【手続補正書】
【提出日】平成16年12月16日(2004.12.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】      明細書
【発明の名称】  折返しサニャックセンサアレイ
【特許請求の範囲】
【請求項１】  音響センサであって、
光の光源と、
第１のカプラとを備え、前記カプラは、第１の光路長を有する第１の光路およびセンサのアレイに前記光を結合し、前記センサのアレイは少なくとも第１のセンサを含み、前記第１のセンサは、前記第１の光路長とは異なる第２の光路長を有する第２の光路におかれ、さらに
第２のカプラを備え、前記第２のカプラは、前記第１の光路および前記アレイからの光を受け、前記光を光遅延経路に結合し、前記光は前記光遅延経路から前記第２のカプラに戻り、前記第２のカプラは、前記光遅延経路から戻る前記光を前記第１の光路および前記アレイに結合し、前記光遅延経路から戻る前記光が前記第１の光路および前記アレイを通って前記第１のカプラへと伝搬し、前記第１のカプラは、前記第１の光路および前記アレイからの前記光を合成して、前記第１の光路および前記アレイを通って同距離だけ進行する光を干渉させて、検出可能な出力信号を発生させ、前記検出可能な出力信号は前記第１のセンサにあたる音響エネルギに応答して変化し、さらに
少なくとも１つの検出器を備え、前記少なくとも１つの検出器は、前記検出可能な出力信号を検出して、前記第１のカプラからの前記検出可能な出力信号の変化に応答して検出器出力信号を発生する、音響センサ。
【請求項２】  前記アレイに第２のセンサをさらに含み、前記第２のセンサは、前記第１の光路長および前記第２の光路長とは異なる第３の光路長を有する第３の光路におかれる、請求項１に記載の音響センサ。
【請求項３】  音響センサであって、
入力光の光源と、
第１のカプラとを備え、前記第１のカプラは、少なくとも第１の光路および少なくとも１つの付加的な光路に前記入力光を結合して、第１の方向にその中を伝搬するようにし、前記第１の光路は第１の光路長を有し、前記第１の光路を通る光は音響信号による影響を実質的に受けず、前記少なくとも１つの付加的な光路は、前記第１の光路長とは異なる第２の光路長を有し、前記少なくとも１つの付加的な光路の少なくとも一部分は、前記音響信号による影響を受けて、前記少なくとも１つの付加的な光路の前記部分を通る光の位相
を変調し、さらに
遅延経路と、
第２のカプラとを備え、前記第２のカプラは、前記第１の光路および前記少なくとも１つの付加的な光路からの光を前記遅延経路に結合し、前記第１の光路および前記少なくとも１つの付加的な光路からの前記光は、前記第１および第２の光路長の差に応じて時間的に隔てられた、光のそれぞれの第１および第２の部分を含み、前記光の第１および第２の部分は、光のそれぞれの第１および第２の遅延部分として前記遅延経路から戻り、前記第２のカプラは、前記光の第１および第２の遅延部分を前記第１の光路および前記少なくとも１つの付加的な光路に結合し、前記光の第１および第２の遅延部分の各々は、前記光路の各々に結合されて、前記第１の方向とは反対の第２の方向にその中を伝搬し、前記第２の方向に進行する前記光の部分は、前記第１のカプラで再度合成されて、前記第１のカプラから少なくとも１つの検出器に出力され、前記検出器は、実質的に等しい総距離だけ前記第１および第２の方向に進行する光のパルス間の干渉を検出する、音響センサ。
【請求項４】  音響信号の検出方法であって、
入力光信号を発生するステップと、
前記入力光信号を少なくとも第１および第２の伝搬経路に結合して、それぞれの第１の方向にその中を伝搬するようにするステップとを備え、前記第１および第２の伝搬経路はそれぞれ第１および第２の光路長を有し、前記第１および第２の伝搬経路はそれぞれ第１および第２の出力光部分を出力し、前記第１および第２の出力光部分は、前記第１および第２の光路長の差に応じて異なる時間に前記第１および第２の伝搬経路から出力され、前記第２の出力パルスは、前記第２の伝搬経路にあたる音響信号によって変調され、さらに
前記第１および第２の出力光部分の遅延経路に結合するステップを備え、前記遅延経路は、前記第１および第２の出力光部分に対応する第１および第２の遅延光部分を出力し、さらに
前記第１および第２の遅延光部分を前記第１および第２の伝搬経路に結合して、前記第１の方向とは反対の第２の方向にその中を伝搬するようにするステップを備え、前記第１の伝搬経路は、第１の組のリターン光部分を出力し、前記第１の組のリターン光部分は、前記第１および第２の遅延光部分の各々に対してそれぞれのリターン光部分を含み、前記第２の伝搬経路は第２の組のリターン光部分を出力し、前記第２の組のリターン光部分は、前記第１および第２の遅延光部分の各々に対してそれぞれのリターン光部分を含み、さらに
前記第１および第２の組のリターン光部分を少なくとも１つの検出器に結合するステップを備え、前記第１および第２の組のリターン光部分の前記リターン光部分は、出力光部分から結果として得られ、同一光路長だけ進行する遅延光部分は、検出可能な出力信号を発生するよう干渉し、さらに
前記検出可能な出力信号を選択的に検出して、前記第１の方向または前記第２の方向のいずれかに前記第１の伝搬経路を伝搬する光部分の干渉から結果として得られる出力信号のみを検出するステップを備え、前記検出可能な出力信号は、前記第２の伝搬経路にあたる音響信号に応答して変化する、音響信号の検出方法。
【請求項５】  センサであって、
入力光を受け、かつ第１の光伝搬遅延を有する第１の光路および第２の光路に入力光を結合する第１の光カプラを備え、前記第２の光路はセンサのアレイを含み、前記アレイの各センサは、それぞれの光伝搬遅延を有する光路におかれ、さらに
前記第１の光路および前記アレイからの光を受け、前記光を遅延経路に結合し、前記遅延経路から戻る光を前記第１および第２の光路に再び結合して、前記第１の光カプラへ伝搬する前記光がそこで再度合成されるようにし、前記光の部分は、前記光の前記部分が、前記第１のカプラに戻る前に前記第１および第２の光路を通って同距離だけ進行したときに、前記第１の光カプラで干渉し、さらに
前記第１のカプラで干渉する光のパルスから結果として得られる光の強度の変化を検出する検出器を備える、センサ。
【請求項６】  センサであって、
第１のカプラを備え、前記カプラは、共通経路および感知アレイに光を結合して、それぞれの第１の方向にその中を伝搬するようにし、前記感知アレイは複数の感知経路を含み、さらに
第２のカプラを備え、前記第２のカプラは、前記共通経路および前記感知アレイからの光を遅延経路に結合し、前記第２のカプラはさらに、前記遅延経路からの光を前記共通経路および前記感知アレイに結合して、それぞれの第２の方向にその中を前記第１のカプラへと伝搬するようにし、前記第１のカプラは、前記それぞれの第２の方向に伝搬する前記光に応答して出力光を与え、さらに
前記第１のカプラからの前記出力光を受け、前記第１のカプラの光の干渉に応答して出力信号を発生する検出器を備える、センサ。
【請求項７】  前記遅延経路が、ある長さの光ファイバおよびリフレクタを含み、前記光ファイバの長さは光遅延時間を提供するように選択され、前記光は前記光ファイバを通って前記第２のカプラから前記リフレクタに伝搬し、前記リフレクタは、前記光を前記光ファイバの中に反射し、前記光ファイバを通って前記第２のカプラに伝搬するようにする、請求項６に記載のセンサ。
【請求項８】  前記リフレクタがファラデー回転ミラーを含み、第１の偏光方向に前記ファラデー回転ミラーに入射する前記光は、直交する第２の偏光方向に反射し、前記第２の偏光方向に入射する前記光は、前記第１の偏光方向に反射する、請求項６に記載のセンサ。
【請求項９】  光が前記第１のカプラと前記第２のカプラとの間の前記共通経路を前記第１の偏光方向に伝搬するようにする第１の偏光子と、光が前記感知アレイの前記第２の偏光方向に伝搬するようにする第２の偏光子とをさらに含み、前記ファラデー回転ミラーは、前記第１の方向に前記共通経路を伝搬する光が前記第２の方向に前記感知アレイのみに伝搬するようにし、かつ前記第１の方向に前記感知アレイを伝搬する光が、前記第２の方向に前記共通経路のみに伝搬するようにし、前記共通経路を前記第２の方向に伝搬する前記光の部分は、前記第１のカプラにおいて、前記第１および第２の方向に実質的に等しい光路長だけ進行する、前記感知アレイの前記第２の方向に伝搬する前記光の部分を干渉する、請求項８に記載のセンサ。
【請求項１０】  前記遅延経路が、前記第２のカプラの第１のポートからの前記光を受け、前記第２のカプラの第２のポートに光を戻す、請求項６に記載のセンサ。
【請求項１１】  前記遅延経路が位相変調器を含み、前記位相変調器は、前記遅延経路に伝搬する光を変調し、前記位相変調器は前記検出器からの前記出力信号に応答して、前記遅延経路に伝搬する前記光を変調し、前記検出器からの前記出力信号をゼロにする、請求項６に記載のセンサ。
【請求項１２】  前記光パルスを発生するための非偏光源と、前記非偏光源によって発生した光を減偏光するための減偏光子とをさらに含む、請求項６に記載のセンサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
【発明の分野】
本発明は、光がアレイを伝搬し、アレイから戻る光に対する音響信号の影響を分析して音響信号の特性を決定する、光ファイバ音響センサアレイの分野に関する。
【０００２】
【関連技術の説明】
光ファイバ系音響センサは従来の電子センサに取って代わる有望な技術である。それらの利点としては、感度が高いこと、ダイナミックレンジが広いこと、軽量であること、そして小型であることなどが挙げられる。共通のバスに多数の光ファイバセンサを容易に多元化できることも、アレイ規模の拡大という観点で光ファイバセンサを魅力的にしている。最近では、一対のファイバによって支持できるセンサ数を増やすために多数の小利得エ
ルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）が光ファイバセンサアレイに組込まれ、成功を収めているが、これによっても大規模な光ファイバセンサアレイの競争力が増している。
【０００３】
音響検出には、光ファイバセンサとしてはマッハ・ツェンダー干渉センサが選ばれてきた。いかなる干渉センサにおいても、二乗余弦関数によって位相変調が強度変調にマッピングされる。この非線形伝達関数のために、シヌソイド位相変調により高調波の次数が高くなる。直角位相（干渉ビームの位相がπ／２だけずれている）でバイアスされた干渉計の応答は第１次高調波で最高であり、第２次高調波で最低である。この理由のために直角位相は好ましいバイアス点である。バイアス点が（たとえば外部の気温の変化により）直角位相から移動すると、第１次高調波での応答が低下し、第２次高調波での応答が上昇する。干渉計が、位相が０またはπずれてバイアスされている場合、第１次高調波は完全に消えてしまう。この（直角位相からバイアス点が移動することに起因する）第１次高調波での応答の低下は、信号のフェージング(fading)と呼ばれる。
【０００４】
バイアス点が不安定であるため、マッハ・ツェンダー干渉センサでは特に、たった今述べた信号のフェージングの問題が起こりやすい。信号のフェージングを克服するためには、リターン信号を復調する必要がある。典型的な復調技術は位相発生キャリア（ＰＧＣ）機構であり、これには経路が不整合なマッハ・ツェンダー干渉センサが要求される（たとえばAnthony Dandridge, et al., Multiplexing of Interferometric Sensors Using Phase Carrier Techniques, Journal of Lightwave Technology, Vol.LT-5, No.7, July 1987, pp.947-952を参照。）このように経路が不均衡なことによりさらに、レーザ位相ノイズが強度ノイズに変換されてしまい、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイの性能が低周波数に制限されてしまい、光源の線幅の要件が厳しくなる。このように狭い線幅の要件により、１．５５μｍでの増幅マッハ・ツェンダー干渉センサアレイの開発が遅れてきた。
【０００５】
サニャック干渉計は光ファイバジャイロスコープにおいて広い用途を見出している。（たとえばB. Culshaw, et al., Fibre optic gyroscopes, Journal of Physics E (Scientific Instruments), Vol.16,No.1, 1983, pp.5-15を参照。）サニャック干渉計を音響波の検出に使用することが提案されている。（たとえばE. Udd, Fiber-optic acoustic sensor based on the Sagnac interferometer, Proceedings of the SPIE-The International Society for Optical Engineering, Vol.425, 1983, pp.90-91; Kjell Krakenes, et al., Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties, OPTICS LETTERS, Vol.14, No.20, October 15, 1989, pp.1152-1145; and Sverre Knudsen, et al., An Ultrasonic Fiber-Optic Hydrophone Incorporating a Push-Pull Transducerin a Sagnac Interferometer, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.12, No.9, September 1994, pp.1696-1700を参照。）その共通経路設計のために、サニャック干渉計は双方向性を有し、このためバイアス点は安定しており、信号のフェージングの問題を排除し、光源の位相ノイズが強度ノイズに変換されることを防ぐ。したがって、サニャック干渉計には、マッハ・ツェンダー干渉センサを低周波数に制限する位相ノイズの問題がない。
【０００６】
【発明の概要】
本発明の１つの局面は、光の光源を含む音響センサである。第１のカプラは、第１の光路長を有する第１の光路およびセンサのアレイに光を結合する。センサのアレイは少なくとも第１のセンサを含む。第１のセンサは、第１の光路長とは異なる第２の光路長を有する第２の光路におかれる。アレイは有利には第２のセンサを含み、この第２のセンサは、第１の光路長および第２の光路長とは異なる第３の光路長を有する第３の光路におかれる。第２のカプラは、第１の光路およびアレイからの光を受け、光を光遅延経路に結合する。光は光遅延経路から第２のカプラに戻る。第２のカプラは光遅延経路から戻る光を第１の光路およびアレイに結合する。光遅延から戻る光は第１の光路およびアレイを通って第
１のカプラに伝搬する。第１のカプラは第１の光路およびアレイからの光を合成して、第１の光路およびアレイを通って同距離だけ光が進行して干渉し、検出可能な出力信号を発生するようにする。検出可能な出力信号は、第１のセンサにあたる音響エネルギに応答して変化する。少なくとも１つの検出器は検出可能な出力信号を検出し、第１のカプラからの検出可能な出力信号の変化に応答して検出器出力信号を発生する。
【０００７】
