(57)【要約】【課題】従来よりも、フリーホイールダイオードのリカバリ電流が低減され、以てサージ電圧及びノイズが低減され、かつスイッチング損失が低減された電力変換器を提供する。【解決手段】直流電源１からの電力をＮ相の交流電力に変換して負荷２に供給する電力変換器であって、スイッチング素子３ｕ等と、当該スイッチング素子３ｕ等と並列に接続され、かつ、当該スイッチング素子３ｕ等を流れる電流と逆向きに電流を流すように接続されたダイオード４ｕ等とを含む回路であるアームが２個直列に接続された回路であるレグであって、直流電源１と並列に接続されるＮ個のレグと、Ｎ個のレグのそれぞれを構成する２個のアームの接続点を各レグの中点とするＮ個の中点から任意に選択された２つの中点を、インダクタ６ｕ又は６ｖを介して一時的に接続するスイッチ素子５ｕｖ及び５ｖｗを含む補助回路８ａとを備える。【選択図】図１
2010183712.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの電力をＮ相の交流電力に変換して負荷に供給する電力変換器であって、
スイッチング素子と、当該スイッチング素子と並列に接続され、かつ、当該スイッチング素子を流れる電流と逆向きに電流を流すように接続されたダイオードとを含む回路であるアームが２個直列に接続された回路であるレグであって、前記直流電源と並列に接続されるＮ個のレグと、
前記Ｎ個のレグのそれぞれを構成する２個のアームの接続点を各レグの中点とするＮ個の中点から任意に選択された２つの中点を、インダクタを介して一時的に接続するスイッチ素子を含む補助回路と
を備える電力変換器。
【請求項２】
前記補助回路は、少なくとも（Ｎ−１）個のスイッチ素子と、少なくとも（Ｎ−１）個のインダクタとを含む
請求項１記載の電力変換器。
【請求項３】
前記補助回路は、（Ｎ−１）個のスイッチ素子と、（Ｎ−１）個のインダクタとを含み、
前記Ｎ個の中点のうちの一の中点と他の（Ｎ−１）個の中点のそれぞれとの間に、前記（Ｎ−１）個のスイッチ素子の一つと前記（Ｎ−１）個のインダクタの一つとが直列に接続されている
請求項２記載の電力変換器。
【請求項４】
前記補助回路は、（Ｎ−１）個のスイッチ素子と、Ｎ個のインダクタとを含み、
前記（Ｎ−１）個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、
前記（Ｎ−１）個のスイッチ素子の他端及び前記接続点と前記Ｎ個の中点との間に、それぞれ、前記Ｎ個のインダクタの一つが接続されている
請求項２記載の電力変換器。
【請求項５】
前記補助回路は、Ｎ個のスイッチ素子と、Ｎ個のインダクタとを含み、
前記Ｎ個の中点のうちの一の中点と他の一の中点とを組とするＮ組の中点の間に、それぞれ、前記Ｎ個のスイッチ素子の一つと前記Ｎ個のインダクタの一つとが直列に接続されている
請求項２記載の電力変換器。
【請求項６】
前記補助回路は、Ｎ個のスイッチ素子と、Ｎ個のインダクタとを含み、
前記Ｎ個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、
前記Ｎ個のスイッチ素子の他端と、対応する前記Ｎ個の中点との間に、それぞれ、前記Ｎ個のインダクタの一つが接続されている
請求項２記載の電力変換器。
【請求項７】
さらに、前記Ｎ個のレグを構成するスイッチング素子のそれぞれを導通又は非導通にさせるとともに、前記補助回路を制御するコントローラを備え、
前記コントローラは、前記Ｎ個のレグのうちの第１レグを構成する第１アームのスイッチング素子に電流を流させる場合に、当該スイッチング素子を導通させることに先立ち、前記Ｎ個のレグのうちの第２レグを構成するスイッチング素子を流れている電流が前記第１レグを構成する第２アームのダイオードを逆方向に流れるように、前記第２レグの中点と前記第１レグの中点とを前記インダクタを介して一時的に接続するよう前記補助回路を制御する
請求項１記載の電力変換器。
【請求項８】
前記コントローラは、少なくとも、前記第２アームのダイオードの逆回復特性に起因したリカバリ電流が最大となるまでの期間、前記第２レグを構成するスイッチング素子を流れている電流が前記第２アームのダイオードを逆方向に流れるように、前記第２レグの中点と前記第１レグの中点とを前記インダクタを介して接続するよう前記補助回路を制御する
請求項７記載の電力変換器。
【請求項９】
前記コントローラは、前記第１アームのスイッチング素子に電流を流させる場合に、前記第２レグの中点と前記第１レグの中点とを前記インダクタを介して接続して切断すると同時に、前記第１アームのスイッチング素子を導通させる
請求項７記載の電力変換器。
【請求項１０】
前記スイッチ素子は、前記スイッチング素子よりも電流容量が小さい
請求項１記載の電力変換器。
【請求項１１】
前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、
前記ダイオードは、前記ＭＯＳＦＥＴのチャネルに並列に接続された当該ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードである
請求項１記載の電力変換器。
【請求項１２】
前記スイッチング素子は、ＳｉＣ又はＧａＮを含むワイドバンドギャップ半導体からなる
請求項１記載の電力変換器。
【請求項１３】
前記負荷は、電動機の巻線の一部であり、
前記インダクタは、前記電動機の巻線の他の一部である
