(57)【要約】【課題】、低コストで構成でき、かつ、モータ起動から電流制御へ切り替えをスムーズに行うことでセンサレス・ブラシレスモータを安定に制御することができるセンサレス・ブラシレスモータ制御装置とそれを用いた電動流体ポンプを提供する。【解決手段】インバータと、インバータを駆動するインバータ駆動回路と、上位制御手段からの電流指令によってインバータ駆動回路を制御し一次遅れ補償手段を有する電流制御手段とを備えたセンサレス・ブラシレスモータ制御装置において、センサレス・ブラシレスモータの起動後、インバータ駆動回路からのモータ回転検出信号に応じて、電流制御手段の制御ゲインの切替を判定する制御モード切替判定手段と、制御モード切替判定手段の出力に応じて電流制御手段の制御ゲインを切替える制御モード切替手段とを備えた。【選択図】図２
2010233301.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータと、インバータを駆動するインバータ駆動回路と、上位制御手段からの電流指令によって前記インバータ駆動回路を制御し一次遅れ補償手段を有する電流制御手段とを備えたセンサレス・ブラシレスモータ制御装置において、
センサレス・ブラシレスモータの起動後、前記インバータ駆動回路からのモータ回転検出信号に応じて、前記電流制御手段の制御ゲインの切替を判定する制御モード切替判定手段と、該制御モード切替判定手段の出力に応じて前記電流制御手段の制御ゲインを切替える制御モード切替手段とを備えたことを特徴とするセンサレス・ブラシレスモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置において、
前記制御モード切替判定手段は、前記制御ゲインの切替時に電源電流を前記電流制御手段にフィードバックさせる電流制御モードを開始させ、前記電源電流のフィードバック切替後、制御モード切替手段は、前記モータ電流に応じて動作することを特徴とするセンサレス・ブラシレスモータ制御装置。
【請求項３】
請求項２記載のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置において、
前記電流検出手段は、前記インバータのＵ，Ｖ，Ｗの各相のＰＷＭ制御用ゲートパルス信号によって電源電流値のホールドのオンオフを切替えるスイッチと、信号増幅器の出力信号電圧をサンプルホールドする電圧ホールド用コンデンサとを備え、電流が断続するインバータの電源電流を電圧として検出し、前記各相のＰＷＭ制御用ゲートパルス信号の立ち下がりに同期させて電源電流がＯＦＦとなる直前の値を前記電圧ホールド用コンデンサにホールドし、そのホールドした電圧を前記モータ電流として前記制御モード切替手段に出力することを特徴とするセンサレス・ブラシレスモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項記載のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置において、
さらに、前記センサレス・ブラシレスモータの低回転時に、モータ電流を増加させるためのモータ電流指令アップ信号を前記制御モード切替手段に出力する低速回転時トルクアップ制御手段を備え、
前記制御モード切替手段は、前記モータ電流指令アップ信号を電流指令値に加算し、かつ、制御モード切替判定手段の出力信号に応じて制御されることを特徴とするセンサレス・ブラシレスモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１項記載のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置において、
前記制御モード切替判定手段はデジタル回路素子で構成されることを特徴とするセンサレス・ブラシレスモータ制御装置。
【請求項６】
センサレス・ブラシレスモータと、該センサレス・ブラシレスモータを駆動制御するセンサレス・ブラシレスモータ制御装置とを用いて駆動する電動流体ポンプにおいて、
請求項１乃至５のいずれか１項記載のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置により駆動・制御されることを特徴とする電動流体ポンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサレス・ブラシレスモータ制御装置及びそれを用いた電動流体ポンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車の燃費向上や環境問題からガソリンエンジンと電動モータで駆動するハイブリッド車が実用化されている。ハイブリッド車は、車両停車時にエンジンを停止させる、いわゆるアイドルストップ制御を採用している。アイドルストップ時には、変速機のオイル循環系や変速機を動作させるクラッチ等のアクチュエータを駆動するための油圧力確保が必要となる。ハイブリッド車には、油圧力確保のための電動オイルポンプが搭載されている。
【０００３】
電動オイルポンプの駆動には、センサレス・ブラシレスモータが用いられている。センサレス・ブラシレスモータは、位置センサがないためにモータ回転が低速になるに従って脱調するおそれがある。そこで、モータの低回転数時には、マイコン制御により、モータを電流制御から回転数制御へ切替えるセンサレス・ブラシレスモータ制御装置がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、三相インバータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをシャント抵抗で検出してモータの駆動回路（通電回路）へフィードバックし、各相の誘起電圧演算を行ってモータを制御するモータ制御装置がある（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−１６６４３６号公報
【特許文献２】特開２００６−２５４６２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、モータの制御をマイコンにより行う制御装置については、一般にマイコン自体が高価なものである点、及びマイコン特有のリセット機能も必要となるため電源回路が複雑化する点により、高コストなハードウェア構成となってしまう。
【０００７】
また、センサレス・ブラシレスモータをインバータで起動する場合には、モータ特有の起動モードがあり、モータの起動後、電流制御モードに切替えた場合には電流制御応答は遅くなる。ひいては、モータによって駆動する電動流体ポンプの性能が低下する。
【０００８】
