(57)【要約】【課題】入力端の多相交流電圧を直接多相交流電圧に変換して誘導性負荷を接続した出力端に供給する交流−交流電力変換装置において、制御周期を変えることなく、一方の２相間電圧の接続期間が制御周期のほとんどを占める制御周期であっても高周波電流振動が大きくならないようにすることを目的としている。【解決手段】インバータ制御手段２１の搬送波生成手段２１１が生成する搬送波は、接続期間比率が５０％以下である、２相間電圧ＶＲＴを接続する中間電圧期間では１個の片搬送波を、接続期間比率が５０％を越える、２相間電圧ＶＲＳを接続する最大電圧期間では２個の片搬送波を、それぞれ生成する。これにより、最大電圧期間における零ベクトルの期間を最大電圧期間の最初と最後に加えて中間にも設けることになり、その中間部分でＵ相出力端電流を減少させることができるため、高周波電流振動を小さくすることができる。【選択図】図６
2010115081.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端の多相交流電圧を出力電圧指令に基づく多相交流電圧に変換して誘導性負荷が接続された出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
前記入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して直流母線に接続する複数のスイッチを有するコンバータ、前記直流母線の電圧を前記出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して前記出力端に出力する複数のスイッチを有するインバータ、前記入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期毎に前記入力端の多相交流電圧から前記直流母線に接続すべき２種の２相間電圧を抽出する２相間電圧抽出手段、入力電流指令に基づき前記２相間電圧抽出手段で抽出した前記２種の２相間電圧のそれぞれの前記制御周期における接続期間比率を演算する接続期間比率演算手段、前記２相間電圧抽出手段と前記接続期間比率演算手段との出力に基づき前記コンバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するコンバータスイッチ制御信号生成手段、前記接続期間比率演算手段の出力に基づきパルス幅変調制御の搬送波を生成する搬送波生成手段、および前記出力電圧指令と前記搬送波生成手段からの搬送波とに基づき前記インバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段を備えた交流−交流電力変換装置において、
前記搬送波生成手段は、前記制御周期における搬送波の形状として、片搬送波と称する各直線を上端レベルまたは下端レベルで折り返してなる変形三角波形状のものを生成するとともに、
前記２種の２相間電圧の内、それぞれその接続期間比率が５０％以下である電圧の接続期間では前記片搬送波を１個、その接続期間比率が５０％を越える電圧の接続期間では前記片搬送波を２個以上生成するようにしたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。
【請求項２】
入力端と出力端との間に複数のスイッチを有する交流交流変換器を直接介在させ、前記入力端の多相交流電圧を出力電圧指令に基づく多相交流電圧に変換して誘導性負荷が接続された前記出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
仮想の直流母線、前記入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して前記仮想の直流母線に接続する複数のスイッチを有する仮想のコンバータ、および前記仮想の直流母線の電圧を前記出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して前記出力端に出力する複数のスイッチを有する仮想のインバータを設定するとともに、
前記入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期毎に前記入力端の多相交流電圧から前記仮想の直流母線に接続すべき２種の２相間電圧を抽出する２相間電圧抽出手段、入力電流指令に基づき前記２相間電圧抽出手段で抽出した前記２種の２相間電圧のそれぞれの前記制御周期における接続期間比率を演算する接続期間比率演算手段、前記２相間電圧抽出手段と前記接続期間比率演算手段との出力に基づき前記仮想のコンバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するコンバータスイッチ制御信号生成手段、前記接続期間比率演算手段の出力に基づきパルス幅変調制御の搬送波を生成する搬送波生成手段、前記出力電圧指令と前記搬送波生成手段からの搬送波とに基づき前記仮想のインバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段、および前記コンバータスイッチ制御信号生成手段と前記インバータスイッチ制御信号生成手段との出力を合成して前記交流交流変換器のスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するスイッチ制御信号合成手段を備えた交流−交流電力変換装置において、
前記搬送波生成手段は、前記制御周期における搬送波の形状として、片搬送波と称する各直線を上端レベルまたは下端レベルで折り返してなる変形三角波形状のものを生成するとともに、
前記２種の２相間電圧の内、それぞれその接続期間比率が５０％以下である電圧の接続期間では前記片搬送波を１個、その接続期間比率が５０％を越える電圧の接続期間では前記片搬送波を２個以上生成するようにしたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。
【請求項３】
前記多相交流電圧は３相交流電圧であり、前記入力電流指令は前記入力端の力率を１とするよう設定されたものである場合、
前記２相間電圧抽出手段は、前記制御周期において、前記入力端の３相交流電圧の各相間電圧の内、大きさが第１番目の最大相間電圧と第２番目の中間相間電圧とを抽出し、前記接続期間比率演算手段は、前記入力端の力率を１にする前記入力電流指令に基づき前記最大相間電圧と前記中間相間電圧との接続期間比率を演算し、
前記搬送波生成手段は、前記中間相間電圧が接続される中間電圧期間では前記片搬送波を１個、前期最大相間電圧が接続される最大電圧期間では前記片搬送波を２個以上生成することを特徴とする請求項１または２に記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項４】
前記２相間電圧抽出手段が抽出する前記２種の２相間電圧の組み合わせを変更した時点での、大きさが第１番目の最大相間電圧を第１相間電圧、当該第１相間電圧の接続期間を第１電圧期間、前記大きさが第２番目の中間相間電圧を第２相間電圧、当該第２相間電圧の接続期間を第２電圧期間として、
前記第１電圧期間と前記第２電圧期間との出現順序を前記制御周期毎に反転させる反転信号を生成する反転信号生成手段を備えたことを特徴とする請求項３記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項５】
前記中間電圧期間では前記片搬送波を１個、前記最大電圧期間では前記片搬送波を２個以上生成する制御周期を第１搬送波周期、前記中間電圧期間および前記最大電圧期間のいずれでも前記片搬送波を１個生成する制御周期を第２搬送波周期として、
前記搬送波生成手段は、前記接続期間比率演算手段で演算された接続期間比率に基づき当該制御周期を前記第１搬送波周期とするか前記第２搬送波周期とするかを判定することを特徴とする請求項４記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項６】
２個の片搬送波からなる最大電圧期間のみで構成する制御周期を第３搬送波周期として、
前記搬送波生成手段は、生成する変形三角波形状の搬送波に垂直線で現れる不連続部分が存在しないよう、前記接続期間比率演算手段で演算された接続期間比率に基づき当該制御周期を前記第３搬送波周期とすることを特徴とする請求項５記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項７】
前記２相間電圧抽出手段が抽出する前記２種の２相間電圧の組み合わせを変更した時点でその変更を示す転換信号を出力し、
前記反転信号生成手段は、前記転換信号を検出したときは前記反転信号を反転させないようにしたことを特徴とする請求項５記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項８】
前記第１搬送波周期を奇数個の片搬送波で構成する場合、
当該第１搬送波周期と前記第２搬送波周期または前記第３搬送波周期との相互間の移行時において、
前記搬送波生成手段は、生成する変形三角波形状の搬送波に垂直線で現れる不連続部分が存在しないよう、前記反転信号または前記移行時のタイミングを調整するようにしたことを特徴とする請求項６記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項９】
前記第３搬送波周期から前記第１搬送波周期への移行時、前記反転信号を、その移行直前の如何に拘わらずＬＯ（前記電圧期間の出現順序を本来の順序から反転させる）に調整するようにしたことを特徴とする請求項８記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項１０】
前記第１搬送波周期から前記第２搬送波周期への移行時であって移行直前の前記反転信号がＬＯ（前記電圧期間の出現順序を本来の順序から反転させる）である場合、前記第２搬送波周期への移行が制御周期１周期分遅延するよう前記移行時のタイミングを調整するようにしたことを特徴とする請求項８記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項１１】
前記第２搬送波周期から前記第１搬送波周期への移行時であって移行直前の前記反転信号がＨＩ（前記電圧期間の出現順序を本来の順序とする）である場合、前記第１搬送波周期への移行が制御周期１周期分遅延するよう前記移行時のタイミングを調整するようにしたことを特徴とする請求項８記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項１２】
前記第１搬送波周期から前記第３搬送波周期への移行時であって移行直前の前記反転信号がＨＩ（前記電圧期間の出現順序を本来の順序とする）である場合、前記第３搬送波周期への移行が制御周期１周期分遅延するよう前記移行時のタイミングを調整するようにしたことを特徴とする請求項８記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項１３】
前記誘導性負荷に流れる電流の転流動作において前記入力端の短絡を防止するため前記スイッチの動作にデッドタイム時間を設けて前記スイッチをオンオフ制御する場合、
前記デッドタイム時間を設けたことによる前記出力端の出力電圧の誤差を、前記入力端の前記最大相間電圧と前記中間相間電圧とから求まる合計電圧と前記誘導性負荷に流れる電流値とから演算し、当該演算した誤差に基づき前記出力電圧指令を補正する出力電圧誤差補正手段を備えたことを特徴とする請求項３ないし１２のいずれか１項に記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項１４】
