(57)【要約】【課題】基本波周波数の磁束に起因する銅損の発生を抑制する。【解決手段】電機子コイル１６ａ，１７ａ，１８ａと電気的に接続されていない、ステータ１２の歯部１３ａ，１４ａ，１５ａに巻回された２次コイル１９ａ，２０ａ，２１ａを備え、２次コイル１９ａ，２０ａ，２１ａは直列接続されている。このような構成によれば、誘導電圧によって２次コイル１９ａ，２０ａ，２１ａに不要な電流が流れることがないので、基本波周波数の磁束に起因する銅損の発生を抑制することができる。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータと、ステータと、前記ステータに巻回された電機子コイルとを備え、前記電機子コイルに多相交流電流を通電することにより前記ロータと前記ステータにより形成される磁気回路に交番磁束を生成する回転電機において、
前記ステータは前記電機子コイルとは異なる複数のコイルを備え、当該複数のコイルが互いに接続されていることを特徴とする回転電機。
【請求項２】
請求項１に記載の回転電機において、
前記複数のコイルは、前記電機子コイルと電気的に接続されていないことを特徴とする回転電機。
【請求項３】
請求項２に記載の回転電機において、
前記複数のコイルが直列接続されていることを特徴とする回転電機。
【請求項４】
請求項２に記載の回転電機において、
前記複数のコイルが並列接続されていることを特徴とする回転電機。
【請求項５】
請求項３又は請求項４に記載の回転電機において、
前記多相交流電流は複数のキャリア信号により駆動されるインバータ回路により前記複数のコイルに通電され、前記インバータ回路は前記複数のコイルに特定の高調波磁束を抑制する電流が流れるように複数のキャリア信号の位相をずらすことを特徴とする回転電機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電機子コイルに鎖交する界磁磁束を低減する磁束抑制手段を有する回転電機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、界磁を形成するための永久磁石を有するロータと、磁気空隙を介してロータの永久磁石に対向配置されたステータ鉄心と、ステータ鉄心のスロットに巻き込まれた電機子コイルと、ステータ鉄心の歯部に巻回された短絡コイルとを有する回転電機が知られている。この回転電機では、ロータの回転速度が上昇した際、短絡コイルに流れる電流（短絡電流）が増加することにより、電機子コイルに鎖交する界磁磁束（高調波磁束）が低減される（弱め界磁）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平８−１７２７４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の回転電機は、電機子コイルから独立させてステータ鉄心の歯部に短絡コイルを巻回した構成になっているために、回転電機を駆動する基本波周波数（電気角周波数）の磁束に起因して短絡コイルに誘導電圧が発生し、この誘導電圧によって短絡コイルに不要な電流が流れることにより、銅損が発生する。
【０００５】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は基本波周波数の磁束に起因する銅損の発生を抑制可能な回転電機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る回転電機では、ステータは電機子コイルとは異なる複数のコイルを備え、複数のコイルは互いに接続されている。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る回転電機によれば、誘導電圧によって複数のコイルに不要な電流が流れることがないので、基本波周波数の磁束に起因する銅損の発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態となる電動車両の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す回転電機の構成を示す断面図である。
【図３】３相交流電流により駆動される回転電機の歯部，電機子コイル，及び２次コイルの構成を示す模式図である。
【図４】３相のキャリア信号の位相差を示す模式図である。
【図５】３相の電機子コイルが巻回された歯部を３セット有する回転電機におけるキャリア信号の位相差を示す模式図である。
【図６】２次コイルに発生する誘起電圧の位相を説明するためのベクトル図である。
【図７】３相の電機子コイルが巻回された歯部を３セット有する回転電機における２次コイルの接続形態を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本発明に係る回転電機は、例えば図１に示すような電動車両１（ハイブリッド車両や電気自動車等）に適用することができる。以下、図面を参照して、本発明に係る回転電機を適用した本発明の実施形態となる電動車両１の構成を説明する。
