’＞０）      （２）
とすることを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、請求項３記載の電力変換装置において、前記転流装置は、Ｔｄ１、Ｔｄ３をＰＷＭ半周期中にも可変することを特徴とする。
請求項５に記載の発明は、請求項３記載の電力変換装置において、前記転流装置は、前記スイッチの電圧降下相当分のＰＷＭ時間幅をＴｄｆとした場合、電流が負荷へ流れる場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’＋Ｔｄｆ（Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）    （３）
とし、電流が電源へ流れる場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄｆ＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’  （Ｔｄ１、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）  （４）
とすることを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は、請求項５記載の電力変換装置において、前記転流装置は、前記スイッチの電圧降下相当分のＰＷＭ時間幅をＴｄｆとした場合、
Ｔｄ１＝Ｔｄ３’  （Ｔｄ１、Ｔｄ３’＞０）                            （５）
Ｔｄ２＝Ｔｄ２’＝Ｔｄｆ（Ｔｄ２、Ｔｄ２’、Ｔｄｆ＞０）               （６）
とすることを特徴とするものである。
請求項７に記載の発明は、交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、交流電源の相間電圧に基づいて、転流先の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオンにするステップＡと、転流元の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオフにするステップＢと、転流先の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオンにするステップＣと、転流元の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオフにするステップＤを生成する４ステップ転流装置を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、前記転流装置は、４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルするよう前記各ステップ間の時間を設定することを特徴とするものである。
請求項８に記載の発明は、請求項７記載の電力変換装置において、前記転流装置は、スイッチの電圧降下もキャンセルするよう各ステップ間の時間を設定することを特徴とするものである。
請求項９に記載の発明は、請求項７記載の電力変換装置において、前記転流装置は、前記ステップＡ、ステップＢ、ステップＣ、ステップＤの順序で転流を行い、高電位電源相から低電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３とし、低電位電源相から高電位電源相へ転流するＰＷＭ半周期中の４ステップそれぞれの間隔時間をはじめからＴｄ３、Ｔｄ２、Ｔｄ１とした場合、負荷電流が正（電源から負荷へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２’＞０、Ｔｄ３’＞０）    （７）
とし、負荷電流が負（負荷から電源へ流れる）の場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’（Ｔｄ１＞０、Ｔｄ２＞０、Ｔｄ３’＞０）    （８）
とすることを特徴とするものである。
請求項１０に記載の発明は、請求項７記載の電力変換装置において、前記転流装置は、Ｔｄ１、Ｔｄ３をＰＷＭ半周期中にも可変することを特徴とするものである。
請求項１１に記載の発明は、請求項３記載の電力変換装置において、前記転流装置は、前記スイッチの電圧降下相当分のＰＷＭ時間幅をＴｄｆとした場合、電流が負荷へ流れる場合は、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’＋Ｔｄｆ（Ｔｄ１、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）    （９）
とし、電流が電源へ流れる場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＋Ｔｄｆ＝Ｔｄ３’  （Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）  （１０）
