(57)【要約】【課題】異なる干渉の無線通信を実現する。【解決手段】受信機３において受信した信号を、第２のチャープパルスと混合し、混合した信号を積分するとともに低域のみ通過させてＡＤ変換し、生成したデジタルデータから情報を検出する際において、デジタルデータを解析することにより、高い受信電圧を持つ時間遅延ＴＲを求め、求めた時間遅延ＴＲに基づいて上記第２のチャープパルスを生成することにより、非干渉性の高い無線通信を実現する。【選択図】図２
2010212812.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のチャープパルスを生成する第１のチャープジェネレータと、上記第１のチャープジェネレータにより生成された上記第１のチャープパルスを位相変調する位相変調手段と、上記位相変調手段により位相変調されたチャープパルス信号を無線送信する送信手段とを有する送信機と、
上記送信手段から上記信号を受信する受信手段と、上記第１のチャープパルス波形とは異なる第２のチャープパルスを生成する第２のチャープパルス生成手段と、上記受信手段により受信された上記信号を上記第２のチャープパルスと合成する合成手段と、上記合成手段により合成された信号を積分するとともに低域のみ通過させる低域フィルタと、上記低域フィルタを通過した信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、上記ＡＤ変換手段により生成されたデジタルデータから情報を検出する情報検出手段とを有する受信機とを備え、
上記情報検出手段は、上記受信したデジタルデータを解析することにより、高い受信電圧を持つ時間遅延ＴＲを求めるとともに、これを上記第２のチャープパルス生成手段へ通知し、
上記第２のチャープパルス生成手段は、上記情報検出手段から通知された時間遅延ＴＲに基づいて上記第２のチャープパルスを生成すること
を特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
タイミング同期手段は、時間遅延の関数ｄ（Ｔ）に応じて上記時間遅延ＴＲを求めること
を特徴とする請求項１記載の無線通信システム。
【請求項３】
第１のチャープパルスを生成する第１のチャープ生成ステップと、上記第１のチャープ生成ステップにおいて生成した上記第１のチャープパルスを位相変調する位相変調ステップと、上記位相変調ステップにおいて位相変調したチャープパルス信号を無線送信する送信ステップとを送信機において実行し、
上記送信ステップにおいて無線送信された上記信号を受信する受信ステップと、上記第１のチャープパルス波形とは異なる第２のチャープパルスを生成する第２のチャープパルス生成ステップと、上記受信ステップにおいて受信した上記信号を上記第２のチャープパルスと合成する合成ステップと、上記合成ステップにおいて合成した信号を積分するとともに低域のみ通過させる低域通過ステップと、上記低域通過ステップにおいて通過させた信号をＡＤ変換するＡＤ変換ステップと、上記ＡＤ変換ステップにおいて生成したデジタルデータから情報を検出する情報検出ステップとを受信機において実行し、
上記情報検出ステップでは、上記デジタルデータを解析することにより、高い受信電圧を持つ時間遅延ＴＲを求め、
上記第２のチャープパルス生成ステップでは、上記情報検出ステップにおいて求められた時間遅延ＴＲに基づいて上記第２のチャープパルスを生成すること
を特徴とする無線通信方法。
【請求項４】
上記情報検出ステップでは、時間遅延の関数ｄ（Ｔ）に応じて上記時間遅延ＴＲを求めること
を特徴とする請求項３記載の無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機から受信機へ無線信号を送信する無線通信システム及びその法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、情報化の進展に伴いオフィスや工場等においてコンピュータや端末等の装置間でデータを送受信する通信システムの導入が盛んに行われている。特にコンピュータや携帯情報端末等の普及に伴って、これら各種機器の可搬性の向上等の多様な要請に応えるべく、ＵＷＢを利用した無線通信システムが提案されている。
【０００３】
このＵＷＢ通信は、１ナノ秒という非常に短い時間幅のパルス信号を利用し、そのパルス信号の時間軸上の位置や位相を変化させることで搬送波を用いることなく情報を伝送する。１ナノ秒以下という非常に短い時間幅のパルス信号を用いることから、ＵＷＢ通信用の信号が占有する信号帯域は数ＧＨｚと非常に広くなるが、搬送波を用いた変調処理そのものが不要となり、スペクトル電力密度を低減させることができる。このため、これをノイズの信号レベル以下まで抑えることができることから、他の通信システムや各種機器による影響を受けることもなくなり、高いデータ伝送特性が実現されることになる。
【０００４】
また、このＵＷＢ通信では、また、電波を送出する搬送波を用いた通信方式とは異なり、きわめて短いパルスを送出するだけで通信を実現することが可能となることから、消費電力を非常に小さくすることができ、パルス信号の送出間隔を短くすることで非常に高速な通信を実現することも可能となる。
【０００５】
従来において、このＵＷＢ通信システムとしては、例えば、特許文献１の開示技術が提案されている。
【０００６】
また、ＵＷＢの中でも特に近年において、Impulse Radio型ＵＷＢ(ＩＲ−ＵＷＢ)方式も提案されている。このＩＲ−ＵＷＢでは、ナノ秒オーダーの非常に短いパルス幅の電波を使用する方式で、電波の到達時間を高精度に測定ができるため、高精度の測距・測位に適している。
【０００７】
このクラスの低電力・低データレートＩＲ−ＵＷＢシステムは、性能と電力消費のトレードオフを慎重に考慮する必要がある。最初の手法として、パルス位置変調（ＰＰＭ）又はオンオフ変調（OOK）を用いる非干渉型ＵＷＲ装置の使用があるが、これは干渉型と比べて設計と実現が容易である反面、狭帯域干渉（ＮＢＩ）に対して感度が高く、同期時間が長いという欠点があった。対応する非干渉型のシステムと比べて実現するには相当の課題があるため、複雑性が低く、電力消費が低い干渉型ＩＲ−ＵＷＢシステムが依然として出現している。また、これらのシステムの動作には高精度のタイミング回路の生成が必要であるという特有の課題もある。更に、電力収支のかなりの部分は、通常連続動作する、つまりデューティサイクルを用いない受信機側のＲＦ発振器部分により消費される。これら干渉型の次善の解決策が、単一の理想的に最強のマルチパス成分のみからのエネルギーの利用に見られる。これにより、高サンプルレートのシステムと比較すると、チャンネルマルチパス分布によっては、６〜１０ｄＢの性能低下が起こる。更に、そのチャンネルにおけるパルス波形歪みは補償されず、これによりシステム性能が更に６ｄＢ程度に低下する。
【０００８】
本発明者は、比較的高い時間・帯域積を有する線形チャープパルスを用いる差分干渉型システムを設計することを提案している。線形チャープパルス特有の分析的指標を多少使用することにより、比較的簡単な直交アナログ相関受信機は、そのチャンネル中のパルス波形歪みに対して高強固性を維持しつつ、マルチパスエネルギーのかなりの部分を利用可能となる。また、このシステムで使用しているサンプルレートは比較的低く、必要なサンプル解像度も２又は３ビット程度に低下されている。同期に必要なこのシステムのタイミング解像度は、短パルスを使用する現在の低電力の干渉型ＩＲ−ＵＷＢシステムと比べて大幅に低下する。これにより、受信機のタイミングDDL（Delay Locked Loop）の複雑性と電力消費も同様に大幅に低下する。更に、使用する直交アナログ相関受信機は、典型的な単一の正弦波トーンの代わりに、自身のチャープパルスを発生するため、受信機のＲＦ発振器部分のデューティサイクルが容易になる。これにより、更なる電力節約の余地が出てくる。
