(57)【要約】【課題】所望周波数信号とイメージ周波数信号の両方の信号が存在するような場合でも、直交性を補償可能な技術を提供する。【解決手段】複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償装置であって、実信号と虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力する第一処理部６１ａと、他方の信号と第一信号とを使用して、第一係数を、第一信号と他方の信号との振幅が一致するように設定し、第二係数を、第一信号と他方の信号とを直交させるように設定する係数設定部６２ａと、備える。【選択図】図１
2010272929.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償装置であって、
前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力する第一処理部と、
他方の信号と前記第一信号とを使用して、前記第一係数を、前記第一信号と前記他方の信号との振幅が一致するように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記他方の信号とを直交させるように設定する係数設定部と、備える直交性補償装置。
【請求項２】
前記第一処理部は、前記第一信号を、前記一方の信号へ前記第一係数を乗算した信号と、前記一方の信号へ前記第二係数を乗算した信号と、を用いて生成することを特徴とする請求項１記載の直交性補償装置。
【請求項３】
前記他の信号を処理した第二信号を出力する第二処理部を、さらに備えることを特徴とする請求項１または２記載の直交性補償装置。
【請求項４】
前記第二処理部は、第二信号を、前記他の信号へ第三係数を乗算して生成し、
前記係数設定部は、前記第三係数を、前記第一信号と前記第二信号との振幅が一致するように設定することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の直交性補償装置。
【請求項５】
前記第一処理部は、前記第一信号を、前記一方の信号へ前記第一係数を乗算した信号を遅延させ、遅延させた信号と前記一方の信号へ前記第二係数を乗算した信号とを加算して生成し、
前記第二処理部は、前記第二信号を、前記他方の信号へ前記第三係数を乗算した信号を遅延させて生成し、
前記係数設定部は、前記第三係数を、前記第一信号と前記第二信号との振幅が一致するように設定することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の直交性補償装置。
【請求項６】
前記第一処理部は、前記第一信号を、前記一方の信号へ前記第一係数を乗算した信号を遅延させ、遅延させた信号と前記一方の信号へ前記第一係数を乗算した信号とを加算して生成し、
前記第二処理部は、前記第二信号を、前記他方の信号を遅延させて生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の直交性補償装置。
【請求項７】
校正信号を生成する校正信号生成部をさらに備え、
前記係数設定部は、
前記第一係数、前記第二係数及び前記第三係数のうちの少なくともいずれかの係数について、前記校正信号に基づいて計算した前記係数の校正値と、受信した受信信号に基づいて計算した前記係数の初期値と、前記初期値の計算から任意の時間経過して受信した受信信号に基づいて計算した前記係数の経過値とを保持し、前記初期値と前記経過値とを用いて、時間経過に伴う補正量を計算し、前記校正値から前記補正値を加算した値を補正した第二係数として更新する係数補正部を、含むことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の直交性補償装置。
【請求項８】
前記係数補正部は、
前記校正値、前記初期値及び前記経過値を保持するレジスタ部と、
前記初期値と前記経過値を用いて、時間経過に伴う温度ドリフト量を補正量として計算し、前記校正値へ前記温度ドリフト量を加算する演算部と、を含むことを特徴とする請求項７記載の直交性補償装置。
【請求項９】
前記係数設定部は、前記第二係数がとり得る範囲を設定し、設定した範囲内で前記第二係数を設定することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の直交性補償装置。
【請求項１０】
前記係数設定部は、前記第一係数と前記第三係数との少なくともいずれか一つがとり得る範囲を設定し、設定した範囲内で前記第一係数と前記第三係数との少なくともいずれか一つを設定することを特徴とする請求項９記載の直交性補償装置。
【請求項１１】
複素信号で表わされたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を取得する周波数変換部と、
前記複素中間周波数信号を複素デジタル中間周波数信号へ変換する量子化部と、
請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の直交補償装置を用いて、前記複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償部と、
前記直交性補償部によって保障された実信号と虚信号とを用いて、所望周波数信号と、前記所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数に存在するイメージ周波数信号を、周波数領域を用いて分離する複素ミキサ部と、
前記複素ミキサ部が出力する信号を検波する検波処理部と、を備える無線受信装置。
【請求項１２】
方法
複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号の直交性を補償する直交性補償方法であって、
前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力し、
他方の信号と前記第一信号とを使用して、前記第一係数を、前記第一信号と前記他方の信号との振幅が一致するように設定し、
前記第二係数を、前記第一信号と前記他方の信号とを直交させるように設定する直交性補償方法。
【請求項１３】
複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号の直交性を補償するプログラムであって、
前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力する第一処理と、
