(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Nc個のデータ変調シンボルから成る送信ブロックを受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信された信号ブロックをNc個の直交周波数成分に変換する高速フーリエ変換手段と、
前記直交周波数成分を周波数領域等化によりチャネル等化してからNc個の時間領域信号ブロックに変換して送信ブロックの仮判定シンボルを検出する仮判定部と、
チャネル行列に対するQR分解を利用して送信ブロックを直交化する操作を行なった後にMアルゴリズムを用いて複数ステージ構成で順次シンボル系列候補を削減するQRM-MLD処理部と、
を具備し、
前記QRM-MLD処理部は、前記複数ステージにおける各ステージで生き残りシンボル系列候補を探索するときに対象とする候補シンボルを、前記仮判定シンボル及びこの仮判定シンボル周辺範囲のシンボルに絞り込むことを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
前記仮判定部は、各直交周波数成分における等化重みを平均２乗誤差最小重みとすることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記QRM-MLD処理部は、シンボル候補を仮判定シンボルからのユークリッド距離に基づき絞り込むことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の無線受信装置。
【請求項４】
無線送信装置から同時送信された複数個のシンボルを受信する複数の受信アンテナと、前記受信アンテナで受信された受信信号から前記無線送信装置から同時送信された複数個のシンボルを検出する信号分離検出部と、を備えたＭＩＭＯ受信装置であって、
前記信号分離検出部は、
前記受信アンテナで受信された信号ブロックをNc個の直交周波数成分に変換する高速フーリエ変換手段と、
前記直交周波数成分を周波数領域等化によりチャネル等化してからNc個の時間領域信号ブロックに変換して送信ブロックの仮判定シンボルを検出する仮判定部と、
チャネル行列に対するQR分解を利用して送信ブロックを直交化する操作を行なった後にMアルゴリズムを用いて複数ステージ構成で順次シンボル系列候補を削減するQRM-MLD処理部と、
を具備し、
前記QRM-MLD処理部は、前記複数ステージにおける各ステージで生き残りシンボル系列候補を探索するときに対象とする候補シンボルを、前記仮判定シンボル及びこの仮判定シンボル周辺範囲のシンボルに絞り込むことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
【請求項５】
Nc個のデータ変調シンボルから成る送信ブロックを複数の受信アンテナで受信する工程と、
前記受信アンテナで受信された信号ブロックをNc個の直交周波数成分に変換する工程と、
前記直交周波数成分を周波数領域等化によりチャネル等化してからNc個の時間領域信号ブロックに変換して送信ブロックの仮判定シンボルを検出する工程と、
チャネル行列に対するQR分解を利用して送信ブロックを直交化する操作を行なった後にMアルゴリズムを用いて複数ステージ構成で順次シンボル系列候補を削減する工程と、
前記複数ステージにおける各ステージで生き残りシンボル系列候補を探索するときに対象とする候補シンボルを前記仮判定シンボル及びこの仮判定シンボル周辺範囲のシンボルに絞り込む工程と、
を具備したことを特徴とする無線受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数選択性通信路に於ける通信システムに於いて優れたビット誤り率特性を実現させる無線受信装置及び無線受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
安価な線形送信増幅器を用いた無線通信を実現するため、送信信号のピーク電力対平均電力比（PAPR）の低い伝送方式が望まれる。シングルキャリア方式は、OFDM（Orthogonal  Frequency-Division  Multiplexing）などのマルチキャリア伝送に比べ、PAPRが低いことから、移動無線通信では魅力的な伝送方式として知られている（例えば、非特許文献１）。しかし、高速無線通信では、周波数選択性フェージングが発生するため、シングルキャリア伝送のビット誤り率（BER）特性が劣化する。これを救済する強力なチャネル等化技術の採用が必須であり、なかでも周波数領域等化（FDE）がよく知られている（例えば、非特許文献２）。たとえば、シングルキャリア周波数領域等化では、サイクリックプレフィクスを付加した送信信号ブロックを送信し、受信側では、受信信号ブロックからサイクリックプレフィクスを除去して高速フーリエ変換（FFT）により直交周波数成分（周波数領域信号と呼ぶ）に分解し、各受信周波数成分に等化重みを乗算する1タップFDEを行ったうえで逆FFT（IFFT）により時間領域信号に変換して、受信信号ブロックのデータ判定を行う。このような1タップFDEを用いれば周波数選択性フェージングチャネルでは周波数ダイバーシチ利得が得られるので、優れたBER特性が得られる。しかし、1タップFDEを用いても、最尤検出（MLD）からのギャップは大きい。そこで、最近では1タップFDEの代わりに、少ない演算量でMLDに近い伝送特性を実現できるQRM-MLDを用いる周波数領域シングルキャリアブロック信号検出が提案されている（例えば、非特許文献３）。QRM-MLDは、もともとはMIMO空間多重の信号検出として提案されたものである（例えば、非特許文献４）。しかしながら、QRM-MLDでも依然として演算量は大きいという課題があった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】H.  G.  Myung、  J.  Lim、  and  D.  J.  Goodman、  "Peak-to-average  Power  Ratio  of  Single  Carrier  FDMA  Signals  with  Pulse  Shaping"、  Proc.  IEEE  International  Symposium  on  Personal、  Indoor  and  Mobile  Radio  Communications  (PIMRC)  2006、  Sep.  2006.
