(57)【要約】【課題】力率改善（ＰＦＣ）コンバータにおいて使用されるコントローラを提供する。【解決手段】ＰＦＣコンバータにおいて使用されるコントローラは、駆動信号を出力してパワースイッチをオン状態とオフ状態との間で切換え、ＰＦＣコンバータの出力にエネルギを伝達するように結合された力率改善コントローラ回路を含む。コントローラは、周波数調整信号を力率改善コントローラ回路に出力し、ＰＦＣコンバータの出力に結合された負荷を表わす負荷信号に応答してパワースイッチの平均スイッチング周波数を調整するように結合されたスイッチング周波数調整装置も含む。周波数調整信号は、負荷状態の範囲に応答する。【選択図】図１
2010115106.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
力率改善（ＰＦＣ）コンバータにおいて使用されるコントローラであって、
駆動信号を出力してパワースイッチをオン状態とオフ状態との間で切換え、前記ＰＦＣコンバータの出力にエネルギを伝達するように結合された力率改善コントローラ回路と、
周波数調整信号を力率改善コントローラ回路に出力し、ＰＦＣコンバータの出力に結合された負荷を表わす負荷信号に応答してパワースイッチの平均スイッチング周波数を調整するように結合されたスイッチング周波数調整装置とを備え、周波数調整信号は、負荷状態の範囲に応答する、コントローラ。
【請求項２】
コントローラは、負荷状態の全範囲を通じて連続導通モードで動作する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項３】
無負荷状態中は不連続導通モードで動作し、最大負荷状態中は連続導通モードで動作する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項４】
平均スイッチング周波数は、少なくとも半ラインサイクルの平均スイッチング周波数である、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項５】
力率改善コントローラ回路は、可変周波数制御技術を用いてパワースイッチを切換えるように結合される、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項６】
力率改善コントローラ回路は、固定周波数制御技術を用いてパワースイッチを切換えるように結合される、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項７】
ＰＦＣコンバータは昇圧コンバータを含む、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項８】
ＰＦＣコンバータはフライバックコンバータを含む、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項９】
負荷状態の範囲は、無負荷状態から最大負荷状態までの負荷状態の範囲である、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１０】
平均スイッチング周波数は、負荷状態の範囲にわたり負荷に応答して連続してかつ比例して変動する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１１】
平均スイッチング周波数は、負荷状態の範囲にわたり負荷に応答して離散的にかつ比例して変動する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１２】
コントローラは集積回路に含まれる、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１３】
パワースイッチは集積回路に含まれる、請求項１２に記載のコントローラ。
【請求項１４】
コントローラは、出力電圧信号、入力電圧信号および入力電流信号からなるグループから選択される１つ以上の信号に応答して、ＰＦＣコンバータの出力における出力電圧を調節する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１５】
パワースイッチは、実質的に大きい寄生容量をさらに含む、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１６】
コントローラは、出力電圧信号、入力電圧信号およびスイッチ電流信号からなるグルー
プから選択される１つ以上の信号に応答して、ＰＦＣコンバータの出力における出力電圧を調節する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１７】
力率改善（ＰＦＣ）コンバータにおいて使用されるコントローラであって、
前記ＰＦＣコンバータの入力電流を積分し、かつ第１の信号を出力してパワーコンバータのパワースイッチのオン期間を終了させるように結合された第１の積分器と、
ＰＦＣコンバータの入力電圧および出力電圧の差を積分し、かつ第２の信号を出力してパワースイッチのオフ期間を終了させるように結合された第２の積分器と、
第１の信号および第２の信号に応答してパワースイッチのスイッチング周波数を変動させ、かつ第３の信号を出力してパワースイッチを切換えて、入力電圧に実質的に比例するように入力電流を制御するように結合された駆動回路と、
ＰＦＣコンバータの出力における負荷を表わすエラー電圧信号を受取るように結合された周波数調整回路とを備え、周波数調整回路はさらに、調整されたエラー信号を出力して、エラー電圧信号に応答してパワースイッチのオフ期間の終了を調整するように結合される、コントローラ。
【請求項１８】
駆動回路は、ＰＦＣコンバータの出力における出力電圧を調節する、請求項１７に記載のコントローラ。
【請求項１９】
パワースイッチは、金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項１７に記載のコントローラ。
【請求項２０】
ＰＦＣコンバータの出力を表わすフィードバック信号を基準電圧と比較するように結合され、かつエラー電圧信号を出力するように結合された比較器をさらに備える、請求項１７に記載のコントローラ。
