【事件の表示】
　特許第５１８９１３２号に関する訂正審判事件について、次のとおり審決する。
【結　論】
　特許第５１８９１３２号の特許請求の範囲を本件審判請求書に添付された訂正特許請求の範囲のとおり訂正することを認める。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本件特許第５１８９１３２号は、平成２２年４月５日（パリ条約に基づく優先権主張２００９年（平成２１年）４月４日、英国）を出願日とする特願２０１０−９７３７２号として特許出願され、平成２５年２月１日に特許権の設定登録がなされたものであり、その後、平成２９年１０月２４日に本件訂正審判の請求がなされ、さらに請求人より平成２９年１１月１７日付け上申書及び平成３０年１月１８日付け上申書が提出されたものである。
第２　請求の趣旨
　本件審判請求の趣旨は、特許第５１８９１３２号の特許請求の範囲を本件審判請求書に添付した訂正特許請求の範囲のとおり訂正することを認める、との審決を求めるものである。
第３　訂正事項
ア　訂正事項１
　特許請求の範囲の請求項１、３〜６、１０〜１２に「電気機械」と記載されているのを、「単相永久磁石モータ」に訂正する。
　請求項１、３〜６の記載を直接又は間接的に引用する請求項２、７〜９も同様に訂正する。
 
イ　上記訂正事項１は、具体的には、以下のとおり特許請求の範囲を訂正することを求めるものである。
　訂正前の特許請求の範囲
「【請求項１】
　電気機械を制御する方法であって、
　先進角だけ巻線の逆起電力のゼロ交差よりも前に励起電圧によって励起され、かつ整流前のフリーホイール角にわたってフリーホイールされる電気機械の巻線を順次励起してフリーホイールさせる段階と、
　前記励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する段階と、を含み、
　前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少することを特徴とする方法。
【請求項２】
　複数の前記励起電圧に対する第１の制御値及び第２の制御値のルックアップテーブルを格納する段階と、
　前記励起電圧のレベルに従って第１の制御値及び第２の制御値を前記ルックアップテーブルから選択する段階と、
　前記選択された第１の制御値によって定められた時間に前記巻線を励起する段階と、
　前記選択された第２の制御値によって定められた時間にわたって前記巻線をフリーホイールさせる段階と、を含み、
　前記先進角は、前記選択された第１の制御値に比例し、前記フリーホイール角は、前記選択された第２の制御値に比例することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
　前記第１の制御値及び前記第２の制御値は、前記電気機械の回転の公称速度において同じ電力を達成するように定められることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
　前記電気機械の速度の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角の少なくとも一方を変更するために、速度補正値を前記第１の制御値及び前記第２の制御値の少なくとも一方に適用する段階、を含み、
　前記速度補正値は、前記電気機械の前記速度及び前記励起電圧の前記レベルの両方と共に変化することを特徴とする請求項２又は３に記載の方法。
【請求項５】
　複数の速度及び複数の励起電圧に対する速度補正値の速度ルックアップテーブルを格納する段階と、
　前記電気機械の前記速度及び前記励起電圧の前記レベルに従って速度補正値を前記速度ルックアップテーブルから選択する段階と、を含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
　前記電気機械の速度の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角の少なくとも一方を変更する段階を含むことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
　前記速度の増大に応答して前記先進角が増加する段階を含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
　前記速度の増大に応答して前記フリーホイール角が低減する段階を含むことを特徴とする請求項６又は７に記載の方法。
【請求項９】
　各電気半サイクルが、前記先進角から始まる単一駆動期間と、前記フリーホイール角に対応する単一フリーホイール期間とからなり、
　前記駆動期間中に前記巻線を励起する段階と、
　前記フリーホイール期間中に前記巻線をフリーホイールさせる段階と、
　を含むことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
　電気機械のための制御システムであって、
　請求項１〜９のいずれか１項に記載の方法を実施する、
　ことを特徴とするシステム。
【請求項１１】
　電気機械と、
　請求項１０に記載の制御システムと、
　を含むことを特徴とするバッテリ式製品。
【請求項１２】
　電気機械と、
　請求項１０に記載の制御システムと、
　を含むことを特徴とする真空掃除機。」を、
　訂正後の特許請求の範囲
「【請求項１】
　単相永久磁石モータを制御する方法であって、
　先進角だけ巻線の逆起電力のゼロ交差よりも前に励起電圧によって励起され、かつ整流前のフリーホイール角にわたってフリーホイールされる単相永久磁石モータの巻線を順次励起してフリーホイールさせる段階と、
　前記励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する段階と、を含み、
　前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少することを特徴とする方法。
【請求項２】
　複数の前記励起電圧に対する第１の制御値及び第２の制御値のルックアップテーブルを格納する段階と、
　前記励起電圧のレベルに従って第１の制御値及び第２の制御値を前記ルックアップテーブルから選択する段階と、
　前記選択された第１の制御値によって定められた時間に前記巻線を励起する段階と、
　前記選択された第２の制御値によって定められた時間にわたって前記巻線をフリーホイールさせる段階と、を含み、
　前記先進角は、前記選択された第１の制御値に比例し、前記フリーホイール角は、前記選択された第２の制御値に比例することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
　前記第１の制御値及び前記第２の制御値は、前記単相永久磁石モータの回転の公称速度において同じ電力を達成するように定められることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
　前記単相永久磁石モータの速度の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角の少なくとも一方を変更するために、速度補正値を前記第１の制御値及び前記第２の制御値の少なくとも一方に適用する段階、を含み、
　前記速度補正値は、前記単相永久磁石モータの前記速度及び前記励起電圧の前記レベルの両方と共に変化することを特徴とする請求項２又は３に記載の方法。
【請求項５】
　複数の速度及び複数の励起電圧に対する速度補正値の速度ルックアップテーブルを格納する段階と、
　前記単相永久磁石モータの前記速度及び前記励起電圧の前記レベルに従って速度補正値を前記速度ルックアップテーブルから選択する段階と、を含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
　前記単相永久磁石モータの速度の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角の少なくとも一方を変更する段階を含むことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
　前記速度の増大に応答して前記先進角が増加する段階を含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
　前記速度の増大に応答して前記フリーホイール角が低減する段階を含むことを特徴とする請求項６又は７に記載の方法。
【請求項９】
　各電気半サイクルが、前記先進角から始まる単一駆動期間と、前記フリーホイール角に対応する単一フリーホイール期間とからなり、
　前記駆動期間中に前記巻線を励起する段階と、
　前記フリーホイール期間中に前記巻線をフリーホイールさせる段階と、
　を含むことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
　単相永久磁石モータのための制御システムであって、
　請求項１〜９のいずれか１項に記載の方法を実施する、
　ことを特徴とするシステム。
【請求項１１】
　単相永久磁石モータと、
　請求項１０に記載の制御システムと、
　を含むことを特徴とするバッテリ式製品。
【請求項１２】
　単相永久磁石モータと、
　請求項１０に記載の制御システムと、
　を含むことを特徴とする真空掃除機。」
　に訂正するものである。
第４　当審の判断
（１）訂正の目的、特許請求の範囲の拡張又は変更の有無、新規事項の追加の有無
ア　訂正の目的について
　訂正事項１は、請求項１、３〜６、１０〜１２について、「電気機械」を「単相永久磁石モータ」に限定するものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。
　そして、請求項１、３〜６を直接又は間接に引用する請求項２、７〜９についても、同様に特許請求の範囲を減縮するものである。
　よって、訂正事項１は、特許法第１２６条第１項ただし書第１号に規定する特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。
イ　特許請求の範囲の拡張、又は変更の有無について
