(57)【要約】【課題】電力供給源の出力に接続された電子機器に過電圧印加が発生するのを防止できる電動駆動制御装置の提供。【解決手段】本発明による電動駆動制御装置は、走行用の交流モータ１と、交流モータ１を駆動するための電力変換装置２と、電力変換装置２に電力を供給する電力供給源４と、電力供給源４の出力を平滑するための平滑手段５とを備えた車両に用いられる電動駆動制御装置であって、平滑手段５に印加される直流電圧Ｖdcを検出する直流電圧検出手段５１と、直流電圧検出手段５１で検出された直流電圧Ｖdcが所定電圧以上となった場合に、モータ制御部１１は、電力変換装置２の入力特性を直流電圧Ｖdcが減少するような入力特性に補正する。その結果、電力供給源の出力に接続された電子機器への過電圧印加の発生を防止できる。【選択図】図１
2010011687.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
走行用の交流モータと、前記交流モータを駆動するための電力変換装置と、前記電力変換装置に電力を供給する電力供給源と、前記電力供給源の出力を平滑するための平滑手段とを備えた車両に用いられる電動駆動制御装置であって、
前記平滑手段に印加される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段で検出された直流電圧が所定電圧以上となった場合に、前記電力変換装置の入力特性を前記直流電圧が減少するような入力特性に補正する入力特性補正手段を備えたことを特徴とする電動駆動制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電動駆動制御装置において、
前記入力特性補正手段は、前記交流モータのモータ電圧位相を補正することを特徴とする電動駆動制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電動駆動制御装置において、
前記入力特性補正手段は、前記電力供給源の直流電圧指令と前記直流電圧との偏差に基づいて前記モータ電圧位相の補正を行うことを特徴とする電動駆動制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電動駆動制御装置において、
前記入力特性補正手段は、前記交流モータに関するトルク指令および前記交流モータの回転数のいずれか一つと前記偏差とに基づいて前記モータ電圧位相を補正することを特徴とする電動駆動制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載の電動駆動制御装置において、
前記平滑手段と並列接続された放電手段をさらに備え、
前記平滑手段に印加される直流電圧が所定電圧以上となった場合に、前記放電手段による放電を行うことを特徴とする電動駆動制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか一項に記載の電動駆動制御装置において、
前記電力供給源はオルタネータを含むことを特徴とする電動駆動制御装置。
【請求項７】
走行用の交流モータと、
前記交流モータを駆動するための電力変換装置と、
前記電力変換装置に電力を供給する電力供給源と、
前記電力供給源の出力を平滑するための平滑手段と、
前記平滑手段に印加される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記直流電圧検出手段で検出された直流電圧が所定電圧以上となった場合に、前記交流モータの電圧位相を補正し、直流電圧が減少するような電圧位相となるように、前記電力変換装置を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする電動車両。
【請求項８】
車両の前輪を駆動するエンジンと、前記エンジンにより駆動されて直流電力を発生するオルタネータと、前記オルタネータの出力を平滑するための平滑手段と、前記直流電力を交流電力に変換する電力変換装置と、前記変換された交流電力により車両の後輪を駆動する交流モータとを備える車両に用いられる過電圧防止方法であって、
前記直流電圧検出手段で検出された直流電圧が所定電圧以上となった場合に、前記電力変換装置の入力特性を前記直流電圧が減少するような入力特性に補正することを特徴とする過電圧防止方法。
【請求項９】
請求項８に記載の過電圧防止方法において、
前記電力変換装置の入力特性の補正工程は、
前記交流モータの回転数を検出する工程と、
車両情報より車両が要求するトルク指令を算出する工程と、
前記検出された交流モータの回転数および前記算出されたトルク指令に基づいて、前記電力供給源の直流電圧指令を算出する工程と、
前記算出された直流電圧指令と前記直流電圧検出手段で検出された直流電圧との偏差を算出する工程と、
前記偏差に基づいて電圧位相補正値を算出する工程と、
前記電圧位相補正値に基づいて前記交流モータの電圧位相を補正する工程を含むことを特徴とする過電圧防止方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の過電圧防止方法において、
前記入力特性を補正する工程は、さらに、
前記検出された交流モータの回転数および前記算出されたトルク指令に基づいてモータ制御電流指令を算出する工程と、
前記交流モータのモータ制御電流を検出する工程と、
前記交流モータのモータ回転位置を検出する工程と、
