(57)【要約】【課題】柔軟なネットワーク設計を妨げることなく、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させる。【解決手段】シリアル・パラレル変換回路１０２は、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与え、パラレル信号に変換し、フーリエ変換回路１０３は、周波数領域の信号に変換する。距離情報出力回路１０９は、伝送距離と光ファイバの種類とに基づいて位相回転を推定する。係数乗算回路１０４は、位相回転を補正係数として乗算して周波数による到来時間差を補正し、逆フーリエ変換回路１０５は、補正された周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。信号切り出し回路１０６は、時間領域の信号から、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を切り出し、出力回路１０７は、適切な順番で結合させてシリアル信号に変換して出力する。【選択図】図１
2010057139.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、
光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記デジタル信号を２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。
【請求項２】
光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記異なる周波数帯域からのパラレル信号を合成し、合成して得られる周波数領域の信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。
【請求項３】
光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記各パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対して、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。
【請求項４】
前記係数乗算ステップは、
前記推定された波長分散量による到来時間差を補正する第１の補正係数に加えて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、回路の周波数通過特性を補正する第２の補正係数を乗算することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の干渉低減方法。
【請求項５】
前記帯域分割ステップを実行する前に、前記アナログ・デジタル変換ステップは光信号をデジタル信号に変換し、
前記帯域分割ステップは、前記アナログ・デジタル変換ステップで変換した前記デジタル信号を、デジタルフィルタにより、２つ以上の異なる周波数帯域の信号に分離することを特徴とする請求項２乃至３のいずれか１項に記載の干渉低減方法。
【請求項６】
前記アナログ・デジタル変換ステップは、前記帯域分割された信号に対し、中心周波数に応じて周波数変換を行うことにより低周波の信号に変換し、該低周波の信号をデジタル信号に変換し、
前記逆フーリエ変換ステップは、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対し、前記中心周波数に応じて元の周波数の順番に並べ替えた上で、逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換することを特徴とする請求項３に記載の干渉低減方法。
【請求項７】
光ファイバによる光通信における干渉低減装置であって、
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割回路と、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換回路と、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換回路と、
前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定する距離情報出力回路と、
前記推定された波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算回路と、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出し回路と、
前記選択された複数の時間領域の信号を適切な順番で並べ替えて出力する出力回路と、
を備えることを特徴とする干渉低減装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信において、波長分散により生じる信号の遅延を補償する干渉除低減方法および干渉除低減装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信においては、伝搬路である光ファイバによって生じる波長分散が大きな問題となっている。従来、波長分散による信号の遅延は、逆特性を持つ分散補償ファイバを用いることで補償されてきた（例えば、非特許文献１参照）。
【非特許文献１】「次世代超高速光通信技術  −光デバイス開発への技術的課題と克服策−」，第１版，株式会社技術情報協会，２００３年６月２７日，ｐ．１１２〜ｐ．１１８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述した従来技術では、光の通信経路ごとに最適な分散補償ファイバを設置する必要があり、経路の変更などの柔軟なネットワーク設計の妨げとなっていた。
【０００４】
本発明はこのような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、柔軟なネットワーク設計を妨げることなく、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる干渉除低減方法、及び干渉除低減装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、前記デジタル信号を２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。
【０００６】
また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記異なる周波数帯域からのパラレル信号を合成し、合成して得られる周波数領域の信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。
【０００７】
また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記各パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対して、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。
【０００８】
また、本発明の干渉低減方法において、前記係数乗算ステップは、前記推定された波長分散量による到来時間差を補正する第１の補正係数に加えて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、回路の周波数通過特性を補正する第２の補正係数を乗算することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明の干渉低減方法において、前記帯域分割ステップを実行する前に、前記アナログ・デジタル変換ステップは光信号をデジタル信号に変換し、前記帯域分割ステップは、前記アナログ・デジタル変換ステップで変換した前記デジタル信号を、デジタルフィルタにより、２つ以上の異なる周波数帯域の信号に分離することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明の干渉低減方法において、前記アナログ・デジタル変換ステップは、前記帯域分割された信号に対し、中心周波数に応じて周波数変換を行うことにより低周波の信号に変換し、該低周波の信号をデジタル信号に変換し、前記逆フーリエ変換ステップは、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対し、前記中心周波数に応じて元の周波数の順番に並べ替えた上で、逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減装置であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割回路と、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換回路と、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換回路と、前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定する距離情報出力回路と、前記推定された波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算回路と、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出し回路と、前記選択された複数の時間領域の信号を適切な順番で並べ替えて出力する出力回路と、を備えることを特徴とする干渉低減装置である。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、受信信号をパラレル信号に分割し、遅延処理により必要なタイムスロットを抜き出し、光ファイバの波長分散量と回路の周波数依存特性とに基づく、補正係数を乗じて補正するようにしたので、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる。また、周波数帯域毎に分割してから上記処理を施すことで、時間領域、及び周波数領域で分割された並列信号処理により、１処理ブロックでの演算量を抑えることができ、波長分散による信号間干渉の影響を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
【００１４】
