(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を全波整流し、放電灯に対して並列接続された電解コンデンサを介して、該放電灯に点灯電流を供給する放電灯点灯装置において、
前記電解コンデンサの正極に向けて全波整流後の整流電流を供給するインダクタおよびダイオードの直列回路、および、前記インダクタおよびダイオードの接続点と前記電解コンデンサの負極とを結んで前記電解コンデンサに対して並列に接続されたスイッチング素子を有して、該スイッチング素子のオンオフ駆動で前記電解コンデンサを充電するように構成された充電手段と、
前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子の両端子間の電圧に基づいてオン切換のタイミング信号を生成して前記制御手段に送るゼロクロス検出手段と、を備え、
前記スイッチング素子のドレイン側端子が、前記インダクタおよびダイオードの接続点と結ばれ、前記スイッチング素子のソース側端子が、前記電解コンデンサの負極と結ばれており、
前記ゼロクロス検出手段は、前記スイッチング素子の両端子に対して並列に接続された検出用コンデンサおよび検出用抵抗器のＣＲ直列回路を有し、
オフ状態で前記インダクタを流れる電流が零になるタイミングで、前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の出力容量と前記インダクタとが共振を起こして、前記スイッチング素子のドレイン電圧が低下した場合に、
前記検出用コンデンサが該ドレイン電圧の変化部分を取り出して、前記検出用抵抗器の電圧がオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送られることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
交流電圧を全波整流する整流回路と、該整流回路の両出力端に接続される電解コンデンサと、該電解コンデンサからの直流電流を放電灯の点灯電流に変換して供給する電力変換回路とを備える放電灯点灯装置において、
前記電解コンデンサの正極には放電灯の一方の電極が接続され、
前記電力変換回路は、
前記放電灯の他方の電極と前記電解コンデンサの負極とを結ぶインダクタおよびスイッチング素子の直列回路と、オフ状態でインダクタからの電流を放電灯経由で該インダクタに回送するため、放電灯と前記インダクタの直列回路の両端を結ぶダイオードとを有して、前記スイッチング素子のオンオフ駆動で該電解コンデンサからの直流電流を放電灯の点灯電流に変換するとともに、
前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子の両端子間の電圧に基づいてオン切換のタイミング信号を生成して前記制御手段に送るゼロクロス検出手段と、を備え、
前記スイッチング素子のドレイン側端子が、前記インダクタおよびダイオードの接続点と結ばれ、前記スイッチング素子のソース側端子が、前記電解コンデンサの負極と結ばれており、
前記ゼロクロス検出手段は、前記スイッチング素子の両端子に対して並列に接続された検出用コンデンサおよび検出用抵抗器のＣＲ直列回路を有し、
オフ状態で前記インダクタを流れる電流が零になるタイミングで、前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の出力容量と前記インダクタとが共振を起こして、前記スイッチング素子のドレイン電圧が低下した場合に、
前記検出用コンデンサが該ドレイン電圧の変化部分を取り出して、前記検出用抵抗器の電圧がオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送られることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項２記載の放電灯点灯装置において、
前記電力変換回路は、ハーフブリッジ方式またはフルブリッジ方式でスイッチング動作するように構成され、
前記ゼロクロス検出手段は、前記電解コンデンサの負極側に一端が接続されたグランドレベル側のスイッチング素子の両端子間の電圧から、オン切換のタイミング信号を生成することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、
前記ゼロクロス検出手段の検出用抵抗器は、複数の抵抗器の直列接続により構成され、該複数の抵抗器によって分圧された電圧をオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送ることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、
前記ゼロクロス検出手段は、前記検出用抵抗器の両端子に並列に接続されたツェナーダイオードを有し、該ツェナーダイオードを介して前記検出用抵抗器の電圧をオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送ることを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置、特に力率改善回路または電力変換回路におけるスイッチング素子のオンオフ制御の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放電灯点灯装置としては、銅鉄型の安定器（いわゆる銅鉄バラスト）が用いられてきた。安定器にはランプ電流を適正に制限するという役目があるが、銅鉄型の安定器では重量が重くなるとともに安定器自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子やダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子式安定器が利用されている。
