(57)【要約】【課題】小型かつ低損失のマルチバンド用の電力増幅器モジュールを提供する。さらに、この電力増幅器モジュールを用いた小型で低消費電力のマルチバンド用携帯電話端末を提供する。【解決手段】複数の電力増幅器１１Ａ，１１Ｂで用いられる出力整合回路が共通化されるので、電力増幅器モジュール１０の小型化が可能になる。さらに、出力整合回路２０に共振回路部２５を設けるによって、動作状態の電力増幅器の出力ノードから出力端子１７に至る信号の経路を除く、他の経路のインピーダンスの大きさが極大になる。この結果、電力増幅器で増幅した信号の伝送損失を増加させずに、非動作状態の電力増幅器の寄生インピーダンスを介した信号の流出を防止できる。【選択図】図１
2010004437.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数を有する第１の信号を受ける第１の入力端子と、
第２の周波数を有する第２の信号を受ける第２の入力端子と、
前記第１、第２の入力端子で受けた前記第１、第２の信号をそれぞれ増幅し、一方が動作状態のとき他方が非動作状態となるように制御される第１、第２の電力増幅器と、
前記第１、第２の電力増幅器によって増幅された前記第１、第２の信号を出力するための出力端子と、
前記第１、第２の電力増幅器の各出力ノードと前記出力端子とに接続され、前記出力端子の出力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の前記第１、第２の電力増幅器の出力と整合をとる出力整合回路とを備え、
前記出力整合回路は、増幅された前記第１の信号の経路に増幅された前記第２の信号の経路が接続される接続ノードと接地ノードとの間に設けられる共振回路部を含み、
前記共振回路部のインピーダンスと前記接続ノードから非動作状態の前記第１の電力増幅器側を見たインピーダンスとの並列合成インピーダンスの大きさは、前記第２の周波数で極大となり、
前記共振回路部のインピーダンスと前記接続ノードから非動作状態の前記第２の電力増幅器側を見たインピーダンスとの並列合成インピーダンスの大きさは、前記第１の周波数で極大となる、電力増幅器モジュール。
【請求項２】
前記接続ノードは、前記第１の電力増幅器の出力ノードと接続され、
前記出力整合回路は、
前記接続ノードと前記出力端子との間に設けられ、前記出力端子の出力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の前記第１の電力増幅器の出力と整合をとる第１の出力整合部と、
前記接続ノードと前記第２の電力増幅器の出力ノードとの間に設けられ、前記接続ノードから前記出力端子側を見たインピーダンスを変換することによって動作状態の前記第２の電力増幅器の出力と整合をとる第２の出力整合部とをさらに含む、請求項１に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項３】
前記第１の周波数は前記第２の周波数より高い周波数であり、
前記第２の出力整合部のインピーダンスは誘導性リアクタンスからなる、請求項２に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項４】
前記共振回路部のインピーダンスは、前記第２の周波数で、非動作状態の前記第１の電力増幅器の出力ノードおよび前記接地ノード間の寄生容量による容量性リアクタンスに等しい大きさの誘導性リアクタンスを示し、
前記共振回路部のインピーダンスは、前記第１の周波数で、非動作状態の前記第２の電力増幅器の出力ノードおよび前記接地ノード間の寄生容量による容量性リアクタンスと前記第２の出力整合部の誘導性リアクタンスとの差に等しい大きさの誘導性リアクタンスを示す、請求項３に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項５】
前記第１の入力端子と前記第１の電力増幅器の入力ノードとの間に設けられ、前記第１の入力端子の入力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の前記第１の電力増幅器の入力と整合をとる第１の入力整合回路と、
前記第２の入力端子と前記第２の電力増幅器の入力ノードとの間に設けられ、前記第２の入力端子の入力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の前記第２の電力増幅器の入力と整合をとる第２の入力整合回路とをさらに備える、請求項２に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項６】
前記第１の周波数は１９２０〜１９４０ＭＨｚの周波数帯域に含まれ、
前記第２の周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚの周波数帯域に含まれる、請求項２に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項７】
前記第１の周波数は８９８〜９２５ＭＨｚの周波数帯域に含まれ、
前記第２の周波数は８２４〜８４９ＭＨｚの周波数帯域に含まれる、請求項２に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項８】
前記第１の周波数は１９２０〜１９８０ＭＨｚの周波数帯域に含まれ、
前記第２の周波数は１７４９．９〜１７８４．９ＭＨｚの周波数帯域に含まれる、請求項２に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項９】
前記電力増幅器モジュールは、第１、第２の半導体チップをさらに備え、
前記第１の電力増幅器は、前記第１の半導体チップ上に形成された第１のトランジスタであり、
前記第２の電力増幅器は、前記第２の半導体チップ上に形成された第２のトランジスタである、請求項２に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項１０】
前記電力増幅器モジュールは、前記第１、第２の半導体チップが実装される誘電体基板をさらに備え、
前記第１、第２の出力整合部および前記共振回路部は、前記誘電体基板上に形成される、請求項９に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項１１】
前記電力増幅器モジュールは、半導体チップをさらに備え、
