(57)【要約】補正制御部（９１）のビート信号規格化部（９１１）は、入力された１処理グループ分のビート信号のサンプリングデータ群を規格化する。位相量測定部（９１２）は、各サンプリングデータの位相変化量を算出する。補正制御値算出部（９１３）は、位相量測定部（９１２）から得られた各サンプリングデータの実測位相変化量と、メモリ（９１４）から取得した各サンプリングデータに対する理想位相変化量とを比較し、実測位相変化量が理想位相変化量に一致するような補正電圧データを生成する。このサンプリングタイム毎の補正電圧データからなる補正制御データは、送信制御部（１０）に与えられ、送信制御部（１０）は、この補正制御データに準じて送信制御データを生成し、ＤＡＣ（１１）を介して電圧制御発振器ＶＣＯ（１）に与える。
2008072481.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数帯域幅で経時的に周波数を変化させて送信信号を生成して送信する送信手段と、
前記送信信号の反射信号を受信して受信信号を生成する受信手段と、
受信信号と送信信号とから得られるビート信号に基づいて物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダ装置であって、
前記ビート信号の振幅を一定にするとともにオフセット分を除去するビート信号規格化手段と、
規格化されたビート信号の単位時間当たりの実測位相変化量を算出する実測位相変化量算出手段と、
前記実測位相変化量を予め設定した単位時間当たりの位相変化量とする補正制御値を単位時間毎に算出する補正制御値算出手段と、を備え、
前記送信手段は前記補正制御値に基づいて前記送信信号を補正して生成するレーダ装置。
【請求項２】
前記ビート信号規格化手段に代えて、前記送信信号および受信信号から、互いにπ／２の位相差を有する第１ビート信号および第２ビート信号を生成し、該第１ビート信号と該第２ビート信号とによる直交検波を行う直交検波手段により、前もって実測位相変化量を算出する請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記実測位相変化量算出手段は、特定の単位距離にある物標からの反射により得られる複数回分のビート信号から得られる実測位相変化量の平均値を用いる請求項１または請求項２に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記実測位相変化量算出手段は、
前記ビート信号をフーリエ変換処理してピークスペクトルを検出するピークスペクトル検出手段と、
検出されたピークスペクトルを含む所定周波数範囲内のスペクトルデータを逆変換して、前記所定周波数範囲に対応するビート信号成分を取得する部分ビート信号取得手段と、を備え、
取得した前記ビート信号成分に基づいて前記実測位相変化量を算出する請求項１〜請求項３のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記物標の距離から得られる総位相変化量と前記所定周波数帯域幅とに基づいて前記単位時間当たりの理想位相変化量を算出する理想位相変化量算出手段を備え、
前記補正制御値算出手段は、
前記実測位相変化量を前記理想位相変化量に一致させるように、前記単位時間当たりの補正制御値を算出する請求項１〜４のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記物標検出手段により検出された物標の検出距離から得られる総位相変化量と前記所定周波数帯域幅とに基づいて、予め設定された基準距離に対する前記単位時間当たりの規格化理想位相変化量を算出する規格化理想位相変化量算出手段を備え、
前記補正制御値算出手段は、
前記実測位相変化量を前記規格化理想位相変化量に一致させることで、前記単位時間当たりの補正制御値を算出する請求項１〜４のいずれかに記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、検知領域内に対して電波を送信し、当該送信波に対する物標からの反射波に基づいて物標を検知するレーダ装置、特に送信波の周波数を所定周波数範囲内で経時的に変化させるレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、自動車の前方側等に備え付けられ、自動車前方を含む所定検知領域に送信波を送信し、検知領域内の物標の反射波を受信して、当該物標を検知するレーダ装置が各種考案されている。そして、このようなレーダ装置として、自動車分野ではＦＭＣＷ方式が多く用いられている。【０００３】
ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、例えば、送信信号の周波数が徐々に高くなる上り変調区間と送信信号の周波数が徐々に低くなる下り変調区間とを交互に設けた三角波形状の送信信号を用いる。このようなレーダ装置は電圧制御発振器を備え、当該電圧制御発振器から出力される信号の周波数を可変させることで、送信信号の周波数を変調する。このため、高精度な三角波変調信号を送信するには、電圧制御発振器を制御する電圧を高精度に印加させればよい。【０００４】
この課題に対して、特許文献１に記載の装置は、送信信号を所定数の分割点で分割して、分割点毎に測定した距離が予め設定された所望距離に一致するように、分割点毎に電圧制御発振器に与える印加電圧を逐次補正設定している。【０００５】
また、特許文献２に記載の装置は、送信信号の周波数変調区間を複数の小区間に時間分割して、それぞれにＦＦＴ処理し、各小区間で得られたビート信号の周波数スペクトラムを比較して一致させるようにすることで、電圧制御発振器に与える印加電圧を補正設定している。
【特許文献１】特開平８−３０４５３２号公報
【特許文献２】特開平１１−２７１４２８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前述の特許文献１の装置では、各分割点での実測距離が正確でなければ、高精度な補正を行うことができない。そして、このような正確な実測距離を得るためには相当回数の測定、補正が必要となってしまう。【０００７】
また、前述の特許文献２の装置では、小区間毎にＦＦＴ処理を行わなければならないため処理負荷が増大する。また、時間的に小区間のＦＦＴ処理では、周波数分解能が低下するため、高精度な測定、補正が行えない。【０００８】
したがって、本発明の目的は、簡素な処理で且つ高精度に電圧補正量を算出することができるレーダ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（Ａ）この発明は、所定周波数帯域幅で経時的に周波数を変化させて送信信号を生成して送信する送信手段と、送信信号の反射信号を受信して受信信号を生成する受信手段と、受信信号と送信信号とから得られるビート信号に基づいて物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダ装置に関するものである。このレーダ装置は、ビート信号の振幅を一定にするとともにオフセット分を除去するビート信号規格化手段と、規格化されたビート信号の単位時間当たりの実測位相変化量を算出する実測位相変化量算出手段と、実測位相変化量を予め設定した単位時間当たりの位相変化量とする補正制御値を単位時間毎に算出する補正制御値算出手段と、を備える。このレーダ装置の送信手段は補正制御値に基づいて送信信号を補正して生成することを特徴としている。【００１０】
この構成では、送信手段により、例えば、上り変調区間と下り変調区間とからなる周波数が三角波状に変化する送信信号が生成されて送信される。受信手段は、送信信号が物標に反射してなる反射信号を受信して受信信号を生成する。ビート信号規格化手段は、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の振幅を一定にするとともにオフセット分を除去し、特定振幅にリフォーミングされた規格化ビート信号を生成する。実測位相変化量算出手段は、規格化ビート信号の総位相変化量を単位時間当たり、すなわち単位サンプリングタイミング数で除算することで、単位時間当たりの実測位相変化量を算出する。補正制御値算出手段は、算出された単位時間当たりの実測位相変化量が予め設定した単位時間当たりの位相変化量となるように、単位時間毎の補正制御値を算出する。このように得られた補正制御値は送信手段にフィードバックされ、送信手段は、取得した補正制御値に基づいて送信信号を生成する。【００１１】
（Ｂ）また、この発明のレーダ装置のビート信号規格化手段に代えて、送信信号および受信信号から、互いにπ／２の位相差を有する第１ビート信号および第２ビート信号を生成し、該第１ビート信号と該第２ビート信号とによる直交検波を行う直交検波手段により、前もって実測位相変化量を算出することを特徴としている。【００１２】
この構成では、互いにλ／２の位相差を有する信号を用いて直交検波することで、信号の位相が直接得られることを利用している。送信信号と受信信号との組から第１ビート信号とπ／２の位相遅れを有する第２ビート信号とを生成し、第１ビート信号を実数Ｒｂｅａｔ、第２ビート信号を虚数Ｉｂｅａｔとしたとき、ビート信号の位相は、次式、
ａｒｃｔａｎ（Ｉｂｅａｔ／Ｒｂｅａｔ）
、で算出される。すなわち、第２ビート信号のレベルを第１ビート信号のレベルで除算した値の逆正接関数を算出する。これにより、ビート信号規格化手段を用いずに実測位相変化量が算出される。【００１３】
（Ｃ）また、この発明のレーダ装置の実測位相変化量算出手段は、特定の単位距離にある物標からの反射により得られる複数回分のビート信号から得られる実測位相変化量の平均値を用いることを特徴としている。【００１４】
この構成では、複数回分のビート信号から得られる実測位相変化量を平均値処理することで、各測定回に含まれる誤差要素が抑圧される。【００１５】
