(57)【要約】  二次側の過電流の発生の判定を安定して実施できるスイッチング電源装置を提供することを目的として、検出抵抗Ｒ７，Ｒ８で検出した負荷電流値に応じたサンプル電圧を、第１のカレントミラー回路１４を構成する入力側トランジスタＱ４と出力側トランジスタＱ３によって、基準電圧と比較して過電流発生を判定するとともに、トランジスタＱ６，Ｑ５で構成される第２のカレントミラー回路１７によってトランジスタＱ３の出力回路を流れる電流を温度補償する。
2008146463.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧変換部の二次側電圧を整流平滑して出力すると共に、検出した負荷電流に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するスイッチング電源装置であって、
前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗と、
入力側の第１のトランジスタと出力側の第２のトランジスタで構成される第１のカレントミラー回路と、
入力側の第３のトランジスタと出力側の第４のトランジスタで構成される第２のカレントミラー回路とを設け、
第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に前記検出抵抗の検出電圧を印加し、
第３のトランジスタで設定された電流が流れる第４のトランジスタを第２のトランジスタと基準電位との間に介装し、
第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点の電位に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するよう構成した
スイッチング電源装置。
【請求項２】
第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点と、第２のトランジスタのベースとの間を、抵抗で連結した
請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記電圧変換部の二次側電圧を整流平滑する回路が、
第１のダイオードのアノードを前記電圧変換部の出力の一端に接続し、
第１のダイオードのカソードを第２のダイオードのアノードに接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点を、コンデンサを介してトランスの二次巻線の他端に接続し、
第２のダイオードのカソードと前記電圧変換部の出力の前記一端との出力電圧を平滑して出力電圧とする半波倍電圧整流回路であり、
前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗を、
前記電圧変換部の出力の前記一端と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第１の検出抵抗と、
第１の検出抵抗と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第２の検出抵抗と
で構成し、直列接続された第１の検出抵抗と第２の検出抵抗との両端電圧を、第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に印加した
請求項１または請求項２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電圧変換部の二次側電圧を整流平滑して出力すると共に、検出した負荷電流に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電源装置には、過負荷から電源や負荷を守るために負荷電流を制限するために過電流保護（over current protection）回路を備されている。この過電流保護の方式としては、大別して図８（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す３種類が一般的である。【０００３】
図８（ａ）のように、出力電流が上限設定値を超えた場合に出力電圧が低下すると共に出力電流も小さくして保護する方式は、出力電圧と出力電流の相関特性の形から、「フ」の字特性（Fold-back Type Drooping Characteristic）と呼ばれている。【０００４】
図８（ｂ）のように、出力電流が上限設定値を超えた場合に出力出力電流が直ちに低下させて保護する方式は、出力電圧と出力電流の相関特性の形から、「垂下特性（pendent character）」と呼ばれている。【０００５】
図８（ｃ）のように、出力電流が上限設定値を超えた場合に出力電流を定電力で小さくして保護する方式は、出力電圧と出力電流の相関特性の形から、「ヘ」の字特性と呼ばれている。【０００６】
トランスの一次側だけで過電流保護の検出を行うスイッチング電源装置の場合には、入力電圧の変動により過電流保護設定値のズレが生じるため精度が悪い。【０００７】
また、過電流保護特性を図８（ｃ）の特性にした場合には、トランスの一次側のスイッチングトランジスタの保護は行えるが、トランスの二次側の整流用ダイオ−ドは保護状態でも電流が増加するので、過電流保護としては好ましくない（特許文献１などに記載）。【０００８】
これに比べて、図６に示すようにトランスＴ１の二次側で負荷電流を検出した場合には、良好な過電流保護を期待できる。【０００９】
図６において、トランスＴ１の一次巻線１１には、直列制御素子としてのスイッチングトランジスタＱ１を介して入力直流電圧Ｖｉが印加されており、スイッチングトランジスタＱ１のベースに印加するパルス信号Ｐｓｗの周波数が制御回路１３によって制御されている。【００１０】
