(57)【要約】【課題】コモンモード電圧の動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能であるコモンモードフィードバック回路を提供する。【解決手段】アッテネータ３をさらに備え、アッテネータ３はコモンモード電圧ｖｃｍを減衰し、電圧ｖ１として出力し、コモンモードフィードバック回路部２は、電圧ｖ１と参照電圧ｖｒｅｆとを比較し、比較結果に応じた制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端に第１入力信号が入力される第１抵抗と、一端に第２入力信号が入力される第２抵抗が直列接続されてなり、上記第１入力信号と上記第２入力信号との差である差動信号を分圧し、コモンモード電圧として出力する回路と、
上記コモンモード電圧を減衰し、減衰電圧として出力する減衰手段と、
上記減衰電圧と参照電圧とを比較し、比較結果に応じた制御電圧を出力するコモンモードフィードバック回路部とを備えていることを特徴とするコモンモードフィードバック回路。
【請求項２】
上記コモンモードフィードバック回路部は、上記減衰電圧が上記参照電圧より大きい場合はより大きい上記制御電圧を出力し、上記減衰電圧が上記参照電圧より小さい場合はより小さい上記制御電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載のコモンモードフィードバック回路。
【請求項３】
上記減衰電圧は、ゼロより大きく、上記コモンモード電圧より小さいことを特徴とする請求項１または２に記載のコモンモードフィードバック回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載のコモンモードフィードバック回路を備えることを特徴とする差動伝送トランスミッタ。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項に記載のコモンモードフィードバック回路を備えることを特徴とする差動伝送レシーバ。
【請求項６】
請求項１〜３のいずれか１項に記載のコモンモードフィードバック回路を備えることを特徴とする差動増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動伝送回路に関するものであり、特にコモンモードフィードバック回路、並びにこれを備える、差動伝送トランスミッタ、差動伝送レシーバ及び差動増幅回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、低消費電力化のためＬＣＤコントローラ等の高速シリアルインターフェイスとして、ＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling：低電圧差動伝送）インターフェイスが利用されている。ＬＶＤＳインターフェイスでは、シリアルデータをトランスミッタ回路により差動信号として伝送し、レシーバ回路により差動信号を受信することでデータ転送を行う。
【０００３】
ＬＳＩはトランジスタの微細化に伴い、電源電圧は低電圧化し回路は高速化している。しかしながら、チップ間やボード間のインターフェイス部分の回路では、ＥＳＤ(Electro Static Discharge：静電気放電)の耐圧が必要なため、Ｉ／Ｏ部分では微細なトランジスタを使用できない場合がある。ＬＶＤＳインターフェイスでも同様にＥＳＤの耐圧が必要な場合、微細なトランジスタを使用できない場合がある。
【０００４】
一般にＥＳＤの耐圧が高いトランジスタは閾値電圧が大きく、低電圧での使用には適さない。しかし、チップの電源電圧は微細なトランジスタにあわせて低電圧化されるため、ＬＶＤＳ等のインターフェイス部の回路ではＥＳＤの耐圧が高いトランジスタを低電圧で動作させることが要求される。
【０００５】
図９は、従来のコモンモードフィードバック回路１０１のブロック図である。差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎと、２つの抵抗Ｒ０で分圧することにより、コモンモード電圧ｖｃｍを検出する。コモンモード電圧ｖｃｍをコモンモードフィードバック回路部ＣＭＦＢの非反転入力端子（＋）に入力し、電源１０２から出力される所定の参照電圧ｖｒｅｆをコモンモードフィードバック回路部ＣＭＦＢの反転入力端子（−）に入力する。電源１０２の入力は電気的に接地されている。これにより、コモンモード電圧ｖｃｍを参照電圧ｖｒｅｆに調整するための制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力可能である。
【０００６】
コモンモードフィードバック回路１０１を、以下に示す図１０の低電圧差動伝送トランスミッタ１０３等に用いることにより、コモンモード電圧ｖｃｍ＝ｖｒｅｆに制御される。
【０００７】
図１０は、従来のコモンモードフィードバック回路を用いた低電圧差動伝送トランスミッタ（ＬＶＤＳトランスミッタ）１０３である。入力データＤａｔａは、トランスミッタにより信号ｖ＿ｐ及び信号ｖ＿ｎとして出力される。信号ｖ＿ｐと信号ｖ＿ｎとの差が差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎとなる。ここで、差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎのコモンモード電圧ｖｃｍは、コモンモードフィードバック回路１０１により、ｖｃｍ＝ｖｒｅｆとなるように制御される。ｖｒｅｆは上述したように所定の参照電圧である。
【０００８】
図１１は、図１０の低電圧差動伝送トランスミッタ１０３に使用されるコモンモードフィードバック回路部ＣＭＦＢの回路図の一例である。コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとるため、通常時はコモンモード電圧ｖｃｍが中点電圧ｖｄｄ／２に等しいことが伝送回路にとっては望ましい。特に、コモンモード電圧ｖｃｍがコモンモードフィードバック回路部ＣＭＦＢに直接入力される場合は、コモンモードフィードバック回路部ＣＭＦＢは、ｖｄｄ／２の入力電圧で動作する必要がある。図１１に記載のコモンモードフィードバック回路部ＣＭＦＢにおいて、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとるために、（１）式を満足する必要がある。ここで、ＶＧＳはＭＯＳトランジスタ１０４のゲート−ソース間電圧、ＶＤＳはＭＯＳトランジスタ１０５のドレイン−ソース間電圧であり、ｖｃｍ≒ｖｒｅｆである。
ｖｄｄ−ｖｃｍ＞ＶＧＳ＋ＶＤＳ    （１）
図１０の低電圧差動伝送トランスミッタ１０３と同様に差動伝送を行うものとして、特許文献１には、信号伝送時のコモンモード電圧の変動を抑え、位相補償キャパシタの容量値を小さくする差動信号伝送回路及び差動信号伝送装置が開示されている。
