(57)【要約】【課題】入力電圧信号のＤＣ成分とＡＣ成分とをそれぞれ精度良く検出する電圧測定装置、記憶装置を提供する。【解決手段】入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置であって、入力電圧信号を第１信号及び第２信号に分配する分配部と、第１信号を濾波して、第１信号のＡＣの所定周波数成分より第１信号のＤＣ成分を減衰させるフィルタと、フィルタの出力信号と第２信号とを加算する加算部と、加算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータとを有し、分配部は、加算部の出力信号のＤＣ成分のレベルがＡ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、第１信号及び第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する。【選択図】図４
2010175357.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置であって、
前記入力電圧信号を第１信号及び第２信号に分配する分配部と、
前記第１信号を濾波して、前記第１信号のＡＣの所定周波数成分より前記第１信号のＤＣ成分を減衰させるフィルタと、
前記フィルタの出力信号と前記第２信号とを加算する加算部と、
前記加算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータと、
を備え、
前記分配部は、前記加算部の出力信号のＤＣ成分のレベルが前記Ａ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
電圧測定装置。
【請求項２】
前記分配部は、前記第２信号の振幅が前記第１信号の振幅より小さくなるように、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
請求項１に記載の電圧測定装置。
【請求項３】
前記分配部は、前記第２信号の振幅が前記入力電圧信号の振幅より小さくなるように、前記第２信号の振幅を減衰させる、
請求項２に記載の電圧測定装置。
【請求項４】
入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置であって、
前記入力電圧信号を第３信号及び第４信号に分配する分配部と、
前記第３信号を濾波して、前記第３信号のＤＣ成分より前記第３信号のＡＣの所定周波数成分を減衰させるフィルタと、
前記第４信号から前記フィルタの出力信号を減算する減算部と、
前記減算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータと、
を備え、
前記分配部は、前記減算部の出力信号のＤＣ成分のレベルが前記Ａ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、前記第３信号及び前記第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
を備える電圧測定装置。
【請求項５】
前記分配部は、前記第３信号の振幅が前記第４信号の振幅より小さくなるように、前記第３信号及び前記第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
請求項４に記載の電圧測定装置。
【請求項６】
前記分配部は、前記第４信号の前記所定周波数成分の振幅が前記フィルタの出力信号のＤＣ成分の振幅の２倍になるように、前記第３信号及び前記第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
請求項４に記載の電圧測定装置。
【請求項７】
記憶媒体への書き込みを行う記憶装置であって、
前記記憶装置へ供給される入力電圧信号を第１信号及び第２信号に分配する分配部と、
前記第１信号を濾波して、前記第１信号のＡＣの所定周波数成分より前記第１信号のＤＣ成分を減衰させるフィルタと、
前記フィルタの出力信号と前記第２信号とを加算する加算部と、
前記加算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記記憶装置に加わるショックを検出するショックセンサと、
