(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して直流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流出力電圧と前記単相電圧型交直変換回路の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差電圧並びに前記交流端子の単相交流出力電圧に基づいて、
前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの出力信号に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧、前記周波数制御回路の生成電気角並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成電気角の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
を備える単相電圧型交直変換装置の前記交流端子を単相交流の配電系統網に接続し、前記直流端子を負荷となる直流機器に接続し、
前記配電系統網の単相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より大きい場合、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく直流電力を増大して前記直流機器に供給し、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より小さい場合、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく直流電力を減少して前記直流機器に供給し、
前記配電系統網の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より大きい場合、前記配電系統網の単相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を減少させ、前記配電系統網の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より小さい場合、前記配電系統網の単相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を増大させるように前記単相電圧型交直変換装置を制御する安定化制御方法。
【請求項２】
交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流端子に接続された直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換して前記交流端子から出力し、あるいは前記交流端子に接続された単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して前記直流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流出力電圧と前記単相電圧型交直変換回路の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差電圧並びに前記交流端子の単相交流出力電圧に基づいて、
前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの出力信号に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、
前記交流端子の単相交流出力電圧、前記周波数制御回路の生成電気角並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成電気角の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
を備える単相電圧型交直変換装置の前記交流端子を単相交流の配電系統網に接続し、前記直流端子を充電と放電が可能な直流機器に接続し、
前記配電系統網の単相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より大きい場合、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく直流電力を前記直流機器に供給し、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より小さい場合、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく交流電力を前記配電系統網に供給し、
前記配電系統網の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より大きい場合、前記配電系統網の単相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を減少させ、前記配電系統網の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より小さい場合、前記配電系統網の単相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を増大させるように前記単相電圧型交直変換装置を制御する安定化制御方法。
【請求項３】
前記単相電圧型交直変換装置と前記直流機器との間の直流電圧及び直流電流のうち少なくとも１つの情報を取得して所定値と比較演算し、前記上位指令ベクトルの周波数指令値とする演算器をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の安定化制御方法。
【請求項４】
交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて三相交流源からの三相交流電力を直流電力に変換して直流端子から出力する三相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の三相出力電圧を当該三相出力電圧の振幅に関わる成分をｄ軸成分とし周波数差に関わる成分をｑ軸成分とするｄｑ回転座標空間上に変換して出力するＵＭ変換回路と、
前記交流端子の三相出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルに基づいて、前記交流端子の三相交流出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した信号を電圧指令ベクトルとして出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の三相出力電圧の振幅及び位相を規定する規準電圧ベクトル、前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトル並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令ベクトルに基づいて、前記三相出力電圧の振幅及び位相が前記規準電圧ベクトルと前記電圧指令ベクトルとの合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
前記交流端子の三相出力電圧の周波数を規定する規準周波数、及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルの前記ｑ軸成分に基づいて生成した生成値を前記ＵＭ変換回路での変換行列の回転角度に同期させる周波数制御回路と、
を備える三相電圧型交直変換装置の前記交流端子を三相交流の配電系統網に接続し、前記直流端子を負荷となる直流機器に接続し、
前記配電系統網の三相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より大きい場合、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく直流電力を増大して前記直流機器に供給し、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より小さい場合、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく直流電力を減少して前記直流機器に供給し、
前記配電系統網の三相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より大きい場合、前記配電系統網の三相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を減少させ、前記配電系統網の三相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より小さい場合、前記配電系統網の三相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を増大させるように前記三相電圧型交直変換装置を制御する安定化制御方法。
【請求項５】
交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流端子に接続された直流電圧源からの電力を三相交流電力に変換して前記交流端子から出力し、あるいは前記交流端子に接続された三相交流源からの三相交流電力を直流電力に変換して直流端子から出力する三相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の三相出力電圧を当該三相出力電圧の振幅に関わる成分をｄ軸成分とし周波数差に関わる成分をｑ軸成分とするｄｑ回転座標空間上に変換して出力するＵＭ変換回路と、
前記交流端子の三相出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルに基づいて、前記交流端子の三相出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した信号を電圧指令ベクトルとして出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の三相出力電圧の振幅及び位相を規定する規準電圧ベクトル、前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトル並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令ベクトルに基づいて、前記三相出力電圧の振幅及び位相が前記規準電圧ベクトルと前記電圧指令ベクトルとの合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
前記交流端子の三相出力電圧の周波数を規定する規準周波数、及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルの前記ｑ軸成分に基づいて生成した生成値を前記ＵＭ変換回路での変換行列の回転角度に同期させる周波数制御回路と、
を備える三相電圧型交直変換装置の前記交流端子を三相交流の配電系統網に接続し、前記直流端子を充電と放電が可能な直流機器に接続し、
前記配電系統網の三相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より大きい場合、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく直流電力を前記直流機器に供給し、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数が前記上位指令ベクトルの周波数指令値より小さい場合、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数と前記上位指令ベクトルの周波数指令値との差分に基づく交流電力を前記配電系統網に供給し、
