【手続補正書】
【提出日】平成17年8月3日(2005.8.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】  明細書
【発明の名称】  モータ駆動装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】  交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を進角させて制動トルクを発生させるようにしたモータ駆動装置。
【請求項２】  制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度以上進めて制動トルクを発生させるようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】  制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍に進角させ、さらにインバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項４】  制御手段は、モータ高速回転時においてモータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出力電圧となるように初期電圧を設定して制動するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項５】  制御手段は、モータ低速回転時においてモータ誘起電圧よりも大きいインバータ回路出力電圧となるようにして制動するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項６】  制御手段は、インバータ回路出力電圧位相を、初期位相から連続的に１８０度近傍まで進角させて位相を保持するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項７】  制御手段は、モータ電流に対応した電流を検知してインバータ回路出力電圧を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項８】  制御手段は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動するモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、直流ブラシレスモータをインバータ装置により駆動して制動時の時間短縮と制動装置の信頼性を向上するものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の制動装置は、特開２００１−４６７７７号公報に示すように構成していた。すなわち、ホールＩＣよりなるロータ位置検知手段の出力信号より正弦波状の３相交流電圧波形をインバータ回路により発生させて脱水槽を直接駆動する直流ブラシレスモータを駆動するようにし、脱水運転の制動時には、直流電圧可変電源によりインバータ回路の直流電源電圧を下げ、誘起電圧位相の逆位相の電圧ベクトルを発生させて制動運転させていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、モータ誘起電圧によるインバータ回路の直流電源への電圧回生が発生するので、インバータ回路の直流電源電圧を下げる必要があるため、可変直流電源回路が必要となり、高価となる欠点があり、さらに、制動運転時のモータ電流が増加してモータあるいはインバータ装置のパワー半導体が温度上昇する欠点があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、制動時にインバータ出力電圧位相を進角させた電圧を加えることにより、発電エネルギーをモータ抵抗により消費させ、モータ誘起電圧による回生電圧の増加を防ぎ、さらにモータ電流を減らした効率の高い制動運転を行うことを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に接続された整流回路の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換してモータを駆動し、モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と制御手段によりインバータ回路を制御してモータを正弦波駆動し、制動時に制御手段によりモータの誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を進角させてトルクを下げた後、さらにモータ印加電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたものである。
【０００７】
