(57)【要約】【課題】クラッタのドップラー周波数折り返し発生時にこれを補正したクラッタ中心周波数推定処理を行うことでクラッタの消え残りを防止するレーダ装置を得る。【解決手段】パルスレーダの受信信号からクラッタの数と中心周波数を推定するための信号を抽出するクラッタ推定用データ抽出手段１、抽出された信号から受信されたクラッタの数を推定するクラッタ数判定手段２、クラッタ数判定結果から実施するクラッタ抑圧処理の内容を切り替える切替器３、抽出された信号とクラッタ数判定結果を用いて、クラッタの周波数折り返しが発生する場合に生じる推定誤差を回避してクラッタ中心周波数推定を行う折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４、切替器によりクラッタの数に従って処理内容が決定され、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段から転送されるクラッタ中心周波数推定値を入力して、受信信号中のクラッタを抑圧するクラッタ抑圧処理部５を備える。【選択図】図１
2010060353.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルスレーダの受信信号からクラッタの数とその中心周波数を推定するための信号を抽出するクラッタ推定用データ抽出手段と、
前記クラッタ推定用データ抽出手段により選択された信号から受信されたクラッタの数を推定するクラッタ数判定手段と、
前記クラッタ数判定手段のクラッタ数判定結果から実施するクラッタ抑圧処理の内容を切り替える切替器と、
前記クラッタ推定用データ抽出手段により選択された信号と前記クラッタ数判定手段のクラッタ数判定結果を用いて、クラッタの周波数折り返しが発生する場合に生じる推定誤差を回避してクラッタ中心周波数推定を行う折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段と、
前記切替器によりクラッタの数に従って処理内容が決定され、前記折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段から転送されるクラッタ中心周波数推定値を入力して、受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ処理部と
を備えたレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記パルスレーダは、パルス電波を数種類の異なる送信間隔で繰り返して送信するスタガトリガ方式のパルスレーダである
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記パルスレーダは、数種類のパルス間隔で電波送信するが、パルス送信間隔の変更後は一定時間等間隔でパルス電波を送信するパルスレーダである
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記パルスレーダは、数種類の送信周波数を切り替えて電波送信をするパルスレーダである
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】
請求項１から４までのいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段は、
前記クラッタ数判定手段のクラッタ数判定結果に応じて、前記クラッタ推定用データ抽出手段により選択された信号を用いてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
前記クラッタ中心周波数推定手段から転送されるクラッタ中心周波数推定値に対してクラッタの周波数折り返しを考慮した想定可能なクラッタ中心周波数推定値の補正値を計算するクラッタ中心周波数補正手段と、
前記クラッタ中心周波数補正手段から転送される推定値の候補の中から適切な推定を決定するために使用するデータを抽出する推定値判定用レンジビン抽出手段と、
前記定値判定用レンジビン抽出手段から転送される信号に対して、前記クラッタ中心周波数補正手段から転送される推定値ごとにクラッタ抑圧処理を行う簡易クラッタ抑圧処理部と、
前記簡易クラッタ抑圧処理部の処理結果から最適なクラッタ中心周波数推定値を決定する最適推定値選択手段と
を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
請求項５に記載のレーダ装置において、
前記推定値判定用レンジビン抽出手段は、あらかじめ決められた１つ或いは複数のレンジビンの受信信号を抽出する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】
請求項５に記載のレーダ装置において、
前記推定値判定用レンジビン抽出手段は、クラッタが存在するレンジビンの中で大きな受信電力を示す１つ或いは複数のレンジビンを抽出する
ことを特徴とするレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電波を目標物に照射し、受信信号に含まれているクラッタ（例えば、地面、海面、雲や雨などによる不要な反射エコー）を抑圧して、目標を検出するレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パルスレーダの受信信号に含まれているクラッタを抑圧する機能は、レーダ装置が目標を正確に検出する上で必要な機能である。従来のクラッタ抑圧装置は、グランドクラッタやシークラッタのような固定のクラッタを抑圧する固定クラッタ消去器の他に、その固定クラッタ消去器の出力信号に含まれている移動クラッタが固定クラッタのように見えるようにするために、その出力信号の振幅と位相の補正を行う振幅・位相補正器と、その振幅・位相補正器の出力信号に含まれている移動クラッタ（例えば、ウェザクラッタのように反射源が移動するクラッタ）を抑圧する移動クラッタ消去器とを実装している（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
従来のクラッタ抑圧装置を構成している固定クラッタ消去器は、グランドクラッタやシークラッタのように反射源が動かないクラッタ、あるいは、非常に速度の遅い反射源からのクラッタを抑圧するものである。従って、パルスレーダの受信信号にウェザクラッタのような移動クラッタが含まれている場合、固定クラッタ消去器だけではクラッタを抑圧することができない。
