(57)【要約】【課題】突極比が小さい永久磁石モータや、モータに磁気飽和が発生した場合でも、良好に位置検出を行うことができるモータ磁極位置検出装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置４１の交流電流印加部４５は、磁気的突極性を有するモータ１６の磁極位置を検出するため、交流の電流指令Ｉdx＿ref，Ｉqy＿refを発生し、第１座標変換部４４は、磁極位置検出部４８より与えられる位相角θ１に基づき、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ｄ−ｑ直交座標系で表わされる励磁成分Ｉdxとトルク成分Ｉqyとにベクトル変換する。そして、インダクタンス算出部５６は、電流制御部４６により出力される電圧指令Ｖdx，Ｖqyと、ｄ軸電流Ｉdx，ｑ軸電流Ｉqyとに基づいてモータ１６のインダクタンスＬを算出し、磁極位置検出部４８は、インダクタンスＬの周波数及び位相θＬ２を演算し、その位相θＬ２をモータ１６の磁極位置θ２に変換する。【選択図】図１
2010093971.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気的突極性を有する永久磁石モータの磁極位置を検出するモータ磁極位置検出装置において、
前記磁極位置を検出するため、交流の検出用電流指令を発生する検出用電流指令発生手段と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
任意の回転周波数で得られる位相角に基づき、前記電流検出手段により検出される電流を、ｄ−ｑ直交座標系で表わされる励磁成分とトルク成分とにベクトル変換する座標変換手段と、
前記検出用電流指令と前記座標変換手段により変換される電流とに基づいて前記モータを電流制御するため、電圧指令を生成出力する電流制御手段と、
前記電圧指令と前記座標変換手段により変換される電流とに基づいて、前記モータのインダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
このインダクタンス算出手段により算出されたインダクタンスの周波数及び位相を演算することで、前記インダクタンスの位相を前記モータの磁極位置に変換する磁極位置検出手段とを備えたことを特徴とするモータ磁極位置検出装置。
【請求項２】
磁気的突極性を有する永久磁石モータの磁極位置を検出するモータ磁極位置検出装置において、
前記磁極位置を検出するため、交流の検出用電圧指令を発生する検出用電圧指令発生手段と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
任意の回転周波数で得られる位相角に基づき、前記電流検出手段により検出される電流を、ｄ−ｑ直交座標系で表わされる励磁成分とトルク成分とにベクトル変換する座標変換手段と、
前記検出用電圧指令と前記座標変換手段により変換される電流とに基づいて、前記モータのインダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
このインダクタンス算出手段により算出されたインダクタンスの周波数及び位相を演算することで、前記インダクタンスの位相を前記モータの磁極位置に変換する磁極位置検出手段とを備えたことを特徴とするモータ磁極位置検出装置。
【請求項３】
前記モータの回転周波数を検出する周波数検出手段を備え、
前記座標変換手段は、前記モータの回転周波数に所定の周波数を加えた周波数で回転する座標系に設定されることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ磁極位置検出装置。
【請求項４】
前記インダクタンス算出手段は、前記モータの磁極位置が変化する場合の周波数に対し、２倍の周波数で観測されるインダクタンス値を算出することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置。
【請求項５】
前記磁極位置検出手段は、前記インダクタンス算出手段により算出されたインダクタンスの位相に、前記座標変換手段における回転座標系の位相を加えることで磁極位置を検出することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置。
【請求項６】
前記座標変換手段を第１座標変換手段とした場合、
前記磁極位置検出手段により得られる磁極位置に基づいて、前記電流検出手段により検出される電流を、ｄ−ｑ直交座標系で表わされる励磁成分とトルク成分とにベクトル変換する第２座標変換手段と、
外部より与えられる前記モータの速度指令に基づいて、速度制御用の電流指令を生成出力する速度制御手段と、
前記速度制御用電流指令と前記第２座標変換手段により変換される電流とに基づいて、前記モータを電流制御するため、電圧指令を生成出力する電流制御手段と、
前記電圧指令と、前記第２座標変換手段により変換される電流と、前記モータの定数とを用いて、前記磁極位置及び当該モータの回転周波数を推定する磁極位置推定手段とを備え、
前記第２座標変換手段は、前記磁極位置推定手段により得られる磁極位置に基づいても、前記モータに流れる電流をベクトル変換可能に構成され、前記モータの回転周波数が当該モータの誘起電圧を検出可能となる閾値未満の場合は、前記磁極位置検出手段により検出された磁極位置を用いて変換を行い、前記モータの回転周波数が前記閾値以上となった場合は、前記磁極位置推定手段により推定された磁極位置を用いて変換を行うことを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置。
【請求項７】
前記磁極位置検出手段は、前記第２座標変換手段のｄ−ｑ直交座標系において、パルス状の正極性及び負極性のｄ軸電圧又はｄ軸電流を前記モータに印加した場合に、その結果検出されるｄ軸電流又はｄ軸電圧に基づいて現在の磁極位置がＮ，Ｓの何れかを判定し、前記モータの回転が停止している場合には、前記判定結果に応じて検出した磁極位置について１８０度の補正を行うか否かを決定することを特徴とする請求項６記載のモータ磁極位置検出装置。
