【手続補正書】
【提出日】平成16年11月8日(2004.11.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】  明細書
【発明の名称】  AC/DCコンバータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
AC/DCコンバータにおいて、
−  当該AC/DCコンバータの入力部上の第一AC電圧から整流されたAC電圧を発生させる第一整流装置と、 
−  前記整流されたAC電圧を平滑化し、整流され平滑化されたAC電圧にする第一平滑化キャパシタ装置と、 
−  前記整流され平滑化されたAC電圧を他のAC電圧に変換する、第一スイッチ素子、第二スイッチ素子、第三スイッチ素子及び第四スイッチ素子を含むブリッジ回路と、 
−  前記他のAC電圧を、前記AC/DCコンバータの出力部で得ることができるDC出力電圧に変換する共振回路素子を有する共振コンバータと、 
−  前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子を制御する制御回路であって、第一モードでは、前記ブリッジ回路が、前記第一スイッチ素子及び第二スイッチ素子のスイッチ状態を変化させ、前記第三スイッチ素子及び第四スイッチ素子のスイッチ状態は変化させないことによりハーフブリッジ回路として動作し、第二モードでは、前記ブリッジ回路が、四つ全ての前記スイッチ素子の前記スイッチ状態を変化させることによりフルブリッジ回路として動作する、当該制御回路と、 
−  前記第一整流装置と前記第一平滑化キャパシタ装置との間に接続されたアップコンバータとして動作する装置であって、少なくとも一つのダイオードとカップリングキャパシタとを有し、当該カップリングキャパシタは、一方の側で前記第一整流装置と前記ダイオードとの間の接点と結合され、他方の側で前記共振コンバータ内の点と結合され、前記AC/DCコンバータの動作中に、前記共振コンバータの動作周波数で変調されたポテンシャルがフィードバックされるようにされた当該装置と、
の部品を有するAC/DCコンバータ。
【請求項２】
−  アップコンバータとして動作する前記装置が、前記第一整流装置と、前記カップリングキャパシタが結合された前記接点との間で直列に接続された他のダイオードを有し、
−  アップコンバータとして動作する前記装置が、特に、前記他のダイオードと前記カップリングキャパシタの前記接点との間で接続されたインダクタンスを含む
ことを特徴とする請求項１に記載のAC/DCコンバータ。
【請求項３】
−  前記共振コンバータが共振インダクタンスを含み、
−  アップコンバータとして動作する前記装置が、前記第一整流装置と、前記カップリングキャパシタが結合された前記接点との間で直列に接続された他のダイオードを含み、 
−  アップコンバータとして動作する前記装置が、前記他のダイオードと前記カップリングキャパシタの前記接点との間で接続され、前記共振コンバータの前記共振インダクタンスと磁気的に結合されたインダクタンスを含む
ことを特徴とする請求項１に記載のAC/DCコンバータ。
【請求項４】
前記共振コンバータが、共振回路素子として、前記ブリッジ回路と結合された、少なくとも一つの共振キャパシタと少なくとも一つの共振インダクタンスとを有し、当該少なくとも一つの共振キャパシタと少なくとも一つの共振インダクタンスとは、
−  前記共振キャパシタが、一方の側で、前記ブリッジ回路の前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との間の接点と結合され、 
−  前記共振インダクタンスが、一方の側で、前記ブリッジ回路の前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との間の接点と結合される
という態様により前記ブリッジ回路と結合されることを特徴とする請求項１、２又は３に記載のAC/DCコンバータ。
【請求項５】
前記AC/DCコンバータは、入力部に二つの異なった値の第一AC電圧がオプション的に存在し、前記制御回路は、前記第一AC電圧がローのとき前記ブリッジ回路はフルブリッジ回路として動作し、前記第一AC電圧がハイのとき前記ブリッジ回路はハーフブリッジ回路として動作するように、印加される前記第一AC電圧に依存して前記ブリッジ回路の二つのモード間で自動的な切り換えが起こるようにされていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータ。
