(57)【要約】  ＯＦＤＭ受信装置（１００）は、ＦＦＴ回路（１０７ｃ）を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部（１０７）と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部（１０６ａ）と、ＦＦＴ回路（１０７ｃ）の前段側に設けられた窓関数処理部（１０７ｂ）と、Ｄ／Ｕ測定部（１０６ａ）によって測定されたＤ／Ｕに応じて、窓関数処理部（１０７ｂ）の係数を切り替える選択部（１０６ｂ）とを有する。これにより、比較的簡易な構成及び低消費電力で、窓関数処理によるＢＥＲ劣化を抑制しつつ、妨害波を良好に除去することができる。
2009031239.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、
ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、
前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、
前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕに応じて、前記窓関数処理部の係数を切り替える制御部と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、
ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、
前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、
前記窓関数処理部の前段側に設けられ、フィルタ次数を制御可能なアナログフィルタと、
前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕと、前記ＯＦＤＭ復調後の信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）及び所要Ｃ／Ｎとに基づいて、前記窓関数処理部の係数及び前記アナログフィルタのフィルタ次数を制御する制御部と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記窓関数処理部は、窓関数として、Ｔｕｋｅｙ窓関数が用いられている
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ受信装置に関し、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を除去する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体通信システムにおいて、周波数利用効率が高い伝送方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が実用化に向けて検討されている（非特許文献１参照）。ＯＦＤＭ信号は、直交する複数のサブキャリアを用いてディジタル情報を伝送するディジタル変調方式であり、周波数利用効率を向上させる効果以外にも、サブキャリア単位での処理が可能（サブキャリア単位で分離可能）である等の効果を有している。【０００３】
ところで、受信装置においては、受信信号に含まれる妨害波や干渉波等の不要成分を除去することが重要である。例えば、第３世代（３Ｇ）システムの携帯電話と、スーパー第３世代（Ｓ３Ｇ）システムとの関係を考えると、Ｓ３Ｇシステムのサービスを開始する初期段階において、２［ＧＨｚ］の帯域で、Ｓ３Ｇシステムのサービスと３Ｇシステムのサービスが同時に行われることが想定される。この場合、３Ｇシステムの信号が、Ｓ３Ｇシステムの信号にとって強力な妨害波となり得る。【０００４】
従来、受信装置においては、受信信号をアナログディジタル変換するＡＤ変換回路の前段側にアナログフィルタを設け、このアナログフィルタによって妨害波を抑圧することが一般的に行われる。この場合、アナログフィルタの抑圧量としては、仕様上入力され得る妨害波全てを抑圧する性能が要求される。【０００５】
従来、ＯＦＤＭ受信装置において妨害波等の不要成分を除去する技術として、例えば特許文献１に記載されたものがある。そのＯＦＤＭ受信装置の概略構成を、図２２に示す。図２２のＯＦＤＭ受信装置１０は、アンテナ１１で受信した受信ＯＦＤＭ信号を、順次、フロントエンド部１２、直交復調部１３、アナログディジタル変換部（ＡＤ変換部）１４を介した後、ＯＦＤＭ信号処理部１５に入力する。なお、ＡＤ変換部１４は、復調に必要な帯域以上（一般にＦＦＴを行う場合は２倍単位で速度向上が必要）の信号をサンプリングする。【０００６】
ＯＦＤＭ信号処理部１５は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理器１６と、不要成分除去器１７と、復調処理器１８とを有する。ＦＦＴ処理器１６は、ＡＤ変換後の信号を高速フーリエ変換することで、時間軸の信号を周波数軸の信号に変換する。不要成分除去器１７は、ＦＦＴ処理後の信号を希望波信号と妨害波信号とに分離し、希望波以外の不要成分を除去し、希望波信号を復調処理器１８に出力する。ここで、不要成分除去器１７をＦＦＴ処理器１６の後段に配置したのは、ＦＦＴ処理後では希望波信号と妨害波信号の分離が容易となるためである。復調処理器１８は、不要成分が除去された信号に対して、誤り訂正復号処理等を施すことにより、受信データを得る。【０００７】
また従来、ＯＦＤＭ受信装置において妨害波を除去する技術として、例えば特許文献２に記載されているものがある。特許文献２では、周波数調整によって直交性を改善することで、ＦＦＴ処理での劣化を小さくし、これにより妨害波を抑圧する方法が提案されている。
【特許文献１】特開２００３−１４３１０３号公報
【特許文献２】特開２００５−５３１２５９号公報
【非特許文献１】３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．８１４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＯＦＤＭ受信装置においては、妨害波が、所望波の変調方式とは異なる変調方式でありかつそのパワーが強い場合、ＦＦＴ処理において漏れ誤差が発生する。これは、主に、妨害波が不連続の場合に発生する。このため、特許文献１のようにＦＦＴ回路の後段側で妨害波を除去しようとしても、既に、妨害波による漏れ誤差によって希望波のＣ／Ｎ（Carrier to Noise ratio）が劣化してしまっているので、信号品質を改善するには限界がある。【０００９】
一方、ＦＦＴ処理の前段側で妨害波を抑圧するものとしては、上述したアナログフィルタを用いるもの、周波数調整を用いるものや、ディジタルフィルタを用いるもの等が考えられる。【００１０】
しかしながら、ＦＦＴ処理の前段側にディジタルフィルタを配置した場合、回路規模が大きくなると共に、帯域内偏差（振幅、位相）が発生するという欠点がある。【００１１】
また、周波数調整によって直交性を改善する場合、直交性は改善できたとしても、ＦＦＴ処理による漏れ誤差を改善することはできない。【００１２】
また、アナログフィルタのみで妨害波を抑圧する場合、全ての多値変調設定（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等）において高次のアナログフィルタを常に動作させる必要があるので、消費電力が大きくなるという欠点がある。また、帯域内偏差やＩＱ偏差が生じないような高次のアナログフィルタは、構成が複雑化するという欠点もある。【００１３】
本発明は、かかる点を考慮してなされたものであり、比較的簡易な構成及び低消費電力で、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を良好に抑圧できるＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕに応じて、前記窓関数処理部の係数を切り替える制御部と、を具備する構成を採る。【００１５】
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、前記窓関数処理部の前段側に設けられ、フィルタ次数を制御可能なアナログフィルタと、前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕと、前記ＯＦＤＭ復調後の信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）及び所要Ｃ／Ｎとに基づいて、前記窓関数処理部の係数及び前記アナログフィルタのフィルタ次数を制御する制御部と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、比較的簡易な構成及び低消費電力で、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を良好に抑圧し得るＯＦＤＭ受信装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図２】ＦＦＴ回路の出力波形を示す図
【図３】窓関数処理部の構成を示すブロック図
【図４】窓関数係数セット１の説明に供する図であり、図４Ａは窓関数係数セット１を用いた場合の窓関数処理部の特性を示す図、図４Ｂは窓関数係数セット１の係数を示す図
【図５】窓関数係数セット２の説明に供する図であり、図５Ａは窓関数係数セット２を用いた場合の窓関数処理部の特性を示す図、図５Ｂは窓関数係数セット２の係数を示す図
【図６】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置によるデータ受信処理の流れを示すフローチャート
【図７】図７Ａは無線帯域における希望波と妨害波の周波数配置例を示し、図７Ｂはベースバンド帯域における希望波と妨害波の周波数配置例を示す図
【図８】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置におけるＤ／Ｕ特性を示す図
