(57)【要約】【課題】電圧変換効率が高く部品点数が少ない電源装置及びそれを備えた電気機器を提供する。【解決手段】複数種類の電源電圧を生成する電源装置であって、一次側に設けられたスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦにより、二次側に複数の電圧を発生させる主電源回路１１と、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子がスイッチングすることにより、主電源回路１１から出力される電圧Ｖｏ３に対して電圧変換を行い所望値の電源電圧を得る電圧変換回路１２〜１４と、前記スイッチ素子のスイッチングを制御するためのスイッチ制御信号ＣＮＴ１２〜ＣＮＴ１４を電圧変換回路１２〜１４に供給するスイッチ制御回路１５とを備え、スイッチ制御信号ＣＮＴ１２〜ＣＮＴ１４により、前記スイッチング素子のＯＮ期間毎に、前記ＯＮ期間の全範囲において前記スイッチ素子をＯＮ又はＯＦＦ制御する電源装置。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数種類の電源電圧を生成する電源装置であって、
一次側に設けられたスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦにより、二次側に複数の電圧を発生させる主電源回路と、
スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子がスイッチングすることにより、前記主電源回路から出力される電圧の一つに対して電圧変換を行い所望値の電源電圧を得る電圧変換回路と、
前記スイッチ素子のスイッチングを制御するためのスイッチ制御信号を前記電圧変換回路に供給するスイッチ制御回路とを備え、
前記スイッチ制御信号により、前記スイッチング素子のＯＮ期間毎に、前記ＯＮ期間の全範囲において前記スイッチ素子をＯＮ又はＯＦＦ制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記スイッチ制御回路が、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御部から出力される信号及び前記電圧変換回路の出力電圧に応じて前記スイッチ制御信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記スイッチ制御信号のレベル変化タイミングを、前記スイッチング素子のＯＦＦからＯＮへの切り替わりタイミングに対して所定の時間前にずらしていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記スイッチ制御信号のレベル変化タイミングを、前記スイッチング素子のＯＮからＯＦＦへの切り替わりタイミングに対して所定の時間後にずらしていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記スイッチ制御信号のレベル変化タイミングを、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切り替わりタイミングに一致させていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置を備えることを特徴とする電気機器。
【請求項７】
液晶テレビであることを特徴とする請求項６に記載の電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置及びそれを備えた電気機器に関し、特に複数種類の電源電圧を生成する電源装置及びそれを備えた電気機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年テレビの大型化、薄型化とともに多機能化が図られ、映像制御、音声制御、リモコン制御等の基本的な制御の他に、ＵＳＢ、ＳＤ等のインターフェース制御やインターネット等のネットワーク接続の制御など多くの機能が搭載されるようになってきている。このような傾向に伴いテレビの制御回路には各種制御ＩＣが使用されるようになり、必要とされる電源電圧の種類数が多くなる傾向にある。また、他の電気機器についてもテレビと同様に、多機能化に伴い、必要とされる電源電圧の種類数が多くなる傾向にある。
【０００３】