【請求項６】
前記制御回路が、前記スイッチ周波数及び前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子のデューティサイクルを調節するようにされることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータ。
【請求項７】
−  前記共振コンバータが、互いに直列に接続されており、また、前記共振コンバータの他の素子とも接続されている可能性のある、少なくとも二つのインダクタンスを含み、
−  アップコンバータとして動作する前記装置が前記共振コンバータと容量性カップリングを形成する点が、二つの前記インダクタンス間の直列接続内に位置している
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータ。
【請求項８】
−  前記共振コンバータが変圧器を含み、
−  アップコンバータとして動作する前記装置が前記共振コンバータと容量性カップリングを形成する前記の点が、前記変圧器の一次巻き線を分割し、分割点を引き出すことにより実現される
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータ。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータの前記制御回路を少なくとも含む集積回路。
【請求項１０】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータの前記ブリッジ回路の前記四つのスイッチ素子を含むことを特徴とする請求項９に記載の集積回路。
【請求項１１】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータを含むモニター。
【請求項１２】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のAC/DCコンバータを含む平面テレビジョンセット。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振コンバータを有するAC/DCコンバータに関する。
【０００２】
このようなAC/DCコンバータは、例えば、テレビジョンセット又は放電ランプにおいて、スイッチモード電源の形でメインの電圧をDC供給電圧に変換するようAC電圧をDC電圧に変換するのに用いられる。
【０００３】
【従来の技術】
公共のAC電力網に負荷を生じるAC/DCコンバータには、AC電力網から取り込むことができる電流に関して特定の条件がある。例えば、AC/DCコンバータによって取り込まれた電流は、通常限られた高調波部分しか有さない、つまり、AC/DCコンバータは、実質的にはオーム抵抗を表すべきである。このような条件は、例えばIEC 1000-3-2に更に明確に示される。
【０００４】
ドイツ特許公開公報第198 24 409号から、完全に受動的な部品を有するアップコンバータをハーフブリッジの出力と直接接続する共振コンバータを有する、AC/DCコンバータが既知である。IEEE APEC '96 Proceedingsの622〜627ページの、W. Chen、F.C. Lee及びT. Yamauchiによる、「低THD及び低波効率を持つ改良された"電荷ポンプ"電子安定器」は、このような装置を実現するための更なる可能性を含む。他方では、J. Wustehubeによる、「Schaltnetzteile」二訂版の139ページ以降においてスイッチオーバ装置を有するブリッジ整流回路について説明されており、ここでこのスイッチオーバは、発生するDC電圧が、印加されたACメイン電圧によらずほぼ同一の値になるように、ブリッジ整流回路がそれぞれに掛かっているACメイン電圧(例えばアメリカでは110-127ボルト、例えばヨーロッパでは220-240ボルト)に適応させられることにより行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、例えば、コスト効率が高く、異なったAC電力網からの異なったACメイン電圧での使用に適する共振コンバータを有するAC/DCコンバータを提供することである。そうなると、AC/DCコンバータにより取り込まれる電流は、オーム抵抗として、実質的には限られた高調波部分及び仕事量しか有さなくなる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的は、特許請求項１によるAC/DCコンバータにより達成される。
