(57)【要約】【課題】ＢＴＬ増幅器にて使用する電源電圧が低い場合、地絡・天絡時の出力トランジスタの電流も少なくなり、保護回路が起動しにくくなり、ＡＳＯ破壊が生じやすい。【解決手段】モニタ電流生成回路３２−１は、出力トランジスタＱ１の導通電流に応じたモニタ電流ＩＭＯ１を生成する。保護動作部２８はモニタ電流を閾値と比較して地絡を判定する。バイアス電流生成回路３４−１は、電源電圧ＶＣＣが閾値以上の状態では、バイアス電流ＩＭＢ１を０とし、閾値未満の状態では非零とする。ＩＭＯ１にＩＭＢ１を合成した修正モニタ電流ＩＭ１を異常判定の基準値との比較対象とする。ＶＣＣが閾値未満の状態では、ＩＭ１は上側にバイアスされ、異常状態での実質的な判定基準値が低下する。これにより、ＶＣＣの高低によらず、異常状態でのＱ１の電流増加を検知して保護動作を実行できる。【選択図】図１
2010087692.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ第１基準電源と第２基準電源との間に直列接続された一対のトランジスタで構成された２つのプッシュプル回路を互いにＢＴＬ接続したＢＴＬ増幅器に設けられる保護回路であって、
前記プッシュプル回路の前記トランジスタの導通電流に応じたモニタ電流を生成するモニタ電流生成手段と、
前記モニタ電流の大きさが所定の上限レベルを超えたことにより異常状態の発生を判定し、前記異常状態では少なくとも前記導通電流を遮断又は低下させる保護動作を行う制御手段と、
を有し、
前記制御手段は、前記第１基準電源と前記第２基準電源との電圧差の減少に伴って前記異常状態での前記導通電流が減少することに対応して、前記電圧差に応じて前記上限レベルを変更すること、
を特徴とするＢＴＬ増幅器保護回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＢＴＬ増幅器保護回路において、
前記電圧差に応じて大きさが異なるバイアス電流を生成するバイアス電流生成手段を有し、
前記制御手段は、
前記モニタ電流を前記バイアス電流と合成してバイアスさせ、これにより前記電圧差の減少に対して電流値が広義単調増加する修正モニタ電流を生成するモニタ電流バイアス手段と、
前記修正モニタ電流の大きさが前記電圧差に依存しない一定の基準レベルを超えたことにより、前記異常状態の発生を判定する比較判定手段と、
を有し、前記モニタ電流に対する前記電圧差に応じたバイアス量の相違により前記上限レベルが変更されること、を特徴とするＢＴＬ増幅器保護回路。
【請求項３】
請求項２に記載のＢＴＬ増幅器保護回路において、
前記バイアス電流生成手段は、前記電圧差が所定の閾値以上の第１範囲にある場合と前記電圧差が当該閾値未満の第２範囲にある場合とで前記バイアス電流の大きさを切り替えること、を特徴とするＢＴＬ増幅器保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、それぞれ２つの基準電源間に直列接続された一対のトランジスタで構成された２つのプッシュプル回路を互いにＢＴＬ（Bridged Tied Load、又はBalanced Transformerless）接続したＢＴＬ増幅器に設けられる保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、オーディオ等の負荷（スピーカ）駆動用の電力増幅器としてＢＴＬ増幅器が利用されている。図３は、従来のＢＴＬ増幅器２の構成を示す回路図である。ＢＴＬ増幅器２は２つのプッシュプル回路を有する。各プッシュプル回路４，６は、正電圧源ＶＣＣと接地電位ＧＮＤといった２つの電源間に直列接続された一対のトランジスタを有する。プッシュプル回路４を構成する一対のトランジスタＱ１，Ｑ２は互いに逆相で駆動され、それらの接続点が出力端子（＋ＯＵＴ）となる。同様に、プッシュプル回路６を構成する一対のトランジスタＱ３，Ｑ４も互いに逆相で駆動され、それらの接続点が出力端子（−ＯＵＴ）となる。さらに２つのプッシュプル回路４，６は互いに逆相で駆動される。例えば、入力信号の正極性の期間ではトランジスタＱ１及びＱ４がオンして、負荷であるスピーカＲＬに端子（＋ＯＵＴ）から端子（−ＯＵＴ）へ電流が流れ、一方、入力信号の負極性の期間ではトランジスタＱ３及びＱ２がオンして、スピーカＲＬに端子（−ＯＵＴ）から端子（＋ＯＵＴ）へ電流が流れる。
【０００３】
