【手続補正書】
【提出日】平成17年6月1日(2005.6.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】  明細書
【発明の名称】  誘導加熱装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】  第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するとともに前記駆動期間において前記共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく前記直流電圧は昇圧平滑手段により昇圧されかつ平滑されて前記インバータに供給され、前記制御回路は、最大出力設定時において、前記第１のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって前記第１のスイッチング素子の流れている期間内に第１のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなる、または、前記第２のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって前記第２のスイッチング素子の流れている期間内に前記第２のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなる誘導加熱装置。
【請求項２】  前記制御回路は、最大出力設定時において、前記第１のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零点に至るまでの間に前記第１のスイッチング素子を遮断する信号を出力してなる、または、前記第２のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零点に至るまでの間に前記第２のスイッチング素子を遮断する信号を出力してなる請求項１に記載の誘導加熱装置。
【請求項３】  第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するとともに前記駆動期間において前記共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく前記直流電圧は昇圧平滑手段により脈流の入力直流電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧されかつ平滑されて前記インバータに供給され、前記制御回路は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱すると、前記第１のスイッチング素子及び前記第１の逆導通素子に流れる共振電流、または前記第２のスイッチング素子及び前記第２の逆導通素子に流れる共振電流が、それぞれ、前記第１のスイッチング素子の駆動期間、または前記第２のスイッチング素子の駆動期間の略２／３倍の周期で共振すべく、前記第１のスイッチング素子の駆動期間、または前記第２のスイッチング素子の駆動期間を設定する誘導加熱装置。
【請求項４】  前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通期間の比を略１とすると共に、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱すると、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記第１のスイッチング素子の駆動期間の略２／３倍の周期で共振してなる請求項１〜３のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
【請求項５】  第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するとともに前記駆動期間において前記共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく前記直流電圧は昇圧平滑手段により脈流の入力直流電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧されかつ平滑されて前記インバータに供給され、前記制御回路は、起動時、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の駆動時間比を変え加熱出力を増加させ、途中から駆動周波数を変え加熱出力を増加させてなる誘導加熱装置。
【請求項６】  起動時、前記第１のスイッチング素子の駆動期間が共振電流の共振周期より短くなるようにして前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の駆動時間比を変えて加熱出力を増加させ、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達すると、前記第１のスイッチング素子の駆動期間を共振電流の周期より長くかつ低出力になるように離散的に長く変更してから前記駆動期間を徐々に長くして加熱出力を低出力値から所定の出力値まで増加させてなる請求項５に記載の誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アルミ鍋のような高導電率かつ低透磁率の被加熱物を効率良く誘導加熱できるようにした誘導加熱調理器や、誘導加熱式の湯沸かし器、加湿器あるいはアイロンなどの誘導加熱装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種の誘導加熱装置としては、例えば誘導加熱調理器に関してアルミ鍋を加熱しているときの鍋鳴り音を抑制するとともに、力率低下を抑制する技術が、例えば特開平１−２４６７８３号公報に開示されており、また、スイッチング損失を抑制するとともに、アルミ鍋を高周波で加熱するための技術が、例えば特開２００１−１６０４８４号公報に開示されている。
【０００３】
図９は特開平１−２４６７８３号公報に開示されている内容を示す回路図である。図に９おいて、サイリスタ３、サイリスタ４、ダイオード５及びダイオード６は１００Ｖの交流電源１の電圧を入力して直流電圧に整流するブリッジ回路２を構成する。サイリスタ３，サイリスタ４は導通角を制御して、インバータの直流電源電圧をインバータ起動時約２０Ｖに低下させ出力電力を低い値に設定して負荷検知手段２４が適正な被加熱物が存在することを判断すると出力制御回路２６が動作し、以降出力の変更は直流電圧を変えて行われる。
【０００４】
また、入力波形整形手段２３は入力設定手段２５からの信号と、カレントトランス２２からの信号に基づき、入力電流が決められた波形となるようにトランジスタ１０を駆動することにより力率が改善される。これは、チョークコイル８はトランジスタ１０が導通するとチョークコイル８にエネルギーを蓄積し、トランジスタ１０がオフしたときにそのエネルギーをダイオード９を介してコンデンサ１１に放出する作用により行われる。
【０００５】
また、アルミニウム鍋を加熱するために、加熱コイル１８の電流の周波数を２０ｋＨｚから５０ｋＨｚに切り替える。これは、加熱コイル１８の巻き数と共振コンデンサ１９の容量を変更して行われる。
