(57)【要約】  高調波電流低減と力率改善を図った直流電源装置において、電力損失の低減と制御部の簡素化を図ることを目的とする。交流電源と、ブリッジ構成された４つのダイオードと、平滑用コンデンサと、交流電源に接続されたリアクトルと、２個のスイッチ素子と、交流電源の電圧極性を判定するためのフォトカプラと、直流電圧検出部と、目標直流電圧設定部と、スイッチ制御部とを備え、検出部としての変圧器や変流器、制御部の乗算部なども必要とせず、簡単な構成により低電力損失の高力率直流電源装置を提供する。
2008090917.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２ダイオード、および前記第１および第２ダイオードに並列に、かつ逆導通方向に、それぞれ接続される第１および第２スイッチ部を含み、交流電源からの交流を整流し、整流電圧を生成する整流部と、
１個のリアクトルを含み、前記交流電源と前記整流部の第１および第２交流入力端との間に挿入されるリアクトル部と、
前記整流部の正極および負極整流出力端に接続され、整流電圧を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧を生成する平滑部と、
直流電圧の目標値を表す目標直流電圧を設定する目標直流電圧設定部と、
目標直流電圧と直流電圧との差電圧に応じて変化するパルス幅と、交流の基本周期よりも短いパルス周期とを有するパルス信号を含む制御信号を生成する制御部とを有し、
前記第１および第２スイッチ部は、制御信号に基づいてスイッチングすることにより、前記リアクトル部に流れる電流の経路を変更し、昇圧チョッパ動作を行うことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記第１および第２ダイオードは、第１交流入力端から第２交流入力端へ、前記第１および第２ダイオードの順序にしたがって、導通方向がそれぞれ第１および第２交流入力端側になるように、互いに直列に挿入され、
前記第１および第２スイッチ部は、１系統の制御信号に基づいて制御されることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、
交流の極性を検出し、交流極性信号を生成する交流極性検出部を含み、
パルス信号および交流極性信号に基づいて、２系統の制御信号を生成し、
前記第１および第２スイッチ部は、２系統の制御信号のうち一方および他方に基づいて、それぞれ制御されることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記第１ダイオードは、負極整流出力端から第１交流入力端へ導通方向となるように挿入され、
前記第２ダイオードは、第１交流入力端から正極整流出力端へ導通方向となるように挿入されることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記整流部は、
負極整流出力端から第２交流入力端へ導通方向となるように挿入される第３ダイオードと、
第２交流入力端から正極整流出力端へ導通方向となるように挿入される第４ダイオードとを含むことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記平滑部は、
第２交流入力端と負極整流出力端との間に挿入される第１コンデンサと、
正極整流出力端と第２交流入力端との間に挿入される第２コンデンサとを含むことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記第１ダイオードは、負極整流出力端から第１交流入力端へ導通方向となるように挿入され、
前記第２ダイオードは、負極整流出力端から第２交流入力端へ導通方向となるように挿入されることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
【請求項８】
前記交流極性検出部は、
入力ダイオードが前記交流電源の一方の端子から他方の端子へ導通方向となるように挿入される第１フォトカプラと、
入力ダイオードが第１フォトカプラとは逆方向に導通方向となるように挿入される第２フォトカプラとを含み、
第１および第２フォトカプラは、第１および第２交流極性信号をそれぞれ生成することを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
【請求項９】
前記第１および第２スイッチ部は、前記リアクトル部に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し、
前記第１経路は、前記第１または第２スイッチ部のいずれか一方の導通方向の経路を含み、
前記第２経路は、昇圧チョッパ動作における逆流を防止する第３ダイオードの導通方向の経路を含むことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１０】
前記リアクトル部は、第１交流入力端と前記交流電源との間に挿入される第１リアクトルを含むことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１１】
前記リアクトル部は、第２交流入力端と前記交流電源との間に挿入される第２リアクトルを含むことを特徴とする請求項１０に記載の直流電源装置。
【請求項１２】
前記制御部は、
目標直流電圧と直流電圧との差電圧を表す差電圧信号を生成する差電圧検出部と、
交流の基本周期よりも短い周期を有する搬送波信号を生成する搬送波発振部と、
差電圧信号と搬送波信号との比較結果を表す制御信号を生成する比較部とを含むことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１３】
前記第１および第２スイッチ部は、交流の基本周期ごとにスイッチング可能状態およびスイッチング停止状態の両状態をそれぞれ呈し、スイッチング可能状態においてスイッチングすることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１４】
前記第１および第２スイッチ部は、いずれか一方がスイッチング可能状態の場合、他方がスイッチング停止状態となることを特徴とする請求項１３に記載の直流電源装置。
【請求項１５】
スイッチング可能状態の期間は、スイッチング停止状態の期間よりも短いことを特徴とする請求項１３に記載の直流電源装置。
【請求項１６】
前記制御部は、パルス周期内において、パルス幅を所定期間内に制限することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１７】
請求項１に記載の直流電源装置を含むことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換する際に交流電源に含まれる高調波電流を低減し、力率の改善を図る直流電源装置に関し、さらに詳しくは直流電源装置とそれを備えた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、数ｋＷ出力程度までの直流電源装置の回路方式としては、入力力率の改善と高調波電流の低減のため、１石のトランジスタを用いる高周波スイッチング方式が主に採用されてきた。【０００３】
そのような１石の高周波スイッチング方式のうち、もっとも基本的な従来の直流電源装置の回路ブロックとしては、図８に示すような構成がある。図８において、主回路は、ブリッジ整流回路２１ｐと、直流リアクトル１８ｐと、スイッチ２２ｐと、逆流防止ダイオード１９ｐと、平滑コンデンサ６ｐと、制御回路２０ｐとの組み合わせから構成されている。制御回路２０ｐは、平滑コンデンサ６ｐ両端の直流電圧を所望の電圧に制御しつつ、電流検出回路１７ｐにより検出した電流が正弦波状となるようスイッチを制御する（例えば、特許文献１の図４参照）。【０００４】
以下、図９を用いて従来の１石の高周波スイッチング方式直流電源装置の動作について説明する。【０００５】
図９は、図８において示された制御回路２０を、より詳細な構成要素に分けて示したものである。この直流電源装置では、まず直流電圧検出回路１１ｐは、コンデンサ６ｐの正極電圧から直流電圧を検出する。電圧誤差増幅器１４ｐは、基準電圧設定回路１２ｐから出力される基準電圧と、検出された直流電圧との差を増幅する。電圧誤差増幅器１４ｐの出力は、基準電圧と直流電圧との差電圧を表す。【０００６】
つぎに全波整流波形検出回路２５ｐは、ブリッジ整流回路２１ｐの正極出力から全波整流波形を検出し出力する。乗算器２６ｐは、この全波整流波形と、電圧誤差増幅器１４ｐの差電圧出力とを乗算する。この乗算結果は、全波整流波形に相似形の形状と、上述した差電圧の大きさの振幅とを有する信号であり、リアクトル１８ｐを流れるリアクトル電流の目標リアクトル電流を表す。【０００７】
電流誤差増幅器２３ｐは、電流検出回路１７ｐにおいて検出されたリアクトル電流と目標リアクトル電流との差を増幅し、誤差信号を出力する。次いで比較器１５ｐは、電流誤差増幅器２３ｐの誤差信号と、搬送波発振器１３ｐから出力される三角波あるいはのこぎり波とを比較し、ＰＷＭ波形を表すスイッチ駆動信号を出力する。スイッチ２２ｐは、スイッチ駆動信号に基づいてＰＷＭスイッチングを行う。【０００８】
電流誤差増幅器２３ｐの誤差信号が大きくなるにつれて、スイッチ駆動信号がハイレベルの期間は長くなり、スイッチ２２ｐのオン期間は長くなる。したがって、リアクトル電流が大きくなり、目標リアクトル電流との差を小さくしようとする。すなわち、検出直流電圧は基準電圧に次第に近づき、リアクトル電流の波形は全波整流波形に次第に近づく。このように制御することにより、直流電圧を所望の値に保つことが可能となり、入力交流電流を正弦波状かつ入力交流電圧と同相にすることで入力力率を改善することが可能となる。【０００９】
この場合、リアクトル電流が通過する半導体素子は、スイッチ２２ｐがオン状態の場合、ブリッジ整流回路２１ｐ内のダイオード２個およびスイッチ２２ｐの合計３個である。同様にスイッチ２２ｐがオフ状態の場合、通過する半導体素子は、ブリッジ整流回路２１ｐ内のダイオード２個および逆流防止ダイオード１９ｐの合計３個である。すなわち図８の構成では、常時３個の半導体素子に、電力損失が生じている。【００１０】
一方、図１０に示すように、スイッチを２石とし、電流が通過する半導体素子の数を２個とした高周波スイッチング方式直流電源装置も提案されている（例えば、特許文献２の図１参照）。この構成では、交流入力電源の極性に応じて、それぞれのスイッチが半周期ずつ交互に昇圧チョッパ動作をする。これにより電力損失の低減を図りつつ、入力電流を正弦波状とすることによって入力力率の改善を実現している。
【特許文献１】特開平８−３２１４２５号公報
【特許文献２】特開平１−１１７６５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、従来の１石の高周波スイッチング方式直流電源装置においては、リアクトル電流を検出するために、電流検出回路１７ｐが必要であり、乗算器２６ｐおよび電流誤差増幅器２３ｐが必要であった。さらに、従来の直流電源装置は、直流電圧とリアクトル電流波形の両方を同時に制御する構成であるため、電圧誤差増幅器１４ｐの差電圧出力が小さくなると、目標リアクトル電流が小さくなり、リアクトル電流の波形制御に誤差が生じやすい課題があった。その対策として、例えば図９の構成に加えて、直流電圧検出回路１１ｐの出力を目標値と比較し、比較結果がゼロになるように基準電圧設定回路１２ｐの基準電圧を制御する回路が必要であった。【００１２】
加えて、直流電圧とリアクトル電流波形の両方を制御するため、上述したような回路が必要になるだけでなく、両方を最適に制御する制御回路２０ｐの制御アルゴリズムが複雑になるという課題があった。さらに、上述したように電流が３個の半導体素子を通過することとなり、電力損失が大きいという課題が生じていた。また、スイッチに電力損失が集中するため放熱にも課題があり、直流出力電力の大容量化、すなわち大電力化も困難であった。【００１３】
また、従来の２石の高周波スイッチング方式直流電源装置では、１石の場合に比較して半導体素子１個分に相当する電力損失が低減できるという効果がある。しかし、制御回路２０ａｐ（図１０を参照）の基本構成は制御回路２０ｐ（図８を参照）と同様であり、ハードウェアの規模がより大きく、制御アルゴリズムがより複雑であった。【００１４】
さらに１石の場合（図８および図９を参照）、制御回路２０ｐは、コンデンサ６ｐの正極電圧、ブリッジ整流回路２１ｐの正極出力、および電流検出回路１７ｐの出力を入力し、スイッチ駆動信号をスイッチ素子２２ｐに出力する。これら入力３系統および出力１系統の合計４系統の信号は、スイッチ２２ｐのエミッタ電位を共通の基準電位とすることができる。しかし２石の場合（図１０を参照）、制御回路２０Ａｐは、交流電源１ｐの両端電圧および電流検出回路１７Ａｐの出力のような交流系の信号を入力する。さらに制御回路２０Ａｐは、スイッチ素子５ａｐ、５ｂｐへのスイッチ駆動信号およびコンデンサ６ｐの正極電圧のような直流系の信号を入出力する。この場合、交流系の信号は、直流系の信号に対して絶縁状態で処理されなければならない。電流検出回路１７Ａｐの出力は、交流系に対して絶縁的に検出されるため、直流系の信号と共通の基準電位を設定することが可能であるが、交流電源１ｐの両端電圧は、絶縁変圧器などからなる入力電圧検出構成を必要とする。その結果、さらに制御回路２０Ａｐが複雑化し、コストが高くなるといった課題を有していた。【００１５】
本発明は、上述した従来の課題を解決するために、まず２石のスイッチ構成とすることによって電力損失を低減し、しかも従来の２石構成の制御回路のハードウェアを簡素化することにより、コスト低減を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上述した目的を達成するために、本発明の直流電源装置は、第１および第２ダイオード、および前記第１および第２ダイオードに並列に、かつ逆導通方向に、それぞれ接続される第１および第２スイッチ部を含み、交流電源からの交流を整流し、整流電圧を生成する整流部と、１個のリアクトルを含み、前記交流電源と前記整流部の第１および第２交流入力端との間に挿入されるリアクトル部と、前記整流部の正極および負極整流出力端に接続され、整流電圧を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧を生成する平滑部と、直流電圧の目標値を表す目標直流電圧を設定する目標直流電圧設定部と、目標直流電圧と直流電圧との差電圧に応じて変化するパルス幅と、交流の基本周期よりも短いパルス周期とを有するパルス信号を含む制御信号を生成する制御部とを有し、前記第１および第２スイッチ部は、制御信号に基づいてスイッチングすることにより、前記リアクトル部に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し、昇圧チョッパ動作を行うことを特徴としている。【００１７】
さらに、本発明の空気調和機は、上述した直流電源装置を含むことを特徴としている。【００１８】
さらに、本発明の直流電源装置とそれを備えた空気調和機を、別の角度から見た場合について説明する。【００１９】
本発明の直流電源装置は、４個のダイオードから構成される整流部と、前記４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記整流部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、前記整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、前記フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。【００２０】
さらに、本発明の直流電源装置は、４個のダイオードから構成される整流部と、前記４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記４個のダイオードの直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、前記整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、前記フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、前記フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、前記フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記遅延部の出力、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。【００２１】
さらに、本発明の直流電源装置は、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、前記２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、前記２個のフォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。【００２２】
さらに、本発明の直流電源装置は、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、前記２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、前記フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、前記フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、前記フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所望の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記遅延部の出力、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。【００２３】