【０００９】
標準化の観点から、このシステムはIEEE 802.15.4a規定のUWB標準の変更例と見なせるであろう。つまり、差分干渉型検出と位相変調にのみ固執したり、このシステムで使用する波形を一連の短パルスからIEEE 802.15.4aで規定されている３２ｎｓの強制的バーストの幅よりも２倍程度長い幅を有する単一チャープパルスに変更している。これらの変更例は、受信機が適切に設計されている場合には、システム性能をかなり改善する可能性がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００７−３００６４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
そこで本発明の解決しようとする課題は、何れも上述した問題点を解決しようとするものであり、マルチパスが発生しえる環境下においても、非干渉性の高い無線通信を実現し得る無線通信システム及び方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る無線通信システムは、上述した課題を解決するために、第１のチャープパルスを生成する第１のチャープジェネレータと、上記第１のチャープジェネレータにより生成された上記第１のチャープパルスを位相変調する位相変調手段と、上記位相変調手段により位相変調されたチャープパルス信号を無線送信する送信手段とを有する送信機と、上記送信手段から上記信号を受信する受信手段と、上記第１のチャープパルス波形とは異なる第２のチャープパルスを生成する第２のチャープパルス生成手段と、上記受信手段により受信された上記信号を上記第２のチャープパルスと合成する合成手段と、上記合成手段により合成された信号を積分するとともに低域のみ通過させる低域フィルタと、上記低域フィルタを通過した信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、上記ＡＤ変換手段により生成されたデジタルデータから情報を検出する情報検出手段とを有する受信機とを備え、上記情報検出手段は、上記受信したデジタルデータを解析することにより、高い受信電圧を持つ時間遅延ＴＲを求めるとともに、これを上記第２のチャープパルス生成手段へ通知し、上記第２のチャープパルス生成手段は、上記情報検出手段から通知された時間遅延ＴＲに基づいて上記第２のチャープパルスを生成することを特徴とする。
【００１３】
本発明に係る無線通信方法は、上述した課題を解決するために、第１のチャープパルスを生成する第１のチャープ生成ステップと、上記第１のチャープ生成ステップにおいて生成した上記第１のチャープパルスを位相変調する位相変調ステップと、上記位相変調ステップにおいて位相変調したチャープパルス信号を無線送信する送信ステップとを送信機において実行し、上記送信ステップにおいて無線送信された上記信号を受信する受信ステップと、上記第１のチャープパルス波形とは異なる第２のチャープパルスを生成する第２のチャープパルス生成ステップと、上記受信ステップにおいて受信した上記信号を上記第２のチャープパルスと合成する合成ステップと、上記合成ステップにおいて合成した信号を積分するとともに低域のみ通過させる低域通過ステップと、上記低域通過ステップにおいて通過させた信号をＡＤ変換するＡＤ変換ステップと、上記ＡＤ変換ステップにおいて生成したデジタルデータから情報を検出する情報検出ステップとを受信機において実行し、上記情報検出ステップでは、上記デジタルデータを解析することにより、高い受信電圧を持つ時間遅延ＴＲを求め、上記第２のチャープパルス生成ステップでは、上記情報検出ステップにおいて求められた時間遅延ＴＲに基づいて上記第２のチャープパルスを生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
上述した構成からなる本発明によれば、マルチパスが多数発生しえる環境下においても、高いデータレートで異なる干渉での無線通信を実現し得る。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明を適用した無線通信システムにおける送信機のブロック構成を示す図である。
【図２】本発明を適用した無線通信システムにおける受信機のブロック構成を示す図である。
【図３】合成後の信号スペクトルを示す図である。
【図４】ＴＲに対する受信エネルギーの典型例を示す図である。
【図５】ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ規定のスペクトルマスク下におけるチャープパルスのスペクトルを示す図である。
【図６】ＢＡＮチャンネルモデルのηを示す図である。
【図７】ＣＭ１チャンネルモデルのηを示す図である。
【図８】本発明の効果について説明するための図である。
【図９】本発明の効果について説明するための他の図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１７】
図１は、本発明を適用した無線通信システムにおける送信機２のブロック構成を、また図２は、本発明を適用した無線通信システムにおける受信機３のブロック構成を示している。
【００１８】
送信機２は、タイミング生成部２１と、第１のチャープジェネレータ２２と、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）変調部２３と、増幅部２４と、アンテナ２５とを備えている。
【００１９】
また受信機３は、アンテナ３１と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２と、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）３３と、ミキサ回路３４と、ＬＰＦ３５と、ＡＤコンバーター（ＡＤＣ）３６と、第２のチャープジェネレータ３７と、情報検出部３８とを備えている。
【００２０】
タイミング生成部２１は、第１のチャープジェネレータ２２の前段において接続されてなり、第１のチャープジェネレータ２２において生成すべき第１のチャープパルスのタイミングに関する情報を生成し、これを第１のチャープジェネレータ２２へ送信する。
【００２１】
第１のチャープジェネレータ２２は、タイミング生成部２１において生成されたタイミングに関する情報に基づいて第１のチャープパルスを生成し、これをＤＱＰＳＫ変調部２３へと出力する。
【００２２】
ＤＱＰＳＫ変調部２３は、第１のチャープパルスに対して、４つの位相に２ビットを割り当てる変調を行う。但し、このＤＱＰＳＫ変調の代わりにＤＢＰＳＫ(Differential Phase Shift Keying)を行うようにしてもよい。位相変調後されたチャープパルス信号は、その後段にある増幅部２４において増幅され、アンテナ２５を介して無線送信される。
【００２３】
また受信機３におけるアンテナ３１は、無線により送信されてくるチャープパルス信号を受信する。またこのアンテナ３１を介して受信された信号はＬＮＡ３２へと送られる。
【００２４】
ＬＮＡ３２は、アンテナ３１により受信した信号につき低雑音増幅する。またＶＧＡ３３は、ＬＮＡ３２から出力された信号を増幅することにより、いわゆる自動利得制御を行う。ちなみに、このＶＧＡ３３における処理は、情報検出部３８による制御の下、実行するようにする。
【００２５】
第２のチャープジェネレータ３７は、第２のチャープパルスを生成し、これをミキサ回路３４へ送信する。ミキサ回路３４は、ＶＧＡ３３から送られてきた信号を第２のチャープパルスとミキシングし、これをＬＰＦ３５へ送る。