【特許文献１】特開２００６−３４０２６６号公報（２００６年１２月１４日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したゲート−ソース間電圧ＶＧＳ及びドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは、使用するＭＯＳトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈによって異なるが、通常ゲート−ソース間電圧ＶＧＳは０．６Ｖ〜０．９Ｖ程度、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは０．１５Ｖ〜０．２Ｖ程度必要である。
【００１０】
ここで、ＬＶＤＳを行うチップ間やボード間のインターフェイス部分の回路では、ＥＳＤの耐圧が必要である。このため、閾値電圧Ｖｔｈが大きく、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳが０．８Ｖ〜０．９ＶであるＭＯＳトランジスタを使用しなければならない場合がある。
【００１１】
例えば（１）式においてゲート−ソース間電圧ＶＧＳ＝０．９Ｖ、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ＝０．２Ｖの場合、コモンモード電圧ｖｃｍが中点電圧ｖｄｄ／２であるとすると、（２）式が成立する。
ｖｄｄ−ｖｄｄ／２＞１．１    （２）
（２）を満足するためには、電源電圧ｖｄｄが２．２Ｖ以上である必要がある。従って、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとった状態でコモンモードフィードバック回路部ＣＭＦＢを動作させるためには、電源電圧ｖｄｄが２．２Ｖ以上である必要がある。
【００１２】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、コモンモード電圧の動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能であるコモンモードフィードバック回路を提供する事にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のコモンモードフィードバック回路は、上記課題を解決するために、一端に第１入力信号が入力される第１抵抗と、一端に第２入力信号が入力される第２抵抗が直列接続されてなり、上記第１入力信号と上記第２入力信号との差である差動信号を分圧し、コモンモード電圧として出力する回路と、上記コモンモード電圧を減衰し、減衰電圧として出力する減衰手段と、上記減衰電圧と参照電圧とを比較し、比較結果に応じた制御電圧を出力するコモンモードフィードバック回路部とを備えていることを特徴とする。
【００１４】
従来のコモンモードフィードバック回路では、上記コモンモード電圧の動作電圧範囲を広くとるため、コモンモードフィードバック回路を用いる回路にとっては、通常時は上記コモンモード電圧が電源電圧の２分の１に等しいことが望ましい。上記発明によれば、上記コモンモードフィードバック回路部は、上記コモンモード電圧ではなく、上記減衰手段により上記コモンモード電圧を減衰した上記減衰電圧が入力される。
【００１５】
従って、上記減衰電圧と上記電源電圧の２分の１とが等しくなるように上記電源電圧を下げることで、上記コモンモード電圧の動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能である。
【００１６】
上記コモンモードフィードバック回路では、上記コモンモードフィードバック回路部は、上記減衰電圧が上記参照電圧より大きい場合はより大きい上記制御電圧を出力し、上記減衰電圧が上記参照電圧より小さい場合はより小さい上記制御電圧を出力してもよい。
【００１７】
これにより、上記コモンモードフィードバック回路は、上記減衰電圧と上記参照電圧とを比較し、上記減衰電圧と上記参照電圧とが等しくなるように上記制御電圧を出力することが出来る。
【００１８】
上記いずれかのコモンモードフィードバック回路では、上記減衰電圧は、ゼロより大きく、上記コモンモード電圧より小さくてもよい。
【００１９】
これにより、上記コモンモードフィードバック回路部は、上記コモンモード電圧ではなく、ゼロより大きく、上記コモンモード電圧より小さい上記減衰電圧が入力される。よって、上記減衰電圧と上記電源電圧の２分の１とが等しくなるように上記電源電圧を下げることで、上記コモンモード電圧の動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能である。
【００２０】
本発明の差動伝送トランスミッタ、差動伝送レシーバ及び差動増幅回路は、上記いずれかのコモンモードフィードバック回路を備えているので、より低い電源電圧での動作が可能である。
【発明の効果】
【００２１】
本発明のコモンモードフィードバック回路は、以上のように、減衰手段をさらに備え、上記減衰手段はコモンモード電圧を減衰し、減衰電圧として出力し、コモンモードフィードバック回路部は、上記減衰電圧と参照電圧とを比較し、比較結果に応じた制御電圧を出力するものである。
【００２２】
それゆえ、コモンモード電圧の動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能であるコモンモードフィードバック回路を提供するという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明の一実施形態について実施例１〜実施例４、及び図１〜図８に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００２４】
図１は、本発明の実施の形態に係るコモンモードフィードバック回路１のブロック図である。コモンモードフィードバック回路１は、大略的にはコモンモードフィードバック（common mode feedback：ＣＭＦＢ）回路部２、アッテネータ（attenuator：ＡＴＴ）３、抵抗４、抵抗５及び電源６を備えている。抵抗４及び抵抗５の抵抗値はＲ０である。
【００２５】
信号線７は、コモンモードフィードバック回路１の外部から信号ｖ＿ｐが伝送されている。信号線８は、コモンモードフィードバック回路１の外部から信号ｖ＿ｎが伝送されている。信号ｖ＿ｐと信号ｖ＿ｎとの差が差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎである。
【００２６】
抵抗４の一端は、信号線７に接続され、抵抗４の他端は、抵抗５の一端及びアッテネータ３の入力に接続されている。抵抗５の他端は、信号線８に接続されている。アッテネータ３の出力は、コモンモードフィードバック回路部２の非反転入力端子（＋）に接続されている。電源６の入力は、電気的に接地されており、電源６の出力は、コモンモードフィードバック回路部２の反転入力端子（−）に接続されている。
【００２７】
