(57)【要約】【課題】OFDM受信装置における等化性能の劣化を抑制する。【解決手段】OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で伝送されたOFDM信号は、アンテナ１０１を介してチューナ部１０２に受信され、A/D変換部１０３と直交復調部を通じて、OFDM時間領域信号としてFFT演算部１０５に供給される。FFT演算部１０５によりFFT演算処理が実行されると、OFDM周波数領域信号となる。共通振幅補正部１２０は、OFDM周波数信号についての1OFDMシンボル内の平均振幅を算出し、算出された平均振幅を用いて利得を算出し、OFDM周波数信号に対して、算出された前記利得を乗算することで、OFDM信号の補償を行う。本発明はOFDM受信装置に適用可能である。【選択図】図５
2010087746.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で伝送されたOFDM信号を受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された前記OFDM信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform)を施すFFT演算手段と、
前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号についての1OFDMシンボル内の平均振幅を算出する振幅平均化手段と、
前記振幅平均化手段により算出された前記平均振幅を用いて利得を算出する利得算出手段と、
前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号に対して、前記利得算出手段により算出された前記利得を乗算することで、前記OFDM信号の補償を行う補償手段と
を備える情報処理装置。
【請求項２】
前記振幅平均化手段は、
前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号から各キャリアごとの振幅値を算出し、
前記各キャリアごとの振幅値のうちの、１以上の任意のキャリアの振幅値についての前記平均振幅を算出する
請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項３】
前記振幅平均化手段は、前記各キャリアごとの振幅値全てについての前記平均振幅を算出する
請求項２に記載の情報処理装置。
【請求項４】
前記振幅平均化手段は、前記各キャリアごとの振幅値のうちの、パイロットのみについての前記平均振幅を算出する
請求項２に記載の情報処理装置。
【請求項５】
前記利得算出手段は、
前記振幅平均化手段により算出された前記平均振幅と、目標振幅値との比から前記利得を算出する
請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項６】
前記目標振幅値を可変設定する目標振幅値設定手段
をさらに備える請求項５に記載の情報処理装置。
【請求項７】
前記目標振幅値設定手段は、
前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号から検出された各キャリアごとの振幅値のうち最大値を有するキャリアを、１シンボル内最大振幅キャリアとして検出する最大振幅キャリア検出手段と、
前記最大振幅キャリア検出手段により検出された前記最大振幅キャリアと、前記利得算出手段により前シンボル用として算出された前記利得とを用いて、予測最大振幅値を演算する予測手段と、
前記予測手段により演算された前記予測最大振幅値と、一意に定めた最大振幅値から誤差信号を演算する誤差演算手段と、
前記誤差演算手段により演算された前記誤差信号を時間方向に平均化することで、時間方向誤差信号平均値を算出する平均化手段と、
前記平均化手段により算出された前記時間方向誤差信号平均値と、目標とする振幅の初期値とを加算することで、前記目標振幅値を算出する加算手段と
を有する請求項６に記載の情報処理装置。
【請求項８】
前記補償手段は、前記OFDM信号の補償を行う毎シンボルごとに行う
請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項９】
前記補償手段により補償が行われた前記OFDM信号のうち、現シンボルよりも時間的に前の１以上のシンボルを用いて伝送路特性を推定する伝送路推定手段と、
前記伝送路推定手段により推定された前記伝送路特性を用いて、前記補償手段により補償が行われた前記OFDM信号のうち前記現シンボルについての伝送路による歪みを補償する伝送路歪み補償手段と
をさらに備える請求項１に記載の情報処理装置。
【請求項１０】
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で伝送されたOFDM信号を受信する情報処理装置が、
受信された前記OFDM信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform)を施し、
FFTが施された前記OFDM信号についての1OFDMシンボル内の平均振幅を算出し、
算出された前記平均振幅を用いて利得を算出し、
FFTが施された前記OFDM信号に対して、算出された前記利得を乗算することで、前記OFDM信号の補償を行う
ステップを含む情報処理方法。
【請求項１１】
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で伝送されたOFDM信号を受信する受信装置を制御するコンピュータに、
受信された前記OFDM信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform)を施し、
FFTが施された前記OFDM信号についての1OFDMシンボル内の平均振幅を算出し、
算出された前記平均振幅を用いて利得を算出し、
FFTが施された前記OFDM信号に対して、算出された前記利得を乗算することで、前記OFDM信号の補償を行う
ステップを含む制御処理を実行させるプログラム。
【請求項１２】
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で伝送されたOFDM信号を受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された前記OFDM信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform)を施すFFT演算手段と、