（Ｄ）また、この発明のレーダ装置の実測位相変化量算出手段は、ビート信号をフーリエ変換処理してピークスペクトルを検出するピークスペクトル検出手段と、検出されたピークスペクトルを含む所定周波数範囲内のスペクトルデータを逆変換して、所定周波数範囲に対応するビート信号成分を取得する部分ビート信号取得手段と、を備え、取得したビート信号成分に基づいて実測位相変化量を算出することを特徴としている。【００１６】
この構成では、ピークスペクトル検出手段がスペクトルピークを検出する。部分ビート信号取得手段は、検出したスペクトルピークを含む所定範囲のスペクトルデータを逆変換して、スペクトルピークに対応する部分のビート信号を取得する。実測位相変化量算出手段は、抽出した部分ビート信号に基づいて位相変化量を算出する。これにより、物標が複数の場合でも、物標毎に位相変化量が取得される。【００１７】
（Ｅ）また、この発明のレーダ装置は、物標の距離から得られる総位相変化量と所定周波数帯域幅とに基づいて単位時間当たりの理想位相変化量を算出する理想位相変化量算出手段を備える。そして、このレーダ装置の補正制御値算出手段は、実測位相変化量を理想位相変化量に一致させるように、単位時間当たりの補正制御値を算出することを特徴としている。【００１８】
この構成では、既知である距離に応じた総位相変化量に基づいて単位時間当たりの理想位相変化量が算出される。この理想位相変化量と実測位相変化量との差が、目的とする補正量に対応するので、実測位相変化量を理想位相変化量に一致させるような補正制御量を算出することで、送信手段への補正制御が行われる。これにより、既知で正確な位相変化量に補正される。【００１９】
（Ｆ）また、この発明のレーダ装置は、物標検出手段により検出された物標の検出距離から得られる総位相変化量と所定周波数帯域幅とに基づいて、予め設定した基準距離に対する単位時間当たりの規格化理想位相変化量を算出する規格化理想位相変化量算出手段を備える。そして、このレーダ装置の補正制御値算出手段は、実測位相変化量を規格化理想位相変化量に一致させることで、単位時間当たりの補正制御値を算出することを特徴としている。【００２０】
この構成では、物標検出手段が検出した物標の距離と総位相変化量とから、予め設定した基準距離に対する規格化された総位相変化量を取得する。そして、この規格化された総位相変化量から単位時間当たりの規格化理想位相変化量を取得する。補正制御値算出手段は、実測位相変化量を規格化理想位相変化量に一致させるような補正制御量を算出することで、送信手段への補正制御が行われる。これにより、実際の物標検知中においても送信信号が補正される。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によれば、簡素な処理で、単位時間当たりの位相変化量が予め設定された基準の位相変化量になるように補正される。そして、この処理により得られる補正制御値に基づいて送信信号が生成されることで、高精度な周波数変調パターンからなる送信信号を送信することができる。これにより、より高精度に物標の距離、速度、位置等を検出することができる。【００２２】
また、この発明によれば、直交検波を利用することで、より簡素な構成、処理で補正制御を行うことができる。【００２３】
また、この発明によれば、複数ビート信号の平均値を用いることで、各測定回による誤差要因の影響が抑圧され、より高精度な補正制御を行うことができる。【００２４】
また、この発明によれば、スペクトルピークの存在する部分を抽出して補正制御値を算出することで、複数の物標が存在していても、それぞれに対して補正制御値の演算を正確に行うことができる。【００２５】
また、この発明によれば、予め設定した物標の距離を用いることで、より高精度な補正制御値を算出することができる。【００２６】
また、この発明によれば、実際の物標検知中であっても、高精度な補正制御値を取得することができ、この補正制御値により送信信号を高精度に補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】第１の実施形態のＦＭＣＷ方式レーダ装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態のレーダ装置の送信信号の波形図である。
【図３】第１の実施形態の補正制御部９１の主要構成を示すブロック図である。
【図４】補正制御部９１に入力されたビート信号の振幅波形図、および、補正制御部９１で規格化されたビート信号の振幅波形図である。
【図５】サンプリングデータ群を多項式近似した場合のサンプリングデータと位相との関係を示した図である。
【図６】第１の実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【図７】平均化処理を行った場合の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【図８】第２の実施形態のレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
【図９】第２の実施形態の補正制御部９５の主要構成を示すブロック図である。
【図１０】第２の実施形態の補正制御部９５の処理フローを示すフローチャートである。
【図１１】第３の実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
【図１２】第３の実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【図１３】第４の実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
【図１４】第４の実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００２８】
１−電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２，２１，２２，２３−カプラ、３−送信アンテナ、４−受信アンテナ、５，５１，５２−ミキサ、６，６１，６２−アンチエリアシングフィルタ、７，７１，７２−ＩＦ増幅回路、８，８１，８２−ＡＤコンバータ、９−信号処理部、１０−送信制御部、１１−ＤＡコンバータ、２５−π／２移相器、９１，９５−補正制御部、９２−ＦＦＴ演算部、９３−ピーク検出部、９４−距離・速度算出部、１００−物標、９１１…ビート信号規格化部、９１２−位相量測定部、９１３−補正制御値算出部、９１４−メモリ、９１５−逆ＦＦＴ演算部、９５１…直交検波器、９５３−補正制御値算出部、９５４−メモリ
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図１は、本実施形態のレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。
図２は本実施形態のレーダ装置の送信信号の波形図である。【００３０】
図１に示すように、本実施形態のレーダ装置は、送信制御部１０、ＤＡコンバータ１１、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１、カプラ２、送信アンテナ３、受信アンテナ４、ミキサ５、アンチエリアシングフィルタ６、ＩＦ増幅回路７、ＡＤコンバータ８、信号処理部９を備える。【００３１】
送信制御部１０は、図２に示すような時間軸上で周波数が三角波状に変化する送信信号（以下、「三角波送信信号」と称する）を生成するための送信制御データを生成する。ここで、三角波送信信号は、より具体的に説明すると、最低周波数ｆｍｉｎと最高周波数ｆｍａｘとにより規定される変調周波数帯域ΔＦの間で、周波数が経時的に変化しながら生成される信号である。この最低周波数ｆｍｉｎから最高周波数ｆｍａｘに至る徐々に周波数が高くなる区間を上り変調区間と称し、最高周波数ｆｍａｘから最低周波数ｆｍｉｎに至る徐々に周波数が低くなる区間を下り変調区間と称する。これら上り変調区間と下り変調区間とは交互に且つ連続的に発生する。この際、上り変調区間も下り変調区間もともに、周波数は線形に変化するのが望ましく、設計上は周波数が線形に変化するように設定されている。【００３２】
送信制御部１０は、このように周波数が線形で変化するように、サンプルタイム（単位時間）毎の制御電圧値を送信制御データとして予め記憶している。また、送信制御部１０はタイマを備え、送信開始の制御入力を受け付けるとカウントが開始して、所定タイミング毎に、制御電圧値のデジタルデータ（送信制御データ）を出力する。
Ｄ／Ａコンバータ１１は、送信制御部１０から入力された送信制御データをデジタル−アナログ変換して制御電圧信号を生成し、ＶＣＯ１に与える。ＶＣＯ１は、制御電圧信号に応じて送信信号を生成してカプラ２に出力する。カプラ２は、ＶＣＯ１からの送信信号を送信アンテナ３へ伝送するとともに、所定の分配比で送信信号の一部をローカル信号としてミキサ５に与える。【００３３】
送信アンテナ３は、例えば、誘電体基板に形成された電極パターンからなるパッチアンテナ等の平面アンテナからなり、所定の送信指向性をもって、検知領域内に送信信号に基づく送信電波を放射する。受信アンテナ４は、例えば送信アンテナ３と同様の構造からなり、所定の受信指向性をもって、検知領域内に存在する物標１００に送信電波が反射して得られる反射電波を受信して、受信信号を生成する。なお、送信アンテナ３、受信アンテナ４は、所定の指向性を有する単独アンテナであっても、複数のアンテナ素子を所定パターンに配列してなるアレイアンテナであってもよい。この際、送信アンテナ３、受信アンテナ４のいずれか一方が単独アンテナで他方がアレイアンテナであってもよい。【００３４】
ミキサ５は、カプラ２からのローカル信号と、受信アンテナ４から入力された受信信号とをミキシングして、中間周波信号であるビート信号を生成し、アンチエリアシングフィルタ６に出力する。アンチエリアシングフィルタ６は、例えば、ナイキスト周波数以上の信号をカットするローパスフィルタであり、受信信号における物標検出可能範囲の上限を示す周波数よりも低い周波数成分を通過させて、ＩＦ増幅回路７に出力する。ＩＦ増幅回路７は、ビート信号を距離に応じた所定の増幅度で増幅する。ＡＤコンバータ８は、ビート信号を所定のサンプリングタイム毎に順次サンプリングして、サンプリングデータ列に変換する。【００３５】
