(57)【要約】  受信した光多値信号を第１、第２の光信号に分岐する光分岐器と、上記第１の光信号を遅延時間Ｔ／２（Ｔ＝シンボル時間）、位相差９０度の遅延検波器で遅延検波する光遅延検波器と、第１の遅延検波器から出力される光信号を電気信号に変換するバランス型光受信器と、上記第第２の光信号を電気信号に変換する光強度受信器を備え、上記第一、第二の光受信器の出力信号から、シンボル時間Ｔ毎に、上記複素信号で表される受信シンボルの振幅値と位相角を示す第１、第２の再生信号を生成する電界演算部とからなる光電界受信器。
2008038337.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボル速度Ｒの情報信号で変調された光信号を受信する光電界受信器であって、
受信した光信号を第１、第２の光信号に分岐する光分岐器と、
上記第１の光信号を遅延時間Ｔｄで遅延検波し、かつ上記第１の光信号の位相を＋９０度または−９０度シフトする光遅延検波器と、
上記遅延検波器から出力された上記第１の光信号を受信して、第１の電気信号に変換する第１の光受信器と、
上記第２の光信号を受信して、第２の電気信号に変換する第２の光受信器と、
上記第１及び第２の電気信号から、上記受信した光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分を算出する演算回路を有し、
上記光遅延検波器の遅延時間Ｔｄが、Ｔｄ≧１／（５Ｒ）であり、
上記光分岐器から演算回路までの上記第１及び第２の光信号の伝搬時間差が、上記遅延時間Ｔｄ以下であることを特徴とする光電界受信器。
【請求項２】
前記第１の光受信器が、バランス型光受信器であることを特徴とする請求項１に記載の光電界受信器。
【請求項３】
前記演算回路が、前記第１の光受信器から出力される第１の光信号の振幅ｄＱ(t)を、前記第２の光受信器から出力される第２の光信号の振幅ＡＭ(t)と、これより時間Ｔだけ過去の第２の光信号ＡＭ(t-T)とから得られる量（sqrt(ＡＭ(t))・sqrt(ＡＭ(t-T))で除算することによって正規化した後、逆正弦演算することによって、前記受信光信号の位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の光電界受信器。
【請求項４】
シンボル速度Ｒの情報信号で変調された光信号を受信する光電界受信器であって、
受信した光信号を第１、第２の光信号に分岐する光分岐器と、
上記第１の光信号を遅延時間Ｔｄで遅延検波し、上記第１の光信号の位相を＋９０度または−９０度シフトする光遅延検波器と、
上記遅延検波器から出力された上記第１の光信号を受信して、第１の電気信号に変換する第１の光受信器と、
上記第２の光信号を受信して、第２の電気信号に変換する第２の光受信器と、
上記第１、第２の電気信号の差成分及び和成分から、上記受信光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分を算出する演算回路とを有し、
上記光遅延検波器の遅延時間Ｔｄが、Ｔｄ≧１／（５Ｒ）であり、
上記光分岐器から演算回路までの上記第１、第２の光信号の伝搬時間差が、上記遅延時間Ｔｄ以下であることを特徴とする光電界受信器。
【請求項５】
前記第１、第２の受信器で受信した第１、第２の光信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を備え、
上記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング時間Ｔｓａが、２Ｔｄ以下であり、
前記演算回路が、デジタル演算回路、ＩＣ回路、またはプログラムのうちの何れかによって構成されていることを特徴とする請求項１または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項６】
前記演算回路で算出した光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分の情報信号に対して、前記光信号の伝送路の伝搬特性の逆演算を行う光電界補償回路と、
上記光電界補償回路の補償量が一定、または上記光信号の受信状態が最適となるように、該補償量を自動制御するための手段とを備えたことを特徴とする請求項１または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項７】
前記演算回路で算出した光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分の情報信号に対して、前記光信号の伝送路の伝搬特性の逆演算を行う光電界補償回路と、
上記光電界補償回路の補償量、補償アルゴリズム、または初期設定値を外部から設定するための手段を備えたことを特徴とする請求項１または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項８】
前記光電界補償回路が、前記光信号の伝送路の伝搬特性のうち、波長分散特徴、高次の波長分散特性、光ファイバ非線形効果、または該伝送路の波長帯域制限のうち少なくとも一つを補償することを特徴とする請求項６または請求項７に記載の光電界受信器。
【請求項９】
前記バランス型光受信器での作動出力信号もしくは２つの出力信号の差成分の時間平均値がゼロ、前記算出された光電界の振幅と位相、もしくは同相成分と直交成分から再生された電界信号の波形が上下対称、または該再生された電界信号の位相成分の時間変動が最小となるように、前記光遅延検波器の位相量、上記第１、第２の光信号のうち少なくとも一方の伝送路の長さ、上記第１、第２の電気信号のうちの少なくとも一方の位相、または該電気信号のオフセット量、利得、線形・非線形適応補償回路の係数を安定化制御するための手段を備えたことを特徴とする請求項２または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項１０】
請求項１または請求項４に記載の光電界受信器と、前記シンボル速度Ｒの情報信号で変調された光信号を送出する光送信器とを備え、
上記光信号の変調時の消光比が０．１５より大きく、
上記光信号の上記時間Ｔｄ内での位相回転量が９０度以下であることを特徴とする光伝送装置。
【請求項１１】
前記光信号の変調方式が、２値の光強度変調、２値の位相変調、または多値の振幅及び位相変調のうちいずれか一つであることを特徴とする請求項１０に記載の光伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光情報伝送技術に関し、更に詳しくは、光ファイバで伝送される多値光情報の受信に適した光電界受信器、光多値信号受信器および光伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、一本の光ファイバで伝送可能な情報量（伝送容量）は、多重化される波長数の増加や光信号の変調速度の高速化によって拡大し続けてきたが、略１０Ｔ（テラ）ｂｉｔ／ｓで限界に達した感がある。伝送容量の拡大が困難になった大きな理由は、光伝送に使用可能な波長帯域が、光ファイバアンプの波長帯域（Ｃ、Ｌ、Ｓバンドを合わせて約８０ｎｍ＝１０ＴＨｚ相当）で制限される限界域に到達したからである。このような状況において、光ファイバの伝送容量を更に大きくするためには、信号変調方式を工夫し、限られた周波数帯域に多数の光信号を詰め込むことによって、周波数帯域の利用効率を高くする必要がある。【０００３】
無線通信の世界では、１９６０年代から普及した多値変調技術によって、周波数利用効率が１０を越えるような高効率の伝送が可能となっている。多値変調は、光ファイバ伝送においても有望視され、従来から多くの検討がされてきた。例えば、R. A. Griffin, et. al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration," OFC2002, paper PD-FD6, 2002（非特許文献１）では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が報告され、Kenro Sekine, Nobuhiko Kikuchi, Shinya Sasaki, Shigenori Hayase and Chie Hasegawa, "Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec 16-ary (40 Gbit/s) Optical Modulation / Demodulation Scheme," paper We3.4.5, ECOC 2004, 2004（非特許文献２）では、４値の振幅変調と４値の位相変調とを組み合わせた１６値の振幅・位相変調が報告されている。【０００４】
図１の（Ａ）〜（Ｄ）は、光伝送に適用可能な公知の各種変調方式の特徴を示した図であり、位相面（ＩＱ平面上）に光変調の位相点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされている。
（Ａ）は、広く用いられている２値振幅変調（ＢＡＳＫ）を示す。ＢＡＳＫでは、位相は利用せず、振幅の強弱のみで１ビットの情報が伝送される。
（Ｂ）は、４値の位相角（０、π／２、π、−π／２）を用いることによって、１シンボルで２ビットの情報（11、10、01、00）を伝送する４値位相変調（ＱＰＳＫ）を示している。【０００５】
（Ｃ）は、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示す。１６ＱＡＭでは、位相点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報伝送が可能となる。【０００６】
図示した例では、Ｑ軸座標で上位２ビット（11xx、10xx、01xx、00xx）の値、Ｉ軸座標で下位２ビット（xx11、xx10、xx01、xx00）の値が表現されている。この位相点配置は、位相点間の距離を大きくできるため、受信感度が高いことが知られているが、光通信分野での実現例は、未だに報告されていない。
（Ｄ）は、２値振幅変調の位相点と８値位相変調の位相点が同心円状に配置された１６値振幅位相変調（１６ＡＰＳＫ）を示し、（Ｅ）は、振幅と位相の関係を示している。【０００７】
このように、従来から多値信号の様々な位相点配置が検討されているが、多値数の増加に伴って受信器が複雑化する。また、多値数が増加すると、位相成分を検出するための光遅延検波における符号間干渉が増えるため、受信感度などの特性が急速に悪化するという問題がある。【０００８】
一方、光伝送容量を拡大するために、各波長（チャネル）の変調速度を１０Ｇｂｉｔ／秒〜４０Ｇｂｉｔ／秒程度に高速化する検討もなされている。しかしながら、変調速度をこのように高速化すると、光ファイバの持つ波長分散や、自己位相変調効果などの非線形効果によって、伝送品質が大きく劣化する。光伝送の場合、波長分散の影響で、光伝送距離が信号ビットレートの２乗分の１で急減する。そのため、１０Ｇｂｉｔ／秒以上の光伝送においては、光信号受信端や光中継器に、伝送路で発生する波長分散を補償するための分散補償器が必要となる。例えば、４０Ｇｂｉｔ／秒の光伝送では、波長分散に対する耐力が、通常分散ファイバで僅か５ｋｍ分程度しかないため、光信号受信端に配置された可変波長分散補償器によって、信号品質の劣化が最小となるように自動的に制御する適応補償技術が検討されている。【０００９】
しかしながら、可変波長分散補償器は、装置のサイズ、複雑さ、コスト、制御速度などの点で多くの解決課題を残している。近年では、光信号受信機の電気回路部に、フィードフォワード等化回路（ＦＦＥ）または判定帰還等化回路（ＤＦＥ）などの電気的な適応等化回路を配置した構成や、最尤推定回路（ＭＬＳＥ）で受信シンボルを推定する電気段補償技術が検討されている。但し、従来技術による電気段での波長分散補償は、受信光波形のアイ開口を整形するだけの不完全なものなっている。そのため、補償効果も、受信器の波長分散耐力を実効的に１．５〜２倍に拡大し、例えば、４０Ｇｂｉｔ／秒の通常の光ファイバ伝送で伝送距離を１０ｋｍまで延ばす程度の不十分なものであった。【００１０】
