【手続補正書】
【提出日】平成17年8月3日(2005.8.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】  明細書
【発明の名称】  洗濯機のモータ駆動装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】  交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を進角させて制動トルクを発生させるようにした洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項２】  制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度以上進めて制動トルクを発生させるようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項３】  制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍に進角させ、さらにインバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項４】  制御手段は、制動指令によりインバータ出力を一時停止させ、モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の初期位相に進めた電圧を出力した後、さらに前記インバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項５】  制御手段は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項６】  制御手段は、モータ電流に対応した電流を検知してインバータ回路出力電圧を制御するようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項７】  制御手段は、モータ高速回転時においてモータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出力電圧となるように初期電圧を設定して制動するようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項８】  交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記整流回路は、前記交流電源の正負の電圧により交互に充電されるコンデンサを直列接続した倍電圧整流回路より構成し、直列接続された前記コンデンサの接続点と前記交流電源間に電圧切換手段を接続し、前記制御手段は、制動時に前記電圧切換手段を制御して全波整流回路に切り換えるようにした洗濯機のモータ駆動装置。
【請求項９】  制御手段は、制動時にモータの誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の初期位相に進めて整流回路の電圧を下げた後、さらに電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにした請求項８記載の洗濯機のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、家庭用の洗濯機はインバータ装置によりモータの回転数を制御して脱水性能、あるいは洗浄性能を向上させるものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開平１０−１５２７８号公報に示すように構成していた。すなわち、ホールＩＣよりなるロータ位置検知手段の出力信号より正弦波状の３相交流電圧波形をインバータ回路により発生させて撹拌翼あるいは脱水槽を直接駆動する直流ブラシレスモータを駆動するようにし、脱水運転の制動時には回生ブレーキにより脱水回転を停止させていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、回生ブレーキのためモータの発電エネルギーが整流回路の電解コンデンサに充電されて、インバータ回路直流電圧が異常上昇し、電解コンデンサあるいはパワー半導体が破壊する欠点があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、脱水制動時にインバータ出力電圧位相をモータ誘起電圧位相よりも進めることにより、モータ誘起電圧による回生電圧増加を防いでインバータ回路直流電圧を低電圧にして制動動作させることを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に整流回路を接続して直流電源を構成し、直流電力をインバータ回路により交流電力に変換してモータを駆動し、モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と制御手段によりインバータ回路を制御してモータを駆動するよう構成し、制動時に制御手段によりモータの誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を進角させて制動トルクを発生させるようにしたものである。
【０００７】
