(57)【要約】  送信装置１０は、直並列変換器１１と、チャネル毎の信号を変調するＭＳＫ変調器３１と、Ｄ／Ａ変換器１３と、異なるキャリア周波数に変換する周波数変換器１４ａと、同期回路３２と、増幅器１５と、増幅信号を合波する合波器１６と、アンテナ１９を設け、受信装置２０は、アンテナ２１と、分波器２２と、分波したチャネル毎の信号をベースバンド周波数に変換する周波数変換器２３と、該信号の高調波成分を除去するローパスフィルタ３３と、Ａ／Ｄ変換器２４と、ディジタル信号から主波成分を抽出するディジタルフィルタ３６と、主波成分からサンプリング点を検出するサンプリング点検出回路３５ａと、検出情報を元にシンボル点を補間処理で再生し復調するＭＳＫ復調器３４ａと、復調信号から元の信号を復元する並直列変換器２６を設けた。
2008108366.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線送信装置及び無線受信装置を備え、前記無線送信装置及び前記無線受信装置間でマルチキャリアにより信号の通信を行う無線通信システムであって、
前記無線送信装置は、
入力ディジタル信号を複数のチャネルに分割する分割手段と、
前記分割手段により分割されたチャネル毎のディジタル信号をそれぞれ定包絡変調信号に変調しアナログ信号に変換する変調手段と、
前記変調手段からのチャネル毎のアナログ化された定包絡変調信号をそれぞれ隣接するチャネル毎に周波数が各チャネルのシンボルレートの３倍未満の周波数の間隔で配置されたキャリア周波数にて周波数変換する第１の周波数変換手段と、
前記第１の周波数変換手段によりチャネル毎のそれぞれ異なるキャリア周波数に変換されたアナログ化された定包絡変調信号をそれぞれ高効率に増幅する増幅手段と、
前記増幅手段によりチャネル毎にそれぞれ増幅されたアナログ化された定包絡信号を空間にチャネル毎に無線送信する送信手段と
を備え、
前記無線受信装置は、
前記空間に無線送信された前記アナログ化された定包絡変調信号を無線受信する受信手段と、
前記受信手段により受信したアナログ化された定包絡変調信号をキャリア周波数毎にそれぞれ異なるチャネルのベースバンド周波数に変換しディジタル信号に変換する第２の周波数変換手段と、
前記第２の周波数変換手段によりチャネル毎にベースバンド周波数に変換されたディジタル化された定包絡変調信号を復調する復調手段と、
前記復調手段によりチャネル毎に復調されたディジタル信号から元のディジタル信号を復元する復元手段と
を備えることを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
前記無線送信装置は、位相を揃えるための同期回路を具備し、チャネル毎の定包絡変調信号をそれぞれ隣接するチャネル毎に周波数が各チャネルのシンボルレートの１．５倍の周波数の間隔で配置された同位相のキャリア周波数にて周波数変換し、
前記無線受信装置は、前記第２の周波数変換手段に、各チャネルのシンボルレートの０．５〜２．５倍にカットオフ周波数をもつローパスフィルタとサンプリング検出回路とを備えることにより、復調信号におけるスペクトラムが重なり合わないチャネルからの影響を前記ローパスフィルタにより除去し、サンプリング検出回路により、スペクトラムが重なり合う隣接するチャネルからの影響を、シンボルの中心でサンプリングすることにより除去する
ことを特徴とする請求項１記載の無線通信システム。
【請求項３】
前記無線送信装置は、チャネル毎の定包絡変調信号をそれぞれ隣接するチャネル毎に周波数が各チャネルのシンボルレートの１．４倍以上３倍未満の周波数の間隔で配置されたキャリア周波数にて周波数変換し、
前記無線受信装置は、前記第２の周波数変換手段に各チャネルのシンボルレートの０．５〜０．７倍にカットオフ周波数をもつローパスフィルタを具備し、復調信号における隣接チャネルからの影響を前記ローパスフィルタにより抑制する
ことを特徴とする請求項１記載の無線通信システム。
【請求項４】
前記無線送信装置は、変調方式として位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合わせた変調方式を利用するとともに、それぞれ隣接するチャネル毎に周波数スペクトラムが重なりあう配置をとるキャリア周波数にて周波数変換し、
前記無線受信装置は、前記第２の周波数変換手段にローパスフィルタを具備し、復調信号における隣接チャネルからの影響を前記ローパスフィルタにより抑制する
ことを特徴とする請求項１記載の無線通信システム。
【請求項５】
前記無線送信装置は、周波数スペクトラムの配置として、隣接する信号の一方のエネルギーが０となる点がもう一方の中心周波数に重なりあうキャリア周波数にて周波数変換することを特徴とする請求項４記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は無線通信システムに関し、特に、信号を高速に伝送するための無線送信装置及び無線受信装置を有する無線通信システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル無線通信において、信号を高速に伝送するための方法として、（１）シンボルレートを高速にする方法、もしくは、（２）多値変調を行う方法が一般的である。【０００３】
