(57)【要約】【課題】  電力源から供給される電気的エネルギーをスイッチングして所定の電力に変換する回路でスイッチング損失の大幅な低減を図る。【解決手段】  可飽和磁性体の巻線とスイッチを直列接続して、被スイッチング回路と直列接続し、スイッチオン時には巻線のインダクタンスで突入電流を低減し、微小電流から立ち上げると共に磁性体の動作点を飽和領域まで到達させる。スイッチがオン定常畤は磁性体の動作点を飽和領域で使用して低インピーダンスに保ち、スイッチオフ時にはスイッチ回路端子間電圧の変化を緩くするために接続したキャパシタの効果により端子間電圧を微小電圧から立ち上げてスイッチング損失を低減する。また、次回のスイッチオンまでに可飽和磁性体を逆励磁して、動作点を非飽和領域に移動させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力源から供給される電気的エネルギーを所定の電力に変換する回路において、可飽和磁性体の巻線とスイッチを直列接続して構成するスイッチ回路と、該スイッチ回路により電力変換する主電流をオン・オフ制御される被スイッチング回路を直列に接続して電力の入力に接続する回路であって、
該スイッチ回路端子間の電圧変化を緩くするためのキャパシタを接続する回路であって  該スイッチがオンした直後から該可飽和磁性体の動作点を非飽和領域から飽和領域に移動させ、その後、次回にスイッチがオンする直前までの期間に、該動作点を飽和領域から非飽和領域に移動させることを特徴とするスイッチング回路。
【請求項２】
請求項１に記載する回路であって、該キャパシタの一方の端子を該スイッチ回路と該被スイッチング回路の接続点に接続し、他方の端子を電力の入力に接続することを特徴とするスイッチング回路。
【請求項３】
請求項１及び請求項２に記載する回路であって、該可飽和磁性体の動作点を飽和領域から非飽和領域に移動させることが可能な第２の巻線を、該可飽和磁性体に設けることを特徴とするスイッチング回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】本発明は、スイッチング電源装置に関し、より具体的にはスイッチング回路の高効率化に関する。
【背景技術】
【０００２】  従来、最も汎用的に使用されている高効率スイッチング回路の一例として、図２に示す部分電圧共振型フライバックコンバータがある。【０００３】図２の回路において、被スイッチング回路として使用されているトランス２０９は一次巻線と二次巻線を疎結合することでリーケージインダクタンスＬｒを大きくしている。【０００４】その動作は、スイッチ２１５がオフするとき、リーケージインダクタンスとキャパシタ２１６で共振させて、スイッチ端子間電圧を緩く立ち上げてスイッチング損失を低減している。【０００５】時間の経過と共に、トランスは電流連続期間を過ぎて、電流不連続期間に移行する。【０００６】電流不連続期間に移行すると、トランスの自己インダクタンスと該キャパシタが電圧共振して、スイッチの端子間電圧が下がってくる。最下点になった時、該スイッチをオンすることでスイッチング損失を低減している。
【特許文献１】特開２００７−２４４１２１
【特許文献２】特開平６−１８９５３８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】図２の回路において、上記に記載したとおりスイッチング損失は低減されるが、適正なリーケージインダクタンスを得るためには、トランスの磁芯にギャップを設けたり、一次巻線と二次巻線が疎結合になる巻線方法が必要となる。【０００８】従って、一次巻線と二次巻線が疎結合であるために、所要の電力を変換するのにトランスが大きくなるという問題点があり、小型化に不利である。【０００９】また、出力電流が約１０アンペア以上の電源に適しているフォワードコンバータでは、スイッチをオンする直前の電圧は電力の入力電圧以上になっており、電圧共振による電圧の最下点を得ることができないために部分電圧共振型コンバータを構築することが難しい。