【０００４】
従来のクラッタ抑圧装置は、ウェザクラッタのような移動クラッタも抑圧できるようにするために、移動クラッタ消去器を実装している。固定クラッタ消去器と移動クラッタ消去器の実態は、ノッチ周波数が“０”の高域通過フィルタである。伝達関数が１−ｚ-１の単一消去器や、（１−ｚ-１）２の２重消去器は、その例である。
【０００５】
固定クラッタ消去器は、クラッタドップラー中心周波数が０の地表や建造物からの静止クラッタを抑圧する（以下、特に断らない限り周波数とはドップラー周波数を意味する）。一方、移動クラッタ消去器は、クラッタ中心周波数が０でない雨・雲等の移動物体からの反射波である移動クラッタを抑圧する。移動クラッタの中心周波数は、雨・雲からの反射エコーであれば気象状況によって変化するため、その値を受信信号から推定する必要がある。
【０００６】
このとき、移動クラッタの中心周波数が観測される周波数の範囲は、標本化定理に従ってパルス繰り返し周波数（以下、ＰＲＦと称す。ＰＲＦ：Pulse Repetition Frequency）に限定される。一般に、捜索用途では、目標距離の誤検出を回避するためにＰＲＦが低いレーダが使用されることが多い。一方では、ドップラー周波数の折り返しは許容するレーダモードである。ＰＲＦを越える周波数を持つ反射波は、いわゆる周波数の折り返しが発生して実際の周波数とは異なる周波数値で観測されることになる。従って、天候状況や移動する反射物体の速度によっては、移動クラッタの周波数が折り返すことが考えられる。
【０００７】
フィルタによるクラッタ抑圧処理は、推定したクラッタ中心周波数を用いてクラッタ中心周波数を移動させるか、或いはフィルタの係数を調整してフィルタの阻止域をクラッタ中心周波数に一致させることで実行される。従って、クラッタの周波数折り返しが発生した場合は、フィルタの阻止域と実際のクラッタ中心周波数が異なるため、クラッタを抑圧することができない。
【０００８】
【特許文献１】特公平３−２４３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来のレーダ装置は、以上のように構成されているので、移動クラッタのドップラー中心周波数がパルス繰り返し周波数で規定される帯域外で受信された場合、正しくクラッタ中心周波数を推定することができず、クラッタの消え残りが発生して目標検出が困難になる課題があった。
【００１０】
この発明は前記のような課題を解決するためになされたもので、パルスレーダの受信信号に含まれているクラッタのドップラー周波数折り返しが発生した場合においても、これを補正したクラッタ中心周波数推定処理を行うことにより、クラッタの消え残りを防止できるレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明に係るレーダ装置は、パルスレーダの受信信号からクラッタの数とその中心周波数を推定するための信号を抽出するクラッタ推定用データ抽出手段と、前記クラッタ推定用データ抽出手段により選択された信号から受信されたクラッタの数を推定するクラッタ数判定手段と、前記クラッタ数判定手段のクラッタ数判定結果から実施するクラッタ抑圧処理の内容を切り替える切替器と、前記クラッタ推定用データ抽出手段により選択された信号と前記クラッタ数判定手段のクラッタ数判定結果を用いて、クラッタの周波数折り返しが発生する場合に生じる推定誤差を回避してクラッタ中心周波数推定を行う折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段と、前記切替器によりクラッタの数に従って処理内容が決定され、前記折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段から転送されるクラッタ中心周波数推定値を入力して、受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ処理部とを備えたものである。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、パルスレーダの受信信号に含まれているクラッタのドップラー周波数折り返しが発生した場合に、これを補正したクラッタ中心周波数推定処理を行うことにより、クラッタの消え残りを防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１に示すレーダ装置は、パルスレーダの受信信号からクラッタの数とその中心周波数を推定するための信号を抽出するクラッタ推定用データ抽出手段１と、クラッタ推定用データ抽出手段１により選択された信号から受信されたクラッタの数を推定するクラッタ数判定手段２と、クラッタ数判定手段２のクラッタ数判定結果から実施するクラッタ抑圧処理の内容を切り替える切替器３と、クラッタ推定用データ抽出手段１により選択された信号とクラッタ数判定手段２のクラッタ数判定結果を用いて、クラッタの周波数折り返しが発生する場合に生じる推定誤差を回避してクラッタ中心周波数推定を行う折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４と、切替器３によりクラッタの数に従って処理内容が決定され、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４から転送されるクラッタ中心周波数推定値を入力して、受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ処理部としての、クラッタ抑圧処理を行うクラッタ抑圧処理部５とを備えており、ここで、クラッタ抑圧処理部５は、クラッタ数が１の場合に選択される単峰性クラッタ抑圧フィルタ６と、クラッタ数が２の場合に選択される双峰性クラッタ抑圧フィルタ７とを有する。
【００１４】