これにより、高速回転によるモータの誘起電圧による回生エネルギーはモータの抵抗部分により消費され、インバータ回路直流電圧上昇させずに制動動作をさせることができるので、整流回路の電解コンデンサとパワー半導体の印加電圧が低くなり、信頼性の高い制動運転が可能となる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を進角させて制動トルクを発生させるようにしたものであり、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなくモータに制動トルクを発生させることができ、整流回路のコンデンサやパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度以上進めて制動トルクを発生させるようにしたものであり、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなくモータに制動トルクを発生させることができ、整流回路のコンデンサやパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍に進角させ、さらにインバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたものであり、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなくモータに制動トルクを発生させることができ、整流回路のコンデンサやパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、制動指令によりインバータ出力を一時停止させ、モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の初期位相に進めた電圧を出力した後、さらに前記インバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたものであり、モータ電流を増やすことなく９０度進角させてトルクをほぼ零にでき、位相急変によるインバータ回路直流電圧上昇を防ぐことができる。
【００１２】
請求項５に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにしたものであり、回転数低下時のインバータ回路電流とモータ電流の増加を防ぐことができ、パワー半導体とモータの異常温度上昇を抑制できる。
【００１３】
請求項６に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ電流に対応した電流を検知してインバータ回路出力電圧を制御するようにしたものであり、インバータ回路電流が一定となるようにＰＷＭ制御することにより、回転数が低下してもインバータ回路電流とモータ電流の増加を防ぐことができる。
【００１４】
請求項７に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータ高速回転時においてモータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出力電圧となるように初期電圧を設定して制動するようにしたものであり、高速回転時においてモータ誘起電圧のインバータ回路直流電源側への回生を防ぐことができ、少ないモータ電流で制動トルクを大きくすることができる。
【００１５】
請求項８に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記整流回路は、前記交流電源の正負の電圧により交互に充電されるコンデンサを直列接続した倍電圧整流回路より構成し、直列接続された前記コンデンサの接続点と前記交流電源間に電圧切換手段を接続し、前記制御手段は、制動時に前記電圧切換手段を制御して全波整流回路に切り換えるようにしたものであり、制動時に全波整流回路にして直流電源電圧を低下させることによりモータ誘起電圧の回生エネルギーによる直流電源の異常電圧上昇を防ぐことができる。
【００１６】
請求項９に記載の発明は、上記請求項８に記載の発明において、制御手段は、制動時にモータの誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の初期位相に進めて整流回路の電圧を下げた後、さらに電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたものであり、制動前にモータトルクをほぼ零にしてモータにより整流回路のコンデンサに蓄積されたエネルギーを消費させて電源電圧を下げ、その後制動トルクを発生させるので、回生エネルギーによる直流電圧の異常上昇を防ぐことができる。
【００１７】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１８】
（実施例１）
図１に示すように、交流電源１は、ラインフィルター２を介して整流回路３に交流電力を加え、整流回路３により直流電力に変換する。整流回路３は倍電圧整流回路を構成し、交流電源１が正電圧のとき、全波整流ダイオード３０によりコンデンサ３１ａを充電し、交流電源１が負電圧のとき、コンデンサ３１ｂを充電し、直列接続されたコンデンサ３１ａ、３１ｂの両端には倍電圧直流電圧が発生し、インバータ回路４に倍電圧直流電圧を加える。
【００１９】
インバータ回路４は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートパワートランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路４の出力端子にモータ５を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を駆動する。
【００２０】
モータ５は直流ブラシレスモータより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段５ａにより検出する。ロータ位置検出手段５ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成している。インバータ回路４の負電圧端子と整流回路３の負電圧端子間に電流検出手段６、いわゆるシャント抵抗を接続している。
【００２１】
ラインフィルター２の出力交流電圧端子間には、給水弁７、排水弁８、クラッチ９を接続し、スイッチング手段１０により制御する。給水弁７は水道水を洗濯兼脱水槽に給水するもので、電磁弁により構成し、排水弁８は洗濯兼脱水槽内の水の排水を制御する。クラッチ９は、モータ５の回転駆動軸を撹拌翼に結合するか洗濯兼脱水槽に結合するかを制御する。スイッチング手段１０は、双方向性サイリスタなどのソリッドステートリレー、またはメカニカルリレーで構成している。
【００２２】
