(57)【要約】  太陽電池（１）の出力端子間に接続された平滑コンデンサ（３）を直流部とした３相インバータ回路（４）と、その各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ（５ａ）〜（５ｃ）とでインバータ部を構成し、３相系統（２）に連系する。３相インバータ回路（４）は、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に逆極性電圧パルス（１０ｕａ）を出力し、各単相インバータ（５ａ）〜（５ｃ）は、半周期内で負担電力を概ゼロにすると共に、逆極性電圧パルス（１０ｕａ）の発生期間では各相の目標出力電圧に共通電圧（Ｖo）を減算する補正を行う。
2008102551.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置において、
上記直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備え、
上記３相インバータ回路は、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力し、
上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力すると共に、上記３相インバータ回路が上記逆極性電圧パルスを発生する期間には、該ＰＷＭ制御における各相の目標出力電圧に共通電圧を減算して補正することを特徴とする３相電力変換装置。
【請求項２】
上記３相分の単相インバータと上記３相系統との間に３相絶縁トランスを設けたことを特徴とする請求項１に記載の３相電力変換装置。
【請求項３】
上記系統電圧の半周期間における上記各単相インバータの電力負担が概ゼロとなるように、上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスのパルス幅を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項４】
上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスは、上記系統電圧半周期に対して１パルスで、相電流の最大値付近で発生されることを特徴とする請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項５】
上記逆極性電圧パルスの発生期間に減算される上記共通電圧の全体波形は、上記系統の１/３の周期によるパルス出力形状であることを特徴とする請求項４に記載の３相電力変換装置。
【請求項６】
上記逆極性電圧パルスの発生期間に減算される上記共通電圧は、当該期間において上記各単相インバータの目標出力電圧の最大と最小との平均値とすることを特徴とする上記請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項７】
上記逆極性電圧パルスの発生期間に減算される上記共通電圧は、当該期間において上記各単相インバータの目標出力電圧の最大のものが所定の許容範囲内となるように決定されることを特徴とする上記請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項８】
上記３相絶縁トランスの一次側をΔ結線としたことを特徴とする請求項２に記載の３相電力変換装置。
【請求項９】
上記直流電源を太陽電池としたことを特徴とする請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項１０】
直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置において、
上記直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備え、
上記３相インバータ回路は、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力し、
上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力し、
上記系統電圧の半周期間における上記各単相インバータの電力負担が概ゼロとなるように、上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスのパルス幅を制御することを特徴とする３相電力変換装置。
【請求項１１】
上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスは、上記系統電圧半周期に対して１パルスで、相電流の最大値付近で発生されることを特徴とする請求項１０に記載の３相電力変換装置。
【請求項１２】
上記直流電源を太陽電池としたことを特徴とする請求項１０または１１に記載の３相電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池などの分散電源を３相系統に連系する３相電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の３相電力変換装置として、太陽電池からの直流電力を３相出力の交流電力に変換し、３相の系統と連系して交流電力を該系統に送る太陽光発電用電力変換装置に以下に示すものがある。スイッチング素子２個を直列接続したハーフブリッジインバータを３組備え、該３組のハーフブリッジインバータは、直流入力部に接続されたコンデンサの中点を０として、正負いずれかの電圧を出力し、ＰＷＭ制御を施すことにより、所望の出力波形を得る構成となっている（例えば、特許文献１参照）。【０００３】
