(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１乃至複数の固体発光素子を備えた光源部と、電源部からの直流電圧を入力とし、前記光源部に点灯電力を供給する点灯部と、前記点灯部を制御する制御部とを備え、前記点灯部は、インダクタ及びスイッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子のオフ期間において前記光源部に前記インダクタの蓄積エネルギーを回生させるためのダイオードとを備え、前記制御部は、ＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子のオン／オフを間欠的に駆動させる手段と、前記ＰＷＭ信号のオン期間において前記スイッチング素子を前記ＰＷＭ信号の周波数よりも高い周波数で駆動させる手段とを備え、前記ＰＷＭ信号が立ち下がると前記光源部を流れる負荷電流のピーク値を一定の期間をかけて減少させることを特徴とする点灯装置。
【請求項２】
前記点灯部は、前記光源部を流れる負荷電流を検出する検出回路を備え、前記制御部は、前記負荷電流のピーク値を設定して出力する閾値調整部と、前記検出回路の出力と前記閾値調整部の出力とを比較する比較器と、前記比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子のオン期間を制御する駆動制御部とを備えたことを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
【請求項３】
前記閾値調整部は、コンデンサと、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記コンデンサの充放電を行う充放電回路とを備え、前記コンデンサの充電電圧を出力とすることを特徴とする請求項２に記載の点灯装置。
【請求項４】
前記比較器は、前記検出回路の出力と前記閾値調整部の出力とを重畳した重畳電圧と、一定の基準電圧とを比較することを特徴とする請求項２又は３に記載の点灯装置。
【請求項５】
前記負荷電流の閾値を減少させる一定の期間は、前記ＰＷＭ信号のオン期間における前記スイッチング素子のオフ期間よりも長いことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記ＰＷＭ信号が立ち上がると前記負荷電流のピーク値が一定の期間をかけて増大するように前記スイッチング素子のオン期間を制御することを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項７】
前記点灯部は、降圧チョッパ回路で構成されることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記スイッチング素子を電流臨界モードで制御することを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項９】
前記制御部は、前記スイッチング素子を電流不連続モードで制御することを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項１０】
前記制御部は、前記スイッチング素子を電流連続モードで制御することを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項１１】
前記電源部は、交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力するＡＣ／ＤＣコンバータ部、又は直流電圧を所望の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ部を備えることを特徴とする請求項１乃至１０の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項１２】
前記電源部の出力はＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力であって、前記ＰＷＭ信号の周波数を６００Ｈｚ又は６００Ｈｚの倍数としたことを特徴とする請求項１乃至１０の何れか１項に記載の点灯装置。
【請求項１３】
請求項１乃至１２の何れか１項に記載の点灯装置と、少なくとも前記光源部を保持する器具本体とを備えたことを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオードや有機ＥＬ素子等の固体発光素子を点灯させる点灯装置及びそれを用いた照明器具に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、発光ダイオード（ＬＥＤ）照明モジュールに給電する給電アッセンブリ（点灯装置）が提供されており、例えば特許文献１に開示されている。この特許文献１に記載の従来例は、図１７に示すように、ＤＣ電源１００の両端間に接続されるダイオードＤ１０及びＭＯＳＦＥＴで示す制御スイッチ１０１の直列回路を備える。また、インダクタＬ１０及びＬＥＤ照明モジュール１０２は、ダイオードＤ１０の両端間に接続される。コントローラ１０３は、増幅器１０４を通じて制御スイッチ１０１の制御入力部に供給されるデュアルＰＷＭスイッチング信号を発生する。このデュアルＰＷＭスイッチング信号は、実質的には、低周波数のパルスバースト、すなわち低周波ＰＷＭスイッチング信号成分に供給される高周波ＰＷＭスイッチング信号成分の組み合わせである。
【０００３】
コントローラ１０３は、電流モードパルス幅変調器１０５を有し、電流モードパルス幅変調器１０５は、電流源１０６からのＬＥＤ電流基準信号、検知電流及び高周波のこぎり波信号を受信する。電流モードパルス幅変調器１０５は、ＡＮＤゲート１０７の一方の入力部に供給される高周波パルス幅変調スイッチング信号成分を発生し、ＡＮＤゲート１０７の他方の入力部は、低周波ＰＷＭスイッチング信号成分を受信する。ＡＮＤゲート１０７からの出力は、増幅器１０４を通じて制御スイッチ１０１のゲートに供給される。
【０００４】
したがって、上記従来例では、デュアルＰＷＭスイッチング信号の低周波成分を変化させることによって、ＬＥＤ照明モジュール１０２を流れる平均電流を、ＬＥＤ照明モジュール１０２から出力される光強度を変化させるために変更することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特表２００６−５１１０７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上記特許文献１に記載の従来例では、制御スイッチ１０１（スイッチング素子）の制御入力部に供給されるデュアルＰＷＭスイッチング信号は、低周波のＰＷＭ信号と高周波の駆動信号とのＡＮＤ出力である。このため、図１８（ａ）に示すように、制御スイッチ１０１のオン期間にＰＷＭ信号が立ち下がると、制御スイッチ１０１の駆動信号はローレベルとなる。このように、ＰＷＭ信号のオンデューティ比の変化によって制御スイッチ１０１のオン期間が変化し、それに応じてＬＥＤ照明モジュール１０２（光源部）を流れる負荷電流、すなわちＬＥＤ照明モジュール１０２の光出力が変化する。したがって、ＰＷＭ信号のオンデューティ比を変化させることで、ＬＥＤ照明モジュール１０２の調光を行っている。なお、図１８（ａ）に示す調光時の波形図は、制御スイッチ１０１を電流臨界モードで動作させた場合の一例である。