Ａ．第１実施形態
まず、本発明の第１の実施形態の第１の形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図１において、１０１はアナログ・デジタル変換回路、１０２−１〜１０２−Ｋはシリアル・パラレル変換回路、１０３−１〜１０３−Ｋはフーリエ変換回路、１０４−１〜１０４−Ｋは係数乗算回路、１０５−１〜１０５−Ｋは逆フーリエ変換回路、１０６−１〜１０６−Ｋは信号切り出し回路、１０７は出力回路、１０９は距離情報出力回路である。ここでは、Ｋは、分岐数を示す。
【００１５】
光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換回路１０１において、デジタル信号に変換される。この際、光信号を直接電気信号であるデジタル信号に変換しても、光信号を一旦、電気信号に変換した後、デジタル信号に変換してもよい。デジタル信号に変換された後、デジタル信号は、Ｋ個に分岐され、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋに入力される。シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋは、入力された信号にＴｄ（１）〜Ｔｄ（Ｋ）の遅延をそれぞれ与え、異なる位置のシリアル信号をパラレル信号に変換する。
【００１６】
ここで、Ｎｆポイントの受信信号毎にフーリエ変換を行うとし、入力された信号をｓ（ｔ）と表すものとする。ｔは受信タイミングである。ここで、ｉ番目のシリアル・パラレル変換回路１０２−ｉで与えられる遅延Ｔｄ（ｉ）を、遅延ステップ幅Ｔｄ０を用いてＴｄ０×（ｉ−１）と定義すると、ｉ番目のシリアル・パラレル変換回路１０２−ｉは、ｓ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０−Ｔｇ）〜ｓ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−Ｔｇ−１）のＮｆの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路１０３−ｉに出力する。
【００１７】
ここで、Ｎｆはフーリエ変換で考慮するポイント数、Ｔｇは切り出し回路で用いるガードバンド長であり、Ｎｆ−２Ｔｇ≧Ｔｄ０を満たす。Ｔ０は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉が低減される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。
【００１８】
フーリエ変換回路１０３−ｉは、入力されたパラレル信号に対し、フーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）に変換する。ここで、ｓｆ（ｔ，ｆ）はガードバンドを除く先頭位置受信タイミングｔ、周波数ｆに対応する周波数領域の信号である。Ｆ０は中心周波数、Ｆｗは周波数チャネルの周波数帯域幅である。
【００１９】
距離情報出力回路１０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバとの種類から計算することができ、例えば、次式（１）で周波数ｆのキャリアにおける位相回転を与えることができる。なお、位相の回転量の計算については、例えば、文献「Govind P. Agrawal, “Nonlinear fiber optics,” Academic press, 2006」に記載されている。
【００２０】
【数１】
2010057139.tif 000003
【００２１】
ここで、Ｌは伝送距離［ｋｍ］、λは波長［ｎｍ］、ｃは光速３×１０−７［ｋｍ／ｐｓ］、Ｄは波長分散係数［ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ］、Ｄｓｌｏｐｅは分散スロープ係数［ｐｓ／ｎｍ２／ｋｍ］、ｆｃは光キャリアの周波数である。波長分散、及び分散スロープは、光ファイバの種類によって固有の値であるため、用いている光の波長λと光ファイバの伝送距離Ｌが分かれば、位相回転を推定可能である。数式（１）において、波長分散による影響が大きいファイバでは、Ｄｓｌｏｐｅ＝０として位相回転を推定したり、波長スロープによる影響が大きいファイバでは、Ｄ＝０として位相回転を推定したりすることもできる。距離情報出力回路１０９は、このようにして推定された位相回転を係数乗算回路１０４−１〜１０４−Ｋに出力する。なお、距離情報出力回路１０９は、予め記憶部（図示せず）に記憶している波長分散量を出力するようにしてもよい。
【００２２】
係数乗算回路１０４−ｉは、距離情報出力回路１０９から入力された位相回転ｇ（ｆ）の複素共役を補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式（２）で表せる。
【００２３】
【数２】
2010057139.tif 000004
【００２４】
上添え字＊は複素共役数を表す。数式（２）で補正されたｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を逆フーリエ変換回路１０５−ｉへ出力する。
【００２５】
逆フーリエ変換回路１０５−ｉは、入力された信号ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０−Ｔｇ）〜ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−Ｔｇ−１）を演算し、信号切り出し回路１０６−ｉに出力する。
【００２６】
信号切り出し回路１０６−ｉは、入力された信号から前後のＴｇに対応するデータ（ガードバンド部分）を削除し、ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−２Ｔｇ−１）のＮｆ−２Ｔｇの信号を出力回路１０７に出力する。
【００２７】
出力回路１０７は、信号切り出し回路１０６−１〜１０６−Ｋから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Ｎｆ−２Ｔｇ＝Ｔｄ０を満たす場合には、信号切り出し回路１０６−１、１０６−２、…、１０６−Ｋからは、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋Ｔｄ０−１）、ｓ´（Ｔ０＋Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋２Ｔｄ０−１）、…、ｓ´（Ｔ０＋（Ｋ−１）Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋ＫＴｄ０−１）が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋ＫＴｄ０−１）を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。
【００２８】
また、一度に、ＫＴｄ０の信号を処理するため、ガードバンド長Ｔｇを付加したＴ０＋ＫＴｄ０−Ｔｇ〜Ｔ０＋Ｎｆ＋（Ｋ−１）ＫＴｄ０＋ＫＴｄ０−Ｔｇ−１の受信タイミングに対応する信号を、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋへ出力することで連続的に処理できる。
【００２９】
図２は、本第１の実施形態において、Ｋ＝２として、Ｔｇ＝４、Ｔｄ０＝８、Ｎｆ＝１６とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図２では、受信タイミングＴ０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、ｓ（Ｔ０）〜ｓ（Ｔ０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ０＋１６）〜ｓ（Ｔ０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ０＋３２）〜ｓ（Ｔ０＋４７）を第３ブロックとして、Ｎｆ信号ごとに順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを簡易に示すためである。波長分散係数を正と仮定し、高周波成分が先に到来していることを示しており、例えば、受信タイミングＴ０に注目すると、第０ブロックの信号と、第１ブロックの信号とが混ざって受信されており、これが干渉を生じて信号品質が劣化する。
【００３０】
まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ１−１は、ｓ（Ｔ０−４）〜ｓ（Ｔ０＋１１）を取得する。ステップＳ２−１は、同じ受信系列信号に遅延Ｔｄ０＝８を付加し、ｓ（Ｔ０＋４）〜ｓ（Ｔ０＋１９）を取得する。ステップＳ１−２とステップＳ２−２では、それぞれ、ｓ（Ｔ０−４）〜ｓ（Ｔ０＋１１）と、ｓ（Ｔ０＋４）〜ｓ（Ｔ０＋１９）とにフーリエ変換を行い、周波数領域信号ｓｆ（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ（Ｔ０，７Ｆｗ）、ｓｆ（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）をそれぞれ得る。ここで、中心周波数Ｆ０＝０として表記している。
【００３１】
ステップＳ１−３とステップＳ２−３とでは、それぞれ、数式（１）から算出した位相回転補正を、数式（２）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０，７Ｆｗ）、ｓｆ´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ１−４とステップＳ２−４とでは、それぞれ、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１１）とｓ´（Ｔ０＋４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）とを算出する。
【００３２】
