(57)【要約】【課題】電流検出箇所を低減しつつも、線電流を検出できるインバータのスイッチング制御方法を提供する。【解決手段】スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４の少なくとも何れか一方が導通し、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２が互いに排他的に導通し、スイッチング素子Ｔｒ３，Ｔｒ４が互いに排他的に導通するスイッチングパターンのうち、少なくとも２つを選択的に採用する。採用されたスイッチングパターンの各々について、直流電源線ＬＬを流れる電流を検出する。【選択図】図１
2010093974.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
相互間に直流電圧が印加される第１、第２及び第３の直流電源線（ＬＨ，ＬＭ，ＬＬ）と、
第１及び第２の出力線（Ｌｕ，Ｌｖ）と、
前記第２の直流電源線と接続される第３の出力線（Ｌｗ）と、
前記第１の直流電源線と、前記第１の出力線との間に接続される第１スイッチング素子（Ｔｒ１）と、
前記第３の直流電源線と、前記第１の出力線との間に接続される第２スイッチング素子（Ｔｒ２）と、
前記第１の直流電源線と、前記第２の出力線との間に接続される第３スイッチング素子（Ｔｒ３）と、
前記第３の直流電源線と、前記第２の出力線との間に接続される第４スイッチング素子（Ｔｒ４）と
を備えるインバータにおいて、
（ａ）前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の少なくとも何れか一方が導通し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが互いに排他的に導通し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが互いに排他的に導通するスイッチングパターンのうち、少なくとも２つを選択的に採用する工程と、
（ｂ）前記工程（ａ）で採用されたスイッチングパターンの各々について、前記第３の直流電源線を流れる電流を検出する工程と
を有する、線電流検出方法。
【請求項２】
（ｃ）前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が導通し、且つ前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が非導通であるスイッチングパターンが採用されているときに、前記第２の直流電源線（ＬＭ）を流れる電流が所定値を超えていることを検知する工程
を更に有する、請求項１に記載の線電流検出方法。
【請求項３】
前記インバータは、
前記第３の出力線（Ｌｗ）と、前記第１及び前記第３の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）の各々との間にそれぞれ接続される一対のスイッチング素子（Ｔｒ５，Ｔｒ６）と、
前記第２の直流電源線と前記第３の出力線との間に設けられたスイッチ（Ｓｗ１）と
を更に備え、
前記スイッチが導通するときに前記工程（ａ）〜（ｃ）が実行され、
（ｄ）前記スイッチを非導通とし、前記第１スイッチング素子乃至前記第４スイッチング素子及び前記一対のスイッチング素子を制御して、前記第１及び前記第３の直流電源線の間の電圧を前記第１乃至第３の出力線の線間電圧として出力する工程
を更に有する、請求項１又は２に記載の線電流検出方法。
【請求項４】
前記インバータは、
交流電圧が印加される複数の入力端を有し、前記交流電圧の高電位及び低電位をそれぞれ前記第１及び前記第３の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）に与えるダイオード整流回路（Ｄ７〜Ｄ１０）と、
前記複数の入力端の一つと前記第２の直流電源線（ＬＭ）との間に介在する第２のスイッチ（ＳＷ２）と、
前記第２の直流電源線と、前記第１の直流電源線（ＬＨ）及び前記第３の直流電源線（ＬＬ）との間にそれぞれ接続される一対のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）と
を更に備える、請求項１乃至３の何れか一つに記載の線電流検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、線電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には三相モータを駆動するインバータが記載されている。インバータの入力側には複数のダイオードと２つの平滑コンデンサからなる倍電圧整流回路が接続されている。インバータは第１乃至第４のスイッチング素子を備えている。第１及び第２のスイッチング素子は相互に直列に接続され、第３及び第４のスイッチング素子は相互に直列に接続される。第１及び第２のスイッチング素子の一組と、第３及び第４のスイッチング素子の一組とは、２つの平滑コンデンサの一組と相互に並列に接続される。
【０００３】
第１及び第２のスイッチング素子の間の電位と、第３及び第４のスイッチング素子の間の電位と、２つの平滑コンデンサの間の電位とが三相モータに入力される。
