(57)【要約】  交流を直流に変換する第１の電力変換器１と、直流を交流に変換する第２の電力変換器２と、第２の電力変換器２の出力電流を検出する電流検出手段４と、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分を第２の電力変換器２の有効電力、無効電力、皮相電力の少なくともいずれか１つに含まれる脈動成分から検出する脈動検出手段５と、脈動検出手段５から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべき電圧の位相、周波数、振幅の少なくともいずれかの一つを補正する補正量を出力する電圧補正手段６と、電圧補正手段６から得た補正量に基づいて第２の電力変換器２が出力するべき電圧指令を出力する電圧制御手段７とを備え、第２の電力変換器２は、電圧制御手段７から得た電圧指令に基づいて直流を交流に変換するものである。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に変換する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器により変換された直流を任意の周波数の交流に変換する第２の電力変換器と、前記第２の電力変換器の交流側電気量を検出する交流電気量検出手段と、前記第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を第２の電力変換器の交流側電気量の少なくとも一つの脈動成分から検出する脈動検出手段と、前記脈動検出手段から得られた脈動成分に基づいて前記第２の電力変換器が出力するべき電圧の補正量を出力する電圧補正手段と、前記電圧補正手段から得られた補正量に基づいて前記第２の電力変換器に出力するべき電圧指令を出力する電圧制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記交流電気量検出手段は電流検出手段であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記交流電気量検出手段は電圧検出手段であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧制御手段は、前記交流電気量補正手段の出力、トルク電流指令、磁束電流指令、及び任意の角周波数から前記第２の電力変換器に出力すべき電圧指令を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電圧制御手段は、第２の電力変換器の可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御を行うための電圧指令を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電圧制御手段は、第２の電力変換器の定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御を行うための電圧指令を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記脈動検出手段は、前記第１の電力変換器による整流リプル周波数を含む周波数帯域を前記第２の電力変換器の有効電力、無効電力、皮相電力の少なくともいずれか１つに含まれる脈動成分から検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記脈動検出手段は、三相電圧指令と三相電流とから有効電力を演算する有効電力演算手段を備えたことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記脈動検出手段は、前記電圧制御手段により演算された交流電圧指令と、三相／ｄｑ軸変換演算手段により演算されたｄｑ電流とから有効電力を演算する有効電力演算手段を備えたことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記脈動検出手段は、前記第１の電力変換器による整流リプル周波数を含む周波数帯域を前記第２の電力変換器の交流電圧に含まれる脈動成分から検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記脈動検出手段は、前記第２の電力変換器の出力する三相電流と角周波数から交流電圧を演算する交流電圧演算手段を備えたことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記脈動検出手段は、前記有効電力演算手段あるいは交流電圧演算手段の出力に含まれる第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分のみを通過させるバンドパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項８あるいは請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記電圧補正手段は、脈動検出手段から得た脈動成分が零になるように動作するＰＩ（比例積分）制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記電圧補正手段は、第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を第２の電力変換器の有効電力に含まれる脈動成分から検出し、第２の電力変換器の出力する電圧の周波数を補正するようにしたことを特徴とする請求項１あるいは１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記電圧補正手段は、第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を第２の電力変換器の有効電力に含まれる脈動成分から検出し、第２の電力変換器の出力する電圧の振幅を補正するようにしたことを特徴とする請求項１あるいは１３に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記電圧補正手段は、第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を第２の電力変換器の有効電力に含まれる脈動成分から検出し、第２の電力変換器の出力する電圧の位相を補正するようにしたことを特徴とする請求項１あるいは１３に記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記電圧補正手段は、第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を第２の電力変換器の有効電力に含まれる脈動成分から検出し、第２の電力変換器の出力する電圧のパルス位置を補正するようにしたことを特徴とする請求項１あるいは１３に記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記電圧制御手段は、前記電圧補正手段の出力、トルク電流指令、磁束電流指令、及び任意の角周波数から前記第２の電力変換器のスイッチング信号を発生するスイッチングパターン発生手段を備えたことを特徴とする請求項１７に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を可変周波数・可変電圧の交流電圧に変換する電力変換装置に関するものであり、特に、コンバータと、その直流出力電圧を入力して可変周波数・可変電圧の交流に変換するインバータとを備えた交流−交流電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電力変換装置においては、インバータの入力電圧にコンバータの整流に起因した整流リップルが含まれることから、インバータとその負荷に過大な電流を流し、インバータの転流失敗や破損を招くビート現象が発生することがある。従来からこのようなインバータのビート現象を抑制するために、種々の提案がなされている。【０００３】