本発明の別の局面は、入力光の光源を含む音響センサである。第１のカプラは、入力光を少なくとも第１の光路および第２の光路に結合し、第１の方向にその中を伝搬するようにする。第１の光路は第１の光路長を有する。第１の光路を通る光は実質的に音響信号による影響を受けない。第２の光路は少なくとも１つの感知素子を含む。感知素子は、第１の光路長とは異なる第２の光路長を有する少なくとも第１の付加的な光路を含む。第１の付加的な光路の少なくとも一部分は音響信号による影響を受けて、第１の付加的な光路の部分を通る光の位相を変調する。好ましい実施例において、感知素子は、少なくとも第２の付加的な光路をさらに含み、これは、第１の光路長および第２の光路長とは異なる第３の光路長を有する。第２の付加的な光路の少なくとも一部分は音響信号による影響を受けて、第２の付加的な光路の部分を通る光の位相を変調する。センサはさらに遅延経路を含む。第２のカプラは、第１の光路および少なくとも第１の付加的な光路からの光を遅延経路に結合する。感知素子が第２の付加的な光路を含む場合、第２の付加的な光路からの光もまた遅延経路に結合される。第１の光路および第１の付加的な光路からの光は、第１および第２の光路長の差に応じて時間的に隔てられた光のそれぞれの第１および第２の部分を含む。光の第１および第２の部分は、それぞれ第１および第２の遅延部分として遅延経路から戻る。第２のカプラは、第１および第２の遅延部分を第１の光路および第１の付加的な光路に結合する。第１および第２の遅延部分の各々は、光路の各々に結合されて、第１の方向とは反対の第２の方向にその中を伝搬する。第２の方向に進行する光の部分は第１のカプラで再度合成されて、第１のカプラから少なくとも１つの検出器に出力される。検出器は、第１および第２の方向に実質的に等しい総距離だけ進行する光の部分間の干渉を検出する。
【０００８】
本発明の別の局面は、音響信号の検出方法である。方法は、光を発生し、光の部分がそれぞれの第１の方向に伝搬するよう少なくとも第１および第２の伝搬経路に光を結合するステップを含む。第１および第２の伝搬経路はそれぞれ第１および第２の光路長を有する。第１および第２の伝搬経路はそれぞれ第１および第２の出力光部分を出力する。第１および第２の出力光部分は第１および第２の光路長の差に応じて異なった時間に第１および第２の伝搬経路から出力される。第２の出力光部分は、第２の伝搬経路にあたる音響信号によって変調される。第１および第２の出力光部分は遅延経路に結合される。遅延経路は、第１および第２の出力光部分に対応する第１および第２の遅延光部分を出力する。第１および第２の遅延光部分は第１および第２の遅延経路に結合され、第１の方向とは反対の第２の方向にその中を伝搬する。第１の伝搬経路は第１の組のリターン光部分を出力する。第１の組のリターン光部分は、第１および第２の遅延光部分の各々に対してそれぞれのリターン光部分を含む。第２の伝搬経路は第２の組のリターン光部分を出力する。第２の組のリターン光部分は、第１および第２の遅延光部分の各々に対してそれぞれのリターン光部分を含む。第１および第２の組のリターン光部分は少なくとも１つの検出器に結合される。出力光部分から結果として得られる第１および第２の組のリターン光部分のリターン光部分および同一光路長だけ進行する遅延光部分は干渉して、検出可能な出力信号を発生する。検出可能な出力信号は選択的に検出されて、第１の方向または第２の方向のいずれかに第１の伝搬方向に伝搬する光の部分の干渉によって結果として生じる出力信号のみを検出する。検出可能な出力信号は、第２の伝搬経路にあたる音響信号に応答して変化する。
【０００９】
本発明の別の局面は、センサであり、このセンサは、光入力信号を受け、この光入力信
号を、第１の光伝搬遅延を有する第１の光路と第２の光路とに結合する第１の光カプラを含む。第２の光路はセンサのアレイを含む。アレイの各センサは、それぞれの光伝搬遅延を有する光路におかれる。第２の光カプラは、第１の光路およびアレイからの光を受ける。第２の光カプラは光を遅延経路に結合し、さらには、遅延経路から戻る光を第１および第２の光路に再度結合し、光が第１の光カプラへ伝搬してそこで再度合成されるようにする。光の部分は、第１のカプラに戻る前に、第１および第２の光路を通って同距離だけ光の部分が進行したときに、第１の光カプラにおいて干渉する。検出器は、第１のカプラで干渉する光パルスから結果として得られる光の強度の変化を検出する。
【００１０】
本発明の別の局面は、光入力信号を共通経路および感知アレイに結合する第１のカプラを含むセンサである。光は共通経路および感知アレイにおいてそれぞれの第１の方向に伝搬する。感知アレイは複数の感知経路を含む。第２のカプラは共通経路および感知アレイからの光を遅延経路に結合する。第２のカプラはさらに、遅延経路からの光を共通経路および感知アレイに結合し、それぞれの第２の方向においてその中を第１のカプラへ伝搬するようにする。第１のカプラは、それぞれの第２の方向に伝搬する光に応答して出力光を与える。検出器は第１のカプラからの出力光を受け、第１のカプラにおける光の干渉に応答して出力信号を発生する。一実施例において、遅延経路はある長さを有する光ファイバとリフレクタとを含む。光ファイバの長さは、ある光遅延時間を付与するように選択される。光は第２のカプラからリフレクタへと光ファイバを伝搬する。リフレクタは光を光ファイバの中に反射して、光ファイバを通って第２のカプラに伝搬するようにする。特定的な実施例において、リフレクタはファラデー回転ミラーを含む。第１の偏光方向にファラデー回転ミラーに入射する光は、直交する第２の偏光方向に反射し、第２の偏光方向に入射する光は第１の偏光方向に反射する。ファラデー回転ミラーを有する実施例において、センサは好ましくは、第１のカプラと第２のカプラとの間の共通経路を第１の偏光方向に光が伝搬するようにする第１の偏光子を含む。第２の偏光子は、第２の偏光方向に感知アレイを光が伝搬するようにする。ファラデー回転ミラーは、第１の方向に共通経路を伝搬する光が、第２の方向に感知アレイにのみ伝搬するようにし、かつ第１の方向に感知アレイを伝搬する光が、第２の方向に共通経路のみを伝搬するようにする。共通経路を第２の方向に伝搬する光の部分は、第１および第２の方向に実質的に等しい総光路長だけ進行する、感知アレイを第２の方向に伝搬する光の部分を第１のカプラで干渉する。代替的な実施例において、遅延経路は第２のカプラの第１のポートからの光を受け、光を第２のカプラの第２のポートに戻す。遅延経路は有利には位相変調器を含み、これは遅延経路に伝搬する光を変調する。位相変調器は検出器からの出力信号に応答して、遅延経路に伝搬する光を変調し、検出器からの出力信号をゼロにする。
【００１１】
本発明の別な局面は折返しサニャック光ファイバ音響センサアレイであり、これはサニャック干渉計と同様に動作するが、ダウンリードファイバの分散ピックアップを低減するよう共通遅延経路を用いる。光ファイバ音響センサアレイは水中で音響波を検出するために使用される。アレイの基礎をマッハ・ツェンダー干渉計に置くのではなく、折返しサニャックセンサアレイの基礎を、マッハ・ツェンダー干渉計ではなくサニャック干渉計に類似した動作原理に置くことにより、センサアレイのバイアス点が安定し、位相ノイズが低減し、高価な狭い線のレーザを要求するのではなく広帯域信号源の使用が可能になる。多数の音響センサを折返しサニャック光ファイバ音響アレイのアーキテクチャに多元化することができる。
【００１２】
添付の図面に関連して以下に本発明を説明する。
【００１３】
【好ましい実施例の詳細な説明】
以下に、サニャックループの（ハイドロホンなどの）音響センサのアレイに関連して本発明を説明する。好ましい実施例を説明する前に、単一ループサニャック音響センサの動
作を簡単に説明する。
【００１４】
単一ループサニャック音響センサ
簡単なサニャック系音響センサ１００が図１に示される。サニャックループは２つの部分、すなわち遅延ループ１０２とハイドロホン１０４とに分割される。遅延ループ１０２は単に非常に長いファイバであり、典型的には１ｋｍよりも長い。ハイドロホン１０４はファイバの部分であり、ここで音響波が、ファイバに伝搬する光信号の位相変調に変換される。音響波に対する応答性は典型的には、ハイドロホン１０４におけるファイバの部分に最適なコーティングを選択し、ファイバを適切な組成物のマンドレルのまわりに巻くことにより高められる。（たとえばJ. A. Bucaro, et al., Optical fibre sensor coatings, Optical Fiber
Sensors, Proceedings of the NATO Advanced Study Institute, 1986, pp.321-338を参照。）ハイドロホン１０４のまわりに巻かれるファイバの長さは典型的に１０メートルから１００メートルである。たとえば超蛍光ファイバ源（ＳＦＳ）などの光源１１０からの光は、３×３カプラ１１２によって時計回り（ＣＷ）および反時計回り（ＣＣＷ）のビームに分割される。３×３カプラ１１２の動作は周知であり、たとえばSang K. Sheem, Fiber-optic gyroscope with [3×3] directional coupler, Applied Physics Letters, Vol.37, No.10, 15 November 1980, pp.869-871に記載されている。
【００１５】
ここでは３×３カプラ１１２を使用するものとして説明するが、他のカプラ（たとえば２×２カプラおよび４×４カプラなど）を本発明の代替的な実施例に使用してもよい。たとえば、２×２カプラを使用すると、一方の側のポートの両方がサニャック干渉計を構成するよう使用される。他方の側の一方のポートは検出ポートである。もう１つのポートはアレイに光を出射するために使用され、カプラまたはサーキュレータが採用される場合には検出ポートとして使用され得る（光ファイバジャイロスコープの場合と同様である）。一般に、サニャック干渉計を構成するためにカプラのうち一方の側の２つのポートを使用し、検出ポート、出射ポートまたはこれらの両方としてカプラの他方の側のポートを使用すれば、いかなるｎ×ｍカプラを採用してもよい。
【００１６】
分割後、ＣＷビームはまず遅延ループ１０２中を進行し、その後ハイドロホン１０４へと進み、ＣＣＷビームはまずハイドロホン１０４中を進行し、その後遅延ループ１２中を進む。ＣＷビームがハイドロホン１０４中を進行する時間とＣＣＷビームがハイドロホン１０４中を進行する時間との時間遅延Ｔdelay（以下、delayは「遅延」を表す）間、音響信号と同様にハイドロホン１０４で音響的に誘導された位相変調が変化する。この位相変調の変化は反対方向に伝搬するビーム間の位相の差にマッピングされ、これは、３×３カプラ１１２でビームが再度合成される際に強度変調に変換される。この強度変調は後に第１の検出器１２０および第２の検出器１２２またはこれらの２つの検出器のうちの一方のみによって検出される。
【００１７】
より明確には、音響信号がハイドロホン１０４のファイバに位相変調φηｃｏｓ（Ωｔ）を誘導する場合、ハイドロホン１０４における干渉ビーム間の、結果として生じる位相変調φｉｎｔ（ｔ）は下記の式によって与えられる。
【００１８】
【数１】
2002511565.tif 000001
【００１９】
ただし、Ｔdelayは遅延ループを通る進行時間である。したがって、φｉｎｔ（ｔ）はハイドロホン変調φη、および音響変調周波数Ωとループ遅延Ｔdelayとの積の関数である。これは、φｉｎｔ（ｔ）がハイドロホン変調φηのみの関数であるマッハ・ツェンダー干渉センサの場合とは異なる。音響周波数Ωと時間遅延Ｔdelayとの積がπ（式１の１つ目の正弦項の最大値）の奇数倍であるときにサニャックループ音響センサの感度が最高になる。この積πをもたらす音響周波数は適切なループ周波数と呼ばれ、感度が最高になる最低周波数である。水中での感知用途の多くは１０ｋＨｚ未満の音響周波数の検出に関わる。適切なループ周波数が１０ｋＨｚ未満になるようにするためには、５０マイクロセカンド以上の遅延時間と、したがって１０ｋｍ以上の遅延ループ長さとが要求される。このため、サニャック音響センサ１００では、低音響周波数（＜１０ｋＨｚ）の検出に大量のファイバが要求される。
【００２０】
サニャック干渉計に特有な共通経路設計には、既に述べたようにバイアス点が安定しており位相ノイズの問題がなくなる他にも、マッハ・ツェンダー干渉計に勝る多くの利点がある。サニャック干渉計では、増幅自発放出（ＡＳＥ）源の一例として、超蛍光ファイバ源（ＳＦＳ）などのコヒーレンス長の短い広帯域源の使用が可能になる。このような光源は価格が低く、高いレベルのパワーを容易に供給し得る。３×３カプラを使用するとサニャック音響センサが受動的に直角位相付近にバイアスされることが示されている。（Sang
K. Sheem, Fiber-optic gyroscope with [3×3] directional coupler, Applied Physics Letters, Vol.37, No.10, 15 November 1980, pp.868-871; and H. Poisel, et al., Low-cost fibre-optic gyroscope, Electronics Letters, Vol.26, No.1, 4th January 1990, pp.69-70を参照。）３×３カプラの２つの検出ポートから信号を減じると、ＳＦＳ源の制限ノイズ源である光源過剰ノイズが低減し、ハイドロホンによる位相変調によって誘導される強度変化が起こる。これにより、サニャック干渉計はショットノイズ制限性能に近づく。（Kjell Krakenes, et al., Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties, OPTICS LETTERS, Vol.14, No.20, October 15, 1989, pp.1152-1145を参照。）
サニャック系音響センサに対するこれまでの研究は単一センサの構成に限られていた。サニャック干渉計の持つ特有な利点のために、出願人は、大規模なアレイに配置されたマッハ・ツェンダー干渉センサをサニャック系センサに置き換えることが望ましいと判断した。上述の各サニャックセンサ１００には何キロメートルものファイバが要求されるため、このような多数のセンサを大規模なアレイに挿入することは非実用的である。循環する遅延ループを使用してファイバ長さに関する要件を緩和する研究により、ファイバの量は大幅に低減したものの、循環ループ内にＥＤＦＡが組込まれることにより高ノイズの問題のあるセンサが生まれた。（たとえばJ.T. Kringlebotn, et al., Sagnac Interferometer Including A Recirculating Ring With An Erbium-doped Fibre Amplifier, OFS '92 Conference Proceedings, pp. 6-9.を参照。）以下に、要求されるファイバ量を低減するための新規な方策を記載する。
【００２１】
サニャック干渉計に基づく新規なセンサアレイ
以下に記載するように、出願人は、多数のセンサを同一の遅延ループに多元化すること
により、サニャック系の大規模アレイに要求されるファイバ量を低減する新規なシステムを見出し、実用的なサニャックセンサアレイ（ＳＳＡ）を生み出した。図２に示されるように、本発明によるサニャックセンサアレイ２００は単一遅延ループ２１４に装着された梯子状の形態のハイドロホン２１２（ｉ）のアレイ２１０を含む。たとえば、図２は、それぞれの段２１６（１）、２１６（２）…２１６（Ｎ）に置かれたＮ個のハイドロホン２１２（１）、２１２（２）…２１２（Ｎ）を有するサニャックセンサアレイ２１０を示す。サニャックセンサアレイ２１０の各段２１６（ｉ）は、それぞれのハイドロホン２１２（ｉ）の周りに巻かれた単一ファイバを含む。遅延ループ２１４およびアレイ２１０を通りカプラ２２０に戻る３×３カプラ２２０からのすべての経路には別個のサニャック干渉計が設けられる。したがって、Ｎ個のセンサ２１２のアレイの場合、Ｎ個の別個のサニャック干渉計が設けられ、これらの各々が、図１に示される単一ループサニャックセンサ１００と同様に動作する。各サニャック干渉計は空間における別個の点、すなわちハイドロホン２１２（ｉ）の場所で、音響信号を測定する。たとえば、遅延ループ２１４と段２１６（１）とを含むサニャック干渉計はハイドロホン２１２（１）で音響信号を測定する。さらに、各サニャック干渉計はループ中の他の場所における音響信号（たとえばノイズ）も受け、後に説明するようにこのノイズは有利に低減される。
【００２２】