これにより、高速回転時のモータ制動運転による発電エネルギーはモータの抵抗分により消費され、インバータ回路の直流電圧を上昇させずに制動動作をさせることができ、さらにモータ誘起電圧と逆位相の電圧を印加するので制動時のモータ電流を減らすことができ、制動時のモータとパワー半導体の温度上昇が低くなり、信頼性の高い制動運転が可能となる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を進角させて制動トルクを発生させるようにしたものであり、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生させることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、およびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度以上進めて制動トルクを発生させるようにしたものであり、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生させることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、およびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍に進角させ、さらにインバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたものであり、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生させることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、およびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ高速回転時においてモータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出力電圧となるように初期電圧を設定して制動するようにしたものであり、高速回転時には、主として誘起電圧により制動トルクを発生させることによりインバータ回路の電流を減らすことができ、高効率の制動が可能となり、モータとインバータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。
【００１２】
請求項５に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ低速回転時においてモータ誘起電圧よりも大きいインバータ回路出力電圧となるようにして制動するようにしたものであり、低速回転時には、主としてインバータ回路電圧によりモータ電流を流して制動トルクを発生させるようにするので、低速回転時の制動トルクの低下を防止できる。
【００１３】
請求項６に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、インバータ回路出力電圧位相を、初期位相から連続的に１８０度近傍まで進角させて位相を保持するようにしたものであり、モータ回転中に瞬時に位相を変えた場合のインバータ回路の過度電圧上昇とモータ異常音を防止することができる。
【００１４】
請求項７に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ電流に対応した電流を検知してインバータ回路出力電圧を制御するようにしたものであり、回転数低下によるモータ電流とインバータ回路電流の増加を防ぐことができ、モータとインバータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。
【００１５】
請求項８に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにしたものであり、回転数低下によるモータ電流とインバータ回路電流の増加を防ぐことができ、モータとインバータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。
【００１６】
【実施例】
以下、本発明の洗濯機への実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１７】
（実施例１）
図１に示すように、交流電源１は、ラインフィルター２を介して整流回路３に交流電力を加え、整流回路３により直流電力に変換する。整流回路３は倍電圧整流回路を構成し、交流電源１が正電圧のとき、全波整流ダイオード３０によりコンデンサ３１ａを充電し、交流電源１が負電圧のとき、コンデンサ３１ｂを充電し、直列接続されたコンデンサ３１ａ、３１ｂの両端には倍電圧直流電圧が発生し、インバータ回路４に倍電圧直流電圧を加える。
【００１８】
インバータ回路４は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートパワートランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路４の出力端子にモータ５を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を駆動する。
【００１９】
モータ５は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段５ａにより検出する。ロータ位置検出手段５ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成している。インバータ回路４の負電圧端子と整流回路３の負電圧端子間に電流検出手段６、いわゆるシャント抵抗を接続している。
【００２０】
