(57)【要約】【課題】所望周波数信号とイメージ周波数信号の両方の信号が存在するような場合でも、直交性を補償可能な技術を提供する。【解決手段】複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償装置であって、複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する検出部６１と、実信号と虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力する第一処理部６２と、他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力する第二処理部６３と、第一係数と第三係数とを、第一信号と第二信号との振幅が同じになるように設定し、第二係数を、第一信号と第二信号とが直交するように設定し、検出部６１の検出結果に応じて第二係数の符号を設定する係数設定部６４と、を備える。【選択図】図２
2010272928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償装置であって、
前記複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する検出部と、
前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力する第一処理部と、
前記他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力する第二処理部と、
前記第一係数と前記第三係数とを、前記第一信号と前記第二信号との振幅が同じになるように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記第二信号とが直交するように設定し、前記検出部の検出結果に応じて前記第二係数の符号を設定する係数設定部と、を備える直交性補償装置。
【請求項２】
前記係数設定部は、前記検出結果に応じて、前記第一係数、前記第二係数及び前記第三係数の更新を停止することを特徴とする請求項１記載の直交性補償装置。
【請求項３】
前記係数設定部は、
前記第一係数、前記第二係数及び前記第三係数を計算し、前記検出結果に応じて前記第一係数、前記第二係数及び前記第三係数の更新を停止する係数計算部と、
前記検出結果に応じて、前記第二係数の符号を選択し、前記係数計算部へ通知する選択部と、を備えることを特徴とする請求項２記載の直交性補償装置。
【請求項４】
校正信号を生成する校正信号生成部をさらに備え、
前記係数設定部は、
前記校正信号に基づいて計算した第二係数の校正値と、受信した受信信号に基づいて計算した第二係数の初期値と、前記初期値の計算から任意の時間経過して受信した受信信号に基づいて計算した第二係数の経過値とを保持し、前記初期値と前記経過値とを用いて、時間経過に伴う補正量を計算し、前記校正値から前記補正値を減算した値を、補正した第二係数として出力する係数補正部を、さらに備え、
前記選択部は、前記検出結果に応じて、前記係数計算部が計算した第二係数と、前記係数補正部が更新した第二係数とのいずれか一方を選択することを特徴とする請求項３記載の直交性補償装置。
【請求項５】
前記係数補正部は、
前記校正値、前記初期値及び前記経過値を保持するレジスタ部と、
前記初期値と前記経過値を用いて、時間経過に伴う温度ドリフト量を補正量として計算し、前記校正値から前記温度ドリフト量を減算する演算部と、を含むことを特徴とする請求項４記載の直交性補償装置。
【請求項６】
前記係数設定部は、前記第二係数がとり得る範囲を設定し、設定した範囲内で前記第二係数を設定することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の直交性補償装置。
【請求項７】
前記係数設定部は、前記第一係数と前記第三係数との少なくともいずれか一つがとり得る範囲を設定し、設定した範囲内で前記第一係数と前記第三係数との少なくともいずれか一つを設定することを特徴とする請求項６記載の直交性補償装置。
【請求項８】
複素信号で表わされたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を取得する周波数変換部と、
前記複素中間周波数信号を複素デジタル中間周波数信号へ変換する量子化部と、
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の直交補償装置を用いて、前記複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償部と、
前記直交性補償部によって保障された実信号と虚信号とを用いて、所望周波数信号と、前記所望信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数に存在するイメージ周波数信号を、周波数領域を用いて分離する複素ミキサ部と、
前記複素ミキサ部が出力する信号を検波する検波部と、を備える無線受信装置。
【請求項９】
複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償方法であって、
前記複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力し、
前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力し、
前記他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力し、
前記第一係数と前記第三係数とを、前記第一信号と前記第二信号との振幅が同じになるように設定し、
前記第二係数を、前記第一信号と前記第二信号とが直交するように設定し、
前記検出結果に応じて前記第二係数の符号を設定する直交性補償方法。
【請求項１０】
複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償するプログラムであって、
前記複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する検出処理と、
前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力する第一処理と、
前記他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力する第二処理と、