上述した問題を解決し得る従来技術の一つとして、例えば、M. G. Taylor, "Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments," paper We4.P.111,  ECOC 2003, 2003（非特許文献３）で報告されたコヒーレント光電界受信システムがある。コヒーレント光電界受信システムでは、図２の（Ａ）に示すように、光ファイバ伝送路で伝送された光多値信号１２３が、偏波分離回路１３１によって、水平（Ｐ）偏波成分１３３と垂直（Ｓ）偏波成分１３４とに分離され、それぞれコヒーレント光電界受信器１３５−１、１３５−２に入力される。【００１１】
コヒーレント光電界受信システムには、送信光源と略同一の波長をもつ局部発振レーザ光源１３０を必要とする。上記レーザ光源１３０からの出力光（局発光）１３２は、光スプリッタ１０２で２つの局発光１３２−１と１３２−２に分離され、コヒーレント光電界受信器１３５−１と１３５−２に入力される。【００１２】
コヒーレント光電界受信器１３５−１は、光位相ダイバーシティ回路１３６とデジタル演算回路１４１とを備えている。光位相ダイバーシティ回路１３６は、入力された光多値信号のＰ偏波成分１３３と局発光１３２−１から、局発光と光多値信号との同相成分よりなるＩ（同相）成分出力光１３７と、局発光と光多値信号との直交成分よりなるＱ（直交）成分出力光１３８を生成し、Ｉ成分出力光１３７はバランス型光受信器１０５−１に、Ｑ成分出力光１３８はバランス型光受信器１０５−２に供給する。バランス型光受信器１０５−１、１０５−２から出力されたアナログ電気信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２で時間サンプリングされ、デジタル信号に変換される。【００１３】
以下の説明では、図１の（Ｅ）に示すように、受信信号の光電界をr(n)exp(φ(n))と定義し、局発光１３２−１、１３２−２の光電界をexp(-θ(n))と表記する。ここで、rは光電界の振幅、φは光電界の位相、nはサンプリング時刻を示しており、局発光１３２の振幅は一定値「１」と仮定している。また、θ(n)は、レーザ光源が本質的に持っているランダムな位相雑音や、局発光と信号光の差周波成分によって生じる位相変動を示している。尚、送信機側の送信光源も位相雑音を持っているが、ここでは、説明を簡単化するため無視されている。【００１４】
各バランス型光受信器１０５−１、１０５−２は、入力された光多値信号を局発光でホモダイン検波し、それぞれ局発光を基準にした光多値信号の光電界の同相成分と直交成分を出力する。従って、Ａ／Ｄ変換器１０６−１の出力信号１４０−１は、I'(n)＝r(n)cos(φ'(n))、Ａ／Ｄ変換器１０６−２の出力電気信号１４０−２は、Q'(n)＝r(n)sin(φ'(n))となる。但し、ここでは、簡単化のためにφ'(n)＝φ(n)＋θ(n)とし、変換効率などの定数は全て「１」としてある。【００１５】
ここで、位相変動θ(n)を無視すると、φ'(n)＝φ(n)となる。従って、コヒーレント光電界受信器を用いた場合、受信した光多値信号１２３から、光電界r(n)exp(φ(n))を示す全ての情報（ここではＩ、Ｑ両成分）が直接的、且つ簡単に得られ、多値光信号受信が可能となるはずであるが、実際には、局発光１３２の位相変動θ(n)の影響を無視できない。【００１６】
例えば、受信した光多値信号が、図１の（Ｃ）に示した１６値直交変調（１６ＱＡＭ）で多値変調されていたと仮定すると、位相変動θ(n)があった場合、受信信号の位相点配置は、等化的に図２の（Ｂ）に示すように、理想的な位置からθ(n)だけ回転する。その結果、上述したI'(n)とQ'(n)からは、どのシンボル（位相点）が送信されたかを識別できなくなる。【００１７】
デジタル演算回路１４１は、Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２の出力信号から、位相点のゆっくりとした回転成分（〜数１００ＭＨｚ）を検出し、この回転成分を位相変動θ(n)と見做してＡ／Ｄ変換器の出力信号から演算処理で除去し、正しい同相成分I(n)＝r(n)cos(φ(n))、直交成分Q(n)＝r(n)sin(φ(n))を示す出力信号１４２−１、１４２−２をシンボル判定回路１４３に出力する。【００１８】
バランス型光受信器１０５−２も、バランス型光受信器１０５−１と同様の動作で、出力信号１４２−３、１４２−４として、正しい同相成分I(n)＝r(n)cos(φ(n))、直交成分Q(n)＝r(n)sin(φ(n))を出力する。シンボル判定回路１４３は、上記各デジタル演算回路１４１から出力されたＩ、Ｑ成分を図１（Ｃ）に示した位相点配置と比較することによって、どのシンボルが伝送されたかを高精度に判別し、再生多値デジタル信号１４４を出力する。【００１９】
上述したコヒーレント光電界受信器を利用すれば、波長分散などに起因した信号劣化を演算処理で補償して、多値信号の識別に必要な全ての電界情報を生成できるため、原理的には、どのように複雑な多値信号でも受信可能となる。また、上記コヒーレント光電界受信器には、デジタル演算回路１４１で、入力信号に光ファイバ伝送路の伝搬関数の逆関数による補正処理を行うことにより、波長分散などによる線形劣化を理論的には完全に補償でき、補償量にも制限が無いと言う大きな利点がある。但し、現時点では、１０Ｇｂｉｔ／秒以上の信号処理性能をもつような小型の高速デジタル演算回路１４１が市場に提供されていないため、上述したデジタル処理型のコヒーレント光電界受信器は、高速のＡ／Ｄ変換器を用いて取り込んだ電気信号１４０−１、１４０−２をコンピュータでオフライン演算して、その効果を検証中の段階にある。【００２０】
一方、図３の（Ｂ）は、非特許文献２に代表される従来の振幅位相変調光受信用の光多値信号受信器の構成図を示し、図３の（Ａ）は、位相４値、振幅２値の８個の位相点が同心円上に配置された８値の振幅位相変調光（８ＡＰＳＫ）の１例を示している。８ＡＰＳＫ信号のように、位相成分が等間隔に分割される光変調では、通常、位相成分の変調に差動符号化が用いられる。本例では、振幅２値と、直前シンボルとの位相差が、０、π／２、π、−π／２の何れかになる位相４値に対応付けて、各シンボルで３ビットの情報を伝送する。【００２１】
８ＡＰＳＫ信号を受信する光多値信号受信器は、光電界を検出しない非コヒーレント方式であり、図３の（Ｂ）に示すように、入力された光ＡＰＳＫ信号１２４は、光分岐回路１５０で３つの光信号に分岐される。そのうち、２つの光信号が光遅延検波器１０４−１と１０４−２に、残る１つの光信号が光強度受信器１５１に入力される。光遅延検波器１０４−１と１０４−２は、それぞれ入力信号にシンボル時間Ｔの遅延を与える第１の光パスと、−π/4位相シフタまたは＋π/4位相シフタをもつ第２の光パスとからなり、受信した光多値信号の状態（シンボル）を時刻Ｔだけ前に受信したシンボルと干渉させて、位相変調成分を光強度信号に変換する。【００２２】
＋π/4位相シフタをもつ光遅延検波器１０４−１の出力光は、受信シンボルと直前のシンボルとの位相差が０または＋π／２となった時に出力強度が大となり、位相差が−π／２またはπとなった時に出力強度が小となる。光遅延検波器１０４−１の出力光をバランス型受信器１０５−１で受信し、その出力を２値判定回路１５２−１で２値判定することによって、１ビット分の２値再生デジタル信号１５３−１が得られる。【００２３】
−π/4位相シフタをもつ光遅延検波器１０４−２の出力光は、受信シンボルと直前のシンボルとの位相差が０または−π／２となった時に出力強度が大となり、位相差がπ／２またはπとなった時に出力強度が小となる。光遅延検波器１０４−２の出力光をバランス型受信器１０５−２を介して２値判定回路１５２−２に入力することによって、位相成分に含まれる他の１ビット分の２値再生デジタル信号１５３−２が再生される。【００２４】
光強度受信器１５１は、受信信号の光強度（光電界振幅の二乗）を電気信号に変換する。光強度受信器１５１の出力は、２値判定回路１５２−３で判定され、光振幅成分に含まれる１ビット分の２値再生デジタル信号１５３−３が再生される。この光多値信号受信器は、光遅延検波を用いているため、位相変動θ(n)の影響と偏波依存性が殆どなく、局部発振光源が不要となる等の利点があり、１６値までのＡＰＳＫ信号の受信に適用されている。【００２５】
また、A.D.Ellis etc、“Receiver-side electronic dispersion compensation using passive optical field detection for low cost 10Gbit/s 600 km reach applications”、Paper OTuE4、Optical Fiber Conference(OFC)2006（非特許文献４）のFig.1には、２値強度変調光を送受信するの光伝送システムの構成が示されている。【００２６】
ここに示された光送信器（Low Cost Transmitter）は、ＤＦＢレーザから出力された光信号をマッハツェンダ型光強度変調器（ＭＺＭ）もしくは電界吸収型光変調器（ＥＡＭ）で１０Ｇｂｉｔ／ｓの情報信号（ビット幅１００ｐｓ）により外部変調し、光ファイバ伝送路（Fiber Link）に出力している。上記光ファイバ伝送路で伝送された変調光は、狭帯域フィルタで切り出した後、Ａ〜Ｄの４部分よりなる光受信器で受信される。この光受信器は、光強度波形（ＡＭ成分）と光周波数変化（ＦＭ成分）の波形を取得し、これを受信器内部で合成し、電気的に分散補償をする効果を持つ。【００２７】
受信器のＡ部は、遅延量Ｔ＝５ｐｓの非対称マッハツェンダ型光干渉計と、その２つの出力ポートに結合された２つの光検出器（出力電圧Ｖ１、Ｖ２）から構成されている。この光干渉計は、光周波数周期２００ＧＨｚ（＝１／Ｔ）で周期的な通過特性を持っており、干渉計の位相を９０度に設定することによって、光周波数弁別器として作用している。このため、Ｂ部で２つの光検出器の出力信号の和成分（Ｖ１＋Ｖ２）を演算し、受信光の強度波形（ＡＭ波形ＶＡ）を得ることができる。【００２８】
一方、差成分（Ｖ１−Ｖ２）の演算結果を強度波形（ＶＡ）で除算することにより、周波数波形（ＦＭ波形：ＶＦ）を得ることができる。Ｃ部では、ＡＭ変調器を用いて、マイクロ波発信器から得られた中間周波数Ｆ（Ｆ＞１０ＧＨｚ）の電気正弦波信号を上記ＡＭ波形ＶＡで強度変調し、更に、ＦＭ変調器を用いて上記ＦＭ波形ＶＦで変調することによって、受信器内で擬似的に光電界波形を再生している。得られた中間周波数の電気信号は、この後、光伝送路とは逆の分散特性を持つマイクロ波分散性伝送路（Dispersive Transmission Line）を通過させることによって、分散によって生じた波形劣化を補償（分散補償）した後、二乗検波して受信される。【００２９】
上記の発表は、原理提案のみであり、実際にこのような構成を実現できることを完全に実証したものではないが、この発表に従えば、波長分散によって劣化した光信号の波長分散補償が可能となる。【００３０】
【非特許文献１】R. A. Griffin, et. al., ”10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration,” OFC2002, paper PD-FD6, 2003
【非特許文献２】Kenro Sekine, Nobuhiko Kikuchi, Shinya Sasaki, Shigenori Hayase and Chie Hasegawa, ”Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec 16-ary (40 Gbit/s) Optical Modulation / Demodulation Scheme,” paper We3.4.5, ECOC 2004, 2004
【非特許文献３】M. G. Taylor, ”Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments,” paper We4.P.111,  ECOC 2003, 2003
