(57)【要約】【課題】大容量の偏励磁防止用のコンデンサを使用せずに、トランスが偏励磁の状態となることを防止する絶縁型コンバータを提供する。【解決手段】本発明の絶縁型コンバータは、直流電源と、トランスと、直流電源によりトランスの一次側巻き線を正負に励磁する励磁回路と、一次側巻き線に流れる励磁電流を測定する測定回路と有している。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
トランスと、
前記直流電源により前記トランスの一次側巻き線を正負に励磁する励磁回路と、
前記一次側巻き線に流れる励磁電流を測定する測定回路と
有することを特徴とする絶縁型コンバータ。
【請求項２】
前記励磁回路の測定する正負のピーク電流値の差分に応じ、前記励磁回路における前記一次側巻き線を正負に励磁する時間幅を制御する制御回路を有することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項３】
前記測定回路が、
前記一次側巻き線と並列に接続されたサンプリングインダクタと、
前記サンプリングインダクタと直列に接続された抵抗と、
前記サンプリングインダクタと前記抵抗との接続点の電圧を測定する電圧測定回路と
から構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項４】
前記測定回路が、
前記一次側巻き線と並列に接続されたサンプリングインダクタと、
前記サンプリングインダクタに流れる電流を測定し、測定した電流値に対応した電圧を測定する交流電流センサと
から構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項５】
前記測定回路が、
前記一次側巻き線に対して設けられたホールカレントトランスであることを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型コンバータ。
【請求項６】
前記励磁回路が、前記差分毎に対応して時間幅を計算する計算式により、前記時間幅を計算することを特徴とする請求項２から請求項５のいずれかに記載の絶縁型コンバータ。
【請求項７】
前記励磁回路が、予め前記差分毎に対応し、前記時間幅に対して乗算する比例係数を設定したテーブルを有していることを特徴とする請求項２から請求項５のいずれかに記載の絶縁型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一次及び二次間を絶縁するトランスの偏励磁を防止する絶縁型コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
一次・二次間をトランスＴ１により絶縁し、トランスＴ１の一次巻線ｎ１を正負に極性を変えて励磁する励磁手段と、上記一次巻線ｎ１の励磁によりトランスＴ１の２次巻線ｎ１及びｎ２に流れる電流を整流・平滑化する手段とを有する従来の絶縁型コンバータ２００を図３に示す。
上記絶縁型コンバータは、フルブリッジ型コンバータであり、一次側にスイッチＱ１〜Ｑ４からなる励磁回路を有し、二次側にダイオードＤ１及びＤ２からなるセンタータップ整流回路を備え、インダクタＬｏ１及びコンデンサＣｏからなる平滑化回路を有している。この従来の絶縁型コンバータにおいては、トランスＴ１の一次巻線ｎ１と直列にコンデンサＣ１が設けられ、トランスＴ１が偏励磁の状態となることを防止している（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００５−６９８７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述した偏励磁防止用のコンデンサＣ１は、負荷を駆動するための主回路電流を流すために大きなリップル電流を流す能力、すなわち大容量が必要である。
すなわち、偏励磁用のコンデンサが小さい場合、トランスＴ１に印加できる電圧が小さいものとなり、コンバータの効率が低下してしまう。
さらに、励磁する際に極性を変えた信号を印加するため、電極に極性を有するものは使用できないことから、大容量で高価な部品を使用せざるを得なくなる。
このため、従来のコンバータは、大容量の偏励磁防止用のコンデンサを使用するため、製造コストが増大してしまうという問題がある。
【０００４】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、大容量の偏励磁防止用のコンデンサを使用せずに、トランスが偏励磁の状態となることを防止する絶縁型コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の絶縁型コンバータは、直流電源と、トランスと、前記直流電源により前記トランスの一次側巻き線を正負に励磁する励磁回路と、前記一次側巻き線に流れる励磁電流を測定する測定回路と有することを特徴とする。
