(57)【要約】  蓄電池であるキャパシタの電圧の変動が大きい場合にも、システム全体の効率を向上させることができる電圧制御装置および電圧制御方法を提供する。  所定の負荷に電力を供給するキャパシタと、負荷に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび二つの電圧形インバータの交流端子をＡＣ結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、二つの電圧形インバータの一方がキャパシタに並列接続され、キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧をインバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、キャパシタ電圧に応じた値を有するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて直流電圧の指令値を生成して出力する制御手段と、を備える。
2008099884.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の負荷に電力を供給するキャパシタと、
前記負荷に接続されたインバータと、
直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子をＡＣ結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記キャパシタ電圧に応じた値を有する前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて前記直流電圧の指令値を生成して出力する制御手段と、
を備えたことを特徴とする電圧制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記キャパシタ電圧が所定の範囲の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧によらず一定とし、
前記キャパシタ電圧が前記範囲外の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記一定値よりも前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率がよくなる値とすることを特徴とする請求項１記載の電圧制御装置。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧に応じて所定の範囲で変化させることを特徴とする請求項１記載の電圧制御装置。
【請求項４】
前記制御手段は、
前記直流電圧の指令値を生成する際、前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度に対応して定められる候補値を用いることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項記載の電圧制御装置。
【請求項５】
前記電圧形インバータは複数のスイッチング素子を有し、
前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度は、前記複数のスイッチング素子のうちのいずれかの温度および／または前記トランスの温度であることを特徴とする請求項４記載の電圧制御装置。
【請求項６】
前記制御手段は、
無負荷状態における前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧に比例した電圧とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項記載の電圧制御装置。
【請求項７】
前記負荷はモータであることを特徴とする請求項６記載の電圧制御装置。
【請求項８】
所定の負荷に電力を供給するキャパシタと、前記負荷に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子をＡＣ結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えたシステムの電圧制御方法であって、
前記キャパシタ電圧に応じた値を有する前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする電圧制御方法。
【請求項９】
前記キャパシタ電圧が所定の範囲の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧によらず一定とし、
前記キャパシタ電圧が前記範囲外の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記一定値よりも前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率がよくなる値とすることを特徴とする請求項８記載の電圧制御方法。
【請求項１０】
前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧に応じて所定の範囲で変化させることを特徴とする請求項８記載の電圧制御方法。
【請求項１１】
前記直流電圧の指令値を生成する際、前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度に対応して定められる候補値を用いることを特徴とする請求項８〜１０のいずれか一項記載の電圧制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電池であるキャパシタの電圧を変換した直流電圧の制御を行う電圧制御装置および電圧制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
