(57)【要約】  半導体集積回路装置は、少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路と、ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給回路と、電源電圧の変化に対するターゲット回路の消費エネルギーの変化が極小となるエネルギー最小化電源電圧を検出するエネルギー極小点モニター回路と、を有する。電源電圧供給回路が供給する電源電圧は、エネルギー極小点モニター回路で検出されるエネルギー最小化電源電圧になるように制御される。
2008081916.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路と、
前記ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給回路と、
電源電圧の変化に対する前記ターゲット回路の消費エネルギーの変化が極小となるエネルギー最小化電源電圧を検出するエネルギー極小点モニター回路と、
を有し、
前記電源電圧供給回路が供給する電源電圧は前記エネルギー極小点モニター回路で検出される前記エネルギー最小化電源電圧になるように制御される、半導体集積回路装置。
【請求項２】
前記電源電圧供給回路は、前記エネルギー極小点モニター回路に対し、第一の電源電圧と前記第一の電源電圧とは異なる第二の電源電圧とを供給し、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延をモニターする遅延モニター回路と、前記ターゲット回路のリーク電流をモニターするリークモニター回路と、前記ターゲット回路のスイッチング容量に比例する容量を有するキャパシタと、を備え、
前記キャパシタを前記第一の電源電圧で充電し、そののち前記第一の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流によって前記キャパシタを前記第一の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延に相当する時間だけ充電した後の前記キャパシタの電位を第一のキャパシタ電位とし、
前記キャパシタを前記第二の電源電圧で充電し、そののち前記第二の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流によって前記キャパシタを前記第二の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延に相当する時間だけ充電した後の前記キャパシタの電位を第二のキャパシタ電位として、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記第一のキャパシタ電位と前記第二のキャパシタ電位とを比較し、前記第一のキャパシタ電位と前記第二のキャパシタ電位とが一致するときの前記第一の電源電圧を前記エネルギー最小化電源電圧として検出する、請求項１に記載の半導体集積回路装置。
【請求項３】
前記電源電圧供給回路は、前記エネルギー極小点モニター回路に対し、第一の電源電圧と前記第一の電源電圧とは異なる第二の電源電圧とを供給し、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記第一の電源電圧が供給されて該第一の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延をモニターする第一の遅延モニター回路と、前記第二の電源電圧が供給されて該第二の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延をモニターする第二の遅延モニター回路と、前記第一の電源電圧が供給されて該第一の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流をモニターする第一のリークモニター回路と、前記第二の電源電圧が供給されて該第二の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流をモニターする第二のリークモニター回路と、前記ターゲット回路のスイッチング容量に比例する容量を有する第一及び第二のキャパシタと、を備え、
前記第一のキャパシタを前記第一の電源電圧で充電し、そののち前記第一のリークモニター回路で検出されたリーク電流で前記第一のキャパシタを前記第一の遅延モニター回路で検出されたクリティカルパス遅延に相当する時間だけ充電した後の前記第一のキャパシタの電位を第一のキャパシタ電位とし、
前記第二のキャパシタを前記第二の電源電圧で充電し、そののち前記第二のリークモニター回路で検出されたリーク電流で前記第二のキャパシタを前記第二の遅延モニター回路で検出されたクリティカルパス遅延に相当する時間だけ充電した後の前記第二のキャパシタの電位を第二のキャパシタ電位として、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記第一のキャパシタ電位と前記第二のキャパシタ電位とを比較し、前記第一のキャパシタ電位と前記第二のキャパシタ電位とが一致するときの前記第一の電源電圧を前記エネルギー最小化電源電圧として検出する、請求項１に記載の半導体集積回路装置。
【請求項４】
前記電源電圧供給回路は、前記エネルギー極小点モニター回路に対し、第一の電源電圧と前記第一の電源電圧とは異なる第二の電源電圧とを供給し、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延をモニターする遅延モニター回路と、前記ターゲット回路のリーク電流をモニターするリークモニター回路と、前記ターゲット回路のスイッチング容量に比例する容量を有するキャパシタと、を備え、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記キャパシタを前記第一の電源電圧で充電した、そののち前記第一の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流によって前記キャパシタを前記第一の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延に相当する時間だけ充電すると同時にもしくは充電した後に、前記第二の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流によって前記キャパシタを前記第二の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延に相当する時間だけ放電した後の前記キャパシタの電位を前記第二の電源電圧と比較し、前記キャパシタの電位と前記第二の電源電位が一致するときの前記第一の電源電位を前記エネルギー最小化電源電圧として検出する、請求項１に記載の半導体集積回路装置。
【請求項５】
前記遅延モニター回路は、前記ターゲット回路のクリティカルパスレプリカを有し、
前記クリティカルパスレプリカには前記電源電圧供給回路が供給する電圧が印加される、請求項２乃至４のいずれか１項に記載の半導体集積回路装置。
【請求項６】
前記リークモニター回路は、前記ターゲット回路のリーク電流用レプリカと、電流コピー回路と、を備え、
前記電流コピー回路は、外部から供給される電源電圧が前記リーク電流用レプリカに印加されたときに該リーク電流用レプリカに流れる電流を外部へ供給する、請求項２乃至４のいずれか１項に記載の半導体集積回路装置。
【請求項７】
少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路と、
前記ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給回路と、
電源電圧の変化に対する前記ターゲット回路の消費エネルギーの変化率が正か負かを判定するエネルギー極小点モニター回路と、
