(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重の受信機におけるＩ／Ｑ不均衡パラメーターを推定する装置において、
受信される信号のプレアンブル（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）にパイロットトーン（Ｐｉｌｏｔ  Ｔｏｎｅ）の位置を確認して、パイロットトーンの位置がＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）について対称的に存在するかあるいは非対称的に存在するかどうかによって振幅差と位相差を推定する不均衡パラメーター推定機と、
前記不均衡パラメーター推定機によって推定された振幅差と位相差を利用しＩ／Ｑ不均衡を補償するＩ／Ｑ補償回路を含み、
前記の不均衡パラメータ推定機は、前記パイロットトーンの位置がＤＣについて対称的な場合、ｋ番目のサブキャリアー、前記ｋ番目のサブキャリアーに隣接したｋ＋１番目のサブキャリアー、および  前記ｋ番目のサブキャリアー及びｋ＋１番目のサブキャリアーについてミラーされた二つのサブキャリアーでの受信信号を利用して前記の位相差および振幅差を推定して、前記のパイロットトーンの位置がＤＣについて非対称的な場合、ｋ番目のサブキャリアーとパイロットトーンがいるＤＣの反対側のｋ番目のサブキャリアーでの受信信号を利用して位相差および振幅差を推定する装置。
【請求項２】
前記不均衡パラメーター推定機は、
前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在すれば下記＜式１＞を利用し前記振幅差と位相差を推定することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【数１】
0005576300.tif 000022
ここで、前記
【数２】
0005576300.tif 000023
は振幅差を示しており、前記
【数３】
0005576300.tif 000024
は位相差を示しており、
α１＊（−ｋ）はＫ１＊Ｈ＊（−ｋ）、α２（−ｋ）はＫ２Ｈ＊（−ｋ）に、
Ｋ１＝（１／２）（１＋（１＋ε）ｅｘｐ（−ｊΦ））、
Ｋ２＝（１／２）（１−（１＋ε）ｅｘｐ（ｊΦ））、
Ｈ（ｋ）はサブキャリアーｋのチャンネル
を意味する。
【請求項３】
前記振幅差と位相差を推定する際、前記パイロットトーンを雑音と比較し前記雑音より大きいパイロットトーンを選択することを特徴とする請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記振幅差と位相差を推定する際、隣接したパイロットトーンより相関性の高いパイロットトーンを選択することを特徴とする請求項２に記載の装置。
【請求項５】
前記不均衡パラメーター推定機は、
前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在しなければ下記＜式２＞を利用し前記振幅差と位相差を推定することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【数４】
0005576300.tif 000025
ここで、前記
【数５】
0005576300.tif 000026
は振幅差を示しており、前記
【数６】
0005576300.tif 000027
は位相差を示しており、Ｄｍ（ｋ）はｍ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアーｋにおける受信信号を意味する。
【請求項６】
前記振幅差と位相差を推定する際、前記パイロットトーンを雑音と比較し前記雑音より大きいパイロットトーンを選択することを特徴とする請求項５に記載の装置。
【請求項７】
直交周波数分割多重の受信機におけるＩ／Ｑ不均衡パラメーターを推定する方法において、
受信される信号のプレアンブルにパイロットトーンの位置を確認する過程と、前記のパイロットトーンの位置がＤＣについて対称的に存在するかあるいは非対称的に存在するかどうかによって振幅差と位相差を推定する過程と、
前記推定された振幅差と位相差を利用しＩ／Ｑ不均衡を補償する過程を含み、
前記パイロットトーンの位置がＤＣについて対称的な場合、ｋ番目のサブキャリアー、前記ｋ番目のサブキャリアーに隣接したｋ＋１番目のサブキャリアー、および前記ｋ番目のサブキャリアー及びｋ＋１番目のサブキャリアーについてミラーされた二つのサブキャリアーでの受信信号を利用して  前記の位相差および振幅差を推定して、前記のパイロットトーンの位置がＤＣについて非対称的な場合、ｋ番目のサブキャリアーとパイロットトーンがいるＤＣの反対側のｋ番目のサブキャリアーでの受信信号を利用して位相差および振幅差を推定することを特徴とする方法。