とすることを特徴とするものである。
請求項１２に記載の発明は、請求項５、６、１１のいずれかに記載の電力変換装置において、前記転流装置は、電流指令に基づいて設定することを特徴とするものである。
請求項１３に記載の発明は、請求項５、６、１１のいずれかに記載の電力変換装置において、前記転流装置は、Ｔｄｆをスイッチに流れる電流の平均値も基づいて固定時間を設定することを特徴とする。
請求項１４に記載の発明は、交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、交流電源の相間電圧に基づいて、転流先の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオンにするステップＡと、転流元の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオフにするステップＢと、転流先の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオンにするステップＣと、転流元の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオフにするステップＤを生成する４ステップ転流装置１および、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、負荷電流の極性に基づいて、転流元の負荷電流と逆極性のスイッチをオフにするステップ１と、転流先の負荷電流と同極性のスイッチをオンにするステップ２と、転流元の負荷電流と同極性のスイッチをオフにするステップ３と、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチをオンにするステップ４を生成する４ステップ転流装置２を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、前記転流装置は、４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルするよう前記転流装置１および転流装置２を切替えることを特徴とするものである。
請求項１５に記載の発明は、交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、負荷電流の極性に基づいて、転流元の負荷電流と逆極性のスイッチをオフにするステップ１と、転流先の負荷電流と同極性のスイッチをオンにするステップ２と、転流元の負荷電流と同極性のスイッチをオフにするステップ３と、転流先の負荷電流と逆極性のスイッチをオンにするステップ４と、を生成する４ステップ転流装置を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、前記転流装置は、前記各ステップ間の時間設定を出力電流の極性に応じて切替え４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルすることを特徴とするものである。
請求項１６に記載の発明は、交流電源の各相と出力側の各相を正方向スイッチと逆方向スイッチで接続し、電圧指令に応じてＰＷＭにより出力電圧を制御し負荷に電力を供給する電力変換装置であり、出力側の相に接続する交流電源の相を変更する転流の際に、交流電源の相間電圧に基づいて、転流先の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオンにするステップＡと、転流元の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオフにするステップＢと、転流先の相間電圧にて順バイアスされるスイッチをオンにするステップＣと、転流元の相間電圧にて逆バイアスされるスイッチをオフにするステップＤと、を生成する４ステップ転流装置を有し、それぞれのステップの時間間隔は零を超える値とすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した電力変換装置において、前記転流装置は、前記各ステップ間の時間設定を出力電流の極性に応じて切替え４ステップ転流に起因する出力電圧歪みをキャンセルすることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１、３、７、９、１４、１５および１６に記載の発明によると、ＰＷＭの半周期中に転流によって発生する電圧誤差が逆の極性で且つ絶対値が同じにすることができ、ＰＷＭの１周期中の転流誤差が打ち消しあい、誤差が生じなくなる。
請求項２、５、８、１１に記載の発明によると、ＰＷＭの１周期中の転流誤差が打ち消しあう度合いを調整することができ、その度合いを調整することでスイッチ素子の電圧降下の補正を行うことができる。