を有し、
前記電源電圧供給回路が供給する電源電圧は、前記エネルギー極小点モニター回路で検出される値が正であれば小さくされ、前記エネルギー極小点モニター回路で検出される値が負であれば大きくされるように制御される、半導体集積回路装置。
【請求項８】
前記電源電圧供給回路は、前記ターゲット回路の電源電圧に等しい第一の電源電圧と、前記第一の電源電圧より低い第二の電源電圧と、を供給し、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延をモニターする遅延モニター回路と、前記ターゲット回路のリーク電流をモニターするリークモニター回路と、前記ターゲット回路のスイッチング容量に比例する容量を有するキャパシタと、を備え、
前記キャパシタを前記第一の電源電圧で充電し、そののち前記第一の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流によって前記キャパシタを前記第一の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延に相当する時間だけ充電した後の前記キャパシタの電位を第一のキャパシタ電位とし、
前記キャパシタを前記第二の電源電圧で充電し、そののち前記第二の電源電圧における前記ターゲット回路のリーク電流によって前記キャパシタを前記第二の電源電圧における前記ターゲット回路のクリティカルパス遅延に相当する時間だけ充電した後の前記キャパシタの電位を第二のキャパシタ電位として、
前記エネルギー極小点モニター回路は、前記第一のキャパシタ電位と前記第二のキャパシタ電位とを比較し、前記第一のキャパシタ電位が前記第二のキャパシタ電位より高ければ変化率は正であると判定し、前記第一のキャパシタ電位が前記第二のキャパシタ電位より低ければ前記変化率は負であると判定する、請求項７に記載の半導体集積回路装置。
【請求項９】
前記ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給回路と、
電源電圧の変化に対する前記ターゲット回路の消費エネルギーの変化率が正か負かを判定する第一及び第二のエネルギー極小点モニター回路と、
を有し、
前記第一のエネルギー極小点モニター回路は、第一の電源電圧における前記変化率を判定し、前記第二のエネルギー極小点モニター回路は、前記第一の電源電圧より高い第二の電源電圧における前記変化率を判定し、
前記電源電圧供給回路は、前記第一のエネルギー極小値モニター回路での判定結果が負かつ前記第二のエネルギー微分値モニター回路での判定結果が正であるときの前記第一の電源電圧に等しい電圧を前記ターゲット回路に供給する、半導体集積回路装置。
【請求項１０】
前記ターゲット回路のリーク電流を遮断するリーク遮断回路をさらに備え、
前記リーク遮断回路は、前記ターゲット回路の動作終了後に前記ターゲット回路のリーク電流を遮断する、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の半導体集積回路装置。
【請求項１１】
少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路に対する電源電圧制御方式であって、
前記ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給手段と、
電源電圧の変化に対する前記ターゲット回路の消費エネルギーの変化が極小となるエネルギー最小化電源電圧を検出するエネルギー極小点モニター手段と、
を備え、
前記電源電圧供給手段が供給する前記電源電圧が前記エネルギー最小化電源電圧になるように、前記電源電圧供給手段が制御される電源電圧制御方式。
【請求項１２】
少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路に対する電源電圧制御方式であって、
前記ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給手段と、
電源電圧の変化に対する前記ターゲット回路の消費エネルギーの変化率が正か負かを判定するエネルギー極小点モニター手段と、
を備え、
前記電圧供給手段が供給する電源電圧は、前記変化率が正であれば小さくされ、前記変化率が負であれば大きくされるように制御される、電源電圧制御方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路装置に関し、より具体的には、半導体集積回路における消費エネルギー低減を目的とした電源電圧制御を行う半導体集積回路装置と、そのような制御に基づく電源電圧制御方式とに関する。
【背景技術】
【０００２】
モバイル機器における大きな課題の一つが、そのモバイル機器の駆動に用いられるバッテリーの長寿命化であり、その解決策の一つとして、そのモバイル機器における内部回路の消費エネルギー低減が求められている。消費エネルギーは消費電力に比例するため、消費エネルギーを低減するために、様々な低電力技術が研究されてきている。ＣＭＯＳ論理ゲートを用いた半導体集積回路においては、電力を低減する方式として、回路に要求される動作速度に応じて電源電圧を制御するＤＶＦＳ（動的電圧及び周波数スケーリング：Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｖｏｌｔａｇｅ  ａｎｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｃａｌｉｎｇ）が有効である。一般に電子回路では電源電圧の低減に伴って消費電力が単調に減少するから、ＤＶＦＳでは、このことを利用して、Ｓｅｏｎｇｓｏｏ  Ｌｅｅ  ａｎｄ  Ｔａｋａｙａｓｕ  Ｓａｋｕｒａｉ，  “Ｒｕｎ−ｔｉｍｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｈｏｐｐｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｌｏｗ−ｐｏｗｅｒ  Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，”  Ｄｅｓｉｇｎ  Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  ｐｐ．  ８０６−８０９，  Ｊｕｎｅ  ５−９，  ２０００（非特許文献１）に記載されているように、回路に対する速度要求を満たす範囲内で可能な限り電源電圧を下げることで、半導体集積回路装置における消費電力を最小化している。【０００３】
通常は、消費電力が小さくなるほど消費エネルギーも低減されるため、前述のように電源電圧を低くすることによって半導体集積回路装置の消費エネルギーは低減される。ところが、一方で電源電圧の低下にともなって、回路における単位時間当たりの処理能力も低下するため、同じ処理をさせる場合の動作時間が増加してしまうという問題が生ずる。消費エネルギーは、消費電力と動作時間との積で表されるため、電源電圧の低減による消費電力の低減率よりも動作時間の増加率が大きくなると、図１に示すように、消費エネルギーがかえって増加してしまうことがある。これは、電源電圧の低下に対する動作時間の増加率が大きい低電圧領域において特に顕著になる。図１は、半導体集積回路装置における電源電圧と消費エネルギーとの関係の一例を示したものである。【０００４】
半導体集積回路装置の消費エネルギーの電源電圧依存性は、このような傾向をもつため、回路の消費エネルギーを最小化するには、最適な電源電圧が存在する。このことは、例えば、Ｄａｖｉｄ  Ｂｌａａｕｗ  ａｎｄ  Ｂｏ  Ｚｈａｉ，  “Ｅｎｅｒｇｙ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  Ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ，”  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  ｐｐ．  ２１−２４，  Ｍａｙ  ２００６（非特許文献２）にも示されている。【０００５】
