(57)【要約】【課題】本発明は、伝送路歪みが存在する場合であっても最適Ｗベクトルの高速応答性および収束安定性を向上させることが可能なＯＦＤＭアレー受信装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明によるＯＦＤＭアレー受信装置は、各受信信号の所定シンボルにおけるＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊは２以上の整数）回繰り返して出力する周波数ドメインデータ供給手段１０と、周波数ドメインデータ供給手段１０から入力されたキャリア番号に対応するキャリアデータと、アンテナ素子の指向性を制御するＷベクトルとの合成演算を行い、ＳＰキャリアを参照信号とする理想値と合成演算の結果との誤差をＳＰキャリアに対応するキャリア番号において算出し、誤差とキャリアデータとからＷベクトルを算出して更新するアダプティブアレー手段４とを備えることを特徴とする。【選択図】図１
2010278599.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
復調後の信号レベルが既知であるパイロットキャリアを含む直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）信号をｋ（ｋは２以上の整数）個のアンテナ素子にて受信するＯＦＤＭアレー受信装置において、
各前記アンテナ素子にて受信された受信信号に対してＡＤ変換およびキャリア周波数同期処理を行う時間ドメイン処理手段と、
前記時間ドメイン処理手段から入力された時間軸シリアルデータ列をパラレルデータ列に変換して出力するシリアル−パラレル変換手段と、
前記シリアル−パラレル変換手段から入力された前記パラレルデータ列に対して離散フーリエ変換してＤＦＴ結果を出力するＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）手段と、
各前記受信信号の所定シンボルにおける前記ＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊは２以上の整数）回繰り返して出力する周波数ドメインデータ供給手段と、
前記周波数ドメインデータ供給手段から入力された前記キャリア番号に対応するキャリアデータと、前記アンテナ素子の指向性を制御するウェイトベクトルとの合成演算を行い、前記パイロットキャリアを参照信号とする理想値と前記合成演算の結果との誤差を前記パイロットキャリアに対応するキャリア番号において算出し、前記誤差と前記キャリアデータとから前記ウェイトベクトルを算出して更新するアダプティブアレー手段と、
前記アダプティブアレー手段から入力された演算結果と前記パイロットキャリアとから伝送路測定を行い、前記キャリアデータの等化を行う等化手段と、
前記等化手段による等化結果に対してインタリーバおよび誤り訂正を行うＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）手段と、
ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）復調を行うＴＭＣＣ復調手段と、
前記ＴＭＣＣ復調手段による復調結果に基づいて前記所定シンボルのシンボル番号情報を前記周波数ドメインデータ供給手段に出力するシンボル番号情報供給手段と、
を備えることを特徴とする、ＯＦＤＭアレー受信装置。
【請求項２】
前記周波数ドメインデータ供給手段は、各前記受信信号の所定シンボルにおける前記ＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊはｋ＋２以上の整数）回繰り返して出力し、
前記アダプティブアレー手段は、
前記周波数ドメインデータ供給手段からｊ回繰り返して出力するデータ列のうちの１回分を１インデックスとし、前記パイロットキャリアを参照信号とする理想値と前記合成演算の結果との誤差を前記インデックス単位内における任意の前記パイロットキャリア数分を累積加算する誤差累積加算手段と、
前記累積加算の結果を前記インデックス単位で各前記アンテナ素子に対して記憶する誤差累積記憶手段と、
前記インデックス単位内において最終に更新された前記ウェイトベクトルを出力するシンボル最終ウェイトベクトル抽出手段と、
前記シンボル最終ウェイトベクトル抽出手段から出力された前記ウェイトベクトルを前記インデックス単位で各前記アンテナ素子に対して記憶するウェイトベクトル記憶手段と、
前記誤差累積記憶手段に記憶された各前記アンテナ素子の前記累積加算結果と、前記誤差累積記憶手段に予め記憶されている１シンボル前の最終インデックス（ｊ回目のインデックス）における誤差の累積加算結果との中で比較し、誤差が最小のインデックスを選択する誤差累積比較手段と、
前記誤差累積比較手段にて選択された前記インデックスに対応するウェイトベクトルを前記ウェイトベクトル記憶手段から選択するウェイトベクトル選択手段と、
各前記アンテナ素子のうちの１つの前記ウェイトを１とし、それ以外のアンテナ素子の前記ウェイトを０とするｋ種の無指向性ウェイトベクトルと、前記ウェイトベクトル記憶手段にて予め記憶されている１シンボル前の最終インデックスにおける前記ウェイトベクトルと、前記ウェイトベクトル選択手段にて選択された前記ウェイトベクトルとから、１つの前記ウェイトベクトルを選択して先頭ウェイトベクトルする先頭ウェイトベクトル選択手段と、
前記先頭ウェイトベクトル選択手段にて選択される前記先頭ウェイトベクトルを前記インデックスごとに選択するために前記先頭ウェイトベクトル選択手段に対して選択情報を出力する先頭ウェイトベクトル選択制御手段と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭアレー受信装置。
【請求項３】
前記周波数ドメインデータ供給手段は、各前記受信信号の所定シンボルにおける前記ＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊはｐ＊（ｋ＋１）＋１以上の整数であり、かつ、ｐは２以上の整数）回繰り返して出力し、
誤差累積加算手段は、前記周波数ドメインデータ供給手段からｊ回繰り返して出力するデータ列のうちのｐ回分を１インデックスとし、前記パイロットキャリアを参照信号とする理想値と前記合成演算の結果との誤差を前記インデックス単位の期間で累積加算することを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭアレー受信装置。
【請求項４】
前記周波数ドメインデータ供給手段は、各前記受信信号の所定シンボルにおける前記ＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊはｐ＊（ｋ＋１）＋１以上の整数であり、かつ、ｐは２以上の整数）回繰り返し、かつ、各前記受信信号の複数シンボル分出力し、
前記アダプティブアレー手段は、
前記周波数ドメインデータ供給手段からｊ回繰り返して出力するデータ列の複数シンボル分を１インデックスとし、前記パイロットキャリアを参照信号とする理想値と前記合成演算の結果との誤差を前記インデックス単位内における任意の前記パイロットキャリア数分を累積加算する誤差累積加算手段と、
前記累積加算の結果を前記インデックス単位で各前記アンテナ素子に対して記憶する誤差累積記憶手段と、