【請求項８】
前記振幅差と位相差を推定する過程は、
前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在すれば下記＜式３＞を利用し前記振幅差と位相差を推定することを特徴とする請求項７に記載の方法。
【数７】
0005576300.tif 000028
ここで、前記
【数８】
0005576300.tif 000029
は振幅差を示しており、前記
【数９】
0005576300.tif 000030
は位相差を示しており、
α１＊（−ｋ）はＫ１＊Ｈ＊（−ｋ）、α２（−ｋ）はＫ２Ｈ＊（−ｋ）に、
Ｋ１＝（１／２）（１＋（１＋ε）ｅｘｐ（−ｊΦ））、
Ｋ２＝（１／２）（１−（１＋ε）ｅｘｐ（ｊΦ））、
Ｈ（ｋ）はサブキャリアーｋのチャンネル
を意味する。
【請求項９】
前記振幅差と位相差を推定する際、前記パイロットトーンを雑音と比較し前記雑音より大きいパイロットトーンを選択することを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記振幅差と位相差を推定する際、隣接したパイロットトーンより相関性の高いパイロットトーンを選択することを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
前記振幅差と位相差を推定することは、
前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在しなければ下記＜式４＞を利用し、前記振幅差と位相差を推定することを特徴とする請求項７に記載の方法。
【数１０】
0005576300.tif 000031
ここで、前記
【数１１】
0005576300.tif 000032
は振幅差を示しており、前記
【数１２】
0005576300.tif 000033
は位相差を示しており、Ｄｍ（ｋ）はｍ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアーｋにおける受信信号を意味する。
【請求項１２】
前記振幅差と位相差を推定する際、前記パイロットトーンを雑音と比較し前記雑音より大きいパイロットトーンを選択することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重の受信機におけるＩ／Ｑ不均衡パラメーターを推定する装置及びその方法に関するもので、特に、プレアンブルのパイロットトーンを利用しＩ／Ｑ不均衡パラメーターを推定する装置及びその方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
大部分の無線通信端末は、多数のミキサと多数のＩＦ端を介し高周波の受信信号を基底帯域（Ｂａｓｅｂａｎｄ）や低い中間周波数（ＩＦ）信号に下向き変換（ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）するアナログへテロダイン（ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ）受信方式を採択し使用している。
【０００３】
前記へテロダイン受信方式を利用する従来の受信構造は多数のアナログ部品を使用するため、回路の構成が複雑になり１つのチップに集積化（Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）しにくく、体積が大きくなるという短所がある。更に、前記受信構造は電力の消耗が多いため、ＰＤＡや無線端末機のような小型化及び移動性を重視する個人移動通信機器には適合していないという問題点がある。
【０００４】
従って、最近提供されている端末機は、直接変換（ｄｉｒｅｃｔ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）方式に基づいた受信構造を採択している。前記直接変換方式は、１つのミキサを使用したった１回の周波数の下向き変換を遂行するため、ＲＦ部分を最小化させることができるという長所があり、ハードウェアの側面でヘテロダイン方式より柔軟な（ｆｌｅｘｉｂｌｅ）特徴を有する。
【０００５】