電源電圧を最適値に制御することによって消費エネルギーを最小化する場合、半導体集積回路装置における消費エネルギーを直接測定して最適電源電圧を決定する方法が最も単純である。しかしながらこの方法では、動作前あるいは動作中に回路の消費エネルギーを直接測定する必要がある。また、最適な電圧は温度などの環境によって変化するため、環境が変化するたびに回路の消費エネルギーを測定し直す必要がある。【０００６】
以下、本発明に関連する技術の例を説明する。【０００７】
回路の動作速度が速度要求を満たしているかどうかを判定する技術として、日本国：特開２００２−１００９６７号公報（特許文献１）には、半導体集積回路装置内のクリティカルパスと等価な電源電圧−遅延特性を有するモニター回路を設け、そのモニター回路の遅延特性を測定することでクリティカルパスの遅延特性を把握する技術が開示されている。【０００８】
半導体集積回路装置を比較的低い電源電圧で駆動した場合、集積回路装置内の各回路の性能ばらつきが大きくなることが知られている。このような性能ばらつきを補償する技術として、日本国：特開２００３−１４２５９８号公報（特許文献２）には、遅延モニター回路と主回路とを有する半導体集積回路装置において、ＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタのしきい値電圧の差を検出し、しきい値電圧の差が減少するようなウェルバイアス電圧を発生させ、このウェルバイアス電圧を遅延モニター回路と主回路に印加させることが開示されている。【０００９】
リーク電流を検出し、検出結果に応じてＭＯＳＦＥＴに印加させるソース−ドレイン電圧を設定することは、例えば、日本国：特開２００５−１９７４１１号公報（特許文献３）に記載されている。【００１０】
ＰＣＴ国際公開：ＷＯ９９／１２２６３（特許文献４）には、半導体集積回路装置内の主回路すなわちターゲット回路における動作速度の向上やリーク電流の低減のために、遅延検出回路と基板バイアス電圧を発生する基板バイアス発生回路とを設け、設計値と実測された遅延量との差に応じて基板バイアス電圧を増減させることが開示されている。しかしながら、ＷＯ９９／１２２６３に開示された技術は、消費エネルギーすなわち消費電力と遅延時間との積を最小にするとの観点で基板バイアス電圧を制御するものではない。日本国：特開２００３−１１５７５０号公報（特許文献５）にも、同様に、電源電圧を制御することによってターゲット回路の動作速度を特定の基準速度に合わせるように構成した半導体集積回路装置が開示されている。しかしながら、特開２００３−１１５７５０号公報に開示の技術も、消費エネルギーを最小にするように電源電圧を制御するものではない。【００１１】
日本国：特開２００５−３４０４２６号公報（特許文献６）には、動作速度が一定であるという条件でターゲット回路の消費電力を最小化するために、リーク電流をモニタし、リーク電力とスイッチング電力との比を特定の値に保つように電源電圧と基板電位の両方を制御することが開示されている。しかしながらこの技術には、電源電圧と基板電位の両方を制御するために構成が複雑となるとともに、リーク電力とスイッチング電力の比が目標値にあるときに回路全体の消費エネルギーが最小であるとは言えない、という課題がある。
【特許文献１】特開２００２−１００９６７号公報
【特許文献２】特開２００３−１４２５９８号公報
【特許文献３】特開２００５−１９７４１１号公報
【特許文献４】ＷＯ９９／１２２６３
【特許文献５】特開２００３−１１５７５０号公報
【特許文献６】特開２００５−３４０４２６号公報
【非特許文献１】Ｓｅｏｎｇｓｏｏ  Ｌｅｅ  ａｎｄ  Ｔａｋａｙａｓｕ  Ｓａｋｕｒａｉ，  “Ｒｕｎ−ｔｉｍｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｈｏｐｐｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｌｏｗ−ｐｏｗｅｒ  Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，”  Ｄｅｓｉｇｎ  Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  ｐｐ．  ８０６−８０９，  Ｊｕｎｅ  ５−９，  ２０００
【非特許文献２】Ｄａｖｉｄ  Ｂｌａａｕｗ  ａｎｄ  Ｂｏ  Ｚｈａｉ，  “Ｅｎｅｒｇｙ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  Ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ，”  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  ｐｐ．  ２１−２４，  Ｍａｙ  ２００６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したように、同じ処理をさせる場合における半導体集積回路装置の消費エネルギーを最小のものとするように半導体集積回路装置の電源電圧を制御することを考えた場合、消費エネルギーを直接測定した結果に基づいて予め最適電源電圧を定める方法では、環境の変化等によって最適電源電圧が変化するので、結局、消費エネルギーの測定を継続的に行わなければならなくなるという課題がある。また関連技術において、消費電力を最小のものとするためにリーク電流等を測定して基板バイアス電圧及び／または電源電圧を変化させるものがあるが、遅延時間と消費電力との積である消費エネルギーを最小化するためにはこれらの技術は不十分である。【００１３】
本発明の目的は、上記の課題を解決するためのものであって、回路の消費エネルギーを直接測定する必要がなく、さらに環境の変化にも自動的に追従して消費電力が最小となるように電源電圧を制御することができる半導体集積回路装置を提供することにある。【００１４】
本発明の別の目的は、ターゲット回路に対する電源電圧制御方式であって、回路の消費エネルギーを直接測定する必要がなく、さらに環境の変化にも自動的に追従して消費電力が最小となるように電源電圧を制御することができる電源電圧制御方式を提供することをにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の第一の様相によれば、半導体集積回路装置は、少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路と、ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給回路と、電源電圧の変化に対するターゲット回路の消費エネルギーの変化が極小となるエネルギー最小化電源電圧を検出するエネルギー極小点モニター回路と、を有し、電源電圧供給回路が供給する電源電圧はエネルギー極小点モニター回路で検出されるエネルギー最小化電源電圧になるように制御される。【００１６】
本発明の第二の様相によれば、半導体集積回路装置は、少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路と、ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給回路と、電源電圧の変化に対するターゲット回路の消費エネルギーの変化率が正か負かを判定するエネルギー極小点モニター回路と、を有し、電源電圧供給回路が供給する電源電圧は、エネルギー極小点モニター回路で検出される値が正であれば小さくされ、エネルギー極小点モニター回路で検出される値が負であれば大きくされるように制御される。【００１７】