前記第一係数と前記第三係数とを、前記第一信号と前記第二信号との振幅が同じになるように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記第二信号とが直交するように設定し、前記検出結果に応じて前記第二係数の符号を設定する係数設定処理と、をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スーパーヘテロダインなど、周波数変換機能を備えた無線受信装置に関わるものであり、特に、無線受信信号と複素共役の関係に存在するイメージ周波数信号を除去する機能を備えた無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、イメージ周波数信号を除去する技術が提案されている。例えば、特許文献１には、直交周波数変換を備えた無線信号受信装置が開示されている。図５は特許文献１に記載された無線信号受信装置の構成である。アンテナ装置１により受信した所望無線信号は、直交検波器２により局部発振信号発生部２１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号による周波数変換をそれぞれのミキサ部２２、２３により行われ、複素中間周波数信号に変換する。直交検波器２において複素中間周波数信号に周波数変換された信号は、それぞれアナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter）３ａ、３ｂにより量子化が行われ、特性補償器４により直交性及び振幅特性を補償したあと、複素ミキサ５に送られる。複素ミキサ５において、直交性を及び振幅特性を補償が補償された信号は、所望周波数信号と複素共役にあたるイメージ周波数信号が原理的に完全にキャンセルされ、所望周波数信号のみが検波器６に送られ検波処理が行われる。以後は図示しない後段の処理に送られ、ユーザへサービスが提供される。
【０００３】
いま、説明を簡単にするため、変調情報は省略し、信号キャリアのみを考える。所望周波数信号をｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）、所望周波数信号と複素共役の関係にあるイメージ周波数信号をｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）、局部発振信号発生部２１からの信号をｃｏｓ（ｘ）、−ｓｉｎ（ｘ）とする。ここで、ｘ、または、ｆｉｆは、０≦ｘ＜３６０°、０≦ｆｉｆ＜３６０°、かつ、０≦ｘ＋ｆｉｆ＜３６０°０≦ｘ−ｆｉｆ＜３６０°となる値をとり得る。
【０００４】
所望周波数信号を受信する時、ミキサ部２２からの出力（Ｆ２２信号）は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力（Ｆ２３信号）は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ）｝
＝  ０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）
となる。ここで、ミキサ部２２、２３により発生する高い周波数成分は、一般的には図示しないフィルタ処理により除去されるため、低域信号のみが複素中間周波数信号となる。ここでは詳細説明は略する。
【０００５】
複素ミキサ５において、Ｆ２２信号、Ｆ２３信号はｃｏｓ（ｆｉｆ）、−ｓｉｎ（ｆｉｆ）により、
Ｆ２２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）−  Ｆ２３×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）＋０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｃｏｓ（０）―０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｃｏｓ（０）
＝０．５×ｃｏｓ（０）
・・・（１）
【０００６】
さらに、
Ｆ２３×ｃｏｓ（ｆｉｆ）＋  Ｆ２２×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）−０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｓｉｎ（０）―０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｓｉｎ（０）
＝０．５×ｓｉｎ（０）
・・・（２）
【０００７】
一方、イメージ周波数信号を受信するとき、ミキサ部２２からの出力は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ―ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ）｝
＝  −０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）
となる。ここで、ミキサ部２２、２３により発生する高い周波数成分は、一般的には図示しないフィルタ処理により除去されることは、所望周波数信号を受信するところで説明したとおりである。
【０００８】
複素ミキサ５において、Ｆ２２信号、Ｆ２３信号はｃｏｓ（ｆｉｆ）、−ｓｉｎ（ｆｉｆ）により、
Ｆ２２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）−  Ｆ２３×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）−０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｃｏｓ（０）＋０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）−０．２５×ｃｏｓ（０）
＝０．５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）
・・・（３）
【０００９】
さらに、
Ｆ２３×ｃｏｓ（ｆｉｆ）＋  Ｆ２２×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝−０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）−０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝−０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）−０．２５×ｓｉｎ（０）―０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｓｉｎ（０）
＝−０．５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）
・・・（４）
【００１０】
つまり、式（１）、（２）は所望周波数信号が、複素ミキサ５によりゼロＩＦ信号に変換されていることを示しており、式（３）、（４）はイメージ周波数信号が高域の周波数帯域に複素変換されていることを示している。よって、所望周波数信号とイメージ周波数信号は複素ミキサ５により分離され、一般的には高域側は低域通過フィルタにより除去されるため、イメージ周波数信号は完全にキャンセルされることが説明できる。
【００１１】
このような無線受信装置は、イメージ周波数信号を除去するためのアナログフィルタや、アンテナ同調などの高周波部品を削減できる。このため、コストを低減させることが可能であり、テレビジョンチューナ、衛生放送受信機、通信機等の幅広い分野で利用されている。
【００１２】