信号処理部９は、補正制御部９１、ＦＦＴ演算部９２、ピーク検出部９３、距離・速度算出部９４を備え、ＤＳＰ等の演算素子により実現される。すなわち、これら各部で行われる演算は、ＤＳＰの演算処理により実現される。なお、これら各部をＤＳＰで実現せず、それぞれ専用の集積回路等を用いて実現しても良い。【００３６】
補正制御部９１は、入力されたビート信号の位相変化量に基づいて、後述する方法を用いて送信制御部１０に対する制御補正データを生成する。ＦＦＴ演算部９２は、既知のＦＦＴ処理を用いてビート信号の周波数スペクトルを生成してピーク検出部９３に与える。ピーク検出部９３は、入力された周波数スペクトルからピークスペクトルおよび当該ピークスペクトルの周波数ｂｉｎを取得して、距離・速度算出部９４に与える。距離・速度算出部９４は、検出されたピークスペクトルおよびピーク周波数（周波数ｂｉｎ）を用いて、物標１００の距離、速度を算出する。【００３７】
次に、本実施形態のレーダ装置の送信制御補正について、図を参照して、より詳細に説明する。なお、以下の説明では、物標１００が予め設定された基準距離に設置された状態で送信制御補正を行う場合について説明する。また、以下の説明では、変調周波数帯域幅ΔＦを３００ＭＨｚとし、物標１００の距離すなわち基準距離を５ｍとし、１処理グループのサンプリングデータ数を１０２４と設定した場合について説明する。
図３は補正制御部９１の主要構成を示すブロック図である。
図４（Ａ）は補正制御部９１に入力されたビート信号の振幅波形図であり、図４（Ｂ）は補正制御部９１で規格化されたビート信号の振幅波形図である。【００３８】
図５は、サンプリングデータ群を多項式近似した場合のサンプリングデータと位相との関係を示した図であり、算出された位相は図４（Ｂ）の結果に基づくものである。なお、図５に示す破線は理想位相変化量を示すものである。【００３９】
図６は、補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。【００４０】
補正制御部９１は、ビート信号規格化部９１１、位相量測定部９１２、補正制御値算出部９１３、メモリ９１４を備える。【００４１】
補正制御部９１は、順次入力されるビート信号のサンプリングデータを、サンプリングタイムに関連付けしながらバッファメモリ（図示せず）に記憶していく（Ｓ１０１）。ビート信号サンプリングデータは振幅値からなる。【００４２】
ビート信号規格化部９１１には、基準距離とサンプリングデータ数とが予め設定入力されており、設定されたサンプリングデータ数分のビート信号サンプリングデータを、１処理グループとして取得する。ビート信号規格化部９１１で１処理グループとして取得されたサンプリングデータ群により形成される波形の最大振幅レベル、最小振幅レベル、中心振幅レベルは、レーダ装置の送受信系に起因する要素や、物標および観測環境との外的要因に起因する要素により変動するため、図４（Ｂ）に示すように一定ではない。【００４３】
ビート信号規格化部９１１は、取得した１処理グループのサンプリングデータ群からなる波形の最大振幅レベル（正方向の最大振幅レベル）が「＋１」となり、最小振幅レベル（負方向の最大振幅レベル）が「−１」となり、且つ中心振幅レベルが「０」となるように、１処理グループ内の各サンプリングデータを規格化処理する。【００４４】
具体的な規格化処理としては、まず、ビート信号規格化部９１１は、１処理グループ分のサンプリングデータ群を低次関数で近似する（Ｓ１０２）。そして、ビート信号規格化部９１１は、各サンプリングデータから対応する低次関数値を減算する（Ｓ１０３）。次に、ビート信号規格化部９１１は、１処理グループのサンプリングデータ群の最大振幅レベルを結ぶ曲線を多項式近似により取得する（Ｓ１０４）。ビート信号規格化部９１１は、この多項式近似により得られた各サンプリングデータ対応する値を、該当するサンプリングデータに対して除算する（Ｓ１０５）。【００４５】
このような規格化処理により、１処理グループのサンプリングデータ群からなる波形は、図４（Ｂ）のようになる。ビート信号規格化部９１１は、このように規格化処理した１処理グループ分のサンプリングデータを、位相量測定部９１２に与える。【００４６】
位相量測定部９１２（本発明の「実測位相変化量算出手段」に相当）は、与えられた各サンプリングデータの振幅レベルの逆正弦関数を演算する（Ｓ１０６）。ここで、ビート信号の振幅の上昇区間では、最小振幅レベル「−１」を位相「−π／２（＋３π／２）」、振幅レベル「０」を位相「０」、最大振幅レベル「＋１」を位相「＋π／２」とする。一方、ビート信号の振幅の下降区間では、最大振幅レベル「＋１」を位相「＋π／２」、振幅レベル「０」を位相「＋π」、最小振幅レベル「−１」を位相「＋３π／２」とする。【００４７】
したがって、位相量測定部９１２は、サンプリングタイムに基づいて、該当するサンプリングデータがビート信号の振幅の上昇区間のものであれば、振幅レベルを演算子ａｒｃｓｉｎで演算した結果を位相として算出する。そして、位相量測定部９１２は、サンプリングデータがビート信号の振幅の下降区間のものであれば、振幅レベルを演算子ａｒｃｓｉｎで演算して、演算結果を２πから減算した値を位相として算出する。【００４８】
位相量測定部９１２は、このように取得した位相をサンプリングデータ順に並べ、位相が単調増加もしくは単調減少となるように変換する。位相量測定部９１２は、このように取得したサンプリングデータを、補正制御値算出部９１３に与える。【００４９】
補正制御値算出部９１３は、各サンプリングデータの位相を取得すると、各サンプリングデータに対応する送信時の送信制御データに相当する電圧データを読み出し、サンプリングデータと置き換えて、各位相と関連付けする。補正制御値算出部９１３は、この位相−電圧データの関係を多項式近似する（Ｓ１０７）。【００５０】
補正制御値算出部９１３は、取得した位相−電圧データ曲線に基づいて、各サンプリングデータ（各電圧データ）に対する位相を適正な理想位相値と比較して、補正制御データを算出する（Ｓ１０８）。具体的には、本実施形態の結果の場合、サンプリングデータ数１０２４での総位相変化量は、図５に示すように、約７７ｒａｄとなることが、実測された位相から得られる。すなわち、実測総位相変化量は約７７ｒａｄとなる。しかしながら、物標１００の距離すなわち基準距離が５ｍで、変調周波数帯域幅ΔＦが３００ＭＨｚである場合、理想的な総位相変化量は、
２π×５／０．５＝６２．８３ｒａｄ
である。【００５１】
したがって、これら実測総位相変化量と理想位相変化量とが異なることとなる。また、サンプリングデータ数が１０２４であるので、１サンプリングタイミング間で生じる位相変化量は、
６２．８３／（１０２４−１）＝０．０６１４ｒａｄ
となる。すなわち、送信信号の位相が理想的な線形で変化する場合、サンプリングタイミング毎に０．０６１４ｒａｄずつ位相が変化しなければならない。【００５２】
これら理想総位相変化量および各サンプリングタイミング（電圧データ）での理想単位位相変化量は予めメモリ９１４に記憶されており、補正制御値算出部９１３は、１処理グループのサンプリングデータ群を取得すると、メモリ９１４から理想総位相変化量および理想単位位相変化量を読み出す。【００５３】
補正制御値算出部９１３は、サンプリングタイミング毎に実測位相量（単純減少に変換された位相量）と理想位相変化量とを比較し、差分を補正する補正位相データを算出する。すなわち、図５に示す実線の関数のラインを破線で示す関数のラインに一致させる補正位相データを各サンプリングタイミング（各電圧データ）に対して算出する。そして、補正制御値算出部９１３は、算出された補正位相データを実現する電圧データからなる補正制御データを算出し、送信制御部１０に出力する。【００５４】
送信制御部１０は、この補正制御データを取得すると、当該補正制御データに基づいて送信制御データを生成する。【００５５】
このような構成および処理を行うことで、高価で取り扱いの難しいミリ波の測定器を用いることなく、電圧制御発振器の変調特性の補正を行うことができる。また、５ｍ等の比較的近距離で補正が可能である。これにより、経時変化等の影響により電圧制御発振器の変調特性が変化しても、特別な整備工場で補正を行う必要がなく、通常の整備工場で容易に補正を行うことができる。【００５６】
また、このような構成および処理を行うことで、従来技術と比較して簡素な演算処理で、電圧制御発振器の補正を行い、線形に周波数が変化する理想的な送信信号を高精度に生成することができる。これにより、高精度に物標の距離および速度を検出することができる。【００５７】
また、ビート信号の全体でサンプリングタイミング毎のズレを評価することができるので、分割ＦＦＴを用いる方法等よりも高精度に補正を行うことができる。【００５８】
なお、本実施形態では、１処理グループのサンプリングデータ群を用いた補正処理を示した。しかしながら、複数の処理グループをバッファリングして、互いに対応するサンプリングデータ同士から平均値を算出し、前述の演算処理に利用しても良い。【００５９】
この場合、図６に示したフローチャートのＳ１０５とＳ１０６との間に、図７に示すような平均化工程を挿入すればよい。
図７は平均化処理を行った場合の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
すなわち、ビート信号規格化部９１１は、規格化されたサンプリングデータを複数処理グループ分バッファリングしておき、当該複数処理グループ分のサンプリングデータで平均値処理を行い、位相測定部９１２に与える（Ｓ１６１）。【００６０】
これにより、サンプリングデータの取得時に突発的に発生するノイズの影響を抑圧することができる。この結果、さらに高精度に送信信号を補正することができ、ひいては、さらに高精度に距離および速度を検出することができる。【００６１】
次に、第２の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図８は本実施形態のレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