【図９】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置におけるＣ／Ｎ特性を示す図
【図１０】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置におけるＦＦＴ処理での漏れ誤差の抑制の様子を示す図であり、図１０Ａは窓関数なしでの漏れ誤差特性、図１０Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の漏れ誤差特性、図１０Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の漏れ誤差特性を示す図
【図１１】アナログ離散フィルタのフィルタ特性を示す図
【図１２】帯域内偏差を持ったフィルタを用いた場合における、帯域内Ｃ／Ｎ偏差の様子を示す図
【図１３】強入力の妨害波を含んだ信号の様子を示す図
【図１４】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図１５】可変ローパスフィルタの次数切り替えによる妨害波抑圧量を示す図
【図１６】可変ローパスフィルタの構成例を示す図
【図１７】可変ローパスフィルタによる隣接妨害波抑圧量を示す図
【図１８】Ｄ／Ｕ情報及びＣ／Ｎ情報に基づいて、可変ローパスフィルタの次数及び窓関数の係数を決定するテーブルの構成を示す図
【図１９】図１９Ａは窓関数なしの場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示す図
【図２０】図２０Ａは窓関数なしの場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示す図
【図２１】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置によるデータ受信処理の流れを示すフローチャート
【図２２】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。【００１９】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。ＯＦＤＭ受信装置１００は、例えば携帯電話機に搭載されている。【００２０】
ＯＦＤＭ受信装置１００は、アンテナ１０１で受信した信号を受信フロントエンド部１０２のアンテナ共用器１０２ａに入力する。実際上、アンテナ共用器１０２ａには、アンテナ１０１で受信された信号に加えて、図示しないＯＦＤＭ送信装置により得られたＯＦＤＭ送信信号が入力される。アンテナ共用器１０２ａは、アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号を図１の後段の回路に出力するか、又は図示しないＯＦＤＭ送信装置により得られたＯＦＤＭ送信信号をアンテナ１０１に出力するかを切り替える。【００２１】
アンテナ共用器１０２ａから出力されたＯＦＤＭ受信信号は、低雑音増幅部１０２ｂに入力される。低雑音増幅部１０２ｂは、ＯＦＤＭ受信信号を低雑音で増幅し、増幅したＯＦＤＭ受信信号を直交復調部１０２ｄに送出する。直交復調部１０２ｄは、ＯＦＤＭ受信信号に、ローカル信号発振部１０２ｃで得られたローカル信号を９０［°］の位相差を持たせて乗じることにより、Ｉ（同相）成分，Ｑ（直交）成分の受信ベースバンド信号を得る。【００２２】
Ｉ成分，Ｑ成分の受信ベースバンド信号は、ローパスフィルタ１０３ａ，１０３ｂ、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）部１０４ａ，１０４ｂ及びＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂを介した後、ＯＦＤＭ復調部１０７に入力される。【００２３】
ＯＦＤＭ復調部１０７は、先ず、ＧＩ除去器１０７ａにてガードインターバルを除去することで、信号長がＦＦＴ処理単位の信号を形成する。ガードインターバルが除去された信号は、窓関数処理部１０７ｂに入力される。【００２４】
窓関数処理部１０７ｂは、窓関数を用いた重み付け処理によって、入力された受信ＯＦＤＭ信号中に含まれる妨害波を抑圧する。ここで、窓関数処理部１０７ｂは、窓関数処理に用いる係数を制御部１０６からの制御信号に基づいて設定するようになっている。本実施の形態の場合、窓関数として、Ｔｕｋｅｙ窓関数が用いられている。【００２５】
窓関数処理が施された受信ＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１０７ｃによってＦＦＴ処理が施される。これにより、時間軸の信号が周波数軸の信号へと変換される。因みに、ＯＦＤＭ受信装置１００においては、図示しない同期部にて同期タイミングが選択され、選択されたタイミングでＧＩ除去器１０７ａ及びＦＦＴ回路１０７ｃのタイミングが制御される。【００２６】
ＦＦＴ処理後の信号は、復調処理部１０７ｄによって、チャネル推定処理及び当該推定値に基づく補正処理や、誤り訂正復号処理等が施されることにより、受信データとされる。【００２７】
また、ＦＦＴ処理後の信号は、制御部１０６のＤ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）測定部１０６ａに入力される。Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって測定されたＤ／Ｕは、選択部１０６ｂに送出される。選択部１０６ｂは、Ｄ／Ｕに基づいて、窓関数処理部１０７ｂで用いる係数を指定するための制御信号を形成し、当該制御信号を窓関数処理部１０７ｂに送出する。【００２８】
ところで、ＯＦＤＭ通信装置においては、ＦＦＴ回路の構造上、２のべき乗のサブキャリア数を用いる場合が多い。しかし、無線通信においては、使用可能な周波数帯域が決まっており、例えば非特許文献１に記載されているように、無線帯域１０［ＭＨｚ］のシステムにおいて、ＦＦＴ帯域１５．３６［ＭＨｚ］で１０２４本のサブキャリアを扱うように構成しつつも、有効サブキャリアとして６０１本しか用いない場合がある。この場合、４２３本のサブキャリアを未使用サブキャリアと定義し、その電力が０となるようにする。【００２９】
このように、希望波の帯域幅に対してＦＦＴ帯域が広い場合、ＯＦＤＭ受信装置は、希望波に加えて妨害波を取り込むことになる。ＯＦＤＭ信号においては、サブキャリア単位で信号を分離することができ、すなわち希望波と妨害波の分離が可能である。【００３０】
本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００においては、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって、ＦＦＴ回路１０７ｃの出力から、例えば図２に示すようなサブキャリア情報を得て、希望波帯域と妨害波帯域とのレベル比（すなわちＤ／Ｕ）を求める。【００３１】
図３に、窓関数処理部１０７ｂの構成を示す。窓関数処理部１０７ｂは、乗算器１０７ｂ−１と、係数メモリ１０７ｂ−２と、制御部１０７ｂ−３とを有する。乗算器１０７ｂ−１には、ＧＩ除去器１０７ａの出力と、係数メモリ１０７ｂ−２から出力された窓関数係数とが入力され、乗算器１０７ｂ−１は、これらを乗算する。【００３２】
制御部１０７ｂ−３には、選択部１０６ｂから出力された制御情報と、図示しない同期部によって得られた受信データタイミング情報とが入力され、制御部１０７ｂ−３はこれらの情報に基づいて係数メモリ１０７ｂ−２からの係数の読み出しを制御する。【００３３】
具体的には、係数メモリ１０７ｂ−２には、Ｄ／Ｕに対応するように、複数の窓関数係数セットが記憶されており、選択部１０６ｂから出力された制御情報に応じて、複数の窓関数係数セットのうちの一つが選択される。また、各窓関数係数セットには、受信データタイミング（サンプリングデータ）に対応した窓関数係数が記憶されており、各受信データタイミングに応じた１つの係数が出力される。【００３４】
本実施の形態の場合、係数メモリには、図４に示すような窓関数係数セット１と、図５に示すような窓関数係数セット２が記憶されている。図４において、図４Ａは窓関数係数セット１を用いた場合の窓関数処理部１０７ｂの出力特性を示しており、図４Ｂは窓関数係数セット１の具体的な係数を示している。同様に、図５において、図５Ａは窓関数係数セット２を用いた場合の窓関数処理部１０７ｂ出力特性を示しており、図５Ｂは窓関数係数セット２の具体的な係数を示している。【００３５】
図４Ｂ及び図５Ｂに示すように、ＦＦＴポイントに対応した係数が記憶されており、乗算器１０７ｂ−１に各ＦＦＴポイントに対応した係数が係数メモリ１０７ｂ−２から読み出されることで、各ＦＦＴポイントのデータとそれに対応する係数との乗算が行われる。【００３６】
因みに、図４及び図５は、Ｔｕｋｅｙ窓関数を実現するための窓関数係数セットを示すものである。ここで、窓関数としては、Ｔｕｋｅｙ窓関数以外にも、例えば、Ｋａｉｓｅｒ窓関数等があるが、本発明の発明者らは、シミュレーションを行った結果、Ｔｕｋｅｙ窓関数を用いると、妨害波に起因するＦＦＴ処理時の漏れ誤差を良好に抑圧できることを確認した。よって、本実施の形態では、窓関数として、Ｔｕｋｅｙ窓関数を用いている。但し、窓関数としては、Ｔｕｋｅｙ窓関数以外の窓関数を適用してもよい。【００３７】
なお、本実施の形態では、ＦＦＴ回路１０７ｃでのＦＦＴサイズが１０２４ポイントなので、各窓関数係数セットとして、１０２４個の係数が用意されている。【００３８】
次に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００の動作について説明する。【００３９】
図６に、ＯＦＤＭ受信装置１００のデータ受信処理の流れを示す。ＯＦＤＭ受信装置１００は、ステップＳＴ０でデータ受信処理を開始すると、続くステップＳＴ１でＤ／Ｕの値ａの初期値を設定（事前設定）し、ステップＳＴ２に移る。【００４０】
