(57)【要約】【課題】磁気抵抗素子やトランスデューサ素子を用いたブリッジ回路では信号出力にオフセット電圧が発生し、計測精度が低下するという課題があった。【解決手段】磁気抵抗素子やトランスデューサ素子を用いたブリッジ回路では信号出力にオフセット電圧が発生し、計測精度が低下するという課題があったので、磁気抵抗素子やトランスデューサ素子で構成するハーフブリッジをそれぞれ異なる励起電圧で励起することでオフセット電圧を除去し、計測精度を向上させた。【選択図】  図１
2010197318.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気抵抗素子を少なくとも４個有する磁界検出装置であって、
前記磁界検出装置は、第１の正極性端子，第１の負極性端子，第１の検出端子，第２の正極性端子，第２の負極性端子，第２の検出端子を有し、
前記磁界検出装置は、２つの回路結線を有し、
前記第１の回路結線は、
前記第１の正極性端子，前記第１の磁気抵抗素子，第１の検出端子，前記第４の磁気抵抗素子，前記第１の負極性端子の順に結線されており、
前記第２の回路結線は、
前記第２の正極性端子，前記第２の磁気抵抗素子、第２の検出端子，前記第３の磁気抵抗素子，前記第２の負極性端子の順に結線されており、
前記第１の検出端子と前記第２の検出端子の間の信号電圧を測定する回路を有し、
前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に電圧を印加する第１の駆動回路と、
前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子との間に電圧を印加する第２の駆動回路とを有する磁界検出装置。
【請求項２】
前記第１の駆動回路が給電する電圧と前記第２の駆動回路が給電する電圧とが異なることを特徴とする請求項１に記載に磁界検出装置。
【請求項３】
前記磁気抵抗素子は磁化の向きが固定された固定磁性層と、自由磁性層を有する巨大磁気抵抗素子であって、
前記４個の磁気抵抗素子は、前記固定磁化層が第１の方向に磁化された第１種の磁気抵抗素子を２個と前記固定磁化層が第２の方向に磁化された第２種の磁気抵抗素子を２個とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし２に記載の磁界検出装置。
【請求項４】
前記磁気抵抗素子は、電流が流れる方向と検出しようとする磁界方向とのなす角度によりその抵抗値が変化する異方性磁気抵抗素子であることを特徴とする請求項１ないし２に記載の磁界検出装置。
【請求項５】
前記第１の駆動回路は、前記磁界検出装置の動作時において、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子とに等しい電位を与えるゼロ電圧期間と、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に異なる電位を与える励起電圧期間とを有し、
前記第２の駆動回路は、前記磁界検出装置の動作時において、前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子とに等しい電位を与えるゼロ電圧期間と、前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子との間に異なる電位を与える励起電圧期間とを有することを特徴とする請求項１ないし４に記載の磁界検出装置。
【請求項６】
前記励起電圧期間の前記信号電圧と、前記ゼロ電圧期間の前記信号電圧との差分電圧を測定することを特徴とする請求項５に記載の磁界検出装置。
【請求項７】
請求項１ないし６に記載の磁界検出装置と、磁界発生体が取り付けられた回転体とを有する回転角検出装置。
【請求項８】
請求項１ないし６に記載の磁界検出装置と、磁界発生体が取り付けられた移動体とを有する位置検出装置。
【請求項９】
コイルを有するステータと、磁界発生体を有すロータとを有し、
前記コイルに通電する駆動回路と、前記駆動回路を制御する制御回路を有し、
請求項１ないし６に記載の磁界検出装置の出力信号を前記制御回路に接続した
ことを特徴とするモータ。
【請求項１０】
スロットルバルブと、スロットルバルブを取り付けたシャフトと、
前記シャフトの回転と連動して回転する磁界発生体とを有し、
請求項１ないし６に記載の磁界検出装置を有するスロットルバルブ制御装置。
【請求項１１】
外部物理量に依存して抵抗値が変化するトランスデューサ素子を少なくとも１つ含む抵抗素子を４個有する計測装置であって、
前記計測装置は、第１の正極性端子，第１の負極性端子，第１の検出端子，第２の正極性端子，第２の負極性端子，第２の検出端子を有し、
前記計測装置は、２つの回路結線を有し、
前記第１の回路結線は、
前記第１の正極性端子，前記第１の抵抗素子，第１の検出端子，前記第４の抵抗素子，前記第１の負極性端子の順に結線されており、
前記第２の回路結線は、
前記第２の正極性端子，前記第２の抵抗素子，第２の検出端子，前記第３の抵抗素子，前記第２の負極性端子の順に結線されており、
前記第１の検出端子と前記第２の検出端子の間の信号電圧を測定する回路を有し、
前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に電圧を印加する第１の駆動回路と、
前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子との間に電圧を印加する第２の駆動回路とを有する計測装置。
【請求項１２】
前記第１の駆動回路が給電する電圧と前記第２の駆動回路が給電する電圧とが異なることを特徴とする請求項１１に記載に計測装置。
【請求項１３】
前記トランスデューサ素子は機械的ひずみにより抵抗値が変化する素子であって、ダイヤフラムに設置されており、前記計測装置は前記ダイヤフラムの両側の圧力差を計測することを特徴とする請求項１１ないし１２に記載の計測装置。
【請求項１４】
外部物理量に依存して抵抗値が変化するトランスデューサ素子を少なくとも１つ含む抵抗素子を４個有する計測装置であって、
前記計測装置は、第１の正極性端子，第１の負極性端子，第１の検出端子，第２の正極性端子，第２の負極性端子，第２の検出端子を有し、
前記計測装置は、２つの回路結線を有し、
前記第１の回路結線は、
前記第１の正極性端子，前記第１の抵抗素子，第１の検出端子，前記第４の抵抗素子，前記第１の負極性端子の順に結線されており、
前記第２の回路結線は、
前記第２の正極性端子，前記第２の抵抗素子、第２の検出端子，前記第３の抵抗素子，前記第２の負極性端子の順に結線されており、
前記第１の検出端子と前記第２の検出端子の間の信号電圧を測定する回路を有し、
前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に電圧を印加する第１の駆動回路を有し、
前記第１の駆動回路は、前記磁界検出装置の動作時において、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子とに等しい電位を与えるゼロ電圧期間と、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に異なる電圧を印加する励起電圧期間とを有する計測装置。
【請求項１５】
前記第２の正極性端子を前記第１の正極性端子に接続し、前記第１の負極性端子を前記第１の負極性端子に接続し、
前記励起電圧期間の前記信号電圧と、前記ゼロ電圧期間の前記信号電圧との差分電圧を測定することを特徴とする請求項１４に記載の計測装置。
【請求項１６】
前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子との間に電圧を印加する第２の駆動回路とを有し、
前記第２の駆動回路は、前記ゼロ電圧期間において前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子とに等しい電位を与え、
前記励起電圧期間の前記信号電圧と、前記ゼロ電圧期間の前記信号電圧との差分電圧を測定することを特徴とする請求項１４に記載の計測装置。
【請求項１７】
前記信号電圧の処理回路は、前記信号電圧の遅延回路を有することを特徴とする請求項１４ないし１６に記載の計測装置。
【請求項１８】
前記処理回路はタイミング発生器を有し、前記タイミング発生器は前記ゼロ電圧期間の前記励起電圧期間にタイミング信号を発生し、前記タイミング信号を前記遅延回路に送信することを特徴とする請求項１７に記載の計測装置。
【請求項１９】
前記トランスデューサ素子は、外部磁界の方向または強度に応じて抵抗が変化する磁気抵抗素子であることを特徴とする請求項１４ないし１８に記載の計測装置。
【請求項２０】
前記磁気抵抗素子は磁化の向きが固定された固定磁性層と、自由磁性層を有する巨大磁気抵抗素子であって、