前記Ａ／Ｄコンバータの出力と前記ショックセンサの出力とに基づいて、前記記憶媒体への書き込みの制御を行う制御部と、
を備え、
前記分配部は、前記加算部の出力信号のＤＣ成分のレベルが前記Ａ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
記憶装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置、記憶装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
磁気ディスク装置は、外部から供給される供給電圧の電圧変化を読み取る電圧測定部４３を有する。図７は、電圧測定部４３の構成の一例を示す回路図である。この電圧測定部４３は、供給電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）を、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧する事でＡ／Ｄコンバータ５１のレンジ内に収めて、読み取っている。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、抵抗分圧された供給電圧がＡ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジ内におさまるような抵抗値である。
【０００３】
供給電圧を読み取る他の理由の一つは、供給電圧の低下によるハードウェアリセットが発生する前に対応策を行うためである。磁気ディスク装置は、供給電圧が所定の供給電圧下限値を下回った場合、ハードウェアリセットを行う。このハードウェアリセットがデータの書き込みの途中で発生すると、このデータが読み出せなくなる。これを防止するために、電圧測定部は供給電圧を測定し、供給電圧が供給電圧下限値より少し高い所定のＷｒｉｔｅ停止電圧を下回ったと判定した場合、ＦＷ（firmware）が書き込みを停止させる。
【０００４】
供給電圧を読み取る他の理由の一つは、電源のリップル変動に伴うコンデンサ振動に起因するショックセンサの誤検出と実際の外部振動に起因するショックの検出とを区別する為である。
【０００５】
この理由の詳細について以下に説明する。
【０００６】
従来の磁気ディスク装置は、プリント板（ＰＣＢＡ：Printed Circuit Board Assembly）上にショックセンサ（ＳＳ：Shock Sensor）が実装されており、ＳＶＣ（Servo Controller）内のショックセンサアンプを経てＭＣＵ（Micro Control Unit）に繋がっている。外部から所定値以上の振動が加わった場合、ＭＣＵは、隣接トラックへ間違ったデータを記録しないよう（保護する為）にショックセンサからの信号を元に、記録動作を中止する。
【０００７】
外部からの衝撃を受けると、ショックセンサは反応してＧ値に比例したチャージを発生する。図８は、ショックセンサアンプ４２の構成の一例を示す回路図である。ショックセンサアンプ４２は、チャージアンプ６１とウィンドウコンパレータ６２を有する。チャージアンプ６１は、ショックセンサ１５の後段に配置されたアンプであり、チャージを電圧に変換する。
【０００８】
図９は、磁気ディスク装置が衝撃を受けた際の動作の一例を示すタイミングチャートである。上段から順に、Ｗｒｉｔｅ  ＧＡＴＥ、ＦＡＵＬＴ信号、ショックセンサ１５出力、衝撃の波形を示す。
【０００９】
ウィンドウコンパレータ６２は、チャージアンプ６１による変換後の電圧値を所定の検出幅（上限値及び下限値）と比較する事により、検出幅を超える衝撃が加わったと判断された場合、ＦＡＵＬＴ信号をＭＣＵに送る。ＦＡＵＬＴ信号を受けたＭＣＵは、ハードウェアの割り込みにより記録動作を中止する（Ｗｒｉｔｅ  ＧＡＴＥを落とす）。この動作により、隣接トラックのデータ破壊を防止する。
【００１０】
なお、従来技術として、ショックセンサを用いて磁気ディスク装置の制御を行う技術がある（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４、特許文献５参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００１−２６６４６６号公報
【特許文献２】特開平１１−１２６４１２号公報
【特許文献３】特開２００７−１４９２９９号公報
【特許文献４】特開平９−９７４０１号公報
