(57)【要約】【課題】ノッチ等におけるチャネル応答推定における誤差を低減するチャネル応答値推定装置を提供する。【解決手段】本発明のチャネル応答値推定装置は、ＯＦＤＭシンボルで予め設定されたサブキャリアに配置されたパイロットシンボルのチャネル応答値を用い、サブキャリア方向においてパイロットシンボルが配置された第1及び第2のサブキャリア間におけるデータシンボルが配置された第3のサブキャリアのチャネル応答値の推定値であるチャネル応答推定値を推定する装置であり、チャネル応答推定値の逆数の重み係数で、データシンボルの等化を行う等化部と、等化後のデータシンボルと、当該データシンボルの硬判定結果との誤差を求め、当該誤差を最小とする重み係数を求める適応信号処理部とを有し、適応信号処理部が第1または第2のサブキャリアいずれかのチャネル応答値を用い、第3のサブキャリアのチャネル応答推定値を求める。【選択図】図１
2010268220.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭシンボルにおける予め設定された位置のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルのチャネル応答値を用いて、サブキャリア方向において前記パイロットシンボルが配置された第１のサブキャリア及び第２のサブキャリア間におけるデータシンボルが配置された第３のサブキャリアのチャネル応答値の推定値であるチャネル応答推定値を推定するチャネル応答値推定装置であり、
前記チャネル応答推定値の逆数の重み係数により、前記データシンボルの等化を行う等化部と、
等化後の前記データシンボルと、当該データシンボルの硬判定結果との差分である誤差を求め、当該誤差を最小とする前記重み係数を求める適応信号処理部と
を有し、
前記適応信号処理部が第１のサブキャリアまたは第２のサブキャリアのいずれかの前記チャネル応答値を用いて、前記第３のサブキャリアのチャネル応答推定値を求めることを特徴とするチャネル応答値推定装置。
【請求項２】
前記適応信号処理部が、サブキャリア方向において、前記データシンボルを挟む第１のサブキャリア及び第２のサブキャリア各々により前記重み係数の推定を行い、それぞれの最小の前記誤差を比較し、いずれか前記誤差の小さい方を前記第３のサブキャリアのチャネル応答推定値とすることを特徴とする請求項１に記載のチャネル応答値推定装置。
【請求項３】
前記適応信号処理部が、ＬＭＳまたはＲＬＳにより誤差の最小化を行い、前記チャネル応答推定値として出力することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のチャネル応答値推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）システムにおけるチャネル応答値推定装置に関する
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭシステムにおいては、パイロットシンボルで推定されたの伝達関数（以下、チャネル応答値）を用い、ＯＦＤＭシンボルを受信する際、送信機の送信アンテナと受信装置の受信アンテナの間の伝搬路のチャネル応答値を推定することが行われている。
すなわち、ＯＦＤＭ等の無線通信においては、図４に示すように、送信側から送信信号Ｓ（ｉ，ｋ）、すなわちＯＦＤＭシンボルにＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆フーリエ変換）をかけられて送信された送信信号Ｓ（ｉ，ｋ）が伝搬路を通ると、伝搬路の特性（送信機と無線機との間における特性）により、チャネル応答値ｈ（ｉ，ｎ）が乗算される。これに対してさらに雑音ノイズｚ（ｉ，ｎ）が加算されて、送信信号の位相や振幅が変化し、受信信号ｒ（ｉ，ｎ）となる。
このため、受信機側においては、受信信号ｒ（ｉ，ｎ）にＦＦＴ（Fast Fourier Transform；フーリエ変換）をかけて受信信号Ｒ（ｉ，ｋ）を得る。このとき、伝搬路の特性を示すチャネル応答値を推定し、このチャネル応答値の逆数を、受信したＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアに配置された変調シンボルに乗算して補償（等化）を行うことで、受信したＯＦＤＭシンボルから、正確な送信されたＯＦＤＭシンボルを推定することができる。
【０００３】
通常、パイロットシンボルを用い、各データシンボルの伝送路のチャネル応答値を推定して求める（例えば、非特許文献１参照）。
ＯＦＤＭ信号において、図２に示す伝送フレームのように予めデータが明確なパイロットシンボルを複数シンボル毎、複数サブキャリア毎に規則的に送信し、このパイロットシンボル間のデータシンボルのチャネル応答値の推定を行っている。図２は、送信されるＯＦＤＭシンボルを構成するサブキャリアにおけるパイロットシンボルとデータシンボルとの配置を説明するＯＦＤＭシンボルの全体構成を示す概念図である。この図２において、行方向（横方向）がＯＦＤＭシンボルが入力される時間方向を示し、列方向（縦方向）がＯＦＤＭシンボルを構成するサブキャリアの配列方向（サブキャリアの周波数方向）を示している。ＯＦＤＭシンボルが送信される順番（時系列）に並べられ、ｋが各ＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアの配置の順番（周波数帯域の並びの順番）を示している。
