(57)【要約】【課題】連続波を利用して選択的に血管からドプラ情報を抽出するための改良技術を提供する。【解決手段】血管１００と超音波ビーム７０の交差区間ＩＳよりも大きな選択幅と交差区間ＩＳよりも小さな選択幅とを含む複数の選択幅に亘って選択幅を変化させ、各選択幅ごとにドプラ信号が抽出される。例えば、サンプルゲート７２の幅ｄを幅ｄ１〜幅ｄ６まで変化させ、各幅ごとにドプラ信号が抽出される。交差区間ＩＳよりも選択幅が大きい場合には、超音波ビーム７０と交差する全ての血流のドプラ信号が抽出されるため、抽出されるドプラ信号の電力が選択幅の大きさに依存せずに一定となる傾向を示す。これに対し、交差区間ＩＳよりも選択幅が小さい場合には、超音波ビーム７０と交差する血流のうちの選択幅内の血流のみからドプラ信号が抽出されるため、選択幅の大きさに応じて抽出されるドプラ信号の電力が変化する。【選択図】図９
2010194109.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、
前記送信信号に対応した送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内に設定される選択領域との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該選択領域に対応した復調信号を得る復調処理部と、
前記復調信号に基づいて前記選択領域内のドプラ信号を抽出するドプラ信号処理部と、
を有し、
血管と交差する超音波ビーム上において血管に対して前記選択領域を設定し、血管と超音波ビームの交差区間よりも大きな選択幅と当該交差区間よりも小さな選択幅とを含む複数の選択幅に亘って前記選択領域の選択幅を変化させ、各選択幅ごとにドプラ信号を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記選択幅を変化させることに伴うドプラ信号電力の変動を抑制する制御部をさらに有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、前記交差区間よりも大きな選択幅の選択領域を介して前記交差区間の全域から得られるドプラ信号電力を目標電力値として、前記交差区間よりも小さな選択幅の選択領域を介して前記交差区間内の部分区間から得られるドプラ信号電力を増加させる、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、前記送信波の電力、前記受信信号に対する増幅処理における利得、前記受信信号に対する減衰処理における減衰量、のうちの少なくとも１つを制御することにより前記ドプラ信号電力を増加させる、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記選択幅を変化させることに伴うドプラ信号電力の変動に基づいて前記血管の径を算出する血管径算出部をさらに有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項５に記載の超音波診断装置において、
前記血管径算出部は、前記選択幅の変化に応じてドプラ信号電力が変動する選択幅の範囲を血管内範囲とし、前記選択幅の変化に応じてドプラ信号電力が変動しない選択幅の範囲を血管外範囲とすることにより、血管内範囲と血管外範囲の境界に対応する選択幅を前記血管の径とする、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項５に記載の超音波診断装置において、
前記血管径算出部は、前記交差区間よりも大きな選択幅の選択領域を介して前記交差区間の全域から得られるドプラ信号電力に基づいてドプラ信号電力の定常直線を形成し、前記交差区間よりも小さな選択幅の選択領域を介して前記交差区間内の部分区間から得られるドプラ信号電力に基づいてドプラ信号電力の変動直線を形成し、定常直線と変動直線の交点に対応する選択幅を前記血管の径とする、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の出願人は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の出願人は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、血管からのドプラ情報の抽出に注目した。
【０００７】
本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して選択的に血管からドプラ情報を抽出するための改良技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期的な信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、前記送信信号に対応した送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内に設定される選択領域との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該選択領域に対応した復調信号を得る復調処理部と、前記復調信号に基づいて前記選択領域内のドプラ信号を抽出するドプラ信号処理部と、を有し、血管と交差する超音波ビーム上において血管に対して前記選択領域を設定し、血管と超音波ビームの交差区間よりも大きな選択幅と当該交差区間よりも小さな選択幅とを含む複数の選択幅に亘って前記選択領域の選択幅を変化させ、各選択幅ごとにドプラ信号を抽出する、ことを特徴とする。
