(57)【要約】【課題】交直流交換等に用いられる電力変換回路の電力半導体モジュールにおいて、還流ダイオードの逆回復電流によるエネルギー損失を低減し、定格電圧を高くする。【解決手段】電力変換回路内において使用される電力半導体モジュールであって、ベース板と、ベース板に搭載され、スイッチング素子とスイッチング素子に対して逆並列に接続されたＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードとで構成される２組の回路部分と、前記２組の回路部分を互いに接続する電気導体と、２組の回路部分のうちの一方を電源の正極側と接続するための正極側電源接続端子と、前記２組の回路部分のうちの他方を前記電源の負極側と接続するための負極側電源接続端子と、２組の回路部分を囲む筐体とを備えることを特徴とする。【選択図】図１
2010183840.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換回路内において使用される電力半導体モジュールであって、
ベース板と、
前記ベース板に搭載され、スイッチング素子と前記スイッチング素子に対して逆並列に接続されたＳｉＣからなるダイオードとで構成される２組の回路部分と、
前記２組の回路部分を互いに接続する電気導体と、
前記２組の回路部分のうちの一方を電源の正極側と接続するための正極側電源接続端子と、
前記２組の回路部分のうちの他方を前記電源の負極側と接続するための負極側電源接続端子と、
前記２組の回路部分を囲む筐体とを備えたことを特徴とする電力半導体モジュール。
【請求項２】
各組の前記回路部分は、少なくとも１個のスイッチング素子と直列接続された２個以上のＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードとによって構成されることを特徴とする請求項１記載の電力半導体モジュール。
【請求項３】
前記直列接続されたＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードの数が２個以上３個以下であることを特徴とする請求項２記載の電力半導体モジュール。
【請求項４】
前記直列接続されたＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードの複数組をさらに並列に接続したことを特徴とする請求項２記載の電力半導体モジュール。
【請求項５】
一方のＳＩＣからなるショットキーバリアダイオードのオーミック電極面と、他方のＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードのショットキー電極面が、同一平面上で接続されるかあるいは前記電気導体を介して直接接続されることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力半導体モジュール。
【請求項６】
前記スイッチング素子がＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力半導体モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバーター等の電力変換器等に使用される電力半導体モジュールに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力半導体モジュールが使用される分野は、家電製品から電気鉄道、電気自動車、産業用ロボット、電力系統と広くにおよんでいる。電力半導体装置の有用性が広がるにしたがい、その性能の向上が期待され、高周波化、小型化、大電力化がますます望まれている。
【０００３】
これらの分野で使用される電力半導体モジュールの多くは、交流−直流変換、直流−交流変換、直流−直流変換などの変換回路で使用されている。これらの電力半導体モジュール内には、通常スイッチング素子、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transisitor）と、これらスイッチング素子と逆並列に接続される還流ダイオード（ＦＷＤｉ）が搭載されている。
【０００４】
図７の単相ブリッジインバーター回路は従来のインバーター回路の１例であり、破線部分の６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄは電力半導体モジュールを示している。この例では、それぞれの電力半導体モジュール６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄは、１つの還流ダイオード７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄと１つのスイッチング半導体素子（この例ではＩＧＢＴ）３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄをペアで搭載している。還流ダイオードは、スイッチング半導体素子であるそれぞれのＩＧＢＴに逆並列に接続されてる。４は負荷でありインダクタンスを有する。５は直流の電源である。
【０００５】
