(57)【要約】  ループを切り出したりサーキュレータを挿入することなく、小信号シミュレーション時だけでなく大信号シミュレーション時においても増幅器のループ発振やモータボーティング発振を精密に予測し、発振抑制のための回路的工夫を定量的に設計しなければならない。  プローブ抵抗Ｒｘによる挿入損失を除去するために、負性抵抗−Ｒｘ／２をその両端に配する。ＤＣバイアスがプローブ内で消費されないように、ＤＣブロックを適用する。さらに、実抵抗の発生する熱雑音を削除し、雑音指数ＮＦへの影響をなくするために、実抵抗の雑音温度（環境温度）をゼロ・ケルビンに編集する。
2008062607.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
実際の回路あるいは回路シミュレータ上のＲＦ回路であって、
第１のポートと第２のポートで被観測回路の任意の切断点に挿入してその断面における反射係数あるいは特性インピーダンスを評価する機能を有し、
前記第１のポートと前記第２のポートの間における挿入損失がゼロであることを特徴とするＲＦ回路。
【請求項２】
マイクロ波・ミリ波あるいは高周波領域で用いられる、実際の回路あるいは回路シミュレータ上の回路であって、
６個のＲＦポートを有し、
ポート１から回路上の節点ａに第１の抵抗が接続され、節点ａから節点ｂに第２の抵抗が接続され、節点Bからポート２に第３の抵抗が接続され、節点ａから節点ｃに第４の抵抗が接続され、節点ｂから節点ｄに第５の抵抗が接続され、さらに節点ｂから節点ｅに第６の抵抗が接続され、
節点ｃからポート６に第１のＤＣブロックあるいは容量値が極めて大きくＲＦ信号をほとんど損失なく通過させることのできるコンデンサが接続され、節点ｄからポート５に第２のＤＣブロックあるいは容量値が極めて大きくＲＦ信号をほとんど損失なく通過させることのできるコンデンサが接続され、節点ｅから接地点に第３のＤＣブロックあるいは容量値が極めて大きくＲＦ信号をほとんど損失なく通過させることのできるコンデンサが接続され、
ポート３から接地点に第１の電圧依存性電圧源が接続され、ポート４から接地点に第２の電圧依存性電圧源が接続されており、
第２の抵抗において節点ｂを基準に測った節点aの瞬時電位をＶｒとしたとき、Ｖｒ発生と同時に第１の電圧依存性電圧源において、接地点からポート３の向きにＭ・Ｖr（Ｍは実係数）なる大きさの瞬時電圧が誘起され、第６の抵抗において節点eを基準に測った節点ｂの瞬時電位をＶｂとしたとき、Ｖｂ発生と同時に第２の電圧依存性電圧源において、接地点（アース）からポート４の向きにＶｂなる大きさの瞬時電圧が誘起され、
Ｒｘを正の実数、Ｒｓを、Ｒｓ>>１なる正の実数、αを実係数としたとき、第１、第３の抵抗の抵抗値は広く負性抵抗までを含み、それぞれ、−αＲｘ、（α−１）Ｒｘ、であり、第２の抵抗の抵抗値はＲｘであり、第４、第５、第６の抵抗値はそろってシステム抵抗よりも極めて大きな抵抗値Ｒｓであることを特徴とする回路。
【請求項３】
前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の抵抗の環境温度を絶対零度（ゼロ・ケルビン）で用いるかあるいは環境温度の設定を絶対零度（ゼロ・ケルビン）とすることを特徴とする請求項２記載の回路。
【請求項４】
請求項１、請求項２あるいは請求項３のＲＦ回路について、ポート１とポート２で被観測回路の任意の切断点に挿入して前向きあるいは後ろ向きの反射係数あるいは特性インピーダンスを評価し、前向きにみたときの反射係数をΓS、後ろ向きにみたときの反射係数をΓLとしたとき、
それらの積の絶対値ａｂｓ（ΓS・ΓL）、あるいは該積の絶対値と併せて、該積の位相角phase（ΓS・ΓL）を該被観測回路の安定性の指標とすることを特徴とする評価方法。
【請求項５】
請求項１、請求項２あるいは請求項３のＲＦ回路について、ポート１とポート２で被観測回路の任意の切断点に挿入して前向きあるいは後ろ向きの反射係数あるいは特性インピーダンスを評価し、前向き反射係数をΓS、後ろ向き反射係数をΓLとしたとき、
それらの積の絶対値ａｂｓ（ΓS・ΓL）、あるいは該積の絶対値と併せて、該積の位相角phase（ΓS・ΓL）を該被観測回路の安定性の指標とすることを特徴とする回路シミュレータ上のアルゴリズム。
【請求項６】
請求項１、請求項２、請求項３、あるいは請求項４を含む、増幅回路や発振回路などの電気回路の測定方法および測定装置、該電気回路の設計方法および設計装置、該電気回路の測定方法を記録した記録媒体、ならびに該電気回路の設計方法を記録した記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅回路や発振回路などの電気回路を評価する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波回路シミュレータ上で発振器や増幅器の寄生発振の検知をするためには、回路の任意の点において回路の左側部分および右側部分を見込んだ反射係数(すなわち特性インピーダンス)を知る必要がある。しかしその点で回路を切断してしまうと、回路の特性が本来のものとは異なってしまう。そこで、回路の特性にあまり影響を与えることなく回路の任意の点に挿入して、そこでの回路の左部分および右部分を見込む反射係数を求める方法が考案されている。代表的なものでは、WangらによるＳプローブやアジレント・テクノロジーのマイクロ波回路ＣＡＤソフトＡＤＳに標準搭載されているS-parameteｒOscillator Test Component  (実際の回路構成はＳプローブと同等)がある([1] K. Wang et al., “The S-Probe A New, Cost-Effective, 4-Gamma Method for Evaluating Multi-Stage Amplifier Stability, “ 1992 MTT-S Digest, pp.829-832.)。【０００３】
Ｓプローブは、図１のように、大きな抵抗（Ｒｓ、Ｒｖ）と電圧依存の電源Ｍ３、Ｍ４からなる６ポート回路であり、ポート１、ポート２で被観測回路の任意切断面に挿入して用いる。今、ポート１，ポート２には、それぞれＺ１、Ｚ２インピーダンスが接続されているものとする。これらのインピーダンスは、ポート５、ポート６からポート３、ポート４への通過特性から求められる。【０００４】
抵抗ＲｓとＲｖは非常に大きな抵抗値とするために、ポート６，５，４，３にはほとんど電流が流れず、回路Ｚ１、Ｚ2にはほとんど影響を与えない。また、Ｚ１、Ｚ２を直列に接続するＲｘは、非常に小さな値とし、できるだけ挿入損失を下げる。【０００５】
ポート６にＶ６の電圧を与えたときに回路Ｚ２に流れる電流をＩ２とすると、抵抗Ｒｘの両端のノードＡ，Ｂにおける電圧Ｖａ、Ｖｂは
Ｖａ＝  Ｖｂ+Ｉ２・Ｒｘ＝  Ｖｂ（Ｚ２＋Ｒｘ）／Ｚ２
Ｖｂ＝  Ｉ２・Ｚ２
となる。【０００６】
また、ポート３における電圧Ｖ３およびポート４における電圧V4は、
Ｖ３＝  −Ｍ３・Ｖｒ＝  −Ｍ３（Ｖａ−Ｖｂ）＝  −ＶａＭ３Ｒｘ／（Ｚ2＋Ｒｘ）
Ｖ４＝  −Ｍ４・Ｖｂ
となる。【０００７】
よって、ポート６からポート３，４への通過特性は
Ｓ３６＝  Ｖ３／Ｖ６＝  −ＶａＭ３Ｒｘ／［Ｖ６（Ｚ２＋Ｒｘ）］
Ｓ４６＝  Ｖ４／Ｖ６＝  −Ｍ４Ｚ２Ｖａ／[Ｖ６(Ｚ２＋Ｒｘ)]
となる。【０００８】
同様に、ポート５にＶ５の電圧を与えたときに回路Ｚ１流れる電流をＩ１とすると、抵抗Ｒｘの両端のノードＡ、Ｂにおける電圧Ｖａ、Ｖｂは
Ｖａ＝  Ｉ１Ｚ１
Ｖｂ＝  Ｖａ＋Ｉ１Ｒｘ＝  Ｖａ（Ｚ１＋Ｒｘ）／Ｚ１
となる。【０００９】
また、ポート３における電圧Ｖ３およびポート４における電圧Ｖ4は、
Ｖ３＝  −Ｍ３Ｖｒ＝  −Ｍ３（Ｖｂ−Ｖａ）＝  ＶｂＭ３Ｒｘ／(Ｚ１＋Ｒｘ)
Ｖ４＝  −Ｍ４Ｖｂ【００１０】
よって、ポート５からポート３，４への通過特性は、
Ｓ３５＝  Ｖ３／Ｖ５＝  −ＶｂＭ３Ｒｘ／［Ｖ５（Ｚ１＋Ｒｘ）］
Ｓ４５＝  Ｖ４／Ｖ５＝  Ｍ４Ｖｂ／Ｖ５
となる。【００１１】
したがって、
Ｓ４６／Ｓ３６＝  Ｍ４Ｚ２／Ｍ３Ｒｘ
Ｓ４５／Ｓ３５＝  −Ｍ４（Ｚ１＋Ｒｘ）／（Ｍ３Ｒｘ）
となる。【００１２】
ここで、
Ｍ４／（Ｍ３Ｒｘ）＝  １
０  <  Ｒ  <<１
特に具体的な回路パラメータとして、
Ｒｓ＝  １０ＭΩ
Ｒｖ＝  １０ＭΩ
Ｒｘ＝  １００μΩ
Ｍ３＝  １００００
Ｍ４＝  １
と選択することで、
Ｚ１＝  −Ｓ45／Ｓ35
Ｚ２＝  Ｓ46／Ｓ36
を得る。【００１３】
