(57)【要約】【課題】入力信号に対する検出閾値の変更を入力信号の増幅により相対的に実現する信号レベル検出回路は、入力信号の増幅に用いる可変ゲインアンプを要するため、回路規模が大きくなり、また消費電力が増加する。【解決手段】抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙはそれぞれ、入力信号レベルＡに応じた差の差動信号を構成する電位ＶＸ１，ＶＹ１を入力され、ＶＸ１，ＶＹ１から接地電位までの電位範囲を分圧して複数のＶＸ，ＶＹを生成する。選択回路５６は、ＶＸ，ＶＹの組み合わせのいずれかを選択する。コンパレータ５８は選択されたＶＸ，ＶＹの大小を比較し、検出閾値に対するＡの高低を判定する。ＶＸ，ＶＹの各組は、Ａの変化に対して大小関係が反転する交換点を有し、また、組毎の交換点は、Ａの異なる位置に存在するように設定される。選択回路５６により選択されるＶＸ，ＶＹの組に応じて検出閾値が変更される。【選択図】図１
2010034635.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号レベルに応じた差の差動信号を構成する一方の信号である第１原信号を入力され、前記第１原信号に応じた電位から所定の第１基準電位までの第１電位範囲に含まれる複数の第１比較電位を生成する第１比較電位生成回路と、
前記差動信号を構成する他方の信号である第２原信号を入力され、前記第２原信号に応じた電位から所定の第２基準電位までの第２電位範囲に含まれる少なくとも１つの第２比較電位を生成する第２比較電位生成回路と、
前記第１比較電位と前記第２比較電位との可能な複数の組み合わせのうちのいずれかを選択し、選択した前記組み合わせの前記第１比較電位及び前記第２比較電位を出力する選択回路と、
前記選択回路が出力する前記第１比較電位と前記第２比較電位とを比較し、その比較結果を示す信号を、前記入力信号レベルの高低を示す検出信号として出力する比較回路と、
を有することを特徴とする信号レベル検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の信号レベル検出回路において、
前記第１比較電位生成回路は、前記第１原信号の入力端子と前記第１基準電位との間に直列接続された抵抗素子からなる分圧回路であり、
前記第２比較電位生成回路は、前記第２原信号の入力端子と前記第２基準電位との間に直列接続された抵抗素子からなる分圧回路であること、
を特徴とする信号レベル検出回路。
【請求項３】
請求項２に記載の信号レベル検出回路において、
前記入力信号レベルの検出対象である交流信号を自乗し、前記交流信号の逓倍波成分と前記交流信号の振幅に応じた直流成分とを生成する乗算回路と、
前記乗算回路の出力から前記逓倍波成分を除去し、前記直流成分に基づいて、前記第１比較電位生成回路及び前記第２比較電位生成回路に入力される前記差動信号を生成するフィルタ回路と、
を有することを特徴とする信号レベル検出回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の信号レベル検出回路において、
前記第１比較電位及び前記第２比較電位の前記各組み合わせは、前記入力信号レベルの変化に対して電位の大小関係が入れ替わる交換点を有し、かつ当該交換点が前記入力信号レベルの複数の位置に存在するように設定され、
前記選択回路により選択される前記組み合わせに応じて前記入力信号レベルの高低の検出閾値が変更可能であること、
を特徴とする信号レベル検出回路。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか１つに記載の信号レベル検出回路において、
前記第１基準電位及び前記第２基準電位は、前記入力信号レベルの高低の検出対象範囲にて、前記第１電位範囲と前記第２電位範囲とが重複部分を有するように設定されること、を特徴とする信号レベル検出回路。
