(57)【要約】【課題】レギュレーションが良く異常発振を防止することができるＤＣ−ＤＣコンバータ。【解決手段】直流電源Vinの両端に接続され且つ直列に接続された複数のスイッチ素子Q1,Q2と、複数のスイッチ素子の接続点と直流電源の一端とに接続され、トランスTの１次巻線PとコンデンサCriとが直列に接続された直列回路と、トランスの２次巻線S1,S2に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路D1,D2,Coと、直流電圧に基づくフィードバック信号に対応して複数のスイッチ素子のスイッチング周波数を可変させて、複数のスイッチ素子を交互にオフ・オフさせる制御回路10aとを備え、制御回路は、フィードバック信号のフィードバック量に対してスイッチング周波数を非線形に変化させる非線形変化手段11aを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され且つ直列に接続された複数のスイッチ素子と、
前記複数のスイッチ素子の接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記直流電圧に基づくフィードバック信号に対応して前記複数のスイッチ素子のスイッチング周波数を可変させて、前記複数のスイッチ素子を交互にオフ・オフさせる制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記フィードバック信号のフィードバック量に対して前記スイッチング周波数を非線形に変化させる非線形変化手段を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記非線形変化手段は、重負荷時の前記フィードバック量に対する前記スイッチング周波数の変化に対して、軽負荷時から無負荷時までの前記フィードバック量に対する前記スイッチング周波数の変化を大きくすることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記非線形変化手段は、前記フィードバック信号のフィードバック量に対して前記スイッチング周波数を指数特性で変化させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記非線形変化手段は、前記制御回路に設けられる発振回路からなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記非線形変化手段は、線形に変化する前記フィードバック量を非線形に変化するフィードバック量に変換する線形非線形変換器と、
前記線形非線形変換器からの非線形に変化する前記フィードバック量に対応して前記スイッチング周波数を正比例させて変化させる発振回路と、
を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にＤＣ−ＤＣコンバータのフィードバック制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７は従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、直流電源Ｖｉｎの電圧が印加されると、図示しない起動回路により制御回路１０が動作を開始する。制御回路１０は、発振回路１１、Ｄ型フリップフロップ回路１３、デットタイム生成回路１４，１５、レベルシフト回路１６、バッファ回路１７，１８を有し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをデットタイムを有して交互にオン・オフさせる。
【０００３】
スイッチ素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌr→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００４】
スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、ダイオードＤ３に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがダイオードＤ３を介して電流共振コンデンサＣｒｉを充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。
【０００５】
スイッチ素子Ｑ１がオンすると、電流共振コンデンサＣｒｉを電源として、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００６】
スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが直流電源Ｖｉｎの電圧まで充電されると、ダイオードＤ４に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがダイオードＤ４を介して直流電源Ｖｉｎに回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。
【０００７】