【請求項２１】
周波数調整回路は、負荷状態の範囲にわたりエラー電圧信号に応答して調整されたエラー電圧信号を出力する、請求項１７に記載のコントローラ。
【請求項２２】
力率改善（ＰＦＣ）コンバータの出力を調節するためにパワースイッチを切換えるステップと、
パワースイッチの切換えによってＰＦＣコンバータの入力電流がＰＦＣコンバータの入力電圧に比例するように入力電流を制御するステップと、
負荷状態の全範囲にわたりＰＦＣコンバータの負荷に応答してパワースイッチの平均スイッチング周波数を調整するステップとを含む、方法。
【請求項２３】
ＰＦＣコンバータの出力を調節するためにパワースイッチを切換えるステップは、出力電圧を調節するためにスイッチを切換えるステップと、入力電流がＰＦＣコンバータの入力電圧に実質的に直線的に比例するように入力電流を制御するステップとを含む、請求項２２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
背景
開示の分野
本発明は概して電源の力率改善回路に関し、特に本発明は、力率改善回路の効率を高めることに関する。
【背景技術】
【０００２】
背景
電源は、コンセントから与えられた交流（「ａｃ」）電力を電気装置に利用可能な直流（「ｄｃ」）電力に変換するのに典型的に使用される。電源設計に関する重要な検討事項の１つは、どのように効率的に電力が電源に送出されるかという点である。電力送出効率を向上させるには、力率改善（ＰＦＣ）回路を電源において使用し得る。具体的には、力率改善回路は、電流波形を電圧波形の形状に近似するように整形することを意図する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
典型的に、ＰＦＣ回路はパワースイッチを含むように設計され、当該パワースイッチは、配電線から伝送される歪んだ入力電流波形を、入力電圧波形の形状に似たより理想的な電流波形に変形するために、オフ状態とオン状態との間で切換わるように制御される。具体的には、パワースイッチはエネルギ伝達素子に結合され、電源の出力にエネルギを伝達する。しかし動作中、ＰＦＣ回路は、寄生容量によってパワースイッチで生じるスイッチング損失を蒙る。典型的に、寄生容量は、電気構成要素の部品同士の間に、それらが互いに近接していることによって存在する望ましくない容量として規定することができる。追加的な損失がエネルギ伝達素子においても認識される。
【図面の簡単な説明】
【０００４】
図面の簡単な説明
【図１】本発明の教示に係る例示的なコントローラを含む例示的な昇圧コンバータの機能ブロック図である。
【図２】本発明の教示に係る図１の例示的なコントローラをさらに示す機能ブロック図である。
【図３Ａ】図１および図２に関連付けられ、かつ本発明の教示に係るスイッチング信号および負荷信号に対応する例示的な入力波形を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ａの入力波形のうちの１つの拡大図と対応するスイッチング波形とを示す図である。
【図４Ａ】本発明の教示に係る負荷と平均スイッチング周波数との間の例示的な関係を示す図である。
【図４Ｂ】本発明の教示に係る負荷と平均スイッチング周波数との間の代替例的な関係を示す図である。
【図４Ｃ】本発明の教示に係る負荷と平均スイッチング周波数との間の代替例的な関係を示す図である。
【図４Ｄ】本発明の教示に係る負荷と平均スイッチング周波数との間の代替例的な関係を示す図である。
【図５Ａ】本発明の教示に係る力率改善（ＰＦＣ）のための制御技術を実現する例示的な集積回路を示す図である。
【図５Ｂ】本発明の教示に係る例示的なスイッチング周波数調整器を示す図である。
【図６Ａ】本発明の教示に係るエラー電圧、調整されたエラー電圧および負荷の間の例示的な関係を示す図である。
【図６Ｂ】本発明の教示に係る調整されたエラー電圧の例示的なグラフである。
【図７】本発明の教示に係るＰＦＣ回路における変動負荷に応答して平均スイッチング周波数を調整するための例示的な方法を示すフローチャートである。
【０００５】
限定的でなくかつ網羅的でない本発明の実施例を添付の図面を参照して説明する。同様の参照符号は、特に明記しない限り、さまざまな図に亘って同様の部分を指す。
【発明を実施するための形態】
【０００６】
詳細な説明
本発明の一局面において、本明細書に開示される方法および装置は、力率改善（ＰＦＣ）回路における効率を高めるための制御技術を使用する。以下の説明では、本発明を十分に理解できるように多くの具体的な詳細を記載する。しかし、本発明を実施するのにその具体的な詳細を必ずしも採用する必要がないことは当業者にとっては明らかであろう。本発明が不明瞭とならないように、具体化に関連する周知の方法は詳細には記載していない。
【０００７】
本明細書全体に亘る「一実施例」、「ある実施例」、「一例」または「ある例」という言及は、当該実施例または例に関連して記載される特定の特徴、構造または特質が本発明の少なくとも一実施例に含まれることを意味する。したがって、本明細書中のさまざまな箇所に出現する「一実施例において」、「ある実施例において」、または「ある例」という語句は、すべて同じ実施例または例を指すとは限らない。さらに、特定の特徴、構造または特質は、１つ以上の実施例または例において、いずれかの好適な組合せおよび／または副組合わせで組合せられ得る。
【０００８】
以下に述べるように、本発明の教示に係るさまざまな例は、電力効率送出をさらに高めるための力率改善回路に関する制御技術を実現する。具体的には、当該制御技術は、ＰＦＣ回路の出力において結合された変動負荷に応答して、ＰＦＣ回路のパワースイッチの平均スイッチング周波数を調整する。本発明の一実施例において、負荷は、ＰＦＣ改善回路の出力に結合されるｄｃ−ｄｃコンバータを表わす。この概念は、以下に記載する図面に従って説明される。
【０００９】
図示すると、図１は、本発明の教示に係るコントローラ１０２を含む例示的な昇圧ＰＦＣコンバータ１００（ＰＦＣコンバータとも称する）の機能ブロック図である。図示の例では、ＰＦＣコンバータ１００は、ａｃライン電圧ＶG１０６に対応するａｃライン電流ＩG１０４を受取る昇圧パワーコンバータである。典型的に、ａｃライン電流ＩG１０４および対応するａｃライン電圧ＶG１０６は、配電システム（たとえばパワープラント）によって電気ソケットを介して与えられる。図示のように、ブリッジ整流器１０８は、ａｃライン電圧ＶG１０６をｄｃ入力電圧ＶIN１１０に変換する。