図９は本実施形態の補正制御部９５の主要構成を示すブロック図である。
図１０は本実施形態の補正制御部９５の処理フローを示すフローチャートである。【００６２】
本実施形態のレーダ装置は、第１の実施形態におけるカプラ２に対応するカプラ２１と、第１の実施形態のミキサ５に対応するミキサ５１との間にはカプラ２２を備える。また、受信アンテナ４とミキサ５１との間にカプラ２３を備える。カプラ２２の分岐信号出力端にはπ／２移相器２５が接続される。カプラ２３の分岐信号出力端にはミキサ５２が接続され、且つπ／２移相器２５もミキサ５２に接続される。【００６３】
ミキサ５１の出力端はアンチエリアシングフィルタ６１に接続される。アンチエリアシングフィルタ６１はＩＦ増幅回路７１に接続し、ＩＦ増幅回路７１はＡＤコンバータ８１に接続する。【００６４】
ミキサ５２の出力端はアンチエリアシングフィルタ６２に接続され、アンチエリアシングフィルタ６２はＩＦ増幅回路７２に接続し、ＩＦ増幅回路７２はＡＤコンバータ８２に接続する。【００６５】
ＡＤコンバータ８１およびＡＤコンバータ８２は補正制御部９５に接続する。【００６６】
カプラ２１は、ＶＣＯ１からの送信信号を送信アンテナ３へ伝送するとともに、所定の分配比で送信信号の一部をローカル信号としてカプラ２２に与える。カプラ２２は、ローカル信号を同レベル比で分割してミキサ５１とπ／２移相器２５とに与える。π／２移相器２５は、入力された分岐ローカル信号をπ／２移相回転させてミキサ５２に与える。【００６７】
カプラ２３は、受信信号を同レベル比で分割してミキサ５１，５２に与える。【００６８】
ミキサ５１は、カプラ２３からの分岐受信信号とカプラ２２からの分岐ローカル信号とをミキシングして同相ビート信号を生成する。アンチエリアシングフィルタ６１、ＩＦ増幅回路７１、ＡＤコンバータ８１は、それぞれ第１の実施形態に示したアンチエリアシングフィルタ６、ＩＦ増幅回路７、ＡＤコンバータ８と同様の信号処理を行い、サンプリングデータ化された同相ビート信号を補正制御部９５に与える。【００６９】
ミキサ５２は、カプラ２３からの分岐受信信号とπ／２移相器２５から出力された逆相の分岐ローカル信号をミキシングして直交位相ビート信号を生成する。アンチエリアシングフィルタ６２、ＩＦ増幅回路７２、ＡＤコンバータ８２は、それぞれ第１の実施形態に示したアンチエリアシングフィルタ６、ＩＦ増幅回路７、ＡＤコンバータ８と同様の信号処理を行い、サンプリングデータ化された直交位相ビート信号を補正制御部９５に与える。【００７０】
補正制御部９５は、直交検波器９５１、補正制御値算出部９５３、メモリ９５４を備える。直交検波器９５１は、入力された同相ビート信号と直交位相ビート信号とを取得する（Ｓ２０１）。直交検波器９５１は、互いに対応する同相ビート信号と直交位相ビート信号とに基づく直交検波を行い、各サンプリングデータの位相を算出する。直交検波器９５１は、このように取得した位相をサンプリングデータ順に並べ、位相が単調増加もしくは単調減少となるように変換する。直交検波器９５１は、このように取得したサンプリングデータを、補正制御値算出部９５３に与える（Ｓ２０２）。なお、補正制御部９５は、同相ビート信号を実部、直交位相ビート信号を虚部とした複素数のビート信号としてＦＦＴ演算部９２に与え、距離・速度算出用に利用する。【００７１】
補正制御値算出部９５３は、第１の実施形態に示した補正制御値算出部９１３と同様の信号処理を行い、補正制御データを算出して送信制御部１０に与える（Ｓ２０３，Ｓ２０４）。【００７２】
このような直交検波器を用いるような構成であっても、第１の実施形態と同様の効果を奏することができる。【００７３】
さらに、本実施形態の構成および処理を用いることで、ビート信号の規格化処理を行う必要がないので、より簡素な信号処理系を実現することができる。また、第１の実施形態を用いる場合には、位相がｎπ（ｎは整数）近傍で位相誤差が大きくなり易いが、本実施形態を用いることで、位相の位置に関係なく高精度の位相を取得することができる。【００７４】
なお、本実施形態を用いた場合でも、前述の第１の実施形態に示したように、複数処理グループのサンプリングデータによる平均値化処理を行っても良い。【００７５】
次に、第３の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図１１は本実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
図１２は本実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。【００７６】
本実施形態のレーダ装置は、信号処理部９の構成が異なるのみで、他の構成は、第１の実施形態のレーダ装置と同じである。【００７７】
本実施形態のレーダ装置は、距離・速度算出部９４で算出した物標１００の距離を補正制御部９１に与える。補正制御部９１に与えられた距離は、補正制御値算出部９１３に入力される。【００７８】
本実施形態では、前述のように予め基準位置に配置された物標を用いて補正を行うのみでなく、移動中、すなわち検知中の物標であっても補正を行う場合の構成および処理方法を示す。【００７９】
本実施形態の処理方法では、ビート信号規格化部９１１でビート信号のサンプリングデータ群を取得するとともに（Ｓ１０１）、距離・速度算出部９４で周波数により算出された距離が補正制御値算出部９１３に与えられる（Ｓ３１１）。【００８０】
補正制御部９１のビート信号規格化部９１１および位相量測定部９１２は、図６に示したＳ１０２〜Ｓ１０６と同様の信号処理を行い、各サンプリングデータの位相を算出する（Ｓ３０２〜Ｓ３０６）。【００８１】
補正制御値算出部９１３は、算出した各サンプリングタイムの位相に対して、予め設定した基準距離を検出距離で除算した値を乗算する（Ｓ３１２）。これにより、検出された物標１００が基準距離にある場合に現れる位相に変換する。【００８２】
補正制御値算出部９１３は、このように基準距離に対応する値に変換された位相を用いて、図６に示したＳ１０７，Ｓ１０８と同様の信号処理を行い、補正制御データを算出する（Ｓ３０７→Ｓ３０８）。【００８３】
このような処理を行うことで、物標が予め設定された基準位置に設置されていなくても、簡素な処理で且つ高精度に電圧制御発振器の補正を行うことができる。また、レーダ装置としての実使用中であっても、電圧制御発振器の補正を随時行うことができる。これにより、生産時に温度補正データを取得する必要がなくなり、製造コストの削減や生産性の向上を実現することができる。また、経時変化による悪影響を防止することができる。【００８４】
なお、本実施形態の処理を、第２の実施形態の構成および処理に適用しても良い。また、前述の実施形態に示したように、本実施形態の処理においても、複数処理グループのサンプリングデータによる平均値化処理を行っても良い。【００８５】
次に、第４の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図１３は本実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
図１４は本実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。【００８６】
本実施形態のレーダ装置は、信号処理部９の構成が異なるのみで、他の構成は、第３の実施形態のレーダ装置と同じである。【００８７】
信号処理部９に入力されたビート信号のサンプリングデータは、補正制御部９１で特に処理をされることなく、ＦＦＴ演算部９２に与えられる。ＦＦＴ演算部９２は、既知のＦＦＴ処理を用いてビート信号の周波数スペクトルデータを生成してピーク検出部９３に与える（Ｓ４０１）。ピーク検出部９３は、入力された周波数スペクトルからピークスペクトルおよび当該ピークスペクトルの周波数ｂｉｎを取得して（Ｓ４０２）、距離・速度算出部９４に与える。ピーク検出部９３は、検出したピークスペクトルの周波数ｂｉｎに対して、当該周波数ｂｉｎを含む前後の所定周波数帯域幅の周波数スペクトルデータを抽出して、補正制御部９１の逆ＦＦＴ演算部９１５に与える（Ｓ４０３）。補正制御部９１の逆ＦＦＴ演算部９１５は、入力された部分的な周波数スペクトルデータを逆ＦＦＴ処理して、ピークスペクトルを含む所定範囲に対応する部分サンプリングデータを生成する（Ｓ４０４）。逆ＦＦＴ演算部９１５は、生成した部分サンプリングデータをビート信号規格化部９１１に与える。【００８８】
ところで、距離・速度算出部９４は、検出されたピークスペクトルおよびピーク周波数（周波数ｂｉｎ）を用いて、物標１００の距離、速度を算出する。算出された距離は、補正制御部９１の補正制御値算出部９１３に与えられる。【００８９】
ビート信号規格化部９１１、位相量測定部９１２、補正制御値算出部９１３は、部分サンプリングデータと検出距離とを用いて、第３の実施形態に示したＳ３０１〜Ｓ３０８（Ｓ３１１，Ｓ３１２を含む）と同様の信号処理を行い、補正制御データを算出する（Ｓ４０１〜Ｓ４０８（Ｓ４１１，Ｓ４１２を含む））。【００９０】
このような構成および処理を行うことで、検出した物標に対応したサンプリングデータ群を取得できる。これにより、複数の物標が存在する場合でも、各物標に対してサンプリングデータ群を確実に取得することができる。この結果、確実に電圧制御発振器の補正を行うことができる。さらに、複数の物標が存在する場合には、それぞれの物標毎に補正制御データを算出することができるので、これら算出された補正制御データを平均値処理等することで、よりノイズに影響されにくい補正制御データを取得することができる。したがって、さらに高精度に電圧制御発振器を補正することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年9月14日(2009.9.14)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数帯域幅で経時的に周波数を変化させて送信信号を生成して送信する送信手段と、
