(57)【要約】【課題】雑音の発生を抑制しつつダイナミックレンジを拡大することを可能とする短ゲートカウント法を使用する周波数測定装置を提供する。【解決手段】被測定信号の周波数を測定する周波数測定装置において、供給される被測定信号(10)をｎ逓倍して逓倍信号を出力する、位相同期ループ回路を使用した信号逓倍部(40)と、逓倍信号を所定ゲート時間で連続的に計数して該被測定信号の周波数に対応した一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部(20)と、一連のカウント値から被測定信号の周波数に対応する信号を出力するローパスフィルタ(30)と、を備える。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス信号を含む被測定信号の周波数を測定する周波数測定装置であって、
前記被測定信号をｎ（ｎは整数）逓倍して逓倍信号を出力する信号逓倍部と、
前記逓倍信号を所定のゲート時間で計数して該被測定信号の周波数のカウント値を所定の周期で出力するカウンタ部と、
前記所定の周期で出力されるカウント値に基づいて前記被測定信号の周波数に対応する信号を出力するローパスフィルタと、
を備える周波数測定装置。
【請求項２】
前記信号逓倍部は、位相同期ループ回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の周波数測定装置。
【請求項３】
更に、前記ローパスフィルタの出力信号のレベル又は数値を１/ｎにする分周部を備える、請求項１または２に記載の周波数測定装置。
【請求項４】
前記ｎが可変である、請求項１乃至３のいずれかに記載の周波数測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数の測定装置等に関し、特に、僅かな周波数の変化を検出し得る周波数測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（特許文献１）と、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式が知られている。直接カウント方式は比較的小規模の回路で実現することができるが、周波数分解能を高めるためにはゲートタイムを長く取る必要がある（例えば、０．１Ｈｚの分解能を得るために必要なゲートタイムは１０秒である。）。レシプロカル方式はこの欠点を克服することができるが、パルス間隔を正確に測定するための回路が直接カウント形式と比較して大規模となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表平６−５０１５５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ニオイ物質のセンサへの付着の有無など、微量の質量変化を検出したい場合に、物質の付着によるセンサ周波数変化を利用する方法が考えられる。例えば、水晶振動子を用いたＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)法を使用することで振動子基板表面の微量の質量変化を周波数変化に変換することが出来る。例えば、ニオイ成分が付着する材料を振動子基板表面に設けることによって各種のニオイセンサを形成することが出来る。ニオイ成分は単体もしくは複数の物質で構成される。このニオイセンサに試料ガスを付与してニオイ成分を付着させ、振動子表面の質量を変化させると周波数が変化する。単数もしくは複数の種類のセンサを用意しこの変化を観察することによって、特定のニオイ成分が存在することを推定する。
【０００５】
各ニオイセンサの周波数変化を検出するために各センサの出力に周波数変化を検出するカウンタや信号処理回路を設けなければならない。更に、水晶振動子の周波数（例えば、３０ＭＨｚ）が付着物質によって変化するといってもわずか数Ｈｚから数１００Ｈｚ程度のものでしかなく、１Ｈｚ以下の変化である場合もある。上述したように直接カウント方式では、周波数分解能が低く、周波数分解能を高めるためにはゲートタイムを相当に長く取る必要がある。測定の際の誤差として、プラスマイナス１カウント誤差、トリガレベルの揺らぎによる誤差に加え、ゲートタイムを長くした場合、水晶振動子の発振安定性に起因する誤差が重畳されることになる。レシプロカル方式のカウンタを用いることでこのような欠点を補うことができるが、１つのカウンタの回路が大規模となるため多数のセンサを備えるセンサアレイには不向きである。
