(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャパシタＣL の端子電圧に応じてスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源から前記キャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電回路において、
前記制御手段は、前記電源の電圧および前記キャパシタＣL の端子電圧に応じて、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、前記電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇する前記キャパシタＣL の充電電圧を生成する構成である
ことを特徴とする充電回路。
【請求項２】
第１のスイッチ、ダイオード、インダクタＬ、キャパシタＣ、キャパシタＣL の端子電圧に応じて第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源から前記キャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電回路において、
前記制御手段は、前記電源の電圧および前記キャパシタＣL の端子電圧に応じて、前記第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、前記電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇する前記キャパシタＣL の充電電圧を生成する構成である
ことを特徴とする充電回路。
【請求項３】
請求項２に記載の充電回路において、
前記ダイオードを第２のスイッチに置き換え、
前記制御手段は、前記第１のスイッチと第２のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを相補的に制御する構成である
ことを特徴とする充電回路。
【請求項４】
キャパシタＣL の端子電圧に応じてスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源から前記キャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電方法において、
前記制御手段は、前記電源の電圧および前記キャパシタＣL の端子電圧に応じて、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、前記電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇する前記キャパシタＣL の充電電圧を生成する
ことを特徴とする充電方法。
【請求項５】
第１のスイッチ、ダイオード、インダクタＬ、キャパシタＣ、キャパシタＣL の端子電圧に応じて第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源から前記キャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電方法において、
前記制御手段は、前記電源の電圧および前記キャパシタＣL の端子電圧に応じて、前記第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、前記電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇する前記キャパシタＣL の充電電圧を生成する
ことを特徴とする充電方法。
【請求項６】
請求項５に記載の充電方法において、
前記ダイオードを第２のスイッチに置き換え、前記第１のスイッチと第２のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを相補的に制御する
ことを特徴とする充電方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧が変動する電源からキャパシタを充電する充電回路および充電方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、通常のキャパシタに定電圧で充電する方法では、効率が50％となることが知られている。すなわち、静電容量Ｃのキャパシタを定電圧Ｖで充電すると、電源のする仕事はＱＶ＝ＣＶ2 であり、一方キャパシタのエネルギーはＣＶ2 ／２であることから効率50％である。残りの50％は抵抗においてジュール熱となっている。
【０００３】
定電圧充電の代わりに定電流充電を用いると、前述のジュール熱が大きく低減できることが知られている。すなわち、定電流Ｉでｔ時間充電を行ったときの電荷をＱ、キャパシタに蓄えられる電力量Ｕとすると、
Ｑ＝Ｉｔ                                …(1) 
Ｕ＝Ｑ2／(２Ｃ）                        …(2) 