前記インデックス単位内において最終に更新された前記ウェイトベクトルを出力するシンボル最終ウェイトベクトル抽出手段と、
前記シンボル最終ウェイトベクトル抽出手段から出力された前記ウェイトベクトルを前記インデックス単位で各前記アンテナ素子に対して記憶するウェイトベクトル記憶手段と、
前記誤差累積記憶手段に記憶された各前記アンテナ素子の前記累積加算結果と、前記誤差累積記憶手段に予め記憶されている１シンボル前の最終インデックス（ｊ回目のインデックス）における誤差の累積加算結果との中で比較し、誤差が最小のインデックスを選択する誤差累積比較手段と、
前記誤差累積比較手段にて選択された前記インデックスに対応するウェイトベクトルを前記ウェイトベクトル記憶手段から選択するウェイトベクトル選択手段と、
前記複数シンボルのうちの１シンボル目は前記無指向性ウェイトベクトルを選択し、それ以降は当該無指向性ウェイトベクトルを初期値として各シンボル期間で更新されたウェイトベクトルを選択するアンテナ素子ウェイトベクトル選択手段と、
前記複数シンボルのうちの１シンボル目は前記ウェイトベクトル記憶手段にて予め記憶されている１シンボル前の最終インデックスにおける前記ウェイトベクトルを選択し、それ以降は当該ウェイトベクトルを初期値として各シンボル期間で更新されたウェイトベクトルを選択する継続ウェイトベクトル選択手段と、
前記アンテナ素子ウェイトベクトル選択手段から入力されたウェイトベクトルと、前記継続ウェイトベクトル選択手段から入力されたウェイトベクトルと、前記ウェイトベクトル選択手段にて選択された前記ウェイトベクトルとから、１つの前記ウェイトベクトルを選択して先頭ウェイトベクトルする先頭ウェイトベクトル選択手段と、
前記先頭ウェイトベクトル選択手段にて選択される前記先頭ウェイトベクトルを前記インデックスごとに選択するために前記先頭ウェイトベクトル選択手段に対して選択情報を出力する先頭ウェイトベクトル選択制御手段と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭアレー受信装置。
【請求項５】
各前記アンテナ素子にて受信された信号に基づいて、前記ウェイトベクトルの更新を行う前記アンテナ素子を選択して限定する比較候補選択手段をさらに備えることを特徴とする、請求項１ないし４のいずれかに記載のＯＦＤＭアレー受信装置。
【請求項６】
各前記アンテナ素子は、ガードインターバル（Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ＧＩ）信号を含むＯＦＤＭ信号を受信し、
前記比較候補選択手段は、各前記アンテナ素子における前記ＯＦＤＭ信号を元にＧＩ区間の相関レベルの大きさを比較して選択することを特徴とする、請求項５に記載のＯＦＤＭアレー受信装置。
【請求項７】
前記周波数ドメインデータ供給部は、前記ＤＦＴ結果を前記アダプティブアレー手段に繰り返して出力する前記インデックス回数のうち、最終回のみ前記ＤＦＴ結果の全キャリアを出力し、それ以外は前記ＤＦＴ結果のうち少なくとも１つ以上の前記パイロットキャリアを繰り返して出力することを特徴とする、請求項１ないし６のいずれかに記載のＯＦＤＭアレー受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ信号を複数のアンテナ素子にて受信するＯＦＤＭアレー受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）において、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）長以上の遅延広がりを有する伝送路や、ＧＩ長以上の時間差があるＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ：単一周波数ネットワーク）波環境にて受信するとき、受信信号をフーリエ変換した結果には所望のキャリア以外の妨害成分が混在してＣＮ比（Ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ）が悪くなるという問題がある。
【０００３】
従来のＯＦＤＭ復調技術では、アンテナ素子にて受信した信号に対してダウンコンバータを行ってＡＤ変換を行い、例えば、Ｂｉｔ  Ｔｉｍｉｎｇ  ＲｅｃｏｖｅｒｙなどによってＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）窓位置を制御し、ＤＦＴ結果に対してスキャッタードパイロット（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ：ＳＰ、以下ＳＰとする）による伝送路推定を行う。そして、伝送路結果およびＤＦＴ結果によって等化し、誤り訂正および多値ＱＡＭなど各キャリアのディジタル復調を行うことによってＯＦＤＭ復調を行っている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
また、複数のアンテナ素子を配列したアレーアンテナを設け、伝播環境に応じて各アンテナ素子に対してアダプティブアレー手段にてアダプティブ制御を行うことによって重み（以下、Ｗベクトルとする）付けし、各アンテナ素子の指向性を電気的に変えるＯＦＤＭ受信装置がある。アダプティブアレー手段によるＷベクトルの最適化アルゴリズムとしては、例えば、直接解法（Ｓａｍｐｌｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ：ＳＭＩ）（例えば、非特許文献２参照）、最急降下法（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ：ＬＭＳ）、ＣＭＡ法（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）などがある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１
【非特許文献２】菊間信良著、「アダプティブアンテナ技術」、オーム社
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のアダプティブアレー手段を備えたＯＦＤＭ受信装置において、直接解法では、ｋ種のアンテナ素子でのＷベクトルはｋ行ｋ列の逆行列を行って最適Ｗベクトルを求めているため、複素演算回路部の回路規模が増大する問題があった。また、最急降下法では、ＳＰキャリア数がデータ数に比べて少ないため高速応答性に問題があり、ＧＩ長を超える遅延波混在時に伝送路変動が生じる環境下では、伝送路変動に追従しながらＤＦＴ区間を理想的に抽出することが困難となってアンテナ素子単位でＤＦＴ区間にずれが生じた場合に各アンテナ素子でＤＦＴ区間のずれによる位相回転を含んだＤＦＴ結果となるため、最適Ｗベクトルの収束安定性を確保することが困難になるという問題もあった。ＣＭＡ法では、受信信号の振幅を扱うためＤＦＴ結果にＤＦＴ区間のずれによる影響はないが、伝送路歪みがある場合などでは捕捉すべき到来波を継続して捕捉することが難しく、最適Ｗベクトルの収束安定性を確保することが困難であるという問題があった。
【０００７】