【０００６】
そこで、出願人は、周波数測定分解能を改善した新たな周波数変化の測定方法及び測定装置の研究開発を行っている。
【０００７】
当該発明は、後述するように、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を得て、この一連のカウント値から高周波成分を除去して供給されるパルス列信号の周波数に対応する一連の信号を得ることによって周波数変化を抽出するものである（以下、「短ゲートタイムカウント法」と称する。）。
【０００８】
短ゲートタイムカウント法を使用する周波数測定装置においてノイズを発生することなく検出感度を高めることが望まれる。
【０００９】
本発明の一態様の周波数測定装置は、雑音の発生を抑制しつつダイナミックレンジを拡大することを可能とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一態様の周波数測定装置は、パルス信号を含む被測定信号の周波数を測定する周波数測定装置であって、上記被測定信号をｎ（ｎは整数）逓倍して逓倍信号を出力する信号逓倍部と、上記逓倍信号を所定のゲート時間で計数して該被測定信号の周波数のカウント値を所定の周期で出力するカウンタ部と、上記所定の周期で出力されるカウント値に基づいて上記被測定信号の周波数に対応する信号を出力するローパスフィルタと、を備える。
【００１１】
かかる構成によれば、被測定信号をｎ逓倍した逓倍信号を使用することによってダイナミックレンジが拡大されると共に、ジッタ（信号の時間軸の位置変動）による雑音発生の少ない周波数測定装置が得られる。
【００１２】
上記信号逓倍部を位相同期ループ（ＰＬＬ）回路で構成することが望ましい。ｎ逓倍部に位相同期ループ回路を使用すると、被測定信号の周波数が安定している定常状態のみならず、周波数が変化する過渡的状態においてもジッタによる雑音が軽減されて好都合である。
【００１３】
更に、上記周波数測定装置は、上記ローパスフィルタの出力信号のレベル又は数値を１/ｎにする分周部とを備える。それにより、被測定信号の周波数が得られる。なお、波形の変化パターンから情報を得る場合には、ローパスフィルタの出力信号を観察すれば良く、この場合、分周部は発明の不可欠な構成要素ではない。
【００１４】
上記信号逓倍部のｎ逓倍又は上記分周部の１／ｎが可変であることが望ましい。それにより、動作中にダイナミックレンジを変更することが可能となる。特に、可変カウンタ等を用いる位相同期ループ回路は、外部からのコンピュータ制御が容易で、計測の自動化に都合がよい。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の構成を説明する説明図である。
【図２】短ゲートタイムカウンタ部の構成例を説明する説明図である。
【図３】短ゲートタイムカウンタ部の他の構成例を説明する説明図である。
【図４】ローパスフィルタ（アナログ）の構成例を説明する回路図である。
【図５】ローパスフィルタ（デジタル）の構成例を説明するブロック図である。
【図６】短ゲートタイムカウンタ部の出力例を説明する説明図である。
【図７】ローパスフィルタの出力例を説明する説明図である。
【図８】実施例の短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の構成を説明する説明図である。
【図９】ＰＬＬ回路による逓倍部の構成例を説明する説明図である。
【図１０】周波数の測定例を説明するグラフである（ＰＬＬ使用、ｎ＝１０）。
【図１１】周波数の測定例を説明するグラフである（ＰＬＬ使用、ｎ＝１）。
【図１２】周波数の測定例を説明するグラフである（論理回路による２逓倍）。
【図１３】周波数測定の測定例を説明するグラフである（逓倍部不使用）。
【図１４】実施例の構成によってジッタによるカウントエラーが減少する理由を説明する説明図である。
【図１５】直接カウント方式、レシプロカルカウント方式及び短ゲートタイムカウント方式の各周波数測定方式の特徴を説明する説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。まず、特願２００８−０９９７２１号によって提案された「短ゲートタイムカウント法」を使用する周波測定装置の概略を図１乃至図７を参照して説明する。各図において、対応する部分には、同一符号を付している。