前記第１、第２の電力増幅器は、それぞれ、同一の前記半導体チップ上に形成された第１、第２のトランジスタである、請求項２に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項１２】
前記電力増幅器モジュールは、前記半導体チップが実装される誘電体基板をさらに備え、
前記第１、第２の出力整合部および前記共振回路部は、前記誘電体基板上に形成される、請求項１１に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項１３】
前記第１の周波数は前記第２の周波数より高い周波数であり、
前記第２の出力整合部のインピーダンスは誘導性リアクタンスからなり、
前記電力増幅器モジュールは、前記半導体チップが実装される誘電体基板をさらに備え、
前記第１の出力整合部および共振回路部は、前記誘電体基板上に形成され、
前記第２の出力整合部は、前記半導体チップ上に形成される、請求項１１に記載の電力増幅器モジュール。
【請求項１４】
第１の周波数を有する第１の送信信号および第２の周波数を有する第２の送信信号を生成する変調回路と、
前記変調回路から出力された前記第１の送信信号を通過させる第１のバンドパスフィルタと、
前記変調回路から出力された前記第２の送信信号を通過させる第２のバンドパスフィルタと、
前記第１のバンドパスフィルタから出力された前記第１の送信信号を受信するための第１の入力端子、前記第２のバンドパスフィルタから出力された前記第１の送信信号を受信するための第２の入力端子、および増幅された前記第１、第２の送信信号を出力するための出力端子を含む請求項１〜１３に記載の電力増幅器モジュールと、
前記出力端子に接続され、前記電力増幅器モジュールによって増幅された前記第１、第２の送信信号と移動体基地局からの受信信号とを分離する送受信用デュプレクサとを備える、携帯電話端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、高周波帯で使用する電力増幅器モジュールに関する。さらに、この電力増幅器モジュールを用いた携帯電話端末に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、携帯電話の普及によって多種類の移動体通信サービスが提供されている。これらの複数の通信サービスを１つの端末で利用するマルチバンド対応化も進展しつつある。マルチバンド対応の携帯電話端末では、利用する周波数帯域の数の増加に伴って、送信用の電力増幅部の回路素子数および回路面積が増加するという問題がある。そこで、従来個別の部品で構成されていた部分を共通化することにより、小型で低損失の電力増幅器モジュールを実現しようとする提案がなされている。
【０００３】
たとえば、特開２００４−２８９４２８号公報（特許文献１）に開示される電力増幅器モジュールでは、複数の電力増幅器の出力側に接続された出力整合回路と、増幅された複数の周波数帯域の信号を合波する合波回路とが一体化される。一体化された出力整合回路および合波回路は、特定の周波数信号成分のみを通過させるフィルタ回路の機能を有する。このフィルタ回路の機能によって、各電力増幅器で増幅された信号が他の電力増幅器に回り込むことを阻止し、複数の電力増幅器の出力端子間でアイソレーションを確保する。
【特許文献１】特開２００４−２８９４２８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記文献に開示される技術の場合、複数の周波数帯域の相互の間隔が十分に離れていないと低損失が実現できないと考えられる。その理由は次のとおりである。複数の電力増幅器の出力端子間のアイソレーションをフィルタ回路によって確保する場合、２つの周波数が近接するほど急峻な周波数特性のフィルタ回路が必要となる。一方で、フィルタ回路の周波数特性が急峻なほど、通過帯域における伝送損失が大きくなる。このため、フィルタ回路を用いる従来技術の場合、複数の周波数帯域の相互の間隔が狭まるにつれて出力整合回路の損失が大きくなる。
【０００５】
この発明の目的は、複数の周波数帯域が互いに近接した場合でも低損失の電力増幅が可能なマルチバンド用の小型の電力増幅器モジュールを提供することである。さらに、この電力増幅器モジュールを用いた小型で低消費電力のマルチバンド用携帯電話端末を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は要約すれば、電力増幅器モジュールであって、第１、第２の入力端子と、第１、第２の電力増幅器と、出力端子と、出力整合回路とを備える。第１の入力端子は、第１の周波数を有する第１の信号を受ける。第２の入力端子は、第２の周波数を有する第２の信号を受ける。第１、第２の電力増幅器は、第１、第２の入力端子で受けた第１、第２の信号をそれぞれ増幅し、一方が動作状態のとき他方が非動作状態となるように制御される。出力端子は、第１、第２の電力増幅器によって増幅された第１、第２の信号を出力する。出力整合回路は、第１、第２の電力増幅器の各出力ノードと出力端子とに接続され、出力端子の出力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の第１、第２の電力増幅器の出力と整合をとる。そして、出力整合回路は、増幅された第１の信号の経路に増幅された第２の信号の経路が接続される接続ノードと接地ノードとの間に設けられる共振回路部を含む。ここで、共振回路部のインピーダンスと接続ノードから非動作状態の第１の電力増幅器側を見たインピーダンスとの並列合成インピーダンスの大きさは、第２の周波数で極大となる。共振回路部のインピーダンスと接続ノードから非動作状態の第２の電力増幅器側を見たインピーダンスとの並列合成インピーダンスの大きさは、第１の周波数で極大となる。
【０００７】
好ましくは、接続ノードは、第１の電力増幅器の出力ノードと接続される。そして、出力整合回路は、第１の出力整合部と第２の出力整合部とを含む。第１の出力整合部は、接続ノードと出力端子との間に設けられ、出力端子の出力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の第１の電力増幅器の出力と整合をとる。第２の出力整合部は、接続ノードと第２の電力増幅器の出力ノードとの間に設けられ、接続ノードから出力端子側を見たインピーダンスを変換することによって動作状態の第２の電力増幅器の出力と整合をとる。
【０００８】
