【手続補正書】
【提出日】平成16年11月25日(2004.11.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】      明細書
【発明の名称】  周波数可変発振回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リングオシレータを構成する複数のインバータを備え、
前記複数のインバータのうちの少なくとも１つは、利得係数を電気的にアナログ変調することが可能なＭＯＳトランジスタによって構成される、周波数可変発振回路。
【請求項２】
リングオシレータを構成するように直列に接続されたＮ個（Ｎ：３以上であり奇数である整数）のインバータを備え、
前記Ｎ個のインバータのうちの少なくとも１つは、利得係数を電気的にアナログ変調可能なＭＯＳトランジスタを含む、周波数可変発振回路。
【請求項３】
各前記インバータは、
第１の電圧が印加される第１の制御ゲートを有し、前記第１の電圧に応じて前記利得係数が連続的に変化する第１導電型のＭＯＳトランジスタと、
第２の電圧が印加される第２の制御ゲートを有し、前記第２の電圧に応じて前記利得係数が連続的に変化する、前記第１導電型とは反対導電型の第２導電型のＭＯＳトランジスタとを含む、請求項１または２記載の周波数可変発振回路。
【請求項４】
前記Ｎ個のインバータの各々は、前記第１および第２の電圧とは異なる第１および第２の電源電圧によって駆動され、
前記第１導電型のＭＯＳトランジスタは、前記第１および第２の電源電圧の一方をバックゲート電圧として受け、
前記第２導電型のＭＯＳトランジスタは、前記第１および第２の電源電圧の他方をバックゲート電圧として受ける、請求項３記載の周波数可変発振回路。
【請求項５】
前記第１導電型のＭＯＳトランジスタは、ソース、ドレインおよび通常のＭＯＳゲートに加えて、チャネル領域での電界の向きを制御するための前記第１の制御ゲートを有し、
前記第２導電型のＭＯＳトランジスタは、ソース、ドレインおよび通常のＭＯＳゲートに加えて、チャネル領域での電界の向きを制御するための前記第２の制御ゲートを有する、請求項３記載の周波数可変発振回路。
【請求項６】
前記Ｎ個のインバータのうちの１つの出力信号を出力するためのバッファをさらに備える、請求項１または２記載の周波数可変発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＬＳＩに内蔵される発振回路に関するものであり、電圧制御によりその発振周波数を広範囲にしかも連続的に変えることができる装置を提供する。従って、この発明技術は、ＬＳＩの基本クロック発振器や、周波数変調・復調用の局部発振器やＰＬＬ（Phase Locked Loop）用のＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillators）などの各種発振器として利用でき、発振周波数のダイナミックで連続的な制御を可能にすることから、ＬＳＩの高性能化に貢献できる。
【０００２】
【従来の技術】
一般にＬＳＩを構成する回路では、ＰＬＬ内のＶＣＯやＲＦ変調・復調回路内の局部発振器など、各種の発振回路が必要である。しかしながらＬＳＩにおいては、大きなＬ（インダクタンス）やＣ（キャパシタンス）を高集積に形成するのが難しいので、広範な周波数（特に中低周波）のＬＣ発振器を内蔵することが困難であった。従来のＬＳＩでは、大きなＬやＣ、あるいは水晶発振子等をＬＳＩ外部に接続する必要があった。
【０００３】