前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号についての1OFDMシンボル内の平均振幅を算出する振幅平均化手段と、
前記振幅平均化手段により算出された前記平均振幅を用いて利得を算出する利得算出手段と、
前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号に対して、前記利得算出手段により算出された前記利得を乗算することで、前記OFDM信号の補償を行う補償手段と、
前記補償手段により補償が行われた前記OFDM信号に対応する映像を表示する表示手段と
を備えた表示装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、情報処理装置および方法、表示装置、並びにプログラムに関し、OFDM受信装置における等化性能の劣化を抑制できるようになった、情報処理装置および方法、表示装置、並びにプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
地上デジタル放送の変調方式として、直交周波数分割多重方式（OFDM方式：Orthogonal Frequency Division Multiplexing方式）が提案されている（例えば、特許文献１参照）。OFDM方式とは、多数の直交搬送波を用い、各搬送波をPSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)で変調する方式をいう。
【０００３】
OFDM方式は、多数のサブキャリアに伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなる。しかしながら、OFDM方式は、トータルの伝送速度という点で考えると、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。
【０００４】
また、OFDM方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるために、シンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、１シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができる。これにより、マルチパスによる影響を受けにくくすることができるという特徴をOFDM方式は有していることになる。
【０００５】
さらに、OFDM方式では、複数のサブキャリアにデータが割り当てられる。このため、逆フーリエ変換を変調時に行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより送信回路を構成することができる。また、フーリエ変換を復調時に行うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより受信回路を構成することができる。
【０００６】
図１は、OFDMシンボルを示す図である。
【０００７】
OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。
【０００８】
図１に示されるように、OFDMシンボルは、送信時にIFFT処理が行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバルとから構成される。このガードインターバルは、OFDMシンボルの前半部分に設けられている。OFDM方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向上させている。
【０００９】
このようなOFDMシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、日本における地上デジタル放送の規格としては、ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)規格がある。このISDB-T規格においては、２０４のOFDMシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。
【００１０】
このOFDM伝送フレーム単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。
【００１１】
各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリア毎に振幅および位相が異なるものとなってしまう。そのため、受信側では、各サブキャリア毎の振幅および位相が等しくなるように、受信信号を等化する必要がある。OFDM方式においては、送信側で、伝送信号中に所定の振幅および所定の位相のパイロット信号が伝送シンボル内に離散的に挿入される。受信側で、このパイロット信号の振幅および位相に関して伝送路の周波数特性が求められ、求められた伝送路の特性により受信信号が等化される。
【００１２】
伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号は、スキャッタードパイロット信号と称されている。以下、スキャッタードパイロット信号をSP信号と要する。
【００１３】
図２は、DVB-T規格やISDB-T規格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示している。
【特許文献１】特開２００５−３０３４４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、従来のOFDM受信装置では、等化性能の劣化が起きてしまうことがあった。このため、現状、かかる劣化を抑制できる手法の実現が望まれている状況である。