しかし、（１）シンボルレートを高速にする場合、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器などのディジタル回路の高速動作やベースバンド回路の広帯域化が必要であり、これらの回路の実現が困難になったり、消費電力が著しく増大したりする問題がある。【０００４】
一方、後者の（２）多値変調を行う場合、ディジタル回路やベースバンド回路への負荷は軽減されるが、変調された信号の包絡線が変動し、信号の平均電力に対するピーク電力の比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が大きくなる。このようなＰＡＰＲの大きな信号を線形増幅するためには、大きな飽和出力をもつ増幅器を用い、さらに飽和出力から十分バックオフを取って動作させることが必要となるが、大きなバックオフを取って動作させる増幅器では、その効率が著しく低くなる問題がある。【０００５】
特に、高出力、高効率な増幅器を実現することが難しいマイクロ波やミリ波領域での通信システムでは送信装置が高コストとなり、また、効率が著しく低くなり、その結果、高価な放熱装置が必要になるなどの問題も発生する。【０００６】
さらに、無線通信で高速伝送するための他の方式として、マルチキャリアを用いる方法がある。図１３は、マルチキャリアを用いる、従来の無線送信装置の構成を示すブロック図である（例えば、特許文献１参照）。【０００７】
図１３に示す従来の無線送信装置においては、データ入力部１０１に入力ディジタル信号がシリアルに入力され、データ入力部１０１に入力されたシリアルな入力ディジタル信号が、直並列変換器１０２により複数のチャネルにパラレル変換され、この変換された各チャネルのディジタル信号が畳み込み符号器１０３により符号化される。この畳み込み符号化されたディジタル信号は、変調器１０４により多値変調される。多値変調された信号は、それぞれ周波数変換器１０５ａ〜１０５ｄによりキャリア周波数が異なる複数の信号に変換され、さらに合波器１０６により合成された後、アンテナ１０７から無線送信される。【０００８】
このような従来の無線送信装置では、無線送信された信号のキャリア周波数が離反しているので、フェージングにより隣接する周波数の信号が同時に消失する可能性が低く、畳み込み符号化された信号を用いている為、一部の信号が消失してもそれを復元することが可能となり、フェージング環境化でも通信品質の良い無線装置を実現できる。しかし、チャネル全体としての周波数帯域幅が広くなるという問題が発生する。【０００９】
また、図１３の従来の無線送信装置のブロック図には特段示されていないが、実際に装置を構成する場合には、増幅器により無線送信するのに必要な電力を得ることが必要になると考えられる。この場合、図１４のように、合波器１０６とアンテナ１０７の間に１つの増幅器１０８を挿入することが考えられる。しかし、図１４の場合には、合波された信号を増幅するため、ＰＡＰＲの大きな信号が増幅器１０８に入力される。このため、増幅器１０８として飽和出力が大きいものを用いる必要があり、また、飽和出力レベルからバックオフを取って用いるため増幅器１０８の効率が低くなる問題がある。高速フーリエ変換（ＦＦＴ：  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ）、高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：  Ｉｎｖｅｒｓｅ  ＦＦＴ）を用いるマルチキャリア方式の場合は図１４の回路構成となるため、非常に大きな問題となる。【００１０】
【特許文献１】特許第３３４６９４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上述したように、従来の無線送信装置では、高速無線通信を行うには、増幅器等のアナログ回路への負担の増加、周波数利用効率の低下という問題点があった。【００１２】
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、マルチキャリア方式に定包絡変調方式であるＭＳＫ変調、位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合わせた変調方式を利用するとともに、変調信号を個別に増幅する手法において、各チャネルの信号の周波数スペクトラムを重ね合わせることを可能にすることにより、アナログ回路（増幅器）への負担の増加、周波数利用効率の低下を抑制しつつ高速通信が可能なシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明は、無線送信装置及び無線受信装置を備え、前記無線送信装置及び前記無線受信装置間でマルチキャリアにより信号の通信を行う無線通信システムであって、前記無線送信装置は、入力ディジタル信号を複数のチャネルに分割する分割手段と、前記分割手段により分割されたチャネル毎のディジタル信号をそれぞれ定包絡変調信号に変調しアナログ信号に変換する変調手段と、前記変調手段からのチャネル毎のアナログ化された定包絡変調信号をそれぞれ隣接するチャネル毎に周波数が各チャネルのシンボルレートの３倍未満の周波数の間隔で配置されたキャリア周波数にて周波数変換する第１の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段によりチャネル毎のそれぞれ異なるキャリア周波数に変換されたアナログ化された定包絡変調信号をそれぞれ高効率に増幅する増幅手段と、前記増幅手段によりチャネル毎にそれぞれ増幅されたアナログ化された定包絡信号を空間にチャネル毎に無線送信する送信手段とを備え、前記無線受信装置は、前記空間に無線送信された前記アナログ化された定包絡変調信号を無線受信する受信手段と、前記受信手段により受信したアナログ化された定包絡変調信号をキャリア周波数毎にそれぞれ異なるチャネルのベースバンド周波数に変換しディジタル信号に変換する第２の周波数変換手段と、前記第２の周波数変換手段によりチャネル毎にベースバンド周波数に変換されたディジタル化された定包絡変調信号を復調する復調手段と、前記復調手段によりチャネル毎に復調されたディジタル信号から元のディジタル信号を復元する復元手段とを備える無線通信システムである。
