(57)【要約】  本発明の受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記受信信号の受信電力に基づいて前記受信信号の時間帯を分割した複数の時間帯を設定する時間帯設定部と、前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部とを備える。
2008155947.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
前記受信信号の受信電力に基づいて前記受信信号の時間帯を分割した複数の時間帯を設定する時間帯設定部と、
前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、
前記到来波除去部が所定の前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記到来波除去部は、
受信信号の伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値と前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号と前記時間帯設定部が設定する時間帯とに基づいて各時間帯の到来波のレプリカを生成する到来波レプリカ生成部と、
受信信号から前記到来波レプリカ生成部が生成した各時間帯の到来波のレプリカを減算することにより前記時間帯設定部が設定した時間帯の受信信号を抽出する減算部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記時間帯設定部は、受信信号を複数の時間帯に分割した場合に各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計と所定数とに基づいて前記各時間帯を設定することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
【請求項４】
前記時間帯設定部は、所定時間に含まれる受信信号の受信電力の合計の最小値を基準として前記各時間帯を設定することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
【請求項５】
前記時間帯設定部は、前記所定時間としてガードインターバル長を用いることを特徴とする請求項４に記載の受信機。
【請求項６】
前記時間帯設定部は、受信信号を複数の時間帯に分割した場合に各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計と所定電力との差が最小となる時間帯を前記各時間帯として設定することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
【請求項７】
前記時間帯設定部は、受信信号を複数の時間帯に分割した場合に各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計と所定電力との差が所定の電力値より小さい時間帯を、前記受信信号抽出部で抽出する時間帯として設定することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
【請求項８】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
受信信号を所定の時間に基づいて分割し、前記分割した各時間帯に合まれる受信信号電力に基づいて前記各時間帯をグループ分けするグループ設定部と、
前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて前記グループ設定部が設定したグループごとに到来波を除去する到来波除去抽出部と、
前記到来波除去部が所定の前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項９】
前記グループ設定部は、所定の時間に基づいて分割した各時間帯を、前記各時間帯に含まれる受信電力の大きさに基づいて順序付けし、電力の大きい受信信号と電力の小さい受信信号とを同じグループに設定することを特徴とする請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記グループ設定部は、所定の時間に基づいて分割した各時間帯をグループ分けした場合に、各グループに含まれる受信信号の受信電力の合計と所定電力との差が最小となるグループ分けを行うことを特徴とする請求項８に記載の受信機。
【請求項１１】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
前記受信信号の受信電力に基づいて前記受信信号の時間帯を分割した複数の時間帯を設定する時間帯設定過程と、
前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号を用いて前記時間帯設定過程で設定した時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、
前記到来波除去過程で前記時間帯設定過程で設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調処理過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
【請求項１２】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
受信信号を所定の時間に基づいて分割し、前記分割した各時間帯に含まれる受信信号電力に基づいて前記各時間帯をグループ分けするグループ設定過程と、
前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号を用いて前記グループ設定過程で設定したグループごとに到来波を除去する到来波除去抽出過程と、
前記到来波除去過程で前記時間帯設定過程で設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調処理過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機及び受信方法、特に、マルチキャリア方式により信号を送受信する受信機及び受信方法に関する。
本願は、２００７年６月１９日に、日本に出願された特願２００７−１６１２６９号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア伝送において、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）区間を越える遅延波が存在すると、前のシンボルがＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）や、高速フーリエ変換区間にシンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入ることによって生じるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）が生じる。【０００３】
図２８は、マルチパス環境を経て無線送信機から無線受信機に到達する信号を示す図である。ここでは、横軸に時間に取っている。シンボルｓ１〜ｓ４はマルチパス環境を経て、無線送信機から無線受信機に到達する信号を示しており、４つのマルチパスを経由して到達している。シンボルの前には、シンボルの後半部分をコピーしたガードインターバル（ＧＩ）が付加されている。
上から１番目の信号ｓ１は直達波、２番目の信号ｓ２はガードインターバル（ＧＩ）以内の遅延ｔ１が生じた遅延波を示している。直達波や遅延波は到来波とも呼ばれる。
また、３番目、４番目の遅延波である信号ｓ３、ｓ４はガードインターバル（ＧＩ）を超える遅延ｔ２、ｔ３が生じた遅延波を示している。
３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４の前にある斜線部は、所望シンボルの前のシンボルが所望シンボルのＦＦＴ区間に入った部分を、区間ｔ４は所望シンボルのＦＦＴ区間を示しており、前記斜線部分が上記ＩＳＩ成分となる。ＩＳＩ成分は、干渉成分であるので、復調時の特性劣化の原因となる。また、３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４では、区間ｔ４にシンボルの切れ目が入ることになり、これが上記ＩＣＩの原因となる。【０００４】
図２９（ａ）及び図２９（ｂ）は、マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。図２９（ａ）はＩＣＩが生ぜずサブキャリア間で干渉が生じない様子を示しており、図２９（ｂ）はＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じている様子を示している。
ガードインターバル（ＧＩ）を超える遅延波が存在しない場合には、図２９（ａ）のように、点線部分の周波数に注目すると、ある一つのサブキャリア成分のみが含まれ、他のサブキャリア成分が含まれない状態にある。このような状態は、サブキャリア間の直交性が保たれている状態である。通常のマルチキャリア通信ではこの状態で復調を行う。
これに対し、ガードインターバル（ＧＩ）を超える遅延波が存在する場合には、図２９（ｂ）のように、点線部分の周波数に注目すると、所望のサブキャリア成分以外にも隣接するサブキャリアの成分が含まれ、干渉していることになる。この様な状態は、サブキャリア間の直交性が保たれていない状態である。ＩＣＩ成分は特性劣化の原因となる。【０００５】
前記ガードインターバル（ＧＩ）を超える遅延波が存在する場合の、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性劣化を改善するための一手法が以下の特許文献１で提案されている。この従来技術では、一度復調動作を行った後、誤り訂正結果（ＭＡＰ復号器出力）を利用し、前記ＩＳＩ成分、および前記ＩＣＩ成分を含む所望以外のサブキャリアの複製信号（レプリカ信号）を作成した後、これを受信信号から除去したものに対し、再度復調動作を行うことにより、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性改善を行っている。
一方、前記マルチキャリア伝送方式と、ＣＤＭ（Code Division Multiplexing）方式を組み合わせた方式として、ＭＣ−ＣＤＭ（Multi Carrier-Code Division Multiplexing）方式が提案されている。【０００６】
図３０（ａ）及び図３０（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。これらの図では、横軸に周波数を取っている。図３０（ａ）は、一例として、ＭＣ−ＣＤＭ方式における８個のサブキャリアを示している。また、図３０（ｂ）は、各サブキャリアに対応する直交符号として、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類を示している。ここで、Ｃ８，１＝（１，１，１，１，１，１，１，１）、Ｃ８，２＝（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）、Ｃ８，７＝（１，−１，−１，１，１，−１，−１，１）である。データに対しこの３種類の直交符号を掛けることにより、３つのデータ系列を同一時間、同一周波数を用いて、多重し通信を行うことができるのがＭＣ−ＣＤＭ方式の特徴の一つとなっている。
なお、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類の直交符号は全て周期が８の直交符号であり、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行うことができる。なお、図３０（ａ）中のＳＦｆｒｅｑは前記直交符号の周期を示している。【０００７】
図３１（ａ）及び図３１（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７、Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７の様子を示す図である。図３１（ａ）は前記直交符号の周期中で周波数変動がない場合を示している。このとき、Ｃ８，１で逆拡散（despreading）する。つまりＣ８，１との内積をとる、すなわちＳＦｆｒｅｑ内の全ての値を足した場合、Ｃ’８，１は４となり、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７は０となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。
