(57)【要約】 【課題】電動機を小型化かつ高出力化しつつ、磁極位置を推定する際の推定誤差が増大することを防止する。【解決手段】電動機の磁極位置推定装置１０は、モータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用してｄｑ座標系に対するγδ座標系の位相差Δθｅを推定する磁極位置誤差推定部４６と、位相差Δθｅから磁極位置推定値θｅを演算する回転速度−磁極位置演算部４７と、モータ１１の実電流に対する電流指令値が所定値未満であるか否かを判定する判定結果において電流指令値が所定値未満である場合に、電流指令値を所定値以上に変更し、かつ、電流指令値の変更の前後においてモータ１１のトルクを不変に維持する指令電流生成部４２とを備える。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、
ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記電動機に通電される電流に応じた実電流と前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流との電流偏差に基づき前記位相差を算出する位相差算出手段と、前記位相差算出手段により算出された前記位相差に基づき前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段と、
前記実電流に対する電流指令値が所定値未満であるか否かを判定する判定手段と、
前記判定手段による判定結果において前記電流指令値が所定値未満である場合に、前記電動機のトルクを不変に維持しつつ、前記電流指令値を前記所定値以上に変更する指令電流設定手段と
を備えることを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
【請求項２】
前記電動機に磁極位置検出用の高調波電圧を印加する高調波電圧印加手段を備え、
前記指令電流設定手段は、前記高調波電圧印加手段により前記電動機に印加される前記高調波電圧に応じた前記実電流の電流変化量に基づき、前記電動機のトルクを不変に維持しつつ、前記実電流が前記所定値以上となるように前記電流指令値を変更することを特徴とする請求項１に記載の電動機の磁極位置推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の磁極位置推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば筒状のヨーク部とティース部からなる薄板状のコアを積層して構成したステータコアと、ティース部に装着した電機子巻線とを備えたステータを有し、ティース部の幅寸法を先端に向かって狭くなるように多段階的に変化させたＡＣサーボモータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００２−３５４７１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術に係るＡＣサーボモータにおいては、モータ制御が煩雑あるいは困難になることを防止するために、入力電流に対する出力トルクの直線性を有することが望まれている。しかしながら、出力トルクの直線性は、電機子のティース部における磁気飽和に起因するトルク飽和によって劣化してしまうという問題が生じる。
このような問題に対して、従来、例えばティース幅を長くしたり、ティースを短くして、磁気飽和を低減する方法が知られている。
しかしながら、例えばティース幅を広くする場合には、電機子巻線の面積が減少すると共に、ティース先端部同士の間隔が狭くなることで漏れ磁束が増大し、出力特性が悪化してしまうという問題が生じる。また、例えばティースを短くする場合には、電機子巻線の面積が減少すると共に、回転子の外径が増大して回転子の慣性が増大してしまうという問題が生じる。
また、ティース先端部は電機子巻線に通電される巻線電流によって発生する磁束の磁路に含まれることから、ティース部における磁気飽和に起因してインダクタンスが変化してしまうという問題が生じる、そして、このようなインダクタンスの変化により、モータの磁極位置を推定する際の推定誤差が増大してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、電動機を小型化かつ高出力化しつつ、磁極位置を推定する際の推定誤差が増大することを防止することが可能な電動機の磁極位置推定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２３）と、ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記電動機に通電される電流に応じた実電流と前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流との電流偏差に基づき前記位相差を算出する位相差算出手段（例えば、実施の形態での磁極位置誤差推定部４６）と、前記位相差算出手段により算出された前記位相差に基づき前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段（例えば、実施の形態での回転速度−磁極位置演算部４７）と、前記実電流に対する電流指令値が所定値未満であるか否かを判定する判定手段（例えば、実施の形態での指令電流生成部４２）と、前記判定手段による判定結果において前記電流指令値が所定値未満である場合に、前記電動機のトルクを不変に維持しつつ、前記電流指令値を前記所定値以上に変更する指令電流設定手段（例えば、実施の形態での指令電流生成部４２が兼ねる）とを備える。
【０００５】
さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置は、前記電動機に磁極位置検出用の高調波電圧を印加する高調波電圧印加手段（例えば、実施の形態での検出用電圧印加部４９）を備え、前記指令電流設定手段は、前記高調波電圧印加手段により前記電動機に印加される前記高調波電圧に応じた前記実電流の電流変化量に基づき、前記電動機のトルクを不変に維持しつつ、前記実電流が前記所定値以上となるように前記電流指令値を変更する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、電動機のトルクを不変に維持した状態で電流指令値を所定値以上に維持することで、インダクタンスの非線形性が生じる領域、つまり実電流の大きさによってインダクタンスが変化する領域を回避することができる。これにより、電動機を小型化かつ高出力化する際に、ステータのティース先端部同士の間隔を大きくすることができない場合であっても、実電流が所定値未満となって漏れ磁束の寄与が増大して実電流の大きさによってインダクタンスが変化する状態が生じることを防止することができ、電動機の出力特性が悪化してしまうことを防止することができる。そして、電動機の通電においてインダクタンスの非線形性が生じる領域を回避することにより、例えばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータなどにおいてインダクタンスの突極性を利用して磁極位置の推定をおこなう場合であっても、適切な推定をおこなうことができ、推定精度が低下してしまうことを防止することができる。
【０００７】
さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、電動機のインダクタンスが磁極位置により変化することを利用して磁極位置を推定する場合であっても、高調波電圧の印加に応じた実電流の電流変化量に基づき、電動機のトルクを不変に維持しつつ、実電流が変動したとしても的確に所定値以上となるように電流指令値を変更することから、インダクタンスの非線形性が生じる領域を的確に回避し、適切な推定をおこなうことができ、推定精度が低下してしまうことを防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明の電動機の磁極位置推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０（以下、単に、磁極位置推定装置１０と呼ぶ）は、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）の磁極位置（つまり、所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度）を推定し、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有するロータ（図示略）と、このロータを回転させる回転磁界を発生するステータ（図示略）とを備えて構成されている。
磁極位置推定装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。
【０００９】
この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
【００１０】
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１１】
インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１２】
モータ制御装置１４は、後述するように、回転直交座標をなすγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行うものであり、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを演算し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
【００１３】
モータ制御装置１４は、例えば相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、制御装置２２と、ＰＷＭ信号生成部２３とを備えて構成されている。
相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとモータ１１との間において、３相の各相電流のうち少なくとも何れか２相の各相電流（例えば、Ｕ相電流およびＶ相電流）を検出する各相電流センサ３２に接続され、各相電流センサ３２から出力される検出信号を制御装置２２に出力する。
【００１４】
制御装置２２は、例えば図２に示すように、実際のモータ１１が有する回転直交座標のｄ−ｑ軸に対して、実際の回転角と推定または指定した回転角との差である位相差Δθｅおよび回転速度ωｅを有する回転直交座標のγ−δ軸を設定し、このγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
制御装置２２は、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを生成し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＷＭ信号生成部２３に出力する。
また、制御装置２２は、各相電流センサ３２から出力される検出信号に応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγδ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
なお、この制御装置２２の動作の詳細は後述する。
【００１５】
ＰＷＭ信号生成部２３は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１６】
制御装置２２は、例えば図３に示すように、速度制御部４１と、指令電流生成部４２と、電流制御部４３と、γδ−３相変換部４４と、３相−γδ変換部４５と、磁極位置誤差推定部４６と、回転速度−磁極位置演算部４７と、電気角−機械角変換部４８とを備えて構成されている。
【００１７】
速度制御部４１は、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、例えば電気角−機械角変換部４８から出力される回転速度ωｒ（機械角）に応じたクローズループ制御により、トルク指令Ｔｃを演算する。そして、トルク指令Ｔｃを出力する。
なお、制御装置２２は、この速度制御部４１の代わりにトルク制御部を備え、トルク制御を実行してもよい。
【００１８】
指令電流生成部４２は、速度制御部４１から出力されるトルク指令Ｔｃに基づき、指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを出力する。
なお、指令電流生成部４２は、例えば図２に示すように、γ−δ座標上で指令γ軸電流Ｉγｃが各所定値Ｉγｎ，（−Ｉγｎ）となるγ軸上の２点Ｇ１，Ｇ２を含み、かつ、原点Ｏを中心とする円Ｇによって取り囲まれる領域を、モータ１１の実電流の大きさによってインダクタンスが変化するインダクタンス非線形領域とし、このインダクタンス非線形領域を回避するようにして指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを設定する。