【００１０】
図３Ａを参照し、例示的な波形３０２、３０４および３０６は、ａｃライン電圧ＶG１０６、ｄｃ入力電圧ＶIN１１０およびｄｃ入力電流ＩIN１１１をそれぞれ表わす。図示のように、「ａｃ」波形は、ある間隔でその極性を反転させる波形によって示される。たとえば、ａｃライン電圧ＶG１０６は正の値と負の値とが交互する波形３０２によって表わされる。これに対して「ｄｃ」波形は、常に同じ極性である波形によって表わされる。たとえば、波形３０４および３０６によって例示されるように、ｄｃ入力電圧ＶIN１１０およびｄｃ入力電流ＩIN１１１は実質的に常に正である。ｄｃ入力電圧ＶIN１１０（すなわち波形３０４）およびｄｃ入力電流ＩIN１１１（すなわち波形３０６）は、時間とともに大きさが変動する。
【００１１】
図１に戻り、図示の例では、フィルタ１１２がブリッジ整流器１０８の両端に結合され、ｄｃ入力電流ＩIN１１１からの高周波ノイズ電流をフィルタリングする。発明の一局面では、ｄｃ入力電流ＩIN１１１は、ｄｃ入力電圧ＶIN１１０の波形形状に従うように実質的に制御される。図３Ａに示すように、ｄｃ入力電流ＩIN１１１を表わす波形３０６は、ｄｃ入力電圧ＶIN１１０を表わす波形３０４の形状におおむね従う。
【００１２】
図１の例に示すように、インダクタＬ1１１４として示されるエネルギ蓄積素子の一端はコントローラ１０２に結合され、インダクタＬ1１１４の他方端はパワースイッチＳＷ1１１８に結合される。動作の際、パワースイッチＳＷ1１１８は、スイッチ１１８が電流を伝えることができるときは「オン」すなわち「閉」状態にあり、スイッチ１１８が電流を伝えることができないときは「オフ」すなわち「開」状態にある。スイッチングサイクルは、スイッチがオンである期間、およびその後のスイッチがオフである期間として規定される。たとえば、スイッチングサイクルは、スイッチＳＷ1１１８が導通することができるオン期間と、その後のスイッチＳＷ1１１８が導通することができないオフ期間とを含み得る。別の例では、スイッチングサイクルは、スイッチＳＷ1１１８が導通することができないオフ期間と、その後のスイッチＳＷ1１１８が導通することができるオン期間とを含み得る。オン期間は、スイッチングサイクル中にスイッチＳＷ1１１８が導通している期間として規定され得、オフ期間はスイッチングサイクル中にスイッチＳＷ1１１８が導通していない期間として規定され得る。
【００１３】
図１の例では、入力帰線（ｒｅｔｕｒｎ）１２０がパワースイッチＳＷ1１１８に結合される。動作の際、エネルギ蓄積インダクタＬ1１１４は、本発明の教示に係るスイッチＳＷ1１１８のスイッチングに応答してパワーコンバータ１００の出力にエネルギを伝達する。例に示したように、バルクキャパシタ１２２が、実質的に一定の出力電圧ＶOUT１２４を負荷１２６に供給するように結合される。一例において、負荷１２６はｄｃ−ｄｃ電源の入力であり得る。ダイオードＤ1１２８は、バルクキャパシタ１２２からの電流がインダクタＬ1１１４に戻ることを防ぐように結合される。図１の例では、ｄｃ入力電圧ＶIN１１０を表わす入力電圧信号ＵVIN１３０がコントローラ１０２によって受取られる。ｄｃ入力電流ＩIN１１１を表わす入力電流検知信号ＵIIN１３２もコントローラ１０２によって受取られる。具体的には、ｄｃ入力電流ＩIN１１１を測定するために、たとえば変流器のような電流検知器１３４、単体の抵抗器の両端電圧、トランジスタが導通しているときのトランジスタの両端電圧、またはパワースイッチに結合された検知ＦＥＴ素子を使用し得る。図１の例では、出力電圧ＶOUT１２４を表わす出力電圧信号ＵVOUT１３６もコントローラ１０２によって受取られる。一例では、出力電圧信号ＵVOUT１３６は一定の基準値を表わし得る。本発明の一実施例では、検知信号ＵVIN１３０、ＵIIN１３２およびＵVOUT１３６は電圧または電流の形態であり得る。
【００１４】
動作の際、コントローラ１０２はスイッチング信号ＵSW１１９を出力する。スイッチング信号ＵSW１１９は、出力電圧ＶOUT１２４を調節し、「入力電圧ＶIN１１０」とも称するｄｃ入力電圧ＶIN１１０の波形に従うようにｄｃ入力電流ＩIN１１１を制御するために、入力電圧信号ＵVIN１３０、入力電流信号ＵIIN１３２および／または出力電圧信号ＵVOUT１３６に応答してスイッチＳＷ1１１８のスイッチングを制御する。一例において、コントローラ１０２は、可変スイッチング周波数制御技術とも称するスイッチＳＷ1１１８の各スイッチングサイクルの変動によって、出力電圧ＶOUT１２４を調節し、ｄｃ入力電流ＩIN１１１を制御する。別の例において、コントローラ１０２は、固定周波数制御とも称するスイッチＳＷ1１１８の一定のスイッチングサイクルの維持によって、出力電圧ＶOUT１２４を調節し、ｄｃ入力電流ＩIN１１１を制御する。本発明の一局面において、コントローラ１０２は、負荷１２４に応答してスイッチの平均スイッチング周波数も調整して、ＰＦＣコンバータ１００の効率をさらに高める。特に、平均スイッチング周波数は、複数のスイッチングサイクルにわたるスイッチング周波数として規定される。具体的には、
コントローラ１０２は、負荷１２６に応答してスイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数を調整することにより電力損失を減少させる制御技術を採用する。
【００１５】
図２を参照し、パワーコンバータ１００の機能ブロック図は、本発明の教示に係る図１のコントローラ１０２の一例をさらに例示する。図示のように、コントローラ１０２は、力率改善（ＰＦＣ）回路２０２およびスイッチング周波数調整装置２０４を含む。図２の例によれば、ＰＦＣ回路２０２は、スイッチング信号ＵSW１１９と、ＰＦＣコンバータ１００の出力に結合された負荷１２６を表わす負荷信号ＵLOAD２０６とを出力する。ＰＦＣ回路２０２は、入力電圧信号ＵVIN１３０、出力電圧信号ＵVOUT１３６および／または入力電流信号ＵIIN１３４を受取る。スイッチング周波数調整装置２０４は、負荷信号ＵLOAD２０６を受取り、周波数調整信号ｆADJ２０８を出力する。
