【手続補正書】
【提出日】平成16年12月16日(2004.12.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】      明細書
【発明の名称】  サニャック干渉計に基づく光ファイバ音響センサアレイ
【特許請求の範囲】
【請求項１】  パラメータを感知するためにサニャック干渉計を使用する感知装置であって、前記感知装置は、
光源（２２２）からの光を受け、前記光の第１および第２の部分を第１および第２のカプラポートに結合するカプラ（２２０）と、
前記第１のカプラポートと前記第２のカプラポートとの間に接続され、前記第１のカプラポートからの光を第１の方向に前記ループ（２１４）を通して前記第２のカプラポートまで伝搬し、かつ前記第２のカプラポートからの光を第２の方向に前記第１のカプラポートまで伝搬する光ループとを特徴とし、前記第１および第２の方向に伝搬する前記光は前記カプラ（２２０）で合成され、さらに
前記光ループに位置づけられたセンサアレイ（２１０）を特徴とし、前記センサアレイは、前記パラメータを感知する少なくとも第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））を含み、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））はそれぞれの第１および第２の光路を有し、前記第１のセンサ（２１２（１））を通る前記第１の光路は、前記第２のセンサ（２１２（２））を通る前記第２の光路よりも光学的に短く、さらに
前記ループに位置づけられた光遅延部分（２１４）を特徴とし、前記遅延部分（２１４）は、前記センサアレイ（２１０）と前記第１のカプラポートとの間の前記ループに位置づけられ、前記第１の方向に前記第１のカプラポートから伝搬する光が、前記センサアレイ（２１０）に到達する前に前記光遅延部分（２１４）によって遅延されるようにし、かつ前記第２の方向に前記第２のカプラポートから伝搬する光が、前記センサアレイ（２１０）を通過した後に前記光遅延部分（２１４）によって遅延されるようにする、感知装置。
【請求項２】  前記光遅延部分（２１４）が第１の遅延部分（２１４（１））であり、前記感知装置は第２の光遅延部分（２１４（２））をさらに含み、前記第２の光遅延部分（２１４（２））は、前記光の一部分のみが前記光遅延部分（２１４（２））を通って通過するように前記第１の光遅延部分（２１４（１））に結合され、前記第２の光遅延部分（２１４（２））は、前記第１および第２のセンサの各々が、前記第１の光遅延部分（２１４（１））によってのみ遅延された光を伝搬し、かつ前記第１の光遅延部分（２１４
（１））および前記第２の光遅延部分（２１４（２））の両方によって遅延された光を伝搬するようにする、請求項１に記載の感知装置。
【請求項３】  前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））に近接して配置され、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））間の前記光を分割することによって生じる損失を補償する複数の増幅器をさらに含む、請求項１に記載の感知装置。
【請求項４】  前記光源（２２２）からの光がパルス化され、前記第１のセンサ（２１２（１））によって変調された前記光は、時間分割多元化によって前記第２のセンサ（２１２（２））によって変調された前記光から分離される、請求項１に記載の感知装置。
【請求項５】  前記カプラ（２２０）を介して前記光ループから出力された信号を受け、検出器出力信号を発生する検出器（４２０）と、
チャーピング周波数を発生する発生器（４０６）と、
前記チャーピング周波数によって前記光源（２２２，４０２）からの前記光を変調する強度変調器（４０４）と、
前記チャーピング周波数を受け、遅延されたチャーピング周波数を発生する電子遅延器（４２４）と、
ミキサ（４２２）とをさらに含み、前記ミキサは、前記検出器出力信号および前記遅延されたチャーピング周波数を混合して、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２）；４１８（１），４１８（２））の各々に対応するそれぞれのうなり周波数を発生し、前記各うなり周波数は、前記それぞれの第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２）；４１８（１），４１８（２））によって検出されたそれぞれのパラメータに対応するそれぞれの側帯域を有する、請求項１に記載の感知装置。
【請求項６】  前記カプラ（２２０，６１０）を介して前記光ループから出力された信号を受け、検出器出力信号を発生する検出器（６２０）と、
デジタルコードを発生するコード発生器（６０６）と、
前記デジタルコードによって前記光源（２２２，６０２）からの前記光を変調する強度変調器（６０４）と、
選択された遅延を前記デジタルコードに付与して、遅延されたデジタルコードを発生する電子遅延器（６２４）と、
相関器（６２２）とをさらに含み、前記相関器は、前記検出器出力信号および前記デジタルコードを相関づけて、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２）；６１８（１），６１８（２））のうちの選択されたものによって感知されたパラメータに対応する非多重化信号を発生し、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２）；６１８（１），６１８（２））のうちの前記選択されたものは、前記選択された遅延によって選択される、請求項１に記載の感知装置。
【請求項７】  前記光ループに減偏光子（３１０）をさらに含む、請求項１に記載の感知装置。
【請求項８】  前記アレイに配置された第３の光路（３００（１））をさらに含み、前記第３の光路（３００（１））はその中に光を伝搬し、前記第３の光路（３００（１））は、前記第１の光路および前記第２の光路とは異なる光路長を有し、前記第３の光路（３００（１））は、少なくとも前記第１の光路と共通の分散ピックアップノイズに対する感度が高く、前記第３の光路（３００（１））は、前記第１の光路によって発生する信号から低減される前記分散ピックアップノイズに応答して信号を発生して、前記第１の光路によって発生した前記信号から前記分散ピックアップノイズによる影響を排除するようにする、請求項１に記載の感知装置。
【請求項９】  前記アレイに配置された第３および第４の光路（３００（１），３００（２））をさらに含み、前記第３および第４の光路（３００（１），３００（２））はその中に光を伝搬し、前記第３の光路（３００（１））は、前記第１の光路および前記第２の光路とは異なる光路長を有し、前記第４の光路（３００（２））は、前記第１、第２および第３の光路とは異なる光路長を有し、前記第３の光路（３００（１））は、前記第
１の光路と共通の分散ピックアップノイズに対する感度が高く、前記第３の光路（３００（１））は、前記第１の光路によって発生する信号から低減される前記分散ピックアップノイズに応答して信号を発生して、前記第１の光路によって発生する前記信号から前記分散ピックアップノイズによる影響を排除するようにし、前記第４の光路（３００（２））は、前記第２の光路に共通の分散ピックアップノイズに対する感度が高く、前記第４の光路（３００（２））は、前記第２の光路によって発生する信号から低減される前記分散ピックアップノイズに応答して信号を発生して、前記第２の光路によって発生する前記信号からの前記分散ピックアップノイズによる影響を排除するようにする、請求項１に記載の感知装置。
【請求項１０】  前記ループを前記光が伝搬した後に前記カプラ（２２０）からの光を受けるよう結合された第１および第２の検出器（２３０，２３２）をさらに含み、前記検出器（２３０，２３２）は、光源の過剰なノイズを低減するように処理されたそれぞれの第１および第２の検出器出力信号を発生する、請求項１に記載の感知装置。
【請求項１１】  前記カプラ（２２０）が３×３カプラである、請求項１に記載の感知装置。
【請求項１２】  前記光源（２２２）が広帯域源である、請求項１に記載の感知装置。
【請求項１３】  前記広帯域源は超蛍光ファイバ源である、請求項１２に記載の感知装置。
【請求項１４】  前記第１のセンサ（２１２（１））によって変調される前記光が、時間分割多元化によって前記第２のセンサ（２１２（２））によって変調される前記光から分離される、請求項１に記載の感知装置。
【請求項１５】  前記光源（２２２）、前記カプラ（２２０）、前記第１の光路、前記第１のセンサ（２１２（１））、前記光遅延部分（２１４）および前記検出器（２３０，２３２）が第１のサニャック干渉計を形成し、
前記光源（２２２）、前記カプラ（２２０）、前記第２の光路、前記第２のセンサ（２１２（２））、前記光遅延部分および前記検出器（２３０，２３２）が第２のサニャック干渉計を形成する、請求項１に記載の感知装置。
【請求項１６】  前記光遅延部分（２１４）が第１の光遅延部分（２１４（１））であり、前記感知装置が第２の光遅延部分（２１４（２））をさらに含み、前記第２の光遅延部分（２１４（２））は、前記光の一部分のみが前記第２の光遅延部分（２１４（２））を通って伝搬するように前記第１の光遅延部分（２１４（２））に結合され、前記第２の光遅延部分（２１４（２））は、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））の各々が、前記第１の光遅延部分（２１４（１））によってのみ遅延された光を伝搬し、かつ前記第１の光遅延部分（２１４（１））および前記第２の光遅延部分（２１４（２））の両方によって遅延された光を伝搬するようにし、それにより前記検出器（２３０，２３２）は、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））の各々からの少なくとも２対の干渉し合う信号を受ける、請求項１５に記載の感知装置。
【請求項１７】  前記パラメータが音響信号である、請求項１に記載の感知装置。
【請求項１８】  パラメータを感知するためにサニャック干渉計を使用する方法であって、
光の光源（２２２）からの光を、前記光のそれぞれの部分が第１および第２の方向にループ中を反対方向に伝搬するように、前記ループを通して伝搬するステップと、
それを通る光を変調するように感知される前記パラメータに応答する少なくとも第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））を介して、前記ループ中を伝搬する前記光を通すステップとを特徴とし、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））は、前記第２のセンサ（２１２（２））を通る光が前記第１のセンサ（２１２（１））を通る光に対して遅延されるように異なった光路長を有し、さらに
前記第１の方向に伝搬する前記光が前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））を通る前に、前記第１の方向に前記ループ中を伝搬する前記光を遅延するステ
ップと、
前記第２の方向に伝搬する前記光が前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））を通った後に、前記第２の方向に前記ループ中を伝搬する前記光を遅延するステップと、
前記第１および第２の方向に伝搬する前記光を干渉して、前記第１および第２の方向に前記第１のセンサ（２１２（１））を通る光に応答して第１の出力信号を発生し、かつ前記第１および第２の方向に前記第２のセンサ（２１２（２））を通る光に応答して第２の出力信号を発生するステップとを特徴とし、前記第２の出力信号は前記第１の出力信号に対して遅延される、方法。
【請求項１９】  前記遅延ステップが、前記光の第１の部分に第１の時間遅延を付与し、前記方法はさらに、第２の時間遅延だけ前記光の第２の部分を遅延するステップを含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】  前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））中を伝搬する光を増幅して、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））間の前記光を分割することによって生じる損失を補償するステップをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】  光の前記光源（２２２）からの前記光がパルス化され、前記第１のセンサ（２１２（１））によって変調された前記光が、時間分割多元化によって前記第２のセンサ（２１２（２））によって変調された前記光から分離される、請求項１８に記載の方法。
