(57)【要約】【課題】負荷電流が大なる場合でも損失電力を小とし、システム全体を小型化し、その上電力効率も上げ得る負荷駆動回路を提供する。【解決手段】信号源（４）と、信号源（４）よりの入力信号と負荷電流検出部（Ｒ３）よりの検出信号とを受けて差演算を行い、その出力をＯＰアンプ（１）の非反転入力端子に入力する演算回路（８）と、前記入力信号を受け、その極性に応じて、正又は負のコントロール信号を出力する可変／固定電圧選択回路（５）と、この可変／固定電圧選択回路からの正のコントロール信号を受けて所定の正電源電圧をＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ１）に供給する第１の電源供給部（６）と、可変／固定電圧選択回路からの負のコントロール信号を受けて所定の負電源電圧をＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ２）に供給する第２の電源供給部（７）と、を備える。【選択図】図１
2010034935.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＮＰＮ型トランジスタとＰＮＰ型トランジスタとで構成される相補回路と、この相補回路を制御するオペアンプと、前記相補回路の出力に接続される負荷及び負荷電流検出部とを含むプッシュプル負荷駆動回路において、
信号源と、
前記負荷電流検出部よりの検出信号と前記信号源よりの入力信号とを受けて差演算を行い、その出力を前記オペアンプの非反転入力端子に入力する演算回路と、
前記入力信号を受けて、その入力信号の極性に応じて、正のコントロール信号又は負のコントロール信号を出力する可変／固定電圧選択回路と、
この可変／固定電圧選択回路からの正のコントロール信号を受けて所定の正電源電圧を前記ＮＰＮ型トランジスタに供給する第１の電源供給部と、
この可変／固定電圧選択回路からの負のコントロール信号を受けて所定の負電源電圧を前記ＰＮＰ型トランジスタに供給する第２の電源供給部と、
を備えたことを特徴とする負荷駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ステッピングモータ等、駆動電圧を正負で与える必要のある負荷の駆動を制御する負荷駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、セラミックヒータやステッピングモータ等の負荷を正負の電圧、つまり交流電圧で駆動する負荷駆動回路として、図５に示すように、＋Ｖ電源と−Ｖ電源との間に相補型の電界効果トランジスタ１２ａ，１２ｂを接続し、両電界効果トランジスタ１２ａ，１２ｂの接続点とアース間に負荷１３と、電流検出部１４とを接続する一方、パルス発生部１１より、正のパルスを電界効果トランジスタ１２ａのゲートに、負のパルスを電界効果トランジスタ１２ｂのゲートに時間順次に交互に加え、電界効果トランジスタ１２ａと電界効果トランジスタ１２ｂを交互にオンする。電界効果トランジスタ１２ａオン時に、＋Ｖ電源→電界効果トランジスタ１２ａ→負荷１３→電流検出部１４→アースの方向で駆動電流を流し、続く電界トランジスタ１２ｂオン時に、アース→電流検出部１４→負荷１３→電界効果トランジスタ１２ｂ→−Ｖ電源の方向で駆動電流を流し、電界効果トランジスタ１２ａ，１２ｂの交互のオンの繰り返しにより、負荷１３を交流駆動するようにした負荷駆動回路が開示されている（例えば特許文献１参照）
【特許文献１】特開平０８−３３４４０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記した従来の負荷駆動回路では、負荷に正負の電源を与える場合、連続的に与えるのではなく、スイッチ（トランジスタ）などによって、非連続的に切り替えている。又電源としてＰＷＭ制御による電源を用いる場合には、対象負荷に対する電流のリップルが大きいので、制御量もそれに応じて変動する。そのため、正負一定電源による負帰還で制御されたプッシュプル回路により対象負荷を制御することとし、その電流リップルを小さく抑えることができ、制御量の変動も抑えることができる。
【０００４】
しかし、プッシュプル回路の場合、負荷電圧が低い場合に、その電源電圧と負荷電圧との差と負荷電流値の乗算値が電力損失になる。そのため、負荷電流が大きい場合、損失電力が非常に大きいものとなる。このため放熱システムが大きくなり、又電力利用率が非常に悪いという問題がある。
【０００５】
この発明は、上記問題点に着目してなされたものであって、負荷電流の大なる場合であっても、損失電力を少なくし、放熱システムを小型化、したがって、システム全体を小さくでき、その上電力効率も上げ得る負荷駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明の負荷駆動回路は、ＮＰＮ型トランジスタ（Ｑ１）とＰＮＰ型トランジスタ（Ｑ２）とで構成される相補回路（２）と、この相補回路を制御するオペアンプ（１）と、前記相補回路の出力に接続される負荷（Ｌ）及び負荷電流検出部（Ｒ３）とを含むプッシュプル負荷駆動回路において、信号源（４）と、前記負荷電流検出部よりの検出信号と前記信号源よりの入力信号（Ｓ）とを受けて差演算を行い、その出力を前記オペアンプの非反転入力端子に入力する演算回路（８）と、  前記入力信号を受けて、その入力信号の極性に応じて、正のコントロール信号又は負のコントロール信号を出力する可変／固定電圧選択回路（５）と、この可変／固定電圧選択回路からの正のコントロール信号を受けて所定の正電源電圧を前記ＮＰＮ型トランジスタに供給する第１の電源供給部（６）と、前記可変／固定電圧選択回路からの負のコントロール信号を受けて所定の負電源電圧を前記ＰＮＰ型トランジスタに供給する第２の電源供給部（７）と、を備えたことを特徴とする
