(57)【要約】【課題】ＮＦＣの双方向通信の「ターゲット」において通信方式を特定可能とし、複数種類の通信方式で通信可能とする。【解決手段】受信信号サンプリング部３１は、復調信号を入力し、その受信フレームの先頭から所定のサンプリング期間中、所定のサンプリング周波数でサンプリングを行う。データパターン照合部３２は、予め各通信方式毎のパターンを保持し、上記サンプリング結果と各パターンとを照合する。カウンタ部３３は、この照合結果より、一致するビット数をカウントする。判定部３４は、このカウント値を閾値と比較して通信方式を判定する。復調信号の先頭部分のデータ値は、どの通信方式においても固定的（０）である。【選択図】      図３
2010183423.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
非接触型情報媒体または他の非接触型通信装置との間で非接触のデータ送受信を行い、少なくとも双方向通信による複数種類の通信方式に対応する非接触型通信装置であって、
アンテナ部からの受信信号を復調して復調データを出力する復調部と、該復調データを入力して該復調データを復号処理する復号部とを有し、
該復号部は、
前記複数種類の通信方式それぞれに対応する複数のデコード手段と、
前記入力した復調データを復号処理させるデコード手段を該複数のデコード手段のなかから選択する選択手段と、
前記復調データを入力し、該復調データに基づいて通信方式を判定し、該判定結果に応じた選択信号を前記選択手段へ出力する通信方式判定手段とを有し、
該通信方式判定手段は、
前記復調データの先頭から所定のサンプリング期間中、所定のサンプリング周波数で、該復調データのサンプリングを行うサンプリング手段と、
予め前記複数種類の通信方式のそれぞれに対応するパターンを保持しており、前記サンプリング手段によるサンプリングデータと該各パターンとを照合して一致するデータ数をそれぞれカウントする照合・カウント手段と、
該照合・カウント手段によって得られる各種通信方式毎の各カウント値を、予め設定される閾値と大小比較することで、通信方式を判定する判定手段と、
を有することを特徴とする非接触型通信装置。
【請求項２】
前記サンプリング期間は、前記復調データの論理値が前記各種通信方式の全てにおいて固定的である期間の全てまたは一部とすることを特徴とする請求項１記載の非接触型通信装置。
【請求項３】
前記通信方式判定手段の代わりに、該通信方式判定手段で得られるサンプリングデータ数よりもサンプリングデータ数が少ない複数の通信方式判定手段を設け、
該複数の通信方式判定手段それぞれが異なるサンプリング期間において前記復調データのサンプリングを行って前記通信方式の判定を行い、該複数の判定結果に基づいて前記選択信号を生成して前記選択手段へ出力することを特徴とする請求項１または２記載の非接触型通信装置。
【請求項４】
前記複数の通信方式判定手段のそれぞれのサンプリングデータ数の総和が、請求項１に記載の前記通信方式判定手段のサンプリングデータ数よりも少ないことを特徴とする請求項３記載の非接触型通信装置。
【請求項５】
アンテナ部からの受信信号を復調して復調データを出力する復調部と該復調データを入力して該復調データを復号処理する復号部とを有し、非接触型情報媒体または他の非接触型通信装置との間で非接触のデータ送受信を行い、少なくとも双方向通信による複数種類の通信方式に対応する非接触型通信装置における前記該復号部において、
前記複数種類の通信方式それぞれに対応する複数のデコード手段と、
前記入力した復調データを復号処理させるデコード手段を該複数のデコード手段のなかから選択する選択手段と、
前記復調データを入力し、該復調データに基づいて通信方式を判定し、該判定結果に応じた選択信号を前記選択手段へ出力する通信方式判定手段とを有し、
該通信方式判定手段は、
前記復調データの先頭から所定のサンプリング期間中、所定のサンプリング周波数で、該復調データのサンプリングを行うサンプリング手段と、
予め前記複数種類の通信方式のそれぞれに対応するパターンを保持しており、前記サンプリング手段によるサンプリング結果と該各パターンとを照合して一致するデータ数をそれぞれカウントする照合・カウント手段と、
該照合・カウント手段によって得られる、各種通信方式毎の各カウント値を、予め設定される閾値と比較することで、通信方式を判定する判定手段と、
を有することを特徴とする非接触型通信装置の復号部。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触型通信装置、およびデータ復号方法に係り、特に複数の異なる通信方式で通信を行なうことができる非接触ＩＣカードリーダライタを含む非接触型通信装置、およびデータ復号方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子マネーや電子乗車券などの分野において、非接触ＩＣカードの普及が進んでいる。非接触ＩＣカードシステムは、リーダライタと非接触ＩＣカードから構成され、リーダ・ライタから放射される磁界により非接触ＩＣカードは内蔵するＩＣを起動する。放射する磁界の振幅に変調をかけることによりリーダライタから非接触ＩＣカードへの通信を実現し、非接触ＩＣカードからリーダライタへの通信は、リーダライタが放射する磁界に対して非接触ＩＣカード内の負荷を切り替え（負荷変調）、これをリーダライタが検出することにより行われる。
【０００３】
ＩＣカードとリーダライタとの通信方式は、近接型として図７に示すタイプＡ,Ｂ,Ｃなど複数存在し、それぞれ符号化、変調方式、転送レートなどの仕様が異なっている。また同タイプであっても「リーダライタ→ＩＣカード」と「ＩＣカード→リーダライタ」とで、符号化、変調方式、転送レートなどの仕様が異なる場合がある。
【０００４】
図９（ａ）〜（ｅ）に、ＩＣカード−リーダライタ間通信の各種通信方式における通信時の波形の一例を示す。
図９（ａ）に、タイプＡの通信方式の「リーダライタ→ＩＣカード」通信時の波形を示す。
【０００５】
タイプＡの通信方式では、「リーダライタ→ＩＣカード」通信時には、転送レートは106kbpsで、変形ミラー符号でASK（Amplitude Shift Keying）変調し、bitデータ区間中の磁界出力を停止(ポーズパルスと称する)する位置によって１，０データを表現する。bitデータ中央にポーズパルスが有る場合を論理（データ値）「１」、bitデータ先頭にポーズパルスが有る場合、およびポーズパルスが無い場合を論理（データ値）「０」とする。通信フレームの先頭は、スタートビットが1bit(データ値０)ある。
【０００６】
図９（ｂ）に、タイプＡの通信方式の「ＩＣカード→リーダライタ」通信時の波形を示す。
タイプＡの通信方式では、「ＩＣカード→リーダライタ」通信時には、転送レートは106kbpsで、マンチェスタ符号を副搬送波847kHzでOOK(ON OFF Keying)変調することで、１，０データを表現する。bitデータ前半に副搬送波が有る場合を論理「１」、bitデータ後半に副搬送波が有る場合を論理「０」とする。通信フレームの先頭は、スタートビットが1bit(データ値１)ある。