本発明の第三の様相によれば、電源電圧制御方式は、少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路に対する電源電圧制御方式であって、ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給手段と、電源電圧の変化に対するターゲット回路の消費エネルギーの変化が極小となるエネルギー最小化電源電圧を検出するエネルギー極小点モニター手段と、を備え、電源電圧供給手段が供給する電源電圧がエネルギー最小化電源電圧になるように、電源電圧供給手段が制御される。【００１８】
本発明の第四の様相によれば、電源電圧制御方式は、少なくとも電源電圧が可変であるターゲット回路に対する電源電圧制御方式であって、ターゲット回路に電源電圧を供給する電源電圧供給手段と、電源電圧の変化に対するターゲット回路の消費エネルギーの変化率が正か負かを判定するエネルギー極小点モニター手段と、を備え、電圧供給手段が供給する電源電圧は、変化率が正であれば小さくされ、変化率が負であれば大きくされるように制御される。【００１９】
本発明では、ターゲット回路の消費エネルギーが極小となる電源電圧を求め、その電源電圧でターゲット回路を駆動する。このことにより、環境の変化にも自動的に追従して消費電力が最小となるように電源電圧を制御することができるようになる。本発明においては、特に、ターゲット回路のリーク電流をシミュレートするリークモニター回路と、ターゲット回路のクリティカルパス遅延をシミュレートする遅延モニター回路とを用い、これらのモニター回路に実際の電源電圧を印加したときのリーク電流とクリティカルパス遅延とに基づいて、消費エネルギーが極小となる電源電圧を求めることにより、ターゲット回路自体の消費エネルギーを直接測定することなく、最適な電源電圧制御を行えるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】半導体集積回路装置の消費エネルギーの電源電圧依存性の一例を示すグラフである。
【図２】本発明の第一の例示実施形態の半導体集積回路装置の全体構成を示すブロック図である。
【図３】第一の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路の構成を示すブロック図である。
【図４】第一の例示実施形態における遅延モニター回路の構成を示す回路図である。
【図５】第一の例示実施形態におけるリークモニター回路の構成を示す回路図である。
【図６】第一の例示実施形態における電流コピー回路の構成を示す回路図である。
【図７】第一の例示実施形態における比較回路の構成を示す回路図である。
【図８】第一の例示実施形態でのエネルギー極小点モニター回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】第一の例示実施形態における電源電圧供給回路の構成を示す回路図である。
【図１０】第一の例示実施形態におけるリファレンス電圧生成回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の第二の例示実施形態の半導体集積回路装置におけるエネルギー極小点モニター回路の構成を示すブロック図である。
【図１２】第二の例示実施形態におけるリークモニター回路の構成を示す回路図である。
【図１３】第二の例示実施形態でのエネルギー極小点モニター回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図１４】本発明の第三の例示実施形態の半導体集積回路装置におけるエネルギー極小点モニター回路の構成を示すブロック図である。
【図１５】第三の例示実施形態でのエネルギー極小点モニター回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図１６】本発明の第四の例示実施形態の半導体集積回路装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１７】第四の例示実施形態における電源電圧供給回路の構成を示す回路図である。
【図１８】本発明の第五の例示実施形態の半導体集積回路装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１９】第五の例示実施形態におけるリーク遮断回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２１】
１    半導体集積回路装置
２    エネルギー極小点モニター回路
３，３Ａ    電源電圧供給回路
４    ターゲット回路
５    リーク遮断回路
６    制御回路
１１，１２    遅延モニター回路
２１〜２３    リークモニター回路
３１，３２    キャパシタ
４０    比較回路
５１〜５４，５５Ａ，５５Ｂ，５６Ａ，５６Ｂ，５７Ａ，５７Ｂ    スイッチ
６１〜６３，２１４，２１６，３２１，３２２    ノード
８１，８２    制御信号
１１１    クリティカルパスレプリカ
１１２    ＸＯＲゲート
２１０    電流コピー回路
２１１    リーク電流用レプリカ
２１２，３０２Ａ，３０２Ｂ，３０２Ｃ    演算増幅器
２１３，２１５    カレントミラー
３０１，３０１Ａ    リファレンス電圧生成回路
３０３Ａ，３０３Ｂ，３０３Ｃ    Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ
３１１，３１２，…，３１Ｓ    抵抗
４０１    差動増幅器
４０２    フリップフロップ
５０１    ＲＳフリップフロップ
５０２    Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
次に、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照して説明する。【００２３】
［第一の例示実施形態］
まず、第１の例示実施形態の半導体集積回路装置について説明する。【００２４】
図２は、本発明の第一の例示実施形態による半導体集積回路装置の構成を示している。この半導体集積回路装置１は、この半導体集積回路装置１の本来の機能を実現し、この半導体集積回路装置１が実行すべき処理を実行するターゲット回路４と、ターゲット回路４の消費エネルギーが最小となる電源電圧を検出するエネルギー極小点モニター回路２と、ターゲット回路４に供給されるべき電源電圧ＶＤＤを生成する電源電圧供給回路３と、から構成されている。ターゲット回路４は、電源電圧を制御される対象となる回路である。電源電圧供給回路３は、電源電圧ＶＤＤよりもΔＶだけ低い電圧ＶＤＤ’も生成し、ＶＤＤ及びＶＤＤ’は、エネルギー極小点モニター回路２にも与えられている。エネルギー極小点モニター回路２からは、電源電圧ＶＤＤの上昇（ＵＰ）あるいは下降（ＤＯＷＮ）を指示する信号ＵＰ／ＤＯＷＮが、電源電圧供給回路３に向けて出力されている。【００２５】
図３は、エネルギー極小点モニター２の回路構成を示している。エネルギー極小点モニター２は、ターゲット回路４のクリティカルパス遅延をモニターする遅延モニター回路１１，１２と、ターゲット回路４のリーク電流をモニターするリークモニター回路２１、２２と、キャパシタ３１，３２と、比較回路４０と、スイッチ５１〜５４と、から構成されている。スイッチ５１とスイッチ５２が直列に接続されてその相互接続点がノード６１であり、キャパシタ３１はノード６１と接地点ＧＮＤとの間に設けられている。同様にスイッチ５３とスイッチ５４が直列に接続されてその相互接続点がノード６２であり、キャパシタ３２はノード６２と接地点ＧＮＤとの間に設けられている。電源電圧ＶＤＤは、遅延モニター回路１１とリークモニター回路２１に供給されるとともに、スイッチ５１を介してノード６１にも与えられるようになっている。リークモニター回路２１で検出されたリーク電流ＩＬＥＡＫは、スイッチ５２を介してノード６１に供給される。スイッチ５１は制御信号７０によって制御され、この制御信号７０は遅延モニター回路１１にも供給される。スイッチ５２は、遅延モニター回路１１の出力によって制御される。同様に、電圧ＶＤＤ’は、遅延モニター回路１２とリークモニター回路２２に供給されるとともに、スイッチ５３を介してノード６２にも与えられるようになっている。リークモニター回路２２で検出されたリーク電流ＩＬＥＡＫ’は、スイッチ５４を介してノード６２に供給される。スイッチ５３は制御信号７１によって制御され、制御信号７１は遅延モニター回路１２にも供給される。スイッチ５４は、遅延モニター回路１２の出力によって制御される。比較回路４０は、ノード６１の電圧Ｖ６１とノード６２の電圧Ｖ６２とを比較し、比較結果に基づいて信号ＵＰ／ＤＯＷＮを出力する。ここで、キャパシタ３１，３２の容量値は、ターゲット回路４のスイッチング容量Ｃ０に動作率αを乗じたαＣ０である。【００２６】