図２は、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４の内部構成と入力される信号との関係を示すブロック図である。図２において、１０は、受信機にて受信された１次元の時系列信号がレンジビン番号とパルスヒット番号による２次元データに変換された後の受信信号、１１ａ及び１１ｂは、クラッタ数判定処理及びクラッタ中心周波数推定処理に使用される受信信号の一部を示し、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４は、クラッタ数判定手段２のクラッタ数判定結果に応じて、クラッタ推定用データ抽出手段１により選択された信号を用いて最大エントロピー法等によりクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段１２と、推定したクラッタ中心周波数推定値の周波数折り返しを補正するもので、クラッタ中心周波数推定手段１２から転送されるクラッタ中心周波数推定値に対して、クラッタの周波数折り返しを考慮した想定可能なクラッタ中心周波数推定値の補正値を計算するクラッタ中心周波数補正手段１３と、クラッタ中心周波数補正手段１３から転送される推定値の候補の中から、適切な推定を決定するために使用するデータを抽出するもので、補正したクラッタ中心周波数の最適値判定のための抑圧処理を実施するレンジビンを選択する推定値判定用レンジビン抽出手段１４と、推定値判定用レンジビン抽出手段１４から転送される信号に対して、クラッタ中心周波数補正手段１３から転送される推定値ごとにクラッタ抑圧処理を行うもので、推定値判定用に抽出されたレンジビンに対してクラッタ抑圧処理を行う簡易クラッタ抑圧処理部１５と、簡易クラッタ抑圧処理部の結果から最適なクラッタ中心周波数推定値として補正したクラッタ中心周波数を決定する最適推定値選択手段１６とを有する。
【００１５】
図３は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の動作を説明するための概念図であり、図示内容については後述する説明に従って述べる。続いて、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の動作について説明する。この実施の形態１では、レーダ装置が等間隔のパルスを送信するものとして説明する。
【００１６】
図２に示すように、レーダの受信信号１０は、レンジビン番号とパルスヒット番号から形成される２次元の複数セルデータ群として表現することができる。レンジビンがレーダからの距離、パルスヒットが各レンジビンでの時間経過を表す。受信信号がパルスヒット方向にコヒーレントであることから、フィルタによるクラッタ抑圧処理は１レンジビンずつパルスヒット方向に実施される。クラッタの中心周波数推定処理も同様である。ところが、捜索用に使用されるレーダ装置では、高速にビームを振って未知の方向からの目標を検出する必要があり、同一方向に受信ビームを形成する時間が短い。そのため十分なパルスヒット数が得られないことがほとんどで、ＦＦＴ等による周波数分析では観測時間が短すぎて十分な推定精度が得られない。
【００１７】
そこで、従来からクラッタの空間分布の特徴を利用した処理が行われている。捜索レーダでは、１レンジビンの距離幅が数十ｍ程度である場合が多く、雨や雲等のように広範囲に広がる物体からの反射波である移動クラッタは、多数のレンジビンに渡って受信される。そこで、クラッタ中心周波数推定精度を向上させるために、このクラッタの空間的な広がりを利用して、図２に示すように、複数レンジビンの受信信号１１ａ、１１ｂからクラッタの中心周波数推定処理が行われている。
【００１８】
移動クラッタの電力スペクトルはガウス関数で表現できる。ガウス型のスペクトルを近似する方法の一つとして、ＡＲ（Auto Regressive）モデルによる手法がよく知られており、その計算法として最大エントロピー法に基づいた幾つかのアルゴリズムが提案されている。最大エントロピー法は、少ないデータ数で精度よくスペクトル推定が可能であるため、本実施の形態１では、最大エントロピー法に基づいたクラッタ中心周波数推定法をベースにしている。
【００１９】
図１に示すように、受信信号は、分岐されてクラッタ推定用データ抽出手段１に転送される。図２にクラッタ推定用データ抽出手段１で抽出されるデータと受信信号との関係を示す。クラッタ抑圧処理を行うレンジビン番号をｋとすると、その周辺の複数レンジビン（網掛けされている部分）をクラッタ推定用のデータとして選択する。この時、処理レンジビンとクラッタ推定用のレンジビン群とは、Δｋだけ間隔を空けておく。これは、目標信号のレンジサイドローブの影響を軽減するための処理であり、その影響が無視できるならばΔｋは設けなくてもよい。
【００２０】
クラッタ推定用データ抽出手段１で抽出された信号データは、まず、クラッタ数判定手段２へ転送される。ここでいうクラッタ数とは、クラッタスペクトルのピーク数のことであり、大きなピークが１つの場合を単峰性、大きなピークが２つある場合を双峰性と呼ぶ。一般に、種類が異なるクラッタは異なるドップラー周波数を示すことが多いので、ここでは単峰性のときはクラッタ数１、双峰性のときはクラッタ数２とする。
【００２１】
クラッタ数の判定法として、関口、原沢“クラッタスペクトルの単峰性・複峰性判定を簡略化した複数のノッチフィルタの組合せによる適応的クラッタ抑圧”（信学技報SANE2002-5）に記載された方法がある。この方法では、ＡＲモデルの極の絶対値を比較することによりクラッタ数を推定している。１次ＡＲモデル及び２次ＡＲモデルの伝達関数Ｈ１（ｚ）及びＨ２（ｚ）は、ＡＲ係数を用いて式（１）,（２）のように表すことができる。
【００２２】
【数１】
2010060353.tif 000003
【００２３】
ここで、ａ１１は１次のＡＲ係数、ａ２１,ａ２２は２次のＡＲ係数である。極はＡＲモデルの伝達関数式（１）,（２）の分母多項式の根である。この極の絶対値の大きさは受信されたクラッタ電力と密接な関係があり、その特徴を生かして以下のようにクラッタ数を推定している。
【００２４】
（ａ）１次ＡＲモデルの極が小さいとき→クラッタは存在しない
（ｂ）１次ＡＲモデルの極が大きい、且つ２次ＡＲモデルの極の一方が大きいとき
→単峰性クラッタ
（ｃ）２次ＡＲモデルの極の両方が大きい→双峰性クラッタ
即ち、ＡＲモデルの極の大きさを相互比較することでクラッタ数を推定する。
【００２５】
クラッタ数判定処理が完了すると、クラッタ推定用データ抽出手段１で抽出された受信信号は、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４に転送される。この信号データは、クラッタ中心周波数推定手段１２に入力される。クラッタの中心周波数は、クラッタ数判定手段２から転送されるクラッタ数判定結果とＡＲ係数から推定する。推定方法は、クラッタ数の判定結果に従って以下のようにする。
【００２６】
（Ａ）クラッタ数１（単峰性）の場合
１次ＡＲモデルを利用する。ＡＲ係数ａ１１を用いた伝達関数Ｈ１（ｚ）は、式（１）で表すことができる。クラッタの中心周波数ｆ0１は、ＡＲ係数の位相項から推定することができ、次式で求めることができる。