となる。抵抗Ｒで失われる電力量Ｌは
Ｌ＝ＲＩ2ｔ＝ＲＱ2／ｔ                  …(3) 
となる。すると充電時の効率Ｐc は、
Ｐc ＝Ｕ／(Ｕ＋Ｌ)＝ｔ／(ｔ＋２ＲＣ)    …(4) 
となる。ｔを十分大きくすると、Ｐc が 100％となることがわかる（非特許文献１）。
【０００４】
電気２重層キャパシタは、簡単なキャパシタではなく内部抵抗の大きなキャパシタであるが、近年、電力蓄積用途に大変注目されている。この電気２重層キャパシタを充電する方法として、前述のように通常の定電圧では効率が悪いことを考慮して、定電流電源を用いた回路により充電する方法が取られている（非特許文献２）。
【０００５】
図５は、定電流電源回路の構成および動作例を示す。
図において、スイッチＳＷがＯＮの時にインダクタＬを流れる電流が上昇し、ＯＦＦの時には減少する。電流比較器２１は、インダクタＬを流れる電流を検知し、電流がＩmin になったときにスイッチＳＷをＯＮし、電流がＩmax になったときにスイッチＳＷをＯＦＦし、この操作により電流をＩmin からＩmax の間に制御する。ここで、インダクタＬを流れる電流Ｉmax とＩmin を近づけることにより、ほぼ定電流とみなすことができる。この定電流を用いてキャパシタを充電することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−２６１０７０号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】岡村廸夫、電気２重層キャパシタに充電する、トランジスタ技術2001年２月号  p.316
【非特許文献２】岡村廸夫、ＥＣＳの動作原理と実験セットの運転、トランジスタ技術2001年３月号  p.333
【非特許文献３】今井孝二  監修、パワーエレクトロニクスハンドブック、Ｒ＆Ｄプラニング、2002年、p.1123
【非特許文献４】応用数学便覧、丸善株式会社、1967年、p.287
【非特許文献５】今井孝二  監修、パワーエレクトロニクスハンドブック、Ｒ＆Ｄプラニング、2002年、p.272
【非特許文献６】電気工学ハンドブック第６版、電気学会、オーム社、2001年、p.425
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、従来の定電流電源回路は、インダクタＬを流れる電流を検知するための電流比較器２１が必要となる。この電流比較器２１はシャント抵抗を用い、シャント抵抗の両端の電圧をモニターすることにより流れる電流値を検出する。すなわち、従来の定電流電源回路では、シャント抵抗を必ず用いる必要があった。
【０００９】
これを解決するために電流比較器を用いず、階段電圧により断熱充電を行う充電回路が特許文献１で開示されている。
【００１０】
図６は、特許文献１に記載の従来の充電回路の構成およびその充電電圧波形を示す。
図において、電気２重層キャパシタＣL を充電する充電回路は、２個のスイッチ（スイッチングトランジスタ）ＳＷ１，ＳＷ２、インダクタＬ、キャパシタＣによるＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧比較器１１は電気２重層キャパシタＣL の端子電圧を検出し、制御部１２は電圧比較器１１の出力に応じてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦを制御し、定電圧Ｅの電源から電気２重層キャパシタＣL の充電電圧を生成する構成である。なお、電気２重層キャパシタＣL に直列に接続される抵抗Ｒ1 は、電気２重層キャパシタＣL への配線の抵抗を表し、シャント抵抗とは異なる抵抗である。
【００１１】
本充電回路では、図６(b) に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を階段的に変化させ、この電圧を用いて電気２重層キャパシタＣL を充電することを特徴とする。
【００１２】
ところで、本充電回路は降圧回路であり、電源電圧よりも低い電圧のみ生成できる。したがって、キャパシタを例えば 100Ｖまで充電しようとすると、本充電回路の電源電圧を 100Ｖ一定として、出力電圧を階段的に上昇させる方法が有効である。そのため、本構成では電源電圧を一定とする必要がある。
【００１３】
しかし、風力発電のような場合、発電電力の電圧値は回転子の角速度に依存し、発電電圧は大きく変化する。この問題を解決して定電圧を発生させるために、現状では昇圧回路が用いられている（非特許文献３）。この昇圧回路は、スイッチングトランジスタのduty比を変化させて出力電圧が一定となるように制御する構成である。
【００１４】
図６に示す充電回路において、電源電圧が変動する場合には、図７に示すように昇圧回路７１を用いて定電圧Ｅを生成し、その定電圧Ｅから階段電圧を生成する構成が必要になる。すなわち、昇圧回路が増える分だけ充電回路の回路構成が複雑になる。
【００１５】
