(57)【要約】  搬送波を搬送波の周波数より低い周波数でサンプリングしてもベクトル情報が失われず、ベクトル多値変調信号が復調でき、理想的なソフトウェア受信装置が実現する。  搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するように、サンプリング周波数を設定する。すなわち、搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、搬送波周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすように、サンプリング周波数を設定する。ベクトル情報を保ったまま、搬送波をダウンサンプリングでき、ＱＰＳＫや６４ＱＡＭのようなベクトル多値変調の復調が行える。
2008105457.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波を前記搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処方法において、
前記搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で前記搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、前記搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するように、前記サンプリング周波数を設定することを特徴とする信号処理方法。
【請求項２】
搬送波を前記搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理方法において、
搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、前記搬送波周波数ｆｃと前記サンプリング周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように、前記サンプリング周波数を設定することを特徴とする信号処理方法。
【請求項３】
変調された搬送波Ｓ１を前記変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理方法において、
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を局部発振回路から出力する出力工程と、
前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定工程と、
前記変調された搬送波Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、
前記第１のサンプリング工程により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較工程と、
前記変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、
前記第２のサンプリング工程により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較工程と、
前記第１の比較工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記変調された搬送波Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算工程と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記変調された搬送波Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算工程と、
前記第１の演算工程により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算工程により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算工程と、
前記乗算工程により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振回路に供給する直流電圧発生工程とを有し、
前記出力工程は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理方法。
【請求項４】
搬送波を前記搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理を行う信号処理装置において、
前記搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で前記搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、前記搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング周波数で、前記搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
を備えることを特徴とする信号処理装置。
【請求項５】
搬送波を前記搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理を行う信号処理装置において、
前記搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、前記搬送波周波数ｆｃと前記サンプリング周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすようなサンプリング周波数で、前記搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
を備えることを特徴とする信号処理装置。
【請求項６】
変調された搬送波Ｓ１を前記変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理を行う信号処理装置において、
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較手段と、
前記第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記変調された搬送波Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記変調された搬送波Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、
前記第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、
前記局部発振手段は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理装置。
【請求項７】
直交変調により変調された搬送波を受信し、前記受信した搬送波をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う無線受信装置において、
前記搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で前記搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、前記搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング周波数で、前記搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号からＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする無線受信装置。
【請求項８】
直交変調により変調された搬送波Ｓ１を受信し、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う無線受信装置において、
前記変調された搬送波Ｓ１をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数で前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、前記変調された搬送波Ｓ１のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング信号の周波数ｆｓで、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号からＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備え、
前記サンプリング信号発生手段は、
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較手段と、
前記第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記変調された搬送波Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記変調された搬送波Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、
前記第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、
前記局部発振手段は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする無線受信装置。
【請求項９】
直交変調により変調された搬送波を受信し、前記受信した搬送波をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う通信用受信装置において、
前記搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、前記搬送波周波数ｆｃと前記サンプリング周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすようなサンプリング周波数で、前記搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号から直交する２種類のデータであるＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする通信用受信装置。
【請求項１０】
直交変調により変調された搬送波Ｓ１を受信し、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う通信用受信装置において、
前記変調された搬送波Ｓ１をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数で前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、前記変調された搬送波Ｓ１のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング信号の周波数ｆｓで、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号から直交する２種類のデータであるＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備え、
前記サンプリング信号発生手段は、
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較手段と、
前記第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記変調された搬送波Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記変調された搬送波Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、
前記第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、
