【手続補正書】
【提出日】平成17年3月28日(2005.3.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】  明細書
【発明の名称】  誘導加熱装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】  直流電源と、チョークコイルと、自己消弧型のスイッチング素子と、前記スイッチング素子と、並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサと、前記スイッチング素子のオンオフ信号を発生する発振回路を含む制御回路と、前記スイッチング素子の駆動回路とを有し、前記直流電源に、前記加熱コイルと、前記チョークコイルと、前記スイッチング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子の両端電圧が通常動作時に発生する電圧よりも高く、前記スイッチング素子の耐圧よりも低い値である所定値以上のとき、前記スイッチング素子を自己短絡させる自己短絡手段を有する誘導加熱装置。
【請求項２】  スイッチング素子は電圧駆動型素子とし、自己短絡手段は、コレクタ−ゲート間に、直列に接続されたツェナーダイオードとダイオードを挿入し、前記ツェナーダイオードのクランプ電圧を所定値とする構成とした請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項３】  スイッチング素子は電圧駆動型素子とし、自己短絡手段は、前記スイッチング素子の両端電圧を抵抗分割した電圧を前記スイッチング素子のゲートに印加する構成とした請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項４】  自己短絡手段は、前記スイッチング素子の両端電圧を検知する両端電圧検知回路を有し、前記両端電圧検知回路は、前記両端電圧が所定値以上の時、駆動回路を介して、スイッチング素子を自己短絡させる構成とした請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項５】  スイッチング素子は、ＩＧＢＴとし、ＩＧＢＴのスイッチング速度とオン電圧トレードオフばらつきの中で、オン電圧が低く、スイッチング速度が遅い素子を選択して設ける構成とした請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項６】  スイッチング素子は、電圧駆動型のサイリスタ動作素子とした請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項７】  発振回路は、スイッチング素子が自己短絡から復帰後、前記自己短絡によるジャンクション温度の上昇から定常状態に戻るようにすべく所定時間前記スイッチング素子のオフ状態を継続させる請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項８】  スイッチング素子が自己短絡から復帰後、発振回路のオンオフ信号に関わらず、前記スイッチング素子の駆動端子電圧をＬＯＷに引き下げ、所定時間前記スイッチング素子のオフ状態を継続させる保護回路を有する請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項９】  発振回路は、スイッチング素子が自己短絡から復帰後、所定時間オフ状態を継続し、さらに前記所定時間後発振状態となるが、前記発振により、再度スイッチング素子の両端に所定値以上の電圧が発生し、自己短絡するという動作が所定回継続する場合は、前記オフ状態を前記所定時間以上としてなる請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項１０】  スイッチング素子が自己短絡から復帰後、発振回路が所定時間オフ状態を継続し、さらに前記所定時間後発振状態となるが、前記発振により、再度前記スイッチング素子の両端に所定値以上の電圧が発生し、前記スイッチング素子を自己短絡させるという保護動作回数をカウントするカウント手段を有し、前記保護動作回数が所定回継続する場合は、前記所定時間以上前記スイッチング素子をオフ状態とするとともに、報知手段が負荷異常の報知を行う請求項１記載の誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭及びレストランなどで使用される誘導加熱調理器などの誘導加熱装置に関するもので、詳しくは、そのインバータ回路構成と制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の誘導加熱装置のインバータ回路構成と制御方法について、図２１〜２３に基づいて説明する。
