(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流出力信号を生成するフルブリッジ（１００）をドライブ制御するための方法であって、
前記フルブリッジ（１００）のスイッチングエレメント（１〜４）がそれぞれの周期（Ｔ１，Ｔ２）において前記スイッチングエレメント（１〜４）のスイッチオンおよびスイッチオフの順序を決定するスイッチングシーケンスにおいて作動され、
前記スイッチングエレメント（１〜４）が少なくとも２つの異なっているスイッチングシーケンスにおいてスイッチングされ、
前記スイッチングエレメント（１〜４）のドライブ制御信号の位相位置およびデューティ係数の調整設定により、出力を調整する、
形式の方法において、
前記スイッチングエレメント（１〜４）は４つの異なっているスイッチングシーケンスにおいてスイッチングされる、
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記４つの異なっているスイッチングシーケンスが連続する、
請求項１記載の方法。
【請求項３】
それぞれのスイッチングエレメントに対して４つの連続するスイッチングシーケンス内で１つのフルブリッジ状態から次のフルブリッジ状態に交代する際に常にスイッチオンおよびスイッチオフの新たな順序が実施される、
請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
第１，第２，…，第ｘのスイッチングシーケンスをこの順序で実施し、ただしｘ＞０であり、引き続いて、第ｘ，…，第２，第１のスイッチングシーケンスをこの順序で実施する、
請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
１つのフルブリッジと、４つのスイッチングエレメント（１〜４）を含んでいるフルブリッジ（１００）をドライブ制御するためのドライブ制御装置と、を有しており、
前記ドライブ制御装置は、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法を実施するように構成されている装置。
【請求項６】
少なくとも１つのスイッチングエレメント（１〜４）は温度センサに接続されており、ここでドライブ制御装置は温度センサによって測定される温度に依存してスイッチングシーケンスの繰り返しを調整設定する、
請求項５記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流出力信号を生成するフルブリッジをドライブ制御するための方法であって、該フルブリッジのスイッチングエレメントがそれぞれの周期においてスイッチングエレメントのスイッチオンおよびスイッチオフの順序を決定するスイッチングシーケンスにおいて作動され、該スイッチングエレメントが少なくとも２つの異なっているスイッチングシーケンスにおいてスイッチングされる形式の方法に関する。本発明は更に、本発明の方法を実施するための装置に関する。
【０００２】
請求項１の上位概念に記載の方法はＤＥ１０２００４０３６１６０Ａ１から公知である。
【０００３】
ハーフブリッジは、直列に接続されている２つのスイッチングエレメントを有している。スイッチングエレメントの接続点はハーフブリッジの中間点を表している。ハーフブリッジの中間点は２つのスイッチングエレメントにより直流電力供給部のプラス極およびマイナス極に接続される。フルブリッジは２つのハーフブリッジから成っており、２つのハーフブリッジの中間点が所望の周波数、すなわちフルブリッジの所望の周波数によって直流電力供給部のプラス極およびマイナス極にその都度反対方向に接続される。これら２つの中間点の間に交流電流負荷が接続される。
【０００４】
スイッチングエレメントを用いて直流電力供給部のプラス極に接続することから、プラス極の遮断、マイナス極への接続、マイナス極の遮断を介してプラス極が交流電流負荷に新たに接続されるまでの時間間隔が周期と称される。１周期内のスイッチングエレメントのスイッチオンおよびスイッチオフのシーケンスはスイッチングシーケンスと称される。
【０００５】