前記局部発振手段は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする通信用受信装置。
【請求項１１】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を局部発振回路から出力する出力工程と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、
前記第１のサンプリング工程により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較工程と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、
前記第２のサンプリング工程により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較工程と、
前記第１の比較工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算工程と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記入力信号Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算工程と、
前記第１の演算工程により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算工程により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算工程と、
前記乗算工程により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振回路に供給する直流電圧発生工程とを有し、
前記出力工程は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理方法。
【請求項１２】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する出力工程と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、
前記第１のサンプリング工程により得られた信号を増幅する第１の増幅工程と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、
前記第２のサンプリング工程により得られた信号を増幅する第２の増幅工程と、
前記第１の増幅工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の増幅工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する演算工程と、
第１の増幅工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）を一時的に保持する保持工程と、
前記演算工程から供給される信号に応じて前記保持工程に保持されている信号を出力する第１の切替工程と、
前記演算工程から供給される反転信号に応じて前記保持工程に保持されている信号を出力する第２の切替工程とを備えることを特徴とする信号処理方法。
【請求項１３】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較手段と、
前記第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記入力信号Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、
前記第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、
前記局部発振手段は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理装置。
【請求項１４】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号を増幅する第１の増幅手段と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号を増幅する第２の増幅手段と、
前記第１の増幅手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の増幅手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する演算手段と、
第１の増幅手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）を一時的に保持する保持手段と、
前記演算手段からの出力端子から供給される信号に応じて前記保持手段に保持されている信号を出力する第１の切替手段と、
前記演算手段からの反転出力端子から供給される信号に応じて前記保持手段に保持されている信号を出力する第２の切替手段とを備えることを特徴とする信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換して信号処理を行う信号処方法、信号処理装置、及び、理想的なソフトウェア無線受信装置を実現するのに用いて好適な無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）等数多くの無線システムが日常生活の中でごく普通に使用されている。しかし、これらのシステムは、世界的には勿論、日本国内だけでも多数のシステムが混在し、端末はそれぞれ専用になっている。また、当然ではあるが、携帯電話をそのまま無線ＬＡＮ端末としては使用できない。複数のシステムを同時に扱える装置を開発しようとする試みはソフトウェア無線として研究されてきたが（例えば非特許文献１）、未だに多くの課題が残されている。【０００３】
現在の殆どの無線システムの送受信データはディジタル信号であるが、電波として空中を伝搬させるために搬送波を変調してアナログ信号にしている。無線受信機は変調された搬送波を受信し、アナログ信号処理を行いながら、どこかの時点でアナログ信号をサンプリングしてアナログ・ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）を行う。【０００４】
図２９〜図３１にソフトウェア無線受信機の構成と特徴の比較を示す。図２９は、受信した高周波の搬送波を直接サンプリングしてＡ／Ｄ変換をする構成でＲＦサンプリング方式と呼ばれている。この方式では、アンテナ１０１の受信信号は、システムフィルタ（ＢＰＦ：バンドパスフィルタ）１０２を介して、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）回路１０３に供給される。ＲＦ回路１０３の出力信号がＡ／Ｄコンバータ１０４に供給され、Ａ／Ｄコンバータ１０４で、変調された搬送波が直接ディジタル信号に変換される。このディジタル信号に変換された変調された搬送波がＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）１０５に供給される。そして、ＤＳＰ１０５で、必要な信号処理がディジタル回路で行われる。【０００５】
図３０は、搬送波を中間周波数（ＩＦ）に変換してサンプリング及びＡ／Ｄ変換をする構成でＩＦサンプリング方式と呼ばれている。この方式では、アンテナ２０１の受信信号は、システムフィルタ（ＢＰＦ：バンドパスフィルタ）２０２を介して、ＲＦ回路２０３に供給される。ＲＦ回路２０３の出力信号がミキサ回路２０４に供給される。ミキサ回路２０４には、局部発振回路２０５から局部発振信号が供給される。ミキサ回路２０４で、受信した変調された搬送波と局部発振信号とが乗算され、変調された搬送波が中間周波信号に変換される。この中間周波信号がバンドパスフィルタ２０６を介してＡ／Ｄコンバータ２０７に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２０７で、中間周波信号が直接ディジタル信号に変換される。そして、このディジタル信号に変換された中間周波信号がＤＳＰ２０８に供給される。ＤＳＰ２０８で、必要な信号処理がディジタル回路で行われる。【０００６】
図３１は、搬送波を中間周波信号に変換し、更に、復調してアナログ形式のベースバンド信号まで変換した後に、Ａ／Ｄ変換をする構成で、ベースバンドサンプリング方式と呼ばれている。この方式では、アンテナ３０１の受信信号は、システムフィルタ（ＢＰＦ：バンドパスフィルタ）３０２を介して、ＲＦ回路３０３に供給される。ＲＦ回路３０３の出力信号がミキサ回路３０４に供給される。ミキサ回路３０４には、局部発振回路３０５から局部発振信号が供給される。ミキサ回路３０４で、変調された搬送波と局部発振信号とが乗算され、変調された搬送波が中間周波信号に変換される。そして、この中間周波信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０６を介して、乗算回路３０７ａ及び３０７ｂに供給される。【０００７】
また、乗算回路３０７ａには、搬送波発生回路３０８からのベースバンド変調された搬送波が供給され、乗算回路３０７ｂには、搬送波発生回路３０８からのベースバンド変調された搬送波が９０度移相回路３０９を介して供給される。乗算回路３０７ａ及び３０７ｂにより、Ｉ信号及びＱ信号が復調される。【０００８】
復調されたＩ信号及びＱ信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１０ａ及び３１０ｂをそれぞれ介して、Ａ／Ｄコンバータ３１１ａ及び３１１ｂに供給される。Ａ／Ｄコンバータ３１１ａ及び３１１ｂで、Ｉ−チャンネルデータ及びＱ−チャンネルデータ信号がディジタル信号に変換される。そして、このディジタル信号に変換されたＩ信号及びＱ信号が、ＤＳＰ回路３１２に供給され、ＤＳＰ回路３１２で、必要な信号処理が行われる。
【非特許文献１】「ソフトウェア無線の基礎と応用」、荒木純道、平成１４年１０月３１日、サイペック株式会社
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
通常、アナログ信号を扱う回路は一つのシステム専用となってしまうため、複数のシステムへの対応性は低くなる。一方、ディジタル信号を扱う回路は、汎用的な信号処理が可能なので、複数のシステムへの対応性を高くできる。したがって、受信機においてアナログ回路をできるだけ少なくし、ディジタル回路の比率を高めることがソフトウェア無線に適している。すなわち、図２９〜図３１に示した例の中では、図２９に示したように、高周波の搬送波を直接サンプリングしてＡ／Ｄ変換をするＲＦサンプリング方式が理想的である。【００１０】
しかし、ＲＦサンプリング方式は極めて高いサンプリング周波数を要求する。しかも、現在の携帯電話システムや無線ＬＡＮはＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）や６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等のベクトル多値変調を用いており、直交変調の原理で搬送波にデータを重畳しているため、受信側では直交復調を行う必要がある。そのためには、搬送波を９０°位相差でサンプリングしなければならず、搬送波１周期当りに４つのサンプリング点、すなわち、搬送波周波数の４倍の周波数でサンプリングする必要がある。【００１１】
これは、２ＧＨｚ帯を利用している無線ＬＡＮや携帯電話システムでは８ＧＨｚ以上のサンプリング周波数でサンプリングを行い、その出力をリアルタイムで１２ビット程度の高分解能でＡ／Ｄ変換する必要があることを意味している。しかし、サンプリング周波数が８ＧＨｚ以上でかつ高分解能なＡ／Ｄ変換器やその後の高速信号処理回路は現在の半導体技術をもってしても作れない。したがって、現時点では実現は困難といえる。【００１２】
このようなことから、従来技術のソフトウェア無線受信機は、図３０に示したようなＩＦサンプリング方式の構成で検討されており、そのため対応できるシステムに制限があった。【００１３】