ラインフィルター２の出力交流電圧端子間には、給水弁７、排水弁８、クラッチ９を接続し、スイッチング手段１０により制御する。給水弁７は水道水を洗濯兼脱水槽に給水するもので、電磁弁により構成し、排水弁８は洗濯兼脱水槽内の水の排水を制御する。クラッチ９は、モータ５の回転駆動軸を撹拌翼に結合するか洗濯兼脱水槽に結合するかを制御する。スイッチング手段１０は、双方向性サイリスタなどのソリッドステートリレー、またはメカニカルリレーで構成している。
【００２１】
制御回路１１は、インバータ回路４およびスイッチング手段１０を制御するもので、マイクロコンピュータより構成した制御手段１２と、制御手段１２の出力信号によりインバータ回路４のＩＰＭを制御してモータ５の回転駆動を制御するインバータ駆動回路１３と、スイッチング手段１０を制御するスイッチング手段駆動回路１４と、電流検出手段６の出力信号によりインバータ回路４の電流を検知し制御手段１２にモータ電流に応じた信号を加える電流検知回路１５とで構成している。電流検知回路１５の出力信号は制御手段１２のＡ／Ｄ変換回路に加え、マイクロコンピュータはＡ／Ｄ変換されたモータ電流に対応した信号によりインバータ回路４の出力電流を制御する。
【００２２】
制御手段１２は、キャリヤ信号発生回路と比較回路とを有しインバータ回路４のＩＰＭを制御するＰＷＭ制御手段１２ａと、インバータ回路４の出力電圧を所望の波形に出力する波形記憶手段１２ｂと、ロータ位置検出手段５ａの出力信号とキャリヤ信号発生回路の出力信号より電気角を演算する電気角制御手段１２ｃと、キャリヤ信号発生回路の出力信号に同期して電気角制御手段１２ｃより波形記憶手段１２ｂの信号を呼び出しＰＷＭ制御手段１２ａに信号を出力する出力レベル変換回路１２ｄと、電流検知回路１５により検知したモータ電流に対応した電流信号と、ロータ位置検出手段５ａにより検出した回転数信号によりインバータ回路４の出力電流とモータ印加電圧位相を制御する電流制御手段１２ｅと、制動時にモータ電流あるいはモータ印加電圧位相を制御する制動設定手段１２ｆとで構成している。
【００２３】
この制御手段１２は、図２に示すように構成しており、ＰＷＭ制御手段１２ａは、キャリヤ信号発生回路１２０ａにより鋸歯状波を発生させ、比較回路１２１ａの入力端子に信号ｖｃを加え、比較回路１２１ａの他方の入力端子に電圧設定手段１２２ａの信号ｖｕを加える。キャリヤ信号発生回路１２０ａの周期は、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定すると６４μｓとなり、時間に比例して信号レベルが変化する鋸歯状波を発生させる。鋸歯状波の方が三角波よりもＰＷＭ分解能が高く優れている。また、鋸歯状波の場合にはキャリヤ周波数のＮ次高調波が三角波に比べて増加する欠点があるが、キャリヤ周波数を超音波周波数に設定すれば、キャリヤ周波数のＮ次高調波は騒音への影響がなくなるので、この問題はなくなる。
【００２４】
比較回路１２１ａはマイクロコンピュータ内のディジタルコンパレータで、ダブルバッファより構成される電圧設定手段１２２ａのデータと鋸歯状波のキャリヤ信号と比較してＰＷＭ波形を生成する。図２に示すＰＷＭ制御手段１２ａは３相出力の１相分で、３相出力の場合には同様の回路を３個有する。ただし、キャリヤ信号発生回路１２０ａは１つで共用化できる。
【００２５】
波形記憶手段１２ｂは、電気角に対応した所望の電圧信号（正弦波データ）を記憶したもので、２５６（８ビット）から５１２（９ビット）個の数値データの配列である。電圧振幅に相当する数値データは９ビットデータで、通常は−２５６から＋２５６まで電気角に対応した正弦波データを記憶している。この数値データは、いわゆる正規化データであり、データの持ち方は特に決まってはいないので、できるだけプログラムの実行速度が早くなる数値配列が望ましい。
【００２６】
電気角検知手段１２ｃは、ロータ位置検出手段５ａの出力信号を検知し回転周期を検出する回転周期検知手段１２０ｃと、基準となるロータ位置検出手段５ａの出力信号Ｈ１からの位相角φを設定する位相設定手段１２１ｃと、回転周期検知手段１２０ｃより検知した電気角６０度に相当する期間内にキャリヤ信号発生回路１２０ａの出力パルス数ｋをカウントし、キャリヤ信号１周期の電気角Δθを演算してロータ位置に対応する電気角を演算する電気角演算手段１２２ｃと、電気角演算手段１２２ｃより演算したロータ電気角と位相設定手段１２１ｃより印加電圧電気角を設定する電気角設定手段１２３ｃより構成される。
【００２７】
出力レベル変換回路１２ｄは、波形記憶手段１２ｂより電気角に対応した振幅信号Ａを呼び出す呼び出し手段１２０ｄと、呼び出し手段１２０ｄの出力信号Ａに変調度Ｇを演算してＰＷＭ制御手段１２ａに出力する電圧演算手段１２１ｄとで構成している。通常、波形記憶手段１２ｂのデータは、インバータ回路４の最大出力レベルに対応した数値なので、電圧演算手段１２１ｄの演算はインバータ出力電圧レベルを減らす演算となり、変調度Ｇは１よりも小さな数値となる。通常、正弦波ＰＷＭ制御における変調度Ｇはパーセンテイジ（％）で呼ばれる。
【００２８】
位相角φと変調度Ｇは電流制御手段１２ｅより出力され、電流制御手段１２ｅは、電流検知回路１５の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路１２０ｅと、Ａ／Ｄ変換回路１２０ｅの出力信号と電流設定手段１２１ｅの出力信号を比較する電流比較回路１２２ｅと、比較した誤差信号に応じて変調度を制御する変調度度制御手段１２３ｅと、変調度制御手段１２３ｅの出力信号により変調度Ｇ、あるいは位相φを制御する位相・電流制御手段１２４ｅより構成される。