【０００９】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記選択幅を変化させることに伴うドプラ信号電力の変動を抑制する制御部をさらに有する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい態様において、前記制御部は、前記交差区間よりも大きな選択幅の選択領域を介して前記交差区間の全域から得られるドプラ信号電力を目標電力値として、前記交差区間よりも小さな選択幅の選択領域を介して前記交差区間内の部分区間から得られるドプラ信号電力を増加させる、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい態様において、前記制御部は、前記送信波の電力、前記受信信号に対する増幅処理における利得、前記受信信号に対する減衰処理における減衰量、のうちの少なくとも１つを制御することにより前記ドプラ信号電力を増加させる、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記選択幅を変化させることに伴うドプラ信号電力の変動に基づいて前記血管の径を算出する血管径算出部をさらに有する、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい態様において、前記血管径算出部は、前記選択幅の変化に応じてドプラ信号電力が変動する選択幅の範囲を血管内範囲とし、前記選択幅の変化に応じてドプラ信号電力が変動しない選択幅の範囲を血管外範囲とすることにより、血管内範囲と血管外範囲の境界に対応する選択幅を前記血管の径とする、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい態様において、前記血管径算出部は、前記交差区間よりも大きな選択幅の選択領域を介して前記交差区間の全域から得られるドプラ信号電力に基づいてドプラ信号電力の定常直線を形成し、前記交差区間よりも小さな選択幅の選択領域を介して前記交差区間内の部分区間から得られるドプラ信号電力に基づいてドプラ信号電力の変動直線を形成し、定常直線と変動直線の交点に対応する選択幅を前記血管の径とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明により、連続波を利用して選択的に血管からドプラ情報を抽出するための改良技術が提供される。例えば、本発明の好適な態様によれば、選択幅を変化させることに伴うドプラ信号電力の変動が抑制される。また、例えば、本発明の別の好適な態様によれば、選択幅を変化させることに伴うドプラ信号電力の変動に基づいて血管の径を算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態を示す図である。
【図２】目標位置の選択幅と変調度の関係を説明するための図である。
【図３】ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。
【図４】送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図５】ＰＳＫにおける位置選択性を説明するための図である。
【図６】乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。
【図７】ＦＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。
【図８】ＦＳＫにおける参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。
【図９】血管からのドプラ情報の抽出を説明するための図である。
【図１０】血管から抽出されるドプラ信号の電力と選択幅との関係を説明するための図である。
【図１１】定常直線と変動直線の形成処理を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の好適な実施形態を説明する。
【００１８】
図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１３は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。
【００１９】
本実施形態において利用される連続波は、周期的な信号に基づいて変調処理されたものである。変調処理された連続波は、変調処理部２０によって形成される。変調処理部２０は、変調信号発生部２４から供給される周期的な信号に基づいて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して変調処理を施して連続波を発生する。
【００２０】
変調処理部２０における変調処理としては、周波数変調（ＦＭ）や位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理と、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理などが好適である。変調処理部２０において形成される連続波の波形等については後に詳述する。変調処理部２０は、変調処理された連続波を送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１２へ出力する。
【００２１】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１２は、電力増幅器１１を介して、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１２には、変調された連続波が入力される。送信ビームフォーマ１２は、その連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１２において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、電力増幅器１１において電力増幅処理が施される。こうして変調された連続波による送信ビームが形成される。
【００２２】
受信用振動子１３は複数の振動素子を備えており、各振動素子により得られた受波信号が、プリアンプ１４による前置増幅処理と減衰器１５による減衰処理とメインアンプ１６による主増幅処理を経て、受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１７へ出力される。
