(57)【要約】【課題】スイッチング損失の低減と、発生する伝導ノイズの低減が可能なスイッチング電源を提供する。【解決手段】出力電圧誤差検出回路９により生成される出力電圧誤差信号Verrと、入力電圧信号Vinとを乗算回路１０で乗算して、入力電圧と同位相かつ相似形で上記出力電圧誤差信号Verrに比例する振幅を持つ電流制御信号Ithを生成し、この信号Ithと入力電圧Vinの少なくとも一方を用いて、チョッパ回路を構成するスイッチング素子８のスイッチング周波数を変化させることにより、特に電源電圧のピーク付近の周波数を低減してスイッチング損失を低減し、変換効率を向上させる。【選択図】図１
2010233368.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を全波整流して脈流出力を得る整流回路と、
該整流回路に一端が接続されたインダクタと、該インダクタから供給される電流を平滑して直流出力を得るコンデンサと、前記インダクタの他端に接続されて前記コンデンサへ供給される電流をオン・オフするスイッチング素子とを備えるチョッパ回路と、
該チョッパ回路の入力電圧を検出して入力電圧検出信号を出力する入力電圧検出回路と、
前記チョッパ回路の出力電圧の設定電圧に対する誤差を検出して出力電圧誤差信号を出力する出力電圧誤差検出回路と、
前記入力電圧検出信号と同位相で波形が相似形であり、かつ前記出力電圧誤差信号と比例した振幅となる電流制御信号を生成する電流制御信号生成回路と、
前記インダクタを流れる電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出回路と、
スイッチング周波数信号を生成する周波数設定回路と、
前記スイッチング周波数信号に基づいた周波数で発振信号を発生する発振回路と、
前記発振信号と前記電流制御信号と前記電流検出信号とに基づいてスイッチング素子をオン・オフするスイッチング制御回路と、を備え、
前記周波数設定回路は、前記入力電圧検出信号と前記電流制御信号の少なくとも一方の変化に応じて、前記発振回路の周波数を変化させることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記周波数設定回路は、交流電源電圧の絶対値が小さい部分では前記入力電圧検出信号が大きいほど周波数が増加するように変化させ、大きい部分では前記電流制御信号が大きいほど周波数が減少するように変化させ、それらの中間では一定の周波数となるようにすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電源から安定な直流電源をつくり、チョッパ回路の入力電圧と入力電流とがほぼ同位相で相似形となるように動作させて力率の改善を図るスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、この種のスイッチング電源の従来例である。
図５の回路において、交流電源１の出力はフィルタ回路２を介して、ダイオードブリッジからなる整流回路３で全波整流される。その出力は、コンデンサ４により高周波ノイズを除去され、インダクタ５とダイオード６を介して、平滑コンデンサ７に電流を供給する。平滑コンデンサ７に電流が供給されることにより、平滑化された直流電圧Ｖoutが出力される。ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子８がインダクタ５とダイオード６の間に接続され、インダクタ５からダイオード６に流れる電流をオン・オフする。
【０００３】
