(57)【要約】【課題】本発明は、電波送信することにより、ＭＴＩでクラッタ抑圧処理を実施した場合に発生する目標ブラインド速度領域を軽減させることができるレーダ装置を提供する。【解決手段】送信機３は、パルス信号の送信周波数をｆ１〜ｆ３に、時分割で順次切り換える。それぞれの送信周波数で放射された電波の反射波は、アンテナ１によって受信され、その後、受信機５によって位相検波されて受信処理信号とされる。周波数選択手段８は、送信周波数ｆ１〜ｆ３でのＭＴＩ処理手段７の出力信号のそれぞれに対して、ピーク検出又は閾値検出処理を実行して、目標検出を行う。周波数選択手段８は、複数の受信処理信号のうち目標信号が含まれている受信処理信号を計測対象信号として選択する。周波数選択手段８からの計測対象信号に基づいて、目標検出処理や、距離計測処理を実施し、目標までの距離を測定する。【選択図】図１
2010249535.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたパルス信号を送信信号として外部空間へ送り、その送信信号の前記外部空間からの反射波を受信信号として受けるアンテナと、
それぞれ異なる送信周波数の複数の前記パルス信号を生成し、その生成した前記複数のパルス信号を時分割で前記アンテナに入力する送信信号処理手段と、
前記アンテナの前記受信信号を、その受信信号に対応する前記パルス信号の送信周波数毎に内部処理用の受信処理信号に変換し、複数の受信処理信号とする受信信号処理手段と、
前記受信信号処理手段からの前記複数の受信処理信号のそれぞれに対して、静止物体からの反射波に起因するクラッタ成分を、移動目標を検出するために除去するクラッタ除去手段と、
前記クラッタ除去手段によるクラッタ成分除去後の前記複数の受信処理信号に、距離測定の目標を示す目標信号が含まれているか否かについて判別し、前記複数の受信処理信号のうち前記目標信号が含まれている前記受信処理信号を計測対象信号として選択する周波数選択手段と、
前記計測対象判別手段からの計測対象信号に基づいて、前記目標までの距離を計測する目標距離計測手段と
を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記周波数選択手段は、前記複数の受信処理信号のうち前記目標信号が含まれている前記受信処理信号が複数であることを確認した場合には、前記目標信号が含まれている前記複数の受信処理信号のそれぞれを前記計測対象信号として選択し、
前記周波数選択手段からの前記計測対象信号を、前記複数のパルス信号の送受信が全て完了するまで保持し、前記計測対象信号が複数である場合に、それらの複数の前記計測対象信号を列方向に並べて得られる行列に関する相関行列を算出し、その算出した前記相関行列の最大固有値に対応する固有ベクトルを算出して、前記複数の計測対象信号を最大信号対雑音比で合成する周波数最大比合成手段
をさらに備え、
前記目標距離計測手段は、前記計測対象判別手段からの計測対象信号に代えて、前記周波数最大比合成手段によって合成された前記複数の計測対象信号に基づいて、前記目標までの距離を計測する
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記クラッタ除去手段によるクラッタ成分除去後の前記複数の受信処理信号のそれぞれについて、離散フーリエ変換を行って周波数成分を算出し、その算出した周波数成分を前記複数の受信処理信号のそれぞれから分離する周波数成分分離手段
をさらに備え、
前記周波数選択手段は、前記周波数成分分離手段によって周波数成分が分離された前記複数の受信処理信号のそれぞれに、前記目標信号が含まれているか否かについて判別し、前記複数の受信処理信号のうち前記目標信号が含まれている前記受信処理信号を前記計測対象信号として選択する
ことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記アンテナは、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナであり、
前記周波数最大比合成手段は、前記複数の計測対象信号を最大信号対雑音比でかつ空間的に合成する
ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記複数のアンテナ素子は、複数のサブアレーとしてそれぞれグループ化されており、
前記受信信号処理手段は、前記アレーアンテナの前記受信信号を、その受信信号に対応する前記パルス信号の送信周波数毎、及び前記サブアレー毎に、前記受信処理信号に変換する