【００２６】
ＬＰＦ３５は、ミキサ回路３４によりミキシングされた信号を積分するとともに低域のみ通過させる低域フィルタである。このＬＰＦ３５を通過した信号は、ＡＤＣ３６へ送信され、ＡＤ変換される。ＡＤＣ３６により生成されたデジタルデータは、情報検出部３８へと送られ、当該情報検出部３８により情報が検出されることになる。
【００２７】
また、情報検出部３８は、さらに受信したデジタルデータを解析することにより、高い受信電圧を持つ時間遅延ＴＲを求めるとともに、これを第２のチャープジェネレータ３７へ通知する。
【００２８】
第２のチャープジェネレータ３７は、情報検出部３８から通知されたかかる時間遅延ＴＲに基づいて第２のチャープパルスを生成する。
【００２９】
次に、本発明を適用した無線通信システムの動作について説明をする。
【００３０】
IR-UWシステムの送信機と受信機の両方とも線形チャープパルスジェネレータを用いる。このジェネレータは、理想的には、中心周波数fo、期間Tc、周波数掃引Δfcを持つ線形チャープパルスを発生する。このチャープ周波数は、以下のように定義されるチャープ傾きKcとして表すことができる。
【００３１】
【数１】
2010212812.tif 000003
【００３２】
理想的なチャープパルス波形は、以下のように表される。
【数２】
2010212812.tif 000004
【００３３】
関数w(t,T1,T2)は、限定値T1およびT2を有する略矩形の窓関数である。
【００３４】
チャープパルスジェネレータとして使用されるVCOは、理想的な線形曲線は決して持たない。更に、このシステムのアンテナや他の回路は理想的な線形位相特性を持たない。その結果、これらの効果が含まれる場合、このチャープパルスは追加的に位相変調され、
【数３】
2010212812.tif 000005
となる。
【００３５】
ここで、φ(t)は、チャープジェネレータΔKc(t)の周波数非理想性の積分と以下のシステム成分φ0(t)による位相変調を含む位相非理想性関数である。
【数４】
2010212812.tif 000006
【００３６】
システム中で使用される送信機のモデルが、図1に示される。この送信機は、位相変調されたチャープパルスをシンボルとして用いる。信号期間Tpは、シンボル期間Tcよりも長いため、システム内でタイムホッピングを使用する可能性がある。送信された位相変調（phase-modulated）チャープパルスシンボルは、以下のように表すことができる。
【数５】
2010212812.tif 000007
【００３７】
ここで、cT(t)は、送信機が発生したチャープである。l(k)は、値0≦l(k) ≦Tp/Th-1を持つタイムホッピング列である。通常、Th=Tcであるが、これに限定されない。送信されたシンボル位相は、以下の式により検出符号化される。
【数６】
2010212812.tif 000008
【００３８】
個人用ＵＷＢ通信チャンネルは、マルチパスが豊富である。通常のチャンネルモデルについては、チャンネル転送関数は、以下のように表すことができる。
【数７】
2010212812.tif 000009
【００３９】
ここで、h1,・・・・,hMは、複素マルチパス係数であり、T1,・・・・,TMは、対応する到達時間である。チャープパルスがチャンネルを通ると、その結果は、rk(t)=sk(t)×h(t)となる。
【数８】
2010212812.tif 000010
【００４０】
マルチパスチャンネルにおける異なるパスに沿った異なるパルス位相ひずみは、φ(t)と同様な位相変調関数θm(t)を含むことによりモデル化される。
【数９】
2010212812.tif 000011
【００４１】
使用するTcとTp、即ち、デューティサイクルにかかわらず、シンボル間干渉(ISI)は、受信機出力側では無視できる。したがって、特定の受信したシンボルに対する受信機応答を分析する際に、この特定のシンボルのみを考慮すれば十分である。図２に示すように、受信した信号rk(t)は、受信機内で局所的に発生して信号γk(t,TR)を生成するチャープパルスmk(t,TR)と合成される。タイムホッピング列同期であるmk(t)が、以下の式で与えられると仮定する。
【数１０】
2010212812.tif 000012
【００４２】
ここで、cR(t)は、通常、受信機内で発生した関数とは異なる位相非理想性関数を持つ局所的に発生したチャープパルス波形であり、TRは、受信機の時間遅延である。
【００４３】
明瞭性のためと一般性が損なわれないようにするために、k=0を用い、l(0)=0と仮定し、受信機の０番目のシンボル
【数１１】
2010212812.tif 000013
を合成した結果を分析する。
【数１２】
2010212812.tif 000014
【００４４】
ここで、αm(t)は、以下の式により得られる。
【数１３】
2010212812.tif 000015
【００４５】
理想的な場合、合成後に生成される信号γ0(t)は、マルチパス成分に対応するトーンの合計であることが分かる。各トーンは到来するチャープパルスと受信機チャープパルスが重なる時間によってウインドウ化される。その周波数は、２つのチャープ間の時間差及びチャープ傾きに比例する。位相非理想性を考慮すると、このトーンは、位相(周波数)変調され、そのスペクトルが拡散する。
【００４６】
室内ＵＷＢチャンネルモデルのほとんどは、クラスター効果を含んでいる。即ち、チャンネルエネルギーの大部分は、近接した数個の強いマルチパス成分内に集中している。最適なTRが選択されたこのチャンネル特性を用いると、受信機は非干渉的にマルチパスエネルギーを多量に捕らえることが可能である。更に、強固なマルチパス成分は普通近接しており、γ0(t)内の対応するトーンのほとんどは、低周波数とTcに近いウィンドウ期間を持つ。したがって、図３に示すように、γ0(t)は、比較的低域信号となる。つまり、好適に低域フィルタされ、比較的低いサンプルレートでディジタル化された信号となる。導入された検出方法と共に比較的高い時間・帯域積（ＴＢ product）を有するチャープパルスの固有の特性により、より複雑な受信機であるレイク受信機の性能に近い性能を有する比較的簡単な受信機が提供される。
【００４７】
ウィンドウ効果により、この技術は、理想的なレイク受信機と比較して、合成における多少のＳＮＲ損を導入する。合成によるこのＳＮＲ損を量子化するためには、損失係数ηmを以下のとおり導入する。
【数１４】
2010212812.tif 000016
【００４８】
合成の前後では雑音電力に変化がないため、ηmは、信号エネルギー比として表される。
【００４９】
図２から明らかなように、低域フィルタ後の信号は、以下の式に等しくなる。
【数１５】
2010212812.tif 000017
【００５０】
ここで、hLP(t)は、低域フィルタのインパルス応答である。サンプル周波数fs=1/Tsを持つs0(t,TR)をサンプルするとサンプルのベクタが生成される。
【数１６】
2010212812.tif 000018
【００５１】
ここで、N=[Tc/(2Ts)]・sk(TR)は、以下のように表すことができる。
【数１７】
2010212812.tif 000019
【００５２】
‖d(TR)‖2を最大化するTRを求めることによりタイミング同期が行われる。
【数１８】
2010212812.tif 000020
【００５３】