【請求項８】
前記磁極位置検出手段は、前記モータの回転周波数が前記閾値未満になると、前記磁極位置検出手段により検出された磁極位置と、前記磁極位置推定手段により推定された磁極位置とを比較し、前記磁極位置検出手段により検出された磁極位置について１８０度の補正を行うか否かを決定することを特徴とする請求項６記載のモータ磁極位置検出装置。
【請求項９】
複数の半導体スイッチング素子を多相ブリッジ接続して構成され、前記永久磁石モータの巻線に通電を行うインバータ回路と、
請求項１乃至８の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置と、
このモータ磁極位置検出装置により検出される前記永久磁石モータの磁極位置に基づいて、前記インバータ回路による通電を制御して前記永久磁石モータを駆動する制御手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１０】
前記永久磁石モータと、
請求項９記載のモータ制御装置とを備えることを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１１】
磁気的突極性を有する永久磁石モータと、
このモータの磁極位置を検出する請求項６乃至８の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置と、
前記電圧指令を、前記モータの磁極位置に基づいて多相駆動電圧信号に変換する電圧変換手段と、
前記多相駆動電圧信号に基づいて前記モータを駆動する駆動手段とを備え、前記モータが発生する回転駆動力により洗濯運転を行うことを特徴とする洗濯機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
磁気的突極性を有する永久磁石モータの磁極位置を検出する装置，及びその装置を備えて構成されるモータ制御装置，モータ駆動システム並びに洗濯機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、洗濯機などにおいては、永久磁石モータをベクトル制御する構成を採用することで回転制御精度や洗濯機性能が向上しており、消費電力の低減や、運転中に発生する振動の低減などが図られている。永久磁石モータにベクトル制御を適用して高精度でかつ高速に制御する場合、モータの磁極制御位置に応じて電流を制御するため、位置センサが必要となる。しかしながら、位置センサを付加すると、その分のコストが上昇することに加え、配置スペースを確保したり、位置センサと制御装置との間を接続する配線が増加するなどの問題が派生する。さらに、上記配線について断線等が発生するおそれによる信頼性の低下や、メンテナンスの問題もある。
【０００３】
このような問題に対し、永久磁石モータにおける磁石の誘起電圧を検出し、誘起電圧と磁極位置との関係を用いて位置センサレスで磁極位置を検出するセンサレス駆動方式がある。ところが、センサレス方式では、誘起電圧が発生しない停止状態や、電圧振幅が小さい極低速領域では位置検出ができないという問題がある。
これに対して、磁気的突極性を有する埋め込み型の永久磁石モータやリラクタンスモータについて、その突極性を利用することで磁極位置検出を行う方式がある。上記のようなモータでは、インダクタンスが磁極位置に応じて分布しているため、高周波電流若しくは高周波電圧をモータに印加してモータ電流・電圧を検出し、それらよりインダクタンスを算出することで磁極位置を検出することができる（例えば特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００１−３３９９９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記のようなモータのインダクタンス分布は磁気的突極性に応じて現われるため、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が大きいモータでは明確な分布が得られるが、突極比が小さいモータでは、インダクタンス分布がモータの電気的・機械的誤差や演算器における演算誤差等に埋もれてしまい、位置検出が困難になるという問題がある。また、モータに比較的大きな電流を通電することで磁気飽和が起こり、ｑ軸インダクタンスＬｑが飽和した場合も無通電時に比較して突極比が小さくなるため、同様に位置検出が困難になる。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、突極比が小さい永久磁石モータや、モータに磁気飽和が発生した場合でも、良好に位置検出を行うことができるモータ磁極位置検出装置，及びそのモータ磁極位置検出装置を備えてなるモータ制御装置，モータ駆動システム並びに洗濯機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、請求項１記載のモータ磁極位置検出装置は、磁気的突極性を有する永久磁石モータの磁極位置を検出するものにおいて、
前記磁極位置を検出するため、交流の検出用電流指令を発生する検出用電流指令発生手段と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
任意の回転周波数で得られる位相角に基づき、前記電流検出手段により検出される電流を、ｄ−ｑ直交座標系で表わされる励磁成分とトルク成分とにベクトル変換する座標変換手段と、
前記検出用電流指令と前記座標変換手段により変換される電流とに基づいて前記モータを電流制御するため、電圧指令を生成出力する電流制御手段と、
前記電圧指令と前記座標変換手段により変換される電流とに基づいて、前記モータのインダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
このインダクタンス算出手段により算出されたインダクタンスの周波数及び位相を演算することで、前記インダクタンスの位相を前記モータの磁極位置に変換する磁極位置検出手段とを備えたことを特徴とする。
【０００７】