前記配電系統網の三相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より大きい場合、前記配電系統網の三相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を減少させ、前記配電系統網の三相交流電圧が前記上位指令ベクトルの電圧指令値より小さい場合、前記配電系統網の三相交流電圧と前記上位指令ベクトルの電圧指令値との差分に基づく無効電力を増大させるように前記三相電圧型交直変換装置を制御する安定化制御方法。
【請求項６】
前記三相電圧型交直変換装置と前記直流機器との間の直流電圧及び直流電流のうち少なくとも１つの情報を取得して所定値と比較演算し、前記上位指令ベクトルの周波数指令値とする演算器をさらに備えることを特徴とする請求項４又は５に記載の安定化制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、配電系統網からの交流を直流に変換して受電する負荷に対して自律並行運転制御技術を適用できる単相電圧型交直変換装置、三相電圧型交直変換装置、及び安定化制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
配電系統網に複数台の直流エネルギー源を並列に接続して並行運転する場合に、個々の装置が自律して出力偏差を制御する自律並行運転が可能な三相電圧型交直変換装置及び単相電圧型交直変換装置が知られている（例えば、特許文献１及び２を参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２３６０８３号公報
【特許文献２】特開２００９−２１９２６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一方、配電系統網からの電力を直流に変換して受電する負荷は、自らの必要に応じて電力を消費するのみで系統周波数や系統電圧の変動を考慮していない。このため、系統の負荷が増大し、系統周波数が低下しても負荷は自らの必要に応じて電力を消費するので、系統周波数の不安定化を招くおそれがある。逆に、大規模な負荷脱落などによって系統周波数が上昇した場合も同様に不安定化を招くおそれもある。また、負荷の消費電力が増大すると受電電圧低下を招くおそれもある。従来、電気事業者が、このような系統周波数や系統電圧の変動を回避する手段を講ずることが求められていたが、負荷の消費電力の変動は大きく、電気事業者単独では十分に対応できないという課題があった。
【０００５】
そこで、前記課題を解決するために、本発明は、負荷と配電系統網との間に配置して系統周波数及び系統電圧の安定化に貢献できる単相電圧型交直変換装置、三相電圧型交直変換装置、並びに系統周波数及び系統電圧の安定化制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明に係る単相電圧型交直変換装置、三相電圧型交直変換装置、及び安定化制御方法は、配電系統網から受電する負荷に対して交直変換装置の自律並行運転制御技術を適用することとした。
【０００７】
具体的には、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して直流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流出力電圧と前記単相電圧型交直変換回路の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差電圧並びに前記交流端子の単相交流出力電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの出力信号に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧、前記周波数制御回路の生成電気角並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成電気角の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、を備える。
【０００８】
また、本発明に係る三相電圧型交直変換装置は、交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて三相交流源からの三相交流電力を直流電力に変換して直流端子から出力する三相電圧型交直変換回路と、前記交流端子の三相出力電圧を当該三相出力電圧の振幅に関わる成分をｄ軸成分とし周波数差に関わる成分をｑ軸成分とするｄｑ回転座標空間上に変換して出力するＵＭ変換回路と、前記交流端子の三相出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルに基づいて、前記交流端子の三相出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した信号を電圧指令ベクトルとして出力する上位電圧制御回路と、前記交流端子の三相出力電圧の振幅及び位相を規定する規準電圧ベクトル、前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトル並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令ベクトルに基づいて、前記三相出力電圧の振幅及び位相が前記規準電圧ベクトルと前記電圧指令ベクトルとの合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、前記交流端子の三相出力電圧の周波数を規定する規準周波数、及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルの前記ｑ軸成分に基づいて生成した生成値を前記ＵＭ変換回路での変換行列の回転角度に同期させる周波数制御回路と、を備える。
【０００９】
配電系統網から受電する負荷に対して、交直変換装置の自律並行運転制御技術を適用することで、有効電力の周波数に対する垂下特性（ガバナフリー特性）及び電圧維持特性（Ｖ−Ｑ特性）を得ることができる。ガバナフリー特性は、系統周波数が低下した場合には自動的に受電電力を絞り、増加した場合には自動的に受電電力を増加する特性であるので、負荷であるにも拘わらず、系統周波数安定化に貢献することができる。さらに、Ｖ−Ｑ特性は、受電端電圧を負荷電力によらずに一定に保つよう、無効電力を発生／吸収するので、系統電圧安定化にも貢献することができる。
【００１０】
従って、本発明は、負荷と配電系統網との間に配置して系統周波数や系統電圧の安定化に貢献できる単相電圧型交直変換装置、及び三相電圧型交直変換装置を提供することできる。
【００１１】
また、本発明に係る他の単相電圧型交直変換装置は、交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流端子に接続された直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換して前記交流端子から出力し、あるいは前記交流端子に接続された単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して前記直流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流出力電圧と前記単相電圧型交直変換回路の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差電圧並びに前記交流端子の単相交流出力電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの出力信号に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧、前記周波数制御回路の生成電気角並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成電気角の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、を備える。
【００１２】
さらに、本発明に係る他の三相電圧型交直変換装置は、交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流端子に接続された直流電圧源からの電力を三相交流電力に変換して前記交流端子から出力し、あるいは前記交流端子に接続された三相交流源からの三相交流電力を直流電力に変換して直流端子から出力する三相電圧型交直変換回路と、前記交流端子の三相出力電圧を当該三相出力電圧の振幅に関わる成分をｄ軸成分とし周波数差に関わる成分をｑ軸成分とするｄｑ回転座標空間上に変換して出力するＵＭ変換回路と、前記交流端子の三相出力電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルに基づいて、前記交流端子の三相出力電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した信号を電圧指令ベクトルとして出力する上位電圧制御回路と、前記交流端子の三相出力電圧の振幅及び位相を規定する規準電圧ベクトル、前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトル並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令ベクトルに基づいて、前記三相出力電圧の振幅及び位相が前記規準電圧ベクトルと前記電圧指令ベクトルとの合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、前記交流端子の三相出力電圧の周波数を規定する規準周波数、及び前記ＵＭ変換回路からの出力電圧ベクトルの前記ｑ軸成分に基づいて生成した生成値を前記ＵＭ変換回路での変換行列の回転角度に同期させる周波数制御回路と、を備える。
【００１３】
本単相電圧型交直変換装置及び本三相電圧型交直変換装置は、交流を直流へ変換することも直流を交流へ変換することも可能であるため、負荷を蓄電池とすることができる。系統周波数や系統電圧の変動に応じて蓄電池に充電のみならず蓄電池からの放電も可能になり、さらに系統周波数や系統電圧の安定化に貢献することができる。
【００１４】
本発明に係る単相系統の安定化制御方法は、前記単相電圧型交直変換装置の前記交流端子を単相交流の配電系統網に接続し、前記直流端子を直流機器に接続し、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数及び電圧振幅値と前記上位指令ベクトルとの関係に応じて、前記配電系統網の単相交流電圧の周波数変動が小さくなるように前記単相電圧型交直変換装置と前記直流機器との間の直流電力を調整し、前記配電系統網の単相交流電圧の電圧変動が小さくなるように前記単相電圧型交直変換装置での無効電力の大きさを調整する。
【００１５】
本発明に係る三相系統の安定化制御方法は、三相電圧型交直変換装置の前記交流端子を三相交流の配電系統網に接続し、前記直流端子を直流機器に接続し、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数及び電圧振幅値と前記上位指令ベクトルとの関係に応じて、前記配電系統網の三相交流電圧の周波数変動が小さくなるように前記三相電圧型交直変換装置と前記直流機器との間の直流電力を調整し、前記配電系統網の三相交流電圧の電圧変動が小さくなるように前記三相電圧型交直変換装置での無効電力の大きさを調整する。
【００１６】
前記単相電圧型交直変換装置及び前記三相電圧型交直変換装置を負荷と配電系統網との間に接続することで、負荷に自律並行運転制御技術を適用できる。従って、本発明は、系統周波数や系統電圧の安定化に貢献できる安定化制御方法を提供することできる。
【００１７】
