(57)【要約】【課題】回転電機制御システムにおいて、矩形波電圧位相制御を行う際に、ｄ軸電流値が正常制御範囲から外れることを抑制することである。【解決手段】矩形波電圧位相制御モードにおいては、座標変換部７２において回転電機２０の各相電流値をｄｑ電流値に変換し、１次遅れ処理部７４を経て、トルク推定部７６においてｄｑ電流値からトルク推定値を算出し、これをトルク指令値にフィードバックするトルクフィードバックが行われる。このメインフィードバックループに加え、トルク偏差ΔＴに対する時定数τの関係を示すテーブル８６を用いて、各制御演算周期のタイミングにおけるトルク偏差ΔＴに対応する時定数τを求め、その時定数τに基づく１次遅れの応答特性８８を１次遅れ処理部７４に適用するループが設けられる。【選択図】図７
2010183661.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トルク指令値とトルク推定値との偏差であるトルク偏差算出手段と、
算出されたトルク偏差をゼロに近づける制御を行って電圧位相指令を生成し、回転電機の駆動部に供給する偏差制御手段と、
回転電機の各相電流値に基づいてｄ軸電流値とｑ軸電流値とを算出するｄｑ電流算出手段と、
算出されたｄ軸電流値とｑ軸電流値とに対し、予め定めた時定数の１次遅れ処理を施し、処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とを出力するなまし処理手段と、
処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とに基づいてトルク推定値を算出し、トルク偏差算出手段に供給するトルク推定値算出手段と、
を備え、
なまし処理手段は、
トルク偏差に応じた時定数を用いて１次遅れ処理を施すことを特徴とする回転電機制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転電機制御システムに係り、特に、トルクフィードバックが行われる回転電機制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
回転電機をインバータによって駆動する場合に、その制御方法として、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとを使い分けることが行われている。すなわち、回転電機の高出力化と小型化とを両立させるためには、１パルススイッチングを用いる矩形波電圧位相制御モードが必要であり、低速領域で優れた特性を有する正弦波電流制御モードと、中速領域で用いられる過変調電流制御モードとの間のモード切替を行いながら、最適に回転電機を制御している。
【０００３】
ここで、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機に出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。
【０００４】
正弦波電流制御モードから過変調電流制御モード、過変調電流制御モードから矩形波電圧位相制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われるが、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替は、矩形波電圧位相制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行われる。
【０００５】
例えば、特許文献１には、交流電動機の駆動制御装置として、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．００倍を超えたらＰＷＭ電流制御モードから過変調制御モードに切り替え、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．２７倍を超えたら矩形波電圧位相制御モードに切り替え、一方実電流位相の絶対値が電流指令位相の絶対値未満となったら矩形波電圧位相制御モードから過変調制御モードに切り替え、インバータは、ＰＷＭ電流制御部からのスイッチング指令、または過変調制御部からのスイッチング指令、または矩形波電圧位相制御部からの矩形波電圧を受けて、３相の擬似正弦波信号を生成することが述べられている。
【０００６】