【０００３】
電子式安定器、いわゆる電子バラストは、交流電源ＡＣの交流出力が入力され直流を出力する直流電源回路と、直流電源回路の両出力端に接続され放電灯Ｌａへの供給電力を調整・制御する電力変換回路とで構成される。
直流電源回路には、交流を全波整流する全波整流器と、その両出力端に並列接続される平滑コンデンサとによって、比較的簡単に構成されたものがある。また、直流電源回路には、全波整流器と、該全波整流出力を入力して一定振幅の直流電圧を高効率で生成する力率改善回路（アクティブフィルターとも呼ばれる。）とから構成されるものもある。この力率改善回路には力率改善のために数十ｋＨｚの周波数でオンオフ切換可能なスイッチング素子が設けられ、力率改善制御回路が該スイッチング素子の駆動を制御する。
【０００４】
一方、電力変換回路としては、一般的に降圧チョッパ型の回路構成が用いられる。電力変換回路には、１０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの周波数でオンオフ切換可能なスイッチング素子が設けられ、電力変換制御回路が該スイッチング素子の駆動を制御する。電力変換制御回路は、放電灯のランプ電圧に応じて該スイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティを調整して、放電灯への供給電力を制御する。
力率改善回路や電力変換回路には、スイッチング素子のオン状態で磁場のエネルギーを蓄積し、オフ状態でエネルギーを放出するインダクタが設けられている。インダクタのエネルギーの蓄積と放出が高周波のオンオフ切換により繰り返されることで、力率改善や電力変換が達成される。
【０００５】
近年、電子式安定器の小型化への要求が高まり、回路効率を高めることで部品の小型化を図ってきた。直流電源回路や電力変換回路の回路効率を高めるため、これらの回路に内蔵されるスイッチング素子の制御方法にソフトスイッチングと呼ばれる制御が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１には、電力変換回路のスイッチング素子に対してゼロクロススイッチングモードの制御を実行した場合の回路効率について説明されている。ゼロクロススイッチングとは、インダクタ等の電圧または電流が零になるタイミング（このタイミングをゼロクロスと呼ぶ。）でスイッチング素子のオンオフを切り替える制御方法を言う。インダクタに流れる電流（ＩＬ）が略零になるタイミングで、スイッチング素子をオフからオンに切り換えれば、電流（ＩＬ）とスイッチング素子に印加される電圧との関係で生じるスイッチングロスを小さくできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３４７０５２９号公報
【特許文献２】特表２００９−５３９２２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ゼロクロススイッチングモードを実行する上で重要なことは、オフからオンへの切換のタイミング、すなわちソフトスイッチングの一周期の終わりのタイミングを何らかの方法で正しく検知することである。一般的には、チョークコイルに追加された二次巻き線（特許文献１の図１参照）やカレントトランス（特許文献２の図２参照）を用いて、その電圧の変化をみてオンタイミングを決定していた。しかし、二次巻き線やカレントトランスで得られる信号の立ち上がり、立ち下りは緩やかで、また、扱う電力により信号の振幅が変動してしまい、一周期の終わりのタイミングが不正確になることがあった。
【０００８】
また、特許文献１には、直流電源回路のグランドレベル側の出力端に、抵抗器（特許文献１の図１０の符号２８参照）を接続し、これを検出用抵抗器として用いることで、ソフトスイッチングの一周期の終わりを検知する方法も説明されている。検出用抵抗器の電圧を検出し、この電圧に基づいてスイッチング素子をオンオフ制御する。振幅の大きい信号を検出するためには、抵抗器の抵抗値を大きくする必要がある。しかし、抵抗の増加は回路損失の増大を招くので避けたい。そうすると、特許文献１の抵抗器による検出では信号振幅を大きくすることができず、ノイズの影響を受け易くなる。
【０００９】
特に、ＨＩＤランプ（高圧放電灯）のランプ特性は激しく変動するため、ソフトスイッチングの各周期でのインダクタのエネルギー放出時間が変化してしまう。従来のソフトスイッチングではこのようなランプ特性の変動にオンオフ切換えのタイミングを充分に追従させることができず、回路効率の悪化の原因となっていた。適正なオンタイミングが常に変化してしまう場合でも回路損失を低減できるように、インダクタに流れる電流が零になるタイミングをリアルタイムで正確に検出することが求められていた。
【００１０】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、直流電源回路または電力変換回路においてソフトスイッチングの一周期の終わりを正確に検出し、ゼロクロススイッチングモードにおけるオンタイミングのズレによる回路損失を最小限に押さえることである。回路効率の改善を行って、放電灯点灯装置の消費電力の削減を計り、発電所内でのＣＯ２の発生量を低減させて、地球温暖化防止に貢献することが可能な放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記課題を解決するために本発明にかかる放電灯点灯装置は、交流電圧を全波整流し、放電灯に対して並列接続された電解コンデンサを介して、該放電灯に点灯電流を供給するものであって、
