(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング回路であって、
前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出手段と、
前記チャネル周波数応答算出手段により算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、システム状態によって与えられる第１の係数を乗算して得られた値Ξを下記数式に代入することによって増幅係数αｒを算出する増幅係数算出手段と、
前記増幅係数算出手段により算出された前記増幅係数αｒと前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成手段と
を備えることを特徴とする瞬時電力スケーリング回路。
αｒ＝√｛１／（Ξ＋σｗ２）｝
但し、σｗ２は中継局での白色付加ガウス雑音の分散である。
【請求項２】
前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段と、
前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗を算出する算出手段と
を更に備え、
前記増幅係数算出手段は、
前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗に基づいて前記増幅係数を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の瞬時電力スケーリング回路。
【請求項３】
前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段を更に備え、
前記増幅係数算出手段は、
前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第１の係数とは異なる第２の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の瞬時電力スケーリング回路。
【請求項４】
無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング方法であって、
前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出過程と、
前記チャネル周波数応答算出過程で算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、システム状態によって与えられる第１の係数を乗算して得られた値Ξを下記数式に代入することによって増幅係数αｒを算出する増幅係数算出過程と、
前記増幅係数算出過程で算出された前記増幅係数αｒと前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成過程と
を含むことを特徴とする瞬時電力スケーリング方法。
αｒ＝√｛１／（Ξ＋σｗ２）｝
但し、σｗ２は中継局での白色付加ガウス雑音の分散である。
【請求項５】
前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程と、
前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗を算出する算出過程と
を更に含み、
前記増幅係数算出過程は、
前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗に基づいて前記増幅係数を算出する
ことを特徴とする請求項４に記載の瞬時電力スケーリング方法。
【請求項６】
前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程を更に含み、
前記増幅係数算出過程は、
前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第１の係数とは異なる第２の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出する
ことを特徴とする請求項４に記載の瞬時電力スケーリング方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発信局と宛先局の間に中継局を介して無線伝送を行う協調伝送システムにおける瞬時電力スケーリング回路及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、発信局と宛先局以外の無線局に協調中継伝送を行わせることで通信特性を向上させる協調通信方式が注目を集めており、多くの研究がなされている。協調通信方式のシステムモデルは、主に中継局転送プロトコル、協調システム構成、協調プロトコルの三要素により決定付けられる。