【０００４】
そして、インバータが有する４つの第１乃至第４のスイッチング素子の導通／非導通を１２０度通電モードに従って制御して、三相交流電圧を三相モータへと与えている。
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−１３６９９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
三相モータの回転数を検知する位置検出センサーなしにインバータを制御する位置検出センサレス制御が採用される場合、三相モータへと流れる線電流が検出され、当該線電流に基づいて三相モータの回転数が推定される。
【０００７】
特許文献１に記載のインバータにおいては、１２０度通電モードに従って第１乃至第４のスイッチング素子が制御される。この場合、第１乃至第４のスイッチング素子は電気位相角で６０度の区間毎にスイッチングパターンが切り替わる。言い換えれば６０度の区間ではスイッチングパターンが切り替わらない。よって、三相モータへ流れる線電流を検出するためには、三相モータへと流れる線電流のうち少なくとも２つの線電流を、それぞれ異なる箇所で検出する必要があった。言い換えるならば、２つの電流検出回路をインバータに設ける必要があった。
【０００８】
そこで、本発明は、電流を検出する箇所を低減しつつも線電流を得ることができる線電流検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る線電流検出方法の第１の態様は、相互間に直流電圧が印加される第１、第２及び第３の直流電源線（ＬＨ，ＬＭ，ＬＬ）と、第１及び第２の出力線（Ｌｕ，Ｌｖ）と、前記第２の直流電源線と接続される第３の出力線（Ｌｗ）と、前記第１の直流電源線と、前記第１の出力線との間に接続される第１スイッチング素子（Ｔｒ１）と、前記第３の直流電源線と、前記第１の出力線との間に接続される第２スイッチング素子（Ｔｒ２）と、前記第１の直流電源線と、前記第２の出力線との間に接続される第３スイッチング素子（Ｔｒ３）と、前記第３の直流電源線と、前記第２の出力線との間に接続される第４スイッチング素子（Ｔｒ４）とを備えるインバータにおいて、（ａ）前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の少なくとも何れか一方が導通し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが互いに排他的に導通し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが互いに排他的に導通するスイッチングパターンのうち、少なくとも２つを選択的に採用する工程と、（ｂ）前記工程（ａ）で採用されたスイッチングパターンの各々について、前記第３の直流電源線を流れる電流を検出する工程とを有する。
【００１０】
本発明に係る線電流検出方法の第２の態様は、第１の態様に係る線電流検出方法であって、（ｃ）前記第１スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子が導通し、且つ前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が非導通であるスイッチングパターンが採用されているときに、前記第２の直流電源線（ＬＭ）を流れる電流が所定値を超えていることを検知する工程を更に有する。
【００１１】
本発明に係る線電流検出方法の第３の態様は、第１又は第２の態様に係る線電流検出方法であって、前記インバータは、前記第３の出力線（Ｌｗ）と、前記第１及び前記第３の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）の各々との間にそれぞれ接続される一対のスイッチング素子（Ｔｒ５，Ｔｒ６）と、前記第２の直流電源線と前記第３の出力線との間に設けられたスイッチ（Ｓｗ１）とを更に備え、前記スイッチが導通するときに前記工程（ａ）〜（ｃ）が実行され、（ｄ）前記スイッチを非導通とし、前記第１スイッチング素子乃至前記第４スイッチング素子及び前記一対のスイッチング素子を制御して、前記第１及び前記第３の直流電源線の間の電圧を前記第１乃至第３の出力線の線間電圧として出力する工程を更に有する。
【００１２】
本発明に係る線電流検出方法の第４の態様は、第１乃至第３の何れか一つに係る線電流検出方法であって、前記インバータは、交流電圧が印加される複数の入力端を有し、前記交流電圧の高電位及び低電位をそれぞれ前記第１及び前記第３の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）に与えるダイオード整流回路（Ｄ７〜Ｄ１０）と、前記複数の入力端の一つと前記第２の直流電源線（ＬＭ）との間に介在する第２のスイッチ（ＳＷ２）と、前記第２の直流電源線と、前記第１の直流電源線（ＬＨ）及び前記第３の直流電源線（ＬＬ）との間にそれぞれ接続される一対のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）とを更に備える。
【発明の効果】
【００１３】