【００２９】
さらに、ロータ位置検出手段５ａの基準信号Ｈ１を検知して回転数を検知する回転数検知手段１２５ｅと回転数信号により変調度を変更する変調度変更手段１２６ｅを設け、変調度変更手段１２６ｅの出力信号を変調度制御手段１２３ｅに加えて回転数に応じて変調度を制御できるようにする。
【００３０】
制動設定手段１２ｆは、制動時にインバータ回路出力電圧とその位相を設定制御するもので、制動指令によりインバータ回路出力電圧位相をモータ誘起電圧位相より進角９０度から進角１８０度まで進め、モータ誘起電圧の逆位相を加えて逆トルク、すなわち、制動トルクを発生させるものである。
【００３１】
上記構成において電気角に対応した各部波形関係は、図３および図４に示すようになる。
【００３２】
図３は、制動前のモータ回転駆動時の各部波形関係を示すもので、図３において、Ｅｃはモータ誘起電圧波形で、ロータ位置検出手段５ａのロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、電気角６０度ごとに信号が変化し、基準信号Ｈ１がローからハイに変化したタイミングを０度とすると、モータ誘起電圧Ｅｃは電気角３０度遅れた位相となる。ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の変化に同期してロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを読み込み、状態データより６０度ごとのロータ電気角を検出できる。
【００３３】
信号ｖｃはキャリヤ信号発生回路１２０ａの鋸歯状波の出力信号で、０から５１２まで変化するタイマカウンタのタイマ値である。タイマ値が５１２になると、タイマカウンタがオーバーフローして０に戻り、キャリヤ割り込み信号ｃを発生させる。
【００３４】
信号ｖｕは、比較回路１２１ａの一方の入力信号で、基本的には出力レベル変換回路１２ｄの出力信号と同じであり、この場合は、位相角φは０度で変調度Ｇは１００％の場合を示す。この信号ｖｕは波形記憶手段１２ｂに記憶した正弦波データの振幅信号Ａ（−２５６〜＋２５６）に変調度Ｇを掛けて２５６を足したもので、ｖｕ＝Ａ×Ｇ＋２５６より計算される。２５６を中心値として０から５１２まで正弦波状に変化する。
【００３５】
信号ｕは信号ｖｕとキャリヤ信号発生回路１２０ａの出力データｖｃと大小比較したＰＷＭ波形を示す。この信号ｕによりインバータ駆動回路１３を介してインバータ回路４を駆動し、モータ５に電圧を印加することにより、ほぼ正弦波状の電流でモータ５を駆動することができ、モータ５から発生する騒音、振動を低減することができる。
【００３６】
この信号ｕはＵ相の上アームトランジスタの駆動信号で、下アームトランジスタの駆動信号は信号ｕの反転信号となる。実際にトランジスタに加える信号は、さらにターンオフタイムを考慮したデッドタイム制御が加わり、上下アームトランジスタの同時導通を禁止する期間を設けている。
【００３７】
これにより、キャリヤ信号に同期して演算によりロータ位置電気角を検出し、波形記憶手段１２ｂに記憶した正弦波データを読み出すことができるので、キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くすることができ、ほぼ正弦波状のモータ電流を流すことができ、モータ５の回転数制御性能を向上することができ、モータ騒音を減らすことができる。
【００３８】
図４は、制動運転時の各部波形関係を示し、インバータ出力電圧位相を誘起電圧位相からほぼ１８０度進ませた波形を示す。ここで、Ｕ相モータ誘起電圧波形Ｅｃに対し、インバータ出力電圧Ｖｕ位相は逆位相となる。Ｕ相電流Ｉｕ波形は、誘起電圧波形Ｅｃに対して１２０度進角した波形となる。
【００３９】
このときの制御位相角φはほぼ進角１５０度で、変調度Ｇは４０％の波形で、比較回路１２１ａの一方の入力信号ｖｕは正弦波データＡ×０．４となり、−１０２から＋１０２の間で正弦波状に変化する。モータ誘起電圧位相から制御位相角φを６０度近く進めると、インバータ回路出力電圧位相はほぼ９０度進角し、モータトルクは減少する。通常のモータ駆動においては、モータ誘起電圧位相から制御位相角φを進めると、いわゆる弱め界磁制御となり、モータ電流が増加しトルクが増加するが、急速に制御位相φを９０度に進めるとモータ電流は増加せずにトルクはほとんど零となる。
【００４０】
モータ出力Ｐは、一般的に誘起電圧をＥｃ、モータ相電流をＩ、誘起電圧Ｅｃと相電流の位相をαとすると、Ｐ＝Ｅｃ×Ｉ×ｃｏｓαとなり、電気角αを９０度にするとモータ出力Ｐとモータトルクは零となる。
【００４１】
さらに、位相φを１５０度まで進角させると、モータ誘起電圧位相からモータ印加電圧位相はほぼ１８０度進角となり、位相αは１２０度となり、ｃｏｓα＝−０．５となり、負のパワー、すなわち、発電ブレーキとなる。
【００４２】
つぎに、図５は、制動運転でのブレーキ制御プログラムのフローチャートで、図５を参照しながらブレーキ行程での動作を説明する。
【００４３】
図５のステップ２００よりブレーキ制御を開始し、ステップ２０１にてキャリヤ信号割込ｃの有無を判断し、キャリヤ信号割込ｃが発生するとステップ２０２に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。キャリヤ信号割り込みの優先度は異常割り込みを除き、最も高い優先度とする。