しかし、前記直接変換方式は、ＩチャンネルとＱチャンネルの間における位相及び振幅が互いに外れて発生するＩ／Ｑ不均衡の問題を有している。前記Ｉ／Ｑ不均衡の問題は、全体の受信機の性能を劣化させる要素であり、これを補償する回路又は信号の処理が必ず要求される。つまり、前記Ｉ／Ｑ不均衡現象によりＲＦ信号の一部が却って上向き変換（ｕｐ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）され基底帯域に移動するようになり、前記下向き変換された信号に干渉を起こすようになり、このような干渉は前記Ｉ／Ｑ不均衡の程度が大きくなるほど増加され、受信信号の復帰が不可能な状態に至ることもあり得る。また、前記Ｉ／Ｑ不均衡は、受信信号の配置点（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を大きく回転させ、結果的にビートのエラー率（ＢＥＲ）の性能を大きく落とす。
【０００６】
前記Ｉ／Ｑ不均衡を補償する最も一般的は方法としては、端末を製作した後、最終テストを行う際に適切なｔｅｓｔ  ｔｏｎｅを発生させ、Ｉ／Ｑ不均衡を直接測定してから校正して工場から出荷する方法がある。この方法は、Ｉ／Ｑ不均衡によって発生するイメージｔｏｎｅを検出してＩ／Ｑ不均衡補償機に適用する方法である。また、デジタル領域でＩ／Ｑ不均衡を補償する方法としては、ＬＭＳ（ｌｅａｓｔ  ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ）やＲＬＳ（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  ｌｅａｓｔ  ｓｑｕａｒｅ）のような適応信号処理方式やＳＡＤ（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）技法などのＤＳＰ信号処理方式がある。
【０００７】
ＯＦＤＭシステムでは、前記のような適応信号処理方式を使用しているか、多数のＯＦＤＭシンボルからＩ／Ｑ不均衡値を推定し補償する方法を使用している。しかし、このような方法は３ＧＰＰ  ＬＴＥやＭｏｂｉｌｅ  ＷｉＭＡＸなどの標準に適合しておらず、正弦波であるテストトーン（ｔｅｓｔ  ｔｏｎｅ）をチップの内部で発生させＩ／Ｑ不均衡を補償する方法は、実際のデータの送受信の際テストトーンを発生すればデータとの衝突が発生するため、前記実際のデータの送受信の際にはＩ／Ｑを校正することが不可能である短所がある。つまり、この方式は温度の変化など環境による影響に適応的に対処することが至難である。また、実時間に校正が可能なＤＳＰ信号処理方式は反復及び収斂過程を含んでいるため、多数の訓練シンボルと多くの計算時間を必要とするという短所がある。
【０００８】
他にも、前記ＯＦＤＭ方式でＩ／Ｑ不均衡を除去する多様な方式が提案されているが、同じく前記のような収斂過程を必要とするか、Ｉ／Ｑ不均衡の推定だけのために特定なパイロット構造を必要とするという短所がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、直交周波数分割多重の受信機におけるＩ／Ｑ不均衡パラメーターを推定する装置及びその方法を提供することにある。
【００１０】
本発明の他の目的は、受信されたＯＦＤＭプレアンブル値を介してＩ／Ｑ不均衡を補償する装置及びその方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述した目的を達成すべく、本発明の第１見地によれば、直交周波数分割多重の受信機におけるＩ／Ｑ不均衡パラメーターを推定する装置は、受信される信号のプレアンブル（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）に、パイロットトーン（Ｐｉｌｏｔ  Ｔｏｎｅ）の位置によって振幅差と位相差を推定する不均衡パラメーター推定機と、前記不均衡パラメーター推定機によって推定された振幅差と位相差を利用しＩ／Ｑ不均衡を補償するＩ／Ｑ補償回路を含むことを特徴とする。
【００１２】
上述した目的を達成すべく、本発明の第２見地によれば、直交周波数分割多重の受信機におけるＩ／Ｑ不均衡パラメーターを推定する方法は、受信される信号のプレアンブルに、パイロットトーンの位置によって振幅差と位相差を推定する過程と、前記推定された振幅差と位相差を利用しＩ／Ｑ不均衡を補償する過程を含むことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】ｌ＝２であるＯＦＤＭのプレアンブルの構造を示す図である。