前記４個の磁気抵抗素子は、前記固定磁化層が第１の方向に磁化された第１種の磁気抵抗素子を２個と前記固定磁化層が第２の方向に磁化された第２種の磁気抵抗素子を２個とから構成されていることを特徴とする請求項１９に記載の計測装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気抵抗効果素子（以後、ＭＲ（Magnetoresistive）素子と称す）を用いた磁界の角度および強度を検出する磁界検出装置に関する。また、本発明は、磁気抵抗効果素子（以後、ＭＲ（Magnetoresistive）素子と称す）を用いた例えば角度，傾斜勾配あるいはストロークの変位のような物理量の変位を検出する変位検出装置に関する。また、本発明は、外部物理量に依存して抵抗値が変化するトランスデューサ素子を用いた計測装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
このようなＭＲ素子を用いた磁界検出装置あるいは変位検出装置は、例えば以下の特許文献１，２および３などにより知られている。
【０００３】
磁気抵抗効果素子（ＭＲ素子）には異方性磁気抵抗効果素子（Anisotropic Magnetoresistance、以下「ＡＭＲ素子」と呼ぶ）と巨大磁気抵抗効果素子（Giant Magnetoresistance、以下「ＧＭＲ素子」と呼ぶ）などが知られている。以下、ＧＭＲ素子を用いた磁界検出装置を例に、従来技術の概要を記す。
【０００４】
ＧＭＲ素子は、第１の磁性層（固定磁性層、あるいはピン磁性層）と第２の磁性層（自由磁性層）とを有し、両者の磁性層の間に非磁性層（スペーサ層）を挟み込んだ構成をとる。ＧＭＲ素子に外部磁界を印加すると、固定磁性層の磁化方向は変化せず固定されたままであるのに対し、自由磁性層の磁化方向は外部磁界の方向に応じて変化する。
【０００５】
ＧＭＲ素子の両端に電圧を印加すると素子抵抗に応じた電流が流れるが、その素子抵抗の大きさは固定磁性層の磁化方向θｐと自由磁性層の磁化方向θｆとの差Δθ＝θｆ−θｐに依存して変化する。したがって、固定磁性層の磁化方向θｐが既知であれば、この性質を利用してＧＭＲ素子の抵抗値を測ることで自由磁性層の磁化方向θｆ、すなわち外部磁界の方向を検出することができる。
【０００６】
ＧＭＲ素子の抵抗値がΔθ＝θｆ−θｐにより変化するメカニズムは以下の通りである。
【０００７】
薄膜磁性膜中の磁化方向は、磁性体中の電子のスピンの方向と関連している。したがって、Δθ＝０の場合は自由磁性層中の電子と固定磁性層の電子とでは、スピンの向きが同一方向である電子の割合が高い。逆にΔθ＝１８０°の場合には両者の磁性層中の電子は、スピンの向きが互いに逆向きの電子の割合が高い。
【０００８】
図３は自由磁性層１１，スペーサ層１２，固定磁性層１３の断面を模式的に示したものである。自由磁性層１１および固定磁性層１３中の矢印は多数電子のスピンの向きを模式的に示したものである。図３（ａ）はΔθ＝０の場合であり、自由磁性層１１と固定磁性層１３のスピンの向きが揃っている。図３（ｂ）はΔθ＝１８０°の場合であり、自由磁性層１１と固定磁性層１３のスピンの向きが逆向きになっている。（ａ）のθ＝０の場合、固定磁性層１３から出た右向きスピンの電子は、自由磁性層１１中でも同じ向きの電子が多数を占めているため自由磁性層１１中での散乱が少なく、電子軌跡８１０のような軌跡を通る。一方、（ｂ）のΔθ＝１８０°の場合は、固定磁性層１３から出た右向きスピンの電子は、自由磁性層１１に入ると逆向きスピンの電子が多いため、散乱を強く受け、電子軌跡８１０のような軌跡を通る。このようにΔθ＝１８０°の場合では電子散乱が増えるため、電気抵抗が増加する。
【０００９】
Δθ＝０〜１８０°の中間の場合は、図３（ａ），（ｂ）の中間の状態になる。ＧＭＲ素子の抵抗値は
【００１０】
【数１】
2010197318.tif 000003
【００１１】
となることが知られている。ΔＲ／Ｒは数％〜数１０％である。
【００１２】
このように電子スピンの向きによって、電流の流れ方（すなわち電気抵抗）を制御できることから、ＧＭＲ素子はスピンバルブ素子とも呼ばれる。
【００１３】
また、膜厚が薄い磁性膜（薄膜磁性膜）では、面の法線方向の反磁界係数が極端に大きいため、磁化ベクトルは法線方向（膜厚方向）に立ち上がることはできず、面内に横たわっている。ＧＭＲ素子を構成する自由磁性層１１，固定磁性層１３はいずれも十分薄いため、それぞれの磁化ベクトルは面内方向に横たわっている。
【００１４】
磁界検出装置では、図４に示したように、４個のＧＭＲ素子Ｒ1〜Ｒ4を使ってホイートストン・ブリッジを構成する。ここで、Ｒ1，Ｒ3の固定磁性層の磁化方向をθｐ＝０とし、Ｒ2，Ｒ4の固定磁化層の磁化方向をθｐ＝１８０°と設定する。自由磁性層の磁化方向θｆは外部磁界で決まるので４個のＧＭＲ素子で同一となるため、Δθ２＝θｆ−θｐ２＝θｆ−θｐ１−π＝Δθ１＋πの関係が成り立つ。Δθ１は、θｐ＝０を基準としているので、Δθ１＝θとする。したがって、（数１）式からわかるように、Ｒ1，Ｒ3では（ｎ＝１，３）：
【００１５】
【数２】
2010197318.tif 000004
【００１６】
となり、Ｒ2，Ｒ4では（ｎ＝２，４）：
【００１７】
【数３】
2010197318.tif 000005
【００１８】
となる。
【００１９】
図４のブリッジ回路に励起電圧ｅ0を印加した時の端子１，２間の差電圧Δｖ＝ｖ2−ｖ1は以下のようになる：
【００２０】
【数４】
2010197318.tif 000006
【００２１】
これに（数２），（数３）式を代入し、ｎ＝１〜４についてＲn0が等しいと仮定し、Ｒ0＝Ｒn0とすると：
【００２２】
【数５】
2010197318.tif 000007
【００２３】
となる。このように、信号電圧Δｖはcosθに比例するので、磁界の方向θを検出することができる。
【００２４】
（数５）式によれば、θ＝９０°の場合信号電圧Δｖ＝０となる。すなわち、θ＝９０°において、下記の比例関係：
【００２５】
【数６】
2010197318.tif 000008
【００２６】
が成立するために、Δｖ＝０になる。
【００２７】
しかしながら、実際にはθ＝９０°でもΔｖ＝０にならずオフセット電圧が残る場合がある。オフセット電圧が生じる原因は、４個のＧＭＲ素子の製造バラツキなどにより４個のＧＭＲ素子の抵抗値がばらつくためなどの理由で、（数６）の比例関係が成り立たなくなったためである。
【００２８】
信号Δｖがcosθに比例するとして磁界角度θを算出するため、オフセットが残っている場合には測定誤差を生じる。さらに、多くの場合、オフセット電圧は温度により変化するので、温度が変わると測定誤差も変化することになってしまう。
【００２９】
オフセット電圧が生じるという上記問題への対処法はいくつか提案されており、大別すると以下の２種ある：
第１の方法は、４個のＧＭＲ素子とは別に補償用抵抗をホイートストン・ブリッジに組込むものである。この方法は例えば特開２０００−３１０５０４号公報（特許文献３）に記載されている。補償用抵抗の値を調整することで、比例関係（数６）を満足させオフセットを除去しようとするものである。本方法は、オフセット電圧は温度を変えると変化するために、温度を変えると（数６）の比例関係が成り立たなくなりオフセットが発生する、という問題がある。
【００３０】
第２の方法は、オフセット電圧をあらかじめ記憶しておき、それを信号電圧から差し引くことでオフセット電圧を補償する方法である。実際にはオフセット電圧は温度によって変化するため、使用する温度範囲の温度ごとにオフセット電圧をあらかじめ測定する必要があり、モジュールの製造・検査工程数・検査時間が増え、コストが高くなるという課題があった。また、ＧＭＲ素子の温度を測定する温度測定手段を設ける必要があり、モジュール構成が複雑になるという課題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３１】
【特許文献１】特開２００３−１２１１９７号公報
【特許文献２】特開２００５−２４２８７号公報
【特許文献３】特開２０００−３１０５０４号公報
【非特許文献】
【００３２】
【非特許文献１】IEEE Transaction on Electron Devices, vol. ED-32, No.7, pp.1191-1195（1985年）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３３】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、ホイートストン・ブリッジを構成する磁気抵抗素子（ＭＲ素子）のバラツキなどに起因して発生するオフセット電圧を除去するものである。
【００３４】
