(57)【要約】 【課題】相電流の推定精度を向上させる。【解決手段】電動機の相電流推定装置１０は、直流側電流センサ３１により検出されたインバータ１３の直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定部２３を備え、相電流推定部２３は、キャリア信号の１周期中での最大値または最小値のキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいて、キャリア頂点に対して対称なタイミングで相電流の各１点の電流値を推定しており、相電流推定部２３により推定された各１点からなる２点のタイミングでの電流値による平均値を、キャリア頂点での相電流の電流値として算出するキャリア頂点電流値算出部２３ａと、キャリア頂点での相電流の電流値と、モータ１１の電流方程式を離散化して得た離散化式とに基づき、キャリア信号の１周期中での任意のタイミングでの相電流の電流値を算出する相電流算出部２３ｃとを備える。【選択図】図１
2010115052.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、
前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサと、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段とを備え、
前記相電流推定手段は、前記搬送波信号の１周期中での最大値または最小値のキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいて、前記キャリア頂点に対して対称なタイミングで前記相電流の各１点の電流値を推定しており、
前記相電流推定手段により推定された前記各１点からなる２点のタイミングでの前記電流値による平均値を、前記キャリア頂点での前記相電流の電流値として算出するキャリア頂点電流値算出手段と、
前記キャリア頂点電流値算出手段により算出された前記キャリア頂点での前記相電流の電流値と、前記電動機の電流方程式を離散化して得た離散化式とに基づき、前記搬送波信号の１周期中での任意のタイミングでの前記相電流の電流値を算出する相電流算出手段とを備えることを特徴とする電動機の相電流推定装置。
【請求項２】
前記キャリア頂点電流値算出手段は、３相の前記相電流のうち２相の前記相電流毎に対して前記キャリア頂点での前記相電流の電流値を算出しており、
前記キャリア頂点電流値算出手段により算出された前記２相の前記相電流毎の前記キャリア頂点での電流値に基づき、前記３相の前記相電流のうち他の前記相電流の前記キャリア頂点での電流値を算出する電流値算出手段を備え、
前記相電流算出手段は、前記３相の前記相電流毎の前記キャリア頂点での電流値と、前記離散化式とにより、前記任意のタイミングでの前記３相の前記相電流毎の電流値を算出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の相電流推定装置。
【請求項３】
前記相電流算出手段は、前記任意のタイミングとして、前記搬送波信号の１周期の完了時での前記相電流の電流値を算出することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の相電流推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の相電流推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば単一の直流電流センサから出力される直流電流を３相交流電流に変換する際に、３対のトランジスタによる６つの相異なるゲート状態が変遷する過程で、各搬送波周期の２つの異なる区間でそれぞれ異なる位相の２つの電流値を検出し、３相電流の総和が常にゼロに等しいと仮定して、これら２つの電流値から他の位相の電流値を算出する電流検出方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特許第２５６３２２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術に係る電流検出方法において、単一の直流電流センサにより検出される２相分の相電流値の検出タイミングは同一ではないことから、この直流電流センサから出力される２つの電流値に対して、３相電流の総和がゼロに等しいとする仮定を適用すると、推定される他の１相の相電流の電流値の誤差が増大してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、相電流の推定精度を向上させることが可能な電動機の相電流推定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機（例えば、実施の形態でのモータ１１）への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２５）と、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサ（例えば、実施の形態での直流側電流センサ３１）と、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２３）とを備え、前記相電流推定手段は、前記搬送波信号の１周期中での最大値または最小値のキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいて、前記キャリア頂点に対して対称なタイミングで前記相電流の各１点の電流値を推定しており、前記相電流推定手段により推定された前記各１点からなる２点のタイミングでの前記電流値による平均値を、前記キャリア頂点での前記相電流の電流値として算出するキャリア頂点電流値算出手段（例えば、実施の形態でのキャリア頂点電流値算出部２３ａ）と、前記キャリア頂点電流値算出手段により算出された前記キャリア頂点での前記相電流の電流値と、前記電動機の電流方程式を離散化して得た離散化式とに基づき、前記搬送波信号の１周期中での任意のタイミングでの前記相電流の電流値を算出する相電流算出手段（例えば、実施の形態での相電流算出部２３ｃ）とを備える。
【０００５】
さらに、本発明の第２態様に係る電動機の相電流推定装置では、前記キャリア頂点電流値算出手段は、３相の前記相電流のうち２相の前記相電流毎に対して前記キャリア頂点での前記相電流の電流値を算出しており、前記キャリア頂点電流値算出手段により算出された前記２相の前記相電流毎の前記キャリア頂点での電流値に基づき、前記３相の前記相電流のうち他の前記相電流の前記キャリア頂点での電流値を算出する電流値算出手段（例えば、実施の形態での電流値算出部２３ｂ）を備え、前記相電流算出手段は、前記３相の前記相電流毎の前記キャリア頂点での電流値と、前記離散化式とにより、前記任意のタイミングでの前記３相の前記相電流毎の電流値を算出する。