【図２】ｌ＝３であるＯＦＤＭのプレアンブルの構造を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ受信機におけるＩ／Ｑパラメーターを推定するためのブロック構成を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ受信機におけるＩ／Ｑパラメーターを推定するための手続きを示す図である。
【図５】本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ受信機におけるＩ／Ｑパラメーターを推定するための手続きを示す図である。
【図６】（Ａ）及び（Ｂ）は、現在使用されている８０２．１６ｅ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｗｉｍａｘ（ワイブロ）のプレアンブルを使用して推定した振幅と位相のエラー値を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の好ましい実施の形態を添付した図面の参照と共に詳細に説明する。そして、本発明を説明するに当たって、関連した公知の機能又は構成についての具体的な説明が本発明の要旨を不明確にする恐れがあると判断される場合には、その詳細な説明を省略する。
【００１５】
以下、本発明では、直交周波数分割多重の受信機に受信された１つのＯＦＤＭプレアンブル値を介し、Ｉ／Ｑ不均衡によって発生するＩチャンネルとＱチャンネルの間における位相差と振幅差を推定し補償する装置及びその方法について説明する。
【００１６】
図３は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ受信機におけるＩ／Ｑパラメーターを推定するためのブロック構成図を示している。ここで、前記ＯＦＤＭ受信機は、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）３００、Ｉ／Ｑ補償回路３０２、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ  ｔｏ  Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）３０４、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）除去機３０６、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）３０８、Ｚｅｒｏ除去機３１０、プレアンブル確認部３１２、パイロットトーン位置把握部３１４、不均衡パラメーターε、Φ推定機３１６、平均及び選択機３１８、積分機３２０、コンジュゲーター（Ｃｏｎｊｕｇａｔｏｒ）３２２、副搬送波ミラーリング（ｍｉｒｒｏｒｉｎｇ）部３２４、ＯＦＤＭシンボル確認部３２６、チャンネル推定機３２８、灯火機３３０、検出器３３２を含んで構成されることができる。
【００１７】
前記図３を参照すると、前記ＡＤＣ３００はＲＦ前端部（図示せず）から受信した信号をデジタル信号に量子化し、前記Ｉ／Ｑ補償回路３０２に出力する。
【００１８】
前記Ｉ／Ｑ補償回路３０２は、前記積分機３２０を介して入力された位相差と振幅差を利用し、前記ＡＤＣ３００から入力される信号を補償した後、前記Ｓ／Ｐ３０４に出力される。
【００１９】
前記Ｓ／Ｐ３０４は、直列に入力される信号を並列に変換して出力し、ＣＰ除去機３０６は、前記Ｓ／Ｐ３０４からの信号でＣＰを除去した後前記ＦＦＴ３０８に出力する。前記ＦＦＴ３０８は、入力信号に高速フーリエ変換を行いＺｅｒｏ除去機３１０に出力し、前記Ｚｅｒｏ除去機３１０は入力信号から０値を除去した後、前記プレアンブル確認部３１２、コンジュゲーター３２２、ＯＦＤＭシンボル確認部３２６に出力する。
【００２０】
前記プレアンブル確認部３１２は、前記Ｚｅｒｏ除去機３１０から出力された信号からプレアンブルを確認して前記プレアンブル信号をパイロットトーン位置把握部３１４に出力し、前記プレアンブルのパイロット信号を前記不均衡パラメーターε、Φ推定機３１６に出力する。
【００２１】
前記パイロットトーン位置把握部３１４は、前記プレアンブル信号からパイロットトーンの位置を把握し、前記不均衡パラメーターε、Φ推定機３１６に出力する。
【００２２】