よって、ポート５，６からポート３，４への通過特性からＺ１、Ｚ２インピーダンスが求まる。したがって、回路側をみた前向き・後ろ向きの反射係数ΓＳ、ΓLはそれぞれ、
ΓS＝  （Ｚ１−Ｚ０）／（Ｚ１＋Ｚ０）
ΓL＝  （Ｚ２−Ｚ０）／（Ｚ２＋Ｚ０）
で求まることになる。ここでＺ０はシステム・インピーダンスおよびＳパラメータ・プローブの内部抵抗であり、通常５０Ωである。【００１４】
ここで、カプセル化文書は、コンテンツ情報と、コンピュータに各種機能を実現させる動作プログラムと、コンピュータに各種情報を送信するための送信先情報とが単一文書としてカプセル化されており、カプセル化文書ファイル内のコンテンツ情報に対する動作処理を制限するようにしたことで、カプセル化文書ファイル内にあるコンテンツ情報の不正利用を防ぎ、コンテンツ情報の著作権を保護することができる技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００１−１７７５８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
マイクロ波回路シミュレータ上で、回路の任意の部分に挿入してその部分での反射係数を求める関連するプローブ回路は、被観測回路に対して全く影響を与えないというわけではなく、被観測回路に影響を与えるプローブ抵抗Ｒｘは、大きければ大きいほど被観測回路中でロスを招く。従ってＲｘは１００μΩなどと十分に小さい必要があった。【００１６】
プローブ抵抗Ｒｘの値が、上記の典型値のごとく１００μΩなどと十分に小さければ、実際の挿入損失に関しては事実上無視できる。とりわけ、回路シミュレータ上で小信号を行う場合には、実計算では反射係数（すなわち特性インピーダンス）は回路トポロジーによって決定されるもので、プローブ抵抗の両端の電位差を算出する過程をとらないため、プローブ抵抗が極めて小さくても数値計算上はその両端の電位差の数値精度に問題が生じることはない。従って、関連するＳプローブによって回路の小信号上の反射係数を求める場合には、関連するＳプローブはほぼ正確に反射係数を算出することができる。【００１７】
しかし、大信号シミュレーションにおいてＳプローブによって回路上の反射係数を求める場合、実計算において反射係数は回路への入力信号とその応答によって算出されるものである。ここで、抵抗Ｒｘは電圧プローブとして用いられるので、この抵抗値Ｒｘを小さくして回路への影響を小さくしようとすると、抵抗の両端に現れる電位差に桁落ちが生じるために、抵抗値Ｒｘを極端には小さくできないという問題があった。【００１８】
さらに、電圧プローブとして用いる抵抗Ｒｘは通常、挿入損失を下げるために通常の抵抗成分よりかなり小さめに設定されているために、精度よく観測できるプローブ電圧を得るには、比較的大きなプローブ信号を入力せざるを得ず、これが、被観測回路に摂動を与えてしまい、被観測回路における反射係数を正確には求めることができない場合が生じる。【００１９】
さりとてＲｘを増大させると挿入損失が増大するというジレンマが生じることは言うまでもない。【００２０】
また、このプローブを貫通する形でＤＣバイアスが被観測回路には正確にはかからないというという欠点もあった。【００２１】
本発明は、以上説明した問題点を解決するためになされたものである。その目的は、ループを切り出したりサーキュレータを挿入したりすることなく、小信号シミュレーション時だけでなく大信号シミュレーション時においても増幅器のループ発振やモータボーティング発振を精密に予測し、発振抑制のための回路的工夫を定量的に設計することができるＲＦ回路、回路評価方法、アルゴリズムおよび記録媒体を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
かかる目的を達成するために、本発明は、以下の特徴を有することとする。【００２３】
ここで提案する反射係数測定回路（以下“無損失Sプローブ”と呼ぶ）は、WangらによるＳプローブを改良したもので、負性抵抗を活用することによって正の抵抗成分Ｒｘをキャンセルすることにより、回路動作においてプローブが厳密に無損失であるようにしたものである。プローブを無損失にしたために、プローブ抵抗Ｒｘの値として極端に小さな値を適用する必要がない。したがって大信号状態において回路の反射係数を求める場合に、プローブ抵抗の両端における電位差の桁落ちの問題がなくなり、精度の高いプローブ電圧を得ることが出来る。すなわち、無損失Ｓプローブを用いた反射係数の算出方法は、回路にほとんど摂動を与えない十分小さなプローブ信号の入力で反射係数を求めることができ、大信号状態においても回路の任意の点で回路の左部分及び右部分を見込んだ反射係数（特性インピーダンス）を、関連する方法と比較して極めて正確に求めることができる。【００２４】
すなわち、本発明の回路は、実際の回路あるいは回路シミュレータ上のＲＦ回路であって、第１のポートと第２のポートで被観測回路の任意の切断点に挿入してその断面における反射係数（あるいは特性インピーダンス）を評価する機能を有し、第１のポートと第２のポートの間における挿入損失が厳密に全くゼロであることを特徴とするＲＦ回路である。【００２５】
より具体的には、マイクロ波・ミリ波あるいは高周波領域で用いられる、実際の回路あるいは回路シミュレータ上の回路であって、６個のＲＦポートを有し、ポート１から回路上の節点aに第１の抵抗が接続され、節点ａから節点ｂに第２の抵抗が接続され、節点ｂからポート２に第３の抵抗が接続され、節点ａから節点ｃに第４の抵抗が接続され、節点ｂから節点ｄに第５の抵抗が接続され、さらに節点ｂから節点ｅに第６の抵抗が接続され、節点ｃからポート６に第１のＤＣブロック（あるいは容量値が極めて大きくＲＦ信号をほとんど損失なく通過させることのできるコンデンサ）が接続され、節点ｄからポート５に第２のＤＣブロック（あるいは容量値が極めて大きくＲＦ信号をほとんど損失なく通過させることのできるコンデンサ）が接続され、節点ｅから接地点（アース）に第３のＤＣブロック（あるいは容量値が極めて大きくＲＦ信号をほとんど損失なく通過させることのできるコンデンサ）が接続され、ポート３から接地点（アース）に第１の電圧依存性電圧源が接続され、ポート４から接地点（アース）に第２の電圧依存性電圧源が接続されており、第２の抵抗において節点ｂを基準に測った節点ａの瞬時電位をＶｒとしたとき、Ｖｒ発生と同時に第１の電圧依存性電圧源において、接地点（アース）からポート３の向きにＭ・Ｖr（Ｍは実係数）なる大きさの瞬時電圧が誘起され、第６の抵抗において節点ｅを基準に測った節点ｂの瞬時電位をＶｂとしたとき、Ｖｂ発生と同時に第２の電圧依存性電圧源において、接地点(アース)からポート４の向きにＶｂなる大きさの瞬時電圧が誘起され、Ｒｘを正の実数、Ｒｓを、Ｒｓ>>１なる正の実数、αを実係数としたとき、第１、第３の抵抗の抵抗値は広く負性抵抗までを含み、それぞれ、−αＲｘ、（α−１）Ｒｘ、であり、第２の抵抗の抵抗値はＲｘであり、第４、第５、第６の抵抗値はそろってシステム抵抗よりも極めて大きな抵抗値Ｒｓであることを特徴とする回路である。【００２６】
さらに低雑音増幅器の設計・評価を考慮に入れて、請求項２の回路において、第１、第２、第３、第４、第５、第６の抵抗の環境温度を絶対零度（ゼロ・ケルビン）で用いるかあるいは環境温度の設定を絶対零度（ゼロ・ケルビン）とすることを特徴とする回路とするとなお有効性が高まる。【００２７】
さらに、上記の回路を用いた被観測回路の安定性に関する評価方法に関して、請求項１、請求項２あるいは請求項３のＲＦ回路を、ポート１とポート２で被観測回路の任意の切断点に挿入して前向きあるいは後ろ向きの反射係数（特性インピーダンス）を評価し、前向き反射係数をΓS、後ろ向き反射係数をΓLとしたとき、それらの積の絶対値ａｂｓ（ΓS・ΓL）、あるいは該積の絶対値と併せて、該積の位相角phase（ΓS・ΓL）を該被観測回路の安定性の指標とする評価方法、あるいは回路シミュレータ上のアルゴリズムを提案する。【００２８】
さらに、請求項１、請求項２、請求項３、あるいは請求項４を含む、増幅回路や発振回路などの電気回路の測定方法および測定装置、該電気回路の設計方法および設計装置、該電気回路の測定方法を記録した記録媒体、ならびに該電気回路の設計方法を記録した記録媒体をも含めるものとする。【００２９】
図２に示すように、本発明のプローブ回路は、電圧依存性の電源と大きな抵抗値の抵抗からなる６ポート回路で、回路挿入端子であるポート１，２をもって反射係数を求めたい回路の任意のポイントに挿入して用いるが、本プローブを回路に挿入したために回路に与えられる摂動について、図２に基づいて説明する。【００３０】