【００１９】
例えば、指令電流生成部４２は、トルク指令Ｔｃに基づき算出した指令γ軸電流Ｉγｃが所定値（−Ｉγｎ）以上かつゼロ以下の範囲内である場合には、指令γ軸電流Ｉγｃを所定値（−Ｉγｎ）とし、トルク指令Ｔｃに基づき算出した指令γ軸電流Ｉγｃがゼロ以上かつ所定値Ｉγｎ以下の範囲内である場合には、指令γ軸電流Ｉγｃを所定値Ｉγｎとする。
そして、例えば下記数式（１）に示すように、速度制御部４１から出力されるトルク指令Ｔｃと、新たに設定した指令γ軸電流Ｉγｃと、モータ１１の極対数ｑと、永久磁石の磁束成分φと、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとに基づき、指令δ軸電流Ｉδｃを演算する。
【００２０】
【数１】
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【００２１】
なお、所定値Ｉγｎ，（−Ｉγｎ）は、予め、実施される試験などに基づいて設定される。例えば図４（Ａ），（Ｂ）に示す試験結果では、指令ｑ軸電流Ｉｑｃが各所定値ａ，０，（−ａ）であるときのｄ軸インダクタンスＬｄと指令ｄ軸電流Ｉｄｃとの対応関係、および、指令ｑ軸電流Ｉｑｃが各所定値ａ，（−ａ）であるときのｑ軸インダクタンスＬｑと指令ｄ軸電流Ｉｄｃとの対応関係から、指令ｄ軸電流Ｉｄｃの絶対値が所定値ａよりも小さい場合にインダクタンスが急激に変化する非線形性を有することが判る。この場合には、所定値Ｉγｎ＝ａ，所定値（−Ｉγｎ）＝（−ａ）とすることにより、インダクタンス非線形領域を回避することができる。
【００２２】
電流制御部４３は、指令電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、指令電流生成部４２から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４５から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを出力する。
【００２３】
γδ−３相変換部４４は、回転速度−磁極位置演算部４７から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、γ−δ座標上でのγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相電圧指令ＶｕおよびＶ相電圧指令ＶｖおよびＷ相電圧指令Ｖｗに変換する。
３相−γδ変換部４５は、相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖの検出信号に基づき、同一タイミングでの各相電流の電流値の総和はゼロであることを用いて、２相の相電流（例えば、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ）の電流値から、他の１相の相電流（例えば、Ｗ相電流Ｉｗ）の電流値を算出する。そして、回転速度−磁極位置演算部４７から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、γ−δ座標上でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδに変換する。
【００２４】
磁極位置誤差推定部４６は、例えば、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδとに基づき、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定する。例えば磁極位置誤差推定部４６は、モータ１１に通電される電流に応じた実電流（つまり、γ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδ）とモータ１１の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流との電流偏差に基づき位相差Δθｅを算出する。
【００２５】
回転速度−磁極位置演算部４７は、磁極位置誤差推定部４６から出力される位相差Δθｅに基づき、ＰＬＬ（Phase-locked loop）による位相同期処理あるいは同一次元オブザーバによる追従演算処理などをおこない、回転速度推定値ωｅと磁極位置推定値θｅを演算する。
【００２６】
電気角−機械角変換部４８は、モータ１１の極対数ｑに応じて、回転速度−磁極位置演算部４７から出力される回転速度推定値ωｅを回転速度ωｒ（機械角）に変換し、回転速度ωｒ（機械角）を出力する。
【００２７】
上述したように、本実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０によれば、モータ１１のトルク指令Ｔｃを不変に維持した状態で指令γ軸電流Ｉγｃの絶対値を所定値ａ以上に維持することから、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに応じた電流ベクトルの大きさが、インダクタンスの非線形性が生じる領域つまりモータ１１に通電される電流の大きさによってインダクタンスが変化する領域内の値となることを回避することができる。これにより、モータ１１を小型化かつ高出力化する際に、ステータのティース先端部同士の間隔を大きくすることができない場合であっても、モータ１１に通電される電流の大きさが所定値未満となって漏れ磁束の寄与が増大して電流の大きさによってインダクタンスが変化する状態が生じることを防止することができ、モータ１１の出力特性が悪化してしまうことを防止することができる。そして、モータ１１の通電においてインダクタンスの非線形性が生じる領域を回避することにより、例えばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータなどにおいてインダクタンスの突極性を利用して磁極位置の推定をおこなう場合であっても、適切な推定をおこなうことができ、推定精度が低下してしまうことを防止することができる。
【００２８】
なお、上述した実施の形態において、磁極位置誤差推定部４６は、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定するとしたが、これに限定されず、上述した実施の形態の変形例として、例えば電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδに高調波電圧を印加し、インダクタンスが磁極位置により変化することを利用して位相差Δθｅを推定してもよい。