本発明は、定電圧を生成するための昇圧回路を省き、電圧が変動する電源から効率的にキャパシタを充電することができる充電回路および充電方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
第１の発明は、キャパシタＣL の端子電圧に応じてスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源からキャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電回路において、制御手段は、電源の電圧およびキャパシタＣL の端子電圧に応じて、スイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇するキャパシタＣL の充電電圧を生成する構成である。
【００１７】
第２の発明は、第１のスイッチ、ダイオード、インダクタＬ、キャパシタＣ、キャパシタＣL の端子電圧に応じて第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源からキャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電回路において、制御手段は、電源の電圧およびキャパシタＣL の端子電圧に応じて、第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇するキャパシタＣL の充電電圧を生成する構成である。
【００１８】
第２の発明の充電回路において、ダイオードを第２のスイッチに置き換え、制御手段は、第１のスイッチと第２のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを相補的に制御する構成としてもよい。
【００１９】
第３の発明は、キャパシタＣL の端子電圧に応じてスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源からキャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電方法において、制御手段は、電源の電圧およびキャパシタＣL の端子電圧に応じて、スイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇するキャパシタＣL の充電電圧を生成する。
【００２０】
第４の発明は、第１のスイッチ、ダイオード、インダクタＬ、キャパシタＣ、キャパシタＣL の端子電圧に応じて第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御手段を含むＤＣ−ＤＣコンバータを備え、電圧が変動する電源からキャパシタＣL の端子に印加する充電電圧を生成する充電方法において、制御手段は、電源の電圧およびキャパシタＣL の端子電圧に応じて、第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ比を制御し、電源の電圧を昇圧または降圧させて時間とともに階段状に上昇するキャパシタＣL の充電電圧を生成する。
【００２１】
第４の発明の充電方法において、ダイオードを第２のスイッチに置き換え、第１のスイッチと第２のスイッチのＯＮ／ＯＦＦを相補的に制御するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００２２】
本発明により、電源電圧が変動する場合に、定電圧を生成することなく階段状に上昇する充電電圧を生成することにより、効率的にキャパシタＣL への充電が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の充電回路の第１の実施形態を示す図である。
【図２】昇降圧回路の動作例を示す図である。
【図３】スイッチＳＷ１の制御波形例を示す図である。
【図４】本発明の充電回路の第２の実施形態の回路構成例を示す図である。
【図５】定電流電源回路の構成および動作例を示す図である。
【図６】従来の充電回路の構成およびその充電電圧波形を示す図である。
【図７】電圧が変動する電源に対応する構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の充電回路の第１の実施形態を示す。図１(a) は回路構成例、図１(b) は充電電圧（昇降圧回路の出力電圧）Ｅout の波形、図１(c) は変動する電源電圧（昇降圧回路の入力電圧）Ｅ(t) の波形を示す。
【００２５】
本実施形態は、昇降圧回路であるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて、変動する電源電圧Ｅ(t) から階段状の充電電圧Ｅout を生成し、この充電電圧Ｅout を用いて効率的に電気２重層キャパシタＣL を充電することを特徴とする。すなわち、図７に示すように変動する電源電圧Ｅ(t) を昇圧回路７１で定電圧Ｅに変換し、その定電圧Ｅから降圧回路であるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて階段状の充電電圧Ｅout を生成する構成ではなく、変動する電源電圧Ｅ(t) から階段状の充電電圧Ｅout を昇降圧回路でダイレクトに生成する。この昇降圧回路は、設定する充電電圧Ｅout に対して電源電圧Ｅ(t) が低い場合には昇圧回路となり、逆に高い場合に降圧回路となる構成である。