サニャックセンサアレイ２００は時間分割多元化（ＴＤＭ）構成（ＴＤＭではない機構を後に説明する）において最も容易に理解できる。光源２２２（これは有利には従来のパルス源を含むか、または外部変調器を有するＣＷ源を含み得る）は光パルスを発生し、この光パルスはカプラ２２０の第３のポートを介してサニャックループに入り、図２に示されるようにＣＷおよびＣＣＷ方向の両方に伝搬する。アレイ２１０に到達すると、ＣＣＷパルスは一連のＮ個の別個のパルスに分割される。この時点で、ＣＷ入力パルスはまだアレイ２１０には到達しておらず、依然として単一パルスである。ＣＷパルスは、アレイ２１０に到達すると一連のＮ個のパルスに分割される。一連のＣＷパルスの各々はそれぞれの段２１６（ｉ）中を進行した後に３×３カプラ２２０に戻り、反対方向に同じ段２１６（ｉ）を通って進行したＣＣＷ連のパルスを干渉する。このため、Ｎ個のパルスが第１の検出器２３０と第２の検出器２３２とによって検出され、各パルスはＮ個のサニャックループのうちの１つのＣＷおよびＣＣＷパルス（すなわちそれぞれの同じ段２１６（ｉ）を通って反対方向に進行した２つのパルス）を含む。異なった組合せの段中を進行したパルスは同じ光学経路を辿らないため、このようなパルスがカプラ２２０で時間的に一致することはなく、したがってカプラ２２０で互いに干渉し合わない。隣接するセンサからのパルスの重複を避けるため、パルス幅は隣接するセンサ間の遅延の差よりも小さくする必要がある。
【００２３】
図３に示されるように、有利には、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイにＥＤＦＡが付与された場合と全く同様に、アレイ部分２１０に小利得エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）２４０が付与される。（たとえば Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part I:Signal-to-Noise Ratio, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.16, No.2, February 1998, pp. 219-223; Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part II:Pump Power, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.16, No.2, February 1998, pp.224-231;Jefferson L. Wagener; et al., Novel Fiber Sensor Arrays Using Erbium-Doped Fiber Amplifiers, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol.15, No.9, September 1997, pp.1681-1688;and C.W. Hodgson, et al,. Large-scale interferometric fiber sensor arrays with multiple optical amplifiers, OPTICS LETTERS, Vol.22, No.21, November 21, 1997, pp.1651-1653を参照。）ＥＤＦＡ２４０により、結合および消散損失として損失した信号のパワーを再現すると、単一アレイ２１０によって支持できるセンサの数が増加する。ＥＤＦＡは有利には、分割カプラ２４４および第１の波長分割多元化（ＷＤＭ）カプラ２
４６および第２のＷＤＭカプラ２４８によって、１つまたは２つ以上のポンプレーザ源２４２を用いてポンプ処理される。
【００２４】
サニャックアーキテクチャを使用しているため、サニャックセンサアレイ２００は、上述の単一ループサニャック系センサ１００の利点のすべてを有する。共通経路設計により、干渉カプラ２２０における光源位相ノイズから強度ノイズにノイズが変換されるという問題がなくなる。光源２２２はファイバＡＳＥ（増幅自発放出）源（すなわち上記ＳＦＳ）であってもよく、これは高価でなく１．５５μｍで高いパワーを提供する。３×３カプラ２２０を用いると、すべてのセンサを直角位相付近に受動的にバイアスできるようになる。さらに、３×３カプラ２２０は、検出器２３０および２３２で２つの干渉出力を検出し、かつ光源過剰ノイズを低減するために２つの検出器の出力を使用するための好都合な手段を提供する。（たとえば K. Krakenes, et. al., Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties, OPTICS LETTERS, Vol.14, 1989, pp.1152-1154を参照。これは、２つの検出器および単一サニャック干渉計の併用を記載している。）
以下に、新規なサニャックセンサアレイ２００の特性を具体的に説明し、その後に、サニャック干渉計の使用により得られる周波数応答およびダイナミックレンジをより詳細に説明する。その後、非ハイドロホンファイバループセグメントからの分散ピックアップの大きさの算出について述べ、この際ピックアップの大きさを低減するための技術についても述べる。偏光についても説明する。その後、サニャック設計によってもたらされる新規なノイズ源について説明する。最後に、サニャックセンサアレイのＴＤＭ以外の多元化機構を説明する。
【００２５】
上ではアレイ２１０の各段２１６（ｉ）の単一センサに関して説明したが、各段２１６（ｉ）が、本発明では、たとえば引用によって援用される１９９７年３月１１日に出願された米国特許出願番号第０８／８１４，５４８号に記載されているような多数のセンサを有するサブアレイを有利に含んでもよいことを理解されたい。（さらに C.W. Hodgson, et al., Large-scale interferometric fiber
sensor arrays with multiple optical amplifiers, Optics Letters, Vol.22,
1997, pp.1651-1653; J. L. Wagener, et al., Novel fiber sensor arrays using erbium-doped fiber amplifiers, Journal of Lightwave Technology, Vol.15, 1997, pp.1681-1688; C.W. Hodgson, et al., Optimization of large-scale fiber sensor arrays incorporating multiple optical amplifiers, Part I:
signal-to-noise ratio, Journal of Lightwave Technology, Vol.16, 1998, pp.218-223; and C.W. Hodgson, et al., Optimization of large-scale fiber sensor arrays incorporating multiple optical amplifiers, Part II: pump power, Journal of Lightwave
Technology, Vol.16, 1998, pp.224-231を参照。）
周波数応答
先ほど述べたとおり、サニャックセンサは式１によって表される周波数依存応答を有する。１／（２・Ｔdelay）として定義される適切なループ周波数をはるかに下回る周波数では、検出可能な最小の音響信号は音響周波数の逆数となる。このように周波数の低下に伴う音響感度の低下は、サニャック音響センサの深刻な問題であった。しかしながら、このような周波数の低下に伴う感度の低下は好都合にも、海中のノイズの下限に関係すると指摘されている。（たとえば Sverre Knudsen, Ambient and Optical Noise in Fiber-Optic Interferometric Acoustic Sensors, Fiber-Optic Sensors Based on the Michelson
and Sagnac Interferometers: Responsivity and Noise Properties, Thesis, Chapter 3, Norwegian University of Science and Technology, 1996, pp.37-40を参照。）理想的には、所与の周波数での、アレイの検出可能な最小音響信号が、その周波数における海中ノイズの下限未満の一定の量であることが望ましい。したがって、検出可能な最小音響信号は海中ノイズの下限の上昇に合う低周波数で上昇し得る。実際、本発明のサニャック
センサアレイ２００の周波数応答では、海中ノイズの下限と音響感度とがよく合っている。このことは図４に示され、サニャックセンサアレイの検出可能な最小音響信号は曲線２５０として描かれ、ここでは光学ノイズの最低値が
【００２６】
【数２】
2002511565.tif 000002
【００２７】
図４にはさらに、これらの周波数における３つの主要な海中ノイズ源の海中ノイズの下限と、３つの源からのノイズの、結果として得られる合計値とが示される。曲線２５２は、海荒れ、地震、および火山の噴火によるノイズを表わす。曲線２５３は船舶に起因する光ノイズを表わす。曲線２５４はＤＳＳ０（遠方の船舶および嵐）のノイズを表わす。曲線２５６は３つの主要な源からのノイズの下限の和（すなわち曲線２５２、２５３および２５４の和）を表わす。（たとえば、Robert J.Urick, The noise background of the sea:
ambient noise level, Principles of Underwater Sound, 3rd Ed., Chapter 7, McGraw-Hill, 1983, pp.202-236を参照。）サニャックセンサアレイ２００の、検出可能な最小音響信号は、１０ｋＨｚ未満のすべての周波数において、海中ノイズの下限未満の、ほぼ一定量の検出可能な信号をもたらすように増加する。このため、サニャックセンサアレイ２００の周波数依存応答により低周波数音響検出は制限されない。マッハ・ツェンダーアレイはサニャックセンサアレイと同じ傾向、すなわち低い周波数に向かうほど感度が低下するという傾向を示すが、マッハ・ツェンダーアレイの場合、感度の低下はサニャックベースのセンサの場合よりも小さい。
【００２８】
マッハ・ツェンダー干渉計およびサニャックセンサアレイ２００は類似した周波数依存応答を示すが、それらの周波数応答の源は基本的に異なる。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイにおける検出可能な最小信号の増加は、光学ノイズの下限の上昇による。この光学ノイズの下限の上昇の原因は、経路が不均衡なマッハ・ツェンダー干渉計によって生じる位相ノイズである。
【００２９】
【数３】
2002511565.tif 000003
【００３０】
この差異の重要性は、図５に示される、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイおよびサニャックセンサアレイ２００のダイナミックレンジを検証するとわかるだろう。センサのダイナミックレンジは、検出可能な最小および最大位相シフトによって制限される。干渉センサの場合、検出可能な最大位相シフトは干渉計の非線形応答によって制限され、検出可能な最小位相シフトは光学ノイズの下限によって制限される。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイもサニャックセンサアレイも、音響周波数範囲にわたって一定である、検出可能な最大位相シフトを有する。しかしながら、サニャックセンサアレイ２００は、光学
ノイズ最低値が一定であるため、検出可能な最小位相シフトは一定であるが、この一方でマッハ・ツェンダー干渉センサアレイでは、経路不均衡干渉計によって導入される位相ノイズによって引起される光学ノイズの最低値の上昇により、検出可能な最小位相シフトが増加してしまうという問題がある。したがってサニャックセンサアレイ２００はすべての音響周波数において一定のダイナミックレンジを有するが、この一方でマッハ・ツェンダー干渉センサアレイのダイナミックレンジは音響周波数の低下と共に縮小する。これは図５に示され、ここでは、サニャックセンサアレイ２００とマッハ・ツェンダー干渉センサアレイとについて、検出可能な最小および最大音響信号（ｄＢの任意の単位）が示される。図５に示されるように、いずれのアレイも１ｋＨｚを超えるところではおよそ１００ｄＢのダイナミックレンジを有し、位相ノイズによってマッハ・ツェンダー干渉センサアレイは制限されない。１０Ｈｚにおいて、位相ノイズはマッハ・ツェンダー干渉センサアレイを左右するが、そのダイナミックレンジはおよそ７４ｄＢまで縮小する。この一方で、サニャックセンサアレイ２００のダイナミックレンジはおよそ１００ｄＢのままである。
【００３１】
適切なループ周波数よりも十分に低い周波数でのサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を、遅延ループ長さおよびハイドロホン応答性の関数として検証すると興味深い。これらの周波数においては、等式１のｓｉｎ（ΩＴdelay／２）の係数はΩＴdelay／２に近似し得、これはサニャックセンサアレイ２００の応答性がφｈとＴdelayとの積に比例することを示す。φｈ自体は各ハイドロホン２１２（ｉ）のファイバの量に比例し、Ｔdelayは遅延ループ２１４のファイバの量に比例する。したがって、適切なループ周波数によりも十分に低い周波数における応答性は、ハイドロホンのファイバ長さと遅延ファイバ長さとの積に比例する。図６は、いくつかのサニャックセンサアレイ構成に関する検出可能な最小音響信号を示し、ここでは各ハイドロホン２１２（ｉ）のファイバの長さと遅延ループ２１４のファイバの長さとの積は一定であるが、遅延ループ２１４と各ハイドロホン２１２（ｉ）との間のファイバの相対的分布は変化する。たとえば、曲線２６０は、その遅延ループ２１４に４５ｋｍのファイバを有しかつ各ハイドロホン２１２（ｉ）に１００ｍのファイバを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わし、曲線２６２は、その遅延ループ２１４に３０ｋｍのファイバを有しかつ各ハイドロホン２１２（ｉ）に１５０ｍのファイバを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わし、曲線２６４は、その遅延ループ２１４に１５ｋｍのファイバを有しかつ各ハイドロホン２１２（ｉ）に３００ｍのファイバを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わす。図示されるように、各サニャックセンサアレイ２００の感度は低周波数では等しいが、それらのそれぞれの適切なループ周波数によって与えられる種々の周波数において、最高の感度になる。したがって、低周波数における所与の検出可能な最小音響信号については、遅延ループ２１４およびハイドロホン２１２（ｉ）のファイバ長さを選択するにあたっては依然としてある程度の自由度がある。この自由度は、要求されるファイバの総量を最小限にしたり、または遅延ループ長さを最短にするといった、他の基準をサニャックセンサアレイ２００が満たせるようにする。
【００３２】
サニャックセンサアレイのダイナミックレンジの拡大
上述のとおり、サニャックセンサアレイ２００は位相ノイズの影響を受けないため、低音響周波数におけるそのダイナミックレンジはマッハ・ツェンダー干渉センサアレイの場合よりも大きい。理想的には、アレイ２００は、よく見られる最も強い音響信号および最も弱い音響信号を検出するために十分なダイナミックレンジを提供する。この要件は、およそ１５０ｄＢの要求ダイナミックレンジであると解されることが多い。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイにおいてこのように大きなダイナミックレンジを達成するためには、異なる位相応答性を有する２つの別個のセンサが要求され、これらの各々は１５０ｄＢの全ダイナミックレンジの部分を検出する。この機構の明らかな欠点は、２つのセンサアレイ（すなわち２倍の数のハイドロホン、段、光源および検出器）が要求されることである。実際には、Ｎ個のハイドロホンを支持し得るアレイによりＮ／２個の点でしか音響信
号を検出できない。
【００３３】