さらに好ましくは、第１の周波数は第２の周波数より高い周波数である。この場合、第２の出力整合部のインピーダンスは誘導性リアクタンスからなる。
【０００９】
この場合に、さらに好ましくは、共振回路部のインピーダンスは、第２の周波数で、非動作状態の第１の電力増幅器の出力ノードおよび接地ノード間の寄生容量に対応する容量性リアクタンスに等しい大きさの誘導性リアクタンスを示す。共振回路部のインピーダンスは、さらに、第１の周波数で、非動作状態の第２の電力増幅器の出力ノードおよび接地ノード間の寄生容量に対応する容量性リアクタンスと第２の出力整合部の誘導性リアクタンスとの差に等しい大きさの誘導性リアクタンスを示す。
【００１０】
また、好ましくは、本発明の電力増幅器モジュールは、第１の入力整合回路と、第２の入力整合回路とをさらに備える。第１の入力整合回路は、第１の入力端子と第１の電力増幅器の入力ノードとの間に設けられ、第１の入力端子の入力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の第１の電力増幅器の入力と整合をとる。第２の入力整合回路は、第２の入力端子と第２の電力増幅器の入力ノードとの間に設けられ、第２の入力端子の入力側のインピーダンスを変換することによって動作状態の第２の電力増幅器の入力と整合をとる。
【００１１】
また、好ましくは、第１の周波数は１９２０〜１９４０ＭＨｚの周波数帯域に含まれ、、第２の周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚの周波数帯域に含まれる。
【００１２】
あるいは、好ましくは、第１の周波数は８９８〜９２５ＭＨｚの周波数帯域に含まれ、第２の周波数は８２４〜８４９ＭＨｚの周波数帯域に含まれる。
【００１３】
あるいは、好ましくは、第１の周波数は１９２０〜１９８０ＭＨｚの周波数帯域に含まれ、第２の周波数は１７４９．９〜１７８４．９ＭＨｚの周波数帯域に含まれる。
【００１４】
また、好ましい実施の一形態において、本発明の電力増幅器モジュールは、第１、第２の半導体チップをさらに備える。ここで、第１の電力増幅器は、第１の半導体チップ上に形成された第１のトランジスタである。第２の電力増幅器は、第２の半導体チップ上に形成された第２のトランジスタである。
【００１５】
上記実施の一形態において、さらに好ましくは、本発明の電力増幅器モジュールは、第１、第２の半導体チップが実装される誘電体基板をさらに備える。ここで、第１、第２の出力整合部および共振回路部は、誘電体基板上に形成される。
【００１６】
また、好ましい実施の他の形態において、本発明の電力増幅器モジュールは、半導体チップをさらに備える。ここで、第１、第２の電力増幅器は、それぞれ、同一の半導体チップ上に形成された第１、第２のトランジスタである。
【００１７】
上記実施の他の形態において、さらに好ましくは、本発明の電力増幅器モジュールは、半導体チップが実装される誘電体基板をさらに備える。ここで、第１、第２の出力整合部および共振回路部は、誘電体基板上に形成される。
【００１８】
また、上記実施の他の形態において、さらに好ましくは、第１の周波数は第２の周波数より高い周波数である。この場合、第２の出力整合部のインピーダンスは誘導性リアクタンスからなる。そして、本発明の電力増幅器モジュールは、半導体チップが実装される誘電体基板をさらに備える。ここで、第１の出力整合部および共振回路部は、誘電体基板上に形成される。第２の出力整合部は、半導体チップ上に形成される。
【００１９】
また、本発明の他の局面において、本発明は携帯電話端末であって、変調回路と、第１、第２のバンドパスフィルタと、電力増幅器モジュールと、送受信用デュプレクサとを備える。変調回路は、第１の周波数を有する第１の送信信号および第２の周波数を有する第２の送信信号を生成する。第１のバンドパスフィルタは、変調回路から出力された第１の送信信号を通過させる。第２のバンドパスフィルタは、変調回路から出力された第２の送信信号を通過させる。電力増幅器モジュールは、第１のバンドパスフィルタから出力された第１の送信信号を受信するための第１の入力端子、第２のバンドパスフィルタから出力された第１の送信信号を受信するための第２の入力端子、および増幅された第１、第２の送信信号を出力するための出力端子を含む上記に記載のものである。送受信用デュプレクサは、出力端子に接続され、電力増幅器モジュールによって増幅された第１、第２の送信信号と移動体基地局からの受信信号とを分離する。
【発明の効果】
【００２０】
この発明によれば、複数の電力増幅器で用いられる出力整合回路が共通化されるので、電力増幅器モジュールの小型化が可能になる。さらに、共振回路部を設けることによって、動作状態の電力増幅器の出力ノードから出力端子に至る信号の経路を除く、他の経路のインピーダンスの大きさが極大になる。この結果、電力増幅器で増幅した信号の伝送損失を増加させずに、非動作状態の電力増幅器の寄生インピーダンスを介した信号の流出を防止できる。したがって、第１、第２の周波数が互いに近接した場合でも伝送損失の小さい出力整合回路を実現できる。また、このような小型かつ低損失の電力増幅器モジュールを用いることによって、小型で低消費電力のマルチバンド対応の携帯電話端末を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。
【００２２】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従う携帯電話端末１の一部の構成を示すブロック図である。図１を参照して、実施の形態１の携帯電話端末１は、変調回路３０と、バンドパスフィルタ３１Ａ，３１Ｂと、電力増幅器モジュール１０と、デュプレクサ３３と、電力増幅器モジュール１０用の電源部３２とを含む。
【００２３】
変調回路３０は、移動体通信用の基地局に送信するセルラー送信信号を生成する。マルチバンド対応の携帯電話端末１の場合、変調回路３０は、各種の移動体通信サービスに対応して、複数の周波数帯域の送信信号を生成する。図１の場合、変調回路３０は、第１の周波数ｆ１、第２の周波数ｆ２の２つの高周波の送信信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。生成された周波数ｆ１，ｆ２の送信信号Ｓ１，Ｓ２は、対応する周波数帯域のバンドパスフィルタ３１Ａ，３１Ｂをそれぞれ通過した後、電力増幅器モジュール１０に入力される。
【００２４】