他方の信号と前記第一信号とを使用して、前記第一係数を、前記第一信号と前記他方の信号との振幅が一致するように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記他方の信号とを直交させるように設定する係数設定処理と、をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スーパーヘテロダインなど、周波数変換機能を備えた無線受信装置に関わるものであり、特に、無線受信信号と複素共役の関係に存在するイメージ周波数信号を除去する機能を備えた無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、イメージ周波数信号を除去する技術が提案されている。例えば、特許文献１には、直交周波数変換を備えた無線信号受信装置が開示されている。図８は特許文献１に記載された無線信号受信装置の構成である。アンテナ装置１により受信した所望無線信号は、直交検波器２により局部発振信号発生部２１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号による周波数変換をそれぞれのミキサ部２２、２３により行われ、複素中間周波数信号に変換する。直交検波器２において複素中間周波数信号に周波数変換された信号は、それぞれアナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter）３ａ、３ｂにより量子化が行われ、特性補償器４により直交性及び振幅特性を補償したあと、複素ミキサ５に送られる。複素ミキサ５において、直交性を及び振幅特性を補償が補償された信号は、所望周波数信号と複素共役にあたるイメージ周波数信号が原理的に完全にキャンセルされ、所望周波数信号のみが検波器６に送られ検波処理が行われる。以後は図示しない後段の処理に送られ、ユーザへサービスが提供される。
【０００３】
いま、説明を簡単にするため、変調情報は省略し、信号キャリアのみを考える。所望周波数信号をｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）、所望周波数信号と複素共役の関係にあるイメージ周波数信号をｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）、局部発振信号発生部２１からの信号をｃｏｓ（ｘ）、−ｓｉｎ（ｘ）とする。ここで、ｘ、または、ｆｉｆは、０≦ｘ＜３６０°、０≦ｆｉｆ＜３６０°、かつ、０≦ｘ＋ｆｉｆ＜３６０°０≦ｘ−ｆｉｆ＜３６０°となる値をとり得る。
【０００４】
所望周波数信号を受信する時、ミキサ部２２からの出力（Ｆ２２信号）は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力（Ｆ２３信号）は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ）｝
＝  ０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）
となる。ここで、ミキサ部２２、２３により発生する高い周波数成分は、一般的には図示しないフィルタ処理により除去されるため、低域信号のみが複素中間周波数信号となる。ここでは詳細説明は略する。
【０００５】
複素ミキサ５において、Ｆ２２信号、Ｆ２３信号はｃｏｓ（ｆｉｆ）、−ｓｉｎ（ｆｉｆ）により、
Ｆ２２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）−  Ｆ２３×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）＋０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｃｏｓ（０）―０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｃｏｓ（０）
＝０．５×ｃｏｓ（０）
・・・（１）
【０００６】
さらに、
Ｆ２３×ｃｏｓ（ｆｉｆ）＋  Ｆ２２×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）−０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｓｉｎ（０）―０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｓｉｎ（０）
＝０．５×ｓｉｎ（０）
・・・（２）
【０００７】
一方、イメージ周波数信号を受信するとき、ミキサ部２２からの出力は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ―ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ）｝
＝  −０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）
となる。ここで、ミキサ部２２、２３により発生する高い周波数成分は、一般的には図示しないフィルタ処理により除去されることは、所望周波数信号を受信するところで説明したとおりである。
【０００８】
複素ミキサ５において、Ｆ２２信号、Ｆ２３信号はｃｏｓ（ｆｉｆ）、−ｓｉｎ（ｆｉｆ）により、
Ｆ２２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）−  Ｆ２３×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）−０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｃｏｓ（０）＋０．２５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）−０．２５×ｃｏｓ（０）
＝０．５×ｃｏｓ（２×ｆｉｆ）
・・・（３）
【０００９】
さらに、
Ｆ２３×ｃｏｓ（ｆｉｆ）＋  Ｆ２２×｛−ｓｉｎ（ｆｉｆ）｝
＝−０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ）ｃｏｓ（ｆｉｆ）−０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）ｓｉｎ（ｆｉｆ）
＝−０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）−０．２５×ｓｉｎ（０）―０．２５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）＋０．２５×ｓｉｎ（０）
＝−０．５×ｓｉｎ（２×ｆｉｆ）
・・・（４）
【００１０】
つまり、式（１）、（２）は所望周波数信号が、複素ミキサ５によりゼロＩＦ信号に変換されていることを示しており、式（３）、（４）はイメージ周波数信号が高域の周波数帯域に複素変換されていることを示している。よって、所望周波数信号とイメージ周波数信号は複素ミキサ５により分離され、一般的には高域側は低域通過フィルタにより除去されるため、イメージ周波数信号は完全にキャンセルされることが説明できる。