【００２７】
【数２】
2010060353.tif 000004
【００２８】
ここで、Ｒｅは複素数の実部、Ｉｍは複素数の虚部を抽出することを表す。
【００２９】
（Ｂ）クラッタ数２（双峰性）の場合
２次ＡＲモデルを利用する。ＡＲ係数ａ２１、ａ２２を用いた伝達関数Ｈ２（ｚ）は、式（３）で表すことができる。クラッタの中心周波数ｆ０１,ｆ０２は、ＡＲ係数の位相項から推定することができ、次式で求めることができる。
【００３０】
【数３】
2010060353.tif 000005
【００３１】
ここで、ｐiは次式より求まる。
【００３２】
【数４】
2010060353.tif 000006
【００３３】
このとき、レンジビン番号ｒでのクラッタ中心周波数の推定値ｆ０ｉ（ｒ）のばらつきを抑えるため、式（７）に示すように、受信信号を数十レンジビン単位のブロック（平均化処理レンジビン）に分けて、レンジビンごとに算出されたクラッタ中心周波数をレンジビンブロック内で平均する。
【００３４】
【数５】
2010060353.tif 000007
【００３５】
但し、ｉはクラッタ識別番号、Ｂは１ブロック内のレンジビン数、ｂはブロック番号である。
【００３６】
式（７）で推定されたクラッタ中心周波数は、クラッタ中心周波数補正手段１３に転送される。
【００３７】
これまでの処理において、クラッタの中心周波数に周波数折り返しが発生しているかどうかはわからない。図３は、クラッタ数が２の場合で、一方のクラッタに折り返しが発生する場合のイメージである。図中、横軸はドップラー周波数、縦軸はスペクトル強度を表す。本実施の形態１では、等間隔パルス送信を実施しているレーダを考えているので、ＰＲＦの平均値を意味するａｖＰＲＦはＰＲＦに等しい。図３において、クラッタ１は、±ａｖＰＲＦ／２以内に存在しているので、前記クラッタ中心周波数推定法で推定された値は実際に受信されたクラッタの中心周波数ｆ１に対応する。一方、クラッタ２は、ａｖＰＲＦ／２を越えたドップラー周波数を持つため、前記クラッタ中心周波数推定法で推定される値は、折り返した負のドップラー周波数領域のｆ２−ａｖＰＲＦを示してしまう。
【００３８】
受信されたクラッタのうちどれが折り返した周波数かがわかれば、折り返し前の値に補正することは可能であるが、実際にはそれを知ることが困難である。
【００３９】
そこで、クラッタ中心周波数補正手段１３では、想定される全ての可能性を考えてクラッタ中心周波数推定値の補正処理を行う。今、クラッタ中心周波数の折り返しは１回以内とすると、クラッタ１とクラッタ２の中心周波数推定値の組み合わせと、クラッタ中心周波数の補正値ｆｃ１、ｆｃ２は以下のようになる。
【００４０】
（ａ）クラッタ１、クラッタ２ともに折り返し無し
ｆｃ１＝ｆ１、ｆｃ２＝ｆ２
（ｂ）クラッタ１は折り返し無し、クラッタ２は折り返し有り
ｆｃ１＝ｆ１
ｆｃ２＝ｆ２−ａｖＰＲＦ（ｆ２＞０のとき）
ｆｃ２＝ｆ２＋ａｖＰＲＦ（ｆ２＜０のとき）
（ｃ）クラッタ１は折り返し有り、クラッタ２は折り返し無し
ｆｃ１＝ｆ１−ａｖＰＲＦ（ｆ１＞０のとき）
ｆｃ１＝ｆ１＋ａｖＰＲＦ（ｆ１＜０のとき）
ｆｃ２＝ｆ２
（ｄ）クラッタ１、クラッタ２ともに折り返し有り
ｆｃ１＝ｆ１−ａｖＰＲＦ（ｆ１＞０のとき）
ｆｃ１＝ｆ１＋ａｖＰＲＦ（ｆ１＜０のとき）
ｆｃ２＝ｆ２−ａｖＰＲＦ（ｆ２＞０のとき）
ｆｃ２＝ｆ２＋ａｖＰＲＦ（ｆ２＜０のとき）
【００４１】
前記（ａ）〜（ｄ）の中で正しい組み合わせを選択してクラッタ抑圧処理を実施すれば、折り返したクラッタの有無に係らず抑圧性能を確保することができる。
【００４２】
前記（ａ）〜（ｄ）の中の最適な組み合わせの判定は、それぞれのケースでクラッタ抑圧処理を実施して、最も抑圧性能が良い組み合わせを選択する。推定値判定用レンジビン抽出手段１４は、この抑圧処理のための信号データを選択する。具体的には、クラッタ推定用データ抽出手段１で選択された複数レンジビン群の中から選択抽出する。処理負荷を考えると最も大きな受信電力を示すレンジビンを１つ選択して、そのレンジビンのみで抑圧処理した結果を比較するのが良いが、受信電力が大きい複数のレンジビンを選択して抑圧処理を行い、その出力信号電力を選択したレンジビン間で平均するのが現実的である。すなわち、クラッタが存在するレンジビンの中で大きな受信電力を示す１つ或いは複数のレンジビンを抽出する。また、最大電力を示すレンジビンを探索することが許容できない場合は、単純に複数レンジビンの中央に位置するレンジビンやレーダに最も距離が近いレンジビンを選択する等、あらかじめ決めておいた１つ或いは複数のレンジビンの受信信号を選択抽出するようにすればよい。
【００４３】
推定値判定用レンジビン抽出手段１４で選択された信号データは、簡易クラッタ抑圧処理部１５へ転送される。ここでは、前記（ａ）〜（ｄ）の全てのケースについてクラッタ抑圧処理を実施する。但し、クラッタ抑圧量の比較ができれば良いので、必ずしも完全にクラッタを抑圧する必要はない。従って、演算負荷を考慮して、簡易クラッタ抑圧処理部１５ではクラッタ１とクラッタ２に対して夫々３次程度のフィルタを使用すればよい。クラッタ抑圧フィルタとして、トランスバーサル型のＦＩＲフィルタを夫々にクラッタの抑圧処理に用いるとすると、次式に従って夫々のフィルタ係数を計算する。
【００４４】
【数６】
2010060353.tif 000008
【００４５】
ここで、Ｍ１、Ｍ２は夫々クラッタ１、クラッタ２抑圧用のフィルタの次数、ｈｍは所望の抑圧量を実現するように設計したノッチ周波数０のフィルタ係数、ｂ１ｍ（ｋ）、ｂ２ｍ（ｋ）は夫々クラッタ１、クラッタ２抑圧用の調整後のフィルタ係数、ｋは抑圧処理を行う処理レンジビン番号を表す。
【００４６】
双峰性クラッタを抑圧する場合は、単独で夫々のクラッタを抑圧するフィルタを縦続に接続してやればよい。このとき、フィルタを縦続接続する順序は関係ない。フィルタ１、フィルタ２の順番で抑圧処理を実施すると仮定すると、抑圧処理は、次式で表すことができる。
【００４７】
【数７】
2010060353.tif 000009
【００４８】
ここで、ｘｋ（ｎ）はレンジビン番号ｋの受信信号、ｙ１ｋ（ｎ）、ｙ２ｋ（ｎ）は夫々クラッタ１、クラッタ２抑圧用のフィルタ出力信号である。フィルタ次数Ｍ１、Ｍ２は夫々のクラッタの受信電力や帯域幅に応じて設定されることが望ましいが、先に述べたように２〜３次程度で固定しておいても構わない。
【００４９】