本発明に係る線電流検出方法の第１の態様によれば、工程（ｂ）で検出される電流は、第１の出力線に流れる線電流、第２の出力線に流れる線電流、第３の出力線に流れる線電流のいずれかとなる。これら３つの線電流の総和は零となる。従って工程（ａ）で選択される少なくとも２つのスイッチングパターンを採用し、第３の直流電源線を流れる電流のみを検出すれば、これら３つの線電流の全てが求められる。よって例えば第１乃至第３の出力線の各々を流れる線電流を直接に検出する場合に比べて容易に線電流を検出できる。また第３の直流電源線を流れる電流を検知する電流検出回路の一つをインバータに設けるだけでよいので、製造コストを低減できる。
【００１４】
本発明に係る線電流検出方法の第２の態様によれば、工程（ｃ）で規定されるスイッチングパターンが採用されている場合、第３の直流電源線には電流が流れない。請求項２にかかる線電流検出方法によれば、当該スイッチングパターンが採用されていても所定値以上の電流（過電流）が流れていることを検知できる。また、電流が所定値を超えるか否かを判断する過電流検知回路には、オペアンプといった高価な増幅器を必要としないため、インバータの製造コストの増大を抑制できる。
【００１５】
本発明に係る線電流検出方法の第３の態様によれば、工程（ａ）乃至（ｃ）によって請求項１，２にかかる線電流検出方法を実行でき、工程（ｄ）によってインバータの出力電圧を向上できる。
【００１６】
本発明に係る線電流検出方法の第４の態様によれば、第２のスイッチの導通／非導通を切り替えることで、第１及び第３の直流電源線の間の電圧の大きさを変更することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
第１の実施の形態．
図１はインバータの概念的な構成の一例を示している。インバータは、直流電源線ＬＨ，ＬＭ，ＬＬと、出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４と、還流ダイオードＤ１〜Ｄ４と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、シャント抵抗Ｒ１と、電流検出回路１と、三相負荷２とを備えている。
【００１８】
直流電源線ＬＨ，ＬＭ，ＬＬの相互間には図示しない外部から直流電圧が印加される。例えば直流電源線ＬＨには高電位が与えられる。直流電源線ＬＭには高電位よりも低い中電位が与えられる。直流電源線ＬＬには中電位よりも低い低電位が与えられる。
【００１９】
平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続されている。直流電源線ＬＭは平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の間に接続されている。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は直流電源線ＬＨ，ＬＭの間及び直流電源線ＬＭ，ＬＬの間の直流電圧をそれぞれ平滑する。
【００２０】
スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４は例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である。スイッチング素子Ｔｒ１は直流電源線ＬＨと出力線Ｌｕとの間に接続されている。スイッチング素子Ｔｒ２は直流電源線ＬＬと出力線Ｌｕとの間に接続されている。スイッチング素子Ｔｒ３は直流電源線ＬＨと出力線Ｌｖとの間に接続されている。スイッチング素子Ｔｒ４は直流電源線ＬＬと出力線Ｌｖとの間に接続されている。
【００２１】
還流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ呈して、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４とそれぞれ並列に接続されている。
【００２２】
出力線Ｌｗは直流電源線ＬＭと接続されている。
【００２３】
シャント抵抗Ｒ１は例えば直流電源線ＬＬ上に設けられている。電流検出回路１はシャント抵抗Ｒ１を流れる電流を検出する。シャント抵抗Ｒ１と電流検出回路１とからなる部分は、直流電源線ＬＬ上を流れる電流を検出する電流検出部と把握できる。なお、シャント抵抗Ｒ１は直流電源線ＬＨ上に設けられていてもよい。この場合、シャント抵抗Ｒ１と電流検出回路１とから成る部分は、直流電源線ＬＨ上を流れる電流を検出する電流検出部と把握できる。また、この場合は絶縁性の電流検出回路１を用いる必要がある。通常、直流電源線ＬＬには上記低電位として接地電位が印加されるからである。このような絶縁性の電流検出回路１は高価であるので、安価な電流検出回路１を用いるためにはシャント抵抗Ｒ１は直流電源線ＬＬに設けられていることが好ましい。
【００２４】