【００１５】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、OFDM受信装置における等化性能の劣化を抑制できるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の一側面の情報処理装置は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で伝送されたOFDM信号を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された前記OFDM信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform)を施すFFT演算手段と、前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号についての1OFDMシンボル内の平均振幅を算出する振幅平均化手段と、前記振幅平均化手段により算出された前記平均振幅を用いて利得を算出する利得算出手段と、前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号に対して、前記利得算出手段により算出された前記利得を乗算することで、前記OFDM信号の補償を行う補償手段とを備える。
【００１７】
前記振幅平均化手段は、前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号から各キャリアごとの振幅値を算出し、前記各キャリアごとの振幅値のうちの、１以上の任意のキャリアの振幅値についての前記平均振幅を算出する。
【００１８】
前記振幅平均化手段は、前記各キャリアごとの振幅値全てについての前記平均振幅を算出する。
【００１９】
前記振幅平均化手段は、前記各キャリアごとの振幅値のうちの、パイロットのみについての前記平均振幅を算出する。
【００２０】
前記利得算出手段は、前記振幅平均化手段により算出された前記平均振幅と、目標振幅値との比から前記利得を算出する。
【００２１】
前記目標振幅値を可変設定する目標振幅値設定手段をさらに備える。
【００２２】
前記目標振幅値設定手段は、前記FFT演算手段によりFFTが施された前記OFDM信号から検出された各キャリアごとの振幅値のうち最大値を有するキャリアを、１シンボル内最大振幅キャリアとして検出する最大振幅キャリア検出手段と、前記最大振幅キャリア検出手段により検出された前記最大振幅キャリアと、前記利得算出手段により前シンボル用として算出された前記利得とを用いて、予測最大振幅値を演算する予測手段と、前記予測手段により演算された前記予測最大振幅値と、一意に定めた最大振幅値から誤差信号を演算する誤差演算手段と、前記誤差演算手段により演算された前記誤差信号を時間方向に平均化することで、時間方向誤差信号平均値を算出する平均化手段と、前記平均化手段により算出された前記時間方向誤差信号平均値と、目標とする振幅の初期値とを加算することで、前記目標振幅値を算出する加算手段とを有する。
【００２３】
前記補償手段は、前記OFDM信号の補償を行う毎シンボルごとに行う。
【００２４】
前記補償手段により補償が行われた前記OFDM信号のうち、現シンボルよりも時間的に前の１以上のシンボルを用いて伝送路特性を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定手段により推定された前記伝送路特性を用いて、前記補償手段により補償が行われた前記OFDM信号のうち前記現シンボルについての伝送路による歪みを補償する伝送路歪み補償手段とをさらに備える。
【００２５】
本発明の一側面の情報処理方法およびプログラムは、上述した本発明の一側面の情報処理装置に対応する方法およびプログラムである。本発明の一側面の表示装置は、上述した本発明の一側面の情報処理装置に対して、前記補償手段により補償が行われた前記OFDM信号に対応する映像を表示する表示手段をさらに備える。
【００２６】
本発明の一側面の情報処理装置および方法、表示装置、並びにプログラムにおいては、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で伝送されたOFDM信号が受信され、受信された前記OFDM信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform)が施され、FFTが施された前記OFDM信号についての1OFDMシンボル内の平均振幅が算出され、算出された前記平均振幅を用いて利得が算出され、FFTが施された前記OFDM信号に対して、算出された前記利得が乗算されることで、前記OFDM信号の補償が行われる。さらに、本発明の一側面の表示装置においては、前記補償手段により補償が行われた前記OFDM信号に対応する映像が表示される。
【発明の効果】
【００２７】
以上のごとく、本発明によれば、特に、OFDM受信装置における等化性能の劣化を抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明が適用される情報処理装置の実施の形態について説明する。なお、本発明の理解を容易なものとするために、先ず従来の説明と本発明の手法の概略の説明とを行う。次に、本発明が適用される情報処理装置の実施の形態について説明する。よって、説明は以下の順序で行う。
１．従来の説明
２．本発明の手法
３．本発明が適用される情報処理装置の実施形態（OFDM受信装置に本発明を適用した場合）
【００２９】
＜１．従来の説明＞
初めに、本発明の理解を容易なものとすべく、図３を参照して、［発明が解決しようとする課題］で説明した内容の発生要因等について説明する。
【００３０】
図３は、従来のOFDM受信装置１００の構成例を示している。
【００３１】
従来のOFDM受信装置１００は、アンテナ１０１乃至表示部１１０を含むように構成されている。伝送路推定部１０７は、SP抽出部１８１乃至周波数補間部１８４を含むように構成されている。伝送路歪み補償部１０８は、受信信号周波数シフト部１９１と除算部１９２とを含むように構成されている。
【００３２】
以下、従来のOFDM受信装置１００の動作例について説明する。
【００３３】
放送局から放送された放送波は、OFDM受信装置１００のアンテナ１０１に受信され、RF信号としてチューナ部１０２に供給される。
【００３４】
チューナ部１０２は、アンテナ１０１に受信されたRF信号をIF信号に周波数変換する。
【００３５】
チューナ部１０２により得られたIF信号は、A/D変換部１０３によりデジタル化され、直交復調部１０４に供給される。
【００３６】
直交復調部１０４は、所定の周波数（搬送波周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたIF信号を直交復調し、ベースバンドのOFDM信号を出力する。
【００３７】