【請求項６】
請求項５に記載の信号レベル検出回路において、
前記第１基準電位と前記第２基準電位とは共通電位に設定されること、を特徴とする信号レベル検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
強度が変動し得る信号を好適な信号レベルに維持する際に、アンプのゲインを当該アンプの出力信号レベルに基づいてフィードバック制御する自動ゲイン制御（Automatic Gain Control：ＡＧＣ）が行われる。信号レベル検出回路は、例えば、このＡＧＣのフィードバック系に用いられる。信号レベル検出回路は、検出対象とする信号のレベルを検出閾値と比較して、例えば、検出閾値以上であれば、Ｈ(High)レベルの電圧信号を出力し、検出閾値未満であれば、Ｌ(Low)レベルの電圧信号を出力する。上述のＡＧＣでは、信号レベル検出回路は、目標とする信号レベルに応じた検出閾値を設定され、制御対象のアンプの出力信号レベルが検出閾値に達しているか否かを検出する。そして、アンプは、信号レベル検出回路の出力信号に応じて、ゲインを増減させる。このフィードバック制御により、アンプの出力信号レベルが目標信号レベルに保たれる。
【０００３】
図４は、従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路のブロック図である。従来の回路は、可変ゲインアンプ２及びレベル判定部４を含んで構成される。可変ゲインアンプ２は、例えば、ＡＧＣの制御対象となるアンプの出力信号を、端子ＩＮからレベル検出対象信号として入力される。レベル判定部４は、可変ゲインアンプ２の出力に対してレベルの高低の判定を行い、判定結果を端子ＯＵＴから出力する。この信号レベル検出回路において、端子ＩＮへの入力信号に対するレベル検出の閾値の変更は、可変ゲインアンプ２のゲインＧを制御することにより行われる。すなわち、レベル判定部４における判定レベルの絶対値は固定したまま、入力信号のレベルに対する判定レベルがゲインＧに応じて相対的に変更される。
【０００４】
図５は、従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路の回路図である。この信号レベル検出回路は、一対の信号ＶＩＮ＋，ＶＩＮ−からなる差動形式のレベル検出対象信号ＶＩＮ（≡ＶＩＮ＋−ＶＩＮ−）を入力され、レベル検出結果信号ＶＯＵＴを出力する。可変ゲインアンプ２は、入力差動対トランジスタＴ０１，Ｔ０２を有する差動増幅回路である。例えばｎｐｎトランジスタであるＴ０１，Ｔ０２はコレクタをそれぞれ負荷抵抗Ｒ０１，Ｒ０２を介して所定の正電圧源ＶＣＣに接続され、また、エミッタをそれぞれ定電流源Ｉ０１，Ｉ０２に接続される。Ｔ０１，Ｔ０２のベースにＶＩＮ＋，ＶＩＮ−が入力され、Ｔ０１，Ｔ０２のエミッタと負荷抵抗Ｒ０１，Ｒ０２との接続点Ｐ０１，Ｐ０２から可変ゲインアンプ２の出力信号ＶＡＭＰが差動形式で取り出される。
【０００５】
Ｔ０１，Ｔ０２のエミッタ間は抵抗値ＲＥＥを可変な抵抗回路１０で接続される。例えば、図５に示す抵抗回路１０は、エミッタ間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を有し、それらの組み合わせをスイッチＳＷ１，ＳＷ２で変更することにより、エミッタ間の抵抗値ＲＥＥを切り換えることができる。ＲＥＥを変更することで、可変ゲインアンプ２を構成する差動増幅回路のゲインＧが変えられる。
【０００６】
レベル判定部４には、ギルバートセルを用いたミキサ回路１２が設けられる。このミキサ回路１２は、可変ゲインアンプ２の出力信号ＶＡＭＰをそれ自身と混合し、混合された信号は差動形式で取り出される。ミキサ回路１２の混合結果に応じた差動形式の電流はそれぞれカレントミラー回路を介して負荷抵抗ＲＸ，ＲＹの一方端ＰＸ，ＰＹに供給される。抵抗ＲＸ，ＲＹの他方端は接地される。ミキサ回路１２の出力電流は、ＰＸ，ＰＹからＧＮＤに向けて流れ、負荷抵抗ＲＸ，ＲＹによってＰＸ，ＰＹの電位変化に変換される。