【００１１】
このような無線受信装置は、イメージ周波数信号を除去するためのアナログフィルタや、アンテナ同調などの高周波部品を削減できる。このため、コストを低減させることが可能であり、テレビジョンチューナ、衛生放送受信機、通信機等の幅広い分野で利用されている。
【００１２】
イメージ周波数信号を理論的に完全にキャンセルできることは前述したとおりである。しかしながら、実際には回路の特性のばらつき、温度変化による変動による特性変動が存在し、特性補償器４においては適応信号処理による特性補償を行うことが有効である。特許文献１に記載の特性補償器４の具体的な実施例が、特許文献２に開示されている。特許文献２では、直交および振幅誤差補償回路に適応信号処理を行う具体的実施例が開示されている。図９に、特許文献２に記載された振幅誤差補償回路の構成を示す。
特許文献２の実施の形態においては、図９のｈ１、ｈ２、ｈ３にあたえる係数を、適応信号処理によって行うことが明記されている。これにより高精度な補償特性が可能である。
【００１３】
特許文献２に記載の直交および振幅誤差補償回路においては、適応信号処理のための評価関数にＣＭＡ（Constant Modules Algorithm）が使われている。
特許文献２において、係数の更新式は、次の通りである。
ｈ１，ｋ＝ｈ１，ｋ−１＋μ（Ｙ．Ｑ）×（Ｓ．Ｑ）ｅ
ｈ２，ｋ＝ｈ２，ｋ−１＋μ（Ｙ．Ｉ）×（Ｓ．Ｑ）ｅ
ｈ３，ｋ＝ｈ３，ｋ−１＋μ（Ｙ．Ｉ）×（Ｓ．Ｉ）ｅ
（但し、σは所望の信号振幅値を示し、ｅ＝σ２−（Ｙ．Ｉ２＋Ｙ．Ｑ２）とする）
・・・（５）
また、ｋは、Ｋ＞０の整数であり、経過時間を示す。
これらの式により適応的に更新される係数ｈ１、ｈ２およびｈ３により、Ｙ．Ｉ＝ｈ３×Ｓ．Ｉ、Ｙ．Ｑ＝ｈ１×Ｓ．Ｑ＋ｈ２×Ｓ．Ｉの処理を行って、直交性および振幅の誤差が補償された実数軸信号（Ｙ．Ｉ）及び虚数軸信号（Ｙ．Ｑ）を得ている。
【００１４】
ここで、式（５）に示す係数更新式ｈ２，ｋがＹ．Ｉ、Ｙ．Ｑの直交性を補償するためのものである。直交性が保たれていれば、ｅはゼロになる。すなわち係数ｈ２は直交性が保たれた時点で値が保持される。
【００１５】
特許文献２の上述の技術を使っている特許文献１では、所望周波数信号とイメージ周波数信号との信号レベルの差や入力信号の信号品質特性などによって、その適応能力が大きく下がる。この欠点を、イメージ周波数信号のレベルを検出してイメージ周波数信号がある閾値以上である場合に適応動作をし、閾値以下では適応動作を停止することで回避している。よって、イメージ周波数信号が比較的安定している状態を検出するまで、ユーザはイメージ妨害信号により干渉を受けた所望周波数信号を視聴しなくてはならず、満足のいくサービスを受けられない欠点がある。
【００１６】
また、係数は、イメージ周波数信号が安定している状態で、式（５）を用いる適応信号処理により収束する。この適応信号処理によって、係数は、イメージ周波数信号に対しては直交性が保たれるが、所望周波数信号の直交性が保たれないため、検波器６からの検波出力の検波性能に影響を及ぼすことになる。
【００１７】
さらに、特許文献１の技術では、所望周波数信号とイメージ周波数信号とが混在する場合に適応信号処理をすると、適応制御方向がそれぞれ逆方向へ向くばらつき要因と、順方向へ向くばらつき要因がある。適応制御方向がそれぞれ逆方向へ向くばらつき要因の場合は、直交性が補償されない。特許文献１の技術では、この課題を、イメージ周波数信号が比較的安定した場合に限定して適応処理を動作させることにより回避している。
【００１８】
一般的には直交性がくずれる要因としては、図１に記載の局部発振信号発生部２１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号の直交性ばらつき、ミキサ部２２、２３の遅延ばらつきなどのデバイス回路の特性ばらつきや温度変化による特性変動が存在する。また、図８に図示していないが直交検波器２とＡＤＣ３ａ、３ｂの間には、実際にはアナログフィルタ素子が必要となり、その群遅延特性ばらつきがあげられる。
【００１９】
これらのばらつきを補償するため、特性補償器４においては適応信号処理による特性補償を行うことが有効であることは特許文献２にも記載されている。
ここで所望周波数信号とイメージ周波数信号とで適応制御方向が逆となる要因としては、前述のアナログフィルタ素子があり、その群遅延特性ばらつきなどが影響を受けやすい。この理由を説明しておく。仮に一方のＡＤＣ３ｂに位相誤差βが発生した場合を考える。
【００２０】
所望周波数信号を受信する時、特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（６）
【００２１】
つまり、θ＝−βとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（６）式は、
√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【００２２】
一方、イメージ周波数信号を受信する時、特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ―ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）
【００２３】
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（―ｆｉｆ―β）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（−ｆｉｆ−β＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（７）
つまり、θ＝βとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（７）は、
―√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【００２４】
以上により、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれの場合において、上述のような位相誤差βが発生した場合、適応制御方向が逆となる。そのため、イメージ周波数信号あるいは所望周波数信号が単独で存在しなければ直交性を補償する制御はできない。
例えばイメージ周波数信号を用いて校正した式（５）の係数による位相補正量をγとすると、その状態で所望周波数信号を受信した場合、所望周波数信号にとっては−２γの位相差が発生することになり、所望周波数信号に対する直交性は補償されないことになる。