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、相補型の第１と第２のトランジスタの電源電圧として、第１の電源供給部において可変／固定電圧選択回路からの正のコントロール信号を受けて生成する信号電圧に応じた正の電源電圧と、第２の電源電圧供給部において、可変／固定電圧選択回路からの負のコントロール信号を受けて生成する同じく信号電圧に応じた負の電源電圧を利用することにより、第１と第２のトランジスタの電源電圧を可変にし、かつオペアンプのフィドバック系と関連させて動作させることにより、コレクタ・エミッタ間の損失を極端に減らすことができ、ＰＷＭ制御に比べて制御量の安定度が高い装置を得ることができる。
【０００８】
また、Ｈ型プッシュプル回路に比べて制御量の安定度が劣るが、熱損失がＰＷＭ制御並なのでシステムを小さくでき、電力効率も上げ得るという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、実施の形態により、この発明を更に詳細に説明する。図１は、この発明の一実施形態に係る負荷駆動回路の構成を示す回路図である。
【００１０】
この実施形態負荷駆動回路は、オペアンプ１と、主素子としてのＮＰＮ型トランジスタＱ１とＰＮＰ型トランジスタＱ２で構成されるプッシュプル回路２とからなるプッシュプル型パワーアンプ３と、このプッシュプル型パワーアンプ３によって、正方向と負方向に交互に電流が流れて駆動される負荷Ｌと、この負荷Ｌに流れる電流を検出する負荷電流検出抵抗Ｒ３と、信号源電圧Ｓを発生・出力する信号源（Ｓｉｇｎａｌ  Ｖｏｌｔａｇｅ）４と、信号源４から信号源電圧を入力に受けて信号源電圧に応じ、プラス制御信号（Ｐｌｕｓ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｕｔｐｕｔ）を出力し、又はマイナス制御信号（Ｍｉｎｕｓ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｕｔｐｕｔ）を出力するとともに、信号源電圧が所定値以下の場合に、その旨を示す信号（固定値）を出力する可変／固定電圧選択回路（Ｖａｒｉａｂｌｅ  ａｎｄ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｅｌｅｃｔｏｒ）５と、この可変／固定電圧選択回路５からのプラス制御信号を受けて正の電源電圧を前記ＮＰＮ型トランジスタＱ１のコレクタに供給する正電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  Ｐｌｕｓ）６と、同じく可変／固定電圧選択回路５からのマイナス制御信号を受けて負の電源電圧を前記ＰＮＰ型トランジスタＱ２のコレクタに供給する負電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  Ｍｉｎｕｓ）７と、負荷電流検出抵抗Ｒ３に流れる電流に応じた負荷電流検出電圧Ａと、信号源４よりの信号源電圧Ｂ（＝Ｓ）を入力に受け、Ｋ１（Ａ―Ｋ２×Ｂ）「ただしＫ１．Ｋ２は係数」の演算値を求め、オペアンプ１の＋（非反転）入力端子に入力する演算回路８とから構成されている。
【００１１】
プッシュプル回路２のＮＰＮ型トランジスタＱ１のエミッタに抵抗Ｒ１の一端が接続され、ＰＮＰ型トランジスタＱ２のエミッタに抵抗Ｒ２の一端が接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の他端が接続され、この接続点ａが負荷Ｌに接続され、また、この接続点ａがオペアンプ１のー（反転）入力端子に接続されている。
【００１２】
また、プッシュプル回路２において、＋Ｖ電源と−Ｖ電源間に抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７が直列に接続され、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点がＮＰＮ型トランジスタＱ１のベースに、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続点がＰＮＰ型トランジスタＱ２のベースに接続され、さらに抵抗Ｒ５とＲ６の接続点がオペアンプ１の出力端に接続されている。
【００１３】
オペアンプ１の回路電源＋Ｖ、−Ｖ、正電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ６の電源＋Ｖ，負電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ７の電源−Ｖは、一定電圧源である。
【００１４】
次に、この実施形態負荷駆動回路の動作について説明する。この実施形態負荷駆動回路において、信号源４より、交流信号電圧Ｓ、例えば図２に示す信号電圧が出力される。この交流信号電圧Ｓは、周波数３．９Ｈｚ、振幅１Ｖｐ−ｐの正弦波である。
【００１５】