さらに、本発明の直流電源装置は、４個のダイオードから構成されるブリッジ整流回路部と、前記ブリッジ整流回路部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記ブリッジ整流回路部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出手段部と、搬送波を出力する搬送波発振器部と、所定の基準目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定手段部と、２個のスイッチング素子を逆方向に直列接続し、前記２個のスイッチング素子のそれぞれに逆導通ダイオードを並列接続して構成された双方向スイッチと、前記スイッチング素子の駆動制御信号を出力するスイッチ制御駆動手段部とを備え、前記双方向スイッチは、前記ブリッジ整流回路部の交流入力端間に接続されている。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の直流電源装置とそれを備えた空気調和機は、簡単な制御部の構成で２石の高周波スイッチング方式直流電源装置を構成することが可能となり、入力力率改善と高調波電流低減を低電力損失で実現するとともに制御部の小型化と低コスト化を可能としている。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は本発明の実施の形態１による直流電源装置のブロック図である。
【図２Ａ】図２Ａは本発明の実施の形態１におけるスイッチ制御部のブロック図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは本発明の実施の形態４におけるスイッチ制御部のブロック図である。
【図３Ａ】図３Ａは本発明の実施の形態１による直流電源装置の各部の波形図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは本発明の実施の形態１による直流電源装置の各部波形を拡大した波形図である。
【図３Ｃ】図３Ｃは本発明の実施の形態１による直流電源装置の各部の信号状態を示す説明図である。
【図４】図４は本発明の実施の形態２による直流電源装置のブロック図である。
【図５】図５は本発明の実施の形態３による直流電源装置のブロック図である。
【図６】図６は本発明の実施の形態３による直流電源装置ブロック図である。
【図７】図７は本発明の実施の形態４による直流電源装置のブロック図である。
【図８】図８は従来の直流電源装置のブロック図である。
【図９】図９は従来の直流電源装置における制御回路のブロック図である。
【図１０】図１０は従来の別の直流電源装置のブロック図である。
【符号の説明】
【００２６】
１  交流電源
２、２ａ、２ｂ  リアクトル
３  フィルタコンデンサ
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ  ダイオード
５ａ、５ｂ  スイッチ素子
６、６ａ、６ｂ  平滑コンデンサ
７  負荷
８ａ、８ｂ  フォトカプラ
９  抵抗
１０、１０Ａ  スイッチ制御部
１１  直流電圧検出部
１２  目標直流電圧設定部
１３  搬送波発振部
１４  差電圧検出部
１５  比較部
１６  ＮＯＴゲート部
１６ａ、１６ｂ  ＮＯＲゲート部
３０、３０Ａ  制御部
３１  交流極性検出部
ＰＡ１、ＰＡ２  交流入力端
ＰＲ１  正極整流出力端
ＰＲ２  負極整流出力端
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
第１の観点によれば、４個のダイオードから構成される整流部と、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、整流部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号、搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。【００２８】
これにより、電力損失を押さえつつ、入力力率の改善と高調波電流の低減が可能となる。さらに、リアクトル電流を検出するための電流検出部を含まず、スイッチ制御部に乗算部を含まない。加えて、入力電圧の検出を２個のフォトカプラによって行っているため交流極性検出部を簡素化でき、部品点数削減による小型化とコストダウンが可能となる。【００２９】
第２の観点によれば、４個のダイオードから構成される整流部と、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、４個のダイオードの直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号、遅延部の出力、搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。【００３０】
これにより、電力損失を押さえつつ、入力力率の改善と高調波電流の低減、低コスト化などの効果を得ることが可能となる。【００３１】
第３の観点によれば、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、２個のフォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号と搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。【００３２】
これにより、第１の観点の効果に加えて直流電圧の昇圧が容易となり、ダイオードの電力損失の低減と電力の交流電源側回生が可能となる。【００３３】
第４の観点によれば、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所望の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号、遅延部の出力、搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。【００３４】
これにより、電力損失を押さえつつ、入力力率の改善と高調波電流の低減、低コスト化などの効果を得ることが可能となる。【００３５】
第５の観点によれば、第１または第２の観点において、２個のスイッチ素子が、平滑用コンデンサの負極側に接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続されたものである。これにより、２個のスイッチ素子の制御信号を制御部と共通の接地電位を基準に扱うことが可能となり、スイッチ制御部が簡素化でき、低コスト化が可能となる。【００３６】
第６の観点によれば、第５の観点において、整流部が、２つの入力端子に、それぞれリアクトルを直列接続したものである。これにより、交流電源側へのコモンモード電位変動の伝達を軽減することが可能となり、ノイズ対策部品の削減が可能となる。【００３７】
第７の観点によれば、４個のダイオードから構成される整流部と、整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、整流部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、２個のスイッチ素子を逆方向に直列接続し、２個のスイッチ素子のそれぞれに逆導通ダイオードを並列接続して構成された双方向スイッチと、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備え、双方向スイッチが、整流部の交流入力端間に接続されたものである。これにより第１から第４の観点と同様に電力損失の低減が図れると同時に、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラとフォトカプラに流れる電流を制限する抵抗を削減することができ、さらに簡単な構成とすることができる。【００３８】
第８の観点によれば、第１から第７のいずれか１つの観点において、スイッチ制御部は、２個のスイッチ素子の最大オン時間を制限するものである。これにより、重負荷時の電流波形のひずみを抑制するとともにスイッチに流れる過電流を防止することが可能となる。【００３９】
第９の観点によれば、第８の観点において、スイッチ制御部は、入力電圧の位相に応じて、２個のスイッチ素子における最大オン時間の制限を変更するものであり、入力電圧が高い位相において最大オン時間を小さく設定するものである。これにより、リアクトルに流れる最大電流を制限することが可能となり、リアクトルの小型化が可能となる。【００４０】
第１０の観点によれば、第１から９のいずれか１つの観点において、スイッチ制御部は、負荷が大きくなるに従って目標とする直流電圧を高くすることにより、入力電流の正弦波制御可能範囲を高めたものである。これにより、入力電流を正弦波状に制御する範囲の拡大が可能となり、装置の高性能化を図ることができる。【００４１】
以下、本発明を実施するための最良の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。ハイおよびローにより表される論理レベルについても、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、例示された論理レベルが異なる組み合わせで、同等な結果を得ることも可能である。さらに、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。また、以下の実施の形態は、ハードウェアおよび／またはソフトウェアを用いて構成されるが、ハードウェアを用いる構成は、ソフトウェアを用いても構成可能であり、ソフトウェアを用いる構成は、ハードウェアを用いても構成可能である。【００４２】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１における直流電源装置のブロック図である。【００４３】
図１において、直流電源装置は、交流電源１と、フィルタコンデンサ３と、リアクトル２と、スイッチ素子５ａ、５ｂと、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと、平滑コンデンサ６と、負荷７と、制御部３０と、目標直流電圧設定部１２とを含む。制御部３０は、交流極性検出部３１、搬送波発振部１３、直流電圧検出部１１、およびスイッチ制御部１０を含む。交流極性検出部３１は、フォトカプラ８ａ、８ｂおよび電流制限用抵抗９を含む。リアクトル２は、リアクトル部に含まれる。スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、整流部に含まれる。平滑コンデンサ６は、平滑部に含まれる。平滑部はコンデンサだけでなく、インダクタ等、その他の素子を含むことが可能である。【００４４】
各スイッチ素子５ａ、５ｂは、例えばバイポーラトランジスタ、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ：Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ、または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチ素子により構成される。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、１個のスイッチ素子により構成されてもよいし、複数個のスイッチ素子の組み合わせにより構成されてもよい。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、その意味で、スイッチ部とも呼ばれる。【００４５】
交流電源１は、電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に、交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成する。電源端子Ｕの電位が電源端子Ｖの電位よりも高い場合、交流電圧Ｓ１Ｖは正電圧を表し、他方、電源端子Ｕの電位が電源端子Ｖの電位よりも低い場合、交流電圧Ｓ１Ｖは負電圧を表す。フィルタコンデンサ３は、交流電源１に並列に接続される。リアクトル２は、一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように、交流電源１に直列に接続される。リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され、電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続される。フィルタコンデンサ３およびリアクトル２は、交流電源１に並列に接続される別の装置からの高調波電流により、交流電圧Ｓ１Ｖの高調波歪みが増加することを抑制する。さらにフィルタコンデンサ３およびリアクトル２は、実施の形態１の直流電源装置が発生する高周波歪みにより、交流電流Ｓ１Ｃの高周波歪み、すなわち直流電源装置の高調波電流が増加することを抑制する。リアクトル２にはリアクトル電流Ｓ２Ｃが流れ、交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２には交流電圧Ｓ２Ｖが現れる。交流電源１の内部インピーダンスは通常十分低いため、交流電圧Ｓ２Ｖは、位相を除いて交流電圧Ｓ１Ｖに大略等しい。リアクトル部は、交流電源１と交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２との間に挿入される。【００４６】
整流部において、ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され、ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続される。ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続される。スイッチ素子５ａは、ダイオード４ａに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続され、スイッチ素子５ｂは、ダイオード４ｂに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続される。整流部は、交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成する。平滑コンデンサ６は、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に並列に接続され、整流電圧Ｓ４を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成する。実施の形態１では、整流電圧Ｓ４および直流電圧Ｓ６は互いに等しい。負荷７は平滑コンデンサ６に並列に接続され、直流電圧Ｓ６が印加される。【００４７】
図２Ａは、実施の形態１におけるスイッチ制御部１０の回路構成を示すブロック図である。図３Ａは、実施の形態１における直流電源装置の各部の信号波形を示す波形図であり、図３Ｂは、図３Ａの部分的な拡大図である。図３Ｃは、実施の形態１による直流電源装置の各部の信号状態を示す説明図である。以下、図１、図２Ａ、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃを用いて、実施の形態１における直流電源装置の動作について、制御部３０を中心に説明する。【００４８】
交流極性検出部３１において、フォトカプラ８ａのカソードおよびフォトカプラ８ｂのアノードは、抵抗９を介して電源端子Ｕに接続され、フォトカプラ８ａのアノードおよびフォトカプラ８ｂのカソードは、電源端子Ｖに接続される。交流極性検出部３１は、フォトカプラ８ａ、８ｂを用いて交流電圧Ｓ１Ｖの極性を検出し、フォトカプラ８ａ、８ｂの出力論理状態を表す交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂをそれぞれ生成する。【００４９】
交流周期は、交流電圧Ｓ１Ｖの基本周期であり、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの逆数である。交流半周期は、交流周期の半分である。交流周期内において、交流電圧Ｓ１Ｖが正電圧となる期間を交流正期間ＴＡＰと呼び、交流電圧Ｓ１Ｖが負電圧となる期間を交流負期間ＴＡＮと呼ぶ（図３Ａを参照）。交流正期間ＴＡＰでは、フォトカプラ８ｂはオンされるため交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり、フォトカプラ８ａはオフされるため交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなる。他方、交流負期間ＴＡＮでは、フォトカプラ８ａはオンされるため交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり、フォトカプラ８ｂはオフされるため交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなる。交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂがローレベルとなる期間、すなわちロー期間は、フォトカプラのオン電圧がゼロではないため交流半周期よりも短くなる。他方、ハイレベルとなる期間、すなわちハイ期間は、交流半周期よりも長くなる。【００５０】
