(57)【要約】【課題】低消費電力、長いバッテリー期間、低い作動周期を実現しつつ、受信側において非干渉となるような超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置とする。【解決手段】  ＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成し、ＩＲ−ＵＷＢ通信に使用される超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置において、入力されたデータビットを変調する変調手段と、正弦波信号を生成し、ルックアップテーブルにより与えられた中心周波数に従って発振する発振信号生成手段と、上記変調手段からの出力信号のトリガリングに基づいて作り出された三角波形を重畳し、５００MHｚの帯域幅を有し、中心周波数が14個のサブバンド内で変化する合成パルス波形（発振出力と三角波形）を得る重畳手段とを備え、この14個のサブバンド内の周波数ホッピングは、異なる装置毎に異なるコードワードが割り当てられるＭＤＳコードワードの構成単語により行われることを特徴とするＩＲ−ＵＷＢ送受信装置。【選択図】図１
2010233195.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成し、ＩＲ−ＵＷＢ通信に使用される超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置（送信装置と受信装置）において、
入力されたデータビットを変調する変調手段と、
正弦波信号を生成し、ルックアップテーブルにより与えられた中心周波数に従って発振する発振信号生成手段と、
上記変調手段からの出力信号のトリガリングに基づいて作り出された三角波形を重畳し、５００MHｚの帯域幅を有し、中心周波数が14個のサブバンド内で変化する合成パルス波形（発振出力と三角波形）を得る重畳手段とを備え、
この14個のサブバンド内の周波数ホッピングは、異なる装置毎に異なるコードワードが割り当てられるＭＤＳコードワードの構成単語により行われること
を特徴とするＩＲ−ＵＷＢ送受信装置。
【請求項２】
信号の波形ｘ（ｔ）は、下記（１）式で規定され、
2010233195.tif 000023
・・・・・（１）
ここで、ｗ（ｔ）：基本パルス、Ｔｓ：パルス繰り返し期間、Ｔ：シンボル時間、ａｎ：ｎ番目に送信されたシンボルであり、
（１）式におけるｆｌｋは、下記（２）式から導かれ、
2010233195.tif 000024
・・・・・・（２）
ここでｆ１：第１サブバンド中心周波数、ＢＷ：サブバンド帯域、ＭＤＳ[ｌ][ｋ]は、上記テーブルから読み取ったコード又はサブバンド番号であること
を特徴とする請求項１記載のＩＲ−ＵＷＢ送受信装置。
【請求項３】
入力されたデータビットのコンボリューションコード化を行うＣＣ部と、
所定のインターリーブ処理を実施するインターリーバと、
アキュムレータとビット・インターリーブコード変調を行うPPM/DBPSK/ＯＯＫ変調器の結合により形成されたシンボルマッパと
を更に備えたことを特徴とする、請求項１記載のＩＲ−ＵＷＢ送受信装置。
【請求項４】
請求項１又は２記載のＩＲ−ＵＷＢ送受信装置と、上記重畳手段から出力されたＩＲ−ＵＷＢパルス列を電波として送信する送信手段とを有する送信装置と、
上記送信装置から送信された電波としてのＩＲ−ＵＷＢパルス列を受信し、これに含まれている情報を取得する受信装置とを備えること
を特徴とする、ＩＲ−ＵＷＢ通信システム。
【請求項５】
請求項１又は２記載のＩＲ−ＵＷＢ送受信装置からのＩＲ−ＵＷＢパルス列を受信するパルス信号レセプタ−であって、
上記受信したＩＲ−ＵＷＢパルス列を復調する復調手段と、
上記復調手段により復調された信号の窓制御部から送信された所定の波形を重畳する重畳手段と、
上記重畳手段からの出力信号をＡＤＣ変換するアナログ−ディジタル変換（ADC）手段と、
上記ＡＤＣ変換手段によりＡＤＣ変換されたディジタル信号から情報を取得する情報取得手段と
を備えたことを特徴とする、パルス信号レセプタ−。
【請求項６】
ＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成し、ＩＲ−ＵＷＢ通信に使用される超低電力ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生方法において、
入力されたデータビットを変調し、ルックアップテーブルにより与えられた中心周波数に従って発振する変調ステップと、
正弦波信号を生成する周波数信号生成ステップと、
上記変調ステップにおいて出力された信号のトリガリングに基づいて作り出された三角波形を重畳し、５００MHｚの帯域幅を有し、中心周波数が14個のサブバンド内で変化する合成パルス波形（発振出力と三角波形）を得る重畳ステップとを有し、
この14個のサブバンド内の周波数ホッピングは、異なる装置毎に異なるコードワードが割り当てられるＭＤＳコードワードの構成単語により行われること
を特徴とする、ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生方法。
【請求項７】
信号の波形ｘ（ｔ）は、下記（１）式で規定され、
2010233195.tif 000025
・・・・・（１）
ここで、ｗ（ｔ）：基本パルス、Ｔｓ：パルス繰り返し期間、Ｔ：シンボル時間、ａｎ：ｎ番目に送信されたシンボルであり、
（１）式におけるｆｌｋは、下記（２）式から導かれ、
2010233195.tif 000026
・・・・・・（２）
ここでｆ１：第１サブバンド中心周波数、ＢＷ：サブバンド帯域、ＭＤＳ[ｌ][ｋ]は、上記テーブルから読み取ったコード又はサブバンド番号であること
を特徴とする、請求項１記載のＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生方法。
【請求項８】
送信装置側において、請求項６記載のＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生方法における上記重畳ステップにおいて生成された上記ＩＲ−ＵＷＢパルス列を電波として送信し、
受信装置側において、上記送信装置から送信された電波としてのＩＲ−ＵＷＢパルス列を受信し、これに含まれている情報を取得すること
を特徴とするＩＲ−ＵＷＢ通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＩＲ−ＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信技術を利用して互いに電波を送受信するＩＲ−ＵＷＢ通信システムに適用されるＩＲ−ＵＷＢ送受信装置（送信装置と受信装置）に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＲ−ＵＷＢ通信は、１ナノ秒程度の非常に短い時間幅のパルス信号を利用し、そのパルス信号の時間軸上の位置又は位相を変化させることで搬送波を用いることなく情報を伝送する。非常に短い時間幅のパルス信号を用いることから、ＩＲ−ＵＷＢ通信用の信号が占有する信号帯域は数ＧＨｚと非常に広くなるが、搬送波を用いた変調処理そのものが不要となり、スペクトル電力密度を低減させることができる。このため、これをノイズの信号レベル以下まで抑えることができることから、他の通信システムや各種機器による影響を受けることもなくなり、高いデータ伝送特性が実現されることになる。
【０００３】
また、このＩＲ−ＵＷＢ通信では、また、電波を送出する搬送波を用いた通信方式とは異なり、きわめて短いパルスを送出するだけで通信を実現することが可能となることから、消費電力を非常に小さくすることができ、パルス信号の送出間隔を短くすることで非常に高速な通信を実現することも可能となる。
【０００４】
従来において、このＩＲ−ＵＷＢ通信システムとしては、例えば、特許文献１の開示技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−３００６４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、このようなＩＲ−ＵＷＢ通信システムを、例えばボディエリアネットワーク（ＢＡＮ）へ適用する試みが最近において行われている。このＢＡＮでは、超小型の無線端末を人体内にインプラントし、或いは人体に装着する。そして、人体外に受信装置を設置する。かかる場合において、無線端末は、人体内を撮像し、あるいは体内の各種情報をセンシングし、取得したデータを体外の受信装置へと送信する。受信装置は、かかるデータを受信し、これを解析することにより、人体の異常を検知する。
【０００７】
ところで、この無線端末における消費電力は、少なくともＣＰＵ(Central Processing Unit)が動作する程度の電力が必要となり、また人体に装着しても、無線端末は不安定な状態でも常時動作できるようにバッテリーの容量等が主に決められる。しかしながら、この無線端末を介して視認する場合、デバイスのバッテリーが早期に消耗してしまうことになる。特に、一度体内に埋設又は装着したデバイスについては、頻繁にバッテリーを交換することになれば、不経済であり、実用性にも劣ることになる。このため、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮへ適用する際には、無線端末について、多少のパフォーマンス性は犠牲にしても、特に低消費電力でしかも長いバッテリー期間となるように構成する必要がある。また、これに加えて、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮへ適用する際には、低い作動周期で信号を送るシステムにする必要性があった。
【０００８】
これに加えて、ＢＡＮへの適用の際には、他のシステムの信号との間で受信装置側において非干渉となるように構成される必要がある。
【０００９】
しかしながら、従来のＩＲ−ＵＷＢ通信システムにおいて、実現可能性の向上又は低消費電力化の何れか一方は簡単に解決することができるものの、両方を同時に実現することができなかった。
【００１０】
そこで、本発明は、上述した問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的とするところは、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮに適用する際において要求される低消費電力、長いバッテリー期間、低い作動周期を実現しつつ、受信側において非干渉となるようなＩＲ−ＵＷＢ通信システムとすることが可能なＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述した課題を解決するために、ＩＲ−ＵＷＢシステムを完全なデジタル仕様で構成した場合には、確かシステム全体の融通性、雑音の低減等、高い性能を得ることが可能となる。しかしながら、かかるデジタル仕様で構成した場合、高いサンプリングレートに伴い要求される技術的問題が多数発生し、実際に製品として実現するために乗り越えなければならない大きな障壁となっていた。
【００１２】
このため、本発明者は、デバイスとしてのパフォーマンス性と、低消費電力の双方を同時に実現するために、ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器と受信装置をともにアナログフロントエンドで構成することにより、上述した課題の解決を図ることとした。
【００１３】
本発明の１つの観点に係る超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置（送信装置と受信装置）は、ＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成し、ＩＲ−ＵＷＢ通信に使用される超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置（送信装置と受信装置）において、入力されたデータビットを変調する変調手段と、正弦波信号を生成し、ルックアップテーブルにより与えられた中心周波数に従って発振する発振信号生成手段と、上記変調手段からの出力信号のトリガリングに基づいて作り出された三角波形を重畳する重畳手段とを備えることを特徴とする。合成パルス波形（発振出力と三角波形）は、５００MHｚの帯域幅を有し、中心周波数が14個のサブバンド内で変化する。この14個のサブバンド内の周波数ホッピングは、異なる装置毎に異なるコードワードが割り当てられるＭＤＳコードワードの構成単語により行われる。ｑ＝１６とｑ＝８のＭＤＳコードワードの例はテーブル１と２に示されている。なお、周波数ホッピングは１組のシンボルの送信後に実行される。
【００１４】
