(57)【要約】      （修正有）【課題】被測定信号の絶対周波数を精度良く測定可能な短ゲートタイムカウント法による周波数測定装置を提供する。【解決手段】被測定信号を計測して検出すべき周波数値の上位桁を出力する上位桁計算部50,60と、下位桁を出力する下位桁計算部10,20,30と、上位桁の出力と下位桁の出力とを加算して被測定信号の周波数計測値を出力する加算部40とを備え、上位桁計算部は被測定信号の単位時間当たりの周波数の概数を計測するアップカウンタ50と、アップカウンタのカウント値から下位桁に相当する計数値部分を除いて上位桁として出力するオフセット計算部60とを含み、下位桁計算部は被測定信号の周波数を単位時間よりも短い時間間隔で計数する短ゲートカウンタ10と、短ゲートカウンタの計数値列を入力とするローパスフィルタ20と、ローパスフィルタの出力値を単位時間当たりの値に換算して下位桁として出力するスケーリング部30とを含む。【選択図】図１
2010271211.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定信号を計測して前記被測定信号の周波数値の上位桁値を出力する上位桁計算部と、
前記被測定信号を計測して前記被測定信号の周波数値の下位桁値を出力する下位桁計算部と、
前記上位桁値と前記下位桁値とを加算して前記被測定信号の周波数値を出力する加算部と、を備え、
前記上位桁計算部は、前記被測定信号の単位時間における周波数を計測する周波数カウンタ部と、当該周波数カウンタのカウント値から前記下位桁に相当する計数値部分を除いて前記上位桁の値として出力するオフセット計算部と、を含み、
前記下位桁計算部は、前記被測定信号の周波数を前記単位時間よりも短い時間で計数する短ゲートタイムカウンタ部と、該短ゲートタイムカウンタの計数値列を入力とするローパスフィルタ部と、該ローパスフィルタ部の出力値を前記単位時間当たりの値に換算して前記下位桁の値として出力するスケーリング部と、を含む、周波数測定装置。
【請求項２】
前記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するｎビット出力（ｎは１以上の整数）の２進カウンタを含み、
前記オフセット計算部は、前記周波数の概数を前記サンプリング周波数ｆｓと前記ｎビット出力の２進カウンタの出力数の２nで除算して得られた商の部分に、前記サンプリング周波数ｆｓと前記２進カウンタの出力数の２nとを乗算して得られた数値を前記上位桁の出力とする、請求項１に記載の周波数測定装置。
【請求項３】
前記被測定信号は２値信号であり、
前記短ゲートタイムカウンタ部は１ビット出力の２進カウンタを含み、
更に、前記短ゲートタイムカウンタ部の２値出力列がカウント値の大小に対応するか否かを判別する補数判別部と、前記補数判別部の判別結果に基づいて前記カウンタの２値出力列を反転又は非反転する補数調整部と、備える請求項１に記載の周波数測定装置。
【請求項４】
前記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するデータラッチと、１ビット出力の２進カウンタと、タップ数ｍの移動平均フィルタとを含み、
前記補数判別部は、（２×前記周波数の概数÷サンプリング周波数ｆｓ×移動平均フィルタのタップ数）の整数値部分の最下位桁の偶数／奇数の情報によって前記判別を行う、請求項３に記載の周波数測定装置。
【請求項５】
前記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するデータラッチと、１ビット出力の２進カウンタと、タップ数ｍの移動平均フィルタとを含み、
前記オフセット計算部は、（２×前記周波数の概数÷前記サンプリング周波数ｆｓ×移動平均フィルタのタップ数ｍ）の整数値部分×サンプリング周波数÷移動平均フィルタタップ数ｍ÷２として得られた数値を前記上位桁の出力とする、請求項３に記載の周波数測定装置。
【請求項６】
前記２進カウンタと前記タップ数ｍの移動平均フィルタとを、ｍ段のレジスタと排他的論理和回路によって構成する請求項４又は５に記載の周波数測定装置。
【請求項７】
前記被測定信号に対して、サンプリング周波数ｆｓ、タップ数ｍを調整することによって、前記短ゲートタイムカウンタ部において桁上がり又は桁下がりが生じないようになされる、請求項４乃至６のいずれかに記載の周波数測定装置。
【請求項８】
被測定信号の周波数を１ビット出力のカウンタで計数して計数出力を発生する短ゲートタイムカウンタ部と、
前記計数出力から高周波成分を除去するローパスフィルタ部と、
被測定信号の周波数の概数から前記短ゲートタイムカウンタ部の計数出力がカウント値の大小に対応するか否かを判別する補数判別部と、
前記ローパスフィルタ部の以前に設けられて前記補数判別部の判別結果に基づいて前記短ゲートタイムカウンタ部の２値出力列を反転又は非反転する補数調整部と、を備える周波数測定装置。
【請求項９】