【０００６】
さらに、本発明の第３態様に係る電動機の相電流推定装置では、前記相電流算出手段は、前記任意のタイミングとして、前記搬送波信号の１周期の完了時での前記相電流の電流値を算出する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、搬送波信号の１周期中でのキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいてキャリア頂点に対して対称なタイミングで推定した相電流の電流値による平均値をキャリア頂点での相電流の電流値とする。これにより、雑音に起因する誤差を低減し、３相の相電流毎に同一タイミングでの電流値を精度よく推定することができる。
そして、キャリア頂点での相電流の電流値と、電動機の電流方程式を離散化して得た離散化式とに基づき、搬送波信号の１周期中での任意のタイミングでの相電流の電流値を精度よく算出することができる。
【０００８】
さらに、本発明の第２態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、キャリア頂点での２相の相電流毎の電流値に基づき、キャリア頂点での他の１相の相電流の電流値を精度良く演算することができる。
さらに、本発明の第３態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、任意のタイミングとして、搬送波信号の１周期の完了時での相電流の電流値を推定することにより、この推定値を次の１周期でのモータ制御に利用することができ、三角波などの搬送波信号の頂点に同期しておこなわれるモータ制御に時間遅れ無しに最新の相電流の情報を適用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の電動機の相電流推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の相電流推定装置１０（以下、単に、相電流推定装置１０と呼ぶ）は、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）の相電流を推定するものであって、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、相電流推定装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。
【００１０】
この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
【００１１】
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１２】
インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１３】
モータ制御装置１４は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうものであり、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算し、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力すると共に、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
【００１４】
モータ制御装置１４は、例えば電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、過電流保護装置２２と、相電流推定部２３と、制御装置２４と、ＰＷＭ信号生成部２５とを備えて構成されている。
電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子との間において、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサ３１に接続され、直流側電流センサ３１から出力される検出信号を過電流保護装置２２および相電流推定部２３に出力する。
なお、直流側電流センサ３１はインバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の正極側端子との間に配置されてもよい。
また、モータ１１の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度であって、モータ１１の回転軸の回転位置）を検出する角度センサ３２から出力される検出信号は制御装置２４に入力されている。
なお、角度センサ３２は省略されて、代わりに、回転子の磁極位置を推定する装置を備えてもよい。
【００１５】
過電流保護装置２２は、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに応じて所定の過電流保護の動作をおこなう。
相電流推定部２３は、ＰＷＭ信号生成部２５から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に応じた検出タイミングで直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに基づき、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。なお、この相電流推定部２３の動作の詳細は後述する。
【００１６】
制御装置２４は、角度センサ３２から出力されるモータ１１の回転角に応じて、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこない、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。
【００１７】
ＰＷＭ信号生成部２５は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１８】
ＰＷＭ信号生成部２５からインバータ１３に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図２（Ａ）〜（Ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の状態）に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。なお、下記表１においては、ハイ側（Ｈｉｇｈ）およびロー側（Ｌｏｗ）の各トランジスタのうちオン状態となるトランジスタを示しており、図２（Ａ）〜（Ｈ）においてはオン状態となるトランジスタが網掛け表示されている。
