(57)【要約】  最尤復号装置において、アンダーサンプリングが発生した時には、セレクタ２０５〜２０７は、ブランチメトリック算出部２０２〜２０４からのブランチメトリックを選択せず、「０」値を選択し、パスメトリック算出部２０８は、前記セレクタ２０５〜２０７の「０」値に基づいてパスメトリックを算出すると共にパス選択信号を算出する。前記ブランチメトリック算出部２０２〜２０４に入力される最尤復号対象の入力信号ｗｓｄｔ＿ｄは、前記セレクタ２０５〜２０７が「０」値を選択するアンダーサンプリング発生時を考慮して、その発生時に相当するクロック数分、遅延された信号に調整される。従って、アンダーサンプリング発生時にも正しい復号結果が得られて、正常動作が確保される。
2008102475.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録タイミング情報を含む第１の信号を入力し、この第１の入力信号と最尤復号に使用する参照値とに基づいてブランチメトリックを算出するブランチメトリック算出部と、
前記ブランチメトリック算出部により算出したブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するパス選択信号算出部と、
前記パス選択信号算出部により算出したパス選択信号に基づいて、前記第１の入力信号を最尤復号した復号値を算出する生き残りパス管理部とを備えると共に、
第１の選択信号を入力し、前記第１の選択信号に基づいて、前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリックと「０」値との何れか一方を選択する選択部を備え、
前記パス選択信号算出部は、前記選択部で選択された前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリック又は「０」値を入力し、この入力されたブランチメトリック又は「０」値に基づいてパス選択信号を算出する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項２】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項３】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、
第２の選択信号を受け、前記第２の選択信号に基づいて、ブランチメトリック算出方法、パス選択信号算出方法及び復号値算出方法を変更する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項４】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記選択部に入力される第１の選択信号は、記録データのアンダーサンプリングの発生時に出力されるアンダーサンプリング信号であり、
前記選択部は、前記アンダーサンプリング信号を受けて、「０」値を選択する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項５】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
前記第２の選択信号は、記録データのオーバーサンプリングの発生時に出力されるオーバーサンプリング信号であり、
前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、前記オーバーサンプリング信号を受けて、動作を停止する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項６】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項７】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
ビタビ復号器制御信号を入力し、このビタビ復号器制御信号に基づいて、前記第１の選択信号と前記第２の選択信号とを生成する制御器を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項８】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記記録タイミング情報を含む第２の信号及びクロック信号を入力し、この第２の入力信号及びクロック信号に基づいて、前記第２の入力信号に含まれる記録タイミング情報とクロック信号との位相差を第２の位相信号として出力すると共に、この第２の位相信号が前記記録タイミング情報の示すチャネル周期を１周期又は複数周期越える毎に、所定値のオーバーフロー信号を生成するタイミング検出部と、
前記タイミング検出部のオーバーフロー信号の値に応じた所定遅延量に基づいて、前記第２の入力信号及び前記第２の位相信号を各々遅延させて、前記第１の入力信号及び前記第１の位相信号として出力すると共に、ビタビ復号器制御信号を出力する遅延器とを備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項９】
前記請求項８記載の最尤復号装置と、
記録媒体に記録されているデータをアナログ信号として読み出す読み出し部と、
前記読み出し部のアナログ信号を整形するアナログ波形整形部と、
前記アナログ波形整形部により整形されたアナログ信号をクロック信号のタイミングでデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
クロック制御信号を入力し、このクロック制御信号に基づいた所定周期のクロック信号を生成するクロック発生部と、
前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を整形して前記第２の入力信号として前記タイミング検出部に出力するデジタル信号整形部とを備え、
前記最尤復号装置のタイミング検出部は、前記クロック制御信号をも生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１０】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記タイミング検出部は、
前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数よりも高くなるように前記クロック制御信号を生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１１】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記タイミング検出部は、
前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数と等しくなるように前記クロック制御信号を生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１２】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記最尤復号装置に備える遅延器は、
前記クロック信号の周波数が所望の周波数よりも高い時には遅延量を減らし、等しい時には遅延量を維持し、低いときには遅延量を増やす
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１３】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１４】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数の整数倍の周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１５】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数の整数分の１の周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１６】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、光ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１７】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、光磁気ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１８】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、磁気ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ビタビアルゴリズムを用いる最尤復号装置、及びこの最尤復号装置を備えた情報再生装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の最尤復号装置として、同期サンプリング方式の最尤復号装置が知られている。この方式では、サンプリングクロックは、初期状態がずれていても、その周波数も位相もチャネルクロックに同期するように制御される。【０００３】
図６は、同期サンプリング方式の最尤復号装置の全体構成を示す。同図では、最尤復号対象の入力信号ｗｓｄｔ＿ｄが複数のブランチメトリック算出器４０２〜４０４に入力されてブランチメトリックが算出され、その後、これ等のブランチメトリックが同期クロックｃｌｋで動作するパスメトリック算出部４０８に入力されてパスメトリックが算出されると共にパス選択信号が算出され、このパス選択信号に基づいて同期クロックｃｌｋで動作する生き残りパス管理部４０９が生き残りパスを求め、その生き残りパスに対応する符号を復号後のｄａｔａ信号として出力する。【０００４】
しかしながら、前記同期サンプリング方式では、半導体プロセスの微細化や高倍速化が進むに連れて、同期させることが年々困難になってきている。【０００５】
そこで、従来、チャネルクロックとは周波数も位相も異なる非同期クロックによりデータをサンプリングする非同期サンプリング方式が提案されている。この方式は、デジタル回路内でデータの間引きと補間処理とを行うことにより、出力データの周波数と位相とをチャネルクロックに同期させており、微細化や高倍速化でも比較的同期させ易い利点がある。この方式では、サンプリングクロックは、完全に固定されたり、オーバーサンプルが維持できる程度にクロック周波数を制御している。これ等の非同期式オーバーサンプリング方式の最尤復号装置は、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている。【０００６】
このような非同期オーバサンプリング方式では、例えば前記図６において、出力データdataの個数がチャネルビット数より多くなったときは、パスメトリック算出部４０８と生き残りパス管理部４０９との動作を一時的に停止させることにより、出力データｄａｔａの個数をチャネルビット数と一致させている。
【特許文献１】特開平８−２５１０３９号公報
【特許文献２】国際公開第２００６／０１９０７３号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、前記従来の最尤復号装置では、何れも、オーバーサンプリングを前提としているため、何かの弾みでアンダーサンプリングが発生すると、正しく動作しないという課題がある。【０００８】
本発明は、前記従来の課題に着目し、その目的は、光ディスクなどの記録データを再生する非同期式サンプリング方式の最尤復号装置において、アンダーサンプリングが発生しても、正常動作を確保することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記の目的を達成するため、本発明では、アンダーサンプリングが発生したビットスリップ時には、その時点でのブランチメトリックを強制的に「０」値に設定して、パス選択信号を算出するようにする。【００１０】
その際、「０」値のブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出する際には、ブランチメトリック算出部への信号の供給を実質的に停止させる。【００１１】
具体的に、本発明の最尤復号装置は、記録タイミング情報を含む第１の信号を入力し、この第１の入力信号と最尤復号に使用する参照値とに基づいてブランチメトリックを算出するブランチメトリック算出部と、前記ブランチメトリック算出部により算出したブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するパス選択信号算出部と、前記パス選択信号算出部により算出したパス選択信号に基づいて、前記第１の入力信号を最尤復号した復号値を算出する生き残りパス管理部とを備えると共に、第１の選択信号を入力し、前記第１の選択信号に基づいて、前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリックと「０」値との何れか一方を選択する選択部を備え、前記パス選択信号算出部は、前記選択部で選択された前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリック又は「０」値を入力し、この入力されたブランチメトリック又は「０」値に基づいてパス選択信号を算出することを特徴とする。【００１２】
本発明は、前記最尤復号装置において、第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えたことを特徴とする。【００１３】
本発明は、前記最尤復号装置において、前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、第２の選択信号を受け、前記第２の選択信号に基づいて、ブランチメトリック算出方法、パス選択信号算出方法及び復号値算出方法を変更することを特徴とする。【００１４】
本発明は、前記最尤復号装置において、前記選択部に入力される第１の選択信号は、記録データのアンダーサンプリングの発生時に出力されるアンダーサンプリング信号であり、前記選択部は、前記アンダーサンプリング信号を受けて、「０」値を選択することを特徴とする。【００１５】
本発明は、前記最尤復号装置において、前記第２の選択信号は、記録データのオーバーサンプリングの発生時に出力されるオーバーサンプリング信号であり、前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、前記オーバーサンプリング信号を受けて、動作を停止することを特徴とする。【００１６】
本発明は、前記最尤復号装置において、第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えたことを特徴とする。【００１７】
本発明は、前記最尤復号装置において、ビタビ復号器制御信号を入力し、このビタビ復号器制御信号に基づいて、前記第１の選択信号と前記第２の選択信号とを生成する制御器を備えたことを特徴とする。【００１８】
本発明は、前記最尤復号装置において、前記記録タイミング情報を含む第２の信号及びクロック信号を入力し、この第２の入力信号及びクロック信号に基づいて、前記第２の入力信号に含まれる記録タイミング情報とクロック信号との位相差を第２の位相信号として出力すると共に、この第２の位相信号が前記記録タイミング情報の示すチャネル周期を１周期又は複数周期越える毎に、所定値のオーバーフロー信号を生成するタイミング検出部と、前記タイミング検出部のオーバーフロー信号の値に応じた所定遅延量に基づいて、前記第２の入力信号及び前記第２の位相信号を各々遅延させて、前記第１の入力信号及び前記第１の位相信号として出力すると共に、ビタビ復号器制御信号を出力する遅延器とを備えたことを特徴とする。【００１９】
本発明の情報再生装置は、前記最尤復号装置と、記録媒体に記録されているデータをアナログ信号として読み出す読み出し部と、前記読み出し部のアナログ信号を整形するアナログ波形整形部と、前記アナログ波形整形部により整形されたアナログ信号をクロック信号のタイミングでデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、クロック制御信号を入力し、このクロック制御信号に基づいた所定周期のクロック信号を生成するクロック発生部と、前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を整形して前記第２の入力信号として前記タイミング検出部に出力するデジタル信号整形部とを備え、前記最尤復号装置のタイミング検出部は、前記クロック制御信号をも生成することを特徴とする。【００２０】