制御回路１１は、インバータ回路４およびスイッチング手段１０を制御するもので、マイクロコンピュータより構成した制御手段１２と、制御手段１２の出力信号によりインバータ回路４のＩＰＭを制御してモータ５の回転駆動を制御するインバータ駆動回路１３と、スイッチング手段１０を制御するスイッチング手段駆動回路１４と、電流検出手段６の出力信号によりインバータ回路４の過電流を検知し制御手段１２に異常信号を加える過電流検知回路１５とで構成している。過電流検知回路１５の出力信号は制御手段１２の割り込み端子（ＩＲＱ端子）に加え、マイクロコンピュータは割り込み信号により優先してインバータ駆動出力信号を禁止する。
【００２３】
制御手段１２は、キャリヤ信号発生回路と比較回路とを有しインバータ回路４のＩＰＭを制御するＰＷＭ制御手段１２ａと、インバータ回路４の出力電圧を所望の波形に出力する波形記憶手段１２ｂと、ロータ位置検出手段５ａの出力信号とキャリヤ信号発生回路の出力信号より電気角を演算する電気角制御手段１２ｃと、キャリヤ信号発生回路の出力信号に同期して電気角制御手段１２ｃより波形記憶手段１２ｂの信号を呼び出しＰＷＭ制御手段１２ａに信号を出力する出力レベル変換回路１２ｄと、ロータ位置検出手段５ａの信号より検知した回転数と設定回転数を比較して得た誤差信号により出力レベル変換回路１２ｄの出力信号レベルを変えて回転数を制御する回転数制御手段１２ｅとで構成している。
【００２４】
この制御手段１２は、図２に示すように構成しており、ＰＷＭ制御手段１２ａは、キャリヤ信号発生回路１２０ａにより鋸歯状波を発生させ、比較回路１２１ａの入力端子に信号ｖｃを加え、比較回路１２１ａの他方の入力端子に電圧設定手段１２２ａの信号ｖｕを加える。キャリヤ信号発生回路１２０ａの周期は、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定すると６４μｓとなり、時間に比例して信号レベルが変化する鋸歯状波を発生させる。
【００２５】
鋸歯状波の方が三角波よりもＰＷＭ分解能が高く優れている。また、鋸歯状波の場合にはキャリヤ周波数のＮ次高調波が三角波に比べて増加する欠点があるが、キャリヤ周波数を超音波周波数に設定すれば、キャリヤ周波数のＮ次高調波は騒音への影響がなくなるので、この問題はなくなる。
【００２６】
比較回路１２１ａはマイクロコンピュータ内のディジタルコンパレータで、ダブルバッファより構成される電圧設定手段１２２ａのデータと鋸歯状波のキャリヤ信号と比較してＰＷＭ波形を生成する。図２に示すＰＷＭ制御手段１２ａは３相出力の１相分で、３相出力の場合には同様の回路を３個有する。ただし、キャリヤ信号発生回路１２０ａは１つで共用化できる。
【００２７】
波形記憶手段１２ｂは、電気角に対応した所望の電圧信号（正弦波データ）を記憶したもので、２５６（８ビット）から５１２（９ビット）個の数値データの配列である。電圧振幅に相当する数値データは９ビットデータで、通常は−２５６から＋２５６まで電気角に対応した正弦波データを記憶している。この数値データは、いわゆる正規化データであり、データの持ち方は特に決まってはいないので、できるだけプログラムの実行速度が早くなる数値配列が望ましい。
【００２８】
電気角制御手段１２ｃは、ロータ位置検出手段５ａの出力信号を検知し回転周期を検出する回転周期検知手段１２０ｃと、基準となるロータ位置検出手段５ａの出力信号Ｈ１からの位相角φを設定する位相設定手段１２１ｃと、回転周期検知手段１２０ｃより検知した電気角６０度に相当する期間内にキャリヤ信号発生回路１２０ａの出力パルス数ｋをカウントし、キャリヤ信号１周期の電気角Δθを演算してロータ位置に対応する電気角を演算する電気角演算手段１２２ｃと、電気角演算手段１２２ｃより演算したロータ電気角と位相設定手段１２１ｃより印加電圧電気角を設定する電気角設定手段１２３ｃより構成される。
【００２９】
出力レベル変換回路１２ｄは、波形記憶手段１２ｂより電気角に対応した振幅信号Ａを呼び出す呼び出し手段１２０ｄと、呼び出し手段１２０ｄの出力信号Ａに変調度Ｇを演算してＰＷＭ制御手段１２ａに出力する電圧演算手段１２１ｄとで構成している。通常、波形記憶手段１２ｂのデータは、インバータ回路４の最大出力レベルに対応した数値なので、電圧演算手段１２１ｄの演算はインバータ出力電圧レベルを減らす演算となり、変調度Ｇは１よりも小さな数値となる。通常、正弦波ＰＷＭ制御における変調度はパーセンテイジ（％）で呼ばれる。
【００３０】
位相角φと変調度Ｇは回転数制御手段１２ｅより出力され、回転数制御手段１２ｅは、モータ回転数を所定値に設定する回転数設定手段１２０ｅと、ロータ位置検出手段５ａの信号より回転数を検知する回転数検知手段１２１ｅと、検知回転数と設定回転数を比較して誤差信号を出力する回転数比較手段１２２ｅと、設定回転数を変更する回転数変更手段１２３ｅと、回転数変更手段１２３ｅの出力信号と回転数比較手段１２２ｅの出力信号により位相角φあるいは変調度Ｇを制御するかを切り換える電圧位相切換手段１２４ｅより構成される。
【００３１】
上記構成において電気角に対応した各部波形関係は、図３および図４に示すようになる。
【００３２】
図３において、Ｅｃはモータ誘起電圧波形で、ロータ位置検出手段５ａのロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、電気角６０度ごとに信号が変化し、基準信号Ｈ１がＬｏからＨｉに変化したタイミングを０度とすると、モータ誘起電圧Ｅｃは電気角３０度遅れた位相となる。ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の変化に同期してロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを読み込み、状態データより６０度毎のロータ電気角を検出できる。
【００３３】
信号ｖｃはキャリヤ信号発生回路１２０ａの鋸歯状波の出力信号で、０から５１２まで変化するタイマカウンタのタイマ値である。タイマ値が５１２になると、タイマカウンタがオーバーフローして０に戻り、キャリヤ割り込み信号ｃを発生させる。