また、本発明の他の観点に係るＵＷＢパルス信号発生方法は、ＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成し、ＩＲ−ＵＷＢ通信に使用される超低電力ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生方法において、入力されたデータビットを変調し、ルックアップテーブルにより与えられた中心周波数に従って発振する変調ステップと、正弦波信号を生成する周波数信号生成ステップ上記変調ステップにおいて出力された信号のトリガリングに基づいて作り出された三角波形を重畳し、５００MHｚの帯域幅を有し、中心周波数が14個のサブバンド内で変化する合成パルス波形（発振出力と三角波形）を得る重畳ステップとを有し、この14個のサブバンド内の周波数ホッピングは、異なる装置毎に異なるコードワードが割り当てられるＭＤＳコードワードの構成単語により行われることを特徴とする。ｑ＝１６とｑ＝８のＭＤＳコードワードの例はテーブル１と２に示されている。なお、周波数ホッピングは１組のシンボルの送信後に実行される。
【発明の効果】
【００１５】
上述した構成からなる本発明によれば、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮに適用する際において要求される低消費電力、長いバッテリー期間、低い作動周期を実現しつつ、受信側において非干渉となるようなＩＲ−ＵＷＢ通信システムとすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢシステムの全体構成について説明するための図である。
【図２】送信装置のブロック構成図である。
【図３】送信装置の他のブロック構成図である。
【図４】受信装置のブロック構成図である。
【図５】受信装置の他のブロック構成図である。
【図６】図５の構成をより簡略化させた例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明を実施の形態として、ＩＲ−ＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信技術を利用して互いに電波を送受信するＩＲ−ＵＷＢ通信システムについて、図面を参照しながら詳細に説明をする。
【００１８】
本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１は、例えば図１に示すように、複数の送信装置２と、送信装置２から送信された電波としてのパルス列を受信し、これに含められている情報を取得する受信装置３とを備えている。
【００１９】
このＩＲ−ＵＷＢ通信システム１では、送信装置２を例えば人体内に埋設(インプラント)し、或いは人体に装着し、人体外又は体上に受信装置３を配設する、ボディエリアネットワーク（ＢＡＮ）として構成してもよい。かかる場合において、送信装置２は、人体内を撮像し、あるいは体内の各種情報をセンシングし、取得したデータを体外の受信装置３へと送信する。受信装置３は、かかるデータを受信し、これを解析することにより、人体の異常を検知することになる。なお、本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１は、ＢＡＮに適用される場合に限定されることなく、いかなる用途に使用されていてもよいことは勿論である。
【００２０】
また、これら送信装置２と受信装置３は、ともにアナログフロントエンドで構成している。
【００２１】
図２は、送信装置２の構成例を示している。この送信装置２は、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１と、このＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１に対して接続されたＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２と、ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２から順次接続された帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１３、パワーアンプ（ＰＡ）１４、アンテナ１５と、これらにそれぞれ接続されている制御部１６とを備えている。ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２は、更にＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号が供給される発振器２１並びに波形生成部２３と、これら発振器２１並びに波形生成部２３に接続され、更に出力端がＢＰＦ１３に接続された重畳部２２とを備えている。
【００２２】
ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１は、入力されたデータビットｂｎについて、パルス位置変調（ＰＰＭ：Pulse Position Modulation）又は、差動位相変調（ＤＢＰＳＫ：Differential Phase Shift Keying)又は、ＯＯＫ（On-Off Keying）変調を施す。このＰＰＭ/ＤＢＰＳ/ＯＯＫＫモジュレータ１１による変調は、制御部１６により制御される。このＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１から出力される出力信号は、発振器２１並びに波形生成部２３に供給される。
【００２３】
発振器２１は、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号によりトリガされる。この発振器２１は、さらに制御部１６から周波数信号ｆｌｋが供給される。ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号が制御部１６から送られてきた中心周波数ｆｌｋに応じて活性化されると、この発振器２１は発振する。そして、この発振出力は、重畳部２２（ミキサ）へ送られる。
【００２４】
波形生成部２３は、制御部１６から送られてくる期間Ｔｐの三角波形を作り出す。この三角波形を作り出す際には、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１から出力される出力信号によるトリガリングに基づく。
【００２５】
重畳部２２は、波形生成部２３から三角波形が送られてくる。また重畳部２２は、発振出力を受信する。この重畳部２２は、三角波形を、発振出力に対して重畳させることによりＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成する。
【００２６】
ＢＰＦ１３は、重畳部２２において生成されたＩＲ−ＵＷＢパルス列から各周波数成分をフィルタリングする。また、ＰＡ１４は、かかるＢＰＦ１３によりフィルタリングされた信号を増幅する。更にアンテナ１５は、ＰＡ１４において増幅された信号を無線信号として送信する。
【００２７】
上述した構成により、この送信装置２は、いわゆるアナログフロントエンドでデータを送信することが可能となる。
【００２８】
図３は、送信装置２における他の構成例を示している。この図３において上述した図２と同一の構成要素、部材に関しては、同一の符号を付すことにより以下での説明を省略する。
【００２９】
この図３の構成では、オプションとして更にＣＣ（Convolutional code）部２４、インターリーバ２５、アキュムレータとPPM/DBPSK/ＯＯＫ変調器の結合により形成されたシンボルマッパ、誤り訂正部２６の構成が更に追加されている。
【００３０】
ＣＣ部２４は、入力されたデータビットｂｎについて、コンボリューションコード化を施す。インターリーバ２５は、ランダムなインターリーブ処理を行い、更にシンボルマッパ部２６は、ビットインターリーブ符号化変調を行う。
【００３１】
図４は、受信装置３の構成例を示している。この受信装置３は、ＩＲ−ＵＷＢ通信に基づくパルス信号を送信装置２から受信するためのアンテナ３１と、アンテナ３１に接続され、低雑音増幅を施す低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２と、このＬＮＡ３２に接続されてなる２つのＢＰＦ３３ａ、３３ｂとを備え、このＢＰＦ３３ａ、３３ｂに対して、それぞれミキサ回路３４ａ、３４ｂと、ミキサ回路３５ａ、３５ｂと、積分回路３６ａ、３６ｂと、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）３７ａ、３７ｂと、アナログ−ディジタルコンバーター（ＡＤＣ）３８ａ、３８ｂとが順次接続されてなる。更にミキサ回路３４ａ、３４ｂに対しては局部発振器４１が、ミキサ回路３５ａ、３５ｂに対しては窓制御部４３が接続されている。更に局部発振器４１、ＡＤＣ３８ａ、３８ｂ、窓制御部４３には、制御部３９が接続されている。
【００３２】
アンテナ３１は、送信装置２から送信されてきた電波としてのパルス列を受信し、この電波パルス列を電気的信号からなるパルス列に変換する。
【００３３】
ＬＮＡ３３は、アンテナ３１により受信したパルス列につき低雑音増幅する。ＩＲ−ＵＷＢ方式に基づくパルス信号は、ノイズの信号レベル以下の微弱なものであるため、これを通常のアンプで増幅してもノイズとＩＲ−ＵＷＢ信号とを見分けることができなくなる。このため、ＬＮＡ３３を実装することにより、ＩＲ−ＵＷＢ方式に基づく所望のパルス信号のみを選択的に増幅することが可能となる。ＬＮＡ３３により低雑音増幅されたパルス列は、接続された２つのＢＰＦ３３ａ、３３ｂに送られ、所定帯域外の信号が除去される。即ち、送信装置２から受信装置３へ電波が送られる過程において、他の信号が重畳される場合もあることから、かかる信号はこのＢＰＦ３３ａ、３３ｂ及びパルス信号再度ローブにより精度よく除去される。
【００３４】
局部発振器４１は、制御部３９による制御の下、ベースバンドの基準信号としての同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成する。局部発振器４１は、生成したＩ信号をミキサ回路３４ａへ出力するとともに、生成したＱ信号をミキサ回路３４ｂへと出力する。さらにこの局部発信器４１は、クロック信号を制御部３９へと送信する。ミキサ回路３４ａ、３４ｂでは、局部発振器４１のＩ信号、Ｑ信号が受信信号と同位相に、また同時に９０°だけ位相がずらされて入力される。ミキサ回路３４ａ、３４ｂは、ＢＰＦ３３ａ、３３ｂは受信した信号を発振器の出力に重畳する。
【００３５】
ミキサ回路３５ａ、３５ｂは、ミキサ回路３４ａ、３４ｂの出力を窓制御部４３から送信される、所定の三角波形（送信装置に類似）に重畳させる役割を担う。また積分回路３６ａ、３６ｂは、ミキサ回路３５ａ、３５ｂから供給されてくる信号を積分し、これをＶＧＡ３７ａ、３７ｂへと出力する。
【００３６】
ＶＧＡ３７ａ、３７ｂは、積分回路３６ａ、３６ｂから出力されてくるベースバンド信号をそれぞれ増幅することにより、いわゆる自動利得制御を行う。ＡＤＣ３８ａ、３８ｂは、ＶＧＡ３７ａ、３７ｂから出力されてくる信号をアナログ‐デジタル変換し、これを制御部３９へと出力する。
【００３７】
上述した構成では、ＢＰＦ３３、ミキサ回路３４、３５、積分回路３６によりアナログコレレータとしての役割を担う。即ち、この受信装置３は、いわゆるアナログフロントエンドでデータを受信することが可能となる。
【００３８】
図５は、受信装置３における他の構成例を示している。この図５において上述した図４と同一の構成要素、部材に関しては、同一の符号を付すことにより以下での説明を省略する。
【００３９】
この図５の構成では、スイッチ５１において時間Ｔｉｎｔ（積分時間）が制御可能とされる。スイッチ５１と５３はサンプルホールド回路を形成する。スイッチ５２においてシンボル時間Ｔが制御可能とされ、この後ホールド部５３に保持された値は比較器に渡される。また比較器５５は、供給されてくる信号同士を比較し、比較結果に応じて異なる値を出力する。ＤＣオフセットとチャンネル歪みは、自動的に正規化又は補償される。ＰＰＭ/ＯＯＫ復調部５６は、パルス位置又はオン／オフ復調を施した後にデータビットを出力する。
【００４０】
図６の構成では、更に上述した図５の構成をより簡略化させたものであり、図５でいうところのミキサ回路３４、ミキサ回路３５、局部発信器４１、窓制御部４３、制御部３９を省略したものである。
【００４１】
次に、本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１の動作について説明をする。本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢシステムでは、先ず入力されたデータビットｂｎについて、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１により、変調を施す。
【００４２】
次に、制御部１６においてＩＲ−ＵＷＢ信号を生成する。このＩＲ−ＵＷＢ信号の生成については、後述する表２に示すようなルックアップテーブルを参照する。このテーブルは図示しないメモリ等に格納されており、制御部１６は、この図示しないメモリへ自由にアクセスに、これを読み取ることが可能である。