ステップＳ１−５とステップＳ２−５とでは、ガードバンドＴｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋７）と、ｓ´（Ｔ０＋８）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）とをそれぞれ得る。得られた信号をシリアル信号に変換することで、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋７）と、ｓ´（Ｔ０＋８）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）とを得ることができる。また、続けて、Ｔ０＝Ｔ０＋１６として、第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。また、Ｎｆ−２Ｔｇ＞Ｔｄ０とすることで、切り出してくる信号領域を重複させることもできる。
【００３３】
図３は、図２に示す干渉低減方法の構成例において、Ｔｇを２とした場合の信号の重複領域を示す概念図である。重複領域において、ｓ´（Ｔ０＋５）〜ｓ´（Ｔ０＋８）が第１の信号切り出し回路（例えば、図１の信号切り出し回路１０６−１）と第２の信号切り出し回路（例えば、図１の信号切り出し回路１０６−２）とで重複して出力されている。ここで、区別するために、第１の信号切り出し回路から得られた信号をｓ１´（Ｔ０＋５）〜ｓ１´（Ｔ０＋８）、第２の信号切り出し回路から得られた信号をｓ２´（Ｔ０＋５）〜ｓ２´（Ｔ０＋８）と表記する。出力回路１０７は、ここで重複領域がある場合、これらの信号を次式（３）に従って加算して出力する。
【００３４】
【数３】
2010057139.tif 000005
【００３５】
ここでｗｋ，１とｗｋ，２は、重み付けの値であり、等電力合成では、ｗｋ，１＝ｗｋ，２＝１／√２として与える。または、境界領域に近い方が雑音や干渉の影響を受けるため、切り捨てられる受信信号（斜線部）との境界からの距離が近い信号に小さい重み付けを行い、境界から遠い信号に大きい重み付けを行うことができる。
【００３６】
図３を例にとると、ｓ１´（Ｔ０＋５）、ｓ１´（Ｔ０＋６）、ｓ１´（Ｔ０＋７）、ｓ１´（Ｔ０＋８）は、それぞれ、切り捨てられる受信信号（斜線部）からの距離が４、３、２、１となっており、ｓ２´（Ｔ０＋５）、ｓ２´（Ｔ０＋６）、ｓ２´（Ｔ０＋７）、ｓ２´（Ｔ０＋８）は、それぞれ、切り捨てられる受信信号（斜線部）からの距離が１、２、３、４となっている。信号ｓ´（Ｔ０＋ｋ）は、次式（４）で与えられる。
【００３７】
【数４】
2010057139.tif 000006
【００３８】
ここで、ｄ１，ｋ、及びｄ２，ｋは、それぞれ、第１の信号切り出し回路から切り出された信号の境界からの距離、第２の信号切り出し回路から切り出された信号の境界からの距離であり、ｗ（ｄ１，ｋ）２＋ｗ（ｄ２，ｋ）２＝１、ａ＞ｂであれば、ｗ（ａ）＞ｗ（ｂ）である。
【００３９】
ｗ（ｄ）の決定方法としては、上記ルールに従って予めウエイトを決定しておくこともできるし、通信条件に応じて適応的に変更することもできる。送信された既知信号部分や、復号後の信号を用いることで、実際に切り出し境界付近の雑音と干渉電力の分布を測定し、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）から、最大比合成による信号合成を用いることもできる。あるいは、いくつかのウエイトパターンを予め決めておき、信号対雑音干渉比の粗推定を行い、用いるウエイトを選択することもできる。
【００４０】
以下、本発明の第１の実施形態の第２の形態について、図１を参照して説明する。光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換回路１０１において、デジタル信号に変換される。この際、光信号を直接デジタル信号に変換しても、光信号を電気信号に変換した後デジタル信号に変換してもよい。デジタル信号に変換された後、デジタル信号は、Ｋ個に分岐され、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋに入力される。シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋは、入力された信号に０〜（ｋ−１）Ｔ０のＴ０ずつのずれを持つ遅延を与え、遅延Ｔ０分のシリアル信号をパラレル信号に変換する。
【００４１】
ここで、入力された信号をｓ（ｔ）と表すものとする。ｔは受信タイミングとする。ｉ番目のシリアル・パラレル変換回路１０２−ｉは、ｓ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０）〜ｓ（Ｔ０＋ｉＴｄ０−１）のＴ０の信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路１０３−ｉに出力する。
【００４２】
フーリエ変換回路１０３−ｉは、入力されたＴ０のパラレル信号の前後に０を付加し、［０，・・・，０，ｓ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０），・・・，ｓ（Ｔ０＋ｉＴｄ０−１），０，・・・，０］のＮｆポイントの信号にフーリエ変換を行う。Ｔ０は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉を除去される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。
【００４３】
フーリエ変換回路１０３−ｉは、入力されたパラレル信号に対し、フーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）に変換する。ここで、ｓｆ（ｔ，ｆ）はガードバンドを除く先頭位置受信タイミングｔ、周波数ｆに対応する周波数領域の信号である。Ｆ０は中心周波数、Ｆｗは周波数チャネルの周波数帯域幅である。
【００４４】
距離情報出力回路１０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。続いて、係数乗算回路１０４−ｉは、数式（２）のように周波数領域の信号に係数を乗算し、波長分散の補償を行う。
【００４５】
数式（２）で補正されたｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を逆フーリエ変換回路１０５−ｉへ出力する。
【００４６】
逆フーリエ変換回路１０５−ｉは、入力された信号ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０−Ｔｄ１）〜ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｔｄ２−１）を演算し、信号切り出し回路１０６−ｉに出力する。ここで、Ｔｄ１とＴｄ２はそれぞれフーリエ変換回路１０３−ｉが信号の前に付加した０の数および信号の後に付加した０の数である。
【００４７】
第１の実施形態の第２の形態では、信号切り出し回路１０６−ｉは、入力された信号を出力回路１０７に出力する。出力回路１０７は入力された信号を合成して出力する。ここで、ｉ番目の信号切り出し回路１０６−ｉから入力された信号をｓｉ´（ｔ）とすると、出力回路１０７はｓ´（ｔ）＝（ｓ１´（ｔ）＋ｓ２´（ｔ）＋・・・＋ｓＫ´（ｔ））を算出し、出力する。ここで、対応するｔがない場合ｓｉ´（ｔ）は０として計算する。ｉ番目の信号切り出し回路１０６−ｉからは、Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０〜Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｔｄ２−１に対応する時間ｔの信号が出力されるため、必ずしもｔの信号がＫ個入力されるわけではなく、Ｋ´≦Ｋとなる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。
【００４８】
また、一度に、ＫＴｄ０の信号を処理するため、Ｔ０＋ＫＴ０〜Ｔ０＋２ＫＴ０−１の受信タイミングに対応する信号を、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋへ出力することで連続的に処理できる。
【００４９】
図４は、第１の実施形態の第２の形態において、Ｋ＝２として、Ｔｄ０＝８、Ｎｆ＝１６、Ｔｄ１＝Ｔｄ２＝４とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図４では、受信タイミングＴ０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、ｓ（Ｔ０）〜ｓ（Ｔ０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ０＋１６）〜ｓ（Ｔ０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ０＋３２）〜ｓ（Ｔ０＋４７）を第３ブロックとして、Ｎｆ信号ごとに順次処理されるものとする。
【００５０】
まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ１−１は、ｓ（Ｔ０）〜ｓ（Ｔ０＋７）を取得し、さらに前後に４つずつの０信号を付加する。ステップＳ２−１は、同じ受信系列信号に遅延Ｔｄ０＝８を付加し、ｓ（Ｔ０＋８）〜ｓ（Ｔ０＋１５）を取得し前後に４つずつの０信号を付加する。ステップＳ１−２とステップＳ２−２では、それぞれ、［０，・・・，０，ｓ（Ｔ０），・・・，ｓ（Ｔ０＋７），０，・・・，０］と、［０，・・・，０，ｓ（Ｔ０＋８），・・・，ｓ（Ｔ０＋１５），０，・・・，０］とにフーリエ変換を行い、周波数領域信号ｓｆ（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ（Ｔ０，７Ｆｗ）、ｓｆ（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）をそれぞれ得る。ここで、中心周波数Ｆ０＝０として表記している。
【００５１】
ステップＳ１−３とステップＳ２−３とでは、それぞれ、数式（１）から算出した位相回転補正を、数式（２）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０，７Ｆｗ）、ｓｆ´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ１−４とステップＳ２−４とでは、それぞれ、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１１）とｓ´（Ｔ０＋４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）とを算出する。
【００５２】