【００３４】
信号ｖｕは、比較回路１２１ａの一方の入力信号で、基本的には出力レベル変換回路１２ｄの出力信号と同じであり、この場合は、位相角φは０度で変調度Ｇは１００％の場合を示す。この信号ｖｕは波形記憶手段１２ｂに記憶した正弦波データの振幅信号Ａ（−２５６〜＋２５６）に変調度Ｇを掛けて２５６を足したもので、ｖｕ＝Ａ×Ｇ＋２５６より計算される。２５６を中心値として０から５１２まで正弦波状に変化する。
【００３５】
信号ｕは信号ｖｕとキャリヤ信号発生回路１２０ａの出力データｖｃと大小比較したＰＷＭ波形を示す。この信号ｕによりインバータ駆動回路１３を介してインバータ回路４を駆動し、モータ５に電圧を印加することにより、ほぼ正弦波状の電流でモータ５を駆動することができ、モータ５から発生する騒音、振動を低減することができる。
【００３６】
この信号ｕはＵ相の上アームトランジスタの駆動信号で、下アームトランジスタの駆動信号は信号ｕの反転信号となる。実際にトランジスタに加える信号は、さらにターンオフタイムを考慮したデッドタイム制御が加わり、上下アームトランジスタの同時導通を禁止する期間を設けている。
【００３７】
これにより、キャリヤ信号に同期して演算によりロータ位置電気角を検出し、波形記憶手段１２ｂに記憶した正弦波データを読み出すことができるので、キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くすることができ、モータ５の回転数制御性能を向上することができる。
【００３８】
図４は、インバータ出力電圧位相を０度からほぼ９０度進ませた波形を示す。ここでモータ誘起電圧波形は示されていないが、図３に示しているように、ロータ位置信号Ｈ１を基準とする０位相よりも３０度遅れている。よって、モータ誘起電圧位相よりもインバータ出力電圧位相は１２０度進んでいる。
【００３９】
このときの制御位相角φは進角９０度で、変調度Ｇは５０％の波形で、比較回路１２１ａの一方の入力信号ｖｕは正弦波データＡ×０．５となり、−１２８から＋１２８の間で正弦波状に変化する。モータ誘起電圧位相から制御位相角φを６０度から９０度近く進めるとモータトルクは減少する。通常のモータ駆動に於いては、モータ誘起電圧位相から制御位相角φを進めると、いわゆる弱め界磁制御となり、モータ電流が増加しトルクが増加するが、瞬時に制御位相φを９０度に進めるとトルクはほとんど零となる。
【００４０】
モータ出力Ｐは、一般的に誘起電圧をＥｃ、モータ相電流をＩ、誘起電圧Ｅｃと相電流の位相をαとすると、Ｐ＝Ｅｃ×Ｉ×ｃｏｓαとなり、電気角αを９０度にするとモータ出力Ｐとモータトルクは零となる。
【００４１】
つぎに、図５は脱水行程でのモータ制御プログラムのフローチャートで、図５を参照しながら脱水行程での動作を説明する。
【００４２】
図５のステップ２００より脱水回転制御を開始し、ステップ２０１にて各種初期設定を行い、ステップ２０２で起動制御サブルーチンを実行する。起動制御サブルーチン２０２は、矩形波駆動に設定して所定のＰＷＭ設定値よりモータ５を起動させ、ロータが１／４から１回転してから正弦波ＰＷＭ制御に切り換えるものである。矩形波駆動は１２０度通電制御とも呼ばれ、モータ５を構成する直流ブラシレスモータの最も簡単で、かつ起動トルクを大きくとれる制御方法である。ロータ位置信号により、インバータ回路４を構成する３相フルブリッジインバータの上側アームトランジスタまたは下側アームトランジスタの片側のみＰＷＭ制御することにより、モータ電流を制御することができる。
【００４３】
ステップ２０３にて、先ほど述べたように、正弦波ＰＷＭ制御に切り換えるもので、正弦波ＰＷＭ制御は、上側アームトランジスタと下側アームトランジスタが交互にオンオフするもので、たとえば、Ｕ相上側アームトランジスタの駆動信号ｕの反転信号がＵ相下側アームトランジスタの駆動信号となり、すべてのトランジスタはキャリヤ信号周波数でＰＷＭ制御される。
【００４４】
ステップ２０４より回転数が設定されて正弦波駆動により回転制御され、ステップ２０５にて検知回転数と設定回転数の誤差信号に応じて変調度を制御しモータ回転数を制御する。
【００４５】
つぎに、ステップ２０６に進んでキャリヤ信号割込ｃの有無を判断し、キャリヤ信号割込ｃが発生すると、ステップ２０７に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。キャリヤ信号割り込みの優先度は異常割り込みを除き、最も高い優先度とする。
【００４６】
キャリヤ信号割り込みサブルーチンの詳細については、図７により説明するが、簡単に説明すると、キャリヤ信号をカウントすることによりロータ位置電気角を検出し、電気角に応じて波形記憶手段１２ｂより正弦波データを呼び出し、ＰＷＭ制御データを設定するものである。このサブルーチンの実行とリターンには、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。
【００４７】
つぎに、ステップ２０８に進み、インバータ回路４を構成するＩＧＢＴの駆動制御を行う。ＰＷＭ制御回路１２ａの電圧設定手段１２２ａはダブルバッファ構造となっており、ＰＷＭ値が変更されてから実際に出力される信号は、つぎのキャリヤ信号のタイミングとなる。
【００４８】
ステップ２０９は、ロータ位置信号の変化を検出するもので、ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号を検出して割り込み信号が発生したかどうかを検出し、割り込み信号が発生するとステップ２１０に進み、位置信号割り込みサブルーチンを実行する。位置信号割り込みの優先度は、キャリヤ信号割り込みのつぎに設定する。
【００４９】
位置信号割り込みサブルーチン２１０の詳細については、図６により説明するが、簡単に説明すると、ロータ回転周期と回転数の検出、０度、６０度、１２０度等の６０度ごとの電気角の設定、キャリヤ信号１周期の電気角の演算等の処理を実行する。
【００５０】