【０００３】
中継局転送プロトコルとは、中継局が受信した信号をどのような信号処理を行い、宛先局へ転送するかを示すものである。中継局転送プロトコルの最も基本的なものは、ＤＦ（Decode-and-Forward）法とＡＦ（Amplify-and-Forward）法との２つである。ＤＦ法とは、中継局で一度、復号と再生とを行ってから宛先局へ転送する手法である。また、ＡＦ法とは、中継局で復号と再生を行わず、単に増幅のみを行ってから、宛先局へ転送する手法である。
【０００４】
協調システム構成とは、協調システムを構成する無線局の個数とシステム内で行われる協調中継ホップ数とを示すものである。最も簡単なものは、発信局Ｓ（Ｓｏｕｒｃｅ）と宛先局Ｄ（Ｄｅｓｔｉｎａｔｉｏｎ）の間に、１つの中継局Ｒ（Ｒｅｌａｙ）が存在する、１−Ｒｅｌａｙ２−Ｈｏｐ（１Ｒ２Ｈ）構成である。１Ｒ２Ｈ構成では、一般に、発信局から中継局、中継局から宛先局の送受信に無線資源（時間、または周波数）の１スロットをそれぞれ割り当てるため、その協調システム全体の１周期は、２スロットであるとして考察がなされることが多い。
【０００５】
協調プロトコルとは、協調システム全体の１周期内の無線局（発信局、宛先局、中継局）同士の送受信関係の組み合わせを示すものである。
【０００６】
ここで、図５（ａ）〜（ｄ）は、協調プロトコルを説明するための概念図である。例えば、１Ｒ２Ｈ構成協調システムにおいて、図５（ａ）に示すように、スロット＃１で、発信局Ｓが中継局Ｒと宛先局Ｄとの双方へのブロードキャスト送信を行い、スロット＃２で、中継局Ｒと発信局Ｓとが宛先局Ｄへ同時送信する協調プロトコルが考えられる。この協調プロトコルは、ＭＩＭＯ型、またはプロトコルＩ（例えば非特許文献１参照）と呼ばれる。
【０００７】
また、図５（ｂ）に示すように、スロット＃１で、発信局Ｓが中継局Ｒと宛先局Ｄとの双方へのブロードキャスト送信を行い、スロット＃２で、中継局Ｒが宛先局Ｄへ送信する協調プロトコルは、ＳＩＭＯ型、またはプロトコルＩＩと呼ばれる。また、図５（ｃ）に示すように、スロット＃１で、発信局Ｓが中継局Ｒへ送信を行い、スロット＃２で、中継局Ｒと発信局Ｓとが宛先局Ｄへ同時送信する協調プロトコルは、ＭＩＳＯ型、またはプロトコルＩＩＩと呼ばれる。同様に、図５（ｄ）に示すように、スロット＃１で、発信局Ｓが中継局Ｒへ送信を行い、スロット＃２で、中継局Ｒが宛先局Ｄへ送信する協調プロトコルも考えられる。ここでは、この協調プロトコルをＳＩＳＯ型、またはプロトコルＩＶと呼ぶ。
【０００８】
（１）送受信システム
図６は、一般的な１Ｒ２Ｈ構成を有する協調伝送システムの構成を示すブロック図である。発信局（Ｓ）１は、チャネル符号化処理１−１、インタリーバ処理１−２、変調処理１−３、パスバンド変換処理１−４を備えている。宛先局（Ｄ）３は、ベースバンド変換処理３−１、復調処理３−２、デインタリーバ処理３−３、チャネル復号化処理３−４を備えている。
【０００９】
ここでは、ＡＦ法、かつ、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式のものを考える。初めに、送信する情報ビットストリームは、発信局のチャネル符号化処理１−１へ入力される。入力された情報ビットは、符号化ビットに変換され、チャネル符号化処理１−１から符号化ビットストリームが出力される。このチャネル符号化処理１−１には、符号化機能の他に、スクランブル機能などを持たせることも可能である。符号化ビットストリームは、インタリーバ処理１−２に入力され、連続誤りによる特性劣化を防ぐためのインタリービングが行われる。インタリービングされた符号化ビットストリームは、変調処理１−３へ入力される。
【００１０】
変調処理１−３へ入力された符号化ビットストリームには、コンスタレーションマッピング、逆離散フーリエ変換（Inverse Discrete Fourier Transform；ＩＤＦＴ）、ガードインターバル（Guard Interval：ＧＩ）付加の処理が行われる。得られる時間領域データ複素サンプルストリームは、最後にパスバンド変換処理１−４により、ベースバンドからパスバンドへ変換され、スロット＃１と＃２、またはスロット＃１のみで送信される。送信された信号は、伝搬路を通過し、中継局（Ｒ）２と宛先局（Ｄ）３、または中継局（Ｒ）２のみで受信される。