ここで、ＢＴＬ増幅器２は集積回路として半導体基板上に固定され得るが、通常は、ＢＴＬ増幅器２とスピーカＲＬとは別体に構成され、それらは別途、信号線で接続される。それ故、増幅器の出力端子に誤った接続がなされたり、使用中に信号線が短絡することが起こり得る。このため、従来のＢＴＬ増幅器２においてもこのような異常結線等に対する対策が講じられている。異常結線等の典型的な場合として、出力端子がＧＮＤに短絡する地絡、及びＶＣＣに短絡する天絡が考えられる。地絡・天絡した異常状態では出力トランジスタＱ１〜Ｑ４のうちに両端子間の電圧（コレクタ−エミッタ間電圧又はドレイン−ソース間電圧）が通常動作時よりも増加したものが生じ、当該出力トランジスタは、制御端子（ベース又はゲート）にオン電圧を印加されると過大な導通電流を生じる。具体的には、出力端子を地絡した場合、当該出力端子とＶＣＣとの間に接続される上側トランジスタＱ１又はＱ３に過大な電流が流れ、また、天絡した場合には、当該出力端子とＧＮＤとの間に接続される下側トランジスタＱ２又はＱ４に過大な電流が流れ、ＡＳＯ（Area of Safety Operation：安全動作領域）破壊が発生するおそれがある。
【０００４】
この対策として、各出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の導通電流に連動して変化する電流（モニタ電流ＩＭ１〜ＩＭ４）を生成し、当該モニタ電流が一定の基準値ＩＴＨを超えた場合に地絡や天絡が発生したと判定して出力トランジスタＱ１〜Ｑ４をオフする保護動作を行う。モニタ電流と基準値ＩＴＨとの比較、及び保護動作は保護動作部８によって行われる。基準値ＩＴＨは、保護動作部８に設けられる定電流回路等を用いて、基本的に電源ＶＣＣに応じて変動しない一定値に設定される。
【０００５】
基準値ＩＴＨは、トランジスタの破壊を防止するという観点からは低い方が安全であるが、誤動作を避けるという観点からは出力トランジスタの通常使用時における最大導通電流より高く設定することが求められる。ＩＴＨはこれら両方の観点を考慮して定められる。
【特許文献１】特開平８−２１８５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＢＴＬ増幅器２に供給される電源電圧は、例えば、ＢＴＬ増幅器２が使用されるシステム等に応じて変わり得る。プッシュプル回路４，６が接続される２つの基準電源の電圧差が変わると、出力トランジスタＱ１〜Ｑ４それぞれの両端子間の電圧も変化し、両端子間の導通電流も変化する。例えば、バイポーラトランジスタでは、飽和領域においてコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥと共にコレクタ電流ＩＣＥが増加し、これはアーリー効果と呼ばれている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）においても、飽和領域にてドレイン−ソース間電圧ＶＤＳと共にドレイン電流ＩＤが緩やかに増加することが知られている。
【０００７】
図４は、電源電圧の変化に対する出力トランジスタの最大負荷電流ＩＬＭＡＸ及び最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸそれぞれの変化と、保護回路が動作するコレクタ電流閾値ＩＣＴＨとの関係を示すグラフである。ここで、最大負荷電流ＩＬＭＡＸは、スピーカＲＬ等の負荷に供給されるドライブ電流の最大値であり、ＢＴＬ増幅器２のプッシュプル回路４，６にてプッシュプル動作が正常に行われる状態、すなわち出力端子（＋ＯＵＴ），（−ＯＵＴ）が地絡・天絡していない状態での出力トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ電流ＩＣＥ（ＩＣＥ１〜ＩＣＥ４）の最大値に相当する。負荷ＲＬに流れる電流は、出力端子間の電圧をＶＯＵＴで表すと、ＶＯＵＴ/ＲＬで与えられる。ＶＯＵＴは入力信号の振幅に応じて増加し、その最大値はほぼＶＣＣとなり得るので、最大負荷電流ＩＬＭＡＸはＶＣＣ/ＲＬ程度である。一方、最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸは、地絡・天絡により出力トランジスタＱ１〜Ｑ４にコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥとしてＶＣＣが印加された状態でのコレクタ電流ＩＣＥの最大値である。保護回路が動作するコレクタ電流閾値ＩＣＴＨは、上述のモニタ電流ＩＭ１等と比較される基準値ＩＴＨと対応関係を有し、モニタ電流生成回路での出力トランジスタのコレクタ電流ＩＣＥからモニタ電流ＩＭへの変換比ＩＭ/ＩＣＥをαで表すと、ＩＣＴＨ＝ＩＴＨ/αなる関係式が成り立つ。
【０００８】