【発明の効果】
【００１４】
この発明は、無線送信装置及び無線受信装置を備え、前記無線送信装置及び前記無線受信装置間でマルチキャリアにより信号の通信を行う無線通信システムであって、前記無線送信装置は、入力ディジタル信号を複数のチャネルに分割する分割手段と、前記分割手段により分割されたチャネル毎のディジタル信号をそれぞれ定包絡変調信号に変調しアナログ信号に変換する変調手段と、前記変調手段からのチャネル毎のアナログ化された定包絡変調信号をそれぞれ隣接するチャネル毎に周波数が各チャネルのシンボルレートの３倍未満の周波数の間隔で配置されたキャリア周波数にて周波数変換する第１の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段によりチャネル毎のそれぞれ異なるキャリア周波数に変換されたアナログ化された定包絡変調信号をそれぞれ高効率に増幅する増幅手段と、前記増幅手段によりチャネル毎にそれぞれ増幅されたアナログ化された定包絡信号を空間にチャネル毎に無線送信する送信手段とを備え、前記無線受信装置は、前記空間に無線送信された前記アナログ化された定包絡変調信号を無線受信する受信手段と、前記受信手段により受信したアナログ化された定包絡変調信号をキャリア周波数毎にそれぞれ異なるチャネルのベースバンド周波数に変換しディジタル信号に変換する第２の周波数変換手段と、前記第２の周波数変換手段によりチャネル毎にベースバンド周波数に変換されたディジタル化された定包絡変調信号を復調する復調手段と、前記復調手段によりチャネル毎に復調されたディジタル信号から元のディジタル信号を復元する復元手段とを備える無線通信システムであるので、信号を高速に伝送する際にも、増幅器の効率・周波数利用効率が高く、かつ、構成が容易であるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの無線送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの周波数スペクトラムを示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの無線受信装置例の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの時間的信号を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの時間的信号を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムのシミュレーション結果を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態２に係る無線通信システムのシミュレーション結果を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態３に係る無線通信システムの無線送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態３に係る無線通信システムの無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態３に係る無線通信システムの無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態３に係る無線通信システムの周波数スペクトラムを示すブロック図である。
【図１３】マルチキャリアを用いる、従来の無線送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】マルチキャリアを用いる、従来の無線送信装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る無線通信システムについて図１、図２、図３、図４、図５、図６及び図７を参照しながら説明する。図１、図３及び図７は、この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの無線送信装置及び無線受信装置の構成を示すブロック図である。また、図２は、この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの周波数スペクトラムを示す図であり、図４、図５は実施の形態１の復調時の時間波形であり、図６は実施の形態１に関するシミュレーション結果である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。【００１７】