一つは、上記コンバータの整流に起因するインバータの直流側の脈動成分を検出する脈動検出手段を設け、これにより検出した脈動に応じてインバータの出力電圧の位相、周波数を調整するようにしたものがある（特許文献１参照）。
特許文献１の電力変換装置においては、検出された直流入力電圧の脈動率によりインバータ周波数補正量が算出され、直流入力電圧の脈動に応じてインバータ周波数を調整することにより電流の脈動やトルク脈動を低減することが可能となる。【０００４】
しかし、このような手法は、直流入力電圧の脈動に応じてインバータ周波数を調整するいわばフィードフォワード的補償であること、また、このビート現象は電動機が周波数的に低インピーダンスであることにより発生することから、インピーダンスは電動機の個体差や温度に依る抵抗値の変化によってトルク脈動が生じる場合があり、最適な調整を行うことは困難である。また、直流側の脈動成分は電力変換器の効率や力率により交流側の脈動成分の位相と異なるため、直流側の脈動成分を使用する時には検出した脈動成分の位相を進めるなどの位相補償が必要であった。【０００５】
一方、インバータに入力する直流入力電圧の脈動と同一の周波数によって脈動する出力電圧位相角補償量により出力電圧位相角を補正するようにした電力変換装置において、電動機のトルクに相応する状態量を求め、直流入力電圧の脈動と同一の周波数を積分して基準位相を生成し、電動機のトルクに相応する状態量の基準位相に対する正弦波分と余弦波分を演算することにより、上記正弦波分と余弦波分と基準位相に応じて出力電圧位相角補償量を生成するようにしたものがある(特許文献２参照)。【０００６】
しかし、上記特許文献２のものでは、電流検出器で相電流を検出し、Q軸電流の脈動を使用することにより、Ｓｉｎ波演算器、Ｃｏｓ波演算器、ゼロクロス検出部などを含む成分分離演算部や、複数の積分器、基準正弦波演算部等を必要とするため、制御系がかなり複雑化する。そのため、これを実現するためには、制御系のソフトウエアを処理するためのマイコンの能力を向上しなければならず、また、Ｓｉｎ波演算器、Ｃｏｓ波演算器、基準正弦波演算部などは、正確に正弦波を実現するために、マイコンの演算時間を短くすること、すなわち高速処理が必要である。そのため、特許文献２ではソフトウエアの容量が増えることとマイコンの高速性能が必要であることから、特許文献２を実現するためのマイコンのコストがかなり高くなるという問題があった。【０００７】
【特許文献１】特公平７-４６９１８号（図１）
【特許文献２】特開２００４-２４８４５０号（図1、図２、［0016］〜［0018］）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、インバータのビート現象の抑制は、電力変換器の交流側の脈動を抑制することが本来の目的である。
この発明の目的は、電力変換器の交流電力の脈動を検出することにより、インバータのビート現象を抑制することができる高性能電力変換装置を提供することにある。
また、この発明の他の目的は、位相補正の必要がなく、電力変換器の直流電圧の脈動成分を検出する手段等が不要となる簡単で低コストの電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電力変換装置は、交流を直流に変換する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器により変換された直流を任意の周波数の交流に変換する第２の電力変換器と、前記第２の電力変換器の出力電流を検出する電流検出手段と、前記第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を第２の電力変換器の交流側電気量の少なくとも一つの脈動成分から検出する脈動検出手段と、前記脈動検出手段から得た脈動成分に基づいて前記第２の電力変換器が出力するべき電圧の位相、周波数、振幅、パルス位置の少なくともいずれかの一つを補正する補正量を出力する電圧補正手段と、前記電圧補正手段から得た補正量に基づいて前記第２の電力変換器が出力するべき電圧指令を出力する電圧制御手段を備え、前記第２の電力変換器は、前記電圧制御手段から得た電圧指令に基づいて直流を交流に変換するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、電力変換器の交流電力や交流電圧の本来抑制したい交流側の脈動を検出することにより、電動機の速度や出力、電動機の定数のばらつきなど、広い運転条件において、モータ電流脈動やトルク脈動を抑制することが可能となる。また従来技術に比べて調整が容易であるため、調整に要する時間を短縮することが可能であり、電圧検出器も不要となるため低コスト化、制御構成の簡略化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１による脈動検出手段の詳細を示す構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１による電圧補正手段の詳細を示す構成図である。
【図４】本発明の実施の形態１によるバンドパスフィルタの構成図である。
【図５】本発明の実施の形態１によるバンドパスフィルタの周波数におけるゲイン特性、位相特性の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作説明のための主たる定数の波形図を示している。
【図７】本発明の実施の形態１による効果を確認するためのシミュレーションのトルク波形を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態２による電力変換装置を示す構成図である。
【図９】本発明の実施の形態２による脈動検出手段の詳細を示す構成図である。
【図１０】本発明の実施の形態３による電力変換装置を示す構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態４による電力変換装置を示す構成図である。
【図１２】本発明の実施の形態４による脈動検出手段の詳細を示す構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態５による電力変換装置を示す構成図である。
【図１４】本発明の実施の形態５による脈動検出手段の詳細を示す構成図である。
【図１５】本発明の実施の形態６による電力変換装置を示す構成図である。
【図１６】本発明の実施の形態６による脈動検出手段の詳細を示す構成図である。
【図１７】本発明の実施の形態７による電力変換装置を示す構成図である。
【図１８】本発明の実施の形態７による電圧制御手段を示す構成図である。
【図１９】本発明の実施の形態７によるスイッチングパターン発生手段の詳細を示す構成図である。
【図２０】本発明の実施の形態８による電力変換装置を示す構成図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
実施の形態１.
