(57)【要約】【課題】符号間干渉のあるＭＩＭＯ信号に対して、等化及び信号分離を行なう場合に、逐次処理を行なうことが可能であり、等化と信号分離を簡易な構成で良好な特性を有するように実現できるようにする。【解決手段】送信機３０では、ＱＡＭ変調器３１，３２によりＱＡＭ変調された送信シンボルを各送信アンテナ３３，３４から送信する。受信機４０では、受信アンテナ４１，４２により信号を受信し、受信機内のＩＳＩキャンセラー４３で生成した硬値レプリカ信号を、受信信号から減算することにより、受信信号から時刻ｋ以外の受信信号成分を除去する。ＩＳＩキャンセラー４３の出力時刻ｋの送信信号に対応する受信信号と受信レプリカ信号とのユークリッド距離の２乗を最小にする組み合わせをＭＬＤ部４４で探索し、２乗距離を最小にするレプリカ信号を復号結果とする。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号間干渉のあるＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信装置であって、
前記受信信号に対して最尤基準によりＭＩＭＯ信号等化及び分離を行う等化器を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
【請求項２】
前記等化器は、
前記受信信号に対する最尤基準の探索から符号間干渉レプリカを生成し、前記受信信号から該符号間干渉レプリカを除去する符号間干渉除去部と、
前記符号間干渉レプリカを除去した受信信号に対して最尤判定によりＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項３】
前記符号間干渉除去部は、符号間干渉レプリカを最尤基準による探索に基づいて生成することを特徴とする請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項４】
前記符号間干渉除去部は、前記符号間干渉レプリカのうち、過去方向の符号間干渉レプリカを前記最尤判定によるＭＩＭＯ信号分離の結果を用いて生成し、未来方向の符号間干渉レプリカを最尤基準による探索に基づいて生成することを特徴とする請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項５】
前記等化器は、前記等化及びＭＩＭＯ信号分離を時間領域で逐次的に行うことを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項６】
前記等化器は、
前記受信信号に対し、最尤系列推定を行い、前記等化及び前記ＭＩＭＯ信号分離を同時に行うことを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項７】
符号間干渉のあるＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信方法であって、
前記受信信号に対して最尤基準によりＭＩＭＯ信号等化及び分離を行うことを特徴とするＭＩＭＯ受信方法。
【請求項８】
前記受信信号に対する最尤基準の探索から符号間干渉レプリカを生成し、前記受信信号から該符号間干渉レプリカを除去する符号間干渉除去ステップと、
前記符号間干渉レプリカを除去した受信信号に対して最尤判定によりＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定ステップと、
を備えることを特徴とする請求項７に記載のＭＩＭＯ受信方法。
【請求項９】
前記受信信号に対し、最尤系列推定を行い、前記等化及び前記ＭＩＭＯ信号分離を同時に行うことを特徴とする請求項７に記載のＭＩＭＯ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信方式における等化及び信号分離方式に関するものである。特に、時間領域等化器において、周波数選択性通信路に於けるマルチ入力、マルチ出力（Multiple-Input Multiple-Output，ＭＩＭＯ、以下「ＭＩＭＯ」という。）システムを簡易な送受信機構成で実現し、優れたビット誤り率特性を実現させる方法を提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
第１の従来技術として最尤判定（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）法（例えば、後述の非特許文献１）がある。最尤判定法は言葉の通り“最も尤もらしいシンボルを判定する”方式であり、受信機で行う方式の中で最適な信号分離検出法である。
【０００３】