このようなインバータにおいて、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２を互いに排他的に導通させ、スイッチング素子Ｔｒ３，Ｔｒ４を互いに排他的に導通させる。よって、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４のスイッチングパターンとしては４つのスイッチングパターンが採用される。この４つのスイッチングパターンは、（０，０）、（０，１）、（１，０）、（１，１）と表される。括弧内の最初の数字はスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２の導通／非導通の状態を示している。「１」はスイッチング素子Ｔｒ１が導通且つスイッチング素子Ｔｒ２が非導通であることを示している。「０」はスイッチング素子Ｔｒ１が非導通且つスイッチング素子Ｔｒ２が導通であることを示している。括弧内の残りの数字はスイッチング素子Ｔｒ３，Ｔｒ４の導通／非導通の状態を示している。「１」はスイッチング素子Ｔｒ３が導通且つスイッチング素子Ｔｒ４が非導通であることを示している。「０」はスイッチング素子Ｔｒ３が非導通且つスイッチング素子Ｔｒ４が導通であることを示している。
【００２５】
スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４がこれらのスイッチングパターン（０，０）、（０，１）、（１，０）、（１，１）を実現しているときにインバータが出力する電圧ベクトルをそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ３と表現する。
【００２６】
なお、スイッチングパターンを切り替える際にスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２のいずれもが、スイッチング素子Ｔｒ３，Ｔｒ４のいずれもが、それぞれ非導通であるデッドタイムを採用してもよい。
【００２７】
そして、スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４の少なくとも何れか一方が導通し、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２が互いに排他的に導通し、スイッチング素子Ｔｒ３，Ｔｒ４が互いに排他的に導通するスイッチングパターンのうち、少なくとも２つを選択的に採用する工程を実行する。言い換えるとスイッチングパターン（１，１）を除くスイッチングパターンのうち少なくとも２つ以上を選択的に採用する工程が実行される。そして、当該工程で採用されたスイッチングパターンの各々について、直流電源線ＬＬを流れる電流を検出する工程を実行する。
【００２８】
以下、具体的に説明する。図２はスイッチングパターン（０，０）が採用されたときの、インバータの等価回路を示している。なお、出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗをそれぞれ流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、三相負荷２へと向かって流れる方向を正にして表現される。これは他の図においても同様である。
【００２９】
このとき、直流電源線ＬＭから出力線Ｌｗを介して三相負荷２に電流が流れる。そして、当該電流が三相負荷２内で分岐して、出力線Ｌｕ、スイッチング素子Ｔｒ２を介す経路と、出力線Ｌｖ、スイッチング素子Ｔｒ４を介す経路とをそれぞれ通って直流電源線ＬＬ上を流れる。よって、直流電源線ＬＬ上に設けられたシャント抵抗Ｒ１を流れる電流は、出力線Ｌｕ，Ｌｖを流れる線電流−ｉｕ，−ｉｖの和である。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは次式、即ちｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０（以下、式（１）と呼ぶ）を満たすので、線電流ｉｗがシャント抵抗Ｒ１を流れるとも把握できる。従って、スイッチングパターン（０，０）が採用されている間に電流検出回路１がシャント抵抗Ｒ１を流れる電流を検出することで、線電流ｉｗを得ることができる。
【００３０】
図３はスイッチングパターン（０，１）を採用したときの、インバータの等価回路を示している。このとき、直流電源線ＬＨからスイッチング素子Ｔｒ３を介して三相負荷２へ向かって出力線Ｌｖを電流が流れる。直流電源線ＬＭから出力線Ｌｗを介して三相負荷２へと電流が流れる場合は、出力線Ｌｖを流れる電流と出力線Ｌｗを流れる電流とが三相負荷２で合流し、その後、出力線Ｌｕ、スイッチング素子Ｔｒ２を介して直流電源線ＬＬを流れる。また出力線Ｌｖから三相負荷２に流れた電流の一部が出力線Ｌｗを介して直流電源線ＬＭを流れる場合は、出力線Ｌｖから三相負荷２に流れた電流の残りの一部が出力線Ｌｕ、スイッチング素子Ｔｒ２を介して直流電源線ＬＬを流れる。いずれの場合であっても、シャント抵抗Ｒ１を流れる電流は線電流−ｉｕと等しい。
【００３１】
従って、スイッチングパターン（０，１）を採用している間に電流検出回路１が直流電源線ＬＬを流れる電流の値を検出することで、線電流−ｉｕを得ることができる。
【００３２】