トランスＴ１の二次巻線１２の出力はダイオードＤ２によって半波整流され、これをコンデンサＣ３によって平滑して出力電圧Ｖｏを得ている。負荷電流ｉ１は二次側回路に介装された検出抵抗Ｒ７によって検出されている。【００１１】
検出抵抗Ｒ７の検出電圧に応じて制御回路１３に情報を供給する誤差増幅器Ｚ２は、次のように構成されている。【００１２】
カレントミラー回路１４は、入力側のトランジスタＱ４と出力側のトランジスタＱ３で構成されており、ベースとコレクタが互いに接続されたトランジスタＱ４のベースと基準電位Ｇとの間に、電圧源Ｂ１が抵抗Ｒ６を介して接続され、トランジスタＱ４のエミッタは検出抵抗Ｒ７の基準電位Ｇの側に接続されている。【００１３】
トランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ４のベースに接続されており、トランジスタＱ３のコレクタは、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点に抵抗Ｒ４を介して接続されている。トランジスタＱ３のエミッタは、検出抵抗Ｒ７と二次巻線１２との接続点１５に、抵抗Ｒ３を介して接続されている。【００１４】
トランジスタＱ３のコレクタと抵抗Ｒ４との接続点１６は、抵抗Ｒ２を介して出力トランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間は、一端が制御回路１３に接続された抵抗Ｒ１の他端と基準電位Ｇとの間に介装されている。【００１５】
このように構成された誤差増幅器Ｚ２では、基準電圧を決定する抵抗Ｒ４がトランジスタＱ３のコレクタに接続されており、誤差増幅器Ｚ２の増幅度は、抵抗Ｒ３／抵抗Ｒ４の抵抗値の比により決定されている。【００１６】
負荷電流ｉ１が増加すると、検出抵抗Ｒ７の両端の電圧降下が大きくなり、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ３との接続点１６の電圧が低下し、トランジスタＱ３のコレクタ電流が増加し、これに伴ってトランジスタＱ３のコレクタの接続点１５の電位が低下し、出力トランジスタＱ２のベース電流が増加し、負荷電流ｉ１が設定値まで増加した時点に、制御回路１３に接続された抵抗Ｒ１が、出力トランジスタＱ２を介して基準電位Ｇに接続されて、一次側のスイッチング周波数を制御して図８（ａ）に示した「フの字特性（Fold-back Type Drooping Characteristic）」の過電流保護を実現させている。
【特許文献１】特開２００４−２１５３９４公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかし、図６の回路構成では、抵抗Ｒ４の温度変化（温度特性）によって誤差増幅器Ｚ２の増幅度が変動するので、基準電圧が変動して過電流保護の設定値のズレが生じる問題がある。【００１８】
トランジスタＱ３に流れる電流の方がトランジスタＱ４に流れる電流より大きくなっており、ｉ１に流れる電流が大きくなると、検出抵抗Ｒ７の両端の電圧差は大きくなる。負荷電流ｉ１が大きくなって、トランジスタＱ３に流れる電流値と入力側のトランジスタＱ４に流れる電流値の電流差が大きくなると、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４に温度差が発生する。つまり、電源投入の直後のコ−ルド状態のようにトランジスタＱ３と入力側のトランジスタＱ４に温度差が無い状態と、エ−ジング後でトランジスタＱ３とトランジスタＱ４との温度差が大きい場合では、過電流保護の設定値のズレが生じる問題がある。【００１９】
本発明は、電圧変換部の二次側の過電流の発生の判定を安定して実施できるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、電圧変換部の二次側電圧を整流平滑して出力すると共に、検出した負荷電流に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するスイッチング電源装置であって、前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗と、入力側の第１のトランジスタと出力側の第２のトランジスタで構成される第１のカレントミラー回路と、入力側の第３のトランジスタと出力側の第４のトランジスタで構成される第２のカレントミラー回路とを設け、第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に前記検出抵抗の検出電圧を印加し、第３のトランジスタで設定された電流が流れる第４のトランジスタを第２のトランジスタと基準電位との間に介装し、第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点の電位に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するよう構成したことを特徴とする。【００２１】
本発明の請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１において、第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点と、第２のトランジスタのベースとの間を、抵抗で連結したことを特徴とする。【００２２】