【０００７】
図９（ｃ）に、タイプＢの通信方式の「リーダライタ→ＩＣカード」通信時の波形を示す。
タイプＢの通信方式では、「リーダライタ→ＩＣカード」通信時には、転送レートは106kbpsで、NRZ符号でASK変調することで、１，０データを表現する。搬送波の振幅が大きい状態（変調していない状態）を論理「１」、搬送波の振幅が小さい状態を論理「０」とする。通信フレームのデータ部先頭は、スタートビットが1bit(データ値０)ある。
【０００８】
図９（ｄ）に、タイプＢの通信方式の「ＩＣカード→リーダライタ」通信時の波形を示す。
タイプＢの通信方式では、「ＩＣカード→リーダライタ」通信時には、転送レートは106kbpsで、NRZ符号で副搬送波847kHzをBPSK(Binary Phase Shift Keying)変調することで１，０データを表現する。副搬送波の初期出力位相状態を論理「１」とし、以降の位相偏移で「０→１→０→・・・」とする。通信フレームのデータ部先頭は、スタートビットが1bit(データ値０)ある。
【０００９】
図９（ｅ）に、タイプCの通信方式の「ＩＣカード→リーダライタ」および「ＩＣカード→リーダライタ」通信時の波形を示す。
タイプCの通信方式では、転送レートは212kbpsで、マンチェスタ符号でASK変調することで１，０データを表現する。bit前半部が搬送波の振幅が小さい状態で、bit後半部が搬送波の振幅が大きい状態（変調していない状態）を論理「０」、bit前半部が搬送波の振幅が大きい状態で、bit後半部が搬送波の振幅が小さい状態を論理「１」とする（極性が反転しても、フレーム内の固有コード受信時に極性の識別が可能）。通信フレームの先頭は、プリアンブルが48bit(データ値０)ある。
【００１０】
従来のリーダライタ装置は、複数の異なる通信方式のＩＣカードと通信するために、ＩＣカードからの応答信号をアンテナで受信すると復調処理して、得られた復調信号のパルス幅の時間を計測し、その計測結果に基づいて、ＩＣカードの通信方式を判別していた。これによりリーダライタは、複数の異なる通信方式のＩＣカードと通信し得るようにしていた（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００２−３４２７２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、従来の非接触ＩＣカードシステムの通信技術を拡張して、双方向通信を特長とする近接通信（Ｎｅａｒ Ｆｉｅｌｄ Communication、以下 ＮＦＣ）が規格化されている（IEC/ISO18092など）。従来のＩＣカードシステムでは、リーダライタが所定の周波数の搬送波に変調をかけてコマンドデータを送信し、ＩＣカードはリーダライタが出力する搬送波を負荷変調することで応答データを送信していた。ＮＦＣの双方向通信は、互いに搬送波に変調をかけて送信出力して通信を行なう方式で、リーダライタ装置等の非接触型通信装置間で、互いにデータ転送が可能となる通信方式である。
【００１３】
従来の「リーダライタ」と「ＩＣカード」の関係を、ＮＦＣの双方向通信においては、「イニシエータ」、「ターゲット」と称し、イニシエータは所定の初期化・通信手順に従ってポーリングコマンドを送出し、ターゲットからの応答を受信することで、通信可能なＲＦ磁界内にあるターゲットを検出し、通信を行なう。
【００１４】
上記従来の「リーダライタ」−「ＩＣカード」間の通信を行うモードはパッシブモードと呼ばれ、ＮＦＣの双方向通信を行うモードはアクティブモードと呼ばれる。この２種類の通信モードに対応可能な装置の場合、いずれかのモードを選択して通信を行う。
【００１５】
パッシブモードは、既存の非接触ＩＣカードとの後方互換性を担保するための通信モードであり、通信を開始する側（リーダライタ）が、伝送する情報で変調をかけた磁界を発生し、相手側（ＩＣカード）は、リーダライタが発生する無変調の磁界に対して負荷変調を行うことにより、応答を返すモードである。
【００１６】
一方、アクティブモードは、イニシエータとターゲットが相互に伝送する情報により変調をかけた磁界を発生させる（情報伝送後、磁界の発生を止める）ことにより通信を行うモードである。
【００１７】
図１０に示すように、ＮＦＣの双方向通信は、転送レートにより符号化方式、変調度などの通信方式が異なっている。
図１０（ａ）に、双方向通信106kbpsの通信方式の波形例を示す。
【００１８】
双方向通信106kbpsの通信方式では、変形ミラー符号でASK変調し、前述のタイプＡのリーダライタ送信時の方式と同等である。
図１０（ｂ）に、双方向通信212kbpsの通信方式の波形例を示す。
【００１９】
双方向通信212kbpsの通信方式では、マンチェスタ符号でASK変調し、前述のタイプＣのリーダライタ送信時の方式と同等である。
図１０（ｃ）に、双方向通信424kbpsの通信方式の波形例を示す。
【００２０】
双方向通信424kbpsの通信方式では、マンチェスタ符号でASK変調し、前述のタイプＣのリーダライタ送信時の方式を高速化したものである。
リーダライタ装置において、従来のＩＣカードとの通信に加えて、双方向通信の機能を追加する場合、特にそれぞれの複数種類の通信方式に対応可能な装置の場合、受信制御部としては、図９に示す「カード→リーダライタ」の各種通信方式の受信機能に加えて、図１０に示すＮＦＣの各種双方向通信の受信機能も備える必要があり、それらは符号化、変調方式、転送レートなどの仕様が各々異なっている。
【００２１】
また、従来のリーダライタ装置は、自ら送信するコマンド要求に対するＩＣカードからの応答を、通信方式を特定して待ち受けすることが可能であった。ＮＦＣの双方向通信においても、イニシエータとして動作する場合には、自ら通信方式を決定して通信を行うことが可能である。
【００２２】
しかし、双方向通信の「ターゲット」になる場合、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際は通信方式や転送レートが不明のため、通信方式を特定して待ち受けすることが不可能になる問題があった。この為、ＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うようにすることは難しかった。
【００２３】
上記特許文献１に記載の従来技術では、複数の通信方式に対応したポーリング送信手段と、複数の通信方式に対応した復号機能を備える受信手段があるが、自らが送信するポーリングに対応した通信方式の受信信号を待ち受けるものである。また、特許文献１には、応答信号検出により復調入力信号の時間幅を計測し、この計測結果から変調方式を決定する制御方法が提案されているが、この方法では復調信号がノイズ等の影響で正規の信号とは異なるパルス幅になった場合、変調方式を誤判定する可能性がある。
【００２４】
