(57)【要約】【課題】簡単な演算処理でＮビット量子化データ信号を処理することでＭビット量子化データ信号（Ｍ＞Ｎ）を生成する装置等の提供。【解決手段】データソースからＮビットの入力信号を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置であって、少なくとも、入力信号、および、入力信号に対してタイムシフトがされている信号を重み付け加算して重み付け加算入力信号として出力する重み付け加算回路と、重み付け加算入力信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力する算術シフト回路と、入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するビット拡張回路と、中間信号と処理済入力信号とを加算してＭビットの出力信号を生成する加算回路と、を有するデジタルデータ処理装置。【選択図】図１
2010268446.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データソースからＮビットの入力信号を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置であって、
少なくとも、前記入力信号、および、前記入力信号に対してタイムシフトがされている信号を重み付け加算して重み付け加算入力信号として出力する重み付け加算回路と、
前記重み付け加算入力信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力する算術シフト回路と、
前記入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するビット拡張回路と、
前記中間信号と前記処理済入力信号とを加算して前記Ｍビットの出力信号を生成する加算回路と、を有するデジタルデータ処理装置。
【請求項２】
前記ビット拡張回路が前記入力信号に付加する前記所定のビットは、（Ｍ−Ｎ）桁を有するゼロである、請求項１に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項３】
前記入力信号は、所定のサンプリング周波数でサンプリングし量子化して生成されたＮビット量子化デジタルデータを示す信号であり、
前記重み付け加算回路は、前記入力信号のサンプリング周波数に関する情報を前記データソースから取得する重み付け加算演算制御部を備え、
前記重み付け加算演算制御部は、前記サンプリング周波数に関する情報にもとづいて、前記重み付け加算において加算する信号の数と重み付け加算の係数とを決定する、請求項１に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項４】
さらに、前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部を有し、
前記シフト数決定部は、前記入力信号のビット数に関する情報を前記データソースから取得し、前記ビット数に関する情報にもとづいて、前記算術シフト回路によって実行される算術右シフト演算のシフト数を決定する、請求項１に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項５】
前記シフト数決定部は、前記ビット数が大きくなるにしたがって前記シフト数が大きくなるように前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定する、請求項４に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項６】
さらに、前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部と、ユーザが選択した選択シフト数を前記シフト数決定部へ送るシフト数選択部と、を有し、
前記シフト数決定部は、前記選択シフト数にもとづいて、前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定する、請求項１に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項７】
データソースからＮビットの入力信号を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置であって、
前記入力信号を受け、前記入力信号の値の絶対値に応じて決定する倍率を前記値に乗算して変換信号として出力する増幅回路と、
前記変換信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力する算術シフト回路と、
前記入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するビット拡張回路と、
前記中間信号と前記処理済入力信号とを加算して前記Ｍビットの出力信号を生成する加算回路と、を有するデジタルデータ処理装置。
【請求項８】
前記増幅回路は、前記入力信号の値の絶対値の対数を前記変換信号として出力する、請求項７に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項９】
前記増幅回路は、前記入力信号の値の絶対値を２倍した値から前記入力信号を２乗した値を差し引いた値を前記変換信号として出力する、請求項７に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項１０】
さらに、前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部を有し、
前記シフト数決定部は、前記入力信号のビット数に関する情報を前記データソースから取得し、前記ビット数に関する情報にもとづいて、前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定する、請求項７に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項１１】
前記シフト数決定部は、前記ビット数が大きくなるにしたがって前記シフト数が大きくなるように前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定する、請求項１０に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項１２】
さらに、前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部と、ユーザが選択した選択シフト数を前記シフト数決定部へ送るシフト数選択部と、を有し、
前記シフト数決定部は、前記選択シフト数にもとづいて、前記算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定する、請求項７に記載のデジタルデータ処理装置。
【請求項１３】
データソースからＮビットの入力信号が含まれる入力信号列を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置が実行するデータ処理方法であって、
前記デジタルデータ処理装置の第１の演算回路が、前記入力信号列に含まれる複数の入力信号であって、少なくとも、前記入力信号、および、前記入力に対してタイムシフトがされている信号を重み付け加算して重み付け加算入力信号として出力するステップと、