　訂正事項１は、訂正前の上位概念の記載「電気機器」を、訂正後の下位概念の記載「単相永久磁石モータ」に訂正するものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものには該当せず、特許法第１２６条第６項の規定に適合するものである。
ウ　願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内であるか否かについて
　願書に添付した明細書の段落【００１４】には、「電気機械は、好ましくは、永久磁石モータ、より好ましくは、単相永久磁石モータである。」と記載されているから、訂正事項１は、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、特許法第１２６条第５項の規定に適合するものである。
　よって、訂正事項１は、特許法第１２６条第１項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものに該当し、かつ、同条第５項及び第６項の規定に適合するものである。
（２）独立特許要件
　訂正事項１は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、特許法第１２６条第７項の規定に違反するか否か、すなわち、上記「第３　訂正事項　イ」の「訂正後の特許請求の範囲」において、請求項１ないし１２に記載されている事項により特定される発明（以下、訂正後の請求項１〜１２に記載されている事項により特定される発明を、それぞれ「本件訂正発明１」〜「本件訂正発明１２」という。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるかについて検討する。
　請求人は、審判請求書において、「訂正前の請求項１〜１２は特許されているのであるから、特許要件の適否について見直すべき新たな事情は存在せず、独立特許要件を満たす。」（請求書４頁３〜５行）と主張している。
　一方、平成２９年１１月１７日付け及び平成３０年１月１８日付け上申書によれば、平成２８年（ワ）第３７７８２号損害賠償請求事件において、特許第５１８９１３２号（以下「本件特許」という。）の、請求項１、６、８〜１２に係る発明について、特許無効の抗弁がなされている。
　本件訂正発明１〜１２は、無効の主張がなされている本件特許について特許請求の範囲の減縮を行ったものであり、本件訂正発明１〜１２について、特許出願の際独立して特許を受けることができるか否かについての判断を行うにあたり、下記の無効理由の観点から検討を行う。
　平成２９年１１月１７日付け及び平成３０年１月１８日付けの上申書によれば、無効理由の主張内容は概略以下のとおりである。
「本件特許の請求項１、６、８〜１２に係る発明は、以下の乙８号証〜乙１３号証に基づいて当業者が容易に想到し得たものである（特許法第２９条第２号）から、特許無効審判により無効とされるべきものである（特許法第１２３条第１項第２号）。
乙８号証：欧州特許出願公開第２０１２４２２号明細書
乙９号証：特開２００６−０８１２７１号公報
乙１０号証：特開平１０−２４８２８５号公報
乙１１号証：特開平１−１１００８５号公報
乙１２号証：特開平１０−１５５２９９号公報
乙１３号証：特表２００７−５２０９８９号公報
　乙８号証に記載された発明を乙８発明とし、乙９〜１２号証に記載された技術をそれぞれ乙９〜１２技術とすると、
　請求項１、６、８〜１１に係る発明は、乙８発明、乙９技術、乙１０技術、乙１１技術及び乙１２技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものである。
　請求項１２に係る発明は、乙８発明、乙９技術、乙１０技術、乙１１技術、乙１２技術及び周知技術（乙１２，１３号証に記載されているような周知技術）に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものである。」
無効理由についての判断
ア．乙８〜１３号証に記載された発明及び技術
ア）乙８発明
　乙８号証（欧州特許出願公開第２０１２４２２号明細書）には、図面と共に以下の事項が記載されている。和訳については、ファミリである特開２００９−１７８０１６号公報の記載を用いた。（なお、下線は当審で付加した。）
ａ．「An object of the present invention is to provide technology by which the excitation interval of the drive signal of an electric motor can be formed at will using a digital circuit. Another object of the invention is to provide a power saving motor.」（[0005]）
（本発明は、上述した従来の課題を解決するためになされたものであり、電動機の
駆動信号の励磁区間を
任意に形成することのできる技術を提供する
b．「A. Embodiment 1:
A1. Overview of Motor Configuration and Operation:
 Figs. 1A and 1B  are sectional views depicting the configuration of the motor unit of a single-phase brushless motor in Embodiment 1. This motor unit 100 has a stator portion 10 and a rotor portion 30, each of generally cylindrical tube shape. The stator portion 10 has four coils 11 -14 arranged in a generally cross-shaped pattern, and a magnetic sensor 40 positioned at a center location between two of the coils 11, 12. The magnetic sensor 40 is used to detect the position of the rotor portion 30 (i.e. the phase of the motor). Each coil 11 -14 is provided with a magnetic yoke 20 formed of a magnetic material. The coils 11 -14 and the magnetic sensor 40 are affixed on a circuit board 120 ( Fig. 1B ). The circuit board 120 is affixed to a casing 102. The cover of the casing 102 is omitted in the drawing.
 The rotor portion 30 has four permanent magnets 31 -34; the center axis of the rotor portion 30 constitutes a rotating shaft 112. This rotating shaft 112 is supported by a shaft bearing portion 114 ( Fig. 1B ). The direction of magnetization of the magnets extends in a direction radially outward from the rotating shaft 112. A magnetic yoke 36 is disposed to the outside of the magnets 31 -34. This magnetic yoke 36 may be omitted.
 Fig. 2A  illustrates the positional relationship of a magnet array and a coil array.  Fig. 2B and 2C  show the relationship of magnetic sensor output to back electromotive force waveform. As shown in  Fig. 2A , the four magnets 31 -34 are arranged at constant magnetic pole pitch Pm, with adjacent magnets being magnetized in opposite directions. The coils 11 -14 are arranged at constant pitch Pc, with adjacent coils being excited in opposite directions. In this example, the magnetic pole pitch Pm is equal to the coil pitch Pc, and is equivalent to π in terms of electrical angle. An electrical angle of 2π is associated with the mechanical angle or distance of displacement when the phase of the drive signal changes by 2π. In the present embodiment, when the phase of the drive signal changes by 2π, the rotor portion 30 undergoes displacement by the equivalent of twice the magnetic pole pitch Pm.