本発明に係る安定化制御方法は、前記単相又は三相電圧型交直変換装置と前記直流機器との間の直流電圧及び直流電流のうち少なくとも１つの情報を取得して所定値と比較演算し、前記上位指令ベクトルの周波数指令値として前記単相又は三相電圧型交直変換装置に入力することを特徴とする。
【００１８】
負荷への電圧又は電流値から周波数指令値を生成するため、負荷の状況に応じて系統周波数や系統電圧の安定化に貢献することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明は、負荷と配電系統網との間に配置して系統周波数及び系統電圧の安定化に貢献できる単相電圧型交直変換装置、三相電圧型交直変換装置、並びに系統周波数及び系統電圧の安定化制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明に係る三相電圧型交直変換装置の概略構成図である。
【図２】本発明に係る三相電圧型交直変換装置の概略構成図である。
【図３】本発明に係る三相電圧型交直変換装置の概略構成図である。
【図４】本発明に係る三相電圧型交直変換装置が備える三相電圧型交直変換回路の概略構成図である。
【図５】本発明に係る三相電圧型交直変換装置が備える三相電圧型交直変換回路の概略構成図である。
【図６】本発明に係る三相電圧型交直変換装置が備える三相電圧型交直変換部の概略構成図である。
【図７】本発明に係る三相電圧型交直変換装置が備える三相交流フィルタ回路の概略構成図である。
【図８】本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。
【図９】本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。
【図１０】本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。
【図１１】本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。
【図１２】本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。
【図１３】本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換部の概略構成図である。
【図１４】本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相交流フィルタ回路の概略構成図である。
【図１５】本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える位相差生成回路の概略構成図である。
【図１６】本発明に係る配電システムを説明する図である。
【図１７】本発明に係る配電システムを説明する図である。
【図１８】負荷の具体例である。
【図１９】負荷の具体例である。
【図２０】負荷の具体例である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
【００２２】
（第１実施形態）
図１及び図２に、本実施形態に係る三相電圧型交直変換装置の概略構成図を示す。
【００２３】
図１に示す三相電圧型交直変換装置１１１は、交流端子１２２から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて、直流端子１２１に接続された直流電圧源からの電力を三相交流電力に変換して交流端子１２２から出力し、あるいは交流端子１２２に接続された三相交流源からの三相交流電力を直流電力に変換して直流端子１２１から出力する三相電圧型交直変換回路１４０と、交流端子１２２の三相出力電圧をｄｑ回転座標空間上に変換して出力するＵＭ変換回路１３１と、上位指令ベクトル５２０及びＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトルに基づいて生成した信号を電圧指令ベクトルとして出力する第一上位電圧制御回路１７０と、規準電圧ベクトル、ＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトル及び第一上位電圧制御回路１７０からの電圧指令ベクトルに基づいて生成した信号をＰＷＭ指令として出力する第一下位電圧制御回路１６０と、規準周波数、及びＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトルのｑ軸成分に基づいて生成した生成値をＵＭ変換回路１３１での回転座標変換行列１５２の回転角度に同期させる周波数制御回路１５０と、を備える。
【００２４】
三相電圧型交直変換回路１４０は、ＰＷＭ指令に基づいてゲート信号発生器１４１により発生させたゲート信号のパルス幅に応じて不図示の三相交流源からの電力を直流電力に変換する。三相交流源は、例えば、配電系統網を例示することができる。また、三相電圧型交直変換回路１４０は、ＰＷＭ指令に基づいてゲート信号発生器１４１により発生させたゲート信号のパルス幅に応じて不図示の直流電圧源からの電力を三相交流電力に変換する。直流電圧源は、バッテリー等の単独で直流電圧を出力する電圧源、風力発電等の発電方法で発電し整流して直流電圧を出力する電圧源、又は直流コンデンサの電圧を制御して直流電圧を出力する電圧源を例示することができる。この場合、ＵＭ変換回路１３１の接続点と交流端子１２２との間にさらにブロッキングインダクタを備え、三相出力電圧のそれぞれをブロッキングインダクタを介して交流端子１２２から出力することとしてもよい。三相電圧型交直変換回路１４０でのＰＷＭ成分の交流端子１２２への流出を防止することができる。
【００２５】
図４及び図５に三相電圧型交直変換回路の概略構成図を示す。
【００２６】
図４に示す三相電圧型交直変換回路１４０−１は、交流端子１２２から見て内部等価インピーダンスを持ち、発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電力を直流端子１２１で受けて三相交流電力に変換して交流端子１２２から出力し、あるいはゲート信号のパルス幅に応じて交流端子１２２に接続された配電系統網からの電力を直流電力に変換して直流端子１２１から出力する三相電圧型交直変換部１４２と、三相電圧型交直変換部１４２からの三相出力電流、あるいは交流端子１２２からの三相入力電流を検出し三相出力電流あるいは三相入力電流の大きさに応じて生成した信号を出力する電流検出回路１４３と、ＰＷＭ指令と電流検出回路１４３からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器１４１と、三相電圧型交直変換部１４２の三相出力電圧から三相電圧型交直変換部１４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去して出力する三相交流フィルタ回路１４５と、を備える。
【００２７】
また、図５に示す三相電圧型交直変換回路１４０−２は、図４の電流検出回路１４３に代えて、三相電圧型交直変換部１４２からの三相出力電圧、あるいは交流端子１２２からの三相入力電圧を検出し三相出力電圧の大きさに応じて生成した信号を出力する電圧検出回路１４４を備える。この場合、ゲート信号発生器１４１は、ＰＷＭ指令と電圧検出回路１４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力する。
【００２８】
図４及び図５に示す三相電圧型交直変換部１４２の持つ内部等価インピーダンスは、後述するように図１の三相電圧型交直変換装置１１１内の制御変数により持たせることもできるし、図４及び図５の三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２の交流端子１２２側に抵抗、リアクトル若しくは三相変圧器又はこれらの組み合わせを接続して持たせることもできる。例えば、三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２の交流端子１２２側にそれぞれ抵抗又はリアクトルを直列に接続してもよいし、さらに抵抗を接続した場合には抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続してもよい。また、三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２の交流端子１２２側に三相変圧器を接続してもよい。また、三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２の交流端子１２２側にそれぞれリアクトルを接続した場合には、リアクトルの後段に三相変圧器を接続してもよい。さらに、三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２の交流端子１２２側にそれぞれ抵抗を接続し、抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続した場合には、当該リアクトルの後段に三相変圧器を接続してもよい。このように、三相電圧型交直変換部１４２が内部等価インピーダンスを持つことにより、図１の三相電圧型交直変換装置１１１は、電圧源又は負荷として電力系統に接続することが可能となる。
【００２９】
図１の三相電圧型交直変換回路１４０を図４又は図５に示す構成とすることにより、三相電圧型交直変換装置１１１は、三相交流フィルタ回路１４５（図４及び図５）を備えることから、三相電圧型交直変換部１４２からの出力から三相電圧型交直変換部１４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去することができる。また、直流電圧源から交流端子１２２へ電力を供給する場合、電流検出回路１４３又は電圧検出回路１４４において三相電圧型交直変換部１４２からの電流又は電圧を検出し、ゲート信号発生器１４１においてＰＷＭ指令と電流検出回路１４３又は電圧検出回路１４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させることで電流誤差が許容範囲内に収まるように制御すること、或いは出力電圧をＰＷＭ指令に追従させることができる。一方、配電系統網から直流端子１２１へ電力を供給する場合、電流検出回路１４３又は電圧検出回路１４４において交流端子１２２からの電流又は電圧を検出し、ゲート信号発生器１４１においてＰＷＭ指令と電流検出回路１４３又は電圧検出回路１４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させることで電流誤差が許容範囲内に収まるように制御すること、或いは出力電圧をＰＷＭ指令に追従させることができる。
【００３０】
ここで、図６に、図４及び図５における三相電圧型交直変換部の概略構成図を示す。また、図７に、図４及び図５における三相交流フィルタ回路の概略構成図を示す。
【００３１】
図６に示す三相電圧型交直変換部１４２は、６個の自己消弧型スイッチ１４６ｇ−１４６ｌと、６個のダイオード１４６ａ−１４６ｆと、を備え、三相ブリッジを構成する。自己消弧型スイッチ１４６ｇ−１４６ｌは、入力信号のオン／オフに応じてスイッチのオン／オフを切替る素子で、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を例示できる。三相電圧型交直変換部１４２は、図４又は図５に示すゲート信号発生器１４１からの指令に応じて６つのスイッチのオン／オフを６つの自己消弧型スイッチ１４６ｇ−１４６ｌごとにパルス信号により切替えることで、直流電圧源１２３からの電力を三相交流電力に変換して３つの交流端子１２４，１２５，１２６から出力することができる。出力電圧は、パルス信号のパルス幅を変えることで変化させることができる。一方、三相電圧型交直変換部１４２は、図４又は図５に示すゲート信号発生器１４１からの指令に応じて６つのスイッチのオン／オフを６つの自己消弧型スイッチ１４６ｇ−１４６ｌごとにパルス信号により切替えることで、交流端子１２４，１２５，１２６に接続した配電系統網からの電力を直流電力に変換して直流端子１２１−１、１２１−２から出力することができる。出力電圧は、パルス信号のパルス幅を変えることで変化させることができる。なお、図６において直流端子１２１−１，１２１−２は、概略図である図１の直流端子１２１に対応する。