ポート１から２の間は、抵抗Ｒｘがその両脇の抵抗−αＲｘと（α−１）Ｒｘの和である−Ｒｘによって打ち消されて完全にショート（抵抗値ゼロ）に見える。一方抵抗Ｒｓはたいへん大きな値をもたせるため、ポート３，４，５，６にはほとんど電流が流れず、回路インピーダンスＺ１、Ｚ２には影響を与えない。ＤＣブロックの適用によって、正確なＤＣバイアス印加も可能である。また、回路Ｚ１、Ｚ２に対して直列に挿入する抵抗Ｒｘは比較的小さな値とするが、さらに付加する負性抵抗−Ｒｘによって打ち消されるため、本プローブの挿入損失は厳密に無視できる。また、抵抗Ｒｘは電圧プローブとして働くが、Ｒｘに極端に小さい値を用いる必要がないので、そこでの電位差の数値計算上の桁落ちを防ぐことができる。また、各実抵抗の雑音温度を絶対零度（ゼロ・ケルビン）にすることで、本プローブが回路の雑音指数ＮＦに与える影響は全くゼロとなる（ＬＮＡの設計上で必要）。典型的な回路パラメータとしては、
Ｒｓ＝１０ＭΩ
Ｒｘ＝１Ω
Ｍ＝  １
α＝  １／２
と選択するとよい。【００３１】
さて、ポート１，２にはそれぞれインピーダンスＺ１、Ｚ２の回路が接続されているものとする。これらのインピーダンスは、ポート５，６からポート３，４への通過特性から
Ｚ１＝−Ｓ［４，５］／Ｓ［３，５］−Ｒｘ／２
Ｚ２＝  Ｓ［４，６］／Ｓ［３，６］＋Ｒｘ／２
で与えられる。したがって、回路側をみた前向き・後ろ向きの反射係数ΓS、ΓLはそれぞれ、
ΓS＝  （Ｚ１−Ｚ０）／（Ｚ１＋Ｚ０）
ΓL＝  （Ｚ２−Ｚ０）／（Ｚ２＋Ｚ０）
で求まることになる。ここでＺ０はシステム・インピーダンスおよびＳパラメータ・プローブの内部抵抗であり、通常５０Ωである。
【発明の効果】
【００３２】
本発明のＳプローブを用いると、ループを切り出したりサーキュレータを挿入したりすることなく、小信号シミュレーション時だけでなく大信号シミュレーション時においても増幅器のループ発振やモータボーティング発振を精密に予測し、発振抑制のための回路的工夫を定量的に設計することができる。したがって、本発明の無損失Ｓプローブはマイクロ波回路の設計上きわめて有益である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
（実施形態１）
無損失S-probeは電圧依存性の電源、キャパシタ及び抵抗からなるシミュレータ上の理想的なプローブであり、厳密に挿入損失ゼロで挿入ポイントでの反射係数（前向き・後向き）を求めることができる。無損失S-probeは、一般的には図２に示したような６ポートの回路構成であり、回路挿入端子であるポート１、２で反射係数を求めたい回路の任意のポイントに挿入することができる。【００３４】
はじめに、本プローブを回路に挿入したための回路に与える損失について考察する。ポート１から２の間は、抵抗Ｒｘが負性抵抗−Ｒｘによって打ち消されショートに見える。一方抵抗Ｒｓは、たいへん大きな抵抗値を持つため、ポート３，４，５，６にはほとんど電流が流れず回路インピーダンスＺ１，Ｚ２には影響を与えない。【００３５】
ＤＣブロックの適用によって、正確なＤＣバイアス印加も可能である。また、回路Ｚ１，Ｚ２に対して直列に挿入する抵抗Ｒｘは比較的小さな値とし、さらにその両脇に付加する抵抗成分の和−Ｒｘ（負性の抵抗値）によって打ち消されるため、本S-probeの挿入損失は厳密に無視できる。【００３６】
さらに、抵抗Ｒｘは電圧プローブとして働くが、本方法では上述の負性抵抗の補助によってＲｘに極端に小さい値を用いる必要がなくなる。そのため、大信号解析時には、プローブ用信号として回路に摂動をほとんど与えない比較的小さなパワーの信号を与えればよく、ほとんど無摂動で（すなわち正確に）大信号状態時の反射係数（インピーダンス）を求めることができるメリットがある。また、各実抵抗の雑音温度を絶対零度（ゼロ・ケルビン）にすることで、本S-probeが回路の雑音指数ＮＦに与える影響は全くゼロとなり、低雑音増幅器（ＬＮＡ）に適用したとき、ＮＦ設計を正確に行うことができる。【００３７】
さて、ポート１，２にはそれぞれインピーダンスＺ１、Ｚ２の回路が接続されるものとする。これらのインピーダンスは、ポート５，６からポート３，４へのＲＦ通過特性により求めることができる。以下それをまず、Ｓパラメータ・ポートを用いた小信号解析の場合について証明する。【００３８】
ポート６にＶ６の交流電圧を与えたとき回路Ｚ２に流れる電流をＩ２とすると、抵抗Ｒｘの両端のノードＡ，Ｂにおける電圧ＶＡ，ＶＢは、
ＶＡ＝  ＶＢ＋Ｉ２Ｒｘ＝  ＶＢ［Ｚ２＋Ｒｘ＋（α−１）Ｒｘ］／［Ｚ２＋（α−１）Ｒｘ］
＝  ＶＢ（Ｚ２＋αＲｘ）／［Ｚ２＋（α−１）Ｒｘ］
ＶＢ＝  Ｉ２［Ｚ２＋（α−１）Ｒｘ／２］
となる。【００３９】
また、ポート３における電圧Ｖ３及びポート４における電圧Ｖ４はそれぞれ、
Ｖ３＝  ＭＶｒ＝  Ｍ（ＶＡ−ＶＢ）＝  ＶＡＭＲｘ／（Ｚ２＋Ｒｘ＋（α−１）Ｒｘ）
＝  ＶＡＭＲｘ／（Ｚ２＋αＲｘ）
Ｖ４＝  ＶＢ
となる。【００４０】
よって、ポート６からポート３，４への通過特性は、
Ｓ［３，６］＝  Ｖ３／Ｖ６＝  ＶＡＭＲｘ／｛Ｖ６（Ｚ２＋αＲｘ）｝
Ｓ［４，６］＝  Ｖ４／Ｖ６＝  ［Ｚ２＋（α−１）Ｒｘ］ＶＡ／［ＶＶ６（Ｚ２＋αＲｘ）］
で得られる。【００４１】
同様な議論により、ポート５にＶ５の交流電圧を与えたときに回路Ｚ１に流れる電流をＩ1とすると、抵抗Ｒｘの両端のノードＡ，Ｂにおける電圧ＶＡ，ＶＢはそれぞれ、
ＶＡ＝  Ｉ１（Ｚ１−αＲｘ）
ＶＢ＝  ＶＡ＋Ｉ１Ｒｘ＝  ＶＡ（Ｚ１-αＲｘ＋Ｒｘ）／（Ｚ１−αＲｘ）
＝  ＶＡ［Ｚ１＋（１−α）Ｒｘ］／（Ｚ１-αＲｘ）
となる。【００４２】
また、ポート３における電圧Ｖ３及びポート４における電圧Ｖ4はそれぞれ、
Ｖ３＝  ＭＶｒ＝  Ｍ（ＶＢ−ＶＡ）＝  −ＶＢＭＲｘ／（Ｚ１−αＲｘ＋Ｒｘ）
＝  −ＶＢＭＲｘ／［Ｚ１＋（１−α）Ｒｘ］
Ｖ４＝  ＶＢ
となる。【００４３】
よって、ポート５からポート３，４への通過特性は、
Ｓ［３，５］＝  Ｖ３／Ｖ５＝  −ＶＢＭＲｘ／［Ｖ5｛Ｚ1＋（１−α）Ｒｘ｝］
Ｓ[４，５]＝  Ｖ４／Ｖ５＝  ＶＢ／Ｖ５
となる。【００４４】
従って、
Ｓ[４，６]／Ｓ[３，６]＝  [Ｚ２＋（α−１）Ｒｘ]／（ＭＲｘ）
Ｓ[４，５]／Ｓ[３，５]＝  −[Ｚ１+（１−α）Ｒｘ]／（ＭＲｘ）
となる。【００４５】
ここで、
ＭＲｘ＝  １
と選べば、回路のインピーダンスＺ１，Ｚ２は、
Ｚ１＝  −Ｓ[４，５]／Ｓ[３，５]−（１−α）Ｒｘ
Ｚ２＝  Ｓ[４，６]／Ｓ[３，６]＋（１−α）Ｒｘ
で与えられることがわかる。【００４６】
かくして、ポート５，６からポート３，４への通過特性から回路のインピーダンスＺ１，Ｚ２が求まることがわかる。従って、回路側を見た前向き、
後向きの反射係数ΓS及びΓLはそれぞれ、
ΓS ＝  （Ｚ１−Ｚ０）／（Ｚ１＋Ｚ０）
ΓL ＝  （Ｚ２−Ｚ０）／（Ｚ２＋Ｚ０）
で求まることになる。ここでＺ0はシステム・インピーダンス及びＳパラメータ・プローブの内部抵抗であり、通常５０Ωである。【００４７】
小信号解析時の回路シミュレータ上の実計算では、回路の反射係数は回路トポロジーから直接計算され、プローブ信号の入力による出力の応答を観測する過程をとらない。しかし、大信号解析時には上述したような手続きをふんで、プローブ信号の入力による出力の応答を観測することによって、ポート５，６からポート３，４への通過特性から回路のインピーダンスＺ１、Ｚ２が求まる。ポート６にＶ６の電圧を加えたときにポート３，４に現れる電圧をそれぞれＶ３６，Ｖ４６とし、ポート５にＶ５の電圧を加えたときにポート３，４に現れる電圧をそれぞれＶ３５、Ｖ３６とすると、回路のインピーダンスＺ１，Ｚ２はそれぞれ、
Ｚ1＝  −Ｖ４５／Ｖ３５−（１−α）Ｒｘ
Ｚ２＝  Ｖ４６／Ｖ３６＋（１−α）Ｒｘ
で与えられる。【００４８】
実際に用いる典型的な抵抗Ｒｓ，Ｒｘの値や電圧源のパラメータＭはたとえば、
Ｒｓ＝  １０ＭΩ
Ｒｘ＝  １Ω
Ｍ＝  １
α＝  １／２
ととるとよい。図３は、これらの典型的な回路パラメータで構成した場合の無損失Ｓプローブを示したものである。【００４９】
ここで、回路シミュレータによっては、マイナスの値の抵抗値（すなわち負性抵抗値）を入力回路パラメータとしては用いることができないものもある。そのような場合には、一般に負性抵抗値を含むまで拡張された一般的レジスタンス−αＲｘを得るには、図２右側に示すような４パラメータのアドミッタス行列要素｛Ｙ｝において、