【非特許文献４】A. D. Ellis etc, “ Receiver-side electronic dispersion compensation using passive optical field detection for low cost 10Gbit/s 600 km reach applications”, Paper OTuE4, Optical Fiber Conference (OFC) 2006
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
本発明の目的は、偏波依存性がなく、局部発振光源を必要とせず、また構造の簡素な実用的な光電界受信器および光多値信号受信器を提供することにある。【００３２】
光ファイバ伝送では、伝送光信号の偏波の状態が、時間的に大きく変動することが知られている。図２で説明したコヒーレント光電界受信器は、原理的に偏波依存性があり、偏波の変動によって前述したＰ偏波成分が失われると、コヒーレント光電界受信器１３５−１は、動作不能となってしまう。そこで、図２に示したコヒーレント光電界受信システムでは、光多値信号のＰ偏波成分１３３を受信するコヒーレント光電界受信器１３５−１と、Ｓ偏波成分を受信するコヒーレント光電界受信器１３５−２とを用意し、シンボル判定回路１４３が、これら２つの受信器の一方を選択してシンボル判定する偏波ダイバーシティ構成としている。【００３３】
更に、コヒーレント光電界受信システムには、波長が受信光と略合致した局部発振光源１３０を必要とするため、波長管理が複雑になるという問題がある。また、偏波ダイバーシティ構成を採用することにより、偏波状態が変動しても入力光信号の受信が可能となるが、この場合、偏波分離回路１３１や光スプリッタ１０２等の余分な光部品が必要となり、受信器のハードウェア規模が大きくなるという実用上の大きな問題がある。【００３４】
一方、図３で説明した多値光受信器では、受信信号の強度と相対位相差をそれぞれ２値判定しているだけであり、光電界の全情報の検出、例えば、図１（Ｃ）の１６ＱＡＭ信号の判定に必要となる振幅値と絶対位相値の組み合わせを行うことはできない。何故なら、これらの方式で使用されている光遅延検波器は、時間軸上で連続した２つのシンボルの相対位相差に応じて変化する強度信号を検出するためのものであり、各シンボルの絶対位相を検出することはできないためである。また、判定が２値に限られるため、図１（Ｄ）の１６ＡＰＳＫ信号の判定に必要となる相対位相差の８値検出などを行うこともできない。図３の例では、受信信号強度の２値判定と相対位相差の２値判定とを組み合わせる構造となっているために、シンボルの多値数が２のＮ乗で増加した場合、原則として、Ｎ組の受信回路を必要とし、受信器の構成が複雑化する。【００３５】
本発明の第２の目的は、非コヒーレント方式で光電界の全情報を検出し、伝送中に生じた線形劣化を補償する光電界受信器を実現することにある。一般に、遅延検波では、光信号が振幅変調成分を持つと、出力信号強度が振幅変調成分によって変動するため、局部発振光源を用いたコヒーレント光受信方式でなければ、光電界情報を得ることはできないと考えられている。もし、従来の２値振幅変調を含む多値変調された光信号を受信し、全ての電界情報を得ることができれば、受信器の電気回路段において、伝送中に生じた線形劣化を演算処理で補償し、例えば、高度の分散補償を実現できる。【００３６】
非特許文献４は、簡素な構成で上記の課題を解決する光受信器を示している。しかしながら、光信号の周波数波形という測定精度の低い波形を用いているため、仮に、強度変調信号の波長分散補償が実際に可能であったとしても、光信号の位相に情報を載せることは困難と考えられる。【００３７】
その理由は、周波数は位相の微分であるため、遅い位相変化に対しては周波数変化が小となり、検出感度が極端に悪くなるためである。同時に、光変調や伝送劣化によって、光信号の位相が急激に回転する箇所では大きな周波数変化が生じる可能性があるが、この場合でも、光周波数波形を劣化なく取り込むためには、光周波数測定のダイナミックレンジの拡大が必要となる。ダイナミックレンジを拡大するためには、光周波数弁別器として作用する光干渉計の周波数周期を大きくする（文献４では、ＦＳＲ＝２００ＧＨｚ）、すなわち、遅延時間Ｔを５ｐｓと非常に小さくする必要がある。これは、光周波数弁別器の周波数−光強度変換効率を更に低下させ、測定精度が更に劣化する要因となる。【００３８】
また、光信号の変調や伝送劣化によって、光強度がゼロに近づいた場合、光周波数波形ＶＦの演算において、除算の分母がゼロに近づき、測定誤差が更に急増し、ついには測定できなくなるという問題がある。しかしながら、非特許文献文献４には、これらの問題についての対策は記述されておらず、技術的にも未解決な点が残っている。
本発明は、上記の問題点を解決し、簡素な実用的な光電界受信器および光多値信号受信器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
上記目的を達成するため、本発明の光電界受信器および光多値信号受信器では、受信した光信号を２分岐し、一方を光強度受信器に、他方を遅延量Ｔｄの光遅延検波器に入力し、これら２つの受信器の出力信号から、光信号の電界情報（振幅と位相）を算出する。【００４０】
具体的には、演算回路で光強度信号ＡＭ(t)の平方根を計算することによって振幅ｒ(t)を得る。また、遅延検波器から得られた信号ｄＱ(t)を振幅積r (t)ｒ(t+T)で除算して正規化し、逆正弦演算を行うことによって、時間Ｔｄ間に生じた位相回転量を算出し、更に、この位相回転量を逐次累積することによって、上記電界情報を得る。上記構成によれば、ホモダイン検波を行っていないため、局部発振光源が不要となる。また、光遅延検波器には偏波依存性がないため、偏波依存性のない光電界受信器を実現できる。【００４１】
上記構成において、例えば、遅延時間Ｔｄを光信号のシンボル長Ｔ（＝１／Ｒ）の半分以下に設定すると、１シンボルに最低２回の光電界情報を得ることができ、ナイキスト定理を満たす完全な電界情報が得られ、波長分散補償などの線形補償が完全に行えるようになる。但し、２値・多値変調信号のシンボル判定のみを行う場合は、Ｔｄ＝Ｔであっても構わない。Ｔｄを小とし過ぎると、位相検出感度が劣化するため、Ｔｄの現実的な範囲はＴ／５＝（１／(５Ｒ)）となる（Ｒは、シンボル速度）。このとき、位相検出感度は１／５程度に劣化している。【００４２】
光遅延検波器に接続する受信器としては、特にバランス型光受信器が適している。本受信器であれば、光信号の不要な直流成分が除去できるため、理想的な演算が可能となる。【００４３】
尚、上記構成のバリエーションとして、光遅延検波器の２つの光出力にそれぞれ個別の光強度受信器を接続し、得られた差成分と和成分に、以下の実施例に示すような演算を行ってもよい。【００４４】
上記本発明の光電界受信器および光多値信号受信器は、例えば、各信号を高速のＡ／Ｄコンバータを用いてデジタル化し、複雑な演算処理はデジタル演算で実現すると、構成の容易さと柔軟性の点で極めて有効である。上記構成では、光電界の位相差を時間間隔Ｔｄで順次に計算する必然性から、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング間隔ＴｓａをＴｄと同程度かそれより十分小とする必要がある。信号帯域が小さければ、ＴｓａをＴｄよりも多少大きくし、位相変化を荒く算出しても、両者に相関があるために動作する場合があるが、その場合でも、理論的な限界はＴｓａ≦２Ｔｄである。【００４５】
時間Ｔｄ内に生じた位相回転量を逆正弦関数で算出するためには、位相回転量をπ／２以下に制限することが必須となる。これは、例えば、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング間隔Ｔｓａと遅延検波器の遅延時間Ｔｄを共に小とし、位相回転を頻繁に観測することによって解決できるが、この場合、Ａ／Ｄ変換器の高速化の限界（現在のサンプリング間隔は、２５ｐｓが最小）が障害となる。この障害は、本発明の光電界受信器を、送信側でサンプル間の位相回転量を制限した光変調と組み合わせることによって解決できる。本発明の光電界受信器は、例えば、位相回転量をπ／２などに制限した２値、または多値位相変調や、多値振幅位相変調、無チャープまたは小チャープの２値・多値強度変調との組み合わせが有効である。【００４６】
また、実施例で後述するように、送信光信号の消光比を意図的に０．１５より大とし、通常の光送信器における消光比の限界値（９〜１０ｄＢ）より劣化させることよって、光信号の強度がゼロとなったり、位相回転量が９０度を越える波長分散範囲を拡大すれば、本発明の適用範囲を更に広げることができる。【００４７】
本発明において、１シンボル中に２回以上の光電界情報を算出する構成にすると、算出した光電界情報に対して伝送路の伝搬特性の逆演算を行う完全な光電界補償が可能となる。この場合、波長分散やフィルタリング特性などの劣化に対する適応型もしくは固定型の補償回路を備えることによって、受信器の波長分散耐力などの伝送特性を大幅に改善することが可能となる。【００４８】
尚、本発明においては、遅延検波器の位相ずれ、ｄＱ波形の非対称性やオフセット、２つに分岐した光信号のサンプリングタイミングなどのパラメータに僅かなずれがあると、再生した位相情報に大きなドリフトを生じる可能性がある。これを防ぐためには、再生位相情報の時間変動や出力波形の上下非対称性がなくなるように、これらのパラメータを自動的に安定化する構成が有効である。【００４９】
例えば、本発明の光電界受信器および光多値信号受信器が、光ネットワークを構成する光伝送装置に付随して配置される場合、光ネットワークに接続された制御端末によって、光信号経路に沿った光ファイバの総波長分散量を算出し、この値を光信号受信側の光伝送装置に送信し、光電界受信器および光多値信号受信器の光電界補償回路に補償量の初期値として与えることによって、最適な補償量の設定が可能となる。この方式によれば、光ネットワーク内での光信号経路が変更された場合、再計算された補償量を光電界補償回路に迅速に設定できるため、適応補償型の光電界補償回路を不要にしたり、適応補償制御における最適状態への引き込み時間を短縮することが可能となる。
【発明の効果】
【００５０】
本発明では、光遅延検波器を用いているため、入力光の偏波状態に無依存であり、従来のコヒーレント検波方式と異なって、局部発振光源を必要としていないため、受信器の構成が簡単になる。また、従来の非コヒーレント型の多値光受信器では、受信信号の多値数の増加と共に回路規模が大形化したが、本発明の光電界受信器および多値光受信器は、受信光電界の位相面上の２次元座標情報を直接的に再生できるため、伝送効率を向上させるために光変調信号の多値数を大きくした場合でも、実用的なハードウェア規模で受信信号のシンボルを判定きるという利点がある。また、本発明によれば、受信光信号の電界演算や多値判定を電気的なデジタル回路で実行できるため、同一の受信器構成で、多値数や変調方式の異なる光信号に適合することが可能となる。【００５１】
また、本発明では、光信号の位相変化を高精度に算出できるため、非特許文献４で問題となる２値や多値の位相変調に適用できる。位相変調は強度変調に比べて受信感度が高く、光ファイバ伝送で問題となる光ファイバの非線形効果に対する耐力が高いため、特に長距離伝送に適している。位相領域を活用することによって、更に伝送効率のよい多値伝送も実現可能となる。【００５２】
また、本発明では、受信器規模が従来の２値強度変調の３倍程度（２値位相変調の１．５倍、また４値位相変調の２／３程度）で済むため、多値数の少ない光伝送においても、受信器のハードウェア規模に対する伝送効率が低下しにくいという効果がある。本発明で伝送情報量が２倍となる４値伝送を行えば、従来の４値位相変調伝送よりも伝送効率を向上できる。本発明は、光ファイバ通信用の受信器以外に、例えば、光電界波形測定装置や光空間伝送装置などにも適用可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
