(57)【要約】  受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、受信信号の一部の信号区間が、抽出する複数の時間帯に含まれるように、抽出する複数の時間帯を設定する時間帯設定部と、レプリカ信号と時間帯設定部で設定した時間帯とに基づいて受信信号の所定の時間帯の信号を抽出する信号抽出部と、信号抽出部が抽出した各時間帯の信号を合成する合成部と、合成部が合成した信号に対して復号を行う復号処理部とを備える。
2009020148.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
受信信号の一部の信号区間が、抽出する複数の時間帯に含まれるように、前記抽出する複数の時間帯を設定する時間帯設定部と、
前記レプリカ信号と前記時間帯設定部で設定した時間帯とに基づいて受信信号の所定の時間帯の信号を抽出する信号抽出部と、
前記信号抽出部が抽出した各時間帯の信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復号を行う復号処理部と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記信号抽出部は、
受信信号の伝搬路推定値と前記レプリカ信号生成部が生成するレプリカ信号と前記時間帯設定部が設定する時間帯とに基づいて、各時間帯の遅延波のレプリカを生成する遅延波レプリカ生成部と、
受信信号から前記遅延波レプリカ生成部が生成した遅延波のレプリカを減算する減算部と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記時間帯設定部は、
前記抽出する複数の時間帯の延べ時間から前記抽出する複数の時間帯に含まれる信号区間の延べ時間を除いた時間長が、前記受信信号の遅延波の推定区間長となるように前記複数の時間帯を設定することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
【請求項４】
前記時間帯設定部は、
前記抽出する複数の時間帯の少なくとも１つの時間帯に含まれる信号の電力が最大になるように前記少なくとも１つの時間帯を設定することを特徴とする請求項１から３までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項５】
前記時間帯設定部は、前記複数の時間帯の信号の電力差が所定値よりも小さくなるように前記複数の時間帯を設定することを特徴とする請求項１から３までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項６】
前記遅延波レプリカ信号作成部は、前記時間帯設定部が設定する時間帯よりも短い長さの遅延波のレプリカを生成することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項７】
前記時間帯設定部は、前記複数の時間帯を所定時間に基づいて設定することを特徴とする請求項１から６までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項８】
前記時間帯設定部は、前記所定時間としてガードインターバル長を用いることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
前記時間帯設定部は、各時間帯の信号の電力値と所定電力値との差が所定値よりも小さくなるように各時間帯を設定することを特徴とする請求項１から６までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項１０】
前記時間帯設定部は、前記所定電力値として受信信号におけるガードインターバル長内の信号の電力よりも小さい値を用いることを特徴とする請求項９に記載の受信機。
【請求項１１】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
受信信号の一部の信号区間が、抽出する複数の時間帯に含まれるように、前記抽出する複数の時間帯を設定する時間帯設定過程と、
前記レプリカ信号と前記時間帯設定過程で設定した時間帯とに基づいて受信信号の所定の時間帯の信号を抽出する信号抽出過程と、
前記信号抽出過程で抽出した各時間帯の信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復号を行う復号処理過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機及び受信方法、特に、マルチキャリア方式により信号を送受信する受信機及び受信方法に関する。
本願は、２００７年８月６日に、日本に出願された特願２００７−２０４５４４号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）を用いた伝送方式は、マルチキャリア化とガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）の挿入によって、高速デジタル信号伝送におけるマルチパス遅延の影響を軽減できる。
しかし、マルチキャリア伝送において、ガードインターバル区間を越える遅延波が存在すると、前のシンボルがＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）や、高速フーリエ変換区間にシンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入ることによって生じるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。【０００３】
図２５は、マルチパス環境を経て１台の無線送信機から１台の無線受信機に到達する信号を示す図である。ここでは、横軸に時間を取っている。シンボルｓ１〜ｓ４はマルチパス環境を経て、無線送信機から無線受信機に到達する信号を示しており、４つのマルチパスを経由して到達している。シンボルの前には、シンボルの後半部分をコピーしたガードインターバルＧＩが付加されている。【０００４】
上から１番目の信号ｓ１は直達波、２番目の信号ｓ２はガードインターバルＧＩ以内の遅延ｔ１が生じた遅延波を示している。直達波や遅延波は到来波とも呼ばれる。また３番目、４番目の遅延波である信号ｓ３、ｓ４はガードインターバルＧＩを超える遅延ｔ２、ｔ３が生じた遅延波を示している。【０００５】
３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４の前にある斜線部は、所望シンボルの前のシンボルが所望シンボルのＦＦＴ区間に入った部分を、区間ｔ４は所望シンボルのＦＦＴ区間を示しており、前記斜線部分が上記ＩＳＩ成分となる。ＩＳＩ成分は、干渉成分であるので、復調時の特性劣化の原因となる。また、３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４では、区間ｔ４にシンボルの切れ目Ｋが入ることになり、これが上記ＩＣＩの原因となる。【０００６】
図２６（ａ）及び図２６（ｂ）は、マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。図２６（ａ）はＩＣＩが生ぜずサブキャリア間で干渉が生じない様子を示しており、図２６（ｂ）はＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じている様子を示している。【０００７】
ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在しない場合には、図２６（ａ）のように、点線部分の周波数に注目すると、ある一つのサブキャリア成分のみが含まれ、他のサブキャリア成分が含まれない状態にある。このような状態は、サブキャリア間の直交性が保たれている状態である。通常のマルチキャリア通信ではこの状態で復調を行う。【０００８】
これに対し、ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在する場合には、図２６（ｂ）のように、点線部分の周波数に注目すると、所望のサブキャリア成分以外にも隣接するサブキャリアの成分が含まれ、干渉している。この様な状態は、サブキャリア間の直交性が保たれていない状態である。ＩＣＩ成分は特性劣化の原因となる。【０００９】
前記ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在する場合の、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性劣化を改善するための一手法が以下の特許文献１で提案されている。この従来技術では、一度復調動作を行った後、誤り訂正結果（ＭＡＰ復号器出力）を利用し、前記ＩＳＩ成分、および前記ＩＣＩ成分を含む所望以外のサブキャリアの複製信号（レプリカ信号）を作成した後、これを受信信号から除去したものに対し、再度復調動作を行うことにより、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性改善を行っている。【００１０】
一方、前記マルチキャリア伝送方式と、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：符号分割多元接続）方式を組み合わせた方式として、マルチキャリアにおいて拡散符号を用いて信号を拡散するＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が提案されている。【００１１】
図２７（ａ）及び図２７（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。これらの図では、横軸に周波数を取っている。図２７（ａ）は、一例として、ＭＣ−ＣＤＭ方式における８個のサブキャリアを示している。また、図２７（ｂ）は、各サブキャリアに対応する直交符号として、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類を示している。ここで、Ｃ８，１＝（１，１，１，１，１，１，１，１）、Ｃ８，２＝（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）、Ｃ８，７＝（１，−１，−１，１，１，−１，−１，１）である。データに対しこの３種類の直交符号を掛けることにより、３つのデータ系列を同一時間、同一周波数を用いて、多重通信を行うことができるのがＭＣ−ＣＤＭ方式の特徴の一つとなっている。【００１２】
なお、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類の直交符号は全て周期が８の直交符号であり、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行うことができる。なお、図２７（ａ）中のＳＦｆｒｅｑは前記直交符号の周期を示している。【００１３】
図２８（ａ）及び図２８（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７、Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７の様子を示す図である。図２８（ａ）は前記直交符号の周期中で周波数変動がない場合を示している。このとき、Ｃ８，１で逆拡散する。つまりＣ８，１との内積をとると、Ｃ’８，１は４となり、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７は０となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。【００１４】
これに対し、図２８（ｂ）のように前記直交符号の周期中で周波数変動が存在する場合には、Ｃ８，１で逆拡散した場合、Ｃ’’８，１は５、Ｃ’’８，２は３、Ｃ’’８，７は０となる。つまり、Ｃ’’８，１とＣ’’８，２の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれていない状況となる。このように、伝搬路の周波数変動が早い（周波数方向に早く変動する）場合には、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、コード間干渉（Ｍｕｌｔｉ  Ｃｏｄｅ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が特性劣化の原因となる。【００１５】