そして、ｄ軸電流及びｑ軸電流には周期的なノイズや高調波が含まれるので測定電流にローパスフィルタ処理を行うが、このフィルタ処理のため、矩形波電圧位相制御モードから過変調制御モードへの切り替えが遅れることがあり、電流位相のハンチング等を引き起こし、制御が不安的になることを指摘している。そこで、ここでは、誘起電圧等を加味した必要電圧振幅ＶRと基準三角波のピーク値とを比較し、さらにチャタリングを起こさないようなオフセット値を設けることで、矩形波電圧位相制御モードから過変調制御モードへの切り替えの遅れが生じないようにすることが開示されている。
【０００７】
また、特許文献２には、動力出力装置として、モータＭＧ２のトルク制限用のなまし処理に用いる時定数を、モータＭＧ１の発電変化量が大きいときに小さく、発電変化量が小さいときに大きくすることが開示されている。これによって、モータＭＧ１の発電量が急減したときでもモータＭＧ２のトルク制限の変化に対する追従性をよくすることができると述べられている。
【０００８】
また、特許文献３には、動力出力装置として、バッテリに入出力される入出力電力と、モータに入出力される想定電力を減じた電力偏差になまし処理を行ってバッテリの入出力許容制限を行うことが開示されている。ここでは、モータの制御モードが変更されてから所定時間以内のときは、なまし処理時定数を通常のときの値よりも小さくすることで、入出力許容制限の算出を迅速に行うことができると述べられている。
【０００９】
また、特許文献４には、負荷駆動装置において、昇圧コンバータの電圧指令値に対する１次おくれ演算について、その時定数を、ＰＷＭ制御モードのとき２０ｍｓ、過変調制御モードのとき５０ｍｓ、矩形波制御モードのとき１００ｍｓとして、制御モードの制御タイミングの相違に応じて電圧指令値の変化率を変更することが開示されている。これによって、インバータへの入力電圧の急激な変化があっても各制御モードで制御が破綻することを防止できると述べられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−１１６８２号公報
【特許文献２】特開２００５−１５１６２０号公報
【特許文献３】特開２００６−１７４５６７号公報
【特許文献４】特開２００５−４５８８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
このように、回転電機の制御方法として、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとを使い分けることが行われているが、矩形波電圧位相制御モードにおいては、矩形波を用いるために、ｄ軸電流及びｑ軸電流には周期的なノイズや高調波が含まれる問題がある。これに対しては、従来技術においても、測定電流にローパスフィルタ処理を行うことが述べられている。
【００１２】
このローパスフィルタ処理を行うことで、測定電流のノイズが除去され、測定精度の向上とともに、制御の安定性が改善されるが、一方で、応答が遅れることが生じる。例えば、大きなトルク低下の要求がある場合等のように、急激なトルク指令値の変化に対し、偏差を過大に見積もり、これを是正するために、過渡期においてｄ軸電流値が正常制御範囲である負の領域を超えて、正常制御範囲でない正の領域に入り込むことが起こり得る。
【００１３】
本発明の目的は、矩形波電圧位相制御モードにおいて、ｄ軸電流値が正常制御範囲から外れることを抑制できる回転電機制御システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係る回転電機制御システムは、トルク指令値とトルク推定値との偏差であるトルク偏差算出手段と、算出されたトルク偏差をゼロに近づける制御を行って電圧位相指令を生成し、回転電機の駆動部に供給する偏差制御手段と、回転電機の各相電流値に基づいてｄ軸電流値とｑ軸電流値とを算出するｄｑ電流算出手段と、算出されたｄ軸電流値とｑ軸電流値とに対し、予め定めた時定数の１次遅れ処理を施し、処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とを出力するなまし処理手段と、処理後ｄ軸電流値と処理後ｑ軸電流値とに基づいてトルク推定値を算出し、トルク偏差算出手段に供給するトルク推定値算出手段と、を備え、なまし処理手段は、トルク偏差に応じた時定数を用いて１次遅れ処理を施すことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