ことを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、受信信号に含まれているクラッタ成分を抑圧する機能を有するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的なパルスレーダは、パルス状の電波を空間に放射し、目標物からの反射波を抽出して距離計測を行うものである。アンテナの受信信号には、目標からの反射波成分以外にクラッタと呼ばれる不要な物体からの反射波成分も含まれている。このようなクラッタは、目標検出処理の妨げとなる。そこで、捜索系の従来のレーダ装置では、クラッタを抑圧するためのクラッタ除去手段として、静止物体からの反射波に起因するクラッタ成分を受信処理信号から除去するＭＴＩ（Ｍｏｖｉｎｇ  Ｔａｒｇｅｔ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒｓ：移動目標検出装置）が用いられる（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
このＭＴＩとは、移動する目標からの反射波にはドップラー周波数が発生するが、地面や建築物からの反射波であるクラッタにはドップラー周波数が発生しないことを利用してクラッタのみを抑圧する一種のフィルタである。具体的に、ＭＴＩは、各レンジビンの受信処理信号において、１パルス分遅延させた受信処理信号を差し引くことで、ドップラー周波数が０付近のクラッタを集中的に抑圧する。なお、一般的に、伝達関数が１−ｚ-1で表されるＭＴＩについては単一消去器と呼ばれ、伝達関数が（１−ｚ−１）Ｍで表されるＭＴＩについては多重消去器と呼ばれる（但しＭ＞１である）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特公昭５８−５５４７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、ＭＴＩの演算処理は、パルス繰り返し周期をサンプリング間隔として動作するフィルタとみなすことができる。そして、ＭＴＩのフィルタ振幅特性は、パルス繰り返し周波数ＰＲＦ（Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）毎にフィルタの阻止領域が繰り返される特性になる。
【０００６】
捜索系のレーダでは、目標までの距離を正しく計測することを目的としているので、比較的低いＰＲＦで運用されることが多い。即ち、ＰＲＦが比較的低いということは目標のドップラー周波数を正しく計測できる範囲（−ＰＲＦ／２〜ＰＲＦ／２）が比較的狭くなることと等価である。しかしながら、このような設定の場合、目標が高速で移動しているとドップラー周波数が発生しているにも係らず、そのドップラー周波数がＭＴＩの阻止領域に含まれてしまい目標信号が減衰してしまうブラインド現象が生じる確率が高くなる。
【０００７】
従って、従来のレーダ装置では、ＭＴＩがクラッタ抑圧処理を行った場合、目標の移動速度によっては、ブラインド現象が生じる。この結果、目標信号がＭＴＩによって減衰して目標検出が困難になるという課題があった。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、クラッタ除去手段のクラッタ抑圧処理に伴う目標ブラインド速度領域を縮小させることができ、より確実に目標検出を行うことができるレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係るレーダ装置は、入力されたパルス信号を送信信号として外部空間へ送り、その送信信号の前記外部空間からの反射波を受信信号として受けるアンテナと、それぞれ異なる送信周波数の複数の前記パルス信号を生成し、その生成した前記複数のパルス信号を時分割で前記アンテナに入力する送信信号処理手段と、前記アンテナの前記受信信号を、その受信信号に対応する前記パルス信号の送信周波数毎に内部処理用の受信処理信号に変換し、複数の受信処理信号とする受信信号処理手段と、前記受信信号処理手段からの前記複数の受信処理信号のそれぞれに対して、静止物体からの反射波に起因するクラッタ成分を、移動目標を検出するために除去するクラッタ除去手段と、前記クラッタ除去手段によるクラッタ成分除去後の前記複数の受信処理信号に、距離測定の目標を示す目標信号が含まれているか否かについて判別し、前記複数の受信処理信号のうち前記目標信号が含まれている前記受信処理信号を計測対象信号として選択する周波数選択手段と、前記計測対象判別手段からの計測対象信号に基づいて、前記目標までの距離を計測する目標距離計測手段とを備えるものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明のレーダ装置によれば、送信信号処理手段によってそれぞれ異なる送信周波数の複数のパルス信号が時分割でアンテナへ入力され、周波数選択手段によって目標信号が含まれている受信処理信号が計測対象信号とされるので、複数の送信周波数のうち一部の送信周波数についての受信処理信号がクラッタ除去手段のブラインド現象の影響を受ける場合であっても、複数の送信周波数のうち他の送信周波数についての受信処理信号がクラッタ除去手段のブラインド現象の影響を回避可能となることにより、ＭＴＩでクラッタ抑圧処理を実施した場合に発生する目標ブラインド速度領域を縮小させることができ、より確実に目標検出を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示すブロック図である。