【特許文献５】特開２００５−４９０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、外乱がない場合に、ショックの誤検出により記録動作の中止が発生する場合がある。
【００１３】
プリント板上には、電源変動を防止する為、１０ｕＦ〜２０ｕＦ程度の大容量の積層セラミックコンデンサが実装されている。最近の薄膜積層化により電源変動（リップル）に伴う電荷の流れに伴い、コンデンサが自己振動を起こす事がある。積層セラミックコンデンサは、ピエゾ素子と同様、電圧変動があると機械的振動（圧縮／伸張）を引き起こす。この振動が、プリント板へと伝わり、ショックセンサを加振する。この場合、ショックセンサは衝撃を検出しているが、磁気ディスク装置が振動を受けている訳では無いことから、ヘッドのポジション揺れは無く、Ｗｒｉｔｅ動作を中止する必要は無い。問題は、電源リップルに起因する誤検出が記録動作を中止する事により、性能ダウンを起こす事である。
【００１４】
図１０は、ショック誤検出の一例を示すタイミングチャートである。上段から順に、供給電源Ｖｃｃ（５Ｖ）、ショックセンサ１５出力、ＦＡＵＬＴ信号、ＰＥＳ（Position Error Signal）の波形を示す。
【００１５】
Ｖｃｃにラインノイズ（リップル）が印加された場合で、ショックセンサ１５出力の振幅が検出幅を超える（所定振幅以上になる）場合、或いは、印加されたラインノイズの周波数がショックセンサ１５の共振周波数またはＰＣＢＡの共振周波数と一致する場合、ショックセンサアンプ４２は、ラインノイズが低電圧（〜２００ｍＶ）であっても誤検出し、ＦＡＵＬＴが連続して発生する。この場合、上位装置（ホスト）からＷｒｉｔｅコマンドが発行されてもＦＡＵＬＴが頻繁に発生する為、Ｗｒｉｔｅ処理を継続する事が不可能となり、著しい性能ダウン（パフォーマンス低下）という問題が発生する。この場合、磁気ディスク装置に直接衝撃が加えられている訳では無い為、ＦＡＵＬＴは発生しているもののトラックフォローイング信号であるポジション（位置情報、ＰＥＳ）は揺れていない。
【００１６】
本発明は上述した問題点を解決するためになされたものであり、入力電圧信号のＤＣ成分とＡＣ成分とをそれぞれ精度良く検出する電圧測定装置、記憶装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述した課題を解決するため、本発明の一態様は、入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置であって、入力電圧信号を第１信号及び第２信号に分配する分配部と、第１信号を濾波して、第１信号のＡＣの所定周波数成分より第１信号のＤＣ成分を減衰させるフィルタと、フィルタの出力信号と第２信号とを加算する加算部と、加算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータとを有し、分配部は、加算部の出力信号のＤＣ成分のレベルがＡ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、第１信号及び第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する。
【００１８】
また、本発明の一態様は、入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置であって、入力電圧信号を第３信号及び第４信号に分配する分配部と、第３信号を濾波して、第３信号のＤＣ成分より第３信号のＡＣの所定周波数成分を減衰させるフィルタと、第４信号からフィルタの出力信号を減算する減算部と、減算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータとを有し、分配部は、減算部の出力信号のＤＣ成分のレベルがＡ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、第３信号及び第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する。
【００１９】