イメージ周波数信号を理論的に完全にキャンセルできることは前述したとおりである。しかしながら、実際には回路の特性のばらつき、温度変化による変動による特性変動が存在し、特性補償器４においては適応信号処理による特性補償を行うことが有効である。特許文献１に記載の特性補償器４の具体的な実施例が、特許文献２に開示されている。特許文献２では、直交および振幅誤差補償回路に適応信号処理を行う具体的実施例が開示されている。図６に、特許文献２に記載された振幅誤差補償回路の構成を示す。
特許文献２の実施の形態においては、図６のｈ１、ｈ２、ｈ３にあたえる係数を、適応信号処理によって行うことが明記されている。これにより高精度な補償特性が可能である。
【００１３】
特許文献２に記載の直交および振幅誤差補償回路においては、適応信号処理のための評価関数にＣＭＡ（Constant Modules Algorithm）が使われている。
特許文献２において、係数の更新式は、次の通りである。
ｈ１，ｋ＝ｈ１，ｋ−１＋μ（Ｙ．Ｑ）×（Ｓ．Ｑ）ｅ
ｈ２，ｋ＝ｈ２，ｋ−１＋μ（Ｙ．Ｉ）×（Ｓ．Ｑ）ｅ
ｈ３，ｋ＝ｈ３，ｋ−１＋μ（Ｙ．Ｉ）×（Ｓ．Ｉ）ｅ
（但し、σは所望の信号振幅値を示し、ｅ＝σ２−（Ｙ．Ｉ２＋Ｙ．Ｑ２）とする）
・・・（５）
また、ｋは、Ｋ＞０の整数であり、経過時間を示す。
これらの式により適応的に更新される係数ｈ１、ｈ２およびｈ３により、Ｙ．Ｉ＝ｈ３×Ｓ．Ｉ、Ｙ．Ｑ＝ｈ１×Ｓ．Ｑ＋ｈ２×Ｓ．Ｉの処理を行って、直交性および振幅の誤差が補償された実数軸信号（Ｙ．Ｉ）及び虚数軸信号（Ｙ．Ｑ）を得ている。
【００１４】
ここで、式（５）に示す係数更新式ｈ２，ｋがＹ．Ｉ、Ｙ．Ｑの直交性を補償するためのものである。直交性が保たれていれば、ｅはゼロになる。すなわち係数ｈ２は直交性が保たれた時点で値が保持される。
【００１５】
特許文献２の上述の技術を使っている特許文献１では、所望周波数信号とイメージ周波数信号との信号レベルの差や入力信号の信号品質特性などによって、その適応能力が大きく下がる。この欠点を、イメージ周波数信号のレベルを検出してイメージ周波数信号がある閾値以上である場合に適応動作をし、閾値以下では適応動作を停止することで回避している。よって、イメージ周波数信号が比較的安定している状態を検出するまで、ユーザはイメージ妨害信号により干渉を受けた所望周波数信号を視聴しなくてはならず、満足のいくサービスを受けられない欠点がある。
【００１６】
また、イメージ周波数信号が安定している状態で適応信号処理により収束させた、式（５）の係数は、イメージ周波数信号に対しては直交性が保たれるが、所望周波数信号の直交性は保たれないため、検波器６からの検波出力の検波性能に影響を及ぼすことになる。
【００１７】
さらに、特許文献１の技術では、所望周波数信号とイメージ周波数信号とが混在する場合に適応信号処理をすると、適応制御方向がそれぞれ逆方向へ向くばらつき要因と、順方向へ向くばらつき要因がある。適応制御方向がそれぞれ逆方向へ向くばらつき要因の場合は、直交性が補償されない。特許文献１の技術では、この課題を、イメージ周波数信号が比較的安定した場合に限定して適応処理を動作させることにより回避している。
【００１８】
一般的には直交性がくずれる要因としては、図１に記載の局部発振信号発生部２１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号の直交性ばらつき、ミキサ部２２、２３の遅延ばらつきなどのデバイス回路の特性ばらつきや温度変化による特性変動が存在する。また、図５に図示していないが直交検波器２とＡＤＣ３ａ、３ｂの間には、実際にはアナログフィルタ素子が必要となり、その群遅延特性ばらつきがあげられる。
【００１９】
これらのばらつきを補償するため、特性補償器４においては適応信号処理による特性補償を行うことが有効であることは特許文献２にも記載されている。
ここで所望周波数信号とイメージ周波数信号とで適応制御方向が逆となる要因としては、前述のアナログフィルタ素子があり、その群遅延特性ばらつきなどが影響を受けやすい。この理由を説明しておく。仮に一方のＡＤＣ３ｂに位相誤差βが発生した場合を考える。
【００２０】
所望周波数信号を受信する時、特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（６）
【００２１】
つまり、θ＝−βとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（６）式は、
√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【００２２】
一方、イメージ周波数信号を受信する時、特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ―ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）
【００２３】
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（―ｆｉｆ―β）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（−ｆｉｆ−β＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（７）
つまり、θ＝βとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（７）は、
―√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【００２４】
以上により、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれの場合において、上述のような位相誤差βが発生した場合、適応制御方向が逆となる。そのため、イメージ周波数信号あるいは所望周波数信号が単独で存在しなければ直交性を補償する制御はできない。
例えばイメージ周波数信号を用いて校正した式（５）の係数による位相補正量をγとすると、その状態で所望周波数信号を受信した場合、所望周波数信号にとっては−２γの位相差が発生することになり、所望周波数信号に対する直交性は補償されないことになる。
【００２５】
所望周波数信号とイメージ周波数信号とで適応制御方向が順方向となる要因としては図５に記載の局部発振信号発生部２１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号の直交性ばらつきがあるが、これについても示しておく。
【００２６】
仮に−ｓｉｎ一方に位相誤差αが発生した場合を考える。
所望周波数信号を受信する時、ミキサ部２２からの出力は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ＋α）｝
＝  ０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ―α）
特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ―α）