また、本発明は、外界の物理量に応じてインピーダンスが変化するトランスデューサ素子により構成されたホイートストン・ブリッジにおいて、信号出力におけるオフセット電圧を除去するものである。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
本発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
【００３６】
磁気抵抗素子を少なくとも４個有する磁界検出装置であって、前記磁界検出装置は、第１の正極性端子，第１の負極性端子，第１の検出端子，第２の正極性端子，第２の負極性端子，第２の検出端子を有し、前記磁界検出装置は、２つの回路結線を有し、前記第１の回路結線は、前記第１の正極性端子，前記第１の磁気抵抗素子，第１の検出端子，前記第４の磁気抵抗素子，前記第１の負極性端子の順に結線されており、前記第２の回路結線は、前記第２の正極性端子，前記第２の磁気抵抗素子，第２の検出端子，前記第３の磁気抵抗素子，前記第２の負極性端子の順に結線されており、前記第１の検出端子と前記第２の検出端子の間の信号電圧を測定する回路を有し、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に電圧を印加する第１の駆動回路と、前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子との間に電圧を印加する第２の駆動回路とを有する磁界検出装置である。
【００３７】
外部物理量に依存して抵抗値が変化するトランスデューサ素子を少なくとも１つ含む抵抗素子を４個有する計測装置であって、前記計測装置は、第１の正極性端子，第１の負極性端子，第１の検出端子，第２の正極性端子，第２の負極性端子，第２の検出端子を有し、前記計測装置は、２つの回路結線を有し、前記第１の回路結線は、前記第１の正極性端子，前記第１の抵抗素子，第１の検出端子，前記第４の抵抗素子，前記第１の負極性端子の順に結線されており、前記第２の回路結線は、前記第２の正極性端子，前記第２の抵抗素子，第２の検出端子，前記第３の抵抗素子，前記第２の負極性端子の順に結線されており、前記第１の検出端子と前記第２の検出端子の間の信号電圧を測定する回路を有し、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に電圧を印加する第１の駆動回路と、前記第２の正極性端子と前記第２の負極性端子との間に電圧を印加する第２の駆動回路とを有する計測装置である。
【００３８】
外部物理量に依存して抵抗値が変化するトランスデューサ素子を少なくとも１つ含む抵抗素子を４個有する計測装置であって、前記計測装置は、第１の正極性端子，第１の負極性端子，第１の検出端子，第２の正極性端子，第２の負極性端子，第２の検出端子を有し、前記計測装置は、２つの回路結線を有し、前記第１の回路結線は、前記第１の正極性端子，前記第１の抵抗素子，第１の検出端子，前記第４の抵抗素子，前記第１の負極性端子の順に結線されており、前記第２の回路結線は、前記第２の正極性端子，前記第２の抵抗素子，第２の検出端子，前記第３の抵抗素子，前記第２の負極性端子の順に結線されており、前記第１の検出端子と前記第２の検出端子の間の信号電圧を測定する回路を有し、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に電圧を印加する第１の駆動回路を有し、前記第１の駆動回路は、前記磁界検出装置の動作時において、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子とに等しい電位を与えるゼロ電圧期間と、前記第１の正極性端子と前記第１の負極性端子との間に異なる電圧を印加する励起電圧期間とを有する計測装置である。
【発明の効果】
【００３９】
以上のように、本発明によれば、磁気抵抗素子（ＭＲ素子）のバラツキなどに起因するホイートストン・ブリッジの信号電圧に発生するオフセット電圧を除去することができる。これにより、磁気抵抗素子により構成された磁界検出装置において、精度よく磁界方向を測定することが可能になった。
【００４０】
また、磁界検出装置の環境温度が変化した場合でも、環境温度を測定することなく、オフセット電圧の発生を抑制できるようになり、精度良く磁界方向を測定することが可能になった。
【００４１】
また、本発明によれば、外界の物理量に応じてインピーダンスが変化するトランスデューサ素子により構成されたホイートストン・ブリッジ回路の出力信号に発生するオフセット電圧を除去することができる。これにより、外界の物理量を精度よく測定できるようになった。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明による磁気抵抗素子の結線方法を示す図。
【図２】巨大磁気抵抗素子の構成を示す模式図。
【図３】巨大磁気抵抗素子の動作機構を説明する図。
【図４】従来例の磁界検出装置における磁気抵抗素子の結線方法を示す図。
【図５】本発明による実施例の磁界検出装置の構成を示す図。
【図６】本発明による実施例である回転角検出装置を示す図。
【図７】本発明による実施例での検出方法を説明する図。
【図８】本発明による実施例での多極磁石の回転角検出を説明する図。
【図９】本発明による実施例であるブラシレスモータを示す模式図。
【図１０】本発明による実施例であるブラシレスモータの制御回路を示す図。
【図１１】本発明による実施例である磁界検出装置での励起波形を示す図。
【図１２】本発明による実施例であるスロットルバルブ制御装置を示す図。
【図１３】本発明による実施例である圧力計測装置の圧力センサ部の平面図。
【図１４】本発明による実施例である圧力計測装置の圧力センサ部の断面図。
【図１５】本発明による実施例である圧力計測装置の結線方法を示す図。
【図１６】本発明による実施例であるタイヤ圧力計測装置の構成を示す図。
【図１７】本発明による実施例である磁界検出装置での磁気抵抗素子の結線方法を示す図。
【図１８】本発明による実施例である磁界検出装置での磁気抵抗素子の結線方法を示す図。
【図１９】本発明による実施例である磁界検出装置での磁気抵抗素子の結線方法を示す図。
【図２０】本発明による実施例である磁界検出装置の構成を示す図。
【図２１】本発明による実施例である磁界検出装置の構成を示す図。
【図２２】本発明による実施例である磁界検出装置の磁界検出センサ部の構成を示す図。
【図２３】本発明による実施例である磁界検出装置の信号処理方法を説明する図。
【図２４】従来の磁気抵抗素子ブリッジの一例を示す図。
【図２５】本発明による実施例であるタイヤ圧計測装置をタイヤへの設置を模式的に示した図。
【図２６】本発明による実施例であるタイヤ圧モニタ装置の構成を示した図。
【図２７】本発明による実施例である圧力計測装置の信号処理回路を示した図。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
以下、本発明の実施形態について、実施例の図面を参照して詳細に説明する。先ず、本発明による磁界検出装置の第１の実施例を、巨大磁気抵抗素子（ＧＭＲ素子）により構成された磁界検出装置を例として説明する。
【実施例１】
【００４４】
図１は第１の実施例の磁界検出装置の構成図を示す模式図である。
【００４５】
本実施例では磁界検出装置は４個のＧＭＲ素子１０１−１，１０１−２，１０１−３，１０１−４を有する。図１はこれらの素子の結線方法を示したものである。
【００４６】
ＧＭＲ素子１０１−１と１０１−４とを有するハーフブリッジは、正極性出力回路ｅ1（２０１）と負極性出力回路ｇ1（２１１）に結線され、ＧＭＲ素子１０１−１と１０１−４の接続部を信号端子Ｖ1とする。
【００４７】
ＧＭＲ素子１０１−２と１０１−３とを有するハーフブリッジは、正極性出力回路ｅ2（２１１）と負極性出力回路ｇ2（２１２）に結線され、ＧＭＲ素子１０１−２と１０１−３の接続部を信号端子Ｖ2とする。
【００４８】
信号端子Ｖ1と信号端子Ｖ2とは検出回路２５１に結線され、それらの差動電圧ΔＶ＝Ｖ2−Ｖ1を信号として検出する。
【００４９】
本発明の特徴は、４個のＧＭＲ素子で構成されるブリッジ回路に供給する電源電圧として、２つのハーフブリッジでそれぞれ異なる電圧ｅ1，ｅ2を供給することにある。このような構成にすることで後述のようにオフセット電圧を除去することが可能になる。
【００５０】
図１に記したように、ＧＭＲ素子１０１−１，１０１−２，１０１−３，１０１−４の抵抗値をそれぞれＲ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4とする。
【００５１】
ＧＭＲ素子Ｒ1（１０１−１）とＲ3（１０１−３）の固定磁性層１３の磁化方向をθｐ＝０とする。また、ＧＭＲ素子Ｒ2（１０１−２）とＲ4（１０１−４）の固定磁性層１３の磁化方向をθｐ＝１８０°とする。自由磁性層の磁化方向θｆは外部磁界で決まるので４個のＧＭＲ素子で同一となるため、Δθｆ２＝θｆ−θｐ２＝θｆ−θｐ１−π＝Δθ１＋πの関係が成り立つ。Δθ１は、θｐ＝０を基準としているので、Δθ１＝θとする。したがって、（数１）式からわかるように、Ｒ1，Ｒ3では（数２）式が成り立つ（ｎ＝１，３）。また、Ｒ2，Ｒ4では（数３）式が成り立つ（ｎ＝２，４）。