ここで、従来の電源装置の代表的な構成例を図７に示す。図７に示す従来の電源装置は、ＡＣ入力回路１００、主電源回路１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２、シリーズレギュレータ１０３、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０４を備え、負荷１０５に互いに値の異なる複数の電源電圧Ｖ１〜Ｖ４を供給する。ここで、主電源回路１０１での電圧変換効率はη１であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２での電圧変換効率はη２であり、シリーズレギュレータ１０３での電圧変換効率はη３であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の電圧変換効率はη４である。
【０００４】
主電源回路１０１は、ＡＣ入力回路１００から出力されるＤＣ電圧を互いに値の異なるＤＣ電圧Ｖｏ１及びＶｏ２に変換する。主電源回路１０１の一方の出力電圧であるＤＣ電圧Ｖｏ１は、主電源回路１０１によりレギュレーションが行われた安定した電圧であるため、直接電源電圧Ｖ１として使用することが可能である。これに対して、主電源回路１０１のもう一方の出力電圧であるＤＣ電圧Ｖｏ２は、主電源回路１０１によりレギュレーションが行われていない不安定な電圧であり、且つ、電源電圧Ｖ２〜Ｖ４と値が異なるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２及び１０４やシリーズレギュレータ１０３によって所望の電圧値の電源電圧Ｖ２〜Ｖ４に変換される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−２６０９９２号公報
【特許文献２】実公平７−２９７４５号公報
【特許文献３】特開２００２−１３６１４１号公報
【特許文献４】特開平７−１９１１４号公報
【特許文献５】特許第２９８６９８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記のような構成の図７に示す従来の電源装置では、電源電圧Ｖ１の電圧変換効率はη１であるが、電源電圧Ｖ２は２段の電圧変換により生成されその電圧変換効率はη１×η２となり、電源電圧Ｖ３は３段の電圧変換により生成されその電圧変換効率はη１×η２×η３となり、電源電圧Ｖ４は２段の電圧変換により生成されその電圧変換効率はη１×η４となるため、最終的な電源電圧の電圧変換効率は低くなってしまっていた。また、多くのＤＣ−ＤＣコンバータやシリーズレギュレータを使用しているため部品点数が増大しコストが増大する傾向にあった。
【０００７】
なお、特許文献１〜５で開示されている多出力型スイッチング電源装置はいずれも、全ての出力電圧がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により生成されるものであるため、部品点数を少なくすることができなかった。
【０００８】
本発明は、上記の状況に鑑み、電圧変換効率が高く部品点数が少ない電源装置及びそれを備えた電気機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明に係る電源装置は、複数種類の電源電圧を生成する電源装置であって、一次側に設けられたスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦにより、二次側に複数の電圧を発生させる主電源回路と、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子がスイッチングすることにより、前記主電源回路から出力される電圧の一つに対して電圧変換を行い所望値の電源電圧を得る電圧変換回路と、前記スイッチ素子のスイッチングを制御するためのスイッチ制御信号を前記電圧変換回路に供給するスイッチ制御回路とを備え、前記スイッチ制御信号により、前記スイッチング素子のＯＮ期間毎に、前記ＯＮ期間の全範囲において前記スイッチ素子をＯＮ又はＯＦＦ制御する構成とする。
【００１０】
このような構成によると、多くのＤＣ−ＤＣコンバータやシリーズレギュレータが不要であり、且つ、前記電圧変換回路によって得られる電源電圧がＰＷＭ制御により生成されないため、部品点数を少なくすることができる。また、前記電圧変換回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータやシリーズレギュレータよりも電圧変換効率を高くすることが可能であるので、図７に示す従来の電源装置よりも電圧変換効率を高くすることができる。
【００１１】