直交復調部１０５から出力されるベースバンドのOFDM信号は、FFT演算される前のいわゆるOFDM時間領域信号である。このOFDM時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸（Ｑチャンネル信号）とを含んだ複素信号となる。
【００３８】
OFDM時間領域信号は、FFT演算部１０５とFFT区間制御部１０６とに供給される。
【００３９】
FFT演算部１０５は、1つのOFDMシンボルから有効シンボル長の範囲の信号を抜き出す。即ち、FFT演算部１０５は、1つのOFDMシンボルからガードインターバル分の範囲を除いたOFDM時間領域信号を抜き出す。そして、FFT演算部１０５は、抜き出したOFDM時間領域信号に対してFFT演算を行なうことで、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。具体的には、その演算開始位置は、図１に示されるように、OFDMシンボルの境界(図１中Aの位置)から、ガードインターバルの終了位置(図１中のBの位置)までの間のいずれかの位置となる。以下、演算開始位置から有効シンボル長分の演算区間のことを、FFT区間と称する。FFT演算部１０５から出力される信号は、FFT演算後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、OFDM時間領域信号に対してFFT演算が施された後の信号を、OFDM周波数領域信号と称する。
【００４０】
このFFT区間の制御は、FFT区間制御部１０６により実行される。例えば、FFT区間の制御手法としては、OFDM時間領域信号を用いて、ガードインターバル期間の相関値検出によりFFT区間制御を行なう手法が知られている。
【００４１】
OFDM周波数領域信号は、伝送路推定部１０７のSP抽出部１８１に供給される。SP抽出部１８１は、OFDM周波数領域信号から、図２に示される位置に挿入されたSP信号のみをを抽出し、パイロット信号の変調成分の除去を行なう。その結果として、SP位置での伝送路特性が算出され、SP抽出部１８１から時間方向伝送路推定部１８２に供給される。
【００４２】
時間方向伝送路推定部１８２は、SP位置での伝送路特性に基づいて、各OFDMシンボル毎に、SP信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、全てのOFDMシンボルに対して、周波数方向に3サブキャリア毎の伝送路特性が推定されることになる。
【００４３】
時間方向伝送路推定部１８２で推定された3サブキャリア毎の伝送路特性推定は、伝送路推定周波数シフト部１８３により伝送路推定値の推定誤差として周波数補間部１８４に供給される。周波数補間部１８４において、その推定誤差を用いて周波数補間処理が行なわれ、OFDMシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性が算出される。その結果、OFDMシンボル全てのサブキャリアに対して、伝送路特性が推定されることになる。
【００４４】
全てのサブキャリアの伝送路特性は、伝送路歪み補償部１０８の除算部１９２に供給される。除算部１９２にはまた、FFT演算部１０５から出力されたOFDM周波数領域信号が、受信信号周波数シフト部１９１を介して供給される。
【００４５】
除算部１９２は、OFDM周波数領域信号に対して、周波数補間部１８４から供給される全てのサブキャリアの伝送路特性を用いて除算を行なうことで、伝送路による歪みを補償する。
【００４６】
除算部１９２により伝送路歪みが補償されたOFDM周波数領域信号は、誤り訂正部１０９に供給される。誤り訂正部１０９は、送信側でインターリーブされている信号に対してデインターリーブ処理を施す。これにより、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去。RS復号を通して、復号データが得られ、誤り訂正部１０９から表示部１１０に出力される。表示部１１０は、復号データに対応する映像を表示する。
【００４７】
ところで、このような従来のOFDM受信装置１００の受信信号は、様々な環境下の伝送路を伝搬し、振幅減衰や位相歪みを伴っている。例えば伝送路が受信信号の全キャリアに対して共通振幅変化を伴う時変動チャンネルの場合、即ち、いわゆるフラットフェージングの場合、受信信号の伝送路特性は、図４に示されるような伝送路特性となる。
【００４８】
このような伝送路特性となる伝送路環境下では、時間方向にみて、他のOFDMシンボルに対して受信信号レベルが極端に低いOFDMシンボルが存在する。受信信号レベルが極端に低いOFDMシンボルが、そのまま伝送路推定部１０７に供給されると、伝送路推定周波数シフト部１８３から供給される、伝送路推定値の推定誤差は大きくなってしまう。その結果、伝送路歪みは補償されきれず、等化性能の劣化が起きてしまう。特に、時間方向伝送路推定部１８２の伝送路特性の推定手法として、未来のSP信号を使用せずに、過去のSP信号のみから予測する手法（以下、予測推定手法と称する）を採用している場合、その劣化は大きなものとなる。
【００４９】
<２．本発明の手法の概要>
【００５０】
そこで、本発明人は、OFDM受信装置における受信性能の劣化を回避すべく、次のような手法を発明した。即ち、OFDM受信装置は、FFT後のOFDM受信信号（OFDM周波数領域信号）の全キャリアから平均振幅値を算出する。OFDM受信装置は、この平均振幅値と目標振幅値との差分から利得値を求める。OFDM受信装置は、この利得値を、FFT後のOFDM受信信号（OFDM周波数領域信号）に乗算することで、OFDM受信信号の補償を行う。このような手法（以下、本発明の手法と称する）が本発明人により発明された。
【００５１】
さらに、伝送路によって最適な目標振幅値は異なる。この場合、本発明の手法で用いる目標振幅値として一意な値を決めてしまうと、伝送路によっては、利得値乗算後のOFDM受信信号がサチレーションなどを起こし、受信性能を著しく劣化させてしまう場合もある。そこで、本発明の手法に対して、常時最適な目標振幅値に収束させるアルゴリズムとして、次のようなアルゴリズムが採用される。即ち、OFDM受信装置は、上述の全キャリアの平均振幅値の中から、1OFDMシンボル内最大振幅キャリアの平均振幅値を検出する。OFDM受信装置は、その平均振幅値に対して、上述のようにして求められた利得値を乗算することで、補償後の最大振幅値を予測する。以下、予測された補償後の最大振幅値を、予測最大振幅値と称する。OFDM受信装置は、予測最大振幅値と、一意に定める最大振幅目標値との誤差値を算出する。OFDM受信装置は、この誤差値を用いることで、常時最適な目標振幅値を算出する。