【００５２】
図１のブリッジ回路での端子１，２間の差電圧Δｖ＝ｖ2−ｖ1は以下のようになる：
【００５３】
【数７】
2010197318.tif 000009
【００５４】
【数８】
2010197318.tif 000010
【００５５】
ここで、ＧＭＲ素子以外のケースにも拡張し、一般的な以下のケースを考える。ブリッジ回路で対向する１組であるＲ1，Ｒ3は以下のように変化する場合を考える（ｎ＝１，３）：
【００５６】
【数９】
2010197318.tif 000011
【００５７】
対向する別の組であるＲ2，Ｒ4は以下のように変化する場合を考える（ｎ＝２，４）：
【００５８】
【数１０】
2010197318.tif 000012
【００５９】
具体的な例としてＧＭＲ素子の場合を考えると、磁界の方向がθ＝９０°の時の値がＲn0に対応する。これは式（数２），（数３）と式（数９），（数１０）を比較すれば明らかである。
【００６０】
まず、ΔＲ＝０の場合の図１のブリッジ回路端子１，２間の差電圧Δｖ＝ｖ2−ｖ1は、式（数８）から以下のように求まる：
【００６１】
【数１１】
2010197318.tif 000013
【００６２】
ΔＲ＝０の時の値なので、Δｖ0と定義する。次に、ΔＲ≠０の場合を求めると以下のようになる：
【００６３】
【数１２】
2010197318.tif 000014
【００６４】
【数１３】
2010197318.tif 000015
【００６５】
式（数１２）の第１項の分子は、式（数１１）の分子と同一である。したがって、Δｖ0＝０とすれば、ΔＲ≠０の場合でも式（数１２）は以下の比例関係が得られる。
【００６６】
【数１４】
2010197318.tif 000016
【００６７】
ここで、比例係数Ｃは式（数１３）である。
【００６８】
すなわち、電圧差（ｅ2−ｅ1）を調整することで式（数１１）で定義されるΔｖ0がゼロにすれば、図１のブリッジ回路の信号電圧Δｖにはオフセット電圧が取り除かれ、Δｖは変化量ΔＲに比例するという望ましい特性が実現できる。
【００６９】
本発明では２組のハーフブリッジ回路に印加する励起電圧ｅ1，ｅ2を個別に調整できることが本質的である。この点を明確にするために、従来例との違いを明確にする。
【００７０】
従来の課題として述べたように、従来の構成（図４）では、４個のＧＭＲ素子のバラツキなどの原因により、θ＝９０°の場合でも式（数６）の関係が満たされず、式（数４）の分子がゼロにならない。すなわち、信号電圧Δｖにオフセット電圧が残る。式（数１１）に即して述べると、式（数６）の関係が満たされた理想的なブリッジでは、ｅ1＝ｅ2の時（数１１）の第１項と第２項がともにゼロになる。しかし、素子のばらつきなどの要因で式（数６）が満たされない場合には、（数１１）の第１項はゼロにならず、オフセット電圧が発生する。これに対し、本実施例では、式（数１１）からわかるように、電圧差（ｅ2−ｅ1）を調整することでθ＝９０°の時点でΔｖ0をゼロに設定することができる。これにより、上記の通りオフセット電圧を除去できるわけである。
【００７１】
次に図１の構成の本発明について、温度特性を考察する。
【００７２】
物質の抵抗値の温度特性は以下の形で表される。
【００７３】
【数１５】
2010197318.tif 000017
【００７４】
式（数１２）の第１項の分子に式（数１５）を代入して数式を整理すると、（１＋ａΔＴ）倍になることがわかる。したがって、ある温度でΔｖ0＝０としてあれば、任意の温度についてΔｖ0＝０になる。
【００７５】
すなわち、本発明によれば、ある温度、例えば室温でΔｖ0＝０になるように電圧差（ｅ2−ｅ1）を調整すれば、任意の温度についてΔｖ0＝０となり、式（数１４）の比例関係が得られる。すなわち、オフセットがない信号を広い温度範囲で実現できる。
【００７６】
このように本発明によれば、磁界検出装置を作成後の検査・調整工程を１つの温度、例えば室温にて調整するのみでよいので、検査・調整工程の工程数を大幅に低減できる。
【００７７】
次に、ＧＭＲ素子を使った磁界検出装置を考える。Ｒ1，Ｒ3は式（数２）より以下のようになる：
【００７８】
【数１６】
2010197318.tif 000018
【００７９】
式（数９）とを比較すると、ＧＭＲ素子を用いた場合の差電圧信号は以下のようになる。
【００８０】
【数１７】
2010197318.tif 000019
【００８１】
すなわち、磁界方向θの余弦（cosine）に比例した信号が得られる。そこで、これをΔｖ(cos)と記す。
【００８２】
定数Ｃは式（数１３）でＲn0を（Ｒn0＋ΔＲ／２）に置き換えたものである。
【００８３】
次に、別の４個のＧＭＲ素子を使って図１と同様の構成のブリッジを構成する。但し、ここではＲ1，Ｒ3の固定磁性層の磁化方向をθｐ＝９０°、Ｒ2，Ｒ4の固定磁性層の磁化方向をθｐ＝２７０°とする。自由磁性層の磁化方向θｆは外部磁界で決まるので同一であるため、Ｒ1，Ｒ3に対しては、Δθ＝θｆ−π／２となる。これらを（数２）〜（数５）式に代入すると、
【００８４】
【数１８】
2010197318.tif 000020
【００８５】
したがって、端子１，２間の差電圧Δ＝ｖ2−ｖ1は以下のようになる：
【００８６】
【数１９】
2010197318.tif 000021
【００８７】
すなわち磁界方向θの正弦（sine）に比例した信号が得られる。そこで、これをΔｖ(sin)と記す。
【００８８】
以上２つのブリッジ回路から得られる信号Δｖ(cos)とΔｖ(sin)を組み合わせると、以下を得る。
【００８９】
【数２０】
2010197318.tif 000022
【００９０】
このように２つのホイートストン・ブリッジからの信号を組み合わせることで、比例定数ＣおよびΔＲが相殺しあうため、抵抗値の温度依存性などによりＣやΔＲが変化しても磁界方向θを正しく得ることができる。
【００９１】
なお、従来の方法ではΔｖ(cos)およびΔｖ(sin)信号がオフセット電圧を持っていたために、両者を除算しても比例定数を完全に相殺できず、誤差が発生していた。本発明では、Δｖ(cos)およびΔｖ(sin)信号がオフセット電圧を含まないために、式（数２０）の処理により磁界角度が精度良く求まる。
【００９２】
図５は本実施例の磁界検出装置４５０の構成を示すブロック図である。磁界検出装置４５０は磁界検出センサ部４１１と信号処理部４０１とで構成される。図５では正極性駆動回路２０１，２０２と負極性出力回路２１１，２１２とは図示を省略したが、これらは磁界検出センサ部４１１または信号処理部４０１のいずれに配置してもよい。信号処理部４０１は磁界方向角θを算出する回路であり、図５にその構成の一例を示した。
【００９３】
cosブリッジに接続された差動増幅器２５１Ａは差動信号Δｖ(cos)を出力する。sinブリッジに接続された差動増幅器２５１Ｂは差動信号Δｖ(sin)を出力する。これらの出力信号は、それぞれ角度算出ブロック４０１に入力される。角度算出ブロック４０１は、これらの入力信号を基に磁界の方向（角度）θを算出して出力する。
【００９４】
角度算出ブロック４０１は、atan変換ブロック３１０，位相補償ブロック３１２、および２つの比較器３３１，３３２とから構成される。
【００９５】
式（数２０）からわかるように、ArcTan［Δｖ(sin)／Δｖ(cos)］を計算すれば、磁界角度θは求まる。しかし、これには２つの問題がある：（ａ）第１は、ArcTan（  ）関数は−９０°〜９０°の範囲しか求まらないため、３６０°の全方向を知ることができない。（ｂ）第２は、Δｖ(cos)が小さくなると、Δｖ(cos)の誤差の影響が大きくなり、θの精度が悪くなる。これらの問題を解決するために、図５の角度算出ブロック４０１では比較器３３１と３３２を用いている。
【００９６】
問題（ｂ）に対処するため、atan変換ブロック３１０では以下の方法でθを求める。比較器３３１はΔｖ(cos)とΔｖ(sin)の絶対値の大小関係を判定する。｜Δｖ(cos)｜が｜Δｖ(sin)｜より大きい場合には、
【００９７】
【数２１】
2010197318.tif 000023
【００９８】
により角度θを求める。逆に、｜Δｖ(cos)｜が｜Δｖ(sin)｜より小さい場合には、
【００９９】
【数２２】
2010197318.tif 000024
【０１００】
により角度θを求める。このようにすることで、分母が小さくなることによる計算誤差拡大を防ぐ。
【０１０１】