前記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するデータラッチと、１ビット出力の２進カウンタと、タップ数ｍの移動平均フィルタとを含み、
前記補数判別部は、（２×前記周波数の概数÷サンプリング周波数ｆｓ×移動平均フィルタのタップ数）の整数値部分の偶数／奇数の情報によって前記判別を行う、請求項８に記載の周波数測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数測定装置等に関し、特に、被測定信号を所定の時間で計数し、計数値列から高周波成分を除いて周波数変動成分を検出する短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置を用いて絶対周波数を測定可能とする周波数測定装置の改良等に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（例えば、特許文献１参照）、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式（例えば、特許文献２参照）、ΔΣ変調信号を得る
ことで周波数を知る方式（例えば、特許文献３参照）が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１１９２９１号公報
【特許文献２】特開平５−１７２８６１号公報
【特許文献３】米国特許第７２３０４５８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
出願人は、短ゲートタイムカウント方式による周波数測定装置の研究開発を行っている。
【０００５】
その周波数カウント方式は、短いゲートタイムで途切れることなく繰り返しカウント（サンプリング）を行い、得られたカウント値の列から高周波成分を取り除くようにしたもので、時間分解能・周波数分解能ともに大幅に改善することができる。本方式の周波数カウンタは、カウンタ回路と小規模な演算回路で構成され、回路規模の増大を抑えつつマルチチャネル化が容易という特長を持つ。また、サンプリング周波数を高めるほど分解能が向上する等の特徴がある。
【０００６】
しかしながら、短ゲートタイムカウント法により得られるパルス列を復調した値は、周波数の相対値として与えられる。カウンタ回路を簡素化することができ、相対的な変化を観察するには十分であるが、被測定周波数の絶対値（全桁数）の情報は欠如している。
【０００７】
また、短ゲートタイムカウント値としてカウンタの最下位ビットのみを使用する場合、カウンタから出力される０と１の列がカウント値の大小に対応しているのか、それとも逆の補数の関係なのかを１ビットの情報のみから判断することはできなかった。
【０００８】
本発明の一態様の周波数測定装置は、被測定信号の周波数全体を精度良く測定することのできる周波数測定装置を提供するものである。
【０００９】
また、本発明の一態様の周波数測定装置は、被測定信号が２値信号であるとき、当該周波数測定装置を１ビットカウンタ（あるいは１ビット出力のみを使用するｎビットカウンタ）を用いてより簡易に構成することを可能としたものである。
【００１０】
また、本発明の一態様の周波数測定装置は、上記１ビットカウンタの出力が反転しているかどうかを判別して出力を制御するするようにしたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成する周波数測定装置の一つの実施形態は、被測定信号を計測して上記被測定信号の周波数値の上位桁値を出力する上位桁計算部と、上記被測定信号を計測して上記被測定信号の周波数値の下位桁値を出力する下位桁計算部と、上記上位桁値と上記下位桁値とを加算して上記被測定信号の周波数値を出力する加算部と、を備え、上記上位桁計算部は、上記被測定信号の単位時間における周波数を計測する周波数カウンタ部と、当該周波数カウンタのカウント値から上記下位桁に相当する計数値部分を除いて上前記上位桁の値として出力するオフセット計算部と、を含み、上記下位桁計算部は、上記被測定信号の周波数を上記単位時間よりも短い時間で計数する短ゲートタイムカウンタ部と、該短ゲートタイムカウンタの計数値列を入力とするローパスフィルタ部と、該ローパスフィルタ部の出力値を上記単位時間当たりの値に換算して上記下位桁の値として出力するスケーリング部と、を含む。
【００１２】
かかる構成とすることによって、全体の周波数の概数を把握可能な周波数カウンタ（例えば、ダイレクトカウンタ）によって、周波数測定精度はよいが部分的な測定範囲にとどまる短ゲートタイムカウンタの測定レンジを補うことによって、精度良く被測定信号の絶対周波数（全体周波数）を測定することが可能となって具合がよい。
【００１３】