【００１１】
以下では、スロット＃１、＃２における三無線局の送受信関係をプロトコルＩを例に周波数領域で見ていく。スロット＃１では、発信局（Ｓ）１が中継局（Ｒ）２と宛先局（Ｄ）３へのブロードキャスト送信を行う。スロット＃１の宛先局（Ｄ）３での周波数領域表現（ｋ番目のサブキャリアに対応する）の受信信号Ｙｄ１は、次式(１）で表される。
【００１２】
【数１】
0005576313.tif 000002
【００１３】
ここで、Ｈｓｄは発信局（Ｓ）１−宛先局（Ｄ）３間のｋ番目のサブキャリアに対応するチャネル周波数応答（Channel Frequency Response；ＣＦＲ）を、Ｐｓ１は発信局（Ｓ）１のスロット＃１での送信電力を、Ｗｄ１はスロット＃１の宛先局（Ｄ）３でのｋ番目のサブキャリアに対応する平均０、分散σ２ｗの白色付加ガウス雑音（Additive White Gaussian Noise；ＡＷＧＮ）の周波数領域表現を表す。分散σ２ｗの値は、三無線局で既知、かつ、一定と仮定する。また、協調プロトコルＩＩＩとＩＶにおいて、宛先局（Ｄ）３は、スロット＃１で信号受信を行わないため、この２つのプロトコルには、数式（１）は存在しない。
【００１４】
また、スロット＃１の中継局（Ｒ）２での受信信号Ｙｒ１は、次式（２）で表される。
【００１５】
【数２】
0005576313.tif 000003
【００１６】
ここで、Ｈｓｒは発信局（Ｓ）１−中継局（Ｒ）２間のＣＦＲを、Ｗｒ１はスロット＃１の中継局（Ｒ）２での平均０、分散σ２ｗのＡＷＧＮの周波数領域表現を表す。Ｈｓｒは平均０、分散Ｇ２とする。Ｈｓｒは変調処理１−３の前からＤＦＴ処理２−３（図１参照）の後までの等価チャネルを一般に指す。
【００１７】
スロット＃１で中継局（Ｒ）２が受信した信号は増幅係数αｒで増幅される。この増幅に関する手法については、後述する（２）増幅手法で詳しく説明する。
【００１８】
発信局（Ｓ）１からと中継局（Ｒ）２から信号が同時送信されることと、受信時の付加雑音の存在を考慮すると、スロット＃２での宛先局（Ｄ）３での送信信号Ｙｄ２は、次式（３）となる。
【００１９】
【数３】
0005576313.tif 000004
【００２０】
ここで、Ｈｓｒｄは発信局（Ｓ）１−中継局（Ｒ）２−宛先局（Ｄ）３間のＣＦＲを、√（Ｐｓ１Ｐｒ２）はスロット＃２での発信局（Ｓ）１の送信電力の積を、Ｐｓ２はスロット＃２での発信局（Ｓ）１の送信電力を表す。また、協調プロトコルＩＩとＩＶにおいて、発信局（Ｓ）１は、スロット＃２で信号送信を行わないため、この２つのプロトコルには、数式（３）の右辺第二項は存在しない。
【００２１】
復調処理３−２内でチャネル推定、チャネル等化が行われ、周波数領域複素ＱＡＭシンボルに対応する検出値がデマップされ、符号化ビットに対応する検出値に変換される。符号化ビットに対応する検出値は、デインタリーバ処理３−３へ入力される。入力された検出値は、インタリービングされていた並び順が元に戻され（デインタリービング）、出力される。出力された検出値は、チャネル復号化処理３−４によりチャネル復号化され、情報ビットに対応する検出値が得られる。
【００２２】
（２）増幅手法
ここで、増幅係数αｒは、時々刻々と変動するＹｒ１に乗算することによって中継局（Ｒ）２の送信電力一定化して送信するためのものである。これにより、宛先局（Ｄ）３における受信電力を平滑化することができる。数式（２）よりスロット＃１の中継局（Ｒ）２での受信電力｜Ｙｒ１｜２の平均値に基づいて算出したαｒをαｒ０とすると、次式（４）となる。
【００２３】
【数４】
0005576313.tif 000005
【００２４】
Ｐｓ１、σ２ｗは時間的な変動はないことから、ＣＦＲＨｓｒがαｒの支配的なパラメータとなるところ、その取り扱いによって固定電力スケーリング（Fixed Power Scaling：ＦＰＳ）と瞬時電力スケーリング（Instantaneous Power Scaling：ＩＰＳ）とにより増幅係数が得る方法がある。
【００２５】
（２−１）従来手法：固定電力スケーリング（Fixed Power Scaling：ＦＰＳ）
ＦＰＳは、増幅係数の算出にチャネル電力の平均を用いる手法である。
数式（４）のαｒ０に対して発信局（Ｓ）１−中継局（Ｒ）２間の瞬時チャネル電力｜Ｈｓｒ｜２の平均をとる場合、以下の数式（５）が得られる。
【００２６】
【数５】
0005576313.tif 000006
【００２７】
Ｇ２はチャネル電力｜Ｈｓｒ｜２の平均とし、これは中継局（Ｒ）２で既知とする。