駆動源としてエンジンおよびモータが搭載されたハイブリッド車両は、モータへの電源を供給する一方、モータによって発電された電力を蓄電するバッテリ等の蓄電池を備えている。このような構成を有するハイブリッド車両では、モータを駆動するインバータの効率に着目してモータの電圧制御を行うのが一般的である（例えば、特許文献１〜６を参照）。【０００３】
【特許文献１】特許第３７４６３３４号公報
【特許文献２】特開２００１−２７５３６７号公報
【特許文献３】国際公開第０３／０５６６９４号パンフレット
【特許文献４】特開２００５−３４１６９８号公報
【特許文献５】特開２００５−１６８１４０号公報
【特許文献６】特開２００２−１７１６０６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、蓄電池として電気二重層キャパシタなどの大容量キャパシタを適用する場合には、キャパシタの電圧が蓄電エネルギーによって大きく変動することがあった。一例を挙げると、ハイブリッド車両が旋回用のモータをさらに備えた建設機械である場合には、動作時の負荷が大きく、キャパシタ電圧の変動幅が大きくなることが知られている。このような場合に、インバータの効率に着目した電圧制御を行う従来技術では、システム全体としての効率をあげることができなかった。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、蓄電池であるキャパシタの電圧の変動が大きい場合にも、システム全体の効率を向上させることができる電圧制御装置および電圧制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電圧制御装置は、所定の負荷に電力を供給するキャパシタと、前記負荷に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子をＡＣ結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記キャパシタ電圧に応じた値を有する前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて前記直流電圧の指令値を生成して出力する制御手段と、を備えたことを特徴とする。【０００７】
また、本発明に係る電圧制御装置は、上記発明において、前記制御手段は、前記キャパシタ電圧が所定の範囲の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧によらず一定とし、前記キャパシタ電圧が前記範囲外の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記一定値よりも前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率がよくなる値とすることを特徴とする。【０００８】
また、本発明に係る電圧制御装置は、上記発明において、前記制御手段は、前記直流電圧の値を前記キャパシタ電圧に応じて所定の範囲で変化させることを特徴とする。【０００９】
また、本発明に係る電圧制御装置は、上記発明において、前記制御手段は、前記直流電圧の指令値を生成する際、前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度に対応して定められる候補値を用いることを特徴とする。【００１０】
また、本発明に係る電圧制御装置は、上記発明において、前記制御手段は、前記電圧形インバータは複数のスイッチング素子を有し、前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度は、前記複数のスイッチング素子のうちのいずれかの温度および／または前記トランスの温度であることを特徴とする。【００１１】
また、本発明に係る電圧制御装置は、上記発明において、前記制御手段は、無負荷状態における前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧に比例した電圧とすることを特徴とする。【００１２】
また、本発明に係る電圧制御装置は、上記発明において、前記負荷はモータであることを特徴とする。【００１３】
本発明に係る電圧制御方法は、所定の負荷に電力を供給するキャパシタと、前記負荷に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子をＡＣ結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えたシステムの電圧制御方法であって、前記キャパシタ電圧に応じた値を有する前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする。【００１４】
また、本発明に係る電圧制御方法は、上記発明において、前記キャパシタ電圧が所定の範囲の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧によらず一定とし、前記キャパシタ電圧が前記範囲外の値を取る場合、前記直流電圧の指令値を前記一定値よりも前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率がよくなる値とすることを特徴とする。【００１５】
また、本発明に係る電圧制御方法は、上記発明において、前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧に応じて所定の範囲で変化させることを特徴とする。【００１６】