前記電解コンデンサの正極に向けて全波整流後の整流電流を供給するインダクタおよびダイオードの直列回路、および、前記インダクタおよびダイオードの接続点と前記電解コンデンサの負極とを結んで前記電解コンデンサに対して並列に接続されたスイッチング素子を有して、該スイッチング素子のオンオフ駆動で前記電解コンデンサを充電するように構成された充電手段と、
前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子の両端子間の電圧に基づいてオン切換のタイミング信号を生成して前記制御手段に送るゼロクロス検出手段と、
を備える。
そして、前記スイッチング素子のドレイン側端子が、前記インダクタおよびダイオードの接続点と結ばれ、前記スイッチング素子のソース側端子が、前記電解コンデンサの負極と結ばれており、前記ゼロクロス検出手段は、前記スイッチング素子の両端子に対して並列に接続された検出用コンデンサおよび検出用抵抗器のＣＲ直列回路を有する。オフ状態で前記インダクタを流れる電流が零になるタイミングで、前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の出力容量と前記インダクタとが共振を起こして、前記スイッチング素子のドレイン電圧が低下した場合に、前記検出用コンデンサが該ドレイン電圧の変化部分を取り出して、前記検出用抵抗器の電圧がオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送られることを特徴とする。
本発明では、検出用コンデンサがリアクタンス素子であり、基本的には抵抗のような発熱が発生しない特性を有する。よって、検出用コンデンサが高いドレイン電圧（例えば数百ボルト）から制御手段の入力信号（例えば１０Ｖ以下）までの大半の電圧降下機能を受け持つにも関わらず、発熱が起こらないので電力のロスが少なくて済む。
なお、本発明において、検出用コンデンサの静電容量は、スイッチング素子のドレイン−ソース間の出力容量よりも小さいことが好ましい。
【００１２】
また、本発明にかかる放電灯点灯装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、該整流回路の両出力端に接続される電解コンデンサと、該電解コンデンサからの直流電流を放電灯の点灯電流に変換して供給する電力変換回路とを備え、前記電解コンデンサからの直流電流に基づいて放電灯へ点灯電流を供給するものであって、
前記電解コンデンサの正極には放電灯の一方の電極が接続され、
前記電力変換回路は、
前記放電灯の他方の電極と前記電解コンデンサの負極とを結ぶインダクタおよびスイッチング素子の直列回路と、オフ状態でインダクタからの電流を放電灯経由で該インダクタに回送するため、放電灯と前記インダクタの直列回路の両端を結ぶダイオードとを有して、前記スイッチング素子のオンオフ駆動で該電解コンデンサからの直流電流を放電灯の点灯電流に変換するとともに、
前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子の両端子間の電圧に基づいてオン切換のタイミング信号を生成して前記制御手段に送るゼロクロス検出手段と、を備える。
そして、前記スイッチング素子のドレイン側端子が、前記インダクタおよびダイオードの接続点と結ばれ、前記スイッチング素子のソース側端子が、前記電解コンデンサの負極と結ばれており、前記ゼロクロス検出手段としては、前述と同様の手段を用いることを特徴とする。
【００１３】
また、ハーフブリッジ方式またはフルブリッジ方式の電力変換回路では、前記ゼロクロス検出手段は、前記電解コンデンサの負極側に一端が接続されたグランドレベル側のスイッチング素子の両端子間の電圧から、オン切換のタイミング信号を生成することが好ましい。
【００１４】
ゼロクロス検出手段の具体的な構成は、前記スイッチング素子の両端子に並列に接続された検出用コンデンサおよび検出用抵抗器のＣＲ直列回路を有することが好ましく、オフ状態で前記インダクタを流れる電流が零になるタイミングで、前記スイッチング素子のドレイン−ソース間の出力容量と前記インダクタとが共振を起こして、前記スイッチング素子のドレイン電圧が低下した場合に、前記検出用コンデンサが該ドレイン電圧の変化部分を取り出し、前記検出用抵抗器の電圧がオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送られるようにすればよい。
【００１５】
ここで、前記ゼロクロス検出手段の検出用抵抗器は、複数の抵抗器の直列接続により構成され、該複数の抵抗器によって分圧された電圧をオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送ってもよい。
また、ゼロクロス検出手段は、前記検出用抵抗器の両端子に並列に接続されたツェナーダイオードを有し、該ツェナーダイオードを介して前記検出用抵抗器の電圧をオン切換のタイミング信号として前記制御手段に送ることが好ましい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明において、スイッチング素子がオフ状態の時に、インダクタを流れる電流が零になると、スイッチング素子のドレイン−ソース間の出力容量とインダクタとが共振を起こし、スイッチング素子のドレイン電圧が急減する。本発明によれば、スイッチング素子の両端子に小容量の検出用コンデンサが接続されているので、検出用コンデンサがドレイン電圧の変化を取り出すことができる。しかも、小容量の検出用コンデンサをスイッチング素子の両端子に並列に接続したことで、電圧の変化部分を特に強調して取り出すことが可能となり、オン切換のタイミングを正確に捉えることができる。