ステップＳＴ２では、選択部１０６ｂが、Ｄ／Ｕの値ａを、閾値Ｘ及び閾値Ｙを用いて閾値判定する。選択部１０６ｂは、ステップＳＴ２で、Ｄ／Ｕが閾値Ｘ以上（ａ≧Ｘ）であるとの判定結果を得ると、このことは窓関数処理にて妨害波を抑圧しなくてもＦＦＴ処理時の漏れ誤差がほとんど生じないことを意味するので、ステップＳＴ３に移って、窓関数処理部１０７ｂでの窓関数処理を行わせない（例えば窓関数係数を全て「１」に設定する）。【００４１】
また、選択部１０６ｂは、ステップＳＴ２で、Ｄ／Ｕが閾値Ｘより小さく閾値Ｙより大きい（Ｘ＞ａ＞Ｙ）との判定結果を得ると、ステップＳＴ４に移って、窓関数処理部１０７ｂに、窓関数として窓関数係数セット１（図４）を選択させて、窓関数処理を実行させる。【００４２】
さらに、選択部１０６ｂは、ステップＳＴ２で、Ｄ／Ｕが閾値Ｙ以下であるとの判定結果を得ると、ステップＳＴ５に移って、窓関数処理部１０７ｂに、窓関数として窓関数係数セット２（図５）を選択させて、窓関数処理を実行させる。【００４３】
ステップＳＴ３、ステップＳＴ４又はステップＳＴ５の処理の後、ステップＳＴ６に移り、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ＦＦＴ回路１０７ｃによるＦＦＴ処理及び復調処理部１０７ｄによる復調処理を行うことで、データ信号を復調する。【００４４】
次に、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ステップＳＴ７で、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによってＤ／Ｕを測定する。【００４５】
次に、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ステップＳＴ８で、続く受信ＯＦＤＭシンボルが有るか否か判断し、受信ＯＦＤＭシンボルが無い場合にはステップＳＴ１０に移ってデータ受信処理を終了する。これに対して、続く受信ＯＦＤＭシンボルがある場合には、ステップＳＴ２に戻って、ステップＳＴ７で測定したＤ／Ｕに基づいて続く処理を実行する。【００４６】
このように、ＯＦＤＭ受信装置１００においては、Ｄ／Ｕに基づいて、窓関数係数を選択し、さらには窓関数処理を行うか否かを選択したことにより、妨害波に起因するＦＦＴ処理時の漏れ誤差を、比較的簡易な構成及び低消費電力で良好に抑圧できる。【００４７】
ところで、一般にＯＦＤＭ受信装置においては、復調過程においてＦＦＴ処理を行い、このＦＦＴ処理によって希望波と妨害波とを分離できる。しかし、Ｄ／Ｕが大きい場合、妨害波信号の影響でＦＦＴ処理データが不連続となり（データの最後と最初が連続的につながらなくなり）、この結果、ＦＦＴ処理でノイズが発生する。一般にこのノイズを漏れ誤差（leak error)という。【００４８】
例えば、無線帯域において、図７Ａに示すような周波数配置の希望波と妨害波をＯＦＤＭ受信装置１００で受信する場合について説明する。この信号は、ベースバンド帯では、図７Ｂの周波数配置とされる。なお、図７は、ＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂのサンプリングクロックが１５．３６［ＭＨｚ］の場合の例である。因みに、ＦＦＴ帯域外の妨害波は、共用器１０２ａ及びローパスフィルタ１０３ａ，１０３ｂによって、希望波信号に対しＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂでの折り返しの影響が無い程度に抑圧可能であると仮定する。【００４９】
希望波は、帯域幅９［ＭＨｚ］のＯＦＤＭ信号（変調方式：１６ＱＡＭ、符号化率：３／４、ＦＦＴサイズ：１０２４、サブキャリア数：６０１）の信号であり、妨害波は、帯域幅３．８４［ＭＨｚ］で変調方式がＱＰＳＫの信号と仮定する。【００５０】
また、ＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂのビット数が、量子化雑音の影響がほとんど無い程度に大きいと仮定する。【００５１】
このような条件下で、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００を動作させた結果、図８、図９及び図１０に示すようなシミュレーション結果が得られた。【００５２】
図８は、ＯＦＤＭ受信装置１００におけるＤ／Ｕ特性を示し、Ｄ／ＵとＢＥＲ（Bit Error Rate）との関係を示す。図８において、横軸はＤ／Ｕ［ｄＢ］を示し、縦軸は誤り訂正後のＢＥＲを示す。【００５３】
図９は、ＯＦＤＭ受信装置１００におけるＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）特性を示し、Ｃ／ＮとＢＥＲとの関係を示す。図９において、横軸は所要Ｃ／Ｎ［ｄＢ］を示し、縦軸は誤り訂正後のＢＥＲを示す。図９のシミュレーション結果は、希望波の変調方式が１６ＱＡＭでの静特性を示すものである。【００５４】
図１０は、ＯＦＤＭ受信装置１００における、ＦＦＴ処理での漏れ誤差の抑制の様子を示すものである。図１０Ａは窓関数なしでの漏れ誤差特性、図１０Ｂは窓関数係数セット１（図４）を用いた場合の漏れ誤差特性、図１０Ｃは窓関数係数セット２（図５）を用いた場合の漏れ誤差特性を示す。それぞれの図は、妨害波をＦＦＴ処理した特性であり、１４個の特性を重ねている。図１０Ａから、妨害波が連続に近い場合は漏れ誤差が小さいが、不連続の場合は大きくなり約２０［ｄＢ］の差があることが分かる。【００５５】
図８に示したように、「窓関数なし」すなわち窓関数処理部１０７ｂで窓関数処理を行わなかった場合には、Ｕ／Ｄが−２２［ｄＢ］にて、ＢＥＲが１Ｅ−３であった。これに対して、窓関数係数セット１を用いた場合には、Ｄ／Ｕ特性が１０［ｄＢ］改善した。また、窓関数係数セット２を用いた場合には、Ｄ／Ｕ特性が２３［ｄＢ］改善した。【００５６】
また図９に示したように、「窓関数なし」と比較して、ＢＥＲ：１．０Ｅ−３を得るためには、窓関数係数セット１を用いた場合には所要Ｃ／Ｎが０．１［ｄＢ］増加し（すなわち所要Ｃ／Ｎの点で０．１［ｄＢ］劣化し）、窓関数係数セット２を用いた場合には所要Ｃ／Ｎが２．８［ｄＢ］増加（すなわち所要Ｃ／Ｎの点で２．８［ｄＢ］劣化）することが分かる。【００５７】
図８及び図９から、Ｄ／Ｕが３０［ｄＢ］の場合においては、窓関数係数セット２よりも窓関数係数セット１を用いた方が、受信性能が良くなることが分かる。これを考慮して、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００においては、閾値Ｙを用いてＤ／Ｕを閾値判定し、判定結果に応じて窓関数処理部１０７ｂで用いる窓関数係数を選択するようになっている。因みに、本実施の形態の場合、図６で説明した閾値Ｘ，閾値Ｙは、Ｘ＝−２０，Ｙ＝−３０に選定されている。【００５８】
以上説明したように、本実施の形態によれば、ＦＦＴ回路１０７ｃを有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部１０７と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部１０６ａと、ＦＦＴ回路１０７ｃの前段側に設けられた窓関数処理部１０７ｂと、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって測定されたＤ／Ｕに応じて、窓関数処理部１０７ｂの係数を切り替える選択部１０６ｂとを設けたことにより、比較的簡易な構成及び低消費電力で、窓関数処理によるＢＥＲ劣化を抑制しつつ、妨害波を良好に除去することができる。【００５９】
すなわち、不連続な妨害波が入力された場合においても、窓関数処理を行うことで、ディジタルフィルタを用いることなく、妨害波を抑圧でき、強い妨害波を受信した場合でも誤り率特性の良い受信データを得ることができる小型のＯＦＤＭ受信装置を実現できる。因みに、本実施の形態の窓関数処理部１０７ｂをディジタルフィルタに置き換えて構成した場合、およそ１７次相当のＦＩＲフィルタを用意する必要がある。この場合、１７個の乗算器及び遅延回路と、加算器とが必要となるので、回路規模が非常に大きくなる。本実施の形態では、窓関数処理部１０７ｂを用いたことで、回路規模を大きく削減できる。【００６０】
また、近年、アナログ回路及びディジタル回路を１チップ化した１ＣＭＯＳ ＬＳＩが提案されている。このようなＬＳＩにおいては、低電圧で動作するアナログフィルタが必要なので、従来のオペアンプを用いたアナログフィルタ回路構成を採用するのが困難である。このため、例えば、スイッチとキャパシタを用いたアナログ離散フィルタが提案されている。このアナログ離散フィルタは、高次化が難しく、図１１に示すような帯域内偏差を持った低次のフィルタ特性となる。【００６１】
ＯＦＤＭ信号においては、一般にサブキャリア単位でのチャネル推定が可能であり、帯域内偏差を持ったフィルタを用いることができる。帯域内偏差を持ったフィルタを用いると、図１２に示すように、帯域内Ｃ／Ｎ偏差が発生するが、所要Ｃ／Ｎが１０［ｄＢ］以下であれば問題なく復調することができる。【００６２】
しかし、図１３に示すように、強入力の妨害波を含んだ信号をＦＦＴ処理した場合、漏れ誤差により妨害波近傍のサブキャリアのＣ／Ｎが劣化するため受信性能が劣化する。このような場合においても、本実施の形態に示すような窓関数処理を行えば、劣化なく信号を復調できる。【００６３】
なお、上述の実施の形態では、ＦＦＴ回路１０７ｃの出力に基づいてＤ／Ｕを測定した場合について述べたが、Ｄ／Ｕの測定の仕方はこれに限らない。【００６４】
（実施の形態２）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図１４に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。ＯＦＤＭ受信装置２００は、図１のＯＦＤＭ受信装置１００と比較して、ローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂに換えて可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂが設けられている。また、制御部２０２の選択部２０３に、復調処理部１０７ｄにより得られたＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）情報及び変調方式情報が入力されている。一般に、移動体通信端末は、ＴＰＣ（Transmit Power Control）や適応変調制御を行うために、Ｓ／Ｎ（Signal-to-Noise Ratio）情報を測定し、基地局に報告する。復調処理部１０７ｄは、Ｓ／ＮからＣ／Ｎを求め、これを選択部２０３に送出する。【００６５】