【０００４】
上記図２のエレメントに対するシンボル配置において、チャネル応答値の推定は、まずシンボル方向において、図５に示すように、各パイロットサブキャリア（パイロットシンボルが配置されているエレメントに対応）のチャネル応答値を順次求める。
すなわち、
Ｈ＾ＺＦ（ｉ，ｋ）＝Ｒ（ｉ，ｋ）／Ｄ（ｉ，ｋ）
の式により、パイロットシンボルの配置されたサブキャリアのチャネル応答値を算出する。
次に、パイロットシンボルが存在するデータシンボル列において、サブキャリア方向にパイロットシンボルに挟まれているデータシンボルのチャネル応答推定値Ｈ＾（ｉ，ｋ）を、両側のパイロットシンボルのチャネル応答値から線形補間により推定する。
そして、それぞれの受信信号を
Ｓ＾（ｉ，ｋ）＝Ｒ（ｉ，ｋ）／Ｈ＾（ｉ，ｋ）
の式により、受信信号Ｒ（ｉ，ｋ）を等化処理することにより、等化後受信信号Ｓ＾（ｉ，ｋ）を算出する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】わかりやすいＯＦＤＭ技術、伊丹 誠 著、ｐ．６６〜ｐ．８２、オーム社、平成１５年０５月１０日（第１版）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、線形補間は伝搬路の特性が静特性及び遅延時間の短い遅延の場合に有効であるが、遅延波が多数到来し、周波数選択性歪により帯域内に信号強度の落ち込み（ノッチ）が多い場合には有効な補間を行うことができない。
すなわち、パイロットシンボル間に含まれたデータシンボルのチャネル応答推定値の推定において、ノッチによりパイロットシンボルから得られたチャネル応答値の誤差が大きい場合、このチャネル応答値から線形補間されるデータシンボルのチャネル応答推定値も誤差が大きいものとなり、等化後の変調シンボルの精度が低いものとなる。
【０００７】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ノッチ等におけるチャネル応答推定における誤差を低減するチャネル応答値推定装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のチャネル応答値推定装置は、ＯＦＤＭシンボルにおける予め設定された位置のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルのチャネル応答値を用いて、サブキャリア方向において前記パイロットシンボルが配置された第１のサブキャリア及び第２のサブキャリア間におけるデータシンボルが配置された第３のサブキャリアのチャネル応答値の推定値であるチャネル応答推定値を推定するチャネル応答値推定装置であり、前記チャネル応答推定値の逆数の重み係数により、前記データシンボルの等化を行う等化部と、等化後の前記データシンボルと、当該データシンボルの硬判定結果との差分である誤差を求め、当該誤差を最小とする前記重み係数を求める適応信号処理部とを有し、前記適応信号処理部が第１のサブキャリアまたは第２のサブキャリアのいずれかの前記チャネル応答値を用いて、前記第３のサブキャリアのチャネル応答推定値を求めることを特徴とする。
【０００９】
本発明のチャネル応答値推定装置は、前記適応信号処理部が、サブキャリア方向において、前記データシンボルを挟む第１のサブキャリア及び第２のサブキャリア各々により前記重み係数の推定を行い、それぞれの最小の前記誤差を比較し、いずれか前記誤差の小さい方を前記第３のサブキャリアのチャネル応答推定値とすることを特徴とする。
【００１０】
本発明のチャネル応答値推定装置は、前記適応信号処理部が、ＬＭＳ（Least Mean Square）またはＲＬＳ（Recursive Least Squares）により誤差の最小化を行い、前記チャネル応答推定値として出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、送信機及び受信機間の伝搬路における特性の変化に応じて、適応的にＯＦＤＭ信号の各サブキャリア毎のチャネル応答値を推定するため、ノッチ等により生じるチャネル応答推定における誤差を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施形態及び第２の実施形態によるチャネル応答値推定装置を用いたＯＦＤＭ受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアにおけるパイロットシンボルの配置を説明する概念図である。
【図３】硬判定部１１における推定送信信号Ｓ〜（ｉ，ｋ）から硬判定値Ｄ＾（ｉ，ｋ）の判定を説明するＱ値及びＩ値からなる２次元平面の概念図である。
【図４】送信機及び受信機間における伝搬路の特性による送信信号の変化を説明する概念図である。
【図５】ＺＦ法によるチャネル応答値の推定を説明する概念図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
＜第１の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態について説明する。図１は、この発明の一実施形態によるチャネル応答値推定装置を用いたＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す概略ブロック図である。本実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、周波数フィルタ部１、直交検波部２、Ａ／Ｄ変換部３、ＦＦＴ部４、係数乗算部１６、復調部１７及びチャネル応答値推定装置１００とを有している。