そして、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。
【００１９】
【表１】
2010115052.tif 000003
【００２０】
相電流推定部２３は、例えばキャリア頂点電流値算出部２３ａと、電流値算出部２３ｂと、相電流算出部２３ｃとを備えている。
相電流推定部２３は、例えば三角波などのキャリア信号の１周期の期間において、キャリア信号の最大値または最小値のキャリア頂点（例えば、三角波では山側の頂点または谷側の頂点）に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいて、３相の相電流のうち２相の相電流毎に対して、キャリア頂点に対して対称なタイミングで相電流の各１点の電流値を、このタイミングで直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから推定する。
【００２１】
そして、キャリア頂点電流値算出部２３ａは、２相の相電流毎に対して、各１点からなる２点のタイミングでの相電流の電流値による平均値を、キャリア頂点での相電流の電流値として算出する。
【００２２】
例えば図３に示すように、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時においては、三角波のキャリア（搬送波）信号の谷側の頂点（キャリア頂点）に対して対称な電圧パターンでのキャリア信号の１周期Ｔｓの期間において、２相分の各相電流の検出値を２回取得することができる。
つまり、相電流推定部２３は、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ１の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｕ１，ｔｕ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ１を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｕ相電流Ｉｕ１および第２Ｕ相電流Ｉｕ２を取得し、さらに、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ３の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｗ１，ｔｗ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ２を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｗ相電流Ｉｗ１および第２Ｗ相電流Ｉｗ２を取得する。
【００２３】
そして、相電流推定部２３のキャリア頂点電流値算出部２３ａは、各相毎に、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値とする。
【００２４】
そして、電流値算出部２３ｂは、キャリア頂点電流値算出部２３ａから出力される２相の相電流（例えば、Ｕ相電流およびＷ相電流）毎のキャリア頂点での電流値（例えば図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値）から、対応するタイミングと同一のタイミング（つまり、キャリア頂点）での他の１相の相電流（例えば、Ｖ相電流）の電流値を、このタイミングでの３相の相電流の電流値の総和がゼロとなることを用いて算出する。
【００２５】
相電流推定部２３の相電流算出部２３ｃは、３相の相電流毎のキャリア頂点での電流値（例えば図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値）と、モータ１１の電流方程式を離散化して得た離散化式とにより、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間中での任意のタイミング、例えばキャリア信号の１周期の完了時（つまり、例えば図３に示す山側のキャリア頂点の時刻ｔｓ）での各相電流の電流値を算出する。
【００２６】
モータ１１の電流方程式は、例えばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータの場合には、ｄｑ座標上でのｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑと、微分演算子ｐと、巻線抵抗Ｒと、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、キャリア信号の１周期Ｔｓと、ｄ軸電電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑと、回転速度ωと、永久磁石の磁束成分φとにより、下記数式（１）に示すように記述される。
【００２７】
【数１】
2010115052.tif 000004
【００２８】
そして、上記数式（１）をオイラー近似により離散化して得られる離散化式は、例えばキャリア信号の１周期Ｔｓの期間中での任意のタイミングをキャリア信号の１周期の完了時（つまり、例えば図３に示す山側のキャリア頂点の時刻ｔｓ）とすれば、下記数式（２）に示すように記述される。
なお、下記数式（２）において、任意の自然数ｉはキャリア信号の１周期の完了時を示し、ｖｄ（ｉ），ｖｑ（ｉ）は今回のキャリア信号の１周期の完了時におけるｄ軸電圧およびｑ軸電圧の電圧値であり、ｉｄ（ｉ＋１），ｉｑ（ｉ＋１）は次回のキャリア信号の１周期の完了時におけるｄ軸電流およびｑ軸電流の電流値である。
また、任意の自然数ｋはキャリア頂点電流値算出部２３ａおよび電流値算出部２３ｂにより算出される電流値の時刻（つまり、例えば図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ）を示し、ｉｄ（ｋ），ｉｑ（ｋ），ω（ｋ）は今回のキャリア信号の１周期での谷側のキャリア頂点におけるｄ軸電流およびｑ軸電流の各電流値と回転速度とである。
【００２９】
【数２】
2010115052.tif 000005
【００３０】