後述するようにスイッチ素子５ａ、５ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、スイッチング動作が可能な状態を表すスイッチング可能状態ＳＴ１となる。他方、スイッチ素子５ａ、５ｂは、交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのハイ期間において、スイッチングが停止する状態を表すスイッチング停止状態ＳＴ２となる。例えば、フォトカプラ８ｂを省略する場合、交流極性検出部３１の出力は交流極性信号Ｓ８ａだけになり、各スイッチ素子５ａ、５ｂがスイッチング可能状態ＳＴ１となる期間は、互いに異なることになる。このように、２個のフォトカプラ８ａ、８ｂを用いることにより、各スイッチ素子５ａ、５ｂのスイッチング可能状態ＳＴ１の期間を大略等しくすることができる。これにより、交流電流Ｓ１Ｃが正負対称になり、交流電流Ｓ１Ｃに発生する偶数次歪みを低減することができる。さらに、スイッチング可能状態ＳＴ１の期間は互いに時間的に重複しないため、各スイッチ素子５ａ、５ｂが同時にオンすることを回避し、短絡電流の発生を防止することができる。なお、制御部３０では、交流電圧Ｓ１Ｖの波形全部ではなく極性だけを用いるため、フォトカプラ８ａ、８ｂのような簡易な絶縁的検出構成が利用可能となる。【００５１】
直流電圧検出部１１は、直流電圧Ｓ６を検出し、直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する。直流電圧検出部１１は、例えば高インピーダンス入力／低インピーダンス出力型のバッファ回路である。目標直流電圧設定部１２は、直流電圧Ｓ６の目標値となる目標直流電圧を設定し、目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する。搬送波発振部１３は、交流周期よりも短い周期ＴＰＷＭを有する搬送波信号Ｓ１３を生成する。搬送波周期ＴＰＷＭは、例えば交流周期の１／４００以下に設定される。搬送波信号Ｓ１３は、例えば三角波またはのこぎり波などの波形による繰り返し信号である。スイッチ制御部１０は、直流電圧信号Ｓ１１、目標直流電圧信号Ｓ１２、搬送波信号Ｓ１３、および交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂに基づいて、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを生成する。【００５２】
図２Ａにおいて、スイッチ制御部１０は、差電圧検出部１４、比較部１５、ＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂを含む。差電圧検出部１４は、目標直流電圧信号Ｓ１２および直流電圧信号Ｓ１１に基づいて、目標直流電圧から直流電圧Ｓ６を差し引いた差電圧を検出し、差電圧信号Ｓ１４を生成する。比較部１５は、搬送波信号Ｓ１３と差電圧信号Ｓ１４を比較し、比較結果信号Ｓ１５を生成する。比較結果信号Ｓ１５は、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４以上の場合、ハイレベルとなり、他方、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４未満の場合、ローレベルとなる。ＮＯＲゲート部１６ａは、交流極性信号Ｓ８ａと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ａを生成し、ＮＯＲゲート部１６ｂは、交流極性信号Ｓ８ｂと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ｂを生成する。【００５３】
図３Ａ、図３Ｂ、および図３Ｃに示すように、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのハイ期間において、比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなる。他方、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４以上の場合、ローレベルとなり、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４未満の場合、ハイレベルとなる。すなわち、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と、搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となる。制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号である。【００５４】
直流電圧Ｓ６（すなわち直流電圧信号Ｓ１１）が目標直流電圧（すなわち目標直流電圧信号Ｓ１２）よりも低い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は長くなりロー期間は短くなるため、パルス幅は長くなる。他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は短くなりロー期間は長くなるため、パルス幅は短くなる。直流電圧Ｓ６の変化速度は代表的には十分小さいため、図３Ａに示すような交流周期内では、差電圧信号Ｓ１４は大略一定である。したがって、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅は、交流周期内において大略一定である。【００５５】
スイッチ素子５ａ、５ｂは、上述した制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいて、それぞれスイッチングする。すなわち、スイッチ素子５ａ、５ｂは、交流周期ごとにスイッチング可能状態ＳＴ１およびスイッチング停止状態ＳＴ２の両状態をそれぞれ呈し、スイッチング可能状態にＳＴ１おいてスイッチングする。スイッチ素子５ａ、５ｂは、いずれか一方がスイッチング可能状態ＳＴ１の場合、他方がスイッチング停止状態ＳＴ２となる。実施の形態１では、スイッチング可能状態ＳＴ１の期間は、スイッチング停止状態ＳＴ２の期間よりも短い。スイッチ素子５ａ、５ｂは、スイッチング可能状態ＳＴ１において、それぞれ制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂがハイレベルの場合、オン状態となり、ローレベルの場合、オフ状態となる。直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも低い場合、オン状態の期間は長くなり、他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、オン状態の期間は短くなる。【００５６】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。スイッチ素子５ｂがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による経路に沿って大略流れる。この経路を、蓄積経路と呼ぶ。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂおよびダイオード４ｄの２つである。他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による経路に沿って大略流れる。この経路を、放出経路と呼ぶ。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄの２つである。【００５７】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。スイッチ素子５ａがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、スイッチ素子５ａ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびスイッチ素子５ａの２つである。他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｂの２つである。【００５８】
リアクトル２、整流部、および平滑コンデンサ６は、昇圧チョッパ回路を構成する。交流正期間ＴＡＰの場合、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖに基づいて次第に増加しながら蓄積経路内を流れ、リアクトル２内に電磁エネルギーを次第に蓄積する。つぎにスイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖとリアクトル２の両端電圧との和に基づいて次第に減少しながら放出経路内を流れ、リアクトル２の電磁エネルギーを次第に放出し、平滑コンデンサ６内に順方向に充電する。ダイオード４ａは、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００５９】
交流負期間ＴＡＮの場合も同様に、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖに基づいて次第に増加しながら蓄積経路内を流れ、リアクトル２内に電磁エネルギーを次第に蓄積する。つぎにスイッチ素子５ａがオフ状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖとリアクトル２の両端電圧との和に基づいて次第に減少しながら放出経路内を流れ、リアクトル２の電磁エネルギーを次第に放出し、平滑コンデンサ６内に順方向に充電する。ダイオード４ｃは、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００６０】
このように、スイッチ素子５ａ、５ｂは、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいてそれぞれスイッチングすることにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの蓄積経路および放出経路を交互に変更し、整流動作と同時に昇圧チョッパ動作を行う。これにより、実施の形態１の直流電源装置は、交流電圧Ｓ１Ｖを整流および平滑化すると同時に昇圧し、直流電圧Ｓ６を生成する。【００６１】
図３Ｂに示すように、リアクトル電流Ｓ２Ｃが次第に増加し、リアクトル２内に電磁エネルギーが次第に蓄積される状態を、蓄積状態ＳＴ３と呼ぶ。また、リアクトル電流Ｓ２Ｃが次第に減少し、電磁エネルギーが次第に放出される状態を放出状態ＳＴ４と呼ぶ。放出状態ＳＴ４の後、次の蓄積状態ＳＴ３が開始されるまでの、リアクトル電流Ｓ２Ｃおよび電磁エネルギーが大略ゼロになる状態を、不活性状態ＳＴ５と呼ぶ。リアクトル電流Ｓ２Ｃは、スイッチング可能状態ＳＴ１において、パルス周期ＴＰＷＭごとに、蓄積状態ＳＴ３、放出状態ＳＴ４、および不活性状態ＳＴ５の３つの状態を、この順序で呈する。【００６２】
なお、図３Ａおよび図３Ｂでは図示用に、リアクトル電流Ｓ２Ｃが蓄積状態ＳＴ３および放出状態ＳＴ４において直線的に変化するように描かれている。しかし当然のことながら、実際にはリアクトル電流Ｓ２Ｃは、蓄積経路および放出経路における、リアクトル２のインダクタンスおよび抵抗、ならびに能動素子の導通方向の抵抗などに基づいて、最初は急峻にかつ時間が経つにつれてなだらかになるように、指数関数的に変化する。【００６３】
交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値をＶ、リアクトル２のインダクタンスをＬ、リアクトル電流Ｓ２Ｃの瞬時値をｉ、および時間の経過をｔとすると、蓄積状態ＳＴ３においてリアクトル２に印加される電圧は大略Ｖに等しいから、式１が成り立つ。すなわち、蓄積状態ＳＴ３においてリアクトル電流Ｓ２Ｃの時間的変化の傾きｄｉ／ｄｔは、交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値Ｖに比例する。
Ｖ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ                                              （１）
蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔにおいて、リアクトル電流Ｓ２Ｃが変化値Ｄｉだけ直線的に変化する場合（図３Ｂを参照）、リアクトル電流Ｓ２Ｃの変化値Ｄｉは、式２のように交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値Ｖに比例する。
Ｄｉ＝Ｖ・Ｄｔ／Ｌ                                              （２）
変化値Ｄｉは、交流正期間ＴＡＰでは増分値を表し、交流負期間ＴＡＮでは減分値を表す。【００６４】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃが大略ゼロになる期間、すなわち不活性状態ＳＴ５の期間は必ず存在すると仮定する。この場合、続いて現れるいかなる期間Ｄｔにおいても、リアクトル電流Ｓ２Ｃは変化値Ｄｉを蓄積しない。すなわち、変化値Ｄｉは、いかなる期間Ｄｔにおいてもリアクトル電流Ｓ２Ｃが０（Ａ）からＤｉ（Ａ）まで変化する変化値を表す。それゆえに変化値Ｄｉは、リアクトル電流Ｓ２Ｃの振幅がパルス周期ＴＰＷＭごとに最大となるときのリアクトル電流Ｓ２Ｃの値、すなわち包絡線Ｓ２Ｃｅｎ（図３Ａを参照）の値に等しい。蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔは各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅に等しく、このパルス幅は上述したように交流周期内において大略一定であるため、蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔも交流周期内において大略一定である。したがって、リアクトル電流Ｓ２Ｃの包絡線Ｓ２Ｃｅｎは、交流周期内において、大略、交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値Ｖに比例し、交流電圧Ｓ１Ｖの波形と大略相似形になる。【００６５】
上述したように、直流電圧Ｓ６（すなわち直流電圧信号Ｓ１１）が目標直流電圧（すなわち目標直流電圧信号Ｓ１２）よりも低い場合、各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン状態の期間は長くなる。この場合、蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔが長くなり、リアクトル電流Ｓ２Ｃの傾きＤｉ／Ｄｔは維持されるので、式２によりリアクトル電流Ｓ２Ｃの最大値Ｄｉが大きくなる。すなわち、リアクトル電流Ｓ２Ｃは正弦波波形を維持したまま、その振幅が大きくなる。その結果、平滑コンデンサ６に充電される電流が増大し、直流電圧Ｓ６は上昇する。他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン状態の期間は短くなる。この場合、蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔが短くなり、リアクトル電流Ｓ２Ｃの傾きＤｉ／Ｄｔは維持されるので、式２によりリアクトル電流Ｓ２Ｃの最大値Ｄｉが小さくなる。すなわち、リアクトル電流Ｓ２Ｃは正弦波波形を維持したまま、その振幅が小さくなる。その結果、平滑コンデンサ６に充電される電流が減少し、直流電圧Ｓ６は下降する。このように、実施の形態１の直流電源装置は、直流電圧Ｓ６を目標直流電圧に追従させるように動作する。【００６６】
上述した説明は、不活性状態ＳＴ５の期間がゼロにならないことを前提としている。蓄積状態ＳＴ３および放出状態ＳＴ４の各期間の和がパルス周期を越える場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃがゼロになる前に蓄積状態ＳＴ３が始まるため、リアクトル電流Ｓ２Ｃの包絡線Ｓ２Ｃｅｎは、時間が経過するにつれて絶対値が高くなる。このような状態を回避するため、制御部３０は、パルス周期内において各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅を所定期間内に制限する。具体的には、例えば図２Ａにおいて、比較部１５とＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂとの間にパルス幅制限部を設け、パルス幅制限部は、比較結果信号Ｓ１５のパルス幅が所定期間を越えると、所定期間に設定する。放出状態ＳＴ４の期間は、リアクトル電流Ｓ２Ｃの通過経路の構成により決定されるため、パルス幅に等しい蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔを所定期間内に制限すれば、不活性状態ＳＴ５の期間がゼロにならないようにすることができる。【００６７】
さらに上述したように、フィルタコンデンサ３はリアクトル電流の高周波成分を除去するため、入力電流の高調波は十分低くなる。さらに、リアクトル電流の位相は交流電圧Ｓ１Ｖの位相に一致するため、直流電源装置の入力力率が向上する。【００６８】
以上のように、実施の形態１の直流電源装置では、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形が、正弦波状の交流電圧Ｓ１Ｖの波形に大略一致するように動作する。これにより、直流電源装置から交流電源１側へ出力される高調波電流は、高調波電流の規制値未満に十分に抑制することができる。また、リアクトル電流Ｓ２Ｃの位相が、交流電圧Ｓ１Ｖの位相に大略一致するため、入力力率を向上させることが可能となる。さらに、昇圧チョッパ機能により、直流電圧Ｓ６を昇圧することができる。加えて、リアクトル電流Ｓ２Ｃが通過する能動素子を２個に制限し、電力損失を低減するので、放熱構成を容易にし、直流出力電力の大容量化、すなわち大電力化が可能となる。【００６９】