また、請求項２記載のモータ磁極位置検出装置は、磁気的突極性を有する永久磁石モータの磁極位置を検出するものにおいて、
前記磁極位置を検出するため、交流の検出用電圧指令を発生する検出用電圧指令発生手段と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
任意の回転周波数で得られる位相角に基づき、前記電流検出手段により検出される電流を、ｄ−ｑ直交座標系で表わされる励磁成分とトルク成分とにベクトル変換する座標変換手段と、
前記検出用電圧指令と前記座標変換手段により変換される電流とに基づいて、前記モータのインダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
このインダクタンス算出手段により算出されたインダクタンスの周波数及び位相を演算することで、前記インダクタンスの位相を前記モータの磁極位置に変換する磁極位置検出手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
また、請求項９記載のモータ制御装置は、複数の半導体スイッチング素子を多相ブリッジ接続して構成され、前記永久磁石モータの巻線に通電を行うインバータ回路と、
請求項１乃至８の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置と、
このモータ磁極位置検出装置により検出される前記永久磁石モータの磁極位置に基づいて、前記インバータ回路による通電を制御して前記永久磁石モータを駆動する制御手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
また、請求項１０記載のモータ駆動システムは、前記永久磁石モータと、請求項９記載のモータ制御装置とを備えることを特徴とする。
また、請求項１１記載の洗濯機は、磁気的突極性を有する永久磁石モータと、
このモータの磁極位置を検出する請求項６乃至８の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置と、
前記電圧指令を、前記モータの磁極位置に基づいて多相駆動電圧信号に変換する電圧変換手段と、
前記多相駆動電圧信号に基づいて前記モータを駆動する駆動手段とを備え、前記モータが発生する回転駆動力により洗濯運転を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
請求項１又は２記載のモータ磁極位置検出装置によれば、交流の検出用電流指令（請求項１）又は検出用電圧指令（請求項２）を与えた場合にインダクタンス算出手段により算出されるインダクタンスの時間的変化応答は、モータの回転周波数と、座標変換手段に与えられる位相角を決定する任意の回転周波数との差分の周波数成分を有する。そして、磁気的突極性を有するモータのインダクタンスには、当該モータの磁極位置に関する情報が含まれているから、磁極位置検出手段がそのインダクタンスの周波数及び位相を演算すればモータの磁極位置を得ることができる。したがって、突極比が比較的小さいモータやモータが磁気飽和状態となった場合でも、磁極位置を確実に検出することができる。
【００１１】
請求項９記載のモータ制御装置によれば、請求項１乃至８の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置を備え、また請求項１０記載のモータ制御システムによれば、請求項９記載のモータ制御装置を備えるので、永久磁石モータの磁極位置を確実に検出して当該モータを駆動制御できる。
【００１２】
請求項１１記載の洗濯機によれば、請求項６乃至８の何れかに記載のモータ磁極位置検出装置を備えるので、例えばホールＩＣのような位置センサを備えずとも、モータの磁極位置を検出してモータをベクトル制御することができ、低コストで運転性能が高い洗濯機を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図１３を参照して説明する。図１２は、埋め込み型の永久磁石モータ（ＩＰＭモータ）の構成を、一部を破断させて示す斜視図である。固定子１は、多数個のティース２を放射状に有する固定子鉄心３と、この固定子鉄心３を覆うように成形により設けられた樹脂４と、各ティース２に巻回された固定子巻線５とから構成されている。固定子鉄心３は、複数枚の鋼板を積層して環状をなすように構成され、固定子１には、これを洗濯機の所定部位に取り付けるための取付部６が設けられている。
【００１４】
一方、回転子１０は、容器状をなす磁性体製のフレーム１１と、このフレーム１１の外周部の開口部側に設けられた環状壁１１ａの内周部に配置されて円環状をなす回転子鉄心１２と、この回転子鉄心１２の内周部側に設けられた多数個の磁石挿入孔１３に挿入された多数個の界磁用永久磁石（例えばネオジム磁石）１４と、これら回転子鉄心１２及び界磁用永久磁石１４をフレーム１１に一体化するよう、成形により設けられたモールド用の樹脂１５とから構成される。
そして、回転子鉄心１２の内周面が、上記固定子鉄心３の各ティース２の先端部に対し所定の隙間を介して対向するように配置され、アウタロータ型の永久磁石モータ１６が構成されている。斯様に構成されるモータ１６は、回転子１０の構造により僅かながら磁気的突極性を有するようになる。
【００１５】
図１３はドラム式洗濯乾燥機の縦断側面図である。ドラム式洗濯乾燥機２１の外殻を形成する外箱２２は、前面に円形状に開口する洗濯物出入口２３を有しており、この洗濯物出入口２３は、ドア２４により開閉されるようになっている。外箱２２の内部には、背面が閉鎖された有底円筒状の水槽２５が配置されており、この水槽２５の背面中央部には洗濯用モータとしての永久磁石モータ１６の固定子がねじ止めにより固着されている。そして、水槽２５は、サスペンション１１により支持されている。
【００１６】
永久磁石モータ１６の回転軸２６は、後端部（図１３では右側の端部）が永久磁石モータ１６の回転子に固定されており、前端部（図１３では左側の端部）が水槽２５内に突出している。回転軸２６の前端部には、背面が閉鎖された有底円筒状のドラム２７が水槽２５に対して同軸状となるように固定されており、このドラム２７は、永久磁石モータ１６の駆動により回転軸２６と一体的に回転する。なお、ドラム２７には、空気および水を流通可能な複数の流通孔２８と、ドラム２７内の洗濯物の掻き上げやほぐしを行うための複数のバッフル２９が設けられている。