上記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するｎビット出力の２進カウンタを含み、上記オフセット計算部は、上記周波数の概数を上記サンプリング周波数ｆｓと上記ｎビット出力の２進カウンタの出力数の２nで除算して得られた商の部分に、上記サンプリング周波数ｆｓと上記２進カウンタの出力数の２nとを乗算して得られた数値を上記上位桁の出力とする、ことが望ましい。それにより、短ゲートタイムカウンタによって測定されない被測定信号の周波数部分を周波数カウンタの出力で補うことができる。
【００１４】
上記被測定信号は２値信号であり、上記短ゲートタイムカウンタ部は１ビット出力の２進カウンタを含み、更に、上記短ゲートタイムカウンタ部の２値出力列がカウント値の大小に対応するか否かを判別する補数判別部と、上記補数判別部の判別結果に基づいて上記カウンタの２値出力列を反転又は非反転する補数調整部と、備えることが望ましい。それにより、短ゲートタイムカウント方式における１ビットカウンタの出力パターンの逆転現象（後述）を回避でき、１ビットカウンタにおけるエラーが回避され、正しい計数出力が得られる。
【００１５】
上記被測定信号が２値信号である場合には、上記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するデータラッチと、１ビット出力の２進カウンタと、タップ数ｍの移動平均フィルタとを含み、上記補数判別部は、（２×上記周波数の概数÷サンプリング周波数ｆｓ×移動平均フィルタのタップ数）の整数値部分の最下位桁の偶数／奇数の情報によって上記判別を行う、ことが望ましい。それにより、１ビットカウンタ出力の出力パターンの反転／非反転の有無が判別される。
【００１６】
上記被測定信号が２値信号である場合には、上記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するデータラッチと、１ビット出力の２進カウンタと、タップ数ｍの移動平均フィルタとを含み、上記オフセット計算部は、（２×上記周波数の概数÷上記サンプリング周波数ｆｓ×移動平均フィルタのタップ数ｍ）の整数値部分×サンプリング周波数÷移動平均フィルタタップ数ｍ÷２として得られた数値を上記上位桁の出力とする、ことが望ましい。それにより、短ゲートタイムカウンタによって測定されない被測定信号の周波数部分を周波数カウンタの出力で補うことができる。
【００１７】
上記２進カウンタと上記タップ数ｍの移動平均フィルタとを、ｍ段のレジスタと排他的論理和回路によって等価的に構成することが望ましい。それによって回路構成が簡素化され、使用トランジスタ等の減少によって回路の高速化、低消費電力化が可能となって具合がよい。
【００１８】
上記被測定信号に対して、サンプリング周波数ｆｓ、タップ数ｍを調整することによって、上記短ゲートタイムカウンタ部において桁上がり又は桁下がりが生じないようになされる、ことが望ましい。それによって、１ビット回路で回路を構成することができ、回路を簡素化することができて具合がよい。
【００１９】
また、周波数測定装置の一つの実施形態は、被測定信号の周波数を１ビット出力のカウンタで計数してビットストリーミングの計数出力を発生する短ゲートタイムカウンタ部と、上記ビットストリーミングの計数出力から高周波成分を除去するローパスフィルタ部と、被測定信号の周波数の概数から上記短ゲートタイムカウンタ部の計数出力がカウント値の大小に対応するか否かを判別する補数判別部と、上記ローパスフィルタ部の以前に設けられて上記補数判別部の判別結果に基づいて上記短ゲートタイムカウンタ部の２値出力列を反転又は非反転する補数調整部と、を備える。
【００２０】
かかる構成とすることによって、周波数測定装置の主要部分を１ビット回路で構成することが可能となり、回路の高速化、回路の簡易化が容易となる。
【００２１】
上記短ゲートタイムカウンタ部は、サンプリング周波数ｆｓで動作するデータラッチと、１ビット出力の２進カウンタと、タップ数ｍの移動平均フィルタとを含み、上記補数判別部は、（２×前記周波数の概数÷サンプリング周波数ｆｓ×移動平均フィルタのタップ数）の整数値部分の最下位桁の偶数／奇数の情報によって上判別を行う、ことが望ましい。それにより、２進カウンタとタップ数ｍの移動平均フィルタを簡略化した回路で周波数測定装置を構成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施例を説明するブロック回路図である。
【図２】短ゲートタイムカウント方式による周波数変化範囲部分（絶対値の情報欠如）の出力を示すグラフである。
【図３】アップダウンカウンタ５０によって測定した周波数の概数と、短ゲートタイムカウント方式によって計測した周波数とを組み合わせて絶対周波数（全桁）を得た例を示すグラフである。
【図４】本発明の他の実施例を説明するブロック回路図である。
【図５】実施例の変形例を説明するブロック図である。
【図６】被測定信号を処理する短ゲートタイムカウンタを１ビットカウンタと移動平均フィルタで構成した例を説明するブロック図である。
【図７】図６に示す回路を簡略化する例を説明するブロック図である。
【図８】簡略に構成した１ビットの短ゲートカウンタを使用して絶対周波数の測定装置を構成した例を説明するブロック図である。