本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２において、前記電圧変換部の二次側電圧を整流平滑する回路が、第１のダイオードのアノードを前記電圧変換部の出力の一端に接続し、第１のダイオードのカソードを第２のダイオードのアノードに接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点を、コンデンサを介して前記電圧変換部の出力の他端に接続し、第２のダイオードのカソードと前記電圧変換部の出力の前記一端との出力電圧を平滑して出力電圧とする半波倍電圧整流回路であり、前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗を、前記電圧変換部の出力の前記一端と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第１の検出抵抗と、第１の検出抵抗と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第２の検出抵抗とで構成し、直列接続された第１の検出抵抗と第２の検出抵抗との両端電圧を、第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に印加したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によると、第２のカレントミラー回路を設けて第１のカレントミラー回路を温度補償することができ、安定した過電流保護の動作を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置の構成図
【図３】本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置の構成図
【図４】本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置の構成図
【図５】本発明の実施の形態５のスイッチング電源装置の構成図
【図６】従来のスイッチング電源装置の構成図
【図７】本発明の実施の形態３と実施の形態１における要部の検出波形図
【図８】一般的な過電流保護方式の説明図
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の各実施の形態を図１〜図５に基づいて説明する。【００２６】
（実施の形態１）
図１では電圧変換部２０がトランスＴ１で構成されており、トランスＴ１の二次巻線１２の出力電圧を、ダイオードＤ１とダイオードＤ２およびコンデンサＣ４とで半波倍電圧整流しているスイッチング電源装置であって、図６の半端整流のスイッチング電源装置と比べると、ダイオードＤ１と検出抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の増加だけではなく、トランジスタＱ６とトランジスタＱ５とで構成されたカレントミラー回路１７が設けられている。【００２７】
具体的には、トランスＴ１の一次巻線１１には、直列制御素子としてのスイッチングトランジスタＱ１を介して入力直流電圧Ｖｉが印加されており、スイッチングトランジスタＱ１のベースに印加するパルス信号Ｐｓｗの周波数が制御回路１３によって制御されている。【００２８】
トランスＴ１の二次巻線１２の出力は、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ４とで倍電圧整流し、コンデンサＣ３で平滑して出力直流電圧Ｖｏが出力されている。【００２９】
トランスＴ１の二次巻線１２の出力電圧ＥがダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４を充電する半サイクルの電流ｉ２は、ダイオードＤ１に直列接続された検出抵抗Ｒ８によって検出される。次の半サイクルでは、トランスＴ１の二次巻線１２の出力電圧ＥとコンデンサＣ４の端子電圧がダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３を充電する負荷電流ｉ１が流れて、コンデンサＣ３の両端に２・Ｅの出力直流電圧Ｖｏが発生する。負荷電流ｉ１は検出抵抗Ｒ７で検出される。【００３０】
コンデンサＣ３の一端は基準電位Ｇに接続されており、トランスＴ１の二次巻線１２の一端は検出抵抗Ｒ７を介して基準電位Ｇに接続されている。一端がダイオードＤ１のアノードに接続された検出抵抗Ｒ８の他端は、検出抵抗Ｒ７と二次巻線１２の一端との接続点１６に接続されている。【００３１】
検出抵抗Ｒ７，Ｒ８の検出電圧に応じて制御回路１３に情報を供給する誤差増幅器Ｚ１は、次のように構成されている。【００３２】
ＮＰＮトランジスタＱ４とＮＰＮトランジスタＱ３とで第１のカレントミラー回路１４が構成されている。トランジスタＱ４はベースとコレクタが互いに接続され、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１を介して基準電位Ｇに接続されている。トランジスタＱ４のエミッタは基準電位に接続されている。【００３３】
トランジスタＱ３のベースは、トランジスタＱ４のベースに接続されており、トランジスタＱ３のコレクタは、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点１８に、第２のカレントミラー回路１７を介して接続されている。【００３４】
第２のカレントミラー回路１７は、ＰＮＰトランジスタＱ６とＰＮＰトランジスタＱ５とで構成されている。トランジスタＱ６はベースとコレクタが互いに接続され、抵抗Ｒ９を介して基準電位Ｇに接続されている。トランジスタＱ６のエミッタは、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点１８に、定電圧ダイオードＤ３を介して接続されている。トランジスタＱ５のベースは、トランジスタＱ６のベースに接続されており、トランジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ３のコレクタに接続され、トランジスタＱ５のエミッタは、抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点１８に接続されている。【００３５】