ステップＳ１−５では、同じ時間に対応する信号を加算し、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋７）を得る。信号ｓ´（Ｔ０＋８）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）は、第２のブロックについて再びステップＳ１−１から処理を行い、第２のブロックにおけるｓ´（Ｔ０＋８）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）と加算を行うことで得ることができる。
【００５３】
ただし、図３から分かるように、第１の実施形態の第２の形態では、ｓ´（Ｔ０）、ｓ´（Ｔ０＋１）の信号の高周波成分が第０ブロックにもれこんでいるため、第０ブロックを考慮せず、第１の実施形態の第１の形態と同様の効果を得るには、Ｔ０を第１の実施形態の第１の形態より小さく設定する必要がある。
【００５４】
Ｂ．第２の実施形態
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図５は、本発明の第２の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図５において、２００は帯域分割回路、２０１−１〜２０１−Ｂはアナログ・デジタル変換回路、２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂはシリアル・パラレル変換回路、２０３−１〜２０３−Ｋはフーリエ変換回路、２０４−１〜２０４−Ｋは係数乗算回路、２０５−１〜２０５−Ｋは逆フーリエ変換回路、２０６−１〜２０６−Ｋは信号切り出し回路、２０７は出力回路、２０９は距離情報出力回路である。
【００５５】
光信号が受信されると、帯域分割回路２００は、受信信号をＢ個に分岐し、それぞれハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタのいずれかを用いて、１〜Ｂ番目の周波数帯域に対応する受信信号を形成し、アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂに出力する。この際、光信号にフィルタを用いても、光信号を電気信号に変換した後、フィルタを用いてもよい。アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂは、距離情報出力回路２０９より入力された距離に応じて、デジタル信号に付加する遅延ＴＢ（１）〜ＴＢ（Ｂ）を決定する。
【００５６】
アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂは、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、遅延分だけ信号をずらし、デジタル信号をＫ個に分岐し、シリアル・パラレル変換回路２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂに出力する。各周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−１〜２０２−ｉ−Ｂは、入力された信号にさらにＴｄ（ｉ）の遅延を与え、異なる位置のシリアル信号をパラレル信号に変換する。
【００５７】
ここで、ｍ番目のアナログ・デジタル変換回路２０１−ｍで付加される遅延ＴＢ（ｍ）をＴＢ０×（ｍ−１）、各周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−１〜２０２−ｉ−Ｂで付加される遅延Ｔｄ（ｉ）をＴｄ０×（ｉ−１）とすると、ｍ番目の周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−ｍは、ｓ（Ｔ０＋（ｍ−１）ＴＢ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０−Ｔｇ）〜ｓ（Ｔ０＋（ｍ−１）ＴＢ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−Ｔｇ−１）のＮｆの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路２０３−ｉに出力する。ここで、Ｎｆはフーリエ変換で考慮するポイント数、Ｔｇは切り出し回路で用いるガードバンド長であり、Ｎｆ−２Ｔｇ≧Ｔｄ０を満たす。Ｔ０は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉が低減される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。
【００５８】
フーリエ変換回路２０３−ｉは、シリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−１〜２０２−ｉ−Ｂから入力されるＢ個のパラレル信号を合成し、得られるＮｆ個のパラレル信号にフーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を得る。ここで、ｓｆ（ｔ，ｆ）は、ガードバンドを除く先頭位置受信タイミングｔ、周波数ｆに対応する受信信号である。Ｆ０は中心周波数、Ｆｗは周波数チャネルの周波数帯域幅である。
【００５９】
距離情報出力回路２０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバの種類とから計算することができ、数式（１）で周波数ｆのキャリアにおける位相回転を与えることができる。
【００６０】
本第２の実施形態では、周波数帯域毎にフーリエ変換位置が異なるため、フーリエ変換位置補正係数を更に乗算する必要がある。補正係数ｈ（ｆ，ｍ）は、次式（５）で表わすことができる。
【００６１】
【数５】
2010057139.tif 000007
【００６２】
係数乗算回路２０４−ｉは、距離情報出力回路２０９から入力された位相回転ｇ（ｆ）の複素共役、及びアナログ・デジタル変換回路２０１−ｉで与えられた遅延に対する補正係数ｈ（ｆ，ｍ）を補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式（６）で表わされる。
【００６３】
【数６】
2010057139.tif 000008
【００６４】
上添え字＊は複素共役数を表す。数式（６）で補正されたｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を逆フーリエ変換回路２０５−ｉへ出力する。
【００６５】
逆フーリエ変換回路２０５−ｉは、入力された信号ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０−Ｔｇ）〜ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−Ｔｇ−１）を演算し、信号切り出し回路２０６−ｉに出力する。
【００６６】
信号切り出し回路２０６−ｉは、入力された信号から前後のＴｇに対応するデータ（ガードバンド部分）を削除し、ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−２Ｔｇ−１）のＮｆ−２Ｔｇの信号を出力回路２０７に出力する。
【００６７】
出力回路２０７は、信号切り出し回路２０６−１〜２０６−Ｋから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Ｎｆ−２Ｔｇ＝Ｔｄ０を満たす場合には、信号切り出し回路２０６−１、２０６−２、…、２０６−Ｋからは、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋Ｔｄ０−１）、ｓ´（Ｔ０＋Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋２Ｔｄ０−１）、…、ｓ´（Ｔ０＋（Ｋ−１）Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋ＫＴｄ０−１）が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋ＫＴｄ０−１）を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。また、一度にＫＴｄ０の信号を処理するため、Ｔ０＋ＫＴｄ０からの信号を復号することで、受信信号を連続的に処理することが可能である。
【００６８】
上述した第２の実施形態を用いることで、波長分散による信号の時間的な広がりを低減することが可能である。よって、距離情報出力回路２０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂで与える遅延ＴＢ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、対応する遅延ＴＢ（ｍ）を与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＴＢ（ｍ）を決定できる。
【００６９】
また、帯域分割回路２００で分割する周波数帯域の数Ｂも、距離情報出力回路２０９により指定できる。よって、距離情報出力回路２０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂで与える遅延ＴＢ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、帯域分割数Ｂを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢを決定できる。あるいは、帯域分割数Ｂと遅延ＴＢ（ｍ）とを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢとＴＢ（ｍ）を決定できる。
【００７０】
図６は、本第２の実施形態において、Ｋ＝２として、Ｂ＝２、Ｔｇ＝４、Ｔｄ０＝８、ＴＢ０＝１、Ｎｆ＝１６とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図６には、受信タイミングＴ０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号はｓ（Ｔ０）〜ｓ（Ｔ０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ０＋１６）〜ｓ（Ｔ０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ０＋３２）〜ｓ（Ｔ０＋４７）を第３ブロックとしてＮｆ信号毎に順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを、簡易に示すためである。