【図９】（１ビットカウンタ＋移動平均フィルタ）の出力が反転（補数）している例を説明するグラフである。
【図１０】（１ビットカウンタ＋移動平均フィルタ）の出力が周波数の増減に対応している例を説明するグラフである。
【図１１】測定装置から出力される絶対周波数の測定値例を説明するグラフである。
【図１２】ダイナミックレンジ、サンプリング周波数、移動平均フィルタのタップ数の関係を説明する説明図である。
【図１３】短ゲートカウント値と移動平均値とを整数として扱う場合の例を説明するグラフである。
【図１４】カウント値と移動平均値を２値として扱う場合の例を説明するグラフである。
【図１５】カウント値と移動平均値を２値として扱う場合の例（補数/非補数判別）を説明するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
【００２４】
本願で説明する短ゲートタイムカウント方式は、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を得て、この一連のカウント値から高周波成分を除去して供給されるパルス列信号の周波数に対応する一連の信号を得ることによって周波数変化を抽出するものである。かかる短ゲートタイムカウント方式については、特願２００８−０９９７２１号に回路構成や動作について詳細に説明されている。上述のように、短ゲートタイムカウント方式は、被測定周波数値を相対値で得るものである。
【００２５】
本願は、このような短ゲートタイムカウント方式カウンタにおいて、被測定周波数の絶対値（全桁数）を得ようとするものである。このため、以下の実施例では、直接方式のカウンタなどによって被測定周波数の概算値を知り、短ゲートタイムカウント方式カウンタによって測定できないレンジを補うことにより被測定周波数の絶対値を知るものである。この際に、短ゲートタイムカウント方式カウンタによって測定できる周波数レンジを既知のサンプリング周波数から求めている。
【００２６】
また、他の実施例では、短ゲートタイムカウント方式カウンタにおいて周波数の絶対値を測定可能とした周波数測定装置において、信号処理系を２値信号を処理する、短ゲートタイムカウンタと移動平均フィルタの一体型回路として構成することによって回路構成の簡素化を図っている。この場合には、短ゲートタイムカウント方式カウンタによって測定できる周波数レンジをサンプリング周波数と移動平均フィルタのタップ数を用いて求めて、被測定周波数の絶対値計算（信号処理）を行っている。２値信号の例としては、例えば、パルス発振器のパルス列出力、パルス列状のビットストリーム（シリアルデジタルデータ）信号等が挙げられるが、これに限定されるものではない。
【００２７】
（実施例１）
【００２８】
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は、第１の実施例を示しており、周波数測定装置が、大別して、被測定信号の周波数の上位桁部分を求める上位桁計算部と、短ゲートタイムカウント方式によって精度良く周波数値の下位桁を求める下位桁計算部と、両計算部の出力を合成する加算部とによって構成される。
【００２９】
下位桁計算部は、短ゲートタイムカウンタ部１０、ローパスフィルタ部２０及びスケーリング部３０等によって構成される。上位桁計算部は、アップカウンタ部５０、オフセット計算部６０等によって構成される。加算部は加算器４０によって構成されている。
【００３０】
周波数測定の測定の対象となる被測定信号は、これに限定されるものではないが、例えば、図示しないQCM水晶センサ（以下、「ＱＣＭデバイス」ともいう。）の水晶発振器が出力するバルス列状の信号である。QCMデバイスは、水晶振動子の電極表面に物質が付着するとその質量に応じて共振周波数が変動する（下がる） 性質を利用し極めて微量な質量変化を計測する質量センサである。物質付着によるＱＣＭデバイスの水晶発振器の周波数変化範囲は予め判っている。周波数測定装置は、例えば、３０，００１，８９３Ｈｚの振動子を用いた水晶発振器の周波数変化を測定する。水晶発振器からの被測定信号は、短ゲートタイムカウンタ部１０とアップカウンタ部５０に供給される。
【００３１】
短ゲートタイムカウンタ部１０は、例えば、サンプリング周波数（ｆｓ）１ｋＨｚで連続的に計数動作を行う２ビットの２進カウンタによって構成される。短ゲートタイムカウンタ部１０の計数出力はローパスフィルタ部２０に供給される。
【００３２】
ローパスフィルタ部２０は、例えば、タップ数１００の移動平均フィルタを３段構成（タップ数１００，１００，１００）として構成される。ローパスフィルタ部２０は、連続な計数値列から高周波成分を除いて周波数変動成分を含んだ信号を取り出す。
【００３３】