本発明は、前記情報再生装置において、前記タイミング検出部は、前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数よりも高くなるように前記クロック制御信号を生成することを特徴とする。【００２１】
本発明は、前記情報再生装置において、前記タイミング検出部は、前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数と等しくなるように前記クロック制御信号を生成することを特徴とする。【００２２】
本発明は、前記情報再生装置において、前記最尤復号装置に備える遅延器は、前記クロック信号の周波数が所望の周波数よりも高い時には遅延量を減らし、等しい時には遅延量を維持し、低いときには遅延量を増やすことを特徴とする。【００２３】
本発明は、前記情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数であることを特徴とする。【００２４】
本発明は、前記情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数の整数倍の周波数であることを特徴とする。【００２５】
本発明は、前記情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数の整数分の１の周波数であることを特徴とする。【００２６】
本発明は、前記情報再生装置において、前記第１の入力信号は、光ディスクから再生された信号であることを特徴とする。【００２７】
本発明は、前記情報再生装置において、前記第１の入力信号は、光磁気ディスクから再生された信号であることを特徴とする。【００２８】
本発明は、前記情報再生装置において、前記第１の入力信号は、磁気ディスクから再生された信号であることを特徴とする。【００２９】
以上により、本発明では、アンダーサンプリングが発生した時には、この時点でのブランチメトリックを強制的に「０」値として、この「０」値のブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するので、この時のパス選択信号によってアンダーサンプリング発生時でのパス選択信号が補間される。よって、アンダーサンプリング発生時であっても、データ数をチャネルビット数と一致させることができ、正しく動作させることが可能である。【００３０】
特に、本発明では、アンダーサンプリング発生時にブランチメトリックが「０」値に設定されても、ブランチメトリック算出部に入力される信号は遅延器によって遅延されているので、そのアンダーサンプリングが無くなった次の時点では、その遅延された信号がブランチメトリック算出部に入力されて、正常にブランチメトリックが算出されることになり、正常動作が確保される。
【発明の効果】
【００３１】
以上説明したように、本発明の最尤復号装置及び情報再生装置によれば、アンダーサンプリングが発生しても、最尤復号を正常に確保することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】図１は本発明の第１の実施形態のリードチャネルの全体概略構成を示す図である。
【図２】図２は同リードチャネルに含まれるビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図３】図３は同リードチャネルにおいてアンダーサンプリング発生時を含む動作タイミングチャートを示す図である。
【図４】図４は本発明の第２の実施形態のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図５】図５は本発明の第３の実施形態のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図６】図６は従来のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３３】
１００                  リードチャネル
１０１                  光ディスク
１０２                  光ピックアップ（読み出し部）
１０３                  アナログフロントエンド（アナログ波形整形部）
１０４                  アナログデジタル変換器（アナログデジタル変換部）
１０５                  クロック生成部（クロック発生部）
１０６                  波形整形器（デジタル信号整形部）
１０７                  タイミング検出器（タイミング検出部）
１０８                  ＦＩＦＯ（遅延器）
１０９、
１０９’、１０９”     ビタビ復号器
２０１                   参照値生成器（参照値生成部）
２０２〜２０４           ブランチメトリック算出部
２０５〜２０７           セレクタ（選択部）
２０８                   パスメトリック算出部(パス選択信号算出部)
２０９                   生き残りパス管理部
３００                   制御器
３０１、３０２           比較器
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。【００３５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態の情報再生装置としてのリードチャネル１００の概略図を示す。同図において、光ディスク１０１には、デジタルデータが記録されている。リードチャネル１００では、この記録データと、この記録データに同期したクロックとの抽出を行っている。尚、本実施形態では光ディスク１０１を用いて説明しているが、この光ディスク１０１に限らず、磁気ディスクや光磁気ディスク、又は無線通信や有線通信にも本発明を応用することは可能である。【００３６】
以下、リードチャネル１００の動作を説明する。信号の流れを順に追いながら説明すると、光ディスク１０１に記録されたデジタルデータは、光ピックアップ（読み出し部）１０２で読み取られて記録タイミング情報を含むアナログ信号として出力される。アナログフロントエンド（アナログ波形整形部）１０３は、光ピックアップ１０２からのアナログ信号の振幅調整やレベル調整、及び特定周波数帯域強調や特定周波数帯域通過などのアナログ処理を行う。その後、アナログデジタル変換器（アナログデジタル変換部）１０４は、アナログフロントエンド１０３からの前記アナログ処理後のアナログ信号のサンプリング及び量子化を行って、そのアナログ信号を記録タイミング情報を含むデジタル信号に変換する。アナログデジタル変換器１０４に入力されるサンプリングクロックｃｌｋは、クロック生成器（クロック発生部）１０５で生成される。波形整形器（デジタル信号整形部）１０６は、アナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号の振幅調整やレベル調整、及び特定周波数帯域強調や特定周波数帯域通過などのデジタル処理を行う。説明の都合上、前記波形整形器１０６の出力信号を以下では、ｗｓｄｔ信号と呼ぶことにする。【００３７】
タイミング検出器（タイミング検出部）１０７は、前記波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号を用いて、位相情報ｐｈａｓｅと、オーバーフロー情報ｏｖｅｒｆｌｏｗと、クロック生成器制御信号（クロック制御信号）ｃｌｋｃｔｒｌとを算出する。これ等の信号の算出の詳細は以下の図３の説明において行う。前記クロック生成器１０５は、前記タイミング検出器１０７からのクロック生成器制御信号ｃｌｋｃｔｒｌに基づいて、その信号値に応じた周期のクロック信号ｃｌｋを生成する。ここで、タイミング検出器１０７は、クロック生成器１０５で生成されるクロックｃｌｋの周波数が、前記光ディスク１０１に記録された記録タイミング情報、即ち、チャネル周波数（所望の周波数）よりも高く又は等しくなるように、クロック生成器制御信号ｃｌｋｃｔｒｌを生成する。【００３８】
そして、ＦＩＦＯ（遅延器）１０８は、本発明に重要な要素である。このＦＩＦＯ １０８は、First In First Outのバッファであって、前記タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号に基づいて、前記波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号と前記タイミング検出器１０７からのｐｈａｓｅ信号との各遅延量を変化させる。この遅延された信号は、各々、ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号として出力される。また、このＦＩＦＯ １０８は、前記ｗｓｄｔ信号及びｐｈａｓｅ信号の遅延量を変化させたのと同様に、前記タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の遅延量を変化させて、ビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌとして出力する。ビタビ復号器１０９は、前記ＦＩＦＯ １０８からの記録タイミング情報を含むｗｓｄｔ＿ｄ信号（第１の信号）、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号（第１の位相信号）及びｖｉｔｃｔｒｌ信号（第１の選択信号）を用いて、ビタビアルゴリズムに基づく最尤復号を行って、２値データｄａｔａを出力する。【００３９】
前記２値データｄａｔａ信号は、光ディスク１０１に記録されたデジタルデータとほぼ等価であるが、リードチャネル１００の特性によってはまだ幾つかの誤りが残されている場合もある。例えば、光ディスク１０１への記録品質が良くなくて、ビタビ復号器１０９の誤り訂正能力を超えてしまった場合には、誤りを含むデータが２値ｄａｔａ信号として出力されることになる。これに対処するように、リードチャネル１００の後段では、２値データｄａｔａ信号とｃｌｋ信号とに基づいて、リードソロモン復号などの誤り訂正方法で前記２値データｄａｔａ信号が誤り訂正処理される。そして、その後、誤り訂正されたデジタルデータから画像や音声を生成して、ディスプレイやスピーカーから出力されたり、そのままのデジタルデータとしてコンピュータに送信される。【００４０】
次に、前記図１の示したビタビ復号器１０９の内部構成を図２に基づいて説明する。【００４１】
図２において、参照値生成器２０１では、前記ＦＩＦＯ １０８から遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄを受ける毎に、その遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄが示す位相におけるビタビ復号での参照値を生成する。この生成は、具体的には、その遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄが示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値（期待値）を使用して、この２つの参照値間を線形補間して求めることにより行われる。図２では、連続する複数の遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄに応じて複数の参照値ｒ１１１１１、ｒ１１１１０〜ｒ０００００が生成されている。【００４２】
複数個のブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４は、前記ＦＩＦＯ １０８からのデジタル信号ｗｓｄｔ＿ｄと、前記参照値生成器２０１からの対応する参照値とに基づいて、ブランチメトリックを算出する。この算出されたブランチメトリックは、基本的には、パスメトリック算出部２０８に出力されて、パスメトリックの生成に用いられる。【００４３】
前記各ブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４と前記パスメトリック算出部２０８との間には、本発明に重要なセレクタ２０５、２０６〜２０７が配置されている。これ等のセレクタ２０５、２０６〜２０７は、対応するブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４からのブランチメトリックと、「０」値との何れか一方を選択する。その選択の制御信号として、各セレクタ２０５、２０６〜２０７には、ＦＩＦＯ １０８からのビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌが入力されている。各セレクタ２０５、２０６〜２０７は、前記ビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌの値が「２」である特定条件下では、「０」値を選択して、ブランチメトリックを強制的に「０」値に設定する。【００４４】
パスメトリック算出部（パス選択信号算出部）２０８は、各ブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４で算出されたブランチメトリック、又は強制的に「０」値に設定されたブランチメトリックに基づいてパスメトリックを求め、それと同時にパス選択信号をも求める。このパスメトリック算出部２０８から出力されるのは、前記パス選択信号のみである。生き残りパス管理部２０９は、前記パスメトリック算出部２０８からのパス選択信号に基づいて生き残りパスを求め、その生き残りパスに対応する符号をｄａｔａ信号（復号値）として出力する。【００４５】
次に、図１に示したリードチャネル１００において、アンダーサンプルが発生した時のタイミングチャートを図３に示す。【００４６】
同図において、光ディスク１０１に記録されているデジタルデータをａ１〜ａ１６とする。同図における具体的な値の系列は、｛１１１１００００１１１１００００｝である。アナログフロントエンド１０３からの出力信号ａｆｅｏｕｔは、実線で示すアナログ信号である。このアナログ信号ａｆｅｏｕｔをアナログデジタル変換器１０４で変換した信号が、同図に黒丸で示すａｄｃｄｔ信号である。アナログデジタル変換時のサンプリングクロックはｃｌｋ信号であり、同図から判るように、このサンプリングクロック信号ｃｌｋは、チャネルビット周期とは非同期であって、チャネルビット周期よりもｃｌｋ信号の周期の方が長く、アンダーサンプルとなっている。【００４７】
チャネルビット周期を１．０とすると、図２のアナログフロントエンド１０３からのアナログ信号ａｆｅｏｕｔは、時刻０から時刻１６までのアナログ波形となる。ｃｌｋ信号の周期は同図では１．２の場合を描いており、時刻０．３に１つ目の立ち上がりエッジがあるので、全ての立ち上がりの時刻は｛０．３、 １．５、 ２．７、 ３．９、 ５．１、 ６．３、 ７．５、 ８．７、 ９．９、 １１．１、 １２．３、 １３．５、 １４．７、 １５．９｝となる。時刻０から時刻１６までにはクロックエッジは同図から判るように１４個しかなく、記録データの１６個と比べると、２個足りないことになる。当然ながらアナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号ａｄｃｄｔの個数も、２つ足りない。【００４８】
アナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号ａｄｃｄｔは、波形整形器１０６にて整形されて、ｗｓｄｔ信号（第２の信号）となる。実際の回路では、整形処理の遅延やパイプライン処理での遅延が発生するが、ここでは説明の都合上、遅延が全く生じないものとして図示している。【００４９】