【００１７】
図１において、信号源１０はパルス列信号を発生する。信号源（パルス発生器）１０は、所定周波数、例えば、発振周波数ｆ0が３０ＭＨｚの水晶発振器であり、後述のニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサなどの検出部に相当する。ニオイ物質などが水晶振動子に付着すると付着量に応じて発振周波数が低下する。このパルス列信号は短ゲートタイムカウンタ（以下、単に「短ゲートカウンタ」とも称する。）部２０に供給される。短ゲートカウンタ２０は、供給されるパルス列信号のパルス計数を短いゲート時間（所定のゲート時間）で途切れることなく（連続的に）行う。カウント値はパルス列信号の周波数（パルス間隔時間の逆数）と対応関係にあり、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０に逐次供給される。
【００１８】
なお、本明細書において、サンプリング周波数とは、上記ゲート時間の逆数をいうものとする。
【００１９】
図２は、短ゲートタイムカウンタ部２０の第１の構成例を示している。短ゲートタイムカウンタ部２０は、信号源から供給されるパルス列信号を途切れることなく計数する（入力信号に対して不感期間を設けない）ことが望まれる。
【００２０】
そこで、第１の構成例では、第１カウンタ２１と第２カウンタ２２の２つのカウンタを備える構成とする。パルス列信号は第１カウンタ２１と第２カウンタ２２の両方に供給される。制御部２３は両カウンタにゲート信号、リセット信号を夫々送り、両カウンタの出力をスイッチを介してローパスフィルタ３０に供給する。両カウンタから計数値を交互に出力し、一方が計数しているときに他方がリセットやデータ転送などをすることによって、カウンタのリセットやデータ転送時に生ずる不感期間を回避する。なお、制御部２３はハードウエアとして構成しても良いし、パソコンなどによってソフトウェアで構成しても良い。
【００２１】
図３は、短ゲートカウンタ部２０の第２の構成例を示している。この実施例では１つのカウンタ２４を用いている。カウンタ２４は直接カウント方式のカウンタであり、サンプリングしたパルス信号を常時計数し累積値を出力する（リセットしない）。カウンタ２４の出力は減算器２５と前回累積値を保持するレジスタ２６に送られる。減算器２５はカウンタ２４から出力される今回累積値から前回累積値を減じて今回計数値を得て、ローパスフィルタ３０に供給する。装置全体の動作は図１の測定装置の場合と同様である。
【００２２】
図４は、ローパスフィルタ３０をアナログ回路で構成した例を示す。この例では、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、キャパシタＣ１，Ｃ２、オペアンプＯＰ１からなるローパスフィルタを二段接続としている。短ゲートタイムカウンタ２０から１ビットシリアルで出力される場合には、そのままローパスフィルタ３０に入力することが出来る。短ゲートカウンタ２０からｎビットで出力される場合には、図示しないＤ−Ａ変換器を介してローパスフィルタ３０に入力することが出来る。
【００２３】
図５は、ローパスフィルタ３０を移動平均フィルタ（デジタルフィルタ）によって構成した例を示す。同図において、３１は加算器、３２はシフトレジスタ、３３は減算器、３４はインバータ、３５は各部に動作タイミングクロックなどを供給する制御部、３６は割算器である。
【００２４】
カウンタから出力された計数値は、加算器３１とタップ数相当の記憶領域を備えるシフトレジスタ３２の両方に与えられる。シフトレジスタ３２内を平均値計算の対象となるＮ個のデータが他と同期して順次移動する。加算器３１の他方には前回計算のトータル値が供給されており、加算器は新計数値と前回のトータル値とを加算する。この累積加算値からシフトレジスタ３２で先頭の（旧い）データの計数値を減算器３３で除き、これを新トータル値とする。新トータル値を前回トータル値として加算器に戻し、新トータル値を除算器３６で対象データ数Ｎで割り算する。このような計算を全データについて行うことによって移動平均値が求められる。ここで、割算器は出力値を周波数（Ｈｚ）にスケーリングする機能を持つが、スケーリングを気にしなくても良い場合は省略することができる。移動平均フィルタを多段の構成とする場合、最終段にのみ割算器を配しても良い。割算器３６に後述の割り算器５０としての機能を担わせても良い。
【００２５】
