(57)【要約】      （修正有）【課題】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに対する反復検出及びデコーディング。【解決手段】反復検出及びデコーディングは、検出器とデコーダとの間でソフト（マルチビット）“アプリオリ”情報を反復して渡すことによって実施される。検出器は、シンボルマッピングに補完的である検出機能を実施し、ソフトデシジョンシンボルを与える。ソフトデシジョンシンボル中の“外部情報”は、デコードされて、自身の外部情報を与える。これは、検出プロセスにおいて検出器によって使用されるアプリオリ情報を具備する。検出及びデコーディングは、複数回繰り返される可能性がある。ソフトデシジョンシンボルとアプリオリ情報は、ログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）を使用して表される可能性がある。技術は、各送信された信号及び“二重最大”近似を分離するために干渉ナリング含む、ＬＬＲｓを導出することに関連した計算上の複雑性を削減するために与えられる。【選択図】図７
2010136404.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイアレス通信システムにおいて送信されたデータを再生する方法であって、以下を具備する：
複数の送信されたコード化されたビットに対する複数の変調シンボルを受信することと；
受信した変調シンボルに基づいてコード化されたビットに対する第１のアプリオリ情報及びコード化されたビットに対する第２のアプリオリ情報を導出することと；
第２のアプリオリ情報を導出するために第１のアプリオリ情報をデコーディングすることと；
複数回導出することとデコーディングすることを繰り返すこと；及び
第２のアプリオリ情報に部分的に基づいて送信されたコード化されたビットに対するデコードされたビットを決定すること。
【請求項２】
請求項１の方法であって、さらに以下を具備する：
受信した変調シンボル及び第２のアプリオリ情報に基づいてコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルを導出することであって、そしてここで、第１のアプリオリ情報は、ソフトデシジョンシンボル及び第２のアプリオリ情報に基づいて導出される。
【請求項３】
請求項２の方法、ここで、ソフトデシジョンシンボルは、ログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）として表される。
【請求項４】
請求項２の方法、ここで、ソフトデシジョンシンボルは、チャネル情報及び外部情報を具備する。
【請求項５】
請求項２の方法、ここで、ソフトデシジョンシンボルは、複数の変調シンボルを送信するために使用される1若しくはそれ以上の空間サブチャネル及び1若しくはそれ以上の周波数サブチャネルに関する情報を具備する。
【請求項６】
請求項１の方法であって、さらに以下を具備する：
第１のアプリオリ情報をデインターリービングすることであって、ここで、デインターリーブされた第１のアプリオリ情報はデコードされる；及び
第２のアプリオリ情報をインターリービングすることであって、ここで、インターリーブされた第２のアプリオリは、第１のアプリオリ情報を導出するために使用される。
【請求項７】
請求項１の方法、ここで、ワイアレス通信システムは、多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）システムである。
【請求項８】
請求項７の方法、ここで、ＭＩＭＯシステムは、直交周波数分割マルチプレキシング（ＯＦＤＭ）を実行する。
【請求項９】
直交周波数分割マルチプレキシング（ＯＦＤＭ）を実行する多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）システムに送信されたデータを再生する方法であって、以下を具備する：
複数の送信アンテナの複数の周波数サブチャネルを介して送信された複数のコード化されたビットに対する複数の変調シンボルを受信することと；
受信した変調シンボル及びコード化されたビットに対する第２のアプリオリ情報に基づいてコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルを導出することと；      ソフトデシジョンシンボル及び第２のアプリオリ情報に基づいてコード化されたビットに対する第１のアプリオリ情報を導出することと；