また、本発明に係る電圧制御方法は、上記発明において、前記直流電圧の指令値を生成する際、前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度に対応して定められる候補値を用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、蓄電池であるキャパシタとインバータとの間に、キャパシタ電圧を昇圧してインバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを設け、キャパシタ電圧に応じて変化するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて直流電圧を決定する制御を行っているため、負荷側の蓄電池として大容量キャパシタを利用しても、キャパシタ電圧に応じてＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最もよくなるように出力電圧を決定することができる。したがって、インバータに接続された負荷が大きくキャパシタ電圧の変動が大きい場合であっても、システム全体としての効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１は、本発明の一実施の形態に係る電圧制御装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、本発明の一実施の形態に係る電圧制御装置が適用される油圧ショベルの構成を示す図である。
【図３】図３は、電圧変換器の構成を示す図である。
【図４】図４は、コントローラの制御を示す制御ブロック図である。
【図５】図５は、電圧変換器制御部が出力する直流電圧指令の計算フローである。
【図６】図６は、電圧変換器としてＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを適用した場合のキャパシタ電圧に応じた電圧変換器の出力とデバイス総損失との関係を示す図である。
【図７】図７は、キャパシタ電圧と出力電圧の候補値（第１の補助候補値）との関係を示す図である。
【図８】図８は、キャパシタ電圧と電圧変換器の最大出力との関係を示す図である。
【図９】図９は、ＩＧＢＴ温度と出力電圧の最小値との関係を示す図である。
【図１０】図１０は、トランス温度と出力電圧の最小値との関係を示す図である。
【図１１】図１１は、キャパシタ電圧と出力電圧の候補値（第２の補助候補値）との関係を示す図である。
【図１２】図１２は、キャパシタ電圧と出力電圧の候補値（第１の補助候補値）との関係の第２例を示す図である。
【図１３】図１３は、出力電圧が５５０（Ｖ）の時のキャパシタ電圧に応じた電圧変換器の出力と効率との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００１９】
１  電圧制御装置
２  ＳＲモータ
３  エンジン
４  ＰＭモータ
５  キャパシタ
６  ＳＲドライバ
７  ＳＲコンデンサ
８  電圧変換器
９  コンタクタ
１０  励磁電源
１１  ダイオード
１２  リレー
１３  ＰＭインバータ
１４  ＰＭコンデンサ
１５，１６  電流センサ
１７，１８，１９，８９，９０  電圧計
２０  絶縁センサ
２１  コントローラ
２２  車体制御部
２３  ＳＲモータ制御部
２４  ＰＭモータ制御部
２５  電圧変換器制御部
２６  コンタクタ制御部
８１  ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
８２  下側インバータ
８３  上側インバータ
８４  トランス
８４ａ，８４ｂ  コイル
８５，８６  コンデンサ
８７  ＩＧＢＴ温度センサ
８８  トランス温度センサ
１００  油圧ショベル
１０１ａ  自走部
１０１ｂ  旋回部
２２１  パワーマネジメント部
２２２  旋回操作部
８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃ，８２１ｄ，８３１ａ，８３１ｂ，８３１ｃ，８３１ｄ  ＩＧＢＴ
８２２ａ，８２２ｂ，８２２ｃ，８２２ｄ，８３２ａ，８３２ｂ，８３２ｃ，８３２ｄ  ダイオード
Ｌｖ  操作レバー
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、添付図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態（以後、「実施の形態」と称する）を説明する。【００２１】
図１は、本発明の一実施の形態に係る電圧制御装置の構成を示す図である。同図に示す電圧制御装置１は、ハイブリッド型車両に搭載される電源システムをなす。本実施の形態において、電圧制御装置１を搭載するハイブリッド型車両は、図２に示す油圧ショベル１００である。油圧ショベル１００は、履帯の回転等によって自走する自走部１０１ａと、バケット、ブーム、アーム等の作業機や運転室を有し、自走部１０１ａに対して所定の方向を指向する旋回軸の周りに旋回可能な旋回部１０１ｂとを備える。このような構成を有する油圧ショベル１００に搭載される電圧制御装置１は、駆動軸がエンジンの駆動軸に連結された発電機を備えるとともに、旋回部１０１ｂの旋回軸と一致する駆動軸を有する旋回用のモータを備える。【００２２】
以下、電圧制御装置１の詳細な構成を説明する。電圧制御装置１は、回転子が４極で固定子が６極の３相励磁タイプのＳＲ（Switched  Reluctance）モータ２を発電機として備える。ＳＲモータ２の駆動軸は、エンジン３の駆動軸に連結されている。また、電圧制御装置１は、旋回用のモータとして、ＰＭ（Permanent  Magnet）モータ４を備える。ＳＲモータ２およびＰＭモータ４には、回転数を検出する回転センサがそれぞれ設けられている（図示せず）。【００２３】
ＳＲモータ２およびＰＭモータ４は、電気二重層キャパシタから成る大容量のキャパシタ５から電源の供給を受ける。キャパシタ５は、ＳＲモータ２やＰＭモータ４で発電した電力を蓄電する機能も有する。【００２４】
ＳＲモータ２は、ＳＲモータ用のインバータであるＳＲドライバ６に接続されている。ＳＲドライバ６は、波形成形やサージ吸収に適したフィルムコンデンサから成るＳＲコンデンサ７に並列接続されている。ＳＲコンデンサ７には、キャパシタ５の電圧を昇圧して出力する電圧変換器８が並列に接続されている。【００２５】