【００４３】
テーブルには、マトリックス状にコード番号が並んでいる。テーブルに記述されたコード番号は、例えばＭＤＳ[ｌ][ｋ]で表示することができる。ここでいうｌは、当該パルス信号発生器１２毎に割り当てられたデバイス番号を意味する。また、ｋは、各サブバンドの番号を表している。表２では、縦軸にｌが、また横軸にｋが割り当てられている。
【００４４】
表２はガロア域GF(q)に対するＭＤＳコードのコードワードにより作成されている。
【００４５】
発振器２１は、与えられたデバイス番号１とテーブルのｋ番目のエレメントについて、テーブルからの中心周波数サブバンド番号を読み取る。周波数ホッピング（ＭＤＳ[ｌ][ｋ]においてk=0, 1,..., q）は、所定組のシンボルが送信後に実行される。仮に自らのデバイス番号が「２」であり、生成すべきＩＲ−ＵＷＢシンボルが属するタイムスロットが「７」の場合には、ＭＤＳ[２][７]に記述されているコード番号又はサブバンド番号「１４」を読み取る。そして、読み取ったコード番号「１４」に基づいて中心周波数信号ｆｌｋを生成する。
【００４６】
次に、発振器２１において、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号に対して制御部１６から送られてきた周波数信号ｆｌｋを用いて他の信号を発振させる。
【００４７】
ここで周波数変調された信号の波形ｘ（ｔ）は、下記（１）式（ＰＰＭ又はＯＯＫ）で規定されるようにしてもよい。
2010233195.tif 000003
・・・・・（１）
【００４８】
ここで、ｗ（ｔ）：基本パルス、Ｔｓ：パルス繰り返し期間、Ｔ：シンボル時間、ｎ：ｎ番目に送信されたシンボル、ａｎ：ＰＰＭ又はＯＯＫシンボルのいずれか一方。
【００４９】
また（１）式におけるＩＲ−ＵＷＢ波形ｆｌｋを送信する中心周波数は、以下の（２）式から導かれる。
2010233195.tif 000004
・・・・・・（２）
【００５０】
ここでｆ１：第１サブバンド中心周波数、例えば３４３２ＭＨｚ、ＢＷ：サブバンド帯域、例えば５２８ＭＨｚ、ＭＤＳ[ｌ][ｋ]は、表２のテーブルから読み取ったコード又はサブバンド番号である。なお、ＭＤＳは、Maximum Distance Separable codesの略である。
【００５１】
ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２において生成された信号ｘ（ｔ）はＢＰＦ１３へ送られる。
【００５２】
波形生成部２３においては、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１の出力によりトリガされた三角波形を作り出し、これを重畳部２２へ供給する。重畳部２２は、このＩＲ−ＵＷＢ信号ｘ（ｔ）を出力する。
【００５３】
このように、本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１では、アナログフロントエンドでデータを伝送できるシステムとしている。このため、かなりの低消費電力でしかも長いバッテリー期間となるように構成することが可能となる。このため、特にＢＡＮに対して適用する際において好適となる。また、本発明によれば低い作動周期で信号を送るシステムとすることが可能となる。
【００５４】
更に本発明によれば、上述したように周波数信号ｆｌｋを作り出し、これに基づいて（１）式に示すような変調を行う。この周波数信号ｆｌｋは、デバイスの番号と、あるタイムスロットに応じて異ならせている。このためこのＩＲ−ＵＷＢ通信システムは、このような信号を受信した受信装置３間において、他のシステムの信号との間で非干渉となるように構成することが可能となる。
【実施例１】
【００５５】
送信機２
ＯＮ−ＯＦＦ信号通知は、情報理論、エネルギー効率、システム設計及びＢＡＮに対する温度上昇の危険性の低さを考慮すると最良の妥協策を表す変調方法である。
【００５６】
ukをｋ番目のシンボルとすると、ＯＮ−ＯＦＦ信号通知は、式（1.1）で表される入力分布ukを有する。
uk = {確率ξで１、 確率1-ξで０}   ・・・・・・・・(1.1)
【００５７】
従って、uk=0の場合、いかなる信号（起点におけるマスポイント）も伝送されない。
【００５８】
uk=1の場合、√1/ξの振幅を持つパルスが伝送され、平均パワーは伝送確率ξに対して一定となる。一例として、本発明は、ξ=1/Mであり、１シンボルにつき１パルスが伝送されるＭ系列のＰＰＭを用いる。従って、送信された信号は下記式(1.2)により得られる。
【００５９】
2010233195.tif 000005
・・・・・・・・(1.2)
但し、Ｍは、シンボル期間Ｔ内のタイム・スロット数である。ＰＰＭシンボルは、ai∈A={0、 1、...、M-1}として与えられる。伝送するパルス波形g(t)は、[0, Tp]内に有限な台を有する。
【００６０】
監視対象の異なるヘルス信号は、アナログ領域内に位置している。しかし、デジタル領域は雑音や干渉に対しはるかに許容力があるため、情報の伝送はデジタル領域で行われる。センサから提供されるそのようなアナログ信号は、複雑性が低いＡＤＣによりデジタル信号に変換される。従って、ビット群は、M=2bＰＰＭシンボル上にマッピングされる。ビット群に対応する１０進値は、ＰＰＭシンボルであるため、このマッピングの規則は非常に簡単である。それ故、ＰＰＭシンボルは、パルス波形が伝送されるスロット番号を示す。このため、低デューティサイクル、低パワーの信号が送信用に生成される。
【００６１】
送信機は、受信機よりかなり低いエネルギーを消費するが、ＩＲ−ＵＷＢシステムでは、送信された信号は、制御体により与えられるスペクトルマスクを満足しなければならない。ＢＡＮは、中程度のデータ転送速度を要するため、帯域幅がＧＨｚ帯をカバーする短パルスの形成は不要である。更に、他のＩＲ−ＵＷＢシステムやＩＲ−ＵＷＢ帯域で動作する将来の無線システムの共存の問題があるため、他のシステムへ又はからの干渉を減少するためには、動作帯域及び伝送帯域幅を柔軟に変更することが推奨される。
【００６２】
無線リンク毎の最大データ転送速度は１０Mbpsであるため、最小ＩＲ−ＵＷＢ伝送帯域幅は、５００MHｚで十分である。従って、ＭＢ−ＯＦＤＭの周波数プラン概念に続き、５００MHｚの帯域幅を有する多帯域ＩＲ−ＵＷＢシステムが提案されている。
【００６３】
尚、この周波数帯域は他のシステムとの共存に依って変更可能である。他方、帯域幅と中心周波数が制御可能な短パルス形状の合成は、実際に導入することが難しいことは明らかである。従って、短パルスを生成する別の実用的な方法として、ゲート発振器（gated oscillator）が使用される。その理由は、ＩＣ技術導入の柔軟性と容易性にある。もちろん、発振器は集積回路中の共通の構成ブロックである。
【００６４】
特に、ゲート発振器は、そのデューティサイクルと周波数が容易に変更されるようにトリガー可能であり、帯域幅と中心周波数が同様に容易に変更される短パルスが生成される。尚、パルス波形の形状はそれ自体重要ではない。というのも、簡単で低電力消費の受信機構造を持つために、受信機において特定のタイム・スロット(ＯＮ−ＯＦＦ信号通知) でのエネルギー検出が考慮されるからである。
【００６５】
ゲート発振器のトリガーを実施するには、２つの方法が提案されている。一つの方法は、キャパシタ（三角関数に類似）を充放電することであり、他の方法は、発振器を正弦期間の半分の間継続動作するようにプログラムすることである。トリガー機能は下記式(1.3a)と(1.3b)により得られる。
【００６６】
2010233195.tif 000006
・・・・・・・(1.3a)
2010233195.tif 000007
・・・・・・・(1.3b)
【００６７】
ここで、Tpは、トリガー機能期間である。このようなトリガー機能は、ゲート発振器と組み合わせされ、帯域幅と中心周波数が容易に変更可能な短パルスを発生させるベース帯域パルスとして作用する。更に、前述のように、これらの機能は、デジタルフロントエンド無しでも、現在のＩＣ技術により達成可能である。そのようなトリガー機能とゲート発振器出力は、下記式(1.4)により得られる。
【００６８】
2010233195.tif 000008
・・・・・・・(1.4)
ここで、fq(n)は、任意の周波数プランに従った順列関数i=q(n)により得られるｉ番目のサブバンドの中心周波数である。非変調の送信信号は、下記式(1.5)により得られる。
【００６９】
2010233195.tif 000009
・・・・・・・(1.5)
ここで、Ｎｂは、任意の周波数プランにおけるサブバンド数であり、Ｔ≧Ｔｐである。両方のトリガー機能は、Ｂｂ＝４／Ｔｐで与えられる両側面帯域幅を有する。従って、一例として、仮にＩＲ−ＵＷＢサブバンド 帯域幅が５００MHｚに設定されると、Ｔｐ＝８nsecとなる。ここでは、Ｗ−Ｍｅｄｉａ  Ａｌｌｉａｎｃｅの１４個のサブバンドのプランを下記式のように取得する。
【００７０】
2010233195.tif 000010
・・・・・・・(1.6)
【００７１】
前述のように、周波数副指数ｉ＝ｑ（ｎ）は、周波数プランにより得られる。そのような周波数プランは時間−周波数コードにより提供されてもよい。従って、これにより、周波数ダイバーシチ、干渉減少及びＩＲ−ＵＷＢ帯域において他のシステムとの共存に対応するよりよい方法が提供される。
【実施例２】
【００７２】
信号設計
アルファベット内のシンボル数は、Ｍ＝２ｂとなる。ここで、ｂは、シンボル毎の情報のビット数である。本発明では、２つのケースがテストされた。即ち、Ｍ＝２又はｂ＝１及びＭ＝４又はｂ＝２の２つのケースである。データ転送速度には、Rb=1Mbpsが選択され、これは医療分野への応用には十分である。シンボル時間は下記式(2.1)により得られる。
【００７３】
2010233195.tif 000011
・・・・・・・(2.1)
スロット時間は、式(2.2)により得られる。
2010233195.tif 000012
・・・・・・・(2.2)
【００７４】
パルス幅がTp=8nsecの場合、本システムは非常に低いデューティサイクルを有する。
【００７５】
パルス幅Ｔｐに対して平均電力を緩和するには、このような電力を期間Ｎｃの拡散系列に対し拡大させる。更に、ＢＥＲを改善する多重通路ダイバーシチを提供可能となる。短拡散系列はシンボル時間を拡大するのではなく、スロット時間内にパルス幅（一種のＰＲＦ）を拡大するという若干の問題が二つある。従来、拡散系列は、２値又は３値の系列であるが、受信機が非干渉エネルギー検出を適するため、どちらの拡散系列も自己相関や相互相関として用いることは出来ない。非干渉エネルギー検出段の出力は、オン状態（パルスが存在する状態）かオフ状態（パルスが存在しない状態）であるため、その構成要素が０か１である特殊な単極性の拡散系列が必要となる。運良く、これらの系列は、光学ＣＤＭＡステム（ＯＣＤＭＡ）で検討されてきた。特に、本発明は、コードワード(7,3,1)又はc = { 1101000 }を用いる。従って、パルス毎の伝送期間は、４８nsecに拡大される。
【実施例３】
【００７６】
低電力トランシーバの設計
変調方法は、システムの帯域幅効率Ｒ／Ｂと10-3のＢＥＲ目標値に対するビット(Eb/N0)毎の最小達成可能エネルギーに直接影響を及ぼす。低エネルギー消費を目標とする実用的なシステムでは、ＢＰＳＫ、２ＦＳＫ、ＯＯＫ等の使用される変調方法は最も通常の変調方法である。これらの変調方法は、エネルギー効率と設計の単純性との間の妥協点を表している。もちろん、システム構造の観点から見ると、低(Eb/N0)の変調方法を選択しても十分ではないかもしれない。つまり、たとえ(Eb/N0)が低くても、システム全体の能力はまだ不十分の可能性がある。もちろん、これは、もし情報信号の発生、変調及び復調に必要な電力がそのような情報信号の送信に必要な電力と同等かそれ以上の場合である。
【００７７】
ＢＡＮの応用についてキーとなる条件は、バッテリー寿命が長いことと、小フォーム要因であること及び到達距離が短いことである。
【００７８】
従って、実施に必要な電力が少なく、システム全体の能力が十分な変調方法を選択することが特に重要となる。
【００７９】
理想的な変調方法では、複雑でハイパワーな回路を必要とせず、任意の信号パワーのためのリンクマージンや容量の最大化が達成され、目標ＢＥＲのEb/N0が最小になる。
【００８０】
非干渉変調を選択すると、リンクマージンは減少するが、非干渉通信が回路及び構造の複雑化を軽減するため、かなりのエネルギーが節約される。
【００８１】
他方、特に、ＢＡＮのＰＨＹ解決策では、下記式(3.1)で示す情報の１ビットを送信するのに必要なエネルギーを最小にしなければならない。
【００８２】
2010233195.tif 000013
・・・・・・・(3.1)