図４は、遅延モニター回路１１の回路構成を示している。遅延モニター回路１１は、ターゲット回路４のクリティカルパスレプリカ１１１とＸＯＲ（排他的論理和）ゲート１１２とから構成されている。クリティカルパスレプリカ１１１は、ターゲット回路４と同様の半導体装置製造プロセスで形成されて、入力信号に対してターゲット回路４のクリティカルパス遅延に等しい遅延を与える回路であり、ターゲット回路４の電源電圧に等しい電圧ＶＤＤが印加されている。ＸＯＲゲート１１２には、入力信号と、クリティカルパスレプリカ１１１の出力信号とが入力し、これにより、入力信号に基づいて、ターゲット回路４のクリティカルパス遅延に等しいパルス幅を持つパルス信号がＸＯＲゲート１１２から出力されることになる。遅延モニター回路１２の回路構成は、遅延モニター回路１１の回路構成と同一であるが、そのクリティカルパスレプリカに印加される電圧が、ＶＤＤよりΔＶだけ低いＶＤＤ’となっている点で遅延モニター回路１１と異なっている。【００２７】
図５は、リークモニター回路２１の回路構成を示している。リークモニター回路２１は、ターゲット回路４のリーク電流用レプリカ２１１と電流コピー回路２１０とから構成される。電流コピー回路２１０は、２つのノード２１４，２１６に対してそれぞれ電流出力を行うものであって、ノード２１４の電位を、外部から入力される基準電圧に等しい電位に保つと同時に、ノード２１６から流れる電流をノード２１４を流れる電流に等しい電流値に保つ機能を有する。ここでは基準電圧は、ターゲット回路４の電源電圧ＶＤＤと等しい電圧である。リーク電流用レプリカ２１１は、ターゲット回路４と同じ半導体装置製造プロセスで形成されてターゲット回路４におけるリーク電流ＩＬＥＡＫを再現するものである。したがってリーク電流用レプリカ２１１は、ノード２１４に接続されて、ターゲット回路４の電源電圧に等しい電圧ＶＤＤがかけられており、その結果、リークモニター回路２１は、ターゲット回路４のリーク電流ＩＬＥＡＫに等しい電流をノード２１６から流す電流源となっている。リークモニター回路２２の回路構成は、リークモニター回路２１の回路構成と同一であるが、リーク電流用レプリカにかけられる電源電圧がＶＤＤよりΔＶだけ低いＶＤＤ’となっている点で、リークモニター回路２１と異なっている。【００２８】
図６は、リークモニター回路２１，２２に設けられる電流コピー回路２１０の構成を示している。電流コピー回路２１０は、演算増幅器（ＯＰアンプ）２１２とカレントミラー２１３とから構成されている。演算増幅器２１２の反転入力端子には、電圧ＶＤＤ（あるいはＶＤＤ’）が供給され、非反転入力端子はノード２１５に接続する。そして演算増幅器２１２の出力は、カレントミラー２１３を構成する両方のトランジスタのゲートに共通に供給され、これらのトランジスタのドレインには、電圧ＶＨＩＧＨが供給され、これらのトランジスタのソースはそれぞれノード２１４，２１６に接続する。電圧ＶＨＩＧＨは、半導体集積回路装置内の不図示の昇圧回路によって発生された、電源電圧ＶＤＤよりも高い電圧である。このように電流コピー回路２１０は、演算増幅器２１２とカレントミラー２１３で構成されるフィードバックループによってノード２１４の電位をＶＤＤに保つとともに、ノード２１４に流れる電流ＩＬＥＡＫと等しい電流をノード２１６から出力する。【００２９】
図７は、比較回路４０の回路構成を示している。比較回路４０は、差動増幅器４０１と、差動増幅器４０１の出力がデータとして入力するフリップフロップ４０２とから構成される。差動増幅器の非反転入力端子にはノード６１の電位Ｖ６１が入力され、反転入力端子にはノード６２の電位Ｖ６２が入力される。フリップフロップ４０２には、クロック信号ＣＬＫも供給されている。比較回路４０ではフリップフロップ４０１は、Ｖ６１とＶ６２の比較結果を取り込んで、電源電圧供給回路３への制御信号ＵＰ／ＤＯＷＮとして出力する。【００３０】
ここで、前述したエネルギー極小点モニター回路２の動作原理を説明する。ある回路が一定量の演算を行う際の消費エネルギーＥＡＬＬは、スイッチングエネルギーＥＳＷとリークエネルギーＥＬＥＡＫの和であり、式（１）で表される。【００３１】
【数１】
2008081916.tif 000003
ここで、Ｎは、演算に要するクロックサイクル数であり、演算量に依存する。Ｔは、クロック周期であり、ターゲット回路４のクリティカルパス遅延に依存する。ＶＤＤはターゲット回路４の電源電圧、Ｃ０はターゲット回路４のスイッチング容量、ＩＬＥＡＫはターゲット回路４のリーク電流である。ここで、消費エネルギーＥＡＬＬの最小点すなわち極小点（ＥＡＬＬ＝ＥＭＩＮ）においては、ｄＥＡＬＬ／ｄＶＤＤ＝０であるから、【００３２】
【数２】
2008081916.tif 000004
となる。ここで、ＶＤＤ’＝ＶＤＤ−ΔＶであり、ΔＶはＶＤＤに比べて十分小さいとする。式（２）の全体に（ＶＤＤ’−ＶＤＤ）／αＣ０ＶＤＤを乗じ、ＶＤＤ／ＶＤＤ’≒１の近似を用いると、式（３）が得られる。【００３３】
【数３】
2008081916.tif 000005
【００３４】
式（３）の左辺第二項は、容量値αＣ０のキャパシタに対して電流値ＩＬＥＡＫ’で時間Ｔ’だけ充電したときに増加する電位量であり、右辺第二項は、容量値αＣ０のキャパシタに対して電流値ＩＬＥＡＫで時間Ｔだけ充電したときに増加する電位量である。したがって、式（３）の左辺は、電位ＶＤＤ’に充電されている容量値αＣ０のキャパシタに対して、電源電圧ＶＤＤ’におけるリーク電流ＩＬＥＡＫ’で遅延時間Ｔ（クロック周期）Ｔだけ充電した後のキャパシタの電位を示し、右辺は、電位ＶＤＤに充電されている容量値αＣ０のキャパシタに対して、電源電圧ＶＤＤにおけるリーク電流ＩＬＥＡＫで遅延時間（クロック周期）Ｔだけ充電した後のキャパシタの電位になっている。ここで、右辺の電位が左辺の電位より大きいときはｄＥＡＬＬ／ｄＶＤＤ＞０であるから電源電圧を下げ、右辺の電位が左辺の電位より小さいときはｄＥＡＬＬ／ｄＶＤＤ＜０であるから電源電圧を上げることにより、最終的に式（３）が成り立つ電源電位に制御することができる。【００３５】
続いて、上記の動作原理に基づく制御を回路で実現する方法を説明する。図８は回路動作を示すタイミングチャートであり、横軸は時刻ｔを表している。【００３６】
図３に示す回路において、まずスイッチ５１，５３をオン、すなわち導通状態とし、スイッチ５２，５４をオフ、すなわち遮断状態にすることで、ノード６１の電位がＶＤＤに、ノード６２の電位がＶＤＤ’になる。これは、図８においてＴ０＜ｔ＜Ｔ１の期間に表されている。【００３７】
続いて、時刻ｔ＝Ｔ１においてスイッチ５１，５３をオフとし、時刻ｔ＝Ｔ２においてスイッチ５２，５４をオンとすると、キャパシタ３１は電流ＩＬＥＡＫで充電され、キャパシタ３２は電流ＩＬＥＡＫ’で充電されることになる。キャパシタ３１，３２の充電時間Ｔ，Ｔ’は、それぞれ遅延モニター回路１１，１２の出力で制御され、Ｔ（＝Ｔ３−Ｔ２），Ｔ’（＝Ｔ４−Ｔ２）である。言い換えれば、スイッチ５２は遅延モニター回路１１で検出されたクリティカル遅延時間Ｔの長さの期間だけオン状態となり、スイッチ５４は遅延モニター回路１２で検出されたクリティカル遅延時間Ｔ’の長さの期間だけオン状態となる。充電完了後（ｔ＝Ｔ４）のキャパシタの電位Ｖ６１及びＶ６２は、それぞれ【００３８】