また、前記スイッチ制御回路が、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御部から出力される信号及び前記電圧変換回路の出力電圧に応じて前記スイッチ制御信号を生成するようにしてもよい。この場合、前記スイッチ素子のターンオン時のスイッチング損失を回避するために、前記スイッチ制御信号のレベル変化タイミングを、前記スイッチング素子のＯＦＦからＯＮへの切り替わりタイミングに対して所定の時間前にずらすようにしてもよい。
【００１２】
また、前記スイッチ素子のターンオフ時のスイッチング損失を回避するために、前記スイッチ制御信号のレベル変化タイミングを、前記スイッチング素子のＯＮからＯＦＦへの切り替わりタイミングに対して所定の時間後にずらすようにしてもよい。
【００１３】
また、前記スイッチ素子のターンオン時のスイッチング損失やターンオフ時のスイッチング損失を回避せずに、前記スイッチ制御信号のレベル変化タイミングを、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切り替わりタイミングに一致させてもよい。
【００１４】
また、上記目的を達成するために本発明に係る電気機器（例えば液晶テレビ）は、上記いずれかの構成の電源装置を備えるようにする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係る電源装置及びそれを備えた電気機器によると、多くのＤＣ−ＤＣコンバータやシリーズレギュレータが不要であり、且つ、本発明に係る電源装置に設けられる電圧変換回路によって得られる電源電圧がＰＷＭ制御により生成されないため、部品点数を少なくすることができる。また、本発明に係る電源装置に設けられる電圧変換回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータやシリーズレギュレータよりも電圧変換効率を高くすることが可能であるので、図７に示す従来の電源装置よりも電圧変換効率を高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る電源装置の概略構成例を示すブロック図である。
【図２】図１に示す本発明に係る電源装置の一回路例を示す図である。
【図３Ａ】図２に示す回路例における制御タイミングの一例を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ａに示す制御タイミングの変形例を示す図である。
【図４Ａ】図２に示す回路例における制御タイミングの他の例を示す図である。
【図４Ｂ】図４Ａに示す制御タイミングの変形例を示す図である。
【図５】図１に示す本発明に係る電源装置の他の回路例を示す図である。
【図６Ａ】本発明に係る液晶テレビの概略構成例を示す図である。
【図６Ｂ】本発明に係る液晶テレビの他の概略構成例を示す図である。
【図７】従来の電源装置の代表的な構成例を示す図である。
【図８】ＡＣ入力回路の一例を示す図である。
【図９】ＡＣ入力回路の他の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係る電源装置の概略構成例を図１に示す。図１に示す本発明に係る電源装置は、ＡＣ入力回路１０、主電源回路１１、電圧変換回路１２〜１４、及びスイッチ制御回路１５を備え、負荷１６に互いに値の異なる複数の電源電圧Ｖ１〜Ｖ４を供給する。
【００１８】
ＡＣ入力回路１０は、商用ＡＣ電圧を入力し、その商用ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換し、そのＤＣ電圧を主電源回路１１に供給する。ＡＣ入力回路１０は、例えば、図８に示すように、ヒューズＦＳ１０と、商用ＡＣ電圧を整流する整流器（図面では一例としてダイオードブリッジ回路を図示）ＲＥ１０と、その整流器ＲＥ１０から出力される脈流電圧を平滑するための平滑コンデンサＣ１０とを備える構成にするとよい。また、必要に応じて、図９に示すように力率を改善するための力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Controller）回路Ｐ１０を整流器ＲＥ１０と平滑コンデンサＣ１０の間に挿入してもよい。ＰＦＣ回路を使用する場合、平滑コンデンサはＰＦＣ回路と主電源回路のトランスの間であればどこに配置しても構わない。通常は、ＰＦＣ回路の出力近傍（図９参照）及び主電源回路のトランスの１次側コイル巻線近傍（図２参照）の両方に設けるが、どちらか一方のみでも構わない。
【００１９】