 Of the four coils 11 -14, the first and third coils 11, 13 are driven by drive signals of identical phase, while the second and fourth coils 12, 14 are driven by drive signals whose phase is shifted by 180 degrees (= π) from the drive signals of the first and third coils 11, 13. In ordinary two-phase driving, the phases of the drive signals of the two phases (Phase A and Phase B) would be shifted by 90 degrees (= π/2); in no instance would they be shifted by 180 degrees (= π). Also, in most motor drive methods, two drive signals phase-shifted by 180 degrees (= π) would be viewed as having identical phase. Consequently, the drive method of the motor in the present embodiment can be though of as single-phase driving.」（[0012]〜[0016]）、
（Ａ．第１実施例：
Ａ１．モータの構成と動作の概要：
　図１（Ａ），１（Ｂ）は、本発明の一実施例としての
単相ブラシレスモータ
　
ロータ部３０は、
永久磁石
を有しており、
　図２は、磁石列とコイル列の位置関係、及び、磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。図２（Ａ）に示すように、４つの磁石３１〜３４は、一定の磁極ピッチＰｍで配置されており、隣接する磁石同士が逆方向に磁化されている。また、
コイル
は、
励磁され
磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０が磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。
　
４つのコイル１１〜１４のうち、第１、第３のコイル１１，１３は同一の位相の駆動信号で駆動され、第２、第４のコイル１２，１４は第１及び第３のコイル１１，１３の駆動信号から１８０度（＝π）だけ位相がずれた駆動信号で駆動される。
c．「Figs. 12A to 12C  depict correspondence between sensor output waveform and waveform of the drive signals generated by the PWM unit 530. In the drawing, Hiz denotes a state of high impedance where the magnetic coils are not excited. As described in  Figs. 11B to 11E , the single-phase drive signals DRVA1, DRVA2 are generated by PWM control using the analog waveform of the sensor output SSA. Consequently, using these single-phase drive signals DRVA1, DRVA2 it is possible to supply to the coils effective voltage that exhibits changes in level corresponding to change in the sensor outputs SSA, SSB.
 The PWM unit 530 is constructed such that drive signals DRVA1, DRVA2 are output only during the excitation intervals indicated by the excitation interval signal Ea supplied by the excitation interval signal generator 590, with no drive signals DRVA1, DRVA2 being output at intervals except for the excitation intervals (non-excitation intervals).  Fig. 12C  depicts drive signal waveforms produced in the case where excitation intervals EP and non-excitation intervals NEP have been established by the excitation interval signal Ea. During the excitation intervals EP, the drive signal pulses of  Fig. 12B  are generated as is; during the non-excitation intervals NEP, no pulses are generated. By establishing excitation intervals EP and non-excitation intervals NEP in this way, voltage will not be applied to the coils in proximity to the middle point of the back electromotive force waveform (i.e. in proximity to the middle point of the sensor output), thus making possible further improvement of motor efficiency. Preferably the excitation intervals EP will be established at intervals symmetric about the peak point of the back electromotive force waveform; and preferably the non-excitation intervals NEP will be established in intervals symmetric about the middle point (center) of the back electromotive force waveform.」（[0043]、[0044]）、
（図１２（Ａ）〜１２（Ｃ）は、センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される
駆動信号
　ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間信号生成部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａで示される
励磁区間のみに駆動信号
を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号
を出力しないように構成されている。
励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した
励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定する
励磁区間ＥＰは、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定される
d．「As is understood from  Fig. 17 , the excitation interval signal generator 590 counts the High level interval of the voltage comparator signal SC, and on the basis of the High level interval determines the start time and end time for the excitation interval signal Ea to show High level in the next cycle. For example, where the coefficent value ST=0.2, start points at which the excitation interval signal Ea goes to High level are time points at which the pre-determined term Ts has elapsed from rising edges and falling edges of the voltage comparator signal SC respectively, where the pre-determined term Ts is 0.2 × Ta, and Ta is the High level interval of the voltage comparator signal SC of the previous cycle. End points at which the excitation interval signal Ea falls from High level to Low level are time points at which the pre-determined term has elapsed Te from the rising edges and the falling edges of the voltage comparator signal SC respectively, where the pre-determined term Te is 0.8 × Ta. Consequently, where the length of the High level interval of the voltage comparator signal SC of the previous cycle is 1, the High level interval of the voltage comparator signal SC of the next cycle is 0.6 (= 0.8 - 0.2).
 The excitation interval signal generator 590 ( Fig. 16 ) corresponds to the excitation interval setter in the present invention; and the first and second counters 594, 596 correspond to the interval measurer in the present invention. The multiplier circuit 604 corresponds to the start time setter in the present invention, the multiplier circuit 605 corresponds to the end time setter in the present invention, and the comparator circuit 612 corresponds to the excitation interval controller in the present invention. The sensor signal SSA corresponds to the positional signal in the present invention, and the voltage comparator signal SC corresponds to the timing signal in the present invention.
 As described above, where the voltage comparator signal SC repeatedly goes on/off precisely at identical cycles, the center position of the High level signal interval of the voltage comparator signal SC and the center position of the High level signal interval of the excitation interval signal Ea substantially match. The center position of the Low level signal interval of the voltage comparator signal SC and the center position of the High level signal interval of the excitation interval signal Ea substantially match as well. That is, the excitation interval EP may be set to a symmetrical interval centered on the peak of the back electromotive force waveform, while the non-excitation interval NEP may be set to a symmetrical interval centered on the midpoint of the back electromotive force waveform. The length of the excitation interval EP may be set at will, where the value of the coefficient value ST is set arbitrarily by the CPU 220.
 Figs. 18A to 18C  are graphs illustrating the effect where the excitation interval is changed. The excitation interval ratio shown in the drawing refers to the ratio of the High level interval of the excitation interval signal Ea to the High level interval of the voltage comparator signal SC. For example, where the aforementioned coefficient value ST = 0.2, the interval for which the excitation interval signal is High level is 0.6 times the interval for which the voltage comparator signal SC is High level, and thus the excitation interval ratio is 60%. The numbers 15 (V), 12 (V), and 10 (V) indicate peak voltage of the PWM signal applied to the coils (i.e. the power supply voltage VSUP of the driver circuit 250 of  Fig. 8 ). The numerical values in  Figs. 18A to 18C  are measured with fixed load applied to the motor, in the steady state at constant torque and constant speed.  Fig. 18A  shows the relationship of excitation interval ratio and power consumption. It is apparent that power consumption may be decreased as the excitation interval ratio decreases.  Fig. 18B  shows the relationship of excitation interval ratio and rotation speed. It is apparent that as the excitation interval ratio decreases, rotation speed in the steady state decreases as well. However, up to an excitation interval ratio of close to 70%, speed may be maintained even as excitation interval ratio decreases.  Fig. 18C  shows the extent of reduction in power consumption afforded by the motor in which the excitation interval ratio has been set at various values, compared with the motor in which all intervals are excitation intervals. From  Fig. 18C  it is apparent that the reduction in power consumption is noticeable in a region where the excitation interval ratio is between 70% and 90%.