問題（ａ）には以下の方法で対処する。比較器３３２はΔｖ(cos)の正負を判定する。Δｖ(cos)が正の場合は位相補正ブロック３１２は、角度θをそのまま出力する。一方、Δｖ(cos)が負の場合は位相補正ブロック３１２は、角度θに１８０°を加えた角度（θ＋１８０°）を出力する。これにより、位相補正ブロックからは−９０°〜＋２７０°の範囲で磁界の方向角度θが出力され、３６０°の全方向を検出できる。
【０１０２】
この方式では、Δｖ(cos)信号の正負が正しいことが重要である。従来は、Δｖ(cos)にオフセット電圧が残っていたため、正確な正負判定ができず、その結果、Δｖ(cos)＝０近傍の角度で大きな誤差を発生していた。本発明ではΔｖ(cos)のオフセット電圧を除去しているため、正確な位相補正が可能になった。
【０１０３】
なお、ブリッジ回路のオフセット電圧を補正する方法として、図２４に記したように、調整用抵抗１５１と定電流源２０５とを組み合わせたものが知られている。この方式では、環境温度が変化すると、調整用抵抗１５１の抵抗値が温度特性により変化するので、調整抵抗両端の電圧ΔＶｒも温度により変化する。そのため、調整用抵抗１５１によりある温度でオフセット電圧を補償しても、環境温度が変わるとオフセットは補償できなくなる。これに対し、本発明では、環境温度が変わっても電圧差（ｅ2−ｅ1）は一定なので、上述の通り温度が変化してもオフセット電圧は正確に補償される。すなわち、温度が変化してもオフセット電圧が発生しないので、正確な磁界角度θを計測できる。
【実施例２】
【０１０４】
本発明による第２の実施例として回転角検出装置を述べる。
【０１０５】
図６は本発明による第２の実施例の構成を示す模式図である。ステータ部は非磁性体材料からなる平板状の支持部材５０３と、支持部材の上面に位置された磁界検出装置５０２とからなる。
【０１０６】
ロータ部は、非磁性体材料からなる回転軸５０４と、回転軸に一体固定された磁石５０５からなり、ステータ部と所定の間隔で対向するように回転軸は固定ケース（図示せず）に回転自在に支持されている。磁石５０５はフェライトなどからなる円盤状の磁石で、ステータ部の磁界検出装置部５０２に一様な磁界５０６を形成するようにＮ極とＳ極が分極されて着磁されている。
【０１０７】
磁界検出装置５０２には実施例１で述べた、ＧＭＲ素子を用いた磁界検出装置を用いる。
【０１０８】
この構成においては、回転軸５０４の回転角に応じて磁界５０６の方向θが変化する。したがって、実施例１で述べたように、磁界検出装置５０２は磁界の方向θを検出するので、回転軸５０４の回転角を測定できる。このようにして、回転角検出装置が構成される。
【０１０９】
実施例１で述べた角度算出ブロック４０１により、回転角θを全方向に亘って算出する。
【実施例３】
【０１１０】
本発明による第３の実施例として、回転角検出装置を述べる。
【０１１１】
本実施例ではcosブリッジのみを用いて回転角を検出する。本発明の構成は図６と同様である。ただし、図６の磁界検出装置５０２はcosブリッジのみを搭載する。このcosブリッジは実施例１の構成をとる。
【０１１２】
図７は磁界検出装置５０２中のcosブリッジの出力信号Δｖ(cos)が回転角θにより変化する様子を模式的に示したものである。式（数１７）からわかるように、Δｖ(cos)信号はcosθに比例する。図７で点線の波形は、別の温度にした場合の出力信号波形を模式的に示したものである。cosθに比例した信号が得られるが、振幅が異なっている。これは、式（数１７）の比例定数Ｃが温度により変化するためである。
【０１１３】
本実施例では、Δｖ(cos)信号をゼロクロス検出回路に入力することで、θ＝９０°，２７０°の時刻を検出する。これにより、回転軸５０４の回転速度を検出する。
【０１１４】
従来の例では、ブリッジ回路の出力にオフセット電圧が含まれるため、ゼロクロス検出方式では、正しい回転位置がわからないという問題があった。一方、本実施例では、cosブリッジを図１の構成としたため、Δｖ(cos)信号のオフセット電圧が除去されたため、ゼロクロス検出による回転位置検出が精度よく知ることができるようになった。
【実施例４】
【０１１５】
本発明による第４の実施例は、磁石の側面に第１の実施例の磁界検出装置を置くことで、磁石の回転角を検出する例である。本実施例ではロータに多極磁石を用いた例を示す。多極磁石とは多極に帯磁させた磁石である。本実施例では４極磁石の例を用いてその構成を述べる。図８は４極磁石の周辺に形成される磁界を模式的に示したものである。
【０１１６】
Ｎ極からＳ極へ至る磁力線は磁石の外側に漏れ出し、磁界を形成する。図８からわかるように、この漏れ磁界の方向は、多極磁石の回転角θと対応している。したがって、図８に示したように、多極磁石の側面に実施例１の磁界検出装置を設け、実施例１に記載の方法でこの磁界検出装置で磁界の方向を測定することにより、多極磁石の回転角θを知ることができる。
【実施例５】
【０１１７】
本発明による第５の実施例として、永久磁石をロータに設けたブラシレスモータを述べる。
【０１１８】
図９は本実施例によるブラシレスモータのうち、ステータ５１０とロータ５２０とを抜き出した図である。ロータ５２０には多極磁石が設置されている。図９では４極磁石の例を示した。ステータ５１０にはコイル５１１と磁界検出装置５０２が設置されている。コイル５１１はＵ相，Ｖ相，Ｗ相で構成される３相コイルである。ロータ５２０の回転角θに応じて、適切な電流を３相コイルの各相に流すことでロータに推進力が与えられ、モータが効率良く回転する。
【０１１９】
ロータの回転角θは、ロータの多極磁石からの漏れ磁界の方向を磁界検出装置５０２で検出することで知ることができる。これは前述の通りである。
【０１２０】
図１０はコイル５１１に通電する電流を制御する構成を示すブロック図である。本実施例ではｄ−ｑ変換に基づく電流ベクトル制御を行う。回転角速度ωの目標値を速度制御部５３２に入力すると、実測角速度ωとの比較により、電流ベクトル制御部５３３が必要な通電電流値をｄ−ｑ座標系で算出する。電流フィードバック制御部５３４は、計算された電流値（ｉｄ，ｉｑ）値、およびロータの実際の回転角θ，Ｕ相，Ｖ相の通電電流値とから、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に通電すべき電流量ｉＵ，ｉＶ，ｉＷをそれぞれ計算し、ＰＷＭインバータ部５３６に入力する。ＰＷＭインバータ部５３６で生成した通電電流がモータ５３１のコイルに供給されモータが回転する。
【０１２１】
本実施例では、磁界検出装置５０２として本発明によるものを用いることで、広い温度範囲にわたってロータの回転角θおよび回転速度ωを精度良く計測できる。このため、本実施例のブラシレスモータは、高精度で通電電流を制御できるため、広い温度範囲にわたって高い効率で動作させることができる。
【実施例６】
【０１２２】
次に、図１１を用いて本発明による別の実施例を述べる。
【０１２３】
本実施例では検出回路に起因するオフセット電圧を除去することで高精度に磁界検出を行う。
【０１２４】
図１１は、図１に示した構成のＧＭＲ素子のハーフブリッジに印加する励起電圧波形を示したものである。図１のｅ1，ｅ2端子に印加する励起電圧波形をそれぞれＶｅ(１)，Ｖｅ(２)とし、ｇ1，ｇ2端子に印加する励起電圧波形をそれぞれＶｇ(１)，Ｖｇ(２)とする。またこのときの差電圧信号ΔＶ＝Ｖ2−Ｖ1も図１１に示した。
【０１２５】
時刻ｔ1においては、Ｖｅ(ｉ)，Ｖｇ(ｉ)端子ともに基準電圧Ｖagを印加する（ｉ＝１，２）。すなわち、ブリッジ回路の正極性側端子ｅ1と負極性側端子ｇ1とが共に同一電位Ｖagであるから、Ｖ1端子，Ｖ2端子ともに信号電圧はＶagになる。したがって、差電圧信号ΔＶ＝Ｖ2−Ｖ1はゼロになる。
【０１２６】
したがって、検出回路２５１の出力電圧Ｖdet（ｔ）が時刻ｔ1で示す電圧Ｖdet（ｔ1）は、検出回路２５１に起因するオフセット電圧である。時刻ｔ2において、正極性駆動回路２０１からは正極性パルス６１１が出力され、負極性出力回路２１１からは負極性パルス６１２が出力される。これにより、差電圧信号ΔＶ＝Ｖ2−Ｖ1には磁界方向に応じた信号電圧が発生する。
【０１２７】
時刻ｔ2とｔ1との差信号：ΔＶdet＝Ｖdet（ｔ2）−Ｖdet（ｔ1）は、検出回路２５１に起因するオフセット電圧を除去した信号電圧となる。このようにして、検出回路系に起因するオフセット電圧を除去し、高精度な磁界検出ができる。
【０１２８】
同様にして、ΔＶdet＝Ｖdet（ｔ4）−Ｖdet（ｔ3）は時刻ｔ4における信号電圧となる。
【０１２９】
このように、本実施例においては、図１に示すブリッジ回路において４つの端子ｅ1，ｅ2，ｇ1，ｇ2を同一の電圧（図１１ではＶag）に設定し、この時点の検出回路の電圧Ｖsig（ｔ1）を基準信号として差し引くことが本質的である。これにより、ＧＭＲ素子に起因するオフセット電圧と検出回路に起因するオフセット電圧とを確実に分離することができる。
【０１３０】