【請求項２２】  前記第１および第２の出力信号を検出するステップと、
チャーピング周波数を発生するステップと、
前記チャーピング周波数によって光の前記光源（２２２）からの前記光を変調するステップと、
前記チャーピング周波数を遅延して、遅延されたチャーピング周波数を発生するステップと、
前記検出器出力信号および前記遅延されたチャーピング周波数を混合して、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））の各々に対応するそれぞれのうなり周波数を発生するステップとをさらに含み、前記各うなり周波数は、前記それぞれの第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））によって遅延されたそれぞれのパラメータに対応するそれぞれの側帯域を有する、請求項１８に記載の方法。
【請求項２３】  前記第１および第２の出力信号を検出するステップと、
デジタルコードを発生するステップと、
前記デジタルコードによって前記光源からの前記光を強度変調するステップと、
選択された遅延を前記デジタルコードに付与して、遅延されたデジタルコードを発生するステップと、
前記検出器出力信号および前記デジタルコードを相関づけて、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））のうちの選択されたものによって感知されたパラメータに対応する非多重化信号を発生するステップとをさらに含み、前記第１および第２のセンサ（２１２（１），２１２（２））のうちの前記選択されたものは、前記選択された遅延によって選択される、請求項１８に記載の方法。
【請求項２４】  前記ループ中を伝搬する光を減偏光するステップをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２５】  前記パラメータが音響信号である、請求項１８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
【発明の分野】
本発明は、光がアレイを伝搬し、アレイから戻る光に対する音響信号の影響を分析して音響信号の特性を決定する、光ファイバ音響センサアレイの分野に関する。
【０００２】
【関連技術の説明】
光ファイバ系音響センサは従来の電子センサに取って代わる有望な技術である。それらの利点としては、感度が高いこと、ダイナミックレンジが広いこと、軽量であること、そして小型であることなどが挙げられる。共通のバスに多数の光ファイバセンサを容易に多元化できることも、アレイ規模の拡大という観点で光ファイバセンサを魅力的にしている。最近では、一対のファイバによって支持できるセンサ数を増やすために多数の小利得エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）が光ファイバセンサアレイに組込まれ、成功を収めているが、これによっても大規模な光ファイバセンサアレイの競争力が増している。
【０００３】
音響検出には、光ファイバセンサとしてはマッハ・ツェンダー干渉センサが選ばれてきた。いかなる干渉センサにおいても、二乗余弦関数によって位相変調が強度変調にマッピングされる。この非線形伝達関数のために、シヌソイド位相変調により高調波の次数が高くなる。直角位相（干渉ビームの位相がπ／２だけずれている）でバイアスされた干渉計の応答は第１次高調波で最高であり、第２次高調波で最低である。この理由のために直角位相は好ましいバイアス点である。バイアス点が（たとえば外部の気温の変化により）直角位相から移動すると、第１次高調波での応答が低下し、第２次高調波での応答が上昇する。干渉計が、位相が０またはπずれてバイアスされている場合、第１次高調波は完全に消えてしまう。この（直角位相からバイアス点が移動することに起因する）第１次高調波での応答の低下は、信号のフェージング(fading)と呼ばれる。
【０００４】
バイアス点が不安定であるため、マッハ・ツェンダー干渉センサでは特に、たった今述べた信号のフェージングの問題が起こりやすい。信号のフェージングを克服するためには、リターン信号を復調する必要がある。典型的な復調技術は位相発生キャリア（ＰＧＣ）機構であり、これには経路が不整合なマッハ・ツェンダー干渉センサが要求される（たとえばAnthony Dandridge, et al., Multiplexing of Interferometric Sensors Using Phase Carrier Techniques, Journal of Lightwave Technology, Vol.LT-5, No.7, July 1987, pp.947-952を参照。）このように経路が不均衡なことによりさらに、レーザ位相ノイズが強度ノイズに変換されてしまい、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイの性能が低周波数に制限されてしまい、光源の線幅の要件が厳しくなる。このように狭い線幅の要件により、１．５５μｍでの増幅マッハ・ツェンダー干渉センサアレイの開発が遅れてきた。
【０００５】
サニャック干渉計は光ファイバジャイロスコープにおいて広い用途を見出している。（たとえばB. Culshaw, et al., Fibre optic gyroscopes, Journal of Physics E (Scientific Instruments), Vol.16,No.1, 1983, pp.5-15を参照。）サニャック干渉計を音響波の検出に使用することが提案されている。（たとえばE. Udd, Fiber-optic acoustic sensor based on the Sagnac interferometer, Proceedings of the SPIE-The International Society for Optical Engineering, Vol.425, 1983, pp.90-91; Kjell Krakenes, et al., Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties, OPTICS LETTERS, Vol.14, No.20, October 15, 1989, pp.1152-1145; and Sverre Knudsen, et al., An Ultrasonic Fiber-Optic Hydrophone Incorporating a Push-Pull Transducer
in a Sagnac Interferometer, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.12, No.9, September 1994, pp.1696-1700を参照。）その共通経路設計のために、サニャック干渉計は双方向性を有し、このためバイアス点は安定しており、信号のフェージングの問題を排除し、光源の位相ノイズが強度ノイズに変換されることを防ぐ。したがって、サニャック干渉計には、マッハ・ツェンダー干渉センサを低周波数に制限する位相ノイズの問題がない。
サニャック干渉計は感知システムにも使用されていた。たとえば、Uddの米国特許第５，６９４，１１４号は、安全通信システムのためのコヒーレントアラームであって、サニャック干渉計を形成するよう、１つまたは２つ以上の光源、位相変調器、検出器および偏
光拡散素子を、１対の単一モード光ファイバケーブルと組合せて使用するものを開示している。たとえば米国特許第５，６９４，１１４号の図１３Ａおよび図１９に示されるように、２つのサニャック干渉計は、異なった光波長を有する２つの光源を使用することにより共通の感知素子を共有できる。
【０００６】
【発明の概要】
本発明の１つの局面は、光の光源を含む音響センサシステムである。カプラは光源からの光を受け、光の第１の部分を第１のカプラポートに結合し、光の第２の部分を第２のカプラポートに結合する。干渉ループの第１の端部は光の第１の部分を受けるよう第１のカプラポートに結合され、第２の部分は光の第２の部分を受けるよう第２のカプラポートに結合される。干渉ループは第１の方向に光の第１の部分を第２のカプラポートに伝搬し、第１の方向とは反対の第２の方向に光の第２の部分を第１のカプラポートまで伝搬する。干渉ループは遅延部分を含む。遅延部分は干渉ループの第１の端部に近接した第１の端部と、第２の端部とを有する。遅延部分は、遅延部分の第１の端部から遅延部分の第２の端部まで遅延部分を通る光を時間的に遅延し、かつ遅延部分の第２の端部から遅延部分の第１の端部まで遅延部分を通る光を時間的に遅延する。アレイは遅延部分の第２の端部に結合された第１の端部と、ループの第２の端部に結合された第２の端部とを有する。アレイは、アレイの第１の端部とアレイの第２の端部との間に結合された少なくとも第１の音響センサと第２の音響センサとを含む。第２の音響センサは第１の音響センサよりも遅延部分の第２の端部およびループの第２の端部から離れたところに配置され、第２の音響センサが、第１の音響センサとは異なった時間に光を受けるようにする。第１の音響センサおよび第２の音響センサはそれぞれ、第１および第２の方向にそれを通過する光を変調するよう、あたる音響信号に応答する。少なくとも１つの検出器は干渉ループからカプラに戻る光を受ける。検出器は第１の時間に第１の音響センサによって変調された光を検出し、第１の時間後の第２の時間に第２の音響センサによって変調された光を検出する。検出器は検出器出力信号を発生する。センサ毎に、反対方向にセンサを通って伝搬する光パルスが異なった時間にこれを行なう。検出されることとなる音響信号はループによって導入される時間遅延の間に変化するため、各センサを反対方向に伝搬する２つの光信号は、音響信号によって引き起こされる異なった位相シフトを経験する。光信号がループのカプラで合成されると、異なった位相シフトにより、検出器によって検出される振幅変調が発生する。
【０００７】
いくつかの実施例において、音響センサシステムは第２の遅延部分をさらに含む。第２の遅延部分は、光の一部分のみが第２の遅延部分に伝搬するように干渉ループに結合される。第２の遅延部分は、第１および第２のセンサの各々が、第１の遅延部分の一部分のみによって遅延される光を伝搬し、さらには第１の遅延部分および第２の遅延部分の両方によって遅延される光を伝搬するようにする。これにより検出器は、第１および第２のセンサの各々からの少なくとも２対の干渉し合う信号を受ける。
【０００８】
特定的な実施例において、音響センサシステムは、アレイに配置され、第１のセンサと第２のセンサとの間の光を分割することにより生じる損失を補償する複数の増幅器をさらに含む。
【０００９】
いくつかの実施例において、第１の音響センサによって変調される光は、時間分割多元化によって第２の音響センサによって変調される光から分離される。
【００１０】
代替的な実施例において、光は光源で変調されて、リターン信号に周波数分割多元化を施すようにする。このような実施例において、システムはチャーピング周波数を発生する発生器をさらに含む。強度変調器はチャーピング周波数によって光の光源からの光を変調する。電子遅延器はチャーピング周波数を受け、遅延されたチャーピング周波数を発生す
る。ミキサは検出器出力信号および遅延されたチャーピング周波数を混合して、第１および第２の音響センサの各々に対応するそれぞれのうなり周波数を発生する。各うなり周波数は、それぞれの第１および第２の音響センサによって検出されるそれぞれの音響信号に対応するそれぞれの側帯域を有する。
【００１１】
さらなる代替的な実施例において、リターン信号はコード分割多元化によって多元化される。このような代替的な実施例において、音響センサシステムは、デジタルコードを発生するコード発生器をさらに含む。強度変調器はデジタルコードによって光源からの光を変調する。電子遅延器は選択された遅延をデジタルコードに付与して、遅延されたデジタルコードを発生する。相関器は検出器出力信号およびデジタルコードを相関づけて、第１および第２の音響センサのうちの選択されたものによって感知された音響信号に対応する非多重化信号を発生する。第１および第２のセンサのうちの選択されたものは選択された遅延器によって選択される。電子遅延器を変更することにより、センサ信号の各々が順次非多重化できるようになる。
【００１２】
本発明は、センサを通って両方の偏光状態で光が伝搬することを保証するために、その中を伝搬する光を減偏光するための、ループに設けられた減偏光子を有利に含んでもよい。
【００１３】