 In this way, in Embodiment 1, the excitation interval signal Ea may be generated at will by the excitation interval signal generator 590, which is a digital circuit. Since the excitation interval signal generator 590 may be implemented with a digital circuit, it is easy to incorporate excitation interval signal generator 590 into an IC.」（[0057]〜[0061]）、
（図１７からわかるように、励磁区間信号生成部５９０は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間をカウントし、そのハイレベル期間を基準として、次の周期において励磁区間信号Ｅａがハイレベルを示す開始時期と終了時期とを決定している。例えば、演算値ＳＴ＝０．２の場合では、励磁区間信号Ｅａがハイレベルになる開始点は、電圧比較器信号ＳＣの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジのそれぞれから起算して、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間を０．２倍した分だけ経過した時点である。そして、励磁区間信号Ｅａがハイレベルからローレベルになる終了点は、電圧比較器信号ＳＣの立ち下りエッジおよび立ち上がりエッジのそれぞれから起算して、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間を０．８倍した分だけ経過した時点である。したがって、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の長さを１とすると、次の周期の励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間は０．６（＝０．８−０．２）となる。
　なお、励磁区間信号生成部５９０（図１６）は、本発明における励磁区間設定部に相当し、第１と第２のカウンタ部５９４，５９６は、本発明における期間計測部に相当する。そして、乗算回路６０４は、本発明における開始時期設定部に相当し、乗算回路６０５は、本発明における終了時期設定部に相当し、比較回路６１２は、本発明における励磁区間制御部に相当する。また、センサ信号ＳＳＡは、本発明における位置信号に相当し、電圧比較器信号ＳＣは、本発明におけるタイミング信号に相当する。
　以上のように、電圧比較器信号ＳＣが正確に同一の周期でオン／オフを繰り返す場合は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置と、励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間の中心位置とはほぼ一致する。そして、電圧比較器信号ＳＣのローレベル信号期間の中心位置と、励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間の中心位置ともほぼ一致することとなる。つまり、
励磁区間ＥＰを、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定することができ、
　図１８は、励磁区間を変化させた場合における効果を示すグラフである。図中に示す励磁区間比とは、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間に対する励磁区間信号Ｅａのハイレベル期間の割合を意味する。例えば、上述した演算値ＳＴ＝０．２の場合は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間に対して励磁区間信号がハイレベルとなっている期間は０．６倍であるため、励磁区間比は６０％となる。
１５[Ｖ]時、１２[Ｖ]時、１０[Ｖ]時とは、コイルに印加されるＰＷＭ信号のピーク電圧（図８のドライバ回路２５０の電源電圧ＶＳＵＰ）を示している。
　このように、
第１実施例では、
任意に励磁区間信号Ｅａを生成することができる。
e．「E. Embodiment 5: Fig. 26  is an illustration depicting the configuration of an excitation interval signal generator 590e in embodiment 5. The only difference from Embodiment 1 shown in  Fig. 16  is that the coefficient value ED stored in the coefficient value storage 602e is set as a value independent of the coefficient value ST; the configuration is otherwise identical to Embodiment 1.
 Fig. 27  is a timing chart depicting operation of the excitation interval signal generator 590e in Embodiment 5. The only differences from Embodiment 1 shown in  Fig. 17  are that the value of the coefficient value ED is set to 0.6 by the CPU 220; and that the center location of the excitation interval EP of the excitation interval signal Ea is a location earlier in time than the center location of the High level signal interval of the voltage comparator signal SC; operation is otherwise the same as in Embodiment 1.Fig. 28  is a timing chart depicting another example of operation of the excitation interval signal generator 590e in Embodiment 5. The only differences from  Fig. 27  are that the coefficient value ST is set to 0.4 and the coefficient value ED is set to 0.8; and that the center location of the excitation interval EP of the excitation interval signal Ea is a location later in time than the center location of the High level signal interval of the voltage comparator signal SC; operation is otherwise the same as in  Fig. 27 .
 Where the value of the coefficient value ST and the value of the coefficient value ED is set arbitrarily by the CPU 220 in the above manner, it is possible to set the phase of the excitation interval EP (the temporal duration and temporal location) at will. For example, in the event that a delay in electrical current phase in response to motor speed arises due to the effects of impedance, it is preferable to set the value of the coefficient value ST and the value of the coefficient value ED such that the center location of the excitation interval EP moves to a location forward in time in order to correct this delay. By so doing, angle advance control through advance of phase of the first and second drive signals DRVA1 and 2 may be carried out simply by advancing the temporal location of the excitation interval EP, without the need to advance the phase of the first and second PWM signals PWM1 and 2. Delay angle control may also be carried out, analogously to angle advance control.
 Fig. 29  is a graph depicting the relationship of motor speed and angle of advance where angle advance control is carried out. In preferred practice, the CPU 220 may determine the advance angle of the excitation interval EP depending on the speed of the motor, and then set the value of the coefficient value ST and the value of the coefficient value ED so as to achieve this advance angle.」（[0077]〜[0081]）
（Ｅ．第５実施例：
　図２６は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの構成を示す説明図である。図１６に示した第１実施例との違いは、演算値記憶部６０２ｅに記憶される演算値ＥＤの値が、演算値ＳＴとは独立した値として設定されている点だけであり、他の構成は第１実施例と同様である。
　図２７は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの動作を示すタイミングチャートである。図１７に示した
第１実施例との違いは、
励磁区間信号Ｅａの励磁区間ＥＰの中心位置が、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置よりも時間的に早い位置となっている点だけであり、他の動作は第１実施例と同じである。
　図２８は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの動作の他の例を示すタイミングチャートである。図２７との違いは、演算値ＳＴが０．４に設定され、演算値ＥＤが０．８に設定されている点と、励磁区間信号Ｅａの励磁区間ＥＰの中心位置が、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置よりも時間的に遅い位置となっている点だけであり、他の動作は図２７と同じである。
　以上のように、演算値ＳＴの値と、演算値ＥＤの値と、をＣＰＵ２２０によって任意に設定すれば、
励磁区間ＥＰの位相
を任意に設定することが可能となる。
励磁区間ＥＰの時間的位置を進めるだけで、
駆動信号
の位相を進める進角制御を行うことができる。
　図２９は、モータの回転数と進角制御を行う場合における進角値との関係を示すグラフである。このように、ＣＰＵ２２０は、モータの回転数に応じて、励磁区間ＥＰの進角値を定め、その進角値を実現するように演算値ＳＴの値と演算値ＥＤの値とを設定することが好ましい。）（【０１０４】〜【０１０８】）
f．「Fig.42  is a timing chart depicting wave forms of various signals without PWM control.  Fig.42  depicts the sensor output SSA, the voltage comparator signal SC, and non-PWM drive signals DRVA1, 2. In addition, a signal obtained by combining the first drive signal DRVA1 and the second drive signal DRVA2 are depicted, where the second drive signal DRVA2 is depicted as the negative pulses.
