(57)【要約】  送信側では、信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を信号作成部の出力として作成し、  受信側では、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行う送信装置及び受信装置
2008126644.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、パイロット信号及び長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）の送信データとのクロネッカ積をとることによって生成された複数の信号を送信する送信方法において、
前記Ｎ個の系列をｆ０、ｆ１、ｆ２、・・・ｆＮ−１としたとき、
このＮ個の系列の内、Ｐ個（Ｐは、２以上の自然数）の系列をパイロット信号を送信するためのパイロット用系列とし、Ｎ−Ｐ個の系列を送信データを送信するためのデータ用系列とし、
２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるＱ個（但し、Ｑは、２以上、Ｐ以下の自然数）の仮想チャネル生成用データを用意し、
前記パイロット用系列の一つとパイロット信号とのクロネッカ積と、前記データ用系列と送信データとのクロネッカ積との信号とからなるＲ個（但し、Ｒは、１以上、Ｑ以下の自然数）の送信信号を生成し、
生成されたＲ個の送信信号を、異なる前記仮想チャネル生成用データの一つで、たたみ込んで、送信することを特徴とする送信方法。
【請求項２】
生成された送信信号に含まれるパイロット用系列は、生成された送信信号毎に異なり、
たたみ込まれる前記仮想チャネル生成用データは、生成された送信信号毎に異なることを特徴とする請求項１記載の送信方法。
【請求項３】
前記パイロット信号は、長さＭのベクトルＩＭ（１、０、・・・・０）であることを特徴とする請求項１又は２記載の送信方法。
【請求項４】
Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、パイロット信号及び長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）の送信データとのクロネッカ積をとることによって、送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部で生成されたＲ個の送信信号を仮想チャネル生成用データでたたみ込むデータたたみ込み部と、前記データたたみ込み部でたたみ込みまれた送信信号を送信する送信部とを有する請求項１ないし３いずれか一項に記載の送信方法に用いられる送信装置。
【請求項５】
請求項１ないし３いずれか一項に記載の送信方法により、送信された信号を受信する受信方法において、
前記送信された信号を受信する受信ステップと、
前記受信ステップで受信された信号に対して、Ｕ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリングステップと、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出ステップと、
Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出ステップと、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成ステップと、
前記連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号ステップと、
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項６】
請求項１ないし３いずれか一項に記載の送信方法により、送信された信号を受信する受信装置において、
前記送信された信号を受信する受信部と、
前記受信部で受信された信号に対して、Ｕ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリング部と、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部と、
Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出部と、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成部と、
前記連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号部と、
を有することを特徴とする受信装置。
【請求項７】
前記仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込まれて生成されたＲ個の送信信号を、１又は複数の送信アンテナで、送信することを特徴とする請求項１ないし３いずれか一項に記載の送信方法。
【請求項８】
前記仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込まれた生成されたＲ個の送信信号を、それぞれ、異なる送信アンテナで、送信することを特徴とする請求項１ないし３いずれか一項に記載の送信方法。
【請求項９】
ユーザを、送信アンテナ毎に、対応づけることを特徴とする請求項７又は８の送信方法。
【請求項１０】
前記データたたみ込み部でたたみ込みまれた送信信号を加算する加算部を有し、
前記送信部は、加算部で加算された送信信号を送信する１又は複数のアンテナを有する請求項４に記載の送信装置。
【請求項１１】
前記送信部は、Ｒ個の送信信号を、それぞれ、異なる送信アンテナで、送信することを特徴とする請求項４に記載の送信装置。
【請求項１２】
ユーザを、送信アンテナ毎に、対応づけることを特徴とする請求項１０又は１１の送信装置。
【請求項１３】
前記受信ステップは、
前記仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込まれた生成されたＲ個の送信信号を、１又は複数の受信アンテナで、受信することを特徴とする請求項５記載の受信方法。
【請求項１４】
前記受信ステップは、
前記仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込まれた生成されたＲ個の送信信号を、それぞれ、異なる受信アンテナで、受信することを特徴とする請求項５記載の受信方法。
【請求項１５】
ユーザを、受信アンテナ毎に、対応づけることを特徴とする請求項１３又は１４の受信方法。
【請求項１６】
前記受信部は、
前記仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込まれて生成されたＲ個の送信信号を、１又は複数の受信アンテナで、受信することを特徴とする請求項６記載の受信装置。
【請求項１７】
前記受信部は、
前記仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込まれて生成されたＲ個の送信信号を、それぞれ、異なる受信アンテナで、受信することを特徴とする請求項６記載の受信装置。
【請求項１８】
ユーザを、受信アンテナ毎に、対応づけることを特徴とする請求項１６又は１７の受信装置。
【請求項１９】
前記パイロット信号は、長さＭのＸＫ（ｘＫ０、ｘＫ１、ｘＫ２、・・・、ｘＫ（Ｍ−１））である場合、
【数３４】
2008126644.tif 000036
該変換されたパイロット信号が、パイロット用系列とクロネッカ積が取られることを特徴とする請求項１又は２記載の送信方法。
【請求項２０】
Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、パイロット信号及び長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）の送信データとのクロネッカ積をとることによって生成された複数の長さ信号を送信する送信方法において、
前記Ｎ個の系列をｆ０、ｆ１、ｆ２、・・・ｆＮ−１としたとき、
【数３５】
2008126644.tif 000037
２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるＱ個（但し、Ｑは、１以上の自然数）の仮想チャネル生成用データを用意し、
前記パイロット用系列とパイロット信号とのクロネッカ積と、前記データ用系列と送信データとのクロネッカ積との信号とからなる第１送信信号及び前記データ用系列と送信データとのクロネッカ積との信号とからなる第２送信信号を生成し、
前記第１送信信号又は前記第２送信信号を、前記仮想チャネル生成用データの一つで、たたみ込んで、送信するとき、第１送信信号は、第２送信信号が、（仮想送信チャネル数−１）回送信された度毎に、送信されることを特徴とする送信方法。
【請求項２１】
送信側では、信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を信号作成部の出力として作成し、受信側では、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行うことを特徴とする送受信システム。
【請求項２２】
信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を作成し、
該信号作成部が作成した信号を送信することを特徴とする送信装置。
【請求項２３】
受信した信号に対して、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行うことを特徴とする受信装置。
【請求項２４】
送信機側で、単一の送信機から、複数の受信機のそれぞれに別々のデータを送信するに際し、パイロット信号は、チャネル特性を用いずに分離できるように送信し、別々のデータは、それぞれ、別々の仮想送信チャネルを通してから加算して送信し、
前記複数の受信機では、それぞれ、オーバサンプリングしてサンプリング結果を分配して複数の仮想受信アンテナとみなすことにより、送信データを推定できる連立多元１次方程式を得、該連立多元１次方程式を解くことにより送信データを推定することを特徴とする送受信システム。
【請求項２５】
複数の送信機から、それぞれ送信機に対応したパイロット信号をチャネル特性を用いずに分離できるように送信されたパイロット信号と、前記パイロット信号に付加されて送信されたデータとを受信し、  
受信した信号をオーバサンプリングした結果を分配して、複数の仮想受信アンテナ出力とみなすことにより、送信機・受信機間のチャネル特性の多様性を多元連立一次方程式が解けるように、チャネル特性による送信機分離を行って送信データを推定することを特徴とする受信装置。
【請求項２６】
仮想チャネルを有する送信機から送信される信号構成は、パイロット信号がＰ個、仮想チャネル数がＰ個、行列の行（または列）ベクトルが、行ベクトルｆＮ、０、行ベクトルｆＮ、１・・・行ベクトルｆＮ、Ｎ−１（以下、「行ベクトルｆ０、行ベクトルｆ１・・・行ベクトルｆＮ−１」又は「ｆ０、ｆ１・・・ｆＮ−１」とも言う。）」を用いた行（または列）ベクトルの線形結合とし、送信信号を、異なる仮想チャネル生成用データの一つで、たたみ込んで、送信するように構成する。
該送信データは、予め仮想チャネル毎に、パイロット信号と共に、（Ｎ−Ｐ）×Ｍ個のデータを送信し、仮想チャネルのパイロット信号は、クロネッカ積が取られる行（または列）ベクトルが異なる構成で、他のパイロット及びデータと干渉されずに受信することを可能とした受信信号とする。
各受信側でＵ（Ｕ≧Ｐ）個の仮想チャネルを生成し、アンテナで受信した信号を、このＵ個の仮想チャネルに分岐し、分岐されたＵ個の信号を処理する。
（１）送信側で、別々のＰ通りの送信側仮想チャネルを通した後に、加算して得た信号を実際の伝送チャネルに送信し、受信側で受信した信号をＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す。
（２）送信側でＰ通り、受信側でＵ通りの仮想チャネルがあるので、通過する仮想チャネルはＰＵ通りである。このＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性のうち、少なくともＰ２通りの仮想チャンネル特性を検出する。
（３）受信側で得たＰＵ通りのチャネル特性と、送信側から送信されたデータが別々の受信側仮想チャネルを通った出力とを用いて、連立一次方程式を生成し、該連立一次方程式を解くことによって、送信信号を混信なく受信する。
上述の受信側でＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す方法として、Ｕ個の仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法としたことを特徴した受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置に係り、特に、送信信号を、仮想チャネル用データでたたみ込んで送信する送信方法、送信装置及び受信装置に関する。【０００２】
なお、本発明は、有線通信システム式及び無線通信システムに適用できる。【０００３】
また、本発明が適用される無線通信システムは、移動通信システム、無線ＬＡＮ通信システム等の無線通信システムである。
【背景技術】
【０００４】
末広らは、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列の行ベクトル(「行ベクトル)でなく、「列ベクトル」であってもよい。本明細書では、行ベクトルの場合について説明する。)とデータベクトル間のクロネッカー積を利用した新しい情報伝送方式である、Suehiro’sDFT（ＯＳＤＭ）方式を考案した（非特許文献１、２参照）。【０００５】
この方式は、現在様々な通信に利用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式と比べ、無線周波数利用効率が約２倍になることが確認されている（非特許文献３参照）。【０００６】
次に、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送受信する伝送方法であるＯＳＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
Ｓｉｇｎａｌ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式について説明する。
（ＤＦＴ行列と送信信号）
先ず、Ｎ次のＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列について説明する。【０００７】
Ｎ次のＤＦＴ行列ＦＮを、
ＦＮ＝［ｆＮ（ｉ、ｊ）］                  ・・・（１）
とする。なお、Ｎ次逆ＤＦＴ行列ＦＮ−１は、ＤＦＴ行列ＦＮの複素共役である。【０００８】
ここで、ｉは、行番号で、０≦ｉ≦Ｎ−１であり、ｊは、列番号で、０≦ｊ≦Ｎ−１である。【０００９】
また、ｆＮ（ｉ、ｊ）＝exp（２π√−１ｉｊ／Ｎ）／√Ｎ      ・・・（２）
である。【００１０】
また、単位円をＮ分割した点に相当する変数ＷＮを、図１に示すように、次のように定義する。【００１１】