【図２】パルス波の送信タイミングを説明するための説明図である。
【図３】目標信号に対するＭＴＩの利得の変化を説明するためのグラフである。
【図４】この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示すブロック図である。
【図５】図４の周波数最大比合成手段の内部構成を具体的に示すブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態６によるレーダ装置を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、この発明の実施の形態について、図を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示すブロック図である。なお、図１では、受信機５をＲＸとして示し、Ａ／Ｄ変換器６をＡ／Ｄとして示し、ＭＴＩ処理手段７をＭＴＩとして示す（他のブロック図も同様）。
図１において、レーダ装置は、アンテナ（送受信アンテナ）１、サーキュレータ２、送信機３、周波数切換手段４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、クラッタ除去手段としてのＭＴＩ処理手段７、周波数選択手段８及び目標距離計測手段９を有している。
【００１３】
アンテナ１は、単数のアンテナ素子により構成されている。また、アンテナ１は、入力されたパルス信号を外部空間へ送信信号として送り、そのパルス信号の外部空間からの反射波を受信信号として受ける。サーキュレータ２（送受切換器）は、アンテナ１、送信機３及び受信機５に電気的に接続されている。また、サーキュレータ２は、電波送信（パルス送信）の際には、送信機３とアンテナ１との間を電気的に接続し、電波受信（パルス受信）の際には、受信機５とアンテナ１との間を電気的に接続する。
【００１４】
送信機３は、それぞれ異なる複数の送信周波数のパルス信号（送信パルス列の信号）を生成する。周波数切換手段４は、一定時間おきに、複数の送信周波数を切り換えるための切換信号を送信機３に送る。送信機３は、周波数切換手段４からの切換信号に応じて、複数の送信周波数を時分割により切り換えて、パルス信号をアンテナ１へ送る。なお、送信機３及び周波数切換手段４は、送信信号処理手段を構成している。
【００１５】
受信機５は、アンテナ１によって受信されたＲＦ帯の受信信号の位相を検波し、受信信号に対応するパルス信号の送信周波数毎に、内部処理用のベースバンドの受信処理信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器６は、受信機５からの受信処理信号に対してＡ／Ｄ変換を行う。なお、受信機５及びＡ／Ｄ変換器６は、受信信号処理手段を構成している。
【００１６】
ＭＴＩ処理手段７は、Ａ／Ｄ変換器６からの受信処理信号に含まれている静止物体からの反射波に起因するクラッタ成分を除去する。周波数選択手段８は、ＭＴＩ処理手段７によるクラッタ成分除去後の受信処理信号に対して、ピーク検出処理又は閾値検出処理を実行し、距離測定の目標を示す目標信号が含まれているか否かについて判別（簡易検出）する。なお、周波数選択手段８は、ピーク検出処理又は閾値検出処理により抽出された信号成分が距離方向に広がっていなければ、受信処理信号に目標信号が含まれていると判別できる。そして、周波数選択手段８は、目標信号が含まれている受信処理信号を計測対象信号とする。
【００１７】
目標距離計測手段９は、周波数選択手段８からの計測対象信号に基づいて、ＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｆａｌｓｅ  Ａｌａｒｍ  Ｒａｔｅ：一定誤警報確率）等の目標検出処理（詳細検出）や、距離計測処理を実施し、目標までの距離を測定する。
【００１８】
ここで、レーダ装置は、演算処理部（ＣＰＵ）、記憶部（ＲＯＭ、ＲＡＭ及びハードディスク等）及び信号入出力部を持ったコンピュータ（図示せず）により構成することができる。レーダ装置のコンピュータの記憶部には、送信機３、周波数切換手段４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、ＭＴＩ処理手段７、周波数選択手段８及び目標距離計測手段９の機能を実現するためのプログラムが格納されている。
【００１９】