コモンモード電圧ｖｃｍは、差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎを、抵抗４及び抵抗５で分圧することにより得られる。アッテネータ３は、コモンモード電圧ｖｃｍが入力され、電圧ｖ１を出力する。コモンモードフィードバック回路部２の非反転入力端子（＋）には、電圧ｖ１が入力され、コモンモードフィードバック回路部２の反転入力端子（−）には、参照電圧ｖｒｅｆが入力される。参照電圧ｖｒｅｆは、電源６から出力される。コモンモードフィードバック回路部２は、制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力する。制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂは、コモンモード電圧ｖｃｍを所望の電圧に制御するための電圧である。
【００２８】
アッテネータ３が出力する電圧ｖ１は、アッテネータ３がコモンモード電圧ｖｃｍをａ倍（０＜ａ＜１）に減衰することにより得られる。従って、（３）式が成立する。即ち、電圧ｖ１は、ゼロより大きく、コモンモード電圧ｖｃｍより小さい。
ｖ１＝ａ＊ｖｃｍ    （３）
コモンモードフィードバック回路部２では、ｖ１＝ｖｒｅｆとなるように制御されるので、この式に（３）式の電圧ｖ１を代入することにより（４）式が成立する。
ｖｒｅｆ＝ａ＊ｖｃｍ    （４）
図２は、本発明の実施の形態に係るコモンモードフィードバック回路部２の回路図である。コモンモードフィードバック回路部２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１〜ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ５、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ６〜ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ８及び電流源Ｉ１を有している。
【００２９】
コモンモードフィードバック回路部２において、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１のソース、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２のソース及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ３のソースは、電源ライン９に接続され、電源電圧ｖｄｄが印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２のゲート、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１のドレイン及び電流源Ｉ１の入力に接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２のドレインは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ４のソース及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ５のソースに接続されている。
【００３０】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ４のゲートは、入力端子１１に接続されている。入力端子１１は図１における反転入力端子（−）であり、参照電圧ｖｒｅｆが入力される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ５のゲートは、入力端子１０に接続されている。入力端子１０は図１における非反転入力端子（＋）であり、電圧ｖ１が入力される。
【００３１】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ４のドレインは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ６のドレイン及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ６のゲートに接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ５のドレインは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ７のドレイン、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ７のゲート及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ８のゲートに接続されている。
【００３２】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ３のゲートは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ３のドレイン、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ８のドレイン及び出力端子１２に接続されている。出力端子１２からは、制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂが出力される。そして、電流源Ｉ１の出力、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ６のソース、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ７のソース及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ８のソースは、電気的に接地されている。
【００３３】
図１のコモンモードフィードバック回路１において、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとるため、コモンモードフィードバック回路１を用いる回路にとっては、通常時は電圧ｖ１が中点電圧ｖｄｄ／２に等しいことが望ましい。図１に記載のコモンモードフィードバック回路部２において、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとるために、（５）式を満足する必要があり、（５）式及び（３）式から、（６）式が導かれる。
ｖｄｄ−ｖ１＞ＶＧＳ＋ＶＤＳ    （５）
ｖｄｄ−ａ＊ｖｃｍ＞ＶＧＳ＋ＶＤＳ    （６）
ここで、ＶＧＳはＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲート−ソース間電圧、ＶＤＳはＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン−ソース間電圧であり、ｖｃｍ≒（１／ａ）＊ｖｒｅｆである。
【００３４】
