(57)【要約】  セルサーチの演算量を低減し、セルサーチの高速化、回路規模の縮小を実現できるマルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置を提供する。送信装置（１００）は、実数ＳＣＨ系列生成部（１０５）にて実数信号のみからなる実数系列を生成し、ＳＣＨ多重部（１０４）にて実数系列をＰ−ＳＣＨとしてマッピングし、ＩＦＦＴ部（１０６）にて周波数信号を時間信号に変換する。このようにすることで、送信装置（１００）は、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨが形成して送信する。これにより、受信側でのＰ−ＳＣＨについての相関演算量が低減する。
2008146347.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間対称性を持つＰ−ＳＣＨ（Primary Synchronization Channel)を形成する同期系列形成手段と、
前記Ｐ−ＳＣＨを含むマルチキャリア送信信号を形成するマルチキャリア信号形成手段と、
を具備するマルチキャリア送信装置。
【請求項２】
前記同期系列形成手段は、
実数信号のみからなる実数系列を生成する実数系列生成手段と、
前記実数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項３】
前記同期系列形成手段は、
虚数信号のみからなる虚数系列を生成する虚数系列生成手段と、
前記虚数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項４】
前記同期系列形成手段は、
実数信号のみからなる実数系列、又は虚数信号のみからなる虚数系列を生成する系列生成手段と、
前記実数系列又は虚数系列の間に、１サブキャリア間隔でヌル信号を挿入するヌル信号挿入手段と、
前記ヌル信号が挿入された前記実数系列又は虚数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項５】
前記同期系列形成手段は、
実数信号のみからなる実数系列、又は虚数信号のみからなる虚数系列を生成する系列生成手段と、
前記実数系列又は虚数系列の間に、１サブキャリア間隔で任意の系列を挿入するヌル信号挿入手段と、
前記任意の系列が挿入された前記実数系列又は虚数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項６】
時間対称性を持つＰ−ＳＣＨ（Primary Synchronization Channel)を含むマルチキャリア信号を受信する受信手段と、
実数信号のみ又は虚数信号のみのＰ−ＳＣＨレプリカを用いて、受信マルチキャリア信号との相関演算を行うことで、Ｐ−ＳＣＨのタイミングを検出する相関検出手段と、
を具備するマルチキャリア受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置に関し、特に同期系列を送信するＯＦＤＭ送信装置、及び当該同期系列を受信して同期制御を行うマルチキャリア受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア通信方式のうち、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信方式は、シングルキャリア通信方式と比較して、マルチパス伝搬路に起因する周波数選択性フェージングの影響を軽減できる高速伝送技術として注目されている。【０００３】
ところで、携帯電話システムのようなセルラシステムにおいて、通信の開始時、ハンドオーバ時、及び間欠受信を行う通信待ち受け時などに、移動局が無線リンクを接続する最適な基地局を探すセルサーチ技術は、最も重要な機能の一つである。【０００４】
非特許文献１では、以下に示す３段階の手順でセルサーチを行うことが開示されている。第１段階として、時間領域での第１同期系列（Ｐ−ＳＣＨ：Primary Synchronization Channel)の相関検出を行う。これにより、ＯＦＤＭシンボルタイミング及びサブフレームタイミングを検出する。【０００５】
第２段階として、周波数領域での第２同期系列（Ｓ−ＳＣＨ：Secondary Synchronization Channel）の相関検出を行う。これにより、例えば、セルＩＤグループ、無線フレームタイミング、セル構成、ＭＩＭＯンテナ構成、ＢＣＨ帯域幅などを検出する。【０００６】
第３段階として、周波数領域での共通パイロットチャネルの相関検出を行う。具体的には、共通パイロット信号のレプリカと受信信号のＦＦＴ後の信号との相関検出を行う。これにより、第２段階で検出したセルＩＤグループに属するセルＩＤの検出、セクタ番号の識別を行う。【０００７】
以上のように、セルサーチの第１段階で、受信機で保持する同期用チャネル(ＳＣＨ:Synchronization Channel)のレプリカ信号と受信信号との相関検出することにより、タイミング検出を行うようになっている。【０００８】
【非特許文献１】3GPP, R1-060780, NTT DoCoMo, NEC, “SCH Structure and Cell Search Method for E-UTRA Downlink”
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、前記第１段階で行う、レプリカ信号と受信信号との相関演算は、演算量が大きくなり、多数の乗算器が必要となる欠点がある。【００１０】
一方、速やかに通信を開始するためにも、セルサーチの高速化が望まれる。また、セルサーチの高速化を実現するために演算量を減らすことができれば、通信装置の回路規模を縮小及び消費電力を低減することができる。特に、セルサーチは、端末側で行うので、回路規模を縮小できれば装置の小型化が可能となり、消費電力を低減できれば通信時間を長くすることが可能となり、非常に有意義である。【００１１】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、セルサーチの演算量を低減し、セルサーチの高速化、回路規模の縮小を実現できるマルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のマルチキャリア送信装置は、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する同期系列形成手段と、前記Ｐ−ＳＣＨを含むマルチキャリア送信信号を形成するマルチキャリア信号形成手段と、を具備する構成を採る。【００１３】