【００７１】
まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域をＢ個、ここでは２つに分離し、アナログ・デジタル変換回路２０１−１と２０１−２とに出力する。ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、第１のアナログ・デジタル変換回路（例えば、図５のアナログ・デジタル変換回路２０１−１）は、第１の周波数帯域部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ１（Ｔ０−４）〜ｓ１（Ｔ０＋１１）をシリアル・パラレル変換回路２０２−１−１へ、ｓ１（Ｔ０＋４）〜ｓ１（Ｔ０＋１９）をシリアル・パラレル変換回路２０２−２−１へそれぞれ出力する。
【００７２】
ステップＳ１−０−２とステップＳ２−０−２で、アナログ・デジタル変換回路２０１−２は、帯域を狭められたｓ２（Ｔ０−３）〜ｓ２（Ｔ０＋１２）をシリアル・パラレル変換回路２０２−１−２へ、ｓ２（Ｔ０−３）〜ｓ２（Ｔ０＋１２）をシリアル・パラレル変換回路２０２−２−２へ、それぞれ出力する。ステップＳ１−１では、フーリエ変換回路２０３−１は、シリアル・パラレル変換回路２０２−１−１と２０２−１−２とから入力された信号を合成し、合成信号ｓｓ（Ｔ０−４）〜ｓｓ（Ｔ０＋１１）を、信号（ｓ１（Ｔ０−４）＋ｓ２（Ｔ０−３））／√２〜（ｓ１（Ｔ０＋１１）＋ｓ２（Ｔ０＋１２））／√２として得る。
【００７３】
ステップＳ１−２では、フーリエ変換をｓｓ（Ｔ０−４）〜ｓｓ（Ｔ０＋１１）に行い、周波数領域信号ｓｆ（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ（Ｔ０，７Ｆｗ）、を得る。ここで、中心周波数Ｆ０＝０として表記している。ステップＳ１−３では、それぞれ数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（６）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０，７Ｆｗ）、を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１１）を算出する。ステップＳ１−５では、ガードバンドＴｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋７）を得る。
【００７４】
また、ステップＳ２−１では、フーリエ変換回路２０３−２は、シリアル・パラレル変換回路２０２−２−１と２０２−２−２とから入力された信号を合成し、合成信号ｓｓ（Ｔ０＋４）〜ｓｓ（Ｔ０＋１９）を、信号（ｓ１（Ｔ０＋４）＋ｓ２（Ｔ０＋５））／√２〜（ｓ１（Ｔ０＋１９）＋ｓ２（Ｔ０＋２０））／√２として得る。ステップＳ２−２では、フーリエ変換をｓｓ（Ｔ０＋４）〜ｓｓ（Ｔ０＋１９）に行い、周波数領域信号ｓｆ（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）、を得る。ここで、中心周波数Ｆ０＝０として表記している。
【００７５】
ステップＳ２−３では、それぞれ、数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（６）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）、ｓｆ´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。
【００７６】
ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０＋４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）を算出する。ステップＳ２−５では、ガードバンドＴｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ０＋８）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）を得る。よって、ステップＳ１−５とステップＳ２−５の結果を出力回路２０７においてシリアル信号に変換することで、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）を得る。
【００７７】
また、続けて、Ｔ０＝Ｔ０＋１６として、第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。
【００７８】
また、第２の実施形態においても第１の実施形態の第２の形態と同様に、フーリエ変換回路２０３−１〜２０３−Ｋにおいて０信号の付加を行い、信号切り出し回路２０６−１〜２０６−Ｋを用いず、出力回路２０７において同じ時間に対応する信号を加算して出力することで同様の効果を得ることができる。
【００７９】
Ｃ．第３の実施形態
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図７は、本発明の第３の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図７において、３００は帯域分割回路、３０１−１〜３０１−Ｂはアナログ・デジタル変換回路、３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂはシリアル・パラレル変換回路、３０３−１−１〜３０３−Ｋ−Ｂはフーリエ変換回路、３０４−１〜３０４−Ｋは係数乗算回路、３０５−１〜３０５−Ｋは逆フーリエ変換回路、３０６−１〜３０６−Ｋは信号切り出し回路、３０７は出力回路、３０９は距離情報出力回路である。
【００８０】
光信号が受信されると、帯域分割回路３００は、受信信号をＢ個に分岐し、それぞれハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタのいずれかを用いて、１〜Ｂ番目の周波数帯域に対応する受信信号を形成し、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂに出力する。この際、光信号にフィルタを用いても、光信号を電気信号に変換した後、フィルタを用いてもよい。アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂは、距離情報出力回路３０９より入力された距離に応じて、デジタル信号に付加する遅延ＴＢ（１）〜ＴＢ（Ｂ）を決定する。
【００８１】
アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂは、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、遅延分だけ信号をずらし、デジタル信号をＫ個に分岐し、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂに出力する。各周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路３０２−ｉ−１〜３０２−ｉ−Ｂは、入力された信号にさらにＴ（ｉ）の遅延を与え、異なるタイミングのシリアル信号をパラレル信号に変換する。
【００８２】
ここで、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂで付加される遅延ＴＢ（ｍ）をＴＢ０×（ｍ−１）、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂで付加される遅延Ｔｄ（ｉ）をＴｄ０×（ｉ−１）とすると、ｍ番目の周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路３０２−ｉ−ｍは、ｓ（Ｔ０＋（ｍ−１）ＴＢ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０−Ｔｇ）〜ｓ（Ｔ０＋（ｍ−１）ＴＢ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−Ｔｇ−１）のＮｆの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路３０３−ｉに出力する。ここで、Ｎｆはフーリエ変換で考慮するポイント数、Ｔｇは切り出し回路で用いるガードバンド長である。Ｔ０は任意の数をとることができ、本説明においては、後段の出力回路３０７から出力される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。
【００８３】
ｍ番目の周波数帯域におけるフーリエ変換回路３０３−ｉ−ｍは、シリアル・パラレル変換回路３０２−ｉ−ｍから入力されるＢ個のパラレル信号にフーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｓｆ，ｍ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ，ｍ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ，ｍ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を得る。ここで、ｓｆ，ｍ（ｔ，ｆ）は、ｍ番目の周波数帯域におけるガードバンドを除く先頭位置受信タイミングｔ、周波数ｆに対応する受信信号である。Ｆ０は中心周波数、Ｆｗは周波数チャネルの周波数帯域幅である。周波数領域の信号のうち、ｍ番目の周波数帯に対応する信号ｓｆ，ｍ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆｍ，ｓ）、…、ｓｆ，ｍ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆｍ，ｆ）が係数乗算回路３０４−ｉに出力される。ここで、Ｆｍ，ｓ、Ｆｍ，ｆは、それぞれ、ｍ番目の周波数帯域の最も低い周波数チャネルの中心周波数、及び最も高い周波数チャネルの中心周波数である。
【００８４】
