(57)【要約】      （修正有）【課題】負荷を流れる電流を調整する電流調整器の制御方法を提供する。【解決手段】電流調整器は、負荷１０が接続される接続端子１１，１２と電流測定器２０とスイッチング回路３０から構成されている。スイッチング回路３０は駆動回路３２とスイッチ３１で構成され、駆動回路３２は、電流測定信号Ｓ２０の時間積分および基準電流信号ＳＴの時間積分に基づいて、スイッチ３１用の駆動信号Ｓ３０を生成する。駆動信号Ｓ３０はパルス幅変調信号であり、電源電圧Ｖ１０のデューティ比、すなわちスイッチ３１のオン期間とオフ期間の比率を制御している。【選択図】図１
2010191664.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を流れる電流を調整する電流調整器であって、
上記負荷を通って流れる電流の大きさを測定するように構成された第１の回路と、
上記負荷を通って流れる電流の大きさに応じたデューティサイクルを有する電圧を、上記負荷に印加させるように構成された第２の回路とを備えている電流調整器。
【請求項２】
上記第１の回路は、上記第１の回路によって測定された電流の大きさに応じた信号を生成するように構成されており、
上記第２の回路は、上記信号を受信するように構成されている請求項１に記載の電流調整器。
【請求項３】
上記第２の回路は、上記電圧が、上記信号の積分によって決定されるデューティサイクルを有するように構成されている請求項２に記載の電流調整器。
【請求項４】
上記第２の回路は、スイッチを含み、上記スイッチを開閉させて、上記電圧が上記デューティサイクルを有するように構成されている請求項１に記載の電流調整器。
【請求項５】
上記スイッチは、上記負荷と直列接続されている請求項４に記載の電流調整器。
【請求項６】
負荷を流れる電流を調整する電流調整器であって、
負荷を通って流れる電流の大きさを測定すると共に、上記電流の大きさに応じた電流測定信号を生成するように構成された電流測定回路と、
第１の状態と第２の状態とを繰り返すように構成されると共に、基準電流信号を受信して上記負荷に電源電圧を印加するように構成されたスイッチング回路とを備え、
上記電源電圧は、上記第１の状態の間は第１の電圧レベルを有し、上記第２の状態の間は第２の電圧レベルを有しており、上記第１の状態の持続時間と上記第２の状態の持続時間との間の比率は、上記電流測定信号の時間積分と、上記基準電流信号の時間積分とに基づいている電流調整器。
【請求項７】
上記比率は、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分との差に基づいている請求項６に記載の電流調整器。
【請求項８】
上記スイッチング回路は、
複数の駆動サイクルのそれぞれにおいて、上記電流測定信号と上記基準電流信号との差を積分して差分積分信号を得るように構成されていると共に、
上記第１の状態の持続時間が終了した後に、上記差分積分信号が所定の閾値に達することに基づき、上記駆動サイクルの次のサイクルを開始するように構成されている請求項７に記載の電流調整器。
【請求項９】
上記スイッチング回路は、
複数の駆動サイクルのそれぞれにおいて、上記電流測定信号および上記基準電流信号を、上記第１の状態の持続時間中、長期に亘って積分して、上記電流測定信号の時間積分および上記基準電流信号の時間積分を得るように構成されていると共に、
上記第１の状態の持続時間が終了した後に、上記電流測定信号の積分値が上記基準電流信号の積分値よりも小さいことに基づき、上記駆動サイクルの次のサイクルを開始するように構成されている請求項６に記載の電流調整器。
【請求項１０】
上記スイッチング回路は、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分とを得るために、上記電流測定信号と上記基準電流信号とを連続時間的に積分するように構成されている請求項９に記載の電流調整器。
【請求項１１】
上記スイッチング回路は、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分とを得るために、上記電流測定信号の標本値と、上記基準電流信号の標本値とを合計するように構成されている、請求項９に記載の電流調整器。