Ｙ［１，１］＝  −１／αＲｘ，    Ｙ［１，２］＝  １／αＲｘ
Ｙ［２，１］＝  １／αＲｘ，  Ｙ［２，２］＝  −１／αＲｘ
とすればよいので、たとえば負性抵抗-Rx/2を得るには、図３右側に示したように、
Ｙ［１，１］＝  −２／Ｒｘ，  Ｙ［１，２］＝  ２／Ｒｘ
Ｙ［２，１］＝  ２／Ｒｘ，  Ｙ［２，２］＝  −２／Ｒｘ
ととればよい。【００５０】
Ｓプローブは６ポート回路であるため、これを用いた回路の発振解析・設計の手順は、Ｓプローブがｎ個のとき６ｎポート程度の多ポート回路の解析となり、かつ大信号解析のとき２トーンのハーモニック・バランス解析が必要となり、かなり複雑なものとなる傾向がある。【００５１】
（実施形態２）
ここでは無損失Ｓプローブの方法を、マイクロ波回路の発振解析・設計の基本となる発振器の回路設計に適用した例を述べる。図４はここで取り上げる発振器の基本回路構成図である。能動素子にはＦＥＴを用い、ソース端にスタブをもった直列帰還形の回路構成をとっている。図のように発振器のゲート端及びドレイン端にＳプローブを挿入し、そこから回路の左及び右を見込んだ反射係数を求められるようにしている。このような回路構成では通常、発振信号はドレイン側から出力され、負荷はドレイン側に接続されるので、発振条件はドレイン端での反射係数（特性インピーダンス）で判定される。【００５２】
能動素子側及び負荷側をみた反射係数を、図４のようにそれぞれΓS1、ΓL1とする。発振始動条件は小信号状態の時の反射係数で与えられ、発振始動角周波数ωにおいて、
ａｂｓ（ΓS1ΓL1）＞１
かつ、  phase（ΓS1）+phase（ΓL1）＝０
である。これは、能動素子側及び負荷側をみた特性インピーダンスを、それぞれＺｏｕｔ、ＺＬとしたときの以下の発振始動条件、
Ｒｅ｛Ｚｏｕｔ（ω）｝＜０    かつ    ｜Ｒｅ｛Ｚｏｕｔ（ω）｝｜＞Ｒｅ｛ＺＬ（ω）｝
Ｉｍ｛Ｚｏｕｔ（ω）｝＋Ｉｍ｛ＺＬ（ω）｝＝０
と等価であるが、より簡便な表現となっている。【００５３】
さらに発振継続条件は発振定常状態（大信号状態）の時の反射係数で与えられ、発振定常状態角周波数ωoにおいて、
ａｂｓ（ΓS1ΓL1）＝１            （Ｂ１）
かつ、  phase（ΓS1）＋phase（ΓL1）＝０  （Ｂ２）
である。【００５４】
これは、能動素子側及び負荷側をみた特性インピーダンスを、それぞれＺｏｕｔ、ＺＬとしたときの以下の発振始動条件、
Ｒｅ｛Ｚｏｕｔ（ωo）｝＜０    かつ    ｜Ｒｅ｛Ｚｏｕｔ（ωo）｝｜＝  Ｒｅ｛ＺＬ（ωo）｝
Ｉｍ｛Ｚｏｕｔ（ωo）｝＋Ｉｍ｛ＺＬ（ωo）｝＝０
と等価であるが、より簡便な表現となっている。【００５５】
アジレント社製マイクロ波回路シミュレータＡＤＳ上で発振器の具体的な回路設計を行ってみた。６０ＧＨｚ帯でのミリ波発振器（以下６０ＧＨｚ−ＯＳＣと略称する）を設計した例である。ＦＥＴの等価回路には、簡単のためにカーティス・キュービック・モデルを用いた。【００５６】
図５（ａ）,（ｂ）は、具体的な発振回路において上記の発振条件に基づき、発振始動の設計（小信号）をしたものである。図（ａ）は発振器のゲート端での反射係数を周波数に対してプロットしたものであり、図（ｂ）はドレイン端での反射係数をプロットしたものである。Ｓプローブが回路に対して無摂動（特に小信号解析時には厳密に無摂動）なために、発振理論どおり図（ａ）、図（ｂ）のどちらに基づいても、ともに発振の始動条件が同一の周波数（約６２ＧＨｚ）にて満たされていることがわかる。【００５７】
図６は６０ＧＨｚ−ＯＳＣにおける負性抵抗の発生とその発振始動へのつながりをみたものである。図においてＺｄは、ドレイン端のＳプローブから能動素子側を見込んだ特性インピーダンスである。図６のＺｄの実部は、約４５ＧＨｚから６５ＧＨｚにかけて５０Ω以上の負性抵抗を発生していることを示している。さらに、Ｚｄの虚部は、６２ＧＨｚ付近にて容量性から誘導性へのはっきりした切り替わり点をもっており、かつこの切り替わり点は、負性抵抗が発生している周波数帯域内にある。すなわちこの切り替わり点が発振のしかかり周波数を示しており、小信号で見る限り、この発振器は安定な発振動作が可能であることも示唆している。【００５８】
以上では発振しかかり時での小信号による解析の例を述べた。しかし、発振器は定常状態時には大信号状態となっているので、この状態での反射係数の算出は、大信号状態で行わねばならない。大信号解析においては、発振ハーモニック・バランス・シミュレーションを行う基本トーンの他に、反射特性を求めるために周波数を掃引するプローブ用大信号を第２トーンとしてＳプローブに印加するので、２トーンのハーモニック・バランス解析となる。無損失Ｓプローブを用いた場合には、負性抵抗の補助によって図２のＲｘに極端に小さい値を用いる必要がなくなる。そのため、大信号解析時には、プローブ用信号として回路に摂動をほとんど与えない比較的小さなパワーの信号を与えればよく、ほとんど無摂動で（すなわち正確に）大信号状態時の反射係数（インピーダンス）を求めることができる。関連する方法では比較的大きなプローブ信号を与えねばならないので、回路に摂動が生じ、アクティブ・ロードプルの原理より正確な回路特性を知ることができなかった。【００５９】
図７は、上記の２トーン・ハーモニック・バランス法によって６０ＧＨｚ−ＯＳＣの定常発振時におけるドレイン端での反射係数をみたものである。本報告の６０ＧＨｚ−ＯＳＣは、シミュレーション上５９．８８ＧＨｚで定常発振し、そのときの発振出力は１３．２ｄＢｍである。２トーン解析においては、この基本トーンのほかに、周波数を掃引して各周波数における反射係数（特性インピーダンス）を求めるために、−３０ｄＢｍのプローブ用大信号をＳプローブを通じて回路に印加した。図７の反射係数特性及び位相特性は、６０ＧＨｚにおいて前述した発振定常状態が満足すべき式（Ｂ１）、（Ｂ２）を発振理論どおり満たしていることがわかる。これは、本報告の無損失Ｓプローブによって回路任意点における反射係数（特性インピーダンス）を算出する方法が、大信号状態においても有効であることを示す例の１つである。増幅器への適用方法も、基本的には発振器の場合と同様である。【００６０】
提案した回路シミュレータ上の無損失Ｓプローブは、負性抵抗を活用することによって大信号状態時においても回路の任意の点で回路の左及び右部分を見込んだ反射係数（インピーダンス）を正確に求めることができる。従って発振器設計の高度化や増幅器寄生発振の検知・抑制に寄与するものと考えられる。実施形態１では、まず無損失Ｓプローブ法の原理について説明したが、さらに実施形態２では、マイクロ波回路の発振解析・設計の基礎となる発振器の回路設計に適用した例について記述した。増幅器への適用については、実施形態３以降で説明する。【００６１】
（実施形態３）
マイクロ波増幅器は、信号を増幅すべき帯域内で利得をもつようにと単純に設計しただけでは、大域外で不要な利得をもってしまうことがある。特にミリ波用トランジスタを能動素子に用いた場合、このトランジスタはミリ波帯の高い周波数まで利得を有するので、当然それ以下の周波数ではより大きな利得を有し、ミリ波増幅器は帯域外で不要な利得をもつことが多い。このような帯域外の不要な利得が、増幅器の帯域外で発振条件を満たしてしまうと、寄生発振が生じることになる。【００６２】
増幅器の寄生発振には、大きく分けて偶モード発振と奇モード発振（ループ発振）があることが知られている。偶モード発振は安定係数Ｋにて判別される発振である。一方、奇モード発振は、回路内の並列接続されたコンポーネントが互いに逆位相で励振されることによって生じる発振であり、通常よく用いられる安定係数ＫやＭＵ値では判別できない。【００６３】
回路シミュレータ上で奇モード発振（ループ発振）の危険性を検知するために、その特定ループを回路全体から切り出し、サーキュレータを用いてプローブ信号を注入したときのループ利得で奇モード発振を検知する方法がよく用いられてきた。しかしこのような従来の方法では、回路内の特定ループを切り出して解析する必要があるため、本来の回路全体の特性を正確には知ることができないという欠点がある。そのため、偶モード発振の検知に比較して、奇モード発振の検知は定量性に乏しく、増幅器における寄生発振の検知（や抑制）を困難なものにしていた。【００６４】