【０００６】
本発明の絶縁型コンバータは、前記励磁回路の測定する正負のピーク電流値の差分に応じ、前記励磁回路における前記一次側巻き線を正負に励磁する時間幅を制御する制御回路を有することを特徴とする。
【０００７】
本発明の絶縁型コンバータは、前記測定回路が、前記一次側巻き線と並列に接続されたサンプリングインダクタと、前記サンプリングインダクタと直列に接続された抵抗と、前記サンプリングインダクタと前記抵抗との接続点の電圧を測定する電圧測定回路とから構成されていることを特徴とする。
【０００８】
本発明の絶縁型コンバータは、前記測定回路が、前記一次側巻き線と並列に接続されたサンプリングインダクタと、前記サンプリングインダクタに流れる電流を測定し、測定した電流値に対応した電圧を測定する交流電流センサとから構成されていることを特徴とする。
【０００９】
本発明の絶縁型コンバータは、前記測定回路が、前記一次側巻き線に対して設けられたホールカレントトランスであることを特徴とする。
【００１０】
発明の絶縁型コンバータは、前記励磁回路が、前記差分毎に対応して時間幅を計算する計算式により、前記時間幅を計算することを特徴とする。
【００１１】
発明の絶縁型コンバータは、前記励磁回路が、予め前記差分毎に対応し、前記時間幅に対して乗算する比例係数を設定したテーブルを有していることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
以上説明したように、本発明によれば、偏励磁を発生させる要因となる励磁電流の偏りを、測定回路により検出した電流値により検出することができるため、一次側巻線を正負に励磁するそれぞれのピーク値を比較し、それぞれのピーク値を同様とする制御を行うことにより、トランスにおいて容易に偏励磁の発生を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明の第１の実施形態による絶縁型コンバータＣＶを図面を参照して説明する。図１は同実施形態による絶縁型コンバータの構成例を示すブロック図である。
この図において、絶縁型コンバータＣＶは、スイッチＱ１〜Ｑ４と、トランスＴ１と、ダイオードＤ１と、ダイオードＤ２と、インダクタＬｏ１と、コンデンサＣｏとを有している。ここで、スイッチＱ１〜Ｑ４は、トランジスタ、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いることができる。
また、トランスＴ１の一次巻線には、直列に接続されたサンプリングインダクタＬｓと抵抗Ｒとが直列に接続されている。
ここで、絶縁型コンバータＣＶの入力端子ＴVHには直流電源ＤＶの高圧側が接続され、入力端子ＴVLには直流電源ＤＶの低圧側が接続されている。また、絶縁型コンバータＣＶの出力端子ＴoHとＴoLとの間にはＲＬが接続されている。
【００１４】
スイッチＱ１〜Ｑ４は、励磁方向を反転させるため、一次巻線に対して正負方向に励磁電流を流すため、以下の様に接続されている。
スイッチＱ１は、入力端子Ｔi1が入力端子ＴVHに接続されている。スイッチＱ２は、入力端子Ｔi2がスイッチＱ１の出力端子Ｔo1に接続され、出力端子Ｔo2が出力端子ＴVLに接続されている。スイッチＱ３は、入力端子Ｔi3が入力端子ＴVHに接続されている。スイッチＱ４は、入力端子Ｔi4がスイッチＱ３の出力端子Ｔo3に接続され、出力端子Ｔo4が出力端子ＴVLに接続されている。
以下、スイッチＱ１の出力端子Ｔo1とスイッチＱ２の入力端子Ｔi2との接続点を接続点Ａとし、スイッチＱ３の出力端子Ｔo3とスイッチＱ４の入力端子Ｔi4との接続点を接続点Ｂとする。ここで、上記接続点Ａが一次巻線ｎ１の一方の端子に接続され、上記接続点Ｂが一次巻線ｎ１の他方の端子に接続されている。
【００１５】
また、２次巻線ｎ２は、一方の端子が、ダイオードＤ１のカソードに接続され、他方の端子がセンタータップＣを介して２次巻線ｎ３の一方の端子に接続されている。２次巻線ｎ３は、他方の端子がダイオードＤ２のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のアノードとは共通に接続され、接地されている。
これにより、２次巻線ｎ２、ｎ３とダイオードＤ１及びＤ２とにより、センタータップ整流回路が構成されている。