【請求項１２】
上記第１の状態の持続時間は、複数の駆動サイクルに亘って一定である請求項６に記載の電流調整器。
【請求項１３】
複数の駆動サイクルのそれぞれにおいて、上記第１の状態の持続時間は、上記電流測定信号に応じて決定される、請求項６に記載の電流調整器。
【請求項１４】
負荷を流れる電流を調整する電流調整方法であって、
第１の周期の間は第１の電圧レベルを有することと、第２の周期の間は第２の電圧レベルとを有することとを繰り返す電源電圧を負荷に印加する工程と、
上記負荷を通って流れる電流の大きさに応じた電流測定信号を生成する工程とを含み、
上記第１の周期の持続時間と上記第２の周期の持続時間との比率は、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分とに基づいている電流調整方法。
【請求項１５】
上記第１の周期の持続時間と上記第２の周期の持続時間との比率は、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分との差によって決定される請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
複数の駆動サイクルのそれぞれにおいて、上記電流測定信号と上記基準電流信号との差を積分して、差分積分信号を得る工程と、
上記第１の周期の持続時間が終了した後に、上記差分積分信号が所定の閾値に達することに基づいて、上記駆動サイクルの次のサイクルを開始する工程とを含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
複数の駆動サイクルのそれぞれにおいて、上記電流測定信号および上記基準電流信号を、上記第１の周期の持続時間中、長期に亘って積分して、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分とを得る工程と、
上記第１の周期の持続時間が終了した後に、上記電流測定信号の積分値が上記基準電流信号の積分値よりも小さいことに基づいて、上記駆動サイクルの次のサイクルを開始する工程とをさらに含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
上記電流測定信号と上記基準電流信号とを連続時間的に積分して、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分とを得る工程をさらに含む請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
上記電流測定信号の標本値と上記基準電流信号の標本値とを合計して、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分とを得る工程をさらに含む請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
上記第１の周期の持続時間は、複数の駆動サイクルに亘って一定である請求項１４に記載の方法。
【請求項２１】
複数の駆動サイクルのそれぞれにおいて、上記第１の周期の持続時間は、上記電流測定信号に応じて決定される請求項１４に記載の方法。
【請求項２２】
負荷を流れる電流を調整する電流調整器であって、
第１の周期の間は第１の電圧レベルを有することと、第２の周期の間は第２の電圧レベルとを有することとを繰り返す電源電圧を負荷に印加する手段と、
上記負荷を通って流れる電流の大きさに応じた電流測定信号を生成する手段とを備え、
上記第１の周期の持続時間と上記第２の周期の持続時間との比率は、上記電流測定信号の時間積分と上記基準電流信号の時間積分とに基づいている電流調整器。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
〔技術的背景〕
誘導負荷によって電流を調整するための、いわゆるヒステリシス調整器、または、２点調整器（two-point regulator）が知られている。このような調整器では、負荷に電源電圧が繰り返し印加され、その際に該負荷を通って流れる電流が測定される。この場合、電流が所定の上限値を超える度に、上記電源電圧はスイッチオフされ、電流が所定の下限値を下回ると、上記電源電圧は再びスイッチオンされる。理想的な条件下、すなわち、電源電圧が印加されると電流が上昇し、電源電圧が印加されないと電流が降下するという正三角形の電流プロファイルでは、電流の平均値は、上限ヒステリシス値および下限ヒステリシス値の平均値に相当する。