【００３２】
図７に示す三相交流フィルタ回路１４５は、図４又は図５の三相電圧型交直変換部１４２からの三相出力を入力側の交流端子１２４，１２５，１２６で受けて出力側の交流端子１２２−１，１２２−２，１２２−３から出力する間で、各相における電流を制御する電流制御用インダクタ１４７ｄ，１４７ｅ，１４７ｆと、各相間に接続された抵抗１４７ａ，１４７ｂ，１４７ｃと、コンデンサ１４７ｇ，１４７ｈ，１４７ｉと、を有する。電流制御用インダクタ１４７ｄ，１４７ｅ，１４７ｆ、抵抗１４７ａ，１４７ｂ，１４７ｃ及びコンデンサ１４７ｇ，１４７ｈ，１４７ｉの各容量は、出力側の交流端子１２２−１，１２２−２，１２２−３からの出力信号の周波数特性に応じて適宜定めることができる。なお、抵抗１４７ａ，１４７ｂ，１４７ｃはなくてもよい。図４及び図５の三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２では、三相交流フィルタ回路１４５として図７の三相交流フィルタ回路１４５を適用して三相電圧型交直変換部１４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去することができる。なお、図７において交流端子１２２−１，１２２−２，１２２−３は、概略図である図１の交流端子１２２に対応する。
【００３３】
図１のＵＭ変換回路１３１は、以下の数式（１）から（３）により、交流端子１２２における三相電圧を当該三相電圧の振幅に関わる成分をｄ軸成分とし周波数差に関わる成分をｑ軸成分とするｄｑ回転座標空間上に変換して出力する。数式（３）では、ＵＭ変換回路１３１に入力される三相電圧を（Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ）とし、ＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトル（ｄ軸成分，ｑ軸成分）を（Ｖｄ，Ｖｑ）とした。図１では、ＵＭ変換回路１３１は、周波数制御回路１５０、第一下位電圧制御回路１６０及び第一上位電圧制御回路１７０にそれぞれ出力する。ここで、数式（１）〜（３）によりＵＭ変換の演算を行うにあたり交流端子１２２の三相電圧を検出することになる。この場合、三相電圧のうち三相とも検出することとしてもよいが、三相電圧はいずれか２つの電圧が定まれば残りの１つの電圧が定まるため、ＵＭ変換回路１３１は、三相電圧のうちいずれか２つを検出することとしてもよい。また、ＵＭ変換回路１３１の前段にローパスフィルタを備え、ＵＭ変換回路１３１への三相電圧をローパスフィルタを介して検出することとしてもよい。三相電圧からＰＷＭ成分を除去して三相電圧型交直変換装置１１１の制御を安定化させることができる。また、ＵＭ変換回路１３１の後段にローパスフィルタを備え、ＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトルをローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。ＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトルからＰＷＭ成分を除去して三相電圧型交直変換装置１１１の制御を安定化させることができる。
【００３４】
【数１】
0005580147.tif 000002
【００３５】
【数２】
0005580147.tif 000003
【００３６】
【数３】
0005580147.tif 000004
【００３７】
周波数制御回路１５０は、交流端子１２２の三相電圧の周波数を規定する規準周波数、及びＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトルのｑ軸成分に基づいて生成した生成値をＵＭ変換回路１３１での回転座標変換行列１５２の回転角度に同期させる。具体的には、図２に示すように、ループフィルタ１５３において三相電圧の周波数差に関わる成分であるｑ軸成分に低域濾過要素を付加し第二時間積分器１５５で時間積分して出力する。ループフィルタ１５３において付加する低域濾過要素は、一次遅れ要素等の遅れ要素を例示できる。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。
【００３８】
また、規準周波数設定器１５１から出力される規準周波数を第一時間積分器１５４において時間積分した積分値に第二時間積分器１５５からの積分値を加算器１５６において加算して生成した生成値１５７をＵＭ変換回路１３１での回転座標変換行列１５２の回転角度に同期させる。これにより、当該回転角度を電力系統の周波数に追従させることができる。同期させるには、第一時間積分器１５４からの積分値と第二時間積分器１５５からの積分値とを加算した生成値１５７を数式（３）のθｄｑとする。
【００３９】
ここで、ＵＭ変換回路１３１では、前述したように三相電圧の周波数差に関わる成分（ｑ軸成分）を出力する。そのため、ＵＭ変換回路１３１での信号処理は、三相電圧と第一時間積分器１５４からの積分値と第二時間積分器１５５からの積分値とを加算した生成値１５７との位相を比較する位相比較処理に相当すると考えられる。また、第一時間積分器１５４からの積分値と第二時間積分器１５５からの積分値とを加算することによる信号処理は、ループフィルタ１５３からの出力電圧に応じて生成値の値を可変するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の信号処理に相当すると考えられる。そのため、ＵＭ変換回路１３１及び周波数制御回路１５０は、全体として、第一時間積分器１５４からの積分値と第二時間積分器１５５からの積分値とを加算した生成値１５７が交流端子１２２の三相電圧の周波数に同期するＰＬＬとしての動作を行っていると考えられる。そのため、同期を維持する周波数範囲（同期保持範囲（ロックレンジ））と周波数引込み範囲（キャプチャレンジ）は、ＰＬＬの場合と同様にして求めることができる。
【００４０】
図１の第一上位電圧制御回路１７０には、交流端子１２２の三相電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトル５２０が入力される。そして、入力された上位指令ベクトル５２０及びＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトルに基づいて、交流端子１２２の三相電圧の振幅及び周波数が上位指令ベクトル５２０による指令値に近づくように生成した信号を電圧指令ベクトルとして出力する。具体的には、図２に示すように、減算器１７１においてＵＭ変換回路１３１からの出力ベクトルと上位指令ベクトル５２０とを減算し、電力系統の振幅及び周波数が上位指令ベクトル５２０による指令値に近づくように第一上位制御増幅器１７２で増幅して電圧指令ベクトルを生成して出力する。これにより、電力系統の振幅及び周波数が変化しても、当該振幅及び周波数に対する三相電圧型交直変換装置１１１の三相出力電力の振幅及び周波数のそれぞれの偏差分を検出できる。ここで、第一上位制御増幅器１７２では、減算器１７１からの出力ベクトルに低域濾過要素を付加することとしてもよい。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。また、第一上位制御増幅器１７２の後段にさらにリミッタを備え、第一上位制御増幅器１７２からの出力ベクトルをリミッタを介して出力することとしてもよい。過出力を防止して制御を安定化させることができる。
【００４１】
図１の第一下位電圧制御回路１６０は、交流端子１２２の三相電圧の振幅及び位相を規定する規準電圧ベクトル、ＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトル並びに第一上位電圧制御回路１７０からの電圧指令ベクトルに基づいて、三相電圧の振幅及び位相が規準電圧ベクトルと電圧指令ベクトルとの合成値に近づくように生成した信号をＰＷＭ指令として出力する。また、規準電圧ベクトルは、第一規準電圧ベクトル設定器１６１により予め設定する。この規準電圧ベクトルは二相で交流端子１２２の三相電圧の振幅と位相の規準となる。
【００４２】
具体的には、図２に示すように、第一規準電圧ベクトル設定器１６１において予め設定された規準電圧ベクトルに第一上位電圧制御回路１７０からの電圧指令ベクトルを加算器１６２において加算して電力系統の振幅及び位相の偏差の補償分を追加する。また、ＵＭ変換回路１３１からの出力電圧ベクトルを減算器１６３において減算し、電力系統の振幅及び位相との差分を第一電圧制御器１６４で規準電圧ベクトルと電圧指令ベクトルとの合成値に近づくように変換して出力する。さらに、第一電圧制御器１６４からのｄｑ空間上の出力ベクトルを第一逆Ｕ変換器１６５においてαβ空間上に変換し三相電圧型交直変換回路１４０へのＰＷＭ指令として出力する。これにより、第一上位電圧制御回路１７０で検出した偏差分を補償すると共に、直流電力から交流電力へ変換する場合の三相電圧型交直変換装置１１１の三相出力電圧の振幅及び位相を電力系統の振幅及び位相に一致させるように三相電圧型交直変換装置１１１の振幅及び位相を制御することができる。一方、交流電力から直流電力へ変換する場合の交流端子１２２における三相交流の振幅及び周波数を検知して、上位指令ベクトル５２０で指定される振幅及び周波数と比較する。そして、交流端子１２２における三相交流の振幅が小さいときには交流端子１２２における電圧を増加するために無効電力を発生させ、交流端子１２２の振幅が大きいときには交流端子１２２における三相交流の電圧を減少するために無効電力を小さくする。また、交流端子１２２における三相交流の周波数が小さいときには直流端子１２１から出力する電力を減少させ、交流端子１２２における三相交流の周波数が大きいときには直流端子１２１から出力する電力を増大させる。
【００４３】
また、三相電圧型交直変換装置１１１は、「上位指令ベクトル５２０に近づくように」制御した結果、次のように動作する。三相電圧型交直変換装置１１１は、交流端子１２２の周波数が上位指令ベクトル５２０の周波数指令値より大きい場合、交流端子１２２からの交流を直流に変換して直流端子１２１から直流電力を供給する。供給する直流電力は、交流端子１２２の周波数と上位指令ベクトル５２０の周波数指令値との差分に応じた大きさである。一方、三相電圧型交直変換装置１１１は、交流端子１２２の周波数が上位指令ベクトル５２０の周波数指令値より小さい場合、直流端子１２１からの直流を交流に変換して交流端子１２２へ交流電力を供給する。供給する交流電力は、交流端子１２２の周波数と上位指令ベクトル５２０の周波数指令値との差分に応じた大きさである。
【００４４】
また、三相電圧型交直変換装置１１１は、交流端子１２２の電圧が上位指令ベクトル５２０の電圧指令値より大きい場合、自身の無効電力を小さくし、交流端子１２２の電圧が上位指令ベクトル５２０の電圧指令値より小さい場合、自身の無効電力を大きくする。無効電力は、交流端子１２２の電圧と上位指令ベクトル５２０の電圧指令値との差分に応じた大きさである。
【００４５】