更に、従来の発振回路では、その発振周波数を電気的に連続変調することが容易でなかった。発振周波数は、離散値（デジタル）的（２の累乗）な変調なら、分周器を使って容易に実現できるが、ＶＣＯ等で要求される連続的（アナログ）変調は発振回路の共振パラメータ等を変調する必要があり、簡単ではない。発振周波数を連続変調する方法として従来では、Ｃの容量を電圧で変調できるバリキャップを用いたり、帰還回路の電流を制御する方法等が採用されている。また、発振周波数を電気的に変調する別の方法として、リングオシレータのバックゲートバイアス電圧によってトランジスタのしきい値を変調する方法が提案されている。たが、それらは周波数変調範囲が狭いという問題がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図３にリングオシレータの基本回路構成を示す。リングオシレータは、奇数段のインバータ（反転論理回路）の直列接続で構成された遅延回路の出力信号を、その遅延回路の入力へ接続して、遅延信号のフィードバックループを形成していることを特徴としている。奇数個のインバータがリング状に接続されていることからリングオシレータと呼ばれている。インバータ出力の一つをバッファーを介してリングオシレータの出力としている。各インバータは、図４に示すように、通常、ＣＭＯＳインバータ回路で構成されている。リングオシレータでは、インバータの駆動能力と負荷容量、そしてインバータ接続段数によって、その発振周波数が決定される。各インバータでの信号遅延時間をＴｄとすると、発振周波数ｆは次式となる。
【０００５】
ｆ＝１／（２ΣＴｄ）≒１／（２ｎ＊Ｔｄ） 
ここでΣはリング接続されたインバータ全てに関する和を表す。ｎはインバータリングの段数。従って、リングオシレータでは、ＭＯＳトランジスタのゲート幅／ゲート長の比を調整してインバータの遅延時間Ｔｄを変えるか、インバータの接続段数ｎを変えることで、その発振周波数ｆを設定することができる。つまり、図３と図４で示すような普通のリングオシレータでは、一般に、レイアウト（ハードウエア形状）が変更されない限り、発振周波数を変えることはできない（一般に、電源電圧を変えると周波数も変わるが、ここでは電源電圧は変更しないものとする。）。
【０００６】
次に、可変周波数リングオシレータ発振回路構成例について説明する。図５は、発振周波数を電圧変調できるリングオシレータの回路構成例を示す。図３で示した従来例との違いは、ＭＯＳトランジスタのバックゲート電圧（ウエル電位）を電源電圧（ＧＮＤまたはＶｄ）に接続せず、ＶwnもしくはＶwpの制御端子として独立に電圧を与えている事だけである。ＭＯＳトランジスタは、そのバックゲート電圧によってしきい値を変調する事ができる。従って、各々のバックゲート電位を与えるＶwnとＶwpの電圧を変える事で、ＭＯＳトランジスタのしきい値を変え、トランジスタの駆動電流を変調し、インバータの遅延時間Tdを変える、その結果、発振周波数ｆが変調されることになる。図５の構成例の場合、バックゲート電圧によって、図６に示すような周波数変調特性が得られる。図６中のΔＶwはＶwnとＶwpの電圧変調量を示しており、Ｖwn=Ｖd+ΔＶw、Ｖwp=ＧＮＤ-ΔＶwである。また、Δfは変調後周波数／変調前周波数である。この先行技術の構成例では、バックゲート電圧の変調振幅を電源電圧の振幅まで変えたにもかかわらず、およそ３０％程度の周波数変調しか実現されていない。これは、トランジスタのしきい値が、バックゲート電圧の平方根に比例する事に起因している。従って、この先行技術による回路構成例では、広範な発振周波数の変調には限界があることが分かる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は、先に発明したＡ−ＭＯＳデバイス（Adjustable β-MOS：略称Ａ−ＭＯＳ）（特願２００１−０１８１１３３）を使って、より広範な発振周波数の変調を実現するリングオシレータ（周波数可変型発振回路）を提案している。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明に係る周波数可変型発振回路の一例であるリングオシレータは、Ａ−ＭＯＳデバイスを含んで構成される。Ａ−ＭＯＳデバイスは、図７に示すデバイス構成をしており、制御ゲートの電圧を調整することで利得係数βをアナログ変調することができる。