【００１０】
〔電気自動車の構成〕
本発明の実施形態となる電動車両１は、図１に示すように、バッテリ２の直流電流を３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）交流電流に変換するＰＷＭ駆動方式のインバータ（ＩＮＶ）３と、インバータ３から供給される３相交流電流を利用して後輪４ｃ，４ｄを回転駆動させるモータ５（回転電機）とを備える。本実施形態では、モータ５は後輪４ｃ，４ｄを回転駆動させることとしたが、前輪４ａ，４ｂや前輪４ａ，４ｂと後輪４ｃ，４ｄの双方を回転駆動させるようにしてもよい。
【００１１】
〔モータの構成〕
モータ５は、図２に示すように、界磁を形成するための永久磁石（図示せず）を有するロータ１１と、磁気空隙を介してロータ１１の永久磁石に対向配置されたステータ１２とを有する。ステータ１２は、等角度間隔に配置された３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の歯部を３セット（Ｕ相の歯部１３ａ〜１３ｃ，Ｖ相の歯部１４ａ〜１４ｃ，Ｗ相の歯部１５ａ〜１５ｃ）と、各歯部に巻回された電機子コイル（図３参照）とを有する。なお図３は３相の歯部の１セット（Ｕ相の歯部１３ａ，Ｖ相の歯部１４ａ，Ｗ相の歯部１５ａ）抜き出し、各歯部に巻回された電機子コイル１６ａ，１７ａ，１８ａの構成を模式的に示したものである。
【００１２】
３相の各歯部には、電機子コイルから電気的に独立して２次コイル（図３に示す構成においては２次コイル１９ａ，２０ａ，２１ａ）が巻回されている。各セットの２次コイルは直列接続され、Ｖ相の２次コイル（図３に示す構成においては２次コイル２０ａ）とＷ相の２次コイル（図３に示す構成において２次コイル２１ａ）間には抵抗素子Ｒが挿入されている。このような構成によれば、基本波周波数の磁束に起因してＵ相，Ｖ相，Ｗ相の歯部に誘起される誘起電圧の位相は相間で１２０°ずつずれていることから、２次コイル（図３に示す構成においては２次コイル１９ａ，２０ａ，２１ａ）に発生する誘起電圧は０となる。従って、基本波周波数の磁束に起因する２次コイルの銅損を０にすることができる。
【００１３】
ところで上記構成によれば、基本波周波数の磁束の位相が相間で１２０°ずつずれていることから、基本波周波数の磁束を弱める電流が２次コイルに流れなくなる。またこの時、高周波磁束の位相も相間で１２０°ずつずれていると、高調波磁束を弱めることもできなくなってしまう。一例として、ＰＷＭ駆動方式のインバータ３で給電した際に発生する高調波磁束の位相を示すために、高調波磁束と同じ位相になるＰＷＭ出力電圧を数式１，２に示す。数式１中、パラメータｎは１以上の奇数を示し、パラメータｋは２以上の偶数を示す。また数式２中、パラメータｎは２以上の偶数を示し、パラメータｋは１以上の奇数を示す。また数式１，２中、パラメータｖ１は出力電圧、パラメータＥｄは直流電圧、パラメータａは変調率、パラメータω０は電気角速度（＝２πｆ０）、パラメータｆ０は電気角周波数、パラメータψ０は基本波のＵ相との位相差，パラメータωｓはキャリア角速度、パラメータｆｓはキャリア周波数を示す。
【数１】
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【数２】
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【００１４】
数式１，２から明らかなように、パラメータｋの値が３の倍数でない場合、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の高調波位相が１２０°ずつずれることなるので、高調波磁束を弱めることができない。そこで本実施形態では、パラメータｋの値が３の倍数でない周波数の磁束を減衰可能にするために、図４に示すように、インバータ３を構成するＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のキャリア信号に位相差を設ける。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子のキャリア信号に位相差を設けた場合、ＰＷＭ出力電圧は以下の数式３，４に示すようになる。なお数式３中、パラメータｎは１以上の奇数を示し、パラメータｋは２以上の偶数を示す。また数式４中、パラメータｎは２以上の偶数を示し、パラメータｋは１以上の奇数を示す。また数式３，４中、パラメータψＳはＵ相のキャリア信号との位相差を示す。
【数３】
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【数４】
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【００１５】