【０００６】
しかしながら、上記従来の技術は、アルミニウム鍋と鉄系の鍋を加熱するためには加熱コイルの巻き数を切り替える必要があり構成的に複雑でコスト的にも負担になる、また、共振周波数を５０ｋＨｚにするためにスイッチング素子１５、１７の駆動周波数も同一周波数（５０ｋＨｚ）にする必要がありスイッチング損失が大きくなる、そして、スイッチング損失を低減するために共振点追尾方式を採用すると、そのための制御回路や出力変更のための電源電圧変更手段が必要となる、といった課題があった。
【０００７】
上記の課題を解決するための方法として、特開２００１−１６０４８４号公報に開示されている技術がある。図１０の回路図と、図１１及び図１２の波形はこの技術の内容を示すものである。
【０００８】
この技術の特徴は、加熱コイル１８へ流れる電流を検出するカレントトランス３０により信号を受け、トランジスタ１５とトランジスタ１７の駆動信号に比べ、加熱コイル１８と共振コンデンサ１９で形成される共振電流の周波数を２倍以上に設定したことにより、トランジスタ１５とトランジスタ１７のスイッチング損失を抑制しながら、加熱コイルに供給する周波数を高くしてアルミニウムの鍋を加熱することができるようにしたものである。
【０００９】
図１１に波形にて示す出力制御方法は、電力が小の場合には、トランジスタ１５はその電流が零点に１回目に達した時点でオフし、トランジスタ１７はその電流が３回目に達した時点でオフするように制御する。また、電力が大の場合には、トランジスタ１５はその電流が零点に２回目に達した時点でオフし、トランジスタ１７はその電流が２回目に達した時点でオフするように制御する。
【００１０】
図１２に示す出力制御方法は、電力が小の場合には、トランジスタ１５は導通後ｔ１時間（共振電流の１／２周期より短い時間）経過後オフし、トランジスタ１７はその電流が３回目に零点に下降して達した時点でオフするように制御する。また、電力が大の場合には、トランジスタ１５はその電流が零点に１回目に下降して達した時点（共振電流の１／２周期目）でオフし、トランジスタ１７はその電流が３回目に達した時点でオフするように制御するものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
特開２００１−１６０４８４号公報に記載されたような従来の誘導加熱装置には、図１１の制御方法では連続的に出力を調整することができないという課題があり、図１２の制御方法は、導通時間の変化に対する出力の変化が大きくなりすぎて微妙な出力の制御ができないという課題があった。またいずれの制御方法でも、加熱コイル１８の電流の包絡線が平滑化されていないので、商用周波数の２倍の周波数で生じるうなり音が鍋から生じることになる（以下、鍋鳴り音）という課題もあった。鍋鳴り音を防ぐ方式としては、上記の特開平１−２４６７８３号公報に記載されたような技術が考えられるが、この技術は、インバータの入力電源をそれ以下に降下させ出力を調節する方法であり、この方法と上記の特開２００１−１６０４８４号公報に記載された方法と組み合わせても、共振電流が減衰して継続しないので十分な出力制御ができなかった。
【００１２】
本発明は上記の課題を解決するもので、鍋鳴り音を発生させず、インバータのスイッチング素子のスイッチング損失を抑制するとともに、アルミ鍋を十分大きな出力で連続的にかつ制御性よく出力制御して加熱ができる誘導加熱装置を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の誘導加熱装置は、特に、制御回路は、最大出力設定時において、第１のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって第１のスイッチング素子の流れている期間内に第１のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって第２のスイッチング素子の流れている期間内に第２のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなることにより、最大出力時の第２のスイッチング素子または第１のスイッチング素子のターンオン損失の増大を抑制することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するとともに前記駆動期間において前記共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく前記直流電圧は昇圧平滑手段により昇圧されかつ平滑されて前記インバータに供給されてなることにより、スイッチング素子が１石のものに比して、スイッチング素子が複数あるのでその責務が小さくなるとともに、駆動時間比を変えたり駆動周波数を変えることにより出力制御が負荷に応じてきめ細かく行える。
【００１５】
また、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱する場合において、共振電流の尖頭値がスイッチング素子の駆動期間中に減衰して零とならないように、インバータが入力する直流電圧を昇圧しかつ平滑する昇圧平滑手段を設けているので、スイッチング素子の駆動期間中に共振電流を１サイクル以上発生させた状態でスイッチング素子の駆動期間を変更して出力を安定して制御する、あるいはスイッチング素子の責務（ターンオン損失の発生）を大きくしないように制御することができるようになる。
【００１６】
特に、制御回路は、最大出力設定時において、第１のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって第１のスイッチング素子の流れている期間内に第１のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって第２のスイッチング素子の流れている期間内に第２のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなることにより、最大出力時の第２のスイッチング素子または第１のスイッチング素子のターンオン損失の増大を抑制することができる。
【００１７】
また、請求項２に記載の発明は、特に、制御回路は、最大出力設定時において、第１のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零点に至るまでの間に前記第１のスイッチング素子を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子の駆動開始後共振電流が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零点に至るまでの間に前記第２のスイッチング素子を遮断する信号を出力してなることにより、第１のスイッチング素子に電流が流れている時点で駆動停止し、第１の逆導通素子に順方向に電流が流れてた状態で第１のスイッチング素子の駆動開始することができる。また、第２のスイッチング素子と第２の逆導通素子についても同様である。
【００１８】