以下、本発明の電力変換装置の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の実施の形態１になる電力変換装置の回路構成図であり、図中、８は単相交流電源であり、１は上記交流電源８からの交流を直流に変換する第１の電力変換器である。２は上記第１の電力変換器１により変換された直流を任意の周波数の交流に変換する第２の電力変換器で、可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御あるいは定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御が適用されるインバータであり、３は交流回転機である誘導機であり、第２の電力変換器２から三相の電圧を印加される。【００１３】
なお、第１の電力変換器１は、交流電源８から例えばダイオード整流回路やブリッジ整流回路を用いる他励式整流回路、もしくはＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation：パルス幅変調）制御付きコンバータ等の自励式整流回路を用いた周知の整流回路手段である。
また、交流側の電流検出手段４ａ、４ｂ、４ｃは、上記誘導機３に発生する相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。図１は、交流側の電流検出手段４として、第２の電力変換器２と誘導機３とを接続する結線を流れる電流をＣＴ等により検出するものを例示しているが、他の公知の手法、例えば、母線電流など第２の電力変換器２内部に流れる電流を用いて相電流を検出しても良い。また、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝0の関係が成立するので、ｕ、ｖの２相分の検出電流からｗ相の電流を求めることにより、ｗ相の電流検出手段４ｃを省略することもできる。【００１４】
５は交流回転機の例えば有効電力を演算することにより、その有効電力に含まれる第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動成分を検出する脈動検出手段であり、６は上記脈動検出手段５から得られる脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべき電圧の周波数を補正する補正量を出力する電圧補正手段である。７はトルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*、任意の角周波数ω、出力電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴに基づいて第２の電力変換器２に出力するべき電圧指令を出力する電圧制御手段である。【００１５】
第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分を検出する脈動検出手段５の詳細構成を図２に示している。図２において、脈動検出手段５は、大きくは有効電力演算手段１０とバンドパスフィルタ９とから構成されており、有効電力演算手段１０では、電流検出手段４で検出された相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、電圧制御手段７の出力である電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*（詳細は後述）との両者を掛け算する。すなわち、掛算器１２ｃでＶｕ*とｉｕを掛け、掛算器１２ｂでＶｖ*とｉｖを掛け、掛算器１２ａでＶｗ*とｉｗを掛けて、それぞれの値を加算器１３で足し合わせることにより、有効電力Ｐを算出している。すなわち、以下の式を図２の有効電力演算手段１０で実施していることになる。
【数１】
2008139518.tif 000003
有効電力演算手段１０の出力である有効電力Ｐには、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分に起因するモータ電流の脈動、トルク脈動成分を含むことになる。【００１６】
また、図２のバンドパスフィルタ９は、上記有効電力Ｐに含まれる第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分すなわち整流リプル周波数のみを抽出する。交流電源８が単相交流電源であると、日本国内では、単相交流電源の周波数は６０Ｈｚもしくは５０Ｈｚである。そのため、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分は、単相交流電源の周波数の２倍である１２０Ｈｚもしくは１００Ｈｚとなる。本実施の形態では、バンドパスフィルタ９を、単相交流電源の周波数が６０Ｈｚであると想定し、図４のようなハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１８とローパスフィルタ（ＬＰＦ）１９を組み合わせて構成している。ハイパスフィルタ１８の時定数Ｔ1及びローパスフィルタ１９の時定数Ｔ2は、１２０Ｈｚを中心にするために、６０Ｈｚ及び１８０Ｈｚに設定している。すなわち、時定数Ｔ1及びＴ2を（２）式のように設定する。【００１７】
【数２】
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【００１８】
図５は、一例として、（２）式の時定数で図４のバンドパスフィルタ９を構成した時の周波数におけるゲイン特性及び位相特性（一般的にボード線図とも言う）を示している。
図５に示す特性より、１２０Ｈｚを中心にしたゲイン特性であることが分かる。そのため、バンドパスフィルタ９は第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分である１２０Ｈｚ成分を抽出し、脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴを出力することができる。【００１９】
【数３】
2008139518.tif 000005
【００２０】
2008139518.tif 000006
【００２１】
次に、電圧制御手段７は、上記電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴに基づいて、トルク電流指令Ｉｑ、磁束電流指令Ｉｄ、任意の角周波数ωから、第２の電力変換器２に出力するべき三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を算出する。なお、任意の角周波数ωは、誘導機３に速度センサを取り付けて得られる速度情報を用いてもよく、または速度制御を行うようなシステムでは速度指令ω*があるので速度指令ω*を角周波数ωとしても良い。また、任意の角周波数ωは速度センサを取り付けない速度センサレス制御によって演算される速度推定値としても良いのは言うまでもない。
電圧制御手段７では、トルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*より誘導機のモータ定数であるRs：モータの一次抵抗値、Ls：モータの一次インダクタンス、σ＝1−M2／Ls／Lr、M：モータの相互インダクタンス、Lr：モータの二次インダクタンス、Ｒr：モータの二次抵抗値を用いて、すべり角周波数指令ωｓを演算する。すなわち、すべり角周波数指令ωｓ*は、（５）式で演算する。
【数４】
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【００２２】
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【００２３】
すなわち、本実施の形態１では、脈動検出手段５から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべき電圧の周波数を補正することになる。更に、インバータ角周波数ωｉｎｖ、トルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*から、回転二軸上のｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*を演算することができる。すなわち、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は、（７）式で演算する。
【数５】
2008139518.tif 000009
【００２４】
また、公知の通り、三相電圧或いは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする時に、制御座標軸が必要となるが、任意のインバータ角周波数ωｉｎｖに基づいて回転二軸座標である制御座標軸の位相をθとする。この位相θは、インバータ角周波数ωｉｎｖを積分することにより（８）式で得られる。
【数６】
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【００２５】
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【００２６】
第２の電力変換器２は、上記（１０）式で得られた電圧制御手段７から得た三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づいて直流から交流に変換する。（１０）式によれば、脈動検出手段５から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべき電圧の周波数が補正されるため、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することが可能となる。【００２７】