次に、実施の形態１のレーダ装置の動作について説明する。ここでは、３つの送信周波数ｆ１〜ｆ３を切り換えて電波送信する場合について説明する。図２は、パルス電波の送信タイミングを説明するための説明図である。図２に示すように、まず、送信機３は、予め設定した時間だけ、送信周波数ｆ１のパルス信号をアンテナ１に送り、その送信周波数ｆ１のパルス信号が電波送受信される。
【００２０】
次いで、送信機３は、パルス信号の送信周波数をｆ２，ｆ３に、時分割で順次切り換える。そして、送信周波数ｆ１の場合と同様に、送信周波数ｆ２，ｆ３のパルス信号が電波送受信される。それぞれの送信周波数で放射された電波の反射波は、アンテナ１によって受信され、その後、受信機５によって位相検波されて受信処理信号とされる。そして、位相検波後の受信処理信号は、Ａ／Ｄ変換器６によってディジタル信号に変換されて、ＭＴＩ処理手段７へ送られる。
【００２１】
ここで、一般的に、ＭＴＩによって静止物体からの反射波に起因するクラッタ成分が抑圧される。また、捜索系のレーダでは、目標の移動速度が一般に未知の情報であるため、目標信号のドップラー周波数も未知の情報である。従って、ＭＴＩ処理を実施する限り、目標信号が減衰する現象を完全に回避することは困難である。
【００２２】
また、ＭＴＩの振幅特性は、ＰＲＦが決まれば一意的に決定される。これに対して、目標信号のドップラー周波数ｆｄは、次の式（１）で表される。即ち、送信周波数が変化すれば目標速度ｖが一定でもドップラー周波数は変化することがわかる。
【数１】
2010249535.tif 000003
但し、λ：送信電波の波長  ｆ：送信周波数  ｃ：電波伝搬速度
【００２３】
この式（１）に示すようなドップラー周波数の変化は、移動速度が極端に遅い目標に対しては、送信周波数を切り換えても、原理上、比較的小さい。このため、ＭＴＩ利得の変化も比較的小さい。しかしながら、ある程度高速で移動する目標であれば、ドップラー周波数の変化が比較的大きいので、送信周波数ｆ１では検出できなかった目標が、送信周波数ｆ２では検出できる可能性がある。
【００２４】
従って、実施の形態１のレーダ装置では、先の式（１）に示すようなドップラー周波数の変化を利用して、目標信号がＭＴＩ処理手段７により減衰される確率を低下させる。ＭＴＩ処理手段７の振幅特性は、ＭＴＩ処理手段７の次数（何重消去器であるか）とＰＲＦとにより決定される。即ち、ＭＴＩ処理手段７の次数とＰＲＦとが固定であり、かつ目標の移動速度が一定でレーダ装置との位置関係が変化しない場合でも、送信周波数が異なればドップラー周波数が変化する。これにより、ＭＴＩ処理手段７での目標減衰量が変化することになる。
【００２５】
そこで、周波数選択手段８は、まず、送信周波数ｆ１〜ｆ３でのＭＴＩ処理手段７の出力信号のそれぞれに対して、ピーク検出又は閾値検出処理を実行して、簡易的な目標検出を行う。次に、周波数選択手段８は、抽出された信号成分が距離方向に広がっていなければ目標信号候補であると判断できる。これにより、そのような信号が抽出できた受信処理信号を選択する。
【００２６】
また、図２に示す例では、送信周波数ｆ１，ｆ３では目標検出可能であり、送信周波数ｆ２では目標検出不可であるため、送信周波数ｆ１，ｆ３に対応する受信処理信号が、周波数選択手段８によって計測対象信号として選択される。なお、周波数選択手段８は、送信周波数ｆ１，ｆ３のそれぞれに対応する受信処理信号のうち、反射強度が大きい受信処理信号を計測対象信号として選択する。なお、周波数選択手段８は、送信周波数ｆ１，ｆ３のそれぞれに対応する受信処理信号のうち、アンテナ１が先に受信した反射波に対応する受信処理信号を計測対象信号として選択することもできる。
【００２７】
ここで、ＭＴＩ処理手段７の次数とＰＲＦとが予め決まっていれば、切り換える複数の送信周波数間の周波数差を調整することによって、特定範囲の移動速度を持つ目標に対するＭＴＩ利得を常時確保することができる。
【００２８】
次に、実施の形態１のレーダ装置のＭＴＩ利得の変化について、従来のレーダ装置と対比しながら説明する。図３は、図１のレーダ装置のＭＴＩ利得の変化を説明するための説明図である。図３に示す例では、切り換える複数の送信周波数をｆ１〜ｆ３とする。ここでの計算例は、送信周波数ｆ１を基準にして、ｆ２＝１．１×ｆ１、ｆ３＝１．２×ｆ１と変化させ、ＰＲＦ＝ｆ１／１０６、ＭＴＩ処理手段７を２重消去器とした場合の例である。
【００２９】
また、図３の横軸は、目標速度を示し、図３の縦軸は、ＭＴＩ利得を示す。さらに、図３では、実施の形態１のレーダ装置のＭＴＩ利得の変化を実線で示し、従来のレーダ装置（送信周波数ｆ１のみを用いたもの）のＭＴＩ利得の変化を破線で示す。また、図３では、ＭＴＩ利得が０を下回る場合は目標信号が減衰することを意味する。さらに、図３は、目標の移動速度を３００ｍ／ｓ〜７００ｍ／ｓまで変化させたときの目標信号に対するＭＴＩ利得のデシベル値である。
【００３０】