選択部２０３は、Ｄ／Ｕ情報、Ｃ／Ｎ情報及び変調方式情報に基づいて、窓関数処理部１０７ｂの窓関数係数及び可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂのフィルタ次数を制御する。【００６６】
可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂとしては、例えば図１５に示すように、次数を制御することで妨害波抑圧量を切り替えることができるフィルタが用いられている。図１６に、可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂの構成例を示す。図１６では、３つの２次フィルタが従属接続されており、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り換えることで、次数が切り換え可能となっている。各２次フィルタは、それぞれ、アクティブフィルタ構成とされ、ＬＳＩ化されている。なお、２次フィルタを使用しない場合には、電源をＯＦＦする。図１７に、可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂの隣接妨害波抑圧量を示す。【００６７】
選択部２０３は、図１８に示すようなテーブルを有し、Ｄ／Ｕ情報及びＣ／Ｎ情報を読み出しアドレスとして、可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂの次数及び窓関数の係数を決定する。【００６８】
図１８のテーブル３００について説明する。テーブル３００は、Ｄ／Ｕ情報及び帯域内ＣＮ情報に基づいて、可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂのアナログフィルタ次数と、窓関数処理部１０７ｂの窓関数とを最適化することで、スループットを劣化させずに、低消費電力を行うことを目的に設計されている。【００６９】
一般に、移動体通信システムにおいては、設定変調波に対して一定のＣ／Ｎ以上ではスループットの改善は小さいという特徴がある。例えば、ＯＦＤＭ受信装置２００が、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの変調信号を受信可能であり、それぞれの変調条件での所要Ｃ／Ｎが、図１９に示す値とであると仮定する。図１９Ａは窓関数なしの場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示す。【００７０】
また、各窓関数適用時（窓関数なし含む）の許容Ｄ／Ｕが、図２０であると仮定する。図２０Ａは窓関数なしの場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示す。【００７１】
窓関数がない設定において、各変調条件下での所要Ｃ／Ｎは、窓関数を使用した設定と比較して低い。窓関数係数セット１を設定した場合、変調条件ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭにおいて、窓関数なしの設定と比較して所要Ｃ／Ｎの劣化はほとんどないが、６４ＱＡＭ時には１［ｄＢ］の劣化が発生する。窓関数係数セット２を設定した場合、変調条件ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭにおいて、窓関数なしの設定と比較して所要Ｃ／Ｎが劣化し、６４ＱＡＭ時には使用できない。【００７２】
図２０に示すように、許容Ｄ／Ｕは、各変調条件において、窓関数係数セット２を用いた場合（図２０Ｃ）が最も大きく、次いで、窓関数係数セット１を用いた場合（図２０Ｂ）が、窓関数なしの場合（図２０Ａ）と比較して大きいことが分かる。【００７３】
テーブル３００においては、想定される変調波に対して、受信信号のＣ／Ｎが所要Ｃ／Ｎ近傍の場合は、アナログフィルタ（すなわち可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂ）の次数を高くして妨害波を抑圧する。これに対して、受信信号のＣ／Ｎが設定変調波の所要Ｃ／Ｎに対して大きい場合は、アナログフィルタ（すなわち可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂ）の次数を低くし、主に窓関数処理で妨害波を抑圧する。【００７４】
次に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置２００の動作について説明する。【００７５】
図２１に、ＯＦＤＭ受信装置２００のデータ受信処理の流れを示す。ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２０でデータ受信処理を開始すると、続くステップＳＴ２１でＤ／Ｕの値ａ及び帯域内Ｃ／Ｎの値ｂの初期値を設定（事前設定）し、ステップＳＴ２２に移る。【００７６】
ステップＳＴ２２では、選択部２０３が、テーブル３００を参照して、窓関数処理部１０７ｂで用いられる窓関数係数セットと、アナログフィルタ（可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂ）の次数とを選択する。【００７７】
次に、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２３に移り、ＦＦＴ回路１０７ｃによるＦＦＴ処理及び復調処理部１０７ｄによる復調処理を行うことで、データ信号を復調する。【００７８】
次に、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２４でＤ／Ｕ測定部１０６ａによってＤ／Ｕを測定する。また、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２５で復調処理部１０７ｄによって帯域内Ｃ／Ｎを取得する。【００７９】
次に、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２６で、続く受信ＯＦＤＭシンボルが有るか否か判断し、受信ＯＦＤＭシンボルが無い場合にはステップＳＴ２７に移ってデータ受信処理を終了する。これに対して、続く受信ＯＦＤＭシンボルがある場合には、ステップＳＴ２２に戻って、ステップＳＴ２４で測定したＤ／Ｕ及びステップＳＴ２５で取得した帯域内Ｃ／Ｎに基づいて、続く処理を実行する。【００８０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、ＦＦＴ回路１０７ｃを有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部１０７と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕを測定するＤ／Ｕ測定部１０６ａと、ＦＦＴ回路１０７ｃの前段側に設けられた窓関数処理部１０７ｂと、窓関数処理部１０７ｂの前段側に設けられ、フィルタ次数を制御可能なアナログフィルタ２０１ａ，２０１ｂと、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって測定されたＤ／Ｕと、ＯＦＤＭ復調後の信号のＣ／Ｎ及び所要Ｃ／Ｎとに基づいて、窓関数処理部１０７ｂの係数及びアナログフィルタ２０１ａ，２０１ｂのフィルタ次数を制御する選択部２０３とを設けたことにより、比較的簡易な構成及び低消費電力で、窓関数処理によるＢＥＲ劣化を抑制しつつ、妨害波を良好に除去することができる。【００８１】
すなわち、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置２００によれば、従来の、次数が固定のアナログフィルタを用いた受信装置と比較して、消費電力を小さくすることができる。また、受信信号のＤ／Ｕ及びＣ／Ｎに応じて、フィルタ次数及び窓関数係数を最適化するように切り換えるので、強い妨害波が含まれる信号を受信した場合でも、小型かつ低消費電力で、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。【００８２】
なお、上述の実施の形態では、Ｄ／Ｕ及びＣ／Ｎに基づいて、アナログフィルタの次数及び窓関数係数を決定するために、テーブル３００を用いた場合について説明したが、本発明はこれに限らず、要は、受信信号の品質情報に基づいて、アナログフィルタの次数及び窓関数係数を最適化すればよく、Ｄ／Ｕ及びＣ／Ｎ以外の受信信号の品質を表すパラメータを加えてテーブルを細分化して構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、比較的簡易な構成及び低消費電力で、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を良好に除去できるといった効果を有し、例えば携帯電話機等の携帯端末に適用して好適である。
【図１】
2009031239.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年12月7日(2009.12.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、
ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、
前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、