図３において、タイミング検出器１０７からの位相情報（第２の位相信号）ｐｈａｓｅは、チャネルビット周期を基準としたときのクロック信号ｃｌｋの立ち上がりエッジの位相である。この位相は、ちょうど立ち上がりエッジ発生時刻の小数部と一致する。例えば、図３でのｃｌｋ信号の第３番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「２．７」であるので、この時点の位相の小数部の「０．７」が位相情報ｐｈａｓｅとなっている。また、図３において、タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号は、チャネルビット周期を基準としたときのｃｌｋ信号の連続する２つの立ち上がりエッジの発生時刻の位相同士の整数部の差と一致する。例えば、図３でのｃｌｋ信号の前記第３番目と第４番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「２．７」と「３．９」であるので、この２つの時点の両位相の整数部の差「１」がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号となっている。また、図３でのｃｌｋ信号の第４番目と第５番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「３．９」と「５．１」であるので、この２つの時点の両位相の整数部の差「２」がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号となっている。【００５０】
図３から判るように、例えば、ｃｌｋ信号の第４番目と第５番目の立ち上がりエッジ間の期間は、その両立ち上がりエッジでの位相「３．９」及び「５．１」を持つ２つのデジタルデータａｄｃｄｔの時間間隔が記録データａ５での１チャネルビット周期を越えているので、この期間でアンダーサンプリングとなっている。このアンダーサンプリングは、前記ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化することにより、把握できる。【００５１】
尚、実際の回路では、ｃｌｋ信号の立ち上がりエッジの位相が予め判っているわけではない。タイミング検出器１０７により様々な処理を施して、波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号（第２の信号）から、この信号に対応するｐｈａｓｅ信号とｏｖｅｒｆｌｏｗ信号とを求めるのである。【００５２】
さて、図３では、サンプリングされたデジタルデータｗｓｄｔ信号の個数よりも記録データの個数の方が多いわけである。クロック数１４個に対して記録データ数は１６個なのである。この個数の差を吸収するのがＦＩＦＯ １０８である。ＦＩＦＯ １０８は、既述の通り、ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号、ｖｉｔｃｔｒｌ信号を出力する。このｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号及びｖｉｔｃｔｒｌ信号は、基本的には、波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号、タイミング検出器１０７からのｐｈａｓｅ信号及びｏｖｅｒｆｌｏｗ信号を各々遅延させただけの信号であるが、その遅延量がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値によって異なってくる。即ち、具体的に説明すると、既述の通り、記録データａ５のチャネルビット周期の中にはｃｌｋ信号の立ち上がりエッジが存在しない。このようなときには、ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化するので、このｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値の変化に基づいて、ｗｓｄｔ信号及びｐｈａｓｅ信号の遅延量を１つ増やした（すなわち、１クロック分遅延させた）ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号、ｖｉｔｃｔｒｌ信号を生成する。図３では、記録データａ５のチャネルビット周期でアンダーサンプリングが発生しているために、その次の記録データａ６のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「２」の値に変化するので、ｗｓｄｔ＿ｄ信号のｂ４とｂ５の間の１クロック分、及びｐｈａｓｅ＿ｄ信号の「０．９」と「０．１」の間の１クロック分に、各々、任意の値（同図では「−」で表現している）が追加、補間されて、遅延されている。この任意の値は、前値（ｂ４や「０．９」）や後値（ｂ５や「０．１」）であっても良いし、「０」値であっても良い。また、ｖｉｔｃｔｒｌ信号では、ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「２」の値に変化した記録データａ６のチャネルビット周期の次のチャネルビット周期で「１」値が追加、補間されて、遅延されている。以上、記録データａ６のチャネルビット周期の次のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化する際を例示したが、記録データａ１２のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化する際も、遅延量の挿入の様子は前記と同様である。従って、ＦＩＦＯ（遅延器）１０８は、タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値が「１」値の場合、即ち、クロック生成器２１のクロック信号ｃｌｋがチャネル周波数に一致する場合には、遅延量を維持するが、「２」値となってチャネル周波数よりも低くなったアンダーサンプリング時には、ＦＩＦＯ １０８からのｗｓｄｔ＿d信号及びｐｈａｓｅ＿d信号の１クロック分に、各々、任意のデジタル値及び位相値を追加して遅延量を増やし、一方、「０」値に変化してチャネル周波数よりも高くなったオーバーサンプリングの発生時には、前記遅延量を減らすように動作するのである。【００５３】
ビタビ復号器１０９は、前記ＦＩＦＯ １０８からのｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号及びｖｉｔｃｔｒｌ信号を用いて最尤復号を行い、その復号結果をｄａｔａ信号として出力する。尚、このｄａｔａ信号を出力するまでには、ブランチメトリック算出部２０２〜２０４のパイプライン遅延や生き残りパス管理部２０９でのメモリ長遅延などが存在するが、図３では２クロック遅延のみとして記述している。【００５４】
従って、本実施形態では、アンダーサンプリング発生時には、「０」値のブランチメトリックに基づいてパスメトリックとパス選択信号とを生成して、補間するので、動作時でのデータ数をチャネルビット数と一致させることができ、正しく動作させることが可能である。【００５５】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。【００５６】
図４は本発明の第２の実施形態の情報再生装置であるビタビ復号器１０９’の内部構成を示す。【００５７】
同図のビタビ復号器１０９’では、図２のｖｉｔｃｔｒｌ信号をｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号として使用すると共に、記録データのオーバーサンプリングの発生を知らせるｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号（第２の選択信号）を入力し、このｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を受けたとき、ブランチメトリック算出部２０２〜２０４、パスメトリック算出部２０８及び生き残りパス管理部２０９でのブランチメトリック算出方法、パスメトリック算出方法及びｄａｔａ信号算出方法を変更することとして、それ等の動作を停止させるようにした構成を示している。【００５８】
従って、本実施形態では、記録データのアンダーサンプリングの発生時だけでなく、オーバーサンプリングの発生時にも、正常動作を確保できる。【００５９】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。【００６０】
図５は本発明の第３の実施形態の情報再生装置であるビタビ復号器１０９”の内部構成を示す。前記第２の本実施形態では、ｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とＦＩＦＯ １０８からのunder sampling信号（ｖｉｔｃｔｒｌ信号）とを入力したが、本実施形態では、ｖｉｔｃｔｒｌ信号（ビタビ復号制御信号）のみでｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号をも生成するように構成したものである。【００６１】
すなわち、図５では、ＦＩＦＯ １０８からのｖｉｔｃｔｒｌ信号を入力して、ｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とを生成する制御器３００が付加される。前記制御器３００は、ＦＩＦＯ １０８からのｖｉｔｃｔｒｌ信号が、アンダーサンプリングの発生時には既述の通り「１」値から「２」値に変化し、オーバーサンプリングの発生時には「１」値から逆に「０」値に変化する点に着目し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号の値を「２」値と比較する第１比較器３０１と、「０」値と比較する第２比較器３０２とを有し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号＝「２」値のとき、「１」値となるｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を生成して出力し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号＝「０」値のとき、「１」値となるｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を生成して出力するように構成される。【００６２】
尚、以上の説明では、クロック生成器１０５で生成するクロック信号ｃｌｋの周波数は、チャネル周波数よりも高く又は等しくなるように制御したが、光ディスク１０１からのデータの読み出しを一定角速度制御などの制御の種類に応じて、チャネル周波数の整数倍や整数分の１の周波数としても、アンダーサンプリングとなる状況が存在するので、このような場合にも本発明は適用される。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
以上説明したように、本発明は、アンダーサンプリングが発生しても、最尤復号を正常に確保することが可能であるので、光ディスク、光磁気ディスク又は磁気ディスク等の記録データを再生する最尤復号装置及び情報再生装置等として有用である。
【図１】
2008102475.tif 000003
【図２】
2008102475.tif 000004
【図３】
2008102475.tif 000005
【図４】
2008102475.tif 000006
【図５】
2008102475.tif 000007
【図６】
2008102475.tif 000008
【手続補正書】
【提出日】平成20年2月21日(2008.2.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録タイミング情報を含む第１の信号を入力し、この第１の入力信号と最尤復号に使用する参照値とに基づいてブランチメトリックを算出するブランチメトリック算出部と、
前記ブランチメトリック算出部により算出したブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するパス選択信号算出部と、
前記パス選択信号算出部により算出したパス選択信号に基づいて、前記第１の入力信号を最尤復号した復号値を算出する生き残りパス管理部とを備えると共に、
第１の選択信号を入力し、前記第１の選択信号に基づいて、前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリックと「０」値との何れか一方を選択する選択部を備え、
前記パス選択信号算出部は、前記選択部で選択された前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリック又は「０」値を入力し、この入力されたブランチメトリック又は「０」値に基づいてパス選択信号を算出する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項２】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項３】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、
第２の選択信号を受け、前記第２の選択信号に基づいて、ブランチメトリック算出方法、パス選択信号算出方法及び復号値算出方法を変更する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項４】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記選択部に入力される第１の選択信号は、記録データのアンダーサンプリングの発生時に出力されるアンダーサンプリング信号であり、
前記選択部は、前記アンダーサンプリング信号を受けて、「０」値を選択する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項５】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
前記第２の選択信号は、記録データのオーバーサンプリングの発生時に出力されるオーバーサンプリング信号であり、
前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、前記オーバーサンプリング信号を受けて、動作を停止する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項６】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項７】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
ビタビ復号器制御信号を入力し、このビタビ復号器制御信号に基づいて、前記第１の選択信号と前記第２の選択信号とを生成する制御器を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項８】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記記録タイミング情報を含む第２の信号及びクロック信号を入力し、この第２の入力信号及びクロック信号に基づいて、前記第２の入力信号に含まれる記録タイミング情報とクロック信号との位相差を第２の位相信号として出力すると共に、この第２の位相信号が前記記録タイミング情報の示すチャネル周期を１周期又は複数周期越える毎に、所定値のオーバーフロー信号を生成するタイミング検出部と、
前記タイミング検出部のオーバーフロー信号の値に応じた所定遅延量に基づいて、前記第２の入力信号及び前記第２の位相信号を各々遅延させて、前記第１の入力信号及び前記第１の位相信号として出力すると共に、ビタビ復号器制御信号を出力する遅延器とを備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項９】
前記請求項８記載の最尤復号装置と、
記録媒体に記録されているデータをアナログ信号として読み出す読み出し部と、
前記読み出し部のアナログ信号を整形するアナログ波形整形部と、
前記アナログ波形整形部により整形されたアナログ信号をクロック信号のタイミングでデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