【０００７】
一方、制御スイッチ１０１のオフ期間では、インダクタＬ１０の回生電流がダイオードＤ１０を介してＬＥＤ照明モジュール１０２に流れるため、当該期間にＰＷＭ信号が立ち下がっても、ＬＥＤ照明モジュール１０２の光出力は変化しない。すなわち、図１８（ａ）に示すように、同図の破線で示す位置までＰＷＭ信号のオンデューティ比をスイープさせなければ、制御スイッチ１０１の駆動信号の次のオンパルスが発生しない。このため、図１８（ａ）に示す矢印の区間ではＰＷＭ信号のオンデューティ比をスイープさせてもＬＥＤ照明モジュール１０２の光出力は変化しない。したがって、図１８（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号のオンデューティ比に対して、ＬＥＤ照明モジュール１０２の光出力は階段状に変化する。この一段分の光出力差は、制御スイッチ１０１の駆動信号の１周期分の光出力に相当する。
【０００８】
したがって、上記特許文献１に記載の従来例では、ＰＷＭ信号のスイープを行うとＬＥＤ照明モジュール１０２の光出力が段々に変化するために滑らかに変化せず、その変化を利用者が目視でき、目立ってしまうという問題があった。特に、低光束で調光している場合には、ＬＥＤ照明モジュール１０２の光出力の変化割合が大きくなるため、より目立ってしまうという問題がある。
【０００９】
また、ビデオカメラ等の他の映像機器を通してＬＥＤ照明モジュール１０２を見た場合には、映像機器特有の周波数と干渉したチラツキが目視されないようにするため、ＰＷＭ信号の周波数を一定値以上に高くする必要がある。ところが、ＰＷＭ信号の周波数を高くすると、（制御スイッチ１０１の駆動信号１周期）／（ＰＷＭ信号１周期）の割合が大きくなる。すると、制御スイッチ１０１の駆動信号の１周期分の光出力が大きくなり、ＬＥＤ照明モジュール１０２の光出力がより段々に変化するように見えてしまう。
【００１０】
これを回避するためには、制御スイッチ１０１の駆動信号の周波数を高くする必要があるが、スイッチング損失の増大や、汎用ＩＣ等の安価な部品で駆動する場合の駆動信号の周波数の上限等を考慮すると、大幅な高周波化は望めないという問題がある。
【００１１】
本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、スイッチング素子の駆動信号を高周波化することなくＰＷＭ信号のスイープ時における光源部の光出力の変化を滑らかにすることのできる点灯装置及びそれを用いた照明器具を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の点灯装置は、１乃至複数の固体発光素子を備えた光源部と、電源部からの直流電圧を入力とし、前記光源部に点灯電力を供給する点灯部と、前記点灯部を制御する制御部とを備え、前記点灯部は、インダクタ及びスイッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子のオフ期間において前記光源部に前記インダクタの蓄積エネルギーを回生させるためのダイオードとを備え、前記制御部は、ＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子のオン／オフを間欠的に駆動させる手段と、前記ＰＷＭ信号のオン期間において前記スイッチング素子を前記ＰＷＭ信号の周波数よりも高い周波数で駆動させる手段とを備え、前記ＰＷＭ信号が立ち下がると前記光源部を流れる負荷電流のピーク値を一定の期間をかけて減少させることを特徴とする。
【００１３】
この点灯装置において、前記点灯部は、前記光源部を流れる負荷電流を検出する検出回路を備え、前記制御部は、前記負荷電流のピーク値を設定して出力する閾値調整部と、前記検出回路の出力と前記閾値調整部の出力とを比較する比較器と、前記比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子のオン期間を制御する駆動制御部とを備えることが好ましい。
【００１４】
この点灯装置において、前記閾値調整部は、コンデンサと、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記コンデンサの充放電を行う充放電回路とを備え、前記コンデンサの充電電圧を出力とすることが好ましい。
【００１５】
この点灯装置において、前記比較器は、前記検出回路の出力と前記閾値調整部の出力とを重畳した重畳電圧と、一定の基準電圧とを比較することが好ましい。
【００１６】
この点灯装置において、前記負荷電流の閾値を減少させる一定の期間は、前記ＰＷＭ信号のオン期間における前記スイッチング素子のオフ期間よりも長いことが好ましい。
【００１７】
この点灯装置において、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号が立ち上がると前記負荷電流のピーク値が一定の期間をかけて増大するように前記スイッチング素子のオン期間を制御することが好ましい。
【００１８】
この点灯装置において、前記点灯部は、降圧チョッパ回路で構成されることが好ましい。
【００１９】
この点灯装置において、前記制御部は、前記スイッチング素子を電流臨界モードで制御することが好ましい。
【００２０】
この点灯装置において、前記制御部は、前記スイッチング素子を電流不連続モードで制御することが好ましい。
【００２１】
この点灯装置において、前記制御部は、前記スイッチング素子を電流連続モードで制御することが好ましい。
【００２２】
この点灯装置において、前記電源部は、交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力するＡＣ／ＤＣコンバータ部、又は直流電圧を所望の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ部を備えることが好ましい。
【００２３】
この点灯装置において、前記電源部の出力はＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力であって、前記ＰＷＭ信号の周波数を６００Ｈｚ又は６００Ｈｚの倍数とすることが好ましい。
【００２４】
本発明の照明器具は、上記何れかの点灯装置と、少なくとも前記光源部を保持する器具本体とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明は、スイッチング素子の駆動信号を高周波化することなくＰＷＭ信号のスイープ時における光源部の光出力の変化を滑らかにすることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明に係る点灯装置の実施形態１を示す回路概略図である。
【図２】同上の点灯装置における調光動作の説明図で、（ａ）は閾値下降期間をＰＷＭ信号のオン期間におけるスイッチング素子の駆動周期の約１．５倍とした場合の図で、（ｂ）は閾値下降期間をＰＷＭ信号のオン期間におけるスイッチング素子の駆動周期の約３倍とした場合の図である。
【図３】同上の点灯装置におけるＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関図である。
【図４】同上の点灯装置における他の構成を示す図で、（ａ）は電源部にＡＣ／ＤＣコンバータ部を適用した場合の回路概略図で、（ｂ）は光源部と並列に平滑用コンデンサを接続した場合の回路概略図である。