例えば（６）式においてａ＝０．５とし、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ＝０．９Ｖ、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ＝０．２Ｖの場合、コモンモード電圧ｖｃｍが中点電圧ｖｄｄ／２であるとすると、（７）式が成立する。
ｖｄｄ−ｖｄｄ／４＞１．１    （７）
（７）式を計算すると、（８）式〜（１０）式が得られる。
３／４＊ｖｄｄ＞１．１    （８）
ｖｄｄ＞１．１×４／３    （９）
ｖｄｄ＞１．４６７    （１０）
（１０）式に示されるように、（７）式を満足できる電源電圧ｖｄｄは、１．４６７Ｖ以上となる。従って、ａ＝０．５とすることにより、コモンモードフィードバック回路部２は、１．４６７Ｖ以上の電源電圧ｖｄｄで動作が可能となる。
【００３５】
従来のコモンモードフィードバック回路では、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとるため、コモンモードフィードバック回路を用いる回路にとっては、通常時はコモンモード電圧ｖｃｍが中点電圧ｖｄｄ／２に等しいことが望ましい。コモンモードフィードバック回路１では、コモンモードフィードバック回路部２は、コモンモード電圧ｖｃｍではなく、アッテネータ３によりコモンモード電圧ｖｃｍを減衰した電圧ｖ１が入力される。
【００３６】
従って、電圧ｖ１と中点電圧ｖｄｄ／２とが等しくなるように電源電圧ｖｄｄを下げることで、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能である。
【００３７】
コモンモードフィードバック回路１では、コモンモードフィードバック回路部２は、電圧ｖ１が参照電圧ｖｒｅｆより大きい場合はより大きい制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力し、電圧ｖ１が参照電圧ｖｒｅｆより小さい場合はより小さい制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力する。これにより、電圧ｖ１と参照電圧ｖｒｅｆとを比較し、電圧ｖ１と参照電圧ｖｒｅｆとが等しくなるように制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力することが出来る。
【００３８】
以下に示す〔実施例１〕〜〔実施例３〕において、本発明の実施の形態に係るコモンモードフィードバック回路の使用例を示す。
【００３９】
〔実施例１〕
図３は、本実施例１に係る低電圧差動伝送トランスミッタ（ＬＶＤＳトランスミッタ）１３の回路図である。ＬＶＤＳはLow Voltage Differential Signalingの略であり、低電圧差動伝送を意味する。低電圧差動伝送トランスミッタ１３は、大略的には低電圧差動伝送トランスミッタ部１４とコモンモードフィードバック回路１とを備えている。
【００４０】
低電圧差動伝送トランスミッタ部１４は、インバータ１５、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ９〜ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１１、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１２、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１３及び電流源Ｉ２を有している。
【００４１】
インバータ１５の入力は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１０のゲート、及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１２のゲートに接続されている。インバータ１５の出力は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１１のゲート、及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１３のゲートに接続されている。
【００４２】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ９のソースは、電源ライン１６に接続されており、電源電圧ｖｄｄが印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ９のドレインは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１０のソース及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１１のソースに接続されている。
【００４３】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１１のドレインは、信号線１７及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１３のドレインに接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１０のドレインは、信号線１８及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１２のドレインに接続されている。
【００４４】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１２のソース及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１３のソースは、電流源Ｉ２の入力に接続されており、電流源Ｉ２の出力は電気的に接地されている。
【００４５】
抵抗４の一端は、信号線１７に接続され、抵抗４の他端は、抵抗５の一端及びアッテネータ３の入力に接続されている。抵抗５の他端は、信号線１８に接続されている。アッテネータ３の出力は、コモンモードフィードバック回路部２の非反転入力端子（＋）に接続されている。電源６の入力は、電気的に接地されており、電源６の出力は、コモンモードフィードバック回路部２の反転入力端子（−）に接続されている。コモンモードフィードバック回路部２の出力は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ９のゲートに接続されている。
【００４６】
インバータ１５の入力、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１０のゲート、及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１２のゲートには、入力データＤａｔａが入力され、低電圧差動伝送トランスミッタ部１４により、信号ｄ＿ｐ及び信号ｄ＿ｎが出力される。信号ｄ＿ｐと信号ｄ＿ｎとの差が差動信号ｄ＿ｐ−ｄ＿ｎである。