前記誘導性負荷に流れる電流の転流動作において前記出力端の開放を防止するため前記スイッチの動作にデッドタイム時間を設けて前記スイッチをオンオフ制御する場合、
前記デッドタイム時間を設けたことによる前記出力端の出力電圧の誤差を、前記入力端の前記最大相間電圧と前記中間相間電圧とから求まる合計電圧と前記誘導性負荷に流れる電流値とから演算し、当該演算した誤差に基づき前記出力電圧指令を補正する出力電圧誤差補正手段を備えたことを特徴とする請求項３ないし１２のいずれか１項に記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項１５】
前記搬送波生成手段が前記第１搬送波周期、前記第２搬送波周期または前記第３搬送波周期のいずれかを選択して前記搬送波を生成する場合、
予め前記各搬送波周期の種別毎に前記各合計電圧を求めておき、前記出力電圧誤差補正手段は、前記搬送波生成手段が選択する前記各搬送波周期の種別に応じて当該搬送波周期に係る前記合計電圧を使用して前記出力電圧指令の補正演算を行うことを特徴とする請求項１３または１４に記載の交流−交流電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、入力端の多相交流電圧を直接多相交流電圧に変換して誘導性負荷を接続した出力端に供給する交流−交流電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
複数のスイッチからなるＰＷＭ（パルス幅変調）整流器と、平滑リアクトルおよび平滑コンデンサを有しない直流母線と、複数のスイッチからなるインバータと、で構成される、出力端に誘導性負荷を接続した交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を大容量のエネルギー蓄積手段に一時的に蓄積することなく任意の周波数と振幅を持つ多相交流電圧に直接変換して出力端に出力することができる。このような交流−交流電力変換装置のＰＷＭ整流器を構成する複数のスイッチとインバータを構成する複数のスイッチをそれぞれ制御する方法として、例えば、特許文献１および特許文献２に記載の手法がある。
【０００３】
特許文献１では、ＰＷＭ整流器を構成する複数のスイッチを制御するＰＷＭ整流器制御手段が、入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の周期である、所定の制御周期毎に、入力端の複数の２相間電圧の各一つを一時的な直流電圧として直流母線に接続する期間である接続期間をＰＷＭ整流器の搬送波と入力電流指令値によりそれぞれ定める。そして、その接続期間に応じて複数のスイッチの切り替えタイミングを定めてそれらのスイッチを制御するスイッチ制御信号を出力する。
インバータを構成する複数のスイッチを制御するインバータ制御手段は、一方の頂点をＰＷＭ整流器の搬送波の頂点に同期させ、他方の頂点をＰＷＭ整流器の切り替えタイミングに同期させ、ＰＷＭ整流器の搬送波の頂点に対して対称とした変形三角搬送波を生成して、インバータを構成する複数のスイッチを制御するスイッチ制御信号をその変形三角搬送波と出力電圧指令値により定める。
【０００４】
特許文献２は、交流交流変換スイッチからなるマトリクスコンバータを主回路とし、一時的な直流電圧として利用する入力端の複数の２相間電圧を接続する直流母線を制御上の仮想的な直流母線とする。所定の制御周期において仮想的な直流母線に接続する入力端の複数の２相間電圧として最大の２相間電圧と２番目に大きい２相間電圧とを対象として、前者を最大相間電圧、後者を中間相間電圧とする。そして、所定の制御周期において、最大相間電圧を接続する接続期間を最大電圧期間、中間相間電圧を接続する接続期間を中間電圧期間とし、その最大電圧期間と中間電圧期間との期間比率を接続期間比率として、入力力率を改善するために上記接続期間比率を入力端の複数の相電圧のうち絶対値が最大とはならない複数の相の電圧比とする。
【０００５】
インバータ制御手段は、それぞれの接続期間について１個の三角搬送波を生成しその波高値を所定の制御周期の仮想的な平均母線電圧として、上記スイッチ制御信号を該三角搬送波と出力電圧指令値により定める。もしくは出力電圧指令値を仮想的な平均母線電圧により規格化して、同様に規格化した三角搬送波によりスイッチ制御信号を定める。
ゲートパルス合成手段は、交流交流変換スイッチの制御信号を、仮想的なＰＷＭ整流器のスイッチ制御信号および仮想的なインバータのスイッチ制御信号より合成する。仮想的なＰＷＭ整流器のスイッチ制御信号が特許文献１のＰＷＭ整流器のスイッチ制御信号と、仮想的なインバータのスイッチ制御信号が特許文献１のインバータのスイッチ制御信号と、いずれも同一であれば、特許文献２の交流−交流電力変換装置は特許文献１の交流−交流電力変換装置と同一の電圧を出力端に出力することができる。
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−２６６９７２号公報（５ページ・段落００１６〜段落００１９、図２）
【特許文献２】特公平８−３２１７７号公報（３ページ左２１行〜４ページ右１５行、第１図・第５図・第８図〜第１０図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
以上のように、この種の交流−交流電力変換装置においては、そのＰＷＭ整流器の動作で、各制御周期において、直流母線（または、仮想的な直流母線）に２つの２相間電圧が接続される。そして、インバータは、出力電圧指令に基づきその直流母線に印加される直流電圧を交流電圧に変換して誘導性負荷に供給する。ところで、この直流母線の電圧は、両２相間電圧の接続期間比率によって変化し、更に、この接続期間比率に応じてインバータのスイッチング制御における搬送波の波形も異なることになる。
【０００８】
ここで、誘導性負荷に流れる電流、特に、インバータのキャリアリップルに相当する高周波電流振動に着目すると、その大きさは当然ながら上述の、両２相間電圧の接続期間比率によって変化する。詳細な現象は更に後段で説明するが、この高周波電流振動の大きさは、制御周期内における両２相間電圧の接続期間比率がほぼ均衡しているときは比較的小さいが、この接続期間比率の配分が一方に偏るにつれて次第に大きくなり、一方の２相間電圧が制御周期のほとんどを占める状態になると、かなり大きくなる。これに伴って誘導性負荷の高周波電力振動や高周波運転振動も大きくなり、誘導性負荷の電力損失も大きくなるという課題があった。
交流−交流電力変換装置として要請される種々の制御特性を満たすためには、制御動作における上記接続期間比率は種々の範囲に変化せざるを得ず、状況によっては上述したように高周波電流振動が増大することが避けられない。また、制御周期自体を短縮すると高周波電流振動は減少するが、スイッチング周波数が一律に上昇しそれに伴いスイッチング損失が大幅に増大するという不利益が生じる。
【０００９】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、制御周期を変えることなく、一方の２相間電圧の接続期間が制御周期のほとんどを占める制御周期であっても高周波電流振動が大きくならないようにすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１の発明に係る交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を出力電圧指令に基づく多相交流電圧に変換して誘導性負荷が接続された出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
前記入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して直流母線に接続する複数のスイッチを有するコンバータ、前記直流母線の電圧を前記出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して前記出力端に出力する複数のスイッチを有するインバータ、前記入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期毎に前記入力端の多相交流電圧から前記直流母線に接続すべき２種の２相間電圧を抽出する２相間電圧抽出手段、入力電流指令に基づき前記２相間電圧抽出手段で抽出した前記２種の２相間電圧のそれぞれの前記制御周期における接続期間比率を演算する接続期間比率演算手段、前記２相間電圧抽出手段と前記接続期間比率演算手段との出力に基づき前記コンバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するコンバータスイッチ制御信号生成手段、前記接続期間比率演算手段の出力に基づきパルス幅変調制御の搬送波を生成する搬送波生成手段、および前記出力電圧指令と前記搬送波生成手段からの搬送波とに基づき前記インバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段を備えた交流−交流電力変換装置において、
前記搬送波生成手段は、前記制御周期における搬送波の形状として、片搬送波と称する各直線を上端レベルまたは下端レベルで折り返してなる変形三角波形状のものを生成するとともに、
前記２種の２相間電圧の内、それぞれその接続期間比率が５０％以下である電圧の接続期間では前記片搬送波を１個、その接続期間比率が５０％を越える電圧の接続期間では前記片搬送波を２個以上生成するようにしたものである。
【００１１】
また、第２の発明に係る交流−交流電力変換装置は、入力端と出力端との間に複数のスイッチを有する交流交流変換器を直接介在させ、前記入力端の多相交流電圧を出力電圧指令に基づく多相交流電圧に変換して誘導性負荷が接続された前記出力端に出力する交流−交流電力変換装置であって、
仮想の直流母線、前記入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して前記仮想の直流母線に接続する複数のスイッチを有する仮想のコンバータ、および前記仮想の直流母線の電圧を前記出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して前記出力端に出力する複数のスイッチを有する仮想のインバータを設定するとともに、
前記入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期毎に前記入力端の多相交流電圧から前記仮想の直流母線に接続すべき２種の２相間電圧を抽出する２相間電圧抽出手段、入力電流指令に基づき前記２相間電圧抽出手段で抽出した前記２種の２相間電圧のそれぞれの前記制御周期における接続期間比率を演算する接続期間比率演算手段、前記２相間電圧抽出手段と前記接続期間比率演算手段との出力に基づき前記仮想のコンバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するコンバータスイッチ制御信号生成手段、前記接続期間比率演算手段の出力に基づきパルス幅変調制御の搬送波を生成する搬送波生成手段、前記出力電圧指令と前記搬送波生成手段からの搬送波とに基づき前記仮想のインバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段、および前記コンバータスイッチ制御信号生成手段と前記インバータスイッチ制御信号生成手段との出力を合成して前記交流交流変換器のスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するスイッチ制御信号合成手段を備えた交流−交流電力変換装置において、