【０００３】
図２１は誘導加熱装置のインバータの基本回路である。１は直流電源で、具体的には商用交流電源から整流器を介して得ている。２は加熱コイルで、図には特に記していないが、この上に被加熱物が載置され、加熱コイル２からの高周波磁界により誘導加熱される。３は加熱コイル２と並列接続された共振コンデンサ、４はスイッチング素子で、この素子のオン・オフにより、加熱コイルに高周波電流が供給される。スイッチング素子４には駆動電力がバイポーラトランジスタなどより大幅に少なくてすむＩＧＢＴを用いており、その耐圧は９００Ｖ、電流定格は６０Ａである。５はスイッチング素子４と並列接続された逆導通ダイオード、６はスイッチング素子４のコレクタ−エミッタ間電圧などを検知し、スイッチング素子４のオン・オフを制御する制御回路である。
【０００４】
図２２は図２１のインバータの動作時の各部波形を示した図である。（ア）は制御回路６から出力されるスイッチング素子４のドライブ信号で、ＨＩＧＨの時にスイッチング素子４がオンする。（イ）はスイッチング素子４及び逆導通ダイオード５に流れる電流を示している。（ウ）はスイッチング素子４のコレクターエミッタ間に生じる電圧である。
【０００５】
図２３は図２２の動作波形中、スイッチング素子４がオンからオフに遷移する期間（すなわちターンオフ時）のコレクタ電流、コレクタ−エミッタ間電圧を拡大した図である。図でテール電流とはＩＧＢＴ特有の現象であり、素子のスイッチング速度が低速なものほど、その発生期間が長い。またテール電流の温度特性は正であり、スイッチング素子が高温になるほど発生期間は長くなり、損失が大きくなる。
【０００６】
以上より、本インバータの動作によって発生するスイッチング素子４の損失は、図２２のドライブ信号がＨＩＧＨの期間中に発生する導通損失と、図２３に示すターンオフ時の損失すなわちターンオフ損失の二つに分類される。
【０００７】
導通損失は、スイッチング素子４のコレクタ電流と、そのコレクタ電流と相関のあるオン電圧の積で決定される。一般に導通損失の損失温度特性は、ほぼフラットか、スイッチング素子の性能によっては負である。
【０００８】
本インバータにおいてスイッチング素子４は２０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ程度の周波数でオン・オフしており、その発生損失は素子性能にもよるが、概略３０〜４０Ｗ程度である。また発生損失のうち、ターンオフ損失の比率は、動作周波数にもよるが、概略３０〜５０％程度である。発生損失が大きいため、スイッチング素子４はヒートシンクに取り付けられ、冷却ファンによって強制冷却されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の誘導加熱装置には以下に記す課題があった。
【００１０】
第１の課題は、動作時に冷却ファンが駆動するため、その騒音が大きく、使用者に不快感を与えるというものである。この騒音は特に鍋物など調理器を使用者が囲んで使用する場合において問題となる。炊飯器に応用したものにおいては、タイマー炊飯などで早朝あるいは深夜などに動作させた場合、同様にこの騒音が使用者に不快感を与える。この課題は、一般の電熱ヒータタイプ、あるいはガスコンロなどの調理器においてはないことから、誘導加熱装置特有の重大な課題である。また損失全体の温度特性は、ターンオフ損失の温度特性が支配的であり、スイッチング素子４の素子温度が上昇すると、損失も上昇するため、ファンによる強制空冷の設計は充分な検討が必要であり、開発工数上の問題も抱えている。
【００１１】
第２の課題は、素子の制御が、なんらかの異常原因（瞬時停電や雷サージなどの電源異常あるいは、外来ノイズなど）で、所定タイミングから外れた場合、スイッチング素子４の耐圧以上の電圧が発生する可能性があるというものである。一般にスイッチング素子４は、耐圧以上の電圧がかかると即時に破壊するため、図には特に記載していないが、スイッチング素子４の両端電圧や、入力電圧を検知して、異常時には即座に発振を停止する保護回路が必要となっている。この保護回路は、インバータ定数（加熱コイル２や共振コンデンサ３などの電気的定数）と密接な関係があり（インバータ定数によって通常動作時のコレクタ−エミッタ間電圧の波形が異なるため）、種々の誘導加熱装置の開発毎に、回路定数を見直す必要があり、開発工数上のネックのひとつとなっている。