出力電圧誤差検出回路９は、出力電圧Ｖoutを分圧抵抗９Ｒで分圧した信号の設定電圧Ｖrefに対する誤差を増幅し、出力電圧誤差信号Ｖerrとして乗算回路１０に出力する。入力電圧検出回路１１は、コンデンサ４，インダクタ５，ダイオード６および平滑コンデンサ７からなるチョッパ回路への入力電圧、すなわち整流回路３の出力電圧を検出して入力電圧信号Ｖinを出力する。入力電圧検出回路１１は、例えば抵抗分圧回路やレベルシフト回路などで構成され、入力電圧信号Ｖinは整流回路３の出力電圧、すなわち交流電源１からの交流入力電圧の絶対値と同位相で波形が相似形の信号となる（厳密にいえば、レベルシフト回路を入力電圧検出回路１１に用いた場合は、直流バイアス分を除いて相似形となる場合がある。）。乗算回路１０は出力電圧誤差信号Ｖerrと、入力電圧検出回路１１で生成された入力電圧信号Ｖinとを乗算する。その結果、乗算回路１０は入力電圧信号Ｖinと同位相かつ相似形で、出力電圧誤差信号Ｖerrに比例した振幅を持つ電流制御信号Ithを生成する。
【０００４】
インダクタ５を流れる電流は、検出抵抗１３Ｒおよび電流検出回路１３で電流検出信号Ｖiに変換され、比較回路１２で電流制御信号Ithと比較される。比較回路１２の出力はフリップフロップ１４のリセット入力（Ｒ）に入力され、フリップフロップ１４は比較回路１２の出力によってリセットされ、出力端子Ｑからローレベルを出力する。フリップフロップ１４のセット入力（Ｓ）には発振回路１５が接続されており、一定のスイッチング周波数でフリップフロップ１４をセットし、出力をハイレベルに変化させる。フリップフロップ１４の出力は駆動回路１６に入力され、駆動回路１６は入力がハイレベルの時にスイッチング素子８をオンさせ、ローレベルの時にオフさせる。
【０００５】
このような構成でスイッチング素子８がオンすると、インダクタ５からの電流が増加し、電流検出信号Ｖiが上昇する。電流検出信号Ｖiが電流制御信号Ithを超えると、比較回路１２の出力がハイレベルとなり、フリップフロップ１４のリセット入力にハイレベル信号が入力される。その結果、フリップフロップ１４の出力がローレベルとなり、駆動回路１６を介して、スイッチング素子８がオフされる。これによりインダクタ５からの電流は徐々に減少するが、発振回路１５により一定周期でフリップフロップ１４がセットされるため、電流がある程度減少した時点でフリップフロップ１４の出力はハイレベルに変化し、駆動回路１６を介して、スイッチング素子８がオンされる。このようにして、インダクタ５には入力電圧信号Ｖinと同相で相似形の電流が流れ、力率が改善される。
【０００６】
上記のような電源回路では、インダクタの小型化のためにはスイッチング周波数を高くする必要があるが、スイッチング周波数を高くすると、スイッチング損失が増加し、効率が低下する。また、スイッチング周波数を低くすることにより、効率の改善は可能であるが、発生する伝導ノイズの除去のために、フィルタ回路の遮断周波数を低く設定する必要が生じ、フィルタ回路が大型化するという問題が生じる。
この対策の一例として、例えば特許文献１には、スイッチング周波数を交流電源の電圧に応じて制御し、交流電源電圧の低い部分では周波数を低減することにより、効率を改善する力率改善回路が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００４−２８２９５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、上記特許文献１の力率改善回路では、コイル電流が大きくなる交流電源電圧の高い部分でスイッチング周波数が最大となってしまうため、スイッチング損失の低減効果は十分とは言い難い。
この発明の課題は、上記を鑑み、スイッチング損失の低減が可能で、かつ発生する伝導ノイズの低減が可能なスイッチング電源を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の発明は、
交流電源を全波整流して脈流出力を得る整流回路と、
該整流回路に一端が接続されたインダクタと、該インダクタから供給される電流を平滑して直流出力を得るコンデンサと、前記インダクタの他端に接続されて前記コンデンサへ供給される電流をオン・オフするスイッチング素子とを備えるチョッパ回路と、