係数乗算回路３０４−ｉは、フーリエ変換回路３０３−ｉ−１〜３０３−ｉ−Ｂから入力されたｓｆ，１（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ１，ｓ）、…、ｓｆ，１（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ１，ｆ）、…、ｓｆ，Ｂ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，ＦＢ，ｓ）、…、ｓｆ，Ｂ（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，ＦＢ，ｆ）に補正係数を乗算する。
【００８５】
距離情報出力回路３０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバの種類とから計算することができ、数式（１）で周波数ｆのキャリアにおける位相回転を与えることができる。周波数帯域毎にフーリエ変換位置が異なるため、フーリエ変換位置補正係数を更に乗算する必要がある。補正係数ｈ（ｆ，ｍ）は、数式（５）で得られる。
【００８６】
係数乗算回路３０４−ｉは、距離情報出力回路３０９から入力された位相回転ｇ（ｆ）の複素共役、及びアナログ・デジタル変換回路３０１−ｉで与えられた遅延に対する補正係数ｈ（ｆ，ｍ）を、補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式（７）で表わされる。
【００８７】
【数７】
2010057139.tif 000009
【００８８】
上添え字＊は複素共役数を表す。数式（７）で補正されたｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を逆フーリエ変換回路３０５−ｉへ出力する。
【００８９】
逆フーリエ変換回路３０５−ｉは、入力された信号ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０−（Ｎｆ／２−１）Ｆｗ）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０）、…、ｓｆ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０，Ｆ０＋（Ｎｆ／２）Ｆｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０−Ｔｇ）〜ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−Ｔｇ−１）を演算し、信号切り出し回路３０６−ｉに出力する。
【００９０】
信号切り出し回路３０６−ｉは、入力された信号から前後のＴｇに対応するデータ（ガードバンド部分）を削除し、ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋（ｉ−１）Ｔｄ０＋Ｎｆ−２Ｔｇ−１）のＮｆ−２Ｔｇの信号を出力回路３０７に出力する。
【００９１】
出力回路３０７は、信号切り出し回路３０６−１〜３０６−Ｋから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Ｎｆ−２Ｔｇ＝Ｔｄ０を満たす場合には、信号切り出し回路３０６−１、３０６−２、…、３０６−Ｋからは、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋Ｔｄ０−１）、ｓ´（Ｔ０＋Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋２Ｔｄ０−１）、…、ｓ´（Ｔ０＋（Ｋ−１）Ｔｄ０）〜ｓ´（Ｔ０＋ＫＴｄ０−１）が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋ＫＴｄ０−１）を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。また、一度に、ＫＴｄ０の信号を処理するため、Ｔ０＋ＫＴｄ０からの信号を復号することで、受信信号を連続的に処理することが可能である。
【００９２】
上述した第３の実施形態を用いることで、波長分散による信号の時間的な広がりを低減することが可能である。よって、距離情報出力回路３０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂで与える遅延ＴＢ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、対応する遅延ＴＢ（ｍ）を与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＴＢ（ｍ）を決定できる。
【００９３】
また、帯域分割回路３００で分割する周波数帯域の数Ｂも、距離情報出力回路３０９により指定できる。よって、距離情報出力回路３０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂで与える遅延ＴＢ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、帯域分割数Ｂを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢを決定できる。あるいは、帯域分割数Ｂと遅延ＴＢ（ｍ）とを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢとＴＢ（ｍ）を決定できる。
【００９４】
図８は、本第３の実施形態において、Ｋ＝２として、Ｂ＝２、Ｔｇ＝４、Ｔｄ０＝８、ＴＢ０＝１、Ｎｆ＝１６とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図８には、受信タイミングＴ０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号はｓ（Ｔ０）〜ｓ（Ｔ０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ０＋１６）〜ｓ（Ｔ０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ０＋３２）〜ｓ（Ｔ０＋４７）を第３ブロックとしてＮｆ信号毎に順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを、簡易に示すためである。
【００９５】
まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域をＢ個、ここでは２つに分離し、アナログ・デジタル変換回路３０１−１と３０１−２とに出力する。ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、第１のアナログ・デジタル変換回路（例えば、図７のアナログ・デジタル変換回路３０１−１）は、第１の周波数帯域部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ１（Ｔ０−４）〜ｓ１（Ｔ０＋１１）をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−１へ、ｓ１（Ｔ０＋４）〜ｓ１（Ｔ０＋１９）をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１へそれぞれ出力する。
【００９６】
ステップＳ１−０−２とステップＳ２−０−２で、アナログ・デジタル変換回路３０１−２は、帯域を狭められたｓ２（Ｔ０−３）〜ｓ２（Ｔ０＋１２）をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−２へ、ｓ２（Ｔ０＋５）〜ｓ２（Ｔ０＋２０）をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−２へ、それぞれ出力する。ステップＳ１−１−１とステップＳ１−１−２では、フーリエ変換回路３０３−１−１と３０３−１−２とは、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−１と３０２−１−２とから入力された信号に、それぞれ、フーリエ変換を行い、ｓｆ，１´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，１´（Ｔ０，７Ｆｗ）と、ｓｆ，２´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，２´（Ｔ０，７Ｆｗ）を得る。
【００９７】
ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓｆ，１´（Ｔ０，−８Ｆｗ），…，ｓｆ，１´（Ｔ０，−Ｆｗ），ｓｆ，２´（Ｔ０，０）〜ｓｆ，２´（Ｔ０，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ１−３では、それぞれ、数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（７）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０，７Ｆｗ）、を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１１）を算出する。ステップＳ１−５では、ガードバンドＴｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋７）を得る。
【００９８】
ステップＳ２−１−１とステップＳ２−１−２では、フーリエ変換回路３０３−２−１と３０３−２−２は、シリアル・パラレル変換回路３０２−２−１と３０２−２−２から入力された信号に、それぞれフーリエ変換を行い、ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）と、ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）とを得る。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ），…，ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−Ｆｗ），ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，０）〜ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。
【００９９】