また、本発明の一態様は、記憶媒体への書き込みを行う記憶装置であって、記憶装置へ供給される入力電圧信号を第１信号及び第２信号に分配する分配部と、第１信号を濾波して、第１信号のＡＣの所定周波数成分より第１信号のＤＣ成分を減衰させるフィルタと、フィルタの出力信号と第２信号とを加算する加算部と、加算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータと、記憶装置に加わるショックを検出するショックセンサと、Ａ／Ｄコンバータの出力とショックセンサの出力とに基づいて、記憶媒体への書き込みの制御を行う制御部とを有し、分配部は、加算部の出力信号のＤＣ成分のレベルがＡ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、第１信号及び第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する。
【発明の効果】
【００２０】
開示の電圧測定装置、記憶装置によれば、入力電圧信号のＤＣ成分とＡＣ成分とをそれぞれ精度良く検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】磁気ディスク装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】ショック誤検出防止策の一例を示すフローチャートである。
【図３】ＬＳＩの製造プロセスと検出リップル振幅との関係の一例を示す表である。
【図４】電圧測定部４３ａの構成の一例を示す回路図である。
【図５】電圧測定部４３ａに要求される周波数特性の一例を示す図である。
【図６】電圧測定部４３ｂの構成の一例を示す回路図である。
【図７】電圧測定部４３の構成の一例を示す回路図である。
【図８】ショックセンサアンプ４２の構成の一例を示す回路図である。
【図９】磁気ディスク装置が衝撃を受けた際の動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図１０】ショック誤検出の一例を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（前提技術）
図１は、磁気ディスク装置の構成の一例を示すブロック図である。この磁気ディスク装置は、ＰＣＢＡ１、ＤＥ（Disk Enclosure）２を有する。ＰＣＢＡ１は、制御部１１、ＳＶＣ１２（Servo Combo）、データバッファ１３、水晶発振器１４（Crystal）、ショックセンサ１５、シリアルＡＴＡインタフェイス１６を有する。ＤＥ２は、スピンドルモータ２１（ＳＰＭ）、メディア２２（記憶媒体）、ＶＣＭ２３、プリアンプ２４、ヘッド２５、温度センサ２６（Thermal Sensor）を有する。制御部１１は、ＨＤＣ３１（Hard Disk Controller）、ＭＣＵ３２、ＲＤＣ３３（Read Channel）を有する。ＳＶＣ１２は、サーボ制御部４１（ＳＣ）、ショックセンサアンプ４２（ＳＳＡ）、電圧測定部４３（ＶＭ）を有する。
【００２３】
制御部１１は、シリアルＡＴＡインタフェイス１６を介してホストから入力されるコマンドと水晶発振器１４により生成されるクロックとに基づいて、各部の制御を行う。データバッファ１３は、Ｗｒｉｔｅデータ及びＲｅａｄデータを一時保存する。サーボ制御部４１は、制御部１１からの指示に従って、スピンドルモータ２１及びＶＣＭ２３の制御を行う。ショックセンサアンプ４２は、ショックセンサ１５の出力に基づいてショックの有無の判定を行う。
【００２４】
スピンドルモータ２１は、メディア２２を回転させる。ＶＣＭ２３は、ヘッド２５を移動させる。プリアンプ２４は、ヘッド２５へのＷｒｉｔｅ信号及びヘッド２５からのＲｅａｄ信号の増幅を行う。温度センサ２６は、ヘッド２５付近の温度を測定する。
【００２５】
電圧測定部４３に上述の従来の電圧測定部を用いた場合の、ＦＷによるショック誤検出防止策について以下に説明する。
【００２６】
ＦＷは、ＭＣＵ３２により実行される。図２は、ショック誤検出防止策の一例を示すフローチャートである。ＭＣＵ３２は、ショックセンサアンプ４２からＦＡＵＬＴを受け取る（ショック割り込みが発生する）と（Ｓ１１）、ＲＤＣ３３がＲｅａｄ信号からＰＥＳを検出することにより、ＭＣＵ３２は、ＰＥＳが揺れているか否かの判定を行う（Ｓ１２）。ＰＥＳが揺れている場合（Ｓ１２，Ｙ）、ＭＣＵ３２は、このフローを終了する。ＰＥＳが揺れていない場合（Ｓ１２，Ｎ）、ＭＣＵ３２は、電圧測定部４３の出力の変動を検出することにより、供給電力にラインノイズ（電源リップル）が印加されているか否かの判定を行う（Ｓ１３）。供給電力にラインノイズが印加されていない場合（Ｓ１３，Ｎ）、ＭＣＵ３２は、このフローを終了する。供給電力にラインノイズが印加されている場合（Ｓ１３，Ｙ）、ＭＣＵ３２は、ショックセンサアンプ４２のゲインを低下させ（Ｓ１４）、このフローを終了する。