パルス幅ドライブ制御の際に、出力信号の電力制御のための出力信号のパルス幅が利用される。その際交流電流負荷がプラス極またはマイナス極に接続されている時間間隔の、周期の全体の時間間隔に対する比はデューティ係数と称される。従って１００％に近い大きなデューティ係数は、負荷電圧が周期の非常に高い割合で絶対値的に高いレベルにあるときの波形に関連し、一方小さなデューティ係数は小さな割合を有する波形に関する。従ってデューティ係数が大きい場合、大きな電力が生成もしくは出力されかつデューティ係数が小さい場合、比較的小さな電力が生成もしくは出力される。種々様々な制御方法により、デューティ係数を調整設定することができる。この種の方法は所謂位相シフト法（旋回制御法）である。
【０００６】
第１のハーフブリッジのスイッチングエレメントのドライブ制御信号はフルブリッジの作動の際に位相シフト法において第２のハーフブリッジのスイッチングエレメントのドライブ制御信号に位相シフトされる。位相シフトは交流出力信号の１／２周期をとることができる。位相シフトの変化により出力信号を変化させることができる。殊にその電力を変化させることができる。
【０００７】
基本的に、スイッチングエレメントができるだけ小さな電圧においてスイッチオンされるようにすると有利である。スイッチオン時の電圧が零Ｖに等しければ、零電圧スイッチング（Zero Voltage Switching＝ＺＶＳ）と呼ばれる。このことは殊に、スイッチングエレメント自体が容量をその出力側に有しているとき有利である。この種の容量は、スイッチオン時の電圧が零に等しくないときに放電されることになり、このためにスイッチングエレメントの損失および加熱を招来することになる。
【０００８】
基本的に、遮断時にスイッチングエレメントを流れる電流ができるだけ小さいようにしても有利である。遮断時の電流が零に等しければ、零電流スイッチング（ＺＣＳ）と呼ばれる。零電流スイッチングは、スイッチングエレメントのハーフブリッジに漂遊インダクタンスを有する回路トポロジーおよび高速に遮断されない、つまり例えば荷電キャリア減少が原因で生じる、比較的大きな残留電流が流れるスイッチングエレメントにおいて望ましい。
【０００９】
基本的に、ＺＶＳもＺＣＳも実現するように努力されてきている。しかしこのことはしばしば可能でない。というのは、スイッチング時点は出力されるべき電力を調整設定されるために選択されかつその際しばしば、条件ＺＶＳ，ＺＣＳを考慮することができないからである。それ故に使用されるスイッチングエレメントに整合された方法を使用するようにしてきた。このことはＭＯＳＦＥＴの場合、比較的高い並列ボデー容量のために零電圧スイッチング（ＺＶＳ）でありかつＩＧＢＴの場合、比較的高い残留電流のために零電流スイッチング（ＺＣＳ）である。
【００１０】
周波数が増大するに従って基本的に有利にはＭＯＳＦＥＴが使用される。
【００１１】
従来のフルブリッジ（回路）の場合、小さなデューティ係数に対して第１のハーフブリッジのスイッチングエレメントに対する零電流スイッチングが実施されかつ第２のハーフブリッジのスイッチングエレメントに対して零電圧スイッチングが実施される。それ故に２つのブリッジアームは不平衡に負荷されかつ不平衡に加熱される。
【００１２】
本発明の課題は、スイッチングエレメントを迅速にスイッチングしかつデューティ係数が小さい場合でも２つのハーフブリッジの熱負荷が低減されるようにした、位相シフト法に従ってフルブリッジをドライブ制御するための方法および装置を提供することである。
【００１３】
この課題は本発明によれば、第１のスイッチングシーケンスが第２のスイッチングシーケンスが実施される前に、ｎ回繰り返され、ｎ＞１であり、またはスイッチングエレメントが少なくとも３つの異なっているスイッチングシーケンスにおいてスイッチングされる、冒頭に述べた形式の方法によって解決される。この手段により、異なっているハーフブリッジにおけるスイッチングエレメントの異なっている熱負荷が低減される。このことは、第２のスイッチングシーケンスが少なくとも１回実施される前に、第１のスイッチングシーケンスが少なくとも２回繰り返されることを意味している。第１のスイッチングシーケンスの期間に、ハーフブリッジは熱的に負荷されかつ第２のスイッチングシーケンスの期間に第２のハーフブリッジにおいて熱的に負荷されるので、この時間の間、第１のハーフブリッジは熱的に負荷軽減される。しかしスイッチングエレメントを少なくとも３つの異なっているスイッチングシーケンスにおいてスイッチングして、１つのハーフブリッジが過度に熱負荷されないようにすることも考えられる。
【００１４】