請求項３に記載の発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するとともに前記駆動期間において前記共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく前記直流電圧は昇圧平滑手段により脈流の入力直流電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧されかつ平滑されて前記インバータに供給され、前記制御回路は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱すると、第１のスイッチング素子及び第１の逆導通素子に流れる共振電流、または第２のスイッチング素子及び第２の逆導通素子に流れる共振電流は、それぞれ、前記第１のスイッチング素子の駆動期間、または前記第２のスイッチング素子の駆動期間の略２／３倍の周期で共振すべく、前記第１のスイッチング素子の駆動期間、または前記第２のスイッチング素子の駆動期間を設定してなることにより第２番目のピーク付近でターンオフするので第３番目のピーク付近以降でターンオフするのに比して減衰量が少なくターンオフ時の電流値を大きくできる。
【００１９】
この結果、第２のスイッチング素子の遮断後、第１の逆導通素子に順方向に電流が流れるように安定した転流作用を行うことが容易となり、スイッチング素子のターンオンモードの発生を抑制してスイッチング損失の発生や高周波雑音の発生を抑制することができるものである。また、第１のスイッチング素子及び第１の逆導通素子に流れる共振電流と第１のスイッチング素子の駆動期間についても同様である。また、請求項４または５に記載の構成であれば、第２のスイッチング手段の駆動期間が共振電流の周期より長くなるので、チョークコイルに蓄積するエネルギーが大きくなり昇圧レベルを大きくすることができ前記の作用をさらに高めることができる。
【００２０】
請求項４に記載の発明は、特に、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通期間の比を略１とすると共に、加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱すると、第１のスイッチング素子または第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記第１のスイッチング素子の駆動期間の略２／３倍の周期で共振してなることにより、第１及び第２の逆導通素子に順方向電流が流れている状態で第２のスイッチング素子を駆動するとともに、第１及び第２のスイッチング素子に順方向電流が流れている状態で第１及び第２のスイッチング素子を駆動することができる。また、第１及び第２のスイッチング素子の駆動期間の略２／３倍の周期で共振してなることにより、第２番目のピーク付近でターンオフするので減衰量が少なく電流値が大きく状態で駆動停止信号を出すことができる。この結果、第１及び第２のスイッチング素子の遮断後、第１及び第２の逆導通素子それぞれに順方向に電流が流れるように安定した転流作用を行うことができ、スイッチング素子のターンオンモードの発生を抑制してスイッチング損失の発生や高周波雑音の発生を抑制することができるものである。そして加熱コイルにはスイッチング素子の駆動周波数の３倍の高周波電流を発生させることができるものである。
【００２１】
また、請求項５に記載の発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子または前記第１の逆導通素子に流れる共振電流は、前記加熱コイルの発生する磁界が高導電率かつ低透磁率の負荷を誘導加熱すると前記第１のスイッチング素子の駆動期間より短い周期で共振するとともに前記駆動期間において前記共振電流が所定以上の振幅で共振を維持すべく前記直流電圧は昇圧平滑手段により脈流の入力直流電圧のピーク値よりも高くなるように昇圧されかつ平滑されて前記インバータに供給され、前記制御回路は、起動時、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の駆動時間比を変え加熱出力を増加させ、途中から駆動周波数を変え加熱出力を増加させてなるので、負荷の検知を行いやすくすることができる。すなわち、駆動時間比を変えることにより高導電率、低透磁率のアルミニウム等の材質の負荷でも鉄系の負荷でも低出力状態で出力を変化させることができ、負荷検知が正確にかつ低出力状態できる。また、所定の駆動時間比、駆動時間あるいは加熱出力に到達後は、高導電率、低透磁率の負荷の場合には特定の位相範囲でスイッチング素子を駆動及び遮断できるように駆動時間比を一定にして遮断位相を変え、駆動周波数を変えることによりスイッチング素子の損失の急激な増加を抑制して出力を可変することができるものである。
【００２２】
また、請求項６に記載の発明は、特に、起動時、第１のスイッチング素子の駆動期間が共振電流の共振周期より短くなるようにして第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の駆動時間比を変えて加熱出力を増加させ、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達すると、第１のスイッチング素子の駆動期間を共振電流の周期より長くかつ低出力になるように離散的に長く変更してから前記駆動期間を徐々に長くして加熱出力を低出力値から所定の出力値まで増加させてなることにより、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達までに負荷が高導電率、低透磁率の負荷かどうかを精度良くかつ安定的に行い、負荷が高導電率、低透磁率の負荷である場合には離散的に駆動期間を長くして、低出力状態に移行しそこから所定の値まで安定して到達させることができるものである。
【００２３】
【実施例】
（実施例１）
本発明の第１の実施例について図面を参照しながら説明する。
【００２４】
図１は本実施例の誘導加熱装置の回路構成を示す図である。電源５１は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路５２の入力端に接続される。整流回路５２の出力端間に第１の平滑コンデンサ５３が接続される。整流回路５２の出力端間には、さらに、チョークコイル５４と第２のスイッチング素子５７の直列接続体が接続される。加熱コイル５９は被加熱物であるアルミニウム製の鍋６１と対向して配置されている。
【００２５】
５０はインバータであり、第２の平滑コンデンサ６２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路５２の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ６２の高電位側端子は第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５５の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５５の低電位側端子はチョークコイル５４と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５７の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。加熱コイル５９と共振コンデンサ６０の直列接続体が第２のスイッチング素子５７に並列に接続される。
