(57)【要約】【課題】物体の接近などを検出する微小な静電容量のオフセットを除いた変化を、最適な検出レンジに合わせながら高分解能かつ高速に検出する。【解決手段】支持基板上に配置された複数の検出電極と、複数の検出電極の各々に接続される検出電極が有する静電容量に対応した電圧波形に変換するための抵抗とコンデンサの直列接続で構成されるＣＶ変換手段と、検出電極の各々に入出力ポートが接続される汎用的なマイクロコンピュータを有し、マイクロコンピュータのＣＰＵにより検出電極の各々の静電容量あるいはその変化に対応した値から接近物体の位置を演算する。【選択図】    図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
物体の接近位置を静電容量で検出する静電検出装置において、支持基板上に配置された複数の検出電極と、前記複数の検出電極の各々に接続される検出電極などの検出対象が有する静電容量に対応した電圧波形に変換するための抵抗とコンデンサの直列接続で構成されるＣＶ変換手段と、前記検出電極の各々に入出力ポートが接続される汎用的なマイクロコンピュータを有し、前記マイクロコンピュータのＣＰＵにより前記検出電極の各々の静電容量あるいはその変化に対応した値から接近物体の位置を演算する静電検出装置。
【請求項２】
前記静電検出装置の汎用的なマイクロコンピュータにおいて、前記ＣＶ変換手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、前期比較手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段の出力から前記検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段と、前記演算結果により入出力ポートのスイッチを制御するＣＶ制御手段とを前記マイクロコンピュータにより実現される請求項１に記載の静電検出装置。
【請求項３】
物体の接近位置を静電容量で検出する静電検出回路において、検出対象の静電容量に対応した電荷量を変換すると共に変換した電荷量に相当する電荷量を補充して積分するＣＱ補充手段と、前記ＣＱ補充手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、前記比較手段の出力をサンプリングして前記ＣＱ補充手段に負の帰還をかけるサンプリング手段と、前記サンプリング手段の出力から前記検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段とを有し、
前記ＣＱ補充手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第一の抵抗と第二の抵抗とコンデンサを有し、前記第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、前記第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第一の抵抗の一方の端子が接続され、前記第一の抵抗の他方の端子が前記第二の抵抗の一方の端子に接続され、前記第二の抵抗の他方の端子が前記第二の定電圧電源に接続され、前記第一の抵抗と前記第二の抵抗の接続端子が前記コンデンサの一方の端子に接続されている静電検出回路。
【請求項４】
物体の接近位置を静電容量で検出する静電検出回路において、検出対象の静電容量に対応した電荷量を変換すると共に変換した電荷量に相当する電荷量を補充して積分するＣＱ補充手段と、前記ＣＱ補充手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、前記比較手段の出力をサンプリングして前記ＣＱ補充手段に負の帰還をかけるサンプリング手段と、前記サンプリング手段の出力から前記検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段とを有し、
前記ＣＱ補充手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第二のスイッチと第三の抵抗とコンデンサを有し、前記第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、前記第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第二のスイッチの一方の端子と第三の抵抗と前記コンデンサの直列接続の一方の端子が接続され、前記第二のスイッチの他方の端子が前記第二の定電圧電源に接続される静電検出回路。
【請求項５】
物体の接近位置を静電容量で検出する静電検出回路において、検出対象の静電容量に対応した電圧波形に変換するＣＶ変換手段と、前記ＣＶ変換手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、前記比較手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段の出力から前記検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段とを有する静電検出回路。
【請求項６】
前記ＣＶ変換手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第一の抵抗と第二の抵抗とコンデンサを有し、前記第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、前記第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第一の抵抗の一方の端子が接続され、前記第一の抵抗の他方の端子が前記第二の抵抗の一方の端子に接続され、前記第二の抵抗の他方の端子が前記第二の定電圧電源に接続され、前記第一の抵抗と前記第二の抵抗の接続端子が前記第一のコンデンサの一方の端子に接続されている請求項５に記載の静電検出回路。
【請求項７】
前記ＣＶ変換手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第二のスイッチと第三の抵抗とコンデンサを有し、前記第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、前記第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第二のスイッチの一方の端子と第三の抵抗とコンデンサの直列接続の一方の端子が接続され、前記第二のスイッチの他方の端子が前記第二の定電圧電源に接続される請求項５に記載の静電検出回路。
【請求項８】
前記第一のスイッチの１回のオン時間は、前記第二のスイッチの１回のオン時間と比較して０．７倍以下あるいは１．５倍以上である請求項４に記載の静電検出装置または請求項７に記載の静電検出回路。
【請求項９】
静電容量あるいは静電容量の変化を検出する静電検出方法において、検出対象の静電容量に対応した電圧波形に変換するＣＶ変換工程と、前記ＣＶ変換工程により得られた出力を閾値電圧と比較する比較工程と、前記ＣＶ変換工程の出力する電圧波形の直流成分が前記検出対象の静電容量に対応して変化しつつ前記電圧波形の交流成分による前記電圧波形の変動の範囲内に前記比較工程の閾値電圧が収まるように前記ＣＶ変換工程の出力を制御することを特徴とするＣＶ制御工程と、前記比較工程の出力をサンプリングするサンプリング工程と、前記サンプリング工程の出力から前記検出対象の静電容量に対応した値を求める演算工程とを有する静電検出方法。
【請求項１０】
前記ＣＶ制御工程は、前記演算工程の演算結果を基にして前記ＣＶ変換工程の出力を制御する請求項９に記載の静電検出方法。
【請求項１１】
静電容量あるいはその変化を検出する静電検出方法の初期状態から定常状態にするための初期化方法において、コンデンサの電圧を比較工程の閾値電圧に近づけるために前記コンデンサの電圧が前記比較工程の閾値電圧よりも高い場合には閾値の電圧より低い電圧の定電圧電源に接続しているスイッチを比較工程において出力が変化するまでオンし続け、逆に前記コンデンサの電圧が前記比較工程の閾値電圧よりも低い場合には閾値の電圧より高い定電圧電源に接続しているスイッチを比較工程において出力が変化するまでオンし続ける閾値接近工程により、検出前の初期状態から定常状態にする初期化方法。
【請求項１２】
静電容量あるいはその変化を検出する静電検出方法の初期状態から定常状態にするための初期化方法において、前記閾値接近工程に加え、前記コンデンサの電圧を検出レンジのほぼ中央に合わせるため、前記コンデンサの電圧が前記比較工程の閾値電圧よりも高い場合には閾値の電圧より低い定電圧電源に接続しているスイッチをＣＱ変換工程で行なう回数より少ない回数分だけ連続してオンオフし、逆に前記コンデンサの電圧が前期比較工程の閾値電圧よりも低い場合には閾値の電圧より高い定電圧電源に接続しているスイッチをＣＱ変換工程で行なう回数より少ない回数分だけ連続してオンオフをする中央寄せ工程とを行なう請求項１１に記載の初期化方法。
【請求項１３】
静電容量あるいはその変化を検出する静電検出方法の初期状態から定常状態にするための初期化方法において、前記スイッチをＣＱ変換工程で行なう回数と同じ回数分だけ連続してオンオフをする動作を少なくても１回以上繰り返す助走工程を行なう請求項１１に記載の初期化方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、物体の接近や接近物体の座標の検出などに用いられ、静電容量あるいはその変化を検出する装置、回路、方法および初期化方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