前記符号間の直交性の崩れによる特性劣化を改善するための一手法が、特許文献２及び非特許文献１及び非特許文献２及び非特許文献３に記載されている。これらの従来技術では、下りリンク、上りリンクの違いはあるが、双方ともＭＣ−ＣＤＭＡ通信時のコード多重によるコード間干渉を取り除くため、誤り訂正後、または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信号を除去することにより、特性の改善を図っている。
【特許文献１】特開２００４−２２１７０２号公報
【特許文献２】特開２００５−１９８２２３号公報
【非特許文献１】“Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ＯＦＣＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｐａｒｔ  Ｉ：  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ”、Ｚｈｏｕ、Ｙ．；Ｗａｎｇ、Ｊ．；Ｓａｗａｈａｓｈｉ、Ｍ．Ｐａｇｅ（ｓ）：７１８−７２９、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（Ｖｏｌ．５３、Ｉｓｓｕｅ４）
【非特許文献２】“Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ＯＦＣＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｐａｒｔ  ＩＩＩ：Ｔｕｒｂｏ−Ｃｏｄｅｄ”，Ｚｈｏｕ、Ｙ．；Ｗａｎｇ、Ｊ．；Ｓａｗａｈａｓｈｉ、Ｍ．  Ｐａｇｅ（ｓ）：１３２−１４０，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｖｏｌ．  ２４，  Ｎｏ．１
【非特許文献３】“Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｏｍａｉｎ  Ｓｏｆｔ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉｃｏｄｅ  ＣＤＭＡ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ”，Ｋ．Ｉｓｈｉｈａｒａ，  Ｋ．Ｔａｋｅｄａ，  Ｆ．Ａｄａｃｈｉ，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．  ＩＥＥＥ  ＶＴＣ２００６−Ｓｐｒｉｎｇ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら上述した技術においては、サブキャリア数の多いマルチキャリア信号及びＭＣ−ＣＤＭ信号を復調する際の演算量が増加するという問題があった。また、ＭＣ−ＣＤＭ時のコード間干渉を取り除く際に、コード多重数分だけ演算量が増加するという問題があった。【００１７】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
（１）  本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、受信信号の一部の信号区間が、抽出する複数の時間帯に含まれるように、前記抽出する複数の時間帯を設定する時間帯設定部と、前記レプリカ信号と前記時間帯設定部で設定した時間帯とに基づいて受信信号の所定の時間帯の信号を抽出する信号抽出部と、前記信号抽出部が抽出した各時間帯の信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復号を行う復号処理部とを備える。【００１９】
（２）  また、本発明の一態様による受信機の前記信号抽出部は、受信信号の伝搬路推定値と前記レプリカ信号生成部が生成するレプリカ信号と前記時間帯設定部が設定する時間帯とに基づいて、各時間帯の遅延波のレプリカを生成する遅延波レプリカ生成部と、受信信号から前記遅延波レプリカ生成部が生成した遅延波のレプリカを減算する減算部とを備える。【００２０】
（３）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記抽出する複数の時間帯の延べ時間から前記抽出する複数の時間帯に含まれる信号区間の延べ時間を除いた時間長が、前記受信信号の遅延波の推定区間長となるように前記複数の時間帯を設定する。【００２１】
（４）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記抽出する複数の時間帯の少なくとも１つの時間帯に含まれる信号の電力が最大になるように前記少なくとも１つの時間帯を設定する。【００２２】
（５）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記複数の時間帯の信号の電力差が所定値よりも小さくなるように前記複数の時間帯を設定する。【００２３】
（６）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ信号作成部は、前記時間帯設定部が設定する時間帯よりも短い長さの遅延波のレプリカを生成する。【００２４】
（７）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記複数の時間帯を所定時間に基づいて設定する。【００２５】
（８）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記所定時間としてガードインターバル長を用いる。【００２６】
（９）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、各時間帯の信号の電力値と所定電力値との差が所定値よりも小さくなるように各時間帯を設定する。【００２７】
（１０）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記所定電力値として受信信号におけるガードインターバル長内の信号の電力よりも小さい値を用いる。【００２８】
（１１）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、受信信号の一部の信号区間が、抽出する複数の時間帯に含まれるように、前記抽出する複数の時間帯を設定する時間帯設定過程と、前記レプリカ信号と前記時間帯設定過程で設定した時間帯とに基づいて受信信号の所定の時間帯の信号を抽出する信号抽出過程と、前記信号抽出過程で抽出した各時間帯の信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復号を行う復号処理過程とを実行する。
【発明の効果】
【００２９】
本発明の受信機及び受信方法によれば、抽出する所望信号区間がオーバーラップするように、受信信号を抽出する所定の時間帯を設定し、その時間帯の不要な遅延波成分を除去するための遅延波レプリカを生成し、この受信信号から遅延波レプリカを除去することで、送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１の実施形態による無線送信機１００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態による無線受信機２００の構成を示す概略ブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部の構成の一例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態による無線受信機２００の動作の一例を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第１の実施形態による抽出区間設定部の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第１の実施形態による抽出区間設定部の時間帯の分割の説明に用いる図である。
【図８】本発明の第１の実施形態による抽出区間設定部の時間帯の分割の説明に用いる図である。
【図９】本発明の第１の実施形態による抽出区間設定部の時間帯の分割の説明に用いる図である。
【図１０】本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図１１】本発明の第１の実施形態によるオーバーラップ区間を有する時間帯の設定とオーバーラップ区間のない時間帯の設定とを比較した図である。
【図１２】本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１３】本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１４】本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部の構成を示す図である。
【図１５】本発明の第２の実施形態によるＭＡＰ検出部の構成の一例を示す図である。
【図１６】本発明の第２の実施形態による抽出区間設定部２４０の構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の第２の実施形態による抽出区間設定部の時間帯の分割の説明に用いる図である。
【図１８】本発明の第２の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図１９】本発明の第３の実施形態による無線受信機２００のＭＡＰ検出部の構成を示す図である。
【図２０】制御チャンネルを含むフォーマットの説明に用いる図である。
【図２１】本発明の第３の実施形態による抽出区間設定部を示す図である。
【図２２】本発明の第３の実施形態による抽出区間設定部の時間帯の分割の説明に用いる図である。
【図２３】本発明の第３の実施形態による抽出区間設定部の時間帯の分割の説明に用いる図である。
【図２４】本発明の第３の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図２５】マルチパス環境を経て１台の無線送信機から１台の無線受信機に到達する信号を示す図である。
【図２６】マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。
【図２７】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。
【図２８】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の様子を示す図である。
【符号の説明】
【００３１】
１・・・Ｓ／Ｐ変換部、２−１〜２−４・・・コード毎信号処理部、３・・・誤り訂正符号化部、４・・・ビットインタリーバ部、５・・・変調部、６・・・シンボルインタリーバ部、７・・・周波数−時間拡散部、８・・・ＤＴＣＨ多重部、９・・・ＰＩＣＨ多重部、１０・・・スクランブリング部、１１・・・ＩＦＦＴ部、１２・・・ＧＩ挿入部、２１・・・シンボル同期部、２２・・・伝搬路・雑音電力推定部、２３・・・ＭＡＰ検出部、２４−１〜２４−４・・・コード毎ＭＡＰ復号部、２８・・・レプリカ信号作成部、２９−１〜２９−４・・・コード毎シンボル生成部、３０・・・ビットインタリーバ部、３１・・・シンボル生成部、３２・・・シンボルインタリーバ部、３３・・・周波数−時間拡散部、３４・・・ＤＴＣＨ多重部、３５・・・ＰＩＣＨ多重部、３６・・・スクランブリング部、３７・・・ＩＦＦＴ部、３８・・・ＧＩ挿入部、３９・・・Ｐ／Ｓ変換部、４０・・・抽出区間設定部、４１・・・遅延波レプリカ生成部、４２・・・加算部、４３・・・ＧＩ除去部、４４・・・ＦＦＴ部、４５−１〜４５−３・・・ソフトキャンセラブロック部、４６・・・ＭＭＳＥフィルタ部、４７−１〜４７−４・・・コード毎対数尤度比出力部、４８・・・逆拡散部、４９・・・シンボルデインタリーバ部、５０・・・軟判定出力部、６１・・・伝搬路推定部、６２・・・プリアンブルレプリカ生成部、６３・・・雑音電力推定部、７０・・・ＭＡＣ部、７１・・・フィルタリング処理部、７２・・・Ｄ／Ａ変換部、７３・・・周波数変換部、７４・・・送信アンテナ、７５・・・受信アンテナ、７６・・・周波数変換部、７７・・・Ａ／Ｄ変換部、１００・・・無線送信機、１０１・・・到来波区間算出部、１０２・・・分割数決定部、１０３・・・抽出時間決定部、１２３・・・ＭＡＰ検出部、１４０・・・抽出区間設定部、１４１・・・遅延波レプリカ生成部、１４２・・・加算部、１４３・・・ＧＩ除去部、１４４・・・ＦＦＴ部、１４５−１〜１４５−Ｂ・・・ソフトキャンセラブロック部、１４６・・・ＭＭＳＥフィルタ部、１４７−１〜１４７−４・・・コード毎対数尤度比出力部、１４８・・・逆拡散部、１４９・・・シンボルデインタリーバ部、１５０・・・軟判定出力部、２００・・・無線受信機、２４０・・・抽出区間設定部、２２３・・・ＭＡＰ検出部