前記算出されたモータ制御電流指令、前記検出されたモータ制御電流、前記検出されたモータ回転位置、前記検出された交流モータの回転数および前記算出された電圧位相補正値に基づいて、前記電力変換装置の駆動信号を生成する工程を含むことを特徴とする過電圧防止方法。
【請求項１１】
請求項８乃至１０のいずれか１項に記載の過電圧防止方法において、
前記オルタネータの出力電圧が前記算出された直流電圧指令と一致するように、前記偏差を前記オルタネータの界磁制御部に入力して界磁電流を制御することを特徴とする過電圧防止方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，電力供給源からの電力を、電力変換装置を介して交流モータに供給して走行する車両の電動駆動制御装置、電動車両および過電圧防止方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力供給源からの電力を電力変換装置を介して交流モータに供給し、車両を駆動させる車両用電動駆動制御装置が知られている。この車両用電動駆動制御装置では、例えば、発電用途で車両の内燃機関に接続された交流モータからの電力を、整流器や昇降圧コンバータ、インバータなど電力変換装置を介して他方の駆動用交流モータに供給する。このような車両用電動駆動制御装置では、直流電圧の変動を抑制するために平滑コンデンサが用いられているが、装置の大型化および高コスト化を避けるために小型のコンデンサが用いられている。
【０００３】
車両状態の変化等により電力供給源と交流モータの間で電力不均衡が生じた場合、余剰に発生した電力を小型の平滑コンデンサで吸収しきれず、電圧の変動が発生するおそれがあるため、電圧安定化を図る技術が従来から提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−２５２１８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述した従来の技術は、平滑コンデンサの容量低下による電圧の変動が大きくなり過ぎると、十分に抑制できなくなって過大な電圧変動が発生し、電力供給源の出力に接続された電子機器に過電圧印加が発生するおそれがあった。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１の発明は、走行用の交流モータと、交流モータを駆動するための電力変換装置と、電力変換装置に電力を供給する電力供給源と、電力供給源の出力を平滑するための平滑手段とを備えた車両に用いられる電動駆動制御装置である。そして、平滑手段に印加される直流電圧を直流電圧検出手段により検出し、検出された直流電圧が所定電圧以上となった場合に、入力特性補正手段により、電力変換装置の入力特性を直流電圧が減少するような入力特性に補正する。その結果、電力供給源の出力に接続された電子機器に過電圧印加が発生するのを防止できる。また、請求項５の発明により、過電圧印加を確実に防止できる。
請求項７の発明に係る電動車両は、走行用の交流モータと、交流モータを駆動するための電力変換装置と、電力変換装置に電力を供給する電力供給源と、電力供給源の出力を平滑するための平滑手段と、平滑手段に印加される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、電力変換装置を制御する制御手段とを備える。そして、制御手段は、直流電圧検出手段で検出された直流電圧が所定電圧以上となった場合に、交流モータの電圧位相を補正し、直流電圧が減少するような電圧位相となるように電力変換装置を制御する。
請求項８の発明は、車両の前輪を駆動するエンジンと、エンジンにより駆動されて直流電力を発生するオルタネータと、オルタネータの出力を平滑する平滑手段と、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置と、変換された交流電力により車両の後輪を駆動する交流モータとを備える車両に用いられる過電圧防止方法であって、平滑手段に印加される直流電圧を直流電圧検出手段により検出し、検出された直流電圧が所定電圧以上となった場合に、電力変換装置の入力特性を直流電圧が減少するような入力特性に補正することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、電力供給源の出力に接続された電子機器に過電圧印加が発生するのを防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図を参照して発明を実施するための最良の形態について説明する。
―第１の実施の形態―
図１は、本発明による電動駆動制御装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。電動駆動制御装置は、車両駆動に用いられる交流モータ１と、交流モータ１を駆動するための電力変換装置２と、電力変換装置２を制御するコントローラ３と、電力変換装置２に電力を供給する電力供給源４と、電力供給源４の出力を平滑するための平滑手段５とを備えている。
【０００９】
図１では、電動駆動制御装置を電動４輪駆動車に適用した場合を示している。電力供給源４は、発電機４１と、発電機４１の界磁を制御する界磁制御部４２と、発電機４１の出力を整流する整流手段４３とを備えている。発電機４１は前輪を駆動するエンジン（不図示）により回転駆動される。電力変換装置２はインバータを構成しており、以下ではインバータ２と称することにする。平滑手段５には、平滑手段５に印加される直流電圧を検出する直流電圧検出手段（電圧センサ）５１と、電力供給源４の出力を平滑するための平滑コンデンサ５２とが並列に設けられている。