本発明の別の局面は、第１のサニャック干渉計を含むサニャック干渉感知システムである。第１のサニャック干渉計は、複数の隔てられた光のパルスとして光を発生する光源を含む。カプラは光のパルスを第１のカプラポートおよび第２のカプラポートに結合する。光路は第１のカプラポートからの光を第２のカプラポートに結合し、第２のカプラポートからの光を第１のカプラポートに結合する。光路は第１のカプラポートに近接した遅延部分を含む。遅延部分は、遅延部分を通って遅延部分の第１の端部から遅延部分の第２の端部まで伝搬する光を時間的に遅延し、さらには遅延部分を通って遅延部分の第２の端部から遅延部分の第１の端部まで伝搬する光を時間的に遅延する。第１の音響センサは遅延部分の第２の端部とカプラの第２の端部との間に結合される。第１の音響センサは、遅延部分の第２の端部からの第１の光信号を第２のカプラポートに伝搬し、かつ第２のカプラポートからの第２の光信号を遅延部分の第２の端部に伝搬する。第１の音響センサは、あたる音響信号に応答して、第１および第２の光信号を変調する。第２の光信号は遅延部分で遅延されて、第２の光信号が、第２の光信号がカプラの第２のポートに到達するのと実質的に同時にカプラの第１のポートに到達するようにする。第１の光信号および第２の光信号はカプラで干渉し合い、第１の干渉出力信号を発生する。検出器は、第１の干渉出力信号を受けるよう結合される。第２のサニャック干渉計は光源と、カプラと、光路と、遅延部分と、検出器と、第２の音響センサとを含む。第２の音響センサは遅延部分の第２の端部とカプラの第２のポートとの間に結合される。第２の音響センサは、遅延部分の第２の端部およびカプラの第２のポートからずれて配置されて、第２の音響センサが、カプラの第２のポートに第１の光信号が結合された後に、遅延部分の第２の端部からの第３の光信号をカプラの第２のポートに結合するようにし、かつ第２の光信号が遅延部分の第２の端部に結合された後に遅延部分の第２の端部にカプラの第２のポートからの第４の光信号が結合されるようにする。第４の光信号は遅延部分で遅延されて、第３の光信号がカプラの第２のポートに到達するのと実質的に同時にカプラの第１のポートに到達するようにする。第３および第４の光信号はカプラで干渉し合い、第１の干渉光信号が検出器によって検出された後に検出される第２の干渉出力信号を発生する。
【００１４】
本発明の別の局面は感知装置であり、これは光パルスの光源と、光カプラとを含み、この光カプラは光パルスを受け、光パルスを第１のカプラポートおよび第２のカプラポートに結合する。光ファイバループは第１のカプラポートからの光を受けるよう結合された第１の端部と、第２のカプラポートからの光を受けるよう結合された第２の端部とを有する
。第１のカプラポートからの光はループ中を第１の方向に第２のカプラポートまで伝搬する。第２のカプラポートからの光はループ中を第２の方向に第１のカプラポートまで伝搬する。センサアレイは複数のセンサを含む。各センサはループ中を第１の方向に伝搬する光のそれぞれの部分と、ループ中を第２の方向に伝搬する光のそれぞれの部分を受ける。センサの各々は、光のそれぞれの部分がセンサのうち第２のものを通って伝搬する前に、センサの第１のものを通って光のそれぞれの部分が伝搬するように、異なる光路長を有する。センサアレイは、ループの第２の端部よりもループの第１の端部に光学的に近接して配置され、第１の方向に伝搬する光がループ中で遅延され、その後センサアレイを通って伝搬し、かつ第２の方向に伝搬する光がセンサアレイを通って伝搬し、その後ループ中で遅延されるようにする。このように、反対方向に所与のセンサを通って伝搬する光パルスは異なった時間にこれを行なう。検出されることとなる音響信号はループによって導入される時間遅延の間に変化するため、２つの光信号は、音響信号によって引き起こされる異なった位相シフトを経験する。光信号がループカプラで合成されると、異なった位相シフトにより、検出器によって検出される振幅変調が引き起こされる。
【００１５】
本発明の別の局面はパラメータを感知するための方法である。この方法によると、光は、光のそれぞれの部分がループ中を第１および第２の方向に反対方向に伝搬するように、光源からループを通って伝搬する。ループ中を伝搬する光は、その中を通る光を変調するために感知されるパラメータに応答する、少なくとも第１および第２のセンサを通る。第１および第２のセンサは、第２のセンサを通る光が第１のセンサを通る光に対して遅延されるように、異なる光路長を有する。第１の方向にループ中を伝搬する光は、第１および第２のセンサを通る前に遅延される。第２の方向にループ中を伝搬する光は、第１および第２のセンサを通った後に遅延される。第１および第２の方向に伝搬する光はカプラで干渉し合い、第１および第２の方向に第１のセンサを通る光に応答する第１の出力信号を発生し、かつ第１および第２の方向に第２のセンサを通る光に応答する第２の出力信号を発生する。第２の出力信号は第１の出力信号に対して遅延される。
【００１６】
本発明の別の局面は感知装置であり、これはカプラを含み、このカプラは光源からの光を受け、かつ光の第１および第２の部分を第１および第２のカプラポートに結合する。光ループは第１のカプラポートと第２のカプラポートとの間に接続され、第１のカプラポートからの光を第１の方向にループを通して第２のカプラポートに伝搬し、第２のカプラポートからの光を第２の方向に第１のカプラポートまで伝搬する。第１および第２の方向に伝搬する光はカプラで合成される。センサアレイは、パラメータを感知する少なくとも第１および第２のセンサを含む。第１および第２のセンサはそれぞれの第１および第２の光路を有する。第１のセンサを通る第１の光路は、第２のセンサを通る第２の光路よりも光学的に短い。光遅延部分はセンサアレイと第１のカプラポートとの間のループに位置づけられ、第１の方向に第１のカプラポートから伝搬する光が、センサアレイに到達する前に光遅延部分によって遅延されるようにし、かつ第２の方向に第２のカプラポートから伝搬する光が、センサアレイを通過した後に光遅延部分によって遅延されるようにする。
【００１７】
本発明の別の局面は、公知の音響センサアレイのようにマッハ・ツェンダ干渉計に基礎を置くのではなく、サニャック干渉計に基礎を置く光ファイバ音響センサアレイである。光ファイバ音響センサアレイは水中の音響波を検出するために使用される。センサアレイをマッハ・ツェンダ干渉計ではなくサニャック干渉計に基づかせることにより、センサアレイのバイアス点が安定し、位相ノイズが低減し、高価な狭線レーザを要求するのではなく広帯域信号源の使用が可能になる。多数の音響センサをサニャック干渉計のアーキテクチャに多元化することができる。
【００１８】
添付の図面に関連して以下に本発明を説明する。
【００１９】
【好ましい実施例の詳細な説明】
以下に、サニャックループの（ハイドロホンなどの）音響センサのアレイに関連して本発明を説明する。好ましい実施例を説明する前に、単一ループサニャック音響センサの動作を簡単に説明する。
【００２０】
単一ループサニャック音響センサ
簡単なサニャック系音響センサ１００が図１に示される。サニャックループは２つの部分、すなわち遅延ループ１０２とハイドロホン１０４とに分割される。遅延ループ１０２は単に非常に長いファイバであり、典型的には１ｋｍよりも長い。ハイドロホン１０４はファイバの部分であり、ここで音響波が、ファイバに伝搬する光信号の位相変調に変換される。音響波に対する応答性は典型的には、ハイドロホン１０４におけるファイバの部分に最適なコーティングを選択し、ファイバを適切な組成物のマンドレルのまわりに巻くことにより高められる。（たとえばJ. A. Bucaro, et al., Optical fibre sensor coatings, Optical Fiber
Sensors, Proceedings of the NATO Advanced Study Institute, 1986, pp.321-338を参照。）ハイドロホン１０４のまわりに巻かれるファイバの長さは典型的に１０メートルから１００メートルである。たとえば超蛍光ファイバ源（ＳＦＳ）などの光源１１０からの光は、３×３カプラ１１２によって時計回り（ＣＷ）および反時計回り（ＣＣＷ）のビームに分割される。３×３カプラ１１２の動作は周知であり、たとえばSang K. Sheem, Fiber-optic gyroscope with [3×3] directional coupler, Applied Physics Letters, Vol.37, No.10, 15 November 1980, pp.869-871に記載されている。
【００２１】
ここでは３×３カプラ１１２を使用するものとして説明するが、他のカプラ（たとえば２×２カプラおよび４×４カプラなど）を本発明の代替的な実施例に使用してもよい。たとえば、２×２カプラを使用すると、一方の側のポートの両方がサニャック干渉計を構成するよう使用される。他方の側の一方のポートは検出ポートである。もう１つのポートはアレイに光を出射するために使用され、カプラまたはサーキュレータが採用される場合には検出ポートとして使用され得る（光ファイバジャイロスコープの場合と同様である）。一般に、サニャック干渉計を構成するためにカプラのうち一方の側の２つのポートを使用し、検出ポート、出射ポートまたはこれらの両方としてカプラの他方の側のポートを使用すれば、いかなるｎ×ｍカプラを採用してもよい。
【００２２】
分割後、ＣＷビームはまず遅延ループ１０２中を進行し、その後ハイドロホン１０４へと進み、ＣＣＷビームはまずハイドロホン１０４中を進行し、その後遅延ループ１２中を進む。ＣＷビームがハイドロホン１０４中を進行する時間とＣＣＷビームがハイドロホン１０４中を進行する時間との時間遅延Ｔdelay（以下、delayは「遅延」を表す）間、音響信号と同様にハイドロホン１０４で音響的に誘導された位相変調が変化する。この位相変調の変化は反対方向に伝搬するビーム間の位相の差にマッピングされ、これは、３×３カプラ１１２でビームが再度合成される際に強度変調に変換される。この強度変調は後に第１の検出器１２０および第２の検出器１２２またはこれらの２つの検出器のうちの一方のみによって検出される。
【００２３】
より明確には、音響信号がハイドロホン１０４のファイバに位相変調φηｃｏｓ（Ωｔ）を誘導する場合、ハイドロホン１０４における干渉ビーム間の、結果として生じる位相変調φｉｎｔ（ｔ）は下記の式によって与えられる。
【００２４】
【数１】
2002510795.tif 000001
【００２５】
ただし、Ｔdelayは遅延ループを通る進行時間である。したがって、φｉｎｔ（ｔ）はハイドロホン変調φη、および音響変調周波数Ωとループ遅延Ｔdelayとの積の関数である。これは、φｉｎｔ（ｔ）がハイドロホン変調φηのみの関数であるマッハ・ツェンダー干渉センサの場合とは異なる。音響周波数Ωと時間遅延Ｔdelayとの積がπ（式１の１つ目の正弦項の最大値）の奇数倍であるときにサニャックループ音響センサの感度が最高になる。この積πをもたらす音響周波数は適切なループ周波数と呼ばれ、感度が最高になる最低周波数である。水中での感知用途の多くは１０ｋＨｚ未満の音響周波数の検出に関わる。適切なループ周波数が１０ｋＨｚ未満になるようにするためには、５０マイクロセカンド以上の遅延時間と、したがって１０ｋｍ以上の遅延ループ長さとが要求される。このため、サニャック音響センサ１００では、低音響周波数（＜１０ｋＨｚ）の検出に大量のファイバが要求される。
【００２６】
サニャック干渉計に特有な共通経路設計には、既に述べたようにバイアス点が安定しており位相ノイズの問題がなくなる他にも、マッハ・ツェンダー干渉計に勝る多くの利点がある。サニャック干渉計では、増幅自発放出（ＡＳＥ）源の一例として、超蛍光ファイバ源（ＳＦＳ）などのコヒーレンス長の短い広帯域源の使用が可能になる。このような光源は価格が低く、高いレベルのパワーを容易に供給し得る。３×３カプラを使用するとサニャック音響センサが受動的に直角位相付近にバイアスされることが示されている。（Sang
K. Sheem, Fiber-optic gyroscope with [3×3] directional coupler, Applied Physics Letters, Vol.37, No.10, 15 November 1980, pp.868-871; and H. Poisel, et al., Low-cost fibre-optic gyroscope, Electronics Letters, Vol.26, No.1, 4th January 1990, pp.69-70を参照。）３×３カプラの２つの検出ポートから信号を減じると、ＳＦＳ源の制限ノイズ源である光源過剰ノイズが低減し、ハイドロホンによる位相変調によって誘導される強度変化が起こる。これにより、サニャック干渉計はショットノイズ制限性能に近づく。（Kjell Krakenes, et al., Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties, OPTICS LETTERS, Vol.14, No.20, October 15, 1989, pp.1152-1145を参照。）