トランジスタＱ３のコレクタとトランジスタＱ５のコレクタとの接続点１５は、抵抗Ｒ２を介して出力トランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間は、一端が制御回路１３に接続された抵抗Ｒ１の他端と基準電位Ｇとの間に介装されている。【００３６】
トランジスタＱ３のエミッタは、ダイオードＤ１のアノードと検出抵抗Ｒ８との接続点１９に、抵抗Ｒ３を介して接続されている。【００３７】
このように構成したため、定電圧ダイオードＤ３のツェナー電圧をＶｚ、トランジスタＱ６のベース・エミッタ間の電圧を“Ｑ６Ｖｂｅ”、トランジスタＱ５のベース・エミッタ間の電圧を“Ｑ５Ｖｂｅ”、抵抗Ｒ４の抵抗値を“ｒ４”とすると、トランジスタＱ５のコレクタの電流は、
（ Ｖｚ ＋ Ｑ６Ｖｂｅ− Ｑ５Ｖｂｅ） ／ｒ４
で、温度変化に影響しない定電流とすることができ、安定した過電流保護の動作を実現できる。【００３８】
また、検出抵抗Ｒ７だけでなく、検出抵抗Ｒ７と検出抵抗Ｒ８の直列回路の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号としているので、片サイクルの過電流検出だけでなく、負荷電流ｉ１と負荷電流ｉ２の両サイクルの過電流検出を実施して制御回路１３をより正確にコントロールできる。【００３９】
検出抵抗が１本の場合と２本の場合の具体例を図７に示す。ここでは直流電圧２４Ｖ入力、直流電圧２４０Ｖ２．５Ａ出力で運転時の場合を示す。【００４０】
図７（ａ）は、図３に示したように検出抵抗が検出抵抗Ｒ７だけの場合における検出電圧波形で、検出抵抗Ｒ７と基準電位Ｇとの接続点３１と、検出抵抗Ｒ７とトランスＴ１の二次側との接続点１６との間の電圧波形である。【００４１】
図７（ｂ）は、図１に示したように検出抵抗が検出抵抗Ｒ７と検出抵抗Ｒ８の２本の場合における検出電圧波形で、検出抵抗Ｒ７と基準電位Ｇとの接続点３１と、検出抵抗Ｒ８とダイオードＤ１との接続点１９との間の電圧波形である。【００４２】
このように、検出抵抗Ｒ７と検出抵抗Ｒ８の直列回路の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号とした場合には、負荷電流ｉ１と負荷電流ｉ２の両サイクルの過電流検出を実施して、検出抵抗が検出抵抗Ｒ７だけの場合に比べて制御回路１３を正確にコントロールできる。【００４３】
（実施の形態２）
図２は本発明の実施の形態２を示す。【００４４】
この図２では、トランジスタＱ３のベースを、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ５のコレクタに接続した点だけが、図１とは異なっている。【００４５】
つまりは、誤差増幅器Ｚ１の増幅度は、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ３によって決定される。抵抗Ｒ５の片側は、温度変化（温度特性）に影響しない定電流となっているため、抵抗Ｒ５の他方に接続されているトランジスタＱ４及びトランジスタＱ３のベ−スは同電位となり、故に、トランジスタＱ３に流れる電流とトランジスタＱ４に流れる電流がほぼ同じとなり過電流保護の設定値のズレを改善できる。【００４６】
（実施の形態３）
図３は本発明の実施の形態３を示す。【００４７】
この図３では、整流方式が実施の形態１を示す図１と同じ半波倍電圧整流のスイッチング電源装置であって、検出抵抗Ｒ７の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号としている点だけが、図１とは異なっている。この場合、片サイクルの過電流検出だけで制御回路１３をコントロールしているため、負荷変動に伴う過電流保護の性能は実施の形態１と比べて劣るものの、温度変化に影響しない安定した過電流保護の動作を実現できる点では従来例に比べて優れている。なお、実施の形態２を示す図２においても同様に実施できる。【００４８】
（実施の形態４）
図４は本発明の実施の形態４を示す。【００４９】
この図４では、整流方式が半波整流のスイッチング電源装置であって、検出抵抗Ｒ７の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号としている点だけが、実施の形態２を示す図２とは異なる。【００５０】
（実施の形態５）
図５は本発明の実施の形態５を示す。【００５１】
この図５では、電圧変換部２０がＭＯＳトランジスタ２１，２２と、インダクタ２３、コンデンサ２４によるＤＣ−ＤＣコンバータで構成されており、制御回路１３からＭＯＳトランジスタ２１，２２のゲートに印加するパルス信号Ｐｓｗ１，Ｐｓｗ２をコントロールして一次側のスイッチングを制御して電圧変換するとともに過電流保護するよう構成されている点だけが、実施の形態１を示す図１とは異なる。実施の形態２〜実施の形態４においても同様に実施できる。【００５２】
上記の各実施の形態において、第１のカレントミラー回路１４を第１導電型としてのＮＰＮ型トランジスタＱ３，Ｑ４で構成し、第２のカレントミラー回路１７を第２導電型としてのＰＮＰ型トランジスタＱ５，Ｑ６で構成したが、第１のカレントミラー回路１４をＰＮＰ型トランジスタＱ３，Ｑ４で構成し、第２のカレントミラー回路１７をＮＰＮ型トランジスタＱ５，Ｑ６で構成することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、負荷電流が数十アンペアと大きく、さらに過電流保護設定精度を重要視する機器に使用する電源として特に有用であって、具体的には、インバータやモーター駆動機器などの電源装置として組み込むことによって、過電流の発生の判定の温度によるばらつきを解消して、組み込まれた機器の確実な動作と安全性の向上に寄与できる。
【図１】
2008146463.tif 000003
【図２】
2008146463.tif 000004
【図３】
2008146463.tif 000005
【図４】
2008146463.tif 000006