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
（第１の実施形態）
本実施形態では、ガードインターバルを超える遅延波に起因するＩＳＩおよびＩＣＩや、伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉が存在する場合においても良好な特性を得ることのできる無線受信機について説明する。【００３３】
図１は、本発明の第１の実施形態による無線送信機１００の構成を示す概略ブロック図である。この無線送信機１００は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ／Ｐａｒａｌｌｅｌ：シリアル／パラレル）変換部１、コード毎信号処理部２−１〜２−４、ＤＴＣＨ（Ｄａｔａ  Ｔｒａｆｆｉｃ  Ｃｈａｎｎｅｌ：データトラフィックチャネル）多重部８、ＰＩＣＨ（Ｐｉｌｏｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ：パイロットチャネル）多重部９、スクランブリング部１０、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部１１、ＧＩ挿入部１２を備える。コード毎信号処理部２−１〜２−４は、それぞれ誤り訂正符号化部３、ビットインタリーバ部４、変調部５、シンボルインタリーバ部６、周波数−時間拡散部７を備える。【００３４】
Ｓ／Ｐ変換部１には、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：媒体アクセス制御）部７０から出力された情報信号が入力され、Ｓ／Ｐ変換部１の直列−並列変換の出力がコード毎信号処理部２−１〜２−４に入力される。なお、コード毎信号処理部２−２〜２−４の構成は、コード毎信号処理部２−１と同じであるので、それらを代表して、以下にコード毎信号処理部２−１について説明する。【００３５】
コード毎信号処理部２−１に入力された信号は、誤り訂正符号化部３においてターボ符号化、もしくはＬＤＰＣ（Ｌｏｗ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｐａｒｉｔｙ  Ｃｈｅｃｋ）符号化、畳み込み符号化などいずれかの誤り訂正符号化処理が行われ、誤り訂正符号化部３の出力はビットインタリーバ部４により、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みに基づいてバースト誤りが生ずるのを改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ替えられて出力される。【００３６】
ビットインタリーバ部４の出力は、変調部５において、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相偏移変調）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：４相位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（１６  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：１６値直交振幅変調）、６４ＱＡＭ（６４  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：６４値直交振幅変調）などのシンボル変調処理が行われる。変調部５の出力はシンボルインタリーバ部６によりバースト誤りの改善のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替えられる。シンボルインタリーバ部６の出力は周波数−時間拡散部７により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散される。ここでは、拡散コードとしてＯＶＳＦ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｆａｃｔｏｒ）符号を用いているが、他の拡散コードを用いても良い。【００３７】
なお、無線送信機１００は前記コード毎信号処理部を、コード多重数Ｃｍｕｘ（Ｃｍｕｘは１又は１よりも大きい自然数）備えている。ここではコード毎信号処理部２−１〜２−４を備えている、つまりＣｍｕｘ＝４の場合を示している。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎信号処理部２−１〜２−４の出力として出力され、ＤＴＣＨ多重部８にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部９において、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネルＰＩＣＨが所定の位置に挿入（時間多重）される。【００３８】
その後、スクランブリング部１０において基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部１１において周波数時間変換が行われる。ＧＩ挿入部１２においてガードインターバルＧＩの挿入が行われた後、フィルタリング部７１によるフィルタリング処理、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換部７２によるデジタルアナログ変換処理、周波数変換部７３による周波数変換処理などが行われた後、送信アンテナ７４から送信信号として無線受信機２００に送信される。【００３９】
図１では、コード毎信号処理部２−１〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方が配置されているが、これはいずれか一方だけ配置しても良い。
また、コード毎信号処理部２−１〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方を配置しなくても良い。【００４０】
図２は、本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
この図は、無線送信機１００から無線受信機２００に送信されるマルチキャリア信号のフレームフォーマットを示している。図２では、横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図に示すように、パイロットチャネルＰＩＣＨはフレームの前後及び真ん中に配置されている。データの伝送に用いられるデータチャネルＤＴＣＨは、フレームの前半と後半に配置されており、Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードにて拡散された信号が、コード多重されている。ここでは、Ｃｍｕｘ＝４の場合をデータが４個積み重なった様子で模式的に示している。また、パイロットチャネルＰＩＣＨの受信電力と、データチャネルＤＴＣＨの１コードあたりの受信電力の比を、ＰＰＩＣＨ／ＤＴＣＨで表して図示している。なお、図２はパイロットチャネルＰＩＣＨをフレームの前後及び真ん中に時間多重した場合であるが、データチャネルＤＴＣＨを復調処理、および復号処理を行う際に用いる伝搬路推定値を算出できる構成であればよい。【００４１】
図３は、本発明の第１の実施形態による無線受信機２００の構成を示す概略ブロック図である。この無線受信機２００は、シンボル同期部２１、伝搬路・雑音電力推定部２２、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８、Ｐ／Ｓ（Ｐａｒａｌｌｅｌ／Ｓｅｒｉａｌ：パラレル／シリアル）変換部３９を備えている。【００４２】
レプリカ信号作成部２８は、コード毎レプリカ生成部２９−１〜２９−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。レプリカ信号作成部２８は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号ｒ（ｔ）に基づいて作成する。より具体的には、レプリカ信号作成部２８は、ＭＡＰ復号部２６が算出した対数尤度比を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する。【００４３】
また、コード毎レプリカ生成部２９−１〜２９−４は、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えている。また、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４は、ビットデインタリーバ部２５、ＭＡＰ復号部２６（復号処理部とも称する）、加算部２７を備えている。【００４４】
受信アンテナ７５で受信した受信信号は、周波数変換部７６による周波数変換処理、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部７７によるアナログデジタル変換処理を経た後、デジタル受信信号ｒ（ｔ）としてシンボル同期部２１においてシンボル同期が行われる。シンボル同期部２１では、ガードインターバルＧＩと有効信号区間との相関特性などを使用してシンボル同期が行われ、その結果に基づいて、以降の信号処理を行う。【００４５】
続いて伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、パイロットチャネルＰＩＣＨを利用し、チャネルインパルス応答の推定や雑音電力推定値を推定する。伝搬路推定方法としては、パイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号を作成し、その絶対値の２乗誤差が最小になるようにＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを行ったり、受信信号とパイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号との相互相関を時間軸又は周波数軸でとることにより取得したり、様々な方法があるが、これに限るものではない。【００４６】
また雑音電力推定方法に関しても、受信したパイロットチャネルＰＩＣＨから、推定されたチャネルインパルス応答を利用し、パイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカを作成し、これらの差分より求める方法などが考えられるが、これに限るものではない。【００４７】
伝搬路・雑音電力推定部２２より出力されたチャネルインパルス応答および雑音電力推定値は、ＭＡＰ検出部２３（最大事後確率検出器、最大事後確率（ＭＡＰ）復号法を用いる（後述））に入力され、ビット毎の対数尤度比の算出に利用される。【００４８】
ＭＡＰ検出部２３では、初回には、受信信号およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。対数尤度比とは、受信されたビットが０であるのが最もらしいか、１であるのが最もらしいかを示す値であり、通信路のビット誤り率に基づいて算出される。図３では、４つの出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４に出力されているが、これはそれぞれ異なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比を出力する。Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードを用いてコード多重が行われた場合には、Ｃｍｕｘ個の出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−Ｃｍｕｘに出力される。【００４９】