本発明のマルチキャリア受信装置は、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むマルチキャリア信号を受信する受信手段と、実数信号のみ又は虚数信号のみのＰ−ＳＣＨレプリカを用いて、受信マルチキャリア信号との相関演算を行うことで、Ｐ−ＳＣＨのタイミングを検出する相関検出手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを送受信するようにしたので、受信側でのＰ−ＳＣＨについての相関演算量を低減し、セルサーチの高速化、回路規模の縮小化、消費電力の低減化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１によるサブキャリアへの実数系列のマッピングの様子を示す図
【図３】実施の形態１における、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの具体的な波形例を示す図であり、図３ＡはＩＦＦＴ後の実数（Ｉ信号）の波形を示し、図３ＢはＩＦＦＴ後の虚数（Ｑ信号）の波形を示す図
【図４】実施の形態１の受信装置の構成を示すブロック図
【図５】実施の形態２の送信装置の構成を示すブロック図
【図６】サブキャリアへの虚数系列のマッピングの様子を示す図
【図７】実施の形態２における、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの具体的な波形例を示す図であり、図７ＡはＩＦＦＴ後の実数（Ｉ信号）の波形を示し、図７ＢはＩＦＦＴ後の虚数（Ｑ信号）の波形を示す図
【図８】実施の形態２の受信装置の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態３の送信装置の構成を示すブロック図
【図１０】実施の形態３によるサブキャリアマッピングの様子を示す図
【図１１】実施の形態３における、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの具体的な波形例を示す図
【図１２】実施の形態３の受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】実施の形態３における変形例の説明に供する図
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。【００１７】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る送信装置１００の構成を示す。送信装置１００は、基地局に設けられている。【００１８】
送信装置１００は、データ系列を変調部１０１に入力する。変調部１０１は、データ系列に、例えばＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調処理を施し、処理後の信号をスクランブリング処理部１０２に出力する。【００１９】
スクランブリングコード生成部１０３は、自装置のセルに固有のＩＤに応じたスクランブルコードを生成し、スクランブリング処理部１０２に出力する。スクランブリング処理部１０２は、変調後の信号と、スクランブルコードとを乗算することでスクランブリング処理を行い、処理後の信号をＳＣＨ多重部１０４に出力する。【００２０】
実数ＳＣＨ系列生成部１０５は、実数信号のみからなる実数系列を生成し、これをＳＣＨ多重部１０４に送出する。【００２１】
ＳＣＨ多重部１０４は、実数ＳＣＨ系列生成部１０５から入力した実数系列を、Ｐ−ＳＣＨにマッピングする。例えば、１０［ｍｓｅｃ］の無線フレーム中の、１０番目サブフレームと２０番目サブフレームの末尾シンボルにＰ−ＳＣＨが配置されるシステムの場合には、このシンボルのサブキャリアに実数系列をマッピングする。図２に、実数系列Ｐ（ｋ）のサブキャリアへのマッピングの様子を示す。【００２２】
ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０６は、ＳＣＨ多重部１０４の出力を逆フーリエ変換することで、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。これにより、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むＯＦＤＭ信号が形成される。【００２３】
図３に、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの様子を示す。図２に示した実数信号のみからなる周波数領域の信号は、ＩＦＦＴ処理によって、図３に示したような時間領域の信号とされる。具体的には、ＯＦＤＭシンボルの中央（図３の例の場合、６４サンプル）を境に左右対称の波形のＩ信号が形成される（図３Ａ）と共に、ＯＦＤＭシンボルの中央を境に左右対称かつ符号反転の関係を持つ波形のＱ信号が形成される（図３Ｂ）。すなわち、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨが形成される。【００２４】
ＣＰ挿入部１０７は、ＩＦＦＴ後の信号にサイクリックプレフィクス（ＣＰ）を挿入する。Ｔｉｍｅ  Ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ  処理部１０８は、ＣＰ挿入後のＯＦＤＭ信号の波形の連続性を保つためのフィルタリング処理を行い、処理後の信号をＲＦ送信部１０９に送出する。ＲＦ送信部１０９は、入力信号に無線処理（Ｄ／Ａ変換、アップコンバートなど）を施し、処理後の信号をアンテナ１１０に供給する。【００２５】