これに対し、図３１（ｂ）のように前記直交符号の周期中で周波数変動が存在する場合には、Ｃ８，１で逆拡散した場合、Ｃ’’８，１は５、Ｃ’’８，２は３、Ｃ’’８，７は０となる。つまり、Ｃ’’８，１とＣ’’８，２の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれていない状況となる。このように、伝搬路の周波数変動が早い（周波数方向に早く変動する）場合には、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、コード間干渉（Multi Code Interference）が特性劣化の原因となる。
前記符号間の直交性の崩れによる特性劣化を改善するための一手法が、特許文献２及び非特許文献１に記載されている。これらの従来技術では、下りリンク、上りリンクの違いはあるが、双方ともＭＣ−ＣＤＭＡ通信時のコード多重によるコード間干渉を取り除くため、誤り訂正後、または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信号を除去することにより、特性の改善を図っている。
【特許文献１】特開２００４−２２１７０２号公報
【特許文献２】特開２００５−１９８２２３号公報
【非特許文献１】"Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part I: Hybrid Detection"、Zhou、 Y.; Wang、 J.; Sawahashi、 M.Page(s): 718- 729、 IEEE Transactions on Communication(Vol.53、Issue4)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上述した技術においては、サブキャリア数の多いマルチキャリア信号及びＭＣ−ＣＤＭ信号を復調する際の演算量が増加するという問題があった。また、ＭＣ−ＣＤＭ時のコード間干渉を取り除く際に、コード多重数分だけ演算量が増加するという問題があった。【０００９】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（１）  本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記受信信号の受信電力に基づいて前記受信信号の時間帯を分割した複数の時間帯を設定する時間帯設定部と、前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部とを備える。
本発明によれば、受信機での受信信号の受信電力に応じて設定される所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号に対してＦＦＴを行うことができるため、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる。【００１１】
（２）  また、本発明の一態様による受信機の前記到来波除去部は、受信信号の伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値と前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号と前記時間帯設定部が設定する時間帯とに基づいて各時間帯の到来波のレプリカを生成する到来波レプリカ生成部と、受信信号から前記到来波レプリカ生成部が生成した各時間帯の到来波のレプリカを減算することにより前記時間帯設定部が設定した時間帯の受信信号を抽出する減算部とを備える。【００１２】
（３）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、受信信号を複数の時間帯に分割した場合に各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計と所定数とに基づいて前記各時間帯を設定する。【００１３】
（４）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、所定時間に含まれる受信信号の受信電力の合計の最小値を基準として前記各時間帯を設定する。【００１４】
（５）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記所定時間としてガードインターバル長を用いる。【００１５】
（６）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、受信信号を複数の時間帯に分割した場合に各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計と所定電力との差が最小となる時間帯を前記各時間帯として設定する。【００１６】
（７）  また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、受信信号を複数の時間帯に分割した場合に各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計と所定電力との差が所定の電力値より小さい時間帯を、前記受信信号抽出部で抽出する時間帯として設定する。【００１７】
（８）  また、本発明の一態様による受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、受信信号を所定の時間に基づいて分割し、前記分割した各時間帯に合まれる受信信号電力に基づいて前記各時間帯をグループ分けするグループ設定部と、前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて前記グループ設定部が設定したグループごとに到来波を除去する到来波除去抽出部と、前記到来波除去部が所定の前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部とを備える。【００１８】
（９）  また、本発明の一態様による受信機の前記グループ設定部は、所定の時間に基づいて分割した各時間帯を、前記各時間帯に含まれる受信電力の大きさに基づいて順序付けし、電力の大きい受信信号と電力の小さい受信信号とを同じグループに設定する。【００１９】
（１０）  また、本発明の一態様による受信機の前記グループ設定部は、所定の時間に基づいて分割した各時間帯をグループ分けした場合に、各グループに含まれる受信信号の受信電力の合計と所定電力との差が最小となるグループ分けを行う。【００２０】
（１１）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、前記受信信号の受信電力に基づいて前記受信信号の時間帯を分割した複数の時間帯を設定する時間帯設定過程と、前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号を用いて前記時間帯設定過程で設定した時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、前記到来波除去過程で前記時間帯設定過程で設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調処理過程とを実行する。【００２１】
（１２）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、受信信号を所定の時間に基づいて分割し、前記分割した各時間帯に含まれる受信信号電力に基づいて前記各時間帯をグループ分けするグループ設定過程と、前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号を用いて前記グループ設定過程で設定したグループごとに到来波を除去する到来波除去抽出過程と、前記到来波除去過程で前記時間帯設定過程で設定した時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調処理過程とを実行する。
【発明の効果】
【００２２】
本発明では、受信機での受信信号の受信電力に応じて設定される所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことができるので、シンボル間干渉、キャリア間干渉を低減することができる。よって、長い遅延波が到来した場合にＦＦＴを用いても、シンボル間干渉、キャリア間干渉を低減することができるので、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる。 さらに、受信信号を前記所定の時間帯に従って複数の時間帯に分割した場合に、各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計が他の時間帯に比べて大きく落ち込むことがなくなるので、一部の著しいレプリカ精度低下により全体の特性が大きく劣化することを避けることができ、レプリカ誤差による特性劣化を最小に抑えることが可能となる。
また、到来波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態による無線送信機の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部７２３（図３）の構成の一例を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施形態による分割区間設定部７５１（図５）の構成の一例を示す図である。
【図７】本発明の第１の実施形態による信号電力算出部７５１１（図６）による電力算出方法について説明するための図である。
【図８】本発明の第１の実施形態による分割時間決定部７５１３（図６）によって抽出信号電力値からチャネルインパルス応答推定値を分割する時間幅を算出する方法について説明するための図である。
【図９】本発明の第１の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチャートである。
【図１０】本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図１１】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図１２】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図１３】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図１４】本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１５】本発明の第１の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１６】本発明の第２の実施形態によるＭＡＰ検出部９２３（図３）の構成の一例を示す図である。
【図１７】本発明の第２の実施形態による受信信号ｒ（ｔ）の構成の一例を示す図である。
【図１８】本発明の第２の実施形態による分割区間設定部９５１（図１６）の構成の一例を示す図である。
【図１９】本発明の第２の実施形態による基準電力算出部９５１１（図１８）に入力されるチャネルインパルス応答推定値について説明するための図である。
【図２０】第２の実施形態による分割時間設定部９５１２の分割時間の設定方法について説明するための図である。
【図２１】本発明の第２の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４で除去する到来波について説明するための図である。
【図２２】本発明の第２の実施形態におけるブロック分割の一例を示す図である。
【図２３】本発明の第３の実施形態によるＭＡＰ検出部８２３の構成の一例を示す図である。
【図２４】本発明の第３の実施形態による分割区間設定部８５１の構成を示す概略ブロック図である。
【図２５】本発明の第３の実施形態におけるランキング折り返しの一例を示す図である。
【図２６】本発明の第３の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が生成し、受信信号から除去する到来波レプリカを示す図である。
【図２７】チャネルインパルス応答推定値をＡＤコンバータのサンプル点ごとに分割する場合について説明するための図である。
【図２８】マルチパス環境を経て無線送信機から無線受信機に到達する信号を示す図である。
【図２９】マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。
【図３０】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。