前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕに応じて、前記窓関数処理部の係数を切り替える制御部と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、
ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、
前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、
前記窓関数処理部の前段側に設けられ、フィルタ次数を制御可能なアナログフィルタと、
前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕと、前記ＯＦＤＭ復調後の信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）及び所要Ｃ／Ｎとに基づいて、前記窓関数処理部の係数及び前記アナログフィルタのフィルタ次数を制御する制御部と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記窓関数処理部は、窓関数として、Ｔｕｋｅｙ窓関数が用いられている
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ受信装置に関し、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を除去する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体通信システムにおいて、周波数利用効率が高い伝送方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が実用化に向けて検討されている（非特許文献１参照）。ＯＦＤＭ信号は、直交する複数のサブキャリアを用いてディジタル情報を伝送するディジタル変調方式であり、周波数利用効率を向上させる効果以外にも、サブキャリア単位での処理が可能（サブキャリア単位で分離可能）である等の効果を有している。
【０００３】
ところで、受信装置においては、受信信号に含まれる妨害波や干渉波等の不要成分を除去することが重要である。例えば、第３世代（３Ｇ）システムの携帯電話と、スーパー第３世代（Ｓ３Ｇ）システムとの関係を考えると、Ｓ３Ｇシステムのサービスを開始する初期段階において、２［ＧＨｚ］の帯域で、Ｓ３Ｇシステムのサービスと３Ｇシステムのサービスが同時に行われることが想定される。この場合、３Ｇシステムの信号が、Ｓ３Ｇシステムの信号にとって強力な妨害波となり得る。
【０００４】
従来、受信装置においては、受信信号をアナログディジタル変換するＡＤ変換回路の前段側にアナログフィルタを設け、このアナログフィルタによって妨害波を抑圧することが一般的に行われる。この場合、アナログフィルタの抑圧量としては、仕様上入力され得る妨害波全てを抑圧する性能が要求される。
【０００５】
従来、ＯＦＤＭ受信装置において妨害波等の不要成分を除去する技術として、例えば特許文献１に記載されたものがある。そのＯＦＤＭ受信装置の概略構成を、図２２に示す。図２２のＯＦＤＭ受信装置１０は、アンテナ１１で受信した受信ＯＦＤＭ信号を、順次、フロントエンド部１２、直交復調部１３、アナログディジタル変換部（ＡＤ変換部）１４を介した後、ＯＦＤＭ信号処理部１５に入力する。なお、ＡＤ変換部１４は、復調に必要な帯域以上（一般にＦＦＴを行う場合は２倍単位で速度向上が必要）の信号をサンプリングする。
【０００６】
ＯＦＤＭ信号処理部１５は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理器１６と、不要成分除去器１７と、復調処理器１８とを有する。ＦＦＴ処理器１６は、ＡＤ変換後の信号を高速フーリエ変換することで、時間軸の信号を周波数軸の信号に変換する。不要成分除去器１７は、ＦＦＴ処理後の信号を希望波信号と妨害波信号とに分離し、希望波以外の不要成分を除去し、希望波信号を復調処理器１８に出力する。ここで、不要成分除去器１７をＦＦＴ処理器１６の後段に配置したのは、ＦＦＴ処理後では希望波信号と妨害波信号の分離が容易となるためである。復調処理器１８は、不要成分が除去された信号に対して、誤り訂正復号処理等を施すことにより、受信データを得る。
【０００７】
また従来、ＯＦＤＭ受信装置において妨害波を除去する技術として、例えば特許文献２に記載されているものがある。特許文献２では、周波数調整によって直交性を改善することで、ＦＦＴ処理での劣化を小さくし、これにより妨害波を抑圧する方法が提案されている。
【特許文献１】特開２００３−１４３１０３号公報
【特許文献２】特開２００５−５３１２５９号公報
【非特許文献１】３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．８１４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＯＦＤＭ受信装置においては、妨害波が、所望波の変調方式とは異なる変調方式でありかつそのパワーが強い場合、ＦＦＴ処理において漏れ誤差が発生する。これは、主に、妨害波が不連続の場合に発生する。このため、特許文献１のようにＦＦＴ回路の後段側で妨害波を除去しようとしても、既に、妨害波による漏れ誤差によって希望波のＣ／Ｎ（Carrier to Noise ratio）が劣化してしまっているので、信号品質を改善するには限界がある。
【０００９】
一方、ＦＦＴ処理の前段側で妨害波を抑圧するものとしては、上述したアナログフィルタを用いるもの、周波数調整を用いるものや、ディジタルフィルタを用いるもの等が考えられる。
【００１０】
しかしながら、ＦＦＴ処理の前段側にディジタルフィルタを配置した場合、回路規模が大きくなると共に、帯域内偏差（振幅、位相）が発生するという欠点がある。
【００１１】
また、周波数調整によって直交性を改善する場合、直交性は改善できたとしても、ＦＦＴ処理による漏れ誤差を改善することはできない。
【００１２】
また、アナログフィルタのみで妨害波を抑圧する場合、全ての多値変調設定（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等）において高次のアナログフィルタを常に動作させる必要があるので、消費電力が大きくなるという欠点がある。また、帯域内偏差やＩＱ偏差が生じないような高次のアナログフィルタは、構成が複雑化するという欠点もある。
【００１３】
本発明は、かかる点を考慮してなされたものであり、比較的簡易な構成及び低消費電力で、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を良好に抑圧できるＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕに応じて、前記窓関数処理部の係数を切り替える制御部と、を具備する構成を採る。
【００１５】
本発明のＯＦＤＭ受信装置の一つの態様は、ＦＦＴ回路を有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部と、前記ＦＦＴ回路の前段側に設けられた窓関数処理部と、前記窓関数処理部の前段側に設けられ、フィルタ次数を制御可能なアナログフィルタと、前記Ｄ／Ｕ測定部によって測定されたＤ／Ｕと、前記ＯＦＤＭ復調後の信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）及び所要Ｃ／Ｎとに基づいて、前記窓関数処理部の係数及び前記アナログフィルタのフィルタ次数を制御する制御部と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、比較的簡易な構成及び低消費電力で、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を良好に抑圧し得るＯＦＤＭ受信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１８】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。ＯＦＤＭ受信装置１００は、例えば携帯電話機に搭載されている。
【００１９】
ＯＦＤＭ受信装置１００は、アンテナ１０１で受信した信号を受信フロントエンド部１０２のアンテナ共用器１０２ａに入力する。実際上、アンテナ共用器１０２ａには、アンテナ１０１で受信された信号に加えて、図示しないＯＦＤＭ送信装置により得られたＯＦＤＭ送信信号が入力される。アンテナ共用器１０２ａは、アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号を図１の後段の回路に出力するか、又は図示しないＯＦＤＭ送信装置により得られた
ＯＦＤＭ送信信号をアンテナ１０１に出力するかを切り替える。
【００２０】
アンテナ共用器１０２ａから出力されたＯＦＤＭ受信信号は、低雑音増幅部１０２ｂに入力される。低雑音増幅部１０２ｂは、ＯＦＤＭ受信信号を低雑音で増幅し、増幅したＯＦＤＭ受信信号を直交復調部１０２ｄに送出する。直交復調部１０２ｄは、ＯＦＤＭ受信信号に、ローカル信号発振部１０２ｃで得られたローカル信号を９０［°］の位相差を持たせて乗じることにより、Ｉ（同相）成分，Ｑ（直交）成分の受信ベースバンド信号を得る。
【００２１】
Ｉ成分，Ｑ成分の受信ベースバンド信号は、ローパスフィルタ１０３ａ，１０３ｂ、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）部１０４ａ，１０４ｂ及びＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂを介した後、ＯＦＤＭ復調部１０７に入力される。
【００２２】
ＯＦＤＭ復調部１０７は、先ず、ＧＩ除去器１０７ａにてガードインターバルを除去することで、信号長がＦＦＴ処理単位の信号を形成する。ガードインターバルが除去された信号は、窓関数処理部１０７ｂに入力される。
【００２３】