自己消弧機能を持つＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を含むインバーター回路を用いて直流−交流変換を行う場合、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式が一般的に使用されている。図７の単相ブリッジインバーター回路をもちいてＰＷＭ方式により直流−交流変換を行う時の負荷への出力波形を図８に示す。ＰＷＭ方式ではスイッチング素子のゲート信号の方形パルス波形を、時間平均的に見れば負荷電圧が交流波形となる様に変調する。ＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄのオン・オフ動作で負荷４に正方向のパルス幅を変調したパルス電圧を出力すると、パルス電圧波形を時間平均的に見れば図８の破線Ｖｍに示されている様な正弦波の半波が負荷に出力される。但し、この動作期間中（ＴＡＤ）スイッチング素子であるＩＧＢＴ ３Ｂ、３Ｃはオフ状態である。次にＩＧＢＴ ３Ｂ、３Ｃのオン・オフ動作で負荷４に負方向のパルス電圧を出力し、残り半周期分（ＴＢＣ）の正弦波の半波を負荷に出力する。
【０００６】
図７のＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄのパルス動作期間中においてＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄのオフ時に、負荷のインダクタンス成分に蓄えられた磁気エネルギーを放出するため、インダクタンスの電流が逆相側の還流ダイオード７Ｂ、７Ｃを流れ、コンデンサ８に帰還する。また、ＩＧＢＴ ３Ｂ、３Ｃのパルス動作期間中においてはＩＧＢＴ ３Ｂ、３Ｃのオフ時に、電流は還流ダイオード７Ｄ、７Ａを流れコンデンサ８に帰還する。
【０００７】
前記では、単相ブリッジインバーター回路内の還流ダイオードの働きをＰＷＭ方式を例に述べたが、一般的に変換回路中にインダクタンス成分を持つ負荷と整流機能を有する素子が含まれている場合、インダクタンス成分に蓄えられた磁気エネルギーを放出するために還流ダイオードが必要となる。この様に還流ダイオードは回路中において重要な役割を果たす。
【０００８】
従来技術では、ＩＧＢＴのパルス動作期間中にＩＧＢＴがオフ状態からオン状態になるとき、還流ダイオードに蓄積された電荷が回路に流れ、パルスのオン時に回路内で発生するエネルギー損失の大きな要因となってきた。例えば、図７の回路でＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄのパルス動作期間中にＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄがオフ状態からオン状態になるとき、還流ダイオード７Ｃ、７Ｂに蓄積された電荷（逆回復電荷）が回路に流れる。ＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄには負荷電流が流れ始めており、逆回復電荷による電流はこれに重畳して流れる。重畳した電流は、ＩＧＢＴ素子の定格電流を越えることもあり、場合によっては素子破壊をもたらすことがある。また、回路電圧Ｖｃｃは、ＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄ部あるいは還流ダイオード７Ｃ、７Ｂ部で保持するので、ＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄ部あるいは還流ダイオード７Ｃ、７Ｂ部でエネルギー損失が生じる。大きなエネルギー損失は、冷却機器などを大きくし、コストの増大やインバーター機器の使用場所に限界をもたらす。
【０００９】
従来は、還流ダイオードとしてＳｉを主材料とするＰｉＮダイオードが使用されてきた。ＰｉＮダイオードはバイポーラ型の半導体素子であり順方向バイアスで大電流を通電させる場合、伝導度変調により電圧降下が低くなるような構造となっている。しかし、ＰｉＮダイオードは、順方向バイアス状態から急峻に逆バイアス状態にいたる過程で、伝導度変調によりＰｉＮダイオードに残留したキャリアが逆回復電流として変換回路へ流れるという特性を持つ。ＳｉからなるＰｉＮダイオードにおいては、残留するキャリアの寿命が長く多くの残留キャリアが変換回路に流れる。
【００１０】
一方ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）はユニポーラ型の半導体素子であり、伝導度変調によるキャリアを殆ど有しないので、還流ダイオードとして変換回路で使用される場合、逆回復電荷が変換回路に流れるという問題は無い。しかし、従来多く使用されている半導体材料であるＳｉは絶縁破壊電界強度が低いため、高耐圧を持たせる構造でＳＢＤを作製すると通電時に大きな抵抗が生じるため、Ｓｉ−ＳＢＤでは耐圧２００Ｖ程度が限界であり、高電圧のＳＢＤを実用化する事が困難であった。
【００１１】