【図５】本発明に係る点灯装置の実施形態２を示す図で、（ａ）は調光時の波形図で、（ｂ）はＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関図である。
【図６】本発明に係る点灯装置の実施形態３を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は調光時の波形図である。
【図７】同上の点灯装置の動作を説明するための図で、（ａ）はＰＷＭ信号のオンデューティ比が小さい場合の波形図で、（ｂ）はＰＷＭ信号のオンデューティ比が大きい場合の波形図である。
【図８】同上の点灯装置におけるＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関図である。
【図９】本発明に係る点灯装置の実施形態４を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は調光時の波形図である。
【図１０】本発明に係る点灯装置の実施形態５を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は調光時の波形図である。
【図１１】本発明に係る点灯装置の実施形態６を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は調光時の波形図である。
【図１２】本発明に係る点灯装置の実施形態７を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は調光時の波形図である。
【図１３】本発明に係る点灯装置の実施形態８を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は調光時の波形図である。
【図１４】本発明に係る点灯装置の実施形態９を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は調光時の波形図である。
【図１５】本発明に係る点灯装置の実施形態１０を示す図で、（ａ）は点灯部を昇圧チョッパ回路で構成した場合の回路概略図で、（ｂ）は点灯部を昇降圧チョッパ回路で構成した場合の回路概略図で、（ｃ）は調光時の波形図である。
【図１６】本発明に係る照明器具の実施形態を示す図で、（ａ）は電源別置型の概略図で、（ｂ）は電源一体型の概略図である。
【図１７】従来例のＬＥＤ照明モジュール用の給電アッセンブリの回路概略図である。
【図１８】同上のＬＥＤ照明モジュール用の給電アッセンブリの課題を説明するための図で、（ａ）は調光時の波形図で、（ｂ）はＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
（実施形態１）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図１に示すように、直流電源ＤＣ１（電源部）の直流電圧を降圧して光源部３に点灯電力を供給する点灯部１と、点灯部１の出力を制御する制御部２とを備える。
【００２８】
点灯部１は、直流電源ＤＣ１の両端に接続されるスイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、及び抵抗Ｒ１の直列回路を備える。また、点灯部１は、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間においてインダクタＬ１の回生電流を流すためのダイオードＤ１を備え、全体として降圧チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１は、例えばｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴから成り、後述する駆動回路２０Ｃから与えられる駆動信号によりオン／オフを切り替える。抵抗Ｒ１は、スイッチング素子Ｑ１又はインダクタＬ１を流れる電流を検出することで、光源部３を流れる負荷電流を検出するものであって、その高圧側の一端部は、後述する比較器ＣＯＭ１の非反転入力端子に接続されている。すなわち、抵抗Ｒ１は、その両端電圧を検出することで、光源部３を流れる負荷電流を検出する検出回路の役割を果たす。
【００２９】
制御部２は、点灯部１のスイッチング素子Ｑ１の駆動制御を行う駆動制御部２０と、負荷電流のピーク値を調整するための閾値調整部２１とを備える。駆動制御部２０は、インダクタＬ１の二次巻線に誘起される電圧から負荷電流のゼロクロスを検出する零電流検出回路２０Ａと、起動用の信号を発生する始動回路２０Ｂと、零電流検出回路２０Ａ及び始動回路２０Ｂの出力信号が入力されるオア回路ＯＲ１とを備える。また、駆動制御部２０は、ＲＳ型のフリップフロップＦＦ１を備え、オア回路ＯＲ１の出力信号は、フリップフロップＦＦ１のＳ端子に入力される。更に、駆動制御部２０は、スイッチング素子Ｑ１に駆動信号を与える駆動回路２０Ｃを備え、フリップフロップＦＦ１のＱ端子の出力信号は、駆動回路２０Ｃに入力される。
【００３０】
また、駆動制御部２０は、非反転入力端子に抵抗Ｒ１の両端間電圧である検出電圧ＶＲ１が入力され、反転入力端子に後述する基準電圧Ｖｔｈ１が入力される比較器ＣＯＭ１を備える。この比較器ＣＯＭ１の出力信号は、フリップフロップＦＦ１のＲ端子に入力される。
【００３１】
閾値調整部２１は、定電流源ＣＳ１及びコンデンサＣ１の並列回路と、スイッチング素子Ｑ２を介してコンデンサＣ１の高圧側の一端部に接続される定電圧源ＶＳ１とを備える。スイッチング素子Ｑ２は、低周波のＰＷＭ信号によってオン／オフが切り替えられる。また、コンデンサＣ１の高圧側の一端部は、比較器ＣＯＭ１の反転入力端子に接続される。
【００３２】
したがって、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、比較器ＣＯＭ１の反転入力端子に定電圧源ＶＳ１の定電圧Ｖｒｅｆ１が基準電圧Ｖｔｈ１として印加され、コンデンサＣ１が充電される。また、スイッチング素子Ｑ２のオフ時には、コンデンサＣ１の充電電圧が基準電圧Ｖｔｈ１として比較器ＣＯＭ１の反転入力端子に印加され、定電流源ＣＳ１によってコンデンサＣ１が放電される。すなわち、閾値調整部２１では、定電圧源ＶＳ１、スイッチング素子Ｑ２、定電流源ＣＳ１がコンデンサＣ１の充放電回路を構成している。
【００３３】
光源部３は、複数（図示では３つ）の発光ダイオード３０を直列に接続して構成される。なお、本実施形態では３つの発光ダイオード３０を用いているが、１つ又は更に多くの発光ダイオード３０で構成してもよく、また、各発光ダイオード３０を直列に接続するのではなく並列に接続して構成してもよい。更に、本実施形態では、光源部３に発光ダイオード３０を用いているが、他の固体発光素子（例えば、有機ＥＬ素子）を用いて光源部３を構成してもよい。
【００３４】
以下、本実施形態の動作について図面を用いて説明する。先ず、ＰＷＭ信号がハイレベルとなりオン期間に移行すると、始動回路２０Ｂから起動用の信号がオア回路ＯＲ１に入力され、オア回路ＯＲ１からフリップフロップＦＦ１のＳ端子にハイレベルのセット信号が入力される。これにより、フリップフロップＦＦ１のＱ端子の出力信号がハイレベルとなり、駆動回路２０Ｃからスイッチング素子Ｑ１に駆動信号が与えられ、スイッチング素子Ｑ１がオンに切り替わる。すると、光源部３、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を電流が流れ、負荷電流が増大する（図２（ａ）参照）。このとき、ＰＷＭ信号はオン期間であることから、閾値調整部２１のスイッチング素子Ｑ２はオン状態となり、定電圧源ＶＳ１の定電圧Ｖｒｅｆ１が基準電圧Ｖｔｈ１として比較器ＣＯＭ１の反転入力端子に入力される。