ここでは、発案の無損失Ｓプローブ（図２または図３）を用いて、回路シミュレータ上で増幅器の偶モード発振だけでなく奇モード発振をも比較的簡単にかつ正確に検知する方法について述べ、実験値と計算値の比較も行う。本方法によって、回路内の特定ループを切り出すことなく、回路に対して無摂動のＳプローブを回路内の断面に挿入することにより、小信号時でも大信号時でも反射係数（特性インピーダンス）を算出できる。従って、関連する方法に比べると正確に偶モード及び奇モードの寄生発振を検知できることがわかる。さらに、Ｋ値やＭＵ値といった関連する安定指数と併せて本方法による安定性判別を行うと、増幅器のより精密な安定設計ができる。多段増幅器の各段の安定性についても個別に定量的に知ることができる。【００６５】
（3-1．  Ｓプローブ法による増幅器安定性解析）
図８は、無摂動Ｓプローブを多段増幅器の安定性解析用に適用した回路図である。Ｓプローブによって回路コンポーネントの安定性を知るには、図のようにその回路コンポーネントをＳプローブではさむ構成でＳプローブを挿入する。回路断面での反射係数を求める方法については、実施形態１に詳述した方法に基づく。【００６６】
一般に、i段目の増幅器が安定であるためには、
ａｂｓ｛ΓS(i-1)*ΓL(i-1)｝＜１  かつ  ａｂｓ(ΓSi*ΓLi)＜１  （Ｃ１）
であることが必要である。（能動素子は現実的にはユニラテラルでないので、普通前式・後式どちらか一方のみでも代用可である。）ｎ段増幅器の回路全体が安定であるために必要な条件は、一般的には各段が安定であることが必要なので、
ａｂｓ(ΓS0*ΓL0)＜１
かつ      ａｂｓ(ΓS1*ΓL1)＜１
・
・
・
かつ      ａｂｓ（ΓSn＊ΓLn）＜１                                    （Ｃ２）
である。これらは、Wangらの元論文[１]の
Real(ΓSi＊ΓLi)＜１                                                  （Ｃ３）
タイプの式より厳しい条件となっているが、式（Ｃ３）を満足しても発振理論によって発振条件を満たす場合が存在する矛盾が生ずるので、本文では安定性判別式としては発振理論に忠実な式（Ｃ１）あるいは（Ｃ２）を採用する。【００６７】
逆に、i段目の増幅器が発振するための条件式は
ａｂｓ(ΓSi*ΓLi)＞１                                                 （Ｃ４）
phase(ΓSi)＋phase(ΓLi)＝０                                          （Ｃ５）
が成立することである。【００６８】
このように本方法では、回路内の特定ループを切り出したりサーキュレータを挿入したりすることなく、回路に対して無摂動のＳプローブを回路内の断面に挿入することにより、小信号時でも大信号時でも反射係数（特性インピーダンス）を算出できる。従って、関連する方法に比べると正確に偶モード及び奇モードの寄生発振を検知できる。多段増幅器の各段の安定性についても式（Ｃ１）に従い個別に定量的に知ることができる。【００６９】
以下では具体的な増幅器について、偶モード発振と奇モード発振の解析を行った例について述べる。まず偶モード発振について小信号解析で検知する方法を述べる。次に奇モード発振について小信号にて検知・抑制の検討を行ったあと、大信号解析にて更に安定性を調べ、最後に奇モード発振について実験値と計算値を比較する。【００７０】
（3-2.  増幅器における偶モード発振について）
ここでは具体的な増幅器の例として、Ｗｇ＝４００μｍのゲート幅のＦＥＴをゲート及びドレイン引出し線を用いて並列接続した能動素子で構成したＶ帯ミリ波増幅器を考える（図９に等価回路を示した。以下６０ＧＨｚ−ＡＭＰと略記。）。ＦＥＴにはゲート長Ｌｇ＝０．１５μｍ、ゲート幅Ｗｇ＝４００μｍ、ゲート・メタライズTiAlTiのAlGaAs/InGaAs/AlGaAsチャネルのダブル・ドープ・ダブル・ヘテロ構造のヘテロ接合ＦＥＴ（ＨＪＦＥＴ）を採用した。ゲート引出し線には、インピーダンス整合のために位相戻し用のキャパシタを作り込んでいる。計算に用いたＦＥＴの等価回路モデルは、ミリ波デバイス量産化プロセスにて実際に試作したＦＥＴの特性測定結果を元に構成したものである。バイアス回路にはＲＣバイアスネットワークを適用している。【００７１】
図１０は、図９の増幅器のシミュレーション上の小信号特性である。６０ＧＨｚにて入出力の良好なインピーダンス整合がとれ、ゲインも８ｄＢ得られていることがわかる（Ｖｄ＝４Ｖ、Ａ級動作）。図１１は安定係数Ｋ値をプロットしたものである。Ｋ値は３０ＧＨｚ付近で低い値を示し約１となるが、それ以外の周波数において１以上を示しており、これで見る限りおおむね回路安定性は確保されているように見える。【００７２】
また図１２は、式（Ｃ１）あるいは式（Ｃ４）、（Ｃ５）に基づいて安定性判別を行ったものである。この場合、Ｓプローブは並列接続されたＦＥＴのループ回路部分の外部に挿入されており、かつＳプローブを通じての閉ループ回路部分もないため、偶モード発振の検知を行うことになる。図１２では、反射係数の絶対値に関しても位相に関しても、発振条件は満たさず、回路は偶モード励振に関しては発振する危険性がなく、安定である。【００７３】
（3-3.  増幅器における奇モード発振について）
上記では６０ＧＨｚ−ＡＭＰの偶モード発振について考察したが、ここでは奇モード発振について考察する。【００７４】
考察する増幅器としてはバランス抵抗以外は図８及び図９と全く同じ６０ＧＨｚ−ＡＭＰを例にとる。奇モード発振の検知のために、図１３の等価回路に示したように、Ｓプローブを奇モード発振が生じる可能性のある回路内閉ループ部分に挿入する。【００７５】
この増幅器の小信号特性及び安定係数Ｋの値は、バランス抵抗のあるなしにかかわらずそれぞれ図１０、図１１に示したものと全く同様である。【００７６】
図１４に、バランス抵抗を適用しない場合においてドレイン端のＳプローブでみた式（Ｃ１）あるいは式（Ｃ４）、（Ｃ５）による安定性指数を示した。３０ＧＨｚ付近にて反射係数及び位相の条件が発振条件をほぼ満たし、６０ＧＨｚ−ＡＭＰは３０ＧＨｚ付近で不安定であることがわかる。そこで更に詳しくみるため、ドレイン端から能動素子側を見込んだ特性インピーダンスＺｄを図１５に示した。図１５によれば６０ＧＨｚ−ＡＭＰは３０ＧＨｚ付近において不安定であるだけでなく、発振条件を満たしており、奇モード発振を起こす危険性をもっていることがわかる。【００７７】
そこで図１６で、バランス抵抗１５Ωを適用した場合の６０ＧＨｚ−ＡＭＰの奇モード励振に対する安定性をみた。図１６でわかるように、小信号レベルで見る限りバランス抵抗にて奇モード寄生発振が抑制されることがわかる。【００７８】
さらに次に６０ＧＨｚ−ＡＭＰにおいてバランス抵抗値の最適化設計を行った。図１７は、３０ＧＨｚ付近でのａｂｓ(ΓS1*ΓL1)＝ａｂｓ(Gamma_S1*Gamma_L1)の最大値を発振指標とし、これをバランス抵抗のコンダクタンスに対してプロットしたものである。この場合、バランス抵抗としては１５から４０Ωが適当で、２５Ωを最適値に選んだ。【００７９】
さて、今までの考察はすべて小信号時における安定性の解析であったが、図１８は、６０ＧＨｚ−ＡＭＰにおいて大信号入力時つまり増幅器動作時における各周波数での反射係数を小信号時の場合と比較したものである。大信号入力時の反射係数の算出は２トーンのハーモニック・バランス解析となる。この２トーン解析において、増幅器６０ＧＨｚ−ＡＭＰへの入力大信号の基本トーンは６０ＧＨｚ、１５ｄＢｍとし、周波数を掃引してＳプローブへ入力する第２トーンのプローブ信号は−３０ｄＢｍとした。６０ＧＨｚ−ＡＭＰは、図１８に示されるように２５Ωのバランス抵抗を接続することによって小信号的には奇モード励振に対して安定であったが、１５ｄＢｍの大信号入力時には約３０ＧＨｚにおいて不安定特性を示している（Ｖｄ＝４Ｖ、Ａ級動作）。さらに、図１９に示すように位相特性まで算出すると、この増幅器は３０ＧＨｚ付近において奇モード励振に対して不安定であるばかりか発振条件まで満たしていることがわかる。このように無損失Ｓプローブ法で検知した回路シミュレータ上での大信号時の奇モード不安定性は、パワーアンプの動作実験でしばしば見受けられる「バンド切れ現象」（小信号時には安定な動作を示していた回路が、ある程度のレベルの大信号入力時に不安定になり、寄生発振を示す現象）と対応しているのではないかと推測される。【００８０】
そこで次に実際の増幅器で、奇モード発振と考えられる観測される寄生発振の周波数値と同条件における本方法での大信号計算値を表１で簡単に比較してみた（ここでは増幅器の仕様、動作条件等の詳細に関する記述は割愛する）。【００８１】
【表１】