また、上記チャネル応答値推定装置１００は、パイロットサブキャリア検出部５、データサブキャリア検出部６、パイロットサブキャリアチャネル推定部７、等化部８、誤差演算部９、ウェイト演算部１０、硬判定部１１及び適応信号処理部１２を有している。
【００１４】
以下、図１により本実施形態によるチャネル応答値推定装置１００を用いたＯＦＤＭ受信装置の動作を説明する。
周波数フィルタ部１は、予め設定されている周波数帯域の周波数成分のみを、アンテナ素子から受信された受信信号から抽出、すなわちＯＦＤＭシンボル伝送帯域が抜き出されて次段の直交検波部２へＯＦＤＭシンボルとして出力する。
直交検波部２は、入力されるＯＦＤＭシンボルを実時間信号からＩ信号（Ｉｃｈ）及びＱ信号（Ｑｃｈ）からなる複素時間信号に変換し、次段のＡ／Ｄ変換部へ出力する。
Ａ／Ｄ変換部３は、上記複素時間信号におけるＩ信号及びＱ信号を各々Ａ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換したＩ信号及びＱ信号（以下、変調シンボルとする）を、次段のＦＦＴ部４へ出力する。
【００１５】
ＦＦＴ部４は、ＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行い、すなわち時間領域から周波数領域への変換を行い、図２（後述）に示すようなＯＦＤＭシンボルの各サブキャリア単位におけるサブキャリア変調シンボルを出力する。
チャネル応答値推定装置１００は、ＯＦＤＭシンボルにおけるパイロットシンボルのチャネル応答値から、各サブキャリアにおけるデータシンボルのチャネル応答推定値を求める。
係数乗算部１６は、入力されるチャネル応答推定値の逆数を、対応するデータシンボルに対応する変調シンボルに対して乗算し、乗算結果である等化変調シンボルを復調部１７へ出力する。
復調部１７は、等化変調シンボルに対して復調処理を行い、復調された信号を出力する。
【００１６】
次に、チャネル応答値推定装置１００におけるデータシンボルに対するチャネル応答推定値の算出処理について、図１及図２を用いて詳述する。
図２は、本実施形態におけるチャネル応答値（重み係数）の推定を説明するための、ＯＦＤＭ信号における各ＯＦＤＭシンボルにおけるデータサブキャリアの配置（各ＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアの配置単位）の構成を示す概念図である。この図２において、横方向（時間方向）にＯＦＤＭシンボルの配列、縦方向に各ＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアの配列の一例を示している。また、破線により囲まれた単位をブロック（頂点のサブキャリアにパイロットシンボルが配置されている）とし、本実施形態においては、このブロックを１つの単位として、チャネル応答推定値の推定処理を行う。
【００１７】
パイロットサブキャリア検出部５は、ＦＦＴ部４から順次入力される変調シンボルから、伝送フレームにおいて予め設定されたパイロットシンボルが配置されたサブキャリアの位置（パイロットサブキャリアの位置が既知であること）により、ＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルが配置されたサブキャリアの変調シンボルＲ（ｉ，ｋｐ）を抽出し、次段のパイロットサブキャリアチャネル推定部７へ出力する。図において、パイロットサブキャリアとしてｋ−１＝ｋ＋２＝ｋｐであり、データサブキャリアとしてｋ＝ｋｄ、ｋ＋１＝ｋｄ＋１である。
【００１８】
パイロットサブキャリアチャネル推定部７は、上記変調シンボルＲ（ｉ，ｋｐ）を、以下の（１）式により予めパイロットシンボルとして設定されている設定シンボルＤ（ｉ，ｋｐ）により除算し、チャネル応答値Ｈ＾（ｉ．ｋｐ）を求める。
【００１９】
【数１】
2010268220.tif 000003
【００２０】
ここで、パイロットサブキャリアチャネル推定部７は、変調シンボルＲ（ｉ，ｋｐ）の場合、このチャネル応答値Ｈ＾（ｉ．ｋｐ）を係数乗算部１６に対して出力する。
そして、係数乗算部１６は、チャネル応答値Ｈ＾（ｉ．ｋｐ）の逆数である重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を求め、入力される変調シンボルＲ（ｉ，ｋｐ）に乗算し、等化受信信号Ｓ＾（ｉ，ｋｐ）を出力する。ここで、重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）は、重み係数Ｗ（ｉ，ｋｐ）の複素共役である。
【００２１】
また、ウェイト演算部１０は、上記チャネル応答値Ｈ＾（ｉ．ｋｐ）が入力されると、このチャネル応答値の逆数である重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を、下記（２）式により求め、等化部８へ出力する。
【００２２】
【数２】
2010268220.tif 000004
【００２３】