【００３５】
負荷電流が増大することにより、抵抗Ｒ１の両端電圧、すなわち検出電圧ＶＲ１も増大する。そして、検出電圧ＶＲ１が基準電圧Ｖｔｈ１に達すると、比較器ＣＯＭ１の出力信号が反転し、フリップフロップＦＦ１のＲ端子にハイレベルのリセット信号が入力される。これにより、フリップフロップＦＦ１のＱ端子の出力信号がローレベルとなり、駆動回路２０Ｃからスイッチング素子Ｑ１への駆動信号の供給が停止され、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わる。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによりダイオードＤ１、光源部３、インダクタＬ１の閉路で回生電流が流れる。負荷電流、すなわちインダクタＬ１を流れる電流は徐々に減少し、やがて零となる（図２（ａ）参照）。インダクタＬ１を流れる電流が零に達し、インダクタＬ１の作用により電流が反転すると、ダイオードＤ１等の素子の寄生容量を通じてスイッチング素子Ｑ１に充電されている電荷が放電し、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧が低下する。これにより、インダクタＬ１の印加の電圧が反転するため、当該反転をインダクタＬ１の二次巻線に誘起される電圧から零電流検出回路２０Ａが検出する。
【００３７】
零電流検出回路２０Ａでは、インダクタＬ１の印加電圧の反転、すなわち、インダクタＬ１を流れる電流のゼロクロスを検出すると、オア回路ＯＲ１にハイレベルの信号を入力する。これにより、オア回路ＯＲ１からフリップフロップＦＦ１のＳ端子にハイレベルのセット信号が入力される。したがって、フリップフロップＦＦ１のＱ端子の出力信号がハイレベルとなり、駆動回路２０Ｃからスイッチング素子Ｑ１に駆動信号が与えられ、スイッチング素子Ｑ１がオンに切り替わる。これら一連の動作を繰り返すことにより、制御部２の駆動制御部２０は、スイッチング素子Ｑ１を電流臨界モードで制御する。そして、光源部３に負荷電流が流れている間は、光源部３の各発光ダイオード３０が点灯する。
【００３８】
次に、ＰＷＭ信号がローレベルとなりオフ期間に移行すると、スイッチング素子Ｑ２がオフに切り替わるため、比較器ＣＯＭ１の反転入力端子にはコンデンサＣ１の充電電圧が基準電圧Ｖｔｈ１として印加されるようになる。ここで、コンデンサＣ１は、定電流源ＣＳ１により放電されるため、その充電電圧は直線的に減少する。したがって、図２（ａ）の点線で示すように、基準電圧Ｖｔｈ１も直線的に減少する。この基準電圧Ｖｔｈ１が零に達するまでの時間を「閾値下降期間ＴＤ１」と呼ぶものとする。
【００３９】
この閾値下降期間ＴＤ１では、徐々に減少する基準電圧Ｖｔｈ１を閾値としてスイッチング素子Ｑ１のオン／オフが制御される。すなわち、図２（ａ）の点線で示すように、閾値下降期間ＴＤ１では負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１が直線的に減少し、また、ピーク値Ｉｔｈ１の減少に伴ってスイッチング素子Ｑ１の１周期当たりのオン期間も減少する。したがって、図２（ａ）に示すように、閾値下降期間ＴＤ１では、ＰＷＭ信号のオン期間と比較して駆動信号の周期が短くなる。
【００４０】
そして、基準電圧Ｖｔｈ１が零に達すると、フリップフロップＦＦ１のＲ端子に常にハイレベルのリセット信号が入力されることから、駆動回路２０Ｃからスイッチング素子Ｑ１への駆動信号の供給も停止され、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態を維持する。したがって、次にＰＷＭ信号がオン期間に移行するまでの間は光源部３に負荷電流が流れないため、光源部３の各発光ダイオード３０は消灯する。
【００４１】
上記の一連の動作を繰り返すことで、本実施形態では、低周波のＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを切り替える、所謂バースト調光によって光源部３を調光する。したがって、本実施形態では、ＰＷＭ信号のオンデューティ比を変化させることで光源部３の各発光ダイオード３０の点灯時間及び消灯時間の割合を変化させることができ、光源部３の調光を行うことができる。
【００４２】
ここで、図２（ａ）の破線で示すようにＰＷＭ信号のオンデューティ比をスイープさせると、基準電圧Ｖｔｈ１が一点鎖線で示すように直線的に減少する。これにより、負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１も同図の一点鎖線で示すように直線的に減少する。すなわち、同図の実線と一点鎖線とを比較すると、閾値下降期間ＴＤ１における負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１は、ＰＷＭ信号のオンデューティ比の連続的な変化に応じて連続的に変化することがわかる。
【００４３】
上述のように、本実施形態では、ＰＷＭ信号のオンデューティ比の連続的な変化に応じて負荷電流、すなわち光源部３の光出力が連続的に変化するため、ＰＷＭ信号のスイープ時における光源部３の光出力の変化を滑らかにすることができる。特に、従来では低光束で調光している場合には、光源部３の光出力の変化割合が大きくなるため、より目立ってしまうという問題があったが、本実施形態では低光束で調光する場合にも光源部３の光出力の変化を滑らかにすることができる。
【００４４】
また、ビデオカメラ等の他の映像機器を通して光源部３を見る際に、映像機器特有の周波数と干渉したチラツキが目視されないようにするためにＰＷＭ信号の周波数を一定値以上に高くしても、光源部３の光出力の変化を滑らかにすることができる。したがって、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号を高周波化する必要がない。
【００４５】
ところで、図２（ａ）に示す調光では、閾値下降期間ＴＤ１は、ＰＷＭ信号のオン期間におけるスイッチング素子Ｑ１の１周期当たりのオフ時間Ｔ１（以下、当該オフ時間Ｔ１を単に「オフ時間Ｔ１」と呼ぶものとする）の約１．５倍となっている。これは、閾値下降期間ＴＤ１がオフ時間Ｔ１よりも短い場合には、閾値下降期間ＴＤ１において負荷電流の三角波パルスが生じず、光源部３の光出力が変化しないためである。したがって、本実施形態では、閾値下降期間ＴＤ１をオフ時間Ｔ１よりも長くなるように設定している。なお、閾値下降期間ＴＤ１は、閾値調整部２１におけるコンデンサＣ１の容量値の変更や、定電流源ＣＳ１の電流値の変更によって変化させることができる。
【００４６】
また、図２（ｂ）に示すように、閾値下降期間ＴＤ１をオフ時間Ｔ１の約３倍に設定することで、閾値下降期間ＴＤ１がオフ時間Ｔ１の約１．５倍の場合と比較して光源部３の光出力をより滑らかに変化させることができる（図３参照）。これは、図２（ｂ）に示すように、閾値下降期間ＴＤ１において負荷電流の三角波パルスの個数が増えることで、ＰＷＭ信号のオンデューティ比をスイープさせる際の負荷電流の変化がより線形に近付くためである。