そこで、本発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、搬送波を搬送波の周波数より低い周波数でサンプリングしても、ベクトル情報が失われず、ＱＰＳＫや６４ＱＡＭ等のベクトル多値変調信号を復調することができ、しかもＲＦサンプリング方式と同等な効果をダウンサンプリングで実現できるようにした信号処理方法、信号処理装置、及び無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
（１）本発明は、搬送波を搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処方法において、搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するように、サンプリング周波数を設定することを特徴とする信号処理方法を提案している。【００１５】
（２）本発明は、搬送波を搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理方法において、搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、搬送波周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすように、サンプリング周波数を設定することを特徴とする信号処理方法を提案している。【００１６】
（３）本発明は、変調された搬送波Ｓ１を変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理方法において、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を局部発振回路から出力する出力工程と、局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすように（ｋは正の整数）、サンプリング周波数ｆｓを設定する設定工程と、変調された搬送波Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、第１のサンプリング工程により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較工程と、変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、第２のサンプリング工程により得られた信号と一定信号とを比較する第２の比較工程と、第１の比較工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の比較工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、変調された搬送波Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算工程と、信号Ｖ１に基づいて変調された搬送波Ｓ１の周波数と局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算工程と、第１の演算工程により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、第２の演算工程により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算工程と、乗算工程により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を局部発振回路に供給する直流電圧発生工程とを有し、出力工程は、直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理方法を提案している。【００１７】
（４）本発明は、本発明に係る信号処理装置は、搬送波を搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理を行う信号処理装置において、搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング周波数で、搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、を備えることを特徴とする信号処理装置を提案している。【００１８】
（５）本発明は、搬送波を搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理を行う信号処理装置において、搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、搬送波周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすようなサンプリング周波数で、搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、を備えることを特徴とする信号処理装置を提案している。【００１９】
（６）本発明は、変調された搬送波Ｓ１を変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理を行う信号処理装置において、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすように（ｋは正の整数）、サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段と、変調された搬送波Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、第２のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第２の比較手段と、第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、変調された搬送波Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、信号Ｖ１に基づいて変調された搬送波Ｓ１の周波数と局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、局部発振手段は、直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理装置を提案している。【００２０】
（７）本発明は、直交変調により変調された搬送波を受信し、受信した搬送波をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う無線受信装置において、搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング周波数で、搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号からＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備えることを特徴とする無線受信装置を提案している。【００２１】
（８）本発明は、直交変調により変調された搬送波Ｓ１を受信し、受信した変調された搬送波Ｓ１をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う無線受信装置において、変調された搬送波Ｓ１をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数で変調された搬送波Ｓ１をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、変調された搬送波Ｓ１のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング信号の周波数ｆｓで、変調された搬送波Ｓ１をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号からＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備え、サンプリング信号発生手段は、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃとサンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすように（ｋは正の整数）、サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段と、変調された搬送波Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、第２のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第２の比較手段と、第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、変調された搬送波Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、信号Ｖ１に基づいて変調された搬送波Ｓ１の周波数と局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、局部発振手段は、直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする無線受信装置を提案している。【００２２】
（９）本発明は、直交変調により変調された搬送波を受信し、受信した搬送波をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う無線受信装置において、搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、搬送波周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすようなサンプリング周波数で、搬送波をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号からＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備えることを特徴とする通信用受信装置を提案している。【００２３】
（１０）本発明は、直交変調により変調された搬送波を受信し、受信した搬送波をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う通信用受信装置において、搬送波をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数で変調された搬送波Ｓ１をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、変調された搬送波Ｓ１のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング信号の周波数ｆｓで、変調された搬送波Ｓ１をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号から直交する２種類のデータであるＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備え、サンプリング信号発生手段は、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃとサンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすように（ｋは正の整数）、サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段と、変調された搬送波Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、第２のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第２の比較手段と、第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、変調された搬送波Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、信号Ｖ１に基づいて変調された搬送波Ｓ１の周波数と局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、局部発振手段は、直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする通信用受信装置を提案している。【００２４】
