(57)【要約】  本発明は高価な光デバイスを削減し、安価で小型なＤＰＳＫ復調方式を用いた光受信装置を提供することを目的とし、ＤＰＳＫ復調器１０２からの光の差動信号について、光−電気信号変換器１０５，１０６で各々を光信号から電気信号に変換する。その後、各々の電気信号に対して、可変増幅器１０９，１１０が適切な増幅率での増幅調整を施し、可変遅延線１１３，１１４が適切な遅延量を加えた後、識別器１１９がデータの識別を行う。ＤＰＳＫ復調後の２つの差動信号の振幅調整および遅延調整を行うために、光部品が不要となり、集積化が可能な電気回路を用いればよい。よって、光受信装置の価格が低減する。また、識別器１１９には、位相と振幅が揃った電気信号が入力されるので、識別器１１９でのデータの判定誤りが低減する。
2008072476.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＰＳＫ変復調方法を用いる光受信システムにおける光受信装置において、
１ビット前の光信号との比較によりＤＰＳＫ復調を行うＤＰＳＫ復調手段と、
前記ＤＰＳＫ復調手段によってＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換する光−電気変換手段と、
各々の電気信号を増幅する増幅手段とを備え、
前記増幅手段として増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号の振幅を揃えることを特徴とする光受信装置。
【請求項２】
ＤＰＳＫ変復調方法を用いる光受信システムにおける光受信装置において、
１ビット前の光信号との比較によりＤＰＳＫ復調を行うＤＰＳＫ復調手段と、
前記ＤＰＳＫ復調手段によってＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換する光−電気変換手段と、
電気信号に遅延を与える遅延手段とを備え、
前記遅延手段として遅延時間を各々独立に与えることが可能な遅延手段を用いて各々の電気信号の位相を合わせることを特徴とする光受信装置。
【請求項３】
各々の電気信号を増幅する増幅手段を備え、
前記増幅手段として増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号の振幅を揃える請求項２記載の光受信装置。
【請求項４】
各々の電気信号にもとづいてデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形情報をモニタして、増幅手段の増幅率を設定する増幅率設定手段を備えた請求項１または請求項３記載の光受信装置。
【請求項５】
各々の電気信号にもとづいてデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形情報をモニタして、遅延手段の遅延時間を設定する遅延時間設定手段を備えた請求項２または請求項３記載の光受信装置。
【請求項６】
ＤＰＳＫ変復調方法を用いる光受信システムで用いられる光受信方法において、
１ビット前の光信号との比較によりＤＰＳＫ復調を行い、
ＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換し、
増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号を増幅することによって各々の電気信号の振幅を揃えることを特徴とする光受信方法。
【請求項７】
ＤＰＳＫ変復調方法を用いる受信システムで用いられる光受信方法において、
１ビット前の光信号との比較によりＤＰＳＫ復調を行い、
ＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換し、
遅延時間を各々独立に与えることが可能な遅延手段を用いて各々の電気信号の位相を合わせることを特徴とする光受信方法。
【請求項８】
増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号を増幅することによって各々の電気信号の振幅を揃える請求項７記載の光受信方法。
【請求項９】