図８（ａ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が３００Ｖで１００％負荷（重負荷）でスイッチング周波数が４３．１ｋＨｚの波形図、図８（ｂ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が４５０Ｖで１００％負荷でスイッチング周波数が７４．６ｋＨｚの波形図である。図８（ａ）と図８（ｂ）とにより重負荷時の入力電圧の変化に対する各部の波形を比較できる。
【０００８】
この例では、制御回路１０は、入力電圧変化に対してデットタイムを固定しスイッチング周波数を制御して、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン・オフさせる。これは、負荷に流れる共振電流の周波数は一定であることを利用し、周波数制御によりオン幅を広げることで循環電流である励磁電流を増やし、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧の振幅を変化させて出力電圧を制御する。
【０００９】
図８（ｃ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が３００Ｖで０．０１％負荷（無負荷）でスイッチング周波数が４７．１ｋＨｚの波形図、図８（ｄ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が４５０Ｖで０．０１％負荷でスイッチング周波数が８３．３ｋＨｚの波形図である。図８（ｃ）と図８（ｄ）とにより無負荷時の入力電圧の変化に対する各部の波形を比較できる。
【００１０】
図８（ａ）と図８（ｃ）、図８（ｂ）と図８（ｄ）によりそれぞれの入力電圧における負荷変動に対する各部の波形を比較できる。図８（ａ）の波形では、重負荷であるため負荷電流に相当する共振電流が流れている。図８（ｃ）の波形では、無負荷であるため負荷電流としての共振電流がほとんど流れていない。図８（ａ）の波形と図８（ｃ）の波形とから負荷変動に対して周波数がほとんど変化しないことがわかる。
【００１１】
ところで、実際のＤＣ−ＤＣコンバータでは、図７の回路図に図示しないインダクタンスやキャパシタンスが多数存在する。通常、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作に大きな影響を与えないが、インダクタンスやキャパシタンスを無視できないことがある。例えば、トランスＴの巻線間浮遊容量があり、図７では巻線間浮遊容量Ｃｍを破線で示す。巻線間浮遊容量Ｃmが比較的大きい場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作に影響が現れる。
【００１２】
図９は巻線間浮遊容量がある場合の各部の波形図である。図９（ａ）〜図９（ｄ）は、図８（ａ）〜図８（ｄ）と対応している。図９の各波形は、図８の各波形とは異なり、負荷変動に対して周波数が大きく変化する。これは、巻線間浮遊容量Ｃｍと巻線インダクタンスによる振動電圧が発生し、このピーク電圧を整流時にピーク充電するためである。ピーク充電により整流後の電圧が高くなりやすいため、フィードバック回路（フォトカプラＰＣ）による制御回路１０へのフィードバック量が大きくなる。このため、制御回路１０は、発振回路１１の発振周波数（スイッチング周波数に相当）を上昇させて出力電圧Ｖｏの上昇を抑える。即ち、重負荷時から軽負荷時までフィードバック量が少なく、軽負荷時から無負荷時まで大きなフィードバック量が必要となる。図１０に出力電力比とスイッチング周波数の関係を示した。図１０からわかるように巻線間浮遊容量がある場合、出力電力比が小さくなるに従ってスイッチング周波数が大きくなっている。
【００１３】
図１１に従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路１０のフィードバック電流と発振周波数との関係を示す。即ち、フィードバック電流と発振周波数とが比例関係にある。巻線間浮遊容量が小さい場合、発振周波数の変動が少なく、少ないフィードバック電流で全体を制御できる。
【００１４】
しかし、巻線間浮遊容量が大きい場合、周波数の変動が大きく、大きなフィードバック電流で全体を制御する必要がある。これは、大きなフィードバック電流を流すためにゲインを大きくする必要がある。フィードバック制御のＤＣ−ＤＣコンバータは、フィードバックループの安定を図るために位相とゲイン(フィードバックゲイン)を適切な値にする必要がある。ゲインが１以上で位相が３６０度の整数倍になると制御系が異常発振することが知られている。このため、ゲインを大きくし過ぎると異常発振の可能性が高くなる。
【００１５】
なお、従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１に記載された電流共振型コンバータ装置が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２００５−３９９７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかし、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、特に軽負荷時の電圧上昇を防止するためにゲインをぎりぎりまで大きくしているため、DＣ−ＤＣコンバータを量産した場合、部品バラツキ、温度変化などにより異常発振を起こすことがあった。また、急激な周波数上昇が始まる軽負荷分のダミー負荷を設けることでゲインを大きくせずに異常発振を防止できる。図１０によれば、おおよそ定格の０．０１％のダミー負荷を設ければ良いが、ダミー負荷による損失が大きく効率が低下する。