さらに、実施の形態１の直流電源装置では、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅を、目標直流電圧と直流電圧とＳ６の差電圧だけによって直接に設定し、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形は交流電圧Ｓ１Ｖの波形に自動的に追従させている。これにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形、およびリアクトル電流Ｓ２Ｃの目標波形としての交流電圧Ｓ１Ｖ（もしくは全波整流電圧）の波形、を検出する構成を省略することができる。したがって、リアクトル電流Ｓ２Ｃおよび交流電圧Ｓ１Ｖを直流電圧Ｓ６に対して電位的に関係づけるために必要な絶縁的検出構成は、不要となる。また、上述した差電圧および目標波形としての交流電圧Ｓ１Ｖの両電圧から、リアクトル電流Ｓ２Ｃの目標波形を算出する乗算器、ならびに算出された目標波形および検出されたリアクトル電流Ｓ２Ｃから、両者の誤差を求める電流誤差増幅器も、不要となる。このように部品点数が削減されるため、実施の形態１の直流電源装置では、コストを低減し小型化することが可能となる。【００７０】
さらに、制御部３０にパルス幅制限部を設け、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅を所定期間内に制限することにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形を交流電圧Ｓ１Ｖの波形に確実に追従させることが可能となる。【００７１】
なお、実施の形態１においては、フォトカプラを２個使用したが、上述のように交流電圧Ｓ１Ｖの極性を検出する目的のためだけであれば、１個でも可能である。このため、マイクロコンピュータなどを用いる場合、正負のフォトカプラ出力電圧が対称になるように、設定値を適切に選定した遅延回路を設けることにより、フォトカプラ１個でも同様の効果を得ることも可能となる。この場合は、フォトカプラへの逆バイアスを防止するために、フォトカプラに並列あるいは直列に保護用ダイオードを接続する。【００７２】
なお、実施の形態１では、各スイッチ素子５ａ、５ｂがオフ状態からオン状態になるまでの間に、毎回リアクトル電流Ｓ２Ｃがゼロになる不活性状態ＳＴ５が存在する場合においてのみ、入力交流電流Ｓ１Ｃの正弦波化が可能となる。このため、上述したようにパルス幅を制限し不活性状態ＳＴ５の期間がゼロとならないようにすることにより、過電流等の防止が可能となる。パルス幅の上限をさらに短くすることによりリアクトル電流Ｓ２Ｃのピーク値を抑えることもでき、この場合はリアクトル２の小型化も可能となる。【００７３】
リアクトル２の小型化を一層進めるために、交流電圧Ｓ１Ｖの位相に応じてパルス幅上限を変更し、リアクトル電流Ｓ２Ｃのピーク値を抑制し、かつ直流電力の供給能力を高めることも可能となる。具体的には、入力交流電圧Ｓ１Ｖのピーク付近でパルス幅の上限を小さく設定し、他の位相においてパルス幅上限を大きくする。これにより、力率をほとんど低下させることなく、入力交流電流Ｓ１Ｃの実効値を上げることができるため、直流電力の供給能力を高めることが可能となる。【００７４】
なお、不活性状態ＳＴ５の期間を広げるために、負荷７に応じて目標直流電圧を変更してもよい。直流電圧Ｓ６が低い場合、放出状態ＳＴ４の期間が長くかかり、入力交流電流Ｓ１Ｃの正弦波制御が可能な蓄積状態ＳＴ３の動作範囲が狭くなる。そこで、負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成し、放出状態ＳＴ４においてリアクトル電流Ｓ２Ｃが減少する電流変化率を大きくする。これにより、各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン期間を広げることが可能となり、動作範囲の拡大を図ることが可能となる。【００７５】
なお、実施の形態１においては、２個のスイッチ素子５ａ、５ｂが大略交流半周期ごとに停止するスイッチング停止状態ＳＴ２を設けるように構成した。しかし、常時スイッチング可能状態ＳＴ１にし、スイッチ素子５ａ、５ｂが交互にオンするように構成してもよい。このようにすることによって、正極側に接続されるスイッチ素子５ａのドライブ用電源として、もっともよく用いられるブートストラップ回路の簡素化が可能となり、コスト低減に効果がある。さらに、各スイッチ素子５ａ、５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより、同期整流を用いてさらなる電力損失の低減も図ることができる。【００７６】
（実施の形態２）
実施の形態２では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。【００７７】
図４は、本発明の実施の形態２における直流電源装置のブロック図である。図４では、図１において平滑コンデンサ６を取り除き、ダイオード４ｃ、４ｄの代わりに平滑コンデンサ６ａ、６ｂをそれぞれ接続している。【００７８】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。スイッチ素子５ｂがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、平滑コンデンサ６ｂ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂの１つである。他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６ａ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａの１つである。ダイオード４ａは、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００７９】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。スイッチ素子５ａがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、平滑コンデンサ６ａ、正極整流出力端ＰＲ１、スイッチ素子５ａ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ａの１つである。他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、平滑コンデンサ６ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｂの１つである。ダイオード４ｂは、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００８０】
その他の構成および動作は実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同等な効果を実現することができる。さらに、実施の形態２の直流電源装置では、実施の形態１の全波整流型に対して倍電圧整流型の構成となっている。直流電圧Ｓ６は交流電源電圧Ｓ１Ｖのピーク値の２倍以上に制御されるため、実施の形態２の直流電源装置は高電圧直流出力が必要な用途に適している。【００８１】
また、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも上昇した場合、実施の形態１では、整流部が４つのダイオードによるブリッジ構成であったため、交流電源１側に電力を回生することができなかった。しかし、実施の形態２においては電力回生が可能となるため、負荷７としてモータなどへの適用が有効になる。【００８２】
（実施の形態３）
実施の形態３では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。【００８３】
図５は、本発明の実施の形態３における直流電源装置のブロック図である。図５では、図１においてダイオード４ａに並列接続されているスイッチ素子５ａを取り除き、代わりにダイオード４ｄにスイッチ素子５ａを並列接続している。【００８４】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。スイッチ素子５ｂがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂおよびダイオード４ｄの２つである。他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄの２つである。ダイオード４ａは、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００８５】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。スイッチ素子５ａがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、スイッチ素子５ａ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ａおよびダイオード４ｂの２つである。他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｂの２つである。ダイオード４ｃは、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００８６】
その他の構成および動作は実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同等な効果を実現することができる。さらに、実施の形態３の直流電源装置では、スイッチ素子５ａを制御する制御部１０として、高耐圧のＮＯＲゲート部１６ａを用いたり、ＮＯＲゲート部１６ａ用の絶縁電源を用意したりする必要がなくなる。このように低電圧回路のみで制御部を構成することが可能となり、さらに低コスト化し、信頼性が高く長寿命の直流電源装置を提供することが可能となる。【００８７】
なお、図６に示すようにリアクトル２を２分割し、リアクトル２ａ、２ｂとして交流電源１と交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２との間にそれぞれ接続してもよい。これにより、交流電源に対するコモンモード電圧の変動を抑制することが可能となり、ノイズ対策にかかわる部品の削減により、さらなる低コスト化および小型化が可能となる。リアクトル部は、リアクトル２ａ、２ｂを含み、交流電源１と交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２との間に挿入される。【００８８】
（実施の形態４）
実施の形態４では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。【００８９】
図７は、本発明の実施の形態４における直流電源装置のブロック図である。図７では、図１においてダイオード４ａ、４ｂにそれぞれ並列接続されているスイッチ素子５ａ、５ｂを取り除き、代わりに交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２間にダイオード４ｆ、４ｅを接続し、スイッチ素子５ｂ、５ａをダイオード４ｆ、４ｅにそれぞれ並列接続している。さらに図７では、図１において交流極性検出部３１を取り除き、スイッチ制御部１０の代わりに、交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂを入力しない構成のスイッチ制御部１０Ａを接続している。スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆは、整流部に含まれる。【００９０】
具体的には、ダイオード４ｆ、４ｅは、交流入力端ＰＡ１から交流入力端ＰＡ２へ、ダイオード４ｆおよびダイオード４ｅの順序にしたがって、導通方向がそれぞれ交流入力端ＰＡ１および交流入力端ＰＡ２側になるように、互いに直列に接続される。スイッチ素子５ｂは、ダイオード４ｆに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続され、スイッチ素子５ａは、ダイオード４ｅに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続される。スイッチ制御部１０Ａは、図２Ｂに示すように、図２Ａのスイッチ制御部１０においてＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂの代わりにＮＯＴゲート部１６を接続し、２系統の制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂの代わりに１系統の制御信号Ｓ１０Ａ（図３Ａを参照）を生成する。【００９１】
スイッチ素子５ｂ、５ａは、制御信号Ｓ１０Ａに基づいてスイッチングする。ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。制御信号Ｓ１０Ａがハイレベルの場合、スイッチ素子５ｂはオン状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、ダイオード４ｅ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂおよびダイオード４ｅの２つである。他方、制御信号Ｓ１０Ａがローレベルの場合、スイッチ素子５ｂはオフ状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄの２つである。スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄは導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００９２】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。制御信号Ｓ１０Ａがハイレベルの場合、スイッチ素子５ａはオン状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、スイッチ素子５ａ、ダイオード４ｆ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ａおよびダイオード４ｆの２つである。他方、制御信号Ｓ１０Ａがローレベルの場合、スイッチ素子５ａはオフ状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｂの２つである。スイッチ素子５ａがオン状態の期間、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｃは導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。【００９３】
その他の構成および動作は実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同等な効果を実現することができる。さらに実施の形態４の直流電源装置では、実施の形態１から３において用いていた交流極性検出部３１を省略することができ、部品点数の削減によりコスト低減および小型化がさらに可能となる。加えて、交流極性検出部３１に起因する消費電力を削減することができる。【００９４】
なお、スイッチ素子５ａ、５ｂを金属酸化膜半導体（ＭＯＳ：Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタにより構成すれば、逆導通ダイオード４ｅ、４ｆを省略できると同時に、同期整流によりさらに電力損失を低減することができる。また、一つのスイッチ素子とダイオードブリッジを組み合わせて双方向スイッチを構成しても良い。【００９５】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、昇圧チョッパ用スイッチ素子を制御する制御信号のパルス幅を、目標とする直流電圧と検出された直流電圧だけに依存して変化するように構成する。これにより、部品点数削減および制御部の簡素化が可能となり、あわせて高調波電流を低減し、力率を改善することが可能となる。したがって本発明にかかる直流電源装置は、汎用インバータの入力段回路、ならびにエアーコンディショナもしくは冷蔵庫などのコンプレッサーを用いた家電機器の入力段回路の用途に適用できる。【００９６】
以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９７】
本発明は、直流電源装置とそれを備えた空気調和機に利用できる。
【図１】
2008090917.tif 000003
【図２Ａ】
2008090917.tif 000004
【図２Ｂ】
2008090917.tif 000005
【図３Ａ】
2008090917.tif 000006
【図３Ｂ】
2008090917.tif 000007
【図３Ｃ】
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【図４】
2008090917.tif 000009
【図５】
2008090917.tif 000010
【図６】
2008090917.tif 000011
【図７】
2008090917.tif 000012
【図８】
2008090917.tif 000013
【図９】
2008090917.tif 000014
【図１０】
2008090917.tif 000015
【手続補正書】
【提出日】平成21年7月28日(2009.7.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換する際に交流電源に含まれる高調波電流を低減し、力率の改善を図る直流電源装置に関し、さらに詳しくは直流電源装置とそれを備えた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、数ｋＷ出力程度までの直流電源装置の回路方式としては、入力力率の改善と高調波電流の低減のため、１石のトランジスタを用いる高周波スイッチング方式が主に採用されてきた。