前記デジタルデータ処理装置の第２の演算回路が、前記重み付け加算入力信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力するステップと、
前記デジタルデータ処理装置の第３の演算回路が、前記入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するステップと、
前記デジタルデータ処理装置の第４の演算回路が、前記中間信号と前記処理済入力信号とを加算して前記Ｍビットの出力信号を生成するステップと、を有するデジタルデータ処理方法。
【請求項１４】
データソースからＮビットの入力信号を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置が実行するデータ処理方法であって、
前記デジタルデータ処理装置の第１の演算回路が、前記入力信号を受け、前記入力信号の値の絶対値に応じて決定する倍率を前記値に乗算して変換信号として出力するステップと、
前記デジタルデータ処理装置の第２の演算回路が、前記変換信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力するステップと、
前記デジタルデータ処理装置の第３の演算回路が、前記入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するステップと、
前記デジタルデータ処理装置の第４の演算回路が、前記中間信号と前記処理済入力信号とを加算して前記Ｍビットの出力信号を生成するステップと、を有するデジタルデータ処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルデータ処理装置に関し、特に、Ｎビット量子化デジタルデータ信号をＭビット幅（Ｍ＞Ｎ）の量子化デジタルデータ信号に拡張するデジタルデータ処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル・バーサタイル・ディスク（ＤＶＤ）やブルーレイ・ディスク（ＢＤ）などで用いられる比較的新しい規格では、オーディオ信号は、コンパクトディスク・デジタルオーディオ（ＣＤＤＡ）のような１６ビット量子化データ信号のみならず、より精度の高い２４ビット量子化データ信号として記録される場合がある。そしてＤＶＤやＢＤにおける規格の進化やハードウェア実装技術の進歩により、オーディオ用ＤＡ変換器の精度も高くなってきており、２４ビットやさらに高精度の３２ビットのＩＣも出現してきている。その一方で、ＣＤは、音楽用パッケージメディアとして今でも主流の媒体であるが、ＣＤＤＡにおいて用いられる量子化精度は、規格上、１６ビットのままであり、ＤＶＤやＢＤなどの新しい規格と比べるとオーディオ品質として十分とは言えなくなってきている。そこで、データ信号の量子化精度が十分でない場合には、オーディオデータ信号の量子化ビット数を擬似的に増やして音質を改善することが求められる。
【０００３】
このような要求に対し、従来、オーディオ信号処理においてオーディオ信号の量子化ビット数を拡張する技術として、特許文献１に記載された技術が知られている。特許文献１に記載の技術においては、まず、時系列に沿った複数のＮビット量子化データ信号で構成されたデータ波形から、増加（正）／減少（負）の変化点を抽出し、次に複数の変化点から例えば（正、正、正、負）というようなデータ波形変化形態を生成し、そして波形変化形態に基づいてあらかじめメモリに記憶したテーブルからＭビット（Ｎ＜Ｍ）のデータ波形変化パターンを読み出し、元のオーディオ信号に置き換えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４―１８００１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１のオーディオ信号処理装置においては、生成されたデータ波形変化形態パターンに基づき予めメモリに記憶したテーブルから予め定められた処理内容別に振り分けてＭビット（Ｎ＜Ｍ）のデータ波形を生成するという処理のために多くのメモリ容量と多数のメモリ参照処理が必要であり、そのような処理は、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）のようなディジタル信号処理専用プロセッサには適切ではない。
【０００６】
そのため、上記特許文献１に記載の方法よりも必要なメモリ容量がより少なく、かつ、より簡単な演算処理でオーディオ信号のビット幅を拡大し、高分解能かつ高品質のオーディオ信号を生成することができる方法、および、装置に対する要求が、特に民生用機器の分野において、非常に高い。
【０００７】
上記従来技術における課題等を鑑み、本発明は、簡単な演算処理でＮビット量子化データ信号を処理することでそのビット幅を拡張し、Ｍビット幅（Ｍ＞Ｎ）を有する量子化データ信号を生成することができる量子化データ処理装置および量子化データ処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、その一態様において、データソースからＮビットの入力信号を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置であって、少なくとも、入力信号、および、入力信号に対してタイムシフトがされている信号を重み付け加算して重み付け加算入力信号として出力する重み付け加算回路と、重み付け加算入力信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力する算術シフト回路と、入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するビット拡張回路と、中間信号と処理済入力信号とを加算してＭビットの出力信号を生成する加算回路と、を有するデジタルデータ処理装置である。
【０００９】
本発明の一態様においては、ビット拡張回路が入力信号に付加する所定のビットは、（Ｍ−Ｎ）桁を有するゼロであることが好ましい。
【００１０】
本発明の一態様においては、入力信号は、所定のサンプリング周波数でサンプリングし量子化して生成されたＮビット量子化デジタルデータを示す信号であり、重み付け加算回路は、入力信号のサンプリング周波数に関する情報をデータソースから取得する重み付け加算演算制御部を備え、重み付け加算演算制御部は、サンプリング周波数に関する情報にもとづいて、重み付け加算において加算する信号の数と重み付け加算の係数とを決定することが好ましい。
【００１１】
本発明の一態様においては、さらに、算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部を有し、シフト数決定部は、入力信号のビット数に関する情報をデータソースから取得し、ビット数に関する情報にもとづいて、算術シフト回路によって実行される算術右シフト演算のシフト数を決定することが好ましい。
【００１２】
本発明の一態様においては、シフト数決定部は、ビット数が大きくなるにしたがってシフト数が大きくなるように算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定することが好ましい。
【００１３】
本発明の一態様においては、さらに、算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部と、ユーザが選択した選択シフト数をシフト数決定部へ送るシフト数選択部と、を有し、シフト数決定部は、選択シフト数にもとづいて、算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定することが好ましい。