前記送信信号の反射信号を受信して受信信号を生成する受信手段と、
受信信号と送信信号とから得られるビート信号に基づいて物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダ装置であって、
前記ビート信号の振幅を一定にするとともにオフセット分を除去してビート信号を規格化し、該規格化されたビート信号の単位時間当たりの実測位相変化量を算出する実測位相変化量算出手段と、
前記実測位相変化量を予め設定した単位時間当たりの位相変化量とする補正制御値を単位時間毎に算出する補正制御値算出手段と、を備え、
前記送信手段は前記補正制御値に基づいて前記送信信号を補正して生成するレーダ装置。
【請求項２】
所定周波数帯域幅で経時的に周波数を変化させて送信信号を生成して送信する送信手段と、
前記送信信号の反射信号を受信して受信信号を生成する受信手段と、
受信信号と送信信号とから得られるビート信号に基づいて物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダ装置であって、
前記送信信号および受信信号から、互いにπ／２の位相差を有する第１ビート信号および第２ビート信号を生成し、該第１ビート信号と該第２ビート信号とによる直交検波を行うことで、ビート信号の単位時間当たりの実測位相変化量を算出する実測位相変化量算出手段と、
前記実測位相変化量を予め設定した単位時間当たりの位相変化量とする補正制御値を単位時間毎に算出する補正制御値算出手段と、を備え、
前記送信手段は前記補正制御値に基づいて前記送信信号を補正して生成するレーダ装置。
【請求項３】
前記実測位相変化量算出手段は、特定の単位距離にある物標からの反射により得られる複数回分のビート信号から得られる実測位相変化量の平均値を用いる請求項１または請求項２に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記実測位相変化量算出手段は、
前記ビート信号をフーリエ変換処理してピークスペクトルを検出するピークスペクトル検出手段と、
検出されたピークスペクトルを含む所定周波数範囲内のスペクトルデータを逆変換して、前記所定周波数範囲に対応するビート信号成分を取得する部分ビート信号取得手段と、を備え、
取得した前記ビート信号成分に基づいて前記実測位相変化量を算出する請求項１〜請求項３のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記物標の距離および前記所定周波数帯域幅から得られる総位相変化量に基づいて、前記単位時間当たりの理想位相変化量を算出する理想位相変化量算出手段を備え、
前記補正制御値算出手段は、
前記実測位相変化量を前記理想位相変化量に一致させるように、前記単位時間当たりの補正制御値を算出する請求項１〜４のいずれかに記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記物標検知手段により検出された物標の検出距離および前記所定周波数帯域幅から得られる総位相変化量に基づいて、前記実測位相変化量を予め設定された基準距離に対する前記単位時間当たりの位相変化量へ規格化する実測位相変化量規格化手段を備え、
前記補正制御値算出手段は、
前記規格化された実測位相変化量と、前記予め設定された基準距離に対する前記単位時間当たりの理想位相変化量とを一致させることで、前記単位時間当たりの補正制御値を算出する請求項１または請求項２に記載のレーダ装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、検知領域内に対して電波を送信し、当該送信波に対する物標からの反射波に基づいて物標を検知するレーダ装置、特に送信波の周波数を所定周波数範囲内で経時的に変化させるレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、自動車の前方側等に備え付けられ、自動車前方を含む所定検知領域に送信波を送信し、検知領域内の物標の反射波を受信して、当該物標を検知するレーダ装置が各種考案されている。そして、このようなレーダ装置として、自動車分野ではＦＭＣＷ方式が多く用いられている。
【０００３】
ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、例えば、送信信号の周波数が徐々に高くなる上り変調区間と送信信号の周波数が徐々に低くなる下り変調区間とを交互に設けた三角波形状の送信信号を用いる。このようなレーダ装置は電圧制御発振器を備え、当該電圧制御発振器から出力される信号の周波数を可変させることで、送信信号の周波数を変調する。このため、高精度な三角波変調信号を送信するには、電圧制御発振器を制御する電圧を高精度に印加させればよい。
【０００４】
この課題に対して、特許文献１に記載の装置は、送信信号を所定数の分割点で分割して、分割点毎に測定した距離が予め設定された所望距離に一致するように、分割点毎に電圧制御発振器に与える印加電圧を逐次補正設定している。
【０００５】
また、特許文献２に記載の装置は、送信信号の周波数変調区間を複数の小区間に時間分割して、それぞれにＦＦＴ処理し、各小区間で得られたビート信号の周波数スペクトラムを比較して一致させるようにすることで、電圧制御発振器に与える印加電圧を補正設定している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−３０４５３２号公報
【特許文献２】特開平１１−２７１４２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、前述の特許文献１の装置では、各分割点での実測距離が正確でなければ、高精度な補正を行うことができない。そして、このような正確な実測距離を得るためには相当回数の測定、補正が必要となってしまう。
【０００８】
また、前述の特許文献２の装置では、小区間毎にＦＦＴ処理を行わなければならないため処理負荷が増大する。また、時間的に小区間のＦＦＴ処理では、周波数分解能が低下するため、高精度な測定、補正が行えない。
【０００９】
したがって、本発明の目的は、簡素な処理で且つ高精度に電圧補正量を算出することができるレーダ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（Ａ）この発明は、所定周波数帯域幅で経時的に周波数を変化させて送信信号を生成して送信する送信手段と、送信信号の反射信号を受信して受信信号を生成する受信手段と、受信信号と送信信号とから得られるビート信号に基づいて物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダ装置に関するものである。このレーダ装置は、ビート信号の振幅を一定にするとともにオフセット分を除去してビート信号を規格化し、該規格化されたビート信号の単位時間当たりの実測位相変化量を算出する実測位相変化量算出手段と、実測位相変化量を予め設定した単位時間当たりの位相変化量とする補正制御値を単位時間毎に算出する補正制御値算出手段と、を備える。このレーダ装置の送信手段は補正制御値に基づいて送信信号を補正して生成することを特徴としている。
【００１１】
この構成では、送信手段により、例えば、上り変調区間と下り変調区間とからなる周波数が三角波状に変化する送信信号が生成されて送信される。受信手段は、送信信号が物標に反射してなる反射信号を受信して受信信号を生成する。実測位相変化量算出手段は、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の振幅を一定にするとともにオフセット分を除去し、特定振幅にリフォーミングされた規格化ビート信号を生成する。実測位相変化量算出手段は、規格化ビート信号の総位相変化量を単位時間当たり、すなわち単位サンプリングタイミング数で除算することで、単位時間当たりの実測位相変化量を算出する。補正制御値算出手段は、算出された単位時間当たりの実測位相変化量が予め設定した単位時間当たりの位相変化量となるように、単位時間毎の補正制御値を算出する。このように得られた補正制御値は送信手段にフィードバックされ、送信手段は、取得した補正制御値に基づいて送信信号を生成する。
【００１２】
（Ｂ）また、この発明は、所定周波数帯域幅で経時的に周波数を変化させて送信信号を生成して送信する送信手段と、送信信号の反射信号を受信して受信信号を生成する受信手段と、受信信号と送信信号とから得られるビート信号に基づいて物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダ装置に関するものである。このレーダ装置は、送信信号および受信信号から、互いにπ／２の位相差を有する第１ビート信号および第２ビート信号を生成し、該第１ビート信号と該第２ビート信号とによる直交検波を行うことで、ビート信号の単位時間当たりの実測位相変化量を算出する実測位相変化量算出手段と、実測位相変化量を予め設定した単位時間当たりの位相変化量とする補正制御値を単位時間毎に算出する補正制御値算出手段と、を備え、送信手段は補正制御値に基づいて送信信号を補正して生成することを特徴としている。
【００１３】
この構成では、互いにλ／２の位相差を有する信号を用いて直交検波することで、信号の位相が直接得られることを利用している。送信信号と受信信号との組から第１ビート信号とπ／２の位相遅れを有する第２ビート信号とを生成し、第１ビート信号を実数Ｒｂｅａｔ、第２ビート信号を虚数Ｉｂｅａｔとしたとき、ビート信号の位相は、次式、ａｒｃｔａｎ（Ｉｂｅａｔ／Ｒｂｅａｔ）、で算出される。すなわち、第２ビート信号のレベルを第１ビート信号のレベルで除算した値の逆正接関数を算出する。これにより、ビート信号規格化手段を用いずに実測位相変化量が算出される。
【００１４】
（Ｃ）また、この発明のレーダ装置の実測位相変化量算出手段は、特定の単位距離にある物標からの反射により得られる複数回分のビート信号から得られる実測位相変化量の平均値を用いることを特徴としている。
【００１５】