【００１６】
動作の際、一例として、ＰＦＣ回路２０２は、電源の出力を調節し、入力電圧信号ＵVIN１３０、入力電流信号ＵIIN１３４および／または出力電圧信号ＵVOUT１３６に応答して、入力電流ＩIN１１１が入力電圧ＶIN１１０の波形に従うように入力電流を制御する。スイッチング周波数調整装置２０４は、負荷信号ＵLOAD２０６に応答して周波数調整信号ｆADJ２０８を出力し、ＰＦＣ回路２０２は、周波数調整信号ｆADJ２０８に応答してパワースイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数を調整する。
【００１７】
図示のように、コントローラ１０２、電流検知器１３４およびスイッチＳＷ1１１８は、集積回路２１０に含まれ得る。一例において、スイッチＳＷ1１１８は、コントローラ１０２と同じ１個のモノリシック装置に含まれ得る。代替例では、コントローラ１０２は、スイッチＳＷ1１１８を有さない１個のモノリシック装置に含まれ得る。一例において、スイッチＳＷ1１１８は、金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であり得る。動作の際、スイッチＳＷ1１１８によって、スイッチＳＷ1１１８がオンのときにはドレイン端子２１２からソース端子２１４に電流の伝導が可能となり、スイッチＳＷ1１１８がオフのときには電流の伝導が実質的に妨げられる。別の例において、電流検知器１３４は、図示のスイッチ電流ＩSW２１６を測定するためにスイッチＳＷ1１１８に結合され得る。スイッチ電流ＩSW２１６は、（図３Ｂに図示の）スイッチングサイクルのオン期間中はｄｃ入力電流ＩIN１１１に実質的に等しいため、スイッチ電流ＩSW２１６は、スイッチングサイクルのオン期間中はｄｃ入力電流ＩIN１１１の代わりに検知され得る。図示のように、電流検知器１３４は、パワースイッチＳＷ1１１８のドレイン端子２１２における入力電流ＩIN１１１を検知し得る。代替的な実施例において、電流検知器１３４は、パワースイッチＳＷ1１１８のソース端子２１４における入力電流ＩIN１１１を検知し得る。代替的な実施例において、スイッチ電流ＩSW２１６は、ドレイン端子２１２の前またはソース端子２１４の後で電流検知器１３４によって検知され得る。
【００１８】
図示のように、スイッチＳＷ1１１８は寄生容量ＣP２２２を含む。具体的には、寄生容量は、電気構成要素の部品同士の間に、それらが互いに近接していることによって存在する望ましくない容量として規定することができる。動作の際、スイッチＳＷ1１１８がオフ状態に切換ると、ＰＦＣコンバータ１００の寄生容量ＣP２２２は電気エネルギを蓄積する。漂遊容量ＣP２２がパワースイッチＳＷ1１１８の両端にあると示されているが、漂遊容量はＰＦＣコントローラ１００内のすべての構成要素からもたらされ得る。スイッチＳＷ1１１８がオン状態に切換ると、ＰＦＣコンバータ１００の構成要素内の蓄積電気エネルギが放出され、エネルギはパワースイッチＳＷ1１１８で損失される。コントローラ１００の動作中、スイッチＳＷ1１１８のスイッチング周波数が上昇し、かつスイッチＳＷ1１１８がオン状態とオフ状態との間でより頻繁に切換るにつれて、より多くのエネルギがスイッチＳＷ1１１８で損失される。したがって、スイッチＳＷ1１１８のスイッチング周波数を可能な限り常に最小化することが有益であり得る。一例において、スイッチＳＷ1１１８における電力損失を制限するために、ＰＦＣコンバータ１００の出力の両端の
負荷１２６が低減するにつれて、スイッチＳＷ1１１８のスイッチング周波数が低下し得る。しかし、スイッチＳＷ1１１８の周波数を制限すると、エネルギ伝達素子Ｌ1１１４における損失が増加する。具体的には、パワースイッチＳＷ1１１８のスイッチング周波数が低下するにつれ、ピーク電流の増加によってより大きな電力損失がインダクタにおいて生じ得る。また、エネルギ変圧器の磁芯の磁束の偏位によって、当該磁芯における損失が増加する。典型的に、ＰＦＣコンバータにおいてスイッチング周波数を低下させると、エネルギ伝達素子Ｌ1１１４における損失はスイッチＳＷ1１１８において防がれた損失よりもはるかに大きくなる。しかし、特定のＰＦＣコンバータ構造では、エネルギ伝達素子Ｌ1１１４から生じる付加的な電力損失よりもパワースイッチにおける損失の方が大きいことから、スイッチング周波数を低下させることが有益であり得る。
【００１９】
図の例に示されるように、フィルタ１１２は、限定はしないが、ｄｃ入力電流ＩIN１１１からの高周波ノイズをフィルタリングするキャパシタ２２０を含む。具体的には、一例において、キャパシタ２２０の容量値は、キャパシタ２２０が高周波ノイズを遮り得るがｄｃ入力電圧ＶIN１１０の時間変動成分を低減するのに十分なほど大きくならないように選択された値である。代替的な実施例では、集積回路２１０は、フライバックコンバータを含むＰＦＣコンバータ１００において使用され得る。
【００２０】
先に参照したように、図３Ａは本発明の教示に係るａｃライン電圧波形３０２、ｄｃ入力電圧波形３０４、ｄｃ入力電流波形３０６、スイッチ信号ＵSW１１９および負荷信号ＵLOAD２０６を例示する。ａｃライン電圧波形３０２はａｃライン電圧ＶG１０６を表わし、実質的に正弦波形である。ラインサイクルは、ａｃライン電圧波形３０２の３つの連続したゼロ交差の間の時間間隔として規定され、１ラインサイクルを完了するのにかかる時間を表わすラインサイクル期間ＴL３１０に対応する。具体的には、図示の例において、ラインサイクル期間ＴL３１０はａｃライン電圧ＶG１０６の周波数に依存する。たとえば、ａｃライン電圧ＶG１０６の周波数が上昇すると、ラインサイクル期間ＴL３１０は短くなる。逆に、ａｃライン電圧ＶG１０６の周波数が低下すると、ラインサイクル期間ＴL３１０は長くなる。本発明の実施例によれば、ラインサイクル期間ＴL３１０はスイッチングサイクル期間ＴSW３１２よりも実質的に長い。さらに例示すると、一例において、ライン周波数は、１６，６６６マイクロ秒のラインサイクル期間ＴL３１０に相当する６０Ｈｚであり、セグメント１における平均スイッチング周波数は、１０マイクロ秒のスイッチングサイクル期間ＴSW３１２に相当する１００ｋＨＺである。