【００２７】
サニャック系音響センサに対するこれまでの研究は単一センサの構成に限られていた。サニャック干渉計の持つ特有な利点のために、出願人は、大規模なアレイに配置されたマッハ・ツェンダー干渉センサをサニャック系センサに置き換えることが望ましいと判断した。上述の各サニャックセンサ１００には何キロメートルものファイバが要求されるため、このような多数のセンサを大規模なアレイに挿入することは非実用的である。循環する遅延ループを使用してファイバ長さに関する要件を緩和する研究により、ファイバの量は大幅に低減したものの、循環ループ内にＥＤＦＡが組込まれることにより高ノイズの問題のあるセンサが生まれた。（たとえばJ.T. Kringlebotn, et al., Sagnac Interferometer Including A Recirculating Ring With An Erbium-doped Fibre Amplifier, OFS '92 Conference Proceedings, pp. 6-9.を参照。）以下に、要求されるファイバ量を低減するための新規な方策を記載する。
【００２８】
サニャック干渉計に基づく新規なセンサアレイ
以下に記載するように、出願人は、多数のセンサを同一の遅延ループに多元化することにより、サニャック系の大規模アレイに要求されるファイバ量を低減する新規なシステムを見出し、実用的なサニャックセンサアレイ（ＳＳＡ）を生み出した。図２に示されるように、本発明によるサニャックセンサアレイ２００は単一遅延ループ２１４に装着された梯子状の形態のハイドロホン２１２（ｉ）のアレイ２１０を含む。たとえば、図２は、それぞれの段２１６（１）、２１６（２）…２１６（Ｎ）に置かれたＮ個のハイドロホン２１２（１）、２１２（２）…２１２（Ｎ）を有するサニャックセンサアレイ２１０を示す。サニャックセンサアレイ２１０の各段２１６（ｉ）は、それぞれのハイドロホン２１２（ｉ）の周りに巻かれた単一ファイバを含む。遅延ループ２１４およびアレイ２１０を通りカプラ２２０に戻る３×３カプラ２２０からのすべての経路には別個のサニャック干渉計が設けられる。したがって、Ｎ個のセンサ２１２のアレイの場合、Ｎ個の別個のサニャック干渉計が設けられ、これらの各々が、図１に示される単一ループサニャックセンサ１００と同様に動作する。各サニャック干渉計は空間における別個の点、すなわちハイドロホン２１２（ｉ）の場所で、音響信号を測定する。たとえば、遅延ループ２１４と段２１６（１）とを含むサニャック干渉計はハイドロホン２１２（１）で音響信号を測定する。さらに、各サニャック干渉計はループ中の他の場所における音響信号（たとえばノイズ）も受け、後に説明するようにこのノイズは有利に低減される。
【００２９】
サニャックセンサアレイ２００は時間分割多元化（ＴＤＭ）構成（ＴＤＭではない機構を後に説明する）において最も容易に理解できる。光源２２２（これは有利には従来のパルス源を含むか、または外部変調器を有するＣＷ源を含み得る）は光パルスを発生し、この光パルスはカプラ２２０の第３のポートを介してサニャックループに入り、図２に示されるようにＣＷおよびＣＣＷ方向の両方に伝搬する。アレイ２１０に到達すると、ＣＣＷパルスは一連のＮ個の別個のパルスに分割される。この時点で、ＣＷ入力パルスはまだアレイ２１０には到達しておらず、依然として単一パルスである。ＣＷパルスは、アレイ２１０に到達すると一連のＮ個のパルスに分割される。一連のＣＷパルスの各々はそれぞれの段２１６（ｉ）中を進行した後に３×３カプラ２２０に戻り、反対方向に同じ段２１６（ｉ）を通って進行したＣＣＷ連のパルスを干渉する。このため、Ｎ個のパルスが第１の検出器２３０と第２の検出器２３２とによって検出され、各パルスはＮ個のサニャックループのうちの１つのＣＷおよびＣＣＷパルス（すなわちそれぞれの同じ段２１６（ｉ）を通って反対方向に進行した２つのパルス）を含む。異なった組合せの段中を進行したパルスは同じ光学経路を辿らないため、このようなパルスがカプラ２２０で時間的に一致することはなく、したがってカプラ２２０で互いに干渉し合わない。隣接するセンサからのパルスの重複を避けるため、パルス幅は隣接するセンサ間の遅延の差よりも小さくする必要がある。
【００３０】
図３に示されるように、有利には、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイにＥＤＦＡが付与された場合と全く同様に、アレイ部分２１０に小利得エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）２４０が付与される。（たとえば Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part I:Signal-to-Noise Ratio, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.16, No.2, February 1998, pp. 219-223; Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part II:Pump Power, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.16, No.2, February 1998, pp.224-231;Jefferson L. Wagener; et al., Novel Fiber Sensor Arrays Using Erbium-Doped Fiber Amplifiers, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.15, No.9, September 1997, pp.1681-1688;and C.W. Hodgson, et al,. Large-scale interferometric fiber sensor arrays with multiple optical amplifiers, OPTICS LETTERS, Vol.22, No.21, November 21, 1997, pp.1651-1653を参照。）ＥＤＦＡ２４０により、結合および消散損失として損失した信号のパワーを再現すると、単一アレイ２１０によって支持できるセンサの数が増加する。
ＥＤＦＡは有利には、分割カプラ２４４および第１の波長分割多元化（ＷＤＭ）カプラ２４６および第２のＷＤＭカプラ２４８によって、１つまたは２つ以上のポンプレーザ源２４２を用いてポンプ処理される。
【００３１】
サニャックアーキテクチャを使用しているため、サニャックセンサアレイ２００は、上述の単一ループサニャック系センサ１００の利点のすべてを有する。共通経路設計により、干渉カプラ２２０における光源位相ノイズから強度ノイズにノイズが変換されるという問題がなくなる。光源２２２はファイバＡＳＥ（増幅自発放出）源（すなわち上記ＳＦＳ）であってもよく、これは高価でなく１．５５μｍで高いパワーを提供する。３×３カプラ２２０を用いると、すべてのセンサを直角位相付近に受動的にバイアスできるようになる。さらに、３×３カプラ２２０は、検出器２３０および２３２で２つの干渉出力を検出し、かつ光源過剰ノイズを低減するために２つの検出器の出力を使用するための好都合な手段を提供する。（たとえば K. Krakenes, et. al., Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties, OPTICS LETTERS, Vol.14, 1989, pp.1152-1154を参照。これは、２つの検出器および単一サニャック干渉計の併用を記載している。）
以下に、新規なサニャックセンサアレイ２００の特性を具体的に説明し、その後に、サニャック干渉計の使用により得られる周波数応答およびダイナミックレンジをより詳細に説明する。その後、非ハイドロホンファイバループセグメントからの分散ピックアップの大きさの算出について述べ、この際ピックアップの大きさを低減するための技術についても述べる。偏光についても説明する。その後、サニャック設計によってもたらされる新規なノイズ源について説明する。最後に、サニャックセンサアレイのＴＤＭ以外の多元化機構を説明する。
【００３２】
上ではアレイ２１０の各段２１６（ｉ）の単一センサに関して説明したが、各段２１６（ｉ）が、本発明では、たとえば１９９９年２月２日に発行されたHodgson et al.の米国特許第５，８６６，８９８号に記載されているような多数のセンサを有するサブアレイを有利に含んでもよいことを理解されたい。（さらに C.W. Hodgson, et al., Large-scale
interferometric fiber sensor arrays with multiple optical amplifiers, Optics Letters, Vol.22, 1997, pp.1651-1653; J. L. Wagener, et al., Novel fiber sensor arrays using erbium-doped fiber amplifiers, Journal of Lightwave Technology, Vol.15, 1997, pp.1681-1688; C.W. Hodgson, et al., Optimization of large-scale fiber sensor arrays incorporating multiple optical amplifiers, Part I: signal-to-noise ratio, Journal of Lightwave Technology, Vol.16, 1998, pp.218-223; and C.W. Hodgson, et al., Optimization of large-scale fiber sensor arrays incorporating multiple optical amplifiers, Part II: pump power, Journal of Lightwave Technology, Vol.16, 1998, pp.224-231を参照。）
【００３３】
周波数応答
先ほど述べたとおり、サニャックセンサは式１によって表される周波数依存応答を有する。１／（２・Ｔdelay）として定義される適切なループ周波数をはるかに下回る周波数では、検出可能な最小の音響信号は音響周波数の逆数となる。このように周波数の低下に伴う音響感度の低下は、サニャック音響センサの深刻な問題であった。しかしながら、このような周波数の低下に伴う感度の低下は好都合にも、海中のノイズの下限に関係すると指摘されている。（たとえば Sverre Knudsen, Ambient and Optical Noise in Fiber-Optic Interferometric Acoustic Sensors, Fiber-Optic Sensors Based on the Michelson
and Sagnac Interferometers: Responsivity and Noise Properties, Thesis, Chapter 3, Norwegian University of Science and Technology, 1996, pp.37-40を参照。）理想的には、所与の周波数での、アレイの検出可能な最小音響信号が、その周波数における海中ノイズの下限未満の一定の量であることが望ましい。したがって、検出可能な最小音響
信号は海中ノイズの下限の上昇に合う低周波数で上昇し得る。実際、本発明のサニャックセンサアレイ２００の周波数応答では、海中ノイズの下限と音響感度とがよく合っている。このことは図４に示され、サニャックセンサアレイの検出可能な最小音響信号は曲線２５０として描かれ、ここでは光学ノイズの最低値が
【００３４】
【数２】
2002510795.tif 000002
【００３５】