主電源回路１１は、ＡＣ入力回路１０から出力されるＤＣ電圧を互いに値の異なるＤＣ電圧Ｖｏ１及びＶｏ３に変換する。主電源回路１１の一方の出力電圧であるＤＣ電圧Ｖｏ１は、主電源回路１１によりレギュレーションが行われた安定した電圧であるため、直接電源電圧Ｖ１として使用する。これに対して、主電源回路１１のもう一方の出力電圧であるＤＣ電圧Ｖｏ３は、電圧変換回路１２〜１４それぞれによって所望の電圧値の電源電圧Ｖ２〜Ｖ４に変換される。
【００２０】
電圧変換回路１２は、スイッチ素子（図１において不図示）を有しており、スイッチ制御回路１５からのスイッチ制御信号ＣＮＴ１２に応じて当該スイッチ素子がスイッチングすることにより電圧変換を行う。同様に、電圧変換回路１３は、スイッチ素子（図１において不図示）を有しており、スイッチ制御回路１５からのスイッチ制御信号ＣＮＴ１３に応じて当該スイッチ素子がスイッチングすることにより電圧変換を行う。同様に、電圧変換回路１４は、スイッチ素子（図１において不図示）を有しており、スイッチ制御回路１５からのスイッチ制御信号ＣＮＴ１４に応じて当該スイッチ素子がスイッチングすることにより電圧変換を行う。
【００２１】
スイッチ制御信号ＣＮＴ１２〜１４は、主電源回路１１のスイッチ素子のＯＮ期間毎に、ＯＮ期間の全範囲において電圧変換回路１２〜１４のスイッチ素子をＯＮ又はＯＦＦ制御する。これにより、電圧変換回路１２〜１４はスイッチ制御信号ＣＮＴ１２〜１４に応じた電圧変換を行い、それぞれ所望値の電源電圧（安定化電圧）を生成する。このように、図１に示す本発明に係る電源装置は、多くのＤＣ−ＤＣコンバータやシリーズレギュレータが不要であり、且つ、電源電圧Ｖ２〜Ｖ４はＰＷＭ制御により生成されないため、部品点数を少なくすることができる。
【００２２】
ここで、主電源回路１１での電圧変換効率はη１である。電圧変換回路１２〜１４は、スイッチ制御信号ＣＮＴ１２〜１４に応じたスイッチ素子のスイッチングにより電圧変換を行い、図７に示す従来の電源装置で使用したＤＣ−ＤＣコンバータとは異なり個別の発振回路を必要としないため、ＤＣ−ＤＣコンバータよりも電圧変換効率を高くすることが可能である。また、電圧変換回路１２〜１４は、図７に示す従来の電源装置で使用したシリーズレギュレータとは異なり電力損失がスイッチング時のロスのみであるため、シリーズレギュレータよりも電圧変換効率を高くすることが可能である。したがって、図１に示す本発明に係る電源装置は、図７に示す従来の電源装置よりも電圧変換効率を高くすることができる。
【００２３】
次に、図１に示す本発明に係る電源装置の一回路例を図２に示す。なお、図２においてＡＣ入力回路１０と電圧変換回路１３及び１４の図示は省略している。
【００２４】
図２に示す回路例では、主電源回路１１は、平滑コンデンサＣ０と、発振回路１１Ａと、スイッチングトランジスタＱ１と、スイッチングトランスＴ１と、ダイオードＤ１及びＤ２と、平滑コンデンサＣ１と、基準電圧源ＲＥＦ１１と、出力電圧検出回路１１Ｂとによって構成されている。
【００２５】
ＡＣ入力回路１０（図２において不図示）から主電源回路１１に供給されるＤＣ電圧は平滑コンデンサＣ０によって平滑化され、さらに、スイッチングトランスＴ１の一次側に設けられたスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦによりパルス電圧Ｖｐに変換され、スイッチングトランスＴ１の二次側に発生する上記パルス電圧ＶｐがダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１によって整流且つ平滑され、電源電圧Ｖ１となる。出力電圧検出回路１１Ｂは、電源電圧Ｖ１と値が等しい検出電圧Ｖｓｅｎｓ１１と、基準電圧源ＲＥＦ１１から出力される基準電圧Ｖｒｅｆ１１とを比較し、その比較結果を発振回路１１Ａにフィードバックする。発振回路１１Ａは、出力電圧検出回路１１Ｂからの比較結果に応じて、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング周波数或いはデューティ比を制御して、電源電圧Ｖ１を所望の値に安定に制御する。
【００２６】
図２に示す回路例では、スイッチ制御回路１５は、電圧変換回路１２用制御部１５Ａと、電圧変換回路１３用制御部１５Ｂと、電圧変換回路１４用制御部１５Ｃとによって構成されている。電圧変換回路１２用制御部１５Ａは、コンパレータＣＯＭＰ１２と、基準電圧源ＲＥＦ１２と、ＤフリップフロップＦ１２と、バッファＢ１２とを備えている。電圧変換回路１３用制御部１５Ｂと電圧変換回路１４用制御部１５Ｃの詳細な構成は図示していないが、電圧変換回路１２用制御部１５Ａと同様の構成である。なお、主電源回路１１の一次側と二次側の絶縁を確保するため、例えば発振回路１１Ａとスイッチ制御回路１５の間にフォトカプラ等を設けることが望ましい。