この位置信号割り込みサブルーチン２１０も、キャリヤ信号割り込みサブルーチンと同様に高速処理が必要であり、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。なぜなら、２つの割り込みが同時に重なっても、キャリヤ信号１周期（６４μｓ）の５０％の時間内に処理しないと、メインルーチンの実行が不可能となり、プログラムの実行に支障をきたす場合が生じる。
【００５１】
ステップ２１１にて脱水行程の終了判定を行い、脱水行程続行ならばステップ２０４に戻り、脱水行程終了ならばステップ２１２に進んで一時的にインバータ出力をオフし、ブレーキ動作のための初期位相と初期変調度等の各種初期設定を行い、つぎにステップ２１３に進んでブレーキ制御サブルーチンを実行し、つぎにステップ２１４に進んで回転が停止したかどうかを判断し、回転が停止すると、ステップ２１５に進んでＩＧＢＴをすべてオフさせてから、キャリヤ信号のカウントを停止させ、ステップ２１６にて脱水回転数制御サブルーチンをリターンし次行程に移行する。ブレーキ制御サブルーチンの詳細については図８にて説明する。
【００５２】
つぎに、ロータ位置検出手段５ａの出力信号、すなわちロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジを検出したときの位置信号割り込み動作を図６を参照しながら説明する。
【００５３】
ステップ３００より、エッジ信号により外部割り込みが生じ位置信号割り込みサブルーチンを開始し、ステップ３０１にてロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを入力し、ロータ位置を検出する。ステップ３０２で、ロータ位置信号よりロータ電気角θｃを設定する。Ｕ相が電気角０度とすれば、Ｖ相は１２０度、Ｗ相は２４０度に設定される。
【００５４】
つぎに、ステップ３０３に進んでキャリヤ信号発生回路１２０ａのキャリヤ割り込み信号ｃのパルス数のカウント値ｋをキャリヤカウンタメモリｋｃに記憶し、ステップ３０４に進んでカウント値ｋをクリヤしてステップ３０５に進み、キャリヤ信号発生回路１２０ａの出力信号１周期の電気角Δθを演算する。位置信号割り込み周期は電気角６０度に相当するので、Δθ＝６０／ｋｃで表される。３６０度を８ビット（２５６）の分解能とすれば、Δθ＝４２／ｋｃと表現する。通常、分解能を上げるほど制御性能が向上するので、３６０程度にする。
【００５５】
ここで、キャリヤ信号発生回路１２０ａの１周期あたりの電気角を演算することにより、回転周期が変化しても電気角を演算して検知することができ、ロータ位置検出精度を向上でき、モータ５にロータの電気角に応じた所望の電圧波形を印加することができる。
【００５６】
キャリヤ信号の周波数は１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定するので、カウント値ｋｃは脱水運転時のモータ回転数においても最低１０以上の分解能を確保でき、１電気角では６０以上の分解能を確保できる。マイクロコンピュータの命令実行速度に余裕があれば、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定し８極モータを９００ｒ／ｍｉｎで駆動した場合、２４５の分解能を確保でき、脱水回転においてもほぼ正弦波の電圧波形で駆動できる。
【００５７】
つぎに、ステップ３０６に進んで基準電気角の０度かどうか、すなわち、ロータ位置信号Ｈ１がローからハイに変化したかどうか判定し、Ｙならばステップ３０７に進んで周期測定タイマカウンタＴの測定値を周期測定メモリＴｏに記憶し、ステップ３０８に進んでタイマカウンタＴをクリヤする。その後、ステップ３０９に進んで周期Ｔｏよりロータ回転数Ｎを求める。
【００５８】
周期測定のタイマカウンタは、測定精度を向上させるためにクロック周波数を１〜１０μｓと高くし、マイクロコンピュータの基準クロックを分周した信号をハードタイマーでカウントする。
【００５９】
つぎに、ステップ３１０に進んでブレーキ制御か通常の回転数制御かを判定し、ブレーキ制御ならばステップ３１１に進み、回転数Ｎに対応した変調度Ｇを設定する。回転数が高い場合には変調度Ｇは大きくし、回転数が低下すると変調度は小さくする。図１０にブレーキ時の回転数と変調度の関係を示し、高速回転時の変調度Ｇは５０％程度にして回転数が低下すると２０％から３０％となるように設定する。このときの位相φは後程詳細に説明するが、最終的に１８０度に設定している。
【００６０】
通常のモータ駆動ならばステップ３１２に進み、設定回転数と検知回転数の誤差信号に応じて変調度Ｇを制御する通常運転モードを実行する。
【００６１】
変調度Ｇあるいは位相φを制御した後、ステップ３１３に進んで周期Ｔｏを測定するタイマカウンタのカウントを開始させ、ステップ３１４に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６２】
つぎに、キャリヤ信号割り込み動作について図７を参照しながら説明する。図７は、キャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャートであり、キャリヤ信号に同期してロータ位置に対応した電気角を求め、波形記憶手段１２ｂの信号を読み出してＰＷＭ出力するものである。キャリヤ信号発生回路１２０ａのタイマカウンタがオーバーフローすると割り込み信号が発生し、ステップ４００より始まるキャリヤ信号割り込みサブルーチンを実行する。
【００６３】
ステップ４０１でキャリヤカウンタのカウント値ｋをインクリメントし、つぎに、ステップ４０２に進んでインバータ回路出力電気角θを演算する。
【００６４】
電気角θは、キャリヤ信号１周期の電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋの積に位相φと位置信号割り込みサブルーチンで検出した電気角θｃの和より求める。Δθ×ｋ＋θｃの演算値はロータ位置電気角を意味し、位相φは、モータへの印加電圧位相を示す。電気角θは、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相とも求める。
