(57)【要約】【課題】  デッドタイム補償に際して補償電圧の値を自動調整することができるインバータを提供する。【解決手段】インバータ３の制御装置２は、デッドタイムの非線形動作を検出するデッドタイム非線形動作検出部と、  デッドタイム非線形動作検出部が非線形動作を検出したときは、一定の期間、直前の演算結果を維持して線形制御を行う線形制御部（ＰＩ制御部）と、ＰＩ制御の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数の値を演算し、切替え関数の値に基づき動作モードを決定し動作モードに応じてデットタイムを補償するデッドタイム補償部２２と、  デッドタイム補償部２２における動作モードに応じて、正の誤差電圧または負の誤差電圧を自動調整する誤差電圧自動調整部２３とを備える。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力を交流に変換して出力するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するＬＣフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
デッドタイムの非線形動作を検出するデッドタイム非線形動作検出部と、
前記デッドタイム非線形動作検出部が非線形動作を検出したときは、一定の期間、直前の演算結果を維持して線形制御を行う線形制御部（ＰＩ制御部）と、
前記ＰＩ制御の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数の値を演算し、前記切替え関数の値に基づき動作モードを決定し動作モードに応じてデットタイムを補償するデッドタイム補償部と、
前記デッドタイム補償部における動作モードに応じて、正の誤差電圧または負の誤差電圧を自動調整する誤差電圧自動調整部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
【請求項２】
交流系統との連系を行う請求項１に記載のインバータであって、
電圧直流源の出力を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備え、
前記ブリッジ回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を入力し、交流出力を、前記交流系統に供給することを特徴とするインバータ。
【請求項３】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を直流リンク電圧として前記交流系統との連系を行うことを特徴とする請求項２に記載のインバータ。
【請求項４】
前記デッドタイム補償部は、切替え関数、
Ｓ＝Ｕpi−Ｋ（ｉn−ｉn-1）
Ｕpi：前記ＰＩ制御部の演算結果
ｉn：出力電流の今周期の検出値
ｉn-1：出力電流の１周期前の検出値
により切替え関数の値を演算することを特徴とする請求項１から３の何れかに記載のインバータ。
【請求項５】
前記デッドタイム補償部は、
ヒステリシス係数をε、誤差をｕnとして、
Ｓ＞εかつｕn-1≧０のときは、ｕn＝ΔＶp
Ｓ＞εかつｕn-1＜０のとき、または、
Ｓ＜−εかつｕn-1＞０のときは、ｕn＝０
Ｓ＜−εかつｕn-1≦０のときは、ｕn＝−ΔＶn
を生成して出力し（ΔＶpは正の誤差電圧、ΔＶnは負の誤差電圧）、
これらが満足されていない場合はそれ以前の制御量を保持する、
ことを特徴とする請求項１から４の何れかに記載のインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換した後、当該交流電力をＬＣフィルタを介して交流系統に供給するインバータに関し、デッドタイム補償を行うとともに、デッドタイム補償に際して補償電圧の値を自動調整することができるインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば、太陽発電システムのインバータでは、低電圧源（太陽光パネルまたは二次電池）から供給される低電圧の直流電力を、ＤＣ／ＤＣコンバータにより高電圧の直流電力に変換し（昇圧された電圧を「直流リンク電圧」と言う）、さらにこの直流電力をインバータにより交流電力に変換している。この交流電力は、通常、商用等の電力系統に供給される。
【０００３】
この種のインバータ（「系統連系インバータ」と言う）の電流制御装置は、制御演算部およびＰＷＭ信号生成部から構成される。
【０００４】
制御演算部は電流指令値と検出した電流値とから誤差信号を求め、ＰＩＤなどの制御演算を行いＰＷＭ制御に必要な変調信号を生成する。基本的には、インバータの出力電圧はこの変調信号に従って動作することを前提に、制御方法の検討が行われる。
【０００５】
インバータでは、ブリッジ回路を構成する高圧側スイッチと低圧側スイッチの同時オンによるアームの短絡を防止するために、これからオンしようとする側のスイッチのターンオン動作にデッドタイムを挿入する必要がある。
【０００６】
このデッドタイム期間中に、インバータ端子に表れる電圧は、ＰＷＭ制御に必要な変調信号によらずに、出力電流の極性や大きさなどにより決定されるので、出力にデッドタイム誤差電圧が生じる。このデッドタイム誤差電圧の影響により、制御性能が低下するし、出力の高調波歪が大きくなる。