このとき、αｒ，ＦＰＳの値はサブキャリアに対し、周波数領域でも、時間領域でも一定である。
【００２８】
（２−２）従来手法：瞬時電力スケーリング（Instantaneous Power Scaling：ＩＰＳ）
ＩＰＳは、増幅係数に瞬時チャネル電力を用いる手法である。ＩＰＳでの増幅係数αｒ，ＩＰＳは、数式（４）のαｒ０である。このとき、増幅係数αｒ，ＩＰＳの値は、サブキャリアに対し、周波数領域でも、時間領域でも一定でない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２９】
【非特許文献１】R. U. Nabar, H. Bolcskei, and F.W. Kneubuhler, “Fading relay channels: Performance limits and space-time signal design,” IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 22, no. 6, pp. 1099-1109, Jun. 2004.
【非特許文献２】H. A. Suraweera and J. Armstrong, “Performance of OFDM based dual-hop amplify-and-forward relaying,” IEEE Communications Letters, vol. 11, no. 9, pp. 726-728, 2007.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
上述したＦＰＳとＩＰＳの各特徴を比べると、非特許文献２で見られるように、一般にＩＰＳの方がＦＰＳより良好な特性が得られる。しかし、ＦＰＳの増幅係数αｒ，ＦＰＳと異なり、ＩＰＳの増幅係数αｒ，ＩＰＳの値はサブキャリアに対し、周波数領域でも時間領域でも一定ではない。このため、ＩＰＳでは、ＦＰＳとは異なり、増幅係数をサブキャリアごとに、かつ、受信ごとに算出するという演算量負荷が生じる。また、ＩＰＳの受信信号への増幅係数の乗算は周波数領域内で行われる必要がある。ゆえに、ＩＰＳでは図の様に中継局２内で受信信号を周波数領域変換しなければならないため、ＤＦＴ処理とＩＤＦＴ処理が必要であり、ここでも膨大な演算量負荷が生じる。
【００３１】
上述した背景技術によるＩＰＳでは、サブキャリア毎の増幅係数αｒ，ＩＰＳを導出する必要があるため，その計算量が膨大であるという問題がある。
【００３２】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、発信局と中継局間の瞬時チャネル電力の近似によりＩＰＳの増幅係数算出の計算量を削減することができる瞬時電力スケーリング回路及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
上述した課題を解決するために、本発明は、無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング回路であって、前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出手段と、前記チャネル周波数応答算出手段により算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、所定の第１の係数と乗算することによって増幅係数を算出する増幅係数算出手段と、前記増幅係数算出手段により算出された前記増幅係数と前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成手段とを備えることを特徴とする瞬時電力スケーリング回路である。
【００３４】
本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段と、前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗を算出する算出手段とを更に備え、前記増幅係数算出手段は、前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗に基づいて前記増幅係数を算出することを特徴とする。
【００３５】
本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段を更に備え、前記増幅係数算出手段は、前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第１の係数とは異なる第２の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出することを特徴とする。