請求項４、１０に記載の発明によると、スイッチ素子のターンオン時間、ターンオフ時間を確保しつつ、全体の転流時間を短くすることができ、ＰＷＭパルスが狭い場合への対応ができるようになり、低電圧出力時や、出力電圧の飽和時の電圧・電流波形歪を低減することができる。
請求項６に記載の発明によると、スイッチ素子の電圧降下の補正を行うことができ、電流に応じた切替えを省略することができるので、装置の構成を簡単にでき、装置の低コスト化が実現できる。
請求項１２に記載の発明によると、スイッチ素子の電圧降下の補正を、電流指令に基いて行うことで、出力電圧が低い場合の電流安定性が向上でき、安価で高品質な電力変換装置を提供できる。
請求項１２に記載の発明によると、スイッチ素子の電圧降下の補正を平均値で行うことによって、装置の構成を更に簡略化でき、装置の低コスト化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１実施例を示す電力変換装置のブロック図
【図２】本発明の４ステップ転流動作を示すＰＷＭパルス例１
【図３】本発明の実施例を示すコントローラのブロック図１
【図４】本発明の実施例を示すコントローラのブロック図２
【図５】本発明の実施例を示すコントローラのブロック図３
【図６】本発明の４ステップ転流動作を示すＰＷＭパルス例２
【図７】本発明の４ステップ転流動作を示すＰＷＭパルス例３
【図８】本発明の４ステップ転流動作を示すＰＷＭパルス例４
【図９】従来の２相変調のＰＷＭパルス例１
【図１０】従来の２相変調のＰＷＭパルス例２
【図１１】双方向スイッチの構成１
【図１２】双方向スイッチの構成２
【図１３】入力電源の状態とＥＰ、ＥＭ、ＥＮ符号との対応を示す図
【図１４】仮想中性点を説明する図
【図１５】従来の４ステップ転流動作を示すＰＷＭパルス例１
【図１６】従来の４ステップ転流動作を示すＰＷＭパルス例２
【図１７】従来の３ステップ転流動作を示すＰＷＭパルス例
【図１８】半導体素子の電流と電圧降下との関係を示す図
【符号の説明】
【００１６】
１  系統電源
２  パワー回路
３  負荷装置
４  コントローラ
４ａ  駆動回路
４ｂ  ＰＷＭパルス発生器
４ｃ  電圧ベクトル演算器・選択・切替器
４ｄ  制御回路（電圧指令発生器）
ＳＵＲ  Ｕ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＵＳ  Ｕ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＵＴ  Ｕ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＲ  Ｖ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＳ  Ｖ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＴ  Ｖ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＲ  Ｗ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＳ  Ｗ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＴ  Ｗ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
Ｅｏ  仮想中性点電圧
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１は、本発明の電力変換装置の構成例を示す図である。  図において、１は３相の電源、２は直接形電力変換装置の主回路、３は負荷（モータなど）、４は直接形電力変換回路のコントローラである。【００１９】
図２は、本発明の電力変換装置の１相分の出力電圧波形例である。本発明の電力変換装置はその制御回路４内部のＰＷＭパルス発生器で、出力相の電流極性に応じて、転流パターンを切替えることで出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した４ステップ転流を行い、ＰＷＭパルスを発生する。この４ステップ転流は、図１５と同様に、ステップ１→ステップ２→ステップ３→ステップ４と順次転流する。高電位から低電位の電源相へ転流する際のＰＷＭ周期の前半周期（Ａ）中では、ステップ１とステップ２の間隔時間Ｔｄ１、ステップ２とステップ３の間隔時間Ｔｄ２、ステップ３とステップ４の間隔時間Ｔｄ３とする。低電位から高電位の電源相へ転流する際のＰＷＭ周期の後半周期（Ｂ）中では、ステップ１とステップ２の間隔時間Ｔｄ３’、ステップ２とステップ３の間隔時間Ｔｄ２’、ステップ３とステップ４の間隔時間Ｔｄ１’、とする。ＰＷＭ半周期中のパルスの幅は、本発明の電力変換装置はその制御回路４内部の電圧指令発生器によって発生される電圧指令に応じて変化する。図２に示されたパルス幅は、その一例である。なお、以下の説明において、出力電流（Ｉｏ）の極性は電流が電源から負荷へ流れる場合を正極（Ｉｏ＞０）とする。【００２０】