【０００２】
より複雑な調整器は、閉制御ループを有している。この調整器では、負荷に電源電圧が繰り返し印加され、負荷を通って流れる電流が測定される。この方法で得た測定値からパルス幅が変調された駆動信号を生成するために、１つの調整器が用いられている。この駆動信号は、電源電圧を負荷に印加するために、負荷に直列接続されたスイッチを繰り返し駆動させるものである。
【０００３】
〔発明の概要〕
負荷を流れる電流を調整する電流調整器の様々な具体的実施形態を開示する。例えば、上記電流調整器は、負荷を流れる電流の大きさを測定するように構成された第１の回路と、負荷を流れる電流の大きさに応じたデューティサイクルを有した電圧を、該負荷に印加させるように構成された第２の回路とを含むものである。上記電流調整器の実施形態によって行われる方法も開示する。
【０００４】
これらおよび他の形態については、以下の発明の詳細な説明の部分に記載する。
【０００５】
〔図面の簡単な説明〕
以下に、本発明の典型的な実施形態を、図面を用いてさらに詳細に説明する。本発明の基本原理を説明するために図面を用いるものであり、必ずしも、機能的構成に必要な全ての回路部品を説明するものではないことを理解されたい。図面では、他に記載のない限り、同一の参照番号は、同一の意味を有する、同一の信号および同一の回路部品を示すものである。
【０００６】
図１は、本発明に係る電流調整器の典型的な一実施形態を示す回路図である。上記電流調整器は、負荷用接続端子と、電流測定アレンジメントと、パルス幅が変調された電源電圧を該接続端子に印加するスイッチングアレンジメントとを備えている。
【０００７】
図２は、図１に示した電流調整器を示す回路図であり、上記電流測定アレンジメントの典型的な実施形態、および、上記スイッチングアレンジメントの典型的な実施形態を詳細に示すものである。
【０００８】
図３は、図１および図２に示した電流調整器の動作方法を示す図であり、この方法は、該電流調整器内に生じた信号の時間プロファイルを用いた方法である。
【０００９】
図４は、図２に示したスイッチングアレンジメント内にあるパルス幅変調器の典型的な第１の実施形態を示す回路図である。
【００１０】
図５は、上記パルス幅変調器の典型的な第２の実施形態を示す回路図である。
【００１１】
図６は、上記パルス幅変調器の典型的な第３の実施形態を示す回路図である。
【００１２】
図７は、発明に係る電流調整器の他の典型的な一実施形態を示す回路図である。
【００１３】
図８は、スイッチングアレンジメントのスイッチ用のパルス幅が変調された信号を生成する駆動回路の、他の典型的な一実施形態を示す回路図である。ここで上記スイッチは、負荷と直列接続されている。
【００１４】
図９は、図８に示した駆動回路の動作方法を示す図であり、この方法は、該駆動回路内で生じる信号の時間プロファイルを用いたものである。
【００１５】
〔発明の詳細な説明〕
本発明の形態に係る電流調整器の典型的な一実施形態を、図１に示す。この電流調整器は、接続端子１１，１２を備えており、該接続端子は、負荷、特に誘導負荷、または、少なくともインダクタンスで妨げる負荷を接続させるためのものである。分かり易いように、このような誘導負荷またはインダクタンスで妨げる（encumbered with）負荷を図１には明記し、参照番号１０を用いて示している。上記電流調整器はまた、接続端子１１，１２間に、パルス幅が変調された電源電圧Ｖ１０を印加する。従って負荷１０を供給するスイッチング回路３０を備えている。スイッチング回路３０は、第１の供給電位Ｖ用の端子と第２の供給電位ＧＮＤ用の端子との間に印加される上記電流調整器の入力電圧Ｖｉｎから、パルス幅が変調された電圧Ｖ１０を生成するように構成されている。例えば、第１の供給電位Ｖは正の供給電位である。例えば、第２の供給電位ＧＮＤは、回路内で生じる全電圧の基準となり得る基準電位、特にグランドである。この場合、入力電圧Ｖｉｎの振幅は、供給電位Ｖの振幅に相当する。