【００１２】
本発明は上記従来の課題を解決し、冷却ファン騒音を充分低減でき、かつ上記保護回路が不要にも関わらず、スイッチング素子破壊を防止できる安全な誘導加熱装置を簡単な構成で実現することを目的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、直流電源と、チョークコイルと、自己消弧型のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続された逆阻止ダイオードと、並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサと、前記スイッチング素子のオンオフ信号を発生する発振回路を含む制御回路とを有し、前記直流電源と、前記加熱コイルと、前記チョークコイルと、前記スイッチング素子は直列に接続され、前記スイッチング素子は、両端電圧が所定値以上のとき、自己短絡する自己短絡手段を有する誘導加熱装置等を提供するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
請求項１記載の発明は、直流電源と、チョークコイルと、自己消弧型のスイッチング素子と、前記スイッチング素子と、並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサと、前記スイッチング素子のオンオフ信号を発生する発振回路を含む制御回路と、前記スイッチング素子の駆動回路とを有し、前記直流電源に、前記加熱コイルと、前記チョークコイルと、前記スイッチング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子の両端電圧が通常動作時に発生する電圧よりも高く、前記スイッチング素子の耐圧よりも低い値である所定値以上のとき、前記スイッチング素子を自己短絡させる自己短絡手段を有する誘導加熱装置とするものである。
【００１５】
本構成により、スイッチング素子に流れる電流は共振波形となり、その電流がゼロあるいは、逆導通ダイオードに流れている間にターンオフするため、スイッチング素子の損失として、ターンオフ損失は発生せず、導通損失のみとなり、スイッチング素子の損失を大幅に低減することができる。さらにターンオフ損失がないため、損失温度特性は、ほぼフラットあるいは負の特性となり、熱的に極めて安定で冷却設計の容易なインバータ回路を得ることができる。また、上記所定値をスイッチング素子の耐圧よりも低めに設定することにより、なんらかの異常原因で、素子の耐圧以上の電圧が発生した場合においても、スイッチング素子自体が自己短絡（自己クランプ）して破壊を免れるため、従来必要であった外部回路による保護（外部回路により異常を検知し、スイッチング素子をオフさせる保護動作）を必要としない。
【００１６】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、スイッチング素子はＩＧＢＴなどの電圧駆動型素子とし、自己短絡手段は、そのコレクタ−ゲート間に直列に接続されたツェナーダイオードとダイオードを挿入し、ツェナーダイオードのクランプ電圧を所定値とする構成としたものである。本構成により、ツェナーダイオードのクランプ電圧を、ＩＧＢＴの耐圧よりも低めに設計していれば、上記自己短絡動作を極めて少ない部品で、達成することができる。
【００１７】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、スイッチング素子はＩＧＢＴなどの電圧駆動型素子とし、自己短絡手段は、スイッチング素子のゲートにスイッチング素子の両端電圧を抵抗分割した電圧を与える構成として、通常動作時はスイッチング素子のスレッシュ電圧以下であり、かつ、スイッチング素子の耐圧以下でスレッシュ電圧以上となる抵抗分割値に設計することにより、上記自己短絡動作を極めて少ない部品で、さらに請求項２記載の構成よりも安価に実現することができる。
【００１８】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、自己短絡手段は、前記スイッチング素子の両端電圧を検知する両端電圧検知回路を有し、前記両端電圧検知回路は、前記両端電圧が所定値以上の時、駆動回路を介して自己短絡させる構成としており、請求項２の構成と比較して安価となり、かつ請求項３の構成と比較して、通常動作時（オフ時）にゲート電圧を充分低くできるため、スイッチング素子のスレッシュ電圧の差異に関わる設計を施す必要のない誘導加熱装置を実現できる。