【００１７】
水槽２５には給水弁３０が接続されており、当該給水弁３０が開放されると、水槽２５内に給水されるようになっている。また、水槽２５には排水弁３１を有する排水ホース３２が接続されており、当該排水弁３１が開放されると、水槽２５内の水が排出されるようになっている。
【００１８】
水槽２５の下方には、前後方向へ延びる通風ダクト３３が設けられている。この通風ダクト３３の前端部は前部ダクト３４を介して水槽２５内に接続されており、後端部は後部ダクト３５を介して水槽２５内に接続されている。通風ダクト３３の後端部には、送風ファン３６が設けられており、この送風ファン３６の送風作用により、水槽２５内の空気が、矢印で示すように、前部ダクト３４から通風ダクト３３内に送られ、後部ダクト３５を通して水槽２５内に戻されるようになっている。
通風ダクト３３内部の前端側には蒸発器３７が配置されており、後端側には凝縮器３８が配置されている。これら蒸発器３７および凝縮器３８は、コンプレッサ３９や図示しない絞り弁とともにヒートポンプ４０を構成しており、通風ダクト３３内を流れる空気が蒸発器３７により除湿され凝縮器３８により加熱されて、水槽２５内に循環されるようになっている。
【００１９】
図１は、モータ１６をベクトル制御するモータ制御装置４１の構成を機能ブロックで示したものであり、インバータ回路（駆動手段）４２を除く構成部分は、マイクロコンピュータが実行するソフトウェア処理により実現されている。マイコンには、具体的には図示しないが、入出力ポート、シリアル通信回路、電流検出信号などのアナログ信号を入力するためのＡ／Ｄコンバータ、ＰＷＭ処理を行うためのタイマなどが具備されている。
【００２０】
モータ電流検出部（電流検出手段）４３ｕ，４３ｖ，４３ｗは、インバータ回路４２の出力線に設けられた電流検出器であり、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するようになっている。このモータ電流検出部４３ｕ，４３ｖ，４３からの電流検出信号は、モータ制御装置４１内部のＡ／Ｄ変換器（図示せず）に入力されてデジタルデータに変換される。第１座標変換部（第１座標変換手段）４４は、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相の電流Ｉα、Ｉβに変換し、後述する磁極位置検出部４８側から指令される回転位相角θ１に基づいて、静止座標系の電流Ｉα，Ｉβを更に回転座標系（ｘｙ座標系）の電流Ｉｄｘ，Ｉｑｙに変換するようになっている。
【００２１】
交流電流印加部（検出用電流指令発生手段）４５は、モータ１６の運転周波数より十分に高い周波数（例えば数１００Ｈｚ程度）の電流を電流指令（検出用電流指令）Ｉdx＿ref，Ｉqy＿refとして、ｘｙ座標系の電流制御器である第１電流制御部（第１電流制御手段）４６に出力する。これらの電流指令は、ｘ軸，ｙ軸に沿って位相が互いに９０度異なる同じ振幅（例えばモータ定格電流の１／１０程度）の正弦波状電流とする。第１電流制御部４６は、交流電流印加部４５より出力されたｘｙ軸の電流指令Ｉdx＿ref，Ｉqy＿refに基づいて第１座標変換部４４で変換されたＩdx，Ｉqyを制御し、電圧指令Ｖdx，Ｖqyを出力する。
【００２２】
第２座標変換部（第２座標変換手段）４７は、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相電流Ｉα，Ｉβに変換し、磁極位置検出部（磁極位置検出手段，周波数検出手段）４８で算出された磁極位置θ２，若しくは磁極位置推定部（磁極位置推定手段）４９で算出された磁極位置θ３に基づいて、静止座標系の電流Ｉα，Ｉβを回転座標系（ｄｑ座標系）の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。速度制御部（速度制御手段）５０は、上位システムにより指令される速度制御指令ω＿refに基づいて、後述する切替部６０を介して与えられるモータ速度ωが速度制御指令ω＿refに追従するように、ｄｑ軸の電流指令Ｉｑ＿ref，Ｉｄ＿refを算出する。
【００２３】
第２電流制御部（第２電流制御手段）５１は、速度制御部５０で出力されたｄｑ軸の電流指令Ｉｄ＿ref，Ｉｑ＿refに基づき第２座標変換部４７で変換された電流Ｉｄ，Ｉｑを制御して、電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを出力する。第１電圧変換部（第１電圧変換手段）５２は、前記位相角θ１に基づいて、ｘｙ変換系の電圧指令Ｖdx，Ｖqyを電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１に変換する。また、第２電圧変換部（第２電圧変換手段）５３は、切替部６０を介して与えられる磁極位置θに基づいて、ｄｑ変換系の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを電圧指令Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２に変換する。
【００２４】
電圧合成部（電圧指令合成手段）５４は、第１電力変換部５２より出力されるＶｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１と第２電力変換部５３より出力されるＶｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２とをそれぞれ足し合わせて電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、それらに基づき生成したＰＷＭ信号Ｖup，Ｖun，Ｖvp，Ｖvn，Ｖwp，Ｖwnをインバータ回路４２に出力するようになっている。インバータ回路４２は、具体的には図示しないが６個のＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）が三相フルブリッジ接続されて構成されている。