【０００７】
なお、入力信号ＶＩＮが交流信号である場合にミキサ回路１２の出力には、その振幅Ａに応じた直流成分（ＤＣ成分）と、２倍の周波数などの交流成分（ＡＣ成分）とが現れる。このＡＣ成分を、ＰＸとＰＹとの間に接続されたキャパシタＣで平滑化し除去することで、ＰＸ，ＰＹの電位ＶＸ，ＶＹの差（ＶＸ−ＶＹ）はＤＣ成分に応じて変化し、ＰＸとＰＹとの間には交流信号の振幅の二乗（Ａ２）に応じた電圧変化が得られる。電位ＶＸ，ＶＹはコンパレータ１４に入力され、コンパレータ１４は、ＶＸ，ＶＹに基づいて、レベル検出対象信号ＶＩＮの振幅Ａに応じたＡ２のレベルの高低を判定する。
【０００８】
ミキサ回路１２のギルバートセルは、ＶＩＮの振幅Ａの増加に応じて、負荷抵抗ＲＸに流れる電流のＤＣ成分ＩＸを増加させ、一方、負荷抵抗ＲＹに流れる電流のＤＣ成分ＩＹを減少させる。このＩＸ，ＩＹの増減の相違に対応して、ＲＸ，ＲＹはＲＸ＜ＲＹとなるように設定される。
【０００９】
図６は、ＶＩＮの振幅Ａに対する電位ＶＸ，ＶＹの変化を表したグラフであり、横軸が検出対象とする信号の信号レベルである振幅Ａを表し、縦軸が電位を表す。Ａが小さい領域ではＩＸとＩＹとの差は小さく、ＶＸ，ＶＹの大小関係は、ＲＸ，ＲＹの大小関係に応じてＶＸ＜ＶＹとなる。Ａが増加するとＩＸは増加し、一方、ＩＹは減少するので、これに対応してＶＸは上昇し（曲線２０ｘ）、ＶＹは低下する（曲線２０ｙ）。その結果、ＶＸ，ＶＹの大小関係は、或る振幅Ａｔｈにて入れ替わる。
【００１０】
図７は、振幅Ａに対するコンパレータ１４の出力電圧レベルの変化を表したグラフであり、横軸が振幅Ａを表し、縦軸が出力電圧レベルを表す。コンパレータ１４は、ＶＸ＜ＶＹとなるＡ＜ＡｔｈではＬレベルを出力し、ＶＸ＞ＶＹとなるＡ＞ＡｔｈではＨレベルを出力する。このように、コンパレータ１４の出力に、ＶＩＮの振幅Ａのレベルの高低を示す検出信号が得られる。
【００１１】
既に述べたように、この従来の信号レベル検出回路では、振幅Ａのレベル検出の閾値Ａｔｈの変更は、可変ゲインアンプ２のゲインＧを制御することにより行われる。図８は、ＶＩＮの振幅Ａに対する電位ＶＸ，ＶＹの変化を、ゲインＧが大きい場合と小さい場合とのそれぞれについて表したグラフであり、横軸、縦軸は図６と同様である。図８において、曲線２０ｘ，２０ｙは、ゲインＧが或る値Ｇ１である場合の電位ＶＸ，ＶＹの変化を表している。一方、曲線２２ｘ，２２ｙは、ゲインＧがＧ１より大きい値Ｇ２である場合の電位ＶＸ，ＶＹの変化を表している。可変ゲインアンプ２のゲインＧが大きいほど、振幅Ａの増加に対してＩＸが速やかに増加し、またＩＹが速やかに減少し、これに対応して図８に示すように、Ａが小さい領域でのＶＸの増加、及びＶＹの減少の勾配が大きくなる。その結果、ＶＸとＶＹとの大小関係が入れ替わる交換点ξ１，ξ２の横軸方向の位置に差異が生じる。具体的には、ゲインがＧ２の場合のξ２の方が、ゲインがＧ１の場合のξ１より左側に位置し、Ｇ２の方がＧ１の場合よりレベル検出閾値Ａｔｈが低下する。
【特許文献１】特開２００１−１８６０４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述した従来の信号レベル検出回路は、検出閾値を変えるために、可変ゲインアンプ２を要する。そのため、信号レベル検出回路の回路規模が大きくなり、集積回路として構成した場合にチップ面積が増加するという問題や、消費電力が増加するという問題があった。