前記搬送波生成手段は、前記制御周期における搬送波の形状として、片搬送波と称する各直線を上端レベルまたは下端レベルで折り返してなる変形三角波形状のものを生成するとともに、
前記２種の２相間電圧の内、それぞれその接続期間比率が５０％以下である電圧の接続期間では前記片搬送波を１個、その接続期間比率が５０％を越える電圧の接続期間では前記片搬送波を２個以上生成するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように、第１および第２の発明とも、２相間電圧の接続期間比率が一方に偏った場合、搬送波を、その接続期間比率が５０％を越えた方の電圧接続期間では片搬送波を２個以上に増やしたものとしたので、インバータを構成する複数のスイッチの切り替え動作による誘導性負荷の高周波電流振動を小さくすることができ、それに伴い高周波電力振動や高周波運転振動を小さくするとともに誘導性負荷の電力損失も小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による交流−交流電力変換装置の構成図である。このような交流−交流電力変換装置は、インバータ４の直流母線部に直流電源や平滑コンデンサなどの大容量エネルギー蓄積手段をもたないため、交流電源１の何れかの相がコンバータであるＰＷＭ（パルス幅変調）整流器３と２つの直流母線Ｐ，Ｎとインバータ４とを介して直接誘導性負荷２に接続され交流電源１の相電圧がそのまま誘導性負荷２の相に現れる。
【００１４】
なお、ここで、誘導性負荷とは、少なくともインダクタンス成分を含む負荷のことをいい、インダクタンス成分のみからなる負荷は勿論、このインダクタンス成分に抵抗性成分や容量性成分が含まれるものも包含される。
【００１５】
なお、以下各実施の形態では、入力端の３相交流電圧を変換して出力端に３相交流電圧を出力するものとして説明するが、本願発明は、その適用を適切に行うことにより、３相交流電圧に限らず、一般的な多相交流電圧を対象とする場合にも適用できるものである。
【００１６】
ＰＷＭ整流器３は、双方向に電圧を阻止してかつ電流の導通を制御できるスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの６個のスイッチからなり、そのスイッチングによって直流母線Ｐ，Ｎ間に一時的な直流電圧として入力端の２相間電圧を接続する。スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴは、上段側のスイッチ３ＰＲ，３ＰＳ，３ＰＴの何れか一つをターンオンとし、下段側のスイッチ３ＮＲ，３ＮＳ，３ＮＴの何れか一つをターンオンとする。ただし、互いに直列に接続されているスイッチ３ＰＲと３ＮＲ、３ＰＳと３ＮＳ、３ＰＴと３ＮＴが同時にオンとなることはない。
【００１７】
インバータ４は、例えば、絶縁ゲート形バイポーラトランジスタとダイオードとを逆並列に接続したスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮの６個のスイッチからなる。
電圧検出器５は、交流電源１に接続する入力端の多相交流電圧を検出してコンバータ制御手段であるＰＷＭ整流器制御手段１１に与える。
ＰＷＭ整流器制御手段１１は、２相間電圧抽出手段１１１、接続期間比率演算手段１１２およびコンバータスイッチ制御信号生成手段１１３からなる。２相間電圧抽出手段１１１は、後段の図２で説明するように、検出した３相交流電圧に基づいて最大相間電圧と中間相間電圧とを抽出する。接続期間比率演算手段１１２は、抽出した最大相間電圧および中間相間電圧ならびに３相交流電圧に基づいて、入力端の複数の相電圧のうち絶対値が最大とはならない複数の相の電圧比を接続期間比率として出力する。
コンバータスイッチ制御信号生成手段１１３は、最大相間電圧および中間相間電圧ならびに接続期間比率に基づいて、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号を生成して出力する。
【００１８】
インバータ制御手段２１は、搬送波生成手段２１１、出力電圧指令値演算手段２１２およびインバータスイッチ制御信号生成手段２１３からなる。搬送波生成手段２１１は、上記接続期間比率に基づいて、一方の頂点をＰＷＭ整流器３の切り替えタイミングに同期させ、他方の頂点を制御周期の境界に同期させた変形三角搬送波を生成し出力する。なお、搬送波の具体的な生成方法については、更に後段で詳述する。
【００１９】
出力電圧指令値演算手段２１２は、任意の出力電圧制御法により出力電圧指令値を生成する。インバータスイッチ制御信号生成手段２１３は、変形三角搬送波と出力電圧指令値とにより、インバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮのスイッチ制御信号を生成して出力する。
【００２０】
図２は、入力端に接続する交流電源１の相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、ならびに、２相間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲおよびその逆電圧ＶＳＲ，ＶＴＳ，ＶＲＴを交流電源１の１周期分について示したものである。例えば、位相期間ＩＩでは、２相間電圧抽出手段１１１が抽出する２相間電圧は、位相期間ＩＩの前半では最大相間電圧がＶＲＳで中間相間電圧がＶＲＴ、位相期間ＩＩの後半では最大相間電圧がＶＲＴで中間相間電圧がＶＲＳとなる。また、接続期間比率は、入力端の相電圧絶対値が最大の相がＲ相であるため、それ以外のＳ相とＴ相の相電圧ＶＳとＶＴの比率となり、図２最下欄に示すように変動する。
なお、接続期間比率を図２最下欄のように設定するのは、入力電流指令として、入力端の力率を１とするよう設定したことから導出されているもので、これ自体は公知の内容であり、ここではそれ以上の説明は省略する。
【００２１】
次に、この発明の実施の形態１における交流−交流電力変換装置の動作、特に、誘導性負荷２に流れる電流に着目した動作を説明することになるが、その理解を容易とするため、ここでは、先ず、従来の装置における動作を説明し、しかる後、その従来の動作と比較する形で本願発明の動作についての説明を進めるものとする。
【００２２】
図３は、従来の交流−交流電力変換装置の構成図である。先の本願発明の図１と異なるのは、インバータ制御手段２１で、図３では、搬送波生成手段２１０を備えたインバータ制御手段２１Ｎとしている点のみである。
【００２３】
図４は、従来のインバータ制御手段２１Ｎの搬送波生成手段２１０が生成する変形三角搬送波、出力電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、インバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮのスイッチ制御信号４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ、および、Ｕ相出力端の電流波形の一例を示したタイミングチャートである。変形三角搬送波および出力電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は、それぞれ平均母線電圧により規格化したものである。スイッチ制御信号４Ｕは、スイッチ４ＵＰのスイッチ制御信号であると同時に、それを反転した信号がスイッチ４ＵＮのスイッチ制御信号となる。４Ｖ，４Ｗについても同様である。
【００２４】
本例は、交流電源１の位相が図２の位相期間ＩＩにあるときの一例であり、ＰＷＭ整流器制御手段１１の２相間電圧抽出手段１１１は、入力端の２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとを直流母線に接続する２相間電圧として抽出し、接続期間比率演算手段１１２は、２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとを直流母線に接続する接続期間を相電圧ＶＳとＶＴとの比としてそれらをｄＲＳとｄＲＴとし、それぞれに制御周期Ｔｓを乗じたものをそれぞれの接続期間とする。なお、接続期間比率ｄＲＳとｄＲＴはともに０以上１以下とする。
【００２５】
インバータ制御手段２１Ｎの搬送波生成手段２１０が生成する変形三角搬送波は、それらの接続期間の境界、すなわちＰＷＭ整流器３の切り替えタイミングに一方の頂点を同期させ、制御周期の境界に他方の頂点を同期させた搬送波とし、その結果としてそれぞれの接続期間で１個の片搬送波が生成されることになる。換言すると、この搬送波の形状は、片搬送波と称する各直線を上端レベル（図４の例）または下端レベルで折り返してなる変形三角波形状と言える。
【００２６】
Ｕ相出力端の電流は、出力端に誘導性負荷２が接続されていることから、Ｕ相とＶ相またはＷ相との間に電圧が印加される期間、すなわち４Ｕがオンで４Ｖと４Ｗの少なくとも一方がオフの期間はＵ相から誘導性負荷２への電流が増加し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てがＰ端またはＮ端で短絡される期間、いわゆる零ベクトルの期間では電流が減少する。その結果、Ｕ相出力端の電流は、図４に示すように、インバータ４のスイッチング周波数で振動する。この高周波電流振動の大きさは、「１つの制御周期での電流値の上限と下限との差」で求められる。
このような高周波電流振動は、記述した通り、誘導性負荷２の高周波電力振動や高周波運転振動を伴い、誘導性負荷の電力損失の原因にもなる。
【００２７】
ところで、図４に示すように、２つの２相間電圧の接続期間が等しい制御周期では、交流−交流電力変換装置による高周波電流振動は、直流電源や平滑コンデンサなどの大容量エネルギー蓄積手段をもつインバータによる高周波電流振動と同等でそれほど大きいことはない。
ところが、同じ位相期間ＩＩであっても、図５に示すように、一方の２相間電圧の接続期間が制御周期Ｔｓのほとんどを占める制御周期では、比較的接続期間の長い最大電圧期間において、インバータ４を構成する複数のスイッチの切り替え動作による高周波電流振動が大きくなる。これに伴って誘導性負荷２の高周波電力振動や高周波運転振動も大きくなり、誘導性負荷の電力損失も大きくなるという課題が生じる訳である。
【００２８】
本願発明は以上の課題を解決するものであり、次に、先の図１に示すインバータ制御手段２１の搬送波生成手段２１１を採用した場合の動作を説明する。
図６は、本発明の実施の形態１の交流−交流電力変換装置による、インバータ制御手段２１の搬送波生成手段２１１が生成する搬送波、出力電圧指令値、スイッチ制御信号、および、Ｕ相出力端の電流波形を示したタイミングチャートである。本例も、図４および図５と同様に、交流電源１の位相が位相期間ＩＩにあるときの一例であり、最大相間電圧はＶＲＳ、中間相間電圧はＶＲＴで、接続期間比率ｄＲＳおよびｄＲＴは図５と同一とした。
【００２９】
インバータ制御手段２１の搬送波生成手段２１１が生成する搬送波は、接続期間比率が５０％以下である、ＶＲＴを接続する中間電圧期間では１個の片搬送波を、接続期間比率が５０％を越える、ＶＲＳを接続する最大電圧期間では２個の片搬送波を、それぞれ生成し、片搬送波の境界でインバータを構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮのスイッチングが発生しないように片搬送波の頂点位置を一致（ここでは上端レベルに一致）させたものとする。