まず、従来のレーダ装置では、図３の矢示Ａ１〜Ａ３のように、大きく利得が劣化する目標速度が多数あり、ブラインド現象が生じていることがわかる。これに対して、実施の形態１のレーダ装置では、常時５ｄＢ以上の利得を確保できており、想定した目標速度範囲（図３の横軸の全域）内では目標信号が減衰しないことがわかる。
【００３１】
なお、図３では、目標速度範囲を３００ｍ／ｓ〜７００ｍ／ｓとした例を示すが、計算では、１２０ｍ／ｓ〜１２００ｍ／ｓを目標速度範囲とした場合でも、０ｄＢ以上のＭＴＩ利得を確保できることを確認しており、図３に示す例よりも広範囲に渡って、０ｄＢ以上のＭＴＩ利得を確保することができる。
【００３２】
上記のような実施の形態１のレーダ装置によれば、送信機３によってそれぞれ異なる送信周波数の複数のパルス信号が時分割でアンテナ１へ入力され、目標信号が含まれている受信処理信号が周波数選択手段８によって計測対象信号として選択される。そして、その計測対象信号が目標距離計測手段９に送られる。この構成により、複数の送信周波数のうち一部の送信周波数についての受信処理信号がＭＴＩ処理手段７のブラインド現象の影響を受ける場合であっても、複数の送信周波数のうち他の送信周波数についての受信処理信号がＭＴＩ処理手段７のブラインド現象の影響を回避可能となることにより、ＭＴＩ処理手段７でクラッタ抑圧処理を実施した場合に発生する目標ブラインド速度領域を軽減させることができ、従来のレーダ装置に比べて正確に目標距離を算出することができる。
【００３３】
なお、実施の形態１では、図２に示すように、３つの送信周波数を用いた例について説明した。しかしながら、この例に限定するものではなく、２つ又は４つ以上の送信周波数を用いてもよい。
【００３４】
実施の形態２．
実施の形態１のレーダ装置では、目標信号がＭＴＩ処理手段７により減衰することを回避するために、送信周波数を時分割で切り換えて電波送信を行うので、送信周波数が固定のレーダに比べて、総パルスヒット数が減少する。これにより、実施の形態１のレーダ装置では、目標信号が存在しているのにＭＴＩ処理手段７によって消失するという可能性は低くなるが、目標を検出したときのＳ／Ｎ（信号対雑音比）の劣化は避けられない。これに対して、この発明の実施の形態２のレーダ装置では、実施の形態１におけるＳ／Ｎの劣化を改善するために、周波数最大比合成手段２０が用いられる。
【００３５】
図４は、この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示すブロック図である。図４において、実施の形態２のレーダ装置は、実施の形態１のレーダ装置の構成に加えて、周波数最大比合成手段２０をさらに有している。実施の形態２の周波数選択手段（複数周波数選択手段）８は、複数の送信周波数のそれぞれに対応する受信処理信号から必要な受信処理信号を１種類又は複数種類選択する。周波数最大比合成手段２０は、周波数最大比合成処理（図５に示す各機能の処理）を行い、周波数選択手段８から受信処理信号を複数種類受けた場合に、それらの複数種類の受信処理信号を合成する。
【００３６】
次に、周波数最大比合成手段２０について具体的に説明する。図５は、図４の周波数最大比合成手段２０の内部構成を具体的に示すブロック図である。図５において、周波数最大比合成手段２０は、最大固有値に対応する荷重ベクトルを算出する合成荷重算出手段（周波数最大比合成荷重算出手段）２１と、複数の乗算器２２Ａ〜２２Ｍ（Ｍ個の乗算器２２：Ｍは２以上の整数）と、加算器２３とを有している。
【００３７】
次に、実施の形態２のレーダ装置の動作について説明する。まず、パルスヒット数をＮＨとし、そのパルスヒット数ＮＨ毎に送信周波数をｆ１〜ｆＮと切り換えてパルス信号を送信した場合において、ＭＴＩ処理手段７によるクラッタ除去後の受信処理信号をｘｆｉ（ｎ，ｒ）とする（但し、ｉ＝１〜ＮＨ）。
【００３８】
周波数選択手段８は、ＭＴＩ処理された受信処理信号ｘｆｉ（ｎ，ｒ）に対して閾値検出を行う。そして、周波数選択手段８は、複数の受信処理信号のうち目標信号候補が存在するレンジビンの受信処理信号を選択する。今、レンジビン番号Ｒにおいて、送信周波数ｆ１，ｆ３，ｆ５に対応する受信処理信号が周波数選択手段８によって計測対象信号として選択されたときに、これらの計測対象信号をベクトルＸｆとして次の式（２）のように定義する。
【数２】
2010249535.tif 000004
【００３９】
周波数最大比合成手段２０では、このベクトルＸｆを用いて空間最大比合成荷重を求めるために、合成荷重算出手段２１が、ベクトルＸｆに関する相関行列Ｒを次の（３）式に基づいて算出する。この相関行列Ｒは、複数の計測対象信号を列方向に並べて得られる行列に関する相関行列である。
【数３】
2010249535.tif 000005
但し、添字のＨは複素共役転置を表す。
【００４０】
また、合成荷重算出手段２１は、相関行列Ｒの最大固有値に対応する固有ベクトルＷ、即ち周波数最大比合成の荷重ベクトルＷを算出して、その算出した荷重ベクトルＷ（Ｗ１〜ＷＭ）を各乗算器２２（２２Ａ〜２２Ｍ）に送る。乗算器２２は、周波数選択手段８からの複数の計測対象信号と、荷重ベクトルＷとを乗算する。