【００３６】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング方法であって、前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出過程と、前記チャネル周波数応答算出過程で算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、所定の第１の係数と乗算することによって増幅係数を算出する増幅係数算出過程と、前記増幅係数算出過程で算出された前記増幅係数と前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成過程とを含むことを特徴とする瞬時電力スケーリング方法である。
【００３７】
本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程と、前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗を算出する算出過程とを更に含み、前記増幅係数算出過程は、前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の２乗に基づいて前記増幅係数を算出することを特徴とする。
【００３８】
本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程を更に含み、前記増幅係数算出過程は、前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第１の係数とは異なる第２の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３９】
この発明によれば、中継局の増幅係数算出の際に演算量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の中継局２の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態による線形近似法によるチャネル電力算出処理２−４の手順例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態による閾値線形近似法＃１によるチャネル電力算出処理２−４の手順例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態による閾値線形近似法＃２によるチャネル電力算出処理２−４の手順例を示すブロック図である。
【図５】協調プロトコルを説明する図である。
【図６】１Ｒ２Ｈ構成の協調伝送を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００４２】
無線通信における非再生中継とは、中継局が受信した無線信号からデータ信号を復元することなく、そのまま増幅処理だけを行って中継する方式である。前述したように、従来の非再生中継（ＡＦ法による無線中継）では、ＦＰＳ法と呼ばれる固定値に基づいた簡易な増幅率の算出を行う方法と、ＩＰＳ法と呼ばれるサブキャリアごとに、かつ、受信信号ごとに、チャネル応答の絶対値の２乗を用いて増幅率の算出を行う方法があった。前者は、演算処理がほとんどない反面、チャネル変動への追従性が低く、品質が悪いという問題があり、後者は、チャネル変動への追従性は高いものの、演算処理が多いという問題があった。
【００４３】
本発明は、チャネル応答の絶対値の２乗ではなく、チャネル応答の同相成分と直交相成分の絶対値に所定の係数を乗算することによる近似式を用いることによって演算量を減らしつつ、ＩＰＳ法と同様にチャネル変動への追従性を提供する。また、受信電力が大きい場合に、中継局の送信電力が過大になるという問題があったが、当該近似式によれば、受信電力が大きい場合には、ＩＰＳ法を用いた演算に切り替えることによって、この問題を解消することができる。さらに、受信電力が大きい場合に、異なる係数を用いることによって、この問題を解消することも可能である。本発明は、図５に示すプロトコルＩからプロトコルＩＶまで全てに適用できる技術である。
【００４４】
まず、本発明の中継局２の構成について説明する。