本発明の課題は、リーダライタ装置等の非接触型通信装置に係り、特にＩＣカードとの既存の通信だけでなくＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式に対応可能となり、更にノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、通信方式を誤判定する可能性が極めて低くなる非接触型通信装置、その復号部等を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明の非接触型通信装置は、非接触型情報媒体または他の非接触型通信装置との間で非接触のデータ送受信を行い、少なくとも双方向通信による複数種類の通信方式に対応する非接触型通信装置であって、アンテナ部からの受信信号を復調して復調データを出力する復調部と、該復調データを入力して該復調データを復号処理する復号部とを有し、該復号部は、前記複数種類の通信方式それぞれに対応する複数のデコード手段と、前記入力した復調データを復号処理させるデコード手段を該複数のデコード手段のなかから選択する選択手段と、前記復調データを入力し、該復調データに基づいて通信方式を判定し、該判定結果に応じた選択信号を前記選択手段へ出力する通信方式判定手段とを有し、該通信方式判定手段は、前記復調データの先頭から所定のサンプリング期間中、所定のサンプリング周波数で、該復調データのサンプリングを行うサンプリング手段と、予め前記複数種類の通信方式のそれぞれに対応するパターンを保持しており、前記サンプリング手段によるサンプリングデータと該各パターンとを照合して一致するデータ数をそれぞれカウントする照合・カウント手段と、該照合・カウント手段によって得られる各種通信方式毎の各カウント値を、予め設定される閾値と大小比較することで、通信方式を判定する判定手段とを有する。
【００２６】
上記構成により、上記非接触型通信装置が双方向通信の「ターゲット」になる場合であっても、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際、その受信信号の復調データのサンプリングデータと、予め登録されている各通信方式毎の所定のパターンとに基づいて、通信方式を判定できるので、ＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式に対応可能となる。また、上記構成の方式では、ノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、正しく通信方式を判定することが可能となる。
【００２７】
上記構成の非接触型通信装置において、例えば、前記サンプリング期間は、前記復調データの論理値が前記各種通信方式の全てにおいて固定的である期間の全てまたは一部とする。これによって、予め各通信方式毎に決まったパターンを登録しておくことができ、上記の通り通信方式を判定可能となる。
【００２８】
あるいは、例えば、前記通信方式判定手段の代わりに、該通信方式判定手段で得られるサンプリングデータ数よりもサンプリングデータ数が少ない複数の通信方式判定手段を設け、該複数の通信方式判定手段それぞれが異なるサンプリング期間において前記復調データのサンプリングを行って前記通信方式の判定を行い、該複数の判定結果に基づいて前記選択信号を生成して前記選択手段へ出力する。
【００２９】
サンプリングデータ数が多いほど検出精度（通信方式判定結果の精度・信頼性等）が向上するが、その一方でゲート規模が増大し、コスト高や消費電流の増大等の問題が生じるが、上記構成により、検出精度を維持しつつゲート規模を低減することが可能となる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明の非接触型通信装置、その復号部等によれば、リーダライタ装置等の非接触型通信装置に係り、特にＩＣカードとの既存の通信だけでなくＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うことができ、多様な通信方式で通信を行うことができる。更にノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、通信方式を誤判定する可能性が極めて低くなる。また、更に、検出精度を維持しつつゲート規模を低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本例の非接触型通信装置の全体構成例を示す図である。
【図２】復号部の構成例（実施例１）を示す図である。
【図３】受信開始位置検出部の構成例を示す図である。
【図４】（ａ）〜（ｃ）は、ＮＦＣ双方向通信の各種通信方式における通信時の波形の一例とサンプリングデータの一例を示す図である。
【図５】復号部の構成例（実施例２）を示す図である。
【図６】（ａ）はゲート規模と比較ビット幅との関係、（ｂ）は実施例１と比較した場合の実施例２のゲート規模を示す図である。
【図７】ＩＣカードとリーダライタとの通信方式を示す図である。
【図８】ＮＦＣ双方向通信の通信方式を示す図である。
【図９】（ａ）〜（ｅ）は、ＩＣカード−リーダライタ間通信の各種通信方式における通信時の波形の一例である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は、ＮＦＣ双方向通信の各種通信方式における通信時の波形の一例である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
以下、まず実施例１について説明する。
図１は、本例の非接触型通信装置の全体構成例を示す図である。
【００３３】
図示の非接触型通信装置１０は、制御部１１、ＲＦ送信制御部１２、ＲＦ受信制御部１３、およびアンテナ部１９から構成される。制御部１１は復号部１１ａを有する。ＲＦ送信制御部１２は、変調部１４、増幅部１５、キャリア発振器１６を有する。ＲＦ受信制御部１３は、復調部１８、Ａ／Ｄ変換部１７を有する。
【００３４】
本例の非接触型通信装置１０は、非接触型情報媒体（非接触型ＩＣカードや非接触型ＩＣカード機能内蔵の携帯電話やＩＣタグ等）又は他の非接触型通信装置１０との間で、非接触型の通信を行う。つまり、ＩＣカード等の非接触型情報媒体との通信だけでなく、上記ＮＦＣの双方向通信も行う。非接触型通信装置１０は、例えばＩＣカード・リーダ／ライタ装置等であるが、この例に限らない。例えば、非接触型ＩＣカード内蔵の携帯端末等であってもよい。
【００３５】
本手法の特徴は復号部１１ａにあり、他の構成については以下簡単に説明する。
制御部１１は、不図示の上位装置からの指示に従い、ＲＦ送信制御部１２、ＲＦ受信制御部１３の制御を行って非接触型情報媒体や他の非接触型通信装置１０とのデータ送受信処理を実現する。ＲＦ送信時は、上位装置より送信モード、転送レートなどのパラメータ情報や送信データを受けて、一般的な符号化処理を行ない、ＲＦ送信制御部１２にデータ出力する。受信時は、アンテナ部１９からの受信信号がＲＦ受信制御部１３でフィルタ、２値化処理された復調信号を受けて、復号部１１ａでＮＲＺ符号に復号し、フレーム生成・受信エラーチェックなどを行ない、上位装置に受信通知する。