ＷＮ≡exp（２π√−１）／Ｎ                      ・・・（３）
このＷＮを用いると、ＤＦＴ行列ＦＮは、図２に示すようになる。【００１２】
なお、ＷＮは回転子であり、以下の関係が成立する。【００１３】
ＷＮＮ＝ｅｊ２π＝１                                    ・・・(４)
ＷＮＮ−ｋ＝ＷＮ２Ｎ−ｋ＝・・・＝ＷＮ−ｋ                  ・・・(５)
図２に示すように、Ｎ次のＤＦＴ行列ＦＮは、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルを有している。この行ベクトル同士は、周期相互相関が全てのシフトにおいて、ゼロである。【００１４】
次に、この行ベクトルを用いたデータの送信について説明する。図３に示すように、送信部＃０、送信部＃１・・・送信部＃（Ｎ−１）のＮ個の長さＭの送信データ：データＸＯ（ｘ００、ｘ０１、・・・、ｘ０（Ｍ−１））、データＸ１（ｘ１０、ｘ１１、・・・、ｘ１（Ｍ−１））・・・データＸ（Ｎ−１）（ｘ（Ｎ−１）０、ｘ（Ｎ−１）１、・・・、ｘ（Ｎ−１）（Ｍ−１））を、それぞれ、行ベクトルｆＮ、０、行ベクトルｆＮ、１・・・行ベクトルｆＮ、Ｎ−１を用いて、次のようにして生成された信号Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１を送信する。【００１５】
【数１】
2008126644.tif 000003
生成された信号Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１を送信することにより、複数の送信部から、相関なく、データを送信することができる。なお、送信される信号の長さは、Ｎ×Ｍの長さとなる。【００１６】
つまり、信号Ｓ０、Ｓ１・・・ＳＮ−１の中で任意の二つの信号の周期相互相関が全てのシフトで0（ゼロ）となるので、適切なマッチドフィルタを設計すればこれらの信号を足し合わせて送信しても、受信時にそれぞれのデータ列を分離することが可能になる。
（マッチドフィルタ）
長さＭのベクトルＩＭ（１、０、・・・・、０）を定義する。【００１７】
ここでベクトルｆｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）とＩＭのクロネッカ積【００１８】
【数２】
2008126644.tif 000004
を整合する信号とするマッチドフィルタを用意する。【００１９】
このマッチドフィルタに信号Ｓｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を入力すると、出力の中央のＭ個の部分は、データＸｋになる。【００２０】
また、(ｇ≠k, 0 ≦ k ≦ N − 1, 0 ≦ ｇ
≦ N − 1)としたときの信号Ｓｇを【００２１】
【数３】
2008126644.tif 000005
（擬周期信号）
信号Ｓ０から信号ＳＮ−１までを足し合わせた信号をＳsumとする。信号Ｓsumは長さＭＮの有限長系列であるため、マルチパスチャネル通過の際に、DFT行列によって得られた周期性を失ってしまう。すると、マッチドフィルタ出力からデータＸｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得ることができなくなる。【００２２】
周期的な無限長の信号である場合、マルチパスチャネルは信号の周期性に影響を与えない。しかし、無限長の系列を送信することは実用的ではない。そこで、無限長の周期系列から必要な長さを切り出す擬周期信号を導入する。【００２３】
まず、想定されるマルチパス遅延時間よりも大きな値L2を与える。
また、直接経路信号が存在しなかったり、極めて小さな電力レベルである場合、最大振幅信号に対する遅延時間がマイナスであることがある。その時間を考慮した値をL1とする。
このL1,L2を使って図４のような擬周期信号を作り送信する。【００２４】
ここでL2にあたる部分をサイクリックプレフィックス、L1にあたる部分をサイクリックポストフィックスと呼ぶ。受信時にはマッチドフィルタ入力前に両者を取り除く必要がある。
（パイロット信号）
データ列X0を長さをMとして以下のように決める。【００２５】
X0=(1,0,0,0,...,0)              ・・・・（９）【００２６】
【数４】
2008126644.tif 000006
X0=(p0,p1,p2,p3,...,p(L2−1), 0, 0, ..., 0) ・・・・（１１）
ただし、(p0,p1,p2,p3,...,pk,...,p(L2−1) )は、時間kだけ遅れて到達したパスに乗算される複素係数であり、送信装置内の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装置内の伝送特性を含む伝送特性であり、時間軸上のチャネル特性を表している。【００２７】
このpkは一般に、振幅係数rkと位相回転θkを用いて、
pk=rk・ejθk          ・・・・（１２）
と表される。【００２８】
なお、パイロット信号として、ＺＡＣＺ（Zero  Auto  Correlation  Zone  Sequence）系列の信号、ＺＣＣＺ（Zero  Crosscorrelation  Zone  Sequence）系列の信号、PN系列の信号を用いることが出来る。【００２９】
【数５】
2008126644.tif 000007
パイロット信号として、ＺＡＣＺ等を用いても、マルチパス特性を含む時間軸上のチャネル特性を検出することができる。
（連立方程式）
パイロット信号の挿入によってマルチパス特性を含む時間軸上のチャネル特性を知ることができることを示した。
パイロット以外のデータ信号部分Xk(1＜k＜N−1)の、それぞれのマッチドフィルタ出力の中心のM個の部分（dk0〜dk(M−1)）は、データとマルチパス特性が以下の式のような関係を示す。【００３０】
(p0,p1,...,pL2−2,pL2−1,0,...,0,0,0)・xk0
+(0,p0,p1,...,pL2−2,pL2−1,0,...,0,0)・xk1
+(0,0,p0,p1,...,pL2−2,pL2−1,0,...,0)・xk2
・
・
・
+(0,0,0,...,0,0,0,0,p0,p1)・xk(M−2)
+(0,0,0,0,...,0,0,0,0,p0)・xk(M−1)
=(dk0,dk1,dk2,...,dk(M−2),dk(M−1) )           ・・・・（１３）
これを行列を用いて表現すると次の式（１４）のようになる。【００３１】
【数６】
2008126644.tif 000008
ここで、【００３２】
【数７】
2008126644.tif 000009
とすると、
Ｄｋ＝ＰｔＸｋ                              ・・・・（１７）
となる。【００３３】
式（１７）をＸｋについて解くことで、受信側において、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む時間時間軸上のチャネル特性を補償した送信データを得ることができる。【００３４】
この連立方程式を簡単に解くためには、例えば、式（１７）の両辺左からPの逆行列を掛ければよい。【００３５】
Ｐ−１Ｄｋ＝Ｐ−１ＰｔＸｋ
＝ｔＸｋ                          ・・・・（１８）
【非特許文献１】N.Suehiro,  C.Han,  T.Imoto,  and  N.Kuroyanagi,  “An  information  transmission  method  using  Kronecker  product”,  Proceedings  of  the  IASTED  International  Conference  Communication  Systems  and  Networks,  pp.206-209,  Sept.2002.
【非特許文献２】N.Suehiro,  C.Han,  and  T.Imoto,  ”Very  Effcient  wireless  usage  based  on  pseudo-coherent  addition  of  multipath  signals  using  Kronecker  product  with  rows  of  DFT  matrix”,  Proceedings  of  International  Simposium  on  Information  Theory,  pp.385,  June2003.
【非特許文献３】Naoki  Suehiro,  Rongzhen  Jin,  Chenggao  Han,  Takeshi  Hashimoto,  ”Performance  of  Very  Effcient  Wireless  Frequency  Usage  System  Using  Kronecker  Product  with  Rows  of  DFT  Matrix”,  Proceedings  of  2006  IEEE  Information  Theory  Workshop  (ITW’06),  pp.526-529,  Oct.2006.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
しかしながら、従来のＯＳＤＭ方式は、ＯＦＤＭ方式に対して、無線周波数利用効率が約２倍になるものの、更なる無線周波数利用効率を挙げることが課題となっている。【００３７】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、より無線周波数利用効率を挙げた送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
上記目的を達成するために、本発明の送信方法は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、パイロット信号及び長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）の送信データとのクロネッカ積をとることによって生成された複数の信号を送信する送信方法において、前記Ｎ個の系列をｆ０、ｆ１、ｆ２、・・・ｆＮ−１としたとき、このＮ個の系列の内、Ｐ個（Ｐは、２以上の自然数）の系列をパイロット信号を送信するためのパイロット用系列とし、Ｎ−Ｐ個の系列を送信データを送信するためのデータ用系列とし、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるＱ個（但し、Ｑは、２以上、Ｐ以下の自然数）の仮想チャネル生成用データを用意し、前記パイロット用系列の一つとパイロット信号とのクロネッカ積と、前記データ用系列と送信データとのクロネッカ積との信号とからなるＲ個（但し、Ｒは、１以上、Ｑ以下の自然数）の送信信号を生成し、生成されたＲ個の送信信号を、異なる前記仮想チャネル生成用データの一つで、たたみ込んで、送信するように構成することができる。【００３９】
なお、本発明では、ＤＦＴ行列の行ベクトルの線形結合及びＤＦＴ行列の列ベクトルの線形結合であっても、ＤＦＴ行列の行ベクトル及びＤＦＴ行列の列ベクトルと同等の機能を有するので、本発明では、ＤＦＴ行列の行ベクトル及びＤＦＴ行列の列ベクトルは、それぞれ、ＤＦＴ行列の行ベクトルの線形結合及びＤＦＴ行列の列ベクトルの線形結合を含むものである。【００４０】
また、上記目的を達成するために、本発明の送信装置は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のパイロット信号及び長さＭの送信データとのクロネッカ積をとることによって、送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部で生成されたＲ個の送信信号を仮想チャネル生成用データでたたみ込むデータたたみ込み部と、前記データたたみ込み部でたたみ込みまれた送信信号を送信する送信部とを有するように構成することができる。【００４１】
また、上記目的を達成するために、本発明の受信方法は、前記送信された信号を受信する受信ステップと、
前記受信ステップで受信された信号に対して、Ｕ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリングステップと、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出ステップと、
Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出ステップと、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成ステップと、
前記連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号ステップと、
を有するように構成することができる。【００４２】
また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、前記送信された信号を受信する受信部と、
前記受信部で受信された信号に対して、Ｕ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリング部と、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部と、
Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出部と、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成部と、
前記連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号部と、
を有するように構成することができる。
【発明の効果】
【００４３】
本発明によれば、より無線周波数利用効率を挙げた送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】ＷＮを説明するための図である。
【図２】Ｎ次のＤＦＴ行列である。
【図３】ＤＦＴ行列ＦＮの行ベクトルを用いた信号の送信を説明するための図である。
【図４】擬周期信号を説明するための図である。
【図５】送信信号０の信号の構成を説明するための図である。
【図６】送信信号１の信号の構成を説明するための図である。
【図７】送信信号Ｐ−１の信号の構成を説明するための図である。
【図８】仮想チャネル生成用データの例である。
【図９】送信装置（その１）を説明するための図である。
【図１０】仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部を説明するための図である。
【図１１】仮想チャネル生成用データによるたたみ込みを説明するための図である。
【図１２】受信装置（その１）を説明するための図である。
【図１３】模式的にオーバサンプリングを説明するための図である。
【図１４】オーバサンプリングに基づく仮想チャネルを説明するための図（その１）である。