請求項１記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器（ｐｏｗｅｒ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）におけるサージ抑制技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器の１つとして、直流電力を交流電力に変換するインバータが知られている。なお、ＡＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ等も電力変換器に含まれる。
【０００３】
スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ  ｏｘｉｄｅ  ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用した電力変換器により誘導性負荷を駆動する場合、ＭＯＳＦＥＴは、負荷を駆動するためのスイッチング機能の他に、ＭＯＳＦＥＴに寄生するボディダイオードによって実現されるフリーホイールダイオード（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ  ｄｉｏｄｅ）としての機能を有することが多い。しかし、このボディダイオードの逆回復（ｒｅｖｅｒｓｅ−ｒｅｃｏｖｅｒｙ）特性は一般に悪く、大きなリカバリ電流が発生し、サージ電圧や、リンギングと呼ばれる発振現象を誘起する。なお、逆回復時間にダイオードの逆方向に流れる電流を、ここでは「リカバリ電流」という。
【０００４】
図１０は、従来の電力変換器の一部（例えば、直流電力を３相交流電力に変換する回路における１相分の回路）を示す回路図である。図１０では、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１２、ハイサイドボディダイオード１１ａ、ローサイドボディダイオード１２ａ、第１ゲートパルス発生回路１３、第２ゲートパルス発生回路１４を備え、誘導性負荷１５に直流電源１からの電力を変換して供給する構成となっている。ここでは、パワーＭＯＳＦＥＴ１１、１２に生じるボディダイオード１１ａ、１２ａにフリーホイールダイオードとしての機能を持たせることを想定している。なお、電流を表す符号とともに表示された黒色矢印の向きを、当該電流の正の向きとする。
【０００５】
図１０の構成によれば、例えば図１１の波形図の例に示すように、誘導性負荷１５からローサイドＭＯＳＦＥＴ１２のボディダイオード１２ａの順方向に電流が流れている状態（この状態では、図１０の白色矢印で示される向きに電流が流れている）でハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１がターンオンすると、ボディダイオード１２ａに逆方向の電圧が印加され、図１１の拡大波形に示すようにリカバリ電流（ボディダイオード１２ａを逆方向に流れる電流）が流れた後に、ボディダイオード１２ａがターンオフする。このリカバリ電流は、ボディダイオード１２ａの内部に生じる少数キャリアが消滅するまでに流れる電流であり、リカバリ電流の大きさはその半導体物性によりある程度決定される。なお、図１１では、電流Ｉｄｈ及びＩｄｌは、それぞれ、図１０に示される電流の向きを正として図示されている。
【０００６】
より詳しくは、第１ゲートパルス発生回路１３からのターンオン指令、すなわち第１ゲートパルスによってハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１がターンオンすると、そのタイミングでハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１からローサイドＭＯＳＦＥＴ１２のボディダイオード１２ａを貫通するリカバリ電流が、電流Ｉｄｌにて符号Ｐで示すように過渡的に流れる。このリカバリ電流は、誘導性負荷１５に流れることはないが、符号Ｑで示すようにハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流Ｉｄｈに重畳され、スイッチング損失の増大、過電流による素子破壊、ノイズ発生等を引き起こす原因となる。
【０００７】
そこで、従来、リカバリ電流を低減するために、ＭＯＳＦＥＴと逆並列に、高耐圧の高速リカバリダイオード、低耐圧のショットキバリアダイオード等のいずれかが外付けされていた。高速リカバリダイオードを使用すれば、リカバリ電流の流れる時間が短くなる。ショットキバリアダイオードは、構造的にリカバリ電流の流れにくいダイオードである。
【０００８】
別の手法としては、ＭＯＳＦＥＴと直列にインダクタを挿入することも考えられている。例えば、インバータであれば、各相にインダクタを直列に挿入することで、リカバリ電流を抑制できる。
【０００９】
また、特許文献１や特許文献２のようなＬＣ共振回路を用いたアプローチも提案されている。コンデンサとインダクタとダイオード、加えて補助スイッチにより、主スイッチをＺＶＳ（ｚｅｒｏ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作させる。これにより、主スイッチのスイッチング損失とノイズを小さくすることができる。特許文献３は、インダクタと補助スイッチ、加えて補助スイッチのボディダイオードにより、寄生容量とインダクタを共振動作させ、主スイッチをＺＶＳ動作させる。これにより、主スイッチのスイッチング損失を小さくすることができる。
【特許文献１】特開平８−２９８７８１号公報
【特許文献２】特開２００４−２３８８１号公報