また、本実施例では、基準信号Ｖdet（ｔ1）を先に測定してから、ＧＭＲ素子を励起した信号電圧Ｖdet（ｔ2）を求め、信号電圧ΔＶdet＝Ｖdet（ｔ2）−Ｖdet（ｔ1）を求めている。このような順序にすることで、信号測定時（サンプリング時）と信号処理後の出力信号との時間遅れ（タイムラグ）を最小化している。これは、例えばモータの回転角の計測など高速応答性が要求される磁界検出回路において特に重要な構成である。
【０１３１】
本実施例では、ＧＭＲ素子を励起して通電するのは、正極性パルス６１１および負極性パルス６１２を印加する期間のみである。したがって、低消費電力な磁界検出装置が実現できる。
【０１３２】
本実施例では、ＧＭＲ素子で消費される電力を低減することができるため、通電によるＧＭＲ素子の熱発生（ジュール熱）を低減でき、温度上昇によるＧＭＲ素子の特性変化も抑制できる利点がある。
【０１３３】
また、本実施例においては、正極性パルス６１１の電圧振幅と負極性パルス６１２の電圧振幅とを概ね等しい値に設定した。このようにすると、信号電圧Ｖ1，Ｖ2の電圧値がゼロ点検出時（図１１の時刻ｔ1）と信号検出時（時刻ｔ2）とで大きく変化しないので、差動検出器２５１の同相信号除去比ＣＭＲＲの要求性能が少なくて済む、という利点がある。
【実施例７】
【０１３４】
本発明を用いた別の実施例として、自動車用エンジンの吸気量をコントロールする電子制御スロットルバルブ制御装置を図１２を用いて述べる。
【０１３５】
エンジンのインテーク・マニホールド７１１にはスロットルバルブ７１２が取り付けられており、このバルブの開度をコントロールすることでマニホールドを流れる吸気空気量を制御し、エンジン状態を最適に保つ。スロットルバルブ７１２はスロットルシャフト７１３を軸として回転する。スロットルシャフトはギヤ７１４を介してモータ７１５に接続され、モータ７１５によりバルブの開閉を行う。また、スロットルシャフト７１３には、回転角検出装置７０１に接続されている。回転角検出装置７０１は、スロットルシャフトに設置された磁石（図示せず）と磁界検出装置４５０（図示せず）とで構成されており、磁石が発生する磁界方向を磁界検出装置４５０で測定することで、スロットルシャフト７１３の回転角を計測する。図１２からわかるように、スロットルシャフト７１３の回転角はスロットルバルブ７１２の開度に対応する。測定された回転角（バルブ開度）情報は、コントローラ７０２に送信され、コントローラ７０２はエンジン状態の情報とアクセル・ペダルの情報とを組み合わせて、最適なスロットルバルブ開度を算出し、モータ電流を制御してバルブ開度を最適な状態に設定する。
【０１３６】
本発明によれば、正確な回転角度が計測できるので、スロットルバルブ７１２を正確に制御することができる。
【０１３７】
図１２では、磁界検出装置４５０とコントローラ７０２を別にした構成図を示したが、磁界検出装置を構成する角度算出ブロック４０１（図５）に、図１２に示したコントローラの制御機能を一体化しても良い。角度算出ブロック４０１の構成例は図５に示した。このようにコントローラ機能を磁界検出装置に取り込むことにより、ＩＣ個数を削減し低コストな電子制御スロットルバルブが構成できる。
【０１３８】
また、図１２の回転角検出装置４６０の位置には、磁界検出装置４５０を構成する磁界検出センサ部４１１を設置し、信号処理部４０１をコントローラ７０２の近傍に設置するか、あるいはコントローラ７０２と一体化する構成にしてもよい。このように信号処理部４０１を磁界検出センサ部４１１と空間的に分離すると、エンジン近傍という高温環境下から信号処理部４０１を離して設置することが可能になり、信号処理部に高性能なＬＳＩ回路を使用することができる、という利点がある。なお、磁界検出センサ部４１１と信号処理部４０１を空間的に分離する具体的構成方法は後述する。
【実施例８】
【０１３９】
本発明を用いた磁界検出装置の別の実施例を図１７，図１８，図１９を用いて述べる。
【０１４０】
図１７は実施例１に記載したものと同様の構成の磁界検出装置のＧＭＲ素子ブリッジの結線を示したものである。４個のＧＭＲ素子１０１−１〜１０１−４はcosθに対応した信号を出力するもので、図１に関連して説明した通りである。別の４個のＧＭＲ素子１０１−５〜１０１−８は固定磁性層１３の磁化方向を１０１−１〜１０１−４とは９０度回転させた方向に形成したもので、sinθに対応する信号を出力するブリッジである。図１７では、cosθに対応するブリッジを２つのハーフブリッジに分割して励起電圧を変えてオフセットを除去することが可能であることは実施例１で述べた。同様にsinθに対応するブリッジも２つのハーフブリッジに分割している。実施例１で述べたように、この構成を取ることにより、ＧＭＲ素子のバラツキなどに起因するオフセット電圧を除去し、良好な温度特性を実現できる。図１７の構成ではＧＭＲブリッジの端子数は１２本である。
【０１４１】
図１８は、ＧＭＲ素子ブリッジの結線を変えたものである。負極性端子側を４個のハーフブリッジの負極性端子を結線し共通端子としている。これにより、ＧＭＲブリッジの端子数は９本に減少している。このように端子数を減らすことでＧＭＲ素子の負極性出力回路の回路数を減らせるので、磁界検出装置の回路部を簡略化し、低コスト化できる。一方、図１８の構成では、正極性端子は４個のハーフブリッジについて別々になっているので、正極性端子に印加する電圧をそれぞれ変えることで、オフセット電圧の補正ができ、実施例１と同様の効果が得られる。
【０１４２】
図１９は、ＧＭＲ素子のブリッジの結線をさらに変えたものである。４個のハーフブリッジの負極性端子を互いに接続して共通にしているだけでなく、cosブリッジ，sinブリッジそれぞれの正極性端子の一方も結線している。このような構成にすることで、ＧＭＲ素子ブリッジの端子数を８本に低減している。これにより、ＧＭＲ素子の駆動回路数をさらに減らせるので、一層の低コスト化が実現できる。また、図１９の構成は、端子数を８本にしているため、８ピン構成のパッケージを用いることができ、ＧＭＲ素子パッケージのコストも低減できる。
【０１４３】
一方、図１９の構成では、cosブリッジを構成する２つのハーフブリッジに対し、別々の励起電圧を印加できるので、実施例１と同様に良好な温度特性が得られる。また、sinブリッジに関しても同様に、良好な温度特性が得られる。
【０１４４】
なお、図１８，図１９では、負極性端子を共通配線にしているが、４本の正極性端子を共通配線とし、負極性端子の電圧を各ハーフブリッジ毎に調整しても同様の効果が得られることは言うまでもない。
【実施例９】
【０１４５】
本発明を用いた別の実施例として、圧力を計測する計測装置を図１３〜図１５を用いて述べる。
【０１４６】
図１３は本実施例の計測装置の圧力センサ部の平面図、図１４はそのＡ−Ｂ間断面図である。図１５は、圧力センサ部と励起回路および検出回路との結線方法を示した図である。
【０１４７】
本実施例は半導体歪みゲージ式圧力センサを用いた圧力計測装置である。本実施例ではＳｉ基板１２５に形成されたダイヤフラム１２６に、４個の半導体歪みゲージ１２１−１〜１２１−４を形成する。歪みゲージはダイヤフラム１２６上に図１３の配置で形成し、それぞれを図１５のように結線する。すなわち、圧力センサを構成するブリッジ回路の対向する２辺にそれぞれ同一配置の組（１２１−１と１２１−３），（１２１−２と１２１−４）が配置されるように結線する。
【０１４８】
本実施例では、Ｓｉ基板１２５はｎ型Ｓｉウエハを用い、Ｓｉ基板１２５をエッチング加工することでダイヤフラム１２６を形成する。そして、Ｓｉ基板の所定の場所にホウ素（Ｂ）を注入・拡散することでＰ型Ｓｉとし、このＰ型Ｓｉで構成されたピエゾ抵抗素子を歪みゲージ１２１として用いる。
【０１４９】
図１３においては、図示のようにｘ軸方向，ｙ軸方向を定義し、ｎ型Ｓｉ基板の＜１１０＞方向がｙ軸方向になるようにしている。
【０１５０】
なお、Ｓｉピエゾ抵抗素子を用いた圧力センサについては、例えば（非特許文献１）IEEE Transaction on Electron Devices, vol. ED-32，Ｎo.７，ｐｐ.１１９１−１１９５（１９８５年）に記載されている。
【０１５１】
歪みゲージ１２１は、ピエゾ抵抗効果で抵抗が変化する。ピエゾ抵抗１２１−１に印加されるｘ方向のストレスσ1xとｙ方向のストレスσ1yとの差Δσ＝（σ1y−σ1x）に対して、その抵抗値Ｒが変化し、その変化量ΔＲは次式の通りである：
【０１５２】
【数２３】
2010197318.tif 000025
【０１５３】
ここでＫは、ピエゾ抵抗効果係数である。歪みゲージとしては、本実施例で用いた半導体歪みゲージの他に、金属歪みゲージなどがある。半導体歪みゲージは、金属と比べて伝導キャリヤの数が少ないのでピエゾ抵抗効果係数Ｋが大きく、歪み量の検出感度が高いという利点がある。
【０１５４】