【００１９】
請求項５記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用い、さらにＩＧＢＴのスイッチング速度とオン電圧トレードオフばらつきの中で、オン電圧が低く、スイッチング速度が遅い素子を選択して設ける構成としているため、導通時の損失が、一般のばらつき範囲よりも低く（オン電圧が低いため）なり、結果必要な冷却が大幅に緩和できる誘導加熱装置を実現できる。
【００２０】
請求項６記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、スイッチング素子としてＭＣＴなどの電圧駆動型のサイリスタ動作素子を用いる構成としており、請求項５の構成と比べて、さらに低損失化を図ることができる。
【００２１】
請求項７記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、発振回路は、スイッチング素子が自己短絡から復帰後、自己短絡によるジャンクション温度の上昇から定常状態に戻るようにすべく所定時間スイッチング素子のオフ状態を継続する構成としたものである。本構成により、自己短絡の連続によるスイッチング素子の熱破壊を防ぐことが可能となる。
【００２２】
請求項８記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、自己短絡復帰後、発振回路のオンオフ信号に関わらず、スイッチング素子の駆動端子電圧をＬＯＷに引き下げ、所定時間スイッチング素子のオフ状態を継続させる保護回路を有する構成としたものである。本構成により、何らかの異常原因で発振回路のオンオフ信号が不正常となっている場合においても、スイッチング素子の破壊を防ぐことが可能となる。
【００２３】
請求項９記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、発振回路は、スイッチング素子が自己短絡から復帰後、所定時間オフ状態を継続し、さらに前記所定時間後発振状態となるが、前記発振により、再度スイッチング素子の両端に所定値以上の電圧が発生し、自己短絡するという動作が所定回継続する場合は、前記所定時間以上のオフ状態となる構成としたものである。本構成により、例えば誘導加熱される被加熱物が異常状態になっている時などに不要な発振を軽減することが可能となり、結果スイッチング素子の損失を低減できる。
【００２４】
請求項１０記載の発明は、請求項１記載の誘導加熱装置において、スイッチング素子が自己短絡から復帰後、発振回路が所定時間オフ状態を継続し、さらに前記所定時間後発振状態となるが、前記発振により、再度スイッチング素子の両端に所定値以上の電圧が発生し、スイッチング素子を自己短絡させるという保護動作回数をカウントするカウント手段を有し、保護動作回数が所定回継続する場合は、前記所定時間以上スイッチング素子をオフ状態とするとともに、報知手段が負荷異常の報知を行う構成としたものである。本構成により、使用者に負荷異常の状態を知らせることができる。
【００２５】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について説明する。図１は本発明の第１の実施例を示す図である。図１において１１は、直流電源で、具体的には商用交流電源を整流器を介して得ている。１２は、直流電源１１に直列に接続された加熱コイルで、図には特に記載していないが、コイル上に鍋などの被加熱物が載置されている。１６は加熱コイル１２と並列に接続された共振コンデンサである。１５はチョークコイルで加熱コイル１２と直列に接続されている。
【００２６】
１７は発振回路を含む制御回路で、スイッチング素子１３の制御を行う。１８は、自己短絡手段で、スイッチング素子１３の両端が所定値（具体的には通常動作時に発生する電圧よりも高く、スイッチング素子１３の耐圧よりも低い値）以上となったときスイッチング素子１３を自己短絡させるものである。
【００２７】