【特許文献３】特開２００８−６７４２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、ＭＯＳＦＥＴと逆並列に外付けのフリーホイールダイオードを設ける構成は、配線インダクタンスの影響を充分考慮した高度な設計を必要とし、フリーホイールダイオードを充分に機能させることが必ずしも容易ではない。
【００１１】
ＭＯＳＦＥＴと直列にインダクタを設ける構成は、ＭＯＳＦＥＴと直流電源とをつなぐ線路にインダクタンスが存在することになるため、ＭＯＳＦＥＴの電流をターンオフするときに、このインダクタンスによって過大なサージ電圧が発生することとなるため、好ましい構成ではない。
【００１２】
また、特許文献１や特許文献２、特許文献３の技術では、インダクタやキャパシタ等の共振要素を追加するために部品点数が増加しコストアップを招く傾向にある。また、共振の期間中、スイッチング素子を制御できないため、システムの制御デューティに制約が生じてしまう。また、共振要素の定数によりシステムのスイッチング周波数を決めなければならず、スイッチング周波数の上限が決められてしまうため、高周波化の妨げとなるため好ましい構成ではない。
【００１３】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、従来よりも、フリーホイールダイオードのリカバリ電流が低減され、以てサージ電圧及びノイズが低減され、かつスイッチング損失が低減された電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、本発明は、直流電源からの電力をＮ相の交流電力に変換して負荷に供給する電力変換器であって、スイッチング素子と、当該スイッチング素子と並列に接続され、かつ、当該スイッチング素子を流れる電流と逆向きに電流を流すように接続されたダイオードとを含む回路であるアームが２個直列に接続された回路であるレグであって、前記直流電源と並列に接続されるＮ個のレグと、前記Ｎ個のレグのそれぞれを構成する２個のアームの接続点を各レグの中点とするＮ個の中点から任意に選択された２つの中点を、インダクタを介して一時的に接続するスイッチ素子を含む補助回路とを備えることを、特徴としたものである。
【００１５】
これにより、例えばＵ相のレグの上アームのスイッチング素子がターンオンし負荷に対して電流が流出する直前に、まず、Ｕ相のレグの中点に、インダクタを介して接続されているスイッチ素子（つまり、補助回路）がターンオンすれば、例えばＵ相のレグの下アームのフリーホイールダイオードのリカバリ電流は、前記インダクタと前記スイッチ素子の線路を流れ、Ｕ相のレグの下アームのフリーホイールダイオードのリカバリ電流の変化は小さく抑えられる。フリーホイールダイオードのリカバリ電流が低減されることにより、当該フリーホイールダイオード自体のスイッチング損失が低減され、かつＵ相のレグの上アームにて当該リカバリ電流が重畳して流れるスイッチング損失も低減される。
【００１６】
なお、本明細書において中点とは、数学的な意味の中点をさすものではなく、要素と要素の間に存する点を意味する。例えば、「各レグの中点」とは、レグとレグの間に存在する点という意味であり、各レグから距離的に均等な位置を示すものではない。
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る電力変換器によれば、フリーホイールダイオードのリカバリ電流を低減し、以てサージ電圧及びノイズを低減し、かつスイッチング損失を低減することができる。また、システムの制御性やスイッチング周波数の高周波化を妨げることもない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の電力変換器の最良の実施形態を、添付図面を参照して説明する。
【００１９】
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換器である３相インバータの構成例を示す回路図である。直流電源１から供給された直流電力をもとに誘導性負荷２を駆動するための３相インバータとしたものである。
【００２０】
この電力変換器は、直流電源１からの電力をＮ相の交流電力に変換して誘導性負荷２（例えば、電動機の巻線）に供給する電力変換器であって、スイッチング素子（１つの相のＭＯＳＦＥＴ）と、当該スイッチング素子と並列に接続され、かつ、当該スイッチング素子を流れる電流と逆向きに電流を流すように接続されたダイオード（当該ＭＯＳＦＥＴのボディダイオード）とを含む回路であるアーム（１個のＭＯＳＦＥＴとそのボディダイオードとの対）が２個直列に接続された回路であるレグ（１相分の駆動回路）であって直流電源１と並列に接続されるＮ個のレグ（３相分の駆動回路）と、Ｎ個のレグのそれぞれを構成する２個のアームの接続点を各レグの中点とするＮ個の中点から任意に選択された２つの中点を、インダクタ６ｕ又は６ｗを介して一時的に接続するスイッチ素子５ｕｖ及び５ｖｗを含む補助回路８ａと、Ｎ個のレグを構成するスイッチング素子のそれぞれを導通又は非導通にさせるとともに補助回路８ａを制御するコントローラ７ａとを備え、コントローラ７ａは、Ｎ個のレグのうちの第１レグを構成する第１アームのスイッチング素子に電流を流させる場合に、当該スイッチング素子を導通させることに先立ち、Ｎ個のレグのうちの第２レグを構成するスイッチング素子を流れている電流が第１レグを構成する第２アームのダイオードを逆方向に流れるように、第２レグの中点と第１レグの中点とをインダクタを介して一時的に接続するよう補助回路８ａを制御する。
【００２１】
本実施の形態では、補助回路８ａは、（Ｎ−１）個のスイッチ素子と、（Ｎ−１）個のインダクタとを含み、Ｎ個の中点のうちの一の中点と他の（Ｎ−１）個の中点のそれぞれとの間に、（Ｎ−１）個のスイッチ素子の一つと（Ｎ−１）個のインダクタの一つとが直列に接続されている。