図４に示すように、典型的には、TRに対する受信エネルギーは、短パルスのＩＲ−ＵＷＢシステムにおけるよりも一層緩やかに変化する。これにより、システムは、最も強いマルチパス成分を探索しながら、同期中にｄの最高エネルギーの線分探索を古典的短パルスＵＷＢシステムが行うよりも短い時間で行える可能性がある。更に、この受信機は、‖d(TR)‖2を高い値に維持し、位相のコヒーレンスを達成しないようにするためにのみTRを変化させる。これにより、コヒーレントシステムを維持しつつ、実現が必要なタイミング解像度に関する要求は、短パルスを有する非干渉性ＩＲ−ＵＷＢシステムで求められる大きさまで緩和される。
【００５４】
低域フィルタ及びディジタル化により、以下のように表すことができる係数を有するさらなるＳＮＲ損が導入される。
【数１９】
2010212812.tif 000021
【００５５】
本システムにおける合計損失は、下記に等しくなる。
【数２０】
2010212812.tif 000022
【００５６】
タイミングドリフトにより、信号検波での比較的高い位相ドリフトが期待される。しかしながら、上述のとおり、通常ＤＬＬで実現される高解像度タイミングはシステムの複雑さを著しく増大するため、可能ならば回避すべきである。したがって、検出復号化が続く位相復調は実用的ではない。検討すべきシンボル検出方法は、２つある。第１に、通常のＤＰＳＫ検出であり、シンボルサンプルsk(TR)は、まずほぼ一致してフィルタされる。
【数２１】
2010212812.tif 000023
【００５７】
次に、この送出されたシンボルは、以下のように推定される。
【数２２】
2010212812.tif 000024
【００５８】
ここで、
2010212812.tif 000025
は、受信機においてタイミングドリフトに結合された位相ドリフトの推定値である。実際、
2010212812.tif 000026
はシンボル毎に変化せず、時間平均することにより、つまり全ディジタルＰＬＬを介して簡単に推定することが可能である。この技術は、チャンネル
2010212812.tif 000027
を推定することも必要とする。タイミングドリフトは、それ自体でd(TR)ベクタの連続変化を起こすため、
2010212812.tif 000028
を求めることが複雑になる。理想的には、この技術は、検出復号化が続くコヒーレントＢＰＳＫ検出の性能に近いバイナリ変調の場合の性能をもたらす。
【００５９】
考慮される第２のディジタル領域検出方法は、２つの連続するシンボルがディジタル領域内で相関関係を有し、位相差推定値を生成する上記のＤＰＳＫの簡略化したものと見なすことができる。
【数２３】
2010212812.tif 000029
【００６０】
この検出方法は、「ディジタル差動位相シフトキーイング」（Digitally Differential Phase Shift Keying (DDPSK)）と呼ぶことにする。ＤＤＰＳＫは、いかなるd(TR)推定値も必要とせず、また推定にはSk-1(TR)サンプルのみを用いるため、複雑性が低い実現方法にとってはより実用的である。しかしながら、ＤＤＰＳＫは、ＤＰＳＫと比べて最適とは言えない。
【実施例１】
【００６１】
システム性能と複雑性に影響する基本的システムパラメータは、使用したチャープパルスのパラメータ「掃引周波数Δfc」と「チャープパルス期間Tc」である。チャープ傾きKcが大きくなると、合成後の信号スペクトルが広くなり、マルチパスエネルギーの大部分を獲得するのにより大きなサンプルレートが必要になる。したがって、低いKcを持つチャープパルスを使用することがシステム性能の観点から望ましい。低いKcを得るためには、Δfcは、ＵＷＢシステムが少なくとも５００ＭＨｚの帯域を持つための要求から比較的簡単に決定される。また、チャープスペクトルは、比較的フラットなため、約６００ＭＨｚの帯域を有するIEEE 802.15.4a規定のＵＷＢスペクトルマスクに合うように簡単に適応可能である。これにより、比較的高レベルの電力を送出された信号に付与し、その信号がその標準化された帯域プランに対しコンプライアンスを持てるようにする。したがって、図５に示すように、およそ５００ＭＨｚの帯域のΔfcは、両方の要求を満たし、以後使用される。
【００６２】
チャープ期間Tcを考慮すると、必然的に、それが高くなると、チャープ傾きは低くなる。他方、電力消費の点から、比較的低パルス期間Tcを持つことが望ましい。この期間は、電力消費を低減する送信機と受信機の両方のＲＦ回路のデューティサイクルが低くなる可能性がある。更に、短パルス期間は、より高いデータレートを提供する。したがって、パルス期間Tcを選択することは、一方でシステムの低デューティサイクル及び／または高データレートをもたらすほど十分短くなることと、他方で合成及びディジタル化における信号エネルギーの低い部分（低ηを持つ）が失われるほど十分長くなることの間の折衷案である。しかし、現代の低電力、低解像度のフラッシュＡＤＣは、広範囲のサンプル周波数に亘ってそれほど変化しない変換率当たりの電力消費を有する。したがって、良好な効果尺度は、与えられたηを達成するチャープパルス当たりに必要となるＡＤＣ変換の数である。
【００６３】
図６と図７は、それぞれチャープパルス期間Tcの異なる値及びIEEE 802.15.6とIEEE 802.15.4a規定のチャンネルモデル用のη性能を示している。シミュレーションにおいて、簡単な統合化及びダンプ装置は、低域フィルタとして使用された。図６と７から、６０ｎｓを超えるTcを有するチャンネルのほとんどが著しい利得を生成しないことが観察される。パルス当たり約８〜１２サンプルを超えてもηの顕著な改善は見られない。より正確には、ηの比較的小さな利得は、サンプル数の大幅な増加を必要とする。
【００６４】
図８は、ＡＤＣ解像度に関する典型的なシステムのＢＥＲ性能の依存性が示されている。最適性能に近いものを達成するには２〜３ビットで十分であることが観察できる。1−ビットのＡＤＣの結果を使用することでかなりの性能低下がある反面、簡単に実施できるため実施方法の選択肢として考慮する価値がある。同様の結果が、図９に示すＮＢＩ抵抗曲線上から観察できる。一方で、３−ビットのＡＤＣ解像度は理想的性能に近い性能を付与するが、２−ビットのＡＤＣでは、２ｄＢほど低い性能が得られる。この1−ビットＡＤＣは、比較的高いＳＩＲに対してさえもＮＢＩで支配されていると思われる。これによりシステムのＮＢＩ抵抗が深刻に劣化する。
【符号の説明】
【００６５】
２  送信機
３  受信機
２１  タイミング生成部
２２  第１のチャープジェネレータ
２３  ＤＱＰＳＫ変調部
２４  増幅部
２５、３１  アンテナ
３２  ＬＮＡ
３３  ＶＧＡ
３４  ミキサ回路
３５  ＬＰＦ
３６  ＡＤＣ
３７  第２のチャープジェネレータ
３８  情報検出部
【図１】
2010212812.tif 000030
【図２】
2010212812.tif 000031
【図３】
2010212812.tif 000032
【図４】
2010212812.tif 000033
【図５】
2010212812.tif 000034
【図６】
2010212812.tif 000035
【図７】
2010212812.tif 000036
【図８】
2010212812.tif 000037
【図９】
2010212812.tif 000038
【外国語明細書】
[Title of the invention] wireless communication system and method
[Technical Field]
【０００１】
The present invention relates to a wireless communication system and
method for transmitting radio signals from a transmitter to a receiver.