【００４７】
なお、本実施形態では、電源部として直流電源ＤＣ１を用いているが、図４（ｓ）に示すように、交流電源ＡＣ１と、交流電源ＡＣ１の交流電圧を直流電圧に変換して出力するＡＣ／ＤＣコンバータ部４と、平滑用コンデンサＣ０とで電源部を構成してもよい。また、直流電源ＤＣ１と、直流電源ＤＣ１の直流電圧を所望の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ部（図示せず）とで電源部を構成してもよい。何れの場合でも、上記と同様の効果を奏することができる。
【００４８】
ここで、交流電源ＡＣ１として電源周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである商用電源を用いた場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ部４の設計や平滑用コンデンサＣ０の容量により、平滑用コンデンサＣ０の両端電圧に１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚのリプルが生じる。すると、ＰＷＭ信号の周波数によっては、当該リプルと干渉して負荷電流に低周波の変動が生じ、光源部３の光出力にチラツキが生じる虞がある。これを回避するために、商用電源及びＡＣ／ＤＣコンバータ部４を用いて電源部を構成する場合には、ＰＷＭ信号の周波数を６００Ｈｚ又は６００Ｈｚの倍数に設定するのが望ましい。これにより、光源部３の光出力がほぼ一定となり、リプルの干渉によるチラツキを抑えることができる。
【００４９】
また、図４（ｂ）に示すように、点灯部１において光源部３と並列に接続されるように平滑用コンデンサＣ２を設けてもよい。この場合、光源部３に流れる負荷電流のリプルを小さくすることができるので、光源部３の光出力をより滑らかに変化させることができ、好ましい。
【００５０】
なお、本実施形態の点灯部１では、スイッチング素子Ｑ１を直流電源ＤＣ１の低圧側に配置しているが、直流電源ＤＣ１の高圧側にスイッチング素子Ｑ１を配置して点灯部１を構成してもよい。
【００５１】
（実施形態２）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態２について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を実施形態１と比べて大きくしていることに特徴がある。以下、その理由について説明する。
【００５２】
実施形態１において、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流の時間変化は、以下の式で表される。
【００５３】
【数１】
0005576818.tif 000002
【００５４】
上式において、「Ｉｄ」はスイッチング素子Ｑ１を流れる電流、「Ｅ」は直流電源ＤＣ１の直流電圧、「Ｖ」は光源部３の負荷電圧、「Ｌ」はインダクタＬ１のインダクタンス、「ｔ」は経過時間を表す。なお、スイッチング素子Ｑ１のオン開始時を「ｔ＝０」としている。
【００５５】
ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時においてインダクタＬ１を流れる電流、すなわち負荷電流は、式（１）で表されるスイッチング素子Ｑ１を流れる電流と同じである。一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ時においてインダクタＬ１を流れる電流、すなわち負荷電流の時間変化は、以下の式で表される。
【００５６】
【数２】
0005576818.tif 000003
【００５７】
上式において、「ＩＬ」はスイッチング素子Ｑ１のオフ時においてインダクタＬ１を流れる電流、「Ｔ２」はＰＷＭ信号のオン期間におけるスイッチング素子Ｑ１の１周期当たりのオン時間（当該オン時間Ｔ２を単に「オン時間Ｔ２」と呼ぶものとする）を表す。
【００５８】
したがって、式（１），（２）により、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間Ｔ１及びオン時間Ｔ２は、以下の式で表される。
【００５９】
【数３】
0005576818.tif 000004
【００６０】
式（３），（４）より、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比は、以下の式で表される。
【００６１】
【数４】
0005576818.tif 000005
【００６２】
上式において、「Ｄｏｎ」はスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を表す。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比は、直流電源ＤＣ１の直流電圧と、光源部３の負荷電圧とで決定されることがわかる。
【００６３】
ここで、調光動作の安定性や、光源部３の光出力の調光の精度を考慮すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔ２の変化幅が大きい方が望ましい。また、閾値下降期間ＴＤ１において最後に発生する負荷電流の三角波パルスは、負荷電流、すなわち光源部３の光出力の最小分解能に相当するため、当該三角波パルスが小さいほど、光源部３の光出力を滑らかに変化させることができる。そして、ＰＷＭ信号のオン期間における負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１、及びスイッチング素子Ｑ１の駆動周波数を一定とした場合、当該三角波パルスは、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比が大きいほど小さくなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を大きくすれば光源部３の光出力をより滑らかに変化させることができる。
【００６４】
以下、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を変化させた場合の光源部３の光出力の変化について図５（ｂ）を用いて説明する。なお、同図において、「Ｋ」は「Ｋ＝１／Ｄｏｎ」で表される定数である。同図において、従来例におけるＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関は実線で示しており、当該相関では「Ｋ＝１０」である。また、実施形態１の「ＴＤ１／Ｔ１＝１．５」の場合におけるＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関は破線で示しており、当該相関でも従来例と同様に「Ｋ＝１０」である。
【００６５】
一方、本実施形態の「ＴＤ１／Ｔ１＝１．５」の場合におけるＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関は一点鎖線で示しており、当該相関では「Ｋ＝２」である。したがって、同図を見て分かるように、「Ｋ」が小さい程、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比が大きい程、光源部３の光出力をより滑らかに（線形に）変化させることができる。