本発明は、これらの問題を解決するためになされたものであり、ＳＰキャリアの振幅のみを扱う最急降下型のアダプティブアレーで、伝送路歪みが存在する場合であっても最適Ｗベクトルの高速応答性および収束安定性を向上させることが可能なＯＦＤＭアレー受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するために、本発明によるＯＦＤＭアレー受信装置は、復調後の信号レベルが既知であるパイロットキャリアを含むＯＦＤＭ信号をｋ（ｋは２以上の整数）個のアンテナ素子にて受信し、各アンテナ素子にて受信された受信信号に対してＡＤ変換およびキャリア周波数同期処理を行う時間ドメイン処理手段と、時間ドメイン処理手段から入力された時間軸シリアルデータ列をパラレルデータ列に変換して出力するシリアル−パラレル変換手段と、シリアル−パラレル変換手段から入力されたパラレルデータ列に対して離散フーリエ変換してＤＦＴ結果を出力するＤＦＴ手段と、各受信信号の所定シンボルにおけるＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊは２以上の整数）回繰り返して出力する周波数ドメインデータ供給手段と、周波数ドメインデータ供給手段から入力されたキャリア番号に対応するキャリアデータと、アンテナ素子の指向性を制御するウェイトベクトルとの合成演算を行い、パイロットキャリアを参照信号とする理想値と合成演算の結果との誤差をパイロットキャリアに対応するキャリア番号において算出し、誤差とキャリアデータとからウェイトベクトルを算出して更新するアダプティブアレー手段と、アダプティブアレー手段から入力された演算結果とパイロットキャリアとから伝送路測定を行い、キャリアデータの等化を行う等化手段と、等化手段による等化結果に対してインタリーバおよび誤り訂正を行うＦＥＣ手段と、ＴＭＣＣ復調を行うＴＭＣＣ復調手段と、ＴＭＣＣ復調手段による復調結果に基づいて所定シンボルのシンボル番号情報を周波数ドメインデータ供給手段に出力するシンボル番号情報供給手段とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によると、各受信信号の所定シンボルにおけるＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊは２以上の整数）回繰り返して出力する周波数ドメインデータ供給手段と、周波数ドメインデータ供給手段から入力されたキャリア番号に対応するキャリアデータと、アンテナ素子の指向性を制御するウェイトベクトルとの合成演算を行い、パイロットキャリアを参照信号とする理想値と合成演算の結果との誤差をパイロットキャリアに対応するキャリア番号において算出し、誤差とキャリアデータとからウェイトベクトルを算出して更新するアダプティブアレー手段とを備えるため、伝送路歪みが存在する場合であっても最適Ｗベクトルの高速応答性および収束安定性を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施形態１によるＯＦＤＭアレー受信装置のブロック図である。
【図２】本発明の実施形態１による周波数ドメインデータ供給手段のブロック図である。
【図３】本発明の実施形態１による周波数ドメインデータ供給手段から出力されるデータ列を示す図である。
【図４】本発明の実施形態１によるアダプティブアレー手段のブロック図である。
【図５】本発明の実施形態２によるアダプティブアレー手段のブロック図である。
【図６】本発明の実施形態２による先頭Ｗベクトル選択手段のブロック図である。
【図７】本発明の実施形態４による先頭Ｗベクトル選択手段のブロック図である。
【図８】本発明の実施形態５によるＯＦＤＭアレー受信装置のブロック図である。
【図９】本発明の実施形態６による周波数ドメインデータ供給手段から供給されるデータ列を示す図である。
【図１０】前提技術によるアダプティブアレーを備えたＯＦＤＭ受信装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の実施形態について、図面を用いて以下に説明する。
【００１２】
〈前提技術〉
まず初めに、本発明の前提となる技術について説明する。
【００１３】
図１０は、前提技術によるアダプティブアレーを備えたＯＦＤＭ受信装置のブロック図であり、ＳＰキャリアを参照信号として扱う一般的なＰｏｓｔ−ＤＦＴ型のアダプティブアレー手段を備えたＯＦＤＭ受信装置である。
【００１４】
図１０に示すように、時間ドメイン処理手段１１〜１ｋ（以下、ｋは２以上の任意の整数とする）では、各ブランチ（アレーアンテナ素子）による受信信号に対してＡＤ変換やキャリア周波数同期処理を行う。Ｓ−Ｐ（シリアル−パラレル）変換手段２１〜２ｋでは、ＤＦＴ区間における時間軸シリアルデータ列に対してＤＦＴを行うためにＤＦＴサンプル数のパラレルデータ列に変換し、ＤＦＴ手段３１〜３ｋでは、Ｓ−Ｐ変換手段２１〜２ｋにて変換された結果に対してＤＦＴを行う。アダプティブアレー手段４では、各ＤＦＴ結果に対してアダプティブアレー処理を行い、等化手段５では、アダプティブアレー処理の結果に対してＳＰキャリアなどから伝送路推定を行ってキャリア等化を行う。
【００１５】
また、Ｐ−Ｓ変換手段６では、等化手段５による等化結果をシリアルデータ列に変換し、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）手段７にてデインタリーバや誤り訂正などを行ってトランスポートパケットデータ（ＴＳデータ）を生成して出力する。ＴＭＣＣ復調手段８では、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）キャリアのＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）復調を行ってＴＭＣＣ情報を生成する。シンボル番号情報供給手段９では、ＴＭＣＣ復調手段８にて得られたＴＭＣＣ情報から該当するシンボルのシンボル番号情報をアダプティブアレー手段４および等化手段５に供給する。シンボル番号によってＳＰキャリア位置のキャリア番号が確定されるため、アダプティブアレー手段４および等化手段５では、供給されたシンボル番号情報からＳＰキャリア位置を確定する。
【００１６】
アダプティブアレー手段４において、ＳＰキャリアは、例えば非特許文献１に記載のように、ＰＲＢＳ生成回路によって生成されたＢＰＳＫ信号であり、ＴＭＣＣ復調によってシンボル番号が既知であり、かつ復調データのキャリア番号が既知であるときＳＰキャリアの理想位置は既知となる。このことを利用して、最小二乗誤差法（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ：ＭＭＳＥ）では、アダプティブアレー手段４の結果とＳＰキャリアとの誤差情報によって、より最適なＷベクトルを生成し、生成した最適Ｗベクトルをアダプティブアレー手段４にて合成して等化手段５に出力する。
【００１７】
このように、アダプティブアレー手段４において、生成したＷベクトルを用いてＳＰキャリアがより理想位置に近づき、また干渉成分を抑制する合成を行うことによって、所望波とそれ以外の雑音成分との比であるＳＩＮＲ比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｎｏｉｓｅ  ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ：信号対雑音、干渉電力比）が向上して干渉波の影響が抑制される。しかし、上述の通り、伝送路歪みが存在する場合に最適Ｗベクトルの高速応答性および収束安定性が確保できないという問題がある。