【００３０】
従来の交流−交流電力変換装置の搬送波生成手段２１０が生成する変形三角搬送波では、最大電圧期間における零ベクトルの期間は最大電圧期間の最初と最後の２ヶ所しかなく、高周波電流振動を大きくする原因となっていた。これに対して、本発明の実施の形態１の交流−交流電力変換装置の搬送波生成手段２１１が生成する搬送波では、最大電圧期間における零ベクトルの期間を最大電圧期間の最初と最後に加えて中間にも設けることになり、その中間部分でＵ相出力端電流を減少させることができるため、高周波電流振動を小さくすることができる。
【００３１】
参考として、発明者等で実施したモータ駆動実験の電流波形を図７に示す。波形の黒い部分のタテ方向の幅が高周波電流振動の振幅に相当する。下側の図（ｂ）は、本発明を適用しない従来の場合の負荷電流波形であり、黒い部分の幅が狭くなったり広くなったりしており、幅の狭いところが図４に示す制御周期に、幅の広いところが図５に示す制御周期にあたる。上側の図（ａ）は、本発明による負荷電流波形であり、目に見えて幅の広いところはなくなっており全体的に高周波電流振動が小さくなっていることが判る。
【００３２】
以上のように、本発明の実施の形態１によれば、搬送波生成手段２１１が１つの最大電圧期間で２個以上の片搬送波を生成したことにより、インバータ４を構成する複数のスイッチの切り替え動作による誘導性負荷２の高周波電流振動を小さくすることができ、それに伴い高周波電力振動や高周波運転振動を小さくするとともに誘導性負荷２の電力損失も小さくすることができる。
【００３３】
以上の効果から更に以下の利点も得られる。すなわち、電力損失が低減することから製品の小型軽量化が実現する。また、電力損失の低減から、温度上昇が抑制され長寿命化に結びつき製品の安全性・環境保全性が向上すると言える。また、電力損失の低減は、そのまま省エネルギーとなる。更に、製品のライフサイクルにおける環境負荷低減にも寄与する訳である。以下の各実施の形態も同様にこれらの効果を奏するものである。
【００３４】
実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置の構成図である。図８の交流−交流電力変換装置は、入力端の各相と出力端の各相との間を直接的に接続する複数の交流交流変換スイッチ６ＵＲ〜６ＷＴからなる、交流交流変換器であるマトリクスコンバータ６を主回路とする。
【００３５】
図９は、本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置の制御上の構成を示すものであり、図１のＰＷＭ整流器３の代わりに仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣとし、インバータ４の代わりに仮想的なインバータ６ＩＶとしたものである。仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成するスイッチ６ＰＲ〜６ＮＴのスイッチ制御信号を仮想ＰＷＭ整流器制御手段１１Ｍにより、仮想的なインバータ６ＩＶを構成するスイッチ６ＵＰ〜６ＷＮのスイッチ制御信号を仮想インバータ制御手段２１Ｍにより、それぞれ生成する。
【００３６】
図８に戻って、スイッチ制御信号合成手段であるゲートパルス合成手段６１は、仮想的なＰＷＭ整流器制御手段１１Ｍが生成するスイッチ制御信号と仮想的なインバータ制御手段２１Ｍが生成するスイッチ制御信号とを合成してマトリクスコンバータ６を構成する交流交流変換スイッチ６ＵＲ〜６ＷＴのスイッチ制御信号を生成する。仮想的なＰＷＭ整流器制御手段１１Ｍの構成はＰＷＭ整流器制御手段１１と、仮想的なインバータ制御手段２１Ｍはインバータ制御手段２１と、それぞれ同一の構成であり、その他の構成も図１と同一であるため説明は省略する。
【００３７】
図１０は、ゲートパルス合成手段６１が生成するスイッチ制御信号の信号生成論理回路を示したものである。図１０は、Ｕ相に直接的に接続する交流交流変換スイッチに関するスイッチ制御信号を生成するための回路であるが、Ｖ相およびＷ相についても同様の回路を用いる。
【００３８】
図１１は、本発明の実施の形態２の交流−交流電力変換装置による、インバータ制御手段２１Ｍの搬送波生成手段２１１が生成する搬送波、出力電圧指令値、仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成するスイッチ６ＰＲ〜６ＮＴのスイッチ制御信号、仮想的なインバータ６ＩＶを構成するスイッチ６ＵＰ〜６ＷＮのスイッチ制御信号６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ、ゲートパルス合成手段６１においてスイッチ６ＰＲ〜６ＮＴのスイッチ制御信号およびスイッチ６ＵＰ〜６ＷＮのスイッチ制御信号に基づいて生成される、マトリクスコンバータ６を構成する交流交流変換スイッチ６ＵＲ〜６ＷＴのスイッチ制御信号、ならびに、Ｕ相出力端の電流波形を示したタイミングチャートである。
【００３９】
電圧検出器５が検出する入力端の３相交流電圧と、出力電圧指令演算手段２１２が生成する出力電圧指令値が、図６の一例と同一であるとしたときのものである。スイッチ制御信号６Ｕは、仮想的なインバータ６ＩＶのスイッチ６ＵＰの制御信号であると同時に、それを反転した信号が仮想的なインバータ６ＩＶのスイッチ６ＵＮの制御信号となる。６Ｖ，６Ｗについても同様である。
【００４０】
なお、搬送波の、接続期間の境界にあたる頂点が、先の図６では上端レベル（＋１）に位置しているのに対し、この図１１では下端レベル（−１）に位置しているのは以下の理由による。
【００４１】
先の実施の形態１の回路構成（図１）では上下端を問わないが、途中で上下端を反転させるとその時点で変形三角波の頂点位置が一致せず、そこでは全ての出力相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）でスイッチングが発生しスイッチング損失が発生するため、通常はどちらかの向きに固定する。
一方、実施の形態２の回路構成（図８＝マトリクスコンバータ）では、変形三角波の向きは図１１に示すとおりに限定される。このこと自体は公知技術であるので詳しい根拠は省略するが、実際は、入力電圧がどの位相期間であるかに応じて変形三角波の上下端を反転させることになっており、具体的には、図２の偶数番号の位相期間（ＩＩ，ＩＶ，ＶＩ）では図１１の向き、奇数番号の位相期間（Ｉ，ＩＩＩ，Ｖ）では図１１の上下端を反転させた向きとなる。
【００４２】
変形三角波の向きを限定する理由は、位相期間ＩＩで変形三角波の上下端を反転させた場合は、スイッチ制御信号６Ｕ〜６Ｗのパターンも反転し、図１０の論理回路で６ＵＲ〜６ＵＴの信号を合成すると、２つの２相間電圧が切り替わるタイミングで６ＵＳのターンオフと６ＵＴのターンオンのスイッチングが発生し、結果として余分なスイッチング損失が発生してしまうためである。６ＶＲ〜６ＶＴ、６ＷＲ〜６ＷＴも同様である。
【００４３】
図１１が、３相交流電圧と出力電圧指令値が図６と同一であるときのものとしたことから、仮想ＰＷＭ整流器制御手段１１Ｍが生成するスイッチ制御信号は構成が同一であるＰＷＭ整流器制御手段１１が生成するスイッチ制御信号と、また、仮想インバータ制御手段２１Ｍが生成するスイッチ制御信号は構成が同一であるインバータ制御手段２１が生成するスイッチ制御信号と、それぞれ同一である。これにより、図１１のスイッチ制御信号により図８の誘導性負荷２が接続される出力端に出力する電圧は、図６のスイッチ制御信号により図１の誘導性負荷２が接続される出力端に出力する電圧と同一となる。したがって、Ｕ相出力端の電流波形も同一となり、従来のマトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置と比較して高周波電流振動を小さくすることができる。
【００４４】
以上のように、本発明の実施の形態２によれば、複数の交流交流変換スイッチからなる交流−交流電力変換装置であっても、複数の交流交流変換スイッチの切り替え動作による誘導性負荷２の高周波電流振動を小さくすることができ、それに伴い高周波電力振動や高周波運転振動を小さくするとともに誘導性負荷２の電力損失も小さくすることができる。加えて、マトリクスコンバータ６は電流が通過するスイッチ個数が少ないことから、スイッチの電圧降下により発生する損失を低減することができる。
【００４５】
実施の形態３．
図１２は、本発明の実施の形態３による交流−交流電力変換装置の構成図である。図１２の交流−交流電力変換装置は、所定の制御周期における入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序を制御周期ごとに反転させる反転信号を生成する反転信号生成手段３１を備える。
【００４６】
先の実施の形態１、２では、その搬送波が、１制御周期内に３個以上の片搬送波を有することになる。図６や図１１に示すように、１制御周期内に３（奇数）個の片搬送波が存在する。従って、搬送波の、接続期間の境界にあたる頂点を、例えば、上端レベル（＋１）に位置に保つようにしてそのままのパターンで制御周期を連ねていくと、制御周期の境界で搬送波に垂直線で現れる不連続部分が出現し、そこでは全ての出力相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）でスイッチングが発生し余分なスイッチング損失が発生する。
この実施の形態３は上記した問題点を解決するものである。
【００４７】
本発明の実施の形態３では、電圧検出器５が検出した３相交流電圧に基づいて抽出する複数の２相間電圧の組み合わせを変更した時点での最大の２相間電圧を第１相間電圧、２番目の２相間電圧を第２相間電圧とする。例えば、図２では、位相期間Ｉから位相期間ＩＩに替わり抽出する複数の２相間電圧の組み合わせを変更したときに、最大の２相間電圧がＶＲＳ、２番目の２相間電圧がＶＲＴであることから、位相期間ＩＩの間はＶＲＳを第１相間電圧、ＶＲＴを第２相間電圧とする。同一の位相期間の途中で最大相間電圧と中間相間電圧との組み合わせは入れ替わるが、第１相間電圧と第２相間電圧との組み合わせは、図２に示すように、同一の位相期間では替わらないものとする。
【００４８】
ＰＷＭ整流器制御手段１１のスイッチ制御信号生成手段１１３は、反転信号がＨＩであるときは当該制御周期における２相間電圧の直流母線への出現順序が第１相間電圧、第２相間電圧の順序となるように、また、反転信号がＬＯであるときは第２相間電圧、第１相間電圧の順序となるように、ＰＷＭ整流器３のスイッチ制御信号を生成する。搬送波生成手段２１１は、反転信号に基づいて、当該制御周期においてスイッチ制御信号生成手段１１３が生成するスイッチ制御信号による２相間電圧の直流母線への出現順序に応じて、最大電圧期間および中間電圧期間のそれぞれに対応する順序で搬送波を生成する。その他の構成は図１と同一であるため説明は省略する。
【００４９】
図１３は、本発明の実施の形態３の交流−交流電力変換装置による搬送波、反転信号およびＰＷＭ整流器３のスイッチ制御信号を示したタイミングチャートである。図中左端の第１の制御周期は、位相期間Ｉであり反転信号がＨＩであるため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は、位相期間Ｉの第１相間電圧であるＶＴＳ、第２相間電圧であるＶＲＳの順序となる。第２の制御周期は、位相期間ＩＩであり反転信号がＬＯであるため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は、位相期間ＩＩの第２相間電圧であるＶＲＴ、第１相間電圧であるＶＲＳの順序となる。第３の制御周期、第４の制御周期についても同様である。