電力増幅器モジュール１０は、複数の周波数帯域の送信信号（図１の場合、周波数ｆ１，ｆ２の送信信号Ｓ１，Ｓ２）を増幅して、デュプレクサ３３に出力する。ここで、デュプレクサ３３は、送受信でアンテナを共用するための部品であり、増幅された送信信号と移動体基地局からの受信信号とを分離するものである。図１に示すように、電力増幅器モジュール１０は、周波数ｆ１の送信信号Ｓ１および周波数ｆ２の送信信号Ｓ２をそれぞれ受けるための第１、第２の入力端子１６Ａ，１６Ｂと、第１、第２の電力増幅器１１Ａ，１１Ｂと、第１、第２の入力整合回路１５Ａ，１５Ｂと、出力整合回路２０と、増幅された周波数ｆ１，ｆ２の送信信号を出力するための出力端子１７とを含む。
【００２５】
第１の電力増幅器１１Ａは、第１の周波数ｆ１の送信信号Ｓ１を増幅し、第２の電力増幅器１１Ｂは、第２の周波数ｆ２の送信信号Ｓ２を増幅する。一般用の広帯域増幅器を用いると消費電力が大きくなるので、充電池で駆動される携帯電話端末の場合には、このように増幅する送信信号の周波数に対応した狭帯域増幅器が用いられる。電力増幅器１１Ａ，１１Ｂは、単一のバイポーラトランジスタやＦＥＴ（Field-Effect  Transistor）によって構成することもできるし、複数個の増幅素子の従属接続によっても構成することもできる。これらの電力増幅器１１Ａ，１１Ｂは、いずれか一方が動作状態（オン状態）のとき他方が非動作状態（オフ状態）となるように制御される。図１の場合、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの動作状態と非動作状態との切替は、電源部３２からの電源供給によって制御される。
【００２６】
電力増幅器１１Ａの入力ノードＮ３と入力端子１６Ａとの間には、入力整合回路１５Ａが設けられる。入力整合回路１５Ａは、入力端子１６Ａの入力側のインピーダンスを変換して動作状態の電力増幅器１１Ａの入力と整合をとる。同様に、動作状態の電力増幅器１１Ｂの入力側の整合をとるために、入力整合回路１５Ｂが電力増幅器１１Ｂの入力ノードＮ５と入力端子１６Ｂとの間に設けられる。
【００２７】
なお、この明細書では、単にインピーダンスと記載するときは、複素インピーダンスを意味するものとする。インピーダンスは、複素平面上で大きさ（絶対値）および偏角を用いて表わすことができる。
【００２８】
出力整合回路２０は、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの出力ノードＮ２，Ｎ４および出力端子１７に接続される。出力整合回路２０は、出力端子１７の出力側のインピーダンスを変換して、周波数ｆ１で動作状態にある電力増幅器１１Ａの出力と整合をとり、周波数ｆ２で動作状態にある電力増幅器１１Ｂの出力と整合をとる。このときの整合条件は、利得整合、高出力整合、および歪整合など、設計目的に応じてどのような整合条件を用いてもよい。利得整合の場合には、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの出力インピーダンスの複素共役に電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの出力側のインピーダンスを一致させる。高出力整合の場合には、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの出力信号の電力を最大にする。また、歪整合の場合は、出力信号の波形を歪ませないようにして出力電圧を最大にする。ＣＤＭＡ（符号分割多元接続：Code  Division  Multiple  Access）方式などの無線通信の変調波を増幅する場合には波形を歪ませないことが必要である。そこで、実施の形態１の電力増幅器モジュール１０では、歪整合によって出力整合回路２０を設計する。
【００２９】
図２は、歪整合による出力信号波形の説明図である。図２を参照して、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂを駆動する電源電圧が４．０Ｖの場合、出力信号波形はその平均値が４．０Ｖで束縛される。ここで平均値とは、波形を一周期積分した値または波形をフーリエ級数展開した時の周波数成分中のＤＣ（Direct  Current：直流）成分と考えればよい。今、出力信号波形が図２に実線の波形で示すようにバイアス電圧４．０Ｖを中心にして振幅が４．０Ｖの正弦波である場合には、波形は平均値４．０Ｖの条件を満たし、かつ波形は歪まない。しかし、図２に破線で示すように、振幅が４．５Ｖの正弦波を出力しようとすると、出力波形に歪が生じる。電圧０Ｖ以下の領域では、電力増幅器の非線形性によって入力波形に比例した波形が出力できず、波形がクリップされる。ここで、上述のように出力信号波形が平均値４．０Ｖの条件を満たすためには、振幅が８Ｖを超える領域を同じようにクリップしなければならないからである。したがって、歪が生じない最大の正弦波の振幅は、電源電圧に等しい４．０Ｖになる。
【００３０】
ここで、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの出力電力をＰ、電源電圧をＶs、出力電圧の実効値をＶrms、出力側のインピーダンスの絶対値をＺとすると、電源電圧Ｖｓは出力電圧の振幅に等しいので、
Ｐ＝Ｖrms2／Ｚ＝Ｖs2／（２Ｚ）                                      …(1)
の関係が得られる。したがって、出力波形に歪が生じない最大の出力側のインピーダンスの絶対値Ｚは、
Ｚ＝Ｖs2／（２Ｐ）                                                  …(2)
と表わされる。
【００３１】
再び図１を参照して、出力整合回路２０の構成について詳しく説明する。出力整合回路２０は、接続ノードＮ１と出力端子１７との間に接続される第１の出力整合部２１と、接続ノードＮ１と電力増幅器１１Ｂの出力ノードＮ４との間に接続される第２の出力整合部２３と、接続ノードＮ１と接地ノードＧＮＤとの間に接続される共振回路部２５とを含む。電力増幅器１１Ａの出力ノードＮ２は、接続ノードＮ１に接続される。したがって、電力増幅器１１Ａの出力ノードＮ２から出力端子１７に至る第１の信号Ｓ１の経路に、電力増幅器１１Ｂの出力ノードＮ４から出力された第２の信号Ｓ２の経路が、接続ノードＮ１で接続されることになる。
【００３２】