【００２７】
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ―α）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ―α＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（８）
【００２８】
つまり、θ＝αとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（８）は、
√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【００２９】
一方、イメージ周波数信号を受信する時、ミキサ部２２からの出力は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ＋α）｝
＝  ０．５×ｓｉｎ（−ｆｉｆ−α）
【００３０】
特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（−ｆｉｆ−α）
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（−ｆｉｆ―α）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（−ｆｉｆ―α＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（９）
【００３１】
つまり、θ＝αとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（９）は、√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３２】
【特許文献１】特許第３９０２４９８号公報
【特許文献２】特許第３４３９０３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３３】
上述したように、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれの場合において、上記のような位相誤差αが発生した場合、適応制御方向が同じとなる。
【００３４】
一般にこのようなｃｏｓ、−ｓｉｎ信号の発生はデバイス内部で行われ、絶対的な遅延は発生するが、相対要因でのばらつきは少なく抑えることは可能である。しかし、アナログフィルタ素子は個別部品であるがゆえにその相対ばらつきも大きく、すなわち、これまでで説明した位相誤差βの方が発生しやすい。
【００３５】
上述の位相誤差βの要因が大きいと、イメージ周波数信号と所望周波数信号が混在している場合では適応能力が下がるため、従来技術ではイメージ周波数信号のレベルを検出して、イメージ周波数信号がある閾値以上である場合に適応動作をし、閾値以下では適応動作を停止することで回避する提案となっている。従って、イメージ周波数信号が比較的安定している状態を検出するまで、ユーザはイメージ妨害信号により干渉を受けた所望周波数信号を視聴しなくてはならず、満足のいくサービスを受けられない欠点がある。
【００３６】
従って、所望周波数信号とイメージ周波数信号の両方の信号が存在するような場合でも、直交性を補償可能な技術が必要であった。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
本発明に係る直交性補償装置の一態様は、複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償装置であって、前記複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する検出部と、前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力する第一処理部と、前記他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力する第二処理部と、前記第一係数と前記第三係数とを、前記第一信号と前記第二信号との振幅が同じになるように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記第二信号とが直交するように設定し、前記検出部の検出結果に応じて前記第二係数の符号を設定する係数設定部と、を備える。実信号と虚信号との直交性を補償するために用いる係数（第二係数ｈ２）の値は、イメージ周波数信号により得た係数値と、所望周波数信号により得た係数値符号が逆になった場合であっても、第一の手段により、所望周波数信号による直交性補償を得た係数はそのままイメージ周波数信号受信にも有効となる。このため、イメージ周波数信号の到来を待たずともイメージ周波数信号除去能力が得られる効果がある。
【００３８】
また、本発明に係る無線受信装置の一態様は、複素信号で表わされたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を取得する周波数変換部と、前記複素中間周波数信号を複素デジタル中間周波数信号へ変換する量子化部と、上述した直交補償装置を用いて、前記複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償部と、前記直交性補償部によって保障された実信号と虚信号とを用いて、所望周波数信号と、前記所望信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数に存在するイメージ周波数信号を、周波数領域を用いて分離する複素ミキサ部と、前記複素ミキサ部が出力する信号を検波する検波部と、を備える。
【００３９】
さらに、本発明に係る直交性補償方法の一態様は、複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償方法であって、前記複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力し、前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力し、前記他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力し、前記第一係数と前記第三係数とを、前記第一信号と前記第二信号との振幅が同じになるように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記第二信号とが直交するように設定し、前記検出結果に応じて前記第二係数の符号を設定する。
【００４０】