各々の電気信号にもとづいてデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形情報をモニタして、増幅手段の増幅率を設定する請求項６または請求項８記載の光受信方法。
【請求項１０】
各々の電気信号にもとづいてデータの識別を行う識別手段への入力信号の波形情報をモニタして、遅延手段の遅延時間を設定する請求項７または請求項８記載の光受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超高速の光通信システムにおいて、ＤＰＳＫ変調された信号を復調するＤＰＳＫ復調方法を用いた光受信装置および光受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信システムにおいて用いられる変復調方法の中で、ＤＰＳＫ（Differential  Phase  Shift  Keying  ）変復調方法は、受信感度に優れた変復調方法である。従って、特に、長距離の光通信システムに用いられることが期待されている（例えば、非特許文献１参照。）。また、ＤＰＳＫ復調を行う受信器の性能を最大限に引き出すために、非特許文献２の図３に示されているように、受信器において、干渉計の後段に、遅延調整器および可変減衰器が必要とされる。【０００３】
図１は、ＤＰＳＫ復調方法を用いた一般的な光受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図１に示す光受信装置に類似した構成の光受信装置が非特許文献２の図３に示されている。【０００４】
図１に示す光受信装置は、超高速のＲ（Ｒ：Ｇ（ギガ）オーダの数）ｂｐｓ（ビット／秒）の光信号を入力する１ビット遅延干渉計１３０と、光信号２０１，２０２の遅延量を調整する遅延調整器２０３，２０４と、遅延量が調整された光信号の振幅を調整する可変減衰器２０５，２０６と、光信号２０７，２０８を電気信号に変換する光−電気信号変換器（デュアルＰＤ（光検出器））２０９と、電気信号２１０を増幅する増幅器２１１と、電気信号２１２をディジタルデータに変換する識別器２１３を備えている。【０００５】
１ビット遅延干渉計１３０は、例えばマッハツェンダー干渉計である。１ビット遅延干渉計１３０は、入力した光を２分岐する光分岐部１３１と、分岐された２つの信号の一方に対して他方の信号を遅延させる伝送路１３２，１３３と、２つの信号を干渉させて光強度信号に変換するための方向性結合器１３４とを含む。【０００６】
遅延調整器２０３，２０４は、１ビット遅延干渉計１３０における方向性結合器１３４が出力する２つの差動信号からシングル信号に変換される直前の２つの差動信号間の位相が揃うように調整する。光の可変減衰器２０５，２０６は、識別器２１３に入力される信号のプラス側の成分（論理１）とマイナス側の成分（論理０）の信号のバランス（強度比）を調整するために用いられる。【０００７】
【非特許文献１】Christian  Rasmussen  他著、DWDM40G  Transmission  Over  Trans-Pacific  Distance（10000km  ）  Using  CSRZ-DPSK  ，  Enhanced  FEC  ，  and  All-Raman-Amplified  100-km  Ultra  Wave  Fiber  Spans、Journal  of  Lightwave  Technology  、米国、２００４年１月、第２２巻、第４号、pp.203-207
【非特許文献２】Jeffrey  H.  Sinsky他著、A  40-Gb/s  Integrated  Balanced  Optical  Front  End  and  RZ-DPSK  Performance、IEEE  Photonics  Technology  Letters  、米国、２００３年８月、第１５巻、第８号、pp.1135-1137
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１に示すＤＰＳＫ復調方法を用いた光受信装置の問題点は、光受信装置が高価であり、光受信装置の構成が装置サイズの小型化に適していないことである。