【００２６】
第１のダイオード５６（第１の逆導通素子）は第１のスイッチング素子５７に逆並列に接続（第１のダイオード５６のカソードと第１のスイッチング素子５７のコレクタとを接続）され、第２のダイオード５８（第２の逆導通素子）は第２のスイッチング素子５７に逆並列に接続される。スナバコンデンサ６４は、第２のスイッチング素子５７に並列に接続される。補正用共振コンデンサ６５とリレー６６の直列接続体は共振コンデンサ６０に並列に接続されている。制御回路６３は、電源５１からの入力電流を検知するカレントトランス６７と、加熱コイル５９の電流を検知するカレントトランス６８の検知信号を入力するとともに、第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７のゲートとリレー６６の駆動コイル（図示せず）に信号を出力する。
【００２７】
以上のように構成された誘導加熱装置において、以下動作を説明する。電源１は整流回路５２により全波整流され、整流回路５２の出力端に接続された第１の平滑コンデンサ５３に供給される。この第１の平滑コンデンサ５３はインバータに高周波電流を供給する供給源として働く。
【００２８】
図２は上記回路における各部波形を示す図であり、図２（Ａ）は出力が大出力である２ｋＷの時のものである。同図（ａ）は第１のスイッチング素子５５及び第１のダイオード５６に流れる電流波形Ｉｃ１を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子５７及び第２のダイオード５８に流れる電流波形Ｉｃ２を、同図（ｃ）は第２のスイッチング素子５７のコレクタ−エミッタ間に生じる電圧Ｖｃｅ２を、同図（ｄ）は第１のスイッチング素子５５のゲートに加わる駆動電圧Ｖｇ１を、同図（ｅ）は第２のスイッチング素子５７のゲートに加わる駆動電圧Ｖｇ２を、同図（ｆ）は加熱コイル５９に流れる電流ＩＬをそれぞれ示している。
【００２９】
出力が２ｋＷのとき（図２（Ａ））、制御回路６３は時点ｔ０から時点ｔ１まで（ｅ）に示すように第２のスイッチング素子５７のゲートに駆動期間がＴ２（約２４μ秒）であるオン信号を出力する。この駆動期間Ｔ２の間では第２のスイッチング素子５７及び第２のダイオード５８と、加熱コイル５９と、共振コンデンサ６０で形成される閉回路で共振し、鍋６１がアルミニウム製の鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ２の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイル５９の巻き数（４０Ｔ）と共振コンデンサ６０の容量（０．０４μＦ）と、駆動期間Ｔ２が設定されている。チョークコイル５４はこの第２のスイッチング素子５７の駆動期間Ｔ２において、平滑コンデンサ５３の静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄える。
【００３０】
次に、第２のスイッチング素子５７に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第２のスイッチング素子５７の順方向にコレクタ電流が流れている時点で第２のスイッチング素子５７の駆動が停止される。
【００３１】
すると、第２のスイッチング素子５７がオフするので、第２のスイッチング素子５７のコレクタと接続されたチョークコイル５４の端子の電位が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ６２の電位を越えると、第１のダイオード５６を通して第２の平滑コンデンサ６２に充電して、チョークコイル５４に蓄えた磁気エネルギーを放出する。第２の平滑コンデンサ６２の電圧は整流器５２の直流出力電圧Ｖｄｃのピーク値（２８３Ｖ）よりも高くなるように昇圧される（本実施例では５００Ｖ）。昇圧されるレベルは第２のスイッチング素子５８の導通時間に依存し、導通時間が長くなると第２の平滑コンデンサ６２に発生する電圧が高くなる傾向にある。
【００３２】
このように、第２の平滑コンデンサ６２−第１のスイッチング素子５５あるいは第１のダイオード５６−加熱コイル５９−共振コンデンサ６０で形成される閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑コンデンサ６２の電圧レベルが昇圧されることにより、図２（Ａ）の（ａ）に示す第１のスイッチング素子５５に流れる共振電流の尖頭値（ピーク値）、および共振経路を変えて、継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイッチング素子５７に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さくならないようにして、アルミニウム製の鍋を高出力で誘導加熱し、かつ、出力を連続的に増減して制御するようにできる。
【００３３】
そして、図２（Ａ）の（ｄ）及び（ｅ）で示すように、制御回路６３は、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時に導通するのを防止するために設けた休止期間後の時点ｔ２において、第１のスイッチング素子５５のゲートに駆動信号を出力する。この結果、同図（ａ）示すように加熱コイル５９−共振コンデンサ６０−第１のスイッチング素子５５または第１のダイオード５６−第２の平滑コンデンサ６２とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第２のスイッチング素子５８が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３の周期の共振電流が流れる。
【００３４】
従って、加熱コイル５９に流れる電流ＩＬは、図２（Ａ）の（ｆ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子の駆動周期（Ｔ１とＴ２と休止期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル５９に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。
【００３５】
図３は、商用電源５１の電圧波形を（ａ）に、加熱コイル５９と共振コンデンサ６０の直列接続体に加わる電圧Ｖｃｅ２を（ｂ）に、波形（ｃ）は加熱コイル５９に流れる電流ＩＬを示している。このように第２の平滑コンデンサ６２により、整流器５２の出力電圧は、図３（ａ）に示す商用電源を全波整流した脈流波形であるのに対して、加熱コイル５９に流れる電流の包絡線が図３（ｃ）のように平滑化されるため、従来例の図１３（ｃ）で示す加熱コイル電流で生じるような商用電源周波数の２倍の周波数で生じる鍋鳴り音が抑えられることになる。
【００３６】