【００２１】
図示のように、ｄｃ入力電圧波形３０４はｄｃ入力電圧ＶIN１１０を表わし、ａｃライン電圧波形３０２の整流された波形である。動作の際、ブリッジ整流器１０８はａｃライン電圧波形３０２によって表わされるａｃライン電圧ＶG１０６を整流して、ｄｃ入力電圧波形３０４によって表わされるｄｃ入力電圧ＶIN１１０を生成する。ｄｃ入力電流波形３０６は、ｄｃ入力電流ＩIN１１１を表わす。図示のように、ｄｃ入力電流ＩIN１１１が、ｄｃ入力電圧ＶIN１１０に従うようスイッチングサイクル中にどのように制御されるかを例示するために、ｄｃ入力電流波形３０６が入力電圧波形３０４に重畳される。ｄｃ入力電流波形３０６の拡大図３１４を図３Ｂに示す。
【００２２】
図３Ａに示すように、スイッチング信号ＵSW１１９の平均スイッチング周波数は、信号ＵLOAD２０６の大きさとともに変動する。本発明の教示によれば、平均スイッチング周波数は、負荷１２６に応答して調整される。具体的には、平均スイッチング周波数は、少なくとも半ラインサイクル以上にわたる平均スイッチング周波数として規定される。したがって、平均スイッチング周波数は、ＰＦＣ回路の制御方式が可変スイッチング周波数を実現するときでも調整することができる。セグメント１に示すように、負荷信号ＵLOAD２０６は最大の大きさにあり、最高平均スイッチング周波数にあるスイッチング信号ＵSW１１９に対応する。セグメント２に示すように、負荷信号ＵLOAD２０６は大きさが低下し、よ
り低い平均スイッチング周波数を有するスイッチング信号ＵSW１１９に対応する。セグメント３に示すように、負荷信号ＵLOAD２０６はさらに大きさが低下し、より一層低い平均スイッチング周波数を有するスイッチング信号ＵSW１１９に対応する。図３Ａに示すように、スイッチング入力電流波形３０６は、入力電流ＩIN１１１を連続導通モードで示す。具体的には、連続導通モードは、エネルギ伝達素子Ｌ1１１４のエネルギがゼロになる前にスイッチＳＷ1１１８がオンすることから入力電流ＩIN１１１がスイッチングサイクル中にゼロに達することを防ぐように実現されるスイッチング制御技術である。ＰＦＣコンバータ１００への入力はａｃ信号であるため、入力電圧がゼロのときは、ａｃ入力電流は連続導通モードにおいてもゼロになることが理解されるであろう。不連続導通モード制御技術は、各スイッチングサイクルの各オフ期間中に入力電流ＩIN１１１がゼロになることをＰＦＣコントローラ１０２が防ぐように実現され得る。本発明に係る一実施例において、平均スイッチング周波数が低下すると、ＰＦＣコントローラ１０２は連続導通動作モードから不連続動作モードに切換り得る。逆に、平均スイッチング周波数が上昇すると、入力電流ＩIN１１１は不連続動作モードから連続動作モードに移行し得る。
【００２３】
図３Ｂに示すように、拡大図３１４は、連続導通モードにおける図３Ａの入力電流波形３０６の一部分を示す。図示のように、ｄｃ入力電流ＩIN１１１は、スイッチのオン期間中のスイッチング電流ＩSW２１６に対応する。動作の際、入力電流ＩIN１１１は、コントローラ１０２によって決定される第１のオン期間ＴON1３１８と第１のオフ期間ＴOFF1３２０とに対応して、第１のスイッチングサイクル期間ＴSW1３１６の間制御される。拡大図３１４に例示されるように、スイッチングサイクルＴSW1、ＴSW2およびＴSW3は、ＰＦＣ改善のためにコントローラ１０２によって実現される可変周波数制御技術によって変動される。したがって、本発明の一実施例によれば、コントローラ１０２は、変動する負荷に応答して複数のラインサイクルにわたってスイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数を調整し得、また、スイッチングサイクル周波数によりサイクルを調整して、出力電圧を調節し、ＰＦＣへの入力電圧ＶIN１１０に従うように入力電流ＩIN１１１を制御し得る。
【００２４】
図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃおよび図４Ｄを参照し、平均スイッチング周波数は、ＰＦＣコンバータ１００の負荷に応答してさまざまなやり方で調整され得る。図４Ａでは、スイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数は、負荷１２６とともに直線的にかつ連続して変動する。図４Ｂでは、スイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数は、負荷１２６とともに指数関数的にかつ連続して変動する。図４Ｃでは、スイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数は、負荷１２６とともに直線的にかつ離散的に変動する。本発明の実施例によれば、図４Ａ、図４Ｂおよび図４Ｃに例示されるように、平均スイッチング周波数は昇圧コンバータの負荷範囲全体にわたって調整される。つまり、平均スイッチング周波数は、最小負荷状態に応答して最低周波数となり得、昇圧コンバータの最大負荷状態に応答して最高周波数となり得る。別の実施例では、図４Ｄに示されるように、平均スイッチング周波数は、負荷範囲全体の一部分にわたって直線的にかつ連続して調整される。本発明の別の実施例において、スイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数と負荷１２６との関係を決定するために、図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃおよび図４Ｄをいずれかの種類の組合せで組合せてもよい。
【００２５】
図５Ａを参照し、ＰＦＣを実現するために特定の制御技術を利用し、かつ本発明の教示に従って効率を向上させるためにスイッチング周波数調整装置５０１をさらに含む、例示的な集積回路コントローラ５００を示す。この例では、パワーＭＯＳＦＥＴ５０２がオン状態とオフ状態との間で切換わり、ドレイン端子Ｄ５０４とソース端子Ｓ５０６との間の入力電流ＩIN５０３の流れを可能にしたり妨げたりする。電圧端子ＶIN５０７は、入力電圧信号ＶIN１１０を受取るように結合される。図示のように、入力電圧検出器５０８は、ＰＦＣコンバータ１００の瞬間的なｄｃ入力電圧を表わす電流ＩVIN５１２を出力する。