【非特許文献２】D.  Falconer、  S.  L.  Ariyavisitakul、  A.  Benyamin-Seeyar  and  B.  Eidson、  Frequency  domain  equalization  for  single-carrier  broadband  wireless  systems、”  IEEE  Commun.  Mag.、  Vol.  40、  No.  40、  pp.58-66、  Apr.  2002.
【非特許文献３】T.  Yamamoto、  K.  Takeda、  and  F.  Adachi、  “A  study  of  frequency-domain  signal  detection  for  single-carrier  transmission、”  2009  IEEE  70th  Vehicular  Technology  Conference  (VTC2009-Fall)、  Anchorage、  Alaska、  USA、  20‐23  Sept.  2009.
【非特許文献４】L.  J.  Kim  and  J.  Yue、  “Joint  channel  estimation  and  data  detection  algorithms  for  MIMO-OFDM  systems、”  Proc.  Thirty-Sixth  Asilomar  Conference  on  Signals、  System  and  Computers、  pp.  1857-1861、  Pacific  Grove、  CA、  U.S.A.、  3-6、Nov.  2002.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記したように、非特許文献３において、少ない演算量でMLDに近い伝送特性を実現できるQRM-MLDを用いる周波数領域シングルキャリアブロック信号検出が提案されている。周波数領域シングルキャリアブロック伝送の場合のQRM-MLDでは、チャネル行列HとFFT行列Fとの積行列をQR分解により上三角行列Rとユニタリ行列Qとの積に変換し、ブロック最後のシンボルから順次、候補系列を探索することにより、効率的にMLD検出を実行する。ブロック最後のシンボルから順番にユークリッド距離を計算し送信系列の候補を探索してゆくことになるが、16QAM変調の場合、ブロック最後のシンボルの探索のためのユークリッド距離計算回数は１６回、次のシンボルの候補の探索では合計16×16=256回、さらに次のシンボルの候補の探索では合計16×16×16回というように指数関数的に増えてゆく。そこで、Mアルゴリズムにより、常にM個の候補しか残さないようにし、新しいシンボルの候補を探索するためのユークリッド距離計の算回数を常にM×16回に絞り込んでいる（非特許文献４）。しかしながら、このようなQRM-MLDでも依然として演算量は大きかった。
【０００５】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、QRM-MLDを用いる周波数領域シングルキャリアブロック信号検出の演算量を削減することのできる無線受信装置及び無線受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、QRM-MLDで候補系列を探索する際のシンボル候補の数（QPSKの場合は4個、16QAMの場合は16個）を少なくできれば、QRM-MLDの演算量を削減できることに着目し、シンボル誤り確率が小さい周波数領域等化による信号検出を行って送信シンボルの仮判定を行い、送信シンボルの候補を仮判定シンボルの周辺に絞り込んでQRM-MLDを適用した信号検出を行うこととした。シンボル誤り確率が小さい場合には、仮判定シンボルの周辺に送信されたシンボルが存在する確率（事後確率）が高く、たとえば、QPSKの場合の信号点数は４個であるが、探索のための候補は仮判定シンボルとそれに隣接する２個の合計３個だけを探索すればよい。また16QAMの場合の信号点数は16個であるが、探索のための候補は仮判定シンボルとそれに最隣接する４個の合計５個だけを探索すればよい。もちろん、仮判定シンボルからの距離を長くして探索のための候補を増やしてもよいが、演算量は増加する。