以下、図３〜図１０を参照して、第１、第２の出力整合部２１，２３および共振回路部２５の設計方法について具体的な数値を用いて説明する。以下の具体例では、周波数ｆ１を１９３０ＭＨｚとし、周波数ｆ２を１８８０ＭＨｚとし、周波数ｆ１がｆ２より高いものとする。
【００３３】
なお、図９は、図３のインピーダンスＺ１および図５のインピーダンスＺ４を示すスミスチャートである。図１０は、図４のインピーダンスＺ２，Ｚ３および図６のインピーダンスＺ５を示すスミスチャートである。図９、図１０では、インピーダンスＺ１〜Ｚ５を５０Ωで規格化して表示している。
【００３４】
まず、図３は、第１の出力整合部２１の設計方法を説明するための図である。図３、図９を参照して、出力整合部２１は、出力端子１７の出力側のインピーダンスＺＬ１を変換して、周波数ｆ１で動作状態の電力増幅器１１Ａの出力に整合させる。出力整合部２１として、たとえば、並列のコンデンサと、直列のインダクタまたは直列のマイクロストリップ線路とを含むπ回路に、ＤＣ成分をカットするための直列のコンデンサなどを付加した回路を用いることができる。
【００３５】
たとえば、電力増幅器１１Ａの出力電力Ｐを２７ｄＢｍ（＝５００ｍＷ）、電力増幅器１１Ａを駆動する電源電圧Ｖｓを４．０Ｖとすると、歪整合による出力側のインピーダンスの最適値Ｚ１は、前述の式（２）に従って、Ｚ１＝１６．０＋ｊ０［Ω］と表わされる（ただし、ｊは虚数単位を表わす）。インピーダンスＺ１は、スミスチャート上では図９のＺ１で表わされる。また、インピーダンスＺ１に対応する反射係数は、０．５１６∠１８０°となる（ただし、∠は反射係数の偏角を表わす）。
【００３６】
次に、図４は、第２の出力整合部２３の設計方法を説明するための図である。図４、図１０を参照して、出力整合部２３は、接続ノードＮ１から出力端子１７側を見たインピーダンスＺ２を変換して、周波数ｆ２で動作状態の電力増幅器１１Ｂの出力に整合させる。
【００３７】
具体的に、周波数ｆ１＝１９３０ＭＨｚで接続ノードＮ１から出力端子１７側を見たインピーダンスＺ１が１６．０＋ｊ０［Ω］の場合について考える。この場合、周波数がｆ１＝１９３０ＭＨｚからｆ２＝１８８０ＭＨｚに変化すると、図１０のスミスチャートでは近似的に、インピーダンスＺ１を表す点が、反射係数の大きさが一定で反時計回りの方向の点（インピーダンスＺ２）に移動する。Ｚ１に対応する反射係数が０．５１６∠１８０°であったので、Ｚ２に対応する反射係数が、たとえば仮に０．５１６∠−１６６°［Ω］になったとすれば、Ｚ２＝１６．２−ｊ５．５［Ω］と表わされる。
【００３８】
このＺ２を変換するために、誘導性リアクタンスの大きさが５．５Ωのインダクタ２４を出力整合部２３として用いる。これにより、電力増幅器１１Ｂの出力ノードＮ４から出力端子１７側を見たインピーダンスＺ３をＺ３＝１６．２＋ｊ０［Ω］にすることができる。図１０のスミスチャート上では、インピーダンスＺ３は、Ｚ２＝１６．２−ｊ５．５［Ω］から定抵抗円上をインダクタ２４の誘導性リアクタンスの分だけ時計回りに移動した点になる。こうして、周波数ｆ２で動作状態の電力増幅器１１Ｂの出力側のインピーダンスについてもほぼ歪整合を満たすように設定することができる。なお、５．５Ωの誘導性リアクタンスは、周波数ｆ２＝１８８０ＭＨｚにおいて０．４７ｎＨのインダクタンスに対応する。
【００３９】
ここまで、非動作状態の電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの各出力ノードおよび接地ノード間の寄生インピーダンスを考慮せずに説明した。理想的には、非動作状態の電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの出力インピーダンスは無限大（オープン）になるはずである。しかし、実際には高周波領域で、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの各出力ノードＮ２，Ｎ４と接地ノードＧＮＤとの間には寄生容量（図５の１３Ｂ、図６の１３Ａ）が存在する。そこで、この寄生容量１３Ａ，１３Ｂの大きさをたとえば１ｐＦとし、寄生容量１３Ａ，１３Ｂを考慮する場合について次に説明する。
【００４０】
図５は、図３に非動作状態の電力増幅器１１Ｂの寄生容量１３Ｂを追加した図である。図５、図９を参照して、周波数ｆ１＝１９３０ＭＨｚにおいて接続ノードＮ１から非動作状態の電力増幅器１１Ｂを見たインピーダンスＺ６は、寄生容量１３Ｂによる容量性リアクタンス（８２．５Ω）からインダクタ２４による誘導性リアクタンス（５．７Ω）を減じた値になる。すなわち、Ｚ６＝−ｊ７６．８［Ω］である。したがって、電力増幅器１１Ａから出力側を見たインピーダンスＺ４は、前述のインピーダンスＺ１とインピーダンスＺ６とが並列合成された値になる。この結果、インピーダンスＺ４は、Ｚ４＝１５．３−ｊ３．２［Ω］となって、整合状態のインピーダンスＺ１からずれてしまう。図９のスミスチャート上では、インピーダンスＺ４は、Ｚ１＝１６．０＋ｊ０［Ω］から定コンダクタンス円上をＺ６に対応する分だけ時計回りに移動した点である。なお、インピーダンスＺ４に対応する反射係数は、０．５３３∠−１７２°になる。
【００４１】
図６は、図４に非動作状態の電力増幅器１１Ａの寄生容量１３Ａを追加した図である。図６、図１０を参照して、周波数ｆ２＝１８８０ＭＨｚにおいて接続ノードＮ１から非動作状態の電力増幅器１１Ａを見たインピーダンスＺ７は、寄生容量１３Ａ（１ｐＦ）による容量性リアクタンス（８５Ω）に等しい（Ｚ７＝ｊ８５［Ω］）。したがって、電力増幅器１１Ｂから出力側を見たインピーダンスＺ５は、前述のインピーダンスＺ２とインピーダンスＺ７との並列合成インピーダンスに、さらにインダクタ２４による誘導性リアクタンス（５．５Ω）が直列合成された値になる。この結果、インピーダンスＺ５は、Ｚ５＝１３．８−ｊ２．１［Ω］となって、整合状態のインピーダンスＺ３からずれてしまう。図１０のスミスチャート上では、インピーダンスＺ５は、Ｚ２＝１６．２−ｊ５．５［Ω］から定コンダクタンス円上をＺ７に対応する分だけ時計回りに移動した後、さらに定抵抗円上をインダクタ２４による誘導性リアクタンスの分だけ時計回りに移動した点で表わされる。インピーダンスＺ５に対応する反射係数は、０．５６７∠−１７５°である。
【００４２】