【図１５】オーバサンプリングに基づく仮想チャネルを説明するための図（その２）である。
【図１６】連立方程式生成部を説明するための図である。
【図１７】送信装置（その２）を説明するための図である。
【図１８】送信装置（その３）を説明するための図である。
【図１９】受信装置（その２）を説明するための図である。
【図２０】受信装置（その３）を説明するための図である。
【図２１】マルチパス特性の影響を説明するための図である。
【図２２】パイロット信号の送信を説明するための図である。
【図２３】送信系（その１）を説明するための図である。
【図２４】受信系（その１）を説明するための図である。
【図２５】シミュレーション結果（その１）を説明するための図である。
【図２６】シミュレーション結果（その２）を説明するための図である。
【図２７】シミュレーション結果（その３）を説明するための図である。
【図２８】シミュレーション結果（その４）を説明するための図である。
【図２９】送信系（その２）を説明するための図である。
【図３０】信号構成（その１）を説明するための図である。
【図３１】信号構成（その２）を説明するための図である。
【図３２】受信系（その２）を説明するための図である。
【図３３】シミュレーション結果（その５）を説明するための図である。
【図３４】シミュレーション結果（その６）を説明するための図である。
【図３５】シミュレーション結果（その７）を説明するための図である。
【図３６】シミュレーション結果（その８）を説明するための図である。
【図３７】シミュレーション結果（その９）を説明するための図である。
【図３８】シミュレーション結果（その１０）を説明するための図である。
【図３９】仮想送信アンテナを説明するための図である。
【図４０】仮想受信アンテナを説明するための図である。
【図４１】送信系（その３）を説明するための図である。
【図４２】受信系（その３）を説明するための図である。
【図４３】送信信号の構成を説明するための図である。
【図４４】受信装置（その４）を説明するための図である。
【符号の説明】
【００４５】
１１    仮想チャネル０用（仮想送信チャネル０用）の送信信号作成部
１２    仮想チャネル１用（仮想送信チャネル１用）の送信信号作成部
１３    仮想チャネル２用（仮想送信チャネル２用）の送信信号作成部
１５    仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部
１７、１７２    送信部
１８、１８１、１８２、１８３、１８４、１８５    送信アンテナ
２１、２１１、２１２、２１３、２１４、２１５    受信アンテナ
２２    受信部
１５１、３８１    仮想チャネル生成用データ記憶部
１５２、１５３、１５４    たたみ込み部
１５５、１５５１    加算部
２２１、２２２、２２３、２２４、２２５    受信部
２５    チャネル特性検出部
２６    連立方程式生成部
２７    復号部
２８    オーバサンプリング部
２９    信号分離部
３８    受信側仮想チャネル用たたみ込み部
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
（信号構成）
送信データとして、図５〜図７の信号構成のものを用いる。【００４７】
図５〜図７の信号構成において、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（Ｎ個の系列）をｆＮ、０、ｆＮ、１、ｆＮ、２、・・・ｆＮ、Ｎ−１とする。また、このＮ個の行ベクトル内、Ｐ個の行ベクトルｆＮ、０〜ｆＮ、Ｐ−１は、パイロット信号を送信するためのパイロット用行ベクトルとして用い、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆＮ、Ｐ〜ｆＮ、Ｎ−１は、データを送信するためのデータ送信用行ベクトルとして用いる。【００４８】
図５の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆＮ、０を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆＮ、Ｐ〜ｆＮ、Ｎ−１を用いた場合である。【００４９】
また、行ベクトルｆＮ、０、ｆＮ、１、ｆＮ、２、・・・ｆＮ、Ｎ−１は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の列ベクトルであってもよい。【００５０】
また、ベクトルｆＮ、０、ｆＮ、１、ｆＮ、２、・・・ｆＮ、Ｎ−１は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトルでなく、ＺＣＣＺ系列セットを構成するＮ個の系列であってもよい。【００５１】
例えば、ＺＣＣＺ系列セットとして、次に定義するＺＣＣＺ行列の行ベクトルを用いることができる。【００５２】
ここで言うＺＣＣＺ行列は、Ｎ行Ｋ列の行列であって、任意の二つの行ベクトルの間の、Ｋを周期とする周期相互相関関数にゼロクロスコリレーションゾーンが存在する。【００５３】
なお、二つの行ベクトルの組合せによっては、Ｋと異なるＫ’(Ｋ’≠Ｋ)を周期とする周期相互相関関数にゼロクロスコリレーションゾーンが存在してもよい。【００５４】
パイロット信号ＸＯ（ｘ００、ｘ０１、・・・、ｘ０（Ｍ−１））は、X0=(1,0,0,0,...,0)であっても、良いし、長さＭのＺＣＺ系列の信号、長さＭのＺＣＣＺ系列の信号等を用いることができる。【００５５】
Ｎ−Ｐ個の送信データＸ０、Ｐ（ｘ０、Ｐ、０、ｘ０、Ｐ、１、・・・、ｘ０、Ｐ、（Ｍ−１））・・・Ｘ０、Ｎ−１（ｘ０、（Ｎ−１）、０、ｘ０、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１））は、それぞれ、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆＮ、Ｐ〜ｆＮ、Ｎ−１と、クロネッカ積が取られる。【００５６】
したがって、図５に示されている「送信信号０」は、次の信号である。【００５７】
【数８】
2008126644.tif 000010
図６の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆＮ、１を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆＮ、Ｐ〜ｆＮ、Ｎ−１を用いた場合である。【００５８】
図６に示されている「送信信号１」は、次の信号である。【００５９】
【数９】
2008126644.tif 000011
同様にして、図７の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆＮ、Ｐ−１を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆＮ、Ｐ〜ｆＮ、Ｎ−１を用いる。【００６０】
図７に示されている「送信信号Ｐ−１」は、次の信号である。【００６１】
【数１０】
2008126644.tif 000012
（仮想チャネル用データ）
なお、仮想チャネル生成用データの一例として、図８のデータを用いることができる。【００６２】
また、仮想チャネル生成用データとして、相関の小さい系列又は乱数を用いることが出来る。  
なお、異なる前記仮想チャネル生成用データの一つで、データをたたみ込んで、送信することにより、仮想チャネルが生成される。なお、この仮想的なチャネルは、送信側で生成されるので、仮想送信チャネル又は仮想送信アンテナとも言える。
（送信装置）
ここで、図５〜図７において、実アンテナが１つで、Ｐが「３」の場合（パイロット信号が３個の場合であって、仮想チャネル（仮想送信チャネル、仮想送信アンテナ）が３つの場合である。）の送信装置について、図９を用いて説明する。【００６３】
図９の送信装置では、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（Ｎ個の系列）をｆＮ、０、ｆＮ、１、ｆＮ、２、・・・ｆＮ、Ｎ−１とし、このＮ個の行ベクトルの内、３個の行ベクトルｆＮ、０〜ｆＮ、２をパイロット用行ベクトルとして用い、Ｎ−Ｐ（Ｎ−３）個の行ベクトルｆＮ、３〜ｆＮ、Ｎ−１は、送信データを送信するためのデータ用行ベクトルとして用いる。【００６４】
図９の送信装置は、仮想チャネル０用（仮想送信チャネル０用、仮想送信アンテナ０用）の送信信号作成部１１、仮想チャネル１用（仮想送信チャネル１用、仮想送信アンテナ１用）の送信信号作成部１２、仮想チャネル２用（仮想送信チャネル２用、仮想送信アンテナ２用）の送信信号作成部１３、仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５、送信部１７及びアンテナ１８から構成されている。仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５は、仮想チャネル生成用データが記憶された仮想チャネル生成用データ記憶部１５１を有している。【００６５】
仮想チャネル０用の送信信号作成部１１は、パイロット用行ベクトルｆＮ、０とパイロット信号ＸＯ（ｘ００、ｘ０１、・・・、ｘ０（Ｍ−１））とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆＮ、３〜ｆＮ、Ｎ−１のそれぞれとＮ−３個の送信データＸ０、３（ｘ０、３、０、ｘ０、３、１、・・・、ｘ０、３、（Ｍ−１））・・・Ｘ０、Ｎ−１（ｘ０、（Ｎ−１）、０、ｘ０、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１））とのクロネッカ積を取って、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０を作成する。【００６６】
最終的に、仮想チャネル０用の送信信号作成部１１は、次の信号を作成する。【００６７】
【数１１】
2008126644.tif 000013
なお、送信信号ＫＳ０は、長さＮＭの信号の（Ｎ−２）個の信号の和である。【００６８】
同様に、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２は、パイロット用行ベクトルｆＮ、１とパイロット信号Ｘ１（ｘ１０、ｘ１１、・・・、ｘ１（Ｍ−１））とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆＮ、３〜ｆＮ、Ｎ−１のそれぞれとＮ−３個の送信データＸ１、３（ｘ１、３、０、ｘ１、３、１、・・・、ｘ１、３、（Ｍ−１））・・・Ｘ１、Ｎ−１（ｘ１、（Ｎ−１）、０、ｘ１、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ１、（Ｎ−１）、（Ｍ−１））とのクロネッカ積を取って、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１を作成する。【００６９】
最終的に、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２は、次の信号を作成する。【００７０】
【数１２】
2008126644.tif 000014
同様に、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３は、パイロット用行ベクトルｆＮ、２とパイロット信号Ｘ２（ｘ２０、ｘ２１、・・・、ｘ２（Ｍ−１））とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆＮ、３〜ｆＮ、Ｎ−１のそれぞれとＮ−３個の送信データＸ２、３（ｘ２、３、０、ｘ２、３、１、・・・、ｘ２、３、（Ｍ−１））・・・Ｘ２、Ｎ−１（ｘ２、（Ｎ−１）、０、ｘ２、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ２、（Ｎ−１）、（Ｍ−１））とのクロネッカ積を取って、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２を作成する。【００７１】
最終的に、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３は、次の信号を作成する。【００７２】
【数１３】
2008126644.tif 000015
仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１及び仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２に対して、それぞれ、異なる仮想チャネル用データとのたたみ込みを行って、加算して、送信部に供給する。【００７３】
送信部１７及びアンテナ１８は、仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５で生成された信号を高周波数に乗せてアンテナ１８を介して送信する。【００７４】
仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５の例を図１０に示す。図１０の仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５は、仮想チャネル生成用データ記憶部１５１、たたみ込み部１５２〜１５４及び加算部１５５から構成されている。【００７５】
たたみ込み部１５２は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５３は、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５４は、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行う。【００７６】
加算部１５５は、たたみ込み部１５２〜１５４からの信号の加算を行い、送信部１７に出力する。【００７７】
たたみ込み部の意義：送信部及びアンテナを介して、加算部１５５で加算された送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２が送信される。送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２は、同一の空間を経て、受信機で受信されるので、空間におけるチャネル特性は同じであるが、送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２は、それぞれ異なる仮想チャネル用データとのたたみ込みが行われているので、受信機から見ると、送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２は、それぞれ、異なる回線を経由して、受信されたものと等価である。【００７８】
したがって、受信側で、それぞれの回線のチャネル特性を検出して、連立方程式を生成し、この連立方程式を解くことにより、正確に、送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２を得ることができる。【００７９】
図１１に基づいて、たたみ込み部１５２を説明する。【００８０】