図１において、この実施の形態１に係る無線通信システムの無線送信装置１０は、入力ディジタル信号からなる送信すべきデータ（以下、送信データとする。）が入力されて、当該送信データをチャネル数に分割する直並列変換器（分割手段）１１と、分割された送信データが入力される、チャネル数分設けられた複数のＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調器３１と、ＭＳＫ変調器３１から出力された各ディジタル変調信号をアナログ信号にそれぞれ変換する複数のＤ／Ａ変換器１３と、同期回路３２と、各アナログ信号に対して、同期回路３２により位相を同期させ、周波数が各チャネルのシンボルレートの１．５倍となるよう制御する周波数変換器（第１の周波数変換手段）１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄと、周波数が変換された各アナログ信号を増幅させる増幅器（増幅手段）１５と、増幅されたチャネル数分の複数のアナログ信号を加算する合波器（合波手段）１６、加算されたアナログ信号を送信する送信用のアンテナ１９とが設けられている。なお、ＭＳＫ変調器３１及びＤ／Ａ変換器１３から変調手段が構成されている。【００１８】
以下では、チャネル数を４とした際における実施の形態１に関して図に沿って動作について説明を行う。【００１９】
無線送信装置１０側においては、図１に示すように、入力ディジタル信号からなる送信データを直並列変換器１１により４つのチャネルに分割し、この分割された各ディジタル信号を４つのＭＳＫ変調器３１によりそれぞれ定包絡変調方式であるＭＳＫ変調信号（定包絡変調信号）に変調する。次に、Ｄ／Ａ変換器１３によりチャネル毎に変調されたＭＳＫ変調信号をアナログ化し、周波数変換器１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄにより、それぞれのチャネルのアナログ信号を周波数変換する。なお、周波数変換においては、同期回路３２により、それぞれ隣接するチャネル毎に周波数が各チャネルのシンボルレートの３倍未満の周波数の間隔で配置されるとともに、位相が揃えられた同位相のキャリア周波数にて、周波数変換が行われる。ここでは、例えば、周波数間隔がシンボルレートの１．５倍の同位相のキャリア周波数により周波数変換を行うこととする。次に、それぞれの信号を増幅器１５により個別に高効率に増幅し、合波器１６により各チャネルの信号を加算した後にアンテナ１９により空間に送出する。【００２０】
空間へ送出した際の周波数スペクトラムを図２（ｂ）に示す。図において、信号２２１は、無線送信装置１０の周波数変換器１４ａが周波数変換した１チャネル目の信号であり、信号２２２は、周波数変換器１４ｂが周波数変換した２チャネル目の信号であり、信号２２３は、周波数変換器１４ｃが周波数変換した３チャネル目の信号であり、信号２２４は、周波数変換器１４ｄが周波数変換した４チャネル目の信号である。【００２１】
この実施の形態１は、ハードウェアによる多値化を行う事により高速化を実現するため、仮に４チャネルに分割した場合は、１チャネルでの伝送の場合における多値化率が４倍のものと同等、もしくは、シンボルレートが４倍のものと同等の速度を有することを可能とする。このため、シンボルレートの高速化や多値変調を行うことによる高速化の弊害である、ディジタル回路の高速動作、ベースバンド回路の広帯域化の問題を低減できる。また、信号の包絡線の変動によるＰＡＰＲ問題による効率の低下も、定包絡なＭＳＫ変調信号を個別に増幅することにより解決可能である。さらに、周波数占有帯域幅を、従来のＭＳＫと比較して大幅に削減することを可能とするものである。【００２２】
１チャネル当りに必要な信号帯域幅（単一チャネル占有帯域幅）をＢｗ、１チャネルのシンボルレートをＳｒとすると、１波のＭＳＫのスペクトラムは図２（ａ）に示すように５Ｓｒ（＝Ｂｗ）となり、例えば４チャネルを使用する場合、スペクトラムが重ならないように配置するとチャネル全体で２０Ｓｒ（＝Ｂｗ×４チャネル）の帯域が必要となるが、この実施の形態１で必要となる全周波数帯域幅は、図２（ｂ）に示すように、例えば９．５Ｓｒ（＝１．９Ｂｗ）に削減することが可能となる。【００２３】
ＭＳＫ変調において、隣接チャネル間の周波数間隔をシンボルレートの１．５倍とすることは、所望チャネルの周波数スペクトラムの中心点と隣接するチャネルの周波数スペクトラムが０となる点を重ねることとなる為、ＭＳＫ変調におけるビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）の理論値からの劣化量を小さく抑えることができる。所望チャネルを復調する際には、他のチャネルが妨害波成分となる為、他のチャンネルを除去する必要がある。図２（ｂ）において、所望チャネルが信号２２１である場合、信号２２２、２２３、２２４は妨害波となる。この際、スペクトラムの主成分が重なり合ってない信号２２３、２２４に関してはフィルタを通す事により除去が可能である。さらに、チャネル間の周波数間隔をシンボルレートの１．５倍とした場合は、スペクトラムが重なり合っている信号２２２の成分も除去が可能である。以下にその例を２つ示す。【００２４】
まず、例１を示す。【００２５】