また、データサブキャリア検出部６は、ＦＦＴ部４から順次入力される変調シンボルから、伝送フレームにおいて予め設定されたデータシンボルが配置されたサブキャリアにより、ＯＦＤＭシンボルからデータサブキャリアの変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ）を抽出し、次段の等化部８及び適応信号処理部１２へ出力する。
そして、等化部８は、入される変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ）と重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を、下記（３）式に示すように乗算し、推定送信信号Ｓ〜（ｉ，ｋｄ）を算出し、硬判定部１１及び誤差演算部９へ出力する。
【００２４】
【数３】
2010268220.tif 000005
【００２５】
ここで、硬判定部１１は、入力される推定送信信号Ｓ〜（ｉ，ｋｄ）の硬判定を行い、下記（４）式により硬判定値Ｄ＾（ｉ，ｋｄ）を出力する。
【００２６】
【数４】
2010268220.tif 000006
【００２７】
ここで、硬判定部１１は、符号化がＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）により行われている場合、図３に示すように、推定送信信号Ｓ〜（ｉ，ｋｄ）をＱＰＳＫの符号化における参照変調シンボルと比較して、最も距離の近い位置にある参照変調シンボル（変調によりＩＱ平面にマッピングされる信号点）を硬判定値Ｄ＾（ｉ，ｋｄ）として出力する。すなわち、関数harddecision（Ｓ〜（ｉ，ｋｄ））は、ＩＱ平面の２次元座標において、推定送信信号Ｓ〜（ｉ，ｋｄ）と最も近い距離にある参照変調シンボルを選択する関数である。
【００２８】
次に、誤差演算部９は、硬判定値Ｄ＾（ｉ，ｋｄ）と推定送信信号Ｓ〜（ｉ，ｋｄ）との差を、下記（５）式に示すように誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）として算出し、次段の適応処理部１２へ出力する。
【００２９】
【数５】
2010268220.tif 000007
【００３０】
上記誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）が入力されると、適応信号処理部１２は、この誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）の複素共役である誤差ｅ＊（ｉ，ｋｄ）と、重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）の複素共役である重み係数Ｗ（ｉ，ｋｐ）と、変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ）とにより、下記（６）式に示すように、重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）を算出する。この（６）式における係数μ（ステップサイズパラメータ）はシミュレーションまたは実験等により設定される。
【００３１】
【数６】
2010268220.tif 000008
【００３２】
ここで、適応信号処理部１２は、誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）が入力されると、この誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）の電力が最小となるように、ＬＭＳアルゴリズムで重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）を更新する。この適応信号処理部１２における誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）となる重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）の算出は、最小二乗法（ＬＭＳアルゴリズム）を用いた公知技術であるので、詳細な説明はここでは省略する。  
また、適応信号処理部１２は、そのデータキャリアｋｄに対する（すなわち、変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ）に対する）重み係数をその時点の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｄ）とする。
【００３３】
次に、データサブキャリア検出部６は、検出した変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ＋１）を、等化部８及び適応信号処理部１２へ出力する。
そして、上記重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を初期値として、（３）式から（６）式までの処理が行われ、変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ＋１）に対する重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ＋１）が求められる。