【００５０】
この結果、位相期間がＩＩで同一である第２、第３、第４の制御周期では、第２の制御周期の最後と第３の制御周期の最初とはともに位相期間ＩＩの第１相間電圧であるＶＲＳが、第３の制御周期の最後と第４の制御周期の最初とはともに位相期間ＩＩの第２相間電圧であるＶＲＴが、それぞれ直流母線に接続することになり、制御周期の境界の前後で直流母線に接続する２相間電圧が同一となる。これによって、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替え動作が発生しないことになり、ＰＷＭ整流器３から発生するノイズを低減することができる。
【００５１】
また、本発明の実施の形態２のマトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置では、制御周期の境界の前後で仮想的な直流母線に接続する２相間電圧が異なるとゲートパルス合成手段６１が生成するスイッチ制御信号は全ての出力相について切り替え動作が発生する。本発明の実施の形態３の反転信号生成手段３１を備えることによって、制御周期の境界の前後で仮想的な直流母線に接続する２相間電圧が同一となるので仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成するスイッチ６ＰＲ〜６ＮＴの切り替え動作が発生しないことになり、ゲートパルス合成手段６１が生成する交流交流スイッチ６ＰＲ〜６ＮＴのスイッチ制御信号でも切り替え動作が発生しないため、マトリクスコンバータ６から発生するノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。
【００５２】
以上のように、本発明の実施の形態３によれば、反転信号によって制御周期の境界の前後で直流母線に接続する２相間電圧が同一としたため、ＰＷＭ整流器３を構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、ＰＷＭ整流器３から発生するノイズを低減することができる。また、仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、マトリクスコンバータ６を構成する複数の交流交流変換スイッチでの切り替え動作を発生させずにノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。
【００５３】
実施の形態４．
先の実施の形態１、２において、搬送波生成手段２１１は、高周波電流振動を抑制するため、最大電圧期間では２個以上の片搬送波を生成するようにしたが、片搬送波の個数を増やすことは、反面、インバータ４から発生するノイズやスイッチング損失を増大させることになる。そこで、本発明の実施の形態４では、片搬送波の個数を増加させるか否かの判定を、接続期間比率演算手段１１２で演算された接続期間比率に基づき行うようにしたものである。
【００５４】
具体的には、搬送波生成手段２１１が、１つの中間電圧期間では１個の片搬送波を生成し１つの最大電圧期間では２個以上の片搬送波を生成する制御周期を第１搬送波周期、１つの中間電圧期間と１つの最大電圧期間でともに１個の片搬送波を生成する制御周期を第２搬送波周期とする。
そして、当該制御周期を第１搬送波周期とするか第２搬送波周期とするかの判定は、接続期間比率演算手段１１２が出力する接続期間比率に基づくものとし、第２搬送波周期とするのは接続期間比率が０．５を含む所定の範囲内にある場合とする。所定の範囲は、望ましくは０．５を中央値とし両端が０または１にも０．５にも近接しないものとする。
【００５５】
図１４は、本発明の実施の形態４の交流−交流電力変換装置による搬送波、出力電圧指令値、反転信号、第１搬送波周期または第２搬送波周期の何れかを示す信号、スイッチ制御信号およびＵ相出力端の電流波形を示したタイミングチャートである。第１の制御周期は第１搬送波周期に該当し、最大相間電圧であるＶＲＳを直流母線に接続する最大電圧期間では２個の片搬送波を、中間相間電圧であるＶＲＴを直流母線に接続する中間電圧期間では１個の片搬送波を、それぞれ生成する。第２の制御周期は第２搬送波周期に該当し、最大電圧期間、中間電圧期間ともに１個の片搬送波を生成する。
【００５６】
第２搬送波周期では最大電圧期間でも１個の片搬送波しか生成しないことから、第１搬送波周期と比較して高周波電流振動は大きくなる。しかしながら、第２搬送波周期とするのは接続期間比率が所定の範囲内にある場合としており、先の図４で説明したように、接続期間比率が所定の範囲を外れる場合と比較すれば高周波電流振動は小さい。したがって、接続期間比率が所定の範囲内にある場合には第２搬送波周期としても高周波電流振動を大きくすることはなく、最大電圧期間での片搬送波の個数を１個に減らすことによってインバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮの切り替え動作の回数が少なくなり、インバータ４から発生するノイズを低減するとともにスイッチング損失を低減することができる。
【００５７】
所定の範囲が０．５を中央値とするのが望ましいとするのは、高周波電流振動が大きくならないようにする効果は、所定の範囲の最小値と０との偏差、または、１と所定の範囲の最大値との偏差、のいずれか小さいほうに依存するため、一方の偏差を他方より大きくしても他方の偏差による効果しか得られないためである。
また、両端が０または１にも０．５にも近接しないものが望ましいとするのは、両端が０．５に近接すると第２搬送波周期とする制御周期が著しく少なくなりインバータ４から発生するノイズやスイッチング損失を低減する効果が小さくなり、両端が０または１に近接すると第１搬送波周期とする制御周期が著しく少なくなり誘導性負荷２の高周波電流振動が大きくならないようにする効果が小さくなるためである。
【００５８】
以上のように、本発明の実施の形態４によれば、１つの中間電圧期間と１つの最大電圧期間でともに１個の片搬送波を生成する第２搬送波周期を設けて、制御周期ごとに接続期間比率に基づいて当該制御周期を第１搬送波周期とするか第２搬送波周期とするかを判定することにより、誘導性負荷２に流れる高周波電流振動を大きくすることなくインバータ４を構成する複数のスイッチの切り替え動作の回数を少なくして、インバータ４から発生するノイズを低減するとともにスイッチング損失を低減することができる。
【００５９】
実施の形態５．
先の実施の形態３の交流−交流電力変換装置では、図１３において、位相期間Ｉから位相期間ＩＩに替わり２相間電圧抽出手段１１１が抽出する複数の２相間電圧の組み合わせを変更したときに、位相期間Ｉから位相期間ＩＩに替わる境界の前後で直流母線に接続する２相間電圧が異なるためＰＷＭ整流器３を構成するスイッチの切り替え動作が発生する。また、搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置が、位相期間Ｉから位相期間ＩＩに替わる境界で異なることから、インバータ４を構成するスイッチでも切り替え動作が同時に発生する。これらの切り替え動作はすでに述べたように、ＰＷＭ整流器３またはインバータ４から発生するノイズとなり、またマトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置ではマトリクスコンバータ６から発生するノイズになるとともにスイッチング損失を増大させる。
【００６０】
本発明の実施の形態５の交流−交流電力変換装置は、上記した問題点を解消する対策案の一つで、接続期間比率演算手段１１２が出力する接続期間比率に基づいて、所定の制御周期における接続期間比率と０との偏差、または１と接続期間比率との偏差が所定の範囲内にある場合に当該制御周期を１つの最大電圧期間のみで構成する第３搬送波周期とする。
図１５は、本発明の実施の形態５の交流−交流電力変換装置による搬送波、反転信号およびＰＷＭ整流器３のスイッチ制御信号を示したタイミングチャートである。第２、第３、第４の制御周期は上記偏差が所定の範囲内にあるとして当該制御周期を１つの最大電圧期間のみで構成するようにした。第２の制御期間は、位相期間Ｉの後半であるため最大相間電圧はＶＲＳであり、第３、第４の制御期間は、位相期間ＩＩの前半であるため最大相間電圧は同じくＶＲＳである。
【００６１】
この結果、位相期間Ｉから位相期間ＩＩに替わる境界、すなわち第２の制御周期と第３の制御周期との境界ではともに同一の２相間電圧であるＶＲＳを直流母線に接続することになる。また、搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置も一致する。これによって、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴおよびインバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮの切り替え動作が発生しないことになり、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４から発生するノイズを低減するとともにインバータ４から発生するスイッチング損失を低減することができる。マトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置では、仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成するスイッチ６ＰＲ〜６ＮＴおよび仮想的なインバータ６ＩＶを構成するスイッチ６ＵＰ〜６ＷＮの切り替え動作が発生しないことになり、ゲートパルス合成手段６１が生成する交流交流スイッチ６ＰＲ〜６ＮＴのスイッチ制御信号でも切り替え動作が発生しないため、マトリクスコンバータ６から発生するノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。
【００６２】
以上のように、本発明の実施の形態５によれば、接続期間比率と０との偏差、または１と接続期間比率との偏差が所定の範囲内にある場合に当該制御周期を１つの最大電圧期間のみで構成するとしたことにより、複数の２相間電圧の組み合わせを変更する前後で直流母線に接続する２相間電圧が同一となり、搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置も一致するため、ＰＷＭ整流器３を構成する複数のスイッチおよびインバータ４を構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４から発生するノイズを低減するとともにインバータ４から発生するスイッチング損失を低減することができる。また、仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成する複数のスイッチおよび仮想的なインバータ６ＩＶを構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、マトリクスコンバータ６を構成する複数の交流交流変換スイッチでの切り替え動作を発生させずにノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。
【００６３】
実施の形態６．