【００１８】
本発明は、レギュレーションが良く異常発振を防止することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するために、本発明は、直流電源の両端に接続され且つ直列に接続された複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子の接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、前記直流電圧に基づくフィードバック信号に対応して前記複数のスイッチ素子のスイッチング周波数を可変させて、前記複数のスイッチ素子を交互にオフ・オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、前記フィードバック信号のフィードバック量に対して前記スイッチング周波数を非線形に変化させる非線形変化手段を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、非線形変化手段がフィードバック信号のフィードバック量に対してスイッチング周波数を非線形に変化させるので、ゲインを大きくしなくても軽負荷時に必要な周波数付近では、同じフィードバック電流においても十分にスイッチング周波数が大きくなる。従って、軽負荷から無負荷時においては、必要以上にゲインを大きくする必要がなく、異常発振を起こす可能性がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路のフィードバック電流と発振周波数の関係を示す図である。
【図３】本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路内の直線対数変換回路及び発振回路の回路図である。
【図５】図４に示す直線対数変換回路の入力電圧と出力電圧との関係を示す図である。
【図６】図４に示す発振回路の電圧と発振周波数との関係を示す図である。
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図である。
【図９】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの巻線間浮遊容量がある場合の各部の波形図である。
【図１０】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力比と発振周波数との関係を示す図である。
【図１１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路のフィードバック電流と発振周波数との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００２３】
図１は本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図１において、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ３が接続され、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ４が接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生ダイオードでも良い。スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されるとともに、電圧共振コンデンサＣｒｖが接続されている。
【００２４】
トランスＴの２次巻線Ｓ１と２次巻線Ｓ２とは、直列に接続され、２次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、２次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとは平滑コンデンサＣｏの一端とフォトカプラＰＣのダイオードのアノードと出力端子＋Ｖｏと電圧検出回路２０の一端とに接続されている。
【００２５】
平滑コンデンサＣｏの他端は、２次巻線Ｓ１と２次巻線Ｓ２との接続点と出力端子−Ｖｏと電圧検出回路２０の他端に接続されている。
【００２６】
フォトカプラＰＣのダイオードのカソードは電圧検出回路２０に接続され、電圧検出回路２０は、平滑コンデンサＣｏの両端電圧を検出する。フォトカプラＰＣは、電圧検出回路２０で検出された電圧に応じた電流をフィードバック電流Ｉｆｂとしてフォトトランジスタに流す。
【００２７】
制御回路１０ａは、フィードバック電流Ｉｆｂの値に応じてスイッチング周波数を制御することにより、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをオン・オフさせる。制御回路１０ａは、実施例１の特徴である発振回路１１ａ、Ｄ型フリップフロップ回路１３、デットタイム生成回路１４，１５、レベルシフト回路１６、バッファ回路１７，１８を有する。
【００２８】