静電検出回路では、外部からの物体の接近や接近物体の座標の検出などを行い、主に指先の位置や動きの情報を得る。外部から物体の接近が起こると、検出対象の静電容量に変化が起こる。この場合において、検出対象の静電容量あるいはその変化を測定するために、検出対象の静電容量に対して充放電を行い、その際に流れる電荷量をデルタシグマ型のＡＤ変換器等によりデジタル値に変換する。この方法により、物体の接近や接近物体の座標を検出することができ、タッチパネルを採用している携帯端末などに利用されている。
【０００３】
従来の静電容量を検出する静電検出回路の一例について、図２を基に説明する（例えば、非特許文献１参照。）。検出対象１は便宜上任意の値を有する定電圧電源に接続され、他方の端子はスイッチＳＷｄ及びスイッチＳＷｃへと接続されている。スイッチＳＷｃの他方の端子には定電圧電源３に接続されている。ここで、スイッチＳＷｃ、スイッチＳＷｄ、定電圧電源３を総称してＣＱ変換手段１４と呼ぶ。スイッチＳＷｄの他方の端子には抵抗Ｒｓ５と積分コンデンサＣｉ７とが接続されており比較手段８に出力される。抵抗Ｒｓ５の他方の端子にはスイッチＳＷｓが接続されており、スイッチＳＷｓの他方の端子は定電圧電源６に接続されている。積分コンデンサＣｉ７の他方の端子にはグランドなどの任意の値を有する定電圧電源に接続されている。比較手段８の出力はサンプリング手段９に入力されている。サンプリング手段９はラッチ回路等により実現される。サンプリング手段９のサンプリング結果により前述のスイッチＳＷｓを制御する。また、サンプリング手段９の出力は演算手段に入力されており、ここでフィルタリングしてデジタル値の電荷量に変換する。前述の抵抗Ｒｓ５、スイッチＳＷｓ、定電圧電源６、積分コンデンサＣｉ７、比較手段８、サンプリング手段９及びフィルタ手段の構成をまとめてデルタシグマ型のＡＤ変換器１５を構成している。スイッチＳＷｃとスイッチＳＷｄは充放電制御手段１１により交互にオンするように制御される。さらに、演算手段１２は、シグマデルタ型のＡＤ変換器として求めたデジタル値の電荷量と、充放電制御手段１１の出力とから検出対象１の静電容量を求める。
【０００４】
図２に於いて、コンデンサＣｘは、検出対象１の静電容量を表したものである。ＣＱ変換手段１４は、検出対象１の静電容量Ｃｘに充放電を行い、静電容量に対応した電荷量Ｑｘに変換する機能を有する。ここで、スイッチＳＷｃは定電圧電源３を静電容量Ｃｘに接続して充電するためのものであり、スイッチＳＷｄは静電容量Ｃｘをデルタシグマ型のＡＤ変換器１５に接続して充電されている電荷を放電させるためのものである。従って、スイッチＳＷｃとスイッチＳＷｄは、通常交互にオンするように、充放電制御手段１１により制御される。
【０００５】
但し、スイッチＳＷｄは必ずしもスイッチである必要はなく、スイッチＳＷｄを抵抗に置き換えることもできる。この場合には、スイッチＳＷｃをオンしている間中、静電容量Ｃｘとは無関係な電流が、定電圧電源３からデルタシグマ型のＡＤ変換器１５に流れ込む。この影響を取り除くために、スイッチＳＷｃをオンする時間をなるべく短くしたり、必要に応じてデジタル値に変換された値から差し引くことにより対応していた。
【０００６】
ＣＱ変換手段１４からの電荷量Ｑｘは、デルタシグマ型のＡＤ変換器１５によりデジタル値に変換される。デルタシグマ型のＡＤ変換器１５は、積分コンデンサＣｉ７により測定する電荷を積分して電圧に変換する積分手段と、２値化するための比較手段と、ラッチ回路等により実現されるサンプリング手段９と、抵抗Ｒｓ５とスイッチＳＷｓとによりサンプリング手段９でのサンプリング結果からアナログ入力に負の帰還をかけるための１ビットのＤＡ変換手段１０と、カウンタやデジタルフィルタなどによりサンプリング手段９でのサンプリング結果をフィルタリングしてデジタル値の電荷量に変換するフィルタ機能を含む演算手段とにより構成される。なお、デルタシグマ型のＡＤ変換器１５では、負の帰還がかかっているため、入力電圧は比較手段８の閾値電圧Ｖｔに凡そ等しくなるように制御されている。
【０００７】
演算手段１２では、充放電制御手段１１からの充放電回数と、定電圧電源３の電圧Ｖｃと比較手段８の閾値電圧Ｖｔの差と、サンプリング手段９からのサンプリング結果とから、演算により検出対象１の静電容量を求める。但し、充放電制御手段１１からの充放電回数と、定電圧電源３の電圧Ｖｃと比較手段８の閾値電圧Ｖｔの差は、予め定められた値であることが多い。そのため、演算手段１２はサンプリング手段のサンプリング結果をフィルタリングするだけで検出対象の静電容量Ｃｘに対応した値を求めることが多い。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】「Ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ  Ｓｅｎｓｉｎｇ  ？  Ｍｉｇｒａｔｉｎｇ  ｆｒｏｍ  ＣＳＲ  ｔｏ  ＣＳＤ  ＡＮ２４０８」、Ｃｙｐｒｅｓｓ，  Ｆｅｂｒｕａｒｙ  ８，２００７，  ｐ．２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
このように、従来の静電検出回路では、静電容量を電荷量に変換するためのＣＱ変換手段と、デルタシグマ型のＡＤ変換器とを組み合わせていたため、回路素子が多く部材コストが高いと言う課題があった。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、これらを統合することにより、回路素子を少なくして、部材コストを小さくすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を達成するために、以下の発明を開示する。
【００１２】
第１の発明として、支持基板上に配置された複数の検出電極と、複数の検出電極の各々に接続される検出電極などの検出対象が有する静電容量に対応した電圧波形に変換するための抵抗とコンデンサの直列接続で構成されるＣＶ変換手段と、検出電極の各々に入出力ポートが接続される汎用的なマイクロコンピュータを有し、マイクロコンピュータのＣＰＵにより検出電極の各々の静電容量あるいはその変化に対応した値から接近物体の位置を演算する静電検出装置であること。
【００１３】
第２の発明として、上記第１に記載の発明において、ＣＶ変換手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、前期比較手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリング手段の出力から検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段と、演算結果により入出力ポートのスイッチを制御するＣＶ制御手段とをマイクロコンピュータにより実現されること。
【００１４】
第３の発明として、静電検出回路は、検出対象の静電容量に対応した電荷量を変換すると共に変換した電荷量に相当する電荷量を補充して積分するＣＱ補充手段と、ＣＱ補充手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、比較手段の出力をサンプリングしてＣＱ補充手段に負の帰還をかけるサンプリング手段と、サンプリング手段の出力から検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段とを有し、
ＣＱ補充手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第一の抵抗と第二の抵抗とコンデンサを有し、第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第一の抵抗の一方の端子が接続され、第一の抵抗の他方の端子が第二の抵抗の一方の端子に接続され、第二の抵抗の他方の端子が第二の定電圧電源に接続され、第一の抵抗と第二の抵抗の接続端子がコンデンサの一方の端子に接続されていること。
【００１５】
第４の発明として、静電検出回路は、検出対象の静電容量に対応した電荷量を変換すると共に変換した電荷量に相当する電荷量を補充して積分するＣＱ補充手段と、ＣＱ補充手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、比較手段の出力をサンプリングしてＣＱ補充手段に負の帰還をかけるサンプリング手段と、サンプリング手段の出力から検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段とを有し、
ＣＱ補充手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第二のスイッチと第三の抵抗とコンデンサを有し、第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第二のスイッチの一方の端子と第三の抵抗とコンデンサの直列接続の一方の端子が接続され、第二のスイッチの他方の端子が第二の定電圧電源に接続されること。
【００１６】
第５の発明として、静電検出回路は、物体の接近位置を静電容量で検出する静電検出回路において、検出対象の静電容量に対応した電圧波形に変換するＣＶ変換手段と、ＣＶ変換手段の出力を閾値電圧と比較する比較手段と、比較手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、サンプリング手段の出力から検出対象の静電容量に対応した値を求める演算手段とを有すること。