【００２７】
また、図２に示す回路例では、電圧変換回路１２は、トランジスタＱ１２と、ダイオードＤ１２と、インダクタＬ１２と、コンデンサＣ１２とによって構成されている。
【００２８】
コンパレータＣＯＭＰ１２は、電源電圧Ｖ２と値が等しい検出電圧Ｖｓｅｎｓ１２と、基準電圧源ＲＥＦ１２から出力される基準電圧Ｖｒｅｆ１２とを比較し、その比較結果（データ信号ＤＡＴＡ）をＤフリップフロップＦ１２のＤ入力端子に送る。ＤフリップフロップＦ１２は、Ｄ入力端子に入力されるデータ信号ＤＡＴＡと、発振回路１１Ａから出力されＣＬＫ入力端子に入力されるクロック信号ＣＬＫとから、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング周期に同期したゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２を生成してＱ出力端子から出力する。ＤフリップフロップＦ１２のＱ出力端子から出力されるゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２は、バッファＢ１２を介して電圧変換回路１２のトランジスタＱ１２のゲートに供給され、このゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２によりトランジスタＱ１２がＯＮ／ＯＦＦ制御され電源電圧Ｖ２が所望の電圧値に制御される。なお、電源電圧Ｖ３及びＶ４についても図２では省略されているが電源電圧Ｖ２と同様の方法により、フィードバック制御されて所望の電圧値に制御されるようになっている。また、図２中のゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２〜Ｇｄｒｖ１４は図１中のスイッチ制御信号ＣＮＴ１２〜ＣＮＴ１４に対応している。
【００２９】
次に、図２に示す回路例における制御タイミングの一例を図３Ａに示す。データ信号ＤＡＴＡは、電源電圧Ｖ２と値が等しい検出電圧Ｖｓｅｎｓ１２が基準電圧Ｖｒｅｆ１２より低いときにＨｉｇｈレベルになる信号である。データ信号ＤＡＴＡは、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦ切り替わりタイミングと同期したクロック信号ＣＬＫにより、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２に変換される。クロック信号ＣＬＫは、ゲート駆動信号立ち上がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ１とゲート駆動信号立ち下がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ２とが交互に現れる信号である。ゲート駆動信号立ち上がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ１が現れたタイミングでデータ信号ＤＡＴＡがＨｉｇｈレベルであれば、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２が立ち上がる。また、ゲート駆動信号立ち下がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ２が現れたタイミングでゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２がＨｉｇｈレベルであれば、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２が立ち下がる。
【００３０】
ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２がＨｉｇｈレベルのとき、トランジスタＱ１２は、ＯＮになり、インダクタＬ１２を介してコンデンサＣ１２を充電し、電源電圧Ｖ２を上昇させる。電源電圧Ｖ２が上昇して基準電圧Ｖｒｅｆ１２より高くなると、データ信号ＤＡＴＡはＬｏｗレベルになるが、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２がゲート駆動信号立ち下がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ２によってＬｏｗレベルになるまで、コンデンサＣ１２の充電は継続される。
【００３１】