第一電圧制御器１６４は、例えば増幅器を適用することができる。ここで、減算器１６３と第一電圧制御器１６４との間にさらにローパスフィルタを備え、減算器１６３からの出力ベクトルをローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。ＰＷＭ成分を除去して第一電圧制御器１６４での制御を安定化させることができる。また、減算器１６３と第一電圧制御器１６４との間（この位置にローパスフィルタを備えた場合は、ローパスフィルタと第一電圧制御器１６４との間）にさらに電圧リミッタを備え、減算器１６３からの出力ベクトルを電圧リミッタを介して出力することとしてもよい。三相電圧型交直変換装置１１１の起動時の出力電圧の過渡変動を抑制することができる。また、第一電圧制御器１６４と第一逆Ｕ変換器１６５との間（後述のフィルタ電流補償器、ＰＷＭ電流偏差補償器及びフィードフォワード増幅器を設けた場合には、これらの出力を加算する加算器と第一逆Ｕ変換器１６５との間）にさらに電流リミッタを備え、第一電圧制御器１６４からの出力ベクトルを電流リミッタを介して出力することとしてもよい。三相電圧型交直変換装置１１１のスイッチングデバイスに流れる過電流を定常時、過渡時共に防止することができる。
【００４６】
図３に、他の形態に係る三相電圧型交直変換装置の概略構成図を示す。
【００４７】
図３の三相電圧型交直変換装置１１１は、図２に示す三相電圧型交直変換装置１１１に交流端子１２２の三相出力電流を検出する電流検出回路１３４と、電流検出回路１３４の検出電流信号をｄｑ回転座標空間上に変換して出力するＵＭ変換回路１３５と、をさらに備え、第一電圧制御器１６４からの出力ベクトルにさらにフィルタ電流補償器１６６、ＰＷＭ電流偏差補償器１６７及びフィードフォワード増幅器１６８からの出力ベクトルを加算器１６９において加算した形態である。この場合、三相電圧型交直変換回路１４０は、図４又は図５で説明したいずれかの三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２を適用することができる。そのため、図３では、図４又は図５のいずれかの三相電圧型交直変換回路１４０−１，１４０−２が適用されているものとする。また、ＵＭ変換回路１３５でのｄｑ変換は、数式（１）から（３）で説明した座標変換と同様である。つまり、ＵＭ変換回路１３５は、電流検出回路１３４の検出電流信号を当該検出電流信号の有効電力に関わる成分をｄ軸成分とし無効電力に関わる成分をｑ軸成分として出力する。
【００４８】
フィルタ電流補償器１６６は、三相電圧型交直変換回路１４０内の三相交流フィルタ回路１４５（図４又は図５）における電流損失分を補償するように規定された電流補償ベクトルを出力する。これにより、三相電圧型交直変換装置１１１では、図４又は図５の三相交流フィルタ回路１４５における電流損失分を予めフィルタ電流補償器１６６において設定し、第一電圧制御器１６４からの出力ベクトルに加算することで当該損失を補償することができる。また、ＰＷＭ電流偏差補償器１６７は、三相電圧型交直変換回路１４０からの三相出力電流の電流偏差を補償するように規定された電流偏差補償ベクトルを出力する。これにより、三相電圧型交直変換装置１１１では、ＰＷＭ指令をゼロ指令としたときの三相電圧型交直変換回路１４０における電流偏差分を予めＰＷＭ電流偏差補償器１６７において設定し、第一電圧制御器１６４からの出力ベクトルに加算することで当該損失を補償することができる。また、フィードフォワード増幅器１６８は、ＵＭ変換回路１３５からの出力電流ベクトルを交流端子１２２を流れる電流を補償するように所定のフィードフォワードゲインで増幅して出力する。これにより、三相電圧型交直変換装置１１１では、電流検出回路１３４において交流端子１２２の三相出力電流を検出しｄｑ変換することで三相出力電流の有効・無効成分を検出し、それらの値をフィードフォワード増幅器１６８をとおして、第一電圧制御器１６４からの出力ベクトルに加算することで負荷電流が変化しても安定した出力電圧を発生することができる。
【００４９】
ここで、図３に示す三相電圧型交直変換装置に図４の三相電圧型交直変換回路を適用した場合の電圧制御特性について説明する。
【００５０】
図４の三相電圧型交直変換部１４２での電流アンプとしてのゲインをＧＰＷＭとし、ゼロ指令ベクトルに対する三相電圧型交直変換部１４２からの三相出力電流の電流偏差を−ＧＰＷＭＭ１［Ｄ］（但し、［  ］は明細書本文中においてベクトルを意味するものとする。以下同様である。）とする。ここで、Ｍ１はαβ空間から三相成分への変換行列で以下の数式（４）で表される。
【００５１】
【数４】
0005580147.tif 000005
【００５２】
−ＧＰＷＭＭ１［Ｄ］は、電流検出回路１４３で検出した電流の大きさに応じて出力した信号をゲート信号発生器１４１に帰還させたことにより生じる固有な値である。また、三相交流フィルタ回路１４５を流れる三相電流を［ｉｐ］とする。この場合、図３のＰＷＭ電流偏差補償器１６７での電流補償分はＵ［Ｄ］である。また、図３において第一電圧制御器１６４を増幅器とし、当該増幅器のフィードバックゲインをα、フィードフォワード増幅器１６８でのフィードフォワードゲインをβとする。また、上位指令ベクトル５２０を［Ｖｍｕ］とし、第一上位制御増幅器１７２のゲインをκとする。交流端子１２２の三相出力電流を［ｉｓ］、三相出力電圧を［Ｖ］とする。また、第一規準電圧ベクトル設定器１６１での規準電圧ベクトルを［Ｖｃ］とする。なお、図４の三相交流フィルタ回路１４５での電流損失分をゼロとし、三相交流フィルタ回路１４５のインピーダンスをＺＦとする。上記前提の下で図３の第一下位電圧制御回路１６０からのＰＷＭ指令［ｊ］は、以下のように導出できる。
【００５３】
【数５】
0005580147.tif 000006
【００５４】
上記数式（５）から三相出力電圧Ｖに関して次の式が導出できる。
【００５５】
【数６】
0005580147.tif 000007
【００５６】
上記数式（６）から、図４に示す三相電圧型交直変換回路１４０−１の内部等価インピーダンスを以下の数式（７）で表すことができる。つまり、図３の三相電圧型交直変換装置１１１内の制御パラメータα、β及びκにより、三相電圧型交直変換回路１４０−１の三相電圧型交直変換部１４２に内部等価インピーダンスを持たせることができる。
【００５７】
【数７】
0005580147.tif 000008
【００５８】
以上説明したように、図１から図３の三相電圧型交直変換装置１１１は、内部等価インピーダンスを持つことから、電圧源として電力系統に接続して運転することができると共に、周波数設定回路、第一上位電圧制御回路及び第一下位電圧制御回路を備えるため、電力系統に対する電力偏差を自律して補償する自律並行運転が可能である。そのため、装置の信頼性が高まると共に分散配置が可能となる。さらに、複数台並列運転させる場合には、台数制限がなく運転させることができる。さらに、三相電圧型交直変換装置１１１は、ガバナフリー特性を持つことから配電系統網の周波数に応じて直流端子１２１から出力する直流電力を増減することができる。また、三相電圧型交直変換装置１１１は、電圧維持特性を持つことから配電系統網の電圧に応じて直流端子１２１から出力する直流電圧を一定に保つため無効電力を増減することができる。
【００５９】
（第２実施形態）
図８及び図９に、本実施形態に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図を示す。
【００６０】
図８に示す単相電圧型交直変換装置２１１は、交流端子２２２から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて、直流端子２２１に接続された直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換して交流端子２２２から出力し、あるいは交流端子２２２に接続された単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して直流端子２２１から出力する単相電圧型交直変換回路２４０と、交流端子２２２の単相交流に対して位相を遅延させた遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて交流端子２２２の単相交流電圧と単相電圧型交直変換回路２４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路２３０と、交流端子２２２の単相交流の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトル５２０が入力され、入力された上位指令ベクトル５２０、位相差生成回路２３０からの位相差電圧並びに交流端子２２２の単相交流出力に基づいて、交流端子２２２の単相交流の振幅及び周波数が上位指令ベクトル５２０による指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路２７０と、交流端子２２２の単相交流の周波数を規定する規準周波数、上位電圧制御回路２７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路２３０からの位相差電圧に基づいて生成電気角を生成し、生成電気角に単相電圧型交直変換回路２４０の内部起電圧の電気角を同期させる周波数制御回路２５０と、交流端子２２２の単相交流電圧、周波数制御回路２５０からの生成値並びに上位電圧制御回路２７０からの電圧指令信号に基づいて、単相出力電圧の振幅、周波数及び位相が交流端子２２２の単相交流の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成値の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路２６０と、を備える。
【００６１】
単相電圧型交直変換回路２４０は、ＰＷＭ指令に基づいてゲート信号発生器２４１により発生させたゲート信号のパルス幅に応じて不図示の単相交流源からの電力を直流電力に変換する。単相交流源は、例えば、配電系統網を例示することができる。また、単相電圧型交直変換回路２４０は、ＰＷＭ指令に基づいてゲート信号発生器２４１により発生させたゲート信号のパルス幅に応じて不図示の直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換する。直流電圧源は、バッテリー等の単独で直流電圧を出力する電圧源、風力発電等の発電方法で発電し整流して直流電圧を出力する電圧源、又は直流コンデンサの電圧を制御して直流電圧を出力する電圧源を例示することができる。この場合、出力電圧検出回路２３１の接続点と交流端子２２２との間にさらにブロッキングインダクタを備え、単相交流をブロッキングインダクタを介して交流端子２２２から出力することとしてもよい。単相電圧型交直変換回路２４０でのＰＷＭ成分の交流端子２２２への流出を防止することができる。
【００６２】
図１１及び図１２に単相電圧型交直変換回路の概略構成図を示す。
【００６３】
図１１に示す単相電圧型交直変換回路２４０−１は、交流端子２２２から見て内部等価インピーダンスを持ち、発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電力を直流端子２２１で受けて単相交流電力に変換して交流端子２２２から出力し、あるいはゲート信号のパルス幅に応じて交流端子２２２に接続された配電系統網からの電力を直流電力に変換して直流端子２２１から出力する単相電圧型交直変換部２４２と、単相電圧型交直変換部２４２からの単相交流出力電流、あるいは交流端子２２２からの単相入力電流を検出し単相交流出力電流あるいは単相入力電流の大きさに応じて生成した信号を出力する電流検出回路２４３と、ＰＷＭ指令と電流検出回路２４３からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器２４１と、単相電圧型交直変換部２４２の単相交流から単相電圧型交直変換部２４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去して出力する単相交流フィルタ回路２４５と、を備える。
【００６４】
また、図１２に示す単相電圧型交直変換回路２４０−２は、図１１の電流検出回路２４３に代えて、単相電圧型交直変換部２４２からの単相交流出力電圧、あるいは交流端子２２２からの単相入力電圧を検出し電圧の大きさに応じて生成した信号を出力する電圧検出回路２４４を備える。この場合、ゲート信号発生器２４１は、ＰＷＭ指令と電圧検出回路２４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力する。