【０００３】
そのような１石の高周波スイッチング方式のうち、もっとも基本的な従来の直流電源装置の回路ブロックとしては、図８に示すような構成がある。図８において、主回路は、ブリッジ整流回路２１ｐと、直流リアクトル１８ｐと、スイッチ２２ｐと、逆流防止ダイオード１９ｐと、平滑コンデンサ６ｐと、制御回路２０ｐとの組み合わせから構成されている。制御回路２０ｐは、平滑コンデンサ６ｐ両端の直流電圧を所望の電圧に制御しつつ、電流検出回路１７ｐにより検出した電流が正弦波状となるようスイッチを制御する（例えば、特許文献１の図４参照）。
【０００４】
以下、図９を用いて従来の１石の高周波スイッチング方式直流電源装置の動作について説明する。
【０００５】
図９は、図８において示された制御回路２０ｐを、より詳細な構成要素に分けて示したものである。この直流電源装置では、まず直流電圧検出回路１１ｐは、コンデンサ６ｐの正極電圧から直流電圧を検出する。電圧誤差増幅器１４ｐは、基準電圧設定回路１２ｐから出力される基準電圧と、検出された直流電圧との差を増幅する。電圧誤差増幅器１４ｐの出力は、基準電圧と直流電圧との差電圧を表す。
【０００６】
つぎに全波整流波形検出回路２５ｐは、ブリッジ整流回路２１ｐの正極出力から全波整流波形を検出し出力する。乗算器２６ｐは、この全波整流波形と、電圧誤差増幅器１４ｐの差電圧出力とを乗算する。この乗算結果は、全波整流波形に相似形の形状と、上述した差電圧の大きさの振幅とを有する信号であり、リアクトル１８ｐを流れるリアクトル電流の目標リアクトル電流を表す。
【０００７】
電流誤差増幅器２３ｐは、電流検出回路１７ｐにおいて検出されたリアクトル電流と目標リアクトル電流との差を増幅し、誤差信号を出力する。次いで比較器１５ｐは、電流誤差増幅器２３ｐの誤差信号と、搬送波発振器１３ｐから出力される三角波あるいはのこぎり波とを比較し、ＰＷＭ波形を表すスイッチ駆動信号を出力する。スイッチ２２ｐは、スイッチ駆動信号に基づいてＰＷＭスイッチングを行う。
【０００８】
電流誤差増幅器２３ｐの誤差信号が大きくなるにつれて、スイッチ駆動信号がハイレベルの期間は長くなり、スイッチ２２ｐのオン期間は長くなる。したがって、リアクトル電流が大きくなり、目標リアクトル電流との差を小さくしようとする。すなわち、検出直流電圧は基準電圧に次第に近づき、リアクトル電流の波形は全波整流波形に次第に近づく。このように制御することにより、直流電圧を所望の値に保つことが可能となり、入力交流電流を正弦波状かつ入力交流電圧と同相にすることで入力力率を改善することが可能となる。
【０００９】
この場合、リアクトル電流が通過する半導体素子は、スイッチ２２ｐがオン状態の場合、ブリッジ整流回路２１ｐ内のダイオード２個およびスイッチ２２ｐの合計３個である。同様にスイッチ２２ｐがオフ状態の場合、通過する半導体素子は、ブリッジ整流回路２１ｐ内のダイオード２個および逆流防止ダイオード１９ｐの合計３個である。すなわち図８の構成では、常時３個の半導体素子に、電力損失が生じている。
【００１０】
一方、図１０に示すように、スイッチを２石とし、電流が通過する半導体素子の数を２個とした高周波スイッチング方式直流電源装置も提案されている（例えば、特許文献２の図１参照）。この構成では、交流入力電源の極性に応じて、それぞれのスイッチが半周期ずつ交互に昇圧チョッパ動作をする。これにより電力損失の低減を図りつつ、入力電流を正弦波状とすることによって入力力率の改善を実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平８−３２１４２５号公報
【特許文献２】特開平１−１１７６５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、従来の１石の高周波スイッチング方式直流電源装置においては、リアクトル電流を検出するために、電流検出回路１７ｐが必要であり、乗算器２６ｐおよび電流誤差増幅器２３ｐが必要であった。さらに、従来の直流電源装置は、直流電圧とリアクトル電流波形の両方を同時に制御する構成であるため、電圧誤差増幅器１４ｐの差電圧出力が小さくなると、目標リアクトル電流が小さくなり、リアクトル電流の波形制御に誤差が生じやすい課題があった。その対策として、例えば図９の構成に加えて、直流電圧検出回路１１ｐの出力を目標値と比較し、比較結果がゼロになるように基準電圧設定回路１２ｐの基準電圧を制御する回路が必要であった。
【００１３】
加えて、直流電圧とリアクトル電流波形の両方を制御するため、上述したような回路が必要になるだけでなく、両方を最適に制御する制御回路２０ｐの制御アルゴリズムが複雑になるという課題があった。さらに、上述したように電流が３個の半導体素子を通過することとなり、電力損失が大きいという課題が生じていた。また、スイッチに電力損失が集中するため放熱にも課題があり、直流出力電力の大容量化、すなわち大電力化も困難であった。
【００１４】
また、従来の２石の高周波スイッチング方式直流電源装置では、１石の場合に比較して半導体素子１個分に相当する電力損失が低減できるという効果がある。しかし、制御回路２０Ａｐ（図１０を参照）の基本構成は制御回路２０ｐ（図８を参照）と同様であり、ハードウェアの規模がより大きく、制御アルゴリズムがより複雑であった。
【００１５】
さらに１石の場合（図８および図９を参照）、制御回路２０ｐは、コンデンサ６ｐの正極電圧、ブリッジ整流回路２１ｐの正極出力、および電流検出回路１７ｐの出力を入力し、スイッチ駆動信号をスイッチ素子２２ｐに出力する。これら入力３系統および出力１系統の合計４系統の信号は、スイッチ２２ｐのエミッタ電位を共通の基準電位とすることができる。しかし２石の場合（図１０を参照）、制御回路２０Ａｐは、交流電源１ｐの両端電圧および電流検出回路１７Ａｐの出力のような交流系の信号を入力する。さらに制御回路２０Ａｐは、スイッチ素子５ａｐ、５ｂｐへのスイッチ駆動信号およびコンデンサ６ｐの正極電圧のような直流系の信号を入出力する。この場合、交流系の信号は、直流系の信号に対して絶縁状態で処理されなければならない。電流検出回路１７Ａｐの出力は、交流系に対して絶縁的に検出されるため、直流系の信号と共通の基準電位を設定することが可能であるが、交流電源１ｐの両端電圧は、絶縁変圧器などからなる入力電圧検出構成を必要とする。その結果、さらに制御回路２０Ａｐが複雑化し、コストが高くなるといった課題を有していた。
【００１６】
本発明は、上述した従来の課題を解決するために、まず２石のスイッチ構成とすることによって電力損失を低減し、しかも従来の２石構成の制御回路のハードウェアを簡素化することにより、コスト低減を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述した目的を達成するために、本発明の直流電源装置は、第１および第２ダイオード、および前記第１および第２ダイオードに並列に、かつ逆導通方向に、それぞれ接続される第１および第２スイッチ部を含み、交流電源からの交流を整流し、整流電圧を生成する整流部と、１個のリアクトルを含み、前記交流電源と前記整流部の第１および第２交流入力端との間に挿入されるリアクトル部と、前記整流部の正極および負極整流出力端に接続され、整流電圧を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧を生成する平滑部と、直流電圧の目標値を表す目標直流電圧を設定する目標直流電圧設定部と、目標直流電圧と直流電圧との差電圧に応じて変化するパルス幅と、交流の基本周期よりも短いパルス周期とを有するパルス信号を含む制御信号を生成する制御部とを有し、前記第１および第２スイッチ部は、制御信号に基づいてスイッチングすることにより、前記リアクトル部に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し、昇圧チョッパ動作を行うことを特徴としている。
【００１８】
さらに、本発明の空気調和機は、上述した直流電源装置を含むことを特徴としている。
【００１９】
さらに、本発明の直流電源装置とそれを備えた空気調和機を、別の角度から見た場合について説明する。
【００２０】
本発明の直流電源装置は、４個のダイオードから構成される整流部と、前記４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記整流部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、前記整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、前記フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。
【００２１】
さらに、本発明の直流電源装置は、４個のダイオードから構成される整流部と、前記４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記４個のダイオードの直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、前記整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、前記フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、前記フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、前記フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記遅延部の出力、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。
【００２２】
さらに、本発明の直流電源装置は、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、前記２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、前記２個のフォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。
【００２３】
さらに、本発明の直流電源装置は、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、前記２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、前記倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、前記フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、前記フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、前記フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所望の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、前記フォトカプラの出力信号、前記遅延部の出力、前記搬送波、前記所定の目標直流電圧、および前記直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、前記スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えている。
【００２４】
さらに、本発明の直流電源装置は、４個のダイオードから構成されるブリッジ整流回路部と、前記ブリッジ整流回路部の入力側に直列接続されるリアクトルと、前記ブリッジ整流回路部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出手段部と、搬送波を出力する搬送波発振器部と、所定の基準目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定手段部と、２個のスイッチング素子を逆方向に直列接続し、前記２個のスイッチング素子のそれぞれに逆導通ダイオードを並列接続して構成された双方向スイッチと、前記スイッチング素子の駆動制御信号を出力するスイッチ制御駆動手段部とを備え、前記双方向スイッチは、前記ブリッジ整流回路部の交流入力端間に接続されている。
【発明の効果】
【００２５】
本発明の直流電源装置とそれを備えた空気調和機は、簡単な制御部の構成で２石の高周波スイッチング方式直流電源装置を構成することが可能となり、入力力率改善と高調波電流低減を低電力損失で実現するとともに制御部の小型化と低コスト化を可能としている。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】図１は本発明の実施の形態１による直流電源装置のブロック図である。
【図２Ａ】図２Ａは本発明の実施の形態１におけるスイッチ制御部のブロック図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは本発明の実施の形態４におけるスイッチ制御部のブロック図である。
【図３Ａ】図３Ａは本発明の実施の形態１による直流電源装置の各部の波形図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは本発明の実施の形態１による直流電源装置の各部波形を拡大した波形図である。
【図３Ｃ】図３Ｃは本発明の実施の形態１による直流電源装置の各部の信号状態を示す説明図である。
【図４】図４は本発明の実施の形態２による直流電源装置のブロック図である。
【図５】図５は本発明の実施の形態３による直流電源装置のブロック図である。
【図６】図６は本発明の実施の形態３による直流電源装置ブロック図である。
【図７】図７は本発明の実施の形態４による直流電源装置のブロック図である。
【図８】図８は従来の直流電源装置のブロック図である。
【図９】図９は従来の直流電源装置における制御回路のブロック図である。
【図１０】図１０は従来の別の直流電源装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
第１の観点によれば、４個のダイオードから構成される整流部と、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、整流部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号、搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。
【００２８】
これにより、電力損失を押さえつつ、入力力率の改善と高調波電流の低減が可能となる。さらに、リアクトル電流を検出するための電流検出部を含まず、スイッチ制御部に乗算部を含まない。加えて、入力電圧の検出を２個のフォトカプラによって行っているため交流極性検出部を簡素化でき、部品点数削減による小型化とコストダウンが可能となる。
【００２９】
第２の観点によれば、４個のダイオードから構成される整流部と、４個のダイオードのうちの直列接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、４個のダイオードの直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、整流部への入力電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号、遅延部の出力、搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。
【００３０】
これにより、電力損失を押さえつつ、入力力率の改善と高調波電流の低減、低コスト化などの効果を得ることが可能となる。
【００３１】
第３の観点によれば、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力する２個のフォトカプラと、２個のフォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号と搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。
【００３２】
これにより、第１の観点の効果に加えて直流電圧の昇圧が容易となり、ダイオードの電力損失の低減と電力の交流電源側回生が可能となる。
【００３３】
第４の観点によれば、２個のダイオードおよび２個のコンデンサから構成される倍電圧整流部と、２個のダイオードにそれぞれ並列接続される２個のスイッチ素子と、倍電圧整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、倍電圧整流部の出力電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラと、フォトカプラからの信号を遅延する遅延部と、フォトカプラに並列または直列に接続される保護用ダイオードと、フォトカプラに流れる電流を制限する抵抗と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所望の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、フォトカプラの出力信号、遅延部の出力、搬送波、所定の目標直流電圧、および直流電圧検出部により検出される直流電圧に応じて、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備えたものである。
【００３４】
これにより、電力損失を押さえつつ、入力力率の改善と高調波電流の低減、低コスト化などの効果を得ることが可能となる。
【００３５】