スケーリング部３０は、ローパスフィルタ部２０から出力された周波数変動成分を含む信号を実周波数に換算する。この実施例では、短ゲートタイムカウンタ部１０における２ビット２進カウンタによるカウント値「０」、「１」、「２」、「３」（１０進表示）に対応してそれぞれ０Ｈｚ、１０００Ｈｚ、２０００Ｈｚ、３０００Ｈｚの周波数ステップに戻すために、ローパスフィルタ部２０の出力を１０００倍（サンプリング周波数倍）する。
【００３４】
図２は、ＱＣＭデバイスの水晶振動子部にニオイ物質が付着し、その後離間したときの被測定信号が測定装置に供給された場合の、スケーリング部３０の出力例を示している。同図に示されるように１Ｈｚ以下の周波数分解能を持つことが判る。スケーリング部３０の出力は加算器４０の一方の入力に供給される。
【００３５】
上記被測定信号はアップカウンタ部５０にも供給される。アップカウンタ部５０は、例えば、直接方式のカウンタによって構成され、ゲートタイム１秒における被測定信号のパルス数を計測する。例えば、３０，００１，８９３Ｈｚを計測する。なお、ゲートタイムが１秒であるので、アップカウンタ５０は１Ｈｚ以下の周波数を測定できない。この測定結果（概数）は、オフセット計算部６０に供給される。
【００３６】
オフセット計算部６０は、アップカウンタ５０の計数値から短ゲートタイムカウンタで測定されるべき計数範囲を除く。このため、オフセット計算部６０は、アップカウンタ部５０のカウント値（周波数の概数）をサンプリング周波数ｆｓと短ゲートカウンタ部１０のｎビットの２進カウンタの出力数２n（２のカウンタビット数乗）で割った際の商を求める。実施例では、２ビットの２進カウンタを用いており、出力数は２2（２のカウンタビット数乗）＝４である。この商にサンプリング周波数ｆｓと（２のカウンタビット数乗）を乗じた値を出力する。
【００３７】
これをＩｎｔ［Ｘ］を数値Ｘの整数部分を抽出する関数として使用して示せば、オフセット計算部６０では、Ｉｎｔ［被測定周波数÷サンプリング周波数÷２のカウンタビット数乗］×サンプリング周波数×（２のカウンタビット数乗）なる計算が行われる。
【００３８】
この実施例では、３０，００１，８９３Ｈｚ（計数値概数）÷１０００Ｈｚ（サンプリング周波数ｆｓ）÷２2（２のカウンタビット数乗）＝７，５００…１，８９３（商：７，５００、余り：１，８９３）となる。次に、７５００（商）×１０００Ｈｚ（ｆｓ）×２2（２のカウンタビット数乗）＝３０，０００，０００Ｈｚなる計算が行われる。この出力は加算器４０の他方入力に供給される。
【００３９】
加算器４０は、スケーリング部３０の出力（下位桁）とオフセット計算部６０の出力３０，０００，０００Ｈｚ（上位桁）を加算して、絶対周波数の周波数計測値を出力する。
【００４０】
図３は、加算器４０の出力例を示している。短ゲートカウント方式のカウント値にオフセット値（３０，０００，０００Ｈｚ）を加えることで短ゲートカウント方式のカウンタで計測された相対周波数が絶対周波数に補正されている。
【００４１】
なお、ＱＣＭデバイスのように、被測定信号の発振周波数の概数が判っており、被測定信号の周波数変化範囲が、全体の周波数値に比べてわずかなものである場合には、被測定信号の周波数変化範囲を短ゲートタイムカウンタ部で検出するように設計すれば、加算器４０の他方入力には単に固定値（オフセット値）を供給すればよいことが判る。すなわち、短ゲートタイムカウント方式によって計測された相対周波数（スケーリング後）に計算されたオフセット値を加えることによって絶対周波数を得ることができることが判る。
【００４２】
（実施例２）
【００４３】
図４乃至図８は、被測定信号が２値信号である場合に、短ゲートタイムカウンタ部１０の構成を簡易な構成とする例を説明する図である。各図において、図１と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
【００４４】
図４は、図１に示す周波数測定装置の短ゲートタイムカウンタ部１０を１ビット出力（２値出力）の２進カウンタで構成した例を示している。１ビット出力の２進カウンタでサンプリングを行い計数値を出力した場合には、後述するように、出力値列が計数値の大小に対応している場合と、出力値列が逆（補数）となっている場合とがある。
【００４５】
そこで、この実施例では、アップカウンタ部５０の概数に基づいて短ゲートタイムカウンタ部１０の出力が補数か否かを判別する、後述の商計算回路７０と、商計算回路７０の判別結果に基づいてアップカウンタ部５０の出力を反転又は非反転としてローパスフィルタ部２０に中継する反転/非反転部８０を備えている。アップカウンタ部５０及び商計算部７０は補数判別部に対応する。反転/非反転部８０は補数調整部に対応する。
【００４６】
別言すれば、実施例２では、短ゲートタイムカウンタ部１０、ローパスフィルタ部２０、アップカウンタ部５０、商計算部７０及び反転/非反転部８０等によって１ビットの短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置が構成されている。他の構成は、図１と同様である。
【００４７】
図５乃至図７は、周波数測定装置の一部回路の簡略化を説明する説明図である。
【００４８】