【図５】
2008146463.tif 000007
【図６】
2008146463.tif 000008
【図７】
2008146463.tif 000009
【図８】
2008146463.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成21年10月7日(2009.10.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電圧変換部の二次側電圧を整流平滑して出力すると共に、検出した負荷電流に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電源装置には、過負荷から電源や負荷を守るために負荷電流を制限するために過電流保護（over current protection）回路を備されている。この過電流保護の方式としては、大別して図８（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す３種類が一般的である。
【０００３】
図８（ａ）のように、出力電流が上限設定値を超えた場合に出力電圧が低下すると共に出力電流も小さくして保護する方式は、出力電圧と出力電流の相関特性の形から、「フ」の字特性（Fold-back Type Drooping Characteristic）と呼ばれている。
【０００４】
図８（ｂ）のように、出力電流が上限設定値を超えた場合に出力出力電流が直ちに低下させて保護する方式は、出力電圧と出力電流の相関特性の形から、「垂下特性（pendent character）」と呼ばれている。
【０００５】
図８（ｃ）のように、出力電流が上限設定値を超えた場合に出力電流を定電力で小さくして保護する方式は、出力電圧と出力電流の相関特性の形から、「ヘ」の字特性と呼ばれている。
【０００６】
トランスの一次側だけで過電流保護の検出を行うスイッチング電源装置の場合には、入力電圧の変動により過電流保護設定値のズレが生じるため精度が悪い。
【０００７】
また、過電流保護特性を図８（ｃ）の特性にした場合には、トランスの一次側のスイッチングトランジスタの保護は行えるが、トランスの二次側の整流用ダイオ−ドは保護状態でも電流が増加するので、過電流保護としては好ましくない（特許文献１などに記載）。
【０００８】
これに比べて、図６に示すようにトランスＴ１の二次側で負荷電流を検出した場合には、良好な過電流保護を期待できる。
【０００９】
図６において、トランスＴ１の一次巻線１１には、直列制御素子としてのスイッチングトランジスタＱ１を介して入力直流電圧Ｖｉが印加されており、スイッチングトランジスタＱ１のベースに印加するパルス信号Ｐｓｗの周波数が制御回路１３によって制御されている。
【００１０】
トランスＴ１の二次巻線１２の出力はダイオードＤ２によって半波整流され、これをコンデンサＣ３によって平滑して出力電圧Ｖｏを得ている。負荷電流ｉ１は二次側回路に介装された検出抵抗Ｒ７によって検出されている。
【００１１】
検出抵抗Ｒ７の検出電圧に応じて制御回路１３に情報を供給する誤差増幅器Ｚ２は、次のように構成されている。
【００１２】
カレントミラー回路１４は、入力側のトランジスタＱ４と出力側のトランジスタＱ３で構成されており、ベースとコレクタが互いに接続されたトランジスタＱ４のベースと基準電位Ｇとの間に、電圧源Ｂ１が抵抗Ｒ６を介して接続され、トランジスタＱ４のエミッタは検出抵抗Ｒ７の基準電位Ｇの側に接続されている。
【００１３】
トランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ４のベースに接続されており、トランジスタＱ３のコレクタは、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点に抵抗Ｒ４を介して接続されている。トランジスタＱ３のエミッタは、検出抵抗Ｒ７と二次巻線１２との接続点１５に、抵抗Ｒ３を介して接続されている。
【００１４】
トランジスタＱ３のコレクタと抵抗Ｒ４との接続点１６は、抵抗Ｒ２を介して出力トランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間は、一端が制御回路１３に接続された抵抗Ｒ１の他端と基準電位Ｇとの間に介装されている。
【００１５】
このように構成された誤差増幅器Ｚ２では、基準電圧を決定する抵抗Ｒ４がトランジスタＱ３のコレクタに接続されており、誤差増幅器Ｚ２の増幅度は、抵抗Ｒ３／抵抗Ｒ４の抵抗値の比により決定されている。
【００１６】
負荷電流ｉ１が増加すると、検出抵抗Ｒ７の両端の電圧降下が大きくなり、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ３との接続点１６の電圧が低下し、トランジスタＱ３のコレクタ電流が増加し、これに伴ってトランジスタＱ３のコレクタの接続点１５の電位が低下し、出力トランジスタＱ２のベース電流が増加し、負荷電流ｉ１が設定値まで増加した時点に、制御回路１３に接続された抵抗Ｒ１が、出力トランジスタＱ２を介して基準電位Ｇに接続されて、一次側のスイッチング周波数を制御して図８（ａ）に示した「フの字特性（Fold-back Type Drooping Characteristic）」の過電流保護を実現させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００４−２１５３９４公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかし、図６の回路構成では、抵抗Ｒ４の温度変化（温度特性）によって誤差増幅器Ｚ２の増幅度が変動するので、基準電圧が変動して過電流保護の設定値のズレが生じる問題がある。
【００１９】