【００２３】
受信ビームフォーマ１７は、受信用振動子１３が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。受信ビームフォーマ１７は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。
【００２４】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２５】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、変調された連続波（送信信号）に基づいて生成される。つまり、変調処理部２０から出力される連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。
【００２６】
遅延回路２５は、目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２５は例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された連続波）が出力される。
【００２７】
π／２シフト回路２６は遅延処理された連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２８】
後に詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が支配的となっている。ＬＰＦ３６，３８において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。
【００２９】
ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００３０】
ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２５によって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、その目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と目標位置からのドプラ情報の抽出との関連については、後に詳述する。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３１】
また、ドプラ情報解析部４４は、測定対象を血管とした場合において、血管から抽出されるドプラ信号を利用して血管の内径を算出する。その算出手法等については後に詳述する。
【００３２】
表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さと速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３３】
次に、本実施形態における位置の選択性について説明する。本実施形態では、変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出する。変調処理部２０における変調方式としては、周波数変調（ＦＭ）や位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理と、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理が好適である。そこで、各変調方式ごとに位置選択性について説明する。
【００３４】
＜周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）による位置選択性＞
図１の変調処理部２０においてアナログ変調処理を施す場合、例えば周波数変調（ＦＭ変調）や位相変調（ＰＭ変調）を施す場合、変調処理部２０は、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波、および、変調信号発生部２４から供給される正弦波や鋸歯状波などの変調波に基づいて連続波を発生する。
【００３５】
周波数ｆ０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆｍの比であるβはＦＭの変調指数である。
【００３６】
【数１】
2010194109.tif 000003
【００３７】
また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式においてｆｍに対するドプラシフトは、ｆ０のシフト分ｆｄに比較して小さいので無視している。
【００３８】
【数２】
2010194109.tif 000004
【００３９】
数２式で表される受信波形は、受信用振動子１３を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、変調処理部２０から出力される連続波（ＦＭ連続波）が遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理された連続波が直接供給され、ミキサ３４には遅延処理された連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。従って、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。
【００４０】
【数３】
2010194109.tif 000005
【００４１】
数３式において、φｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。
【００４２】
受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。
【００４３】
ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算ｖＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６において除去される周波数成分である。
【００４４】
【数４】
2010194109.tif 000006
【００４５】
ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。
【００４６】
【数５】
2010194109.tif 000007
【００４７】
数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。
【００４８】
【数６】
2010194109.tif 000008
【００４９】
一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算ｖＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８において除去される周波数成分である。
【００５０】
【数７】
2010194109.tif 000009
【００５１】
ここで、数６式のｖＤＩ（ｔ）と数７式のｖＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５２】
【数８】
2010194109.tif 000010
【００５３】
次に、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆｍの成分、変調周波数ｆｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５４】
【数９】
2010194109.tif 000011
【００５５】
数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆｍの成分と変調周波数ｆｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。
【００５６】
ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφｍｒを調整してφｍと一致させた場合（φｍｒ＝φｍ）を考える。φｍｒとφｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。
【００５７】
【数１０】
2010194109.tif 000012
【００５８】
数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。
【００５９】
【数１１】
2010194109.tif 000013
【００６０】
数１１式は、参照波（参照信号）の位相φｍｒを送受信間の位相差φｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。
【００６１】
そして、本実施形態においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報をＣＷドプラと同程度の比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義から、ｋβは次式のように表現できる。
【００６２】
【数１２】
2010194109.tif 000014
【００６３】
数１２式は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することを意味している。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ０（ｋβ）が最大値となる。数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと、参照波の位相φｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと参照波の位相φｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。
【００６４】
なお、周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として一般的によく知られている位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより、変調処理部２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。
【００６５】
以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部５０は、目標位置の深さに応じて遅延回路２５における遅延時間を制御する。また、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置の選択幅は変調度（変調指数）βに応じて変化する。
【００６６】
図２は、目標位置の選択幅と変調度の関係を説明するための図であり、ベースバンド信号の直流および高調波成分の生体内深さ（体表からの距離）依存性を示している。図２には、複数の変調度（変調指数）βについて、各変調度βごとにベースバンド信号（復調信号）の周波数スペクトラムが示されている。なお、β＝０からβ≒３０までの各周波数スペクトラムは、固定組織からからの反射電力を表している。図２においては、組織における減衰の効果は省略した。なお、ＦＭ変調度の大きさは、一般的に、変調度βにより定量化される。βは、ＦＭ変調による搬送波の最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆｍの比として定義され、β＝Δｆ／ｆｍにより定義される。
【００６７】