【００２５】
バンドパスフィルタ５５は、第１座標変換部４４により変換されたｘｙ座標系の電流Ｉｄｘ，Ｉｑｙおよび第１電流制御部４６の出力であるＶdx，Ｖqyから交流電流印加部４５により印加された交流電流の周波数成分を抽出するように通過域が設定されている。インダクタンス算出部（インダクタンス算出手段）５６は、バンドパスフィルタ５５の出力であるＩdx’，Ｉqy’，Ｖdx’，Ｖqy’の交流電流の周波数成分から、インダクタンス値自体、若しくはインダクタンスの角度分布と同じ傾向を持つ値を算出する。
【００２６】
例えば、バンドパスフィルタ５５の出力である上記Ｉdx’，Ｉqy’，Ｖdx’，Ｖqy’より、（００）式のようにＨを演算する。
Ｈ＝Ｖqy’×Ｉqy’−Ｖdx’ ×Ｉdx’       …（００）
そして、上記Ｈを更にバンドパスフィルタに入力して電流指令周波数の２倍の周波数成分を除去した後、直流成分のみを抽出するとインダクタンスＬが得られる。
【００２７】
磁極位置検出部４８は、インダクタンス算出部１６により算出されたインダクタンスの周波数・位相成分を抽出する。抽出した位相成分θＬ１はモータ１６の磁極位置の２倍の周波数に対応する位相であるため、１／２の周波数を持つ位相成分θＬ２へ変換する。そして、θＬ２にθ１を加え、モータの磁極位置θ２を算出すると、θ２の微分値からモータの回転周波数ω１を算出する。また、上記回転周波数ω１は遅延器５７により遅延されることで１制御周期前に求められた周波数ω１（１）となり、その周波数ω１（１）に加算器５８により所定周波数ω０が加算される。加算結果である周波数［ω１（１）＋ω０］は、積分器５９により積分されて位相角θ１が得られ、その位相角θ１が第１座標変換部４４及び第１電圧変換部５２に与えられる。
【００２８】
磁極位置推定部４９は、（１）式のｄ軸モータ電圧方程式を用いて、モータの速度ω２を推定演算する。また、モータ速度ω２を積分することで磁極位置θ３を算出する。
Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄ＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ          …（１）
切替部６０は、速度制御部５０、第２座標変換部４７、第２電力変換部５３で使用するモータ周波数ω、磁極位置θを、磁極位置検出部４８の検出値θ２を用いるか、磁極位置推定部４９の推定値θ３を用いるかを選択して出力する。
尚、以上の構成において、モータ１６を除いたものがモータ制御装置４１を構成しており、モータ制御装置４１よりインバータ回路４２を除いたものが、モータ磁極位置検出装置６１を構成している。また、モータ制御装置４１にモータ１６を加えたものが、モータ駆動システム６２を構成している。
【００２９】
次に、本実施例の作用について図２乃至図１１も参照して説明する。まず、磁極位置検出の原理について説明する。図２は、永久磁石モータの電圧方程式，Ｕ相インダクタンスＬｕ，Ｕ相誘起電圧Ｅｕの式を示すと共に、インダクタンスＬｕ，誘起電圧Ｅｕの式をグラフ化して表したものである。Ｒａは巻線抵抗，Ｍは相間相互インダクタンス，ｐは微分演算子，ｌａは１相当たりの漏れインダクタンス，Ｌａは１相当たりの有効インダクタンスの平均値である。また、Ｌａｓは１相当たりの有効インダクタンスの振幅であり、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）に比例する。
【００３０】
モータが回転している場合に発生する誘起電圧は、モータの磁極位置と同じ周波数で変化し、その振幅はモータの回転数に比例する。それに対し、モータの巻線インダクタンスは、モータの磁極位置が変化する周波数の２倍の周波数で変化し、その振幅は上述のように突極比に比例する。つまり、表面磁石形永久磁石モータ等の突極性を持たないモータでは、インダクタンスの角度分布は現れない。また、埋込み型永久磁石モータの上記角度分布特性は、突極比に応じて変化する。
【００３１】
理想的なインダクタンス分布は、突極比がゼロでない限り正弦波分布を持つが、インバータ回路および演算器を介して検出したインダクタンス値には様々な誤差が重畳されている。この誤差には、製造上の問題から発生するモータの機械的誤差、電流検出器の誤差、配線のアンバランス、さらには演算器の演算精度によるもの等が考えられる。つまり、突極比が小さいモータでは、インダクタンス検出のＳ／Ｎ比が著しく低下するため、磁極位置検出が困難となる。
図３は突極比２．０のモータ、図４は突極比１．０９のモータ（例えばモータ１６）について、演算器により検出したインダクタンス分布特性を示している。図３の分布特性が正弦波的な特徴を明確に示しているのに対し、図４の分布特性では、正弦波的な特徴が不明瞭となっていることが判る。
【００３２】
このインダクタンスの角度分布特性を用いてモータの磁極位置を推定・検出する場合、従来技術では、推定位置を用いて座標変換した電流・電圧から算出したインダクタンス値がゼロとなるように、例えばＰＩ制御器を用いて推定位置・推定速度を補償することで位置検出している。この場合、磁極位置が検出できていればインダクタンス値はゼロとなるが、前述のように突極比が小さいモータでは様々なノイズ成分が重畳するため正弦波分布が得られず、インダクタンスがゼロとなる角度も状況により異なる。このような特性では、従来の方法で位置を推定することは困難である。
【００３３】
ところが、インダクタンスの量ではなく時間的な変化特性に着目すると、正弦波分布とはならないが、モータの磁極位置の２倍の周波数成分に応じた周波数成分がインダクタンスに含まれていることは容易に確認できる。そこで、本発明では、モータの磁極位置を検出しながら、インダクタンスの時間的な変化応答が得られる状態を作り出し、インダクタンスの時間的な変化応答をデジタル信号処理して周波数・位相成分を抽出し、モータの磁極位置を検出する。
【００３４】