図３は、実施の形態１の無線通信システムの無線送信装置１０からの送信データを復調するための無線受信装置２０である。無線受信装置２０は、無線送信装置１０から送信されてきたアナログ信号からなる受信データを受信するための受信用のアンテナ２１と、受信された受信データをチャネル数に分波する分波器（分波手段）２２と、分波された各アナログ信号の周波数を、キャリア周波数毎にそれぞれ異なるチャネルのベースバンド周波数に変換する周波数変換器２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄと、カットオフ周波数が各チャネルのシンボルレートの０．５〜２．５倍となるローパスフィルタ３３と、サンプリング点検出回路３５と、サンプリング点検出回路３５により復調シンボルの中心点を正確にサンプリングするよう制御されるＡ／Ｄ変換器２４と、Ａ／Ｄ変換器２４によりディジタル化された信号を復調するＭＳＫ復調器（復調手段）３４と、復調された各ディジタル信号を加算する並直列変換器（復元手段）２６とが設けられている。なお、周波数変換器２３及びＡ／Ｄ変換器２４から第２の周波数変換手段が構成されている。【００２６】
はじめに、各ローパスフィルタ３３は、図２（ｂ）に示す信号２２３、２２４成分を除去する。すなわち、スペクトラムが重なり合わないチャネルからの影響をローパスフィルタ３３により除去する。次に、サンプリング点検出回路３５は、ローパスフィルタ３３の出力データ、あるいは、後段のＡ／Ｄ変換器２４の出力データを用いて、サンプリング点検出を行う。各Ａ／Ｄ変換器２４は、サンプリング点検出回路３５で検出したシンボルタイミング情報をもとに、シンボルの中心点をサンプリングすることにより、図２（ｂ）に示す信号２２２成分を除去する。すなわち、ここでは、スペクトラムが重なり合う隣接するチャネルからの影響を除去している。【００２７】
以下に、図２（ｂ）に示す信号２２２成分が、シンボル点をサンプリングすることで、除去可能である事を、数式を用いて説明する。【００２８】
直交変調器を用いてＭＳＫ波を実現する場合、Ｉ軸、Ｑ軸それぞれの信号は、並列変換したシンボル列の０と１の信号を−１と１に対応させ、周期をシンボルレートの半分だけずらした信号をａ（ｔ）、ｂ（ｔ）、各チャネルのシンボルレートをＳｒ、発振器の周波数をｆｃとすると、【００２９】
【数１】
2008108366.tif 000003
【００３０】
と表現され、この和がＭＳＫ変調波となり、ＭＳＫ変調波ｓ（ｔ）は、【００３１】
【数２】
2008108366.tif 000004
【００３２】
と表現できる。ａ（ｔ）、ｂ（ｔ）の変化が、周波数"ｆｃ＋Ｓｒ／２"と"ｆｃ−Ｓｒ／２"に対応し、また位相の変化が連続であるため、振幅は定包絡となる。提案方式の場合、空中へ伝搬される信号は、【００３３】
【数３】
2008108366.tif 000005
【００３４】
となる。ここで、ｓ（ｔ，ｆｎ）に対し、隣接するサブキャリアｓ（ｔ，ｆｎ＋１）の周波数間隔を、【００３５】
【数４】
2008108366.tif 000006
【００３６】
となるように設定する。受信器側において、この中からｓ（ｔ，ｆ１）のデータを復調する場合、受信信号を増幅した後に、分配器で信号を分割し、周波数ｆ１をもつキャリアをミキサにより乗算する。直交復調器を用いる場合、ｓ（ｔ，ｆ１）の復調信号は、Ｉ軸においては、【００３７】
【数５】
2008108366.tif 000007
【００３８】
となり、ローパスフィルタにより高周波成分を除去すると、【００３９】
【数６】
2008108366.tif 000008
【００４０】
の信号が得られる。Ｑ軸でも同様に、【００４１】
【数７】
2008108366.tif 000009
【００４２】
となる。この際、隣接するｓ（ｔ，ｆ２）の成分も同時に存在しており、その波に対しては、【００４３】
【数８】
2008108366.tif 000010
【００４４】
となり、ローパスフィルタにより高周波成分を除去すると隣接する各チャネルの周波数間隔が１．５倍の場合、【００４５】
【数９】
2008108366.tif 000011
【００４６】
となる。Ｑ軸でも同様に、【００４７】
【数１０】
2008108366.tif 000012
【００４８】
となる。Ｉ軸に関してみてみると、ｃ（ｔ）、ｄ（ｔ）は±１の信号である為、ｓ（ｔ，ｆ２）の信号は、±ｃｏｓ（２πｔ／Ｔｓ）もしくは±ｃｏｓ（２πｔ×２／Ｔｓ）の信号となる事が分かる。この際の隣接波と所望波の各時間的な波形を図４、図５に示す。所望波と隣接波が重なりあって発生するため、図５のようにサンプリング点検出回路３８によりシンボルの中心点（図５の黒丸印）を正確にサンプリングすることにより、隣接波成分を完全に除去できる。これはＱ軸に関しても同様の結果となる。ここで、ｓ（ｔ，ｆ３）の信号に対しては、±ｃｏｓ（２πｔ×２．５／Ｔｓ）もしくは±ｃｏｓ（２πｔ×３．５／Ｔｓ）の信号となるため、サンプリングのみでは除去不可能である。そこで、ｓ（ｔ，  ｆ３）による妨害波はローパスフィルタ３３にて除去する必要がある。ローパスフィルタの帯域幅とＢＥＲのシミュレーション結果を図６に示す。ローパスフィルタとしてガウスフィルタを用いた場合、ＢＥＲがおよそ１０＾−４を満たすために必要な１ビット当たりのエネルギーに対するノイズの比（Ｅｂ／Ｎ０）の値を、単体のＭＳＫのＢＥＲ特性と比較して、６ｄＢ程度の劣化に収めるためには、フィルタの帯域をシンボルレートの２．５倍以下にする必要があることがわかる。シンボルレートが低い場合などにより急峻なカットオフ特性をもつフィルタの実現が難しい際には、ＢＥＲが低下するがシンボルレートに対してある程度広い帯域のフィルタを用いる事となり、システムのトレードオフとなる。【００４９】
次に、例２を示す。【００５０】