【００１８】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、以下に詳細を説明する。
【００１９】
〈実施形態１〉
図１は、本発明の実施形態１によるＯＦＤＭアレー受信装置のブロック図である。図１に示すように、本実施形態１によるＯＦＤＭアレー受信装置は、復調後の信号レベルが既知であるパイロットキャリアを含む直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）信号をｋ（ｋは２以上の整数）種のアンテナ素子にて受信し、各アンテナ素子にて受信された受信信号に対してＡＤ変換およびキャリア周波数同期処理を行う時間ドメイン処理手段１１〜１ｋと、時間ドメイン処理手段１１〜１ｋから入力された時間軸シリアルデータ列をパラレルデータ列に変換して出力するＳ−Ｐ変換手段２１〜２ｋ（シリアル−パラレル変換手段）と、Ｓ−Ｐ変換手段２１〜２ｋから入力されたパラレルデータ列に対して離散フーリエ変換してＤＦＴ結果を出力するＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）手段３１〜３ｋと、各受信信号の所定シンボルにおけるＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊは２以上の整数）回繰り返して出力する周波数ドメインデータ供給手段１０と、周波数ドメインデータ供給手段１０から入力されたキャリア番号に対応するキャリアデータと、アンテナ素子の指向性を制御するウェイトベクトルとの合成演算を行い、パイロットキャリアを参照信号とする理想値と合成演算の結果との誤差をパイロットキャリアに対応するキャリア番号において算出し、誤差とキャリアデータとからウェイトベクトルを算出して更新するアダプティブアレー手段４と、アダプティブアレー手段４から入力された演算結果とパイロットキャリアとから伝送路測定を行い、キャリアデータの等化を行う等化手段５と、等化手段５による等化結果に対してインタリーバおよび誤り訂正を行うＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）手段７と、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）復調を行うＴＭＣＣ復調手段８と、ＴＭＣＣ復調手段８による復調結果に基づいて所定シンボルのシンボル番号情報を周波数ドメインデータ供給手段１０に出力するシンボル番号情報供給手段９とを備えている。
【００２０】
図２は、本発明の実施形態１による周波数ドメインデータ供給手段１０のブロック図である。図２に示すように、本実施形態１による周波数ドメインデータ供給手段１０において、記憶手段１０１〜１０ｋは、第１アンテナ素子〜第ｋアンテナ素子の各ＤＦＴ結果（ＤＦＴデータ）をそれぞれ記憶し、キャリアアドレス供給手段１００から入力されるキャリア番号情報に対応するキャリアデータをアダプティブアレー手段４に供給する。また、キャリアアドレス供給手段１００は、シンボル番号情報供給手段９から入力されるシンボル番号情報から対応するシンボルのＳＰ位置を確定し、記憶手段１０１〜１０ｋにキャリア番号を出力するとともに、アダプティブアレー手段４にＳＰキャリア位置情報およびインデックス先頭キャリア位置情報を出力する。
【００２１】
周波数ドメインデータ供給部１０では、第１アンテナ素子〜第ｋアンテナ素子に対応する各ＤＦＴ手段３１〜３ｋでのＤＦＴ結果のデータがそれぞれ１０１〜１０ｋ記憶手段に供給され、全て（ｋ種）のアンテナ素子に対応するＤＦＴ結果は、同じキャリアデータが同じタイミングとなるようにアダプティブアレー手段４に出力される。また、キャリアアドレス供給手段１００では、シンボル番号情報供給手段９から入力されたシンボル番号情報から対応するシンボルのＳＰキャリア位置を確定し、アダプティブアレー手段４に出力するＤＦＴデータのＳＰキャリア位置に対応する位置を示す信号としてＳＰキャリア位置情報を出力する。このとき、アダプティブアレー手段４に対しては、キャリア番号０からキャリア番号Ｎ−１からなる任意のシンボル番号ｍのＤＦＴデータをｊ回繰り返して供給する。ここで、Ｎは１シンボルの有効キャリアデータ数、ｊは２以上の整数である。
【００２２】
図３は、本発明の実施形態１による周波数ドメインデータ供給手段１０から出力されるデータ列を示す図であり、ＤＦＴデータ列、ＳＰキャリア位置情報、およびインデックス先頭キャリア位置情報の時系列を示す図である。図３に示すように、ＳＰキャリア位置情報は、ＨｉｇｈのときはＳＰキャリア位置であることを示し、キャリア番号１２ａ＋ｂで表され、例えば、非特許文献１に記載のＩＳＤＢ−Ｔの方式では、ｂはシンボル番号によって０、３、６、９の順に値を持ち、 ａは１シンボルでのＳＰキャリア総数である。該当セグメントがＳＰキャリアを持たない方式のときは、該当位置であってもＨｉｇｈにしない。また、インデックス先頭キャリア位置情報はキャリア番号０のキャリアデータ供給位置を示す情報である。
【００２３】
図４は、本発明の実施形態１によるアダプティブアレー手段４のブロック図である。図４に示すように、アダプティブアレー手段４では、周波数ドメインデータ供給部１０から入力されるｋ種のキャリアデータをベクトルＸとし、アダプティブアレー合成演算手段４１にてＷベクトル更新手段４６から入力されるＷベクトルとの合成演算を行ってアダプティブアレー合成結果ｙ（ｍ，ｎ）を算出する。アダプティブアレー合成演算手段４１にて算出されたｙ（ｍ，ｎ）は誤差検出手段４２に入力され、周波数ドメインデータ供給手段１０からキャリア番号制御手段４７に入力されたＳＰキャリア位置情報によるＳＰキャリアに対応するキャリア位置情報が誤差検出手段４２に入力される。誤差検出手段４２では、アダプティブアレー合成演算手段４１による合成結果ｙ（ｍ，ｎ）と、キャリア番号制御手段４７から入力されるＳＰキャリア位置情報から既知のｘref（理想値）との誤差ｅ（ｍ，ｎ）を算出する。算出された誤差ｅ（ｍ，ｎ）は、複素乗算手段４３にてベクトルＸの受信データとの複素演算を行って最新のＷベクトル補正値を算出する。複素乗算手段４３にて算出されたＷベクトルは、ステップサイズ演算手段４４にて１以下のゲインが乗じられる。ステップサイズ演算手段４４の結果は、Ｗベクトル加算手段４５にて以前のＷベクトル（当該シンボル以前のシンボルにて算出された最適Ｗベクトル）に対して加算され、Ｗベクトル更新手段４６にてＷベクトルを更新する。アダプティブアレー合成演算手段４１での合成結果ｙ（ｍ，ｎ）は、ｊ回目のＤＦＴ結果に対して演算を行った結果として等化手段５に出力される。すなわち、アダプティブアレー手段４では、ｊ回繰り返して演算してＷベクトルを収束させ、最適なＷベクトルを算出している。
【００２４】
次に、誤差検出手段４２における誤差ｅ（ｍ，ｎ）の算出方法について説明する。式（１）に示すように、誤差ｅ（ｍ，ｎ）は既知のｘrefの位相を合成結果ｙ（ｍ，ｎ）と同位相となるようにするための位相情報であり、式（２）に示すように、合成結果ｙ（ｍ，ｎ）の振幅情報を導くことによってＳＰキャリアの振幅は既知であるため単純な演算で誤差を求めることが可能となる。このように、誤差の検出によってＤＦＴ区間が理想の位置ではなくてもＤＦＴ区間のずれによる影響を受けないため、シンボル単位でのＤＦＴ区間のずれの変動やＤＦＴ区間のずれによるキャリア方向での位相回転の影響を受けずにＷベクトルの更新をすることが可能となる。