【００２６】
本実施形態の昇降圧回路となるＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ（スイッチングトランジスタ）ＳＷ１、インダクタＬ、ダイオードＤおよびキャパシタＣを備え、電圧比較器１１は電気２重層キャパシタＣL の端子電圧を検出し、電圧比較器１３は電源電圧Ｅ(t) を検出する構成であり、制御部１４は電圧比較器１１，１３の出力に応じてスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する構成である。
【００２７】
なお、電気２重層キャパシタＣL に直列に接続される抵抗Ｒ1 は、電気２重層キャパシタＣL への配線の抵抗を表し、シャント抵抗とは異なる抵抗である。ＤＣ−ＤＣコンバータと電気２重層キャパシタＣL との間に挿入されるスイッチＳＷ３，ＳＷ４は、それをＯＦＦにして電気２重層キャパシタＣL を切り離して他に接続することにより、電気２重層キャパシタＣL に蓄電されたエネルギーを利用可能とするための構成である。ただし、キャパシタＣの両端のノードＸ，Ｙの電位は、Ｘの方が大きくなる（非特許文献５）。充電電圧Ｅout の矢印はこれを意味している。図６に示す降圧回路であるＤＣ−ＤＣコンバータの場合と逆方向であり、蓄電されたエネルギーを取り出すときは、この極性の違いに注意する必要がある。
【００２８】
ここで、電気２重層キャパシタＣL において、階段的に充電することにより充電効率が高まることを以下に示す。
【００２９】
いま、階段電圧の電位をＶi 、Ｖi の電位により充電するときに電源からキャパシタに移動する電荷量をΔＱi とする。また、初期および最終の電位をＶ0,ＶN とする。すなわち、電位はＶ0 →Ｖ1 →Ｖ2 →Ｖ3 →  …  →ＶN と昇圧するものとする。このとき、電源のする仕事Ｗは
Ｗ＝ΣＶi ΔＱi 
＝Ｖ1Ｃ(Ｖ1−Ｖ0)＋Ｖ2Ｃ(Ｖ2−Ｖ1)＋…
…＋ＶN-1Ｃ(ＶN-1−ＶN-2)＋ＶNＣ(ＶN−ＶN-1)
＝Ｃ（Ｖ12＋Ｖ22＋…＋ＶN2−(Ｖ0Ｖ1＋Ｖ1Ｖ2＋…＋ＶN-1ＶN))
＝Ｃ/2（−Ｖ02＋(Ｖ0−Ｖ1)2＋(Ｖ1−Ｖ2)2＋…＋(ＶN-1−ＶN)2＋ＶN2 ) 
…(5) 
ここで、
ｘ1 ＝Ｖ0−Ｖ1 ，ｘ2 ＝Ｖ1−Ｖ2 ，…，ｘN ＝ＶN-1−ＶN             …(6) 
とおくと、                                                                          ｘ1 ＋ｘ2 ＋…＋ｘN ＝Ｖ0−ＶN ＝const.                            …(7) 
である。この条件の下に、Ｗの最小値と、そのときのｘ1 ，ｘ2 ，…，ｘN の値について考察する。
【００３０】
式(5) は、式(6) を用いて
Ｗ＝Ｃ/2（−Ｖ02＋ｘ12＋ｘ22＋…＋ｘN2＋ＶN2 )                     …(8) 
となる。Lagrangeの未定係数法（非特許文献４）により、
∂／∂ｘk（Ｗ−λ（ｘ1＋ｘ2＋…＋ｘN−Ｖ0＋ＶN ))＝０              …(9) 
が成立するときにＷは最小値をとる。ここで、λはパラメータである。したがって、ｘ1 ，ｘ2 ，…，ｘN で偏微分することにより、
ｘ1 ＝ｘ2 ＝…＝ｘN ＝λ／Ｃ                                       …(10)
が得られる。
【００３１】
すなわち、これは階段電圧の電位差が等しく、Ｖ／Ｎであるときに最小値をとることを意味している。したがって、式(8) より
Ｗ＝Ｃ/2 [((ＶN−Ｖ0)／Ｎ)2Ｎ＋ＶN2−Ｖ02]                         …(11)
が得られる。
【００３２】
ここで、Ｃ/2・ＶN2−Ｃ/2・Ｖ02は、終状態と始状態のエネルギーの差を表している。また第１項は、抵抗で消費されるジュール熱を意味している。ここで、抵抗で消費されるジュール熱とは、電源と電気２重層キャパシタを接続するスイッチングトランジスタの抵抗や配線抵抗Ｒ1 で消費されるジュール熱を意味している。
【００３３】
式(11)より、ステップ数Ｎを大きくすれば、このジュール熱をゼロにすることが可能なことがわかる。また、ゼロ電位からの充電でなく、ある電位Ｖ0 からの充電においても階段的に充電することが有効なことも明らかである。また、数学的解析によると、ステップ数Ｎを固定した場合に等間隔で充電する場合に、最も効率的に充電できることがわかった。
【００３４】