インダクタンスの時間的な変化応答は、モータが実際に回転している周波数と観測側の周波数とが異なる場合に発生する。例えば、図３及び図４に示したように、観測側の周波数はゼロ（座標軸が回転しない）でモータを回転させる場合である。したがって、従来方式のように、観測側周波数（位置推定周波数）がモータの回転周波数に等しくなる状態では、インダクタンスの時間的な変化応答は観測できなくなる（インダクタンスをゼロに制御しているため）。
【００３５】
そこで、本発明では図５に示すように、インダクタンスの変化応答を観測するための観測側周波数を持つ座標軸（ｘｙ軸：第１座標変換部４４）と、実際にモータを制御するための周波数で回転する座標軸（ｄｑ軸：第２の座標変換部４７）の双方を備え、別々にベクトル制御する方式を用いる。つまり、観測軸（第１座標変換部４４）は常に任意の周波数で回転しているため、例えば図６に示すようにモータの回転が停止している状態でも、観測軸で検出した電流・電圧から算出したインダクタンス値は、モータ周波数と観測軸周波数の差に応じた周波数で時間的な変化応答をすることになる。
【００３６】
図７は観測軸の周波数をゼロとして突極比１．０９のモータを０→３０ｒｐｍで回転させた場合、図８は観測軸を一定周波数：４０ｒｐｍで回転させると共に同モータを０→３０ｒｐｍで回転させた場合に、観測軸側からみたインダクタンス値を示している。図７のインダクタンスの時間的変化応答は、モータ周波数と同じ周波数、図８の同変化応答は、モータ周波数と観測の周波数との差分で現れていることが判る。すなわち、モータの回転数（破線）が上昇するのに応じて、インダクタンスの変化応答周波数（一点鎖線）は低下している。
【００３７】
この変化応答は、突極比が小さいモータの場合、上述したように理論的な正弦波分布とはならないが、その中に含まれているモータ周波数と観測軸周波数との差分周波数成分及びその位相成分は存在するため、後述するようにデジタル信号処理を行い、周波数・位相成分を抽出する。
ここで、図１１は、モータ制御装置４１による処理内容を示すフローチャートであるが、インダクタンス算出部５６においてインダクタンスを算出し、その結果を磁極位置検出部４８に与えるところまでが、ステップＳ１〜Ｓ５に対応している。
【００３８】
時間的に変化するインダクタンス成分から周波数・位相成分を抽出する方法は様々であるが、以下では、一例としてヒルベルト変換器を用いた方式を説明する。ヒルベルト変換器を用いると、入力となる解析信号から位相が９０度だけ進んだ直交成分を算出できる。ここでは、ヒルベルト変換器を（２）式で示す６次のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて構成する。ＦＩＲフィルタを６次で打ち切ることで、応答遅れをある程度抑制することができる。また、フィルタを６次に設定すると、フィルタ演算における中央値の次数が３次に対応することになる。
Ｌｈ＝α１・Ｌ（０）＋α２・Ｌ（２）−α２・Ｌ（４）−α１・Ｌ（６）…（２）
Ｌ（０）：今回の解析信号（インダクタンス値）
Ｌ（２）：２制御周期前の解析信号，Ｌ（４）：４制御周期前の解析信号
Ｌ（６）：６制御周期前の解析信号
Ｐ（１）：１制御周期前のインダクタンスの周期，Ｌｈ：ヒルベルト変換出力
α１，α２：フィルタ定数
【００３９】
しかしながら、ＦＩＲフィルタは解析信号の周波数成分を減衰させる。そこで、後ほど求めるインダクタンス値の周期Ｐの前回値（演算は離散系とする）を用いて振幅補償を行う。モータが低速運転している間は、インダクタンス値の変化周期が１制御周期で大きく異なることは少ないため、周期の前回値を用いても演算誤差は少ない。（３）式に振幅補償を含めたヒルベルト変換器の構成式を示す。
Ｌｈ＝｛α１・Ｌ（０）＋α２・Ｌ（２）−α２・Ｌ（４）−α１・Ｌ（６）｝
×｛α３・Ｐ（１）＋α４｝            …（３）
α３，α４：振幅補償定数
図９は、解析信号であるインダクタンス値ほか、各種信号を示す。（３）式を用いてインダクタンス成分をヒルベルト変換器に通した値をＬｈとする。Ｌｈを更にヒルベルト変換器に通して９０度位相が進んだ直交成分Ｑ１を算出する。そして、Ｌｈの３制御周期前の信号を同相成分Ｉ１とする（ステップＳ７）。ここで３制御周期前の信号を選択するのは、６次のフィルタ演算では中央値の次数が３次となることに対応する。
【００４０】
これらＩ１，Ｑ１を更にヒルベルト変換してｊＩ，ｊＱを算出し、Ｉ１，Ｑ１，ｊＩ，ｊＱからＩ２，Ｑ２を算出する（ステップＳ８）。
Ｑ１＝｛α１・Ｌｈ（０）＋α２・Ｌｈ（２）−α２・Ｌｈ（４）
−α１・Ｌｈ（６）｝×（α３・Ｐ（１）＋α４）      …（４）
Ｉ１＝Ｌｈ（３）      …（５）
ｊＩ＝｛α１・Ｉ１（０）＋α２・Ｉ１（２）−α２・Ｉ１（４）
−α１・Ｉ１（６）｝×｛α３・Ｐ（１）＋α４｝        …（６）
ｊＱ＝｛α１・Ｑ１（０）＋α２・Ｑ１（２）−α２・Ｑ１（４）
−α１・Ｑ１（６）｝×｛α３・Ｐ（１）＋α４｝        …（７）
Ｉ２＝Ｉ１−ｊＱ      …（８）
Ｑ２＝Ｑ１−ｊＩ      …（９）
Ｉ１：同相成分，Ｑ１：直交成分
Ｉ２：複素平均化した同相成分，Ｑ２：複素平均化した直交成分
【００４１】
（１０）式，（１１）式で解析信号Ｉ２及び直交信号Ｑ２の複素二乗和を求める。
Ｒｅ＝Ｉ２２＋Ｑ２２              …（１０）
Ｉｍ＝Ｉ２・ＩＱ−Ｑ２・Ｉ２    …（１１）
Ｒｅ：実数成分，Ｉｍ：虚数成分
求めたＲｅおよびＩｍを用いて、（１２）式からインダクタンス値の周期Ｐを算出する。周期Ｐは、前述したヒルベルト変換器の振幅補償に用いられる。
Ｐ＝３６０／｛arctan（Ｉｍ／Ｒｅ）｝      …（１２）
また、（１３）式で周期Ｐの算出過程で算出したＩ１、Ｑ１についてアークタンジェントを求め、インダクタンス値の位相角θＬ１を算出する（ステップＳ９）。
θＬ１＝arctan（Ｑ１／Ｉ１）              …（１３）
【００４２】