【０００７】
このデッドタイムを補償するために、たとえば、特許文献１の技術では、インバータ電流を検出し、電流の極性に基づき、所定量のパルス幅を増加または減少させて、デッドタイム補償を行っている。
【０００８】
この技術は、インバータに回転機等の誘導性負荷が接続されている場合や、インバータが出力端子に大容量のインダクタを持つ場合において、電流ゼロクロス付近のスイッチングリップル電流が小さいときには有効である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−１８２８８２
【特許文献２】特開２００８−２０６２４７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、インバータに誘導性負荷が接続されていない場合や、製造コスト削減のために、インバータの出力端子に小容量のインダクタしか持たない場合に、特許文献１の技術のように、電流の極性によりデッドタイムの補償を行うと、本来はデッドタイム誤差電圧が発生していないのに、新たな誤差電圧が生じてしまうという問題がある。
【００１１】
特許文献２の技術では、ブリッジアームに流れる電流を検出し、過電流（短絡電流）を検出することでデッドタイム時間を短縮し、結果、デッドタイムの影響を低減している。
【００１２】
しかし、この技術では、ブリッジアームにセンサーを追加しなければならず、かつ過電流検出回路も追加しなければならない。このため、回路が複雑化するし、製造コストのアップも避けられない。さらに、この技術では、短絡電流を流すことを前提としているため、変換効率の低下は避けられない。
【００１３】
本発明の目的は、デッドタイム補償と、デッドタイム補償に際して補償電圧の値を自動調整することができるインバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明のインバータは（１）から（５）を要旨とする。
（１）
直流入力を交流に変換して出力するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するＬＣフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
デッドタイムの非線形動作を検出するデッドタイム非線形動作検出部と、
前記デッドタイム非線形動作検出部が非線形動作を検出したときは、一定の期間、直前の演算結果を維持して線形制御を行う線形制御部（ＰＩ制御部）と、
前記ＰＩ制御の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数の値を演算し、前記切替え関数の値に基づき動作モードを決定し動作モードに応じてデットタイムを補償するデッドタイム補償部と、
前記デッドタイム補償部における動作モードに応じて、正の誤差電圧または負の誤差電圧を自動調整する誤差電圧自動調整部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
【００１５】
（２）
交流系統との連系を行う（１）に記載のインバータであって、
電圧直流源の出力を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備え、
前記ブリッジ回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を入力し、交流出力を、前記交流系統に供給することを特徴とするインバータ。
【００１６】
（３）
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を直流リンク電圧として前記交流系統との連系を行うことを特徴とする（２）に記載のインバータ。
【００１７】
（４）
前記デッドタイム補償部は、切替え関数、
Ｓ＝Ｕpi−Ｋ（ｉn−ｉn-1）
Ｕpi：前記ＰＩ制御部の演算結果
ｉn：出力電流の今周期の検出値
ｉn-1：出力電流の１周期前の検出値
により切替え関数の値を演算することを特徴とする（１）から（３）の何れかに記載のインバータ。
【００１８】
（５）
前記デッドタイム補償部は、
ヒステリシス係数をε、誤差をｕnとして、
Ｓ＞εかつｕn-1≧０のときは、ｕn＝ΔＶp
Ｓ＞εかつｕn-1＜０のとき、または、
Ｓ＜−εかつｕn-1＞０のときは、ｕn＝０
Ｓ＜−εかつｕn-1≦０のときは、ｕn＝−ΔＶn
を生成して出力し（ΔＶpは正の誤差電圧、ΔＶnは負の誤差電圧）、
これらが満足されていない場合はそれ以前の制御量を保持する、
ことを特徴とする（１）から（４）の何れかに記載のインバータ。
【発明の効果】
【００１９】
（１）高調波歪みが大幅に低減される。
（２）新たな回路を追加する必要がなく、制御プログラムの変更だけで実現できる。したがって、従来に比べて低コスト化が可能となる。
（３）制御パラメータを自動チューニングすることができるので、部品のばらつきや、パラメータの変化に影響されることがない。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明におけるインバータの一実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明のインバータの制御ブロック図である。