このように階段的に充電することにより、定電流充電と同様に効率的に充電できることが明らかとなった。
【００３５】
第１の実施形態では、上記の階段的に充電することを実現するために、図１(a) に示したＤＣ−ＤＣコンバータ（昇降圧回路）のスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ比を変えることにより、入力電圧に応じて出力電圧を変化させることが特徴である。
【００３６】
図２は、昇降圧回路の動作例を示す（非特許文献５）。スイッチＳＷ１がＯＮのときにダイオードＤがＯＦＦとなり、図２(b) の状態になってインダクタＬに電流の形でエネルギーを貯める。また、スイッチＳＷ１がＯＦＦのときにダイオードＤがＯＮとなり、図２(c) の状態になり、電流の形で貯められていたエネルギーをキャパシタＣに電荷の形で蓄電する。この昇降圧回路は、図２(b), (c)の状態を繰り返して出力電圧Ｅout を自由に制御する回路である。
【００３７】
スイッチＳＷ１のＯＮの時間をｄＴ、ＯＦＦの時間を（１−ｄ）Ｔとすると、入力電圧Ｅに対する出力電圧Ｅ0ut は、ｄ／(１−ｄ)・Ｅとなる。ここで、ｄはスイッチＳＷ１がＯＮとなる割合でデューティ（duty）比とよばれ、０＜ｄ＜１である。
【００３８】
第１の実施形態では、こうして実現した直流電源を階段状に変化させた階段電位による充電を用いており、図１(b) はＶ0 ＝ＶＤＤ／４、Ｎ＝４の場合を示している。充電電圧Ｅ0ut は、ＶＤＤ／４→２ＶＤＤ／４→３ＶＤＤ／４→４ＶＤＤ／４であるので、これがｄ／(１−ｄ)・Ｅに対応する。また、電源電圧Ｅ(t) は、図１(c) のようにＶＤＤ／８→ＶＤＤ／８→ＶＤＤ→ＶＤＤと時間変化しているものとする。この場合に、図１(b) の領域 (1)〜(4) における各出力電圧Ｅ0ut を生成するためのデューティ比ｄは次のようになる。
【００３９】
領域(1) ：ｄ／(１−ｄ)・ＶＤＤ／８＝ＶＤＤ／４より、ｄ＝２／３。
領域(2) ：ｄ／(１−ｄ)・ＶＤＤ／８＝２ＶＤＤ／４より、ｄ＝４／５。
領域(3) ：ｄ／(１−ｄ)・ＶＤＤ    ＝３ＶＤＤ／４より、ｄ＝３／７。
領域(4) ：ｄ／(１−ｄ)・ＶＤＤ    ＝４ＶＤＤ／４より、ｄ＝１／２。
【００４０】
すなわち、図１(b),(c) に示す電源電圧Ｅ(t) と充電電圧Ｅout の場合には、デューティ比ｄは２／３→４／５→３／７→１／２となり、このデューティ比でスイッチＳＷ１をＯＮ／ＯＦＦすることにより、ＶＤＤ／８とＶＤＤとの間で変動する電源電圧Ｅ(t) に対して、充電電圧Ｅ0ut を階段状に変化させることができる。
【００４１】
図３(a) は、昇降圧回路のスイッチＳＷ１の具体的な制御波形を示す。図３(b) は、昇降圧回路の出力電圧ｄ／(１−ｄ)・Ｅを示す。ここでは、ｄ＜１／２として、昇降圧回路の出力電圧Ｅ0ut が入力電圧Ｅより小さくなる例（図１の領域(3) ）を示した。図３(a) のデューティ比ｄを、上記のように２／３→４／５→３／７→１／２と変化させると図１(b),(c) の電源電圧Ｅ(t) に応じた充電電圧Ｅ0ut が得られる。
【００４２】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の充電回路の第２の実施形態の回路構成例を示す。
本実施形態は、図１に示す第１の実施形態のダイオードＤをスイッチＳＷ２に置き換えた構成である。制御部１５は、電圧比較器１１，１３の出力に応じて、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦを相補的に制御する。すなわち、スイッチＳＷ１がＯＮ（ＯＦＦ) の時に、スイッチＳＷ２をＯＦＦ（ＯＮ) とする。これにより、スイッチＳＷ２を駆動する電力が必要となるが、ダイオードの電圧ドロップがなくなり、低い電圧によるキャパシタの充電に有利である。
【００４３】
なお、以上説明した昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータは入力電圧と出力電圧を絶縁しない非絶縁型に属するものであるが、これに限定されることはなく、入力電圧と出力電圧を絶縁する絶縁型の昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを用いてもよい（非特許文献６参照）。
【符号の説明】
【００４４】
Ｅ(t) 変動する電源電圧（昇降圧回路の入力電圧）
Ｅout 充電電圧（昇降圧回路の出力電圧）
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４  スイッチ（スイッチングトランジスタ）
Ｄ    ダイオード
Ｃ    キャパシタ
ＣL   電気２重層キャパシタ
１１，１３  電圧比較器
１２，１４，１５  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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