【図３１】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７、Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７の様子を示す図である。
【符号の説明】
【００２４】
１・・・Ｓ／Ｐ変換部、
２−１〜２−４・・・コード毎信号処理部、
３・・・誤り訂正符号化部、
４・・・ビットインタリーバ部、
５・・・変調部、
６・・・シンボルインタリーバ部、
７・・・周波数−時間拡散部、
８・・・ＤＴＣＨ多重部、
９・・・ＰＩＣＨ多重部、
１０・・・スクランブリング部、
１１・・・ＩＦＦＴ部、
１２・・・ＧＩ挿入部、
２１・・・シンボル同期部、
２２・・・伝搬路・雑音電力推定部、
７２３・・・ＭＡＰ検出部、
２４−１〜２４−４・・・コード毎ＭＡＰ復号部、
２８・・・レプリカ信号作成部、
２９−１〜２９−４・・・コード毎シンボル生成部、
３０・・・ビットインタリーバ部、
３１・・・シンボル生成部、
３２・・・シンボルインタリーバ部、
３３・・・周波数−時間拡散部、
３４・・・ＤＴＣＨ多重部、
３５・・・ＰＩＣＨ多重部、
３６・・・スクランブリング部、
３７・・・ＩＦＦＴ部、
３８・・・ＧＩ挿入部、
３９・・・Ｐ／Ｓ変換部、
４２・・・加算部、
４３・・・ＧＩ除去部、
４４・・・ＦＦＴ部、
４５−１〜４５−３・・・ソフトキャンセラブロック部、
４６・・・ＭＭＳＥフィルタ部、
４７−１〜４７−４・・・コード毎対数尤度比出力部、
４８・・・逆拡散部、
４９・・・シンボルデインタリーバ部、
５０・・・軟判定出力部、
６１・・・伝搬路推定部、
６２・・・プリアンブルレプリカ生成部、
６３・・・雑音電力推定部、
７４１・・・到来波レプリカ生成部、
７５１、８５１、９５１・・・分割区間設定部、
７５１１・・・信号電力算出部、
７５１２・・・ブロック電力設定部、
７５１３・・・分割時間決定部、
８５１１・・・パス分割部、
８５１２・・・分割区間電力測定部、
８５１３・・・グループ化部、
９５１１・・・基準電力算出部、
９５１２・・・分割時間決定部
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（第１の実施形態）
始めに、本発明の第１の実施形態による通信システムについて説明する。この通信システムは、無線送信機と無線受信機とを備えている。【００２６】
図１は、本発明の第１の実施形態による無線送信機の構成を示す概略ブロック図である。この無線送信機は、Ｓ／Ｐ（Serial / Parallel：シリアル／パラレル）変換部１、コード毎信号処理部２−１〜２−４、ＤＴＣＨ（Data Traffic Channel：データトラフィックチャネル）多重部８、ＰＩＣＨ（Pilot Channel：パイロットチャネル）多重部９、スクランブリング部１０、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部１１、ＧＩ挿入部１２を備える。コード毎信号処理部２−１〜２−４は、それぞれ誤り訂正符号化部３、ビットインタリーバ部４、変調部５、シンボルインタリーバ部６、周波数−時間拡散部７を備えている。【００２７】
Ｓ／Ｐ変換部１には、ＭＡＣ（Media Access Control：媒体アクセス制御）部７０から出力された情報信号が入力され、Ｓ／Ｐ変換部１の直列−並列変換の出力がコード毎信号処理部２−１〜２−４に入力される。なお、コード毎信号処理部２−２〜２−４の構成は、コード毎信号処理部２−１と同じであるので、それらを代表して、以下にコード毎信号処理部２−１について説明する。【００２８】
コード毎信号処理部２−１に入力された信号は、誤り訂正符号化部３においてターボ符号化、もしくはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号化、畳み込み符号化などの誤り訂正符号化処理が行われ、誤り訂正符号化部３の出力はビットインタリーバ部４により、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みに基づいてバースト誤りが生ずるのを改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ替えられて出力される。【００２９】
ビットインタリーバ部４の出力は、変調部５において、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相偏移変調）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation：１６値直交振幅変調）、６４ＱＡＭ（64 Quadrature Amplitude Modulation：６４値直交振幅変調）などのシンボル変調処理が行われる。
変調部５の出力はシンボルインタリーバ部６によりバースト誤りの改善のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替えられる。シンボルインタリーバ部６の出力は周波数−時間拡散部７により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散される。ここでは、拡散コードとしてＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spread Factor）符号を用いているが、他の拡散コードを用いても良い。【００３０】
なお、無線送信機はコード毎信号処理部を、コード多重数Ｃｍｕｘ個（Ｃｍｕｘは、１又は１よりも大きい自然数）備えている。ここではＣｍｕｘ＝４の場合を示している。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎信号処理部２−１〜２−４の出力として出力され、ＤＴＣＨ多重部８にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部９において、伝搬路推定などに使用するＰＩＣＨが所定の位置に挿入（時間多重）される。
その後、スクランブリング部１０において基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部１１において周波数時間変換が行われる。ＧＩ挿入部１２においてガードインターバルの挿入が行われた後、フィルタリング部７１によるフィルタリング処理、Ｄ／Ａ（Digital / Analog）変換部７２によるデジタルアナログ変換処理、周波数変換部７３による周波数変換処理などが行われた後、送信アンテナ７４から送信信号として無線受信機に送信される。【００３１】
図１では、コード毎信号処理部２−１〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方が配置されているが、これはいずれか一方だけ配置しても良い。
また、コード毎信号処理部２−１〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方を配置しなくても良い。【００３２】
図２は、本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
この図は、無線送信機から無線受信機に送信されるマルチキャリア信号のフレームフォーマットを示している。図２では、横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図に示すように、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）はフレームの前後及び真ん中に配置されている。
データの伝送に用いられるデータトラフィックチャネル（ＤＴＣＨ）は、フレームの前半と後半に配置されており、Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードにて拡散された信号が、コード多重されている。ここでは、Ｃｍｕｘ＝４の場合をデータが４個積み重なった様子で模式的に示している。また、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）の受信電力と、データトラフィックチャネル（ＤＴＣＨ）の１コードあたりの受信電力の比を、ＰＰＩＣＨ／ＤＴＣＨで表して図示している。【００３３】
図３は、本発明の第１の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。この無線受信機は、受信アンテナ７５、周波数変換部７６、Ａ／Ｄ変換部７７、シンボル同期部２１、伝搬路・雑音電力推定部２２、ＭＡＰ検出部７２３（信号検出部とも称する）、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４（コード毎復号部とも称する）、レプリカ信号作成部２８、Ｐ／Ｓ（Parallel / Serial：パラレル／シリアル）変換部３９を備えている。
レプリカ信号作成部２８は、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。レプリカ信号作成部２８は、無線送信機（図１）が送信する送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成する。【００３４】
レプリカ信号作成部２８は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号をデジタル受信信号ｒ（ｔ）に基づいて作成する。より具体的には、レプリカ信号作成部２８は、ＭＡＰ復号部２６（復号部とも称する）が算出した対数尤度比を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する。
また、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４は、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えている。また、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１は、ビットデインタリーバ部２５、ＭＡＰ復号部２６、加算部２７を備えている。コード毎ＭＡＰ復号部２４−２〜２４−４も同様である。
なお、ＭＡＰ復号部２６は、無線送信機の前記誤り訂正符号化部３に対して復号処理を行なう部位であり、誤り訂正符号化された信号を復号できれば、これに限らない。【００３５】
受信アンテナ７５で受信した受信信号は、周波数変換部７６による周波数変換処理、Ａ／Ｄ（Analog / Digital）変換部７７によるアナログデジタル変換処理を経た後、デジタル受信信号ｒ（ｔ）としてシンボル同期部２１においてシンボル同期が行われる。シンボル同期部２１では、ガードインターバル（ＧＩ）と有効信号区間との相関特性などを使用してシンボル同期が行われ、その結果に基づいて、以降の信号処理を行う。【００３６】
図４は、本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。伝搬路・雑音電力推定部２２は、伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３を備えている。
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。プリアンブルレプリカ生成部６２は、伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報であるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）の信号波形とを用いてパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号を作成する。雑音電力推定部６３は、受信信号に含まれるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）部分と、プリアンブルレプリカ生成部６２より出力されるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号との差分をとることにより雑音電力の推定を行う。
なお、伝搬路推定部６１における伝搬路推定方法としては、ＲＬＳアルゴリズムなどを用いて、最小二乗誤差規範に基づき導出を行う方法や、周波数相関を用いる方法などを使用することができる。【００３７】
図３に戻り、伝搬路・雑音電力推定部２２より出力されたチャネルインパルス応答および雑音電力推定値は、ＭＡＰ検出部７２３（最大事後確率検出器、最大事後確率（ＭＡＰ）復号法を用いる（後述））に入力され、ビット毎の対数尤度比の算出に利用される。