サニャックセンサアレイ２００では、付加的なハイドロホン２１２を使用することなく広いダイナミックレンジを達成できる。サニャックセンサアレイの位相応答性は、等式１に示されるようにハイドロホンの応答性と遅延ループの長さとの関数であるため、ハイドロホンのアレイ全体の位相応答性は遅延ループの長さを加減すると変更できる。図７の変形センサアレイ２００に示されるように、それぞれ長さＬ1およびＬ2を有する２つの別個の遅延ループ２１４（１）および２１４（２）を同時に使用することにより、アレイ２６６の検出範囲を飛躍的に拡大できる。アレイ２６６はこのとき２Ｎ個の別個のサニャックループを有する。各ハイドロホン２１２（ｉ）は２つの遅延ループ経路の各々について別個の信号を戻し、各遅延ループ２１４（１）および２１４（２）の長さによりその信号の音響検出範囲が決定する。各ハイドロホン２１２（ｉ）の全音響検出範囲はハイドロホン２１２（ｉ）を包囲する２つのサニャックループセンサの各々の検出範囲を合わせたものである。長さＬ1およびＬ2により音響検出範囲が設定される。長さＬ1＋Ｌ2は、アレイ２６６により対象の最も小さな音響信号が検出できるように選択される。遅延ループ２１４（１）の長さＬ1はこの場合、短い方の遅延ループの中のみを進行する信号の検出範囲が遅延ループ２１４（１）および２１４（２）の両方の中を進行する信号の検出範囲の上方にくるよう選択される。ＴＤＭシステムでは、第２のループの挿入により、光源パルスの繰返し周波数が半分になり、２Ｎ個のパルスが戻るための時間を確保するようにし、遅延ループ２１４（１）および２１４（２）の長さはパルスの重複が起こらないように選択される。繰返し周波数が半分になるため、個別の各信号のダイナミックレンジが３ｄＢだけ縮小する。この縮小は、２つの別個の信号のダイナミックレンジを負担することによって達成される全ダイナミックレンジの拡大によって相殺される以上のものである。図７では、第２の遅延ループ２１４（２）は、第２の遅延ループ２１４（２）を通過する光すべてが第１の遅延ループ２１４（１）を通過するように位置づけられる。これに代えて、２つの遅延ループ２１４（１）、２１４（２）は、第２の遅延ループ２１４（２）を通過する光が第１の遅延ループ２１４（１）を通過しないように光学的に平行であってもよいことが理解されるべきである。このような場合、第２の遅延ループ２１４（２）のファイバ長さは第１の長さと第２の長さとの和（すなわちＬ1＋Ｌ2）となるであろう。しかしＬ1はＬ2よりもかなり短いため、このような調節は不可欠ではない。図７の実施例では、第１の遅延ループの長さを第２の遅延ループの長さに加えることによりファイバ要求量の総量を減少させている。
【００３４】
図８は、各信号のダイナミックレンジが１００ｄＢであり比Ｌ1／Ｌ2が５０００に設定されたアレイ２６６に２つの遅延ループ２１４（１）、２１４（２）を使用することによって得られる、拡大ダイナミックレンジをを示す。図示されるように、アレイ２６６ではこの場合、ハイドロホンの数を増加させることなく（およそ１６０ｄＢの範囲である）対象の全ダイナミックレンジにわたる検出が可能である。
【００３５】
分散感知
サニャックセンサアレイ２６６において、干渉計の位相変調は、干渉する３×３カプラ２２０で強度変調に変換され得る。この全サニャックループにわたる分散感知は音響センサアレイには不利である。実用的にするために、音響センサアレイは空間における（すなわちハイドロホンにおける）別個の多数の点において音響信号をサンプリングし、これらの信号を独立して戻す必要がある。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイは、干渉計が小さな空間に制限されその点でしか感知しないため、これを達成する。サニャックセンサアレイ２６６を実用的なものにするために、サニャックループの分散感度を減少する必要がある。
【００３６】
干渉計におけるファイバ容積により遅延ループ２１４が構成され、これは２つの位置に
置かれる。第１の位置では、図９Ａに示されるように乾いた端部（すなわち水中ではない所にある）に光源２２２および検出電子装置（すなわち検出器２３０および検出器２３２）が設けられる。ここで、遅延ループ２１４は外部変調があれば最小限にするために環境的に遮蔽され得る。しかしながら、濡れた端部をアレイ部分２１０に接続するダウンリードファイバ２７０、２７２は干渉計の部分である。第２の可能性としては、図９Ｂに示されるようにアレイ２１０を有する濡れた端部（すなわち水中にある）に遅延ループ２１４に置くことである。このようなものとして、遅延ループ２１４は乾いた端部に置かれた場合と同様には分離できないが、ダウンリードファイバ２７０、２７２、２７４は干渉計の外側にあるため感知しない。ダウンリードおよび遅延ループ分散ピックアップの相対的な大きさは、この構成が特定の用途に最適となるようにする。遅延ループ２１４が乾いた端部（図９Ａ）に置かれる場合には、ダウンリードファイバ２７０、２７２は、極度に大きな位相変調を誘導し得る、これらのファイバの湾曲および振動といった物理的移動を防止するよう静止状態に維持される必要がある。これらは、音響的に誘導される位相変調とは反対の、ファイバの運動によって誘導される位相変調である。（このような物理的移動は牽引アレイの場合には問題であるが静止アレイの場合には深刻な問題ではないだろう。）このため、遅延ループ２１４が乾いた端部（図９Ａ）に置かれる場合、サニャックセンサアレイ２１０の濡れた端部全体が静止状態にされるべきである。しかしながら、濡れた端部（図９Ｂ）に遅延ループ２１４が置かれる場合、図９Ｂの３×３カプラ２２０の右側の部分だけしか静止状態に置く必要はない。なぜなら、ダウンリードファイバ２７０、２７２、２７４はこの場合干渉計の部分ではないからである。遅延ループ２１４が濡れた端部（図９Ｂ）に置かれる場合、遅延ループファイバを感度抑制せねばならない。遅延ループ２１４は、遅延ループファイバを感度抑制された円柱（図示せず）の周りに巻付けることによって静止状態にすることができ、これによりファイバの動きをなくし、分散ピックアップ信号の主源を音響的にピックアップできるようにする。音響的に誘導された位相変調までファイバを感度抑制するほうが、運動によって誘導された位相変調までファイバを感度抑制することよりも容易であるため、牽引アレイの用途では、濡れた端部（図９Ｂ）に遅延ループ２１４を置く方が好ましく、これを以下により詳細に説明する。
【００３７】
遅延ループにおいて誘導される音響ピックアップノイズの算出
本章では、図９（Ｂ）のサニャックセンサアレイ２１０の音響的に誘導されたハイドロホン位相変調と比較した、音響的に誘導された分散ピックアップノイズの大きさの推定値を導出する。遅延ループおよびバスファイバ（各ハイドロホンを遅延ループおよび３×３カプラに接続するファイバ）における音響信号のピックアップにより結果として生じる分散位相変調に起因する強度変調は、ノイズ源であると考えられ得る。以下の説明では、サニャックセンサアレイの１つのループが、図１０に示されるように長さＬdの遅延ファイバ、長さＬbのバスファイバ、および長さＬhのハイドロホンファイバだけをを含み、合計の長さＬを含むものとして説明する。また、ＬdはＬbおよびＬhよりもはるかに大きいとする。音響信号に対するファイバの位相応答性は、圧力に依存する伝搬定数βから結果として得られる。一般に、位置ｌおよび時間ｔでの伝搬定数の圧力依存成分は下記のように表される。
【００３８】
【数４】
2002511565.tif 000004
【００３９】
ただし、β0は０圧力伝搬定数であり、Ｒ（ｌ）はファイバの正規化位相応答性であり、Ｐ（ｌ，ｔ）は空間および時間の関数としての圧力である。周波数Ωのシヌソイド音響信
号を想定すると、等式２は下記のように書換えられ得る。
【００４０】
【数５】
2002511565.tif 000005
【００４１】
ただし、Ｐ0は定常状態圧力であり、Ｐmは圧力変調の振幅であり（ｌからは独立していると仮定する）、さらにq（ｌ）は音響波の空間位相変化を含む。一般に、ｌ＝ｌ1からｌ＝ｌ2までの音響的に誘導された位相変調によるサニャックループの干渉ビーム間の誘導位相差は下記の積分によって与えられる。
【００４２】
【数６】
2002511565.tif 000006
【００４３】
等式５は、ハイドロホン、バスおよび遅延ファイバの音響変調による干渉ビーム間の位相差を決定するために使用できる。
【００４４】
ハイドロホンファイバの場合、等式５はｌ1＝ｌd＋ｌb／２からｌ2＝ｌd＋ｌb／２＋ｌhまでから積分される。q（ｌ）はこの範囲にわたって一定である（すなわち音響波長はハイドロホンの大きさよりもはるかに大きい）ものとする。また、ファイバの正規化位相応答性Ｒ（ｌ）は一定でありかつこの範囲ではＲhに等しいものとする。この場合、等式５はハイドロホンファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅を表わす。
【００４５】
【数７】
2002511565.tif 000007
【００４６】
ただし、ΩＬh／２υ<<１とする。等式２が等式１に与えられる式に適合することに注目されたい。
【００４７】
バスファイバについては、等式５はｌ1＝ｌdからｌ2＝ｌd＋ｌb／２までまず積分され、その後上下バスラインの両方を含むようｌ1＝Ｌ−ｌb／２からｌ2＝Ｌまで積分される
。ここでもまた、Ｒ（ｌ）は一定であり、すべてのバスファイバについてＲdに等しいため、q（ｌ）は等式５の積分式において一定である。ファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅は下記のとおりになる。
【００４８】
【数８】
2002511565.tif 000008
【００４９】
ただしΩＬh／２υ<<１であるとする。q（ｌ）は一定であり、ΩＬh／２υの振幅はφbintを増加するように作用すると仮定するため、バスファイバにとっては最悪のケースとなる。
【００５０】
遅延ファイバについては、等式５はｌ1＝０からｌ2＝ｌdまで積分され、先ほどと同様に、q（ｌ）はこの範囲にわたって一定であるとし（すなわち遅延ループコイルは音響波長よりもはるかに小さい）、Ｒ（ｌ）は一定であり積分式にわたってＲdに等しいとする。この場合、等式５により、遅延ファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅が下記の式で表わされる。
【００５１】
【数９】
2002511565.tif 000009
【００５２】
ただしΩ（Ｌb＋Ｌh）／２υ<<１であるとする。
等式６から８により、これらの位相変調振幅の相対的な大きさを算出できる。まず、標準的なプラスチックコーティングファイバの正規化位相応答性Ｒは、たとえば J.A. Bucaro, et al., Optical fibre sensor coatings, Optical Fiber
Sensors, Proceedings of the NATO Advanced Study Institute, 1986, pp.321-338に記載されているように-328 dB re 1/μPa である。一方、たとえば C.C. Wang, et al., Very high responsivity fiber optic hydrophones for commercial applications, Proceedings of the SPIE-The International Society for Optical Engineering, Vol.2360, 1994, pp.360-363に記載されているように、中空の心棒で作られた、ファイバが巻きつけられた電流ハイドロホンの正規化位相感度は-298 dB re 1/μPa であり、標準的なファイバよりも３０ｄＢだけ高いことに留意されたい。遅延ループおよびバスファイバが標準的プラスチックコーティングファイバの正規化位相応答性を有し、ハイドロホンファイバが中空の心棒に巻きつけられると仮定すると、ＲdのＲbまたはＲdに対する比はおよそ３０ｄＢである。したがって、等式６から８を得るための簡略化する仮定に基づくと、下記の式が得られる。
【００５３】
【数１０】
2002511565.tif 000010
【００５４】
したがって、ハイドロホンファイバがサニャックループ全体のうち比較的少量の部分をなすにも関わらず、ハイドロホンファイバにおける音響的に誘導された位相変調の大きさは、最も離れた場所にあるハイドロホンの場合でも、遅延ループファイバおよびバスファイバにおける音響的に誘導された位相変調よりも大きい。以下に、空の段を使用する、このレベルの分散ピックアップノイズに対処するための手段を記載する。
【００５５】
遅延ループファイバに関する等式５の積分式を評価するために、／Ｌd未満のものすべてについてＲ（ｌ）＝Ｒdであると仮定する。このＲ（ｌ）が一定であるため、ｌ＝（Ｌ−Ｌd）からＬdまでの、等式５の積分に対する影響が排除される（被積分関数が約Ｌ／２の奇関数になるからである）。しかしながら、長いファイバを巻くと、Ｒ（ｌ）がｌに幾分依存するようになる（これはおそらくファイバの内層のＲが外層とは異なるためである）。これらのＲ（ｌ）の変化により遅延ループのピックアップがｌ＝Ｌ−ＬdからＬdまで増加する。このピックアップを低減するためには、まずＲ（ｌ）を約Ｌ／２の偶関数にして等式５の被積分関数を約Ｌ／２の奇関数にするだけでよいことに注目されたい。Ｒ（ｌ）は、図１１に示されるようにファイバループの対称点を互いに隣り合わせに位置付けるよう遅延ループを巻付けることによって約Ｌ／２を中心として余儀なくより対称的にできる。このような巻付けにより、遅延ループの対称点が確実に互いに近接して位置付けられるようになり、コイル上のファイバの位置によるＲ（ｌ）の変化がＬ／２を中心としてできる限り対称的となり、それにより遅延ループピックアップができる限り等式８の定義に近づくようになる。サニャックセンサアレイの各サニャックループのＬ／２点は異なるため、図１１に示されるように１つのループだけを正確に巻付けるだけでよく、ごくわずかな奇数性がサニャックループの１つを除くすべてに対してＲ（ｌ）に付与される。
【００５６】
ハイロドフォンによってファイバの音響感度を向上させる他、特定の直径を有する金属コーティングを付与することによりファイバを感度抑制できることにも触れておく。（たとえば上記J.A. Bucaro, Optical fibre sensor coatingsを参照。）-366 dB re 1/μPaもの低さの測定正規化位相応答性が報告されている。このようなファイバが遅延またはバスラインに使用される場合、ＲhのＲbに対する比またはＲhのＲdに対する比は６８ｄＢに近似し（プラスチックコーティング遅延をおよびバスファイバの場合は３０ｄＢである）、遅延およびバスに誘導信号に対してハイドロホン誘導信号を３２ｄＢだけ増加させる。
【００５７】
空の段の使用による分散ピックアップノイズの低減
分散ピックアップ信号をさらに除去するために、図１２に示されるようにアレイ２１０にハイドロホンを含まない空の段３００を配置することによって、ハイドロホン誘導音響変調を分散ピックアップ変調から分離できる。ハイドロホン２１２（ｉ）を含む感知段と呼ばれる各段２１６（ｉ）が、空の段３００（ｉ）のうちの１つの前にある。空の段３００（ｉ）を包囲する各ループの非感知ファイバが対応の感知段２１２（ｉ）を包囲するループの非感知ファイバとほぼ同じであることは、空の段３００（ｉ）および対応の感知段２１２（ｉ）がほぼ同じ分散ピックアップ信号を有することを意味する。この空の段３００（ｉ）をアレイ２１０の別のセンサとして扱い、（ＴＤＭ機構における）パルスを空の段３００（ｉ）および感知段２１２（ｉ）から適切なタイミングを取って処理することによりそれらの重複を避けると、各感知段２１２（ｉ）に存在する分散ピックアップ信号が測定できる。検出後、この信号を感知段信号から減じ、ハイドロホンファイバにおける位相変調によって引起された強度変化のみが得られるようにする。このような機構の実現にはＮ個のセンスアレイ２１０に対して２Ｎ個の段が必要であり、これにより個々の信号のデューティサイクルが半分に減る。
【００５８】