第２の従来技術としてＳＩＳＯ通信路に於いてＶｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを利用した最尤系列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimation、以下「ＭＬＳＥ」という。）方式（例えば、後述の非特許文献２）がある。例として、長さＬビットの２値系列の復号を行うためには、送信された可能性のある２Ｌ個の異なる系列のパスメトリック（受信系列Ｙにおいて、レプリカ信号との信号点間の距離の二乗和）を比較し、このパスメトリックを最小にする最も確からしい系列Ｘを選択する。
【０００４】
第３の従来技術としてシングルキャリア周波数領域等化（Single Career Frequency Domain Equalization、以下「ＳＣ−ＦＤＥ」）がある。受信機側で受信データを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域に変換し、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準の重み行列を乗算するＮｕｌｌｉｎｇと呼ばれる方法を用いて、周波数等化と信号分離を同時に行う。この処理の後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間領域に戻し、データを復調する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】特許庁総務部企画調査課技術動向班、ＭＩＭＯ(Multi Input Multi Output)関連技術、３−４−２最尤検出、http://www.jpo.go.jp/shiryou/s_sonota/hyoujun_gijutsu/mimo/mokuji.htm
【非特許文献２】John G. Proakis, Digital communications, 3rd edition, MacGraw-Hill, 1995. pp. 249-254
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
時間領域においてブロック処理で等化、信号分離を行う方式は多く存在する。しかし、ブロック処理ではフェージングの時間的変動の影響が大きい場合に特性が大きく劣化してしまう。
【０００７】
また、等化及び信号分離を装置単体で用い、構成が非常に簡単な場合も良い特性を得られる方式があまり存在しない。
【０００８】
本発明は、斯かる実情に鑑み、符号間干渉のあるＭＩＭＯ信号に対して、等化及び信号分離を行なう場合に、逐次処理を行なうことが可能であり、等化と信号分離を簡易な構成で良好な特性を有するように実現できるＭＩＭＯ受信装置及びＭＩＭＯ受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、符号間干渉のあるＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信装置であって、前記受信信号に対して最尤基準によりＭＩＭＯ信号分離及び等化を行う等化器を備えたことを特徴とする。
【００１０】
また、前記等化器は、前記受信信号に対する最尤基準の探索から符号間干渉レプリカを生成し、前記受信信号から該符号間干渉レプリカを除去する符号間干渉除去部と、前記符号間干渉レプリカを除去した受信信号に対して最尤判定によりＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定部と、を備えることを特徴とする。
【００１１】
また、前記符号間干渉除去部は、符号間干渉レプリカを最尤基準による探索に基づいて生成することを特徴とする。
【００１２】
また、前記符号間干渉除去部は、前記符号間干渉レプリカのうち、過去方向の符号間干渉レプリカを前記最尤判定によるＭＩＭＯ信号分離の結果を用いて生成し、未来方向の符号間干渉レプリカを最尤基準による探索に基づいて生成することを特徴とする。
【００１３】
また、前記等化器は、前記等化及びＭＩＭＯ信号分離を時間領域で逐次的に行うことを特徴とする。
【００１４】
また、前記等化器は、前記受信信号に対し、最尤系列推定を行い、前記等化及び前記ＭＩＭＯ信号分離を同時に行うことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、符号間干渉のあるＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信方法であって、前記受信信号に対して最尤基準によりＭＩＭＯ信号等化及び分離を行うことを特徴とする。
【００１６】