【０００７】
本発明の無線受信装置は、Nc個のデータ変調シンボルから成る送信ブロックを受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信された信号ブロックをNc個の直交周波数成分に変換する高速フーリエ変換手段と、前記直交周波数成分を周波数領域等化によりチャネル等化してからNc個の時間領域信号ブロックに変換して送信ブロックの仮判定シンボルを検出する仮判定部と、チャネル行列に対するQR分解を利用して送信ブロックを直交化する操作を行なった後にMアルゴリズムを用いて複数ステージ構成で順次シンボル系列候補を削減するQRM-MLD処理部と、を具備し、前記QRM-MLD処理部は、前記複数ステージにおける各ステージで生き残りシンボル系列候補を探索するときに対象とする候補シンボルを、前記仮判定シンボル及びこの仮判定シンボル周辺範囲のシンボルに絞り込むことを特徴とする。
【０００８】
上記無線受信装置において、前記仮判定部は、各直交周波数成分における等化重みを平均２乗誤差最小重みとすることができる。
【０００９】
また上記無線受信装置において、前記QRM-MLD処理部は、シンボル候補を仮判定シンボルからのユークリッド距離に基づき絞り込んでも良い。
【００１０】
また本発明のＭＩＭＯ受信装置は、無線送信装置から同時送信された複数個のシンボルを受信する複数の受信アンテナと、前記受信アンテナで受信された受信信号から前記無線送信装置から同時送信された複数個のシンボルを検出する信号分離検出部と、を備えたＭＩＭＯ受信装置であって、前記信号分離検出部は、前記受信アンテナで受信された信号ブロックをNc個の直交周波数成分に変換する高速フーリエ変換手段と、前記直交周波数成分を周波数領域等化によりチャネル等化してからNc個の時間領域信号ブロックに変換して送信ブロックの仮判定シンボルを検出する仮判定部と、チャネル行列に対するQR分解を利用して送信ブロックを直交化する操作を行なった後にMアルゴリズムを用いて複数ステージ構成で順次シンボル系列候補を削減するQRM-MLD処理部と、を具備し、前記QRM-MLD処理部は、前記複数ステージにおける各ステージで生き残りシンボル系列候補を探索するときに対象とする候補シンボルを、前記仮判定シンボル及びこの仮判定シンボル周辺範囲のシンボルに絞り込むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、QRM-MLDを用いる周波数領域シングルキャリアブロック信号検出の演算量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの全体構成図
【図２】QRM-MLDの第n−1ステージでの生き残り系列を選択する過程を示す図
【図３】仮判定シンボルと候補シンボルの範囲について示す図
【図４】計算機シミュレーションで得られたBER特性を示す図
【図５】MIMO空間多重システムの概念図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの全体構成図であり、無線送信装置及び無線受信装置における下位レイヤ部分の構成が示されている。
無線送信装置１０は、２値送信情報ブロックをNc個のデータ変調シンボルからなるブロックに変換するデータ変調部１１と、ブロック最後のNg個のシンボルをサイクリックプレフィックスとして先頭のガード区間に挿入するガード挿入部１２と、送信アンテナ１３とを有する。
【００１４】
無線受信装置２０は、受信アンテナ２１と、受信ブロックからガード区間を除去するガード除去部２２と、受信信号ブロックをNc個の直交周波数成分を有する周波数領域信号に変換するFFT部２３と、仮判定シンボル検出部２４と、QRM-MLD処理部２５とを備える。
【００１５】
仮判定シンボル検出部２４は、MMSE-FDE(Minimum  Mean  Square  Error-Frequency  Domain  Equalization）を用いて仮判定を行って、Ncシンボル系列を推定する（第１ステップ）。そのため、仮判定シンボル検出部２４は、周波数領域信号をMMSE-FDEによりチャネル等化するMMSE-FDE部３１と、チャネル等化された周波数領域信号を時間領域の受信ブロックに変換するIFFT部３２と、時間領域の受信ブロックから仮判定を行う仮判定部３３とを有する。