図３は、電圧変換器８の構成を示す図である。同図に示す電圧変換器８は、二つの電圧形インバータをＡＣ結合した加極性のＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１を用いて実現される。ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１は、二つの電圧形インバータである下側インバータ８２および上側インバータ８３を有するとともに、下側インバータ８２および上側インバータ８３の交流側をＡＣ結合するトランス８４を有する。【００２６】
下側インバータ８２は、通電切り替え用のスイッチング素子として、上下アームに２個ずつの計４個のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃ，８２１ｄがブリッジ接続されて成る。ＩＧＢＴ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃ，８２１ｄには、通電切り替え時に発生する還流電流を流すダイオード８２２ａ，８２２ｂ，８２２ｃ，８２２ｄがそれぞれ並列に接続されている。他方、上側インバータ８３は、スイッチング素子として４個のＩＧＢＴ８３１ａ，８３１ｂ，８３１ｃ，８３１ｄを有する。ＩＧＢＴ８３１ａ，８３１ｂ，８３１ｃ，８３１ｄには、ダイオード８３２ａ，８３２ｂ，８３２ｃ，８３２ｄがそれぞれ並列に接続されている。【００２７】
下側インバータ８２と上側インバータ８３は、下側インバータ８２の正極直流端子と上側インバータ８３の負極直流端子とが加極性に直列接続されている。ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１に外部から印加される電圧は、下側インバータ８２と上側インバータ８３とによって分圧される。【００２８】
下側インバータ８２には、サージ吸収を主な目的とするコンデンサ８５が並列接続されている。このコンデンサ８５の容量は、キャパシタ５の容量と比較して顕著に小さい。上側インバータ８３にも、下側インバータ８２と同様に、サージ吸収用の小容量のコンデンサ８６が並列に接続されている。コンデンサ８５の容量はコンデンサ８６の容量より大きい方が好ましい。これは、電圧変換器８の外側に出る配線に接続する側のコンデンサ８５に発生するサージの量が、コンデンサ８６に発生するサージの量よりも大きいからである。また、コンデンサ８６の容量を抑えることによってコンデンサ８６の容積を必要以上に大きくしないで済むため、省スペース化を図ることができるという利点も有している。【００２９】
下側インバータ８２は、トランス８４のコイル８４ａに接続される一方、上側インバータ８３は、トランス８４のコイル８４ｂに接続される。下側インバータ８２および上側インバータ８３の直流電圧の定格電圧がほぼ等しい場合には、コイル８４ａとコイル８４ｂの巻線比を１対１とするのが好ましい。このため、本実施の形態では、コイル８４ａとコイル８４ｂとの巻線比を１対１とするが、巻線比は適宜変更可能である。【００３０】
トランス８４は、一定の漏れインダクタンス（Ｌとする）を有している。電圧変換器８では、漏れインダクタンスが、コイル８４ａ側にＬ／２、コイル８４ｂ側にＬ／２となるように等分割されている。トランス８４は、漏れインダクタンスに一時的に蓄積させた電力を、下側インバータ８２や上側インバータ８３の高速スイッチング制御によってキャパシタ５などへ伝送する。一般に、トランスは一次コイルと二次コイルとの間隙が広がると漏れインダクタンスが増加することが知られている。このため、トランスを形成する際には、一次コイルと二次コイルを密着させて形成することが多い。これに対して、本実施の形態においては、一次コイルと二次コイルとの間隙すなわちコイル８４ａとコイル８４ｂとの間隙を調整することにより、所望の漏れインダクタンスを積極的に作り出している。なお、トランス８４の外部にインダクタンスを付加することも可能である。【００３１】
電圧変換器８は、下側インバータ８２および上側インバータ８３がそれぞれ有するＩＧＢＴのうち所定のＩＧＢＴの温度を測定するＩＧＢＴ温度センサ８７と、トランス８４の温度を測定するトランス温度センサ８８と、を有する。【００３２】
以上の構成を有する電圧変換器８のコンデンサ８５は、キャパシタ５に並列接続されており、キャパシタ５とコンデンサ８５との間には、コンタクタ９が直列に接続されている。コンタクタ９を接続すると、電圧変換器８は、キャパシタ５の電圧（一次側電圧）を昇圧し、この昇圧した電圧（二次側電圧）をＳＲモータ２やＰＭモータ４へ供給する。【００３３】
電圧変換器８は、二次側でＳＲモータ２を励磁する励磁電源１０に直列接続されている。ここで、電圧制御装置１に励磁電源１０を設ける理由を説明する。一般に、ＳＲモータ２は、電気エネルギーを供給すると大きな回生エネルギーを生成する特性を有しており、内部の回転子が単に回転駆動されただけでは発電機として動作しない。このような特性を有するＳＲモータ２を発電機として動作させるためには、ＳＲモータ２内のコイルを予め励磁する必要がある。ところが、エンジン３の始動時に、ＳＲコンデンサ７の電荷はゼロである上、エンジン３の始動時にコンタクタ９をオンしてキャパシタ５によってＳＲモータ２を励磁することはできない。そこで、本実施の形態では、エンジン３の始動時にＳＲモータ２を励磁するため、励磁電源１０が設けられている。【００３４】
電圧変換器８と励磁電源１０との間には、ダイオード１１およびリレー１２が直列に接続されている。ダイオード１１は、ＳＲコンデンサ７の電圧が励磁電源１０の電圧よりも大きくなったとき、励磁電源１０を遮断する。また、リレー１２は、オン・オフ動作によって励磁電源１０の投入・遮断を制御する。【００３５】
ＰＭモータ４は、ＰＭインバータ１３に接続されている。ＰＭインバータ１３は、フィルムコンデンサから成るＰＭコンデンサ１４に並列接続されている。ＰＭコンデンサ１４には、電圧変換器８が並列に接続されている。【００３６】
ＳＲモータ２とＳＲドライバ６との間には、電流センサ１５が直列に接続されている。また、ＰＭモータ４とＰＭインバータ１３との間には、電流センサ１６が直列に接続されている。【００３７】