ここで、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０に対する仮想チャネル用データＤ２を（  １  ｊ  １  −j）とし、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０を、（ＫＳ００、ＫＳ０１、ＫＳ０２、ＫＳ０３、・・・ＫＳ０ＮＭ−１）とする。【００８１】
図１１に示されているように、（ＫＳ００、ＫＳ０１、ＫＳ０２、ＫＳ０３、・・・ＫＳ０ＮＭ−１）と、これに１タイムスロット後のｊ（ＫＳ００、ＫＳ０１、ＫＳ０２、ＫＳ０３、・・・ＫＳ０ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の（ＫＳ００、ＫＳ０１、ＫＳ０２、ＫＳ０３、・・・ＫＳ０ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の-j（ＫＳ００、ＫＳ０１、ＫＳ０２、ＫＳ０３、・・・ＫＳ０ＮＭ−１）が加算された信号が、たたみ込み部１５２の出力となる。【００８２】
同様に、たたみ込み部１５３からは、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１に対する仮想チャネル用データＤ２を（  ｊ  １  １  ｊ）とすると、ｊ（ＫＳ１０、ＫＳ１１、ＫＳ１２、ＫＳ１３、・・・ＫＳ１ＮＭ−１）と、これに１タイムスロット後の（ＫＳ１０、ＫＳ１１、ＫＳ１２、ＫＳ１３、・・・ＫＳ１ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の（ＫＳ１０、ＫＳ１１、ＫＳ１２、ＫＳ１３、・・・ＫＳ１ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後のｊ（ＫＳ１０、ＫＳ１１、ＫＳ１２、ＫＳ１３、・・・ＫＳ１ＮＭ−１）が加算された信号が出力される。【００８３】
同様に、たたみ込み部１５４からは、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２に対する仮想チャネル生成用データＤ０を（  １  ｊ  ｊ  １）とすると、（ＫＳ２０、ＫＳ２１、ＫＳ２２、ＫＳ２３、・・・ＫＳ２ＮＭ−１）と、これに１タイムスロット後のｊ（ＫＳ２０、ＫＳ２１、ＫＳ２２、ＫＳ２３、・・・ＫＳ２ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後のｊ（ＫＳ２０、ＫＳ２１、ＫＳ２２、ＫＳ２３、・・・ＫＳ２ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の（ＫＳ２０、ＫＳ２１、ＫＳ２２、ＫＳ２３、・・・ＫＳ２ＮＭ−１）が加算された信号が出力される。
（受信装置）
送信側仮想チャネルによって、（Ｎ−Ｐ）倍の送信データ量となった、図９の送信装置から送信され信号を受信する受信装置について説明する。【００８４】
図9の仮想チャネルを有する送信機から送信される一般化した信号を図４３に示す。【００８５】
図４３の信号構成は、パイロット信号がＰ個、仮想チャネル数がＰ個、ＤFＴ行列の行ベクトルが、図４のように定義された行ベクトルｆＮ、０、行ベクトルｆＮ、１・・・行ベクトルｆＮ、Ｎ−１（以下、「行ベクトルｆ０、行ベクトルｆ１・・・行ベクトルｆＮ−１」又は「ｆ０、ｆ１・・・ｆＮ−１」とも言う。）」を用いた場合である。【００８６】
また、送信データは、仮想チャネル毎に、パイロット信号と共に、（Ｎ−Ｐ）×Ｍ個のデータを送信する場合である。【００８７】
仮想チャネル＃０からは、行ベクトルｆ０とクロネッカ積が取られてパイロット信号＃０が送信される。同時に、仮想チャネル＃０からは、Ｎ−Ｐ個の送信データ（Ｘ００、Ｘ０１、・・・、Ｘ０（Ｎ−Ｐ）が、行ベクトルｆ０、行ベクトルｆ１・・・行ベクトルｆＮ−１のそれぞれとクロネッカ積が取られて送信データ＃０として送信される。【００８８】
なお、Ｎ−Ｐ個の送信データは、それぞれ、長さＭのデータであるので、仮想チャネル＃０からは、Ｍ×（Ｎ−Ｐ）のデータが送信される。【００８９】
同様に、仮想チャネル＃１からは、行ベクトルｆ１とクロネッカ積が取られてパイロット信号＃１が送信される。同時に、仮想チャネル＃１からは、Ｎ−Ｐ個の送信データ（Ｘ１０、Ｘ１１、・・・、Ｘ１（Ｎ−Ｐ）が、行ベクトルｆ０、行ベクトルｆ１・・・行ベクトルｆＮ−１のそれぞれとクロネッカ積が取られて送信データ信号＃１として送信される。【００９０】
・
・
同様に、仮想チャネル＃Ｐ−１からは、行ベクトルｆＰ−１とクロネッカ積が取られてパイロット信号＃Ｐ−１が送信される。同時に、仮想チャネル＃Ｐ−１からは、Ｎ−Ｐ個の送信データ（ＸＰ−１０、ＸＰ−１１、・・・、ＸＰ−１（Ｎ−Ｐ）が、行ベクトルｆ０、行ベクトルｆ１・・・行ベクトルｆＮ−１のそれぞれとクロネッカ積が取られて送信データ信号＃Ｎ−１として送信される。【００９１】
各仮想チャネルのパイロット信号は、クロネッカ積が取られる行ベクトルが異なるので、他のパイロット及びデータと干渉されずに受信することが出来る。【００９２】
しかしながら、各仮想チャネルの送信データは、クロネッカ積が取られるＮ−Ｐ個の行ベクトルｆＰ〜ｆＮ−１を共有している。【００９３】
そのため、同一の行ベクトルで送信されたＭＰ個のデータが、受信側で何もしないと、混信して受信される。【００９４】
そこで、本発明は、受信側でＵ（Ｕ≧Ｐ）個の仮想チャネルを生成し、アンテナで受信した信号を、このＵ個の仮想チャネルに分岐し、分岐されたＵ個の信号を処理することにより、連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによって、送信信号を混信なく受信するようにしたものである。【００９５】
つまり、
（１）送信側で、別々のＰ通りの送信側仮想チャネルを通した後に、加算して得た信号を実際の伝送チャネルに送信し、受信側で、受信した信号をＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す。【００９６】
（２）送信側でＰ通り、受信側でＵ通りの仮想チャネルがあるので、通過する仮想チャネルはＰＵ通りである。このＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性を検出する。【００９７】
このＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性のうち、少なくともＰ２個の仮想チャネルを検出する。【００９８】
（３）受信側で得たＰＵ通りのチャネル特性と、送信側から送信されたデータが別々の受信側仮想チャネルを通った出力とを用いて、連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによって、送信信号を混信なく受信するようにしたものである。【００９９】
なお、受信側でＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す方法として、オーバサンプリングによる方法と、送信側と同じように、Ｕ個の仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法とがある。【０１００】
図１２は、オーバサンプリングによる方法であり、図４４は、仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法である。
（受信装置（その１））
図９の送信装置から送信された信号について、オーバサンプリングによる受信装置について、図１２を用いて説明する。なお、図１２では、Ｒ（Ｐ）＝３でなく、一般的に図示した。【０１０１】
図１２の受信装置は、アンテナ２１と、アンテナ２１で検出された受信信号をベースバンド信号に変換する受信部２２と、受信部２２でベースバンド信号に変換された受信信号をＵ倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリング部２８と、オーバサンプリング部２８から出力された後述するサンプリング系列毎に、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩＭとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタから構成される信号分離部２９と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出する（後述する仮想送信チャネルと仮想受信アンテナとの全組合せの時間軸上のチャネル特性を検出する。）チャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。
（オーバサンプリング）
オーバサンプリング部２８は、受信部２２でベースバンド信号に変換された受信信号をＵ倍のオーバサンプリングを行う。【０１０２】
ここで、信号Ｐ（１、−１、１、１）のオーバサンプリングについて、図１３を用いて、模式的に説明する。なお、オーバサンプリング部２８におけるオーバサンプリングは、図１３に示されているような、綺麗な「０」、「１」から構成されているような信号ではなく、回線雑音、熱雑音、他のチャネルからの漏洩信号等を含む綺麗でない信号である。【０１０３】
図１３（Ａ）に示すように、信号Ｐのピッチ間隔をτ（ピッチ周波数１／τ）としたとき、ピッチ周波数の４倍の周波数（τ／４の間隔）で、オーバサンプリングを行うと、図１３（Ｂ）に示すように、
信号Ａ（１、−１、１、１）が、信号Ｂ（１、１、１、１、−１、−１、−１、−１、１、１、１、１、１、１、１、１）となる。【０１０４】
なお、オーバサンプリングのタイミングが固定されていれば、オーバサンプリングの間隔は、同一でなくてもよい。【０１０５】
つまり、後述する＃を用いれば、同一の＃におけるサンプリング間隔はどの＃の場合であっても、固定（図の場合は、τ／４である。）であるが、＃間の間隔は、一定である必要はない。【０１０６】
また、オーバサンプリングは、ベースバンドでなく、高周波段階又は中間周波数の段階で行ってもよい。【０１０７】
図１４に示されているように、信号（ａ０、ａ１、・・・、ａ（Ｍ−１））が受信され、かつ、オーバサンプリングされる。このとき、信号ａ０に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ０−０とし、信号ａ０に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ０−１とし、・・・信号ａ０に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ０−（Ｕ−１）とし、信号ａ１に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ１−０とし、信号ａ１に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ１−１とし、・・・信号ａ１に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ１−（Ｕ−１）とし、・・・・信号ａ（Ｍ−１）に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ（Ｍ−１）−０とし、信号ａ（Ｍ−１）に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ（Ｍ−１）−１とし、・・・信号ａ（Ｍ−１）に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ（Ｍ−１）−（Ｕ−１）とする。【０１０８】
これを、サンプリング点での信号の系列で見ると、図１５のように示せる。【０１０９】
サンプリング＃０の系列      ａ０―０      ａ１―０      ・・・・ａ（Ｍ−１）―０
サンプリング＃１の系列      ａ０―１      ａ１―１      ・・・・ａ（Ｍ−１）―１
・・・・
サンプリング＃Ｕ−１の系列  ａ０―（Ｕ−１）    ａ１―（Ｕ−１）  ・・・ ａ（Ｍ−１）−（Ｕ−１）
これによれば、サンプリングの系列毎に、送信信号に対応する信号系列が存在しており、換言すれば、サンプリングの系列毎に、仮想的なチャネルが存在していると言える。なお、この仮想的なチャネルは、受信側で生成されるので、仮想受信アンテナとも言える。【０１１０】
ところで、パイロット信号では、仮想チャネル毎に異なる行ベクトルお使用しているので、全パイロット信号は、混信することなく受信側で受信することができる。しかしながら、送信データは、仮想チャネル毎に、異なる行ベクトルを用いていないので、同じ行ベクトルを用いた他の送信データと混信する。【０１１１】
本願発明では、受信側でオーバサンプリングすることにより、送信データを復号できるに十分な連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによって、回線のチャネル特性の影響を排除して、送信データを推測することを可能としている。【０１１２】
なお、この場合、オーバサンプリングのＵは、
Ｕ≧Ｒ
である。
（信号の分離）
信号分離部２９は、オーバサンプリング部２８から出力されたサンプリング系列毎に、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩＭとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタを通す。信号分離部２９は、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩＭとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタ毎に信号を分離する。【０１１３】
分離された信号は、サンプリング系列毎の、Ｐ個のパイロット信号とＮ−Ｐ個の送信データである。【０１１４】
次に、あるサンプリング系列＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）のパイロット信号の分離について説明する。【０１１５】
仮想チャネル０用（仮想送信チャネル０用、仮想送信アンテナ０用）の送信信号ＫＳ０には、パイロット信号Ｘ０が【０１１６】
【数１４】
2008126644.tif 000016
ベクトルｆＮ、０とベクトルＩＭとのクロネッカ積の整合フィルタを通過させることにより、パイロット信号Ｘ０を得ることができる。【０１１７】
また、同様にして、信号分離部２９は、仮想チャネル１（仮想送信チャネル１、仮想送信アンテナ１）及び仮想チャネル２（仮想送信チャネル２、仮想送信アンテナ２）の受信信号を、ベクトルｆＮ、１とベクトルＩＭとのクロネッカ積の整合フィルタ及びベクトルｆＮ、２とベクトルＩＭとのクロネッカ積の整合フィルタに入力させることにより、仮想チャネル１及び仮想チャネル２のパイロット信号Ｘ１及びパイロット信号Ｘ２Ｗを得ることができる。【０１１８】
また、パイロット信号の抽出と同様にして、Ｎ−Ｐ個の送信データを得ることができる。【０１１９】