その理由は、ＤＰＳＫ復調に用いられる光学モジュールが、光信号の遅延量を調整する遅延調整器２０３，２０４および光信号の振幅を調整する可変減衰器２０５，２０６を含む光学部品を組み立てて構成されるためである。その製造プロセスは、半導体集積回路のような大量生産向きではないため、量産効果による低価格化を期待できない。また、半導体集積回路で期待できるような微細化および集積化による小型化を期待できない。【０００９】
そこで、本発明は、価格が低減され、サイズが小型化された光受信装置、および価格の低減、サイズの小型化に適した光受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明による光受信装置は、ＤＰＳＫ復調手段によってＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換する光−電気変換手段と、各々の電気信号を増幅する増幅手段とを備え、増幅手段として、増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号の振幅を揃えることを特徴とする。【００１１】
本発明による他の態様の光受信装置は、ＤＰＳＫ復調手段によってＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換する光−電気変換手段と、電気信号に遅延を与える遅延手段とを備え、遅延手段として、遅延時間を各々独立に与えることが可能な遅延手段を用いて各々の電気信号の位相を合わせることを特徴とする。【００１２】
本発明による光受信方法は、ＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換し、増幅率を各々独立に設定可能な増幅手段を用いて各々の電気信号を増幅することによって各々の電気信号の振幅を揃えることを特徴とする。【００１３】
本発明による他の態様の光受信方法は、ＤＰＳＫ復調された差動の強度変調光の各々を電気信号に変換し、遅延時間を各々独立に与えることが可能な遅延手段を用いて各々の電気信号の位相を合わせることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の第１の効果は、光受信装置の価格を低減できることである。その理由は、ＤＰＳＫ復調後の２つの差動信号の振幅調整もしくは遅延調整、または振幅調整と遅延調整との双方を行うために、光部品が不要となり、集積化が可能な電気回路を用いればよいからである。そのような電子回路は量産に適しているため、それらを用いる光受信装置を低価格化できる。【００１５】
第２の効果は、小型な光受信装置を提供できることである。その理由は、光受信装置における電子回路を、光受信装置の前後に設けられる電子回路とともに集積化することができるからである。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】一般的な光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施の形態の光受信装置の動作を示すフローチャートである。
【図４】本発明の第１の実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】光受信装置の各部における波形例を示す波形図である。
【図６】理想的な電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。
【図７】遅延調整がなされる前の電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。
【図８】遅延調整がなされる前の電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。
【図９】利得調整がなされる前の電気信号およびアイ波形例を示す説明図である。
【図１０】本発明の第２の実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】第２の実施例における振幅調整を説明するための説明図である。
【図１２】第２の実施例における遅延調整を説明するための説明図である。