図４において、横軸が電源電圧ＶＣＣ、縦軸が電流である。図４には、ＢＴＬ増幅器２の電源ＶＣＣの使用電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＭＡＸ］における最大負荷電流ＩＬＭＡＸの特性１０、最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸの特性１２及び、保護回路の動作する電流閾値ＩＣＴＨの特性１４が示されている。特性１０，１２は共に電源電圧ＶＣＣの増加と共に基本的に直線的に上昇する。電源電圧ＶＣＣに対する最大負荷電流ＩＬＭＡＸの変化の傾きは上述のように負荷抵抗ＲＬが大きいほど小さく、基本的に最大負荷電流ＩＬＭＡＸは任意のＶＣＣにて最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸよりも低くなる。電流閾値ＩＣＴＨの特性１４は、使用電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＭＡＸ］での保護回路の誤動作を避けるために、最大負荷電流ＩＬＭＡＸの使用電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＭＡＸ］における最大値以上、すなわち、ＶＣＣ＝ＶＭＡＸにおけるＩＬＭＡＸ以上に設定される。
【０００９】
従来は、電流閾値ＩＣＴＨは電源ＶＣＣに依らない一定値に設定される。そのため、使用電圧範囲が広い場合などにおいて、電源ＶＣＣが低い領域（図４において電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＸ］）で電流閾値ＩＣＴＨが最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸを上回る反転状態が生じることがあった。例えば、ＶＣＣ＝ＶＭＩＮにおける最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸが、ＶＣＣ＝ＶＭＡＸにおける最大負荷電流ＩＬＭＡＸを下回る場合には、従来は上記反転状態が必然的に生じる。
【００１０】
当該反転状態では、地絡・天絡が生じても、モニタ電流ＩＭは基準値ＩＴＨに達せず保護動作が起動されない。そのため、電流閾値ＩＣＴＨ未満ではあるが比較的大きいコレクタ電流が出力トランジスタに長時間流れることとなり、出力トランジスタの温度を上昇させＡＳＯ破壊が生じ得るという問題があった。ここでは、図４を用いて、出力トランジスタがバイポーラトランジスタである場合を例に説明したが、出力トランジスタがＭＯＥＦＥＴである場合にも全く同じ問題が生じる。
【００１１】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、ＢＴＬ増幅器を構成する出力トランジスタを、基準電源の電圧に依存せずに異常電流によるＡＳＯ破壊から好適に保護可能な保護回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るＢＴＬ増幅器保護回路は、それぞれ第１基準電源と第２基準電源との間に直列接続された一対のトランジスタで構成された２つのプッシュプル回路を互いにＢＴＬ接続したＢＴＬ増幅器に設けられる保護回路であって、前記プッシュプル回路の前記トランジスタの導通電流に応じたモニタ電流を生成するモニタ電流生成手段と、前記モニタ電流の大きさが所定の上限レベルを超えたことにより異常状態の発生を判定し、前記異常状態では少なくとも前記導通電流を遮断又は低下させる保護動作を行う制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記第１基準電源と前記第２基準電源との電圧差の減少に伴って前記異常状態での前記導通電流が減少することに対応して、前記電圧差に応じて前記上限レベルを変更する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、プッシュプル回路の両端に印加される第１基準電源と第２基準電源との電圧差に応じてトランジスタの異常状態の判定閾値となるモニタ電流の上限レベルが変更され、当該電圧差の高低にかかわらず、当該上限レベルが異常状態でのモニタ電流より低くなるように設定される。これにより、基準電源の電圧に依存せずに、出力トランジスタをＡＳＯ破壊から好適に保護することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。図１は、実施形態であるＢＴＬ増幅器２０の概略の構成を示す回路図である。ＢＴＬ増幅器２０は、入力端子（＋ＩＮ），（−ＩＮ）に互いに逆相の入力信号を入力され、出力端子（＋ＯＵＴ），（−ＯＵＴ）間に負荷として接続されるスピーカＲＬを駆動する。スピーカＲＬに対する駆動電流は、スピーカＲＬを挟んでＢＴＬ接続される２つのプッシュプル回路２２，２４により生成される。プッシュプル回路２２は、プッシュプル接続された出力トランジスタＱ１，Ｑ２からなり、プッシュプル回路２４は、プッシュプル接続された出力トランジスタＱ３，Ｑ４からなる。