【００４１】
そして、加算器２３は、各乗算器２２の出力を、次の式（４）に示すように加算することによって、最大Ｓ／Ｎ（最大信号対雑音比）で合成した計測対象信号である合成出力信号ＸＦＭＲＣ（ｒ）を算出する。
【数４】
2010249535.tif 000006
【００４２】
ここで、周波数最大比合成手段２０は、周波数選択手段８からの計測対象信号を、複数のパルス信号の送受信が全て完了するまで保持する。そして、周波数最大比合成手段２０は、複数のパルス信号の送受信が全て完了したことに応じて、加算器２３に、その処理を実行させる。
【００４３】
加算器２３によって算出された合成出力信号ＸＦＭＲＣ（ｒ）は、目標距離計測手段９へ送られる。そして、目標距離計測手段９は、合成出力信号ＸＦＭＲＣ（ｒ）を用いて、距離方向（レンジビン方向）に閾値処理を行うことにより目標を検出し、目標距離を算出する。他の構成及び動作は、実施の形態１と同様である。
【００４４】
上記のような実施の形態２のレーダ装置によれば、周波数最大比合成手段２０は、最大固有値に対応する固有ベクトルを算出して、複数の計測対象信号を最大信号対雑音比で合成する。この構成により、実施の形態１のものに比べて、Ｓ／Ｎを改善することができ、より正確な距離の測定が可能となる。
【００４５】
実施の形態３．
実施の形態２のレーダ装置では、周波数最大比合成手段２０によってＳ／Ｎの改善を図るものであった。ここで、対象とする目標の移動速度が比較的速い場合、目標のドップラー周波数も比較的高くなり、送信周波数の切換によるＭＴＩ利得の変化が比較的大きくなる。これにより、送信周波数間の周波数差が比較的小さい場合であっても効果を得やすくなる。
【００４６】
ここで、実施の形態２の最大比合成処理では、理想的には信号の位相を揃えて加算するコヒーレント積分と等価になる。しかしながら、複数の送信周波数間で信号合成する周波数最大比合成処理では、複数の送信周波数間での目標信号のドップラー周波数差が大きくなるに従ってＳ／Ｎ改善の効果が低下してくることが考えられる。これに対して、この発明の実施の形態３のレーダ装置では、目標信号のドップラー周波数の影響が比較的大きい場合にも対応するため、パルスドップラーフィルタ（以下、ＰＤＦ：Ｐｕｌｓｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ  Ｆｉｌｔｅｒ）３０が用いられる。
【００４７】
図６は、この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示すブロック図である。図６において、実施の形態３のレーダ装置は、実施の形態２のレーダ装置の構成に加えて、周波数成分分離手段としてのＰＤＦ３０をさらに有している。ＰＤＦ３０は、先の式（２）で示したＭＴＩ処理手段７からの受信処理信号ベクトルＸｆを受けて、その受信処理信号ベクトルＸｆについて、パルスヒット方向に離散フーリエ変換を行う。ここで、離散フーリエ変換点数をＮＦとすると、ＰＤＦ３０の受信処理信号についての出力信号ベクトルＸＦは次の式（５）で表される。
【００４８】
【数５】
2010249535.tif 000007
従って、ＰＤＦ３０は、ＭＴＩ処理手段７からの複数の受信処理信号のそれぞれに対して、離散フーリエ変換を行って周波数成分を算出し、その算出した周波数成分を複数の受信処理信号のそれぞれから分離する。
【００４９】
実施の形態３の周波数選択手段８は、式（５）に示した出力信号ベクトルＸＦに対してピーク検出を行う。そして、周波数選択手段８は、例えば、そのピークを周波数ｆ１，ｆ３，ｆ５で検出したとすると、その周波数チャンネルの複素信号を次の式（６）のように並べ替えてベクトルＸＦｓとする。
【数６】
2010249535.tif 000008
但し、この例では、全ての送信周波数でそれぞれ異なる周波数チャンネルにピークが検出されたものとする。
【００５０】
そして、周波数最大比合成手段２０は、このベクトルＸＦｓを用いて周波数最大比合成荷重を求めるために、ベクトルＸＦｓに関する相関行列Ｒｓを次の式（７）に基づいて計算する。
【数７】
2010249535.tif 000009
【００５１】
次に、周波数最大比合成手段２０（先の図５の乗算器２２）は、式（７）の相関行列Ｒｓの最大固有値に対応する固有ベクトルＷｓ、即ち周波数最大比合成の荷重ベクトルＷｓと、ベクトルＸＦｓとの乗算を次の式（８）のように行う。
【数８】
2010249535.tif 000010
他の構成及び動作は、実施の形態２と同様である。
【００５２】
上記のような実施の形態３のレーダ装置によれば、ＰＤＦ３０がＭＴＩ処理手段７からの複数の受信処理信号のそれぞれに対して、離散フーリエ変換を行って周波数成分を算出し、その算出した周波数成分を複数の受信処理信号のそれぞれから分離する。この構成により、目標信号のドップラー周波数の影響が比較的大きい場合であっても、Ｓ／Ｎの改善を図ることができる。