他方、炭化珪素（ＳｉＣ）はＳｉの１０倍の絶縁破壊電界強度を持ち、ＳｉＣを用いれば高耐圧のＳＢＤの実用化が可能となる。また、ＳｉＣ−ＳＢＤを変換回路中に還流ダイオードとして用いれば、逆回復電流を大きく減らすことが可能となり、逆回復電流によって生じていたエネルギー損失を大きく減らすことが可能になる。また、スイッチング素子がオンするときにスイッチング素子に流れる電流に逆回復電流による重畳が生じないので、素子破壊の危険性を大きく減らすことが可能となる。ＳｉＣ−ＳＢＤに関するこれらの特徴は、M. Bhatnagar他“Comparison of 6H-SiC、3C-SiC, and Si for Power Devices,”IEEE TRANSACTION ON ELECTRON DEVICES、vol.40、No.3、MARCH 1993において同様に指摘されている。
【００１２】
一方、ＳｉＣを主材料とすれば高耐圧・低損失のＳＢＤを作製することが可能となるが、ＳＢＤにおいては逆バイアス電圧が大きくなるとトンネル電流による漏れ電流が大きくなるという問題がある。そのためＳＢＤを電力用の還流ダイオードとして使用できる電圧には限界があるとされており、ＳｉＣ−ＳＢＤの使用可能な逆バイアス電圧は３ｋＶ以下であるとの指摘がなされている（K.Rottner他“SiC power devices for high voltage applications,”Materials Science and Engineering、B61-62（1999）330-338）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
前記のように、電力変換回路中において還流ダイオードとして従来使用されてきたＰｉＮダイオードにおいては、順方向バイアス状態から急峻に逆バイアス状態にいたる過程で逆回復電流が変換回路に流れ、大きなエネルギー損失をもたらしてきた。ＰｉＮダイオードに替えてショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を還流ダイオードとして用いれば、逆回復電流を大きく低減することが可能となり、エネルギー損失を減らすことが可能となるが、従来の主な半導体材料であるシリコン（Ｓｉ）では、高電圧用のＳＢＤを実用化する事が困難であった。しかし、炭化珪素（ＳｉＣ）はＳｉの１０倍の絶縁破壊電界強度を持ち、ＳｉＣを用いれば高電圧用のＳＢＤの実用化が可能となる。しかし、ＳｉＣで作製したＳＢＤは、Ｓｉ−ＳＢＤより高耐圧であるが、逆バイアスが大きくなると、トンネル電流による漏れ電流が大きくなり、高耐圧用に使用される還流ダイオードとしての限界があり、逆バイアス電圧が３ｋＶを越えて使用する事が困難であるとされてきた。
【００１４】
本発明の目的は、電力変換回路中において逆回復電流が原因となって生じるエネルギー損失の低減を行い、定格電圧の高い電力半導体モジュールを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明に係わる電力半導体モジュールは、電力変換回路内において使用される電力半導体モジュールであって、ベース板と、前記ベース板に搭載され、スイッチング素子と前記スイッチング素子に対して逆並列に接続されたＳｉＣからなるダイオードとで構成される２組の回路部分と、前記２組の回路部分を互いに接続する電気導体と、前記２組の回路部分のうちの一方を電源の正極側と接続するための正極側電源接続端子と、前記２組の回路部分のうちの他方を前記電源の負極側と接続するための負極側電源接続端子と、前記２組の回路部分を囲む筐体とを備えることを特徴とする。
【００１６】
さらに、本発明に係わる電力半導体モジュールにおいて、各組の前記回路部分は、少なくとも１個のスイッチング素子と直列接続された２個以上のＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードとによって構成されることが好ましい。
【００１７】
さらに、本発明に係わる電力半導体モジュールにおいて、前記直列接続されたＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードの数が２個以上３個以下であることが好ましい。
【００１８】
さらに、本発明に係わる電力半導体モジュールにおいて、前記直列接続されたＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードの複数組をさらに並列に接続することが好ましい。
【００１９】
さらに、本発明に係わる電力半導体モジュールにおいて、一方のＳＩＣからなるショットキーバリアダイオードのオーミック電極面と、他方のＳｉＣからなるショットキーバリアダイオードのショットキー電極面が、同一平面上で接続されるかあるいは前記電気導体を介して直接接続されることが好ましい。
【００２０】
さらに、前記スイッチング素子がＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。
【００２１】
［作用］