【００４４】
キャリヤ信号割り込みサブルーチンの詳細については、図７により説明するが、簡単に説明すると、キャリヤ信号をカウントすることによりロータ位置電気角を検出し、電気角に応じて波形記憶手段１２ｂより正弦波データを呼び出し、ＰＷＭ制御データを設定するものである。このサブルーチンの実行とリターンには、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。
【００４５】
つぎに、ステップ２０３に進み、インバータ回路４を構成するＩＧＢＴの駆動制御を行う。ＰＷＭ制御回路１２ａの電圧設定手段１２２ａはダブルバッファ構造となっており、ＰＷＭ値が変更されてから実際に出力される信号は、つぎのキャリヤ信号のタイミングとなる。
【００４６】
ステップ２０４は、ロータ位置信号の変化を検出するもので、ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号を検出して割り込み信号が発生したかどうかを検出し、割り込み信号が発生するとステップ２０５に進み、位置信号割り込みサブルーチンを実行する。位置信号割り込みの優先度は、キャリヤ信号割り込みのつぎに設定する。
【００４７】
位置信号割り込みサブルーチン２０５の詳細については、図６により説明するが、簡単に説明すると、ロータ回転周期と回転数の検出、０度、６０度、１２０度等の６０度ごとの電気角の設定、キャリヤ信号１周期の電気角の演算等の処理を実行する。
【００４８】
この位置信号割り込みサブルーチン２０５も、キャリヤ信号割り込みサブルーチンと同様に高速処理が必要であり、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。なぜなら、２つの割り込みが同時に重なっても、キャリヤ信号１周期（６４μｓ）の５０％の時間内に処理しないと、メインルーチンの実行が不可能となり、プログラムの実行に支障をきたす場合が生じる。
【００４９】
つぎに、ステップ２０６にてロータ位置基準信号Ｈ１からの進角位相φをΔφインクリメントする。通常、脱水運転では初期位相φ０は０度に設定されており、誘起電圧Ｅｃからの位相は３０度進角している。また、Δφは５度あるいは１０度程度でよい。Δφを大きくして位相を急速に変化させるとインバータ直流電圧が過度的に上昇し、急激な電流変化によりモータに騒音が発生するのでできるだけ小さく設定する。しかし、小さくし過ぎると、逆に位相を９０度以上まで進角させる時間が長くなり、途中で電流が増加してモータトルクが増加するので、０．５から１秒程度で変化させることが望ましい。
【００５０】
つぎに、ステップ２０７に進んで位相φが６０度進角したかどうか判定する。位相φが６０度では誘起電圧に対して９０度進角するのでモータトルクはほぼ０となり、このとき、ステップ２０８に進んで回転数Ｎに応じて変調度Ｇを制御し、インバータ出力電圧をモータ誘起電圧に応じた値に設定する。例えば、図９に示すような回転数Ｎと変調度の関係を示すテーブルをマイクロコンピュータのＲＯＭ内に記憶させてルックアップテーブルにより変調度Ｇを設定する。ステップ２０８の処理は、一回でよいので処理が済めばフラグを立てて次回は実行しないようにする。
【００５１】
脱水高速回転から制動運転する場合、誘起電圧のほぼ半分程度のモータ電圧が各相に印加されるように設定するもので、変調度は、例えば５０％程度に設定する。これらの値は予め実験値より求めたものをルックアップテーブルに記憶させる。変調度を小さくすると電圧回生によりインバータ回路直流電圧が上昇するので、誘起電圧の半分程度に設定すると電圧回生がなくて制動トルクも大きくなり有利である。
【００５２】
脱水低速回転から制動運転する場合には、電圧回生はほとんどないのでインバータ回路印加電圧は、モータ誘起電圧よりも高くできるが、後ほど詳細に述べるように、モータ電流が増加するので変調度Ｇは数１０％に設定するとよい。
【００５３】
つぎに、ステップ２０９に進んで位相φが１５０度まで進んだかどうか判定し、誘起電圧から１８０度進角したと判断すると、ステップ２１０に進んで位相φを１５０度に固定し誘起電圧位相から１８０度進角した電圧位相を保持する。このときも、位相変化が早いと電圧回生が発生する場合があるので、進角９０度から進角１８０度への制御時間も１秒程度に設定するとよい。
【００５４】
つぎに、ステップ２１１に進んでモータ電流に対応した電流Ｉを検出し、つぎに、ステップ２１２に進んで電流Ｉの大小判定を行う。電流Ｉが設定電流Ｉｓよりも大きければステップ２１３に進んで変調度ＧをΔＧだけ小さくする。逆に電流Ｉが設定電流Ｉｓよりも小さければステップ２１４に進んで変調度ＧをΔＧだけ大きくする。つぎに、ステップ２１５に進んで回転数Ｎが零になったかどうか判定し、回転が停止した場合にはステップ２１６に進んでＩＧＢＴをオフしてブレーキ制御プログラムは終了し、回転が停止しない場合には最初に戻る。
【００５５】
つぎに、ロータ位置検出手段５ａの出力信号、すなわちロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジを検出したときの位置信号割り込み動作を図６を参照しながら説明する。
【００５６】