図４にはさらに、これらの周波数における３つの主要な海中ノイズ源の海中ノイズの下限と、３つの源からのノイズの、結果として得られる合計値とが示される。曲線２５２は、海荒れ、地震、および火山の噴火によるノイズを表わす。曲線２５３は船舶に起因する光ノイズを表わす。曲線２５４はＤＳＳ０（遠方の船舶および嵐）のノイズを表わす。曲線２５６は３つの主要な源からのノイズの下限の和（すなわち曲線２５２、２５３および２５４の和）を表わす。（たとえば、Robert J.Urick, The noise background of the sea:
ambient noise level, Principles of Underwater Sound, 3rd Ed., Chapter 7, McGraw-Hill, 1983, pp.202-236を参照。）サニャックセンサアレイ２００の、検出可能な最小音響信号は、１０ｋＨｚ未満のすべての周波数において、海中ノイズの下限未満の、ほぼ一定量の検出可能な信号をもたらすように増加する。このため、サニャックセンサアレイ２００の周波数依存応答により低周波数音響検出は制限されない。マッハ・ツェンダーアレイはサニャックセンサアレイと同じ傾向、すなわち低い周波数に向かうほど感度が低下するという傾向を示すが、マッハ・ツェンダーアレイの場合、感度の低下はサニャックベースのセンサの場合よりも小さい。
【００３６】
マッハ・ツェンダー干渉計およびサニャックセンサアレイ２００は類似した周波数依存応答を示すが、それらの周波数応答の源は基本的に異なる。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイにおける検出可能な最小信号の増加は、光学ノイズの下限の上昇による。この光学ノイズの下限の上昇の原因は、経路が不均衡なマッハ・ツェンダー干渉計によって生じる位相ノイズである。
【００３７】
【数３】
2002510795.tif 000003
【００３８】
この差異の重要性は、図５に示される、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイおよびサニャックセンサアレイ２００のダイナミックレンジを検証するとわかるだろう。センサのダイナミックレンジは、検出可能な最小および最大位相シフトによって制限される。干渉センサの場合、検出可能な最大位相シフトは干渉計の非線形応答によって制限され、検出可能な最小位相シフトは光学ノイズの下限によって制限される。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイもサニャックセンサアレイも、音響周波数範囲にわたって一定である、検出
可能な最大位相シフトを有する。しかしながら、サニャックセンサアレイ２００は、光学ノイズ最低値が一定であるため、検出可能な最小位相シフトは一定であるが、この一方でマッハ・ツェンダー干渉センサアレイでは、経路不均衡干渉計によって導入される位相ノイズによって引起される光学ノイズの最低値の上昇により、検出可能な最小位相シフトが増加してしまうという問題がある。したがってサニャックセンサアレイ２００はすべての音響周波数において一定のダイナミックレンジを有するが、この一方でマッハ・ツェンダー干渉センサアレイのダイナミックレンジは音響周波数の低下と共に縮小する。これは図５に示され、ここでは、サニャックセンサアレイ２００とマッハ・ツェンダー干渉センサアレイとについて、検出可能な最小および最大音響信号（ｄＢの任意の単位）が示される。図５に示されるように、いずれのアレイも１ｋＨｚを超えるところではおよそ１００ｄＢのダイナミックレンジを有し、位相ノイズによってマッハ・ツェンダー干渉センサアレイは制限されない。１０Ｈｚにおいて、位相ノイズはマッハ・ツェンダー干渉センサアレイを左右するが、そのダイナミックレンジはおよそ７４ｄＢまで縮小する。この一方で、サニャックセンサアレイ２００のダイナミックレンジはおよそ１００ｄＢのままである。
【００３９】
適切なループ周波数よりも十分に低い周波数でのサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を、遅延ループ長さおよびハイドロホン応答性の関数として検証すると興味深い。これらの周波数においては、等式１のｓｉｎ（ΩＴdelay／２）の係数はΩＴdelay／２に近似し得、これはサニャックセンサアレイ２００の応答性がφｈとＴdelayとの積に比例することを示す。φｈ自体は各ハイドロホン２１２（ｉ）のファイバの量に比例し、Ｔdelayは遅延ループ２１４のファイバの量に比例する。したがって、適切なループ周波数によりも十分に低い周波数における応答性は、ハイドロホンのファイバ長さと遅延ファイバ長さとの積に比例する。図６は、いくつかのサニャックセンサアレイ構成に関する検出可能な最小音響信号を示し、ここでは各ハイドロホン２１２（ｉ）のファイバの長さと遅延ループ２１４のファイバの長さとの積は一定であるが、遅延ループ２１４と各ハイドロホン２１２（ｉ）との間のファイバの相対的分布は変化する。たとえば、曲線２６０は、その遅延ループ２１４に４５ｋｍのファイバを有しかつ各ハイドロホン２１２（ｉ）に１００ｍのファイバを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わし、曲線２６２は、その遅延ループ２１４に３０ｋｍのファイバを有しかつ各ハイドロホン２１２（ｉ）に１５０ｍのファイバを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わし、曲線２６４は、その遅延ループ２１４に１５ｋｍのファイバを有しかつ各ハイドロホン２１２（ｉ）に３００ｍのファイバを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わす。図示されるように、各サニャックセンサアレイ２００の感度は低周波数では等しいが、それらのそれぞれの適切なループ周波数によって与えられる種々の周波数において、最高の感度になる。したがって、低周波数における所与の検出可能な最小音響信号については、遅延ループ２１４およびハイドロホン２１２（ｉ）のファイバ長さを選択するにあたっては依然としてある程度の自由度がある。この自由度は、要求されるファイバの総量を最小限にしたり、または遅延ループ長さを最短にするといった、他の基準をサニャックセンサアレイ２００が満たせるようにする。
【００４０】
サニャックセンサアレイのダイナミックレンジの拡大
上述のとおり、サニャックセンサアレイ２００は位相ノイズの影響を受けないため、低音響周波数におけるそのダイナミックレンジはマッハ・ツェンダー干渉センサアレイの場合よりも大きい。理想的には、アレイ２００は、よく見られる最も強い音響信号および最も弱い音響信号を検出するために十分なダイナミックレンジを提供する。この要件は、およそ１５０ｄＢの要求ダイナミックレンジであると解されることが多い。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイにおいてこのように大きなダイナミックレンジを達成するためには、異なる位相応答性を有する２つの別個のセンサが要求され、これらの各々は１５０ｄＢの全ダイナミックレンジの部分を検出する。この機構の明らかな欠点は、２つのセンサアレイ（すなわち２倍の数のハイドロホン、段、光源および検出器）が要求されることであ
る。実際には、Ｎ個のハイドロホンを支持し得るアレイによりＮ／２個の点でしか音響信号を検出できない。
【００４１】
サニャックセンサアレイ２００では、付加的なハイドロホン２１２を使用することなく広いダイナミックレンジを達成できる。サニャックセンサアレイの位相応答性は、等式１に示されるようにハイドロホンの応答性と遅延ループの長さとの関数であるため、ハイドロホンのアレイ全体の位相応答性は遅延ループの長さを加減すると変更できる。図７の変形センサアレイ２００に示されるように、それぞれ長さＬ1およびＬ2を有する２つの別個の遅延ループ２１４（１）および２１４（２）を同時に使用することにより、アレイ２６６の検出範囲を飛躍的に拡大できる。アレイ２６６はこのとき２Ｎ個の別個のサニャックループを有する。各ハイドロホン２１２（ｉ）は２つの遅延ループ経路の各々について別個の信号を戻し、各遅延ループ２１４（１）および２１４（２）の長さによりその信号の音響検出範囲が決定する。各ハイドロホン２１２（ｉ）の全音響検出範囲はハイドロホン２１２（ｉ）を包囲する２つのサニャックループセンサの各々の検出範囲を合わせたものである。長さＬ1およびＬ2により音響検出範囲が設定される。長さＬ1＋Ｌ2は、アレイ２６６により対象の最も小さな音響信号が検出できるように選択される。遅延ループ２１４（１）の長さＬ1はこの場合、短い方の遅延ループの中のみを進行する信号の検出範囲が遅延ループ２１４（１）および２１４（２）の両方の中を進行する信号の検出範囲の上方にくるよう選択される。ＴＤＭシステムでは、第２のループの挿入により、光源パルスの繰返し周波数が半分になり、２Ｎ個のパルスが戻るための時間を確保するようにし、遅延ループ２１４（１）および２１４（２）の長さはパルスの重複が起こらないように選択される。繰返し周波数が半分になるため、個別の各信号のダイナミックレンジが３ｄＢだけ縮小する。この縮小は、２つの別個の信号のダイナミックレンジを負担することによって達成される全ダイナミックレンジの拡大によって相殺される以上のものである。図７では、第２の遅延ループ２１４（２）は、第２の遅延ループ２１４（２）を通過する光すべてが第１の遅延ループ２１４（１）を通過するように位置づけられる。これに代えて、２つの遅延ループ２１４（１）、２１４（２）は、第２の遅延ループ２１４（２）を通過する光が第１の遅延ループ２１４（１）を通過しないように光学的に平行であってもよいことが理解されるべきである。このような場合、第２の遅延ループ２１４（２）のファイバ長さは第１の長さと第２の長さとの和（すなわちＬ1＋Ｌ2）となるであろう。しかしＬ1はＬ2よりもかなり短いため、このような調節は不可欠ではない。図７の実施例では、第１の遅延ループの長さを第２の遅延ループの長さに加えることによりファイバ要求量の総量を減少させている。
【００４２】
図８は、各信号のダイナミックレンジが１００ｄＢであり比Ｌ1／Ｌ2が５０００に設定されたアレイ２６６に２つの遅延ループ２１４（１）、２１４（２）を使用することによって得られる、拡大ダイナミックレンジをを示す。図示されるように、アレイ２６６ではこの場合、ハイドロホンの数を増加させることなく（およそ１６０ｄＢの範囲である）対象の全ダイナミックレンジにわたる検出が可能である。
【００４３】
分散感知
サニャックセンサアレイ２６６において、干渉計の位相変調は、干渉する３×３カプラ２２０で強度変調に変換され得る。この全サニャックループにわたる分散感知は音響センサアレイには不利である。実用的にするために、音響センサアレイは空間における（すなわちハイドロホンにおける）別個の多数の点において音響信号をサンプリングし、これらの信号を独立して戻す必要がある。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイは、干渉計が小さな空間に制限されその点でしか感知しないため、これを達成する。サニャックセンサアレイ２６６を実用的なものにするために、サニャックループの分散感度を減少する必要がある。
【００４４】
干渉計におけるファイバ容積により遅延ループ２１４が構成され、これは２つの位置に置かれる。第１の位置では、図９Ａに示されるように乾いた端部（すなわち水中ではない所にある）に光源２２２および検出電子装置（すなわち検出器２３０および検出器２３２）が設けられる。ここで、遅延ループ２１４は外部変調があれば最小限にするために環境的に遮蔽され得る。しかしながら、濡れた端部をアレイ部分２１０に接続するダウンリードファイバ２７０、２７２は干渉計の部分である。第２の可能性としては、図９Ｂに示されるようにアレイ２１０を有する濡れた端部（すなわち水中にある）に遅延ループ２１４に置くことである。このようなものとして、遅延ループ２１４は乾いた端部に置かれた場合と同様には分離できないが、ダウンリードファイバ２７０、２７２、２７４は干渉計の外側にあるため感知しない。ダウンリードおよび遅延ループ分散ピックアップの相対的な大きさは、この構成が特定の用途に最適となるようにする。遅延ループ２１４が乾いた端部（図９Ａ）に置かれる場合には、ダウンリードファイバ２７０、２７２は、極度に大きな位相変調を誘導し得る、これらのファイバの湾曲および振動といった物理的移動を防止するよう静止状態に維持される必要がある。これらは、音響的に誘導される位相変調とは反対の、ファイバの運動によって誘導される位相変調である。（このような物理的移動は牽引アレイの場合には問題であるが静止アレイの場合には深刻な問題ではないだろう。）このため、遅延ループ２１４が乾いた端部（図９Ａ）に置かれる場合、サニャックセンサアレイ２１０の濡れた端部全体が静止状態にされるべきである。しかしながら、濡れた端部（図９Ｂ）に遅延ループ２１４が置かれる場合、図９Ｂの３×３カプラ２２０の右側の部分だけしか静止状態に置く必要はない。なぜなら、ダウンリードファイバ２７０、２７２、２７４はこの場合干渉計の部分ではないからである。遅延ループ２１４が濡れた端部（図９Ｂ）に置かれる場合、遅延ループファイバを感度抑制せねばならない。遅延ループ２１４は、遅延ループファイバを感度抑制された円柱（図示せず）の周りに巻付けることによって静止状態にすることができ、これによりファイバの動きをなくし、分散ピックアップ信号の主源を音響的にピックアップできるようにする。音響的に誘導された位相変調までファイバを感度抑制するほうが、運動によって誘導された位相変調までファイバを感度抑制することよりも容易であるため、牽引アレイの用途では、濡れた端部（図９Ｂ）に遅延ループ２１４を置く方が好ましく、これを以下により詳細に説明する。