【００２５】
所望周波数信号とイメージ周波数信号とで適応制御方向が順方向となる要因としては図８に記載の局部発振信号発生部２１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号の直交性ばらつきがあるが、これについても示しておく。
【００２６】
仮に−ｓｉｎ一方に位相誤差αが発生した場合を考える。
所望周波数信号を受信する時、ミキサ部２２からの出力は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ＋ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ＋α）｝
＝  ０．５×ｓｉｎ（ｆｉｆ―α）
特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ―α）
【００２７】
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ―α）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ―α＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（８）
【００２８】
つまり、θ＝αとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（８）は、
√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【００２９】
一方、イメージ周波数信号を受信する時、ミキサ部２２からの出力は、
Ｆ２２＝  ｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）×ｃｏｓ（ｘ）
＝  ０．５×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
ミキサ部２３からの出力は、
Ｆ２３＝  ｃｏｓ（ｘ−ｆｉｆ）×｛−ｓｉｎ（ｘ＋α）｝
＝  ０．５×ｓｉｎ（−ｆｉｆ−α）
【００３０】
特性補償器４への入力は、振幅を１に正規化すると
Ｓ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｓ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（−ｆｉｆ−α）
これを特性補償器４により直交性を補償するように係数ｈ２を適応的に変化させる。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（−ｆｉｆ―α）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（−ｆｉｆ―α＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（９）
【００３１】
つまり、θ＝αとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（９）は、√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
振幅誤差については、ｈ１、ｈ３で制御するが、内容は本願からずれるので省略する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３２】
【特許文献１】特許第３９０２４９８号公報
【特許文献２】特許第３４３９０３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３３】
上述したように、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれの場合において、上記のような位相誤差αが発生した場合、適応制御方向が同じとなる。
【００３４】
一般にこのようなｃｏｓ、−ｓｉｎ信号の発生はデバイス内部で行われ、絶対的な遅延は発生するが、相対要因でのばらつきは少なく抑えることは可能である。しかし、アナログフィルタ素子は個別部品であるがゆえにその相対ばらつきも大きく、すなわち、これまでで説明した位相誤差βの方が発生しやすい。
【００３５】
上述の位相誤差βの要因が大きいと、イメージ周波数信号と所望周波数信号が混在している場合では適応能力が下がるため、従来技術ではイメージ周波数信号のレベルを検出して、イメージ周波数信号がある閾値以上である場合に適応動作をし、閾値以下では適応動作を停止することで回避する提案となっている。従って、イメージ周波数信号が比較的安定している状態を検出するまで、ユーザはイメージ妨害信号により干渉を受けた所望周波数信号を視聴しなくてはならず、満足のいくサービスを受けられない欠点があることは前述した通りである。
【００３６】
さらに、イメージ周波数信号が安定している状態で適応信号処理により収束させた式（５）の係数は、イメージに対しては直交性が保たれるが、所望周波数信号に対しては位相誤差をさらに大きくするように作用するため直交性は保たれない。それどころか、検波器６からの検波出力の検波出力の品質が劣化するという問題があった。
【００３７】
従って、所望周波数信号とイメージ周波数信号の両方の信号が存在するような場合でも、直交性を補償可能な技術が必要であった。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
本発明に係る直交性補償装置の一態様は、複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償装置であって、前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力する第一処理部と、他方の信号と前記第一信号とを使用して、前記第一係数を、前記第一信号と前記他方の信号との振幅が一致するように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記他方の信号とを直交させるように設定する係数設定部と、備える。実信号と虚信号との直交性を補償するために用いる係数（例えば、第二係数ｈ２）値は、イメージ周波数信号に基づいて得た係数値と、所望周波数信号に基づいて得た係数値とが同一となる。このため、所望周波数信号に基づいて直交性補償を得た係数はそのままイメージ周波数信号を受信する場合にも有効となる。従って、イメージ周波数信号の到来を待たずとも、イメージ周波数信号除去能力が得られる。
【００３９】