上記ではアナログフィルタを使用しているが、群遅延が一定になるディジタルフィルタを用いる事により、フィルタの帯域が狭い範囲においてＢＥＲ特性の改善が可能となる。
図７に、この場合の受信器の構成を示す。図７において、３６は、ディジタルベースバンド信号から主波帯域の信号成分を抽出するディジタルフィルタ、３５ａは、ディジタルフィルタ３６からの出力に基づいてサンプリング点を検出するサンプリング点検出回路、３４ａは、サンプリング点検出情報を基にシンボル点を補間処理する補間機能を有し、補間処理で再生したシンボル点のデータからチャネル毎のＭＳＫ変調信号を復調するＭＳＫ復調器である。なお、図３と同一の構成については同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。なお、図３と図７の違いは、図７においてはＡ／Ｄ変換器とＭＳＫ復調器との間にディジタルフィルタ３６が設けられている点と、サンプリング点検出回路にディジタルフィルタ３６からの出力が入力されて、それによりシンボル点の位置が特定され、サンプリング点検出回路からＭＳＫ復調器に当該位置情報が入力されている点である。【００５１】
動作について説明する。この場合、図３のローパスフィルタ３３と同様に、ローパスフィルタ３３は、Ａ／Ｄサンプリング時に発生するエイリアス成分が主信号帯域に加算されない程度の、比較的広い帯域で高調波を除去し、例えば、Ａ／Ｄコンバータ２４にてシンボルレートの４倍でオーバーサンプリングを行う。更に、Ａ／Ｄコンバータ２４の後に、ディジタルフィルタ３６を設け、例えば、カットオフ周波数をシンボルレートの０．５の狭帯域に設定して、主波成分のみ抽出する。【００５２】
サンプリング点検出回路３５ａは、ディジタルフィルタ３６通過後の４倍オーバーサンプリングされたデータから、シンボル点の位置を特定する。ＭＳＫ復調器３４ａは、サンプリング点検出回路３５ａで特定したシンボル点位置情報をもとに、ディジタル補間処理でシンボル点を再生し、再生したシンボル点データを用いて復調処理を行なう。【００５３】
図３のサンプリング点検出回路３５や図７のサンプリング点検出回路３５ａは、例えば、「移動体通信における同期技術、第６章  シンボル同期」、ｐ．９５〜ｐ．１２２に記載のＭＡＰ推定法などの同期技術や、送信側で同期信号（プリアンブル）を送信し、受信側でシンボル同期回路（プリアンブル検出回路）にて検出する技術で実現が可能である。【００５４】
なお、キャリア周波数の偏差補正には、例えば、変調データを送信する前に、無変調波を送信し、受信側で無変調波に対する自己相関情報からキャリア周波数偏差を求め、補正するなどの方法を用いればよい。【００５５】
以上のように、本実施の形態においては、この発明に係る無線通信システムは、無線送信装置及び無線受信装置間をマルチキャリアにより信号を通信する無線通信システムであって、前記無線送信装置は、入力ディジタル信号を複数のチャネルに分割する第１の分割手段と、前記第１の分割手段により分割されたチャネル毎のディジタル信号をそれぞれ定包絡変調方式、位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合わせた変調方式信号に変調しアナログ信号に変換する変調手段と、前記変調手段からのチャネル毎の変調信号をそれぞれ隣接するチャネル毎に周波数スペクトラムが重なりあう配置をとるキャリア周波数に変換する第１の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段によりチャネル毎のそれぞれキャリア周波数に変換された変調信号をそれぞれ高効率に増幅する増幅手段と、前記増幅手段によりチャネル毎にそれぞれ増幅された信号を空間にチャネル毎に無線送信する送信手段とを設けるとともに、前記無線受信装置は、前記空間に無線送信された信号を無線受信する受信手段と、前記受信手段により受信した信号をキャリア周波数毎に異なるチャネルに分割する第２の分割手段と、前記第２の分割手段によりチャネル毎に分割された信号をそれぞれベースバンド周波数に変換する第２の周波数変換手段と、前記第２の周波数変換手段によりチャネル毎に周波数変換された変調信号をディジタル信号に変換し復調する復調手段と、前記復調手段によりチャネル毎に復調されたディジタル信号から元の入力ディジタル信号を復元する復元手段とを設けるようにしたので、マルチキャリア方式に定包絡変調方式であるＭＳＫ変調、位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合わせた変調方式を利用するとともに、変調信号を個別に増幅する手法において、各チャネルの信号の周波数スペクトラムを重ね合わせることを可能にすることにより、アナログ回路（増幅器）への負担の増加、周波数利用効率の低下を抑制しつつ高速通信が可能とし、信号を高速に伝送する際にも、増幅器の効率・周波数利用効率が高く、かつ、構成が容易であるという効果を奏する。【００５６】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る無線通信システムについて図８を参照しながら説明する。図８は実施の形態２に関するシミュレーション結果である。【００５７】
実施の形態２では、送信側において各チャネルにおける周波数間隔を各チャネルのシンボルレートの１．４倍以上３倍未満とすることが可能であり、受信側においてローパスフィルタとしてシンボルレートの０．５倍〜０．７倍のカットオフ周波数を有するものを挿入することを特徴としている。なお、基本的な構成としては、上述の図１〜図７に示したものと同じであるため、それらを参照することとする。【００５８】