図４に、送信装置１００から送信された信号を受信する受信装置の構成を示す。受信装置２００は、携帯電話機等の移動局に設けられている。【００２６】
受信装置２００は、アンテナ２０１で受信した受信信号を、ＲＦ受信部２０２に入力する。ＲＦ受信部２０２は、受信信号に無線受信処理（Ａ／Ｄ変換、ダウンコンバートなど）を施し、処理後の信号をＳＣＨ時間相関検出部２０４及びＦＦＴ部２０３に出力する。【００２７】
実数ＳＣＨ系列生成部２０５は、送信装置１００の実数ＳＣＨ系列生成部１０５と同様の実数系列を生成し、それをＳＣＨ変調部２０６に出力する。【００２８】
ＳＣＨ変調部２０６は、入力した実数系列に対して、逆フーリエ変換等の送信側と同様の処理を施すことにより、Ｐ−ＳＣＨのレプリカを形成し、これをＳＣＨ時間相関検出部２０４に出力する。なお、ＳＣＨ変調部２０６は、レプリカを生成するにあたって、チャネル変動等を付与してもよい。【００２９】
ＳＣＨ時間相関検出部２０４は、Ｐ−ＳＣＨレプリカ信号と受信信号との相関処理を行い、ピークの現れるタイミング（例えば、シンボルタイミング、サブフレームタイミング）を検出して、タイミング情報をＦＦＴ部２０３に出力する。【００３０】
ＦＦＴ部２０３は、ＳＣＨ時間相関検出部２０４から入力されたタイミング情報（シンボルタイミング）に基づいてＣＰを除去する。さらに、ＦＦＴ部２０３は、タイミング情報（シンボルタイミング）に基づくタイミング位置でフーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行い、処理後の信号をＳＣＨ相関検出部２０７、パイロット相関検出部２０９、及びデスクランブリング部２１１に出力する。【００３１】
ＳＣＨ相関検出部２０７は、ＦＦＴ後の信号（周波数領域に変換された信号）と、予め保持している複数のＳ−ＳＣＨ（Secondary Synchronization Channel）系列との相関検出処理を行い、検出結果をセルＩＤグループ検出部２０８に出力する。【００３２】
セルＩＤグループ検出部２０８は、ＳＣＨ相関検出部２０７にて検出された相関値のうち最も大きな相関値が得られたＳ−ＳＣＨ系列に基づいて、自局が属するセルＩＤグループを同定し、このセルＩＤグループ情報をスクランブルコード検出部２１０に出力する。【００３３】
パイロット相関検出部２０９は、ＦＦＴ後の信号とパイロット系列との相関検出処理を行い、検出結果をスクランブルコード検出部２１０に出力する。なお、送信装置（基地局）１００から送信される送信フレームには、フレーム先頭から所定の位置のＯＦＤＭシンボルにセル固有のスクランブリングコードが乗算されたパイロット系列が配置されている。そのため、パイロット相関検出部２０９では、ＦＦＴ処理後の信号とパイロット系列との相関検出を行うことにより、フレームタイミングを検出することができる。【００３４】
スクランブルコード検出部２１０は、パイロット系列に、パイロット相関検出部２０９により得られたフレームタイミングで、セルＩＤグループに属する複数のスクランブリングコードを乗算し、最も大きな乗算結果が得られたスクランブリングコードを送信装置（基地局）１００で用いられたスクランブリングコードであると同定し、同定したスクランブリングコードをデスクランブリング部２１１に出力する。【００３５】
デスクランブリング部２１１は、スクランブルコード検出部２１０にて検出されたスクランブルコードを用いて、ＦＦＴ後の信号をデスクランブル処理し、処理後の信号を復調部２１２に出力する。復調部２１２は、入力された信号に対して、ＱＰＳＫ復調処理や１６ＱＡＭ復調処理を施すことで、受信データ系列を得る。【００３６】
次に、送信装置（基地局）１００及び受信装置（移動局）２００の動作について説明する。【００３７】
送信装置１００は、実数ＳＣＨ系列生成部１０５で生成した実数信号を、ＳＣＨ多重部１０４によってＰ−ＳＣＨにマッピングする。Ｐ−ＳＣＨにマッピングされた実数信号は、ＩＦＦＴ部１０６によって周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。これにより、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むＯＦＤＭ信号が形成される。【００３８】
受信装置２００は、ＳＣＨ時間相関検出部２０４において、ＲＦ受信部２０２から出力される受信信号と、ＳＣＨ変調部２０６から出力されるＰ−ＳＣＨレプリカ信号との相関演算を行う。【００３９】
このとき、図３に示すように、Ｐ−ＳＣＨの信号は時間対称性の信号であるため、ＳＣＨ時間相関検出部２０４で必要とされる、メモリ容量及び乗算器数が少なくて済む。これは、同一のサンプル値となるサンプル点については、メモリ及び乗算器を共有化できるためである。具体的には、シンボルの中央である６４サンプル点を境にその両側のサンプル点でのサンプル値は対称性を持つので、中央のサンプル点を境に同一サンプル値について、メモリ及び乗算器を共用化できる。これにより、ＳＣＨ時間相関検出部２０４での相関演算における演算量及び回路規模を、従来の半分に低減できる。【００４０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成し、この時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むＯＦＤＭ信号を送信したことにより、セルサーチの演算量を低減させ、セルサーチの高速化、回路規模の縮小、消費電力の低減を実現できるようになる。【００４１】
なお、本実施の形態においては、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨをＯＦＤＭ信号に含ませて送信する場合について説明したが、本発明はＯＦＤＭ通信に限らず、Ｐ−ＳＣＨをマルチキャリア送信する場合に広く適用できる。これは、以下で説明する実施の形態でも同様である。【００４２】
（実施の形態２）