本発明の目的は、上記課題を解決すべく、低コストで構成でき、かつ、モータ起動から電流制御へ切り替えをスムーズに行うことでセンサレス・ブラシレスモータを安定かつ高速に制御することができるセンサレス・ブラシレスモータ制御装置とそれを用いた電動流体ポンプを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成すべく本発明に係るセンサレス・ブラシレスモータ制御装置は、インバータと、インバータを駆動するインバータ駆動回路と、上位制御手段からの電流指令によって前記インバータ駆動回路を制御し一次遅れ補償手段を有する電流制御手段とを備えたセンサレス・ブラシレスモータ制御装置において、センサレス・ブラシレスモータの起動後、前記インバータ駆動回路からのモータ回転検出信号に応じて、前記電流制御手段の制御ゲインの切替を判定する制御モード切替判定手段と、該制御モード切替判定手段の出力に応じて前記電流制御手段の制御ゲインを切替える制御モード切替手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本発明に係る電動流体ポンプは、センサレス・ブラシレスモータと、センサレス・ブラシレスモータを駆動制御するセンサレス・ブラシレスモータ制御装置とを用いて駆動する電動流体ポンプにおいて、上記のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置によって駆動されるものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、低コストで構成でき、かつ、モータ起動から電流制御へ切り替えをスムーズに行うことでセンサレス・ブラシレスモータを安定かつ高速に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１の実施形態のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置を用いた電動流体ポンプの構成の概略を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図３】図２のＤｕｔｙ／Ｖ変換手段の構成を示す回路図である。
【図４】図２の制御モード切替手段と電流制御手段（偏差演算手段を含む）の構成を示す回路図である。
【図５】図４の制御モード切替手段の制御モード切替動作を説明するためのグラフである。
【図６】図２の電流検出手段の構成を示す回路図である。
【図７】図６の電流検出手段のモータ電流検出動作を説明するためのタイムチャートである。
【図８】図２のモータ回転検出手段と低速回転時トルクアップ制御手段の構成を示す回路図である。
【図９】図８の低速回転時トルクアップ制御手段の動作を説明するためのトルクアップ制御特性を示すグラフである。
【図１０】図２の制御モード切替判定手段の構成を示す回路図である。
【図１１】センサレス制御モードから電流制御モードへ制御モードの切替動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１２】第２の実施形態のセンサレス・ブラシレスモータにおける制御モード切替手段、電流制御手段（偏差演算手段を含む）の構成を示す回路図である。
【図１３】第３の実施形態のセンサレス・ブラシレスモータにおけるＤｕｔｙ／Ｖ変換手段の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３のＤｕｔｙ／Ｖ変換手段の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１５】第４の実施形態のセンサレス・ブラシレスモータにおけるモータ回転検出手段の構成を示す回路図である。
【図１６】図１５のモータ回転検出手段の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１７】第５の実施形態のセンサレス・ブラシレスモータにおける制御モード切替判定手段の構成を示す回路図である。
【図１８】図１７の制御モード切替判定手段の動作を説明するためのタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態のセンサレス・ブラシレスモータ制御装置を用いた電動流体ポンプの構成を示すブロック図である。
【００１４】
電動流体ポンプは、潤滑用油、アクチュエータ駆動用油、冷却用冷却水を吸入、吐出させるポンプである。図１に示すように、電動流体ポンプ１は、直結されたセンサレス・ブラシレスモータ２（以下、単に「モータ」と称する）により駆動される。モータ２は、センサレス・ブラシレスモータ制御装置（以下、単に「モータ制御装置」と称する）により制御されて駆動する。モータ制御装置は、モータ２を駆動するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ駆動回路４と、インバータ駆動回路４に制御指令を出すトルク制御手段５とを有する。
【００１５】
トルク制御手段５は、上位の自動変速機制御装置（ＡＴ制御装置）等の上位制御装置（図示せず）からのＰＷＭ制御信号（又はアナログ信号）の電流指令を受けてインバータ駆動回路４、インバータ３を介してモータ２に流れる電流を電流指令の電流値と一致するように制御する。
【００１６】
モータ２の回転時には、インバータ３やインバータ駆動回路４からトルク制御手段５へそれぞれモータ２の駆動情報（モータ電流、回転数等）をフィードバックする。
【００１７】
図２は、図１のモータ制御装置の詳細な構成を示すブロック図である。図２に示すように、トルク制御手段５は、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１と、制御モード切替手段５２と、電流検出手段５３と、電流偏差演算手段５４と、電流制御手段５５と、回転検出手段５６と、低速回転時トルクアップ制御手段５７と、制御モード切替判定手段５８とを有する。
【００１８】
インバータ駆動回路手段４は、起動制御手段、センサレス制御手段、ＰＷＭ制御手段、過電流検出手段、電流リミッタ手段、プリドライバ手段等を内蔵したインバータＩＣで構成されている。
【００１９】
インバータ３は、６個のパワーＭＯＳＦＥＴ３１と、各パワーＭＯＳＦＥＴ３１のゲートに各々設けられたゲート抵抗３２を有する。インバータ３は、インバータ駆動回路４からゲート抵抗３２を介してパワーＭＯＳＦＥＴ３１のゲートへ出力されるＰＷＭ信号により動作する。インバータ３は、Ｕ，Ｖ，Ｗの出力端子からモータ２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）へそれぞれ電圧を印可し、モータ２を回転駆動させる。
【００２０】
インバータ駆動回路４の出力信号は、インバータ３のパワーＭＯＳＦＥＴ下側（３個）駆動用ＰＷＭパルス（ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）としてトルク制御手段５へ入力される。