【００２２】
具体的には、この電力変換器では、直流電源１に接続され３相交流モータ等の誘導性負荷２に電力を供給する、Ｕ相のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３ｕと、Ｖ相のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３ｖと、Ｗ相のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３ｗと、Ｘ相のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３ｘと、Ｙ相のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３ｙと、Ｚ相のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３ｚと、ＭＯＳＦＥＴ３ｕ〜３ｚの各々に逆並列形成されているボディダイオード４ｕ〜４ｚとを備えた構成において、ＭＯＳＦＥＴ３ｕとＭＯＳＦＥＴ３ｘの中点と、ＭＯＳＦＥＴ３ｖとＭＯＳＦＥＴ３ｙの中点との間に、インダクタ６ｕとスイッチ素子５ｕｖが接続され、ＭＯＳＦＥＴ３ｖとＭＯＳＦＥＴ３ｙの中点と、ＭＯＳＦＥＴ３ｗとＭＯＳＦＥＴ３ｚの中点との間に、インダクタ６ｗとスイッチ素子５ｖｗが接続される。スイッチ素子５ｕｖ及び５ｖｗには、両極性の電圧が印加されるため、図４（ａ）〜図４（ｃ）に示されるスイッチ素子の例のうち、図４（ａ）及び図４（ｂ）に示すようなスイッチ素子を用いる。つまり、本実施の形態では、両極性の耐圧を有し、かつ、双方向に電流を流せる図４（ａ）、図４（ｂ）のスイッチ素子を適用した構成例である。コントローラ７ａにより、各ＭＯＳＦＥＴ３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ及び３ｚと各スイッチ素子５ｕｖ及び５ｖｗにそれぞれ制御指令が入力されるようになっている。以上、本発明の電力変換器の一実施形態に用いられる構成について説明した。
【００２３】
次に、以上のように構成された本実施の形態における電力変換器の動作について説明する。ここでは、１相を構成する１個のスイッチング素子（つまり、６個のアームのうちの１個のアーム）から負荷に電流を供給する場面における動作について説明する。この動作は、他のアームから負荷に電流を供給する場合についても、対応するＭＯＳＦＥＴ、ボディダイオード、スイッチ素子、インダクタが入れ替わるだけであり、同様である。
【００２４】
図２は、図１中のＵ相のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３ｕを駆動し、誘導性負荷２へ電流を流出させる時の各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
【００２５】
ここで、図２のゲートパルスＳ３ｕ（システム指令）は、誘導性負荷２へ電流流出させる期間に応じたシステム制御指令パルス（外部からコントローラ７ａに入力される信号、又は、コントローラ７ａ内部で生成される信号）である。また、ゲートパルスＧ３ｕ、Ｇ３ｖ及びＧ５ｕｖは、コントローラ７ａから各ＭＯＳＦＥＴのゲートに出力される制御信号である。具体的には、ゲートパルスＧ３ｕは、ＭＯＳＦＥＴ３ｕへのゲートパルスであり、同様に、ゲートパルスＧ３ｖは、ＭＯＳＦＥＴ３ｖへのゲートパルスで、ゲートパルスＧ５ｕｖは、スイッチ素子５ｕｖへのゲートパルスである。コントローラ７ａは、ゲートパルスＳ３ｕ（システム指令）の立ち上がりで、ゲートパルスＧ３ｖがオンしているかを判定し、オンしていれば、ゲートパルスＧ５ｕｖを一時的にオンさせる。つまり、このゲートパルスＧ５ｕｖは、ゲートパルスＳ３ｕ（システム指令）に同期してオンし、ボディダイオード４ｘのリカバリ電流が流れている期間だけ、スイッチ素子５ｕｖをオンにするパルスである。ゲートパルスＧ３ｕは、上記ゲートパルスＧ５ｕｖに続いて、ゲートパルスＳ３ｕ（システム指令）の立ち下がりまでの期間にＭＯＳＦＥＴ３ｕをオンにするパルスである。ゲートパルスＧ５ｕｖとゲートパルスＧ３ｕとは互いにオーバラップしてもよいし、ゲートパルスＧ５ｕｖがオフすると同時にゲートパルスＧ３ｕがオンしてもよい。
【００２６】
なお、ゲートパルスＧ５ｕｖのオン期間としては、少なくとも、ボディダイオード４ｘの逆回復特性に起因したリカバリ電流が最大となるまでの期間が好ましい。リカバリ電流の大部分を、他相から分流させた電流を用いることで、当該相からの電流（ここでは、ＭＯＳＦＥＴ３ｕを介してボディダイオード４ｘに流れる電流）に起因するリカバリ電流が抑制されるからである。このようなオン期間の決定方法としては、ゲートパルスＧ５ｕｖがオンしてからリカバリ電流が最大に達するための時間を予め計測しておき、その時間以上の固定の時間幅をもつパルスを生成するワンショット・パルス発生器を用いてもよいし、その時間を計測する回路をこの電力変換器に組み込んでおき、計測された時間幅をもつパルスを生成してもよい。
【００２７】
図２の時刻Ｔ１までの期間では、ＭＯＳＦＥＴ３ｕがオフの状態で、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘの順方向に電流Ｉｄｌ１が流れている。この期間における主要な電流パスは、図１の白色矢印で示される通りである。つまり、ＭＯＳＦＥＴ３ｖがＯＮであり、このＭＯＳＦＥＴ３ｖを介して誘導性負荷２に電流が供給され、ボディダイオード４ｘの順方向に電流Ｉｄｌ１が減少しながら流れている。