【０００７】
二つのモードを用いることにより、DC出力電圧の、AC/DCコンバータの入力部上の第一AC電圧に対する比が調整されることができる。この調整オプションは、制御回路の条件を緩和し、AC/DCコンバータの第一AC電圧として存在する異なったACメイン電圧での又は異なったDC出力電圧での動作用に提供されるAC/DCコンバータにおいて同一の部品の使用を可能にする。これは、AC/DCコンバータのコストの大幅な節約につながる。
【０００８】
共振コンバータと結合されアップコンバータとして動作する装置の使用は、AC電力網にフィードバックされる高調波部分の更なる低減につながる。更に、アップコンバータとして動作する装置は、整流され平滑化されたAC電圧の安定化を提供する。これもまた制御回路の条件を低減する。
【０００９】
従属請求項２乃至８は、AC/DCコンバータにより引き起こされるメインの負荷、AC/DCコンバータの実際的使用、又はAC/DCコンバータの製造費に対して有利な効果を有する本発明の変形例に関する。
【００１０】
しかし、本発明は、少なくとも制御回路を集積する集積回路、又は、少なくとも制御回路に加えて、一つの部品を有するブリッジ回路の四つのスイッチ素子を集積する、集積回路にも関する。このような集積は、製造コストの更なる低減を達成する。 
【００１１】
本発明の他の側面は、本発明によるAC/DCコンバータは特に、モニター、及び、例えば平面のテレビジョンセットに適するということである。これらの装置は、法律の指定に従い、メインの電流消費が実質的に正弦的なパターンである、厳密に制御され平滑化された電力供給を必要とする。
【００１２】
本発明のこれらの及び他の側面は、実施例を参照し、また特に、添付された図面を参照して、説明され、明らかにされる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明によるAC/DCコンバータの実施例を示す。AC/DCコンバータの入力はAC電圧Uinを受け取り、当該AC電圧は、接合点1で正極を持ち、接合点2で負極を持つ四つのダイオードを有する整流装置A1により、整流されたAC電圧U12に変換される。第一AC電圧Uinは、例えば、50Hzの周波数を持つ、正弦波の230ボルトのメイン電圧である。
【００１４】
整流されたAC電圧U12は、ここで、アップコンバータとして動作する装置A2と、平滑化キャパシタを有する第一平滑化キャパシタ装置C1との直列接続に印加され、ここで、平滑化キャパシタは好適には電解質キャパシタとして構成される。第一整流装置A1の接合点2は、次に、接合点5において平滑化キャパシタ装置C1の負の側と結合される。接合点4は、アップコンバータとして動作する装置A2と第一平滑化キャパシタ装置C1との接合点を表す。これに従って、U45は、接合点4と5との間の第一平滑化キャパシタ装置C1に掛かる、整流され平滑化されたAC電圧を表す。
【００１５】
整流され平滑化されたAC電圧U45は、第一スイッチ素子S1、第二スイッチ素子S2、第三スイッチ素子S3及び第四スイッチ素子S4を有するブリッジ回路A4に印加される。スイッチ素子はここでは電界効果トランジスタとして構成される。しかし、この代わりに、例えばIGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)などのスイッチの他の実施例も使用されることができる。電圧U45は、二つのスイッチ素子S1及びS2により形成された直列接続と他の二つのスイッチ素子S3及びS4により形成された直列接続との両方に掛かっている、つまり、スイッチ素子の二つの直列接続は並列に接続され、接合点4及び5で互いに接続され、第一平滑化キャパシタ装置C1と接続されている。
【００１６】