[Description of the Related Art]
【０００２】
With the recent advancement of computerization, there is active
introduction of communication systems which transmit and receive data among
computers, terminals and the like in an office, a factory or the like. 
Particularly, as computers, portable information terminals and the like are
popularized, wireless communication systems using the UWB (Ultra Wide Band) have
been proposed to meet various demands, such as improvements on the portability
of those various devices.
【０００３】
The UWB communication transmits information using pulse signals with a very
narrow time slot of one nanosecond and changing the positions and phases of the
pulse signals on the time axis without using carrier waves.  While the use of
pulse signals with a very narrow time slot of one nanosecond considerably widens
the signal bandwidth occupied by signals for the UWB communication to several
GHz, it eliminates the need for a modulation process using carrier waves, thus
ensuring reduction in spectrum power density.  Accordingly, the spectrum power
density can be suppressed to or below the signal level of noise, and is not
affected by other communication systems and various kinds of devices, thus
achieving a high data transfer characteristic.
【０００４】
The UWB communication system, unlike the carrier-wave based communication system
which transmits carrier waves, communication can be achieved by merely
transmitting very short pulses, and can thus make power consumption considerably
low.  Therefore, extremely fast communication can be realized by shortening the
transmission period of pulse signals.
【０００５】
Conventionally, as such a UWB communication system, the technique disclosed in
Patent Document 1 has been proposed.
【０００６】
In recent years, of the UWB communication systems, particularly, an
impulse radio UWB (IR-UWB) system has been proposed.  This IR-UWB system, which
uses radio waves of very short pulse widths of the nanosecond order, can measure
the arrival time of radio waves with high accuracy, and is suitable for
applications high-accuracy distance measurement and positioning.
【０００７】
This class of low power, low data rate IR-UWB systems needs a careful
consideration of the performance and power consumption trade off.  Non-coherent
UWB-IR devices with Pulse Position Modulation (PPM) or On-Off Keying (OOK) were
the first approach used, easier to design and implement than coherent, with
their drawback lying in the high sensitivity to Narrowband Interference (NBI)
and long synchronization times.  Due to higher implementation challenges
compared to their non-coherent counterparts, low complexity, low consumption
coherent IR-UWB systems are still emerging.  A special problem represents
generation of high precision timing circuitry needed for their operation. 
Furthermore, a good portion of the power budget is consumed by the RF oscillator
part on the receiver side that usually runs continuously, i.e. it does not use
duty cycling.  Sub-optimality of these coherent solutions is exhibited in
exploiting energy from only a single, ideally strongest, multipath component.
This degrades the performance, compared to high sampling rate systems, 6-10 dB,
depending on the channel multipath distribution.  Also, pulse shape distortion
in the channel is not compensated, which further degrades system performance
around 6 dB.
【０００８】
The present inventors have proposed designing a differentially coherent
system that uses linear chirp pulses with a relatively high TB product.  The use
of some analytical properties unique to linear chirp pulses enables the
relatively simple, a quadrature analog correlation receiver to exploit a large
portion of the multipath energy while having high robustness to pulse shape
distortion in the channel.  Also, the sample rate used in the system is
relatively low with the sample resolution necessary reduced to about two or
three bits.  The timing resolution of the system, needed for synchronization, is
considerably reduced, compared to the current low power coherent IR-UWB systems
with short pulses; in this way, complexity and power consumption of the timing
Delay Locked Loop (DLL) in the receiver are also significantly reduced.  The
quadrature analog correlation receiver used generates its own chirp pulses,
instead of the traditional single tone sinusoidal, the duty cycling of the RF
oscillator part in the receiver is facilitated; this, again, opens space for
further power saving.
【０００９】
From the standardization point of view, the system may be viewed as a
modification of the IEEE 802.15.4a UWB standard; adhering only to differentially
coherent detection and phase modulation and modifying the waveform used in the
system from a burst of short pulses to a single chirp pulse, with the duration
that is approximately twice longer than one of the IEEE 802.15.4a mandatory
burst of 32 ns. These modifications have a potential to significantly improve
the system performance, if the receiver is properly designed.
[Prior Art Document]
[Patent Document ]
【００１０】
[Patent Document 1]Japanese Unexamined Patent Publication No. 2007-300644
[SUMMARY OF THE INVENTION]
[Problem to be Solved by the Invention]
【００１１】
In light of overcoming the foregoing problems, it is an object of the
invention to provide a wireless communication system and method which can
achieve high non-coherent wireless communication even under an environment where
multipath components are likely to occur.