ステップＳ２−３では、それぞれ、数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（７）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０＋４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）を算出する。ステップＳ２−５では、ガードバンドＴｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ０＋８）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）を得る。
【０１００】
また、続けて、Ｔ０＝Ｔ０＋１６として、第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。
【０１０１】
また、第３の実施形態では、帯域分割回路３００において周波数領域を分割後、それぞれダウンコンバートを行うことで、回路のクロックを低く抑え、演算負荷を軽減できる。この場合、フーリエ変換におけるポイント数を低減することができる。Ｂ＝４として、Ｋ＝２、Ｔｇ＝４、Ｔｄ０＝８、ＴＢ０＝１、Ｎｆ＝１６は同様とし、各周波数帯域で用いるフーリエ変換のポイント数をＮｆ０８として考える。受信信号はｓ（Ｔ０）〜ｓ（Ｔ０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ０＋１６）〜ｓ（Ｔ０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ０＋３２）〜ｓ（Ｔ０＋４７）を第３ブロック、としてＮｆ信号ごとに順次処理されるものとする。第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域を４個に分離し、各帯域の中心周波数でダウンコンバートし、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−４へ出力する。
【０１０２】
ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、アナログ・デジタル変換回路３０１−１は周波数帯域１部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ１（Ｔ０−４）〜ｓ１（Ｔ０＋１１）に対応する、ダウンコンバートされた［ｓＬ１（Ｔ０−４），ｓＬ１（Ｔ０−２），ｓＬ１（Ｔ０），ｓＬ１（Ｔ０＋２），ｓＬ１（Ｔ０＋４），ｓＬ１（Ｔ０＋６），ｓＬ１（Ｔ０＋８），ｓＬ１（Ｔ０＋１０）］をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−１へ、ｓ１（Ｔ０＋４）〜ｓ１（Ｔ０＋１９）に対応する、ダウンコンバートされた［ｓＬ１（Ｔ０＋４），ｓＬ１（Ｔ０＋６），ｓＬ１（Ｔ０＋８），ｓＬ１（Ｔ０＋１０），ｓＬ１（Ｔ０＋１２），ｓＬ１（Ｔ０＋１４），ｓＬ１（Ｔ０＋１６），ｓＬ１（Ｔ０＋１８）］をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１へそれぞれ出力する。
【０１０３】
ステップＳ１−０−ｉとステップＳ２−０−ｉ（２≦ｉ≦４）では、アナログ・デジタル変換回路３０１−ｉは帯域を狭められたｓｉ（Ｔ０−４＋（ｉ−１））〜ｓｉ（Ｔ０＋１１＋（ｉ−１））に対応する［ｓＬｉ（Ｔ０−４＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０−２＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋２＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋４＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋６＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋８＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋１０＋（ｉ−１））］をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−ｉへ、ｓｉ（Ｔ０＋４＋（ｉ−１））〜ｓｉ（Ｔ０＋１９＋（ｉ−１））に対応する［ｓＬｉ（Ｔ０＋４＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋６＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋８＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋１０＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋１２＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋１４＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋１６＋（ｉ−１）），ｓＬｉ（Ｔ０＋１８＋（ｉ−１））］をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−ｉへそれぞれ出力する。
【０１０４】
ステップＳ１−１−ｉ（１≦ｉ≦４）では、フーリエ変換回路３０３−１−ｉはシリアル・パラレル変換回路３０２−１−ｉから入力された信号にＮｆ０＝８のフーリエ変換を行い、ｓｆ，ｉ´（Ｔ０，−１０Ｆｗ＋（ｉ−１）×４Ｆｗ）〜ｓｆ，ｉ´（Ｔ０，−２Ｆｗ＋（ｉ−１）×４Ｆｗ）を得る。ここで、周波数はダウンコンバート前の周波数で考えている。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成する。このとき、ｉ番目のフーリエ変換回路からｓｆ，ｉ´（Ｔ０，−８Ｆｗ＋（ｉ−１）×４Ｆｗ）〜ｓｆ，ｉ´（Ｔ０，−８Ｆｗ＋ｉ×４Ｆｗ）を得ることで、周波数領域の信号ｓｆ，１´（Ｔ０，−８Ｆｗ）,・・・, ｓｆ，１´（Ｔ０，−Ｆｗ）, ｓｆ，２´（Ｔ０，０）〜ｓｆ，２´（Ｔ０，７Ｆｗ）を得ることができる。
【０１０５】
ステップＳ１−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１１）を算出する。ステップＳ１−５では、ガードバンドＴｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ０）〜ｓ´（Ｔ０＋７）を得る。
【０１０６】
ステップＳ２−１−１とステップＳ２−１−２では、フーリエ変換回路３０３−２−１と３０３−２−２はシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１と３０２−２−２から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）とｓｆ，２´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）とを得る。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）,・・・, ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−Ｆｗ）, ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，０）〜ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。
【０１０７】
ステップＳ２−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０＋４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）を算出する。ステップＳ２−５では、ガードバンドＴｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ０＋８）〜ｓ´（Ｔ０＋１５）を得る。
【０１０８】
また続けてＴ０＝Ｔ０＋１６として第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。
【０１０９】
次に、本発明の第３の実施形態の第２の形態について、図７を参照して説明する。第１の実施形態の第２の形態と同様に、フーリエ変換回路３０３−１〜３０３−Ｋにおいて０信号の付加を行い、信号切り出し回路３０６−１〜３０６−Ｋを用いず、出力回路３０７において同じ時間に対応する信号を加算して出力することで、同様の効果を得ることができる。
【０１１０】
図９は、第３の実施形態の第２の形態において、Ｋ＝２として、Ｂ＝２、Ｔｄ０＝８、ＴＢ０＝１、Ｎｆ＝１６、Ｔｄ１＝Ｔｄ２＝４とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図９では、受信タイミングＴ０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、ｓ（Ｔ０）〜ｓ（Ｔ０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ０＋１６）〜ｓ（Ｔ０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ０＋３２）〜ｓ（Ｔ０＋４７）を第３ブロックとして、Ｎｆ信号ごとに順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを簡易に示すためである。
【０１１１】
まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域をＢ個、ここでは２つに分離し、アナログ・デジタル変換回路３０１−１と３０１−２とに出力する。ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、アナログ・デジタル変換回路３０１−１は周波数帯域１部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ１（Ｔ０）〜ｓ１（Ｔ０＋７）に０信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路３０２−２−１へそれぞれ出力する。