【００１７】
第６の発明として、上記第５に記載の発明において、ＣＶ変換手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第一の抵抗と第二の抵抗とコンデンサを有し、第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第一の抵抗の一方の端子が接続され、第一の抵抗の他方の端子が第二の抵抗の一方の端子に接続され、第二の抵抗の他方の端子が第二の定電圧電源に接続され、第一の抵抗と第二の抵抗の接続端子が第一のコンデンサの一方の端子に接続されていること。
【００１８】
第７の発明として、上記第５に記載の発明において、ＣＶ変換手段が、第一の定電圧電源と第二の定電圧電源と第一のスイッチと第二のスイッチと第三の抵抗とコンデンサを有し、第一のスイッチの一方の端子に第一の定電圧電源が接続され、第一のスイッチの他方の端子に検出対象の静電容量と第二のスイッチの一方の端子と第三の抵抗とコンデンサの直列接続の一方の端子が接続され、第二のスイッチの他方の端子が第二の定電圧電源に接続されること。
【００１９】
第８の発明として、上記第４または７に記載の発明において、第一のスイッチの１回のオン時間は第二のスイッチの１回のオン時間と比較して０．７倍以下あるいは１．５倍以上であること。
【００２０】
第９の発明として、静電検出方法は、検出対象の静電容量に対応した電圧波形に変換するＣＶ変換工程と、ＣＶ変換工程により得られた出力を閾値電圧と比較する比較工程と、ＣＶ変換工程の出力する電圧波形の直流成分が検出対象の静電容量に対応して変化しつつ電圧波形の交流成分による電圧波形の変動の範囲内に比較工程の閾値電圧が収まるようにＣＶ変換工程の出力を制御することを特徴とするＣＶ制御工程と、比較工程の出力をサンプリングするサンプリング工程と、サンプリング工程の出力から検出対象の静電容量に対応した値を求める演算工程とを有すること。
【００２１】
第１０の発明として、上記第９に記載の発明において、ＣＶ制御工程は、演算工程の演算結果を基にしてＣＶ変換工程の出力を制御すること。
【００２２】
第１１の発明として、静電検出方法の初期状態から定常状態にするための初期化方法は、コンデンサの電圧を比較工程の閾値電圧に近づけるためにコンデンサの電圧が比較工程の閾値電圧よりも高い場合には閾値の電圧より低い電圧の定電圧電源に接続しているスイッチを比較工程において出力が変化するまでオンし続け、逆にコンデンサの電圧が比較工程の閾値電圧よりも低い場合には閾値の電圧より高い定電圧電源に接続しているスイッチを比較工程において出力が変化するまでオンし続ける閾値接近工程により、検出前の初期状態から定常状態にすること。
【００２３】
第１２の発明として、上記第１１に記載の初期化方法において、静電容量あるいはその変化を検出する静電検出方法の初期状態から定常状態にするための初期化方法において、前期閾値接近工程に加え、コンデンサの電圧を検出レンジのほぼ中央に合わせるため、コンデンサの電圧が比較工程の閾値電圧よりも高い場合には閾値の電圧より低い定電圧電源に接続しているスイッチをＣＱ変換工程で行なう回数より少ない回数分だけ連続してオンオフし、逆にコンデンサの電圧が比較工程の閾値電圧よりも低い場合には閾値の電圧より高い定電圧電源に接続しているスイッチをＣＱ変換工程で行なう回数より少ない回数分だけ連続してオンオフをする中央寄せ工程とを行なうこと。
【００２４】
第１３の発明として、上記第１１に記載の初期化方法において、スイッチをＣＱ変換工程で行なう回数と同じ回数分だけ連続してオンオフをする動作を少なくても１回以上繰り返す助走工程を行なうこと。
【００２５】
また、ＣＱ補充手段およびＣＱ補充工程は従来例で用いられるＣＱ変換手段およびＣＱ変換工程にＡＤ変換手段とＡＤ変換工程の一部の機能が統合されたものである。これらの構成は従来例と区別をするためにＣＱ補充手段およびＣＱ補充工程と呼ぶ。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によると、静電容量を電荷量に変換するためのＣＱ変換とデルタシグマ型のＡＤ変換器の１ビットのＤＡ変換手段を統合することにより、回路素子を少なくして、部材コストを小さくすることが出来る。特に、汎用的なマイクロコンピュータの１つの入出力ポートに受動素子を付加する簡単な構成で、静電容量を高分解能で検出することを可能にする静電検出装置、静電検出回路、静電検出方法、および初期化方法を実現することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明に係る静電検出回路の第１の実施例を示すブロック図。
【図２】従来の静電検出回路を示すブロック図。
【図３】実施例１のCQ補充手段或いは実施例２のＣＶ変換手段を示す図。
【図４】実施例１のCQ補充手段或いは実施例２のＣＶ変換手段を示す図。
【図５】第１の実施例と第２の実施例の回路構成図及びマイクロコンピュータ入出力ポートの回路構成図。
【図６】本発明に係る静電検出回路の第２の実施例を示すブロック図。
【図７】第２の実施例の検出動作を示すタイミング図。
【図８】第２の実施例の初期化動作を示すタイミング図。
【図９】本発明に係る静電検出回路の第１の実施例を示すフローチャート図。
【図１０】本発明に係る静電検出回路の第２の実施例を示すフローチャート図。
【図１１】第２の実施例の初期化動作を示すフローチャート図。
【図１２】（ａ）第１または第２の実施例における１次元静電検出回路の構成図及び（ｂ）第１または第２の実施例における２次元静電検出回路の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して詳細に説明する。
【実施例１】
【００２９】
本発明の好適な実施例を、図１および図９を基に説明する。本発明による静電検出回路２０は、検出対象４０の静電容量Ｃｘに対応した電荷量Ｑｘに変換し出力する機能と、出力した分の電荷量を補充して積分する機能をもつＣＱ補充手段２２と、ＣＱ補充手段２２の出力を閾値電圧Ｖｔと比較する比較手段２３と、比較手段２３の出力をサンプリングしてＣＱ補充手段２２に負の帰還を掛けるサンプリング手段２４と、サンプリング手段２４のサンプリングの結果により検出対象４０の静電容量Ｃｘあるいはその変化を求める演算手段２５とにより構成した。
【００３０】
また、本発明による静電検出方法は、検出対象４０の静電容量Ｃｘに対応した電荷量Ｑｘに変換し出力する機能と、出力した分の電荷量を補充して積分する機能をもつＣＱ補充工程６１と、ＣＱ補充工程６１の出力を閾値電圧Ｖｔと比較する比較工程６２と、比較工程６２の出力をサンプリングしてＣＱ補充工程６１に負の帰還を掛けるサンプリング工程６３と、サンプリング工程６３のサンプリングの結果により検出対象４０の静電容量Ｃｘあるいは静電容量の変化を求める演算工程６４とにより実現した。
【００３１】
これより、各手段及び各工程について、詳細に説明する。
【００３２】
検出対象４０は、２端子のコンデンサの静電容量でもよいし、物体の接近や位置を検出する静電検出装置の電極などの浮遊容量でも良い。接近物体の位置を検出する場合には、検出する座標に対応した複数の検出電極などが検出対象の静電容量に対応するが、本明細書では便宜上１つの静電容量を検出する場合を中心に説明する。
【００３３】
ＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１の、好適な一例を図３の（ａ）に示す。
【００３４】
図３の（ａ）の回路構成を説明する。検出対象４０の一方の端子は便宜上任意の値を有する定電圧電源に接続され、他方の端子はスイッチＳＷ１の一方の端子および放電抵抗Ｒｄ４３の一方の端子に接続されている。スイッチＳＷ１の他方の端子は電圧Ｖ１を有する定電圧電源４１に接続されている。放電抵抗Ｒｄ４３の他方の端子は、補充抵抗Ｒｓ４４の一方の端子と積分コンデンサＣｉ４６の一方の端子とが接続されており比較手段２３に出力されている。補充抵抗Ｒｓ４４の他方の端子には電圧Ｖ２を有する定電圧電源４５が接続され、積分コンデンサＣｉ４６の他方の端子はグランドなどの任意の値を有する定電圧電源が接続されている。スイッチＳＷ１はサンプリング手段２４により制御される。
【００３５】
ここで、積分コンデンサＣｉ４６は、その静電容量の値が充分大きいために変動が小さく、その電圧は比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔにほぼ等しくなるように制御されている。
【００３６】
また、定電圧電源４１の電圧Ｖ１は比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔより大きく、定電圧電源４５の電圧Ｖ２は比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔより小さい値に設定した。ただし、この限りでなく、逆に定電圧電源４１の電圧Ｖ１は比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔより小さく、定電圧電源４５の電圧Ｖ２は比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔより大きい値に設定しても良い。
【００３７】