【特許文献１】特開昭６２−４２２１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記特許文献１に示す３相電力変換装置では、ハーフブリッジインバータのＰＷＭ制御により、比較的大きな電圧の矩形波電圧による短冊状の波形を出力するため、大きなスイッチング損失が発生し装置効率を低下させてしまう。また、ハーフブリッジインバータから出力される矩形波電圧を平滑するために、大きな容量のフィルタが必要で装置構成を大型化するという問題点もあった。【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、装置構成が小型で低コストになると共に、変換効率の高い３相電力変換装置の構造を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明による第１の３相電力変換装置は、直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置であり、直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備える。上記３相インバータ回路は、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力する。上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力すると共に、上記３相インバータ回路が上記逆極性電圧パルスを発生する期間には、該ＰＷＭ制御における各相の目標出力電圧に共通電圧を減算して補正するものである。【０００７】
またこの発明による第２の３相電力変換装置は、直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置であり、直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備える。上記３相インバータ回路は、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力する。上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力する。そして、上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスのパルス幅を、上記系統電圧の半周期間における上記各単相インバータの電力負担が概ゼロとなるように制御するものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明による第１の３相電力変換装置は、大きな電圧によるＰＷＭ制御の必要がなく、スイッチング損失を低減でき、かつ出力フィルタの容量も低減できる。さらに、３相インバータ回路の入力直流電圧が高くなっても、上記逆極性パルスを出力させることにより、各単相インバータの電力負担が小さくなるように調整できる。また、３相インバータ回路が上記逆極性電圧パルスを発生する期間には、各単相インバータは、ＰＷＭ制御における各相の目標出力電圧に共通電圧を減算して補正するため、各単相インバータに必要な直流電圧を低減できる。これらにより、装置構成を小型で簡略にして、低コスト化、並びに変換効率の向上を促進できる。【０００９】
この発明による第２の３相電力変換装置は、大きな電圧によるＰＷＭ制御の必要がなく、スイッチング損失を低減でき、かつ出力フィルタの容量も低減できる。さらに、３相インバータ回路の入力直流電圧が高くなっても、上記逆極性パルスを出力させることにより、各単相インバータの電力負担が小さくなるように調整できる。また、上記逆極性電圧パルスのパルス幅を、系統電圧の半周期間における各単相インバータの電力負担が概ゼロとなるように制御するため、各単相インバータの直流電力のために外部から電力授受の必要がない。これらにより、装置構成を小型で簡略にして、低コスト化、並びに変換効率の向上を促進できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１による３相電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるインバータ部の基本の制御を説明する電圧波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるインバータ部の基本の制御における太陽電池の電圧と単相インバータの負担電力との関係を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるインバータ部の制御における第１の調整について説明する電圧波形図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるインバータ部の制御における第２の調整について説明する電圧波形図である。
【図６】この発明の実施の形態１によるインバータ部の制御における第２の調整について説明する電圧波形図である。
【図７】この発明の実施の形態１によるインバータ部の制御における第２の調整について説明する電圧波形図である。