【００１５】
トランジスタＱ１〜Ｑ４はパワートランジスタであり、本実施形態ではトランジスタＱ１，Ｑ３はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ、トランジスタＱ２，Ｑ４はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ１は、エミッタ，コレクタを正電圧源ＶＣＣ，出力端子（＋ＯＵＴ）に接続される。トランジスタＱ２は、エミッタ，コレクタを接地電位ＧＮＤ，出力端子（＋ＯＵＴ）に接続される。トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには入力信号ＶＩＮ−に基づいて生成される信号ＶＢ１，ＶＢ２が印加される。また、トランジスタＱ３は、エミッタ，コレクタを正電圧源ＶＣＣ，出力端子（−ＯＵＴ）に接続される。トランジスタＱ４は、エミッタ，コレクタを接地電位ＧＮＤ，出力端子（−ＯＵＴ）に接続される。トランジスタＱ３，Ｑ４のベースには入力信号ＶＩＮ＋に基づいて生成される信号ＶＢ３，ＶＢ４が印加される。
【００１６】
ドライバ回路２６は、入力端子（−ＩＮ）に入力される入力信号ＶＩＮ−に基づいて、プッシュプル回路２２への入力信号となるＶＢ１，ＶＢ２を生成する。入力信号ＶＩＮ−は、ＮＰＮ型のトランジスタＱ５のベースに入力される。トランジスタＱ５のエミッタはＧＮＤに接続され、コレクタは、順バイアス方向に接続されたダイオードＤ１，Ｄ２の直列接続を介し、ＰＮＰ型のトランジスタＱ６に接続されている。このトランジスタＱ６は、エミッタが電源ＶＣＣに接続されている。トランジスタＱ６とトランジスタＱ７とはカレントミラーを構成しており、トランジスタＱ６には、トランジスタＱ７と同一の電流が流れる。また、トランジスタＱ７は、保護動作部２８に接続されており、トランジスタＱ７には保護動作部２８によって決定された定電流が流れる。
【００１７】
ダイオードＤ１とトランジスタＱ６の中間点には、ＮＰＮ型のトランジスタＱ８のベースが接続され、このトランジスタＱ８のコレクタは抵抗Ｒ１を介して電源ＶＣＣに接続され、エミッタは出力端子（＋ＯＵＴ）に接続される。また、ダイオードＤ２とトランジスタＱ５の中間点には、ＰＮＰ型のトランジスタＱ９のベースが接続され、このトランジスタＱ９のエミッタは出力端子（＋ＯＵＴ）に接続され、コレクタは抵抗Ｒ２を介してＧＮＤに接続される。ドライバ回路２６は、これらトランジスタＱ８，Ｑ９のコレクタの電位をそれぞれ電圧信号ＶＢ１，ＶＢ２として出力する。
【００１８】
ドライバ回路３０は、入力端子（＋ＩＮ）に入力される入力信号ＶＩＮ＋に基づいて、プッシュプル回路２４への入力信号となるＶＢ３，ＶＢ４を生成する。ドライバ回路３０はドライバ回路２６と全く同様の構成を有しており、そのトランジスタＱ１０〜Ｑ１３、ダイオードＤ３，Ｄ４、抵抗Ｒ３，Ｒ４が上述のドライバ回路２６のトランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ８，Ｑ９、ダイオードＤ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２に対応する。
【００１９】
ドライバ回路２６，３０は、入力信号ＶＩＮ−として負、ＶＩＮ＋として正の信号を印加される期間にて、トランジスタＱ５，Ｑ９がオフしトランジスタＱ８がオンして、ＶＢ１として出力トランジスタＱ１をオンする電圧を出力し、ＶＢ２として出力トランジスタＱ２をオフする電圧を出力するする一方、トランジスタＱ１０，Ｑ１３がオンしトランジスタＱ１２がオフして、ＶＢ４として出力トランジスタＱ４をオンする電圧を出力し、ＶＢ３として出力トランジスタＱ３をオフする電圧を出力する。従って、入力信号に応じた電流が、出力トランジスタＱ１、出力端（＋ＯＵＴ）、スピーカＲＬ、出力端（−ＯＵＴ）、出力トランジスタＱ４を介してＧＮＤに流れる。
【００２０】
また、ドライバ回路２６，３０は、入力信号ＶＩＮ−として正、ＶＩＮ＋として負の信号を印加される期間にて、トランジスタＱ５，Ｑ９がオンしトランジスタＱ８がオフして、ＶＢ２として出力トランジスタＱ２をオンする電圧を出力し、ＶＢ１として出力トランジスタＱ１をオフする電圧を出力する一方、トランジスタＱ１０，Ｑ１３がオフしトランジスタＱ１２がオンして、ＶＢ３として出力トランジスタＱ３をオンする電圧を出力し、ＶＢ４として出力トランジスタＱ４をオフする電圧を出力する。従って、入力信号に応じた電流が、出力トランジスタＱ３、出力端（−ＯＵＴ）、スピーカＲＬ、出力端（＋ＯＵＴ）、出力トランジスタＱ２を介してＧＮＤに流れる。