前記不均衡パラメーターε、Φ推定機３１６は、前記パイロットトーンの位置が把握されたプレアンブルの信号と前記副搬送波ミラーリング部３２４を経て入力された信号を介して振幅差と位相差を推定し、前記平均及び選択機３１８に出力する。この際、前記パイロットトーン位置把握部３１４は、図１に示されたように、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在する場合には下記＜式１＞を利用し前記振幅差と位相差を推定し、図２に示されたように、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在しない場合には下記＜式２＞を利用し前記振幅差と位相差を推定する。
【００２３】
【数１】
0005576300.tif 000002
【００２４】
【数２】
0005576300.tif 000003
【００２５】
ここで、前記
【数３】
0005576300.tif 000004
は振幅差を示しており、前記
【数４】
0005576300.tif 000005
は位相差を示しており、α１＊（−ｋ）はＫ１＊Ｈ＊（−ｋ）、α２（−ｋ）はＫ２Ｈ＊（−ｋ）に、Ｋ１＝（１／２）（１＋（１＋ε）ｅｘｐ（−ｊΦ））、Ｋ２＝（１／２）（１−（１＋ε）ｅｘｐ（ｊΦ））、Ｈ（ｋ）はサブキャリアーｋのチャンネルを意味し、Ｄｍ（ｋ）はｍ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアーＫにおける受信信号を意味する。
【００２６】
それでは、前記＜式１＞と＜式２＞を獲得する過程について調べてみよう。
前記＜数１＞を得るための過程を説明すると、まずｍ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアーインデックスｋにおける受信信号を表す下記＜式３＞と、前記ｍ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアーｋ＋ｌにおける受信信号を表す下記＜式４＞が必要となる。
【００２７】
【数５】
0005576300.tif 000006
【数６】
0005576300.tif 000007
【００２８】
ここで、ｋの範囲は−（ｎ／２）−１からｎ／２までで、ＦＦＴのインデックスを意味し、Ｋ１＝（１／２）（１＋（１＋ε）ｅｘｐ（−ｊΦ））、Ｋ２＝（１／２）（１−（１＋ε）ｅｘｐ（ｊΦ））、εはＩチャンネルとＱチャンネルの振幅差、Φは両チャンネルの位相差、Ｈｍ（ｋ）はサブキャリアーｋのチャンネル、Ｓｍ（ｋ）は伝送されたデータシンボル、Ｎｍ（ｋ）＝Ｋ１Ｗｍ（ｋ）＋Ｋ２Ｗ＊ｍ（−ｋ）（Ｗｍ（ｋ））はｍ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアーインデックスｋにおける雑音を各々示している。
【００２９】
前記＜式３＞と＜式４＞からＩとＱの間における位相差と振幅差に関するＫ１とＫ２の値を得るため、Ｈ１（ｋ）＝Ｈ１（ｋ＋ｌ）＝Ｈ（ｋ）の条件を仮定し、２つの連立方程式の解を求める。上述のチャンネル条件により、ミラー（ｍｉｒｒｏｒ）側面のチャンネルもＨ１（−ｋ）＝Ｈ１（−ｋ−ｌ）＝Ｈ（−ｋ）の仮定が成立される。まず、前記＜数３＞と＜数４において、右側の２番目の項たちをなくすとＫ１に対する情報を得ることができる。つまり、下記＜式５＞と＜式６＞に示したように、適切なパイロット信号の値を各々両辺にかけて２つの数を引くと、下記＜式７＞のようにＫ１Ｈ（ｋ）に関する値を得ることができる。
【００３０】
【数７】
0005576300.tif 000008
【数８】
0005576300.tif 000009
【数９】
0005576300.tif 000010
【００３１】
但し、前記＜式７＞は分母が０にならないよう、下記＜式８＞の条件を満足しなければならない。
【００３２】
【数１０】
0005576300.tif 000011
【００３３】
また、前記＜式３＞と＜式４＞を介して方程式を解くと＜式９＞を得ることができる。
【数１１】
0005576300.tif 000012
【００３４】
ここで、Ｉ／Ｑ不均衡に関する項目である位相差と振幅差に関することだけを得るために＜式８＞と＜式９＞を整理すれば、下記＜式１０＞を得ることができる。
【００３５】
【数１２】
0005576300.tif 000013
【００３６】
前記＜式１０＞において、Ｎ１とＮ２は雑音に関する項目であり、下記＜式１１＞のように整理される。
【数１３】
0005576300.tif 000014
【００３７】