第２のアプリオリ情報を導出するために第１のアプリオリ情報をデコーディングすることと；
第１のアプリオリ情報を導出すること及び第１のアプリオリ情報をデコーディングすることを複数回繰り返すこと；及び
第２のアプリオリ情報に部分的に基づいて送信されたコード化されたビットに対するデコードされたビットを決定すること。
【請求項１０】
請求項９の方法であって、さらに以下を具備する：
他の送信アンテナに対する変調シンボルをナリングすることによって各送信アンテナに対する変調シンボルを再生することであって、そして
ここで、各送信アンテナから送信されたコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルは、送信アンテナに対する再生された変調シンボル及び送信アンテナに対する第２のアプリオリ情報に基づいて導出される。
【請求項１１】
請求項１０の方法、ここで  請求項９の方法、ここで、各送信アンテナに対する変調シンボルを再生することは、
送信アンテナの複数の周波数サブチャネルに対する再生された変調シンボルを導出するために複数のナリングマトリックスで受信した変調シンボルを事前に掛け算することを含む。
【請求項１２】
請求項９の方法であって、さらに以下を具備する：
最後の送信アンテナを除く各送信アンテナに対して、
送信アンテナに対する入力変調シンボルから他の送信アンテナに対する変調シンボルをナリングすることによって送信アンテナに対する変調シンボルを再生すること、及び
入力された変調シンボルから再生された変調シンボルに起因する干渉を削除することであって、そして
ここで、第１の送信アンテナに対する入力変調シンボルは、受信した変調シンボルであり、及び各々のその後の送信アンテナに対する入力変調シンボルは、現在の送信アンテナからの干渉を削除された変調シンボルである。
【請求項１３】
請求項９の方法であって、さらに以下を具備する：
最後の送信アンテナを除く各送信アンテナに対して、
送信アンテナに対するソフトデシジョンシンボルに部分的に基づいてプレデコーディング干渉推定値を導出すること；及び
送信アンテナに対する入力変調シンボルからプレデコーディング干渉推定値を削除することであって、そして
ここで、第１の送信アンテナに対する入力変調シンボルは、受信した変調シンボルであり、及び各々のその後の送信アンテナに対する入力変調シンボルは、現在の送信アンテナからの干渉を削除された変調シンボルである。
【請求項１４】
請求項９の方法であって、さらに以下を具備する：
第１のアプリオリ情報をデインターリービングすることであって、ここで、デインターリーブされた第１のアプリオリ情報はデコードされる；及び
第２のアプリオリ情報をインターリーブすることであって、ここで、インターリーブされた第２のアプリオリ情報はソフトデシジョンシンボルを導出するために使用される。
【請求項１５】
請求項９の方法、ここで、ソフトデシジョンシンボルは、ログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）として表される。
【請求項１６】
請求項１５の方法、ここで、二重最大近似は、コード化されたビットに対するＬＬＲｓを導出するために使用される。
【請求項１７】
請求項９の方法、ここで、ソフトデシジョンシンボルは、チャネル情報を具備する。
【請求項１８】
請求項９の方法、ここで、各コード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルは、他のコード化されたビットから抽出された外部情報を具備する。
【請求項１９】
請求項９の方法、ここで、デコーディングは、並列連鎖状コンボルーショナルデコーディングスキームに基づく。
【請求項２０】
請求項９の方法、ここで、デコーディングは、直列連鎖状コンボルーショナルデコーディングスキームに基づく。
【請求項２１】
請求項９の方法、ここで、デコーディングは、コンボルーショナルデコーディングスキームに基づく。
【請求項２２】
請求項９の方法、ここで、デコーディングは、ブロックデコーディングスキームに基づく。
【請求項２３】
請求項９の方法、ここで、デコーディングは、連鎖状コンボルーショナルデコーディングスキームに基づくことであって、そしてここで、二重最大近似が、デコーディングに対するログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）を評価するために使用される。
【請求項２４】
請求項９の方法、ここで、各送信アンテナに対するデコーディングは、それぞれのデコーディングスキームに基づく。