図２（Ｂ）の波形は出力が低出力である４５０Ｗの時のものである。図２（Ｂ）の（ａ’）〜（ｅ’）は図２（Ａ）の（ａ）〜（ｅ）に対応する波形である。出力電力の制御は、図２（Ｂ）に示すように、第１のスイッチング素子５５の駆動時間（Ｔ１’）及び第２のスイッチング素子５７の駆動時間（Ｔ２’）を２ｋＷ出力時の各々の駆動時間Ｔ１、Ｔ２より短くすることによりおこなう。
【００３７】
図２（Ａ）において、第１のダイオード５６に流れる電流がピークになる時点（図２（Ａ）の時点ｔ５）で第２のスイッチング素子５８をターンオンした場合には、出力電力は最小出力電力またはそれに近い値となる。これに対して、第１のスイッチング素子５６に２回目に流れ始めて（同図ｔ６で示す時点）から再度共振で零になる時点（図示していない）で第１のスイッチング素子５６をオフするとともに第２のスイッチング素子５８をオンするように制御すると最大出力電力を得ることができる（共振点電力制御）。
【００３８】
出力設定が低出力である４５０Ｗのときには上記の原理により、図２（Ｂ）の（ａ’）に示すように、駆動時間（Ｔ１’）を出力設定が最大出力設定である２ｋＷのときよりも短くするが、第１のスイッチング素子５５に順方向電流が流れている時点（ｔ３’）で第１のスイッチング素子５５がオフするようになっている。  このようにすることで、最大出力設定の時でも、低出力設定の時でも、第１のスイッチング素子５５のターンオフに伴ない、加熱コイル５９に蓄積したエネルギーでスナバコンデンサ６４と共振させて、第１のスイッチング素子５５のコレクタ電位を立ち下げ、かつそのコレクタエミッタ間の電圧の立ち上がりを緩やかにしてスイッチング損失を低減することができる。
【００３９】
その結果、引き続きターンオンすることになる第２のスイッチング素子５７のターンオン時に順方向に電圧が印加しないようにまたは印加してもそのレベルを小さくして、ターンオン損失を抑制するあるいはターンオン時の雑音の発生を防止することができるととともに、第１のスイッチング素子５５のターンオフ損失を低減することができるものである。
【００４０】
次に起動時においては、制御回路６３はリレー６６はオフ状態にし、一定の周波数（約２１ｋＨｚ）で第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７を交互に駆動する。第１のスイッチング素子５５の駆動期間は共振電流の共振周期よりも短いモードで駆動し、駆動時間比を最小にして、最小の出力にしてから徐々に駆動時間比を増加し、その間に制御回路６３はカレントトランス６７の検知出力とカレントトランス６８の検知出力から、負荷鍋６１の材料を検知する。制御回路６３は負荷鍋６１の材料が鉄系のものであると判断すると、加熱を停止してからリレー６６を投入して、再度低出力で加熱を開始する。このとき、制御回路６３は第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７を一定の周波数（約２１ｋＨｚ）で再度最小駆動時間比で最小出力からスタートして所定の出力まで徐々に増加させる。
【００４１】
一方、鉄系の負荷であると検知しない場合には、所定の駆動時間比に到達すると、図２（Ｂ）に示すような、第１のスイッチング素子５７の駆動期間より共振電流の周期の短いモードに移行する。このとき、出力は低出力状態になるように駆動期間が設定される。
【００４２】
図４は第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７の駆動周波数を一定（２０ｋＨｚ）にしたときの第２のスイッチング素子５７のオン時間と入力電力の関係を示す図である。この図が示すように、本実施例においては、周期の１／２付近で約２ｋＷの加熱出力がえられ、その付近のピークから第２のスイッチング素子の駆動期間を短くしていけば出力を線形的に低下することができる。従って、図４に示すように駆動時間あるいは駆動時間比のリミッタの下限Ｔｏｎｍｉｎと上限Ｔｏｎｍａｘを設定すれば、安定した制御を行うことができる。
【００４３】
以上のように、本実施例によれば、加熱コイル５９の発生する磁界によりアルミニウムや銅など高導電率、低透磁率の負荷を加熱すると、第１のスイッチング素子５５、第１ダイオード５６を流れる加熱コイル５９と共振コンデンサ６０による共振電流は、両スイッチング素子それぞれの駆動期間（Ｔ１）より短い周期で共振してなるので、第１のスイッチング素子５５の駆動周波数より高い周波数（この実施例では１．５倍）の電流を加熱コイル５９に供給して加熱することができ、さらに、昇圧手段であるチョークコイル５４と平滑手段である第２の平滑コンデンサ６２を設けて、高周波電源である平滑コンデンサ６２の電圧を昇圧して平滑し、各駆動期間（Ｔ及びＴ’）において共振電流の振幅を大きくしているため、駆動開始後、共振電流が流れ始めてから１周期目が終了し、２周期目に到達して以降においても十分大きな振幅の共振電流を継続させ、２周期目以降において各スイッチング素子の駆動停止タイミングを変更することにより大きな出力の可変範囲を得ることができるものである。
【００４４】
また、昇圧手段であるチョークコイル５４は、第２のスイッチング素子５８の駆動期間と関連性を持たせて昇圧の大きさを変更してなる、すなわち、第２のスイッチング素子５７の導通時間が例えば長くなると、チョークコイル５４の昇圧作用が大きくなり平滑手段である平滑コンデンサ６２の電圧が高くなるので出力制御に利用することができる。
【００４５】
また、昇圧手段５４は、第２のスイッチング素子５７の導通によりチョークコイル５４に蓄積されたエネルギーを第１のダイオード５６を経由して第２の平滑コンデンサ６２に移動してなることにより、簡単な構成で脈流の入力直流電圧を平滑した高圧の電源とすることができ、この電源をもとに包絡線が平滑された高周波電流に変換して加熱コイル５９に供給するので鍋鳴り音を抑制することができる。
【００４６】
また、第２のスイッチング素子５７または第２のダイオード５８に流れる共振電流は、加熱コイル５９の発生する磁界によりアルミニウムや銅等、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱すると第２のスイッチング素子５７の駆動期間（Ｔ２）より短い周期で共振してなることにより、第１のスイッチング素子５５または第１のダイオード５６に流れる共振電流と合わせさらに第１及び第２のスイッチング素子の駆動周期内の共振周波数の波数を多くすることができる。
【００４７】
また、第２のスイッチング素子５７が導通した時、チョークコイル５４にエネルギーを与える第１の平滑コンデンサ５３を有することにより、チョークコイル５４にエネルギーを蓄積する際の高周波成分が電源５１に漏洩するのを抑制することができるものである。
【００４８】
また、制御回路６３は、最大出力設定時に、第１のスイッチング素子５５の駆動開始後、共振電流が２周期目以降であって第１のスイッチング素子５５に流れている期間内に第１のスイッチング素子５５の導通を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子５７の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって第２のスイッチング素子５７に流れている期間内に第２のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなるので、最大出力時の第２のスイッチング素子５７または第１のスイッチング素子５５のターンオン損失の増大を抑制することができる。