この図２のパルスによって生じる転流誤差は、図２（Ｉｏ＞０）では、
ΔＶ１＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し、
ΔＶ２＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し
ΔＶ３＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ３’）減少し、
ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ３’）減少する。
ＰＷＭ１周期では、
ΔＶ１＋ΔＶ２−ΔＶ３−ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２−Ｔｄ３’）  （１１）
となる。【００２１】
図２（Ｉｏ＜０）では、
ΔＶ１＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ２＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ３＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’）減少し、
ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’）減少する。
ＰＷＭ１周期では
ΔＶ１＋ΔＶ２−ΔＶ３−ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ１−Ｔｄ２’−Ｔｄ３’）  （１２）
となる。【００２２】
本発明の実施例１では、図２（Ｉｏ＞０）の場合に、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’（Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３’＞０）    （１）
図２（Ｉｏ＜０）の場合に、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’（Ｔｄ１、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’＞０）  （２）
のように、Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’の設定を切替える。このように、電流極性によって間隔時間を切替えると、ＰＷＭ１周期中に発生する転流誤差が打ち消しあい、転流誤差が発生しない。ここで、Ｔｄ３およびＴｄ１’は零以上の値であればよいが、Ｔｄ３＝Ｔｄ３’、Ｔｄ１’＝Ｔｄ１としてもよい。以下、特に指定の無いステップ時間はＴｄ１＝Ｔｄ１’およびＴｄ２＝Ｔｄ２’およびＴｄ３＝Ｔｄ３’のように同じ値を取るものとする。【００２３】
図２を参照するとＴｄ１、Ｔｄ１’はターンオフ時間、Ｔｄ２、Ｔｄ２’はターンオン時間、Ｔｄ３、Ｔｄ３’はターンオフ時間を確保すれば、スイッチの短絡状態にはならない。従って、例えば、スイッチ素子のターンオン時間が３００ｎｓ、ターンオフ時間が８００ｎｓとすれば、Ｉｏ＞０では、Ｔｄ１＝１μｓ、Ｔｄ２＝５００ｎｓ、Ｔｄ３’＝１．５μｓ、Ｉｏ＜０では、Ｔｄ１＝１．５μｓ、Ｔｄ２’＝５００ｎｓ、Ｔｄ３’＝１μｓのような設定とすればよい。このような構成は図３のような制御回路を用いて実現できる。図３の上位の制御回路から、ＰＷＭパルス発生器にＩｏ＞０とＩｏ＜０の場合それぞれのＴｄ１〜Ｔｄ３’のパラメータを与え、ＰＷＭパルス発生器は電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の情報から極性を判断し間隔時間を切替える。また、この考え方を応用すれば、ＰＷＭ周期中で転流誤差を相殺せずに、ある時間平均（例えば、ＰＷＭの２または３周期等）に発生する誤差を相殺するような設定も可能であるが、それは、ＰＷＭ周期中に相殺する場合よりも歪が増加する。
【実施例２】
【００２４】
Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、Ｔｄ１’、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’はスイッチ素子の特性に依存するターンオン、ターンオフ遅れ時間を考慮する。従って、大容量のスイッチ素子などで、ターンオン時間とターンオフ時間が共に２μｓ〜１０μｓ程度に長くなると、Ｉｏ＞０の場合にはＴｄ３が、Ｉｏ＜０の場合にはＴｄ１’が４〜２０μｓとなり、転流時間が大幅に長くなってしまう。転流時間が長くなると、パルス幅が狭い場合に上手く転流できず、電圧・電流が歪んでしまうという問題を生じる。この解決策は、図２の条件では、ＥＰ＞ＥＭ≧ＥＮであるため、Ｓ２とＳ３のオン・オフおよびＳ４とＳ５のオン・オフが同時に起こったとしても、入力電源の短絡が発生しない。そこで、Ｉｏ＞０の場合は、Ｔｄ１を短く、Ｉｏ＜０の場合はＴｄ３’を短くすることで、解決することができる。従って、半周期（Ａ）および（Ｂ）の期間中に２回行われる転流動作で、Ｉｏ＞０の場合は、Ｔｄ１を、Ｉｏ＜０の場合はＴｄ３’を変更する。【００２５】