このように設定されるフィルタを用いて、先に述べた（ａ）〜（ｄ）で場合分けしたクラッタ中心周波数推定値の組み合わせについて、前記抑圧処理を夫々実施する。このときの最終段の各フィルタ出力信号平均電力をＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ、Ｐｄとする。推定値判定用レンジビン抽出手段１４で選択された信号データが複数レンジビンであれば、各レンジビンの出力信号電力の平均値を求める。
【００５０】
次いで、簡易クラッタ抑圧処理部１５の処理結果である出力信号平均電力値Ｐａ、Ｐｂ、Ｐｃ、Ｐｄは、最適推定値選択手段１６に転送される。ここでは、このＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ、Ｐｄを相互比較して最小値を示すものを検索し、その結果が得られたクラッタ中心周波数の組み合わせが正しい推定値であると判断する。例えば、Ｐｂが最小値であった場合、前記（ｂ）の組み合わせ、即ちクラッタ１は折り返し無し、クラッタ２は折り返し有りが正しいと判断する。その結果、クラッタ１の中心周波数推定値として折り返し補正なしのｆｃ１を、クラッタ２の中心周波数推定値として折り返し補正をしたｆｃ２をクラッタ抑圧処理部５に転送する。
【００５１】
クラッタ抑圧処理部５では、最適推定値選択手段１６から転送されてくるクラッタ中心周波数推定値と、切替器３から転送される制御信号に従って、クラッタ抑圧処理が行われる。クラッタ抑圧処理部５は、単峰性クラッタ抑圧フィルタ６と双峰性クラッタ抑圧フィルタ７から構成される。単峰性クラッタ抑圧フィルタ６は、簡易クラッタ抑圧処理部１５と同様にトランスバーサル型のＦＩＲフィルタである。双峰性クラッタ抑圧フィルタ７は、このトランスバーサル型ＦＩＲフィルタを２つ縦続に接続した構成である。或いは、単峰性クラッタ抑圧フィルタは、双峰性クラッタ抑圧フィルタ７の前段に接続されたフィルタで代用しても構わない。即ち、単峰性クラッタの場合は、双峰性クラッタ抑圧フィルタ７の前段のフィルタ出力をそのままクラッタ抑圧処理部５の出力信号にすればよい。
【００５２】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、従来のレーダ装置におけるクラッタ抑圧処理では困難であった、クラッタのドップラー周波数折り返しが発生する場合においても、これを補正したクラッタ中心周波数推定処理を行うことによりクラッタの抑圧性能を常に確保することができる。
【００５３】
なお、上述の説明においては、クラッタが双峰性で２つのスペクトルピークを有する場合について記述したが、単峰性の場合も同様である。単峰性の場合は、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４で考慮するクラッタ中心周波数の組み合わせが折り返し無しと有りの２パターンのみになる。
【００５４】
また、受信信号中のクラッタが３以上のスペクトルピークを有する場合は、夫々のピークを示すドップラー周波数を推定することができれば、本実施の形態１と同様にクラッタを抑圧することができる。その代わり、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４で考慮するクラッタ中心周波数の組み合わせが２３通りに増える。但し、クラッタのスペクトルピークが３以上になると、ＡＲモデルでクラッタスペクトルを近似した伝達関数の分母の極がクラッタの中心周波数と１対１で対応する確率が低下することが懸念されるため、中心周波数推定処理が複雑になる可能性がある。
【００５５】
また、簡易クラッタ抑圧処理部１５、及びクラッタ抑圧処理部５の抑圧フィルタは、上述の説明においてはトランスバーサル型のＦＩＲフィルタを用いたが、ＩＩＲ型フィルタや格子型フィルタを用いても構わない。但し、ＩＩＲ型フィルタを用いる場合は、フィルタの過渡応答の影響が生じることや必ずしも位相の線形性が保証されていない点に注意が必要である。
【００５６】
実施の形態２．
以上の実施の形態１は、パルス電波送信間隔が等しいレーダ装置について説明したが、本実施の形態２では、パルス電波を数種類の異なる送信間隔で繰り返して送信するスタガトリガ方式を適用したレーダ装置の場合について説明する。スタガトリガ方式は、目標信号のドップラー周波数が折り返してフィルタの阻止域に含まれてしまうブラインド現象を回避するために用いられる。スタガトリガ方式を適用した場合、送信パルス間隔が不等間隔になるので、受信信号におけるパルスヒット間隔が不等間隔になる。このような信号に対してフィルタを用いて特定の周波数成分を抑圧するには、異なるパルス間隔毎に係数が異なる時変係数フィルタを使うことが望ましい。
【００５７】
図４は、この発明の実施の形態２によるレーダ装置のクラッタ抑圧処理部２０を示す構成図であり、クラッタ抑圧処理部２０は、実施の形態１におけるクラッタ抑圧処理部５に代わるものである。図４に示すクラッタ抑圧処理部２０は、単峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２１と、双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２とから構成され、切替器３から転送される制御信号に従って受信信号をフィルタ処理する。
【００５８】
図５は、双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２としての、時変係数のトランスバーサル型ＦＩＲフィルタを示す構成図である。図５に示す双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２は、異なるパルス間隔を考慮して各パルス間隔に対応した遅延時間を与える遅延器３０〜３０＋Ｍ−１と、受信信号または遅延器３０〜３０＋Ｍ−１から転送される信号と時変フィルタ係数を乗算する複素乗算器４０〜４０＋Ｍと、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４より転送される推定値を用いて時変フィルタ係数を計算する時変フィルタ係数計算手段５０と、複素乗算器４０〜４０＋Ｍから転送される信号の和を計算する複素加算器５１とを有する。
【００５９】