【００１４】
本発明は、その別の一態様において、データソースからＮビットの入力信号を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置であって、入力信号を受け、入力信号の値の絶対値に応じて決定する倍率を値に乗算して変換信号として出力する増幅回路と、変換信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力する算術シフト回路と、入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するビット拡張回路と、中間信号と処理済入力信号とを加算してＭビットの出力信号を生成する加算回路と、を有するデジタルデータ処理装置である。
【００１５】
本発明の別の一態様においては、増幅回路は、入力信号の値の絶対値の対数を変換信号として出力することが好ましい。
【００１６】
本発明の別の一態様においては、増幅回路は、入力信号の値の絶対値を２倍した値から入力信号を２乗した値を差し引いた値を変換信号として出力することが好ましい。
【００１７】
本発明の別の一態様においては、さらに、算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部を有し、シフト数決定部は、入力信号のビット数に関する情報をデータソースから取得し、ビット数に関する情報にもとづいて、算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定することが好ましい。
【００１８】
本発明の別の一態様においては、シフト数決定部は、ビット数が大きくなるにしたがってシフト数が大きくなるように算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定することが好ましい。
【００１９】
本発明の別の一態様においては、さらに、算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を指示するシフト数決定部と、ユーザが選択した選択シフト数をシフト数決定部へ送るシフト数選択部と、を有し、シフト数決定部は、選択シフト数にもとづいて、算術シフト回路がする算術右シフト演算のシフト数を決定することが好ましい。
【００２０】
本発明は、そのさらに別の一態様において、データソースからＮビットの入力信号が含まれる入力信号列を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置が実行するデータ処理方法であって、デジタルデータ処理装置の第１の演算回路が、入力信号列に含まれる複数の入力信号であって、少なくとも、入力信号、および、入力に対してタイムシフトがされている信号を重み付け加算して重み付け加算入力信号として出力するステップと、デジタルデータ処理装置の第２の演算回路が、重み付け加算入力信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力するステップと、デジタルデータ処理装置の第３の演算回路が、入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するステップと、デジタルデータ処理装置の第４の演算回路が、中間信号と処理済入力信号とを加算してＭビットの出力信号を生成するステップと、を有するデジタルデータ処理方法である。
【００２１】
本発明は、そのさらに別の一態様において、データソースからＮビットの入力信号を受け、Ｎビットより大きいＭビットの出力信号へ変換するデジタルデータ処理装置が実行するデータ処理方法であって、デジタルデータ処理装置の第１の演算回路が、入力信号を受け、入力信号の値の絶対値に応じて決定する倍率を値に乗算して変換信号として出力するステップと、デジタルデータ処理装置の第２の演算回路が、変換信号について所定のシフト数分の算術右シフト演算を行い、処理済入力信号として出力するステップと、デジタルデータ処理装置の第３の演算回路が、入力信号のＬＳＢ側に所定のビットを付加してＭビットの中間信号を生成するステップと、デジタルデータ処理装置の第４の演算回路が、中間信号と処理済入力信号とを加算してＭビットの出力信号を生成するステップと、を有するデジタルデータ処理方法である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明は、極めて簡単な演算処理で量子化データ信号のビット幅を拡張することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態によるオーディオ信号処理装置のブロック図
【図２】第１の実施形態によるオーディオ信号処理装置がするビット拡張処理の概念図
【図３】対数変換回路のブロック図
【図４Ａ】入力と変換値との関係を示すグラフ
【図４Ｂ】入力と変換値との関係を示すグラフ
【図４Ｃ】入力と変換値との関係を示すグラフ
【図５】重み付け加算回路のブロック図
【図６】重み付け加算回路の別例のブロック図
【図７】第１の実施形態によるオーディオ信号処理装置がするビット拡張処理のフローチャート
【図８】本発明の第２の実施形態によるオーディオ信号処理装置のブロック図
【図９】重み付け加算に用いる入力信号を説明する図
【図１０】重み付け加算に用いる入力信号を説明する図
【図１１】重み付け加算に用いる入力信号を説明する図
【図１２】本発明の第３の実施形態によるオーディオ信号処理装置のブロック図
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。本発明のデジタルデータ処理装置の実施の形態として、Ｎビット幅で量子化され、時系列に沿って並んだデジタルオーディオ信号列の少なくとも１つのデジタルオーディオ信号を処理して、Ｍビット幅（Ｍ＞Ｎ）を有するデジタルオーディオ信号を出力する量子化デジタルオーディオ信号処理装置（以下、「オーディオ信号処理装置」と略称する。）を説明する。
【００２５】
本実施の形態にかかるオーディオ信号処理装置は、Ｎビットの量子化幅を有するデジタルオーディオ信号からＭビットの量子化幅を有するデジタルオーディオ信号を生成することができる。そうすることで、入力されたデジタルオーディオ信号のダイナミックレンジを拡大し、高精細かつ高品質のオーディオ信号を出力することができる。
【００２６】
本実施の形態にかかるオーディオ信号処理装置は、オーディオ信号の量子化ビット数を拡大する処理において、記憶手段に保持されるテーブル等を参照する必要がない。また、当該処理は、非常に簡単な演算処理によって構成されており、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によるリアルタイム処理に適する。
【００２７】
なお、本発明にかかるデジタルデータ処理装置は、当然のことながら、オーディオ信号以外のデジタルデータを処理することも可能である。
【００２８】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１によるオーディオ信号処理装置について、図面を参照しながら説明する。
【００２９】