本発明に係る無線受信装置の一態様は、複素信号で表わされたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を取得する周波数変換部と、前記複素中間周波数信号を複素デジタル中間周波数信号へ変換する量子化部と、上述した直交補償装置を用いて、前記複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号との直交性を補償する直交性補償部と、前記直交性補償部によって保障された実信号と虚信号とを用いて、所望周波数信号と、前記所望周波数信号の周波数と複素共役の関係になるイメージ周波数に存在するイメージ周波数信号を、周波数領域を用いて分離する複素ミキサ部と、前記複素ミキサ部が出力する信号を検波する検波処理部と、を備える。
【００４０】
本発明に係る直交性補償方法の一態様は、複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号の直交性を補償する直交性補償方法であって、前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力し、他方の信号と前記第一信号とを使用して、前記第一係数を、前記第一信号と前記他方の信号との振幅が一致するように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記他方の信号とを直交させるように設定する
【００４１】
本発明に係るプログラムの一態様は、複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号の直交性を補償するプログラムであって、前記実信号と前記虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力する第一処理と、他方の信号と前記第一信号とを使用して、前記第一係数を、前記第一信号と前記他方の信号との振幅が一致するように設定し、前記第二係数を、前記第一信号と前記他方の信号とを直交させるように設定する係数設定処理と、をコンピュータに実行させる。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、所望周波数信号とイメージ周波数信号の両方の信号が存在するような場合でも、直交性を補償可能な技術を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施形態１に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施形態１の直交性補償部の構成例を示すブロック図である。
【図３】実施形態１の直交性補償部の他の構成例を示すブロック図である。
【図４】実施形態１の直交性補償部のさらに他の構成例を示すブロック図である。
【図５】実施形態１の直交性補償部のさらに他の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施形態２に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図７】実施形態２の直交性補償部の構成例を示すブロック図である。
【図８】特許文献１に記載された無線信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】特許文献２に記載された振幅誤差補償回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。各図面において同一の構成または機能を有する構成要素および相当部分には、同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４５】
図１は、本発明の実施形態１に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。無線受信装置は、アンテナ７１、周波数変換部５０、量子化部（ＡＤＣ）７２、７３、直交性補償部（直交性補償回路）６０、複素ミキサ部７４、及び、検波部７５を備える。
【００４６】
周波数変換部５０は、複素信号で表されたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を得る。具体的には、局部発振信号発生部５１からのｃｏｓ、−ｓｉｎ信号をミキサ部５２、５３それぞれによって周波数変換を行い、複素中間周波数信号に変換する。
量子化部７２、７３は、複素中間周波数信号を量子化し、複素デジタル中間周波数信号を得る。
直交性補償部６０は、得られた複素デジタル中間周波数信号の実信号と虚信号の直交性を補償する。
複素ミキサ部７４は、直交性補償部６０から出力された信号を、希望信号とイメージ周波数信号を周波数領域で分離する。
検波部７５は、複素ミキサ部７４から出力された信号を、フィルタ処理を使用して所望周波数信号の帯域のみを抽出し、フィルタ処理から出力された信号を検波する。
【００４７】
次に、直交性補償部６０について具体的な構成例を用いて説明する。図２から図５は、直交性補償部（直交性補償装置）の構成例を示すブロック図である。
図２に示す直交性補償部６０ａは、第一処理部６１ａと係数設定部６２ａとを備える。
第一処理部６１ａは、実信号（Ｉ信号）と虚信号（Ｑ信号）とのいずれか一方の信号を、第一係数ｈ１と第二係数ｈ２とを用いて演算した第一信号（第一演算信号）を出力する。図２では、虚信号に第一係数ｈ１と第二係数ｈ２とを用いて演算した第一信号を出力している。
係数設定部６２ａは、他方の信号と第一信号とを使用して、第一係数ｈ１を、第一信号と他方の信号との振幅が一致するように設定し、第二係数ｈ２を、第一信号と他方の信号とを直交させるように設定する。
【００４８】
図２では、一方の信号として虚信号を選択し、他方の信号として実信号を選択した例を示しているが、逆の場合であってもよい。すなわち、第一処理部６１ａは、一方の信号として実信号を選択し、実信号を第一係数ｈ１と第二係数ｈ２とを用いて演算した第一信号を出力する場合であってもよい。また、係数設定部６２ａは、他方の信号として虚信号を選択し、虚信号と、第一信号とを使用して、第一係数ｈ１を、第一信号と虚信号との振幅が一致するように設定し、第二係数ｈ２を、第一信号と虚信号とを直交させるように設定する、という場合であってもよい。以降の説明では、一方の信号を虚信号、他方の信号を実信号の場合を一例として説明する。なお、図３から図５についても一方の信号と他方の信号との関係は図２の場合と同様である。
【００４９】
図２では、第一処理部６１ａを、乗算器６１１、６１２、遅延素子６１３、及び、加算器６１４を用いて実現する例を示している。
乗算器６１１は、虚信号と第一係数ｈ１とを乗算する。乗算器６１２は、虚信号と第二係数ｈ２とを乗算する。遅延素子６１３は、乗算器６１２から出力された信号を遅延させる。遅延素子６１３の遅延量は、設計事項であるため当事者が決する。加算器６１４は、乗算器６１１から出力された信号と、遅延素子６１３から出力された信号とを加算する。