アレイ２１０のバス部分の感度抑制が要求されない場合、単一の空の段３００をアレイ２１０に配置して遅延ループ２１４に関連した分散ピックアップ信号を測定してもよく、この場合Ｎ個のセンサについてＮ＋１個の段（Ｎ個の感知段２１２（ｉ）および１つの空の段３００）しか要求されない。１つの空の段３００によって各感知段２１２（ｉ）の分散ピックアップ信号が適切に測定されない場合、各感知段２１２（ｉ）にある分散ピックアップ信号がこれらの空の段３００のうち最も近くにあるものによって適切に測定できるまで、アレイに沿って定期的な間隔で空の段３００をさらに追加してもよい。空の段の数が少ないと、個々の信号のデューティサイクルが結果として長くなる。図１２は、空の段が感知段すべてに付与された場合の極端な例を示す。
【００５９】
偏光
任意の干渉センサにおけるコントラストを最高にするために、干渉ビームの偏光状態（ＳＯＰ）を、再度合成する際に同一にする必要がある。それらが直交する場合、干渉はないため、振幅変調信号もない。これは偏光によって誘導された信号フェージングと呼ばれる。サニャックセンサアレイの各センサはサニャックループであるため、サニャックファイバジャイロスコープにおける偏光によって誘導された信号フェージングのこれまでの研究はサニャックセンサアレイにも適用できる。１つの有望な解決策はサニャックループ内に減偏光子を配置することである。（たとえばK. Bohm, et al., LOW-DRIFT FIBRE GYRO USING A SUPERLUMINESCENT DIODE, ELCTRONICS LETTERS, Vol. 17, No. 10, 14th May 1981, pp. 352-353を参照。）減偏光子は、光パワーの少なくとも半分が常に、正しいＳＯＰの３×３カプラに確実に戻るようにする。この一般的な方策により、ループの複屈折に関係なく可視度が一定になる。（たとえばWilliam K. Burns, et al., Fiber-Optic Gyroscopes with Depolarized Light, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol. 10, No. 7, July 1992, pp. 992-999を参照。）この最も簡単な構成では、ファイバ超蛍光源および減偏光子などの非偏光源をループに使用する。図１３に示されるように、サニャックセンサアレイ２００では、すべてのサニャックループに共通の点に１つの減偏光子３１０が配置される。減偏光子３１０は、ループの複屈折が一定である限り、各センサ２１２（ｉ）が複屈折からは独立したこの一定の可視度を維持することを確実にする。これは、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイに使用される方法と比較して、偏光によって誘導された信号フェージングの扱いが著しく容易になることを表わす。
【００６０】
複屈折の緩やかな変化はサニャック干渉計の双方向性によって十分にキャンセルできるが、対象の音響範囲おける周波数での複屈折変調により偏光ノイズが生じ得る。これらの
周波数での複屈折変調の多くは物理的なファイバの移動の結果として生じる。したがって、偏光ノイズ（および分散ピックアップ信号）を低減するためにはサニャックループを静止状態に保つ必要がある。
【００６１】
サニャック干渉計の使用によって導入されるノイズ源
熱的位相ノイズ
ファイバの屈折率は温度とともに変化するため、ファイバの熱的変化により、その中を進行する光の位相が変動し得る。これらの率の変化はファイバの長さとは無相関なため、結果として生じる位相変化は長さの平方根として測定される。マッハ・ツェンダー干渉計は典型的には各アームに１００メートル未満のファイバを使用するため、この熱的位相ノイズの大きさは無視し得るものである。サニャック干渉計は干渉計に大量のファイバを含むため、熱的位相ノイズは制限ノイズ源となり得る。このサニャック干渉計における熱的位相ノイズの大きさは実験によって理論的に説明され確認されている。（たとえばSverre
Knudsen, et al., Measurements of Fundamental Thermal Induced Phase Fluctuations
in the Fiber of a Sagnac Interferometer, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 7, No. 1, 1995, pp. 90-93; and Kjell Krakenes, et al., Comparison of Fiber-Optic Sagnac and Mach-Zehnder Interferometers with Respect to Thermal Processes in Fiber, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Vol. 13, No. 4, April 1995, pp. 682-686を参照。）２ｋｍを超えるループの場合、熱的位相ノイズは対象の周波数範囲において
【００６２】
【数１１】
2002511565.tif 000011
【００６３】
を超えることもあり、これはほぼ要求されるアレイの感度である。
熱的位相ノイズは、遅延ループに対する外部変調に類似した分散ピックアップノイズ源であると考えられ、そのようなものとして、上述のとおり空の段を使用して低減できる。熱的位相ノイズはループ長さの短縮化によっても低減され得る。上述のとおり、ループ長さは、遅延ループが短縮化されるのと同じファクタだけハイドロホンのファイバ長さを増加することにより、低周波数感度を変化させることなく短縮化できる。たとえば、５０メートルのハイドロホンファイバを有する４０ｋｍの遅延ループは１００メートルのファイバを有する２０ｋｍ遅延ループと同じ低周波数応答を有する。しかしながら後者の組合せでは、遅延ループの合計長さがほぼ２のファクタも短いため、熱的位相ノイズが少ないであろう。
【００６４】
カー効果誘導位相ノイズ
サニャック干渉計において発生し得るカー誘導位相シフトは光ファイバジャイロスコープについて非常に大きな注目を集めている。（たとえばR.A. Bergh, et
al., Source statistics and the Kerr effect in fiber-optic gyroscopes, OPTICSLETTERS, Vol. 7, No. 11, November 1982, pp. 563-565; R.A. Bergh, et al., Compensation of the optical Kerr effect in fiber-optic gyroscopes, OPTICSLETTERS, Vol. 7, No. 6, June 1982, pp. 282-284; and N.J. Frigo,
et al., Optical Kerr effect in fiber gyroscopes: effects of nonmonochromatic sources, OPTICS LETTERS Vol. 8, No. 2, February 1983, pp. 119-121を参照。）しかしながら、ジャイロスコープはＤＣレベルを測定するため、ジャイロスコープおよび音響センサに対する要求は異なる。ファイバジャイロスコープを制限し得るカー誘導位相シフトによってもたらされるわずかなＤＣオフセットは音響センサの場合には問題ない。カー誘導ＤＣ位相シフトは、直角位相から離れすぎるほどバイアス点を移動しない限り問題ない。
光源の強度ノイズにより出力にカー誘導位相ノイズが発生する。しかしながら、このカー誘導ＤＣ位相シフトが小さい限り、このカー誘導ＡＣ位相ノイズは小さい。サニャックセンサアレイにおけるカー誘導位相シフトの要因はファイバジャイロスコープのものとは異なる。サニャックセンサアレイの非対称性により、名目上対称であるジャイロスコープよりもはるかに容易にこのようなカー位相シフトが引出される。その非対称性はアレイ部分および非対称であるＥＤＦＡの配置によって結果として生じる。これは、遅延ループを伝搬する前に１つのビームに利得が生じ、その後損失が生じ、反対方向に伝搬するビームには損失が生じてから利得が生じるからである。これらの非対称性を均衡にして、遅延ループのＥＤＦＡに適切な場所を選択することによりカー誘導位相シフトをゼロにすることができる。この詳細は正確なアレイ構成に依存し、この多元化機構が使用される。
【００６５】
ＥＤＦＡから結果として生じる非線形位相変調
ＥＤＦＡで生じる反転分布により、それを通過する信号の光に位相シフトが生じる。（たとえばM.J.F. Digonnet, et al., Resonantly Enhanced Nonlinearity in Doped Fibers for Low-Power All-Optical Switching: A Review, OPTICAL
FIBER TECHNOLOGY, Vol. 3, No. 1, January 1997, pp. 44-64を参照。）のこの現象は全光学干渉スイッチの製造において利用されてきた。サニャックセンサアレイにおいて、干渉計内のＥＤＦＡは同じ機構によって非線形位相シフトをもたらす。ポンプまたは信号パワーの変動による反転分布の変化により位相変調が引き起こされ、これは強度ノイズに変換されることとなる。
【００６６】
ノイズ源の大きさを推定するためには、まず、反転分布がポンプおよび信号パワー変動にいかに応答するかを決定する必要がある。これは、エルビウムシステムに関するレート式をによって比較的直接行なわれる。
【００６７】
【数１２】
2002511565.tif 000012
【００６８】
ただしＮ1およびＮ2はそれぞれ低状態および励起状態での集団密度であり、Ｎ0は全集団密度であり、Ｌは強度であり、σは断面積であり、Ａeffはファイバにおける有効モード領域であり、τ2はレベル２の期間である。下付き文字ｐおよびｓはそれぞれポンプおよび信号を示し、下付き文字ａおよびｅはそれぞれ吸収および放射を示す。
【００６９】
Ｎ1、Ｎ2、ＩpおよびＩsをそれらの定常状態および経時変化成分に分割してこれを等式１２に代入し、等式１２と等式１１とを組合せると、下記の式が得られる。
【００７０】
【数１３】
2002511565.tif 000013
【００７１】
ただし、下付き文字ｓｓは定常状態値を示し、このとき経時変化成分は時間の陽関数（Ｎ2＝Ｎ2ss＋Ｎ2（ｔ））として示される。ここでＮ2（ｔ）がＮ2ssよりもはるかに小さいとすると、等式１３の最後の２つの項を無視できる。ｌp（ｔ）＝ｌpmｓｉｎ（ｆpｔ）およびｌs（ｔ）＝ｌsmｓｉｎ（ｆsｔ）とし（ただしｌpmおよびｌsmはそれぞれｌp（ｔ）およびｌs（ｔ）の変調振幅を示し、ここでｆpおよびｆsはそれぞれポンプおよび信号変調周波数を示す）、結果として得られる微分方程式を解くと、下記の関係式が得られる。
【００７２】
【数１４】
2002511565.tif 000014
【００７３】
λｐ＝１４８０ｎｍ、λｓ＝１５５０ｎｍ、かつｌpss＝１Ｗであるとし、さらには、典型的なエルビウム−シリカ断面を想定すると、等式１４および１５を下記の式に簡略化することができる。
【００７４】
【数１５】
2002511565.tif 000015
【００７５】
この計算を位相変調に変換するためには、エルビウムドープファイバに吸収された１０ｍＷのポンプパワーにより１５５０ｎｍにおいてのおよそ７ラジアンの位相シフトが誘導されるという事実を利用できる。（たとえばM.J.F. Digonnet, et al., Resonantly Enhanced Nonlinearity in Doped Fibers for Low-Power All-Optical Switching: A Review, OPTICAL FIBER TECHNOLOGY, Vol. 3, No. 1, January 1997, pp. 44-64を参照。）シミュレーションにより、典型的なエルビウムドープファイバにおける、１０ｍＷの吸収されたポンプパワーにより、１５５０ｎｍにおいておよそ６ｄＢという小さな信号利得がもたらされ、これは分散ＥＤＦＡを有するアレイの各増幅器によって要求されるゲインに近い。（たとえば上記Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor
Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part I: Signal-to-Noise Ratio;
Craig W. Hodgson, et al., Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Array Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part II: Pump Power, Jefferson L. Wagener, et al., Novel Fiber Sensor Arrays Using Erbium-Doped Fiber Amplifiers; および C.W. Hodgson, et al., Large-scale interferometric fiber sensor arrays with multiple
optical amplifiersを参照。）したがって、各増幅器によりおよそ７ラジアンのＤＣ位相シフトがもたらされる。非線形位相シフトは上位状態分布Ｎ2に比例するため、ΔＮ2／Ｎ2SS＝Δφ／φSSと表すことができる。
【００７６】
【数１６】
2002511565.tif 000016
【００７７】
位相パワー変動による誘導された位相シフトの計算はより複雑である。なぜなら、信号パワーには強度ノイズが付与されるばかりでなく、多元化機構によって変調されるからである。ここでもまたＴＤＭの場合を考えると、一般には、所与のパルスが特定のＥＤＦＡ中を進行する際、そのＥＤＦＡ中に同時に進行する反対方向に伝搬するパルスがあってもよいし、またはなくてもよい。反対方向に伝搬するパルスが常に存在する最悪の場合、ｌsmは、個々の各パルスの強度ノイズの２倍である。増幅器については、ｌsmは典型的には個々の各パルスの強度ノイズの１．５倍から２倍である。
【００７８】
【数１７】
2002511565.tif 000017
【００７９】
しかしながら、計算の精度を高めるためには、多元化機構およびアレイの正確なタイミングを考慮に入れる、より詳細な研究が必要である。
【００８０】
サニャックアレイにおける多元化機構
時間分割多元化
これまでは、サニャックセンサアレイがＴＤＭ構成で動作すると仮定した。サニャックセンサアレイでは、このようなＴＤＭシステムの光源の要件は、ＴＤＭ構成のマッハ・ツェンダー干渉センサアレイのものほど厳しくない。この理由としては、サニャックセンサアレイに広帯域源を使用することが挙げられる。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイでは、隣接する段からの光は狭い線幅の光源のためにコヒーレントであるため、多経路コヒーレント干渉を防止するために、入力パルスに対する極度に高い消光比が要求される。これらの高消光比の要件は、多数の変調器を直列に配置することにより達成されるが、これにより複雑で損失が高く高価な光源となってしまう。サニャックセンサアレイでは、広帯域源により多経路コヒーレント干渉の可能性が排除されるため、要求される消光比はさほど高くなくてもよい。また、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイは狭い線幅を要求するため、リチウムニオブ酸塩強度変調器によって外部的に変調される持続波（ｃｗ）レーザ源の代わりにパルスレーザ源を使用できなくする。サニャックセンサアレイでは、光源を構成するために、外部的に変調される持続波ＡＳＥ光源、パルスＡＳＥ源、またはそれらの何らかの組合せが使用できる。ここでもまた、この理由としては、サニャックセンサアレイに狭い線幅の光源が要求されないことが挙げられる。本発明は狭い線幅の光源を要求しないが、本発明のサニャックセンサアレイはたとえばレーザなどの狭い線幅の光源を使用してもよいことを理解されたい。
【００８１】
周波数分割多元化