ＭＡＰ検出部７２３では、初回には、受信信号およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。対数尤度比とは、受信されたビットが０であるのが最もらしいか、１であるのが最もらしいかを示す値であり、通信路のビット誤り率に基づいて算出される。図３では、４つの出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４に出力されているが、これはそれぞれ異なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比を出力する。Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードを用いてコード多重が行われた場合には、Ｃｍｕｘ個の出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−Ｃｍｕｘに出力される。
また、後述する繰り返し時には、受信信号と復調結果より得られるレプリカ信号、およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。【００３８】
続いて、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４では、入力信号に対して、ビットデインタリーバ部２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行う。デインタリーブ処理は、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブの処理による順番の入れ替えを元に戻す。ビットデインタリーバ部２５の出力に対し、ＭＡＰ復号部２６においてＭＡＰ復号処理を行う。具体的には、ＭＡＰ復号部２６はＭＡＰ検出部７２３の軟判定出力部５０（図５、後述）が軟判定を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数尤度比を算出する。なお、ＭＡＰ復号処理とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号（Ｖｉｔｅｒｂｉ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する方法である。すなわち、硬判定は受信信号を０、１のみに判定するのに対して、軟判定はどの程度確からしいかの情報（軟判定情報）を元に判定する。【００３９】
加算部２７は、ＭＡＰ復号部２６の入力とＭＡＰ復号部２６の出力との差分λ２を算出し、レプリカ信号作成部２８に出力する。
レプリカ信号作成部２８への入力はビットインタリーバ部３０に入力され、ビットインタリーバ部３０では、ビット毎にλ２を入れ替えて出力される。ビットインタリーバ部３０の出力は、シンボル生成部３１において、λ２の大きさを考慮し、無線送信機と同じ変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でシンボル変調処理が行われる。シンボル生成部３１の出力はシンボルインタリーバ部３２によりシンボル毎に順番を入れ替えられ、シンボルインタリーバ部３２の出力は周波数−時間拡散部３３により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散されている。【００４０】
なお、無線受信機は、コード毎ＭＡＰ復号部及びコード毎シンボル生成部を、コード多重数Ｃｍｕｘ個だけ備えている。ここでは、Ｃｍｕｘ＝４としている。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎レプリカ生成部２９−１〜２９−４から出力され、ＤＴＣＨ多重部３４にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部３５において、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）が所定の位置に挿入（時間多重）される。その後、スクランブリング部３６において基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部３７において周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部３８においてガードインターバル（ＧＩ）の挿入が行われた後、ＭＡＰ検出部７２３に出力され、繰り返し時の信号処理に利用される。
なお、上記繰り返し復号動作が所定回数行われた後、ＭＡＰ復号部２６出力が、Ｐ／Ｓ変換部３９に入力され、パラレルシリアル変換された後、復調結果としてＭＡＣ部（図示しない）に出力される。【００４１】
図５は、本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部７２３（図３）の構成の一例を示す図である。ＭＡＰ検出部７２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（到来波除去部とも称する）、ＭＭＳＥ（Minimum-Mean Square-Error：最小二乗誤差）フィルタ部４６（合成部とも称する）、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４（復調処理部とも称する）、分割区間設定部７５１（時間帯設定部とも称する）を備えている。
また、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、到来波レプリカ生成部７４１、加算部４２（減算部とも称する）、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えており、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号を用いて受信信号から分割区間設定部７５１が設定した時間帯ごとに到来波を除去することで、前記分割区間設定部７５１が設定した時間帯の受信信号を抽出する。【００４２】
分割区間設定部７５１は、受信信号の受信電力に基づいて、受信信号の時間帯を分割した複数の時間帯を設定する。具体的には、分割区間設定部７５１は、チャネルインパルス応答推定値に基づいて、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３各々が前記レプリカ信号作成部２８で作成されたレプリカ信号を用いて非所望の到来波を除去することで抽出される所望信号区間の受信信号電力が等しくなるように、到来波をブロックに分割する時間帯を設定する。そして、分割区間設定部７５１は、設定した時間帯を、到来波レプリカ生成部７４１に出力する。【００４３】
図６は、本発明の第１の実施形態による分割区間設定部７５１（図５）の構成の一例を示す図である。分割区間設定部７５１は、信号電力算出部７５１１、ブロック電力設定部７５１２、分割時間決定部７５１３を備えている。
信号電力算出部７５１１は、伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値から受信信号の電力を算出する。【００４４】
図７は、本発明の第１の実施形態による信号電力算出部７５１１（図６）による電力算出方法について説明するための図である。図７は、受信信号ｒ（ｔ）が、最初に到来した時刻ｔ１０から時間Ｔａｌｌ遅れた時刻ｔ１１までの到来波があると伝搬路推定した場合のチャネルインパルス応答推定値を示す。図７において、横軸は時間、縦軸は電力である。信号電力算出部７５１１では、到来波が存在する時間Ｔａｌｌにおいて、時間軸方向に積分を行うことにより受信信号電力を算出する。つまり、図７の斜線部分の領域Ａ１１の面積を受信信号電力Ｐａｌｌとして算出する。
なお、図７では、到来波が存在する時間において積分を行うことにより受信電力を算出する場合について説明しているが、これに限らず、受信信号の総電力が算出できれば良い。例えば、時間軸のサンプルポイントの電力値の合計を受信電力としたり、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator：受信信号強度表示）での受信電力算出値を用いたりすることが可能である。【００４５】
図６に戻り、ブロック電力設定部７５１２は、受信信号を複数の時間帯に分割した場合に各時間帯に含まれる受信信号の受信電力の合計と分割数Ｂ（所定数とも称する）とに基づいて、各時間帯を設定する。具体的には、ブロック電力設定部７５１２は、信号電力算出部７５１１で算出した受信信号電力と予め決定している到来波の分割数Ｂとに基づいて、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出される信号電力値を設定する。信号電力算出部７５１１で算出した受信信号電力をＰａｌｌとすると、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出される信号電力値はＰａｌｌ／Ｂとなる。
分割時間決定部７５１３では、チャネルインパルス応答推定値と抽出信号電力値（Ｐａｌｌ／Ｂ）から、分割した各ブロックの信号電力が抽出信号電力値となる時間幅（時間帯）を算出し、その算出した時間幅を到来波レプリカ生成部７４１（図５）に出力する。【００４６】
図８は、本発明の第１の実施形態による分割時間決定部７５１３（図６）によって抽出信号電力値からチャネルインパルス応答推定値を分割する時間幅を算出する方法について説明するための図である。図８において、横軸は時間、縦軸は電力である。図８では、予め決定している到来波の分割数がＢ＝３の場合について説明する。図８に示すように、分割した各ブロックの電力がＰａｌｌ／３となる時間幅でチャネルインパルス応答推定値の分割を行う。図８のＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３は、各ブロックの電力がＰａｌｌ／３となるインパルス応答時間幅を示し、領域Ｂ１１、領域Ｂ１２、領域Ｂ１３は、分割する時間幅Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ１３に対応するブロックである。【００４７】
到来波レプリカ生成部７４１（図５）は、受信信号の伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値と、レプリカ信号作成部２８が作成するレプリカ信号と、分割区間設定部７５１が設定する時間帯Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ１３とに基づいて各時間帯の到来波のレプリカを生成する。ソフトキャンセラブロック部４５−１（図５）の到来波レプリカ生成部７４１では、ブロックＢ１２、Ｂ１３のインパルス応答ｈ１（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行い、その値を加算器４２に出力する。ここで、Ｔ１１≦ｔ≦（Ｔ１１＋Ｔ１２＋Ｔ１３）である。【００４８】
図８のＢ１２、Ｂ１３の包絡線（太線部）がｈ１（ｔ）である。同様に、ソフトキャンセラブロック部４５−２（図５）の到来波レプリカ生成部７４１で畳みこみ演算を行うインパルス応答ｈ２（ｔ）は、ブロックＢ１１、ブロックＢ１３の包絡線、ソフトキャンセラブロック部４５−３（図５）の到来波レプリカ生成部７４１で畳み込み演算を行うインパルス応答ｈ１３（ｔ）は、ブロックＢ１１、ブロックＢ１２の包絡線となる。【００４９】
ソフトキャンセラブロック部４５−１の加算部４２は、受信信号から到来波レプリカ生成部７４１が生成した各時間帯の到来波のレプリカを減算することにより、分割区間設定部７５１が設定した時間帯の受信信号を抽出する。より具体的には、インパルス応答ｈ１（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算した信号を、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。同様に、ソフトキャンセラブロック部４５−２の加算部４２は、インパルス応答ｈ２（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算した信号を、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。また、ソフトキャンセラブロック部４５−３の加算部４２は、インパルス応答ｈ３（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算した信号を、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。【００５０】