上述した実施の形態１では、実数系列から時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する場合について述べたが、本実施の形態では、虚数系列から時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成することを提示する。【００４３】
図１との対応部分に同一符号を付して示す図５に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置３００は、図１の実数ＳＣＨ系列生成部１０５に代えて、虚数ＳＣＨ系列生成部３０１を有する。【００４４】
虚数ＳＣＨ系列生成部３０１は、虚数信号のみからなる虚数系列を生成し、これをＳＣＨ多重部１０４に送出する。【００４５】
図６に、ＳＣＨ多重部１０４による、虚数系列Ｐ（ｋ）のサブキャリアへのマッピングの様子を示す。なお、図では、虚数信号のみからなる虚数系列を純虚数系列と名付けている。【００４６】
図７に、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの様子を示す。図６に示した虚数信号のみからなる周波数領域の信号は、ＩＦＦＴ処理によって、図７に示したような時間領域の信号とされる。具体的には、ＯＦＤＭシンボルの中央（図７の場合、６４サンプル）を境に左右対称かつ符号反転の関係を持つ波形のＩ信号が形成される（図７Ａ）と共に、ＯＦＤＭシンボルの中央を境に左右対称の波形のＱ信号が形成される（図７Ｂ）。すなわち、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨが形成される。【００４７】
図４との対応部分に同一符号を付して示す図８に、送信装置３００から送信された信号を受信する受信装置の構成を示す。【００４８】
受信装置４００は、図４の実数ＳＣＨ系列生成部２０５に代えて、虚数ＳＣＨ系列生成部４０１を有する。虚数ＳＣＨ系列生成部４０１は、送信装置３００の虚数ＳＣＨ系列生成部３０１と同様の虚数系列を生成し、それをＳＣＨ変調部２０６に出力する。【００４９】
本実施の形態によれば、虚数信号のみからなる虚数系列を逆フーリエ変換することで、実施の形態１と同様の時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成することができ、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。【００５０】
（実施の形態３）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図９に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。【００５１】
送信装置５００は、実数ＳＣＨ系列生成部１０５によって得られた実数系列にヌル信号を多重するＮｕｌｌ信号多重部５０１を有することを除いて、図１の送信装置１００と同様の構成でなる。【００５２】
図１０に示すように、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１は、実数系列に、１サブキャリア間隔でヌル信号を挿入する。すると、ＩＦＦＴ処理後の信号は、図１１に示すような時間領域の信号とされる。なお、図１１は、ＩＦＦＴ処理後の実数信号（Ｉ信号）を示すもので、ヌル信号を１サブキャリア間隔で挿入したことによる作用により、１シンボルの前半と後半で繰り返し波形となり、かつ実数系列をＩＦＦＴした作用により、時間対称性の波形となる。図示しないが、ＩＦＦＴ処理後の虚数信号（Ｑ信号）も、１シンボル内で、折り返し波形及び時間対称性の波形を有するものとなる。【００５３】
図４との対応部分に同一符号を付して示す図１２に、送信装置５００から送信された信号を受信する受信装置の構成を示す。【００５４】
受信装置６００は、実数ＳＣＨ系列生成部２０５によって得られた実数系列にヌル信号を多重するＮｕｌｌ信号多重部６０１を有することを除いて、図４の受信装置２００と同様の構成でなる。【００５５】
本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１を設け、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１によって実数系列に１サブキャリア間隔でヌル信号を挿入することで、１シンボル内で折り返し波形及び時間対称性の波形を有するＩＦＦＴ処理後の信号を得るようにした。これにより、ＳＣＨ時間相関検出部２０４での相関演算における演算量及び回路規模を、実施の形態１よりもさらに半分に低減できる。【００５６】
なお、本実施の形態の図９及び図１２では、実施の形態１の構成に加えて、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１，６０１を設けた構成を示したが、実施の形態２の構成に加えて、すなわち虚数ＳＣＨ系列生成部３０１，４０１の後段にＮｕｌｌ信号多重部５０１，６０１を設けても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。【００５７】
また、ヌル信号を多重する場合に限らず、図１３に示すように、実数系列又は虚数系列の間に、１サブキャリア間隔で任意の系列（他のチャネル等）を周波数分割多重した後に、ＩＦＦＴ処理するようにしても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明のマルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置は、Ｐ−ＳＣＨを用いたセルサーチを行う無線通信システムに適用して好適である。
【図１】
2008146347.tif 000003
【図２】
2008146347.tif 000004
【図３】
2008146347.tif 000005
【図４】
2008146347.tif 000006
【図５】
2008146347.tif 000007
【図６】
2008146347.tif 000008
【図７】
2008146347.tif 000009
【図８】
2008146347.tif 000010
【図９】
2008146347.tif 000011