図２は通常動作時におけるスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）波形である。図でスイッチング素子は駆動信号がＨＩＧＨの時にオンし、ＬＯＷの時にオフする。図２（イ）に示すように電流波形は本インバータ回路構成にすることにより、共振波形となり、スイッチング素子１３に流れる電流がゼロまたは、逆導通ダイオード１４に電流が流れている間にオフするため、従来のターンオフ損失は発生せず、大幅な低損失化が可能となる。
【００２８】
図３は、何らかの異常原因でスイッチング素子１３のオンオフタイミングが狂い、スイッチング素子１３にサージ電圧が発生したときのスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）波形である。
【００２９】
図に示すようにスイッチング素子１３に電流が流れている状態で、オフとなった時、スイッチング素子１３の両端電圧には極めて高いサージ電圧が発生するが、本実施例の場合、所定値において、スイッチング素子１３が自己短絡し、スイッチング素子１３の耐圧を越えることがない。
【００３０】
図４は、自己短絡時のスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）と駆動端子電圧（Ｖｇｅ）の拡大波形で、自己短絡手段１８によりスイッチング素子１３の両端電圧が所定値を越えると、駆動端子電圧が上昇し、スイッチング素子１３のスレッシュ電圧を超えて、自己短絡させる。
【００３１】
以上の説明で明らかなように、本第１の実施例によれば簡単な構成でスイッチング素子１３の損失を低減し、かつ異常時でもスイッチング素子１３の耐圧破壊がない誘導加熱装置を得ることができる。本実施例の構成において、チョークコイル１５は、加熱コイル１２とスイッチング素子１３の間に直列に接続された構成としているが、直流電源１１と、加熱コイル１５の間に挿入した構成としても同様の動作を得られる。またチョークコイル１５に流れる電流は高周波電流であるため、図１９の様に、加熱コイル１２をチョークコイルとし、チョークコイル１５を加熱コイルとしてもよい。なお、図２０の様に、共振コンデンサの他端を直流電源１１のグランド側に接続しても同様の効果が得られることはいうまでもない。
【００３２】
（実施例２）
以下、本発明の第２の実施例について説明する。図５は本発明の第２の実施例を示す図である。図２において２１は、ツェナーダイオードとダイオードを直列に接続したものを、スイッチング素子１３のコレクタ−ゲート間に挿入して、第１の実施例の自己短絡手段１８を実現している。スイッチング素子１３は電圧制御型の素子として、ＩＧＢＴを用いている。その他の部分は第１の実施例と同様である。ツェナーダイオードのクランプ電圧は、第１の実施例と同様の所定値になっている。本実施例の動作は上記第１の実施例の動作と同じとなる。以上より、自己短絡手段１８を極めて簡易な部品構成で実現できる。
【００３３】
（実施例３）
以下、本発明の第３の実施例について説明する。図６は本発明の第３の実施例を示す図である。図３おいて２２は、スイッチング素子１３の両端電圧を抵抗分割した構成となっており、その分割電圧は、スイッチング素子１３のゲートに供給する構成として、第１の実施例の自己短絡手段１８を実現している。スイッチング素子１３は電圧制御型の素子として、ＩＧＢＴを用いている。その他の部分は第１の実施例と同様である。抵抗分割される電圧は、第１の実施例と同様に、通常動作時においては、スイッチング素子１３のスレッシュ電圧を超えずかつ、スイッチング素子１３の耐圧以下でスレッシュ電圧を超える値に設計されている。図７は自己短絡時のスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）と駆動端子電圧（Ｖｇｅ）の拡大波形である。本実施例の動作は上記第１の実施例の動作とほぼ同じとなるが、自己短絡時の駆動端子電圧波形（Ｖｇｅ）が抵抗分割のため、若干異なる。以上より、自己短絡手段１８を極めて簡易な部品構成で実現でき、かつ第２の実施例と比べて、抵抗だけで実現可能なため安価となる。
【００３４】
（実施例４）
