(57)【要約】【課題】パルスレーダ等の送信部に用いられる高周波増幅器において、送信出力の迅速な遮断を行い、雑音出力を低減することができる技術を提供する。【解決手段】高周波増幅器１０３に使用されている電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｔ２の遮断を電圧の高いドレイン電圧の遮断ではなく、動作点遷移で実現している。一般的に高出力用の高周波増幅器に用いられている電界効果トランジスタはＡ級動作で用いられていることに着目し、電圧の低いゲート電圧を高速に変化させて、電界効果トランジスタＴ２をＣ級動作状態とすることによって、電界効果トランジスタＴ２の増幅機能を著しく低減させることができる。Ａ級からＣ級への動作状態の遷移によって、電界効果トランジスタＴ２の電源は落ちなくても、電界効果トランジスタＴ２の増幅機能を著しく低下させるとによって、高周波増幅器１０３からの雑音出力を遮断することができる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドレインから高周波信号を出力する電界効果トランジスタと、
電源パルスを生成し、前記電界効果トランジスタの前記ドレインに前記電源パルスを印加する電源パルス生成回路と、
ゲートバイアス電圧を生成し、前記電界効果トランジスタのゲートに前記ゲートバイアス電圧を印加するゲートバイアス生成回路と、
前記電源パルスの遮断時に遮断パルス信号を生成し、前記電界効果トランジスタの前記ゲートに前記遮断パルス信号を印加する遮断パルス生成回路とを有し、
前記電界効果トランジスタは、前記遮断パルス信号により、Ａ級からＣ級へ動作点が遷移することを特徴とする高周波増幅器。
【請求項２】
請求項１記載の高周波増幅器において、
前記遮断パルス生成回路は、前記電源パルスと同期しており、前記電源パルスの立下り時に前記遮断パルス信号を生成することを特徴とする高周波増幅器。
【請求項３】
請求項１又は２記載の高周波増幅器を、送信部の最終段に備えているパルスレーダ。
【請求項４】
電界効果トランジスタを含む高周波増幅器において、
前記電界効果トランジスタの動作点をＡ級からＣ級へ制御することによって、前記電界効果トランジスタによる増幅動作及び雑音出力を遮断する方法。
【請求項５】
請求項４記載の方法において、
前記高周波増幅器は、パルスレーダの送信部の最終段に用いられることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波増幅回路技術に関し、特に、パルスレーダ及びマイクロ波応用装置等の送信部に用いられる高周波増幅器における増幅動作の高速遮断技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、レーダとして用いられているものとして、パルスレーダとＦＭ−ＣＷレーダがある。以下、その基本原理について説明する。
【０００３】
パルスレーダでは、距離は、高周波（電波）のパルスの往復時間を測定することによって求められ、速度は、送信波と受信波の相違からドップラー周波数を測定することによって求められる。したがって、距離は時間の空間における信号処理、速度は周波数の空間における処理によって求められる。パルスレーダの特色として、送信の時間及び受信の時間が分けられることから、アンテナを送受共用として全体を小さくすることができる。一方で同じ理由から、送信パルスを送信している際には受信はできないため、近距離の測定にはパルス幅を極端に短くするといった工夫が必要である。
【０００４】
ＦＭ−ＣＷレーダの基本構成を図５に示す。ＦＭ−ＣＷレーダでは、送信機からは一定出力の高周波が対象に向けて送信され続ける。この高周波の周波数は図６に示すような時間で変化（変化率は一定）する変調をかけられており、送信波と受信波の周波数差を測定することによって、距離と速度を測定する。したがって、パルスレーダと異なり、距離も速度も周波数の情報として現れることになる。ＦＭ−ＣＷレーダでは送信波を常に出し続けるため、アンテナを送信と受信とで共用することはできないが、送信波と受信波の周波数差から距離を求めるため、原理的には、距離がゼロのところまで測定することができる。ただし、距離情報と速度情報がともに周波数空間にあるため、不感帯が生じる欠点もある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、前記のようなパルスレーダの技術について、本発明者が検討した結果、以下のようなことが明らかとなった。
【０００６】