【００４７】
ここで、差動信号ｄ＿ｐ−ｄ＿ｎのコモンモード電圧ｖｃｍは、コモンモードフィードバック回路１により、（１１）を満足するように制御される。ここで、０＜ａ＜１である。
ｖｃｍ＝（１／ａ）＊ｖｒｅｆ    （１１）
以上のように、低電圧差動伝送トランスミッタ１３では、アッテネータ３によりコモンモード電圧ｖｃｍを減衰することで、コモンモードフィードバック回路部２に入力される電圧ｖ１を下げることができるため、より低い電源電圧での動作が可能である。
【００４８】
〔実施例２〕
図４は、本実施例２に係る低電圧差動伝送レシーバ（ＬＶＤＳレシーバ）１９の回路図である。低電圧差動伝送レシーバ１９は、大略的にはレシーバ２０とコモンモードフィードバック回路２１とを備えている。コモンモードフィードバック回路２１は、コモンモードフィードバック回路１のコモンモードフィードバック回路部２を、コモンモードフィードバック回路部２２に置き換えたものである。
【００４９】
低電圧差動伝送レシーバ１９は、レシーバ２０及びコモンモードフィードバック回路２１に加えて、抵抗２３、抵抗２４、キャパシタ２５、キャパシタ２６、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１４及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１５を有している。
【００５０】
抵抗２３及び抵抗２４の抵抗値はＲ１であり、抵抗２３及び抵抗２４の両端電圧はΔＶである。また、キャパシタ２５及びキャパシタ２６の静電容量はＣ１である。さらに、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１４のドレイン−ソース間電流、及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１５のドレイン−ソース間電流はＩ３である。
【００５１】
低電圧差動伝送レシーバ１９において、抵抗４の一端は、信号線１７に接続され、抵抗４の他端は、抵抗５の一端及びアッテネータ３の入力に接続されている。抵抗５の他端は、信号線１８に接続されている。アッテネータ３の出力は、コモンモードフィードバック回路部２２の非反転入力端子（＋）に接続されている。電源６の入力は、電気的に接地されており、電源６の出力は、コモンモードフィードバック回路部２２の反転入力端子（−）に接続されている。
【００５２】
コモンモードフィードバック回路部２の出力は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１４のゲート及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１５のゲートに接続されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１４のソース及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１５のソースは、電気的に接地されている。
【００５３】
信号線１７は、抵抗２３の一端及びキャパシタ２５の一端に接続されている。抵抗２３の他端は、キャパシタ２５の他端、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１４のドレイン及び信号線２７に接続されている。信号線２７は、第１レシーバ入力端子２９に接続されており、信号ｄ＿ｐ１が伝送される。
【００５４】
信号線１８は、抵抗２４の一端及びキャパシタ２６の一端に接続されている。抵抗２４の他端は、キャパシタ２６の他端、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１５のドレイン及び信号線２８に接続されている。信号線２８は、第２レシーバ入力端子３０に接続されており、信号ｄ＿ｎ１が伝送される。
【００５５】
図５は、本実施例２に係る低電圧差動伝送レシーバ１９に使用されるコモンモードフィードバック回路部２２の回路図である。コモンモードフィードバック回路部２２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１６〜ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２０、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２１、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２２、電流源Ｉ４及び抵抗３１を有している。抵抗３１の抵抗値はＲｇｍである。
【００５６】
コモンモードフィードバック回路部２２において、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１６のソース、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１７のソース及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１８のソースは、電源ライン３２に接続され、電源電圧ｖｄｄが印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１６のゲートは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１７のゲート、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１８のゲート、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１６のドレイン及び電流源Ｉ４の入力に接続されている。
【００５７】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１７のドレインは、抵抗３１の一端及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１９のソースに接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１８のドレインは、抵抗３１の他端及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２０のソースに接続されている。
【００５８】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２０のゲートは、入力端子３４に接続されている。入力端子３４は図４における反転入力端子（−）であり、参照電圧ｖｒｅｆが入力される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１９のゲートは、入力端子３３に接続されている。入力端子３３は図４における非反転入力端子（＋）であり、電圧ｖ１が入力される。