動作の際、生成された電流信号ＩVIN2５１３が入力電圧検出器５０８から引出される。本発明の実施例の教示によれば、生成された電流信号ＩVIN2５１３は、半ラインサイクルのピーク入力電圧、または入力電圧の実効値（ｒｍｓ  ｖａｌｕｅ）、または半サイクルの平均入力電圧を表わし得る。フィードバック端子ＦＢ５１４は、ＰＦＣコンバータ１００の出力における出力電圧を表わす電圧ＶVOUTを受取る。一例において、電圧ＶVOUTはいずれかの一定値であり得る。
【００２６】
図示のように、基準電流ＩREFは、電流源５２２から流れる変倍された電流ＩSVINの反対方向に、電流源５２０から流れる。具体的には、変倍された電流ＩSVINは、信号処理のための変倍係数で乗算した電流ＩVINに等しい。キャパシタＣOFF５２４は、トランジスタＴOFF５２６の両端に結合される。動作の際、キャパシタＣOFF５２４は、トランジスタＴOFF５２６がオフのときに充電する。具体的には、キャパシタＣOFF５２４を充電する電流は、基準電流ＩREFと変倍された電流ＩSVINとの差である。トランジスタＴOFF５２６がオンになると、キャパシタＣOFF５２４は共通帰線５２９を介して放電する。電圧比較器５２８は、比較器５２８の負端子がキャパシタＣOFF５２４と同じ電位の電圧となるようにキャパシタＣOFF５２４に結合される。キャパシタＣOFF５２４の電圧が調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０に等しいとき、電圧信号ＶOFF５３２がローからハイに遷移し、その結果パワーＭＯＳＦＥＴ５０２がオン状態に遷移する。このように、パワーＭＯＳＦＥＴ５０２のスイッチングサイクルのオフ期間が調整される。本発明の一実施例において、キャパシタＣOFF５２４は、パワーコンバータの定電圧と入力電圧との差を積分してスイッチングサイクルのオフ期間を決定する積分器として機能する。
【００２７】
動作の際、図示の例において、エラー電圧信号ＶERR５３１はエラー増幅器５３３の出力である。動作の際、エラー増幅器５３３は、電圧ＶVOUTを基準電圧ＶREF５３５と比較して、パワーコンバータの出力における出力電圧を表わすエラー電圧信号ＶERR５３１を決定する。本発明の一実施例によれば、エラー電圧信号ＶERR５３１は、パワーコンバータ１００の出力電圧と、コントローラの出力における負荷とを示す。本発明の教示によれば、エラー電圧信号ＶERR５３１は、スイッチング信号ＵSW１１９（たとえば駆動信号５５４）と比較して実質的により低速な応答時間を有するように設計される。たとえば、一実施例において、エラー電圧信号ＶERR５３１は、１ラインサイクルにわたって入力電流を制御する際に出力電圧ＶOUT１２４が実質的に一定値と考えられるように、数ラインサイクルにわたる出力電圧ＶOUT１２４の平均された大きさを表わす平均値である。
【００２８】
具体的には、この例において、エラー電圧信号ＶERR５３１は、１ラインサイクルの出力電圧ＶOUT１２４におけるａｃ時間変動には実質的に応答しない。エラー電圧信号ＶERR５３１は複数のスイッチングサイクルにわたって実質的に一定であると想定することもできる。一例において、エラー電圧信号ＶERR５３１は、エラー電圧信号ＶERR５３１の応答時間を調整する利得設定フィルタにＣＯＭＰ端子５３７を介して出力され得る。
【００２９】
例に示すように、スイッチング周波数調整装置５０１は、エラー増幅器５３３の出力と比較器５２８の非反転端子との間に結合される。スイッチング周波数調整装置５０１は、図２のスイッチング周波数調整装置２０４の可能な実現例の１つであり、集積回路コントローラ５００の残りの回路の一部またはすべては、ＰＦＣ回路２０２の可能な実現例である。動作の際、スイッチング周波数調整装置５０１は、エラー電圧信号ＶERR５３１の受取りに応答して、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０を出力する。本発明の実施例に係る一例において、エラー電圧信号ＶERR５３１は以下の式に基づいて修正される：
Ｖ′ERR＝ＶC−ＶERR      …式１
ここでＶCは、ＰＦＣコンバータ１００のフィードバックループの設計パラメータに基づいて決定される一定値である。本発明の教示によれば、エラー電圧信号ＶERR５３１は図２に示した負荷信号ＵLOAD２０６に等しいと考えることができる。具体的には、エラー電
圧信号ＶERR５３１の大きさは、パワーコンバータの出力における負荷に正比例する。典型的に、エラー電圧信号ＶERR５３１の大きさは、入力電圧を変動させることと負荷状態を変化させることとによって影響され得、したがってエラー電圧信号ＶERR５３１の大きさとパワーコンバータの出力における負荷状態との正比例関係は成立させるのが困難であり得る。本発明の実施例によれば、入力電圧検出器が、平均入力電圧値を表わしかつ電流源５３４で乗算される信号電流ＩVIN2を生成して、エラー電圧信号ＶERR５３１の大きさに対する入力電圧の効果をオフセットする。換言すると、電流ＩVIN2は、エラー電圧信号ＶERR５３１が入力電圧ＶIN１１１に依存しないようにフィードフォワードシステムにおいて電流源５３４に乗算され、かつＰＦＣコンバータ１００の出力に結合された負荷１２６を表わし得る。本発明に係る一実施例において、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０は、図２の周波数調整信号ｆADJ２０８に等しいと考えることができる。
【００３０】
本発明に係る別の実施例において、スイッチング周波数調整装置５０１は、エラー増幅器５３３と電圧比較器５４４の正入力端子との間に結合される。この例の動作の際、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０は電圧比較器５４４によって受取られる。
【００３１】