本発明に係るプログラムの一態様は、複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償するプログラムであって、前記複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する検出処理と、前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力する第一処理と、前記他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力する第二処理と、前記第一係数と前記第三係数とを、前記第一信号と前記第二信号との振幅が同じになるように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記第二信号とが直交するように設定し、前記検出結果に応じて前記第二係数の符号を設定する係数設定処理と、をコンピュータに実行させる。
【発明の効果】
【００４１】
本発明によれば、所望周波数信号とイメージ周波数信号の両方の信号が存在するような場合でも、直交性を補償可能な技術を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施形態１に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施形態１の直交性補償部の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態２に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図４】実施形態２の直交性補償部の構成例を示すブロック図である。
【図５】特許文献１に記載された無線信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】特許文献２に記載された振幅誤差補償回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。各図面において同一の構成または機能を有する構成要素および相当部分には、同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４４】
図１は、本発明の実施形態１に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。無線受信装置は、アンテナ７１、周波数変換部５０、量子化部（ＡＤＣ）７２、７３、直交性補償部（直交性補償回路）６０、複素ミキサ部７４、及び、検波部７５を備える。
【００４５】
周波数変換部５０は、複素信号で表されたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を得る。具体的には、局部発振信号発生部５１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号をミキサ部５２、５３それぞれによって周波数変換を行い、複素中間周波数信号に変換する。
量子化部７２、７３は、複素中間周波数信号を量子化し、複素デジタル中間周波数信号を得る。
直交性補償部６０は、得られた複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号の直交性を補償する。
複素ミキサ部７４は、直交性補償部６０から出力された信号を、希望信号とイメージ周波数信号を周波数領域で分離する。
検波部７５は、複素ミキサ部７４から出力された信号を、フィルタ処理を使用して所望周波数信号の帯域のみを抽出し、フィルタ処理から出力された信号を検波する。
【００４６】
次に、直交性補償部６０について具体的な構成例を用いて説明する。図２は、直交性補償部（直交性補償装置）の構成例を示すブロック図である。
図２に示す直交性補償部６０は、検出部６１、第一処理部６２、第二処理部６３、及び、係数設定部６４を備える。
検出部６１は、量子化部７２、７３からの入力成分からイメージ周波数信号を検出し、入力成分にイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する。すなわち、検出部６１は、複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する。
【００４７】
第一処理部６２は、実信号（Ｉ信号）と虚信号（Ｑ信号）とのいずれか一方の信号に第一係数ｈ１を乗算した信号と、他方の信号に第二係数ｈ２を乗算した信号とを加算した第一信号（第一演算信号）を出力する。図２では、虚信号に第一係数ｈ１を乗算した信号と、実信号に第二係数ｈ２を乗算した信号とを加算した第一信号を出力している。
図２では、第一処理部６２は、虚信号と第一係数ｈ１を乗算する乗算器６２１、実信号と第二係数ｈ２を乗算する乗算器６２２、及び、乗算器６２１、６２２から出力される信号を加算する加算器６２３から構成される例を示している。
【００４８】
第二処理部６３は、他方の信号に第三係数ｈ３を乗算した第二信号（第二演算信号）を出力する。図２では、実信号に第三係数ｈ３を乗算した第二信号を出力している。
図２では、第二処理部６３は、実信号と第三係数ｈ３を乗算する乗算器６３１から構成される例を示している。
【００４９】
係数設定部６４は、第一係数ｈ１と第三係数ｈ３とを、第一信号と第二信号との振幅が同じになるように設定し、第二係数ｈ２を、第一信号と第二信号とが直交するように設定する。
また、係数設定部６４は、検出部６１の検出結果に応じて第二係数ｈ２の符号を選択する。具体的には、係数設定部６４は、検出結果に応じて、第二係数ｈ２の符号を、正または負のいずれかに設定する。その結果、第一処理部６２では、第二係数ｈ２を乗算した信号を加算または減算することになる。
さらに、係数設定部６４は、検出部６１の検出結果に応じて、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３の更新を停止する。具体的には、入力成分にイメージ周波数信号が含まれている場合、係数の更新を停止する。
【００５０】
図２では、係数設定部６４は、係数計算部６４１、選択部６４２、及び、符号設定部６４３を用いて上述した機能を実現する例を示している。
係数計算部６４１は、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３を、実信号と虚信号とを用いて計算する。計算方法は、係数設定部６４の説明の通り、振幅及び直交性を保証するように計算する。係数計算部６４１は、検出部６１の検出結果に応じて、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３の更新を停止する。例えば、係数計算部６４１は、式（５）を用いて係数を計算（更新）する。
選択部６４２は、検出部６１の検出結果に応じて、第二係数ｈ２の符号を選択する。
符号設定部６４３は、第二係数ｈ２を負の符号とする。
【００５１】
図２の構成の直交性補償部６０を備えることにより、無線受信装置は、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれの場合において、イメージ周波数信号が比較的安定している状態を検出するまで待たなくても良い。具体的には、例えば、背景技術において示したような位相誤差βが発生した場合、従来技術では適応制御方向が逆となっていた。本実施形態では、直交性補償部６０を備えることにより、入力信号にイメージ周波数信号が含まれているか否かに応じて、第二係数の符号を選択する。このため、イメージ周波数信号の影響を排除することが可能になり、イメージ周波数信号が比較的安定している状態を検出するまで待つ必要がなくなる。