また、ゼロクロス検出手段として検出用コンデンサを用いないで、抵抗のみでゼロクロスを検出しようとすると、抵抗の発熱による電力ロスを引き起こしてしまう。これに対して本発明では、検出用コンデンサがリアクタンス素子であり、基本的には抵抗のような発熱が発生しない特性を有する。よって、検出用コンデンサが大半の電圧降下機能を受け持つにも関わらず、電力のロスが少なくて済む。例えば、数百ボルトの高い電圧からエネルギーロスをほとんど伴うこと無く、制御手段への１０Ｖ以下の入力信号を発生させることが可能になる。
従って、検出用コンデンサによって取り出されたスイッチング素子のドレイン電圧の変化のタイミングを用いれば、オン切換のタイミング信号を正確に生成することができる。よって本発明のゼロクロス検出手段を用いれば、直流電源回路または電力変換回路においてソフトスイッチングの一周期の終わりを正確に検出することができ、放電灯点灯装置の回路効率の大幅な改善を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の放電灯点灯装置の全体回路構成図である。
【図２】本発明にかかるゼロクロス検出回路を力率改善回路に適用した場合の回路図である。
【図３】ゼロクロス検出回路の構成図である。
【図４】図２に示すゼロクロス検出回路の要部における信号波形を示す図である。
【図５】本発明にかかるゼロクロス検出回路をフルブリッジ型インバータ回路に適用した場合の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１に本発明にかかる放電灯点灯装置の構成図を示す。
同図において、放電灯点灯装置は、直流電源回路７および電力変換回路３から構成されている。直流電源回路７は、電力変換回路３に安定供給するための直流電力を交流電源ＡＣから作り出す処理を行う。電力変換回路３は、直流電源回路７からの直流電力を放電灯のランプ電力に変換する処理を行う。放電灯点灯装置は、電力変換回路３の両出力端に接続された放電灯へ所定の点灯電流を供給する。
【００１９】
直流電源回路７および電力変換回路３には、高周波スイッチング素子がそれぞれ組み込まれており、ソフトスイッチングによってオンオフ制御されるようになっている。本発明では、回路技術を用いてソフトスイッチングの一周期の終わり、すなわちオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを正確に検出する検出回路を提供することができる。
ここでは、第一実施形態で直流電源回路７のスイッチング素子をソフトスイッチングでオンオフ制御する場合を説明し、第二実施形態で電力変換回路３のスイッチング素子をソフトスイッチングでオンオフ制御する場合を説明する。
【００２０】
第一実施形態 
図２に本実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成を示す。
＜放電灯点灯装置の全体構成＞
同図において、放電灯点灯装置は、商用電源ＡＣから供給される交流電力を全波整流し直流化する全波整流器２と、該全波整流器２の出力を定電圧化、高力率化する力率改善回路８と、力率改善回路８の出力する直流電力をランプ電力に変換して放電灯Ｌａに供給する電力変換回路３と、力率改善回路８におけるソフトスイッチングの一周期の終わりを検出するゼロクロス検出回路１２と、力率改善回路８に組み込まれている高周波スイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御を行う力率改善制御回路１とを備える。
【００２１】
ゼロクロス検出回路１２には、スイッチング素子Ｑ１の電圧が入力され、検出回路１２の出力電圧が力率改善制御回路１に送られる。力率改善制御回路１は検出回路１２の出力電圧から最適なオンタイミングを識別し、力率改善回路８のスイッチング素子Ｑ１へオンオフ切換信号を送るようになっている。
【００２２】
全波整流器２は、全波整流ダイオードブリッジで構成され、低周波（ 例えば５０Ｈｚ ）の電源である商用交流電源ＡＣの出力端の両端に接続されている。
【００２３】
力率改善回路８は、全波整流器２の後段に接続され、アクティブ平滑フィルタとも呼ばれる。この力率改善回路８は、全波整流器２の一方の出力端（ 図では＋電圧出力端 ）に一端部が接続されたインダクタＬ１（チョークコイル）と、このインダクタＬ１の他端部と全波整流器２のもう一方の出力端（ 図では−電圧出力端 ）の間にドレインおよびソースが接続された高周波スイッチング素子Ｑ１と、該スイッチング素子Ｑ１のスイッチングに伴う高周波成分通流用フィルタとしての平滑コンデンサＣ１と、前記インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１間の接続点にアノードが接続された転流ダイオードＤ１と、この転流ダイオードＤ１のカソードと全波整流器２の−電圧出力端との間に接続された電解コンデンサＣ２を備えている。
【００２４】
そして、力率改善回路８は、全波整流回路２に入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形し、振幅一定の安定化した直流電流を高効率で生成し、電解コンデンサＣ２に静電エネルギーを充電する。力率改善回路８に組み込まれているインダクタＬ１、高周波スイッチング素子Ｑ１、転流ダイオードＤ１は、電解コンデンサＣ２にエネルギーを充電する充電回路９を構成する。電解コンデンサＣ２は、該コンデンサの両端子間に電力変換回路３を介して接続された放電灯Ｌａへ点灯電流を供給する。
【００２５】