【００１６】
入力電圧Ｖｉｎからパルス幅が変調された電源電圧Ｖ１０を生成するために、スイッチング回路３０は、スイッチ３１を備えており、該スイッチ３１は、負荷１０が存在するならば、該負荷１０と直列接続されるように、接続端子１１，１２に接続されている。図示した実施形態では、スイッチ３１は、第２の接続端子１２と第２の供給電位ＧＮＤ用の端子との間に接続されている。ここでは、上記電流調整器の第１の接続端子１１は、第１の供給電位Ｖ用の端子に接続されている。
【００１７】
スイッチ３１は、駆動回路３２によって生成されるパルス幅が変調された駆動信号Ｓ３０によって駆動される。この信号の生成については後述する。スイッチ３１は、駆動信号Ｓ３０によって、繰り返し、閉じられる（オン状態にされる）か、開かれる（オフ状態にされる）。ここでスイッチ３１は、駆動サイクル中の、スイッチオン周期の間はいずれも閉じられており、スイッチオン周期の後に続くスイッチオフ周期の間はいずれも開かれている。避けられない配線抵抗が負荷１０の抵抗よりも大幅に小さいと仮定すると、スイッチ３１が閉じられた時は、ほぼ全電源電圧Ｖｉｎが、接続端子１１，１２間、つまり負荷１０に印加されることになる。このスイッチオン周期の間は、パルス幅が変調された電源電圧Ｖ１０は、入力電圧Ｖｉｎにほぼ相当する第１の電圧レベルとなる。スイッチ３１が開かれた時は、ほぼ全入力電圧Ｖｉｎがスイッチ３１に印加され、従って、接続端子１１，１２間の電圧、つまり負荷１０の電圧は、少なくともほぼ０となる。これは、スイッチオフ周期の間の、パルス幅が変調された電源電圧Ｖ１０の第２の電圧レベルに相当する。
【００１８】
スイッチ３１は、例えば、半導体スイッチ、例えばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである。
【００１９】
図１に示した電流調整器はまた、電流測定回路２０を有しており、該電流測定回路２０は、負荷１０を通って流れる負荷電流Ｉ１０を検出して、該負荷に応じた、特に負荷電流Ｉ１０に比例した電流測定信号Ｓ２０を生成するように構成されている。スイッチオン周期の間は、誘導負荷１０が、電気エネルギーを利用する。スイッチ３１がスイッチオフされた後に、誘導負荷１０内にまだ保存されているエネルギーによってスイッチ３１に高電圧が生じることを回避するために、フリーホイールエレメント１３（例えばダイオード）を設けることが可能である。スイッチオン周期およびスイッチオフ周期の間に負荷を通る電流を検出可能にするために、このフリーホイールエレメント１３は、負荷１０が存在する時には負荷１０と電流測定回路２０とを含む直列回路に並列接続されるように接続されている。このため本実施例では、フリーホイールエレメント１３は、接続端子のうちの一方（本実施例では、第１の接続端子１１）と、他方の接続端子１２の反対側にある電流測定回路２０の接続点との間に接続されている。
【００２０】
電流測定回路２０によって生成された電流測定信号Ｓ２０は、基準電流信号ＳＴと共に、スイッチング回路３０の駆動回路３２に供給される。この場合、基準電流信号ＳＴは、負荷１０を通って流れる電流の平均値に、所望の値を予め定めるものである。駆動回路３２は、電流測定信号Ｓ２０の時間積分および基準電流信号ＳＴの時間積分に基づいて、スイッチ３１用の駆動信号Ｓ３０を生成するように構成されている。この駆動回路３２は、例えば、駆動サイクル中の基準電流信号ＳＴの時間積分と電流測定信号Ｓ２０の時間積分とを測定して、これによって得た積分を、少なくとも駆動信号のスイッチオフ周期の間に比較し、電流測定信号Ｓ２０の積分が基準電流信号ＳＴの積分よりも少ない場合には、新たな駆動サイクルを開始するように構成されている。従って上記電流調整器では、パルス幅が変調された電源電圧Ｖ１０のデューティ比、すなわちスイッチオン期間とスイッチオフ期間との間の比率、または、スイッチオン期間と駆動サイクルの持続時間との間の比率は、電流測定信号Ｓ２０の積分および基準電流信号ＳＴの積分によって決定される。
【００２１】