【００６５】
つぎに、ステップ４０３に進んで波形記憶手段１２ｂより電気角θに対応した波形データを呼び出す。正弦波データならば、呼び出したデータはｓｉｎθとなる。ただし、振幅データは−２５６〜＋２５６の値である。電気角最大値は３６０度なので、θが３６０度以上になると０に戻ってデータを読み出す。
【００６６】
つぎに、ステップ４０４に進んで位置信号割り込みサブルーチンで求めた変調度Ｇより信号ｖｕを演算し、ステップ４０５に進んでＰＷＭ制御回路１２ａに信号を加える比較回路１２１ａの出力設定バッファ、すなわち電圧設定手段１２２ａにデータを転送し、ステップ４０６に進んでサブルーチンをリターンする。Ｖ相、Ｗ相もステップ４０２からステップ４０５までＵ相と同様の処理を行う。
【００６７】
キャリヤ信号割り込みサブルーチン内の処理はキャリヤ信号１周期内に処理を終わる必要がある。キャリヤ周波数が１５．６ｋＨｚならば遅くとも３０μｓ以内に処理を終える必要があり、処理が３０μｓ以内に処理が終わらないプログラムステップの場合にはプログラムを分割し、キャリヤ割り込み１回目でＵ相、２回目でＶ相、３回目でＷ相の処理を行うようにしてもよい。
【００６８】
図８は、ブレーキ制御サブルーチンのフローチャートを示す。基本的な制御は、脱水運転時と同じ正弦波ＰＷＭ制御であり正弦波電流の位相を変えることにより制動運転が可能となる。ブレーキ制御サブルーチンに移る前に、初期位相と初期変調度を設定することは前述した如くである。また、回転数の検知も必要であり、回転数に応じて、図１０に示すような初期変調度を設定する。また、ロータ位置信号Ｈ１に同期してブレーキ制御サブルーチンを実行するとプログラムを簡単にすることができる。
【００６９】
以上のような前提の上で、ステップ５００のブレーキ制御サブルーチンを開始し、ステップ５０１にてキャリヤ信号割込の有無を判定し、キャリヤ信号割込があればステップ５０２のキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。この詳細は図７のフローチャートと同じである。
【００７０】
つぎに、ステップ５０３に進んでＩＧＢＴを駆動制御し、ステップ５０４に進んで位置信号割込の有無を判定する。位置信号割込があればステップ５０５に進んで位置信号割込サブルーチンを実行する。この詳細は図６にて説明したフローチャートと同じなので省略する。
【００７１】
つぎに、ステップ５０６に進んで位相φをΔφインクリメントする。このときの初期位相φ０は６０度の進角値に設定する。よって、制動運転が開始すると位相φは初期位相φ０からだんだん増加してゆく。ステップ５０７にて位相φが１８０度以上かどうか判定し、１８０度以上ならばステップ５０８に進んで位相φを１８０度に固定する。つぎに、ステップ５０９に進んでサブルーチンをリターンする。位相φを９０度から１８０度に変化させる時間は、１秒以内でも十分である。
【００７２】
図９は、制動運転時のインバータ出力電圧Ｖａ、モータ誘起電圧Ｅｃ、モータ電流Ｉのモータ中性点から見た１相分のベクトル図を示す。正弦波の場合には、インバータ出力電圧Ｖａは、モータコイル抵抗ＲとインダクタンスＬの電圧降下とモータ誘起電圧Ｅｃの和に等しいので、Ｖａ＝Ｅｃ＋Ｉ×（Ｒ＋ｊωＬ）で表される。ここでωは２πｆで、インバータ出力周波数ｆは、ｆ＝ｐ×Ｎ÷１２０で表される。ここで、ｐは極数、Ｎは回転数（ｒ／ｍｉｎ）である。
【００７３】
ブレーキ初期の位相φは６０度進角、変調度Ｇは高速回転数の場合５０％に設定するので、図９（ａ）のベクトル図となる。モータ誘起電圧Ｅｃの位相は、ロータ位置信号Ｈ１の基準位相よりも３０度遅れているので実際の誘起電圧Ｅｃからの進角値はほぼ９０度となる。この図に示すように、モータ電流Ｉの位相は誘起電圧位相よりもほぼ９０度進んでいるのでモータトルクはほとんど発生しない。
【００７４】
図９（ｂ）は、モータ回転数が高速回転時におけるベクトル図であり、インバータ回路出力電圧位相を９０度よりもさらに進めて、誘起電圧位相よりも１８０度進めたベクトル図を示している。このとき、モータインダクタンス分の電圧降下（Ｉ×ｊωＬ）が大きく、抵抗分の電圧降下は小さい。モータ出力Ｐは、誘起電圧Ｅｃとモータ電流Ｉの積にｃｏｓφを掛けた値に比例し、電流位相は約１２０度進角しているので、負のモータ出力、すなわち発電エネルギーが発生する。
【００７５】
この発電エネルギーはモータコイル抵抗で消費し、インバータ直流電源側に回生しない。なお、高速回転時の誘起電圧Ｅｃはモータ印加電圧Ｖａよりもかなり高く、このときには、インバータ出力電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｅｃの半分程度に設定してモータ電流を減らしても十分な制動トルクが発生する。
【００７６】
図９（ｃ）は、モータ回転数が低速回転時におけるベクトル図であり、回転数が低下すると、モータ誘起電圧Ｅｃは低下してコイルインダクタンス分による電圧降下（Ｉ×ｊωＬ）も低下するので相対的に抵抗分の電圧降下が増加するので、電流位相はさらに進んで１８０度に近づく。また、コイルのインピーダンス（Ｒ＋ｊωＬ）は低下するのでモータ電流Ｉが増加し、モータの制動トルク（負のトルク）はそれほど低下しない特長がある。ただし、回転数がさらに低下するとリアクタンス分が減少して電流が増加するので、図１０のように回転数に応じてインバータ出力電圧を減らすために変調度Ｇを制御する。
【００７７】
図９（ａ）とは逆に初期位相を遅角６０度、あるいは遅角９０度に設定すると回生エネルギーによりインバータ回路直流電圧が上昇する。
【００７８】
（実施例２）
つぎに、実施例２について、図１１を参照しながら説明する。なお、上記実施例１と同じ構成のものは同一符号を付して説明を省略する。
【００７９】