【００１０】
上述した各部の詳細について説明する。コントローラ３においてトルク指令導出部６は、車両に搭載された上位制御装置（不図示）からの車両情報に基づいて、交流モータ１を制御するために必要なトルク指令Ｔ*をテーブルやマップ，数式等により導出し、出力する。車両情報としては、アクセル開度、車輪速度およびエンジン回転数等がある。位置検出手段１４（例えば、レゾルバ）は、モータ回転位置θを検出する。なお、位置検出手段１４を用いる代わりに、交流モータ１の交流電流などから回転位置を推定するようにしても良い。速度導出部１６は、位置検出手段１４からのモータ回転位置θに基づいて、モータ回転数ωを導出する。
【００１１】
モータ制御電流指令導出部７は、トルク指令導出部６からのトルク指令Ｔ*および速度導出部１６からのモータ回転数ωに基づき、すなわち、交流モータ１の駆動状態に応じて、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*qをテーブルやマップ，数式等により導出する。一方、直流電圧指令導出部８は、トルク指令導出部６からのトルク指令Ｔ*および速度導出部１６からのモータ回転数ωに基づき、交流モータ１の駆動状態に応じた直流電圧指令Ｖ*dcをテーブルやマップ，数式等により導出する。
【００１２】
また、回転座標変換部１５は、交流電流検出手段１３で検出された３相交流電流Ｉu，ＩV，ＩW及び位置検出手段１４で検出されたモータ回転位置θに基づいて、モータ制御電流であるｄ軸電流Ｉd及びｑ軸電流Ｉqを、テーブルやマップ、数式等により導出する。ここで、ｄ軸およびｑ軸は交流モータ１の回転子磁束とともに回転する回転座標系の軸であり、ｄ軸は磁極位置(磁束)の方向を示し、ｑ軸はｄ軸に対して電気的に直交する方向を示す。
【００１３】
なお、ここでは、交流電流検出手段１３によりｕ相，ｖ相，ｗ相の電流値をそれぞれ検出したが、ｕ相，ｖ相，ｗ相の内いずれか１つ乃至２つを交流電流検出手段１３により検出し、他の相の電流値を推定するようにしても良い。さらに，交流電流フィードバック制御を用いない場合であれば、交流電流検出手段１３を省略できる。
【００１４】
平滑手段５の直流電圧検出手段５１により検出された直流電圧Ｖdcは、コントローラ３の減算部９に入力される。減算部９は、直流電圧指令導出部８の出力である直流電圧指令Ｖ*dcから、検出された直流電圧Ｖdcを減算し、偏差ΔＶdcを出力する。本実施の形態では、過電圧印加を防止するために、コントローラ３に電圧位相補正値導出部１０をさらに設けた。電圧位相補正値導出部１０は、減算部９から出力される偏差ΔＶdcに基づいて、後述する電圧位相補正値θhlmtを導出するものである。
【００１５】
モータ制御部１１は、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*q、モータ制御電流Ｉd，Ｉq、モータ回転位置θ、モータ回転数ωおよび電圧位相補正値θhlmtに基づいて交流モータ１の制御を行う。モータ制御部１１は、インバータ２に設けられたスイッチング素子（ＩＧＢＴなどのパワー素子）を制御するゲート信号（ＵＰ信号〜ＷＮ信号）を生成する。ゲート信号（ＵＰ信号〜ＷＮ信号）は、ゲートドライバ１２に入力される。ゲートドライバ１２は、ゲート信号によりインバータ２を駆動する。
【００１６】
本実施の形態では、モータ制御部１１は、モータ回転数ωに応じてモータ制御方式を切替えるようにしている。モータ回転数ωが所定モータ回転数以下の場合にはパルス幅変調制御方式もしくは変調率固定制御方式で駆動し、モータ回転数ωが所定モータ回転数よりも高い場合には矩形波制御方式で駆動する。
【００１７】
減算部９から出力された偏差ΔＶdcは電力供給源４の界磁制御部４２にも入力される。界磁制御部４２は、電力供給源４の出力電圧Ｖdcが直流電圧指令Ｖ*dcと一致するように発電機４１の界磁をフィードバック制御することで、電力供給源４と交流モータ１との間の電力協調制御を行っている。この電力協調制御により、平滑コンデンサ５２を大容量化する対応策をとることなく、車両用電動駆動制御装置の小型化・低コスト化を図れる。
【００１８】
しかし、車両の運転状態の変化により、電力供給源４と交流モータ１との間で電力不均衡が過渡的に生じ、余剰に発生した電力を平滑コンデンサ５２で吸収しきれない場合には、直流電圧の変動が発生することになる。例えば、要求トルクの変化に対応してインバータ２の要求電力が急変した場合、インバータ側出力電力の変化に比べて発電機側の界磁電流の応答が遅いため、電力供給源４と交流モータ１との間で電力不均衡が過渡的に生じる。その結果、電力供給源４の出力に接続された電子機器に電圧許容値以上の過電圧が印加される可能性がある。
【００１９】
《過電圧印加発生メカニズムの説明》
電力供給源４の出力特性について説明する。電力供給源４の出力特性は、発電機４１の回転数ωgおよび回転子巻線へ供給する界磁電流Ｉfの大きさにより異なる。発電機４１の回転数ωgが低い場合には図２に示すような出力特性となり、発電機４１の回転数ωgが高い場合には図３に示すような出力特性となる。図２，３のいずれの場合にも、特性曲線は電流が小さくなるにつれて電圧が上昇する左上がりの傾向を有しており、発電機４１の回転数ωgによらず、界磁電流Ｉｆが上昇すると出力できる直流電流が大きくなることがわかる。