以上のように、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する所望信号区間の受信信号電力が等しくなるようにブロックに分割することにより、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の所望信号区間のＳＩＮＲが急激に劣化することを防ぐことができ、到来波レプリカ生成部７４１で生成するレプリカの精度、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３での除去残差が著しく悪化する区間を少なくすることが可能となる。その結果、ある区間の著しいレプリカ精度低下が全体の特性劣化となることを避けることができ、レプリカ誤差による特性劣化を最小に抑えることが可能となる。【００５１】
上述した説明では、チャネルインパルス応答推定値が、等電力となる時間幅でブロックに分割する場合について説明したが、分割ブロック間の電力差が略零となる時間幅での分割、あるいは上記方法により分割した各ブロック間の電力差が各ブロックのレプリカ精度に影響を及ぼさない所定値以下になるように分割時間を決定することで同等の効果を得ることが可能となり、デジタル処理などのサンプリングされたインパルス応答値を用いた場合などにも上述した方法が適用可能となる。
なお、本実施形態では、予め到来波の分割数を決定している場合について説明したが、例えば、上記到来波の分割数は、分割したブロックの時間幅がガードインターバル長以下となるように決定するようにしても良い。【００５２】
図５に戻り、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、分割区間設定部７５１が出力する時間幅の情報に基づいて、レプリカ信号作成部２８が作成するレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から非所望波成分を除去し、各ソフトキャンセラブロック部の所定の時間帯の所望信号成分を抽出する。到来波レプリカ生成部７４１は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値とレプリカ信号作成部２８（図３）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とに基づいて、受信信号のうち所定の時間帯に含まれない到来波成分（非所望信号成分）のレプリカを作成する。加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）から到来波レプリカ生成部７４１が作成した到来波のレプリカを減算する。
コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４は、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、軟判定出力部５０をそれぞれ備えており、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が合成した信号に対して復調処理を行う。【００５３】
ＭＡＰ検出部７２３に入力された受信信号ｒ（ｔ）は、ＭＡＰ検出部７２３に入力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とチャネルインパルス応答推定値ｈ〜（ｔ）を基に求められた到来波レプリカ生成部７４１の出力との差分を加算部４２で算出し、これがＧＩ除去部４３に出力される。ＧＩ除去部４３においてガードインターバル（ＧＩ）が除去され、ＦＦＴ部４４に出力される。ＦＦＴ部４４では入力信号に対し時間周波数変換を行い、信号Ｒ〜ｉを得る。なお、ＭＡＰ検出部７２３には、ソフトキャンセラブロック部がＢ（Ｂは１以上の自然数）ブロック設けられている。なお、ｉは自然数であり、１≦ｉ≦Ｂとする。
続いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が非所望波成分を除去して抽出した各ソフトキャンセラブロック部の所定の時間帯の信号を合成する。具体的には、ソフトキャンセラブロック部の出力Ｒ〜ｉ及び、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６において、ＭＭＳＥフィルタリング処理が行われ、信号Ｙ’が得られる。【００５４】
この信号Ｙ’を用いて、Ｃｍｕｘ個（ここでは、Ｃｍｕｘ＝４）のコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４では、各コードにおいてビット毎の対数尤度比の出力を行う。なお、前記コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４に入力する信号は、前記信号Ｙ’に、送信機１００のスクランブル部１０に対するデスクランブル処理をした信号であることは明らかである。
逆拡散部４８は、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。シンボルデインタリーバ部４９は、逆拡散部４８の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行う。軟判定出力部５０は、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号に対して軟判定を行う。軟判定出力部５０は、シンボルデインタリーブ出力に対してビット毎の対数尤度比λ１を軟判定結果として出力する。
軟判定出力部５０は、以下の式（１）〜式（３）を利用することにより、対数尤度比λ１を算出する。つまり、シンボルデインタリーバ部４９のｎシンボル目の出力をＺｎとすると、ＱＰＳＫ変調時の軟判定結果λ１は、以下の式（１）及び式（２）で表すことができる。【００５５】
【数１】
2008155947.tif 000003
【００５６】
【数２】
2008155947.tif 000004
【００５７】
ここで、Ｒ［］はカッコ内の実部を、Ｉｍ［］はカッコ内の虚部をとることを示し、μ（ｎ）はｎシンボルでの基準シンボル（パイロット信号の振幅）を示す。なお、変調信号は、以下の式（３）で表すことができる。【００５８】
【数３】
2008155947.tif 000005
【００５９】
なお、ここでは、ＱＰＳＫ変調の例を示したが、他の変調方式においても同様にビット毎の軟判定結果（対数尤度比）λ１を求めることができる。【００６０】
図３及び図５では、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、およびシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の双方が配置されているが、これはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部３０及びビットデインタリーバ部２５のみでも良いし、シンボルインタリーバ部３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみでも良い。また、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、及びシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てが配置されていなくても良い。【００６１】
図９は、本発明の第１の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチャートである。ＭＡＰ検出部７２３は初回動作か否かを判定する（ステップＳ１）。ステップＳ１で初回動作であると判定した場合には、ＧＩ除去部４３は受信信号ｒ（ｔ）からガードインターバル（ＧＩ）を除去する（ステップＳ２）。そして、ＦＦＴ部４４はＦＦＴ処理（時間周波数変換処理）を行う（ステップＳ３）。次に、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、通常のＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ４）。
そして、逆拡散部４８は、逆拡散処理を行う（ステップＳ５）。次に、シンボルデインタリーバ部４９は、シンボルデインタリーバ処理を行う（ステップＳ６）。そして、軟判定出力部５０は、軟判定ビット出力処理を行う（ステップＳ７）。次に、ビットデインタリーバ部２５は、ビットデインタリーバ処理を行う（ステップＳ８）。そして、ＭＡＰ復号部２６は、ＭＡＰ復号処理を行う（ステップＳ９）。次に、上述したステップＳ５〜Ｓ９の処理をＣｍｕｘ回繰り返した後、復号処理を所定回数繰り返したか否か（コード毎ＭＡＰ復号部が所定回数λ２を出力したいか否か）について判定する（ステップＳ１０）。
なお、図３で説明したように、Ｃｍｕｘ個の並列に配置された回路において処理を行っても良い。なお、初回のＭＭＳＥフィルタ処理については後述する。【００６２】
ステップＳ１０でステップＳ５〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返していないと判定した場合には、Ｃｍｕｘコード分の復調結果λ２を用いて、ビットインタリーバ部３０は、対数尤度比をビットインタリーブする（ステップＳ１１）。そして、シンボル生成部３１は、変調信号レプリカ作成を行う（ステップＳ１２）。次に、シンボルインタリーバ部３２は、シンボルインタリーバ処理を行う（ステップＳ１３）。そして、周波数−時間拡散部３３は、所定の拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップＳ１４）。
上述したステップＳ１１〜Ｓ１４の処理をＣｍｕｘ回繰り返した後、ＤＴＣＨ多重部３４は、ＤＴＣＨ多重を行う（ステップＳ１５）。そして、ＰＩＣＨ多重部３５は、ＰＩＣＨ多重を行う（ステップＳ１６）。次に、スクランブリング部３６は、スクランブリング処理を行う（ステップＳ１７）。そして、ＩＦＦＴ部３７は、ＩＦＦＴ処理を行う（ステップＳ１８）。次に、ＧＩ挿入部３８は、ガードインターバル（ＧＩ）を挿入する（ステップＳ１９）。ステップＳ１９でＧＩが挿入された信号をレプリカ信号とし、繰り返し復調時に使用する。【００６３】
ステップＳ１で繰り返し時である、つまり初回動作ではないと判定した場合には、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、ブロック毎に所定の到来波（直接波を含む）以外を除去する（ステップＳ２０）。そして、ＧＩ除去部４３は、ＧＩ除去処理を行う（ステップＳ２１）。次に、ＦＦＴ部４４は、ＦＦＴ処理を行う（ステップＳ２２）。
上述したステップＳ２０〜Ｓ２２の処理をＢ（Ｂは自然数）ブロック分行った後、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、Ｂブロックからの出力信号をＭＭＳＥフィルタにより、最小二乗誤差規範に従い合成する。つまり、ＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ２３）。なお、ステップＳ２３以降は、ステップＳ５に進み、初回処理と同様の処理を行う。
ステップＳ１０で、上述した処理を所定回数繰り返したと判定するまで、ステップＳ１〜Ｓ９、Ｓ１１〜Ｓ２３の処理を繰り返す。【００６４】
次に、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の処理について具体的に説明する。ここでは、分割区間設定部が設定したＢ個のブロックのうち、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉの到来波レプリカ生成部７４１及び加算部４２の動作について説明する。
まず、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉでは、到来波レプリカ生成部７４１においてｈｉを生成し、これとレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行ったものを、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。これが、加算部４２の出力となる（但し、ｉはｉ≦Ｂの自然数（自然数Ｂについては後述する））。【００６５】
図１０は、本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。ここでは、伝搬路・雑音電力推定部２２からチャネルインパルス応答推定値が得られた場合について説明する。また、６パスのチャネルインパルス応答推定値ｐ１〜ｐ６が得られた場合について説明する。なお、図１０では横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。分割区間設定部が、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３において、６パスの到来波を、２パスずつの３つの到来波に分解するように時間幅を出力した場合である。【００６６】