【図１３】第２の実施例の光受信装置の変形例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００１７】
１０２  ＤＰＳＫ復調器
１０５，１０６  光−電気信号変換器（Ｏ／Ｅ変換器）
１０９，１１０  可変増幅器
１１３，１１４  可変遅延線
１１９  識別器
１３０  １ビット遅延干渉計
１３７，１３８  ＰＤ
１３，１４０  トランスインピーダンス型増幅器（ＴＩＡ）
１４３，１４４  自動利得制御増幅器（ＡＧＣアンプ）
１４５，１４６  遅延調整器
１５０  差動バッファ回路
１５１  Ｆ／Ｆ（フリップフロップ回路）
１７２，１７３  利得調整機能付のＴＩＡ
１７４，１７５  遅延調整器
１７９  制御回路
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図２は、本発明の第１の実施の形態の光受信装置の構成を示すブロック図である。図２に示すように、第１の実施の形態の光受信装置は、ＤＰＳＫ復調器１０２と、光−電気信号変換器１０５，１０６と、電圧可変増幅器（以下、可変増幅器という。）１０９，１１０と、可変遅延線１１３，１１４と、識別器１１９とを含む。【００１９】
ＤＰＳＫ復調器１０２は、光伝送路１０１で伝送された位相情報を持つ位相変調光信号（以下、ＤＰＳＫ信号という。）を入力とし、１ビット前の光信号との位相差を検出し、位相差に応じた差動の強度変調光信号Ｉと強度変調光信号ＩＢとを出力する。
光−電気信号変換器（Ｏ／Ｅ変換器）１０５は、ＤＰＳＫ復調器１０２から出力された強度変調光信号Ｉを入力し、強度変調光信号Ｉの信号光強度に対応した電気信号Ｄ１を出力する。光−電気信号変換器（Ｏ／Ｅ変換器）１０６は、ＤＰＳＫ復調器１０２から出力された強度変調光信号ＩＢを入力し、強度変調光信号ＩＢの信号光強度に対応した電気信号Ｄ１Ｂを出力する。【００２０】
可変増幅器１０９は、電気信号Ｄ１を増幅し、増幅された電気信号Ｄ２を出力する。可変増幅器１１０は、電気信号Ｄ１Ｂを増幅し、増幅された電気信号Ｄ２Ｂを出力する。可変遅延線１１３は、電気信号Ｄ２を入力し、遅延が与えられた電気信号Ｄ３を出力する。可変遅延線１１４は、電気信号Ｄ２Ｂを入力し、遅延が与えられた電気信号Ｄ３Ｂを出力する。識別器１１９は、電気信号Ｄ３，Ｄ３Ｂにもとづいてデータの識別を行う。【００２１】
次に、図２および図３を参照して第１の実施の形態の動作を説明する。図３は、第１の実施の形態の光受信装置の動作を示すフローチャートである。
ＤＰＳＫ復調器１０２は、入力された光信号と１ビット前の光信号との位相を比較してＤＰＳＫ復調を行い、差動の強度変調光信号Ｉと強度変調光信号ＩＢとを出力する（ステップＡ１）。
ＤＰＳＫ復調器１０２は、１ビットの遅延差が与えられた２つの信号を干渉させ、干渉によって強められた強度信号（Constructiveな強度信号）を一方のポート（Constructiveポート）に出力し、干渉によって弱められた強度信号（Destructive  な強度信号）を他方のポート（Destructive  ポート）に出力する。図３には、干渉によって強められた強度信号が強度変調光信号Ｉであって、干渉によって弱められた強度信号が強度変調光信号ＩＢである場合が例示されている。【００２２】
Ｏ／Ｅ変換器１０５とＯ／Ｅ変換器１０６とは、差動の強度変調光信号Ｉと強度変調光信号ＩＢのそれぞれを別々にそれぞれの光強度に応じた電流値を有する電気信号に変換する（ステップＡ２）。
Ｏ／Ｅ変換器１０５からの電気信号Ｄ１は、可変増幅器１０９に入力され、Ｏ／Ｅ変換器１０６からの電気信号Ｄ１Ｂは、可変増幅器１１０に入力される。可変増幅器１０９と可変増幅器１１０とは、それぞれ、入力された電気信号Ｄ１，Ｄ１Ｂの電流値に応じた電圧レベルの信号に変換する（ステップＡ３）。
また、後段の識別器１１９に入力される振幅が２つの信号間で揃うように、信号の電圧振幅を所要の振幅にまで増幅する（ステップＡ４）。増幅された電気信号Ｄ２，Ｄ２Ｂは、それぞれ可変遅延線１１３，１１４に入力される。可変遅延線１１３，１１４は、それぞれ、識別器１１９に入力される位相が２つの信号間で揃うように、入力された電気信号Ｄ２，Ｄ２Ｂに所要の遅延を与える（ステップＡ５）。位相と振幅が揃った２つの信号は、識別器１１９に入力される。識別器１１９は、入力された電気信号にもとづいて、１または０を識別する（ステップＡ７）。【００２３】