【００５９】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ１９のドレインは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２１のドレイン及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２１のゲートに接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２０のドレインは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２２のドレイン、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２２のゲート及び出力端子３５に接続されている。出力端子３５からは、制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂが出力される。そして、電流源Ｉ４の出力、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２１のソース及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２２のソースは、電気的に接地されている。
【００６０】
コモンモードフィードバック回路部２２のトランスコンダクタンスｇｍは、ｇｍ＝１／Ｒｇｍで決定される。
【００６１】
図４に戻って、トランスミッタにより伝送された差動信号ｄ＿ｐ−ｄ＿ｎが低電圧差動伝送レシーバ１９に入力される場合、電圧ｖ１は、アッテネータ３によりｖ１＝ａ＊ｖｃｍに調整される。低電圧差動伝送レシーバ１９は、コモンモードフィードバック回路部２２において電圧ｖ１と参照電圧ｖｒｅｆとを比較し、コモンモードフィードバック回路部２２から出力される制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂに応じた電流Ｉ３を出力する。これにより、信号ｄ＿ｐと信号ｄ＿ｎとを両端電圧ΔＶ＝Ｒ１＊Ｉ３分だけ電圧降下させてレベルシフトする。
【００６２】
両端電圧ΔＶは、以下に示す（１２）式で求められる。ここで、抵抗３１の抵抗値Ｒｇｍとコモンモードフィードバック回路部２２のトランスコンダクタンスｇｍとの間には、ｇｍ＝１／Ｒｇｍが成立している。
ΔＶ＝Ｒ１＊（１／Ｒｇｍ）＊（ａ＊ｖｃｍ−ｖｒｅｆ）    （１２）
図５において、参照電圧ｖｒｅｆとを比較し、電圧ｖ１とトランスコンダクタンスｇｍとであるので、以下に示す（１３）式が成立する。
ΔＩ＝（１／Ｒｇｍ）＊（ａ＊ｖｃｍ−ｖｒｅｆ）    （１３）
上述したように、電圧ｖ１は、アッテネータ３によりｖ１＝ａ＊ｖｃｍに調整される。
【００６３】
図４に記載の電流Ｉ３は、ΔＩに等しいので、以下に示す（１４）式が成立する。
Ｉ３＝ΔＩ＝（１／Ｒｇｍ）＊（ａ＊ｖｃｍ−ｖｒｅｆ）    （１４）
従ってΔＶは、以下に示す（１５）式で求められる。（１５）式より、（１２）式が導出される。
ΔＶ＝Ｒ１＊Ｉ３＝Ｒ１＊（１／Ｒｇｍ）＊（ａ＊ｖｃｍ−ｖｒｅｆ）    （１５）
例えば、ｖｄｄ＝１．８Ｖ、ｖｃｍ＝０．９Ｖ，ａ＝０．５、ｖｒｅｆ＝０．３ｖ、ｇｍ＝３０μＳ（Ｒｇｍ＝３３．３３ｋΩ）、Ｒ１＝１００ｋΩとすると、（１６）式が成立し、計算するとΔＶ＝０．４５Ｖとなる。
ΔＶ＝１００×１０３＊（１／３３．３３×１０３）＊（０．５＊０．９−０．３）    （１６）
信号ｄ＿ｐと信号ｄ＿ｎとを両端電圧ΔＶ＝０．４５Ｖ分だけ電圧降下させてレベルシフトすることで、差動信号ｄ＿ｐ１−ｄ＿ｎ１のコモンモード電圧ｖｃｍ＿１は、０．９Ｖ−０．４５Ｖ＝０．４５Ｖとなるように制御される。差動信号ｄ＿ｐ１−ｄ＿ｎ１は、信号ｄ＿ｐ１と信号ｄ＿ｎ１との差である。また、コモンモード電圧ｖｃｍ＿１は、信号ｄ＿ｐ１と信号ｄ＿ｎ１との中点電圧であり、ｖｃｍ＿１＝（ｄ＿ｐ１＋ｄ＿ｎ１）／２である。
【００６４】
以上のように、低電圧差動伝送レシーバ１９では、アッテネータ３によりコモンモード電圧ｖｃｍを減衰することで、コモンモードフィードバック回路部２２に入力される電圧ｖ１を下げることができるため、より低い電源電圧での動作が可能である。
【００６５】
〔実施例３〕
図６は、本実施例３に係る差動増幅回路３６の回路図である。差動増幅回路３６は、大略的にはトランスコンダクタンスアンプ３７とコモンモードフィードバック回路３８とを備えている。コモンモードフィードバック回路３８は、コモンモードフィードバック回路１のコモンモードフィードバック回路部２を、コモンモードフィードバック回路部３９に置き換えたものである。
【００６６】
差動増幅回路３６は、トランスコンダクタンスアンプ３７及びコモンモードフィードバック回路３８に加えて、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２３及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２４を有している。また、トランスコンダクタンスアンプ３７は、第１入力端子４２、第２入力端子４３、第１出力端子４４及び第２出力端子４５を有している。
【００６７】
差動増幅回路３６において、抵抗４の一端は、信号線７に接続され、抵抗４の他端は、抵抗５の一端及びアッテネータ３の入力に接続されている。抵抗５の他端は、信号線８に接続されている。アッテネータ３の出力は、コモンモードフィードバック回路部３９の非反転入力端子（＋）に接続されている。電源６の入力は、電気的に接地されており、電源６の出力は、コモンモードフィードバック回路部３９の反転入力端子（−）に接続されている。
【００６８】
コモンモードフィードバック回路部３９の出力は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２３のゲート及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２４のゲートに接続されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２３のドレインは、信号線８に接続されており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２４のドレインは、信号線７に接続されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２３のソース及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２４のソースは、電気的に接地されている。
【００６９】
信号線４０は、第１入力端子４２に接続されており、入力信号ｖｉｎ＿ｐが伝送される。信号線４１は、第２入力端子４３に接続されており、入力信号ｖｉｎ＿ｎが伝送される。第１出力端子４４は、信号線７に接続されており、信号線７には信号ｖ＿ｐが伝送される。第２出力端子４５は、信号線８に接続されており、信号線８には信号ｖ＿ｎが伝送される。