図６は、双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２としての、１次の時変フィルタを複数個縦続接続したクラッタ抑圧フィルタを示す構成図である。図６に示す双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２は、１次の時変フィルタ７０〜７２と、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４より転送される推定値を用いて、１次の時変フィルタの係数を計算する時変フィルタ係数計算手段６０〜６２とを有する。
【００６０】
実施の形態２におけるクラッタ抑圧処理部２０は、図４に示すように、単峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２１と、双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２とから構成され、切替器３から転送される制御信号に従って受信信号をフィルタ処理する。ここで、単峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２１は、図５に示す時変係数のトランスバーサル型ＦＩＲフィルタであり、また、双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２は、図５に示す時変係数のトランスバーサル型ＦＩＲフィルタと同じ構成で、２つの周波数にノッチを形成するようなフィルタである。或いは、図５に示す時変係数のトランスバーサル型ＦＩＲフィルタを２つ縦続に接続した構成を持つ。このとき、フィルタ係数や次数は夫々のフィルタで異なるものを使用する。
【００６１】
次に、この発明の実施の形態２によるレーダ装置の動作について説明する。本実施の形態２は、クラッタ抑圧処理部２０以外の動作は実施の形態１と同じであるので、動作が異なる点のみ説明する。
【００６２】
Ｌ個の種類のパルス間隔をＰＲＩ１、ＰＲＩ２、・・・、ＰＲＩL、ＰＲＩ１、ＰＲＩ２、・・・と繰り返して変化させるスタガトリガ方式でのレーダ受信信号をｘk（ｔn）と表すことにする。ここで、ｔ１＝ＰＲＩ１、ｔ２＝ＰＲＩ１＋ＰＲＩ２、・・・、ｔL＝ＰＲＩ１＋ＰＲＩ２＋・・・＋ＰＲＩL、ｔL+１＝ｔL＋ＰＲＩ１、・・・である。
【００６３】
クラッタ抑圧処理部２０を構成する時変フィルタは、係数の計算方法の都合上クラッタ数によらず１つのフィルタでクラッタを抑圧する構成がわかりやすいので、まずは単峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２１、双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２をともに１つのフィルタで実現する場合について説明する。
【００６４】
時変フィルタ係数計算手段５０は、以下に示す方法によりフィルタ係数を計算する。クラッタが単峰性の場合は双峰性の場合に含まれるので、ここではクラッタがスペクトルピークを２つ有する双峰性であると仮定する。スタガトリガ方式の等価振幅２乗特性を次式のように定義する。
【００６５】
【数８】
2010060353.tif 000010
【００６６】
ここで、Ｎはフィルタのインパルス応答長、ｈlnはフィルタのインパルス応答（フィルタ係数）、Ｌはスタガ数（異なるパルス間隔の種類数）、τi（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）は異なるパルス間隔を考慮した遅延時間である。
【００６７】
式（１４）のように時間δＴを定義し、遅延演算子ｚ-１をδＴだけの遅延を与える素子とする。
【００６８】
【数９】
2010060353.tif 000011
【００６９】
ただし、ＰＲＩl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）はパルス間隔、Ｒl（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）はスタガ比である。
【００７０】
このとき、δＴはスタガ比１を示すため、スタガ比Ｒの遅延に対する遅延演算子は、ｚ-Rと表される。したがって、式（１３）の伝達関数Ｃl（ｚ）は、下記の式（１６）〜（１８）のように表される。
【００７１】
【数１０】
2010060353.tif 000012
【００７２】
ここでは、折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４から転送される２つのクラッタ中心周波数ｆ0１，ｆ0２に、それぞれＭ１重零点と、Ｍ２重零点を持つフィルタの係数を計算するものとする。
【００７３】
まず、ｌを固定して、伝達関数Ｃl（ｚ）と、その伝達関数Ｃl（ｚ）のｚに関する１階導関数から（Ｍ１−１）階導関数とが、ｚ１＝ｅｘｐ［ｊ２πｆ0１δＴ］のときに０となるような方程式を生成する。
【００７４】
【数１１】
2010060353.tif 000013
【００７５】
また、伝達関数Ｃl（ｚ）と、その伝達関数Ｃl（ｚ）のｚに関する１階導関数から（Ｍ２−１）階導関数とが、ｚ２＝ｅｘｐ［ｊ２πｆ0２δＴ］のときに０となるような方程式を生成する。
【００７６】
【数１２】
2010060353.tif 000014
【００７７】
これにより、Ｍ１＋Ｍ２＝（Ｎ−１）個の方程式を生成することになる。
【００７８】
時変フィルタ係数計算手段５０は、前記の（Ｎ−１）元１次連立方程式を解くことにより、特定のｌに対するフィルタ係数を算出する。なお、係数に対して方程式が１つ少ないが、ｈl0を任意に決めれば、特定のｌに対するフィルタ係数を算出することができる。このようなフィルタ係数の算出処理をｌ＝０，１，・・・，Ｌ−１に対して繰り返し実行すれば、全てのフィルタ係数ｈlnを求めることができる。
【００７９】
以上により計算されたフィルタ係数ｈlnは、複素乗算器４０〜４０＋Ｍへ転送される。複素乗算器４０〜４０＋Ｍは、遅延器３０〜３０＋Ｍ−１を通過した受信信号とフィルタ係数ｈlnとの乗算を行い、その結果を複素加算器５１へ転送する。複素加算器５１は、複素乗算器４０〜４０＋Ｍから転送される複素信号の加算を行い、それをフィルタの出力信号として転送する。
【００８０】
具体的には。式（２７）〜（２９）に示す畳み込み演算を実施することにより、受信信号ｘk（ｔn）に含まれているクラッタを抑圧する。なお、ｙ２ｋ（ｔn）は双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２の出力信号である。
【００８１】
【数１３】
2010060353.tif 000015
【００８２】