図１は本実施の形態によるオーディオ信号処理装置１０１ａの構成を示すブロック図である。オーディオ信号処理装置１０１ａは、遅延回路１３、Ｎビット→Ｍビット変換回路１５、重み付け加算回路２１、絶対値変換回路２３、対数変換回路２５、符合反映回路２７、算術シフト回路３１、加算回路１７、出力端子（Ｍビットデータ出力部１９）を有する。そして、オーディオ信号処理装置１０１ａにおいては、その入力側端子に、Ｎビット量子化デジタルオーディオ信号（以下、単に「オーディオ信号」と称する。）を出力するＮビットデータソース１１が接続される。
【００３０】
絶対値変換回路２３、対数変換回路２５、および、符号反映回路２７は、小振幅信号増幅部４１を構成する。小振幅信号増幅部４１は、入力されるオーディオ信号の値の絶対値が、つまり、当該信号の振幅の大きさが、該絶対値（振幅の大きさ）の取り得る全値域のうちで相対的に小さいオーディオ信号について、その振幅を増幅させて出力することができる。
【００３１】
さらに、オーディオ信号処理装置１０１ａは、算術シフト回路３１に対し、算術シフト処理の大きさ（データのビット列をＬＳＢ側へシフトさせる桁数（シフト数））を指示するためのシフト数指示信号を出力するシフト数決定部３３を備え、当該決定部３３により算出シフト回路３１による算術シフト処理を制御してもよい。
【００３２】
オーディオ信号処理装置１０１ａの処理手順について説明する。
【００３３】
まず入力端子側に接続されたＮビットデータソース１１から、Ｎビット（例えばＮ＝１６）のデジタルオーディオ信号が入力される。ただしここでは、当該デジタルオーディオ信号は、−１以上１未満の値を有する入力信号ｘ（ｘ：−１≦ｘ＜１）とし、時系列に沿ったオーディオ信号列において各入力信号を区別するため、サンプリングされた時刻ｔを用いて、入力信号ｘをｘ（ｔ）と表現する。ここで、ｔは、サンプリング周期（サンプリング周波数の逆数）間隔で離散的な値を取り得る実数である。
【００３４】
入力信号ｘ（ｔ）は、遅延回路１３と重み付け加算回路２１に出力される。
【００３５】
次に重み付け加算回路２１が入力信号ｘ（ｔ）と、その時間的前後の複数サンプル（例えば、ｘ（ｔ−（１／ｆ））、ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ＋（１／ｆ）、ｆ：サンプリング周波数））を重み付け加算して、重み付け加算入力信号ｘｗ（ｔ）として出力する。
【００３６】
次に絶対値変換回路２３が前記重み付け加算回路２１の出力する正負符号付きＮビットの入力信号（重み付け加算入力信号ｘｗ（ｔ））を絶対値に変換して重み付け加算絶対値信号ｘｗａ（ｔ）として対数変換回路２５へ出力するとともにその正負符号を正負符号信号として符号反映回路２７へ出力する。
【００３７】
そして対数変換回路２５が前記絶対値変換回路２３の出力である重み付け加算した入力信号の絶対値（重み付け加算絶対値信号ｘｗａ（ｔ））を対数変換し、対数変換信号ｘｌｇ（ｔ）として出力する。
【００３８】
そして符号反映回路２７が、正負符号信号に基づいて、対数変換回路２５の出力（対数変換信号ｘｌｇ（ｔ））に、絶対値変換回路２３が出力した重み付け加算した入力信号（重み付け加算入力信号ｘｗ（ｔ））の正負と一致する符号を付与し、符号付き対数変換信号ｘｌｓ（ｔ）として出力する。
【００３９】
そして算術シフト回路３１が、外部（不図示）からシフト数決定部３３を介してシフト数指示信号として与えられるシフト数に基づいて符合反映回路２７の出力（符号付き対数変換信号ｘｌｓ（ｔ））を、シフト数分だけ右に算術シフトさせ、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）として出力する。ここで、シフト数は、例えば、Ｎ［桁］とすることができる。シフト数をＮ［桁］とした場合、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）は、有意なビットを（Ｍ−Ｎ）桁有する。そのため、後述するように、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）をＭビット入力信号（ｘｍ（ｔ））に加算する場合に、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）の有意な情報が含まれる桁の数と、Ｍビット入力信号（ｘｍ（ｔ））の付加されたゼロビットの桁の数とを一致させることができ、有利である。
【００４０】
一方遅延回路１３が重み付け加算回路２１で生じる時間遅延を補償するために時間遅延を入力信号に与える。
【００４１】
次にＮビット→Ｍビット変換回路１５が遅延回路１３の出力する正負符号付きＮビットの入力信号（ｘ（ｔ））の下位ビットに０データを付けてＭビット（例えばＭ＝２４）の入力信号（ｘｍ（ｔ））（中間信号）に変換する。
【００４２】
なお、Ｎビット→Ｍビット変換回路１５は、Ｍビットの入力信号（ｘｍ（ｔ））に変換する際、下位ビットとして（Ｍ−Ｎ）桁よりも少ない桁数のゼロビットを付け、上位ビットに残りの桁数のゼロビットを付けてＭビット入力信号（ｘｍ（ｔ））（中間信号）に変換してもよい。
【００４３】
そして加算回路１７はＮビット→Ｍビット変換回路１５によりＭビットに変換されたＭビット入力信号（ｘｍ（ｔ））（中間信号）と算術シフト回路３１が出力するＭビットの信号（処理済入力信号ｘｐ（ｔ））とを加算する。なお、ここでは、算術シフト回路３１の語長をＭビットとしている。
【００４４】
最後に出力端子であるＭビットデータ出力部１９が加算回路１７の出力するＭビットの信号（Ｍビット入力信号（ｘｍ（ｔ））と処理済入力信号ｘｐ（ｔ）の和）をＭビット出力信号として出力する。
【００４５】
算術シフト回路３１は、外部（不図示）からの設定（シフト数決定部３３を介してシフト数指示信号として受け取る情報）に基づいて、符合反映回路２７の出力に対するビットシフト処理によるシフト数を変えることができる。
【００４６】
図２は、算術シフト回路３１により、符合反映回路２７の出力（符号付き対数変換信号ｘｌｓ（ｔ））に対して行われる右シフト処理のシフト数の違いによるＭビット出力信号の違いを示す図である。
【００４７】
本実施の形態によるオーディオ信号処理装置１０１においては、入力信号ｘ（ｔ）のＬＳＢ側に付加されたゼロのビット数（Ｍ−Ｎ）と、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）のビット数（シフト量）とは、一致しなくともよい。図２の（ａ）は、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）のシフト量が入力信号ｘ（ｔ）のＬＳＢ側に付加されたゼロの桁数（Ｍ−Ｎ）よりも小さい場合における処理済入力信号ｘｐ（ｔ）を示す図である。同様に、図２の（ｂ）および（ｃ）は、それぞれ、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）のシフト量が入力信号ｘ（ｔ）のＬＳＢ側に付加されたゼロの桁数（Ｍ−Ｎ）と一致する場合、および、より大きい場合における処理済入力信号ｘｐ（ｔ）を示す図である。
【００４８】
シフト量＜（Ｍ−Ｎ）の場合、図２（ａ）に示すように、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）の上位ビットは、入力信号ｘ（ｔ）の下位ビットと重複する。Ｍビット入力信号ｘｍ（ｔ）に対し、このような処理済入力信号ｘｐ（ｔ）（図２（ａ））を加算してＭビット出力信号を生成すれば、２４ビット出力信号においては、他の処理済入力信号例（図２の（ｂ）および（ｃ））との比較において、小振幅の信号が比較的強く増幅されてダイナミックレンジの拡大および高音質化が実現される。