【００２１】
トルク制御手段５、インバータ駆動手段４、インバータ３等の電源に用いる電源フィルタ７は、インダクタンスＬｆ及びコンデンサＣｆの簡単な要素で構成される。
【００２２】
次に、トルク制御手段５、インバータ駆動回路手段４、インバータ３を有するモータ制御装置の動作を説明する。
【００２３】
トルク制御手段５のＤｕｔｙ／Ｖ変換手段５１へ上位制御装置から電流指令であるＰＷＭパルスのＤｕｔｙ信号ＰＳＩＧが入力されると、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１では、パルスのＤｕｔｙ信号をアナログ信号に変換し、電流指令Ｉｕとして制御モード切替手段５２へ出力する。なお、電流指令ＰＳＩＧがアナログ信号である場合、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１を介さずに直接に制御モード切替手段５２へ電流指令ＰＳＩＧを入力してもよい。
【００２４】
制御モード切替手段５２には、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１から電流指令Ｉｕが入力され、電流検出手段５３から電流フィードバック信号ＶｂＨが入力され、低速回転時トルクアップ制御手段５７からモータ電流指令アップ信号Ｖｔｕが入力される。また、制御モード切替手段５２は、制御モード切替判定手段５８から入力される制御モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧにより電流制御のフィードバック制御ゲインを切替える。制御ゲインの切替や、その切替タイミングについては後述する（図５、図１１参照）。
【００２５】
制御モード切替手段５２は、電流指令値Ｉｕ１と電流フィードバック値Ｉｕｆとを出力し、電流偏差演算手段５４で演算された偏差値を電流制御手段５５へ出力する。電流制御手段５５では、一次遅れ補償により安定化された電流制御を行い、アナログ信号ＡＳＩＧをインバータ駆動回路４へ出力する。
【００２６】
インバータ駆動回路４では、起動制御、センサレス・ブラシレス制御等のモータ制御に必要な一連の制御を行い、インバータ３を介してモータ２を回転させ、電動流体ポンプ１を駆動する。モータ２の駆動により、モータ２に設けられた電流検出用のシャント抵抗６には、電源電流が流れる。シャント抵抗６の両端電圧を電源電流Ｉｂとして検出し、電流検出手段５３へフィードバックし電流制御が行われる。
【００２７】
以下、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１、制御モード切替手段５２、電流偏差演算手段５４、電流制御手段５５、電流検出手段５３、回転検出手段５６、低速回転時トルクアップ制御手段５７、制御モード切替判定手段５８の構成及び動作について順次説明する。
［Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１］
図３はＤｕｔｙ／Ｖ変換手段５１の回路構成例を示す回路図である。
【００２８】
図３に示すように、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１は、入力抵抗５１２，５１３及び出力抵抗５１４が接続されたトランジスタ５１１を有し、トランジスタ５１１は上位制御装置から入力される電流指令ＰＳＩＧのパルス信号を反転させる。
【００２９】
トランジスタ５１１の方形波の出力は、フィルタ用の抵抗５１５とコンデンサ５１６とにより平滑化され、バッファアンプ５１７を介してアナログ信号の電流指令値Ｉｕが出力される。
【００３０】
本実施形態では、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１をアナログ素子で構成しているが、デジタル素子で構成してもよい。
［制御モード切替手段５２・電流制御手段５５・電流偏差演算手段５４］
図４は、制御モード切替手段と電流制御手段の構成を示す回路図である。
【００３１】
図４に示すように、電流偏差演算手段５４と電流制御手段５５は一体化された構成であり、それらの構成及び動作に関する説明は電流制御手段５５として説明する。
【００３２】
電流制御手段５５は、演算増幅器５５１（制御ゲインＧは、例えば、４０〜５０）と、フィードバック抵抗５５３（抵抗値：Ｒ３）と、フィードバック抵抗５５３と並列に接続されたコンデンサ５５４とを有する。
【００３３】
演算増幅器５５１は、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段５１からの入力信号である電流指令値Ｉｕ（電圧値：ｅ１）、低速回転時トルクアップ制御手段５７からの入力信号であるモータ電流指令アップ信号Ｖｔｕ（電圧値：ｅ２）、電流検出手段５３からの入力信号である電流フィードバック信号ＶｂＨ（電圧値：ｅ３）が入力され、インバータ駆動回路４へアナログ信号ＡＳＩＧ（電圧値：ｅｚ）を出力するものである。
【００３４】
演算増幅器５５１の入力端子には、１つの入力抵抗５２１（抵抗値：Ｒ１）と１つの入力抵抗５５２（抵抗値：Ｒ２）を直列接続したものを１対の入力抵抗として接続され、上記の電流指令値Ｉｕ、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕ、電流フィードバック信号ＶｂＨが入力抵抗（抵抗値：Ｒ１＋Ｒ２）を介して入力される。これらの入力信号のうち、電流指令値Ｉｕ及びモータ電流指令アップ信号Ｖｔｕは、演算増幅器５５１の＋入力端子に入力され、電流フィードバック信号ＶｂＨは、演算増幅器５５１の−入力端子に入力される。また、−入力端子には、さらに１対の入力抵抗が接続され、この入力抵抗は接地されている（入力電圧：ｅ０）。各入力抵抗５２１には、入力抵抗５２１と並列にアナログスイッチ５２３がそれぞれ接続され、アナログスイッチ５２３は、制御モード切替判定手段５８から出力される制御モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧによりＯＮ、ＯＦＦされて、電流制御の制御ゲインを切替える。制御モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧの動作タイミングについては後述する（図１０、図１１参照）。
【００３５】
フィードバック抵抗５５３とコンデンサ５５４は、演算増幅器５５１の−入力端子と出力端子間に接続されたものと、＋入力端子とＧＮＤ間に接続されたものがある。フィードバック抵抗５５３とコンデンサ５５４は、フィードバック制御時の制御安定化のための制御補償を行う一次遅れ補償要素を構成する。
【００３６】