スイッチ素子S1とS2との間の接合点6と、スイッチ素子S3とS4との間の接合点8との間で、スイッチ素子S1乃至S4がスイッチをオンオフされることで、整流され平滑化されたAC電圧U45から他のAC電圧U68が発生する。この他のAC電圧U68は、共振コンバータA3の入力に印加され、AC/DCコンバータの出力でもある当該共振コンバータA3の出力において、負荷RLに電力を供給するのに用いられるDC出力電圧Uoutが発生する。ここでオーム負荷として表されるこの負荷RLは、一般的に、誘導的、静電的又はこれらの混合された種類でもあり得る。
【００１７】
共振コンバータA3は、共振回路素子を有し、ここでは、共振キャパシタCRと、例えば共振インダクタンスLRとして動作し、共振コンバータA3の入力と出力との間のガルバニ電流分離を行う変圧器Tとを有する。共振キャパシタCRと変圧器Tの一次巻き線とは、接合点6と8との間で直列に合成され、これにより、共振コンバータA3の入力側が形成される。共振キャパシタCRの一方の側は次に接合点6と接続される。ここでは、変圧器Tの二次側で発生するAC電圧は、四つのダイオードを有する第二整流装置A6により整流され、一つの平滑化キャパシタを有する第二平滑化キャパシタ装置C3により平滑化される。キャパシタC3における電圧降下は、AC/DCコンバータの出力に掛かっているDC出力電圧Uoutである。
【００１８】
スイッチ素子S1乃至S4は制御回路A5と結合され、当該制御回路は、スイッチ素子の制御入力に適切な制御信号を加えることによりスイッチ素子を制御する、つまり、スイッチをオンにする(導通モードにする)、又は、スイッチをオフにする(非伝導モードにする)。制御回路A5は、好適には、必要ならば四つのスイッチ素子S1乃至S4も含むことができる集積回路(IC)として実現される。制御回路A5は、このとき、二つの異なるモードでスイッチ素子S1乃至S4を制御し、Uout/U68の比の異なる値を生じさせ、従って、Uout/Uinの比の異なる値も生じさせる。
【００１９】
このように、モードの変更は、例えば、AC/DCコンバータの入力に掛かるACメイン電圧の調節に影響を与えることができる。このため特に有利なのは、例えば、ヨーロッパで用いられているACメイン電圧(約220〜240ボルト)とアメリカで用いられているACメイン電圧(約110〜127ボルト)とは約二倍異なるため、Uout/Uinの比が約2倍になる変更である。
【００２０】
AC/DCコンバータの入力部上のこのようなACメイン電圧の調節は、例えば制御回路A5により自動的に行われることができる。この目的のため、制御回路A5は、AC/DCコンバータが二つの異なるACメイン電圧Uinでの動作に対応することができるよう構成される。次に、提供された二つのACメイン電圧Uinの内どちらが現在動作中のAC/DCコンバータに印加されるのかは、制御回路A5により、例えば整流され平滑化されたAC電圧U45から導出されることができるか、又は、制御回路A5によるUinの直接測定が行われることができる。作成された二つのACメイン電圧の自動調節を実行するには、制御回路A5は次に、作成された二つのACメイン電圧の内低い方がAC/DCコンバータの入力に掛かっていれば第二モードへスイッチし、作成された二つのACメイン電圧の内高い方がAC/DCコンバータの入力に掛かっていれば第一モードを使用する。
【００２１】
第一モードでは、制御回路A5は、スイッチ素子S1乃至S4を、ブリッジ回路A4がハーフブリッジ回路として動作するように制御する。この目的のため、例えば、二つのスイッチ素子S3又はS4の内の一方は常にスイッチがオフにされており、他方は常にスイッチがオンにされている。つまり、例えばS3は常にスイッチがオフにされておりS4は常にスイッチがオンにされている。他の二つのスイッチ素子S1及びS2は交互にスイッチがオンオフされる。しかし、基本的には、スイッチのペアS3及びS4 と、S1及びS2との役割も、交換されることができる。このハーフブリッジ動作のため、スイッチS1が導通性のときは、整流され平滑化されたAC電圧U45は共振コンバータA3の入力の他のAC電圧U68として存在し、スイッチS1がブロックされているときは、他のAC電圧U68は、理想的には0ボルトという短絡回路の値に降下する。
【００２２】