この構成では、複数回分のビート信号から得られる実測位相変化量を平均値処理することで、各測定回に含まれる誤差要素が抑圧される。
【００１６】
（Ｄ）また、この発明のレーダ装置の実測位相変化量算出手段は、ビート信号をフーリエ変換処理してピークスペクトルを検出するピークスペクトル検出手段と、検出されたピークスペクトルを含む所定周波数範囲内のスペクトルデータを逆変換して、所定周波数範囲に対応するビート信号成分を取得する部分ビート信号取得手段と、を備え、取得したビート信号成分に基づいて実測位相変化量を算出することを特徴としている。
【００１７】
この構成では、ピークスペクトル検出手段がスペクトルピークを検出する。部分ビート信号取得手段は、検出したスペクトルピークを含む所定範囲のスペクトルデータを逆変換して、スペクトルピークに対応する部分のビート信号を取得する。実測位相変化量算出手段は、抽出した部分ビート信号に基づいて位相変化量を算出する。これにより、物標が複数の場合でも、物標毎に位相変化量が取得される。
【００１８】
（Ｅ）また、この発明のレーダ装置は、物標の距離および所定周波数帯域幅から得られる総位相変化量に基づいて、単位時間当たりの理想位相変化量を算出する理想位相変化量算出手段を備える。そして、このレーダ装置の補正制御値算出手段は、実測位相変化量を理想位相変化量に一致させるように、単位時間当たりの補正制御値を算出することを特徴としている。
【００１９】
この構成では、既知である距離に応じた総位相変化量に基づいて単位時間当たりの理想位相変化量が算出される。この理想位相変化量と実測位相変化量との差が、目的とする補正量に対応するので、実測位相変化量を理想位相変化量に一致させるような補正制御量を算出することで、送信手段への補正制御が行われる。これにより、既知で正確な位相変化量に補正される。
【００２０】
（Ｆ）また、この発明のレーダ装置は、物標検知手段により検出された物標の検出距離および所定周波数帯域幅から得られる総位相変化量に基づいて、実測位相変化量を予め設定された基準距離に対する前記単位時間当たりの位相変化量へ規格化する実測位相変化量規格化手段を備え、補正制御値算出手段は、規格化された実測位相変化量と、予め設定された基準距離に対する単位時間当たりの理想位相変化量とを一致させることで、単位時間当たりの補正制御値を算出することを特徴としている。
【００２１】
この構成では、物標検知手段が検出した物標の距離と実測位相変化量とから、予め設定した基準距離に対する規格化された実測位相変化量を取得する。そして、この規格化された実測位相変化量と、予め設定された基準距離に対する単位時間当たりの理想位相変化量とを一致させるような補正制御量を算出することで、送信手段への補正制御が行われる。これにより、実際の物標検知中においても送信信号が補正される。
【発明の効果】
【００２２】
この発明によれば、簡素な処理で、単位時間当たりの位相変化量が予め設定された基準の位相変化量になるように補正される。そして、この処理により得られる補正制御値に基づいて送信信号が生成されることで、高精度な周波数変調パターンからなる送信信号を送信することができる。これにより、より高精度に物標の距離、速度、位置等を検出することができる。
【００２３】
また、この発明によれば、直交検波を利用することで、より簡素な構成、処理で補正制御を行うことができる。
【００２４】
また、この発明によれば、複数ビート信号の平均値を用いることで、各測定回による誤差要因の影響が抑圧され、より高精度な補正制御を行うことができる。
【００２５】
また、この発明によれば、スペクトルピークの存在する部分を抽出して補正制御値を算出することで、複数の物標が存在していても、それぞれに対して補正制御値の演算を正確に行うことができる。
【００２６】
また、この発明によれば、予め設定した物標の距離を用いることで、より高精度な補正制御値を算出することができる。
【００２７】
また、この発明によれば、実際の物標検知中であっても、高精度な補正制御値を取得することができ、この補正制御値により送信信号を高精度に補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】第１の実施形態のＦＭＣＷ方式レーダ装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態のレーダ装置の送信信号の波形図である。
【図３】第１の実施形態の補正制御部９１の主要構成を示すブロック図である。
【図４】補正制御部９１に入力されたビート信号の振幅波形図、および、補正制御部９１で規格化されたビート信号の振幅波形図である。
【図５】サンプリングデータ群を多項式近似した場合のサンプリングデータと位相との関係を示した図である。
【図６】第１の実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【図７】平均化処理を行った場合の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【図８】第２の実施形態のレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
【図９】第２の実施形態の補正制御部９５の主要構成を示すブロック図である。
【図１０】第２の実施形態の補正制御部９５の処理フローを示すフローチャートである。
【図１１】第３の実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
【図１２】第３の実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【図１３】第４の実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
【図１４】第４の実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図１は、本実施形態のレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。
図２は本実施形態のレーダ装置の送信信号の波形図である。
【００３０】
図１に示すように、本実施形態のレーダ装置は、送信制御部１０、ＤＡコンバータ１１、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１、カプラ２、送信アンテナ３、受信アンテナ４、ミキサ５、アンチエリアシングフィルタ６、ＩＦ増幅回路７、ＡＤコンバータ８、信号処理部９を備える。
【００３１】
送信制御部１０は、図２に示すような時間軸上で周波数が三角波状に変化する送信信号（以下、「三角波送信信号」と称する）を生成するための送信制御データを生成する。ここで、三角波送信信号は、より具体的に説明すると、最低周波数ｆｍｉｎと最高周波数ｆｍａｘとにより規定される変調周波数帯域ΔＦの間で、周波数が経時的に変化しながら生成される信号である。この最低周波数ｆｍｉｎから最高周波数ｆｍａｘに至る徐々に周波数が高くなる区間を上り変調区間と称し、最高周波数ｆｍａｘから最低周波数ｆｍｉｎに至る徐々に周波数が低くなる区間を下り変調区間と称する。これら上り変調区間と下り変調区間とは交互に且つ連続的に発生する。この際、上り変調区間も下り変調区間もともに、周波数は線形に変化するのが望ましく、設計上は周波数が線形に変化するように設定されている。
【００３２】
送信制御部１０は、このように周波数が線形で変化するように、サンプルタイム（単位時間）毎の制御電圧値を送信制御データとして予め記憶している。また、送信制御部１０はタイマを備え、送信開始の制御入力を受け付けるとカウントが開始して、所定タイミング毎に、制御電圧値のデジタルデータ（送信制御データ）を出力する。
Ｄ／Ａコンバータ１１は、送信制御部１０から入力された送信制御データをデジタル−アナログ変換して制御電圧信号を生成し、ＶＣＯ１に与える。ＶＣＯ１は、制御電圧信号に応じて送信信号を生成してカプラ２に出力する。カプラ２は、ＶＣＯ１からの送信信号を送信アンテナ３へ伝送するとともに、所定の分配比で送信信号の一部をローカル信号としてミキサ５に与える。
【００３３】
送信アンテナ３は、例えば、誘電体基板に形成された電極パターンからなるパッチアンテナ等の平面アンテナからなり、所定の送信指向性をもって、検知領域内に送信信号に基づく送信電波を放射する。受信アンテナ４は、例えば送信アンテナ３と同様の構造からなり、所定の受信指向性をもって、検知領域内に存在する物標１００に送信電波が反射して得られる反射電波を受信して、受信信号を生成する。なお、送信アンテナ３、受信アンテナ４は、所定の指向性を有する単独アンテナであっても、複数のアンテナ素子を所定パターンに配列してなるアレイアンテナであってもよい。この際、送信アンテナ３、受信アンテナ４のいずれか一方が単独アンテナで他方がアレイアンテナであってもよい。
【００３４】
ミキサ５は、カプラ２からのローカル信号と、受信アンテナ４から入力された受信信号とをミキシングして、中間周波信号であるビート信号を生成し、アンチエリアシングフィルタ６に出力する。アンチエリアシングフィルタ６は、例えば、ナイキスト周波数以上の信号をカットするローパスフィルタであり、受信信号における物標検出可能範囲の上限を示す周波数よりも低い周波数成分を通過させて、ＩＦ増幅回路７に出力する。ＩＦ増幅回路７は、ビート信号を距離に応じた所定の増幅度で増幅する。ＡＤコンバータ８は、ビート信号を所定のサンプリングタイム毎に順次サンプリングして、サンプリングデータ列に変換する。
【００３５】
信号処理部９は、補正制御部９１、ＦＦＴ演算部９２、ピーク検出部９３、距離・速度算出部９４を備え、ＤＳＰ等の演算素子により実現される。すなわち、これら各部で行われる演算は、ＤＳＰの演算処理により実現される。なお、これら各部をＤＳＰで実現せず、それぞれ専用の集積回路等を用いて実現しても良い。
【００３６】