つまり、仮想チャネル０の信号を、Ｎ−Ｐ（ここでは、Ｐ＝３）個の行ベクトルｆＮ、Ｐ〜ｆＮ、Ｎ−１のそれぞれとベクトルＩＭとのクロネッカ積に整合フィルタを通過させることにより、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ０、Ｐ（ｘ０、Ｐ、０、ｘ０、Ｐ、１、・・・、ｘ０、Ｐ、（Ｍ−１））・・・Ｘ０、Ｎ−１（ｘ０、（Ｎ−１）、０、ｘ０、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１））を得ることができる。【０１２０】
また、同様にして、信号分離部２９は、仮想チャネル１及び仮想チャネル２のＮ−Ｐ個の送信データを、仮想チャネル１及び仮想チャネル２の信号を、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆＮ、Ｐ〜ｆＮ、Ｎ−１のそれぞれとベクトルＩＭとのクロネッカ積に整合フィルタを通過させることにより、得ることができる。【０１２１】
ところで、パイロット信号は、仮想チャネル毎（仮想送信チャネル毎、仮想送信アンテナ毎）に異なる行ベクトルを使用しているので、全パイロット信号は、混信することなく受信側で受信することができる。しかしながら、送信データは、仮想チャネル毎に、異なる行ベクトルを用いていないので、何もしなければ、同じ行ベクトルを用いた他の送信データと混信する。【０１２２】
本願発明は、各仮想チャネル（仮想送信チャネル毎、仮想送信アンテナ毎）上に、それぞれ、異なるパイロット信号を送信しており、受信側で、このパイロット信号を受信することにより、全仮想チャネルのチャネル特性を含むチャネル特性を検出できるようになっており、このチャネル特性を用いて、混信することなく、送信データを検出することができる。
（チャネル特性検出）
本発明は、次に示すように、仮想チャネル（仮想送信アンテナ）毎に、１つのパイロット信号が挿入されている。【０１２３】
【数１５】
2008126644.tif 000017
したがって、＃ｊ（０≦ｊ≦Ｎ−１）パイロット信号を検出することにより、＃ｊの仮想チャネル（仮想送信アンテナ）のチャネル特性を得ることができる。【０１２４】
また、本発明では、サンプリングの系列毎に、
ベクトルｆ０とベクトルＩＭとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
ベクトルｆ１とベクトルＩＭとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
・
・
ベクトルｆＰ−１とベクトルＩＭとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
を持っている。  
換言すれば、
仮想受信アンテナ＃０〜＃（Ｕ−１）のそれぞれが
ベクトルｆ０とベクトルＩＭとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
ベクトルｆ１とベクトルＩＭとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
・
・
ベクトルｆＰ−１とベクトルＩＭとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
を持っている。  
ところで、仮想受信アンテナ＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）からの信号を、ベクトルｆｊ（０≦ｊ≦Ｐ−１）とベクトルＩＭとのクロネッカ積の為の整合フィルタに入力したときの出力は、仮想送信アンテナｊから仮想受信アンテナｉのへの仮想チャネルの特性である。【０１２５】
したがって、仮想受信アンテナ＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）（つまり、オーバサンプリングの＃ｉの系列）において、全仮想送信アンテナと仮想受信アンテナ＃ｉ間の仮想チャネル特性を得ることができる。【０１２６】
また、これを全ての、仮想受信アンテナで行うことにより、チャネル特性検出部２５は、全仮想送信アンテナと全仮想受信アンテナ間の仮想チャネル特性を得ることができる。【０１２７】
また、本願発明では、時間軸でチャネル特性を検出しているので、チャネル特性検出部２５は、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出することができる。【０１２８】
本発明では、時間時間軸上のチャネル特性を検出するものであり、デルタ信号を送信したときの時間応答検出するものである。【０１２９】
時間時間軸上のチャネル特性は、マルチパス応答を含む、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路のチャネル特性である。【０１３０】
なお、時間時間軸上のチャネル特性は、マルチパス特性と同様の形式で表現される。
（連立方程式の生成）
連立方程式生成部２６は、オーバサンプリングで生成された受信信号と、チャネル特性検出部２５で検出された時間軸上のチャネル特性とに基づいて、式（１７）のような連立方程式を生成する。【０１３１】
実際には、図１６に示すように、対応する行ベクトルに係る送信データを加算してＴ０、Ｔ１、Ｔ２を生成し、Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２毎に、連立方程式を生成する。
（復号）
連立方程式生成部２６は、チャネル分離部２９で分離された３個の仮想チャネルの受信信号と、チャネル特性検出部２５で検出された時間軸上のチャネル特性とに基づいて、式（１７）のような連立方程式を生成する。【０１３２】
復号部２７は、連立方程式生成部２６で生成された連立方程式を解く。なお、連立方程式生成部２６で生成された連立方程式には、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性が、反映されているので、その解は、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性に影響されていない送信データを復号することができる。【０１３３】
換言すれば、式（１７）の連立方程式を解くことは、伝送路の時間時間軸上のチャネル特性の影響を排除した信号を得ることができる。【０１３４】
上述したように、仮想チャネル生成用データで生成された仮想チャネルと、オーバサンプリングの系列毎に生成された仮想的なチャネルが得られた。前者は、送信側で生成された仮想チャネルであり、後者は、受信側で生成された仮想チャネルであり、これらの仮想チャネルは独立に生成される。してみると、前者により仮想送信アンテナが生成され、後者によって、仮想受信アンテナが生成されるとみなすことができる。【０１３５】
仮想チャネル生成用データで生成された仮想チャネルが３（Ｐ＝３）つで、オーバサンプリングの系列毎に生成された仮想的なチャネルがＵであれば、そのチャネル数は、３Ｕである。【０１３６】
従って、チャネル特性検出部２５は、３Ｕのチャネルについて、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出する。
（受信装置（その２））
（受信側でたたみ込みにより、仮想チャネルを生成する方法）
次いで、受信側で、仮想チャネルを生成する方法として、受信信号を仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法について、図４４を用いて説明する。【０１３７】
図４４の受信装置は、アンテナ２１と、アンテナ２１で検出された受信信号をベースバンド信号に変換する受信部２２と、受信部２２でベースバンド信号に変換された受信信号を、Ｕ１個の仮想チャネル生成用データでたたみ込む受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８と、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８から出力されたＵ１個の仮想チャネル毎に、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩＭとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタから構成される信号分離部２９と、チャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。【０１３８】
図４４において、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８以外の、アンテナ２１、受信部２２、信号分離部２９、チャネル特性検出部２５、連立方程式生成部２６及び復号部２７は、図１２と同じである。【０１３９】
受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８は、仮想チャネル生成用データ記憶部３８１を有し（仮想チャネル生成用データ記憶部３８１を有していなくてもよい。）、受信部２２でベースバンドに落とされた受信信号を、仮想チャネル生成用データ記憶部３８１に記憶されている仮想チャネル生成用データの一つで、たたみ込みを行う。【０１４０】
受信信号をＲＳとし、仮想チャネル生成用データを、Ｅ１〜ＥＵ１としたとき、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８からは、
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥ１〜ＥＵ１とがたたみ込まれ、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８の出力として、
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥ１とがたたみ込まれた信号＃１、
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥ１２とがたたみ込まれた信号＃２、
・
・
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥＵ１とがたたみ込まれた信号＃Ｕ１
とが、別々に出力される。【０１４１】
信号分離回路は、ＵＩ個の受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８の出力に対して、それぞれ、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩＭとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタを通して、マッチドフィルタ毎に信号を分離する。【０１４２】
チャネル特性検出部２５、連立方程式生成部２６及び復号部２７は、図１２と同じであるので、説明を省略する。【０１４３】
（アンテナ数）
なお、上記説明では、送信アンテナが一つ、受信アンテナが一つの場合であって、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｒ及び仮想チャネルの受信アンテナ数Ｕの場合について説明した。【０１４４】
仮想チャネル数をＲとし、仮想チャネルの送信アンテナ数をＴ、仮想チャネルの受信アンテナ数をＶとし、更に、現実の送信アンテナ数をＴＡ、現実の受信アンテナ数をＲＡとすると、
典型的システムでは
仮想チャネル数Ｒ＝仮想チャネルの受信アンテナ数Ｕ
であり、
現実の送信アンテナ数ＴＡ＝現実の受信アンテナ数ＲＡ＝１
の場合である。【０１４５】
本願発明は、この場合に限らず実施することができる。【０１４６】
例えば、次のケース１〜ケース４の場合である。【０１４７】
（１）ケース１
送信側：現実の送信アンテナ数Ｒ
受信側：現実の受信アンテナ数１で、仮想チャネルの受信アンテナ数Ｒ
の場合
（２）ケース２
送信側：現実の送信アンテナ数１で、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｒ
受信側：現実の受信アンテナ数Ｒ
の場合
（３）ケース３
送信側：現実の送信アンテナ数Ｒ
受信側：現実の受信アンテナ数Ｒ
の場合
（４）ケース４
送信側：現実の送信アンテナ数ＴＡ
仮想チャネルの送信アンテナ数（Ｒ−ＴＡ）
受信側：現実の受信アンテナ数ＲＡ
仮想チャネルの受信アンテナ数（Ｒ−ＲＡ）
上記実施の形態では、仮想送信アンテナ数をＲが「３」の場合について説明する。【０１４８】
図１７は、送信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒに等しい場合である。【０１４９】
図１７の送信装置は、仮想チャネル０用の送信信号作成部１１、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３、仮想チャネル生成用データ１５１、たたみ込み部１５２〜１５４、送信部１７１及びアンテナ１８１から構成されている。【０１５０】
たたみ込み部１５２は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５３は、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５４は、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行う。【０１５１】
送信部１７１は、たたみ込み部１５２〜１５４からの信号（仮想チャネル０用の送信信号、仮想チャネル１用の送信信号、仮想チャネル２用の送信信号）を、高周波信号に変換して、それぞれ、別のアンテナ１８１、１８２Ｍ１８３から送信する。【０１５２】
図１８は、送信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒより、少ない場合で、現実の送信アンテナ数ＴＡとしたとき、仮想チャネルの送信アンテナ数がＲ−ＴＡの場合である。【０１５３】
なお、送信部は、アンテナ１８１〜１８３毎に、設けるようにしてもよい。この場合、３人のユーザが、別々のアンテナを利用するようにしてもよい。【０１５４】
図１８の送信装置は、仮想チャネル０用の送信信号作成部１１、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３、仮想チャネル生成用データ１５１、たたみ込み部１５２〜１５４、加算部１５５１、送信部１７２及びアンテナ１８４、１８５から構成されている。【０１５５】
たたみ込み部１５２は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５３は、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５４は、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行う。【０１５６】
加算部１５５１は、たたみ込み部１５３、１５４からの信号の加算を行い、送信部１７に出力する。【０１５７】
なお、たたみ込み部１５２の出力は、直接、送信部１７に出力される。【０１５８】
送信部１７１は、たたみ込み部１５２からの信号（仮想チャネル０用の送信信号）及び加算部１５１からの信号（仮想チャネル１用の送信信号、仮想チャネル２用の送信信号）を、高周波信号に変換して、アンテナから送信する。【０１５９】
なお、仮想チャネル０用の送信信号は、アンテナ１８４から送信され、仮想チャネル１用の送信信号及び仮想チャネル２用の送信信号は、アンテナ１８５から送信される。【０１６０】