【請求項２５】
請求項９の方法、ここで、複数の変調シンボルは、非グレー変調スキームに基づいて導出される。
【請求項２６】
請求項９の方法、ここで、各送信アンテナに対する変調シンボルは、それぞれのデコーディングスキームに基づいて導出される。
【請求項２７】
ワイアレス通信システム中の受信機ユニットであって、以下を具備する：
複数の送信されたコード化されたビットに対する変調シンボルを受信するため、受信した変調シンボル及びコード化されたビットに対する第２のアプリオリ情報に基づいてコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルを導出するため、及びソフトデシジョンシンボル及び第２のアプリオリ情報に基づいてコード化されたビットに対する第１のアプリオリ情報を導出するために動作可能な検出器；及び
第２のアプリオリ情報を導出するために第１のアプリオリ情報をデコードするため、及び第２のアプリオリ情報に部分的に基づいて送信されたコード化されたビットに対するデコードされたビットを決定するために動作可能な少なくとも1のデコーダであって、そして
ここで、第１のアプリオリ情報は、検出器によって導出され、デコードされたビットを決定する前に複数回少なくとも1のデコーダによってデコードされる。
【請求項２８】
請求項２７の受信機ユニットであって、さらに以下を具備する：
第１のアプリオリ情報をデインターリーブするために動作可能なデインターリーバであって、ここで、デインターリーブされた第１のアプリオリ情報は、少なくとも1のデコーダによってデコードされる；及び
第２のアプリオリ情報をインターリーブするために動作可能なインターリーバであって、ここで、インターリーブされた第２のアプリオリは、ソフトデシジョンシンボルを導出するために検出器によって使用される。
【請求項２９】
請求項２７の受信機ユニット、ここで、ソフトデシジョンシンボルは、コード化されたビットに対するログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）を表す。
【請求項３０】
請求項２９の受信機ユニット、ここで、検出器は、コード化されたビットに対するＬＬＲｓを導出するために二重最大近似を使用するために動作可能である。
【請求項３１】
請求項２７の受信機ユニット、ここで、検出器は、他の送信アンテナに対する変調シンボルをナリングすることによって各送信アンテナに対する変調シンボルを再生すること、及び送信アンテナに対する再生された変調シンボル及び第２のアプリオリ情報に基づいて各送信アンテナから送信されたコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルを導出することがさらに適切である。
【請求項３２】
請求項３１の受信機ユニット、ここで、検出器は、各送信アンテナの複数の周波数サブチャネルに対する再生された変調シンボルを導出するために複数のナリングマトリックスと受信した変調シンボルを事前に掛け算することがさらに適切である。
【請求項３３】
請求項３１の受信機ユニット、ここで、検出器は、各送信アンテナに対する再生された変調シンボルに起因する干渉を削除すること、及び干渉を削除された変調シンボルに基づいて、最後の送信アンテナを除く、各引き続く送信アンテナに対する変調シンボルを再生することがさらに適切である。
【請求項３４】
請求項２７の受信機ユニット、ここで、１つのデコーダは、受信機によってデコードされる各々の別々にコード化されたデータストリームに対して与えられる。
【請求項３５】
請求項２７の受信機ユニット、ここで、少なくとも1のデコーダは、第１のアプリオリ情報に連鎖状コンボルーショナルデコーディングを実施することが適切である。
【請求項３６】
請求項２７の受信機ユニット、ここで、少なくとも1のデコーダは、最大アポステリオリ（ＭＡＰ）デコーディングアルゴリズムを実行する。
【請求項３７】
請求項２７の受信機ユニットであって、さらに以下を具備する：
通信チャネルを介して複数の変調シンボルが受信される通信チャネルの1若しくはそれ以上の特性を推定するために動作可能なチャネル推定器；及び
推定されたチャネル特性の指標であるチャネル状態情報を処理し、送信するために動作可能な送信機ユニット。
【請求項３８】
請求項３７の受信機ユニット、ここで、チャネル状態情報は、各送信アンテナに対して使用される特定のコーディング及び変調スキームの指標である。
【請求項３９】
請求項３７の受信機ユニット、ここで、チャネル状態情報は、全ての送信アンテナに対して使用される特定のコーディング及び変調スキームの指標である。