【００２７】
つまり、ＦＷは、次の条件が成立したことを検出した場合、ラインノイズ（電源リップル）起因の誤ったショック検出と判断し、ショックセンサアンプ４２のゲインを低下させる事でショック割り込み（ＦＡＵＬＴ）の発生を抑え、Ｗｒｉｔｅ動作継続を可能とする。
【００２８】
条件＝（（電源電圧が揺れている）ＡＮＤ（ＦＡＵＬＴが発生））
ＡＮＤ（ＮＯＴ（ポジションエラーが正常））
【００２９】
ここで、（ポジションエラーが正常）とは、ＰＥＳが揺れていないことである。ラインノイズによるショック誤検出防止の為、ＭＣＵ３２は、電源に加わっている変動（リップル）を電圧測定部により読み取る。この場合、Ａ／Ｄコンバータ５１への入力Ａ／Ｄｉｎは、抵抗Ｒ１，Ｒ２によりＡ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジ内に収められる。
【００３０】
Ａ／Ｄｉｎ  ＝  Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖｃｃ
【００３１】
ここで、Ａ／Ｄコンバータ５１を８ｂｉｔ分解能とする。１５０ｎｍプロセスにおいて、Ａ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジは、約３Ｖである。ここで、供給電圧５ＶをＡ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジのセンタに調整する場合、Ａ／Ｄコンバータ５１の分解能は、約６ｍＶである。この場合、供給電圧において、検出可能なリップルの実際の振幅である検出リップル振幅は、次式で表される。
【００３２】
検出リップル振幅
＝Ａ／Ｄコンバータ５１の分解能×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２
【００３３】
この場合、検出リップル振幅は、約１８ｍＶである。
【００３４】
一方、ＨＤＤ装置の記録密度向上に伴って、ＭＣＵに求められる計算速度、ＲＤＣ（Read Channel）の転送速度の向上、消費電力の低減が必要になることから、ＬＳＩは、高密度プロセスへの変更が進んでいる。具体的には、１５０ｎｍ→８０ｎｍ→６０ｎｍ→・・と高密度化している。プロセス進歩に伴い、ＬＳＩへの供給電圧も、３．３Ｖ→２．５Ｖ→２．０Ｖ→・・・と低下している。ＬＳＩへの供給電圧に比例する形で、Ａ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジも圧縮される。問題は、Ａ／Ｄコンバータ５１へ印加されるリップルの振幅も同様に圧縮され、分解能以下になった時点で検出不可能となる事である。
【００３５】
図３は、ＬＳＩの製造プロセスと検出リップル振幅との関係の一例を示す表である。この表は、ＬＳＩの製造プロセス、ＬＳＩへの供給電圧Ｖｄｄ、Ａ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジＤＲａｎｇｅ、検出リップル振幅を示す。なお、括弧内の検出リップル振幅は、Ａ／Ｄコンバータ５１の精度が通常±１ＬＳＢであることから、検出リップル振幅を２倍と見込んだ値である。
【００３６】
上述したように、製造プロセスの高密度化とともに、検出リップル振幅の低下が進み、ＦＷによるショック誤検出防止策が困難になる。上述のショック誤検出防止策に必要となる検出能力は、５０ｍＶ〜１００ｍＶの間であり、製造プロセスは８０ｎｍプロセスまでが限界と予測される。
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
【００３８】
（実施の形態１）
本実施の形態の磁気ディスク装置の構成は、図１と同様であるが、電圧測定部４３の代わりに、電圧測定部４３ａを有する。
【００３９】
電圧測定部４３ａは、Ａ／Ｄコンバータ５１の前段で増幅を行う。電圧測定部４３ａは、外部から供給される供給電圧の電圧変化を測定するため、供給電圧のＤＣ成分のゲインは、１倍とする。更に、供給電圧のＤＣ成分のゲインは、１倍より大きくする。
【００４０】