算出した位相角θＬ１は、モータ周波数と観測軸周波数の差分の２倍周波数で変化するため、位相角θＬ１を、その１／２の周波数に補正した位相角θＬ２を算出する（ステップＳ１０）。位相角θＬ２はモータ周波数と観測軸周波数の差分周波数の位相であるため、θＬ２に観測軸（ｘｙ軸）の周波数に対応する位相θ１を加えると、モータ周波数に相当する磁極位置θ’が算出される（ステップＳ１１）。しかし、この磁極位置θ’はインダクタンスの分布特性、すなわちモータの角度分布の２倍周波数成分から算出した値であるから、１８０度の誤差を含む。つまり、現在の磁極位置が、磁石のＮ極側，Ｓ極側について反転している場合がある。
【００４３】
ここで図１０に示すような方法でこの誤差を取り除く。演算した磁極位置θ’を用いた第２座標変換部４７を用いた第２電流制御部５１において、Ｎ／Ｓ極判定用のパルス状のｄ軸電流指令＋Ｉｄ＿ref＿nsを与え、このとき発生するｄ軸電圧Ｖｄ＿ns1を検出する。次に、負のｄ軸電流指令−Ｉｄ＿ref＿nsを与え、同様にｄ軸電圧Ｖｄ＿ns2を検出する。そして、これらのｄ軸電圧の大小関係により磁極位置の補正量を決定する（ステップＳ１２）。
【００４４】
例えばＶｄ＿ns1＞Ｖｄ＿ns2であれば、真の磁極位置θ２はθ’に１８０度を加えた値であり、Ｖｄ＿ns1＜Ｖｄ＿ns2であれば補正は不要で、真の磁極位置θ２はθ’となる（ステップＳ１３）。更に、磁極位置θ２を微分すればモータの周波数ω１が算出される。尚、上記の判定では、電流指令を与えて電圧を検出したが、逆に電圧指令を与えて検出した電流から判断しても良い。また、パルス状の指令を１回だけ与えて判定を行っているが、指令を複数回与えた場合の検出結果の平均値に基づいて判定しても良い。
【００４５】
切替部６０は、モータ１６の回転周波数ω１が、誘起電圧の検出が可能となる閾値未満の場合は、磁極位置検出部４８より与えられる磁極位置θ２及びモータ周波数ω１を選択し、磁極位置θ及びモータ周波数ωとして出力する。上記の閾値は、各モータの特性等に応じて異なるが、一例としては、モータの最大運転周波数２〜３％程度と想定される。そして、回転周波数ω１が前記閾値以上になると、磁極位置推定部４９による誘起電圧を用いた磁極位置推定が可能になるため、磁極位置推定部４９で推定された磁極位置θ３及び周波数ω２を選択するように切替え、より高い分解能の磁極位置及び周波数を得るようにする。
【００４６】
また、モータ１６の回転周波数が低下して、磁極位置推定部４９で推定された磁極位置θ３及び周波数ω２から磁極位置検出部４８への切替えを行う場合は、一時的に磁極位置推定部４９による推定と磁極位置検出部４８による検出とを同時に行う。そして、磁極位置検出部４８で検出した磁極位置θ’について行う１８０度の補正を、磁極位置推定部４９で推定した磁極位置θ３と磁極位置検出部４８で検出した磁極位置θ２との比較で行う。例えば、推定磁極位置θ３に対して、検出磁極位置θ２が１８０度異なる場合は＋１８０度の補正を行い、両者が一致していれば補正は行わない。
【００４７】
以上のように本実施例によれば、モータ制御装置４１の交流電流印加部４５は、磁気的突極性を有するモータ１６の磁極位置を検出するため、交流の電流指令Ｉdx＿ref，Ｉqy＿refを発生し、第１座標変換部４４は、磁極位置検出部４８より与えられる位相角θ１に基づき、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ｄ−ｑ直交座標系で表わされる励磁成分Ｉdxとトルク成分Ｉqyとにベクトル変換する。そして、インダクタンス算出部５６は、電流制御部４６により出力される電圧指令Ｖdx，Ｖqyと、ｄ軸電流Ｉdx，ｑ軸電流Ｉqyとに基づいて、モータ１６のインダクタンスＬを算出し、磁極位置検出部４８は、インダクタンスＬの周波数及び位相θＬ２を演算し、その位相θＬ２をモータ１６の磁極位置θ２に変換する。
【００４８】
すなわち、インダクタンスＬの変化応答を観測するための観測側周波数を持つ第１座標変換部４４側のｘｙ座標軸と、実際にモータ１６を制御するための周波数である第２座標変換部４７側のｄｑ座標軸との双方を持ち、別々にベクトル制御する方式を用いることで、突極比が小さなモータ１６や、或いは磁気飽和が発生し突極比が小さくなった状態のモータにおいて、検出したインダクタンスに含まれる磁極位置情報のＳ／Ｎ比が悪い場合であっても、突極性を利用した磁極位置の検知が良好にできるようになる。そして、モータ制御装置４１は、磁極位置を検出するための位置センサなしで永久磁石モータを制御できるので、小型化・低コスト化・メンテナンス性の向上を図ることができる。
【００４９】
また、第１座標変換部４４は、磁極位置検出部４８により検出されたモータ１６の回転周波数ω１に所定周波数ω０を加えた周波数で回転する座標系に設定されるので、両者の周波数が常に異なる値となり、モータ１６のインダクタンスを確実に算出することができる。そして、インダクタンス算出部５６は、モータ１６の磁極位置が変化する場合の周波数に対し、２倍の周波数で観測されるインダクタンスＬを算出するので、そのインダクタンスの位相θＬ２に基づいてモータ１６の位相θ２を容易に取得できる。
更に、磁極位置検出部４８は、インダクタンス算出部５６により算出されたインダクタンスの位相θＬ２に、第１座標変換部４４における回転座標系の位相θ１を加えることでモータ１６の磁極位置θ２を検出するので、インダクタンスを算出するために回転させた座標の位相分を補償して、正確な磁極位置θ２を得ることができる。
【００５０】
また、第２座標変換部４７より出力されるｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑに基づいてモータ１６の磁極位置を推定する磁極位置推定部４９を備え、第２座標変換部４７は、切替部６０を介して検出磁極位置θ２，推定磁極位置θ３の何れか一方に基づいてベクトル変換を行うので、モータ１６の低速領域では前者を選択し、高速領域では後者を選択することで、モータ１６の回転速度に応じて磁極位置θ及び周波数ωを適切に得てベクトル制御を行うことができる。
【００５１】