【００５２】
本実施形態の直交性補償部６０の動作を具体的に説明する。
所望周波数信号を受信している場合、検出部６１は、入力信号にイメージ信号が含まれていないことを示す検出結果を係数設定部６４へ出力する。係数設定部６４は、検出結果に応じた第二係数ｈ２を第一処理部６２へ出力する。
第一処理部６２は、入力成分のうちの一方の信号に第一係数ｈ１を乗算した信号と、他方の信号に第二係数ｈ２を乗算した信号とを検出部６１の検出結果に応じて加算する。
係数設定部６４は、第一処理部６２が出力する第一信号と、第二処理部６３が出力する第二信号とが直交関係にあり、同一振幅となるように第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３を更新する。
【００５３】
一方、イメージ周波数信号を受信している場合、検出部６１は、入力信号にイメージ信号が入力されていることを検出し、検出結果を係数設定部６４へ出力する。係数設定部６４は、検出結果に応じて、係数更新を停止するとともに、検出結果に応じた第二係数ｈ２を第一処理部６２へ出力する。
第一処理部６２は、入力成分のうち、一方の信号に第一係数ｈ１を乗算した信号と、他方の信号に第二係数ｈ２を乗算した信号とを検出部６１の検出結果に応じて減算する。
【００５４】
このようにして、係数設定部６４は、第一処理部６２が、入力信号のうち、一方の信号に第一係数ｈ１を乗算した信号と、他方の信号に第二係数ｈ２を乗算した信号とを、検出部６１の検出結果に応じて加算または減算するように制御することが可能である。
従って、例えば、特許文献２に記載のような形態を必要とせず、イメージ信号の到来を待たずとも、常に所望周波数信号によりイメージ信号に対する直交性補償の制御が可能となる。
【００５５】
（実施形態２）
図３は、本発明の実施形態２に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。本実施形態の無線受信装置では、周波数変換部８０は、さらに、校正信号を生成し、量子化部７２、７３へ出力する機能を備える。具体的には、周波数変換部８０は、複素信号で表されたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を得る機能に加え、校正信号を生成する校正信号生成部８１と、スイッチ部８２、８３を備える。
【００５６】
校正信号生成部８１は、校正信号を生成する。
スイッチ部８２、８３は、量子化部７２、７３へ出力する信号を選択する。具体的には、アンテナ７１から受信した受信信号（所望周波数信号またはイメージ周波数信号）と、校正信号生成部８１が生成した校正信号とのいずれかを選択する。
校正信号は、既知の信号であり、電波環境の影響を受けない状態における係数を計算する場合に用いる。
【００５７】
図４に本実施形態の直交性補償部の構成例を示す。係数設定部９４は、実施形態１に示した係数計算部６４１、選択部９４１、第二係数補正部９４２、及び、係数補正部９６を備える。係数補正部９６は、レジスタ部９６４、係数格納部９６５、補正量計算部９６６、及び、加算器９６７を備える。
【００５８】
選択部９４１は、検出部６１の検出結果に応じて、係数計算部６４１が計算した係数と、加算器９６７が計算した係数とのいずれかを選択する。選択部９４１は、係数として、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３それぞれについて選択する。選択部９４１は、選択した第一係数ｈ１を第一処理部６２へ、第二係数ｈ２を第二係数補正部９４２へ、第三係数ｈ３を第二処理部６３へ出力する。
第二係数補正部９４２は、選択部９４１が選択した第二係数ｈ２の補正を行う。
【００５９】
レジスタ部９６４は、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３それぞれについて複数の係数を保持する記憶領域（メモリ）である。レジスタ部９６４は、第一レジスタ９６１、第二レジスタ９６２、及び、第三レジスタ９６３を有する。レジスタ部９６４は、各係数それぞれに関する３種類の情報を各レジスタに保持する。
【００６０】
係数格納部９６５は、係数計算部６４１が計算した、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３をレジスタ部９６４へ格納する。
補正量計算部９６６は、時間経過に伴って係数の値を調整する補正量を計算する。例えば、補正量計算部９６６は、温度変化に伴って変化する補正量（温度ドリフト量）を計算する。図４では、補正量計算部９６６は、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３それぞれについて補正量を計算する。
加算器９６７は、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３それぞれについて、第一レジスタ９６１に保持された係数から、補正量計算部９６６が計算した補正量を減算する。
【００６１】
係数補正部９６は、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３それぞれについて、係数計算部６４１が計算する係数と、レジスタ部９６４に保持された複数個の値を参照して、係数の値を更新する。
以降の説明では、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３のうち、第二係数ｈ２を用いて説明する。第二レジスタ９６１に格納する第二係数をｈ２−１、第二レジスタ９６２に格納する第二係数ｈ２をｈ２−２、第三レジスタ９６３に格納する第二係数ｈ２をｈ２−３として説明する。各構成要素は、第一係数ｈ１及び第三係数ｈ３についても、第二係数補正部９４２を除いて第二係数ｈ２と同様の動作を行う。
【００６２】
図４を用いて具体的な動作を説明する。無線受信装置において、電源ＯＮになったとき、校正信号生成部８１は、校正信号を生成する。また、校正信号を出力するように、スイッチ部８２、８３を切り替える。
係数設定部９４は、電源ＯＮになったときに、アンテナ７１から受信した受信信号に替えて校正信号に基づいた、実信号または虚信号を入力する。係数計算部６４１は、まず校正信号を用いて第二係数ｈ２（第二係数の校正値）を計算する。係数格納部９６５は、計算された第二係数ｈ２をｈ２−１として第一レジスタ９６１へ格納する。
【００６３】
次に、係数計算部６４１は、無線受信装置の電源がＯＮになって所定の時間が経過した後、アンテナ７１から受信した受信信号を用いて第二係数ｈ２（第二係数の初期値）を計算する。所定の時間は、例えば、電源がＯＮに応じて無線受信装置の各機能が立ち上がった状態になり、アンテナ７１から受信信号を受信するまでの期間であり、最初にアンテナ７１から受信した受信信号を用いる場合が考えられる。係数格納部９６５は、係数計算部６４１が受信信号を用いて計算した第二係数ｈ２をｈ２−２として第二レジスタ９６２へ格納する。
【００６４】