また、後述する繰り返し時には、受信信号と復号結果より得られるレプリカ信号、およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。【００５０】
続いて、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４では、入力信号に対して、ビットデインタリーバ部２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行う。デインタリーブ処理は、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブの処理による順番の入れ替えを元に戻す。ビットデインタリーバ部２５の出力に対し、ＭＡＰ復号部２６においてＭＡＰ復号処理を行う。具体的には、ＭＡＰ復号部２６は、ＭＡＰ検出部２３の軟判定出力部５０（図４、後述）が軟判定を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数尤度比を算出する。【００５１】
また、ＭＡＰ復号部２６は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の出力信号をＭＭＳＥフィルタ部４６（図４）が合成した信号を、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４（図４）、ビットデインタリーバ部２５を介して取得し復号処理を行い、Ｐ／Ｓ変換部３９に出力する。
なお、ＭＡＰ復号処理とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号（Ｖｉｔｅｒｂｉ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する方法である。すなわち、硬判定は受信信号を０、１のみに判定するのに対して、軟判定はどの程度確からしいかの情報（軟判定情報）を元に判定する。【００５２】
続いて、ＭＡＰ復号部２６の入力とＭＡＰ復号部２６の出力との差分である復号結果λ２を加算部２７で算出し、レプリカ信号作成部２８に出力する。
レプリカ信号作成部２８への入力はビットインタリーバ部３０に入力され、ビットインタリーバ部３０では、ビット毎に復号結果λ２を入れ替えて出力される。ビットインタリーバ部３０の出力は、シンボル生成部３１において、復号結果λ２の大きさを考慮し、無線送信機１００と同じ変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でシンボル変調処理が行われる。シンボル生成部３１の出力はシンボルインタリーバ部３２によりシンボル毎に順番を入れ替えられ、シンボルインタリーバ部３２の出力は周波数−時間拡散部３３により所定の拡散コードで拡散されている。【００５３】
なお、無線受信機２００は、コード毎ＭＡＰ復号部及びコード毎シンボル生成部を、コード多重数Ｃｍｕｘだけ備えている。ここでは、Ｃｍｕｘ＝４としている。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎レプリカ生成部２９−１〜２９−４から出力され、ＤＴＣＨ多重部３４にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部３５において、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネルＰＩＣＨが所定の位置に挿入（時間多重）される。その後、スクランブリング部３６において基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部３７において周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部３８においてガードインターバルＧＩの挿入が行われた後、ＭＡＰ検出部２３に出力され、繰り返し時の信号処理に利用される。【００５４】
なお、上記繰り返し復号動作が所定回数行われた後、ＭＡＰ復号部２６の出力が、Ｐ／Ｓ変換部３９に入力され、パラレルシリアル変換された後、復号結果としてＭＡＣ部（図示しない）に出力される。【００５５】
図４は、本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２３（図３）の構成の一例を示す図である。ＭＡＰ検出部２３は、抽出区間設定部４０（時間帯設定部とも称する）、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ：最小二乗誤差）フィルタ部４６（合成部とも称する）、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４を備えている。【００５６】
ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、遅延波レプリカ生成部４１、加算部４２（減算部とも称する）、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（信号抽出部とも称する）は、レプリカ信号と抽出区間設定部４０で設定した時間帯とに基づいて、受信信号ｒ（ｔ）の所定の時間帯の信号を抽出する。つまり、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、レプリカ信号作成部２８が作成するレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から非所望波成分を除去し、各ソフトキャンセラブロック部の所定の時間帯の所望信号成分を抽出する。【００５７】
抽出区間設定部４０は、受信信号ｒ（ｔ）の一部の信号区間が、抽出する複数の時間帯に含まれるように、それらの抽出する複数の時間帯を設定し、その設定結果を遅延波レプリカ生成部４１に出力する。つまり、抽出区間設定部４０は、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する時間帯として、基準時間情報で定められた所定の基準区間幅を維持し、各時間帯が重なり合う（オーバーラップする）信号区間を算出し、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の遅延波レプリカ生成部４１に出力する。【００５８】
遅延波レプリカ生成部４１は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値と、レプリカ信号作成部２８（図３）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）と、抽出区間設定部４０が設定する時間帯とに基づいて、受信信号ｒ（ｔ）のうち所望の信号区間の時間帯に本来含まれない遅延波成分（最初に到来する信号波を含む。以下同様）のレプリカを作成する。
加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）から遅延波レプリカ生成部４１が作成した遅延波のレプリカを減算することで、所定の時間帯の所望の信号成分を抽出する。【００５９】
コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４は、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、軟判定出力部５０をそれぞれ備えている。
ＭＡＰ検出部２３に入力された受信信号ｒ（ｔ）は、前記ＭＡＰ検出部２３に入力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とチャネルインパルス応答推定値ｈ〜（ｔ）を基に求められた遅延波レプリカ生成部４１の出力との差分を加算部４２で算出し、これがＧＩ除去部４３に出力される。ＧＩ除去部４３においてガードインターバルＧＩが除去され、ＦＦＴ部４４に出力される。ＦＦＴ部４４では入力信号に対し時間周波数変換を行い、信号Ｒ〜１、Ｒ〜２、Ｒ〜３を得る。【００６０】
続いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が非所望波成分を除去して抽出した各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の各時間帯の信号成分を合成する。具体的には、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の出力Ｒ〜１、Ｒ〜２、Ｒ〜３及び、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６において、ＭＭＳＥフィルタリング処理が行われ、信号Ｙ’が得られる。【００６１】
この信号Ｙ’を用いて、Ｃｍｕｘ個（ここでは、Ｃｍｕｘ＝４）のコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４では、各コードにおいてビット毎の対数尤度比の出力を行う。
逆拡散部４８は、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。シンボルデインタリーバ部４９は、逆拡散部４８の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行う。軟判定出力部５０は、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号に対して軟判定を行う。軟判定出力部５０は、シンボルデインタリーブ出力に対してビット毎の対数尤度比λ１を軟判定結果として出力する。【００６２】
軟判定出力部５０は、以下の式（１）〜式（３）を利用することにより、対数尤度比λ１を算出する。つまり、シンボルデインタリーバ部４９のｎシンボル目の出力をＺｎとすると、ＱＰＳＫ変調時の軟判定結果λ１は、以下の式（１）及び式（２）で表すことができる。【００６３】
【数１】
2009020148.tif 000003
【００６４】
【数２】
2009020148.tif 000004
【００６５】
ここで、Ｒ［］はカッコ内の実部を、Ｉｍ［］はカッコ内の虚部をとることを示し、μ（ｎ）はｎシンボルでの基準シンボル（パイロット信号の振幅）を示す。なお、変調信号Ｚｎは、以下の式（３）で表すことができる。【００６６】
【数３】
2009020148.tif 000005
【００６７】
なお、ここでは、ＱＰＳＫ変調の例を示したが、他の変調方式においても同様にビット毎の軟判定結果（対数尤度比）λ１を求めることができる。【００６８】
図３及び図４では、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、およびシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の双方が配置されているが、これは送信機が具備しているビットインターリーブ部及びシンボルインターリーブ部にしたがっていずれか一方、つまりビットインタリーバ部３０及びビットデインタリーバ部２５のみでも良いし、シンボルインタリーバ部３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみでも良い。また、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、及びシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てが配置されていなくても良い。【００６９】
図５は、本発明の第１の実施形態による無線受信機２００の動作の一例を示すフローチャートである。ＭＡＰ検出部２３は初回動作か否かを判定する（ステップＳ１）。ステップＳ１で初回動作であると判定した場合には、ＧＩ除去部４３は受信信号ｒ（ｔ）からガードインターバルＧＩを除去する（ステップＳ２）。そして、ＦＦＴ部４４は高速フーリエ変換処理（時間周波数変換処理）を行う（ステップＳ３）。次に、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、通常のＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ４）。【００７０】