図１１は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図１１に示すように、ソフトキャンセラブロック部４５−１における所定の到来波（直接波を含む所望波）が実線で示した波とすると、まずソフトキャンセラブロック部４５−１においては、点線で囲まれた第３パス（ｐ３）、第４パス（ｐ４）、第５パス（ｐ５）、第６パス（ｐ６）をｈ１（ｔ）と定義し、到来波レプリカ生成部７４１で作成する。到来波レプリカ生成部７４１の出力は、ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。
つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図１１の実線で示された伝搬路を経て受信された信号ｐ１、ｐ２が、加算部４２の出力となる。【００６７】
図１２は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図１２に示すように、ソフトキャンセラブロック部４５−２における所定の到来波（所望波）が実線で示した波とすると、まずソフトキャンセラブロック部４５−２においては、点線で囲まれた第１パス（ｐ１）、第２パス（ｐ２）、第５パス（ｐ５）、第６パス（ｐ６）をｈ２（ｔ）と定義し、到来波レプリカ生成部７４１で作成する。到来波レプリカ生成部７４１の出力は、ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図１２の実線で示された伝搬路を経て受信された信号ｐ３、ｐ４が、加算部４２の出力となる。【００６８】
図１３は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図１３に示すように、ソフトキャンセラブロック部４５−３における所定の到来波（所望波）が実線で示した波とすると、まずソフトキャンセラブロック部４５−３においては、点線で囲まれた第１パス（ｐ１）、第２パス（ｐ２）、第３パス（ｐ３）、第４パス（ｐ４）をｈ３（ｔ）と定義し、到来波レプリカ生成部７４１で作成する。到来波レプリカ生成部７４１の出力は、ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図１３の実線で示された伝搬路を経て受信された信号ｐ５、ｐ６が、加算部４２の出力となる。【００６９】
図１４（ａ）〜図１４（ｃ）は、本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。ここでは、図５で示したＭＭＳＥフィルタ部４６と、図９で示したステップＳ４及びステップＳ２３の動作について説明する。
まず、初回のＭＭＳＥフィルタ部４６の動作について示す。受信信号を周波数領域で表現すると、受信信号Ｒは、以下の式（４）のように表すことができる。【００７０】
【数４】
2008155947.tif 000006
【００７１】
ここで、Ｈ＾は推定された伝搬路の伝達関数を示しており、ガードインターバル（ＧＩ）内の到来波のみが存在すると仮定すると、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。
なお、Ｎｃはｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭのサブキャリア数を示している。Ｈ＾は、以下の式（５）のように表すことができる。【００７２】
【数５】
2008155947.tif 000007
【００７３】
Ｓは送信シンボルを表しており、以下の式（６）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【００７４】
【数６】
2008155947.tif 000008
【００７５】
同様に、受信信号Ｒ、雑音成分Ｎは、以下の式（７）、式（８）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【００７６】
【数７】
2008155947.tif 000009
【００７７】
【数８】
2008155947.tif 000010
【００７８】
なお、式（６）〜式（８）において、添え字に用いたＴは転置行列であることを表している。
このような受信信号を受信したとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙは、以下の式（９）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【００７９】
【数９】
2008155947.tif 000011
【００８０】
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを決定する。ここで、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗは、以下の式（１０）に示すように、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。【００８１】
【数１０】
2008155947.tif 000012
【００８２】
さらに、上記ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、周波数方向拡散時は以下の式（１１）で表すことができる。【００８３】
【数１１】
2008155947.tif 000013
【００８４】
なお、【００８５】
【数１２】
2008155947.tif 000014
【００８６】
はコード多重時の他コードからの干渉成分であり、【００８７】
【数１３】
2008155947.tif 000015
【００８８】
は雑音電力の推定値を示している。また、添え字のＨはハミルトニアン（共役転置）を示している。
また、上記のＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、時間方向拡散時はコード間の直交性が保たれていると仮定して以下の式（１２）で表すことができる。【００８９】
【数１４】
2008155947.tif 000016
【００９０】
なお、図１４（ａ）〜図１４（ｃ）は、初回処理において図１０に示した伝搬路を通った信号が、係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。
なお、図１４（ａ）は、図１０に示したチャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を示している。図１４（ｂ）は、チャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、図１４（ｂ）において、横軸は周波数を、縦軸は電力を示しており、初回処理では、周波数選択性が高い（周波数軸方向の電力の変動が激しい）ことが分かる。このような状態は、先程述べたとおり、ＭＣ−ＣＤＭＡにおいてはコード間において、直交性が崩れ、コード間干渉が生じていることを意味している。【００９１】
次に、繰り返し時のＭＭＳＥフィルタ部の動作について説明する。まず繰り返し復調時に、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて使用されるレプリカ信号ｒ＾ｉを以下の式（１３）のように表すことができる。【００９２】
【数１５】
2008155947.tif 000017
【００９３】
ここで、ｈ＾ｉは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて処理を行う到来波のみを抽出した遅延プロファイルである。ｓ＾（ｔ）は、前回のＭＡＰ復号によって得られた対数尤度比λ２を基に算出されたレプリカ信号である。【００９４】
【数１６】
2008155947.tif 000018
【００９５】
は畳み込み演算を示している。従って、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉの出力、つまり、図５のｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５の出力Ｒ〜ｉは、以下の式（１４）のように表すことができる。【００９６】
【数１７】
2008155947.tif 000019
【００９７】
ここでΔは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分を含むものとする。このとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙ’は、以下の式（１５）で表すことができる。【００９８】
【数１８】
2008155947.tif 000020
【００９９】
ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、Δにはレプリカの誤差による成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定すると、ＭＭＳＥフィルタ係数の部分行列は、以下の式（１６）のように対角行列で表すことができる。【０１００】
【数１９】
2008155947.tif 000021
【０１０１】
さらに、ＭＭＳＥフィルタ部４６への入力信号は、後述するように周波数選択性が少なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっていることからコード多重時のコード間干渉もないと仮定すると、各要素は以下の式（１７）で表すことができる。【０１０２】
【数２０】
2008155947.tif 000022
【０１０３】
なお、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目のソフトキャンセラブロック部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨはＨ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである。【０１０４】
図１５（ａ）〜図１５（ｇ）は、本発明の第１の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。図１５では、繰り返し処理において図１１〜図１３に示した伝搬路を通った信号が、ＭＭＳＥフィルタ係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。なお、ここではソフトキャンセラブロック部の数Ｂを３としている。
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、初回復調時には式（１１）又は式（１２）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍを用い、繰り返し復調時には式（１７）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いる。【０１０５】
なお、図１４（ａ）と同様に図１５（ａ）、図１５（ｃ）、図１５（ｅ）は、図１１〜図１３に示したチャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を示している。図１５（ｂ）、図１５（ｄ）、図１５（ｆ）は、チャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、横軸は周波数を、縦軸は電力を示しており、繰り返し処理時では、周波数選択性が低い（周波数軸方向の電力の変動が小さい）ことが分かる。このような状態は、先程述べたとおり、ＭＣ−ＣＤＭＡにおいてはコード間において、直交性が保たれ、コード間干渉が生じにくいことを意味している。
このように、繰り返し処理を行うことにより、ガードインターバル（ＧＩ）を超える到来波を取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くという効果を奏することができる。【０１０６】
本発明の第１の実施形態による無線受信機によれば、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに到来波レプリカ生成部７４１が到来波を除去し、その所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４６が合成し、その合成した信号に対して軟判定出力部５０が軟判定を行うようにしたので、到来波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となる。また、到来波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。【０１０７】