【００３６】
ＲＦ送信制御部１２において、上記キャリア発振器１６は所定の搬送波（１３．５６ＭＨｚ）を生成して上記変調部１４へ出力する。ＲＦ送信制御部１２は、上記変調部１４が上記制御部１１からの送信データで上記搬送波を変調し、これを上記増幅部１５で増幅処理してアンテナ部１９に送ることで、ＲＦ磁界の生成、およびデータ送信する。
【００３７】
ＲＦ受信制御部１３は、アンテナ部１９からの受信信号を検波・フィルタして復調する復調部１８と、復調された信号を２値化するＡ／Ｄ変換部１７とを有し、これらによって得られた復調データ（受信データ）を制御部１１の復号部１１ａに送る。
【００３８】
図２は、上記制御部１１内の復号部１１ａの構成例（実施例１における構成例）を示す図である。
図示の例の復号部１１ａは、上記ＲＦ受信制御部１３からの復調データ、およびリーダライタ装置の制御部１１で使用される基準クロックが入力されて、ＮＲＺ符号に復号したデータを生成・出力する。
【００３９】
復号部１１ａは、受信開始位置検出部２１と、レベル変化点検出部２２と、受信クロック抽出部２３と、データ選択部２４，２５と、複数のデコード部２６（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）等から成る。
【００４０】
上記制御部１１内の復号部１１ａの特徴は、主に受信開始位置検出部２１にある。受信開始位置検出部２１は、上記Ａ／Ｄ変換部１７からの受信データ（復調信号）を入力して、通信方式を判定し、この判定結果（復号方式選択信号）をデータ選択部２４等へ出力する。受信開始位置検出部２１の構成例は図３に示し、後に詳細に説明する。他の構成２２〜２６については、以下、簡単に説明する。
【００４１】
レベル変化点検出部２２は、上記Ａ／Ｄ変換部１７からの受信データ（復調信号）を入力して、この復調信号（２値化データ）のレベル変化点を検出する（レベル変化点検出信号を出力する）。レベル変化点とは、例えば信号の立下り（１→０）または立上がり（０→１）の部分である。受信クロック抽出部２３は、基本的には、レベル変化点検出部２２によるレベル変化点検出信号に基づいて受信クロックを生成して、データ選択部２４へ出力する。これは、非接触型情報媒体とのクロック周波数偏差を吸収するための周波数に調整された受信クロックを生成・出力するものである。これは、換言すれば、受信クロックの周波数を、例えば受信データの通信方式が１０６kbpsであったならば２１２kHz、２１２kbpsでは４２４kHz、４２４kbpsでは８４８kHz等というように、通信方式に応じた周波数となるように制御するものである。
【００４２】
上記レベル変化点検出部２２と受信クロック抽出部２３とによって受信クロックを生成する構成自体は、既存の構成であり、特に詳細には説明しないが、受信クロック抽出部２３は、例えば一般的なデジタルＰＬＬ回路で構成される。
【００４３】
但し、本例では、受信クロック抽出部２３は、上記受信開始位置検出部２１による復調方式選択信号を入力して、これを利用することで、短時間で受信クロックを生成できるようになる。これについては、後に説明する。
【００４４】
複数のデコード部２６（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）は、それぞれが複数の通信方式の何れかに対応した復号処理部である。図示の例では、デコード部２６ａは通信方式Ａ、デコード部２６ｂは通信方式Ｂ、デコード部２６ｃは通信方式Ｃに対応するデコード部である。
【００４５】
尚、ここでは、例えば、通信方式Ａは上記図１０（ａ）に示す通信方式、通信方式Ｂは上記図１０（ｂ）に示す通信方式、通信方式Ｃは上記図１０（ｃ）に示す通信方式であるとする。
【００４６】
上記各通信方式毎のデコード処理部２６ａ、２６ｂ、２６ｃは、それぞれ、自己に受信データ（復調信号）と前記受信クロック信号が入力されると、この受信データに対する所定の復号処理を行なって、NRZ符号としての復号データを出力する。尚、デコード処理部２６の処理機能自体は、従来の一般的な復号処理機能であり、ここでは特に説明しない。
【００４７】
データ選択部２４は、上記受信データ（復調信号）と上記受信クロック抽出部２３が生成・出力する上記受信クロックを入力しており、これら受信データと受信クロックを、受信開始位置検出部２１の出力（復号方式選択信号）に応じて、上記複数のデコード部２６の何れか１つへ出力する。仮に、受信開始位置検出部２１が「通信方式Ａ」と判定したならば、受信データ（復調信号）と受信クロックをデコード部２６ａへ出力する。
【００４８】
尚、データ選択部２５は、上記データ選択部２４に連動して、データ選択部２４が選択したデコード部２６からの出力を、例えば上位装置等へ出力する。
図３に、上記復号部１１ａ内の受信開始位置検出部２１の構成例を示す。
【００４９】
図示の例の受信開始位置検出部２１は、受信信号サンプリング部３１、各通信方式に対応したデータパターン照合部３２（３２ａ、３２ｂ、３２ｃ）、データ一致ビット個数カウンタ部３３（３３ａ、３３ｂ、３３ｃ）、および受信開始位置判定部３４（３４ａ、３４ｂ、３４ｃ）から構成される。受信信号サンプリング部３１は全ての通信方式に共通の構成であり、それ以外の構成は各通信方式毎にそれぞれ設けられる。
【００５０】
ここでは、通信方式Ａに対応する構成は、照合部３２ａとカウンタ部３３ａと判定部３４ａであり、これらの構成によって受信信号の通信方式が通信方式Ａであるか否かを判定する。同様に、通信方式Ｂに対応する構成は、照合部３２ｂとカウンタ部３３ｂと判定部３４ｂであり、これらの構成によって受信信号の通信方式が通信方式Ｂであるか否かを判定する。通信方式Ｃに対応する構成は、照合部３２ｃとカウンタ部３３ｃと判定部３４ｃであり、これらの構成によって受信信号の通信方式が通信方式Ｃであるか否かを判定する。
【００５１】
そして、各判定部３４ａ，３４ｂ，３４ｃは、それぞれ図示の各選択信号（方式Ａ選択信号、方式Ｂ選択信号、方式Ｃ選択信号）を出力する。これら３つの選択信号が図２に示す復号方式選択信号に相当し、データ選択部２４等に入力されることになる。各選択信号は、‘１’か‘０’であり（デフォルトでは‘０’とする）、例えば、受信信号の通信方式が通信方式Ａであると判定された場合には、方式Ａ選択信号が‘１’となる。
【００５２】
受信信号サンプリング部３１は、所定のサンプリング期間中（本例では受信フレーム先頭から９．４３μs）、受信信号（復調信号）を所定のサンプリング周波数（本例では848kHz）でサンプリングし、このサンプリングデータ（所定数Ｎ個（本例では８個）のデータ）；換言すれば、Ｎbit（本例では８bit）のサンプリングデータ）を一時的に保持し、その後、データパターン照合部３２へ出力する。尚、受信信号サンプリング部３１には、本例では８個のサンプリングデータを保持する為の構成、すなわち８ビットのバッファ等の構成が必要となる。
【００５３】