【０１１２】
ステップＳ１−０−２とステップＳ２−０−２で、アナログ・デジタル変換回路３０１−２は帯域を狭められたｓ２（Ｔ０＋１）〜ｓ２（Ｔ０＋８）に０信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−２へ、ｓ２（Ｔ０＋９）〜ｓ２（Ｔ０＋１６）に０信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路３０２−２−２へ、それぞれ出力する。ステップＳ１−１−１とステップＳ１−１−２では、フーリエ変換回路３０３−１−１と３０３−１−２とがシリアル・パラレル変換回路３０２−１−１と３０２−１−２から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、ｓｆ，１´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，１´（Ｔ０，７Ｆｗ）とｓｆ，２´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，２´（Ｔ０，７Ｆｗ）を得る。
【０１１３】
ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓｆ，１´（Ｔ０，−８Ｆｗ），・・・，ｓｆ，１´（Ｔ０，−Ｆｗ），ｓｆ，２´（Ｔ０，０）〜ｓｆ，２´（Ｔ０，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ１−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１１）を算出する。
【０１１４】
ステップＳ２−１−１とステップＳ２−１−２では、フーリエ変換回路３０３−２−１と３０３−２−２はシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１と３０２−２−２から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）とｓｆ，２´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）とを得る。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ），・・・，ｓｆ，１´（Ｔ０＋８，−Ｆｗ），ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，０）〜ｓｆ，２´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。
【０１１５】
ステップＳ２−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓｆ´（Ｔ０＋８，−８Ｆｗ）〜ｓｆ´（Ｔ０＋８，７Ｆｗ）を得る。ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ０＋４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）を算出する。ステップＳ１−５ではステップＳ１−４とステップＳ２−４から入力された信号のうち同じ時間に対応する信号を加算し、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）を出力する。
【０１１６】
また、続けてＴ０＝Ｔ０＋１６として第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。また、ステップＳ１−５で算出したｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）のうち、ｓ´（Ｔ０−４）〜ｓ´（Ｔ０−１）とｓ´（Ｔ０＋１６）〜ｓ´（Ｔ０＋１９）はそれぞれ第０ブロックにおけるステップＳ２−４と第２ブロックにおけるステップＳ１−４の出力結果と時間が重複する。このため、前後のブロックにおける出力結果を図９に示すように加算していくことで、波長分散の影響を補償できる。
【０１１７】
また、光信号を帯域分割回路３００によって分岐し、周波数帯域を分割した後、各周波数帯域の信号に第１の実施形態を用い、その出力を加算することにより波長分散を補償することもできる。このとき、帯域分割回路３００の出力か、もしくは、アナログ・デジタル回路３０１−１〜３０１−Ｂにおいて、周波数帯域固有の遅延時間ＴＢ（ｍ）を用いる。
【０１１８】
また、図５、図７において、帯域分割回路２００、３００とアナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂ、３０１−１〜３０１−Ｂを入れ替えて用いることもできる。この場合は、光信号をアナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂ、３０１−１〜３０１−Ｂにおいてデジタル信号に変換し、分岐した後、帯域分割回路２００、３００においてデジタルのフィルタにより、対応する周波数帯域以外を減衰させ、シリアル・パラレル変換回路２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂ、３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂへ出力し、フーリエ変換回路２０３−１〜２０３−Ｋ、３０３−１−１〜３０３−Ｋ−Ｂ以下の処理を行うこともできる。
【０１１９】
また、数式（２）、（６）、（７）において、回路や、フィルタを伝搬することにより生じる振幅と位相との補償を行う係数α（ｆ）を乗算することができる。数式（７）の場合の例を示すと、次式（８）として補正された信号を得ることができる。このようにして、装置による周波数依存の位相回転や、振幅低減を補償できる。
【０１２０】
【数８】
2010057139.tif 000010
【０１２１】
また、帯域分割回路３００でｍ番目の与える遅延ＴＢ（ｍ）は、波長分散による最大到来時間差Ｔｍａｘを距離情報出力回路３０９に出力し、ＴＢ（ｍ）＝Ｔｍａｘ／Ｂとすることができる。
【０１２２】
また、図７の帯域分割回路３００において帯域を切り出した後、切り出された周波数帯域中で予め定めた周波数でダウンコンバートを行い、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂに出力することで装置のクロックを低くし、演算負荷を軽減できる。係数乗算回路３０４−１〜３０４−Ｋにおいて、ダウンコンバートされる前の周波数に基づく係数を乗算し、逆フーリエ変換回路にダウンコンバート前の周波数の並びで入力することで、ダウンコンバートを用いない場合と同様の効果を得ることができる。
【０１２３】
また、ダウンコンバートを用いた場合、ｉ番目の係数乗算回路３０４−ｉに信号を出力する各フーリエ変換回路３０３−ｉ−１〜３０３−ｉ−Ｂでダウンコンバートによる位相ずれを生じる場合があるため、入力される信号に位相補正を行うこともできる。参照信号として、ダウンコンバートに用いた信号や、各フーリエ変換回路で重複している周波数領域の信号を用いることができる。
【０１２４】
また、ダウンコンバートに用いる周波数としては、各周波数帯域での中心周波数を用いたり、直流成分が混ざるのを防ぐため、各周波数帯域の信号領域ではない周波数を用いたりすることができる。
【０１２５】
また、距離情報出力回路で用いる伝送距離Ｌは、分散補償ファイバや送信側でプレディストーションを行った場合に、実際の経路長ではなく、補償されていない分の経路長を代入することもできる。
【０１２６】
上述した実施形態によれば、重複してフーリエ変換を行い、周波数成分に係数を乗算することで、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１２７】
【図１】本発明の第１の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。
【図３】本発明の第１の実施形態において、Ｔｇを２とした場合の信号の重複領域を示す概念図である。
【図４】本発明の第１の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。
【図５】本発明の第２の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。
【図７】本発明の第３の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。
【図９】本発明の第３の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。
【符号の説明】
【０１２８】
１０１，２０１−１〜２０１−Ｂ，３０１−１〜３０１−Ｂ・・・アナログ・デジタル変換回路、１０２−１〜１０２−Ｋ，２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂ，３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂ・・・シリアル・パラレル変換回路、１０３−１〜１０３−Ｋ，２０３−１〜２０３−Ｋ，３０３−１−１〜３０３−Ｋ−Ｂ・・・フーリエ変換回路、１０４−１〜１０４−Ｋ，２０４−１〜２０４−Ｋ，３０４−１〜３０４−Ｋ・・・係数乗算回路、１０５−１〜１０５−Ｋ，２０５−１〜２０５−Ｋ，３０５−１〜３０５−Ｋ・・・逆フーリエ変換回路、１０６−１〜１０６−Ｋ，２０６−１〜２０６−Ｋ，３０６−１〜３０６−Ｋ・・・信号切り出し回路、１０７，２０７，３０７・・・出力回路、１０９，２０９，３０９・・・距離情報出力回路、２００，３００・・・帯域分割回路
【図１】
2010057139.tif 000011
【図２】
2010057139.tif 000012
【図３】
2010057139.tif 000013
【図４】
2010057139.tif 000014
【図５】
2010057139.tif 000015
【図６】
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【図７】
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【図８】
2010057139.tif 000018
【図９】
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