例えば、パルスレーダにて近距離まで測定する場合、パルス幅を短くする処置とともに、送信パルスの送信後ただちに送信機からの雑音出力を遮断して、雑音が受信機に入らないように、送信機と受信機のアイソレーションを良くする必要がある。送信機雑音の遮断には、送信機電源の遮断や、送信と受信のアンテナを別々にするといった処置がとられる。このように、パルスレーダでは、送信パルスを発射した後、直ちに送信機からの雑音出力を遮断することによって、より近距離まで測定することができる。
【０００７】
本発明が解決しようとする課題は、送信出力の迅速な遮断である。送信機出力の遮断には、高周波増幅器電源の遮断、あるいはＲＦ（無線周波数）線路にＰＩＮダイオードなどのスイッチを設置して遮断する方法がある。しかし、高周波増幅用アンプに用いられる電界効果トランジスタの電源電圧（ドレイン電圧）は１０Ｖ程度であり、遮断用に使用するＦＥＴスイッチの速度では高速のスイッチは得られにくい。ＲＦ線路にＰＩＮダイオードを負荷する方法は、遮断速度は十分速いものが得られるが、耐電力に問題があり、送信機出力に制限を加えることになる。
【０００８】
そこで、本発明の１つの目的は、パルスレーダ等の送信部に用いられる高周波増幅器において、送信出力の迅速な遮断を行い、雑音出力を低減することができる技術を提供することにある。
【０００９】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明では、高周波増幅器に使用されている電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の遮断を電圧の高いドレイン電圧の遮断ではなく、動作点遷移で実現している。一般的に高出力用の高周波増幅器に用いられている電界効果トランジスタはＡ級動作で用いられていることに着目し、電圧の低いゲート電圧を高速に変化させて、電界効果トランジスタをＣ級動作状態とすることによって、電界効果トランジスタの増幅機能を著しく低減させることができる。Ａ級からＣ級への動作状態の遷移によって、電界効果トランジスタの電源は落ちなくても、電界効果トランジスタの増幅機能を著しく低下させるとによって、高周波増幅器からの雑音出力を遮断することができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、高周波増幅器の電界効果トランジスタにおいて、電圧が高くかつ電流も大きいドレイン電圧・電流の遮断を行うことなく、電圧が小さく電流量も少ないゲート電圧を制御するだけで、高周波増幅器の雑音出力を低減することができる。
【００１２】
したがって、本発明により、パルスレーダの近距離側測定限界を比較的容易に短縮することが可能になり、従来、アイソレーションをとるために送信と受信のアンテナを別々にしているようなケースでも、送受信共用アンテナを採用して小型軽量化できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の一実施の形態によるパルスレーダの構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示した高周波増幅器の構成例を示す回路図である。
【図３】図２に示した高周波増幅器の各箇所における信号波形を示す図である。
【図４】図２に示した高周波増幅器の最終段の電界効果トランジスタのゲート電圧の波形を示す図である。
【図５】本発明の前提として検討した技術において、ＦＭ−ＣＷレーダの基本構成例を示す図である。
【図６】本発明の前提として検討した技術において、ＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００１５】
図１は、本発明の一実施の形態によるパルスレーダの構成例を示す回路図である。
【００１６】
まず、図１により、本実施の形態によるパルスレーダの構成の一例を説明する。本実施の形態のパルスレーダは、例えば、高周波発生部１０２及び高周波増幅器１０３などから成る送信部と、低雑音増幅器１０６及び復調回路１０７などから成る受信部と、送信及び受信信号を処理する信号処理部１０１と、送信と受信を切り換えるサーキュレータ１０４と、送信用及び受信用の送受共用アンテナ１０５などから構成されている。
【００１７】