広帯域源の使用はまた、設計を変化させたり付加的な光源を要求することなくサニャックセンサアレイが非ＴＤＭ構成で動作できるようにする。周波数分割多元化（ＦＤＭ）は、位相発生キャリア（ＰＧＣ）機構を採用するマッハ・ツェンダー干渉センサアレイに通常使用されるが、サニャックセンサアレイに用いても問題ない。図１４はＦＤＭ機構を用いる基本的なサニャックセンサアレイ４００を示す。ファイバ超蛍源（ＳＦＳ）４０２（またはたとえばＬＥＤなどの他の広帯域源）は入力光を発生する。チャーピングされた強度変調が強度変調器４０４を介して入力光に付与される。この変調器４０４はチャーピング周波数発生器４０６によって制御される。変調された光は３×３カプラ４１２を介してセンサアレイ４１０に入る。光は遅延ループ４１０と、それぞれセンサ４１８（ｉ）を有する複数の感知段４１６（ｉ）とを通過する。所望に応じて空の段（図示せず）を設けて
もよい。遅延ループ４１４および段４１６（ｉ）を通過した後、光はカプラ４１２を通ってセンサアレイ４１０を出て、検出器４２０によって検出され、この検出器４２０は検出された光に応答して電気出力信号を発生する。検出器４２０からの電気出力信号は、ミキサ４２２において、遅延４２４によって時間的に遅延された、等しいチャーピング周波数と混合され、この遅延４２４は、時間Δｔだけチャーピング周波数を遅延する。図１４に示される設定では、ミキサ４２２の出力はスペクトラム分析器４２６に与えられる。動作の実施例において、ミキサ４２２の出力は信号処理サブシステム（図示せず）に与えられ、これはミキサ４２２の出力を分析して、アレイ４１０にあたる音響信号を再生する。
【００８２】
さまざまな段４１６（ｉ）におけるセンサ４１８（ｉ）から戻る信号は、遅延されたチャーピング周波数に対してさらに遅延される。これは図１５のグラフに示され、このグラフは、元のチャーピング周波数４５０、遅延４２４からの遅延チャーピング周波数４５２、第１の段からのチャーピングリターン信号４６０、第２の段からのチャーピングリターン信号４６２および第３の段からのチャーピングリターン信号４６４に関する。ミキサ４２２では別個のうなり周波数ｆb1４７０、ｆb2４７２、ｆb3４７４、（図１４に示される）がそれぞれ混合チャーピング周波数４５２と、サニャックセンサアレイ４１０におけるさまざまな段から戻る信号の各々との間に形成される。（たとえばS.F. Collins, et al., A Multiplexing Scheme For Optical Fibre Inerferometric Sensors Using An FMCW Generated Carrier, OFS '92 Conference Proceedings, pp. 209-211を参照。）図１５には３つのチャーピングリターン信号４６０、４６２、４６４しか示さないが、Ｎ個までのリターン信号があり得、Ｎはアレイ４１０の段数であると考えられる。Ｎ番目の段からのチャーピングリターン信号によりミキサ４２２にうなり周波数ｆbNが生じる。
【００８３】
図１４においてスペクトル出力を図示して示すように、信号の音響変調はうなり周波数に対する上方測波帯４８０、４８１、４８２および下方測波帯４８４、４８５、４８６として現われる。このＦＤＭ機構の利点は、アレイタイミングに関する要件が、ＴＤＭシステムと比較して著しく緩和することである。ＴＤＭシステムは、パルスの重複を避けるために、隣接する段の間に特定の遅延を要求し、深刻な工学上の問題が生じる。ＦＤＭでは、ファイバ長さの変化によりうなり周波数がシフトするが、これらのうなり周波数が２倍の音響検出範囲で隔てられる限り信号間の重複は引起されない。後者は適切なチャーピングレートを選択することによって達成される。ＴＤＭシステムの場合とは異なり、すべての経路は常に光を戻し、これにより異なる非コヒーレント信号間に位相ノイズが生じる。広帯域ＡＳＥ源によりこの位相ノイズの大きさが最小限になる。（たとえばMoslehi, Analysis of Optical Phase Noise in Fiber-Optic Systems Employing a Laser Source with Arbitrary Coherence Time, Journal of Lightwave Technology, Vol. LT-4 No. 9, September 1986, pp. 1334-1351を参照。）
コード分割多元化
コード分割多元化（ＣＤＭ）はセンサアレイにおける用途に関して最近注目を集めている。（たとえばA.D. Kersey, et al., Code-division Multiplexed Interferometric Array With Phase Noise Reduction And Low Crosstalk, OFS '92
Conference Proceedings, pp. 266-269; and H.S. Al-Raweshidy, et al., Spread spectrum technique for passive multiplexing of interferometric optical fibre sensors,
SPIE, Vol. 1314 Fibre Optics '90, pp. 342-347を参照。）図１６のサニャックセンサアレイ６００に関して図示されるように、ＣＤＭでは、ファイバ超蛍光源６０２からの入力光（またはたとえばＬＥＤなどの他の広帯域源）が、コード発生器６０６によって発生する擬似ランダムコードに従って強度変調器６０４で変調される。変調された光は３×３カプラ６１０を介して干渉ループ６０８に与えられ、遅延ループ６１４およびアレイ６１２の複数の段６１６（ｉ）の中を伝搬する。図示される実施例において、各段６１６（ｉ）はそれぞれのセンサ６１８（ｉ）を含む。空の段（図示せず）を所望に応じて設けてもよい。光は３×３カプラ６１０を介してループから戻り、検出器６２０によって検出され
る。検出器６２０の電気出力はコード発生器６０６の出力とともに相関器６２２に与えられ、このコード発生器６０６の出力は遅延６２４によって期間τｃｏｒだけ遅延されている。擬似ランダムコードのビット期間はアレイ６１２の隣接段の間の伝搬遅延よりも短い。τｃｏｒが、それぞれの段６１６（ｉ）を通るループ進行時間τｉのうちの１つに等しい場合、段６１６（ｉ）のこのセンサから戻る信号は遅延された擬似ランダムコードと相関付けられる。｜τｊ-τｉ｜＞τｂｉｔである場合にτｊの遅延を有する他の信号はゼロに相関付けられる。相関付けプロセスはたとえば、相関コードがオンであるかまたはオフであるかに応じて、１または−１で検出信号を乗算すること（または電子ゲート６３０の信号を差動増幅器６３２の非反転および反転入力にゲートを介して向けること）にかかわる。ライン６３４上の差動増幅器の出力は相関付けられた出力である。信号はその後、コードの期間に等しい時間ｔavgにわたって時間平均される。相関付けられない信号の時間平均はゼロであるため、センサ６１８（ｉ）から信号が分離される。τｃｏｒはすべてのセンサからの信号を順次取出すよう走査される。
【００８４】
ＴＤＭに対するＣＤＭの利点は、センサ間の遅延を正確に制御する必要がないことである。｜τｊ-τｊ±１｜＞τｂｉｔである場合のループ遅延τｊはすべて許容できる（ただしτｂｉｔはコードのパルス期間である）。相関付けにはτｊがわかっていなければならないが、これは容易に測定できる。ＦＤＭの場合と同様に、広帯域源の使用には、すべての信号の加算の結果として生じる位相ノイズの低減という利点がある。
【００８５】
以上に、サニャック干渉計に基づく音響センサアレイの新規な設計を説明した。この設計の主な利点は、共通経路の干渉計の使用である。これにより、マッハ・ツェンダー干渉センサでよく起こる、光源の位相ノイズが強度ノイズに変換されてしまうことがなくなり、安価で高パワーのＡＳＥ源または他の広帯域源の使用が可能になる。音響周波数の関数としてのサニャックセンサアレイの応答は、海中ノイズの下限と整合することが示された。この設計はさらに、１つの付加的な非常に短い遅延ループの使用によって、ハイドロホンを付与することなくダイナミックレンジを飛躍的に拡大できるようにする。以上には偏光によって誘導された信号フェージングを排除する技術を記載した。サニャックセンサアレイはさらに、標準的なマッハ・ツェンダーアレイによって達成可能なものよりも簡単な形式でいくつかの多元化機構が使用できるようにする。これらの特徴のために、サニャックセンサアレイの設計は、マッハ・ツェンダー干渉系センサアレイに取って代わる非常に有望なものを提供する。
【００８６】
折返しサニャックセンサアレイ
図１７から図２０は、ダウンリードファイバからの分散ピックアップを低減するために変形されたアーキテクチャを有するサニャック効果に基づく分散音響センサアレイの代替的な実施例を示す。特に図１７は、基本的な折返しサニャック音響ファイバセンサアレイ７００を示し、これは、光源７０２と、第１の検出器７０４と、第２の検出器７０６とを含む。好ましくは、光源７０２、第１の検出器７０４および第２の検出器７０６はセンサアレイ７００の乾いた端部（たとえば海岸または船上）に置かれる。光源７０２はダウンリードファイバ７０８を介して３×３カプラ７１０に結合される光パルスを発生する。図示されるように、３×３カプラは濡れた端部（たとえば海底に近い所）に置かれる。３×３カプラ７１０の第１の出力ポートは共通ファイバ段（段０）７１２の一端に結合され、第２の出力ポートはアレイ７１６の第１のアレイ入出力ファイバ７１４に結合され、第３の出力ポートは非反射的な態様で終端処理される。光源７０２からのおよそ３３パーセントの光が３×３カプラの第１および第２のポートの各々に結合されるため、光のうちおよそ３３パーセントが共通ファイバ段７１に伝搬し、光のおよそ３３パーセントがアレイ７１６に伝搬する。上述のとおり、ここでは３×３カプラ７１０を記載したが、他のｎ×ｍカプラ（たとえば２×２カプラおよび４×４カプラなど）を図１７の実施例および以下に説明する本発明の代替的な実施例に使用してもよい。
【００８７】
アレイ７１６は複数の段７１８（ｉ）（すなわち７１８（１），７１８（２）…７１８（Ｎ））を含み、これらは第１のアレイ入出力ファイバ７１４と第２のアレイ入出力ファイバ７２０との間に結合される。各段７１８（ｉ）はそれぞれの音響センサ（すなわちハイドロホン）７２２（ｉ）を含む。アレイ７１６は有利には、図３に関連して先に説明したような分散エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）７２４を含む。（ＥＤＦＡ７２４のポンプ源は図１７には示さない。）他のアレイ構成を有利に採用してもよい。
【００８８】
第２のアレイ入出力ファイバ７２０はアレイ７１６を２×２カプラ７３０の第１のポートに結合する。共通段（段０）７１２の第２の端部は２×２カプラ７３０の第２のポートに結合される。ここではアレイ７１６が複数のセンサ７２２（ｉ）を含むものとして説明したが、本発明が１つしかセンサ７２２を有さないセンサシステムに適用してもよいことを理解されたい。
【００８９】
２×２カプラ７３０の第３のポートは非反射的な態様で終端部７３２で終わる。２×２カプラ７３０の第４のポートは遅延ループダウンリードファイバ７４０に結合される。遅延ループダウンリードファイバ７４０は２×２カプラの第４のポートを遅延ループ７５０の第１の端部に結合する。遅延ループ７５０は図示されるように乾いた端部か、または濡れた端部のいずれかに置かれ得る。遅延ループ７５０の第２の端部は、遅延ループ７５０の第２の端部から出る光が反射されて遅延ループ７５０に戻り、遅延ループ７５０中をを伝搬し、遅延ループダウンリードファイバ７４０中を伝搬し、２×２カプラ７３０の第４のポートに戻るように、リフレクタ７５２に結合される。ループダウンリードファイバ７４０から戻った光は、２×２カプラ７３０によって分割され、実質的に等しい部分が、共通段７１２およびアレイ７１６中を伝搬し、これらの部分はいずれも３×３カプラ７１０に向けて伝搬する。２つの部分は３×３カプラ７１０で合成され、ここでアレイ７１６および共通段７１２を通って同じ距離だけ進行した光パルスが干渉し合うが、異なった距離だけ進行した光パルスは干渉し合わない。干渉により結果として生じる信号は第１および第２の出力信号として３×３カプラ７１０から出力され、これらの出力信号はそれぞれ、第１の検出器ダウンリードファイバ７７０を介して第１の検出器７０４中を、かつ第２の検出器ダウンリードファイバ７７２を介して第２の検出器７０６中を伝搬する。検出器７０４および７０６は電気出力信号を発生し、これらは従来の態様で電子装置（図示せず）によって分析されて、センサ７２２（ｉ）にあたる音響信号を再生する。後に説明するように、３×３カプラ７１０内で干渉し合う信号は異なった時間に各センサ７２２（ｉ）から戻るため、先に述べたように時間分割多元化、周波数多元化、コード分割多元化などによって分離することができる。干渉し合わない信号は検出可能な出力信号を発生せず、無視される。
【００９０】
図１７の実施例は、サニャック干渉計に関連して先に述べた非偏光源に関してファイバセグメント７１２、７１４または７２０のうちの１つに減偏光子（図示せず）を挿入することにより、さらに変形され得る。このような実施例を図２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃに関して以下に説明する。
【００９１】
さて、光源７２０からの単一パルスの光をセンサアレイ７００を介して追跡する。光源７０２からの光源パルスが発射し、光源ダウンリード７０８まで進行し、さらに３×３カプラ７１０を通って共通段７１２およびアレイ７１６まで進行する。これとともに、共通段７１２およびアレイ７１６のＮ個の段７１８（ｉ）が光源パルスのためのＮ＋１個の別個の経路を提供して２×２カプラ７３０まで進行するようにする。光源パルスには進行する別個の経路がＮ＋１個あるため、光源パルスはＮ＋１個の別個のパルスに分割され、これらは２×２カプラ７３０を通過して遅延ループダウンリード７４０まで進行し、さらに遅延ループ７５０まで進行する。遅延ループ７５０を通過した後、Ｎ＋１個のパルスはリ
フレクタ７５２で反射し、その後遅延ループ７５０を通って伝搬し、遅延ループダウンリード７４０から濡れた端部の２×２カプラ７３０まで伝搬し、このとき依然としてＮ＋１個の別個のパルスである。Ｎ＋１個のパルスの各々は共通段７１２およびＮ個の段７１８（ｉ）でＮ＋１個のパルスに再度分割される。共通段７１２および段７１８（ｉ）を通って戻った後、（Ｎ＋１）2個のパルスが３×３カプラ７１０で合成され、検出器ダウンリード７７０および７７２まで戻り、さらには乾いた端部まで戻り、ここでパルスは第１および第２の検出器７０４および７０６によって検出されて分析される。
【００９２】
光源７０２からリフレクタ７５２、さらには検出器７０４および７０６まで戻る経路の別個の組合せは（Ｎ＋１）2通りあるため、（Ｎ＋１）2通りのリターンパルスがある。使用可能な態様で干渉し合う唯一のパルスは、全く同じ経路長にわたって進行するが逆の順で進行するパルスの対である。以下の説明では、パルスを２つの数字で特定し、第１の数字は光源７０２からリフレクタ７５２までのパルスが取る経路を特定し、第２の数字はリフレクタ７５２から検出器７０４および７０６まで戻るパルスが取る経路を特定する。たとえば、パルス０，１は共通段（段０）７１２を通って進行し、遅延ループ７５０を通ってリフレクタ７５２まで進行し、遅延ループ７５０を通って戻り、その後段７１８（１）を通る。パルス１，０は第１の段７１８（１）を進行し、その後遅延ループ７５０を通ってリフレクタ７５２まで進行し、遅延ループ７５０を通って戻り、さらには共通段（段０）７１２を通る。パルス０，１が進行する距離はパルス１，０が進行する距離と等しいため、パルス０，１およびパルス１，０は３×３カプラ７１０で合成されたときに干渉し合い、このため上述のサニャック干渉計と同様に共通経路干渉計（すなわち折返しサニャック干渉計）を規定する。音響感知はハイドロホン７２２（１）によって結果として行われ、これは段１に置かれ音響変調に応答する。干渉パルス０，１および１，０は異なった時間にハイドロホン７２２（１）を認識するため、ハイドロホン７２２（１）の時間的に変化する音響変調による位相差をピックアップする。３×３カプラ７１０において、この位相差は強度変調に変換され、これは検出器ダウンリード７７０，７７２を通って検出器７０４，７０６まで伝達される。パルス０，２および２，０ならびにパルス０，３および３，０などにも同様な効果が生じる。
【００９３】