【００１０】従って、部分電圧共振型コンバータは中容量及び大容量のコンバータには適していない。【００１１】さらに、図２の回路で二次側出力電圧の安定化は、発振・制御駆動回路２０２によりスイッチのオン時間とオフ時間の比を制御することで達成するが、電流不連続期間におけるスイッチ端子間電圧最下点のタイミングが入力電圧或いは負荷電流などの条件により変動するため固定周波数で動作させることが難しく、特定な周波数の雑音に敏感な通信機器などでは使用できないこともある。【００１２】この問題点を改善した固定周波数で動作させる部分共振型フライバックコンバータの回路を図３に示す。【００１３】図３の回路では第１のスイッチ２１５より数マイクロ秒遅れて動作する第２のスイッチ３１８をキャパシタ２１６と直列に接続する。【００１４】第１のスイッチがオフした直後は第２のスイッチはオンしており、リーケージインダクタンスＬｒとキャパシタ２１６が共振して、第１のスイッチ端子間電圧が緩やかに立ち上がり、スイッチング損失が低減される。【００１５】数マイクロ秒後、第２のスイッチはオフしてトランス２０９は電流連続期間となり、その後、電流不連続期間に移行する。【００１６】電流不連続期間に移行するとトランスの自己インダクタンスとキャパシタが共振して、第１のスイッチ端子間電圧が下降し始める。この時、電流は第２のスイッチの寄生ダイオードを通して流れる。【００１７】その後、第１のスイッチの端子間電圧は最下点まで到達すると、再び上昇を始めようとするが、第１のスイッチ及び第２のスイッチは共にオフであるため最下点の電圧を維持する。【００１８】その後、第１のスイッチがオンするが、第１のスイッチの端子間電圧は最下点の電圧を維持しており、スッチング損失を低減できる。【００１９】このように、最下点の電圧を記憶することで、固定周波数での動作を可能にしているが部品が多くなると共に制御が複雑になるという問題点がある。【００２０】そこで、本発明の目的は、上記に記載したような従来のスイッチング回路が有している問題点を改善しようとするもので、スイッチング損失を低減するために簡便で、より高い汎用性を持つ手段を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】前記課題を解決するため、この発明に係る可飽和磁性体を用いた高効率スイッチング回路は、可飽和磁性体の巻線とスイッチを直列接続して構成するスイッチ回路と、該スイッチ回路により電力変換する主電流をオン・オフ制御される被スイッチング回路を直列に接続して電力の入力に接続する回路であって、該スイッチ回路端子間の電圧変化を緩くするためにキャパシタを接続する回路であって、スイッチがオンした直後から該可飽和磁性体の動作点を非飽和領域から飽和領域に移動させ、その後、次回にスイッチがオンする直前までの期間に、該動作点を飽和領域から非飽和領域に移動させることを特徴とする。【００２２】上記回路構成により、スイッチオン時には可飽和磁性体巻線のインダクタンスで突入電流を低減し、かつ、微小電流から立ち上げることでスイッチング損失を低減すると共に磁性体の動作点を飽和領域まで到達させる。スイッチがオン定常時は磁性体の動作点を飽和領域で使用して低インピーダンスに保ち、スイッチオフ時にはスイッチ回路端子間の電圧変化を緩くするために接続したキャパシタの効果により端子間電圧を微小電圧から立ち上げてスイッチング損失を低減する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】以下、本発明の実施の形態として、実施例を図１から図９に基づいて説明する。【００２４】図１はフォワードコンバータに本発明を適用した一例である。【００２５】図１の回路において発振・制御駆動回路１０２から供給されるスイッチオン信号でスイッチ０４ａがオンして、被スイッチング回路１０７からの電流とキャパシタ０６に蓄積されていたエネルギーによる電流が、可飽和磁性体第１の巻線０４ｂと該スイッチに流れる。【００２６】このとき、可飽和磁性体の動作点は非飽和領域にあり、可飽和磁性体は良好な角型ヒステリシス特性を有しているため、可飽和磁性体の第１の巻線は大きなインダクタンスを有している。【００２７】このとき、インダクタンスに流れる電流１は時間の経過に伴い下式で表される傾きで、ゼロから漸増する。