図５は回路簡易化の段階を示している。図５（Ａ）に示すように、広義の短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置は、被測定信号を所定サンプリング周波数で計数するｎビット出力のカウンタ部１０と、カウント値列から高周波成分を除いて周波変化成分（低域周波数）を抽出するローパスフィルタ部２０を備えている。
【００４９】
同図（Ｂ）は、被測定信号が２値信号で、短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置が、被測定信号をカウント時に桁上がりが生じないように選定されたサンプリング周波数で計数する１ビット（２値）出力のカウンタ部１０と、ローパスフィルタ部２０を備えるようにした場合を示している。
【００５０】
同図（Ｃ）に示すように、１ビットのカウンタはサンプリング周波数で動作するラッチ１１と、１ビットのカウンタとして機能するカウント計算部１２によって構成される。１ビットのカウンタは、保持値が「０」のときに「０」が入力されると、出力は「０」、保持値が「０」のときに「１」が入力されると、出力は「１」、保持値が「１」のときに「０」が入力されると、出力は「１」、保持値が「１」のときに「１」が入力されると、出力は「０」となる。これは、図６に示すように、１個のレジスタと1個の排他的論理和回路によって構成することができる。ローパスフィルタ部２０は、例えば、３段の移動平均フィルタ２１によって構成することができる。移動平均フィルタ２１ａは、１ビットｍタップ（ｍ段）のシフトレジスタとアップダウンカウンタによって構成することができる。
【００５１】
同図（Ｄ）に示すように、移動平均フィルタの一段分を1ビットカウンタ部１０側に移動しても回路的に同じである。
【００５２】
同図（Ｅ）に示すように、残りのローパスフィルタ部２０はローパスフィルタとして機能するのものであればよい。デジタルフィルタでもアナログフィルタであっても所要の特性が得られればよい。
【００５３】
同図（Ｆ）に示すように、前述したように、１ビットカウンタを使用する場合には、出力が補数状態となる場合があるので反転/非反転部８０を設け、必要に応じてカウント出力を反転させる。
【００５４】
同図（Ｇ）に示すように、カウント計算部１２と移動平均フィルタ２１の機能を同等機能を有するカウント/フィルタ回路１３に置き換える。
【００５５】
なお、図５（Ｆ）に示す構成において、反転/非反転部８０をカウント値計算部１２と移動平均フィルタ部２１との間に設ける構成としても良いものである。
【００５６】
図７（Ａ）に示すように、カウント値計算部１２は１ビット１タップのレジスタと排他的論理和回路に置き換えられる。更に、移動平均フィルタ部２１は、１ビットｍタップのシフトレジスタ、排他的論理和回路、１ビット１タップのレジスタ及び排他的論理和回路によって等価的に構成することができる。
【００５７】
更に、図７（Ｂ）に示すように、カウント値計算部１２と移動平均フィルタ部２１とは、１ビットｍタップのシフトレジスタと排他的論理和回路とで構成されたカウント/フィルタ回路１３に等価的に置き換えられる。カウント/フィルタ回路１３はラッチ１１と共に短ゲートカウンタを構成する。
【００５８】
図８は、上述した回路簡略の結果を反映した短ゲートカウンタ部１０を使用した周波数測定装置の例を示している。同図において図４と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
【００５９】
図８に示すように、短ゲートタイムカウンタ部１０は、被処理信号が２値信号である場合には、１ビットカウンタ１２と１段目の１ビット移動平均フィルタ２１が簡略な回路１３に置き換えられる。この実施例は、例えば、１４，９９４，７９８Ｈｚの水晶振動子を用いたＱＣＭデバイスの周波数変化を測定するものである。
【００６０】
例えば、短ゲートタイムカウンタ部１０の、ラッチ１１のサンプリング周波数ｆｓは１ｋＨｚ、カウント/フィルタ回路１３の移動平均フィルタタップ数１００、ローパスフィルタ部３０に２段移動平均フィルタ（タップ数１００，１００）を使用している。
【００６１】
なお、実施例のカウント/フィルタ回路１３では、論理回路の構成上、被測定信号のレベルが変化するとき（「０」→「１」，「１」→「０」）にカウントされるので、被測定信号が見かけ上２倍された形でカウントされている。
【００６２】
アップカウンタ５０は、ゲートタイム１秒におけるカウント値を計測する。実施例では、例えば、１４，９９４，７９８Ｈｚ±１カウントが計測される。
【００６３】
オフセット計算部６０は、アップカウンタ５０のカウント値を２倍し、これを（サンプリング周波数÷移動平均フィルタタップ数）で割った際の商を求める。商に（サンプリング周波数÷移動平均フィルタタップ数÷２）を乗じた値をオフセット値として出力する。上述のように、Ｉｎｔ［Ｘ］を数値Ｘの整数部分を抽出する関数として使用して示せば、オフセット計算部６０では、Ｉｎｔ［２×被測定周波数÷サンプリング周波数×移動平均フィルタタップ数］×サンプリング周波数÷移動平均フィルタタップ数÷２  なる計算が行われる。