クロック制御信号を入力し、このクロック制御信号に基づいた所定周期のクロック信号を生成するクロック発生部と、
前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を整形して前記第２の入力信号として前記タイミング検出部に出力するデジタル信号整形部とを備え、
前記最尤復号装置のタイミング検出部は、前記クロック制御信号をも生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１０】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記タイミング検出部は、
前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数よりも高くなるように前記クロック制御信号を生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１１】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記タイミング検出部は、
前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数と等しくなるように前記クロック制御信号を生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１２】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記最尤復号装置に備える遅延器は、
前記クロック信号の周波数が所望の周波数よりも高い時には遅延量を減らし、等しい時には遅延量を維持し、低いときには遅延量を増やす
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１３】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１４】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数の整数倍の周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１５】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数の整数分の１の周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１６】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、光ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１７】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、光磁気ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１８】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、磁気ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ビタビアルゴリズムを用いる最尤復号装置、及びこの最尤復号装置を備えた情報再生装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の最尤復号装置として、同期サンプリング方式の最尤復号装置が知られている。この方式では、サンプリングクロックは、初期状態がずれていても、その周波数も位相もチャネルクロックに同期するように制御される。
【０００３】
図６は、同期サンプリング方式の最尤復号装置の全体構成を示す。同図では、最尤復号対象の入力信号ｗｓｄｔ＿ｄが複数のブランチメトリック算出器４０２〜４０４に入力されてブランチメトリックが算出され、その後、これ等のブランチメトリックが同期クロックｃｌｋで動作するパスメトリック算出部４０８に入力されてパスメトリックが算出されると共にパス選択信号が算出され、このパス選択信号に基づいて同期クロックｃｌｋで動作する生き残りパス管理部４０９が生き残りパスを求め、その生き残りパスに対応する符号を復号後のｄａｔａ信号として出力する。
【０００４】
しかしながら、前記同期サンプリング方式では、半導体プロセスの微細化や高倍速化が進むに連れて、同期させることが年々困難になってきている。
【０００５】
そこで、従来、チャネルクロックとは周波数も位相も異なる非同期クロックによりデータをサンプリングする非同期サンプリング方式が提案されている。この方式は、デジタル回路内でデータの間引きと補間処理とを行うことにより、出力データの周波数と位相とをチャネルクロックに同期させており、微細化や高倍速化でも比較的同期させ易い利点がある。この方式では、サンプリングクロックは、完全に固定されたり、オーバーサンプルが維持できる程度にクロック周波数を制御している。これ等の非同期式オーバーサンプリング方式の最尤復号装置は、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている。
【０００６】
このような非同期オーバサンプリング方式では、例えば前記図６において、出力データdataの個数がチャネルビット数より多くなったときは、パスメトリック算出部４０８と生き残りパス管理部４０９との動作を一時的に停止させることにより、出力データｄａｔａの個数をチャネルビット数と一致させている。
【特許文献１】特開平８−２５１０３９号公報
【特許文献２】国際公開第２００６／０１９０７３号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、前記従来の最尤復号装置では、何れも、オーバーサンプリングを前提としているため、何かの弾みでアンダーサンプリングが発生すると、正しく動作しないという課題がある。
【０００８】
本発明は、前記従来の課題に着目し、その目的は、光ディスクなどの記録データを再生する非同期式サンプリング方式の最尤復号装置において、アンダーサンプリングが発生しても、正常動作を確保することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記の目的を達成するため、本発明では、アンダーサンプリングが発生したビットスリップ時には、その時点でのブランチメトリックを強制的に「０」値に設定して、パス選択信号を算出するようにする。
【００１０】
その際、「０」値のブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出する際には、ブランチメトリック算出部への信号の供給を実質的に停止させる。
【００１１】
具体的に、請求項１記載の発明の最尤復号装置は、記録タイミング情報を含む第１の信号を入力し、この第１の入力信号と最尤復号に使用する参照値とに基づいてブランチメトリックを算出するブランチメトリック算出部と、前記ブランチメトリック算出部により算出したブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するパス選択信号算出部と、前記パス選択信号算出部により算出したパス選択信号に基づいて、前記第１の入力信号を最尤復号した復号値を算出する生き残りパス管理部とを備えると共に、第１の選択信号を入力し、前記第１の選択信号に基づいて、前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリックと「０」値との何れか一方を選択する選択部を備え、前記パス選択信号算出部は、前記選択部で選択された前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリック又は「０」値を入力し、この入力されたブランチメトリック又は「０」値に基づいてパス選択信号を算出することを特徴とする。
【００１２】
請求項２記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えたことを特徴とする。
【００１３】
請求項３記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、第２の選択信号を受け、前記第２の選択信号に基づいて、ブランチメトリック算出方法、パス選択信号算出方法及び復号値算出方法を変更することを特徴とする。
【００１４】
請求項４記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、前記選択部に入力される第１の選択信号は、記録データのアンダーサンプリングの発生時に出力されるアンダーサンプリング信号であり、前記選択部は、前記アンダーサンプリング信号を受けて、「０」値を選択することを特徴とする。
【００１５】
請求項５記載の発明は、前記請求項３記載の最尤復号装置において、前記第２の選択信号は、記録データのオーバーサンプリングの発生時に出力されるオーバーサンプリング信号であり、前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、前記オーバーサンプリング信号を受けて、動作を停止することを特徴とする。
【００１６】
請求項６記載の発明は、前記請求項３記載の最尤復号装置において、第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えたことを特徴とする。
【００１７】
請求項７記載の発明は、前記請求項３記載の最尤復号装置において、ビタビ復号器制御信号を入力し、このビタビ復号器制御信号に基づいて、前記第１の選択信号と前記第２の選択信号とを生成する制御器を備えたことを特徴とする。
【００１８】
請求項８記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、前記記録タイミング情報を含む第２の信号及びクロック信号を入力し、この第２の入力信号及びクロック信号に基づいて、前記第２の入力信号に含まれる記録タイミング情報とクロック信号との位相差を第２の位相信号として出力すると共に、この第２の位相信号が前記記録タイミング情報の示すチャネル周期を１周期又は複数周期越える毎に、所定値のオーバーフロー信号を生成するタイミング検出部と、前記タイミング検出部のオーバーフロー信号の値に応じた所定遅延量に基づいて、前記第２の入力信号及び前記第２の位相信号を各々遅延させて、前記第１の入力信号及び前記第１の位相信号として出力すると共に、ビタビ復号器制御信号を出力する遅延器とを備えたことを特徴とする。
【００１９】
請求項９記載の発明の情報再生装置は、前記請求項８記載の最尤復号装置と、記録媒体に記録されているデータをアナログ信号として読み出す読み出し部と、前記読み出し部のアナログ信号を整形するアナログ波形整形部と、前記アナログ波形整形部により整形されたアナログ信号をクロック信号のタイミングでデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、クロック制御信号を入力し、このクロック制御信号に基づいた所定周期のクロック信号を生成するクロック発生部と、前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を整形して前記第２の入力信号として前記タイミング検出部に出力するデジタル信号整形部とを備え、前記最尤復号装置のタイミング検出部は、前記クロック制御信号をも生成することを特徴とする。
【００２０】
請求項１０記載の発明は、前記請求項９記載の情報再生装置において、前記タイミング検出部は、前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数よりも高くなるように前記クロック制御信号を生成することを特徴とする。
【００２１】
請求項１１記載の発明は、前記請求項９記載の情報再生装置において、前記タイミング検出部は、前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数と等しくなるように前記クロック制御信号を生成することを特徴とする。
【００２２】
請求項１２記載の発明は、前記請求項９記載の情報再生装置において、前記最尤復号装置に備える遅延器は、前記クロック信号の周波数が所望の周波数よりも高い時には遅延量を減らし、等しい時には遅延量を維持し、低いときには遅延量を増やすことを特徴とする。
【００２３】
請求項１３記載の発明は、前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数であることを特徴とする。
【００２４】
請求項１４記載の発明は、前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数の整数倍の周波数であることを特徴とする。
【００２５】
請求項１５記載の発明は、前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数の整数分の１の周波数であることを特徴とする。
【００２６】
請求項１６記載の発明は、前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記第１の入力信号は、光ディスクから再生された信号であることを特徴とする。
【００２７】
請求項１７記載の発明は、前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記第１の入力信号は、光磁気ディスクから再生された信号であることを特徴とする。
【００２８】
請求項１８記載の発明は、前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記第１の入力信号は、磁気ディスクから再生された信号であることを特徴とする。
【００２９】
以上により、請求項１〜１８記載の発明では、アンダーサンプリングが発生した時には、この時点でのブランチメトリックを強制的に「０」値として、この「０」値のブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するので、この時のパス選択信号によってアンダーサンプリング発生時でのパス選択信号が補間される。よって、アンダーサンプリング発生時であっても、データ数をチャネルビット数と一致させることができ、正しく動作させることが可能である。
【００３０】
特に、本発明では、アンダーサンプリング発生時にブランチメトリックが「０」値に設定されても、ブランチメトリック算出部に入力される信号は遅延器によって遅延されているので、そのアンダーサンプリングが無くなった次の時点では、その遅延された信号がブランチメトリック算出部に入力されて、正常にブランチメトリックが算出されることになり、正常動作が確保される。
【発明の効果】
【００３１】
以上説明したように、請求項１〜１８記載の発明の最尤復号装置及び情報再生装置によれば、アンダーサンプリングが発生しても、最尤復号を正常に確保することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００３３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態の情報再生装置としてのリードチャネル１００の概略図を示す。同図において、光ディスク１０１には、デジタルデータが記録されている。リードチャネル１００では、この記録データと、この記録データに同期したクロックとの抽出を行っている。尚、本実施形態では光ディスク１０１を用いて説明しているが、この光ディスク１０１に限らず、磁気ディスクや光磁気ディスク、又は無線通信や有線通信にも本発明を応用することは可能である。
【００３４】