従って、トランシーバ用のビット毎のエネルギーを最小化するということは、情報の複数ビットとオン／オフ時間を発生、検出するための電力消費を減少させることを意味する。システムレベルでは、これは無線動作のデューティサイクルを積極的に減少させることを意味する。
【００８３】
言い換えれば、実用的なＢＡＮ応用のためのＩＲ−ＵＷＢ信号設計とトランシーバ構造設計は、可能な限り低いパワー（又は式(3.1)でのビット毎のエネルギー）で、信頼性の高い通信リンクを達成するために実施する。明らかに能力が犠牲にされる。
【００８４】
従って、エネルギー効率と実装の点からＯＮ−ＯＦＦ信号通知及び非干渉検出を有するＩＲ−ＵＷＢトランシーバが好ましい。特に、ＩＲ−ＵＷＢは、それ特有の低デューティサイクルを有し、トランシーバのエネルギー節約により魅力的となる。
【００８５】
更に、トランシーバには非干渉構造が適用されるため、パルス形状は２次的である。もちろん、単純なエネルギー検出はパルス送信のエネルギー捕集にのみ関係している。従って、パルス発生器は、パルス波形自体に係わらず、可能な限り少ないパワーを有するパルス波形を発生するだけでよい。
【００８６】
制御スペクトルマスクにより、ピーク電力限界値を緩和するには、本発明では、短拡散系列が導入されている。つまり、パルス幅間における電力限界値は拡散系列期間内で拡がる。更に、多重通路ダイバーシチにより、検出能力が強化される。
【００８７】
平均電力消費は主に良好な電力管理とエネルギー効率プロトコルに依存するが、トランシーバの構造と回路設計により、瞬時電力消費が決定される。
【００８８】
特に、ＩＲ−ＵＷＢシステムの場合、いくつかのシステム構造が提案されている。初期の方法は、アナログシステムに基づいている。より最近は、信号処理の柔軟性と雑音に対する回復性を考慮し、デジタル構造に基づいた構造が提案されている。従来の無線構造では、デジタル領域でより多くの動作が行われており、より少ない電力消費となっている。ただし、これはＩＲ−ＵＷＢシステムでは必ずしも正しいとは限らない。もちろん、無線フロントエンドで必要な高サンプリング速度により、ＡＤＣ／ＤＡＣによる高電力消費及び受信機のパルスマッチフィルタが生成される。更に、ＩＲ−ＵＷＢ帯域をカバーするのに必要な２０ＧＨｚ程度のＡＤＣ／ＤＡＣは、現在の技術では達成できない。
【００８９】
ＩＲ−ＵＷＢ無線構造の最先端技術では、並列構造（チャンネル化されたＡＤＣ）、ＡＤＣ前のダウン変換、サブサンプリングにより、ＡＤＣ／ＤＡＣとマッチフィルタのバンクの一方又は両方でサンプリング速度をどのようにして減少させるかが検討される。上記の調整はサンプリング速度を減少させる試みであるが、常にデジタル領域に留まる。更に、ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａとＷｉ−Ｍｅｄｉａ標準に基づく現在の解決策は、ＢＡＮ要求に対してかなり複雑で高電力消費となる。
【００９０】
従って、本提案は、低電力消費（長いバッテリー寿命）と小フォーム要因（小さい装置での集積度）に準拠する短期での達成を念頭においている。これは下記工程により達成される。
【００９１】
短パルスの発生と検出はアナログ領域で実行される。ＡＤＣ／ＤＡＣによる高電力消費の必要性がないため、実施は全ＩＲ−ＵＷＢ帯域をカバーし、作業に伴う不利益は、比較的短い到達距離の通信リンクにより補償可能である。この検出は非干渉エネルギー検出であり、パルス波形は２次的であるため、パルス発生器は可能な限り少ないパワーだけで達成される。
【００９２】
Ｗ−Ｍｅｄｉａ方法同様、ＩＲ−ＵＷＢ帯域は、各535.711 MHzの１４個のサブバンドに分割される。本発明では、535.711MHzの伝送帯域幅を有するＩＲ−ＵＷＢを利用することが提案されている。この理由は、医療分野での応用は低データ転送速度を必要とし、高電力消費以外に、ＩＦＦＴＦＦＴ回路が不要となるからである。低データ転送速度用の低デューティサイクルで、ＯＮ−ＯＦＦ信号通知は、535.711MHzの伝送帯域幅を有するＩＲ−ＵＷＢで効率的に達成出来る。ＩＲ−ＵＷＢが２次的サービスであるため、ＩＲ−ＵＷＢ帯域中及びＩＲ−ＵＷＢ帯域近辺（スプリアス発光）で１次的サービスと共存する必要がある。従って、１４個のサブバンド又は１つのサブバンドセットに対して、時間−周波数コードを導入することにより、１次的サービス及び他のＩＲ−ＵＷＢシステムからの干渉に対するローバストネスを改善する以外に、周波数領域でのＩＲ−ＵＷＢ信号ホッピングとして共存する簡単な方法が提供される。これらの時間−周波数コードは予め生成され、メモリに記憶されている。これらのコードは、構成単語がコードワードに亘り最高２回繰り返されるという特性を持つガロア域GF(q)に対する最長距離分割可能コードに基づいている。但し、多数のコードワードの構成単語は繰り返されない。
これにより、コードワードが低干渉確率の異なる装置又はピコネットに割り当てられる。
【実施例４】
【００９３】
受信機（特に図５、６）
これは、簡素化された非干渉エネルギー検出マッチフィルタである。このフィルタは、シンボル時間におけるスロット毎の積分期間に亘る受信エネルギーを捕集し、サンプルホールド回路に格納する。シンボル時間経過後、そのようなエネルギー値は、上述のようにＤＣオフセットの補償とパス歪み正規化のために比較器に与えられる。最後に、ＰＰＭ復調器は、比較器の出力に対応する1個のビット又は複数ビットを選択する。また、この方法は外部ＲＦＰＰＬやＡＤＣを必要としない。明らかに、非干渉エネルギー検出マッチフィルタに比べて性能低下がある反面、ＢＡＮ用のＩＲ−ＵＷＢの受信機における電力消費に対する最良の妥協策を提供する。
【００９４】
ＱｏＳに関連づけられた無線リンクは３つの場合に分けられる。すなわち、短距離通信リンク（コーディネータに近い装置）の場合、エネルギー検出方法が利用可能である。通信リンクは、より遠くに位置しているか、ＱｏＳが減少しているため、この受信機は非干渉エネルギー検出マッチフィルタモードに内部切り替えが可能である。ＱｏＳが更に減少すると、任意のチャンネル符号化変調方法が同様に切り替えが可能である。この目的は、バッテリ寿命が長いチップに完全に集積されたＢＡＮ用のＩＲ−ＵＷＢを現実に実施するのに必要な機能と電力消費間の最良の妥協策を提供することである。
【実施例５】
【００９５】
多帯域最長距離分割可能（ＭＤＳ）コード
多帯域方法用の時間−周波数コードは、最長距離分割可能コードワード（ＭＤＳ）構成要素により達成される。ＭＤＳコードは、ＧＦ（ｑ）に対する線形コードであり、ｎはコード長であり、ｋは情報シンボル数を示し、ｄは最小コード距離であり、ＧＦ（ｑ）はｑ個の要素を持つガロア域を表す。（尚、ｑ＝_ｐｍであり、_ｐは素数、ｍは整数である。）仮に、コード長がｎ＝ｑに設定された場合、ＭＤＳコードワードは、ＧＦ（ｑ）に亘るｎ個の要素を有する組（ＧＦ（ｑ））ｎ上にＧＦ（ｑ）に亘るｋ個の要素を有する組（ＧＦ（ｑ））ｋをマッピングした形態で定義されている。従って、a =[a0, a1,・・・ , ak-1]をk  情報シンボル (aj ∈ GF(q))とし、その多項式表現は下記式(5.1)により得られるものとする。
【００９６】
2010233195.tif 000014
・・・・・・・・・・・・・・・・(5.1)
但し、本発明では、ＧＦ（ｑ）の要素の多項式表現で用いられているｘと混同しないようにｚが用いられている。ｑｋ個の異なる多項(コードワード)は生成可能である。
【００９７】
(β0, β1,・・・,βq-1)をある任意の順序で配置されたＧＦ（ｑ）の８個の要素とする。この場合、演算における最も一般的な配置は、(β0=0,β1=1, β=α,・・・,  βj=αj-2,・・・,βq-1=αq-2=α-1)である。 ここで、αはＧＦ（ｑ）の基本要素である。しかし、説明の便宜上、本発明では、紙上に元の表記を継続して載せている。従って、ＭＤＳコードワードは情報シンボルをＧＦ（ｑ）に亘るｎ個の要素(p(β0), p(β1),・・・,p(βq-1) )上にマッピングすることにより取得される。尚、ＧＦ（ｑ）の要素は、式(5.2)により得られる。
【００９８】
2010233195.tif 000015
・・・・・・・・(5.2)
ここで、i=0,1,・・・,q-1であり、規則は、β00 = 1である。従って、qk個の異なるｎ要素は下記式のマッピングにより発生する。
【００９９】
2010233195.tif 000016
・・・・・・・・(5.3)
尚、異なるＭＤＳコードワードのルックアップテーブルは、k-tuples aj ∈GF(q)を割り当て、次に式,(5.3)をマッピングすることにより得られる。従って、ｌ番目のコードワードのｉ番目の要素は、下記式(5.4)と(5.5)により得られる。
【０１００】
2010233195.tif 000017
・・・・・・・・(5.4)
2010233195.tif 000018
・・・・・・・・(5.5)
【０１０１】
この特有のＭＤＳコード構造の利点は、コードワードに沿って繰り返された構成要素の数は２に限定されるという点である。従って、装置毎にコードワードを、多帯域周波数ホッピング（時間−周波数コード）について割り当てることにより干渉確率が減少される。
【０１０２】
本発明の例では、２つのＭＤＳコード構造が提供される。即ち、ＧＦ（１６）及びＧＦ（８）内の（ａ０、ａ１）又はｋ＝２に対してそれぞれ評価されたｎ＝ｑ＝１６とｎ＝ｑ＝８である。尚、ＭＤＳコードワードはβｉの２値表現を用いて簡単に計算される。表１には、最初の８個のＭＤＳコードワード（８，２）が示されている。（説明の便宜上、シンボルβは示されていない。）あるコードワードの構成要素は、１個のシンボル又は複数のシンボルが伝送される周波数帯を表す。この場合は、８つのサブバンド内でのホッピングに限定される。
【０１０３】
【表１】
2010233195.tif 000019
【０１０４】
【表２】
2010233195.tif 000020
【０１０５】
これは、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ、ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ、Ｗｉ−Ｍａｘ及びＦＷＳとの共存のためにより低域のＩＲ−ＵＷＢサブバンドが廃棄される場合の一種の単純なシナリオである。表２には、最初の４つのＭＤＳコードワード (16,2)が示されている。この場合、１４個のサブバンドの全てにおいてホッピングすることが考えられる。
【０１０６】
多帯域送信信号は、下記式(5.6)と(5.7)により得られる。
【０１０７】
2010233195.tif 000021
・・・・・・・(5.6)
2010233195.tif 000022
・・・・・・・(5.7)
ここで、ＭＤＳコードが（１６，２）の場合、f1 = 3432 MHzであり、BW = 528 MHzであり、k = k Mod 14である。周波数帯域ホッピングは送信シンボルの組の後で実施出来るが、周波数帯域ホッピングは全てのシンボル時間ｋ＝ｎで発生する。
【符号の説明】
【０１０８】
１  通信システム
２  送信装置
３  受信装置
１１  ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫモジュレータ
１２  ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器
１３  帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
１４  パワーアンプ（ＰＡ）
１５、３１  アンテナ
１６  制御部
２１  発振器
２２  重畳部
２３  波形生成部
３２  低雑音増幅器（ＬＮＡ）
３３  ＢＰＦ
３４、３５  ミキサ回路
３６  積分回路
３７  ＶＧＡ
３８  ＡＤコンバーター（ＡＤＣ）
３９  制御部
４１  局部発振器
４３  窓制御部
【図１】
2010233195.tif 000027
【図２】
2010233195.tif 000028
【図３】
2010233195.tif 000029
【図４】
2010233195.tif 000030
【図５】
2010233195.tif 000031
【図６】
2010233195.tif 000032
【外国語明細書】
[TITLE OF THE INVENTION] Ultra-low power IR-UWB transceiver 
[Technical Field]
【０００１】
The present invention relates to an IR-UWB (Ultra Wide Band) transceiver
(transmitter and receiver) to be adapted to IR-UWB  communication systems, which
transmit and receive to and from one another using the IR-UWB communication
technique.