【００１６】
QRM-MLD処理部２５は、チャネル行列に対するQR分解を利用して送信信号を直交化（ヌリング）する操作を行なった後にMアルゴリズムを用いて複数ステージ構成で順次送信シンボルレプリカの候補数を削減していくことにより、処理の簡単化を図るが、本発明はシンボル候補の数を仮判定シンボルの周囲に絞り込んでいる。そのため、QRM-MLD処理部２５は、QR分解して周波数領域信号を上三角等価チャネル行列Rと送信信号ベクトルdとの積と雑音ベクトルとの和に変換するQR分解部３４と、受信信号に行列Qの共役複素転置行列QHを乗算するQH乗算部３５と、シンボル候補の数を仮判定シンボルの周囲に絞り込んだ上でMアルゴリズムを適用して信号検出するMLD処理部３６とを有する。
【００１７】
次に、以上のように構成された本実施の形態の動作について説明する。
無線送信装置１０では、送信データのデータ変調のために、２値送信情報ブロックをNc個のデータ変調シンボルからなるブロックに変換し、ブロック最後のNg個のシンボルをサイクリックプレフィクスとして先頭のガード区間に挿入して送信する。
【００１８】
無線受信装置２０では、ガード除去部２２で受信ブロックからガードを除去した後、FFT部２３がNcポイントFFTにより受信信号ブロックをNc個の直交周波数成分を有する周波数領域受信信号に分解する。
一方では、仮判定シンボル検出部２４においてMMSE-FDEによりチャネル等化を行った後、NcポイントIFFTにより時間領域ブロックに変換して信号検出する（第１ステップ）。もう一方では、QRM-MLD処理部２５においてQR分解後にMアルゴリズムを用いてMLDを適用するが、MMSE-FDE仮判定で得られた仮判定シンボルの周辺のシンボルだけをMLDを用いる信号検出の対象にする（第２ステップ）。以下、具体的に説明する。
【００１９】
ガード区間を除去した後の受信信号ブロックyは、行列表現を用いて次式のように表せる。
【数１】
0005576168.tif 000002
ここで、ｙはNc×１時間領域受信信号ベクトル、ｈはNc×Ncチャネルインパルス応答行列、ｄ=[d(0),  …  ,d(Nc-1)]TはNc×１は送信データシンボルブロック、ｎはNc×１雑音ベクトルである。
NcポイントFFTを用いて、時間領域受信信号ベクトルｙをNc個の直交周波数成分を有する周波数領域受信信号Yに変換する。Yは次式のように表せる。
【数２】
0005576168.tif 000003
【００２０】
ここで、FはNc×Nc個のFFT行列、H!＝ＨＦ＝（ＦＨｈＦ）Ｆ（但し、H!はＨ上バーの意味）はNc×Nc等価チャネル行列、NはNc×１周波数領域雑音ベクトルである。また、Esはシンボルエネルギー、Tsはシンボル長である。
【００２１】
次に、ＱＲ分解を用いて、H!をH!＝ＱＲのように上三角行列Rとユニタリ行列Ｑとの積に変換する。そして、次式のようにＱのエルミート転置ＱＨをYに乗じ、Z=[Z(0),…,Z(Nc-1)]Tを得る。
【数３】
0005576168.tif 000004
【００２２】
ここで、オリジナルのQRM-MLDは、Nc段のステージから成り立っている。16QAMデータ変調の場合について2ステップQRM-MLDの動作原理を説明する。第１ステージでは、まずd(Nc‐1)の16個の候補のそれぞれについて、Y＃（Nc‐1)（但し、Y＃は（３）式のYハットの意味である）からの2乗ユークリッド距離（パスメトリックと呼ぶ）を計算し、距離の小さいM個のシンボル候補を生き残りシンボルとして残す。各生き残りシンボルd(Nc-1)からは16個の2シンボル系列｛d（Nc‐1)，d（Nc‐2)｜d（Nc‐1)｝が伸びている。候補の数は合計M×16個ある。
【００２３】