【請求項４０】
請求項２７の受信機ユニット、ここで、ワイアレス通信システムは、直交周波数分割マルチプレキシング（ＯＦＤＭ）を実行する多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）システムである。
【請求項４１】
ターミナルは、請求項２７の受信機ユニットを具備する。
【請求項４２】
基地局は、請求項２７の受信機ユニットを具備する。
【請求項４３】
アクセスポイントは、請求項２７の受信機ユニットを具備する。
【請求項４４】
ワイアレス通信システム中の受信機装置であって、以下を具備する：
複数の送信アンテナの複数の周波数サブチャネルを介して送信された複数のコード化されたビットに対する複数の変調シンボルを受信するための手段と；
受信した変調シンボル及びコード化されたビットに対する第２のアプリオリ情報に基づいてコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルを導出するための手段と；
ソフトデシジョンシンボル及び第２のアプリオリ情報に基づいてコード化されたビットに対する第１のアプリオリ情報を導出するための手段と；
第２のアプリオリ情報を導出するために第１のアプリオリ情報をデコーディングする手段であって、ここで、第１のアプリオリ情報は、複数回導出され、デコードされる；及び
第２のアプリオリ情報に部分的に基づいて送信されたコード化されたビットに対するデコードされたビットを決定するための手段。
【請求項４５】
請求項４４の受信機装置であって、さらに以下を具備する：
他の送信アンテナに対する変調シンボルをナリングすることによって各送信アンテナに対する変調シンボルを再生するための手段であって、そして
ここで、各送信アンテナから送信されたコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルは、送信アンテナに対する再生された変調シンボル及び送信アンテナに対する第２のアプリオリ情報に基づいて導出される。
【請求項４６】
請求項４４の受信機装置であって、さらに以下を具備する：
第１のアプリオリ情報をデインターリービングするための手段であって、ここで、デインターリーブされた第１のアプリオリ情報はデコードされる；及び
第２のアプリオリ情報をインターリーブするための手段であって、ここで、インターリーブされた第２のアプリオリはソフトデシジョンシンボルを導出するために使用される。
【請求項４７】
ワイアレス通信システム中でデータを送信するための方法であって、以下を具備する：      データ送信に使用される通信チャネルの1若しくはそれ以上の特性の指標であるチャネル状態情報を受信することと；
受信したＣＳＩに基づいてデータ送信に対して使用される1若しくはそれ以上のコーディングスキーム及び1若しくはそれ以上の変調スキームを選択することと；
コード化されたデータを与えるために1若しくはそれ以上の選択されたコーディングスキームに基づいてデータを処理することと；
複数の変調シンボルストリームを与えるために1若しくはそれ以上の選択された変調スキームに基づいてコード化されたデータを変調すること；及び
複数の変調シンボルストリームに対する複数の変調された信号を発生することであって、そして
ここで、ＣＳＩは、1若しくはそれ以上の受信機において受信されたままの複数の変調された信号を反復検出及びデコーディングに基づいて1若しくはそれ以上の受信機において導出される。
【請求項４８】
請求項４７の方法であって、さらに以下を具備する：
1若しくはそれ以上のインターリービングスキームに基づいてコード化されたデータをインターリービングすることであって、そしてここで、インターリーブされたデータは変調される。
【請求項４９】
ワイアレス通信システム中の送信機であって、以下を具備する：
コード化されたデータを与えるために1若しくはそれ以上のコーディングスキームに基づいてデータを処理するために動作可能なＴＸデータプロセッサ；及び
複数の変調シンボルストリームを与えるために1若しくはそれ以上の変調スキームに基づいてコード化されたデータを変調するため、及び複数の変調シンボルストリームに対する複数の変調された信号を発生するために動作可能なモジュレータであって、そして
ここで、コーディング及び変調スキームは、1若しくはそれ以上の受信機において受信されたままの複数の変調された信号の反復検出及びデコーディングに基づいて1若しくはそれ以上の受信機において導出されたチャネル状態情報（ＣＳＩ）に基づいて選択される。