図１１に示すように、整流回路３’は、倍電圧整流回路を構成し、交流電源１が正電圧のとき、全波整流ダイオード３０によりコンデンサ３１ａを充電し、交流電源１が負電圧のとき、コンデンサ３１ｂを充電し、直列接続されたコンデンサ３１ａ、３１ｂの両端には倍電圧直流電圧が発生し、インバータ回路４に倍電圧直流電圧を加える。
【００８０】
直列接続されたコンデンサ３１ａとコンデンサ３１ｂの接続点と交流電源間にリレー等のスイッチング手段よりなる電圧切換手段３２を接続し、リレー３２をオンすると倍電圧整流回路になり、オフすると全波整流回路になるので、リレー３２のオンオフによりインバータ回路直流電圧を切り換えることができる。
【００８１】
通常の運転時には、制御回路１１’に設けたリレー駆動回路１６によりリレー３２をオンして倍電圧整流回路として動作させ、制動時にはリレー３２をオフして全波整流回路として動作させる。リレー３２をオフさせるとインバータ回路直流電圧は低下するので、電源スイッチが投入される前にリレー３２をオフ状態に設定すれば、インバータ回路直流電圧が低い状態で電源スイッチが投入されるのでインバータ回路４の信頼性を向上することができる。
【００８２】
また、予約運転の待機状態等のモータ駆動以外の状態においてリレー３２をオフすればインバータ回路直流電圧が低いのでコンデンサ３１ａ、３１ｂあるいはインバータ回路４のパワー半導体の信頼性が向上する。
【００８３】
電流検出手段６と、制御回路１１’に設けた電流検出回路１７によりモータ５の電流に対応したインバータ回路電流を検出できるので、モータ５に対応した電流に応じて変調度を制御してインバータ回路出力電圧を制御することによりモータ５の電流を制御できる。制動運転時、電流検出手段６と電流検出回路１７によりモータ電流が一定値となるように制御すれば、低速回転でのモータ電流の増加を防ぐことができる。
【００８４】
モータ回転数が低下して誘起電圧が低下すると、インバータ回路４から制動エネルギーが供給されるのでインバータ回路電流を検知することによりモータ出力電流に応じた電流が検出できる。
【００８５】
図１２は、本実施例における制動運転時のフローチャートを示し、ステップ６００にて制動指令の有無を判定し、制動指令があればステップ６０１に進んでインバータ回路４のＩＧＢＴをすべてオフしてインバータ出力を停止させ、つぎにステップ６０２に進んでリレー３２をオフさせ、つぎにステップ６０３に進んで所定時間経過したかを判定する。リレー３２をオフさせるには数１０ｍｓｅｃ必要なので、インバータ出力停止期間は１００ｍｓｅｃ程度以上確保する。
【００８６】
つぎに、ステップ６０４に進んで制動制御に移行する前の初期設定を行う。すなわち、コンデンサ３１ａ、３１ｂに充電されたエネルギーを放電させるために、モータトルク零となるように、インバータ回路印加電圧位相を誘起電圧位相よりも９０度進角させ、変調度はほぼ１００％に設定する。
【００８７】
つぎに、ステップ６０５に進んで正弦波ＰＷＭ制御によりモータ出力零のインバータ駆動制御を行い、コンデンサ電圧が低下するまで進角９０度の制御を行い、ステップ６０６にて所定時間経過したかどうか判定して、所定時間経過するとステップ６０７のブレーキ制御サブルーチンを実行する。ブレーキ制御サブルーチンの詳細は図１３にて説明する。
【００８８】
つぎに、ステップ６０８に進んで回転が停止したかどうか判定し、停止判定するとステップ６０９に進んでＩＧＢＴをオフさせ、次行程に移行する。
【００８９】
図１３は、図１２に示すブレーキ制御サブルーチンの詳細フローチャートを示す。このフローチャートは、図８に示すブレーキ制御サブルーチンに変更を加えたものであり、追加変更部分のみ説明する。
【００９０】
ステップ５００’よりブレーキ制御サブルーチンが開始し、ステップ５１０に進んでインバータ回路電流Ｉを検出し、つぎにステップ５１１に進んで電流Ｉが設定値Ｉｓと大小比較を行い、電流Ｉが設定値Ｉｓよりも大きければステップ５１２に進んで変調度Ｇを差分ΔＧ小さくして変調度Ｇを下げる。逆に、電流Ｉが設定値Ｉｓよりも小さければ、ステップ５１３に進んで変調度Ｇを差分ΔＧ大きくして変調度Ｇを上げる。
【００９１】
つぎに、ステップ５０１に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定し、割込信号があればステップ５０２に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。このキャリヤ信号割込サブルーチンは図７と同じである。基本的にステップ５０１以降は図８に示すブレーキ制御サブルーチンのフローチャートと同じである。
【００９２】
異なる点は、位置信号割込サブルーチン５０５’の一部が異なり、図６に示す位置信号サブルーチンのフローチャートのステップ３１１の処理内容が、回転数に応じて変調度Ｇを制御していた内容が電流Ｉに応じて変調度Ｇを制御する内容となる。他のフローチャートは同じなので説明は省略する。
【００９３】
なお、図１３で説明した制動運転時の電流制御は、図１１においてリレー３２がなくとも動作と効果は同じであることは明らかである。
【００９４】
本発明の特徴は、制動開始時にインバータ回路出力電圧位相をモータ誘起電圧位相からほぼ９０度位相進めてから１８０度位相に進めることにより、インバータ回路直流電圧上昇を防ぐことができ、しかも高速回転時には誘起電圧のほぼ半分の電圧を加えることにより少ないモータ電流で制動トルクを発生させ、低速回転時にはインバータ出力電圧を低下させることによりモータ電流の上昇を防ぐことができるので、モータの発熱を減らして制動トルクを大きくすることができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を進角させて制動トルクを発生させるようにしたから、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなくモータに制動トルクを発生させることができ、整流回路のコンデンサやパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００９６】