図４は、電圧測定部４３ａの構成の一例を示す回路図である。ここで、供給電圧Ｖｃｃ（入力電圧信号）を５Ｖとする。Ａ点の電圧をＶＡ（第１信号）、Ｂ点の電圧をＶＢ（第２信号）とする。電圧測定部４３ａは、Ｃ１，Ｒ３で決定されるカットオフ周波数ｆｃのＨＰＦ５２を有する。
【００４１】
電圧測定部４３ａは、供給電圧ＶｃｃをＲ１，Ｒ２で抵抗分圧する。ＶｃｃをＨＰＦ５２に通過させることにより、ＶＡが得られる。また、Ｖｃｃを抵抗分圧することにより、ＶＢが得られる。ＶＡとＶＢは、アンプ（差動増幅器）Ｍ１（加算部）によりＶｄｃと加算され、加算結果がＡ／Ｄコンバータ５１へ入力される。ＶｃｃのＤＣ成分がＡ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジのセンタ付近になるように、抵抗分圧の比やアンプＭ１による増幅率が選択される。
【００４２】
図５は、電圧測定部４３ａに要求される周波数特性の一例を示す図である。この図において、特性Ｐは、電圧測定部４３ａのゲインの周波数特性を示す。電圧測定部４３ａは、供給電圧のＤＣ成分のゲインが１倍になり、供給電圧のＡＣ成分のゲインが１倍より大きくなるように設計されている。Ｐに示されたように、この例において、２ｋＨｚ以上におけるゲインは、２倍となる。このゲインの周波数特性により、電圧測定部４３ａは、ＤＣ成分を正確に読み取ることができ、ＡＣ成分を増幅させて検出性能を向上させることができる。
【００４３】
なお、カットオフ周波数は、ショックセンサによるサーボ帯域以上となり外乱によるハードウェア的な記録中止処理（ＦＡＵＬＴ）が必要とされる周波数となることから、１ｋＨｚ前後が妥当である。
【００４４】
ここで、ＶｃｃのＤＣ成分をＶｄｃとし、ＶｃｃのＡＣ成分をＶａｃとする。Ａ／Ｄコンバータ入力電圧Ａ／Ｄｉｎは、簡略化した次式で表される。
【００４５】
Ａ／Ｄｉｎ
＝ＶＢ＋ＶＡ×Ｒ４／Ｒ３
＝Ｖｃｃ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖａｃ×Ｒ４／Ｒ３      （１）
【００４６】
Ｒ３＝Ｒ４である場合、
Ａ／Ｄｉｎ
＝Ｖｃｃ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖａｃ
＝（Ｖｄｃ＋Ｖａｃ）×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖａｃ
＝Ｖｄｃ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖａｃ（１＋Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２））
（２）
【００４７】
（２）式によれば、抵抗分圧によりＤＣ成分が振幅圧縮される場合でも、ＡＣ成分が振幅圧縮されない。これにより、ＤＣ成分に比べてＡＣ成分が大きく測定される。
【００４８】
なお、ＨＰＦ５２の通過帯域は、電源リップルの周波数成分を含み、ＤＣ成分を含まない。更に、ＨＰＦ５２の通過帯域（カットオフ周波数）は、積層セラミックコンデンサの共振周波数、ショックセンサの共振周波数、ＰＣＢＡの共振周波数等を考慮して決定されても良い。
【００４９】
なお、供給電圧信号とＤＣ成分を減衰させた信号とを加算する回路であれば、電圧測定部４３ａ以外の構成を用いても良い。
【００５０】
（実施の形態２）
本実施の形態の磁気ディスク装置の構成は、実施の形態１と同様であるが、電圧測定部４３ａの代わりに、電圧測定部４３ｂを有する。
【００５１】
図６は、電圧測定部４３ｂの構成の一例を示す回路図である。ここで、供給電圧Ｖｃｃを５Ｖとする。Ｃ点の電圧をＶＣ（第３信号）、Ｄ点の電圧をＶＤ（第４信号）とする。電圧測定部４３ａは、Ｃ２，Ｒ２で決定されるカットオフ周波数ｆｃのＬＰＦ５３を有する。
【００５２】
電圧測定部４３ｂは、供給電圧ＶｃｃをＲ１，Ｒ２で抵抗分圧して、ＬＰＦ５３に通過させることにより、ＶＣが得られる。また、ＶｃｃをＲ５，Ｒ６で抵抗分圧することにより、ＶＤが得られる。ＶＣとＶＤは、アンプ（差動増幅器）Ｍ２（減算部）により減算され、減算結果がＡ／Ｄコンバータ５１へ入力される。ＶｃｃのＤＣ成分がＡ／Ｄコンバータ５１のダイナミックレンジのセンタ付近になるように、抵抗分圧の比やアンプＭ２による増幅率が選択される。
【００５３】