（１１）本発明は、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を局部発振回路から出力する出力工程と、入力信号Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、第１のサンプリング工程により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較工程と、入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、第２のサンプリング工程により得られた信号と一定信号とを比較する第２の比較工程と、第１の比較工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の比較工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、入力信号Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算工程と、信号Ｖ１に基づいて入力信号Ｓ１の周波数と局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算工程と、第１の演算工程により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、第２の演算工程により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算工程と、乗算工程により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を局部発振回路に供給する直流電圧発生工程とを有し、出力工程は、直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理方法を提案している。【００２５】
（１２）本発明は、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する出力工程と、入力信号Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、第１のサンプリング工程により得られた信号を増幅する第１の増幅工程と、入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、第２のサンプリング工程により得られた信号を増幅する第２の増幅工程と、第１の増幅工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の増幅工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、入力信号Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する演算工程と、第１の増幅工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）を一時的に保持する保持工程と、演算工程から供給される信号に応じて保持工程に保持されている信号を出力する第１の切替工程と、演算工程から供給される反転信号に応じて保持工程に保持されている信号を出力する第２の切替工程とを備えることを特徴とする信号処理方法を提案している。【００２６】
（１３）本発明は、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、入力信号Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、第２のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第２の比較手段と、第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、入力信号Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、信号Ｖ１に基づいて入力信号Ｓ１の周波数と局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、局部発振手段は、直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理装置を提案している。【００２７】
（１４）本発明は、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、入力信号Ｓ１を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、第１のサンプリング手段により得られた信号を増幅する第１の増幅手段と、入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、第２のサンプリング手段により得られた信号を増幅する第２の増幅手段と、第１の増幅手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２の増幅手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、入力信号Ｓ１の周波数が局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する演算手段と、第１の増幅手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）を一時的に保持する保持手段と、演算手段からの出力端子から供給される信号に応じて保持手段に保持されている信号を出力する第１の切替手段と、演算手段からの反転出力端子から供給される信号に応じて保持手段に保持されている信号を出力する第２の切替手段とを備えることを特徴とする信号処理装置を提案している。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、搬送波の周波数より低いサンプリング周波数で搬送波をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、搬送波のサンプリング点の位相関係とが一致するように、サンプリング周波数を設定するようにしている。すなわち、本発明では、搬送波周波数をｆｃ、サンプリング周波数をｆｓ、正の整数をｋとしたとき、搬送波周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）を満たすように、サンプリング周波数を設定するようにしている。【００２９】
したがって、ダウンサンプリング（間引きサンプリング）でありながら、搬送波を正確に９０°位相差でサンプリングした場合と等価な情報が得られ、ＱＰＳＫや６４ＱＡＭ等のベクトル多値変調信号を復調することができ、ＲＦサンプリング方式と同等な効果をはるかに低いサンプリング周波数で実現できる。これにより、理想的なソフトウェア無線の受信機の構成が可能となる。また、現在使用されている携帯電話や無線ＬＡＮシステムの殆どに適用可能である。また、アナログ部品を大幅に排除できるので、受信機の１チップに集積回路化が容易となり、受信機の超小型化も可能になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の一実施形態のブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態における搬送波周波数とサンプリング周波数との関係を説明するために波形図である。
【図３】ＱＰＳＫ変調の説明に用いるブロック図である。
【図４】移相平面上のＱＰＳＫの信号配置を示す図である。
【図５】（０，０）のデータを送信したときのＱＰＳＫ波長とサンプリング点との関係を示す図である。
【図６】（０，０）のデータ次のコンステレーションとサンプリング点との関係を示す図である。
【図７】本発明の他の実施形態のブロック図である。
【図８】受信波形とサンプリング点との関係を示す図である。
【図９】本発明の更に他の実施形態のブロック図である。
【図１０】本発明の更に他の実施形態における移相、周波数制御の説明図である。
【図１１】本発明を用いた実証回路の入出力信号の波形図である。
【図１２】本発明を用いた実証回路の出力信号のコンステレーションである。
【図１３】変調された搬送波の周波数を調整する回路の構成を示すブロック図である。
【図１４】サンプリング周波数比較器の第１の構成を示すブロック図である。
【図１５】被比較信号の周波数が比較信号の周波数よりも高い場合（Ｓ１＞Ｓ２）におけるＳ／ＨａとＳ／Ｈｂの出力信号Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）とＤＦＦ部の出力信号Ｖ３（ｔ）との関係を示す図である。
【図１６】被比較信号の周波数が比較信号の周波数よりも低い場合（Ｓ１＞Ｓ２）におけるＳ／ＨａとＳ／Ｈｂの出力信号Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）とＤＦＦ部の出力信号Ｖ３（ｔ）との関係を示す図である。
【図１７】ＮＯＲ回路の出力信号Ｖ４（ｔ）を示す図である。
【図１８】ｆＶＣＯとｆＲＦの大小関係に応じてＬＰＦから出力される信号Ｖ６（ｔ）の波形を示す図である。
【図１９】ｆＶＣＯとｆＲＦの差に応じてＬＰＦから出力される信号Ｖ６（ｔ）の波形を示す図である。
【図２０】サンプリング周波数比較器の第２の構成を示すブロック図である。
【図２１】ｆＲＦ＞ｆｉｎの場合のＶ１（ｔ）とＶ２（ｔ）の関係を示す図である。
【図２２】ｆＲＦ＜ｆｉｎの場合のＶ１（ｔ）とＶ２（ｔ）の関係を示す図である。
【図２３】ＶＲＦが２．０ＧＨｚの場合における入力周波数ｆＩＮに対する出力パルス数の関係を示す図である。
【図２４】進行波型サンプルホールド回路を示す回路図である。
【図２５】ＲＦサンプルホールド回路を示す回路図である。
【図２６】ＶＲＦとＶｉｎの関係によるサンプルホールド回路の出力を示す図である。
【図２７】ｆＲＦ＞Ｎｆｉｎの時のＶ４（ｔ）とＶ１（ｔ）の関係を示す図である。
【図２８】ｆＲＦ＜Ｎｆｉｎの時のＶ４（ｔ）とＶ１（ｔ）の関係を示す図である。
【図２９】従来のソフトウェア受信機の一例のブロック図である。
【図３０】従来のソフトウェア受信機の他の例のブロック図である。
【図３１】従来のソフトウェア受信機の更に他の例のブロック図である。
【符号の説明】
【００３１】
１１，３１：アンテナ
１２，３２：ＲＦ回路
１３，３３：Ａ／Ｄコンバータ
１４，３４：サンプリング信号発生回路
２０：搬送波発生回路
２１：移相回路
２３ａ，２３ｂ：２相位相変調回路
２４：加算回路
３５ａ，３５ｂ：抽出回路
３６ａ，３６ｂ：ローパスフィルタ
４１：減算回路
４２：ループフィルタ
４３：ダイレクトディジタルシンセサイザ
５０：サンプリング周波数比較器
５１：Ｓ／Ｈ部
５２，８０：周波数比較器
５３：パルス発生回路
５４：Ｓ／Ｈａ
５５：遅延部
５６：Ｓ／Ｈｂ
５７：発振回路（ＶＣＯ）
５８：第１のコンパレータ
５９：第２のコンパレータ
６０：差分検出回路
６１：算出回路
６２：乗算器
６３：ＬＰＦ
６４：ＮＯＴ回路
６５：遅延素子
６６：ＮＯＲ回路
６７：ＤＦＦ部
６８：差動器
７０：設定部
７１：外部ＤＣ部
８１：第１の飽和アンプ
８２：第２の飽和アンプ
８３：バッファ
８４：第１のスイッチ部
８５：第２のスイッチ部
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。
【００３３】
図１は、本発明の一実施形態の受信装置を示すものである。
図１において、アンテナ１１の受信信号がシステムフィルタ（ＢＰＦ：バンドパスフィルタ）１２を介して、ＲＦ回路１３に供給され、ＲＦ回路１３からは、所望の搬送波の受信信号が出力される。この受信信号がＡ／Ｄコンバータ１４に供給される。
【００３４】