以下、本発明の幾つかの実施例を図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００５４】
図４は、本発明による光電界受信器１００と、これを用いた光伝送システムの第１実施例を示す。図４（Ａ）は、光伝送システムの構成図であり、光信号の経路は太線、電気信号の経路は細線で示してある。【００５５】
本実施例において、光送信器３００は、２値の位相変調光の送信器であり、レーザ光源３０１から出力される無変調のレーザ光を光位相変調器３０３に入力し、その変調端子にシンボル速度Ｒの２値デジタル情報信号３０２を印加して位相変調を行い、送信光信号３０５（光電界E(ｎ)）として出力している。光位相変調器３０３は、図４（Ｂ）の位相点配置が示すように、情報信号のマークおよびスペースに対応する位相点間の位相角がθ＝π／２となるように、レーザ光を変調する。【００５６】
図４（Ｃ）は、送信光信号３０５の位相波形を示す。光信号の位相は、シンボル境界を中心に遷移し、シンボル中央でｍまたはｓのどちらかの値をとる。その位相間隔（変調振幅）はπ／２である。各シンボルの間隔Ｔは、シンボル速度Ｒの逆数であり、Ｔ＝１／Ｒとなる。本実施例では、２値変調を行っているため、シンボル速度ＲはビットレートＲｂと等しくなる。送信光信号３０５は、光ファイバ伝送路３０４を伝送され、光ファイバの波長分散などで伝送劣化を受けた後、入力光信号１０１として、本発明の光電界受信器１００に入力される。【００５７】
入力光信号１０１は、光分岐回路１５０によって２つの光信号経路１０３−１と１０３−２に分岐され、光遅延検波器１０４と光強度受信器１５１に入力される。光遅延検波器１０４は、入力信号にシンボル時間Ｔ／２の遅延を与える第１の光パスと、２つの光パスで位相が互いにπ／２ずれるように位相角−π／２の位相シフタをもつ第２の光パスとからなり、位相シフトした光多値信号の光電界を遅延量Ｔｄ＝Ｔ／２だけ前の受信光電界と干渉させている。この遅延量Ｔｄは、本発明での光電界の位相再生の時間間隔となる。【００５８】
尚、位相シフタの位相量は、厳密には、遅延された光電界が通過する遅延側のパスの位相遅延量を指すが、位相量の符号や配置されるパスが異なっても出力信号の符号が反転するだけであり、電気信号の符号反転操作や再生された光電界の複素共役演算などを行えば簡単に修正できる。よって、以下の説明では、位相量の符号や配置されるパスはどちらでも構わないものとする。【００５９】
光遅延検波器１０４から出力された２つの光信号は、光バランス型受信器（光検出器）１０５で差動受信され、電気信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換器１０６−１でデジタル信号に変換される。また、光強度受信器１５１で受信された光信号も同様に、電気信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換器１０６−２でデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換回路１０６−１、１０６−２には、周波数２／Ｔのクロック発振器３１０から、それぞれサンプリングクロック１０７が供給されており、１シンボル当たり２回の周期でデジタルサンプリングを行う。本例では、クロック発振器３１０には、光バランス型受信器１０５の出力信号の一部が供給されており、受信光信号の位相遷移のタイミングに同期して、クロック成分を抽出している。このようにすれば、常に、受信光信号のシンボル中の所望のタイミング（シンボル中央と境界など）で、デジタルサンプリングを行うことができる。【００６０】
Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２から出力されたデジタル信号は、それぞれ遅延調整回路１０８−１、１０８−２に入力され、２つの信号経路のタイミングのずれを光遅延検波器１０４の遅延時間Ｔｄ以下となるように調整した後、ｄＱ信号３１１、ＡＭ信号３１２として、電界演算部１１１に供給される。【００６１】
図５（Ａ）は、これらの電気受信信号の時間波形の１例を示している。ここでは、或る時刻ｔのサンプル点の番号をｎとし、受信した光信号をＥ(ｔ)＝Ｅ(ｎ)＝ｒ(ｎ)ｅｘｐ（φ（ｎ））で表している。この場合、ＡＭ信号およびｄＱ信号は、それぞれ、ＡＭ(ｎ)＝ｒ２(ｎ)、ｄＱ(ｎ)＝ｒ(ｎ)ｒ(ｎ−１)ｓｉｎ(Δφ)と書ける。ここで、Δφ＝φ(ｎ)−φ(ｎ−１)である。【００６２】
ＡＭ信号３１２は、電界演算部１１１の平方演算回路１１２に入力され、平方演算回路１１２の出力として、再生光電界の振幅ｒ(ｎ)３２０が得られる。平方演算回路１１２は、デジタル演算回路で構成してもよいが、例えば、予め平方根データをメモリに格納し、テーブル検索で代用する構成や。アナログ回路などで実現する構成であってもよい。【００６３】
一方、ｄＱ信号３１１には、上式のようにｎ番目とその直前のｎ−１番目のサンプルの情報が混在している。本実施例では、ｄＱ信号３１１を除算回路３１３−１で、振幅情報ｒ(ｎ)を遅延回路３１４で時間Ｔｄ＝Ｔ／２だけ遅延した過去の振幅情報ｒ(ｎ−１)で除算し、除算回路３１３−１の出力を除算回路３１３−２で振幅情報ｒ(ｎ)で除算することによって、ｙ信号３１５を得ている。この結果、ｙ＝ｓｉｎ(Δφ)となる。【００６４】
ｙ信号３１５は、逆正弦演算回路３１６に入力され、逆正弦（ａｒｃｓｉｎ）演算を行うことによって、位相差信号（Δφ）３１７に変換される。前述のように、Δφは、サンプル点間の光電界の位相差であるため、遅延加算回路３１８で、位相差Δφに直前受信シンボルの位相φ(ｎ−１)を加算することによって、再生光電界の位相φ(n)３２１を得ることができる。【００６５】
一般に、光信号の位相は、光源の位相雑音や光ファイバの長さの温度変化などによって、時間的にゆっくりと変動するため、光信号の初期位相φ(０)は不定である。このため、遅延加算回路３１８では、適当な初期位相（例えば、０）を設定して演算を開始すればよい。送信側で多値位相変調などを用いており、絶対位相を確定する必要がある場合は、送信位相変調波形中の固定パターンから学習したり、受信パターンやヘッダの認識の正誤などから正しい位相角を推定すればよい。【００６６】
このような初期位相や初期振幅の判定は、光通信分野、無線通信分野で共通の課題となる。従って、本発明の光電界受信器には、上述した解決法以外に、これらの通信分野で公知となっている他の手法を適用可能である。例えば、送信信号内に、既知の位相角または振幅値をもつ参照信号を周期的または間歇的に挿入したり、初期位相や初期振幅の判定が不要となる差動変調などの技術を用いてもよい。また、正常な受信が可能となるように、再生された位相点の統計分布から適応学習的に初期位相や振幅を調整してもよい。
尚、上述したように、光電界のサンプル点間の位相差を逆正弦演算を用いて算出すると、位相角の変化が最大でも±９０度の範囲でしか計算できない。これは、本発明の本質的な特徴の１つである。【００６７】
図５（Ｂ）は、このようにして再生された光電界の振幅ｒ(ｎ)３２０と、位相φ(ｎ)３２１の様子を示している。本実施例の電界演算部１１１では、間隔Ｔｄ＝Ｔ／２毎に逐次電界再生演算を行っているため、１シンボル時間Ｔあたり２点の電界情報を得ることができる。すなわち、ナイキスト定理によれば、受信光電界信号がシンボル速度以上の周波数成分を含まなければ、この受信器内でデジタル信号として再生された光電界は、受信光電界の全ての情報を保持することになる。もし、光ファイバの非線形効果や他の波長の光信号の漏れこみにより、上記ナイキスト定理の仮定が破れる場合、受信光信号を十分に狭い光フィルタに通すか、受信信号や再生電界信号を十分に狭いアンチエイリアジングフィルタ（低域通過フィルタ）に通して、高周波成分を除去すればよい。【００６８】
次いで、これらの再生光電界信号を直交変換回路３２２に入力し、直交座標表現の電界信号３２３に変換した後、これを伝送路の伝播関数の逆特性で補正する補償演算回路３２４に入力する。補償演算回路３２４は、光ファイバや光部品の波長分散、光部品の帯域制限などの線形劣化を完全に補償することができる。【００６９】
補償後の電界信号３２５は、検波・識別再生回路３２６に入力され、光送信器３００における情報信号の変調方式に対応した検波方式で、検波・識別されてデジタル情報信号として出力される。入力される電界情報は、本実施例の場合、２サンプル／シンボルとなっているため、検波・識別再生回路３２６には、通常の受信器の識別再生部のように、必要に応じてリサンプリング機能、クロック抽出機能、アイ開口最大点の判定機能などをもたせて、アイ開口が最大となる最適識別時刻で識別を行なえばよい。【００７０】
本実施例では、送信側で変調度π／２の２値位相変調を施しているので、検波方式としては、例えば、シンボル時間Ｔを遅延時間とした電気遅延検波（位相差０）を施し、出力信号を２値判定して、２値デジタル信号を再生すればよい。尚、このように電気遅延検波で情報信号を再生する場合には、送信側で差動符号化を行っておくのが適切である。【００７１】
前述したように、本発明の光電界受信器で受信可能な光信号は、時間Ｔｄ間の位相回転量が最大でも±π／２内のものである。このため、光位相変調器３２９では、位相変調量（＝１シンボル時間の位相回転量）をπ／２としている。この結果、位相計算の間隔Ｔｄがシンボル時間の１／２であれば、Ｔｄ内の位相変化は±π／４となり、上記の制限内に十分に収まることになる。位相回転は、後述するように、波長分散の印加などによっても増加するので、上記制限は、この増加分も含めて満たされている必要がある。【００７２】
位相回転角が更に大きい光信号を受信する必要がある場合は、Ｔｄ（光遅延検波器の遅延量）を小とし、位相回転量の計算間隔を小としてもよい。但し、本発明では、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング間隔（Ｔｓａ）をＴｄと同程度か、これよりも小とする必要があるため、Ｔｄをあまり小とすると、サンプリング速度や電界演算の速度が高速になって構成が複雑化する。従って、例えば、１０Ｇシンボル／秒の光信号の分散補償を行う場合、Ｔｄを〜５０ｐｓ程度とし、１シンボル中に最低２回の電界サンプルを得るべきである。この際、必要となるサンプリング時間は５０ｐｓであり、２倍のオーバーサンプリングを行うと２５ｐｓ程度であり、現在のＡ／Ｄ変換器で実現可能なレベルになる。【００７３】
非特許文献４では、遅延検波器の遅延量を僅か５ｐｓとしている。この場合、上述した本発明のルールに従うと、サンプリング間隔をＴｓａ＝２．５ｐｓ以下、すなわち、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング速度を４００ＧＨｚ以上にする必要があり、現在の技術では実現不可能と思われる。このことからも、本発明と非特許文献４が異なる技術であることがわかる。【００７４】
図４（Ａ）において、光信号経路１０３上の光部品間の結合には、光部品間の光ファイバによる結合、バルク光学素子空間ビームによる結合、集積化された光部品間の導波路による結合など、各種の接続形態を採用できる。特に、図示したように、光遅延検波器１０４とバランス型受信器１０５とを組み合わせると、検波器出力信号の振幅を倍加し、不要な直流信号を除去できる利点がある。尚、一部制限は生じるものの、バランス型受信器１０５の代わりに、通常の光強度検出器を適用することもできる。その場合、不要成分の除去という観点からは、光遅延検波器の２つの出力にそれぞれ光強度受信器を配置し、その後で電気信号同士の減算を行い、差分を検出するバランス型受信形態が望ましい。差分の検出は、それぞれの光強度受信器の出力をデジタルサンプリング化した後に、デジタル演算で実現しても構わない。【００７５】