【図１０】
2008146347.tif 000012
【図１１】
2008146347.tif 000013
【図１２】
2008146347.tif 000014
【図１３】
2008146347.tif 000015
【手続補正書】
【提出日】平成21年6月29日(2009.6.29)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間対称性を持つＰ−ＳＣＨ（Primary Synchronization Channel)を形成する同期系列形成手段と、
前記Ｐ−ＳＣＨを含むマルチキャリア送信信号を形成するマルチキャリア信号形成手段と、
を具備するマルチキャリア送信装置。
【請求項２】
前記同期系列形成手段は、
実数信号のみからなる実数系列を生成する実数系列生成手段と、
前記実数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項３】
前記同期系列形成手段は、
虚数信号のみからなる虚数系列を生成する虚数系列生成手段と、
前記虚数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項４】
前記同期系列形成手段は、
実数信号のみからなる実数系列、又は虚数信号のみからなる虚数系列を生成する系列生成手段と、
前記実数系列又は虚数系列の間に、１サブキャリア間隔でヌル信号を挿入するヌル信号挿入手段と、
前記ヌル信号が挿入された前記実数系列又は虚数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項５】
前記同期系列形成手段は、
実数信号のみからなる実数系列、又は虚数信号のみからなる虚数系列を生成する系列生成手段と、
前記実数系列又は虚数系列の間に、１サブキャリア間隔で任意の系列を挿入するヌル信号挿入手段と、
前記任意の系列が挿入された前記実数系列又は虚数系列を逆フーリエ変換することで、前記時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する逆フーリエ変換手段と、
を具備する請求項１に記載のマルチキャリア送信装置。
【請求項６】
時間対称性を持つＰ−ＳＣＨ（Primary Synchronization Channel)を含むマルチキャリア信号を受信する受信手段と、
実数信号のみ又は虚数信号のみのＰ−ＳＣＨレプリカを用いて、受信マルチキャリア信号との相関演算を行うことで、Ｐ−ＳＣＨのタイミングを検出する相関検出手段と、
を具備するマルチキャリア受信装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置に関し、特に同期系列を送信するＯＦＤＭ送信装置、及び当該同期系列を受信して同期制御を行うマルチキャリア受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア通信方式のうち、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信方式は、シングルキャリア通信方式と比較して、マルチパス伝搬路に起因する周波数選択性フェージングの影響を軽減できる高速伝送技術として注目されている。
【０００３】
ところで、携帯電話システムのようなセルラシステムにおいて、通信の開始時、ハンドオーバ時、及び間欠受信を行う通信待ち受け時などに、移動局が無線リンクを接続する最適な基地局を探すセルサーチ技術は、最も重要な機能の一つである。
【０００４】
非特許文献１では、以下に示す３段階の手順でセルサーチを行うことが開示されている。第１段階として、時間領域での第１同期系列（Ｐ−ＳＣＨ：Primary Synchronization Channel)の相関検出を行う。これにより、ＯＦＤＭシンボルタイミング及びサブフレームタイミングを検出する。
【０００５】
第２段階として、周波数領域での第２同期系列（Ｓ−ＳＣＨ：Secondary Synchronization Channel）の相関検出を行う。これにより、例えば、セルＩＤグループ、無線フレームタイミング、セル構成、ＭＩＭＯンテナ構成、ＢＣＨ帯域幅などを検出する。
【０００６】
第３段階として、周波数領域での共通パイロットチャネルの相関検出を行う。具体的には、共通パイロット信号のレプリカと受信信号のＦＦＴ後の信号との相関検出を行う。これにより、第２段階で検出したセルＩＤグループに属するセルＩＤの検出、セクタ番号の識別を行う。
【０００７】
以上のように、セルサーチの第１段階で、受信機で保持する同期用チャネル(ＳＣＨ:Synchronization Channel)のレプリカ信号と受信信号との相関検出することにより、タイミング検出を行うようになっている。
【０００８】
【非特許文献１】3GPP, R1-060780, NTT DoCoMo, NEC, “SCH Structure and Cell Search Method for E-UTRA Downlink”
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、前記第１段階で行う、レプリカ信号と受信信号との相関演算は、演算量が大きくなり、多数の乗算器が必要となる欠点がある。
【００１０】
一方、速やかに通信を開始するためにも、セルサーチの高速化が望まれる。また、セルサーチの高速化を実現するために演算量を減らすことができれば、通信装置の回路規模を縮小及び消費電力を低減することができる。特に、セルサーチは、端末側で行うので、回路規模を縮小できれば装置の小型化が可能となり、消費電力を低減できれば通信時間を長くすることが可能となり、非常に有意義である。
【００１１】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、セルサーチの演算量を低減し、セル
サーチの高速化、回路規模の縮小を実現できるマルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のマルチキャリア送信装置は、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する同期系列形成手段と、前記Ｐ−ＳＣＨを含むマルチキャリア送信信号を形成するマルチキャリア信号形成手段と、を具備する構成を採る。