数式３，４から明らかなように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子のキャリア信号に位相差を設けた場合、Ｕ相，Ｖ相，及びＷ相の高調波磁束の位相は１２０°ずつずれなくなる。従って、高調波磁束に起因する誘起電圧が２次コイルに発生することによって高周波磁束を低減することができる。
【００１６】
ところで２次コイルを直列接続し、インバータ３を構成する３相のスイッチング素子のキャリア信号の位相をずらすと、変調率が０の時に３相のスイッチング素子が同時にオン又はオフにならないために、高調波電流が発生する可能性がある。そこでＵ相，Ｖ相，及びＷ相の歯部が３セットある場合、同一のセット内では同一位相のキャリア信号を用いて三角波を比較する。また２次コイルについては、図５に示すように、第１のセットのＵ相の歯部１３ａに巻回された２次コイル１９ａと、第２のセットのＶ相の歯部１４ｂに巻回された２次コイル２０ｂと、第３のセットのＷ相の歯部１５ｃに巻回された２次コイル２１ｃとを直列に接続する。なお２次コイル１９ａと２次コイル２１ｃ間には抵抗素子Ｒが挿入されている。
【００１７】
このような構成によれば、直列接続された各２次コイルを通過する高調波磁束は位相が異なるため、２次コイルに電流が流れて高調波磁束を低減できると共に、インバータ３においては３相毎のキャリア信号の位相が同一になるので、キャリア信号の位相のずれに起因して電機子コイルに高調波電流が発生することを防止できる。なお本実施形態では、モータ５は３相×３セットのモータであったが、Ｐ相×Ｑ組（Ｐ，Ｑは任意の自然数）のモータにおいても同様に実現することができる。
【００１８】
次に、キャリア信号の位相のずらし方について幾つかの実施例を説明する。
【００１９】
〔実施例１〕
各相に巻回された２次コイルは直列接続されていることから、各相の２次コイルに発生する誘起電圧の位相が同位相になれば２次コイルに電流が流れ、磁束を低減できる。そこで実施例１では、数式３，４における角速度ｎωｓ＋ｋω０の成分について、各相の歯部に巻回された２次コイルに発生する誘起電圧を同位相にするために、キャリア信号の位相ψＳがｋψ０となるようにｋψ０だけキャリア信号の位相をずらす。具体的には、相数３，ｋ＝１である場合、Ｕ相（ｋψ０＝０）のキャリア信号の位相（ψＳ）は０、Ｖ相（ｋψ０＝１２０）のキャリア信号の位相（ψＳ）は１２０°、Ｗ相（ｋψ０＝２４０）のキャリア信号の位相（ψＳ）は２４０°とする。この結果、Ｕ相，Ｖ相，及びＷ相に巻回された２次コイルに発生する誘起電圧の角速度ｎωｓ＋ｋω０の成分は同位相となり、２次コイルに電流が流れ、角速度ｎωｓ＋ｋω０の磁束は低減される。一方、角速度ｎωｓ−ｋω０の成分は、３相の誘起電圧が１２０°ずつずれることから、２次コイルに発生する誘起電圧が相殺されて電流が流れず、低減されないことになる。
【００２０】
なお相数３，ｋ＝１である場合、キャリア信号の位相（キャリア位相）をずらさない時には、図６に示すように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の２次コイルに発生する誘起電圧の角速度ｎωｓ＋ｋω０及び角速度ｎωｓ−ｋω０の成分の位相（ベクトルＶ１，Ｖ’２，Ｖ’３）は１２０°ずつずれる。一方、Ｖ相，Ｗ相のキャリア位相をＵ相のキャリア位相に対して１８０°ずらした時には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の２次コイルに発生する誘起電圧の角速度ｎωｓ＋ｋω０及び角速度ｎωｓ−ｋω０の成分の位相（ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３）は６０°ずれる。すなわち、Ｖ相，Ｗ相のキャリア位相をＵ相のキャリア位相に対して１８０°ずらした時には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の２次コイルに発生する誘起電圧の角速度ｎωｓ＋ｋω０及び角速度ｎωｓ−ｋω０の成分共に、各相の誘起電圧ベクトルの和が０にならず、２次コイルに電流が流れ、両方の周波数成分の磁束を低減できる。従って、Ｖ相，Ｗ相のキャリア信号の位相をＵ相のキャリア信号の位相に対して１８０°ずらすようにしてもよい。
【００２１】
〔実施例２〕
実施例２では、鉄損を最小にするようにキャリア信号の位相を数式を用いて算出する。以下では一例として、３相交流電流により駆動されるモータの角速度の成分を説明する。電機子コイル及び永久磁石により各相の歯部に発生する磁束の振幅をφとすると、２次コイルにより減衰されたＵ相の歯部の磁束φｕ’は以下の数式５のように表される。なお数式５中、パラメータφｕｖ’，φｕｗ’はそれぞれ、Ｕ相のキャリア信号とＶ相のキャリア信号の位相差及びＵ相のキャリア信号とＷ相のキャリア信号の位相差を示す。
【数５】
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【００２２】