ゲート駆動信号立ち下がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ２によってゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２がＬｏｗレベルになると、負荷１６（図１参照）の負荷状態に応じて電源電圧Ｖ２は低下していく。電源電圧Ｖ２と値が等しい検出電圧Ｖｓｅｎｓ１２が基準電圧Ｖｒｅｆ１２より高い期間は、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２がＨｉｇｈレベルにならないので、主電源回路１１のスイッチングトランジスタＱ１がＯＮになってもトランジスタＱ２はＯＮにならず、電源電圧Ｖ２は低下し続ける。再度電源電圧Ｖ２と値が等しい検出電圧Ｖｓｅｎｓ１２が基準電圧Ｖｒｅｆ１２より低くなると、上述した手順と同様の手順によりコンデンサＣ１２が充電されて電源電圧Ｖ１２が上昇する。このようにトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦが繰り返されることにより電源電圧Ｖ２は所望の電圧値に制御される。
【００３２】
図３Ａに示すタイミングでは、クロック信号ＣＬＫによってゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の立ち上がり及び立ち下がりが行われたが、例えば図３Ｂに示すように、クロック信号ＣＬＫによってゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の立ち上がりが行われ、リセット信号ＲＳＴによってゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の立ち下がりが行われるようにしてもよい。すなわち、クロック信号ＣＬＫが現れたタイミングでデータ信号ＤＡＴＡがＨｉｇｈレベルであれば、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２が立ち上がり、リセット信号ＲＳＴが立ち上がったタイミングでゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２がＨｉｇｈレベルであれば、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２が立ち下がるようにしてもよい。
【００３３】
上述した図３Ａ及び図３Ｂに示す制御タイミングにおいて、リセット信号ＲＳＴは、電源投入後の一定時間のゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の出力禁止、及び／又は、電源異常時のゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の出力禁止を行うための抑制信号として使用することも可能である。
【００３４】
次に、図２に示す回路例における制御タイミングの他の例を図４Ａに示す。図４Ａに示す制御タイミング例では、クロック信号ＣＬＫのタイミングを、図３ＡのようにスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦ切り替わりタイミングに一致させるのではなく、スイッチングトランジスタＱ１のＯＦＦからＯＮへの切り替わりタイミングに対してゲート駆動信号立ち上がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ１を所定の時間前にずらし、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮからＯＦＦへの切り替わりタイミングに対してゲート駆動信号立ち下がりタイミング用クロック信号ＣＬＫ２を所定の時間後にずらしている。これにより、トランジスタＱ２のターンオン時のスイッチング損失及びターンオフ時のスイッチング損失を回避することができ、より一層電力効率を改善することができる。
【００３５】