このような非動作状態の電力増幅器１１Ａ，１１Ｂの寄生容量の影響を打消すために共振回路部２５が設けられている。図１に示すように、共振回路部２５は、接続ノードＮ１とノードＮ６との間に直列に接続されたキャパシタ２６およびインダクタ２７と、ノードＮ１，Ｎ６間でキャパシタ２６およびインダクタ２７に並列接続されたキャパシタ２８と、ノードＮ６と接地ノードＧＮＤ間に接続されたインダクタ２９とを含む。以下、図７、図８を参照して、図３〜図６の具体例に適用した場合の共振回路部２５の動作について説明する。この場合、共振回路部２５の各素子の具体的な設計値は、キャパシタ２６が１ｐＦになり、インダクタ２７が７．２ｎＨになり、キャパシタ２８が２６．７ｐＦになり、インダクタ２９が７．２ｎＨになる。
【００４３】
まず、図７は、周波数ｆ２＝１８８０ＭＨｚにおける共振回路部２５の動作を説明するための図である。図７を参照して、周波数ｆ２＝１８８０ＭＨｚにおいて、キャパシタ２６の値を１ｐＦとし、インダクタ２７の値を７．２ｎＨにすると、キャパシタ２６とインダクタ２７とが直列共振する。この結果、キャパシタ２６とインダクタ２７との合成インピーダンスは０になるので、接続ノードＮ１と接地ノードＧＮＤとの間のインピーダンスは、インダクタ２９の誘導性リアクタンス（７．２ｎＨのインダクタンスに対応する８５Ω）に等しくなる。このインダクタ２９による誘導性リアクタンスは、周波数ｆ２における電力増幅器１１Ａの寄生容量１３Ａによる容量性リアクタンスの大きさと等しいので、共振回路部２５は寄生容量１３Ａとともに並列共振する。すなわち、共振回路部２５のインピーダンスと接続ノードＮ１から非動作状態の第１の電力増幅器１１Ａ側を見たインピーダンス（寄生容量１３Ａの容量性リアクタンス）との並列合成インピーダンスの大きさが極大値を示すことになる。結果として、動作状態の電力増幅器１１Ｂの出力ノードＮ４から接続ノードＮ１を経て出力端子１７に至る経路を除いて、他の経路による信号の流れが阻止される。したがって、最終的に動作状態の電力増幅器１１Ｂの出力側のインピーダンスは、図４に示す整合状態のインピーダンスＺ３に等しくなる。
【００４４】
次に、図８は、周波数ｆ１＝１９３０ＭＨｚにおける共振回路部２５の動作を説明するための図である。図８を参照して、周波数ｆ１＝１９３０ＭＨｚでは、キャパシタ２６の値が１ｐＦでありインダクタ２７の値が７．２ｎＨである場合、キャパシタ２６とインダクタ２７の直列回路は誘導性のリアクタンスとなる。このキャパシタ２６およびインダクタ２７の直列回路とキャパシタ２８との並列回路のインピーダンスが容量性となるように、キャパシタ２８の値を設定する。このことは、並列回路の共振周波数を１９３０ＭＨｚより低い値に設定することにより可能である。最後に、この並列回路と直列にインダクタ２９が接続されることによって、最終的な共振回路部２５の合成インピーダンスの大きさはインダクタ２９の誘導性リアクタンスの大きさよりも小さくなる。
【００４５】
具体的に、キャパシタ２８の値を２６．７ｐＦにすれば、共振回路部２５の合成インピーダンスが７６．８Ωの大きさの誘導性リアクタンスになる（周波数ｆ１において、６．３ｎＨのインダクタに対応する）。この共振回路部２５による誘導性リアクタンスは、周波数ｆ１における電力増幅器１１Ｂの寄生容量１３Ｂとインダクタ２４との直列合成インピーダンスに等しい。したがって、共振回路部２５は、直列接続された寄生容量１３Ｂおよびインダクタ２４とともに並列共振する。すなわち、共振回路部２５のインピーダンスと接続ノードＮ１から非動作状態の第２の電力増幅器１１Ｂ側を見たインピーダンスとの並列合成インピーダンスの大きさが極大値を示すことになる。結果として、動作状態の電力増幅器１１Ａの出力ノードＮ２から接続ノードＮ１を経て出力端子１７に至る経路を除いて、他の経路のインピーダンスの大きさが極大値を示すので、他の経路を介した信号の流れが阻止される。したがって、最終的に動作状態の電力増幅器１１Ａの出力側のインピーダンスは、図３に示す整合状態のインピーダンスＺ１に等しくなる。
【００４６】
次に、電力増幅器モジュール１０の具体的な構成について説明する。
図１１は、実施の形態１の電力増幅器モジュール１０の具体的構成を示す模式図である。図１１を参照して、電力増幅器モジュール１０は、誘電体基板１００と、誘電体基板１００上に実装された半導体チップ１０１Ａ，１０１Ｂと、誘電体基板１００上に形成された入力端子１６Ａ，１６Ｂ、出力端子１７、電源端子３４，３５，３６、第１の出力整合部２１、第２の出力整合部２３、共振回路部２５、および第１、第２の入力整合回路１５Ａ，１５Ｂとを含む。
【００４７】
半導体チップ１０１Ａには、電力増幅器１１ＡとしてのＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ１１Ａが形成される。バイポーラトランジスタ１１Ａのエミッタは接地ノードＧＮＤに接続される。また、バイポーラトランジスタ１１Ａのコレクタは電力増幅器１１Ａの出力ノードＮ２として用いられ、ベースは電力増幅器１１Ａの入力ノードＮ３として用いられる。
【００４８】
さらに、電源端子３５がバイポーラトランジスタ１１Ａのエミッタに接続され、電源端子３４がベースに接続される。バイポーラトランジスタ１１Ａを動作状態にする場合、電源端子３４，３５に正の電圧を供給することにより、バイポーラトランジスタ１１Ａを活性領域で動作させる。バイポーラトランジスタ１１Ａを非動作状態にする場合、電源端子３５には動作状態と同じ正の電圧が供給される。これに対して、ベースに接続された電源端子３４は接地電位に固定される。この結果、バイポーラトランジスタ１１Ａの動作領域は遮断領域になる。なお、このように非動作状態のバイポーラトランジスタ１１Ａにおいてもコレクタに電圧を印加しておくことは、コレクタ・ベース間のＰＮ接合の空乏層領域を広げ寄生容量を小さくするための有効な手段である。実施の形態１では第２の出力整合部２３がインダクタ２４で構成され、２つのバイポーラトランジスタ１１Ａ，１１ＢのコレクタをＤＣ的に接続しているため、非動作状態のバイポーラトランジスタの寄生容量を小さくできるという有利な効果がある。
【００４９】
同様に、半導体チップ１０１Ｂには、電力増幅器１１ＢとしてのＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ１１Ｂが形成される。バイポーラトランジスタ１１Ｂのエミッタは接地ノードＧＮＤに接続される。また、バイポーラトランジスタ１１Ｂのコレクタは電力増幅器１１Ｂの出力ノードＮ４として用いられ、ベースは電力増幅器１１Ｂの入力ノードＮ５として用いられる。
【００５０】