第１のスイッチングシーケンスが実施される前に、第２のスイッチングシーケンスがｍ回繰り返されるようにすることもでき、ここでｍ＞１である。このことは他方のスイッチングシーケンスが実施される前に、それぞれのスイッチングシーケンスが少なくとも２回繰り返されることを意味している。その際ｎおよびｍが一定であるようにすることができる。ｎ＞ｍであってよくまたは逆にｎ＜ｍであってもよい。その際第１のスイッチングシーケンスがｎ回繰り返されかつ引き続いて第２のスイッチングシーケンスがｍ回繰り返される。それに続いて再び第１のスイッチングシーケンスがｎ回の繰り返しを以て続き、一方これに続いて第２のスイッチングシーケンスが再びｍ回実施される。スイッチングシーケンスは規則的な数の繰り返しにおいて作動させることができる。ｎ＝ｍであるとき、２つのスイッチングシーケンスは同じ頻度で繰り返されるので、フルブリッジは対称的にドライブ制御されるようになっておりかつ２つのハーフブリッジは均一に熱負荷される。
【００１５】
更に、ｎおよび／またはｍが可変であるようにすることができる。これによりスイッチングシーケンスは、不規則的な数の繰り返しにおいて実施されるようにすることができる。この措置により、一方のハーフブリッジが他方のハーフブリッジより強く加熱されるようにしたい場合に補正を行うことができる。
【００１６】
更に、第１のスイッチングシーケンスがｎ回繰り返され、ｎ＞１でありかつ第２のスイッチングシーケンスがｍ回繰り返され、ｍ＞１であり、かつｎおよび／またはｍは可変であるように設定することができる。
【００１７】
値ｎおよび／またはｍはスイッチングエレメントの少なくとも１つの温度に依存して決定されるようにしてもよい。これにより、スイッチングエレメントのいずれもが過熱されずかつこれにより破壊されないことを保証することができる。
【００１８】
更に、ｎおよび／またはｍはスイッチングエレメントの少なくとも１つの温度に依存して閉ループ制御されるようにしてもよい。これにより、スイッチングシーケンスもしくは一連のスイッチングシーケンスが、スイッチングエレメントが常に許容温度領域において動作しかつフルブリッジ回路の過熱が妨げられることを保証することができる。
【００１９】
フルブリッジ回路の出力側に非常に短い電圧パルスが発生するとき、フルブリッジの一方の状態から次の状態への移行の際にスイッチングエレメントがその前に（先行する状態において）既にスイッチオンされたか否かに応じてもしくは後から（後続の状態において）スイッチオンされた状態にとどまるか否かに応じて、スイッチングエレメントの特性が区別される。この問題点をトランジスタに基づいて説明する。トランジスタが遮断されたとき、短期間スイッチオンされかつ短い時間間隔後に直ちに再びスイッチオフされると、スイッチオンの際に形成されるキャリアがこの短い時間においてまだトランジスタの完全な飽和を実現するにはなっていない。これにより、制御信号が遮断される後で、トランジスタが非常に迅速には導通しないことになる。
【００２０】
トランジスタがスイッチオンされていて、次いでこれに対してダイアゴナルなトランジスタ、つまり別のハーフブリッジのトランジスタが接続されるとき、十分なキャリアが存在しておりかつトランジスタはスイッチオンの短い時間においても飽和状態に移行する。これにより、このトランジスタは制御信号が遮断される後で、トランジスタがその前にスイッチオンされたとき上に説明した場合におけるよりも約２０％長く導通状態にとどまることになる。
【００２１】
更に、時間的な平均において上側のパス、すなわち２つのハーフブリッジのそれぞれ上側のトランジスタを通る電流路（上側のフリーホイール）および下側のパス、すなわち２つのハーフブリッジのそれぞれ下側のトランジスタを通る電流路（下側のフリーホイール）が同じ頻度でフリーホイールパスとして使用されるようにすると好適である。そうしなければしばしば利用されるパスが滅多にしか利用されないパスより迅速に加熱されることになる。
【００２２】
２つのスイッチングシーケンスだけが交番的に実施されるとき、このために短い電圧パルスの場合、フルブリッジの出力側において出力電圧の非対称性を招来することになる。このためにＤＣ電圧が生じる可能性がある。殊に、スイッチングエレメントを４つの異なっているスイッチングシーケンスによってスイッチングすることによって、フルブリッジの完全に対称的なドライブ制御をある程度までは実現することができる。有利には、４つの異なっているスイッチングシーケンスは直接、すなわちスイッチングシーケンスの一時的な繰り返しなしに相次いで行われる。