【００５３】
実施の形態４．
実施の形態２のレーダ装置では、単一のアンテナ素子によって構成されたアンテナ１が用いられた。これに対して、この発明の実施の形態４のレーダ装置では、アンテナ１に代えて、複数のアンテナ素子４１Ａ〜４１Ｍ（Ｍ個のアンテナ素子：Ｍは２以上の整数）によって構成されたアレーアンテナ４０が用いられる。また、実施の形態４では、実施の形態２における周波数最大比合成手段２０に代えて、空間・周波数最大比合成手段４７が用いられる。
【００５４】
図７は、この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示すブロック図である。なお、図７の左上のｆ１，ｆ２，ｆＮは、送信周波数が時分割で切り換えられて、それぞれの送信周波数の送信信号で電波送受信されていることを表している（図８，９についても同様）。また、図７では、送信周波数ｆ２に対応する反射波を受信しているときのアレーアンテナ４０を破線で示し、送信周波数ｆＮに対応する反射波を受信しているときのアレーアンテナ４０を一点鎖線で示す（図８，９についても同様）。
【００５５】
図７において、実施の形態４のレーダ装置は、送信機（図示せず）と、サーキュレータ（図示せず）と、周波数切換手段（図示せず）と、全体としてアレーアンテナ４０を構成するＭ個のアンテナ素子４１Ａ〜４１Ｍと、アンテナビームを所望の方向へ向けるためのＭ個の移相器４２Ａ〜４２Ｍと、Ｍ個の受信機４３Ａ〜４３Ｍと、Ｍ個のＡ／Ｄ変換処理手段４４Ａ〜４４Ｍと、Ｍ個のＭＴＩ処理手段４５Ａ〜４５Ｍと、周波数選択手段（複数周波数選択手段）４６と、最大信号対雑音比でかつ空間的に合成する空間・周波数最大比合成手段４７と、目標距離計測手段４８とを有している。
【００５６】
ここで、実施の形態４の送信機、サーキュレータ、周波数切換手段、受信機４３Ａ〜４３Ｍ、Ａ／Ｄ変換処理手段４４Ａ〜４４Ｍ、ＭＴＩ処理手段４５Ａ〜４５Ｍ及び周波数選択手段４６の構成及び動作については、実施の形態１，２のレーダ装置の構成及び動作と同様である。
【００５７】
次に、実施の形態４のレーダ装置の動作について説明する。ここでは、送信周波数ｆ１で電波送受信を行った場合について説明する。アレーアンテナ４０から送信された送信周波数ｆ１の送信信号は、目標に当たって反射されて同じくアレーアンテナ４０に入射して受信信号となる。移相器４２は、送信方向と同じ方向に受信ビームを指向するためのビームステアリング操作を行う。
【００５８】
ここで、送信周波数ｆ１での各アンテナ素子４１Ａ〜４１Ｍでの受信信号をｘｍ,1（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）とし、送信周波数を切り換えてｆｎでパルス送信したときの各アンテナ素子４１Ａ〜４１Ｍでの受信信号をｘｍ,ｎ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）とする。この場合において、空間・周波数最大比合成手段４７への受信処理信号をベクトル表記すると次の式（９）のようになる。
【数９】
2010249535.tif 000011
【００５９】
空間・周波数最大比合成手段４７は、空間・周波数最大比合成荷重を算出するために、先の式（９）に示すデータ行列を用いて、Ｚに関する相関行列Ｒｓｆを次の式（１０）により算出する。
【数１０】
2010249535.tif 000012
但し、添字のＨは複素共役転置を表す。
【００６０】
また、空間・周波数最大比合成手段４７は、相関行列Ｒｓｆの最大固有値に対応する固有ベクトルＷ、即ち周波数最大比合成の荷重ベクトルＷを計算する。そして、空間・周波数最大比合成手段４７は、実施の形態２のレーダ装置と同様に、次の式（１１）の演算を行うことにより、最大Ｓ／Ｎでかつ空間的に合成された出力信号ＸＳＦＭＲＣ（ｒ）を得ることができる。
【数１１】
2010249535.tif 000013
他の動作は、実施の形態２と同様である。
【００６１】
上記のような実施の形態４のレーダ装置によれば、アレーアンテナ４０の複数の受信信号に基づく複数の受信処理信号が空間・周波数最大比合成手段４７によって、最大Ｓ／Ｎでかつ空間的に合成される。この構成により、実施の形態２と同様の効果を得ることができるとともに、距離測定に用いる情報量を増大させることができ、距離測定の精度をより向上させることができる。
【００６２】
実施の形態５．
図８は、この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示すブロック図である。図８において、実施の形態５のレーダ装置の構成は、実施の形態４のレーダ装置の構成に、実施の形態３のＰＤＦ３０と同等のＰＤＦ５０Ａ〜５０Ｍを追加したものである。ＰＤＦ５０Ａ〜５０Ｍ以外の実施の形態５のレーダ装置の構成は、実施の形態４のレーダ装置の構成と同様である。