本発明に係わる電力半導体モジュール中のＳＢＤはユニポーラ型の半導体素子であり、伝導度変調によるキャリアを有しないので、逆回復電流が殆ど流れない。また、炭化珪素（ＳｉＣ）はＳｉの１０倍の絶縁破壊電界強度を持ち、ＳｉＣを用いてＳＢＤを作製した場合、ドリフト層の厚さをＳｉの１／１０倍にする事が可能となり、しかもキャリア密度をＳｉの１００倍にできるので、順方向通電時の電圧降下を低くする事が可能となる。従って、本発明に係わる電力半導体モジュールを電力変換回路において使用することによって、逆回復電流によるエネルギー損失を低減することが可能となり、かつ、直列にＳｉＣ−ＳＢＤを接続するので、高電圧の電力変換回路において使用することが可能となる。
【００２２】
また、本発明に係わる電力半導体モジュール中の１つのＳｉＣ−ＳＢＤの順方向電圧降下（Ｖｏｎ）は計算によると、耐圧２．５ｋＶ仕様、ショットキー障壁高さ１．０ｅＶ、素子有効面積１．０ｃｍ2、通電電流２００Ａ、１２５℃の場合においてＶｏｎ＜１．０Ｖであり、直列に接続するＳｉＣからなるＳＢＤの数が２個以上３個以下であることにより、直列接続時の全耐圧が５．０ｋＶ〜７．５ｋＶとすることが可能となり、かつＶｏｎ＜２．０Ｖ〜３．０Ｖとすることが可能となる。この直列接続したＳｉＣ−ＳＢＤのＶｏｎは同一耐圧のＳｉＣ−ＰｉＮダイオードのＶｏｎ（〜３Ｖ）以下の値となる。したがって、本発明に係わる電力半導体モジュールを含む電力変換回路において、還流電流が流れているときにおいての還流ダイオードの定常損失を低くすることが可能となる。
【００２３】
また、本発明に係わる電力半導体モジュールにおいて、直列に接続するＳｉＣからなるＳＢＤの複数組を並列に接続することにより、本発明に係わる電力半導体モジュールを含む電力変換回路において、還流電流が流れているときにおいての還流ダイオードの定常損失を低くすることが可能となる。
【００２４】
また、本発明に係わる電力半導体モジュールにおいて、スイッチング素子がＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴである時、これらのスイッチング素子は電圧駆動型のトランジスタであるので、電力変換回路の高速なスイッチング動作が可能となる。
【００２５】
また、本発明に係わる電力半導体モジュールにおいて、一方のＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極面と、他方のＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極面を、同一平面上で接続することにより、ＳｉＣ−ＳＢＤ間の配線を無くすことが出来るので外部への電磁放射ノイズを低減することが可能となる。
【００２６】
また、一方のＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極面と、他方のＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極面が電気導体を介して直列接続することにより、それぞれのＳｉＣ−ＳＢＤがの冷却能力を高くすることが出来、ＳｉＣ−ＳＢＤの安定な動作を可能とする。
【発明の効果】
【００２７】
以上の様に、電力変換回路において、少なくとも１つのスイッチング素子とＳｉＣからなる２個以上のダイオードが直列に接続された部分を搭載する半導体モジュールであって、前記の直列に接続された少なくとも２個以上のＳｉＣからなるダイオードを前記スイッチング素子と逆並列に接続した構造を持つ電力半導体モジュールを使用することによって、定格電圧が高い電力変換回路においても還流ダイオードの逆回復電流が原因となって生じるエネルギー損失を低減することができる。
【００２８】
さらに、直列に接続するＳｉＣからなるＳＢＤの数を２個以上３個以下とすることによって、高電圧の電力変換回路において、還流電流が流れているときにおいての還流ダイオードの定常損失を制限することが可能となる。
【００２９】
さらに、直列に接続するＳｉＣからなるＳＢＤの複数組を並列に接続する事によって、直列に接続されたＳｉＣ−ＳＢＤからなる還流ダイオード部の通電時における電圧降下を下げ、還流ダイオード部の損失を低くすることが可能となる。
【００３０】
さらに、本発明モジュールに搭載するスイッチング素子をＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴにすることにより、電力変換回路の高速なスイッチング動作が可能となる。
【００３１】
さらに、一方のＳｉＣからなるＳＢＤのオーミック電極面と、他方のＳｉＣからなるＳＢＤのショットキー電極面が、同一平面上で接続されることにより、電磁放射ノイズを低減することが可能となり、モジュール誤動作の低減を行うことが可能となる。
【００３２】
さらに、一方のＳｉＣからなるＳＢＤのオーミック電極面と他方のＳｉＣからなるＳＢＤのショットキー電極面が電気導体を介して直列接続することにより、それぞれのＳｉＣ−ＳＢＤの冷却能力を高くすることが出来、ＳｉＣ−ＳＢＤの安定な動作を可能とする。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の電力半導体モジュールを使用した単相ブリッジインバーターの回路図である。
【図２】実施の形態２を説明する単相ブリッジインバーター回路図である。