【００５２】
＜３．本発明が適用される情報処理装置の実施の形態＞
［本発明が適用される情報処理装置の一実施の形態としてのOFDM受信装置の構成例］
【００５３】
図５は、本発明が適用される情報処理装置の一実施の形態としてのOFDM受信装置の構成例を示している。
【００５４】
図５において、図３と対応する箇所には対応する符号が付してある。よって、これらの説明は適宜省略する。
【００５５】
図５の本発明が適用されるOFDM受信装置２００には、図２の従来のOFDM受信装置１００と同様に、アンテナ１０１乃至表示部１１０が設けられている。
【００５６】
OFDM受信装置２００には、上述した構成に加えてさらに、FFT演算部１０５と、伝送路歪み補償部１０８および伝送路推定部１０７との間に、共通振幅補正部１２０が設けられている。
【００５７】
［共通振幅補正部の構成例］
【００５８】
図６は、共通振幅補正部１２０の詳細な構成例を示している。
【００５９】
共通振幅補正部１２０は、遅延バッファ２１１、キャリア方向振幅平均化部２１２、利得算出部２１３、乗算部２１４，２１５、および、目標振幅自動制御部２１６を含むように構成されている。
【００６０】
目標振幅自動制御部２１６は、１シンボル内最大振幅キャリア検出部２２１、乗算部２２２、減算部２２３、時間方向誤差信号平均化部２２４、および、加算部２２５を含むように構成されている。
【００６１】
［本発明が適用されるOFDM受信装置の動作例］
【００６２】
以下、本発明が適用されるOFDM受信装置２００の動作例について説明する。
【００６３】
アンテナ１０１乃至FFT区間制御部１０６までの一連の動作は、従来のOFDM受信装置１００の動作として説明したうち、対応するブロックの動作と同様である。そこで、ここでは、その説明は省略する。
【００６４】
FFT演算部１０５からのOFTM周波数領域信号は、共通振幅補正部１２０により補正が施されて、伝送路歪み補償部１０８と伝送路推定部１０７とに供給される。伝送路歪み補償部１０８乃至表示部１１０までの一連の処理、および、伝送路推定部１０７の処理は、従来のOFDM受信装置１００の動作として説明したうち、対応するブロックの動作と同様である。そこで、ここでは、その説明は省略する。
【００６５】
［共通振幅補正部の動作例］
【００６６】
以下、図６の共通振幅補正部１２０の動作の詳細例について説明する。
【００６７】
FFT演算部１０５からのOFDM周波数領域信号は、遅延バッファ２１１と、キャリア方向振幅平均化部２１２とに供給される。
【００６８】
キャリア方向振幅平均化部２１２は、OFDM周波数領域信号から各キャリアごとの振幅値を求め、目標振幅自動制御部２１６内の１シンボル内最大振幅キャリア検出部２２１に供給する。
【００６９】
キャリア方向振幅平均化部２１２はまた、各キャリアごとの振幅値から１シンボルごとの平均振幅値を算出し、利得算出部２１３に供給する。
【００７０】
FFT後のOFDM周波数領域信号の1シンボルごとの平均振幅値（以下、適宜シンボル平均値と称する）は、例えば上述の図４で示される伝送路特性の伝送路を介してOFDM受信装置２００に受信信号が受信された場合、図７に示されるように時変動する。
【００７１】
ここで、ｍ番目（ｍは１以上の整数値）のシンボル平均値をave_amp(m)と記述する。この場合、図７のｎ番目のシンボル平均値ave_amp(n)のシンボルのように、他と比較して極端に信号レベルの低いシンボルがそのまま、伝送路推定部１０７と伝送路歪み補償部１０８に供給されると、次のようにして受信性能の劣化を招くこともある。即ち、時間方向伝送路推定部１８２が、図７のn-1乃至n+1番目の各シンボル間のような時変動に追従できない等の理由で、正確な伝送路推定ができない場合、上述の如く、伝送路推定誤差が大きくなる。その結果として等化誤差による受信性能の劣化を招くことになる。時間方向伝送路推定部１８２が、予測推定手法を採用している場合、その劣化は大きなものとなる。
【００７２】
そこで、利得算出部２１３は、1シンボルごとの平均振幅値（シンボル平均値）ave_amp(m)と目標振幅値とを用いて、利得を算出する。
【００７３】
具体的には例えば、目標振幅値をtgt_ampと記述し、m番目のシンボルについての利得をgain(m)と記述した場合、利得gain(m)は次の式（１）のように算出される。
【００７４】
gain(m) = tgt_amp / ave_amp(m)      ・・・（１）
【００７５】
式（１）により求められたｍ番目のシンボルに対する利得gain(m)は、乗算部２１４，２１５に供給される。遅延バッファ２１１は、m番目のシンボルに対するOFDM周波数領域信号を、上述の利得gain(m)の算出にかかる必要時間だけ遅延させて、乗算部２１４，２１５に出力する。乗算部２１４，２１５は、m番目のシンボルに対するOFDM周波数領域信号に対して利得gain(m)を乗算し、その乗算信号を伝送路推定部１０７と伝送路歪み補償部１０８に供給する。
【００７６】
このように、上述の図４に示される伝送路特性を介してOFDM受信装置２００に受信されたOFDM受信信号であっても、共通振幅補正部１２０を通過させることで、各シンボルごとの平均振幅値を安定化させることができる。即ち、伝送路推定部１０７および伝送路歪み補償部１０８に供給されるOFDM受信信号の振幅を安定化させることができる。その結果、時間方向伝送路推定部１８２が正確な伝送路推定をできるようになり、従来に比較して伝送路推定誤差が小さくなり、等化誤差による受信性能が従来に比較して向上する、という効果を奏することが可能になる。時間方向伝送路推定部１８２が予測推定手法を採用している場合、その効果は顕著なものとなる。
【００７７】
ところで、OFDM受信装置２００の受信信号の伝送路自体は、従来の場合と同様に様々な環境下の伝送路が存在する。即ち、受信信号の伝送路特性が図４に示される伝送路特性ばかりとは限らない。例えば、伝送路が多波環境下である場合も十分にあり得る。かかる場合には、図８に示されるような周波数選択性フェージング環境となる。
【００７８】