【００５０】
図３に示す直交性補償部６０ｂは、第一処理部６１ａ、係数設定部６２ｂ及び第二処理部６３ｂを備える。
第一処理部６１ａは図２と同様である。
第二処理部６３ｂは、他の信号を、第三係数ｈ３を用いて演算した第二信号（第二演算信号）を出力する。図３では、実信号に第三係数ｈ３を掛けた第二信号を出力する例を示す。
係数設定部６２ｂは、第一係数ｈ１と第三係数ｈ３とを、第一信号と第二信号との振幅が一致するように設定し、第二係数ｈ２を、第一信号と第二信号とを直交させるように設定する。
【００５１】
図３では、第二処理部６３ｂを、乗算器６３１を用いて実現する例を示している。乗算器６３１は、実信号と第三係数ｈ３とを乗算する。
【００５２】
図４に示す直交性補償部６０ｃは、第一処理部６１ｃ、係数設定部６２ｃ及び第二処理部６３ｃを備える。
第一処理部６１ｃは、図２と同様と同様の機能を有するが、実現形態が異なっている。具体的には、第一処理部６１ｃは、第一信号を、虚信号（一方の信号）へ第一係数ｈ１を乗算した信号を遅延させ、遅延させた信号と、虚信号へ第二係数ｈ２を乗算した信号とを加算して生成する。
第二処理部６３ｃは、第二信号を、実信号（他方の信号）へ第三係数ｈ３を乗算した信号を遅延させて生成する。
係数設定部６２ｃは、第一係数ｈ１と第三係数ｈ３とを、第一信号と第二信号との振幅が一致するように設定する。また、第二係数ｈ２を、第一信号と第二信号とを直交させるように設定する。
【００５３】
図４では、第一処理部６１ｃを、乗算器６１１、６１２、加算器６１４、及び、遅延素子６１５を用いて実現する例を示している。乗算器６１１、６１２、及び、加算器６１４は、図２と同様である。遅延素子６１５は、乗算器６１１から出力された信号を遅延させる。
また、第二処理部６３ｃを、乗算器６３１と遅延素子６３２とを用いて実現する例を示している。乗算器６３１は、実信号と第三係数ｈ３とを乗算する。遅延素子６３２は、乗算器６３１から出力された信号を遅延させる。
【００５４】
図５に示す直交性補償部６０ｄは、第一処理部６１ｃ、係数設定部６２ｄ及び第二処理部６３ｄを備える。
第一処理部６１ｃは、図３と同様である。
第二処理部６３ｄは、第二信号を、実信号（他方の信号）を遅延させて生成する。
係数設定部６２ｃは、第一係数ｈ１を、第一信号と第二信号との振幅が一致するように設定する。また、第二係数ｈ２を、第一信号と第二信号とを直交させるように設定する。
【００５５】
図５では、第二処理部６３ｄを、遅延素子６３２を用いて実現する例を示している。遅延素子６３２は、実信号を遅延させる。
【００５６】
次に、二つのデジタルアナログ変換器に位相誤差が発生した場合の直交性補償部６０の具体的な動作を説明する。ここでは、量子化部７３に位相誤差βが発生した場合を考える。
所望周波数信号を受信する時、従来技術で説明した式（６）と同様に、各信号は以下の式（１０）を用いて表すことができる。ただし、遅延素子により、実信号と虚信号との位相が９０度ずれることを前提として説明する。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）＋  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  √｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（１０）
つまり、θ＝−βとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（１０）は、
√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
【００５７】
一方、イメージ周波数信号を受信する時、従来技術で説明した式（７）は以下のようになることは明白である。
Ｙ．Ｉ  ＝  ｃｏｓ（ｆｉｆ）
Ｙ．Ｑ  ＝  −ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β）−  ｈ２×ｃｏｓ（ｆｉｆ）
＝  −√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ＋β＋θ）
ただし、θ＝ｓｉｎ−１（ｈ２／√｛１＋（ｈ２）２｝）
・・・（１１）
つまり、θ＝−βとなる係数ｈ２を適応制御することにより、式（１１）は、
―√｛１＋（ｈ２）２｝×ｓｉｎ（ｆｉｆ）となる。
【００５８】
以上により、所望周波数信号とイメージ周波数信号を受信するそれぞれの場合において、位相誤差βが発生した場合、適応制御方向が同じとなる。つまり、所望周波数信号とイメージ周波数信号が混在する場合に適応信号処理を行い、第二係数ｈ２を計算しても、制御方向が同じであるから常に安定できるため、特許文献１に記載された形態を必要としない。
【００５９】
また、本実施形態の係数設定部６２ａ〜６２ｄにおける係数更新式は、以下のようになる。
2010272929.tif 000003
【００６０】
式（１２）を用いて係数を更新させることにより、量子化部７２、７３で生じる位相誤差を補償するとともに、適応制御方向を同時にすることが可能になる。これは、式（１２）に示す通り、第二係数ｈ２を第一信号と第二信号、具体的には、Ｙ．ＩとＹ．Ｑとのずれの大きさに応じて調整していることにより可能となった。
また、第一係数ｈ１、及び、第三係数ｈ３（使用する場合に限る）を、第一信号と第二信号とが直交するように調整することによって、直交性を補償することが可能になる。
【００６１】
本実施形態によれば、所望周波数信号とイメージ周波数信号に対して位相補正制御が同一方向になるように制御し、所望周波数信号とイメージ周波数信号の両方の信号が存在するような場合でも、直交性を補償可能な技術を提供することが可能になる。
【００６２】
（実施形態２）
図６は、本発明の実施形態２に係る無線受信装置の構成例を示すブロック図である。本実施形態の無線受信装置では、周波数変換部８０は、さらに、校正信号を生成し、量子化部７２、７３へ出力する機能を備える。具体的には、周波数変換部８０は、複素信号で表されたローカル信号を用いて、入力信号の周波数から複素中間周波数信号を得る機能に加え、校正信号を生成する校正信号生成部８１と、スイッチ部８２、８３を備える。
【００６３】
校正信号生成部８１は、校正信号を生成する。
スイッチ部８２、８３は、量子化部７２、７３へ出力する信号を選択する。具体的には、アンテナ７１から受信した受信信号（所望周波数信号またはイメージ周波数信号）と、校正信号生成部８１が生成した校正信号とのいずれかを選択する。
校正信号は、既知の信号であり、電波環境の影響を受けない状態における係数を計算する場合に用いる。
【００６４】