図４はスイッチングパターン（１，０）が採用されたときの、インバータの等価回路を示している。このとき、直流電源線ＬＨからスイッチング素子Ｔｒ１を介して三相負荷２へと向かって出力線Ｌｕを電流が流れる。直流電源線ＬＭから出力線Ｌｗを介して三相負荷２へと電流が流れる場合は、出力線Ｌｕを流れる電流と出力線Ｌｗを流れる電流とが三相負荷２で合流し、その後、出力線Ｌｖ、スイッチング素子Ｔｒ４を介して直流電源線ＬＬを流れる。また出力線Ｌｕから三相負荷２に流れた電流の一部が出力線Ｌｗを介して直流電源線ＬＭを流れる場合は、出力線Ｌｕから三相負荷２に流れた電流の残りの一部が出力線Ｌｖ、スイッチング素子Ｔｒ４を介して直流電源線ＬＬを流れる。いずれの場合であっても、シャント抵抗Ｒ１を流れる電流は線電流−ｉｖと等しい。
【００３３】
従って、スイッチングパターン（１，０）を採用している間に電流検出回路１がシャント抵抗Ｒ１を流れる電流を検出することで、線電流−ｉｖを得ることができる。
【００３４】
図５はスイッチングパターン（１，１）を採用したときの、インバータの等価回路を示している。このとき、直流電源線ＬＨから、スイッチング素子Ｔｒ１、出力線Ｌｕを介す経路と、スイッチング素子Ｔｒ３、出力線Ｌｖを介す経路とを通って三相負荷２へと電流が流れる。そして、三相負荷２から出力線Ｌｗを介して直流電源線ＬＭを電流−Ｉｗが流れる。よって、シャント抵抗Ｒ１には電流が流れない。
【００３５】
そして、例えば１８０度通電モードにおいて例えば正弦波変調してスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４の導通／非導通を制御する。図６はインバータが出力する電圧ベクトルを示している。スイッチングパターン（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）の何れかが採用されたときに、インバータはそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ３を出力する。
【００３６】
表１は、三相負荷２へと与える電圧の電気位相角がπ／６から２π／３までの領域１、電気位相角が５π／３から２πまで及び０からπ／６までの領域２、電気位相角が７π／６から５π／３までの領域３、電気位相角が２π／３から７π／６までの領域４の各々において、１キャリヤ周期内にインバータから出力される電圧ベクトルを示している。
【００３７】
【表１】
2010093974.tif 000003
【００３８】
表１に示されるように、領域１，２においては１キャリヤ周期内で電圧ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ３が出力され、領域３，４においては１キャリヤ周期内で電圧ベクトルＶ０，Ｖ２，Ｖ３が出力される。なお、表１においては、例えば領域１，２において電圧ベクトルＶ３を中心に左右対称に電圧ベクトルＶ０，Ｖ１が出力され、領域３，４において電圧ベクトルＶ３を中心に左右対称に電圧ベクトルＶ０，Ｖ２が出力されている。これは、キャリヤとして三角形状の波形を用いているためである。但し、これに限らず、例えば鋸波状の波形を有するキャリヤを用いてもよい。
【００３９】
ここで各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ３の長さについて説明する。スイッチングパターン（０，０）が採用されている間、即ち電圧ベクトルＶ０が出力される間では、出力線Ｌｕ，Ｌｖが直流電源線ＬＬに接続される（図２を参照）。よって、出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの線間電圧のうちの最大は、直流電源線ＬＭ，ＬＬの間の直流電圧（＜直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧）である。スイッチングパターン（０，１）が採用されている間、即ち電圧ベクトルＶ１が出力される間では、出力線Ｌｕが直流電源線ＬＬに、出力線Ｌｖが直流電源線ＬＨに接続される（図３を参照）。よって、出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの線間電圧のうちの最大は、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧である。スイッチングパターン（１，０）が採用されている間、即ち電圧ベクトルＶ２が出力される間では、出力線Ｌｕが直流電源線ＬＨに、出力線Ｌｖが直流電源線ＬＬにそれぞれ接続される（図４を参照）。よって、出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの線間電圧のうちの最大は、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧である。スイッチングパターン（１，１）が採用されている間、即ち電圧ベクトルＶ３が出力される間では、出力線Ｌｕ，Ｌｖが直流電源線ＬＨに接続される（図５を参照）。よって、出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの線間電圧のうちの最大は、直流電源線ＬＨ，ＬＭの間の直流電圧（＜直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧）である。
【００４０】
よって、インバータがそれぞれ出力する電圧ベクトルＶ０，Ｖ３の長さは、インバータがそれぞれ出力する電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の長さよりも短い。これが図６に示されている。