その後、任意の時間が経過すると、係数計算部６４１は、新たに受信した受信信号に基づいて第二係数ｈ２（第二係数の経過値）を計算する。係数格納部９６５は、計算された第二係数ｈ２を計算した値をｈ２−３として第三レジスタ９６３へ格納する。また係数計算部６４１は、任意の時間経過後、新たに受信した受信信号に基づいて第二係数ｈ２を計算する。係数格納部９６５は、第三レジスタ９６３が既に保持するｈ２−３を、新たに計算した第二係数ｈ２へ書き換える。従って、第三レジスタ９６３が保持するｈ２−３は、任意の時間が経過すると更新される。
【００６５】
係数補正部９６は、レジスタ部９６４に保持する第二係数ｈ２に関する情報を用いて、第二係数ｈ２を生成する。具体的には、補正量計算部９６６は、第二レジスタ９６２に保持するｈ２−２と第三レジスタ９６３に保持するｈ２−３との差分を補正量（温度ドリフト量）として計算する。そして、係数補正部９６は、加算器９６７において、計算した補正量を第一レジスタ９６１に保持するｈ２−１に演算（加減算、例えば補正量が負の値の場合減算となる）して、第二係数ｈ２を計算する。
【００６６】
所望周波数信号受信時には、所望周波数信号がイメージ周波数信号に比べて大きいと判断される。従って、検出部６１は、イメージ周波数信号を検出しないことを示す検出結果を出力する。検出結果に応じて、選択部６４２は、係数計算部６４１が計算した第二係数ｈ２を選択する。
イメージ周波数信号受信時には、検出部６１は、イメージ周波数信号を検出したことを示す検出結果を出力する。選択部６４２は、係数補正部９６が係数計算部６４１が計算した第二係数ｈ２を用いて補正した第二係数ｈ２を選択する。この場合、補正量計算部９６５が計算した温度ドリフト量を第一レジスタ９６１に保持するｈ２−１から減算した値が、第二係数ｈ２として用いられる。
【００６７】
第二係数補正部９４２は、選択部９４１が選択した第二係数を式（１０）を用いて補正する。
ａ  ＝  √｛（ｓｉｎ２φ／（１−ｓｉｎ２φ）｝・・・（１０）
ただし、φを、選択部９４１が選択した第二係数ｈ２の値、補正量ａを、第二係数補正部９４２からの出力、とした。
第二係数補正部９４２が補正した第二係数ｈ２は、第一処理部６２へ出力される。
【００６８】
第二係数補正部９４２は、所望周波数信号に基づいて、適宜温度ドリフト補正した第二係数ｈ２（係数補正部９６が計算した第二係数ｈ２）へ式（１０）を適用する。第二係数補正部９４２は位相誤差第二係数ｈ２と位相制御量を比例関係にするための変換を行う。
【００６９】
例えば、上述した式（６）の例では、Ｙ．Ｑは式（１１）のように表わされている。
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（１１）
【００７０】
（１１）式のように、第二係数ｈ２により位相はθ＝−β、すなわち図２におけるＹ．Ｉ信号、Ｙ．Ｑ信号が直交になるように制御される。（１１）式に示すように第二係数ｈ２は位相θそのものではなく、位相は、制御値を上記式（１１）で変形された形となるため比例関係になっていない。第二係数ｈ２を式（１０）の変換をすることにより、位相θと第二係数ｈ２、つまり直交性制御量が直線となる。前述の位相誤差βだけが発生し、位相誤差αが無い場合においては、第二係数補正部９４２は不要である。
【００７１】
検出部６１にて、イメージ周波数信号を検出したことを示す検出結果を出力する直前において、係数計算部６４１が計算した第二係数ｈ２と、係数補正部９６が補正した第二係数ｈ２は、値は同じであるが符号が違うことになる。段落番号［００２４］に記述したように、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれの場合において、位相誤差βが発生した場合、適応制御方向が逆となるからである。（１１）式によれば、第二係数ｈ２の符号の違いは、θの符号にそのまま反映されるため、第二係数補正部９４２は不要である。
【００７２】
一方、前述の位相誤差αが位相誤差βに付加された場合、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれにおいて、位相誤差αは適応制御方向が順方向となる。従って、位相誤差αは位相誤差βにオフセットとして与えられ、係数計算部６４１が計算した第二係数ｈ２と、係数補正部９６が補正した第二係数ｈ２は、値も符号も違うことになる。
【００７３】
ここに温度ドリフトが付加されると、補正量計算部９６６で計算された温度ドリフト量Ｔは、イメージ周波数信号受信時においては（１１）式で発生する誤差τが含まれＴ＋τとなり温度ドリフト分が補償されなくなる。（１０）式はｈ２＝θとなる比例関係を実現すための手段であり、これにより前述の誤差τが消滅する。これにより、さらに精度の高い特性補償が実現できるメリットがある。
【００７４】
本実施形態によれば、前述した、式（６）、（７）、（８）、（９）に示した、位相誤差βと位相誤差αが存在しても直交性を補償できる。具体的には、校正信号に基づいて計算した第二係数ｈ２では、位相誤差αが補償される。また、温度ドリフトを保証する補正量をｈ２−１から減算することにより、位相誤差βが補償されることになる。
そのため、イメージ周波数信号が到来するのを待たなくても、所望周波数信号の状態を常に監視することによりイメージ周波数信号に対する直交性を実施形態１よりもさらに精度よく補償できる。
【００７５】
本実施形態では、図３、図４に示すような直交性補償部の構成としたので、例えば、校正信号と所望周波数信号により初期直交性補償が完了した値をそれぞれレジスタに保持し、任意の時間経過後において所望周波数信号による直交性補償を完了した値を別のレジスタに保持しておくことができる。これにより、所望周波数信号による温度ドリフト量を計算しておく。所望周波数信号による温度ドリフト量を、校正信号により初期校正を完了した値（例えば、ｈ２−１）から減算して、係数を計算することができる。
【００７６】
係数設定部９４は、校正信号に基づいて係数を計算する場合、校正信号が既知の信号であることから、無線受信装置が備えるデバイス回路等の特性ばらつきや温度変化に寄る特性変動に起因する遅延に基づく位相誤差αを補正することができる。また、受信信号に基づいて係数を計算する場合、受信信号が搬送された電波状態など通信環境等の影響による位相誤差βの補正量を検出することが可能になる。従って、係数設定部９４は、校正信号に基づく係数と、受信信号に基づく係数とを用いることにより、位相誤差αと位相誤差βとを補正する係数を計算することが可能になる。これにより、初期位相ばらつきを補償することが可能になり、実施形態１に比べ精度の高い補償を行うことができる。
【００７７】
また、一般的に、一度無線受信装置が起動された後は、装置内の温度変化による補正が必要となる。そこで、最初に受信信号に基づいて計算した係数と、時間経過後の係数との差分（温度ドリフト量）をとることにより、温度変化に基づく補正を実施することが可能になる。
【００７８】