【００６４】
実施例では、（１４，９９４，７９８±１）×２÷（１０００÷１００）＝２，９９８，９５９…６±２  ２，９８８，９５９×（１０００÷１００÷２＝１４，９９４，７９５をオフセット値として出力する。
【００６５】
商計算部７０は、アップカウンタ部５０のカウント値を２倍し、これを（サンプリング周波数÷移動平均フィルタタップ数）で割った際の商を求め、商の最下位ビットを出力する。これをＩｎｔ［Ｘ］を数値Ｘの整数部分を抽出する関数として使用して示せば、Ｉｎｔ［２×被測定周波数÷サンプリング周波数×移動平均フィルタタップ数］の最下位ビット情報（偶奇情報）を利用して、カウント/フィルタ回路１３の出力の「０」と「１」の列がカウント値の大小に対応しているのか、それとも補数の関係なのかを判断する。
【００６６】
実施例では、（１４，９９４，７９８±１）×２÷（１０００÷１００）＝２，９９８，９５９…６±２  となり、２，９９８，９５９に対応して２進表記の最下位ビット「１」（奇数：反転指令）を出力する。この出力は反転/非反転部８０に供給される。なお、２進表記の最下位ビットが「０」の場合には、「０」（偶数：非反転指令）を反転/非反転部８０に出力する。
【００６７】
反転/非反転部８０は、図８に示すように、セレクタ８１とインバータ（ＮＯＴ）８２とによって構成される。セレクタ８１は、商計算部７０の出力が「１」のときは、カウンタ１０の出力をインバータ８２を経由させて反転させてローパスフィルタ部２０に供給する。また、商計算部７０の出力が「０」のときは、カウンタ１０の出力をそのままローパスフィルタ部２０に供給する。これにより、カウンタ１０の出力が反転してローパスフィルタ部２０に送られることが回避される。
【００６８】
スケーリング部３０は、ローパスフィルタ部２０の出力値にスケーリングが必要な際は、周波数換算値を算出する。実施例では、出力値の「０」、「１」を周波数ステップ１０Ｈｚ÷２  （０Ｈｚ、５Ｈｚ）に直すために５倍（「サンプリング周波数÷タップ数÷２」倍）する。
【００６９】
加算器４０によってスケーリング部３０の出力にオフセット計算部６０によるオフセット値が加算される。実施例では、１４，９９４，７９５Ｈｚがオフセット値として加えられる。
【００７０】
図９は、カウンタ部１０の出力が補数出力である場合に、出力反転を行わない場合のスケーリング部３０の出力を示している。
【００７１】
図１０は、カウンタ部１０の出力が補数出力である場合に、反転非反転部８０で補数出力を反転させたときのスケーリング部３０の出力を示している。
【００７２】
図１１は、加算器４０の出力例を示している。短ゲートタイムカウント方式のカウント値にオフセット値（１４，９９４，７９５Ｈｚ）を加えることで短ゲートタイムカウント方式のカウンタで計測された相対周波数が絶対周波数に補正されている。
【００７３】
次に、図１２乃至図１５を参照して、上述した、短ゲートタイムカウンタ方式の短ゲートカウント出力の反転とビットストリームについて説明を補足する。
【００７４】
図１２は、短ゲートカウント出力及び一段移動平均フィルタ出力を２値出力（ビットストリーム）として扱う場合の、サンプリング周波数と移動平均フィルタタップ数とダイナミックレンジの関係を説明するグラフである。
【００７５】
図示のグラフの横軸は時間（秒）、縦軸は周波数シフト（Ｈｚ）である。グラフ中には、ゲート時間を０．１秒（サンプリング周波数１０Ｈｚ）としたときの、短ゲートカウンタの出力（サンプリング周波数の下限値と上限値との間に細線で示されるパルス状の出力）、移動平均フィルタ（タップ数５）の出力（太線で示されるパルス状の出力）、ローパスフィルタの出力（移動平均フィルタの出力パル列内に示される曲線）を示している。以下の図１３乃至図１５においても同じである。
【００７６】
ここで、ダイナミックレンジが「ダイナミックレンジ＝サンプリング周波数÷移動平均フィルタのタップ数」として定義される。この例では、ダイナミックレンジは２（＝１０÷５）である。このダイナミックレンジ内に短ゲートカウント出力が収まっていれば、カウンタに桁上がり桁下がりが生じず、カウント出力は２値出力状態となってビットストリームの出力となる。これは、被測定信号の周波数に対してサンプリング周波数と移動平均フィルタのタップ数の選定によって実現できる。短ゲートタイムカウンタ及び一段移動平均フィルタの部分の信号をビットストリームとすることによって、上述したように同部分の回路構成を論理ゲートなどによって簡略化することができる。
【００７７】
図１３は、短ゲートカウント値と移動平均フィルタ出力値の例（カウント値と移動平均値を整数値として扱う場合）を示している。
【００７８】