上述した推定処理は、図２のＯＦＤＭ信号におけるブロックのパイロットシンボルが配置されたサブキャリアｋ−１及びｋ＋２に挟まれたサブキャリア（データシンボル）の重み係数（チャネル応答値の逆数）を、一方のサブキャリアｋ−１のチャネル応答値を初期値として、すなわちＡ方向にサブキャリアｋ、ｋ＋１各々のチャネル応答値Ｗ（ｉ，ｋｄ）、Ｗ（ｉ，ｋｄ＋１）の推定を行う。
次に、データシンボルを挟む他方のパイロットシンボルのサブキャリアｋ＋２のチャネル応答値を初期値として、Ａ方向と同様に、ｋ＋１及びｋ各々のサブキャリアの重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ＋１）、Ｗ（ｉ，ｋｄ）の推定をＢ方向にて行う。
【００３４】
そして、適応信号処理部１２は、Ａ方向またはＢ方向で計算した、すなわちサブキャリア方向でデータシンボルのサブキャリアを挟むパイロットシンボルのいずれかを初期値として推定した誤差が小さい重み係数を、それぞれのサブキャリアの重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）、Ｗ（ｉ，ｋｄ＋１）を順番に、ウェイト演算部１０へ出力する。ここで、適応信号処理部１２は、誤差の大小を求める際、例えば、誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）と、この誤差ｅ（ｉ，ｋｄ）の複素共役ｅ＊（ｉ，ｋｄ）とを乗算した結果により値の比較を行う。
そして、ウェイト演算部１０は、重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）、Ｗ（ｉ，ｋｄ＋１）各々をの複素共役を算出し、それぞれ変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ）、Ｒ（ｉ，ｋｄ＋１）各々に対応させ、重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｄ）、Ｗ＊（ｉ，ｋｄ＋１）として出力する。
これにより、係数乗算部１６は、サブキャリアに対応して入力される変調シンボルＲ（ｉ，ｋｄ）、Ｒ（ｉ，ｋｄ＋１）各々に対して、適応的に求めた重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｄ）、Ｗ＊（ｉ，ｋｄ＋１）それぞれを乗じ、下記（７）式に示すように、等化後の等化変調シンボルを復調部１７に対して出力する。
【００３５】
【数７】
2010268220.tif 000009
【００３６】
上述したように、本実施形態においては、Ａ方向及びＢ方向において、異なるパイロットシンボルのチャネル応答値を初期値として、これらのパイロットシンボルに挟まれたデータシンボルの配置されたサブキャリアの重み係数を算出している。
このため、本実施形態によれば、いずれか一方のパイロットシンボルが配置されたサブキャリアがノッチ等の影響を受けていたとしても、受けていない方を初期値として求めた重み係数を用いることができるため、受信信号の等化の精度を向上させることができる。
【００３７】
また、ＯＦＤＭシンボルＳ１におけるサブキャリアｋ、ｋ＋１と、ＯＦＤＭシンボルＳ３におけるサブキャリアｋ、ｋ＋１との推定は行われる。上述した全体の動作制御は図示しない制御部が行う。
また、いずれのサブキャリアにもパイロットシンボルが配置されていないＯＦＤＭシンボルＳ２における各サブキャリアのチャネル応答値の推定は、以下の様に上記制御部の制御により行われる。
【００３８】
すでに述べたサブキャリア方向におけるデータシンボルのサブキャリアのチャネル応答推定値の推定処理と同様に、ＯＦＤＭシンボルの方向（Ｃ方向）において、ＯＦＤＭシンボルＳ２のサブキャリアｋ−１の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｋ−１）を、ＯＦＤＭシンボルＳ１のサブキャリアｋ−１の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を初期値として求める。
また、ＯＦＤＭシンボルの方向（Ｄ方向）において、ＯＦＤＭシンボルＳ２のサブキャリアｋ−１の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を、ＯＦＤＭシンボルＳ３のサブキャリアｋ−１のチャネル応答値Ｈ＾（ｉ．ｋｐ）を初期値として求める。
【００３９】
そして、適応信号処理部１２は、ＯＦＤＭシンボルＳ１またはＳ３におけるサブキャリアｋ−１の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を初期値として求めた、ＯＦＤＭシンボルＳ２の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｋ−１）において、いずれか誤差ｅ（ｉ，ｋｋ−１）が小さい方を、ＯＦＤＭシンボルＳ２の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｋ−１）として、ウェイト演算部１０を介して係数乗算部１６へ出力する。
また、制御部は、上記ＯＦＤＭシンボルＳ２の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｋ−１）の算出と同様に、ＯＦＤＭシンボルＳ２の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｋ＋２）の推定を、ＯＦＤＭシンボルＳ１またはＳ３のサブキャリアｋ＋２の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）を用いて行う。