 The voltage comparator signal SC is a binary digital signal which indicates a third voltage level and fourth voltage level alternately. The voltage comparator signal SC is synchronized with the sensor output SSA. The drive signals DRVA1, 2 have a first voltage level in the first interval, and have a second voltage level which differs from the first voltage level in the second interval except for the first interval. The first interval corresponds to the non-excitation interval NEP. The second interval corresponds to the excitation interval EP. The first interval and the second interval are set by the excitation interval signal generator 590 ( Fig. 16 ). In the case of the operation of the motor without PWM control, multiplication value Ma is set to the maximum value ( = frequency division value N).」（[0105]、[0106]）
（図４２は、ＰＷＭ制御を行なわない場合における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。この図４２には、センサ信号ＳＳＡと、電圧比較器信号ＳＣと、ＰＷＭ制御を行なわない場合における駆動信号ＤＲＶＡ１，２とが描かれている。また、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１と、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２とを合わせた信号も描かれている。この場合、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。
　電圧比較器信号ＳＣは、第３の電圧レベルと、第４の電圧レベルとを交互に示す２値のデジタル信号であり、センサ信号ＳＳＡに同期している。駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、第１の期間においては第１の電圧レベルとなり、第１の期間以外の第２の期間においては、第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルとなる。ここで、第１の期間は、非励磁区間ＮＥＰ（図１２）に相当し、第２の期間は、励磁区間ＥＰに相当する。第１の期間と第２の期間は、励磁区間信号生成部５９０（図１６）によって設定される。なお、ＰＷＭ制御を行なわない場合には、乗算値Ｍａ（図１１）は最大値（＝分周値Ｎ）に設定される。）（【０１３２】、【０１３３】）
　上記a.に「磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０が磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。４つのコイル１１〜１４のうち、第１、第３のコイル１１，１３は同一の位相の駆動信号で駆動され、第２、第４のコイル１２，１４は第１及び第３のコイル１１，１３の駆動信号から１８０度（＝π）だけ位相がずれた駆動信号で駆動される。」とあるように、コイルの励磁は駆動信号により順次行われるものであり、「コイルを駆動信号で順次励磁して駆動」するものといえる。
　上記a．〜f．の記載及び図面の記載からみて、乙８号証には、以下の発明が記載されていると認められる（以下、「乙８発明」という。）。
「ロータ部に永久磁石を有する単相ブラシレスモータを制御する方法であって、
　進角制御を行うため、コイルの逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間の時間的位置を進めて駆動信号の励磁区間ＥＰを設定し、励磁区間ＥＰ以外の区間を非励磁区間ＮＥＰとし、コイルを駆動信号で順次励磁して駆動し、
　励磁区間ＥＰでは、ドライバ回路２５０の電源電圧ＶＳＵＰである１５[Ｖ]、１２[Ｖ]、１０[Ｖ]を、単相ブラシレスモータのコイルに印加することを含む方法。」
イ）乙９号証の記載
　乙９号証（特開２００６−０８１２７１号公報）には、図面と共に以下の事項が記載されている。
a.「本発明は、ブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置に関し、更に詳細に言えば、
永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータ
駆動するための方法
b.「まず、通電角が２種類しか設定できない仕様で説明する。通電角１５０゜（θ１）で運転中に、インバータ３に供給している電圧が下降し始めＤＣ２６７Ｖ（Ｖ１１）となりモータ電流位相が不安定となった時、図２のＳＴＥＰ２２により通電角を一挙に１７５゜（θ６）まで拡大した場合、遅れ電圧２６４Ｖ（Ｖ２６）よりも大きい電圧であるため即座にモータ電流の位相が遅れ始め、図２のＳＴＥＰ２３に従って、再び通電角１５０゜（θ１）に戻ってしまう。この様に、２種類の通電角の往来を繰り返すことになり、かえってシステムの不安定要因を生むことになる。一方、ＳＴＥＰ２２で１６５゜（θ４）まで通電角を拡大した場合は、通電角１５０゜（θ１）で駆動中の脱調電圧ＤＣ２６７Ｖ（Ｖ１１）が、遅れ電圧ＤＣ２７８Ｖ（Ｖ２４）よりも十分に低い電圧であるため、前述のような往来現象は起こらない。つまり、変更前の通電角をθｍ、変更後の通電角をθｎとすると、通電角の拡大幅［θｎ−θｍ］は、拡大前の脱調電圧（Ｖ１ｍ）よりも拡大後の遅れ電圧（Ｖ２ｎ）の方が十分大きくなるように設定する必要がある。逆に、縮小する場合も同じであり、通電角の縮小幅［θｍ−θｎ］は、縮小前の遅れ電圧（Ｖ２ｍ）よりも縮小後の脱調電圧（Ｖ１ｎ）の方が十分小さくなるように設定する必要がある。
　しかし通電角１６５゜（θ４）では、脱調電圧がＤＣ１９６Ｖ（Ｖ１４）であり、電圧低下の著しい環境下では駆動不可能という課題がある。前述のような往来現象が起こらず、なおかつ、低電圧環境下でも運転可能とするためには、通電角を３種類以上設定できるようにして、より大きな通電角でも駆動できる仕様にすることが課題解決方法の１つとなり、それにともなって通電角の調整もスムーズに行うことが可能であることを補足しておく。
　以上のように、本実施の形態においては第２波形発生部が通電角調整機能を有することにより、
高負荷・低電圧環境下のようなモータ電流位相が不安定な時には、通電角を拡大する
低負荷、高電圧な環境下のようなモータ電流位相が遅れた時には、通電角を縮小する
　上記a．、b.の記載及び図面の記載からみて、乙９号証には、以下の技術が記載されていると認められる。
「永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータ駆動するための方法として、高負荷・低電圧環境下のようなモータ電流位相が不安定な時には、通電角を拡大し、低負荷、高電圧な環境下のようなモータ電流位相が遅れた時には、通電角を縮小する。」