【００２１】
以上、ＢＴＬ増幅器２０のプッシュプル回路２２，２４とそれらのドライバ回路２６，３０とを説明した。ＢＴＬ増幅器２０はさらに、プッシュプル回路２２，２４を構成する各出力トランジスタＱ１〜Ｑ４のエミッタ−コレクタ間の導通電流ＩＣＥ１〜ＩＣＥ４をモニタし、その導通電流が過大である場合に出力トランジスタＱ１〜Ｑ４をオフして保護する構成を有している。具体的には、電流ＩＣＥ１〜ＩＣＥ４の大きさをモニタするために、ＢＴＬ増幅器２０は、各電流ＩＣＥ１〜ＩＣＥ４に応じたモニタ電流ＩＭＯ１〜ＩＭＯ４を生成するモニタ電流生成回路３２を備える。また、ＢＴＬ増幅器２０は、２つの基準電源ＶＣＣとＧＮＤとの電位差に応じて大きさが異なるバイアス電流ＩＭＢ１〜ＩＭＢ４を生成するバイアス電流生成回路３４を備える。バイアス電流は後述するように、モニタ電流ＩＭＯ１〜ＩＭＯ４をバイアスして修正モニタ電流ＩＭ１〜ＩＭ４を生成するために用いられる。保護動作部２８は、修正モニタ電流ＩＭ１〜ＩＭ４のいずれかの大きさが一定の基準値ＩＴＨを超えたことにより、出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の電流ＩＣＥ１〜ＩＣＥ４を過大とする地絡・天絡といった異常状態の発生を判定し、保護動作を実行する。
【００２２】
例えば、出力トランジスタＱ１の導通電流ＩＣＥ１についてのモニタ電流ＩＭ１を生成するモニタ電流生成回路３２−１は、出力トランジスタＱ１と同様にドライバ回路２６が出力する信号ＶＢ１をベースに印加され、出力トランジスタＱ１と同様に動作するトランジスタＱ１４を有する。具体的には、トランジスタＱ１４は出力トランジスタＱ１と同じＰＮＰ型であり、ベースは抵抗Ｒ５を介して信号ＶＢ１を印加され、エミッタは電源ＶＣＣに接続され、コレクタは一対のトランジスタＱ１５，Ｑ１６からなるカレントミラー回路を介して出力端子（＋ＯＵＴ）に接続される。トランジスタＱ１４のエミッタ−コレクタ間の電流ＩＭＯ１は、信号ＶＢ１に対して電流ＩＣＥ１と同様に増減するので、当該電流ＩＭＯ１に基づいて、出力トランジスタの電流ＩＣＥ１が過大か否かの判定が可能である。なお、この判定は基準値にとの大小比較により行われるものであり、電流ＩＭＯ１は電流値までもが電流ＩＣＥ１と同じである必要はなく、トランジスタＱ１４は出力トランジスタＱ１に比べて電流容量が小さなものでよい。
【００２３】
電流ＩＭＯ１はトランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６からなるカレントミラー回路でトランジスタＱ１６側の電流路に折り返される。トランジスタＱ１６と電源ＶＣＣとの間には、トランジスタ対Ｑ１７，Ｑ１８からなるカレントミラー回路が設けられ、トランジスタＱ１６に接続されるトランジスタＱ１７のコレクタ電流がトランジスタＱ１８側に折り返される。トランジスタＱ１７のコレクタには、トランジスタＱ１６と共に、バイアス電流生成回路３４−１の出力端が接続される。当該接続部分にて、モニタ電流ＩＭＯ１にバイアス電流ＩＭＢ１が加算されるように合成され、修正モニタ電流ＩＭ１が生成される。修正モニタ電流ＩＭ１は、トランジスタＱ１８側の電流路に折り返され、保護動作部２８に入力される。
【００２４】
バイアス電流生成回路３４−１は、トランジスタＱ１９〜Ｑ２１、定電流源Ｊ１及び上述の電源電圧判定回路３６−１を含んで構成され、２つの基準電源ＶＣＣとＧＮＤとの電位差に相当する電源電圧ＶＣＣが所定の閾値以上である場合と当該閾値未満である場合とで大きさが異なるバイアス電流を生成する。
【００２５】
電源電圧判定回路３６−１は、所定の閾値に対する電源電圧ＶＣＣの大小に応じたバイアス電流生成回路３４−１の動作の切り替えを制御する。電源電圧判定回路３６−１は、電源ＶＣＣとＧＮＤとの間に逆バイアス方向に接続されたツェナーダイオードＺ１を含み、ツェナーダイオードＺ１のアノードは抵抗Ｒ８を介してＧＮＤに接続され、カソードは抵抗Ｒ６を介して電源ＶＣＣに接続される。電圧ＶＣＣがツェナーダイオードＺ１のツェナー降伏電圧ＶＺＤ未満である場合には電源電圧判定回路３６−１には電流は流れず、ツェナーダイオードＺ１と抵抗Ｒ７との接続点の電位はＧＮＤとなるが、電圧ＶＣＣがＶＺＤ以上となると電源電圧判定回路３６−１に電流が流れ、ツェナーダイオードＺ１と抵抗Ｒ７との接続点の電位は、電源電圧判定回路３６−１に流れる電流及び抵抗値Ｒ７の積に応じた正電圧となる。
【００２６】