[Description of the Related Art]
【０００２】
The IR-UWB communication transmits information using pulse signals with a very
narrow time slot in the order of one nanoseconds and changing the positions or
phases of the pulse signals on the time axis without using carrier waves.  While
the use of pulse signals with a very narrow time slot considerably widens the
signal bandwidth occupied by signals for the IR-UWB communication to several
GHz, it eliminates the need for a modulation process using carrier waves, thus
ensuring reduction in spectrum power density.  Accordingly, the spectrum power
density can be suppressed to or below the signal level of noise, and is not
affected by other communication systems and various kinds of devices, thus
achieving a high data transfer characteristic.
【０００３】
The IR-UWB communication system, unlike the carrier-wave based communication
system which transmits carrier waves, communication can be achieved by merely
transmitting very short pulses, and can thus make power consumption considerably
low.  Therefore, extremely fast communication can be realized by shortening the
transmission period of pulse signals.
【０００４】
Conventionally, as such an IR-UWB communication system, the technique disclosed
in Patent Document 1 has been proposed.
[Prior Art Document]
[Patent Document ]
【０００５】
[Patent Document 1] Japanese Unexamined Patent Publication No. 2007-300644
[SUMMARY OF THE INVENTION]
[Problem to be Solved by the Invention]
【０００６】
Recently, attempts have been made to adapt such an IR-UWB communication system
to, for example, the Body Area Network (BAN).  In the BAN, an extremely small
radio terminal is implanted in a human body or mounted to a human body with a
receiver provided outside the human body.  In this case, the radio terminal
senses the interior of the human body or senses various kinds of information
therein, and transmits acquired data to the receiver outside the body.  The
receiver receives and analyzes the data to detect an abnormality in the human
body.
【０００７】
The required power consumption of the radio terminal is just large enough for at
least a CPU (Central Processing Unit) to operate, and the capacity or the like
of a battery is determined mainly by that the radio terminal, if mounted on a
human body, can always operate even in an instable state.  In a case where
visual observation is carried out via the radio terminal, however, the battery
of the radio terminal is consumed early.  Particularly, frequent replacement of
the battery of the radio terminal once implanted or mounted in a human body is
uneconomical, and is inferior in practicality.  In adapting the IR-UWB
communication system to the BAN, therefore, the IR-UWB communication system
should be configured so as to achieve lower power consumption and a longer
battery period、even if some performances are sacrificed.  In addition, the
IR-UWB communication system needs to be configured to be a system where signals
are transmitted in a low-duty cycle at the time of its adaptation to the BAN.
【０００８】
In addition, in adaptation of the IR-UWB communication system to the BAN, the
IR-UWB communication system needs to be configured to be non-coherent with
signals from another system on the receiver side.
【０００９】
While the conventional IR-UWB communication system can easily achieve either an
improvement on the implementability or lower power consumption, however, it
cannot achieve both at a time.
【００１０】
Accordingly, the present invention has been conceived in view of the above
problem, and it is an object of the invention to provide an IR-UWB pulse signal
generator which makes an IR-UWB communication system non-coherent on the
receiver side while achieving lower power consumption, a longer battery period
and a lower duty cycle which are required in adapting the IR-UWB communication
system to the BAN.
[Means for Solving the Problem]
【００１１】
When the IR-UWB system is completely configured based on the digital
architecture to overcome the problem, high performances, such as the versatility
of the overall system and noise reduction, can be achieved surely.  However, the
configuration based on the digital architecture should meet multiple technical
requirements needed for a high sampling rate, which greatly stands in the way of
realizing practical implementation.
【００１２】
Accordingly, the present inventor has overcome the problem by configuring both
the IR-UWB pulse signal generator and the receiver in an analog front-end
architecture to achieve the required device performance and lower power
consumption at a time.
【００１３】
According to a first aspect of the invention, there is provided an IR-UWB (Ultra
Wide Band) pulse signal generator which generates an IR-UWB pulse sequence and
is for use in IR-UWB communication, comprising modulation means that modulates
input data bits;oscillator signal generation means that generates a sine wave
signal,the oscillator that oscillates according to a central frequency given by
a look up table and superimposing means that superimposes an triangular
waveformthat modulates the oscillator output. Such triangular waveform is
created based on the triggering of the signal output from the modulation means.
The compose pulse waveform (oscillator output and triangular waveform) has
bandwidth of 500 MHz and central frequency varies within 14 sub-bands. Frequency
hopping within the 14 sub-bands is performed by the elements of a MDS codewords,
where a different codeword is assigned per different device. Examples of MDS
codewords for q=16 and q=8 are given in table 1 and 2. Notice that the frequency
hopping is performed after the transmission of a set of symbols.
According to a first aspect of the invention, there is provided an ultra-low
power IR-UWB (Ultra Wide Band) transceiver (transmitter and receiver) which
generates an IR-UWB pulse sequence and is for use in IR-UWB communication,
comprising:modulation means that modulates an input data bit;oscillator signal
generation means that generates a sine wave signal, 
The oscillator that oscillates according to a central frequency given by a look
up table, and superimposing means that superimposes a  triangular waveform,
created based on the triggering of the signal output from the modulation means,
the composed pulse waveform (oscillator output and triangular waveform) has
bandwidth of 500 MHz and central frequency varies within 14 sub-bands,frequency
hopping within the 14 sub-bands is performed by the elements of a MDS codewords,
where a different codeword is assigned per different device. 
Examples of MDS codewords for q=16 and q=8 are given in table 1 and 2. Notice
that the frequency hopping is performed after the transmission of a set of
symbols. 
【００１４】
According to another aspect of the invention, there is provided an IR-UWB (Ultra
Wide Band) pulse signal generation method for generating an IR-UWB pulse
sequence and for use in IR-UWB communication, comprising a modulation step that
modulates an input data bit; a frequency signal generation step of generating a
sine waveform of a given frequency (oscillator). and superimposing means that
superimposes an triangular waveform that modulates the oscillator output. Thus,
the oscillator’s output is constrain by the triangular waveform duration and
shape, such that the compose pulse waveform has a spectrum of 500 MHz. The
central frequency of the oscillator can be changed according to an array of
sub-bands. The frequency hopping pattern is given by the elements of a Minimum
Distance Separable (MDS) codewords. A different codeword is assigned per device.
[Effect of the Invention]
【００１５】
According to the present invention with the foregoing configuration, the IR-UWB
communication system can be made to be non-coherent while achieving lower power
consumption, a longer battery period and a lower duty cycle which are required
in adapting the IR-UWB communication system to the BAN.
[Brief Description of the drawings]
【００１６】
Fig. 1 is a diagram for explaining the general configuration of an IR-UWB system
to which the present invention is adapted;
Fig. 2 is a block configuration diagram of a transmitter;
Fig. 3 is another block configuration diagram of the transmitter;
Fig. 4 is a block configuration diagram of a receiver;
Fig. 5 is another block configuration diagram of the receiver; and
Fig. 6 is a diagram showing a simplified example of the configuration shown in
Fig. 5.
[Detailed Description of the Embodiment]
【００１７】
As one embodiment of the present invention, an IR-UWB (Ultra Wide Band)
communication system which transmits and receives radio waves using the IR-UWB
communication technique is described in detail referring to the accompanying
drawings.
【００１８】
As shown in Fig. 1, for example, an IR-UWB communication system 1 to which the
invention is adapted includes a plurality of transmitters 2, and a receiver 3
which receives a sequence of pulses as radio waves transmitted from the
transmitter 2 and acquires information included in the pulse sequence.
【００１９】
The IR-UWB communication system 1 may be configured as a Body Area Network (BAN)
in which the transmitter 2 is implanted in a human body or mounted to a human
body, for example, with a receiver 3 provided outside the human body or on-body. 
In this case, the transmitter 2 senses the interior of the human body or senses
various kinds of information therein, and transmits acquired data to the
receiver 3 outside the body.  The receiver 3 receives and analyzes the data to
detect an abnormality in the human body.  The IR-UWB communication system 1 to
which the invention is adapted is not limited to the use to the BAN, and may of
course be used for any purpose.
【００２０】
The transmitter 2 and receiver 3 are both configured in an analog front-end
architecture.
【００２１】
Fig. 2 shows an example of the configuration of the transmitter 2.  The
transmitter 2 includes a PPM/DBPSK/OOK modulator 11, an IR-UWB pulse signal
generator 12 connected to the PPM/DBPSK modulator 11, a band-pass filter (BPF)
13, a power amplifier (PA) 14, an antenna 15, and a controller 16 connected to
those components.  The BPF 13 and the PA 14 are connected to the IR-UWB pulse
signal generator 12 in order.  The IR-UWB pulse signal generator 12 is further
connected to an oscillator 21, a waveform generator 23 and a superimposing unit
22.  The oscillator 21 and waveform generator 23 are supplied with a signal
output from the PPM/DBPSK modulator 11.  The superimposing unit 22 is connected
to the oscillator 21 and the waveform generator 23, and has an output terminal
connected to the BPF 13.