そして、逆拡散部４８は、逆拡散処理を行う（ステップＳ５）。次に、シンボルデインタリーバ部４９は、シンボルデインタリーバ処理を行う（ステップＳ６）。そして、軟判定出力部５０は、軟判定ビット出力処理を行う（ステップＳ７）。次に、ビットデインタリーバ部２５は、ビットデインタリーバ処理を行う（ステップＳ８）。そして、ＭＡＰ復号部２６は、ＭＡＰ復号処理を行う（ステップＳ９）。次に、上述したステップＳ５〜Ｓ９の処理をＣｍｕｘ回繰り返した後、復号処理を所定回数繰り返したか否か（コード毎ＭＡＰ復号部が所定回数、復号結果λ２を出力したか否か）について判定する（ステップＳ１０）。なお、図３で説明したように、Ｃｍｕｘ個の並列に配置された回路において処理を行っても良い。なお、初回のＭＭＳＥフィルタ処理については後述する。【００７１】
ステップＳ１０でステップＳ１〜Ｓ１９の処理（Ｓ１１〜Ｓ１９は後述）を、所定回数繰り返していないと判定した場合には、Ｃｍｕｘコード分の復号結果λ２を用いて、ビットインタリーバ部３０は、対数尤度比をビットインタリーブする（ステップＳ１１）。そして、シンボル生成部３１は、変調信号レプリカ作成を行う（ステップＳ１２）。次に、シンボルインタリーバ部３２は、シンボルインタリーバ処理を行う（ステップＳ１３）。
そして、周波数−時間拡散部３３は、所定の拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップＳ１４）。【００７２】
上述したステップＳ１１〜Ｓ１４の処理をＣｍｕｘ回繰り返した後、ＤＴＣＨ多重部３４は、ＤＴＣＨ多重を行う（ステップＳ１５）。そして、ＰＩＣＨ多重部３５は、パイロットチャネルＰＩＣＨの多重を行う（ステップＳ１６）。次に、スクランブリング部３６は、スクランブリング処理を行う（ステップＳ１７）。そして、ＩＦＦＴ部３７は、逆高速フーリエ変換処理を行う（ステップＳ１８）。次に、ＧＩ挿入部３８は、ガードインターバルＧＩを挿入する（ステップＳ１９）。ステップＳ１９でガードインターバルＧＩが挿入された信号をレプリカ信号とし、繰り返し復調時に使用する。【００７３】
ステップＳ１で繰り返し時である、つまり初回動作ではないと判定した場合には、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、ブロック毎に所定の遅延波（直接波を含む。）以外を除去する（ステップＳ２０）。そして、ＧＩ除去部４３は、ＧＩ除去処理を行う（ステップＳ２１）。次に、ＦＦＴ部４４は、高速フーリエ変換処理を行う（ステップＳ２２）。上述したステップＳ２０〜Ｓ２２の処理をＢ（Ｂは１よりも大きい自然数）ブロック分行った後、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、Ｂブロックからの出力信号をＭＭＳＥフィルタにより、最小二乗誤差規範に従い合成する。つまり、ＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップ２３）。なお、ステップ２３以降は、ステップＳ５に進み、初回処理と同様の処理を行う。
ステップＳ１０で、上述した処理を所定回数繰り返したと判定するまで、ステップＳ１〜Ｓ９、Ｓ１１〜Ｓ２３の処理を繰り返す。【００７４】
次に、図４におけるＭＡＰ検出部２３のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の処理について具体的に説明する。
図４に示したように、抽出区間設定部４０は、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する信号区間を、基準時間情報で定められた所定の基準区間幅を維持し、各信号区間が重なり合う（オーバーラップする）ように設定する。各信号区間がオーバーラップするように、抽出する信号区間を設定することで、各抽出する信号区間を、所定の基準時間幅を満たし、前記基準時間幅に亘って平均的に到来波が存在する区間に設定することができる。あるいは、各信号区間がオーバーラップするように、抽出する信号区間を設定することで、各抽出する信号区間を、所定の基準時間幅を満たし、抽出する信号区間内の信号電力を大きくすることができる。基準時間情報は、予め受信機で既知である場合は、受信信号の制御情報により受信信号に通知する場合などがある。【００７５】
図６は、本発明の第１の実施形態による抽出区間設定部４０の構成を示すブロック図である。図６に示すように、抽出区間設定部４０は、到来波区間算出部１０１、分割数決定部１０２、抽出時間決定部１０３とを備える。【００７６】
到来波区間算出部１０１は、伝搬路推定値であるインパルス応答推定値から到来した遅延波の推定区間を算出する。例えば、図７に示すようにチャネルインパルス応答推定値からＰ１〜Ｐ６の６波の遅延波が到来したと推定したとする。なお、図７において、横軸は時間を示し、縦軸は電力を示している。この場合、最初に到来した波から最後に到来した波までの区間のＴａｌｌを到来した遅延波の推定区間として算出する。【００７７】
分割数決定部１０２は、前記到来波区間算出部１０１からの出力と予め定められた所定の基準時間情報に基づいて、分割数を算出する。具体的には、所定の基準時間情報がＴｂであるとすると、下記の式（３’）を用いて分割数Ｂを算出する。【００７８】
【数４】
2009020148.tif 000006
【００７９】
ただし、【００８０】
【数５】
2009020148.tif 000007
【００８１】
は、ｘが割り切れない場合に切り上げることを示す。【００８２】
ここでは、一例として、上記式（３’）を用いて分割数Ｂを算出したが、Ｔａｌｌ＝ｎＴｂの場合は、Ｂ≧ｎ、Ｔａｌｌ＞ｎＴｂ＋ｍ，（ｎ＞ｍ）の場合は、Ｂ≧ｎ＋１を満たすように算出できれば良い。【００８３】
分割数決定の例として、図８（ａ）に所定の基準時間ＴｂがＧＩ（ガードインターバル）長ＴＧＩである場合の例を示す。到来した遅延波の推定区間ＴａｌｌがＧＩ長の基準時間ＴＧＩの１．５倍の場合、上記式に従って分割数を算出すると、分割数はＢ＝２となる。【００８４】
ここでは、基準時間情報として、ＧＩ長を用いた例を示したが、これに限らず、ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｐｌｕｓ  Ｎｏｉｓｅ  ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ：信号対干渉雑音比）が大きくなる期間を基準時間として設定しても良いし、誤り率特性が所定の値以上となる受信電力に基づいて基準時間を設定しても良い。【００８５】
抽出時間決定部１０３は、前記分割数Ｂ、基準時間情報、インパルス応答推定値に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の信号区間を、所定の基準時間幅を満たし、前記基準時間幅に亘って平均的に到来波が存在する区間に設定し（基準時間幅内の一部に到来波が偏らないように区間に設定する）、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３に入力する。【００８６】
次に、図８（ａ）〜図８（ｃ）を用いて、信号区間の設定例を説明する。図８（ａ）に示すように、ＧＩ長がＴＧＩであり、Ｐ１〜Ｐ６の遅延波が到来し、到来した遅延波の推定区間の時間ＴａｌｌをＧＩ長ＴＧＩの１．５倍とする。【００８７】
抽出区間設定部４０は、抽出する複数の時間帯ＴＧＩの延べ時間Ｂ＊ＴＧＩから、前記受信信号の遅延波の推定区間長である信号区間Ｔａｌｌを除いた時間長が、抽出する複数の時間帯に含まれる信号区間Ｔｄとなるように、以下の式（３’’）を用いて、複数の時間帯を設定する。図８（ｂ）に示すように、分割数Ｂ＝２であり、併せて、信号区間Ｔｄを図示する。【００８８】
Ｔｄ＝Ｂ＊Ｔｂ−Ｔａｌｌ＝Ｂ＊ＴＧＩ−Ｔａｌｌ  ・・・  （３’’）【００８９】
次に、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の信号区間を、信号区間Ｔｄにおいて重なるように区間を決定する。図８（ｃ）は、分割数Ｂ＝２で、所定基準時間ＴＧＩの時間帯Ｂ１、時間帯Ｂ２は、２つのソフトキャンセラブロック部の各々が抽出する区間を示す。本実施形態による抽出区間設定部４０は、図８（ｃ）に示すように、受信信号Ｐ１〜Ｐ６の一部の信号区間Ｔｄが、抽出する複数の時間帯Ｂ１、Ｂ２に含まれるように、抽出する複数の時間帯Ｂ１、Ｂ２を設定する。この処理を行うことにより、時間帯Ｂ１と時間帯Ｂ２は、真ん中で信号区間Ｔｄだけ重なり合った（オーバーラップされた）区間となる。信号区間Ｔｄは、時間帯Ｂ１と時間帯Ｂ２の両区間に含まれることになる。【００９０】
図９は、分割数Ｂ＝３とした場合の信号区間の設定例を示している。３つのソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の各々で抽出する所定基準時間内である信号区間を時間帯Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３とすると、時間帯Ｂ１と時間帯Ｂ２が信号区間Ｔｄ１重なり合い、時間帯Ｂ２と時間帯Ｂ３は信号区間Ｔｄ２で重なり合い、Ｔｄ＝Ｔｄ１＋Ｔｄ２である。【００９１】
各々のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３に属する遅延波レプリカ生成部４１（図４）は、チャネルインパルス応答推定値とレプリカ信号作成部２８が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とに基づいて、設定された信号区間の時間帯の信号を抽出するための遅延波レプリカを生成する。【００９２】
例えば、抽出区間設定部４０で、図９に示したように、時間帯Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３が決定され、抽出区間設定部４０からソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３に、それぞれ、時間帯Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３が入力されたとする。この場合、時間帯Ｂ１のソフトキャンセラブロック部４５−１に属する遅延波レプリカ生成部４１は、遅延波Ｐ４〜Ｐ６に対応するインパルス応答推定値ｈ１（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行い、その値を出力する。同様に、時間帯Ｂ２のソフトキャンセラブロック部４５−２に属する遅延波レプリカ生成部４１は、遅延波Ｐ１、Ｐ２、Ｐ５、Ｐ６に対応するインパルス応答ｈ２（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行い、その値を出力する。
時間帯Ｂ３のソフトキャンセラブロック部４５−３に属する遅延波レプリカ生成部４１は、遅延波Ｐ１〜Ｐ３に対応するインパルス応答ｈ３（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行い、その値を出力する。【００９３】
図１０（ａ）〜図１０（ｃ）は、上述のように設定した信号区間に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で除去する遅延波を示すものである。図において、一点鎖線で示して囲んである遅延波は、非所望波成分を除去し、所望の信号波成分を抽出する際に作成するレプリカを示す。【００９４】
ソフトキャンセラブロック部４５−１の加算部４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ１（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算する。
レプリカが正しく生成された場合には、ソフトキャンセラブロック部４５−１の加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ１の時間帯の信号波成分が加算部４２から抽出される。【００９５】