【００４０】
次に、制御部は、ブロック内においてＯＦＤＭシンボルＳ２において、サブキャリアｋ、ｋ＋１を挟むサブキャリアｋ−１及びｋ＋２各々の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｐ）が求まったため、すでにＯＦＤＭシンボルＳ１における重み係数の算出処理において述べたように、サブキャリアｋ、ｋ＋１各々の重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｄ）、Ｗ＊（ｉ，ｋｄ＋１）を求める。
上述したように、本実施形態においては、図２のブロック単位にてデータシンボルが配置されているサブキャリアの重み係数を、パイロットシンボルが配置されているサブキャリアの重み係数から求めることができる。
【００４１】
また、図２の各ＯＦＤＭシンボルそれぞれに、必ずパイロットシンボルを配置するサブキャリアを設定することにより、ＯＦＤＭシンボル単位にてチャネル応答推定値の推定が行えるようになり、本実施形態のように、重み係数が決定するまで、ＯＦＤＭシンボルやブロック内の変調シンボルに対応した重み係数を蓄積しておくメモリ容量を低減でき、かつ処理を高速化することが可能となる。
【００４２】
＜第２の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第２の実施形態について説明する。構成については図１に示したチャネル応答値推定装置１００の構成と同様である。
第２の実施形態が第１の実施形態と異なる点は、適応信号処理部１２において行われる適応的な重み係数の算出のみであり、以下、この点について説明する。
誤差演算部９は、下記（８）式にて、（５）式における誤差ｅ（ｉ，ｋ）と同様に事前誤差ξ（ｉ，ｋ）を算出する。
【００４３】
【数８】
2010268220.tif 000010
【００４４】
そして、適応信号処理部１２は、入力される上記事前誤差ξ（ｉ，ｋ）と、重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｄ）と、カルマンゲインＫ（ｉ，ｋ）とにより、下記重み係数更新式である（９）式により、重み係数Ｗ（ｉ，ｋ）を算出する。
【００４５】
【数９】
2010268220.tif 000011
【００４６】
この（９）式において、カルマンゲインＫ（ｉ，ｋ）は、下記（１０）式により求められる。
【００４７】
【数１０】
2010268220.tif 000012
【００４８】
上記（１０）式は、下記（１１）式のＰ行列から求めることができる。このＰ行列は、相関行列の逆行列であり、Riccatiの方程式と呼ばれている。また、λ（＝１−μ）は忘却係数であり、実験あるいはシミュレーションにて設定される。ここで、Ｐ行列の初期値として、Ｐ（ｉ，ｋ−１）＝δ−１が設定されている。このδは１より小さな正数である。
【００４９】
【数１１】
2010268220.tif 000013
【００５０】
他の計算については同様であり、適応信号処理部１２は、ＲＬＳのアルゴリズムにより、事前誤差が最小値となるように、重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）の算出を行い、Ａ方向またはＢ方向の演算における重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）の小さい方を、対応するデータシンボルのサブキャリアの重み係数として出力する。
そして、ウェイト演算部１０は、入力される重み係数Ｗ（ｉ，ｋｄ）の、複素共役である重み係数Ｗ＊（ｉ，ｋｄ）を算出し、係数乗算部１６へ出力する。
すなわち、適応信号処理部１２は、上述したように、カルマンゲインの計算、事前推定誤差の計算、重み係数の更新、相関行列の更新を行う。これらは、カルマンフィルタにおいて再帰的最小二乗法（ＲＬＳアルゴリズム）を用いた公知技術であるので、詳細な説明はここでは省略する。
【００５１】
また、図１のチャネル応答値推定装置１００の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより干渉波除去の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
【００５２】
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
【００５３】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【符号の説明】
【００５４】
１…周波数フィルタ部
２…直交検波部
３…Ａ／Ｄ変換部
４…ＦＦＴ部
５…パイロットサブキャリア検出部
６…データサブキャリア検出部
７…パイロットサブキャリアチャネル推定部
８…等化部
９…誤差演算部
１０…ウェイト演算部
１１…硬判定部
１２…適応信号処理部
１６…係数乗算部
１７…復調部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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