ダイヤフラム１２６の両側の圧力をＰ1，Ｐ2とする（図１４）。ストレス差Δσは圧力差ΔＰ＝（Ｐ1−Ｐ2）に比例する。圧力差ΔＰに比例して歪みゲージの抵抗が変化するため、圧力差ΔＰを計測できる。
【０１５５】
また、図１３の配置では、歪みゲージＲ1（１２１−１）とＲ4（１２１−４）のストレス差Δσによる抵抗変化は以下の関係がある。
【０１５６】
【数２４】
2010197318.tif 000026
【０１５７】
したがって、図１５の構成での信号電圧ΔＶは、（数１２）から以下のようになる。
【０１５８】
【数２５】
2010197318.tif 000027
【０１５９】
ここで、ΔＶ0は、（数１１）で表されるものであり、係数Ｃは（数１３）で表されるものである。
【０１６０】
したがって、圧力差が無い状態（ΔＰ＝０）において、ΔＶ＝０になるように励起電圧ｅ1，ｅ2を調整することで、ΔＶ0＝０になる。このように設定すると、
【０１６１】
【数２６】
2010197318.tif 000028
【０１６２】
となり、信号電圧ΔＶはストレス差Δσに比例するようになる。すなわち、ΔＶは圧力差ΔＰに比例する。
【０１６３】
次に、温度が変化したときの信号電圧ΔＶの変化を考える。
【０１６４】
積Ｃ×Ｒは、（数１３）からわかるように、分子と分母とで温度依存性が同一なので温度が変化してもほぼ同一である。したがって、
【０１６５】
【数２７】
2010197318.tif 000029
【０１６６】
したがって、温度がΔＴだけ変化した時の信号電圧は以下のようになる。
【０１６７】
【数２８】
2010197318.tif 000030
【０１６８】
したがって、信号電圧ΔＶを増幅する増幅器のゲインＡの温度依存性を、（数２９）で表されるように設定することで、ΔＶの振幅の温度依存性は相殺される。
【０１６９】
【数２９】
2010197318.tif 000031
【０１７０】
すなわち、ピエゾ抵抗効果の温度依存性係数と増幅器のゲインの温度依存性係数とを、絶対値を等しくし、符号を逆にすれば、ΔＶの振幅の温度依存性が相殺される。
【０１７１】
本実施例では、（数２９）の条件を満たすために、差動増幅器２５１（図１５）の出力信号Ｖsigを図２７の回路に入力する。図２７において、抵抗Ｒa2（２９３）はＳｉに適切な不純物量をドープすることで得られる抵抗であり、２９１は演算増幅器である。この回路のゲインＡは、
【０１７２】
【数３０】
2010197318.tif 000032
【０１７３】
であるから、抵抗Ｒa2の温度特性がゲインＡの温度特性になる。
【０１７４】
Ｓｉピエゾ抵抗効果の温度依存性係数（（１／Ｋ）×（∂Ｋ／∂Ｔ））は負値である。一方、Ｓｉの抵抗値の温度依存性は正値であり、その値は不純物のドープ量に依存し、ドープ量１０18〜１０21［cm-3］に対し抵抗温度係数は６００〜４０００［ppm／℃］の範囲で変化する。したがって、抵抗Ｒa2（２９３）のドープ量を適切に設定することで、（数２９）を満たすことができる。このようにして、圧力センサの信号電圧ΔＶの振幅値の温度依存性を相殺する。
【０１７５】
一方、信号電圧ΔＶのオフセットについては、前述の通り励起電圧ｅ1，ｅ2を調整することで除去してある。これにより、温度変化した際にもΔＶにはオフセットが発生しないことは前述の通りである。
【０１７６】
歪みゲージを用いた圧力計測装置では、歪みゲージ１２１を形成する際の形状バラツキや不純物拡散工程に起因する特性バラツキ、温度特性のバラツキがなどが生じる。このため、従来は差動検出器２５１が出力する信号電圧にオフセットが発生し、計測装置の温度特性が不十分であるという課題があった。
【０１７７】
本発明では、この問題を解決するために、図１５に示した通り、歪みゲージ１２１−１と１２１−４で構成されるハーフブリッジを励起する正極性駆動回路ｅ1（２０１）と、歪みゲージ１２１−２と１２１−３で構成されるハーフブリッジを励起する正極性駆動回路ｅ2（２０２）とを別の駆動回路とし、両者の印加電圧を異なる値にすることで差動検出器２５１の出力信号のオフセット電圧をゼロにする。前述の通り、このようにすることで、温度を変えてもオフセットをゼロに保つことが可能になり、圧力計測装置の温度特性が向上する。
【０１７８】
図１６は、この圧力計測装置を用いた自動車のタイヤ圧計測装置５５０の構成を示したものである。また、図２５，図２６はこのタイヤ圧計測装置５５０を用いたタイヤ圧モニタ装置の構成を示したものである。
【０１７９】
本実施例の計測装置は、圧力センサ３２１とコントローラ部４６１，無線送信部４６２、および電源４６５とで構成される。圧力センサは、図１３，図１４，図１５に示したものである。コントローラ４６１は、圧力センサを励起する正極性駆動回路２０１，２０２，負極性駆動回路２１１，２１２，そして、信号電圧ΔＶを検出する差動検出器２５１を含む。
【０１８０】
計測されたタイヤ圧力Ｐｔの値は、無線送信部４６２により送信される。電源４６５はリチウム電池などで構成されており、コントローラ４６１および無線通信部４６２に電力を供給する。
【０１８１】
本実施例では図１１に示した波形により圧力センサ３２１に電圧を印加し、信号を取得する。前述の通り、励起時間以外は、正極性駆動回路２０１，２０２と負極性駆動回路２１１，２１２の出力電圧を等しくし、歪みゲージには電圧を印加しない。このため、消費電力が小さくなる。本実施例では、励起時間と非励起時間との比を１：１０にすることにより、圧力センサでの消費電力を１０分の１に低減する。これにより、電源４６５として少ない電池容量のものを用いても所定の動作時間を確保できる。
【０１８２】
次に、図２５，図２６を用いてタイヤ圧モニタ装置の構成を述べる。
【０１８３】
車両７３０に配備されたタイヤ７２１には、それぞれタイヤ圧計測装置５５０が取り付けられている。これにより、タイヤ内の空気圧力を計測する。
【０１８４】
図２６に示すように、車両７３０にはタイヤ圧モニタコントローラ７３４、および送受信ユニット７３２が設置されている。タイヤ圧計測装置５５０から無線により送信された信号は、送受信ユニット７３２で受信され、タイヤ圧モニタコントローラ７３４に送られる。
【０１８５】
タイヤ圧モニタコントローラ７３４は、それぞれのタイヤ７２１（図２６では４個）のタイヤ圧情報に基づいて、車両制御を行う。また、計測したタイヤ圧Ｐｔが所定の圧力範囲を超えると、アラーム信号を発生・送信するというタイヤ圧警報機能もタイヤ圧モニタコントローラ７３４が備えている。
【実施例１０】
【０１８６】
本発明の磁界検出装置の別の実施例を図２０を用いて述べる。
【０１８７】
本実施例では、磁界検出装置の磁界検出センサ部４１１と信号処理部４０１を分離した構成である。
【０１８８】
磁気抵抗ブリッジ２３１Ａは図１の構成を持つものであり、正極性駆動回路２０１Ｃと２０２Ｃで励起することで、cosθに対応する信号を出力する。この信号を差動検出器２５１Ａで検出し、それをアナログ−デジタル変換器（以下、「ＡＤ変換器」「ＡＤＣ」と略す）２６１Ａでデジタル化する。デジタル化されたcosθに対応する信号は、パラレル−シリアル変換器２６３でシリアルデータに変換した後、ケーブルや配線などを経由して信号処理部４０１に伝送される。
【０１８９】
同様にして、磁気抵抗ブリッジ２３１Ｂはsinθに対応する信号を出力するが、この出力信号もデジタル化した後、シリアルデータとして信号処理部４０１に伝送される。
【０１９０】
信号処理部４０１では、例えば図５に示した回路ブロック構成を用いて磁界方向θを算出する。
【０１９１】
本実施例では、信号処理部４０１を磁界検出センサ部４１１とから空間的に分離することで、磁界検出センサ部４１１がモータ内や自動車のエンジン近傍など、温度変化が大きい場所に設置されている場合でも、信号処理部４０１の環境温度を比較的穏和な環境に保つことが可能になる。これにより、信号処理部４０１に高速，高性能な集積回路を用いることが可能になるという利点がある。
【０１９２】
本実施例では、磁界検出センサ部４１１と信号処理部４０１との信号伝送をデジタル化した信号で行うことにより、ノイズによる影響を受けることなく、正確な磁界角度を計測できる。
【実施例１１】
【０１９３】
本発明の計測装置の別の実施例を図２１，図２２，図２３を用いて述べる。ここでは、計測装置として磁気抵抗素子を用いた磁界検出装置を例にして述べる。
【０１９４】
本発明は実施例６に記載した、検出回路に起因するオフセット電圧を除去した磁界検出装置の別の実施例である。
【０１９５】
図２１は本実施例での磁界検出センサ部４１１の構成を示す回路ブロック図である。磁気抵抗ブリッジ２３１Ａの正極性端子には正極性駆動回路２０１および２０２から駆動パルスが印加される。駆動パルス印加時に磁気抵抗ブリッジ２３１から信号電圧が出力される。信号電圧は差動検出器２５１Ａで差動検出され、差演算器２７１に入力される。差演算器２７１の出力は遅延器２７３により遅延させて差演算器２７１のマイナス入力に入力される。このようにして、遅延器２７３を用いて微分器を構成する。差演算器２７１の出力は、符号反転器２７５に入力して適宜符号反転した後、フィルタ部２７６に入力し信号のノイズ除去などの整定を行う。なお、遅延器２７３の動作タイミングを図２３を用いて後述する。フィルタ部２７６の出力信号は、信号処理部４０１のcos信号入力端子に入力する。