このような場合、目標振幅値tgt_ampを、上述の式（１）の如く一意に設定すると、式（１）の算出後の各シンボルごとの利得gain(m)は、図９に示される△（三角印）のように時間推移する。よって、図８に示されるような周波数選択性フェージング環境の場合においても、図９に示されるような目標振幅値を一意に設定すると、利得gain(m)が乗算された後のOFDM受信信号サブキャリア内には、サチレーションなどを起こすこともある。このような場合、かえって受信性能を劣化させるという事態が生じ得る。
【００７９】
そこで、常時最適な目標振幅値に収束させてこの事態を回避すべく、図６の共通振幅補正部１２０には、目標振幅自動制御部２１６が設けられているのである。
【００８０】
以下、目標振幅自動制御部２１６の動作の詳細例について説明する。
【００８１】
図１０は、周波数選択性フェージングチャンネル下（図８参照）でFFT後の1OFDMシンボル内各キャリアの振幅の一例を示している。なお、キャリア番号（周波数）は、0乃至kmaxとされている。
【００８２】
この図１０に示されるFFT後の1OFDMシンボル内各キャリアの振幅が、各キャリアごとの振幅値として、１シンボル内最大振幅キャリア検出部２２１に供給されたとする。この場合、１シンボル内最大振幅キャリア検出部２２１は、各キャリアごとの振幅値から1シンボル内最大振幅キャリアkを検出する。ここで、ｋとは、キャリア番号を示している。即ち、m番目のOFDM受信シンボルであってキャリア番号kに対する振幅値が、１シンボル内最大振幅キャリア検出部２２１に供給される。
【００８３】
次に、乗算部２２２は、図１１に示される予測最大振幅値の算出を行う。ここで、m番目のOFDM受信シンボルであってキャリア番号kに対する振幅値をamp(m,k)と記述し、予測最大振幅値をpre_amp(m,k)と記述する。この場合、この振幅値amp(m,k)と、m-1番目のOFDM受信シンボル（前シンボル）で利用した利得gain(m-1)とから、予測最大振幅値 pre_amp(m,k)は、次の式（２）に示されるように算出される。なお、利得gain(m-1)は、利得算出部２１３から乗算部２２２に供給される。
【００８４】
pre_amp(m,k) = amp(m,k) * gain(m-1)      ・・・（２）
【００８５】
算出された予測最大振幅値pre_amp(m,k)は、減算部２２３に供給される。また、目標最大振幅値として、ユーザが一意に定めるtgt_maxampが、減算部２２３に供給される。なお、目標最大振幅値tgt_maxampの決定手法自体は、一意に定めることができる手法であれば限定されない。
【００８６】
減算部２２３は、図１１に示されるように、予測最大振幅値pre_amp(m,k)と目標最大振幅値tgt_maxampとの差分を、誤差信号として求める。即ち、m番目のOFDM受信シンボルに対する誤差信号をe(m)と記述した場合、誤差信号e(m)は次の式（３）に示されるように算出される。
【００８７】
e(m) = tgt_maxamp - pre_amp(m,k)      ・・・（３）
【００８８】
時間方向誤差信号平均化部２２４は、算出された誤差信号e(m)の時間方向の平均値を算出し、加算部２２５に供給する。また、目標振幅初期値として、ユーザが一意に定める値が、加算部２２５に供給される。なお、目標振幅初期値の決定手法自体は、一意に定めることができる手法であれば限定されない。加算部２２５は、時間方向誤差信号平均化部２２４の出力値と目標振幅初期値との加算値を、目標振幅値として利得算出部２１３に供給する。
【００８９】
このように、目標振幅値は固定値ではなく可変値である。そこで、m番目のOFDM受信シンボルについての目標振幅値を、tgt_amp(m)と記述すると、m番目のシンボルについての利得gain(m)は、上述の式（１）ではなく、次の式（４）のように算出される。
【００９０】
gain(m) = tgt_amp(m) / ave_amp(m)      ・・・（４）
【００９１】
このように、式（１）では目標振幅値は固定値tgt_ampとされていたのに対して、式（４）では目標振幅値は、常時最適化を行えるように目標振幅自動制御部２１６により自動的に演算される可変値tgt_amp(m)となる。これにより、如何なるチャンネルであっても性能の劣化を未然に防ぐことが可能となる。
【００９２】
図１２は、図５のOFDM受信装置２００の動作の例をOFDM復調処理としてフローチャート化したものである。
【００９３】
ステップＳ１において、チューナ部１０２は、アンテナ１０１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換部１０３に出力する。
【００９４】
ステップＳ２において、A/D変換部１０３は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調部１０４に出力する。
【００９５】
ステップＳ３において、直交復調部１０４は、デジタル化されたIF信号を直交復調し、その結果得られるOFDM時間領域信号を、FFT演算部１０５とFFT区間制御部１０６に出力する。
【００９６】
ステップＳ４において、FFT演算部１０５は、FFT区間制御部１０６の制御に従って、FFT演算処理を行う。FFT演算処理を行うことによって得られたOFDM周波数領域信号は共通振幅補正部１２０に出力される。
【００９７】
ステップＳ５において、共通振幅補正部１２０は、OFDM周波数領域信号に対して共通振幅補正処理を施す。なお、共通振幅補正処理の詳細例については、図１３を参照して後述する。
【００９８】
ステップＳ６において、伝送路推定部１０７のSP抽出部１８１は、共通振幅補正処理が施された周波数領域OFDM信号からSP信号を抽出し、SP信号位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP抽出部１８１は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路推定部１８２に出力する。
【００９９】
ステップＳ７において、時間方向伝送路推定部１８２は、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定する。時間方向伝送路推定部１８２は、推定した伝送路特性を表す信号を伝送路推定周波数シフト部１８３に出力する。
【０１００】
ステップＳ８において、伝送路推定周波数シフト部１８３と周波数補間部１８４は、周波数方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数補間部１８４は、推定した伝送路特性を表す信号を伝送路歪み補償部１０８に出力する。