【図８】この発明の実施の形態１による太陽電池の電圧と単相インバータの負担電力との関係を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態１による３相電力変換装置の３相絶縁トランスの結線構造を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による３相電力変換装置を図について説明する。図１（ａ）はこの発明の実施の形態１による３相電力変換装置の構成を示した回路図であり、図１（ｂ）は図１（ａ）の部分拡大図である。
図１（ａ）に示すように、３相電力変換装置は、直流電源としての太陽電池１からの直流電力を交流電力に変換し、３相絶縁トランス８を介して３相系統２（以下単に系統２と称す）に出力する。この場合、系統２は、Ｙ結線で線間電圧が２００Ｖであり、３相絶縁トランス８の入力線間電圧も２００Ｖが必要である。３相電力変換装置は、２直列スイッチング素子から成る３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃにて構成される３相インバータ回路４と、該３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ５ａ〜５ｃとから成るインバータ部を備える。【００１２】
また、太陽電池１のパネルで発電された電圧を出力する正負端子間には、２直列の平滑コンデンサ３（３ａ、３ｂ）が接続され、３相インバータ回路４は、平滑コンデンサ３の直流電力を３相交流電力に変換する。単相インバータ５ａ〜５ｃの出力側にはリアクトル６およびコンデンサ７から成るフィルタ回路を備え、単相インバータ５ａ〜５ｃの出力端はフィルタ回路を介して３相絶縁トランス８の一次側各相に接続される。また９は太陽電池１のパネルとアースとの間の浮遊容量である。
単相インバータ５ａ〜５ｃは、図１（ｂ）に示すように、４個のスイッチング素子から成るフルブリッジインバータにて構成され、直流入力側に電圧を保持するコンデンサ５０を備える。各相の単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧は、各相のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧に重畳され、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧と単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧との合計電圧が、インバータ部から出力される。なお、単相インバータ５ａ〜５ｃのコンデンサ５０の電圧は、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流部の電圧、即ち太陽電池１の出力電圧に比べて小さく設定されている。【００１３】
３相インバータ回路４と単相インバータ５ａ〜５ｃとから成るインバータ部の動作について、以下に説明する。
まず、インバータ部の基本の制御について図２の動作電圧波形に基づいて説明する。３相インバータ回路４の各ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃは、平滑コンデンサ３の中間点をゼロ電位として、両極の電圧を半周期毎に１パルスで出力する。このパルス幅を半周期とする両極の電圧パルスを基本電圧パルスと称する。系統２の線間電圧は２００Ｖで、３相絶縁トランス８の入力線間電圧も２００Ｖが必要であるため、インバータ部から出力される相電圧は２００／√３Ｖの電圧となる。即ち、この出力電圧とハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧との差を補うように単相インバータ５ａ〜５ｃは高周波ＰＷＭ制御により電圧を出力する。【００１４】
図２（ａ）に示すように、太陽電池１の電圧が２６０Ｖの条件においては、３相インバータ回路４の各ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃが、平滑コンデンサ３の中間点をゼロ電位として、±１３０Ｖの基本電圧パルスを半周期毎に出力する。半周期の中で、位相が０および１８０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃはインバータ部の出力電圧と逆極性の電圧を発生し、位相が９０度に近い領域ではインバータ部の出力電圧と同極性の電圧を出力している。出力電流の位相が出力電圧の位相に一致する制御（力率１運転）の場合、位相が０および１８０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃはコンデンサ５０を充電する動作をし、逆に位相が９０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃはコンデンサ５０から放電する。ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧（太陽電池１の電圧）が２６０Ｖの場合には、半周期に渡る単相インバータ５ａ〜５ｃの充電と放電が相殺され、コンデンサ５０の電圧は変化しない。即ち、単相インバータ５ａ〜５ｃの電力の需給（電力負担）は概ゼロとなり、需給がバランスする。【００１５】