例えば、１２０Ｈｚ〜１３０Ｈｚの間で変化する被測定信号をゲート時間０．１秒（サンプリング周波数１０Ｈｚ）で測定した場合、短ゲートカウント値は１２又は１３となる。移動平均の計算は、区間内のカウント値の和をタップ数で除したものであるが、スケーリングを考えない場合はタップ数で除さなくとも良い。タップ数が５の場合、移動平均値として６０〜６５の値のいずれかが出力される。
【００７９】
図１４は、短ゲートカウント値と移動平均フィルタ出力値の例（カウント値と移動平均値をビットストリーム（シリアルデジタルデータ）として扱う場合）を示している。ビットストリームとして扱う場合には、２値に置き換える。すなわち、図１３のグラフの右側に示された、「１３」→「１」、「１２」→「０」、「６５」→「１」、「６４」→「０」、…、「６０」→「０」のように置き換えられる。
【００８０】
図１５は、移動平均フィルタ出力値の例（カウント値と移動平均値をビットストリームとして扱う場合）を示している。同図のグラフの右側には、図１４中の「１」、「０」、…、「０」に対応して、移動平均フィルタ出力値の各レンジに「ＯＫ」、「補数」、「ＯＫ」、…、「ＯＫ」が対応づけられている。
【００８１】
図１３と図１５とを比較すると、被測定周波数（図１３の右側欄）がどこのレンジ内に収まるかにより、移動平均フィルタ出力値の大小関係が被測定周波数の増減関係と対応しているか、補数の関係にあるかが判る（図１５の右側欄）。また、この関係が交互に現れることが判る。被測定周波数が０Ｈｚの場合、移動平均フィルタ出力値も０となることを考えると、被測定周波数をレンジで除したときの商が偶数であれば被測定周波数の増減関係と移動平均フィルタ出力値の大小関係は対応しており、商が奇数であればそれらが補数の関係にあることが判る。従って、商が奇数の場合は出力値を反転することで、移動平均フィルタ出力値と被測定周波数の増減関係とをいつも正しく対応付けすることができる。上述した商計算部７０と反転/非反転部８０がこの役割を担っている。
【００８２】
以上説明しように本発明の実施例によれば、Ｉｎｔ［被測定周波数÷サンプリング周波数÷２のカウンタビット数乗］×サンプリング周波数×（２のカウンタビット数乗）  をオフセット値とし、これを短ゲートタイムカウントによる周波数計測結果に用いることで、短ゲートタイムカウント法で絶対周波数を得ることが可能となる。
【００８３】
本発明の実施例によれば、絶対周波数を高分解能で計測することができる。オフセット値などの得られた校正値は、計測期間中に被測定周波数の変動がダイナミックレンジを越えるようなことの無い限り有効である（ダイナミックレンジを越えて桁上がりもしくは桁下がりが生じた場合は、再校正が必要となる）。
【００８４】
本発明の実施例によれば、移動平均フィルタを使用する短ゲートタイムカウント方式のカウンタにおいて、Ｉｎｔ［被測定周波数÷サンプリング周波数×移動平均フィルタタップ数］の最下位ビット情報（偶数/奇数情報）を利用して、カウンタ出力の「０」と「１」の列がカウント値の大小に対応しているのか、それとも補数の関係なのかを判断することができる。判断結果に基づき、「０」と「１」の列が補数の関係である際にビットストリーム出力を反転させることで、周波数変化の天地を正しく出力できる。１ビット出力のカウンタで正確に計数回路を動作させることができて具合がよい。
【００８５】
本発明の実施例によれば、Ｉｎｔ［被測定周波数÷サンプリング周波数×移動平均フィルタタップ数］×サンプリング周波数÷移動平均フィルタタップ数  をオフセットとし、短ゲートカウント周波数計測を行うことで絶対周波数を得る。
【００８６】
本発明の実施例によれば、短ゲートタイムカウント方式のカウンタにおいても、絶対周波数を高分解能で計測することができて具合がよい。
【００８７】
被測定周波数の概数を得る手段（アップカウンタ５０）は安価な直接カウント方式のカウンタを使用することができる。ローパスフィルタ部２０の出力から相対周波数（周波数変化範囲）が得られ、加算器４０の出力から絶対周波数が得られ、１つの周波数測定装置で２つの種類の周波数が得られるので好都合である。
【００８８】
本発明の実施例によれば、被測定周波数の変動がダイナミックレンジを越えない限り、オフセット値を再計算する必要がない。被測定信号の定常周波数やその周波数変化範囲がＱＣＭデバイスのように既知であれば、概数を検出するアップカウンタ部５０、オフセット計算部６０、商計算部７０などはパソコンによる計算に置き換えることができる。また、短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置は回路構成が簡単で高速動作し、電力消費の少ない利点がある。
【符号の説明】
【００８９】
１０  短ゲートタイムカウンタ部、２０  ローパスフィルタ部、３０  スケーリング部、４０  加算部、５０  アップカウンタ、６０  オフセット計算部、７０  商計算部、８０  反転/非反転部判
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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