【００６６】
但し、実際には、調光動作の安定性や、光源部３の光出力の調光の精度を考慮すると、直流電源ＤＣ１の直流電圧は、光源部３の負荷電圧の５倍以下とすることが望ましい。更に、直流電源ＤＣ１の直流電圧の下限は、点灯部１によるチョッパ動作を成立させるためにも、少なくとも光源部３の負荷電圧よりも大きい、すなわち「Ｋ＞１」となる必要がある。加えて、光源部３の各発光ダイオード３０の温度特性による負荷電圧の変化を考慮すると、「Ｋ≧１．２」とすることが望ましい。
【００６７】
（実施形態３）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態３について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図６（ａ），（ｂ）に示すように、閾値調整部２１において定電圧源ＶＳ１の代わりに定電流源ＣＳ２を設けることで、ＰＷＭ信号の立ち上がり時に負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１を直線的に増大させたことに特徴がある。
【００６８】
以下、ＰＷＭ信号の立ち上がり時の動作について図面を用いて説明する。実施形態１では、ＰＷＭ信号のオン期間においては、定電圧源ＶＳ１の定電圧Ｖｒｅｆ１が基準電圧Ｖｔｈ１として比較器ＣＯＭ１の反転入力端子に入力されていたが、本実施形態では、コンデンサＣ１の充電電圧が入力される。
【００６９】
先ず、ＰＷＭ信号が立ち上がると、スイッチング素子Ｑ２がオンに切り替わり、定電流源ＣＳ２から流れる定電流と、定電流源ＣＳ１から流れる定電流との差分によりコンデンサＣ１が充電される。これにより、コンデンサＣ１の充電電圧が直線的に増大するので、図６（ｂ）の点線で示すように、基準電圧Ｖｔｈ１も直線的に増大する。この基準電圧Ｖｔｈ１が定電圧Ｖｒｅｆ１に達するまでの時間を「閾値上昇期間ＴＵ１」と呼ぶものとする。この閾値上昇期間ＴＵ１では、徐々に増大する基準電圧Ｖｔｈ１を閾値としてスイッチング素子Ｑ１のオン／オフが制御される。基準電圧Ｖｔｈ１が定電圧Ｖｒｅｆ１に達した後の動作については、実施形態１と同様である。なお、閾値上昇期間ＴＵ１における基準電圧Ｖｔｈ１の傾きは、コンデンサＣ１の充電電流、すなわち定電流源ＣＳ２から流れる定電流と、定電流源ＣＳ１から流れる定電流との差分により決定される。
【００７０】
ここで、ＰＷＭ信号のオンデューティ比が小さい（０％に近い）場合、図７（ａ）の点線に示すように、閾値上昇期間ＴＵ１において基準電圧Ｖｔｈ１が定電圧Ｖｔｈ１まで到達しない。したがって、閾値上昇期間ＴＵ１における負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１は、ＰＷＭ信号のオンデューティ比の連続的な変化に応じて連続的に変化する。このため、ＰＷＭ信号のオンデューティ比が０％に近づくに従って、負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１は零まで連続的に減少する。
【００７１】
また、ＰＷＭ信号のオンデューティ比が大きい（１００％に近い）場合、図７（ｂ）の点線に示すように、閾値下降期間ＴＤ１及び閾値上昇期間ＴＵ１において基準電圧Ｖｔｈ１が零に達することがない。したがって、ＰＷＭ信号のオンデューティ比が１００％に近づくに従って、負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１は光源部３の光出力が最大出力となるまで連続的に増大する。
【００７２】
以下、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を変化させた場合の光源部３の光出力の変化について図８を用いて説明する。同図において、実施形態２の「Ｋ＝２」の場合におけるＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関を一点鎖線で示している。また、同図において、上記と同じ条件で且つ閾値上昇期間ＴＵ１を設けた（すなわち、本実施形態を適用した）場合におけるＰＷＭ信号のオンデューティ比と光出力との相関を破線で示している。
【００７３】
同図を見て分かるように、閾値上昇期間ＴＵ１を設けることで、光源部３の光出力をほぼ零出力から最大出力まで滑らかに変化させることができる。特に、閾値上昇期間ＴＵ１と閾値下降期間ＴＤ１とがほぼ等しくなるように設定することで、ＰＭＷ信号のオンデューティ比と光源部３の光出力とがほぼ比例関係となり、望ましい。
【００７４】
（実施形態４）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態４について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図９（ａ），（ｂ）に示すように、駆動制御部２０の比較器ＣＯＭ１の反転入力端子に定電圧Ｖｒｅｆ１を入力し、ＰＷＭ信号のオフ期間において後述の重畳電圧Ｖ１を増大させることで負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１を減少させることに特徴がある。
【００７５】
閾値調整部２１では、定電流源ＣＳ１がコンデンサＣ１と直列に接続され、コンデンサＣ１と並列にスイッチング素子Ｑ２が接続されている。したがって、ＰＷＭ信号のオン期間ではコンデンサＣ１が放電し、ＰＷＭ信号のオフ期間ではコンデンサＣ１が定電流源ＣＳ１の定電流により充電する。また、コンデンサＣ１には抵抗Ｒ３が直列に接続され、点灯部１の抵抗Ｒ１には、抵抗Ｒ２が直列に接続されている。そして、これら抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点が比較器ＣＯＭ１の非反転入力端子に接続される。
【００７６】
したがって、比較器ＣＯＭ１の非反転入力端子には、抵抗Ｒ１の両端電圧である検出電圧ＶＲ１と、コンデンサＣ１の充電電圧とに各々抵抗Ｒ２，Ｒ３で決まる係数を掛けた電圧の和である重畳電圧Ｖ１が入力される。
【００７７】
以下、本実施形態の動作について図９（ｂ）を用いて説明する。ＰＷＭ信号のオン期間では、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態であるためにコンデンサＣ１は充電されない。したがって、検出電圧ＶＲ１のみに基づく重畳電圧Ｖ１が比較器ＣＯＭ１の非反転入力端子に入力されるため、スイッチング素子Ｑ１は一定周期でオン／オフを繰り返し、負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１は一定となる。
【００７８】
そして、ＰＷＭ信号がオフ期間に移行すると、スイッチング素子Ｑ２がオンに切り替わることでコンデンサＣ１の充電が開始する。したがって、検出電圧ＶＲ１とコンデンサＣ１の充電電圧とに基づく重畳電圧Ｖ１が比較器ＣＯＭ１の非反転入力端子に入力される。ここで、コンデンサＣ１の充電電圧は、同図の二点鎖線に示すように、時間経過に従って直線的に増大し、最終的には基準電圧Ｖｒｅｆ１を上回る。このため、ＰＷＭ信号のオフ期間においては重畳電圧Ｖ１が徐々に増大するため、スイッチング素子Ｑ１の周期は徐々に短くなり、負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１も直線的に減少する。すなわち、ＰＷＭ信号のオフ期間において実施形態１と同様に閾値下降期間ＴＤ１を設けることができる。