2008062607.tif 000003
【００８２】
表１における増幅器は、動作バイアスで安定係数Ｋが全周波数で１以上を示し、小信号時には動作は安定であるにもかかわらず、通常動作時にて、ある程度のレベルの大信号入力時には寄生発振を示すものである。したがって、表１における寄生発振は奇モード発振（ループ発振）ではないかと考えられるものである。この例では、本報告の方法が、比較的定量的にも寄生発振を予測・検知できていることがわかる。表１にあげた増幅器の寄生発振は、残念ながら実験的にも計算においても、バランス抵抗の適用によって抑制される場合とされない場合があった。大信号解析を用いたさらに定量的な発振解析のためには、能動素子の大信号モデルに高精度なタイプのもの（たとえば、アジレント社製ＩＣＣＡＰを駆使して構成したＥＥＨＥＭＴモデル等）を用いる必要がある。【００８３】
本章では奇モード発振の検知に関して、方法を概説することに重点を置いて述べた。本方法によって、回路内の特定ループを切り出すことなく、Ｓプローブを回路内の断面に挿入することにより、小信号時でも大信号時でも反射係数（インピーダンス）を算出できた。その結果、関連する方法と比べると正確に偶モード及び奇モードの寄生発振を検知できるようになった。しかしＫ値やＭＵ値の関連する安定指数は、回路全体の遇モード励振に関する安定性の解析には強力な手段であることに変わりはない。従って、これらの方法と併せて本方法による安定性解析を併用すれば、増幅器のより精密な安定設計ができるものと考えられる。【００８４】
（実施形態４）
増幅器から高出力を得るためには、１つには、能動素子であるトランジスタの大電流化が必要である。トランジスタの大電流化は、能動層の最適設計と併せて、複数のトランジスタを並列構成で動作させることで達成できる。しかし単純にトランジスタを引き出し線でパラレル構成にして能動素子とした場合、奇モード発振（ループ発振）をまねくことがある。奇モード発振が生じてしまった場合、奇モード発振を確実に抑制できる有効な手立ては現在のところないのが現状である。高出力化のためのもう１つの方法は、単位増幅器を電力分配合成器やハイブリッドでパラレル構成にすることである。しかしこの場合にもパラレル化の構成方法次第では奇モード発振の危険性がないとはいえない。【００８５】
本報告ではまず、パラレル型増幅器を構成した場合における回路安定性をチェックするため、発案した無損失Ｓプローブを用い、回路断面での反射係数（特性インピーダンス）から安定性を知る体系的な方法について述べる。次に、並列構成増幅器の安定性、特に奇モード励振に対する耐性について、用いた電力分配合成器やハイブリッドの種類による違いを比較する。【００８６】
(4-1.  パラレル型増幅器の安定性をチェックする体系的方法)
回路の安定性は、発振理論の教えるところに従い、回路内の任意の断面における前方向及び後ろ向方向を見込んだ反射係数を知ることによって判別できる。回路の断面における反射係数を求めるには、挿入しても無損失で、かつ小信号時でも大信号時でも使用可能な発案の無損失Ｓプローブを用いる方法が便利である。【００８７】
回路が安定であるためには、回路内のどの仮想切断点においても
ａｂｓ(ΓS＊ΓL)＜１                                               （Ｄ１）
であることが必要である。また、回路が発振しかかるためには、小信号状態で見てある仮想切断点において
ａｂｓ(Γｓ＊ΓL)＞１                                              （Ｄ２）
かつ      phase(ΓS)＋phase（ΓL）＝０                      （Ｄ３）
が成立することが必要である。回路が発振しつづけている定常発振状態では、大信号状態の任意の仮想切断点において、
ａｂｓ(Γｓ＊ΓL)＝１                                              （Ｄ４）
かつ      phase(ΓS)＋phase（ΓL）＝０                      （Ｄ５）
が成立する。回路内のある仮想切断点において、式（Ｄ１）の安定条件が満たされないが、さりとて式（Ｄ２）、（Ｄ３）の発振条件もみたされないとき、回路は発振しないか、発振しても安定な発振にはならないことが多い。【００８８】
パラレル型増幅器の回路安定性は、上記の方法を適用することでチェックできる。図２０に、パラレル型増幅器における安定性チェック用の回路構成を示した。通常はアッテネータでの信号減衰量はゼロにしておく。図２０において、Ｓプローブ１(あるいは１’)で発振条件が満足されたときには、回路には偶モードの寄生発振が起こることになる。従ってこの場合には、通常プローブ２（あるいは２’）においても発振条件が満足されることになる。一方、閉ループ回路内のプローブ２(あるいは２’)にて発振条件が満足されるが、ループ外のプローブ１（あるいは１’）では不安定性が観測されないとき、回路には奇モードの寄生発振（ループ発振）が起こることになる。偶モードの寄生発振が生じる場合において、閉ループ内に奇モード発振が並行して発生するときには、図２０においてアッテネータでの信号減衰量を増加させると、プローブ１(あるいは１’)では発振がおさまるが閉ループ内のプローブ２（あるいは２’）においてはあいかわらず発振条件が観測されることになり、このようにして奇モード発振の併発をチェックできる。【００８９】
このように回路内の仮想切断面において反射係数を算出して回路安定性を判別する方法は、寄生発振が偶モード励振によるものなのか奇モード励振によるものなのかを簡単に判別できる等、発振理論にのっとったたいへん見通しのよい方法である。【００９０】
発振器の発振解析の際には、反射係数を算出するプローブを能動素子の出力側（ＦＥＴのとき普通ドレイン端）に挿入するのが普通である。一方、増幅器の寄生発振解析の際には、反射係数を算出するプローブを能動素子の入力側（ＦＥＴのとき普通ゲート端）に挿入すると、不安定性を検知しやすいことが多い。というのは増幅器の場合、入力整合がとりにくいために発生した能動素子からの反射波が、回路内に形成された閉ループ内に定在波として残存してしまうことが、奇モード発振（ループ発振）を引き起こすまず第一の原因となるからである。【００９１】
（4-2.  各種電力分配合成器及びハイブリッドの回路安定性への寄与）
一般に偶モード寄生発振も奇モード寄生発振もしないことが確認されている単位増幅器を、電力分配合成器やハイブリッドで電力合成する方法は、回路安定性を確保したまま増幅器からの出力を倍増するための有効な手法と考えられる。というのは、電力分配合成器やハイブリッドは、動作帯域での電力分配合成の機能を有するだけでなく、帯域外での不要な信号をカットする機能も持ち合わせており、また、ウィルキンソン電力分配合成器などでは、信号の合成・分配のポート間にアイソレーション機能ももっているからである。懸念される電力分配合成の際のロスも、電力分配合成器ができるだけ設計値どおりに作製されるように工夫することによって、簡単に低減できることが実験的にわかってきたので、問題とならないと考えられる。【００９２】
しかし、どのような電力分配合成器やハイブリッドを用いても同じような電力合成や回路安定化が果たされる訳ではない。そこで以下では前述した方法を用いて、並列構成増幅器の安定性、特に奇モード励振に対する耐性について、用いた電力分配合成器やハイブリッドの種類による違いを比較し、その都度の目的に応じた電力合成のための最も望ましい回路構成を選択する方法について考える。【００９３】
まず図２０の単位増幅器に相当する具体的な増幅器の例として、Ｗｇ＝４００μｍのゲート幅のＦＥＴを能動素子として構成した６０ＧＨｚ帯ミリ波増幅器を考える（以下ではこれを６０ＧＵ−ＡＭＰと略記。）。ＦＥＴにはゲート長Ｌｇ＝０．１５μｍ、ゲート・メタライズTiAlTiのAlGaAs/InGaAs/AlGaAsチャネルのダブル・ドープ・ダブル・ヘテロ構造のヘテロ接合ＦＥＴ（ＨＪＦＥＴ）を採用している。ゲート引出し線には、インピーダンス整合のために位相戻し用のキャパシタを作り込んでいる。バイアス回路にはＲＣバイアスネットワークを適用している。【００９４】