また、前記受信信号に対する最尤基準の探索から符号間干渉レプリカを生成し、前記受信信号から該符号間干渉レプリカを除去する符号間干渉除去ステップと、前記符号間干渉レプリカを除去した受信信号に対して最尤判定によりＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定ステップと、を備えることを特徴とする。
【００１７】
また、前記受信信号に対し、最尤系列推定を行い、前記等化及び前記ＭＩＭＯ信号分離を同時に行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
このように本発明は、硬値レプリカを決める際にＭＬＤの原理を用いることで正確に硬値レプリカを生成することができる。時刻ｋ以外の成分をキャンセルし、時刻ｋの成分のみを残し判定することで逐次、処理を行うことが可能となる。また、ＭＩＭＯ通信路化を比較的簡易なシステム構成で実現することが可能となる。更に、ＭＬＳＥ法をＭＩＭＯ通信路化することで非常に良い特性をもつことで知られているＭＬＳＥの特性を維持したままＭＩＭＯ−ＭＬＳＥを実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】過去の判定結果を用いた逐次処理系ＭＬＤ等化器の送受信機構成を示す図である。
【図２】過去及び未来の全探索を用いた逐次処理系ＭＬＤ等化器の送受信機構成を示す図である。
【図３】１×１アンテナで２パス通信路におけるＭＬＳＥの原理を表すトレリス線図である。
【図４】ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器の送受信機構成を示す図である。
【図５】ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器に於けるアンテナモデルを示す図である。
【図６】ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器のトレリス線図を示す図である。
【図７】比較対象であるＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥ方式の送受信機構成を示す図である。
【図８】ＭＩＭＯシステムに於いて、変調にＢＰＳＫ変調を用いた場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図９】ＭＩＭＯシステムに於いて、変調にＱＰＳＫ変調を用いた場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図１０】ＭＩＭＯシステムに於いて通信路が−３ｄＢ減衰準静的レイリーフェージングの場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図１１】ＭＩＭＯシステムに於いて通信路が等電力準静的レイリーフェージングの場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図１２】２×２ＭＩＭＯシステムに於いて、逐次処理形ＭＬＤ等化器とＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ等化器とＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥ方式の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
【００２１】
まず本発明（逐次処理形ＭＬＤ等化器）の概略を、図２を用いて説明する。図２はＭＩＭＯ通信路に於ける逐次処理形ＭＬＤ等化方式の送受信機構成である。送信機３０では、ＱＡＭ変調器３１，３２によりＱＡＭ変調された送信シンボルを各送信アンテナ３３，３４から送信する。受信機４０では、受信アンテナ４１，４２により信号を受信し、受信機内のＩＳＩキャンセラー（符号間干渉除去部）４３において、生成した硬値レプリカ信号（符号間干渉レプリカ）を受信信号から減算することにより、受信信号から時刻ｋ以外の受信信号成分を除去する。その結果、時刻ｋの受信信号成分のみが得られ、その後ＩＡＩの分離をＭＬＤ部（最尤判定部）４４によって行う。すなわち、ＩＳＩキャンセラー４３の出力時刻ｋの送信信号に対応する受信信号と受信レプリカ信号とのユークリッド距離の２乗を最小にする組み合わせをＭＬＤ部４４で探索し、２乗距離を最小にするレプリカ信号を復号結果とする。ＩＳＩキャンセラー４３とＭＬＤ部４４から構成されるのが、逐次処理形ＭＬＤ等化器２５である。
【００２２】
送信アンテナ数をｎＴ、受信アンテナ数をｎＲとし、送信受信アンテナ間の通信路がシンボルＴｓ遅延のタップ付き遅延線モデルで表せるとする。マルチパス数をＬとすると、通信路行列Ｈは数式（１）の様に表される。
【００２３】
【数１】
2010233212.tif 000003