第二モードでは、制御回路A5は、ブリッジ回路A4がフルブリッジ回路として動作するようスイッチ素子S1乃至S4を制御する。この目的のため、スイッチ素子S1乃至S4はペアとして交互にスイッチがオンオフされる、つまり、二つのスイッチS1及びS4は同時にスイッチがオンオフされ、二つのスイッチS2及びS3は同時にスイッチがオンオフされ、スイッチのペアS1及びS4と、S2及びS3とは、交互にスイッチがオンオフされる。このフルブリッジ動作の結果として、スイッチS1乃至S4が導通性のときは、整流され平滑化されたAC電圧U45は共振コンバータA3の他のAC電圧U68として存在し、スイッチS1乃至S4がブロック状態のときは、負の、整流され平滑化されたAC電圧U45が存在する。第一モードのハーフブリッジ動作ではスイッチS1のブロック状態のとき共振コンバータA3の入力は短絡電圧の0ボルトだが、第二モードのフルブリッジ動作では、負の、整流され平滑化されたAC電圧U45が掛かる。これは、更に同一の回路条件でのUout/Uinの比を増加させる。
【００２３】
代わりに、ドイツ特許公開公報第198 24 409号及びそこで引用された、1991年9月のFixed-Frequency, Resonant-Switched Pulse Width Modulation with Phase-Shifted Control誌の5-1〜5-7ページの、Bob Mammano及びJeff Putschによる「Unitrode電力供給セミナー、SEM-800」の文献(特に図1)に記述されたように、四つのスイッチ素子S1乃至S4のいわゆる位相シフトPWMフルブリッジ制御が、第二モードとして選択されることができる。
【００２４】
両方のモードで、制御回路A5はスイッチ周波数の調節及びスイッチ素子S1乃至S4のデューティサイクルの調節も実行することができる。更に、位相シフトPWMフルブリッジ制御が用いられるとき、S1とS4とのペアと、S2とS3とのペアとの、二つのスイッチのペアのスイッチ時点間での位相シフトの規模も調節されることができる。これらの処置は、例えば、AC/DCコンバータのメインの負荷並びにDC出力電圧Uoutの規模及び安定性が更に調整されることができるということを提供する。
【００２５】
図１でアップコンバータとして動作している装置A2は、ダイオードD2及びカップリングキャパシタC2を有する。ダイオードD2は接合点1で第一整流装置A1と結合されており、接合点5で第一平滑化キャパシタ装置C1と結合されている。カップリングキャパシタC2は一方の側で第一整流装置A1とダイオードD2との間の接合点3と結合されている。他方の側ではカップリングキャパシタC2は共振コンバータA3内の点7と結合されている。この、共振コンバータA3内の点7は、変圧器Tの一次巻き線を分割し、外部の点7を引き出すことにより作製される。
【００２６】
この結合は、AC/DCコンバータの動作中にカップリングキャパシタC2を介して共振コンバータA3の動作周波数に変調されたポテンシャルU37が、アップコンバータとして動作する装置A2の中の接合点3へフィードバックされるようにする。ダイオードD2は接合点3から接合点4へ向かう方向へのみ電流を流すため、このフィードバックは、AC電圧U45が第一平滑化キャパシタ装置C1において降下する、整流され平滑化されたAC電圧U45のアップコンバージョンを引き起こす。接合点1の方向へ電流を流す第一整流装置A1の二つのダイオードは、AC/DCコンバータの入力への電流のフィードバックを防止する。
【００２７】
この動作原理の更なる説明及び変形例については、再びドイツ特許公開公報第198 24 409号が参照される。この文献では、点7を作製する他の可能性が示されており、これらは全て共振コンバータA3の動作周波数に変調されたポテンシャルU37を接合点3へフィードバックするという目的を達成する。当業者にとって更なる変形例を見つけるのは難しくないであろう。
【００２８】
フィードバックされたポテンシャルU37は、共振コンバータA3の動作周波数に変調されている。この動作周波数は、通常AC/DCコンバータの入力に存在するACメイン電圧Uinの周波数、例えば50Hzより極めて高くなるよう選択される。これは、共振コンバータA3が作製され動作する際の大幅なコストの節約を提供する。フィードバックでこれらの高い動作周波数において所望の結果が示されるには、アップコンバータとして動作する装置A2のダイオードD2と、接合点1の方向へ電流を流す第一整流装置A1の二つのダイオードとの両方が、十分速く応答するダイオードを選択することが必要である。第一整流装置A1の残りの二つのダイオードは、「遅い」ダイオードであっても良い、つまり、これらは、ACメイン電圧Uinの周波数(例えば50Hz)で動作するのに十分な程度に速く動作することができればダイオードとして使用されるのに十分である。