言い換えると、充電回路９は、電解コンデンサＣ２の正極に向けて全波整流後の整流電流を供給するインダクタＬ１とダイオードＤ１との直列回路、および、インダクタＬ１とダイオードＤ１間の接続点と電解コンデンサＣ２の負極とを結ぶスイッチング素子Ｑ１を有する。スイッチング素子Ｑ１は、ダイオードＤ１と電解コンデンサＣ２に対して並列に接続されていると言える。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ１は、インダクタＬ１とダイオードＤ１の中間点にスイッチング素子Ｑ１のドレイン側端子を接続し、電解コンデンサＣ２の負極端子が接続されるグランドラインにスイッチング素子Ｑ１のソース側端子を接続する。スイッチング素子Ｑ１にはＮチャネルのエンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴを使用する。スイッチング素子Ｑ１のゲートに力率改善制御回路１からの駆動電流が供給されてゲート電圧が生じると、ドレイン−ソース間に電流が流れる。この状態をスイッチング素子Ｑ１のオン状態という。一方、ゲートに駆動電流が供給されず、ドレイン電流が流れない状態をオフ状態という。
【００２７】
なお、平滑コンデンサＣ１は、全波整流回路２からの整流電流の部分平滑およびスイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１で発生した電流を該インダクタＬ１に戻すためにも用いられる。
【００２８】
ゼロクロス検出回路１２は、スイッチング素子Ｑ１の両端子間電圧を取り込むため、２箇所の入力端１ａ、１ｂに接続される。一方の入力端１ａは、インダクタＬ１とダイオードＤ１間の接続点からスイッチング素子Ｑ１のドレインまでの間に設けられ、もう一方の入力端１ｂは、全波整流器２の−電圧出力端から延びるグランドレベルの電力線上に設けられる。
【００２９】
力率改善制御回路１は、力率改善回路（昇圧チョッパ回路）８の出力側の電解コンデンサＣ２の出力電圧に応じて高周波スイッチング用スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御することで、その出力電圧が一定値となるようにフィードバック制御する。同時に、制御回路１は全波整流器２の全波整流電圧の振幅レベルの監視（ 整流器の＋電圧出力端の検出電圧 ）と、グランドレベルを流れる電流レベルの監視とに基づいて全波整流電圧の振幅レベルに応じてスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御することで、入力交流電流を入力交流電圧の位相に一致させる力率改善の制御も行っている。これによって、力率改善回路８は、全波整流電圧を高力率で安定化直流電圧に変換する。なお、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は通常数十ｋＨｚである。
【００３０】
次に、力率改善回路８の動作を説明する。
スイッチング素子Ｑ１のオン状態では、インダクタＬ１とダイオードＤ１の中間点の電位は、グランドレベル（ゼロ）となり、インダクタＬ１の端子間電圧は整流後の直流電圧と等しくなる。すると、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積され、インダクタＬ１を流れる電流は増加する。全波整流器２からの直流電流は、インダクタＬ１からスイッチング素子Ｑ１を通ってグランドラインへ流れる。言い換えると、スイッチング素子Ｑ１のオン状態では、ダイオードＤ１と電解コンデンサＣ２がバイパスされることになる。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ１のオフ状態では、インダクタＬ１とダイオードＤ１の中間点の電位は、電解コンデンサＣ２の電圧（＞整流後の直流電圧）と等しくなる。すると、インダクタＬ１から磁場のエネルギーが放出され、インダクタＬ１を流れる電流は徐々に減少する。インダクタＬ１からの電流は、ダイオードＤ１を通って電解コンデンサＣ２を充電し、平滑コンデンサＣ１を通過してインダクタＬ１へ戻る。
【００３２】
＜ゼロクロス検出回路＞
以下、本発明において特徴的な高い回路効率でソフトスイッチングを可能とするゼロクロス検出回路１２について説明する。
ゼロクロス検出回路１２は、力率改善回路１による高力率で安定化直流電圧の生成を、高い回路効率で実行できるように、ソフトスイッチングの一周期の終わりを正確に検出する回路である。図２に示すように、ゼロクロス検出回路１２の１組の入力端１ａ、１ｂはスイッチング素子の両端子に接続され、１組の出力端２ａ、２ｂは力率改善制御回路１に接続されている。
【００３３】
図３にゼロクロス検出回路１２の詳しい回路構成を示す。
同図において、ゼロクロス検出回路１２は、入力端１ａ、１ｂ間に並列に接続されるＣＲ直列回路１０と、このＣＲ直列回路１０の抵抗成分に対して並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１とを有し、ツェナーダイオードＺＤ１の両端子に出力端２ａ、２ｂが設けられている。
【００３４】
ＣＲ直列回路１０は、容量成分と抵抗成分が直列接続されている。比較的小さい容量成分である検出用コンデンサＣ１１の一端（正の電荷側）は入力端１ａとなり、検出用コンデンサＣ１１の他端（負の電荷側）と出力端１ｂ間に２つの検出用抵抗器Ｒ２、Ｒ１の直列接続である抵抗成分が接続されている。検出用コンデンサＣ１１の他端に接続される検出用抵抗器Ｒ２の一端を端子３ａとし、検出用抵抗器Ｒ２、Ｒ１間の中間点を端子３ｂとし、出力端１ｂに接続される検出用抵抗器Ｒ１の他端を端子３ｃとする。
ツェナーダイオードＺＤ１は、検出用抵抗器Ｒ１の両端子３ｂ、３ｃに並列に接続されている。
ゼロクロス検出回路１２への入力電圧Ｖ１は、力率改善回路８のスイッチング素子Ｑ１のドレインとグランド間の電圧である。この入力電圧Ｖ１がＣＲ直列回路１０に印加された際の抵抗成分（Ｒ２、Ｒ１）に生じる電圧は、２つの検出用抵抗器Ｒ２、Ｒ１によって分圧されて、ツェナーダイオードＺＤ１を介して出力電圧になる。
【００３５】
＜ゼロクロスの検出方法＞
ゼロクロスとは、スイッチング損失の原因となる電流値または電圧値がちょうど零になるタイミングを示す。検出回路に生じる信号波形図に基づいて、ゼロクロスの検出方法を説明する。