【００２４】
以下簡単の為ｎＴ＝ｎＲ＝２の場合について考える。
送信アンテナｉの時刻ｋの送信信号をx(i)k(i=1,…,nT)、受信機雑音をn(i)j(j=1,…,nR)とすると、受信信号 y(1)j, y(2)j, j=k,…,k+(L-1)は数式（２）のように表される。
【００２５】
【数２】
2010233212.tif 000004
【００２６】
ここで、送信アンテナ１と２の時刻ｋの送信信号x(1)k,x(2)kに着目する。送信信号x(1)k,x(2)kの通信路応答は、時刻ｋ〜ｋ＋（Ｌ−１）の間にＬパス分存在する。ここで時刻ｋのx(1)k,x(2)k以外の送信信号による受信信号成分を受信信号からキャンセルするため、硬値レプリカを次のように作成する。
【００２７】
【数３】
2010233212.tif 000005
【００２８】
但し、時刻ｋの送信信号x(1)k,x(2)kはキャンセルしないため、次のようにする。
【００２９】
【数４】
2010233212.tif 000006
【００３０】
このキャンセル用の硬値レプリカを生成するのにもＭＬＤの原理（全探索）を用いる。生成された受信レプリカ信号を数式（３）に示す。
【００３１】
【数５】
2010233212.tif 000007
【００３２】
また、この時のレプリカ候補の総数は変調多値数をＭとするとＭ（２Ｌ−２）ｎＴとなる。
【００３３】
次に、数式（４）に示す様に、数式（２）の受信信号から数式（３）の受信レプリカ信号を減算する。
【００３４】
【数６】
2010233212.tif 000008
【００３５】
これによりキャンセル後の受信信号y^(1)j,y^(2)j, j=k,…,k+(L-1) は、次の数式（５）で表される。
【００３６】
【数７】
2010233212.tif 000009
【００３７】
但し、ε(1)j, ε(2)j, j=k,…,k+(L-1) はキャンセル後の残留成分である。このキャンセルに当たってはＭ（２Ｌ−２）ｎＴ通りのレプリカ信号に対し、次の数式（６）を最小にするレプリカ信号を用いてキャンセルを行う。
【００３８】
【数８】
2010233212.tif 000010
【００３９】
この結果ほぼ ε(1)j≒0, ε(2)j ≒0 となる。また x(1)k, x(2)k 以外の送信信号が完全にキャンセルできれば、キャンセル後の受信信号は数式（７）の様になり、送信信号 x(1)k,x(2)k によるチャネル応答と雑音のみになる。以上がＩＳＩキャンセラーの動作である。
【００４０】
【数９】
2010233212.tif 000011
【００４１】
ＩＳＩキャンセラー４３によって得られた数式（５）の受信信号と時刻ｋの送信信号 x(1)k, x(2)k による受信応答レプリカの２乗距離メトリックを最小にする組み合わせをＭＬＤ部４４を用いて決定する。すなわち数式（８）を最小にする x^(1)k, x^(2)k  を全探索する。
【００４２】
【数１０】
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【００４３】
この時の探索回数はＭｎＴとなり、よってキャンセル用レプリカ生成と合わせたＭＬＤ総探索回数はＭ（２Ｌ−２）ｎＴ×ＭｎＴ＝Ｍ（２Ｌ−１）ｎＴとなる。
【００４４】
以上のＩＳＩキャンセラー４３からＭＬＤ部４４までの一連の流れを時刻毎に逐次スライディングして行って行く。
【００４５】
次に、過去の判定結果を用いた逐次処理系ＭＬＤ等化の送受信機構成を説明する。図１は、過去の判定結果を用いた逐次処理系ＭＬＤ等化器の送受信機構成を示す図である。
送信機１０では、ＱＡＭ変調器１１，１２によりＱＡＭ変調された送信シンボルを各送信アンテナ１３，１４から送信する。受信機２０では、受信アンテナ２１，２２により信号を受信し、受信機内のＩＳＩキャンセラー２３において、生成した硬値レプリカ信号を受信信号から減算することにより、受信信号から時刻ｋ以外の受信信号成分を除去する。その結果、時刻ｋの受信信号成分のみが得られ、その後ＩＡＩの分離をＭＬＤ部２４によって行う。ここまでは、図２の受信機と同じである。
【００４６】
異なるのは、ＩＳＩキャンセラー２３は、過去方向の符号間干渉レプリカを、ＭＬＤ部２４の最尤判定によるＭＩＭＯ信号分離の結果を用いて生成し、未来方向の符号間干渉レプリカを、最尤基準による探索に基づいてレプリカを生成する。これらレプリカを用いて受信信号から減算することにより、受信信号から時刻ｋ以外の受信信号成分を除去する。
【００４７】
次に、本発明（ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ）の概略を、図４を用いて説明する。図４はＭＩＭＯ−ＭＬＳＥの送受信機の構成である。但し、簡単のため、ｎＴ＝ｎＲ＝２、マルチパス数Ｌ＝２として説明する。