【図３】実施の形態３のモジュール構造を示す図である。
【図４】実施の形態３の主要部分を説明する図である。
【図５】実施の形態４のモジュール構造を示す図である。
【図６】実施の形態４の主要部分を説明する図である。
【図７】従来の単相ブリッジインバーターの回路図である。
【図８】ＰＷＭ出力波形を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
実施の形態１
図１に、本発明の電力半導体モジュールの一実施の形態を示す。図１は、ＳｉＣからなるＳＢＤが２個直列に接続された部分を搭載した半導体モジュールであって、直列に接続されたＳｉＣからなる２個のＳＢＤを還流ダイオードとして接続した本発明の電力半導体モジュールを使用した単相ブリッジインバーター内の回路図を示す。１Ａ〜１Ｄは本発明の直列に接続された２個のＳｉＣからなるＳＢＤを還流ダイオードとして搭載した電力半導体モジュールである。２Ａ〜２Ｄはそれぞれの電力半導体モジュール内の直列に接続された２個のＳｉＣ−ＳＢＤからなる還流ダイオードである。３Ａ〜３Ｄはスイッチング素子のＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴである。２９は電源の正極側と接続される接続端子、３０は電源の負極側と接続される接続端子、２６は負荷と接続される接続端子、４はモーター等の負荷でありインダクタンス成分を含む。５は直流電源であり、８はコンデンサーである。
【００３５】
図１の回路で、パルス制御により直流を交流に変換して負荷４に交流電流を供給する場合、各パルス毎に３Ａと３Ｄ、あるいは３Ｂと３Ｃがペアでオンあるいはオフ動作を行う。スイッチング素子のオンあるいはオフ動作に対応して還流ダイオード２Ａと２Ｄ、あるいは２Ｂと２Ｃがペアで逆バイアス状態あるいは順方向導通状態となる。例えば、３Ａ、３Ｄが同時にオン状態のときには、電流は８→３Ａ→４→３Ｄ→８の順で流れるが、パルスをオフするために３Ａと３Ｄをオフとすると、還流電流が８→２Ｂ→４→２Ｃ→８の経路で流れ、還流ダイオード２Ｂおよび２Ｃは順方向の導通状態となる。再び３Ａと３Ｄがオンになると８→３Ａ→４→３Ｄ→８の順で電流は流れ、２Ｂおよび２Ｃは逆バイアス状態でほぼ回路電源電圧のＶｃｃが印加される。
【００３６】
還流電流が８→２Ｂ→４→２Ｃ→８の経路で流れている状態から、３Ａおよび３Ｄがオン状態になる時、還流ダイオード２Ｂおよび２ＣはＳｉＣからなるＳＢＤなので、伝導度変調によるキャリアを有せず逆回復電流が殆ど生じない。３Ａおよび３Ｄがオン状態になるときにはＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄには電流が流れ始めており、２Ｂおよび２Ｃに逆回復電荷が生じた場合、逆回復電流はこれに重畳して流れるが、還流ダイオードＳｉＣ−ＳＢＤの場合ＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄには重畳した電流は流れないので、ＩＧＢＴ ３Ａ、３Ｄ部で発生するエネルギー損失を減らすことが可能となる。また、還流ダイオード２Ｃ、２Ｂ部では電流が殆ど流れないのでエネルギー損失は殆ど生じない。
【００３７】
また、ＳｉＣはＳｉの１０倍の絶縁破壊電界強度を持ちＳｉＣ−ＳＢＤの場合、ドリフト層の厚さをＳｉの１／１０倍にする事が可能となり、しかもキャリア密度をＳｉの１００倍にできるので、順方向通電時の電圧降下（Ｖｏｎ）を低くする事が可能となる。仮に１つのＳｉＣ−ＳＢＤが耐圧２．５ｋＶ、ショットキー障壁高さ１．０ｅＶ、素子有効面積１．０ｃｍ2の仕様で、通電電流２００Ａ、１２５℃の場合においては、順方向電圧降下は１．０Ｖ以下であり直列に接続された２個のＳｉＣ−ＳＢＤによる電圧降下は２．０Ｖ以下であり、通常の１個のＰｉＮダイオードの電圧降下（〜３Ｖ）より低い値となる。従って、還流電流が８→２Ｂ→４→２Ｃ→８の経路で流れている時でも、還流ダイオード２Ｂおよび２Ｃの順方向還流電流によるエネルギー損失を低くすることが可能である。
【００３８】
さらに、直列に接続された１つのＳｉＣ−ＳＢＤの性能が逆バイアス２．５ｋＶまで耐えうるものであれば、本発明により２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄの耐圧は５．０ｋＶとなり、Ｖｃｃは通常素子耐圧の約１／２に設定するので、この場合Ｖｃｃを２．５ｋＶまで上げることが可能となる。従って、単一のＳｉＣ−ＳＢＤでは困難とされる定格１．５ｋＶを越える電力変換動作が、本発明により容易に可能となる。
【００３９】
本実施の形態で明らかなように、本発明に係わる電力半導体モジュールを電力変換回路において使用することによって、逆回復電流によるエネルギー損失を低減することが可能となり、かつ、高電圧の電力変換回路において使用することが可能となる。
【００４０】