【００２２】
For the input data bit bn, the PPM/DBPSK/OOK modulator 11 carries out PPM (Pulse
Position Modulation), or DBPSK (Differential Phase Shift Keying) or On-Off
Keying (OOK).  The modulation by the PPM/DBPSK/OOK modulator 11 is controlled by
the controller 16.  The output signal from the PPM/DBPSK/OOK modulator 11 is
supplied to the oscillator 21 and the waveform generator 23.
【００２３】
The oscillator 21 is triggered with the output signal from the PPM/DBPSK/OOK
modulator 11.  The oscillator 21 is further supplied with a frequency signal
flkfrom the controller 16.  The oscillator 21 oscillates when the output signal
from the PPM/DBPSK modulator 11 is activated according to the central frequency
flk sent from the controller 16.  Then, oscillator output is sent to the
superimposing unit 22(mixer).
【００２４】
The waveform generator 23 produces a triangular waveform of duration Tpsent from
the controller 16.  The production of the triangular waveform is triggered by
the output signal from the PPM/DBPSK/OOK modulator 11.
【００２５】
The triangular waveform is sent to the superimposing unit 22 from the waveform
generator 23. The superimposing unit 22 also receives the oscillator output. The
superimposing unit 22 superimposes the triangular waveform onto the oscillator
output to generate an IR-UWB pulse sequence.
【００２６】
The BPF 13 filters individual frequency components from an IR-UWB pulse sequence
generated by the superimposing unit 22.  The PA 14 amplifies the signals
filtered by the BPF 13.  Further, the antenna 15 transmits the signals amplified
by the PA 14 as radio signals.
【００２７】
The foregoing configuration can allow the transmitter 2 to transmit data in a
so-called analog front-end fashion.
【００２８】
Fig. 3 shows another example of the configuration of the transmitter 2.  Same
reference numerals are given to the same components and members in Fig. 3 as
those shown in Fig. 2 to avoid repeating their descriptions.
【００２９】
The configuration in Fig. 3 additionally has a CC( Convolutional code) unit 24,
an interleaver 25, a symbol mapper compose of the concatenation of an
accumulator and PPM/DBPSK/OOK modulator error correcting unit 26 as an optional
structure.
【００３０】
The CC unit 24 performs convolution coding over the input data bits bn.  The
interleaver 25 performs random interleaving, and the symbol mapper unit 26
performs bit interleaved code modulation 
【００３１】
Fig. 4 shows an example of the configuration of the receiver 3.  The receiver 3
is connected to an antenna 31 for receiving pulse signals based on IR-UWB
communication from the transmitter 2, a low noise amplifier (LNA) 32 which is
connected to the antenna 31 and performs low noise amplification, and two BPFs
33a, 33b connected to the LNA 32.  The BPF 33a, 33b is respectively connected
with a mixer circuit 34a, 34b, a mixer circuit 35a, 35b, an integration circuit
36a, 36b, a VGA (Variable Gain Amplifier) 37a, 37b, an Analog to Digital
converter (ADC) 38a, 38b in order.  Further, the mixer circuits 34a, 34b are
connected with a local oscillator 41, and the mixer circuits 35a, 35b are
connected with a window controller 43.  Furthermore, the local oscillator 41,
the ADCs 38a, 38b, and the window controller 43 are connected with a controller
39.
【００３２】
The antenna 31 receives a pulse sequence as a radio wave transmitted from the
transmitter 2, and converts the radio pulse sequence to a pulse sequence
consisting of electric signals.
【００３３】
The LNA 33 performs low noise amplification on the pulse sequence received by
the antenna 31.  The pulse signal based on the IR-UWB system has a very small
level equal to or less than the signal level of noise, so that even if the pulse
signal is amplified by an ordinary amplifier, noise and the IR-UWB signal cannot
be distinguished from each other.  In this respect, the implementation of the
LNA 33 ensures selective amplification of only a desired IR-UWB-system based
pulse signal. The pulse sequence subjected to low noise amplification by the LNA
33 is sent to the two connected BPFs 33a and 33b to eliminate signals outside of
a predetermined band.  That is, because another signal may be superimposed while
the radio wave is transmitted to the receiver 3 from the transmitter 2, such a
signal is removed by the BPFs 33a, 33b accurately and pulse signal sidelobes.
【００３４】
The local oscillator 41 generates an in-phase signal (I signal) and an
orthogonal signal (Q signal) as baseband reference signals under the control of
the controller 39.  The local oscillator 41 sends the generated I signal to the
mixer circuit 34a, and sends the generated Q signal to the mixer circuit 34b.
Further, the local oscillator 41 sends a clock signal to the controller 39.  The
mixer circuits 34a, 34b receive the I signal and Q signals from the local
oscillator 41 in phase with the reception signal and shifted by 90° there from,
respectively.  The mixer circuits 34a, 34b superimpose the received signal with
oscillator’s output. 
【００３５】
The mixer circuits 35a, 35b superimpose the output of mixers 34a and  with a
predetermined triangular waveform (similar to the transmitter) transmitted from
the window controller 43.  The integration circuits 36a, 36b integrate signals
supplied from the mixer circuits 35a, 35b, and send the resultant signals to the
VGAs 37a, 37b.
【００３６】
The VGAs 37a, 37b respectively amplify the base band signals output from the
integration circuits 36a, 36b to execute so-called auto gain control.  The ADCs
38a, 38b perform analog-to-digital conversion on the signals output from the
VGAs 37a, 37b, and send the digital signals to the controller 39.
【００３７】
With the foregoing configuration, the receiver 3 serves as an analog correlator
with the help of the BPF 33, the mixer circuits 34, 35 and the integration
circuit 36.  That is, the receiver 3 can receive data in a so-called analog
front-end fashion.
【００３８】
Fig. 5 shows another example of the configuration of the receiver 3.  Same
reference numerals are given to the same components and members in Fig. 5 as
those shown in Fig. 4 to avoid repeating their descriptions.
【００３９】
In the configuration shown in Fig. 5, a time Tint (integration time)is
controllable by a switch 51. 51 and 53 form a sample and hold circuit. The
symbol time T is controllable by a switch 52, after which the values store in
the hold circuit 53 are passed to a comparator. A comparator 55 compares
supplied signals with each other, and outputs different values according to
comparison results. DC offsets and channel distortion are normalized or
compensated automatically. A PPM/OOK demodulator 56 outputs a data bit after
performing pulse position or on-off demodulation.
【００４０】
The configuration shown in Fig. 6 is a more simplified version of the
configuration shown in Fig. 5 from which the mixer circuit 34, the mixer circuit
35, the local oscillator 41, the window controller 43, and the controller 39
shown in Fig. 5 are omitted.
【００４１】
Next, the operation of the IR-UWB communication system 1 to which the invention
is adapted is described below.  In the IR-UWB system 1 to which the invention is
adapted, first, the PPM/DBPSK/OOK modulator 11 modulates the input data bit bn.
【００４２】
Next, the controller 16 generates a IR-UWB signal.  The generation of the
IR-UWB signal is carried out by referring to a look up table like Table 2 to be
described later.  The table is stored in a memory or the like (not shown), and
the controller 16 can freely access to the unillustrated memory to read the
table.
【００４３】
Code numbers are laid out in a matrix form in the table.  The code numbers
described in the table can be expressed by, for example, MDS[l][k] where l means
a device number assigned to each pulse signal generator 12, and k represents the
number of a sub-band.  In Table 2, the ordinate is assigned to l, and the
abscissa is assigned to k.
The table is formed by the codewords of a MDS codes over Galois fields GF(q).
【００４４】
The oscillator 21 reads the central frequency sub-band number from the table,
for a given device number l, and the kth element of the table. The frequency
hopping (k=0,1,…,q in MDS[l][k]) is performed after a predetermined set of
symbols are transmitted. If the local device number is “2”, and the time slot
to which the IR-UWB symbols to be generated is “7”, a code number or sub-band
number “14” described in MDS[2][7] is read out.  Then, the central frequency
signal flk is generated based on the read code number “14”.
【００４５】
Next, the oscillator 21 oscillates another signal on output signals from the
PPM/DBPSK/OOK modulator 11 with the frequency signal flksent from the controller
16.
【００４６】
The waveform x(t) of the frequency-modulated signal may be defined by the
following equation (1)(PPM or OOK).
【００４７】
【式1】                                
2010233195.tif 000033
・・・・・（１）
where w(t) is a reference pulse, Ts is a pulse repeat period, T is symbol time ,
n is the nth transmitted symbol , an is either a PPM or OOK symbol. And the
central frequency of the transmitting IR-UWB waveform flkin the equation (1) is
derived from the following equation (2) 
【００４８】
【式2】                                      
2010233195.tif 000034
・・・・・（２）
where f1 is the first central frequency sub-band, for example 3432 MHz., BW is
sub-band bandwidth, for example 528 MHz, and MDS[l][k] is the code or sub-band
number read from Table 2.  MDS is the abbreviation of Maximum Distance Separable
codes.
【００４９】
The signal x(t) generated by the IR-UWB generator 12 is sent to the BPF 13.
【００５０】
The waveform generator 23 creates an triangular waveform triggered by the output
of a PPM/DBPSK/OOK modulator 11, and supplies the triangular waveform to the
superimposing unit 22.  The superimposing unit 22 outputs the IR-UWB signal
x(t).
【００５１】
As apparent from the above, the IR-UWB communication system 1 to which the
invention is adapted can transfer data in the analog front-end fashion.  This
can achieve the configurationthat provides very lower power consumption and a
longer battery period.  This system is therefore particularly suitable for use
in the BAN.  Further, the invention can provide the system that sends signals in
a low duty cycle.
【００５２】
Furthermore, according to the invention, as described above, the frequency
signal flkis produced, and modulation as expressed by the equation (1) is
carried out based on the frequency signal.  The frequency signal flk varies
according to the device number and a time slot.  This makes possible to
configure the IR-UWB communication system in such a way that the signal received
by the receiver 3 becomes non-coherent with the signal from another system.
[First Embodiment]
【００５３】
Transmitter 2
On-off signaling is modulation scheme that represents the best compromise from
the information theory, energy efficiency, implementation and low risk of a
temperature rise for BANs.
【００５４】
Let ukbe the kth symbol.  On-off signaling has an input distribution uk = {1
with probability ξ,0 with probability 1-ξ}   ・・・・・・・・(1.1)
【００５５】
Hence, if uk= 0 there is not transmission of any signal (mass point at the
origin).
【００５６】
With uk= 1, a pulse with an amplitude √1/ξ is transmitted, so that the average
power is constant for the variable transmission probability ξ.  As an example,
the invention uses an M-ary PPM such that ξ = 1/M and a pulse is transmitted
per symbol.  Hence, the transmitted signal is given by the following equation
(1.2).
【００５７】
【式1.2】                                  
2010233195.tif 000035
・・・・・・・・(1.2)
where M is the number of time slots in a symbol period T.  The PPM symbol is
given as ai ∈ A = {0, 1, ...,M - 1}.  The transmitting pulse waveform g(t) has
a finite support in [0, Tp].