【００４５】
遅延ループにおいて誘導される音響ピックアップノイズの算出
本章では、図９（Ｂ）のサニャックセンサアレイ２１０の音響的に誘導されたハイドロホン位相変調と比較した、音響的に誘導された分散ピックアップノイズの大きさの推定値を導出する。遅延ループおよびバスファイバ（各ハイドロホンを遅延ループおよび３×３カプラに接続するファイバ）における音響信号のピックアップにより結果として生じる分散位相変調に起因する強度変調は、ノイズ源であると考えられ得る。以下の説明では、サニャックセンサアレイの１つのループが、図１０に示されるように長さＬdの遅延ファイバ、長さＬbのバスファイバ、および長さＬhのハイドロホンファイバだけをを含み、合計の長さＬを含むものとして説明する。また、ＬdはＬbおよびＬhよりもはるかに大きいとする。音響信号に対するファイバの位相応答性は、圧力に依存する伝搬定数βから結果として得られる。一般に、位置ｌおよび時間ｔでの伝搬定数の圧力依存成分は下記のように表される。
【００４６】
【数４】
2002510795.tif 000004
【００４７】
ただし、β0は０圧力伝搬定数であり、Ｒ（ｌ）はファイバの正規化位相応答性であり、Ｐ（ｌ，ｔ）は空間および時間の関数としての圧力である。周波数Ωのシヌソイド音響信
号を想定すると、等式２は下記のように書換えられ得る。
【００４８】
【数５】
2002510795.tif 000005
【００４９】
ただし、Ｐ0は定常状態圧力であり、Ｐmは圧力変調の振幅であり（ｌからは独立していると仮定する）、さらにq（ｌ）は音響波の空間位相変化を含む。一般に、ｌ＝ｌ1からｌ＝ｌ2までの音響的に誘導された位相変調によるサニャックループの干渉ビーム間の誘導位相差は下記の積分によって与えられる。
【００５０】
【数６】
2002510795.tif 000006
【００５１】
等式５は、ハイドロホン、バスおよび遅延ファイバの音響変調による干渉ビーム間の位相差を決定するために使用できる。
【００５２】
ハイドロホンファイバの場合、等式５はｌ1＝ｌd＋ｌb／２からｌ2＝ｌd＋ｌb／２＋ｌhまでから積分される。q（ｌ）はこの範囲にわたって一定である（すなわち音響波長はハイドロホンの大きさよりもはるかに大きい）ものとする。また、ファイバの正規化位相応答性Ｒ（ｌ）は一定でありかつこの範囲ではＲhに等しいものとする。この場合、等式５はハイドロホンファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅を表わす。
【００５３】
【数７】
2002510795.tif 000007
【００５４】
ただし、ΩＬh／２υ<<１とする。等式２が等式１に与えられる式に適合することに注目されたい。
【００５５】
バスファイバについては、等式５はｌ1＝ｌdからｌ2＝ｌd＋ｌb／２までまず積分され
、その後上下バスラインの両方を含むようｌ1＝Ｌ−ｌb／２からｌ2＝Ｌまで積分される。ここでもまた、Ｒ（ｌ）は一定であり、すべてのバスファイバについてＲdに等しいため、q（ｌ）は等式５の積分式において一定である。ファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅は下記のとおりになる。
【００５６】
【数８】
2002510795.tif 000008
【００５７】
ただしΩＬh／２υ<<１であるとする。q（ｌ）は一定であり、ΩＬh／２υの振幅はφbintを増加するように作用すると仮定するため、バスファイバにとっては最悪のケースとなる。
【００５８】
遅延ファイバについては、等式５はｌ1＝０からｌ2＝ｌdまで積分され、先ほどと同様に、q（ｌ）はこの範囲にわたって一定であるとし（すなわち遅延ループコイルは音響波長よりもはるかに小さい）、Ｒ（ｌ）は一定であり積分式にわたってＲdに等しいとする。この場合、等式５により、遅延ファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅が下記の式で表わされる。
【００５９】
【数９】
2002510795.tif 000009
【００６０】
ただしΩ（Ｌb＋Ｌh）／２υ<<１であるとする。
等式６から８により、これらの位相変調振幅の相対的な大きさを算出できる。まず、標準的なプラスチックコーティングファイバの正規化位相応答性Ｒは、たとえば J.A. Bucaro, et al., Optical fibre sensor coatings, Optical Fiber
Sensors, Proceedings of the NATO Advanced Study Institute, 1986, pp.321-338に記載されているように-328 dB re 1/μPa である。一方、たとえば C.C. Wang, et al., Very high responsivity fiber optic hydrophones for commercial applications, Proceedings of the SPIE-The International Society for Optical Engineering, Vol.2360, 1994, pp.360-363に記載されているように、中空の心棒で作られた、ファイバが巻きつけられた電流ハイドロホンの正規化位相感度は-298 dB re 1/μPa であり、標準的なファイバよりも３０ｄＢだけ高いことに留意されたい。遅延ループおよびバスファイバが標準的プラスチックコーティングファイバの正規化位相応答性を有し、ハイドロホンファイバが中空の心棒に巻きつけられると仮定すると、ＲdのＲbまたはＲdに対する比はおよそ３０ｄＢである。したがって、等式６から８を得るための簡略化する仮定に基づくと、下記の式が得られる。
【００６１】
【数１０】
2002510795.tif 000010
【００６２】
したがって、ハイドロホンファイバがサニャックループ全体のうち比較的少量の部分をなすにも関わらず、ハイドロホンファイバにおける音響的に誘導された位相変調の大きさは、最も離れた場所にあるハイドロホンの場合でも、遅延ループファイバおよびバスファイバにおける音響的に誘導された位相変調よりも大きい。以下に、空の段を使用する、このレベルの分散ピックアップノイズに対処するための手段を記載する。
【００６３】
遅延ループファイバに関する等式５の積分式を評価するために、／Ｌd未満のものすべてについてＲ（ｌ）＝Ｒdであると仮定する。このＲ（ｌ）が一定であるため、ｌ＝（Ｌ−Ｌd）からＬdまでの、等式５の積分に対する影響が排除される（被積分関数が約Ｌ／２の奇関数になるからである）。しかしながら、長いファイバを巻くと、Ｒ（ｌ）がｌに幾分依存するようになる（これはおそらくファイバの内層のＲが外層とは異なるためである）。これらのＲ（ｌ）の変化により遅延ループのピックアップがｌ＝Ｌ−ＬdからＬdまで増加する。このピックアップを低減するためには、まずＲ（ｌ）を約Ｌ／２の偶関数にして等式５の被積分関数を約Ｌ／２の奇関数にするだけでよいことに注目されたい。Ｒ（ｌ）は、図１１に示されるようにファイバループの対称点を互いに隣り合わせに位置付けるよう遅延ループを巻付けることによって約Ｌ／２を中心として余儀なくより対称的にできる。このような巻付けにより、遅延ループの対称点が確実に互いに近接して位置付けられるようになり、コイル上のファイバの位置によるＲ（ｌ）の変化がＬ／２を中心としてできる限り対称的となり、それにより遅延ループピックアップができる限り等式８の定義に近づくようになる。サニャックセンサアレイの各サニャックループのＬ／２点は異なるため、図１１に示されるように１つのループだけを正確に巻付けるだけでよく、ごくわずかな奇数性がサニャックループの１つを除くすべてに対してＲ（ｌ）に付与される。
【００６４】
ハイロドフォンによってファイバの音響感度を向上させる他、特定の直径を有する金属コーティングを付与することによりファイバを感度抑制できることにも触れておく。（たとえば上記J.A. Bucaro, Optical fibre sensor coatingsを参照。）-366 dB re 1/μPaもの低さの測定正規化位相応答性が報告されている。このようなファイバが遅延またはバスラインに使用される場合、ＲhのＲbに対する比またはＲhのＲdに対する比は６８ｄＢに近似し（プラスチックコーティング遅延をおよびバスファイバの場合は３０ｄＢである）、遅延およびバスに誘導信号に対してハイドロホン誘導信号を３２ｄＢだけ増加させる。
【００６５】
空の段の使用による分散ピックアップノイズの低減
分散ピックアップ信号をさらに除去するために、図１２に示されるようにアレイ２１０にハイドロホンを含まない空の段３００を配置することによって、ハイドロホン誘導音響変調を分散ピックアップ変調から分離できる。ハイドロホン２１２（ｉ）を含む感知段と呼ばれる各段２１６（ｉ）が、空の段３００（ｉ）のうちの１つの前にある。空の段３００（ｉ）を包囲する各ループの非感知ファイバが対応の感知段２１２（ｉ）を包囲するループの非感知ファイバとほぼ同じであることは、空の段３００（ｉ）および対応の感知段２１２（ｉ）がほぼ同じ分散ピックアップ信号を有することを意味する。この空の段３００（ｉ）をアレイ２１０の別のセンサとして扱い、（ＴＤＭ機構における）パルスを空の段３００（ｉ）および感知段２１２（ｉ）から適切なタイミングを取って処理することによりそれらの重複を避けると、各感知段２１２（ｉ）に存在する分散ピックアップ信号が測定できる。検出後、この信号を感知段信号から減じ、ハイドロホンファイバにおける位相変調によって引起された強度変化のみが得られるようにする。このような機構の実現にはＮ個のセンスアレイ２１０に対して２Ｎ個の段が必要であり、これにより個々の信号のデューティサイクルが半分に減る。
【００６６】
アレイ２１０のバス部分の感度抑制が要求されない場合、単一の空の段３００をアレイ２１０に配置して遅延ループ２１４に関連した分散ピックアップ信号を測定してもよく、この場合Ｎ個のセンサについてＮ＋１個の段（Ｎ個の感知段２１２（ｉ）および１つの空の段３００）しか要求されない。１つの空の段３００によって各感知段２１２（ｉ）の分散ピックアップ信号が適切に測定されない場合、各感知段２１２（ｉ）にある分散ピックアップ信号がこれらの空の段３００のうち最も近くにあるものによって適切に測定できるまで、アレイに沿って定期的な間隔で空の段３００をさらに追加してもよい。空の段の数が少ないと、個々の信号のデューティサイクルが結果として長くなる。図１２は、空の段が感知段すべてに付与された場合の極端な例を示す。
【００６７】
偏光
任意の干渉センサにおけるコントラストを最高にするために、干渉ビームの偏光状態（ＳＯＰ）を、再度合成する際に同一にする必要がある。それらが直交する場合、干渉はないため、振幅変調信号もない。これは偏光によって誘導された信号フェージングと呼ばれる。サニャックセンサアレイの各センサはサニャックループであるため、サニャックファイバジャイロスコープにおける偏光によって誘導された信号フェージングのこれまでの研究はサニャックセンサアレイにも適用できる。１つの有望な解決策はサニャックループ内に減偏光子を配置することである。（たとえばK. Bohm, et al., LOW-DRIFT FIBRE GYRO USING A SUPERLUMINESCENT DIODE, ELCTRONICS LETTERS, Vol. 17, No. 10, 14th May 1981, pp. 352-353を参照。）減偏光子は、光パワーの少なくとも半分が常に、正しいＳＯＰの３×３カプラに確実に戻るようにする。この一般的な方策により、ループの複屈折に関係なく可視度が一定になる。（たとえばWilliam K. Burns, et al., Fiber-Optic Gyroscopes with Depolarized Light, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol. 10, No. 7, July 1992, pp. 992-999を参照。）この最も簡単な構成では、ファイバ超蛍光源および減偏光子などの非偏光源をループに使用する。図１３に示されるように、サニャックセンサアレイ２００では、すべてのサニャックループに共通の点に１つの減偏光子３１０が配置される。減偏光子３１０は、ループの複屈折が一定である限り、各センサ２１２（ｉ）が複屈折からは独立したこの一定の可視度を維持することを確実にする。これは、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイに使用される方法と比較して、偏光によって誘導された信号フェージングの扱いが著しく容易になることを表わす。