遅延調整回路１０８−１と１０８−２は、光信号の分岐点となる光分岐回路１５０と、電界演算部１１１との間の２つの信号経路における信号伝搬時間を一致させ、演算タイミングを合わせるためのものである。これらの遅延調整回路は、例えば、オーバーサンプリングを用いたデジタルバッファ回路などでも実現できる。但し、製造段階で２つの信号経路長を完全に一致する構成を採用した場合、遅延調整回路１０８−１、１０８−２は省略できる。信号タイミングの微調整は、例えば、Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２に供給されるサンプリングクロックの印加タイミングで制御するようにしてもよい。【００７６】
図４（Ａ）では、Ａ／Ｄ変換器１０６−１（１０６−２）の後に、デジタル遅延調整回路１０８−１（１０８−２）を配置しているが、遅延調整回路としてアナログ遅延線を使用し配置を逆にしてもよい。Ａ／Ｄ変換器１０６を省略し、電界演算部１１１やその後の処理の一部または全ての演算機能をアナログ回路で実現してもよい。但し、この場合は、構成が複雑化し、調整が複雑になるなど、本発明の一部の利点は失われる。【００７７】
また、電界演算部１１１は極座標（ｒ(ｎ)、φ(ｎ)）型の実装例としたが、直交座標（Ｉ(ｎ)、Ｑ(ｎ)）型とすることもできる。この場合、座標変換回路を挿入してｒ（ｎ）とΔφから、ΔＩ(n)とΔＱ(ｎ)を求め、逐次I(ｎ)とQ(ｎ)を演算する構成とすればよい。本構成においては角度Δφの回転演算が必要となり、その中でｓｉｎ（Δφ）とｃｏｓ（Δφ）が必要となる。前者はｙ信号をそのまま利用し、後者はｓｑｒｔ（１−ｙ２）などの演算で算出する構成としても構わない。【００７８】
電界演算部１１１の機能は、例えば、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、ＤＳＰ、または機能を再構成可能なプロセッサで実現できる。電界演算部１１１の全体、またはその内部の演算機能部分（例えば、除算回路３１３、平方演算回路１１２、逆正弦演算回路３１６など）は、専用のデジタル演算回路、テーブル検索方式やアナログ回路で実現してもよい。電界演算部１１１の内部には、必要に応じて、他の機能回路、例えば、信号の振幅や強度を正規化する自動利得制御（ＡＧＣ）回路や、エラー時の例外処理機能（例えばｒ(n)＝０時の除算禁止機能など）を備えてもよい。【００７９】
電界演算部１１１で充分な計算速度が得られない場合には、例えば、計算処理を並列展開したり、電界データ列を複数のパケットに時分割して複数の電界演算部で処理し、複数の演算結果を合成するようにしてもよい。尚、このように電界データ列を分割して処理した場合、各データ列の連結部分で、光電界位相が連続するように調整する必要があるが、これは、例えば、時分割する際にデータ列間に数ビットの重複部分を持たせ、重複ビットの位相が一致するように補正するなどの処理で解決できる。【００８０】
また、結果的に同じ演算結果が得られれば、演算順序や構成を適宜変更しても構わない。例えば、２個の除算回路３１３の順序を逆にした構成、除算回路３１３の構成を振幅情報の逆数を演算した後にｄＱと乗算する構成、最初に乗算回路によってｒ(ｎ)とｒ(ｎ−１)の積を算出し、これでｄＱを除算する構成などが考えられる。尚、雑音や、後述する電界振幅のゼロヒットなどによって、瞬間的に振幅情報がゼロとなった時、除算エラーが生じたり、結果が無限大となる致命的な問題が生じる可能性があるが、これを避けるために、ｙ信号３１５の範囲が＋１〜−１になるように制限を設けたり、ゼロ除算エラーを外部に出力する構成を採用することも可能である。【００８１】
本発明においては、遅延回路３１４の遅延時間は、光遅延検波器１０４の遅延時間Ｔｄに略一致させる必要がある。本実施例では、サンプリング間隔Ｔｓａ＝Ｔｄ＝（Ｔ／２）となっているため、時間遅延が丁度１サンプル分に相当している。本明細書では、光遅延検波器１０４の遅延時間Ｔｄが異なる幾つかの実施例を示すが、全ても実施例において、遅延回路３１４の遅延時間は、常にＴｄに略一致するようにする必要がある。【００８２】
逆正弦演算回路３１６では、光信号や電気回路の雑音、演算誤差、回路の特性誤差などによって、入力されるｙ信号３１５の範囲が、ａｒｃｓｉｎの定義域＋１〜１を逸脱し、演算が実行不能となる可能性が考えられる。これを避けるためには、例えば、ａｒｃｓｉｎ関数を一定の次数までテーラー展開した近似関数で代用したり、入力信号が＋１〜−１の定義域を逸脱しないように、リミッタ特性を持たせるなどの方法がある。例えば、ａｒｃｓｉｎ関数の５次までのテーラー展開（ｙ＋ｙ３／６＋ｙ５・３／４０）を用いれば、定義域の逸脱は発生せず、十分な精度で近似できる。【００８３】
補償演算回路３２４に実装する補償機能は、光信号の線形劣化を補償できれば、どのような劣化補償機能であってもよく、複数の劣化要因を同時に補償する機能を備えていても構わない。また、光ファイバの非線形効果である自己位相変調効果のように、必ずしも線形ではない劣化であっても、或る程度の補償が可能である。この場合の劣化は、光信号の位相が光強度に比例して回転するものであるから、電界再生によって得られた位相点の振幅や配置などから位相の回転量を推定し、位相点配置が適正となるように逆補償を行えばよい。【００８４】
図６は、本発明の動作を検証した実験結果の一例を示す。実験においては、光信号のシンボル速度を５Ｇシンボル／秒（Ｔ＝２００ｐｓ）とし、光送信器には、変調度π／２の２値位相変調光を生成するものを採用し、伝送路は１６０ｋｍの通常分散ファイバ、波長分散量は２７２０ｐｓ／ｎｍである。また、光遅延検波器１０４の遅延量は、Ｔｄ＝Ｔ／２＝１００ｐｓとした。全体の構成は、図４（Ａ）と略同一であるが、サンプリングには高速のデジタルオシロスコープを利用し、サンプリング間隔は、Ｔｄの１／２の５０ｐｓ（サンプリング速度Ｔｓａ＝２０Ｇサンプル／秒）、電界再生部１１１以降の処理は、パソコン上で模擬的に実現した。【００８５】
図６において、（Ａ）は、デジタル化された実際のＡＭ信号３１２とｄＱ信号３１１の波形の１例を示す。本来、光位相変調は、強度変調成分を持たないが、光ファイバの波長分散によって位相変調が強度変調に変換されるため、ビット位相の切り替え点で、強度変調成分が発生している。（Ｂ）は、再生・分散補償後（数値演算によって−２７２０ｐｓ／ｎｍを印加）のＩ、Ｑ成分であり、位相変調に伴う矩形の遷移が観測できる。【００８６】
（Ｃ）は、再生光の電界振幅３２０を示す強度波形図、（Ｄ）は、再生光電界３２３を位相面にプロットした図である。概ね図４（Ｂ）に近い４分の一円状の位相面上のトレースが得られているものの、（Ｃ）、（Ｄ）ともに、本来は存在しない振幅変化が現れ、大きな劣化が見られる。（Ｅ）は、再生光電界３２３を補償演算回路３２４を通さずに、直接検波・識別再生回路３２６で１シンボル時間Ｔの遅延検波を行った場合の遅延検波波形を示す。アイ開口が殆んど得られないほどに劣化している。【００８７】
これに対し、（Ｆ）、（Ｇ）、（Ｈ）は、それぞれ補償演算回路３２４で光ファイバの伝達関数の逆関数（−２７２０ｐｓ／ｎｍ相当の波長分散）を印加した場合の、電界振幅、光電界位相、遅延検波波形の例を示す。補償後の光電界の振幅変動は、（Ｆ）のように極めて小に抑圧され、位相面上のトレースも、（Ｇ）のように略完全に図４（Ｂ）と合致し、送信光電界が正しく再現できていることがわかる。（Ｈ）は、分散補償後に直接検波・識別再生回路３２６で１シンボル時間の遅延検波を行った場合の遅延検波波形であり、２値のアイ開口が極めて明瞭に得られた。このように、本発明の原理と効果は実験的にも実証されている。
【実施例２】
【００８８】
図７は、本発明による光電界受信器１００と、この光電界受信器を用いた光伝送システムの第２実施例を示す。
本実施例では、光送信器３００は、２値デジタル情報信号３０２を光強度変調器３２９に印加することによって、送信光信号３０５として、２値強度変調光を生成している。本発明の光電界受信器では、光信号の強度が略０となると、光電界の再生が困難となるため、送信光信号３０５では、予め光信号の消光比を０．１〜０．３に意図的に劣化させている。【００８９】
光電界受信器１００に入力された入力光信号１０１は、実施例１と同様、光分岐回路１５０で２分岐される。分岐された一方の光信号は、遅延量Ｔｄ＝Ｔ／２の光遅延検波器１０４とバランス型受信器１０５によって電気信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換器１０６−１でデジタル信号に変換される。本実施例では、クロック発振器３１０は、光シンボル速度の４倍の周波数で自由発振している。この結果、Ａ／Ｄ変換器１０６−１のサンプリング間隔ＴｓａはＴｄ／２となり、実質２倍オーバーサンプリングとなる。【００９０】
分岐された他方の光信号は、光強度受信器１５１によって電気信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換器１０６−２でデジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１０６−２でデジタル信号に変換される。
本実施例では、光遅延検波器１０４の遅延時間Ｔｄを電界演算部１１１の演算間隔として、光信号の位相変化Δφを算出している。従って、本実施例では、Ａ／Ｄ変換機１０６−１（１０６−２）から出力される間隔Ｔｄ／２のデジタル信号を再サンプリング回路３３２−１（３３２−２）で１／２倍にダウンサンプリングし、電界演算部１１１に入力されるｄＱ信号３１１とＡＭ信号３１２のサンプリング間隔がＴｄに等しくなるようにしている。【００９１】
尚、再サンプリング回路３３２−１（３３２−２）では、出力信号のサンプリングタイミングの変更、周期の微調整を可能にしている。従って、クロック発振器３１０が自由発振状態であり、その発振周波数やタイミングが入力光信号１０１のタイミングとずれていたとしても、再サンプリング時に、両者が合致するように補正できる。後述するゼロヒットの回避などを考慮する必要がなければ、クロック発振器と入力光信号の周波数やタイミングがずれていても、電界再生に支障は生じない。この場合、サンプリング点と情報信号のシンボルのタイミングや周期がずれたまま、電界再生・補償などの処理を行い、最後のデジタル信号の識別・判定処理の際に、シンボルタイミングの抽出を実行すればよい。【００９２】
また、本実施例では、ｄＱ信号３１１とＡＭ信号３１２の電界演算部１１１への入力タイミングを一致させるために、可変光遅延回路３３０、可変高周波遅延回路３３１を設け、ＡＭ信号の到着タイミングを物理的に遅延させる構成としている。遅延調整回路は、光回路、電気回路の何れであってもよく、ｄＱ信号３１１の経路とＡＭ信号３１２の経路の少なくとも一方に、可変もしくは固定の遅延手段を自由な組み合わせで配置できる。【００９３】
電界演算部１１１は、極座標の再生光電界３３３を演算する。演算結果は、直交変換回路３２２で直交座標表示の光電界に変換し、補償回路３２４で伝送劣化を補償した後、判定帰還等化回路３３４に入力され、受信シンボルの判定、符号間干渉の除去など、デジタルフィルタリングによる波形の等化動作が行われる。【００９４】
本実施例では、光信号は強度変調されているため、判定帰還等化回路３３４内では、先ず、光信号の二乗検波もしくは包絡線検波などを行い、次いで、ＦＦＥ（前方向帰還等化）回路と識別回路・ＤＦＥ（判定帰還等化）回路などで補償動作を行う。この時、アイ開口量が最大となるように、または補償後の信号と識別結果の平均二乗残渣が最小となるように、最適化補償が行われる。【００９５】
本実施例では、判定帰還等化回路３３４から得られるアイ開口量３５０を補償量最適化回路３２８に入力し、補償量の指定値（例えば、波長分散量）を補償回路３２４の補償量入力端子２０７−１に入力している。補償量最適化回路３２８では、アイ開口量３５０が最大となるように補償量を変化させることによって、常に最適な補償量に自動制御することが可能となる。尚、補償量は、補償量入力端子２０７−２に外部から適切な補償量を入力して、設定する形態としてもよい。例えば、光ファイバ伝送路の距離や、それに応じた波長分散量が判明している場合には、その逆の量を補償量として設定すればよい。【００９６】
図７（Ｂ）は、送信光として１０Ｇビット／秒の無チャープの２値強度変調光（消光比１０％）を入力した場合の光信号の位相点配置を示している。図７（Ｃ）は、この光波形を通常分散ファイバで１８０ｋｍ伝送した後の光電界分布のシミュレーションで結果を示す。【００９７】