発振回路１１ａ（非線形変化手段）は、フィードバック電流Ｉｆｂのフィードバック量に対して発振周波数（スイッチング周波数に相当）を非線形に変化させる。Ｄ型フリップフロップ回路１３は、発振回路１１ａからの発振周波数信号に基づき、それぞれがデューティ５０％で交互にオン・オフする第１パルス信号及び第２パルス信号を生成する。
【００２９】
デットタイム生成回路１４は、第１パルス信号に対して第１デットタイムだけ遅延させてバッファ回路１７を介してローサイド側のスイッチ素子Ｑ１にゲートドライブ信号として出力する。デットタイム生成回路１５は、第２パルス信号に対して第２デットタイムだけ遅延させてレベルシフト回路１６とバッファ回路１８とを介してハイサイド側のスイッチ素子Ｑ２にゲートドライブ信号として出力する。
【００３０】
なお、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの概略動作は、図７で示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作と同じであるので、ここでは、実施例１の特徴である発振回路１１ａの動作を説明する。
【００３１】
発振回路１１ａは、フィードバック電流Ｉｆｂのフィードバック量に対して発振周波数（スイッチング周波数に相当）を非線形に変化させる。具体的には図２に示すように、重負荷時（フィードバック電流Ｉｆｂが０〜約６０ｕＡの範囲）のフィードバック量に対する発振周波数の変化に対して、軽負荷時から無負荷時（フィードバック電流Ｉｆｂが約７０ｕＡから１００ｕＡの範囲）までのフィードバック量に対する発振周波数の変化を大きくする指数特性を有している。
【００３２】
即ち、図１１に示す従来のフィードバック電流Ｉｆｂと発振周波数とは比例特性であったのに対して、図２に示す実施例１のフィードバック電流Ｉｆｂと発振周波数とは指数特性となっている。
【００３３】
これにより、特に軽負荷時の電圧上昇を防止するためにゲインを大きくする必要がない。これは、ゲインを大きくしなくても軽負荷時に必要な周波数付近では、同じフィードバック電流においても十分に周波数が大きくなっているからである。即ち、軽負荷時に周波数上昇が必要な領域においては、その特性が指数特性となっているため、ゲインが高い。このため、軽負荷から無負荷において、必要以上にゲインを大きくする必要がなく、異常発振を起こす可能性がなくなる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを量産した場合に、部品バラツキ、温度変化などにより異常発振を起こす可能性がなくなる。
【００３４】
また、軽負荷時の電圧上昇を防止するためのダミー負荷を設ける必要がなく、損失増加による効率低下がない。このため、制御のフィードバック系が安定で、過渡応答が良好で高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。
【実施例２】
【００３５】
図３は本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例１の発振回路１１ａに代えて、非線形変化手段として、発振回路１１ｂと直線対数変換回路１２とを設けたことを特徴とする。その他の構成は、実施例１の構成と同一であるので、ここでは、発振回路１１ｂと直線対数変換回路１２とを説明する。
【００３６】
図４は本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路内の直線対数変換回路及び発振回路の回路図である。
【００３７】
直線対数変換回路１２は、図５に示すように、フォトカプラＰＣから入力されるフィードバック電圧ＦＢ（入力電圧）であり且つ直線的に変化する電圧を対数電圧（非線形に変化する電圧）に変換して、発振回路１１ｂへ出力電圧として出力する。具体的には図５に示すように、重負荷時の入力電圧（約１．２Ｖ〜３．０Ｖ）の変化に対する出力電圧の変化に対して、軽負荷時から無負荷時の入力電圧（約１．２Ｖ〜０Ｖ）の変化に対する出力電圧の変化を大きくする対数特性を有している。
【００３８】
図４に示す直線対数変換回路１２のＦＢ端子には抵抗Ｒ１の一端とフォトカプラＰＣの一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端は電源Ｅ１に接続され、フォトカプラＰＣの他端は接地される。ＦＢ端子は抵抗Ｒ２を介してオペアンプＯＰ１の反転入力端子とトランジスタＴｒ１のコレクタに接続され、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は接地される。
【００３９】
トランジスタＴｒ１のベースは接地され、トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のエミッタとは抵抗Ｒ４を介してオペアンプＯＰ１の出力端子に接続される。トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２とはミラー回路を構成し、オペアンプＯＰ１とトランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ４とで対数回路を構成している。
【００４０】