第５の観点によれば、第１または第２の観点において、２個のスイッチ素子が、平滑用コンデンサの負極側に接続される２個のダイオードにそれぞれ並列接続されたものである。これにより、２個のスイッチ素子の制御信号を制御部と共通の接地電位を基準に扱うことが可能となり、スイッチ制御部が簡素化でき、低コスト化が可能となる。
【００３６】
第６の観点によれば、第５の観点において、整流部が、２つの入力端子に、それぞれリアクトルを直列接続したものである。これにより、交流電源側へのコモンモード電位変動の伝達を軽減することが可能となり、ノイズ対策部品の削減が可能となる。
【００３７】
第７の観点によれば、４個のダイオードから構成される整流部と、整流部の入力側に直列接続されるリアクトルと、整流部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出部と、搬送波を出力する搬送波発振部と、所定の目標直流電圧を出力する目標直流電圧設定部と、２個のスイッチ素子を逆方向に直列接続し、２個のスイッチ素子のそれぞれに逆導通ダイオードを並列接続して構成された双方向スイッチと、スイッチ素子の制御信号を出力するスイッチ制御部とを備え、双方向スイッチが、整流部の交流入力端間に接続されたものである。これにより第１から第４の観点と同様に電力損失の低減が図れると同時に、交流電源の電圧の極性に応じた信号を出力するフォトカプラとフォトカプラに流れる電流を制限する抵抗を削減することができ、さらに簡単な構成とすることができる。
【００３８】
第８の観点によれば、第１から第７のいずれか１つの観点において、スイッチ制御部は、２個のスイッチ素子の最大オン時間を制限するものである。これにより、重負荷時の電流波形のひずみを抑制するとともにスイッチに流れる過電流を防止することが可能となる。
【００３９】
第９の観点によれば、第８の観点において、スイッチ制御部は、入力電圧の位相に応じて、２個のスイッチ素子における最大オン時間の制限を変更するものであり、入力電圧が高い位相において最大オン時間を小さく設定するものである。これにより、リアクトルに流れる最大電流を制限することが可能となり、リアクトルの小型化が可能となる。
【００４０】
第１０の観点によれば、第１から９のいずれか１つの観点において、スイッチ制御部は、負荷が大きくなるに従って目標とする直流電圧を高くすることにより、入力電流の正弦波制御可能範囲を高めたものである。これにより、入力電流を正弦波状に制御する範囲の拡大が可能となり、装置の高性能化を図ることができる。
【００４１】
以下、本発明を実施するための最良の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。ハイおよびローにより表される論理レベルについても、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、例示された論理レベルが異なる組み合わせで、同等な結果を得ることも可能である。さらに、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。また、以下の実施の形態は、ハードウェアおよび／またはソフトウェアを用いて構成されるが、ハードウェアを用いる構成は、ソフトウェアを用いても構成可能であり、ソフトウェアを用いる構成は、ハードウェアを用いても構成可能である。
【００４２】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１における直流電源装置のブロック図である。
【００４３】
図１において、直流電源装置は、交流電源１と、フィルタコンデンサ３と、リアクトル２と、スイッチ素子５ａ、５ｂと、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと、平滑コンデンサ６と、負荷７と、制御部３０と、目標直流電圧設定部１２とを含む。制御部３０は、交流極性検出部３１、搬送波発振部１３、直流電圧検出部１１、およびスイッチ制御部１０を含む。交流極性検出部３１は、フォトカプラ８ａ、８ｂおよび電流制限用抵抗９を含む。リアクトル２は、リアクトル部に含まれる。スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、整流部に含まれる。平滑コンデンサ６は、平滑部に含まれる。平滑部はコンデンサだけでなく、インダクタ等、その他の素子を含むことが可能である。
【００４４】
各スイッチ素子５ａ、５ｂは、例えばバイポーラトランジスタ、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ：Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ、または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチ素子により構成される。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、１個のスイッチ素子により構成されてもよいし、複数個のスイッチ素子の組み合わせにより構成されてもよい。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、その意味で、スイッチ部とも呼ばれる。
【００４５】
交流電源１は、電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に、交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成する。電源端子Ｕの電位が電源端子Ｖの電位よりも高い場合、交流電圧Ｓ１Ｖは正電圧を表し、他方、電源端子Ｕの電位が電源端子Ｖの電位よりも低い場合、交流電圧Ｓ１Ｖは負電圧を表す。フィルタコンデンサ３は、交流電源１に並列に接続される。リアクトル２は、一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように、交流電源１に直列に接続される。リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され、電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続される。フィルタコンデンサ３およびリアクトル２は、交流電源１に並列に接続される別の装置からの高調波電流により、交流電圧Ｓ１Ｖの高調波歪みが増加することを抑制する。さらにフィルタコンデンサ３およびリアクトル２は、実施の形態１の直流電源装置が発生する高周波歪みにより、交流電流Ｓ１Ｃの高周波歪み、すなわち直流電源装置の高調波電流が増加することを抑制する。リアクトル２にはリアクトル電流Ｓ２Ｃが流れ、交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２には交流電圧Ｓ２Ｖが現れる。交流電源１の内部インピーダンスは通常十分低いため、交流電圧Ｓ２Ｖは、位相を除いて交流電圧Ｓ１Ｖに大略等しい。リアクトル部は、交流電源１と交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２との間に挿入される。
【００４６】
整流部において、ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され、ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続される。ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続される。スイッチ素子５ａは、ダイオード４ａに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続され、スイッチ素子５ｂは、ダイオード４ｂに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続される。整流部は、交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成する。平滑コンデンサ６は、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に並列に接続され、整流電圧Ｓ４を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成する。実施の形態１では、整流電圧Ｓ４および直流電圧Ｓ６は互いに等しい。負荷７は平滑コンデンサ６に並列に接続され、直流電圧Ｓ６が印加される。
【００４７】
図２Ａは、実施の形態１におけるスイッチ制御部１０の回路構成を示すブロック図である。図３Ａは、実施の形態１における直流電源装置の各部の信号波形を示す波形図であり、図３Ｂは、図３Ａの部分的な拡大図である。図３Ｃは、実施の形態１による直流電源装置の各部の信号状態を示す説明図である。以下、図１、図２Ａ、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃを用いて、実施の形態１における直流電源装置の動作について、制御部３０を中心に説明する。
【００４８】
交流極性検出部３１において、フォトカプラ８ａのカソードおよびフォトカプラ８ｂのアノードは、抵抗９を介して電源端子Ｕに接続され、フォトカプラ８ａのアノードおよびフォトカプラ８ｂのカソードは、電源端子Ｖに接続される。交流極性検出部３１は、フォトカプラ８ａ、８ｂを用いて交流電圧Ｓ１Ｖの極性を検出し、フォトカプラ８ａ、８ｂの出力論理状態を表す交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂをそれぞれ生成する。
【００４９】
交流周期は、交流電圧Ｓ１Ｖの基本周期であり、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの逆数である。交流半周期は、交流周期の半分である。交流周期内において、交流電圧Ｓ１Ｖが正電圧となる期間を交流正期間ＴＡＰと呼び、交流電圧Ｓ１Ｖが負電圧となる期間を交流負期間ＴＡＮと呼ぶ（図３Ａを参照）。交流正期間ＴＡＰでは、フォトカプラ８ｂはオンされるため交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり、フォトカプラ８ａはオフされるため交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなる。他方、交流負期間ＴＡＮでは、フォトカプラ８ａはオンされるため交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり、フォトカプラ８ｂはオフされるため交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなる。交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂがローレベルとなる期間、すなわちロー期間は、フォトカプラのオン電圧がゼロではないため交流半周期よりも短くなる。他方、ハイレベルとなる期間、すなわちハイ期間は、交流半周期よりも長くなる。
【００５０】
後述するようにスイッチ素子５ａ、５ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、スイッチング動作が可能な状態を表すスイッチング可能状態ＳＴ１となる。他方、スイッチ素子５ａ、５ｂは、交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのハイ期間において、スイッチングが停止する状態を表すスイッチング停止状態ＳＴ２となる。例えば、フォトカプラ８ｂを省略する場合、交流極性検出部３１の出力は交流極性信号Ｓ８ａだけになり、各スイッチ素子５ａ、５ｂがスイッチング可能状態ＳＴ１となる期間は、互いに異なることになる。このように、２個のフォトカプラ８ａ、８ｂを用いることにより、各スイッチ素子５ａ、５ｂのスイッチング可能状態ＳＴ１の期間を大略等しくすることができる。これにより、交流電流Ｓ１Ｃが正負対称になり、交流電流Ｓ１Ｃに発生する偶数次歪みを低減することができる。さらに、スイッチング可能状態ＳＴ１の期間は互いに時間的に重複しないため、各スイッチ素子５ａ、５ｂが同時にオンすることを回避し、短絡電流の発生を防止することができる。なお、制御部３０では、交流電圧Ｓ１Ｖの波形全部ではなく極性だけを用いるため、フォトカプラ８ａ、８ｂのような簡易な絶縁的検出構成が利用可能となる。
【００５１】
直流電圧検出部１１は、直流電圧Ｓ６を検出し、直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する。直流電圧検出部１１は、例えば高インピーダンス入力／低インピーダンス出力型のバッファ回路である。目標直流電圧設定部１２は、直流電圧Ｓ６の目標値となる目標直流電圧を設定し、目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する。搬送波発振部１３は、交流周期よりも短い周期ＴＰＷＭを有する搬送波信号Ｓ１３を生成する。搬送波周期ＴＰＷＭは、例えば交流周期の１／４００以下に設定される。搬送波信号Ｓ１３は、例えば三角波またはのこぎり波などの波形による繰り返し信号である。スイッチ制御部１０は、直流電圧信号Ｓ１１、目標直流電圧信号Ｓ１２、搬送波信号Ｓ１３、および交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂに基づいて、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを生成する。
【００５２】
図２Ａにおいて、スイッチ制御部１０は、差電圧検出部１４、比較部１５、ＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂを含む。差電圧検出部１４は、目標直流電圧信号Ｓ１２および直流電圧信号Ｓ１１に基づいて、目標直流電圧から直流電圧Ｓ６を差し引いた差電圧を検出し、差電圧信号Ｓ１４を生成する。比較部１５は、搬送波信号Ｓ１３と差電圧信号Ｓ１４を比較し、比較結果信号Ｓ１５を生成する。比較結果信号Ｓ１５は、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４以上の場合、ハイレベルとなり、他方、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４未満の場合、ローレベルとなる。ＮＯＲゲート部１６ａは、交流極性信号Ｓ８ａと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ａを生成し、ＮＯＲゲート部１６ｂは、交流極性信号Ｓ８ｂと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ｂを生成する。
【００５３】
図３Ａ、図３Ｂ、および図３Ｃに示すように、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのハイ期間において、比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなる。他方、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４以上の場合、ローレベルとなり、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４未満の場合、ハイレベルとなる。すなわち、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と、搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となる。制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号である。
【００５４】
直流電圧Ｓ６（すなわち直流電圧信号Ｓ１１）が目標直流電圧（すなわち目標直流電圧信号Ｓ１２）よりも低い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は長くなりロー期間は短くなるため、パルス幅は長くなる。他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は短くなりロー期間は長くなるため、パルス幅は短くなる。直流電圧Ｓ６の変化速度は代表的には十分小さいため、図３Ａに示すような交流周期内では、差電圧信号Ｓ１４は大略一定である。したがって、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅は、交流周期内において大略一定である。
【００５５】
スイッチ素子５ａ、５ｂは、上述した制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいて、それぞれスイッチングする。すなわち、スイッチ素子５ａ、５ｂは、交流周期ごとにスイッチング可能状態ＳＴ１およびスイッチング停止状態ＳＴ２の両状態をそれぞれ呈し、スイッチング可能状態にＳＴ１おいてスイッチングする。スイッチ素子５ａ、５ｂは、いずれか一方がスイッチング可能状態ＳＴ１の場合、他方がスイッチング停止状態ＳＴ２となる。実施の形態１では、スイッチング可能状態ＳＴ１の期間は、スイッチング停止状態ＳＴ２の期間よりも短い。スイッチ素子５ａ、５ｂは、スイッチング可能状態ＳＴ１において、それぞれ制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂがハイレベルの場合、オン状態となり、ローレベルの場合、オフ状態となる。直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも低い場合、オン状態の期間は長くなり、他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、オン状態の期間は短くなる。