図１に示した電流調整器では、スイッチング回路３０のスイッチ３１、および、電流測定回路２０は、第２の接続端子１２と第２の供給電位ＧＮＤ用の端子との間に接続されている。この形態は、１つの実施例であると理解されたい。従って、電流測定回路２０およびスイッチ３１は、第１の供給電位Ｖ用の端子と第１の接続端子１１との間に接続されていてもよいし、または、これら２つの回路部品の一方が、第１の供給電位Ｖ用の端子と第１の接続端子１１との間に接続され、これら回路部品の他方が、第２の接続端子１２と第２の供給電位ＧＮＤ用の端子との間に接続されていてもよい。
【００２２】
図２を参照する。電流測定回路２０は、例えば、負荷１０とスイッチ３１とに直列接続された電流測定抵抗２１を備えている。この電流測定抵抗２１は、例えば実抵抗成分である。つまり、スイッチ３１が閉じられると、上記電流測定抵抗２１での電圧降下Ｖ２１は、負荷１０を通って流れる負荷電流Ｉ１０に直接比例する。この電圧降下Ｖ２１を検出するため、および、電流測定信号Ｓ２０を供給するために、電流測定回路２０はまた、電流測定増幅器２２を備えている。電流測定増幅器２２は、例えば、演算増幅器であり、電流測定抵抗２１が電流測定増幅器２２の入力部間にあるように接続されている。電流測定増幅器２２の出力部では、電流測定信号Ｓ２０が得られる。
【００２３】
図２では、駆動回路３２は、例えば、第１の積分器３３を備えており、該第１の積分器３３は、電流測定信号Ｓ２０が供給されて、該電流測定信号Ｓ２０に応じた第１の積分信号Ｓ３３を供給する。駆動回路３２はまた、第２の積分器３４を備えており、該第２の積分器３４は、基準電流信号ＳＴが供給されて、この基準電流信号ＳＴに応じた第２の積分信号Ｓ３４を供給する。これら積分信号Ｓ３３，Ｓ３４は、比較器３５に供給され、比較器３５は、これら２つの積分信号を比較して、この比較結果に応じた比較信号Ｓ３５を生成する。この比較信号Ｓ３５は、パルス幅変調器３６に供給され、パルス幅変調器３６は、パルス幅が変調された信号Ｓ３０を生成する。この信号Ｓ３０は、比較信号Ｓ３５に基づいてスイッチ３１を駆動させるものである。
【００２４】
図１および図２に示した電流調整器の動作方法、特に、パルス幅が変調された信号Ｓ３０を生成する駆動回路３０の動作方法を、以下に図３を用いて説明する。図３は、電流測定信号Ｓ２０の時間プロファイル、基準電流信号ＳＴの時間プロファイル、パルス幅が変調された駆動信号Ｓ３０の時間プロファイル、および、第１の積分信号Ｓ３３と第２の積分信号Ｓ３４との時間プロファイルを具体的に示す図である。
【００２５】
分かり易いように、基準電流信号ＳＴは、図３を用いたと想定される時間の周期中に、負荷の所望の電力消費量、つまり電力消費量の所望の値を変動させない一定の信号であると仮定する。また、寄生効果、例えば配線抵抗、または、誘導負荷の実抵抗成分のために、負荷電流Ｉ１０の時間プロファイル、従って本実施例では電流測定信号Ｓ２０の時間プロファイルは、その飽和領域よりも下で動作される理想的な誘導負荷の場合のような三角形ではないと仮定する。図３に示す典型的な実施形態では、負荷１０を流れる電流は、スイッチ３１が閉じられると、つまりスイッチオン周期Ｔｏｎの間には、急激に上昇し、スイッチ３１が開かれると、つまりスイッチオフ周期Ｔｏｆｆの間には、急激に下降する。寄生効果だけでなく、飽和効果も、図示した時間プロファイルに影響を及ぼし得る。この飽和効果とは、スイッチオン期間が、誘導負荷１０が飽和する程度に長い場合に生じるものである。説明のために、図３に示す時間プロファイルでは、駆動信号Ｓ３０が高レベルである時に、スイッチ３１がオン状態になり、駆動信号Ｓ３０が低レベルである時に、スイッチ３１がオフ状態になるものと仮定する。
【００２６】
図２に示した駆動回路３２の積分器３３、３４は、駆動サイクルの開始時から、同一の初期値、例えば０から、電流測定信号Ｓ２０と基準電流信号ＳＴとをそれぞれ積分するように構成されている。説明のために、スイッチ３１のスイッチオン周期の各開始時には、新たな駆動サイクルが始まるものと仮定する。この場合、各積分器３３、３４は、駆動サイクルの開始時に、例えば駆動信号Ｓ３０によって初期値に再設定される。このような各再設定は、例えば、パルス幅が変調された駆動信号Ｓ３０の立ち上がりエッジによって行われる。
【００２７】