以下、リードチャネル１００の動作を説明する。信号の流れを順に追いながら説明すると、光ディスク１０１に記録されたデジタルデータは、光ピックアップ（読み出し部）１０２で読み取られて記録タイミング情報を含むアナログ信号として出力される。アナログフロントエンド（アナログ波形整形部）１０３は、光ピックアップ１０２からのアナログ信号の振幅調整やレベル調整、及び特定周波数帯域強調や特定周波数帯域通過などのアナログ処理を行う。その後、アナログデジタル変換器（アナログデジタル変換部）１０４は、アナログフロントエンド１０３からの前記アナログ処理後のアナログ信号のサンプリング及び量子化を行って、そのアナログ信号を記録タイミング情報を含むデジタル信号に変換する。アナログデジタル変換器１０４に入力されるサンプリングクロックｃｌｋは、クロック生成器（クロック発生部）１０５で生成される。波形整形器（デジタル信号整形部）１０６は、アナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号の振幅調整やレベル調整、及び特定周波数帯域強調や特定周波数帯域通過などのデジタル処理を行う。説明の都合上、前記波形整形器１０６の出力信号を以下では、ｗｓｄｔ信号と呼ぶことにする。
【００３５】
タイミング検出器（タイミング検出部）１０７は、前記波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号を用いて、位相情報ｐｈａｓｅと、オーバーフロー情報ｏｖｅｒｆｌｏｗと、クロック生成器制御信号（クロック制御信号）ｃｌｋｃｔｒｌとを算出する。これ等の信号の算出の詳細は以下の図３の説明において行う。前記クロック生成器１０５は、前記タイミング検出器１０７からのクロック生成器制御信号ｃｌｋｃｔｒｌに基づいて、その信号値に応じた周期のクロック信号ｃｌｋを生成する。ここで、タイミング検出器１０７は、クロック生成器１０５で生成されるクロックｃｌｋの周波数が、前記光ディスク１０１に記録された記録タイミング情報、即ち、チャネル周波数（所望の周波数）よりも高く又は等しくなるように、クロック生成器制御信号ｃｌｋｃｔｒｌを生成する。
【００３６】
そして、ＦＩＦＯ（遅延器）１０８は、本発明に重要な要素である。このＦＩＦＯ １０８は、First In First Outのバッファであって、前記タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号に基づいて、前記波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号と前記タイミング検出器１０７からのｐｈａｓｅ信号との各遅延量を変化させる。この遅延された信号は、各々、ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号として出力される。また、このＦＩＦＯ １０８は、前記ｗｓｄｔ信号及びｐｈａｓｅ信号の遅延量を変化させたのと同様に、前記タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の遅延量を変化させて、ビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌとして出力する。ビタビ復号器１０９は、前記ＦＩＦＯ １０８からの記録タイミング情報を含むｗｓｄｔ＿ｄ信号（第１の信号）、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号（第１の位相信号）及びｖｉｔｃｔｒｌ信号（第１の選択信号）を用いて、ビタビアルゴリズムに基づく最尤復号を行って、２値データｄａｔａを出力する。
【００３７】
前記２値データｄａｔａ信号は、光ディスク１０１に記録されたデジタルデータとほぼ等価であるが、リードチャネル１００の特性によってはまだ幾つかの誤りが残されている場合もある。例えば、光ディスク１０１への記録品質が良くなくて、ビタビ復号器１０９の誤り訂正能力を超えてしまった場合には、誤りを含むデータが２値ｄａｔａ信号として出力されることになる。これに対処するように、リードチャネル１００の後段では、２値データｄａｔａ信号とｃｌｋ信号とに基づいて、リードソロモン復号などの誤り訂正方法で前記２値データｄａｔａ信号が誤り訂正処理される。そして、その後、誤り訂正されたデジタルデータから画像や音声を生成して、ディスプレイやスピーカーから出力されたり、そのままのデジタルデータとしてコンピュータに送信される。
【００３８】
次に、前記図１の示したビタビ復号器１０９の内部構成を図２に基づいて説明する。
【００３９】
図２において、参照値生成器２０１では、前記ＦＩＦＯ １０８から遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄを受ける毎に、その遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄが示す位相におけるビタビ復号での参照値を生成する。この生成は、具体的には、その遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄが示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値（期待値）を使用して、この２つの参照値間を線形補間して求めることにより行われる。図２では、連続する複数の遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄに応じて複数の参照値ｒ１１１１１、ｒ１１１１０〜ｒ０００００が生成されている。
【００４０】
複数個のブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４は、前記ＦＩＦＯ １０８からのデジタル信号ｗｓｄｔ＿ｄと、前記参照値生成器２０１からの対応する参照値とに基づいて、ブランチメトリックを算出する。この算出されたブランチメトリックは、基本的には、パスメトリック算出部２０８に出力されて、パスメトリックの生成に用いられる。
【００４１】
前記各ブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４と前記パスメトリック算出部２０８との間には、本発明に重要なセレクタ２０５、２０６〜２０７が配置されている。これ等のセレクタ２０５、２０６〜２０７は、対応するブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４からのブランチメトリックと、「０」値との何れか一方を選択する。その選択の制御信号として、各セレクタ２０５、２０６〜２０７には、ＦＩＦＯ １０８からのビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌが入力されている。各セレクタ２０５、２０６〜２０７は、前記ビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌの値が「２」である特定条件下では、「０」値を選択して、ブランチメトリックを強制的に「０」値に設定する。
【００４２】
パスメトリック算出部（パス選択信号算出部）２０８は、各ブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４で算出されたブランチメトリック、又は強制的に「０」値に設定されたブランチメトリックに基づいてパスメトリックを求め、それと同時にパス選択信号をも求める。このパスメトリック算出部２０８から出力されるのは、前記パス選択信号のみである。生き残りパス管理部２０９は、前記パスメトリック算出部２０８からのパス選択信号に基づいて生き残りパスを求め、その生き残りパスに対応する符号をｄａｔａ信号（復号値）として出力する。
【００４３】
次に、図１に示したリードチャネル１００において、アンダーサンプルが発生した時のタイミングチャートを図３に示す。
【００４４】
同図において、光ディスク１０１に記録されているデジタルデータをａ１〜ａ１６とする。同図における具体的な値の系列は、｛１１１１００００１１１１００００｝である。アナログフロントエンド１０３からの出力信号ａｆｅｏｕｔは、実線で示すアナログ信号である。このアナログ信号ａｆｅｏｕｔをアナログデジタル変換器１０４で変換した信号が、同図に黒丸で示すａｄｃｄｔ信号である。アナログデジタル変換時のサンプリングクロックはｃｌｋ信号であり、同図から判るように、このサンプリングクロック信号ｃｌｋは、チャネルビット周期とは非同期であって、チャネルビット周期よりもｃｌｋ信号の周期の方が長く、アンダーサンプルとなっている。
【００４５】
チャネルビット周期を１．０とすると、図２のアナログフロントエンド１０３からのアナログ信号ａｆｅｏｕｔは、時刻０から時刻１６までのアナログ波形となる。ｃｌｋ信号の周期は同図では１．２の場合を描いており、時刻０．３に１つ目の立ち上がりエッジがあるので、全ての立ち上がりの時刻は｛０．３、 １．５、 ２．７、 ３．９、 ５．１、 ６．３、 ７．５、 ８．７、 ９．９、 １１．１、 １２．３、 １３．５、 １４．７、 １５．９｝となる。時刻０から時刻１６までにはクロックエッジは同図から判るように１４個しかなく、記録データの１６個と比べると、２個足りないことになる。当然ながらアナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号ａｄｃｄｔの個数も、２つ足りない。
【００４６】
アナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号ａｄｃｄｔは、波形整形器１０６にて整形されて、ｗｓｄｔ信号（第２の信号）となる。実際の回路では、整形処理の遅延やパイプライン処理での遅延が発生するが、ここでは説明の都合上、遅延が全く生じないものとして図示している。
【００４７】
図３において、タイミング検出器１０７からの位相情報（第２の位相信号）ｐｈａｓｅは、チャネルビット周期を基準としたときのクロック信号ｃｌｋの立ち上がりエッジの位相である。この位相は、ちょうど立ち上がりエッジ発生時刻の小数部と一致する。例えば、図３でのｃｌｋ信号の第３番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「２．７」であるので、この時点の位相の小数部の「０．７」が位相情報ｐｈａｓｅとなっている。また、図３において、タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号は、チャネルビット周期を基準としたときのｃｌｋ信号の連続する２つの立ち上がりエッジの発生時刻の位相同士の整数部の差と一致する。例えば、図３でのｃｌｋ信号の前記第３番目と第４番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「２．７」と「３．９」であるので、この２つの時点の両位相の整数部の差「１」がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号となっている。また、図３でのｃｌｋ信号の第４番目と第５番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「３．９」と「５．１」であるので、この２つの時点の両位相の整数部の差「２」がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号となっている。
【００４８】
図３から判るように、例えば、ｃｌｋ信号の第４番目と第５番目の立ち上がりエッジ間の期間は、その両立ち上がりエッジでの位相「３．９」及び「５．１」を持つ２つのデジタルデータａｄｃｄｔの時間間隔が記録データａ５での１チャネルビット周期を越えているので、この期間でアンダーサンプリングとなっている。このアンダーサンプリングは、前記ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化することにより、把握できる。
【００４９】
尚、実際の回路では、ｃｌｋ信号の立ち上がりエッジの位相が予め判っているわけではない。タイミング検出器１０７により様々な処理を施して、波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号（第２の信号）から、この信号に対応するｐｈａｓｅ信号とｏｖｅｒｆｌｏｗ信号とを求めるのである。
【００５０】
さて、図３では、サンプリングされたデジタルデータｗｓｄｔ信号の個数よりも記録データの個数の方が多いわけである。クロック数１４個に対して記録データ数は１６個なのである。この個数の差を吸収するのがＦＩＦＯ １０８である。ＦＩＦＯ １０８は、既述の通り、ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号、ｖｉｔｃｔｒｌ信号を出力する。このｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号及びｖｉｔｃｔｒｌ信号は、基本的には、波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号、タイミング検出器１０７からのｐｈａｓｅ信号及びｏｖｅｒｆｌｏｗ信号を各々遅延させただけの信号であるが、その遅延量がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値によって異なってくる。即ち、具体的に説明すると、既述の通り、記録データａ５のチャネルビット周期の中にはｃｌｋ信号の立ち上がりエッジが存在しない。このようなときには、ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化するので、このｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値の変化に基づいて、ｗｓｄｔ信号及びｐｈａｓｅ信号の遅延量を１つ増やした（すなわち、１クロック分遅延させた）ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号、ｖｉｔｃｔｒｌ信号を生成する。図３では、記録データａ５のチャネルビット周期でアンダーサンプリングが発生しているために、その次の記録データａ６のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「２」の値に変化するので、ｗｓｄｔ＿ｄ信号のｂ４とｂ５の間の１クロック分、及びｐｈａｓｅ＿ｄ信号の「０．９」と「０．１」の間の１クロック分に、各々、任意の値（同図では「−」で表現している）が追加、補間されて、遅延されている。この任意の値は、前値（ｂ４や「０．９」）や後値（ｂ５や「０．１」）であっても良いし、「０」値であっても良い。また、ｖｉｔｃｔｒｌ信号では、ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「２」の値に変化した記録データａ６のチャネルビット周期の次のチャネルビット周期で「１」値が追加、補間されて、遅延されている。以上、記録データａ６のチャネルビット周期の次のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化する際を例示したが、記録データａ１２のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化する際も、遅延量の挿入の様子は前記と同様である。従って、ＦＩＦＯ（遅延器）１０８は、タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値が「１」値の場合、即ち、クロック生成器２１のクロック信号ｃｌｋがチャネル周波数に一致する場合には、遅延量を維持するが、「２」値となってチャネル周波数よりも低くなったアンダーサンプリング時には、ＦＩＦＯ １０８からのｗｓｄｔ＿d信号及びｐｈａｓｅ＿d信号の１クロック分に、各々、任意のデジタル値及び位相値を追加して遅延量を増やし、一方、「０」値に変化してチャネル周波数よりも高くなったオーバーサンプリングの発生時には、前記遅延量を減らすように動作するのである。
【００５１】
ビタビ復号器１０９は、前記ＦＩＦＯ １０８からのｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号及びｖｉｔｃｔｒｌ信号を用いて最尤復号を行い、その復号結果をｄａｔａ信号として出力する。尚、このｄａｔａ信号を出力するまでには、ブランチメトリック算出部２０２〜２０４のパイプライン遅延や生き残りパス管理部２０９でのメモリ長遅延などが存在するが、図３では２クロック遅延のみとして記述している。
【００５２】
従って、本実施形態では、アンダーサンプリング発生時には、「０」値のブランチメトリックに基づいてパスメトリックとパス選択信号とを生成して、補間するので、動作時でのデータ数をチャネルビット数と一致させることができ、正しく動作させることが可能である。