ウ）乙１０号証の記載
　乙１０号証（特開平１０−２４８２８５号公報）には、図面と共に以下の事項が記載されている。
a.「本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、
モータ駆動用電源の電源電圧変動にもかかわらず、
電源電圧に適した出力指令値を得る
モータ駆動制御装置における制御方法
b.「制御ユニットＣは、モータＭの諸特性に基づく出力指令値として電流値、
進角値、通電角
定めた制御指令値マップ
制御指令値マップから読み出した出力指令値に応じて
各駆動信号
を出力する
　上記a．、b.の記載及び図面の記載からみて、乙１０号証には、以下の技術が記載されていると認められる。
「モータ駆動用電源の電源電圧変動にもかかわらず、電源電圧に適した出力指令値を得るように、進角値、通電角を定めた制御指令値マップから読み出した出力指令値に応じて駆動信号を出力するモータ駆動制御装置における制御方法。」
エ）乙１１号証の記載
　乙１１号証（特開平１−１１００８５号公報）には、「モータ制御装置」として、図面と共に以下の事項が記載されている。
a.「本発明によれば、ロータの釉に該ロータの磁極数の整数倍の被検出部を有するエンコーダを固定し、ステータ側の所定箇所において前記ロータの回転に伴う前記エンコーダの被検出部の数をカウントすることによって、当該カウント値が所定値に一致したときに前記
ステータのコイルへの通電切換を行う
b.「すなわち、本実施例においてエンコーダパルスはロータの磁極１相当り１２パルスに細分化されているので通常の通電タイミングから変化させた通電タイミングをとることが出来る。
　第１３図Ｂは通電タイミングを速くした場合で、通常の通電タイミング（第１３図Ａ）よりも位相を進めた状態である。
　第１３図Ｃは通電タイミングを遅くした場合で、通常の通電タイミング（第１３図Ａ）よりも位相を遅らせた状態である。
　このように
位相を進めたり、遅らせたりすることによって、ロータの加減速度、負荷変動などにより速度が不安定のときに最適な制御を行う
　上記a．、b.の記載及び図面の記載からみて、乙１１号証には、以下の技術が記載されていると認められる。
「ステータのコイルへの通電切換を行うにあたり、位相を進めたり、遅らせたりすることによって、ロータの加減速度、負荷変動などにより速度が不安定のときに最適な制御を行うモータ制御装置。」
オ）乙１２号証の記載
　乙１２号証（特開平１０−１５５２９９号公報）には、図面と共に以下の事項が記載されている。
a.「（実施例１）以下本発明の実施例について説明する。図１は本実施例の動力発生装置の構成を示す説明図である。第１の物体１６０は、珪素鋼板等を積層して構成した
鉄心
に、単相の巻線
を巻回した構成としている。
スイッチング素子
を有し
巻線
に電流を供給している。
　位置検知手段１６６は、第２の物体１６１の永久磁石１６９・１７０の磁極の位置を検知しており、Ｎ極を検知しているときはハイ信号を、Ｓ極を検知しているときはロウ信号を発生する。
　制御回路１６５は、第１のスイッチング素子１７１・１７４を駆動する駆動信号ａ・ｄと、第２のスイッチング素子１７２・１７３を駆動する駆動信号ｂ・ｃとを出力する駆動回路１９０と、選択器７１と、電気角発生回路１９２、周波数検知回路７２とを有している。」（段落【００２２】〜【００２４】）
b.「（実施例２）続いて本発明の第２の実施例について説明する。前記実施例１では、
第１のスイッチング素子
ならびに第２のスイッチング素子
への駆動信号
の立ち下がりタイミングを、位置検知手段
出力信号ｐのエッジの位相よりも先行させた
本実施例では、駆動信号
の立ち上がりのタイミングについても電気的中性点に対して先行させている
電気的中性点、すなわち巻線１６７による起磁力が丁度０となる位置に設けている。
電気的中性点に到達する時点よりも電気角で
先行したタイミングで
第１のスイッチング素子
と第２のスイッチング素子
をターンオンする信号を出力させている。
電気的中性点に到達する時点よりも
先行したタイミングで
駆動回路１９０から第１のスイッチング素子１７１・１７４と第２のスイッチング素子１７２・１７３をターンオフする信号を出力させている。
　図６は、位置検知手段６６の動作を説明する説明図である。（ア）は、丁度第２の物体１６１が電気的中性点Ｙに来ている状態を示している。また（イ）は、第２の物体１６１が電気的中性点に対して２０度先行している状態を示している。本実施例では（イ）の位置にある時に、電気角発生回路１９６が作用して、フリップフロップ１９８がセットされ、駆動回路１９０の出力信号ａ・ｄがハイとなるものである。このため、第１のスイッチング素子１７１・１７４がこのタイミングでオンされることになる。
　なお本実施例では、第２の物体１６１を２極の構成としていることから、電気角は機械角と等しいものとなっている。
　図７は、本実施例の動力発生装置が６００００ｒ／ｍで回転している状態での各部の動作波形を示している。すなわち、図７（ア）は位置検知手段１６６の出力信号電圧ｐを、（イ）は第１のスイッチング素子１７１に対する駆動信号ａの波形を、（ウ）は第２のスイッチング素子１７２に対する駆動信号ｂの波形を、（エ）は第２のスイッチング素子１７３に対する駆動信号ｃの波形を、（オ）は第１のスイッチング素子１７４に対する駆動信号ｄの波形を、（カ）は巻線１６７に流れる電流ｉMの波形を示している。
　図７に示しているように、
駆動回路１９０の出力信号
は、位置検知手段
からの信号ｐが立ち上がるタイミング
よりも
先行したタイミングｔ1でハイとなって、第１のスイッチング素子
が共にオンとなる。また、位置検知手段
の信号ｐが立ち下がるタイミングｔ5よりも
先行したタイミング
で、駆動回路
の出力信号ａ・ｄはロウとなって、第１のスイッチング素子
が共にオフとなる。さらに、信号ｐが立ち下がるタイミングｔ5よりも
先行したタイミング
で、駆動回路１９０の出力信号
がハイとなって、第２のスイッチング素子
が共にオンとなる。またその後は、前記動作を繰り返すものである。
　上記a．、b.の記載及び図面の記載からみて、乙１２号証には、以下の技術が記載されていると認められる。
「鉄心に巻回した単相の巻線に、電流を供給するスイッチング素子への駆動信号の立ち上がりを、巻線による起磁力が丁度０となる電気的中性点に到達する時点よりも電気角で先行したタイミングで出力し、駆動信号の立ち下がりを、電気的中性点に到達する時点よりも電気角で先行したタイミングで出力する」
カ）乙１３号証の記載
　乙１３号証（特表２００７−５２０９８９号公報）には、図面と共に以下の事項が記載されている。
a.「図１は、代表的なスイッチングされるリラクタンスのモータの断面図である。それは、シャフト２上に装着された回転子１と、固定子３とを備えている。回転子１は、一対の極１ａ、１ｂを形成するよう配列された鋼板の軸方向に積層されたスタックを備えている。固定子３は、この例では内方に突出する４つの突出極３ａ、３ｂ、３ｃ及び３ｄを有するよう配列された鋼積層のスタックを備えている。対向する極３ａ及び３ｃは、各々、一緒に第１の相を形成する巻線４ａ、４ｂを支持している。直径的に対向している他の極３ｂ及び３ｄは、同様に、第２の相を表わすそれぞれの巻線４ｃ及び４ｄを収容している。各巻線４は、それぞれの固定子極の周りに絶縁された電気導体の多数のターンを備えている。
　使用中、
相巻線の付勢は、回転子の回転を行わせるように制御される。
　低速度においては、相巻線への電圧の印加を制御することは、比較的簡単である。代表的には、これは、以下にさらに説明するパルス幅変調（ＰＷＭ）によって行われる。しかしながら、速度が増加すると、巻線に電圧が印加される回転子の角度位置（ターンオン角度）は、電圧の印加が停止される角度位置（ターンオフ角度）よりも進められなければならない。ターンオン角度は、極が接近するにつれてインダクタンスが上昇を開始する前に巻線内のフラックスをゼロから所望の値まで上昇するのを許容するよう進められなければならない。これは、