【００４９】
シフト量＝（Ｍ−Ｎ）の場合（図２（ｂ）に示すように、処理済入力信号ｘｐ（ｔ）のビット数は、入力信号ｘ（ｔ）のＬＳＢ側に付加されるゼロのビット数と一致する。Ｍビット入力信号ｘｍ（ｔ）に対し、このような処理済入力信号ｘｐ（ｔ）（図２（ｂ））を加算してＭビット出力信号を生成すれば、２４ビット出力信号においては、他の処理済入力信号例（図２の（ａ）および（ｃ））との比較において、小振幅の信号が中程度に強く増幅されてダイナミックレンジの拡大および高音質化が実現される。
【００５０】
最後に、シフト量＞（Ｍ−Ｎ）の場合、図２（ｃ）に示すように、入力信号ｘ（ｔ）の下位ビットと処理済入力信号ｘｐ（ｔ）の上位ビットとの間にゼロのビットが残る。Ｍビット入力信号ｘｍ（ｔ）に対し、このような処理済入力信号ｘｐ（ｔ）（図２（ｃ））を加算してＭビット出力信号を生成すれば、２４ビット出力信号においては、他の処理済入力信号例（図２の（ａ）および（ｂ））との比較において、小振幅の信号が比較的弱く増幅されてダイナミックレンジの拡大および高音質化が実現される。
【００５１】
このように、算術シフト回路３１が符合反映回路２７の出力（符号付き対数変換信号ｘｌｓ（ｔ））に対してする右シフト処理のシフト数を変更することで、入力信号のダイナミックレンジ拡大の聴感上の効果の多寡を調節することが可能である。
【００５２】
算術シフト回路３１が符合反映回路２７の出力（符号付き対数変換信号ｘｌｓ（ｔ））をＮ−１ビットだけ右に算術シフトさせると、符合ビットが、ＭＳＢからＮビット目に配置される。算術シフト回路３１が符合反映回路２７の出力をＮ−１ビットより多く右に算術シフトさせると、加算器１７でＭビットに変換された入力信号（Ｎビット→Ｍビット変換回路１５の出力）に加算される算術シフト回路３１の出力の絶対値はより小さくなり、算術シフト回路３１が符合反映回路２７の出力をＮ−１ビットより少なく右に算術シフトさせると、加算器１７でＭビットに変換された入力信号（Ｎビット→Ｍビット変換回路１５の出力）に加算される算術シフト回路３１の出力の絶対値はより大きくなる。
【００５３】
図３は本実施の形態におけるオーディオ信号処理装置１０１ａの小振幅信号増幅部４１を構成する対数変換回路２５の構成を示すブロック図である。
【００５４】
対数変換回路２５は、絶対値変換回路２３の出力（ｘｗａ（ｔ））を受ける入力端子、乗算回路５１、二乗回路５５、減算回路５７、減算回路５７の出力を符号反映回路２７へ出力する出力端子を有し、乗算回路５１に対しては乗算係数保持部５３が、保持する乗算係数を出力可能に、接続される。
【００５５】
ここでは、入力に対し、その対数を出力する処理を対数変換演算と称する。対数変換演算を精度よく実現するには、通例、多くのメモリを必要とするテーブル変換により行うか、あるいは、多くの処理量を要する算術演算により行うことになるが、本実施の形態の対数変換回路２５では、演算処理量を低減するため、対数変換演算を以下の簡易的実現方法により行う。これより、対数変換の簡易的実現方法について説明する。
【００５６】
まず関数ｌｏｇ（１＋ｘ）をｘ＝０においてＴａｙｌｏｒ展開すると、当該関数は、数式１のように表すことができる。
−１＜ｘ≦１なるｘについて、
ｌｏｇ（１＋ｘ）＝ｘ
−（１／２）ｘ２
＋（１／３）ｘ３
＋・・・
＋（１／ｒ）（−１）（ｒ−１）ｘｒ
＋・・・                                          （数式１）
【００５７】
ここで実際に使用するｘは、最大値が＋１、最小値が−１となるように、正規化されており、入力ｘの絶対値｜ｘ｜（＝ｘｗａ（ｔ））は、０≦｜ｘ｜＜１となる。さらに演算の簡略化のために、Ｔａｙｌｏｒ展開により得られる無限級数（数式１）の初項と第２項のみで近似すると、関数ｌｏｇ（１＋ｘ）は、近似的に数式２のように表される。
ｌｏｇ（１＋｜ｘ｜）〜｜ｘ｜−（１／２）ｘ２                          （数式２）
【００５８】
さらに、入力の定義域０≦｜ｘ｜≦１の範囲において、その出力も同じ範囲になるように、数式２の両辺を２倍し、数式３の対数変換ｙを得る。
ｙ＝２ｌｏｇ（１＋｜ｘ｜）≒２｜ｘ｜−ｘ２                            （数式３）
【００５９】
図４Ａに示されるように、値域が−１から＋１になるように正規化された入力信号ｘの絶対値｜ｘ｜（０≦｜ｘ｜＜１）を数式３に代入すれば、その結果であるｙもまた０≦ｙ＜１の範囲で変化することになる。図３の対数変換回路２５は、数式３の対数変換ｙを実現することができる。
【００６０】
なお、対数変換ｙに代えて、別の変換アルゴリズムを用いてもよい。
【００６１】
図４Ｂに変換ｙの別の例を示す。図４Ｂに示される変換ｙは、２つの線形変換を｜ｘ｜の定義域の途中で接続して構成された変換である。このような線形変換でも、小振幅値を有する入力を、大振幅を有する入力との比較において増幅させることが可能である。
【００６２】
図４Ｃに変換ｙのさらなる別例を示す。図４Ｃに示される変換ｙは、３つの線形変換を｜ｘ｜の定義域の中で接続して構成された変換である。このような線形変換でも、小振幅値を有する入力を、大振幅を有する入力との比較において増幅させることが可能である。図４Ｃに示す変換は入力（｜ｘ｜）の値に応じて、入力（｜ｘ｜）を０以上１未満の倍率で変換、入力（｜ｘ｜）を１倍で変換（恒等変換）、あるいは、１より大きな倍率で変換する。このように、入力｜ｘ｜の定義域に含まれる少なくとも１つの所定の｜ｘ｜について、１よりも大きな倍率で増幅して出力することができるような変換であれば、本実施の形態における小振幅信号増幅部４１を構成する変換回路の変換アルゴリズムとして使用することが可能である。
【００６３】
図示しないが、変換ｙは、例えば、ｙ＝ｓｉｎ（（π／２）・｜ｘ｜）といった正弦関数を用いた変換であってもよい。
【００６４】
図５は本実施の形態におけるオーディオ信号処理装置１０１ａの重み付け加算回路２１の構成を示すブロック図である。重み付け加算回路２１は、Ｎビットデータソース１１の出力を受ける入力端子、遅延回路（６１および６３）、乗算回路（６５、６７、および、６９）、乗算回路６５、６７、および、６９の出力を加算する加算回路７７、加算回路７７の出力を絶対値変換回路２３へ出力する出力端子を有し、乗算回路６５、６７、６９に対しては乗算係数保持部７１、７３、７５が、保持する乗算係数が出力可能に、それぞれ接続される。
【００６５】
本オーディオ信号処理装置１０１ａの重み付け加算回路２１の処理手順について説明する。
【００６６】
まず入力端子に入力信号（ｘ（ｔ））が入力され、遅延回路６１と乗算回路６５に出力される。
【００６７】