図４Ａに示すタイミングでは、クロック信号ＣＬＫによってゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の立ち上がり及び立ち下がりが行われたが、例えば図４Ｂに示すように、クロック信号ＣＬＫによってゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の立ち上がりが行われ、リセット信号ＲＳＴによってゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の立ち下がりが行われるようにしてもよい。すなわち、クロック信号ＣＬＫが現れたタイミングでデータ信号ＤＡＴＡがＨｉｇｈレベルであれば、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２が立ち上がり、リセット信号ＲＳＴが立ち上がったタイミングでゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２がＨｉｇｈレベルであれば、ゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２が立ち下がるようにしてもよい。
【００３６】
上述した図４Ａ及び図４Ｂに示す制御タイミングにおいて、リセット信号ＲＳＴは、電源投入後の一定時間のゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の出力禁止、及び／又は、電源異常時のゲート駆動信号Ｇｄｒｖ１２の出力禁止を行うための抑制信号として使用することも可能である。
【００３７】
なお、電源電圧Ｖ３及びＶ４については図３Ａ、図３Ｂ、図４Ａ及び図４Ｂでは省略されているが電源電圧Ｖ２と同様の方法により所望の電圧値に制御される。
【００３８】
また、図３Ａ、図３Ｂ、図４Ａ及び図４Ｂでは電源電圧Ｖ１及び電源電圧Ｖ２のリップル電圧を強調して図示してあるが、実際には各リップル電圧は各電源電圧に対して十分に小さな値のものである。また、電源電圧Ｖ２〜Ｖ４のリップル電圧は各電圧変換回路１２〜１４内のインダクタ及び平滑コンデンサのインダクタンス値及び容量値を各電源電圧に対応する負荷に応じて設定することにより十分に小さな値に設定することが可能である。
【００３９】
次に、図１に示す本発明に係る電源装置の他の回路例を図５に示す。図５に示す回路例では、図２に示す回路例のように発振回路１１Ａからスイッチ制御回路１５にクロック信号ＣＬＫ及びリセット信号ＲＳＴが送られるのではなく、スイッチ制御回路１５内に設けられたクロック信号・リセット信号生成回路１５Ｄがパルス電圧Ｖｐからクロック信号ＣＬＫ及びリセット信号ＲＳＴを生成している。図５に示す回路例における制御タイミングは、図３Ａや図３Ｂに示す制御タイミングと同様にすることはできるが、主電源回路１１の二次側に発生するパルス電圧Ｖｐからクロック信号ＣＬＫを生成しているため、図４Ａや図４Ｂに示す制御タイミングのように、クロック信号ＣＬＫのタイミングをスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦ切り替わりタイミングに対して所定の時間前にずらすことはできない。ただし、クロック信号ＣＬＫのタイミングをスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦ切り替わりタイミングに対して所定の時間後にずらすことは可能である。
【００４０】
なお、本発明に係る電源装置は、上述した実施形態に限定されることはなく、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることができる。例えば、図２や図５に示す回路例では、電圧変換回路１２でのピーク電流を抑制するために電圧変換回路１２にダイオード１２及びインダクタＬ１２を設けたが、ダイオード１２及びインダクタＬ１２を設けない構成であっても構わない。
【００４１】
最後に、本発明に係る電気機器について説明する。ここでは、本発明に係る電気機器として液晶テレビを例に挙げて説明を行う。本発明に係る液晶テレビの概略構成例を図６Ａに示す。
【００４２】
図６Ａに示す本発明に係る液晶テレビは、ヒューズＦＳ１０と、商用ＡＣ電圧を整流する整流器ＲＥ１０と、平滑コンデンサＣ１０と、整流器ＲＥ１０と平滑コンデンサＣ１０の間に挿入されるＰＦＣ回路Ｐ１０と、整流器ＲＥ１０とＰＦＣ回路Ｐ１０の間に挿入されるスイッチ２１と、上述した本発明に係る電源装置２２と、待機電源回路２３と、待機電源回路２３の出力近傍に設けられる平滑コンデンサＣ１１と、負荷２４と、マイコン２５と、リモコン受光部２６と、操作キー２７とを備えている。
【００４３】