【００６８】
複屈折の緩やかな変化はサニャック干渉計の双方向性によって十分にキャンセルできるが、対象の音響範囲おける周波数での複屈折変調により偏光ノイズが生じ得る。これらの
周波数での複屈折変調の多くは物理的なファイバの移動の結果として生じる。したがって、偏光ノイズ（および分散ピックアップ信号）を低減するためにはサニャックループを静止状態に保つ必要がある。
【００６９】
サニャック干渉計の使用によって導入されるノイズ源
熱的位相ノイズ
ファイバの屈折率は温度とともに変化するため、ファイバの熱的変化により、その中を進行する光の位相が変動し得る。これらの率の変化はファイバの長さとは無相関なため、結果として生じる位相変化は長さの平方根として測定される。マッハ・ツェンダー干渉計は典型的には各アームに１００メートル未満のファイバを使用するため、この熱的位相ノイズの大きさは無視し得るものである。サニャック干渉計は干渉計に大量のファイバを含むため、熱的位相ノイズは制限ノイズ源となり得る。このサニャック干渉計における熱的位相ノイズの大きさは実験によって理論的に説明され確認されている。（たとえばSverre
Knudsen, et al., Measurements of Fundamental Thermal Induced Phase Fluctuations
in the Fiber of a Sagnac Interferometer, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 7, No. 1, 1995, pp. 90-93; and Kjell Krakenes, et al., Comparison of Fiber-Optic Sagnac and Mach-Zehnder Interferometers with Respect to Thermal Processes in Fiber, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol. 13, No. 4, April 1995, pp. 682-686を参照。）２ｋｍを超えるループの場合、熱的位相ノイズは対象の周波数範囲において
【００７０】
【数１１】
2002510795.tif 000011
【００７１】
を超えることもあり、これはほぼ要求されるアレイの感度である。
熱的位相ノイズは、遅延ループに対する外部変調に類似した分散ピックアップノイズ源であると考えられ、そのようなものとして、上述のとおり空の段を使用して低減できる。熱的位相ノイズはループ長さの短縮化によっても低減され得る。上述のとおり、ループ長さは、遅延ループが短縮化されるのと同じファクタだけハイドロホンのファイバ長さを増加することにより、低周波数感度を変化させることなく短縮化できる。たとえば、５０メートルのハイドロホンファイバを有する４０ｋｍの遅延ループは１００メートルのファイバを有する２０ｋｍ遅延ループと同じ低周波数応答を有する。しかしながら後者の組合せでは、遅延ループの合計長さがほぼ２のファクタも短いため、熱的位相ノイズが少ないであろう。
【００７２】
カー効果誘導位相ノイズ
サニャック干渉計において発生し得るカー誘導位相シフトは光ファイバジャイロスコープについて非常に大きな注目を集めている。（たとえばR.A. Bergh, et
al., Source statistics and the Kerr effect in fiber-optic gyroscopes, OPTICSLETTERS, Vol. 7, No. 11, November 1982, pp. 563-565; R.A. Bergh, et al., Compensation of the optical Kerr effect in fiber-optic gyroscopes, OPTICSLETTERS, Vol. 7, No. 6, June 1982, pp. 282-284; and N.J. Frigo,
et al., Optical Kerr effect in fiber gyroscopes: effects of nonmonochromatic sources, OPTICS LETTERS Vol. 8, No. 2, February 1983, pp. 119-121を参照。）しかしながら、ジャイロスコープはＤＣレベルを測定するため、ジャイロスコープおよび音響センサに対する要求は異なる。ファイバジャイロスコープを制限し得るカー誘導位相シフトによってもたらされるわずかなＤＣオフセットは音響センサの場合には問題ない。カー誘導ＤＣ位相シフトは、直角位相から離れすぎるほどバイアス点を移動しない限り問題ない。
光源の強度ノイズにより出力にカー誘導位相ノイズが発生する。しかしながら、このカー誘導ＤＣ位相シフトが小さい限り、このカー誘導ＡＣ位相ノイズは小さい。サニャックセンサアレイにおけるカー誘導位相シフトの要因はファイバジャイロスコープのものとは異なる。サニャックセンサアレイの非対称性により、名目上対称であるジャイロスコープよりもはるかに容易にこのようなカー位相シフトが引出される。その非対称性はアレイ部分および非対称であるＥＤＦＡの配置によって結果として生じる。これは、遅延ループを伝搬する前に１つのビームに利得が生じ、その後損失が生じ、反対方向に伝搬するビームには損失が生じてから利得が生じるからである。これらの非対称性を均衡にして、遅延ループのＥＤＦＡに適切な場所を選択することによりカー誘導位相シフトをゼロにすることができる。この詳細は正確なアレイ構成に依存し、この多元化機構が使用される。
【００７３】
ＥＤＦＡから結果として生じる非線形位相変調
ＥＤＦＡで生じる反転分布により、それを通過する信号の光に位相シフトが生じる。（たとえばM.J.F. Digonnet, et al., Resonantly Enhanced Nonlinearity in Doped Fibers for Low-Power All-Optical Switching: A Review, OPTICAL
FIBER TECHNOLOGY, Vol. 3, No. 1, January 1997, pp. 44-64を参照。）のこの現象は全光学干渉スイッチの製造において利用されてきた。サニャックセンサアレイにおいて、干渉計内のＥＤＦＡは同じ機構によって非線形位相シフトをもたらす。ポンプまたは信号パワーの変動による反転分布の変化により位相変調が引き起こされ、これは強度ノイズに変換されることとなる。
【００７４】
ノイズ源の大きさを推定するためには、まず、反転分布がポンプおよび信号パワー変動にいかに応答するかを決定する必要がある。これは、エルビウムシステムに関するレート式をによって比較的直接行なわれる。
【００７５】
【数１２】
2002510795.tif 000012
【００７６】
ただしＮ1およびＮ2はそれぞれ低状態および励起状態での集団密度であり、Ｎ0は全集団密度であり、Ｌは強度であり、σは断面積であり、Ａeffはファイバにおける有効モード領域であり、τ2はレベル２の期間である。下付き文字ｐおよびｓはそれぞれポンプおよび信号を示し、下付き文字ａおよびｅはそれぞれ吸収および放射を示す。
【００７７】
Ｎ1、Ｎ2、ＩpおよびＩsをそれらの定常状態および経時変化成分に分割してこれを等式１２に代入し、等式１２と等式１１とを組合せると、下記の式が得られる。
【００７８】
【数１３】
2002510795.tif 000013
【００７９】
ただし、下付き文字ｓｓは定常状態値を示し、このとき経時変化成分は時間の陽関数（Ｎ2＝Ｎ2ss＋Ｎ2（ｔ））として示される。ここでＮ2（ｔ）がＮ2ssよりもはるかに小さいとすると、等式１３の最後の２つの項を無視できる。ｌp（ｔ）＝ｌpmｓｉｎ（ｆpｔ）およびｌs（ｔ）＝ｌsmｓｉｎ（ｆsｔ）とし（ただしｌpmおよびｌsmはそれぞれｌp（ｔ）およびｌs（ｔ）の変調振幅を示し、ここでｆpおよびｆsはそれぞれポンプおよび信号変調周波数を示す）、結果として得られる微分方程式を解くと、下記の関係式が得られる。
【００８０】
【数１４】
2002510795.tif 000014
【００８１】
λｐ＝１４８０ｎｍ、λｓ＝１５５０ｎｍ、かつｌpss＝１Ｗであるとし、さらには、典型的なエルビウム−シリカ断面を想定すると、等式１４および１５を下記の式に簡略化することができる。
【００８２】
【数１５】
2002510795.tif 000015
【００８３】
この計算を位相変調に変換するためには、エルビウムドープファイバに吸収された１０ｍＷのポンプパワーにより１５５０ｎｍにおいてのおよそ７ラジアンの位相シフトが誘導されるという事実を利用できる。（たとえばM.J.F. Digonnet, et al., Resonantly Enhanced Nonlinearity in Doped Fibers for Low-Power All-Optical Switching: A Review, OPTICAL FIBER TECHNOLOGY, Vol. 3, No. 1, January 1997, pp. 44-64を参照。）シミュレーションにより、典型的なエルビウムドープファイバにおける、１０ｍＷの吸収されたポンプパワーにより、１５５０ｎｍにおいておよそ６ｄＢという小さな信号利得がもたらされ、これは分散ＥＤＦＡを有するアレイの各増幅器によって要求されるゲインに近い。（たとえば上記Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor
Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part I: Signal-to-Noise Ratio;
Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Array Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part II: Pump Power, Jefferson L. Wagener, et al., Novel Fiber Sensor Arrays Using Erbium-Doped Fiber Amplifiers; および C.W. Hodgson, et al., Large-scale interferometric fiber sensor arrays with multiple
optical amplifiersを参照。）したがって、各増幅器によりおよそ７ラジアンのＤＣ位相シフトがもたらされる。非線形位相シフトは上位状態分布Ｎ2に比例するため、ΔＮ2／Ｎ2SS＝Δφ／φSSと表すことができる。
【００８４】
【数１６】
2002510795.tif 000016
【００８５】
位相パワー変動による誘導された位相シフトの計算はより複雑である。なぜなら、信号パワーには強度ノイズが付与されるばかりでなく、多元化機構によって変調されるからである。ここでもまたＴＤＭの場合を考えると、一般には、所与のパルスが特定のＥＤＦＡ中を進行する際、そのＥＤＦＡ中に同時に進行する反対方向に伝搬するパルスがあってもよいし、またはなくてもよい。反対方向に伝搬するパルスが常に存在する最悪の場合、ｌsmは、個々の各パルスの強度ノイズの２倍である。増幅器については、ｌsmは典型的には個々の各パルスの強度ノイズの１．５倍から２倍である。
【００８６】
【数１７】
2002510795.tif 000017
【００８７】
しかしながら、計算の精度を高めるためには、多元化機構およびアレイの正確なタイミングを考慮に入れる、より詳細な研究が必要である。
【００８８】
サニャックアレイにおける多元化機構
時間分割多元化