該チョッパ回路の入力電圧を検出して入力電圧検出信号を出力する入力電圧検出回路と、
前記チョッパ回路の出力電圧の設定電圧に対する誤差を検出して出力電圧誤差信号を出力する出力電圧誤差検出回路と、
前記入力電圧検出信号と同位相で波形が相似形であり、かつ前記出力電圧誤差信号と比例した振幅となる電流制御信号を生成する電流制御信号生成回路と、
前記インダクタを流れる電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出回路と、
スイッチング周波数信号を生成する周波数設定回路と、
前記スイッチング周波数信号に基づいた周波数で発振信号を発生する発振回路と、
前記発振信号と前記電流制御信号と前記電流検出信号とに基づいてスイッチング素子をオン・オフするスイッチング制御回路と、を備え、
前記周波数設定回路は、前記入力電圧検出信号と前記電流制御信号の少なくとも一方の変化に応じて、前記発振回路の周波数を変化させることを特徴としている。
【００１０】
上記請求項１の発明においては、上記周波数設定回路を、交流電源電圧のゼロクロス付近では入力電圧に応じて周波数が増加するように変化させ、ピーク付近では電流制御信号に応じて周波数が減少するように変化させ、それらの中間では一定の周波数となるようにすることができる（請求項２の発明）。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、スイッチング周波数を交流入力電圧と電流制御信号のいずれかまたは両方（少なくとも一方）を用いて、交流電源電圧の絶対値が小さい部分では入力電圧検出信号が大きいほど周波数が増加するように変化させ、大きい部分では電流制御信号が大きいほど周波数が減少するように変化させ、それらの中間では所定の周波数となるようすることにより、スイッチング損失が低減され、効率向上を図ることが可能となり、周波数分散により伝導ノイズの低減を図ることも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の発振回路および周波数設定回路の例を示す詳細図
【図３】周波数設定回路の各部の信号波形例を示す波形図
【図４】図１における発振回路の別の例を示す回路図
【図５】従来例を示す構成図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
この発明による電源回路の実施の形態について説明する。図１はこの発明の実施の形態を示す構成図である。同図において、図５に示す従来例と同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
従来例との違いは、発振回路１５が周波数設定回路１７に接続され、周波数設定回路１７は入力電圧検出回路１１および乗算回路１０と接続され、周波数設定回路１７に入力電圧信号Ｖinと電流制御信号Ithと定電圧信号Ｖcとが入力されるようにした点にある。
【００１４】
以下図２，図３を参照して、発振回路１５および周波数設定回路１７の構成・作用について説明する。なお、図２は発振回路１５および周波数設定回路１７の例を示す詳細図であり、図３は周波数設定回路１７の各部の信号波形例を示す波形図である。
発振回路１５は定電流源１５Ａ、コンパレータ１５Ｂ、コンデンサ１５Ｃ、トランジスタ１５Ｄ,１５Ｅおよび抵抗１５Ｆ, １５Ｇなどからなり、定電流源１５Ａから流れる電流により、コンデンサ１５Ｃが充電される。そのコンデンサ１５Ｃの端子電圧が一定値を超えると、コンパレータ１５Ｂの出力がハイレベルとなり、トランジスタ１５Ｄがオンしてコンデンサ１５Ｃが放電される。コンデンサ１５Ｃが放電されるとコンパレータ１５Ｂの出力がローレベルとなり、トランジスタ１５Ｄがオフして定電流源１５Ａによるコンデンサ１５Ｃの充電が行われる。これを繰り返すことにより一定周期の三角波（鋸波）を発生する。