補正制御部９１は、入力されたビート信号の位相変化量に基づいて、後述する方法を用いて送信制御部１０に対する制御補正データを生成する。ＦＦＴ演算部９２は、既知のＦＦＴ処理を用いてビート信号の周波数スペクトルを生成してピーク検出部９３に与える。ピーク検出部９３は、入力された周波数スペクトルからピークスペクトルおよび当該ピークスペクトルの周波数ｂｉｎを取得して、距離・速度算出部９４に与える。距離・速度算出部９４は、検出されたピークスペクトルおよびピーク周波数（周波数ｂｉｎ）を用いて、物標１００の距離、速度を算出する。
【００３７】
次に、本実施形態のレーダ装置の送信制御補正について、図を参照して、より詳細に説明する。なお、以下の説明では、物標１００が予め設定された基準距離に設置された状態で送信制御補正を行う場合について説明する。また、以下の説明では、変調周波数帯域幅ΔＦを３００ＭＨｚとし、物標１００の距離すなわち基準距離を５ｍとし、１処理グループのサンプリングデータ数を１０２４と設定した場合について説明する。
図３は補正制御部９１の主要構成を示すブロック図である。
図４（Ａ）は補正制御部９１に入力されたビート信号の振幅波形図であり、図４（Ｂ）は補正制御部９１で規格化されたビート信号の振幅波形図である。
【００３８】
図５は、サンプリングデータ群を多項式近似した場合のサンプリングデータと位相との関係を示した図であり、算出された位相は図４（Ｂ）の結果に基づくものである。なお、図５に示す破線は理想位相変化量を示すものである。
【００３９】
図６は、補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【００４０】
補正制御部９１は、ビート信号規格化部９１１、位相量測定部９１２、補正制御値算出部９１３、メモリ９１４を備える。
【００４１】
補正制御部９１は、順次入力されるビート信号のサンプリングデータを、サンプリングタイムに関連付けしながらバッファメモリ（図示せず）に記憶していく（Ｓ１０１）。ビート信号サンプリングデータは振幅値からなる。
【００４２】
ビート信号規格化部９１１には、基準距離とサンプリングデータ数とが予め設定入力されており、設定されたサンプリングデータ数分のビート信号サンプリングデータを、１処理グループとして取得する。ビート信号規格化部９１１で１処理グループとして取得されたサンプリングデータ群により形成される波形の最大振幅レベル、最小振幅レベル、中心振幅レベルは、レーダ装置の送受信系に起因する要素や、物標および観測環境との外的要因に起因する要素により変動するため、図４（Ｂ）に示すように一定ではない。
【００４３】
ビート信号規格化部９１１は、取得した１処理グループのサンプリングデータ群からなる波形の最大振幅レベル（正方向の最大振幅レベル）が「＋１」となり、最小振幅レベル（負方向の最大振幅レベル）が「−１」となり、且つ中心振幅レベルが「０」となるように、１処理グループ内の各サンプリングデータを規格化処理する。
【００４４】
具体的な規格化処理としては、まず、ビート信号規格化部９１１は、１処理グループ分のサンプリングデータ群を低次関数で近似する（Ｓ１０２）。そして、ビート信号規格化部９１１は、各サンプリングデータから対応する低次関数値を減算する（Ｓ１０３）。次に、ビート信号規格化部９１１は、１処理グループのサンプリングデータ群の最大振幅レベルを結ぶ曲線を多項式近似により取得する（Ｓ１０４）。ビート信号規格化部９１１は、この多項式近似により得られた各サンプリングデータ対応する値を、該当するサンプリングデータに対して除算する（Ｓ１０５）。
【００４５】
このような規格化処理により、１処理グループのサンプリングデータ群からなる波形は、図４（Ｂ）のようになる。ビート信号規格化部９１１は、このように規格化処理した１処理グループ分のサンプリングデータを、位相量測定部９１２に与える。
【００４６】
位相量測定部９１２（本発明の「実測位相変化量算出手段」に相当）は、与えられた各サンプリングデータの振幅レベルの逆正弦関数を演算する（Ｓ１０６）。ここで、ビート信号の振幅の上昇区間では、最小振幅レベル「−１」を位相「−π／２（＋３π／２）」、振幅レベル「０」を位相「０」、最大振幅レベル「＋１」を位相「＋π／２」とする。一方、ビート信号の振幅の下降区間では、最大振幅レベル「＋１」を位相「＋π／２」、振幅レベル「０」を位相「＋π」、最小振幅レベル「−１」を位相「＋３π／２」とする。
【００４７】
したがって、位相量測定部９１２は、サンプリングタイムに基づいて、該当するサンプリングデータがビート信号の振幅の上昇区間のものであれば、振幅レベルを演算子ａｒｃｓｉｎで演算した結果を位相として算出する。そして、位相量測定部９１２は、サンプリングデータがビート信号の振幅の下降区間のものであれば、振幅レベルを演算子ａｒｃｓｉｎで演算して、演算結果を２πから減算した値を位相として算出する。
【００４８】
位相量測定部９１２は、このように取得した位相をサンプリングデータ順に並べ、位相が単調増加もしくは単調減少となるように変換する。位相量測定部９１２は、このように取得したサンプリングデータを、補正制御値算出部９１３に与える。
【００４９】
補正制御値算出部９１３は、各サンプリングデータの位相を取得すると、各サンプリングデータに対応する送信時の送信制御データに相当する電圧データを読み出し、サンプリングデータと置き換えて、各位相と関連付けする。補正制御値算出部９１３は、この位相−電圧データの関係を多項式近似する（Ｓ１０７）。
【００５０】
補正制御値算出部９１３は、取得した位相−電圧データ曲線に基づいて、各サンプリングデータ（各電圧データ）に対する位相を適正な理想位相値と比較して、補正制御データを算出する（Ｓ１０８）。具体的には、本実施形態の結果の場合、サンプリングデータ数１０２４での総位相変化量は、図５に示すように、約７７ｒａｄとなることが、実測された位相から得られる。すなわち、実測総位相変化量は約７７ｒａｄとなる。しかしながら、物標１００の距離すなわち基準距離が５ｍで、変調周波数帯域幅ΔＦが３００ＭＨｚである場合、理想的な総位相変化量は、
２π×５／０．５＝６２．８３ｒａｄ
である。
【００５１】
したがって、これら実測総位相変化量と理想位相変化量とが異なることとなる。また、サンプリングデータ数が１０２４であるので、１サンプリングタイミング間で生じる位相変化量は、
６２．８３／（１０２４−１）＝０．０６１４ｒａｄ
となる。すなわち、送信信号の位相が理想的な線形で変化する場合、サンプリングタイミング毎に０．０６１４ｒａｄずつ位相が変化しなければならない。
【００５２】
これら理想総位相変化量および各サンプリングタイミング（電圧データ）での理想単位位相変化量は予めメモリ９１４に記憶されており、補正制御値算出部９１３は、１処理グループのサンプリングデータ群を取得すると、メモリ９１４から理想総位相変化量および理想単位位相変化量を読み出す。
【００５３】
補正制御値算出部９１３は、サンプリングタイミング毎に実測位相量（単純減少に変換された位相量）と理想位相変化量とを比較し、差分を補正する補正位相データを算出する。すなわち、図５に示す実線の関数のラインを破線で示す関数のラインに一致させる補正位相データを各サンプリングタイミング（各電圧データ）に対して算出する。そして、補正制御値算出部９１３は、算出された補正位相データを実現する電圧データからなる補正制御データを算出し、送信制御部１０に出力する。
【００５４】
送信制御部１０は、この補正制御データを取得すると、当該補正制御データに基づいて送信制御データを生成する。
【００５５】
このような構成および処理を行うことで、高価で取り扱いの難しいミリ波の測定器を用いることなく、電圧制御発振器の変調特性の補正を行うことができる。また、５ｍ等の比較的近距離で補正が可能である。これにより、経時変化等の影響により電圧制御発振器の変調特性が変化しても、特別な整備工場で補正を行う必要がなく、通常の整備工場で容易に補正を行うことができる。
【００５６】
また、このような構成および処理を行うことで、従来技術と比較して簡素な演算処理で、電圧制御発振器の補正を行い、線形に周波数が変化する理想的な送信信号を高精度に生成することができる。これにより、高精度に物標の距離および速度を検出することができる。
【００５７】
また、ビート信号の全体でサンプリングタイミング毎のズレを評価することができるので、分割ＦＦＴを用いる方法等よりも高精度に補正を行うことができる。
【００５８】
なお、本実施形態では、１処理グループのサンプリングデータ群を用いた補正処理を示した。しかしながら、複数の処理グループをバッファリングして、互いに対応するサンプリングデータ同士から平均値を算出し、前述の演算処理に利用しても良い。
【００５９】
この場合、図６に示したフローチャートのＳ１０５とＳ１０６との間に、図７に示すような平均化工程を挿入すればよい。
図７は平均化処理を行った場合の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
すなわち、ビート信号規格化部９１１は、規格化されたサンプリングデータを複数処理グループ分バッファリングしておき、当該複数処理グループ分のサンプリングデータで平均値処理を行い、位相測定部９１２に与える（Ｓ１６１）。
【００６０】
これにより、サンプリングデータの取得時に突発的に発生するノイズの影響を抑圧することができる。この結果、さらに高精度に送信信号を補正することができ、ひいては、さらに高精度に距離および速度を検出することができる。
【００６１】
次に、第２の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図８は本実施形態のレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
図９は本実施形態の補正制御部９５の主要構成を示すブロック図である。
図１０は本実施形態の補正制御部９５の処理フローを示すフローチャートである。
【００６２】
本実施形態のレーダ装置は、第１の実施形態におけるカプラ２に対応するカプラ２１と、第１の実施形態のミキサ５に対応するミキサ５１との間にはカプラ２２を備える。また、受信アンテナ４とミキサ５１との間にカプラ２３を備える。カプラ２２の分岐信号出力端にはπ／２移相器２５が接続される。カプラ２３の分岐信号出力端にはミキサ５２が接続され、且つπ／２移相器２５もミキサ５２に接続される。