光ファイバ伝送後には、図（Ｃ）に示すように、複雑な位相回転と強度変化を生じる。この程度の波長分散であれば、光信号の振幅はゼロになることはなく、また、光信号の位相回転角は、どのサンプル点間でも２／３π程度に収まっている。このような光変調であれば、本発明が十分に適用可能となる。従来の光ファイバ伝送技術においては、光信号の電界再生という概念は殆んど存在していない。このため、位相回転量が制限される本発明のような形態であっても、実用的な光電界再生や波長分散の補償が行えるということは全く知られておらず、これは本発明において初めて指摘された概念である。【００９８】
図８の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、それぞれ上記第２実施例における送信光強度波形、受信波形、サンプリングの様子を示している。（Ａ）に示すように、送信波形では、各シンボルの中央で、光強度がマーク（ｍ）とスペース（ｓ）のいずれかとなるように変調されているが、光ファイバ伝送によって波長分散などで波形劣化が生じると、受信波形は、図（Ｂ）のように歪む。特に、波長分散量がある程度以上大となると、点Ｐや点Ｑのように、光信号強度がゼロに近くなる点が生じる。実際には光強度が完全にはゼロにならなくても、光信号の雑音によって、ゼロに近接する危険が生じる。本明細書では、この現象を「ゼロヒット」と呼ぶことにする。【００９９】
ゼロヒットが生じると、電界演算部１１１における除算の計算誤差が急増し、再生光の位相誤差が異常に増大したり、位相そのものが算出不能となる可能性がある。ゼロヒットを避けるには、例えば、本実施例のように、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング速度を高めたオーバーサンプリングを行い、再サンプリングの際にゼロヒットしないサンプリング点を抽出して、電界演算部１１１に入力する方法が有効である。【０１００】
例えば、図（Ｃ）は、２倍のオーバーサンプリングを行った例であり、ＡＭ信号、ｄＱ信号には、それぞれ１シンボル当たり４つのサンプリング点（白丸と黒丸）がある。一般に、波形のゼロヒットは、ビットレートの２倍の周期の間隔で発生することが多く、本例では、ゼロヒットは、偶サンプリング点（白丸）に合致する波形の中央および境界で発生している。この場合、奇サンプリング点（黒丸）のみを抽出し、これを電界演算に利用することによって、上述したゼロヒットによる問題を避けることが可能となる。【０１０１】
尚、偶、奇両方のサンプリング点でゼロヒットが生じた場合は、再サンプリング時に補間演算を行い、両者の中間に新たなサンプリング点を生成すればよい。偶、奇それぞれのサンプルを利用する２つの電界演算回路を設け、ゼロヒットしない方を適宜選択して、出力電界を生成してもよい。また、雑音などの影響によりゼロヒットが生じた場合には、ゼロヒット終了後に改めて電界位相の推定から開始する回復法も有効である。【０１０２】
図９は、本発明の適用領域の検証結果であり、光伝送シミュレーションを用いて、１０Ｇビット／秒の２値強度変調信号の光強度の最小値と、時間Ｔｄ（本例では５０ｐｓ）との間に生じる位相回転量を調べたものである。
（Ａ）は、α＝１の光信号を通常分散ファイバ１８０ｋｍ（波長分散量３０００ｐｓ／ｎｍ）伝送した場合であり、太線（マークレベルの平均値を１に正規化したもの）で示すように、光強度波形が略ゼロとなる点が生じていること、および、点線（単位はπラジアン）で示すように、時間Ｔｄ間の位相回転量が±０．５を超過し、本発明を適用できなくなっていることが判る。【０１０３】
（Ｂ）は、α＝１の２値強度変調光に印加する波長分散を変化させ、光信号の最小強度（太線）と、Ｔｄ間に生じる最大の位相回転量をプロットしたものである。本図では、最小強度が〜ゼロ（実用上０.０５程度）となると、ゼロヒットが発生し、最大位相回転量が０．５（実用上は０．４程度）を超えると、位相回転量の算出ができなくなり、どちらの場合にも、本発明が適用不能となっている。すなわち、これらの現象が発生しない波長分散量の範囲が、本発明の適用範囲となる。【０１０４】
本図では、送信光信号の消光比をパラメータとしてあるが、消光比が０．１の場合、適用範囲は波長分散がたかだか−１０００〜＋５００ｐｓ／ｎｍとなる。この範囲は、略α＝１の１０Ｇビット／秒２値強度変調光の波長分散耐力と等しく、本発明を適用する利点はほとんど見られない。しかしながら、意図的に消光比を０．３に劣化させ、スペースレベルを持ち上げた場合は、ゼロヒットが生じにくくなると共に、位相回転量が減少し、適用可能な波長分散範囲が、−１７００〜４０００ｐｓ／ｎｍと極めて大きくなることがわかる。このように、本発明では、送信光の消光比を劣化させることによって、適用範囲を大きく拡大できる。【０１０５】
（Ｃ）は、α＝０の無チャープ２値強度変調光に印加する波長分散を変化させた場合の最小強度（太線）と、最大位相回転量をプロットしたものである。本例で適用可能な波長分散範囲は、消光比０．１の場合は±１１００ｐｓ／ｎｍ程度、消光比０．３の場合で±６０００ｐｓ／ｎｍより大となり、無チャープ光を使うことによって、また、消光比を意図的に劣化させることによって、適用範囲が更に大きく拡大することがわかる。
このように、ゼロヒットや位相回転量の検出制限は、送信側で無チャープ強度変調光を採用したり、消光比を劣化させたり、上述した例のように位相回転量を制限した位相変調を採用することによって大きく緩和される。
【実施例３】
【０１０６】
図１０（Ａ）は、本発明による光電界受信器１００と本光電界受信器を用いた光伝送システムの第３実施例を示す。本実施例では、光送信器３００として、４値の光振幅・位相変調器を用いている。例えば、２組の２値デジタル情報信号３０２−１、３０２−２をそれぞれ光強度変調器３２９と光位相変調器３０９に入力し、強度と位相をそれぞれ２値に変調して、４値振幅・位相変調の送信光信号３０５を生成している。【０１０７】
図１０（Ｂ）は、４値振幅・位相変調光の位相点配置の一例を示す。本発明に適用する場合、前述の実施例と同様に、位相点間の最大位相遷移θを一定値以下に制限するのが望ましい。シンボル間に２点の位相測定を行う場合、θの範囲は、理論上はπとなるが、現実的には、光ファイバ伝送による位相回転量の増大や雑音の影響を考慮して、π／２程度に抑えるのが適切である。【０１０８】
尚、図１０の（Ｃ）と（Ｄ）は、同様の効果を持つ他の位相点配置の例を示す。
（Ｃ）では、振幅が３値になっているが、変調器側で３値符号化器を用いれば生成可能である。（Ｄ）は、位相点間隔が最大となっているため、受信感度の観点からは、最も良好な４値位相点配置である。この配置も適切な符号化器を用いることで簡易に生成可能である。尚、このような任意の多値光信号の生成には、２つの変調電極を持ち、任意の位相点配置を生成できる直交型のマッハツェンダ光変調器が有効である。また、本発明では、ここに示した例よりも更に多値数（位相点の数）を増やしても構わない。【０１０９】
本実施例は、遅延検波器の遅延量Ｔｄをシンボル時間Ｔの１／４とした例であり、Ａ／Ｄ変換器１０６のサンプリング間隔もＴ／４としている。この結果、従前の実施例に比べて、位相回転量の算出間隔Ｔｄが１／２となるため、より大きな位相回転量を検出できるようになっている。再サンプリング回路３３２−１（３３２−２）は、サンプリング速度は変えることなく、サンプリングタイミングのみを取り直す機能を持っており、これによって、クロック発信器３１０が自由発振状態であっても、常に適切なサンプリングタイミングを維持することができる。【０１１０】
本実施例では、電界演算部１１１から再生光電界の位相３２１を抽出し、平均化回路３４０で平均処理を行い、その平均値がゼロとなるように、自動制御回路３４１で、光遅延検波器１０４の位相シフト量と可変高周波遅延回路３３１−１の遅延量を自動制御している。本発明では、送信光源や光増幅器に起因する雑音（例えば、光位相の変動）、もしくはｄＱ信号の直流オフセットやＡＭ信号とのタイミングのずれ、光遅延検波器１０４の位相シフト量のπ／２（もしくは−π／２）からのずれなどが生じると、光電界演算部１１１で再生される光電界位相が時間的に変動する要因となってしまう。【０１１１】
これらを抑圧するためには、例えば、再生電界の位相の平均値を算出し、この値が常にゼロないしは一定値となるように、自動制御すればよい。尚、補償方法は、本実施例に限られず、例えば、再生光位相３２０のゆっくりした変動分を単に電界演算回路１１１内部のハイパスフィルタで除去する手法や、ｄＱ信号の直流成分の減算器を設けるなど、他の方法も採用できる。電気回路特性による波形の非対称性を取り除くため、非線形適応フィルタ回路などを設けても構わない。【０１１２】
尚、雑音などによる位相揺らぎは、完全に抑圧することは不可能である、本実施例のような多値信号の判定において、位相揺らぎの影響を抑えるためには、前述した遅延検波が有効である。また、本実施例の判定帰還等化回路３３４では、過去の位相判定結果に基づいて位相誤差成分を演算し、比較的ゆっくりした位相の誤差成分を除去できる。その結果、求めた位相点と、図１１の（Ｂ）のような理想的な位相点配置のユークリッド距離を比較し、最も近い位相点を受信シンボルと判定すればよい。【０１１３】
本発明のように、光電界情報を逐次算出する方式では、雑音や演算誤差の影響が累積し、最悪の場合は、長時間にわたって誤り伝播を引き起こす可能性がある。このような誤り伝播を防止する方法としては、例えば、振幅や位相への差動符号化などの符号化の適用、送信側での定期的な既知参照符号の挿入などがある。また、受信位相点の統計分布や、特定の位相点位置からの逐次判定帰還などの手法を適用してもよい。【０１１４】
ここに示した実施例では、受信シンボルの判定に最小距離ルールを適用したが、無線通信分野において多値信号用として使用されている公知の他のシンボル判定法を適用してもよい。例えば、位相と振幅半径の何れかを優先的に判定したり、連続する複数シンボルの電界状態を利用するＭＬＳＥ、最尤判定（ビタビ復号）、軟判定ＦＥＣ（前置誤り訂正）、トレリス符号化／復号化処理などの手法も適用可能である。また、単純な二乗距離の判定に代えて、例えば、雑音発生要因（光アンプの雑音や熱雑音、クロストークなど）に応じた非ユークリッド的な距離を予め定義しておき、これを判定基準に適用してもよい。尚、シンボル判定回路は、例えば、各シンボルに対応した複数のマッチドフィルタを並列配置しておき、出力が最大となるフィルタを選択して、入力シンボルを特定するアナログ型の構造でもよい。
【実施例４】
【０１１５】
図１１の（Ａ）は、本発明による光電界受信器１００と、この光電界受信器を用いた光伝送システムの第４実施例を示す。本実施例の光送信器３００では、２値デジタル情報信号３０２を誤り訂正符号付加回路３４３に入力し、オーバーヘッド７％の誤り訂正符号を印加している。光送信器３００は、差動光位相変調型のものであり、差動符号化回路３４６を用いて符号化を行い、出力信号を２個の光位相変調器３０３−１、３０３−２に入力することによって、図１１（Ｂ）に示す７２度間隔の５つの位相点を生成している。【０１１６】
本実施例では、或るシンボルの位相状態が、＋７２度変化したか−７２度変化したかによって、２値の差動位相変調を行う。本発明では、直前のサンプル点からの位相変化にのみ制限があるため、このように位相回転量を制限した差動位相変調であれば問題なく受信できる。尚、位相点の数や間隔は、任意に変更可能である。光送信器３００には、複数のシンボル間の移動を許可した多値差動光位相変調などを適用しても構わない。【０１１７】
本実施例は、光電界受信器１００の光遅延検波器１０４の遅延量Ｔｄをシンボル間隔Ｔと等しくした例である。この構成では、前述した波長分散の補償機能は失われるが、簡易な構成で、様々な２値・多値変調の受信を行うことができる。また、光強度受信器１５１を備えているため、光ファイバ非線形効果による位相点のずれなどの補償が実現可能である。【０１１８】