バイポーラトランジスタ１１Ｂのコレクタは、インダクタ２４および接続ノードＮ１を介して電源端子３５に接続されている。したがって、バイポーラトランジスタ１１Ｂのコレクタには、バイポーラトランジスタ１１Ａのコレクタと共通の正の電圧が供給される。一方、バイポーラトランジスタ１１Ｂのベースは、電源端子３６に接続される。バイポーラトランジスタ１１Ｂを動作状態にする場合、バイポーラトランジスタ１１Ｂが活性領域で動作するように、電源端子３６に正の電圧が供給される。バイポーラトランジスタ１１Ｂを非動作状態にする場合、電源端子３４を接地電位に固定することによって、バイポーラトランジスタ１１Ｂを遮断する。
【００５１】
図１１に示す電力増幅器モジュール１０の構成によれば、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂが個別の半導体チップ１０１Ａ，１０１Ｂ上に形成される。このため、個別に性能が確認された電力増幅器１１Ａ，１１Ｂを電力増幅器モジュール１０に組込むことができる。したがって、電力増幅器モジュール１０の設計が容易になり、特性の良好な電力増幅器モジュール１０を製造することができる。
【００５２】
以上のとおり、実施の形態１の電力増幅器モジュール１０によれば、複数の電力増幅器１１Ａ，１１Ｂで用いられる出力整合回路が共通化されるので、電力増幅器モジュール１０を小型化することができる。
【００５３】
さらに、実施の形態１の電力増幅器モジュール１０では、出力整合回路２０に設けられた共振回路部２５によって、第１の電力増幅器１１Ａが周波数ｆ１で動作状態の場合に、出力ノードＮ２から接続ノードＮ１を経て出力端子１７に至る第１の信号Ｓ１の経路を除く、他の経路のインピーダンスが極大になる。同様に、第２の電力増幅器１１Ｂが周波数ｆ２で動作状態の場合に、共振回路部２５によって、出力ノードＮ４から接続ノードＮ１を経て出力端子１７に至る第２の信号Ｓ２の経路を除く、他の経路のインピーダンスが極大になる。この結果、電力増幅器で増幅した信号の伝送損失を増加させることなく、非動作状態の電力増幅器の寄生インピーダンスを介した信号の流出を防止することができる。したがって、周波数ｆ１とｆ２とが近接した場合でも伝送損失の小さい出力整合回路２０を実現することができる。これに対して、フィルタ回路を用いて周波数ｆ１とｆ２とを分離する従来技術の場合には、周波数ｆ１とｆ２が近接した場合にフィルタ回路の通過帯域の損失が大きくなってしまうという不都合がある。
【００５４】
具体的に周波数帯域が近接した場合として、以下の例を示すことができる。
(i)第１の周波数帯域が１９２０〜１９４０ＭＨｚであり、第２の周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚの場合。前者は主に日本国内のＣＤＭＡ端末で用いられ、後者は主に米国のＣＤＭＡ端末で用いられる。
【００５５】
(ii)第１の周波数帯域が８９８〜９２５ＭＨｚであり、第２の周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚの場合。前者は主に日本国内のＣＤＭＡ端末で用いられ、後者は主に米国、一部は日本のＣＤＭＡ端末で用いられる。
【００５６】
(iii)第１の周波数帯域が１９２０〜１９８０ＭＨｚであり、第２の周波数帯域が１７４９．９〜１７８４．９ＭＨｚの場合。両者とも日本国内のＷ−ＣＤＭＡ（Wideband  Code  Division  Multiple  Access）端末で使用される。
【００５７】
実施の形態１の電力増幅器モジュールに１０よれば、上記の例(i)〜(iii)のように第１、第２の周波数帯域が近接した場合でも、出力整合回路を共通化することによって小型かつ低損失の電力増幅器モジュール１０を提供することができる。さらに、この電力増幅器モジュール１０を用いて、小型かつ低消費電力のマルチバンド対応の携帯電話端末１を実現できる。
【００５８】
［実施の形態２］
図１２は、実施の形態２の電力増幅器モジュール１０Ａの具体的構成を示す模式図である。図１２の電力増幅器モジュール１０Ａは、図１１の半導体チップ１０１Ａ，１０１Ｂに代えて、単一の半導体チップ１０２を含む点で図１１の実施の形態１の電力増幅器モジュール１０と異なる。電力増幅器１１Ａ，１１Ｂとしてのバイポーラトランジスタ１１Ａ，１１Ｂは共に、半導体チップ１０２上に形成される。バイポーラトランジスタ１１Ａのエミッタは、バイポーラトランジスタ１１Ｂのエミッタとともに共通の接地ノードＧＮＤに接続される。その他の点については、図１２の電力増幅器モジュール１０Ａは図１１の電力増幅器モジュール１０と同一であるので、同一または対応する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【００５９】
実施の形態２の電力増幅器モジュール１０Ａでは、バイポーラトランジスタ１１Ａ，１１Ｂが同一の半導体チップ１０２に設けられているので、これらのトランジスタ１１Ａ，１１Ｂを同一の半導体プロセスで形成する必要がある。このため、半導体チップ１０２に設けられるトランジスタ１１Ａ，１１Ｂは互いに類似した特性であることが望ましい。実施の形態１で説明したように、電力増幅器モジュール１０Ａは２つの周波数帯域が近接しているためトランジスタ１１Ａ，１１Ｂはほぼ同一の周波数特性でよい。また、トランジスタ１１Ａ，１１Ｂは同一の変調方式の送信波を増幅するため、トランジスタの線形性などもほぼ同一の特性でよい。さらに、トランジスタ１１Ａ，１１Ｂの出力電力はほぼ等しいので、トランジスタの許容電流量などの諸特性もほぼ同一の特性でよい。このため、同一の半導体チップ１０２にトランジスタ１１Ａ，１１Ｂを集積することが可能になっている。
【００６０】
［実施の形態３］
図１３は、実施の形態３の電力増幅器モジュール１０Ｂの具体的構成を示す模式図である。図１３の電力増幅器モジュール１０Ｂは、インダクタ２４が誘電体基板１００上でなく半導体チップ１０３に形成される点で、実施の形態２の電力増幅器モジュール１０Ａと異なる。すなわち、実施の形態３の半導体チップ１０３は、電力増幅器１１Ａ，１１Ｂとしてのバイポーラトランジスタ１１Ａ，１１Ｂと、第２の出力整合部２３としてのインダクタ２４とを含む。その他の点については、図１３の電力増幅器モジュール１０Ｂは、図１２の電力増幅器モジュール１０Ａと同一であるので、同一または対応する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【００６１】