【００１３】
本発明のマルチキャリア受信装置は、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むマルチキャリア信号を受信する受信手段と、実数信号のみ又は虚数信号のみのＰ−ＳＣＨレプリカを用いて、受信マルチキャリア信号との相関演算を行うことで、Ｐ−ＳＣＨのタイミングを検出する相関検出手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを送受信するようにしたので、受信側でのＰ−ＳＣＨについての相関演算量を低減し、セルサーチの高速化、回路規模の縮小化、消費電力の低減化を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１６】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る送信装置１００の構成を示す。送信装置１００は、基地局に設けられている。
【００１７】
送信装置１００は、データ系列を変調部１０１に入力する。変調部１０１は、データ系列に、例えばＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調処理を施し、処理後の信号をスクランブリング処理部１０２に出力する。
【００１８】
スクランブリングコード生成部１０３は、自装置のセルに固有のＩＤに応じたスクラン
ブルコードを生成し、スクランブリング処理部１０２に出力する。スクランブリング処理部１０２は、変調後の信号と、スクランブルコードとを乗算することでスクランブリング処理を行い、処理後の信号をＳＣＨ多重部１０４に出力する。
【００１９】
実数ＳＣＨ系列生成部１０５は、実数信号のみからなる実数系列を生成し、これをＳＣＨ多重部１０４に送出する。
【００２０】
ＳＣＨ多重部１０４は、実数ＳＣＨ系列生成部１０５から入力した実数系列を、Ｐ−ＳＣＨにマッピングする。例えば、１０［ｍｓｅｃ］の無線フレーム中の、１０番目サブフレームと２０番目サブフレームの末尾シンボルにＰ−ＳＣＨが配置されるシステムの場合には、このシンボルのサブキャリアに実数系列をマッピングする。図２に、実数系列Ｐ（ｋ）のサブキャリアへのマッピングの様子を示す。
【００２１】
ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０６は、ＳＣＨ多重部１０４の出力を逆フーリエ変換することで、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。これにより、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むＯＦＤＭ信号が形成される。
【００２２】
図３に、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの様子を示す。図２に示した実数信号のみからなる周波数領域の信号は、ＩＦＦＴ処理によって、図３に示したような時間領域の信号とされる。具体的には、ＯＦＤＭシンボルの中央（図３の例の場合、６４サンプル）を境に左右対称の波形のＩ信号が形成される（図３Ａ）と共に、ＯＦＤＭシンボルの中央を境に左右対称かつ符号反転の関係を持つ波形のＱ信号が形成される（図３Ｂ）。すなわち、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨが形成される。
【００２３】
ＣＰ挿入部１０７は、ＩＦＦＴ後の信号にサイクリックプレフィクス（ＣＰ）を挿入する。Ｔｉｍｅ  Ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ  処理部１０８は、ＣＰ挿入後のＯＦＤＭ信号の波形の連続性を保つためのフィルタリング処理を行い、処理後の信号をＲＦ送信部１０９に送出する。ＲＦ送信部１０９は、入力信号に無線処理（Ｄ／Ａ変換、アップコンバートなど）を施し、処理後の信号をアンテナ１１０に供給する。
【００２４】
図４に、送信装置１００から送信された信号を受信する受信装置の構成を示す。受信装置２００は、携帯電話機等の移動局に設けられている。
【００２５】
受信装置２００は、アンテナ２０１で受信した受信信号を、ＲＦ受信部２０２に入力する。ＲＦ受信部２０２は、受信信号に無線受信処理（Ａ／Ｄ変換、ダウンコンバートなど）を施し、処理後の信号をＳＣＨ時間相関検出部２０４及びＦＦＴ部２０３に出力する。
【００２６】
実数ＳＣＨ系列生成部２０５は、送信装置１００の実数ＳＣＨ系列生成部１０５と同様の実数系列を生成し、それをＳＣＨ変調部２０６に出力する。
【００２７】
ＳＣＨ変調部２０６は、入力した実数系列に対して、逆フーリエ変換等の送信側と同様の処理を施すことにより、Ｐ−ＳＣＨのレプリカを形成し、これをＳＣＨ時間相関検出部２０４に出力する。なお、ＳＣＨ変調部２０６は、レプリカを生成するにあたって、チャネル変動等を付与してもよい。
【００２８】
ＳＣＨ時間相関検出部２０４は、Ｐ−ＳＣＨレプリカ信号と受信信号との相関処理を行い、ピークの現れるタイミング（例えば、シンボルタイミング、サブフレームタイミング）を検出して、タイミング情報をＦＦＴ部２０３に出力する。
【００２９】
ＦＦＴ部２０３は、ＳＣＨ時間相関検出部２０４から入力されたタイミング情報（シン
ボルタイミング）に基づいてＣＰを除去する。さらに、ＦＦＴ部２０３は、タイミング情報（シンボルタイミング）に基づくタイミング位置でフーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行い、処理後の信号をＳＣＨ相関検出部２０７、パイロット相関検出部２０９、及びデスクランブリング部２１１に出力する。
【００３０】
ＳＣＨ相関検出部２０７は、ＦＦＴ後の信号（周波数領域に変換された信号）と、予め保持している複数のＳ−ＳＣＨ（Secondary Synchronization Channel）系列との相関検出処理を行い、検出結果をセルＩＤグループ検出部２０８に出力する。