第２ステージでは、これらM×16個の2シンボル系列｛d（Nc‐1)，d（Nc‐2)｜d（Nc‐1)｝の一つ一つについて、Y＃（Nc‐2)からの2乗ユークリッド距離（パスメトリック）を計算する。そして、第１ステージで計算したd（Nc‐1)についてのパスメトリック（Y#（Nc‐1)からの2乗ユークリッド距離のこと）と、第２ステージで計算した２シンボル系列｛d（Nc‐1)，d（Nc‐2)｜d（Nc‐1)｝のパスメトリック（（Y#（Nc‐2)からの2乗ユークリッド距離のこと）との和（パスメトリック和と呼ぶ）を求め、合計M×16個の2シンボル系列｛d（Nc‐1)，d（Nc‐2)｜d（Nc‐1)｝の候補の中からパスメトリック和の最も小さいM個の2シンボル系列を生き残り系列｛d（Nc‐1)，d（Nc‐2)｝として残す。
【００２４】
このようなメトリックの計算、メトリック和の計算とM個の生き残り系列の選択操作を、d(1)に到達する第（Nc‐1)ステージまで繰り返す。最後の第Ncステージでは、Ncシンボル系列｛d（Nc‐1)，…，d(0)｜d（Nc‐1)，…d(1)｝の合計M×16個の候補の中からパスメトリック和の最小のNcシンボル系列を１つだけ選択して、受信シンボル系列｛d（Nc‐1)，…d(0)｝として出力する。
以上が、オリジナルQRM-MLDの信号検出アルゴリズムである。
【００２５】
図２に示すように、オリジナルQRM-MLDの第ｎステージでは、図中黒丸で示す第n−1ステージで選択したM個の生き残り系列｛d（Nc‐1)，…，d(Nc−n−1)｝のそれぞれからd(Nc−n)へ伸びている16個のｎシンボル系列｛d（Nc‐1)，…，d（Nc‐n)｜d（Nc‐1)，…d(Nc−n−1)｝のパスメトリック和を計算し、合計M×16個の候補の中からパスメトリック和の小さい系列をM個だけ選択して生き残り系列｛d（Nc‐1)，…，d（Nc‐n)｝とする。
【００２６】
以上から判るように、第ｎステージでは、合計M×16個のｎシンボル系列｛d（Nc‐1)，…，d（Nc‐n)｜d（Nc‐1)，…d(Nc−n−1)｝の候補の全てについてメトリック和を計算し、比較してメトリック和最小の系列をM個だけ生き残り系列｛d（Nc‐1)，…，d（Nc‐n)｝として選択しなければならないから、MLDより演算量は大幅に低減できるものの依然として演算量は大きい。
【００２７】
そこで、本発明の２ステップQRM-MLD法では、第1ステップにおいて、仮判定シンボル検出部２４によって、QRM-MLDの各ステージで生き残りシンボル系列候補を探索するときに対象とする候補シンボルの数をあらかじめ絞っている。第1ステップでは、既存のMMSE-FDEを用いて仮判定を行って、Ncシンボル系列を推定する。このMMSE-FDE検出の誤り確率は大きくはないので、送信シンボルは仮判定シンボルの周辺に存在する確率が高い。つまり、受信信号が与えられたときの送信シンボルの事後確率は仮判定シンボルが最も高く、そこからのユークリッド距離が遠くなるほど送信シンボルの事後確率は急激に減少するはずである。このことは、第２ステップにおいて各ステージでM個の生き残りシンボル系列候補を探索するときに仮判定シンボルの周辺だけを探索すればよいことを示している。
【００２８】
図３（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して、候補シンボルの絞りこみについて説明する。
図３中に示す星形のマークが、既存のMMSE-FDEによる仮判定を行って検出された仮判定シンボルであり、１６QAM変調を適用した場合が図示されている。図３（ｃ）に示されるように、候補シンボルの探索範囲を、仮判定シンボルを中心とするユークリッド距離が４／（１０）１／２の範囲に絞れば、仮判定シンボルを含む合計１１シンボルだけが探索候補となり、探索数はM×11（探索数削減率11/16）になる。また、図３（ｂ）に示されるように、仮判定シンボルを中心とする探索範囲を２／（５）１／２とすれば、シンボル候補数の最大値は９個になる。さらに、図３（ａ）に示されるように、仮判定シンボルを中心とする探索範囲を２／（１０）１／２とすれば、シンボル候補数の最大値は５個になり、探索数はＭ×５（探索数削減率5/16）になる。なお、仮判定シンボルから遠く離れたシンボルが送信されたとする事後確率はゼロではないから、仮判定シンボルを中心とする探索範囲を小さくすればBER特性が劣化する。しかし、後述するが、図４より判るように、QRM-MLDの生き残り候補数M=16とするときには、仮判定でのシンボル候補絞り込みを５個にしてもオリジナルQRM-MLDからの特性劣化はほとんどない。