【００４９】
また、制御回路６３は、最大出力設定時に、第１のスイッチング素子５５の駆動開始後共振電流が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零点に至るまでの間に前記第１のスイッチング素子５５を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子５７の駆動開始後共振電流が２周期目以降のピーク位相を過ぎ零点に至るまでの間に前記第１のスイッチング素子５５を遮断する信号を出力してなることにより、最大出力時の第２のスイッチング素子５７または第１のスイッチング素子５５のターンオン損失の発生を抑制するとともに、それらの駆動期間を短くすると出力を低下させることができかつ、低出力にしても各スイッチング素子のターンオンモードが起きにくくターンオン損失が発生しにくくなる。
【００５０】
また、第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７の導通期間の比を略１すると共に、加熱コイル５９の発生する磁界により高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱すると、第１のスイッチング素子５５及び第１のダイオード５６に流れる共振電流は、第１のスイッチング素子５５の駆動期間の略２／３倍の周期で共振してなることにより、第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子の駆動期間中に３個の共振電流の波数を発生させることができ、駆動周波数の約３倍の高周波電流を加熱コイル５９に供給することができるとともに、第１のスイッチング素子５５の駆動を第１のダイオード５６に電流が流れているタイミングで開始し、駆動の停止を第１のスイッチング素子５５に順方向に電流が流れているタイミングで行うことができ、第２のスイッチング素子５７及び第２のダイオード５８についても同様とすることができ制御が安定する。
【００５１】
また、起動時、第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７の駆動時間比を変え加熱出力を増加させ、途中から駆動周波数を変え加熱出力を増加させてなることにより、負荷の検知を行いやすくすることができる。すなわち、駆動時間比を変えることにより高導電率かつ低透磁率のアルミニウム等の材質の負荷でも鉄系の負荷でも低出力状態で、図４に示すように駆動時間あるいは駆動時間比のリミッタの下限Ｔｏｎｍｉｎと上限Ｔｏｎｍａｘを設定すれば、出力を単調に変化させることができ、制御回路６３は負荷検知が正確にかつ低出力状態でできる。また、所定の駆動時間比、駆動時間あるいは加熱出力に到達後は、高導電率かつ低透磁率の負荷の場合には特定の位相範囲でスイッチング素子を駆動及び遮断できるように駆動時間比を一定にして遮断位相を変え、駆動周波数を変えることによりスイッチング素子の損失の急激な増加を抑制して出力を可変することができるものである。
【００５２】
また、起動時、第１のスイッチング素子５５の駆動期間が共振電流の共振周期より短くなるようにして第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７の駆動時間比を変え加熱出力を増加させ、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達すると、第１のスイッチング素子５５の駆動期間を共振電流の周期より長くかつ低出力になるように離散的に長く変更してから駆動期間を徐々に短くして加熱出力を低出力値から所定出力値まで増加させてなることにより、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達までに負荷６１が高導電率かつ低透磁率の負荷かどうかを精度良くかつ安定的に行い、負荷６１が高導電率かつ低透磁率の負荷である場合には離散的に駆動期間を長くして、低出力状態に移行しそこから所定の値まで安定に増加させ到達させることができるものである。
【００５３】
また、加熱コイル５９の発生する磁界により、鉄系の負荷または非磁性ステンレスの負荷６１を加熱すると共振電流は第１のスイッチング素子５５及び第２のスイッチング素子５７の導通期間より長い周期で共振してなり、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負荷６１を最大出力で加熱する場合に第１のスイッチング素子５５及び第２のスイッチング素子５７に順方向に電流が流れているタイミングで前記スイッチング素子を遮断可能とするように補正用共振コンデンサ６５を共振コンデンサ６０に並列に接続して、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてなるので、共振コンデンサ６０と補正用コンデンサ６４は加熱コイル５９と直列に接続されると共に容量を切り替え可能とし、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負荷を加熱する場合に共振コンデンサ６０を、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてなることにより、共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらにチョークコイル５４により直流電圧Ｖｄｃを昇圧しているので、共振電流の振幅が大きくなることから、スイッチング素子に順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で最大出力を設定してスイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、最大出力を従来の構成のものより大きくすることができる。また、アルミニウム系の鍋と、鉄系の鍋を同一のインバータで加熱しようとするときに、従来は加熱コイル５９の巻き数と共振コンデンサを同時に切り替えて共振周波数と被加熱物６１に放射する磁界の強さ（アンペアターン）を切り替えていたが、チョークコイル５４と第１のスイッチング手段５７の昇圧作用により前記のコイル巻き数切り替えの作用を置き換えることができ、同一の加熱コイル５９で共振コンデンサ６０の切り替えをすることで、広い範囲の材質の被加熱物を加熱できるという効果がある。
【００５４】