【００５８】
The different health signals to be monitored are in the analog domain.  However,
the transmission of information is carried out in the digital domain as it is
far more resilient to noise and interference.  Such analog signals provided by
sensors are converted to digital signals by low complex ADCs.  Hence, groups of
b bits are mapped onto M=2b PPM symbols.  The mapping rule is fairly simple as
the decimal value corresponding to the group of b bits is the PPM symbol.  Thus,
the PPM symbol indicates the slot number where a pulse waveform is transmitted. 
In this fashion, a low duty cycle, low power signal is generated for
transmission.
【００５９】
In the IR-UWB systems, the transmitted signal has to fulfill a spectral mask
given by regulatory bodies.  Even though, the transmitter consumes considerably
less energy than the receiver.  As BANs require moderate data rates,
constructing short pulses whose bandwidths cover GHz is not necessary. 
Moreover, due to the issue of coexistence with other IR-UWB systems and future
radio systems operating in the IR-UWB band, a flexible way to change the band of
the operation and transmission bandwidth is recommended in order to reduce
interference to/from other systems.
【００６０】
As the maximum data rate per radio link is 10 Mbps, the minimum IR-UWB
transmission bandwidth of 500 MHz is enough.  Therefore, following the MB-OFDM
frequency plan idea, a multi-band IR-UWB system with a bandwidth of 500 MHz per
sub-band is proposed.
【００６１】
Notice that this frequency band can change depending on the coexistence with
other systems.  On the other hand, the synthesis of short pulse shapes whose
bandwidth and center frequency can be controlled has been shown to be difficult
to implement in practice.  Therefore, an alternative and practical way to
produce short pulses is the use of a gated oscillator.  The reasons are the
flexibility and ease of implementation with IC technology.  Indeed, oscillators
are common building blocks in integrated circuits.
【００６２】
In particular, a gated oscillator can be triggered such that its duty cycle and
frequency are changed easily, thus producing short pulses whose bandwidth and
central frequency are changed easily as well.  Notice that the shape of the
pulse waveform is not important in itself as energy detection in a particular
time slot (on-off signaling) is contemplated in the receiver in order to have a
simple and low power consumption receiver architecture.
【００６３】
How to trigger a gated oscillator is proposed to be implemented in two fashions. 
Namely, one way is to charge and discharge a capacitor (resembling a triangular
function) and the other way is to program the oscillator to last half of a sine
period.  The triggering functions are given by the following equations (1.3a),
(1.3b).
【００６４】
【式1.3a】                                   
2010233195.tif 000036
・・・・・・・(1.3a)
【式1.3b】                                       
2010233195.tif 000037
・・・・・・・(1.3b)
【００６５】
where Tp is the triggering function duration.  Such triggering functions behave
like baseband pulses that in combination with the gated oscillator produce a
short pulse whose bandwidth and central frequency can be changed easily. 
Moreover, as stated before these functions can be implemented with the current
IC technology without a digital front-end.  Such a triggering function and gated
oscillator output can be expressed as the following equation (1.4).
【００６６】
【式1.4】                                     
2010233195.tif 000038
・・・・・・・(1.4)
where fq(n) is the central frequency of the ith sub-band given by the
permutation function i=q(n) according to a given frequency plan.  The
unmodulated transmitting signal is given by the following equation (1.5).
【００６７】
【式1.5】                                    
2010233195.tif 000039
・・・・・・・(1.5)
where Nb is the number of sub-bands in a given frequency plan and T ≧ Tp.  Both
triggering functions have a 2-sided bandwidth given by Bb = 4/Tp.  Thus, as an
example, if the IR-UWB sub-band bandwidth is set to 500 MHz, then Tp = 8 nsec. 
Taking the 14 sub-bands plan of the Wi-Media Alliance as
【００６８】
【式1.6】                                  
2010233195.tif 000040
・・・・・・・(1.6).
【００６９】
As mentioned before, the frequency sub-index i = q(n) is given by a frequency
plan.  Such a frequency plan might be provided by a time-frequency code.  Thus,
it offers frequency diversity, interference reduction and a better way to deal
with coexistence with other systems in the IR-UWB band.
[Second Embodiment]
【００７０】
Signal Design
The number of symbols in the alphabet is given by M = 2b, where b is the number
of bits of information per symbol.  In this invention two cases are tested, M=2
or b=1 and M=4 or b=2.  The data rate is chosen as Rb = 1 Mbps that is more than
enough for medical applications.  The symbol time is given by the following
equation (2.1).
【００７１】
【式2.1】                                  
2010233195.tif 000041
・・・・・・・(2.1)
The slot time is given by (2.2).
【式2.2】                                  
2010233195.tif 000042
・・・・・・・(2.2)
【００７２】
With the pulse duration Tp = 8 nsec, the system has a very low duty cycle.
【００７３】
In order to relax the average peak power Pav over a pulse duration Tp, such
power is spread over a spreading sequence of duration Nc.  Moreover, it can
provide multipath diversity improving the BER.  Although there are two subtle
issues: the short spreading sequence does not spread a symbol time, but rather
spreads a pulse duration (sort of PRF) within a slot time.  Conventionally,
spreading sequences are binary or ternary, but as the receiver employs
non-coherent energy detection, neither spreading sequence can be employed as
their auto and cross correlation properties are modified.  The output of a
non-coherent energy detection stage is either on (presence of a pulse) or off
(absence of a pulse), so that special unipolar spreading sequences whose
elements are either (0, 1) are required.  Fortunately, those sequences have been
studied in optical CDMA systems (OCDMA).  Particularly, this invention uses the
codeword (7,3,1) or c = { 1101000 }.  Therefore, the transmission period per
pulse is spread to 48 nsec.
[Third Embodiment]
【００７４】
Low Power Transceiver Design
The modulation scheme directly influences the system’s bandwidth efficiency R/B
and minimum achievable energy per bit (Eb/N0) for a BER target of 10-3.  In
practical systems targeting low energy consumption, the modulation schemes BPSK,
2FSK, and OOKetc are the most common modulation methods employed.  Those
represent a compromise between energy efficiency and simplicity of
implementation.  Indeed, from a system architecture point of view, choosing a
modulation scheme with low (Eb/N0) might not be enough.  That is, even if (Eb/N0)
is low, the overall system performance still can be inefficient.  Indeed, if the
power required to generate, modulate and demodulate the information signal is
comparable to or greater than the power required to transmit such information
signal.
【００７５】
For BAN applications the key requirements are: long battery life, small form
factor, short range.
【００７６】
Hence, it is particularly important to choose a modulation scheme that requires
little power to implement so that the overall system energy performance remains
efficient.
【００７７】
An ideal modulation scheme would maximize link margin or capacity for a given
signal power, the smallest Eb/N0 for a target BER, without requiring complex
high-power circuits.
【００７８】
Choosing non-coherent modulation can result in significant energy savings for
noncoherent communications can reduce circuit and architecture complexity, at
the cost of a reduced link margin.
【００７９】
On the other hand, particularly, PHY solutions for BANs have to minimize the
energy required to transmit a bit of information as indicated in the following equation (3.1).
【００８０】
【式3.1】                                  
2010233195.tif 000043
・・・・・・・(3.1)
Thus, minimizing energy per bit for transceivers means to reduce power
consumption to generate and detect bits of information plus turn on/off times. 
At the system level, it means to aggressively reduce the duty cycle of the radio
operation.
【００８１】
In other words, IR-UWB signal design and transceiver architecture design for
practical BAN  applications are to establish a reliable communication link with
as less power (or energy per bit in Equation (3.1)) as possible.  Obviously,
performance needs to be sacrifice.
【００８２】
Hence, IR-UWB transceivers with on-off signaling and non-coherent detection are
favored in terms of energy efficiency and implementation as well.  Particularly,
the IR-UWB has an inherent low duty cycle, making it attractive due to energy
savings at transceivers.
【００８３】
Moreover, as transceivers employ a non-coherent architecture, the pulse shape is
secondary.  Indeed, simple energy detection is only concerned with collecting
the energy of transmitting pulses.  Therefore, the pulse generator only needs to
generate a pulse waveform with as less power as possible irrespective of the
pulse waveform itself.
【００８４】
In order to relax the peak power limit due to a regulatory spectral mask, in the
invention, a short spreading sequence is introduced.  That is, the power limit
during a pulse duration is spread now within the spreading sequence duration,
allowing the power limit to increase.  Moreover, due to multipath diversity,
detection performance is enhanced. 
【００８５】
Transceiver’s architecture and circuit design determine the instantaneous power
consumption, while the average power consumption depends mainly on good power
management and energy-efficient protocols.
【００８６】
In the particular case of IR-UWB systems, several system architectures have been
proposed.  Early approaches are based on analog systems.  More recent proposals
are based on digital architectures, due to great flexibility in the signal
processing and resilience to noise.  In conventional radio architectures, the
more operations are carried out in the digital domain, less power is consumed,
although they are not necessarily true of IR-UWB systems.  Indeed, the high
sampling rate required in the radio front-ends produces high power consumption
dominated by ADC/DAC and pulse matched filters at the receiver.  Moreover,
ADC/DAC in the order of 20 GHz needed to cover the IR-UWB band are unfeasible
with the current technology.
【００８７】
The state of the art in IR-UWB radio architectures considers how to reduce the
sampling rate in either or both of ADC/DAC and bank of matched filters by a
parallel architecture (channelized ADC), down conversion before ADC,
sub-sampling.  The aforementioned adjustments attempt to reduce the sampling
rate, but always remain in the digital domain.  Moreover, current solutions
based on the IEEE 802.15.4a and Wi-Media standards are far too complex and high
power consumption for BANs requirements.
【００８８】
Therefore, the present proposal has in mind to be implemented in the short term
complying with low power consumption (long battery life) and small form factor
(integration in small devices).  These can be achieved in the following steps:
【００８９】
The generation and detection of short pulses are in the analog domain.  Without
any need for high power consumption introduced by ADC/DAC, therefore, the
implementation can cover the entire IR-UWB band and the penalty paid in
performance can be compensated by the relative short range communication link. 
As the detection is non-coherent energy detection, the pulse waveform is
secondary so that the pulse generator is only implemented with as less power
consumption as possible.
【００９０】
Like the Wi-Media approach, the IR-UWB band is divided into 14 sub-bands of
535.711 MHz each. In the invention, it is proposed to use IR-UWB with
transmission bandwidth of 535.711 MHz.  The reason is that medical applications
require low data rates, so that IFFTFFT circuits are unnecessary, besides of
high power consumption.  Low-duty cycle-on-off signaling for low data rates can
be implemented efficiently with IR-UWB with a transmission bandwidth of 535.711
MHz.  As the IR-UWB is a secondary service, it needs to coexist with primary
services in the IR-UWB band and close to the IR-UWB band (spurious emissions). 
Therefore, introducing time-frequency codes for the 14 sub-bands or a sub-set
thereof, would allow an easy way of coexistence as the IR-UWB signal hops in the
frequency domain, besides it improves robustness against interference from
primary services and other IR-UWB systems.  The time-frequency codes are
generated beforehand and stored in the memory.  Those codes are based on Maximum
Distance Separable (MDS) codes over the Galois field GF(q) whose codewords have
the property that elements are repeated across codewords 2 times at the most in
the codebook. Although, the elements of many codewords  are not repeated.
This allows the codewords to be assigned to different devices or pico nets with
a low probability of interference.