β＝０の場合は無変調であるため、これは通常のＣＷドプラ速度計測システムと等価である。この場合は、どんな深さからの反射電力にも位置依存性は無い。また、送受信ともに無変調なので、ベースバンド信号に変調波成分が出現する余地は無い。連続超音波（ＣＷ）にＦＭ変調をかけ、周波数偏移Δｆを徐々に増加させると、ＦＭＣＷ送受信波はＦＭ変調された信号となり、その電力は搬送波から側帯波に移行してゆく。送受信間の遅延時間差が無い場合はベースバンド信号に変調波の高調波成分は発生しない。直交検波器の２つの入力（つまり受信信号と参照信号）に時間差を生じさせないためには、当該深さからの反射波の遅延時間に相当する遅延時間を参照波に与えてやればよい。
【００６８】
図２の例は、距離ｄ０＝７．５ｃｍにおいて、参照波に与える遅延時間を受信波の遅延時間と一致するように設定した場合を示している。したがって、距離ｄ０からの反射電力は、直流成分のみで、変調波の高調波成分はまったく発生しない。距離がｄ０以外の場所では、送信波と受信波間に時間差が生じるので、両者の相関性が少なくなってくる。したがって、直流成分が減少し、同時に高調波成分が出現しはじめる。
【００６９】
変調度（変調指数β）が大きくなるにつれて、距離ｄ０における反射電力の位置ずれに対する変化は敏感になってくる。すなわち、距離ｄ０における反射電力の選択性が増加する。この傾向はβが増加するにしたがってますます顕著になる。図２では、その様子をβが０から３０の場合について示している。そして、βが３０以上になると、この選択性はＰＷ（パルス波）ドプラにおけるレンジゲートの役割と類似の機能に近づいてくる。本実施形態においては、反射電力が選択的に抽出される領域をサンプルゲート（サンプルボリューム）と称する。
【００７０】
次に、距離ｄ０からの反射電力が、ドプラシフトｆｄを伴っていると仮定する。この場合は、固定物と相似形の距離依存性が出現するが、ドプラ周波数ｆｄだけ、直流成分からシフトしてあらわれる。ドプラスペクトラムは、変調波あるいはその高調波の両側帯波にも同時に出現するが、距離ｄ０からのドプラエコーは直流からｆｄだけシフトした周波数成分のみとなる。この様子を図２（ＤＰ）に示す。
【００７１】
図２（ＤＰ）に示すように、距離ｄ０からのドプラエコーが直流からｆｄだけシフトした周波数成分のみとなるのは、搬送波周波数ｆ０からｆｄだけずれた周波数において、参照信号とドプラ信号との相関が最も強くなるからである。このドプラ信号は、直流付近にのみ出現し、変調波ｆｍとその高調波成分（２ｆｍ，３ｆｍ，・・・）の付近には出現しない。したがって、直流付近のこの成分だけをローパスフィルタ（低域濾波器）によって抽出することにより、通常のＣＷと同様のＳＮＲ（信号体ノイズ比）を保った状態で、位置情報の特定されたドプラ情報を得ることができる。
【００７２】
具体的には、例えば、図１の遅延回路２５によって、目標となる深さ（位置）ｄに対応した遅延時間τ（τ＝２ｄ／ｃ：音速ｃ，深さｄ）で参照信号に対して遅延処理が施されることにより、目標位置に対応したサンプルゲートの位置が決定され、図１のＦＦＴ回路４０，４２から図２（ＤＰ）に相当するドプラ周波数スペクトラム情報が出力され、図１のドプラ情報解析部４４によって、図２（ＤＰ）の直流付近のドプラ信号が抽出される。また、変調処理部２０における変調度βの大きさに応じて、サンプルゲートの幅を調整することができる。
【００７３】
＜位相シフトキーイング（ＰＳＫ）による位置選択性＞
図３は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図３（Ａ）には、ＲＦ波発振器（図１の符号２２）から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図３（Ｂ）には、変調信号発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生部は、例えば図３（Ｂ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。
【００７４】
図３（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器として機能する変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。変調処理部は、図３（Ａ）のＲＦ信号に対して、図３（Ｂ）の２値符号に基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。変調処理部は、２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ信号の位相をそのままとし、２値符号が「−１」のビット期間においてＲＦ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図３（Ｃ）の送信信号を形成する。こうして、例えば図３（Ｃ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１３）を介して生体内から受信信号が得られる。
【００７５】
図４は、送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。図４（Ａ）には、ＰＳＫ変調器として機能する変調処理部において形成される送信信号、つまりＰＳＫ変調された連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、擬似ランダム信号（図３（Ｂ）の２値符号）の繰り返し周波数ｆｐである。また、周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔は、擬似ランダム信号（図３（Ｂ）の２値符号）の１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。
【００７６】
図４（Ｂ）には、受信信号の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図４（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図４（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。