ステップ３００より、エッジ信号により外部割り込みが生じ位置信号割り込みサブルーチンを開始し、ステップ３０１にてロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを入力し、ロータ位置を検出する。ステップ３０２で、ロータ位置信号よりロータ電気角θｃを設定する。Ｕ相が電気角０度とすれば、Ｖ相は１２０度、Ｗ相は２４０度に設定される。
【００５７】
つぎに、ステップ３０３に進んでキャリヤ信号発生回路１２０ａのキャリヤ割り込み信号ｃのパルス数のカウント値ｋをキャリヤカウンタメモリｋｃに記憶し、ステップ３０４に進んでカウント値ｋをクリヤしてステップ３０５に進み、キャリヤ信号発生回路１２０ａの出力信号１周期の電気角Δθを演算する。位置信号割り込み周期は電気角６０度に相当するので、Δθ＝６０／ｋｃで表される。３６０度を８ビット（２５６）の分解能とすれば、Δθ＝４２／ｋｃと表現する。通常、分解能を上げるほど制御性能が向上するので、３６０程度にする。
【００５８】
ここで、キャリヤ信号発生回路１２０ａの１周期あたりの電気角を演算することにより、回転周期が変化しても電気角を演算して検知することができ、ロータ位置検出精度を向上でき、モータ５にロータの電気角に応じた所望の電圧波形を印加することができる。
【００５９】
キャリヤ信号の周波数は１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定するので、カウント値ｋｃは脱水運転時のモータ回転数においても最低１０以上の分解能を確保でき、１電気角では６０以上の分解能を確保できる。マイクロコンピュータの命令実行速度に余裕があれば、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定し８極モータを９００ｒ／ｍｉｎで駆動した場合、２４５の分解能を確保でき、脱水回転においてもほぼ正弦波の電圧波形で駆動できる。
【００６０】
つぎに、ステップ３０６に進んで基準電気角の０度かどうか、すなわち、ロータ位置信号Ｈ１がローからハイに変化したかどうか判定し、Ｙならばステップ３０７に進んで周期測定タイマカウンタＴの測定値を周期測定メモリＴｏに記憶し、ステップ３０８に進んでタイマカウンタＴをクリヤする。その後、ステップ３０９に進んで周期Ｔｏよりロータ回転数Ｎを求める。
【００６１】
周期測定のタイマカウンタは、測定精度を向上させるためにクロック周波数を１〜１０μｓと高くし、マイクロコンピュータの基準クロックを分周した信号をハードタイマーでカウントする。
【００６２】
つぎに、ステップ３１０に進んで周期Ｔｏを測定するタイマカウンタのカウントを開始させ、ステップ３１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６３】
つぎに、キャリヤ信号割り込み動作について図７を参照しながら説明する。図７は、キャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャートであり、キャリヤ信号に同期してロータ位置に対応した電気角を求め、波形記憶手段１２ｂの信号を読み出してＰＷＭ出力するものである。キャリヤ信号発生回路１２０ａのタイマカウンタがオーバーフローすると割り込み信号が発生し、ステップ４００より始まるキャリヤ信号割り込みサブルーチンを実行する。
【００６４】
ステップ４０１でキャリヤカウンタのカウント値ｋをインクリメントし、つぎに、ステップ４０２に進んでインバータ回路出力電気角θを演算する。
【００６５】
電気角θは、キャリヤ信号１周期の電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋの積に位相φと位置信号割り込みサブルーチンで検出した電気角θｃの和より求める。Δθ×ｋ＋θｃの演算値はロータ位置電気角を意味し、位相φは、モータへの印加電圧位相を示す。電気角θは、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相とも求める。
【００６６】
つぎに、ステップ４０３に進んで波形記憶手段１２ｂより電気角θに対応した波形データを呼び出す。正弦波データならば、呼び出したデータはｓｉｎθとなる。ただし、振幅データは−２５６〜＋２５６の値である。電気角最大値は３６０度なので、θが３６０度以上になると０に戻ってデータを読み出す。
【００６７】
つぎに、ステップ４０４に進んで位置信号割り込みサブルーチンで求めた変調度Ｇより信号ｖｕを演算し、ステップ４０５に進んでＰＷＭ制御回路１２ａに信号を加える比較回路１２１ａの出力設定バッファ、すなわち出力設定手段１２２にデータを転送し、ステップ４０６に進んでサブルーチンリターンする。Ｖ相、Ｗ相もステップ４０２からステップ４０５までＵ相と同様の処理を行う。
【００６８】
キャリヤ信号割り込みサブルーチン内の処理はキャリヤ信号１周期内に処理を終わる必要がある。キャリヤ周波数が１５．６ｋＨｚならば遅くとも３０μｓ以内に処理を終える必要があり、処理が３０μｓ以内に処理が終わらないプログラムステップの場合にはプログラムを分割し、キャリヤ割り込み１回目でＵ相、２回目でＶ相、３回目でＷ相の処理を行うようにしてもよい。
【００６９】
図８は、制動運転時のインバータ回路出力電圧（モータ印加電圧）Ｖａ、モータ誘起電圧Ｅｃ、モータ電流Ｉのモータ中性点から見た１相分のベクトル図を示す。正弦波の場合には、インバータ出力電圧Ｖａは、モータコイル抵抗ＲとインダクタンスＬの電圧降下とモータ誘起電圧Ｅｃの和に等しいので、Ｖａ＝Ｅｃ＋Ｉ×（Ｒ＋ｊωＬ）で表される。ここでωは２πｆで、インバータ出力周波数ｆは、ｆ＝ｐ×Ｎ÷１２０で表される。ここで、ｐは極数、Ｎは回転数［ｒ／ｍｉｎ］である。