図４にゼロクロス検出回路１２中の要部の信号波形を示す。
同図（Ａ）はスイッチング素子Ｑ１の状態を示し、
同図（Ｂ）はインダクタ電流ＩＬの変化を示す。
同図（Ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１の両端子間電圧（Ｖ１）の波形である。
同図（Ｄ）は、グランド側の入力端１ｂを基準とする、検出用抵抗器Ｒ２の検出用コンデンサ側の端子３ａの電位、つまり、検出用抵抗器Ｒ１、Ｒ２の直列回路の両端電圧の波形である。
同図（Ｅ）は、ツェナーダイオードＺＤ１の両端子間電圧（Ｖ２）の波形である。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動に応じて、両端子間の電圧（Ｖ１）は同図（Ｃ）のように零ボルト（オン状態）と電解コンデンサＣ２の電圧に等しい電圧値（オフ状態）とを交互に示す。入力電圧Ｖ１がゼロクロス検出回路１２のＣＲ直列回路１０に印加された場合、つまり、入力端１ｂを基準（グランドレベル）として、入力端１ａの電位がＶ１であるとすると、検出用コンデンサＣ１１により入力信号Ｖ１の変化成分のみが検出用抵抗器Ｒ１、Ｒ２の直列回路に伝達され、グランドレベル（入力端１ｂ）を基準とする検出用コンデンサＣ１１と検出用抵抗器Ｒ２との中点（端子３ａ）の電位Ｖ３ａは、同図（Ｄ）のような両極性の信号になる。
検出用コンデンサＣ１１と検出用抵抗器Ｒ２との中点の電位Ｖ３ａは、検出用抵抗器Ｒ１、Ｒ２により分圧され、分圧された電位が検出用抵抗器Ｒ２、Ｒ１の中点（端子３ｂ）に表れる。この中点（端子３ｂ）における電位は、検出用抵抗器Ｒ１の両端に並列接続されたツェナーダイオードＺＤ１を介して出力電圧（Ｖ２）になる。
【００３７】
＜オン状態＞
図２〜４に基づいて説明する。
スイッチング素子のオン状態では、インダクタＬに整流後電圧が印加され、インダクタＬに磁場のエネルギーが蓄積する。この間、図４（Ｂ）のようにインダクタ電流（ＩＬ）は増加する。
オン状態では、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ１は零ボルトであり（同図Ｃ）、端子３ａにおける電位Ｖ３ａは負の極性を示す（同図Ｄ）。この負電圧成分は、検出用抵抗器Ｒ２、Ｒ１により分圧されるが、ツェナーダイオードＺＤ１の順方向と端子３ｃから端子３ｂへの向きとが一致するから、端子３ｂの電位はツェナーダイオードＺＤ１によって零ボルトを示す。従って、出力電圧Ｖ２は零ボルトを示す（同図Ｅ）。
【００３８】
＜オフ状態＞
スイッチング素子のオフ状態では、インダクタＬから磁場のエネルギーが放出し、電解コンデンサＣ２を充電する。この間、図４（Ｂ）のようにインダクタ電流（ＩＬ）は減少する。
オフ状態では、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ１は、電解コンデンサＣ２の電圧と等しく、例えば２００Ｖを示す（同図Ｃ）。この電圧Ｖ１はゼロクロス検出回路１２のＣＲ直列回路に印加されるので、ターン・オフで端子３ａにおける電位Ｖ３ａは正極に反転し、例えば１００Ｖになる。
【００３９】
２００Ｖのスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ１は、ＣＲ直列回路１０に印加されて、その容量成分に電荷を蓄積させる。つまり、入力端１ａから正電荷が検出用コンデンサＣ１１へ流れる。検出用コンデンサＣ１１への電荷の蓄積速度は、ＣＲ直列回路の容量値と抵抗値で決まる時定数により左右される。ここでは、時定数がインダクタＬの放出時間よりも充分長くなるように、容量値と抵抗値が設定されている。従って、端子３ａにおける電位Ｖ３ａは時間の経過に従って減少する（同図Ｄ）。また、端子３ａにおける正電圧成分は、検出用抵抗器Ｒ２、Ｒ１によって分圧されるが、この分圧値よりもツェナー電圧の方が小さくなるように各抵抗値が設定されているため、端子３ｂの電圧はツェナー電圧でカットされる。従って、出力電圧Ｖ２はツェナー電圧値を示す（同図Ｅ）。
【００４０】
＜検出用コンデンサに蓄積された電荷の放出＞
インダクタＬ１の磁場のエネルギー放出が終了すると、インダクタ電流ＩＬが零になる。インダクタＬ１と電解コンデンサＣ２間にはダイオードＤ１があって、電解コンデンサＣ２の電荷が逆流することはないから、インダクタ電流ＩＬが零になると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の出力容量とインダクタＬ１との間で共振が発生し、入力電圧Ｖ１が急激に低下してほぼゼロ電位となる（同図Ｃ）。すると、検出用コンデンサＣ１１に蓄積された静電エネルギー（電荷）がスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の出力容量を通過し、さらに端子１ｂから端子３ｃ、検出用抵抗器Ｒ１、Ｒ２を順に通過し、スイッチング素子Ｑ１へ戻る。このことにより、図４（Ｄ）のように、端子３ａに負電圧が発生する。この負電圧は検出用抵抗器Ｒ２、Ｒ１により分圧されて、端子３ｂにも負電圧が発生するはずであるが、ツェナーダイオードＺＤ１の順方向の導通により短絡されて、出力電圧Ｖ２が零ボルトを示す。なお、出力容量とは、オフ状態のスイッチング素子Ｑ１において、そのドレイン−ソース端子間に存在する静電容量を示す。
【００４１】
本発明で特徴的なことは、インダクタ電流ＩＬが零になるタイミングと略同時に、上記のゼロクロス検出回路１２の動作によって、出力電圧Ｖ２が零ボルトに急減することにある。このようなゼロクロス検出回路１２の信号波形の変化、すなわちインダクタ電流が零になると、ゼロクロス検出回路１２の出力信号Ｖ２が瞬時に零ボルトまで減少するという信号波形の変化を利用して、インダクタ電流が零になるゼロクロスのタイミングを正確に検出することができる。