演算増幅器５５１の出力端子には、ダイオード５５５と出力抵抗５５６が接続され、ダイオオード５５５と出力抵抗５５６は、出力電圧ｅｚの最大値を電圧Ｖｃｃへクランプする。
【００３７】
ここで、電流制御手段５５の出力電圧（ｅｚ）、入力電圧（ｅ０〜ｅ３）及び制御ゲインＧ（Ｒ３／Ｒ１＋Ｒ２）は、次の式（１）のような関係となる。
ｅｚ＝（Ｒ３／Ｒ１＋Ｒ２）（ｅ１＋ｅ２−ｅ０−ｅ３）      …（１）
通常の運転時（モータが中高速回転時）は、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕ（ｅ２）とｅ０は０であり、電流指令値Ｉｕ（ｅ１）と電流フィードバック信号ＶｂＨ（ｅ３）とは同じ値になるので、制御ゲインＧは、入力抵抗５２１，５２２とフィードバック抵抗５５３との比：Ｒ３／Ｒ１＋Ｒ２で決定される。従って、入力抵抗Ｒ１を変えることにより、例えば、センサレス起動モードにおけるモータ起動時に、電流指令値Ｉｕ（ｅ１）に対する出力電圧（ｅｚ）の制御ゲインＧを“１”にすることができる。また、入力抵抗Ｒ１を変えることにより、電流制御モード時に電流制御系の応答が速くなるように、制御ゲインＧを“数十倍”にすることができる。
【００３８】
図５は、制御モード切替手段５２の制御モード切替動作を説明するためのグラフである。図５中、横軸はＰＷＭパルス信号のＤｕｔｙ入力の場合及びアナログ電圧入力の場合の入力信号電圧を表し、縦軸はモータ電流Ｉｕ（実線）及び電流制御ゲインＧ（一点鎖線）を表す。
【００３９】
制御モード切替手段５２によって切替えられる制御モードには、オープンループでセンサレスでモータ２を起動するセンサレス起動モードと、モータ起動後に電流フィードバック制御による電流制御を行う電流制御モードとがある。
【００４０】
センサレス起動モードでは、制御ゲインＧを“１”に設定し、オープンループでモータ２を起動させる。モータ起動後、電流制御モードへ切替えた場合には、電流制御手段５５の制御ゲインＧを“数十倍”にして電流制御応答を速くし電流制御を行う。その場合の電流制御としては、制御入力（入力電圧）の変化に応じてモータ電流Ｉｕを増加させる制御を行う。このように、モータ起動時は、オープンループでセンサレスでモータ２を起動し、モータ起動後は、電流フィードバック制御による電流制御を行うように制御モードを切替えることにより、モータ２をスムーズに安定して動作させることができる。なお、モータ起動時及び制御モード切替時のタイムシーケンスの詳細については後述する（図１１参照）。
［電流検出手段５３］
図６は、電流検出手段５３の構成を示す回路図である。
【００４１】
図６に示すように、電流検出手段５３は、演算増幅器５３１、アナログスイッチ５３２、アナログスイッチ５３２のゲート駆動用ダイオード５３３、電圧ホールド用コンデンサ５３４、バッファアンプ５３５、制御モード切替用のトランジスタスイッチ５３６とを備える。
【００４２】
演算増幅器５３１にはフィードバック抵抗５３１ａと入力抵抗５３１ｂが接続されている。演算増幅器５３１は、電源電流Ｉｂとして図２のシャノン抵抗６（数十ｍｍΩ）の両端の電圧が入力されると、増幅して電圧Ｖｂを出力する。
【００４３】
アナログスイッチ５３２には、動作安定化用の入力抵抗５３７と出力抵抗５３８，５３９が接続されている。制御モード切替用のトランジスタスイッチ５３６のゲートには、入力抵抗５３６ａ、５３６ｂが接続されており、モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧが入力される。
【００４４】
ゲート駆動用ダイオード５３３には、インバータ３を制御する３相分のＰＷＭパルスの制御信号ＰＷＭ ＵＮ，ＰＷＭ ＶＮ，ＰＷＭ ＷＮが入力され、入力信号ごとにゲート駆動用ダイオードが設けられている（図では３個）。
【００４５】
電流検出手段５３の動作を説明する。
【００４６】
図７は、電流検出手段５３のモータ電流検出動作を説明するためのタイムチャートである。ただし、図７の動作波形は、３相インバータの１相分の動作波形を示したものである。
【００４７】
図７において、電流制御に用いるべき情報は、図７（ｂ）に示すような動作波形を有するモータ電流（インバータ電流）ｉｕである。しかしながら、モータ電流ｉｕを直接検出するための検出回路は、その構成が複雑であり高価である。従って、一般的には、図７（ｃ）に示すように、断続する電源電流ｉｂをシャント抵抗を用いて検出し、フィルタで平均化して用いている。しかしながら、電源電流ｉｂを平均化して用いる方法では、フィルタの時定数により電流検出に遅れが生じるために電流制御の応答を速くすることができない。また、モータ電流ｉｕと電源電流ｉｂとの関係は、ＰＷＭパルスのＤｕｔｙ（α）により変化し、ｉｕ＝ｉｂ／αの関係となり、モータ電流ｉｕと電源電流ｉｂとは１対１とならない問題がある。
【００４８】
そこで、電流検出手段５３では、まず、検出した電源電流ｉｂを演算増幅器５３１で増幅し電圧Ｖｂとし、図７（ａ）に示すように、アナログスイッチ５３２のゲートにＰＷＭパルスの制御用信号（ＰＷＭ制御用ゲートパルス信号）ＰＷＭ ＵＮ，ＰＷＭ ＶＮ，ＰＷＭ ＷＮを入力し、パルスの立下りに同期させてアナログスイッチ５３２をＯＦＦさせる。これにより、図７（ｄ）に示すように、アナログスイッチ５３２のＯＦＦ直前の電源電流値（演算増幅器５３１の出力電圧Ｖｂに相当）が電圧ホールド用コンデンサ５３４にホールドする。すなわち、電源電流ｉｂのＯＦＦ期間の電圧をコンデンサ５３４にホールドすることで、電流検出手段５３から出力される電圧は断続しない検出値となり、モータ電流ｉｕの波形に近い検出値が得られる。
【００４９】
電源電流検出信号としての電圧信号（ホールド用コンデンサ５３４の電圧）は、バッファアンプ５３５を介して電流フィードバック信号ＶｂＨとして出力される。
【００５０】
ただし、図６に戻り、電圧ホールド用コンデンサ５３４には、制御モード切替用のトランジスタスイッチ５３６が並列に接続されている。トランジスタスイッチ５３６は、インバータ３のセンサレス起動モードの間は、モータ電流のフィードバックを停止させるためのスイッチであり、そのセンサレス起動モードから電流制御モードへの切替タイミングについては後述する（図１１参照）。
【００５１】
なお、電圧ホールド用コンデンサ５３４は、フィルタ用コンデンサとは異なり、ＰＷＭのＯＦＦ期間のみ電圧をホールドできればよいものである。すなわち、インバータ３等のＰＷＭの周波数は、一般的に数十ｋＨｚと高いので、ホールドする時間は短く、電圧ホールド用コンデンサ５３４を小容量のコンデンサで構成してよい。
［回転検出手段５６・低速回転時トルクアップ制御手段５７］
図８は、モータ回転検出手段５６と低速回転時トルクアップ制御手段５７の構成を示す回路図である。
【００５２】