【００３１】
セルＩＤグループ検出部２０８は、ＳＣＨ相関検出部２０７にて検出された相関値のうち最も大きな相関値が得られたＳ−ＳＣＨ系列に基づいて、自局が属するセルＩＤグループを同定し、このセルＩＤグループ情報をスクランブルコード検出部２１０に出力する。
【００３２】
パイロット相関検出部２０９は、ＦＦＴ後の信号とパイロット系列との相関検出処理を行い、検出結果をスクランブルコード検出部２１０に出力する。なお、送信装置（基地局）１００から送信される送信フレームには、フレーム先頭から所定の位置のＯＦＤＭシンボルにセル固有のスクランブリングコードが乗算されたパイロット系列が配置されている。そのため、パイロット相関検出部２０９では、ＦＦＴ処理後の信号とパイロット系列との相関検出を行うことにより、フレームタイミングを検出することができる。
【００３３】
スクランブルコード検出部２１０は、パイロット系列に、パイロット相関検出部２０９により得られたフレームタイミングで、セルＩＤグループに属する複数のスクランブリングコードを乗算し、最も大きな乗算結果が得られたスクランブリングコードを送信装置（基地局）１００で用いられたスクランブリングコードであると同定し、同定したスクランブリングコードをデスクランブリング部２１１に出力する。
【００３４】
デスクランブリング部２１１は、スクランブルコード検出部２１０にて検出されたスクランブルコードを用いて、ＦＦＴ後の信号をデスクランブル処理し、処理後の信号を復調部２１２に出力する。復調部２１２は、入力された信号に対して、ＱＰＳＫ復調処理や１６ＱＡＭ復調処理を施すことで、受信データ系列を得る。
【００３５】
次に、送信装置（基地局）１００及び受信装置（移動局）２００の動作について説明する。
【００３６】
送信装置１００は、実数ＳＣＨ系列生成部１０５で生成した実数信号を、ＳＣＨ多重部１０４によってＰ−ＳＣＨにマッピングする。Ｐ−ＳＣＨにマッピングされた実数信号は、ＩＦＦＴ部１０６によって周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。これにより、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むＯＦＤＭ信号が形成される。
【００３７】
受信装置２００は、ＳＣＨ時間相関検出部２０４において、ＲＦ受信部２０２から出力される受信信号と、ＳＣＨ変調部２０６から出力されるＰ−ＳＣＨレプリカ信号との相関演算を行う。
【００３８】
このとき、図３に示すように、Ｐ−ＳＣＨの信号は時間対称性の信号であるため、ＳＣＨ時間相関検出部２０４で必要とされる、メモリ容量及び乗算器数が少なくて済む。これは、同一のサンプル値となるサンプル点については、メモリ及び乗算器を共有化できるためである。具体的には、シンボルの中央である６４サンプル点を境にその両側のサンプル点でのサンプル値は対称性を持つので、中央のサンプル点を境に同一サンプル値について、メモリ及び乗算器を共用化できる。これにより、ＳＣＨ時間相関検出部２０４での相関演算における演算量及び回路規模を、従来の半分に低減できる。
【００３９】
以上説明したように、本実施の形態によれば、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成し、この時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを含むＯＦＤＭ信号を送信したことにより、セルサーチの演算量を低減させ、セルサーチの高速化、回路規模の縮小、消費電力の低減を実現できるようになる。
【００４０】
なお、本実施の形態においては、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨをＯＦＤＭ信号に含ませて送信する場合について説明したが、本発明はＯＦＤＭ通信に限らず、Ｐ−ＳＣＨをマルチキャリア送信する場合に広く適用できる。これは、以下で説明する実施の形態でも同様である。
【００４１】
（実施の形態２）
上述した実施の形態１では、実数系列から時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成する場合について述べたが、本実施の形態では、虚数系列から時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成することを提示する。
【００４２】
図１との対応部分に同一符号を付して示す図５に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置３００は、図１の実数ＳＣＨ系列生成部１０５に代えて、虚数ＳＣＨ系列生成部３０１を有する。
【００４３】
虚数ＳＣＨ系列生成部３０１は、虚数信号のみからなる虚数系列を生成し、これをＳＣＨ多重部１０４に送出する。
【００４４】
図６に、ＳＣＨ多重部１０４による、虚数系列Ｐ（ｋ）のサブキャリアへのマッピングの様子を示す。なお、図では、虚数信号のみからなる虚数系列を純虚数系列と名付けている。
【００４５】
図７に、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの様子を示す。図６に示した虚数信号のみからなる周波数領域の信号は、ＩＦＦＴ処理によって、図７に示したような時間領域の信号とされる。具体的には、ＯＦＤＭシンボルの中央（図７の場合、６４サンプル）を境に左右対称かつ符号反転の関係を持つ波形のＩ信号が形成される（図７Ａ）と共に、ＯＦＤＭシンボルの中央を境に左右対称の波形のＱ信号が形成される（図７Ｂ）。すなわち、時間対称性を持つＰ−ＳＣＨが形成される。
【００４６】
図４との対応部分に同一符号を付して示す図８に、送信装置３００から送信された信号を受信する受信装置の構成を示す。
【００４７】
受信装置４００は、図４の実数ＳＣＨ系列生成部２０５に代えて、虚数ＳＣＨ系列生成部４０１を有する。虚数ＳＣＨ系列生成部４０１は、送信装置３００の虚数ＳＣＨ系列生成部３０１と同様の虚数系列を生成し、それをＳＣＨ変調部２０６に出力する。