また、補正用共振コンデンサ６５を共振コンデンサ６０に接続せずに起動し、すなわち、容量の小なる共振コンデンサ６０ので起動し、徐々に出力を増加させ、その途中で負荷６１が鉄系か、高導電率かつ低透磁率のものかを判定し、鉄系の負荷であると判定した場合には駆動停止後、リレー６０をオンして補正用共振コンデンサ６５を並列に接続して、すなわち、共振コンデンサ６０を容量が大となるよう切り変え、駆動周波数を低周波数で再駆動するので、共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧手段であるチョークコイル５４と第２の平滑コンデンサ６２により直流電源電圧を昇圧しているので、共振電流値が増えることから、第１のスイッチング素子５５及びに順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で最大出力を設定してスイッチング素子５７のターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、最大出力を従来の構成のものより大きくすることができる。また、高導電率、低透磁率の負荷であると判定した場合には継続して所定の駆動時間比または所定の出力まで出力を増加した後駆動時間比を固定して導通時間を変更して出力を所定の出力に到達させてなるので、いずれの負荷においても低出力で起動して負荷の判定をして、安定的に所定の出力値あるいはリミット値へと到達させるいわゆるソフトスタート動作が可能となる。
【００５５】
なお、図１において、第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサの容量の比率は場合に応じて適宜決定すればよい。例えば前者を１０００マイクロファラッド、後者を１５マイクロファラッドとすると加熱コイル電流の包絡線の平滑度が高くなる。この場合には第１の平滑コンデンサ５３の入力側の電源線にチョークコイルを挿入すればよい。逆に前者を１０マイクロファラッド、後者を１００マイクロファラッド程度にすれば、力率の低下を抑制できるが、後者は耐圧の大きなものを必要とするので高価となる場合がある。
【００５６】
また、図１において、第２の平滑コンデンサ６２は、低電位側を整流回路５２の正極に接続しても良く、また、スナバコンデンサ６４は第１のスイッチング素子５５に並列に接続しても同様の効果が得られる。
【００５７】
また、共振コンデンサ６０の低電位側端子は第１のスイッチング素子５５の高電位側端子（コレクタ）に接続してもよく、容量を分割して第１のスイッチング素子５５の高電位側と、第２のスイッチング素子５７の低電位側端子（エミッタ）に同時に接続しても同様の動作を行う。そして、第１のスイッチング素子５５または第２のスイッチング素子５７に並列に接続する共振回路は本実施例のものには限らず適宜本実施例の技術を応用できるものである。
【００５８】
また、上記実施例では誘導加熱調理器について説明したがアルミニウムなどの高導電率かつ低透磁率材料を加熱するアイロンや湯沸かし器など他の種の誘導加熱装置にも応用できるものである。
【００５９】
（実施例２）
本発明の誘導加熱装置の第２の実施例について図面を参照しながら説明する。図５は本実施例の回路構成を示す図である。本実施例が実施例１の構成と異なるのは第１の平滑コンデンサ７１及びチョークコイル７２が電源５１と整流回路５２の間に配置されている点である。
【００６０】
本実施例における動作を説明する。５０はインバータであり、制御回路６３の動作は実施例１と同様に第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７を必要な入力電力を確保するため交互にオン・オフ動作を行う。この際、第１のスイッチング素子５５のオン時には、実施例１では加熱コイル５９に電流が流れるとともに、チョークコイル７２から第１の平滑コンデンサ７１に電流に電流の一部が回生することになる。そこで、本実施例の構成を取ることにより、整流回路５２が回生電流を阻止する様に働くため、第１の平滑コンデンサ７１に電流が回生することがなく、入力電力を加熱コイル５９及び鍋６１に伝達することが可能になる。なお、整流回路５２に使用されるダイオードは高周波電流が通過するため、高速のダイオードが望ましいことになる。
【００６１】
以上のように本実施例によれば、第１の平滑コンデンサ７１に電流が回生しないために、入力電力が無駄なく回路に供給されるため、効率の良いアルミ鍋の加熱が可能な誘導加熱装置を実現できるものである。
【００６２】
（本発明に関連する例）
本発明の誘導加熱装置に関連する例について図面を参照しながら説明する。図６は本例の回路構成を示す。電源５１は商用電源であり整流回路５２により整流され、チョークコイル８０とトランジスタ８７の直列回路に印加される。トランジスタ８７のコレクタはダイオード８２のアノードに接続されダイオード８２のカソードは平滑コンデンサ８１の高電位側に接続される。平滑コンデンサ８１の低電位側は整流器５２の負極側に接続される。
【００６３】
７９はインバータであり、チョークコイル８３とトランジスタ８８の直列接続体は平滑コンデンサ８１の両端に接続される。加熱コイル８９と共振コンデンサ９１の直列接続体はトランジスタ８８の両端に接続され、共振コンデンサ９２とリレー９３の直列接続体は共振コンデンサ９１に並列に接続される。制御回路８５はトランジスタ８８を駆動するとともに、電源５１からの入力電流を検知するカレントトランス６７と加熱コイル８９の電流を検知するカレントトランス９４からの検知信号を入力して負荷鍋９０の材質を判断する負荷検知機能を有する。そして制御回路８５はその負荷検知機能の検知結果に応じて、昇圧制御回路８６、リレー９３、及びトランジスタ８８に制御信号または駆動信号を出力する。昇圧制御回路８６は、制御回路８５の制御信号に基づきトランジスタ８７の駆動信号を出力する。
【００６４】
上記の構成について動作を説明する。制御回路８５はチョークコイル８０が昇圧チョッパとして働くようにトランジスタ８７をオンオフ制御する。この結果、ダイオード８２を介して平滑コンデンサ８１の両端に整流器５２の出力Ｖｄｃが昇圧されかつ平滑された電圧が印加される。この平滑された電圧はインバータの高周波電流を供給する供給源として働く。チョークコイル８３は整流器５２の正極に接続され、トランジスタ８８がターンオフ時に零電流スイッチングを行うことに使用されている。
【００６５】
また、トランジスタ８８にはダイオード８４が逆並列に接続されており、共振電流がトランジスタ８８と逆方向に流れる場合に電流を環流するために用いられる。トランジスタ８８はオン状態の時に加熱コイル８９と共振コンデンサ９１で決まる共振周波数で共振する共振電流を発生させ、鍋９０に高周波磁界を供給する。
【００６６】
制御回路８５は、マイクロコンピュータなどを用いて入力電力に応じた制御をトランジスタ８８に行わせている。制御回路８５は負荷検知機能により加熱コイル８９で加熱する鍋９０がアルミニウムなどの高導電率かつ低透時率の材質であると判断するとリレー９３をオフした状態で図７に示すような駆動制御をおこない、鍋９０が鉄系の鍋であると判断するとリレー９３をオンし、共振コンデンサ９１の容量を増加させた状態で、図８に示すような駆動制御をおこない最大出力を得る。
【００６７】
図７は本例における各部波形を示す図である。波形（ａ）はトランジスタ８８及びダイオード８４に流れる電流波形Ｉｃを示し、波形（ｂ）はトランジスタ８８のコレクタ−エミッタ間に生じる電圧Ｖceを示し、波形（ｃ）は加熱コイル８９に流れる電流ＩLを示し、波形（ｄ）は制御回路８５によりトランジスタ８８に与えられる駆動波形ＶGEを示している。
【００６８】