【００４２】
力率改善制御回路１は、ゼロクロス検出回路１２の出力電圧（Ｖ２）の変化によって、インダクタ電流ＩＬが丁度零になるタイミングを検知でき、その情報をもとにスイッチング素子Ｑ１をターン・オンさせて次のスイッチング周期を開始させる。
【００４３】
本実施形態によれば、急峻な立ち上がり、および、立ち下りの信号源（入力電圧Ｖ１）から、その変化成分を強調する容量性結合（検出用コンデンサＣ１１と検出用抵抗器Ｒ１、Ｒ２の直列接続をスイッチング素子に対して並列に接続すること）により、検出用抵抗器Ｒ１、Ｒ２の電圧信号を出力電圧Ｖ２として取り出しているので、ソフトスイッチングにおけるゼロクロスのタイミングを精度良く検出することができる。
また、ＨＩＤランプのようにランプ特性が激しく変動する場合には、ソフトスイッチングの各周期でのインダクタＬ１のエネルギー放出時間が変化してしまうが、本実施形態によれば、インダクタＬ１に流れる電流が零になるタイミングをリアルタイムで正確に検出することができるため、回路効率の悪化を避けることができる。
【００４４】
なお、負電圧成分はツェナーダイオードＺＤ１の順方向の電圧でカットされ、正電圧成分はツェナー電圧でカットされるから、中点（端子３ｂ）における電位は制御回路にとって安全な１０Ｖ以下の電圧値に変換されることになる。
【００４５】
また、ゼロクロス検出回路１２に検出用コンデンサＣ１１を用いないで、抵抗のみでゼロクロスを検出しようとすると、抵抗の発熱による電力ロスを引き起こす。これに対して本発明に用いる小容量の検出用コンデンサＣ１１は、リアクタンス素子であり、基本的には、抵抗のような発熱が発生しない特性を有する。よって、検出用コンデンサＣ１１は、大半の電圧降下分を受け持つにも関わらず、電力のロスを少なくすることができる。例えば、数百ボルトの高い電圧からエネルギーロスをほとんど伴うことなしに、制御回路への入力信号（１０Ｖ以下）を発生させることが可能になる。
なお、スイッチング回路の部品定数およびスイッチング周波数の違いによっては、本発明のゼロクロス検出回路の後段に信号のディレー回路を追加し、ゼロボルトスイッチングのタイミングを調整する場合もある。
【００４６】
第二実施形態 
図５は、本実施形態にかかる放電灯点灯装置の回路構成を示す。
同図において、放電灯点灯装置は、商用電源ＡＣから供給される交流電力から直流電力を生成する直流電源回路７と、直流電源回路７からの直流電力を放電灯のランプ電力に変換する処理を行う電力変換回路３と、電力変換回路３におけるソフトスイッチングの一周期の終わりを検出するゼロクロス検出回路１２と、電力変換回路３に組み込まれている複数の高周波スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフ制御を行うフルブリッジ型の電力変換制御回路１１とを備えて構成される。
【００４７】
ゼロクロス検出回路１２には、複数のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうちでグランドラインにソースが接続され、高周波スイッチングを行うスイッチング素子Ｑ５の電圧が入力される。検出回路１２の出力電圧は電力変換制御回路１１に送られ、電力変換制御回路１１は出力電圧から最適なオンタイミングを識別し、電力変換回路３の各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５へ切換信号を送るようになっている。
【００４８】
電力変換回路３は、フルブリッジ型のインバータ回路である。電力変換回路３は、直流電源回路７の両出力端に並列に接続されたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の直列回路と、同様に直流電源回路７の両出力端に並列に接続された高周波スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のそれぞれに並列に且つ各素子Ｑ２〜Ｑ５の電流の向きとは反対方向に接続されたダイオードＤ２〜Ｄ５と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の直列回路の接続点と高周波スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５の直列回路の接続点との間に接続された放電灯ＬａおよびインダクタＬ２の直列回路と、放電灯Ｌａに対して並列に接続されて放電灯Ｌａを流れる電流から、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５の高周波スイッチングによる高周波成分を側路（ バイパス ）させるためのコンデンサＣ４と、電力変換回路３への入力電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒ３と、この抵抗Ｒ３に高周波電流が流れるのを防ぐための高周波成分のバイパス用で小容量のコンデンサＣ３と、を備えている。スイッチング素子Ｑ５は、その一端が直流電源回路７の負極側に接続されたグランドレベル側のスイッチング素子である。
【００４９】
なお、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ＭＯＳＦＥＴがその構成上内蔵している寄生ダイオードが逆電流通流用ダイオードＤ２〜Ｄ５に利用されるので、特別にダイオードを接続する必要はない。
【００５０】
各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は、電力変換制御回路１１からの制御信号によって、スイッチング素子Ｑ２がオン、Ｑ５が高周波スイッチングされ、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオフでスイッチング素子Ｑ３がオン、Ｑ４が高周波スイッチングされる状態とを交互に低周波（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で繰り返す。