Ｉｏ＞０の場合は、Ｔｄ１を零、Ｉｏ＜０の場合はＴｄ３’を零とすれば、非特許文献１記載の３ステップ転流とは異なる３ステップ転流となる。しかし、この時、ＥＭとＥＮの値が近く、入力電源相の電圧検出誤差などにより、ＥＭとＥＮの判定を間違えるような場合には、出力電圧がＥＭ⇔ＥＮに変化する転流の際に、入力電源ＥＭとＥＮを短絡してしまう。この場合には、Ｔｄ３’を零にすることは行わないほうが安全で、かつ、短絡により発生する損失も防ぐことができる。この問題はＥＭとＥＮの値の差が電圧検出誤差よりも大きい場合やＥＰ⇔ＥＭの変化での転流では発生し難い。従って、図４のような制御回路を用いて、入力電源の状態に応じて、ＰＷＭパルス発生器に上位制御回路から与えるパラメータ（Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、Ｔｄ１’、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’の設定値）を増やし、ＰＷＭパルス発生器はそのパラメータに応じて、半周期（Ａ）および（Ｂ）中の間隔時間を可変できるように構成する。そして、ＥＰとＥＭ間の転流では、零近傍とし、ＥＭ⇔ＥＮの転流でＥＭとＥＮの値が近い場合は、ターンオン・ターンオフ遅れ時間を考慮した値のように可変する。
またスイッチに印加される入力電源電圧は、図１を見るとＥＰ、ＥＭ、ＥＮの電源電圧そのままではなく、ＬＣフィルタを介した電圧である。従って、ＬＣフィルタの電圧振動により、ＥＰ、ＥＭ、ＥＮとスイッチに印加される電圧との差がある場合にも、零近傍へ調整することは短絡の危険性がある。ＬＣフィルタの電圧振動が発生するのは、急加速や急減速などの過渡状態で多く、定常運転状態では少ない。従って、図４の制御回路は出力電流の状態（または入力電流検出器を追加し入力電流の状態）に基づいて、過渡、定常を判断し、定常状態では零付近への調整を許可し、過渡時は零付近への調整を禁止するように制御回路から制御信号を発する。このように切替えれば安全で入出力電圧・電流の歪を改善させた電力変換装置を実現できる。
【実施例３】
【００２６】
電力変換装置に利用されるＩＧＢＴやダイオードなどの半導体スイッチ素子に、電流が流れると、図１８に示されるような、電圧降下が発生する。素子一つあたりの電圧降下は数ボルト（１〜５Ｖ）程度であるが、図１のような回路構成を持つ直接形交流電力変換装置の双方向スイッチの構成は図１１や図１２のようになる。従って、入力電源から負荷を通り、また入力電源へ戻ってくる電流経路を考えると、トータルの電圧降下は悪く見積もると十数ボルト程度になる場合もある。また、電圧降下は電流方向によって発生方向が変化し、電力変換装置の出力電圧を減少させるように作用する。電力変換装置の出力電圧が低い場合は、この電圧降下による誤差の影響が大きくなり、電圧・電流の歪を増加させる。【００２７】
本発明の第３の実施例では、４ステップ転流を用いた直接形交流電力変換装置がＰＷＭ周期に発生する転流誤差が、Ｉｏ＞０で電圧を増加させ、Ｉｏ＜０で電圧を減少させること、および、半導体素子の電圧降下による誤差が、Ｉｏ＞０で電圧を減少させ、Ｉｏ＜０で電圧を増加させることに着目し、転流誤差によって、電圧降下による誤差を打ち消す４ステップ転流方法とする。【００２８】
電力変換装置の電流経路にある半導体素子の１相分の電圧降下が、ΔＶｆ、ＰＷＭ１周期をＴｃとすると、電圧降下ΔＶｆとＰＷＭパルス幅換算値Ｔｄｆの関係は
｜ΔＶｆ｜×Ｔｃ＝（ＥＰ−ＥＮ）×Ｔｄｆ
である。Ｉｏ＞０の場合、ΔＶｆ＜０なので
ΔＶｆ×Ｔｃ＝−（ＥＰ−ＥＮ）×Ｔｄｆ                        （１３）
Ｉｏ＜０の場合、ΔＶｆ＞０なので
ΔＶｆ×Ｔｃ＝（ＥＰ−ＥＮ）×Ｔｄｆ                          （１４）【００２９】
図２（Ｉｏ＞０）の場合に、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’＋Ｔｄｆ（Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、Ｔｄｆ＞０）  （３）と設定すれば、ＰＷＭ１周期では
ΔＶ１＋ΔＶ２−ΔＶ３−ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２−Ｔｄ３’）
＝（ＥＰ−ＥＮ）×Ｔｄｆ
となる。【００３０】
図２（Ｉｏ＜０）の場合に、
Ｔｄ１＋Ｔｄｆ＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’（Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３、Ｔｄｆ＞０）  （４）