【００２０】
発電機４１の回転数ωgが低い場合（図２）には、界磁電流Ｉｆが上昇するにしたがい、磁気飽和の影響により直流電圧上昇が頭打ちになる。一方、回転数ωgが高い場合（図３）には、界磁電流Ｉfが上昇しても磁気飽和の影響を受けず、直流電圧上昇も頭打ちにならない。図３では、電力供給源４の特性曲線の間隔が等間隔となり、また傾きが大きくなる。電力供給源４の出力特性は、発電機４１の回転数ωgや界磁電流Ｉfなどの変化により大きく変化することがわかる。
【００２１】
一方，インバータ２の入力特性は、図４に示すようにモータ制御方式によって異なる。交流モータ１の出力トルクＴおよびモータ回転数ωが一定である場合、パルス幅変調制御方式では、入力する直流電圧が変化しても、変調率を変化させることにより入力する直流電流を変化させて、常に一定の入力パワーが得られるようにした上で交流モータを制御する。そのため、パルス幅変調制御方式のインバータ２の入力特性は等パワー特性を示す。なお、変調率とはキャリア波の振幅と変調波の振幅との比を示す。
【００２２】
矩形波制御方式では変調率が一定となるため、入力する直流電圧が変化すると入力する直流電流も変化し、その値は直流電圧とインピーダンスの関係から一義的に決まる。そのため，矩形波制御方式におけるインバータ２の入力特性は等インピーダンス特性を示す。さらに、パルス幅変調制御方式においても、変調率を固定して動作させる変調率固定制御方式の場合は，矩形波制御方式と同様に等インピーダンス特性を示す。
【００２３】
過電圧印加は、発電機４１の回転数ωgの高低に関わらず、インバータ２の入力特性が等インピーダンス特性を取った場合に発生しやすい。以下では、等インピーダンス特性に焦点を絞って説明をする。しかし、本実施の形態の電動駆動制御装置は等インピーダンス特性に限定されるものではなく、インバータ２の入力特性が等パワー特性である場合にも適用でき、いずれの場合も過電圧印加を防止するという効果を十分に奏する。
【００２４】
本実施の形態では、前述したように、電力供給源４の出力電圧Ｖdcが直流電圧指令Ｖ*dcと一致するように発電機４１の界磁をフィードバック制御することで、電力供給源４と交流モータ１との間の電力協調制御を行っている。そのため、電力供給源４の出力特性とインバータ２の入力特性とが一致する点が、システム動作点となる。そして、過電圧印加は、このシステム動作点が発電機４１およびインバータ２の駆動状態によって過渡的に変動するために発生する。
【００２５】
図５は、発電機４１の回転数ωgが高い運転状態において、界磁電流Ｉfが変動した場合における過電圧印加を説明する図である。このような状況は車両ノイズの影響などに起こり得る。界磁電流Ｉfが変動する前は、電力供給源４の出力特性は「界磁電流値Ｉf小」で示す特性曲線であって、インバータ２の入力特性は「初期インバータの入力特性」で示す特性曲線となっている。そのため、このときのシステム動作点はこれらの特性曲線の交点「初期動作点」となる。
【００２６】
発電機４１の界磁電流Ｉfが急上昇して電力供給源４の出力特性が「界磁電流値Ｉf大」で示す特性曲線へと変動した場合、「界磁電流値Ｉf大」で示す特性曲線と「初期インバータの入力特性」で示す特性曲線との交点が変動後の過渡的な動作点となる。その結果、たとえ交流モータ１の出力が一定でインバータ２の入力特性が一定であったとしても、電力供給源４の出力特性が変動することで直流電圧が電圧許容値を超えてしまうことになる。すなわち、過電圧印加が発生することになる。
【００２７】
特に、「初期動作点」の電圧が電圧許容値に近い場合には、発電機４１の界磁電流Ｉｆの微小な上昇であっても過電圧印加が引き起こす原因となる。また、図２，３に示す出力特性から、発電機４１の回転数ωgが高い場合には、発電機４１の界磁電流Ｉｆの微小な変動でも、過電圧印可を引き起こす原因となることが分かる。
【００２８】
図６は、発電機４１の回転数ωgが急上昇した場合における過電圧印加を説明する図である。図６に示す例では、発電機４１の回転数ωgが急上昇して、電力供給源４の出力特性が、図２に示す回転数ωgが低い状態から図３に示す回転数ωgが高い状態へと変化した場合を示している。このような状況は前輪のみがμの低い場所(氷雪路等)に進入、空転し、後輪に接続された交流モータ出力は変化しない場合に起こり得る。変化前のシステム動作点「初期動作点」は、電力供給源４の出力特性である「発電機回転数ωg低」で示す特性曲線と、「初期インバータの入力特性」で示す特性曲線との交点となる。このときの直流電圧は電圧許容値よりも低くなっている。
【００２９】
その後、発電機４１の回転数ωgが急上昇して電力供給源４の出力特性が「発電機回転数ωg高」で示す特性曲線へと変化すると、「発電機回転数ωg高」で示す特性曲線と「初期インバータの入力特性」で示す特性曲線との交点「変化後動作点」がシステム動作点となる。その結果、たとえ交流モータ１の出力、インバータ２の入力特性、および発電機４１の界磁電流Ｉfがのいずれもが一定であったとしても、発電機４１の回転数ωgが急上昇することで直流電圧が電圧許容値を超えてしまうことになる。すなわち、過電圧印加が発生することになる。
【００３０】