キャパシタ５、ＳＲコンデンサ７、ＰＭコンデンサ１４、コンデンサ８５および８６には、電圧センサである電圧計１７，１８，１９，８９および９０がそれぞれ並列に接続されている。キャパシタ５には、絶縁センサ２０が接続されている。【００３８】
電圧制御装置１は、制御手段であるコントローラ２１を備える。コントローラ２１は、油圧ショベル１００の車体制御を行う車体制御部２２と、ＳＲドライバ６を制御することによってＳＲモータ２の速度およびトルクを制御するＳＲモータ制御部２３と、ＰＭインバータ１３を制御することによってＰＭモータ４の速度を制御するＰＭモータ制御部２４と、電圧変換器８の制御を行う電圧変換器制御部２５と、コンタクタ９のオン・オフを制御するコンタクタ制御部２６と、を有する。【００３９】
図４は、コントローラ２１の制御を示すブロック線図である。コントローラ２１の車体制御部２２は、エンジン３やＳＲモータ２の動作指令を生成するパワーマネジメント部２２１と、ＰＭモータ４の動作指令を生成する旋回操作部２２２とを有し、キャパシタ５の電圧とオペレータによる操作レバーＬｖの操作に基づいた車体制御を行う。パワーマネジメント部２２１は、キャパシタ５の電圧、操作レバーＬｖの操作状態、および旋回操作部２２２から送られてくる旋回動作状態に応じてエンジン回転数指令を生成し、エンジン３へ出力する一方、ＳＲモータ２の速度指令およびトルク指令を生成し、ＳＲモータ制御部２３へ出力する。また、旋回操作部２２２は、キャパシタ５の電圧とレバー操作状態に応じてＰＭモータ４の速度指令を生成し、ＰＭモータ制御部２４へ出力する。【００４０】
ＳＲモータ制御部２３は、車体制御部２２から出力された速度指令およびトルク指令、ＳＲモータ２の回転数、および電圧変換器８が出力した直流電圧を用いてＳＲモータ２の動作指令を生成し、ＳＲドライバ６へ出力する。【００４１】
ＰＭモータ制御部２４は、車体制御部２２から出力されたＰＭモータ４の速度指令、ＰＭモータ４の回転数、および電圧変換器８が出力した直流電圧を用いてＰＭモータ４の動作指令を生成し、ＰＭインバータ１３へ出力する。【００４２】
電圧変換器制御部２５は、電圧変換器８が出力した直流電圧、ＳＲモータ制御部２３が出力するＳＲモータ２の動作指令、ＰＭモータ制御部２４が出力するＰＭモータ４の動作指令、電圧変換器８内部のトランス温度およびＩＧＢＴ温度に基づいて直流電圧指令を生成し、電圧変換器８へ出力する。【００４３】
図５は、電圧変換器制御部２５が出力する直流電圧指令の計算フローである。電圧変換器制御部２５は、ＳＲモータ制御部２３から出力されたＳＲモータ動作指令とＰＭモータ制御部２４から出力されたＰＭモータ動作指令に基づいて直流電圧指令Ｖ0*を生成する。【００４４】
以下の説明においては、ＳＲモータ２およびＰＭモータ４の定格電圧が５５０（Ｖ）であるとする。また、キャパシタ５の容量は、キャパシタ電圧Ｖcapの変動範囲が、標準的な動作時において１５０〜３００（Ｖ）となるように選定されているものとする。なお、このキャパシタ電圧Ｖcapの変動範囲、および以下に示す数値はあくまでも一例に過ぎず、本実施の形態がそれらの数値によって限定されるものではない。【００４５】
まず、電圧変換器制御部２５は、取得したキャパシタ電圧Ｖcapの２倍の量（２Ｖcap）を直流電圧指令の第１の候補値Ｖ0*(0)として算出する（ステップＳ１）。この第１の候補値Ｖ0*(0)＝２Ｖcapは、無負荷状態でＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１のデバイス総損失が最小となる電圧すなわち無負荷状態でＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最大となる電圧である。ここでいう「デバイス総損失」は、各ＩＧＢＴの導通損失、トランス８４の抵抗（直流抵抗、表皮効果、渦電流損等の交流抵抗を含む）を含むものであり、トランス８４を流れる電流の大きさに比例する。【００４６】
図６は、電圧変換器８として上述したＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを適用し、ＳＲモータ２およびＰＭモータ４の定格電力が５５０（Ｖ）である場合のキャパシタ電圧Ｖcapに応じた電圧変換器８の出力Ｖ0とデバイス総損失との関係を示す図である。図６において、同じ出力で比較したとき、キャパシタ電圧Ｖcapが２７５（＝５５０／２）（Ｖ）のときにデバイス総損失が最も小さくなっていることがわかる。これは、直流電圧Ｖ0がＶ0＝２Ｖcapである場合には、Ｖ0≠２Ｖcapである場合よりもトランス８４を流れる電流が小さく、デバイス総損失が小さくなるからである（ＳＲモータ２とキャパシタ５との電力授受が行われていない場合、トランス８４を流れる電流は理想的にはゼロとなる）。なお、本実施の形態では、トランス８４のコイル８４ａと８４ｂの巻線比を１対１としたため、Ｖ0*＝２Ｖcapを満たす場合にＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１の効率が最大となるが、より一般の巻線比の場合、ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１の損失が最小となる電圧Ｖ0*はキャパシタ電圧Ｖcapに比例し、その比例係数は巻線比に応じて決まる。【００４７】
電圧変換器制御部２５は、取得したキャパシタ電圧Ｖcapを用いて上記ステップＳ１以外の演算も行う。具体的には、電圧変換器制御部２５は、二つの異なる計算方法によって出力電圧の候補値を決定するための二つの補助候補値Ｖ0*(1)，Ｖ0*(2)をそれぞれ求めた後、そのうちの最小値をＶ0*(3)として出力する。【００４８】