窓関数処理部１０７ｂは、窓関数を用いた重み付け処理によって、入力された受信ＯＦＤＭ信号中に含まれる妨害波を抑圧する。ここで、窓関数処理部１０７ｂは、窓関数処理に用いる係数を制御部１０６からの制御信号に基づいて設定するようになっている。本実施の形態の場合、窓関数として、Ｔｕｋｅｙ窓関数が用いられている。
【００２４】
窓関数処理が施された受信ＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１０７ｃによってＦＦＴ処理が施される。これにより、時間軸の信号が周波数軸の信号へと変換される。因みに、ＯＦＤＭ受信装置１００においては、図示しない同期部にて同期タイミングが選択され、選択されたタイミングでＧＩ除去器１０７ａ及びＦＦＴ回路１０７ｃのタイミングが制御される。
【００２５】
ＦＦＴ処理後の信号は、復調処理部１０７ｄによって、チャネル推定処理及び当該推定値に基づく補正処理や、誤り訂正復号処理等が施されることにより、受信データとされる。
【００２６】
また、ＦＦＴ処理後の信号は、制御部１０６のＤ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）測定部１０６ａに入力される。Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって測定されたＤ／Ｕは、選択部１０６ｂに送出される。選択部１０６ｂは、Ｄ／Ｕに基づいて、窓関数処理部１０７ｂで用いる係数を指定するための制御信号を形成し、当該制御信号を窓関数処理部１０７ｂに送出する。
【００２７】
ところで、ＯＦＤＭ通信装置においては、ＦＦＴ回路の構造上、２のべき乗のサブキャリア数を用いる場合が多い。しかし、無線通信においては、使用可能な周波数帯域が決まっており、例えば非特許文献１に記載されているように、無線帯域１０［ＭＨｚ］のシステムにおいて、ＦＦＴ帯域１５．３６［ＭＨｚ］で１０２４本のサブキャリアを扱うように構成しつつも、有効サブキャリアとして６０１本しか用いない場合がある。この場合、４２３本のサブキャリアを未使用サブキャリアと定義し、その電力が０となるようにする。
【００２８】
このように、希望波の帯域幅に対してＦＦＴ帯域が広い場合、ＯＦＤＭ受信装置は、希望波に加えて妨害波を取り込むことになる。ＯＦＤＭ信号においては、サブキャリア単位で信号を分離することができ、すなわち希望波と妨害波の分離が可能である。
【００２９】
本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００においては、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって、ＦＦＴ回路１０７ｃの出力から、例えば図２に示すようなサブキャリア情報を得て、希望波帯域と妨害波帯域とのレベル比（すなわちＤ／Ｕ）を求める。
【００３０】
図３に、窓関数処理部１０７ｂの構成を示す。窓関数処理部１０７ｂは、乗算器１０７ｂ−１と、係数メモリ１０７ｂ−２と、制御部１０７ｂ−３とを有する。乗算器１０７ｂ−１には、ＧＩ除去器１０７ａの出力と、係数メモリ１０７ｂ−２から出力された窓関数係数とが入力され、乗算器１０７ｂ−１は、これらを乗算する。
【００３１】
制御部１０７ｂ−３には、選択部１０６ｂから出力された制御情報と、図示しない同期部によって得られた受信データタイミング情報とが入力され、制御部１０７ｂ−３はこれらの情報に基づいて係数メモリ１０７ｂ−２からの係数の読み出しを制御する。
【００３２】
具体的には、係数メモリ１０７ｂ−２には、Ｄ／Ｕに対応するように、複数の窓関数係数セットが記憶されており、選択部１０６ｂから出力された制御情報に応じて、複数の窓関数係数セットのうちの一つが選択される。また、各窓関数係数セットには、受信データタイミング（サンプリングデータ）に対応した窓関数係数が記憶されており、各受信データタイミングに応じた１つの係数が出力される。
【００３３】
本実施の形態の場合、係数メモリには、図４に示すような窓関数係数セット１と、図５に示すような窓関数係数セット２が記憶されている。図４において、図４Ａは窓関数係数セット１を用いた場合の窓関数処理部１０７ｂの出力特性を示しており、図４Ｂは窓関数係数セット１の具体的な係数を示している。同様に、図５において、図５Ａは窓関数係数セット２を用いた場合の窓関数処理部１０７ｂ出力特性を示しており、図５Ｂは窓関数係数セット２の具体的な係数を示している。
【００３４】
図４Ｂ及び図５Ｂに示すように、ＦＦＴポイントに対応した係数が記憶されており、乗算器１０７ｂ−１に各ＦＦＴポイントに対応した係数が係数メモリ１０７ｂ−２から読み出されることで、各ＦＦＴポイントのデータとそれに対応する係数との乗算が行われる。
【００３５】
因みに、図４及び図５は、Ｔｕｋｅｙ窓関数を実現するための窓関数係数セットを示すものである。ここで、窓関数としては、Ｔｕｋｅｙ窓関数以外にも、例えば、Ｋａｉｓｅｒ窓関数等があるが、本発明の発明者らは、シミュレーションを行った結果、Ｔｕｋｅｙ窓関数を用いると、妨害波に起因するＦＦＴ処理時の漏れ誤差を良好に抑圧できることを確認した。よって、本実施の形態では、窓関数として、Ｔｕｋｅｙ窓関数を用いている。但し、窓関数としては、Ｔｕｋｅｙ窓関数以外の窓関数を適用してもよい。
【００３６】
なお、本実施の形態では、ＦＦＴ回路１０７ｃでのＦＦＴサイズが１０２４ポイントなので、各窓関数係数セットとして、１０２４個の係数が用意されている。
【００３７】
次に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００の動作について説明する。
【００３８】
図６に、ＯＦＤＭ受信装置１００のデータ受信処理の流れを示す。ＯＦＤＭ受信装置１００は、ステップＳＴ０でデータ受信処理を開始すると、続くステップＳＴ１でＤ／Ｕの値ａの初期値を設定（事前設定）し、ステップＳＴ２に移る。
【００３９】
ステップＳＴ２では、選択部１０６ｂが、Ｄ／Ｕの値ａを、閾値Ｘ及び閾値Ｙを用いて閾値判定する。選択部１０６ｂは、ステップＳＴ２で、Ｄ／Ｕが閾値Ｘ以上（ａ≧Ｘ）であるとの判定結果を得ると、このことは窓関数処理にて妨害波を抑圧しなくてもＦＦＴ処理時の漏れ誤差がほとんど生じないことを意味するので、ステップＳＴ３に移って、窓関
数処理部１０７ｂでの窓関数処理を行わせない（例えば窓関数係数を全て「１」に設定する）。
【００４０】
また、選択部１０６ｂは、ステップＳＴ２で、Ｄ／Ｕが閾値Ｘより小さく閾値Ｙより大きい（Ｘ＞ａ＞Ｙ）との判定結果を得ると、ステップＳＴ４に移って、窓関数処理部１０７ｂに、窓関数として窓関数係数セット１（図４）を選択させて、窓関数処理を実行させる。
【００４１】
さらに、選択部１０６ｂは、ステップＳＴ２で、Ｄ／Ｕが閾値Ｙ以下であるとの判定結果を得ると、ステップＳＴ５に移って、窓関数処理部１０７ｂに、窓関数として窓関数係数セット２（図５）を選択させて、窓関数処理を実行させる。
【００４２】
ステップＳＴ３、ステップＳＴ４又はステップＳＴ５の処理の後、ステップＳＴ６に移り、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ＦＦＴ回路１０７ｃによるＦＦＴ処理及び復調処理部１０７ｄによる復調処理を行うことで、データ信号を復調する。
【００４３】
次に、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ステップＳＴ７で、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによってＤ／Ｕを測定する。
【００４４】
次に、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ステップＳＴ８で、続く受信ＯＦＤＭシンボルが有るか否か判断し、受信ＯＦＤＭシンボルが無い場合にはステップＳＴ１０に移ってデータ受信処理を終了する。これに対して、続く受信ＯＦＤＭシンボルがある場合には、ステップＳＴ２に戻って、ステップＳＴ７で測定したＤ／Ｕに基づいて続く処理を実行する。
【００４５】
このように、ＯＦＤＭ受信装置１００においては、Ｄ／Ｕに基づいて、窓関数係数を選択し、さらには窓関数処理を行うか否かを選択したことにより、妨害波に起因するＦＦＴ処理時の漏れ誤差を、比較的簡易な構成及び低消費電力で良好に抑圧できる。
【００４６】
ところで、一般にＯＦＤＭ受信装置においては、復調過程においてＦＦＴ処理を行い、このＦＦＴ処理によって希望波と妨害波とを分離できる。しかし、Ｄ／Ｕが大きい場合、妨害波信号の影響でＦＦＴ処理データが不連続となり（データの最後と最初が連続的につながらなくなり）、この結果、ＦＦＴ処理でノイズが発生する。一般にこのノイズを漏れ誤差（leak error)という。
【００４７】
例えば、無線帯域において、図７Ａに示すような周波数配置の希望波と妨害波をＯＦＤＭ受信装置１００で受信する場合について説明する。この信号は、ベースバンド帯では、図７Ｂの周波数配置とされる。なお、図７は、ＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂのサンプリングクロックが１５．３６［ＭＨｚ］の場合の例である。因みに、ＦＦＴ帯域外の妨害波は、共用器１０２ａ及びローパスフィルタ１０３ａ，１０３ｂによって、希望波信号に対しＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂでの折り返しの影響が無い程度に抑圧可能であると仮定する。
【００４８】
希望波は、帯域幅９［ＭＨｚ］のＯＦＤＭ信号（変調方式：１６ＱＡＭ、符号化率：３／４、ＦＦＴサイズ：１０２４、サブキャリア数：６０１）の信号であり、妨害波は、帯域幅３．８４［ＭＨｚ］で変調方式がＱＰＳＫの信号と仮定する。
【００４９】
また、ＡＤ変換部１０５ａ，１０５ｂのビット数が、量子化雑音の影響がほとんど無い程度に大きいと仮定する。
【００５０】
このような条件下で、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００を動作させた結果、図８
、図９及び図１０に示すようなシミュレーション結果が得られた。
【００５１】