この信号源４より出力された交流信号電圧Ｓは、可変／固定電圧選択回路５に入力される。可変／固定電圧選択回路５では、入力された交流信号電圧Ｓに応じて、正電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ６を制御するプラス制御信号と、負電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ７を制御するマイナス制御信号とを出力する。
【００１６】
可変／固定電圧選択回路５より出力されるプラス制御信号は、可変／固定電圧選択回路５に入力された交流信号電圧Ｓのプラス極性の信号の振幅に応じた電圧であり、また可変／固定電圧選択回路５より出力されるマイナス制御信号は、可変／固定電圧選択回路５に入力された交流信号電圧Ｓのマイナス極性の信号の振幅に応じた電圧である。もっとも、交流信号電圧Ｓが所定値以下の場合には、プラス制御信号、マイナス制御信号とも所定値電圧となる。プラス制御信号の波形は、図４で示すｅ１と同様であり、マイナス制御信号の波形は、図４に示すｅ２と同様である。
【００１７】
正電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、可変／固定電圧選択回路５からのプラス制御信号によって制御され、ＮＰＮ型トランジスタＱ１のコレクタに正電源電圧を供給する。また負電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ７は、可変／固定電圧選択回路５からのマイナス制御信号によって制御され、ＰＮＰ型トランジスタＱ２のコレクタに負電源電圧を供給する。
【００１８】
正電源電圧のＮＰＮ型トランジスタＱ１のコレクタへの印加で、ＮＰＮ型トランジスタＱ１がオンし、次に負電源電圧のＰＮＰ型トランジスタＱ２のコレクタへの印加で、ＰＮＰ型トランジスタＱ２がオンし、両トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチ動作により、信号源電圧Ｓの正極時に、ＮＰＮ型トランジスタＱ１から、負荷Ｌ、抵抗Ｒ３を通してアースに負荷電流が流れ、信号源電圧が負極性となると、アースより、抵抗Ｒ３、負荷Ｌ、抵抗Ｒ２，ＰＮＰ型トランジスタＱ２、負電源の方向に負荷電流が流れる。この負荷電流が流れることにより、接続点ａの負荷電圧は図３に示す波形となる。
【００１９】
なお、抵抗Ｒ３の負荷電流検出電圧Ａと信号源電圧Ｂの係数Ｋ２倍との差値のＫ１倍を演算回路８で算出し、オペアンプ１の＋入力端子に入力することにより、信号電源電圧に比例した電流が負荷Ｌに流れる。この負荷電流が流れることにより、負荷Ｌの負荷電圧は、図３に示す波形ａとなる。
【００２０】
この場合、ＮＰＮ型トランジスタＱ１のエミッタ（図１の回路のｅ１）の端子電圧は、図４の＋側の波形ｅ１となる。このエミッタ電圧では、低電圧の一定電圧を２Ｖとしている。また、ＰＮＰ型トランジスタＱ２のエミッタ（図１の回路のｅ２）の端子電圧は、図４の−側の波形ｅ２となる。このエミッタ電圧では、低電圧の一定電圧は−２Ｖとしている。
【００２１】
以上のように、この実施形態負荷駆動回路では、ＮＰＮトランジスタＱ１とＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ側電源を、信号電圧に応じて変化する正電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ６と負電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ７よりの電圧により可変とし，オペアンプ１のフィドバック系と関連させて動作させることにより、ＮＰＮトランジスタＱ１とＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間損失を大幅に減らすことができ、ＰＷＭ制御に比べて制御の電圧安定度が格段に大となる。また、負荷電流の大なる場合であっても、損失電力を少なくでき、システム全体を小型化できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】この発明の一実施形態に係る負荷駆回路の構成を示す回路図である。
【図２】同実施形態負荷駆動回路の信号源電圧の信号波形を示す図である。
【図３】同実施形態負荷駆動回路において、図２に示す信号をプッシュプル回路に入力した場合の負荷電圧波形を示す図である。
【図４】同実施形態負荷駆動回路において、図３に示す負荷電圧波形が得られる場合のプッシュプル回路を構成する両トランジスタのエミッタの波形を示す図である。
【図５】従来の負荷駆動回路の構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２３】
１      オペアンプ
２      プッシュプル回路
３      プッシュプルパワーアンプ
４      信号源
５      可変／固定電圧選択回路
６      正電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
７      負電圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
８      演算回路
Ｑ１      ＮＰＮ型トランジスタ
Ｑ２      ＰＮＰ型トランジスタ
Ｌ        負荷
【図１】
2010034935.tif 000003
【図２】
2010034935.tif 000004
【図３】
2010034935.tif 000005
【図４】
2010034935.tif 000006
【図５】
2010034935.tif 000007