図２（ｂ）は、太陽電池１の電圧が増加して４００Ｖになった条件であり、３相インバータ回路４の各ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃが、平滑コンデンサ３の中間点をゼロ電位として、±２００Ｖの基本電圧パルスを半周期毎に出力する。この場合、半周期の全域で、単相インバータ５ａ〜５ｃはインバータ部の出力電圧と逆極性の電圧を発生し、力率１運転の場合、単相インバータ５ａ〜５ｃはコンデンサ５０を常に充電する動作をする。【００１６】
このように、３相インバータ回路４から半周期毎に出力する両極の基本電圧パルスに単相インバータ５ａ〜５ｃの高周波ＰＷＭ制御による出力電圧を組み合わせる基本の制御を、太陽電池１の電圧が変化しても仮に行うとすると、太陽電池１の電圧に対する単相インバータ５ａ〜５ｃの半周期間の負担電力は、図３に示すような特性となる。図に示すように、単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力は、太陽電池１の電圧が２６０Ｖの場合（図中Ａ点）には概ゼロであるが、太陽電池１の電圧が増加すると負となる。太陽電池１の電圧は容易に２倍程度に変化するものであり、電圧が４００Ｖの場合の単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力は、３相インバータ回路４が扱う電力に対して−６０％にもなり、単相インバータ５ａ〜５ｃの各コンデンサ５０に電力授受するために大型で複雑な直流電源回路が必要となってしまう。【００１７】
この実施の形態では、上記基本の制御では単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力がゼロ以下となる領域（図３参照）を３相電力変換装置の運転範囲として、この運転範囲に単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力が概ゼロとなるようにインバータ部を制御する。
ここでは、上記基本の制御に２段階の調整を行うもので、第１の調整は、３相インバータ回路４に、半周期毎に出力する上記基本電圧パルス内の電流の最大値付近で逆極性の電圧パルスを出力させる。この第１の調整についての詳細は、図４に基づいて後述する。そして、第２の調整は、単相インバータ５ａ〜５ｃの出力補正を行うもので、この第２の調整についての詳細は、図５〜図７に基づいて後述する。【００１８】
インバータ部の制御における第１の調整について、以下に説明する。
図４は、３相インバータ回路４の各ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃおよび各単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧波形を示す。この場合、各相の単相インバータ５ａ〜５ｃの出力は、後述する第２の調整にて出力補正を施す前段階、即ち補正前出力を示すものである。図に示すように、各相のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃは、半周期毎に出力する基本電圧パルス内の電流の最大値付近で逆極性の電圧パルスを出力させる。１０ｕａ、１０ｕｂは、Ｕ相ハーフブリッジインバータ４ａの正極、負極の各基本電圧パルス内の逆極性電圧パルスであり、同様に、１０ｖａ、１０ｖｂは、Ｖ相ハーフブリッジインバータ４ｂの正極、負極の各基本電圧パルス内の逆極性電圧パルス、１０ｗａ、１０ｗｂは、Ｗ相ハーフブリッジインバータ４ｃの正極、負極の各基本電圧パルス内の逆極性電圧パルスである。インバータ部の電流は相電圧と同じ位相であるとすると、逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂは、各相電圧のピーク付近で出力される。【００１９】
各相の単相インバータ５ａ〜５ｃは、インバータ部の目標相電圧とハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧との差を補うように高周波ＰＷＭ制御により電圧を出力するものである。このため、各相の単相インバータ５ａ〜５ｃは、各相のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃが逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂを出力する期間に、突出したパルス電圧が出力される。この突出したパルス電圧により、単相インバータ５ａ〜５ｃはコンデンサ５０の放電動作を行うことができ、負担電力を調整できる。
例えばＵ相ハーフブリッジインバータ４ａが正極の基本電圧パルスを出力する半周期において、Ｕ相の単相インバータ５ａは、ハーフブリッジインバータ４ａが逆極性電圧パルス１０ｕａを発生する期間には上記突出したパルス電圧である正電圧を出力し、それ以外では負電圧を出力している。つまり、逆極性電圧パルス１０ｕａのパルス幅を制御すれば、単相インバータ５ａの電力需給を調整できる。【００２０】