基準電流信号ＳＴの時間積分を表す第２の積分信号Ｓ３４は、駆動サイクルの開始時から、時間と共に直線的に上昇するが、電流測定信号Ｓ２０の時間積分を表す第１の積分信号Ｓ３３の立ち上がり速度は変動している。図３に示した、負荷電流または電流測定信号Ｓ２０の時間プロファイルでは、第１の積分信号Ｓ３３は、最初は、第２の積分信号Ｓ３４よりも小さいが、駆動サイクルの開始後は、急速に第２の積分信号Ｓ３４よりも大きくなる。
【００２８】
図２に示した駆動回路３２では、比較信号Ｓ３５が、スイッチ３１のスイッチオン周期の開始を予め定めるスイッチオン信号の機能を実行している。図示した実施例の全ての駆動サイクルにとって、スイッチオン期間Ｔｏｎ、つまりスイッチオン周期の持続時間は一定であるが、スイッチオフ期間Ｔｏｆｆまたはスイッチオフ周期の持続時間、従って駆動サイクルの全期間Ｔは、電力消費量を調整するために変動し得る。上記スイッチオン周期の持続時間は、電流測定信号Ｓ２０に応じて決定される。図示した実施例では、駆動サイクルの終了、従って新たな駆動サイクルの開始はそれぞれ、スイッチ３１が開かれた後、つまりスイッチオフ周期中の、第１の積分信号Ｓ３３が第２の積分信号Ｓ３４の値よりも低い時に行われる。図２に示した駆動回路３２では、このような時に、比較信号またはスイッチオン信号Ｓ３５の立ち上がりエッジが存在している。
【００２９】
図４は、パルス幅変調器３６の典型的な一実施形態を示す図である。パルス幅変調器３６は、スイッチオン信号Ｓ３５に基づいて、パルス幅が変調された信号Ｓ３０のスイッチオンレベルを生成し、従ってスイッチ３１をスイッチオンすると共に、所定のスイッチオン期間Ｔｏｎが過ぎた後、駆動信号Ｓ３０のスイッチオフレベルを生成し、従ってスイッチ３１をスイッチオフする。図示したパルス幅変調器３６は、ＲＳフリップフロップ３６１を備えており、該ＲＳフリップフロップ３６１は、セット入力部Ｓと、リセット入力部Ｒと、パルス幅が変調された駆動信号Ｓ３０が得られる非反転出力部Ｑとを有している。セット入力部Ｓには、スイッチオン信号Ｓ３５が供給される。図示したＲＳフリップフロップ３６１は、スイッチオン信号Ｓ３５の所定のエッジ、例えば立ち上がりエッジでセットされ、その結果、パルス幅が変調された信号Ｓ３０は、所定の信号レベル（本実施例では高レベル）となる。パルス幅変調器３６はまた、遅延素子３６２を有しており、該遅延素子３６２にもまたスイッチオン信号Ｓ３５が供給される。この遅延素子３６２からの出力信号Ｓ３６２が、フリップフロップ３６１のリセット入力部Ｒに供給される。遅延素子３６２は、スイッチオン期間Ｔｏｎに相当する所定の遅延時間で、スイッチオン信号Ｓ３５をフリップフロップ３６１のリセット入力部Ｒに転送し、その結果、セットされたフリップフロップ３６１は、スイッチオン期間が過ぎた後に再びリセットされ、駆動信号Ｓ３０は、スイッチオン期間が過ぎた後にスイッチオフレベル（本実施例では低レベル）となる。
【００３０】
図５は、パルス幅変調器３６の他の典型的な一実施形態を示す図である。このパルス幅変調器は、図４に示したパルス幅変調器とは、ＯＲゲート３６３が、フリップフロップ３６１のリセット入力部Ｒの前段に接続されており、ＯＲゲート３６３の入力部の一方に、遅延素子３６２の出力部において得られる遅延信号Ｓ３６２が供給され、ＯＲゲート３６３の入力部の他方に過電流スイッチオフ信号Ｓ３６４が供給されるという点において異なっている。この過電流スイッチオフ信号Ｓ３６４は、比較器３６４の出力部において得られるものであり、比較器３６４の入力部の一方には、電流測定信号Ｓ２０が供給され、比較器３６４の入力部の他方には、最大電流信号Ｓｍａｘが供給される。この場合、最大電流信号Ｓｍａｘは最大許容負荷電流を示すものである。このパルス幅変調器３６においてフリップフロップ３６１がリセットされるのは、遅延信号Ｓ３６２が高レベルとなる場合、または、過電流スイッチオフ信号Ｓ３６４が高レベルとなる場合、つまり、スイッチオン期間が過ぎた場合か、または、スイッチオン期間が過ぎる前に負荷電流Ｉ１０が最大許容電流を超えた場合のいずれかである。従って、図５に示したパルス幅変調器３６は、過電流から電流調整器を確実に保護するものである。
【００３１】