図６は、短ゲートタイムカウンタ２０におけるカウント値の出力の例を示している。この例では、サンプリング周波数１００Ｈｚ（ゲート時間０．０１秒）でパルス列信号を計数した場合を示している。サンプリング周波数１００Ｈｚの場合には、周波数分解能も１００Ｈｚまで低下するため、１つの計数値のみからは供給パルス列信号の１００Ｈｚ以下の情報を検出できないが、１秒間に１００個の計数値が得られることになる。計数値の１００倍である周波数は、３０，０７２，３００Ｈｚと３０，０７２，４００Ｈｚの間の値で時間軸上にパルス状に分布している。
【００２６】
ここで、サンプリングにおける量子化誤差（±１カウント誤差）について説明する。例えば、直接カウント方式のカウンタで１２３．３４Ｈｚで安定しているパルス列信号を測定する場合について検討する。
【００２７】
ゲート時間１０秒の場合：  １０秒ごとに１２３３カウント又は１２３４カウント
【００２８】
これを１／１０倍した、１２３．３Ｈｚもしくは１２３．４Ｈｚの表示（１０秒ごと）
となる。（測定誤差は０．１Ｈｚ）
【００２９】
ゲート時間１秒の場合：  １秒ごとに１２３カウント又は１２４カウント
【００３０】
１２３Ｈｚもしくは１２４Ｈｚの表示（１秒ごと）となる。（測定誤差は１Ｈｚ）
【００３１】
ゲート時間０．１秒の場合：  ０．１秒ごとに１２カウント又は１３カウント
【００３２】
これを１０倍した、１２０Ｈｚもしくは１３０Ｈｚの表示（０．１秒ごと）となる。（測定誤差は１０Ｈｚ）
【００３３】
ゲート時間０．０１秒の場合：  ０．０１秒ごとに１カウント又は０カウント
【００３４】
これを１００倍した、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示（０．０１秒ごと）となる。（測定誤差は１００Ｈｚ）
【００３５】
このように、ある一点の周波数で安定しているパルス列信号をカウントした場合、計数値はゲート時間によって定まる２つの値間を振幅とするパルス列状に分布する。一方、カウントするパルス列信号の周波数が変動する場合でも、変動が上記測定誤差に収まる範囲であれば、計数値は２つの値間を振幅とするパルス列状に分布するのに変わりない。例えばゲート時間０．０１秒の場合、カウントするパルス列信号の周波数の変動が１００〜２００Ｈｚの間で収まっている限り、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示が得られる。
【００３６】
図６に示すように、１秒未満の短いゲート時間でサンプリングを行う短ゲートタイムカウント方式では、カウント値がパルス列として振る舞い、被測定周波数の変化に応じパルス列の頻度（粗密）が変化する。振動周波数の大小が当該パルス列の密度の大小に対応する。カウントするパルス列信号の周波数に関する情報は、パルス列として振る舞うカウント値の周波数スペクトルの低域成分に存在する。そこで、ローパスフィルタによってカウント値から低域成分を抽出する（量子化誤差に起因する高調波成分を除去する）ことによってカウントするパルス列信号の周波数の情報を復調することが出来る。
【００３７】
図７は、上述したカウント値の列（図６参照）をタップ数５１２の（デジタル）ローパスフィルタ３０に与えて高周波成分を除去した例を示している。同図に示されるように供給されたパルス列信号の周波数の変化が連続的な（アナログ的）な曲線として出力される。１００Ｈｚのサンプリング周期の計数では測定不能な領域まで、特に、１Ｈｚ以下の周波数変化まで検出することが可能となっている。
【００３８】
このように、短ゲートタイムカウント方式では、ゲート時間を短くする（サンプリング周波数を高くする）と、各々の測定誤差は大きくなるがたくさんの測定値の列が得られ、ローパスフィルタによって高域成分を取り除くことが出来、周波数測定分解能は向上する。回路規模を小さく抑えることができるため、マルチチャンネル化が容易である。アナログローパスフィルタを用いることによってアナログ出力にも対応することが可能である等の利点を有する。
【００３９】
短ゲートタイムカウント方式は上述した利点を有するものであるが、更に、種々の実験を行った結果、上記短ゲートタイムカウント方式のカウンタと逓倍器とを組み合わせてカウンタのダイナミックレンジを拡大する場合に、逓倍器としてＰＬＬ（Phase Locked Loop:位相同期ループ回路）逓倍器と組み合わせると、雑音がより低減することが判った。
【００４０】