折返しサニャック干渉計は共通経路であるため、光源７０２のコヒーレント長は小さく、これは、ほぼ等しい経路を進行したパルス間にしか干渉が起こらないことを意味する。したがって、パルスｉ，ｊはパルスｊ，ｉしか干渉しない。先に述べたとおり、対象の干渉計はＮ個ある（ｉ＝１からＮの場合、パルス０，ｉはパルスｉ，０を干渉する）。また、共通段（段０）７１２を含まない干渉計も他に多くある（たとえばパルス２，１を干渉するパルス１，２およびパルス３，１を干渉するパルス１，３など）。このような干渉するパルスにより有用なパルスにノイズが生じるため、これらはここでノイズパルスと呼ぶ。これらのノイズパルスにより２つのタイプのノイズが伝搬される。すべてのパルスに見られるように、それらは付加的なショットノイズ、ＡＳＥ信号ビートノイズ（増幅化されたアレイの場合）および位相ノイズなどを搬送し、検出されたノイズを増加する。不所望な干渉計を形成し得るノイズパルス（パルス２，１を干渉するパルス１，２など）はまた、音響波の干渉感知による強度変調を搬送する。この強度変調は不所望な信号であり、ノイズ源として見なされる。これらの不所望な干渉計はそれらの干渉点としてカプラ２８０（１）から２８０（Ｎ）を有し、段２１８（１）から２１８（Ｎ）がアレイ７１０の第１の入出力ファイバ７１４に結合され、信号パルスは３×３カプラ７１０で干渉することに注目されたい。ノイズパルスはそれらが３０３カプラ７１０カプラに到達する前に干渉するため、ノイズパルスの強度変調は検出器７０４および７０６の両方に対称的に付与される。しかしながら３×３カプラ７１０で干渉し合う信号パルスにより非対称的な強度変調が付与される。したがって、検出器７０４，７０６からの電流を差動増幅することにより、信号パルスの強度変調が付与されてノイズパルスの強度変調が減じられ、これにより不所望な干渉計によるノイズが低減する。
【００９４】
これらのノイズパルスによって付与されるノイズすべてを完全に除去するためには、時間分割多元化機構を用い、遅延長さを適切に選択することにより、ノイズパルスから対象のパルスを分離できる。特に、３×３カプラ７１０から共通段７１２を通り、２×２カプラ７３０まで延びる光路長を伝搬時間τに対応するように選択する。３×３カプラからカプラ７８０（１）、第１の段７１８（１）、対応のカプラ７９０（１）を通り、２×２カプラ７３０まで延びるファイバ部分の光路長を（Ｎ＋１）τになるよう選択する。光路長の部分は３×３カプラ７１０からカプラ７８０（１）、およびカプラ７９０（１）から２×２カプラ７３０までの共通経路であり、光路長の部分は段７１８（１）を通る。段７１８（ｉ）の各々を通る光路長は好ましくはほぼ等しくなるよう選択される。カプラ７８０（１）からカプラ７８０（２）までの光路およびカプラ７９０（２）からカプラ７９０（１）までの光路の合計の長さは、３×３カプラ７１０から第２の段７１８（２）を通り２×２カプラ７３０までの光路長の合計が、３×３カプラ７１０から２×２カプラ７３０を通り第１の段７１８（１）までの光路長の合計よりもτ長くなるようにτとなるよう選択される（すなわち第２の段７１８（２）を通る２つのカプラ７１０，７３０間の光路長の合計が（Ｎ＋２）τである）。連続する段の各々に対する付加的な光路長の合計はτとなるよう選択される。したがって、３×３カプラ７１０から段７８（ｉ）を通り２×２カプラ７３０までの光の進行時間は段７１８（ｉ）の遅延時間Ｔiと定義される。以上の説明により、Ｔiは段を通る光路長によって決定し、下記の式で表される。
Ｔi＝τ              ｉ＝０    （共通段７１２について）
Ｔi＝（Ｎ＋ｉ）τ    １≦ｉ≦Ｎ  （感知段718(1),718(2)などの各々について）
以上のことから、最も遠い段Ｎまでの光路長は（Ｎ＋Ｎ）τ、すなわち２Ｎτであることがわかる。
【００９５】
各パルスの期間はτ未満であるように選択される。したがって、図１８に示されるように、３×３カプラ７１０まで戻った第１のパルス８００は、共通段７１２（すなわち段０）を通って光源７０２からリフレクタ７５２まで進行し、さらには検出器７０４，７０６まで戻るパルスであろう。このパルスの合計伝搬時間は２τである。（伝搬時間の比較では、各パルスが遅延ループ７５０を通りリフレクタ７５２まで進行してさらに戻る伝搬時間は無視される。なぜなら、伝搬時間はすべてのパルスに共通であり、図１８のタイミング図に対するオフセット（示されない）として単に作用するからである。）検出器７０２，７０６に戻るパルスの次の組８１０は、１方向に共通段７１２を通って進行し、反対方向に感知段７１８（ｉ）を通って進行するパルスである（すなわちパルス０，１および１，０、０，２および２，０、０，３および３，０、から０，ＮおよびＮ，０である）。これらのパルスは２τ＋Ｎτ，３τ＋Ｎτ，４τ＋Ｎτから（Ｎ＋１）τ＋Ｎτまでの伝搬時間をそれぞれ有する。したがって、すべての有用なパルスが時間（Ｎ＋２）τと時間（２Ｎ＋２）τとの間（受取られる最後のパルスの期間τを含む）で受取られる。対称的に、両方向において感知段７１８（ｉ）を通って進行する、干渉し合うパルス（すなわちパルス１，１、１，２および２，１、１，３および３，１…２，２、２，３および３，２、…など）は時間２（Ｎ＋２）τと時間（４Ｎ＋１）τとの間にパルスの組８２０として受取られる。このように、信号パルスがノイズパルスから分離される。
【００９６】
たとえば、図１８では、時間の関数としての、戻るパルスの数が、Ｎ＝５０の場合について描かれる。示されるように、単一パルスが時間２τで受取られる。その後、間隔３τから５２τではパルスは受取られない。その後、５２τから１０２τの間に、各時間間隔毎に２つのパルスが受取られる。その後ノイズパルスが時間１０２τから時間２０１τの間に戻る。このようにして、信号パルスはノイズパルスからは時間的に分離されるため、ノイズパルスが信号パルスにノイズを付与することはない。電子装置（図示せず）は、時間５２τと時間１０２τとの間に受取られたパルスを認識するためにのみ容易に同期化される。
【００９７】
前のパルスに対して１５０τの時間間隔をおいて次のパルスを送出するよう光源７０２が活性化され得ることに注目されたい。これは、次のパルスに応答する０τから５０τの間隔が、前の光源パルスに応答して戻るノイズパルスの１５０τから２００τの間隔と重複し得るからである。このため、有用なパルスの次の組８３０は時間２０１τで到達し始めるようになる。したがって、図１７および図１８の実施例の全体的なデューティサイクルは、使用可能な信号情報についてほぼ１／３である。
【００９８】
前の図面に示されるサニャックループに対する折返しサニャック音響ファイバセンサ７００の利点は、遅延ファイバ７５０の変調に対する感度が低いことである。ダウンリードはかなり長い場合が多く、大きく移動されたり大きな振動を受けやすいため、分散ダウンリードピックアップはサニャック音響ファイバセンサを深刻に制限してしまう可能性がある。折返しサニャック音響ファイバセンサ７００では、光源７０８および検出器ダウンリード７７０，７７２は干渉計の外側にあるため、感度が低い。遅延ループダウンリード７４０は、干渉し合うパルスすべてが、わずかな時間遅延（およそ１マイクロセカンド）だけ隔てられて、この同じファイバ中を進行し、同じ摂動を認識するため、感度が低い。遅延ループダウンリードおよび遅延ループ自体に対する任意の低周波数（およそ１ＭＨｚよりもはるかに低い）変調は、干渉し合うパルスの両方によってそれ自体が実質的に等しいと見なされるため、位相差に寄与しない。アレイ部分７１６および共通段７１２は干渉計７００に、感度の高いファイバしか含まない。
【００９９】
図１７に示されるように、遠隔的にポンプ処理された分散エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）７２４は、先に述べたとおり、パワーを再生するようアレイ２１６中に配置され得る。
【０１００】
各センサ７２２（ｉ）を直角位相付近で受動的にバイアスし光源ノイズの低減を可能にするために、３×３カプラ７１０を使用する。ノイズの低減は、各検出器７０４，７０６が反対側の傾斜線上でバイアスされることによって引起され（３×３カプラ７１０から出る信号が互いに同位相にされるため）、位相変調が各検出器の強度に非対称的に影響を及ぼすようになり、光源における過剰なノイズが各検出器の強度に対称的に影響を及ぼす。したがって、検出器出力を差動的に増幅することにより、位相変調によって誘導された強度変化が生じ、不所望な干渉計から信号が減じられるのと同様に光源の強度ノイズが低減する。
【０１０１】
図１７および図１８に関しては、共通段７１２を通る光路長を長くし、感知段７１８（ｉ）を通る光路長を短くすることにより、同様の時間分割多元化効果が得られることを理解されたい。たとえば、共通段７１２は２Ｎτの光路長（すなわちＴ0＝２Ｎ）を有するように有利に選択され得、段を通る光路はτ，２τ，３τ，…Ｎτとなるよう有利に選択され得る。以上のことを要約すると下記のとおりになる。
Ｔi＝２Ｎτｉ＝０          （共通段７１２について）
Ｔi＝ｉτ          １≦ｉ≦Ｎ（感知段718(1),718(2)などの各々について）
したがって、戻ることとなる第１の信号の光学伝搬時間（ここでもまたすべての信号に共通である遅延ループ７５０を通る伝搬時間を減じる）は２τとなり、これは第１の段７１８（１）を通って両方向に通過するのに要する時間である。両方向に感知段７１８（ｉ）のうちの１つを通る任意の信号の最も長い遅延は、最も遠い感知段７１８（Ｎ）を通って両方向に進行する信号のパルスの場合２Ｎである。戻ることとなる第１の使用可能な信号は、リフレクタ７５２の中を進行し、共通段７１２を通り、第１の感知段７１８（１）を通って戻る信号であり、信号はリフレクタ７５２まで進行し、第１の感知段７１８（１）を通り共通段７１２を通って戻る。干渉信号は時間（２Ｎ＋１）τに到達し得、これは不所望な最後の信号よりも遅い。使用可能な最後の信号は時間（２Ｎ＋Ｎ）τ（すなわち
３Ｎτ）に到達する。最後に、共通段７１２のリフレクタ７５２まで進行しかつそれから戻るパルスによって生じる信号は時間４Ｎτに到達し、これは使用可能な干渉信号から十分に隔てられる。
【０１０２】
サニャック音響センサのダイナミックレンジ（検出可能な音響変調振幅の範囲）はできるだけ広いことが望ましい。位相発生キャリア機構などの復調技術を用いることなく、検出可能な最小位相変調がアレイのノイズ性能によって設定され、検出可能な最大位相変調（およそ１ラジアン）が干渉計の非線形応答関数によって設定される。マッハ・ツェンダセンサでは、位相変調に対する音響変調のマッピングはハイドロホンの応答性のみの関数である。したがって、検出可能な位相変調と、位相変調に対する音響変調のマッピングとにこれらの制限を加えることにより、センサが検出できる音響変調の範囲が与えられる。
【０１０３】
折返しサニャック音響ファイバセンサアレイでは、位相変調への音響変調のマッピングは各ハイドロホン（センサ）７２２（ｉ）の応答性と遅延ループ７５０の長さとの両方の関数である。このため、遅延ループ７５０の長さを変更することにより、ハイドロホン７２２（ｉ）自体を変形することなくセンサ７２２（ｉ）のダイナミックレンジを調整できる。さらに、２つのリフレクタ７４２（１）および７５２（２）が用いられる場合、各センサ７１８（ｉ）には、図１９のセンサ８５０に示されるように２つの異なった遅延ループ７５０（１）および７５０（２）が設けられる。これにより各センサ７２２（ｉ）が、図７および図８に対して先に述べたように異なったダイナミックレンジを有する２つの信号を戻すことが可能となり、これにより各センサ７２２（ｉ）のダイナミックレンジ全体が大幅に増加する。不利なことは、１／（遅延ループ数）のファクタだけ個々の各信号のデューティサイクルが低下することである。
【０１０４】
図２０は、ファイバジャイロスコープにおいて使用されてきた技術に類似する位相ゼロ技術を実現するセンサ９００を示す。図１７の遅延ループリフレクタ７５２は図２０のセンサ９００には使用されない。むしろ、パルスはリターンダウンリード９１０を介して２×２カプラ７３０の未使用のポートに戻される。光アイソレータ９１２をリターンダウンリード９１０に挿入し、光が両方向に遅延ループ７５０中を進行しないようにする。図２０のセンサ９００は、リフレクタ７５２を有する図１７のセンサ７００と同様に動作する。しかしながら、センサ９００では、さらなる位相変調器９２０がリターンダウンリード９１０にされる。位相変調器９２０は位相シフトを各パルスに個別に付与するように活性化される。差動増幅器９２２を介して位相変調器９２０に検出された位相シフトを送ることにより、位相変化がゼロになり、位相変調器９２０における所要の付与された位相シフトが信号になる。この位相ゼロ方法により、アレイ９００のダイナミックレンジは位相変調器９２０による最大位相シフトによってのみ制限される。
【０１０５】
図２１は図１９のさらなる代替的な実施例を示し、ここでは２つの遅延ループ７５０（１）および７５０（２）は同じ遅延ループダウンリードに接続されない。むしろ、第１の遅延ループ７５０（１）の第１の端部は第１の遅延ループダウンリード７４０（１）に接続され、これは図１９の場合と同様に２×２カプラ７３０の第４のポートに接続される。第１の遅延ループ７５０（１）の第２の端部は先ほどと同様に第１のリフレクタ７５２（１）に結合される。第２の遅延ループ７５０（２）の第１の端部は第２の遅延ループダウンリード７４２（２）を介して２×２カプラ７３０の第３のポートに結合され、第２の遅延ループ７５０（２）の第２の端部は第２のリフレクタ７５２（２）に結合される。２×２カプラ７３０からの光のおよそ半分がダウンリード７４０（１），７４０（２）の各々に結合される。ダウンリード７４０（１），７４０（２）の各々の光はそれぞれの遅延ループ７５０（１），７５０（２）において遅延され、先ほどと同様に２×２カプラ７３０まで反射して戻る。反射光は共通段７１２およびアレイ７１６に結合される。遅延ループ７５０（１），７５０（２）の遅延は、２×２カプラ７３０の第４のポートから第１の遅
延ループ７５０（１）を通って伝搬するＮ＋１個のパルスのすべてが、２×２カプラ７３０の第３のポートから第２の遅延ループ７５０（２）を通って伝搬するＮ＋１個のパルスのいずれかと時間的に重複しないように選択される。このため、図２１の実施例により図１９の実施例と類似した機能が提供されるが、図２１の実施例では、図１９の２×２カプラ７３０の第３のポートには結合されず破棄された光を利用している。
【０１０６】
図２２は、折返しサニャックセンサアレイを使用する光ファイバ音響センサシステム１０００の代替的な実施例を示す。システム１０００において、光源１００４はＸ偏光子１００８を介して２×２偏光維持カプラ１００６の第１のポートに結合される。検出器１００２はＸ偏光子１０１０を介して２×２カプラ１００６の第２のポートに接続される。光源１００４につながるファイバからの光を結合することにより第２の検出器（図示せず）が図２２の実施例に有利に設けられ得る。Ｘ偏光子１００８は第１の偏光（すなわちＸ偏光）を有する光源１００４からの光しか通過させない。したがって、偏光維持カプラ１００６は光源１００４からのＸ偏光方向の光を受け、その光を第３のポートを介して共通段１０２０に、かつ第４のポートを介してセンサアレイ１０２２に結合する。センサアレイ１０２２は図１７のセンサアレイ７１６と同様の構成を有するため、類似した要素には対応した参照符号が付される。
【０１０７】
２つのＸ偏光子１００８，１０１０の代わりに、システム１０００の別の場所に１つまたは２つ以上のＸ偏光子を設けてもよいことに留意されたい。
【０１０８】
共通段１０２０はＸ偏光子１０３０を介して、第２の偏光維持２×２カプラ１０３２の第１のポートに結合される。アレイ１０２２へ伝搬する光はまず減偏光子１０３４を通過し、次いで第１の入出力ファイバ７１４へと進む。減偏光子１０３４は実質的に同量のＸ偏光をＹ偏光に結合する。このため、光のうちおよそ５０パーセントがＸ偏光としてアレイ１０２２中を伝搬し、およそ５０パーセントがＹ偏光としてアレイ１０２２中を伝搬する。
【０１０９】
アレイ１０２２の段を通過した後、光は第２の入出力ファイバ７２０およびＹ偏光子１０４０を介して第２のカプラ１０３２の第２のポートへと伝搬する。Ｙ偏光子１０４０は、Ｙ偏光のみが第２のカプラ１０３２に入るようにする。カプラ１０３２はアレイ１０２２および共通段１０２０からの光を合成する。カプラ１０３２に入る光のおよそ半分がカプラ１０３２の第３のポートを介して光吸収端部１０４２に結合され、光のおよそ半分が、光を遅延ループ１０５２の第１の端部に伝搬するダウンリードファイバ１０５０に結合される。