ここで、Ｒ５＝Ｒ１、Ｒ６＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４とする。更に、Ｖｄｃ’＝Ｖｄｃ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）、Ｖａｃ’＝Ｖａｃ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）とすると、Ａ／Ｄコンバータ入力電圧Ａ／Ｄｉｎは、簡略化した次式で表される。
【００５４】
Ａ／Ｄｉｎ
＝ＶＤ−ＶＣ
＝２×（Ｖｄｃ’＋Ｖａｃ’）−Ｖｄｃ’
＝Ｖｄｃ’＋２×Ｖａｃ’      （３）
【００５５】
（３）式によれば、抵抗分圧によりＤＣ成分が振幅圧縮される場合でも、ＡＣ成分が振幅圧縮されない。これにより、ＤＣ成分に比べてＡＣ成分が大きく測定される。電圧測定部４３ｂは、上述の特性Ｐと同様、供給電圧のＤＣ成分のゲインが１倍になり、供給電圧のＡＣ成分のゲインが１倍より大きくなるように設計されている。
【００５６】
なお、ＬＰＦ５３の通過帯域は、ＤＣ成分を含み、電源リップルの周波数成分を含まない。更に、ＬＰＦ５３の通過帯域（カットオフ周波数）は、積層セラミックコンデンサの共振周波数、ショックセンサの共振周波数、ＰＣＢＡの共振周波数等を考慮して決定されても良い。
【００５７】
なお、供給電圧信号からＡＣ成分を減衰させた信号を減算する回路であれば、電圧測定部４３ｂ以外の構成を用いても良い。
【００５８】
上述の実施の形態１及び実施の形態２によれば、（２）式又は（３）式のようにラインリップル（ＡＣ成分）を抽出して増幅する事で、ＡＣ成分を抑圧することなく読み取る事が可能となり、ダイナミックレンジ縮小に伴うラインリップル検出性能の低下を防止することができる。これにより、ショック誤検出を防ぐためにショック検出精度を落とすことがなくなる。
【００５９】
電圧測定部４３ａ，４３ｂは、電圧測定装置に対応する。フィルタは、ＨＰＦ５２またはＬＰＦ５３に対応する。分配部は、実施の形態１におけるＲ１，Ｒ２、実施の形態２におけるＲ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ６に対応する。
【００６０】
本発明の電圧測定装置は、記憶装置へ容易に適用されることができる。この記憶装置は、磁気記憶装置、光記憶装置、光磁気記憶装置等を含む。この磁気記憶装置は、磁気ディスク装置、磁気テープ装置等を含む。
【００６１】
本発明は、その精神または主要な特徴から逸脱することなく、他の様々な形で実施することができる。そのため、前述の実施の形態は、あらゆる点で単なる例示に過ぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は、特許請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、何ら拘束されない。更に、特許請求の範囲の均等範囲に属する全ての変形、様々な改良、代替および改質は、全て本発明の範囲内のものである。
【００６２】
以上の実施の形態１〜２に関し、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置であって、
前記入力電圧信号を第１信号及び第２信号に分配する分配部と、
前記第１信号を濾波して、前記第１信号のＡＣの所定周波数成分より前記第１信号のＤＣ成分を減衰させるフィルタと、
前記フィルタの出力信号と前記第２信号とを加算する加算部と、
前記加算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータと、
を備え、
前記分配部は、前記加算部の出力信号のＤＣ成分のレベルが前記Ａ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
電圧測定装置。
（付記２）
前記分配部は、前記第２信号の振幅が前記第１信号の振幅より小さくなるように、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
付記１に記載の電圧測定装置。
（付記３）
前記分配部は、前記第２信号の振幅が前記入力電圧信号の振幅より小さくなるように、前記第２信号の振幅を減衰させる、
付記２に記載の電圧測定装置。
（付記４）
前記分配部は、抵抗分圧により、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