【００７９】
上述のように、本実施形態では、実施形態１と同様に閾値下降期間ＴＤ１を設けることができるので、実施形態１と同様の効果を奏することができる。
【００８０】
ここで、制御部２は、高調波の除去を目的として、例えばオンセミコンダクター社のＭＣ３３２６２やＳＴマイクロエレクトロニクス社Ｌ６５６２等の汎用のＰＦＣ制御ＩＣを用いて構成することが考えられる。このような汎用のＰＦＣ制御ＩＣでは、内部に基準電圧源を有しているため、実施形態１の構成では基準電圧Ｖｔｈ１を可変制御することができず、負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１を可変制御することができない。そこで、本実施形態の構成を適用すれば、汎用のＰＦＣ制御ＩＣを用いても負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１を可変制御することができるので、制御部２を構成する部品点数の削減を図ることができる。
【００８１】
（実施形態５）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態５について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態４と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１０（ａ）に示すように、閾値調整部２１において定電流源ＣＳ１の代わりに定電圧源ＶＳ１及び抵抗Ｒ４の直列回路を設けたことに特徴がある。
【００８２】
実施形態４では、ＰＷＭ信号のオフ期間においてコンデンサＣ１の充電電圧は、定電流源ＣＳ１の定電流によって直線的に増大していた。一方、本実施形態では、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１が積分回路を構成するため、コンデンサＣ１の充電電圧が指数関数的に増大する（図１０（ｂ）参照）。したがって、閾値下降期間ＴＤ１において負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１も指数関数的に減少する。
【００８３】
上述のように、本実施形態では、定電流源ＣＳ１を用いずに定電圧源ＶＳ１及び抵抗Ｒ４を用いることで、実施形態４と同様の効果を奏することができる。
【００８４】
（実施形態６）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態６について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態５と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１１（ａ）に示すように、閾値調整部２１においてスイッチング素子Ｑ２と直列に抵抗Ｒ５を接続したことに特徴がある。
【００８５】
実施形態５では、ＰＷＭ信号がオフ期間からオン期間に移行する際に、スイッチング素子Ｑ２がオンに切り替わり短絡することで、重畳電圧Ｖ１はほぼ瞬時に零電圧となっていた。一方、本実施形態では、抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ１が積分回路を構成するため、コンデンサＣ１が放電し、充電電圧が指数関数的に減少するため、重畳電圧Ｖ１も指数関数的に減少する（図１１（ｂ）参照）。したがって、ＰＷＭ信号がオフ期間からオン期間に移行する際に、負荷電流のピーク値Ｉｔｈ１は直線的に増大する。すなわち、ＰＷＭ信号のオン期間において実施形態３と同様に閾値上昇期間ＴＵ１を設けることができる。
【００８６】
上述のように、本実施形態では、定電流源ＣＳ１を用いずに定電圧源ＶＳ１及び抵抗Ｒ４，Ｒ５を用いることで、実施形態３，４と同様の効果を奏することができる。
【００８７】
（実施形態７）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態７について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１２（ａ）に示すように、駆動制御部２０の零電流検出回路２０ＡにインダクタＬ１の二次巻線を接続する代わりに、一定周期の発振信号を出力する発振器２０Ｄを接続したことに特徴がある。
【００８８】
零電流検出回路２０Ａは、発振器２０Ｄから与えられる発振信号の周期に基づいて一定周期でオア回路ＯＲ１にハイレベルの信号を入力する。すなわち、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１のオン時間のみを可変制御し、負荷電流のゼロクロスを検出することなくスイッチング素子Ｑ１を一定周期で駆動する。これにより、本実施形態では、図１２（ｂ）に示すように、負荷電流が断続的に流れる、所謂電流不連続モードでスイッチング素子Ｑ１を制御する。
【００８９】
上述のように、本実施形態では、実施形態１とは異なりスイッチング素子Ｑ１を電流不連続モードで制御しているが、実施形態１と同様の効果を奏することができる。なお、本実施形態では、零電流検出回路２０Ａに発振器２０Ｄの発振信号を入力しているが、零電流検出回路２０Ａは必ずしも必要ではなく、例えば汎用のＰＷＭ制御ＩＣを用いて構成してもよい。すなわち、オア回路ＯＲ１に一定周期でハイレベルの信号を入力する構成であればよい。
【００９０】
（実施形態８）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態８について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１３（ａ）に示すように、駆動制御部２０の零電流検出回路２０ＡにインダクタＬ１の二次巻線を接続する代わりに、単安定マルチバイブレータ２０Ｅを接続したことに特徴がある。
【００９１】
単安定マルチバイブレータ２０Ｅは、駆動回路２０Ｃと接続されており、駆動回路２０Ｃからの駆動信号がローレベルになってから一定時間後に零電流検出回路２０Ａに信号を入力する。零電流検出回路２０Ａは、単安定マルチバイブレータ２０Ｅから信号が入力されると、オア回路ＯＲ１にハイレベルの信号を入力する。すなわち、本実施形態では、負荷電流のゼロクロスを検出することなくスイッチング素子Ｑ１のオフ時間を一定とし、スイッチング素子Ｑ１のオン時間のみを可変制御する。これにより、本実施形態では、図１３（ｂ）に示すように、負荷電流が途切れることなく連続して流れる、所謂電流連続モードでスイッチング素子Ｑ１を制御する。
【００９２】
上述のように、本実施形態１とは異なりスイッチング素子Ｑ１を電流連続モードで制御しているが、実施形態１と同様の効果を奏することができる。なお、本実施形態では、零電流検出回路２０Ａに単安定マルチバイブレータ２０Ｅから信号を入力しているが、零電流検出回路２０Ａは必ずしも必要ではない。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わってから一定時間後にオア回路ＯＲ１にハイレベルの信号を入力する構成であればよい。
【００９３】