[Fourth Embodiment]
【００９１】
Receiver (especially Figs. 5, 6)
This is a simplified version of the non-coherent energy detection matched
filter.  It collects the received energy over the integration periods per slot
during a symbol time and storing them in a sample a hold circuit.  After a
symbol time, such energy values are passed to the comparator as described before
in order to compensate DC offsets and path distortion normalization.  Finally
the PPM demodulator selects the bit or bits corresponding to the comparator’s
output.  Also, this scheme does not need an external RF PPL and ADC.  Obviously,
while the performance decreases compared to a non-coherent energy detection
matched filter, it gives the best compromise in power consumption at the
receiver for IR-UWB for BANs.
【００９２】
The radio links associated with QoS can be divided into three cases.  Namely, in
the case of short range communication links (devices close to the coordinator),
the energy detection scheme can be employed.  As the communication links are
farther away or the QoS decreases, the receiver can switch internally to the
non-coherent energy detection matched filter mode.  If the QoS further
decreases, the optional channel coded modulation scheme can be switched on as
well.  The objective is to bring the best compromise between performance and
power consumption for a realistic implementation IR-UWB for BAN s fully
integrated in a chip with long lasting battery life.
[Fifth Embodiment]
【００９３】
Multi-Band Maximum Distance Separable(MDS) Codes
The time-frequency codes for the multi-band approach are implemented by the
elements of the maximum distance separable codeword (MDS).  A MDS code is an (n,
k, d) linear code over GF(q), where n is the code length, k indicates the number
of information symbols, d is the minimum code distance and GF(q) represents a
Galois field with q elements (q = _pm, where _p is a prime number and m is an
integer).  If the code length is set up as n = q, the MDS codewords are defined
in terms of mapping of the set (GF(q))k of all k-tuples over GF(q) onto a set
(GF(q))n of n-tuples over GF(q).  Thus, let a = [a0, a1,・・・ , ak-1] be k
information symbols (aj ∈ GF(q)) whose polynomial representation is given by
the following equation (5.1).
【００９４】
【式5.1】                                  
2010233195.tif 000044
・・・・・・・・・・・・・(5.1)
where z is used in the invention to avoid confusion with x used in the
polynomial representation of the elements of GF(q).  Notice that qk different
polynomials (codeword) can be generated.
【００９５】
Let (β0, β1,・・・,βq-1) be the q elements of GF(q) arranged in some arbitrary
order. The most common arrangement for computation is (β0=0,β1=1,
β=α,・・・,  βj=αj-2,・・・,βq-1=αq-2=α-1), where α is a primitive element
of GF(q).  However, for the sake of illustration, the invention keeps the
original notation in the paper.  Thus, the MDS codewords are obtained by mapping
the information symbols onto the n-tuple ( p(β0), p(β1),・・・,p(βq-1) ) over
GF(q) whose components are given by (5.2).
【００９６】
【式5.2】                                  
2010233195.tif 000045
・・・・・・・・(5.2)
where i=0,1,・・・,q-1 and the convention β00 = 1.  Thus, the qk different
n-tuples are generated by mapping
【００９７】
【式5.3】                                  
2010233195.tif 000046
・・・・・・・・(5.3).
Notice that a look-up table of the different MDS codewords can be generated by
assigning values to the k-tuples aj ∈GF(q), and then applying the mapping of
Equation (5.3).  Thus, the ith element of the lth codeword is given by the
following equations (5.4) and (5.5).
【００９８】
【式5.4】                                  
2010233195.tif 000047
・・・・・・・・(5.4)
【式5.5】                                  
2010233195.tif 000048
・・・・・・・・(5.5).
【００９９】
The advantage of this particular MDS code construction is that the number of
repeated elements across codeword is limited to two.  Therefore, assigning a
codeword per device for multi-band frequency hopping (time-frequency code)
reduces the probability of interference.
【０１００】
The example of the invention presents two MDS code constructions: n = q = 16 and
n = q = 8 evaluated over (a0, a1) or k = 2 in GF(16) and GF(8) respectively. 
Notice the MDS codewords are computed easily by employing the binary
representation of βi.  Table 1 shows the first 8 MDS codewords (8,2) (for the
sake of illustration, the symbol β has been dropped).  The elements of a given
codeword represent the frequency band where a symbol or symbols are transmitted. 
This case is limited to hopping within 8 sub-bands.
【０１０１】
【表１】
2010233195.tif 000049
【０１０２】
【表２】
2010233195.tif 000050
【０１０３】
It is a sort of simplified scenario in case where the lower IR-UWB sub-bands are
discarded for coexistence with MB-OFDM, IEEE 802.15.4a, Wi-Max and FWS for
instance.  Table 2 shows the first 4 MDS codewords (16,2).  In this case,
hopping within all 14 sub-bands is considered.
【０１０４】
The multi-band transmitting signal is given by the following equations (5.6) and
(5.7).
【０１０５】
【式5.6】                                  
2010233195.tif 000051
・・・・・・・(5.6)
【式5.7】                                  
2010233195.tif 000052
・・・・・・・(5.7)
where f1 = 3432 MHz, BW = 528 MHz, and k = k Mod 14 in the case of the MDS code
(16, 2).  In case where the frequency band hopping is every symbol time k = n,
although the frequency band hopping can be performed after a set of transmitting
symbols.
[Description of Reference Numerals]
【０１０６】
1   communication system
2   transmitter
3   receiver
11  PPM/DBPSK modulator
12  IR-UWB pulse signal generator
13  band-pass filter (BPF)
14  power amplifier (PA)
15, 31  antenna
16  controller
21  oscillator
22  superimposing unit
23  waveform generator
32  low noise amplifier (LNA)
33  BPF
34, 35 mixer circuit
36  integration circuit
37  VGA
38  AD converter (ADC)
39  controller
41  local oscillator
43  window controller
[Claim 1]  An ultra-low power IR-UWB (Ultra Wide Band) transceiver (transmitter
and receiver) which generates an IR-UWB pulse sequence and is for use in IR-UWB
communication, comprising:
modulation means that modulates an input data bit;
oscillator signal generation means that generates a sine wave signal, 
the oscillator that oscillates according to a central frequency given by a look
up table, 
and superimposing means that superimposes a  triangular waveform, created based
on the triggering of the signal output from the modulation means,
the composed pulse waveform (oscillator output and triangular waveform) has
bandwidth of 500 MHz and central frequency varies within 14 sub-bands,
frequency hopping within the 14 sub-bands is performed by the elements of a MDS
codewords, where a different codeword is assigned per different device. 
[Claim 2]  The ultra-low power IR-UWB transceiver according to claim 1, wherein
a waveform x(t) is defined by the following equation (1):
【式1】                                  
2010233195.tif 000053
・・・・・（１）
where w(t) is a reference pulse, Ts is a pulse repeat period, T is the symbol
time, anis the nth transmitted symbol and flk in the equation (1) is derived
from the following equation (2) 
【式2】                                    
2010233195.tif 000054
・・・・・・（２）
where f1 is first sub-band central frequency, BW is the sub-band bandwidth, and
MDS[l][k] is the code or sub-band number read from the table.
[Claim 3]   The ultra-low power IR-UWB transceiver according to claim 1 or 2,
comprising:
CC (convolutional code) unit that performs convolutional channel coding of input
data bits,
interleaver 25 that performs a predetermined interleaving process,
symbol mapper formed by the concatenation of an accumulator and PPM/DBPSK/OOK
modulator that perform bit-interleave code modulation. 
[Claim 4]  An IR-UWB communication system comprising:
a transmitter which has the IR-UWB pulse signal generator as set forth in claim
1 or 2 installed therein, and has transmission means that transmits an IR-UWB
pulse sequence output from the superimposing means as a radio wave; and
a receiver that receives the IR-UWB pulse sequence transmitted from the
transmitter as the radio wave and acquires information included in the IR-UWB
pulse sequence.
[Claim 5]
A pulse signal receptor that receives a UWB pulse sequence from the UWB pulse
signal generator as set forth in claim 1 or 2 comprising:
demodulation means that demodulates the UWB pulse sequence received,
superimposing means that superimposes a predetermined waveform transmitted from
a window controller for the signal demodulated by the demodulation means,
Analog to digital conversion (ADC) means that ADC converts an output signal from
the superimposing means, and
information acquisition means that acquires information from an ADC converted
digital signal by the AD conversion means.
[Claim 6]  An ultra-low power IR-UWB (Ultra Wide Band) transceiver (transmitter
and receiver) which generates an IR-UWB pulse sequence and is for use in IR-UWB
communication, comprising:
modulation means that modulates an input data bit;
oscillator signal generation means that generates a sine wave signal, 
the oscillator that oscillates according to a central frequency given by a look
up table,
and superimposing means that superimposes a  triangular waveform, created based
on the triggering of the signal output from the modulation means,
the composed pulse waveform (oscillator output and triangular waveform) has
bandwidth of 500 MHz and central frequency varies within 14 sub-bands,
frequency hopping within the 14 sub-bands is performed by the elements of a MDS
codewords, where a different codeword is assigned per different device. 
[Claim 7]  The IR-UWB pulse signal generation method according to claim 6,
wherein a waveform x(t) is defined by the following equation (1):
【式1】                                  
2010233195.tif 000055
・・・・・（１）
where w(t) is a reference pulse, Ts is a pulse repeat period, T is the symbol
time, anis the nth transmitted symbol and flk in the equation (1) is derived
from the following equation (2) 
【式2】                                  
2010233195.tif 000056
・・・・・・（２）
where f1 is first sub-band central frequency, BW is the sub-band bandwidth, and
MDS[l][k] is the code or sub-band number read from the table.
[Claim 8]  An IR-UWB communication method comprising:
the IR-UWB pulse sequence generated in the superimposing step in the IR-UWB
pulse signal generation method as set forth in claim 6 is transmitted as a radio
wave on a transmitter side; and
the IR-UWB pulse sequence transmitted from the transmitter as the radio wave is
received, and information included in the IR-UWB pulse sequence is acquired on a
receiver side.
[Abstract]
[Object]
Disclosed is a ultra low power  an IR-UWB (Ultra Wide Band)tranceiver which is
non-coherent on the receiver side while achieving lower power consumption, a
longer battery period and low duty cycle.
[Solving Means]
An ultra-low power IR-UWB (Ultra Wide Band) transceiver (transmitter and
receiver) which generates an IR-UWB pulse sequence and is for use in IR-UWB
communication, comprising:modulation means that modulates an input data
bit;oscillator signal generation means that generates a sine wave signal, the
oscillator that oscillates according to a central frequency given by a look up
table, and superimposing means that superimposes a  triangular waveform, created
based on the triggering of the signal output from the modulation means,the
composed pulse waveform (oscillator output and triangular waveform) has
bandwidth of 500 MHz and central frequency varies within 14 sub-bands,frequency
hopping within the 14 sub-bands is performed by the elements of a MDS codewords,
where a different codeword is assigned per different device.
[Selected Drawing]  Fig. 1
[Fig.1]
2010233195.tif 000057
[Fig.2]
2010233195.tif 000058
[Fig.3]
2010233195.tif 000059
[Fig.4]
2010233195.tif 000060
[fig.5]
2010233195.tif 000061
[fig.6]
2010233195.tif 000062