先の実施の形態５の交流−交流電力変換装置は、ＰＷＭ整流器制御手段１１が出力するスイッチ制御信号による実質的な接続期間比率が相電圧の比と異なることから、接続期間比率の制御結果に高周波成分が発生して入力力率の悪化と入力端の高周波電流振動増大の原因となる。これらの点を考慮し、本発明の実施の形態６は、先の実施の形態５で提起した問題点を解消するための実施の形態５とは異なる対策案を提案するものである。
【００６４】
図１６は、本発明の実施の形態６による交流−交流電力変換装置の構成図である。図１６の交流−交流電力変換装置は、電圧検出器５が検出した３相交流電圧に基づいて、２相間電圧抽出手段１１１が抽出する複数の２相間電圧の組み合わせを変更するときにその変更したことを示す転換信号を出力して反転信号生成手段３１に入力する。そして、反転信号生成手段３１は、転換信号を検出したときに反転信号を反転させないようにしたものである。その他の構成は図１２と同一であるため説明は省略する。
【００６５】
図１７は、本発明の実施の形態６の交流−交流電力変換装置による搬送波、転換信号、反転信号およびＰＷＭ整流器３のスイッチ制御信号を示したタイミングチャートである。第１の制御周期は、位相期間Ｉであり反転信号がＨＩであるため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は位相期間Ｉの第１相間電圧であるＶＴＳ、第２相間電圧であるＶＲＳの順序となる。第２の制御周期は、位相期間ＩＩとなり２相間電圧抽出手段１１１が転換信号を出力する。そして、反転信号生成手段３１がその転換信号を検出したことから反転信号はＨＩのままである。そのため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は、位相期間ＩＩの第１相間電圧であるＶＲＳ、第２相間電圧であるＶＲＴの順序となる。第３の制御周期は、位相期間ＩＩであり転換信号は検出せず反転信号はＬＯとなるため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は、位相期間ＩＩの第２相間電圧であるＶＲＴ、第１相間電圧であるＶＲＳの順序となる。
【００６６】
この結果、位相期間Ｉから位相期間ＩＩに替わる境界、すなわち第１の制御周期と第２の制御周期の境界ではともに同一の２相間電圧であるＶＲＳを直流母線に接続することになる。また、搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置も一致する。これによって、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴおよびインバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮの切り替え動作が発生しないことになり、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４から発生するノイズを低減するとともにインバータ４から発生するスイッチング損失を低減することができる。マトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置では、仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成するスイッチ６ＰＲ〜６ＮＴおよび仮想的なインバータ６ＩＶを構成するスイッチ６ＵＰ〜６ＷＮの切り替え動作が発生しないことになり、ゲートパルス合成手段６１が生成する交流交流スイッチ６ＰＲ〜６ＮＴのスイッチ制御信号でも切り替え動作が発生しないため、マトリクスコンバータ６から発生するノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。
【００６７】
以上のように、本発明の実施の形態６によれば、検出した３相交流電圧に基づいて抽出する複数の２相間電圧の組み合わせを変更するときにその変更したことを示す転換信号を出力する。そして、反転信号生成手段３１は転換信号を検出したときに反転信号を反転させないようにしたことにより、複数の２相間電圧の組み合わせを変更する前後で直流母線に接続する２相間電圧が同一となり、搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置も一致する。したがって、ＰＷＭ整流器３を構成する複数のスイッチおよびインバータ４を構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、入力力率を悪化させることなく、また、入力端の高周波電流振動を増大させることなく、ＰＷＭ整流器３およびインバータ４から発生するノイズを低減するとともにインバータ４から発生するスイッチング損失を低減することができる。また、仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成する複数のスイッチおよび仮想的なインバータ６ＩＶを構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、入力力率を悪化させることなく、また、入力端の高周波電流振動を増大させることなく、マトリクスコンバータ６を構成する複数の交流交流変換スイッチでの切り替え動作を発生させずにノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。
【００６８】
実施の形態７．
第１搬送波周期（中間電圧期間では１個の片搬送波を生成し、最大電圧期間では２個以上の片搬送波を生成する制御周期）が奇数個の片搬送波で構成される場合、当該制御周期では、搬送波生成手段２１１が片搬送波を奇数個生成することから、制御周期の開始時点と終了時点とでは搬送波の頂点位置が一致しない。したがって、上記第１搬送波周期と第２搬送波周期（中間電圧期間、最大電圧期間とも１個の片搬送波を生成する制御周期）または第３搬送波周期（最大電圧期間のみの２個の片搬送波を生成する制御周期）との相互間の移行時には、搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置が一致しない場合があり、その場合、搬送波に垂直線で現れる不連続部分が存在することになる。このとき、インバータ４を構成する複数のスイッチの切り替え動作が同時に発生することになり、インバータ４から発生するノイズとなるとともにスイッチング損失を増大させ、またマトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置ではマトリクスコンバータ６から発生するノイズとなるとともにスイッチング損失を増大させる。
【００６９】
本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置は、奇数個の片搬送波を生成する第１搬送波周期と第２搬送波周期または第３搬送波周期との相互間の移行時に発生しうる上述したスイッチング損失増大等の不具合を解消するため、反転信号を調整する、または、移行時のタイミングを調整するようにしたものである。
【００７０】
以下、各搬送波周期の移行のパターン毎に説明する。
先ず、図１８は、第１の制御周期での第３搬送波周期から第２の制御周期での第１搬送波周期へ移行する場合を示す。この移行タイミングで反転信号がＬＯからＨＩに切り替わると、第１搬送波周期である第２の制御周期では第１相間電圧を先に直流母線に接続するが、この場合、第１相間電圧は最大相間電圧であり２個の片搬送波を生成する。よって、第３搬送波周期である第１の制御周期の終了時点では変形三角波の頂点位置は−１、第２の制御周期の開始時点では三角波の頂点位置は＋１となり、図１８に示すように、第１の制御周期と第２の制御周期との境界で変形三角波の頂点位置が一致しないことになる。
そこで、この実施の形態７では、後述するように、移行直後の反転信号を必ずＬＯとすることにより、移行タイミングでの頂点位置を一致させている。
【００７１】
すなわち、図１９は、本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置による搬送波、転換信号、反転信号、第１搬送波周期、第２搬送波周期または第３搬送波周期の何れかを示す信号、およびＰＷＭ整流器３のスイッチ制御信号を示したタイミングチャートであり、接続期間比率に基づいて第３搬送波周期から第１搬送波周期へ移行するときの一例である。第１の制御周期は、位相期間ＩＩ前半の第３搬送波周期に該当することから、反転信号に係らず、最大相間電圧ＶＲＳを直流母線に接続する最大電圧期間のみで構成される。第２の制御周期は、位相期間ＩＩ前半の第３搬送波周期から第１搬送波周期に移行し反転信号をＬＯのまま反転させないようにしたことから、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は位相期間ＩＩの第２相間電圧であるＶＲＴ、第１相間電圧であるＶＲＳの順序となって、最大電圧期間であるＶＲＳの接続期間で２個の片搬送波を生成する。これにより、第１の制御周期と第２の制御周期との境界では搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置が一致する。
【００７２】
次に、第１の制御周期での第１搬送波周期から第２の制御周期での第２搬送波周期へ移行する場合について説明する。この場合は、移行直前の反転信号の状態によって動作が異なる。
先ず、図２０は、移行直前の反転信号がＨＩの場合を示す。移行する直前の制御周期で反転信号がＨＩであれば、その制御周期の終了時点での変形三角波の頂点位置は−１である。第２搬送波周期では制御周期境界での頂点位置は必ず−１となるので、図２０に示すように、その移行タイミングでの頂点位置は必ず一致する。
【００７３】
一方、図２１は、移行直前の反転信号がＬＯの場合を示す。移行する直前の制御周期で反転信号がＬＯであると、その制御周期の終了時点での変形三角波の頂点位置は＋１となる。第２搬送波周期では、制御周期境界での頂点位置は必ず−１となるので、図２１に示すように、その移行タイミングでの頂点位置は一致しなくなる。
そこで、この実施の形態７では、後述するように、移行タイミングを制御周期１周期遅延させることにより移行直前の制御周期の反転信号が必ずＨＩとなるようにして、移行タイミングでの頂点位置を一致させている。
【００７４】
すなわち、図２２は、本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置によるタイミングチャートの別の一例であり、接続期間比率に基づいて第１搬送波周期から第２搬送波周期へ移行するときの一例である。第１の制御周期は、位相期間ＩＩ前半の第１搬送波周期に該当し反転信号がＬＯであるため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は位相期間ＩＩの第２相間電圧であるＶＲＴ、第１相間電圧であるＶＲＳの順序となって、最大電圧期間であるＶＲＳの接続期間で２個の片搬送波を生成する。第２の制御周期は、接続期間比率に基づいて本来であれば第２搬送波周期へ移行する制御周期であるが、反転信号がＨＩになることから第２搬送波周期への移行を第３の制御周期へ遅延させる。
【００７５】