図１９は、受信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒに等しい場合である。【０１６１】
なお、送信部は、アンテナ１８１〜１８３毎に、設けるようにしてもよい。この場合、２人のユーザが、別々のアンテナを利用することができる。【０１６２】
図１９は、図９、図１７及び図１８の送信装置から送信された信号を、アンテナ２１１〜２１３及び受信部２２１〜２２３で受信するものである。【０１６３】
図１９の受信装置は、アンテナ２１１〜２１３と、アンテナ２１１〜２１３で検出された受信信号をオーバサンプリングするオーバサンプリング部２８と、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルに整合するマッチドフィルタから構成されオーバサンプリング部２８の出力をオーバサンプリング系列毎に信号を分離する信号分離部２９と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。【０１６４】
なお、オーバサンプリング２８は、受信部２２１〜２２３のそれぞれに設けるようにしてもよい。【０１６５】
受信部２２１〜２２３が、異なるユーザの場合は、ユーザ毎に、オーバサンプリング部を有する構成にする。【０１６６】
図２０は、受信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒ未満の場合である。【０１６７】
図２０は、図９、図１７及び図１８の送信装置から送信された信号を、アンテナ２１４、２１５及び受信部２２４、２２５で受信するものである。【０１６８】
図２０の受信装置は、アンテナ２１４、２１５と、アンテナ２１４、２１５で検出された受信信号をベースバンド信号に変換する受信部２２４、２２５と、オーバサンプリング２８と、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルに整合するマッチドフィルタから構成され、オーバサンプリングの系列毎に信号を分離する信号分離部２９と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。【０１６９】
これによれば、上記ケース１は、送信側が図１７、受信側が図１２の場合であり、上記ケース２は、送信側が図９、受信側が図１９の場合であり、上記ケース３は、送信側が図１７、受信側が図２１の場合であり、上記ケース４は、送信側が図１８、受信側が図２０の場合である。【０１７０】
なお、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＝仮想チャネルの受信アンテナ数Ｕ
の場合は、受信側で、式（１７）と同様の連立方程式が一つ生成することになる。【０１７１】
しかしながら、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数Ｖの場合は、受信側の個の全仮想アンテナＶからＴ個選んで連立方程式を立てることができる。【０１７２】
選び方は、【０１７３】
【数１６】
2008126644.tif 000018
種類ある。【０１７４】
その結果、受信側で、式（１７）と同様の連立方程式が、複数生成することができる。【０１７５】
この場合、同一送信データに対して、複数の推定結果が得られるので、多数決論理その他の方法によって、確からしい送信データを推定し、ビット誤り率を減らすことができる。【０１７６】
また、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数Ｖの場合でなくても、送信側のいくつかの仮想アンテナに、情報を乗せないことにより、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数Ｖの場合と同様に、連立方程式を複数生成することができる。
（パイロット信号）【０１７７】
【数１７】
2008126644.tif 000019
となり、図２１に示されているように、ｒｅｊθ１の乗じ具合が問題となる。【０１７８】
【数１８】
2008126644.tif 000020
となり、図２１に示されているようなｒｅｊθ１の乗じ具合が問題とならなくなる。【０１７９】
【数１９】
2008126644.tif 000021
但し、この場合は、それぞれの仮想チャネル（仮想送信アンテナ）において、パイロット信号を受信して検出した仮想チャネルのチャネル特性を、パイロット信号を受信しないときの仮想チャネルチャネル特性として用いることになる。【０１８０】
図２２は、仮想チャネル（仮想送信アンテナ）Ｒ＝３の場合である。【０１８１】
フェーズ１では、仮想チャネル０において、パイロット信号ｆ０が送信され、仮想チャネル１、２においては、パイロット信号は送信されない。【０１８２】
フェーズ２では、仮想チャネル１において、パイロット信号ｆ０が送信され、仮想チャネル０、２においては、パイロット信号は送信されない。【０１８３】
このとき、仮想チャネル０のチャネル特性として、フェーズ１で検出したチャネル特性を用いる。【０１８４】
フェーズ３では、仮想チャネル２において、パイロット信号ｆ０が送信され、仮想チャネル０、１においては、パイロット信号は送信されない。【０１８５】
このとき、仮想チャネル０のチャネル特性として、フェーズ１で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル１のチャネル特性として、フェーズ２で検出したチャネル特性を用いる。【０１８６】
フェーズ３の次は、フェーズ１となり、フェーズ１、フェーズ２、フェーズ３が巡回される。【０１８７】
次のフェーズ１では、仮想チャネル０のチャネル特性として、このフェーズ１で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル１のチャネル特性として、先のフェーズ２で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル２のチャネル特性として、先のフェーズ３で検出したチャネル特性を用いる。【０１８８】
なお、送信側は、Ｐ個のパイロット系列のそれぞれは、櫛の歯状のスペクトラムで互いに干渉しないようになっていて、データ信号とも干渉しないようになっていればよい。【０１８９】
データ信号は、同じ仮想チャネルを通るデータ同士が、櫛の歯状のスペクトラムで干渉しないようになっていればよい。つまり、データから信号を作るのにＤＦＴ行ベクトル以外でもよい。【０１９０】
受信側は、Ｐ個のパイロット信号のそれぞれは、同期スペクトラムが櫛の歯状のスペクトラムになる系列のい整合フィルタを用いて受信すればよい。【０１９１】
データ信号も、周期スペクトラムが櫛の歯状のスペクトラムになる系列の整合フィルタなら何でもよく、ＤＦＴ行ベクトル以外であってもよい。
（送信データ）
図５〜図７の信号構成は、仮想チャネル０において、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ０、Ｐ（ｘ０、Ｐ、０、ｘ０、Ｐ、１、・・・、ｘ０、Ｐ、（Ｍ−１））・・・Ｘ０、Ｎ−１（ｘ０、（Ｎ−１）、０、ｘ０、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）が送信され、仮想チャネル１において、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ１、Ｐ（ｘ１、Ｐ、０、ｘ１、Ｐ、１、・・・、ｘ１、Ｐ、（Ｍ−１））・・・Ｘ１、Ｎ−１（ｘ１、（Ｎ−１）、０、ｘ１、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ１、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）が送信され、
仮想チャネル２において、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ２、Ｐ（ｘ２、Ｐ、０、ｘ２、Ｐ、１、・・・、ｘ２、Ｐ、（Ｍ−１））・・・Ｘ２、Ｎ−１（ｘ２、（Ｎ−１）、０、ｘ２、（Ｎ−１）、１、・・・、ｘ２、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）が送信される。【０１９２】
仮想チャネル０では、データＸ０、Ｐ・・・Ｘ０、Ｎ−１が送信され、仮想チャネル１では、データＸ１、Ｐ・・・Ｘ１、Ｎ−１が送信され、仮想チャネル２では、データＸ２、Ｐ・・・Ｘ２、Ｎ−１が送信される。【０１９３】
各仮想チャネルで送信されるデータは、同一であってもよいが、異なるデータであってもよい。【０１９４】
これは、上記ケース１、ケース２、ケース３及びケース４についても言える。【０１９５】
この場合、実アンテナ毎に、異なるユーザとすることができる。【０１９６】
これによれば、多数送信ユーザで単数受信ユーザ、単数送信ユーザで複数受信ユーザの場合であってもよい。【０１９７】
Ｎ＝１０２４の場合、複数ユーザの全仮想チャネル分だけのパイロット信号の為のベクトル（パイロット用系列）を確保すれば、残りのデータ用のベクトル（データ用系列）は、複数の仮想チャネル（複数ユーザが割当られていても）が共用することができる。【０１９８】
つまり、多数ユーザでも帯域を余分に必要とするのはパイロット信号の分だけなので、周波数利用効率は更に向上する。【０１９９】
なお、パイロット信号以外にも、振幅分布を調整する信号など、いくらかはユーザ毎に異なるものある。しかしながら、この調整用信号は、ユーザ毎に共用できる。【０２００】
このようなことができるのは、仮想チャネル毎に、異なるデータを送信するからであり、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭは、全アンテナが同じ信号（又は情報）を送信するので、このような使用方法はできない。【０２０１】
また、送受信を行う各ユーザが単数又は複数の実アンテナを用いて１個以上の仮想チャネルで送受信している場合であって、
（Ａ）送信側が多数ユーザ、即ち、複数の実アンテナ
（Ｂ）受信側がベースステーション（単一ユーザ）で複数又は単数の実アンテナ
の場合は、
本願発明は、仮想チャネル生成用データを用いて、仮想チャネル（仮想送信チャネル、仮想送信アンテナ）を生成しているので、遠近問題を避けるために、送信側でパワーコントロールを行うと、受信雑音の発生を抑えることができる。【０２０２】
なお、パワーコントロールデータは、受信雑音に基づいて、受信側が生成し、送信側に通知する。【０２０３】
次に、「本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論」と、本願発明の実施例に相当する「複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式」を説明する。
(本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論)
本願発明の技術的根拠として、ＯＳＤＭの理論を説明する。
１．（第１章）  まえがき
近年における高度情報化社会の進展とともに電気通信に関する社会的ニーズはますます広域化・多様化しており、中でも無線技術を使って移動しながら通信が行えるモバイル情報通信は社会基盤の一つとして欠くことのできない重要な要素となっている。【０２０４】
次世代通信技術として着目されているＯＦＤＭ方式は、その高い周波数利用効率や耐マルチパス特性などから様々な分野に於いて注目を浴びている技術の一つである。一方で, 独立に変調された搬送波が重畳されているために, ピーク電力対平均電力比（Peak  to  Average  Power  Ratio；PAPR）が高くなるといった問題が指摘されている。ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と同様に、周波数利用効率を改善することにより他の通信方式と比較して抜本的に通信路容量を拡充すべく考案された通信方式であるが、従来は不可能であった通信路環境をリアルタイムに把握することが可能になっている。また、ＯＦＤＭ方式と比較してPAPRがほぼフラットであることが報告されている。この特徴を複数アンテナを用いた通信システムに適用することで、通信路容量が送受信アンテナ数に対してほぼ比例的に増加することが期待される。ここでは、ＯＳＤＭ方式の基礎からその拡張である複数アンテナＯＳＤＭ方式に至るまで、その性能を適宜ＯＦＤＭ方式と比較しながらシミュレーションの結果を基に評価する。【０２０５】
本説明は６つの章からなる。第２章ではＯＳＤＭ方式の基礎理論を紹介し、続く第３章でその性能をシミュレーションにより評価する。第４章ではＯＳＤＭ方式の拡張として複数アンテナＯＳＤＭ方式の理論を提唱し、第５章ではその複数アンテナＯＳＤＭ方式の性能をシミュレーションにより評価する。第６章ではこれらの結果から得られた知見をまとめる。
２．基礎理論
本章では、ＯＳＤＭ方式の理論を以下の４つの節に分けて紹介する。まず、第１節では送信系に着目し、データから送信信号を形成するプロセスを紹介する。次に第２節では受信系に着目し、受信された信号から通信路環境を得るとと共に、得られた通信路環境からデータを推定するプロセスを紹介する。最後に、第３節ではＯＳＤＭ方式の特徴を、ＯＦＤＭ方式と比較する形で考察する。
２．１（第２章第１節）送信系
送信系は図２３のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。
長さがMのデータベクトルｘ０、ｘ１、・・・、ｘＮ−１各々以下のように定義する。【０２０６】
ｘＯ＝（ｘ００、ｘ０１、・・・、ｘ０（Ｍ−１））
ｘ１＝（ｘ１０、ｘ１１、・・・、ｘ０１（Ｍ−１））
・
・
ｘＮ−１＝（ｘ（Ｎ−１）０、ｘ（Ｎ−１）１、・・・、ｘ０、（Ｎ−１）（Ｍ−１））  ・・・（２５）
また、ＷＮ≡exp（２π√−１）／Ｎの元でＮ次逆ＤＦＴ行列Ｆ−１及びその行ベクトル、行ベクトルｆＮ、０、行ベクトルｆＮ、１・・・行ベクトルｆＮ、Ｎ−１（ここでは、「行ベクトルｆ０、行ベクトルｆ１・・・行ベクトルｆＮ−１」又は「ｆ０、ｆ１・・・ｆＮ−１」と言う。）を図４のように定義する。【０２０７】
ここで、ベクトルｆｉとｘｉとのクロネッカ積をＸｉとする。【０２０８】
すなわち、【０２０９】
【数２０】
2008126644.tif 000022
に長さＬ−１のサイクリックプレフィクスを付加した信号
Ｓ＝（ＳＭＮ−Ｌ＋１、・・・、ＳＭＮ−１、Ｓ０、Ｓ１、・・・、ＳＭＮ−１）・・（２８）
が実際に通信路に送信される信号である。
２．２  受信系
受信系は図２４のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。【０２１０】
通信路のインパルス応答をh0、h1、・・・、hL−1とすると、受信信号〜ＲはMN  
×  MNの右巡回シフト行列Ｔを用いて、以下の式で表記できる。【０２１１】
【数２１】
2008126644.tif 000023
【０２１２】
【数２２】
2008126644.tif 000024
【０２１３】
【数２３】
2008126644.tif 000025
２．３  特徴