加えて、磁極位置検出部４８は、第２電流制御部５１において、パルス状の正極性及び負極性のｄ軸電流＋Ｉｄ＿ref＿ns，−Ｉｄ＿ref＿nsをモータ１６に印加した場合に、その結果検出されるｄ軸電圧Ｖｄ＿ns1，Ｖｄ＿ns2に基づいて現在の磁極位置がＮ，Ｓの何れかを判定し、モータ１６の回転が停止している場合に、その判定結果に応じて、検出した磁極位置θ’について１８０度の補正を行うか否かを決定する。
すなわち、磁極位置θ’は、モータ１６の角度分布に対して２倍の周波数成分となるインダクタンスＬから算出した値であるため１８０度の誤差を含むので、上記のように必要に応じて補正を行うことで、正確な磁極位置θ２を得ることができる。
【００５２】
また、磁極位置検出部４８は、モータ１６の回転周波数が閾値未満になると、自身が検出した磁極位置θ’と、磁極位置推定部４９により推定された磁極位置θ３とを比較することで、磁極位置θ’について１８０度の補正を行うか否かを決定するので、補正の要否についての決定をより簡単に行うことができる。
そして、ドラム式洗濯乾燥機２１は、モータ制御装置４１によりインバータ回路４２を介してモータ１６をベクトル制御することで、ドラム２７を回転駆動させて洗濯運転等を行うようにしたので、ホールＩＣのような位置センサを備えずとも、モータ１６の磁極位置θを検出してベクトル制御することができ、低コストで運転性能が高い洗濯機を構成できる。
【００５３】
（第２実施例）
図１４は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施例のモータ制御装置６３は、交流電流印加部４５に替えて、交流電圧印加部（検出用電圧指令発生手段）６４を配置し、磁極位置検出用の交流電圧指令Ｖdx＿ref，Ｖqy＿refを出力する。これらの電圧指令Ｖdx＿ref，Ｖqy＿refは、第１実施例の電流指令Ｉdx＿ref，Ｉqy＿refを電圧に置き換えたものとする。そして、第１電流制御部４６は削除されており、上記電圧指令Ｖdx＿ref，Ｖqy＿refは、第１電圧変換部５２に直接出力されている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００５４】
尚、以上の構成において、モータ制御装置６３よりインバータ回路４２を除いたものが、モータ磁極位置検出装置６５を構成している。また、モータ制御装置６３にモータ１６を加えたものが、モータ駆動システム６６を構成している。
以上のように構成される第２実施例によれば、第１電流制御部４６が不要となるので、モータ制御装置６３をより簡単に構成することができる。
【００５５】
本発明は上記し又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
モータ電流は、必ずしも３相全てを検出する必要はなく、２相のみ検出して残りの１相の電流を演算で求めても良い。
第１座標変換部４４に与える位相角θ１は、必ずしもモータ周波数ω１に基づいて設定する必要はなく、モータ１６の回転周波数と異なる周波数に基づく位相角であれば良い。また、モータ１６が回転している場合は位相角θ１を与えることなく、観測座標系の回転を停止させても良い。
【００５６】
モータの磁極位置を推定するだけの構成であれば、第２座標変換部４７，磁極位置推定部４９，速度制御部５０，第２電流制御部５１，第２電圧変換部５３及び電圧制御部５９は不要である。
インナロータ型の永久磁石モータに適用しても良い。
乾燥機能を有さない洗濯機に適用しても良い。
洗濯乾燥機や洗濯機に限ることなく、磁気的突極性を有する永久磁石モータを使用するものであれば、適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１実施例であり、モータをベクトル制御する制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】永久磁石モータの電圧方程式、及びインダクタンスＬｕ，誘起電圧Ｅｕをグラフ化して示す図
【図３】突極比２．０のモータについて、演算器により検出したインダクタンス分布特性を示す図
【図４】突極比１．０９のモータについての図３相当図
【図５】インダクタンスの変化応答を観測するための周波数で回転するｘｙ軸と、モータを制御するための周波数で回転するｄｑ軸とを示す図
【図６】モータの回転が停止している状態で算出されるインダクタンス値を示す図
【図７】観測軸の周波数をゼロとして突極比１．０９のモータを回転させた場合に観測軸側からみたインダクタンス値を示す図
【図８】観測軸を一定周波数で回転させた場合の図７相当図
【図９】解析信号であるインダクタンス値，及びその他の演算で得られる各種信号波形を示す図
【図１０】磁極位置θ’を補正するか否かを決定するＮＳ判定処理を示す図
【図１１】制御装置による処理内容を示すフローチャート
【図１２】永久磁石モータの構成を、一部を破断させて示す斜視図
【図１３】ドラム式洗濯乾燥機の構成を示す縦断側面図
【図１４】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【符号の説明】
【００５８】
図面中、１６は永久磁石モータ、２１はドラム式洗濯乾燥機、４１はモータ制御装置、４２はインバータ回路（駆動手段）、４３はモータ電流検出部（電流検出手段）、４４は第１座標変換部（第１座標変換手段）、４５は交流電流印加部（検出用電流指令発生手段）、４６は第１電流制御部（第１電流制御手段）、４７は第２座標変換部（第２座標変換手段）、４８は磁極位置検出部（磁極位置検出手段，周波数検出手段）、４９は磁極位置推定部（磁極位置推定手段）、５０は速度制御部（速度制御手段）、５１は第２電流制御部（第２電流制御手段）、５２は第１電圧変換部（第１電圧変換手段）、５３は第２電圧変換部（第２電圧変換手段）、５６はインダクタンス算出部（インダクタンス算出手段）、６１はモータ磁極位置検出装置、６２はモータ駆動システム、６３はモータ制御装置、６４は交流電圧印加部（検出用電圧指令発生手段）、６５はモータ磁極位置検出装置、６６はモータ駆動システムを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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