【００２５】
【数１】
2010278599.tif 000003
【００２６】
【数２】
2010278599.tif 000004
【００２７】
以下に示す式（３）は、本発明にて用いるＷベクトルの更新式である。式（３）において、ｉｔａは任意の更新回数を表し、Ｗベクトルの初期化時にｉｔａ＝０となる。Ｊaveは複素乗算手段４３での結果の任意の平均回数を表し、ＳＰキャリアごとにＷベクトルの更新をする場合はＪave＝１である。また、上添字＊は複素共役を表す。
【００２８】
【数３】
2010278599.tif 000005
【００２９】
以上のことから、アダプティブアレー手段４にて同じシンボル（１シンボル）期間でのＤＦＴ結果に対してＷベクトルの最適化をｊ回（複数回）行うことが可能となり、伝送路歪みが存在する場合であっても最適Ｗベクトルの高速応答性および収束安定性を向上させることが可能となる。また、シンボル単位で最適Ｗベクトルに近づけることが可能となるためＳＩＮＲの向上も期待できる。
【００３０】
なお、Ｊaveまたはステップサイズは、インデックス単位またはアダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。また、周波数ドメインデータ供給手段１０からアダプティブアレー手段４にデータ列を供給するクロックをＤＦＴサンプル速度よりも数倍高い速度のクロックで供給することによって、アダプティブアレー手段４に繰り返し供給するために要する時間を短縮してもよい。
【００３１】
〈実施形態２〉
本発明の実施形態２では、該当シンボル以前（該当シンボルの１シンボル前）の最適Ｗベクトルと、各アンテナ素子の無指向性（Ｗベクトル初期値）から開始して１シンボル期間中のＳＰキャリアによって生成した最適Ｗベクトルとのそれぞれについて誤差情報の比較を行い、誤差の小さいＷベクトルを最適Ｗベクトルとして選択することを特徴としている。
【００３２】
周波数ドメインデータ供給手段１０では、第１アンテナ素子から第ｋアンテナ素子に対応する各ＤＦＴデータは、同じキャリアデータが同じタイミングとなるようにアダプティブアレー手段４に出力される。また、アダプティブアレー手段４に出力するＤＦＴデータのＳＰキャリア位置に対応する位置を示す信号としてＳＰキャリア位置情報を出力する。このとき、アダプティブアレー手段４に対しては、キャリア番号０からキャリア番号Ｎ−１からなる任意のシンボル番号ｍのＤＦＴデータを少なくともｊ回繰り返して供給する。ここで、ｊは式（４）の条件を満たすものとする。
【００３３】
【数４】
2010278599.tif 000006
【００３４】
図５は、本発明の実施形態２によるアダプティブアレー手段４のブロック図である。図５に示すアダプティブアレー手段４の構成要素のうち、アダプティブアレー合成演算手段４１、誤差検出手段４２、複素乗算手段４３、ステップサイズ演算手段４４、およびＷベクトル加算手段４５については、構成及び動作が実施形態１（図４）と同様であるためここでは説明を省略する。
【００３５】
図５に示すように、キャリア番号制御手段４７では、周波数ドメインデータ供給手段１０から入力されたＳＰキャリア位置情報を誤差検出手段４２、Ｗベクトル更新手段４６、および誤差累積加算手段４９に出力し、該当シンボル内最終時点のタイミングをシンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８に出力する。誤差累積加算手段４９では、ＳＰキャリア位置での合成結果ｙ（ｍ，ｎ）と既知のｘrefとの誤差の自乗を１シンボル分のＳＰキャリア数単位で累積加算する。シンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８では、１シンボル分のＳＰキャリア数分更新した後のＷベクトル更新結果を先頭Ｗベクトル選択手段４１０に出力する。
【００３６】
図６は、本発明の実施形態２による先頭Ｗベクトル選択手段４１０のブロック図である。図６に示すように、先頭Ｗベクトル選択手段４１５には、任意のアンテナ素子のＷを１としてそれ以外のアンテナ素子を０とする既知のＷベクトル（無指向性Ｗベクトル）をｋ種と、該当シンボルの１シンボル前にて最後に更新されたＷベクトルと、Ｗベクトル選択手段４１４にて選択されたＷベクトルとが入力される。
【００３７】
先頭Ｗベクトル選択制御手段４１６において、アダプティブアレー手段４による繰り返し演算の１回目からｋ回目までは、各アンテナ素子の無指向性Ｗベクトルが先頭Ｗベクトルとして選択され、ｋ＋１回目では、該当シンボルの１シンボル前にて最後に更新されたＷベクトルが先頭Ｗベクトルとして選択される。各先頭Ｗベクトルを初期値としてＷベクトルの更新および誤差検出を１シンボル期間行い、１シンボル期間に存在するＳＰキャリア位置にて検出された誤差は誤差累積加算手段４９にて累積加算された後に誤差累積記憶手段４１２に入力して記憶され、１シンボル期間に存在するＳＰキャリア位置で更新して生成したＷベクトルのうちの最終ＳＰキャリア位置で更新されたＷベクトル更新結果はシンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８からＷベクトル記憶手段４１１に入力して記憶される。
【００３８】
ｋ＋１回目のＷベクトル更新結果が出た後に、誤差累積比較手段４１３にて誤差累積記憶手段４１２に記憶されているｋ＋１種の誤差の累積和の中で最小値を選択し、そのときのシンボル最終ＳＰキャリアのＷベクトル更新結果がＷベクトル選択手段４１４にて最適なＷベクトルとして選択されて先頭Ｗベクトル選択手段４１５に入力され、ｋ＋２回目の先頭ＷベクトルとしてＷベクトル更新手段４６に出力する。なお、ｋ＋３回目以降は、先頭Ｗベクトルはそのまま前回のＷベクトル結果（すなわち、ｋ＋２回目の先頭Ｗベクトル）を引き継ぐこととする。
【００３９】
すなわち、本実施形態２によるＯＦＤＭアレー受信装置は、周波数ドメインデータ供給手段１０は、各受信信号の所定シンボルにおけるＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊはｋ＋２以上の整数）回繰り返して出力し、アダプティブアレー手段４は、周波数ドメインデータ供給手段１０からｊ回繰り返して出力するデータ列のうちの１回分を１インデックスとし、パイロットキャリアを参照信号とする理想値と合成演算の結果との誤差をインデックス単位内における任意のパイロットキャリア数分を累積加算する誤差累積加算手段４９と、累積加算の結果をインデックス単位で各アンテナ素子に対して記憶する誤差累積記憶手段４１２と、インデックス単位内において最終に更新されたＷベクトル（ウェイトベクトル）を出力するシンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８（シンボル最終ウェイトベクトル抽出手段）と、シンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８から出力されたＷベクトルをインデックス単位で各アンテナ素子に対して記憶するＷベクトル記憶手段４１１（ウェイトベクトル記憶手段）と、誤差累積記憶手段４１２に記憶された各アンテナ素子の累積加算結果と、誤差累積記憶手段４１２に予め記憶されている１シンボル前の最終インデックス（ｊ回目のインデックス）における誤差の累積加算結果との中で比較し、誤差が最小のインデックスを選択する誤差累積比較手段４１３と、誤差累積比較手段４１３にて選択されたインデックスに対応するＷベクトルをＷベクトル記憶手段４１１から選択するＷベクトル選択手段４１４（ウェイトベクトル選択手段）と、各アンテナ素子のうちの１つのＷを１とし、それ以外のアンテナ素子のＷを０とするｋ種の無指向性Ｗベクトル（無指向性ウェイトベクトル）と、Ｗベクトル記憶手段４１１にて予め記憶されている１シンボル前の最終インデックスにおけるＷベクトルと、Ｗベクトル選択手段４１４にて選択されたＷベクトルとから、１つのＷベクトルを選択して先頭ウェイトベクトルする先頭Ｗベクトル選択手段４１５（先頭ウェイトベクトル選択手段）と、先頭Ｗベクトル選択手段４１５にて選択される先頭Ｗベクトルをインデックスごとに選択するために先頭Ｗベクトル選択手段４１５に対して選択情報を出力する先頭Ｗベクトル選択制御手段４１６（先頭ウェイトベクトル選択制御手段）とを備えている。その他の構成および動作は実施形態１と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００４０】
以上のことから、各アンテナ素子の無指向性から開始して１シンボル期間に存在するＳＰキャリアによって生成したＷベクトルと、該当シンボルの１シンボル前にて最後に更新されたＷベクトルとについてそれぞれ誤差比較を行い、誤差の少ない方を最適なＷベクトルとして選択するため、収束安定性の向上が期待できる。また、到来波角度差が変動するような伝送路歪みが存在する環境下において、Ｗベクトルの継続更新による最適Ｗベクトルの収束安定化の劣化を未然に防ぐことが可能となる。
【００４１】
なお、周波数ドメインデータ供給手段１０からアダプティブアレー手段４にデータ列を供給するクロックをＤＦＴサンプル速度よりも数倍高い速度のクロックで供給することによって、アダプティブアレー手段４に繰り返し供給するために要する時間を短縮してもよい。また、Ｊaveは、インデックス単位またはアダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。
【００４２】
また、誤差累積加算手段４９における誤差累積加算は、全ての該当ＳＰキャリアに対して行う必要はなく、任意のサンプル数、例えばＷベクトル更新の後半のＳＰキャリアの数個を累積加算してもよい。
【００４３】
ステップサイズ演算手段４４のμは、１インデックス目〜ｋ＋１インデックス目までのものとそれ以外のインデックスとで違うものとしてもよく、また、アダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。また、Ｊaveは、１インデックス目〜ｋ＋１インデックス目までのものとそれ以外のインデックスとでアダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。
【００４４】
〈実施形態３〉
実施形態２では、各アンテナ素子のＷベクトル初期値からのＷベクトルの更新を１シンボル期間のＳＰキャリア数単位で切り替えて誤差の少ない最適なＷベクトルを選択していたが、本発明の実施形態３では、各アンテナ素子のＷベクトル初期値からのＷベクトルの更新を１シンボル期間のＳＰキャリア数単位で複数回繰り返すことによって最適なＷベクトルを選択することを特徴としている。
【００４５】
周波数ドメインデータ供給手段１０では、実施形態２と同様に、第１アンテナ素子から第ｋアンテナ素子に対応する各ＤＦＴデータは、同じキャリアデータが同じタイミングとなるようにアダプティブアレー手段４に出力される。また、アダプティブアレー手段４に出力するＤＦＴデータのＳＰキャリア位置に対応する位置を示す信号としてＳＰキャリア位置情報を出力する。このとき、アダプティブアレー手段４に対しては、キャリア番号０からキャリア番号Ｎ−１からなる任意のシンボル番号ｍのＤＦＴデータを少なくともｊ回繰り返して供給する。ここで、ｊは式（５）の条件を満たすものとする。
【００４６】
【数５】
2010278599.tif 000007
【００４７】
式（５）に示すように、本実施形態３による先頭Ｗベクトル選択制御手段４１６において、ｐ回ごとに各アンテナ素子の無指向性Ｗベクトルが先頭Ｗベクトルとして選択され、ｐ＊ｋ＋１回目では、該当シンボルの１シンボル前にて最後に更新されたＷベクトルが先頭Ｗベクトルとして選択される。各先頭Ｗベクトルを初期値としてＷベクトル更新および誤差検出を１シンボル単位で複数回行い、ＳＰキャリア位置にて検出された誤差は誤差累積加算手段４９にて累積加算された後に誤差累積記憶手段４１２に入力して記憶され、更新して生成したＷベクトルのうちの最終ＳＰキャリア位置で更新されたＷベクトル更新結果はシンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８からＷベクトル記憶手段４１１に入力して記憶される。誤差累積比較手段４１３にて誤差累積記憶手段４１２に記憶されているｋ＋１種の誤差の累積和の中で最小値を選択し、そのときのシンボル最終ＳＰキャリアのＷベクトル更新結果がＷベクトル選択手段４１４にて最適なＷベクトルとして選択されて先頭Ｗベクトル選択手段４１５に入力され、の先頭ＷベクトルとしてＷベクトル更新手段４６に出力する。なお、先頭Ｗベクトル選択手段では、ｐ＊（ｋ＋１）＋２回目以降、先頭Ｗベクトルはそのまま前回のＷベクトルの結果（すなわち、ｐ＊（ｋ＋１）＋１回目の先頭Ｗベクトル）を引き継ぐこととする。
【００４８】
すなわち、本実施形態３によるＯＦＤＭアレー受信装置では、周波数ドメインデータ供給手段１０は、各受信信号の所定シンボルにおけるＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊはｐ＊（ｋ＋１）＋１以上の整数であり、かつ、ｐは２以上の整数）回繰り返して出力し、誤差累積加算手段４９は、周波数ドメインデータ供給手段１０からｊ回繰り返して出力するデータ列のうちのｐ回分を１インデックスとし、ＳＰキャリア（パイロットキャリア）を参照信号とする理想値と合成演算の結果との誤差をインデックス単位の期間で累積加算することを特徴とする。その他の構成および動作は実施形態２と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００４９】
以上のことから、各アンテナ素子のＷベクトル初期値からのＷベクトルの更新を１シンボル期間のＳＰキャリア数単位で複数回繰り返すことによって最適なＷベクトルを選択するため、収束安定性の向上が期待できる。また、到来波角度差が変動するような伝送路歪みが存在する環境下において、Ｗベクトルの継続更新による最適Ｗベクトルの収束安定化の劣化を未然に防ぐことが可能となる。
【００５０】
なお、周波数ドメインデータ供給手段１０からアダプティブアレー手段４にデータ列を供給するクロックをＤＦＴサンプル速度よりも数倍高い速度のクロックで供給することによって、アダプティブアレー手段４に繰り返し供給するために要する時間を短縮してもよい。また、Ｊaveは、インデックス単位またはアダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。