【請求項５０】
請求項４９の送信機、ここで、ＴＸデータプロセッサは、1若しくはそれ以上のインターリービングスキームに基づいてコード化されたデータをさらにインターリーブするために動作可能である、そしてここで、インターリーブされたデータは、モジュレータによって変調される。
【請求項５１】
請求項５０の送信機、ここで、１のインターリービングスキームは、各変調シンボルストリームに対して使用される。
【請求項５２】
請求項５０の送信機、ここで、１のインターリービングスキームは、1若しくはそれ以上の変調シンボルストリームの各グループに対して使用される。
【請求項５３】
請求項５０の送信機、ここで、コード化されたデータは、時間及び空間にわたりインターリーブされる。
【請求項５４】
請求項５０の送信機、ここで、コード化されたデータは、時間、周波数、及び空間にわたりインターリーブされる。
【請求項５５】
請求項４９の送信機であって、さらに以下を具備する：
ＣＳＩを受信するため、及び受信したＣＳＩに基づいてコーディング及び変調スキームを選択するために動作可能なコントローラ。
【請求項５６】
請求項５０の送信機であって、さらに以下を具備する：
ＣＳＩを受信するため、及び受信したＣＳＩに基づいてコーディング、インターリービング及び変調スキームを選択するために動作可能なコントローラ。
【請求項５７】
請求項４９の送信機、ここで、1若しくはそれ以上のコーディングスキームは、並列連鎖状コンボルーショナルコードを具備する。
【請求項５８】
請求項４９の送信機、ここで、1若しくはそれ以上のコーディングスキームは、直列連鎖状コンボルーショナルコードを具備する。
【請求項５９】
請求項４９の送信機、ここで、1若しくはそれ以上のコーディングスキームは、コンボルーショナルコードを具備する。
【請求項６０】
請求項４９の送信機、ここで、1若しくはそれ以上のコーディングスキームは、ブロックコードを具備する。
【請求項６１】
請求項４９の送信機、ここで、1若しくはそれ以上の変調スキームは、非−グレー変調スキームである。
【請求項６２】
請求項４９の送信機、ここで、1若しくはそれ以上の変調スキームは、反−グレー変調スキームである。
【請求項６３】
請求項４９の送信機、ここで、別々のコーディングスキーム及び別々の変調スキームが、複数の変調された信号のそれぞれに対して使用される。
【請求項６４】
請求項５０の送信機、ここで、別々のコーディングスキーム、別々のインターリービングスキーム及び別々の変調スキームが、複数の変調された信号のそれぞれに対して使用される。
【請求項６５】
請求項４９の送信機、ここで、共通コーディングスキーム及び共通変調スキームが、複数の変調された信号に対して使用される。
【請求項６６】
請求項５０の送信機、ここで、共通コーディングスキーム、共通インターリービングスキーム及び共通変調スキームが、複数の変調された信号に対して使用される。
【請求項６７】
ワイアレス通信システム中の送信機装置であって、以下を具備する：
コード化されたデータを与えるために1若しくはそれ以上のコーディングスキームに基づいてデータを処理するための手段と；
複数の変調シンボルストリームを与えるために1若しくはそれ以上の変調スキームに基づいてコード化されたデータを変調するための手段と；
複数の変調シンボルストリームに対して複数の変調された信号を発生するための手段、そして
ここで、コーディング、インターリービング、及び変調スキームは、1若しくはそれ以上の受信機において受信されたままの複数の変調された信号の反復検出及びデコーディングに基づいて1若しくはそれ以上の受信機において導出されたチャネル状態情報（ＣＳＩ）に基づいて選択される。
【請求項６８】
請求項６７の送信機装置であって、さらに以下を具備する：
複数のコード化されインターリーブされたデータストリームを与えるために1若しくはそれ以上のインターリービングスキームに基づいてコード化されたデータをインターリービングするための手段、そしてここで、インターリーブされたデータは変調される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にデータ通信に係り、特に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに関する反復検出及びデコーディングを実施するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムは、データ送信のために複数の（ＮＴの）送信アンテナ及び複数の（ＮＲの）受信アンテナを採用する。