図６は、パルス幅変調器３６の他の典型的な一実施形態を示す図である。図５に示したパルス幅変調器と異なり、このパルス幅変調器は、一定のスイッチオン期間をセットするための遅延素子を備えていない。このパルス幅変調器では、フリップフロップ３６１は、電流測定信号Ｓ２０と最大電流信号Ｓｍａｘとの比較に基づいてのみリセットされる。このため、フリップフロップ３６１のリセット入力部Ｒには、比較器３６４からの出力信号Ｓ３６４だけが供給される。このパルス幅変調器を用いる場合、スイッチオン周期の間は常に、負荷電流が、最大電流値Ｓｍａｘによって決定される電流値まで上昇し、従って、スイッチオン期間Ｔｏｎは、異なる負荷および異なる入力電圧Ｖｉｎの場合で、変動し得る。
【００３２】
積分信号Ｓ３３，Ｓ３４を生成するために、図２に示した電流調整器は、電流測定信号Ｓ２０と基準電流信号ＳＴとを長期間に亘って持続的に積分する積分器３３，３４を備えている。これら積分器３３，３４は、例えば、電圧が制御された電流源、および、該電流源の後段に接続されたコンデンサ（不図示）を有している。この場合、上記電流源は、電流測定信号Ｓ２０および基準電流信号ＳＴに応じた電流を生成し、コンデンサを初期値から充電する。この場合、コンデンサにおける電圧は、積分信号Ｓ３３，Ｓ３４に対応している。
【００３３】
積分信号Ｓ３３，Ｓ３４を生成する連続時間積分器３３、３４の代わりに、電流測定信号Ｓ２０の標本値Ｓ３７２を加算する離散時間積分器３７、および、基準電流信号ＳＴの標本値Ｓ３８２を加算する離散時間積分器３８を、図７に関連して用いてもよい。これら離散型積分器３７，３８は、例えば、サンプリング素子３７２，３８２を備えており、該サンプリング素子３７２，３８２は、クロック信号ＣＬＫに応じて、クロック信号ＣＬＫによって規定された一定の時間間隔で電流測定信号Ｓ２０と基準電流信号ＳＴとをサンプリングして、標本値Ｓ３７２，Ｓ３８２を生成するものである。この場合、サンプリング素子３７２，３８２の後段には、初期値、例えば０から始まる標本値Ｓ３７２，Ｓ３８２を加算する各加算器３７１，３８１が接続されている。駆動サイクルの開始時には、例えばパルス幅が変調された信号Ｓ３０を用いて、これら各加算素子３７１，３８１をその初期値にリセットする。加算素子３７１，３８１の出力部において得られると共に、図２を用いて説明した連続信号Ｓ３３，Ｓ３４の機能を実行する信号Ｓ３７，Ｓ３８は、電流測定信号Ｓ２０の離散時間積分信号と基準電流信号ＳＴの離散時間積分信号とを表すものである。これら離散時間信号Ｓ３７，Ｓ３８は、比較器３５に供給され、比較器３５の出力部では、これら離散時間積分信号Ｓ３７，Ｓ３８の比較結果に応じたスイッチオン信号Ｓ３５が得られる。
【００３４】
分かり易いように、図３には、電流測定信号Ｓ２０の標本値Ｓ３７２、および、基準電流信号ＳＴの標本値Ｓ３８２と、結果として生じる、いずれか１つの駆動サイクルの離散時間積分信号Ｓ３７，Ｓ３８とを示している。この場合、Ｔｃｌｋは、電流測定信号Ｓ２０と基準電流信号ＳＴとがそれぞれ一度にサンプリングされるサンプリング周期の持続時間を示すものである。次の式がサンプリング周波数に適用される。ｆｃｌｋ＝１／Ｔｃｌｋ。これら２つの信号Ｓ２０，ＳＴはそれぞれ、同時にサンプリングされる。この連続時間の場合のように、電流測定信号Ｓ２０に応じた第１の積分信号Ｓ３７が、基準電流信号ＳＴに応じた第２の積分信号Ｓ３８の値よりも低い時に、スイッチオン信号Ｓ３５は、新たなスイッチオン周期を開始させる信号レベルとなる。
【００３５】
発明に関連して「積分信号」とは、電流測定信号Ｓ２０または基準電流信号ＳＴの連続時間積分によって形成される連続時間積分信号、および、電流測定信号Ｓ２０または基準電流信号ＳＴの標本値を加算することによって形成される離散時間積分信号の両方の意味に理解されるものであることに留意されたい。
【００３６】
図８は、パルス幅が変調された駆動信号Ｓ３０を生成する駆動回路３０の他の典型的な一実施形態を示す図である。この駆動回路３０は、電流測定信号Ｓ２０と基準電流信号ＳＴとが供給される減算器３９を備えており、減算器３９の出力部では、電流測定信号Ｓ２０と基準電流信号ＳＴとの間の差を表す差分信号Ｓｄｉｆｆが得られる。この差分信号Ｓｄｉｆｆは、積分器４０に供給され、積分器４０は、差分信号Ｓｄｉｆｆを積分して、積分信号Ｓ４０を生成する。上述の典型的な実施形態とは対照的に、この積分器４０は、駆動サイクルの開始時にリセットされる必要はない。積分信号Ｓ４０は、積分信号Ｓ４０の０地点を検出するために用いられる比較器３５に供給される。該比較器は、この検出のために、例えば、積分信号Ｓ４０と基準電位ＧＮＤまたは０とを比較する。