トランジスタＱ３に流れる電流の方がトランジスタＱ４に流れる電流より大きくなっており、ｉ１に流れる電流が大きくなると、検出抵抗Ｒ７の両端の電圧差は大きくなる。負荷電流ｉ１が大きくなって、トランジスタＱ３に流れる電流値と入力側のトランジスタＱ４に流れる電流値の電流差が大きくなると、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４に温度差が発生する。つまり、電源投入の直後のコ−ルド状態のようにトランジスタＱ３と入力側のトランジスタＱ４に温度差が無い状態と、エ−ジング後でトランジスタＱ３とトランジスタＱ４との温度差が大きい場合では、過電流保護の設定値のズレが生じる問題がある。
【００２０】
本発明は、電圧変換部の二次側の過電流の発生の判定を安定して実施できるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、電圧変換部の二次側電圧を整流平滑して出力すると共に、検出した負荷電流に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するスイッチング電源装置であって、前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗と、入力側の第１のトランジスタと出力側の第２のトランジスタで構成される第１のカレントミラー回路と、入力側の第３のトランジスタと出力側の第４のトランジスタで構成される第２のカレントミラー回路とを設け、第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に前記検出抵抗の検出電圧を印加し、第３のトランジスタで設定された電流が流れる第４のトランジスタを第２のトランジスタと基準電位との間に介装し、第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点の電位に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するよう構成したことを特徴とする。
【００２２】
本発明の請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１において、第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点と、第２のトランジスタのベースとの間を、抵抗で連結したことを特徴とする。
【００２３】
本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２において、前記電圧変換部の二次側電圧を整流平滑する回路が、第１のダイオードのアノードを前記電圧変換部の出力の一端に接続し、第１のダイオードのカソードを第２のダイオードのアノードに接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点を、コンデンサを介して前記電圧変換部の出力の他端に接続し、第２のダイオードのカソードと前記電圧変換部の出力の前記一端との出力電圧を平滑して出力電圧とする半波倍電圧整流回路であり、前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗を、前記電圧変換部の出力の前記一端と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第１の検出抵抗と、第１の検出抵抗と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第２の検出抵抗とで構成し、直列接続された第１の検出抵抗と第２の検出抵抗との両端電圧を、第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に印加したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によると、第２のカレントミラー回路を設けて第１のカレントミラー回路を温度補償することができ、安定した過電流保護の動作を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置の構成図
【図３】本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置の構成図
【図４】本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置の構成図
【図５】本発明の実施の形態５のスイッチング電源装置の構成図
【図６】従来のスイッチング電源装置の構成図
【図７】本発明の実施の形態３と実施の形態１における要部の検出波形図
【図８】一般的な過電流保護方式の説明図
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の各実施の形態を図１〜図５に基づいて説明する。
【００２７】
（実施の形態１）
図１では電圧変換部２０がトランスＴ１で構成されており、トランスＴ１の二次巻線１２の出力電圧を、ダイオードＤ１とダイオードＤ２およびコンデンサＣ４とで半波倍電圧整流しているスイッチング電源装置であって、図６の半端整流のスイッチング電源装置と比べると、ダイオードＤ１と検出抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の増加だけではなく、トランジスタＱ６とトランジスタＱ５とで構成されたカレントミラー回路１７が設けられている。
【００２８】
具体的には、トランスＴ１の一次巻線１１には、直列制御素子としてのスイッチングトランジスタＱ１を介して入力直流電圧Ｖｉが印加されており、スイッチングトランジスタＱ１のベースに印加するパルス信号Ｐｓｗの周波数が制御回路１３によって制御されている。
【００２９】