次に乗算回路６５が入力信号（ｘ（ｔ＋（１／ｆ）））と乗算係数保持部７１が保持する乗算係数（Ｋ１）との乗算を行い加算回路７７へ出力し、乗算回路６７が遅延回路６１の出力（ｘ（ｔ））、ｆ：サンプリング周波数）と乗算係数保持部７３が保持する乗算係数（Ｋ２）との乗算を行い加算回路７７へ出力し、乗算回路６９が遅延回路６３の出力（ｘ（ｔ−（１／ｆ））、ｆ：サンプリング周波数）と乗算係数保持部７５が保持する乗算係数（Ｋ３）との乗算を行い加算回路７７へ出力する。ここで、遅延回路６３の出力（ｘ（ｔ−（１／ｆ）））、遅延回路６１の出力（ｘ（ｔ））、入力信号（ｘ（ｔ＋（１／ｆ）））は、それぞれ、異なるサンプリング時刻（サンプリング・タイミング）における（例えば、音声といった）被標本化対象の標本化データを示す信号である。例えば、遅延回路６１の出力（ｘ（ｔ））は、第１サンプリング時刻（タイミング）ｔにおける被標本化対象の標本化データである第１入力信号であり、遅延回路６３の出力（ｘ（ｔ−（１／ｆ）））あるいは入力信号（ｘ（ｔ＋（１／ｆ）））は、第１サンプリング時刻（タイミング）ｔとは異なるサンプリング時刻（第２サンプリング時刻（タイミング））ｔ−（１／ｆ）あるいはｔ＋（１／ｆ）における上記被標本化対象の標本化データである第２入力信号である。つまり、第２入力信号は、第１入力信号に対してタイムシフトされている信号である。ここで、第２入力信号が第１入力信号に対してタイムシフトされているとは、第１入力信号と第２入力信号のサンプリング時間が異なることを示す。この場合、第２入力信号が第１入力信号に対して遅延していても良いし、第１入力信号が第２入力信号に対して遅延していても良い。そして、第１入力信号および第２入力信号のいずれかは、Ｎビット→Ｍビット変換回路１５で処理される入力信号と同一のサンプリング時刻における被標本化対象の標本化データであってよい。また、第１入力信号および第２入力信号は、Ｎビット→Ｍビット変換回路１５で処理される入力信号と同一のサンプリング時刻における被標本化対象の標本化データでなくともよい。
【００６８】
そして加算回路７７が乗算回路６５の出力と乗算回路６７の出力と乗算回路６９の出力との加算を行い、出力端子を介して絶対値変換回路２３へ出力する。ここでは、遅延回路６１は入力信号に単位サンプル時間の遅延を与えて出力するものとし、遅延回路６３は遅延回路６１の出力に単位サンプル時間の遅延を与えて出力するものとしている。なお、遅延回路６１、６３が遅延させる遅延時間は、単位サンプル時間の整数倍であればよい。当該遅延回路６１、６３による遅延時間を調整することで、重みづけ加算回路２１が加算する入力信号の組み合わせを任意に設定することが可能である。
【００６９】
乗算係数Ｋ１、乗算係数Ｋ２、乗算係数Ｋ３としては、例えば１／４、１／２、１／４の値を設定することにより、前後１サンプルずつの入力信号を用いて平滑化処理が施される。
【００７０】
また、乗算係数Ｋ１、乗算係数Ｋ２、乗算係数Ｋ３としては、例えば−１／４、３／２、−１／４の値を設定することにより、前後１サンプルずつの入力信号を用いて微分処理が施される。
【００７１】
図５の重み付け加算回路２１の例を用いてサンプル時刻ｔ＝ｔ０のデータｘ（ｔ０）の重み付け加算を、前後のサンプル時刻の入力信号（ｘ（ｔ０−（１／ｆ））およびｘ（ｔ０＋（１／ｆ））、ｆ：サンプリング周波数。）の３つの入力信号ｘで行う場合、遅延回路１３（図１）は、入力信号ｘに対して単位サンプル時間（１／ｆ）の遅延を与えることで、重み付け加算回路２１により生じる遅延を補償することができる。また、重み付け加算回路２１を用いてサンプル時刻ｔ＝ｔ０のデータｘ（ｔ０）の重み付け加算を、後のサンプル時刻の入力信号（ｘ（ｔ０＋（１／ｆ））およびｘ（ｔ０＋２（１／ｆ）））の３つの入力信号ｘで行ってもよい。なお、重み付け加算回路２１を用いてサンプル時刻ｔ＝ｔ０のデータｘ（ｔ０）の重み付け加算を、前のサンプル時刻の入力信号（ｘ（ｔ０−２（１／ｆ））およびｘ（ｔ０−（１／ｆ））、ｆ：サンプリング周波数。）の３つの入力信号ｘで行う場合、遅延回路１３（図１）は、入力信号ｘに対して遅延を与える必要はない。また、重み付け加算回路２１は、２つ、あるいは、４つ以上の入力信号を用いて重み付け加算演算を行ってもよい。
【００７２】
図６は本実施の形態におけるオーディオ信号処理装置１０１ａの重み付け加算回路２１の別の例の構成を示すブロック図である。重み付け加算回路８１は、Ｎビットデータソース１１の出力を受ける入力端子、乗算回路８３および８９、乗算係数保持部８５および９１、加算回路８７、加算回路８７の出力を絶対値変換回路２３へ出力する出力端子を有し、乗算回路８３および８９に対しては乗算係数保持部８５および９１が、保持する乗算係数を出力可能に、それぞれ接続される。
【００７３】
オーディオ信号処理装置１０１ａの重み付け加算回路８１の処理手順について説明する。
【００７４】
まず入力端子に入力信号が入力され、乗算回路８３に出力される。
【００７５】
次に乗算回路８３が入力信号と乗算係数保持部８５が保持する乗算係数（β）との乗算を行い、その結果が加算回路８７に出力される。
【００７６】
そして加算回路８７は乗算回路８３の出力と乗算回路８９の出力とを加算して、その結果を出力端子から絶対値変換回路２３へ出力する。ここで、乗算回路８９は、当該出力と乗算係数保持部８１が保持する乗算係数（１−β）との乗算を行い、その結果を加算回路８７へ出力する。
【００７７】
乗算係数（β）および（１−β）としては、例えば１／４、３／４の値をそれぞれ設定することにより、入力信号列に対し、指数的な平滑化処理が施される。
【００７８】
（フローチャート）
図７は、本実施の形態によるオーディオ信号処理装置１０１ａがするデジタルデータ処理のフローチャートである。
【００７９】
ステップＳ１０１において、Ｎビット→Ｍビット変換回路１５は、Ｎビット入力信号ｘ（ｔ）が、左詰めでＭＳＢ側に格納され、ＬＳＢ側の（Ｍ−Ｎ）桁をゼロで埋めて、Ｍビットに拡張されたＭビット入力信号ｘｍ（ｔ）を生成する。
【００８０】
ステップＳ１０３において、重み付け加算回路２１は、複数の相異なるサンプリング時刻における入力信号（例えば、ｘ（ｔ−１／ｆ）、ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ＋１／ｆ）、ｆ：サンプリング周波数。）について重み付け加算演算を行って、重み付け加算入力信号ｘｗ（ｔ）を出力する。
【００８１】
ステップＳ１０５において、小振幅信号増幅部４１は、重み付け加算入力信号ｘｗ（ｔ）に対して小振幅増幅処理を行い、小振幅増幅入力信号（上記例における符号付き対数変換信号ｘｌｓ（ｔ））を出力する。
【００８２】
ステップＳ１０７において、算術シフト回路３１は、小振幅増幅入力信号を、シフト数決定部３３から指示されたシフト数だけ右方向へ（ＬＳＢ側へ）シフトさせて、処理済入力信号（ｘｐ（ｔ））を出力する。
【００８３】
最後に、ステップＳ１０９において、加算回路１７が、Ｍビット入力信号（ｘｍ（ｔ））と、処理済入力信号（ｘｐ（ｔ））とを加算し、Ｍビット出力信号として出力する。
【００８４】
このように、本実施の形態によれば、算術シフト回路３１がＮビットの入力信号を所定のシフト数だけ、例えばＮ−１ビットだけ算術右シフトしたＭビットデータを出力し、Ｎビット→Ｍビット変換回路１５がＬＳＢ側のＭ−Ｎビットを０で埋めてＭビットにした入力信号を出力し、加算回路１７が算術シフト回路３１の出力とＮビット→Ｍビット変換回路１５の出力とを加算して、ＬＳＢ側のＭ−Ｎビットの空白を埋めることにより、ダイナミックレンジを拡大するという効果がある。
【００８５】
また本実施の形態によれば、算術シフト回路３１が入力信号を算術シフトする前に、小振幅信号増幅部４１を構成する絶対値変換回路２３が入力信号を絶対値化し、さらに対数変換回路２５が絶対値変換回路２３により絶対値化された入力信号を対数化し、符合反映回路２７が対数変換回路２５の出力に入力信号と同じ符号を付与するという操作を行うことにより、正負両極性における小レベル（小振幅）の信号が、大レベル（大振幅）の信号との比較において、相対的に強調されるので、小レベルの入力信号に対してもビット数が拡張された音質効果が出やすくなるという効果がある。
【００８６】