上記コイルＬo1は、一端がセンタータップＣに接続され、他端が出力端子ＴoHに接続されている。コンデンサＣ0は、一端がコイルＬo1の一端に接続され、他端が接地されている。
これにより、コイルＬo1及びコンデンサＣ0により、平滑回路が構成されている。
【００１６】
サンプリングインダクタＬｓには、一次巻線ｎ１に流れる励磁電流に比例した電流が流れる。すなわち、一次巻線ｎ１に流れる電流としては、一次巻線を励磁する励磁電流とともに、負荷ＲＬに対応した負荷電流が流れる。このため、直接に一次巻線に流れる電流を測定しても、実際に一次巻線に流れる励磁電流を検出することはできない。
そのため、本実施形態においては、一次巻線ｎ１と並列にサンプリングインダクタＬｓを設け、一次巻線ｎ１に流れる励磁電流の電流値に比例する測定電流を、サンプリングインダクタＬｓと直列に設けた抵抗Ｒにより、測定電圧として検出している。
【００１７】
ここで、上述したように、励磁電流を擬似的に測定することにより、この測定した測定電流を用いて、以下の関係式により、磁束の偏りを検出することができる。
Ｂ  ＝  （Ｌ×ＩLp）／（Ｎ×Ｓ）
上記式において、
Ｂ：トランスＴ１の鉄心の磁束密度
Ｌ：励磁インダクタンス
ＩLp：励磁電流
Ｎ：１次巻線の巻数
Ｓ：鉄心の断面積
したがって、Ｂ∝ＩLpであり、他のＬ、Ｎ、Ｓは固定値であるため、一次巻線ｎ１に正負に流した際において、測定回路１は、一の方向Ｐ１（正方向）に励磁電流を流した場合の上記測定電圧と、一の方向Ｐ１と反対の方向Ｐ２（負方向）に励磁電流を流した場合の測定電圧とのピーク値を検出し、それぞれのピーク電圧を制御回路２へ出力する。
【００１８】
制御回路２は、一の方向Ｐ１に励磁電流を流した際のピーク電圧と、他の方向Ｐ２に励磁電流を流した際のピーク電圧との差分ΔＶを求めることにより、トランスＴ１の鉄心の磁束密度Ｂの偏り具合を検出する。ここで、ピーク電圧は励磁電流の流れる正負の方向により極性が異なる。そのため、制御回路２は、それぞれのピーク値を加算することにより、差分ΔＶを求めている。
ここで、制御回路２は、差分ΔＶが０のとき、各スイッチのオンオフ動作による磁束密度Ｂの偏りがないことを検出する。
【００１９】
また、制御回路２は、差分ΔＶが正の数値のとき、スイッチＱ３及びＱ２がオンの場合に流れる励磁電流が、スイッチＱ１及びＱ４がオンの場合に流れる電流に比較して大きいことを検出する。
同様に、制御回路２は、差分ΔＶが負の数値のとき、スイッチＱ１及びＱ４がオンの場合に流れる励磁電流が、スイッチＱ３及びＱ２がオンの場合に流れる電流に比較して大きいことを検出する。
【００２０】
ここで、制御回路２は、励磁電流を正負に流す周期（交流波形としての一周期）内において、差分ΔＶからスイッチＱ１及びＱ４をオンする時間幅ＴＴ２（この間スイッチＱ２及びＱ３はオフ）、及びスイッチＱ３及びＱ２をオンする時間幅ＴＴ１（この間スイッチＱ１びＱ４はオフ）とを、上記差分Δの値から、差分ΔＶを０とする時間幅ＴＴ１及びＴＴ２を演算する計算式が内部に記憶されており、この計算式から差分ΔＶを０とする時間幅ＴＴ１及びＴＴ２を求め、この時間幅によりオン状態とする制御信号を、スイッチＱ１及びＱ４の制御端子（図示せず）、あるいはスイッチＱ３及びＱ２スイッチの制御端子（図示せず）に対して出力し、Ｑ１及びＱ４とスイッチＱ３及びＱ２とのオンオフ動作を行う。
【００２１】
これにより、制御回路２は、差分ΔＶが正の数値のとき、スイッチＱ３及びＱ２がオンの時間幅ＴＴ１を短くし、流れる励磁電流を差分ΔＶに対応して低下させ、一方、スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅ＴＴ２を長くし、流れる励磁電流を流れる励磁電流を差分ΔＶに対応して増加させ、差分ΔＶが０となるように制御する。
一方、制御回路２は、差分ΔＶが正の数値のとき、スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅ＴＴ２を短くし、流れる励磁電流を差分ΔＶに対応して低下させ、一方、スイッチＱ３及びＱ２がオンの時間幅ＴＴ１を長くし、流れる励磁電流を流れる励磁電流を差分ΔＶに対応して増加させ、差分ΔＶが０となるように制御する。
【００２２】
上述した処理により、本実施形態によれば、一次巻線ｎ１に流れる励磁電流に比例した、サンプリングインダクタＬｓに流れる電流値により、トランスＴ１のの鉄心の磁束密度Ｂの偏りを検出し、この磁束密度Ｂの偏りを、スイッチＱ１及びＱ４とスイッチＱ３及びＱ２とのオン状態となる時間幅を調整することにより補正することができる。