図７は、インバータ２の入力特性が変化した場合における過電圧印加を説明する図である。図７に示す例では、発電機４１の回転数ωgおよび界磁電流Ｉfが一定であって、インバータ２の入力特性が急変した場合を示している。このような状況は、後輪のみが障害物に衝突することにより、交流モータ１の出力トルクＴおよびモータ回転数ωが急変した場合に起こり得る。なお、図７では、電力供給源４の出力特性は、発電機４１の回転数ωgが高い状態にあるとして示した。図７に示すように、急変後の動作点「変化後動作点」は電圧許容値を超えてしまい、たとえ界磁電流Ｉfが一定で、電力供給源４の出力特性が一定であっても、インバータ２の入力特性が急変することで、過電圧印加が発生することになる。
【００３１】
《過電圧印加に対する対応》
本実施の形態では、以下に説明するように、直流電圧指令導出部８による直流電圧指令Ｖ*dcと直流電圧検出手段５１で検出された直流電圧Ｖdcとの間の偏差ΔＶdcに基づいて、交流モータ１の電圧位相補正値θhlmtを導出し、導出した電圧位相補正値θhlmtをモータ制御に反映することで、上述したような過電圧印加の発生を防止するようにした。
【００３２】
図８は、図１の電圧位相補正値導出部１０の構成を示したものである。減算部９は、直流電圧指令Ｖ*dcと直流電圧Ｖdcとの偏差ΔＶdcを算出する。算出された偏差ΔＶdcは電圧位相補正値導出部１０に入力される。電圧位相補正値導出部１０は、入力された偏差ΔＶdcに対応する電圧位相補正値θhlmtを、電圧位相補正値決定テーブル１０１にてテーブル検索することにより導出する。電圧位相補正値決定テーブル１０１は、偏差ΔＶdcが大きくなった場合には偏差ΔＶdcがゼロとなるような電圧位相補正値θhlmtを与え、偏差ΔＶdcが小さく過電圧とならないような場合には値θhlmt＝０のように設定し、いたずらに補正が行われないようにしている。
【００３３】
例えば、過電圧となる偏差ΔＶdcの閾値をΔV0とすると、直流電圧値Ｖdcが「Ｖ*dc＋ΔV0」以上となった場合には電圧位相補正を行う。本実施の形態では、電圧位相補正値θhlmtの変化率を制限するために変化率制限部１０２を電圧位相補正値決定テーブル１０１の後段に設けているが、変化率制限部１０２は省略しても良い。
【００３４】
また、電圧位相補正値θhlmtを決定する際、テーブルを用いる代わりにマップや数式、または偏差ΔＶdcを用いたフィードバック制御等により電圧位相補正値θhlmtを導出しても良い。なお、フィードバック制御を行う際はフィードフォワード制御と併用して速応性を失わないようにする。さらに、ここでは電圧位相補正値θhlmtを電圧の偏差ΔＶdcのみに応じて導出しているが、導出の際に、トルク指令Ｔ＊もしくはモータ回転数ωのいずれかを考慮するようにしても良い。また、コントローラ３の内部にて推定トルクを演算し、トルク指令Ｔ＊の代わりにこの推定トルクを用いるようにしても良い。車両情報として、トルク指令Ｔ＊の代わりに車輪軸上トルクを、モータ回転数ωの代わりに車輪速度を用いても良い。
【００３５】
モータ制御部１１は、このようにして導出された電圧位相補正値θhlmtと、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*q、モータ制御電流Ｉd，Ｉq、モータ回転位置θおよびモータ回転数ωに基づいてゲート信号を生成することでインバータ２の入力特性を図７のように変化させ、過電圧印加を防止する。
【００３６】
図９はモータ制御部１１のブロック図を示したものである。前述したように、モータ制御部１１は、モータ回転数ωに応じてパルス幅変調制御方式（変調率固定制御方式も含む）と矩形波制御方式とを切替えるようにしている。モータ制御部１１にはパルス幅変調制御方式ブロック１１１と矩形波制御方式ブロック１１２とが設けられており、電圧位相補正値θhlmtは各ブロック１１１，１１２に入力される。各ブロック１１１，１１２で生成されたゲート信号は、切換部１１３に入力される。切換部１１３は、パルス幅変調制御方式ブロック１１１および矩形波制御方式ブロック１１２で生成されたゲート信号のいずれか一方を、モータ回転数ωに応じてゲートドライバ１２（図１参照）へ出力する。
【００３７】
図１０は、パルス幅変調制御方式ブロック１１１を示す図である。パルス幅変調制御方式ブロック１１１には、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*q、モータ制御電流Ｉd，Ｉq、モータ回転位置θおよび電圧位相補正値θhlmtが入力される。パルス幅変調制御方式においては、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*q、モータ制御電流Ｉd，Ｉqおよび比例積分制御部３０に基づいてｄ軸電圧指令Ｖ*dおよびｑ軸電圧指令Ｖ*qを導出し、導出されたｄ軸電圧指令Ｖ*dおよびｑ軸電圧指令Ｖ*qに基づいてゲート信号を生成する。そのため、電圧位相補正値θhlmtに基づいてｄ軸電圧比率εdおよびｑ軸電圧比率εqを導出し、導出した比率εd，εqをｄ軸電圧指令Ｖ*dおよびｑ軸電圧指令Ｖ*qに掛け合わせることで補正を行う。
【００３８】