【００５３】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。
【００５４】
図４は本発明の第２の実施形態の情報再生装置であるビタビ復号器１０９’の内部構成を示す。
【００５５】
同図のビタビ復号器１０９’では、図２のｖｉｔｃｔｒｌ信号をｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号として使用すると共に、記録データのオーバーサンプリングの発生を知らせるｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号（第２の選択信号）を入力し、このｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を受けたとき、ブランチメトリック算出部２０２〜２０４、パスメトリック算出部２０８及び生き残りパス管理部２０９でのブランチメトリック算出方法、パスメトリック算出方法及びｄａｔａ信号算出方法を変更することとして、それ等の動作を停止させるようにした構成を示している。
【００５６】
従って、本実施形態では、記録データのアンダーサンプリングの発生時だけでなく、オーバーサンプリングの発生時にも、正常動作を確保できる。
【００５７】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。
【００５８】
図５は本発明の第３の実施形態の情報再生装置であるビタビ復号器１０９”の内部構成を示す。前記第２の本実施形態では、ｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とＦＩＦＯ １０８からのunder sampling信号（ｖｉｔｃｔｒｌ信号）とを入力したが、本実施形態では、ｖｉｔｃｔｒｌ信号（ビタビ復号制御信号）のみでｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号をも生成するように構成したものである。
【００５９】
すなわち、図５では、ＦＩＦＯ １０８からのｖｉｔｃｔｒｌ信号を入力して、ｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とを生成する制御器３００が付加される。前記制御器３００は、ＦＩＦＯ １０８からのｖｉｔｃｔｒｌ信号が、アンダーサンプリングの発生時には既述の通り「１」値から「２」値に変化し、オーバーサンプリングの発生時には「１」値から逆に「０」値に変化する点に着目し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号の値を「２」値と比較する第１比較器３０１と、「０」値と比較する第２比較器３０２とを有し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号＝「２」値のとき、「１」値となるｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を生成して出力し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号＝「０」値のとき、「１」値となるｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を生成して出力するように構成される。
【００６０】
尚、以上の説明では、クロック生成器１０５で生成するクロック信号ｃｌｋの周波数は、チャネル周波数よりも高く又は等しくなるように制御したが、光ディスク１０１からのデータの読み出しを一定角速度制御などの制御の種類に応じて、チャネル周波数の整数倍や整数分の１の周波数としても、アンダーサンプリングとなる状況が存在するので、このような場合にも本発明は適用される。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
以上説明したように、本発明は、アンダーサンプリングが発生しても、最尤復号を正常に確保することが可能であるので、光ディスク、光磁気ディスク又は磁気ディスク等の記録データを再生する最尤復号装置及び情報再生装置等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の第１の実施形態のリードチャネルの全体概略構成を示す図である。
【図２】同リードチャネルに含まれるビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図３】同リードチャネルにおいてアンダーサンプリング発生時を含む動作タイミングチャートを示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施形態のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図６】従来のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【符号の説明】
【００６３】
１００                  リードチャネル
１０１                  光ディスク
１０２                  光ピックアップ（読み出し部）
１０３                  アナログフロントエンド（アナログ波形整形部）
１０４                  アナログデジタル変換器（アナログデジタル変換部）
１０５                  クロック生成部（クロック発生部）
１０６                  波形整形器（デジタル信号整形部）
１０７                  タイミング検出器（タイミング検出部）
１０８                  ＦＩＦＯ（遅延器）
１０９、
１０９’、１０９”     ビタビ復号器
２０１                   参照値生成器（参照値生成部）
２０２〜２０４           ブランチメトリック算出部
２０５〜２０７           セレクタ（選択部）
２０８                   パスメトリック算出部(パス選択信号算出部)
２０９                   生き残りパス管理部
３００                   制御器
３０１、３０２           比較器
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2008102475.tif 000009
【図２】
2008102475.tif 000010
【図３】
2008102475.tif 000011
【図４】
2008102475.tif 000012
【図５】
2008102475.tif 000013
【図６】
2008102475.tif 000014
【手続補正書】
【提出日】平成20年3月27日(2008.3.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録タイミング情報を含む第１の信号を入力し、この第１の入力信号と最尤復号に使用する参照値とに基づいてブランチメトリックを算出するブランチメトリック算出部と、
前記ブランチメトリック算出部により算出したブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するパス選択信号算出部と、
前記パス選択信号算出部により算出したパス選択信号に基づいて、前記第１の入力信号を最尤復号した復号値を算出する生き残りパス管理部とを備えると共に、
前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリックと「０」値との何れか一方を選択するように指示するための第１の選択信号を入力し、前記第１の選択信号の指示に従った選択動作を行う選択部を備え、
前記パス選択信号算出部は、前記選択部で選択された前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリック又は「０」値を入力し、この入力されたブランチメトリック又は「０」値に基づいてパス選択信号を算出する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項２】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項３】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、
ブランチメトリック算出方法、パス選択信号算出方法及び生き残りパス管理方法を変更するように指示するための第２の選択信号を受け、前記第２の選択信号の指示に従った動作をする
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項４】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記選択部に入力される第１の選択信号は、記録データのアンダーサンプリングの発生時に出力されるアンダーサンプリング信号であり、
前記選択部は、前記アンダーサンプリング信号を受けて、「０」値を選択する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項５】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
前記第２の選択信号は、記録データのオーバーサンプリングの発生時に出力されるオーバーサンプリング信号であり、
前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、前記オーバーサンプリング信号を受けて、動作を停止する
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項６】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項７】
前記請求項３記載の最尤復号装置において、
ビタビ復号器制御信号を入力し、このビタビ復号器制御信号に基づいて、前記第１の選択信号と前記第２の選択信号とを生成する制御器を備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項８】
前記請求項１記載の最尤復号装置において、
前記記録タイミング情報を含む第２の信号及びクロック信号を入力し、この第２の入力信号及びクロック信号に基づいて、前記第２の入力信号に含まれる記録タイミング情報とクロック信号との位相差を第２の位相信号として出力すると共に、この第２の位相信号が前記記録タイミング情報の示すチャネル周期を１周期又は複数周期越える毎に、所定値のオーバーフロー信号を生成するタイミング検出部と、
前記タイミング検出部のオーバーフロー信号の値に応じた所定遅延量に基づいて、前記第２の入力信号及び前記第２の位相信号を各々遅延させて、前記第１の入力信号及び前記第１の位相信号として出力すると共に、ビタビ復号器制御信号を出力する遅延器とを備えた
ことを特徴とする最尤復号装置。
【請求項９】
前記請求項８記載の最尤復号装置と、
記録媒体に記録されているデータをアナログ信号として読み出す読み出し部と、
前記読み出し部のアナログ信号を整形するアナログ波形整形部と、
前記アナログ波形整形部により整形されたアナログ信号をクロック信号のタイミングでデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
クロック制御信号を入力し、このクロック制御信号に基づいた所定周期のクロック信号を生成するクロック発生部と、
前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を整形して前記第２の入力信号として前記タイミング検出部に出力するデジタル信号整形部とを備え、
前記最尤復号装置のタイミング検出部は、前記クロック制御信号をも生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１０】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記タイミング検出部は、
前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数よりも高くなるように前記クロック制御信号を生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１１】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記タイミング検出部は、
前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数と等しくなるように前記クロック制御信号を生成する
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１２】
前記請求項９記載の情報再生装置において、
前記最尤復号装置に備える遅延器は、
前記クロック信号の周波数が所望の周波数よりも高い時には遅延量を減らし、等しい時には遅延量を維持し、低いときには遅延量を増やす
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１３】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１４】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数の整数倍の周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１５】
前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記所望の周波数はチャネル周波数の整数分の１の周波数である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１６】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、光ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１７】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、光磁気ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【請求項１８】
前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、
前記第１の入力信号は、磁気ディスクから再生された信号である
ことを特徴とする情報再生装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】明細書
【発明の名称】最尤復号装置及び情報再生装置
【技術分野】
本発明は、ビタビアルゴリズムを用いる最尤復号装置、及びこの最尤復号装置を備えた情報再生装置に関するものである。
【背景技術】
従来、この種の最尤復号装置として、同期サンプリング方式の最尤復号装置が知られている。この方式では、サンプリングクロックは、初期状態がずれていても、その周波数も位相もチャネルクロックに同期するように制御される。
図６は、同期サンプリング方式の最尤復号装置の全体構成を示す。同図では、最尤復号対象の入力信号ｗｓｄｔ＿ｄが複数のブランチメトリック算出器４０２〜４０４に入力されてブランチメトリックが算出され、その後、これ等のブランチメトリックが同期クロックｃｌｋで動作するパスメトリック算出部４０８に入力されてパスメトリックが算出されると共にパス選択信号が算出され、このパス選択信号に基づいて同期クロックｃｌｋで動作する生き残りパス管理部４０９が生き残りパスを求め、その生き残りパスに対応する符号を復号後のｄａｔａ信号として出力する。
しかしながら、前記同期サンプリング方式では、半導体プロセスの微細化や高倍速化が進むに連れて、同期させることが年々困難になってきている。