検出対象４０の静電容量Ｃｘは、スイッチＳＷ１がオンすることにより定電圧電源４１から充電され、オフした直後に放電抵抗Ｒｄ４３を介して積分コンデンサＣｉ４６に放電する。このため、スイッチＳＷ１のＮｃ回のオンオフにより、数１に示す電荷量Ｑｘが静電容量Ｃｘから放電されて積分コンデンサＣｉ４６に充電される。この電荷量Ｑｘは、デルタシグマ型のＡＤ変換器に入力される電荷量に対応する。
【００３８】
【数１】
2010152876.tif 000003
同時にＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１では、積分コンデンサＣｉ４６の電圧をほぼ一定にするように制御するために、放電抵抗Ｒｄ４３と補充抵抗Ｒｓ４４が接続されている。検出対象４０の静電容量Ｃｘからの電荷量Ｑｘとほぼ同量で極性が反対の電荷Ｑｓを積分コンデンサＣｉ４６に補充する。ただし、ここで言う極性とは、比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔを基準にしたものである。従って、検出期間をＴｓ、スイッチＳＷ１がオンしている合計時間Ｔｃとすると、数２による電荷量Ｑｓが積分コンデンサＣｉ４６に補充される。この補充は、デルタシグマ型のＡＤ変換器の１ビットのＤＡ変換器の動作に対応する。
【００３９】
【数２】
2010152876.tif 000004
このように本発明の実施例１では、ＣＱ変換のためのスイッチと１ビットのＤＡ変換器としてのスイッチを統合することにより、部材を削減する。
【００４０】
積分コンデンサＣｉ４６は、デルタシグマ型のＡＤ変換器の積分手段に対応し、検出対象４０の静電容量Ｃｘからの電荷量Ｑｘを電荷量Ｑｓで補充仕切れなかった補充誤差に対応する電荷量Ｑｉを積分して電圧に変換する。この積分コンデンサＣｉ４６は、電荷補充の累積誤差を小さくするために誤差を累積すると同時に、電荷量の累積誤差を電圧に変換するためのものである。つまり、積分コンデンサＣｉ４６の電圧はほぼ一定にするように制御されるため、数１に示される検出対象４０の静電容量Ｃｘからの電荷量Ｑｘと数２に示される補充する電荷Ｑｓの総和はほぼ零になるように制御される。この積分コンデンサＣｉ４６の電圧は比較手段２３および比較工程６２に出力される。
【００４１】
ここで、図３の（ａ）のように積分コンデンサＣｉ４６の電圧を直接比較手段２３および比較工程６２に出力するのが自然であるが、図３の（ｂ）に示すように積分コンデンサＣｉ４６の電圧は放電抵抗Ｒｄ４３を介して比較手段２３および比較工程６２に出力するようにしても良い。こうすることにより、スイッチと電圧比較を直接接続することになり、例えば汎用的なマイクロコンピュータの１つの入出力ポートに受動素子を付加するのみの簡単な構成で実現できるようになる。但し、この場合には、サンプリング手段およびサンプリング工程６３でのサンプリングは、スイッチＳＷ１がオフした後に検出対象４０の静電容量Ｃｘから積分コンデンサＣｉ４６への電荷の移動が充分行われた後に行うようにする。
【００４２】
比較手段２３および比較工程６２では、ＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１の出力する電圧を閾値電圧Ｖｔと比較して、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３に出力することにより、アナログ電圧を２値のデジタル信号に変換する。
【００４３】
比較手段２３および比較工程６２で２値のデジタル値に変換された信号は、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３でサンプリングされる。このサンプリング手段２４およびサンプリング工程６３でのサンプリングは、ラッチ回路を用いても良いが、マイクロコンピュータの汎用の入力ポートを用いる場合には、ポートの読み込みがサンプリングに対応する。
【００４４】
サンプリングの結果で、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が閾値電圧Ｖｔより小さい場合には、大きくなるようにＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１のスイッチＳＷ１を１回オンする。逆に積分コンデンサＣｉ４６の電圧が閾値電圧Ｖｔより大きい場合には、小さくなるようにＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１のスイッチＳＷ１をオンしないようにした。このようにＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１のスイッチＳＷ１をサンプリング手段２４から制御することにより、積分コンデンサＣｉ４６の電圧は比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔに近い値に制御される。
【００４５】
ここで、スイッチＳＷ１の１回のオン時間が長くなり過ぎると、１回のオンによる積分コンデンサＣｉの電圧の変化が大きくなってしまう。また、サンプリングの間隔が長くなり過ぎると、その間に抵抗Ｒｓにより流れる電荷により積分コンデンサＣｉの電圧が大きく変化してしまう。これを回避するために、このサンプリングの間隔とスイッチＳＷ１の１回のオン時間は、積分コンデンサＣｉの電圧が比較手段あるいは比較工程での閾値電圧Ｖｔから大きく離れないような充分短い時間であれば、特にタイミング上の制約はない。
【００４６】
演算手段２５および演算工程６４では、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３でサンプリングされた結果を用いて、演算により検出対象４０の静電容量Ｃｘに対応したデジタル値を得る。このため、演算手段２５および演算工程６４では、前述のように検出対象４０の静電容量Ｃｘからの電荷量Ｑｘと補充する電荷Ｑｓの総和がほぼ零であることを用いて、数１と数２をまとめて、静電容量Ｃｘを例えば数３により求めることが出来る。但し、検出期間Ｔｓとは、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔに近くなっていない過渡状態あるいは初期化中を含まない時間とした。
【００４７】
【数３】
2010152876.tif 000005
例えば、検出期間Ｔｓが１００μｓ、スイッチＳＷ１のオン回数Ｎｃが２０回、スイッチＳＷ１の合計のオン時間Ｔｃが２０μｓ、補充抵抗Ｒｓ４４＝５００ｋΩ、放電抵抗Ｒｄ４３が２００ｋΩ、定電圧電源４１の電圧Ｖ１が５．０Ｖ、比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔが２．５Ｖ、定電圧電源４５の電圧Ｖ２が０Ｖの場合には、数３によりＣｘは５ｐＦとなる。
【００４８】
ここでは、数３により静電容量Ｃｘを求める場合の例を示したが、数１と数２の関係から静電容量Ｃｘを求める方法であれば、どのような方法を用いても良い。
【００４９】
また、検出対象４０の静電容量Ｃｘの正確な静電容量値でなく、静電容量Ｃｘに対応した値を求めれば良い場合には、例えば検出期間Ｔｓ、スイッチＳＷ１がオンしている合計時間Ｔｃ、放電抵抗Ｒｄ４３、補充抵抗Ｒｓ４４、定電圧電源４１の電圧Ｖ１、比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔ、定電圧電源４１の電源電圧Ｖ２を定数として、検出期間Ｔｓの間にスイッチＳＷ１をオンした回数をカウントしたり、連続的に動作させながらデジタルフィルタにより検出対象４０の静電容量Ｃｘに対応したデジタル値の時間推移を検出したりするなど、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３の出力を用いて検出対象４０の静電容量Ｃｘに対応した値を求めるものであればどのような手段や方法を用いてもよい。
【００５０】
以上にＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１を図３に示す構成により実現した場合の例を示したが、ＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１は、図４に示す構成によっても実現することが出来る。
【００５１】
ここで図４の（ａ）の回路構成を説明する。検出対象４０の一方の端子は便宜上任意の値を有する定電圧電源に接続され、他方の端子はスイッチＳＷ１の一方の端子およびスイッチＳＷ２の一方の端子および積分抵抗Ｒｉ４８の一方の端子に接続されている。スイッチＳＷ１の他方の端子は電圧Ｖ１を有する定電圧電源４１に接続されており、スイッチＳＷ２の他方の端子は電圧Ｖ２を有する定電圧電源４５に接続されている。また、積分抵抗Ｒｉ４８の他方の端子には比較手段２３と積分コンデンサＣｉ４６の一方の端子が接続されており、積分コンデンサＣｉ４６の他方の端子は任意の値を有する定電圧電源に接続されている。
【００５２】
図４の（ａ）の構成は、図３の（ａ）の構成での放電抵抗Ｒｄ４３と補充抵抗Ｒｓ４４が積分抵抗Ｒｉ４８に統合されて、スイッチＳＷ２が付加されたものである。このスイッチＳＷ２もまた、スイッチＳＷ１と同様にサンプリング手段２４により制御される。
【００５３】
つまり、サンプリングの結果で、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が閾値電圧Ｖｔより小さい場合には、大きくなるようにＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１のスイッチＳＷ１を１回オンする。逆に積分コンデンサＣｉ４６の電圧が閾値電圧Ｖｔより大きい場合には、小さくなるようにＣＱ補充手段２２及びＣＱ補充工程６１のスイッチＳＷ２を１回オンするようにした。