【００１５】
コンパレータ１５Ｂの出力は、図１のフリップフロップ１４のセット入力に接続されており、コンパレータ１５Ｂの出力がハイレベルとなったときに、フリップフロップ１４がセットされ、駆動回路１６を介してスイッチング素子８をオンさせる。トランジスタ１５Ｅのベースはベース抵抗１５Ｇを介して周波数設定回路１７に接続され、コレクタは抵抗１５Ｆを介して接地され、エミッタは定電流源１５Ａに接続される。後述のように、周波数設定回路１７からの周波数設定信号ｆｓに応じて、トランジスタ１５Ｅのコレクタ電流が変化する。すなわち、定電流源１５Ａから流れる電流のうち、トランジスタ１５Ｅに流れてコンデンサ１５Ｃの充電には用いられない電流が周波数設定信号ｆｓに応じて変化するため、三角波の周期およびスイッチング周波数が変化する。つまり、周波数設定信号ｆｓに応じてスイッチング周波数が変化するように動作する。
【００１６】
周波数設定回路１７は、図２のように非反転増幅回路１７Ａ、反転増幅回路１７Ｂ、バッファ回路１７Ｃおよびダイオード１７Ｄ１,１７Ｄ２,１７Ｄ３などから構成される。周波数設定回路１７に入力された入力電圧信号Ｖinは、非反転増幅回路１７Ａにより非反転増幅され、電流制御信号Ithは反転増幅回路１７Ｂで反転増幅される。非反転増幅回路１７Ａ,反転増幅回路１７Ｂの出力および定電圧信号Ｖcは、ダイオード１７Ｄ１、１７Ｄ２、１７Ｄ３を介してそれぞれバッファ回路１７Ｃに入力される。このバッファ回路１７Ｃは、図３に示すように非反転増幅回路１７Ａ、反転増幅回路１７Ｂの出力および定電圧信号Ｖcのうちで最小の信号を、周波数設定信号ｆｓとして出力する。周波数設定信号ｆｓは次のように発振回路１５の発振周波数（三角波の周期）を変化させる。
【００１７】
すなわち、発振回路１５では、コンデンサ１５Ｃの電圧（＝トランジスタ１５Ｅのエミッタ電圧）が、トランジスタ１５Ｅのベース電圧よりも高くならないと１５Ｅには電流が流れないので、コンデンサ１５Ｃの電圧が低い間は周波数設定回路１７の出力とは無関係の、定電流源１５Ａの電流だけで決まる一定の傾きでコンデンサ１５Ｃの電圧が上昇し、トランジスタ１５Ｅのベース電圧を超えると傾きが変化する。
【００１８】
つまり、（コンデンサ１５Ｃの電圧−トランジスタ１５Ｅのエミッタ・ベースで構成されるダイオードの順方向ドロップ分（約０．７Ｖ））がトランジスタ１５Ｅのベース電圧よりも大きくなると、トランジスタ１５Ｅのベースには次の（１）式で示す電流が流れる。
（エミッタ電圧−０．７Ｖ−ベース電圧）／ベース抵抗１５Ｇの抵抗値…（１）
トランジスタ１５Ｅのエミッタ電流は、ベース電流のｈfe（直流電流増幅率）倍となるが、その値は定電流源１５Ａの電流の数％程度である。エミッタ電流が流れ始めると、その分だけコンデンサ１５Ｃを充電する電流が減るので、コンデンサ１５Ｃの電圧上昇の傾きは小さくなる。
【００１９】
交流電源電圧のピーク付近ではバッファ回路１７Ｃの入力の中で反転増幅回路１７Ｂの出力が最小の信号となり、図３に示すように、この領域では交流電源電圧の絶対値が高いほど反転増幅器１７Ｂの出力電圧、すなわち発振回路１５への入力電圧は低くなる。ここで、発振回路１５へ入力される周波数設定信号ｆｓが小さいほど、より早い段階でコンデンサ１５Ｃの電圧上昇の傾きが小さくなるので、より周期が延びることになる。また、上記（１）式から、同じエミッタ電圧に対しては、ベース電圧が低いほどエミッタ電流が大きくなるので、コンデンサ１５Ｃの電圧上昇の傾きがより小さくなる。従って、周波数設定信号ｆｓが小さいほど、発振回路１５の周波数は低くなる。
【００２０】
図４に発振回路の別の例を示す。
図２では、発振回路１５へ入力される周波数設定信号ｆｓとトランジスタ１５Ｅのエミッタ電流、すなわち定電流源１５Ａの電流をバイパスさせる電流値との関係は非線形となるが、図４ではその関係を線形とするものである。図４は、図２のバッファ回路１７Ｃ，ベース抵抗１５Ｇおよびトランジスタ１５Ｅの直列回路を、図示のような回路に置き換えたものと言える。