【００２３】
それぞれのスイッチングエレメントに対してそれぞれのスイッチオンおよびスイッチオフに対する４つの順次連続するスイッチングシーケンス内でフルブリッジの別の状態が生じるようにすると特別有利である。これにより上で説明した欠点を回避することができる。
【００２４】
更に、スイッチングシーケンスが反対の順番で繰り返されるようにすることができる。
【００２５】
更に、インバータと、４つのスイッチングエレメントを含んでいるフルブリッジを備えたインバータをドライブ制御するためのドライブ制御装置とを有している装置も本発明の枠内に入る。この場合このドライブ制御装置は本発明の方法を実施するように構成されている。この形式の装置は付加的に冷却しないでもすむ。というのは、スイッチングエレメントの加熱は最小化されるからである。更に、スイッチングエレメントはあまり強くは負荷されずかつスイッチングエレメントの比較的長い寿命が保証されている。
【００２６】
少なくとも１つのスイッチングエレメントは温度センサに接続されるようにするとよく、その場合ドライブ制御装置は温度センサによって測定される温度に依存してスイッチングシーケンスの繰り返しを調整設定する。これにより、スイッチングエレメントが過熱されないことを保証することができる。
【００２７】
本発明の別の利点および特徴は明細書および図面の各図から明らかである。同様にこれまで説明した特徴およびこれ以降に説明する特徴は本発明によればそれぞれ個別にまたは相互に任意の組み合わせにおいて使用することができる。各図に図示の特徴は略示しかされておらず、実寸に即してもいない。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】ドライバ回路および出力側回路網を備えたフルブリッジフルブリッジの回路略図
【図２】フルブリッジの種々異なっている状態を説明するためのフルブリッジ回路の回路略図
【図３】１つのスイッチングシーケンスによって作動されるフルブリッジの状態を示す線図
【図４】２つの異なっているスイッチングシーケンスによって作動されるフルブリッジの状態を示す線図
【図５】本発明により作動されるフルブリッジの状態を示す線図
【図６】方法変形形態に相応して本発明により作動されるフルブリッジの状態を示す線図
【００２９】
図１には、フルブリッジ１００が図示されている。フルブリッジ１００は、２つの直列にスイッチングされるエレメント１，２を備えた第１のハーフブリッジ５および２つの直列にスイッチングされるエレメント３，４を備えた第２のハーフブリッジ６を有している。トランジスタとして形成されているそれぞれのスイッチングエレメント１，２，３，４はドライバ９，１０，１１，１２によってドライブ制御され、その際ドライバ９，１０，１１，１２は制御部１３に接続されており、制御部はドライバ９，１０，１１，１２にドライブ制御信号を送出する。ドライブ制御信号の位相位置およびデューティ係数の調整設定により、フルブリッジ１００の出力側における出力を調整設定することができる。
【００３０】
それぞれのハーフブリッジ５，６の上側のスイッチングエレメント１，３はＤＣ給電電圧のプラス極７に接続されており、一方それぞれのハーフブリッジ５，６の下側のスイッチングエレメント２，４はＤＣ給電電圧のマイナス極８に接続されている。
【００３１】
インバータとして動作するフルブリッジ１００は１次巻線１４および２次巻線１５を有している電力変換器１１０に接続されている。変換器１１０と出力側１８との間に、出力側回路網１６および測定装置１７が配置されている。出力側１８は詳しく図示しない負荷に接続することができる。測定装置１７は制御部１３に接続されている。
【００３２】
フルブリッジ１００の動作を説明するために、図２にはフルブリッジ１００が略示されている。第１のハーフブリッジ５のスイッチングエレメント１および２もしくは第２のハーフブリッジ６のスイッチングエレメント３および４の間に、コイル１９が介挿されており、このコイルを介してフルブリッジ１００の出力信号を例えば、１次巻線がコイル１９である変換器を介して出力結合することができる。コイル１９の代わりに、共振回路網を接続することもできる。
【００３３】