図６に主な制御定数の動作状態を示す。図６におけるように、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流の脈動、トルク脈動と同期した脈動検出手段５から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが正であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは負方向に動作し、インバータ角周波数ωｉｎｖを減少させるように調整し、電圧制御手段７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の周波数は低くなる。逆に脈動検出手段５から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが負であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは正方向に動作し、インバータ角周波数ωｉｎｖを増加させるように調整し、電圧制御手段７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の周波数は高くなる。このように、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動に応じて上述のような制御を行うことにより、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流の脈動、トルク脈動を抑制することができる。【００２８】
次に、以上に述べた実施の形態１の有効性を確認するため、容量５ｋＷ（定格：電圧４００Ｖ、電流１０Ａ）の誘導機３を用いてシミュレーションを実施した。図７は、インバータ周波数が９７Ｈｚとした場合のシミュレーションによるトルク波形である。  図７（ａ）は本実施の形態１を実施した場合のトルク波形であり、図７（ｂ）は、本実施の形態１を実施していない場合のトルク波形である。図７（ｂ）は、トルク波形が単相電源周波数の２倍の１２０Ｈｚで脈動していることが確認できる。それに対し本実施の形態１を実施した図７（ａ）は、トルク波形に１２０Ｈｚの脈動がほとんどないことが分かる。本実施の形態を実施することにより、トルク脈動をほとんど低減できることが確認できた。【００２９】
なお、本実施の形態は可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御及び定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御のどちらでも実施可能である。
以上のように、本実施の形態１を実施することにより、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を第２の電力変換器２の有効電力に含まれる脈動成分を検出し、第２の電力変換器２の出力する電圧の周波数を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。【００３０】
実施の形態２.
次に、図８を参照して本実施の形態２の電力変換装置について説明する。本実施の形態は、第１の実施の形態と脈動検出手段２０、電圧制御手段２１が異なることになる。実施の形態１は、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗから有効電力を演算し、その有効電力から脈動成分を検出し、その脈動成分により周波数を補正していた。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ*、Ｖｑ*とｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑから有効電力を演算し、その有効電力の脈動成分に応じて電圧指令の振幅を補正するようにしたものである。なお、他の構成は第１の実施の形態と同様であり、図面も同一符号で示し、ここでは異なる部分のみ説明する。【００３１】
図９は本実施の形態による脈動検出手段２０の詳細構成図であり、電流検出手段４で検出された相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに演算する三相／ｄｑ軸変換演算手段２３と、有効電力演算手段２２と、先の実施の形態１で説明したものと同一のバンドパスフィルタ９とから構成されている。なお、公知の通り、三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする時に、制御座標軸が必要となるが、任意のインバータ角周波数ωｉｎｖに基づいて回転二軸座標である制御座標軸の位相をθとする。任意のインバータ角周波数ωｉｎｖを入力として位相演算手段２４により位相θを演算し、三相／ｄｑ軸変換演算手段２３に入力している。なお、位相演算手段２４は（８）式により演算する。【００３２】
有効電力演算手段２２は、三相／ｄｑ軸変換演算手段２３により演算されたｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと電圧制御手段２１により演算されたｄｑ軸電圧指令Ｖｄ*、Ｖｑ*を用いて、図９の掛算器２５ａでＶｄ*とｉｄを掛け、掛算器２５ｂでＶｑ*とｉｑを掛けて、それぞれの値を加算器２６で足し合わせることにより、有効電力Ｐを算出する。すなわち、以下の式を図９の有効電力演算手段２２で実施していることになる。
【数７】
2008139518.tif 000012
【００３３】
なお、有効電力演算手段２２の出力である有効電力Ｐには、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分に起因するモータ電流の脈動、トルク脈動成分を含むことになる。有効電力演算手段２２で演算された有効電力Ｐは実施の形態１で説明したものと同様のバンドパスフィルタ９に入力され、バンドパスフィルタ９の出力は電力補正手段６に入力される。また、電圧補正手段６の出力Ｆ＿ＢＥＥＴは電圧制御手段２１に入力される。
電圧制御手段２１は、電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴ基づいて、トルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*、任意の角周波数ωから、第２の電力変換器２が出力するべき三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を出力する。【００３４】
電圧制御手段２１では、トルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*より誘導機のモータ定数であるRs：モータの一次抵抗値、Ls：モータの一次インダクタンス、σ＝1−M2／Ls／Lr、M：モータの相互インダクタンス、Lr：モータの二次インダクタンス、Ｒr：モータの二次抵抗値を用いて、すべり角周波数指令ωｓ*を演算する。すなわち、すべり角周波数指令ωｓ*は、実施の形態１と同様に（５）式で演算する。すべり角周波数指令ωｓ*と任意の角周波数ωと電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴを加算することにより、第２の電力変換装置２は出力する電圧指令の周波数に相当するインバータ角周波数ωｉｎｖを演算する。すなわち、インバータ角周波数ωｉｎｖは、（１２）式で演算する。【００３５】
【数８】
2008139518.tif 000013
インバータ角周波数ωｉｎｖ、トルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*から、回転二軸上のｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*を演算することができる。すなわち、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は、実施の形態１同様に（７）式で演算する。
また、公知の通り、三相電圧或いは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする時に、制御座標軸が必要となるが、任意のインバータ角周波数ωｉｎｖに基づいて回転二軸座標である制御座標軸の位相をθとする。この位相θは、インバータ角周波数ωｉｎｖを積分することにより実施の形態１と同様に（８）式で得られる。【００３６】
【数９】
2008139518.tif 000014
【００３７】
第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動と同期した脈動検出手段２０から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが正であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは負方向に動作し、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅を減少させるように調整し、電圧制御手段７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅は小さくなる。逆に脈動検出手段２０から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが負であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは正方向に動作し、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅を増加させるように調整し、電圧制御手段７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の振幅は大きくなる。そのことにより、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動に応じて、制御を行うことができ、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することができる。【００３８】
なお、本実施の形態は電圧指令の振幅を補正するので、可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御のみで実施可能である。
以上のように、本実施の形態１を実施することにより、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を第２の電力変換器２の有効電力に含まれる脈動成分を検出し、第２の電力変換器２の出力する電圧の振幅を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。【００３９】
実施の形態３.