【００５４】
また、図４の（ａ）の構成では、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の両方が異なる電圧で検出対象４０の静電容量Ｃｘに充電して静電容量Ｃｘからの放電電荷が積分コンデンサＣｉ４６で積分される。ここで、図３の（ａ）の構成より図４の（ａ）の構成の方はスイッチが１つ余分に付加されているが、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とは同時にオンしないように用いるため、汎用的なマイクロコンピュータの出力ポートなどによりサンプリング手段２４のスイッチの制御を実現する場合には、部材コストにはほとんど影響しないことが多く、抵抗が少なくなった分部材コストを安くすることができる。
【００５５】
図４の構成では、スイッチＳＷ１のオン回数をＮ１、スイッチＳＷ２のオン回数をＮ２、スイッチＳＷ１の１回のオン時間をｔ１、スイッチＳＷ２の１回のオン時間をｔ２とすると、積分コンデンサＣｉ４６には数４に示す電荷Ｑｉが流れる。
【００５６】
【数４】
2010152876.tif 000006
ここで、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔとほぼ等しくなるように制御されている場合には、Ｑｉはほぼ定常状態では零である。従って、その場合の検出対象４０の静電容量Ｃｘは、数４のＱｉに零を代入してＣｘについて解いた数５により求めることができる。
【００５７】
【数５】
2010152876.tif 000007
但し、スイッチＳＷ１の１回のオン時間をｔ１とスイッチＳＷ２の１回のオン時間をｔ２が同じ時間ｔの場合には、数４のｔ１とｔ２にｔを代入した数６では中括弧｛｝の中が零でなくてはならないため、Ｃｘの値は不定になってしまう。
【００５８】
【数６】
2010152876.tif 000008
そこで、本発明では、スイッチＳＷ１の測定期間での１回のオン時間をｔ１とスイッチＳＷ２の測定期間での１回のオン時間ｔ２の比率が０．７倍以下あるいは１．５倍以上になるような異なる値にして、静電容量Ｃｘを検出するようにした。
【００５９】
例えば、スイッチＳＷ１の１回のオン時間ｔ１が１０μｓ、スイッチ２の１回のオン時間ｔ２が１μｓ、スイッチＳＷ１のオン回数Ｎ１が１０回、スイッチＳＷ２のオン回数Ｎ２が６０回、積分抵抗Ｒｉが１００ｋΩ、定電圧電源４１の電圧Ｖ１が５．０Ｖ、比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔが２．５Ｖ、定電圧電源４５の電圧Ｖ２が０Ｖの場合には、数５に代入してＣｘは８ｐＦとなる。図３の例の場合と同様に、静電容量Ｃｘに対応する値を求める手段や方法はこの限りでなく、ＣＱ補充手段及びＣＱ補充工程６１の動作から求めるものであれば、どのような手段や方法を用いても良い。
【００６０】
図４の（ａ）の構成の場合には、積分コンデンサＣｉ４６の電圧を直接比較手段２３および比較工程６２に出力しているため、ノイズに強い正確な検出が出来る。
【００６１】
図４の（ｂ）の構成では、積分コンデンサＣｉ４６の電圧は積分抵抗Ｒｉ４８を介して比較手段２３および比較工程６２に出力しているため、比較的ノイズの影響を受けやすく、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３のサンプリングをスイッチＳＷ１やスイッチＳＷ２がオフして充分な時間がたってから行う必要がある。それでも、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の接続点の電圧を直接比較手段および比較工程６２に出力している。
【００６２】
そのため、例えば図５に示すように汎用的なマイクロコンピュータ５２の１つの入出力ポート５０に積分抵抗Ｒｉ４８と積分コンデンサＣｉ４６を付加するのみの簡単な構成で、検出対象４０の静電容量Ｃｘを測定することを可能にする。
【００６３】
ここで図５の構成を説明する。図５において、検出対象４０の一方の端子には便宜上任意の値を有する定電圧電源が接続され、検出対象４０の他方の端子は入出力ポート５０および積分抵抗４８の一方の端子に接続されている。積分抵抗Ｒｉ４８の他方の端子には積分コンデンサＣｉ４６の一方の端子が接続されており、積分コンデンサの他方の端子にはグランドなどの定電圧電源に接続されている。入出力ポート５０はマイクロコンピュータ５２内部でＣＰＵ５１へと接続されている。入出力端子は検出対象４０および積分抵抗Ｒｉ４８の端子が接続され、端子にはスイッチ５３の一方の端子とスイッチ５４の一方の端子が接続されている。スイッチ５３の他方の端子には定電圧電源ＶＤＤが接続され、同様にスイッチ５４の他方の端子には定電圧電源ＶＳＳが接続されている。スイッチ５３の一方の端子とスイッチ５４の一方の端子の接続箇所にはコンパレーター５５の＋側入力が接続されている。コンパレーター５５の−側入力には閾値電圧Ｖｔが接続されており、コンパレーター５５の出力はＣＰＵ５１へと接続されている。
【００６４】
また、積分抵抗Ｒｉ４８と積分コンデンサＣｉ４６は直列に接続されているため、入れ換えても良いことは言うまでもない。この場合には、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３及び演算手段２５および演算工程６４は、マイクロコンピュータ５２内のＣＰＵ５１を用いて実現される。
【００６５】
本実施例においては、図１２の（ａ）に示すように、支持基板７０上に１次元方向に配置された複数の検出電極の静電容量を同一のマイクロコンピュータの複数のポートに接続することによって、個々の検出電極の静電容量に対応した値から物体の接近および１次元方向の位置を検出するスライダを構成することが出来る。図１２の（ａ）の支持基板７０と入出力ポート５０とが接続されているそれぞれの配線には抵抗Ｒｉの一方の端子が接続されており、積分抵抗Ｒｉの他方の端子は積分コンデンサＣｉの一方の端子に接続されている。各コンデンサＣｉの他方の端子は定電圧電源に接続されているが、これはあくまで実施例の一つにすぎない。
【００６６】
さらに、図１２の（ｂ）に示すように、支持基板上に２次元の座標に対応した検出電極を配置することによって、同様に物体の接近および２次元方向の位置を検出する静電検出装置を構成することが出来る。図１２の（ｂ）においても同様に、支持基板７０と入出力ポート５０とが接続されているそれぞれの配線には抵抗Ｒｉの一方の端子が接続されており、抵抗Ｒｉの他方の端子はコンデンサＣｉの一方の端子に接続されている。各コンデンサＣｉの他方の端子は定電圧電源に接続されている。
【００６７】
以上に示したように本実施例では、部材コストの低い比較的簡単な構成で、デルタシグマ型のＡＤ変換器と同様に高い分解能で静電容量の検出を可能にする。
【実施例２】
【００６８】
実施例１では、シグマデルタ型のＡＤ変換器を応用した例を示したが、物体の接近や接近物体の座標の検出などを行う場合に検出される静電容量は、物体が接近していない場合の静電容量の値が大きく、物体の接近による変化が比較的小さい場合が多い。そのため、検出する静電容量の変化についての分解能が相対的に小さくなってしまう。分解能をさらに高くするためには、サンプリングの回数を増やしても良いがＡＤ変換の時間が長くなってしまう。あるいは、リファレンスコンデンサＣｒを用いてオフセット容量の影響をキャンセルする方法もあるが、部材コストが高くなってしまうという課題がある。
【００６９】
そこで本実施例２では、実施例１と同様の簡単な構成で、検出対象４０の静電容量Ｃｘの変化を高速かつ高分解能に検出することのできる静電検出回路およびその方法を実現することである。これは検出対象４０の正確な静電容量値を求めるものではなく、静電容量の変化に対応した値を高分解能に検出できるものである。
【００７０】
実施例２の好適な一例を、図６及び図１０を基に説明する。図６は静電検出手段に関するものであり実施例２に関するものである。検出対象４０の静電容量に対応した電圧波形に変換するＣＶ変換手段２９と、ＣＶ変換手段２９の出力を閾値電圧と比較する比較手段２３と、ＣＶ変換手段２９の出力する電圧波形の直流成分が検出対象４０の静電容量に対応して変化しつつ電圧波形の交流成分による変動の範囲内に比較手段２３の閾値電圧が収まるようにＣＶ変換手段２９を制御することを特徴とするＣＶ制御手段２７と、比較手段２３の出力をサンプリングするサンプリング手段２４と、サンプリング手段２４の出力から検出対象４０の静電容量に対応した値を求める演算手段２５とにより実現した。また、ＣＶ制御手段２７は演算手段２５により制御される。また、初期化段階において比較手段２３から得られる出力を基に制御をしてもよい。これらはそれぞれ、図６の点線３０と実線３１で示される。実施例２の一例と従来例と異なる点として、実施例２では演算手段２５の結果からＣＶ変換手段２９へ出力して電圧を制御しているのに対し、従来例では充放電制御手段１１により一定のタイミングで電圧を制御しており、その制御結果を演算手段１２へ出力している点が挙げられる。この従来例において充放電制御手段１１は電圧の制御をする機能にとどまっているのに対し、実施例２の一例では電圧の制御に加えてＣＶ変換に関しても制御をするように機能が統合されている点も異なる。
【００７１】