まず、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*qとモータ制御電流Ｉd，Ｉqとの偏差ΔＩ*dおよびΔＩ*qを比例積分制御部３０において比例積分制御し、ｄ軸電圧指令Ｖ*dおよびｑ軸電圧指令Ｖ*qを導出する。ｄ軸電圧指令Ｖ*dおよびｑ軸電圧指令Ｖ*qは基本角導出部３１に入力され、そこでパルス幅変調制御方式の基本角θbが導出される。この基本角θbは、加算部３２および比率導出部３３に入力される。加算部３２では、電圧位相補正値導出部１０からの電圧位相補正値θhlmtと基本角θbとが足し合わされ、その結果は電圧位相補正後基本角θbhとして比率導出部３３に入力される。比率導出部３３では、テーブルやマップ、数式等によりｄ軸電圧比率εdおよびｑ軸電圧比率εqを導出する。
【００３９】
なお、本実施の形態では、電圧位相補正値θhlmtに制限を加えるために、上下限値設定部３４および上下限値設定部３５によりｄ軸電圧比率εdおよびｑ軸電圧比率εqに上下限値を設定しているが、省略しても良い。上下限値設定部３４から出力されたｄ軸電圧比率εdlmtは、乗算部３６によりｄ軸電圧指令Ｖ*dに掛け合わされる。一方、上下限値設定部３５から出力されたｑ軸電圧比率εqlmtは、乗算部３７によりｑ軸電圧指令Ｖ*qに掛け合わされる。このようにｄ軸電圧比率εdlmt，ｑ軸電圧比率εqlmtを掛け合わせることで、ｄ軸電圧指令Ｖ*d，ｑ軸電圧指令Ｖ*qに電圧位相補正値θhlmtが反映される。
【００４０】
その後，回転座標変換部３８にて回転座標変換することで、３相交流電圧指令Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wが導出される。ゲート信号生成部３９は、これらの３相交流電圧指令Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wに基づいてゲート信号を生成し、それらゲートドライバ１２へ出力する。
【００４１】
このように、直流電圧指令Ｖ*dcと直流電圧Ｖdcとの偏差ΔＶdcが検知されると、偏差ΔＶdcに基づいて算出された電圧位相補正値θhlmtにて電圧ベクトルＶの位相を進角させ、負のｄ軸電圧指令Ｖdを増加させる。それにより、負のｄ軸電流が増加すると共に弱め界磁制御の効果が高くなり、インバータ２の入力特性が変化し、過電圧印加を防止できる。なお、電圧ベクトルＶの位相を遅らせるように補正すると、特性曲線は進角させた場合と逆の方向に移動し、動作点の電圧が増加する。
【００４２】
なお、上述した例では、偏差ΔＩ*dおよびΔＩ*qから比例積分制御によりｄ軸電圧指令Ｖ*d，ｑ軸電圧指令Ｖ*qを導出したが、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*qからテーブルやマップ，数式等によりｄ軸電圧指令Ｖ*d，ｑ軸電圧指令Ｖ*qを導出するようにしても良い。また、ｄ軸電圧比率εdlmt，ｑ軸電圧比率εqlmtをｄ軸電圧指令Ｖ*d，ｑ軸電圧指令Ｖ*qに乗算することで補正を行ったが、乗算に限らず比率を除算しても良いし、比率ではなく基本角θbおよび電圧位相補正後基本角θbhから数値をテーブルやマップ，数式等により導出し、ｄ軸電圧指令Ｖ*d，ｑ軸電圧指令Ｖ*qに加算，減算することで補正しても良い。
【００４３】
図１１は、矩形波制御方式ブロック１１２を示す図である。矩形波制御方式ブロック１１２には、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*q、モータ回転数ω、モータ回転位置θおよび電圧位相補正値θhlmtが入力される。矩形波制御方式においては、モータ回転位置θ，矩形波基本角θrecおよび電気角速度ωreを用いることでモータ制御を行う。そのため、補正は矩形波基本角θrecに電圧位相補正値θhlmtを足し合わせることで行う。
【００４４】
電気角速度導出部６０において、モータ回転数ωから電気角速度ωreを導出する。電圧指令導出部６１は、モータ制御電流指令Ｉ*d，Ｉ*qと電気角速度ωreとに基づいて、テーブルやマップ，数式等によりｄ軸電圧指令Ｖ*d，ｑ軸電圧指令Ｖ*qを導出する。基本角導出部６２は、これらのｄ軸電圧指令Ｖ*d，ｑ軸電圧指令Ｖ*qに基づき、テーブルやマップ，数式等により矩形波基本角θrecを導出する。導出された矩形波基本角θrecは加算部６３において電圧位相補正値導出部１０からの電圧位相補正値θhlmtと足し合わせられ、その結果、補正後矩形波基本角θrechが導出される。なお、補正後矩形波基本角θrechは上下限値設定部６４により制限が加えられるが、上下限値設定部６４を設けなくても良い。
【００４５】
上下限値設定部６４から出力された補正後矩形波基本角θrechは、加算部６５において位置検出手段１４からのモータ回転位置θに足し合わされ、矩形波制御角θvが導出される。ゲート信号生成部６６には矩形波制御角θvと電気角速度導出部６０からの電気角速度ωreが入力され、それらに基づいてゲート信号が生成される。このように、矩形波制御方式においても、パルス幅変調制御方式の場合と同様に電圧ベクトルＶの位相を進角させることで、過電圧印加を防止できる。
【００４６】
図１２〜１４は、補正前後の動作点を説明する図である。図１２は、図５に対応する図であり、発電機４１の回転数ωgが高い運転状態において、界磁電流Ｉfが変動した場合における過電圧印加が防止される状況を示したものである。補正前は、界磁界電流値がＩf小からＩf大へ変動すると「初期動作点」から「補正前動作点」へ移動してしまい、直流電圧値が跳ね上がり、すなわち過電圧印加が発生していた。一方、上述した電圧ベクトルＶの位相を進角させるような補正を行うことにより、インバータ２の入力特性は、「初期インバータの入力特性（補正前）」で示す特性曲線（破線）から「補正後」で示す特性曲線（実線）に変化する。その結果、入力特性曲線と出力特性曲線との交点である「補正後動作点」の直流電圧値は電圧許容値よりも低くなり、過電圧印加が防止される。