次に、図１０を参照して実施の形態３による電力変換装置について説明する。本実施の形態は、実施の形態１における交流回転機が誘導機であったのに対し、同期機１６に適用することを想定している。電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴを得るまでは実施の形態１と同様であり、図面も同一符号で示している。電圧制御手段１７のみが実施の形態１と異なることになる。実施の形態１では、第２の電力変換器２の有効電力に含まれる脈動成分を検出し、第２の電力変換器２の出力する電圧の周波数を補正するようにしたが、本実施の形態３では、有効電力から脈動成分を検出し、その有効電力の脈動成分に応じて電圧指令の位相を補正するようにしたものである。【００４０】
【数１０】
2008139518.tif 000015
【００４１】
また、公知の通り、三相電圧或いは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする時に、制御座標軸が必要となるが、任意の角周波数ωに基づいて回転二軸座標である制御座標軸の位相をθとする。この位相θは、同期機１６では角周波数ωを積分することにより（１５）式で得られる。
【数１１】
2008139518.tif 000016
上記（１４）、（１５）式より得られたｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*、位相θを用いて、三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を演算する。電圧指令の電圧位相θｖは、上記位相θより若干進んでいるので、（１６）式には、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴを電圧位相に足し込んだ以下の（１６）式から算出する。【００４２】
【数１２】
2008139518.tif 000017
【００４３】
第２の電力変換器２は、（１７）式で得られた電圧制御手段１７から得た三相電圧指令
Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づいて直流に交流に変換する。
（１６）式によれば、脈動検出手段５から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべき電圧の電圧位相θｖが補正されるため、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することが可能となる。第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動と同期した脈動検出手段５から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが正であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは負方向に動作し、電圧位相θｖを小さくなるように調整し、電圧制御手段７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の位相は短くなる。【００４４】
逆に脈動検出手段５から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが負であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは正方向に動作し、電圧位相θｖを大きくさせるように調整し、電圧制御手段７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の位相は長くなる。そのことにより、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動に応じて、制御を行うことができ、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することができる。なお、電圧指令の位相を補正するため本実施の形態は可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御及び定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御のどちらでも実施可能である。【００４５】
以上のように、本実施の形態３を実施することにより、同期機１６でも同様に第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を第２の電力変換器２の有効電力に含まれる脈動成分を検出し、第２の電力変換器２の出力する電圧の位相を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。【００４６】
実施の形態４.
次に、図１１を参照して本実施の形態の電力変換装置について説明する。本実施の形態では、脈動検出手段２７に交流電圧演算手段２８を備えている点が、実施の形態１と異なり、他の構成は実施の形態１と同様であるため、図面も同一符号で示している。
脈動検出手段２７は、図１２に示されるように、三相／ｄｑ軸変換手段２３、位相演算手段２４、交流電圧演算手段２８、バンドパスフィルタ９を備えている。三相／ｄｑ軸変換手段２３、位相演算手段２４、バンドパスフィルタ９は、実施の形態１と同様である。
交流電圧演算手段２８は、三相／ｄｑ軸変換手段２３の出力であるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、インバータ角周波数ωｉｎｖを入力として、以下の（１８）式ですべり角周波数を、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、誘導機の２次抵抗値Ｒｒ、２次インダクタンス値Ｌｒにより演算する。【００４７】
【数１３】
2008139518.tif 000018
【００４８】
インバータ角周波数ωｉｎｖ、トルク電流Ｉｑ、磁束電流Ｉｄから、回転二軸上のｄ軸電圧Ｖｄ＿ｓ、ｑ軸電圧Ｖｑ＿ｓを演算することができる。すなわち、ｄ軸電圧Ｖｄ＿ｓ、ｑ軸電圧Ｖｑ＿ｓは、（２０）、（２１）式で演算する。
【数１４】
2008139518.tif 000019
【００４９】
なお、脈動検出手段２７の出力である（２２）式で演算された交流電圧振幅Ｖ＿ｓには、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分に起因するモータ電流の脈動、トルク脈動成分を含むことになる。
図１２のバンドパスフィルタ９は、実施の形態１と同様に交流電圧振幅Ｖ＿ｓに含まれる第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分のみを抽出する。バンドパスフィルタ９の出力である脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴを得て、その後の制御方法は実施の形態１と同様である。
以上のように、本実施の形態４を実施することにより、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を第２の電力変換器２の交流電圧に含まれる脈動成分を検出し、実施の形態１と同様に第２の電力変換器２の出力する電圧の周波数を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。
なお、本実施の形態４では、電流検出手段４a、４b、４cにより検出した交流側の誘導機３に流れる相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを用いて交流電圧演算手段２８により交流電圧を演算することについて説明したが、電流検出手段４a、４b、４cの代わりに交流電圧を検出できる電圧検出手段でも良く、交流側の電気量の検出手段であれば同様の効果を期待できることはもちろんである。【００５０】
実施の形態５.