【００２８】
次に、図２の時刻Ｔ１において、誘導性負荷２へ電流流出させるためにシステム制御指令に基づいてゲートパルスＳ３ｕ（システム指令）が立ち上がると、コントローラ７ａは、ゲートパルスＧ３ｖがオンしているのを判定すると同時に、ゲートパルスＧ５ｕｖを立ち上げることによってスイッチ素子５ｕｖをターンオンさせる。そこで、電流Ｉｄｌ１における符号Ｐで示すようにＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘにリカバリ電流（つまり、逆方向の電流）が流れ、この電流は符号Ｑで示すようにスイッチ素子５ｕｖに流れる電流Ｉａ１に重畳されるが、この電流経路にはインダクタ６ｕが設けられているため、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘのリカバリ電流の変化は緩やかになる。つまり、当該電流Ｉａ１の時間変化率（ｄｉ／ｄｔ）が小さくなることにより、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘのリカバリ電流のピーク値が小さく抑えられ、更に、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘのリカバリ電流に起因するサージ電圧、ノイズも低く抑えられる。すなわち、インダクタ６ｕの作用がない場合には、例えば図２に破線で示すような、より大きなリカバリ電流波形になるのに対して、本実施の形態では、大幅にリカバリ電流が低減される。
【００２９】
やがて、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘの所定のリカバリ期間が経過すると、図２の時刻Ｔ２において、コントローラ７ａにより、ゲートパルスＧ３ｕが立ち上がって、主電流用のＭＯＳＦＥＴ３ｕをターンオンし、ターンオンしたＭＯＳＦＥＴ３ｕによる誘導性負荷２への電流流出がなされる。一方、ゲートパルスＧ５ｕｖが立ち下がってリカバリ電流抑制用のスイッチ素子５ｕｖがターンオフする。
【００３０】
図２の時刻Ｔ３において、システム制御指令に基づいてゲートパルスＳ３ｕ（システム指令）が立ち下がると、コントローラ７ａにより、同時に、ゲートパルスＧ３ｕが立ち下がり、ＭＯＳＦＥＴ３ｕをターンオフする。このＭＯＳＦＥＴ３ｕがターンオフするときのサージ電圧は、インダクタ６ｕを通らない経路、すなわち寄生インダクタンスが極力生じないように接続された経路で電流を遮断するため、低い値に抑えられる。
【００３１】
コントローラ７ａが備えるゲート制御回路の一例を図３に示す。ここで、図中の１ｓｈｏｔパルスは、例えば、上述したワンショット・パルス発生器を用いて生成されるパルスである。図２のタイミングチャートでは、時刻Ｔ１において、誘導性負荷２へ電流流出させるためにシステム制御指令に基づいてゲートパルスＳ３ｕ（システム指令）が立ち上がると、ゲートパルスＧ３ｖがオンしているのを判定すると同時に、ゲートパルスＧ５ｕｖが立ち上がってスイッチ素子５ｕｖがターンオンする場合を想定しており、図３の破線の制御が動作している場合を表している。なお、図３では、ＭＯＳＦＥＴ３ｕから誘導性負荷２に電流を流すためのゲート制御回路（破線で囲まれた回路）だけでなく、全てのＭＯＳＦＥＴ３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ及び３ｚから誘導性負荷２に電流を流すためのゲート制御回路が図示されている。
【００３２】
図３のゲート制御回路を用いれば、他相のボディダイオード４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｙ、４ｚでも、同様の効果が得られる。つまり、ボディダイオードの電流の時間変化率（ｄｉ／ｄｔ）が小さくなることにより、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードのリカバリ電流のピーク値が小さく抑えられ、更に、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードのリカバリ電流に起因するサージ電圧、ノイズも低く抑えられる。
【００３３】
上記のように、例えば図２の時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間において、電流流出の際にＭＯＳＦＥＴ３ｕが一旦ターンオンする際に、当該スイッチ素子５ｕｖに直列接続されたインダクタ６ｕのはたらきによって、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘによるリカバリ電流を容易に小さく抑えることができる。それゆえ、サージ電圧を低減したり、ＭＯＳＦＥＴ３ｕ及び３ｘの破壊を防止したり、ＭＯＳＦＥＴ３ｕ及び３ｘやボディダイオード４ｘに流れる電流を低減してスイッチング損失を低減したりすること等も容易にできる。
【００３４】
一方、上記インダクタ６ｕが設けられている電流経路（つまり、補助回路８ａ内の電流経路）は、ＭＯＳＦＥＴ３ｕがターンオンしているときに主電流が流れる電流経路ではないので、例えば図２の時刻Ｔ３にてＭＯＳＦＥＴ３ｕがターンオフするときのサージ電圧を増大させることはない。
【００３５】