ここでは、コンデンサ５０の充放電がバランスして単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力が概ゼロとなるように、逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂのパルス幅を制御する。これにより外部から電力授受することなくコンデンサ５０の電圧は保持できる。具体的な制御としては、相電流と相電圧の位相が同じである条件では、逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂのパルス幅を狭めるとコンデンサ５０の電圧低下を抑制し、広げるとコンデンサ５０の電圧増加を抑制する。逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂは相電流の最大値付近で発生されているため、このパルス幅を変化させると単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力の変化量も大きくなり、該負担電力を良好に制御できる。
なお、図２で示した上記基本の制御で単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力が概ゼロである場合、例えば太陽電池１の電圧が２６０Ｖの場合は、逆極性電圧パルスは不要、即ちパルス幅は０で良い。【００２１】
次に、インバータ部の制御における第２の調整について、以下に説明する。
上述したように、上記第１の調整により、各相の単相インバータ５ａ〜５ｃは、各相のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃが逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂを発生する期間に、突出したパルス電圧を出力する。第２の調整は、このような突出した電圧パルスの電圧レベルを低減するための出力補正であり、逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂの発生期間に、各単相インバータ５ａ〜５ｃは、ＰＷＭ制御における各相の目標出力電圧に共通電圧を減算して補正する。【００２２】
Ｕ相の逆極性電圧パルス１０ｕａが発生される期間の各単相インバータ５ａ〜５ｃの出力補正の様子を図５に示す。この場合の補正前出力は、図４では１１で示す部分である。太陽電池１の電圧が４００Ｖ、系統２の線間電圧が２００Ｖの場合、インバータ部が出力すべき相電圧は２００／√３Ｖであり、相電圧の最大値は１６３Ｖとなる。Ｕ相の逆極性電圧パルス１０ｕａが発生される期間は、Ｕ相ハーフブリッジインバータ４ａは−２００Ｖを出力しているため、補正前の段階ではＵ相単相インバータ５ａが出力すべき電圧は３６３Ｖであった。図５に示すように、各相の単相インバータ５ａ〜５ｃの出力に、所定の電圧分減算する補正を施すことで、逆極性電圧パルス１０ｕａが発生される期間でのＵ相単相インバータ５ａの出力電圧は大きく低減できる。また、このとき、Ｖ相、Ｗ相の単相インバータ５ｂ、５ｃの出力電圧は、極性が正から負になる。このような出力補正は、逆極性電圧パルス１０ｕａが発生される期間での各相の単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧の大きさを抑えるように、各相の単相インバータ５ａ〜５ｃの目標出力電圧に所定の共通電圧Ｖoを減算して補正する。【００２３】
なお、３相の単相インバータ５ａ〜５ｃの各目標出力電圧に、それぞれ同じ共通電圧Ｖoを減算するため、インバータ部が出力する線間電圧は所定の値（２００Ｖ）に保たれ、系統２に供給する線間電圧も所定の値に保たれる。この場合、インバータ部の３相交流出力の中性点の電位が変動するものであるが、インバータ部の出力は３相絶縁トランス８を介して系統２に供給されているため、系統２へ悪影響を及ぼさない。【００２４】
各相の単相インバータ５ａ〜５ｃの目標出力電圧に減算する共通電圧Ｖoは、例えば以下のようにして求められる。
逆極性電圧パルス１０ｕａが発生される期間での、各単相インバータ５ａ〜５ｃの３つの補正前目標出力電圧のうち最大、最小の２つの電圧の平均電圧を演算し、共通電圧Ｖoとする。例えば補正前目標出力電圧が、Ｕ相単相インバータ５ａ：３５０Ｖ、Ｖ相単相インバータ５ｂ：１００Ｖ、Ｗ相単相インバータ５ｃ：１５０Ｖの場合、共通電圧Ｖo＝２２５Ｖとなり、補正後目標出力電圧は、Ｕ相単相インバータ５ａ：１２５Ｖ、Ｖ相単相インバータ５ｂ：−１２５Ｖ、Ｗ相単相インバータ５ｃ：−７５Ｖとなる。これにより、各単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧の大きさは効果的に抑制でき、各単相インバータ５ａ〜５ｃに必要な直流電圧を低減できる。【００２５】
図６、図７は、各単相インバータ５ａ〜５ｃの出力補正の様子を説明する各部の電圧波形である。図６に示すように、共通電圧Ｖoは、基本周波数の周期に対して１／３の周期を持ったパルス出力となっていることがわかる。この場合共通電圧Ｖoは、逆極性電圧パルス１０ｕａが発生される期間での、単相インバータ５ａ〜５ｃの出力の最大電圧V-maxと最小電圧V-minとの平均電圧である。図７に示すように、補正後の各単相インバータ５ａ〜５ｃの出力は、元の最大電圧V-maxの電圧レベル１２よりも大幅に低下していることがわかる。
なお、共通電圧Ｖoは基本周波数成分を保有していないため、相電流が基本周波数の場合には、共通電圧Ｖoを減算することにより各単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力に変化を生じない。【００２６】