そこで、従来、チャネルクロックとは周波数も位相も異なる非同期クロックによりデータをサンプリングする非同期サンプリング方式が提案されている。この方式は、デジタル回路内でデータの間引きと補間処理とを行うことにより、出力データの周波数と位相とをチャネルクロックに同期させており、微細化や高倍速化でも比較的同期させ易い利点がある。この方式では、サンプリングクロックは、完全に固定されたり、オーバーサンプルが維持できる程度にクロック周波数を制御している。これ等の非同期式オーバーサンプリング方式の最尤復号装置は、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている。
このような非同期オーバサンプリング方式では、例えば前記図６において、出力データdataの個数がチャネルビット数より多くなったときは、パスメトリック算出部４０８と生き残りパス管理部４０９との動作を一時的に停止させることにより、出力データｄａｔａの個数をチャネルビット数と一致させている。
【特許文献１】  特開平８−２５１０３９号公報
【特許文献２】  国際公開第２００６／０１９０７３号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の最尤復号装置では、何れも、オーバーサンプリングを前提としているため、何かの弾みでアンダーサンプリングが発生すると、正しく動作しないという課題がある。
本発明は、前記従来の課題に着目し、その目的は、光ディスクなどの記録データを再生する非同期式サンプリング方式の最尤復号装置において、アンダーサンプリングが発生しても、正常動作を確保することにある。
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するため、本発明では、アンダーサンプリングが発生したビットスリップ時には、その時点でのブランチメトリックを強制的に「０」値に設定して、パス選択信号を算出するようにする。
その際、「０」値のブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出する際には、ブランチメトリック算出部への信号の供給を実質的に停止させる。
具体的に、請求項１記載の発明の最尤復号装置は、記録タイミング情報を含む第１の信号を入力し、この第１の入力信号と最尤復号に使用する参照値とに基づいてブランチメトリックを算出するブランチメトリック算出部と、前記ブランチメトリック算出部により算出したブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するパス選択信号算出部と、前記パス選択信号算出部により算出したパス選択信号に基づいて、前記第１の入力信号を最尤復号した復号値を算出する生き残りパス管理部とを備えると共に、前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリックと「０」値との何れか一方を選択するように指示するための第１の選択信号を入力し、前記第１の選択信号の指示に従った選択動作を行う選択部を備え、前記パス選択信号算出部は、前記選択部で選択された前記ブランチメトリック算出部のブランチメトリック又は「０」値を入力し、この入力されたブランチメトリック又は「０」値に基づいてパス選択信号を算出することを特徴とする。
請求項２記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えたことを特徴とする。
請求項３記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、ブランチメトリック算出方法、パス選択信号算出方法及び生き残りパス管理方法を変更するように指示するための第２の選択信号を受け、前記第２の選択信号の指示に従った動作をすることを特徴とする。
請求項４記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、前記選択部に入力される第１の選択信号は、記録データのアンダーサンプリングの発生時に出力されるアンダーサンプリング信号であり、前記選択部は、前記アンダーサンプリング信号を受けて、「０」値を選択することを特徴とする。
請求項５記載の発明は、前記請求項３記載の最尤復号装置において、前記第２の選択信号は、記録データのオーバーサンプリングの発生時に出力されるオーバーサンプリング信号であり、前記ブランチメトリック算出部、前記パス選択信号算出部及び前記生き残りパス管理部は、前記オーバーサンプリング信号を受けて、動作を停止することを特徴とする。
請求項６記載の発明は、前記請求項３記載の最尤復号装置において、第１の位相信号を入力し、この第１の位相信号と、この第１の位相信号が示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値とに基づいて、前記第１の位相信号が示す位相におけるビタビ復号の参照値を生成する参照値生成部を備えたことを特徴とする。
請求項７記載の発明は、前記請求項３記載の最尤復号装置において、ビタビ復号器制御信号を入力し、このビタビ復号器制御信号に基づいて、前記第１の選択信号と前記第２の選択信号とを生成する制御器を備えたことを特徴とする。
請求項８記載の発明は、前記請求項１記載の最尤復号装置において、前記記録タイミング情報を含む第２の信号及びクロック信号を入力し、この第２の入力信号及びクロック信号に基づいて、前記第２の入力信号に含まれる記録タイミング情報とクロック信号との位相差を第２の位相信号として出力すると共に、この第２の位相信号が前記記録タイミング情報の示すチャネル周期を１周期又は複数周期越える毎に、所定値のオーバーフロー信号を生成するタイミング検出部と、前記タイミング検出部のオーバーフロー信号の値に応じた所定遅延量に基づいて、前記第２の入力信号及び前記第２の位相信号を各々遅延させて、前記第１の入力信号及び前記第１の位相信号として出力すると共に、ビタビ復号器制御信号を出力する遅延器とを備えたことを特徴とする。
請求項９記載の発明の情報再生装置は、前記請求項８記載の最尤復号装置と、記録媒体に記録されているデータをアナログ信号として読み出す読み出し部と、前記読み出し部のアナログ信号を整形するアナログ波形整形部と、前記アナログ波形整形部により整形されたアナログ信号をクロック信号のタイミングでデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、クロック制御信号を入力し、このクロック制御信号に基づいた所定周期のクロック信号を生成するクロック発生部と、前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を整形して前記第２の入力信号として前記タイミング検出部に出力するデジタル信号整形部とを備え、前記最尤復号装置のタイミング検出部は、前記クロック制御信号をも生成することを特徴とする。
請求項１０記載の発明は、前記請求項９記載の情報再生装置において、前記タイミング検出部は、前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数よりも高くなるように前記クロック制御信号を生成することを特徴とする。
請求項１１記載の発明は、前記請求項９記載の情報再生装置において、前記タイミング検出部は、前記クロック発生部で生成するクロック信号の周波数が所望の周波数と等しくなるように前記クロック制御信号を生成することを特徴とする。
請求項１２記載の発明は、前記請求項９記載の情報再生装置において、前記最尤復号装置に備える遅延器は、前記クロック信号の周波数が所望の周波数よりも高い時には遅延量を減らし、等しい時には遅延量を維持し、低いときには遅延量を増やすことを特徴とする。
請求項１３記載の発明は、前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数であることを特徴とする。
請求項１４記載の発明は、前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数の整数倍の周波数であることを特徴とする。
請求項１５記載の発明は、前記請求項１０〜１２の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記所望の周波数はチャネル周波数の整数分の１の周波数であることを特徴とする。
請求項１６記載の発明は、前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記第１の入力信号は、光ディスクから再生された信号であることを特徴とする。
請求項１７記載の発明は、前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記第１の入力信号は、光磁気ディスクから再生された信号であることを特徴とする。
請求項１８記載の発明は、前記請求項９〜１５の何れか１項に記載の情報再生装置において、前記第１の入力信号は、磁気ディスクから再生された信号であることを特徴とする。
以上により、請求項１〜１８記載の発明では、アンダーサンプリングが発生した時には、この時点でのブランチメトリックを強制的に「０」値として、この「０」値のブランチメトリックに基づいてパス選択信号を算出するので、この時のパス選択信号によってアンダーサンプリング発生時でのパス選択信号が補間される。よって、アンダーサンプリング発生時であっても、データ数をチャネルビット数と一致させることができ、正しく動作させることが可能である。
特に、本発明では、アンダーサンプリング発生時にブランチメトリックが「０」値に設定されても、ブランチメトリック算出部に入力される信号は遅延器によって遅延されているので、そのアンダーサンプリングが無くなった次の時点では、その遅延された信号がブランチメトリック算出部に入力されて、正常にブランチメトリックが算出されることになり、正常動作が確保される。
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１〜１８記載の発明の最尤復号装置及び情報再生装置によれば、アンダーサンプリングが発生しても、最尤復号を正常に確保することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態の情報再生装置としてのリードチャネル１００の概略図を示す。同図において、光ディスク１０１には、デジタルデータが記録されている。リードチャネル１００では、この記録データと、この記録データに同期したクロックとの抽出を行っている。尚、本実施形態では光ディスク１０１を用いて説明しているが、この光ディスク１０１に限らず、磁気ディスクや光磁気ディスク、又は無線通信や有線通信にも本発明を応用することは可能である。
以下、リードチャネル１００の動作を説明する。信号の流れを順に追いながら説明すると、光ディスク１０１に記録されたデジタルデータは、光ピックアップ（読み出し部）１０２で読み取られて記録タイミング情報を含むアナログ信号として出力される。アナログフロントエンド（アナログ波形整形部）１０３は、光ピックアップ１０２からのアナログ信号の振幅調整やレベル調整、及び特定周波数帯域強調や特定周波数帯域通過などのアナログ処理を行う。その後、アナログデジタル変換器（アナログデジタル変換部）１０４は、アナログフロントエンド１０３からの前記アナログ処理後のアナログ信号のサンプリング及び量子化を行って、そのアナログ信号を記録タイミング情報を含むデジタル信号に変換する。アナログデジタル変換器１０４に入力されるサンプリングクロックｃｌｋは、クロック生成器（クロック発生部）１０５で生成される。波形整形器（デジタル信号整形部）１０６は、アナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号の振幅調整やレベル調整、及び特定周波数帯域強調や特定周波数帯域通過などのデジタル処理を行う。説明の都合上、前記波形整形器１０６の出力信号を以下では、ｗｓｄｔ信号と呼ぶことにする。
タイミング検出器（タイミング検出部）１０７は、前記波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号を用いて、位相情報ｐｈａｓｅと、オーバーフロー情報ｏｖｅｒｆｌｏｗと、クロック生成器制御信号（クロック制御信号）ｃｌｋｃｔｒｌとを算出する。これ等の信号の算出の詳細は以下の図３の説明において行う。前記クロック生成器１０５は、前記タイミング検出器１０７からのクロック生成器制御信号ｃｌｋｃｔｒｌに基づいて、その信号値に応じた周期のクロック信号ｃｌｋを生成する。ここで、タイミング検出器１０７は、クロック生成器１０５で生成されるクロックｃｌｋの周波数が、前記光ディスク１０１に記録された記録タイミング情報、即ち、チャネル周波数（所望の周波数）よりも高く又は等しくなるように、クロック生成器制御信号ｃｌｋｃｔｒｌを生成する。
そして、ＦＩＦＯ（遅延器）１０８は、本発明に重要な要素である。このＦＩＦＯ １０８は、First In First Outのバッファであって、前記タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号に基づいて、前記波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号と前記タイミング検出器１０７からのｐｈａｓｅ信号との各遅延量を変化させる。この遅延された信号は、各々、ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号として出力される。また、このＦＩＦＯ １０８は、前記ｗｓｄｔ信号及びｐｈａｓｅ信号の遅延量を変化させたのと同様に、前記タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の遅延量を変化させて、ビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌとして出力する。ビタビ復号器１０９は、前記ＦＩＦＯ １０８からの記録タイミング情報を含むｗｓｄｔ＿ｄ信号（第１の信号）、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号（第１の位相信号）及びｖｉｔｃｔｒｌ信号（第１の選択信号）を用いて、ビタビアルゴリズムに基づく最尤復号を行って、２値データｄａｔａを出力する。
前記２値データｄａｔａ信号は、光ディスク１０１に記録されたデジタルデータとほぼ等価であるが、リードチャネル１００の特性によってはまだ幾つかの誤りが残されている場合もある。例えば、光ディスク１０１への記録品質が良くなくて、ビタビ復号器１０９の誤り訂正能力を超えてしまった場合には、誤りを含むデータが２値ｄａｔａ信号として出力されることになる。これに対処するように、リードチャネル１００の後段では、２値データｄａｔａ信号とｃｌｋ信号とに基づいて、リードソロモン復号などの誤り訂正方法で前記２値データｄａｔａ信号が誤り訂正処理される。そして、その後、誤り訂正されたデジタルデータから画像や音声を生成して、ディスプレイやスピーカーから出力されたり、そのままのデジタルデータとしてコンピュータに送信される。
次に、前記図１の示したビタビ復号器１０９の内部構成を図２に基づいて説明する。
図２において、参照値生成器２０１では、前記ＦＩＦＯ １０８から遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄを受ける毎に、その遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄが示す位相におけるビタビ復号での参照値を生成する。この生成は、具体的には、その遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄが示す位相の前後に隣接する２つの零位相での参照値（期待値）を使用して、この２つの参照値間を線形補間して求めることにより行われる。図２では、連続する複数の遅延位相情報ｐｈａｓｅ＿ｄに応じて複数の参照値ｒ１１１１１、ｒ１１１１０〜ｒ０００００が生成されている。
複数個のブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４は、前記ＦＩＦＯ １０８からのデジタル信号ｗｓｄｔ＿ｄと、前記参照値生成器２０１からの対応する参照値とに基づいて、ブランチメトリックを算出する。この算出されたブランチメトリックは、基本的には、パスメトリック算出部２０８に出力されて、パスメトリックの生成に用いられる。