上記構成により、トルクフィードバックが行われる回転電機制御システムは、トルク推定値を算出するのに用いるｄ軸電流値とｑ軸電流値とに対し、予め定めた時定数の１次遅れ処理を施し、その際に、トルク偏差に応じた時定数を用いる。これにより、例えば、トルク偏差が少ないときは通常の時定数を用い、トルク偏差が大きいときは、時定数を小さくし、１次遅れを少なくして応答性を確保することができ、トルク推定値を適切に算出できる。したがって、偏差を過大に見積もることが抑制され、ｄ軸電流が正常制御範囲から外れることを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る実施の形態において、車両に搭載される回転電機に対する回転電機制御システムの構成を示す図である。
【図２】回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。
【図３】正弦波電流制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。
【図４】過変調電流制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。
【図５】矩形波電圧位相制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。
【図６】本発明に係る実施の形態におけるモード切替基準線の様子を説明する図である。
【図７】本発明に係る実施の形態における矩形波電圧位相制御のときの制御ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に図面を用いて、本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機制御システムが用いられるものとして回転電機が搭載される車両を説明するが、これは例示であって、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムを用いるものであればよい。また、この車両には、車両には、回転電機として、１台でモータ機能と発電機機能とを有するモータ・ジェネレータを２台用いるものとして説明するが、これは例示であって、モータ機能のみを有する回転電機を１台、発電機機能のみを有する回転電機を１台用いるものとしてもよい。また、モータ・ジェネレータを１台用いるものとしてもよく、３台以上用いるものとしてもよい。
【００１８】
以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。
【００１９】
図１は、車両に搭載される回転電機に対する回転電機制御システム１０についてその構成を示す図である。車両は、エンジン１２と、蓄電装置１４とを動力源とし、第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０とを備え、さらに、蓄電装置１４と２つの回転電機１８，２０との間に接続されて設けられるコンバータ・インバータである電源回路１６と、エンジン１２と第１の回転電機１８と第２の回転電機２０との間の動力分配を行うための動力分配機構２２と、動力分配機構２２と第２の回転電機２０との間に設けられる変速機２４と、変速機２４から駆動力を受け取る車輪あるいはタイヤ２６と、これらの要素の作動を全体として制御する制御部３０を備えて構成される。
【００２０】
回転電機制御システム１０は、これらの構成要素のうち、主に、回転電機１８，２０と、電源回路１６と、制御部３０を含む部分に相当する。これら以外の構成要素は、いわゆるハイブリッド車両等によく用いられる要素であるので、詳細な説明を省略する。
【００２１】
第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、蓄電装置１４から電力が供給されるときはモータとして機能し、エンジン１２による駆動時、あるいは車両の制動時には発電機として機能する３相同期型回転電機である。
【００２２】
ここで、第１の回転電機（ＭＧ１）１８は、エンジン１２によって駆動されて発電機として用いられ、発電された電力を電源回路１６のコンバータ・インバータを介して蓄電装置１４に供給するものとして用いられる。また、第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、車両走行のために用いられ、力行時には蓄電装置１４から直流電力の供給を受けて電源回路１６のコンバータ・インバータを介して変換された交流電力によってモータとして機能して車両のタイヤ２６を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、電源回路１６のコンバータ・インバータを介して蓄電装置１４に供給するものとできる。
【００２３】