図５Ａの例に示すように、電流源５３４は、信号処理のための変倍係数で乗算した検知入力電流ＩS５３８を表わす変倍された電流ＩSIINを出力する。キャパシタＣON５４０はトランジスタＴON５４２の両端に結合される。動作の際、トランジスタＴON５４２がオフのときには変倍された電流ＩSIINがキャパシタＣON５４０を充電する。トランジスタＴON５４２がオンのときには、キャパシタＣON５４０は共通帰線５２９を介して放電する。電圧比較器５４４は、比較器５４４の負の入力がキャパシタＣON５４０と同じ電位の電圧となるようにキャパシタＣON５４０に結合される。キャパシタＣON５４０の電圧がエラー電圧信号ＶERR５３１に等しいとき、比較器５４４の出力における電圧信号ＶON５４６はロー信号からハイ信号に遷移し、その結果パワーＭＯＳＦＥＴ５０２がオフ状態に設定される。このように、パワーＭＯＳＦＥＴ５０２のスイッチングサイクルのオン期間が制御される。本発明の一局面において、キャパシタＣON５４０は、パワーコンバータの入力電流を積分してスイッチングサイクルのオン期間を決定する積分器として機能する。
【００３２】
【数１】
2010115106.tif 000003
【００３３】
この例に示すように、電流制限比較器５５８は、検知された入力電流ＩS５３８を電流制限基準ＩLIM５５９と比較する。一例において、検知された入力電流ＩS５３８が電流制
限基準ＩLIM５５９に達すると、電流制限比較器５５８の出力はハイになる。具体的には、この例において、検知された入力電流ＩS５３８は入力電流ＩIN５０３の一部分である。一例において、検知された入力電流ＩS５３８は本発明の教示に係る入力電流ＩIN５０３を表わす。一例において、駆動信号５５４は、ＡＮＤゲート５５０の入力に与えられる前に、立上がりエッジ帰線消去（ｌｅａｄｉｎｇ  ｅｄｇｅ  ｂｌａｎｋｉｎｇ：ＬＥＢ）回路５６２によって遅延され、パワーＭＯＳＦＥＴ５０２がオンとなるために漂遊容量を一時的に放出するとき、過電流保護信号５５３が誤った電流制限条件を示すことを防ぐ。具体的には、過電流保護信号５５３は、パワーＭＯＳＦＥＴ５０２の電流が電流制限基準ＩLIM５５９にいつ達したかを示し、パワーＭＯＳＦＥＴ５０２および／または集積回路５００のいずれかの他の内部構成要素への損傷を防ぐ。
【００３４】
上記のように、本発明の教示は、パワーコンバータの入力電流波形を整形するための制御技術をパワーコンバータが採用することを可能とする。また、平均周波数調整回路５０１は、全負荷範囲に沿ってＭＯＳＦＥＴ５０２の平均スイッチング周波数を調整してコントローラにおける損失を制限するために含まれる。上記の例では、ＰＦＣコントローラは、パワーコンバータのパワースイッチのオン期間とオフ期間とを変動させることによって、入力電圧波形の形状に従うように入力電流波形を制御する。具体的には、入力電流は、各半ラインサイクルの入力電圧に正比例するように制御される。しかし、複数の半ラインサイクルにわたって入力電流が平均される場合は、入力電流ＩIN１１１は入力電圧ＶIN１１０に比例しなくなる。具体的には、制御技術は、オフ期間について一定のボルト−秒を設定することによって、パワースイッチのオン期間を整流された時間変動入力電圧ＶIN（ｔ）に反比例させる。オフ期間は以下の式の一定の積となるように制御される：
（ＶOUT−ＶIN）×ＴOFF      …式２
特に、オフ期間中に以下の量：
ＶOUT−ＶIN      …式３
を積分することによって、オフ期間中に一定のボルト−秒を設定することが可能となる。昇圧インダクタの特性を満たすボルト−秒の均衡を維持するために、一定のボルト−秒を有するようにオフ期間を設定することによって、オン期間のボルト−秒を数スイッチングサイクルにわたって実質的に一定とする。昇圧インダクタのボルト−秒の均衡は、オン期間を入力電圧に実質的に反比例させることを可能とする。入力電圧に対するオン期間のこの関係は、入力ライン電圧を表わす整流された時間変動入力電圧ＶIN（ｔ）の関数として入力電流を制御するための好都合かつ単純な手段をもたらす。オン期間中に入力電流を積分することによって入力電流が検知されると、以下の一定の積分値に達することによってオン期間を終了させることができる：
【００３５】
【数２】
2010115106.tif 000004
【００３６】
ここでＴ１からＴ２の継続時間は、数スイッチングサイクルにわたって実質的に一定のフィードバック信号によって決定されるオン期間である。これにより、１スイッチングサイクルの平均入力電流は、入力電圧に実質的に比例することになる。
【００３７】
図５Ｂを参照し、例示的なスイッチング周波数調整装置５０１は、本発明の教示に係るカレントミラー５６０を含む。図示のように、カレントミラー５６０は、第２のトランジスタＴ２  ５６４のゲートに結合された第１のトランジスタＴ１  ５６２のゲートをさらに含む。動作の際、カレントミラー５６０は第１の電流Ｉ1を受取り、第２のトランジスタＴ２  ５６４を介して第２の電流Ｉ2を制御する。具体的には、エラー電圧信号ＶERR５３１が第１の抵抗器Ｒ1５６６によって第１の電流Ｉ1に変換され、第２の電流Ｉ2は、カ
レントミラー構成により第１の電流Ｉ1に比例する。換言すると、第１の電流Ｉ1が増加すると、第２の電流Ｉ2は比例して増加する。第２の抵抗器Ｒ2５６８は、図５Ａで述べた定電圧ＶCを第２の電流Ｉ2に変換する。調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０が決定される。例示的な動作において、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０の上昇によって第１の電流Ｉ1が増加すると、比例して第２の電流Ｉ2が増加する。第２の電流Ｉ2が増加すると、第２の抵抗器Ｒ2５６８の両端の電圧降下が増大し、それゆえ調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０の大きさが低下する。図５Ａの実施例によれば、図５Ａの例示的な制御回路に示すように、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０はオフ期間を決定するためのしきい値として機能するため、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０は、スイッチングサイクル中にパワースイッチＳＷ1１１８のオフ期間を変動させることによって、スイッチの平均スイッチング周波数を調整する。