【００７７】
本実施形態では、変調処理部（図１の符号２０）において形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。後に詳述するが、このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。
【００７８】
図４（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図４（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図４（Ｃ）の復調信号となる。
【００７９】
図４（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ回路（図１の符号４０，４２）においては、図４（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ０の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。そして、ドプラ情報解析部（図１の符号４４）において、図４（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。
【００８０】
図５は、ＰＳＫにおける位置選択性を説明するための図である。受信信号と参照信号の相関の鋭さは、変調信号発生部（図１の符号２４）において形成される周期的な信号列のシーケンスに依存する。相関性を鋭くするためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例として、ｎ＝３のＰＮ符号を用いた場合の位置選択性について、図５を用いて説明する。
【００８１】
ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２３―１）ビットである。このシーケンスが際限なく繰り返すので、この擬似ランダムパターンは繰り返し周期の逆数の線スペクトラムを持っている。この信号を用いて周波数ｆ０の搬送波に０−πの２相のＰＳＫ変調をかけると、その時間波形は、先に説明した図３（Ｃ）のようになる。
【００８２】
受信信号は、送信信号が目標の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、例えば図５の受信信号の波形が得られる。送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ１〜φ６まで変化させて受信信号と乗算した結果（乗算器出力）が図５に示されている。
【００８３】
図５から、参照信号と受信信号の位相が一致したφ３の場合に、乗算器出力（ミキサ出力）の直流成分が最大になる。また、交流成分としては、搬送波およびその高調波成分のみとなるのも、参照信号と受信信号の位相が一致した場合の特徴である。この信号の周波数スペクトラムは、図４（Ｃ）に示したとおりである。また、図５から、位相がφ３以外の場合には、乗算器出力として正と負の電圧がランダムに発生するので、これらの平均電圧は非常に小さくなる。
【００８４】
図６は、乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。図６には、参照信号の位相と乗算器出力との対応関係が示されている。図６においては、ＰＮパターンの繰り返し周期ごとに合計値のピークが出現し、ピーク以外の位相では、電圧（合計値）は極端に小さくなっている。この例におけるＰＮパターンの長さは７ビットであり、約３周期分すなわち２０ビットの合計である“２０”が最大値となっている。一方、ピーク以外の位相では、合計は−２または−４であり、“２０”に比べて極端に小さい。
【００８５】
このように、目標位置からの受信信号に対応するように参照信号の位相を調整することにより、その目標の深さからの反射波電力とドプラ情報を選択的に検出する位置選択性が実現される。また、擬似ランダムパターンの各符号の長さ（ビット長）により、位置選択性の幅（選択幅）が決定される。
【００８６】
＜周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）による位置選択性＞
図７は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図７（Ｉ）には、変調信号発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生部は、例えば図７（Ｉ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列としては、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などパルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。
【００８７】
図７（ＩＩ）には、ＦＳＫ変調器として機能する変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。変調処理部は、図７（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイングにより、ＲＦ波（搬送波）に対してデジタル変調処理を施して連続波の送信信号を形成する。変調処理部は、例えば２値符号が「１」のビット期間において周波数ｆ１とし、２値符号が「０」のビット期間において周波数ｆ２とすることにより、図７（ＩＩ）の超音波送信信号を形成する。
【００８８】
こうして、例えば図７（ＩＩ）の超音波送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１３）を介して生体内から受信信号が得られる。そして、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）の場合においても変調処理部（図１の符号２０）で形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（選択位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。