従って、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在する場合、１つの位相差と振幅の推定値を得るため、自分のサブキャリアーと隣接したサブキャリアー、そして前記サブキャリアーたちに対しＭｉｒｒｏｒｅｄされたサブキャリアー２つ、つまり、サブキャリアーインデックスｋ、ｋ＋ｌ、−ｋ、−ｋ−ｌの４つの受信されたプレアンブルデータとパイロットトーンの情報が必要であることが分かる。
【００３８】
そして、前記＜式１０＞の結果で雑音がないならば、前記＜式１０＞は、下記＜式１２＞のように位相差と振幅に関する項目に整理される。
【数１４】
0005576300.tif 000015
【００３９】
前記＜式１２＞において、α１＊（−ｋ）は前記＜式７＞によって下記＜式１３＞のように得られる。
【００４０】
【数１５】
0005576300.tif 000016
【００４１】
従って、最終的に予測された振幅差と位相差が前記＜式１＞のように得られるのである。
【００４２】
また、前記＜式２＞を得るための過程を説明すると、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在しない場合は、ｍｉｒｒｏｒｅｄされたパイロットには値が０であるナル（ｎｕｌｌ）値が存在するため、ナルのサブキャリアーインデックスｋにおける受信信号は＜式１４＞のようである。
【００４３】
【数１６】
0005576300.tif 000017
【００４４】
前記＜式１４＞において、自己信号が０の値であるためＫ１に関する項目はなくなる。また、パイロットのあるＤＣの反対側のサブキャリアーインデックス−ｋにおける受信信号は＜式１５＞のようである。
【００４５】
【数１７】
0005576300.tif 000018
【００４６】
ここで、前記＜式１４＞と＜式１５＞を介して＜式１６＞を得ることができる。
【数１８】
0005576300.tif 000019
【００４７】
前記＜式１６＞からチャンネルの影響とパイロット信号のゲイン（ｇａｉｎ）影響と関係なくＩ／Ｑ不均衡を推定することができ、１つのプレアンブルから全てのパイロットを平均して推定エラーを減らした振幅差と位相差は＜式２＞のように予測される。
【００４８】
前記平均及び選択機３１８は、前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在する場合、チャンネル利得が雑音の電力より大きく隣接したパイロットトーンより相関性の高い推定値だけに対して平均を算出し、前記積分機３２０を介してＩ／Ｑ補償回路３０２に出力する。反面、前記平均及び選択機３１８は、前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在しない場合、前記チャンネル利得が雑音の電力より大きいパイロットトーンの推定値だけに対して平均を算出し、前記積分機３２０を介してＩ／Ｑ補償回路３０２に出力する。ここで、前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在する場合、前記＜式１０＞のＨ＊（−ｋ）値が雑音に比べ小さい値を有するのであれば、推定誤差が非常に大きくなるため、前記チャンネル推定機３２８からチャンネルを推定した後、チャンネル利得のよいパイロットに対することだけを含んで推定エラーを減らす。つまり、下記＜式１７＞を満足しない項目は除いて推定エラーを減らす。
【００４９】
【数１９】
0005576300.tif 000020
【００５０】
ここで、σＮは雑音電力を意味し、αは任意のミス値で、前記α値によって前記＜数１＞の計算から選択されるサブキャリアーの数を調節することができる。また、前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在する場合にはＨ１（ｋ）＝Ｈ１（ｋ＋ｌ）＝Ｈ（ｋ）と仮定したため、周波数の選択度の大きい値を有するサブキャリアーたちを除去して性能向上をもたらすことができる。つまり、下記＜式１８＞を満足するサブキャリアーたちだけを選択して前記＜式１＞に適用することができる。
【数２０】
0005576300.tif 000021
【００５１】
前記＜式１８＞において、βは相関性を意味する実数値であり、［適切な値を使用して］前記β値を介して前記＜式１＞の計算から選択されるサブキャリアーの数を調節することができる。
【００５２】