ツェナーダイオードＺ１のアノードの電位は、トランジスタＱ１９のベースに印加され、トランジスタＱ１９のオン／オフを制御する。トランジスタＱ１９はトランジスタＱ２０と並列に定電流源Ｊ１とＧＮＤとの間に接続される。一方、トランジスタＱ２０及びトランジスタＱ２１はカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ２０に流れる電流がトランジスタＱ２１側に折り返され、トランジスタＱ２１に流れる電流がバイアス電流ＩＭＢ１として取り出される。
【００２７】
電源電圧ＶＣＣがツェナーダイオードＺ１の降伏電圧ＶＺＤ以上である場合には、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１９はベースに正電圧を印加されてオン状態となり、一方、電源電圧ＶＣＣが降伏電圧ＶＺＤ未満である場合には、トランジスタＱ１９はベースに接地電位を印加されてオフ状態となる。トランジスタＱ１９のオン状態では、定電流源Ｊ１の出力電流はトランジスタＱ１９に流れ、トランジスタＱ２０には基本的に流れず、その結果、バイアス電流ＩＭＢ１は０となる。一方、トランジスタＱ１９のオフ状態では、定電流源Ｊ１の出力電流はトランジスタＱ２０に流れ、その結果、定電流源Ｊ１に応じた非零のバイアス電流ＩＭＢ１が発生する。ちなみに、バイアス電流ＩＭＢ１は、トランジスタＱ２１のコレクタへ引き込まれる方向に流れる。これにより、バイアス電流ＩＭＢ１及びモニタ電流ＩＭＯ１の向きは共にトランジスタＱ１７のコレクタから電流を引き込む方向に設定され、修正モニタ電流ＩＭ１の大きさは、バイアス電流ＩＭＢ１及びモニタ電流ＩＭＯ１それぞれの大きさの合計となる。
【００２８】
保護動作部２８は、バイアス電流ＩＭＢ１の大きさの変化、すなわち電源電圧ＶＣＣに依存しない一定の基準値ＩＴＨを用い、修正モニタ電流ＩＭ１と当該基準値ＩＴＨとを比較する。そして、修正モニタ電流ＩＭ１が基準値ＩＴＨを超えた場合には、異常状態と判断し、保護動作を実行する。例えば、保護動作として、保護動作部２８はトランジスタＱ７への電流供給を停止する。これによりトランジスタＱ７とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ６，Ｑ１１がオフし、ドライバ回路２６，３０が停止するので、各出力トランジスタＱ１〜Ｑ４はオフされ、これらが地絡・天絡によるＡＳＯ破壊から保護される。
【００２９】
ツェナー降伏電圧ＶＺＤで与えられる電源電圧判定回路３６−１の判定閾値電圧ＶＴＨよりも電源電圧ＶＣＣが低い状態では、修正モニタ電流ＩＭ１は非零のバイアス電流ＩＭＢ１を加算された大きさを有する。当該加算された修正モニタ電流ＩＭ１を一定の基準値ＩＴＨと比較することは、相対的には、バイアス電流ＩＭＢ１が加算されていないモニタ電流ＩＭＯ１に対する判定閾値を引き下げることに相当する。すなわち、ＢＴＬ増幅器２０は、電源電圧ＶＣＣが閾値ＶＴＨ未満の状態では、ＶＣＣがＶＴＨ以上である状態より少ない電流ＩＣＥ１で保護動作を起動させる。
【００３０】
図２は、電源電圧ＶＣＣの変化に対する出力トランジスタＱ１の最大負荷電流ＩＬＭＡＸ及び最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸそれぞれの変化と、保護動作部２８が保護動作を起動するコレクタ電流閾値ＩＣＴＨとの関係を示すグラフである。図２は、上述の従来技術に関する図４と対比されるものであり、最大負荷電流ＩＬＭＡＸ、最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸ、及びコレクタ電流閾値ＩＣＴＨの意味は図４での説明で既に述べた。また、ＢＴＬ増幅器２の電源ＶＣＣの使用電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＭＡＸ］、最大負荷電流ＩＬＭＡＸの特性１０、及び最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸの特性１２は、図４と同じに設定している。一方、図２に示す、保護動作部２８の起動される電流閾値ＩＣＴＨの特性４０は、図４に示す電流閾値ＩＣＴＨの特性１４と相違し、ＶＣＣがＶＴＨより低い範囲では、ＶＴＨ以上の範囲より低い電流レベルに設定される。すなわち、上述のバイアス電流生成回路３４−１の動作により、ＶＣＣ≧ＶＴＨではＩＣＴＨは一定のレベルＩＣＴＨ１に設定され、ＶＣＣ＜ＶＴＨではＩＣＴＨは一定のレベルＩＣＴＨ２（＜ＩＣＴＨ１）に設定される。ここで、ＩＣＴＨ１、ＩＣＴＨ２及びＶＴＨは、使用電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＭＡＸ］の任意のＶＣＣにて電流閾値ＩＣＴＨが、最大負荷電流ＩＬＭＡＸ未満、かつ最大コレクタ電流ＩＣＭＡＸを超える値となるように設定される。上述の電源電圧判定回路３６−１では、ツェナー降伏電圧ＶＺＤがＶＴＨに相当する。また、モニタ電流生成回路３２−１での出力トランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣＥ１からモニタ電流ＩＭＯ１への変換比ＩＭＯ１/ＩＣＥ１をαで表すと、ＩＭＢ１はＩＣＴＨ１−ＩＣＴＨ２＝ＩＭＢ１/αなる関係式を満たすように設定される。