まず、第１の計算方法について説明する。電圧変換器制御部２５は、キャパシタ電圧Ｖcapの値に応じて直流電圧指令を決定するための第１の補助候補値Ｖ0*(1)を計算する（ステップＳ２）。図７は、この計算で参照するキャパシタ電圧Ｖcapと第１の補助候補値Ｖ0*(1)との関係を示す図である。同図に示す曲線Ｌ１は、Ｖcapが１８０（Ｖ）以上であるうちは、第１の補助候補値Ｖ0*(1)として定格電圧５５０（Ｖ）をとるが、Ｖcapが１８０（Ｖ）を下回ると、第１の補助候補値Ｖ0*(1)が徐々に低下するようになっている。【００４９】
図８は、キャパシタ電圧Ｖcapと電圧変換器８の最大出力Ｐ0maxとの関係を示す図である。同図に示す曲線Ｌ２（実線で表示）は、キャパシタ電圧Ｖcapによらずに第１の補助候補値Ｖ0*(1)を５５０（Ｖ）で一定とした場合のキャパシタ電圧Ｖcapと電圧変換器８の最大出力Ｐ0maxとの関係を示している。曲線Ｌ２では、キャパシタ電圧Ｖcapの低下とともに最大出力Ｐ0maxが徐々に低下していく。【００５０】
これに対して、図８の曲線Ｌ３（破線で表示）は、Ｖcap≦１８０（Ｖ）の範囲において、第１の補助候補値Ｖ0*(1)を図７に示す曲線Ｌ１のように変化させたときのキャパシタ電圧Ｖcapと電圧変換器８の最大出力Ｐ0maxとの関係を示す曲線である。なお、曲線Ｌ３は、Ｖcap≧１８０（Ｖ）の範囲では、曲線Ｌ２と一致している。図８からも明らかなように、曲線Ｌ３では、Ｖcap≦１８０（Ｖ）の範囲において、最大出力Ｐ0maxの低下が曲線Ｌ２よりも抑制されている。したがって、キャパシタ電圧Ｖcapが、通常動作の電圧変動範囲（１５０〜３００（Ｖ））のうち、最小値付近の電圧値であっても、最大出力Ｐ0maxとしてある程度の大きさを得ることが可能となる。【００５１】
電圧制御装置１では、高負荷運転時などにおいて、キャパシタ電圧Ｖcapが低下すると、電圧変換器８の内部温度が上昇する。そこで、本実施の形態においては、電圧変換器８の出力電圧を抑えることにより、下側インバータ８２や上側インバータ８３を保護し、負荷が少なくなるような電圧指令を生じるようにしている。このようにして、キャパシタ電圧Ｖcapが低い領域では電圧変換器８の効率を最優先することにより、結果的に電圧制御装置１全体としても効率を向上させることが可能となる。【００５２】
図８においては、キャパシタ電圧Ｖcapとして、実際の計測値に１００（ｍｓｅｃ）程度のフィルタを通したものを使用している。これは、キャパシタ電圧Ｖcapの変動が急変した場合にＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１が出力する直流電圧Ｖ0の変動が大きくなり、電圧制御が発振するのを防止するためである。【００５３】
なお、図８に示すキャパシタ電圧Ｖcapと最大出力Ｐ0maxとの関係はあくまでも一例に過ぎず、電圧制御装置１の負荷の挙動、ＳＲモータ２やＰＭモータ４の定格電圧などの条件によって異なる。【００５４】
続いて、第２の計算方法を説明する（ステップＳ３〜Ｓ４）。電圧変換器制御部２５は、電圧変換器８の内部の温度とキャパシタ電圧Ｖcapとに基づいて直流電圧指令を決定するための第２の補助候補値Ｖ0*(2)を計算する。本実施の形態においては、電圧変換器８の内部温度として、ＩＧＢＴ温度センサ８７およびトランス温度センサ８８が、所定のＩＧＢＴの温度Ｔigbtおよびトランス８４の温度Ｔtrをそれぞれ測定する。なお、ＩＧＢＴやトランス８４の温度は、温度センサを適当な位置に取り付けることによって測定する。【００５５】
ステップＳ３において、電圧変換器制御部２５は、取得したＩＧＢＴ温度Ｔigbtに対応する出力電圧の最小値Ｖlo(igbt)を計算する（ステップＳ３）。図９は、電圧変換器制御部２５が参照するＩＧＢＴ温度Ｔigbtと出力電圧の最小値Ｖlo(igbt)との関係を示す図である。同図に示す曲線Ｌ４は、ＩＧＢＴ温度Ｔigbtが７０（℃）以下の場合、最小値Ｖlo(igbt)はモータ定格電圧の５５０（Ｖ）であるが、ＩＧＢＴ温度Ｔigbtが７０（℃）を超えると、最小値Ｖlo(igbt)は減少し始め、ＩＧＢＴ温度が９０℃で最小値３００（Ｖ）となる。なお、ＩＧＢＴ温度Ｔigbtと出力電圧の最小値Ｖlo(igbt)との関係は、過熱によるＩＧＢＴの素子破壊を防ぐことが可能な関係として、ＩＧＢＴの素子の定格等の条件に応じて定められるものであり、図９に示す曲線Ｌ４は一例に過ぎない。【００５６】
電圧変換器制御部２５は、取得したトランス温度Ｔtrに対応する出力電圧の最小値Ｖlo(tr)も計算する（ステップＳ４）。図１０は、電圧変換器制御部２５が参照するトランス温度Ｔtrと出力電圧の最小値Ｖlo(tr)との関係を示す図である。同図に示す曲線Ｌ５は、トランス温度Ｔtrが１００（℃）以下の場合、最小値Ｖlo(tr)はモータ定格電圧の５５０（Ｖ）であるが、トランス温度Ｔtrが１００（℃）を超えると、最小値Ｖlo(tr)は減少し始め、トランス温度が１３０（℃）で最小値３００（Ｖ）となる。なお、トランス温度Ｔtrと出力電圧の最小値Ｖlo(tr)との関係は、トランス８４の過熱による絶縁破壊を防ぐことが可能な関係として、トランス８４の巻き線の絶縁種別等の条件に応じて定められるものであり、図１０に示す曲線Ｌ５は一例に過ぎない。【００５７】
続いて、電圧変換器制御部２５は、ステップＳ３，Ｓ４でそれぞれ求めたＶlo(igbt)，Ｖlo(tr)のうちの最小値をＶloとする（ステップＳ５）。【００５８】
なお、本実施の形態では、電圧変換器８の内部温度として、ＩＧＢＴ温度Ｔigbtとトランス温度Ｔtrとを用いる場合を説明したが、それらの温度のうちのいずれか一方のみを用いてＶloを求めるようにしてもよい。【００５９】
この後、電圧変換器制御部２５は、ステップＳ５で設定した最小値Ｖloを用いて第２の補助候補値Ｖ0*(2)を計算する（ステップＳ６）。図１１は、電圧変換器制御部２５が参照するキャパシタ電圧Ｖcapと第２の補助候補値Ｖ0*(2)との関係を示す図である。同図に示す直線Ｌ６は、キャパシタ電圧Ｖcapが１５０（Ｖ）のときＶ0*(2)＝Ｖloである。また、第２の補助候補値Ｖ0*(2)は、キャパシタ電圧Ｖcapが大きくなるにつれて線形に増加していき、Ｖcap＝２７５（Ｖ）で最大値５５０（Ｖ）となる。特に、Ｖlo＝３００（Ｖ）の場合、直線Ｌ６は、Ｖ0*(2)＝２Ｖcapを満たす。一般に、直線Ｌ６は、Ｖlo≧３００（Ｖ）なので、Ｖ0*(2)≧２Ｖcapを常に満たすようになっている。【００６０】