【００２９】
図２は、本発明による、アップコンバータとして動作する装置A2の変形例を示す。
【００３０】
第一に、他のダイオードD1がアップコンバータとして動作する装置A2に含まれた。このダイオードD1は、第一整流装置A1と、カップリングキャパシタC2が結合された接合点3との間に接続される。これは、このダイオードD1及びアップコンバータとして動作するA2の第一ダイオードD2として、速く応答するダイオードを用いることを意図している。接合点1の方向へ電流を流す第一整流装置A1の二つのダイオードは、第一整流装置A1の他の二つのダイオードと同様に、遅いダイオードとして構成されることができ、これはコストの節約につながる。
【００３１】
更に、インダクタンスLHがアップコンバータとして動作する装置A2に含まれ、このインダクタンスは他のダイオードD1とカップリングキャパシタC2の接合点3との間に接続される。しかし、このインダクタンスLHは省略可能な部品である、つまり、図２に示されるインダクタンスLH無しの装置でも本発明の目的には十分である。しかし、インダクタンスLHの使用は、アップコンバータとして動作する装置A2における更なるエネルギー貯蔵につながり、よって、AC/DCコンバータのメインの負荷及び装置A2のアップコンバージョンの効果を改良する。
【００３２】
図３は、本発明による、アップコンバータとして動作する装置A2の他の変形例を示す。
【００３３】
図２に既に表された部品に加えて、更なるインダクタンスLTがアップコンバータとして動作する装置A2に挿入される。このインダクタンスLTはインダクタンスLHとカップリングキャパシタC2の接合点3との間に接続される。これはカップリングkを介して共振コンバータA3の共振インダクタンスLRと磁気的に結合される。図１を参照しても説明されるように、この目的のためには、共振インダクタンスLRは、共振コンバータA3に含まれる変圧器Tの一次側のインダクタンスとして実現される。しかし、このような実現は必須ではなく、共振インダクタンスLRの他の形も当業者には容易に考え得る。
【００３４】
磁気カップリングkは、例えば、変圧器Tの一次巻き線が巻かれるのと同一のコアにインダクタンスLTの巻き線が被覆されることにより影響を受けることができる。しかし、他の可能性も考えられる。この接続についてはドイツ特許公開公報第198 24 409号、特には当該文献中の図８が再び参照される。
【００３５】
図３に示されるインダクタンスLHもまた省略可能な部品である。インダクタンスLTを適切に設計することにより、分離されたインダクタンスLHは省略することができる。
【００３６】
共振コンバータA3に対するアップコンバータとして動作する装置A2の磁気カップリングkは、第二カップリング機構を、今回はカップリングキャパシタC2により引き起こされる静電カップリングに加えて誘導カップリング機構として提供する。アップコンバータとして動作する装置A2の共振コンバータA3に対する影響は、これにより低減され、AC/DCコンバータの好適な動作が得られる。この動作モードの更なる説明には、ドイツ特許公開公報第198 24 409号が再び参照される。
【００３７】
図４、５及び６は、本発明による共振コンバータA3の変形例を示す。当業者にとって明らかであり、共振コンバータA3の負荷回路の変更も有することができる、共振コンバータA3のこれらの及び他の変形例は、AC/DCコンバータを負荷RLの条件に適応させるのに有利に使用することができる。
【００３８】
図４では、共振コンバータA3内で共振キャパシタCRと変圧器Tとの順序が交換されている。これは、変圧器Tの一次側が、一方の側で接合点6と結合され、他方の側で共振キャパシタCRと結合されており、更に、この共振キャパシタCRはこれと他方の側で接合点8と結合されていることを意味する。
【００３９】
図５では、共振キャパシタCRは二つの共振キャパシタCR1及びCR2で置換され、第一共振キャパシタCR1、変圧器T及び第二共振キャパシタCR2は接合点6と接合点8との間でこの順序で直列で接続される。
【００４０】