また、実施例２による静電検出方法は図１０において説明する。検出対象の静電容量に対応した電圧波形に変換するＣＶ変換工程６５と、ＣＶ変換工程６５の出力を閾値電圧と比較する比較工程６２と、ＣＶ変換工程６５の出力する電圧波形の直流成分が検出対象４０の静電容量に対応して変化しつつ電圧波形の交流成分による電圧波形の変動の範囲内に比較工程６２の閾値電圧が収まるようにＣＶ変換工程６５を制御することを特徴とするＣＶ制御工程６６と、比較工程６２の出力をサンプリングするサンプリング工程６３と、サンプリング工程６３の出力から検出対象の静電容量に対応した値を求める演算工程６４とにより実現した。また、ＣＶ制御工程６６は実線７５で示すように演算工程６４の出力に基づいて動作する。また、初期化する状態においては点線７４に示すように比較工程６２の出力によって動作するようにしてもよい。
【００７２】
これより、各手段および各工程について詳細に説明する。
【００７３】
検出対象４０の静電容量Ｃｘは、実施例１の場合と同様であるが、実施例２では、その変化を検出するために、便宜上検出対象４０の物体が接近していない場合の静電容量をＣｘとし、物体の接近による静電容量の増加分をｄＣｘとして、静電容量Ｃｘの変化ｄＣｘを高分解能で検出する場合の例について説明する。
【００７４】
実施例２ではデルタシグマ型のＡＤ変換器とは動作が異なるため、図３あるいは図４に示す実施例１のＣＱ補充手段及びＣＱ補充工程６１と同一の構成のものを、ＣＶ変換手段２９およびＣＶ変換工程６５と称す。但し、ＣＶ変換手段２９およびＣＶ変換工程６５のスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２は、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３のサンプリング結果に基づいてオンオフするのではなく、ＣＶ制御手段２７およびＣＶ制御工程により制御される。
【００７５】
比較手段２３および比較工程６２とサンプリング手段２４およびサンプリング工程６３は、実施例１とほぼ同様である。つまり、比較手段２３および比較工程６２では、積分コンデンサＣｉの電圧を閾値電圧Ｖｔと比較することにより２値化する。また、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３では、ラッチ回路などによりサンプリングを行う。但し、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３は、比較手段２３および比較工程６２の出力をサンプリングするのみで、ＣＶ変換手段２９およびＣＶ変換工程６５のスイッチの制御は行わない。
【００７６】
好適な例として、これより図４に示すＣＶ変換手段およびＣＶ変換工程を用いた場合のＣＶ制御手段２７およびＣＶ制御工程６６の動作を中心に、図７に示すタイミング図の例を基に詳細に説明する。
【００７７】
図７で示されるＳＷ１とＳＷ２はそれぞれ、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２のオンオフ状態を表す。ＳＷ１及びＳＷ２のタイミングチャートは、縦軸がオンオフの状態、直線が上にある時がオンの状態であり、下にある時がオフの状態を表し、横軸は時間を表す。サンプリングの項にある上矢印（↑）はサンプリングするタイミングを表し、上矢印（↑）の下に書かれているＴとＦはそれぞれＴｒｕｅとＦａｌｓｅを意味し正論理ではＣｉの電圧が閾値電圧Ｖｔより高い状態がＴｒｕｅ、閾値電圧ＶｔよりＣｉの電圧が低いときはＦａｌｓｅとなる。負論理の場合はＴｒｕｅとＦａｌｓｅが逆になる。図７下方にあるグラフは縦軸が積分コンデンサＣｉの電圧、横軸が経過時間を表し、実線は検出対象の静電容量がＣｘの時の電圧波形７１、点線は検出対象の静電容量がＣｘ＋ｄＣｘの時の電圧波形７２の時間変化を表す。図７の横軸はＳＷ１、ＳＷ２、サンプリング、電圧変化ともに共通の時間軸を有している。
【００７８】
図７は、ＳＷ１をＳＷ２の５倍の回数オンオフした場合の定常状態の例で、積分コンデンサＣｉの電圧波形は、スイッチＳＷ２がオンしている間には定電圧電源４５の電圧Ｖ２に近づき、ＳＷ１がオンしている間には定電圧電源４１の電圧Ｖ１に徐々に近づく。
【００７９】
サンプリングは、図４の（ｂ）のＣＱ変換手段を想定して、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がオフしている間にサンプリング手段でサンプリングするようにした。一回のサイクルにより得られるサンプリング結果のＴの回数により、演算手段２５において検出対象４０の静電容量の増減を知ることが出来る。１回のサイクルで６回サンプリングを行なう場合積分コンデンサＣｉの静電容量がＣｘの時の電圧波形７１の場合においてはＴの回数は１回であり、Ｆの回数は５回となる。それに対して積分コンデンサＣｉの静電容量がＣｘ＋ｄＣｘの時の電圧波形７２の場合においては、Ｔの回数は５回であり、Ｆの回数は１回となる。電圧波形７１の場合では６回中１回検出されたという情報が得られ、電圧波形７２の場合では６回中５回検出されたという情報が得られる。このＴの割合を基に検出対象４０が受けた情報を数値化して静電容量という形で演算手段２５から外部へ出力することが出来る。検出対象４０の静電容量がｄＣｘ増加した場合には、オンオフ回数の多いスイッチＳＷ１側の定電圧電源４１の電圧Ｖ１に近づくようにほぼ平行移動する。ここで、比較手段の閾値電圧Ｖｔが、積分コンデンサＣｉの電圧波形の変化の範囲内に入るように制御されている。
【００８０】
図７において、ＣＶ制御手段２７およびＣＶ制御工程６６は、ＣＶ変換手段２９およびＣＶ変換工程６５のスイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２を、１回のオン時間の比率が０．７倍以下あるいは１．５倍以上になるような異なる時間でオンオフさせると効果的である。実施例１で説明したように、図４に示すＣＶ変換手段およびＣＶ変換工程では、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の１回のオン時間が同じ場合には、検出対象４０の静電容量Ｃｘと積分コンデンサＣｉ４６の電圧とが無関係になるからである。
【００８１】
例えば、ここで閾値電圧Ｖｔが定電圧Ｖ１とＶ２の中間の場合には、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が一定の範囲に収まるように制御するために、スイッチＳＷ２のオン時間ｔ２がスイッチＳＷ１のオン時間ｔ１より長い場合には、逆にスイッチＳＷ１のオン回数Ｎ１はスイッチＳＷ２のオン回数Ｎ２より多くするなどして調整を行なう。
【００８２】
このスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２のオンオフにより、積分コンデンサＣｉ４６に振幅がＶａｃの交流電圧を生じる。この交流成分の振幅Ｖａｃの値は、その値が充分小さい場合には積分コンデンサＣｉ４６の電圧はほぼ直流成分Ｖｄｃに等しく、スイッチＳＷ１の１回のオン時間ｔ１よりスイッチＳＷ２の１回のオン時間ｔ２の方が長い場合にはスイッチＳＷ２の１回のオン時間ｔ２から、数７により得ることができる。スイッチＳＷ１のオン時間の方が長い場合についても同様である。但し、積分コンデンサＣｉの値は検出対象４０の静電容量Ｃｘの値より充分大きいため、Ｃｘの影響は無視した。
【００８３】
【数７】
2010152876.tif 000009
また、積分コンデンサＣｉ４６への電荷の入出力のバランスから、同様に積分コンデンサＣｉ４６の電圧波形の交流成分Ｖａｃが充分小さい場合には、積分コンデンサＣｉ４６の電圧波形の直流成分Ｖｄｃ、スイッチＳＷ１の合計のオン時間Ｔ１、スイッチＳＷ２の合計のオン時間Ｔ２、スイッチＳＷ１のオン回数Ｎ１、スイッチＳＷ２のオン回数Ｎ２、積分抵抗Ｒｉ４８から、数８が成り立つ。
【００８４】
【数８】
2010152876.tif 000010
数８を積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃについて解くことにより、数９を得る。
【００８５】
【数９】
2010152876.tif 000011
この直流成分Ｖｄｃは、検出対象４０の静電容量がＣｘからＣｘ＋ｄＣｘに増えた場合には、図７に示すように、オンオフ回数の多いスイッチ側の電源電圧に近づくように変化する。この電圧の変化量をｄＶｄｃとする。
【００８６】
ＣＶ制御手段２７およびＣＶ制御工程６６では、検出対象４０の静電容量Ｃｘの変化ｄＣｘによるこの直流成分の変化ｄＶｄｃを検出するために、前述の積分コンデンサＣｉ４６の電圧の交流成分Ｖａｃと直流成分Ｖｄｃを望ましい値に設定するようにスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２をオンオフする。
【００８７】
サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３のサンプリングは、例えばスイッチＳＷ１がオフした後のみに行っても良いが、図７に示すようにスイッチＳＷ１あるいはスイッチＳＷ２がオフした後に行うようにした。この間に積分コンデンサの電圧は、徐々に変化する。このため、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の交流成分の振幅Ｖａｃは、検出レンジの広さにほぼ対応する。また、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃは、検出レンジの中央に対応するため、この直流成分Ｖｄｃにより検出レンジのオフセットを設定することができる。つまり、検出対象４０の静電容量がＣｘからＣｘ＋ｄＣｘに変化しても、積分コンデンサＣｉの電圧の変動の範囲内に比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔが入るように、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃを設定する。