以上の説明では、双峰性クラッタの場合を示したが、単峰性クラッタの場合は、Ｃl（ｚ）の導関数に関する条件を式（１９）〜（２２）についてのみ考慮すればよい。
【００８３】
１つの時変フィルタで２つのクラッタを抑圧すると、式（１９）〜（２６）から導出される連立方程式の数が２つのクラッタに割り当てるフィルタ次数の総和になる。この連立方程式を解いてフィルタ係数を求めるには、（Ｍ１＋Ｍ２）次の行列の逆行列を求めることと等価であるから、実時間処理を行うレーダ装置には大きな演算負荷になる。
【００８４】
そこで、以下では双峰性クラッタを２つの時変フィルタを縦続に接続した構成のフィルタで抑圧する場合について説明する。受信信号がｘk（ｔn）、前段のフィルタの出力信号、即ち後段のフィルタの入力信号がｕk（ｔn）、後段のフィルタの出力信号がｙ２k（ｔn）であるとする。また、スタガ数Ｌが“３”、時変フィルタ係数計算手段５０により計算される前段のフィルタ係数がｈn0，ｈn１，ｈn２，ｈn3、後段のフィルタ係数がｇn0，ｇn１，ｇn２，ｇn3であるとする。この場合、ある時刻における後段の時変フィルタの出力信号ｙ２k（ｔn）は、次式で表すことができる。
【００８５】
【数１４】
2010060353.tif 000016
【００８６】
これより、“＊”が[  ]で囲まれた２つのベクトルの畳み込み演算を表す記号であるとすると、２つの時変係数フィルタが縦続接続された場合のインパルス応答は、次式のようになる。ただし、式（３４）における“＋”は、畳み込み演算の結果得られた数列をベクトルとみなすときのベクトル加算を表す記号である。
【００８７】
【数１５】
2010060353.tif 000017
【００８８】
次に、前段のフィルタ次数がＭ１、後段のフィルタ次数がＭ２、得られる畳み込み演算の結果がｅlk（ｌ＝０，１，・・・，Ｌ−１；ｎ＝０，１，・・・，Ｍ１＋Ｍ２）であるとして、前記の式（３４）を一般形に拡張すると、次式のように表すことができる。
【００８９】
【数１６】
2010060353.tif 000018
【００９０】
式（３５）において、パルス間隔はスタガ数Ｌで周期的に変化するため、時刻ｔ0，ｔL，ｔ２L，・・・には、フィルタ係数ｇ00，ｇ0１，・・・，ｇ0,M２が対応し、時刻ｔ１，ｔL+１，ｔ２L+１，・・・には、フィルタ係数ｇ１0，ｇ１１，・・・，ｇ１,M２が対応し、時刻ｔ２，ｔL+２，ｔ２L+２，・・・には、フィルタ係数ｇ２0，ｇ２１，・・・，ｇ２,M２が対応する（以降繰り返し）。
【００９１】
このときのフィルタの等価振幅２乗特性Ｅ（ｆ）は次式のようになる。
【００９２】
【数１７】
2010060353.tif 000019
【００９３】
次に、あらかじめ設計しておいたノッチ周波数が“０”のフィルタのノッチ周波数を任意の周波数に移動させる方法について説明する。前段の時変フィルタで使用されるノッチ周波数０のフィルタ係数がｈ’ln、移動先のノッチ周波数がｆ0１であるとする。このとき、ｈlnは次式のように再計算される。
【００９４】
【数１８】
2010060353.tif 000020
【００９５】
前記の式（１４）のように時間δＴを定義し、遅延演算子ｚ-１を時間δＴだけ遅延を与える素子とすると、時変係数フィルタが縦続接続された場合のフィルタ全体の伝達関数は、次式のように表すことができる。
【００９６】
【数１９】
2010060353.tif 000021
【００９７】
前記の式（４１）の指数部分を下記の式（４４）のように置き換えると、式（４１）は下記の式（４３）のようになる。
【００９８】
【数２０】
2010060353.tif 000022
【００９９】
また、前記の式（４３）に式（３５）を代入して整理すると、下記の式（４５）のようになる。
【０１００】
【数２１】
2010060353.tif 000023
【０１０１】
ただし、ｍ１０＝０である。
【０１０２】
前記の式（４５）の伝達関数Ｅl（ｚ）において、ｚに関する導関数を求め、下記の式（４６）のときに伝達関数Ｅl（ｚ）を“０”にすると、即ち、式（４７）〜（５０）が成立するようにすると、ｆ＝ｆ0２にＭ２重零点を持たせることができる。
【０１０３】
【数２２】
2010060353.tif 000024
【０１０４】
伝達関数Ｅl（ｚ）の導関数は、下記の式（５１）〜（５３）から求めることができる。
【０１０５】
【数２３】
2010060353.tif 000025
【０１０６】
これにより、フィルタ係数の数より１つ少ないＭ２個の方程式が生成されるが、Ｍ２個の方程式を解くにはｇl0を任意に決めればよい。また、縦続接続された２つのフィルタにより、フィルタ入出力前後の受信機雑音電力が変化しないようにするためには、下記の式（５４）の定数ｃlをフィルタ係数ｇl0，ｇl１，・・・，ｇl,M２に乗算すればよい。
【０１０７】
【数２４】
2010060353.tif 000026
【０１０８】
以上の関係を行列表現するために、求めたいフィルタ係数ベクトルを下記の式（５５）のように定義すると、下記の式（５６）に示す連立方程式が得られる。
【０１０９】
【数２５】
2010060353.tif 000027
【０１１０】
前記の式（５６）において、Ｍ２×Ｍ２行列のＡl、ベクトルｂlは下記の式（５７）,（５８）で表される。
【０１１１】
【数２６】
2010060353.tif 000028
【０１１２】
なお、上式は、任意の値ｇl0を“１”にして計算したものである。前記の式（５６）を解くことにより、特定のｌに関する最適なフィルタ係数を求めることができる。したがって、式（５６）をｌ＝０，１，・・・，Ｌ−１についてＬ回解くことにより、ｆ＝ｆ0２にＭ２重零点を持つ２段目のフィルタ係数を求めることができる。
【０１１３】
このようにして、時変フィルタ係数計算手段５０により計算したフィルタ係数をクラッタ抑圧部２０の双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２に適用することにより、フィルタ全体の特性としてｆ＝ｆ0１とｆ＝ｆ0２にノッチを形成することができ、スタガトリガ方式においてもクラッタを抑圧することができる。
【０１１４】
しかしながら、式（５７）からわかるように、フィルタ次数が大きくなると行列Ａのサイズが大きくなり演算量が増大し、レーダ信号処理には不都合なことが多い。そこで、図６に示すように、１次の時変フィルタをフィルタ次数分だけ縦続接続する構成が演算量の点から都合が良い。１次フィルタであれば、フィルタ係数の計算は全てスカラー演算ですみ、行列計算が不要になる。