また、図２の時刻Ｔ２において、リカバリ電流抑制用のスイッチ素子５ｕｖがターンオフする際にはインダクタ６ｕによるサージ電圧が発生し得るが、主電流用のＭＯＳＦＥＴ３ｕがターンオンし、リカバリ電流抑制用のスイッチ素子５ｕｖから主電流用のＭＯＳＦＥＴ３ｕに電流が転流するため、リカバリ電流抑制用のスイッチ素子５ｕｖの電流値は低い値となり、インダクタ６ｕによるサージ電圧は比較的低い値に抑えられ、通常は大きな影響を与えることはない。
【００３６】
また、フリーホイールダイオードのリカバリ電流は例えば１μｓ以下の短時間しか流れないので、スイッチ素子５ｕｖ及びインダクタ６ｕ並びにスイッチ素子５ｖｗ及びインダクタ６ｗを付加することは、システムの制御性やスイッチング周波数の高周波化を妨げない。
【００３７】
図５Ａは、図１中のＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘに流れるリカバリ電流のピーク値が従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した図である。このシミュレーションでは、図１中のインダクタ６ｕが１００ｎＨのインダクタンスを持つものとしている。そして、ＭＯＳＦＥＴ３ｕ及び３ｘ２がいずれもオフの状態で、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘに順方向の電流１００Ａが流れている。この１００Ａの電流が、図２の時刻Ｔ１までにおける電流Ｉｄｌ１に相当する。結果的に、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘに流れるリカバリ電流のピーク値が、従来１００Ａに対し、４０Ａに低く抑えられる。
【００３８】
図５Ｂは、図１中のＭＯＳＦＥＴ３ｘの両端に生じるサージ電圧Ｖｄが従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した図である。このシミュレーションでは、直流電源１の電源電圧が２５０Ｖであるものとしている。結果的に、ＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘのリカバリ電流に起因するサージ電圧Ｖｄは、従来４００Ｖの電圧が発生していたところ、３７０Ｖに低く抑えることができる。よって、サージ電圧に起因するノイズも低く抑えることができる。
【００３９】
図６Ａ〜図６Ｄは、各々異なるタイミングのゲートパルスＧ３ｕで図１中の主電流用のＭＯＳＦＥＴ３ｕがターンオンする時のＭＯＳＦＥＴ３ｘのボディダイオード４ｘに流れるリカバリ電流のピーク値がいずれも従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した図である。なお、ここでは、スイッチ素子５ｕｖのターンオフと同時にＭＯＳＦＥＴ３ｕをターンオンしている。図６ＡのタイミングＡは、ボディダイオード４ｘに流れる電流Ｉｄｌ１の極性が反転するタイミングでゲートパルスＧ３ｕをオンし、図１におけるＭＯＳＦＥＴ３ｕをターンオンした場合である。図６ＢのタイミングＢは、ボディダイオード４ｘのリカバリ電流が最大値に達する直前のタイミングでゲートパルスＧ３ｕをオンし、図１におけるＭＯＳＦＥＴ３ｕをターンオンした場合である。図６ＣのタイミングＣは、ボディダイオード４ｘのリカバリ電流が最大値に達したタイミングでゲートパルスＧ３ｕをオンし、図１におけるＭＯＳＦＥＴ３ｕをターンオンした場合である。図６ＤのタイミングＤは、ボディダイオード４ｘのリカバリ電流が最大値に達した後のタイミングでゲートパルスＧ３ｕをオンし、図１におけるＭＯＳＦＥＴ３ｕをターンオンした場合である。
【００４０】
図６Ｃ及び図６Ｄの結果より、ボディダイオード４ｘのリカバリ電流が最大値に達した時点に又は同時点以降にゲートパルスＧ３ｕが立ち上がることが好ましいことが判る。また、図６Ａ及び図６Ｂの結果より、ボディダイオード４ｘの電流が反転する時点に又は同時点以降にゲートパルスＧ３ｕが立ち上がっても、リカバリ電流のピーク値は低減される。つまり、主電流用のＭＯＳＦＥＴ３ｕがターンオンする（本実施の形態では、同時に、ターンオンしているスイッチ素子５ｕｖがターンオフする）タイミングは、ボディダイオード４ｘの電流が反転する時点以降、つまり、スイッチ素子５ｕｖがターンオンした後であればいつでもよく、好ましくは、ボディダイオード４ｘのリカバリ電流が最大値に達した時点以降がよい。このことは、ＭＯＳＦＥＴ３ｕとボディダイオード４ｘとの関係について成り立つだけでなく、他のアームを構成するＭＯＳＦＥＴと、そのアームに対応する（同一レグ内の）他のアームを構成するボディダイオードとの関係についても成り立つのは言うまでない。
【００４１】
なお、インダクタ６ｕ及び６ｗは、明示的な素子として設けられるのに限らず、配線パターンによって形成されたものや浮遊インダクタンスを利用する等してもよく、リカバリ電流の変化を十分緩やかにするのに必要なインダクタンスが得られればよい。また、誘導性負荷２が電動機の巻線である場合には、インダクタ６ｕ及び６ｗは、その電動機における他の巻線であってもよい。
【００４２】
また、インダクタ６ｕの接続位置は、スイッチ素子５ｕｖと位置が入れ替わっても構わない。インダクタ６ｗの接続位置も、スイッチ素子５ｖｗと位置が入れ替わっても構わない。更に、インダクタ６ｕの接続位置は、スイッチ素子５ｕｖとスイッチ素子５ｖｗとの接続個所と、Ｖ相のレグの中点との間に、接続されても構わない。本質的に、スイッチ素子５ｕｖと５ｖｗがターンオンしたときに、通電する電流がインダクタによって、電流変化が緩やかになれば本発明は実施可能である。
【００４３】