【００１３】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、回路規模や消費電力をより小さくすることが可能である、検出閾値を可変な信号レベル検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係る信号レベル検出回路は、入力信号レベルに応じた差の差動信号を構成する一方の信号である第１原信号を入力され、前記第１原信号に応じた電位から所定の第１基準電位までの第１電位範囲に含まれる複数の第１比較電位を生成する第１比較電位生成回路と、前記差動信号を構成する他方の信号である第２原信号を入力され、前記第２原信号に応じた電位から所定の第２基準電位までの第２電位範囲に含まれる少なくとも１つの第２比較電位を生成する第２比較電位生成回路と、前記第１比較電位と前記第２比較電位との可能な複数の組み合わせのうちのいずれかを選択し、選択した前記組み合わせの前記第１比較電位及び前記第２比較電位を出力する選択回路と、前記選択回路が出力する前記第１比較電位と前記第２比較電位とを比較し、その比較結果を示す信号を、前記入力信号レベルの高低を示す検出信号として出力する比較回路と、を有する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、入力信号レベルに応じた元の差動信号に基づいて、複数の第１比較電位及び少なくとも１つの第２比較電位を生成する。第１比較電位と第２比較電位との各組み合わせは、入力信号レベルの変化に対して電位の大小関係が入れ替わる交換点を有するように設定することができる。また、当該交換点が入力信号レベルの複数の位置に存在するように設定することができる。この組み合わせのうちのいずれかを選択し、選択した組み合わせの第１比較電位及び第２比較電位を比較する。これにより、選択した組み合わせの交換点の位置に応じて、入力信号レベルに対する検出閾値を変えることができる。よって、可変ゲインアンプを用いて入力信号レベルに応じた元の差動信号を増幅する必要がなく、当該可変ゲインアンプを省略して、回路規模や消費電力を小さくすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００１７】
図１は実施形態に係る信号レベル検出回路５０の概略の回路図である。信号レベル検出回路５０は、ミキサ回路５２、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙ、選択回路５６、コンパレータ５８を備える。信号レベル検出回路５０は、一対の信号ＶＩＮ＋，ＶＩＮ−からなる差動形式のレベル検出対象信号ＶＩＮ（≡ＶＩＮ＋−ＶＩＮ−）を入力され、レベル検出結果信号ＶＯＵＴを出力する。信号レベル検出回路５０は、ＶＩＮとして、例えば、テレビジョン受信機等における受信信号を入力され、当該受信信号の振幅Ａが検出閾値Ａｔｈより大きいか小さいかを検出する。
【００１８】
ミキサ回路５２は、ギルバートセル型混合器で構成することができる。このギルバートセル型混合器は、所定の正電圧源ＶＣＣと接地電位ＧＮＤとの間に、ｎｐｎトランジスタからなる差動対を２段重ねた構成を含み、第１段の差動対への入力信号ＶＭ１と、第２段の差動対への入力信号ＶＭ２とを乗算し、トランジスタＴ１，Ｔ２が設けられた一対の信号線に流れる電流Ｉ１，Ｉ２に、２つの入力信号ＶＭ１，ＶＭ２の積に応じた変動ΔＩ１，ΔＩ２を生じる。ミキサ回路５２の定電流源の供給電流をＩ０とすると、
Ｉ１＝Ｉ０／２＋ΔＩ１
Ｉ２＝Ｉ０／２＋ΔＩ２……(１)
と表される。
【００１９】
ΔＩ１，ΔＩ２には、ＶＭ１，ＶＭ２の和周波数の成分と差周波数の成分とが現れる。ミキサ回路５２では、第１段の入力信号ＶＭ１と第２段の入力信号ＶＭ２とを共にＶＩＮとする。これにより、ミキサ回路５２の出力にはＶＩＮのＡＣ成分の逓倍成分と、ＤＣ成分とが現れる。時間をｔ、ＡＣ成分の角速度をωで表して、
ＶＩＮ＋＝Ａsinωt
ＶＩＮ−＝−Ａsinωt……(２)
とすれば、