第１のハーフブリッジ５のスイッチングエレメントおよびハーフブリッジ６の対角線上のスイッチングエレメント４が同時にスイッチオンされておりかつ同時にスイッチングエレメント２および３が遮断されていると、電流はＤＣ電圧供給部のプラス極７からスイッチングエレメント１，コイル１９、スイッチングエレメント４を介してマイナス極８に流れる。フルブリッジ１００のこの第１の状態において、第１のハーフブリッジ５の中間点Ｍ５はほぼプラスの給電電圧電位にありかつ第２のハーフブリッジ５の中間点Ｍ６はほぼマイナスの給電電圧電位にある。この第１の状態は図３のａ）の第１のシンボルに対応している。このシンボルの下方にプラスの電圧パルスもしくはＤＣ給電電圧が図示されている。このことは、中間点Ｍ５，Ｍ６の間もしくはフルブリッジ１００の出力側にプラスの電圧パルスもしくはＤＣ給電電圧が接続されていることを意味している。
【００３４】
引き続いてスイッチングエレメント４が、それが遮断されるようにドライブ制御されるとき、コイル１９は電流をまず流し続け、その場合電流はスイッチングエレメント１、コイル１９およびスイッチングエレメント３に並列であるフリーホイールダイオードを介して流れる。所定のデッドタイムの経過後、スイッチングエレメント３はスイッチオンされるようにすることができるので、今や電流はスイッチングエレメント１、コイル１９およびスイッチングエレメント３を介して流れる。フルブリッジ１００のこの第２の状態は上側のフリーホイールと称されかつ図３において第２のシンボルによってシンボライズされている。この状態において中間点Ｍ５およびＭ６の間に電圧が加わっていないので、図３の第２のシンボルの下方のラインは真っ直ぐなラインで示されている。
【００３５】
これに続いてスイッチングエレメント１はスイッチオフされるようにすることができる。まず、スイッチングエレメント２に並列であるフリーホイールダイオード、コイル１９およびスイッチングエレメント３を介して電流の流れが生じる。スイッチングエレメント１のスイッチオフ後のデッドタイムの経過後、スイッチングエレメント2はスイッチオンされるようにすることができるので、今や電流はスイッチングエレメント２、コイル１９およびスイッチングエレメント３を介して流れる。この時点で中間点Ｍ６はプラスの給電電圧に接続されておりかつ中間点Ｍ５はマイナスの給電電圧に接続されている。これにより電圧の反転および引き続いてコイル１９を流れる電流が反転する。フルブリッジの第３の状態、つまりスイッチングエレメント２および３がスイッチオンされているときの状態は図３の第３のシンボルに対応している。中間点Ｍ５と中間点Ｍ６との間にマイナスの給電電圧が加わっており、このことは図３の第３のシンボルの下方のマイナスの電圧パルスによってシンボライズされている。
【００３６】
引き続いてスイッチングエレメント３がスイッチオフされると、コイル１９が電流をまず、スイッチングエレメント２と、スイッチングエレメント４に並列であるフリーホイールダイオードとを介して流す。引き続いて、つまり所定のデッドタイムの経過後、スイッチングエレメント4はスイッチオンされるようにすることができるので、スイッチングエレメント４、コイル１９およびスイッチングエレメント2を流れる電流が生じる。フルブリッジ１００のこの第４の状態は下側のフリーホイールと称されかつ図３ａ）において第４のシンボルによってシンボライズされている。中間点Ｍ５およびＭ６は同じ電位にあるので、シンボル４の下方のラインは真っ直ぐ示されている。
【００３７】
スイッチングエレメント１乃至４のドライブ制御信号はすべて同一の周波数を有している。これらはフルブリッジ１００の出力信号の周波数、つまり出力側における電圧変化の周波数を決定する（コイル１９を介して）。フルブリッジ１００の出力信号の周波数は基本周波数に対応している。配属されている周期Ｔ１の長さは図３には２つの鎖線によって示されている。周期Ｔ１内でフルブリッジ１００は説明してきた状態をとる。４つの状態のシーケンスは周期内のスイッチングブリッジのスイッチングエレメント１乃至４のスイッチングシーケンスによって決定されるようになっている。
【００３８】
図３において第１の周期Ｔ１に第２の周期Ｔ２が続くが、第２の周期はフルブリッジ１００のまさに同じ状態を同じ順序で有している。従って図３には連続的に繰り返される１つのスイッチングシーケンスが示されているだけである。
【００３９】