【００４８】
本実施の形態によれば、虚数信号のみからなる虚数系列を逆フーリエ変換することで、実施の形態１と同様の時間対称性を持つＰ−ＳＣＨを形成することができ、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００４９】
（実施の形態３）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図９に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。
【００５０】
送信装置５００は、実数ＳＣＨ系列生成部１０５によって得られた実数系列にヌル信号
を多重するＮｕｌｌ信号多重部５０１を有することを除いて、図１の送信装置１００と同様の構成でなる。
【００５１】
図１０に示すように、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１は、実数系列に、１サブキャリア間隔でヌル信号を挿入する。すると、ＩＦＦＴ処理後の信号は、図１１に示すような時間領域の信号とされる。なお、図１１は、ＩＦＦＴ処理後の実数信号（Ｉ信号）を示すもので、ヌル信号を１サブキャリア間隔で挿入したことによる作用により、１シンボルの前半と後半で繰り返し波形となり、かつ実数系列をＩＦＦＴした作用により、時間対称性の波形となる。図示しないが、ＩＦＦＴ処理後の虚数信号（Ｑ信号）も、１シンボル内で、折り返し波形及び時間対称性の波形を有するものとなる。
【００５２】
図４との対応部分に同一符号を付して示す図１２に、送信装置５００から送信された信号を受信する受信装置の構成を示す。
【００５３】
受信装置６００は、実数ＳＣＨ系列生成部２０５によって得られた実数系列にヌル信号を多重するＮｕｌｌ信号多重部６０１を有することを除いて、図４の受信装置２００と同様の構成でなる。
【００５４】
本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１を設け、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１によって実数系列に１サブキャリア間隔でヌル信号を挿入することで、１シンボル内で折り返し波形及び時間対称性の波形を有するＩＦＦＴ処理後の信号を得るようにした。これにより、ＳＣＨ時間相関検出部２０４での相関演算における演算量及び回路規模を、実施の形態１よりもさらに半分に低減できる。
【００５５】
なお、本実施の形態の図９及び図１２では、実施の形態１の構成に加えて、Ｎｕｌｌ信号多重部５０１，６０１を設けた構成を示したが、実施の形態２の構成に加えて、すなわち虚数ＳＣＨ系列生成部３０１，４０１の後段にＮｕｌｌ信号多重部５０１，６０１を設けても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００５６】
また、ヌル信号を多重する場合に限らず、図１３に示すように、実数系列又は虚数系列の間に、１サブキャリア間隔で任意の系列（他のチャネル等）を周波数分割多重した後に、ＩＦＦＴ処理するようにしても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
本発明のマルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置は、Ｐ−ＳＣＨを用いたセルサーチを行う無線通信システムに適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１によるサブキャリアへの実数系列のマッピングの様子を示す図
【図３】実施の形態１における、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの具体的な波形例を示す図であり、図３ＡはＩＦＦＴ後の実数（Ｉ信号）の波形を示し、図３ＢはＩＦＦＴ後の虚数（Ｑ信号）の波形を示す図
【図４】実施の形態１の受信装置の構成を示すブロック図
【図５】実施の形態２の送信装置の構成を示すブロック図
【図６】サブキャリアへの虚数系列のマッピングの様子を示す図
【図７】実施の形態２における、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの具体的な波形例を示す図であり、図７ＡはＩＦＦＴ後の実数（Ｉ信号）の波形を示し、図７ＢはＩＦＦＴ後の虚数（Ｑ信号）の波形を示す図
【図８】実施の形態２の受信装置の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態３の送信装置の構成を示すブロック図
【図１０】実施の形態３によるサブキャリアマッピングの様子を示す図
【図１１】実施の形態３における、ＩＦＦＴ後のＰ−ＳＣＨの具体的な波形例を示す図
【図１２】実施の形態３の受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】実施の形態３における変形例の説明に供する図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2008146347.tif 000016
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2008146347.tif 000020
【図６】
2008146347.tif 000021
【図７】
2008146347.tif 000022
【図８】
2008146347.tif 000023
【図９】
2008146347.tif 000024
【図１０】
2008146347.tif 000025
【図１１】
2008146347.tif 000026
【図１２】
2008146347.tif 000027
【図１３】
2008146347.tif 000028
【国際調査報告】
2008146347.tif 000029
2008146347.tif 000030
2008146347.tif 000031
2008146347.tif 000032