【数４】
2008081916.tif 000006
となっている。続いて、比較回路４０において、電位Ｖ６１と電位Ｖ６２との比較結果がフリップフロップで取り込まれ、Ｖ６１＞Ｖ６２であれば電源電圧を下げるように、Ｖ６１＜Ｖ６２であれば電源電圧を上げるように、電源電圧供給回路３へと制御信号ＵＰ／ＤＯＷＮが送られる。なお、比較回路４０からの出力信号が確定した後（ｔ＝Ｔ５）で、スイッチ５１，５３がオン状態となることで、電位Ｖ６１及び電位Ｖ６２は再び初期化され、以下同じ動作が繰り返される。【００３９】
図９は、電源電圧供給回路３の回路構成を示している。電源電圧供給回路３は、リファレンス電圧生成回路３０１、演算増幅器３０２Ａ，３０２Ｂ、及びＮ−ＭＯＳＦＥＴ（ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ）３０３Ａ，３０３Ｂから構成されている。Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ，３０３Ｂのドレインは電源ＶＨＩＧＨに接続している。演算増幅器３０２Ａ，３０２Ｂの非反転入力端子には、それぞれリファレンス電圧生成回路３０１の出力ＶＲＥＦＡ，ＶＲＥＦＢが入力され、反転入力端子は、それぞれ、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ，３０３Ｂのソースに接続している。演算増幅器３０２Ａ，３０２Ｂの出力は、それぞれＮ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ，３０３Ｂのゲートに接続している。このような構成では、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ，３０３Ｂは、シリーズレギュレータにおける制御素子として機能し、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ，３０３Ｂのソースから、外部に対し、それぞれ、電位ＶＤＤ（＝ＶＲＥＦＡ）及びＶＤＤ’（＝ＶＲＥＦＢ）が供給されることになる。【００４０】
図１０は、リファレンス電圧生成回路３０１の回路構成を示す。リファレンス電圧生成回路３０１は、電源ＶＨＩＧＨと接地点ＧＮＤとの間に直列に接続されたＳ個の抵抗３１１，３１２，…，３１Ｓと、２つの出力ノード３２１，３２２と、隣接する抵抗間の各ノードごとにそれらのノードと出力ノード３２１との間に挿入された合計Ｓ−１個のスイッチと、隣接する抵抗間の各ノードごとにそれらのノードともう一方の出力ノード３２２との間に挿入された合計Ｓ−１個のスイッチと、から構成されている。出力ノード３２１に接続されたＳ−１個のスイッチのうち１つだけがオン状態となり、対応するノードの電位ＶＲＥＦＡが出力ノード３２１から出力される。同様に、出力ノード３２２に接続されたＳ−１個のスイッチのうち１つだけがオン状態となり、対応するノードの電位ＶＲＥＦＢが出力ノード３２２から出力される。ここで、ＶＲＥＦＢ＝ＶＲＥＦＡ−ΔＶであり、ΔＶは、ＶＲＥＦＡ及びＶＲＥＦＢより十分小さい値である。なお、オンになるスイッチの位置は、エネルギー極小点モニター回路２の出力によって制御される。【００４１】
以上のように、この例示実施形態の半導体集積回路装置を用いることにより、ターゲット回路４の現在の電源電圧における消費エネルギーの微分値が正の場合には電源電圧を下げ、微分値が負の場合には電源電圧を上げるように制御することができ、最終的に、ターゲット回路４の消費エネルギーが最小となる電源電圧に制御することができる。【００４２】
なおこの例示実施形態では、電源電圧供給回路３を構成するレギュレータとして、シリーズレギュレータを用いているが、出力電圧を制御できるものであれば任意の形式のレギュレータ回路を用いることができ、例えば、スイッチングレギュレータなどを用いてもよい。【００４３】
この例示実施形態では、遅延モニター回路１１でクリティカルパス遅延Ｔを、リークモニター回路２１でリーク電流ＩＬＥＡＫを検出し、スイッチング電力モニターとして容量値αＣ０のキャパシタ３１を用いているが、遅延モニター回路の出力パルスのパルス幅Ｔ２、リークモニター回路から流れる電流値Ｉ２及びキャパシタの容量値Ｃ２が電源電圧によらずに式（６）の関係を満たしているならば、それぞれの値（Ｔ２，Ｉ２，Ｃ２）は、Ｔ，ＩＬＥＡＫ，αＣ０に一致していなくてもよい。【００４４】
【数５】
2008081916.tif 000007
【００４５】
［第二の例示実施形態］
次に、本発明の第二の例示実施形態における半導体集積回路装置を説明する。第二の例示実施形態の半導体集積回路装置の全体構成は図２に示した第一の例示実施形態のものと同様であり、エネルギー極小点モニター回路２の回路構成のみが異なるので、以下では、第二の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路２を説明する。図１１は、第二の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路２の回路構成を示している。【００４６】
第二の例示実施形態でのエネルギー極小点モニター回路２は、ターゲット回路４のクリティカルパス遅延をモニターする遅延モニター回路１１，１２と、ターゲット回路４のリーク電流をモニターするリークモニター回路２１，２３と、キャパシタ３１と、比較回路４０と、スイッチ５１，５２，５４と、から構成されている。スイッチ５１とスイッチ５２が直列に接続されてその相互接続点はノード６３に接続し、キャパシタ３１はノード６３と接地点ＧＮＤとの間に設けられている。電源電圧ＶＤＤは、遅延モニター回路１１とリークモニター回路２１に供給されるとともに、スイッチ５１を介してノード６３にも与えられるようになっている。リークモニター回路２１で検出されたリーク電流ＩＬＥＡＫは、スイッチ５２を介してノード６３に供給される。スイッチ５１は制御信号７０によって制御され、この制御信号７０は遅延モニター回路１１にも供給される。スイッチ５２は、遅延モニター回路１１の出力によって制御される。電圧ＶＤＤ’は、遅延モニター回路１２とリークモニター回路２２と比較回路４０に供給される。リークモニター回路２２で検出されたリーク電流ＩＬＥＡＫ’は、スイッチ５４を介してノード６３に供給される。制御信号７１が遅延モニター回路１２に供給され、スイッチ５４は、遅延モニター回路１２の出力によって制御される。比較回路４０は、ノード６３の電圧Ｖ６３と電圧ＶＤＤ’とを比較し、比較結果に基づいて信号ＵＰ／ＤＯＷＮを出力する。ここで、キャパシタ３１の容量値は、ターゲット回路４のスイッチング容量Ｃ０に動作率αを乗じたαＣ０である。【００４７】
第二の例示実施形態において、遅延モニター回路１１，１２の回路構成は、図４に示した第一の例示実施形態におけるものと同じであり、リークモニター回路２１の回路構成は、図５に示した第一の例示実施形態におけるものと同じである。また、スイッチ５１，５２，５４の制御タイミングについても、第一の例示実施形態の場合と同様である。【００４８】
図１２は、第二の例示実施形態におけるリークモニター回路２３の回路構成を示している。リークモニター回路２３は、図５に示したリークモニター回路において、ノード２１６に接続するカレントミラー２１５をを追加した構成となっており、回路の接続先に対して電荷を流し込むのではなく接続先から電荷を引き抜くように構成されている。すなわちカレントミラー２１５を構成する２個のトランジスタのソースは接地され、一方のトランジスタのドレインはノード２１６に接続し、他方のトランジスタのドレインはリーク電流ＩＬＥＡＫ’に相当する電流を吸い込む。したがってこのリークモニター回路２３を用いることにより、エネルギー極小点モニター回路２では、スイッチ５４がオンのときに、キャパシタ３２の電荷が放電されることになる。【００４９】