【０１０１】
ステップＳ９において、伝送路歪み補償部１０８は、共通振幅補正処理が施された周波数領域OFDM信号に含まれる歪みの成分を除去することで、伝送路の歪みを補正する。伝送路歪み補償部１０８は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を等化信号として誤り訂正部１０９に出力する。
【０１０２】
ステップＳ１０において、誤り訂正部１０９は、送信側でインターリーブされている信号に対してデインターリーブ処理を施す。その結果、誤り訂正部１０９から復号データが出力され、その復号データに対応する映像が表示部１１０に表示される。
【０１０３】
図１３は、図１２のステップＳ５の共通振幅補正処理の詳細例を説明するフローチャートである。
【０１０４】
ステップＳ２１において、図６の共通振幅補正部１２０のキャリア方向振幅平均化部２１２は、OFDM周波数領域信号から各キャリアごとの振幅値を求め、目標振幅自動制御部２１６内の１シンボル内最大振幅キャリア検出部２２１に供給する。
【０１０５】
ステップＳ２２において、キャリア方向振幅平均化部２１２はまた、各キャリアごとの振幅値から１シンボルごとの平均振幅値（シンボル平均値）を算出し、利得算出部２１３に供給する。
【０１０６】
ステップＳ２３において、目標振幅自動制御部２１６内の１シンボル内最大振幅キャリア検出部２２１は、各キャリアごとの振幅値から1シンボル内最大振幅キャリアを検出する。
【０１０７】
ステップＳ２４において、乗算部２２２は、1シンボル内最大振幅キャリアにおける予測最大振幅値の算出を行う。
【０１０８】
ステップＳ２５において、減算部２２３は、予測最大振幅値と目標最大振幅値との差分を、誤差信号として求める。
【０１０９】
ステップＳ２６において、時間方向誤差信号平均化部２２４と加算部２２５は、算出された誤差信号の時間方向の平均値と目標振幅初期値との加算値を、目標振幅値として演算する。目標振幅値は、利得算出部２１３に供給される。
【０１１０】
ステップＳ２７において、利得算出部２１３は、1シンボルごとの平均振幅値（シンボル平均値）と目標振幅値とを用いて、利得を算出する。利得は、乗算部２１４，２１５に供給される。
【０１１１】
ステップＳ２８において、遅延バッファ２１１は、OFDM周波数領域信号を、利得の算出にかかる必要時間（ステップＳ２１乃至Ｓ２７の処理時間に必要な時間）だけ遅延させる。即ち、ステップＳ２８の処理時点で、OFDM周波数領域信号は乗算部２１４，２１５に供給される。
【０１１２】
ステップＳ２９において、乗算部２１４，２１５は、OFDM周波数領域信号に対して利得を乗算し、その乗算信号を、共通振幅補正処理が施されたOFDM周波数領域信号として出力する。共通振幅補正処理が施されたOFDM周波数領域信号は、伝送路推定部１０７と伝送路歪み補償部１０８とに供給される。
【０１１３】
以上、本発明が適用されるOFDM受信装置の例では、1OFDM内全キャリアの平均値を利用した。しかしながら、この例に特に限定されず、その他、任意のキャリアだけ利用することも考えられる。
【０１１４】
以上の内容を換言すると、共通振幅補正部１２０は、例えば、周波数領域における自動利得制御回路(AGC:Auto Gain Control)として構成できる。この場合、遅延バッファ（図６の例では遅延バッファ２１１）は必要となるが、feedforward型にすることで各シンボルに対するゲイン制御が可能となる。
【０１１５】
かかる共通振幅補正部１２０を採用することで、伝送路推定が追従できないような、時変動チャンネルにおいても、伝送路推定器（図５の例では伝送路推定部１０７）に供給するOFDM受信信号の受信レベルを安定化させることができる。その結果、推定誤差による受信性能の劣化を抑制することが可能になる。
【０１１６】
ところで、上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行させることもできるが、ソフトウエアにより実行させることができる。
【０１１７】
この場合、本発明が適用される情報処理装置の少なくとも一部として、例えば、図１４に示されるパーソナルコンピュータを採用してもよい。
【０１１８】
図１４において、CPU（Central Processing Unit）４０１は、ROM（Read Only Memory）４０２に記録されているプログラム、または記憶部４０８からRAM（Random Access Memory）４０３にロードされたプログラムに従って各種の処理を実行する。RAM４０３にはまた、CPU４０１が各種の処理を実行する上において必要なデータなども適宜記憶される。
【０１１９】
CPU４０１、ROM４０２、およびRAM４０３は、バス４０４を介して相互に接続されている。このバス４０４にはまた、入出力インタフェース４０５も接続されている。
【０１２０】
入出力インタフェース４０５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部４０６、ディスプレイなどよりなる出力部４０７、ハードディスクなどより構成される記憶部４０８、および、モデム、ターミナルアダプタなどより構成される通信部４０９が接続されている。通信部４０９は、インターネットを含むネットワークを介して他の装置（図示せず）との間で行う通信を制御する。
【０１２１】
入出力インタフェース４０５にはまた、必要に応じてドライブ４１０が接続され、磁気ディスク、光ディスク、光磁気ディスク、或いは半導体メモリなどよりなるリムーバブルメディア４１１が適宜装着され、それらから読み出されたコンピュータプログラムが、必要に応じて記憶部４０８にインストールされる。
【０１２２】
一連の処理をソフトウエアにより実行させる場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、ネットワークや記録媒体からインストールされる。
【０１２３】