図８に示すように、モータ回転検出手段５６は、モノステーブルマルチバイブレタ（ＭＭ）５６１と、バッファアンプ５６２を備える。ＭＭ５６１には、時定数設定用の抵抗５６３及びコンデンサ５６４が接続されている。ＭＭ５６１への入力信号は、インバータ駆動回路４からモータ回転信号ＯＵＴＦＧである。また、ＭＭ５６１の出力端子側（バッファアンプ５６２の入力端子側）には、パルス信号を平滑してアナログ信号に変換する平滑用コンデンサ５６５及び抵抗５６６が接続されている。ＭＭ５６１から出力されるパルス信号は、平滑用コンデンサ５６５及び抵抗５６６でアナログ信号に変換され、そのアナログ信号はバッファアンプ５６２に増幅されてモータ回転数信号Ｖｎとして低速回転時トルクアップ制御手段５７に入力される。
【００５３】
低速回転時トルクアップ制御手段５７は、演算増幅器５７３と、スイッチ用トランジスタ５７８とを有する。演算増幅器５７３には、フィードバック抵抗５７１、入力抵抗５７２が接続されている。演算増幅器５７３の−入力端子には、入力抵抗５７２を介して、モータ回転数信号Ｖｎの動作閾値を決定する電圧Ｖａ設定用分圧抵抗５７４，５７５が接続されている。スイッチ用トランジスタ５７８は、演算増幅器５７３の＋入力端子側に接続され、スイッチ用トランジスタ５７８にはベース抵抗５７６，５７７を介して入力されるモード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧが入力される。
【００５４】
回転検出手段５６及び低速回転時トルクアップ制御手段５７の動作を説明する。
【００５５】
モータ回転検出手段５６のＭＭ５６１へ入力されるパルス信号であるモータ回転信号ＯＵＴＦＧは、モータ回転数に比例してパルス周波数が増加するものである。ＭＭ５６１の出力パルスのＯＮ時間を、時定数設定用の抵抗５６３及びコンデンサ５６４を用いてモータ最大回転数でパルスのＤｕｔｙが略最大となるように予め設定する。この設定により、モータの低速回転時には、パルスのＤｕｔｙは小さくなる。モータ２の回転数の変化がＤｕｔｙの変化となって表れたパルス信号を、平滑用コンデンサ５６５及び抵抗５６６で平滑すると、電圧がモータ回転数に比例したアナログ信号のモータ回転数信号Ｖｎが得られる。
【００５６】
モータ回転数信号Ｖｎが低速回転時トルクアップ制御手段５７へ入力されると、低速回転時トルクアップ制御手段５７は、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕを出力する。
【００５７】
モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕについて図９を用いて説明する。
【００５８】
一般に、本実施形態でも採用しているセンサレス・ブラシレスモータは、位置センサを有していないため、モータ２の低速回転時にモータ２に高負荷が掛かると、脱調を起こし、モータ２が停止する場合がある。そこで、本実施形態では、モータ２の低速回転時には、モータ電流ｉｕを大きくするように電流制御手段５５（制御モード切替手段５２）へ指令する信号を出力し、モータ低速回転時の脱調を防止する。
【００５９】
図９は、低速回転時トルクアップ制御手段の動作を説明するためのトルクアップ制御特性を示すグラフである。図９中、横軸はモータの回転数Ｎａ（モータ回転数信号Ｖｎ）を表し、縦軸は、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕを表している。
【００６０】
定常状態（中高速回転）で運転中にモータに加わる負荷が増加すると、モータ回転数Ｎａ（Ｖｎ）が低下する。図９に示すように、低速回転時トルクアップ制御手段５７では、モータ回転数Ｎａが閾値Ｎ０よりも低下すると、徐々にモータ電流指令アップ信号Ｖｔｕを上昇させてモータ電流ｉｕを増加させるトルクアップ制御を行う。
【００６１】
ただし、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕの最大値は、モータ２の最大電流許容値とする。また、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕ上昇率ΔＶｔｕは、負荷との関係を考慮して最適となるように、例えば、特性線５７ａ〜５７ｃのいずれかとなるように設定する。モータ電流指令アップを開始するモータ回転数Ｎａの閾値Ｎ０は、モータの負荷によりＮ１〜Ｎ２の範囲内で最適な値に設定する。
【００６２】
以上、低速回転時トルクアップ制御手段５７により出力されるモータ電流指令アップ信号Ｖｔｕにより、モータに加わる負荷が大きい場合の脱調を防止することができる。
［制御モード切替判定手段５８］
図１０は、制御モード切替判定手段５８の構成を示す回路図である。
【００６３】
図１０に示すように、制御モード切替判定手段５８は、リトリガブルモノステーブルマルチバイブレタ（ＲＭＭ）５８３と、モノステーブルマルチバイブレタ（ＭＭ）５８６と、フリップフロップ（ＦＦ）回路５８７と、トランジスタスイッチ５８９とを備える。ＲＭＭ５８３には、時定数を決定する外部コンデンサ５８１と外部抵抗５８２が接続され、ＭＭ５８６には、時定数を決定する外部コンデンサ５８４と外部抵抗５８５が接続されている。トランジスタスイッチ５８９には、入力抵抗５８８ａ，５８８ｂ及び出力抵抗５８８ｃが接続されている。
【００６４】
ＲＭＭ５８３は、インバータ駆動回路４から入力されるモータ回転信号ＯＵＴＦＧからモータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧを出力するものである。ＭＭ５８６は、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧが入力され、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧのＯＮから一定時間遅れてＯＮするｄｅｌａｙ信号（遅延時間ｔｄ１は、例えば、４７０ｍｓ）を出力するものである。ただし、遅延時間ｔｄ１は、モータ２の容量や特性によって最適に設定される。ＦＦ回路５８７は、ＲＭＭ５８３から入力されるモータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧとＭＭ５８６から入力されるｄｅｌａｙ信号とから、モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧを出力するものである。
【００６５】
次に、制御モード切替判定手段５８の動作の説明と共に、インバータ３の起動、制御モードの切替、インバータ３の停止までの一連の動作について説明する。
【００６６】
図１１は、センサレス制御モードと電流制御モードへ制御モードの切替動作を説明するためのタイムチャートである。
【００６７】