[Means for Solving the Problems]
【００１２】
To achieve the object, a wireless communication system according to the
invention comprises a transmitter having first chirp generation means for
generating a first chirp pulse, phase modulation means for phase-modulating the
first chirp pulse generated by the first chirp generator, and transmission means
for radio-transmitting a chirp pulse signal phase-modulated by the phase
modulation means; and a receiver having reception means for receiving the chirp
pulse signal from the transmission means, second chirp generation means for
generating a second chirp pulse different from the second chirp pulse, synthesis
means for synthesizing the chirp pulse signal, received by the reception means,
with the second chirp pulse, a low-pass filter for integrating a synthesized
signal from the synthesis means and passing only a low-frequency component, AD
conversion means for performing AD conversion of a signal passed through the
low-pass filter, and information detection means for detecting information from
digital data generated by the AD conversion means, wherein the information
detection means analyzes the received digital data to acquire a time delay TR,
and notifies the second chirp generation means of the time delay TR, and the
second chirp generation means generates the second chirp pulse based on the time
delay TR notified by the information detection means.
【００１３】
To achieve the object, a wireless communication method according to the
invention comprises allowing a transmitter to execute a first chirp generation
step of generating a first chirp pulse, a phase modulation step of phase-
modulating the first chirp pulse generated in the first chirp generation step,
and a transmission step of radio-transmitting a chirp pulse signal phase-
modulated in the phase modulation step; and allowing a receiver to execute a
reception step of receiving the chirp pulse signal radio-transmitted in the
transmission step, a second chirp generation step of generating a second chirp
pulse different from the first chirp pulse, a synthesis means of synthesizing
the chirp pulse signal, received in the reception step, with the second chirp
pulse, a low-pass step of integrating a synthesized signal obtained in the
synthesis step and passing only a low-frequency component, an AD conversion step
of performing AD conversion of a signal passed in the low-pass step, and an
information detection step of detecting information from digital data generated
in the AD conversion step, wherein in the information detection step, the
received digital data is analyzed to acquire a time delay TR and in the second
chirp generation step, the second chirp pulse is generated based on the time
delay TRobtained in the information detection step.
[Effect of the Invention]
【００１４】
The present invention with the foregoing structure can achieve high data
rate differentially coherent wireless communication even under an environment
where multipath components are numerous.
[Brief Description of the Drawings]
【００１５】
Fig. 1 is a diagram showing the block configuration of a transmitter in a
wireless communication system to which the invention is adapted;
Fig. 2 is a diagram showing the block configuration of a receiver in the
wireless communication system to which the invention is adapted;
Fig. 3 is a diagram showing a signal spectrum after synthesis;
Fig. 4 is a diagram showing a typical example of received energy to TR;
Fig. 5 is a diagram showing the spectrum of a chirp pulse under a
spectrum mask defined by IEEE 802.15.4a;
Fig. 6 is a diagram showing a BAN channel model h;
Fig. 7 is a diagram showing a CM1 channel model h;
Fig. 8 is a diagram for explaining the effect of the invention; and
Fig. 9 is another diagram for explaining the effect of the invention.
[Description of the preferred embodiment]
【００１６】
An embodiment of the invention is described in detail below.
【００１７】
Fig. 1 shows the block configuration of a transmitter 2 in a wireless
communication system to which the invention is adapted, and Fig. 2 shows the
block configuration of a receiver 3 in the wireless communication system to
which the invention is adapted.
【００１８】
The transmitter 2 includes a timing generator 21, a first chirp generator
22, a DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying) modulator 23, an
amplifier 24 and an antenna 25.
【００１９】
The receiver 3 includes an antenna 31, a low noise amplifier (LNA) 32, a
VGA (Variable Gain Amplifier) 33, a mixer circuit 34, an LPF 35, an AD converter
(ADC) 36, a second chirp generator 37, and an information detector 38.
【００２０】
The timing generator 21, which is connected to the preceding stage of the
first chirp generator 22, generates information on the timing of the first chirp
pulse to be generated by the first chirp generator 22, and sends the information
to the first chirp generator 22.
【００２１】
The first chirp generator 22 generates the first chirp pulse based on the
information on the timing generated by the timing generator 21, and outputs the
first chirp pulse to the DQPSK modulator 23.
【００２２】
The DQPSK modulator 23 performs modulation on the first chirp pulse to
assign two bits to the four phases thereof.  It is to be noted that DBPSK
(Differential Binary Phase Shift Keying) may be carried out in place of the
DQPSK modulation.  The phase-modulated chirp pulse signal is amplified by the
amplifier 24 at the subsequent stage, and is radio-transmitted via the antenna
25.
【００２３】
The antenna 31 in the receiver 3 receives the radio-transmitted chirp
pulse signal.  The signal received via the antenna 31 is sent to the LNA 32.
【００２４】
The LNA 32 performs low-noise amplification on the signal received by the
antenna 31.  The VGA 33 amplifies the signal output from the LNA 32 to perform
so-called auto gain control.  The processing of the VGA 33 is carried out under
the control of the information detector 38.
【００２５】
The second chirp generator 37 generates a second chirp pulse, and sends
the second chirp pulse to the mixer circuit 34.  The mixer circuit 34 mixes the
signal sent from the VGA 33 with the second chirp pulse, and sends the mixed
signal to the LPF 35.
【００２６】
The LPF 35 integrates the mixed signal from the mixer circuit 34, and
passes only a low-frequency component.  The signal which has passed the LPF 35
is sent to the ADC 36 for AD conversion.  Digital data generated by the ADC 36
is sent to the information detector 38 which detects information.
【００２７】
The information detector 38 analyzes the received digital data to acquire
a time delay TR to have high received energy, and notifies the second chirp
generator 37 of the time delay TR.
【００２８】
The second chirp generator 37 generates the second chirp pulse based on
the time delay TR notified by the information detector 38.
【００２９】
Next, the operation of the wireless communication system to which the
invention is adapted is described.
【００３０】
Both a transmitter and receiver in an IR-UWB system use a linear chirp
pulse generator. In the generator, ideally, a linear chirp pulse of a central
frequency fo, duration Tc and frequency sweep of Δfc is generated.  The chirp
frequency can be expressed as
【００３１】
Kc which is a chirp slope defined as
【式１】
2010212812.tif 000039
【００３２】
The ideal chirp pulse waveform is expressed as
【式２】
2010212812.tif 000040
【００３３】
The function w(t,T1,T2) is the approximately rectangular window function
with limits T1 and T2.