制御回路８５はトランジスタ８８にゲート信号を与え、トランジスタ８８を導通状態にする。この時、トランジスタ８８には加熱コイル８９と共振コンデンサ９１で生じた共振電流が流れることになる。ここで、共振電流の周波数は駆動周波数より２倍以上高いため、共振電流はやがて零になり、今度はダイオード８４を通して電流は先ほどと逆方向に流れることになる。この間加熱コイル８９には共振電流が流れ続けるため、鍋９０には共振周波数決で決まる高周波磁界が供給されることになる。つまり、通常の２倍以上の周波数で駆動している状態と同様な効果が得られることになる。
【００６９】
この後、必要なパワーを供給した後、制御回路８５はダイオード８４に電流が流れているタイミングでトランジスタ８８をオフし、一定周期後再びオン状態に移り、これを繰り返すことになる。
【００７０】
図８に示すように材質が鉄系の鍋の場合に、トランジスタ８８の駆動周期（Ｔ’）は、すなわち、加熱コイル８９のインダクタンスと共振コンデンサ９１の容量に共振コンデンサ９２の容量を付加した容量で決まる共振周期（Ｔ１’）と休止期間（Ｔ２’）の和は、スイッチング損失などを考慮して、周波数（１／Ｔ’）が通常２０〜３０ｋＨｚとなるように設定されている。
【００７１】
これに対して、制御回路８５が鍋９０がアルミニウムなどの材質であると判断した場合には、共振コンデンサ９２を付加せず、共振周波数を高くするとともに、トランジスタ８６とチョークコイル８０による昇圧レベルを上げる。
【００７２】
これは、図７の（ａ）のＩｃの振動が減衰により低下しないようにして、最大出力設定時において、トランジスタ８８の駆動周期（Ｔ）の間、図７に示すように共振電流を必要とする波数分所定以上の振幅で継続させ、休止期間をＴ２を短くして最大出力を得る。
【００７３】
このとき、鍋９０と結合した加熱コイル８９のインダクタンスと共振コンデンサ９１の容量で決まる共振周波数を、トランジスタ８８の動作周波数（１／Ｔ’）の２倍以上、すなわち２波形以上の共振電流が一回のスイッチング動作で流れるような定数としている。これは、アルミ鍋などを加熱を行う場合に鍋の表皮抵抗が周波数の平方根に比例する特徴を用いて発熱を起こすことを目的としているものであり、表皮抵抗を上昇させかつスイッチング損失を増加させないものであり、このようにしてアルミ鍋や多層鍋などの加熱を可能にしている。
【００７４】
以上のように、本例によれば、加熱コイル８９の発生する磁界により高導電率かつ低透磁率の負荷９０を加熱すると、スイッチング素子８８とダイオード８４を流れる共振電流は、スイッチング素子８８の駆動期間より短い周期で共振してなり、かつ前記共振電流が前記駆動期間継続すべく前記直流電圧Ｖｄｃを昇圧する昇圧手段であるチョークコイル８０、スイッチング素子８７，及びダイオード８２、そして昇圧手段で昇圧された電圧を平滑する平滑手段である平滑コンデンサ８１を設けてなることにより、共振電流が零電流スイッチングすることを可能にして、スイッチング素子８８の駆動周波数を共振周波数より低くし、かつ、零電流スイッチングをできるようにしてスイッチング損失を低下するとともに、鍋音を防止してアルミ鍋を加熱することができるものである。
【００７５】
なお、本願には、次のような誘導加熱調理器が含まれる。すなわち、電源に並列に接続された整流回路と、前記整流回路の直流出力端に並列接続された第一の平滑コンデンサと、前記整流回路の直流出力端の正極側にその一端が接続がされたチョークコイルと、前記チョークコイルの他端にそのエミッタが接続された第一の半導体スイッチング素子と、前記チョークコイルの他端にそのコレクタが接続され、前記直流端の負極側にそのエミッタが接続された第二の半導体スイッチング素子と、前記第一の半導体スイッチング素子に並列に接続された第一のダイオードと、前記第二の半導体スイッチング素子に並列に接続された第二のダイオードと、前記第二の半導体スイッチング素子と並列に接続されて、互いには直列接続された加熱コイルおよび共振コンデンサ直列回路と、ならびに前記第一の半導体スイッチング素子のコレクタおよび前記第二の半導体スイッチング素子のエミッタに接続された第二の平滑コンデンサと、所定の出力が得られる様に前記第一及び第二の半導体スイッチング素子を制御する制御手段と、を備える誘導加熱調理器、が含まれる。
【００７６】
また、電源に並列に接続されたフィルタコンデンサと、前記電源に直列に接続されたチョークコイルと、前記チョークコイルに接続された整流回路と、
前記整流回路の直流出力端の正極側にそのエミッタが接続された第一の半導体スイッチング素子と、前記整流回路の直流出力端の正極側にそのコレクタが接続され、前記直流端の負極側にそのエミッタが接続された第二の半導体スイッチング素子と、前記第一の半導体スイッチング素子に並列接続された第一のダイオードと、前記第二の半導体スイッチング素子に並列接続された第二のダイオードと、前記第二の半導体スイッチング素子と並列に接続されて、互いには直列接続された加熱コイルと共振コンデンサ直列回路と、ならびに前記第一の半導体スイッチング素子のコレクタおよび前記第二の半導体スイッチング素子のエミッタに接続された第二の平滑コンデンサと、所定の出力が得られる様に前記第一及び第二の半導体スイッチング素子を制御する制御手段と、を備える誘導加熱調理器、が含まれる。
【００７７】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、加熱コイルに振幅の変化の少ない電流を供給して鍋鳴り音が生じず騒音の少ない、またスイッチング素子の損失の少なく加熱効率の高いアルミ鍋を加熱可能な誘導加熱装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の実施例１における誘導加熱装置の回路構成を示す図
【図２】
本発明の実施例１における誘導加熱装置の各部の動作を示す波形図
【図３】
本発明の実施例１における誘導加熱装置の各部の動作を示す別の波形図
【図４】
本発明の実施例１における誘導加熱装置の入力電力制御特性を示す図
【図５】
本発明の第２の実施例における誘導加熱装置の回路構成を示す図
【図６】
本発明に関連する例における誘導加熱装置の各部の動作を示す波形図
【図７】
本発明に関連する例における誘導加熱装置の回路構成を示す図
【図８】
本発明に関連する例における誘導加熱装置の各部の波形を示す図
【図９】
従来の誘導加熱装置の回路構成の例を示す図
【図１０】
従来の誘導加熱装置の回路構成の例を示す図
【図１１】
従来の誘導加熱装置の各部波形を示す図
【図１２】
従来の誘導加熱装置の各部波形を示す図
【図１３】
従来の誘導加熱装置の各部波形を示す図
【符号の説明】
５０  インバータ
５１  交流電源
５２  整流回路
５３  第１の平滑コンデンサ
５４  チョークコイル（昇圧手段）
５５  第１のスイッチング素子
５６  第１のダイオード（第１の逆導通素子）
５７  第２のスイッチング素子
５８  第２のダイオード（第２の逆導通素子）
５９  加熱コイル
６０  共振コンデンサ
６１  鍋（負荷）
６２  第２の平滑コンデンサ（平滑手段）
６３  制御回路
７１  第１の平滑コンデンサ
７２  チョークコイル
８０  チョークコイル
８１  平滑コンデンサ
８３  チョークコイル
８４  ダイオード（整流素子）
８５  制御回路
８８  スイッチング素子
８９  加熱コイル
９０  鍋（負荷）
９１  共振コンデンサ