図４において、周期Ｔ１内のスイッチング状態は図３の周期Ｔ１のスイッチング状態に相応している。周期Ｔ２は同様に第１の状態で始まる。しかしこれには下側のフリーホイールが続く。その後に第３の状態が続き、第３の状態に上側のフリーホイールが続く。従ってスイッチングエレメントのスイッチオンおよびスイッチオフの順序は第２の周期の期間に第２のスイッチングシーケンスに相応して確定される。このことは、ＤＥ１０２００４０３６１６０Ａ１に記載の方法に相応する。
【００４０】
図５には、本発明の方法の第１の実施例が図示されている。第１の周期Ｔ１の間、フルブリッジ１００の第１の状態に上側のフリーホイールが続き、それからスイッチングブリッジの第３の状態および引き続いて下側のフリーホイールが続く。このスイッチングシーケンスは図３における周期Ｔ１内のスイッチングシーケンスに相応する。このスイッチングシーケンスはｎ回繰り返すことができ、ここでｎ＞１である。このことは音楽の分野で公知の繰り返し符号（複符点を有する複縦線）によって示されている。ｎ回の繰り返しが実施され終わったとき、第２のスイッチングシーケンスが実施され、ここで第２のスイッチングシーケンスにおいて基本周波数の周期の期間にまず、第１のフルブリッジ状態が形成され、これに下側のフリーホイールが続き、次いで第３の状態が設定され、この状態に上側のフリーホイールが続く。このスイッチングシーケンスも繰り返すことができる。このスイッチングシーケンスはｍ回繰り返すことができる。その際複数のバリエーションが考えられる。例えばｎおよびｍは異なっていてもよい。しかしｎおよびｍは、ｎ、ｍ＞１のとき、同じであってもよい。更に、ｎおよびｍは異なっておりかつ固定的に前以て決められているようにしてもよい。更に、ｎおよび／またはｍが可変に設定可能であることが考えられる。
【００４１】
図２から、右下のスイッチングエレメント（スイッチングエレメント４）が次のようにスイッチオンおよびスイッチオフされることが明らかである：
１＋−００−０−−１ｕ−１＋−１ｕ−０−−００（ただし１：スイッチオンされている、０：スイッチオフされている、＋：出力側における正の電圧パルス、−：出力側における負の電圧パルス、０：フリーホイール上側、ｕ：フリーホイール下側）。
【００４２】
トランジスタ４に対する次のサイクルは生じないことが分かる：
００−１＋−１ｕ；１ｕ−１＋−００；１ｕ−０−−１ｕ；００−０−−００。
【００４３】
このことは、図５の方法が出力側における短い電圧パルスにおいて出力電圧の非対称性を招来する可能性があることを意味している。このためにＤＣ電圧が生じる可能性がある。フルブリッジフルブリッジを対称的にドライブ制御するために、図６によれば、４つの異なっているスイッチングシーケンスが相次いで続くように設定することができる。第１の周期ないしスイッチングシーケンスにおいてフルブリッジは第１の状態をとり、これに上側のフリーホイールが続き、第３の状態が続き、下側のフリーホイールが続く。第２の周期において第１の状態がスイッチングされ、この状態に下側のフリーホイールが続き、これに第３の状態が続き、この第３の状態に第４のフリーホイールが続く。第３の周期もしくはスイッチングシーケンスにおいて第１の状態に下側のフリーホイールが続き、それから第３の状態およびまたもや下側のフリーホイールが続く。第４の周期において第１の状態に上側のフリーホイールが続き、それから第３の状態およびこの場合も上側のフリーホイールが続く。このことは、次のスイッチオンおよびスイッチオフの次の順序を意味している：
００−１＋−００−０１−１ｕ−１＋−１ｕ−０−−００−１＋−１ｕ−０−−１ｕ−１＋−００−０−−００。
【００４４】
このことは、それぞれのトランジスタに対して４つのスイッチングサイクル内でフルブリッジ状態から次のフルブリッジ状態に交代する際にいつもスイッチオンもしくはスイッチオフの新しい順序が常に存在していることを意味している。図６の方法の変形形態は更に、時間的な平均において上側のパスおよび下側のパスがフリーホイールパスと同じ頻度で利用されるように作用する。こうして、１つのパスが別のパスより迅速に加熱されることが妨げられる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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