【００４１】
そして、１キャリヤ周期内で出力する各電圧ベクトルの長さ（期間）を調整することで、これらを合成した合成電圧ベクトルの軌跡が円を描く。言い換えると、インバータは正弦波に近い電圧を出力する。この場合の合成電圧ベクトルの長さは電圧ベクトルＶ０，Ｖ３に制限される。これが、図６において、合成電圧ベクトルの長さが最大となる円で示されている。
【００４２】
上述した制御において、インバータは１キャリヤ周期内で電圧ベクトルＶ３を除く少なくとも２つ以上の電圧ベクトルを出力する。言い換えると、１キャリヤ周期内でスイッチングパターン（１，１）を除く２つ以上のスイッチングパターンが採用される。
【００４３】
領域１，２においては、例えば１キャリヤ周期内で、電圧ベクトルＶ０が出力される間に線電流ｉｗを検出し、電圧ベクトルＶ１が出力される間に線電流−ｉｖを検出する。そして残りの線電流ｉｕは線電流−ｉｖ，ｉｗを用いて式（１）により算出する。
【００４４】
領域３，４においては、例えば１キャリヤ周期内で、電圧ベクトルＶ０が出力される間に線電流ｉｗを検出し、電圧ベクトルＶ２が出力される間に線電流−ｉｕを検出する。そして残りの線電流ｉｖは線電流−ｉｕ，ｉｗを用いて式（１）により算出する。
【００４５】
以上のように、直流電源線ＬＬを流れる電流のみを検出することで、３つの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てを求めることができる。よって、例えば出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各々を流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直接に検出する場合に比べて、電流を検出する箇所を低減することができる。直流電源線ＬＬを流れる電流を検知する電流検出回路１の一つをインバータに設けるだけでよいので、製造コストを低減できる。
【００４６】
また、例えば領域１において合成電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０の近傍にある場合、電圧ベクトルＶ１の長さは短い。換言すると電圧ベクトルＶ１を出力するスイッチングパターン（０，１）が採用される期間が短い。よって、スイッチングパターン（０，１）が採用されている間に直流電源線ＬＬを流れる電流を正確に検出できない場合がある。
【００４７】
如上に鑑みると、出力すべき電圧ベクトルの長さが予め設定された最小値を下回った場合には、出力すべき電圧ベクトルの長さを最小値まで拡大して出力するとよい。これによって、出力される電圧ベクトルの長さを確保でき、以って確実な電流検出に寄与することができる。なお、当該最小値は電流を検出することが可能な期間の最小値であることが望ましい。
【００４８】
また、スイッチングパターン（１，１）が採用されている間ではシャント抵抗Ｒ１に電流が流れないので、この間に電流検出回路１の零点補正を行ってもよい。これによって、検出精度を向上できる。
【００４９】
第２の実施の形態．
第１の実施の形態にかかるインバータにおいては、スイッチングパターン（１，１）が採用されている間に三相負荷２へと過電流が流れた場合に、これを検知することができなかった（図５を参照）。例えば特許文献１に記載の技術において、１２０度通電モードであれば２箇所で線電流を検出し、式（１）を用いて残りの一つの線電流を算出することができる。例えば図１において、直流電源線ＬＭ，ＬＬを流れる電流を検出することで、特許文献１に記載の技術においても３つの線電流を得ることができる。この場合、スイッチングパターンに依らず過電流をも併せて検出することが可能である。しかしながら、このような線電流を検出する電流検出回路には、高価な電流増幅器が用いられる。
【００５０】
図７は第２の実施の形態にかかるインバータの概念的な構成の一例を示している。このインバータは、第１の実施の形態にかかるインバータと比較して、シャント抵抗Ｒ２と過電流検出回路３とを更に備えている。
【００５１】
シャント抵抗Ｒ２は直流電源線ＬＭ上に設けられている。過電流検出回路３はシャント抵抗Ｒ２を流れる電流が所定値を超えたことを検知する。なお、シャント抵抗Ｒ２は必ずしも直流電源線ＬＭ上に設けられている必要はなく、直流電源線ＬＨ上に設けられていてもよい。但し、直流電源線ＬＨに印加される電位が直流電源線ＬＬに印加される電位よりも大きいため、シャント抵抗Ｒ２は直流電源線ＬＭ上に設けられることが望ましい。これによって、絶縁性の低い安価な過電流検出回路を用いることができる。なお、シャント抵抗Ｒ２はシャント抵抗Ｒ１が設けられた直流電源線とは異なる直流電源線に設けられる。
【００５２】
このようなインバータにおいて、スイッチングパターン（１，１）が採用されているときに、直流電源線ＬＭを流れる電流が所定値を超えていることを検知する工程が実行される。
【００５３】
図５に示すように、スイッチングパターン（１，１）が採用されている間には、直流電源線ＬＬには電流が流れないが、直流電源線ＬＨ，ＬＭには電流が流れている。スイッチングパターン（１，１）が採用されているときに、過電流検出回路３はシャント抵抗Ｒ２を流れる電流が所定値を超えたことを検知するので、スイッチングパターン（１，１）が採用されている場合であっても、三相負荷２へと流れる過電流を検出することができる。