前述の従来技術（特開２００４−２８９４２８号公報）の場合は、複数の電力増幅器で増幅された送信信号はそれぞれの電力増幅器の出力側に接続された出力整合回路を通過する。その後、増幅された送信信号の経路は合波回路によって一体化される。このため、その合波回路の一部を半導体チップ上に集積することはできない。一方、実施の形態３では、増幅された送信信号の経路は、電力増幅器モジュール１０Ｂの出力端子１７に接続された出力整合部２１を通過する前に一体化される構成であるから、一体化のために用いる出力整合回路２０の一部であるインダクタ２４を半導体チップ上に集積することができる。
【００６２】
ここで、一般に半導体基板上に形成されたインダクタは損失が大きい。このため、電力増幅器モジュール用として半導体基板上に大きな値のインダクタを形成することは好ましくない。しかし、周波数ｆ１，ｆ２が互いに近接している場合には、インダクタ２４の値が小さくなるので、インダクタ２４を半導体チップ１０２に形成することが可能になる。この結果、実施の形態３の電力増幅器モジュール１０Ｂによれば、さらなる小型化および集積化が可能になる。
【００６３】
［実施の形態４］
図１４は、実施の形態４に従う携帯電話端末１Ａの一部の構成を示すブロック図である。図１４では、出力整合回路２０Ａの構成が、図１に示す実施の形態１の出力整合回路２０の構成と異なる。その他の点については、図１４の携帯電話端末１Ａは、図１の携帯電話端末１と同様であるので、同一または対応する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【００６４】
図１４の出力整合回路２０Ａは、接続ノードＮ１と出力端子１７との間に設けられる第１の出力整合部２１と、電力増幅器１１Ａの出力ノードＮ２と接続ノードＮ１との間に設けられる第２の出力整合部２２と、電力増幅器１１Ｂの出力ノードＮ４と接続ノードＮ１との間に設けられる第３の出力整合部２３と、接続ノードＮ１と接地ノードＧＮＤとの間に設けられる共振回路部２５を含む。すなわち、図１４の出力整合回路２０Ａは、出力整合部２２をさらに含む点で図１の出力整合回路２０と異なる。以下、周波数ｆ１が周波数ｆ２より高い周波数であるとして説明する。
【００６５】
図１４を参照して、第１の出力整合部２１は、接続ノードＮ１から出力端子１７側を見たインピーダンスが、周波数ｆ１およびｆ２の中間の周波数ｆ３において、歪整合を満たす最適な大きさインピーダンス（実施の形態１の例では１６．０Ω）となるように設計される。この場合、第２の出力整合部は容量性リアクタンスによって構成され、第３の出力整合部は誘導性リアクタンスによって構成される。第２の出力整合部の容量性リアクタンスは、動作状態の電力増幅器１１Ａの出力ノードＮ２から出力端子１７側を見たインピーダンスが、電力増幅器１１Ａの出力と整合するように設定される。同様に、第３の出力整合部の誘導性リアクタンスは、動作状態の電力増幅器１１Ｂの出力ノードＮ４から出力端子１７側を見たインピーダンスが、電力増幅器１１Ｂの出力と整合するように設定される。
【００６６】
また、共振回路部２５を構成する各インダクタ２７，２９および各キャパシタ２６，２８の値は、共振回路部２５のインピーダンスと接続ノードＮ１から非動作状態の電力増幅器１１Ａを見たインピーダンスとの合成インピーダンスが周波数ｆ２で極大になるように設定される。同様に、共振回路部２５のインピーダンスと接続ノードＮ１から非動作状態の電力増幅器１１Ｂを見たインピーダンスとの合成インピーダンスが周波数ｆ１で極大になるようにする。
【００６７】
上記構成によっても、実施の形態１の場合と同様に、小型で低損失のマルチバンド対応の電力増幅器モジュール１０Ｃを実現することができる。さらに、この電力増幅器モジュール１０Ｃを用いて小型かつ低消費電力のマルチバンド対応の携帯電話端末１Ａを実現できる。
【００６８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】この発明の実施の形態１に従う携帯電話端末１の一部の構成を示すブロック図である。
【図２】歪整合による出力信号波形の説明図である。
【図３】第１の出力整合部２１の設計方法を説明するための図である。
【図４】第２の出力整合部２３の設計方法を説明するための図である。
【図５】図３に非動作状態の電力増幅器１１Ｂの寄生容量１３Ｂを追加した図である。
【図６】図４に非動作状態の電力増幅器１１Ａの寄生容量１３Ａを追加した図である。
【図７】周波数ｆ２＝１８８０ＭＨｚにおける共振回路部２５の動作を説明するための図である。
【図８】周波数ｆ１＝１９３０ＭＨｚにおける共振回路部２５の動作を説明するための図である。
【図９】図３のインピーダンスＺ１および図５のインピーダンスＺ４を示すスミスチャートである。
【図１０】図４のインピーダンスＺ２，Ｚ３および図６のインピーダンスＺ５を示すスミスチャートである。
【図１１】実施の形態１の電力増幅器モジュール１０の具体的構成を示す模式図である。
【図１２】実施の形態２の電力増幅器モジュール１０Ａの具体的構成を示す模式図である。
【図１３】実施の形態３の電力増幅器モジュール１０Ｂの具体的構成を示す模式図である。
【図１４】実施の形態４に従う携帯電話端末１Ａの一部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７０】
１，１Ａ  携帯電話端末、１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ  電力増幅器モジュール、１１Ａ，１１Ｂ  電力増幅器（バイポーラトランジスタ）、１５Ａ，１５Ｂ  入力整合回路、１６Ａ，１６Ｂ  入力端子、１７  出力端子、２０，２０Ａ  出力整合回路、２１，２２，２３  出力整合部、２４  インダクタ、２５  共振回路部、３０  変調回路、３１Ａ，３１Ｂ  バンドパスフィルタ、３３  デュプレクサ、１００  誘電体基板、１０１Ａ，１０１Ｂ，１０２，１０３  半導体チップ、ｆ１，ｆ２  周波数、ＧＮＤ  接地ノード、Ｎ１  接続ノード、Ｎ２，Ｎ４  電力増幅器の出力ノード、Ｎ３，Ｎ５  電力増幅器の入力ノード、Ｓ１，Ｓ２  送信信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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