以上のように、この実施の形態では、３相インバータ回路４は、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に、１つの逆極性電圧パルスを出力し、各単相インバータ５ａ〜５ｃは、出力電圧を抑制する補正をした上でＰＷＭ制御により出力した電圧を３相インバータ回路４の出力に重畳させる。このため、大きな電圧によるＰＷＭ制御の必要がなく、スイッチング損失を低減でき、かつ出力フィルタの容量も低減できる。
また、各単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧が大きくなるのを抑制しつつ、各単相インバータ５ａ〜５ｃの需給電力を調整して負担電力を概ゼロに、即ち電力需給をバランスさせることができる。図８は、太陽電池１の電圧に対する単相インバータ５ａ〜５ｃの半周期間の負担電力を示すもので、広い電圧範囲に渡って負担電力が０となっていることがわかる。これにより、単相インバータ５ａ〜５ｃの直流部には外部から電力授受を必要とせず、さらに単相インバータ５ａ〜５ｃの出力すべき最大電圧を大幅に低下できるため各単相インバータ５ａ〜５ｃに必要な直流電圧を低減できる。
このため、装置構成を小型で簡略にして、低コスト化、並びに変換効率の向上を促進できる。【００２７】
なお、上記共通電圧Ｖoの決定方法は上記の例に限るものではなく、別例を以下に示す。
逆極性電圧パルスが発生される期間での、各単相インバータ５ａ〜５ｃの３つの補正前目標出力電圧のうち最大のものを、予め設定された許容電圧範囲内に入るように減算する電圧を決定し共通電圧Ｖoとする。例えば単相インバータ５ａ〜５ｃが出力可能な電圧を１５０Ｖとし、補正前目標出力電圧が、Ｕ相単相インバータ５ａ：３５０Ｖ、Ｖ相単相インバータ５ｂ：１００Ｖ、Ｗ相単相インバータ５ｃ：１５０Ｖとする。最大であるＵ相単相インバータ５ａの補正前目標出力電圧３５０Ｖを１５０Ｖとするため、共通電圧Ｖo＝２００Ｖとなり、補正後目標出力電圧は、Ｕ相単相インバータ５ａ：１５０Ｖ、Ｖ相単相インバータ５ｂ：−１００Ｖ、Ｗ相単相インバータ５ｃ：−５０Ｖとなる。これにより、各単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧の大きさは確実に許容電圧範囲内に入るように抑制でき、各単相インバータ５ａ〜５ｃに必要な直流電圧を低減できる。【００２８】
また、上記実施の形態では、各相の逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂは、相電流の最大値付近で１回発生させるものであったが、１／４周期に１回など、半周期に複数個の逆極性電圧パルスを発生させることもできる。逆極性電圧パルスのパルス数は、多くなるとスイッチングロスの増加や高調波の発生による波形の精度の劣化が見られるため、極力少ないのが望ましく数個以下とする。【００２９】
また、上記実施の形態では、各単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力が概ゼロとなるように逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂのパルス幅を制御したが、各単相インバータ５ａ〜５ｃの負担電力を所定の範囲で許容しても良い。この場合、各単相インバータ５ａ〜５ｃのコンデンサ５０と外部の直流電源との間で、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを介して電力授受させてコンデンサ５０の電圧を保持する。外部の直流電源としては、３相インバータ回路４の直流部である平滑コンデンサ３でも良い。【００３０】
また、上記実施の形態では、各単相インバータ５ａ〜５ｃの目標出力電圧を補正する第２の調整をするものとしたが、第２の調整を省略する制御も可能である。この場合、各単相インバータ５ａ〜５ｃに必要な直流電圧を低減することはできないが、逆極性電圧パルス１０ｕａ、１０ｕｂ、１０ｖａ、１０ｖｂ、１０ｗａ、１０ｗｂを発生させる第１の調整により、各単相インバータ５ａ〜５ｃの需給電力を調整して負担電力を概ゼロにすることができる。【００３１】
また、上記実施の形態におけるインバータ部の３相交流出力を系統２に接続するための３相絶縁トランス８は、図９（ａ）〜図９（ｄ）に示すいずれの結線構造でも良い。特に一次側をΔ結線にすると、二次側の巻線に発生する電圧は、高調波が少なく波形の精度が良好となる。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
分散電源を３相系統に連系するパワーコンディショナなどの系統連系装置に適用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年10月6日(2009.10.6)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置において、
上記直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備え、
上記３相インバータ回路は、系統電圧と周波数が同等である基本電圧パルスの各パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力し、
上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力すると共に、上記３相インバータ回路が上記逆極性電圧パルスを発生する期間には、該ＰＷＭ制御における各相の目標出力電圧に共通電圧を減算して補正することを特徴とする３相電力変換装置。
【請求項２】