また、アームとして、ＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴのボディダイオードとの組み合わせに限らず、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と、外付けのフリーホイールダイオードとが設けられる場合であっても、リカバリ電流の抑制効果は同じメカニズムによって得られる。
【００４４】
また、アームとしては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、種々のスイッチング素子を用いる電力変換器に上記のような構成を適用してもよい。具体的には、例えばバイポーラトランジスタに外付けのフリーホイールダイオードが設けられる構成等に適用してもよい。
【００４５】
なお、本実施の形態では、３相インバータの構成例について示しているが、本発明はこれに限定されず、誘導性負荷である３相ＡＣ電源を入力としＤＣに電力変換する３相コンバータでも実施可能である。また、インバータ及びコンバータはいずれも３相であるが、任意の相数（Ｎ相）で実施可能である。
【００４６】
なお、本実施の形態では、スイッチ素子５ｕｖをターンオンする際に、ゲートパルスＧ３ｖがオンしているかを判定するが、本質的にはＭＯＳＦＥＴ３ｖがオン状態であること分かれば良いので、これに限定されず、ＭＯＳＦＥＴ３ｖの状態が検知可能な手段、例えば、ＭＯＳＦＥＴ３ｖと直列に接続される電流計等で、実施可能である。
【００４７】
また、図４（ｃ）のスイッチ素子は、両極性の耐圧を有し、一方向の電流を制御できる素子である。本発明は、本質的には多相のスイッチング素子の導通を利用して、インダクタを経由した経路でリカバリ電流を低減できることになるので、双方向に電流を制御することはできないが、ある特定のアームのリカバリ電流を低減するときに、適用することも可能である。よって、本構成（図４（ｃ）に示されるような片方向にしか電流が流れないスイッチ素子）を補助回路に適用することで、スイッチング素子の損失を選択的に減らすことができる。パワーモジュールは、３相が１パッケージにされたものが市販されているが、スイッチング素子のレイアウト上、Ｖ相のスイッチング素子の発熱は集中し易い。そこで、本発明によりＶ相のみをスイッチング損失を減らすことで、バランスのとれた熱設計を可能とする。
【００４８】
次に、図１の構成の変形例について説明する。本発明に係る補助回路は、必ずしも、（Ｎ−１）個のインダクタで構成される必要はなく、図７に示すように、相毎にＮ個のインダクタ６ｕ、６ｖ、６ｗ全て設けていても良い。図７に示される補助回路８ｂは、Ｎ相の電力変換器の補助回路であって、（Ｎ−１）個のスイッチ素子と、Ｎ個のインダクタとを含む。そして、（Ｎ−１）個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、（Ｎ−１）個のスイッチ素子の他端及びその接続点とＮ個の中点との間に、それぞれ、Ｎ個のインダクタの一つが接続されている。このような構成により、インダクタを相毎に個別に設計することができ、インダクタの定数設計が容易となる。
【００４９】
また、図８に示すように、スイッチ素子５ｕｖ、５ｖｗ、５ｗｕと、インダクタ６ｕ、６ｖ、６ｗを、夫々直列接続した補助回路を、３相インバータの各レグの中点に対し、デルタ接続する構成としてもよい。図８に示される補助回路８ｃは、Ｎ相の電力変換器の補助回路であって、Ｎ個のスイッチ素子と、Ｎ個のインダクタとを含む。そして、Ｎ個のレグの中点のうちの一の中点と他の一の中点とを組とするＮ組の中点の間に、それぞれ、Ｎ個のスイッチ素子の一つとＮ個のインダクタの一つとが直列に接続されている（３相電力変換器では、デルタ結線となる）。このような構成により、相毎にスイッチ素子を単独で制御することができ、システム制御設計が容易となる。
【００５０】
また、図９に示すように、スイッチ素子５ｕｖ、５ｖｗ、５ｗｕと、インダクタ６ｕ、６ｖ、６ｗを、夫々直列接続した補助回路を、３相インバータの各レグの中点に対し、スター接続する構成としてもよい。図９に示される補助回路８ｄは、Ｎ相の電力変換器の補助回路であって、Ｎ個のスイッチ素子と、Ｎ個のインダクタとを含む。そして、Ｎ個のスイッチ素子は、一端が共通の接続点に接続され、Ｎ個のスイッチ素子の他端と、対応するＮ個のレグの中点との間に、それぞれ、Ｎ個のインダクタの一つが接続されている。このような構成により、相毎にスイッチ素子を単独で制御することができ、システム制御設計が容易となる。
【００５１】
また、フリーホイールダイオードのリカバリ電流は主電流に対して小さいうえ比較的短時間流れるだけなので、スイッチ素子５ｕｖ、５ｖｗは、主電流用のＭＯＳＦＥＴよりも小さい電流容量でよい。小さい電流容量のスイッチ素子５ｕｖ、５ｖｗを採用することにより、部品点数増加によるコストの増加やシステムの大型化が緩和される。
【００５２】