Ｉ＝（Ｖ／Ｌ）×ｔ
この式で、Ｖはインダクタへの印加電圧、Ｌはインダクタンス、ｔはスイッチオンの瞬間からの時間である。【００２８】さらに時間が経過するに従い電流はピーク点に到達し、可飽和磁性体の動作点は飽和領域に移行し、その後キャパシタに蓄えられたエネルギーが減少するに従い電流も減少する。この一連の動作電流のことを突入電流という。【００２９】さらに時間が経過すると、被スイッチング回路からの電流のみとなりオン定常状態に移行する。【００３０】オン定常状態では可飽和磁性体の動作点は飽和領域にあるために、可飽和磁性体巻線のインダクタンスが小さく、したがって小さなインピーダンスに保たれる。【００３１】さらに時間が経過して、発振・制御駆動回路からスイッチオフ信号がスイッチに供給されると、スイッチ回路を流れる電流がオフして被スイッチング回路からの電流はキャパシタを充電する。【００３２】このとき、キャパシタの両端電圧、すなわちスイッチ回路の両端電圧Ｖは時間の経過に伴い下式で表される傾きで、ゼロから漸増する。
Ｖ＝（Ｉ／Ｃ）×ｔ
この式で、Ｉはキャパシタ充電電流、Ｃはキャパシタの容量、ｔはスイッチオフの瞬間からの時間である。【００３３】上記の現象を図４（ｂ）に示す。【００３４】図４は本発明と対策なしの場合を比較したもので、図４（ｂ）及び図４（ｃ）において、時刻ごとの電圧と電流の積を時間ｔで積分したものがスイッチング損失であり、従って電圧或いは電流がゼロであればスイッチング損失はゼロである。【００３５】すなわち、図４（ｂ）及び図４（ｃ）において、電圧波形と電流波形が重なる部分である、（ｐ＋ｑ）の面積が本発明のスイッチング損失であり、（ｒ＋ｓ）の面積が対策なしのスイッチング損失である。【００３６】この図から、（ｐ＋ｑ）の面積が（ｒ＋ｓ）の面積より小さくなっており、本発明の高効率化が達成されることがわかる。【００３７】なお、次回のスイッチオンに備えて可飽和磁性体の動作点を初期状態である非飽和領域に戻す必要があり、可飽和磁性体の第２の巻線０４ｃに電力の入力から抵抗０３を通じて電流を供給し、可飽和磁性体を逆励磁して動作点を戻す。【００３８】しかし、本発明には上記に記載したスイッチング損失のほかに可飽和磁性体のコア損失と抵抗０３の損失と可飽和磁性体第１の巻線の残留エネルギー処理損失がある。【００３９】コア損失は、図５に示すヒステリシス曲線において、本発明における可飽和磁性体の動作点であるＡ、Ｂ、Ｃに囲まれる斜線部面積に比例するが、必要とする飽和点近傍の動作範囲を最小にすることにより、斜線部面積を小さくすることで無視できる損失に抑えることができる。この動作点Ａ、Ｂ、Ｃは可飽和磁性体の第１の巻線０４ｂと第２の巻線０４ｃの巻線数及び抵抗０３の値を加減することで達成される。【００４０】抵抗０３は可飽和磁性体の動作点を図５に示す非飽和領域Ａに戻すために可飽和磁性体第２の巻線に電力の入力からの電流を供給するが、数ｍＡで達成できるため、抵抗０３の損失は無視できる。【００４１】また、可飽和磁性体第１の巻線の残留エネルギー処理損失については、以下のとおりである。【００４２】可飽和磁性体第１の巻線が、スイッチオフ直前に蓄えているエネルギーＵは、次式で与えられる。
Ｕ＝ＬＩ２／２