【００２９】
パス数L=16個の独立なパスで等電力遅延プロファイルを有する周波数選択性ブロックレイリーフェージングチャネルを仮定して、本実施の形態として説明した２ステップQRM-MLD法のBER特性を計算機シミュレーションした。
【００３０】
計算機シミュレーション諸元を表１に示す。変調方式はQPSKとし、チャネル推定は理想としている。
【表１】
0005576168.tif 000005
【００３１】
計算機シミュレーションで得られたBER特性を図４（ａ）（ｂ）に示す。探索する候補シンボルの範囲は、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す通りである。図４（ａ）（ｂ）には、比較のために、１タップMMSE-FDEのBER特性およびオリジナルQRM-MLDによるBER特性も示している。また、理論的に可能なBER下界（整合フィルタ限界）も示した。図３から判るように、仮判定シンボルから正規化ユークリッド距離が２／（１０）１／２にあるシンボル候補を探索する場合、候補数は１６個から５個に減少させることができる。図４（ａ）から分かるように、ＭアルゴリズムのＭ値をＭ=16とするとき、シンボル候補数を１６個から５個に減少させてもBER特性はオリジナルQRM-MLDのそれと変わらない。また、ＭアルゴリズムのＭ値をＭ=256とするときは、仮判定シンボルから距離２／（５）１／２にあるシンボル候補を探索すればオリジナルQRM-MLDと同じBER特性が得られ、候補数を１６個から９個に減少できる。
【００３２】
このように本実施の形態によれば、第１ステップではシンボル誤り確率が小さい周波数領域等化による信号検出を行って送信シンボルの仮判定を行い、第２ステップでは送信シンボルの候補を仮判定シンボルの周辺に絞り込んでQRM-MLDを適用した信号検出を行うこととしたので、BER特性の改善とQRM-MLDを用いる周波数領域シングルキャリアブロック信号検出の演算量の削減を同時に実現できる。
【００３３】
上述した２ステップQRM-MLD法は、MIMO(Multiple-Input  and  Multiple-Output)空間多重システムにおける受信側での信号分離検出に適用できる。
図５はMIMO空間多重システムの概念図である。送信側では、送信２値データ系列をディジタル変調シンボル系列に変化した後、直並列変換によりNt個の並列シンボル系列に変換してNt本の送信アンテナより送信する。つまり、同時にNt個のシンボルが同時送信される。受信側では、Nr本の受信アンテナで受信し、前述した２ステップQRM-MLD法を適用した信号分離検出により、Nt本の送信アンテナより同時送信されたNt個のシンボルを検出する。すなわち、受信側となるMIMO受信装置は、無線送信装置から同時送信された複数個のシンボルを受信する複数の受信アンテナと、前記受信アンテナで受信された受信信号から前記無線送信装置から同時送信された複数個のシンボルを検出する信号分離検出部とを備え、前記信号分離検出部は、図１に示す無線受信装置２０と同様の構成を有する。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明は、QRM-MLD法を適用した通信システムにおける受信側での信号分離検出に適用可能である。
【符号の説明】
【００３５】
１０  無線送信装置
１１  データ変調部
１２  ガード挿入部
１３  送信アンテナ
２０  無線受信装置
２１  受信アンテナ
２２  ガード除去部
２３  FFT部
２４  仮判定シンボル検出部
２５  QRM-MLD処理部
３１  MMSE-FDE部
３２  IFFT部
３３  仮判定部
３４  QR分解部
３５  QH乗算部
３６  MLD処理部
【図１】
0005576168.tif 000006
【図２】
0005576168.tif 000007
【図３】
0005576168.tif 000008
【図４】
0005576168.tif 000009
【図５】
0005576168.tif 000010