（実施形態９）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態９について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１４（ａ），（ｂ）に示すように、零電流検出回路２０Ａにおいて負荷電流のゼロクロスを検出する代わりに、負荷電流の第１のピーク値Ｉｔｈ１及び第２のピーク値Ｉｔｈ２に基づいてスイッチング素子Ｑ１を制御することに特徴がある。
【００９４】
駆動制御部２０には、反転入力端子に検出電圧ＶＲ１が入力され、非反転入力端子に減衰器２０Ｆを介して基準電圧Ｖｔｈ１が入力される比較器ＣＯＭ２が設けられている。なお、減衰器２０Ｆは、基準電圧Ｖｔｈ１をＫ１倍（Ｋ１＜１）に減衰させるものである。比較器ＣＯＭ２の出力端子は零電流検出回路２０Ａに接続されている。
【００９５】
ここで、本実施形態では、比較器ＣＯＭ１，ＣＯＭ２によって各々負荷電流の第１のピーク値Ｉｔｈ１及び第２のピーク値Ｉｔｈ２を設定している。すなわち、比較器ＣＯＭ１では、実施形態１と同様に、閾値調整部２１から定電圧源ＶＳ１の定電圧、又はコンデンサＣ１の充電電圧が基準電圧Ｖｔｈ１として反転入力端子に入力されている。これにより、駆動制御部２０は、負荷電流の第１のピーク値Ｉｔｈ１を上限としてスイッチング素子Ｑ１を制御する。
【００９６】
一方、比較器ＣＯＭ２では、上述のように、閾値調整部２１からの定電圧源ＶＳ１の定電圧、又はコンデンサＣ１の充電電圧を減衰器２０Ｆで減衰させて非反転入力端子に入力している。したがって、比較器ＣＯＭ２では、検出電圧ＶＲ１が非反転入力端子の入力電圧を下回ると、零電流検出回路２０Ａに向けてハイレベルの信号が出力される。零電流検出回路２０Ａでは、比較器ＣＯＭ２からハイレベルの信号が入力されると、オア回路ＯＲ１にハイレベルの信号を入力する。これにより、駆動制御部２０は、負荷電流の第２のピーク値Ｉｔｈ２を下限としてスイッチング素子Ｑ１を制御する。
【００９７】
上述のように、本実施形態では、負荷電流の第１のピーク値Ｉｔｈ１及び第２のピーク値Ｉｔｈ２に基づいてスイッチング素子Ｑ１を制御することで、実施形態８と同様にスイッチング素子Ｑ１を電流連続モードで制御する。これにより、本実施形態においても、実施形態１と同様の効果を奏することができる。なお、本実施形態では、減衰器２０Ｆの減衰率を大きくして負荷電流の第２のピーク値Ｉｔｈ２を零に近づけることで、スイッチング素子Ｑ１を電流臨界モードで制御することも可能である。
【００９８】
なお、本実施形態では、零電流検出回路２０Ａからオア回路ＯＲ１に信号を入力しているが、零電流検出回路２０Ａは必ずしも必要ではない。すなわち、比較器ＣＯＭ２の出力信号がハイレベルに切り替わる際にオア回路ＯＲ１にハイレベルの信号を入力する構成であればよい。
【００９９】
（実施形態１０）
以下、本発明に係る点灯装置の実施形態１０について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１５（ａ）に示すように、点灯部１を昇圧チョッパ回路で構成したことに特徴がある。なお、光源部３には、負荷電流のリプルを小さくするために、平滑用コンデンサＣ２を並列に接続している。
【０１００】
点灯部１を昇圧チョッパ回路で構成した場合には、図１５（ｃ）に示すように、負荷電流に相当するダイオードＤ１を流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において流れる。本実施形態でも、実施形態１と同様に閾値下降期間ＴＤ１を設けることができるので、実施形態１と同様の効果を奏することができる。
【０１０１】
なお、図１５（ｂ）に示すように、点灯部１を昇降圧チョッパ回路で構成してもよい。光源部３には、負荷電流のリプルを小さくするために、平滑用コンデンサＣ２を並列に接続している。この場合でも、図１５（ｃ）に示すように、ダイオードＤ１を流れる電流はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間において流れ、実施形態１と同様の効果を奏することができる。
【０１０２】
以下、本発明に係る照明器具の実施形態について図面を用いて説明する。なお、以下の説明では、図１６（ａ）における上下を上下方向と定めるものとする。また、本実施形態における点灯装置Ａ１は、上記何れかの実施形態の点灯装置を用いるものとする。本実施形態は、図１６（ａ）に示すように、電源部及び点灯装置Ａ１を光源部３とは別に配置した電源別置型の照明器具であって、光源部３を収納する器具本体５を天井８に埋込配設している。
【０１０３】
器具本体５は、例えばアルミダイカスト等の金属製であって、下端部が開口した有底円筒状に形成される。器具本体５内側の上底部には、複数（図示では３つ）の発光ダイオード３０と、各発光ダイオード３０が実装された基板３１とを備えた光源部３が配設されている。なお、各発光ダイオード３０は、器具本体５の下端部から外部空間に光を照射するために、光の照射向きが下向きとなるように配設されている。また、器具本体５の下端部の開口には、各発光ダイオード３０からの光を拡散するための透光板６が設けられている。天井８の裏面（上面）には、点灯装置Ａ１が器具本体５とは別の場所に配設されており、点灯装置Ａ１と光源部３との間は、コネクタ７０を介してリード線７で配線されている。
【０１０４】
上述のように、本実施形態では、上記何れかの実施形態の点灯装置Ａ１を用いることで、上記何れかの実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、図１６（ｂ）に示すように、本実施形態を、点灯装置Ａ１を光源部３とともに器具本体５に内蔵した電源一体型の照明器具として構成してもよい。この構成では、基板３１の上面にアルミ板や銅板から成る放熱板５０を器具本体５と接触する形で配設している。これにより、各発光ダイオード３０で発生した熱を放熱板５０及び器具本体５を介して外部に逃がすことができる。
【符号の説明】
【０１０５】
１  点灯部
２  制御部
２０  駆動制御部
２１  閾値調整部
３  光源部
３０  発光ダイオード（固体発光素子）
Ｄ１  ダイオード
ＤＣ１  直流電源（電源部）
Ｌ１  インダクタ
Ｑ１  スイッチング素子
【図１】
0005576818.tif 000006
【図２】
0005576818.tif 000007
【図３】
0005576818.tif 000008
【図４】
0005576818.tif 000009
【図５】
0005576818.tif 000010
【図６】
0005576818.tif 000011
【図７】
0005576818.tif 000012
【図８】
0005576818.tif 000013
【図９】
0005576818.tif 000014
【図１０】
0005576818.tif 000015
【図１１】
0005576818.tif 000016
【図１２】
0005576818.tif 000017
【図１３】
0005576818.tif 000018
【図１４】
0005576818.tif 000019
【図１５】
0005576818.tif 000020
【図１６】
0005576818.tif 000021
【図１７】
0005576818.tif 000022
【図１８】
0005576818.tif 000023