本実施の形態においては、２個のＳｉＣ−ＳＢＤを直列に接続したが、回路電源電圧の値に応じて３個のＳｉＣ−ＳＢＤを接続をすることも可能である。例えば、１つのＳｉＣ−ＳＢＤが耐圧２．５ｋＶ、ショットキー障壁高さ１．０ｅＶ、素子有効面積１．０ｃｍ2の仕様で、通電電流２００Ａ、１２５℃の場合においては電圧降下は１．０Ｖ以下であり、直列に接続された３個のＳｉＣ−ＳＢＤによる電圧降下は３．０Ｖ以下である。この電圧は、通常の１個のＰｉＮダイオードの順方向電圧降下と同程度であるから、順方向還流電流によるエネルギー損失が増加することはない。また、ＳｉＣ−ＳＢＤは伝導度変調によるキャリアを殆ど持たないので逆回復電流は殆ど生じず、かつ、直列に接続された３つのＳｉＣ−ＳＢＤによりＶｃｃを３．８ｋＶまで上げることが可能となる。従って、単一のＳｉＣ−ＳＢＤでは困難とされるＶｃｃ＝１．５ｋＶを越える電力変換動作が容易に可能となる。
【００４１】
以上の様に、直列に接続するＳｉＣ−ＳＢＤの数が２個以上３個以下であれば、高電圧の電力変換回路において還流電流が流れているときに生じる還流ダイオードの定常損失を制限することが可能となる。
【００４２】
実施の形態２
図２に、本発明による直列に接続するＳｉＣ−ＳＢＤの複数組を並列に接続した電力半導体モジュールが単相ブリッジインバーター内に接続された回路図を示す。１Ａ−２〜１Ｄ−２は本発明の直列に接続したＳｉＣ−ＳＢＤの複数組を並列に接続した電力半導体モジュールである。２Ａ−１および２Ａ−２、２Ｂ−１および２Ｂ−２、２Ｃ−１および２Ｃ−２、２Ｄ−１および２Ｄ−２は直列に２個接続したＳｉＣ−ＳＢＤが並列に接続されたそれぞれの組である。３Ａ〜３Ｄはスイッチング素子のＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴである。４はモーター等の負荷でありインダクタンス成分を含む。５は直流の電源であり、８はコンデンサーである。
【００４３】
図２の回路において、本発明による直列に接続するＳｉＣ−ＳＢＤの複数組を並列に接続した電力半導体モジュール１Ａ−２〜１Ｄ−２の電気的動作は、基本的には先の実施の形態１の中で述べた図１の電力半導体モジュール１Ａ〜１Ｄと同一であるが、直列接続したＳｉＣ−ＳＢＤの２組を並列に接続しているので還流電流が流れている時の順方向電圧降下を、直列接続するＳｉＣ−ＳＢＤを１組使用する時と比較して低くする事ができ、還流電源による還流ダイオード部の損失低減が可能となる。
【００４４】
従って、本発明に係わる電力半導体モジュールを電力変換回路において使用することによって、逆回復電流によるエネルギー損失を低減することが可能となり、かつ、高電圧の電力変換回路において使用することが可能となり、さらに還流電流が流れているときにおいての還流ダイオードの定常損失を低くすることが可能となる。
【００４５】
本実施の形態においては、２個のＳｉＣ−ＳＢＤを直列に接続したが、回路電源電圧の値に応じて直列数が２個より多いＳｉＣ−ＳＢＤを接続をすることも可能であり、更に定格電圧の高い電力変換回路が実現できる。
【００４６】
実施の形態３
図３に本発明による電力半導体モジュールの他の実施の形態を示す。２は直列に２個接続されたＳｉＣ−ＳＢＤである。３はスイッチング素子であるＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ、１３はスイッチング素子のエミッタあるいはソース電極、１４は電極接続用の高さ調節治具、１５はＳｉＣ−ＳＢＤのアノード側と１４を接続する金属導体、１６は２を上部から押さえる機能と１９の外部配線用エミッタ導体へ電流を導く機能を合わせ持つ金属導体、１７は絶縁基板上のコレクタ配線、１８は外部配線用コレクタ導体、２０は１６を固定するための絶縁体、例えばガラスエポキシ、２１はＡｌＮ（窒化アルミニウム）絶縁基板、２２は銅またはＳｉＣ／Ａｌのベース板である。通常ベース板２２上の半導体素子を含む回路部分は筐体で囲まれ、シリコン樹脂で充填される。
【００４７】
図４に、本実施の形態による電力半導体モジュール内の直列に２個接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ部２の詳細図を示した。本実施の形態の直列に２個接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ部の形態は、一方のＳｉＣからなるＳＢＤのオーミック電極面と他方のＳｉＣからなるＳＢＤのショットキー電極面が、同一平面上で接続されている。１０はＳｉＣ−ＳＢＤのＳｉＣ主要部材、１１はＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極部、１２はＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極部である。
【００４８】
接合部の形態としては、一方のＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極面と他方のＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極面を直接に接触させることが可能であるが、この場合両電極の金属部材表面の平面度が高いことが望ましく、さらに上下から抑える力が必要となる。金属導体１６は、ＳｉＣ−ＳＢＤにこの押圧力を与えている。
【００４９】