【００５１】
また、誤差累積加算手段４９における誤差累積加算は、全ての該当ＳＰキャリアに対して行う必要はなく、任意のサンプル数、例えばＷベクトル更新の後半のＳＰキャリアの数個を累積加算してもよい。
【００５２】
さらに、ステップサイズ演算手段４４のμまたはＪaveは、１インデックス目〜ｋ＋１インデックス目までのものとそれ以外のインデックスとで違うものとしてもよく、また、アダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。
【００５３】
〈実施形態４〉
本発明の実施形態４では、各アンテナ素子のＷベクトル初期値（無指向性Ｗベクトル）からのＷベクトルの更新を複数シンボル間に渡って更新することを特徴としている。
【００５４】
周波数ドメインデータ供給手段１０は、アダプティブアレー手段４に対して、キャリア番号０からキャリア番号Ｎ−１からなる任意のシンボル番号のＤＦＴデータを少なくともｊ回繰り返して供給する。ここで、ｊは式（６）の条件を満たすものとする。
【００５５】
【数６】
2010278599.tif 000008
【００５６】
図７は、本発明の実施形態４による先頭Ｗベクトル選択手段４１０のブロック図である。図７に示すように、先頭Ｗベクトル選択制御手段４１６によって制御されるｋ種のアンテナ素子に対応する繰り返し演算の１回目からｋ回目までの各回では複数シンボル期間に渡ってＷベクトルの更新が行われており、各回について素子Ｗベクトル選択手段４１７１〜４１７ｋは、１シンボル目は各アンテナ素子の無指向性ベクトル（Ｗベクトル初期値）を選択し、残りのシンボル期間は各アンテナ素子の無指向性ベクトルを初期値としてＷベクトルの更新を行うよう選択する。複数シンボル期間に渡って更新されたｋ種の最終のＷベクトル更新結果のそれぞれは、先頭Ｗベクトルとして先頭Ｗベクトル選択手段４１５に出力されるとともに、Ｗベクトル記憶手段４１１に記憶され、Ｗベクトル更新期間中に誤差検出手段４２にて検出されたｋ種の誤差は誤差累積加算手段４９にて累積加算され誤差累積記憶手段４１２に記憶される。
【００５７】
ｋ＋１回目では、継続Ｗベクトル選択手段４１７ｋｐは、該当シンボルの１シンボル前にて最後に更新されたＷベクトルを選択し、先頭Ｗベクトルとして先頭Ｗベクトル選択手段４１５に出力する。また、１シンボル目で選択されたＷベクトルを初期値として複数シンボル期間Ｗベクトルの更新し、Ｗベクトル更新期間中に誤差検出手段４２にて検出されたｋ種の誤差は誤差累積加算手段４９にて累積加算され誤差累積記憶手段４１２に記憶される。
【００５８】
ｋ＋１回目のＷベクトル更新結果が出た後に、誤差累積比較手段４１３にて誤差累積記憶手段４１２に記憶されているｋ＋１種の誤差の累積和の中で最小値を選択し、そのときのシンボル最終ＳＰキャリアのＷベクトル更新結果がＷベクトル選択手段４１４にて最適なＷベクトルとして選択されて先頭Ｗベクトル選択手段４１５に入力され、ｋ＋２回目で先頭ＷベクトルとしてＷベクトル更新手段４６に出力する。なお、ｋ＋３回目以降は、先頭Ｗベクトルはそのまま前回のＷベクトル結果（すなわち、ｋ＋２回目の先頭Ｗベクトル）を引き継ぐこととする。
【００５９】
すなわち、本実施形態４によるＯＦＤＭアレー受信装置では、周波数ドメインデータ供給手段１０は、各受信信号の所定シンボルにおけるＤＦＴ結果を、同一タイミングかつ同一キャリア番号順にｊ（ｊはｐ＊（ｋ＋１）＋１以上の整数であり、かつ、ｐは２以上の整数）回繰り返し、かつ、各受信信号の複数シンボル分出力し、アダプティブアレー手段４は、周波数ドメインデータ供給手段１０からｊ回繰り返して出力するデータ列の複数シンボル分を１インデックスとし、ＳＰキャリア（パイロットキャリア）を参照信号とする理想値と合成演算の結果との誤差をインデックス単位内における任意のＳＰキャリア数分を累積加算する誤差累積加算手段４９と、累積加算の結果をインデックス単位で各アンテナ素子に対して記憶する誤差累積記憶手段４１２と、インデックス単位内において最終に更新されたＷベクトル（ウェイトベクトル）を出力するシンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８（シンボル最終ウェイトベクトル抽出手段）と、シンボル最終Ｗベクトル抽出手段４８から出力されたＷベクトルをインデックス単位で各アンテナ素子に対して記憶するＷベクトル記憶手段４１１（ウェイトベクトル記憶手段）と、誤差累積記憶手段４１２に記憶された各アンテナ素子の累積加算結果と、誤差累積記憶手段４１２に予め記憶されている１シンボル前の最終インデックス（ｊ回目のインデックス）における誤差の累積加算結果との中で比較し、誤差が最小のインデックスを選択する誤差累積比較手段４１３と、誤差累積比較手段４１３にて選択されたインデックスに対応するＷベクトルをＷベクトル記憶手段４１１から選択するＷベクトル選択手段４１４（ウェイトベクトル選択手段）と、複数シンボルのうちの１シンボル目は無指向性Ｗベクトル（無指向性ウェイトベクトル）を選択し、それ以降は当該無指向性Ｗベクトルを初期値として各シンボル期間で更新されたＷベクトルを選択する素子Ｗベクトル選択手段４１７１〜４１７ｋ（アンテナ素子ウェイトベクトル選択手段）と、複数シンボルのうちの１シンボル目はＷベクトル記憶手段４１１にて予め記憶されている１シンボル前の最終インデックスにおけるＷベクトルを選択し、それ以降は当該Ｗベクトルを初期値として各シンボル期間で更新されたＷベクトルを選択する継続Ｗベクトル選択手段（継続ウェイトベクトル選択手段）と、素子Ｗベクトル選択手段４１７１〜４１７ｋから入力されたＷベクトルと、継続Ｗベクトル選択手段４１７ｋｐから入力されたＷベクトルと、Ｗベクトル選択手段４１４にて選択されたＷベクトルとから、１つのＷベクトルを選択して先頭Ｗベクトル（先頭ウェイトベクトル）とする先頭Ｗベクトル選択手段４１５（先頭ウェイトベクトル選択手段）と、先頭Ｗベクトル選択手段４１５にて選択される先頭Ｗベクトルをインデックスごとに選択するために先頭Ｗベクトル選択手段４１５に対して選択情報を出力する先頭Ｗベクトル選択制御手段４１６（先頭ウェイトベクトル選択制御手段）とを備えることを特徴とする。その他の構成および動作は実施形態１と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００６０】
以上のことから、各アンテナ素子の無指向性から開始して複数シンボル期間に渡って更新して生成したＷベクトルと、該当シンボルの１シンボル前にて最後に更新されたＷベクトルを複数シンボル期間に渡って更新して生成したＷベクトルとについてそれぞれ誤差比較を行い、誤差の少ない方を最適なＷベクトルとして選択するため、収束安定性の向上が期待できる。また、実施形態２よりもさらに最適なＷベクトルを生成することが可能となる。
【００６１】
なお、周波数ドメインデータ供給手段１０からアダプティブアレー手段４にデータ列を供給するクロックをＤＦＴサンプル速度よりも数倍高い速度のクロックで供給することによって、アダプティブアレー手段４に繰り返し供給するために要する時間を短縮してもよい。
【００６２】