【００６５】
図１１及び図１２に示す単相電圧型交直変換部２４２の持つ内部等価インピーダンスは、後述するように図８の単相電圧型交直変換装置２１１内の制御変数により持たせることもできるし、図１１及び図１２の単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２の交流端子２２２側に抵抗、リアクトル若しくは単相変圧器又はこれらの組み合わせを接続して持たせることもできる。例えば、単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２の交流端子２２２側にそれぞれ抵抗又はリアクトルを直列に接続してもよいし、さらに抵抗を接続した場合には抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２の交流端子１２２側に単相変圧器を接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２の交流端子２２２側にそれぞれリアクトルを接続した場合には、リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。さらに、単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２の交流端子２２２側にそれぞれ抵抗を接続し、抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続した場合には、当該リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。このように、単相電圧型交直変換回路２４０が内部等価インピーダンスを持つことにより、図８の単相電圧型交直変換装置２１１は、電圧源又は負荷として電力系統に接続することが可能となる。
【００６６】
図８の単相電圧型交直変換回路２４０を図１１又は図１２に示す構成とすることにより、単相電圧型交直変換装置２１１は、単相交流フィルタ回路２４５（図１１及び図１２）を備えることから、単相電圧型交直変換部２４２からの出力から単相電圧型交直変換部２４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去することができる。また、直流電圧源から交流端子２２２へ電力を供給する場合、電流検出回路２４３又は電圧検出回路２４４において単相電圧型交直変換部２４２からの電流又は電圧を検出し、ゲート信号発生器２４１においてＰＷＭ指令と電流検出回路２４３又は電圧検出回路２４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させることで電流誤差が許容範囲内に収まるように制御すること、或いは出力電圧をＰＷＭ指令に追従させることができる。一方、配電系統網から直流端子２２１へ電力を供給する場合、電流検出回路２４３又は電圧検出回路２４４において交流端子２２２からの電流又は電圧を検出し、ゲート信号発生器２４１においてＰＷＭ指令と電流検出回路２４３又は電圧検出回路２４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させることで電流誤差が許容範囲内に収まるように制御すること、或いは出力電圧をＰＷＭ指令に追従させることができる。
【００６７】
ここで、図１３に、図１１及び図１２における単相電圧型交直変換部の概略構成図を示す。また、図１４に、図１１及び図１２における単相交流フィルタ回路の概略構成図を示す。
【００６８】
図１３に示す単相電圧型交直変換部２４２は、４個の自己消弧型スイッチ２４６ｇ、２４６ｈ、２４６ｋ、２４６ｌと、４個のダイオード２４６ａ、２４６ｂ、２４６ｅ、２４６ｆと、を備える。自己消弧型スイッチ２４６ｇ、２４６ｈ、２４６ｋ、２４６ｌは、入力信号のオン／オフに応じてスイッチのオン／オフを切替える素子で、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を例示できる。単相電圧型交直変換部２４２は、入力信号として図１１又は図１２に示すゲート信号発生器２４１からゲート信号が入力される。単相電圧型交直変換部２４２は、ゲート信号に応じて４つのスイッチのオン／オフを４つの自己消弧型スイッチ２４６ｇ、２４６ｈ、２４６ｋ、２４６ｌごとにパルス信号により切替えることで、直流電圧源２２３からの電力を単相交流電力に変換して交流端子２２４、２２６から出力することができる。出力電圧は、パルス信号のパルス幅を変えることで変化させることができる。一方、単相電圧型交直変換部２４２は、図１１又は図１２に示すゲート信号発生器２４１からの指令に応じて４つのスイッチのオン／オフを４つの自己消弧型スイッチ２４６ｇ、２４６ｈ、２４６ｋ、２４６ｌごとにパルス信号により切替えることで、交流端子２２４，２２６に接続した配電系統網からの電力を直流電力に変換して直流端子２２１−１、２２１−２から出力することができる。出力電圧は、パルス信号のパルス幅を変えることで変化させることができる。なお、図１３において直流端子２２１−１，２２１−２は、概略図である図８の直流端子２２１に対応する。
【００６９】
図１４に示す単相交流フィルタ回路２４５は、図１１又は図１２の単相電圧型交直変換部２４２からの単相出力を入力側の交流端子２２４、２２６で受けて出力側の交流端子２２２−１、２２２−３から出力する間で、電流を制御するインダクタ２４７ｄと、交流端子２２２−１と交流端子２２２−３との間に接続された抵抗２４７ａと、コンデンサ２４７ｇと、を有する。インダクタ２４７ｄ、抵抗２４７ａ及びコンデンサ２４７ｇの各容量は、出力側の交流端子２２２−１，２２２−３からの出力信号の周波数特性に応じて適宜定めることができる。なお、抵抗２４７ａを省き、コンデンサ２４７ｇを交流端子２２２−１と交流端子２２２−３との間に接続してもよい。図１１及び図１２の単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２では、単相交流フィルタ回路２４５として図１４の単相交流フィルタ回路２４５を適用して単相電圧型交直変換部２４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去することができる。なお、図１４において交流端子２２２−１、２２２−３は、概略図である図８の交流端子２２２に対応する。
【００７０】
図８の出力電圧検出回路２３１は、交流端子２２２の単相交流電圧を検出し、位相差生成回路２３０、下位電圧制御回路２６０及び上位電圧制御回路２７０にそれぞれ出力する。また、出力電圧検出回路２３１の前段にローパスフィルタを備え、出力電圧検出回路２３１への単相交流電圧をローパスフィルタを介して検出することとしてもよい。単相交流電圧からＰＷＭ成分を除去して単相電圧型交直変換装置２１１の制御を安定化させることができる。また、出力電圧検出回路２３１の後段にローパスフィルタを備え、出力電圧検出回路２３１からの出力電圧をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。出力電圧検出回路２３１からの出力電圧からＰＷＭ成分を除去して単相電圧型交直変換装置２１１の制御を安定化させることができる。
【００７１】
図８の位相差生成回路２３０は、交流端子２２２の単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）と単相電圧型交直変換回路２４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する。図１５は、位相差生成回路２３０の概略構成図の一例である。位相差生成回路２３０は、端子２３３−１から入力される単相交流から所定の位相を遅らせた遅延単相交流を生成する位相遅れ単相交流生成器２３５と、端子２３３−１から入力される単相交流電圧、位相遅れ単相交流生成器２３５からの遅延単相交流の電圧及び端子２３３−３から入力される値から位相差電圧を生成する位相差電圧生成器２３６と、位相差電圧を出力する端子２３３−２を有する。図１５では、位相遅れ単相交流生成器２３５が遅延単相交流の位相をほぼ９０°遅らせているが、遅らせる位相は０°及び１８０°でなければ、何れの角度でもかまわない。
【００７２】
端子２３３−１には出力電圧検出回路２３１が検出した単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）が入力される。端子２３３−３には、後述する周波数制御回路２５０が生成する生成電気角２５７が入力される。交流端子２２２の単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）は、数式８で表せる。
【数８】
0005580147.tif 000009
ここで、ωｓ：角周波数［ｒａｄ／ｓ］、θｓ：位相角［ｒａｄ］、Ｅｓ：実効値［Ｖ］である。なお、位相角の基準を内部起電圧におく。
【００７３】
交流端子２２２の単相交流の角周波数ωｓと単相電圧型交直変換回路２４０の規準角周波数ωｃｏとが等しい場合は、単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）と位相遅れ単相交流電圧Ｖ”ＦＩＬ（ｔ）との位相差が９０°となり、位相遅れ単相交流生成器２３５が生成する位相遅れ単相交流電圧Ｖ”ＦＩＬ（ｔ）は数式９で表せる。
【数９】
0005580147.tif 000010
【００７４】
位相差電圧生成器２３６は、単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）、位相遅れ単相交流電圧Ｖ”ＦＩＬ（ｔ）及び周波数制御回路２５０が生成する生成値から位相差電圧Ｖｑ（ｔ）を出力する。位相差電圧Ｖｑ（ｔ）は数式１０で表される。
【数１０】
0005580147.tif 000011
θｉの角速度がωｓに等しくなれば、数式１０は定数となる。θｓは内部等価インピーダンス両端電圧の位相差であるので一般的に小さい。そこで、Ｖｑ（ｔ）は数式１１のように近似できる。
【数１１】
0005580147.tif 000012
【００７５】
位相差生成回路２３０は、生成した位相差電圧を周波数制御回路２５０及び上位電圧制御回路２７０にそれぞれ出力する。なお、ここではωｓがωｃｏと等しい場合のみを示したが、等しくない場合にも同様の近似解を得ることができ、実用上の問題はない。
【００７６】
周波数制御回路２５０は、交流端子２２２の単相交流の周波数を規定する規準周波数、上位電圧制御回路２７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路２３０からの出力信号に基づいて単相電圧型交直変換回路２４０の内部起電圧の電気角を決定する。具体的には、図９に示すように、第二加算器２５６が上位電圧制御回路２７０からの周波数指令信号と位相差生成回路２３０からの位相差電圧とを加算する。第二加算器２５６が出力する信号の周波数成分にループフィルタ２５３が単相交流の周波数差に関わる成分である低域成分を濾過する。ループフィルタ２５３において付加する低域濾過要素は、例えば、一次遅れ要素等の遅れ要素である。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。
【００７７】
また、第三加算器２５８は、規準周波数設定器２５１から出力される規準周波数とループフィルタ２５３の出力値とを加算する。時間積分器２５５は、第三加算器２５８からの出力を時間積分する。時間積分器２５５が第三加算器２５８からの出力を時間積分することで固有角度θｉとなる生成電気角２５７が得られる。
【００７８】
生成電気角２５７は、下位電圧制御回路２６０の第二乗算器２６５によって単相電圧型交直変換回路２４０の内部起電圧の電気角になる。これにより、当該回転角度を電力系統の周波数に追従させることができる。