【００４８】
送信機５０では、ＱＡＭ変調器５１，５２によりＱＡＭ変調された送信信号ストリームを各送信アンテナ５３，５４から送信する。受信機６０では、各受信アンテナ６１，６２により受信した信号を、ＭＬＳＥ部（最尤系列推定部）６３によって最尤信号系列を推定し判定結果とする。ＭＬＳＥ部６３が等化器である。図５にＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ送受信機に於けるアンテナモデルを示す。送信アンテナ１，２から送信ビット０，１を送信し、それを受信アンテナ１，２で受信した場合の通信路インパルス応答を示している。
【００４９】
ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ送受信機の原理を図６に示す。簡単の為にＢＰＳＫ変調を用いて述べる。
【００５０】
図６に於いて、s(1)l,s(2)l  はそれぞれ送信アンテナ１，２からのＢＰＳＫ信号であり、ｌ＝０，１はそれぞれビット０，１を表す。また、図５に示すｒ１，ｒ２はそれぞれ受信アンテナ１，２の受信信号である。また通信路行列は数式（１）でｎＴ＝ｎＲ＝２，Ｌ＝２と置いたものになる。
【００５１】
これは、図３に示すようなＶｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを利用した最尤系列推定を行うものであり、図３は１×１アンテナで２パス通信路におけるＭＬＳＥの原理を表すトレリス線図である。図５のＭＩＭＯ通信路に対するＭＬＳＥ用のトレリス線図は、４状態で時刻ｋに於いて計１６本の遷移のブランチをもつトレリス線図になる。これを図６に示す。
【００５２】
ここで状態００、０１、１０、１１は、現在の時刻をｋと考えるとき、１時刻前のｋ−１の送信ビット値がそれぞれアンテナ１，２の順に００、０１、１０、１１であったという記憶を持つ状態である。したがって受信アンテナ１，２の受信値はこのトレリス線図上のパスに沿って値を取る。すなわちＭＩＭＯ  ＩＳＩの規則がトレリス線図で表せたことになる。各状態間の遷移のブランチ（枝）には、雑音が無い場合の受信アンテナ１，２の出力が割り当てられている。例えば図６の状態００→状態１１のブランチの場合は、次のように割り当てられている。
【００５３】
受信アンテナ１の出力：  H(0)11,S(1)L＋H(1)11,S(1)0＋H(0)12,S(2)L＋H(1)12,S(2)0
受信アンテナ２の出力：  h(0)21,s(1)l+h(1)21,s(1)0+h(0)22,s(2)l+h(1)22,s(2)0
【００５４】
従って、ブランチメトリックの計算式は、状態００→状態１１のブランチの場合、数式（９）の様になる。
【００５５】
【数１１】
2010233212.tif 000013
【００５６】
数式（９）をブランチメトリックの計算式として取り、時刻ｋ−１の送信ビット値を記憶している状態００、０１、１０、１１がそれぞれ持っているパスメトリックに、このブランチメトリックを加算し、新たなパスメトリックとする。但し、時刻ｋの送信ビット値を記憶している各状態に入る４本のパスメトリックのうち、最小のパスメトリックを持つパスをサバイバルパスとして選択し残す。以上のビタビ・アルゴリズム（Viterbi algorithm）によりＩＳＩの規則性を表すトレリス線図から最尤系列パスを選択し、送信信号系列を推定する。またトレリス線図は既知ビット系列を最終的に送信することで終端する。
【００５７】
以下、本発明を具体的に説明するが、もとより本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。
【００５８】
本発明の特性を説明するにあたり、既存方式であるＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥ方式を比較対象とする。ＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥ方式の送受信機構成を図７に示す。送信機７０では、ＱＡＭ変調器７１，７２によりＱＡＭ変調された送信シンボルを、ＣＰ付加器７３により各ブロックごとにＣＰ（Cyclic Prefix）を付加し、各送信アンテナ７５，７６から送信する。受信機８０では、ＣＰ除去器８３によりＣＰ除去後、ＦＤＥ（Frequency-domain equalization）８５により周波数領域等化を行い、空間信号多重分離と周波数特性の等化を行い復調する。
【００５９】
ＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥ方式はブロック長を６４シンボル（６４Ｔｓ）、ＦＦＴポイント数を６４、ＣＰ長を１６Ｔｓ、ＭＩＭＯの信号分離はＭＭＳＥ基準のＮｕｌｌｉｎｇで行った。
【００６０】
本発明、比較方式ともに、各送信・受信アンテナ間の通信路は、互いに独立な等電力の２パス周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路（Quasi-static Rayleigh fading channel）とする。また通信路のチャネル推定は受信側で完全であるということを前提としている。
【００６１】
本発明、比較方式ともに、変調方式はＢＰＳＫ変調、ＱＰＳＫ変調の２通りの場合を示す。また、本発明のＩＳＩキャンセラーの過去方向の硬値レプリカは判定結果を用いることにする。
【００６２】
変調方式がＢＰＳＫ変調の場合の本発明とＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥ方式の計算機シミュレーションによる誤り率（Bit Error Rate,BER）特性を図８に、変調方式がＱＰＳＫ変調の場合のＢＥＲ特性を図９に示す。
【００６３】
図８、図９よりＢＰＳＫ変調の場合、本発明のＢＥＲ特性がＭＩＭＯ  ＳＣ−ＦＤＥに比べ、２×２システムではＢＥＲが１０５で約１０ｄＢ良く、４×４では約１５ｄＢ良いことがわかる。また、ＱＰＳＫ変調の場合も、ＭＩＭＯ  ＳＣ−ＦＤＥに比べ、２×２システムではＢＥＲが１０５で約７．５ｄＢ良く、４×４では約１２ｄＢ良いがＱＰＳＫ変調の場合は、ＢＰＳＫ変調に比べて本発明のＭＩＭＯ  ＳＣ−ＦＤＥに対するＢＥＲの改善度がやや劣化する。
【００６４】
本発明の過去方向の硬値レプリカの作成の仕方の違いによるＢＥＲ特性差を説明する。
【００６５】
各送信・受信アンテナ間の通信路は、互いに独立な等電力及び‐３ｄＢ指数減衰の２パス周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路（Quasi-static Rayleigh fading channel）とする。また通信路のチャネル推定は受信側で完全であるということを前提としている。変調方式はＢＰＳＫ変調としている。
【００６６】
図１０に‐３ｄＢ指数減衰の２パス周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路の場合のＢＥＲ特性を、図１１に等電力の２パス周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路の場合の特性を示す。
【００６７】
図１０、図１１よりどちらの通信路の状態であっても過去方向、未来方向ともにＭＬＤの原理を用いて硬値レプリカを生成した場合のＢＥＲ特性の方がわずかに良いことがわかる。
【００６８】
図１２に、本発明である時間領域逐次処理形ＭＬＤ等化方式とＭＩＭＯ−ＭＬＳＥ方式のＢＥＲ特性を示す。比較のため、ＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥ方式のＢＥＲ特性も示す。
【００６９】
図１２よりＭＩＭＯ−ＭＬＳＥのＢＥＲ特性はＭＩＭＯ逐次処理形ＭＬＤ等化器よりも僅かに良い。これはＭＩＭＯ逐次処理形ＭＬＤ等化器では、判定シンボルの前後のｋ−（Ｌ−１）〜ｋ＋（Ｌ−１）シンボル区間をＭＬＤ探索の対象区間にしているのに対し、ＭＩＭＯ−ＭＬＳＥではトレリス終端ブロックの全区間に渡り系列推定を行っているので観測区間が長く、その分ＢＥＲ特性が改善されたと考えられる。図１２より、２つの本発明のＢＥＲ特性は非常に特性が良いことがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
ディジタル無線通信方式における等化・信号分離に関するものである。特に、時間領域逐次処理形ＭＬＤ等化器は時間的変動が非常に激しいフェージング環境下においても逐次処理を行うことにより、優れたビット誤り率特性を実現させるディジタル無線通信方式として利用可能性がある。
【符号の説明】
【００７１】
１０，３０，５０，７０  送信機
１１，１２，３１，３２，５１，５２，７１，７２  ＱＡＭ変調器
１３，１４，３３，３４，５３，５４，７５，７６  送信アンテナ
２０，４０，６０，８０  受信機
２１，２２，４１，４２，６１，６２  受信アンテナ
２３，４３  ＩＳＩキャンセラー
２４，４４  ＭＬＤ部
７３  ＣＰ付加器
８３  ＣＰ除去器
【図１】
2010233212.tif 000014
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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