本実施の形態によれば、さらに対数変換回路２５がｙ＝２｜ｘ｜−ｘ２の演算を行うことにより、対数演算の近似が容易に実現できるとともに、絶対値変換回路２３により絶対値化された入力信号が０≦｜ｘ｜＜１の範囲で変化する場合に、対数変換回路２５の出力もまた同様に０≦ｙ＜１の範囲で変化するので振幅の制御が行い易く、この例のように算術シフト回路３１が所定のシフト量、例えばＮ−１ビットだけ算術右シフトした信号と入力信号を加算回路１７が加算しても、オーバーフローを起こすことなくビット拡張をすることができるという効果がある。
【００８７】
本実施の形態によれば、さらに対数変換回路２５がｙ＝２｜ｘ｜−ｘ２の演算を行うことにより、対数演算の近似が容易に実現できるとともに、非線形項（ｘ２の項）が高調波を発生するので、サンプリングや圧縮符号化により失われた高い周波数を補償することができるという効果がある。
【００８８】
本実施の形態によれば、さらに算術シフト回路３１のシフト数を外部から変更することができるので、ＬＳＢ側のＭ−Ｎビットの空白を埋める信号の振幅をシフト数により変えることができ、ダイナミックレンジや音質的変化を調整することができ、例えばダイナミックレンジを一層拡大したい場合には右シフト数を小さくし、ダイナミックレンジをあまり拡大したくない場合には右シフト数を大きくすることで実現できるという効果がある。
【００８９】
本実施の形態によれば、さらに重み付け加算回路２１が時間的に前後の入力信号を重み付け加算し、それに基づいてＭビットのＬＳＢ側のＭ−Ｎビットの空白を埋めることにより、図５の重み付け加算回路２１の乗算係数Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３に入力を平滑化させる値を設定した場合には、算術シフト回路３１の出力が入力信号の高い周波数のノイズに影響を受け難くなるので、必要以上にＬＳＢ側のビットが時間的に変動することによる音質への悪影響を防ぐことができ、図５の重み付け加算回路２１の乗算係数Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３に入力を微分する値を設定した場合には、算術シフト回路３１の出力が入力信号の振幅変化を強調するので、抑揚のある音質にすることができる。図５の重み付け加算回路２１の乗算係数Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３に人間の聴覚を模擬した低域と高域で感度の低い帯域通過特性を有する値を設定した場合には、算術シフト回路３１の出力が入力信号における聴覚の感度の高い周波数帯域を強調するので、聞き取り易い音質にすることができる。
【００９０】
本実施の形態によれば、図６の重み付け加算回路８１の乗算係数β、（１−β）に入力を平滑化させる値を設定した場合には、算術シフト回路３１の出力が入力信号の高い周波数のノイズに影響を受け難くなるので、必要以上にＬＳＢ側のビットが時間的に変動することによる音質への悪影響を防ぐことができるとともに、同一符号の入力信号が連続する場合には、重み付け加算回路８１の出力信号はその符号の振幅が大きくなるため、入力信号の振幅変化が強調されて聞き取り易くなり、さらに過去の信号のみから平滑化をしているために遅延が生じず、遅延回路１３が不要になる、という効果がある。
【００９１】
なお、本実施の形態では、絶対値変換回路２３が入力信号を絶対値化し、さらに対数変換回路２５が絶対値変換回路２３により絶対値化された入力信号を対数化し、符合反映回路２７が対数変換回路２５の出力に入力信号と同じ符号を付与するという操作を行うことにより、小レベルの信号を相対的に強調させて聞き取りやすくしているが、この部分は省略することも可能である。この場合には、より少ない演算量で、Ｎビットの入力信号をＭビットに拡張することが可能となる。
【００９２】
なお、本実施の形態では、重み付け加算回路２１または８１が入力信号に平滑化処理や微分処理を施すという操作を行うことにより、入力信号の高い周波数成分による影響を抑えたり、入力信号の振幅変化を強調したりしているが、この部分は省略することも可能である。この場合には、より少ない演算量で、Ｎビットの入力信号をＭビットに拡張することが可能となるだけでなく、遅延回路１３を省略することも可能となる。
【００９３】
なお、本実施の形態では、算術シフト回路３１がＮビットの入力信号を例えばＮ−１ビットだけ算術右シフトしたＭビットデータを出力し、Ｎビット→Ｍビット変換回路１５がＬＳＢ側のＭ−Ｎビットを０で埋めてＭビットにした入力信号を出力し、加算回路１７が算術シフト回路３１の出力とＮビット→Ｍビット変換回路１５の出力とを加算することで、Ｎビットの入力信号をＭビットに拡張しているが、入力端子の前または出力端子の後で、サンプリング周波数を上げることにより、量子化ビット数の拡張と同時に周波数帯域を拡大することもできる。特に入力端子の前でサンプリング周波数を上げる場合には、対数変換回路２５の非線形効果で発生する高調波が、より高い周波数まで拡がる結果、入力信号の周波数帯域よりも広い周波数帯域で再生することが可能となる。
【００９４】
なお、本実施の形態では、図５に示した重み付け加算回路２１の例で、入力信号とその前後１サンプルずつの入力信号を用いて重み付け加算処理を行っているが、さらにサンプル数を増やして実現しても良い。この場合には重み付け加算の周波数的な分離特性を改善することが可能になる。
【００９５】
なお本実施の形態では、遅延回路１３が重み付け加算回路２１で生じる遅延時間を補償しているが、入力信号であるＮビット→Ｍビット変換回路１５の出力と、ＬＳＢ側のＭ−Ｎビットの空白を埋める信号である算術シフト回路３１の出力とを、意図的に時間をずらしても良い。この場合には、残響の付与による音質改善を実現することが可能になる。
【００９６】
（実施の形態２）
図８は、第２の実施形態によるオーディオ信号処理装置１０１ｂの構成を示すブロック図である。オーディオ信号処理装置１０１ｂは、第１の実施の形態によるオーディオ信号処理装置１０１ａの構成に加え、さらに、Ｎビットデータソース１１が出力する入力信号のサンプリングレートの情報を受けて当該サンプリングレート情報にもとづいて重み付け加算回路２１がする重み付け加算演算を制御する重み付け加算演算制御部２１ｓを有する。また、シフト数決定部３３は、Ｎビットデータソース１１が出力する入力信号のビット数に基づいて、シフト数を決定することができる。
【００９７】
これより、重み付け加算演算制御部２１ｓがする制御動作を説明する。
【００９８】
重み付け加算演算制御部２１ｓは、入力信号のサンプリングレートの情報をＮビットデータソース１１から受け取る。
【００９９】
図９は、入力信号のサンプリングレートが、ｆ１（例えば、４８ｋＨｚ）の場合に、重み付け加算演算制御部２１ｓの制御下で行われる重み付け加算演算の例を示す図である。重み付け加算演算制御部２１ｓは、入力信号のサンプリングレートが所定値よりも低い場合、３点のサンプリング時刻に対応する入力信号（図中矢印のデータ）を用いて、サンプリング時刻について２（１／ｆ１）の時間幅に含まれる入力信号で重み付け演算を行う。
【０１００】
次に、図１０は、入力信号のサンプリングレートが、ｆ２（例えば、９６ｋＨｚ（＝２ｆ１））の場合に、重み付け加算演算制御部２１ｓの制御下で行われる重み付け加算演算の例を示す図である。重み付け加算演算制御部２１ｓは、入力信号のサンプリングレートが所定値よりも高い場合、５点のサンプリング時刻に対応する入力信号（図中矢印のデータ）を用いて、サンプリング時刻について４（１／ｆ２）（＝２（１／ｆ１））の時間幅に含まれる入力信号で重み付け演算を行う。