【００６３】
ミキサ５１の出力端はアンチエリアシングフィルタ６１に接続される。アンチエリアシングフィルタ６１はＩＦ増幅回路７１に接続し、ＩＦ増幅回路７１はＡＤコンバータ８１に接続する。
【００６４】
ミキサ５２の出力端はアンチエリアシングフィルタ６２に接続され、アンチエリアシングフィルタ６２はＩＦ増幅回路７２に接続し、ＩＦ増幅回路７２はＡＤコンバータ８２に接続する。
【００６５】
ＡＤコンバータ８１およびＡＤコンバータ８２は補正制御部９５に接続する。
【００６６】
カプラ２１は、ＶＣＯ１からの送信信号を送信アンテナ３へ伝送するとともに、所定の分配比で送信信号の一部をローカル信号としてカプラ２２に与える。カプラ２２は、ローカル信号を同レベル比で分割してミキサ５１とπ／２移相器２５とに与える。π／２移相器２５は、入力された分岐ローカル信号をπ／２移相回転させてミキサ５２に与える。
【００６７】
カプラ２３は、受信信号を同レベル比で分割してミキサ５１，５２に与える。
【００６８】
ミキサ５１は、カプラ２３からの分岐受信信号とカプラ２２からの分岐ローカル信号とをミキシングして同相ビート信号を生成する。アンチエリアシングフィルタ６１、ＩＦ増幅回路７１、ＡＤコンバータ８１は、それぞれ第１の実施形態に示したアンチエリアシングフィルタ６、ＩＦ増幅回路７、ＡＤコンバータ８と同様の信号処理を行い、サンプリングデータ化された同相ビート信号を補正制御部９５に与える。
【００６９】
ミキサ５２は、カプラ２３からの分岐受信信号とπ／２移相器２５から出力された逆相の分岐ローカル信号をミキシングして直交位相ビート信号を生成する。アンチエリアシングフィルタ６２、ＩＦ増幅回路７２、ＡＤコンバータ８２は、それぞれ第１の実施形態に示したアンチエリアシングフィルタ６、ＩＦ増幅回路７、ＡＤコンバータ８と同様の信号処理を行い、サンプリングデータ化された直交位相ビート信号を補正制御部９５に与える。
【００７０】
補正制御部９５は、直交検波器９５１、補正制御値算出部９５３、メモリ９５４を備える。直交検波器９５１は、入力された同相ビート信号と直交位相ビート信号とを取得する（Ｓ２０１）。直交検波器９５１は、互いに対応する同相ビート信号と直交位相ビート信号とに基づく直交検波を行い、各サンプリングデータの位相を算出する。直交検波器９５１は、このように取得した位相をサンプリングデータ順に並べ、位相が単調増加もしくは単調減少となるように変換する。直交検波器９５１は、このように取得したサンプリングデータを、補正制御値算出部９５３に与える（Ｓ２０２）。なお、補正制御部９５は、同相ビート信号を実部、直交位相ビート信号を虚部とした複素数のビート信号としてＦＦＴ演算部９２に与え、距離・速度算出用に利用する。
【００７１】
補正制御値算出部９５３は、第１の実施形態に示した補正制御値算出部９１３と同様の信号処理を行い、補正制御データを算出して送信制御部１０に与える（Ｓ２０３，Ｓ２０４）。
【００７２】
このような直交検波器を用いるような構成であっても、第１の実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００７３】
さらに、本実施形態の構成および処理を用いることで、ビート信号の規格化処理を行う必要がないので、より簡素な信号処理系を実現することができる。また、第１の実施形態を用いる場合には、位相がｎπ（ｎは整数）近傍で位相誤差が大きくなり易いが、本実施形態を用いることで、位相の位置に関係なく高精度の位相を取得することができる。
【００７４】
なお、本実施形態を用いた場合でも、前述の第１の実施形態に示したように、複数処理グループのサンプリングデータによる平均値化処理を行っても良い。
【００７５】
次に、第３の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図１１は本実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
図１２は本実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【００７６】
本実施形態のレーダ装置は、信号処理部９の構成が異なるのみで、他の構成は、第１の実施形態のレーダ装置と同じである。
【００７７】
本実施形態のレーダ装置は、距離・速度算出部９４で算出した物標１００の距離を補正制御部９１に与える。補正制御部９１に与えられた距離は、補正制御値算出部９１３に入力される。
【００７８】
本実施形態では、前述のように予め基準位置に配置された物標を用いて補正を行うのみでなく、移動中、すなわち検知中の物標であっても補正を行う場合の構成および処理方法を示す。
【００７９】
本実施形態の処理方法では、ビート信号規格化部９１１でビート信号のサンプリングデータ群を取得するとともに（Ｓ１０１）、距離・速度算出部９４で周波数により算出された距離が補正制御値算出部９１３に与えられる（Ｓ３１１）。
【００８０】
補正制御部９１のビート信号規格化部９１１および位相量測定部９１２は、図６に示したＳ１０２〜Ｓ１０６と同様の信号処理を行い、各サンプリングデータの位相を算出する（Ｓ３０２〜Ｓ３０６）。
【００８１】
補正制御値算出部９１３は、算出した各サンプリングタイムの位相に対して、予め設定した基準距離を検出距離で除算した値を乗算する（Ｓ３１２）。これにより、検出された物標１００が基準距離にある場合に現れる位相に変換する。
【００８２】
補正制御値算出部９１３は、このように基準距離に対応する値に変換された位相を用いて、図６に示したＳ１０７，Ｓ１０８と同様の信号処理を行い、補正制御データを算出する（Ｓ３０７→Ｓ３０８）。
【００８３】
このような処理を行うことで、物標が予め設定された基準位置に設置されていなくても、簡素な処理で且つ高精度に電圧制御発振器の補正を行うことができる。また、レーダ装置としての実使用中であっても、電圧制御発振器の補正を随時行うことができる。これにより、生産時に温度補正データを取得する必要がなくなり、製造コストの削減や生産性の向上を実現することができる。また、経時変化による悪影響を防止することができる。
【００８４】
なお、本実施形態の処理を、第２の実施形態の構成および処理に適用しても良い。また、前述の実施形態に示したように、本実施形態の処理においても、複数処理グループのサンプリングデータによる平均値化処理を行っても良い。
【００８５】
次に、第４の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。
図１３は本実施形態に係るレーダ装置の主要構成を示すブロック図である。
図１４は本実施形態の補正制御部９１の処理フローを示すフローチャートである。
【００８６】
本実施形態のレーダ装置は、信号処理部９の構成が異なるのみで、他の構成は、第３の実施形態のレーダ装置と同じである。
【００８７】
信号処理部９に入力されたビート信号のサンプリングデータは、補正制御部９１で特に処理をされることなく、ＦＦＴ演算部９２に与えられる。ＦＦＴ演算部９２は、既知のＦＦＴ処理を用いてビート信号の周波数スペクトルデータを生成してピーク検出部９３に与える（Ｓ４０１）。ピーク検出部９３は、入力された周波数スペクトルからピークスペクトルおよび当該ピークスペクトルの周波数ｂｉｎを取得して（Ｓ４０２）、距離・速度算出部９４に与える。ピーク検出部９３は、検出したピークスペクトルの周波数ｂｉｎに対して、当該周波数ｂｉｎを含む前後の所定周波数帯域幅の周波数スペクトルデータを抽出して、補正制御部９１の逆ＦＦＴ演算部９１５に与える（Ｓ４０３）。補正制御部９１の逆ＦＦＴ演算部９１５は、入力された部分的な周波数スペクトルデータを逆ＦＦＴ処理して、ピークスペクトルを含む所定範囲に対応する部分サンプリングデータを生成する（Ｓ４０４）。逆ＦＦＴ演算部９１５は、生成した部分サンプリングデータをビート信号規格化部９１１に与える。
【００８８】
ところで、距離・速度算出部９４は、検出されたピークスペクトルおよびピーク周波数（周波数ｂｉｎ）を用いて、物標１００の距離、速度を算出する。算出された距離は、補正制御部９１の補正制御値算出部９１３に与えられる。
【００８９】
ビート信号規格化部９１１、位相量測定部９１２、補正制御値算出部９１３は、部分サンプリングデータと検出距離とを用いて、第３の実施形態に示したＳ３０１〜Ｓ３０８（Ｓ３１１，Ｓ３１２を含む）と同様の信号処理を行い、補正制御データを算出する（Ｓ４０１〜Ｓ４０８（Ｓ４１１，Ｓ４１２を含む））。
【００９０】
このような構成および処理を行うことで、検出した物標に対応したサンプリングデータ群を取得できる。これにより、複数の物標が存在する場合でも、各物標に対してサンプリングデータ群を確実に取得することができる。この結果、確実に電圧制御発振器の補正を行うことができる。さらに、複数の物標が存在する場合には、それぞれの物標毎に補正制御データを算出することができるので、これら算出された補正制御データを平均値処理等することで、よりノイズに影響されにくい補正制御データを取得することができる。したがって、さらに高精度に電圧制御発振器を補正することができる。
【符号の説明】
【００９１】
１−電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２，２１，２２，２３−カプラ、３−送信アンテナ、４−受信アンテナ、５，５１，５２−ミキサ、６，６１，６２−アンチエリアシングフィルタ、７，７１，７２−ＩＦ増幅回路、８，８１，８２−ＡＤコンバータ、９−信号処理部、１０−送信制御部、１１−ＤＡコンバータ、２５−π／２移相器、９１，９５−補正制御部、９２−ＦＦＴ演算部、９３−ピーク検出部、９４−距離・速度算出部、１００−物標、９１１…ビート信号規格化部、９１２−位相量測定部、９１３−補正制御値算出部、９１４−メモリ、９１５−逆ＦＦＴ演算部、９５１…直交検波器、９５３−補正制御値算出部、９５４−メモリ
【国際調査報告】
2008072481.tif 000017
2008072481.tif 000018