【００７０】
ブレーキ初期の位相φは６０度進角、変調度Ｇは高速回転数の場合５０％に設定するので、図８（ａ）のベクトル図となる。モータ誘起電圧Ｅｃの位相は、ロータ位置信号Ｈ１の基準位相よりも３０度遅れているので、モータ印加電圧Ｖａの位相は誘起電圧Ｅｃからほぼ９０度進角となる。この図に示すように、モータ電流Ｉの位相は誘起電圧位相よりもほぼ９０度進んでいるので、モータ出力はほとんど零に近くモータトルクはほとんど発生しない。
【００７１】
図８（ｂ）は、モータ回転数が高速回転時におけるベクトル図であり、インバータ回路出力電圧Ｖａの位相を９０度よりもさらに進めて、誘起電圧Ｅｃの位相よりも１８０度進めたベクトル図を示している。このとき、回転数が高く周波数ｆが高いので、モータインダクタンス分の電圧降下（Ｉ×ｊωＬ）が大きく、抵抗分の電圧降下は小さい。
【００７２】
モータ出力Ｐは、誘起電圧Ｅｃとモータ電流Ｉの積にｃｏｓαを掛けた値に比例し、電流位相αは約１２０度進角しているので、負のモータ出力、すなわち発電エネルギーが発生する。この発電エネルギーはモータコイル抵抗で消費し、インバータ直流電源側に回生しない。このベクトル図より、モータコイルによる消費電力（Ｉ×Ｉ×Ｒ）は、モータ発電エネルギー（Ｅｃ×Ｉ×ｃｏｓα）とインバータ回路側からの供給エネルギー（Ｖａ×Ｉ×ｃｏｓ（１８０−α））の和となるので発電エネルギーは抵抗で消費されることがわかる。
【００７３】
なお、高速回転時の誘起電圧Ｅｃはモータ印加電圧Ｖａよりもかなり高く、このときには、インバータ出力電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｅｃの半分程度に設定してモータ電流を減らしても十分な制動トルクが発生する。
【００７４】
図８（ｃ）は、モータ回転数が低速回転時におけるベクトル図であり、回転数が低下すると、モータ誘起電圧Ｅｃは低下してコイルインダクタンス分による電圧降下（Ｉ×ｊωＬ）も低下するので相対的に抵抗分の電圧降下が増加するので、電流位相αはさらに進んで１８０度に近づく。
【００７５】
また、コイルのインピーダンス（Ｒ＋ｊωＬ）は低下するのでモータ電流Ｉが増加し、モータの制動トルク（負のトルク）はそれほど低下しない特徴がある。ただし、回転数がさらに低下するとリアクタンス分が減少して電流が増加するので、図５のフローチャートに示したように、電流値に応じて変調度Ｇを制御する。
【００７６】
図８（ａ）とは逆に初期位相を遅角６０度、あるいは遅角９０度に設定すると回生エネルギーによりインバータ回路直流電圧が上昇する。遅角方向から位相を１８０度ずらすと、図８に示すような電流ベクトルとならないので、発電エネルギーがインバータ側に帰って直流電圧が上昇するので、整流回路のコンデンサやパワー半導体の耐圧を高くする必要がある。
【００７７】
（実施例２）
図１に示す制御手段１２は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにしている。他の構成は上記実施例１と同じである。
【００７８】
上記構成において図１０を参照しながらブレーキ行程での動作を説明する。なお、図１０のフローチャートは、上記実施例１の図５に示すブレーキ制御サブルーチンに変更を加えたものであり、追加変更部分のみ説明する。
【００７９】
ステップ５００よりブレーキ制御プログラムが開始し、ステップ２０１からステップ２１０までの処理は図５と同じである。ステップ２１０にて位相φを１５０度に固定してからステップ２０８’に進み、ステップ２０８’にて回転数Ｎに応じて変調度Ｇを設定する。
【００８０】
回転数Ｎと変調度Ｇの関係は図９に示すように、回転数Ｎが低下すると変調度Ｇも低下させ、モータ電流値がほぼ一定、あるいは、ＩＧＢＴの定格電流を越えない値となる回転数Ｎと変調度Ｇの関係を実験的に求めて、マイクロコンピュータのメモリに記憶させ、ルックアップテーブルにより変調度Ｇを制御する。このようなルックアップテーブル方式は、プログラムが簡単で信頼性が向上する特徴がある。
【００８１】
ステップ２０８’以外のステップは図５と同じなので説明は省略する。
【００８２】
以上述べたような、回転数Ｎと変調度Ｇの関係式、あるいは、ルックアップテーブル方式以外に、上記実施例１で述べたような電流フィードバック方式とルックアップテーブル方式の組み合わせも考えられる。すなわち、通常の制御は回転数Ｎと変調度Ｇのルックアップテーブルで制御して、モータ電流が設定値より増加した場合のみ変調度Ｇを下げる方式でもよい。
【００８３】
以上述べた如く本発明の特徴は、制動開始時にインバータ回路出力電圧位相をモータ誘起電圧位相からほぼ９０度位相進めてから１８０度位相に進めることにより、モータ発電エネルギーをモータコイル抵抗に消費させるので、インバータ回路直流電圧上昇を防ぐことができ、インバータ回路部品の電圧を下げることができ、信頼性を向上させ、特別な部品を必要としないので安価な制動装置を実現できる。
【００８４】
しかも、高速回転時には誘起電圧のほぼ半分の電圧を加えることにより少ないモータ電流で制動トルクを発生させ、低速回転時にはインバータ出力電圧を低下させることによりモータ電流の上昇を防ぐことができるので、モータの発熱を減らして制動トルクを大きくすることができる。