【図３】交流周期の制御信号の出力例であり、（Ａ）は誤差電圧自動調整部の出力を、（Ｂ）は線形制御部におけるＰＩ制御の出力と誤差電圧自動調整部の出力の加算結果を示す図である。
【図４】（Ａ）および（Ｂ）は、直流リンク電圧（図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧）を３２０Ｖ〜３８０Ｖの範囲に変化させた場合の、従来のＰＩ制御を用いたインバータの出力電流波形である。
【図５】（Ａ）および（Ｂ）は、本発明のインバータの出力電流波形を示す図である。
【図６】出力電流変化時の本発明のインバータの出力電流ＴＨＤおよび従来のインバータの出力ＴＨＤを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
図１は、本発明における（系統連系インバータ）の一実施形態を示す回路図である。図１において、低電圧電源を含む系統連系インバータ１側を破線で示してある。
【００２２】
図１において、系統連系インバータ１は、直流電源１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、フルブリッジ構成のスイッチ回路１３を有している。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は出力側にキャパシタ１２１を有しており、この出力電圧が直流リンク電圧となる。スイッチ回路１３は、トランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22と、これらにそれぞれ寄生したダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ21，Ｄ22とからなり、各ダイオードは、各トランジスタのエミッタ・コレクタ間に、オン電流の向きと逆方向に接続されている。
【００２４】
スイッチ回路１３の出力側には、インダクタ１４１とキャパシタ１４２とからなるＬＣフィルタ１４が接続されている。
ＬＣフィルタ１４の出力端子間（キャパシタ１４２の端子間）は、交流系統に接続されている。図１では交流系統電圧をＶSで示してある。なお、配電線等に生じる交流系統側のインダクタンスおよび抵抗をＬsおよびＲsで示してある。
【００２５】
図１では、電流検出器１６がスイッチ回路１３の出力電流ｉinvを検出し、電圧検出器１７が出力電圧Ｖoを検出している。制御装置１５これらの検出値を取り込み、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、スイッチ回路１３に駆動信号オン・オフ信号を送出している。
本発明のインバータを図２の制御ブロック図により説明する。
【００２６】
図２において、制御装置２は図１の制御装置１５に相当するもので、線形制御部２１と、デッドタイム補償部２２と、誤差電圧自動調整部２３と、ＰＷＭ制御部２４と、ドライバ２５とを有している。また、図２におけるインバータ３は、ブリッジ回路３１などからなるもので、図１におけるスイッチ回路１３とＬＣフィルタ１４とに対応する。
【００２７】
線形制御部２１は、線形動作領域では、ＰＩ制御を行う。
デッドタイム補償部２２は、デッドタイム非線形動作が検出されたときにはスライディングモードで制御する。
【００２８】
また、ＰＷＭ制御部２４は、線形制御部２１におけるＰＩ制御と、デッドタイム補償部２２におけるスライディングモードでの制御との両方の足し合わせで、ＰＷＭ制御の所定デューティの制御信号を生成する。
【００２９】
さらに、誤差電圧自動調整部２３は、スライディングモード制御に必要な誤差電圧信号をオンライン自動調整することで、回路パラメータおよび動作条件変化への適応制御を行う。
【００３０】
スライディングモード切替え関数ｓは、通常、（１）式に示すように制御誤差ｅおよび誤差ｅの微分で演算される。
ｓ＝Ｋ・ｅ＋（ｄｅ／ｄｔ）＝０      （１）
したがって、演算結果が非常に小さい値となり、ノイズの影響を受けやすい。
【００３１】
そこで、本発明では、ノイズの影響を避けるために切替え関数（（１）式）に積分演算を行い、安定な動作を図るようにした。
したがって、新しい切替え関数は（２）式で表される。
Ｓ＝Ｋ・∫ｅ＋ｅ−Ｓ0＝０      （２）
さらに、線形制御部２１におけるＰＩ制御がスライディングラインに沿って行われるようにすることができ、この場合には、Ｋ＝Ｋi／Ｋpにする。
【００３２】
ここで、ＫpおよびＫiはそれぞれＰＩ制御部における比例ゲインと積分ゲインである。ＫpおよびＫiを使用して（２）式を書き直すと、（３）式に示す新しい切替え関数が得られる。
Ｓ＝Ｋi・∫ｅ＋Ｋp・ｅ−Ｓ0＝Ｕpi−Ｓ0＝０      （３）
【００３３】
（３）式の第１項と２項にはＰＩ制御部における演算結果を使用することとし、Ｓ0は（４）式で演算する。
Ｓ0＝Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ）＝Ｌ・（ｉn−ｉn-1）／Ｔc      （４）
ただし、Ｌはインダクタ１３１のインダクタンスであり、Ｔc，ｉはそれぞれ、スイッチング周期およびインダクタ１３１を流れる電流である。