ここで、サンプリングデータの一例を図４（ａ）〜（ｃ）に示す。図４（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ上記図１０（ａ）〜（ｃ）に基づいて、サンプリングデータの一例を示している。つまり、図１０（ａ）〜（ｃ）で説明したＮＦＣの双方向通信の各通信方式毎のサンプリングデータの一例を示している。上記の通り、ここでは図４（ａ）は通信方式Ａ、図４（ｂ）は通信方式Ｂ、図４（ｃ）は通信方式Ｃに対応するものである。尚、図４（ａ）〜（ｃ）では、図上、サンプリング期間が異なっているようにも見えるが、実際には同じ（本例では全て、受信フレーム先頭から９．４３μs）である。
【００５４】
図４（ａ）〜（ｃ）に関しては、詳しくは後に説明するが、図示の通り、通信方式によってサンプリングデータは異なるものとなる。つまり、各通信方式毎に、その通信方式における受信フレームの先頭部パターン（受信フレーム先頭からの所定のサンプリング期間におけるパターンデータ）が決まっており、且つこの先頭部パターンは各通信方式で相互に異なるものである（尚、このパターンデータは所定の（各通信方式毎に決まった）サンプリングデータと考えることもできる）。よって、これを利用して、上記受信信号サンプリング部３１によって得たサンプリングデータと、予め登録されている各通信方式毎の上記先頭部パターンとを照合することで、受信信号に係わる通信方式を判定することができる（上記照合部３２とカウンタ部３３と判定部３４とによって判定できる）。
【００５５】
尚、図４（ａ）〜（ｃ）に示すように、上記サンプリングデータ（先頭部パターンも同じ）は、受信信号（図示の検波・復調データ）がLowレベルで‘０’、Hiレベルで‘１’となるものであり、図９で説明した論理（データ値）「１」、「０」（図４に示す“送信データ（ＮＲＺ）”）を意味するものではない。このデータ値は、上記サンプリング期間においては、全ての通信方式において固定的（本例では後述するように全ての通信方式で‘０’であるが、この例に限る必要はない）であり、それ故に各通信方式毎に決まった先頭部パターンを予め登録可能となる。
【００５６】
以下、上記照合部３２とカウンタ部３３と判定部３４の処理動作について説明する。
各データパターン照合部３２ａ、３２ｂ、３２ｃは、それぞれが上記の通り複数の通信方式（本図では、通信方式Ａ，Ｂ，Ｃの３種類）の何れかに対応して、その通信方式における受信フレームの上記先頭部パターンのデータを予め保持する機能（先頭パターン保持部というものとする）と、この先頭部パターンデータと上記受信信号サンプリング部３１によるサンプリングデータとを照合して、この照合結果（一致／不一致）を示すデータ（比較照合データ）をデータ一致ビット個数カウンタ部３３へ出力する機能（照合機能部というものとする）とを有する。
【００５７】
この照合機能部は、具体的には例えば、上記先頭部パターンデータとサンプリングデータとを入力するEx-OR（exclusive-ＯＲ）回路である。よく知られているように、Ex-OR回路は、２つの入力データが一致する場合は‘０’を、不一致の場合には‘１’を、上記比較照合データとして出力する。
【００５８】
尚、上記照合結果（一致／不一致）は、例えば上記の例では８個のデータそれぞれについての一致／不一致等を意味する（上記の例では、先頭部パターンデータも、図３に示すように８bitのデータとなる）。よって、データパターン照合部３２は、上記の例では８個の（８ｂｉｔの）比較照合データを出力する。
【００５９】
各データ一致ビット個数カウンタ部３３ａ、３３ｂ、３３ｃは、それぞれが上記データパターン照合部３２ａ，３２ｂ、３２ｃの出力を入力する（例えばカウンタ部３３ａは照合部３２ａの出力を入力する）。そして、それぞれが、上記照合結果が“一致”であるデータの個数をカウントする。そして、このカウント値を受信開始位置判定部３４ａ，３４ｂ，３４ｃへ出力する（例えばカウンタ部３３ａは判定部３４ａに出力する）。上記のEx-ORの例では、各データ一致ビット個数カウンタ部３３は、対応するデータパターン照合部３２の出力（ここでは８個の（８bitの）比較照合データ）を入力すると、‘０’であるデータ（bit）の個数をカウントする。データ一致ビット個数カウンタ部３３は、この例では、例えば８ビットの加算器で構成できる。
【００６０】
上記カウント値は、図３に示すサンプリングデータと先頭部パターンの例では、通信方式Ａに関しては‘２’、通信方式Ｂに関しては‘８’、通信方式Ｃに関しては‘４’となる。つまり、図示の例ではサンプリングデータが‘11001100’であるのに対して、例えば通信方式Ｂに対応する先頭部パターン（照合部３２ｂが保持するパターン）も‘11001100’であるので、８bit全てが一致し、カウンタ部３３ｂのカウンタ値は‘８’となる。
【００６１】
各受信開始位置判定部３４ａ、３４ｂ、３４ｃは、それぞれが予めその通信方式に対応した判定用閾値を記憶している。ここでは、通信方式Ａに対応する判定用閾値は閾値ＮＡとする。よって、判定部３４ａには閾値ＮＡが予め記憶されている。同様に、通信方式Ｂ（判定部３４ｂ）については閾値ＮＢ、通信方式Ｃ（判定部３４ｃ）については閾値ＮＣが記憶されている。そして、上記データ一致ビット個数カウンタ部３３の出力（各通信方式毎のカウント値）を、それぞれ、その通信方式に対応する判定用閾値と比較して、「カウント値≧判定用閾値」の条件を満たすか否かを判定する。そして、この条件を満たすと判定した判定部３４の選択信号が‘１’出力される。
【００６２】
ここでは、仮に、上記閾値ＮＡ、閾値ＮＢ、閾値ＮＣの全てを‘７’とする。つまり、８個のデータ中７個以上が一致した場合に、その通信方式の選択信号が‘１’出力される。上記の例では、通信方式Ｂのみが上記条件を満たすことになり（８≧７なので）、判定部３４ｂの方式Ｂ選択信号のみが‘１’出力される。つまり、今回の通信相手の通信方式は通信方式Ｂであると判定されて、判定結果が選択部２４等へ出力されることになる。これにより、選択部２４の上記動作によって、受信信号の通信方式に対応したデコード部２６（この例では方式Ｂデコード部２６ｂ）によって、復調信号のデコードが行われることになる。つまり、受信信号の通信方式に対応した受信処理が可能となる。
【００６３】
勿論、閾値の値は、上記‘７’の例に限らず、任意に設定してよい。上記の例では全ての通信方式で閾値を同じ値（‘７’）としたが、これに限らず他の値としてもよく、例えば‘８’としてもよい。但し、受信信号のノイズ等の影響により、１bit程度は誤検出が生じる可能性があるので、上記の例では閾値を‘７’としている（よって、ノイズの影響をより考慮するならば閾値＝‘６’等としてもよい）。
【００６４】
ここで、上記のように各通信方式毎に先頭部パターンデータが予め決められるものであり、且つこの先頭部パターンが通信方式によって相互に異なるものとなることについて、以下、説明する。
【００６５】
まず、上述してあるように、例えば一例として、上記通信方式Ａは上記図１０（ａ）に示す通信方式（１０６kbps双方向通信）、通信方式Ｂは上記図１０（ｂ）に示す通信方式（２１２kbps双方向通信）、通信方式Ｃは上記図１０（ｃ）に示す通信方式（４２４kbps双方向通信）であるものとする。