本実施の形態では、ＤＰＳＫ復号後の２つの強度信号の位相合わせ、および振幅調整を電気回路で行う。従って、光信号について遅延処理を行う可変遅延調整器および光信号について振幅を調整する処理を行う光の可変減衰器を必要としない。よって、図１に示された光受信装置に比べて価格を抑えることができる。また、電気回路の部分を、光受信装置内の他の半導体回路とともに集積化することによって装置を小型化できる。
【実施例１】
【００２４】
次に、本発明の第１の実施例を、図４を参照して説明する。図４は、本発明の第１の実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。図４には、図２に示された第１の実施の形態の光受信装置の具体的な構成例が示されている。なお、光受信装置に入力されるＤＰＳＫ信号（位相情報を持つ位相変調光信号）は、４０Ｇｂｐｓの電気信号にもとづいて光変調された信号であるとする。また、４０Ｇｂｐｓ信号の電気信号は、１６個の符号化器の出力が時分割多重された信号である場合を例にする。また、ＤＰＳＫ信号として、ＲＺ（Return  to  Zero  ）−ＤＰＳＫ信号を例にする。【００２５】
図４に示す構成では、光受信装置は、ＤＰＳＫ受信器と、ＤＰＳＫ受信器が出力する４０Ｇｂｐｓの電気信号１５２を１６個の信号に分割する１：１６デマルチプレクサ１５３とを含む。
ＤＰＳＫ受信器は、ＤＰＳＫ復調器としての１ビット遅延干渉計１３０と、１ビット遅延干渉計１３０からの差動の強度変調光信号１３５，１３６（強度変調光信号Ｉ，ＩＢに相当）を電気信号に変換する光−電気変換器としてのＰＤ（Photo  detector）１３７，１３８と、ＰＤ１３７，１３８の出力である電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス型増幅器（ＴＩＡ（Trans  Impedance  Amplifier））１３９，１４０と、ＴＩＡ１３９，１４０の出力１４１，１４２を増幅する自動利得制御増幅器（ＡＧＣ（Automatic  Gain  Control）アンプ）１４３，１４４と、ＡＧＣアンプ１４３，１４４の出力である電気信号（電気信号Ｄ２，Ｄ２Ｂに相当）に遅延を与える遅延調整器（可変遅延線）１４５，１４６と、遅延調整器１４５，１４６の出力である遅延が与えられた電気信号（電気信号Ｄ３，Ｄ３Ｂに相当）を入力するデータ再生器（ＣＤＲ（Clock  and  Data  Recovery  ））１４９とを備えている。ＣＤＲ１４９は、差動バッファ回路１５０と、差動バッファ回路１５０の出力を入力する識別器としての差動入力のＦ／Ｆ（フリップフロップ回路）１５１とを含む。【００２６】
１ビット遅延干渉計１３０は、マッハツェンダー干渉計である。すなわち、入力した光を２分岐する光分岐部１３１と、分岐された２つの信号の一方に対して他方の信号を遅延させる伝送路１３２，１３３と、２分岐した信号を干渉させて光強度信号に変換するための方向性結合器１３４とを含む。
伝送路１３２，１３３は、それぞれの信号の方向性結合器１３４に達するまでの時間差が、信号の１ビット分つまり２５ｐｓ（ピコ秒）になるように形成されている。従って、方向性結合器１３４では、信号が１ビット前の信号と干渉させられる。その結果、信号の位相が１ビット前と同じ場合には、方向性結合器１３４の一方の出力から、伝送路１３２，１３３からの信号が強めあった信号が得られる。
また、他方の出力から、伝送路１３２，１３３からの信号が打ち消しあった信号が得られる。逆に、位相が異なる場合には、方向性結合器１３４の一方の出力から、伝送路１３２，１３３の信号が打ち消しあった信号が得られ、他方の出力から、伝送路１３２，１３３の信号が強めあった信号が得られる。【００２７】