【００８９】
図８は、ＦＳＫにおける参照波（参照信号）の位相と乗算器出力との関係を示す図である。図８に示すグラフは、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いた例に対応しており、図８に示すグラフの縦軸は、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値である。また、図８に示すグラフの横軸は、受信信号に対する参照波（参照信号）の位相、つまり、受信信号と参照信号の位相差を示している。なお、図８の横軸は、１ビットの時間であるＴを基準単位とした場合の位相の相対的な大きさを示している。
【００９０】
参照信号と受信信号の位相差が０（ゼロ）の場合には、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いに一致するため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。したがって、図８において、参照波の位相が０の場合における乗算器出力値が「＋７」となっている。これに対して、参照信号と受信信号の間に位相差が生じると、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いにずれるため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値が「＋１，０，−１」程度と極端に小さくなる。なお、参照波の位相が相対値で７だけずれると、７ビットの周期の擬似ランダム信号が１周期分だけずれるため、乗算器出力値は、位相差が０の場合と同じく極端に大きな値「＋７」を示す。
【００９１】
このように、ＦＳＫの場合においても、ＰＳＫの場合（図６参照）と同様に、参照信号の位相に応じた位置選択性がある。また、ＦＳＫの場合においても、擬似ランダムパターンの各符号の長さ（ビット長）により、位置選択性の幅（選択幅）が決定される。
【００９２】
各変調方式ごとの位置選択性は上述のとおりである。さらに、本実施形態においては、血管からドプラ情報を抽出する際に好適な機能が実現されている。そこで、本実施形態における血管からのドプラ情報の抽出について説明する。
【００９３】
図９は、本実施形態における血管からのドプラ情報の抽出を説明するための図であり、血管１００とその血管１００に交差する超音波ビーム７０を示している。上述のように本実施形態では位置選択性（位置選択機能）が実現されている。その位置選択機能は、例えば超音波ビーム７０上にサンプルゲート７２を設定することにより実現される。
【００９４】
例えば、ユーザがＢモード画像などを確認しながら、超音波ビーム７０上において血管１００に対してサンプルゲート７２を設定する。そして、設定されたサンプルゲート７２の位置（深さ）に応じて、システム制御部（図１の符号５０）が遅延回路（図１の符号２５）の遅延量を制御して参照信号の位相が調整される。また、設定されたサンプルゲート７２の幅ｄに応じて、システム制御部（図１の符号５０）が変調信号の変調度やビット長を制御することにより、サンプルゲート７２の幅ｄに対応した選択幅が設定される。こうして、サンプルゲート７２内から選択的にドプラ信号が抽出される。
【００９５】
そして、本実施形態においては、血管１００と超音波ビーム７０の交差区間ＩＳよりも大きな選択幅と交差区間ＩＳよりも小さな選択幅とを含む複数の選択幅に亘って選択幅を変化させ、各選択幅ごとにドプラ信号が抽出される。例えば、図９に示すようにサンプルゲート７２の幅ｄを幅ｄ１〜幅ｄ６まで変化させ、各幅ごとにドプラ信号が抽出される。
【００９６】
交差区間ＩＳよりも選択幅が大きい場合には、例えば選択幅が幅ｄ１，ｄ２の場合には、超音波ビーム７０と交差する全ての血流のドプラ信号が抽出されるため、抽出されるドプラ信号の電力が選択幅の大きさに依存せずに一定となる傾向を示す。これに対し、交差区間ＩＳよりも選択幅が小さい場合には、例えば選択幅が幅ｄ３〜ｄ６の場合には、超音波ビーム７０と交差する血流のうちの選択幅内の血流のみからドプラ信号が抽出されるため、選択幅の大きさに応じて抽出されるドプラ信号の電力が変化する。つまり、選択幅が小さくなるにつれてドプラ信号の電力も小さくなる比例傾向を示す。
【００９７】
図１０は、血管から抽出されるドプラ信号の電力と選択幅との関係を説明するための図であり、横軸に示す選択幅の大きさに応じて縦軸に示すドプラ信号の電力（ドプラ電力）が変化する様子を実線で示している。
【００９８】
図９を利用して説明したように、交差区間ＩＳよりも選択幅が大きい場合には、超音波ビーム７０と交差する全ての血流のドプラ信号が抽出されるため、抽出されるドプラ信号の電力が選択幅の大きさに依存せずに一定となる傾向を示す。また、交差区間ＩＳよりも選択幅が小さい場合には、超音波ビーム７０と交差する血流のうちの選択幅内の血流のみからドプラ信号が抽出されるため、選択幅の大きさに応じて、抽出されるドプラ信号の電力が変化する。
【００９９】
そのため、例えば、超音波の反射に寄与する血球の密度が血管内において一定であると仮定するならば、図１０に示すように、交差区間ＩＳよりも選択幅が大きい場合には選択幅に関係なくドプラ電力が一定となり、また、交差区間ＩＳよりも選択幅が小さい場合には選択幅に比例してドプラ電力が変化する。
【０１００】
そこで、システム制御部（図１の符号５０）は、選択幅を変化させることに伴うドプラ電力の変動を抑制する。システム制御部は、交差区間ＩＳの全域から得られるドプラ電力を目標電力値として、交差区間ＩＳよりも小さな選択幅で得られるドプラ電力を増加させる。
【０１０１】