ΔＩ１＝ｋＡ２(１−cos2ωt）／２
ΔＩ２＝−ｋＡ２(１−cos2ωt）／２………(３)
となる。ここでｋは比例定数である。（３）式よりミキサ回路５２の出力には、入力周波数の２倍の周波数のＡＣ成分が得られると同時に、入力振幅Ａの２乗に比例したＤＣ成分も得られることが分かる。
【００２０】
Ｉ１は、トランジスタＴ１，Ｔ３により構成されるカレントミラー回路により、抵抗分圧回路５４ｘに伝達され、また、Ｉ２は、トランジスタＴ２，Ｔ４により構成されるカレントミラー回路により、抵抗分圧回路５４ｙに伝達される。
【００２１】
抵抗分圧回路５４ｘは、ＰＸ１からＧＮＤへ順番に接続されたｍ個（ｍは２以上の整数）の抵抗ＲＸｉ（ｉはｍ以下の自然数）の直列接続体からなり、直列接続体の入力端ＰＸ１となる抵抗ＲＸ１の一方端とＶＣＣとの間にＴ３を接続され、抵抗ＲＸｍの一方端をＧＮＤに接地される。また、抵抗分圧回路５４ｙも、ＰＹ１からＧＮＤへ順番に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）の抵抗ＲＹｊ（ｊはｎ以下の自然数）の直列接続体からなり、直列接続体の入力端ＰＹ１となる抵抗ＲＹ１の一方端とＶＣＣとの間にＴ４を接続され、抵抗ＲＹｎの一方端をＧＮＤに接地される。カレントミラー回路の出力側のトランジスタＴ３，Ｔ４に生じた電流Ｉ１，Ｉ２は、それぞれ抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙの入力端ＰＸ１，ＰＹ１へ供給される。
【００２２】
ＰＸ１とＰＹ１との間には、キャパシタＣが接続される。このキャパシタＣは、ＰＸ１，ＰＹ１に供給されるＩ１，Ｉ２のＡＣ成分を平滑化し除去するフィルタ回路として設けられ、これにより、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙを通りＰＸ１，ＰＹ１からＧＮＤへ流れるＩＸ，ＩＹは、基本的にＩ１，Ｉ２のＤＣ成分となる。例えば、（１），（３）式で表されるＩ１，Ｉ２に対し、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙに入力される差動信号を構成するＩＸ，ＩＹは、
ＩＸ＝（Ｉ０＋ｋＡ２）／２
ＩＹ＝（Ｉ０−ｋＡ２）／２………(４)
となる。
【００２３】
抵抗分圧回路５４ｘは、直列接続された抵抗ＲＸｉの抵抗値に応じて、その入力端ＰＸ１の電位ＶＸ１からＧＮＤまでの電位範囲を分圧し、ＲＸ（ｉ−１）とＲＸｉとの接続点ＰＸｉ（２≦ｉ≦ｍ）に分圧電位ＶＸｉを生じる。ＰＸ１〜ＰＸｍに生じる電位ＶＸ１〜ＶＸｍのいずれかが抵抗分圧回路５４ｘの出力として取り出される。また、抵抗分圧回路５４ｙは、直列接続された抵抗ＲＹｊの抵抗値に応じて、その入力端ＰＹ１の電位ＶＹ１からＧＮＤまでの電位範囲を分圧し、ＲＹ（ｊ−１）とＲＹｊとの接続点ＰＹｊ（２≦ｊ≦ｎ）に分圧電位ＶＹｊを生じる。ＰＹ１〜ＰＹｎに生じる電位ＶＹ１〜ＶＹｎのいずれかが抵抗分圧回路５４ｙの出力として取り出される。
【００２４】
選択回路５６は、抵抗分圧回路５４ｘが生じる複数の電位ＶＸ１〜ＶＸｍのいずれを出力電位ＶＸとして取り出すか、及び抵抗分圧回路５４ｙが生じる複数の電位ＶＹ１〜ＶＹｎのいずれを出力電位ＶＹとして取り出すかを選択する。例えば、選択回路５６は、抵抗分圧回路５４ｘの電位を取り出す点に一方端を接続され、他方端をコンパレータ５８の非反転端子（＋端子）に接続されたスイッチ素子及び、抵抗分圧回路５４ｙの電位を取り出す点に一方端を接続され、他方端をコンパレータ５８の反転端子（−端子）に接続されたスイッチ素子で構成することができる。
【００２５】
抵抗分圧回路５４ｘから取り出す電位ＶＸと抵抗分圧回路５４ｙから取り出す電位ＶＹとは、それらの組み合わせが、入力信号ＶＩＮの振幅Ａの大きさの変化に対して電位の大小関係が入れ替わる交換点を有するように設定される。これにより、ＶＸ，ＶＹの複数の組み合わせに対応して交換点が複数設定される。また、交換点は、振幅Ａの複数の位置に存在するように設定される。