利得係数βの変調特性は、図８に示す素子形状パラメータによって設定することができる。図９は、Ａ−ＭＯＳにおけるβ変調原理を説明した図である。図９内左図は、制御ゲートチャネルのコンダクタンスを通常ゲートと同等にした場合を表しており、薄い影の部分が実効的なゲート領域を示している。図９内右図は、制御ゲートチャネルのコンダクタンスを通常ゲートより十分に大きくした場合である。これらの図で分かるように、Ａ−ＭＯＳは、制御ゲート電圧を変えることで実効的なゲート長Ｌとゲート幅Ｗをアナログ的に変調することができる。その結果、Ａ−ＭＯＳは、制御ゲート電圧による利得係数βのアナログ変調を実現している。
【０００９】
Ａ−ＭＯＳでは、１０〜１０００倍程度のβ変調特性を、比較的コンパクトに実現できる特長を有している。従って、Ａ−ＭＯＳをリングオシレータのインバータを構成するトランジスターに用いれば、その制御ゲート電圧によって、インバータの駆動能力を広範に変調する事が可能となり、結果、極めて広い周波数変調能力を有する発振器を実現する事ができる。
【００１０】
本発明に係るリングオシレータでは、インバータ（反転論理回路）を奇数段直列接続した遅延回路の出力を初段入力へ接続する、所謂、リングオシレータにおいて、図１に示すように、インバータをＡ−ＭＯＳによって構成することを特徴としている。各Ａ−ＭＯＳの制御ゲートは、ｐ−ｃｈとｎ−ｃｈ毎に各々、ＶCGpとＶCGnの制御電圧端子と接続されている。
【００１１】
本発明のＡ−ＭＯＳリングオシレータでは、Ａ−ＭＯＳの制御電圧ＶCGpとＶCGnを変えることで、Ａ−ＭＯＳのβを変調してインバータの駆動能力を変えることができる。その結果、インバータ段数等のハードウエア形状を変更すること無く、発振周波数を容易に変調することが可能となる。図２内に示すように、Ａ−ＭＯＳの広範で連続的なβ変調特性によって、Ａ−ＭＯＳリングオシレータの発振周波数は、広範でしかも連続的に変調されることになる。Ａ−ＭＯＳでは、そのβ変調特性がほぼ線形に近い特性を実現できるので、先行技術例と比べ、３倍以上の周波数変調特性を実現する事ができる。
【００１２】
【発明の効果】
発明のＡ−ＭＯＳリングオシレータは、その広範で連続的な周波数変調特性から、ＬＳＩの基本クロック源発振器として用いると、ＬＳＩの動作周波数をダイナミックに調整することを可能にし、低消費電力化制御をきめ細かく実行することができる。また、ＰＬＬ用のＶＣＯやＲＦ周波数信号変調・復調回路用の局部発振回路としても、その簡単な回路構成とコンパクトな回路サイズにより、ＬＳＩ内蔵用回路として多くの分野のＬＳＩで利用が期待される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のＡ-ＭＯＳを利用したリングオシレータの構成回路図例を示す。
【図２】  本発明のＡ-ＭＯＳを利用したリングオシレータの周波数変調特性を示す。
【図３】  従来のリングオシレータの構成回路図を示す。
【図４】  従来のインバータの回路構成例を示す。
【図５】  先行技術による発振周波数可変変調リングオシレータの回路構成図を示す。
【図６】  先行技術による発振周波数可変変調リングオシレータの周波数変調特性図を示す。
【図７】  本発明に利用したＡ−ＭＯＳ素子の構成図を示す。
【図８】  本発明に利用したＡ−ＭＯＳ素子の構成パラメータを示す。
【図９】  本発明に利用したＡ−ＭＯＳ素子のβ変調パラメータを示す。
【符号の説明】
Ａ−ＭＯＳ  Adjustable β-MOS（特願2001-018133）
ＶCGp  Ａ−ＭＯＳ（Ｐ型）制御用電圧
ＶCGn  Ａ−ＭＯＳ（ｎ型）制御用電圧
Ｖｄ  電源電圧、ＧＮ  グラウンド
ＩＮ  信号入力
ＯＵＴ  信号出力
ｐ−ＭＯＳ  Ｐ型−ＭＯＳ
ｎ−ＭＯＳ  Ｎ型−ＭＯＳ
Ｖwn：先行タイプのＰ型−ＭＯＳ制御用電圧
Ｖwp：先行タイプのＮ型−ＭＯＳ制御用電圧
Ｗ  Ａ−ＭＯＳ実効ゲート幅
Ｌ  Ａ−ＭＯＳ実効ゲート長
θ  通常ゲートと制御ゲートのなす角度。