相電流算出部２３ｃは、キャリア頂点電流値算出部２３ａおよび電流値算出部２３ｂから出力される３相の相電流毎の谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値をｄｑ変換して各電流値ｉｄ（ｋ），ｉｑ（ｋ）を算出する。また、相電流算出部２３ｃは、角度センサ３２から出力される検出信号に基づき谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの回転速度ω（ｋ）を算出する。なお、この回転速度ω（ｋ）は、例えば今回のキャリア信号の１周期の完了時における回転速度ω（ｉ）と次回のキャリア信号の１周期の完了時における回転速度ω（ｉ＋１）との平均値であってもよい。
そして、相電流算出部２３ｃは、例えば上記数式（２）により、次回のキャリア信号の１周期の完了時におけるｄ軸電流およびｑ軸電流の各電流値ｉｄ（ｉ＋１），ｉｑ（ｉ＋１）を算出する。
なお、相電流算出部２３ｃは、例えば制御処理負荷あるいはインバータ１３でのスイッチング損失の低減などを目的として、キャリア信号の１周期Ｔｓを相対的に長く設定する場合には、上記数式（２）の代わりに、例えば底がネイピア数ｅである指数関数により記述される下記数式（３）を用いてもよい。
【００３１】
【数３】
2010115052.tif 000006
【００３２】
なお、相電流算出部２３ｃは、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間中での任意のタイミングにおけるｄ軸電流およびｑ軸電流の各電流値を算出する際には、この任意のタイミングを谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐから時間間隔Ｔのタイミングとして、上記数式（２）または数式（３）において、係数（Ｔｓ／２）の代わりに時間間隔Ｔを用いる。
【００３３】
そして、相電流算出部２３ｃは、上記数式（２）または数式（３）により算出したｄ軸電流およびｑ軸電流の各電流値を逆ｄｑ変換して、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間中での任意のタイミング、例えばキャリア信号の１周期の完了時（つまり、例えば図３に示す山側のキャリア頂点の時刻ｔｓ）での各相電流の電流値を算出する。
【００３４】
上述したように、本実施形態による電動機の相電流推定装置１０によれば、キャリア信号の１周期中でのキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいてキャリア頂点に対して対称なタイミングで推定した相電流の電流値による平均値をキャリア頂点での相電流の電流値とすることから、雑音に起因する誤差を低減し、３相の相電流毎に同一タイミングでの電流値を精度よく推定することができる。
そして、キャリア頂点での各相電流の電流値と、モータ１１の電流方程式を離散化して得た離散化式とに基づき、キャリア信号の１周期中での任意のタイミング、特に、キャリア信号の１周期の次回の完了時での相電流の電流値を推定することにより、この推定値を次の１周期でのモータ制御に利用することができ、三角波などのキャリア信号の頂点に同期しておこなわれるモータ制御に時間遅れ無しに最新の相電流の情報を適用することができる。
しかも、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接的に検出する相電流センサを備える必要無しに、過電流保護用の直流側電流センサ３１を有効利用して各相電流を精度よく推定することができる。
【００３５】
なお、上述した実施の形態において、キャリア頂点電流値算出部２３ａは、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時に対して、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値を２回取得して、平均値を算出するとしたが、これに限定されず、例えば図４に示すような２相変調時、あるいは、適宜のキャリア信号の１周期Ｔｓ中の１／２周期のタイミングでのキャリア頂点に対して各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフのパターンが対称となる場合において、２相分の各相電流の検出値を２回取得して、平均値を算出してもよい。
【００３６】
なお、上述した実施の形態において、相電流算出部２３ｃは、上記数式（２）または数式（３）により算出したｄ軸電流およびｑ軸電流の各電流値を逆ｄｑ変換して得た各相電流の電流値を算出するとしたが、これに限定されず、例えば制御装置２４がｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう場合には、単に、上記数式（２）または数式（３）により算出したｄ軸電流およびｑ軸電流の各電流値を制御装置２４に出力してもよい。この場合、制御装置２４は、相電流算出部２３ｃから出力されるｄ軸電流およびｑ軸電流の各電流値を、電流のフィードバック制御（ベクトル制御）でのｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓとする。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施形態に係る電動機の相電流推定装置の構成図である。
【図２】図１に示すインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。
【図３】本発明の実施形態に係る搬送波と各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフのパターンと各相電流の検出タイミングの例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態の変形例に係る搬送波と各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフのパターンと各相電流の検出タイミングの例を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
１０  電動機の相電流推定装置
１１  モータ（電動機）
１３  インバータ
２３  相電流推定部（相電流推定手段）
２３ａ  キャリア頂点電流値算出部（キャリア頂点電流値算出手段）
２３ｂ  電流値算出部（電流値算出手段）
２３ｃ  相電流算出部（相電流算出手段）
２５  ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
３１  直流側電流センサ
【図１】
2010115052.tif 000007
【図２】
2010115052.tif 000008
【図３】
2010115052.tif 000009
【図４】
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