【００３４】
A VCO, which is used as a chirp pulse generator, never has an ideally
linear tuning curve.  Furthermore, an antenna and other circuits in the system
never have ideally linear phase characteristics.  As a result, with these
effects included, the chirp pulse becomes additionally phase-modulated 
【式３】
2010212812.tif 000041
【００３５】
where φ(t) is a chirp phase non-ideality function that includes integral of
frequency non-linearity of the chirp generator ΔKc(t) and phase modulation by
the system componentsφ0(t)
【式４】
2010212812.tif 000042
【００３６】
The model of the transmitter used in the system is shown on Fig. 1.  The
transmitter uses phase modulated chirp pulses, as symbols.  Since a signaling
period Tpis longer than the symbol duration Tc, there is a possibility of using
time hopping in the system.  Transmitted phase-modulated chirp pulse symbols can
be expressed as
【式５】
2010212812.tif 000043
【００３７】
Here, cT(t) is a transmitter generated chirp. l(k) is a time-hopping
sequence with values 0≦l(k) ≦Tp/Th-1. It is customary to have Th=Tc, which
however does not have to be a case.  Transmitted symbol phases are
differentially encoded by 
【式６】
2010212812.tif 000044
【００３８】
In the personal UWB communications channel is rich in multipath. For
usual channel models, the channel transfer function can be expressed as
【式７】
2010212812.tif 000045
【００３９】
,
where h1,・・・・,hM are complex multipath coefficients and T1,・・・・,TM are
corresponding arrival times. If the chirp pulse goes through the channel, the
result will be rk(t)=sk(t)×h(t)
【式８】
2010212812.tif 000046
【００４０】
Different pulse phase distortions along different paths in the multipath
channel can be modeled by including a phase modulation function θm(t), similar
to φ(t) 
【式９】
2010212812.tif 000047
【００４１】
Regardless of used Tc and Tp, i.e., the duty cycle, Inter-Symbol
Interference (ISI) is negligible at the receiver output.  Therefore, when
analyzing a receiver response for a particular received symbol, it is enough to
take into account only that particular symbol.  As shown in Fig. 2, the received
signal, rk(t), is mixed with the chirp pulse mk(t,TR), generated locally in the
receiver to produce a signal γk(t,TR).  Assuming time-hopping sequence
synchronization, mk(t) is given by
【式１０】
2010212812.tif 000048
【００４２】
Here, cR(t) is a locally generated chirp pulse waveform, generally, with
different phase non-ideality function from the one generated in the transmitter.
TR is the time delay of the receiver.
【００４３】
For the sake of clarity and without loss of generality, let us set k=0,
assume l(0)=0 and analyze the result of the mixing of the 0-th symbol at the
receiver  
【式１１】
2010212812.tif 000049
【式１２】
2010212812.tif 000050
【００４４】
where αm(t) is given by
【式１３】
2010212812.tif 000051
【００４５】
It can be seen that, in the ideal case, the signalγ0(t), produced after
mixing, is the sum of tones that correspond to multipath components.  Each tone
is windowed by a period of time in which the corresponding incoming chirp pulse
and receiver chirp pulse overlap; its frequency is proportional to a time
difference between two chirps and chirp slope.  When phase non-idealities are
taken into account, the tone becomes phase (frequency) modulated, which spreads
its spectrum.
【００４６】
Most of the indoor UWB channel models include a clustering effect, i.e.,
a good portion of the channel energy is concentrated in several strong multipath
components that arrive closely spaced.  By using this channel property, with the
optimum choice of TR, the receiver can coherently catch a large amount of the
multipath energy.  Furthermore, since strong multipath components are usually
closely spaced, most of the corresponding tones inγ0(t) will have a low
frequency and window duration that is close to Tc.  Therefore, as shown in Fig.
3, γ0(t) will be a relatively low pass signal, i.e., one that can be
conveniently low pass filtered and digitalized with a relatively low sampling
rate.  This unique property of the chirp pulses with a relatively high TB
product, along with the introduced method of detection, provides a relatively
simple receiver with the performance that is close to the one of a Rake receiver
which is a much more complex receiver.
【００４７】
Due to the windowing effect, this technique will introduce some SNR loss
in mixing compared to the ideal Rake receiver.  In order to quantify this SNR
loss due to mixing, a loss coefficient ηm is introduced as
【式１４】
2010212812.tif 000052
【００４８】
Since there is no change in noise power before and after mixing, ηm is
expressed as a ratio of signal energies. 
【００４９】
It is clear From Fig. 2 that the signal after low pass filtering will be
equal to
【式１５】
2010212812.tif 000053
【００５０】
where hLP(t) is the impulse response of the low pass filter. Sampling of s0(t,TR)
with a sampling frequency fs=1/Ts will produce a vector of samples
【式１６】
2010212812.tif 000054
【００５１】
where N=[Tc/(2Ts)]・sk(TR) can be expressed as
【式１７】
2010212812.tif 000055
【００５２】
Timing synchronization is done by finding TR that maximizes ‖d(TR)‖2:
【式１８】
2010212812.tif 000056
【００５３】
As shown in Fig. 4, typically, received energy versus TR varies much
slower than in IR-UWB system with short pulses.  This gives system the
possibility of spending a shorter time during synchronization in line search for
the highest energy of d than classic short pulse UWB system does while searching
for strongest multipath component.  Furthermore, as will be apparent, the
receiver varies TR only in order to keep ‖d(TR)‖2 high and not to achieve
phase coherence.  This relaxes the requirement on the timing resolution needed
to be implemented to the order of magnitude found in non-coherent IR-UWB systems
with short pulses, while being a coherent system.
【００５４】
Low pass filtering and digitalization will introduce further SNR loss with the
coefficient that can be expressed as 
【式１９】
2010212812.tif 000057
【００５５】
The total loss in the system will be equal to
【式２０】
2010212812.tif 000058
【００５６】
A relatively high phase drift at the signal detection, due to the timing
drift is expected.   As mentioned before, however, the high-resolution timing,
usually realized by DLL, significantly increases system complexity and should be
avoided, if possible.  Therefore, phase demodulation followed by differential
decoding is not practical.  There are two symbol detection methods that are
considered.  First is ordinary DPSK detection; symbol samples sk(TR) are, first,
approximately match filtered 
【式２１】
2010212812.tif 000059
【００５７】
then, the transmitted symbol is estimated in the following manner
【式２２】
2010212812.tif 000060
【００５８】
Here, 
2010212812.tif 000061
is the estimation of the phase drift coupled with the timing drift in the
receiver.  Practically, 
2010212812.tif 000062
does not change from symbol to symbol and can be easily estimated through time
averaging, i.e., via all-digital PLL.  This technique also requires estimation
of the channel 
2010212812.tif 000063
. Timing drift complicates finding 58-3
2010212812.tif 000064
, since it causes a continuous change in the d(TR) vector itself. Ideally, this
technique yields performance that is, in the case of binary modulation, close to
the performance of coherent BPSK detection followed by differential decoding.