ＯＳＤＭ方式は、ＯＦＤＭ方式と比較して以下のような特徴を持つ。【０２１４】
（Ａ）Ｎ個の送信データベクトルを同時に送信することが出来るので、そのうちの1 つにインパルス応答測定のためのパイロット信号を配置することで、予測性を含まない通信路環境がリアルタイムに得られる。【０２１５】
（Ｂ）受信信号から送信データベクトルを推定する際に、全ての通信路のインパルス応答が独立に得られる。すなわち、受信側に到来した様々な反射波のエネルギーを独立に利用することができる。【０２１６】
（Ｃ）ＯＦＤＭ方式の場合、周波数領域等化に於いてインパルス応答の逆行列を受信信号に乗ずる等化法（Zero-Forcing; ZF）の代わりに雑音抑圧のための等化法（Minimum Mean Squared Error; MMSE）を適用しても、SN比を改善することができない。一方、ＯＳＤＭ方式は前述の理由から、MMSEを適用することでSN比を向上させることが可能である。
３．  シミュレーション結果
本章では、前章の内容を基にＯＳＤＭ方式の性能をシミュレートした結果を紹介する。第１節ではシミュレーションの諸定義を、第２節ではシミュレーションの結果を紹介する。最後に第３節で検証を行う。
３．１  諸定義
前章の内容を元に、ベースバンドに於けるＯＳＤＭ方式、並びにＯＦＤＭ方式の性能シミュレーションを実施した。以下にシミュレーション時のパラメータは、
Ｍ＝１３
Ｎ＝６４
Ｌ＝８
である。【０２１７】
また、通信路のインパルス応答は各々独立な零平均複素ガウス過程とし、信号はQPSK及び16QAMで変調した。この際、誤り訂正符号等は採用していない。【０２１８】
また、熱雑音として受信側で加法性白色ガウス雑音（Additive White Gaussian oise; AWGN）を付加している。また、受信信号から送信データベクトルを推定する方法としてはMMSE等化を用いている。【０２１９】
実験の方法として、それぞれのシステムに対しビットあたりの電力密度対雑音電力密度比(Eb/No)を0〔dB〕から25〔dB〕まで1〔dB〕ずつ変化させ、各々のEb/No値に於いて104回モンテカルロシミュレーションを実施している。
３．２  シミュレーション結果
本節では、前節の定義に基づいて実施したシミュレーションの結果を紹介する。【０２２０】
図２５及び図２６は、ＯＳＤＭ及びＯＦＤＭ方式のQPSK及び16QAMの各変調に於ける、ビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）対ビット誤り率（BER）のグラフである。なお、グラフの横軸に用いられているビットあたりの電力密度（Eb）は直接波だけでなく、全ての反射波のエネルギーを含んでいることに注意されたい。また、受信側は通信路の環境をノイズの影響がない、理想的な形で把握しているものとする。【０２２１】
次に図２７及び図２８はQPSK、16QAM各変調に於いて、通信路を理想的に推定した時のＯＳＤＭ方式の性能と、実際にパイロットシグナルから通信路を推定した時のＯＳＤＭ方式の性能の比較である。今回の実験では、パイロットシグナルとして長さMの零相関（Zero Correlation Zone; ZCZ）信号を用いて通信路の推定を行っている。
３．３  検討
本節では、前節で紹介したシミュレーションの結果について、検討を行う。【０２２２】
まず、図２５及び図２６より、ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と比較して概ね良好なBER特性を持っており、その差はビットあたりの電力密度対雑音電力比（Eb/No）が大きいほど顕著であることが確認できる。例えば、ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と比較して約３〔dB〕低いEb/No値に於いて１０−３のBERを達成することが分かる。すなわち、同等の通信品質をＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式の約１／２の送信電力で実現できることが示唆される。【０２２３】
一方、ＯＦＤＭ方式はその変調によってBERの収束度がさほど変化しないのに対して、ＯＳＤＭ方式は1 シンボル当たりのビット数が増加するにつれて、Eb/Noの値が小さいときに限り収束度が悪くなる傾向も確認できる。これは、全ての反射波のエネルギーを独立に利用しているというＯＳＤＭ方式の特性上信号対雑音電力比（SNR）が小さい環境に於いては、送信信号推定時に雑音のエネルギーの影響がＯＦＤＭ方式と比較して顕著に表れているためと推測できる。しかしながら、通信路を理想的に与えない状態では後述の理由よりＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と比較してEb/Noの劣化量が軽微であると期待できることから、実通信環境に於いてもＯＳＤＭ方式の優位性に影響を与えるものではない。【０２２４】
図２７及び図２８より、理想的に通信路を与えた状態と実際に通信路を推定した場合では、ＯＳＤＭ方式の場合Eb/Noの劣化量は約3〔dB〕に留まることが分かった。この結果から、通信路のインパルス応答が各々独立な零平均複素ガウス過程という非常に重いマルチパス環境に於いても、パイロットシグナルが通信路の状態を予測性を含まない形で正しく受信側に提供していることが確認できる。通信路環境を測定するためのプリアンブルを送信信号中に離散的に配置するＯＦＤＭ方式と異なり、ＯＳＤＭ方式は連続的に通信路環境を把握することが可能であることから、通信路環境が頻繁に変化するような状況下ではＯＳＤＭ方式の通信品質の劣化はＯＦＤＭ方式と比較して軽微にとどまることが予想される。またＯＳＤＭ方式の場合、第１章で挙げたようにPAPRがほぼフラットであること、また送信信号長に占めるガードインターバルの割合がＯＦＤＭ方式のLN+Lに対してLMN+Lに留まることから、ＯＦＤＭ方式と比較してより良好な伝送速度を維持できることが期待される。
４．  複数アンテナＯＳＤＭ方式の理論
本章では、ＯＳＤＭ方式の応用として、複数アンテナを用いそれらが同一周波数帯で独立にデータを送受信する複数アンテナＯＳＤＭ方式の理論を以下の４つの節に分けて紹介する。まず、第１節では送信系に着目し、データから送信信号を形成するプロセスを紹介する。次に、第２節では受信系に着目し、受信された信号から通信路環境を得ると共に、得られた通信路環境からデータを推定するプロセスを紹介する。最後に第３節では複数アンテナＯＳＤＭ方式の特徴を、ＯＳＤＭ方式と比較する形で紹介する。
４．１  送信系
送信系は図２９のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。【０２２５】
第２章で定義した理由から、ＯＳＤＭ方式は通信路のインパルス応答を予測性を含まない形でリアルタイムに得ることが出来るという特徴がある。すなわち、送信側で信号に工夫を加えることで、複数の通信路のインパルス応答も正確に把握することができることから、ＯＳＤＭ方式は通信路環境の推定精度が通信品質に与える影響がより顕著な複数アンテナを用いた通信方式にも適応性が高いと期待できる。【０２２６】
ここでは、第２章で用いたパラメータはそのままに、t本のアンテナを用いて送受信することを考える。【０２２７】
あるアンテナi（０≦ｉ≦ｔ−１）に於いて図３０のように、Ｎ−ｔ個の長さがＭのデータベクトルｘｔｉ、ｘｔ＋１ｉ、・・・、ｘＮ−１ｉを（２５）と同様に定義する。また、図３１のようにｘｉｉにはパイロットシグナルを、それ以外の行には零行列をそれぞれ適用する。【０２２８】
次に、式（２６）と同様に、IDFT行列とデータベクトルとのクロネッカ積を適用する。ここで、各アンテナから送信される送信データのパイロットシグナルはそれぞれIFDT列の異なる行とのクロネッカ積をとっていることから、それぞれのパイロットシグナルの直交性は保証されている。すなわち、式（２７）、（２８）を経て生成される送信信号Siが複数の通信路を経て他信号と干渉しながら受信側に到達した際に、受信側はその複数の通信路のインパルス応答を予測性を含まない形で独立に把握することが可能であることに注意されたい。
４．２  受信系
受信系は図３２のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。【０２２９】
【数２４】
2008126644.tif 000026
アンテナｉから受信アンテナj に至る通信路のインパルス応答、Ｔは第２章２節に示すシフト行列である。【０２３０】
【数２５】
2008126644.tif 000027
次に、マッチドフィルタＷを定義する。ここで、ＷはＮ次ＤＦＴ行列ＦＮとＮ×Ｍの単位行列ＩＭ及びｔ×ｔの単位行列Ｉｔとのクロネッカ積で、以下の式で表記される。【０２３１】
【数２６】
2008126644.tif 000028
【０２３２】
【数２７】
2008126644.tif 000029
【０２３３】
【数２８】
2008126644.tif 000030
Ｗをマッチドフィルタとすると、マッチドフィルタの出力Ｙとインパルス応答ｈが得られたとき、Ｈを基に連立方程式を解くことによって送信データベクトルが得られることがわかる。
４．３  特徴
複数アンテナＯＳＤＭ方式は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式に代表される複数アンテナを用いたＯＦＤＭ方式と比較して以下のような特徴を持つ。【０２３４】
第２章３節で触れたように、ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と異なり、予測性を含まない通信路環境がリアルタイムに得られる。また、t本のアンテナを送受信に用いた場合の複数アンテナＯＳＤＭ方式は、t行のデータ領域をパイロットシグナルの割り当て領域として確保することから、アンテナ1本あたりに割り当てるデータ領域は（N−t）行となる。そのため、１つのデータ領域にパイロットシグナルを割り当てる単一アンテナＯＳＤＭ方式と比較して理論上t(N−t)N−1倍の情報伝送容量を実現することが期待される。【０２３５】
一方、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式は送信側と受信側で通信路環境の情報を共有し、固有値概念に基づいたビームフォーミング等の手法を用いることで通信路容量を確保している。すなわち、伝送方法そのもので比較すると、複数アンテナＯＳＤＭ方式はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式と比較してより簡単な方法でアンテナ数にほぼ比例した通信路容量を確保できる。
５．  シミュレーション結果
本章では、前章の内容を基に複数アンテナＯＳＤＭ方式の性能をシミュレートした結果を紹介する。第１節ではシミュレーションの諸定義を、第２節ではシミュレーションの結果を紹介する。最後に第3節で検証を行う。
５．１  諸定義
前章の内容を元に、ベースバンドに於ける複数アンテナＯＳＤＭ方式の性能シミュレーションを実施した。【０２３６】
各パラメータ値に関しては第３章１節の内容と同一である。送受信アンテナ数はtとし、t2個の通信路のインパルス応答は各々独立な零平均複素ガウス過程と
した。【０２３７】
実験の方法として、送受信アンテナ数tをt=1,2,4,8と変化させながら、それぞれのシステムに対しビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）を0〔dB〕から25〔dB〕まで1〔dB〕ずつ変化させ、各々のEb/No値に於いて104回モンテカルロシミュレーションを実施している。
５．２  シミュレーション結果
本節では、前節の定義に基づいて実施したシミュレーションの結果を紹介する。
図３３及び図３４は、複数アンテナＯＳＤＭ方式のQPSK及び16QAMの各変調に於ける、ビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）対ビット誤り率（BER）のグラフである。なお、第３章２節と同じく、グラフに用いられているビットあたりの電力密度は直接波だけでなく、全ての反射波のエネルギーを図２３のQPSK変調時のBER特性図３４の16QAM変調時のBER特性含んでいることに注意されたい。また、受信側は通信路の環境をノイズの影響がない、理想的な形で把握しているものとする。
次に図３５及び図３６はQPSK、16QAM各変調に於いて、信号対雑音電力比（SNR）を5,10,20〔dB〕,及び10,20,30〔dB〕とした時の、タイムスロットが1〔μs〕に於ける送受信アンテナ本数対定常接続状態でのスループットのグラフである。なお、グラフに用いられている信号電力は直接波だけでなく、全ての反射波のエネルギーを含んでいることに注意されたい。また、スループットの算出には以下の近似式を用いている
Throughput〜α×(1−BER)/β・・・（４１）
ここでαは１シンボルあたりのビット数、βはシンボルタイムである。
５．３  検証
本節では、前節で紹介したシミュレーションの結果について、検討を行う。
まず図３３及び図３４より、複数アンテナＯＳＤＭ方式はアンテナ数を増加させても、ビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）の劣化が僅かであることが確認できる。特にEb/Noが十分大きい時、t=8の複数アンテナＯＳＤＭ方式は第２章で紹介したt=1の単一アンテナＯＳＤＭ方式と比較して理論上7.1倍の情報伝送容量を誇るにもかかわらず、Eb/Noの劣化は約3〜6〔dB〕に収まっている点は特筆に値する。【０２３８】
また図３５及び図３６より、信号対雑音電力比（SNR）が十分大きい時にはt=8の複数アンテナＯＳＤＭ方式はt=1の単一アンテナＯＳＤＭ方式と比較して約7倍の情報伝送容量を実現していることが分かる。これは前述の理論値とほぼ等しいことが確認できた。
（複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式）
複数仮想アンテナの実施例を説明する。【０２３９】
モバイル通信などの無線通信においては、無線周波数資源の逼迫が深刻な問題となっている。この問題に対処するために、送信側・受信側ともに複数のアンテナを用いる方法（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）や、本発明者らによる複数のアンテナを直交信号分割多重方式（ＯＳＤＭ）が研究されている。複数アンテナＯＳＤＭは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭより遙かに大きな無線周波数利用効率を与えるが、携帯通信機器には複数のアンテナを用いること自体が、携帯通信機器には複数のアンテナを用いることが過剰な負担となりかねない。  
本実施例は、携帯通信機器に用いることを主要な目的として、送信側・受信側ともに単数のアンテナを用いるにも拘わらず、恰も送信側・受信側ともに複数のアンテナを用いたかのような高い無線周波数利用効率の実現を可能にする「仮想アンテナの理論」である。【０２４０】