【００５１】
スイッチング素子Ｑ２がオンで、Ｑ５が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ５のオン時、直流電源回路７からの直流電流が、スイッチング素子Ｑ２→放電灯Ｌａ→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ５の順番で直流電源回路７の負極の端子に流れて、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ５のオフ時、インダクタＬ２に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタＬ２→ダイオードＤ４→スイッチング素子Ｑ２→放電灯Ｌａ→インダクタＬ２の経路で電流が流れる。
【００５２】
一方、スイッチング素子Ｑ３がオンで、Ｑ４が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ４のオン時、直流電源回路７からの直流電流が、スイッチング素子Ｑ４→インダクタＬ２→放電灯Ｌａ→スイッチング素子Ｑ３の順番で直流電源回路７の負極の端子に流れて、インダクタＬ１に磁場のエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ４のオフ時、インダクタＬ２に蓄積されているエネルギーが放出され、インダクタＬ２→放電灯Ｌａ→スイッチング素子Ｑ３→ダイオードＤ５→インダクタＬ２の経路で電流が流れる。
【００５３】
このような動作を行う本実施形態の電力変換回路３は、以下の回路を基本構成とするフルブリッジ型の電力変換回路と言うことができる。すなわち、直流電源回路３の電解コンデンサＣ２の正極に、放電灯Ｌａの一方の電極が接続されており、基本構成となる電力変換回路は、放電灯Ｌａの他方の電極と電解コンデンサＣ２の負極とを結ぶインダクタＬ２およびスイッチング素子Ｑ５（またはＱ４）の直列回路と、オフ状態でインダクタＬ２からの電流を放電灯Ｌａ経由で該インダクタＬ２に回送するため、放電灯ＬａとインダクタＬ２の直列回路の両端を結ぶダイオードＤ４（またはＤ５）とを有する。そして、スイッチング素子Ｑ５（またはＱ４）のオンオフ駆動で該電解コンデンサＣ２からの直流電流を放電灯Ｌａの点灯電流に変換する。
【００５４】
本実施形態におけるゼロクロス検出回路１２は前述の実施形態と同じ構成のものを用いている。図５に示すように、ゼロクロス検出回路１２の１組の入力端１ａ、１ｂはスイッチング素子Ｑ５の両端子に接続されている。
スイッチング素子Ｑ５が高周波でオンオフするモードでは、前述の実施形態と同様に、インダクタＬ２の電流が零になるタイミングと略同時に、ゼロクロス検出回路１２の動作によって、出力電圧Ｖ２が零ボルトに急減するので、インダクタ電流が零になるゼロクロスのタイミングを正確に検出することができる。
【００５５】
また、スイッチング素子Ｑ４が高周波でオンオフするモードでは、インダクタＬ２の電流が零になるタイミングと略同時に、ゼロクロス検出回路１２の動作によって、出力電圧Ｖ２が零ボルトからツェナー電圧まで急増する。出力電圧Ｖ２の変化によって、インダクタ電流が零になるゼロクロスのタイミングを正確に検出することができる。
【００５６】
本実施形態では、フルブリッジ型の電力変換回路３について説明したが、ハーブブリッジ型の電力変換回路にも同様に本発明の放電灯点灯装置を適用できる。また、１つのスイッチング素子を用いた降圧チョッパ回路と４つのスイッチング素子を用いた極性反転回路とを組み合わせて、放電灯に交番する点灯電流を供給するようにした電力変換回路にも本発明の放電灯点灯装置を適用できる。
【実施例１】
【００５７】
ゼロクロス検出回路１２を力率改善回路に使用した実施例について説明する。
図３に示すゼロクロス検出回路を用いて、各素子の特性値を以下のように設定した。
検出用コンデンサＣ１１  ：１００ｐＦ、
抵抗器Ｒ１              ：１０ｋΩ、
抵抗器Ｒ２              ：５１ｋΩ、
ツェナーダイオードＺＤ１：４.３Ｖ    
その結果、従来のチョークコイルに二次巻き線を追加して信号を検出する方式に比べて、力率改善回路の回路効率を９３％から９５％へ向上させることができた。
また、同様に、上記ゼロクロス検出回路を電力変換回路に使用した実施例においては、従来のカレントトランスを使用して信号を検出する方式に比べて、電力変換回路の回路効率を９０％から９３％へ向上させることができた。
【００５８】
本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのＨＩＤランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電灯の点灯装置に適用できる。また、蛍光灯等の低圧放電灯の点灯装置にも応用できる。
【符号の説明】
【００５９】
１        力率改善制御回路
２        全波整流器
３        電力変換回路
７        直流電源回路
１１      電力変換制御回路
１２      ゼロクロス検出回路
ＡＣ      交流電源
Ｌａ      放電灯
ＺＤ１    ツェナーダイオード
Ｌ１、Ｌ２  インダクタ
Ｃ１、Ｃ３、Ｃ４  平滑コンデンサ
Ｃ２      電解コンデンサ
Ｃ１１    検出用コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
0005576748.tif 000006