前記各ブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４と前記パスメトリック算出部２０８との間には、本発明に重要なセレクタ２０５、２０６〜２０７が配置されている。これ等のセレクタ２０５、２０６〜２０７は、対応するブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４からのブランチメトリックと、「０」値との何れか一方を選択する。その選択の制御信号として、各セレクタ２０５、２０６〜２０７には、ＦＩＦＯ １０８からのビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌが入力されている。各セレクタ２０５、２０６〜２０７は、前記ビタビ復号器制御信号ｖｉｔｃｔｒｌの値が「２」である特定条件下では、「０」値を選択して、ブランチメトリックを強制的に「０」値に設定する。
パスメトリック算出部（パス選択信号算出部）２０８は、各ブランチメトリック算出部２０２、２０３〜２０４で算出されたブランチメトリック、又は強制的に「０」値に設定されたブランチメトリックに基づいてパスメトリックを求め、それと同時にパス選択信号をも求める。このパスメトリック算出部２０８から出力されるのは、前記パス選択信号のみである。生き残りパス管理部２０９は、前記パスメトリック算出部２０８からのパス選択信号に基づいて生き残りパスを求め、その生き残りパスに対応する符号をｄａｔａ信号（復号値）として出力する。
次に、図１に示したリードチャネル１００において、アンダーサンプルが発生した時のタイミングチャートを図３に示す。
同図において、光ディスク１０１に記録されているデジタルデータをａ１〜ａ１６とする。同図における具体的な値の系列は、｛１１１１００００１１１１００００｝である。アナログフロントエンド１０３からの出力信号ａｆｅｏｕｔは、実線で示すアナログ信号である。このアナログ信号ａｆｅｏｕｔをアナログデジタル変換器１０４で変換した信号が、同図に黒丸で示すａｄｃｄｔ信号である。アナログデジタル変換時のサンプリングクロックはｃｌｋ信号であり、同図から判るように、このサンプリングクロック信号ｃｌｋは、チャネルビット周期とは非同期であって、チャネルビット周期よりもｃｌｋ信号の周期の方が長く、アンダーサンプルとなっている。
チャネルビット周期を１．０とすると、図２のアナログフロントエンド１０３からのアナログ信号ａｆｅｏｕｔは、時刻０から時刻１６までのアナログ波形となる。ｃｌｋ信号の周期は同図では１．２の場合を描いており、時刻０．３に１つ目の立ち上がりエッジがあるので、全ての立ち上がりの時刻は｛０．３、 １．５、 ２．７、 ３．９、 ５．１、 ６．３、 ７．５、 ８．７、 ９．９、 １１．１、 １２．３、 １３．５、 １４．７、 １５．９｝となる。時刻０から時刻１６までにはクロックエッジは同図から判るように１４個しかなく、記録データの１６個と比べると、２個足りないことになる。当然ながらアナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号ａｄｃｄｔの個数も、２つ足りない。
アナログデジタル変換器１０４からのデジタル信号ａｄｃｄｔは、波形整形器１０６にて整形されて、ｗｓｄｔ信号（第２の信号）となる。実際の回路では、整形処理の遅延やパイプライン処理での遅延が発生するが、ここでは説明の都合上、遅延が全く生じないものとして図示している。
図３において、タイミング検出器１０７からの位相情報（第２の位相信号）ｐｈａｓｅは、チャネルビット周期を基準としたときのクロック信号ｃｌｋの立ち上がりエッジの位相である。この位相は、ちょうど立ち上がりエッジ発生時刻の小数部と一致する。例えば、図３でのｃｌｋ信号の第３番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「２．７」であるので、この時点の位相の小数部の「０．７」が位相情報ｐｈａｓｅとなっている。また、図３において、タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号は、チャネルビット周期を基準としたときのｃｌｋ信号の連続する２つの立ち上がりエッジの発生時刻の位相同士の整数部の差と一致する。例えば、図３でのｃｌｋ信号の前記第３番目と第４番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「２．７」と「３．９」であるので、この２つの時点の両位相の整数部の差「１」がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号となっている。また、図３でのｃｌｋ信号の第４番目と第５番目の立ち上がりエッジ発生時刻での位相は「３．９」と「５．１」であるので、この２つの時点の両位相の整数部の差「２」がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号となっている。
図３から判るように、例えば、ｃｌｋ信号の第４番目と第５番目の立ち上がりエッジ間の期間は、その両立ち上がりエッジでの位相「３．９」及び「５．１」を持つ２つのデジタルデータａｄｃｄｔの時間間隔が記録データａ５での１チャネルビット周期を越えているので、この期間でアンダーサンプリングとなっている。このアンダーサンプリングは、前記ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化することにより、把握できる。
尚、実際の回路では、ｃｌｋ信号の立ち上がりエッジの位相が予め判っているわけではない。タイミング検出器１０７により様々な処理を施して、波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号（第２の信号）から、この信号に対応するｐｈａｓｅ信号とｏｖｅｒｆｌｏｗ信号とを求めるのである。
さて、図３では、サンプリングされたデジタルデータｗｓｄｔ信号の個数よりも記録データの個数の方が多いわけである。クロック数１４個に対して記録データ数は１６個なのである。この個数の差を吸収するのがＦＩＦＯ １０８である。ＦＩＦＯ １０８は、既述の通り、ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号、ｖｉｔｃｔｒｌ信号を出力する。このｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号及びｖｉｔｃｔｒｌ信号は、基本的には、波形整形器１０６からのｗｓｄｔ信号、タイミング検出器１０７からのｐｈａｓｅ信号及びｏｖｅｒｆｌｏｗ信号を各々遅延させただけの信号であるが、その遅延量がｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値によって異なってくる。即ち、具体的に説明すると、既述の通り、記録データａ５のチャネルビット周期の中にはｃｌｋ信号の立ち上がりエッジが存在しない。このようなときには、ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化するので、このｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値の変化に基づいて、ｗｓｄｔ信号及びｐｈａｓｅ信号の遅延量を１つ増やした（すなわち、１クロック分遅延させた）ｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号、ｖｉｔｃｔｒｌ信号を生成する。図３では、記録データａ５のチャネルビット周期でアンダーサンプリングが発生しているために、その次の記録データａ６のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「２」の値に変化するので、ｗｓｄｔ＿ｄ信号のｂ４とｂ５の間の１クロック分、及びｐｈａｓｅ＿ｄ信号の「０．９」と「０．１」の間の１クロック分に、各々、任意の値（同図では「−」で表現している）が追加、補間されて、遅延されている。この任意の値は、前値（ｂ４や「０．９」）や後値（ｂ５や「０．１」）であっても良いし、「０」値であっても良い。また、ｖｉｔｃｔｒｌ信号では、ｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「２」の値に変化した記録データａ６のチャネルビット周期の次のチャネルビット周期で「１」値が追加、補間されて、遅延されている。以上、記録データａ６のチャネルビット周期の次のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化する際を例示したが、記録データａ１２のチャネルビット周期でｏｖｅｒｆｌｏｗ信号が「１」から「２」の値に変化する際も、遅延量の挿入の様子は前記と同様である。従って、ＦＩＦＯ（遅延器）１０８は、タイミング検出器１０７からのｏｖｅｒｆｌｏｗ信号の値が「１」値の場合、即ち、クロック生成器２１のクロック信号ｃｌｋがチャネル周波数に一致する場合には、遅延量を維持するが、「２」値となってチャネル周波数よりも低くなったアンダーサンプリング時には、ＦＩＦＯ １０８からのｗｓｄｔ＿d信号及びｐｈａｓｅ＿d信号の１クロック分に、各々、任意のデジタル値及び位相値を追加して遅延量を増やし、一方、「０」値に変化してチャネル周波数よりも高くなったオーバーサンプリングの発生時には、前記遅延量を減らすように動作するのである。
ビタビ復号器１０９は、前記ＦＩＦＯ １０８からのｗｓｄｔ＿ｄ信号、ｐｈａｓｅ＿ｄ信号及びｖｉｔｃｔｒｌ信号を用いて最尤復号を行い、その復号結果をｄａｔａ信号として出力する。尚、このｄａｔａ信号を出力するまでには、ブランチメトリック算出部２０２〜２０４のパイプライン遅延や生き残りパス管理部２０９でのメモリ長遅延などが存在するが、図３では２クロック遅延のみとして記述している。
従って、本実施形態では、アンダーサンプリング発生時には、「０」値のブランチメトリックに基づいてパスメトリックとパス選択信号とを生成して、補間するので、動作時でのデータ数をチャネルビット数と一致させることができ、正しく動作させることが可能である。
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。
図４は本発明の第２の実施形態の情報再生装置であるビタビ復号器１０９’の内部構成を示す。
同図のビタビ復号器１０９’では、図２のｖｉｔｃｔｒｌ信号をｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号として使用すると共に、記録データのオーバーサンプリングの発生を知らせるｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号（第２の選択信号）を入力し、このｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を受けたとき、ブランチメトリック算出部２０２〜２０４、パスメトリック算出部２０８及び生き残りパス管理部２０９でのブランチメトリック算出方法、パスメトリック算出方法及びｄａｔａ信号算出方法を変更することとして、それ等の動作を停止させるようにした構成を示している。
従って、本実施形態では、記録データのアンダーサンプリングの発生時だけでなく、オーバーサンプリングの発生時にも、正常動作を確保できる。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。
図５は本発明の第３の実施形態の情報再生装置であるビタビ復号器１０９”の内部構成を示す。前記第２の本実施形態では、ｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とＦＩＦＯ １０８からのunder sampling信号（ｖｉｔｃｔｒｌ信号）とを入力したが、本実施形態では、ｖｉｔｃｔｒｌ信号（ビタビ復号制御信号）のみでｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号をも生成するように構成したものである。
すなわち、図５では、ＦＩＦＯ １０８からのｖｉｔｃｔｒｌ信号を入力して、ｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号とを生成する制御器３００が付加される。前記制御器３００は、ＦＩＦＯ １０８からのｖｉｔｃｔｒｌ信号が、アンダーサンプリングの発生時には既述の通り「１」値から「２」値に変化し、オーバーサンプリングの発生時には「１」値から逆に「０」値に変化する点に着目し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号の値を「２」値と比較する第１比較器３０１と、「０」値と比較する第２比較器３０２とを有し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号＝「２」値のとき、「１」値となるｕｎｄｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を生成して出力し、ｖｉｔｃｔｒｌ信号＝「０」値のとき、「１」値となるｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ信号を生成して出力するように構成される。
尚、以上の説明では、クロック生成器１０５で生成するクロック信号ｃｌｋの周波数は、チャネル周波数よりも高く又は等しくなるように制御したが、光ディスク１０１からのデータの読み出しを一定角速度制御などの制御の種類に応じて、チャネル周波数の整数倍や整数分の１の周波数としても、アンダーサンプリングとなる状況が存在するので、このような場合にも本発明は適用される。
【産業上の利用可能性】
以上説明したように、本発明は、アンダーサンプリングが発生しても、最尤復号を正常に確保することが可能であるので、光ディスク、光磁気ディスク又は磁気ディスク等の記録データを再生する最尤復号装置及び情報再生装置等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態のリードチャネルの全体概略構成を示す図である。
【図２】同リードチャネルに含まれるビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図３】同リードチャネルにおいてアンダーサンプリング発生時を含む動作タイミングチャートを示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施形態のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【図６】従来のビタビ復号器の内部構成を示す図である。
【符号の説明】
１００                  リードチャネル
１０１                  光ディスク
１０２                  光ピックアップ（読み出し部）
１０３                  アナログフロントエンド（アナログ波形整形部）
１０４                  アナログデジタル変換器（アナログデジタル変換部）
１０５                  クロック生成部（クロック発生部）
１０６                  波形整形器（デジタル信号整形部）
１０７                  タイミング検出器（タイミング検出部）
１０８                  ＦＩＦＯ（遅延器）
１０９、
１０９’、１０９”     ビタビ復号器
２０１                   参照値生成器（参照値生成部）
２０２〜２０４           ブランチメトリック算出部
２０５〜２０７           セレクタ（選択部）
２０８                   パスメトリック算出部(パス選択信号算出部)
２０９                   生き残りパス管理部
３００                   制御器
３０１、３０２           比較器
【国際調査報告】
2008102475.tif 000015
2008102475.tif 000016
2008102475.tif 000017
2008102475.tif 000018