【０１９６】
なお、図２１では図示を省略したが、sinブリッジについても同様な構成の磁界検出センサ部４１１を設け、信号処理部４０１のsin信号入力端子に信号を入力する。
【０１９７】
図２２は、本実施例の別の構成を示したものである。図２２の構成では、図２１の機能をデジタル信号処理により行う構成である。
【０１９８】
磁気抵抗ブリッジ２３１の正極性端子には正極性駆動回路２０１および２０２から駆動パルスが印加される。駆動パルス印加時に磁気抵抗ブリッジ２３１から信号電圧が出力される。信号電圧は差動検出器２５１Ａで差動検出され、この検出信号をＡＤ変換器２６１によりデジタル信号にする。デジタル化した信号は差演算器２７１に入力される。差演算器２７１の出力は遅延器２７３により遅延させて差演算器２７１のマイナス入力に入力される。このようにして、遅延器２７３を用いて微分器を構成する。差演算器２７１の出力は、符号反転器２７５に入力して適宜符号反転した後、フィルタ部２７６に入力し信号のノイズ除去などの整定を行う。この信号をパラレル−シリアル変換器２６３でシリアル信号に変換する。このデジタル信号を信号処理部４０１に伝送する。本図面では信号処理部４０１の記載は省略した。なお、遅延器２７３の動作タイミングを図２３を用いて後述する。
【０１９９】
図２２では、cosθに対応する信号を出力する磁気抵抗ブリッジ２３１のみを記したが、sinθに対応する信号を出力する磁気抵抗ブリッジについても、同じ構成の処理回路を設け、信号処理部４０１に伝送する。cosθ対応信号とsinθ対応信号とを合わせて、信号処理部で磁界方向を算出し出力する。
【０２００】
図２２における、遅延器２７３の動作タイミングを図２３を用いて説明する。
【０２０１】
図２３では、磁気抵抗ブリッジ２３１の正極性端子に接続された正極性駆動回路２０１の出力電圧をＶｅ、負極性端子に接続された正極性駆動回路２０２の出力電圧をＶｇで示してある。時刻ｔ1においては、Ｖｅ，Ｖｇとも出力電圧はＶagである。したがって、磁気抵抗ブリッジ２３１の正極性端子と負極性端子とは等しい電圧になるため、差信号ΔＶ＝Ｖ2−Ｖ1はゼロになる。したがって、差動検出器の出力電圧Ｖdetの時刻ｔ1での出力値は検出回路のオフセット電圧である。時刻ｔ1でのＶdetの出力電圧をｘ0とする。
【０２０２】
時刻ｔ2では正極性駆動回路２０１は正極性パルス６１１を出力し、正極性駆動回路２０２は負極性パルス６１２を出力するので、磁気抵抗ブリッジ２３１の差信号ΔＶには検出する磁界の方向θに対応した信号が出力される。時刻ｔ2での差動検出器２７１の出力電圧Ｖdetの値をｘとする。
【０２０３】
タイミング発生器２７８（図２２）は、信号検出タイミング信号６２１を発生し、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3，ｔ4にＡＤ変換器２６１を動作させる。すると図２２のＡＤＣと記載した信号波形が得られる。さらに、差動検出回路の出力電圧を遅延器２７３で、信号検出タイミング信号６２１の１クロック分遅延させる。この遅延させた信号と新たな差動検出回路からの新たな信号との差を差演算器２７１で求めると、図２２で「微分処理」と記載したように、（ｘ−ｘ0）と（ｘ0−ｘ）とを交互に繰り返す信号になる。したがって、符号反転器２７５で、信号検出タイミング信号６２０の１クロック毎に符号反転を有効にすれば、（ｘ−ｘ0）が得られる。（ｘ−ｘ0）は、差動検出器２５１の出力のうち、回路のオフセットを差し引いた値に対応する。
【０２０４】
このようにして、本実施例によれば差動検出器の出力信号から、回路のバラツキなどに起因するオフセット信号を容易に除去することができる。
【０２０５】
図２２からわかるように、本実施例では、信号検出タイミング信号６０２は、正極性出力パルス６１１の出力期間に１回と、正極性出力パルスの非出力期間に１回出力する。したがって、例えば、正極性出力パルス６１１と同期して、正極性出力パルスの２倍の周波数のパルスを用いればよい。
【０２０６】
このようにして得られた信号は、パラレル・シリアル変換した後、デジタルデータとして、信号処理部４０１に伝送される。磁界検出センサ部４１１と信号処理部４０１との間は、デジタルデータで伝送されるため、ノイズなどの影響を受けにくく、高精度の計測を行うことができる。
【０２０７】
本実施例では、磁界検出センサ部４１１と信号処理部４０１との間の信号伝送がノイズの影響を受けにくい構成にしているので、信号処理部４０１を磁界検出センサ部４１１とから空間的に分離することが可能である。両者を空間的に分離することで、磁界検出センサ部４１１がモータ内や自動車のエンジン近傍など、温度変化が大きい場所に設置されている場合でも、信号処理部４０１の環境温度を比較的穏和な環境に保つことが可能になる。これにより、信号処理部４０１に高速，高性能な集積回路を用いることが可能になるという利点がある。
【０２０８】
また、以上の説明では、図２２に対応して、ＡＤ変換したデジタル信号として微分処理を行う例を述べたが、図２１に示した構成を用いて、アナログ信号の形態で微分処理を行っても同じ効果が得られる。
【０２０９】
なお、本実施例では、磁気抵抗ブリッジを用いた磁界検出装置を例に述べたが、本発明はブリッジ回路を利用する各種センサを用いた計測装置にも適用できることは言うまでもない。これらのセンサとしては、先の実施例で詳細に記載した圧力センサを用いた計測装置などがある。
【符号の説明】
【０２１０】
１１  自由磁性層
１２  スペーサ層
１３  固定磁性層
１０１  磁気抵抗素子
１２１  歪みゲージ
１２５  シリコン基板
１２６  ダイヤフラム
２０１，２０２  正極性駆動回路
２１１，２１２  負極性出力回路
２３１  磁気抵抗ブリッジ
２６１  アナログ−デジタル変換器
２６３  パラレル−シリアル変換器
２７１  差演算器
２７３  遅延器
２７５  符号反転器
２７６  フィルタ部
２７８  タイミング発生器
３１０  atan変換ブロック
３２１  圧力センサ
４０１  信号処理部（角度算出ブロック）
４１１  磁界検出センサ部
４６１，７０２  コントローラ
４６２  無線送信部
５０３  支持部材
５０４  回転軸
５０５  磁石
５０６  磁界
５１０  ステータ
５２０  ロータ
５１１  コイル
５３１  モータ
５３３  電流ベクトル制御部
５３４  電流フィードバック制御部
５３５  ＰＷＭインバータ部
５５０  タイヤ圧計測装置
６１２  負極性パルス
６２１  信号検出タイミング信号
７０１  回転角検出装置
７１１  インテーク・マニホールド
７１２  スロットルバルブ
７１３  スロットルシャフト
７１４  ギヤ
７１５  モータ
７２１  タイヤ
７３０  車両
７３２  送受信ユニット
７３４  タイヤ圧モニタコントローラ
【図１】
2010197318.tif 000033
【図２】
2010197318.tif 000034
【図３】
2010197318.tif 000035
【図４】
2010197318.tif 000036
【図５】
2010197318.tif 000037
【図６】
2010197318.tif 000038
【図７】
2010197318.tif 000039
【図８】
2010197318.tif 000040
【図９】
2010197318.tif 000041
【図１０】
2010197318.tif 000042
【図１１】
2010197318.tif 000043
【図１２】
2010197318.tif 000044
【図１３】
2010197318.tif 000045
【図１４】
2010197318.tif 000046
【図１５】
2010197318.tif 000047
【図１６】
2010197318.tif 000048
【図１７】
2010197318.tif 000049
【図１８】
2010197318.tif 000050
【図１９】
2010197318.tif 000051
【図２０】
2010197318.tif 000052
【図２１】
2010197318.tif 000053
【図２２】
2010197318.tif 000054
【図２３】
2010197318.tif 000055
【図２４】
2010197318.tif 000056
【図２５】
2010197318.tif 000057
【図２６】
2010197318.tif 000058
【図２７】
2010197318.tif 000059