本発明に係る電源装置２２は、平滑コンデンサＣ１０の両端電圧を互いに値の異なる複数のＤＣ電圧に変換し、その複数のＤＣ電圧を負荷２４の各種電源電圧として負荷２４に供給する。負荷２４は、チューナ部２４Ａと、映像回路２４Ｂと、音声回路２４Ｃと、液晶表示部２４Ｄと、スピーカ２４Ｅとを含んでいる。チューナ部２４Ａは、アンテナ（不図示）から受け取ったテレビ放送信号の選局及び復調を行う。映像回路２４Ｂは、チューナ部２４Ａから受け取った映像信号に各種処理（例えば輝度補正やガンマ補正など）を施し、その各種処理を施した映像信号を液晶表示部２４Ｄに出力する。液晶表示部２４Ｄは映像回路２４Ｂの出力信号に基づく表示を行う。音声回路２４Ｃは、チューナ部２４Ａから受け取った音声信号に各種処理（例えば音量調整など）を施し、その各種処理を施した音声信号をスピーカ２４Ｅに出力する。スピーカ２４Ｅは音声回路２４Ｃの出力信号に基づく音声を発する。
【００４４】
一方、待機電源回路２３及び平滑コンデンサＣ１１は、整流器ＲＥ１１から出力される脈流電圧を所定値のＤＣ電圧に変換し、そのＤＣ電圧をマイコン２５の電源電圧としてマイコン２５に供給する。また、リモコン受光部２６及び操作キー２７は、マイコン２５から供給されるＤＣ電圧を電源電圧としている。
【００４５】
リモコン受光部２６はリモコン送信機（不図示）からの赤外線信号に応じた指示信号をマイコン２５に出力する。操作キー２７はユーザのキー操作に応じた指示信号をマイコン２５に出力する。マイコン２５は、リモコン受光部２６又は操作キー２７からの指示信号に基づき、負荷２４の動作（例えばチューナ部２４Ａによる選局動作や音声回路２４Ｃによる音量調整動作など）を制御する。また、マイコン２５は、リモコン受光部２６又は操作キー２７からの指示信号に基づいてスイッチ２１をＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００４６】
マイコン２５は、リモコン受光部２６又は操作キー２７からの指示信号に基づき、電気機器を待機状態にする場合、スイッチ２１がＯＦＦになるように制御する。これにより、ＰＦＣ回路Ｐ１０以降の回路部分に電力が供給されなくなり、電力消費を削減することができるので、待機電力を低減することができる。
【００４７】
一方、マイコン２５は、リモコン受光部２６又は操作キー２７からの指示信号に基づき、電気機器を非待機状態にする場合、スイッチ２１がＯＮになるように制御する。これにより、ＰＦＣ回路Ｐ１０以降の回路部分にも電力が供給され、電気機器の非待機状態が実現される。
【００４８】
また、本発明に係る液晶テレビの他の概略構成例を図６Ｂに示す。図６Ｂに示す本発明に係る液晶テレビは、スイッチ２１を整流器ＲＥ１０とＰＦＣ回路Ｐ１０の間に挿入するのではなく整流器ＲＥ１０とヒューズＦＳ１０の間に挿入し、商用ＡＣ電圧を整流して待機電源回路２３に供給する整流器ＲＥ１１を設ける点で、図６Ａに示す本発明に係る液晶テレビと異なっている。図６Ｂに示す本発明に係る液晶テレビは、電気機器が待機状態であるときに、整流器ＲＥ１０のリーク電流を削減することもできるので、図６Ａに示す本発明に係る液晶テレビと比べてより一層待機電力を低減することができる。
【符号の説明】
【００４９】
１０、２１、１００  ＡＣ入力回路
１１、１０１  主電源回路
１１Ａ  発振回路
１１Ｂ  出力電圧検出回路
１２〜１４  電圧変換回路
１５  スイッチ制御回路
１５Ａ  電圧変換回路１２用制御部
１５Ｂ  電圧変換回路１３用制御部
１５Ｃ  電圧変換回路１４用制御部
１５Ｄ  クロック信号・リセット信号生成回路
１６、１０５  負荷
２１  スイッチ
２２  本発明に係る電源装置
２３  待機電源回路
２４  負荷
２４Ａ  チューナ部
２４Ｂ  映像回路
２４Ｃ  音声回路
２４Ｄ  液晶表示部
２４Ｅ  スピーカ
２５  マイコン
２６  リモコン受光部
２７  操作キー
１０２、１０４  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０３  シリーズレギュレータ
Ｂ１２  バッファ
Ｃ０、Ｃ１、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２  平滑コンデンサ
ＣＯＭＰ１２  コンパレータ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１２  ダイオード
Ｆ１２  Ｄフリップフロップ
ＦＳ１０  ヒューズ
Ｌ１２  インダクタ
Ｐ１０  ＰＦＣ回路
Ｑ１  スイッチングトランジスタ（スイッチング素子の一例）
Ｑ２  トランジスタ（スイッチ素子の一例）
ＲＥ１０、ＲＥ１１  整流器
ＲＥＦ１１、ＲＥＦ１２  基準電圧源
Ｔ１  スイッチングトランス
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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