Ａ／Ｄコンバータ１４は、サンプリング信号発生回路１５からのサンプリング信号により、受信した搬送波を、その搬送波の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングして、ディジタル化するものである。本発明の一実施形態では、このサンプリング周波数を、搬送波を搬送波より低いサンプリング周波数でサンプリングしたことにより生じるエイリアス信号のサンプリング点の位相関係が、搬送波のサンプリング点の位相関係と一致するような周波数としている。サンプリング周波数ｆｓは、一例として、搬送波周波数をｆｃ、ｋを正の整数とすると、ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）である。このようなサンプリング周波数に設定することで、Ａ／Ｄコンバータ１４からは、ダウンサンプリング（間引きサンプリング）でありながら、搬送波を所望の位相関係でサンプリングした場合と等価な情報が得られる。
【００３５】
また、Ａ／Ｄコンバータ１４の出力信号がＤＳＰ１６に送られる。ＤＳＰ１６により、必要な処理がディジタル回路で行われる。
【００３６】
このように、本発明の第１の実施形態では、エイリアスとして生じた信号のサンプリング点の位相関係が、搬送波のサンプリング点の位相関係と一致するように、サンプリング周波数を設定している。これにより、ベクトル情報を保ったまま、搬送波をダウンサンプリングできる。このことについて、以下に説明する。
【００３７】
図２は、搬送波を、搬送波周波数より低いサンプリング周波数でダウンサンプリングした場合を示している。図２において、Ｓ１は搬送波、Ｓ２はダウンサンプリングにより生じたエイリアスの信号である。搬送波Ｓ１を、搬送波周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングすると、図２に示すように、エイリアスの信号Ｓ２が生じる。
【００３８】
このようなエイリアスの信号Ｓ２が生じると、本来の搬送波Ｓ１とエイリアスの信号Ｓ２との区別がつかないため、外部からエイリアスと同じ周波数の雑音や干渉波が入力されてしまうと分離は出来なくなる。
【００３９】
折り返し歪みの影響を受けないようにするためには、搬送波の周波数の２倍以上の周波数でサンプリングする必要がある。しかしながら、無線通信では送信ディジタルデータ（ベースバンド信号）を変調によって搬送波に載せており、搬送波そのものの周波数には情報は含まれていない。ＱＰＳＫ変調やＱＡＭ多値変調のようなベクトル多値変調の場合、ベクトル情報が失われないようにできれば、受信側で搬送波を忠実に再現することは必ずしも必要ではない。ベクトル情報は、エイリアスとして生じた信号のサンプリング点の位相関係が、搬送波のサンプリング点の位相関係と一致するような周波数となるように、サンプリング周波数を設定することで、保つことができる。
【００４０】
すなわち、ベクトル多値の復調では、直交するＩ軸とＱ軸とを用いて変調を行っているため、９０°の位相差となるような関係で、搬送波を直交サンプリングしている。この場合、ダウンサンプリングにより生じるエイリアス信号Ｓ２の９０°の位相差の関係となるサンプリング点が、搬送波Ｓ１の９０°の位相差の関係となるサンプリング点と順次一致するようなエイリアス周波数が求まれば、このエイリアス周波数の信号を直交サンプリングすることで、搬送波周波数を直交サンプリングすることと等価な結果が得られる。
【００４１】
つまり、搬送波Ｓ１を９０°の移相差でサンプリングしたときのサンプリング点は、図２において、Ｐａ０、Ｐａ１、Ｐａ２、…となる。これに対して、エイリアス信号Ｓ２を９０°の移相差でサンプリングしたときのサンプリング点は、図２において、Ｐｂ０、Ｐｂ１、Ｐｂ２、…となる。図２において、エイリアス信号Ｓ２の周波数９０°の位相差の関係となるサンプリング点Ｐｂ０、Ｐｂ１、Ｐｂ２、…点が、搬送波Ｓ１の９０°の位相差の関係となるサンプリング点と順次一致するようなエイリアス信号Ｓ２の周波数を求めるものとする。
【００４２】
搬送波Ｓ１の周波数をｆｃ、エイリアス信号Ｓ２の周波数をｆａとすると、搬送波Ｓ１の周期をＴｃ、エイリアス信号Ｓ２の周期をＴａは、それぞれ、
Ｔａ＝１／ｆａ  …  （１）
Ｔｃ＝１／ｆｃ  …  （２）
となる。
【００４３】
１周期の整数倍の位置の座標は、ＩＱベクトル平面上では、同じ位置に来るので、同一の位相関係と見なせる。このことから、エイリアス信号Ｓ２の周波数９０°の位相差の関係となるサンプリング点Ｐｂ０、Ｐｂ１、Ｐｂ２、…点が、搬送波Ｓ１の９０°の位相差の関係となるサンプリング点と順次一致するための関係は、以下のようになる。
Ｔａ／４＝（Ｔｃ／４）＋ｋＴｃ  …  （３）
（ｋ＝正の整数）
【００４４】
ここで、
Ｔａ＝１／ｆａ
Ｔｃ＝１／ｆｃ
であるから、（３）に示した関係を周波数の関係にして表現すると、以下のようになる。
１／４ｆａ＝（１／４ｆｃ）＋（ｋ／ｆｃ）＝（１＋４ｋ）／４ｆｃ
よって、
ｆａ＝ｆｃ／（４ｋ＋１）  …  （４）
【００４５】
このように、上記の関係を満たせば、エイリアス周波数の直交サンプリング点と、搬送波周波数の直交サンプリング点とが順次一致する。
【００４６】
エイリアスの周波数ｆａを９０°位相毎にサンプリングする周波数ｆｓは、ｆｓ＝４ｆａであるから、サンプリング周波数ｆｓと搬送波周波数ｆｃとの関係は、以下のようになる。
【００４７】
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）  …  （５）
【００４８】
このサンプリング周波数ｆｓの連続する４つのサンプリング点を１組として、その中から連続する２点を抽出すれば、搬送波周波数ｆｃの直交サンプリングを行うことができる。
【００４９】
次に、本発明の実施形態として、変調信号として、ＱＰＳＫを用いた受信装置の例について説明する。
【００５０】
図３は、ＱＰＳＫ直交変調器の構成を示す。
図３において、搬送波発生回路２０からのベースバンドの搬送波は、２相位相変調回路２３ａに供給されると共に、移相回路２１により９０°位相シフトされて、２相位相変調回路２３ｂに供給される。２相位相変調回路２３ａには、Ｉ−チャンネルのデータが供給され、２相位相変調回路２３ｂには、Ｑ−チャンネルのデータが供給される。２相位相変調回路２３ａ及び２３ｂで、Ｉ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータでそれぞれ２相位相変調される。この２相位相変調回路２３ａ及び２３ｂの出力信号が加算回路２４で合成されて出力される。
【００５１】
図３に示すように、ＱＰＳＫ変調では、ベースバンドの搬送波は、９０°位相差で分配され、２相位相変調回路２３ａ及び２３ｂで、２つの独立したデータ、すなわち、Ｉ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータでそれぞれ２相位相変調され、その後、加算回路２４において同相でベクトル合成されて、４相位相変調信号となる。
【００５２】
この４相移相変調信号ｓ（ｔ）は、Ｉ−チャンネルの変調信号ｓＩ（ｔ）と、Ｑ−チャンネルの変調信号ｓＱ（ｔ）とをベクトル加算したものであるから、以下の式で表される。
【００５３】
【数１】
2008105457.tif 000003
【００５４】
図４は、ＱＰＳＫ変調の位相平面上の信号配置（コンステレーション）を示し、（ａｉ，ｂｉ）の形式で表示したデータが（０，０）のときは、第１象限の４５°の位置にある。
【００５５】
次に、データ（０，０）のときの送信波形とサンプリング点の関係を検証する。図５はＩ−チャンネルの波形、Ｑ−チャンネルの波形、及びＱＰＳＫの送信波形を同じ時間軸で並べたものである。
【００５６】
１周期の中で９０°間隔（π／２間隔）で４点のサンプリングを行い、４つのサンプル点が図のＡ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点であったと仮定する。図５で、Ａ点を見るとＱ−チャンネルの波形の振幅はゼロとなっており、送信波形の振幅はＩ−チャンネルの波形の振幅そのものになっている。このとき、Ｑ−チャンネルの成分は含まれていない。一方、Ｂ点はＱ−チャンネルの成分のみで、Ｉ−チャンネルの成分は含まれない。このように、４つのサンプリング点の中で、Ａ点とＢ点は、Ｉ−チャンネルとＱ−チャンネルのデータが分離して得られる特別なサンプリング点であることが分かる。
【００５７】
図６はＡ点とＢ点でサンプリングしたＩ−チャンネルとＱ−チャンネルのデータを信号の位相平面で表示した図である。このように、送信データである（０，０）の位置に来ることが分かる。
【００５８】
上述のように、１周期の中で９０°間隔（π／２間隔）で４点のサンプリング点は、Ｉ−チャンネルとＱ−チャンネルのデータが分離して得られる特別なサンプリング点となる。この点は、ダウンサンプリング時でも同様に、Ｉ−チャンネルとＱ−チャンネルのデータが分離して得られる特別なサンプリング点となる。本発明の実施形態では、（５）式を満足するサンプリング周波数ｆｓで、受信信号をサンプリングすることで、搬送波の１周期の中で９０°間隔（π／２間隔）で４点のサンプリングを行うのと等価な結果が得られる。
【００５９】
図７は、ＱＰＳＫを用いた受信装置に適用した場合の本発明の実施形態を示すものである。
図７において、アンテナ３１の受信信号がシステムフィルタ（ＢＰＦ：バンドパスフィルタ）３２を介して、ＲＦ回路３３に送られる。ＲＦ回路３３で、所望の搬送波の信号が選択され、ＲＦ回路３３からは、ＱＰＳＫ変調方式で所望の搬送波の受信信号が出力される。この受信信号がＡ／Ｄコンバータ３４に送られる。Ａ／Ｄコンバータ３４には、サンプリング信号発生回路３５から、（５）式の関係を満たすサンプリング信号が供給される。Ａ／Ｄコンバータ３４は、この（５）式の関係を満たすサンプリング周波数で、搬送波をサンプリングしている。
【００６０】
Ａ／Ｄコンバータ３４の出力信号が抽出回路３６ａ及び３６ｂに送られる。抽出回路３６ａ及び３６ｂで、１サンプル毎に交互に、サンプルデータが抽出される。
【００６１】
前述したように、（５）式を満たすサンプリング周波数で、受信信号をサンプリングすると、搬送波を９０°間隔でサンプリングしたのと等価な結果が得られる。したがって、図８に示すように、Ａ／Ｄコンバータ３４からは、各サンプル毎に、Ｉ，Ｑ、−Ｉ，−Ｑ，…のデータが出力される。
【００６２】
図７において、抽出回路３６ａ及び３６ｂで、１サンプル毎に交互に、サンプルデータを抽出することで、抽出回路３６ａからはＩ−チャンネルのデータ（Ｉ，−Ｉ，Ｉ，−Ｉ，…、）が出力され、抽出回路３６ｂからはＱ−チャンネルのデータ（Ｑ，−Ｑ，Ｑ，−Ｑ，…、）が出力される。
【００６３】
抽出回路３６ａ及び３６ｂの出力信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３７ａ及び３７ｂを介して出力される。このローパスフィルタ（ＬＰＦ）３７ａ及び３７ｂの出力信号から、ディジタル化されたＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータとを得ることができる。
【００６４】
このように、（５）式の関係となるようにサンプリング周波数を設定すれば、搬送波を９０°間隔でサンプリングしたのと等価な結果が得られる。例えば、ｋを５０とすると、搬送波周波数ｆｃの４／２０１の周波数でサンプリングすれば良いことになり、これはサンプリング周波数ｆｓを搬送波周波数ｆｃの約１／５０にできることを意味している。
【００６５】
ただし、ここで注意すべきは、ｋが５０の場合、サンプリング周波数ｆｓは搬送波周波数ｆｃの厳密に４／２０１でなくてはならないことで、ｆｓの周波数誤差は再生データの誤り率に直結する。したがって、受信側で周波数誤差を常に最小にする周波数制御回路を準備する必要がある。
【００６６】
図９は、図７に示した実施形態に、更に、抽出回路３６ａ及び３６ｂの出力レベルの差分を出力する減算回路４１と、ループフィルタ４２とを設け、また、サンプリング信号発生回路３５として、ダイレクトディジタルシンセサイザ４３を設け、サンプリング周波数とサンプリング位相を同時に調整するようにしたものである。
【００６７】