【００６６】
この例では、既に図１０に関して説明してある通り、通信方式Ａ，Ｂ，Ｃの何れも、通信フレーム（受信信号のフレーム；受信フレーム）の先頭部分のデータ値は固定的である。すなわち、図１０（ａ）の１０６kbps双方向通信の場合、通信フレームの先頭は、スタートビットが1bit(論理（データ値）＝０)ある。また、図１０（ｂ）、（ｃ）（２１２kbps双方向通信、４２４kbps双方向通信）の場合は、何れも、通信フレームの先頭は、プリアンブルが48bit(論理（データ値）＝０)ある。尚、図では、プリアンブルの４ｂｉｔ分のみ示してあり、残りの４４ｂｉｔ分は省略している。
【００６７】
このように、全ての通信方式において通信フレームの先頭にデータが必ず‘０’である部分があるので、本手法ではこれを利用して、通信方式の判別が可能になるような先頭部パターンを予め決めて登録しておくことで、サンプリングデータと照合して通信方式を判定可能としている。これについて、既に図４（ａ）〜（ｃ）を参照して簡単に説明したが、以下、図４（ａ）〜（ｃ）を参照して更に詳細に説明する。
【００６８】
まず、上記の通り、受信信号サンプリング部３１は、所定のサンプリング期間中、受信信号（復調信号）を所定のサンプリング周波数でサンプリングするが、このサンプリング期間は全ての通信方式で論理（データ値）が決まっている期間（その全てまたは一部）とする。上記の例において、サンプリング期間を「受信フレームの先頭から９．４３μs」としているのは、この９．４３μsが１０６kbps双方向通信における１bit長に相当するものであり、上記１０６kbps双方向通信におけるスタートビットの１bit長の期間を、サンプリング期間としているものである。図４（ｂ）、（ｃ）に示す通り、このサンプリング期間（フレーム先頭から９．４３μs）は、通信方式Ｂ、Ｃの上記プリアンブルの期間であり、通信方式Ｂ、Ｃにおいてもその論理（データ値）が‘０’であることが決まっている期間である。
【００６９】
上記の通り、本例のサンプリング期間（フレーム先頭から９．４３μs）は、１０６kbps双方向通信に関しては、そのスタートビット（1bit）分の期間を意味する。同様に、２１２kbps双方向通信に関しては、１bit長＝４．７２μsであるので、図４（ｂ）に示す通り、上記のサンプリング期間は、その先頭２bit分の期間を意味することになる。同様に、４２４kbps双方向通信に関しては、１bit長＝２．３６μsであるので、図５（ｃ）に示す通り、上記のサンプリング期間は、その先頭４bit分の期間を意味することになる。尚、既に述べた通り、図上ではサンプリング期間が各通信方式毎に異なる（図４（ｃ）が一番長い）ように見えるが、実際には全て同じ（９．４３μs）である。
【００７０】
ここで、図４（ａ）〜（ｃ）において、上記Ａ／Ｄ変換部１７からの受信信号（復調信号）は、例えば図示の「検波・復調データ」のようになる。そして、上記の通り、上記サンプリング期間中は、上記３つの通信方式全てにおいて、データ値＝‘０’であることが決まっているので、このサンプリング期間中の受信信号は、必ず、図示の「検波・復調データ」に示す信号となる。
【００７１】
よって、上記一例のように、848kHzでサンプリングを行うと、まず１０６kbps双方向通信に関しては、図４（ａ）に示す先頭から１bit分のサンプリング期間中の「検波・復調データ」より、８個のサンプリングデータは‘00111111’となる。
【００７２】
同様に、２１２kbps双方向通信に関しては、図４（ｂ）に示す先頭から２bit分のサンプリング期間中の「検波・復調データ」より、８個のサンプリングデータは‘11001100’となる。
【００７３】
同様に、４２４kbps双方向通信に関しては、図４（ｃ）に示す先頭から４bit分のサンプリング期間中の「検波・復調データ」より、８個のサンプリングデータは‘101010100’となる。
【００７４】
上記の通り、受信フレームの先頭から所定時間分のサンプリング期間において、所定のサンプリング周波数によりサンプリングを行うことで、各通信方式毎に決まった（そして、相互に異なる）サンプリングデータが得られることになる。よって、例えば上記図４（ａ）〜（ｃ）に示す各サンプリングデータを、各通信方式毎に対応する上記先頭部パターンとして保持しておき、上記の通り受信信号のサンプリングデータと比較・照合することで、受信信号の通信方式を判別できる。勿論、受信信号のサンプリングデータは、ノイズ等の影響により必ずしも図４（ａ）〜（ｃ）に示すサンプリングデータと同一になるとは限らないが、その場合でも、８個のデータのうち１，２個程度が変化するものと考えられ、上記の通り、この点も考慮して閾値を設定すればよい。
【００７５】
以上説明したように、本手法によれば、双方向通信の「ターゲット」になる場合であっても、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際に、その通信方式を判別することが可能となり、ＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うことが可能となる。既に述べた通り従来でも、ＮＦＣの双方向通信においても、イニシエータとして動作する場合には、自ら通信方式を決定して通信を行うことが可能である。また、ＩＣカード−リーダライタ間通信に関しても、従来でも、自ら送信するコマンド要求に対するＩＣカードからの応答を、通信方式を特定して待ち受けすることが可能であった。
【００７６】
従って、本手法により、ＩＣカードとの既存の通信だけでなくＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式に対応可能となる。更にノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、上記の例のように８個のデータのうち１，２個程度が変化する程度であれば、通信方式を誤判定することなく、正常な通信を行うことが可能となる。
【００７７】
尚、本例では、説明を簡略にするためにサンプリングデータ数を８個としたが、実際にはより多くのサンプリングデータ数を用いることが望ましい。すなわち、受信信号のノイズ耐量、変調・復調処理における受信信号の歪み（デューティのズレ）に対する許容量の調整や、短期間で通信方式を検出するために、サンプリング周波数を 3.39 MHzや 6.78 MHz や13.56MHz（内部基準クロックの分周）等に上げて、サンプリングデータ数を３２個や６４個や１２８個等に増やして、検出精度・受信性能を向上することが可能である。勿論、判定部３４の閾値は、上記‘７’等ではなく、サンプリングデータ数に応じた値に適宜設定することになる。
【００７８】
次に、以下、実施例２について説明する。
以下に説明する実施例２は、サンプリングデータ数が多い場合に特に有効なものとなる。
【００７９】