また、誤差累積加算手段４９における誤差累積加算は、全ての該当ＳＰキャリアに対して行う必要はなく、任意のサンプル数、例えばＷベクトル更新の後半のＳＰキャリアの数個を累積加算してもよい。
【００６３】
ステップサイズ演算手段４４のμは、１インデックス目〜ｋ＋１インデックス目までのものとそれ以外のインデックスとで違うものとしてもよく、また、アダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。また、Ｊaveは、１インデックス目〜ｋ＋１インデックス目までのものとそれ以外のインデックスとでアダプティブアレー開始以降の任意のシンボル数の前後で切り替えるなど変更してもよい。
【００６４】
〈実施形態５〉
本発明の実施形態５では、各アンテナ素子にて受信された信号を元に、Ｗベクトル更新を行うアンテナ素子を限定することを特徴としている。
【００６５】
図８は、本発明の実施形態５によるＯＦＤＭアレー受信装置のブロック図である。本実施形態５では、図８に示すように、時間ドメイン処理手段１１〜１ｋのそれぞれにＧＩ相関レベル累積和検出手段１１１〜１１ｋを備え、ＧＩ相関レベル累積和検出手段１１１〜１１ｋにて検出された相関レベルを比較することによってＷベクトルの更新を行うアンテナ素子を選択する比較候補選択手段１１を備えることを特徴としている。
【００６６】
図８に示すように、ＧＩ相関レベル累積和検出手段１１１〜１１ｋでは、各アンテナ素子での時間ドメインデータｄ（ｍ，ｎ）と、当該時間ドメインデータｄ（ｍ，ｎ）を１シンボル期間遅延させたｄ（ｍ，ｔ−Ｔｓ）とで自己相関演算を行い、ＧＩ期間の相関レベルの大きさｃ1〜ｃkを検出する。ｄ（ｍ，ｎ）およびｄ（ｍ，ｔ−Ｔｓ）は複素データであり、式（７）のように表される。このとき、上添字＊は複素共役、ＴｇはＧＩ期間、Ｔｓは１シンボル期間、ｔは任意の時刻を表す。
【００６７】
【数７】
2010278599.tif 000009
【００６８】
比較候補選択手段１１では、ＧＩ相関レベル累積和検出手段１１１〜１１ｋにて検出されたＧＩ相関レベルの累積和が同時刻で入力され、ｋ種のアンテナ素子の中からＧＩ相関レベル累積和が大きいものから所定数選択するよう設定される。
【００６９】
すなわち、本実施形態５によるＯＦＤＭアレー受信装置は、各アンテナ素子にて受信された信号に基づいて、Ｗベクトルの更新を行うアンテナ素子を選択して限定する比較候補選択手段１１を備え、各アンテナ素子がガードインターバル（Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ＧＩ）信号を含むＯＦＤＭ信号を受信するとき、比較候補選択手段１１は、各アンテナ素子におけるＯＦＤＭ信号を元にＧＩ区間の相関レベルの大きさを比較して選択することを特徴としている。
【００７０】
ＧＩ相関レベル累積和検出手段１１１〜１１ｋにて検出されたＧＩ相関レベルは、各アンテナ素子で受信した信号の所望波成分の大きさによって差が生じる。すなわち、各アンテナ素子でのＧＩ相関レベルの大きさの差は、各アンテナ素子のＳＩＮＲの差として評価することが可能である。また、アダプティブアレーでは、初期Ｗベクトルを１とするアンテナ素子のＳＩＮＲが高いほどＷベクトルの収束性が高くなり、捕捉正確性も高くなる。
【００７１】
以上のことから、ＧＩ相関レベル累積和が大きいものから所定数選択される、すなわち、ＳＩＮＲの良好なアンテナ素子を選択することによって、繰り返し供給の回数を削減することが可能となる。
【００７２】
なお、ＧＩ相関レベル累積和検出手段１１１〜１１ｋにて検出された結果は、所望波のＧＩ期間のＧＩ相関レベル累積和と、抑制したい遅延波のＧＩ期間でのＧＩ相関レベル累積和との比として比較候補選択手段１１に出力し、比較候補選択手段１１での比較時に重み付けを行うことによって所定数のアンテナ素子を選択してもよい。
【００７３】
〈実施形態６〉
実施形態１〜５では、周波数ドメインデータ供給部１０は、アダプティブアレー手段４に対して任意のシンボル番号ｍのＤＦＴデータについてキャリア番号０からキャリア番号Ｎ−１まで連続してｊ回繰り返して供給していたが、本実施形態６では、アダプティブアレー手段４に供給するＤＦＴデータを、繰り返しの最終回（ｊ回目）のみキャリア番号０からキャリア番号Ｎ−１まで連続して供給し、それ以外ではＳＰキャリアに対応するキャリアデータのみを供給することを特徴としている。すなわち、周波数ドメインデータ供給部１０は、ＤＦＴ結果をアダプティブアレー手段４に繰り返して出力するインデックス回数のうち、最終回のみＤＦＴ結果の全キャリアを出力し、それ以外はＤＦＴ結果のうち少なくとも１つ以上のＳＰキャリア（パイロットキャリア）を繰り返して出力することを特徴としている。
【００７４】
図９は、本発明の実施形態６による周波数ドメインデータ供給手段１０から供給されるデータ列を示す図であり、ｊ＝２、ＩＳＤＢ−Ｔ方式と同様に１２キャリアにつき１つのＳＰキャリアを設けたシンボルデータとして示している。図９に示すように、ＩＳＤＢ−Ｔ方式の場合では、ｊ−１回目までに周波数ドメインデータ供給手段１０から供給されるデータは、１シンボル分のＳＰデータを供給するために１シンボル分供給するサイクル数の１／１２でよいことがわかる。
【００７５】
以上のことから、周波数ドメインデータ供給手段１０は、ｊ−１回目まではＷベクトルの最適化に必要なＳＰキャリアデータのみを連続しているため、ｊ回繰り返す時間が短縮され、その結果、受信データの復調にかかる時間が短縮される。また、実施形態１で本実施形態６を適用した場合において、同じ時間で１１倍多くのキャリア数をサンプルとしてＷベクトルの最適化に利用することが可能となる。
【００７６】
なお、周波数ドメインデータ供給手段１０からアダプティブアレー手段４にデータ列を供給するクロックをＤＦＴサンプル速度よりも数倍高い速度のクロックで供給することによって、アダプティブアレー手段４に繰り返し供給するために要する時間を短縮してもよい。
【符号の説明】
【００７７】
１１〜１ｋ  時間ドメイン処理手段、１１１〜１１ｋ  ＧＩ相関レベル累積和検出手段、２１〜２ｋ  Ｓ−Ｐ変換手段、３１〜３ｋ  ＤＦＴ手段、４  アダプティブアレー手段、４１  アダプティブアレー合成演算手段、４２  誤差検出手段、４３  複素乗算手段、４４  ステップサイズ演算手段、４５  Ｗベクトル加算手段、４６  Ｗベクトル更新手段、４７  キャリア番号制御手段、４８  シンボル最終Ｗベクトル抽出手段、４９  誤差累積加算手段、４１０  先頭Ｗベクトル選択手段、４１１  Ｗベクトル記憶手段、４１２  誤差累積記憶手段、４１３  誤差累積比較手段、４１４  Ｗベクトル選択手段、４１５  先頭Ｗベクトル選択手段、４１６  先頭Ｗベクトル選択制御手段、４１７１〜４１７ｋ  素子Ｗベクトル選択手段、４１７ｋｐ  継続Ｗベクトル選択手段、５  等化手段、６  Ｐ−Ｓ変換手段、７  ＦＥＣ手段、８  ＴＭＣＣ復調手段、９  シンボル番号情報供給手段、１０  周波数ドメインデータ供給手段、１００  キャリアアドレス供給手段、１０１〜１０ｋ  記憶手段。
【図１】
2010278599.tif 000010
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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