これにより、第２の制御周期は、位相期間ＩＩ前半の第１搬送波周期に該当し反転信号がＨＩであるため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は位相期間ＩＩの第１相間電圧であるＶＲＳ、第２相間電圧であるＶＲＴの順序となって、最大電圧期間であるＶＲＳの接続期間で２個の片搬送波を生成し、第３の制御周期は、位相期間ＩＩの第２搬送波周期に該当し反転信号がＬＯであるため、入力端の２相間電圧の直流母線への出現順序は位相期間ＩＩの第２相間電圧であるＶＲＴ、第１相間電圧であるＶＲＳの順序となって、ともに１個の片搬送波を生成する。これにより、第１の制御周期と第２の制御周期との境界、第２の制御周期と第３の制御周期との境界のいずれにおいても搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置が一致する。
【００７６】
同様の要領により、図２３は、本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置によるタイミングチャートの別の一例であり、接続期間比率に基づいて第２搬送波周期から第１搬送波周期へ移行するときの一例である。本例では、本来であれば第２の制御周期で第１搬送波周期へ移行するところ、移行直前の反転信号がＨＩのときは、第２の制御周期で反転信号がＬＯであれば、第１搬送波周期への移行を制御周期１周期分遅延させ第３の制御周期で移行する。これにより、図２２の一例と同様に、いずれの制御周期の境界においても搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置が一致する。
【００７７】
更に、図２４は、本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置によるタイミングチャートの別の一例であり、接続期間比率に基づいて第１搬送波周期から第３搬送波周期へ移行するときの一例である。本例では、本来であれば第２の制御周期で第３搬送波周期へ移行するところ、移行直前の反転信号がＨＩであれば、第３搬送波周期への移行を制御周期１周期分遅延させ第３の制御周期で移行する。これにより、図２２および図２３の一例と同様に、いずれの制御周期の境界においても搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置が一致する。
【００７８】
以上のように、本発明の実施の形態７によれば、奇数個の片搬送波を生成する第１搬送波周期と第２搬送波周期または第３搬送波周期との相互間の移行時に、反転信号生成手段３１が反転信号を調節して出力する、もしくは、反転信号生成手段３１が出力する反転信号に応じて、搬送波生成手段２１１が第１ないし第３搬送波周期への移行のタイミングを制御周期１周期遅延させることにより、いかなる制御周期の境界でも搬送波生成手段２１１が生成する搬送波の頂点位置を一致させるようにしたので、インバータ４を構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、インバータ４から発生するノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。また、仮想的なインバータ６ＩＶを構成する複数のスイッチの切り替え動作が発生しないことになり、マトリクスコンバータ６を構成する複数の交流交流変換スイッチでの切り替え動作を発生させずにノイズを低減するとともにスイッチング損失も低減することができる。
【００７９】
実施の形態８．
この種の交流−交流電力変換装置では、インバータ４もしくはマトリクスコンバータ６を構成するスイッチの切り替え動作において、入力端の短絡または出力端の開放を防止しつつ誘導性負荷２を流れる電流を転流するためにデッドタイム時間を設ける。よって、１回の転流で複数のスイッチの切り替えが完了するまでには一定の時間を要することになり、出力電圧指令値により与えられる転流の時刻と実際の転流の時刻との間に誤差が生じることがある。このため、実際に出力端に現れる電圧と出力電圧指令値との間に誤差が生じて出力端の電圧に歪みや高周波成分が発生して、誘導性負荷２に発生する電力振動や運転振動が大きくなるとともに誘導性負荷２の電力損失も大きくなる。
【００８０】
図２５は、本発明の実施の形態８の交流−交流電力変換装置の構成図である。図２５の交流−交流電力変換装置は、誘導性負荷２の電流を検出する電流検出器７と、搬送波生成手段２１１が中間電圧期間および最大電圧期間でそれぞれ生成する片搬送波の個数ならびに中間相間電圧および最大相間電圧から計算した合計電圧と、検出した誘導性負荷２の電流に応じて、出力電圧誤差を計算して出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段２１４を備える。その他の構成は図１と同一であるため説明は省略する。
【００８１】
図２６は、先の実施の形態１の交流−交流電力変換装置による、インバータ制御手段２１の搬送波生成手段２１１が生成する搬送波、Ｕ相出力電圧指令値ＶＵ＊、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、インバータ４を構成するスイッチ４ＵＰおよび４ＵＮを制御するスイッチ制御信号４Ｕ、ならびに、これらのスイッチ制御信号の結果としてＵ相出力端に現れる電圧ＶＵの瞬時値波形のタイミングチャートを、２つの制御周期にわたって示したものである。
図２６は、位相期間ＩＩで最大相間電圧がＶＲＳ、中間相間電圧がＶＲＴであり、当該制御周期を第１搬送波周期と判断して中間電圧期間で１個の片搬送波を生成して最大電圧期間で２個の片搬送波を生成したときの一例である。
【００８２】
図２７は、スイッチ４ＵＰと４ＵＮの切り替え動作において入力端の短絡を防止するための短絡防止時間ｔｄを設けたときであって、Ｕ相出力端を流れる電流がインバータ４から誘導性負荷２の方向である場合の、スイッチ４ＵＰおよび４ＵＮのゲートパルス、ならびに、Ｕ相出力端に実際に現れる電圧ＶＵＥのタイミングチャートを示したものである。Ｕ相出力端を流れる電流がインバータ４から誘導性負荷２の方向であるときは、入力端のより低い電圧の相からより高い電圧の相へ転流するときに、転流時刻がｔｄだけ遅延する。
【００８３】
図２８は、スイッチ４ＵＰと４ＵＮの切り替え動作において入力端の短絡を防止するための短絡防止時間ｔｄを設けたときであって、Ｕ相出力端を流れる電流が誘導性負荷２からインバータ４の方向である場合の、スイッチ４ＵＰおよび４ＵＮのゲートパルス、ならびに、Ｕ相出力端に実際に現れる電圧ＶＵＦのタイミングチャートを示したものである。Ｕ相出力端を流れる電流が誘導性負荷２からインバータ４の方向であるときは、入力端のより高い電圧の相からより低い電圧の相へ転流するときに、転流時刻がｔｄだけ遅延する。
【００８４】
先の実施の形態１の交流−交流電力変換装置が真にＵ相に出力したい電圧はＶＵ＊であり、これは図２６の電圧ＶＵの瞬時値波形の平均値である。したがって、ＶＵの平均値ＶＵＡは次式となる。
【００８５】
ＶＵＡ＝｛ＶＲ×（ｔＲ１１＋ｔＲ１２＋ｔＲ２２＋ｔＲ２１）
＋ＶＳ×（ｔＳ１１＋ｔＳ１２＋ｔＳ２２＋ｔＳ２１）
＋ＶＴ×（ｔＴ１１＋ｔＴ２１）｝／（２×Ｔｓ）  ・・・（１）
【００８６】
これに対して、図２７の電圧ＶＵＥの平均値ＶＵＥＡおよび図２８の電圧ＶＵＦの平均値ＶＵＦＡはそれぞれ次式となる。
【００８７】
ＶＵＥＡ＝｛ＶＲ×（ｔＲＥ１１＋ｔＲＥ１２＋ｔＲＥ２２＋ｔＲＥ２１）
＋ＶＳ×（ｔＳＥ１１＋ｔＳＥ１２＋ｔＳＥ２２＋ｔＳＥ２１）
＋ＶＴ×（ｔＴＥ１１＋ｔＴＥ２１）｝／（２×Ｔｓ）  ・・・（２）
ＶＵＦＡ＝｛ＶＲ×（ｔＲＦ１１＋ｔＲＦ１２＋ｔＲＦ２２＋ｔＲＦ２１）
＋ＶＳ×（ｔＳＦ１１＋ｔＳＦ１２＋ｔＳＦ２２＋ｔＳＦ２１）
＋ＶＴ×（ｔＴＦ１１＋ｔＴＦ２１）｝／（２×Ｔｓ）  ・・・（３）
【００８８】
図２６の入力端の各相の接続期間に対して、図２７および図２８の入力端の各相の各接続期間は次式の関係となる。
【００８９】
ｔＲＥ１１＝ｔＲ１１，ｔＴＥ１１＝ｔＴ１１，ｔＳＥ１１＝ｔＳ１１＋ｔｄ，
ｔＲＥ１２＝ｔＲ１２−ｔｄ，ｔＳＥ１２＝ｔＳ１２，
ｔＳＥ２２＝ｔＳ２２＋ｔｄ，ｔＲＥ２２＝ｔＲ２２−ｔｄ，
ｔＳＥ２１＝ｔＳ２１，ｔＴＥ２１＝ｔＴ２１＋ｔｄ，ｔＲＥ２１＝ｔＲ２１−ｔｄ
・・・  （４）
ｔＲＦ１１＝ｔＲ１１＋ｔｄ，ｔＴＦ１１＝ｔＴ１１−ｔｄ，ｔＳＦ１１＝ｔＳ１１
ｔＲＦ１２＝ｔＲ１２＋ｔｄ，ｔＳＦ１２＝ｔＳ１２−ｔｄ，
ｔＳＦ２２＝ｔＳ２２，ｔＲＦ２２＝ｔＲ２２＋ｔｄ，
ｔＳＦ２１＝ｔＳ２１−ｔｄ，ｔＴＦ２１＝ｔＴ２１，ｔＲＦ２１＝ｔＲ２１
・・・  （５）
【００９０】
（４）式および（５）式をそれぞれ（２）式および（３）式に代入すると次式となる。
【００９１】
ＶＵＥＡ＝｛ＶＲ×（ｔＲ１１＋ｔＲ１２＋ｔＲ２２＋ｔＲ２１−３×ｔｄ）
＋ＶＳ×（ｔＳ１１＋ｔＳ１２＋ｔＳ２２＋ｔＳ２１＋２×ｔｄ）
＋ＶＴ×（ｔＴ１１＋ｔＴ２１＋ｔｄ）｝／（２×Ｔｓ）
＝｛ＶＲ×（ｔＲ１１＋ｔＲ１２＋ｔＲ２２＋ｔＲ２１）
＋ＶＳ×（ｔＳ１１＋ｔＳ１２＋ｔＳ２２＋ｔＳ２１）
＋ＶＴ×（ｔＴ１１＋ｔＴ２１）｝／（２×Ｔｓ）
＋（−３×ＶＲ＋２×ＶＳ＋ＶＴ）×ｔｄ／（２×Ｔｓ）
＝ＶＵＡ−（２×ＶＲＳ＋ＶＲＴ）×ｔｄ／（２×Ｔｓ）  ・・・（６）
ＶＵＦＡ＝｛ＶＲ×（ｔＲ１１＋ｔＲ１２＋ｔＲ２２＋ｔＲ２１＋３×ｔｄ）
＋ＶＳ×（ｔＳ１１＋ｔＳ１２＋ｔＳ２２＋ｔＳ２１−２×ｔｄ）
＋ＶＴ×（ｔＴ１１＋ｔＴ２１−ｔｄ）｝／（２×Ｔｓ）
＝｛ＶＲ×（ｔＲ１１＋ｔＲ１２＋ｔＲ２２＋ｔＲ２１）
＋ＶＳ×（ｔＳ１１＋ｔＳ１２＋ｔＳ２２＋ｔＳ２１）
＋ＶＴ×（ｔＴ１１＋ｔＴ２１）｝／（２×Ｔｓ）
＋（３×ＶＲ−２×ＶＳ−ＶＴ）×ｔｄ／（２×Ｔｓ）
＝ＶＵＡ＋（２×ＶＲＳ＋ＶＲＴ）×ｔｄ／（２×Ｔｓ）  ・・・（７）
【００９２】
出力端に現れる電圧の誤差は、電流がインバータ４から誘導性負荷２の方向であるときをΔＶＵＥ、電流が誘導性負荷２からインバータ４の方向であるときをΔＶＵＦとして、それぞれ次式となる。
【００９３】
ΔＶＵＥ＝ＶＵＥＡ−ＶＵＡ＝−（２×ＶＲＳ＋ＶＲＴ）×ｔｄ／（２×Ｔｓ）
・・・（８）
ΔＶＵＦ＝ＶＵＦＡ−ＶＵＡ＝（２×ＶＲＳ＋ＶＲＴ）×ｔｄ／（２×Ｔｓ）
・・・（９）
【００９４】
（８）式および（９）式では最大相間電圧ＶＲＳの２倍と中間相間電圧ＶＲＴとの和を合計電圧とする。この合計電圧とは、インバータ４のスイッチ４ＵＰと４ＵＮにより切り替える入力端の２相間電圧の合計値であるが、このような式となったのは、制御周期１周期あたりで中間電圧期間で１個の片搬送波を生成して最大電圧期間で２個の片搬送波を生成したためであることにほかならない。
【００９５】
したがって、当該制御周期を第１搬送波周期と判断したときの出力電圧誤差は、中間電圧期間で生成する片搬送波の個数（上記計算例では１個）と中間相間電圧との積と最大電圧期間で生成する片搬送波の個数（上記計算例では２個）と最大相間電圧との積との和を合計電圧として計算し、その合計電圧に短絡防止時間ｔｄと制御周期Ｔｓの２倍の逆数を乗じたものとなる。
また、出力電圧誤差の極性は、インバータ４から誘導性負荷２への方向を正の電流極性としたときにその逆極性となる。
【００９６】
出力電圧誤差補正手段２１４は、このようにして演算した出力電圧誤差を出力電圧指令値より引いて補正後の出力電圧指令値としスイッチ制御手段２１３に与える。これにより、出力電圧誤差補正手段２１４の出力電圧指令値の補正とゲートドライバ２２が生成するゲートパルスによるスイッチ４ＵＰと４ＵＮの切り替え動作の結果として、Ｕ相出力端には出力電圧誤差補正手段２１４で補正する前の真にＵ相に出力したい電圧ＶＵの瞬時値波形が現れることになる。
【００９７】