図８は、本発明の周波数測定装置の実施例を示している。同図において、図１と対応する部分には、同一符号を付している。
【００４１】
水晶発振器などによって構成された信号源１０から、周波数ｆｏのパルス列信号である被測定信号がｎ逓倍部４０に供給される。なお、被測定信号はパルス信号のみに限定されるものではなく、パルス信号を含む信号であれば良い。後述のように、ｎ逓倍部４０は、ＰＬＬ回路によって構成されている。被測定信号はｎ逓倍部４０によって周波数ｎｆｏに逓倍され、したがって被測定信号の周波数変化分もｎ（ｎは整数）倍となって短ゲートタイムカウンタ部２０に供給される。短ゲートタイムカウンタ部２０は、１秒以下のサンプリング周波数、例えば、１ｋＨｚ（０．００１秒）のサンプリング周波数で被測定信号の計数を繰り返し、時間軸上に被測定信号の周波数に対応した密度の計数値列をローパスフィル３０に出力する（図６参照）。
【００４２】
ローパスフィタ３０は、既述したようにデジタルフィルタ、あるいはアナログフィルタによって構成され、計数値列から高周波成分を除去し、被測定信号の周波数変化成分を抽出する。このローパスフィルタ３０の出力は、ｎ分周部６０に供給される。分周部５０は、分周器あるいはレベル分圧器によって構成され、ローパスフィルタ３０の出力の値あるいはレベルを１／ｎ（整数値）とする。それにより、元の被測定信号の周波数に対応した値（レベル）が得られる。
【００４３】
なお、周波数の変化を観察する場合、例えば、周波数変化パターンによって信号源１０の図示しない水晶振動子センサへのニオイ物質の付着を判別する場合等には、ローパスフィルタ３０の出力値（あるいはレベル）で観察することができるので、このような場合には、分周部は省略することができる。
【００４４】
図９は、ｎ逓倍部４０の構成を示している。ｎ逓倍部４０は、位相比較器１１、ローパスフィルタ１２、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１３、１/ｎ分周器１４を含むＰＬＬ（位相同期ループ）回路によって構成される。このような構成は周波数測定装置を外部からコンピュータ制御する場合に都合がよい。
【００４５】
分周器１４は、例えば、可変カウンタで構成され、外部からｎ値を設定することができる。位相比較器１１は分周器の周波数ｆｓの出力信号と周波数ｆｏの被測定信号とを位相を比較し、位相差分に相当するバルス幅の出力を発生する。この差分信号をローパスフィルタ１２によって平滑にし、ＶＣＯ１３の電圧制御入力端に印加する。
【００４６】
ＶＣＯ１３は印加電圧に応じた周波数ｎｆｏで発振する。ＶＣＯ１３の周波数ｎｆｏのパルス列出力は後段の短ゲートカウンタ２０及び分周器１４に供給される。分周器１４（ｎｆｏ／ｎ＝ｆｓ）、位相比較器１１、ローパスフィルタ１２及びＶＣＯ１３の位相同期ループによってＶＣＯ１３の出力周波数ｎｆｏが被測定信号ｆｏのｎ倍に設定される。
【００４７】
図１０は、上述した、ＰＬＬ逓倍部４０を使用した周波数測定装置で水晶振動子センサ（信号源１０）の周波数変化を観察した例を示している。この例においては、ＰＬＬ回路で被測定信号（パルス列）の周波数ｆｏを１０逓倍（ｎ＝１０）している。短ゲートタイムカウンタ部２０のサンプリング周波数は１ｋＨｚ、ローパスフィルタのタップ数は３０００である。図１０のグラフは、定常状態で水晶振動子センサに微粒子である水蒸気の粒を付着させ、これが離間するまでの間の水晶振動子の周波数変化を示している。水蒸気の付着直後から周波数が低下し、水蒸気の離間に伴って周波数が定常状態に向かって上昇する（他のグラフも同様である。）。
【００４８】
図１１は、ＰＬＬ回路による逓倍を行わず（ｎ＝１）、他を同様の条件で測定した例を示している。図１０と図１１の出力曲線を比較すると、図１０の出力曲線では、定常状態における雑音、レベルが変化する過度状態における雑音が共に抑制されていることが判る。これは、被測定信号の周波数を逓倍することによって、逓倍された被測定信号のパルス幅が短ゲートタイムカウンタ２０のサンプリング間隔に対して相対的に狭くなり、被測定信号のジッタ（パルスの立ち上がり／立ち下がり位置の変動）も相対的に減少して、ジッタによるカウントエラーが減少するためと考えられる。また、ＰＬＬ回路によって被測定信号の定常状態のみならず、被測定信号が周波数変化する過渡期においても、被測定信号のパルス間に追加のパルスが可及的に等間隔に配置されるために、ジッタ雑音が低減されるものと考えられる。
【００４９】