例えば、システム制御部は、交差区間ＩＳよりも選択幅が小さい場合に、選択幅の大きさに応じて電力増幅器（図１の符号１１）を調整して送信波の電力を変化させて、ドプラ電力が目標電力値となるように制御する。システム制御部は、減衰器（図１の符号１５）における減衰量を調整してドプラ電力が目標電力値となるように制御してもよいし、メインアンプ１６における利得を調整してドプラ電力が目標電力値となるように制御してもよい。もちろん、電力増幅器と減衰器とメインアンプのうちのいくつか又は全てを組み合わせて、ドプラ電力が目標電力値となるように制御してもよい。
【０１０２】
選択幅を変化させることに伴うドプラ電力の変動が抑制されることにより、例えば、ドプラ信号のＳＮＲ（信号対雑音比）の劣化を抑制しつつ、より高感度でドプラ信号を抽出することが可能になる。
【０１０３】
さらに、本実施形態においては、選択幅を変化させることに伴うドプラ電力の変動に基づいて血管の内径が算出される。血管の内径を算出するにあたっては、図１０に示すように、血管外領域と血管内領域が特定される。例えば、ドプラ情報解析部（図１の符号４４）は、選択幅の変化に応じてドプラ電力が変動する選択幅の範囲を血管内範囲とし、選択幅の変化に応じてドプラ電力が変動しない選択幅の範囲を血管外範囲とする。そして、血管内範囲と血管外範囲の境界に対応する選択幅を血管の内径と判断する。なお、こうして判断された血管の内径は、図９に示すように血管１００に対して斜めに交差する交差区間ＩＳの長さである。そこで、超音波ビーム７０と血管１００の交差角度と交差区間ＩＳの長さとに基づいて、血管１００の短軸の沿った内径を算出してもよい。
【０１０４】
また、図１０に示す定常直線８２と変動直線８４を形成して、これら直線の交点に対応する選択幅を血管の内径と判断してもよい。そこで、定常直線８２と変動直線８４の形成処理について説明する。
【０１０５】
図１１は、定常直線と変動直線の形成処理を説明するためのフローチャートである。まず、ユーザがＢモード画像などを確認しながら血管と交差する超音波ビーム上において血管に対してサンプルゲートを設定する（Ｓ１１０１）。そして、サンプルゲートの幅が血管と超音波ビームの交差区間（図９参照）よりも大きく設定され、血管外領域の複数の選択幅で各選択幅ごとにドプラ電力が測定される（Ｓ１１０２）。こうして、血管外領域において測定された複数のドプラ電力の平均値が算出され、算出された平均値が血管外領域における一定のドプラ電力とみなされる（Ｓ１１０３）。なお、先に説明したドプラ電力の変動を抑制する制御において、目標電力値として、Ｓ１１０３における平均値を利用してもよい。
【０１０６】
血管外領域におけるドプラ電力の平均値が算出されると、次に、サンプルゲートの幅が血管と超音波ビームの交差区間（図９参照）よりも小さく設定され、血管内領域の複数の選択幅で各選択幅ごとにドプラ電力が測定される（Ｓ１１０４）。血管内領域では、選択幅に応じてドプラ電力が変化する（図１０参照）。そこで、血管内領域における選択幅に対するドプラ電力の変化の傾きが算出され（Ｓ１１０５）、算出された傾きが予め設定された許容範囲内にあるか否かが確認される（Ｓ１１０６）。
【０１０７】
サンプルゲートが血管の中央付近に適切に設定されていれば、サンプルゲートの幅つまり選択幅の減少に応じて、ドプラ電力も所定の傾き（例えば６ｄＢ／Ｏｃｔ．）で減少する。一方、サンプルゲートが血管の中央から大きく外れて設定されていると、選択幅を減少させることに伴って目標とする血流がサンプルゲートから外れてしまい、図１０の一点鎖線で示すように、急激にドプラ電力が低下する場合がある。
【０１０８】
Ｓ１１０６において、算出された傾きが予め設定された許容範囲内にあることが確認されると、サンプルゲートが血管の中央付近に適切に設定されていると判断され、定常直線と変動直線が決定される（Ｓ１１１１）。つまり、Ｓ１１０３において算出された平均値を血管外領域における一定のドプラ電力とみなして、図１０に示す定常直線８２が形成され、Ｓ１１０５において算出された傾きから、図１０に示す変動直線８４が形成される。
【０１０９】
一方、Ｓ１１０６において、算出された傾きが予め設定された許容範囲内にないことが確認されると、サンプルゲートが血管の中央付近に適切に設定されていないと判断され、サンプルゲートが再設定される（Ｓ１１０７）。そして、再設定されたサンプルゲートを利用して、血管内領域の複数の選択幅で各選択幅ごとにドプラ電力が測定され（Ｓ１１０８）、選択幅に対するドプラ電力の変化の傾きが再び算出される（Ｓ１１０９）。こうして再び算出された傾きが、前回算出された傾きと一致しているか否かが確認される（Ｓ１１１０）。
【０１１０】
Ｓ１１１０において一致していると判断されると、一致した傾きを利用して変動直線が形成され、Ｓ１１０３において算出された平均値を利用して定常直線が形成される（Ｓ１１１１）。一方、Ｓ１１１０において一致していないと判断されると、さらに、Ｓ１１０７からＳ１１１０までの処理が繰り返される。
【０１１１】
図１１のフローチャートに従って定常直線と変動直線が決定されると、これら直線の交点に対応する選択幅が血管の内径と判断される。なお、こうして判断された血管の内径は、図９に示すように血管１００に対して斜めに交差する交差区間ＩＳの長さである。そこで、超音波ビーム７０と血管１００の交差角度と交差区間ＩＳの長さとに基づいて、血管１００の短軸の沿った内径を算出してもよい。
【０１１２】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１１３】
２０  変調処理部、２２  ＲＦ波発振器、２４  変調信号発生部、２５  遅延回路、４０，４２  ＦＦＴ回路、４４  ドプラ情報解析部、５０  システム制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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