なお、図４では、係数補正部９６は、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３それぞれの値を補正する構成を説明したが、第一係数ｈ１または第三係数ｈ３について、係数補正部９６の機能を備えていない構成であってもよい。例えば、係数補正部９６は、第二係数ｈ２のみ、補正量（温度ドリフト量）を算出し、係数計算部６４１が計算した第一係数ｈ１または第三係数ｈ３が第一処理部６２または第二処理部６３へ出力される構成とすることも可能である。しかしながら、係数補正部９６の機能を、第一係数ｈ１、第二係数ｈ２及び第三係数ｈ３それぞれについて実施する場合により高い精度を実現することができるため、各係数について係数補正部９６の機能を備えることがより好ましい。
【００７９】
（実施形態３）
実施形態３では、係数（具体的には第二係数）の値について、制限を設ける場合を説明する。
前述した位相誤差α、あるいは位相誤差βなる誤差量は特性ばらつきや環境変化による変動が主であるから、一般的には数度の補正が可能であれば問題ない。このため係数がとり得る値の範囲に制限をかけ、入力信号電界の急変動が発生して係数が適応困難となる前にリミッタをかける構成とした。具体的には係数設定部において、第二係数ｈ２を計算する場合に、所定の範囲内の値に設定する。計算した値が所定の範囲より大きい場合には、最大値を設定し、小さい場合には最小値を設定する。
【００８０】
係数がとり得る値の範囲を制限することにより、入力信号電界の急変動や、受信信号の品質により適応収束困難な場合においても適応信号処理が発散することなく安定状態へ復帰させることができる。
【００８１】
（実施形態４）
上記各実施形態においては、位相補正制御を片側の信号経路のみに設けても、両方にあっても効果としては同じである。ハードウエア規模が許せば実信号、虚信号の両方の経路に位相補正制御を設け、補正制御量をそれぞれの経路に逆方向になるようにするとよい。
その場合位相制御による振幅変化が発生してもそれぞれ同じ振幅量だけ変動するため、回路の特性のばらつきや温度変化による特性変動が振幅方向に変動しない回路であれば第一係数ｈ１、第三係数ｈ３は必要なくなる。
【００８２】
また、第一処理部６２の出力信号と第二処理部６３の出力信号とが直交関係にあり、同一振幅となるように係数を更新する係数設定部６４、９４とを備える。実施形態１、２では、ＣＭＡを適用した例を示したが、第一処理部６２の出力信号と第二処理部６３の出力信号とが同一振幅になる制御でも良い。つまり、以下に示す式（１２）を用いた計算であってもよい。
ｈ１，ｋ＝ｈ１，ｋ−１−μ×ｅ１
ｈ２，ｋ＝ｈ２，ｋ−１−μ×ｅ２ 
ｈ３，ｋ＝ｈ３，ｋ−１＋μ×ｅ１
（但し、μは収束性能を決定するパラメータ、
ｅ１＝Ｙ．Ｉ２−Ｙ．Ｑ２、
ｅ２＝Ｙ．Ｉ×Ｙ．Ｑ）
・・・（１２）
この場合、第一処理部６２の出力信号と第二処理部６３の出力信号とが相対的に同一振幅になる制御になる。このため、直交性補償後の信号から信号強度を抽出することも可能なため、受信機を構成しやすい利点がある。
【００８３】
（その他の実施形態）
上記各実施形態で説明した直交性補償部（緒光性補償装置）または直交性補償方法の機能は、ハードウエア、ソフトウエア、または、ハードウエアとソフトウエアとの組み合わせによって実現することができる。ソフトウエアを用いる場合、プログラムに含まれる命令群をコンピュータに実行させて実現することができる。メモリにロードされたプログラムは、ＣＰＵ（Central Processing Unit）の制御のもとで、各命令が実行される。また、プログラムは、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録することができる。図１に示す無線通信装置において、直交性補償部が備えるＣＰＵまたはメモリによってプログラムが実行されてもよいし、複素ミキサ部７４または検波部７５を制御するＣＰＵ及びＣＰＵが使用可能なメモリによってプログラムが実行されてもよい。
【００８４】
プログラムは少なくとも次の処理をコンピュータに実行させる。（１）複素デジタル中間周波数信号に、所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数信号が含まれているか否かを示す検出結果を出力する検出処理。（２）実信号と虚信号とのいずれか一方の信号に第一係数を乗算した信号と、他方の信号に第二係数を乗算した信号と、を加算した第一信号を出力する第一処理。（３）他方の信号に第三係数を乗算した第二信号を出力する第二処理。（４）第一係数と第三係数とを、第一信号と第二信号との振幅が同じになるように設定し、第二係数を、第一信号と第二信号とが直交するように設定し、検出結果に応じて第二係数の符号を設定する係数設定処理。
【００８５】
以上説明したように、上記各実施形態の直交性補償部（直交性補償装置）によれば、実信号と虚信号との直交性を補償するために用いる係数（第二係数ｈ２）の値は、イメージ周波数信号により得た係数値と、所望周波数信号により得た係数値符号が逆になった場合でも第一の手段により、所望周波数信号による直交性補償を得た係数はそのままイメージ周波数信号受信にも有効となる。このため、イメージ周波数信号の到来を待たずともイメージ周波数信号除去能力が得られる効果がある。
【００８６】
また、無線受信装置内に校正信号を生成する（発生させる）手段と、複数の係数を保持する手段（具体的には、メモリ、レジスタ）とを有することにより、複数の係数の値を参照して係数を更新することが可能になる。また、校正信号を用いることにより、周波数変換手部の複素信号で表されたローカル信号ｃｏｓ、−ｓｉｎの初期位相ばらつきを補償することが可能となる。従って、さらに精度の高い効果が得られる。
【００８７】
さらに、係数ｈ１、ｈ２、ｈ３に振幅制限を設けることによって、入力信号電界の急変動や、受信信号の品質により適応収束困難な場合においても適応信号処理が発散することなく安定状態へ復帰することができる。
【００８８】
例えば、上記各実施形態の少なくともいずれかによれば、回路、デバイスの特性劣化、不完全性によるイメージ周波数信号除去能力劣化を抑え、車載チューナに好適な直交性補償部を備えた無線受信装置を提供することが可能となる。
【００８９】
なお、本発明は上記に示す実施形態に限定されるものではない。本発明の範囲において、上記実施形態の各要素を、当業者であれば容易に考えうる内容に変更、追加、変換することが可能である。
【符号の説明】
【００９０】
５０、８０  周波数変換部
５１  局部発振信号発生部
５２、５３  ミキサ部
６０、９０  直交性補償部
６１  検出部
６２  第一処理部
６３  第二処理部
６４、９４  係数設定部
７１  アンテナ
７２、７３  量子化部（ＡＤＣ）
７４  複素ミキサ部
７５  検波部
８１  校正信号生成部
９６  係数補正設定部
６４１  係数計算部
６４２、９４１  選択部
９４２  第二係数補正部
９６１  第一レジスタ
９６２  第二レジスタ
９６３  第三レジスタ
９６４  レジスタ部
９６５  係数格納部
９６６  補正量計算部
９６７  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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