他の同一平面上で接合される接合部の形態としては、一方のＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極面と他方のＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極面間に他の電気導体を介して接合されても良い。例えば、金、Ａｌなどを一方のＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極面または他方のＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極面に蒸着し、蒸着した金あるいはＡｌなど介して同一平面上で接合させることも可能である。
【００５０】
本実施の形態による電力半導体モジュール内において使用される直列に２個接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ２は、図４に示されている形態で直列接続されており、つまり、一方のＳｉＣからなるＳＢＤのオーミック電極面と、他方のＳｉＣからなるＳＢＤのショットキー電極面が同一平面上で接続されているので、ＳｉＣ−ＳＢＤ間の配線が無く、モジュール内の電流順路が１９→１６→２→１７→１８となるときにおいて電磁放射ノイズを低減することが可能となる。特に過渡的な電流が２に流れるときに本発明による電磁放射ノイズの低減効果が大きいことが期待される。この様な電磁放射ノイズの低減により、モジュール誤動作の低減を行うことが可能となる。
【００５１】
本実施の形態による電力半導体モジュールにおいては、例えば、スイッチング素子の耐圧が５ｋＶで、ＳｉＣ−ＳＢＤが同一の耐圧能力を持ちそれぞれ耐圧２．５ｋＶであれば直列に２個接続された２は耐圧５．０ｋＶとなり、１８の外部配線用コレクタ導体と１９の外部配線用エミッタ導体間に印加される電圧が５．０ｋＶ以下であれば、電力半導体モジュールとして正常な動作が可能となり、高電圧の電力変換回路において使用することが可能となる。
【００５２】
さらに、本実施の形態による電力半導体モジュールを図１の回路内の半導体モジュール１Ａ〜１Ｄとして使用すれば、２Ａ〜２ＤはＳｉＣ−ＳＢＤが直列に２個接続された還流ダイオードであるので、スイッチング素子３Ａ〜３Ｄのいずれかがオン状態に移行するときに生じる逆回復電流によるエネルギー損失を大きく減らすことが可能となる。
【００５３】
また、本実施の形態による電力半導体モジュールはスイッチング素子３Ａ〜３ＤがＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴであるので、単相ブリッジインバーター回路の高速なスイッチング動作が可能となる。
【００５４】
本実施の形態で明らかなように、本発明に係わる電力半導体モジュールを電力変換回路において使用することによって、逆回復電流によるエネルギー損失を低減することが可能となり、かつ、高電圧の電力変換回路において使用することが可能となる。
【００５５】
本実施の形態では直列接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ２の１組に対してスイッチング素子３が１つ逆並列に接続されているが、直列接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ２の１組に対して２つ以上のスイッチング素子を逆並列に接続しても、本実施の形態と同様な効果が期待できる。
【００５６】
本実施の形態では１組の直列接続するＳｉＣ−ＳＢＤをスイッチング素子に逆並列に接続したが、２組が並列に接続された直列接続するＳｉＣ−ＳＢＤをスイッチング素子と逆並列に接続した場合、還流ダイオードに順方向電流が流れているときの定常損失を低くすることが可能となる。
【００５７】
実施の形態４
図５に本発明による電力半導体モジュールの実施の形態を示す。本発明による電力半導体モジュールはスイッチング素子３と、ワイヤボンド２３により直列接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ１０の組が２組搭載されており、互いに２５の電気導体により接続されている。３はスイッチング素子であるＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ、１３はスイッチング素子のエミッタあるいはソース電極、２９は電源の正極側と接続される接続端子、３０は電源の負極側と接続される接続端子、２６は負荷と接続される接続端子、１７は絶縁基板上のコレクタ配線、２７、２８は絶縁基板上のエミッタ配線、２１はＡｌＮ絶縁基板、２２は銅またはＳｉＣ／Ａｌのベース板である。通常ベース板２２上の半導体素子を含む回路部分は筐体で囲まれ、シリコン樹脂で充填される。
【００５８】