【００３１】
本発明によれば、プッシュプル回路が接続される２つの基準電源の電圧差である電圧ＶＣＣの低下に伴って異常状態での出力トランジスタの導通電流が減少することに対応して、電流閾値ＩＣＴＨも変更される。例えば、本実施形態では、上述のように、電圧ＶＣＣに応じて大きさが異なるバイアス電流ＩＭＢ１を生成し、電圧ＶＣＣが低くなるとバイアス電流ＩＭＢ１分、モニタ電流ＩＭＯ１をバイアスさせて電圧ＶＣＣの減少に対して広義単調増加する修正モニタ電流ＩＭ１を生成する。ＶＣＣが低い場合に非零のバイアス電流ＩＭＢ４を加算された修正モニタ電流ＩＭ１を一定の基準値ＩＴＨと比較することは、相対的には、バイアス電流ＩＭＢ１が加算されていないモニタ電流ＩＭＯ１に対する判定閾値をＶＣＣが低い場合に引き下げることに相当する。すなわち、ＢＴＬ増幅器２０では、ＶＣＣが低い状態での閾値電流ＩＣＴＨをＶＣＣが高い状態より低下させるので、出力端子（＋ＯＵＴ）の地絡時の出力トランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣＥ１がＩＣＴＨを超えて保護動作が起動することが可能となり、ＡＳＯ破壊を好適に防止できる。一方、ＶＣＣが高い状態での閾値電流ＩＣＴＨはＶＣＣが低い状態より高く設定され、最大負荷電流ＩＬＭＡＸより大きく設定することができるので、地絡等が生じていない正常動作時にて保護動作部２８が誤動作してＢＴＬ増幅器２０の動作が停止されることが防止される。
【００３２】
以上、電圧ＶＣＣの違いに対応したＢＴＬ増幅器２０の保護回路の構成を、出力トランジスタＱ１に関する部分に注目して説明したが、出力トランジスタＱ１と同じプッシュプル回路の上側トランジスタである出力トランジスタＱ３についても同様に構成される。
【００３３】
また、プッシュプル回路の下側の出力トランジスタＱ２，Ｑ４についても基本的に同様である。例えば、出力トランジスタＱ２を、出力端子（＋ＯＵＴ）の天絡時にてＡＳＯ破壊から保護するために、モニタ電流生成回路３２−２及びバイアス電流生成回路３４−２を用いて修正モニタ電流ＩＭ２が生成され、保護動作部２８が当該修正モニタ電流ＩＭ２を基準値ＩＴＨと比較して異常状態の検出及び保護動作の起動を制御する。モニタ電流生成回路３２−２及びバイアス電流生成回路３４−２の構成は、モニタ電流生成回路３２−１及びバイアス電流生成回路３４−１と類似であり、基本的にそれらと同じ動作をする。
【００３４】
ちなみに、バイアス電流生成回路３４−２はバイアス電流生成回路３４−１と電源電圧判定回路３６−１を共用する。ここで、バイアス電流生成回路３４−２が電源ＶＣＣ，ＧＮＤとの関係においてバイアス電流生成回路３４−１とは上下を反転させた構成を有することに対応して、ツェナーダイオードＺ１のカソードの電位がバイアス電流生成回路３４−２のＰＮＰ型のトランジスタＱ２２のベースに印加される。
【００３５】
電圧ＶＣＣがツェナー降伏電圧ＶＺＤ未満である場合にはトランジスタＱ２２のベース電位はそのエミッタ電位と共通となり、トランジスタＱ２２はオフし、代わりにトランジスタＱ２２に並列に設けられたトランジスタＱ２３がオンして、トランジスタＱ２４，Ｑ２５からなるカレントミラー回路を介して、定電流源Ｊ２の電流がバイアス電流ＩＭＢ２としてバイアス電流生成回路３４−２から出力される。このバイアス電流ＩＭＢ２は、モニタ電流生成回路３２−２のトランジスタＱ２６のコレクタへ向けて流れる。これにより、バイアス電流ＩＭＢ２及びモニタ電流ＩＭＯ２の向きは共にトランジスタＱ２６のコレクタから保護動作部２８へ向かう方向に設定され、修正モニタ電流ＩＭ２の大きさは、バイアス電流ＩＭＢ２及びモニタ電流ＩＭＯ２それぞれの大きさの合計となる。
【００３６】
一方、電圧ＶＣＣがツェナー降伏電圧ＶＺＤ以上である場合にはトランジスタＱ２２のベース電位はＶＣＣより低くなり、トランジスタＱ２２がオンし、バイアス電流生成回路３４−２が出力するバイアス電流ＩＭＢ２は基本的に０となる。
【００３７】