トランジスタＴｒ２のコレクタは抵抗Ｒ３の一端とトランジスタＴｒ２のベースとオペアンプＯＰ２の非反転入力端子とに接続され、抵抗Ｒ３の他端は電源Ｅ２に接続される。オペアンプＯＰ２の反転入力端子には抵抗Ｒ５の一端と抵抗Ｒ６の一端とが接続され、抵抗Ｒ５の他端は出力端子ＶｎｏとオペアンプＯＰ２の出力端子とに接続され、抵抗Ｒ６の他端は接地される。
【００４１】
以上の構成によれば、軽負荷時から無負荷時にはフォトカプラＰＣがオンする方向となり、ＦＢ端子＝Ｖｎｉ端子（入力電圧端子）は、図５に示すように、０Ｖに近づく。すると、オペアンプＯＰ１の出力はより高い電圧となるので、トランジスタＴｒ２のエミッタ電流も減少する。このため、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子の電圧は上昇する。これにより、Ｖｎｏ端子（出力電圧端子）は、図５に示すように、１４Ｖ（Ｖｃｃ）に近づく。
【００４２】
一方、重負荷時には、フォトカプラＰＣがオフする方向となり、ＦＢ端子＝Ｖｎｉ端子は、図５に示すように、３Ｖに近づく。すると、オペアンプＯＰ１の出力はより低い電圧となるので、トランジスタＴｒ２のエミッタ電流も増加し、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子の電圧は低下する。このため、オペアンプＯＰ２の出力は低い電圧、即ち、Ｖｎｏ端子は、図５に示すように、０Ｖに近づく。図５に示す対数特性は、オペアンプＯＰ１とトランジスタＴｒ１とにより実現され、軽負荷時から無負荷時に出力電圧の変化、即ち周波数変化が大きくなる。
【００４３】
発振回路１１ｂは、図６に示すように、直線対数変換回路１２からの非線形に変化する電圧に対応して、発振周波数を正比例させて変化させる特性を有する。図４に示す発振回路１１ｂは、Ｖｎｏ端子に接続されるＶｃ端子は、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＴｒ３のベースとコレクタとトランジスタＴｒ４のベースとに接続される。トランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ４とは、ミラー回路を構成する。
【００４４】
トランジスタＴｒ３のエミッタとトランジスタＴｒ４のエミッタとはダイオードＤ６のアノードと抵抗Ｒ１０の一端とに接続され、ダイオードＤ６のカソードは抵抗Ｒ１１の一端に接続され、抵抗Ｒ１１の他端はコンデンサＣ１の一端とダイオードＤ５のアノードとオペアンプＯＰ３の反転入力端子とに接続される。
【００４５】
ダイオードＤ５のカソードはトランジスタＴｒ４のコレクタに接続され、コンデンサＣ１の他端は接地される。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には抵抗Ｒ８の一端と抵抗Ｒ９の一端と抵抗Ｒ１０の他端とが接続される。抵抗Ｒ８の他端は電源Ｅ３に接続され、抵抗Ｒ９の他端は接地される。オペアンプＯＰ３の出力はＶｄ端子に出力される。  
以上の構成によれば、直線対数変換回路１２のオペアンプＯＰ２の出力により、コンデンサＣ１を充放電する。充電電流は、定抵抗Ｒ８〜Ｒ１１による充電とし、放電電流は、Ｖｃ端子電圧に対応した定電流放電とする。このため、図６に示すようにＶｃ端子の電圧に比例して発振周波数が変化する。
【００４６】
即ち、直線対数変換回路１２と発振回路１１ｂとを用いたことで、フォトカプラＰＣから入力されるフィードバック電圧ＦＢ（入力電圧）の直線的な変化に対して、発振回路１１ｂでは発振周波数を対数特性で変化させることができる。従って、実施例２においても、実施例１と同様に、重負荷時のフィードバック量に対する発振周波数の変化に対して、軽負荷時から無負荷時までのフィードバック量に対する発振周波数の変化を大きくすることができるので、実施例１の効果と同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明は、スイッチング電源装置に利用可能である。
【符号の説明】
【００４８】
Ｖｉｎ  直流電源
Ｑ１，Ｑ２  スイッチ素子  
Ｌｒ  リアクトル
Ｔ  トランス
Ｐ  １次巻線
Ｓ１，Ｓ２  ２次巻線
Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード  
Ｃｏ  平滑コンデンサ
Ｃｒｉ  電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ  電圧共振コンデンサ
ＰＣ  フォトカプラ  
１０，１０ａ，１０ｂ  制御回路
１１，１１ａ，１１ｂ  発振回路
１２  直線対数変換回路
１３  Ｄ型フリップフロップ回路
１４，１５  デットタイム作成回路
１６  レベルシフト回路
１７，１８  バッファ回路  
２０  電圧検出回路
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３  オペアンプ
Ｒ１〜Ｒ１１  抵抗
Ｃ１  コンデンサ
Ｔｒ１〜Ｔｒ４  トランジスタ
Ｅ１〜Ｅ３  電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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