電源回路１６は、上記のように、蓄電装置１４と２つの回転電機１８，２０との間に配置される回路であって、コンバータ、インバータの他、平滑コンデンサ等を含んで構成される。
【００２４】
電源回路１６に含まれるコンバータは、蓄電装置１４とインバータの間に配置され、電圧変換機能を有する回路である。コンバータとしては、リアクトルと制御部３０の制御の下で作動するスイッチング素子等を含んで構成することができる。電圧変換機能としては、蓄電装置側の電圧をリアクトルのエネルギ蓄積作用を利用して昇圧しインバータ側に供給する昇圧機能と、インバータ側からの電力を蓄電装置側に降圧して充電電力として供給する降圧機能とを有する。昇圧機能に着目するときは、コンバータを昇圧回路と呼ぶことができる。
【００２５】
電源回路１６に含まれるインバータは、交流電力と直流電力との間の電力変換を行う回路である。インバータは、制御部３０の制御の下で作動する複数のスイッチング素子を含んで構成される。上記のように、第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、用途も動作点条件も異なるので、インバータは、その内部で２つのインバータ回路で構成されている。２つのインバータ回路のうち１つは第１の回転電機（ＭＧ１）１８の作動用のインバータ回路であり、もう１つは第２の回転電機（ＭＧ２）２０の作動用のインバータ回路である。
【００２６】
上記のように、第１の回転電機（ＭＧ１）１８を発電機として機能させるときは、その作動用インバータ回路は、第１の回転電機（ＭＧ１）１８からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、第２の回転電機（ＭＧ２）２０の作動用インバータ回路は、車両が力行のとき、蓄電装置側からの直流電力を交流３相駆動電力に変換し、第２の回転電機（ＭＧ２）２０に駆動電力として供給する直交変換機能と、車両が制動のとき、逆に第２の回転電機（ＭＧ２）２０からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置側に充電電流として供給する交直変換機能とを有する。
【００２７】
制御部３０は、上記の各要素の作動を全体として制御する機能を有する。例えば、エンジン１２の作動を制御する機能、回転電機１８，２０の作動を制御する機能、電源回路１６の作動を制御する機能、動力分配機構２２の作動を制御する機能、変速機２４の作動を制御する機能等を有する。
【００２８】
かかる制御部３０は、車両の搭載に適した制御装置、例えば車載用コンピュータによって構成することができる。制御部３０を１つのコンピュータで構成することもできるが、必要な処理速度が各構成要素によって異なること等を考慮し、複数のコンピュータにこれらの機能を分担させることもできる。例えば、エンジン１２の作動を制御する機能をエンジン電気制御ユニット（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ：ＥＣＵ）に分担させ、２つの回転電機１８，２０の作動を制御する機能をＭＧ−ＥＣＵに分担させ、電源回路１６の作動を制御する機能をＰＣＵ（Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ）に分担させ、全体を統合ＥＣＵで制御する等の構成とすることもできる。
【００２９】
図１において、制御部３０は、これらの機能のうち、特に回転電機制御機能として、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替の際に、電流値のオーバーシュートが過度に生じることを抑制するための機能を有する部分が示されている。すなわち、制御部３０は、回転電機１８，２０の制御について、正弦波電流制御モードを実行する正弦波電流制御モジュール３２、過変調電流制御モードを実行する過変調電流制御モジュール３４、矩形波電圧位相制御モードを実行する矩形波電圧位相制御モジュール３６を含んで構成される。
【００３０】
また、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替の際に、電流値のオーバーシュートが過度に生じることを抑制するために、電流偏差判断モジュール４０と、切替時制御モジュール４２を含んで構成される。
ここで、電流偏差判断モジュール４０は、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへのモード切替の際の電流偏差が予め定めた閾値偏差を超えるか否かを判断する機能を有する。また、切替時制御モジュール４２は、電流偏差が閾値偏差以下の場合に通常条件の下の電流フィードバック制御を実行し、電流偏差が閾値偏差を超える場合に、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行う機能を有する。