図６に、本実施の形態による電力半導体モジュール内の直列に２個接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ部の形態を示す。本実施の形態の直列に２個接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ部の形態は、一方のＳｉＣからなるＳＢＤのオーミック電極面と他方のＳｉＣからなるＳＢＤのショットキー電極面が電気導体を介して直列接続されている。１０はＳｉＣ−ＳＢＤのＳｉＣ主要部材、１１はＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極部、１２はＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極部であり、２３は一方のＳｉＣ−ＳＢＤのショットキー電極と他方のＳｉＣ−ＳＢＤのオーミック電極とを接続する接続導体である。電気導体２３を介して２つのＳｉＣ−ＳＢＤが直列に接続される。接続導体２３としては、ワイヤボンドあるいは銅板等の金属導体が望ましい。
【００５９】
図６では、接続導体２３を一方のＳｉＣ−ＳＢＤの電極と他方のＳｉＣ−ＳＢＤの電極とを直接に接続するものであるが、中継端子を介して２つ以上の接続導体により直列に接続してもよい。
【００６０】
本発明による電力半導体モジュールを単相ブリッジインバーターに使用する場合、本発明による電力半導体モジュールを２台使用することにより単相ブリッジインバーター回路を形成する事が可能となる。例えば、図１中の２６、２９、３０は図６の同一番号に対応する。
【００６１】
本実施の形態による電力半導体モジュールにおいて、図５のワイヤボンド２３により直列接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ １０に還流電流が流れると、ＳｉＣ−ＳＢＤであってもエネルギー損失がありＳｉＣ−ＳＢＤ １０の温度が上昇する。ＳｉＣ−ＳＢＤ １０で発生した熱は、１７、２７、２８→２１→２２→冷却フィンの順で外部へ放出される。一方のＳｉＣからなるＳＢＤのオーミック電極面と、他方のＳｉＣからなるＳＢＤのショットキー電極面が電気導体を介して直列接続することにより、直列接続されるＳｉＣ−ＳＢＤを任意の距離に設置することが可能となる。その場合、直列接続されるＳｉＣ−ＳＢＤから外部への熱伝達経路は並列経路とすることが可能となり、それぞれのＳｉＣ−ＳＢＤの冷却能力を高くすることができるので、ＳｉＣ−ＳＢＤの安定な動作を可能とする。
【００６２】
本実施の形態による電力半導体モジュールにおいては、例えば、スイッチング素子の耐圧が６ｋＶで、ＳｉＣ−ＳＢＤが同一の耐電圧能力を持ちそれぞれ耐電圧３．０ｋＶであれば直列に２個接続された２は耐電圧６．０ｋＶとなり、２９と２６間、あるいは２６と３０間の印加電圧が６．０ｋＶ以下であれば、電力半導体モジュールとして正常な動作が可能となり、高電圧の電力変換回路において使用することが可能となる。
【００６３】
さらに、本実施の形態による電力半導体モジュールを図１の回路で使用すれば、２Ａ〜２ＤはＳｉＣ−ＳＢＤが直列に２個接続された還流ダイオードであるので、スイッチング素子３Ａ〜３Ｄがオン状態に移行するときに生じる逆回復電流によるエネルギー損失を大きく減らすことが可能となる。
【００６４】
また、本実施の形態による電力半導体モジュールを、例えば図１の単相ブリッジインバーター回路で使用すれば、本実施の形態による電力半導体モジュール内のスイッチング素子３Ａ〜３ＤはＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴであるので、単相ブリッジインバーター回路の高速なスイッチング動作が可能となる。
【００６５】
本実施の形態では直列接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ２の１組に対してスイッチング素子３が１つ逆並列に接続されているが、直列接続されたＳｉＣ−ＳＢＤ２の１組に対して２つ以上のスイッチング素子を逆並列に接続しても、本実施の形態と同様な効果が期待できる。
【００６６】
本実施の形態では１組の直列接続するＳｉＣ−ＳＢＤをスイッチング素子に逆並列に接続したが、２組が並列に接続された直列接続するＳｉＣ−ＳＢＤをスイッチング素子と逆並列に接続した場合、還流電流が流れているときにおいての還流ダイオードの定常損失を低くすることが可能となる。
【符号の説明】
【００６７】
１Ａ〜１Ｄ  電力半導体モジュール、２  ＳｉＣ−ＳＢＤ、２Ａ〜２Ｄ  ＳｉＣ−ＳＢＤ、３  スイッチング素子、３Ａ〜３Ｄ  スイッチング素子、４  負荷、５  直流電源、６Ａ〜６Ｄ  電力半導体モジュール、７Ａ〜７Ｄ  Ｓｉ−ＰｉＮダイオード、８  コンデンサー、１０  ＳｉＣ主要部材、１１  オーミック電極部、１２  ショットキー電極部、１３  スイッチング素子のエミッタ電極、  １６  金属導体、１７  コレクタ配線、１８  コレクタ導体、１９  エミッタ導体、２１  ＡｌＮ絶縁基板、２２  銅ベース板、２３  接続導体、２５  電気導体、２６  負荷接続端子、２７、２８  エミッタ配線、２９  正極側電源接続端子、３０  負極側電源接続端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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