このようなプログラムを含む記録媒体は、図１４に示されるように、装置本体とは別に、ユーザにプログラムを提供するために配布される、プログラムが記録されている磁気ディスク（フロッピディスクを含む）、光ディスク（CD-ROM(Compact Disk-Read Only Memory),DVD(Digital Versatile Disk)を含む）、光磁気ディスク（ＭＤ（Mini-Disk）を含む）、もしくは半導体メモリなどよりなるリムーバブルメディア（パッケージメディア）４１１により構成されるだけでなく、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに提供される、プログラムが記録されているROM４０２や、記憶部４０８に含まれるハードディスクなどで構成される。
【０１２４】
なお、本明細書において、記録媒体に記録されるプログラムを記述するステップは、その順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理をも含むものである。
【０１２５】
また、本発明は、図５の表示部１１０を含むOFDM受信装置２００に適用できたように、表示装置に適用可能である。かかる表示装置は、様々な電子機器に入力された、若しくは、様々な電子機器内で生成した映像信号を画像若しくは映像として表示するディスプレイに適用することが可能である。ここで、様々な電子機器としては、例えば、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話、テレビジョン受像機などが存在する。以下この様な表示装置が適用された電子機器の例を示す。
【０１２６】
例えば、本発明は、電子機器の一例であるテレビジョン受像機に適用できる。このテレビジョン受像機は、フロントパネル、フィルターガラス等から構成される映像表示画面を含み、本発明の表示装置をその映像表示画面に用いることにより作製される。
【０１２７】
例えば、本発明は、電子機器の一例であるノート型パーソナルコンピュータに適用できる。このノート型パーソナルコンピュータにおいて、その本体には文字等を入力するとき操作されるキーボードを含み、その本体カバーには画像を表示する表示部を含む。このノート型パーソナルコンピュータは、本発明の表示装置をその表示部に用いることにより作製される。
【０１２８】
例えば、本発明は、電子機器の一例である携帯端末装置に適用できる。この携帯端末装置は、上部筺体と下部筺体とを有している。この携帯端末装置の状態としては、それらの２つの筺体が開いた状態と、閉じた状態とが存在する。この携帯端末装置は、上述した上側筐体と下側筐体との他、連結部（ここではヒンジ部）、ディスプレイ、サブディスプレイ、ピクチャーライト、カメラ等を含み、本発明の表示装置をそのディスプレイやサブディスプレイに用いることにより作製される。
【０１２９】
例えば、本発明は、電子機器の一例であるデジタルビデオカメラに適用可能である。デジタルビデオカメラは、本体部、前方を向いた側面に被写体撮影用のレンズ、撮影時のスタート／ストップスイッチ、モニター等を含み、本発明の表示装置をそのモニターに用いることにより作製される。
【０１３０】
なお、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１３１】
【図１】OFDM信号の伝送シンボルについて説明する図である。
【図２】OFDM信号におけるSP信号の配置パターンを説明する図である。
【図３】従来のOFDM受信装置の構成例を説明する図である。
【図４】フラットフェージングチャンネル下の伝送路特性の様子を説明する図である。
【図５】本発明が適用される情報処理装置の第１の実施形態としてのOFDM受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図６】図５のOFDM受信装置の共通振幅補正部の詳細な構成例を示すブロック図である。
【図７】フラットフェージングチャンネル下FFT後の1OFDMシンボル平均振幅変化の様子を説明する図である。
【図８】周波数選択性フェージングチャンネル下の伝送路特性の様子を説明する図である。
【図９】FFT後の1OFDMシンボル平均振幅変化と算出利得の関係を説明する図である。
【図１０】周波数選択性フェージングチャンネル下FFT後の1OFDMシンボル内振幅変化の様子を説明する図である。
【図１１】FFT後の1OFDMシンボル内振幅変化と算出誤差信号の関係を説明する図である。
【図１２】図５のOFDM受信装置が実行するOFDM復調処理の一例を説明するフローチャートである。
【図１３】図１２のOFDM復調処理の共通振幅補正処理の詳細例を説明するフローチャートである。
【図１４】本発明が適用されるプログラムを実行するコンピュータの構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１３２】
１０１  アンテナ，  １０２  チューナ，  １０３  A/D変換部，  １０４  直交復調部，  １０５  FFT演算部，  １０６  FFT区間制御部，  １０７  伝送路推定部，  １０８  伝送路歪み補正回路，  １０９  誤り訂正部，  １１０  表示部，  １２０  共通振幅補正部，  １８１  SP抽出部，  １８２  時間方向伝送路推定部，  １８３  伝送路推定周波数シフト部，  １８４  周波数補間部，  １９１  受信信号周波数シフト部，  １９２  除算部，  ２１１  遅延バッファ，  ２１２  キャリア方向振幅平均化部，  ２１３  利得算出部，  ２１４，２１５  乗算部，  ２１６  目標振幅自動制御部，  ２２１  1シンボル内最大振幅キャリア検出部，  ２２２  乗算部，  ２２３  減算部，  ２２４  時間方向誤差信号平均化部，  ２２５  加算部，  ４０１  CPU，  ４０２  ROM，  ４０３  RAM，  ４０８  記憶部，  ４１１  リムーバブルメディア
【図１】
2010087746.tif 000003
【図２】
2010087746.tif 000004
【図３】
2010087746.tif 000005
【図４】
2010087746.tif 000006
【図５】
2010087746.tif 000007
【図６】
2010087746.tif 000008
【図７】
2010087746.tif 000009
【図８】
2010087746.tif 000010
【図９】
2010087746.tif 000011
【図１０】
2010087746.tif 000012
【図１１】
2010087746.tif 000013
【図１２】
2010087746.tif 000014
【図１３】
2010087746.tif 000015
【図１４】
2010087746.tif 000016