【００５９】
The second digital domain detection scheme considered can be viewed as a
simplification of the above-described DPSK in which two consecutive symbols are
correlated in the digital domain to produce a phase difference estimate
【式２３】
2010212812.tif 000065
【００６０】
This detection scheme is referred to as “Digitally Differential Phase
Shift Keying (DDPSK)”. DDPSK does not require any d(TR) estimate, or uses only
Sk-1(TR) samples for estimating, which makes it much more practical for low-
complexity implementation. However, DDPSK is suboptimal compared to the DPSK.
[First embodiment]
【００６１】
Basic system parameters that influence the system performance and
complexity are those of the used chirp pulse: sweep frequency Δfc and chirp
pulse duration Tc.  Larger the chirp slope Kc is, wider the signal spectra will
be after mixing, hence, larger the sample rate will be needed for capturing a
good portion of the multipath energy.  Therefore, using chirp pulses with low Kc
is desirable from the system performance point of view.  To obtain low Kc, Δfc
can be relatively easily determined from the demand on UWB systems to have a
bandwidth of at least 500 MHz.  Also, since the chirp spectrum is relatively
flat, it can be easily tailored to fit the IEEE 802.15.4a UWB spectrum mask of
about a 600 MHz bandwidth with high efficiency.  This gives a relatively high
level of power to a transmitted signal and allows it to be compliant with the
standardized band plan.  Therefore, as shown in Fig. 5, Δfc of around 550 MHz
can satisfy both requirements and will be used further.
【００６２】
With the chirp duration Tc being concerned, naturally, higher it is,
lower the chirp slope will be.  On the other hand, it is desirable from the
power consumption point of view to have a relatively low pulse duration Tc; it
brings a possibility of having a low duty cycle of RF circuitry at both the
transmitter and receiver, which lowers power consumption.  Furthermore, short
pulse duration provides higher data rates.  Therefore, choice of pulse duration
Tcshould be a compromise between being low enough to provide a low duty cycle of
the system and/or high data rates, on one side, and high enough to loose a low
portion of the signal energy in mixing and digitalization (having low η), on
the other.  It should be noted, however, that contemporary low-power, low-
resolution flash ADCs have power consumption per conversion ratio that changes
little for a wide range of sampling frequencies.  Therefore, a good figure of
merit is the number of ADC conversions needed per chirp pulse to achieve given
η and not the sampling rate per se.
【００６３】
Figs. 6 and 7 show η performances for different values of the chirp
pulse duration Tc and for IEEE 802.15.6 and IEEE 802.15.4a channel models
respectively.  In the simulations, a simple integrate and dump device was used
as a low pass filter.  From Figs. 6 and 7, it can be observed that for most
channels, having Tc of more than 60 ns does not produce a significant gain. 
Having more than about 8 to 12 samples per pulse does not give a significant
improvement on η.  To be more precise, a relatively small gain in ηrequires a
significant increase in the number of samples.
【００６４】
Fig. 8 shows the dependence of the BER performance of the typical system
on ADC resolution; it can be observed that 2 to 3 bits are enough to achieve
near the optimum performance.  While using 1-bit ADC results is significant
performance degradation, it is still worth considering as an implementation
option, because of its simplicity.  Similar results can be observed on the NBI
resistance curve shown in Fig. 9; the 3-bit ADC resolution gives a performance
very close to the ideal one, while the 2-bit ADC gives a lower performance by
about 2 dB.  The 1-bit ADC seems to be dominated by the NBI, even for a
relatively high SIR, which seriously degrades the NBI resistance of the system. 
[Description of Reference Numerals]
【００６５】
2      transmitter
3      receiver
21     timing generator
22     first chirp generator
23     DQPSK modulator
24     amplifier
25,31  antenna
32     LNA
33     VGA
34     mixer circuit
35     LPF
36     ADC
37     second chirp generator
38     information detector
[Claim 1]  A wireless communication system comprising:
a transmitter having first chirp generation means for generating a first chirp
pulse, phase modulation means for phase-modulating the first chirp pulse
generated by the first chirp generator, and transmission means for radio-
transmitting a chirp pulse signal phase-modulated by the phase modulation means;
and
a receiver having reception means for receiving the chirp pulse signal from the
transmission means, second chirp generation means for generating a second chirp
pulse different from the second chirp pulse, synthesis means for synthesizing
the chirp pulse signal, received by the reception means, with the second chirp
pulse, a low-pass filter for integrating a synthesized signal from the synthesis
means and passing only a low-frequency component, AD conversion means for
performing AD conversion of a signal passed through the low-pass filter, and
information detection means for detecting information from digital data
generated by the AD conversion means, wherein
the information detection means analyzes the received digital data to acquire a
time delay TRto have high received energy and notifies the second chirp
generation means of the time delay TR, and
the second chirp generation means generates the second chirp pulse based on the
time delay TRnotified by the information detection means.
[Claim 2]  The wireless communication system according to claim 1, wherein the
timing synchronization means acquires the time delay TR according to a time
delay function d(T).
[Claim 3]  A wireless communication method comprising:
allowing a transmitter to execute a first chirp generation step of generating a
first chirp pulse, a phase modulation step of phase-modulating the first chirp
pulse generated in the first chirp generation step, and a transmission step of
radio-transmitting a chirp pulse signal phase-modulated in the phase modulation
step; and
allowing a receiver to execute a reception step of receiving the chirp pulse
signal radio-transmitted in the transmission step, a second chirp generation
step of generating a second chirp pulse different from the first chirp pulse, a
synthesis means of synthesizing the chirp pulse signal, received in the
reception step, with the second chirp pulse, a low-pass step of integrating a
synthesized signal obtained in the synthesis step and passing only a low-
frequency component, an AD conversion step of performing AD conversion of a
signal passed in the low-pass step, and an information detection step of
detecting information from digital data generated in the AD conversion step,
wherein
in the information detection step, the received digital data is analyzed to
acquire a time delay TR so as to have high received energy, and
in the second chirp generation step, the second chirp pulse is generated based
on the time delay TR obtained in the information detection step.
[Claim 4]  The wireless communication method according to claim 2, wherein in
the information detection step, the time delay TR is acquired according to a
time delay function d(T).
[Abstract]
[Object]      A high differentially coherent wireless communication system is
disclosed. 
[Solving Means]
A first chirp pulse received by a receiver is mixed with a second chirp pulse.
The mixed signal is integrated, is subjected to low-pass filtering, and is
subjected to AD conversion.  At the time of detecting information from the
generated digital data, the digital data is analyzed to acquire a time delay TR
so as to have high received energy.  The second chirp pulse is generated based
on the acquired time delay TR to thereby achieve high differentially coherent
wireless communication.
[Selected Drawing]  Fig. ２
[Fig.1]
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[Fig.2]
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[Fig.3]
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[Fig.4]
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[fig.5]
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[fig.6]
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[fig.7]
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[fig.8]
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[fig.9]
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