【００７０】
図７は、本実施例３に係る差動増幅回路３６に使用されるコモンモードフィードバック回路部３９の回路図である。コモンモードフィードバック回路部３９は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２５〜ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２８、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２９、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ３０及び電流源Ｉ５を有している。
【００７１】
コモンモードフィードバック回路部３９において、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２５のソース及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２６のソースは、電源ライン４６に接続され、電源電圧ｖｄｄが印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２５のゲートは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２６のゲート、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２５のドレイン及び電流源Ｉ５の入力に接続されている。
【００７２】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２６のドレインは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２７のソース及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２８のソースに接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２８のドレインは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２９のドレイン及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２９のゲートに接続されている。
【００７３】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２８のゲートは、入力端子４８に接続されている。入力端子４８は図６における反転入力端子（−）であり、参照電圧ｖｒｅｆが入力される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２７のゲートは、入力端子４７に接続されている。入力端子４７は図４における非反転入力端子（＋）であり、電圧ｖ１が入力される。
【００７４】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２８のドレインは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ３０のドレイン、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ３０のゲート及び出力端子４９に接続されている。出力端子４９からは、制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂが出力される。そして、電流源Ｉ５の出力、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ２９のソース及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴＭ３０のソースは、電気的に接地されている。
【００７５】
入力信号ｖｉｎ＿ｐ、￥と入力信号ｖｉｎ＿ｎとの差である、差動信号ｖｉｎ＿ｐ−ｖｉｎ＿ｎを、トランスコンダクタンスアンプ３７、抵抗４及び抵抗５により増幅し、差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎを得る。この場合、差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎと差動信号ｖｉｎ＿ｐ−ｖｉｎ＿ｎとの間に以下に示す（１７）式が成立する。ここで、ｇｔは、トランスコンダクタンスアンプ３７のゲインである。
（ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎ）／（ｖｉｎ＿ｐ−ｖｉｎ＿ｎ）＝ｇｔ＊（２＊Ｒ０）    （１７）
以上のように、差動増幅回路３６では、コモンモードフィードバック回路３８は、差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎのコモンモード電圧ｖｃｍを、抵抗４及び抵抗５によりで検出し、コモンモード電圧ｖｃｍをアッテネータ３により減衰して任意の電圧ｖ１に調整し、コモンモード電圧ｖｃｍを所望の電圧に制御するための制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力する。
【００７６】
アッテネータ３によりコモンモード電圧ｖｃｍを減衰することで、コモンモードフィードバック回路部３９に入力される電圧ｖ１を下げることができるため、より低い電源電圧での動作が可能である。
【００７７】
以下に示す〔実施例４〕において、本発明の実施の形態に係るアッテネータ３の一例を示す。
【００７８】
〔実施例４〕
図８は、本発明の実施の形態に係るアッテネータ３の回路図である。アッテネータ３は、抵抗５１と抵抗５２とを有している。抵抗５１の抵抗値はＲ＿ａ１であり、抵抗５２の抵抗値はＲ＿ａ２である。
【００７９】
コモンモード電圧ｖｃｍが入力される入力端子５０は、抵抗５１の一端に接続されている。抵抗５１の他端は、抵抗５２の一端及び出力端子５３に接続されている。出力端子５３からは、電圧ｖ１が出力される。そして、抵抗５２の他端は、電気的に接地されている。
【００８０】
図８に示すアッテネータ３は、抵抗分圧回路であり、以下に示す（１８）式が成立する。抵抗値Ｒ＿ａ１及び抵抗値Ｒ＿ａ２を設定することにより、任意の電圧ｖ１を設定可能である。
ｖ１＝ｖｃｍ＊Ｒ＿ａ２／（Ｒ＿ａ１＋Ｒ＿ａ２）    （１８）
〔実施形態の総括〕
本発明の実施形態に係るコモンモードフィードバック回路１は、一端に信号ｖ＿ｐが入力される抵抗４と、一端に信号ｖ＿ｎが入力される抵抗５が直列接続されてなり、信号ｖ＿ｐと信号ｖ＿ｎとの差である差動信号ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎを分圧し、コモンモード電圧ｖｃｍとして出力する回路と、コモンモード電圧ｖｃｍを減衰し、電圧ｖ１として出力するアッテネータ３と、電圧ｖ１と参照電圧ｖｒｅｆとを比較し、比較結果に応じた制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力するコモンモードフィードバック回路部２とを備えている。