出力トランジスタＱ４に対応して設けられるモニタ電流生成回路３２−４及びバイアス電流生成回路３４−４は、上述のモニタ電流生成回路３２−２及びバイアス電流生成回路３４−２と同様に構成される。
【００３８】
なお、図１では、抵抗Ｒ８，Ｒ９及びツェナーダイオードＺ２からなる電源電圧判定回路３６−２をバイアス電流生成回路３４−１，３４−２で共用される電源電圧判定回路３６−１とは別個に設け、電源電圧判定回路３６−２をバイアス電流生成回路３４−３，３４−４で共用する回路構成を示しているが、これら電源電圧判定回路３６−１，３６−２は一つに統合することができる。例えば、電源電圧判定回路３６−１を出力トランジスタＱ１〜Ｑ４に対応するバイアス電流生成回路３４−１〜３４−４で共用し、電源電圧判定回路３６−２を省略することができる。
【００３９】
以上説明したように、出力端子（＋ＯＵＴ），（−ＯＵＴ）の天絡・地絡時にて出力トランジスタＱ１と同様、トランジスタＱ２〜Ｑ４をＡＳＯ破壊から保護するために、モニタ電流生成回路３２−２〜３２−４及びバイアス電流生成回路３４−２〜３４−４が設けられる。そして、それらを用いて修正モニタ電流ＩＭ２〜ＩＭ４が生成され、保護動作部２８が当該修正モニタ電流ＩＭ２〜ＩＭ４を基準値ＩＴＨと比較して異常状態の検出及び保護動作の起動を制御する。
【００４０】
なお、上述したモニタ電流生成回路３２、バイアス電流生成回路３４及び電源電圧判定回路３６の具体的な回路構成は一例であり、同様の機能を有する他の回路構成を採用することもできる。
【００４１】
また、上述の構成では、モニタ電流生成回路３２で生成したモニタ電流ＩＭＯ１〜ＩＭＯ４にバイアス電流生成回路３４で生成したバイアス電流ＩＭＢ１〜ＩＭＢ４を加算して、ＶＣＣが低い範囲でのモニタ電流が増加する方向に修正した。これに対し、ＶＣＣが低い範囲にて基準値ＩＴＨの方を引き下げても、使用電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＭＡＸ］内の任意の電源ＶＣＣでの異常状態での好適なＡＳＯ破壊の防止及び正常動作時の誤動作の防止を実現できる。その構成の例を、出力トランジスタＱ１に注目して説明する。例えば、保護動作部２８にて、モニタ電流ＩＭＯ１と基準電流ＩＴＨとの大小を比較する回路構成では、バイアス電流生成回路３４−１にて生成されたバイアス電流ＩＭＢ１を用いて基準電流ＩＴＨを減じる修正を行う。
【００４２】
また、ＶＣＣの低下に対して広義単調減少する閾値電圧ＩＣＴＨの特性は、使用電圧範囲［ＶＭＩＮ，ＶＭＡＸ］にて２つ以上の閾値電圧ＶＴＨを有するものであってもよい。また、ＶＣＣの低下に対する閾値電圧ＩＣＴＨの減少の仕方は狭義単調減少であってもよい。この狭義単調減少の一例として、ＶＣＣの低下に応じて閾値電圧ＩＣＴＨが直線的に減少する特性を採用することができる。
【００４３】
また、上述の実施形態では、バイアス電流生成回路３４を設け、ＶＣＣに応じて変化するバイアス電流ＩＭＢ１〜ＩＭＢ４を生成し、ＶＣＣに応じた閾値電流ＩＣＴＨの変化を当該バイアス電流を用いて実現する。しかし、閾値電流ＩＣＴＨの変化を、バイアス電流ＩＭＢ１〜ＩＭＢ４を用いない他の形態で実現することもできる。例えば、モニタ電流の大小判定に用いる基準電流や基準電圧を生成する回路の構成をスイッチング素子で切り替えて基準レベルの変更を可能にし、ＶＣＣの高低の検出信号に基づいて当該スイッチング素子を切り替える形態とすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の実施形態であるＢＴＬ増幅器の概略の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態における、電源電圧の変化に対する出力トランジスタの最大負荷電流及び最大コレクタ電流それぞれの変化と、保護動作部が起動するコレクタ電流閾値との関係を示すグラフである。
【図３】従来のＢＴＬ増幅器の構成を示す回路図である。
【図４】従来のＢＴＬ増幅器における、電源電圧の変化に対する出力トランジスタの最大負荷電流及び最大コレクタ電流それぞれの変化と、保護動作部が起動するコレクタ電流閾値との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４５】
２０  ＢＴＬ増幅器、２２，２４  プッシュプル回路、２６，３０  ドライバ回路、２８  保護動作部、３２  モニタ電流生成回路、３４  バイアス電流生成回路、３６  電源電圧判定回路、Ｑ１〜Ｑ４  出力トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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