【００３８】
図６Ａを参照し、例示的なグラフ６００は、本発明の実施例に係る平均周波数調整装置５０１によって実現されるエラー電圧信号ＶERR５３１の関数である調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０の関数的関係をさらに例示する。一例において、エラー電圧信号ＶERR５３１は負荷信号ＵLOAD２０６を表わし、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０は周波数調整信号ｆADJ２０８を表わす。図示のように、エラー電圧信号ＶERR５３１の大きさは、負荷が増大するにつれて上昇する。逆に、負荷が低減するにつれて調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０は低下する。上記のように、一例において、エラー電圧信号ＶERR５３１、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０および定電圧ＶCの関係は以下のとおりである：
Ｖ′ERR＝ＶC−ＶERR      …式５
ここでＶCは、ＰＦＣコンバータ１００のフィードバックループの設計パラメータに応じて選択される定電圧である。本発明の教示に係る代替的な実施例において、グラフ６００は、図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃおよび図４Ｄに例示した平均スイッチング周波数と負荷との間の他の関数的関係、またはそれらの組合せに類似し得る。
【００３９】
図６Ｂを参照し、グラフ６５０は、第１の調整されたエラー電圧Ｖ′ERR1および第２の調整された電圧Ｖ′ERR2を例示する。図示のように、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０は負荷と逆の関係を有し、したがって、調整されたエラー電圧信号Ｖ′ERR５３０がＶ′ERR1からＶ′ERR2に増加するときには、ＰＦＣコンバータ１００の出力において低減する負荷を表わす。
【００４０】
図５に戻り、調整されたエラー電圧しきい値Ｖ′ERR５３０が上昇すると、上昇した調整しきい値をキャパシタＣOFF５２４の両端電圧が満たすにはより長い時間がかかり、したがってＭＯＳＦＥＴ５０２が再びオンする時間が遅延し、それゆえスイッチングサイクルのオフ期間が長くなる。このように、ＰＦＣコンバータ１００の出力における負荷１２６が低減すると、平均スイッチング周波数が低下する。集積コントローラ５００において実現される制御技術により、各スイッチングサイクルのオン期間も同じデューティ比を維持するように延ばされる。逆に、電圧比較器５２８の正端子に結合された調整電圧基準が負荷１２６によって上昇すると、平均スイッチング周波数を上昇させることができ、それゆえＣON５４０を充電するのにかかる時間が短縮され、オフ期間の短縮につながる。
【００４１】
図７は、本発明の教示に係る変動する負荷状態に応答してスイッチング周波数を調整するための例示的な方法を例示するフローチャートである。処理ブロック７１０において、スイッチＳＷ1１１８が切換えられ、入力電流ＩIN１１１が入力電流ＶIN１１０に正比例するように出力電圧を調節しかつ力率改善を実現する。次の処理ブロック７１５において、ＰＦＣ回路２１２は、負荷１２６を表わす負荷信号ＵLOAD２０６を平均周波数調整装置２０４に出力する。次の処理ブロック７２０において、スイッチング周波数調整装置は周波数調整信号ｆADJ２０８をＰＦＣ回路に出力し、負荷信号ＵLOAD２０６に応答して平均
スイッチング周波数を調整する。次の処理ブロック７２５において、ＰＦＣ回路は、ＰＦＣコンバータ１００の出力に結合された負荷１２６に応答してパワースイッチＳＷ1１１８の平均スイッチング周波数が調整されるように、スイッチング信号ＵSW１１９を調整する。決定ブロック７２５の実行後、処理は処理ブロック７１０に戻る。
【００４２】
要約書に記載されるものを含む例示した本発明の例の上記の説明は、網羅的であるように意図されるものではなく、または開示した厳密な形態に限定されるように意図されるものではない。本発明の具体的な実施例および例は本明細書において例示の目的で記載されており、本発明のより広い精神および範囲から逸脱することなく、種々の等価の変形が可能である。
【００４３】
これらの変形は、上記の詳細な説明に鑑みて、本発明の例に対してなされることができる。以下の特許請求の範囲の中で用いられる用語は、明細書および特許請求の範囲に開示されている具体的な実施例に本発明を限定するように解釈されるべきではない。むしろ、その範囲は専ら以下の特許請求の範囲によって決まり、特許請求の範囲は、確立されたクレーム解釈の原理に従って解釈される。したがって、本明細書および図面は限定的ではなく例示的であると見なされる。
【符号の説明】
【００４４】
１００  力率改善コンバータ、１０２  コントローラ、１１８  パワースイッチ、１２６  負荷、２０２  力率改善回路、２０４  スイッチング周波数調整装置。
【図１】
2010115106.tif 000005
【図２】
2010115106.tif 000006
【図３Ａ】
2010115106.tif 000007
【図３Ｂ】
2010115106.tif 000008
【図４Ａ】
2010115106.tif 000009
【図４Ｂ】
2010115106.tif 000010
【図４Ｃ】
2010115106.tif 000011
【図４Ｄ】
2010115106.tif 000012
【図５Ａ】
2010115106.tif 000013
【図５Ｂ】
2010115106.tif 000014
【図６Ｂ】
2010115106.tif 000015
【図７】
2010115106.tif 000016
【図６Ａ】
2010115106.tif 000017