図１は、本発明による中継局２の機能構成を示すブロック図である。中継局２は、ベースバンド変換処理２−１、ＧＩ除去処理２−２、ＤＦＴ処理２−３、チャネル電力算出処理２−４、増幅係数計算処理２−５、ベースバンド増幅処理２−６、ＩＤＦＴ処理２−７、ＧＩ付加処理２−８、及びパスバンド変換処理２−９から構成されている。
【００４５】
なお、ＩＰＳでの増幅係数は、数式（４）のαｒ０であったが、ここではΞを用いて、次式（６）で表すものとする。
【００４６】
【数６】
0005576313.tif 000007
【００４７】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態による線形近似法について説明する。
図２は、本発明の第１実施形態による線形近似法のチャネル電力算出処理２−４の構成を示すブロック図である。発信局１−中継局２間のＣＦＲ推定値Ｈｓｒの同相成分Ａと直交相成分Ｂとは、サブキャリア毎に、それぞれ絶対値計算処理２−４−１へ入力される。続いて、絶対値計算処理２−４−１では、｜Ａ｜と｜Ｂ｜が出力され、和算積算処理２−４−２へ入力される。和算積算処理２−４−２では、｜Ａ｜＋｜Ｂ｜が計算され、続いて（｜Ａ｜＋｜Ｂ｜）の値にγが乗算される。以上、この場合のチャネル電力算出処理２−４の出力値Ξは、次式（７）となる。
【００４８】
【数７】
0005576313.tif 000008
【００４９】
ここで、γの値は、システムの状態によって適切に与えるものとする。数式（７）により得られたΞを、数式（６）に代入することによって、中継局（Ｒ）２における増幅係数が得られる。
【００５０】
上述した第１実施形態によれば、サブキャリア毎に、かつ、受信毎に増幅係数を算出することによって、ＩＰＳと同様にチャネルの変動に追従しながら宛先局（Ｄ）３の受信電力を平滑化することができる。また、ＣＦＲ推定値Ｈｓｒの絶対値の２乗そのものを算出するのではなく、数式（７）によるＣＦＲ推定値Ｈｓｒの同相成分Ａと直交相成分Ｂとのそれぞれの絶対値の和に係数を乗算することによる近似式を用いることによって、演算量を低減することができる。
【００５１】
(第２実施形態)
次に、本発明の第２実施形態による閾値線形近似法＃１について説明する。
本第２実施形態は、中継局（Ｒ）２の受信電力が大きい場合に、数式（７）の近似式ではなく、ＩＰＳによる数式（４）を使用することにある。すなわち、中継局（Ｒ）２の受信電力の大小に関わらず、数式（７）を用いると、受信電力が大きい場合に、中継局（Ｒ）２の送信電力の制限を超えることが考えられる。かかる場合には、アンプの非線形領域を用いると、信号に歪が生じる問題が考えられるため、これを回避する必要がある。
【００５２】
図３は、本発明の第２実施形態による閾値線形近似法＃１のチャネル電力算出処理２−４の構成を示すブロック図である。発信局（Ｓ）１−中継局（Ｒ）２間のＣＦＲ推定値Ｈｓｒの同相成分Ａと直交相成分Ｂとは、それぞれ絶対値閾値評価処理２−４−３へ入力される。
【００５３】
絶対値閾値評価処理２−４−３では、ＡとＢの絶対値｜Ａ｜、｜Ｂ｜が計算され、閾値Ａｔｈ＞０について、次式（８）の条件式において、（１）ＹＥＳ、（２）ＮＯかを判定する。
【００５４】
【数８】
0005576313.tif 000009
【００５５】
（１）ＹＥＳの場合
絶対値閾値評価処理２−４−３から｜Ａ｜と｜Ｂ｜が出力され、実虚部二乗計算処理２−４−４へ入力される。｜Ａ｜と｜Ｂ｜には、それぞれ二乗演算がなされ、｜Ａ｜２と｜Ｂ｜２が出力され、和算積算処理２−４−５へ入力される。ここで、｜Ａ｜２と｜Ｂ｜２の和により瞬時チャネル電力｜Ｈｓｒ｜２＝｜Ａ｜２＋｜Ｂ｜２が出力され、得られた｜Ｈｓｒ｜２＝｜Ａ｜２＋｜Ｂ｜２は積算処理でスロット＃１の発信局（Ｓ）１の送信電力Ｐｓ１と乗算される。以上、この場合のチャネル電力算出処理２−４の出力値Ξは、次式（９）となる。
【００５６】
【数９】
0005576313.tif 000010
【００５７】
この数式（９）の値は、数式（４）と数式（６）とによるＩＰＳの出力値と同じである。
【００５８】
（２）ＮＯの場合
絶対値閾値評価処理２−４−３から｜Ａ｜と｜Ｂ｜が出力され、和算積算処理２−４−５へ入力される。和算積算処理２−４−５では、｜Ａ｜＋｜Ｂ｜が計算され、続いて（｜Ａ｜＋｜Ｂ｜）の値にγが乗算される。以上、この場合のチャネル電力算出処理２−４の出力値Ξは、数式（１０）となる。
【００５９】
【数１０】
0005576313.tif 000011
【００６０】
上述した第２実施形態によれば、前述した第１実施形態に加えて、中継局（Ｒ）２の受信電力が大きい場合には、増幅係数が小さくなることから、送信電力が過大になることがないという効果が得られる。