また、請求項２に記載の発明によれば、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度以上進めて制動トルクを発生させるようにしたから、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなくモータに制動トルクを発生させることができ、整流回路のコンデンサやパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００９７】
また、請求項３に記載の発明によれば、制御手段は、モータ誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍に進角させ、さらにインバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたから、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させることなくモータに制動トルクを発生させることができ、整流回路のコンデンサやパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。
【００９８】
また、請求項４に記載の発明によれば、制御手段は、制動指令によりインバータ出力を一時停止させ、モータの誘起電圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の初期位相に進めた電圧を出力した後、さらに前記インバータ回路出力電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたから、モータ電流を増やすことなく９０度進角させてとトルクをほぼ零にでき、位相急変によるインバータ回路直流電圧上昇を防ぐことができる。
【００９９】
また、請求項５に記載の発明によれば、制御手段は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにしたから、回転数低下時のインバータ回路電流とモータ電流の増加を防ぐことができ、パワー半導体とモータの異常温度上昇を抑制できる。
【０１００】
また、請求項６に記載の発明によれば、制御手段は、モータ電流に対応した電流を検知してインバータ回路出力電圧を制御するようにしたから、インバータ回路電流が一定となるようにＰＷＭ制御することにより、回転数が低下してもインバータ回路電流とモータ電流の増加を防ぐことができる。
【０１０１】
また、請求項７に記載の発明によれば、制御手段は、モータ高速回転時においてモータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出力電圧となるように初期電圧を設定して制動するようにしたから、高速回転時においてモータ誘起電圧のインバータ回路直流電源側への回生を防ぐことができ、少ないモータ電流で制動トルクを大きくすることができる。
【０１０２】
また、請求項８に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記整流回路は、前記交流電源の正負の電圧により交互に充電されるコンデンサを直列接続した倍電圧整流回路より構成し、直列接続された前記コンデンサの接続点と前記交流電源間に電圧切換手段を接続し、前記制御手段は、制動時に前記電圧切換手段を制御して全波整流回路に切り換えるようにしたから、制動時に全波整流回路にして直流電源電圧を低下させることによりモータ誘起電圧の回生エネルギーによる直流電源の異常電圧上昇を防ぐことができる。
【０１０３】
また、請求項９に記載の発明によれば、制御手段は、制動時にモータの誘起電圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の初期位相に進めて整流回路の電圧を下げた後、さらに電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにしたから、制動前にモータトルクをほぼ零にしてモータにより整流回路のコンデンサに蓄積されたエネルギーを消費させて電源電圧を下げ、その後制動トルクを発生させるので、回生エネルギーによる直流電圧の異常上昇を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の第１の実施例の洗濯機のモータ駆動装置のブロック回路図
【図２】
同洗濯機のモータ駆動装置の制御手段のブロック回路図
【図３】
同洗濯機のモータ駆動装置のタイムチャート
【図４】
同洗濯機のモータ駆動装置のインバータ出力電圧位相を遅らせたときのタイムチャート
【図５】
同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程でのモータ制御のフローチャート
【図６】
同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割り込みサブルーチンのフローチャート
【図７】
同洗濯機のモータ駆動装置のキャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャート
【図８】
同洗濯機のモータ駆動装置のブレーキ制御サブルーチンのフローチャート
【図９】
（ａ）同洗濯機のモータ駆動装置の制動運転時のモータ電流、モータ誘起電圧、モータ印加電圧のベクトル図
（ｂ）同洗濯機のモータ駆動装置の高速回転時のモータ電流、モータ誘起電圧、モータ印加電圧のベクトル図
（ｃ）同洗濯機のモータ駆動装置の低速回転時のモータ電流、モータ誘起電圧、モータ印加電圧のベクトル図
【図１０】
同洗濯機の制動運転時のモータ回転数と正弦波ＰＷＭ制御変調度の関係図
【図１１】
本発明の第２の実施例の洗濯機のモータ駆動装置のブロック回路図
【図１２】
同洗濯機のモータ駆動装置の制動運転時のフローチャート
【図１３】
同洗濯機のモータ駆動装置のブレーキ制御サブルーチンのフローチャート
【符号の説明】
１  交流電源
３  整流回路
４  インバータ回路
５  モータ
５ａ  ロータ位置検出手段
１２  制御手段