図１３は、第二の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路２の回路動作を示している。充放電後（ｔ＝Ｔ４）のノード６３の電位Ｖ６３は、【００５０】
【数６】
2008081916.tif 000008
である。比較回路４０はＶ６３とＶＤＤ’を比較し、Ｖ６３＞ＶＤＤ’であれば電源電圧を下げるように、Ｖ６３＜ＶＤＤ’であれば電源電圧を上げるように制御信号ＵＰ／ＤＯＷＮを出力するので、最終的には、ターゲット回路４の電源電圧は、式（８）が成り立つ電源電圧ＶＤＤに制御される。【００５１】
【数７】
2008081916.tif 000009
式（８）は式（３）と等価である。したがって、消費エネルギーが最小となる電源電圧に制御できることが分かる。【００５２】
以上のように、第二の例示実施形態の半導体集積回路装置を用いることにより、最終的に消費エネルギーが最小となる電源電圧に、ターゲット回路４に供給される電源電圧を制御することができる。さらに、第二の例示実施形態の半導体集積回路装置では、ノード６３の電位Ｖ６３の値と電圧ＶＤＤ’の値との大小関係のみで、電源電圧ＶＤＤのための制御信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成するため、比較回路４０はＶＤＤ’付近、すなわち電源電圧供給回路３の出力電位範囲における精度さえ保証されていればよい。さらに、この例示実施形態によれば、キャパシタを１つしか必要としないため、半導体集積回路装置における面積オーバーヘッドを抑制することができる。【００５３】
［第三の例示実施形態］
次に本発明の第三の例示実施形態における半導体集積回路装置を説明する。第三の例示実施形態の半導体集積回路装置の全体構成は図２に示した第一の例示実施形態のもの同様であり、エネルギー極小点モニター回路２の回路構成のみが異なるので、以下では、第三の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路２を説明する。図１４は、第三の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路２の回路構成を示している。【００５４】
第三の例示実施形態でのエネルギー極小点モニター回路２は、ターゲット回路４のクリティカルパス遅延をモニターする遅延モニター回路１１と、ターゲット回路４のリーク電流をモニターするリークモニター回路２１と、キャパシタ３１，３２と、比較回路４０と、スイッチ５５Ａ，５５Ｂ，５６Ａ，５６Ｂ，５７Ａ，５７Ｂと、から構成されている。ノード６１は、スイッチ５６Ａを介してリークモニター回路２１の出力に接続するとともに、スイッチ５７Ａを介して電源電圧ＶＤＤが供給される。キャパシタ３１はノード６１と接地点ＧＮＤとの間に設けられている。ノード６２は、スイッチ５６Ｂを介してリークモニター回路２１の出力に接続するとともに、スイッチ５７Ｂを介して電圧ＶＤＤ’が供給される。キャパシタ３２はノード６２と接地点ＧＮＤとの間に設けられている。遅延モニター回路１１及びリークモニター回路２１には、スイッチ５５Ａを介して電源電圧ＶＤＤが供給されるとともに、スイッチ５５Ｂを介して電圧ＶＤＤ’が供給されるようになっている。制御信号７０が遅延モニター回路１１に供給され、遅延モニター回路１１の出力によってスイッチ５６Ａ，５６Ｂが制御される。比較回路４０は、ノード６１の電圧Ｖ６１とノード６２の電圧Ｖ６２とを比較し、比較結果に基づいて信号ＵＰ／ＤＯＷＮを出力する。ここで、キャパシタ３１，３２の容量値は、ターゲット回路４のスイッチング容量Ｃ０に動作率αを乗じたαＣ０である。【００５５】
第三の例示実施形態において、遅延モニター回路１１の回路構成は、図４に示した第一の例示実施形態におけるものと同じであり、リークモニター回路２１の回路構成は、図５に示した第一の例示実施形態におけるものと同じである。【００５６】
図１５は、第三の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路２の回路動作を示している。【００５７】
初期状態においては、スイッチ５５Ａ，５５Ｂ，５６Ａ，５６Ｂはオフとされ、スイッチ５７Ａ，５７Ｂはオンとされ、これにより、ノード６１の電位がＶＤＤに、ノード６２の電位がＶＤＤ’となる。その後、スイッチ５７Ａ，５７Ｂをオフとし、その直後にスイッチ５５Ｂをオンとすることで、遅延モニター回路１１及びリークモニター回路２１に電源電圧ＶＤＤ’が印加されることになる。続いてスイッチ５６Ｂがオンになり、キャパシタ３２は電流ＩＬＥＡＫ’で充電される。キャパシタ３２の充電時間は、遅延モニター回路１１の出力で制御され、Ｔ’である。キャパシタ３２の充電後、スイッチ５６Ｂがオフになってキャパシタ３２の電位は保持される。次にスイッチ５５Ａがオンになって、遅延モニター回路１１及びリークモニター回路２１に電源電圧ＶＤＤが印加されることになる。続いてスイッチ５６Ａがオンになり、キャパシタ３１は電流ＩＬＥＡＫで充電される。キャパシタ３１の充電時間は遅延モニター回路１１の出力で制御され、Ｔである。キャパシタ３１の充電後、スイッチ５６Ａがオフになってキャパシタ３１の電位は保持される。充電完了後（ｔ＝Ｔ４）のキャパシタ３１，３２の電位すなわちノード６１，６２の電位Ｖ６１，Ｖ６２は、それぞれ、上記の式（４），（５）に示すように、【００５８】
【数８】
2008081916.tif 000010
なっている。その後、比較回路４０によって電位Ｖ６１と電位Ｖ６２の比較結果がフリップフロップで取り込まれ、Ｖ６１＞Ｖ６２であれば電源電圧を下げるように、Ｖ６１＜Ｖ６２であれば電源電圧を上げるように、電源電圧供給回路３へと制御信号ＵＰ／ＤＯＷＮが送られる。【００５９】
以上のように、第三の例示実施形態の半導体集積回路装置を用いることにより、ターゲット回路４に供給される電源電圧を、最終的に消費エネルギーが最小となる電源電圧に制御することができる。さらに、第三の例示実施形態の半導体集積回路装置では、リークモニター回路と遅延モニター回路をそれぞれ１つずつしか必要としないため、半導体集積回路装置における面積オーバーヘッドを抑制することができる。また、この例示実施形態の半導体集積回路装置では、電源電圧ＶＤＤ及び電圧ＶＤＤ’におけるリーク電流ＩＬＥＡＫ，ＩＬＥＡＫ’を単一のリークモニター回路２１でモニターし、電源電圧ＶＤＤ及び電圧ＶＤＤ’におけるクリティカルパス遅延Ｔ，Ｔ’を単一のリークモニター回路１１でモニターするため、レプリカ間のばらつきによる検出誤差を抑制することができる。【００６０】
［第四の例示実施形態］
図１６は、本発明の第四の例示実施形態による半導体集積回路装置の構成を示している。この半導体集積回路装置１は、この半導体集積回路装置１の本来の機能を実現し、この半導体集積回路装置１が実行すべき処理を実行するターゲット回路４と、ターゲット回路４の消費エネルギーが最小となる電源電圧を検出するエネルギー極小点モニター回路２Ａ，２Ｂと、ターゲット回路４に供給されるべき電源電圧ＶＤＤを生成する電源電圧供給回路３Ａと、から構成されている。ターゲット回路４は、電源電圧を制御される対象となる回路である。電源電圧供給回路３は、電源電圧ＶＤＤよりもΔＶだけ低い電圧ＶＤＤ−ΔＶと、電源電圧ＶＤＤよりもΔＶ’だけ高い電圧ＶＤＤ＋ΔＶ’も生成する。エネルギー極小点モニター回路２Ａ，２Ｂからは、電源電圧ＶＤＤを上昇させあるいは下降させるために、制御信号８１，８２が電源電圧供給回路３に向けて出力されている。【００６１】
第四の例示実施形態において、エネルギー極小点モニター回路２Ａ，２Ｂの回路構成は、図３に示した第一の例示実施形態におけるエネルギー極小点モニター回路２と同じであるが、エネルギー極小点モニター回路２Ａには電源電圧ＶＤＤと電圧ＶＤＤ＋ΔＶ’が供給され、エネルギー極小点モニター回路２Ｂには電源電圧ＶＤＤと電圧ＶＤＤ−ΔＶが供給されている点で、第一の実施例におけるエネルギー極小点モニター回路とは異なっている。【００６２】