各チャネルの周波数間隔を近づけることは、隣接するチャネルの影響によりＢＥＲが低下するが、全体の周波数帯域幅が削減可能となる。前述した通り、隣接波を除去する必要があるため、実施の形態１と比較してカットオフ周波数が低いフィルタを用いることにより隣接波を低減しＢＥＲの低下を抑制することが可能となる。実施の形態２で必要となるフィルタの帯域幅はシンボルレートの０．５〜０．７倍である。ローパスフィルタとしてガウスフィルタを用い、帯域をシンボルレートの０．７倍とした際のシミュレーション結果を図８に示す。チャネルの周波数間隔を、シンボルレートの１．４倍にした場合において、ＢＥＲがおよそ１０＾−４を満たすために必要な１ビット当たりのエネルギーに対するノイズの比（Ｅｂ／Ｎ０）の値は単体のＭＳＫのＢＥＲ特性と比較して６ｄＢ程度の劣化に収まっていることが分かる。この手法は、特にサブキャリア数が多い場合において有効な周波数帯域幅の低減方法となる。【００５９】
以上のように、本実施の形態２によれば、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、実施の形態２においては、無線送信装置は、チャネル毎の定包絡変調信号をそれぞれ隣接するチャネル毎に周波数が各チャネルのシンボルレートの１．４倍以上３倍未満の周波数の間隔で配置されたキャリア周波数にて周波数変換するとともに、無線受信装置は、各チャネルのシンボルレートの０．５〜０．７倍にカットオフ周波数をもつローパスフィルタを具備し、復調信号における隣接チャネルからの影響をフィルタにより抑制するようにしたので、隣接波を低減し、ＢＥＲの低下を抑制することがより可能となるという効果が得られる。【００６０】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る無線通信システムについて図９、図１０、図１１及び図１２を参照しながら説明する。図９、図１０、図１１は無線送信装置及び無線受信装置の構成を示すブロック図であり、図１２は周波数スペクトラムを示す図である。【００６１】
図９において、この実施の形態３に係る無線通信システムの無線送信装置１０は、直並列変換器（分割手段）１１と、位相変調・振幅変調・周波数変調・またはそれらを組み合わせた変調方式の変調器３６と、Ｄ／Ａ変換器１３と、周波数変換器（第１の周波数変換手段）１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄと、同期回路３２と、増幅器（増幅手段）１５と、合波器（合波手段）１６と、送信用のアンテナ１９とが設けられている。なお、変調器３６及びＤ／Ａ変換器１３から変調手段が構成されている。なお、図９において、図１と同一の符号を付したものは同様の動作を行うため、以下の説明においては、異なる点を中心に説明を行う。【００６２】
図１０は、実施の形態３の無線通信システムの送信装置１０から送信されてきた送信データを復調する無線受信装置２０であり、受信用のアンテナ２１と、分波器（分波手段）２２と、周波数変換器２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄと、ローパスフィルタ３３と、Ａ／Ｄ変換器２４と、位相変調・振幅変調・周波数変調・またはそれらを組み合わせた変調方式の復調器（復調手段）３７と、並直列変換器（復元手段）２６とが設けられている。なお、周波数変換器２３及びＡ／Ｄ変換器２４から第２の周波数変換手段が構成されている。なお、図１０において、図３と同一の符号を付したものは同様の動作を行うため、以下の説明においては、異なる点を中心に説明を行う。【００６３】
以下では、チャネル数を４とした際における実施の形態３に関して図に沿って説明を行う。【００６４】
無線送信装置１０側においては、図９に示すように、入力ディジタル信号を直並列変換器１１により４つのチャネルに分割し、この分割された信号を位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合わせた変調方式の変調器３１によりそれぞれ変調する。次に、Ｄ／Ａ変換器１３によりチャネル毎に変調された信号をアナログ化し、同期回路３２により位相を同期させた周波数変換器１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄにより、それぞれのチャネルのアナログ信号を隣接する周波数スペクトラムが重なる配置となるよう周波数変換を行う。次に、それぞれの信号を増幅器１５により高効率に増幅し、アンテナ１９によりそれぞれ空間に送出する。【００６５】
なお、無線送信装置１０において、各チャネルのアナログ信号を隣接する周波数スペクトラムに重なる配置を行う際、図１２に示す周波数配置にすることで、主波に対する隣接波の影響を軽減することが出来る。【００６６】
図１２は、その周波数スペクトラムを示す図である。周波数スペクトラムの配置として、隣接する信号の一方のエネルギーが０となる点が、もう一方の中心周波数に重なりあうように配置することを特徴とする。この配置は、隣接する信号からの干渉成分が比較的小さくなるものであり、ビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）の理論値からの劣化量を小さく抑えることができる。もちろん、ＢＥＲ劣化を許容するならば、周波数利用効率を高めるために、各スペクトラムの間隔を図１２より更に落として、全チャンネルの占有帯域幅を更に狭めても良い。【００６７】