と設定すれば、ＰＷＭ１周期では
ΔＶ１＋ΔＶ２−ΔＶ３−ΔＶ４＝−（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ１−Ｔｄ２’−Ｔｄ３’）
＝−（ＥＰ−ＥＮ）×Ｔｄｆ
となり、ＰＷＭ１周期での転流誤差と電圧降下による誤差を足し合わせると、互いに打ち消しあい電圧誤差は零となる。【００３１】
ＴｄｆはＴｄｆ＝Ｔｃ×ΔＶｆ／（ＥＰ−ＥＮ）の式から演算して求めることができ、入力電源の電圧（や位相）および、電流値によって変化する。入力電源が交流２００Ｖ（ＥＰ−ＥＮのピーク値：約２８２Ｖ）、ＰＷＭ周期Ｔｃ＝１２５μｓの場合でΔＶｆ＝１０Ｖとすると、Ｔｄｆは約４μｓ（≒１２５μｓ×１０Ｖ／２８２Ｖ）となる。また、Ｔｄ１〜Ｔｄ３、Ｔｄｆは図１のＰＷＭパルス発生器によって生成される。ＰＷＭパルス発生器はロジック回路で構成され、各時間はロジック回路のクロックのカウントによって管理・調整される。ロジック回路のクロック周波数としては５０ＭＨｚ程度が一般的である。Ｔｃ＝１２５μｓ、クロック周波数＝５０ＭＨｚの場合、Ｔｄｆの分解能ΔＴｄｆは１／５０ＭＨｚ＝２０ｎｓであり、ΔＶｆの分解能は（ＥＰ−ＥＮ）×ΔＴｄｆ／Ｔｃより約４５ｍＶ（≒２８２Ｖ×２０ｎｓ／１２５μｓ）程度である。Ｔｄｆ＝４μｓ時の各ステップの設定時間は、実施例１での設定を元に、Ｔｄｆを例えば２分割しそれぞれ分配するとすれば、Ｉｏ＞０では、Ｔｄ１＝３μｓ（＝１μ＋Ｔｄｆ／２）、Ｔｄ２＝２．５μｓ（＝０．５μ＋Ｔｄｆ／２）、Ｔｄ３’＝１．５μｓ、Ｉｏ＜０では、Ｔｄ１＝１．５μｓ、Ｔｄ２’＝２．５μｓ（＝０．５μ＋Ｔｄｆ／２）、Ｔｄ３’＝３μｓ（＝１μ＋Ｔｄｆ／２）のような設定になる。【００３２】
前述のように、Ｔｄｆの調整による、スイッチング素子の電圧降下の補正は細かく制御できる。スイッチ素子に流れる電流による電圧降下は図１８のように、流れている電流値によって変動する。従って、図３のような制御回路を用いて、電力変換装置の出力電流、または入力電流を検出し、スイッチ素子に流れる電流の瞬時値を得る。そして、スイッチ素子に流れる電流と（ＥＰ−ＥＮ）の検出値に応じて、Ｔｄｆを調整することで、電力変換装置の出力電圧の補正が可能となり、入出力電圧・電流の歪を改善させることができる。
【実施例４】
【００３３】
前述の実施例３では、転流時間に電圧降下の補正を付加するので、トータルの転流時間が長くなり、パルス幅が短くなるような状況において、電圧が歪む問題がある。この問題を解決するために、前述の実施例２のように、図４の制御回路を用いて半周期（Ａ）および（Ｂ）の期間中に２回行われる転流動作で間隔時間を入力電圧の状態に応じて可変する。そして、転流時間をなるだけ短くするよう調整すれば、入出力電圧・電流の歪の改善と入力電源の短絡防止、ロスの低下が実現できる。
【実施例５】
【００３４】
ＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子は図１８のように、電流がわずかでも流れると、若干の電圧降下（Ｖｆｏ）が発生するような特性をもっている。Ｖｆｏの値は素子によって変化するが、一般的に０．７Ｖ〜１Ｖ近辺である。実施例３のような入力電圧、キャリア周期、クロック周波数の条件で電圧降下の補償を行う場合は、Ｖｆｏ＝０．７Ｖの場合、１つの素子あたりのＴｄｆは約３００ｎｓ（≒２０ｎｓ×０．７Ｖ／４５ｍＶ）以上の値をとり、Ｔｄｆは電流経路にある素子数を考えると、その数倍となる。数十アンペアの小容量ＩＧＢＴでは、ターンオン・ターンオフの時間が３００ｎｓ程度と同程度である。従って、本発明の第５の実施例では、
Ｔｄ１＝Ｔｄ３’    （５）
Ｔｄ２＝Ｔｄ２’＝Ｔｄｆ    （６）
とする。これで、スイッチのターンオン程度の時間をＴｄ２の間隔時間へ確保でき、電流の歪を生ずることなく、電圧降下の補正ができる。また、Ｔｄ１、Ｔｄ３’の遅れ時間が同じなので、それを計測するカウンタ値は同じ物が利用できる。これらは、動作状態で可変しなくてもよく、Ｔｄ２、Ｔｄ２’は電流の絶対値によって変化するが、電流極性に応じては変化しない。従って、Ｔｄ２とＴｄ２’のカウンタを同じ物を利用すれば、動作状態で可変するカウンタは図５のようにＴｄ２のみとなり、ＰＷＭパルス発生器のロジックを簡略化できる。以上のことから小容量の電力変換装置において、ＰＷＭパルス発生器の低コスト化ができる。
【実施例６】
【００３５】
本発明の第６の実施例は、前述のＴｄｆの決定を入力電流または出力電流の測定値を用いて行う場合、電流検出のノイズによって値が変動し、電流に歪を生ずることがある。電力変換装置の制御回路（図３、図４、図５）に電流制御を備えている場合には、その電流制御の電流指令を用いてＴｄｆを決定することで、電流検出器のノイズ成分を除去し安定した電力変換装置とすることができる。
【実施例７】
【００３６】