本実施例のように、ＦＥＣなどを適用した場合には、例えば、符号化回路３４３でシンボルレートが実効的に増加してしまうことがある。この場合、シンボルレートが或る程度の増加であれば、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを固定したまま波形取得を行っておき、再サンプリング回路３３２−１や判定帰還等化回路３３４内部でのリタイミング処理において補正すれば問題ない。【０１１９】
例えば、元の情報信号のシンボル間隔Ｔに対して、サンプリング間隔がＴ／２とした場合、符号化回路３４３で７％のシンボルレート増加が生じると、ナイキスト定理を満たさないように見えるが、必ずしもそうではない。これは、通常の光変調では、信号の占める周波数帯域はシンボルレートの逆数（１／Ｔ）よりは小であり、通常２／Ｔから１／Ｔの範囲であるため、多少のシンボルレート増に対しては余裕があるためである。また、遅延検波器の遅延量Ｔｄも、厳密にサンプリング間隔Ｔｓａの整数倍になっておらず、多少ずれていても問題はない。１０〜２０％程度のずれであれば、波形相関が十分にあるからである。【０１２０】
また、本実施例では、Ａ／Ｄ変換器１０６−１（１０６−２）の直後に、フィードフォワード等化（ＦＦＥ）回路３５２−１（３５２−２）を配置し、デジタルフィルタによって電気信号波形の等化処理を行っている。すなわち、バランス型光受信器１０５や光強度受信器１５１などの高速光受信器と、遅延回路などの電気配線や部品は、個々に周波数特性を持っており、伝達特性が必ずしもフラットであるとは限らない。そこで、適応フィルタであるＦＦＥ回路やＤＦＥ回路を挿入し、後段の判定帰還回路から得られるアイ開口が最大となるように適応補償することによって、符号間干渉や周波数特性の誤差を除去し、常に最良の波形が得られるようにすることができる。【０１２１】
尚、伝達特性の適応補償には、判定後の信号との最小二乗偏差を利用してもよいし、予め測定したインパルスレスポンスから得た補正情報などを固定的に設定しても構わない。この際、本実施例のように、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング速度を２倍以上とすることによって、デジタル信号がナイキスト定理を満たすようになり、ＦＦＥ回路３５２で良好な等化特性が得られるようになる。【０１２２】
本実施例では、一方の再サンプリング回路３３２−１では、１／２倍の再サンプリングを行い、他方の再サンプリング回路３３２−２では、１倍の再サンプリングを行っている。これは、位相成分については、再生間隔Ｔｄ（本実施例では、Ｔｄ＝Ｔ）に制限されるが、振幅成分については制限が存在しないからである。この後、例えば、電界再生部１１１内部で再生後の位相成分に２倍のオーバーサンプリングを行って、両者のサンプリングレートを合致させてもよい。この場合、振幅成分の情報欠落が少なくなるという利点がある。【０１２３】
本実施例では、判定帰還等化回路３３４から得られたデジタル情報信号を誤り訂正回路３４４に入力し、予めヘッダ部に書き込んだＦＥＣ情報に基づいて誤り訂正処理を行うことによって、伝送特性の改善を図っている。
【実施例５】
【０１２４】
図１２は、本発明による光電界受信器１００と、本光電界受信器を用いた光伝送システムの第５実施例を示す。本実施例では、光送信器３００が、２組の２値デジタル情報信号３０２−１、３０２−２をそれぞれ２組の光位相変調器３０３−１、３０３−２に印加することによって、４値位相変調の送信光信号３０５を生成している。【０１２５】
本実施例の光電界受信器１００では、入力光信号を２つの光信号経路に分岐する代わりに、光遅延検波器１０４に接続された２個の光強度受信器１５１−１、１５１−２を用いて、本発明の目的機能を達成している。光強度受信器１５１−１（１５１−２）から出力される電気信号は、Ａ／Ｄ変換器１０６−１（１０６−２）でサンプリングされ、デジタル情報に変換した後、第４実施例と同様に、フィードフォワード等化（ＦＦＥ）回路３５２−１（３５２−２）で波形等化して、電界再生部１１１に入力される。【０１２６】
電界再生部１１１では、減算回路３５４で、ＦＦＥ回路３５２−１、３５２−２の出力信号の差分を取ることによって、バランス型受信の出力信号と等価な信号（ｒ(ｎ)ｒ(ｎ−１)sin（Δφ））を生成している。また、加算回路３５３では、上記２つの信号を加算することによって、振幅積ｒ(ｎ)ｒ(ｎ−１)を得ている。従って、除算器３１３によって、除算器３５４の出力信号を上記振幅積で除算すると、ｙ信号ｓｉｎ（Δφ）が得られ、以下、第１実施例と同様の処理で、光電界の位相成分を再生できる。【０１２７】
一方、振幅成分ｒ(ｎ)ｒ(ｎ−１)を電界振幅判定回路３５５に入力し、電界振幅判定回路３５５の内部で、入力信号を前回判定した振幅値ｒ(ｎ−１)で逐次除算することによって、ｒ(ｎ)を得ることができる。この演算では、ｒ(ｎ)の初期値が必要となるが、初期値は、例えば、光信号のヘッダ部に既知の特定パターンを使ったり、学習による推定などによって特定できる。このような逐次除算は、計算誤差が累積し易いため、振幅値が大きな誤差を持たないように、例えば、判定帰還を用いて、振幅が常に適切な値になるようにフィードバック補償することが望ましい。【０１２８】
本実施例の構成は、非特許文献４の構成と一見に類似したものとなっているが、本発明が位相検出を基本としているのに対して、非特許文献４では周波数検出を基本としており、電界再生の原理や、その動作、特性、パラメータの範囲が大きく異なっている。【０１２９】
例えば、図１２の構成では、受信した光信号の振幅情報を推定するために、振幅推定回路３５５などの回路が必要となっている。また、同じシンボルレート（例えば、１０Ｇシンボル／秒）の信号を受信する場合でも、必要となる光干渉計（光遅延回路）の遅延量Ｔｄが、非特許文献４では５ｐｓとなっているのに対して、本発明では、５０ｐｓと凡そ１０倍の値となっている。既に説明したように、必要となるサンプリング周期にも明らかな差異がある。【０１３０】
本実施例と非特許文献４では、性能の面でも大きく異なっており、本実施例では、位相を逐次比較するために、位相回転量の検出精度が高く、４値位相変調などへの適用が可能になっている。一方で、本実施例では、時間Ｔｄの位相回転量が、±π／２に制限されており、非特許文献４には現れない制約を受けている。この結果、本実施例の光電界受信器１００は、送信側での位相回転量を制限した位相変調と組み合わせるなど、特有の制限が生じている。
【実施例６】
【０１３１】
図１３は、本発明の光電界受信器を適用した波長多重光伝送系の１実施例を示す。
波長多重伝送装置２２０Ａは、波長合波器２２３Ａに結合された光送信器２２６−１Ａ〜２２６−３Ａと、波長分波器２２４Ａに結合された本発明の光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａとを含む。また、波長多重伝送装置２２０Ｂは、波長合波器２２３Ｂに結合された光送信器２２６−１Ｂ〜２２６−３Ｂと、波長分波器２２４Ｂに結合された本発明の光電界受信器２００−１Ｂ〜２００−３Ｂとを含む。【０１３２】
波長多重伝送装置２２０Ａ、２２０Ｂは、上り光伝送路と下り光伝送路によって接続されている。上り光伝送路は、光ファイバ２０６−１〜２０６−３と、光増幅器２２５−１、２２５−２からなり、下り光伝送路は、光ファイバ２０６−４〜２０６−６と、光増幅器２２５−３、２２５−４とからなっている。【０１３３】
波長多重伝送装置２２０Ａの光送信器２２６−１Ａ〜２２６−３Ａは、それぞれ異なる波長λ１〜λ３で光信号を送信する。これらの光信号は、波長合波器２２３Ａで合波した後、上り光伝送路に出力され、対向する光伝送装置２２０Ｂの波長分波器２２４Ｂで波長毎に分離して、光電界受信器２００−１Ｂ〜２００−３Ｂに入力される。一方、波長多重伝送装置２２０Ｂの光送信器２２６−１Ｂ〜２２６−３Ｂも、それぞれ異なる波長λ１〜λ３で光信号を送信する。これらの光信号は、波長合波器２２３Ｂで合波した後、下り光伝送路に出力され、光伝送装置２２０Ａの波長分波器２２４Ａで波長毎に分離して、光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａに入力される。尚、上り光伝送路と下り光伝送路では、多重化される光波長が異なっていてもよい。【０１３４】
波長多重伝送装置２２０Ａ（２２０Ｂ）は、端局制御部２２１Ａ（２２１Ｂ）と、データベース２２２Ａ（２２２Ｂ）を備えている。光送信器２２６−１Ａ〜２２６−３Ａ（２２６−１Ｂ〜２２６−３Ｂ）および光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａ（２００−１Ｂ〜２００−３Ｂ）には、外部から送信データが入力され、また受信データが外部に出力されるがが、図面では省略してある。データベース２２２Ａ（２２２Ｂ）には、受信波長λ１〜λ３と対応して、光伝送路を形成する各光ファイバの波長分散量を示すデータテーブルが記憶されている。【０１３５】
図１４は、局制御部２２１Ａ（２２１Ｂ）で実行される補償量設定ルーチンのフローチャートを示す。このルーチンは、波長多重伝送装置の起動／リセット時、または送受信器２２６（２２６−１Ａ〜２２６−３Ａ）、２００（２００−１Ａ〜２００−３Ａ）がリセットされた時に実行される。【０１３６】
端局制御部２２１Ａは、データベース２２２Ａから波長分散量データテーブルを読み出し、波長チャネルを特定するためのパラメータｉを初期値「１」に設定する（ステップ６０１）。端局制御部２２１Ａは、パラメータｉの値をチェックし（ステップ６０２）、パラメータｉが、光ファイバ伝送路に多重化されるチャネル数Ｎ（図２１ではＮ＝３）を超えた場合、このルーチンを終了する。【０１３７】
パラメータｉがＮ以下の場合、端局制御部２２１Ａは、波長分散量データテーブルが示す第ｉチャネルの波長λｉと対応する各光ファイバの波長分散量から、受信光伝送路（端局制御部２２１−１の場合は下り光伝送路）に沿った全光ファイバの総波長分散量Ｄｉを算出する（ステップ６０３）。この後、第ｉチャネル（波長λｉ）の光電界受信器２００−ｉＡの端子２０７に補償量「−Ｄｉ」を設定し、光電界受信器２００−ｉＡを起動する。端局制御部２２１Ａは、パラメータｉの値をインクリメント（ｉ＝ｉ＋１）して、パラメータｉが、多重化チャネル数Ｎを超えるまで、ステップ６０２〜６０４を繰り返す。【０１３８】
本実施例によれば、光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａは、起動時から波長分散補償量を高精度で推定できるため、適応制御が不要となる。仮に、適応制御を使用した場合であっても、短時間で最適な制御状態に遷移でき、誤動作を防止することが可能となる。
【実施例７】
【０１３９】
図１５は、本発明の光電界受信器を適用した複数の光アッドドロップ装置（ＡＤＭ）２３０−１〜２３０−４からなる光ネットワーク構成の1実施例を示す。光アッドドロップ装置２３０−１〜２３０−４は、光ファイバ伝送路２０６−１〜２０６−４でリング状に接続されている。【０１４０】
光アッドドロップ装置や光クロスコネクトを用いた光ネットワークでは、光信号経路が動的に変更される可能性がある。本実施例では、光信号経路の変更時に、光アッドドロップ装置２３０−１に接続された制御コンソール２３１によって、経路変更の影響を受ける光受信器２００における分散補償量を適正化する。２２２は、ネットワークを構成している全光ファイバについて、波長毎の波長分散値を記録したデータベース２２２である。光信号経路が変更された時、制御コンソール２３１は、データベース２２２をアクセスし、新たな光信号経路と使用波長に応じた総波長分散値を算出し、これをネットワーク経由で、新経路の終端となる光アッドドロップ装置（２３０−２〜２３０−４）に接続された光受信器２００（２００−１〜２００−３）に分散補償量として配信する。【０１４１】