ＱＰＳＫの復調回路では、４つのサンプリング点からＡ点とＢ点の値を抽出し、それぞれＩ−チャンネルとＱ−チャンネルのデータとして出力している。ダウンサンプリング時でも同様に、データ（０，０）のときのＡ点とＢ点は、Ｉ−チャンネルとＱ−チャンネルのデータが分離して得られる特別なサンプリング点となっている。
【００６８】
さて、Ａ点とＢ点は搬送波の波形の位相位置でいうと、Ｂ点は搬送波の振幅が零から正の方向に４５°移動した位置あり、Ａ点は１３５°の位置にあるといった、特別な位置にある。この位相位置にサンプリング点をいかに精確に合わせるかが重要である。
【００６９】
前述したように、データ（０，０）は、図１０に示すように、信号の位相平面では第１象限の位相４５°の位置にあり、Ｉ−チャンネルとＱ−チャンネルの振幅は共に正で同じ値にならなければならない。
【００７０】
そこで、本実施形態では、減算回路４１により、抽出回路３６ａ及び３６ｂの出力信号の差分、すなわちＩ−チャンネルとＱ−チャンネルの値の差分を出力し、ダイレクトディジタルシンセサイザ４３で、この差分が零になるように、ダイレクトディジタルシンセサイザ４３の出力周波数を調整するようにして、サンプリング信号を、目的とする周波数及び位相に収束するようにしている。
【００７１】
なお、このような制御を行うためには、（０，０）の受信データが必要である。実際のシステムでは、受信データの最初のプリアンブル部分にデータ（０，０）の信号を調整に必要な時間分付加すれば良いと考えられる。このプリアンブル区間でサンプリング周波数とサンプリング位相の調整を行い、その後データ本体を受信することになる。
【００７２】
なお、図９の構成では、電圧制御発振器としてダイレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）４３を用いた例を示したが、アナログのＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いても良い。
【００７３】
以上のように、エイリアスとして生じた信号のサンプリング点の位相関係が、搬送波のサンプリング点の位相関係と一致するように、サンプリング周波数を設定すれば、ベクトル情報を保ったまま、搬送波をダウンサンプリングできることが分かった。また、（５）式に示した関係で、搬送波をサンプリングすれば、搬送波を９０°間隔でサンプリングしたのと等価な結果が得られ、１サンプル毎に交互にデータを抽出すれば、ＱＰＳＫの復調が直接行えることが分かった。
【００７４】
このことを実証するために、図９に示した周波数・位相調整回路を付加した回路をＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）で作製して実験を行った。実験の仕様を表１に示す。
【００７５】
【表１】
2008105457.tif 000004
【００７６】
図１１はＦＰＧＡを用いた実証回路の入出力信号の実測波形である。Ｉ−チャンネル及びＱ−チャンネルのどちらも送信信号と一致した受信出力が得られており、本発明の有効性が証明された。
【００７７】
図１２に実証回路の出力信号の実測コンステレーションを示す。信号の位相位置が各象限の４５°の位置にあり周波数・位相調整回路が正常に機能していることが分かる。
【００７８】
以上、本発明の実施形態について詳細に説明してきたが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。例えば、本発明の実施例では無線装置として記述されているが、有線のＡＤＳＬ等は多数の搬送波をＱＡＭで変調しており、本特許と同一原理で復調できる。また、将来光通信も光を搬送波としたＱＡＭが使用されると予測されており、本特許と同一原理で復調できる。
【００７９】
＜変調された搬送波の周波数を捕捉する回路＞
つぎに、変調された搬送波の周波数を捕捉する回路の詳細について以下に説明する。受信装置（信号処理装置）は、図１３に示すように、変調された搬送波Ｓ１を当該搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングしてアナログ信号からディジタル信号に変換する信号処理を行う装置であって、所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する発振回路（ＶＣＯ）５７（局部発振手段）と、局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃとサンプリング周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、サンプリング周波数ｆｓを設定する設定部７０（設定手段）と、変調された搬送波Ｓ１を局部発振信号Ｓ２（以下、比較信号Ｓ２という。）によりサンプリングするＳ／Ｈａ５４（第１のサンプリング手段）と、Ｓ／Ｈａ５４（第１のサンプリング手段）により得られた信号と一定信号とを比較する第１のコンパレータ５８（第１の比較手段）と、変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を比較信号Ｓ２によりサンプリングするＳ／Ｈｂ５６（第２のサンプリング手段）と、Ｓ／Ｈｂ５６（第２のサンプリング手段）により得られた信号と一定信号とを比較する第２のコンパレータ５９（第２の比較手段）と、第１のコンパレータ５８（第１の比較手段）により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、第２のコンパレータ５９（第２の比較手段）により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、変調された搬送波Ｓ１の周波数が比較信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する算出回路６１（第１の演算手段）と、信号Ｖ１に基づいて変調された搬送波Ｓ１の周波数と比較信号Ｓ２の周波数の差を演算する差分検出回路６０（第２の演算手段）と、算出回路６１（第１の演算手段）により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、差分検出回路６０（第２の演算手段）により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算器６２（乗算手段）と、乗算器６２（乗算手段）により得られた信号Ｖ５（ｔ）の所定の帯域の周波数を通過させるＬＰＦ６３（周波数通過手段）と、ＬＰＦ６３（周波数通過手段）により通過された信号Ｖ６（ｔ）に基づく直流電圧を発振回路（ＶＣＯ）５７（局部発振手段）に供給する外部ＤＣ部７１（直流電圧発生手段）とを備える。このような構成によれば、直流電圧発生手段は、周波数通過手段により通過された信号Ｖ６（ｔ）に基づく直流電圧を発振回路（ＶＣＯ）５７（局部発振手段）に出力する。
【００８０】
なお、Ｓ／Ｈａ５４と、Ｓ／Ｈｂ５６と、発振回路（ＶＣＯ）５７と、第１のコンパレータ５８と、第２のコンパレータ５９と、差分検出回路６０と、算出回路６１と、乗算器６２と、ＬＰＦ６３と、設定部７０と、外部ＤＣ部７１とは、後述するサンプリング周波数比較器５０を構成している。
【００８１】
したがって、発振回路（ＶＣＯ）５７（局部発振手段）は、外部ＤＣ部７１（直流電圧発生手段）から供給される直流電圧の大きさに応じて変調された局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを設定部７０に出力することができる。
【００８２】
このようにして、本発明では、広帯域の周波数において、発振回路（ＶＣＯ）５７の発振周波数（比較信号Ｓ２）を正確にＲＦ入力信号（被比較信号Ｓ１）の近傍まで引き寄せることができる。したがって、アンテナから入力されたアナログの高周波信号を、当該高周波信号の周波数よりも低いサンプリング周波数を用いて、正確にディジタル信号に変換することができる。
【００８３】
＜サンプリング周波数比較器５０の第１の構成＞
また、本発明に係る変調された搬送波の周波数を調整する回路は、上述したような受信装置以外に用いられても良い。ここで、サンプリング周波数比較器５０の第１の構成（アナログ出力型）について図１４を用いて詳細に説明する。サンプリング周波数比較器５０は、図１４に示すように、大きく分けると、サンプルホールドを行うＳ／Ｈ部５１と、周波数の比較を行う周波数比較器５２とから構成されている。また、Ｓ／Ｈ部５１は、入力信号（ｆＲＦ＝ｃｏｓ（ω０ｔ））（以下、被比較信号Ｓ１という。）に対してパルス発生回路５３から供給されるパルス信号に同期してサンプルホールドを行うＳ／Ｈａ５４と、被比較信号Ｓ１に対して所定の位相差θを発生させる遅延部５５と、遅延部５５からの出力信号（ｃｏｓ（ω０ｔ＋θ））に対してパルス発生回路５３から供給されるパルス信号に同期してサンプルホールドを行うＳ／Ｈｂ５６とを備える。また、パルス発生回路５３は、発振回路（ＶＣＯ）５７からの出力信号（以下、比較信号Ｓ２という。）をパルス信号に変換し、変換後のパルス信号をＳ／Ｈａ５４とＳ／Ｈｂ５６とに出力している。また、発振回路（ＶＣＯ）５７は、外部ＤＣ部７１から供給される直流電圧に基づいて所定の周期を有する比較信号Ｓ２をパルス発生回路５３に出力している。なお、発振回路（ＶＣＯ）５７は、外部ＤＣ部７１から低電圧の直流電圧が供給された場合には、低周波信号としての比較信号Ｓ２を発振し、外部ＤＣ部７１から高電圧の直流電圧が供給された場合には、高周波信号としての比較信号Ｓ２を発振する。
【００８４】
つまり、Ｓ／Ｈ部５１は、入力信号（ｆＲＦ＝ｃｏｓ（ω０ｔ））とそれに対して位相差θ（０＜θ＜π）をもった信号（ｃｏｓ（ω０ｔ＋θ））を、それぞれＳ／Ｈａ５４及びＳ／Ｈｂ５６でサンプリングしている。
【００８５】
また、周波数比較器５２は、Ｓ／Ｈａ５４から出力された信号とＧＮＤレベル（０）の信号とを比較する第１のコンパレータ５８と、Ｓ／Ｈｂ５６から出力された信号とＧＮＤレベル（０）の信号とを比較する第２のコンパレータ５９と、第１のコンパレータ５８の出力信号Ｖ１（ｔ）に基づいて被比較信号Ｓ１と比較信号Ｓ２との差分を検出する差分検出回路６０と、第１のコンパレータ５８の出力信号Ｖ１（ｔ）と第２のコンパレータ５９の出力信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて被比較信号Ｓ１が比較信号Ｓ２に比べて大きいか小さいかを算出する算出回路６１と、差分検出回路６０からの出力信号Ｖ４（ｔ）と算出回路６１からの出力信号Ｖ３（ｔ）とを乗算する乗算器６２と、乗算器６２の出力信号Ｖ５（ｔ）に対してフィルタリングするＬＰＦ６３とを備える。
【００８６】
また、差分検出回路６０は、ＮＯＴ回路６４と、遅延素子６５と、ＮＯＲ回路６６とにより構成されている。ＮＯＲ回路６６は、ＮＯＴ回路６４及び遅延素子６５を介して出力された第１のコンパレータ５８の出力信号と、第１のコンパレータ５８から直接出力された出力信号Ｖ１（ｔ）とに基づいてＶ４（ｔ）を生成する。
【００８７】
また、算出回路６１は、ＤＦＦ（Ｄｅｌａｙ  Ｆｌｉｐ  Ｆｌｏｐ）部６７と、差動器６８とから構成されている。
【００８８】
ここで、Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）は、方形波信号であり、周波数ΔｆはＲＦ入力信号周波数ｆＲＦ（被比較信号Ｓ１）と発振回路（ＶＣＯ）５７の発振周波数ｆＶＣＯ（比較信号Ｓ２）を用いて以下のように表される。
Δｆ＝ｆＲＦ−ｆＶＣＯ・・・（６）
これは、Ｓ／Ｈａ５４と、Ｓ／Ｈｂ５６の出力信号が０（ＧＮＤ）とクロスする周波数である。また、Ｖ２（ｔ）は、Ｖ１（ｔ）から２πΔｆＮＴＶＣＯだけ位相が進んでいる又は遅れている方形波である。
【００８９】
＜ＤＦＦ部６７の動作＞
また、ＤＦＦ部６７の動作について説明する。ＤＦＦ部６７は、ＣＬＫ端子に入力されたクロック信号の立ち上がり又は立ち下がりでＤ端子の値を記憶し、Ｄの値と同一の値Ｘと、反転した値Ｙを次のクロックパルスが入るまで記憶、保持する回路である。なお、本実施例においては、立ち上がりでＤ端子の値を記憶するものとする。
【００９０】
＜被比較信号Ｓ１の周波数が比較信号Ｓ２の周波数よりも高い場合（Ｓ１＞Ｓ２）＞