【０１０１】
このように、入力信号のサンプリングレートが異なる場合においても、サンプリング時刻について同じ時間幅で重み付け演算を行うようにすることで、サンプリングレートの違いによる重み付け演算の効果の多寡を補償し、一定の効果を得ることが可能となる。なお、入力信号のサンプリングレートに応じて重み付け加算回路２１の乗算係数を換えても良い。これによりサンプリング周波数に応じた重み付け加算回路２１の周波数特性を得ることが可能になる。
【０１０２】
図１１は、入力信号のサンプリングレートが、ｆ２（例えば、９６ｋＨｚ（＝２ｆ１））の場合に、重み付け加算演算制御部２１ｓの制御下で行われる重み付け加算演算の別の例を示す図である。重み付け加算演算制御部２１ｓは、入力信号のサンプリングレートが所定値よりも高い場合であっても、３点のサンプリング時刻に対応する入力信号（図中矢印のデータ）を用いて、サンプリング時刻について４（１／ｆ２）（＝２（１／ｆ１））の時間幅に含まれる入力信号で重み付け演算を行うようにする。こうすることで、サンプリングレートが異なる場合であっても、同程度の演算負荷でサンプリングレートの違いによる重み付け演算の効果の多寡を補償することが可能である。
【０１０３】
また、第２の実施形態によるオーディオ信号処理装置１０１ｂのシフト数決定部３３は、入力信号のビット数に基づいて、シフト数を決定することができる。例えば、出力側のビット数が、Ｍ（＝３２）ビットで固定される場合に、入力側のビット数が、Ｎ１（＝１６）である場合と、入力側のビット数が、Ｎ２（＝２４）である場合とで、シフト数を自動的に変更してもよい。そうすることで、ダイナミックレンジの拡大効果を、入力側のビット数の違いによらずに一定に保つことが可能となる。例えば、シフト数決定部３３は、Ｍ＝３２（一定）であって、入力側がＮ１ビットである場合には、シフト数をＮ１とし、入力側がＮ２ビットである場合には、シフト数をＮ２とするように、シフト数を自動的に決定することができる。
【０１０４】
（実施の形態３）
図１２は、第３の実施形態によるオーディオ信号処理装置１０１ｃの構成を示すブロック図である。オーディオ信号処理装置１０１ｃは、第１および第２の実施の形態によるオーディオ信号処理装置１０１ａおよび１０１ｂと同等の構成に加え、さらに、外部からの入力（例えば、ユーザからの入力）を受けて当該入力に基づく信号（選択シフト数データ）をシフト数決定部３３へ出力するシフト数選択部９３を有する。
【０１０５】
図２を参照して既に述べたように、シフト数決定部３３がするシフト演算のシフト数（右ビットシフトの桁数）は、ダイナミックレンジ拡大効果、音質改善効果の多寡と密接な関係を有する。そこで、本実施の形態によるオーディオ信号処理装置１０１ｃでは、ダイナミックレンジ拡大効果、音質改善効果の多寡を、例えばユーザが選択することができるように、ユーザの選択を受け付けるシフト数選択部９３を設けている。
【０１０６】
このようにすることで、オーディオ信号処理装置１０１ｃでは、ダイナミックレンジ拡大効果、音質改善効果の多寡、特に、聴感上の効果の多寡、を、ユーザが任意に設定可能である。
【０１０７】
以上のように、上記の実施の形態のオーディオ信号処理装置１０１ａ〜１０１ｃによれば、Ｎビットの入力信号をＭビット（Ｎ＜Ｍ）に拡張する場合において、算術シフト回路が入力信号を所定の桁数（例えばＮ−１ビット）だけ算術右シフトし、加算回路が入力信号と前記算術シフト回路の出力とを加算して、ＬＳＢ側のＭ−Ｎビットの空白を埋めることにより、ダイナミックレンジを拡大することが可能になる。
【０１０８】
また、上記の実施の形態のオーディオ信号処理装置１０１ａ〜１０１ｃによれば、算術シフト回路はシフト数を外部から任意に設定することができるので、ダイナミックレンジを一層拡大したい場合には右シフト数を小さくし、ダイナミックレンジをあまり拡大したくない場合には右シフト数を大きくすることで実現でき、効果を任意に変えることが可能になる。
【０１０９】
さらに、上記の実施の形態のオーディオ信号処理装置１０１ａ〜１０１ｃによれば、重み付け加算回路がＮビットの入力信号の時間的近傍の複数サンプルを例えば時間的に平滑化する乗算係数を用いて重み付け加算することにより、高い周波数のノイズが強調されることを防ぐことが可能となる。
【０１１０】
また、上記の実施の形態のオーディオ信号処理装置１０１ａ〜１０１ｃによれば、変換回路において、まず重み付け加算回路の出力を絶対値変換回路が絶対値化し、次に対数変換回路が絶対値変換回路の出力を対数化し、符合反映回路が対数変換回路の出力に絶対値変換回路への入力と同じ符号を付与することにより、正負両極性における小レベルの信号が相対的に強調され易くなるので、小さな音でも音質効果を出易くすることが可能となる。
【０１１１】
さらに、上記の実施の形態のオーディオ信号処理装置１０１ａ〜１０１ｃによれば、対数変換回路が２｜ｘ｜−ｘ２の演算を行うことにより、対数演算の近似が容易に実現できるだけでなく、絶対値変換回路により絶対値化された入力信号が０〜１の範囲で変化した時の対数変換回路の出力が同様に０〜１の範囲で変化するので、この例のようにＮ−１ビットだけ算術右シフトする算術シフト回路の出力とＮビット→Ｍビット変換回路の出力とを加算回路が加算しても、オーバーフローを起こすことなくビット拡張をすることが可能となる。
【０１１２】
このように、本発明の実施の形態によるオーディオ信号処理装置１０１ａ〜１０１ｃは、Ｎビットで量子化されたオーディオ信号をＭビット（Ｎ＜Ｍ）に拡張することにより、高い分解能で高品質のオーディオ信号を得ることを可能にするので、ディスク媒体や半導体メモリに記録されたオーディオ信号を、記録されている品質よりも高い品質で聴取者が聞くことが必要な用途に適用できる。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明にかかるデジタルデータ処理装置、および、その実施形態であるオーディオ信号処理装置は、例えばデジタルオーディオ信号といった、量子化されて生成されたデジタルデータを処理するための装置として有用である。
【符号の説明】
【０１１４】
１１  ・・・  Ｎビットデータソース
１３  ・・・  遅延回路
１５  ・・・  Ｎビット→Ｍビット変換回路
１７  ・・・  加算回路
２１  ・・・  重み付け加算回路
２１ｓ・・・  重み付け加算演算制御部
２３  ・・・  絶対値変換回路
２５  ・・・  対数変換回路
２７  ・・・  符号反映回路
３１  ・・・  算術シフト回路
３３  ・・・  シフト数決定部
４１  ・・・  小振幅信号増幅部
８１  ・・・  重み付け加算回路
９３  ・・・  シフト数選択部
１０１ａ・・・  オーディオ信号処理装置
１０１ｂ・・・  オーディオ信号処理装置
１０１ｃ・・・  オーディオ信号処理装置
【図１】
2010268446.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2010268446.tif 000012
【図９】
2010268446.tif 000013
【図１０】
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【図１１】
2010268446.tif 000015
【図１２】
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