以下、本発明の第４の実施例について説明する。図８は本発明の第４の実施例を示す図である。図８において、２３はスイッチング素子１３の両端電圧検知回路で、２４は、スイッチング素子１３の駆動回路である。両端電圧検知回路２３は、所定値以上の電圧が発生したとき、駆動回路２４を介してスイッチング素子１３を自己短絡させる構成としている。スイッチング素子１３は電圧制御型の素子として、ＩＧＢＴを用いている。その他の部分は第１の実施例と同様である。図９は、自己短絡時のスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）と駆動端子電圧（Ｖｇｅ）の拡大波形である。駆動回路２４は、スイッチング素子１３のターンオン、ターンオフを制限する制限抵抗を充分大きくしているため、急峻な駆動端子電圧波形とならず、図９に示すような緩やかな波形となり、本実施例の動作は上記第１の実施例の動作とほぼ同じとなる。以上より、第２の実施例と比較して、安価な構成となり（両端電圧検知回路は、抵抗とトランジスタ程度の簡単な部品で可能となる）かつ第３の実施例と比較して、スイッチング素子１３のスレッシュ電圧ばらつきなどに関わる設計が不要となる。
【００３５】
（実施例５）
以下、本発明の第５の実施例について説明する。図１は本発明の第５の実施例を示す図となる。図１において、スイッチング素子１３はＩＧＢＴとし、そのＩＧＢＴの素子性能選択方法を図１０に示す。図１０は一般的なＩＧＢＴのスイッチング速度とオン電圧ばらつきのトレードオフカーブを示す。図のように素子性能ばらつきはスイッチング速度が高速なものはオン電圧が高く、逆にスイッチング速度が低速なものはオン電圧が低くなる。本実施例の場合の選択範囲は、オン電圧が低く、スイッチング速度が低速なものとしている。本実施例におけるスイッチング素子１３の損失モードは導通損失のみであり、導通損失はオン電圧と相関があるため、本選択により通常のばらつきよりも低損失な誘導加熱装置を簡単に得ることが可能となる。従来の構成の誘導加熱装置においては、本実施例の選択をすると、ターンオフ損失が大きくなり、結果熱的に不安定なものとなるが、本実施例においてはターンオフ損失がなく、またスイッチング素子１３に電流が流れているときに誤って遮断してしまった時においてもスイッチング速度が低速なものほどサージ電圧は小となることから、本選択は、本実施例に最適なものとなる。
【００３６】
（実施例６）
以下、本発明の第６の実施例について説明する。図１１は本発明の第６の実施例を示す図となる。図１１において、スイッチング素子２５はＭＣＴなどの電圧駆動型サイリスタ動作素子を用いている。その他の部分は第１の実施例と同様である。一般的にこれらの素子はＩＧＢＴよりもオン電圧が低くなる反面、スイッチング速度はＩＧＢＴよりも低速になるという性質をもっているが、本実施例においては上記第５の実施例でも述べたように、極めて低損失化が図れ、かつサージ電圧も小もなる。以上より本実施例により、第５の実施例よりも低損失な誘導加熱装置を得ることができる。
【００３７】
（実施例７）
以下、本発明の第７の実施例について説明する。図１２は本発明の第７の実施例を示す図となる。図１２において、２６はスイッチング素子１３を駆動する駆動回路、２７は、スイッチング素子１３の駆動端子電圧検知回路と計時手段を有した発振回路である。その他の部分は第１の実施例と同様である。
【００３８】
図１３は何らかの異常により、スイッチング素子１３にサージ電圧が発生した時のスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）波形である。
【００３９】
サージ電圧が発生した時スイッチング素子１３の駆動端子電圧は、発振回路がオフ信号を出しているにも関わらず、スレッシュ電圧以上となるため、発振回路２７は、その電圧を検知し、計時手段に設定された所定時間、次の発信信号を停止する。所定時間を設ける理由は、スイッチング素子１３が自己短絡によって瞬時的に損失大となり、ジャンクション温度が過渡的に増大するため、万一連続して自己短絡が発生するモードがおきた場合に、スイッチング素子１３を保護するためである。従って所定時間の設計は、スイッチング素子１３が自己短絡によるジャンクション温度上昇から、定常状態に戻るまでの時間が目安となり、一般的には数ｍｓ〜数１００ｍｓ程度で充分となる。以上の動作により、電源異常時など連続してサージ電圧が発生する可能性があるモードにおいても、スイッチング素子１３の自己短絡は１回ですみスイッチング素子１３の破壊を防ぐことが可能となる。
【００４０】
（実施例８）
以下、本発明の第８の実施例について説明する。図１４は本発明の第８の実施例を示す図となる。図１４において、２８は発振回路、２９はスイッチング素子１３を駆動する駆動回路、３０はスイッチング素子１３の駆動端子電圧を検知し、所定時間駆動端子電圧をＬＯＷに引き下げる保護回路で計時手段を有している。その他の部分は第１の実施例と同様である。
【００４１】