電圧変換器制御部２５は、ステップＳ２で求めた第１の補助候補値Ｖ0*(1)とステップＳ６で求めた第２の補助候補値Ｖ0*(2)とを比較し、小さい方を出力電圧の直流電圧指令の第２の候補値Ｖ0*(3)として決定する（ステップＳ７）。【００６１】
電圧変換器制御部２５は、ＳＲモータ２およびＰＭモータ４の駆動状況に応じて第１の候補値Ｖ0*(0)および第２の候補値Ｖ0*(3)のうちいずれか一方を選択し、この選択した候補値を直流電圧指令Ｖ0*として電圧変換器８へ出力する（ステップＳ８）。具体的には、電圧変換器制御部２５は、ＳＲモータ２およびＰＭモータ４が停止中であって無負荷状態である場合に第１の候補値Ｖ0*(0)を直流電圧指令Ｖ0*とする一方、ＳＲモータ２およびＰＭモータ４の少なくともいずれか一方が駆動している場合に第２の候補値Ｖ0*(3)を直流電圧指令Ｖ0*とする。図５では、ＳＲモータ２およびＰＭモータ４の少なくともいずれか一方が駆動しており、第２の候補値Ｖ0*(3)が直流電圧指令Ｖ0*として選択された場合を示している。【００６２】
例えばチョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータのような従来の電圧変換器の場合には、一次側電圧（キャパシタ電圧Ｖcapに相当）が大きいほど電圧変換器の効率がよいことが知られている。また、従来の電圧変換器では、一次側電圧の変化に応じた電圧変換器の効率の変化がＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータほど大きくなかった。このため、電圧変換器の効率を制御しようとしても効率向上に限界があった。これに対して、本実施の形態で適用するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８１の効率は一次側電圧の変化に応じて大きく変化するため、最適値を設定する制御を行うことにより、システムの効率を顕著に向上させることができる。【００６３】
以上説明した本発明の一実施の形態によれば、蓄電池であるキャパシタとインバータとの間に、キャパシタ電圧を昇圧してインバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを設け、キャパシタ電圧に応じた値を有するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて直流電圧を決定する制御を行っているため、負荷側の蓄電池として大容量キャパシタを利用しても、ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が最もよくなるように直流電圧を決定することができる。したがって、インバータに接続された負荷が大きくキャパシタ電圧の変動が大きい場合であっても、システム全体としての効率を向上させることができる。【００６４】
また、本実施の形態によれば、電圧変換器自身の損失が少ないので、電圧変換器内部の温度上昇を抑え、温度が上昇することによってＩＧＢＴの素子破壊やトランスの絶縁破壊を防止し、内部部品を保護することができる。したがって、電圧変換器による電力授受を破綻させることなく、システムの円滑な継続動作を実現することが可能となる。【００６５】
さらに、本実施の形態によれば、キャパシタ電圧に応じて電圧変換器の効率がよい動作領域を使うことにより、損失が減り、燃費をよくすることができる。【００６６】
（変形例）
本実施の形態に係る電圧制御方法において、電圧変換器制御部２５がステップＳ２で参照するキャパシタ電圧Ｖcapと第１の補助候補値Ｖ0*(1)との関係は、図７に示す曲線Ｌ１に限られるわけではない。図１２は、ステップＳ２で参照するキャパシタ電圧Ｖcapと第１の補助候補値Ｖ0*(1)との関係を示す図である。図１２に示す曲線Ｌ７は、第１の補助候補値Ｖ0*(1)が、キャパシタ電圧Ｖcapに応じて所定の範囲（図１２では５００〜５５０（Ｖ））で変化するように設定されている。この範囲のとり方は、モータ定格電圧に基づいて定められるものであり、キャパシタ電圧Ｖcapの変化に応じて電圧変換器８の効率がほぼ一定となるか、または電圧変換器８の効率がよくなるように設定される。【００６７】
以下、曲線Ｌ７の設定方法の一例を説明する。図１３は、出力電圧Ｖ0*が５５０（Ｖ）のときの電圧変換器８の出力と効率との関係を示す図である。電圧変換器８は、上述したように、出力電圧Ｖ0*がキャパシタ電圧の２倍の時が最も効率がよい。そこで、第１の補助候補値Ｖ0*(1)を５００〜５５０（Ｖ）の範囲で設定する際には、任意のキャパシタ電圧Ｖcapと出力電圧Ｖ0*との関係が、おおむね図１３に示す関係と相似であるとみなす。例えば、Ｖ0*＝５００（Ｖ）の時には、図１３に示す２７５（Ｖ）の曲線が、Ｖcap＝Ｖ0*／２＝２５０（Ｖ）の線であるとみなす。また、Ｖ0*＝５２０（Ｖ）の時には、図１３に示す２７５（Ｖ）の曲線が、Ｖcap＝Ｖ0*／２＝２６０（Ｖ）の線であるとみなす。【００６８】
このようにして、出力電圧Ｖ0*が５００〜５５０（Ｖ）の範囲にある場合の電圧変換器８の出力と効率との関係を全て作成し、キャパシタ電圧Ｖcapの変化（１５０〜３００（Ｖ））に応じて電圧変換器８の効率がほぼ一定となるか、または電圧の変動に対して電圧変換器８の効率が常に良くなるような曲線を所定の規則に従って作成することにより、曲線Ｌ７が得られる。【００６９】
ここまで、本発明を実施するための最良の形態を詳述してきたが、本発明は上記一実施の形態によって限定されるべきものではない。例えば、本発明において、エンジンに連結されるモータはＳＲモータ以外のモータでもよく、例えばＰＭモータでも構わない。この場合には、励磁電源は不要である。【００７０】