従って、図５に示されるように、１ビット遅延干渉計１３０の出力として、入力信号（ＤＰＳＫ信号）２２０の１ビット前の信号との位相差が０（ビット２２１とビット２２２とを参照）の場合には、一方の強度変調光信号Ｉからハイレベル（ビット２２６）が得られ、他方の強度変調光信号ＩＢからローレベル（ビット２２７）が得られる。また、一ビット前の信号との位相差がπ（ビット２２２とビット２２３とを参照）の場合には、逆の差動信号（ビット２２８参照）が得られる。【００２８】
図５は、理想的な光信号の波形例およびアイ（eye  ）ダイアグラム（アイ波形）を示す説明図である。ただし、識別器入力については、電気信号の波形例およびアイ波形である。また、電気信号２３０の波形例として、Ｆ／Ｆ１５１のＰ入力端子に入力される信号とＮ入力端子に入力される信号との差分に相当する差分信号の波形例が示されている。
図５において、左側には、１ビット遅延干渉計１３０の入力光２２０の波形例、Constructiveポートの出力光２２４（図５における丸付き１参照）の波形例、Destructive  ポートの出力光２２５（図５における丸付き２参照）の波形例、および識別器（この実施の形態ではＦ／Ｆ１５１）に入力される電気信号２３０の波形例が示されている。
図５の右側には、１ビット遅延干渉計１３０の入力光のアイ波形２４０、１ビット遅延干渉計１３０のConstructiveポートの出力光のアイ波形２４１、１ビット遅延干渉計１３０のDestructive  ポートの出力光のアイ波形２４１、および識別器に入力される電気信号のアイ波形２４３が例示されている。なお、図５の右側には、識別器における識別電圧とＤＣ値とが一致していることを示す波線２４５も示されている。【００２９】
図６は、識別器に入力される電気信号２３０の理想的な波形例（図６（ａ））と、その差分信号の理想的な波形例（図６（ｂ））と、識別器に入力される電気信号の理想的なアイ波形２４３の波形例（図６（ｃ））とをともに示す説明図である。【００３０】
１ビット遅延干渉計１３０からの差動の強度変調光信号１３５，１３６は、光の伝送路を伝達し、各々のＰＤ１３７，１３８に入力され、光強度に応じた電流信号に変換される。電流信号は、ＴＩＡ１３９，１４０によって、それぞれ電流信号から電圧信号に変換される。電圧信号は、さらにＡＧＣアンプ１４３，１４４によって増幅される。増幅された信号のそれぞれに、遅延調整器１４５，１４６によって遅延が与えられる。【００３１】
ＣＤＲ１４９における差動バッファ回路１５０は、遅延調整器１４５，１４６から出力される信号１４７，１４８を差動入力として、差動増幅された信号を一方の出力端子から出力するとともに、差動増幅された信号を反転させた信号を他方の出力端子から出力する。
Ｆ／Ｆ１５１のＰ入力端子には差動バッファ回路１５０の一方の出力端子からの信号が入力され、Ｎ入力端子には差動バッファ回路１５０の他方の出力端子からの信号が入力される。Ｆ／Ｆ１５１は、ＣＤＲ１４９内のクロック再生回路（図示せず）が再生したクロック信号（ＣＫ）の立ち上がり時点または立ち下がり時点において、例えば、Ｐ入力端子の電圧レベルがＮ入力端子の電圧レベルよりも高いときには論理１を出力し、Ｐ入力端子の電圧レベルがＮ入力端子の電圧レベル未満であるときには論理０を出力する。【００３２】
図７および図８は、１ビット遅延干渉計１３０の出力からＦ／Ｆ１５１までの２つの伝送路における伝送遅延にばらつきがある場合の識別器に入力される電気信号の波形例（図７（ａ）および図８（ａ））と、その差分信号の波形例（図７（ｂ）および図８（ｂ））と、アイ波形例（図７（ｃ）および図８（ｃ））を示す説明図である。図９は、識別器に入力される２つの電気信号の振幅にばらつきがある場合のアイ波形例を示す説明図である。【００３３】
１ビット遅延干渉計１３０の出力からＦ／Ｆ１５１までの２つの伝送路における伝送遅延にばらつきがある場合、Ｆ／Ｆ１５１に入力される電気信号の波形およびアイ波形は、図７に示す電気信号２６０の波形例およびアイ波形、または図８に示す電気信号２６１の波形例およびアイ波形のようになる。