付記１に記載の電圧測定装置。
（付記５）
前記加算部は、前記フィルタの出力信号を増幅して前記第２信号と加算する、
付記１に記載の電圧測定装置。
（付記６）
前記フィルタは、前記第１信号のＡＣの所定周波数成分を通過させると共に前記第１信号のＤＣ成分を除去する、
付記１に記載の電圧測定装置。
（付記７）
入力電圧信号の測定を行う電圧測定装置であって、
前記入力電圧信号を第３信号及び第４信号に分配する分配部と、
前記第３信号を濾波して、前記第３信号のＤＣ成分より前記第３信号のＡＣの所定周波数成分を減衰させるフィルタと、
前記第４信号から前記フィルタの出力信号を減算する減算部と、
前記減算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータと、
を備え、
前記分配部は、前記減算部の出力信号のＤＣ成分のレベルが前記Ａ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、前記第３信号及び前記第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
を備える電圧測定装置。
（付記８）
前記分配部は、前記第３信号の振幅が前記第４信号の振幅より小さくなるように、前記第３信号及び前記第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
付記７に記載の電圧測定装置。
（付記９）
前記分配部は、前記第４信号の前記所定周波数成分の振幅が前記フィルタの出力信号のＤＣ成分の振幅の２倍になるように、前記第３信号及び前記第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
付記７に記載の電圧測定装置。
（付記１０）
前記分配部は、前記第３信号の振幅が前記入力電圧信号の振幅より小さくなるように、前記第３信号の振幅を減衰させる、
付記７に記載の電圧測定装置。
（付記１１）
前記フィルタは、前記第３信号のＤＣ成分を通過させると共に前記第３信号のＡＣの所定周波数成分を除去する、
付記７に記載の電圧測定装置。
（付記１２）
前記分配部は、抵抗分圧により、前記第３信号及び前記第４信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
付記７に記載の電圧測定装置。
（付記１３）
記憶媒体への書き込みを行う記憶装置であって、
前記記憶装置へ供給される入力電圧信号を第１信号及び第２信号に分配する分配部と、
前記第１信号を濾波して、前記第１信号のＡＣの所定周波数成分より前記第１信号のＤＣ成分を減衰させるフィルタと、
前記フィルタの出力信号と前記第２信号とを加算する加算部と、
前記加算部の出力信号をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記記憶装置に加わるショックを検出するショックセンサと、
前記Ａ／Ｄコンバータの出力と前記ショックセンサの出力とに基づいて、前記記憶媒体への書き込みの制御を行う制御部と、
を備え、
前記分配部は、前記加算部の出力信号のＤＣ成分のレベルが前記Ａ／Ｄコンバータの入力レンジ内になるように、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかの振幅を調整する、
記憶装置。
（付記１４）
前記制御部は、前記記憶媒体への書き込みを行うヘッドの位置情報を検出し、前記Ａ／Ｄコンバータの出力と前記ショックセンサの出力と前記位置情報とに基づいて、前記記憶媒体への書き込みの制御を行う、
付記１３に記載の記憶装置。
【符号の説明】
【００６３】
１  ＰＣＢＡ、２  ＤＥ、  制御部１１、１２  ＳＶＣ、１３  データバッファ、１４  水晶発振器、１５  ショックセンサ、１６  シリアルＡＴＡインタフェイス、２１  スピンドルモータ、２２  メディア、２３  ＶＣＭ、２４  プリアンプ、２５  ヘッド、２６  温度センサ、  ＨＤＣ３１、  ＭＣＵ３２、  ＲＤＣ３３、  サーボ制御部４１、４２  ショックセンサアンプ、４３ａ，４３ｂ  電圧測定部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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