オン時の進め角度
オフ時の進め角度
　スイッチングされるリラクタンスのモータのための代表的な制御器において、制御法則マップが、ルック・アップ・テーブルの形態で用いられる。このようなテーブルの例が図２に示されている。該テーブルは、メモリ内に保持された一連の記憶場所を備えている。テーブルは、モータの速度と、モータによって生成される所望のトルクとの間の関係を図表で示している。テーブルの各場所には、対応の速度とトルクと生成するよう機械を制御するための制御パラメータが格納されている。代表的には、制御パラメータは、オン時の進め角度とオフ時の進め角度とを備えている。モータの動作中、速度及び電動トルクが測定され、制御システムに入力され、該制御システムは、ルック・アップ・テーブルを用いて適切な点弧角を見つけて、相巻線の付勢を制御し、所望の速度とトルクを達成する。」（段落【００１３】〜【００１６】）
b.「本発明による制御マップを生成するために適した装置の概略図が図３に示されている。モータは、参照数字７によって概略的に示されており、電気制御板９と一緒にモータ・バケット８内に配置されている。該装置は、バッテリもしくは整流されてフィルタリングされたＡＣメイン（交流幹線）のいずれかであって良いＤＣ電源の形態にある電圧源１０を含む。電源１０によって与えられるＤＣ電圧は、ＤＣリンクを横切って供給され、電気制御板９によりモータ７の相巻線を横切ってスイッチングされる。この応用においては、（バッテリ、整流器からまたは他のものから）スイッチングされた
リラクタンス機械に与えられるＤＣ電圧は、“ＤＣリンク電圧”と称する。
　制御板９は、モータ７の相巻線の各々に接続され、相巻線を順番に付勢させることによりモータの動作を制御する。電力計１１がＤＣリンク１１に接続されて入力電力を測定する。電力計１１からの信号は、検査制御器１２に入力され、該検査制御器１２は、次に、電子制御板９にデータを送る。」（段落【００１９】、【００２０】）
c.「電圧補償
　従来技術の制御マップと同様に、上述の制御マップは、巻線に印加される電圧が一定であると仮定している。しかしながら、使用中、ＤＣリンク電圧は、制御マップが導出された電圧から変化する。
　図７乃至図９は、総括的に、変化する
ＤＣリンク電圧を補償する方法
　図７は、使用中のスイッチングされるリラクタンス・モータ２５を示す単純化した概略図である。この図において、電力変換装置は、概略的に、参照数字２０によって示されている。使用中、電力変換装置２０は、メイン（幹線）電源に接続され、フィルタリングされて整流されたＤＣリンク電圧を提供するよう配列されている。適切な電力変換装置は、本出願人による同時係属の特許出願ＧＢ０２２９８７３．５に記載されている。
　実際のＤＣリンク電圧の例が図８に線２１によって示されている。電圧信号は、時間と共に急激に揺動する。ＤＣリンク電圧は、ＤＣリンク電圧の平滑化された平均値を提供するために、図７のフィルタ回路２２においてサンプリングされる。代表的な、平均ＤＣリンク電圧は、図８において２３で示されている。この平均ＤＣリンク電圧は、制御器２４に供給され、該
制御器
には、
電圧補償マップが記憶されている
　この
マップは、進み角と平均ＤＣリンク電圧との間の関係を図で示している。
　
ＤＣリンク電圧が
サンプリングされるとき、制御器
は、相が点弧される進み角に印加されるべき補正係数を導出するために、メモリ内に保持された電圧関係を検討する。
オン及びオフ時の進み角度の双方への進み角修正（補正）を適用する
　電圧と角度の修正（補正）との間の関係は、１９のマップの形態に記憶される必要がない。例えば、該関係が線形なものである場合には、制御器が、所定の補正係数を、各ボルトごとに進み角に適用するようにすること、もしくは、適用されたＤＣリンク電圧がシフトされるボルトの分数に適用するようにすることは、当業者の能力内のことであろう。
　電圧補償の上述の方法は、連続的に、周期的に適用され得るか、もしくは単にモータの開始時のような所定のイベントにおいて適用され得る。
　モータが電源に接続されるが走行されていないときに、電流が回路から引き出されていないので、ＤＣリンク電圧は、電流が引き出されている場合に予想されるであろうものよりも概して高いということが分かっている。従って、補正係数は、純粋にモータの起動時における点弧角を修正するために記憶され得る。このことは、単に、所定の電圧値によって角度補償要素をシフトすることによって行われ得る。例えば、起動時、３１５ＶのＤＣリンク電圧が、１．４°の対応の進み角調節を有し得る。
　さらなる改良は、ヒステリシス制御の適用である。測定されたＤＣリンク電圧が２つの値の間で急速に揺動するならば、進み角補正係数は、それに応じて揺動する傾向がある。制御器は、該制御器が進み角修正（補正）に対する新しい値を適用する前に、電圧における変化が所定の増分よりも大きくなければならないというように配列され得、それにより、進み角の変化は、電圧における変化よりも遅れる。例えば、ＤＣリンク電圧が、２３０Ｖから２３２Ｖに上昇したならば、制御器は、進み角に修正（補正）を与える前に電圧が、２３４Ｖに上昇してしまうまで待機するよう構成され得る。
　本発明は、スイッチングされるリラクタンス機械に適用可能であり、例えば、一分間に１００，０００回転の高速で動作するような機械において、特に有用である。」（段落【００２９】〜【００３９】）
　上記a.〜c.の記載及び図面の記載からみて、乙１３号証には、以下の技術が記載されていると認められる。
「相巻線の付勢が、回転子の回転を行わせるように制御されるリラクタンスのモータのＤＣリンク電圧を補償する方法であって、
　制御器には、進み角と平均ＤＣリンク電圧との間の関係を図で示した電圧補償マップが記憶され、ＤＣリンク電圧がサンプリングされるとき、制御器は、相が点弧される進み角に印加されるべき補正係数を導出するために、メモリ内に保持された電圧関係を検討し、オン及びオフ時の進み角度の双方への進み角修正（補正）を適用する。」
イ．対比
 本件訂正発明１と乙８発明とを対比する。
　乙８発明の「ロータ部に永久磁石を有する単相ブラシレスモータ」は、本件訂正発明１の「単相永久磁石モータ」に相当し、乙８発明の「ロータ部に永久磁石を有する単相ブラシレスモータを制御する方法」は、本件訂正発明１の「単相永久磁石モータを制御する方法」に相当する。
　乙８発明の「コイル」、「励磁」、「ドライバ回路２５０の電源電圧ＶＳＵＰ」は、それぞれ、本件訂正発明１の「巻線」、「励起」、「励起電圧」に相当する。
　乙８発明の「進角制御を行うため、コイルの逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間の時間的位置を進めて駆動信号の励磁区間ＥＰを設定」する態様と、本件訂正発明１の「先進角だけ巻線の逆起電力のゼロ交差よりも前に励起電圧によって励起され」る態様とは、「巻線の逆起電力の電気角よりも進角させて励起電圧によって励起され」る点で共通する。
　本件訂正発明１における「フリーホイール」とは、本件特許明細書の段落【００２３】に「フリーホイールは、巻線１９が、電源２によって供給された励起電圧から切断される時に起こる。」とあるものであり、乙８発明の「駆動信号の励磁区間ＥＰを設定し、励磁区間ＥＰ以外の区間を非励磁区間ＮＥＰとし、コイルを駆動信号で順次励磁して駆動」する態様と、本件訂正発明１の「整流前のフリーホイール角にわたってフリーホイールされる単相永久磁石モータの巻線を順次励起してフリーホイールさせる」態様とは、「フリーホイールされる単相永久磁石モータの巻線を順次励起してフリーホイールさせる」点において共通する。