図１５は何らかの異常により、スイッチング素子１３にサージ電圧が発生した時のスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）駆動端子電圧（Ｖｇｅ）波形である。サージ電圧が発生した時スイッチング素子１３の駆動端子電圧は、発振回路がオフ信号を出しているにも関わらず、スレッシュ電圧以上となるため、保護回路３０は、その電圧を検知し、計時手段に設定された所定時間、発振回路側からの駆動信号の有無に関わらずスイッチング素子１３の駆動端子電圧をＬＯＷに引き下げる。所定時間を設ける理由は、スイッチング素子１３が自己短絡によって瞬時的に損失大となり、ジャンクション温度が過渡的に増大するため、万一連続して自己短絡が発生するモードがおきた場合に、スイッチング素子１３を保護するためである。従って所定時間の設計は、スイッチング素子１３が自己短絡によるジャンクション温度上昇から、定常状態に戻るまでの時間が目安となり、一般的には数ｍｓ〜数１００ｍｓ程度で充分となる。以上の動作により、電源異常時など連続してサージ電圧が発生する可能性があるモードに加え、何らかの原因で発振回路動作が一時的に不正常になった場合においても、スイッチング素子１３の自己短絡は１回ですみスイッチング素子１３の破壊を防ぐことが可能となる。
【００４２】
（実施例９）
以下、本発明の第９の実施例について説明する。図１６は本発明の第９の実施例を示す図となる。図１６において３１は保護回路でその動作は第８の実施例で述べたものと同様である。３２はスイッチング素子１３を駆動する駆動回路、３３は、保護回路３１の保護動作を検知する発振回路、３４は保護回路３１の保護動作回数をカウントするカウント手段である。その他の部分は第１の実施例と同様である。図１７は、無負荷状態など被誘導加熱物が以上の場合におけるスイッチング素子１３の駆動信号と電流（Ｉｃ）電圧（Ｖｃｅ）波形である。
【００４３】
図１７に示すような波形となった場合、連続してサージ電圧が発生する様になるため、回路側で負荷の異常を検知することが可能となる。具体的には、保護回路３１の保護動作をカウント手段３４でカウントし、所定回以上となった場合は、発振回路３３は発振を充分長い時間停止する。以上より、無負荷時など加熱動作が不要の場合において無用の発振を軽減することが回路側で簡単に行うことができる。
【００４４】
（実施例１０）
以下、本発明の第１０の実施例について説明する。図１８は本発明の第１０の実施例を示す図となる。図１８において３５は、外部へ負荷異常報知を行う報知手段であり、本実施例においては、ＬＥＤを点灯させることにより使用者に負荷異常を知らしめる構成としている。その他の部分は第９の実施例と同様である。第９の実施例において述べた様に、保護回路３１の保護動作が所定回以上続くモードとなった時、発振回路３３は充分長い時間発振を停止するが、このとき報知手段３５は外部へ負荷異常の報知を行う。以上より使用者は、負荷異常状態を即座に知ることが可能となる。
【００４５】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の発明によれば、スイッチング素子に流れる電流を共振波形とし、ゼロ電流にて遮断することから、ターンオフ損失が発生せず、極めて低損失かつ、熱的に安定した誘導加熱装置を簡単な構成で得ることができる。また電源異常、発振異常などで、スイッチング素子に耐圧を越えるような電圧が発生した場合においても、スイッチング素子自体が自己短絡して破壊を防ぐ構成としているため、従来のように電圧を検知して、発振を停止する様な開発工数の大なる保護回路は不要となる。この種の電流共振インバータにおいては、上記サージ電圧保護のため、ＣＲスナバなどを用いてサージ吸収を行う例もあるが、本構成においては不要となることはいうまでもなく、スナバ回路のコストや発熱も考慮する必要はない。
【００４６】
また、請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明の自己短絡動作を、ツェナーダイオードとダイオードの２つの部品で、簡素かつ確実に行うことができる。
【００４７】
また、請求項３記載の発明によれば、請求項１記載の発明の自己短絡動作を、抵抗のみで行うことができ、請求項２記載の構成よりも安価となる。
【００４８】
また、請求項４記載の発明によれば、請求項１記載の発明の自己短絡動作を、スイッチング素子の駆動回路を介して行うことにより、請求項２と比較して安価かつ、請求項３の構成よりも簡単な設計で実現することが可能となる。