【００５４】
図８は過電流検出回路３の内部構成の概念的な一例を示している。過電流検出回路３は公知技術であるので詳細な説明を避けるが、比較器３１を有し、シャント抵抗Ｒ２を流れる電流が所定値を超えることを検知する。このような過電流検出回路３は、電流検出回路１のように高価な電流増幅器を要しない。
【００５５】
線電流を検出する機能をシャント抵抗Ｒ１と電流検出回路１のみに集約し、スイッチングパターン（１，１）が採用されているときは安価な過電流検出回路３を用いて過電流を検出することで、製造コストを抑えつつも、線電流検出機能と過電流検出機能の両方を実現することができる。
【００５６】
第３の実施の形態．
図９は第３の実施の形態に係るインバータの概念的な構成の一例を示している。図１に示すインバータと比較して、スイッチング素子Ｔｒ５，Ｔｒ６と、環流ダイオードＤ５，Ｄ６と、スイッチＳＷ１とを更に備えている。
【００５７】
スイッチング素子Ｔｒ５，Ｔｒ６は例えばＩＧＢＴであって、出力線Ｌｗと、直流電源線ＬＨ，ＬＬの各々との間でそれぞれ接続されている。環流ダイオードＤ５，Ｄ６は、直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ呈して、スイッチング素子Ｔｒ５，Ｔｒ６とそれぞれ並列に接続されている。
【００５８】
スイッチＳＷ１は直流電源線ＬＭと出力線Ｌｗとの間に接続されている。スイッチＳＷ１が非導通であるときには、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の導通／非導通が制御される。当該スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の制御によって、インバータは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を出力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの間の線間電圧として出力し、三相負荷２へと三相交流電圧を与える。このような制御は公知な技術であるので詳細な説明は割愛する。
【００５９】
スイッチＳＷ１が導通しているときにはスイッチング素子Ｔｒ５，Ｔｒ６は非導通とされて、インバータの動作に寄与しない。このときのインバータの制御方法は第１の実施の形態で説明したとおりである。
【００６０】
次に、スイッチＳＷ１が導通しているときの制御においてインバータが出力する電圧は、第１の実施の形態で述べたように、直流電圧ＬＨ，ＬＭの間の直流電圧が線間電圧として出力された電圧ベクトルＶ０の長さと、直流電圧ＬＭ，ＬＬの間の直流電圧が線間電圧として出力された電圧ベクトルＶ３の長さに制限される。
【００６１】
一方、スイッチＳＷ１が非導通である場合には、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を制御して、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧を線間電圧として出力する。
【００６２】
従って、スイッチＳＷ１を導通させてスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４を制御する場合に比して、スイッチＳＷ１を非導通としてスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を制御する場合の方が、インバータが出力可能な電圧の最大値を向上することができる。
【００６３】
このようなインバータにおいて、例えば電圧利用率に応じてスイッチＳＷ１の導通／非導通を切り替えるとよい。ここでいう電圧利用率とは、インバータが出力可能な電圧（例えば電圧ベクトルの長さ）の最大値に対する、インバータが出力する電圧の比である。
【００６４】
例えば電圧利用率が９５％以下であるときには、スイッチＳＷ１を導通させてスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４を制御し、９５％を超えるときにはスイッチＳＷ１を非導通としてスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を制御する。
【００６５】
これによって、効率よく三相負荷２を制御することができる。なお、必ずしも電圧利用率に応じてスイッチＳＷ１の導通／非導通を制御する必要はなく、例えばモータの回転数が所定値を超えたときに、スイッチＳＷ１を非導通としてスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を制御してもよい。
【００６６】
図１０は第３の実施の形態にかかるインバータの概念的な構成の他の一例を示している。図９に示すインバータと比較して、複数の入力端Ｐ１，Ｐ２と、ダイオードＤ７〜Ｄ１０と、スイッチＳＷ２とを備えている。
【００６７】