電気信号２６０では、１ビット分以内のずれが生じているので、２つの信号間の差分をとった場合に、アイ波形は歪み、Ｆ／Ｆ１５１における識別余裕が狭くなり、受信器の特性劣化が生ずる。アイ波形２６１では、遅延が１ビット分以上ずれているため、２つの信号間で差動関係が保たれず、両信号が１または０の場合が生じ、本来１または、−１の信号のところに、０レベルの信号が生ずる。すなわち、信号誤りが生ずる（図８（ｂ）におけるｘ参照）。【００３４】
そこで、図７や図８に示されたようなずれがなくなるように、遅延調整器１４５，１４６を用いて調整する。すなわち、ＣＤＲ１４９に入力される信号１４７の位相と信号１４８の位相とが一致するように、遅延調整器１４５，１４６の遅延量を調整する。その結果、ＣＤＲ１４９に入力される信号１４７，１４８の差が、図６に示すアイ波形２４３で示されるように正常になる。【００３５】
一例として、伝送路１３５の長さが伝送路１３６の長さよりも長い場合には、遅延調整器１４５に入力される信号は、遅延調整器１４６に入力される信号に対して遅れる。そのような場合には、遅延調整器１４６としての可変遅延線を遅延調整器１４５としての可変遅延線よりも長くして遅延調整器１４６に入力される信号を遅らせることによって、信号１４７の位相と信号１４８の位相とを一致させる。【００３６】
また、１ビット遅延干渉計１３０の出力からＦ／Ｆ１５１までの２つの伝送路における損失のばらつき、ＰＤ１３７，１３８の変換効率のばらつき、ＴＩＡ１３９，１４０の利得の差などが生じている場合には、図９に示すような振幅にばらつきがあるアイ波形２６２になる場合がある。
その場合、Ｆ／Ｆ１５１におけるデータの識別に誤りが生ずる可能性がある。そこで、この例では、ＡＧＣアンプ１４３，１４４を用いて、このような上下のピーク値が一致するようにそれぞれに利得を与えることにより調整する。例えば、信号１４７，１４８をサンプリングオシロスコープ等の計測器で観測し、それらの振幅が一致するようにＡＧＣアンプ１４３，１４４の利得を設定する。【００３７】
なお、可変遅延線１４５，１４６とＡＧＣアンプ１４３，１４４の設置位置は逆でもよい。
【実施例２】
【００３８】
次に、本発明の第２の実施例を、図１０を参照して説明する。図１０は、本発明の第２の実施例の光受信装置の構成を示すブロック図である。第２の実施例では、ＡＧＣアンプを用いず、利得調整機能付のＴＩＡ１７２，１７３が用いられている。また、外部からの制御信号に応じて遅延量を変更可能な遅延調整器１７４，１７５が用いられている。【００３９】
なお、第２の実施例では、シングル出力の差動バッファ回路１７６と識別器１７８とを有するＣＤＲ１８４が用いられている。識別器１７８は、ＣＤＲ１８４内のクロック再生回路（図示せず）が再生したクロック信号で差動バッファ回路１７６が出力する信号１７９をサンプリングし、例えば、サンプリングした値がしきい値Ｖｔｈよりも高い場合には論理１を出力し、しきい値以下である場合には論理０を出力する。なお、しきい値Ｖｔｈは、図５に示されたＤＣ値２４５である。【００４０】
また、差動バッファ回路１７６が出力する信号を入力する制御回路１７９が設けられている。１ビット遅延干渉計１３０の出力から識別器１７８までの２つの伝送路における損失のばらつき、ＰＤ１３７，１３８の変換効率のばらつきなどが生じている場合には、図９に示すような振幅にばらつきがあるアイ波形２６２になる場合がある。
すなわち、信号のＤＣ値２６４と最適な識別電圧２６３とが異なる。その場合、アイ波形の変化すなわち識別器１７８への入力信号の波形変化に応じた識別電圧の制御が必要になる。そこで、制御回路１７９は、出力される電気信号の振幅が一致するようにＴＩＡ１７２，１７３の利得を設定するための制御信号１８０，１８１を出力する。
このように調整することにより、信号のＤＣ電圧と識別電圧とが一致するような図６に示すアイ形２４３を得ることができる。なお、制御回路１７９は、識別器１７８への入力信号の波形情報をモニタして、ＴＩＡ１７２，１７３の増幅率を設定する増幅率設定手段に相当する。【００４１】
具体例として、図１１（ａ），（ｂ）に示すように、ＣＤＲ１８４に入力される電気信号およびアイ波形が図１１に示すようであったとする。図１１に示す例では、一方の電気信号（上側の電気信号）の振幅の方が他方の電気信号（下側の電気信号）の振幅よりも小さい。制御部１７９は、いずれの電気信号の振幅の方が大きいのかを、信号１７７の最大値Ｖｐおよび最小値ＶｎとＤＣ値とを比較することによって判定することができる。なお、制御部１７９は、ピーク検出器を有する。【００４２】