図１１に示すように、上位制御装置により電流指令ＰＳＩＧが与えられると、インバータ３のＰＷＭが起動してインバータ電流（モータ電流）ｉｕを流し、センサレス制御モードで動作を開始する（タイミング１１１）。インバータ３の動作が安定し、モータ２が正常な回転数になると、インバータ駆動手段４からモータ回転信号ＯＵＴＦＧが発生する（タイミング１１２）。制御モード切替判定手段５８は、モータ回転信号ＯＵＴＦＧの立上り時にモータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧをＯＮする。その後、一定時間ｔｄ１経過後、制御モード切替判定手段５８は、モータ切替信号ＣＨＡＮＧＦＧをＯＮし、制御モード切替手段５２、電流検出手段５３、低速回転時トルクアップ制御手段５７へ出力する（タイミング１１３）。
【００６８】
ＰＷＭ起動からモード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧの立上りまでの期間は、センサレス起動モードで動作し、電流制御手段５５の制御ゲインＧは“１”である。また、センサレス起動モード動作時には、電流検出手段５３からの電流フィードバック信号はリセット状態である（上述した図６のトランジスタスイッチ５３６参照）。
【００６９】
モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧの立上りに同期して、センサレス制御モードから電流制御モードへ切替えるために、モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧが入力されるモード切替手段５２では制御ゲインＧを“数十倍”へ切替えると同時に、電流検出手段５３では電流フィードバック信号ＶｂＨを電流制御手段５５（制御モード切替手段５２）へフィードバックする。これらの動作により、センサレス起動モードから電流制御モードへの切替が完了する。
【００７０】
また、モータ２の停止については、モータ回転信号ＯＵＴＦＧが停止すると（タイミング１１４）、停止してから時間ｔｄ２経過後、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧがＯＦＦし、モータ２が停止する（タイミング１１５）。
【００７１】
本実施形態のモータ制御装置によれば、制御ゲインを１にしてモータ２を起動し、モータ２の起動後、センサレス起動モードから電流制御モードに切替える際に、制御ゲインを電流制御に適した値（本実施形態では数十倍）に切替えることにより、制御モードの切替がスムーズになり電流制御モード切替の安定性を向上させると共に、電流制御の応答速度を速くすることができる。また、本実施形態の制御装置を用いて電動流体ポンプ１を駆動する構成することにより、ポンプ駆動の安定性及び応答性に優れた電動流体ポンプを提供することができる。
【００７２】
本実施形態のモータ制御装置によれば、フィードバック電流を、断続するインバータの電源電流に応じてサンプルホールドし、そのサンプルホールドした電流値をモータ電流として用いているので、モータから直接検出して得られるモータ電流ｉｕに近似したモータ電流を検出することができ、電流指令値に対するモータ電流が１対１に比例する電流制御特性を得ることができる。
【００７３】
本実施形態のモータ制御装置によれば、集積化可能なインバータ駆動回路４とアナログ回路、又はデジタル回路を用い、これらの回路より高価なマイコンを用いずに構成することができる。特に、マイコン特有のリセット機能により電源回路が複雑となる高価なハードウェアを省略することができるので、ハードウェア構成の簡単化、低コストを図ることができる。ひいては、本実施形態のモータ制御装置を用いた電動流体ポンプの低コスト化を図ることができる。
【００７４】
本実施形態のモータ制御装置によれば、電動流体ポンプ１に高負荷が掛かり、モータ２の回転が低下した場合でも、トルクアップ制御により低速回転時の脱調を防止することができる。
［第２の実施形態］
本実施形態のモータ制御装置は、上述した図４の制御モード切替手段５２と電流偏差演算手段５４と電流制御手段５５とを一体化し、図４とは回路構成の異なる電流制御手段５９を備えた点において第１の実施形態と異なる。
【００７５】
図１２は、第２の実施形態のモータ制御装置における制御モード切替手段、電流制御手段（偏差演算手段を含む）の構成を示す回路図である。図１２に示すように、電流制御手段５９は、
演算増幅器５９１を有し、演算増幅器５９１は、アナログ入力信号の電流指令Ｉｕ（電圧：ｅ１）と、電流フィードバック信号ＶｂＨ（電圧：ｅ３）と、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕ（電圧：ｅ２）とが入力され、アナログ信号ＡＳＩＧ（電圧：ｅｚ）を出力するものである。
【００７６】
演算増幅器５９１の入力には、入力信号ごとに入力抵抗５９２が設けられ、電流指令Ｉｕとモータ電流指令アップ信号Ｖｔｕはそれぞれ入力抵抗５９２を介して演算増幅器５９１の＋入力端子に入力され、電流フィードバック信号ＶｂＨは入力抵抗５９２を介して演算増幅器５９１の−入力端子に入力される。また、−入力端子には、さらにもう１つの入力抵抗５９２が接続され、この入力抵抗５９２は接地されている（入力電圧：０）。
【００７７】
演算増幅器５９１のフィードバック抵抗としては、フィードバック抵抗５９３（抵抗値：Ｒ２）とフィードバック抵抗５９４（抵抗値：Ｒ３）とが直列接続して１対としたものを、演算増幅器５９１の−入力端子と出力端子間に接続されたものと、演算増幅器５９１の＋入力端子とＧＮＤ間に接続されたものがある。フィードバック抵抗５９４には、フィードバック抵抗５９４と並列にアナログスイッチ５９５がそれぞれ接続され、アナログスイッチ５９５は、制御モード切替判定手段５８から出力される制御モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧによりＯＮ，ＯＦＦされて、電流制御の制御ゲインを切替える。また、互いに直列接続されたフィードバック抵抗５９３，５９４の両端には、コンデンサ５９６が並列に接続され、フィードバック抵抗５９３，５９４とコンデンサ５９６とで一次遅れ補償要素を構成している。演算増幅器５９１の出力端子に接続されているダイオード５９７と抵抗５９８は、出力電圧ｅｚの最大値をＶｃｃへクランプする。
【００７８】
ここで、本実施形態の電流制御部５９の出力電圧ｅｚと入力電圧（ｅ０〜ｅ３）及び制御ゲインＧ（Ｒ２＋Ｒ３／Ｒ１）は、次の式（２）のような関係となる。
ｅｚ＝（Ｒ２＋Ｒ３／Ｒ１）（ｅ１＋ｅ２−ｅ０−ｅ３）      …（２）