【００５６】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。スイッチ素子５ｂがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による経路に沿って大略流れる。この経路を、蓄積経路と呼ぶ。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂおよびダイオード４ｄの２つである。他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による経路に沿って大略流れる。この経路を、放出経路と呼ぶ。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄの２つである。
【００５７】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。スイッチ素子５ａがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、スイッチ素子５ａ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびスイッチ素子５ａの２つである。他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｂの２つである。
【００５８】
リアクトル２、整流部、および平滑コンデンサ６は、昇圧チョッパ回路を構成する。交流正期間ＴＡＰの場合、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖに基づいて次第に増加しながら蓄積経路内を流れ、リアクトル２内に電磁エネルギーを次第に蓄積する。つぎにスイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖとリアクトル２の両端電圧との和に基づいて次第に減少しながら放出経路内を流れ、リアクトル２の電磁エネルギーを次第に放出し、平滑コンデンサ６内に順方向に充電する。ダイオード４ａは、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００５９】
交流負期間ＴＡＮの場合も同様に、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖに基づいて次第に増加しながら蓄積経路内を流れ、リアクトル２内に電磁エネルギーを次第に蓄積する。つぎにスイッチ素子５ａがオフ状態の期間、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、交流電圧Ｓ１Ｖとリアクトル２の両端電圧との和に基づいて次第に減少しながら放出経路内を流れ、リアクトル２の電磁エネルギーを次第に放出し、平滑コンデンサ６内に順方向に充電する。ダイオード４ｃは、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００６０】
このように、スイッチ素子５ａ、５ｂは、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいてそれぞれスイッチングすることにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの蓄積経路および放出経路を交互に変更し、整流動作と同時に昇圧チョッパ動作を行う。これにより、実施の形態１の直流電源装置は、交流電圧Ｓ１Ｖを整流および平滑化すると同時に昇圧し、直流電圧Ｓ６を生成する。
【００６１】
図３Ｂに示すように、リアクトル電流Ｓ２Ｃが次第に増加し、リアクトル２内に電磁エネルギーが次第に蓄積される状態を、蓄積状態ＳＴ３と呼ぶ。また、リアクトル電流Ｓ２Ｃが次第に減少し、電磁エネルギーが次第に放出される状態を放出状態ＳＴ４と呼ぶ。放出状態ＳＴ４の後、次の蓄積状態ＳＴ３が開始されるまでの、リアクトル電流Ｓ２Ｃおよび電磁エネルギーが大略ゼロになる状態を、不活性状態ＳＴ５と呼ぶ。リアクトル電流Ｓ２Ｃは、スイッチング可能状態ＳＴ１において、パルス周期ＴＰＷＭごとに、蓄積状態ＳＴ３、放出状態ＳＴ４、および不活性状態ＳＴ５の３つの状態を、この順序で呈する。
【００６２】
なお、図３Ａおよび図３Ｂでは図示用に、リアクトル電流Ｓ２Ｃが蓄積状態ＳＴ３および放出状態ＳＴ４において直線的に変化するように描かれている。しかし当然のことながら、実際にはリアクトル電流Ｓ２Ｃは、蓄積経路および放出経路における、リアクトル２のインダクタンスおよび抵抗、ならびに能動素子の導通方向の抵抗などに基づいて、最初は急峻にかつ時間が経つにつれてなだらかになるように、指数関数的に変化する。
【００６３】
交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値をＶ、リアクトル２のインダクタンスをＬ、リアクトル電流Ｓ２Ｃの瞬時値をｉ、および時間の経過をｔとすると、蓄積状態ＳＴ３においてリアクトル２に印加される電圧は大略Ｖに等しいから、式１が成り立つ。すなわち、蓄積状態ＳＴ３においてリアクトル電流Ｓ２Ｃの時間的変化の傾きｄｉ／ｄｔは、交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値Ｖに比例する。
Ｖ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ                                              （１）
蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔにおいて、リアクトル電流Ｓ２Ｃが変化値Ｄｉだけ直線的に変化する場合（図３Ｂを参照）、リアクトル電流Ｓ２Ｃの変化値Ｄｉは、式２のように交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値Ｖに比例する。
Ｄｉ＝Ｖ・Ｄｔ／Ｌ                                              （２）
変化値Ｄｉは、交流正期間ＴＡＰでは増分値を表し、交流負期間ＴＡＮでは減分値を表す。
【００６４】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃが大略ゼロになる期間、すなわち不活性状態ＳＴ５の期間は必ず存在すると仮定する。この場合、続いて現れるいかなる期間Ｄｔにおいても、リアクトル電流Ｓ２Ｃは変化値Ｄｉを蓄積しない。すなわち、変化値Ｄｉは、いかなる期間Ｄｔにおいてもリアクトル電流Ｓ２Ｃが０（Ａ）からＤｉ（Ａ）まで変化する変化値を表す。それゆえに変化値Ｄｉは、リアクトル電流Ｓ２Ｃの振幅がパルス周期ＴＰＷＭごとに最大となるときのリアクトル電流Ｓ２Ｃの値、すなわち包絡線Ｓ２Ｃｅｎ（図３Ａを参照）の値に等しい。蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔは各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅に等しく、このパルス幅は上述したように交流周期内において大略一定であるため、蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔも交流周期内において大略一定である。したがって、リアクトル電流Ｓ２Ｃの包絡線Ｓ２Ｃｅｎは、交流周期内において、大略、交流電圧Ｓ１Ｖの瞬時値Ｖに比例し、交流電圧Ｓ１Ｖの波形と大略相似形になる。
【００６５】
上述したように、直流電圧Ｓ６（すなわち直流電圧信号Ｓ１１）が目標直流電圧（すなわち目標直流電圧信号Ｓ１２）よりも低い場合、各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン状態の期間は長くなる。この場合、蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔが長くなり、リアクトル電流Ｓ２Ｃの傾きＤｉ／Ｄｔは維持されるので、式２によりリアクトル電流Ｓ２Ｃの最大値Ｄｉが大きくなる。すなわち、リアクトル電流Ｓ２Ｃは正弦波波形を維持したまま、その振幅が大きくなる。その結果、平滑コンデンサ６に充電される電流が増大し、直流電圧Ｓ６は上昇する。他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン状態の期間は短くなる。この場合、蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔが短くなり、リアクトル電流Ｓ２Ｃの傾きＤｉ／Ｄｔは維持されるので、式２によりリアクトル電流Ｓ２Ｃの最大値Ｄｉが小さくなる。すなわち、リアクトル電流Ｓ２Ｃは正弦波波形を維持したまま、その振幅が小さくなる。その結果、平滑コンデンサ６に充電される電流が減少し、直流電圧Ｓ６は下降する。このように、実施の形態１の直流電源装置は、直流電圧Ｓ６を目標直流電圧に追従させるように動作する。
【００６６】
上述した説明は、不活性状態ＳＴ５の期間がゼロにならないことを前提としている。蓄積状態ＳＴ３および放出状態ＳＴ４の各期間の和がパルス周期を越える場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃがゼロになる前に蓄積状態ＳＴ３が始まるため、リアクトル電流Ｓ２Ｃの包絡線Ｓ２Ｃｅｎは、時間が経過するにつれて絶対値が高くなる。このような状態を回避するため、制御部３０は、パルス周期内において各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅を所定期間内に制限する。具体的には、例えば図２Ａにおいて、比較部１５とＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂとの間にパルス幅制限部を設け、パルス幅制限部は、比較結果信号Ｓ１５のパルス幅が所定期間を越えると、所定期間に設定する。放出状態ＳＴ４の期間は、リアクトル電流Ｓ２Ｃの通過経路の構成により決定されるため、パルス幅に等しい蓄積状態ＳＴ３の期間Ｄｔを所定期間内に制限すれば、不活性状態ＳＴ５の期間がゼロにならないようにすることができる。
【００６７】
さらに上述したように、フィルタコンデンサ３はリアクトル電流の高周波成分を除去するため、入力電流の高調波は十分低くなる。さらに、リアクトル電流の位相は交流電圧Ｓ１Ｖの位相に一致するため、直流電源装置の入力力率が向上する。
【００６８】
以上のように、実施の形態１の直流電源装置では、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形が、正弦波状の交流電圧Ｓ１Ｖの波形に大略一致するように動作する。これにより、直流電源装置から交流電源１側へ出力される高調波電流は、高調波電流の規制値未満に十分に抑制することができる。また、リアクトル電流Ｓ２Ｃの位相が、交流電圧Ｓ１Ｖの位相に大略一致するため、入力力率を向上させることが可能となる。さらに、昇圧チョッパ機能により、直流電圧Ｓ６を昇圧することができる。加えて、リアクトル電流Ｓ２Ｃが通過する能動素子を２個に制限し、電力損失を低減するので、放熱構成を容易にし、直流出力電力の大容量化、すなわち大電力化が可能となる。
【００６９】
さらに、実施の形態１の直流電源装置では、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅を、目標直流電圧と直流電圧とＳ６の差電圧だけによって直接に設定し、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形は交流電圧Ｓ１Ｖの波形に自動的に追従させている。これにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形、およびリアクトル電流Ｓ２Ｃの目標波形としての交流電圧Ｓ１Ｖ（もしくは全波整流電圧）の波形、を検出する構成を省略することができる。したがって、リアクトル電流Ｓ２Ｃおよび交流電圧Ｓ１Ｖを直流電圧Ｓ６に対して電位的に関係づけるために必要な絶縁的検出構成は、不要となる。また、上述した差電圧および目標波形としての交流電圧Ｓ１Ｖの両電圧から、リアクトル電流Ｓ２Ｃの目標波形を算出する乗算器、ならびに算出された目標波形および検出されたリアクトル電流Ｓ２Ｃから、両者の誤差を求める電流誤差増幅器も、不要となる。このように部品点数が削減されるため、実施の形態１の直流電源装置では、コストを低減し小型化することが可能となる。
【００７０】
さらに、制御部３０にパルス幅制限部を設け、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅を所定期間内に制限することにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの波形を交流電圧Ｓ１Ｖの波形に確実に追従させることが可能となる。
【００７１】
なお、実施の形態１においては、フォトカプラを２個使用したが、上述のように交流電圧Ｓ１Ｖの極性を検出する目的のためだけであれば、１個でも可能である。このため、マイクロコンピュータなどを用いる場合、正負のフォトカプラ出力電圧が対称になるように、設定値を適切に選定した遅延回路を設けることにより、フォトカプラ１個でも同様の効果を得ることも可能となる。この場合は、フォトカプラへの逆バイアスを防止するために、フォトカプラに並列あるいは直列に保護用ダイオードを接続する。
【００７２】
なお、実施の形態１では、各スイッチ素子５ａ、５ｂがオフ状態からオン状態になるまでの間に、毎回リアクトル電流Ｓ２Ｃがゼロになる不活性状態ＳＴ５が存在する場合においてのみ、入力交流電流Ｓ１Ｃの正弦波化が可能となる。このため、上述したようにパルス幅を制限し不活性状態ＳＴ５の期間がゼロとならないようにすることにより、過電流等の防止が可能となる。パルス幅の上限をさらに短くすることによりリアクトル電流Ｓ２Ｃのピーク値を抑えることもでき、この場合はリアクトル２の小型化も可能となる。
【００７３】
リアクトル２の小型化を一層進めるために、交流電圧Ｓ１Ｖの位相に応じてパルス幅上限を変更し、リアクトル電流Ｓ２Ｃのピーク値を抑制し、かつ直流電力の供給能力を高めることも可能となる。具体的には、入力交流電圧Ｓ１Ｖのピーク付近でパルス幅の上限を小さく設定し、他の位相においてパルス幅上限を大きくする。これにより、力率をほとんど低下させることなく、入力交流電流Ｓ１Ｃの実効値を上げることができるため、直流電力の供給能力を高めることが可能となる。
【００７４】
なお、不活性状態ＳＴ５の期間を広げるために、負荷７に応じて目標直流電圧を変更してもよい。直流電圧Ｓ６が低い場合、放出状態ＳＴ４の期間が長くかかり、入力交流電流Ｓ１Ｃの正弦波制御が可能な蓄積状態ＳＴ３の動作範囲が狭くなる。そこで、負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成し、放出状態ＳＴ４においてリアクトル電流Ｓ２Ｃが減少する電流変化率を大きくする。これにより、各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン期間を広げることが可能となり、動作範囲の拡大を図ることが可能となる。
【００７５】
なお、実施の形態１においては、２個のスイッチ素子５ａ、５ｂが大略交流半周期ごとに停止するスイッチング停止状態ＳＴ２を設けるように構成した。しかし、常時スイッチング可能状態ＳＴ１にし、スイッチ素子５ａ、５ｂが交互にオンするように構成してもよい。このようにすることによって、正極側に接続されるスイッチ素子５ａのドライブ用電源として、もっともよく用いられるブートストラップ回路の簡素化が可能となり、コスト低減に効果がある。さらに、各スイッチ素子５ａ、５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより、同期整流を用いてさらなる電力損失の低減も図ることができる。
【００７６】
（実施の形態２）
実施の形態２では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００７７】
図４は、本発明の実施の形態２における直流電源装置のブロック図である。図４では、図１において平滑コンデンサ６を取り除き、ダイオード４ｃ、４ｄの代わりに平滑コンデンサ６ａ、６ｂをそれぞれ接続している。
【００７８】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。スイッチ素子５ｂがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、平滑コンデンサ６ｂ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂの１つである。他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６ａ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａの１つである。ダイオード４ａは、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００７９】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。スイッチ素子５ａがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、平滑コンデンサ６ａ、正極整流出力端ＰＲ１、スイッチ素子５ａ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ａの１つである。他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、平滑コンデンサ６ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｂの１つである。ダイオード４ｂは、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００８０】