図１２は、上述した逓倍部４０を論理ゲートによって構成し、逓倍数ｎ＝２とした場合の周波数測定装置の出力例を示している。短ゲートタイムカウンタ部２０のサンプリング周波数は１ｋＨｚ、ローパスフィルタのタップ数は３０００である。
【００５０】
図１３は、図１２の逓倍数を２とした逓倍部４０を設けず、他を図１２の場合と同じ条件（通常の短ゲートタイムカウンタ、図１参照）とした場合の周波数測定装置の出力例を示している。短ゲートタイムカウンタ部２０のサンプリング周波数は１ｋＨｚ、ローパスフィルタのタップ数は３０００である。
【００５１】
図１２と図１３の出力曲線を比較すると、ｎ＝２の場合は、定常状態における雑音が通常状態に比べて低減されている。過度状態における雑音も減少している。また、図１０（ＰＬＬ、ｎ＝１０）と図１２（非ＰＬＬ，ｎ＝２）の出力曲線とを比較すると、ＰＬＬ逓倍部を用いた場合、特に、過度状態における雑音の減少が顕著であることが判る。
【００５２】
図１４は、実施例の構成によって、ジッタによるカウントエラーが減少する理由を説明する説明図である。
【００５３】
図１４（Ａ）に示すように、被測定パルスとラッチタイミング（サンプリングタイミング）との間で時間軸の揺らぎ（ジッタ）が存在したとしても、ラッチタイミングの間隔内であれば、カウント値の総和に変わりがないため、ジッタの影響は出てこない。
【００５４】
一方、図１４（Ｂ）に示すように、被測定パルスとラッチタイミング（サンプリングタイミング）との間で時間軸の揺らぎが存在し、これがラッチタイミングの間隔を超えると、カウント値の総和が変化するため、カウント値がエラーを含み、ジッタの影響が出てくる。図１４（Ａ）と同図（Ｂ）とを比較すると、ラッチタイミング間隔が一定であるとすれば、被測定パルスの変動幅が狭い方が読み取りエラーが生じにくいことが判る。従って、被測定パルスの周波数を増加する（被測定信号をｎ逓倍する）と、ジッタ雑音を改善することができる。
【００５５】
図１５は、周波数測定における、実施例の「短ゲートタイムカウント方式」と、先行例の「直接カウント方式」と、「レシプロカルカウント方式」との特徴を比較したものである。
【００５６】
（周波数計測）
所定時間内のパルス数を計測する直接カウント方式の±１カウント誤差は、被測定周波数が大きいほど、誤差の割合が減少することから、高周波計測に向いている。パルス間の周期を計測するレシプロカル方式の分解能は、被測定周波数の絶対値によらないので、低周波計測で威力を発揮する。計数値列の密度から周波数を求める短ゲートタイムカウント方式は、低周波、高周波に関係なく、サンプリング周波数（ゲート時間の逆数）を高めることで測定精度を高めることができる。
【００５７】
（逓倍の効果）
短ゲートタイムカウント方式、直接カウント方式では、被測定信号をｎ逓倍した場合、周波数分解能がｎ倍に高まる。レシプロカル方式では、周波数分解能は発振周波数の絶対値によらないので、被測定信号の逓倍の効果はない。
【００５８】
（ジッタ耐性）
直接カウント方式では、ジッタは±１カウント誤差の原因となる。影響は少ない。レシプロカル方式では、パルス間隔を計測するため、ジッタの影響を直接受けて分解能が低下する。短ゲートタイムカウント方式では、ジッタの影響をキャンセルできる。
【００５９】
以上説明したように、ｎ逓倍のＰＬＬ回路と短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置とを組み合わせることによって、出力信号中の雑音を減少することが可能となって具合がよい。
【００６０】
本方式の周波数測定装置は、回路規模が小さく、実装が容易なため、デバイスを小型化・軽量化・低コスト化できる。例えば、水晶を用いた各種センサの小型化・高分解能化。ＡＤ変換素子等に用いて都合がよい。また、水晶を用いた各種センサの集積化・プラットフォーム化に用いて都合がよい。また、ニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサ用トランスデューサアレイ等に用いて都合がよい。
【符号の説明】
【００６１】
１０  信号源、２０  短ゲートタイムカウンタ部、３０  ローパスフィルタ、４０  逓倍部、５０  分周部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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