次に、図１３を参照して本実施の形態５による電力変換装置について説明する。本実施の形態は、実施の形態４と比べ、脈動検出手段２９が交流電圧演算手段３０を備えている点が異なる。脈動検出手段２９は、図１４に示されるように、三相／ｄｑ軸変換手段２３、位相演算手段２４、交流電圧演算手段３０、バンドパスフィルタ９を備えている。三相／ｄｑ軸変換手段２３、位相演算手段２４、バンドパスフィルタ９は、実施の形態２と同様である。【００５１】
交流電圧演算手段３０は、三相／ｄｑ軸変換手段２３の出力であるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、インバータ角周波数ωinvを入力として、実施の形態４と同様に下記の式（１８）ですべり角周波数を、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、誘導機の２次抵抗値Ｒｒ、２次インダクタンス値Ｌｒにより演算する。
【数１５】
2008139518.tif 000020
【００５２】
すべり角周波数ωｓと任意の角周波数ωを加算することにより、第２の電力変換装置２は出力する電圧指令の周波数に相当するインバータ角周波数ωｉｎｖを演算する。すなわち、インバータ角周波数ωｉｎｖは、実施の形態４と同様に（１９）式で演算する。
【数１６】
2008139518.tif 000021
【００５３】
上記（２１）で演算されたｑ軸電圧Ｖｑ＿ｓには、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分に起因するモータ電流の脈動、トルク脈動成分を含むことになる。
図１２のバンドパスフィルタ９は、実施の形態１と同様にｑ軸電圧Ｖｑ＿ｓに含まれる第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動分のみを抽出する。バンドパスフィルタ９の出力である脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴを得て、その後の制御方法は実施の形態２と同様である。
以上のように、本実施の形態５を実施することにより、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を、第２の電力変換器２の交流電圧に含まれる脈動成分を検出し、実施の形態２と同様に第２の電力変換器２の出力する電圧の振幅を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。
なお、本実施の形態は電圧指令の振幅を補正するので、可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御のみで実施可能である。【００５４】
実施の形態６.
次に、図１５を参照して本実施の形態の電力変換装置について説明する。実施の形態３と同様に交流回転機である同期機１６に適用することを想定しており、実施の形態３と脈動検出電手段３１が異なることになる。本実施の形態は、実施の形態３と比べて、脈動検出手段３１がｄ軸交流電圧から脈動成分を検出し、そのｄ軸交流電圧の脈動成分に応じて電圧指令の位相を補正することが異なっている。なお、他の構成は実施の形態３と同様であり、図面も同一符号で示し、ここでは異なる部分のみ説明する。【００５５】
【数１７】
2008139518.tif 000022
【００５６】
【数１８】
2008139518.tif 000023
【００５７】
上記（２３）、（２４）式は、脈動検出手段３１から得られた脈動成分に基づいて、電圧制御手段１７で第２の電力変換器２が出力するべき電圧の電圧位相θｖが補正されるため、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することが可能となる。
第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動と同期した脈動検出手段３１から得られた脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが正であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは負方向に動作し、電圧位相θｖを小さくなるように調整し、電圧制御手段１７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の位相は短くなる。【００５８】
逆に、脈動検出手段３１から得られた脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが負であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは正方向に動作し、電圧位相θｖを大きくさせるように調整し、電圧制御手段１７の出力する三相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の位相は長くなる。そのことにより、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動に応じて、制御を行うことができ、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することができる。【００５９】
なお、電圧指令の位相を補正するため本実施の形態は可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御及び定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御のどちらでも実施可能である。
以上のように、本実施の形態６を実施することにより、同期機１６でも同様に第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を第２の電力変換器２の交流電圧に含まれる脈動成分を検出し、第２の電力変換器２の出力する電圧の位相を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。【００６０】
実施の形態７.