その他の構成および動作は実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同等な効果を実現することができる。さらに、実施の形態２の直流電源装置では、実施の形態１の全波整流型に対して倍電圧整流型の構成となっている。直流電圧Ｓ６は交流電源電圧Ｓ１Ｖのピーク値の２倍以上に制御されるため、実施の形態２の直流電源装置は高電圧直流出力が必要な用途に適している。
【００８１】
また、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも上昇した場合、実施の形態１では、整流部が４つのダイオードによるブリッジ構成であったため、交流電源１側に電力を回生することができなかった。しかし、実施の形態２においては電力回生が可能となるため、負荷７としてモータなどへの適用が有効になる。
【００８２】
（実施の形態３）
実施の形態３では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００８３】
図５は、本発明の実施の形態３における直流電源装置のブロック図である。図５では、図１においてダイオード４ａに並列接続されているスイッチ素子５ａを取り除き、代わりにダイオード４ｄにスイッチ素子５ａを並列接続している。
【００８４】
ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。スイッチ素子５ｂがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂおよびダイオード４ｄの２つである。他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄの２つである。ダイオード４ａは、スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００８５】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。スイッチ素子５ａがオン状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、スイッチ素子５ａ、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ａおよびダイオード４ｂの２つである。他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の場合、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｂの２つである。ダイオード４ｃは、スイッチ素子５ａがオン状態の期間、昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００８６】
その他の構成および動作は実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同等な効果を実現することができる。さらに、実施の形態３の直流電源装置では、スイッチ素子５ａを制御する制御部１０として、高耐圧のＮＯＲゲート部１６ａを用いたり、ＮＯＲゲート部１６ａ用の絶縁電源を用意したりする必要がなくなる。このように低電圧回路のみで制御部を構成することが可能となり、さらに低コスト化し、信頼性が高く長寿命の直流電源装置を提供することが可能となる。
【００８７】
なお、図６に示すようにリアクトル２を２分割し、リアクトル２ａ、２ｂとして交流電源１と交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２との間にそれぞれ接続してもよい。これにより、交流電源に対するコモンモード電圧の変動を抑制することが可能となり、ノイズ対策にかかわる部品の削減により、さらなる低コスト化および小型化が可能となる。リアクトル部は、リアクトル２ａ、２ｂを含み、交流電源１と交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２との間に挿入される。
【００８８】
（実施の形態４）
実施の形態４では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００８９】
図７は、本発明の実施の形態４における直流電源装置のブロック図である。図７では、図１においてダイオード４ａ、４ｂにそれぞれ並列接続されているスイッチ素子５ａ、５ｂを取り除き、代わりに交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２間にダイオード４ｆ、４ｅを接続し、スイッチ素子５ｂ、５ａをダイオード４ｆ、４ｅにそれぞれ並列接続している。さらに図７では、図１において交流極性検出部３１を取り除き、スイッチ制御部１０の代わりに、交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂを入力しない構成のスイッチ制御部１０Ａを接続している。スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆは、整流部に含まれる。
【００９０】
具体的には、ダイオード４ｆ、４ｅは、交流入力端ＰＡ１から交流入力端ＰＡ２へ、ダイオード４ｆおよびダイオード４ｅの順序にしたがって、導通方向がそれぞれ交流入力端ＰＡ１および交流入力端ＰＡ２側になるように、互いに直列に接続される。スイッチ素子５ｂは、ダイオード４ｆに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続され、スイッチ素子５ａは、ダイオード４ｅに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続される。スイッチ制御部１０Ａは、図２Ｂに示すように、図２Ａのスイッチ制御部１０においてＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂの代わりにＮＯＴゲート部１６を接続し、２系統の制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂの代わりに１系統の制御信号Ｓ１０Ａ（図３Ａを参照）を生成する。
【００９１】
スイッチ素子５ｂ、５ａは、制御信号Ｓ１０Ａに基づいてスイッチングする。ここで、リアクトル電流Ｓ２Ｃの流れる経路を説明する。説明のため、負荷７のインピーダンスは十分に高く設定され、負荷７に流れる電流は無視されるが、インピーダンスが低い場合も同様に説明可能である。まず、交流正期間ＴＡＰでは、スイッチ素子５ａは常にオフ状態である。制御信号Ｓ１０Ａがハイレベルの場合、スイッチ素子５ｂはオン状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、スイッチ素子５ｂ、ダイオード４ｅ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ｂおよびダイオード４ｅの２つである。他方、制御信号Ｓ１０Ａがローレベルの場合、スイッチ素子５ｂはオフ状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流入力端ＰＡ１、ダイオード４ａ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｄ、交流入力端ＰＡ２、および交流電源１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄの２つである。スイッチ素子５ｂがオン状態の期間、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ｂがオフ状態の期間、ダイオード４ａおよびダイオード４ｄは導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００９２】
つぎに、交流負期間ＴＡＮでは、スイッチ素子５ｂは常にオフ状態である。制御信号Ｓ１０Ａがハイレベルの場合、スイッチ素子５ａはオン状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、スイッチ素子５ａ、ダイオード４ｆ、および交流入力端ＰＡ１の順序による蓄積経路に沿って大略流れる。蓄積経路内の能動素子は、スイッチ素子５ａおよびダイオード４ｆの２つである。他方、制御信号Ｓ１０Ａがローレベルの場合、スイッチ素子５ａはオフ状態となり、リアクトル電流Ｓ２Ｃは、リアクトル２、交流電源１、交流入力端ＰＡ２、ダイオード４ｃ、正極整流出力端ＰＲ１、平滑コンデンサ６、負極整流出力端ＰＲ２、ダイオード４ｂ、および交流入力端ＰＡ１の順序による放出経路に沿って大略流れる。放出経路内の能動素子は、ダイオード４ｃおよびダイオード４ｂの２つである。スイッチ素子５ａがオン状態の期間、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは昇圧チョッパ動作における逆流を防止し、他方、スイッチ素子５ａがオフ状態の期間、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｃは導通方向にリアクトル電流Ｓ２Ｃを流す。
【００９３】
その他の構成および動作は実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同等な効果を実現することができる。さらに実施の形態４の直流電源装置では、実施の形態１から３において用いていた交流極性検出部３１を省略することができ、部品点数の削減によりコスト低減および小型化がさらに可能となる。加えて、交流極性検出部３１に起因する消費電力を削減することができる。
【００９４】
なお、スイッチ素子５ａ、５ｂを金属酸化膜半導体（ＭＯＳ：Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタにより構成すれば、逆導通ダイオード４ｅ、４ｆを省略できると同時に、同期整流によりさらに電力損失を低減することができる。また、一つのスイッチ素子とダイオードブリッジを組み合わせて双方向スイッチを構成しても良い。
【００９５】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、昇圧チョッパ用スイッチ素子を制御する制御信号のパルス幅を、目標とする直流電圧と検出された直流電圧だけに依存して変化するように構成する。これにより、部品点数削減および制御部の簡素化が可能となり、あわせて高調波電流を低減し、力率を改善することが可能となる。したがって本発明にかかる直流電源装置は、汎用インバータの入力段回路、ならびにエアーコンディショナもしくは冷蔵庫などのコンプレッサーを用いた家電機器の入力段回路の用途に適用できる。
【００９６】
以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９７】
本発明は、直流電源装置とそれを備えた空気調和機に利用できる。
【符号の説明】
【００９８】
１  交流電源
２、２ａ、２ｂ  リアクトル
３  フィルタコンデンサ
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ  ダイオード
５ａ、５ｂ  スイッチ素子
６、６ａ、６ｂ  平滑コンデンサ
７  負荷
８ａ、８ｂ  フォトカプラ
９  抵抗
１０、１０Ａ  スイッチ制御部
１１  直流電圧検出部
１２  目標直流電圧設定部
１３  搬送波発振部
１４  差電圧検出部
１５  比較部
１６  ＮＯＴゲート部
１６ａ、１６ｂ  ＮＯＲゲート部
３０、３０Ａ  制御部
３１  交流極性検出部
ＰＡ１、ＰＡ２  交流入力端
ＰＲ１  正極整流出力端
ＰＲ２  負極整流出力端
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２ダイオード、および前記第１および第２ダイオードに並列に、かつ逆導通方向に、それぞれ接続される第１および第２スイッチ部を含み、交流電源からの交流を整流し、整流電圧を生成する整流部と、
１個のリアクトルを含み、前記交流電源と前記整流部の第１および第２交流入力端との間に挿入されるリアクトル部と、
前記整流部の正極および負極整流出力端に接続され、整流電圧を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧を生成する平滑部と、
直流電圧の目標値を表す目標直流電圧を設定する目標直流電圧設定部と、
目標直流電圧と直流電圧との差電圧に応じて変化するパルス幅と、交流の基本周期よりも短いパルス周期とを有するパルス信号を含む制御信号を生成する制御部とを有し、
前記第１および第２スイッチ部は、制御信号に基づいてスイッチングすることにより、前記リアクトル部に流れる電流の経路を変更し、昇圧チョッパ動作を行うことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記第１および第２ダイオードは、第１交流入力端から第２交流入力端へ、前記第１および第２ダイオードの順序にしたがって、導通方向がそれぞれ第１および第２交流入力端側になるように、互いに直列に挿入され、
前記第１および第２スイッチ部は、１系統の制御信号に基づいて制御されることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、
交流の極性を検出し、交流極性信号を生成する交流極性検出部を含み、
パルス信号および交流極性信号に基づいて、２系統の制御信号を生成し、
前記第１および第２スイッチ部は、２系統の制御信号のうち一方および他方に基づいて、それぞれ制御されることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記第１ダイオードは、負極整流出力端から第１交流入力端へ導通方向となるように挿入され、
前記第２ダイオードは、第１交流入力端から正極整流出力端へ導通方向となるように挿入されることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記整流部は、
負極整流出力端から第２交流入力端へ導通方向となるように挿入される第３ダイオードと、
第２交流入力端から正極整流出力端へ導通方向となるように挿入される第４ダイオードとを含むことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記平滑部は、
第２交流入力端と負極整流出力端との間に挿入される第１コンデンサと、
正極整流出力端と第２交流入力端との間に挿入される第２コンデンサとを含むことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記第１ダイオードは、負極整流出力端から第１交流入力端へ導通方向となるように挿入され、
前記第２ダイオードは、負極整流出力端から第２交流入力端へ導通方向となるように挿入されることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
【請求項８】
前記交流極性検出部は、
入力ダイオードが前記交流電源の一方の端子から他方の端子へ導通方向となるように挿入される第１フォトカプラと、
入力ダイオードが第１フォトカプラとは逆方向に導通方向となるように挿入される第２フォトカプラとを含み、
第１および第２フォトカプラは、第１および第２交流極性信号をそれぞれ生成することを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
【請求項９】
前記第１および第２スイッチ部は、前記リアクトル部に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し、
前記第１経路は、前記第１または第２スイッチ部のいずれか一方の導通方向の経路を含み、
前記第２経路は、昇圧チョッパ動作における逆流を防止する第３ダイオードの導通方向の経路を含むことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１０】
前記リアクトル部は、第１交流入力端と前記交流電源との間に挿入される第１リアクトルを含むことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１１】
前記リアクトル部は、第２交流入力端と前記交流電源との間に挿入される第２リアクトルを含むことを特徴とする請求項１０に記載の直流電源装置。
【請求項１２】
前記制御部は、
目標直流電圧と直流電圧との差電圧を表す差電圧信号を生成する差電圧検出部と、
交流の基本周期よりも短い周期を有する搬送波信号を生成する搬送波発振部と、
差電圧信号と搬送波信号との比較結果を表す制御信号を生成する比較部とを含むことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１３】
前記第１および第２スイッチ部は、交流の基本周期ごとにスイッチング可能状態およびスイッチング停止状態の両状態をそれぞれ呈し、スイッチング可能状態においてスイッチングすることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１４】
前記第１および第２スイッチ部は、いずれか一方がスイッチング可能状態の場合、他方がスイッチング停止状態となることを特徴とする請求項１３に記載の直流電源装置。
【請求項１５】
スイッチング可能状態の期間は、スイッチング停止状態の期間よりも短いことを特徴とする請求項１３に記載の直流電源装置。
【請求項１６】
前記制御部は、パルス周期内において、パルス幅を所定期間内に制限することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項１７】
請求項１に記載の直流電源装置を含むことを特徴とする空気調和機。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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