【００３７】
図９は、図３に示した電流測定信号Ｓ２０の時間プロファイルと基準電流信号ＳＴの時間プロファイルとに基づいた、差分信号Ｓｄｉｆｆの時間積分Ｓ４０を示す図である。図９にはまた、この積分された差分信号から生じる比較信号Ｓ３５が示されている。差分信号Ｓｄｉｆｆの積分Ｓ４０が０よりも小さい場合に、比較信号Ｓ３５は高レベルとなり、差分信号Ｓｄｉｆｆの積分Ｓ４０が０よりも大きい場合に、比較信号Ｓ３５は低レベルとなるように、比較器３５を実施するものと仮定するものである。図８に示した駆動回路３０では、各駆動サイクル、すなわちスイッチオン周期の各開始時は、比較器３５からの出力信号Ｓ３５の立ち上がりエッジと共に、すなわちスイッチオン信号の立ち上がりエッジと共に始まる。スイッチオン周期の期間Ｔｏｎは、パルス幅変調器３６によって、既に説明したように決定されるものである。分かり易いように、図９には、スイッチオン信号Ｓ３５に基づいた駆動信号Ｓ３０の時間プロファイルも示している。
【００３８】
図８に示した駆動回路３０を備える電流調整器の場合には、スイッチオン期間Ｔｏｎとスイッチオフ期間Ｔｏｆｆとの間の比率は、電流測定信号Ｓ２０と基準電流信号ＳＴとの間の差Ｓｄｉｆｆの積分に応じて、従って、電流測定信号Ｓ２０の積分と、基準電流信号ＳＴの積分との間の差に応じて決定される。
【００３９】
図８に示した駆動回路３０では、連続時間積分器４０を、図７に関連して行った説明に応じて（詳細には説明していないが）、サンプリング素子と、該サンプリング素子の後段に接続された加算器とに置き換えてもよい。
【００４０】
上述の電流調整器、および、本電流調整器を用いた上述の電流調整方法は、用いられる負荷の種類とは無関係に、特に誘導負荷１０がスイッチオン周期中に飽和するか否かに無関係に機能するものである。さらに、本電流調整器および電流調整方法は、基準電流値ＳＴの変動に敏速に反応することが可能である。負荷１０を通って流れる電流Ｉ１０が平均値である場合、新たな基準値に調整するためにかかるのは、１つの駆動サイクルだけである。加えて、本電流調整器および電流調整方法は、入力電圧Ｖｉｎの変動に対してロバスト性を有している。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明に係る電流調整器の典型的な一実施形態を示す回路図である。上記電流調整器は、負荷用接続端子と、電流測定アレンジメントと、パルス幅が変調された電源電圧を該接続端子に印加するスイッチングアレンジメントとを備えている。
【図２】図１に示した電流調整器を示す回路図であり、上記電流測定アレンジメントの典型的な実施形態、および、上記スイッチングアレンジメントの典型的な実施形態を詳細に示すものである。
【図３】図１および図２に示した電流調整器の動作方法を示す図であり、この方法は、該電流調整器内に生じた信号の時間プロファイルを用いた方法である。
【図４】図２に示したスイッチングアレンジメント内にあるパルス幅変調器の典型的な第１の実施形態を示す回路図である。
【図５】上記パルス幅変調器の典型的な第２の実施形態を示す回路図である。
【図６】上記パルス幅変調器の典型的な第３の実施形態を示す回路図である。
【図７】発明に係る電流調整器の他の典型的な一実施形態を示す回路図である。
【図８】スイッチングアレンジメントのスイッチ用のパルス幅が変調された信号を生成する駆動回路の、他の典型的な一実施形態を示す回路図である。ここで上記スイッチは、負荷と直列接続されている。
【図９】図８に示した駆動回路の動作方法を示す図であり、この方法は、該駆動回路内で生じる信号の時間プロファイルを用いたものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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