次に、図１７を参照して本実施の形態の電力変換装置について説明する。本実施の形態は、実施の形態２と比べ、電圧制御手段３３が異なり、実施の形態２と同様に交流電力より脈動成分を検出し、その脈動成分に応じて電圧制御手段３３によりパルス位置を補正することが特徴である。なお、他の構成は実施の形態２と同様であり、図面も同一符号で示し、ここでは異なる部分のみ説明する。【００６１】
電圧制御手段３３は、トルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*、任意の角周波数ωから、第２の電力変換器２が出力するスイッチング素子のスイッチング信号を出力する。
図１８に上記電圧制御手段３３の詳細構成図を示しており、位相演算手段２４の他に、電圧指令手段３４、電圧位相演算手段３５、スイッチングパターン発生手段３６から構成されている。電圧指令演算手段３４では、トルク電流指令Ｉｑ*、磁束電流指令Ｉｄ*より誘導機のモータ定数であるRs：モータの一次抵抗値、Ls：モータの一次インダクタンス、σ＝1−M2／Ls／Lr、M：モータの相互インダクタンス、Lr：モータの二次インダクタンス、Ｒr：モータの二次抵抗値を用いて、すべり角周波数指令ωｓ*を演算する。すなわち、すべり角周波数指令ωｓ*は、（５）式で演算する。【００６２】
【数１９】
2008139518.tif 000024
【００６３】
また、先に説明したとおり、位相演算手段２４は、三相電圧或いは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする時に、制御座標軸が必要となるが、任意のインバータ角周波数ωｉｎｖに基づいて回転二軸座標である制御座標軸の位相をθとする。この位相θは、インバータ角周波数ωｉｎｖを積分することにより（８）式で得られる。
【数２０】
2008139518.tif 000025
【００６４】
定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御では、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*の２乗とｑ軸電圧指令Ｖｑ*の２乗を加算した値の平方根の値が、直流電圧の最大値であるため、（９）式で得られた電圧位相θｖから定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御は、第２の電力変換器２のスイッチングパターンが決まる。例えば、第２の電力変換器２を２レベルインバータ装置とすると、Ｕ相のプラス側（上側）のスイッチング素子をGｕとし、そのスイッチング素子Ｇｕをスイッチングさせるスイッチング信号をＧｕ*とし、同様にＵ相のマイナス側（下側）のスイッチング素子をGｘ、そのスイッチング素子Ｇｘをスイッチングさせるスイッチング信号をＧｘ*とする。【００６５】
同様に、Ｖ相のプラス側（上側）のスイッチング素子をGｖ、そのスイッチング素子Ｇｖをスイッチングさせるスイッチング信号をＧｖ*とし、Ｖ相のマイナス（下）側のスイッチング素子をGy、そのスイッチング素子Ｇｙをスイッチングさせるスイッチング信号をＧｙ*とする。更に、Ｗ相のプラス（上）側のスイッチング素子をGｗ、そのスイッチング素子Ｇｗをスイッチングさせるスイッチング信号をＧｗ*、Ｗ相のマイナス（下）側のスイッチング素子をGｚ、そのスイッチング素子Ｇｚをスイッチングさせるスイッチング信号をＧｚ*とする。電圧位相演算手段３５により得られた電圧指令の電圧位相θｖ及び電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴをスイッチングパターン発生手段３６に入力し、スイッチングパターン発生手段３６では、上述した第２の電力変換器２を構成するスイッチング素子Ｇｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、Ｇｚのスイッチング信号Ｇｕ*、Ｇｘ*、Ｇｖ*、Ｇｙ*、Ｇｗ*、Ｇｚ*を演算する。【００６６】
そのスイッチングパターン発生手段３６の具体的構成例を図１９に示している。以下、図１９を用いてスイッチングパターン発生手段３６の動作説明をする。電圧位相演算手段３５により得られた電圧指令の電圧位相θｖは、除算器３７ａで２πで割り算をする。その割り算した値（θｖ／２π）の整数部分を取るため、整数化関数３８ａを通す。そして、（θｖ／２π）の整数値に２πを掛算器３９ａで掛け合わせて、θｖからその値を減算器４０ａで引く。これらの処理によりθｖは０[rad/sec]〜２π[rad/sec]の間の値であるθｖ１ｕとなる。リミッタ手段４１ａは、θｖ１ｕが０[rad/sec]〜２π[rad/sec]の間を越えないように、念のために取り付けられて、以下の（２５）式の処理を行う。【００６７】
【数２１】
2008139518.tif 000026
リミッタ手段４１ａで得られたθｖ２ｕを比較器４３ａに入力して、θｖ２ｕと、πに電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴを加えた値を比較する。すなわち、比較器４３ａでは、以下の（２６）式の処理を行う。また、反転（ＮＯＴ）論理器４４ａでは、比較器４２ａの出力値に対して逆の値（比較器４２の出力値が１であると、反転（ＮＯＴ）論理器４４ａの出力値は０となる）を出力する。なお、反転（ＮＯＴ）論理器４４ａの出力値も含めて（２６）式に示し、比較器４２ａの出力値をスイッチング信号Ｇｕ*とし、反転論理器４４ａの出力値をスイッチング信号Ｇｘ*とする。【００６８】
【数２２】
2008139518.tif 000027
（２６）式より、電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴをスイッチング信号Ｇｕ*、Ｇｘ*のＯＮ、ＯＦＦするタイミングを決める切り替えタイミングに加算して補正している。そのため、脈動検出手段２０から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべきスイッチング信号のタイミングを補正することになる。すなわち、脈動検出手段２０から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべきパルス位置を補正することになる。【００６９】
以上が、Ｕ相のスイッチング信号Ｇｕ*、Ｇｘ*のタイミングを決める動作である。
同様に、Ｕ相から２π／３（１２０°）ずれたＶ相、Ｗ相のスイッチング信号Ｇｖ*、Ｇｙ*、Ｇｗ*、Ｇｚ*のタイミングを決める。また、Ｕ相同様に電圧補正手段６から得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴをスイッチング信号のＯＮ、０ＦＦするタイミングを決める切り替えタイミングに加算して補正している。そのため、脈動検出手段２０から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべきスイッチング信号のタイミングを補正することになる。すなわち、脈動検出手段２０から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべきパルス位置を補正することになる。【００７０】
すなわち、（２６）式には、脈動検出手段２０から得た脈動成分に基づいて第２の電力変換器２が出力するべきパルス幅が補正されるため、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することが可能となる。具体的には、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動と同期した脈動検出手段２０から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが正であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは負方向に動作し、スイッチング信号Ｇｕ*のＯＮ状態のパルス幅を狭めるように調整し、電圧制御手段３３の出力するスイッチング信号Ｇｕ*、Ｇｖ*、Ｇｗ*のパルス幅は短くなる。【００７１】
逆に脈動検出手段２０から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが負であれば、電圧補正手段６の出力である補正量Ｆ＿ＢＥＥＴは正方向に動作し、スイッチング信号Ｇｕ*のＯＮ状態のパルス幅を広げるように調整し、電圧制御手段３３の出力する電圧制御手段３３の出力するスイッチング信号Ｇｕ*、Ｇｖ*、Ｇｗ*のパルス幅は長くなる。そのことにより、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動に応じて、制御を行うことができ、第２の電力変換器２の出力側のモータ電流、トルク脈動を抑制することができる。
以上のように、本実施の形態７を実施することにより、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を第２の電力変換器２の有効電力に含まれる脈動成分を検出し、第２の電力変換器２の出力する電圧の周波数を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。【００７２】
実施の形態８.