【００３１】
なお、所定の電流変化率としては、回転電機の電気一周期で電流偏差を除した電流偏差変化率以下に設定されることが好ましい。
これらの機能は、ソフトウェアを実行することで実現でき、具体的には、回転電機制御プログラムの中の制御モード切替パートを実行することで実現できる。これらの機能の一部をハードウェアによって実現するものとしてもよい。
【００３２】
上記構成の作用、特に制御部３０の各機能について以下に詳細に説明する。なお、２つの回転電機１８，２０の制御は特に区別がないので、以下では、第２の回転電機２０に代表させて、その制御モードの切替等について説明する。
【００３３】
最初に、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの使い分け等について説明し、次に、ベクトル制御についてｄｑ平面を用いてその正常制御範囲を説明する。そして、その後に、矩形波電圧位相制御モードにおけるトルクフィードバック制御を説明し、なまし処理によってｄ軸電流値が正常制御範囲から外れないようにする制御の内容について説明する。
【００３４】
正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機２０に出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機２０に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。上記のように、これら３つの制御モードは、それぞれ、正弦波電流制御モジュール３２、過変調電流制御モジュール３４、矩形波電圧位相制御モジュール３６によって実行される。
【００３５】
正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われる。変調率とは、インバータの出力電圧に対する信号振幅の比である。正弦波と三角波の比較によるＰＷＭ方式の場合は、変調率が｛（３）1/2｝／２｛（２）1/2｝＝０．６１であり、矩形波を信号振幅とするときの変調率が｛（６）1/2｝／π＝０．７８である。
【００３６】
このように、回転電機２０を高出力にするには、変調率を大きくできる矩形波電圧位相制御の方が向いている。一方で、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モードにおいては、ＰＷＭ技術によって形成される擬似正弦波を用いるので、矩形波電圧位相制御モードに比べ、応答を速くすることができる。これらのことから、低速領域では、正弦波電流制御モード、中速領域では過変調電流制御モード、高速領域で矩形波電圧位相制御モードを用いることが好ましい。
【００３７】
図２は、回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。この図は、回転電機２０の回転数を横軸に、トルクを縦軸にとり、その最大トルク特性線５０を示し、さらに、最大トルク特性線５０で示される作動領域においてどの制御モードが用いられるかを示す図である。この図に示されるように、低速側に正弦波電流制御モード作動領域５２が、高速側に矩形波電圧位相制御モード作動領域５６が、その中間に過変調電流制御モード作動領域５４がそれぞれ設定されている。
【００３８】
図３から図５は、それぞれ、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。これらの図の横軸は時間、縦軸は電流または電圧である。図３に示されるように、正弦波電流制御モードでは、相間電圧波形がパルス幅変調された細かいパルスの集合であり、相電流波形はＰＷＭ技術によって形成された擬似正弦波となる。過変調電流制御モードでもＰＷＭ技術を用いるが、相間電圧が過変調となるため、正弦波電流制御モードと異なる様子となる。矩形波電圧位相制御モードでは、相間電圧が電圧位相制御を受けた矩形波波形となる。
【００３９】
次に、これら３つの制御モードの切替について説明する。図２で示されたように、回転数とトルクで与えられる回転電機２０の動作点の状態に応じて、制御モードの切替が行われる。速度とトルクを次第に上げて行くにつれて、正弦波電流制御モードから過変調電流制御モード、過変調電流制御モードから矩形波電圧位相制御モードへと制御モードを切り替える。その場合に、以下のように変調率によって、制御モードの切替を行うものとできる。すなわち、変調率が０．６１以下のときに正弦波電流制御モード、変調率が０．６１から０．７８の間は過変調電流制御モード、変調率が０．７８となれば矩形波電圧位相制御モードを用いるように制御モードを切り替える。