　乙８発明の「励磁区間ＥＰでは、ドライバ回路２５０の電源電圧ＶＳＵＰである１５[Ｖ]、１２[Ｖ]、１０[Ｖ]を、単相ブラシレスモータのコイルに印加する」態様と、本件訂正発明１の「前記励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する段階と、を含み、前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少する」態様とは、「励起電圧が変わることを含む」点において共通する。
　したがって、本件訂正発明１と乙８発明とは、以下の点で一致する。
「単相永久磁石モータを制御する方法であって、
　巻線の逆起電力の電気角よりも進角させて励起電圧によって励起され、フリーホイールされる単相永久磁石モータの巻線を順次励起してフリーホイールさせる段階と、励起電圧が変わることを含む方法。」
　そして、本件訂正発明１と乙８発明とは、以下の点で相違する。
相違点１
　巻線の逆起電力の電気角よりも進角させて励起電圧によって励起され、フリーホイールされる単相永久磁石モータの巻線を順次励起してフリーホイールさせる段階に関して、本件訂正発明１は、「先進角だけ巻線の逆起電力のゼロ交差よりも前に」「励起され、かつ整流前のフリーホイール角にわたってフリーホイールされる」のに対し、乙８発明は、「コイルの逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間の時間的位置を進めて」「励磁区間ＥＰを設定し、励磁区間ＥＰ以外の区間を非励磁区間ＮＥＰと」するものである点。
相違点２
　励起電圧が変わることを含む点に関し、本件訂正発明１は、「前記励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する段階」「を含み、前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少する」のに対し、乙８発明は、「励磁区間ＥＰでは、ドライバ回路２５０の電源電圧ＶＳＵＰである１５[Ｖ]、１２[Ｖ]、１０[Ｖ]を、単相ブラシレスモータのコイルに印加する」点。
相違点２について検討する。
　乙９号証には、「永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータ駆動するための方法として、高負荷・低電圧環境下のようなモータ電流位相が不安定な時には、通電角を拡大し、低負荷、高電圧な環境下のようなモータ電流位相が遅れた時には、通電角を縮小する。」ことが記載されているが、乙９号証に記載された技術は、「モータ電流位相が不安定な時」、「モータ電流位相が遅れた時」に対応して、導通角を拡大、縮小するものといえ、たとえ、「低電圧環境」、「高電圧な環境」であったとしても、モータの負荷状態等が異なれば導通角の制御内容は異なるから、電圧の変化に応じて導通角を変化させるものとはいえず、本件訂正発明１の「励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する」ことは記載も示唆もない。
　乙１０号証には、「モータ駆動用電源の電源電圧変動にもかかわらず、電源電圧に適した出力指令値を得るように、進角値、通電角を定めた制御指令値マップから読み出した出力指令値に応じて駆動信号を出力するモータ駆動制御装置における制御方法。」が記載されているが、乙１０号証には、駆動信号がどの様なタイミングで出力され、巻線がどの様に励磁され、フリーホイールされるのかについての具体的な記載はされておらず、本件訂正発明１の「前記励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する段階」「を含み、前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少する」ことは記載も示唆もない。
　乙１１号証には、「ステータのコイルへの通電切換を行うにあたり、位相を進めたり、遅らせたりすることによって、ロータの加減速度、負荷変動などにより速度が不安定のときに最適な制御を行うモータ制御装置。」が記載されているが、乙１１号証に記載された技術は、速度が不安定なときに対応して、位相を進めたり、遅らせたりするものといえ、本件訂正発明１の「励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する」ようなことは記載も示唆もない。
　乙１２号証には、「鉄心に巻回した単相の巻線に、電流を供給するスイッチング素子への駆動信号の立ち上がりを、巻線による起磁力が丁度０となる電気的中性点に到達する時点よりも電気角で先行したタイミングで出力し、駆動信号の立ち下がりを、電気的中性点に到達する時点よりも電気角で先行したタイミングで出力する」ことは記載されているものの、励起電圧の変化に関する記載はなく、本件訂正発明１の「前記励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する段階」「を含み、前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少する」ことは記載も示唆もない。
　乙１３号証には、「相巻線の付勢が、回転子の回転を行わせるように制御されるリラクタンスのモータのＤＣリンク電圧を補償する方法であって、制御器には、進み角と平均ＤＣリンク電圧との間の関係を図で示した電圧補償マップが記憶され、ＤＣリンク電圧がサンプリングされるとき、制御器は、相が点弧される進み角に印加されるべき補正係数を導出するために、メモリ内に保持された電圧関係を検討し、オン及びオフ時の進み角度の双方への進み角修正（補正）を適用する。」ことが記載されているが、ＤＣリンク電圧を補償する際に、オン及びオフ時の進み角度の双方への進み角修正を行うものであり、本件訂正発明１の「前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少する」ことは記載も示唆もない。
　したがって、乙８発明及び乙９〜１３号証の記載事項に接した当業者といえども、乙８発明において、「前記励起電圧の変化に応答して前記先進角及び前記フリーホイール角を変更する段階」「を含み、前記励起電圧の低下に応答して、前記先進角が増加し、前記フリーホイール角が減少する」ものとして構成することは、容易に想到し得たものではない。
　相違点２について容易になし得たことであるとすることはできない以上、本件訂正発明１は、相違点２に係る発明特定事項をすべて有し、さらに、相違点１に係る発明特定事項においても相違するものであるから、相違点１の判断如何にかかわらず、本件訂正発明１は、乙８発明及び乙９〜１３号証に記載された技術に基づいて、当業者が容易になし得た発明であるとすることはできない。
　本件請求項６、８〜１２は、本件請求項１の従属項であるから、本件訂正発明６、８〜１２は、本件訂正発明１の発明特定事項を全て有し、さらに、限定を付加したものに相当し、本件訂正発明１と同様、乙８発明及び乙９〜１３号証に記載された技術に基づいて、当業者が容易になし得た発明であるとすることはできない。
　本件請求項２〜５、７も、本件請求項１の従属項であるから、本件訂正発明２〜５、７は、本件訂正発明１の発明特定事項を全て有し、さらに、限定を付加したものに相当し、本件訂正発明１と同様、乙８発明及び乙９〜１３号証に記載された技術に基づいて、当業者が容易になし得た発明であるとすることはできない。
エ．まとめ
　したがって、本件訂正発明１〜１２は、特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるから、訂正事項１は、特許法第１２６条第７項の規定に適合する。
第５　むすび
　以上、本件審判の請求に係る訂正は、特許法第１２６条第１項ただし書第１号に掲げる事項を目的とし、かつ、同条第５項、第６項及び第７項の規定に適合する。
　よって、結論のとおり審決する。