図８は、ＯＦＤＭ受信装置１００におけるＤ／Ｕ特性を示し、Ｄ／ＵとＢＥＲ（Bit Error Rate）との関係を示す。図８において、横軸はＤ／Ｕ［ｄＢ］を示し、縦軸は誤り訂正後のＢＥＲを示す。
【００５２】
図９は、ＯＦＤＭ受信装置１００におけるＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）特性を示し、Ｃ／ＮとＢＥＲとの関係を示す。図９において、横軸は所要Ｃ／Ｎ［ｄＢ］を示し、縦軸は誤り訂正後のＢＥＲを示す。図９のシミュレーション結果は、希望波の変調方式が１６ＱＡＭでの静特性を示すものである。
【００５３】
図１０は、ＯＦＤＭ受信装置１００における、ＦＦＴ処理での漏れ誤差の抑制の様子を示すものである。図１０Ａは窓関数なしでの漏れ誤差特性、図１０Ｂは窓関数係数セット１（図４）を用いた場合の漏れ誤差特性、図１０Ｃは窓関数係数セット２（図５）を用いた場合の漏れ誤差特性を示す。それぞれの図は、妨害波をＦＦＴ処理した特性であり、１４個の特性を重ねている。図１０Ａから、妨害波が連続に近い場合は漏れ誤差が小さいが、不連続の場合は大きくなり約２０［ｄＢ］の差があることが分かる。
【００５４】
図８に示したように、「窓関数なし」すなわち窓関数処理部１０７ｂで窓関数処理を行わなかった場合には、Ｕ／Ｄが−２２［ｄＢ］にて、ＢＥＲが１Ｅ−３であった。これに対して、窓関数係数セット１を用いた場合には、Ｄ／Ｕ特性が１０［ｄＢ］改善した。また、窓関数係数セット２を用いた場合には、Ｄ／Ｕ特性が２３［ｄＢ］改善した。
【００５５】
また図９に示したように、「窓関数なし」と比較して、ＢＥＲ：１．０Ｅ−３を得るためには、窓関数係数セット１を用いた場合には所要Ｃ／Ｎが０．１［ｄＢ］増加し（すなわち所要Ｃ／Ｎの点で０．１［ｄＢ］劣化し）、窓関数係数セット２を用いた場合には所要Ｃ／Ｎが２．８［ｄＢ］増加（すなわち所要Ｃ／Ｎの点で２．８［ｄＢ］劣化）することが分かる。
【００５６】
図８及び図９から、Ｄ／Ｕが３０［ｄＢ］の場合においては、窓関数係数セット２よりも窓関数係数セット１を用いた方が、受信性能が良くなることが分かる。これを考慮して、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１００においては、閾値Ｙを用いてＤ／Ｕを閾値判定し、判定結果に応じて窓関数処理部１０７ｂで用いる窓関数係数を選択するようになっている。因みに、本実施の形態の場合、図６で説明した閾値Ｘ，閾値Ｙは、Ｘ＝−２０，Ｙ＝−３０に選定されている。
【００５７】
以上説明したように、本実施の形態によれば、ＦＦＴ回路１０７ｃを有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部１０７と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕ（Desire to Undesire ratio）を測定するＤ／Ｕ測定部１０６ａと、ＦＦＴ回路１０７ｃの前段側に設けられた窓関数処理部１０７ｂと、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって測定されたＤ／Ｕに応じて、窓関数処理部１０７ｂの係数を切り替える選択部１０６ｂとを設けたことにより、比較的簡易な構成及び低消費電力で、窓関数処理によるＢＥＲ劣化を抑制しつつ、妨害波を良好に除去することができる。
【００５８】
すなわち、不連続な妨害波が入力された場合においても、窓関数処理を行うことで、ディジタルフィルタを用いることなく、妨害波を抑圧でき、強い妨害波を受信した場合でも誤り率特性の良い受信データを得ることができる小型のＯＦＤＭ受信装置を実現できる。因みに、本実施の形態の窓関数処理部１０７ｂをディジタルフィルタに置き換えて構成した場合、およそ１７次相当のＦＩＲフィルタを用意する必要がある。この場合、１７個の乗算器及び遅延回路と、加算器とが必要となるので、回路規模が非常に大きくなる。本実
施の形態では、窓関数処理部１０７ｂを用いたことで、回路規模を大きく削減できる。
【００５９】
また、近年、アナログ回路及びディジタル回路を１チップ化した１ＣＭＯＳ ＬＳＩが提案されている。このようなＬＳＩにおいては、低電圧で動作するアナログフィルタが必要なので、従来のオペアンプを用いたアナログフィルタ回路構成を採用するのが困難である。このため、例えば、スイッチとキャパシタを用いたアナログ離散フィルタが提案されている。このアナログ離散フィルタは、高次化が難しく、図１１に示すような帯域内偏差を持った低次のフィルタ特性となる。
【００６０】
ＯＦＤＭ信号においては、一般にサブキャリア単位でのチャネル推定が可能であり、帯域内偏差を持ったフィルタを用いることができる。帯域内偏差を持ったフィルタを用いると、図１２に示すように、帯域内Ｃ／Ｎ偏差が発生するが、所要Ｃ／Ｎが１０［ｄＢ］以下であれば問題なく復調することができる。
【００６１】
しかし、図１３に示すように、強入力の妨害波を含んだ信号をＦＦＴ処理した場合、漏れ誤差により妨害波近傍のサブキャリアのＣ／Ｎが劣化するため受信性能が劣化する。このような場合においても、本実施の形態に示すような窓関数処理を行えば、劣化なく信号を復調できる。
【００６２】
なお、上述の実施の形態では、ＦＦＴ回路１０７ｃの出力に基づいてＤ／Ｕを測定した場合について述べたが、Ｄ／Ｕの測定の仕方はこれに限らない。
【００６３】
（実施の形態２）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図１４に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。ＯＦＤＭ受信装置２００は、図１のＯＦＤＭ受信装置１００と比較して、ローパスフィルタ１０３ａ、１０３ｂに換えて可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂが設けられている。また、制御部２０２の選択部２０３に、復調処理部１０７ｄにより得られたＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）情報及び変調方式情報が入力されている。一般に、移動体通信端末は、ＴＰＣ（Transmit Power Control）や適応変調制御を行うために、Ｓ／Ｎ（Signal-to-Noise Ratio）情報を測定し、基地局に報告する。復調処理部１０７ｄは、Ｓ／ＮからＣ／Ｎを求め、これを選択部２０３に送出する。
【００６４】
選択部２０３は、Ｄ／Ｕ情報、Ｃ／Ｎ情報及び変調方式情報に基づいて、窓関数処理部１０７ｂの窓関数係数及び可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂのフィルタ次数を制御する。
【００６５】
可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂとしては、例えば図１５に示すように、次数を制御することで妨害波抑圧量を切り替えることができるフィルタが用いられている。図１６に、可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂの構成例を示す。図１６では、３つの２次フィルタが従属接続されており、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り換えることで、次数が切り換え可能となっている。各２次フィルタは、それぞれ、アクティブフィルタ構成とされ、ＬＳＩ化されている。なお、２次フィルタを使用しない場合には、電源をＯＦＦする。図１７に、可変ローパスフィルタ２０１ａ、２０１ｂの隣接妨害波抑圧量を示す。
【００６６】
選択部２０３は、図１８に示すようなテーブルを有し、Ｄ／Ｕ情報及びＣ／Ｎ情報を読み出しアドレスとして、可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂの次数及び窓関数の係数を決定する。
【００６７】
図１８のテーブル３００について説明する。テーブル３００は、Ｄ／Ｕ情報及び帯域内ＣＮ情報に基づいて、可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂのアナログフィルタ次数
と、窓関数処理部１０７ｂの窓関数とを最適化することで、スループットを劣化させずに、低消費電力を行うことを目的に設計されている。
【００６８】
一般に、移動体通信システムにおいては、設定変調波に対して一定のＣ／Ｎ以上ではスループットの改善は小さいという特徴がある。例えば、ＯＦＤＭ受信装置２００が、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの変調信号を受信可能であり、それぞれの変調条件での所要Ｃ／Ｎが、図１９に示す値とであると仮定する。図１９Ａは窓関数なしの場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示す。
【００６９】
また、各窓関数適用時（窓関数なし含む）の許容Ｄ／Ｕが、図２０であると仮定する。図２０Ａは窓関数なしの場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示す。
【００７０】
窓関数がない設定において、各変調条件下での所要Ｃ／Ｎは、窓関数を使用した設定と比較して低い。窓関数係数セット１を設定した場合、変調条件ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭにおいて、窓関数なしの設定と比較して所要Ｃ／Ｎの劣化はほとんどないが、６４ＱＡＭ時には１［ｄＢ］の劣化が発生する。窓関数係数セット２を設定した場合、変調条件ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭにおいて、窓関数なしの設定と比較して所要Ｃ／Ｎが劣化し、６４ＱＡＭ時には使用できない。
【００７１】
図２０に示すように、許容Ｄ／Ｕは、各変調条件において、窓関数係数セット２を用いた場合（図２０Ｃ）が最も大きく、次いで、窓関数係数セット１を用いた場合（図２０Ｂ）が、窓関数なしの場合（図２０Ａ）と比較して大きいことが分かる。