【０１１０】
光は遅延ループ１０５２を通過してファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１０５４へと進む。ファラデー回転ミラー１０５４の動作は周知であるため詳細には説明しない。基本的に、１つの偏光方向においてファラデー回転ミラー１０５４に光が入射すると、それは直交する偏光方向に反射する。このため、共通段１０２０を通過するＸ偏光はＹ偏光として反射し、アレイを通過したＹ偏光はＸ偏光として反射する。
【０１１１】
反射光は遅延器１０５２を介して送り返され、カプラ１０３２の第４のポートに入る。光は共通段１０２０およびアレイ１０２２に結合される。共通段のＸ偏光子１０３０は、元々アレイ１０２２中を伝搬したＸ偏光方向の光だけを通過させる。同様に、アレイ１０２２のＹ偏光子１０４０は、元々共通段１０２０中を伝搬したＹ偏光だけを通過させる。
【０１１２】
アレイ１０２２中を伝搬した後、戻るＹ偏光は減偏光子１０３４において減偏光され、Ｘ偏光およびＹ偏光の両方を発生する。共通段１０２０からの光はカプラ１００６の第３のポートに入り、偏光子１０３４からの光はカプラ１００６の第４のポートに入る。光は
カプラで合成され、同じ光学距離だけ進行した２つのポートからのＸ偏光は干渉し合い、第１および第２のポートに結合される。第２のポートに結合された部分はＸ偏光子１０１０を介して検出器１００２まで伝搬され、干渉し合う信号がここで検出される。
【０１１３】
元々異なった経路中を進行してファラデー回転ミラー１０５４間を進行した光のみがカプラ１００６で干渉し合うことを理解されたい。反射方向に共通段１０２０中を伝搬することが許される光は、Ｙ偏光としてアレイ１０２２中を元々伝搬したＸ偏光である。同様に、反射方向にアレイ１０２２の段のいずれかの中を伝搬することが許される光は、Ｘ偏光として共通段１０２０を元々伝搬したＹ偏光だけである。干渉し合う可能性のある光は、両方向において段の中を進行して上記の実施例に関連して説明したノイズ信号を発生できない。このため、元々共通段１０２０中を進行した反射パルスからの、アレイ１０２２に発生したパルスの各々は、元々アレイ１０２２で発生し、反射後に共通段１０２０中を伝搬したパルスのうち１つしか干渉しない。したがって、図２２の実施例では、付加的な遅延器を設けてノイズパルスから使用可能な信号パルスを分離する必要はない。
【０１１４】
図２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃは本発明のさらなる代替的な実施例を示す。図２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃの実施例におけるセンサアレイ１１００は図１７の実施例のセンサアレイ７００に類似するため、類似した要素には対応の参照番号を付す。図２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃの実施例は非偏光源１１０２を含む。図１７の２×２カプラ７３０が図２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃの偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）と置換される。図１７のリフレクタ７５２はファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１１０６で置換され、これは図２２のファラデー回転ミラー１０５４に類似する。図２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃの３×３カプラ７１０は偏光維持カプラである必要はない。
【０１１５】
図２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃの各々は減偏光子１１１０を含む。図２３Ａにおいて、減偏光子１１１０は第１のアレイ入出力ファイバ７１４に置かれる。図２３Ｂにおいて、減偏光子１１１０は共通段７１２に置かれる。図２３Ｃにおいて、減偏光子１１１０は第２のアレイ入出力ファイバ７２０に置かれる。
【０１１６】
図２３Ａの実施例において、非偏光源１１０２からの光は３×３カプラ７１０に入り、ほぼ等しい部分が共通段７１２および第１のアレイ入出力ファイバ７１４に結合される。第１のアレイ入出力ファイバ７１４中を伝搬する光は減偏光子１１１０中を通過し、これには、１つの偏光方向（たとえばＸ偏光方向）においてアレイに入る光の実質的に半分が直交偏光（たとえばＹ偏光）するようにし、同様にＹ偏光方向においてアレイに入る光の半分がＸ偏光に結合されるようにする、という効果がある。このため、減偏光子１１１０の後、Ｘ偏光の光の半分がＸ偏光方向に出射し、Ｘ偏光の光のもう半分がＹ偏光方向に出射する。同様に、減偏光子１１１０の後、Ｙ偏光方向の光の半分がＹ偏光方向に出射し、Ｙ偏光方向の光のもう半分がＸ偏光方向に出射する。実際には、減偏光子１１１０は偏光されていない光を散乱する。
【０１１７】
光は他の実施例に関連して先に述べた態様でアレイ７１６中を通過する。アレイ７１６を出る光は第２のアレイ入出力ファイバ７２０を介して偏光ビームスプリッタ１１０４の第１のポート１１２１へと伝搬する。偏光ビームスプリッタ１１０４は入射光を２つの直交偏光（すなわちＸ偏光およびＹ偏光）に分割する。説明の上では、偏光ビームスプリッタ１１０４が４５°に配向された偏光位相ミラーのごとく動作し、１つの偏光方向（たとえばＸ偏光方向）において第１のポート１１２１に入る光が第２のポート１１２２へと反射し、他方の偏光方向（たとえばＹ偏光方向）において第１のポート１１２１に入る光が第３のポート１１２３に伝達されるものとする。図示される実施例では、第２のポート１１２２を出る光は反射されずにターミネータ７３２に吸収される。第３のターミナル１１２３を出るＹ偏光は遅延ループダウンリードファイバ７４０および遅延ループ７５０を介
してファラデー回転ミラー１１０６へと伝搬する。アレイ部分７１６からのこのＹ偏光は減偏光子１１１０中を進行し、その半分は元々Ｘ偏光であり、そのもう半分は元々Ｙ偏光であった。上述のとおり、ファラデー回転ミラー１１０６により入射光が直交偏光に結合されるようになる。したがって、Ｙ偏光はＸ偏光に結合される。
【０１１８】
ファラデー回転ミラー１１６０によって反射されるＸ偏光は遅延ループ７５０および遅延ループダウンリードファイバ７４０を介して偏光ビームスプリッタの第３のポート１１２３に戻される。光はこのときＸ偏光方向にあるため、光は第１のポート１１２１に伝達されるのではなく、第４のポート１１２４へと反射される。このため、元々アレイ７１６からの偏光ビームスプリッタ上に入射したＹ偏光は共通段７１２に結合されて、Ｘ偏光方向において３×３カプラ７１０に戻る。
【０１１９】
共通段７１２を介して３×３カプラ７１０から偏光ビームスプリッタ１１０４まで伝搬する偏光されていない光は、第４のポート１１２４を介して偏光ビームスプリッタ１１０４に入る。Ｙ偏光方向における光の成分は第２のポート１１２２に伝達され、反射されずにターミネータ７３２で終わる。Ｘ偏光方向の光の成分は第３のポート１１２３へと反射され、遅延ループダウンリードファイバ７４０および遅延ループ７５０を介してファラデー回転ミラー１１０６へと伝搬する（これで減偏光子１１１０を設ける理由が理解できるだろう。共通段７１０からのＸ偏光だけが遅延ループダウンリードファイバ７４０に結合されるため、減偏光子１１１０により確実に、アレイ７１６から遅延ループダウンリードファイバ７４０に結合した光が、元々はＸ偏光であった光を幾分含むようになる。）。ファラデー回転ミラー１１０６は光をＹ偏光として反射し、このＹ偏光は遅延ループおよびダウンリードファイバを介して偏光ビームスプリッタ１１０４の第３のポート１１２３へと伝搬する。
【０１２０】
偏光ビームスプリッタ１１０４の第３のポート１１２３に入射するＹ偏光は第１のポート１１２１およびしたがって第２のアレイ入出力ファイバ７２０に伝達される。Ｙ偏光はアレイ７１６を通って第１のアレイ入出力ファイバ７１４まで伝搬し、その後減偏光子１１１０を介して３×３カプラ７１０まで進行する。減偏光子１１１０はＹ偏光のおよそ５０パーセントをＸ偏光に変換するよう動作する。減偏光子１１１０からのＸ偏光は共通段７１２からのＸ偏光を干渉する。結果として得られる合成された光は３×３カプラ７１０の干渉し合う光信号間の位相関係に基づいて検出器７０４または検出器７０６によって検出される。
【０１２１】
減偏光子１１１０からの３×３カプラ７１０上に入射するＸ偏光および共通段７１２からのＸ偏光が同一の光路長だけ進行することに注目されたい。たとえば、共通段７１２を通って伝搬する光はまず共通段７１２を通ってＸ偏光方向に伝搬し、次にアレイ７１６を通ってＹ偏光方向に伝搬する。この一方で、アレイ７１６を通って伝搬する光はまずアレイ７１６を通ってＹ偏光方向に伝搬し、その後共通段を通ってＸ偏光方向に伝搬する。この２つの「反対方向に伝搬する」光信号は、干渉経路の対応の部分を通って伝搬する際には同じ偏光方向に進行するため、伝搬長さは、アレイ７１６によって感知される入射ノイズの影響を除いては同じである。
【０１２２】
偏光ビームスプリッタ１１０４の第２のポート１１２２に結合されたターミネータ７３２と、第２の遅延ループ（図示せず）および第２のファラデー回転ミラー（図示せず）とを置換して、Ｙ偏光方向に干渉し合う光の第２の干渉経路を提供するようにしてもよいことを理解されたい。第２の遅延ループによって付与される遅延を調節することにより、第２の干渉経路からのリターン信号が、第１の干渉経路からのリターン信号と重複しないようにすることができる。
【０１２３】
図２３Ｂの実施例は、共通段７１２に位置付けられた減偏光子１１１０以外は図２３Ａの実施例と同様である。図２３Ｂの減偏光子１１１０の効果は（１）単一偏光方向（たとえばＸ偏光方向）において偏光ビームスプリッタ１１０４から戻る共通段７１２の光の部分が直交偏光方向に結合されるようにすること、および（２）３×３カプラ７１０から共通段７１２を通り偏光ビームスプリッタ１１０４へと進行する偏光されていない光を散乱させること、である。これにより、３×３カプラ７１０で再度合成する際に確実に光が干渉するようになる（図２３Ａのファイバ７１４に減偏光子１１１０を付与したのと同じ理由である）。
【０１２４】
図２３Ｃの実施例はまた、第２のアレイ入出力ファイバ７２０に減偏光子１１１０が位置づけられる点を除いて、図２３Ａの実施例と同様である。図２３Ｃの実施例は機能的には図２３Ａの実施例に等しい。なぜなら、光がアレイ部分７１６を通過しその後減偏光子１１１０を通過するか、または減偏光子１１１０を通過してその後アレイ部分７１６を通過するかは問題でないからである。このため、図２３Ｃの実施例の機能は上述の図２３Ａの実施例の機能と実質的に同じである。
【０１２５】
本発明に従うアレイの以上の説明では水中での音響感知を扱ったが、本発明がファイバ中の非双方向性位相変調をもたらすために発生され得るいかなる測定対象を感知するために使用されてもよいことを理解されたい。たとえば、ハイドロホンを、種々の測定値に応答する代替的な感知装置で置換すれば、音響波の感知の場合と同様に、そのような測定値をアレイによって検出することができる。本発明のアレイは、振動、侵入、衝撃、化学薬品、温度、液体のレベルおよび汚れを感知するために有利に使用され得る。本発明のアレイはまた、同じ場所または異なった場所に置かれた多数の種々のセンサを組合わせるよう使用されてもよい（たとえば船体または建物に沿った種々の点でのさまざまな欠点を検出するために使用されてもよい）。他の用途の例としては、交通監視および統制のために、高速道路を走行する自動車または滑走路を走行中の飛行機の検出および追跡が挙げられる。
【０１２６】
以上の説明は本発明の特定的な実施例に関するが、実施例の説明は発明を例示的に示すものであり、限定を意図するものではないことを理解されたい。前掲の特許請求の範囲に規定される発明の真の精神および範囲から逸脱することなく当業者にはさまざまな変形および適用例が想起されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  単一感知ループを有する一例としてのサニャック干渉計を示す図である。
【図２】  センサアレイの各段が付加的なサニャック干渉計を形成する、本発明に従うサニャックセンサアレイを示す図である。
【図３】  結合のために損失した信号パワーと消散損失とを再生するためのエルビウムドープファイバ増幅器を含むサニャックセンサアレイを示す図である。
【図４】  ３つの主な海中の下限ノイズと比較した、本発明に従うサニャック干渉計の周波数応答を示すグラフ図である。
【図５】  マッハ・ツェンダ干渉計によって検出可能でありかつ本発明に従うサニャック干渉計によって検出可能である最大および最小音響信号を示し、広範囲の周波数にわたってサニャック干渉計のダイナミックレンジが比較的一定であることを示すグラフ図である。
【図６】  ハイドロホンおよび遅延ループにおける種々の長さのファイバを有する３つのサニャック干渉計の構成に関する、検出可能な最小音響信号と周波数との関係を示すグラフ図である。
【図７】  干渉計のダイナミックレンジを拡大するために付加的な遅延ループを含む、本発明に従うサニャック干渉計を示す図である。
【図８】  図７の干渉計によって提供されるダイナミックレンジを示すグラフ図であ
る。
【図９Ａ】  センサアレイシステムの乾いた端部における干渉計の遅延ループの位置づけを示す図である。
【図９Ｂ】  センサアレイシステムの濡れた端部における干渉計の遅延ループの位置づけを示す図である。
【図１０】  位相変調の影響の算出に用いられる長さを示す式が示される、図９Ｂのサニャック干渉計を示す図である。
【図１１】  遅延ループに対する音響波の影響を軽減するために遅延ループを巻き付けるための技術を示す図である。
【図１２】  センサが発生する信号から低減できる分散ピックアップノイズを検出する空の段を含む、本発明に従うサニャック干渉計を示す図である。
【図１３】  偏光誘導フェージングの影響を軽減するための減偏光子を含む、本発明に従うサニャック干渉計を示す図である。
【図１４】  周波数分割多元化を利用するサニャック干渉計を示す図である。
【図１５】  図１４の干渉計における、遅延された変調信号と、戻るセンサ信号との間のビート信号の生成を示すグラフ図である。
【図１６】  コード分割多元化を利用するサニャック干渉計を示す図である。
【図１７】  折返しサニャック音響ファイバセンサアレイのアーキテクチャを示す図である。
【図１８】  信号パルスとノイズパルスとの時間的な分離を示す、１時間間隔当りのリターンパルス数を示すグラフ図である。
【図１９】  拡張したダイナミックレンジを提供するための第２の遅延ループを有する、折返しサニャック音響ファイバセンサアレイを示す図である。
【図２０】  図１７のリフレクタの代わりに位相変調器およびゼロ回路を有する折返しサニャック音響ファイバセンサアレイを示す図である。
【図２１】  カプラの異なったポートに２つの遅延ループが接続される、図１９に対するさらなる代替的な実施例を示す図である。
【図２２】  ファラデー回転ミラーを使用する光ファイバ音響センサアレイシステムの代替的な実施例を示す図である。
【図２３Ａ】  非偏光源を、減偏光子、偏光ビームスプリッタおよびファラデー回転ミラーと併用する、光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替的な実施例を示す図である。
【図２３Ｂ】  非偏光源を、減偏光子、偏光ビームスプリッタおよびファラデー回転ミラーと併用する、光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替的な実施例を示す図である。
【図２３Ｃ】  非偏光源を、減偏光子、偏光ビームスプリッタおよびファラデー回転ミラーと併用する、光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替的な実施例を示す図である。