【００７９】
ここで、位相差生成回路２３０では、前述したように交流端子２２２の単相交流電圧と単相電圧型交直変換回路２４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を出力する。そのため、位相差生成回路２３０での信号処理は、単相交流と周波数制御回路２５０からの生成電気角２５７との位相を比較する位相比較処理に相当すると考えられる。また、規準周波数設定器２５１からの規準周波数とループフィルタ２５３からの出力値とを加算して積分する信号処理は、ループフィルタ２５３からの出力電圧に応じて生成電気角２５７の値を可変するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の信号処理に相当すると考えられる。そのため、位相差生成回路２３０及び周波数制御回路２５０は、全体として、生成電気角２５７が交流端子２２２の単相交流の周波数に同期するＰＬＬとしての動作を行っていると考えられる。
【００８０】
図８の上位電圧制御回路２７０には、交流端子２２２の単相交流の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトル５２０が入力され、周波数制御回路２５０からの生成電気角２５７、位相差生成回路２３０からの位相差電圧並びに交流端子２２２の単相交流に基づいて、交流端子２２２の単相交流の振幅及び周波数が上位指令ベクトル５２０による指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する。上位電圧制御回路２７０には、上位指令ベクトル５２０を直接入力するのではなく、上位指令ベクトル５２０の上限と下限を定めるリミッタ５２１を介して入力してもよい。具体的には、図９に示すように、第一乗算器２７３が周波数制御回路２５０からの生成電気角２５７の正弦値に√２を乗算した値と上位指令ベクトル５２０の電圧振幅指令値とを乗算する。第一減算器２７１ａが第一乗算器２７３からの信号から交流端子２２２の交流出力電圧を減算する。第一上位制御増幅器２７２ａが、交流端子２２２の単相交流が上位指令ベクトル５２０による前記指令値に近づくように第一減算器２７１ａからの信号を増幅して電圧指令信号として出力する。また、第二減算器２７１ｂが上位指令ベクトル５２０の周波数指令値に√２を乗算した値から位相差生成回路２３０からの位相差電圧を減算する。第二上位制御増幅器２７２ｂが、交流端子２２２の単相交流の周波数が上位指令ベクトル５２０による前記指令値に近づくように第二減算器２７１ｂからの信号を増幅して周波数指令信号として出力する。
【００８１】
これにより、電力系統の振幅及び周波数が変化しても、当該振幅及び周波数に対する単相電圧型交直変換装置２１１の単相出力電力の振幅及び周波数のそれぞれの誤差分を検出できる。ここで、第一上位制御増幅器２７２ａ及び第二上位制御増幅器２７２ｂでは、第一減算器２７１ａ及び第二減算器２７１ｂからの出力に低域濾過要素を付加することとしてもよい。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。また、第一上位制御増幅器２７２ａ及び第二上位制御増幅器２７２ｂの後段にさらにリミッタを備え、第一上位制御増幅器２７２ａ及び第二上位制御増幅器２７２ｂからの出力をリミッタを介して出力することとしてもよい。過出力を防止して制御を安定化させることができる。
【００８２】
図８の下位電圧制御回路２６０は、交流端子２２２の単相交流、周波数制御回路２５０の生成電気角２５７を含む電気角指令信号並びに上位電圧制御回路２７０からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流の振幅、周波数及び位相が交流端子２２２の単相交流の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角指令信号の合成値に近づくように生成した信号をＰＷＭ指令として出力する。また、規準電圧は、規準電圧設定器２６１により予め設定する。この規準電圧は交流端子２２２の単相交流の振幅の規準となる。
【００８３】
具体的には、図９に示すように、規準電圧設定器２６１が規準電圧を設定して出力する。第二乗算器２６５が、周波数制御回路２５０からの生成電気角２５７の正弦値に√２を乗算した値と規準電圧設定器２６１からの規準電圧とを乗算する。第一加算器２６２が、上位電圧制御回路２７０からの電圧指令信号と第二乗算器２６５が出力する信号とを加算して出力する。第三減算器２６３が、第一加算器２６２が出力する信号から出力電圧検出回路２３１からの信号を減算する。電圧制御器２６４が、交流端子２２２の単相交流が前記規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角指令信号の前記合成値に近づくように第三減算器２６３が出力する信号を制御し、ＰＷＭ指令として出力する。
【００８４】
これにより、上位電圧制御回路２７０で検出した偏差分を補償すると共に、直流電力から交流電力へ変換する場合の単相電圧型交直変換装置２１１の単相交流の振幅及び位相を電力系統の振幅及び位相に一致させるように単相電圧型交直変換装置２１１の振幅及び位相を制御することができる。一方、交流電力から直流電力へ変換する場合の交流端子２２２における単相交流の振幅及び周波数を検知して、上位指令ベクトル５２０で指定される振幅及び周波数と比較する。そして、交流端子２２２における単相交流の振幅が小さいときには交流端子２２２における電圧を増加するために無効電力を発生させ、交流端子２２２の振幅が大きいときには交流端子２２２における単相交流の電圧を減少するために無効電力を小さくする（電圧維持特性）。また、交流端子２２２における単相交流の周波数が小さいときには直流端子２２１から出力する電力を減少させ、交流端子２２２における単相交流の周波数が大きいときには直流端子２２１から出力する電力を増大させる（ガバナフリー特性）。
【００８５】
また、単相電圧型交直変換装置２１１も、「上位指令ベクトル５２０に近づくように」制御した結果、第１実施形態で説明した三相電圧型交直変換装置１１１のように動作する。
【００８６】
電圧制御器２６４は、例えば増幅器を適用することができる。ここで、第三減算器２６３と電圧制御器２６４との間にさらにローパスフィルタを備え、第三減算器２６３からの出力をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。電圧制御器２６４での制御を安定化させることができる。また、第三減算器２６３と電圧制御器２６４との間（この位置にローパスフィルタを備えた場合は、ローパスフィルタと電圧制御器２６４との間）にさらに電圧リミッタを備え、第三減算器２６３からの出力を電圧リミッタを介して出力することとしてもよい。単相電圧型交直変換装置２１１の起動時の出力電圧の過渡変動を抑制することができる。
【００８７】
図１０に、他の形態に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図を示す。
【００８８】
図１０の単相電圧型交直変換装置２１１は、図９に示す単相電圧型交直変換装置２１１に交流端子２２２の単相交流出力電流を変流器２３８を介して検出する出力電流検出回路２３４をさらに備え、電圧制御器２６４からの出力にさらにフィルタ電流補償器２６６、ＰＷＭ電流偏差補償器２６７及びフィードフォワード増幅器２６８からの出力を第四加算器２６９において加算した形態である。この場合、単相電圧型交直変換回路２４０は、図１１又は図１２で説明したいずれかの単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２を適用することができる。そのため、図１０では、図１１又は図１２のいずれかの単相電圧型交直変換回路２４０−１，２４０−２が適用されているものとする。
【００８９】
フィルタ電流補償器２６６は、単相電圧型交直変換回路２４０内の単相交流フィルタ回路２４５（図１１又は図１２）における電流損失分を補償するように規定された電流補償値を出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置２１１では、図１１又は図１２の単相交流フィルタ回路２４５における電流損失分を予めフィルタ電流補償器２６６において設定し、電圧制御器２６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流損失分を補償することができる。また、ＰＷＭ電流偏差補償器２６７は、単相電圧型交直変換回路２４０からの単相交流出力電流の電流偏差分を補償するように規定された電流偏差補償値を出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置２１１では、ＰＷＭ指令をゼロ指令としたときの単相電圧型交直変換回路２４０における電流偏差分を予めＰＷＭ電流偏差補償器２６７において設定し、電圧制御器２６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流偏差分を補償することができる。また、フィードフォワード増幅器２６８は、出力電流検出回路２３４が検出した単相交流出力電流の値が入力され、交流端子２２２の負荷に対する電流を補償するように所定のフィードフォワードゲインで増幅して出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置２１１では、出力電流検出回路２３４において交流端子２２２の単相交流出力電流を検出し、値をフィードフォワード増幅器２６８をとおして、電圧制御器２６４からの出力値に加算することで負荷電流が変化しても安定した出力電圧を発生することができる。
【００９０】
リミッタ５２１は、上位指令ベクトル５２０の上限と下限を定め、過大な上位指令ベクトル５２０が上位電圧制御回路２７０に入力されることを防止する。
【００９１】
以上説明したように、図８から図１０の単相電圧型交直変換装置２１１は、内部等価インピーダンスを持つことから、電圧源として電力系統に接続して運転することができると共に、周波数制御回路２５０、上位電圧制御回路２７０及び下位電圧制御回路２６０を備えるため、電力系統に対する電力偏差を自律して補償する自律並行運転が可能である。そのため、装置の信頼性が高まると共に分散配置が可能となる。さらに、複数台並列運転させる場合には、台数制限がなく運転させることができる。さらに、単相電圧型交直変換装置２１１は、ガバナフリー特性を持つことから配電系統網の周波数に応じて直流端子２２１から出力する直流電力を増減することができる。また、単相電圧型交直変換装置２１１は、電圧維持特性を持つことから配電系統網の電圧に応じて直流端子２２１から出力する直流電圧を一定に保つため無効電力を増減することができる。
【００９２】
（第３実施形態）
図１６は、本実施形態の配電システム３０１を説明する図である。配電システム３０１は、以下の安定化制御方法を実施する。この安定化制御方法は、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）の交流端子（１２２又は２２２）を配電系統網３１１に接続し、直流端子（１２１又は２２１）を負荷３１２に接続し、配電系統網３１１の交流電圧の周波数及び電圧振幅値と上位指令ベクトル５２０との関係に応じて、配電系統網３１１の交流電圧の周波数変動が小さくなるように電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）と負荷３１２との間の直流電力を調整し、配電系統網３１１の交流電圧の電圧変動が小さくなるように電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）での無効電力の大きさを調整する。
【００９３】