本発明の第７の実施例は、電力変換装置の制御回路（図３、図４、図５）において、前述のＴｄｆの決定を検出電流または電流指令の瞬時値で決定するのではなく、検出電流の平均値、または、電流指令の平均値に応じてＴｄｆを決定する。このようにすることで、入力電流・出力電流の歪は増加するが、電力変換装置の制御を簡単化できるので、制御回路に利用する演算装置（ＭＰＵ、ＣＰＵ、ＤＳＰなど）に演算速度が低速で安価なものを利用でき、安価な電力変換装置を提供できる。
【実施例８】
【００３７】
図６は、本発明の電力変換装置の１相分の出力電圧波形例である。本発明の電力変換装置はその制御回路４内部のＰＷＭパルス発生器で、出力相の電流極性に依存せず、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止した４ステップ転流を行い、ＰＷＭパルスを発生する。この４ステップ転流は、図１６と同様に、ステップＡ→ステップＢ→ステップＣ→ステップＤと順次転流する。高電位から低電位の電源相へ転流する際のＰＷＭ周期の半周期（Ａ）中では、ステップＡとステップＢの間隔時間Ｔｄ１、ステップＢとステップＣの間隔時間Ｔｄ２、ステップＣとステップＤの間隔時間Ｔｄ３とする。低電位から高電位の電源相へ転流する際のＰＷＭ周期の半周期（Ｂ）中では、ステップＡとステップＢの間隔時間Ｔｄ３’、ステップＢとステップＣの間隔時間Ｔｄ２’、ステップＣとステップＤの間隔時間Ｔｄ１’、とする。ＰＷＭ半周期中のパルスの幅は、本発明の電力変換装置はその制御回路４内部の電圧指令発生器によって発生される電圧指令に応じて変化され、図６に示された幅は、その一例である。【００３８】
この図６のパルスによって生じる転流誤差は、図６（Ｉｏ＞０）では、
ΔＶ１＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１）増加し、
ΔＶ２＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１）増加し
ΔＶ３＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’）減少し、
ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’）減少する。
ＰＷＭ１周期では、
ΔＶ１＋ΔＶ２−ΔＶ３−ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ１−Ｔｄ２’−Ｔｄ３’）  （１２）
と同等となる。【００３９】
図６（Ｉｏ＜０）では、
ΔＶ１＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し、
ΔＶ２＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）増加し、
ΔＶ３＝（ＥＭ−ＥＮ）×（Ｔｄ３’）減少し、
ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＭ）×（Ｔｄ３’）減少する。
ＰＷＭ１周期では、
ΔＶ１＋ΔＶ２−ΔＶ３−ΔＶ４＝（ＥＰ−ＥＮ）×（Ｔｄ１＋Ｔｄ２−Ｔｄ３’）    （１１）
と同等となる。【００４０】
本発明の実施例８では、図６（Ｉｏ＞０）の場合に、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’（Ｔｄ１、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’＞０）  （７）
図６（Ｉｏ＜０）の場合に、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ３’（Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３’＞０）  （８）
のように、Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’の設定を切替える。このように、電流極性によって間隔時間を切替えると、ＰＷＭ１周期中に発生する転流誤差が打ち消しあい、転流誤差が発生しない。【００４１】
図６を参照するとＴｄ１、Ｔｄ１’はターンオン時間、Ｔｄ２、Ｔｄ２’はターンオフ時間、Ｔｄ３、Ｔｄ３’はターンオン時間を確保すれば、スイッチの短絡状態にはならない。従って、例えば、スイッチ素子のターンオン時間が３００ｎｓ、ターンオフ時間が８００ｎｓとすれば、Ｉｏ＞０では、Ｔｄ１＝１．５μｓ、Ｔｄ２’＝１μｓ、Ｔｄ３’＝５００ｎｓ、Ｉｏ＜０では、Ｔｄ１＝５００ｎｓ、  Ｔｄ２＝１μｓ、Ｔｄ３’＝１．５μｓのような設定とすればよい。
このような構成も図３のような制御回路を用いて実現できる。図３の上位の制御回路から、ＰＷＭパルス発生器にＩｏ＞０とＩｏ＜０の場合それぞれのＴｄ１〜Ｔｄ３’のパラメータを与え、ＰＷＭパルス発生器は電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の情報から極性を判断し間隔時間を切替える。また、この考え方を応用すれば、ＰＷＭ周期中で転流誤差を相殺せずに、ある時間平均（例えば、ＰＷＭの２または３周期等）に発生する誤差を相殺するような設定も可能である。しかし、それは、ＰＷＭ周期中に相殺する場合よりも歪が増加する。また、大容量のスイッチ素子の利用により間隔時間が長くなりすぎる場合は、実施例２のように電源電圧の状態に応じてＰＷＭ周期中に間隔時間がなるだけ短くなるように変更してもよい。