ここで、被比較信号Ｓ１の周波数が比較信号Ｓ２の周波数よりも高い場合について説明する。被比較信号Ｓ１（ＲＦ入力信号周波数ｆＲＦ）が発振回路（ＶＣＯ）５７の比較信号Ｓ２（発振周波数ｆＶＣＯ）よりも高い場合には、（６）式のΔｆは正になるので、Ｖ２（ｔ）の位相はＶ１（ｔ）より２πΔｆＮＴＶＣＯだけ進んでいることになる。よってＶ１（ｔ）の立ち上がり時のＶ２（ｔ）＝１である。Ｖ１（ｔ）をＤＦＦ部６７に入れ、Ｖ２（ｔ）をＤ端子に入れると、ＤＦＦ部６７の出力Ｘは「１」であり、反転出力Ｙは「０」になる。これを差動器６８に入力するとＶ３（ｔ）は正の値が出力される。
【００９１】
図１５は、被比較信号Ｓ１の周波数が比較信号Ｓ２の周波数よりも高い場合におけるＳ／Ｈａ５４とＳ／Ｈｂ５６の出力信号Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）とＤＦＦ部６７の出力信号Ｖ３（ｔ）との関係を示す。
【００９２】
＜被比較信号Ｓ１の周波数が比較信号Ｓ２の周波数よりも低い場合（Ｓ１＜Ｓ２）＞
つぎに、被比較信号Ｓ１の周波数が比較信号Ｓ２の周波数よりも低い場合について説明する。被比較信号Ｓ１（ＲＦ入力信号周波数ｆＲＦ）が発振回路（ＶＣＯ）５７の比較信号Ｓ２（発振周波数ｆＶＣＯ）よりも低い場合には、（６）式のΔｆは負になる。このとき、Ｖ２（ｔ）の位相は、Ｖ１（ｔ）より２πΔｆＮＴＶＣＯだけ遅れている。よって、Ｖ１（ｔ）の立ち上がり時、Ｖ２（ｔ）よりＶ１（ｔ）の位相が進んでいるので、Ｖ２（ｔ）＝０である。Ｖ１（ｔ）をＤＦＦ部６７のＣＬＫ端子に入れ、Ｖ２（ｔ）をＤ端子に入れると、ＤＦＦ部６７の出力Ｘは「０」、反転出力Ｙは「１」になる。これを差動器６８に入力するとＶ３（ｔ）は負の値が出力される。
【００９３】
図１６は、被比較信号Ｓ１の周波数が比較信号Ｓ２の周波数よりも低い場合におけるＳ／Ｈａ５４とＳ／Ｈｂ５６の出力信号Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）とＤＦＦ部６７の出力信号Ｖ３（ｔ）との関係を示す。
【００９４】
＜周波数差とパルス数との関係＞
つぎに、周波数差とパルス数との関係について説明する。ＮＯＲ回路６６から出力される信号Ｖ４（ｔ）は、Ｖ１（ｔ）が「１」から「０」になるとき、遅延素子６５によってＮＯＴ回路６４への入力が遅延され、ＮＯＲ回路６６に対して（遅延のないＶ１（ｔ），遅延のあるＶ１（ｔ））＝（０，０）が入力されたときにだけパルス信号を発生する。遅延素子６５の遅延量によって出力されるパルス幅が決定される。よって、Ｖ４（ｔ）は、Δｆ＝ｆＲＦ−ｆＶＣＯに比例したパルス数を出力する（図１７を参照。）。
【００９５】
また、乗算器６２は、Ｖ３（ｔ）とＶ４（ｔ）を乗算することによりＶ５（ｔ）を生成する。また、ＬＰＦ６３は、Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  ＦｉｌｔｅｒなのでＶ５（ｔ）を積分し、Ｖ６（ｔ）を生成する。ここで、Ｖ５（ｔ）及びＶ６（ｔ）は、以下のように表される。
Ｖ５（ｔ）＝Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）・・・（７）
Ｖ６（ｔ）＝∫Ｖ３（ｔ）×Ｖ４（ｔ）ｄｔ・・・（８）
このＶ６（ｔ）は、図１８に示すように、ｆＶＣＯとｆＲＦの大小関係によって、正電圧であるか負電圧であるかが切り替わる。ｆＲＦ＞ｆＶＣＯの場合には正電圧になり、ｆＲＦ＜ｆＶＣＯの場合には負電圧になる。
【００９６】
また、パルス幅は、遅延素子６５の遅延量のみによって決定されるので、常に同じ幅のパルスが出力される。図１７より、パルスは、第１のコンパレータ５８の出力が正から負に変わるときに発生する。ここで、今、Ｖ３（ｔ）＞０であるとすると、周波数差Δｆ０が２Δｆ０になると、パルス数も２倍になるので、図１９に示すような出力が得られる（但し、厳密に言えば、Ｓ／Ｈａ５４の出力信号は、離散的であるので図１９のような連続的な正弦波にはならない。）。
【００９７】
そして、ＬＰＦ６３の出力信号Ｖ６（ｔ）は、外部ＤＣ部７１へ出力される。外部ＤＣ部７１は、ＬＰＦ６３から供給される出力信号Ｖ６（ｔ）に応じた直流電圧を発振回路（ＶＣＯ）５７に出力する。発振回路（ＶＣＯ）５７は、外部ＤＣ部７１から供給される直流電圧に応じた周波数の信号ｆＶＣＯを出力する。
【００９８】
このようにして本発明では、発振回路（ＶＣＯ）５７からΔｆ＝ｆＲＦ−ｆＶＣＯに比例した出力として比較信号Ｓ２を出力するので、発振回路（ＶＣＯ）５７の発振周波数（比較信号Ｓ２）をＲＦ入力信号（被比較信号Ｓ１）の近傍まで引き寄せることができる。
【００９９】
したがって、本発明に係るサンプリング周波数比較器５０は、周波数を同期させる機能を発揮するので、広く無線通信機、特に同期検波に適用することが可能となる。
【０１００】
＜サンプリング周波数比較器５０の第２の構成＞
つぎに、サンプリング周波数比較器５０の第２の構成（ディジタル出力型）について図２０を用いて詳細に説明する。なお、上述した第１の構成と同一の構成要件には同一の番号を付している。サンプリング周波数比較器５０は、図２０に示すように、大きく分けると、サンプルホールドを行うＳ／Ｈ部５１と、周波数の比較を行う周波数比較器８０とから構成されている。
【０１０１】
周波数比較器８０は、Ｓ／Ｈａ５４から出力された信号を飽和する第１の飽和アンプ８１（第１の増幅手段）と、Ｓ／Ｈｂ５６から出力された信号を飽和する第２の飽和アンプ８２（第２の増幅手段）と、ＤＦＦ部６７（演算手段）と、第１の飽和アンプ８１の出力信号Ｖ２（ｔ）をバッファリングするバッファ８３（保持手段）と、バッファ８３からの出力信号をＤＦＦ部６７から供給されるＯＮ信号又はＯＦＦ信号に基づいて信号を出力する第１のスイッチ部８４（第１の切替手段）及び第２のスイッチ部８５（第２の切替手段）とを備える。
【０１０２】
ここで、入力信号ＶＲＦは、遅延部５５により位相がθ遅れた状態でＳ／Ｈｂ５６に入力される。また、Ｓ／Ｈａ５４及びＳ／Ｈｂ５６は、Ｖｉｎに同期したパルスによってサンプリングされ、入力信号ＶＲＦの周波数ｆＲＦとＶｉｎの周波数ｆｉｎの差、｜ｆＲＦ−ｆＩＮ｜の周波数を持ったビート信号が出力される。このそれぞれの出力信号を第１の飽和アンプ８１及び第２の飽和アンプ８２により波形整形し、矩形波Ｖ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）を得ることができる。また、このＶ１（ｔ）、Ｖ２（ｔ）は、周波数の大小によって図２１及び図２２に示すような位相の進み遅れの関係が変わる。ここで、図２１は、ｆＲＦ＞ｆｉｎの場合のＶ１（ｔ）とＶ２（ｔ）の関係を示し、図２２は、ｆＲＦ＜ｆｉｎの場合のＶ１（ｔ）とＶ２（ｔ）の関係を示している。
【０１０３】
このような性質を利用してＶ１（ｔ）及びＶ２（ｔ）がＤＦＦ部６７のＤ端子と、ＣＬＫ端子に入力されると、ＶＲＦの周波数ｆＲＦと、Ｖｉｎの周波数ｆＩＮの大小関係によって、ＤＦＦ部６７の出力がＨｉ／Ｌｏｗに切り替わる。また、第１のスイッチ部８４は、バッファ８３を介して第１の飽和アンプ８１の出力信号Ｖ２（ｔ）が入力信号として入力され、ＤＦＦ部６７からＯＮ信号が入力された場合に、信号Ｖ２（ｔ）を出力し、また、ＤＦＦ部６７からＯＦＦ信号が入力され場合には、信号Ｖ２（ｔ）を出力しない。また、第２のスイッチ部８５は、バッファ８３を介して第１の飽和アンプ８１の出力信号Ｖ２（ｔ）が入力信号として入力され、ＤＦＦ部６７からＯＮ信号が入力された場合に、信号Ｖ２（ｔ）を出力し、また、ＤＦＦ部６７からＯＦＦ信号が入力され場合には、信号Ｖ２（ｔ）を出力しない。
【０１０４】
ここで、ｆＲＦ＞ｆｉｎの場合には、第１のスイッチ部８４にＤＦＦ部６７からＯＮ信号が入力され、かつ、第２のスイッチ部８５にＤＦＦ部６７からＯＦＦ信号が入力される。また、ｆＲＦ＜ｆｉｎの場合には、第１のスイッチ部８４にＤＦＦ部６７からＯＦＦ信号が入力され、かつ、第２のスイッチ部８５にＤＦＦ部６７からＯＮ信号が入力される。
【０１０５】
このように第１のスイッチ部８４及び第２のスイッチ部８５から出力されるパルスの数をカウント部８６によりカウントすることにより、周波数比較信号（信号ＶＲＦ）をディジタル信号として得ることができる。ここで、ＶＲＦが２．０ＧＨｚの場合における入力周波数ｆＩＮに対する出力パルス数の関係を図２３に示す。
【０１０６】
また、図２３から分かるように、入力周波数ｆＩＮが信号ＶＲＦよりも小さいときには、第１のスイッチ部８４からは出力がなく、第２のスイッチ部８５からパルス信号が出力される（２．０ＧＨｚに近づくにつれて出力パルス数が減少する）ので、外部ＤＣ部７１は、高い直流電圧を発振回路（ＶＣＯ）５７に入力する。また、入力周波数ｆＩＮが信号ＶＲＦよりも大きいときには、第２のスイッチ部８５からは出力がなく、第１のスイッチ部８４からパルス信号が出力される（２．０ＧＨｚよりも大きくなるにつれて出力パルス数が増加する）ので、外部ＤＣ部７１は、低い直流電圧を発振回路（ＶＣＯ）５７に入力する。このようにすることにより、発振回路（ＶＣＯ）５７の発振周波数を信号ＶＲＦの近傍まで引き寄せることができる。
【０１０７】
したがって、本発明に係るサンプリング周波数比較器５０は、周波数を同期させる機能を発揮するので、広く無線通信機に適用することが可能となる。
【０１０８】
ここで、上述したサンプリング周波数比較器５０の第１の構成及び第２の構成の利点について列挙する。
１．ＲＦ信号（被比較信号Ｓ１）の周波数を直接比較する点。
２．入力信号ＶＲＦをＶｉｎでサンプリングすることによって周波数差｜ｆＲＦ−ｆｉｎ｜の信号を取り出す点。
３．入力信号ＶＲＦの位相をθずらすことによって、周波数差｜ｆＲＦ−ｆｉｎ｜の出力信号Ｖ１（ｔ）及びＶ２（ｔ）にも位相差θをもたせる点。
４．出力信号Ｖ１（ｔ）及びＶ２（ｔ）の位相の進み及び遅れがＶＲＦとＶｉｎの大小関係によって切り替わる点。
５．出力信号Ｖ１（ｔ）及びＶ２（ｔ）をＤＦＦ部６７への入力信号にすることによって周波数の大小を判定している点。
６．周波数差信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して出力する点。
【０１０９】
＜Ｓ／Ｈ部５１の構成＞
ここで、Ｓ／Ｈ５１の詳細な構成について図２４及び図２５を用いて説明する。なお、図２４は、進行波型サンプルホールド回路による構成を示す回路図である。
【０１１０】
図２４に示す各ＦＥＴにおいては、ゲート−ソース間の容量ＣｇｓとインダクタＬによって定Ｋ形フィルタの構成になっており、Ｌ，Ｃの擬似伝送線路とみなすことができる。また、入力された信号ＶＲＦは、この擬似伝送線路で遅延されるため、それぞれのサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路には、一定の位相間隔で信号ＶＲＦが入力される。
【０１１１】
＜ＲＦサンプルホールド回路＞
ＲＦ（高周波数）帯の周波数をダイレクトサンプリングするためには、高速で動作するサンプルホールド回路を用いなければならない。なお、本実施例では、ＲＦサンプルホールド回路として、図２５に示す回路を用いている。また、スイッチング素子は、ＦＥＴを用いている。
【０１１２】
Ｖｉｎに同期した幅の狭いパルスを前段で作ってＦＥＴの各ゲート端子に加え、ドレイン端子から入力されたＲＦ信号をソース側のキャパシタでホールドする。その時に、ゲートからソースへパルスが漏れるので、差分構成にすることでその影響を打ち消している。
【０１１３】
また、上述した擬似伝送回路と、ＲＦサンプルホールド回路の構成にすることにより、各Ｓ／Ｈ回路から出力される信号Ｖ１〜Ｖ４は、ＶＲＦに対して一定位相差を持った信号のサンプリング出力になる。ＶＲＦとＶｉｎの関係によるサンプルホールド回路の出力は、図２６に示すようになる。
【０１１４】
サンプルホールド回路の出力信号Ｖ１〜Ｖ４は、それぞれ｜ｆＲＦ−ｆｉｎ｜の周波数を持った信号になる。つぎに、ｆＲＦとｆｉｎの関係がＶ１、Ｖ４にどのような影響を及ぼすかを考察した結果、ｆＲＦがサンプリング周波数ｆｉｎのＮ倍（Ｎは分周比）より高い時、Ｖ１（ｔ）はＶ４（ｔ）に対してθだけ位相が進み（図２７を参照。）、また、逆にｆＲＦがサンプリング周波数ｆｉｎのＮ倍より低い時、Ｖ１（ｔ）はＶ４（ｔ）に対してθだけ位相が遅れる（図２８を参照）ことが分かった。
【０１１５】
また、上述した本発明に係るサンプリング周波数比較器５０の第１の構成及び第２の構成は、このような性質を利用して提案するものである。