実施例２の非接触型通信装置の全体構成は、上記実施例１と同様である。すなわち、図１に示す構成であってよい。よって、ここでは特に説明しない。
図５は、上記図１の構成における制御部１１内の復号部１１ａの構成例（実施例２における構成例）を示す図である。
【００８０】
図示の復号部１１ａ（４０）は、複数の受信開始位置検出部４１（ここでは４１ａ、４１ｂの２つ）と、レベル変化点検出部２２と、受信クロック抽出部２３と、データ選択部２４，２５と、複数のデコード部２６（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）等から成る。
【００８１】
ここで、図５において、図２の構成における構成要素と同一の構成要素には、同一符号を付してあり、その説明は省略する。よって、図２の構成との違いは、複数の受信開始位置検出部４１ａ、４１ｂを設けている点だけである。つまり、実施例１との違いは、受信開始位置検出部を複数段にした点である。
【００８２】
ここで、受信開始位置検出部４１ａ、４１ｂの構成自体は、受信開始位置検出部２１とほぼ同じであってよい。すなわち、受信開始位置検出部４１ａ、４１ｂは、図３に示す構成と略同様であってよい。但し、受信開始位置検出部４１ａと４１ｂとでは、サンプリング周波数が異なる。ここでは一例として、サンプリング周波数は、受信開始位置検出部４１ａでは３．３９MHz、受信開始位置検出部４１ｂでは６．７８MHzであるものとする。
【００８３】
ここで、上述してあるように、検出精度・受信性能を向上させる為に、サンプリング周波数を大きくすることが考えられるが、これによりサンプリングデータ数と先頭部パターンデータ数が多くなるので（比較照合データ幅が大きくなるというものとする）、これらのデータの保持や比較照合を行う為の回路構成（ゲート規模）も大きくなる。この為、実施例１の構成においてサンプリング周波数を大きくした場合、以下の問題が生じる。
【００８４】
すなわち、比較照合データ幅を大きくすることで、検出精度（通信方式の判定結果の精度／信頼性）・受信性能を向上することが可能となるが、ゲート規模はデータ幅に比例して大きくなるので、これにより消費電流の増大や、FPGA／PLDなどのデバイスを使用するとゲート規模によりコストアップとなるという問題が生じる。
【００８５】
また、所定の期間内に通信方式の検出が必要な場合、サンプリング周波数を上げることで検出精度を維持して通信方式の検出期間を短縮させることが可能であるが、消費電流が増大する問題がある。
【００８６】
図６（ａ）に、受信開始位置検出部のゲート規模と比較照合データ幅（比較ビット幅）との関係を示す。
図示の通り、比較照合データ幅が例えば２倍になればゲート規模も２倍になる（同様にして、４倍になればゲート規模も４倍に、８倍になれば８倍になる）。
【００８７】
上記問題に対する対策として、実施例２では、複数の受信開始位置検出部それぞれのサンプリング周波数、比較照合データ幅を抑えて、複数段の構成にすることで、検出精度・受信性能を維持して、ゲート規模・消費電流を低減することが可能となる。これについて、以下、具体例を挙げて説明する。
【００８８】
まず、仮に、実施例１において、例えばサンプリング期間を１８．８６μsとした場合、つまり上記１０６kbps双方向通信における受信フレームの先頭から２ビット分の期間とした場合であって、検出精度・受信性能を考慮して、サンプリング周波数＝6.78MHzとした場合には、これによって比較照合データ幅128ビットの構成が必要となる。
【００８９】
この仮定のケースに対して、実施例２では受信開始位置検出部を２段構成とし（上記複数の受信開始位置検出部４１ａ、４１ｂ）、各検出部４１ａ、４１ｂはそれぞれがサンプリング期間を９．４３μs（106kbpsの１ビット期間）としている。また、前段の検出部４１ａは上記106kbpsの２ビット分の期間のうちの１ビット目の期間、後段の検出部４１ｂはその２ビット目の期間において、サンプリング動作を行う。更に、前段の検出部４１ａはサンプリング周波数＝３．３９MHzとし、後段の検出部４１ｂはサンプリング周波数＝６．７８MHzとする。すなわち、両方とも、実施例１の上記仮定の場合と比較して、サンプリング期間は半分であり、サンプリング周波数は小さくし（半分、１／４）、これより比較照合データ幅が小さくて済み、以ってゲート規模・消費電力が低減される。特にゲート規模は２つ合わせても実施例１の場合より小さくて済む。
【００９０】
すなわち、図６（ｂ）に示す通り、上記106kbpsの２ビット分の期間において、前段の検出部４１ａがこの期間の前半（１bit目）をサンプリング期間として動作して３２点サンプリングし、後段の検出部４１ｂがこの期間の後半（２bit目）をサンプリング期間として動作して６４点サンプリングすることになる。つまり、前段の検出部４１ａには比較照合データ幅３２ビット分の構成が必要となり、後段の検出部４１ｂには比較照合データ幅６４ビット分の構成が必要となる。一方、実施例１の場合には、上記106kbpsの２ビット分の期間をサンプリング期間として動作し、上記の通り、比較照合データ幅128ビット分の構成が必要となる。
【００９１】
これより、図６（ａ）に示した関係より、実施例１の場合のゲート規模を‘１’とすると、検出部４１ａ、４１ｂのゲート規模はそれぞれ‘１／４’、‘１／２’となり、両方合わせて‘３／４’となる。従って、上記実施例２の構成では、実施例１の場合に比べて、ゲート規模を小さくできる（よって、消費電流も低減される）。また、検出部４１ａ、４１ｂの２つの判定結果を用いるので、検出精度・受信性能を維持できる。このように、実施例２では、検出精度・受信性能を維持しつつ、ゲート規模・消費電流を低減する（本例ではゲート規模を３／４にする）ことが可能となる。
【００９２】
図５に示す構成では、まず、上記１ビット目の期間中は前段の検出部４１ａが動作して、その結果として各選択信号（各通信方式毎の判定部３４の出力）を後段の検出部４１ｂへ出力し、続いて上記２ビット目の期間中は後段の検出部４１ｂが動作して、図示の復号方式選択信号をデータ選択部２４等へ出力する。
【００９３】
ここで、特に図示しないが、後段の検出部４１ｂの構成は、例えば一例としては、図３に示す構成に加えて、更に、各通信方式毎に対応するＡＮＤゲートが設けられている。このＡＮＤゲートの出力が、上記後段の検出部４１ｂからの復号方式選択信号となる。
【００９４】
上記各ＡＮＤゲートには、各通信方式毎に、前段の検出部４１ａの判定部３４の出力と、後段の検出部４１ｂの判定部３４の出力とが入力される。例えば通信方式Ａを例にすると、検出部４１ａの判定部３４ａの出力と、検出部４１ｂの判定部３４ａの出力とが、ＡＮＤゲートに入力される。他の通信方式Ｂ，Ｃなどについても同様である。
【００９５】
ここでは、判定部３４からの出力は、「カウント値≧閾値」である場合は‘１’が、そうでない場合は‘０’が出力されるものとする。これより、例えば仮に、前段の検出部４１ａでは判定部３４ａ、３４ｂの出力が‘１’になったとしても、後段の検出部４１ｂでは判定部３４ａの出力のみが‘１’であったならば、通信方式Ａに対応するＡＮＤゲート出力は‘１’となるが、通信方式Ｂに対応するＡＮＤゲート出力は‘０’となる。よって、この場合、最終的な判定結果は「通信方式Ａ」となることになる。このようにして、検出精度・受信性能を維持することができる。