配電システム３０１は、配電系統網３１１と負荷３１２との間を電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）で接続している。ここで、配電システム３０１が三相交流であれば、電圧型交直変換装置は第１実施形態で説明した三相電圧型交直変換装置１１１であり、配電システム３０１が単相交流であれば、電圧型交直変換装置は第２実施形態で説明した単相電圧型交直変換装置２１１である。なお、配電システム３０１が三相交流の場合、電圧型交直変換装置は三相電圧型交直変換装置１１１に限らず、１台の単相電圧型交直変換装置２１１又は複数台の単相電圧型交直変換装置２１１の組み合わせとすることもできる。
【００９４】
負荷３１２は、高速応答が要求されず、比較的長い期間で時間平均的に制御すればよい制御定数が長い機器である。制御定数が長いとは、直流端子（１２１又は２１１）の直流電圧が変動したときに三相電圧型交直変換装置１１１又は単相電圧型交直変換装置２１１がフィードバックをしてその変動を収束させるまでの時間より長いという意味である。負荷３１２は、例えば、蓄電池や熱源機器である。具体的には、蓄電池であれば、負荷平滑化用バッテリーや電気自動車／ハイブリッドカーのバッテリーなどである。図１８は、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）を介してバッテリー３１２−１を配電系統網３１１に接続した場合の図である。熱源機器であれば、電熱器、ＩＨクッキングヒータ、電気温水器、ヒートポンプ・エコキュート駆動用インバータなどである。図１９は、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）を介して電熱器３１２−２を配電系統網３１１に接続した場合の図である。図２０は、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）を介してヒートポンプ・エコキュート駆動用インバータ３１２−３を配電系統網３１１に接続した場合の図である。
【００９５】
まず、負荷３１２が電気温水器である場合の配電システム３０１の動作について説明する。本例では、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は整流器として動作する。温水を加熱中に受電する配電系統網３１１の交流の周波数が低下した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、自身が持つガバナフリー特性（Ｆ−Ｐ特性）に従い、出力する直流電力を自動的に減少する。一方、温水を加熱中に受電する配電系統網３１１の交流の周波数が上昇した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、ガバナフリー特性に従い、出力する直流電力を自動的に増加する。
【００９６】
このように、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、配電系統網３１１の周波数の変動に従って変換する直流電力を増減して配電系統網３１１の周波数の変動分を吸収しようとするため、配電系統網３１１の周波数安定化に寄与する。また、温水加熱期間の配電系統網３１１の周波数の平均は概ね定格周波数になると考えられるので、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、温水器の性能も維持することができる。
【００９７】
また、温水を加熱中に受電する配電系統網３１１の交流電圧が低下した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、自身が持つ電圧維持特性（Ｖ−Ｑ特性）に従い、交流電圧を維持しようとし、それに必要な無効電力を自動的に発生する。一方、温水を加熱中に受電する配電系統網３１１の交流電圧が上昇した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、自身が持つ電圧維持特性に従い、交流電圧を維持しようとし、それに必要となる無効電力を自動的に吸収する。
【００９８】
このように、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、配電系統網３１１の交流電圧の変動に従って無効電力を増減して配電系統網３１１の交流電圧の変動分を吸収しようとするため、配電系統網３１１の電圧安定化に寄与する。
【００９９】
続いて、負荷３１２が蓄電池である場合の配電システム３０１の動作について説明する。負荷３１２が蓄電池の場合、充電時（配電系統網３１１から受電）の電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）の動作は電気温水器の説明と同じであるが、放電時の電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）はインバータとして動作し、以下のようになる。
【０１００】
蓄電池が放電中に配電系統網３１１の交流の周波数が低下した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、自身のガバナフリー特性に従い、出力する交流電力を自動的に増加する。一方、蓄電池が放電中に配電系統網３１１の周波数が上昇した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、自身のガバナフリー特性に従い、出力する交流電力を自動的に減少する。
【０１０１】
このように、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、配電系統網３１１の周波数の変動に従って出力する交流電力を増減して配電系統網３１１の周波数の変動分を吸収しようとするため、配電系統網３１１の周波数安定化に寄与する。また、放電期間の配電系統網３１１の周波数の平均は概ね定格周波数になると考えられるので、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、蓄電池の性能も維持することができる。
【０１０２】
また、蓄電池が放電中に配電系統網３１１の交流電圧が低下した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、自身が持つ電圧維持特性（Ｖ−Ｑ特性）に従い、交流端子（１２２又は２２２）の交流電圧を維持しようとし、それに必要な無効電力を自動的に発生する。一方、蓄電池が放電中に配電系統網３１１の交流電圧が上昇した場合、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、自身が持つ電圧維持特性に従い、交流端子（１２２又は２２２）の交流電圧を維持しようとし、それに必要となる無効電力を自動的に吸収する。
【０１０３】
このように、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、配電系統網３１１の交流電圧の変動に従って無効電力を増減して配電系統網３１１の交流電圧の変動分を吸収しようとするため、配電系統網３１１の電圧安定化に寄与する。また、蓄電池の放電期間の配電系統網３１１の交流周波数の平均は概ね定格周波数になると考えられるので、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）は、蓄電池の性能も維持することができる。
【０１０４】
図１６の配電システム３０１のように、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）を配電系統網３１１と負荷３１２との間に接続することで、負荷３１２が配電系統網３１１の系統周波数安定化及び系統電圧安定化に貢献できるようになる。換言すれば、配電システム３０１のようなシステムを構築すれば、可変速揚水発電所が増えたと同様の効果を得ることができる。
【０１０５】
（第４実施形態）
図１７は、本実施形態の配電システム３０２を説明する図である。配電システム３０２と図１６の配電システム３０１との違いは、配電システム３０２が演算器３１３を備えている点である。演算器３１３は、電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）と負荷３１２との間の直流電圧及び直流電流のうち少なくとも１つの情報を取得して所定値と比較演算し、上位指令ベクトル５２０の周波数指令値として電圧型交直変換装置（１１１又は２１１）に入力する。
【０１０６】
負荷３１２の定格電圧又は定格電流を所定値として演算器３１３に設定することで、配電系統網３１１の周波数変動による直流電力の極端な変動を防止することができる。
【符号の説明】
【０１０７】
１１１：三相電圧型交直変換装置
１２１，１２１−１，１２１−２：直流端子
１２２，１２２−１，１２２−２，１２２−３：交流端子
１２４，１２５，１２６：交流端子
１３１：ＵＭ変換回路
１３２：Ｍ変換回路
１３３：Ｕ変換回路
１３４：電流検出回路
１３５：ＵＭ変換回路
１４０：三相電圧型交直変換回路
１４０−１，１４０−２：三相電圧型交直変換回路
１４１：ゲート信号発生器
１４２：三相電圧型交直変換部
１４３：電流検出回路
１４４：電圧検出回路
１４５：三相交流フィルタ回路
１４６ａ−１４６ｆ：ダイオード
１４６ｇ−１４６ｌ：自己消弧型スイッチ
１４７ａ−１４７ｃ：抵抗
１４７ｄ−１４７ｆ：電流制御用インダクタ
１４７ｇ−１４７ｉ：コンデンサ
１５０：周波数制御回路
１５１：規準周波数設定器
１５２：回転座標変換行列
１５３：ループフィルタ
１５４：第一時間積分器
１５５：第二時間積分器
１５６：加算器
１５７：生成値
１６０：第一下位電圧制御回路
１６１：第一規準電圧ベクトル設定器
１６２：加算器
１６３：減算器
１６４：第一電圧制御器
１６５：第一逆Ｕ変換器
１６６：フィルタ電流補償器
１６７：ＰＷＭ電流偏差補償器
１６８：フィードフォワード増幅器
１６９：加算器
１７０：第一上位電圧制御回路
１７１：減算器
１７２：第一上位制御増幅器
２１１：単相電圧型交直変換装置
２２１，２２１−１，２２１−２：直流端子
２２２：交流端子
２２２−１、２２２−３：交流端子
２２３：直流電圧源
２２４，２２６：交流端子
２３０：位相差生成回路
２３１：出力電圧検出回路
２３３−１〜２３３−３：端子
２３４：出力電流検出回路
２３５：位相遅れ単相交流生成器
２３６：位相差電圧生成器
２３８：変流器
２４０：単相電圧型交直変換回路
２４０−１，２４０−２：単相電圧型交直変換回路
２４１：ゲート信号発生器
２４２：単相電圧型交直変換部
２４３：電流検出回路
２４４：電圧検出回路
２４５：単相交流フィルタ回路
２４６ａ、２４６ｂ、２４６ｅ、２４６ｆ：ダイオード
２４６ｇ、２４６ｈ、２４６ｋ、２４６ｌ：自己消弧型スイッチ
２４７ａ：抵抗
２４７ｄ：インダクタ
２４７ｇ：コンデンサ
２５０：周波数制御回路
２５１：規準周波数設定器
２５２：回転座標変換行列
２５３：ループフィルタ
２５５：時間積分器
２５６：第二加算器
２５７：生成電気角
２５８：第三加算器
２６０：下位電圧制御回路
２６１：規準電圧設定器
２６２：第一加算器
２６３：第三減算器
２６４：電圧制御器
２６５：第二乗算器
２６６ ：フィルタ電流補償器
２６７：ＰＷＭ電流偏差補償器
２６８：フィードフォワード増幅器
２６９：第四加算器
２７０：上位電圧制御回路
２７１ａ：第一減算器
２７１ｂ：第二減算器
２７２ａ：第一上位制御増幅器
２７２ｂ：第二上位制御増幅器
２７３：第一乗算器
３０１、３０２：配電システム
３１１：配電系統網
３１２：負荷
３１２−１：バッテリー
３１２−２：電熱器
３１２−３：ヒートポンプ・エコキュート駆動用インバータ
３１３：演算器
５２０：上位指令ベクトル
５２１：リミッタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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