また、前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在する場合にも、前記＜式１７＞を利用し雑音が大きい部分のパイロットたちは前記＜式２＞の計算過程から除外する。言い換えれば、前記パイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在する場合には、ナルキャリアーに干渉されたパイロットトーンがの値と元の自己信号のパイロットトーンであるナル値と互いに比較し推定エラーを得るため、干渉パイロットトーンたちが雑音よりよい利得を有する場合にのみ推定エラーの誤差を減らすことができる。
【００５３】
図４と図５は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ受信機におけるＩ／Ｑパラメーターを推定するための手続きを図示している。
【００５４】
前記図４と図５を参照すると、まず４０１段階において、前記ＯＦＤＭ受信機はプレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在するか検査する。ここで、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在するというのは、前記図１のようにパイロット信号がＤＣを中心に対称形態に存在する構造であり、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在しない場合は、前記図２のようにセクター別にパイロットが１つずつ移動され、互いに干渉を受けない構造である。
【００５５】
万一、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在すれば、前記ＯＦＤＭ受信機は４０３段階に進行し前記＜式１＞のように振幅差εと位相差Φを算出する。
【００５６】
以降、前記ＯＦＤＭ受信機は４０５段階で受信されたＯＦＤＭ信号に対するチャンネル推定を遂行し、４０７段階に進行してチャンネル利得が雑音の電力より大きいか検査する。ここで、前記チャンネル利得が雑音の電力より大きいかを検査するのは、パイロット信号の大きさが雑音に比べ小さい値を有するのであれば推定誤差が非常に大きくなるため、前記＜式１７＞の条件を満足しない項目は除外しＩ／Ｑ不均衡補償機に誤差が小さい推定値を入力するためである。
【００５７】
万一、前記チャンネル利得が雑音の電力より小さければ、前記ＯＦＤＭ受信機は４１５段階に進行して条件を満足しないパイロットトーンを除外し、４１０段階に戻り以下の段階を遂行する。
【００５８】
一方、前記チャンネル利得が雑音の電力より大きければ、前記ＯＦＤＭ受信機は４０８段階に進行し受信されるパイロット信号が隣接したパイロット信号と相関性が高いか検査する。ここで、受信されるパイロット信号が隣接したパイロット信号と相関性が高いかを検査するのは推定誤差を更に小さくするためであり、前記＜式１８＞の条件を満足しない項目、つまり、相関性の低いパイロットトーンを除外し推定誤差を小さくするためである。
【００５９】
万一、前記受信されるパイロット信号が隣接したパイロット信号と相関性が低いのであれば、前記ＯＦＤＭ受信機は前記４１５段階に進行し以下の段階を遂行する。一方、前記受信されるパイロット信号が隣接したパイロット信号と相関性が高いのであれば、前記ＯＦＤＭ受信機は４０９段階で該当パイロットトーンを選択し、４１０段階に進行して全てのパイロットトーンを検査したのか確認する。
【００６０】
万一、前記全てのパイロットトーンを検査していないのであれば、前記ＯＦＤＭ受信機は４０７段階に戻り他のパイロットトーンに対する検査を遂行する。一方、前記全てのパイロットトーンを検査したのであれば、前記ＯＦＤＭ受信機は４１１段階で前記選択されたパイロットトーンに対する推定値の平均を算出し、４１３段階に進行してＩ／Ｑ補償機に算出された平均を入力する。以降、前記ＯＦＤＭ受信機は本発明によるアルゴリズムを終了する。
【００６１】
一方、前記４０１段階において、前記プレアンブルにパイロットトーンがＤＣに対して対称的に存在しなければ、前記ＯＦＤＭ受信機は４１６段階に進行し＜式２＞のように振幅差εと位相差Φを算出する。
【００６２】
以降、前記ＯＦＤＭ受信機は４１８段階で受信されたＯＦＤＭ信号に対するチャンネル推定を遂行し、４０７段階に進行してチャンネル利得が雑音の電力より大きいか検査する。ここで、前記チャンネル利得が雑音の電力より大きいかを検査するのは、パイロットの信号の大きさが雑音に比べ小さい値を有するのであれば推定誤差が非常に大きくなるため、条件を満足しない項目は除外してＩ／Ｑ不均衡補償機に誤差が小さい推定値を入力するためである。
【００６３】
万一、前記チャンネル利得が雑音の電力より小さければ、前記ＯＦＤＭ受信機は４２６段階に進行し、条件を満足しないパイロットトーンを除外して４２１段階に進行し以下の段階を遂行する。