【００９６】
尚、上記ＡＮＤゲートを設けるのは一例であり、この例に限らない。例えば、後段の検出部４１ｂでは、前段の検出部４１ａで判定された通信方式（その判定部３４の出力が‘１’である通信方式）に対応する構成のみが動作するようにしてもよい。例えば、前段の検出部４１ａでは判定部３４ａの出力のみが‘１’になったとするならば（通信方式Ａと判定されたならば）、後段の検出部４１ｂでは通信方式Ａに対応する構成、すなわち照合部３２ａ、カウンタ部３３ａ、及び判定部３４ａの構成のみが動作する。その為の構成は、特に図示・説明しないが、例えばスイッチ等を用いればよい。
【００９７】
また、尚、図４（ａ）に示す１０６kbps通信の場合、１ｂｉｔ目のデータ値は必ず‘０’であるが、２ｂｉｔ目は‘０’固定ではない。よって、例えば、通信方式Ａに対応するパターンを、上記データ値‘０’に対応するパターンである‘00111111’だけでなく、更にデータ値‘１’に対応するパターンである‘11110011’も用意し、この２種類のパターンそれぞれについて照合部３２ａ、カウンタ部３３ａ、判定部３４ａの構成を設けるようにしてもよい。尚、この２つの判定部３４ａの出力は、ＯＲ回路に入力し、ＯＲ回路の出力を方式Ａ選択信号とする。つまり、サンプリングパターンが上記２種類のパターンの何れか一方に合致する場合には（上記の例では８個中７個以上合致）、方式Ａ選択信号は‘１’となる。
【００９８】
尚、実施例２は、上記図５の構成や上述した説明に限るものではない。例えば、上述した説明では、検出部４１ａと検出部４１ｂとでサンプリングデータ数が異なる（３２点と６４点）ものとしたが、この例に限らず、同じであってもよい。但し、当然、検出部４１ａと検出部４１ｂは、実施例１の検出部２１に比べてサンプリングデータ数を少なくし、これによってゲート規模を小さくする必要がある。あるいは、上記の例では、検出部４１ａは１ビット目、検出部４１ｂは２ビット目をサンプリング期間としたが、この例に限らず、例えば１ビット目と３ビット目等としてもよい（要は、複数の検出部のそれぞれで相互に異なるサンプリング期間でサンプリングを行うようにすればよい）。また、例えば、上記の例では検出部を検出部４１ａと検出部４１ｂの２つとしたが、この例に限らず、３つ以上としてもよい。
【００９９】
以上述べたように、要するに、実施例２では、そのサンプリングデータ数が上記実施例１の検出部２１に比べて小さい複数の検出部を設け、この複数の検出部がそれぞれ異なるサンプリング期間でサンプリングを行って通信方式を判定し、この複数の判定結果に基づいて最終的な通信方式の判定結果を求めて、この判定結果を復号方式選択信号としてデータ選択部２４等に出力する構成であればよい。
【０１００】
最後に、上述してある「受信クロック抽出部２３が短時間で受信クロックを生成できるようになる」ことに関する説明を、以下に述べる。
まず、受信クロック抽出部２３の構成自体は、上記の通り、一般的なＰＬＬ回路であってよく、特に図示しないが、例えば上記レベル変化点検出信号を入力する位相比較器、この位相比較器の出力を入力する低域フィルタ（ローパスフィルタ）、この低域フィルタの出力を入力して上記受信クロックを生成出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）から成る。ＶＣＯの出力は、位相比較器にフィードバックされる（勿論、外部の選択部２４等へも出力される）。
【０１０１】
ここで、電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、例えば鋸（のこぎり）波の受信クロックを生成する。この鋸波の傾きによって受信クロックの周波数が決まる。従来では、上記構成により受信クロックをフィードバックしながら、除々に、上記のように受信クロックが通信方式に応じた周波数となるように制御する（鋸波の傾きを変えていく）ものである。
【０１０２】
本例の構成では、上記の通り、受信開始位置検出部２１が通信方式を判定するので、受信クロック抽出部２３は、この判定結果を利用して、受信クロックの周波数（鋸波の傾き）を決定する。すなわち、受信開始位置検出部２１から出力される復号方式選択信号（例えば図３に示す方式Ａ選択信号〜方式Ｃ選択信号の３ｂｉｔの信号）は、受信クロック抽出部２３の例えば上記電圧制御発振器（ＶＣＯ）に入力される。電圧制御発振器（ＶＣＯ）には、予め、この３ｂｉｔの各ｂｉｔに対応付けて、周波数（鋸波の傾き）が設定されている。例えば、方式Ａ選択信号に対しては２１２kHz、方式Ｂ選択信号に対しては４２４kHz、方式Ｃ選択信号に対しては８４８kHzが設定されている。これより、例えば方式Ａ選択信号のみが‘１’であったならば、電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、２１２kHzの受信クロックを生成するように、鋸波の傾きを制御することになる。そして、レベル変化点検出信号に基づいてこの受信クロックが調整されていくことになる。周波数（鋸波の傾き）は最初にほぼ決まるので、この調整は短時間で済むようになる。
【０１０３】
このように、本例の受信クロック抽出部２３では、通信方式に応じた周波数の受信クロックを短時間で生成可能となる。
本発明によると、リーダライタ装置を含む非接触型通信装置において、受信信号から多様な通信方式・通信レートを判別でき、従来からのICカード間通信だけでなく、リーダライタ装置間などの双方向通信も行なえるようになり、更にゲート規模・消費電力を抑えて受信性能を向上できる。
【符号の説明】
【０１０４】
１０  非接触型通信装置
１１  制御部
１１ａ  復号部
１２  ＲＦ送信制御部
１３  ＲＦ受信制御部
１４  変調部
１５  増幅部
１６  キャリア発振器
１７  Ａ／Ｄ変換部
１８  復調部
１９  アンテナ部
２１  受信開始位置検出部
２２  レベル変化点検出部
２３  受信クロック抽出部
２４，２５  データ選択部
２６（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）  デコード部
３１  受信信号サンプリング部
３２  データパターン照合部
３３  データ一致ビット個数カウンタ部
３４  受信開始位置判定部
４１（４１ａ、４１ｂ）  受信開始位置検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図４】
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【図９】
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【図１０】
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