【００８８】
例えば、定電圧電源４１の電圧Ｖ１が５．０Ｖ、定電圧電源４５の電圧Ｖ２が０Ｖ、スイッチＳＷ１の１サイクルのオン回数Ｎ１が４０回、スイッチＳＷ２の１サイクルのオン回数Ｎ２が８回、スイッチＳＷ１の１サイクルの合計のオン時間Ｔ１が４０μｓ、スイッチＳＷ２の１サイクルの合計のオン時間Ｔ２が７４μｓ、積分抵抗Ｒｉ４８が２０ｋΩ、検出対象４０の静電容量Ｃｘが５０ｐＦの場合には、数９に代入すると積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃは２．４６９Ｖとなる。この条件での積分コンデンサＣｉ４６の電圧の交流成分の振幅Ｖａｃは、積分コンデンサＣｉ４６が１５ｎＦの場合には、１回あたりのスイッチＳＷ２のオン時間を８回に分けて入力すると、一回あたりのスイッチＳＷ２のオン時間ｔ２は９．２５μｓとなる。これより数７に代入すると７６ｍＶとなる。従って、積分コンデンサＣｉ４６の電圧は、２．４３１Ｖ〜２．５０７Ｖの範囲で変化する。
【００８９】
ここで、検出対象４０の静電容量Ｃｘが５５ｐＦに増加すると、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃは数９に代入して２．５１８Ｖとなり、交流成分の振幅Ｖａｃは７８ｍＶとなる。従って、積分コンデンサＣｉ４６の電圧は、２．４７９Ｖ〜２．５５７Ｖの範囲で変化する。
【００９０】
ここで、比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔが２．５００Ｖの場合には、検出対象４０の静電容量Ｃｘが５０ｐＦから５５ｐＦに変化しても積分コンデンサＣｉ４６の電圧の変動の範囲に閾値電圧Ｖｔが入っているため、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３でのサンプリング結果から検出対象４０の静電容量Ｃｘの変化を検出することが出来る。
【００９１】
この場合の、検出レンジの広さは積分コンデンサＣｉ４６の電圧の交流成分の振幅Ｖａｃに対応して７６〜７８ｍＶでほぼ一定であり、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃは２．４６９Ｖから２．５１８Ｖに４９ｍＶ変化しているため、検出レンジのおおよそ６３％を用いて変化を検出したことになる。
【００９２】
ここで、数７および数９により、積分コンデンサＣｉ４６の静電容量Ｃｉはその電圧の直流成分Ｖｄｃには影響せずに交流成分Ｖａｃのみに影響しているため、積分コンデンサＣｉ４６の静電容量により検出レンジの広さを調整することが出来る。検出レンジの広さの調整はこの限りでなく、積分コンデンサＣｉ４６の静電容量Ｃｉの電圧の交流成分Ｖａｃに影響するスイッチの１回のオン時間や積分抵抗Ｒｉ４８の値などにより調整しても良い。
【００９３】
また、検出のオフセットは、例えば数９により、長い時間オンしているスイッチの１サイクルの合計のオン時間により調整することができる。オフセットの調整は、例えば温度変化等により物体が接近していない時の静電容量Ｃｘが変化した場合などに行う。検出対象４０の静電容量Ｃｘが５０ｐＦの前述の例では、スイッチＳＷ２の１サイクルの合計のオン時間を７４μｓから７５μｓに変えることにより、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃは２．４６９Ｖから２．４５４Ｖに１５ｍＶ変化するため、１サイクルの合計のオン時間を１μｓ単位で変化させる場合には、検出のオフセットは１５ｍＶ程度の精度で設定することが出来る。検出のオフセットの調整はこの限りでなく、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の直流成分Ｖｄｃを求める数９の右辺に含まれる他の変数の値により調整しても良い。
【００９４】
ここで、ＣＶ制御手段２７およびＣＶ制御工程のスイッチ制御の前述のサイクルについて説明する。サイクルとは同一の手順でのスイッチの一連のオンオフのことで、１つのサイクルの中にスイッチＳＷ１やスイッチＳＷ２が単数または複数回オンオフされる。
【００９５】
スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２のオンオフは、積分コンデンサＣｉ４６の電圧の交流成分の振幅Ｖａｃが大きくならないように、通常なるべく片寄らないように均一にする。例えば、前述の例のように、スイッチＳＷ１の１サイクルのオン回数が４０回、スイッチＳＷ２の１サイクルのオン回数が８回の場合には、スイッチＳＷ２を１回オンオフするごとにスイッチＳＷ１を５回オンオフする。
【００９６】
ここで、前述のようにスイッチＳＷ１の１サイクルの合計のオン時間が４０μｓでオン回数が４０回の場合には、スイッチＳＷ１の１回のオン時間は同一の１μｓでも良い。しかし、スイッチＳＷ２については、１サイクルの合計のオン時間が７４μｓとすると、スイッチＳＷ２の１サイクルのオン回数が８回で割り切ることができないため、例えば１μｓ単位でしか設定できない場合には、９μｓを６回と１０μｓを２回のようにオン時間がなるべく均一になるようなオン時間を用いる。
【００９７】
ここで、検出の分解能について、詳細に説明する。検出の分解能は、１サイクルのサンプリングの回数に対応すると考えるのが基本ではあるが、実際には積分コンデンサＣｉ４６の電圧が同じ電圧で複数回のサンプリングをサンプリング手段２４およびサンプリング工程６３で行ってしまうと、サンプリングする時の積分コンデンサの電圧の数が減ったり偏ったりしてしまうために、分解能は低下してしまう。例えば、前述の１サイクルの中でスイッチＳＷ２のオン時間が９μｓを６回と１０μｓを２回にする場合には、例えばスイッチＳＷ２をオンする時間を１回目と５回目を１０μｓにしてその他を９μｓにすると、同じスイッチ制御が２回繰り返されることになる。それは１回目から４回目と５回目から８回目のスイッチ制御が全く同じになってしまうからである。ただし、ノイズがある環境であれば、同じ電圧を与えても異なる検出結果となり、分解能は維持されるが、ノイズがまったくないと分解能が半減してしまう。
【００９８】
ここでは、分解能を低下させないためのいくつかの方法について、説明する。
【００９９】
まず、繰り返しの最小単位を短くしないことが、分解能の低下を抑制する。前述の例の場合には、１回ずらして１回目と６回目を１０μｓにしてその他を９μｓにするなど、繰り返しの最小単位を短くしないようにすると他のサンプリングと同じ電圧の時にサンプリングされにくくなる。従って、特に１サイクルの合計のオン時間を１サイクルのオン回数で割り切れる場合でも、すべてを同じ時間にしない方が良い場合が多い。
【０１００】
また、検出対象４０の静電容量Ｃｘ、ＣＶ変換手段２９およびＣＶ変換工程６５、比較手段２３および比較工程６２のいずれかに適度なノイズが重畳することにより、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が同じ電圧の時にサンプリングしてしまう確率が低くなる場合には、ノイズにより検出の分解能が高くなる場合がある。但し、ノイズが強すぎる場合には、ノイズの影響を除去するために、ノイズ相応の複数サイクルの検出を繰り返せば良い。
【０１０１】
さらに、積分コンデンサＣｉ４６の電圧に任意の波形、たとえばランプ波形を加えるなど、積極的にノイズを加えるようにすることも有効である。複数の検出電極の静電容量を検出する場合などには、１つのランプ波形を用意して、配線や配線パターンなどの容量結合等により印加すると比較的ローコストで安定したノイズを印加することが出来る。
【０１０２】
前述の例では、検出対象４０の静電容量Ｃｘ、その増加量ｄＣｘ、定電圧電源４１、定電圧電源４５の電圧Ｖ１、Ｖ２、比較手段２３および比較工程６２の閾値電圧Ｖｔ、積分抵抗Ｒｉ４８、積分コンデンサＣｉ４６などの値が正確な場合の例を示した。これらの値にバラツキがあった場合でも基本的な動作は同様であり、検出レンジのバラツキを考慮して広めに設定したり、図６の実線３１あるいは図１０の実線７５で示すように演算手段２５および演算工程６４の演算結果により積分コンデンサＣｉ４６の電圧の振幅であるＶａｃのレンジを調整すれば、接近物体の検出のための静電容量の変化を十分実用的に捉えることが出来る。例えば、物体が接近していない場合に、演算手段２５および演算工程６４の演算結果が望ましい値になるように、ＣＶ制御手段２７およびＣＶ制御工程６６によるＣＶ変換手段２９およびＣＶ変換工程６５のスイッチのオン時間を変更するようにすればよい。
【０１０３】
演算手段２５および演算工程６４では、実施例１の場合とほぼ同様に、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３でサンプリングされた結果を用いて、演算により検出対象４０の静電容量Ｃｘに対応したデジタル値を得る。このデジタル値は本発明である静電容量装置の最終出力に相当するものであり、検出対象４０の静電容量の変化を数値化したものである。但し、実施例２では、検出対象４０の静電容量Ｃｘの正確な静電容量値でなく、静電容量の変化に対応した値を求めるようにした。
【０１０４】