また、マトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置では、マトリクスコンバータ６を構成する複数のスイッチの切り替え動作には、電流検出器７が検出する誘導性負荷２の電流に応じた切り替え動作と電圧検出器５が検出する入力端の交流電圧１に応じた切り替え動作とがあるが、前者の切り替え動作を行う場合は（８）式および（９）式の出力電圧誤差の計算式において短絡防止時間ｔｄの代わりに開放防止時間ｔｏを用いて次式とする（この代用の理論自体は、例えば、特開２００７−８２２８６参照）。
【００９８】
ΔＶＵＥ＝（２×ＶＲＳ＋ＶＲＴ）×ｔｏ／（２×Ｔｓ）  ・・・（１０）
ΔＶＵＦ＝−（２×ＶＲＳ＋ＶＲＴ）×ｔｏ／（２×Ｔｓ）・・・（１１）
【００９９】
後者の切り替え動作を行う場合は（８）式および（９）式をそのまま用いる。これにより、マトリクスコンバータ６を主回路とする交流−交流電力変換装置であっても、出力電圧誤差補正手段２１４の出力電圧指令値の補正とゲートドライバ６２が生成するゲートパルスによるマトリクスコンバータ６を構成する複数のスイッチの切り替え動作の結果として、Ｕ相出力端には出力電圧誤差補正手段２１４で補正する前の真にＵ相に出力したい電圧ＶＵの瞬時値波形が現れることになる。
【０１００】
以上のように、本発明の実施の形態８によれば、インバータ４もしくは仮想的なインバータ６ＩＶを構成する複数のスイッチにより切り替える入力端の２相間電圧の合計値を合計電圧として、出力端の電圧の誤差をその合計電圧と検出した誘導性負荷２の電流とに基づいて演算して出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段２１４を備えたことにより、誘導性負荷２の電流の転流動作に伴う出力端の電圧の誤差を制御周期１周期の平均値として精度よく演算して出力電圧指令値を補正するため、出力端の電圧の歪みや高周波成分を低減し誘導性負荷２に発生する電力振動や運転振動を小さくするとともに誘導性負荷２の電力損失も小さくすることができる。
【０１０１】
実施の形態９．
先の実施の形態７に記載の交流−交流電力変換装置は、接続期間比率演算手段１１２が出力する接続期間比率に応じて、当該制御周期を第１搬送波周期、第２搬送波周期または第３搬送波周期の何れとするかを判定する。その判定結果に応じて搬送波生成手段２１１が中間電圧期間および最大電圧期間でそれぞれ生成する片搬送波の個数が異なることから、誘導性負荷２の電流の転流動作に伴う出力端の電圧の誤差も異なることになる。
【０１０２】
本発明の実施の形態９の交流−交流電力変換装置では、制御周期１周期あたりで中間電圧期間および最大電圧期間のそれぞれにおいて生成する片搬送波の個数に基づき予め（８）式から（１１）式により出力電圧誤差に係る合計電圧を例えば表１の形で求めておき、出力電圧誤差補正手段２１４は、当該制御周期を第１搬送波周期、第２搬送波周期または第３搬送波周期の何れとするかに応じて、この表１に従い適用すべき合計電圧を選択する。なお、表１は、片搬送波の個数を、中間電圧期間では１個、最大電圧期間では２個とした場合で算出している。
【０１０３】
【表１】
2010115081.tif 000003
【０１０４】
これにより、搬送波生成手段２１１の判定結果によらず、誘導性負荷２の電流の転流動作に伴う出力端の電圧の誤差を制御周期１周期の平均値として精度よく演算することができる。
【０１０５】
以上のように、本発明の実施の形態９によれば、搬送波生成手段２１１が当該周期を第１搬送波周期、第２搬送波周期、第３搬送波周期の何れとするかを判定した結果に応じて、出力電圧誤差補正手段２１４が合計電圧を選択して出力電圧誤差を演算することにより、搬送波生成手段２１１の判定結果によらず、誘導性負荷２の電流の転流動作に伴う出力端の電圧の誤差を制御周期１周期の平均値として精度よく演算することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０６】
【図１】本発明の実施の形態１による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図２】交流電源１の１周期分における相電圧、２相間電圧および接続期間比率を示す図である。
【図３】本願発明の理解を容易とするため例示する、従来の交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図４】同従来の交流−交流電力変換装置による変形三角搬送波、出力電圧指令値、スイッチ制御信号および出力端の電流波形のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図５】同従来の交流−交流電力変換装置による変形三角搬送波、出力電圧指令値、スイッチ制御信号および出力端の電流波形のタイミングチャートの他の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１の交流−交流電力変換装置による搬送波、出力電圧指令値、スイッチ制御信号および出力端の電流波形のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図７】モータ駆動実験により高周波電流振動の振幅を従来と比較して示す図である。
【図８】本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図９】本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置の制御上仮想的に設定する部分の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態２のゲートパルス合成手段６１が生成するスイッチ制御信号の信号生成論理回路を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態２の交流−交流電力変換装置による搬送波、出力電圧指令値、スイッチ制御信号および出力端の電流波形のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態３による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態３の交流−交流電力変換装置による搬送波、反転信号およびスイッチ制御信号のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態４の交流−交流電力変換装置による搬送波、出力電圧指令値、反転信号、第１搬送波周期または第２搬送波周期の何れかを示す信号、スイッチ制御信号および出力端の電流波形のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態５の交流−交流電力変換装置による搬送波、反転信号およびスイッチ制御信号のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態６による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図１７】本発明の実施の形態６の交流−交流電力変換装置による搬送波、転換信号、反転信号およびスイッチ制御信号のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置による搬送波、転換信号、反転信号、第１搬送波周期、第２搬送波周期または第３搬送波周期の何れかを示す信号およびスイッチ制御信号のタイミングチャートを示す図であって、第３搬送波周期から第２搬送波周期への移行において反転信号を調整しないと不具合が発生する事例を示す図である。
【図１９】図１８と同様の図であって、反転信号を調整して不具合を解消した事例を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置による搬送波、転換信号、反転信号、第１搬送波周期、第２搬送波周期または第３搬送波周期の何れかを示す信号およびスイッチ制御信号のタイミングチャートを示す図であって、第１搬送波周期から第２搬送波周期への移行において、移行直前の反転信号がＬＯでなければ不具合が発生しない事例を示す図である。
【図２１】図２０と同様の図であって、移行直前の反転信号がＬＯであれば不具合が発生する事例を示す図である。
【図２２】図２０と同様の図であって、移行直前の反転信号がＬＯであっても移行時のタイミングを調整して不具合を解消した事例を示す図である。
【図２３】本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置による搬送波、転換信号、反転信号、第１搬送波周期、第２搬送波周期または第３搬送波周期の何れかを示す信号およびスイッチ制御信号のタイミングチャートを示す図であって、第２搬送波周期から第１搬送波周期への移行において、移行直前の反転信号がＨＩであっても移行時のタイミングを調整して不具合を解消した事例を示す図である。
【図２４】本発明の実施の形態７の交流−交流電力変換装置による搬送波、転換信号、反転信号、第１搬送波周期、第２搬送波周期または第３搬送波周期の何れかを示す信号およびスイッチ制御信号のタイミングチャートを示す図であって、第１搬送波周期から第３搬送波周期への移行において、移行直前の反転信号がＨＩであっても移行時のタイミングを調整して不具合を解消した事例を示す図である。
【図２５】本発明の実施の形態８による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図２６】本発明の実施の形態１の交流−交流電力変換装置による搬送波、出力電圧指令値、スイッチ制御信号および出力端に現れる電圧の瞬時値波形の、２つの制御周期にわたるタイミングチャートの一例を示す図である。
【図２７】出力端を流れる電流がインバータ４から誘導性負荷２の方向であるときの、出力端に実際に現れる電圧のタイミングチャートを示す図である。
【図２８】出力端を流れる電流が誘導性負荷２からインバータ４の方向であるときの、出力端に実際に現れる電圧のタイミングチャートを示す図である。
【符号の説明】
【０１０７】
１  交流電源、２  誘導性負荷、３  ＰＷＭ整流器、４  インバータ、
５  電圧検出器、６  マトリクスコンバータ、７  電流検出器、
３ＰＲ，３ＰＳ，３ＰＴ，３ＮＲ，３ＮＳ，３ＮＴ  ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチおよびそのスイッチ制御信号、
４ＵＰ，４ＶＰ，４ＷＰ，４ＵＮ，４ＶＮ，４ＷＮ  インバータ４を構成するスイッチおよびそのスイッチ制御信号、
６ＵＲ，６ＵＳ，６ＵＴ，６ＶＲ，６ＶＳ，６ＶＴ，６ＷＲ，６ＷＳ，６ＷＴ  マトリクスコンバータ６を構成するスイッチおよびそのスイッチ制御信号、
６ＰＲ，６ＰＳ，６ＰＴ，６ＮＲ，６ＮＳ，６ＮＴ  仮想的なＰＷＭ整流器６ＲＣを構成するスイッチおよびそのスイッチ制御信号、
６ＵＰ，６ＶＰ，６ＷＰ，６ＵＮ，６ＶＮ，６ＷＮ  仮想的なインバータ６ＩＶを構成するスイッチおよびそのスイッチ制御信号、
１１，１１Ｍ  ＰＷＭ整流器制御手段、１１１  ２相間電圧抽出手段、
１１２  接続期間比率演算手段、１１３  スイッチ制御信号生成手段、
１２  ゲートドライバ、２１，２１Ｍ  インバータ制御手段、２１１  搬送波生成手段、２１２  出力電圧指令値演算手段、２１３  スイッチ制御信号生成手段、
２１４  出力電圧誤差補正手段、２２  ゲートドライバ、３１  反転信号生成手段、
６１  ゲートパルス合成手段、６２  ゲートドライバ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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