同様に２次コイルにより減衰されたＶ相，Ｗ相の歯部の磁束φＶ’，φＷ’は以下の数式６，７のように表される。
【数６】
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【数７】
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【００２３】
上記数式５〜７に示す関係を一般化し、鉄損が周波数と磁束密度の積の二乗に比例すると仮定すると、高調波磁束は以下の数式８，９により算出される。従ってキャリア信号の位相ψＳを変数として鉄損Ｗを最小にするキャリア信号の位相ψＳを算出することにより、鉄損Ｗを最小にすることができる。数式８中、パラメータｎは１以上の奇数を示し、パラメータｋは２以上の偶数を示す。また数式９中、パラメータｎは２以上の偶数を示し、パラメータｋは１以上の奇数を示す。また数式８，９中、パラメータｍは相数、パラメータＫは鉄損係数を示す。
【数８】
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【数９】
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【００２４】
以上の説明から明らかなように、本発明の実施形態となる電動車両１では、電機子コイル１６ａ〜１６ｃ，１７ａ〜１７ｃ，１８ａ〜１８ｃと電気的に接続されていない、ステータ１２の歯部１３ａ〜１３ｃ，１４ａ〜１４ｃ，１５ａ〜１５ｃに巻回された２次コイル１９ａ〜１９ｃ，２０ａ〜２０ｃ，２１ａ〜２１ｃを備え、２次コイル１９ａ〜１９ｃ，２０ａ〜２０ｃ，２１ａ〜２１ｃは直列接続されている。このような構成によれば、誘導電圧によって２次コイル１９ａ〜１９ｃ，２０ａ〜２０ｃ，２１ａ〜２１ｃに不要な電流が流れることがないので、基本波周波数の磁束に起因する銅損の発生を抑制することができる。また本発明の実施形態となる電動車両１では、２次コイル１９ａ〜１９ｃ，２０ａ〜２０ｃ，２１ａ〜２１ｃに特定の高調波磁束を抑制する電流が流れるようにインバータ３を駆動するキャリア信号の位相をずらすので、２次コイル１９ａ〜１９ｃ，２０ａ〜２０ｃ，２１ａ〜２１ｃを直列に接続した際、特定の高調波磁束が減衰されなくなることを抑制できる。
【００２５】
図５に示すようなＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子コイルが巻回された歯部が３セットある回転電機において、図７に示すように、１セット目のＵ相の歯部１３ａに巻線された２次コイル１９ａ、２セット目のＵ相の歯部１３ｂに巻回された２次コイル１９ｂ、及び３セット目のＵ相の歯部１３ｃに巻回された２次コイル１９ｃを抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３を介して並列接続してもよい。このような構成によれば、Ｕ相の基本波周波数は３セット間で同位相になることから、並列接続された２次コイルに基本波周波数の磁束に起因する電流は流れない。従って、２次コイルに基本波周波数の磁束に起因する電流による銅損が発生することを防止できる。また図示しないが、Ｖ相及びＷ相にも２次コイルを巻線して並列に接続することにより同様の効果が得られる。
【００２６】
２次コイル１９ａ，１９ｂ，１９ｃが巻回された歯部に発生する高調波磁束が同位相である場合、高調波磁束による誘起電圧が２次コイル内で打ち消されてしまうために、２次コイルに高調波電流が流れず、歯部に発生する高調波磁束を低減することはできない。この場合、ＰＷＭ駆動方式のインバータから電流を供給しているならば、１セット目の３相に電流を供給しているインバータのキャリア信号の位相と、２セット目の３相に電流を供給しているインバータのキャリア信号の位相と、３セット目の３相に電流を供給しているインバータのキャリア信号の位相を異ならせることにより、２次コイルに高調波電流が流れ、高調波磁束を低減することができる。
【００２７】
以上、本発明者らによってなされた発明を適用した実施の形態について説明したが、本実施形態による本発明の開示の一部をなす記述及び図面により本発明は限定されることはない。すなわち本実施形態に基づいて当業者等によりなされる他の実施の形態、実施例及び運用技術等は全て本発明の範疇に含まれることは勿論である。
【符号の説明】
【００２８】
１：電動車両
２：バッテリ
３：インバータ（ＩＮＶ）
４ａ，４ｂ：前輪
４ｃ，４ｄ：後輪
５：モータ
１１：ロータ
１２：ステータ
１３ａ〜１３ｃ，１４ａ〜１４ｃ，１５ａ〜１５ｃ：歯部
１６ａ〜１６ｃ，１７ａ〜１７ｃ，１８ａ〜１８ｃ：電機子コイル
１９ａ〜１９ｃ，２０ａ〜２０ｃ，２１ａ〜２１ｃ：２次コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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