本実施形態では、本発明の受信機の一例として、受信信号からの軟判定結果を用いたキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理する場合を説明したが、硬判定結果を用いてキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理を行うことも可能である。つまり、受信信号からＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの変調信号を復調する（ビット分解する）復調処理部として軟判定を行い、対数尤度比を出力する軟判定出力部を備えるＭＡＰ検出部を用いているが、硬判定値を出力する検出部を用いても良い。また、硬判定値から送信信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号作成部を用いても良い。さらに、軟判定値生成したレプリカ信号に基づいて到来波を除去しているソフトキャンセラブロック部を用いているが、受信信号から硬判定値から生成されたレプリカ信号に基づいて到来波を除去するキャンセラ部を用いても良い。以降の実施形態においても同様である。
また、本実施形態では、各ソフトキャンセラブロック部出力を合成する際、線形合成の一手法であるＭＭＳＥ合成部を用いているが、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＲＣ（MaximumRatio Combining）を用いても良い。また、非線形合成を用いても良い。【０１０８】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、受信信号から到来波レプリカを除去することで抽出する所望波区間の所定時間帯の設定方法について、到来する到来波（直接波を含む）の電力に基づく場合の別の一実施形態を説明する。第２の実施形態は、無線受信機のＭＡＰ検出部の構成が第１の実施形態と異なるので、ＭＡＰ検出部の構成について専ら説明し、それ以外の説明については省略する。【０１０９】
図１６は、本発明の第２の実施形態によるＭＡＰ検出部９２３（図３）の構成の一例を示す図である。ＭＡＰ検出部９２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４、ＭＭＳＥフィルタ部４６、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４、分割区間設定部９５１（時間帯設定部とも称する）を備えている。また、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４は、到来波レプリカ生成部７４１、加算部４２、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。
第２の実施形態の無線受信機の構成は、第１の実施形態の無線受信機（図３）およびＭＡＰ検出部（図５）とほぼ同じ構成を具備しているが、分割区間設定部の処理が第１の実施形態と相違する。【０１１０】
分割区間設定部９５１は、受信信号からの基準時間情報とチャネルインパルス応答推定値とにより基準電力を算出し、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４で抽出する所望信号区間の受信信号電力と基準電力との差が所定の電力差となる時間幅で到来波を分割する区間を設定する。
分割数は、基準電力とチャネルインパルス応答推定値によって決定される。基準時間情報は、例えば、図１７に示すように、受信信号ｒ（ｔ）において、データシンボルＤ１２の前に、基準時間情報が含まれる制御シンボルＤ１１から取り出される。なお、基準時間情報は、予め無線送信機と無線受信機との間で設定しておいても良い。ソフトキャンセラブロック部の到来波レプリカ生成部７４１は、分割区間設定部９５１の出力に従って、レプリカを作成する。その他の部分においては図５と同様の動作を行うため、その説明を省略する。【０１１１】
図１８は、本発明の第２の実施形態による分割区間設定部９５１（図１６）の構成の一例を示す図である。以下において、基準時間情報として、ガードインターバル長が設定されている情報を、無線受信機が無線送信機から受信した場合について説明する。分割区間設定部９５１は、基準電力算出部９５１１、分割時間決定部９５１２を備えている。
基準電力算出部９５１１には、チャネルインパルス応答推定値と基準時間情報であるガードインターバル長とが入力され、ガードインターバル長の区間において最小となる電力値を算出する。【０１１２】
図１９は、本発明の第２の実施形態による基準電力算出部９５１１（図１８）に入力されるチャネルインパルス応答推定値について説明するための図である。例えば、チャネルインパルス応答推定値として、図１９に示すようにＰ２１〜Ｐ２８の８本の波が無線送信機から無線受信機に到来していると推定した場合、ガードインターバル長ＴＧＩ（所定時間とも称する）をＰ２１からＰ２８に到達するまでスライドさせ、各スライド点において、ガードインターバル長ＴＧＩ内に属するパス電力を測定し、測定した電力のうち最小となる電力Ｐｍｉｎを出力する。つまり、分割区間設定部９５１の基準電力算出部９５１１は、ガードインターバル長ＴＧＩに含まれる受信信号の受信電力の合計が最小となる時間帯を基準として各時間帯を設定する。図１９においては、スライド点がＰ２４と一致するときが最小電力となる。ここでは、電力Ｐｍｉｎは、Ｐ２４、Ｐ２５、Ｐ２６の電力の合計値である。【０１１３】
図１８に戻り、分割時間決定部９５１２では、チャネルインパルス応答推定値と基準電力算出部９５１１が出力する電力Ｐｍｉｎとから、チャネルインパルス応答推定値を電力Ｐｍｉｎとなるように分解したときの各ブロックの時間幅を算出し、その時間幅を到来波レプリカ生成部７４１に出力する。分割時間設定部９５１２は、各ブロックの時間幅の代わりに、各ブロックに属するパスの到来時間を算出しても良い。【０１１４】
図２０は、第２の実施形態による分割時間設定部９５１２の分割時間の設定方法について説明するための図である。図１９では、分割時間設定部９５１２は、電力Ｐｍｉｎとなるようなブロックに分割している。各ブロックに属する到来波の電力がＰｍｉｎとなるようにチャネルインパルス応答推定値を分割するとＢ２１〜Ｂ２４の４ブロックになる。ここでは、ブロックＢ２１には、パスＰ２１が含まれている。また、ブロックＢ２２には、パスＰ２２、Ｐ２３が含まれている。また、ブロックＢ２３には、パスＰ２４、Ｐ２５、Ｐ２６が含まれている。また、ブロックＢ２４には、パスＰ２７、Ｐ２８が含まれている。
分割時間決定部９５１２は、各ブロックＢ２１〜Ｂ２４に属する到来波の到来時間をソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４に出力する。【０１１５】
図２０では、最初に到来波と推定した信号から順に、電力Ｐｍｉｎとなるようにチャネルインパルス応答推定値を分割しているが、最後の到来波と推定した信号からチャネルインパルス応答推定値を分割しても良いし、最小スライド点を基準に分割しても良い。
なお、ＭＡＰ検出部９２３のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４を、分割するブロック数分設けることによりパラレル処理しても良いし、ＭＡＰ検出部９２３のソフトキャンセラブロック部を、１つのみ設けることにより、ブロック毎にシリアル処理しても良い。
ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４の到来波レプリカ生成部７４１（図１６）は、各ブロック区間のインパルス応答と受信信号Ｒ（ｔ）とを畳み込む演算を行うことで、到来波レプリカを生成する。到来波レプリカ生成部７４１が生成した遅延レプリカは、加算部４２で受信信号から除去される。【０１１６】
図２１（ａ）〜図２１（ｄ）は、本発明の第２の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４で除去する到来波について説明するための図である。
図２１（ａ）の一点鎖線で囲まれた領域Ａ２１は、ソフトキャンセラブロック部４５−１で除去する到来波を示しており、到来波レプリカ生成部７４１でブロックＢ２２〜Ｂ２４のインパルス応答ｈ１（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算によって生成されたレプリカを受信信号Ｒ（ｔ）から減算することでブロックＢ２１の所望信号成分を抽出する。【０１１７】
図２１（ｂ）の一点鎖線で囲まれた領域Ａ２２、Ａ２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−２で除去する到来波を示しており、到来波レプリカ生成部７４１でブロックＢ２１、Ｂ２３、Ｂ２４のインパルス応答ｈ２（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算によって生成されたレプリカを受信信号Ｒ（ｔ）から減算することでブロックＢ２２の所望信号成分を抽出する。【０１１８】
図２１（ｃ）の一点鎖線で囲まれた領域Ａ２４、Ａ２５は、ソフトキャンセラブロック部４５−３で除去する到来波を示しており、到来波レプリカ生成部７４１でブロックＢ２１、Ｂ２２、Ｂ２４のインパルス応答ｈ３（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算によって生成されたレプリカを受信信号Ｒ（ｔ）から減算することでブロックＢ２３の所望信号成分を抽出する。【０１１９】
図２１（ｄ）の一点鎖線で囲まれた領域Ａ２６は、ソフトキャンセラブロック部４５−４で除去する到来波を示しており、到来波レプリカ生成部７４１でブロックＢ２１、Ｂ２２、Ｂ２３のインパルス応答ｈ４（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算によって生成されたレプリカを受信信号Ｒ（ｔ）から減算することでブロックＢ２４の所望信号成分を抽出する。【０１２０】
各々のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４は、到来波レプリカ生成部７４１で一点鎖線の領域内に属する到来波のレプリカを生成し、加算部４２で、受信信号ｒ（ｔ）から到来波レプリカ生成部７４１が生成した到来波のレプリカを減算する。【０１２１】
以上のように、ガードインターバル長を基準時間とし、受信信号のチャネルインパルス応答推定値における基準時間内の最小電力値となるように到来波をブロックに分割し、そのブロック分けに基づいて到来波レプリカを生成することで、レプリカ除去後の信号がガードインターバル長以下で、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４で生成された到来波レプリカの電力差が小さく、さらにその条件において分割数を最小数に抑えることができるため、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性劣化、分割数の増加に起因するレプリカ誤差による特性劣化、さらに、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４での除去残差が著しく悪化する区間を少なくすることが可能となる。その結果、ある区間の著しいレプリカ精度低下が全体の特性劣化となることを避けることができ、レプリカ誤差による特性劣化を最小に抑えることが可能となる。
上述した説明では、分割した到来波の各ブロックにおいて、基準電力を満たしている場合について説明した。以下に、順に到来波をブロックに分割し、最後に残ったパスが、基準電力に満たない場合の一例を示す。【０１２２】
図２２は、Ｐ３１〜Ｐ３７の到来波がチャネルインパルス応答推定値から推定され、ガードインターバル長ＴＧＩで最小となる電力値Ｐｍｉｎに基づいて、最初に到来した波Ｐ３１から順にブロックＢ３１〜Ｂ３４に到来波を分解した例である。ブロックＢ３１〜Ｂ３３は、電力値Ｐｍｉｎを満たすが、ブロックＢ３４は満たさない。この場合、ブロックＢ３４の電力がある所定の電力値より大きい場合は、図２１と同様に、到来波のレプリカを生成し、所定の電力値以下の場合は、レプリカ生成には用いない。つまり、ブロックＢ３１〜Ｂ３３の３つのブロックで到来波レプリカを生成する。所定の電力値は、レプリカの生成誤差などを考慮して決定することで、他に比べて電力が著しく低下したレプリカを生成することを防げることができ、ある区間の著しいレプリカ精度低下が全体の特性劣化となることを避けることができる。【０１２３】