トランスＴ１の二次巻線１２の出力は、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ４とで倍電圧整流し、コンデンサＣ３で平滑して出力直流電圧Ｖｏが出力されている。
【００３０】
トランスＴ１の二次巻線１２の出力電圧ＥがダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４を充電する半サイクルの電流ｉ２は、ダイオードＤ１に直列接続された検出抵抗Ｒ８によって検出される。次の半サイクルでは、トランスＴ１の二次巻線１２の出力電圧ＥとコンデンサＣ４の端子電圧がダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３を充電する負荷電流ｉ１が流れて、コンデンサＣ３の両端に２・Ｅの出力直流電圧Ｖｏが発生する。負荷電流ｉ１は検出抵抗Ｒ７で検出される。
【００３１】
コンデンサＣ３の一端は基準電位Ｇに接続されており、トランスＴ１の二次巻線１２の一端は検出抵抗Ｒ７を介して基準電位Ｇに接続されている。一端がダイオードＤ１のアノードに接続された検出抵抗Ｒ８の他端は、検出抵抗Ｒ７と二次巻線１２の一端との接続点１６に接続されている。
【００３２】
検出抵抗Ｒ７，Ｒ８の検出電圧に応じて制御回路１３に情報を供給する誤差増幅器Ｚ１は、次のように構成されている。
【００３３】
ＮＰＮトランジスタＱ４とＮＰＮトランジスタＱ３とで第１のカレントミラー回路１４が構成されている。トランジスタＱ４はベースとコレクタが互いに接続され、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１を介して基準電位Ｇに接続されている。トランジスタＱ４のエミッタは基準電位に接続されている。
【００３４】
トランジスタＱ３のベースは、トランジスタＱ４のベースに接続されており、トランジスタＱ３のコレクタは、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点１８に、第２のカレントミラー回路１７を介して接続されている。
【００３５】
第２のカレントミラー回路１７は、ＰＮＰトランジスタＱ６とＰＮＰトランジスタＱ５とで構成されている。トランジスタＱ６はベースとコレクタが互いに接続され、抵抗Ｒ９を介して基準電位Ｇに接続されている。トランジスタＱ６のエミッタは、抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点１８に、定電圧ダイオードＤ３を介して接続されている。トランジスタＱ５のベースは、トランジスタＱ６のベースに接続されており、トランジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ３のコレクタに接続され、トランジスタＱ５のエミッタは、抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ６と電圧源Ｂ１の接続点１８に接続されている。
【００３６】
トランジスタＱ３のコレクタとトランジスタＱ５のコレクタとの接続点１５は、抵抗Ｒ２を介して出力トランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間は、一端が制御回路１３に接続された抵抗Ｒ１の他端と基準電位Ｇとの間に介装されている。
【００３７】
トランジスタＱ３のエミッタは、ダイオードＤ１のアノードと検出抵抗Ｒ８との接続点１９に、抵抗Ｒ３を介して接続されている。
【００３８】
このように構成したため、定電圧ダイオードＤ３のツェナー電圧をＶｚ、トランジスタＱ６のベース・エミッタ間の電圧を“Ｑ６Ｖｂｅ”、トランジスタＱ５のベース・エミッタ間の電圧を“Ｑ５Ｖｂｅ”、抵抗Ｒ４の抵抗値を“ｒ４”とすると、トランジスタＱ５のコレクタの電流は、
（ Ｖｚ ＋ Ｑ６Ｖｂｅ− Ｑ５Ｖｂｅ） ／ｒ４
で、温度変化に影響しない定電流とすることができ、安定した過電流保護の動作を実現できる。
【００３９】
また、検出抵抗Ｒ７だけでなく、検出抵抗Ｒ７と検出抵抗Ｒ８の直列回路の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号としているので、片サイクルの過電流検出だけでなく、負荷電流ｉ１と負荷電流ｉ２の両サイクルの過電流検出を実施して制御回路１３をより正確にコントロールできる。
【００４０】
検出抵抗が１本の場合と２本の場合の具体例を図７に示す。ここでは直流電圧２４Ｖ入力、直流電圧２４０Ｖ２．５Ａ出力で運転時の場合を示す。
【００４１】
図７（ａ）は、図３に示したように検出抵抗が検出抵抗Ｒ７だけの場合における検出電圧波形で、検出抵抗Ｒ７と基準電位Ｇとの接続点３１と、検出抵抗Ｒ７とトランスＴ１の二次側との接続点１６との間の電圧波形である。
【００４２】
図７（ｂ）は、図１に示したように検出抵抗が検出抵抗Ｒ７と検出抵抗Ｒ８の２本の場合における検出電圧波形で、検出抵抗Ｒ７と基準電位Ｇとの接続点３１と、検出抵抗Ｒ８とダイオードＤ１との接続点１９との間の電圧波形である。
【００４３】
このように、検出抵抗Ｒ７と検出抵抗Ｒ８の直列回路の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号とした場合には、負荷電流ｉ１と負荷電流ｉ２の両サイクルの過電流検出を実施して、検出抵抗が検出抵抗Ｒ７だけの場合に比べて制御回路１３を正確にコントロールできる。
【００４４】
（実施の形態２）
図２は本発明の実施の形態２を示す。
【００４５】
この図２では、トランジスタＱ３のベースを、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ５のコレクタに接続した点だけが、図１とは異なっている。
【００４６】