【００７２】
テーブル３００においては、想定される変調波に対して、受信信号のＣ／Ｎが所要Ｃ／Ｎ近傍の場合は、アナログフィルタ（すなわち可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂ）の次数を高くして妨害波を抑圧する。これに対して、受信信号のＣ／Ｎが設定変調波の所要Ｃ／Ｎに対して大きい場合は、アナログフィルタ（すなわち可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂ）の次数を低くし、主に窓関数処理で妨害波を抑圧する。
【００７３】
次に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置２００の動作について説明する。
【００７４】
図２１に、ＯＦＤＭ受信装置２００のデータ受信処理の流れを示す。ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２０でデータ受信処理を開始すると、続くステップＳＴ２１でＤ／Ｕの値ａ及び帯域内Ｃ／Ｎの値ｂの初期値を設定（事前設定）し、ステップＳＴ２２に移る。
【００７５】
ステップＳＴ２２では、選択部２０３が、テーブル３００を参照して、窓関数処理部１０７ｂで用いられる窓関数係数セットと、アナログフィルタ（可変ローパスフィルタ２０１ａ，２０１ｂ）の次数とを選択する。
【００７６】
次に、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２３に移り、ＦＦＴ回路１０７ｃによるＦＦＴ処理及び復調処理部１０７ｄによる復調処理を行うことで、データ信号を復調する。
【００７７】
次に、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２４でＤ／Ｕ測定部１０６ａによってＤ／Ｕを測定する。また、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２５で復調処理部１０７ｄによって帯域内Ｃ／Ｎを取得する。
【００７８】
次に、ＯＦＤＭ受信装置２００は、ステップＳＴ２６で、続く受信ＯＦＤＭシンボルが有るか否か判断し、受信ＯＦＤＭシンボルが無い場合にはステップＳＴ２７に移ってデータ受信処理を終了する。これに対して、続く受信ＯＦＤＭシンボルがある場合には、ステップＳＴ２２に戻って、ステップＳＴ２４で測定したＤ／Ｕ及びステップＳＴ２５で取得した帯域内Ｃ／Ｎに基づいて、続く処理を実行する。
【００７９】
以上説明したように、本実施の形態によれば、ＦＦＴ回路１０７ｃを有し、受信されたＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するＯＦＤＭ復調部１０７と、ＯＦＤＭ復調後の信号に基づいて、Ｄ／Ｕを測定するＤ／Ｕ測定部１０６ａと、ＦＦＴ回路１０７ｃの前段側に設けられた窓関数処理部１０７ｂと、窓関数処理部１０７ｂの前段側に設けられ、フィルタ次数を制御可能なアナログフィルタ２０１ａ，２０１ｂと、Ｄ／Ｕ測定部１０６ａによって測定されたＤ／Ｕと、ＯＦＤＭ復調後の信号のＣ／Ｎ及び所要Ｃ／Ｎとに基づいて、窓関数処理部１０７ｂの係数及びアナログフィルタ２０１ａ，２０１ｂのフィルタ次数を制御する選択部２０３とを設けたことにより、比較的簡易な構成及び低消費電力で、窓関数処理によるＢＥＲ劣化を抑制しつつ、妨害波を良好に除去することができる。
【００８０】
すなわち、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置２００によれば、従来の、次数が固定のアナログフィルタを用いた受信装置と比較して、消費電力を小さくすることができる。また、受信信号のＤ／Ｕ及びＣ／Ｎに応じて、フィルタ次数及び窓関数係数を最適化するように切り換えるので、強い妨害波が含まれる信号を受信した場合でも、小型かつ低消費電力で、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。
【００８１】
なお、上述の実施の形態では、Ｄ／Ｕ及びＣ／Ｎに基づいて、アナログフィルタの次数及び窓関数係数を決定するために、テーブル３００を用いた場合について説明したが、本発明はこれに限らず、要は、受信信号の品質情報に基づいて、アナログフィルタの次数及び窓関数係数を最適化すればよく、Ｄ／Ｕ及びＣ／Ｎ以外の受信信号の品質を表すパラメータを加えてテーブルを細分化して構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８２】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、比較的簡易な構成及び低消費電力で、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波を良好に除去できるといった効果を有し、例えば携帯電話機等の携帯端末に適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図２】ＦＦＴ回路の出力波形を示す図
【図３】窓関数処理部の構成を示すブロック図
【図４】窓関数係数セット１の説明に供する図であり、図４Ａは窓関数係数セット１を用いた場合の窓関数処理部の特性を示す図、図４Ｂは窓関数係数セット１の係数を示す図
【図５】窓関数係数セット２の説明に供する図であり、図５Ａは窓関数係数セット２を用いた場合の窓関数処理部の特性を示す図、図５Ｂは窓関数係数セット２の係数を示す図
【図６】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置によるデータ受信処理の流れを示すフローチャート
【図７】図７Ａは無線帯域における希望波と妨害波の周波数配置例を示し、図７Ｂはベースバンド帯域における希望波と妨害波の周波数配置例を示す図
【図８】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置におけるＤ／Ｕ特性を示す図
【図９】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置におけるＣ／Ｎ特性を示す図
【図１０】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置におけるＦＦＴ処理での漏れ誤差の抑制の様子を示す図であり、図１０Ａは窓関数なしでの漏れ誤差特性、図１０Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の漏れ誤差特性、図１０Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の漏れ誤差特性を示す図
【図１１】アナログ離散フィルタのフィルタ特性を示す図
【図１２】帯域内偏差を持ったフィルタを用いた場合における、帯域内Ｃ／Ｎ偏差の様子を示す図
【図１３】強入力の妨害波を含んだ信号の様子を示す図
【図１４】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図１５】可変ローパスフィルタの次数切り替えによる妨害波抑圧量を示す図
【図１６】可変ローパスフィルタの構成例を示す図
【図１７】可変ローパスフィルタによる隣接妨害波抑圧量を示す図
【図１８】Ｄ／Ｕ情報及びＣ／Ｎ情報に基づいて、可変ローパスフィルタの次数及び窓関数の係数を決定するテーブルの構成を示す図
【図１９】図１９Ａは窓関数なしの場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示し、図１９Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の所要Ｃ／Ｎを示す図
【図２０】図２０Ａは窓関数なしの場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｂは窓関数係数セット１を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示し、図２０Ｃは窓関数係数セット２を用いた場合の許容Ｄ／Ｕを示す図
【図２１】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置によるデータ受信処理の流れを示すフローチャート
【図２２】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2009031239.tif 000025
【図２】
2009031239.tif 000026
【図３】
2009031239.tif 000027
【図４】
2009031239.tif 000028
【図５】
2009031239.tif 000029
【図６】
2009031239.tif 000030
【図７】
2009031239.tif 000031
【図８】
2009031239.tif 000032
【図９】
2009031239.tif 000033
【図１０】
2009031239.tif 000034
【図１１】
2009031239.tif 000035
【図１２】
2009031239.tif 000036
【図１３】
2009031239.tif 000037
【図１４】
2009031239.tif 000038
【図１５】
2009031239.tif 000039
【図１６】
2009031239.tif 000040
【図１７】
2009031239.tif 000041
【図１８】
2009031239.tif 000042
【図１９】
2009031239.tif 000043
【図２０】
2009031239.tif 000044
【図２１】
2009031239.tif 000045
【図２２】
2009031239.tif 000046
【国際調査報告】
2009031239.tif 000047
2009031239.tif 000048
2009031239.tif 000049
2009031239.tif 000050