図６の直交性補償部９０は、図２から図５のうちのいずれかと同様の構成を有するが、係数設定部６２ａ〜６２ｄの機能に、校正信号を用いて計算した係数を用いて、係数を設定する機能が追加されている。図７に本実施形態の直交性補償部の構成例を示す。
【００６５】
図７では、図２の直交性補償部６０ａに本実施形態の機能を備える構成例を示す。係数設定部９２ａは、第一係数設定部（第一係数補正部）９５と第二係数設定部(第二係数補正部)９６とを備える。第一係数設定部９５は、レジスタ部９５４、係数計算部９５５、補正量計算部９５６、及び、加算器９５７を備える。第二係数設定部９６は、レジスタ部９６４、係数計算部９６５、補正量計算部９６６、及び、加算器（演算部）９６７を備える。
【００６６】
レジスタ部９５４は、複数の第一係数ｈ１を保持し、レジスタ部９６４は、複数の第二係数ｈ２を保持する記憶領域（メモリ）である。
レジスタ部９５４は、第一レジスタ９５１、第二レジスタ９５２、及び、第三レジスタ９５３を有する。レジスタ部９６４も同様に、第一レジスタ９６１、第二レジスタ９６２、及び、第三レジスタ９６３を有する。レジスタ部９５４は、第一係数ｈ１に関する３種類の情報を各レジスタに保持する。レジスタ部９６４は、第二係数ｈ２に関する３種類の情報を各レジスタに保持する。
【００６７】
係数計算部９５５は、第一係数を計算し、係数計算部９６５は、第二係数を計算する。
補正量計算部９５６、９６６は、時間経過に伴って係数の値を調整する補正量を計算する。例えば、補正量計算部９５６、９６６は、温度変化に伴って変化する補正量（温度ドリフト量）を計算する。
加算器９５７、９６７は、第一レジスタ９６１に保持された係数と、補正量計算部９５６、９６６が計算した補正量とを加算する。
【００６８】
係数設定部９２ａは、レジスタ部９５４、９６４に保持された複数個の値を参照して第一係数ｈ１及び第二係数ｈ２を更新する。
以降の説明では、第一レジスタ９５１に格納する第一係数をｈ１−１、第二レジスタ９５２に格納する第一係数ｈ１をｈ１−２、第三レジスタ９５３に格納する第一係数ｈ１をｈ１−３として説明する。また、係数設定部９２ａは、第一係数ｈ１と第二係数ｈ２に関して同様の動作を実施するため、以降の説明では、第一係数ｈ１の場合を用いて説明する。
【００６９】
図７を用いて具体的な動作を説明する。無線受信装置において、電源ＯＮになったとき、校正信号生成部８１は、校正信号を生成する。また、校正信号を出力するように、スイッチ部８２、８３を切り替える。
係数設定部９２ａは、電源ＯＮになったときに、アンテナ７１から受信した受信信号に替えて校正信号に基づいた、実信号または虚信号を入力する。係数計算部９５５は、まず校正信号を用いて第一係数ｈ１（係数の校正値）を計算しｈ１−１として第一レジスタ９５１へ格納する。
【００７０】
次に、係数計算部９５５は、無線受信装置の電源がＯＮになって所定の時間が経過した後、アンテナ７１から受信した受信信号（所望周波数信号）を用いて第一係数ｈ１（係数の初期値）を計算する。所定の時間は、例えば、電源がＯＮに応じて無線受信装置の各機能が立ち上がった状態になり、アンテナ７１から受信信号を受信するまでの期間であり、最初にアンテナ７１から受信した受信信号を用いる場合が考えられる。係数計算部９５５は受信信号を用いて計算した第一係数ｈ１をｈ１−２として第二レジスタ９５２へ格納する。
【００７１】
その後、任意の時間が経過すると、係数計算部９５５は、新たに受信した受信信号に基づいて第一係数ｈ１（係数の経過値）を計算し、第三レジスタ９５３へ格納する。また係数計算部９５５は、任意の時間経過後、新たに受信した受信信号に基づいて第一係数ｈ１を計算し、第三レジスタ９５３が保持するｈ１−３を、新たに計算した第一係数ｈ１へ書き換える。従って、第三レジスタ９５３が保持するｈ１−３は、任意の時間が経過すると更新される。
【００７２】
係数設定部９２ａは、レジスタ部９５４に保持する第一係数ｈ１に関する情報を用いて、第一係数ｈ１を生成する。具体的には、補正量計算部９５６は、第二レジスタ９５２に保持するｈ１−２と第三レジスタ９５３に保持するｈ１−３との差分を補正量として計算する。そして、係数設定部９２ａは、加算器９５７において、計算した補正量を第一レジスタ９５１に保持するｈ１−１に加算（補正量が負の値のときは減算となる）して、第一係数ｈ１を計算する。
【００７３】
なお、図７では、第一係数ｈ１及び第二係数ｈ２それぞれについてレジスタ部９５４、９６４を備える例を示したが、第一係数ｈ１と第二係数ｈ２とのいずれか一方のみについてレジスタ部を備える場合であってもよい。この場合、係数設定部は、レジスタ部を備える係数についてレジスタ部の値を用いて係数を計算し、レジスタ部を備えていない係数については実施形態１と同様に係数を計算することになる。また、図３から図５に示す直交性補償部６０ｂ〜６０ｄについても図７と同様に校正信号に基づいて計算した係数等を格納するレジスタ部を備える。
【００７４】
本実施形態では、図６、図７のように構成したので、例えば、校正信号と所望周波数信号により初期直交性補償が完了した係数（第一係数、第二係数、あるいは第三係数）の値をそれぞれレジスタに保持する。適当な時間経過後において所望周波数信号による直交性補償を完了した値を別のレジスタに保持しておく。所望周波数信号による温度ドリフト量を、校正信号により初期校正を完了した値（例えば、ｈ１−１）に演算（加減算）して、係数を計算することができる。
【００７５】
係数設定部９２ａは、校正信号に基づいて係数を計算する場合、校正信号が既知の信号であることから、無線受信装置が備えるデバイス回路等の特性ばらつきや温度変化に寄る特性変動に起因する遅延に基づく位相誤差αを補正することができる。また、受信信号に基づいて係数を計算する場合、受信信号が搬送された電波状態など通信環境等の影響による位相誤差βの補正量を検出することが可能になる。従って、係数設定部９２ａは、校正信号に基づく係数と、受信信号に基づく係数とを用いることにより、位相誤差αと位相誤差βとを補正する係数を計算することが可能になる。これにより、初期位相ばらつきを補償することが可能になり、実施形態1に比べ精度の高い補償を行うことができる。
【００７６】
また、一般的に、一度無線受信装置が起動された後は、装置内の温度変化による補正が必要となる。そこで、最初に受信信号に基づいて計算した係数と、時間経過後の係数との差分（温度ドリフト量）をとることにより、温度変化に基づく補正を実施することが可能になる。
【００７７】
さらに、上述した構成を有することにより、イメージ周波数信号に対しても温度ドリフト量の補正がすでに完了していることになる。すわなち、イメージ周波数信号が到来するまえに、イメージ周波数信号除去能力を有する係数を計算することが可能になる。よって、イメージ周波数信号が到来する前に、イメージ周波数信号除去能力が保たれることになる。