図６では、共振キャパシタCR及び変圧器Tが再び用いられた。しかし、二つの更なるインダクタンスLR1及びLR2が追加で共振コンバータA3に含まれた。これらの部品はCR、T 、LR1そしてLR2という順序で接合点6と接合点8との間で直列接続で接続される。
【００４１】
図4及び5では、アップコンバータとして動作する装置A2のカップリングキャパシタC2が結合される点7が、図１のように、変圧器Tの一次巻き線の分割として、更に実現される。他方では図6では、点7は二つの更なるインダクタンスLR1とLR2との間に位置する。
【００４２】
図1並びに３乃至６のこれら全ての回路配置は、共振コンバータA3の入力側の点7は、二つの側がいずれも、別個に実現されるインダクタンス(図６のLR1及びLR2)、又は、変圧器Tの一次巻き線の分割により実現されるインダクタンス(図１、３、４及び５)により取り囲まれているということを共通して持っている。他方でこれらの二つのインダクタンスは、ドイツ特許公開公報第198 24 409号で既に説明されたとおり、カップリングキャパシタC2によりフィードバックされる電流及び電圧を制限する。他方で、点7の二つの側に接続されたインダクタンスにより形成される比の選択は、共振コンバータA3の他の部品のサイズ決定と共に、AC/DCコンバータの構成の更なる自由度を形成する。この自由度は、AC/DCコンバータの入力に掛かるACメイン電圧に関係なく負荷RLに必要な一定の電力を提供するのに、例えば、ヨーロッパ(約220〜240ボルト)及びアメリカ(約110〜127ボルト)といった、異なった高いACメイン電圧で動作するようAC/DCコンバータを設計するのに有利に使用することができる。
【００４３】
特に、図６では、点7の位置の動作原理が明らかになる。この目的のため、変圧器Tにより導入された一次側のインダクタンスは、二つの他のインダクタンスLR1及びLR2と比較して小さいと仮定する。従って、この図６の一次側インダクタンスは、図１、３、４及び５で用いられる記号LRの代わりに記号nでも表される。LR1/LR2の比が適切な方法で選択されると、接合点6と8との間に掛かっている他のAC電圧U68は、点7における異なったポテンシャルへ二つの半波で導かれる。
【００４４】
例えば、ブリッジ回路A4が第二モードでフルブリッジ回路として動作する場合を考え、更に、もしLR1がLR2より大きくなるよう選択されると、点7において、U68の負の半波の間、つまり接合点8が正のポテンシャルにあるとき、U68の正の半波の間よりも高いポテンシャルが発生する。従ってこの場合、整流され平滑化されたAC電圧U45は、U68の正の半波の間と比較してU68の負の半波の間により多くアップコンバートされることができる。このことは、本発明によれば、図６に示される部品の適切な選択により、DC出力電圧Uoutが、AC/DCコンバータの入力に掛かるACメイン電圧Uinに依存しなくなることを明らかにする。図１並びに３乃至５に示される配置により、変圧器Tの分割点及び他の部品の正しいサイズが適切に選択されることにより、同一のことが到達される。
【００４５】
図１並びに３乃至６では、共振コンバータA3は常に変圧器Tと共に示されていた。変圧器Tの使用の利点は、特には、結果的に大きくなった共振コンバータA3のUout/U68転換比、及び、Tにより引き起こされるUoutとU68との間のガルバニ電流分離である。更に、点7の変圧器Tの一次巻き線の分割としての実現は、例えば、図６に示される共振コンバータA3のインダクタンスLR1及びLR2などの、更なる別個のインダクタンスの使用を節約する。しかし、当業者には、共振コンバータのAC/DCコンバータの全てのアプリケーションが変圧器を本当に必要とするわけではないということは分かっている。これに関しては、本発明にそのような変形例は含まれている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるAC/DCコンバータの実施例。 
【図２】  本発明による、アップコンバータとして動作する装置の変形例である、本発明によるAC/DCコンバータの部品。 
【図３】  本発明による、共振コンバータの共振インダクタンスとの磁気的結合を示す、アップコンバータとして動作する装置の他の変形例。 
【図４】  本発明による共振コンバータの変形例。
【図５】  本発明による共振コンバータの変形例。
【図６】  本発明による共振コンバータの変形例。