【０１１５】
図７に示すように、２つの１次の時変フィルタを縦続接続した場合を考える。１次の時変フィルタ７０の係数をｈ１０,ｈ１１とすると、時変フィルタ係数計算手段６０は、式（５９）によりフィルタ係数を計算して、それを１次の時変フィルタ７０へ転送する。
【０１１６】
【数２７】
2010060353.tif 000029
【０１１７】
２段目の１次の時変フィルタ７１の係数をｇ１０,ｇ１１とすると、時変フィルタ係数計算手段６１は、式（６０）によりフィルタ係数を計算して、それを１次の時変フィルタ７１へ転送する。
【０１１８】
【数２８】
2010060353.tif 000030
【０１１９】
ここで、ｇ１０＝１とし、ｚ0＝ｅｘｐ[ｊ２πｆ0１δＴ]である。
【０１２０】
３段目以降は、１段目と２段目のフィルタを１つのフィルタとみなせるように係数換算して、式（６０）の計算を繰り返せばよい。縦続に接続するフィルタの数が増えるとフィルタ次数を増やすことと等価になり、最終段の出力信号はクラッタが抑圧された信号になる。
【０１２１】
但し、この計算方法では同じ零点周波数を用いた時変フィルタを縦続に接続すると所望のフィルタ特性が得られないことがわかっている。このため、式（６０）で係数計算に用いる零点周波数、即ち推定したクラッタ中心周波数ｆ0１は、実際にはｆ0１＋δｆ（δｆはごく小さな値）を用いて、ｚ0＝exp[ｊ２π（ｆ0１＋δｆ）δＴ]である。
【０１２２】
双峰性クラッタの場合も同様で、零点周波数を同じクラッタ中心周波数ｆ0２に設定する場合は、ｚ0＝exp[ｊ２π（ｆ0２＋δｆ）δＴ]としてフィルタ係数を計算する必要がある。
【０１２３】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、スタガトリガ方式を適用した従来のレーダ装置におけるクラッタ抑圧処理では困難であった、クラッタのドップラー周波数折り返しが発生する場合においても、これを補正したクラッタ中心周波数推定処理を行うことによりクラッタの抑圧性能を常に確保することができる。
【０１２４】
また、実施の形態２では、簡易クラッタ抑圧処理部１５の動作は実施の形態１と同じとして説明したが、簡易クラッタ抑圧処理部１５で実施される抑圧処理に使用するフィルタも時変係数フィルタを使用すれば、折り返し補正の判定精度が向上することが期待できる。増加する演算量が許容できるのであれば、簡易クラッタ抑圧処理部１５にも時変係数フィルタを使用することが望ましい。
【０１２５】
実施の形態３．
以上の実施の形態２では、スタガトリガ方式を適用したレーダ装置の場合について説明したが、スタガトリガ方式のようにパルス毎に送信間隔を変更するのではなく、数種類のパルス間隔で電波送信するが、パルス送信間隔を変更したら一定時間は等間隔でパルス電波を送信するようなレーダ装置においても同様な効果が期待できる。この場合、同一レンジビン内でパルス間隔が等間隔であれば実施の形態１で説明したクラッタ抑圧フィルタを使用すればよく、レンジビン毎にフィルタ係数を変更すればよい。また、同一レンジビン内でもパルス間隔が切り替わる場合は、実施の形態２で説明した時変フィルタを使用すればよい。
【０１２６】
実施の形態４．
フィルタの阻止領域による目標信号のブラインド現象を回避する方法として、送信信号のＲＦ（Radio Frequency）を変化させる方法がある。送信周波数が変化すれば受信される目標信号のドップラー周波数が変化することから、ブラインドが発生しない周波数でクラッタ抑圧処理や目標検出処理を行うモードである。数種類の送信周波数を切り替えて電波送信するパルスレーダ装置において、送信周波数の切り替えによりクラッタ中心周波数も変化するため、前記実施の形態２の時変フィルタを用いてクラッタ中心周波数の折り返し補正を行う方式を適用すれば、クラッタ中心周波数が折り返すような状況においてもクラッタ抑圧性能を確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１２７】
【図１】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段４の内部構成と入力される信号との関係を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の動作を説明するための概念図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるレーダ装置のクラッタ抑圧処理部２０を示す構成図である。
【図５】図４に示す双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２としての、時変係数のトランスバーサル型ＦＩＲフィルタを示す構成図である。
【図６】図４に示す双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ２２としての、１次の時変フィルタを複数個縦続接続したクラッタ抑圧フィルタを示す構成図である。
【図７】図６に示す２つの１次の時変フィルタ７０及び７１を縦続接続した図である。
【符号の説明】
【０１２８】
１  クラッタ推定用データ抽出手段、２  クラッタ数判定手段、３  切替器、４  折り返し補正付クラッタ中心周波数推定手段、５  クラッタ抑圧処理部、６  単峰性クラッタ抑圧フィルタ、７  双峰性クラッタ抑圧フィルタ、１０  ２次元データに変換された後の受信信号、１１ａ及び１１ｂ  クラッタ数判定処理及びクラッタ中心周波数推定処理に使用される受信信号の一部、１２  クラッタ中心周波数推定手段、１３  クラッタ中心周波数補正手段、１４  推定値判定用レンジビン抽出手段、１５  簡易クラッタ抑圧処理部、１６  最適推定値選択手段、２０  クラッタ抑圧処理部、２１  単峰性クラッタ抑圧時変フィルタ、２２  双峰性クラッタ抑圧時変フィルタ、３０〜３０＋Ｍ−１  遅延器、４０〜４０＋Ｍ  複素乗算器、５０  時変フィルタ係数計算手段、５１  複素加算器、７０〜７２  １次の時変フィルタ、６０〜６２  時変フィルタ係数計算手段。
【図１】
2010060353.tif 000031
【図２】
2010060353.tif 000032
【図３】
2010060353.tif 000033
【図４】
2010060353.tif 000034
【図５】
2010060353.tif 000035
【図６】
2010060353.tif 000036
【図７】
2010060353.tif 000037