ダイオードＤ７，Ｄ８は、アノードを直流電源線ＬＬ側に、カソードを直流電源線ＬＨ側に呈し、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。ダイオードＤ９，Ｄ１０は、アノードを直流電源線ＬＬ側に、カソードを直流電源線ＬＨ側に呈し、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。ダイオードＤ７，Ｄ８の間及びダイオードＤ９，Ｄ１０の間は、それぞれ入力端Ｐ１，Ｐ２を介して単相交流電源Ｅ１と接続されている。ダイオードＤ７〜Ｄ１０は、単相交流電源Ｅ１からの交流電圧を整流して直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に直流電圧を印加するダイオード整流回路として機能する。
【００６８】
スイッチＳＷ２は平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の間（換言すれば直流電源線ＬＭ）と、単相交流電源Ｅ１との間に設けられている。図１０においては、ダイオードＤ７，Ｄ８の間（換言すれば入力端Ｐ１）と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の間に設けられている。スイッチＳＷ２が導通しているときには、ダイオードＤ９，Ｄ１０と平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とが倍電圧整流回路を構成する。このとき単相交流電源Ｅ１からの相電圧の最大値の２倍が直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加される。スイッチＳＷ２が非導通であるときにはダイオードＤ７〜Ｄ１０が整流回路を構成する。このとき、単相交流電源Ｅ１からの相電圧の最大値が直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加される。
【００６９】
スイッチＳＷ２を導通させることで、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６へと入力される直流電圧を向上できるので、インバータの出力可能な電圧の最大値を向上できる。
【００７０】
そして、例えば電圧利用率に応じてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の導通／非導通が制御される。例えばスイッチＳＷ１が導通し，スイッチＳＷ２が非導通である状態で三相負荷２の運転を開始する。そして、電圧利用率が例えば９５％を超えたときに、スイッチＳＷ２を導通させる、あるいはスイッチＳＷ１を非導通としてスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を制御する。そして、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のいずれもが導通している状態あるいはスイッチＳＷ１，ＳＷ２のいずれもが非導通である状態で、再び電圧利用率が例えば９５％を超えたときにスイッチＳＷ１を非導通とし、スイッチＳＷ２を導通させる。
【００７１】
これによって、電圧利用率がより高い状態で三相負荷２を駆動することができ、ひいてはより効率的に三相負荷２を駆動することができる。なお、必ずしも電圧利用率に応じてスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する必要はなく、例えばモータの回転数に応じて制御してもよい。
【００７２】
なお、第３の実施の形態においても第２の実施の形態で説明した過電流検出回路３を設けてもよい。この場合に奏する効果は第２の実施の形態で説明したとおりである。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】第１の実施の形態に係るインバータの概略的な構成の一例を示す図である。
【図２】スイッチングパターン（０，０）を採用したときのインバータの等価回路を示す図である。
【図３】スイッチングパターン（０，１）を採用したときのインバータの等価回路を示す図である。
【図４】スイッチングパターン（１，０）を採用したときのインバータの等価回路を示す図である。
【図５】スイッチングパターン（１，１）を採用したときのインバータの等価回路を示す図である。
【図６】電圧ベクトルを示す図である。
【図７】第２の実施の形態に係るインバータの概念的な構成の一例を示す図である。
【図８】過電流検出回路の内部構成の一例を示す概念的な図である。
【図９】第３の実施の形態に係るインバータの概念的な構成の一例を示す図である。
【図１０】第３の実施の形態に係るインバータの概念的な構成の他の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００７４】
１  電流検出回路
２  過電流検出回路
Ｃ１，Ｃ２  平滑コンデンサ
ＬＨ，ＬＭ，ＬＬ  直流電源線
Ｒ１，Ｒ２  シャント抵抗
Ｔｒ１〜Ｔｒ６  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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