この式で、Ｉはスイッチオフ直前にインダクタに流れている電流値、Ｌはインダクタンスである。【００４３】このエネルギーは、インダクタンス大きいとスイッチをオフした瞬間に高電圧の逆起電力を発生してスイッチを破壊することもある。【００４４】本発明においてスイッチオフ直前における可飽和磁性体の動作点は図５のＣにあるが、この点におけるヒステリシス曲線の傾斜がほぼゼロであるためにインダクタンスは極めて小さい。従って蓄えられているエネルギーも小さく、スイッチオフ直前の電流が数アンペアの時に、蓄えられているエネルギーは約１０ｍＷである。【００４５】この電力は無視できる値で、図１の回路ではダイオード０５でクランプして電圧上昇を抑止し、そのエネルギーをダイオードに消費させている。【００４６】しかし、該エネルギーは上記のようにＩの自乗に比例するので、数十アンペア以上の大電流を扱う場合には無視できなくなる。従ってダイオードのみではなく、適正な回路でスイッチの耐電圧が許容できる高電圧でクランプし、可飽和磁性体第２巻線出力を整流して再利用するか、電力源へ回生することで高効率を維持できる。【００４７】そのエネルギーを電力源へ回生する回路例を図６に示す。【００４８】図６の回路において、直列接続したダイオード０５とツェナーダイオード２３が電圧クランプとして動作するが、該クランプ回路はリーケージインダクタンスなどの影響で第１の巻線０４ｂから第２の巻線０４ｃに伝達できないエネルギー（パルス幅が数十ナノ秒程度）をクランプするためのもので、主エネルギーは第１の巻線から第２の巻線に伝達される。なお、抵抗２２はクランプ時にツェナーダイオードの寄生キャパシタンスに蓄積されるエネルギーを、次回の動作に備えて消費する動作をする。【００４９】第１の巻線から第２の巻線に伝達されたエネルギーはダイオード１９で整流し、キャパシタ２０に蓄積される。【００５０】該蓄積されたエネルギーは電力変換用トランス１０９の巻線を経由して、スイッチ０４ａがオフの時間に電力源に回生される。【００５１】図１の回路は、キャパシタをスイッチ回路と並列接続した例であるが、キャパシタを被スイッチング回路と並列に配置した例を図７に示す。【００５２】図７に示す回路の動作は、図１に示す回路の動作と同じであるが、スイッチオン時にキャパシタ０６には電力の入力電圧に相当するエネルギーが蓄えられている。【００５３】該エネルギーＥは下式で与えられる。
Ｅ＝ＣＶ２／２
この式で、Ｖはキャパシタ両端電圧、Ｃはキャパシタの容量である。【００５４】発振・制御駆動回路からスイッチ０４ａにオフ信号が供給されると該スイッチがオフして、該キャパシタのエネルギーは被スイッチング回路１０７へ放電する電流となって、スイッチ回路両端電圧は微小電圧から緩く立ち上がる。【００５５】次のスイッチオン時には、被スイッチング回路からの電流とキャパシタを充電する電流が、スイッチ回路に流れる。【００５６】このとき、回路１の回路と同じく可飽和磁性体第１の巻線の効果により、該スイッチに流れる電流は微小電流から緩く立ち上がる。【００５７】上記に記載するとおり、回路１の回路と同じくスイッチング損失を低減できる。【００５８】本発明をバックコンバータに適用した一例を図８にしめす。【００５９】図８の回路において、スイッチオン時には、可飽和磁性体第１の巻線０４ｂの効果によりスイッチ０４ａを流れる電流は微小電流から緩く立ち上がってスイッチング損失を低減し、スイッチオフ時にはキャパシタ０６に蓄積されていたエネルギーを被スイッチ回路８０７に放出して、スイッチ回路０４の両端電圧は微小電圧から緩く立ち上がってスイッチング損失を低減する。【００６０】本発明を可飽和磁性体に第２の巻線を設けないで具現化する回路例を図９に示す。【００６１】図９の回路において、発振・制御駆動回路から第１のスイッチ０４ａにオン信号を供給すると図１の回路で記述したとおり、スイッチに流れる電流は微小電流から立ち上がる。【００６２】数百ナノ秒時間が経過すると、キャパシタ０６に蓄えられていたエネルギーは放出されてスイッチ回路端子間の電圧がゼロボルトになる。その直後に第２のスイッチ２５をオンする。