上記３相分の単相インバータと上記３相系統との間に３相絶縁トランスを設けたことを特徴とする請求項１に記載の３相電力変換装置。
【請求項３】
上記系統電圧の半周期間における上記各単相インバータの電力負担が概ゼロとなるように、上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスのパルス幅を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項４】
上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスは、上記系統電圧半周期に対して１パルスで、相電流の最大値付近で発生されることを特徴とする請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項５】
上記逆極性電圧パルスの発生期間に減算される上記共通電圧の全体波形は、上記系統の１/３の周期によるパルス出力形状であることを特徴とする請求項４に記載の３相電力変換装置。
【請求項６】
上記逆極性電圧パルスの発生期間に減算される上記共通電圧は、当該期間において上記各単相インバータの目標出力電圧の最大と最小との平均値とすることを特徴とする上記請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項７】
上記逆極性電圧パルスの発生期間に減算される上記共通電圧は、当該期間において上記各単相インバータの目標出力電圧の最大のものが所定の許容範囲内となるように決定されることを特徴とする上記請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項８】
上記３相絶縁トランスの一次側をΔ結線としたことを特徴とする請求項２に記載の３相電力変換装置。
【請求項９】
上記直流電源を太陽電池としたことを特徴とする請求項１または２に記載の３相電力変換装置。
【請求項１０】
直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置において、
上記直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備え、
上記３相インバータ回路は、系統電圧と周波数が同等である基本電圧パルスの各パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力し、
上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力し、
上記系統電圧の半周期間における上記各単相インバータの電力負担が概ゼロとなるように、上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスのパルス幅を制御することを特徴とする３相電力変換装置。
【請求項１１】
上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスは、上記系統電圧半周期に対して１パルスで、相電流の最大値付近で発生されることを特徴とする請求項１０に記載の３相電力変換装置。
【請求項１２】
上記直流電源を太陽電池としたことを特徴とする請求項１０または１１に記載の３相電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００６】
この発明による第１の３相電力変換装置は、直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置であり、直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備える。上記３相インバータ回路は、系統電圧と周波数が同等である基本電圧パルスの各パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力する。上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力すると共に、上記３相インバータ回路が上記逆極性電圧パルスを発生する期間には、該ＰＷＭ制御における各相の目標出力電圧に共通電圧を減算して補正するものである。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
またこの発明による第２の３相電力変換装置は、直流電源を３相系統に連系する３相電力変換装置であり、直流電源の正負端子間に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータ回路と、該３相インバータ回路の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとを備える。上記３相インバータ回路は、系統電圧と周波数が同等である基本電圧パルスの各パルス内に、逆極性の電圧パルスを数個以下のパルス数で所定の領域に出力する。上記各単相インバータは、上記系統の相電圧と上記３相インバータ回路の出力との差を補うようにＰＷＭ制御により電圧を出力する。そして、上記３相インバータ回路が出力する上記逆極性電圧パルスのパルス幅を、上記系統電圧の半周期間における上記各単相インバータの電力負担が概ゼロとなるように制御するものである。
【国際調査報告】
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