また、本発明は、油圧ショベル以外の建設機械にも適用可能であることはもちろんのこと、建設機械以外の様々な種類のハイブリッド車両にも適用可能である。【００７１】
加えて、本発明において、電圧変換器に接続される負荷はモータ以外でもよい。【００７２】
このように、本発明は、ここでは記載していない様々な実施の形態等を含みうるものであり、特許請求の範囲により特定される技術的思想を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を施すことが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
以上のように、本発明は、駆動軸が互いに連結されたエンジンおよびモータを駆動源とするハイブリッド車両に有用であり、特に負荷変動が大きいハイブリッド建設機械に好適である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年7月1日(2008.7.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の負荷に電力を供給するキャパシタと、
前記負荷に接続されたインバータと、
直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子をＡＣ結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記キャパシタ電圧に応じた値を有する前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて定められる直流電圧値を用いることにより、前記負荷が駆動している場合の前記直流電圧の指令値を生成して出力する制御手段と、
を備えたことを特徴とする電圧制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記キャパシタ電圧が所定の範囲の値を取る場合、前記直流電圧値を前記キャパシタ電圧によらず一定とし、
前記キャパシタ電圧が前記範囲外の値を取る場合、前記直流電圧値を前記一定値よりも前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率がよくなる値とすることを特徴とする請求項１記載の電圧制御装置。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記直流電圧値を前記キャパシタ電圧に応じて所定の範囲で変化させることを特徴とする請求項１記載の電圧制御装置。
【請求項４】
前記制御手段は、
前記負荷が駆動している場合の前記直流電圧の指令値を生成する際、
前記直流電圧値を第１の補助候補値とする一方、
前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度に対応して定められる直流電圧値を第２の補助候補値とし、
前記第１および第２の補助候補値のうち小さい方を前記負荷が駆動している場合の前記直流電圧の指令値とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項記載の電圧制御装置。
【請求項５】
前記電圧形インバータは複数のスイッチング素子を有し、
前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度は、前記複数のスイッチング素子のうちのいずれかの温度および／または前記トランスの温度であることを特徴とする請求項４記載の電圧制御装置。
【請求項６】
前記制御手段は、
無負荷状態における前記直流電圧の指令値を前記キャパシタ電圧に比例した電圧とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項記載の電圧制御装置。
【請求項７】
前記負荷はモータであることを特徴とする請求項６記載の電圧制御装置。
【請求項８】
所定の負荷に電力を供給するキャパシタと、前記負荷に接続されたインバータと、直流端子が加極性に直列接続される二つの電圧形インバータおよび前記二つの電圧形インバータの交流端子をＡＣ結合し、所定の漏れインダクタンスを有するトランスを含み、前記二つの電圧形インバータの一方が前記キャパシタに並列接続され、前記キャパシタのキャパシタ電圧を昇圧した直流電圧を前記インバータへ出力するＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えたシステムの電圧制御方法であって、
前記キャパシタ電圧に応じた値を有する前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率に基づいて定められる直流電圧値を用いることにより、前記負荷が駆動している場合の前記直流電圧の指令値を生成して出力することを特徴とする電圧制御方法。
【請求項９】
前記キャパシタ電圧が所定の範囲の値を取る場合、前記直流電圧値を前記キャパシタ電圧によらず一定とし、
前記キャパシタ電圧が前記範囲外の値を取る場合、前記直流電圧値を前記一定値よりも前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効率がよくなる値とすることを特徴とする請求項８記載の電圧制御方法。
【請求項１０】
前記直流電圧値を前記キャパシタ電圧に応じて所定の範囲で変化させることを特徴とする請求項８記載の電圧制御方法。
【請求項１１】
前記負荷が駆動している場合の前記直流電圧の指令値を生成する際、
前記直流電圧値を第１の補助候補値とする一方、
前記ＡＣ結合双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部温度に対応して定められる直流電圧値を第２の補助候補値とし、
前記第１および第２の補助候補値のうち小さい方を前記負荷が駆動している場合の前記直流電圧の指令値とすることを特徴とする請求項８〜１０のいずれか一項記載の電圧制御方法。
【国際調査報告】
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