【００６３】このとき、第２のスイッチに印加されている電圧はゼロボルトであるから、第２のスイッチのスイッチング損失は、ゼロである。【００６４】第２のスイッチがオンした直後に、第１のスイッチをオフさせる。このとき、スイッチ回路端子間電圧はゼロボルトに保たれており、第１のスイッチのスイッチング損失はゼロである。【００６５】第１のスイッチがオフすると可飽和磁性体の巻線０４ｂには抵抗０３とダイオード２４及び第２のスイッチを通して、電力の入力から電流が流れて可飽和磁性体は逆励磁され、動作点が飽和領域から初期状態である非飽和領域に移行する。【００６６】その後、第２のスイッチをオフすると、被スイッチング回路の電流はキャパシタ０６を充電し、第２のスイッチ端子間の電圧は微小電圧から立ち上がってスイッチング損失が低減する。【００６７】上記に記載のとおり、図９の回路は図１の回路と同じくスイッチング損失を低減できるが、図１の回路と比較して、回路素子が増え、かつ、制御が複雑になる。【００６８】本発明を適用したフォワードコンバータ、及びバックコンバータについて回路例を示したが、本発明は、このほかフライバックコンバータなどの各種コンバータに適用できるだけでなく、ヒーターなどのオーミックな回路の制御、あるいはモータなどのインダクティブ回路の制御に対してもスイッチングドライバーとして適用することができる。【００６９】以上までに記載したとおり、本発明は部分共振回路のように特定の条件が必要な回路とは異なり、回路素子自体の特性を有効に活用しており、非常に汎用性の高いスイッチング回路である。【００７０】特に、可飽和磁性体に設けた第２の巻線は、スイッチ回路と絶縁されているために容易に動作点を初期状態に戻すことができ、その汎用性をさらに高めている。
【発明の効果】
【００７１】以上記載したように、本発明によれば、回路構成を複雑にすることなく、スイッチング損失が非常に小さい高効率スイッチング電源を実現できる。従って、本発明は極めて有用であり、汎用性の高いスイッチング回路である。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】  本発明をホワードコンバータに適用した回路例。
【図２】  周波数変動による安定化部分電圧共振型フライバックコンバータの回路例。
【図３】  固定周波数による安定化部分電圧共振型フライバックコンバータの回路例。
【図４】  本発明と無対策の電圧・電流波形及びスイッチング損失の比較図。
【図５】  可飽和磁性体の動作点遷移図。
【図６】  可飽和磁性体巻線の残留エネルギーを電力の入力に回生する回路例。
【図７】  キャパシタを被スイッチング回路と並列に接続した回路例。
【図８】  本発明をバックコンバータに適用した回路例。
【図９】  可飽和磁性体第２の巻線なしで磁性体の動作点を初期状態に戻す回路例。
【符号の説明】
【００７３】０１  電力源
０３  抵抗
０４  スイッチ回路
０４ａ  スイッチ
０４ｂ  可飽和磁性体第１の巻線
０４ｃ  可飽和磁性体第２の巻線
０５  ダイード
０６  キャパシタ
０８  ダイード
１０、１１  ダイード
１２  チョークコイル
１３  コンデンサ
１４  負荷
１９  ダイード
２０  キャパシタ
２１  ダイード
２２  抵抗
２３  ツェナーダイオード
２４  ダイード
２５  スイッチ
１０２  発振・制御駆動回路
１０７  被スイッチング回路
１０９  トランス
２０２  発振・制御駆動回路
２０９  トランス
２１５  スイッチ
２１６  キャパシタ
３０２  発振・制御駆動回路
３１７  遅延回路
３１８  スイッチ
８０２  発振・制御駆動回路
８０７  被スイッチング回路
Ｌｒ  リーケージインダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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