図４の回路と同様に、通常の運転時は、モータ電流指令アップ信号Ｖｔｕ（ｅ２）とｅ０は０であり、電流指令値Ｉｕ（ｅ１）と電流フィードバック信号ＶｂＨ（ｅ３）とは同じ値になるので、制御ゲインＧは、入力抵抗５９２とフィードバック抵抗５９３，５９４との比：Ｒ２＋Ｒ３／Ｒ１で決定される。従って、入力抵抗Ｒ３を変えることにより、例えば、センサレス起動モードにおけるモータ起動時に、電流指令値Ｉｕ（ｅ１）に対する出力電圧（ｅｚ）の制御ゲインＧを“１”にすることができる。また、入力抵抗Ｒ１を変えることにより、電流制御モード時に電流制御系の応答が速くなるように、制御ゲインＧを“数十倍”にすることができる。
［第３の実施形態］
本実施形態のモータ制御装置は、上述した図２のＤｕｔｙ／Ｖ変換手段５１をデジタル回路で構成した点において第１の実施形態と異なる。
【００７９】
図１３は、デジタル回路で構成したＤｕｔｙ／Ｖ変換手段の回路図である。図１３に示すように、本実施形態のＤｕｔｙ／Ｖ変換手段６０は、Ｕ／Ｄ（アップダウン）カウンタ６０１と、Ｕ／Ｄカウンタ６０１のカウント値をラッチするラッチ回路６０２と、ラッチしたデジタルデータをアナログ値へ変換するＤ／Ａコンバータ６０３と、上位制御装置から電流指令ＰＳＩＧのＰＷＭのパルスが入力され、Ｕ／Ｄカウンタ６０１へのカウンタ入力パルスを発生するＤタイプのフリップフロップ回路（以下、Ｄ−ＦＦ回路）６０４，６０５と、Ｄ−ＦＦ回路６０４，６０５の出力を加算するＮＡＮＤ回路６０６と、Ｄ−ＦＦ回路６０４，６０５へクロックを供給するクロック発生回路６０７とで構成される。
【００８０】
Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段６０の動作について図１４を用いて説明する。
【００８１】
図１４は、Ｄｕｔｙ／Ｖ変換手段６０の動作タイミングを示すタイムチャートである。図１４において、上位制御装置から電流指令ＰＳＩＧのＰＷＭパルスのＤｕｔｙが変えられてＵ／Ｄカウンタ６０１とＤ−ＦＦ回路６０４，６０５へ入力される。Ｕ／Ｄカウンタ６０１へは、クロック発生回路６０７から常時クロック（例えば、１０μｓ）が入力される。Ｄ−ＦＦ回路６０４，６０５はそれぞれ出力信号１Ｑ（負）と２Ｑ（正）を出力し、ＮＡＮＤ回路６０６は、２つの出力信号１Ｑ（負）と２Ｑ（正）とのＮＡＮＤ出力であるカウンタ入力パルスＰｃ生成し、Ｕ／Ｄカウンタ６０１とラッチ回路６０２へ出力する。
【００８２】
電流指令値ＩｕのＤｕｔｙ／Ｖ変換動作は、電流指令ＰＳＩＧとクロックとカウンタ入力パルスＰｃを用いて行われる。具体的には、図１４において、Ｕ／Ｄカウンタ６０１は、電流指令ＰＳＩＧがＯＮするとカウントアップを開始し、カウント値を増加させる（タイミング６０ａ）。電流指令ＰＳＩＧがＯＦＦすると、カウンタ入力パルスＰｃの立下りに同期してラッチ回路６０２がＵ／Ｄカウンタ６０１のカウント値をラッチする（タイミング６０ｂ）。その後、カウンタ６０１は、カウンタ入力パルスＰｃの立上りに同期してカウント値をリセットする（タイミング６０ｃ）。カウンタ入力パルスＰｃの立下りに同期してラッチされたカウント値は、Ｄ／Ａコンバータ６０３によりデジタル信号からアナログ信号の電流指令値Ｉｕへ変換される。
【００８３】
カウンタ６０１のカウント値のラッチされる値は、電流指令ＰＳＩＧのＰＷＭがＯＮしている時間により変わるので、電流指令ＰＳＩＧのＰＷＭのＤｕｔｙを計測することができる。
【００８４】
すなわち、本実施形態のＤｕｔｙ／Ｖ変換手段６０は、図３のアナログ方式のＤｕｔｙ／Ｖと同様に、電流指令ＰＳＩＧをアナログ信号の電流指令Ｉｕに変換することができる。
［第４の実施形態］
本実施形態のモータ制御装置は、上述した図２のモータ回転検出手段５６をデジタル回路で構成した点において第１の実施形態と異なる。
【００８５】
図１５は、デジタル回路で構成したモータ回転検出手段の回路図である。図１５に示すように、モータ回転検出手段６１は、図１３のＤｕｔｙ／Ｖ変換手段６０と同様に、Ｕ／Ｄカウンタ６１１、ラッチ回路６１２、Ｄ／Ａコンバータ６１３、２つのＤ−ＦＦ回路６１４，６１５、ＮＡＮＤ回路６１６、クロック発生回路６１７を備え、さらに、サンプルパルスＰｓを発生するサンプル時間発生回路６１８を備える。モータ回転検出手段６１がＤｕｔｙ／Ｖ変換手段６０と異なるところは、サンプル時間発生回路６１８を追加し、Ｕ／Ｄカウンタ６１１へモータ回転信号ＯＵＴＦＧとサンプルパルスＰｓ（例えば、０．１ｓｅｃ）とが入力される点である。
【００８６】
モータ回転検出手段６１の動作について図１６を用いて説明する。
【００８７】
図１６は、モータ回転検出手段６１の動作タイミングを示すタイムチャートである。図１６において、Ｕ／Ｄカウンタ６１１のＣＬＯＣＫ入力にモータ回転信号ＯＵＴＦＧが入力されると、Ｕ／Ｄカウンタ６１１は、ＯＵＴＦＧのＯＮと同時にサンプルパルスＰｓのカウントを開始し、カウント値を増加させる（タイミング６１ａ）。モータ回転信号ＯＵＴＦＧがＯＦＦすると、カウント値はラッチ回路６１２でラッチされ、Ｕ／Ｄカウンタのカウント値はリセットされる（タイミング６１ｂ）。モータ２の回転数の変化によりモータ回転信号ＯＵＴＦＧのＯＮ時間が変化するので、その変化に応じてラッチされたカウント値（ラッチ値）が変わる。ラッチ値はＤ／Ａコンバータ６１３でアナログ信号に変換され出力される。すなわち、モータ回転検出手段６１では、パルス信号であるモータ回転信号ＯＵＴＦＧが、モータ回転数を示すアナログ電圧Ｖｎとして出力される。
【００８８】
本実施形態では、モータ回転検出手段６１をデジタル回路で構成することにより、図８のアナログ素子で構成したモータ回転検出手段５６に比べて、外部コンデンサ５６４，５６５等が不要になる。したがって、モータ回転検出手段６１を構成する回路の集積化が容易となり、ひいてはモータ回転検出手段６１の小型化、低コスト化を図ることができる。
［第５の実施形態］
本実施形態のモータ制御装置は、上述した図２の制御モード切替判定手段５８をデジタル回路で構成した点において第１の実施形態と異なる。
【００８９】
図１７は、デジタル回路で構成した制御モード切替判定手段６２の回路図である。図１７に示すように、制御モード切替判定手段６２は、主に、モータ回転信号ＯＵＴＦＧからモータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧを生成するＳＴＡＲＴＦＧ信号生成部６２０ａと、制御モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧの遅れ時間ｔｄ１（ｄｅｌａｙ信号）を生成するｄｅｌａｙ信号生成部６２０ｂと、モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧを生成するＣＨＡＮＧＦＧ信号生成部６２０ｃとで構成される。
【００９０】