このパルスレーダは、高周波発生部１０２において高周波信号を発生させ。この高周波信号を、信号処理部１０１からのパルス信号で変調し、連続する高周波信号をパルス状の高周波信号に成形する。成形されたパルス状の高周波信号は、高周波増幅器１０３で増幅され、サーキュレータ１０４を介して送受共用アンテナ１０５から電波として送信される。送受共用アンテナ１０５から電波送信された信号は、対象物に当たり、その反射波が送受共用アンテナ１０５で受信される。送受共用アンテナ１０５で受信された電波は、サーキュレータ１０４を介して低雑音増幅器１０６で増幅され、復調回路１０７でパルス信号に復調され、信号処理部１０１において信号処理される。信号処理部１０１では、高周波信号（電波）のパルスの往復時間を測定して対象物の距離を求め、送信波と受信波の違いからドップラー周波数を測定して対象物の速度を求める。すなわち、距離は時間の空間における信号処理、速度は周波数の空間における処理によって求められる。このパルスレーダの特色として、送信の時間及び受信の時間が分けられることから、アンテナを送受共用として全体を小さくすることができる。
【００１８】
図２は、図１に示した高周波増幅器１０３の構成例を示す回路図である。
【００１９】
図２に示すように、高周波増幅器１０３は、例えば、ＮＡＮＤゲートＮ１、ドライバＤ１，Ｄ２，…，Ｄｈ、トランジスタＴ１、及びインダクタＬ２などから成る電源パルス生成部と、ＮＡＮＤゲートＮ２、ツェナーダイオードＺ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２、及びＮＡＮＤゲートＮ３などから成る遮断パルス生成部と、抵抗Ｒ２、可変抵抗Ｒ３、インダクタＬ１などから成るゲートバイアス生成部と、前段アンプ（Ａｍｐ）Ａ１と、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４と、トランジスタＴ２などから構成されている。なお、ドライバＤ１，Ｄ２，…，Ｄｈは、１つ（Ｄ１のみ）であってもよい。
【００２０】
トランジスタＴ２は、高周波信号（ＲＦＩＮ）を増幅してＲＦＯＵＴを出力する。電源パルス生成部は、電源パルスを生成し、トランジスタＴ２のドレインにその電源パルスを印加する。ゲートバイアス生成部は、ゲートバイアス電圧を生成し、トランジスタＴ２のゲートにそのゲートバイアス電圧を印加する。遮断パルス生成部は、電源パルスの遮断時に遮断パルス信号を生成し、トランジスタＴ２のゲートにその遮断パルス信号を印加する。
【００２１】
トランジスタＴ２は、遮断パルス信号により、Ａ級からＣ級へ動作点が遷移する。コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４はそれぞれ、直流成分を除去するためのカップリングコンデンサである。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２及びツェナーダイオードＺ１は、片側極性にのみ効くローパスフィルタを構成している。トランジスタＴ１，Ｔ２は、例えばＧａＡｓＦＥＴなどの電界効果トランジスタである。また、可変抵抗Ｒ３により、電界効果トランジスタＴ２のゲートにかかるバイアス電圧が調節される。本実施の形態では、一例として、電界効果トランジスタＴ２のゲートにかかるバイアス電圧が−１Ｖに設定されている。電源パルス生成部は、送信時に、制御信号ＰＡＯＮにより、トランジスタＴ２のドレインに電源パルスを印加する。なお、本実施の形態では、一例として電源パルスの電圧値は１０Ｖに設定されている。
【００２２】
前段アンプＡ１には、高周波発生部１０２からのパルス状の高周波信号（ＲＦＩＮ）が入力され、前段アンプＡ１によって増幅された交流信号が、コンデンサＣ４を介してトランジスタＴ２のゲートに入力される。そして、トランジスタＴ２のドレインに印加される電源パルスが１０Ｖの期間中（ハイレベルの期間中）、前段アンプＡ１からの交流信号がトランジスタＴ２によって増幅され、トランジスタＴ２のドレインからは高周波信号（ＲＦＯＵＴ）が出力され、サーキュレータ１０４及び送受共用アンテナ１０５を介して電波送信される。
【００２３】
次に、図３により、高周波増幅器１０３の動作を説明する。図３は、図２に示した高周波増幅器１０３の各箇所における信号波形を示す図である。
【００２４】
電源パルス生成部に入力される制御信号（ＰＡＯＮ）ａは、通常の増幅器制御電圧である。パルス状の信号（遮断パルス信号）ｄは、制御信号ａ及び電源パルスと同期しており、制御信号ａのパルスの最後に発生する。
【００２５】
制御信号ａはＮＡＮＤゲートＮ１で反転されて信号ｂとなる。信号ｂは、ＮＡＮＤゲートＮ２でさらに反転されて、抵抗Ｒ１（１ｋΩ）及びコンデンサＣ２（１０００ｐＦ）から成るローパスフィルタとツェナーダイオードＺ１のアノードに入力する。そして、ツェナーダイオードＺ１とローパスフィルタ（抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２）との組み合わせにより、駆動信号（制御信号ａに対応）の尾部を延ばす（信号ｃ）。この信号ｃと、もとの信号ｂの論理積をとることにより（ＮＡＮＤゲートＮ３）、トランジスタＴ２のゲート電圧制御用のパルス信号ｄを生成する。