なお、本実施形態において、基準電力算出部９５１１が出力する基準電力値を、第１の実施形態におけるＰａｌｌ／Ｂとし、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−４で抽出する所望信号区間の受信信号電力と基準電力との差が所定の電力差となる時間幅で到来波を分割することで、本実施形態のＭＡＰ検出部９２３は第１の実施形態のＭＡＰ検出部７２３（図５）と同等の処理を行うことが可能となる。【０１２４】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、受信信号から到来波レプリカを除去することで抽出する所望波区間の所定時間帯の設定方法について、到来する到来波（直接波を含む）の電力に基づく場合の別の一実施形態を説明する。第３の実施形態は、無線受信機のＭＡＰ検出部の構成が第１の実施形態と異なるので、ＭＡＰ検出部の構成について専ら説明し、それ以外の説明については省略する。【０１２５】
図２３は、本発明の第３の実施形態によるＭＡＰ検出部８２３の構成の一例を示す図である。ＭＡＰ検出部８２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３、ＭＭＳＥフィルタ部４６、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４、分割区間設定部８５１（グループ設定部とも称する）を備えている。また、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、到来波レプリカ生成部７４１、加算部４２、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。
第３の実施形態の無線受信機の構成は、第１の実施形態の無線受信機（図３）およびＭＡＰ検出部（図５）とほぼ同じ構成を具備しているが、分割区間設定部の処理が第１の実施形態と相違する。【０１２６】
分割区間設定部８５１は、受信信号をその受信信号の受信電力に基づいてグループ分けする。具体的には、受信信号の伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値を各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出される所望信号区間より小さい区間（パス分割区間と呼ぶ）で分割し、その小さく分割したパス分割区間毎の電力の大きさに基づいて、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出される所望信号区間の受信信号電力が等しくなるように、各パス分割区間をグループ分けする。
到来波レプリカ生成部７４１は、パス分割区間のグループ分け結果に基づいて、レプリカを生成する。パス分割区間としては、到来した到来波毎、ＡＤコンバータのサンプルタイミング毎などがある。その他の部分においては、図５と同様の動作を行うため説明を省略する。【０１２７】
図２４は、本発明の第３の実施形態による分割区間設定部８５１の構成を示す概略ブロック図である。分割区間設定部８５１は、パス分割部８５１１、分割区間電力測定部８５１２、グループ化部８５１３を備えている。
パス分割部８５１１は、入力されたチャネルインパルス応答推定値をある所望のタイミングで、Ｍ点（Ｍは、２又は２よりも大きい整数）サンプリングする。ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で生成する到来波レプリカパターン数をＮ個（Ｎは、２又は２よりも大きい整数）とすると、サンプル点Ｍは、Ｍ≧Ｎとなる。【０１２８】
例えば、図２５は、Ｐ４１〜Ｐ４６の６波が到来したと推定した場合、到来した到来波パス毎をサンプル点（Ｍ＝６）とする。分割区間電力測定部８５１２では、チャネルインパルス応答推定値から到来波パスを検索し、到来波パス毎にサンプリングした点から所定の区間Ｔｐ（パス分割区間）の電力を測定する。
図２５において、所定の間隔Ｔｐ＝０の場合には、サンプル点毎（パス毎）の電力を測定することとなり、パス分割区間Ｂ４１〜Ｂ４６の電力は、各々Ｐ４１、Ｐ４２、Ｐ４３、Ｐ４４、Ｐ４５、Ｐ４６となる。グループ化部８５１３では、各パス分割区間の電力が大きい順に、ランキング（順序付け）を行い、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３にランキング折り返しで、生成する到来波レプリカを割当てる。例えば、分割区間設定部８５１のグループ化部８５１３は、受信信号を受信電力の大きさに基づいて順序付けし、電力の大きい受信信号と電力の小さい受信信号とを同じグループに設定する。【０１２９】
例えば、図２５において、分割区間電力測定部８５１２で測定された電力値の大きさが、Ｐ４１＞Ｐ４２＞Ｐ４３＞Ｐ４４＞Ｐ４５＞Ｐ４６であったとすると、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の３つでレプリカを生成する場合、すなわちＮ＝３の場合、Ｐ４１とＰ４６、Ｐ４２とＰ４５、Ｐ４３とＰ４４がそれぞれグループとなるように割り振るパス分割区間折り返し割当を行う（図２６）。
各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の到来波レプリカ生成部７４１では、グループ化部８５１３の到来波の割り振りに従って、レプリカを生成する。【０１３０】
図２６（ａ）〜図２６（ｃ）は、本発明の第３の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が生成し、受信信号から除去する到来波レプリカを示す図である。図２６（ａ）に示すように、点線で囲まれた領域Ａ３１に含まれる到来波のレプリカを生成し、受信信号から除去する。また、図２６（ｂ）に示すように、点線で囲まれた領域Ａ３２、Ａ３３、Ａ３４に含まれる到来波のレプリカを生成し、受信信号から除去する。また、図２６（ｃ）に示すように、点線で囲まれた領域Ａ３５、Ａ３６に含まれる到来波のレプリカを生成し、受信信号から除去する。【０１３１】
図２６（ａ）〜図２６（ｃ）の例において、到来波レプリカパターンは、図２６（ａ）、図２６（ｂ）、図２６（ｃ）で示す３パターン（Ｎ＝３）となる。
ソフトキャンセラブロック部４５−１（図５）の到来波レプリカ生成部７４１は、パスＰ４２〜Ｐ４５に対するインパルス応答ｈ１（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行い、その値を加算部４２に出力する。加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）からインパルス応答ｈ１（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算結果を減算する。【０１３２】
同様に、ソフトキャンセラブロック部４５−２（図５）の到来波レプリカ生成部７４１は、パスＰ４１、Ｐ４３、Ｐ４４、Ｐ４６に対するインパルス応答ｈ２（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行い、その値を加算部４２に出力する。加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）からインパルス応答ｈ２（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算結果を減算する。【０１３３】
同様に、ソフトキャンセラブロック部４５−３（図５）の到来波レプリカ生成部７４１は、パスＰ４１、Ｐ４２、Ｐ４５、Ｐ４６に対するインパルス応答ｈ３（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行い、その値を加算部４２に出力する。加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）からインパルス応答ｈ３（ｔ）とレプリカ信号Ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算結果を減算する。【０１３４】
以上のように、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する所望区間よりも小さい間隔で、チャネルインパルス応答推定値をサンプリングし、各サンプリング点を含むある所定の時間における到来波の電力を測定し、その電力の大きさの大きい順にランキング折り返しによりグループ分けを行うことで、各々のグループに割り振られた到来波の電力値の差を小さくすることが可能である。
その結果、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３において、グループに従って到来波レプリカを生成することで、ある所望信号区間の著しいレプリカ精度低下が全体の特性劣化となることを避けることができ、レプリカ誤差による特性劣化を最小に抑えることが可能となる。上述した説明では、チャネルインパルス応答推定値を到来波のパス毎に分割し、電力に基づいたランキング折り返しを行う場合について説明したが、チャネルインパルス応答推定値をＡＤコンバータのサンプリング点毎に分割し、電力に基づいたランキング折り返しを行うことも可能である。【０１３５】
図２７は、チャネルインパルス応答推定値をＡＤコンバータのサンプル点ごとに分割する場合について説明するための図である。図２７では、チャネルインパルス応答推定値ｈ（ｔ）がＡＤコンバータのサンプルレートに従い、ｔｓ間隔でサンプリングされた場合を示す。ｓ１１〜ｓ１９は各サンプルリング点を示す。各サンプリング点において、サンプル点を含む区間Ｔｐのブロック内のインパルス応答ｈ（ｔ）から各ブロックの電力値を算出する（図２７の斜線）。ｓ１１〜ｓ１９を含む各ブロックの電力に従って、ランキングをつけ、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で生成する到来波パターン数でランキング折り返しすることで生成する到来波レプリカを割当てる。【０１３６】
なお、上述した説明では、分割したパス区間を電力が大きい順にランキングをつけ、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で抽出する所望区間にグループ振り分けしたが、グループ間の電力差が各ブロックのレプリカ精度に影響を及ぼさないある所定値以下になるグループ分けであれば良い。
例えば、各グループの受信信号の所定電力をＰｉｄｅａｌと設定した場合、前記、分割した各時間帯の電力Ｐ４１、Ｐ４２、Ｐ４３、Ｐ４４、Ｐ４５、Ｐ４６を、前記所定電力Ｐｉｄｅａｌとなるように組み合わせることで、グループ間の電力差が各ブロックのレプリカ精度に影響を及ぼさないある所定値以下になるようにすることが可能となる。例えば、前記所定電力Ｐｉｄｅａｌは、受信信号のＳＩＮＲ、受信信号の変調多値数、受信信号のコード多重数などから設定する。
また、上述した説明では、電力に基づくランキング折り返しのみで到来波レプリカ生成部７４１で生成するレプリカを決定したが、分割したパスをグループに振り分ける際、同じグループに属するパスの時間幅がガードインターバル長を超えないなどの制限をつけることも可能である。【０１３７】
なお、本実施形態では、予め到来波の分割数が決定している場合について説明したが、例えば、到来波の分割数は、分割したブロックの時間幅がガードインターバル長以下となるように決定するようにしても良い。【０１３８】
なお、以上説明した実施形態において、第１から第３の実施形態による無線送信機や無線受信機の各部の機能又はこれらの機能の一部を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線送信機や無線受信機の制御を行っても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。【０１３９】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。【０１４０】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１４１】
本発明は、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法などに適用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【国際調査報告】
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