ＳＴＡＲＴＦＧ信号生成部６２０ａは、カウンタ６２２ａと、カウンタ６２２ａへの入力パルスＰｃａを発生させる２つのＤタイプのフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）回路６２３ａ，６２４ａ及びＮＡＮＤ回路６２５ａと、カウンタ６２２ａ及びＤ−ＦＦ６２３ａ，６２４ａへクロックを供給するクロック発生回路６２６（クロック周期は、例えば、１０μｓ）と、タイマのデータを設定するプリセットデータ設定回路６２７ａと、カウンタ６２２ａの出力及び入力パルスＰｃａが入力されモータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧを出力するリセットセットタイプのフリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）回路６２１ａとを有する。
【００９１】
ｄｅｌａｙ信号生成部６２０ｂは、上記のモータ起動信号生成部６２０ａと同様に、カウンタ６２２ｂと、カウンタ６２２ｂへの入力パルスＰｃｂを発生させる２つのＤタイプのフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）回路６２３ｂ，６２４ｂ及びＮＡＮＤ回路６２５ｂと、カウンタ６２２ｂ及びＤ−ＦＦ６２３ｂ，６２４ｂへクロックを供給するクロック発生回路６２６（モータ起動信号生成部６２０ａのクロック発生回路と共通）と、タイマのデータを設定するプリセットデータ設定回路６２７ｂと、カウンタ６２２ｂの出力及び入力パルスＰｃａが入力されモータｄｅｌａｙ信号を出力するリセットセットタイプのフリップフロップ（ＲＳ−ＦＦ）回路６２１ｂとを有する。
【００９２】
モード切替判定信号生成部６２０ｃは、図１０の制御モード切替判定手段５８と同様に、ＦＦ回路５８７と、入力抵抗５８８ａ，５８８ｂ及び出力抵抗５８８ｃが接続されたトランジスタスイッチ５８９とで構成される。
【００９３】
制御モード切替判定手段６２の動作について図１８を用いて説明する。
【００９４】
図１８は、制御モード切替判定手段６２の動作タイミングを示すタイムチャートである。
【００９５】
まず、モータ起動信号ＳＴＳＲＴＦＧについて説明する。モータ回転信号ＯＵＴＦＧがＤ−ＦＦ回路６２３ａに入力されると、Ｄ−ＦＦ６２３ａは出力信号１Ｑ（正）を出力し、Ｄ−ＦＦ６２４ａは出力信号２Ｑ（負）を出力し、ＮＡＮＤ回路６２５ａは、２つの出力信号１Ｑ（正）と２Ｑ（負）とのＮＡＮＤ出力であるカウンタ入力パルスＰｃａを出力する。
【００９６】
図１８に示すように、最初のモータ回転信号ＯＵＴＦＧの立上りでカウンタ入力パルスＰｃａがカウンタ６２２ａとＲＳ−ＦＦ回路６２１ａへ入力されると、ＲＳ−ＦＦ回路６２１ａはセットされ、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧを出力する（タイミング６２ａ）。
【００９７】
モータ回転中に、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧがＯＮ状態を維持し続けてモータ２が回転状態であることを検出するには、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧのリセット時間ｔｄ２を設定するプリセットデータ設定手段で設定できる。すなわち、モータ回転信号ＯＵＴＦＧのパルス周期が決定されるモータ最低回転数検出時間よりも長い時間となるようにｔｄ２（例えば、６４ｍｓ以上）を設定しておけばよい。
【００９８】
モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧのリセットは、モータ回転信号ＯＵＴＦＧの最後のパルス発生からプリセットデータ設定回路６７２ａで設定したｔｄ２後にリセットされる（タイミング６２ｂ）。
【００９９】
モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧについて説明する。モード起動信号ＳＴＲＡＴＦＧがＯＮすると、カウンタ６２２ｂへパルスＰｃｂ（負）が入力され、カウンタ６２２ｂではカウント値のカウントアップを開始する。カウント値がプリセットデータ設定手段６２７ｂで設定されたｄｅｌａｙ時間ｔｄ１に達すると、ＲＳ−ＦＦ回路６２１ｂはリセットされる。なお、ｄｅｌａｙ時間ｔｄ１は、プリセットデータ設定回路６２７ｂにより外部から設定可能であり、ｔｄ１の最適な時間は、モータ２の特性によって適宜設定される。ＲＳ−ＦＦ回路６２１ｂのリセット信号は、モード切替判定信号生成部のＦＦ回路５８７へ入力され、ＦＦ回路５８７がＯＮする。ＯＦＦのタイミングは、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧの立下りに同期させている。すなわち、ｄａｌａｙ信号生成部６２０ｂ及びモード切替判定信号生成部６２０ｃは、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧが発生してｔｄ１時間経過後、モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧをセット（ＯＮ）する。
【０１００】
モード切替判定信号ＣＨＡＮＧＦＧのリセット（ＯＦＦ）は、モータ起動信号ＳＴＡＲＴＦＧがＯＦＦするタイミングで行われる。
【０１０１】
本実施形態では、制御モード切替判定手段６２をデジタル回路で構成することにより、図１０のアナログ素子で構成した制御モード切替判定手段５８に比べて、外部コンデンサ５８１，５８４等が不要になる。したがって、制御モード切替判定手段６２を構成する回路の集積化が容易となり、ひいては制御モード切替判定手段６２の小型化、低コスト化を図ることができる。
【０１０２】
以上、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、他にも種々のものが想定される。例えば、第３〜第５の実施形態では、それぞれＤｕｔｙ／Ｖ変換手段６０、モータ回転検出手段手段６１、制御モード切替判定手段６２について個別に説明したが、これらのＤｕｔｙ／Ｖ変換手段６０、モータ回転検出手段手段６１、制御モード切替判定手段６２を少なくとも２つ以上同時に用いてモータ制御装置を構成してもよい。
【符号の説明】
【０１０３】
１…電動流体ポンプ  ２…センサレス・ブラシレスモータ  ３…インバータ  ４…インバータ駆動回路  ５…トルク制御手段  ５２…制御モード切替手段  ５３…電流検出手段  ５５…電流制御手段  ５７…低速回転時トルクアップ制御手段  ５８…制御モード切替判定手段  ５３１…増幅器  ５３２…  スイッチ  ５３４…コンデンサ  ｉｂ…電源電流  ｉｕ…モータ電流  ＶｂＨ…サンプルホールド電流値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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