【００４９】
また、請求項５記載の発明によれば、請求項１記載の発明のスイッチング素子としてオン電圧が低く、かつスイッチング速度が低速なＩＧＢＴを選択して用いるため、さらに低損失の誘導加熱装置を得ることが可能となる。
【００５０】
また、請求項６記載の発明によれば、請求項１記載の発明のスイッチング素子としてオン電圧が請求項５記載のスイッチング素子よりも低い電圧駆動型のサイリスタ動作素子を使用するため、請求項５の発明よりもさらに低損失の誘導加熱装置を得ることができる。従来のインバータ構成の誘導加熱装置においては、この種の素子はスイッチング速度が低速という問題から、使用してもＩＧＢＴよりは損失が大となる傾向があったが、本構成においては、損失面さらにサージ電圧面両面においてＩＧＢＴよりも優れることから、本構成に用いる効果は極めて大きい。
【００５１】
また、請求項７記載の発明によれば、スイッチング素子の自己短絡後に所定時間発振を停止するため、例えば雷サージなどの電源異常で、連続サージ電圧が発生する場合においてもスイッチング素子の熱破壊を招くことはない。
【００５２】
また、請求項８記載の発明によれば、発振回路からの駆動信号の有無に関わらず、自己短絡後所定時間スイッチング素子が停止することから、例えば発振回路にインパルスノイズが重畳し、異常な駆動信号となった場合においてもスイッチング素子の破壊を防ぐことが可能となる。
【００５３】
また、請求項９記載の発明によれば、無負荷時などの負荷異常状態を回路側で検知し、無用な発振継続を防ぐことが可能となる。
【００５４】
また、請求項１０記載の発明によれば、請求項９記載の発明の効果に加え、使用者などに負荷異常状態を即座に報知することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の第１の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図２】
同、通常動作時の動作波形を示す図
【図３】
同、異常時の動作波形を示す図
【図４】
同、異常時の保護動作を示す図
【図５】
本発明の第２の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図６】
本発明の第３の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図７】
同、異常時の保護動作を示す図
【図８】
本発明の第４の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図９】
同、異常時の保護動作を示す図
【図１０】
本発明の第５の実施例である誘導加熱装置のスイッチング素子の選択範囲を示す図
【図１１】
本発明の第６の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図１２】
本発明の第７の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図１３】
同、異常時の保護動作を示す図
【図１４】
本発明の第８の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図１５】
同、異常時の保護動作を示す図
【図１６】
本発明の第９の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図１７】
同、異常時の動作波形を示す図
【図１８】
本発明の第１０の実施例である誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図１９】
本発明の第１の実施例と同様の効果が得られる第一の回路構成を示す回路図
【図２０】
本発明の第１の実施例と同様の効果が得られる第二の回路構成を示す回路図
【図２１】
従来の誘導加熱装置の回路構成を示す回路図
【図２２】
同、動作波形を示す図
【図２３】
同、スイッチング素子のターンオフ時の動作波形を示す図
【符号の説明】
１１  直流電源
１２  加熱コイル
１３  スイッチング素子
１４  逆導通ダイオード
１５  チョークコイル
１６  共振コンデンサ
１７  制御回路
１８  自己短絡手段
１９  発振回路
２０  共振回路
２１  ツェナーダイオードとダイオード
２２  抵抗
２３  両端電圧検知回路
２４  駆動回路
２５  電圧駆動型サイリスタ動作素子