これまでは、サニャックセンサアレイがＴＤＭ構成で動作すると仮定した。サニャックセンサアレイでは、このようなＴＤＭシステムの光源の要件は、ＴＤＭ構成のマッハ・ツェンダー干渉センサアレイのものほど厳しくない。この理由としては、サニャックセンサアレイに広帯域源を使用することが挙げられる。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイでは、隣接する段からの光は狭い線幅の光源のためにコヒーレントであるため、多経路コヒーレント干渉を防止するために、入力パルスに対する極度に高い消光比が要求される。これらの高消光比の要件は、多数の変調器を直列に配置することにより達成されるが、これにより複雑で損失が高く高価な光源となってしまう。サニャックセンサアレイでは、広帯域源により多経路コヒーレント干渉の可能性が排除されるため、要求される消光比はさほど高くなくてもよい。また、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイは狭い線幅を要求するため、リチウムニオブ酸塩強度変調器によって外部的に変調される持続波（ｃｗ）レーザ源の代わりにパルスレーザ源を使用できなくする。サニャックセンサアレイでは、光源を構成するために、外部的に変調される持続波ＡＳＥ光源、パルスＡＳＥ源、またはそれらの何らかの組合せが使用できる。ここでもまた、この理由としては、サニャックセンサアレイに狭い線幅の光源が要求されないことが挙げられる。本発明は狭い線幅の光源を要求しないが、本発明のサニャックセンサアレイはたとえばレーザなどの狭い線幅の光源を使用してもよいことを理解されたい。
【００８９】
周波数分割多元化
広帯域源の使用はまた、設計を変化させたり付加的な光源を要求することなくサニャックセンサアレイが非ＴＤＭ構成で動作できるようにする。周波数分割多元化（ＦＤＭ）は、位相発生キャリア（ＰＧＣ）機構を採用するマッハ・ツェンダー干渉センサアレイに通常使用されるが、サニャックセンサアレイに用いても問題ない。図１４はＦＤＭ機構を用いる基本的なサニャックセンサアレイ４００を示す。ファイバ超蛍源（ＳＦＳ）４０２（またはたとえばＬＥＤなどの他の広帯域源）は入力光を発生する。チャーピングされた強度変調が強度変調器４０４を介して入力光に付与される。この変調器４０４はチャーピング周波数発生器４０６によって制御される。変調された光は３×３カプラ４１２を介してセンサアレイ４１０に入る。光は遅延ループ４１０と、それぞれセンサ４１８（ｉ）を有する複数の感知段４１６（ｉ）とを通過する。所望に応じて空の段（図示せず）を設けて
もよい。遅延ループ４１４および段４１６（ｉ）を通過した後、光はカプラ４１２を通ってセンサアレイ４１０を出て、検出器４２０によって検出され、この検出器４２０は検出された光に応答して電気出力信号を発生する。検出器４２０からの電気出力信号は、ミキサ４２２において、遅延４２４によって時間的に遅延された、等しいチャーピング周波数と混合され、この遅延４２４は、時間Δｔだけチャーピング周波数を遅延する。図１４に示される設定では、ミキサ４２２の出力はスペクトラム分析器４２６に与えられる。動作の実施例において、ミキサ４２２の出力は信号処理サブシステム（図示せず）に与えられ、これはミキサ４２２の出力を分析して、アレイ４１０にあたる音響信号を再生する。
【００９０】
さまざまな段４１６（ｉ）におけるセンサ４１８（ｉ）から戻る信号は、遅延されたチャーピング周波数に対してさらに遅延される。これは図１５のグラフに示され、このグラフは、元のチャーピング周波数４５０、遅延４２４からの遅延チャーピング周波数４５２、第１の段からのチャーピングリターン信号４６０、第２の段からのチャーピングリターン信号４６２および第３の段からのチャーピングリターン信号４６４に関する。ミキサ４２２では別個のうなり周波数ｆb1４７０、ｆb2４７２、ｆb3４７４、（図１４に示される）がそれぞれ混合チャーピング周波数４５２と、サニャックセンサアレイ４１０におけるさまざまな段から戻る信号の各々との間に形成される。（たとえばS.F. Collins, et al., A Multiplexing Scheme For Optical Fibre Inerferometric Sensors Using An FMCW Generated Carrier, OFS '92 Conference Proceedings, pp. 209-211を参照。）図１５には３つのチャーピングリターン信号４６０、４６２、４６４しか示さないが、Ｎ個までのリターン信号があり得、Ｎはアレイ４１０の段数であると考えられる。Ｎ番目の段からのチャーピングリターン信号によりミキサ４２２にうなり周波数ｆbNが生じる。
【００９１】
図１４においてスペクトル出力を図示して示すように、信号の音響変調はうなり周波数に対する上方測波帯４８０、４８１、４８２および下方測波帯４８４、４８５、４８６として現われる。このＦＤＭ機構の利点は、アレイタイミングに関する要件が、ＴＤＭシステムと比較して著しく緩和することである。ＴＤＭシステムは、パルスの重複を避けるために、隣接する段の間に特定の遅延を要求し、深刻な工学上の問題が生じる。ＦＤＭでは、ファイバ長さの変化によりうなり周波数がシフトするが、これらのうなり周波数が２倍の音響検出範囲で隔てられる限り信号間の重複は引起されない。後者は適切なチャーピングレートを選択することによって達成される。ＴＤＭシステムの場合とは異なり、すべての経路は常に光を戻し、これにより異なる非コヒーレント信号間に位相ノイズが生じる。広帯域ＡＳＥ源によりこの位相ノイズの大きさが最小限になる。（たとえばMoslehi, Analysis of Optical Phase Noise in Fiber-Optic Systems Employing a Laser Source with Arbitrary Coherence Time, Journal of Lightwave Technology, Vol. LT-4 No. 9, September 1986, pp. 1334-1351を参照。）
【００９２】
コード分割多元化
コード分割多元化（ＣＤＭ）はセンサアレイにおける用途に関して最近注目を集めている。（たとえばA.D. Kersey, et al., Code-division Multiplexed Interferometric Array With Phase Noise Reduction And Low Crosstalk, OFS '92
Conference Proceedings, pp. 266-269; and H.S. Al-Raweshidy, et al., Spread spectrum technique for passive multiplexing of interferometric optical fibre sensors,
SPIE, Vol. 1314 Fibre Optics '90, pp. 342-347を参照。）図１６のサニャックセンサアレイ６００に関して図示されるように、ＣＤＭでは、ファイバ超蛍光源６０２からの入力光（またはたとえばＬＥＤなどの他の広帯域源）が、コード発生器６０６によって発生する擬似ランダムコードに従って強度変調器６０４で変調される。変調された光は３×３カプラ６１０を介して干渉ループ６０８に与えられ、遅延ループ６１４およびアレイ６１２の複数の段６１６（ｉ）の中を伝搬する。図示される実施例において、各段６１６（ｉ）はそれぞれのセンサ６１８（ｉ）を含む。空の段（図示せず）を所望に応じて設けても
よい。光は３×３カプラ６１０を介してループから戻り、検出器６２０によって検出される。検出器６２０の電気出力はコード発生器６０６の出力とともに相関器６２２に与えられ、このコード発生器６０６の出力は遅延６２４によって期間τｃｏｒだけ遅延されている。擬似ランダムコードのビット期間はアレイ６１２の隣接段の間の伝搬遅延よりも短い。τｃｏｒが、それぞれの段６１６（ｉ）を通るループ進行時間τｉのうちの１つに等しい場合、段６１６（ｉ）のこのセンサから戻る信号は遅延された擬似ランダムコードと相関付けられる。｜τｊ-τｉ｜＞τｂｉｔである場合にτｊの遅延を有する他の信号はゼロに相関付けられる。相関付けプロセスはたとえば、相関コードがオンであるかまたはオフであるかに応じて、１または−１で検出信号を乗算すること（または電子ゲート６３０の信号を差動増幅器６３２の非反転および反転入力にゲートを介して向けること）にかかわる。ライン６３４上の差動増幅器の出力は相関付けられた出力である。信号はその後、コードの期間に等しい時間ｔavgにわたって時間平均される。相関付けられない信号の時間平均はゼロであるため、センサ６１８（ｉ）から信号が分離される。τｃｏｒはすべてのセンサからの信号を順次取出すよう走査される。
【００９３】
ＴＤＭに対するＣＤＭの利点は、センサ間の遅延を正確に制御する必要がないことである。｜τｊ-τｊ±１｜＞τｂｉｔである場合のループ遅延τｊはすべて許容できる（ただしτｂｉｔはコードのパルス期間である）。相関付けにはτｊがわかっていなければならないが、これは容易に測定できる。ＦＤＭの場合と同様に、広帯域源の使用には、すべての信号の加算の結果として生じる位相ノイズの低減という利点がある。
【００９４】
以上に、サニャック干渉計に基づく音響センサアレイの新規な設計を説明した。この設計の主な利点は、共通経路の干渉計の使用である。これにより、マッハ・ツェンダー干渉センサでよく起こる、光源の位相ノイズが強度ノイズに変換されてしまうことがなくなり、安価で高パワーのＡＳＥ源または他の広帯域源の使用が可能になる。音響周波数の関数としてのサニャックセンサアレイの応答は、海中ノイズの下限と整合することが示された。この設計はさらに、１つの付加的な非常に短い遅延ループの使用によって、ハイドロホンを付与することなくダイナミックレンジを飛躍的に拡大できるようにする。以上には偏光によって誘導された信号フェージングを排除する技術を記載した。サニャックセンサアレイはさらに、標準的なマッハ・ツェンダーアレイによって達成可能なものよりも簡単な形式でいくつかの多元化機構が使用できるようにする。これらの特徴のために、サニャックセンサアレイの設計は、マッハ・ツェンダー干渉系センサアレイに取って代わる非常に有望なものを提供する。
【００９５】
以上の説明は本発明の特定的な実施例に関するが、実施例の説明は発明を例示的に示すものであり、限定を意図するものではないことを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】  単一感知ループを有する一例としてのサニャック干渉計を示す図である。
【図２】  センサアレイの各段が付加的なサニャック干渉計を形成する、本発明に従うサニャックセンサアレイを示す図である。
【図３】  結合のために損失した信号パワーと消散損失とを再生するためのエルビウムドープファイバ増幅器を含むサニャックセンサアレイを示す図である。
【図４】  ３つの主な海中の下限ノイズと比較した、本発明に従うサニャック干渉計の周波数応答を示すグラフ図である。
【図５】  マッハ・ツェンダ干渉計によって検出可能でありかつ本発明に従うサニャック干渉計によって検出可能である最大および最小音響信号を示し、広範囲の周波数にわたってサニャック干渉計のダイナミックレンジが比較的一定であることを示すグラフ図である。
【図６】  ハイドロホンおよび遅延ループにおける種々の長さのファイバを有する３つのサニャック干渉計の構成に関する、検出可能な最小音響信号と周波数との関係を示す
グラフ図である。
【図７】  干渉計のダイナミックレンジを拡大するために付加的な遅延ループを含む、本発明に従うサニャック干渉計を示す図である。
【図８】  図７の干渉計によって提供されるダイナミックレンジを示すグラフ図である。
【図９Ａ】  センサアレイシステムの乾いた端部における干渉計の遅延ループの位置づけを示す図である。
【図９Ｂ】  センサアレイシステムの濡れた端部における干渉計の遅延ループの位置づけを示す図である。
【図１０】  位相変調の影響の算出に用いられる長さを示す式が示される、図９Ｂのサニャック干渉計を示す図である。
【図１１】  遅延ループに対する音響波の影響を軽減するために遅延ループを巻き付けるための技術を示す図である。
【図１２】  センサが発生する信号から低減できる分散ピックアップノイズを検出する空の段を含む、本発明に従うサニャック干渉計を示す図である。
【図１３】  偏光誘導フェージングの影響を軽減するための減偏光子を含む、本発明に従うサニャック干渉計を示す図である。
【図１４】  周波数分割多元化を利用するサニャック干渉計を示す図である。
【図１５】  図１４の干渉計における、遅延された変調信号と、戻るセンサ信号との間のビート信号の生成を示すグラフ図である。
【図１６】  コード分割多元化を利用するサニャック干渉計を示す図である。