【００２６】
ちなみに、スイッチ素子は集積回路上にて例えば、ＭＯＳトランジスタを用いて構成することができる。当該スイッチ素子の切り換えはユーザの操作に応じて行うようにもできるし、図示しない制御回路が制御信号を生成しスイッチ素子のオン／オフを切り換える構成とすることもできる。
【００２７】
図１に示す構成はｍ＝ｎ＝３の例を示しており、抵抗分圧回路５４ｘは抵抗ＲＸ１〜ＲＸ３の直列接続からなり、抵抗分圧回路５４ｙは抵抗ＲＹ１〜ＲＹ３の直列接続からなる。例えば、抵抗値は、
ＲＸｉ＝ＲＹｉ（ｉ＝１〜３）  ………(５)
に設定する。
【００２８】
図２は、振幅Ａに対する電位ＶＸ１〜ＶＸ３，ＶＹ１〜ＶＹ３の変化を表した模式的なグラフであり、横軸が検出対象とする信号の信号レベルである振幅Ａを表し、縦軸が電位を表す。（５）式に示す抵抗値の設定では、振幅Ａが０の場合、ＶＸｉ及びＶＹｉ（ｉ＝１〜３）は基本的に同じ値となる。また、このとき、ＶＹ１＞ＶＸ２，ＶＹ２＞ＶＸ３となる。
【００２９】
振幅Ａが大きくなると、Ｉ２が０に向けて減少することに対応して、ＶＹｉは下降してＧＮＤに漸近する。一方、Ｉ２の減少分、Ｉ１が増加してＶＸｉは上昇する。その結果、図２に示すように、電位差（ＶＸｉ−ＶＹｉ）は拡大する。また、ＶＹ１とＶＸ２との大小関係、ＶＹ２とＶＸ３との大小関係、またＶＹ１とＶＸ３との大小関係が反転する交換点ξ２１，ξ３２，ξ３１が生じる。
【００３０】
交換点ξ２１，ξ３２，ξ３１での振幅Ａの値をそれぞれＡ２１，Ａ３２，Ａ３１とすると、Ａ２１＜Ａ３１，Ａ３２＜Ａ３１となる。また、Ａ２１とＡ３２とが異なる値、例えば、Ａ２１＜Ａ３２となるように、ＲＸ１〜ＲＸ３，ＲＹ１〜ＲＹ３を設定する。すなわち、振幅Ａの３つの位置に交換点が設定される。
【００３１】
図１に示す選択回路５６は、これら交換点に対応して構成され、スイッチ素子ＳＷＸ２，ＳＷＸ３，ＳＷＹ１，ＳＷＹ２を有し、ＳＷＸ２，ＳＷＸ３はそれぞれＰＸ２，ＰＸ３とコンパレータ５８の＋端子との間に接続され、ＳＷＹ１，ＳＷＹ２はそれぞれＰＹ１，ＰＹ２とコンパレータ５８の−端子との間に接続される。ＳＷＸ２，ＳＷＸ３はいずれかが選択的にオンし、ＳＷＹ１，ＳＷＹ２はいずれかが選択的にオンする。
【００３２】
コンパレータ５８には、ＳＷＸ２及びＳＷＹ１がオンした状態ではＶＸ２及びＶＹ１が入力され、ＳＷＸ３及びＳＷＹ２がオンした状態ではＶＸ３及びＶＹ２が入力され、また、ＳＷＸ３及びＳＷＹ１がオンした状態ではＶＸ３及びＶＹ１が入力される。
【００３３】
図３は、振幅Ａに対するコンパレータ５８の出力電圧レベルの変化を表した模式的なグラフであり、横軸が振幅Ａを表し、縦軸が出力電圧レベルを表す。コンパレータ５８は、入力されるＶＸ，ＶＹの大小関係に応じたＶＯＵＴを出力する。選択回路５６がＶＸ＝ＶＸ２かつＶＹ＝ＶＹ１となるように設定されている状態では、コンパレータ５８は、振幅ＡがＡ２１より小さい状態に対応してＶＯＵＴとしてＬレベルを出力し、振幅ＡがＡ２１より大きい状態に対応してＨレベルを出力する（図３の出力特性７０）。すなわち、信号レベル検出回路５０はＡ２１を検出閾値Ａｔｈとして振幅Ａのレベル検出を行う。同様に、選択回路５６がＶＸ＝ＶＸ３かつＶＹ＝ＶＹ２となるように設定されている状態では、コンパレータ５８の出力ＶＯＵＴは振幅ＡとＡ３２との大小関係に応じて切り替わり、信号レベル検出回路５０はＡ３２を検出閾値Ａｔｈとして振幅Ａのレベル検出を行う（図３の出力特性７１）。また、ＶＸ＝ＶＸ３かつＶＹ＝ＶＹ１に設定されている状態では、ＶＯＵＴは振幅ＡとＡ３１との大小関係に応じて切り替わり、信号レベル検出回路５０はＡ３１を検出閾値Ａｔｈとして振幅Ａのレベル検出を行う（図３の出力特性７２）。