無線受信装置２０側においては、図１０に示すように、受信した信号を分波器２２により分波し、周波数変換器２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄによりダウンコンバートした後に、他のチャネルからの妨害波（干渉波）をローパスフィルタ３３にて除去し、Ａ／Ｄ変換器２４によりディジタル信号へと変換し、位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合わせた変調方式の復調器３７によりそれぞれ復調し、並直列変換器２６により元のデータ列へと復元する。【００６８】
なお、本実施の形態３においても、図１０に示すサンプリング点検出回路３５で、実施の形態１の場合と同様、各信号のサンプリング（シンボル）点タイミングを検出し、検出したタイミング情報を用いて、Ａ／Ｄ変換器２４のサンプリングクロックを制御することで、サンプリング（シンボル）点検出を実現する。このシンボル点サンプリング処理によって、実施の形態３でも、隣接波成分を除去することが出来る。【００６９】
ところで、実施の形態３における無線受信装置２０は、前記実施の形態１の例２（図７）で示す構成と同様の構成に適用してもよい。図１１に具体的なその構成図を示す。図７と同一の構成には同一の符号を付しているが、図１１において、３７ａは、ディジタル補間機能を有する位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合せた変調方式の復調器である。【００７０】
図１１に示す無線受信機構成でも、復調器３７ａまでは実施の形態１（図７）と同様に動作し、主波から隣接波成分を除去する。復調器３７ａは、サンプリング点検出回路３５ａで特定したシンボル点位置情報をもとに、ディジタル補間処理でシンボル点を再生し、再生したシンボル点データを用いて、位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合せた変調方式に対応した復調処理を行う。本構成により、前記実施の形態１の例２と同様、ディジタル信号処理によって、群遅延特性を一定にしながら狭帯域の特性を実現するローパスフィルタを容易に実現し、かつサンプリング点検出が容易となるため、無線受信機の低コスト化、高性能化を実現することが出来る。【００７１】
このように、実施の形態３では、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、変調方式として、位相変調方式、振幅変調方式、周波数変調方式またはそれらを組み合わせた変調方式を利用する際においても、実施の形態１と同様に、ローパスフィルタによる他のチャンネルからの妨害波（干渉波）除去と、シンボル点サンプリングにより、実施の形態１と同様、周波数利用効率の向上、アナログ回路やディジタル回路への負担の軽減を実現しながら、高速通信を実現することができる。具体的には、ハードウェアによる多値化（並列化）を行うことにより、シンボルレートの高速化や多値変調を行うことによる高速化の弊害である、ディジタル回路の高速動作、ベースバンド回路の広帯域化の問題を低減し、また信号の包絡線の変動によるＰＡＰＲ問題による効率の低下も、各チャネルの信号を個別に増幅することにより低減可能である。従来のシングルキャリア方式と提案方式が同等の通信速度を有することとして比較すると、同じ変調方式を用いる場合はチャネルへ分割するためにシンボルレートの低減が可能であり、また同じシンボルレートを有する場合はチャネル数に応じた多値変調度を低くすることが可能となる。また、従来のＩＦＦＴ・ＦＦＴを用いるマルチキャリア方式と比較を行うと、同じ変調方式を用いる場合は各チャネルの信号を個別に増幅することからＰＡＰＲの低減が可能となる。【００７２】
さらに、各チャネルの周波数間隔を近づけることは、隣接するチャネルの影響によりＢＥＲが低下するが、全体の周波数帯域幅が削減可能となる。また、隣接するチャネルによるＢＥＲ劣化は、受信側において隣接波を除去するローパスフィルタを用いることと、サンプリング点検出により、抑制することが可能となる。【００７３】
以上説明したように、上記の各実施の形態１〜３の無線通信方式では、ハードウェアによる多値化を可能とする。このため、ＰＡＰＲの増加を抑制することが可能となる。特に定包絡変調方式を用いる場合はＰＡＰＲを０にすることが可能となり、高効率な増幅器の使用による低消費電力化が可能となる。また、シンボルレートの高速化率を低減することが可能となり、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、フィルタ等のデバイスへの負荷を低減するため、デバイス単体のコスト低減が可能となる。さらに、単体、複数のアンテナをシステムに応じて使い分けることが可能である為、小型化・高品質といったニーズを満たすことが可能となる。また、隣接するチャネルのスペクトラムを重なる配置にすることができるため、周波数帯域の低減も可能である。以上より、高速な無線通信機器を高性能かつ安価に提供することが可能となる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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