【００６４】
一方、前記チャンネル利得が雑音の電力より大きければ、前記ＯＦＤＭ受信機は４２０段階に進行し該当パイロットトーンを選択して４２１段階で全てのパイロットトーンを検査したのか確認する。万一、前記全てのパイロットトーンを検査いていないのであれば、前記ＯＦＤＭ受信機は４１９段階に戻り他のパイロットトーンに対する検査を遂行する。一方、前記全てのパイロットトーンを検査したのであれば、前記ＯＦＤＭ受信機は４２２段階に進行し前記選択されたパイロットに対する推定値の平均値を算出し、４２４段階に進行してＩ／Ｑ補償機に算出された平均を入力する。以降、前記ＯＦＤＭ受信機は本発明によるアルゴリズムを終了する。
【００６５】
図６の（Ａ）と（Ｂ）は、現在使用されている８０２．１６ｅ  Ｍｏｂｉｌｅ ＷｉＭＡＸ（ワイブロ）のプレアンブルを使用して推定した振幅と位相エラーの値を示している。この結果は、Ｉ／Ｑ不均衡の振幅エラーが１０％で位相エラーが５°である際、コンピューターの模擬試験によって得られたｒｍｓ（ｒｏｏｔ  ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ）値を示したのである。ワイブロでは図２のようにｌ＝３であるプレアンブルを使用しているが、１つのセルには３つのセクターが使用されるため、これらのセクターの間における干渉をなくすためにプレアンブルのパイロットトーンたちを１つずつ移動して使用される。従って、３つのセクターの中１つのセクターだけからＤＣを中心に対称にパイロットが存在して前記＜式１＞が使用されており、残りの２セクターはパイロット対称であるところにナルキャリアーが存在するようになり、前記＜式２＞が使用される。
【００６６】
前記＜式１＞を使用した結果を調べてみると、前記＜式１７＞と＜式１８＞を適用したｒｍｓ値が小さいことが分かり、前記＜式２＞の場合は＜式１＞を使用した結果よりその幅がより大きくなることが観察できる。つまり、ワイブロではｌ＝３であるため、Ｈ１（ｋ）＝Ｈ１（ｋ＋３）＝Ｈ（ｋ）の仮定が必要でない場合がよりよい性能を見せることになる。特に、低いＳＮＲに＜式１７＞の条件を適用すると大きな利得を得ることができる。
【００６７】
上述したように、本発明は直交周波数分割多重の受信機において、受信された１つのＯＦＤＭプレアンブル値を介してＩチャンネルとＱチャンネルの間における位相差と振幅差を推定し補償することで、具現が簡単でＩ／Ｑ不均衡の実時間校正が可能な効果がある。
【００６８】
一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施の形態について説明したが、本発明の範囲から逸脱しない範囲内で多様な変形が可能であることは勿論である。従って、本発明の範囲は、上述の実施の形態に限って決まらず、後述する特許請求の範囲だけでなく、この特許請求の範囲と均等なものによって決まらねばならない。
【符号の説明】
【００６９】
３００      ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）
３０２      Ｉ／Ｑ補償回路
３０４      Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ  ｔｏ  Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）
３０６      ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）除去機
３０８      ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）
３１０      Ｚｅｒｏ除去機
３１２      プレアンブル確認部
３１４      パイロットトーン位置把握部
３１６      不均衡パラメーターε、Φ推定機
３１８      平均及び選択機
３２０      積分機
３２２      コンジュゲーター（Ｃｏｎｊｕｇａｔｏｒ）
３２４      副搬送波ミラーリング（ｍｉｒｒｏｒｉｎｇ）部
３２６      ＯＦＤＭシンボル確認部
３２８      チャンネル推定機
３３０      灯火機
３３２      検出器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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