【００３４】
このように信号レベル検出回路５０は、抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙの出力電圧の組み合わせを切り換えることにより、検出閾値Ａｔｈを変更することができる。なお、本発明は変更できる検出閾値Ａｔｈの数が上述の３つの場合に限られるものではない。最も簡単な構成では、２つの検出閾値Ａｔｈを設定できればよく、その場合、上記ｍ，ｎのいずれかは１となる。また、検出閾値Ａｔｈの数を４つ以上とすることもできる。
【００３５】
また、上述の構成では、抵抗分圧回路５４ｘの一方端に印加する基準電位（以下、ＶＸＳと表す。）と抵抗分圧回路５４ｙの一方端に印加する基準電位（以下、ＶＹＳと表す）は共にＧＮＤとしたが、ＶＸＳとＶＹＳとを互いに異なる電位としても複数の交換点を設定することが可能であり、同様の機能を有する信号レベル検出回路５０を実現できる。さらに上述の構成では、抵抗分圧回路５４ｘが生成可能な電位ＶＸの範囲［ＶＸ１，ＶＸＳ］と抵抗分圧回路５４ｙが生成可能な電位ＶＹの範囲［ＶＹ１，ＶＹＳ］とが、任意の振幅Ａにて重複部分を有するものであったが、ＶＸＳ，ＶＹＳの設定の仕方によっては、範囲［ＶＸ１，ＶＸＳ］と範囲［ＶＹ１，ＶＹＳ］とが重複部分を有さない振幅Ａの領域が生じることもある。この場合、この重複部分を有さない領域では交換点を設定することができず、そこに検出閾値を設定することはできない。しかし、この場合にも、少なくとも一部の振幅Ａの領域にて重複部分を生じるように設定することは可能であり、本発明により、そのような重複部分を有する振幅Ａの領域をレベル検出対象領域とし、当該領域に複数の検出閾値Ａｔｈを設定可能とした信号レベル検出回路を実現することができる。
【００３６】
なお、上述の信号レベル検出回路５０は、交流信号における振幅Ａを入力信号レベルの検出対象とするものであり、交流信号から振幅Ａに応じた信号を抽出するために、ミキサ回路５２及びその出力のＤＣ成分を抽出するための構成を備えている。しかし、本発明の信号レベル検出回路は、差動形式の信号ＶＩＮの信号レベル（ＶＩＮ＋−ＶＩＮ−）そのものを検出する構成とすることもできる。その場合の信号レベル検出回路は、例えば、図１に示す回路における抵抗分圧回路５４ｘ，５４ｙ、選択回路５６、コンパレータ５８からなり、ＶＩＮ＋，ＶＩＮ−をＰＸ１，ＰＹ１に印加する構成とすることができ、ミキサ回路５２等を設けない構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施形態に係る信号レベル検出回路の概略の回路図である。
【図２】入力信号の振幅に対する抵抗分圧回路の生成電位の変化を表した模式的なグラフである。
【図３】入力信号の振幅に対するコンパレータの出力電圧レベルの変化を表した模式的なグラフである。
【図４】従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路のブロック図である。
【図５】従来の検出閾値を変更可能な信号レベル検出回路の回路図である。
【図６】入力信号の振幅に対するコンパレータの入力電位の変化を表したグラフである。
【図７】入力信号の振幅に対するコンパレータの出力電圧レベルの変化を表したグラフである。
【図８】入力信号の振幅に対するコンパレータの入力電位の変化を、可変ゲインアンプのゲインが大きい場合と小さい場合とのそれぞれについて表したグラフである。
【符号の説明】
【００３８】
５０  信号レベル検出回路、５２  ミキサ回路、５４ｘ，５４ｙ  抵抗分圧回路、５６  選択回路、５８  コンパレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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