【００４０】
これと逆方向に制御モードを切り替えるときも変調率を用いることができるが、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替は、矩形波電圧位相制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行われる。
【００４１】
以上で、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの使い分けについて説明したので、次にベクトル制御についてｄｑ平面を用いて説明する。図６には、回転電機２０のベクトル制御に用いられるｄ軸とｑ軸によって規定されるｄｑ平面が示される。回転界磁型の３相同期型電動機に用いられるベクトル制御では、回転子の磁極が形成する磁束の方向がｄ軸にとられ、ｄ軸に直交する軸がｑ軸に取られる。ｄｑ平面は、このｄ軸とｑ軸とを直交する座標軸として構成される平面である。
【００４２】
ここで、回転電機２０のｄ軸インダクタンスをＬd、ｑ軸インダクタンスをＬq、巻線抵抗をＲ、電気角速度をω、逆起電力定数をψ、ｄ軸電流をＩd、ｑ軸電流をＩq、ｄ軸電圧をＶd、ｑ軸電圧をＶqとすると、回転電機の理論式は以下のように示すことができる。
【００４３】
すなわち、ｄ軸電圧Ｖdは、Ｖd＝Ｒ×Ｉd−ω×Ｌq×Ｉqで与えられる。また、ｑ軸電圧Ｖqは、Ｖq＝Ｒ×Ｉq＋ω×Ｌd×Ｉd＋ωψで与えられる。また、回転電機２０の極数をｐとして、トルクτは、τ＝ｐψＩq＋ｐ（Ｌd−Ｌq）ＩdＩqで与えられる。
【００４４】
ここで、Ｌd，Ｌqは回転電機２０の構造が設定されると定まるもので、いずれも正の値を有する。そして、いま、Ｉqを正として正トルクを考えると、回転電機２０の回転子あるいは固定子が突極を有する突極形式の場合は、（Ｌd−Ｌq）が正で、Ｉdは正のところが作動領域となるが、非突極形式の場合は、（Ｌd−Ｌq）が負であるので、Ｉdは負のところが作動領域となる。いまの場合、回転電機２０は非突極形式であるので、ｄ軸電流は負のところが作動領域で、図６にはその状態が示されている。
【００４５】
ｄ軸電流とｑ軸電流とで規定される電流ベクトルの絶対値ＩaをＩa＝（Ｉd2＋Ｉq2）1/2とし、電流位相βをβ＝ｔａｎ-1（Ｉq／Ｉd）とすると、トルクτの式が電流位相βで表すことができる。すなわち、トルクτ＝ｐψＩaｓｉｎβ＋（１／２）×ｐ（Ｌd−Ｌq）Ｉa2×ｓｉｎ２βで与えられる。この式は、電流位相βでトルクτが制御できることを示している。すなわち、電流位相とは、電流におけるｄ軸電流成分とｑ軸電流成分との間の位相を示すものである。
【００４６】
このようにして、電流位相βを制御することで回転電機２０のトルクを制御できる。なお、最大トルクを与える電流位相βは、上記トルクτの式を電流位相βで微分してその値をゼロとおいた式に基いて求めることができる。すなわち、β＝ｃｏｓ-1〔［−ψ＋｛ψ2−８（Ｌd−Ｌq）2｝1/2］／４（Ｌd−Ｌq）Ｉa〕で最大トルクのときの電流位相βが求められる。このように計算で求められる関係式に、必要な場合に適当な補正を加えて、回転電機２０を最大効率で運転できる特性線を求めることができる。
【００４７】
図６には、このようにして求められる最大効率特性線６２が示される。この最大効率特性線６２上で電流指令を実行すれば、回転電機２０を最大効率で運転することができる。したがって、この最大効率特性線６２上で実行される電流指令を、単に電流指令と呼ぶことにする。
【００４８】
この最大効率特性線６２は、最大トルクのときの電流位相βを満たすｄ軸電流とｑ軸電流の電流組を結んで得られる特性線であるが、これらのｄ軸電流、ｑ軸電流に対応するｄ軸電圧、ｑ軸電圧の電圧組を結んで得られる特性線が図６において電圧指令特性線６６として示されている。
【００４９】
図６で示される最大電圧円６０は、回転電機２０に供給される最大電圧を示す線であり、矩形波電圧位相制御モードでは、その電圧振幅が一定のときは、この最大電圧円６０の上で、電圧位相を制御することで出力されるトルクの大きさを制御することができる。したがって、この最大電圧円６０の内部の電圧指令特性線６６は、正弦波電流制御モードおよび過変調電流制御モードにおける最大効率運転のときの電圧指令のｄ軸電圧とｑ軸電圧の電圧組を示すものである。