【実施例９】
【００４２】
４ステップ転流を用いた直接形交流電力変換装置がＰＷＭ周期に発生する転流誤差が、電圧を増加させる転流と、電圧を減少させる転流があること、および、半導体素子の電圧降下による誤差が、Ｉｏ＞０で電圧を減少させ、Ｉｏ＜０で電圧を増加させることに着目する。本発明の第９の実施例では、この転流誤差によって、電圧降下による誤差を打ち消す４ステップ転流方法とする。電力変換装置の電流経路にある半導体素子の１相分の電圧降下のＰＷＭパルス幅換算値をＴｄｆとすると、Ｉｏ＞０の場合は、
Ｔｄ１＝Ｔｄ２’＋Ｔｄ３’＋Ｔｄｆ（Ｔｄ１、Ｔｄ２’、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）    （９）
とする。
Ｉｏ＜０の場合は、
Ｔｄ１＋Ｔｄ２＋Ｔｄｆ＝Ｔｄ３’  （Ｔｄ１、Ｔｄ２、Ｔｄ３’、Ｔｄｆ＞０）  （１０）
とする。このようにすれば、ＰＷＭ１周期での転流誤差と電圧降下による誤差は、互いに打ち消しあい電圧誤差は零となる。また、この実施例に加え、実施例６や実施例７のような方法を用いてＴｄｆを決定しても良い。
【実施例１０】
【００４３】
図１５、図１６でＥＰ、ＥＭ、ＥＮおよびＴｄ１、Ｔｄ２が同じ値の場合、発生する誤差を比較すると、Ｉｏ＞０、Ｉｏ＜０の条件で共に、
｜ΔＶ１’｜＝｜ΔＶ８｜
｜ΔＶ２’｜＝｜ΔＶ７｜
｜ΔＶ３’｜＝｜ΔＶ６｜
｜ΔＶ４’｜＝｜ΔＶ５｜
であり、それぞれ増加と減少の方向は逆になる。【００４４】
本発明の実施例９では、ＰＷＭパルス発生器を出力相の電流極性に依存せず、出力相間の開放と電源相間の短絡を防止する４ステップ転流装置１と、出力相の電流極性に応じて、転流パターンを切替えることで出力相間の開放と電源相間の短絡を防止する４ステップ転流装置２を備える。そして、図７または図８のようにＰＷＭの半周期で転流装置１と転流装置２を切替えることで、転流による誤差を打ち消すことが可能となる。図７、図８はＩｏ＞０の例を示したが、Ｉｏ＜０の場合も同様にＰＷＭの半周期で切替えることで転流による誤差を打ち消すことが可能となる。【００４５】
図１５、図１６、図１７に示したように、ＰＷＭ半周期中に転流が２回行われる場合には、実施例１の転流と実施例８の転流を組み合わせて転流誤差を無くすことが可能である。実施例８の転流方法は、電源相間の電位差が大きい場合には、電源相間の短絡なしに転流できるが、電圧検出誤差などにより電源相の電位の高低を逆に誤った場合には、電源相間の短絡が発生する。実施例１の転流方法は電源相の電位の高低を逆に誤った場合でも電源相間の短絡が発生しない。従って、ＰＷＭ半周期中に、線間電圧が高い電位差間の転流と低い電位差間の転流を行う場合、高い電位差間の転流で、実施例８の転流を行い、低い電位差間の転流で実施例１の転流を行う構成とする。このようにすることで、出力相間の開放と電源相間の短絡の防止をより確実に行うことができる。【００４６】
以上の実施例において、ＰＷＭパルスはＥＰ→ＥＭ→ＥＮ、ＥＮ→ＥＭ→ＥＰのように変化するような例を用いて説明した。しかし、 4ステップ転流を用いてＥＰ→ＥＮ、ＥＮ→ＥＰのように変化するＰＷＭの場合へも本発明は適用することができる。また、ＥＰ→ＥＭ→ＥＮ、ＥＮ→ＥＭ→ＥＰのように変化するＰＷＭパルスの周期中で(a)ＥＰ→ＥＭおよび(b)ＥＭ→ＥＮと、(c)ＥＮ→ＥＭおよび(d)ＥＭ→ＥＰの変化におけるステップ時間Ｔd1、Ｔｄ２、Ｔｄ３は同じ値を用いて説明した。しかし、本発明の実施例を鑑みれば、各時間の設定に関してはＰＷＭ周期中の各ステップ時間を異なる値とし、ＰＷＭ周期中に発生する出力電圧誤差をキャンセルするような設定を行うこともできる。また、出力電流の方向（出力電流の極性）によって、出力電圧が増加する転流と、出力電圧が減少する転流が規則的に変化する。このことから、負荷電流の極性に応じてステップ時間を切替えることで、負荷電流の変化に追従し、転流による電圧歪およびスイッチ素子の電圧降下をキャンセルする電力変換装置を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明によれば出力電圧や出力電流の歪みが減少し、スイッチングロスも少なくできるので、制御装置の高性能化、低コスト化、小形化が実現できる。このことからモータ駆動や、系統電源の周波数・電圧変換する電力変換装置という用途にも適用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【国際調査報告】
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