また、上記制御回路２が差分ΔＶを用いて計算式により時間幅Ｔ１１及びＴ１２を求める構成として説明したが、この制御回路２を、差分ΔＶに対応した時間幅Ｔ１１を補正する係数αと、時間幅Ｔ１２を補正する係数βとを記憶する構成としても良い。
【００２３】
すなわち、制御回路２は、差分ΔＶに対応する係数αとβとを読み出し、基準の時間幅Ｔ１１、Ｔ１２にそれぞれ乗算し、補正後の時間幅Ｔ１１及びＴ１２とにより、スイッチＱ１及びＱ４とスイッチＱ３及びＱ２とのオン状態を、計算式の場合と同様に制御するようにしてもよい。ここで、制御部２は、差分ΔＶの数値を量子化した予想される最大の差分から０の間にて、ｎ段階（例えば、２５６段階）に分割して、それぞれの段階の範囲内に入る差分ΔＶに対し、その段階に対応して上記係数α及びβを記憶している。
【００２４】
＜第２の実施形態＞
以下、本発明の第２の実施形態による絶縁型コンバータＣＶを図面を参照して説明する。図２は同実施形態による絶縁型コンバータＣＶの構成例を示すブロック図である。
第２の実施形態における絶縁型コンバータＣＶの構成において、第１の実施形態と同様な構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。以下、第１の実施形態と異なる点のみを説明する。
第２の実施形態においては、第１の実施形態のサンプリングインダクタＬｓを用いて励磁電流に比例する測定電流を測定するのではなく、サンプリングトランスＴｓを用いて励磁電流に比例する測定電流を測定する。
【００２５】
サンプリングトランスＴｓの一次巻線Ｌs1の一端が接続点Ｂ（一次巻線ｎ１の他方の端子）に接続され、一次巻線Ｌs1の他端がダイオードＤ３のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは接続点Ａに接続されている。
サンプリングトランスＴｓの二次巻線Ｌs2の一端がダイオードＤ４のアノードに接続され、二次巻線Ｌs2の他端が接続点Ａに接続されている。ダイオードＤ４のカソードは接続点Ｂに接続されている。
ホール素子３は、接続点Ｂと一次巻線Ｌs1の一端とを接続する接続線に設けられ、サンプリングトランスＴｓに流れる励磁電流に対応した測定電圧を、測定回路１に出力する。
【００２６】
上記スイッチＱ３及びＱ２がオンしている場合、正の方向Ｐ１に励磁電流が流れ、この励磁電流に比例した測定電流は、接続点Ｂから接続点Ａに向かって、一次巻線Ｌs1とダイオードＤ３を介して流れる。
同様に、スイッチＱ１及びＱ２２がオンしている場合、負の方向Ｐ２に励磁電流が流れ、この励磁電流に比例した測定電流は、接続点Ａから接続点Ｂに向かって、二次巻線Ｌs2とダイオードＤ４を介して流れる。
そして、ホール素子３には、上記測定電流に対応した測定電圧を測定回路１に対して出力する。
【００２７】
測定回路１は、入力される正の方向Ｐ１の測定電圧におけるピーク電圧、及び負の方向Ｐ２の測定電圧におけるピーク電圧を測定し、それぞれ制御回路２へ出力する。
制御回路２における処理は、第１の実施形態の絶縁型コンバータＣＶと同様のため、説明を省略する。
また、上記サンプリングトランスＴｓの一次巻線Ｌs1及び二次巻線Ｌs2に流れる測定電流も、第１の実施形態におけるサンプリングインダクタＬｓと同様に、トランスＴ１の一次巻線ｎ１における励磁電流のみ（負荷電流を含まない）に比例した電流値となる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１の実施形態による絶縁型コンバータＣＶの構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態による絶縁型コンバータＣＶの構成例を示すブロック図である。
【図３】従来の絶縁型コンバータＣＶの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２９】
１…測定回路
２…制御回路
３…ホール素子
Ｃｏ…コンデンサ
ＣＶ…絶縁型コンバータ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード
ＤＶ…バッテリ
Ｌo1…インダクタ
Ｌｓ…サンプリングインダクタ
ｎ１、Ｌs1…一次巻線
ｎ２、ｎ３、Ｌs2…二次巻線
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチ
Ｒ…抵抗
Ｔ１…トランス
Ｔｓ…サンプリングトランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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