【００８５】
また、本発明は洗濯機の脱水制動に限らず、掃除機や食器洗い機の洗浄ポンプ、あるいは、サーボモータ等に応用できることは明らかである。
【００８６】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の位相に進角させてトルクを下げた後、さらに電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたから、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生させることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、およびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００８７】
また、請求項２に記載の発明によれば、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度以上進めて制動トルクを発生させるようにしたから、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生させることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、およびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００８８】
また、請求項３に記載の発明によれば、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍に進角させ、さらにインバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたから、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生させることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、およびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００８９】
また、請求項４に記載の発明によれば、制御手段は、モータ高速回転時においてモータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出力電圧となるように初期電圧を設定して制動するようにしたから、高速回転時には、主として誘起電圧により制動トルクを発生させることによりインバータ回路の電流を減らすことができ、高効率の制動が可能となり、モータとインバータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。
【００９０】
また、請求項５に記載の発明によれば、制御手段は、モータ低速回転時においてモータ誘起電圧よりも大きいインバータ回路出力電圧となるようにして制動するようにしたから、低速回転時には、主としてインバータ回路電圧によりモータ電流を流して制動トルクを発生させるようにするので、低速回転時の制動トルクの低下を防止できる。
【００９１】
また、請求項６に記載の発明によれば、制御手段は、インバータ回路出力電圧位相を、初期位相から連続的に１８０度近傍まで進角させて位相を保持するようにしたから、モータ回転中に瞬時に位相を変えた場合のインバータ回路の過度電圧上昇とモータ異常音を防止することができる。
【００９２】
また、請求項７に記載の発明によれば、制御手段は、モータ電流に対応した電流を検知してインバータ回路出力電圧を制御するようにしたから、回転数低下によるモータ電流とインバータ回路電流の増加を防ぐことができ、モータとインバータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。
【００９３】
また、請求項８に記載の発明によれば、制御手段は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにしたから、回転数低下によるモータ電流とインバータ回路電流の増加を防ぐことができ、モータとインバータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の第１の実施例のモータ駆動装置のブロック図
【図２】
同モータ駆動装置の制御手段のブロック図
【図３】
同モータ駆動装置の通常駆動時のタイムチャート
【図４】
同モータ駆動装置の制動時のタイムチャート
【図５】
同モータ駆動装置のブレーキ制御プログラムのフローチャート
【図６】
同モータ駆動装置の位置信号割り込みサブルーチンのフローチャート
【図７】
同モータ駆動装置のキャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャート
【図８】
（ａ）同モータ駆動装置の制動運転時のベクトル図
（ｂ）同モータ駆動装置の高速回転時のベクトル図
（ｃ）同モータ駆動装置の低速回転時のベクトル図
【図９】
同洗濯機の制動運転時のモータ回転数と正弦波ＰＷＭ制御変調度の関係図
【図１０】
本発明の第２の実施例のモータ駆動装置のブレーキ制御プログラムのフローチャート
【符号の説明】
１  交流電源
３  整流回路
４  インバータ回路
５  モータ
５ａ  ロータ位置検出手段
１２  制御手段