【０１１６】
なお、上述した第１の構成は、アナログ出力型であり、上述した第２の構成は、ディジタル出力型である。第１の構成の利点は、振幅方向に無限の広がりを有しており、正確に発振回路（ＶＣＯ）５７の発振周波数（比較信号Ｓ２）をＲＦ入力信号（被比較信号Ｓ１）の近傍まで引き寄せることができる。また、第２の構成の利点は、無調整で用いることができ、回路規模も小さくすることができる。したがって、用途に応じて、適宜、第１の構成と第２の構成が選択されることになる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年6月27日(2008.6.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を局部発振回路から出力する出力工程と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、
前記第１のサンプリング工程により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較工程と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、
前記第２のサンプリング工程により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較工程と、
前記第１の比較工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算工程と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記入力信号Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算工程と、
前記第１の演算工程により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算工程により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算工程と、
前記乗算工程により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振回路に供給する直流電圧発生工程とを有し、
前記出力工程は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理方法。
【請求項２】
前記出力工程により出力される前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定工程を備えることを特徴とする請求項１記載の信号処理方法。
【請求項３】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する出力工程と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング工程と、
前記第１のサンプリング工程により得られた信号を増幅する第１の増幅工程と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング工程と、
前記第２のサンプリング工程により得られた信号を増幅する第２の増幅工程と、
前記第１の増幅工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の増幅工程により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する演算工程と、
第１の増幅工程により得られた信号Ｖ１（ｔ）を一時的に保持する保持工程と、
前記演算工程から供給される信号に応じて前記保持工程に保持されている信号を出力する第１の切替工程と、
前記演算工程から供給される反転信号に応じて前記保持工程に保持されている信号を出力する第２の切替工程とを備えることを特徴とする信号処理方法。
【請求項４】
前記出力工程により出力される前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定工程を備えることを特徴とする請求項３記載の信号処理方法。
【請求項５】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較手段と、
前記第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記入力信号Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、
前記第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、
前記局部発振手段は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする信号処理装置。
【請求項６】
前記局部発振手段により出力される前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定工程を備えることを特徴とする請求項５記載の信号処理装置。
【請求項７】
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
入力信号Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号を増幅する第１の増幅手段と、
前記入力信号Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号を増幅する第２の増幅手段と、
前記第１の増幅手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の増幅手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記入力信号Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する演算手段と、
第１の増幅手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）を一時的に保持する保持手段と、
前記演算手段からの出力端子から供給される信号に応じて前記保持手段に保持されている信号を出力する第１の切替手段と、
前記演算手段からの反転出力端子から供給される信号に応じて前記保持手段に保持されている信号を出力する第２の切替手段とを備えることを特徴とする信号処理装置。
【請求項８】
前記局部発振手段により出力される前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定工程を備えることを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
【請求項９】
直交変調により変調された搬送波Ｓ１を受信し、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う無線受信装置において、
前記変調された搬送波Ｓ１をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数で前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、前記変調された搬送波Ｓ１のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング信号の周波数ｆｓで、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号からＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備え、
前記サンプリング信号発生手段は、
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較手段と、
前記第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記変調された搬送波Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記変調された搬送波Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、
前記第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、
前記局部発振手段は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする無線受信装置。
【請求項１０】
前記局部発振手段により出力される前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段を備えることを特徴とする請求項９記載の無線受信装置。
【請求項１１】
直交変調により変調された搬送波Ｓ１を受信し、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングし、アナログ信号からディジタル信号へ変換を行う通信用受信装置において、
前記変調された搬送波Ｓ１をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１の周波数より低いサンプリング周波数で前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングしたことにより生じるエイリアスの信号のサンプリング点の位相関係と、前記変調された搬送波Ｓ１のサンプリング点の位相関係とが一致するようなサンプリング信号の周波数ｆｓで、前記変調された搬送波Ｓ１をサンプリングするサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりサンプリングされた信号から直交する２種類のデータであるＩ−チャンネルのデータとＱ−チャンネルのデータを復調する復調手段と、を備え、
前記サンプリング信号発生手段は、
所定の周波数を有する局部発振信号Ｓ２を出力する局部発振手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第１のサンプリング手段により得られた信号と一定信号とを比較する第１の比較手段と、
前記変調された搬送波Ｓ１に対して位相差θ（０＜θ＜π）を有する信号を前記局部発振信号Ｓ２によりサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第２のサンプリング手段により得られた信号と前記一定信号とを比較する第２の比較手段と、
前記第１の比較手段により得られた信号Ｖ１（ｔ）と、前記第２の比較手段により得られた信号Ｖ２（ｔ）とに基づいて、前記変調された搬送波Ｓ１の周波数が前記局部発振信号Ｓ２の周波数よりも低いか又は高いかを演算する第１の演算手段と、
前記信号Ｖ１に基づいて前記変調された搬送波Ｓ１の周波数と前記局部発振信号Ｓ２の周波数の差を演算する第２の演算手段と、
前記第１の演算手段により得られた信号Ｖ３（ｔ）と、前記第２の演算手段により得られた信号Ｖ４（ｔ）とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により得られた信号Ｖ５（ｔ）に基づく直流電圧を前記局部発振手段に供給する直流電圧発生手段とを有し、
前記局部発振手段は、前記直流電圧に応じて局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃを変調することを特徴とする通信用受信装置。
【請求項１２】
前記局部発振手段により出力される前記局部発振信号Ｓ２の周波数ｆｃと前記サンプリング信号の周波数ｆｓとの関係が、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）
を満たすように（ｋは正の整数）、前記サンプリング周波数ｆｓを設定する設定手段を備えることを特徴とする請求項１１記載の通信用受信装置。
【請求項１３】
（削除）
【請求項１４】
（削除）
【国際調査報告】
2008105457.tif 000036
2008105457.tif 000037
2008105457.tif 000038
2008105457.tif 000039