【００２１】
図４に示すオペアンプＯＰＡの２入力はイマジナリショートとなるので、抵抗ＲにはオペアンプＯＰＡの非反転端子（＋）に入力される電圧に比例する電流が流れる。ここで、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２は第１のカレントミラー回路を構成し、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭＮ２，ＭＮ３は第２のカレントミラー回路を構成する。これにより、ＭＮ３のドレインには抵抗Ｒに流れる電流に比例した電流が流れることになる。
【００２２】
つまり、コンデンサ１５Ｃを充電する定電流源１５Ａの電流のうち、発振回路１５への入力電圧に比例する電流がＭＮ３にバイパスされ、その分だけコンデンサ１５Ｃの電圧の上昇の傾きが小さくなる。図２の回路では傾きが途中で変わるが、図４の回路ではオペアンプＯＰＡへの入力が一定である限り、傾きは一定となる。
【００２３】
以上のように、コイル電流が大きくなる交流入力電圧の絶対値が大きい部分でのスイッチング周波数を減少させることにより、スイッチング損失を低減し、効率向上を図ることが可能となる。また周波数が分散されるため、伝導ノイズの低減が可能であり、フィルタ回路の小型化が可能となる。
また交流入力電圧の絶対値が大きい部分でのスイッチング周波数を減少させる信号として、電流制御信号を用いることで、負荷が重くなるにつれて、交流入力電圧の絶対値が大きい部分でのスイッチング周波数はより低下し、効率低下をさらに抑制することが可能となる。
【００２４】
以上は、入力電圧信号と電流制御信号に応じてスイッチング周波数を変化させる例について述べたが、電流制御信号のみを用い、非反転増幅回路１７Ａにも電流制御信号を入力して本発明に係るスイッチング電源を構成することも可能である。
この場合は、軽負荷時に、非反転増幅回路１７Ａの出力が定電圧信号Ｖcよりも小さくなるように非反転増幅回路１７Ａの増幅率を設定することにより、スイッチング周波数が高くならないようにすることで、効率向上を図ることが可能である。
また、入力電圧信号と電流制御信号の代わりに入力電圧信号のみを用い、反転増幅回路１７Ｂにも入力電圧信号を入力して本発明に係るスイッチング電源を構成することも可能であり、この場合は、負荷によらず一定の周波数変化となるため、伝導ノイズの周波数分布が一定となり、フィルタ回路の設計を容易にすることが可能である。
【符号の説明】
【００２５】
１：交流電源
２：フィルタ回路
３：整流回路
４：コンデンサ
５：インダクタ
６：ダイオード
７：平滑コンデンサ
８：スイッチング素子
９：出力電圧誤差検出回路
９Ｒ：分圧抵抗
１０：乗算回路
１１：入力電圧検出回路
１２：電流比較回路
１３：電流検出回路
１３Ｒ：検出抵抗
１４：フリップフロップ
１５：発振回路
１５Ａ：定電流源
１５Ｂ：コンパレータ
１５Ｃ：コンデンサ
１５Ｄ，１５Ｅ：トランジスタ
１５Ｆ，１５Ｇ：抵抗
１６：駆動回路
１７：周波数設定回路
１７Ａ：非反転増幅回路
１７Ｂ：反転増幅回路
１７Ｃ：バッファ回路
１７Ｄ１，１７Ｄ２，１７Ｄ３：ダイオード
ＯＰＡ：オペアンプ
ｆｓ：周波数設定信号
Ith：電流制御信号
ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＮ１〜ＭＮ３：ＭＯＳトランジスタ
Ｒ：抵抗
Ｖc：定電圧信号
Ｖerr：出力電圧誤差信号
Ｖin：入力電圧信号
Ｖref：設定電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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