本説明は、上記「本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論」の説明に関係しているので、「複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式」の章節は、「本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論」の章節に続く番号を付与する。
６．  送信側の仮想アンテナの理論
図３９のように仮想送信アンテナ＃０、仮想送信アンテナ＃１、・・・、仮想送信アンテナ＃（Ｋ−１）を仮想し、仮想チャネル特性＃０、仮想チャネル特性＃１、・・・、仮想チャネル特性＃（Ｋ−１）をチャネル特性が互いになるべく異なるように設定する。【０２４１】
仮想送信アンテナ＃０に信号＃０を入力し、・・・、仮想送信アンテナ＃（Ｋ−１）に信号＃（Ｋ−１）を入力し、仮想チャネルを通した後に加算して得られた信号を、実の送信アンテナに入力する。【０２４２】
実の送信アンテナから送信された電波を実の受信アンテナで受信すると、信号＃０は、仮想チャネル＃０と実の送受信アンテナ間のチャネルを通るので、信号＃０は、仮想チャネル特性＃０と実の送受信アンテナ間のチャネル特性をたたみ込んだチャネル特性の影響を受けることになる。信号＃１、・・・、信号＃（Ｋ−１）も同様である。【０２４３】
仮想送信アンテナの仮想チャネル特性と実の送受信アンテナのチャネル特性をたたみ込んで得られるチャネル特性が仮想送信アンテナ毎に十分に異なれば、このような仮想送信アンテナを仮定した信号設計を行うことにより、信号＃０、・・、信号＃（Ｋ―１）は、恰もＫ個の送信アンテナと１個の受信アンテナを用いたと同様のチャネル特性を受けることになる。
６．２  受信側の仮想アンテナの理論
図４０のように、各タイムスロットにＫ個ずつのサンプル点を設定し、各タイムスロットのサンプル点＃０は等間隔に、各タイムスロットのサンプル点＃１も等間隔に、・・、各タイムスロットのサンプル点＃（Ｋ−１）も等間隔になるようにする。【０２４４】
すると、サンプル点列＃０、サンプル点列＃１、・・・、サンプル点列＃（Ｋ―１）より得られるＫ個の離散信号はそれぞれ異なるチャネル特性の影響を受けることになり、恰も、Ｋ個のアンテナを用いて、各アンテナ毎に各タイムスロットに１個のサンプル点を設定したかのように、それぞれ異なるチャネル特性の影響を受けることになる。すなわち、１個の受信アンテナを用いて、Ｋ個の仮想受信アンテナを仮想することができる。【０２４５】
さらに、複数アンテナＯＳＤＭ方式の応用として、複数仮想アンテナを用いそれらが同一周波数帯で独立にデータを送受信する複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式の理論を以下の５つの節に分けて紹介する。まず、第１節では、仮想送信アンテナの概念について述べ、第２節では、仮想受信アンテナの概念について述べる。第３節では送信系に着目し、データから送信信号を形成するプロセスを紹介する。次に、第４節では受信系に着目し、受信された信号から仮想通信路環境を得るとと共に、得られた仮想通信路環境からデータを推定するプロセスを紹介する。
６．３  送信系
送信系は図４１のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。【０２４６】
ここでは、第２章で用いたパラメータはそのままに、t本の仮想アンテナを用いて送受信することを考える。【０２４７】
ある仮想受信アンテナi（０≦ｉ≦ｔ−１）に於いて図３０のように、Ｎ−ｔ個の長さがＭのデータベクトルｘｔｉ、ｘｔ＋１ｉ、・・・、ｘＮ−１ｉを（１） と同様に定義する。また、図３１のようにｘｉｉにはパイロットシグナルを、それ以外の行には零行列をそれぞれ適用する。【０２４８】
次に、式（２６）と同様に、IDFT行列とデータベクトルとのクロネッカ積を適用する。ここで、各仮想送信アンテナから送信される送信データのパイロットシグナルはそれぞれIDFT行列の異なる行とのクロネッカ積をとっていることから、それぞれのパイロットシグナルの直交性は保証されている。すなわち、式（２７）、（２８）を経て生成される送信信号Siが複数の仮想通信路を経て他信号と干渉しながら仮想受信アンテナに到達した際に、受信側はその複数の仮想通信路のインパルス応答を予測性を含まない形で独立に把握することが可能であることに注意されたい。
６．４  受信系
受信系は図４２のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。【０２４９】
【数２９】
2008126644.tif 000031
アンテナ（仮想送信アンテナ）ｉから仮想受信アンテナjに至る通信路のインパルス応答、Ｔは第２章２節に示すシフト行列である。【０２５０】
【数３０】
2008126644.tif 000032
次に、マッチドフィルタＷを定義する。ここで、ＷはＮ次ＤＦＴ行列ＦＮとＮ×Ｍの単位行列ＩＭ及びｔ×ｔの単位行列Ｉｔとのクロネッカ積で、以下の式で表記される。【０２５１】
【数３１】
2008126644.tif 000033
【０２５２】
【数３２】
2008126644.tif 000034
【０２５３】
【数３３】
2008126644.tif 000035
Ｗをマッチドフィルタとすると、マッチドフィルタの出力Ｙとインパルス応答ｈが得られたとき、Ｈを基に連立方程式を解くことによって送信データベクトルが得られることがわかる。
６．５  送信側が単数送信者、受信側が複数受信者の場合の複数仮想アンテナＯＳＤＭの例
例えば、セルラー移動通信におけるダウンリンクのように、送信側が単数の送信者（ダイバーシチ送受信等の為に、実アンテナ数が複数の場合もある。）、受信側が複数の受信者（各受信者の実アンテナは、単数が典型であるが、ダイバーシチ送受信等の為に、実アンテナ数が複数の場合でもよい。）の場合は、次のようになる。【０２５４】
連立方程式を解くのは、受信側であるから、１個の実アンテナを有する受信者（受信機）における仮想受信アンテナの数は、受信される総仮想送信アンテナ数より多いか等しいことが必要である。【０２５５】
連立方程式を解くと、各受信者は他の受信者のために送信されたデータをも得ることができるので、送信データは暗号化して送信する。
６．６  送信側が複数送信者、受信側が単数受信者の場合の複数仮想アンテナＯＳＤＭの例
例えば、セルラー移動通信におけるアップリンクのように、送信側が複数の送信者（各送信者の実アンテナは、単数が典型であるが、複数の場合でもよい。）、受信側が単数の受信者の場合は、次のようになる。【０２５６】
この場合も、連立方程式を解くのは、受信側であるから、１個の実アンテナを有する受信者（受信機）の仮想受信アンテナの数は、受信される総仮想送信アンテナ数（仮想チャネル数）より多いか等しいことが必要である。【０２５７】
全ての仮想送信アンテナのパイロット信号は、混ざらないようにパイロット信号用の行ベクトルとして、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内、別々の行ベクトルを用いる必要がある。
６．７  送信側が複数送信者、受信側が複数受信者の場合の複数仮想アンテナＯＳＤＭの例）
例えば、セル間干渉のあるセルラー移動通信のように、送信側、受信側ともに、複数の送受信者の場合は、全ての仮想送信アンテナのパイロット信号用の行ベクトルとして、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内、別々の行ベクトルを用いる必要がある。【０２５８】
また、受信側で連立方程式を解けるように、受信機１組の総仮想受信アンテナ数は、受信される総仮想送信アンテナより多いか、等しいことが必要である。
６．８  パイロット信号
ここまでは、全ての仮想送信アンテナのパイロット信号用の行ベクトルとして、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内、別々の行ベクトルを用いる必要があると説明した。【０２５９】
しかしながら、ＺＣＺ系列セット（各系列がＺＡＣＺ系列で、しかも互いに、ＺＣＣＺ系列である。）か、近似的ＺＣＣＺ系列セットを用いれば、同一のパイロット信号用行ベクトルを複数の仮想送信アンテナに割り当てることができる。【０２６０】
また、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内のどの行ベクトルをパイロット信号用とするかは、任意に設定することができる。
７．検証
複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式に関して、以下の条件において、検証を行った。【０２６１】
M=13
N=64
L=8
なお、実マルチパスはレイリーフェージング、仮想マルチパスは一様ランダムな、１６ビットの信号であり、等化方法はMMSEを用いた。【０２６２】
なお、EB/NoのEbは直接パスだけでなく反射パスも含んでおり、1つの実アンテナから送信される、全送信電力は一定とした。【０２６３】
上記条件において、図３７及び図３８のような、シミュレーションの結果が得られた。【０２６４】
なお、本発明は以下の、態様で実施することができる。【０２６５】
・送信側では、信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を信号作成部の出力として作成し、受信側では、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行う送受信システム。【０２６６】
信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を作成し、
該信号作成部が作成した信号を送信する送信装置。【０２６７】
・受信した信号に対して、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行う受信装置。【０２６８】
・送信機側で、単一の送信機から、複数の受信機のそれぞれに別々のデータを送信するに際し、パイロット信号は、チャネル特性を用いずに分離できるように送信し、別々のデータは、それぞれ、別々の仮想送信チャネルを通してから加算して送信し、
前記複数の受信機では、それぞれ、オーバサンプリングしてサンプリング結果を分配して複数の仮想受信アンテナとみなすことにより、送信データを推定できる連立多元１次方程式を得、該連立多元１次方程式を解くことにより送信データを推定する送受信システム。【０２６９】
・複数の送信機から、それぞれ送信機に対応したパイロット信号をチャネル特性を用いずに分離できるように送信されたパイロット信号と、前記パイロット信号に付加されて送信されたデータとを受信し、  
受信した信号をオーバサンプリングした結果を分配して、複数の仮想受信アンテナ出力とみなすことにより、送信機・受信機間のチャネル特性の多様性を多元連立一次方程式が解けるように、チャネル特性による送信機分離を行って送信データを推定する受信装置。
（本発明の技術的意義）
なお、シャノンは、誤り率をいくらでもゼロに近づける方法が存在するためには、情報伝送速度が
Ｃ＝Ｗｌｏｇ２（Ｓ＋Ｎ／Ｎ）
を超えてはいけないことを示したが、本発明は、「有限誤り率を許容すれば、帯域幅が有限でも、情報伝送速度に限界は存在しない」ことを示すものである。【０２７０】
ここで、本発明により、「有限の帯域幅を用いて、いくらでも大きな情報伝送速度を実現する方法」を以下に説明する。【０２７１】
送信側で、複数（Ｋ個）の仮想送信アンテナを用意し、それぞれの仮想送信アンテナに別々のデータをＯＳＤＭ方式によって信号生成を行い入力する。次いで、仮想送信アンテナ毎に別々の仮想チャネルを通し（時間特性をたたみ込む）た後、加算して、実の送信アンテナから送信する。【０２７２】
受信側では、実の受信アンテナで受信した信号を分岐して、別々の仮想チャネルの時間特性をたたみ込み、それぞれの仮想チャネルに対応する仮想受信アンテナに出力する。仮想受信アンテナの数はＫ個とする。【０２７３】
仮想送信アンテナの数がＫ個、仮想受信アンテナの数もＫ個であれば、「複数アンテナＯＳＤＭの理論」が適用でき、実の送信アンテナが１個、実の受信アンテナが１個であるにも拘わらず、情報伝送速度を単一アンテナＯＳＤＭ（単一アンテナＯＦＤＭの約２倍の無線周波数利用効率を有する。）の約Ｋ倍にすることができる。【０２７４】
計算量と時間遅れをいとわなければ、Ｋは、いくらでも大きくすることができるので、有限の帯域幅を用いても、有限の誤り率を許容すれば、いくらでも大きな情報伝送速度を実現することができる。【０２７５】
また、ＯＳＤＭにおいては、送信アンテナにおける振幅分布の改善（時間、又は周波数領域において、所定の大きさの送信電力を超えないようにする。）を容易に行うことができる。【０２７６】
以上、発明を実施するための最良の形態について説明を行ったが、本発明は、この最良の形態で述べた実施の形態に限定されるものではない。本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能である。【０２７７】
本件国際出願は、２００７年４月１０日及び２００８年３月４日に出願した日本国特許出願２００７−１０３０７８号及びＰＣＴ／ＪＰ２００８／０５３８６６に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願２００７−１０３０７８号及びＰＣＴ／ＪＰ２００８／０５３８６６の全内容を本国際出願に援用する。
【図１】
2008126644.tif 000038
【図２】
2008126644.tif 000039
【図３】
2008126644.tif 000040
【図４】
2008126644.tif 000041
【図５】
2008126644.tif 000042
【図６】
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【図７】
2008126644.tif 000044
【図８】
2008126644.tif 000045
【図９】
2008126644.tif 000046
【図１０】
2008126644.tif 000047
【図１１】
2008126644.tif 000048
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2008126644.tif 000052
【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
2008126644.tif 000074
【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
2008126644.tif 000079
【図４３】
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【図４４】
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【国際調査報告】
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2008126644.tif 000083
2008126644.tif 000084
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