図２１は、試作した増幅器の小信号特性である（実測したＳパラメータを忠実に再現するように小信号ＦＥＴ等価回路モデルを構成し、それを用いて再構成した増幅器のＳパラメータ。実際には測定しなかった８０ＧＨｚ以上の周波数でのＳパラメータも算出している）。６０ＧＨｚにて入出力の良好なインピーダンス整合がとれ、ゲインも５.５ｄＢ得られていることがわかる(Ｖｄ＝４Ｖ、Ａ級動作)。図２２は安定係数Ｋ値をプロットしたものである。Ｋ値は３０ＧＨｚ弱で低い値を示し約１となるが、それ以外の周波数において１以上を示しており、偶モード励振に対する安定性は確保されている。また、この試作品は、実際の評価で寄生発振は観測されず、奇モード励振に対する安定性も確保されていると考えられる。さらに６０ＧＨz帯でのパワー評価ではＰｓａｔ＝２１．０ｄＢｍが得られている。【００９５】
次に、図２１の増幅器６０ＧＵ−ＡＭＰを単位増幅器として６０ＧＨｚ帯にて出力倍増をねらった図２０の回路構成のパラレル増幅器の回路安定性について調べる。【００９６】
(4-2-1.  Ｙ分岐による電力分配合成)
まず初めに、単純な配線のみからなるＹ分岐（あるいはＴ分岐）を用いて、６０ＧＵ−ＡＭＰを並列構成した図２３のような増幅器について考察する。Ｙ分岐と配線部分はＡＤＳ上で構成したモデルを用いた。【００９７】
図２４にＹ分岐パラレル増幅器の小信号特性を示した。Ｙ分岐による入出力インピーダンス不整合があるために、入力側での整合レベルの劣化と出力側での整合周波数のズレが見られる。【００９８】
図２５にＹ分岐パラレル増幅器の安定係数Ｋを示した。２５ＧＨｚ付近でＫ値は１近くになっているものの、ＤＣから１００ＧＨｚにかけての全周波数で安定係数Ｋは１以上をとっており、この増幅器は偶モード励振に対しては安定であることがわかる。【００９９】
図２６は、図９のように回路内に挿入したＳプローブを用いて、式（Ｄ２）、（Ｄ３）に基づいてＹ分岐パラレル増幅器の奇モード励振に対する安定性をみたものである。左Y軸には反射特性による安定性指数（Ｄ２）、右Ｙ軸には位相条件（Ｄ３）をプロットした。グラフからわかるように、この増幅器は、７５ＧＨｚ付近にて発振開始条件が満たされており、奇モード寄生発振が生じる危険性をもつことがわかる。Ｙ分岐は、もっとも回路規模も小さく、構成も簡単にできるメリットがあるが、分配（あるいは合成）ポート間にアイソレーション機能を有しないため、Ｙ分岐電力分配合成パラレル増幅器はこのように奇モード寄生発振を生じやすいことに注意を要する。しかし、配線ロスやＹ分岐のロスが比較的大きいとき、このロスを逆手にとって利用して回路に安定性をもたらす手法も考えられる。【０１００】
(4-2-2.  ウィルキンソン同相電力分配合成)
次に、ウィルキンソン電力分配合成器を用いて、６０ＧＵ−ＡＭＰを並列構成した図２７のような増幅器について考察する。６０ＧＨｚ帯ウィルキンソン電力分配合成器と配線部分はＡＤＳ上で構成したモデルを用いた。図２８にウィルキンソン型パラレル増幅器の小信号特性を示した。入出力とも良好な整合特性を示している。図２９にウィルキンソン型パラレル増幅器の安定係数Ｋを示した。ＤＣから１００ＧＨｚにかけての全周波数で安定係数Ｋは１を上回っており、この増幅器は偶モード励振に対して安定であることがわかる。【０１０１】
図３０は、回路内に図２７のように挿入したＳプローブを用いて、式（Ｄ２）、（Ｄ３）に基づいてウィルキンソン型パラレル増幅器の奇モード励振に対する安定性をみたものである。反射係数から算出した安定性指数（Ｄ２）は、ＤＣから１００ＧＨｚにかけての広い帯域で１よりも十分に小さく抑えられており、この増幅器は奇モード励振に対して十分に安定であることがわかる。このようにウィルキンソン電力分配合成器は、アイソレーション抵抗が帯域内だけでなく帯域外の広い周波数の信号に対してもアイソレーション機能を有するために、ウィルキンソン電力分配合成器でパラレル化した増幅器は広帯域にわたって奇モード励振に対しての高い安定性を有するようになるものと考えられる。【０１０２】
（4-2-3.  ９０度ハイブリッドによるバランス型電力分配合成）
次に、９０度ハイブリッドを用いて、６０ＧＵ−ＡＭＰを並列構成した図３１のような増幅器について考察する。ここでは、９０度ハイブリッドとしては６０ＧＨｚ帯動作のブランチライン・カップラを選んだ。ブランチライン・カップラと配線部分はＡＤＳ上で構成したモデルを用いた。図３２に９０度ハイブリッド・バランス型増幅器の小信号特性を示した。入出力とも十分に広い帯域でたいへん良好な整合特性を示している。一般に９０度ハイブリッドを用いたバランス型増幅器の場合、各単位増幅器から入出力ポートへの反射電力は帯域内ではすべてハイブリッドの終端抵抗に吸収されるので、単位増幅器の入出力インピーダンスがルート・インピーダンスＺｏ（通常５０Ω）からズレていても、バランス型増幅器の入出力インピーダンスがＺｏに保たれて見えるという利点を有している。従って入出力整合が取りにくい増幅器の場合、このバランス型増幅器の構成にすると入出力整合が取りやすくなる。図３３に９０度ハイブリッド・バランス型増幅器の安定係数Ｋを示した。ＤＣから１００ＧＨｚにかけての全周波数で安定係数Ｋは１を上回っており、この増幅器は偶モード励振に対しては安定であることがわかる。【０１０３】
図３４は、回路内に図３１のように挿入したＳプローブを用いて、式（Ｄ２）、（Ｄ３）に基づいて９０度ハイブリッド・バランス型パラレル増幅器の奇モード励振に対する安定性をみたものである。反射係数から算出した安定性指数（Ｄ２）は、ＤＣから１００ＧＨｚにかけての広い帯域で１よりも小さく、この増幅器は奇モード励振に対して安定であることがわかる。しかし、２５ＧＨｚ付近で反射係数による安定指数（Ｄ２）が１に近づいており、また図３２でも不要な利得が得られており、大信号入力時における十分な安定性を確保できているとは言いがたい。このように９０度ハイブリッドを用いたバランス型増幅器の場合、分配（あるいは合成）ポート間での各単位増幅器からの反射電力はハイブリッドの帯域外では十分にアイソレーションされないので、奇モード励振に対する安定性という点では十分であるとは言えないことがわかる。【０１０４】
（4-2-4.  １８０度ハイブリッドによるプッシュプル電力分配合成）
次に、１８０度ハイブリッドを用いて、６０ＧＵ−ＡＭＰを並列構成した図３５のようなプッシュプル増幅器について考察する。プッシュプル増幅器は、一般に偶数次の高調波が出力波ではキャンセル・アウトするメリットをもっている。ここでは、１８０度ハイブリッドとしては６０ＧＨｚ帯動作のラットレース・ハイブリッドを選んだ。ラットレース・ハイブリッドと配線部分はＡＤＳ上で構成したモデルを用いた。図３６に１８０度ハイブリッド・プッシュプル増幅器の小信号特性を示した。入出力とも良好な整合特性を示している。図３７に１８０度ハイブリッド・プッシュプル増幅器の安定係数Ｋを示した。ＤＣから１００ＧＨｚにかけての全周波数で安定係数Ｋは１を上回っており、この増幅器は偶モード励振に対して安定であることがわかる。【０１０５】
図３８は、回路内に図３４のように挿入したＳプローブを用いて、式（Ｄ２）、（Ｄ３）に基づいて１８０度ハイブリッド・プシュプル増幅器の奇モード励振に対する安定性をみたものである。反射係数から算出した安定性指数（Ｄ２）は、ＤＣから１００ＧＨｚにかけての広い帯域で１よりも小さく、この増幅器は奇モード励振に対して安定であることがわかる。しかし単純に判断した場合、２５ＧＨｚ付近で反射係数による安定指数（Ｄ２）が１に近づいており、９０度ハイブリッド・バランス型増幅器と同様に、大信号入力時における十分な安定性を確保できているとは考えにくい。図３８の評価は、１８０度ハイブリッドとして分配（あるいは合成）ポート間のアイソレーションがある程度とれるラットレース・ハイブリッドを用いたときのものである。１８０度ハイブリッドとしてマーチャント・バランを採用した場合には、ラットレース・ハイブリッドよりも広帯域で位相シフト量が１８０度に保たれるメリットがあるものの、分配（あるいは合成）ポート間のアイソレーションが５ｄＢ程度と不十分なので、大信号入力時における安定性に関してはラットレース・ハイブリッドを用いた場合よりもさらに心配されることになる。【０１０６】
しかし別の観点からみると、プッシュプル増幅器の構成においては、単位増幅器が互いに逆位相で励振されるのが正規の動作モードである。従ってプッシュプル増幅器の場合、奇モード励振されやすくても当然とも考えられる。特にＶ帯では、ウィルキンソン電力分配合成器でも２０ｄＢ以上の十分なアイソレーションをもったアイソレーション抵抗を作り込むことが難しいので、増幅器の電力分配合成に際して、あえて奇モード励振が生じやすいプシュプル型のパラレル増幅器を採用する方法も有効であると考えられる。【０１０７】
なお、上述する各実施の形態は、本発明の好適な実施の形態であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更実施が可能である。【０１０８】