【００６３】
次に、実施の形態５のレーダ装置の動作について説明する。ＭＴＩ処理手段４５Ａ〜４５ＭでＭＴＩ処理された受信処理信号は、それぞれのアンテナ素子４１Ａ〜４１Ｍに対応したＰＤＦ５０で、パルスドップラー処理される。ＰＤＦ５０の出力信号ベクトルは、次の式（１２）に示すＸＦｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）となる。
【数１２】
2010249535.tif 000014
但し、ｍはアンテナ素子番号である。
【００６４】
また、実施の形態５の周波数選択手段４６は、式（１２）に示したＸＦｍに対してピーク検出を行う。そして、周波数選択手段４６は、例えば、各アンテナ素子４１Ａ〜４１Ｍにおいて周波数ｆ１，ｆ５で検出された場合には、その周波数チャンネルの複素信号を次の式（１３）のように並べ替えてベクトルＸＦｓとする。
【数１３】
2010249535.tif 000015
他の動作は、実施の形態３，４と同様である。
【００６５】
上記のような実施の形態５のレーダ装置によれば、実施の形態のレーダ装置の構成に実施の形態３のＰＤＦ３０と同等のＰＤＦ５０Ａ〜５０Ｍを追加していることにより、実施の形態３，４と同様の効果を得ることができる。
【００６６】
実施の形態６．
この発明の実施の形態６のレーダ装置では、実施の形態５のレーダ装置におけるアレーアンテナ４０の複数のアンテナ素子が、複数のサブアレー６０Ａ〜６０Ｍとしてグループ化されている。図９は、この発明の実施の形態６によるレーダ装置を示すブロック図である。図９において、複数のサブアレー６０Ａ〜６０Ｍは、それぞれ複数のアンテナ素子６１と、複数の移相器６２と、合成器６３とを有している。
【００６７】
次に、実施の形態６のレーダ装置の動作について説明する。ここでは、送信周波数ｆｎでパルス送受信を行う場合について説明する。アレーアンテナ４０で送信した周波数ｆｎの送信パルスは、目標から反射し同じくアレーアンテナ４０に入射して受信信号ｘｍ,ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）となる。なお、アレー素子数をＭとし、サブアレー数をＭＳとし、サブアレー内の素子数をＭＭとする。
【００６８】
移相器６２では、送信方向と同じ方向に受信ビームを指向するためのビームステアリング操作を行う。ここで、ステアリングベクトルをＢ(θ)とすると、合成器６３では、サブアレー６０の出力信号として次の式（１５）に示すＹｍ，ｎ（ｍ＝１，２，・・・，ＭＳ）が得られる。
【数１４】
2010249535.tif 000016
【００６９】
ここで、アレーアンテナ４０がリニアアレーの場合を例とすると、ステアリングベクトルＢ(θ)は、次の式（１６）で表すことができる。
【数１５】
2010249535.tif 000017
【００７０】
実施の形態６の受信機は、アレーアンテナ４０の受信信号、即ち式（１６）で示したサブアレー６０の出力信号Ｙｍ，ｎを、その出力信号に対応するパルス信号の送信周波数毎、及びサブアレー６０毎に、受信処理信号に変換する。そして、ＭＴＩ処理後の受信処理信号を周波数選択手段４６の入力信号とすることによって、以降の動作については、実施の形態５のレーダ装置と同様とすることができる。
【００７１】
上記のような実施の形態６のレーダ装置によれば、複数のアンテナ素子６１が、それぞれサブアレーとしてグループ化されている。この構成により、アンテナ素子数が増加した場合であっても、サブアレー単位（グループ単位）で演算処理が可能となることにより、演算量の増加を抑えることができる。これとともに、実施の形態５（実施の形態３，４）と同様の効果を得ることができる。
【００７２】
なお、実施の形態６では、レーダ装置にＰＤＦ５０が用いられていたが、実施の形態４のレーダ装置のように、ＰＤＦ５０を省略してもよい。
【符号の説明】
【００７３】
１  アンテナ、３  送信機、４，４６  周波数切換手段、５，４３Ａ〜４３Ｍ  受信機、７，４５Ａ〜４５Ｍ  ＭＴＩ処理手段（クラッタ除去手段）、８  周波数選択手段、９，４８  目標距離計測手段、２０  周波数最大比合成手段、４０  アレーアンテナ、４１Ａ〜４１Ｍ，６１  アンテナ素子、４７  空間・周波数最大比合成手段、６０Ａ〜６０Ｍ  サブアレー。
【図１】
2010249535.tif 000018
【図２】
2010249535.tif 000019
【図３】
2010249535.tif 000020
【図４】
2010249535.tif 000021
【図５】
2010249535.tif 000022
【図６】
2010249535.tif 000023
【図７】
2010249535.tif 000024
【図８】
2010249535.tif 000025
【図９】
2010249535.tif 000026