これは、本実施形態に係る直交性補償部の構成が従来と異なり、前述のアナログフィルタに起因する温度ドリフト量を補正する制御方向が、所望周波数信号とイメージ周波数信号とで一致するためである。
【００７８】
（実施形態３）
実施形態３では、係数（具体的には第二係数）の値について、制限を設ける場合を説明する。
前述した位相誤差α、あるいは位相誤差βなる誤差量は特性ばらつきや環境変化による変動が主であるから、一般的には数度の補正が可能であれば問題ない。このため係数がとり得る値の範囲に制限をかけ、入力信号電界の急変動が発生して係数が適応困難となる前にリミッタをかける構成とした。具体的には係数設定部において、第二係数ｈ２を計算する場合に、所定の範囲内の値に設定する。計算した値が所定の範囲より大きい場合には、最大値を設定し、小さい場合には最小値を設定する。
【００７９】
係数がとり得る値の範囲を制限することにより、入力信号電界の急変動や、受信信号の品質により適応収束困難な場合においても適応信号処理が発散することなく安定状態へ復帰させることができる。
【００８０】
（実施形態４）
上記各実施形態においては、位相補正制御を片側の信号経路のみに設けても、両方にあっても効果としては同じである。ハードウエア規模が許せば実信号、虚信号の両方の経路に位相補正制御を設け、補正制御量をそれぞれの経路に逆方向になるようにするとよい。
その場合位相制御による振幅変化が発生してもそれぞれ同じ振幅量だけ変動するため、回路の特性のばらつきや温度変化による特性変動が振幅方向に変動しない回路であれば第一係数ｈ１、第三係数ｈ３は必要なくなる。
【００８１】
また、第一処理部の出力信号（第一信号）と第二処理部の出力信号（第二信号）とが直交関係にあり、同一振幅となるように係数を更新する係数設定部を備える。上記実施形態１、２では、ＣＭＡを適用した例を示したが、これに限られることはない。例えば、第一処理部の出力信号と第二処理部の出力信号とが同一振幅になる制御でも良い。
【００８２】
つまり、以下に示す、式（１３）を用いた計算であってもよい。
2010272929.tif 000004
【００８３】
この場合、第一処理部の出力信号と第二処理部の出力信号とが相対的に同一振幅になる制御になる。このため、直交性補償後の信号から信号強度を抽出することも可能なため、受信機を構成しやすい利点がある。
【００８４】
（その他の実施形態）
上記各実施形態で説明した直交性補償部（緒光性補償装置）または直交性補償方法の機能は、ハードウエア、ソフトウエア、または、ハードウエアとソフトウエアとの組み合わせによって実現することができる。ソフトウエアを用いる場合、プログラムに含まれる命令群をコンピュータに実行させて実現することができる。メモリにロードされたプログラムは、ＣＰＵ（Central Processing Unit）の制御のもとで、各命令が実行される。また、プログラムは、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録することができる。図１に示す無線通信装置において、直交性補償部が備えるＣＰＵまたはメモリによってプログラムが実行されてもよいし、複素ミキサ部７４または検波部７５を制御するＣＰＵ及びＣＰＵが使用可能なメモリによってプログラムが実行されてもよい。
【００８５】
プログラムは少なくとも次の処理をコンピュータに実行させる。（１）実信号と虚信号とのいずれか一方の信号を、第一係数と第二係数とを用いて演算した第一信号を出力する第一処理。（２）他方の信号と第一信号とを使用して、第一係数を、第一信号と他方の信号との振幅が一致するように設定し、第二係数を、第一信号と他方の信号とを直交させるように設定する係数設定処理。
【００８６】
以上説明したように、上記各実施形態の直交性補償部（直交性補償装置）によれば、実信号と虚信号との直交性を補償するために用いる係数（第二係数ｈ２）値は、イメージ周波数信号に基づいて得た係数値と、所望周波数信号に基づいて得た係数値とが同一となる。このため、所望周波数信号に基づいて直交性補償を得た係数はそのままイメージ周波数信号を受信する場合にも有効となる。従って、イメージ周波数信号の到来を待たずとも、イメージ周波数信号除去能力が得られる効果がある。
【００８７】
また、無線受信装置内に校正信号を生成する（発生させる）手段と、複数の係数を保持する手段（具体的には、メモリ、レジスタ）とを有することにより、複数の係数の値を参照して係数を更新することが可能になる。また、校正信号を用いることにより、周波数変換部の複素信号で表されたローカル信号ｃｏｓ、−ｓｉｎの初期位相ばらつきを補償することが可能となる。従って、さらに精度の高い直交性補償の効果が得られる。
【００８８】
さらに、係数ｈ１、ｈ２、ｈ３に振幅制限を設けることによって、入力信号電界の急変動や、受信信号の品質により適応収束困難な場合においても適応信号処理が発散することなく安定状態へ復帰することができる。
【００８９】
例えば、上記各実施形態の少なくともいずれかによれば、回路、デバイスの特性劣化、不完全性によるイメージ周波数信号除去能力劣化を抑え、車載チューナに好適な直交性補償部を備えた無線受信装置を提供することが可能となる。
【００９０】
なお、本発明は上記に示す実施形態に限定されるものではない。本発明の範囲において、上記実施形態の各要素を、当業者であれば容易に考えうる内容に変更、追加、変換することが可能である。
【符号の説明】
【００９１】
５０、８０  周波数変換部
５１  局部発振信号発生部
５２、５３  ミキサ部
６０、６０ａ〜６０ｄ、９０  直交性補償部
６１ａ、６１ｃ  第一処理部
６２ａ〜６２ｄ  係数設定部
６３ｂ、６３ｃ、６３ｄ  第二処理部
７１  アンテナ
７２、７３  量子化部（ＡＤＣ）
７４  複素ミキサ部
７５  検波部
８１  校正信号生成部
９５  第一係数設定部
９６  第二係数設定部
６１１、６１２、６３１  乗算器
６１３、６１５、６３２  遅延素子
６１４  加算器
９５１、９６１  第一レジスタ
９５２、９６２  第二レジスタ
９５３、９６３  第三レジスタ
９５４、９６４  レジスタ部
９５５、９６５  係数計算部
９５６、９６６  補正量計算部
９５７、９６７  加算器
【図１】
2010272929.tif 000005
【図２】
2010272929.tif 000006
【図３】
2010272929.tif 000007
【図４】
2010272929.tif 000008
【図５】
2010272929.tif 000009
【図６】
2010272929.tif 000010
【図７】
2010272929.tif 000011
【図８】
2010272929.tif 000012
【図９】
2010272929.tif 000013