なお、この出願は、２００６年１１月２１日に出願した、日本特許出願番号２００６−３１４７００号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【産業上の利用可能性】
【０１０９】
以上の詳細で豊富な実施例で記述したとおり、本発明の回路あるいは方法は、回路の大信号状態における反射係数（特性インピーダンス）を正確に求めることができるので、発振器の設計を精密化させるだけでなく、多段増幅器の安定性、増幅器におけるループ発振、あるいはバランス型増幅器の安定性等について貴重な知見をわれわれに与えてくれる。したがって、本発明の回路あるいは方法は、マイクロ波あるいはミリ波帯で動作する増幅器や発振器などの設計・評価に寄与するところ大なるものである。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】関連するＳプローブの回路構成を示す図である。
【図２】発案の無損失Ｓプローブの一般的回路構成を示す図である。
【図３】発案の無損失Ｓプローブの典型的回路構成を示す図である。
【図４】発振器の基本回路構成を示す図である。
【図５】発振器の発振始動の設計、（ａ）ゲート端でみたとき、（ｂ）ドレイン端でみたときを示す図である。
【図６】負性抵抗の解析・設計を示す図である。
【図７】大信号解析による定常発振時の特性を示す図である。
【図８】Ｓプローブによる増幅器安定性解析を示す図である。
【図９】Ｓプローブ法による偶モード発振の検知（等価回路）を示す図である。
【図１０】６０ＧＨｚアンプの小信号特性を示す図である。
【図１１】６０ＧＨｚアンプの安定係数Ｋを示す図である。
【図１２】６０ＧＨｚアンプの偶モードでの安定性を示す図である。
【図１３】Ｓプローブ法による奇モード発振の検知（等価回路）を示す図である。
【図１４】６０ＧＨｚアンプの奇モード励振に対する安定性（バランス抵抗“なし”）を示す図である。
【図１５】６０ＧＨzアンプの奇モード発振（バランス抵抗なし）を示す図である。
【図１６】６０ＧＨｚアンプの奇モード励振に対する安定性（バランス抵抗“あり”）を示す図である。
【図１７】バランス抵抗値の最適設計を示す図である。
【図１８】小信号時と大信号入力時の比較を示す図である。
【図１９】大信号入力時の安定性を示す図である。
【図２０】パラレル型増幅器における安定性チェック用回路構成を示す図である。
【図２１】単位増幅器の小信号特性を示す図である。
【図２２】単位増幅器の安定係数Ｋを示す図である。
【図２３】Ｙ分岐を用いたパラレル増幅器を示す図である。
【図２４】Ｙ分岐パラレル増幅器の小信号特性を示す図である。
【図２５】Ｙ分岐パラレル増幅器の安定係数Ｋを示す図である。
【図２６】Ｙ分岐パラレル増幅器の奇モード安定性を示す図である。
【図２７】ウィルキンソン電力分配合成器を用いたパラレル増幅器を示す図である。
【図２８】ウィルキンソン型パラレル増幅器の小信号特性を示す図である。
【図２９】ウィルキンソン型パラレル増幅器の安定係数Ｋを示す図である。
【図３０】ウィルキンソン型パラレル増幅器の奇モード安定性を示す図である。
【図３１】９０度ハイブリッドによるバランス型増幅器を示す図である。
【図３２】９０度ハイブリッドによるバランス型増幅器の小信号特性を示す図である。
【図３３】９０度ハイブリッドによるバランス型増幅器の安定係数Ｋを示す図である。
【図３４】９０度ハイブリッドによるバランス型増幅器の奇モード安定性を示す図である。
【図３５】１８０度ハイブリッドによるプッシュプル増幅器を示す図である。
【図３６】１８０度ハイブリッドによるプッシュプル増幅器の小信号特性を示す図である。
【図３７】１８０度ハイブリッドによるプッシュプル増幅器の安定係数Ｋを示す図である。
【図３８】１８０度ハイブリッドによるプッシュプル増幅器の奇モード安定性を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年3月18日(2008.3.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロ波・ミリ波あるいは高周波領域で用いられる回路シミュレータ上のＲＦ回路であって、第１のポートと第２のポートで被観測回路の任意の切断点に挿入してその断面における反射係数（あるいは特性インピーダンス）を評価する機能を有し、前記第１のポートと前記第２のポートの間における挿入損失がゼロあるいは近似的にゼロであり、ゼロではないどんな有限のシステム・インピーダンスに対しても無視できることを特徴とするＲＦ回路。
【請求項２】
請求項１に該当する回路シミュレータ上のＲＦ回路であって、
６個のＲＦポートを有し、
ポート１から回路上の節点ａに第１の抵抗が接続され、節点ａから節点ｂに第２の抵抗が接続され、節点ｂからポート２に第３の抵抗が接続され、節点ａから節点ｃに第４の抵抗が接続され、節点ｂから節点ｄに第５の抵抗が接続され、さらに節点ｂから節点ｅに第６の抵抗が接続され、
節点ｃからポート６に第１のＤＣブロックが接続され、節点ｄからポート５に第２のＤＣブロックが接続され、節点ｅから接地点（アース）に第３のＤＣブロックが接続され、
ポート３から接地点に第１の電圧依存性電圧源が接続され、ポート４から接地点に第２の電圧依存性電圧源が接続されており、
第２の抵抗において節点ｂを基準に測った節点ａの瞬時電圧をＶｒとしたとき、Ｖｒ発生と同時に第１の電圧依存性電圧源において、接地点からポート３の向きにＭＶｒ（Ｍは実係数）なる大きさの瞬時電圧が誘起され、第６の抵抗において節点ｅを基準に測った節点ｂの瞬時電圧をＶｂとしたとき、Ｖｂ発生と同時に第２の電圧依存性電圧源において、接地点からポート４の向きにＶｂなる大きさの瞬時電圧が誘起され、
Ｒｘを正の実数、ＲｓをＲｓ＞１なる正の実数、αを実係数としたとき、第２の抵抗の抵抗値はＲｘであり、第１、第３の抵抗値は広く負性抵抗までを含み、それぞれ−αＲｘ、（α−１）Ｒｘ、であり、これらの和は負性抵抗−Ｒｘを形成し、第２の抵抗Ｒｘとは抵抗値を相殺して、算術和がゼロとなり（挿入損失が無視できるようになり）、さらに第４、第５、第６の抵抗値はそろってシステム抵抗よりも大きい抵抗値Ｒｓであることを特徴とする回路。
【請求項３】
前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の抵抗の環境温度を絶対零度（ゼロ・ケルビン）で用いることを特徴とする請求項２に記載の回路。
【請求項４】
請求項１、請求項２あるいは請求項３のＲＦ回路について、ポート１とポート２で被観測回路の任意の切断点に挿入して前向きあるいは後ろ向きの反射係数（あるいは特性インピーダンス）を評価し、前向きに見たときの反射係数をΓＳ、後ろ向きに見たときの反射係数をΓＬとしたとき、
それらの積の絶対値ａｂｓ（ΓＳΓＬ）、あるいは該積の絶対値と併せて、該積の位相角ｐｈａｓｅ（ΓＳΓＬ）を該被観測回路の安定性の指標とすることを特徴とする評価方法。
【請求項５】
請求項１、請求項２あるいは請求項３のＲＦ回路について、ポート１とポート２で被観測回路の任意の切断点に挿入して前向きあるいは後ろ向きの反射係数（あるいは特性インピーダンス）を評価し、前向きに見たときの反射係数をΓＳ、後ろ向きに見たときの反射係数をΓＬとしたとき、
それらの積の絶対値ａｂｓ（ΓＳΓＬ）、あるいは該積の絶対値と併せて、該積の位相角ｐｈａｓｅ（ΓＳΓＬ）を該被観測回路の安定性の指標とすることを特徴とする回路シミュレータ上のアルゴリズム。
【請求項６】
請求項１、請求項２、あるいは請求項３に記載のＲＦ回路を利用した増幅器や発振器などの電気回路の測定方法・設計方法、および、請求項４あるいは請求項５に記載の方法を利用した、増幅器や発振器などの電気回路の測定方法・設計方法。
【請求項７】
請求項１、請求項２、あるいは請求項３に記載のＲＦ回路を利用した増幅器や発振器などの電気回路の測定装置・設計装置、および、請求項４あるいは請求項５に記載の方法を利用した、増幅器や発振器などの電気回路の測定装置・設計装置。
【請求項８】
請求項６の測定方法・設計方法を記録した記録媒体。
【国際調査報告】
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2008062607.tif 000043
2008062607.tif 000044
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