例えば、図１５において、光送信器２００−３から出力される波長λ３の光信号は、光アッドドロップ装置２３０−４に入力され、光経路２３２−３に沿った３つの光ファイバ伝送路２０６−１、２０６−２、２０６−３を経由して、光アッドドロップ装置２３０−３に接続された光電界受信器２００−３に到達している。光経路２３２−３が新たな経路の場合、制御コンソール２３１は、データベース２２２から、波長λ３と対応する光ファイバ伝送路２０６−１、２０６−２、２０６−３の波長分散量を読み出し、その合計値から決まる補償量の設定信号を破線で示す通信経路２３３−３で光電界受信器２００−３に通知する。補償量設定信号は、補償量設定端子２０７−３に入力され、これによって、て光電界受信器２００−３の電界補償回路２０２に最適な分散補償値が設定される。【０１４２】
本実施例によれば、光ネットワーク上での光経路が切り替わった場合でも、制御コンソールから、光経路の終端となる光電界受信器２００−３に適切な補償量を即座に設定できるため、通信の中断時間を大幅に削減することが可能となる。尚、制御コンソールから設定した分散補償値の精度が不十分な場合、この値を初期値として、適応制御によって最適化すればよい。  
【産業上の利用可能性】
【０１４３】
本発明は、光通信分野における強度変調信号や２値位相変調信号の受信と伝送劣化の補償、多値変調信号の受信と伝送劣化の補償に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１４４】
【図１】光伝送に適用可能な変調方式の説明図。
【図２】従来のコヒーレント光電界受信器の1例を示す構成図（Ａ）と、位相変動の影響を示す図（Ｂ）。
【図３】８値振幅位相変調（ＡＰＳＫ）信号の位相点配置（Ａ）と、従来の８ＡＰＳＫ信号受信用の光多値信号受信器の構成図（Ｂ）。
【図４】本発明による光伝送システムの第１実施例を示す構成（Ａ）と位相変調光の位相点配置（Ｂ）と、位相変調光の位相波形（Ｃ）を示す図。
【図５】第１実施例における電気受信信号（Ａ）と再生電界信号（Ｂ）の変化を示す図。
【図６】第１実施例の実験結果であり、受信電気波形（Ａ）、受信波形を電気領域で再生・補償した等価的な光電界波形（Ｂ）、再生後の強度波形（Ｃ）、再生後の光電界波形（Ｄ）、再生後の遅延検波波形（Ｅ）、分散補償後の強度波形（Ｆ）、分散補償後の光電界波形（Ｇ）、分散補償後の遅延検波波形（Ｈ）を示す。
【図７】本発明による光伝送システムの第２実施例を示す構成図（Ａ）と送信光の位相点配置（Ｂ）と、伝送光の位相点配置（Ｃ）を示す図。
【図８】第２実施例における送信光強度波形（Ａ）、受信波形（Ｂ）、およびサンプリングの様子（Ｃ）を示す説明図。
【図９】本発明の適用領域の検証結果を示す図であり、光強度変調光（α＝１）のファイバ伝送後の波形と位相回転量（Ａ）、α＝１の場合の伝送後の最小光強度と最大位相回転量（Ｂ）、α＝０の場合の伝送後の最小光強度と最大位相回転量（Ｃ）を示す説明図。
【図１０】本発明による光電界受信器を用いた光伝送システムの第３実施例を示す構成図（Ａ）と、本実施例で用いる４値送信光信号の位相点配置図（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）。
【図１１】本発明による光電界受信器を用いた光伝送システムの第４実施例を示す構成図（Ａ）と、本実施例で用いる３値送信光信号の位相点配置図（Ｂ）。
【図１２】本発明による光電界受信器を用いた光伝送システムの第５実施例を示す構成図。
【図１３】本発明の光電界受信器を適用した波長多重光伝送系の１実施例を示す構成図。
【図１４】図１３において局制御部が実行する補償量設定ルーチンのフローチャート。
【図１５】本発明による光電界受信器を用いた複数ＡＤＭからなる光ネットワーク１実施例を示す構成図。
【符号の説明】
【０１４５】
１００：光電界受信器、１０１：入力光信号、１０２：光分岐回路、
１０３：光信号経路、１０４：光遅延検波器、１０５：バランス型光受信器、
１０６：Ａ／Ｄ変換器、１０７：サンプリングクロック、
１０８：遅延調整回路、１１１：電界演算部、１１２：平方演算回路、
１２３：光多値信号、１２４：光ＡＰＳＫ信号、
１３０：局部発振レーザ光源、１３１：偏波分離回路、１３２：局発光、
１３３：光多値信号のＰ偏波成分、１３４：光多値信号のＳ偏波成分、
１３５：コヒーレント光電界受信器、１３６：位相ダイバーシティ回路、
１３７：Ｉ成分出力光、１３８：Ｑ成分出力光、
１４０：Ａ／Ｄ変換器の出力信号、１４１：デジタル演算回路、
１４２：演算回路の出力信号、
１４３：シンボル判定回路、１４４：再生多値デジタル信号、
１５０：光分岐回路、１５１：光強度受信器、１５２：２値判定回路、
１５３：２値再生デジタル信号、
３００：本発明の光送信器、３０１：レーザ光源、
３０２：２値デジタル情報信号、３０３：光位相変調器、
３０４：光ファイバ伝送路、３０５：送信光信号、
３１０：クロック発振器、３１１：ｄＱ信号、３１２：ＡＭ信号、
３１３：除算器、３１４：遅延回路、３１５：ｙ信号、
３１６：逆正弦演算回路、３１７：位相差信号（Δφ）、３１８：遅延加算回路、
３２０：再生光電界の振幅、３２１：再生光電界の位相、
３２２：直交変換回路、３２３：受信電界信号（直交座標表現）、
３２４：補償演算回路、３２５：補償後の電界信号、
３２６：検波・識別再生回路、３２７：デジタル情報信号、
３２８：補償量最適化回路、３２９：光強度変調器、
３３０：可変光遅延回路、３３１：可変高周波遅延回路、
３３２：再サンプリング回路、３３３：再生光電界（極座標表示）、
３３４：判定帰還等化回路、
３４０：平均化回路、３４１：自動制御回路、３４２：制御信号、
３４３：誤り訂正符号付加回路、３４４：誤り訂正回路、
３４５：誤り訂正後のデジタル情報信号、３４６：差動符号化回路、
３５０：アイ開口量、３５１：最小二乗制御回路、
３５２：フィードフォワード等化（ＦＦＥ）回路、
３５３：加算回路、３５４：減算回路、３５５：電界振幅判定回路、
２００：光電界受信器、２０６：光ファイバ伝送路、２０７：補償量入力端子、
２２０：光波長多重伝送装置、
２２１：端局制御部、２２２：データベース、２２３：波長合波器、
２２４：波長分波器、２２５：光増幅器、２２６：本発明の光送信器、
２３０：光アッドドロップ装置、２３１：制御コンソール、
２３２：光信号の経路、２３３：補償量設定信号の通信経路、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【手続補正書】
【提出日】平成19年2月15日(2007.2.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボル速度Ｒの情報信号で変調された光信号を受信する光電界受信器であって、
受信した光信号を第１、第２の光信号に分岐する光分岐器と、
上記第１の光信号を遅延時間Ｔｄで遅延検波し、かつ上記第１の光信号の位相を＋９０度または−９０度シフトする光遅延検波器と、
上記遅延検波器から出力された上記第１の光信号を受信して、第１の電気信号に変換する第１の光受信器と、
上記第２の光信号を受信して、第２の電気信号に変換する第２の光受信器と、
上記第１及び第２の電気信号から、上記受信した光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分を算出する演算回路を有し、
上記光遅延検波器の遅延時間Ｔｄが、Ｔｄ≧１／（５Ｒ）であり、
上記光分岐器から演算回路までの上記第１及び第２の光信号の伝搬時間差が、上記遅延時間Ｔｄ以下であることを特徴とする光電界受信器。
【請求項２】
前記第１の光受信器が、バランス型光受信器であることを特徴とする請求項１に記載の光電界受信器。
【請求項３】
前記演算回路が、前記第１の光受信器から出力される第１の光信号の振幅ｄＱ（ｔ）を、前記第２の光受信器から出力される第２の光信号の振幅ＡＭ（ｔ）と、これより時間Ｔだけ過去の第２の光信号ＡＭ（ｔ−Ｔ）とから得られる量（ｓｑｒｔ（ＡＭ（ｔ））・ｓｑｒｔ（ＡＭ（ｔ−Ｔ））で除算することによって正規化した後、逆正弦演算することによって、前記受信光信号の位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の光電界受信器。
【請求項４】
シンボル速度Ｒの情報信号で変調された光信号を受信する光電界受信器であって、
受信した光信号を第１、第２の光信号に分岐する光分岐器と、
上記第１の光信号を遅延時間Ｔｄで遅延検波し、上記第１の光信号の位相を＋９０度または−９０度シフトする光遅延検波器と、
上記遅延検波器から出力された上記第１の光信号を受信して、第１の電気信号に変換する第１の光受信器と、
上記第２の光信号を受信して、第２の電気信号に変換する第２の光受信器と、
上記第１、第２の電気信号の差成分及び和成分から、上記受信光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分を算出する演算回路とを有し、
上記光遅延検波器の遅延時間Ｔｄが、Ｔｄ≧１／（５Ｒ）であり、
上記光分岐器から演算回路までの上記第１、第２の光信号の伝搬時間差が、上記遅延時間Ｔｄ以下であることを特徴とする光電界受信器。
【請求項５】
前記第１、第２の受信器で受信した第１、第２の光信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を備え、
上記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング時間Ｔｓａが、２Ｔｄ以下であり、
前記演算回路が、デジタル演算回路、ＩＣ回路、またはプログラムのうちの何れかによって構成されていることを特徴とする請求項１または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項６】
前記演算回路で算出した光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分の情報信号に対して、前記光信号の伝送路の伝搬特性の逆演算を行う光電界補償回路と、
上記光電界補償回路の補償量が一定、または上記光信号の受信状態が最適となるように、該補償量を自動制御するための手段とを備えたことを特徴とする請求項１または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項７】
前記演算回路で算出した光信号の光電界の振幅及び位相、または同相成分及び直交成分の情報信号に対して、前記光信号の伝送路の伝搬特性の逆演算を行う光電界補償回路と、
上記光電界補償回路の補償量、補償アルゴリズム、または初期設定値を外部から設定するための手段を備えたことを特徴とする請求項１または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項８】
前記光電界補償回路が、前記光信号の伝送路の伝搬特性のうち、波長分散特徴、高次の波長分散特性、光ファイバ非線形効果、または該伝送路の波長帯域制限のうち少なくとも一つを補償することを特徴とする請求項６または請求項７に記載の光電界受信器。
【請求項９】
前記第１、第２の光受信器の出力信号の時間平均値がゼロ、前記算出された光電界の振幅と位相、もしくは同相成分と直交成分から再生された電界信号の波形が上下対称、または該再生された電界信号の位相成分の時間変動が最小となるように、前記光遅延検波器の位相量、上記第１、第２の光信号のうち少なくとも一方の伝送路の長さ、上記第１、第２の電気信号のうちの少なくとも一方の位相、または該電気信号のオフセット量、利得、線形・非線形適応補償回路の係数を安定化制御するための手段を備えたことを特徴とする請求項１または請求項４に記載の光電界受信器。
【請求項１０】
請求項１または請求項４に記載の光電界受信器と、前記シンボル速度Ｒの情報信号で変調された光信号を送出する光送信器とを備え、
上記光信号の変調時の消光比が０．１５より大きく、
上記光信号の上記時間Ｔｄ内での位相回転量が９０度以下であることを特徴とする光伝送装置。
【請求項１１】
前記光信号の変調方式が、２値の光強度変調、２値の位相変調、または多値の振幅及び位相変調のうちいずれか一つであることを特徴とする請求項１０に記載の光伝送装置。
【国際調査報告】
2008038337.tif 000018
2008038337.tif 000019
2008038337.tif 000020
2008038337.tif 000021