【００３４】
さらに、（３）に（４）を代入して書き直すと、切替え関数Ｓは（５）式のように表すことができる。
Ｓ＝Ｕpi−Ｋ（ｉn−ｉn-1）      （５）
Ｕpi：ＰＩ制御部の演算結果、サンプリング制御の制御遅れを考慮して、たとえば、２周期の制御遅れが生じる場合はＰＩ制御部の２周期前の演算結果Ｕpi(n-2)を使用することが好ましい。
ｉn：出力電流の今周期の検出値
ｉn-1：出力電流の１周期前の検出値
【００３５】
デッドタイム補償部２２は、は（３）式の結果に対して、（６）の条件式で定義される演算を行い、その演算結果を出力する。（６）式に記載される条件が全て満足されていない場合はそれ以前の制御量を保持することとする。
Ｓ＞εかつｕn-1≧０のときは、ｕn＝ΔＶp
Ｓ＞εかつｕn-1＜０のとき、または、
Ｓ＜−εかつｕn-1＞０のときは、ｕn＝０
Ｓ＜−εかつｕn-1≦０のときは、ｕn＝−ΔＶn      （６）
ここで、εはチャタリング防止のヒステリシスである。
【００３６】
誤差電圧自動調整部２３によるスライディングモード制御パラメータの調整は以下のように行われる。
誤差電圧自動調整部２３では正の誤差電圧ΔＶpおよび負の誤差電圧ΔＶnが使用されている。それらの値は、デッドタイムＴd、直流リンク電圧２Ｅdおよびスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ遅れ時間に決定される。
【００３７】
図３は、交流周期の制御信号の出力例であり、（Ａ）は誤差電圧自動調整部２３の出力を、（Ｂ）は線形制御部２１におけるＰＩ制御の出力と誤差電圧自動調整部２３の出力の加算結果を示している。
【００３８】
ＰＷＭ変調信号を演算するためのインバータ電圧指令値Ｖrefを、（７）式に示すように。線形制御部２１におけるＰＩ制御の出力信号ｕpiと、誤差電圧自動調整部２３の出力信号ｕsmcと、交流系統電圧Ｖsの和とすることができる。
Ｖref＝ｕpi＋ｕsmc＋Ｖs      （７）
【００３９】
インバータ制御指令と電流の関係として、式（８）が成立する。ただし、ΔＶは制御指令に対して、インバータ出力電圧の誤差電圧である。
Ｖref＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＋ΔＶ＋Ｖs      （８）
【００４０】
たとえば、デッドタイム補償部２２は、スライディングモード制御が正の誤差電圧ΔＶpを出力している間、時刻ｔ1の電流をｉ（ｔ1）とすると、時刻ｔ2における電流ｉ（ｔ2）は、（９）式のようになる。
ｉ（ｔ2）＝∫｛（ｕpi＋ｕsmc−ΔＶ）／Ｌ｝ｄｔ＋ｉ（ｔ1）      （９）
（積分範囲は時刻ｔ1からｔ2まで）
ここで、電流ｉ（ｔ1）とｉ（ｔ2）は、同じリップル電流ｉrの１／２であるので、（１０）式が得られる。
ΔＶ＝∫（ｕpi＋ｕsmc）ｄｔ／（ｔ−ｔ1）      （１０）
（積分範囲は時刻ｔ1からｔ2まで）
ここでは、ｔ1からｔ2の間の制御量（ｕpi＋ｕsmc）の平均演算で正の誤差電圧（ΔＶp）を求め、ｔ3からｔ4の間の制御量で負の誤差電圧（ΔＶp）を求めている。得られた誤差電圧により、スライディングモード制御のパラメータが調整される。
【００４１】
上記の演算で得られた正および負の誤差電圧には回路素子の電圧降下も含まれているが、デッドタイム誤差電圧に比べて充分に小さい値なので、無視するか、たとえば回路素子の仕様書等に記載されたパラメータで補正するにとどめる。
【００４２】
図４（Ａ）に直流リンク電圧（図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電圧）を３２０Ｖ〜３８０Ｖの範囲に変化させた場合の、従来のＰＩ制御を用いたインバータの出力電流波形を示す。図４（Ｂ）に直流リンク電圧３５０Ｖ付近の拡大波形を示す。
【００４３】
図５（Ａ）および（Ｂ）に、本発明のインバータの出力電流波形を示す。３２０Ｖ〜３８０Ｖの領域に歪みの少ない電流が出力されている。
図６に、出力電流変化時のインバータの全高調波歪率（ＴＨＤ）を示す図である。全ての出力領域において、本発明の電流歪み率が、従来の約１／４〜１／２まで改善できる。直流リンク電圧が変化したときも、同様の改善ができる。
【符号の説明】
【００４４】
１  系統連系インバータ
２  制御装置
３  インバータ
１１  電源
１２  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３  スイッチ回路
１４  ＬＣフィルタ
１５  制御装置
１６  電流検出器
１７  電圧検出器
２１  線形制御部
２２  デッドタイム補償部
２３  誤差電圧自動調整部
２４  ＰＷＭ制御部
２５  ドライバ
１２１  キャパシタ
１４１  インダクタ
１４２  キャパシタ
Ｑ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22  トランジスタ
Ｄ11，Ｄ12，Ｄ21，Ｄ22  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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