【００５０】
このようにして、ｄｑ平面を用いることで、正弦波電流制御モードおよび過変調電流制御モードにおける最大効率運転のときの電流指令が実行される最大効率特性線６２、これに対応する電圧指令が実行される電圧指令特性線６６が示される。また、矩形波電圧位相制御モードにおける電圧指令は、最大電圧円６０上で実行されることが示される。
【００５１】
なお、図６には、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替えるときに用いられる切替ライン６４が示されている。切替ライン６４は、ｄｑ平面上で、最大効率特性線６２よりも遅角側に予め設定された位相差を有する特性線である。切替ライン６４を最大効率特性線６２よりも遅角側とする理由は、制御モードの切替を進角側で行うこととすると、モード切替の際に制御がチャタリングを起こし、電流乱れが生じることが知られているからである。
【００５２】
以上で、ベクトル制御について、その正常制御御範囲を含めて説明したので、次に矩形波電圧位相制御モードにおけるトルクフィードバック制御を説明する。矩形波電圧位相制御モードでは、矩形波を用いるので、ｄ軸電流及びｑ軸電流に周期的なノイズや高調波が含まれる。したがって、制御処理における電流値には、ローパスフィルタ処理が施される。このローパスフィルタ処理は、いわゆる１次遅れ処理であって、実信号を時定数によってなまらせる処理である。このなまし処理によって、応答が遅れ、ｄ軸電流値が正常制御範囲を外れることが生じ得る。そこで、以下では、なまし処理によってｄ軸電流値が正常制御範囲から外れないようにする制御の内容を含めて説明する。
【００５３】
図７は、矩形波電圧位相制御モードのときの制御ブロック図である。ここでは、図１で説明した回転電機（ＭＧ２）２０と、電源回路１６のうちのＭＧ２用インバータ１７と、制御部３０の矩形波電圧位相制御モジュール３６に相当する部分が示されている。
【００５４】
この制御ブロック図に示されるように、矩形波電圧位相制御モードにおいては、座標変換部７２において回転電機２０の各相電流値をｄｑ電流値に変換し、１次遅れ処理部７４を経て、トルク推定部７６においてｄｑ電流値からトルク推定値Ｔqestを算出し、これをトルク指令値Ｔqrefにフィードバックするトルクフィードバックが行われる。
【００５５】
ここで、トルク指令値Ｔqref７０は、図示されていない車両のアクセル等から求められるユーザの要求トルクに基づいて算出される。
【００５６】
座標変換部７２は、回転電機２０の各相電流のうち２つの電流値と回転角度θを取得し、各相電流値に基づいてｄ軸電流値Ｉdとｑ軸電流値Ｉqを算出する機能を有する。図７の例では、適当な電流検出手段によって取得されたＶ相電流値ＩvとＷ相電流値Ｉwと、レゾルバ等によって取得された回転電機２０の回転角度θに基づいて座標変換が行われている。
【００５７】
１次遅れ処理部７４は、実測値であるｄ軸電流値Ｉdとｑ軸電流値Ｉqに含まれる周期的なノイズや高調波を抑制する処理を行う機能を有する。具体的には、時定数τを用いて、実信号をなまらせる。このように、１次遅れ処理とは、時定数を適当に設定し、実信号に含まれる高周波ノイズ等を抑制するローパスフィルタ処理である。１次遅れ処理が施されたｄ軸電流値Ｉdsmと、ｑ軸電流値Ｉqsmが、実電流値であるＩd，Ｉqに代わって、以後の制御に用いられる。
【００５８】
トルク推定部７６は、１次遅れ処理が施された算出されたｄ軸電流値Ｉdsmとｑ軸電流値Ｉqsmとを用いて、上記で説明したトルクの式τ＝ｐψＩq＋ｐ（Ｌd−Ｌq）ＩdＩqに従って、トルクを算出し、これをトルク推定値Ｔqestとして出力する機能を有する。ここでは、上記トルクの式におけるＩdをＩdsmに置き換え、ＩqをＩqsmに置き換えて、１次遅れ処理が施されたｄｑ電流値を用いたトルク推定値Ｔqestが算出される。
【００５９】
減算器７８は、トルク指令値Ｔqrefからトルク推定値Ｔqestを減算してトルク偏差ΔＴを算出する機能を有する。
【００６０】
ＰＩ演算部８０は、回転電機２０について予め求められている電圧位相φとトルクＴとの関係に基づき、所定ゲインの下で比例積分制御を行ってトルク偏差ΔＴに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じた電圧位相φを算出する機能を有する。矩形波電圧位相制御モードでは、電圧振幅は一定であるので、この電圧位相φによってトルク制御が実行されることになる。
【００６１】