次に、図２０を参照して実施の形態８による電力変換装置について説明する。本実施の形態は、実施の形態４と同様に脈動検出手段２７が交流電圧から検出し、実施の形態７と同様の電圧制御手段３３を組み合わせたものである。実施の形態７と同様の効果が期待できる。
すなわち、本実施の形態は、実施の形態４と同様に交流電圧より脈動成分を検出し、その脈動成分に応じて電圧制御手段３３によりパルス位置を補正することが特徴である。なお、他の構成は実施の形態４、７と同様であり、図面も同一符号で示す。
本実施の形態は可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御及び定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御のどちらでも実施可能である。【００７３】
以上のように、本実施の形態８を実施することにより、第１の電力変換器１の交流を直流に変換することに伴う脈動の影響を第２の電力変換器２の有効電力に含まれる脈動成分を検出し、第２の電力変換器の出力する電圧の周波数を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果を得られる。
なお、上記実施の形態１、２においては、脈動検出手段５、２０として有効電力演算手段１０、２２を用いた例を示したが、前記第１の電力変換器１による整流リプル周波数を含む周波数帯域を含む他の電気量、例えば、無効電力あるいは皮相電力に含まれる脈動成分から検出することができるのはもちろんである。
また、上記実施の形態１〜８において、脈動成分を検出して電圧指令の周波数、振幅、位相、パルス幅のいずれか一つのみを補正することについて記述したが、電圧指令を補正する手段は電圧指令の周波数と電圧指令の振幅の両方を補正しても同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。そのため、上記実施の形態１〜８で実施している電圧指令の補正方法は、電圧指令の周波数、振幅、位相、パルス幅のいずれか二つ以上組合せることによっても同様の効果が期待できる。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
本発明は、交流電源をコンバータで整流した直流を電源として交流モータを可変速駆動するインバータであって、特に整流脈動が大きくなる交流電源が単相である交流軌道の鉄道である電気車への利用は当然であり、電車用の換気インバータ装置や単相受電での家電製品でモータをインバータで制御する機器、例えば、空調機、冷蔵庫、洗濯機等への適用も可能である。
【図１】
2008139518.tif 000028
【図２】
2008139518.tif 000029
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2008139518.tif 000040
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
2008139518.tif 000047
【手続補正書】
【提出日】平成21年8月26日(2009.8.26)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に変換する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器により変換された直流を任意の周波数の交流に変換する第２の電力変換器と、前記第２の電力変換器の電流を検出する電流検出手段と、前記第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を前記電流検出手段に基づいて第２の電力変換器の有効電力、無効電力、皮相電力の少なくともいずれか１つに含まれる脈動成分から検出する脈動検出手段と、前記脈動検出手段から得られた脈動成分に基づいて前記第２の電力変換器が出力するべき電圧の補正量を出力する電圧補正手段と、前記電圧補正手段から得られた補正量に基づいて前記第２の電力変換器に出力するべき電圧指令を出力する電圧制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記脈動検出手段は、三相電圧指令と三相電流とから有効電力を演算する有効電力演算手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記脈動検出手段は、前記電圧制御手段により演算された交流電圧指令と、三相／ｄｑ軸変換演算手段により演算されたｄｑ電流とから有効電力を演算する有効電力演算手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記脈動検出手段は、前記第１の電力変換器による整流リプル周波数を含む周波数帯域を前記第２の電力変換器の交流電圧に含まれる脈動成分から検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
本発明の電力制御装置は、交流を直流に変換する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器により変換された直流を任意の周波数の交流に変換する第２の電力変換器と、前記第２の電力変換器の電流を検出する電流検出手段と、前記第１の電力変換器の交流を直流に変換することに伴う脈動分を前記電流検出手段に基づいて第２の電力変換器の有効電力、無効電力、皮相電力の少なくともいずれか１つに含まれる脈動成分から検出する脈動検出手段と、前記脈動検出手段から得られた脈動成分に基づいて前記第２の電力変換器が出力するべき電圧の補正量を出力する電圧補正手段と、前記電圧補正手段から得られた補正量に基づいて前記第２の電力変換器に出力するべき電圧指令を出力する電圧制御手段を備えたことを特徴とするものである。
【国際調査報告】
2008139518.tif 000048
2008139518.tif 000049