図１７は、第四の例示実施形態における電源電圧供給回路３Ａの回路構成を示している。電源電圧供給回路３Ａは、リファレンス電圧生成回路３０１Ａ、演算増幅器３０２Ａ〜３０２Ｃ及びＮ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ〜３０３Ｃから構成されている。Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ〜３０３Ｃのソースは電源ＶＨＩＧＨに接続する。演算増幅器３０２Ａ〜３０２Ｃの非反転入力端子には、それぞれリファレンス電圧生成回路３０１Ａの出力ＶＲＥＦＡ，ＶＲＥＦＢ，ＶＲＥＦＣが入力され、反転入力端子は、それぞれＮ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ〜３０３Ｃのドレインに接続している。演算増幅器３０２Ａ〜３０２Ｃの出力は、それぞれＮ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ〜３０３Ｃのゲートに接続している。このような構成では、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ〜３０３Ｃは、シリーズレギュレータにおける制御素子として機能し、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ３０３Ａ〜３０３Ｃのドレインから、外部に対し、それぞれ、電位ＶＤＤ（＝ＶＲＥＦＡ）、ＶＤＤ−ΔＶ（＝ＶＲＥＦＢ）及びＶＤＤ＋ΔＶ’（＝ＶＲＥＦＣ）が供給されることになる。【００６３】
リファレンス電圧生成回路３０１Ａの回路構成は、基本的には図１０に示した第一の例示実施形態でのリファレンス電圧生成回路３０１と同じであるが、３種類の電位ＶＲＥＦＡ，ＶＲＥＦＢ，ＶＲＥＦＣを出力しなければならないことに対応して３つの出力ノードを有し、各出力ノードごとに、隣接する抵抗間のそれぞれノードと当該出力ノードとの間に挿入されたＳ−１個のスイッチを備えている。ここで、ＶＲＥＦＢ＝ＶＲＥＦＡ−ΔＶ、ＶＲＥＦＣ＝ＶＲＥＦＡ＋ΔＶ’であり、ΔＶ及びΔＶ’はＶＲＥＦＡよりも十分小さい値のものである。このリファレンス電圧生成回路３０１Ａにおいても、オン状態になるスイッチは出力ノードごとに１つであり、どのスイッチがオン状態となるかは、エネルギー極小点モニター回路２Ａ，２Ｂの出力８１，８２によって制御される。【００６４】
このように第四の例示実施形態では、エネルギー極小点モニター回路２Ａには、電源電圧供給回路３Ａから電圧ＶＤＤ＋ΔＶ’及びＶＤＤが供給され、エネルギー極小点モニター回路２Ｂには電圧ＶＤＤ及びＶＤＤ−ΔＶが供給される。ここでは、エネルギー極小点モニター回路２Ａ，２Ｂからともに電源電圧を下げるように制御信号が出力されれば、電源電圧供給回路３Ａは出力電圧を下げ、エネルギー極小点モニター回路２Ａ，２Ｂからともに電源電圧を上げるように制御信号が出力されれば電源電圧供給回路３Ａは出力電圧を上げる。また、エネルギー極小点モニター回路２Ａからは電源電圧を下げるように制御信号が出力され、かつエネルギー極小点モニター回路２Ｂからは電源電圧を上げるように制御信号が出力される場合には、電源電圧供給回路３Ａはその出力電圧を維持する。【００６５】
以上のように、第四の例示実施形態の半導体集積回路装置を用いることにより、ターゲット回路４に対する電源電圧を、最終的に消費エネルギーが最小となる電源電圧に制御することができる。また、この例示実施形態では、最終的に電源電圧を変動させずに維持することができるため、電源電圧の安定性が向上する。【００６６】
［第五の例示実施形態］
図１８は、本発明の第五の例示実施形態による半導体集積回路装置の構成を示している。第五の例示実施形態の半導体集積回路装置１は、図２に示した第一の例示実施形態の半導体集積回路装置と同様のものであるが、電源電圧供給回路３とターゲット回路４との間に挿入されたリーク遮断回路５と、ターゲット回路４の動作状態を検出してリーク遮断回路５に対し制御信号を送出する制御回路６とが設けられている点で、第一の例示実施形態のものとは異なっている。エネルギー極小点モニター回路２及び電源電圧供給回路３の回路構成は、第一の実施例の場合と同じである。制御回路６は、リーク遮断回路５に対し、ターゲット回路４の開始時に制御信号ＡＣＴＩＶＥを送り、ターゲット回路４の動作終了時には制御信号ＳＬＥＥＰを送る。【００６７】
図１９は、リーク遮断回路５の回路構成を示している。リーク遮断回路５は、パワースイッチ用のＰ−ＭＯＳＦＥＴ（ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ）５０１とＲＳ（リセット・セット）フリップフロップ５０２とから構成されている。ＲＳフリップフロップ５０２のＲ（リセット）入力端子にはターゲット回路４の動作開始タイミングを制御する制御信号ＡＣＴＩＶＥが入力し、Ｓ（セット）入力端子にはターゲット回路４の動作終了を示す制御信号ＳＬＥＥＰが入力する。ＲＳフリップフロップ５０２の出力端子ＱがＰ−ＭＯＳＦＥＴ５０１のゲートに接続している。【００６８】
このようなリーク遮断回路５では、ターゲット回路４の動作時にはＲＳフリップフロップ５０２の出力Ｑが“０”になり、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ５０１がオン状態すなわち導通状態となって、半導体集積回路装置１は第一の実施例と同様の動作をする。その後、ターゲット回路４の動作終了後には、制御信号ＳＬＥＥＰがＳ入力端子に入力することによってＲＳフリップフロップ５０２の出力Ｑが“１”になり、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ５０１がオフ状態すなわち遮断状態となって、ターゲット回路４のリーク電流が遮断される。【００６９】
以上のように、第五の例示実施形態の半導体集積回路装置を用いることにより、ターゲット回路４が動作している時の消費エネルギーを最小化することができるとともに、ターゲット回路４が非動作時にあるときの消費エネルギーを低減することができる。なお、上述した回路においてはリーク遮断回路５としてＲＳフリップフロップとＰ−ＭＯＳＦＥＴとを組み合わせて用いているが、リーク遮断回路の構成はこれに限定されるものではない。ターゲット回路４の動作時には電源電圧供給回路３から供給される電源電圧ＶＤＤをそのままターゲット回路４に印加し、ターゲット回路４の動作終了後にリーク電流を遮断するような構成であれば、任意の回路構成のものを用いることができる。また、第二乃至第四の例示実施形態の半導体集積回路装置においてもリーク遮断回路を設けることができる。【００７０】
上述した各例示実施形態では、消費エネルギーが最小になるように電源電圧を制御している。言い換えれば、消費電力と遅延時間との積が最小となるように電源電圧を制御している。ここで重要なことは、消費電力と遅延時間の両者の積を最小にすることであって、これは、単に消費電力を最小化することによって、あるいは単に遅延時間を特定の値に制御することによって達成されるものではない。【００７１】
以上、例示実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記の例示実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。【００７２】
この出願は、２００６年１２月２８日に出願された日本国特許出願：特願２００６−３５３６２１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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