【００４７】
図１３は、図６に対応する図であり、発電機４１の回転数ωgが急上昇した場合における過電圧印加が防止される状況を示したものである。「補正後」を示す特性曲線と「発電機回転数ωg高」で示す特性曲線との交点である「補正後動作点」は、電圧許容値よりも低くなり、過電圧印加が防止される。
【００４８】
図１４は、図７に対応する図であり、インバータ２の入力特性が変化した場合の過電圧印加が防止される状況を示したものである。補正前のインバータ２の入力特性は「初期インバータの入力特性」で示す特性曲線（実線）から「補正前」で示す特性曲線（破線）に変化する。しかし、上述した補正によって電圧ベクトルＶの位相を進角させることにより、補正後の入力特性は破線の右側に示す特性曲線「補正後」（太線）に変化する。その結果、「補正後動作点」の位置は電圧許容値よりも低くなり、過電圧印加が防止される。
【００４９】
上述した第１の実施の形態では、偏差ΔＶdcが大きく過電圧印加が発生するような状況になると、図１２〜１４に示すように動作点の電圧値が電圧許容値よりも小さくなるようにインバータ２の入力特性を変化させた。その結果、平滑コンデンサ５２を大容量化せずに、過電圧印加を防止できる。また、平滑コンデンサ５２が劣化しても、同様の効果を奏する。入力特性を変更する方法の一つとしては、上述したように、電圧ベクトルＶの位相を進角させるように交流モータ１の電圧位相を変える方法がある。
【００５０】
―第２の実施の形態―
図１５は、第２の実施の形態の車両用電動駆動制御装置を示すブロック図である。第２の実施の形態においては、平滑コンデンサ５２と並列に放電手段１７を設けた点が図１に示した車両用電動駆動制御装置と異なる。放電手段１７には、放電用の抵抗が設けられている。
【００５１】
放電手段１７にはコンパレータとスイッチとが設置されており、任意の電圧閾値にて放電手段１７が動作するように構成されている。放電手段１７内のコンパレータは、直流電圧が所定の電圧閾値を超えたと判断した場合にスイッチをオンし、放電手段１７の放電用の抵抗により余剰電力を消費させる。その結果、直流電圧を下げられる。なお、直流電圧が電圧閾値以下となった場合は、スイッチ・オフとなる。スイッチがオン／オフする電圧閾値は同一値に設定しても良いし、ヒステリシスを持たせるようにしても良い。
【００５２】
第２の実施の形態では、放電手段１７を平滑コンデンサ５２と並列に設け、前述した電圧位相補正と併用する構成とした。そのため、電圧位相補正の処理速度を超える速さで直流電圧が変動した場合であっても、確実に過電圧印加を防止できる。
【００５３】
以上説明したように、本発明による電動駆動制御装置の実施の形態では、車両駆動に用いられる交流モータ１と、交流モータ１を駆動するための電力変換装置２と、電力変換装置２を制御するコントローラ３と、電力変換装置２に電力を供給する電力供給源４と、電力供給源４の出力を平滑するための平滑手段５とを備える車両に用いられる。この電動駆動制御装置は、平滑手段５に印加される直流電圧Ｖdcを検出する直流電圧検出手段５１と、直流電圧検出手段５１で検出された直流電圧Ｖdcが所定電圧以上となった場合に、電力変換装置２の入力特性を直流電圧Ｖdcが減少するような入力特性に補正するモータ制御部１１とを備える。モータ制御部１１の動作により、電力供給源４の出力に接続された機器への過電圧印加の発生を防止できる。
【００５４】
モータ制御部１１は、モータ電圧位相を補正することで入力特性の補正を行うようにしてもよい。また、モータ電圧位相の補正を、電力供給源４の直流電圧指令Ｖ*dcと直流電圧Ｖdcとの偏差ΔＶdcに基づいて行うようにしても良いし、交流モータ１に関するトルク指令Ｔ＊およびモータ回転数ωのいずれか一つと偏差ΔＶdcとに基づいて行うようにしても良い。さらに、平滑コンデンサ５２と並列接続された放電手段１７を備え、直流電圧検出手段５１で検出された直流電圧Ｖdcが所定電圧以上となった場合に、放電手段１７の放電用抵抗で放電することにより、過電圧印加の発生を確実に防止できる。
【００５５】
前述した従来の技術では、平滑コンデンサ５２の容量低下による電圧の変動が大きくなり過ぎると、十分に抑制できなくなって過大な電圧変動が発生し、電力供給源４の出力に接続された電子機器に過電圧印加が発生するおそれがあった。
【００５６】
一方、本実施の形態の電動駆動制御装置では、偏差ΔＶdcが大きく過電圧印加が発生するような状況が検知されると、偏差ΔＶdcから電圧位相補正値θhlmtを算出し、その電圧位相補正値θhlmtに基づいて交流モータ１の電圧位相を補正することで直流電圧の跳ね上がりを抑えているので、即応性に優れている。そのため、急速な電圧の跳ね上がりにも対応でき、過電圧印加の発生を確実に防止できる。さらに、第２の実施の形態では、平滑コンデンサ５２と並列に放電手段１７を設け、偏差ΔＶdcが大きくなったときには、交流モータ１の電圧位相を補正するとともに、放電手段１７の放電用の抵抗により電力を放電するようにしたので、過電圧印加の発生をより確実に防止できる。
【００５７】