【００２６】
増幅器１０３の最終段アンプであるトランジスタＴ２には通常ゲート電圧としてＤＣ（直流）−１Ｖが印加されている。制御信号ａがハイレベルの時、パルス送信のためにＲＦパルス入力（ＲＦＩＮ）がトランジスタＴ２のゲートに入力され、トランジスタＴ２により増幅されてトランジスタＴ２のドレインからパルス信号（ＲＦＯＵＴ）が出力され、制御信号ａがロウレベルに変化した直後、ゲート電圧制御パルス信号ｄがトランジスタＴ２のゲート電圧に印加され、トランジスタＴ２のゲート電圧は、制御信号ａが終了した直後に波形ｅに示すように−２Ｖまで引き下げられる。
【００２７】
上記動作を要約すると、制御信号（ＰＡＯＮ）ａの立下りでトランジスタＴ２のゲート電圧が−１Ｖから更にマイナス側に振られることによって、トランジスタＴ２を非動作状態にしていることになる。トランジスタＴ２のゲート電圧がバイアス値（−１Ｖ）に戻る際に正側に振れているが、このとき、トランジスタＴ２のドレイン電圧は０Ｖとなっているので、過電流が流れることはない。
【００２８】
図４に、図２の回路にて生成したゲート電圧の波形ｅを示す。
【００２９】
図４から、増幅器制御電圧のパルスａが立ち下げ後、トランジスタＴ２のドレイン電圧ｆの尾部は約３００ｎｓ程度あることがわかる。これに対して、ゲート電圧ｅは制御信号ａの立ち下げ後直ちに−３Ｖまで落ち、最終段の増幅器（トランジスタＴ２）はＡ級からＣ級に動作状態が変化している。本回路の負荷により受信機へのノイズ入力レベルは約１３ｄＢの大幅な改善が見られた。
【００３０】
以上のように、本実施形態によるパルスレーダでは、高周波増幅器に使用されている電界効果トランジスタの遮断を電圧の高いドレイン電圧の遮断ではなく、動作点遷移（Ａ級からＣ級動作）で実現している。一般的に高出力用の高周波増幅器に用いられている電界効果トランジスタはＡ級動作で用いられていることに着目し、電圧の低いゲート電圧を高速に変化させてＣ級動作状態とすることによって、増幅機能を著しく低減させることができる。Ａ級からＣ級への動作状態の遷移によって、電界効果トランジスタの電源は落ちなくても、増幅機能を著しく低下させるとによって、増幅器からの雑音出力を遮断することができる。
【００３１】
したがって、本実施の形態の高周波増幅器によれば、電圧が高くかつ電流も大きいドレイン電圧・電流の遮断を行うことなく、電圧が小さく電流量も少ないゲート電圧を制御するだけで、高周波増幅器の雑音出力を低減することができる。したがって、本実施形態により、パルスレーダの近距離側測定限界を比較的容易に短縮することが可能になり、従来、アイソレーションをとるために送受のアンテナを別にしているようなケースでも、送受共用アンテナを採用して小型軽量化できる可能性がある。
【００３２】
以上、本発明者によってなされた発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００３３】
例えば、前記実施の形態においては、パルスレーダについて説明したが、これに限定されるものではなく、マイクロ波応用装置等についても適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明は、車載用レーダ、航空機用レーダなどパルスレーダ一般に利用可能である。
【符号の説明】
【００３５】
１０１  信号処理部
１０２  高周波発生部
１０３  高周波増幅器
１０４  サーキュレータ
１０５  送受共用アンテナ
１０６  低雑音増幅器
１０７  復調回路
Ａ１  前段アンプ（Ａｍｐ）
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４  コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，…，Ｄｈ  ドライバ
Ｌ１，Ｌ２  インダクタ
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３  ＮＡＮＤゲート
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗
Ｔ１，Ｔ２  トランジスタ
Ｚ１  ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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