つまりは、誤差増幅器Ｚ１の増幅度は、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ３によって決定される。抵抗Ｒ５の片側は、温度変化（温度特性）に影響しない定電流となっているため、抵抗Ｒ５の他方に接続されているトランジスタＱ４及びトランジスタＱ３のベ−スは同電位となり、故に、トランジスタＱ３に流れる電流とトランジスタＱ４に流れる電流がほぼ同じとなり過電流保護の設定値のズレを改善できる。
【００４７】
（実施の形態３）
図３は本発明の実施の形態３を示す。
【００４８】
この図３では、整流方式が実施の形態１を示す図１と同じ半波倍電圧整流のスイッチング電源装置であって、検出抵抗Ｒ７の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号としている点だけが、図１とは異なっている。この場合、片サイクルの過電流検出だけで制御回路１３をコントロールしているため、負荷変動に伴う過電流保護の性能は実施の形態１と比べて劣るものの、温度変化に影響しない安定した過電流保護の動作を実現できる点では従来例に比べて優れている。なお、実施の形態２を示す図２においても同様に実施できる。
【００４９】
（実施の形態４）
図４は本発明の実施の形態４を示す。
【００５０】
この図４では、整流方式が半波整流のスイッチング電源装置であって、検出抵抗Ｒ７の端子電圧を誤差増幅器Ｚ１のサンプル信号としている点だけが、実施の形態２を示す図２とは異なる。
【００５１】
（実施の形態５）
図５は本発明の実施の形態５を示す。
【００５２】
この図５では、電圧変換部２０がＭＯＳトランジスタ２１，２２と、インダクタ２３、コンデンサ２４によるＤＣ−ＤＣコンバータで構成されており、制御回路１３からＭＯＳトランジスタ２１，２２のゲートに印加するパルス信号Ｐｓｗ１，Ｐｓｗ２をコントロールして一次側のスイッチングを制御して電圧変換するとともに過電流保護するよう構成されている点だけが、実施の形態１を示す図１とは異なる。実施の形態２〜実施の形態４においても同様に実施できる。
【００５３】
上記の各実施の形態において、第１のカレントミラー回路１４を第１導電型としてのＮＰＮ型トランジスタＱ３，Ｑ４で構成し、第２のカレントミラー回路１７を第２導電型としてのＰＮＰ型トランジスタＱ５，Ｑ６で構成したが、第１のカレントミラー回路１４をＰＮＰ型トランジスタＱ３，Ｑ４で構成し、第２のカレントミラー回路１７をＮＰＮ型トランジスタＱ５，Ｑ６で構成することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、負荷電流が数十アンペアと大きく、さらに過電流保護設定精度を重要視する機器に使用する電源として特に有用であって、具体的には、インバータやモーター駆動機器などの電源装置として組み込むことによって、過電流の発生の判定の温度によるばらつきを解消して、組み込まれた機器の確実な動作と安全性の向上に寄与できる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧変換部の二次側電圧を整流平滑して出力すると共に、検出した負荷電流に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するスイッチング電源装置であって、
前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗と、
入力側の第１のトランジスタと出力側の第２のトランジスタで構成される第１のカレントミラー回路と、
入力側の第３のトランジスタと出力側の第４のトランジスタで構成される第２のカレントミラー回路とを設け、
第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に前記検出抵抗の検出電圧を印加し、
第３のトランジスタで設定された電流が流れる第４のトランジスタを第２のトランジスタと基準電位との間に介装し、
第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点の電位に応じて前記電圧変換部の一次側のスイッチングを制御して過電流保護するよう構成した
スイッチング電源装置。
【請求項２】
第２のトランジスタと第４のトランジスタとの接続点と、第２のトランジスタのベースとの間を、抵抗で連結した
請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記電圧変換部の二次側電圧を整流平滑する回路が、
第１のダイオードのアノードを前記電圧変換部の出力の一端に接続し、
第１のダイオードのカソードを第２のダイオードのアノードに接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点を、コンデンサを介してトランスの二次巻線の他端に接続し、
第２のダイオードのカソードと前記電圧変換部の出力の前記一端との出力電圧を平滑して出力電圧とする半波倍電圧整流回路であり、
前記電圧変換部の二次側の負荷電流を検出する検出抵抗を、
前記電圧変換部の出力の前記一端と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第１の検出抵抗と、
第１の検出抵抗と第１のダイオードのアノードとの間に介装された第２の検出抵抗と
で構成し、直列接続された第１の検出抵抗と第２の検出抵抗との両端電圧を、第１のトランジスタの一端と第２のトランジスタの一端との間に印加した
請求項１または請求項２記載のスイッチング電源装置。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2008146463.tif 000017
【図８】
2008146463.tif 000018
【国際調査報告】
2008146463.tif 000019
2008146463.tif 000020
2008146463.tif 000021
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