ソフトキャンセラブロック部４５−２の加算部４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ２（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算する。
レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ２の時間帯の信号波成分が加算部４２から抽出される。【００９６】
同様に、ソフトキャンセラブロック部４５−３の加算部４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ３（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算する。レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ３の時間帯の信号波成分が加算部４２から抽出される。【００９７】
以上のように、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する信号の信号区間を、所定の基準区間幅を維持し、各信号区間が重なり合う（オーバーラップする）ように設定することで、区間内の信号電力または、ＳＩＮＲが極端に小さくなる信号区間が発生する確率を下げることができ、さらに、所定の基準期間幅を維持できるので、受信信号からレプリカを減算するときの除去残差が極端に大きくなる信号区間が発生する確率も下げられる。【００９８】
例えば、図１１（ａ）に示すように指数関数的に減衰する遅延波が当来する場合、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する時間帯Ｂ１、Ｂ２を最初に到来した波から順にオーバーラップさせずに割当てると、時間帯Ｂ２に属する遅延波Ｐ５、Ｐ６の電力が小さいために、時間帯Ｂ２のＳＩＮＲが小さくなる。さらに、時間帯Ｂ２を抽出するために生成する遅延波レプリカがＰ１〜Ｐ４の４本となる。生成する信号レプリカが多いほど、受信信号からレプリカを除去した後の残留誤差が多くなる。【００９９】
一方、図１１（ｂ）に示すように、本実施形態の抽出基準を用いると、オーバーラップする信号区間が設定され、時間帯Ｂ２に属する遅延波の数がＰ３〜Ｐ６となり、電力を大きくすることができる。さらに、時間帯Ｂ１または時間帯Ｂ２を抽出するために生成する遅延波レプリカを共に２パスとなり、オーバーラップさせずに割当てる場合より減らすことができるため（時間帯Ｂ１を抽出する場合はＰ５，Ｐ６の遅延波２本のレプリカを生成し、時間帯Ｂ２を抽出する場合は、Ｐ１、Ｐ２の遅延波２本分のレプリカを生成する。）、受信信号からレプリカを除去した後の残留誤差を低減することができる。従って、極端に信号電力が低い区間、および極端に除去残差が大きいことにより生じる特性劣化を抑えることが可能となる。【０１００】
次に、図４におけるＭＭＳＥフィルタ部４６について説明する。図１２（ａ）〜図１２（ｃ）は、本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。ここでは、図４で示したＭＭＳＥフィルタ部４６と、図５で示したステップＳ４及びステップＳ２３の動作について説明する。【０１０１】
まず、初回のＭＭＳＥフィルタ部４６の動作について示す。受信信号を周波数領域で表現すると、受信信号Ｒは、以下の式（４）のように表すことができる。【０１０２】
【数６】
2009020148.tif 000008
【０１０３】
ここで、Ｈ＾は推定された伝搬路の伝達関数を示しており、ガードインターバルＧＩ内の遅延波のみが存在すると仮定すると、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。なお、ＮｃはＭＣ−ＣＤＭのサブキャリア数を示している。Ｈ＾は、以下の式（５）のように表すことができる。【０１０４】
【数７】
2009020148.tif 000009
【０１０５】
式（４）に含まれるＳは送信シンボルを表しており、以下の式（６）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【０１０６】
【数８】
2009020148.tif 000010
【０１０７】
同様に、受信信号Ｒ、雑音成分Ｎは、以下の式（７）、式（８）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【０１０８】
【数９】
2009020148.tif 000011
【０１０９】
【数１０】
2009020148.tif 000012
【０１１０】
なお、式（６）〜式（８）において、添え字に用いたＴは転置行列であることを表している。【０１１１】
このような受信信号を受信したとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙは、以下の式（９）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【０１１２】
【数１１】
2009020148.tif 000013
【０１１３】
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを決定する。ここで、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗは、以下の式（１０）に示すように、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。【０１１４】
【数１２】
2009020148.tif 000014
【０１１５】
さらに、上記ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、周波数方向拡散時は以下の式（１１）で表すことができる。【０１１６】
【数１３】
2009020148.tif 000015
【０１１７】
なお、【０１１８】
【数１４】
2009020148.tif 000016
【０１１９】
はコード多重時の他コードからの干渉成分であり、【０１２０】
【数１５】
2009020148.tif 000017
【０１２１】
は雑音電力の推定値を示している。また、添え字のＨはハミルトニアン（共役転置）を示している。【０１２２】
また、上記のＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、時間方向拡散時はコード間の直交性が保たれていると仮定して以下の式（１２）で表すことができる。【０１２３】
【数１６】
2009020148.tif 000018
【０１２４】
なお、図１２（ａ）〜図１２（ｃ）は、初回処理において伝搬路を通った信号が、前記係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。図１２（ｂ）は、前記チャネルインパルス応答を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、図１０（ｂ）において、横軸は周波数を、縦軸は電力を示しており、初回処理では、周波数選択性が高い（周波数軸方向の電力の変動が激しい）ことが分かる。このような状態は、先程述べたとおり、ＭＣ−ＣＤＭＡにおいてはコード間において、直交性が崩れ、コード間干渉が生じていることを意味している。【０１２５】
次に、繰り返し時のＭＭＳＥフィルタ部の動作について説明する。まず繰り返し復調時に、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて使用されるレプリカ信号ｒ＾ｉを以下の式（１３）のように表すことができる。【０１２６】
【数１７】
2009020148.tif 000019
【０１２７】
ここで、ｈ＾ｉは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて処理を行う遅延波のみを抽出した遅延プロファイルである。ｓ＾（ｔ）は、前回のＭＡＰ復号によって得られた対数尤度比を含む復号結果λ２を基に算出されたレプリカ信号である。【０１２８】
【数１８】
2009020148.tif 000020
【０１２９】
は畳み込み演算を示している。従って、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉの出力、つまり、図４のｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５の出力Ｒ〜ｉは、以下の式（１４）のように表すことができる。【０１３０】
【数１９】
2009020148.tif 000021
【０１３１】
ここでΔは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分を含むものとする。このとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙ’は、以下の式（１５）で表すことができる。【０１３２】
【数２０】
2009020148.tif 000022
【０１３３】
ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、前記Δにはレプリカの誤差による成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定すると、ＭＭＳＥフィルタ係数の部分行列は、以下の式（１６）のように対角行列で表すことができる。【０１３４】
【数２１】
2009020148.tif 000023
【０１３５】
さらに、ＭＭＳＥフィルタ部４６への入力信号は、後述するように周波数選択性が少なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっていることからコード多重時のコード間干渉もないと仮定すると、各要素は以下の式（１７）で表すことができる。【０１３６】
【数２２】
2009020148.tif 000024
【０１３７】
なお、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目のソフトキャンセラブロック部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨは、Ｈ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである。【０１３８】
図１３（ａ）〜図１３（ｇ）は、本発明の第１の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。図１３では、繰り返し処理において伝搬路を通った信号が、前記ＭＭＳＥフィルタ係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。なお、ここではソフトキャンセラブロック部の数Ｂを３としている。【０１３９】
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、初回復調時には式（１１）又は式（１２）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍを用い、繰り返し復調時には式（１７）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いる。【０１４０】
繰り返し処理時では、周波数選択性が低い（周波数軸方向の電力の変動が小さい）ことが分かる。このような状態は、先程述べたとおり、ＭＣ−ＣＤＭＡにおいてはコード間において、直交性が保たれ、コード間干渉が生じにくいことを意味している。このように、繰り返し処理を行うことにより、ガードインターバルＧＩを超える遅延波を取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くという効果を奏することができる。【０１４１】
図１４は、本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。伝搬路・雑音電力推定部２２は、伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３を備えている。【０１４２】
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるパイロットチャネルＰＩＣＨを用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。プリアンブルレプリカ生成部６２は、前記伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報であるパイロットチャネルＰＩＣＨの信号波形とを用いてパイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号を作成する。雑音電力推定部６３は、受信信号に含まれるパイロットチャネルＰＩＣＨの部分と、前記プリアンブルレプリカ生成部６２より出力されるパイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号との差分をとることにより雑音電力の推定を行う。【０１４３】
なお、伝搬路推定部６１における伝搬路推定方法としては、ＲＬＳアルゴリズムなどを用いて、最小二乗誤差規範に基づき導出を行う方法や、周波数相関を用いる方法など様々な方法を使用することができる。【０１４４】
本発明の第１の実施形態による無線受信機２００によれば、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波レプリカ生成部４１が遅延波を除去し、その所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４６が合成し、その合成した信号に対して軟判定出力部５０が軟判定を行うようにしたので、遅延波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となる。また、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。【０１４５】
本実施形態では、本発明の受信機の一例として、受信信号からの軟判定結果を用いたキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理する場合を説明したが、硬判定結果を用いてキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理を行うことも可能である。つまり、受信信号からＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの変調信号を復調する（ビット分解する）復調処理部として軟判定を行い、対数尤度比を出力する軟判定出力部を備えるＭＡＰ検出部を用いているが、硬判定値を出力する検出部を用いても良い。また、硬判定値から送信信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号作成部を用いても良い。さらに、軟判定値から生成したレプリカ信号に基づいて遅延波を除去しているソフトキャンセラブロック部を用いているが、受信信号から前記硬判定値から生成されたレプリカ信号に基づいて遅延波を除去するキャンセラ部を用いても良い。以降の実施形態においても同様である。【０１４６】
また、本実施形態では、各ソフトキャンセラブロック部出力を合成する際、線形合成の一手法であるＭＭＳＥ合成部を用いているが、ＺＦ（Ｚｅｒｏ  Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｒａｔｉｏ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を用いても良い。また、非線形合成を用いても良い。
また、本実施形態では、ＭＣ−ＣＤＭシステムに本発明を適用した場合で説明したが、ＯＦＤＭシステム、シングルキャリアシステムにも適用可能である。【０１４７】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、受信信号から遅延波レプリカを除去することで抽出する所望波区間の所定時間帯の設定方法について、各信号区間が重なり合う（オーバーラップする）ように設定する場合の別の一実施形態を説明する。第２の実施形態は、無線受信機のＭＡＰ検出部の構成が第１の実施形態と異なるので、ＭＡＰ検出部の構成について専ら説明し、それ以外の説明については省略する。【０１４８】
図１５は、本発明の第２の実施形態によるＭＡＰ検出部の構成の一例を示す図である。
ＭＡＰ検出部２２３は、抽出区間設定部２４０（時間帯設定部とも称する）、ソフトキャンセラブロック部２４５−１〜２４５−Ｂ、ＭＭＳＥフィルタ部２４６、コード毎対数尤度比出力部２４７−１〜２４７−４を備えている。また、ソフトキャンセラブロック部２４５−１〜２４５−４は、遅延波レプリカ生成部２４１、加算部２４２、ＧＩ除去部２４３、ＦＦＴ部２４４をそれぞれ備えている。コード毎対数尤度比出力部２４７−１〜２４７−４は、逆拡散部２４８、シンボルデインタリーバ部２４９、軟判定出力部２５０をそれぞれ備えている。【０１４９】
第２の実施形態のＭＡＰ検出部２２３の構成は、第１の実施形態のＭＡＰ検出部２３（図４）とほぼ同じ構成を具備しているが、抽出区間設定部２４０の処理が第１の実施形態と相違する。また、この実施形態におけるソフトキャンセラブロック部２４５−１〜２４５−Ｂの数は、分割数Ｂに応じて設定される。他の構成については、前述の第１の実施形態と同様である。
抽出区間設定部２４０は、受信信号ｒ（ｔ）の複数の時間帯から抽出する信号の少なくとも一部が重なり、さらに時間帯内の信号電力ができるだけ大きくなるように複数の時間帯を設定し、その設定結果を遅延波レプリカ生成部２４１に出力する。【０１５０】
図１６は、本発明の第２の実施形態による抽出区間設定部２４０の構成を示すブロック図である。図１６に示すように、抽出区間設定部２４０は、到来波区間算出部２１０１、分割数決定部２１０２、抽出時間決定部２１０３、電力測定部２１０４とを備える。
到来波区間算出部２１０１は、第１の実施形態の到来波区間算出部１０１と同様に、伝搬路推定値であるインパルス応答推定値から到来した遅延波の推定区間Ｔａｌｌを算出する。
分割数決定部２１０２は、第１の実施形態の分割数決定部１０２と同様に、前記到来波区間算出部２１０１からの出力と予め定められた所定の基準時間情報に基づいて、分割数Ｂを算出する。
電力測定部２１０４は、分割数Ｂ、基準時間情報、インパルス応答推定値に基づいて、基準時間情報から得る基準時間帯の信号電力を算出する。
抽出時間決定部２１０３は、分割数Ｂ、基準時間情報、インパルス応答推定値、区間電力値算出結果に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部２４５−１〜２４５−３で抽出する時間帯をソフトキャンセラブロック部２４５−１〜２４５−Ｂに入力する。
一例として、図１７に示すように、インパルス応答推定値において受信信号から遅延波Ｐ２１〜遅延波Ｐ２６が存在すると推定し、区間算出部２１０１で、遅延波Ｐ２１〜遅延波Ｐ２６の区間を到来した遅延波の推定区間Ｔａｌｌとして算出し、分割数決定部２１０２で分割数をＢ＝３と算出した場合について説明する。時間帯Ｂ２１、時間帯Ｂ２２、時間帯Ｂ２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の各々で抽出する区間を示し、区間幅は基準時間情報から得る。
抽出区間設定部２４０は、時間帯Ｂ２１の先頭を遅延波Ｐ２１に、時間帯Ｂ２３の最後尾を遅延波Ｐ２６と一致するようにセットすることにより、時間帯Ｂ２１の電力を遅延波Ｐ２１、遅延波Ｐ２２、遅延波Ｐ２３の合計電力とし、時間帯Ｂ２３の電力を遅延波Ｐ２４、遅延波Ｐ２５、遅延波Ｐ２６の合計電力とする。
また、抽出区間設定部２４０は、抽出する複数の時間帯（ここでは、時間帯Ｂ２１〜Ｂ２３）の少なくとも１つの時間帯（ここでは、時間帯Ｂ２２）に含まれる信号（ここでは、Ｐ２３〜Ｐ２５）の電力が最大になるように、少なくとも１つの時間帯（ここでは、時間帯Ｂ２２）を設定する。つまり、抽出区間設定部２４０は、時間帯Ｂ２２は、区間Ｔｎのなかで時間帯Ｂ２１および時間帯Ｂ２３とは異なる区間で時間帯Ｂ２２をスライドさせて、時間帯Ｂ２２内の電力値を測定し、時間帯Ｂ２２内の電力値が最も大きくなる区間を選定する。図１７においては、抽出区間設定部２４０は、遅延波Ｐ２３、Ｐ２４、Ｐ２５を含む区間を時間帯Ｂ２２として設定する。前記遅延波Ｐ２３、Ｐ２４、Ｐ２５を含む時間帯に設定した時間帯Ｂ２２は、時間帯Ｂ２１と信号区間Ｔｄ３重なり、時間帯Ｂ２３と信号区間Ｔｄ４重なり、式（３’’）の基準時間ＴｂであるＧＩ長ＴＧＩのＢ倍との差分である信号区間Ｔｄは、Ｔｄ＝Ｔｄ３＋Ｔｄ４となる。【０１５１】
抽出時間決定部２１０３は各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する時間帯を、電力測定部で選定した区間内の電力値が最も大きくなる時間帯Ｂ２１、時間帯２２、時間帯Ｂ２３に決定し、各時間帯を出力する。
各々のソフトキャンセラブロック部２４５−１〜２４５−Ｂに属する遅延波レプリカ生成部２４１は、チャネルインパルス応答推定値とレプリカ信号作成部２８が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とに基づいて、設定された信号区間の時間帯の信号を抽出するための遅延波レプリカを生成し、加算部２４２は、受信信号ｒ（ｔ）から前記遅延波レプリカを減算する。
図１８（ａ）〜図１８（ｃ）は、上述のように設定した時間帯Ｂ２１〜Ｂ２３に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で除去する遅延波を示すものである。図１８（ａ）〜図１８（ｃ）において、一点鎖線で示して囲んである遅延波は、非所望波成分を除去し、所望の信号波成分を抽出する際に作成するレプリカを示す。
ソフトキャンセラブロック部２４５−１の加算部２４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ１（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算する。レプリカが正しく生成された場合には、ソフトキャンセラブロック部２４５−１の加算部２４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ２１の時間帯の信号波成分が加算部２４２から抽出される。
ソフトキャンセラブロック部２４５−２の加算部２４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ２（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算する。レプリカが正しく生成された場合には、ソフトキャンセラブロック部２４５−２の加算部２４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ２２の時間帯の信号波成分が加算部２４２から抽出される。
ソフトキャンセラブロック部２４５−３の加算部２４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ３（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算する。レプリカが正しく生成された場合には、ソフトキャンセラブロック部２４５−３の加算部２４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ２３の時間帯の信号波成分が加算部２４２から抽出される。
以上は抽出時間設定部２４０で抽出する時間帯の信号電力が最大値となるように設定する場合であるが、予め所定の信号電力値を設定しておき、電力測定部２１０４で測定した電力と前記所定の信号電力値と差が略零となるように時間帯Ｂ２２を設定することも可能である。前記所定の信号電力値は、例えば、予め所定の誤り率特性を得る信号電力値を保持するなどがある。また、信号電力値のかわりに、ＳＩＮＲでもよい。予め設定した所定の信号電力値を満たすように抽出区間を設定することで、一定の伝送品質を保持することが可能となる。【０１５２】
以上のように、各ソフトキャンセラブロック部２４５−１〜２４５−Ｂで抽出する時間帯を、所定の基準区間幅を維持し、前記抽出する時間帯内の信号電力ができるだけ大きくなるように、各時間帯を重なり合う（オーバーラップする）時間帯を設定することで、各時間帯内の信号電力または、ＳＩＮＲが極端に小さくなる時間帯が発生する確率を下げることができ、さらに、所定の基準期間幅を維持できるので、受信信号からレプリカを減算するときの除去残差が極端に大きくなる時間帯が発生する確率も下げられる。【０１５３】