【００８１】
従来のコモンモードフィードバック回路では、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとるため、コモンモードフィードバック回路を用いる回路にとっては、通常時はコモンモード電圧ｖｃｍが中点電圧ｖｄｄ／２に等しいことが望ましい。上記構成によれば、コモンモードフィードバック回路部２は、コモンモード電圧ｖｃｍではなく、アッテネータ３によりコモンモード電圧ｖｃｍを減衰した電圧ｖ１が入力される。
【００８２】
従って、電圧ｖ１と中点電圧ｖｄｄ／２とが等しくなるように電源電圧ｖｄｄを下げることで、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能である。
【００８３】
コモンモードフィードバック回路１では、コモンモードフィードバック回路部２は、電圧ｖ１が参照電圧ｖｒｅｆより大きい場合はより大きい制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力し、電圧ｖ１が参照電圧ｖｒｅｆより小さい場合はより小さい制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力してもよい。
【００８４】
これにより、コモンモードフィードバック回路１は、電圧ｖ１と参照電圧ｖｒｅｆとを比較し、電圧ｖ１と参照電圧ｖｒｅｆとが等しくなるように制御電圧ｖ＿ｃｍｆｂを出力することが出来る。
【００８５】
コモンモードフィードバック回路１では、電圧ｖ１は、ゼロより大きく、コモンモード電圧ｖｃｍより小さくてもよい。
【００８６】
これにより、コモンモードフィードバック回路部２は、コモンモード電圧ｖｃｍではなく、ゼロより大きく、コモンモード電圧ｖｃｍより小さい電圧ｖ１が入力される。よって、電圧ｖ１と中点電圧ｖｄｄ／２とが等しくなるように電源電圧ｖｄｄを下げることで、コモンモード電圧ｖｃｍの動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能である。
【００８７】
本発明の差動伝送トランスミッタ、差動伝送レシーバ及び差動増幅回路は、上記いずれかのコモンモードフィードバック回路を備えているので、より低い電源電圧での動作が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８８】
本発明のコモンモードフィードバック回路１は、コモンモード電圧の動作電圧範囲を広くとることが可能であり、さらに従来のコモンモードフィードバック回路に比べてより低い電源電圧での動作が可能であるので、低電圧差動伝送（ＬＶＤＳ）のコモンモードフィードバック回路等に用いると好適である。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】本発明の実施の形態に係るコモンモードフィードバック回路のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るコモンモードフィードバック回路部の回路図である。
【図３】本発明の実施例に係る低電圧差動伝送トランスミッタの回路図である。
【図４】本発明の他の実施例に係る低電圧差動伝送レシーバの回路図である。
【図５】本発明の他の実施例に係るコモンモードフィードバック回路部の回路図である。
【図６】本発明のさらに別の実施例に係る差動増幅回路の回路図である。
【図７】本発明のさらに別の実施例に係るコモンモードフィードバック回路部の回路図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るアッテネータの回路図である。
【図９】従来のコモンモードフィードバック回路のブロック図である。
【図１０】従来のコモンモードフィードバック回路を用いた低電圧差動伝送トランスミッタである。
【図１１】図１０の低電圧差動伝送トランスミッタに使用されるコモンモードフィードバック回路の回路図である。
【符号の説明】
【００９０】
１、２１、３８  コモンモードフィードバック回路
２、２２、３９  コモンモードフィードバック回路部
３  アッテネータ（減衰手段）
４  抵抗（第１抵抗）
５  抵抗（第２抵抗）
６  電源
７、８、１７、１８、２７、２８、４０、４１  信号線
９、１６、３２、４６  電源ライン
１０、１１、３３、３４、４７、４８、５０  入力端子
１２、３５、４９、５３  出力端子
１３  低電圧差動伝送トランスミッタ
１４  低電圧差動伝送トランスミッタ部
１５  インバータ
１９  低電圧差動伝送レシーバ
２０  レシーバ
２３、２４、３１、５１、５２  抵抗
２５、２６  キャパシタ
２９  第１レシーバ入力端子
３０  第２レシーバ入力端子
３６  差動増幅回路
３７  トランスコンダクタンスアンプ
４０  信号線
４１  信号線
４２  第１入力端子
４３  第２入力端子
４４  第１出力端子
４５  第２出力端子
Ｄａｔａ  入力データ
Ｉ１、Ｉ２、Ｉ４、Ｉ５  電流源
Ｉ３  電流
Ｍ１〜Ｍ５、Ｍ９〜Ｍ１１、Ｍ１６〜Ｍ２０、Ｍ２５〜Ｍ２８  ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｍ６〜Ｍ８、Ｍ１２〜Ｍ１５、Ｍ２１〜Ｍ２４、Ｍ２９、Ｍ３０  ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｒ、Ｒ０、Ｒ１、Ｒｇｍ、Ｒ＿ａ１、Ｒ＿ａ２  抵抗値
ＶＤＳ  ドレイン−ソース間電圧
ＶＧＳ  ゲート−ソース間電圧
ｄ＿ｐ、ｄ＿ｎ  信号
ｖｉｎ＿ｐ、ｖｉｎ＿ｎ入力信号
ｖ＿ｐ−ｖ＿ｎ、ｄ＿ｐ−ｄ＿ｎ、ｖｉｎ＿ｐ−ｖｉｎ＿ｎ  差動信号
ｖ＿ｎ  信号（第２入力信号）
ｖ＿ｐ  信号（第１入力信号）
ｇｍ  トランスコンダクタンス
ｇｔ  ゲイン
ｖ１  電圧（減衰電圧）
ｖｃｍ  コモンモード電圧
ｖｄｄ／２  中点電圧（電源電圧の２分の１）
ｖｄｄ  電源電圧
ｖｒｅｆ  参照電圧
ｖ＿ｃｍｆｂ  制御電圧
【図１】
2010011220.tif 000003
【図２】
2010011220.tif 000004
【図３】
2010011220.tif 000005
【図４】
2010011220.tif 000006
【図５】
2010011220.tif 000007
【図６】
2010011220.tif 000008
【図７】
2010011220.tif 000009
【図８】
2010011220.tif 000010
【図９】
2010011220.tif 000011
【図１０】
2010011220.tif 000012
【図１１】
2010011220.tif 000013