また、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子とダイオードとを、Ｓｉ（シリコン）デバイスから、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）デバイス又はＧａＮ（ガリウムナイトライド）デバイス等のワイドバンドギャップデバイス（ワイドバンドギャップ半導体）に変更することで、大幅な低損失化が可能となり、電力変換器の冷却装置、放熱フィンが不要となる。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップがシリコンよりも大きい半導体であり、より特定的には、シリコンのバンドギャップ（１．１２ｅＶ）の２倍程度である２．２ｅＶ程度以上のバンドギャップを持つ半導体である。また、これらのワイドバンドギャップデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて、高耐熱特性も持ち合わせているため、デバイスレイアウトの自由度向上が期待できる。冷却装置が小型化でき、デバイス自身の耐熱性が向上できることにより、当該ワイドバンドギャップデバイスを、例えば、図１における直流電源１とＭＯＳＦＥＴ３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ、３ｚとの直近に配置できるため、配線のインダクタンスを大幅に低減することができる。また、スイッチングの高速化を実現するとともに、配線のインダクタンスの影響による過大なサージ電圧発生を抑制できる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明に係る電力変換器は、フリーホイールダイオードのリカバリ電流を容易に低減することができる効果を有し、インバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換器として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施形態に係る電力変換器である３相インバータの構成例を示す回路図である。
【図２】図１の構成例における誘導性負荷を駆動する時の各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
【図３】図１の本発明の実施形態に係る電力変換器である３相インバータのコントローラの構成例を示す制御ブロック図である。
【図４】図１中の一部（スイッチ素子）の構成を説明のために抜き出して示す回路の一例である。
【図５Ａ】ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに流れるリカバリ電流のピーク値が従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した波形図である。
【図５Ｂ】ＭＯＳＦＥＴの両端に生じるサージ電圧が従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した波形図である。
【図６Ａ】あるタイミングのゲートパルスＧ３ｕで図２中のハイサイド回路にて主電流用のＭＯＳＦＥＴがターンオンする時のローサイドＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに流れるリカバリ電流のピーク値が従来に比べて低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した波形図である。
【図６Ｂ】図６Ａの場合よりゲートパルスＧ３ｕのオンタイミングを遅らせた時にリカバリ電流のピーク値が図６Ａの場合に比べても更に低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した波形図である。
【図６Ｃ】図６Ｂの場合よりゲートパルスＧ３ｕのオンタイミングを遅らせた時にリカバリ電流のピーク値が図６Ｂの場合に比べても更に低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した波形図である。
【図６Ｄ】図６Ｃの場合よりゲートパルスＧ３ｕのオンタイミングを遅らせた時にリカバリ電流のピーク値が図６Ｂの場合に比べても更に低減されることを示す回路シミュレーション結果を表した波形図である。
【図７】図１に示される補助回路の変形例を示す回路図である。
【図８】図１に示される補助回路の変形例を示す回路図である。
【図９】図１に示される補助回路の変形例を示す回路図である。
【図１０】従来の電力変換器中の一部構成を説明のために抜き出して示す回路図である。
【図１１】従来の電力変換器における各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５５】
１  直流電源
２  ３相誘導性負荷
３ｕ  Ｕ相スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ｖ  Ｖ相スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ｗ  Ｗ相スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ｘ  Ｘ相スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ｙ  Ｙ相スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ｚ  Ｚ相スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
４ｕ  Ｕ相ボディダイオード
４ｖ  Ｖ相ボディダイオード
４ｗ  Ｗ相ボディダイオード
４ｘ  Ｘ相ボディダイオード
４ｙ  Ｙ相ボディダイオード
４ｚ  Ｚ相ボディダイオード
５ｕｖ、５ｖｗ、５ｗｕ  スイッチ素子
６ｕ、６ｖ、６ｗ  インダクタ
７ａ〜７ｄ  コントローラ
８ａ〜８ｄ  補助回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図６Ｄ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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