【００６１】
(第３実施形態)
本第３実施形態の特徴は、第２実施形態の構成において、（１）ＹＥＳの場合に、数式（９）を使用せずに、（２）ＮＯの場合とは異なるパラメータγ２を使用することにある。
【００６２】
図４は、本発明の第３実施形態による閾値線形近似法＃２のチャネル電力算出処理２−４の構成を示すブロック図である。発信局（Ｓ）１−中継局（Ｒ）２間のＣＦＲ推定値Ｈｓｒの同相成分Ａと直交相成分Ｂとは、それぞれ絶対値閾値評価処理２−４−６へ入力される。
【００６３】
絶対値閾値評価処理２−４−６では、ＡとＢの絶対値｜Ａ｜、｜Ｂ｜が計算され、入力｜Ａ｜と｜Ｂ｜の閾値Ａｔｈ＞０について、数式（９）の条件式において（１）ＹＥＳか、（２）ＮＯかを判定する。
【００６４】
（１）ＹＥＳのとき
和算積算処理２−４−７の積算係数にγ２が使用される。
【００６５】
（２）ＮＯのとき
和算積算処理２−４−７の積算係数にγ１が使用される。
【００６６】
絶対値閾値評価処理２−４−６から｜Ａ｜と｜Ｂ｜が出力され、和算積算処理２−４−７へ入力される。和算積算処理２−４−７内では、｜Ａ｜＋｜Ｂ｜が計算され、続いて（｜Ａ｜＋｜Ｂ｜）の値に、積算係数γ１もしくはγ２が乗算される。積算係数γ１とγ２の値は、システムの状態によって適切に与えるものとする。以上、この場合のチャネル電力算出処理２−４の出力値Ξは、数式（１１）となる。
【００６７】
【数１１】
0005576313.tif 000012
【００６８】
上述した第３実施形態によれば、中継局（Ｒ）２の受信電力が大きい場合にも、送信電力が過大とならず、かつ、前述した第２実施形態よりも演算量を少なくすることができる。
【００６９】
(本実施形態の変形例)
以下に、本実施形態の変形例について説明する。
【００７０】
（１）様々なマルチキャリアシステムへの適用
マルチキャリアシステムには、様々な種類があり、例えば、ＯＦＤＭシステム、直交周波数分割多元接続（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：ＯＦＤＭＡ）システム、マルチキャリア符号分割多元接続（Multi Carrier-Code Division Multiple Access：ＭＣ−ＣＤＭＡ）システム等が知られている。本発明は、これら任意のマルチキャリア方式に適用可能である。
【００７１】
（２）ＭＩＭＯシステムへの適用
上述した第１から第３実施形態では、発信局（Ｓ）１、中継局（Ｒ）２、宛先局（Ｄ）３のアンテナがそれぞれ１本ずつとしたＳＩＳＯシステムに適用していたが、送信局（Ｓ）１と中継局（Ｒ）２とがアンテナをそれぞれ複数本持つ場合のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムに対しても本発明は適用可能である。
【００７２】
（３）マルチリレーシステムへの適用
上述した第１から第３実施形態では、中継局（Ｒ）２の個数を１としたシングルリレーシステムに適用していたが、中継局（Ｒ）２の個数が複数であるマルチリレーシステムに対しても本発明は適用可能である。
【００７３】
（４）マルチホップシステムへの適用
上述した第１から第３実施形態では、発信局（Ｓ）１、中継局（Ｒ）２、宛先局（Ｄ）３の２ホップシステムに適用していたが、中継局（Ｒ）２が複数存在し、マルチホップ伝送を行う場合のマルチホップシステムに対しても、本発明は適用可能である。
【符号の説明】
【００７４】
１  発信局
１−１  チャネル符号化処理
１−２  インタリーバ処理
１−３  変調処理
１−４  パスバンド変換処理
２  中継局
２−１  ベースバンド変換処理
２−２  ＧＩ除去処理
２−３  ＤＦＴ処理
２−４  チャネル電力算出処理
２−４−１、２−４−３、２−４−６  絶対値閾値評価処理
２−４−２、２−４−５、２−４−７  和算積算処理
２−４−４  実虚部二乗計算処理
３  宛先局
３−１  ベースバンド変換処理
３−２  復調処理
３−３  デインタリーバ処理
３−４  チャネル復号化処理
【図１】
0005576313.tif 000013
【図２】
0005576313.tif 000014
【図３】
0005576313.tif 000015
【図４】
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【図５】
0005576313.tif 000017
【図６】
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