矩形波発生部８２は、算出された電圧位相φに基づいて、矩形波パルスである各相電圧指令値Ｉu，Ｉv，Ｉwを発生する機能を有し、信号発生部８４は、各相電圧指令値に基づいて、インバータ１７を構成する各スイッチング素子に対する制御信号を発生する機能を有する。３相作動型インバータは、６つのスイッチング素子を有しているので、図７では、６つの制御信号がインバータ１７に供給される様子が示されている。これによって、電圧位相φに従った各相の矩形波パルスが回転電機２０に供給される。
【００６２】
以上が、矩形波電圧位相制御モードにおいてトルクフィードバックが行われるときの主フィードバックループの構成である。このように、主フィードバックループにおいては、回転電機２０の実電流について１次遅れ処理が施されたｄｑ電流に基づいて算出されたトルク推定値がトルク指令に対してフィードバックされる。
【００６３】
ここで、トルク指令値が急変した場合等においては、過渡的にトルク偏差ΔＴが過大になることが生じる。そして、そのΔＴを解消するために、結果として座標変換部７２によって算出されるｄ軸電流Ｉdが過大に変化し、場合によっては、Ｉdが正の値となって、正常制御範囲から外れることが生じえる。そこで、このようなことを防止するため、図７に示されるように、もう１つのループが設けられる。
【００６４】
すなわち、減算器７８によって算出されたトルク偏差ΔＴが１次遅れ処理部７４に供給される。具体的には、トルク偏差ΔＴに対する時定数τの関係を示すテーブル８６を用いて、各制御演算周期のタイミングにおけるトルク偏差ΔＴに対応する時定数τを求め、その時定数τに基づく１次遅れの応答特性８８を１次遅れ処理部７４に適用する。
【００６５】
テーブル８６に記憶されるトルク偏差ΔＴと時定数の関係は、トルク偏差ΔＴの絶対値が小さいときにτが大きく、ΔＴの絶対値が大きいときにτを小さくすることが好ましい。このようにすることで、トルク指令値の急変等でトルク偏差ΔＴが過大に見積もられても、時定数を小さくすることで実電流に近い値を用いてトルク推定値を迅速に求めることができるので、ΔＴの過大見積もり状態を迅速に解消することができる。
【００６６】
トルク偏差ΔＴと時定数τの具体的な関係は、回転電機２０の仕様に応じて、予め実験あるいは計算で求めておくことができる。図７では、トルク偏差ΔＴの絶対値がある閾値を境にして、大小の２つの時定数を用いる例が示されている。もちろん、回転電機２０の実際の仕様等に応じ、この例以外のΔＴとτの関係を用いることができる。
【００６７】
テーブル８６は、トルク偏差ΔＴに応じて変化する時定数τを示すルックアップテーブルを用いることができる。テーブル８６に代えて、トルク偏差ΔＴを入力することで時定数τが出力される他の手段であってもよい。例えば、マップ形式を用いてもよく、あるいは数式を用いてもよい。
【００６８】
このように、トルク偏差ΔＴを１次遅れ処理部７４に供給することで、メインフィードバックループにおける偏差の過大見積もりを迅速に解消し、これによって、ｄ軸電流値が急変して正常制御範囲から外れることを防止できる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明に係る回転電機制御システムは、トルクフィードバックが行われる矩形波電圧位相制御モードにおいてなまし処理を行う回転電機の制御に適用できる。車両に搭載される回転電機を含むシステムの他、車両以外の駆動に用いられる回転電機を含むシステム等に利用できる。
【符号の説明】
【００７０】
１０  回転電機制御システム、１２  エンジン、１４  蓄電装置、１６  電源回路、１７  インバータ、１８，２０  回転電機、２２  動力分配機構、２４  変速機、２６  タイヤ、３０  制御部、３２  正弦波電流制御モジュール、３４  過変調電流制御モジュール、３６  矩形波電圧位相制御モジュール、４０  電流偏差判断モジュール、４２  切替時制御モジュール、５０  最大トルク特性線、５２  正弦波電流制御モード作動領域、５４  過変調電流制御モード作動領域、５６  矩形波電圧位相制御モード作動領域、６０  最大電圧円、６２  最大効率特性線、６４  切替ライン、６６  電圧指令特性線、７２  座標変換部、７４  １次遅れ処理部、７６  トルク推定部、７８  減算器、８０  ＰＩ演算部、８２  矩形波発生部、８４  信号発生部、８６  テーブル、８８  応答特性。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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