（第３の実施形態）
図１９は、本発明の第３の実施形態による無線受信機２００におけるＭＡＰ検出部１２３の構成を示す図である。ＭＡＰ検出部１２３は、抽出区間設定部１４０（時間帯設定部とも称する）、ソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−Ｂ、ＭＭＳＥフィルタ部１４６、コード毎対数尤度比出力部１４７−１〜１４７−４を備えている。【０１５４】
ソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−Ｂは、遅延波レプリカ生成部１４１、加算部１４２、ＧＩ除去部１４３、ＦＦＴ部１４４をそれぞれ備えている。コード毎対数尤度比出力部１４７−１〜１４７−４は、逆拡散部１４８、シンボルデインタリーバ部１４９、軟判定出力部１５０をそれぞれ備えている。【０１５５】
第３の実施形態の無線受信機２００の構成は、第１の実施形態の無線受信機２００およびＭＡＰ検出器２３（図４）と同じ構成を具備しているが、第１の実施形態における抽出区間設定部４０と、この実施形態における抽出区間設定部１４０の部分が異なっている。
また、この実施形態におけるソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−Ｂの数は、分割数Ｂに応じて設定される。他の構成については、前述の第１の実施形態と同様である。【０１５６】
第３の実施形態では、抽出区間設定部１４０は、受信信号からの基準時間情報とインパルス応答推定値より基準電力を算出し、各時間帯の受信信号電力と前記基準電力との差が所定の電力差となるように、抽出する時間帯を分割し、さらにその時間帯の受信電力と基準電力との差が所定の電力差を満たせない場合は、隣接する他の時間帯と重なる（オーバーラップする）ように、時間帯を分割する。このときの分割数は、前記基準電力とインパルス応答推定値によって決定される。
なお、基準時間情報は、例えば、受信信号ｒ（ｔ）における制御シンボルから得ることができる。つまり、図２０に示すように、データシンボルの前に制御シンボルが送られており、このデータシンボルの前の制御シンボルから基準時間情報を得ることができる。この基準時間情報は、予め送受信機で既知としても良い。【０１５７】
図２１は、抽出区間設定部１４０の構成を示すものである。図２１に示すように、抽出区間設定部１４０は、基準電力算出部２０１、抽出区間決定部２０２を有している。以下において、基準時間情報として、ＧＩ長を設定されている情報を受けとった場合で説明する。【０１５８】
基準電力算出部２０１には、インパルス応答推定値と基準時間情報であるＧＩ長が入力され、基準電力算出部２０１は、ＧＩ長区間において最小となる電力値を基準電力として算出する。例えば、インパルス応答推定値として、図２２に示すようにＰ１０１〜Ｐ１０７の７本の波が到来していると推定した場合、ＧＩ長ＴＧＩの計測ウィンドウを設定し、遅延波Ｐ１０１のインパルス応答推定値から遅延波Ｐ１０７のインパルス応答推定値に到達するまで計測ウィンドウをスライドさせ、各スライド点において、ＧＩ長内の計測ウィンドウに入る期間のパス電力を測定し、測定した電力のうち最小となる電力Ｐｍｉｎを出力する。図２２においては、スライド点が遅延波Ｐ１０４と一致するときの電力は、遅延波Ｐ１０４、Ｐ１０５、Ｐ１０６の電力の合計となり、各スライド点の中で最小電力となる。【０１５９】
抽出区間決定部２０２は、チャネルインパルス応答推定値と前記基準電力算出部２０１が出力する最小電力Ｐｍｉｎを基準電力とし、各時間帯の電力値が基準電力Ｐｍｉｎに近似する値となるように分割したときの各時間帯の時間幅を算出し、その各時間帯の時間幅を、抽出する信号区間として、各ソフトキャンセルブロック部１４５−１〜１４５−Ｂの遅延波レプリカ生成部１４１に入力する。なお、抽出区間設定部１４０は、各時間帯の時間幅の変わりに、各区間に属するパスの到来時間を算出しても良い。【０１６０】
図２３は、上述のように、各時間帯の電力値が基準電力値Ｐｍｉｎとなるように各時間帯を分割したときの例を示すものである。まず、インパルス応答推定値を到来時間の早い遅延波（直接波を含む）から順に、各時間帯に属する遅延波の電力値（その時間帯に属する遅延波の電力の合計）と基準電力値Ｐｍｉｎとの差が所定の電力差となるように、時間帯を設定する。すなわち、図２３では、遅延波Ｐ１０１のインパルス応答推定値から得られる電力値は、基準電力値Ｐｍｉｎに近くなる。このため、遅延波Ｐ１０１を含む時間帯Ｂ１０１が設定される。次に、遅延波Ｐ１０２のインパルス応答推定値から得られる電力値と、遅延波Ｐ１０３のインパルス応答推定値から得られる電力値とを加算すると、基準電力値Ｐｍｉｎに近くなる。このため、遅延波Ｐ１０２と、Ｐ１０３とを含む時間帯Ｂ１０２が設定される。次に、遅延波Ｐ１０４のインパルス応答推定値から得られる電力値と、遅延波Ｐ１０５のインパルス応答推定値から得られる電力値と、遅延波Ｐ１０６のインパルス応答推定値から得られる電力値とを加算すると、基準電力値Ｐｍｉｎに近くなる。
このため、遅延波Ｐ１０４と、Ｐ１０５と、Ｐ１０６とを含む時間帯Ｂ１０３が設定される。これにより、時間帯Ｂ１０１〜時間帯Ｂ１０３の各区間に分割できる。【０１６１】
次に、上述の処理により選択されなかった時間帯に遅延波がある場合には、その区間の電力値と基準電力値Ｐｍｉｎとの差が所定の電力差となるように、すでに定められた隣接する時間帯に属する遅延波を含めて、時間帯を選択する。図２３の例では、遅延波Ｐ１０７が選択されなかったので、遅延波Ｐ１０７と、これに隣接する時間帯Ｂ１０３の遅延波を含めて、基準電力値Ｐｍｉｎと近づくように、時間帯を選択する。これにより、すでに時間帯Ｂ１０３に含まれている遅延波Ｐ１０５、Ｐ１０６とＰ１０７とで、時間帯Ｂ１０４が設定される。以上のように定められた時間帯Ｂ１０１〜時間帯Ｂ１０４の４つの時間帯が、抽出する時間帯として、各ソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−Ｂに入力される。【０１６２】
なお、上述の例では、最初に到来波と推定した信号から順に、基準電力値Ｐｍｉｎとなるように、インパルス応答推定値を分割しているが、最後の到来波と推定した信号からでも良い。また、上述の例では、到来した遅延波を基準に時間帯を分割しているが、ＡＤコンバータのサンプル点を基準に時間帯を決定しても良い。【０１６３】
ＭＡＰ検出器１２３のソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−Ｂは、前記分割数に相当するブロック分備えられ、パラレルで処理することも可能である。図２３の例では、遅延波がＢ１０１〜Ｂ１０４の４つの時間帯に分割され、分割数ＢはＢ＝４となる。よって、ソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−Ｂとしては、少なくとも、４つのソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−４を保持する。また、ソフトキャンセラ部を１つのみ備え、各時間帯ごとにシリアルに処理することも可能である。【０１６４】
ソフトキャンセラブロック部１４５−１〜１４５−Ｂの遅延波レプリカ生成部１４１は、前記各時間帯のインパルス応答推定値とレプリカ信号作成部２８が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込む演算を行うことで、加算部１４２で除去する遅延波レプリカを生成する。【０１６５】
図２４（ａ）の一点転斜線はソフトキャンセラブロック部１４５−１で除去する遅延波を示している。ソフトキャンセラブロック部１４５−１の加算部１４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算により生成した遅延波Ｐ１０２〜Ｐ１０７のレプリカ信号を減算する。レプリカが正しく生成された場合には、ソフトキャンセラブロック部１４５−１の加算部１４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ１０１の時間帯の信号成分Ｐ１０１が加算部１４２から抽出される。【０１６６】
図２４（ｂ）の斜線はソフトキャンセラブロック部１４５−２で除去する遅延波を示している。ソフトキャンセラブロック部１４５−２の加算部１４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算により生成した遅延波Ｐ１０１、Ｐ１０４〜Ｐ１０７のレプリカ信号を減算する。レプリカが正しく生成された場合には、加算部１４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ１０２の時間帯の信号成分が加算部１４２から抽出される。【０１６７】
図２４（ｃ）の斜線はソフトキャンセラブロック部１４５−３で除去する遅延波を示している。ソフトキャンセラブロック部１４５−３の加算部１４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算により生成した遅延波Ｐ１０１〜Ｐ１０３、Ｐ１０７のレプリカ信号を減算する。レプリカが正しく生成された場合には、加算部１４２の出力は（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ１０３の時間帯の信号成分が加算部１４２から抽出される。【０１６８】
図２４（ｄ）の斜線はソフトキャンセラブロック部１４５−４で除去する遅延波を示している。ソフトキャンセラブロック部１４５−４の加算部１４２では、受信信号ｒ（ｔ）から、インパルス応答ｈ４（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算より生成した遅延波Ｐ１０５〜Ｐ１０６のレプリカ信号を減算する。レプリカが正しく生成された場合には、加算部１４２の出力は（ｈ（ｔ）−ｈ４（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができ、時間帯Ｂ１０４の時間帯の信号成分が加算部１４２から抽出される。【０１６９】
以上のように、受信信号のインパルス応答推定値における基準時間内の基準電力値（上述の例では基準時間内の最小の電力値Ｐｍｉｎ）となるように、遅延波の時間帯を分割し、前記基準電力値に満たない場合は、隣接する他の時間帯に含まれる遅延波も用いた区間を設定することで、レプリカ除去後の信号が基準時間以下で、各ソフトキャンセラブロック部で生成された遅延波レプリカの電力差が極端に小さくなることが防げられる。さらにその条件において分割数を最小数に抑えることができるため、分割した時間帯内に属する信号の電力、又はＳＩＮＲが低いことに起因するレプリカ誤差、および分割数の増加に起因するレプリカ誤差による特性劣化を低減することが可能となる。その結果、ある時間帯の著しいレプリカ精度低下が全体の特性劣化となることを避けられ、レプリカ誤差による特性劣化を最小に抑えることが可能となる。【０１７０】
なお、以上説明した実施形態において、図１の無線送信機１００や、図３の無線受信機２００の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線受信機２００の制御を行っても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。【０１７１】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。【０１７２】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１７３】
本発明は、送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法などに適用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【国際調査報告】
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