信号１７７の平均値を検出することによってＤＣ値を得ることができるが、単に、制御部１７９に入力される信号１７７をＡＣ結合すればＤＣ値＝０Ｖになるので、その場合には、制御部１７９は、最大値Ｖｐと最小値Ｖｎとを比較することによって、いずれの電気信号の振幅の方が大きいのかを判定することができる。【００４３】
そして、制御部１７９は、２つの電気信号の振幅を一致させるために、振幅が小さい方の電気信号を出力している側のＴＩＡ１７２の利得を上げるように制御信号１８０を出力するか、または、振幅が大きい方の電気信号を出力している側のＴＩＡ１７３の利得を下げるように制御信号１８１を出力する。その結果、図１１（ｃ）に示すように、ＣＤＲ１８４に入力される信号のアイ波形が揃う。すなわち、図１１（ｄ）に示すように、識別器１７８で識別される信号列の元になる信号は理想的な信号になる。【００４４】
また、制御回路１７９は、ＣＤＲ１８４に入力される２つの電気信号の位相が一致するように、遅延調整器１７４，１７５の遅延量を調整するための制御信号１８２，１８３を出力する。その結果、ＣＤＲ１８４に入力される２つの電気信号の位相差が、図６に示すアイ波形２４３で示されるように正常になる。なお、制御回路１７９は、識別器１７８への入力信号の波形情報をモニタして、遅延調整器１７４，１７５の遅延時間を設定する遅延時間設定手段に相当する。【００４５】
具体的には、システムの初期状態において、図１２に示すように、制御回路１７９は、遅延調整器１７４，１７５の遅延量を変化させながら信号１７７の積分（斜線部分に相当）をとる。すなわち、信号１７７の平均値との差の絶対値の平均を計算する。
そして、制御回路１７９は、積分値が最大になったときの遅延量を最適な遅延量と判断し、以後、その遅延量を固定する。なお、２つの電気信号の位相がずれている場合には、図１２（ｂ），（ｃ）に示すように、積分値は小さくなる。また、制御回路１７９は、想定される位相ずれの量の範囲内で、遅延調整器１７４，１７５の遅延量を変化させる。【００４６】
また、図１３に示すように、制御回路１７９は、ＣＤＲ１８４に入力される２つの電気信号１４７，１４８の振幅が一致するようにＴＩＡ１７２，１７３の増幅率を設定するように構成されていてもよい。そのように構成する場合には、システムの初期状態において、制御回路１７９は、２つの電気信号１４７，１４８の振幅が一致するようにＴＩＡ１７２，１７３の増幅率を設定するための制御信号１８０，１８１をＴＩＡ１７２，１７３に出力する。【００４７】
また、制御回路１７９は、遅延調整器１７４，１７５の遅延量を変化させながら、２つの電気信号１４７，１４８の間でレベルが異なる部分（０Ｖに対して一方が上側で他方が下側である部分）の積分を行い、積分値が最大になったときの遅延量を最適な遅延量と判断する。つまり、例えば電気信号１４７と電気信号１４８とを入力とするＥＸＯＲ回路の出力の積分値が最大となるときの遅延量を最適な遅延量と判断する。【００４８】
以上のような構成によって、本発明では、ＤＰＳＫ復調器としての遅延干渉計から差動の強度変調光信号が出力され、Ｏ／Ｅ変換器で差動の強度変調光信号が差動の電気信号に変換されるように構成されている場合に、ＣＤＲまでの伝送路での差動の電気信号の位相と振幅がずれる可能性があるときでも、ＣＤＲには、位相と振幅が揃った電気信号が入力される。よって、識別器でのデータの判定誤りを低減することができる。
以上、実施形態（及び実施例）を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態（及び実施例）に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は２００６年１２月１３日に出願された日本出願特願２００６−３３６１３５号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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