このため、演算手段では、サンプリング手段の出力をカウントするようにした。例えば、サンプリング結果が正論理の場合の回数を所定のサイクル数においてカウントすることにより、静電容量Ｃｘに対応したデジタル値を得ることが出来る。また、負論理の場合の回数をカウントしても、静電容量Ｃｘに対応したデジタル値を得ることが出来ることは言うまでもない。また、カウントするサイクル数を多くすることにより分解能を高くすることが出来る。
【０１０５】
また、演算手段では、連続的に検出するために、サンプリング結果からデジタルフィルタにより検出対象４０の静電容量の変化に対応したデジタル値の時間推移を検出するなど、サンプリング手段２４およびサンプリング工程６３の出力を用いて検出対象４０の静電容量Ｃｘに対応した値を求めるものであればどのような手段や方法を用いてもよい。
【０１０６】
以上に定常状態における動作について説明したが、ここでは、検出前の初期状態から定常状態にするための初期化方法の好適な例について、図８のタイミング図と図１１の初期状態から定常状態にするためのフローチャート図を基に説明する。
【０１０７】
初期化は検出対象４０の静電容量の検出の前に、定常状態に近づけるために、閾値接近と中央寄せと助走を必要に応じて行う。図８で示されるＳＷ１とＳＷ２はそれぞれ、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２のオンオフ状態を表す。ＳＷ１及びＳＷ２のタイミングチャートは、縦軸がオンオフの状態、直線が上にある時がオンの状態であり、下にある時がオフの状態を表し、横軸は時間を表す。図８下方にあるグラフは縦軸が電圧、横軸が経過時間を表し、実線はＣｉの電圧の時間変化を表す。図８の横軸はＳＷ１、ＳＷ２、電圧変化ともに共通の時間軸を有している。また、スイッチＳＷ２の１回目のオンが終了するまでの期間を閾値接近、スイッチＳＷ１を所定の回数オンオフ繰り返す期間を中央寄、スイッチＳＷ２の２回目のオンが開始されるタイミングから助走と呼び、それぞれ期間を表す。
【０１０８】
図１１を基にして説明を行なう。閾値接近工程６７では、積分コンデンサＣｉ４６の電圧を比較手段２３および比較工程６２の閾値の電圧に近づける。このため、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が比較手段および比較工程６２の閾値Ｖｔより高い場合には、閾値の電圧より低い電圧の定電圧電源を接続しているスイッチを比較出力が変化するまでオンし続ける。逆に、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が比較手段２３および比較工程６２の閾値Ｖｔより低い場合には、閾値の電圧より高い電圧の定電圧電源を接続しているスイッチを比較出力が変化するまでオンし続ける。
【０１０９】
中央寄せ工程６８では、積分コンデンサＣｉ４６の電圧を検出レンジのほぼ中央に合わせるために、１回のオン時間が短く連続して繰り返しオンオフするスイッチを通常の約半分の回数分だけオンオフする。あるいは、１回のオン時間が長いスイッチの定常状態でのオン時間の半分の時間オンするようにしても良い。例えば、実施例２の場合、ＳＷ１のオンオフ回数を通常の半分にするか、ＳＷ２のオン時間を電圧が閾値Ｖｔより低くなったタイミングから通常の半分の時間オンにする。但し、この場合において助走工程は、ＳＷ１のオンからはじめる。
【０１１０】
さらに、助走工程６９では、ＣＶ変換手段２９及びＣＶ変換工程６５のスイッチのオンオフを実際の検出と同じサイクルを繰り返して、定常状態に近づける。
【０１１１】
これより、助走の動作と効果について、詳細に説明する。
【０１１２】
積分コンデンサＣｉ４６の電圧が定常状態の電圧Ｖｄｃから電圧ｄＶだけずれている場合に１サイクルの間に積分コンデンサＣｉ４６の電荷が変化する量をｄＱとすると、数１０が成り立つ。但し、ここでは便宜上１サイクルの中での積分コンデンサＣｉ４６の電圧の変化は無視した。
【０１１３】
【数１０】
2010152876.tif 000012
数１０から定常状態の数８を差し引いて、数１１を得る。
【０１１４】
【数１１】
2010152876.tif 000013
ここで、前述の例と同じ条件として、スイッチＳＷ１の１サイクルのオン回数Ｎ１が４０回、スイッチＳＷ２の１サイクルのオン回数Ｎ２が８回、スイッチＳＷ１の１サイクルの合計のオン時間Ｔ１が４０μｓ、スイッチＳＷ２の１サイクルの合計のオン時間Ｔ２が７４μｓ、積分抵抗Ｒｉが２０ｋΩ、検出対象４０の静電容量Ｃｘが５０ｐＦの場合には、定常状態からの電圧のずれｄＶが１Ｖの場合には、数１１に代入して、積分コンデンサＣｉ４６の電荷の変化ｄＱは、８１００ｐＣとなる。前述と同じで積分コンデンサＣｉ４６が１５ｎＦの場合には、０．５４Ｖの変化となる。つまり、大雑把に言って、１サイクル毎に定常状態からの電圧のずれが半減してｅｘｐカーブで定常状態に近づく。
【０１１５】
例えば、１／６４程度の検出の絶対精度（６ビット）が必要な場合には、中央寄せでほぼ１／２近づいているとする。１サイクルの助走で半減する場合には、その後の検出動作中にも定常状態に近づくことを考慮して、凡そ５サイクルの助走を行うようにした。
【０１１６】
但し、同一条件での静電容量の相対的な比較や変化を求めれば良い場合には、必ずしも助走は必要なく、検出速度や消費電力等を考慮して、必要に応じて必要なサイクル数行えばよい。必ずしも完全に収束させなくても、検出結果の影響が許容される範囲に収まれば充分である。
【０１１７】
また、前回の検出により定常状態に保持されている場合には、初期化そのものを都度行う必要はない。それでも、実際には、物体の接近を検出する場合には１０ｍｓ〜数１０ｍｓ程度のインターバルがあることが多い。ただし、図５に示すような汎用的なマイクロコンピュータの入出力ポートを使用する場合などには、リーク電流などによりインターバルの間に積分コンデンサＣｉ４６の電圧が大きく変化することが考えられるなど、初期化が必要になる場合も多い。
【０１１８】
それでも、積分コンデンサＣｉ４６の電圧が定常状態から微妙にずれている場合などには、閾値接近および中央寄せを行わずに助走だけを用いるようにしても良い。
【０１１９】
以上において、容量変化により平衡電圧が高くなる場合について説明したが、逆の場合についても同様である。
【０１２０】
なお、実施例２においても、実施例１の場合と同様に、図５に示すように汎用的なマイクロコンピュータの入出力ポート１つに積分抵抗Ｒｉ４８と積分コンデンサＣｉ４６を付加するのみの簡単な構成で検出対象４０の静電容量Ｃｘを測定することを可能にする。この際、積分抵抗Ｒｉ４８と積分コンデンサＣｉ４６は直列に接続されているため、入換えても良いことは言うまでもない。また、この場合には、サンプリング手段とサンプリング工程６３及び演算手段２５と演算工程６４及びＣＶ制御手段とＣＶ制御工程及び制御手段と制御工程は、マイクロコンピュータ内のＣＰＵにより実現される。
【０１２１】
また、実施例１の場合と同様に本実施例２においても、図１２の（ａ）に示すように、支持基板上に１次元方向に配置された複数の検出電極の静電容量を同一のマイクロコンピュータの複数のポートに接続することによって、個々の検出電極の静電容量に対応した値から物体の接近および１次元方向の位置を検出するスライダを構成することが出来る。
【０１２２】
さらに、図１２の（ｂ）に示すように、支持基板上に２次元の座標に対応した検出電極を配置することによって、同様に物体の接近および２次元方向の位置を検出する静電検出装置を構成することが出来る。
【０１２３】
以上に示したように、本発明による実施例２では、部材コストの低い簡単な構成で、検出対象４０の静電容量の変化を高速かつ高分解能で検出する静電検出回路およびその方法を実現することができる。
【０１２４】
また、本実施例によると、検出レンジをスイッチのオンオフのタイミングで制御することができるため、プログラマブルなレンジ設定を行うことができる。
【符号の説明】
【０１２５】
１０  ＤＡ変換手段
１４  ＣＱ変換手段
１５  デルタシグマ型のＡＤ変換器
２０  静電検出回路
２２  ＣＱ補充手段
２３  比較手段
２４  サンプリング手段
２５  演算手段
２７  ＣＶ制御手段
２９  ＣＶ変換手段
４０  検出対象
４１  定電圧電源
４３  放電抵抗Ｒｄ
４４  補充抵抗Ｒｓ
４５  定電圧電源
４６  積分コンデンサＣｉ
４８  積分抵抗Ｒｉ
５０  入出力ポート
５１  ＣＰＵ
５２  マイクロコンピュータ
６１  ＣＱ補充工程
６２  比較工程
６３  サンプリング工程
６４  演算工程
６５  ＣＶ変換工程
６６  ＣＶ制御工程
６７  閾値接近工程
６８  中央寄せ工程
６９  助走工程
７０  支持基板
【図１】
2010152876.tif 000014
【図２】
2010152876.tif 000015
【図３】
2010152876.tif 000016
【図４】
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【図５】
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【図６】
2010152876.tif 000019
【図７】
2010152876.tif 000020
【図８】
2010152876.tif 000021
【図９】
2010152876.tif 000022
【図１０】
2010152876.tif 000023
【図１１】
2010152876.tif 000024
【図１２】
2010152876.tif 000025