この変形例に係る磁極位置推定装置１０の制御装置２２は、例えば図５に示すように、速度制御部４１と、指令電流生成部４２と、電流制御部４３と、γδ−３相変換部４４と、３相−γδ変換部４５と、磁極位置誤差推定部４６と、回転速度−磁極位置演算部４７と、電気角−機械角変換部４８と、検出用電圧印加部４９とを備えて構成されている。
つまり、この変形例に係る磁極位置推定装置１０と、上述した実施の形態に係る磁極位置推定装置１０との間で、装置の構成上で異なる点は、変形例に係る磁極位置推定装置１０において検出用電圧印加部４９が追加されている点である。
【００２９】
この変形例では、電流制御部４３は、指令電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、指令電流生成部４２から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４５から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγｃを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδｃを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃを出力する。
【００３０】
検出用電圧印加部４９は、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃに重畳される高調波電圧として、例えば所定周波数のパルス電圧などからなるγ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδを出力する。
そして、電流制御部４３から出力される各γ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃと、検出用電圧印加部４９から出力される各γ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδとは加算され、各γ軸電圧指令値Ｖγ（＝Ｖγｃ＋Ｖｈγ）およびδ軸電圧指令値Ｖδ（＝Ｖδｃ＋Ｖｈδ）として、γδ−３相変換部４４および磁極位置誤差推定部４６に入力される。
【００３１】
磁極位置誤差推定部４６は、例えば、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδとに基づき、モータ１１の回転時にインダクタンスが磁極位置により変化することを利用して位相差Δθｅを推定する。
【００３２】
この変形例では、指令電流生成部４２は、検出用電圧印加部４９によるγ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδの印加時のインダクタンスによる電流変化を考慮して、指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを設定する。
例えば、指令電流生成部４２は、例えば下記数式（２）に示すように、予め既知とされるキャリア信号の１周期Ｔｓおよびｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、位相差Δθと、γ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδに応じたγδ軸高調波電圧ΔＶγδとに基づき、電流変化ΔＩγδの最大値を算出する。なお、電流変化ΔＩγδの最大値は、予め実施される試験などに基づいて設定されてもよい。そして、この電流変化ΔＩγδの最大値によってモータ１１に通電される電流の大きさが変化した場合であってもインダクタンス非線形領域を回避するようにして、指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを設定する。
【００３３】
【数２】
2010136586.tif 000004
【００３４】
なお、上述した実施の形態においては、各相電流センサ３２の代わりに、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子あるいは正極側端子との間においてインバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサを設けてもよい。この場合には、直流側電流センサから出力される検出信号と、ＰＷＭ信号生成部２３からインバータ１３に入力されるゲート信号とに基づき各相電流を推定し、各相電流の推定値を３相−γδ変換部４５に入力すればよい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。
【図２】本発明の実施形態に係る回転直交座標のγ−δ軸およびｄ−ｑ軸の一例を示す図である。
【図３】本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。
【図４】図４（Ａ）は指令ｑ軸電流Ｉｑｃが各所定値ａ，０，（−ａ）であるときのｄ軸インダクタンスＬｄと指令ｄ軸電流Ｉｄｃとの対応関係を示すグラフ図であり、図４（Ｂ）は指令ｑ軸電流Ｉｑｃが各所定値ａ，（−ａ）であるときのｑ軸インダクタンスＬｑと指令ｄ軸電流Ｉｄｃとの対応関係を示すグラフ図である。
【図５】本発明の実施形態の変形例に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。
【符号の説明】
【００３６】
１０  電動機の磁極位置推定装置
１１  モータ
１３  インバータ
２２  制御装置
２３  ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
４２  指令電流生成部（判定手段、指令電流設定手段）
４６  磁極位置誤差推定部（位相差算出手段）
４７  回転速度−磁極位置演算部（磁極位置演算手段）
【図１】
2010136586.tif 000005
【図２】
2010136586.tif 000006
【図３】
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【図４】
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【図５】
2010136586.tif 000009