本発明による過電圧防止方法は、車両の前輪を駆動するエンジンと、エンジンにより駆動されて直流電力を発生するオルタネータ４と、オルタネータ４の出力を平滑する平滑手段５と、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置２と、変換された交流電力により車両の後輪を駆動する交流モータ１とを備える車両に用いられる。この過電圧防止方法は、平滑手段５に印加される直流電圧を検出し、検出された直流電圧が所定電圧以上となった場合に、電力変換装置２の入力特性を直流電圧が減少するような入力特性に補正する工程を含む。
【００５８】
電力変換装置の入力特性の補正工程は以下の工程を含む。交流モータ１の回転数（ω）を検出する工程と、車両情報より車両が要求するトルク指令（Ｔ＊）を算出する工程と、検出された交流モータ１の回転数（ω）および算出されたトルク指令（Ｔ＊）に基づいて、電力供給源４の直流電圧指令（Ｖ*dc）を算出する工程と、算出された直流電圧指令（Ｖ*dc）と直流電圧検出手段５１で検出された直流電圧（Ｖdc）との偏差（ΔＶdc）を算出する工程と、偏差（ΔＶdc）に基づいて電圧位相補正値（θhlmt）を算出する工程と、電圧位相補正値（θhlmt）に基づいて交流モータ１の電圧位相を補正する工程。
【００５９】
電力変換装置の入力特性の補正工程はさらに以下の工程を含む。検出された交流モータ１の回転数（ω）および算出されたトルク指令（Ｔ*）に基づいて、モータ制御電流指令（Ｉ*d），（Ｉ*q）を算出する工程と、モータ制御電流（Ｉd），（Ｉq）を検出する工程と、モータ回転位置（θ）を検出する工程と、算出されたモータ制御電流指令（Ｉ*d），（Ｉ*q）、検出されたモータ制御電流（Ｉd），（Ｉq）、検出されたモータ回転位置（θ）、検出された交流モータの回転数（ω）および算出された電圧位相補正値（θhlmt）に基づいて、電力変換装置の駆動信号（Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相駆動素子のそれぞれのゲート信号）を生成する工程。
【００６０】
入力特性の補正工程は、オルタネータ４の出力電圧が算出された直流電圧指令と一致するように、偏差（ΔＶdc）をオルタネータ４の界磁制御部４２に入力して界磁電流を制御する工程をさらに付加してもよい。
【００６１】
なお、上述した実施の形態では、電動４輪駆動車を例に説明したがこれに限定されるものではない。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータが設けられているハイブリッド自動車（ＨＥＶ）にも適用できる。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明による電動駆動制御装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】発電機４１の回転数ωgが低い場合の電力供給源４の出力特性を示す図である。
【図３】発電機４１の回転数ωgが高い場合の電力供給源４の出力特性を示す図である。
【図４】インバータ２の入力特性を示す図である。
【図５】発電機４１の回転数ωgが高い運転状態において、界磁電流Ｉfが変動した場合における過電圧印加を説明する図である。
【図６】発電機４１の回転数ωgが急上昇した場合における過電圧印加を説明する図である。
【図７】発電機４１の回転数ωgが高い運転状態において、インバータ２の入力特性が変化した場合における過電圧印加を説明する図である。
【図８】電圧位相補正値導出部１０の構成を示す図である。
【図９】モータ制御部１１のブロック図である。
【図１０】パルス幅変調制御方式ブロック１１１を示す図である。
【図１１】矩形波制御方式ブロック１１２を示す図である。
【図１２】発電機４１の回転数ωgが高い運転状態において、界磁電流Ｉｆが変動した場合における電圧位相補正後の動作点を説明する図である。
【図１３】発電機４１の回転数ωgが急上昇した場合における電圧位相補正後の動作点を説明する図である。
【図１４】発電機４１の回転数ωgが高い運転状態において、インバータ２の入力特性が変化した場合における電圧位相補正後の動作点を説明する図である。
【図１５】本発明による電動駆動制御装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６３】
１：交流モータ、２：電力変換装置（インバータ）、３：コントローラ、４：電力供給源（オルタネータ）、５：平滑手段、６：トルク指令導出部、７：モータ制御電流指令導出部、８：直流電圧指令導出部、９：減算部、１０：電圧位相補正値導出部、１１：モータ制御部、１２：ゲートドライバ、１３：交流電流検出手段、１４：位置検出手段、１５，３８：回転座標変換部、１６：速度導出部、１７：放電手段、３０：比例積分制御部、３１，６２：基本角導出部、３２，６３，６５：加算部、３３：比率導出部、３４，３５，６４：上下限値設定部、３６，３７：乗算部、３９，６６：ゲート信号生成部、４１：発電機、４２：界磁制御部、４３：整流手段、５１：直流電圧検出手段、５２：平滑コンデンサ、６０：電気角速度導出部、６１：電圧指令導出部、１０１：電圧位相補正値決定テーブル、１０２：変化率制限部、１１１：パルス幅変調制御方式ブロック、１１２：矩形波制御方式ブロック、１１３：切替部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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