ＮＴの送信及びＮＲの受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、ＮＳ≦ｍｉｎ｛ＮＴ，ＮＲ｝を有するＮＳの独立したチャネルに分解できる。ＮＳの独立したチャネルのそれぞれは、ＭＩＭＯチャネルの空間サブチャネルとも呼ばれ、規模に関係する。複数の送信及び受信アンテナによって作り出された追加の規模を利用するのであれば、ＭＩＭＯシステムは、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）通信システムの性能に対して改善された性能（例えば、改善された送信能力）を与えることができる。
【０００３】
ワイドバンドＭＩＭＯシステムは、周波数選択的フェーディング、すなわち、システムバンド幅にわたり異なる量の減衰、を一般的に経験する。この周波数選択的フェーディングは、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を生じる。ＩＳＩは、それによって受信した信号中の各シンボルが、受信した信号中の後続のシンボルに対してゆがみとして作用する現象である。このゆがみは、受信したシンボルを正しく検出する能力に影響を与えることによって性能を劣化させる。そのようにして、ＩＳＩは、無視できないノイズ成分であり、これは、ＭＩＭＯシステムのような高い信号対ノイズ及び干渉比（ＳＮＲ）レベルで動作するように設計されたシステムに対して全体のＳＮＲに大きな影響を有する可能性がある。そのようなシステムでは、イコライゼーションが、ＩＳＩを克服するために受信機において使用される可能性がある。しかしながら、イコライゼーションを実施するために必要な計算上の複雑性は、一般的に、大部分のアプリケーションに対して重大である若しくは禁止的である。
【０００４】
直交周波数分割マルチプレキシング（ＯＦＤＭ）は、ＩＳＩを克服するために使用される可能性があり、計算上の多くのイコライゼーションを使用しないでこれを達成する。ＯＦＤＭシステムは、多数の（ＮＦの）周波数サブチャネルにシステムバンド幅を効果的に区分する。周波数サブチャネルは、サブバンド若しくは周波数ビンとしても呼ばれる可能性がある。各周波数サブチャネルは、それぞれのサブキャリアに関係し、データがそこで変調される可能性がある。ＯＦＤＭシステムの周波数サブチャネルは、送信と受信アンテナとの間の伝播経路の特性（例えば、マルチパスプロファイル）に依存して、周波数選択的フェーディング（すなわち、異なった周波数サブチャネルに対して異なった量の減衰）を経験する可能性がある。ＯＦＤＭを使用して、周波数選択的フェーディングに起因するＩＳＩは、この分野で知られるように、各ＯＦＤＭシンボルの一部分を繰り返すこと（すなわち、各ＯＦＤＭシンボルに対する周期的なプリフィックス(prefix)を添付すること）によって克服される可能性がある。
【０００５】
ＭＩＭＯシステムは、それゆえ、ＩＳＩを克服するためにＯＦＤＭを有効に採用する可能性がある。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの周波数サブチャネルは、異なったチャネル状態（例えば、異なったフェーディング及びマルチパス効果）を経験する可能性があり、異なったＳＮＲを達成する可能性がある。さらに、チャネル状態は、時間とともに変化する可能性がある。その結果、サポートされたデータレートは、周波数サブチャネル毎に及び空間サブチャネル毎に変化する可能性があり、そして、時間とともにさらに変化する可能性がある。高性能を達成するために、送信機において（例えば、決められたチャネル状態に基づいて）データを適切にコード化し、変調すること、及び受信機において受信した信号を適切に検出し、デコードすることが必要である。
【０００６】
それゆえ、1若しくはそれ以上のコーディング及び変調スキームに基づいて、例えば、チャネル状態によって決められたように、（フレキシブルに）コード化され、変調されてきている可能性がある信号を検出しデコードする技術に関してこの分野における必要性がある。
【発明の概要】
【０００７】
［サマリー］
発明の態様は、ワイアレス（例えば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）通信システムにおいて送信されたデータを反復して検出し、デコードするための技術を与える。反復検出及びデコーディングは、改善された性能を与えるためにチャネルコードのエラー訂正能力を高める。これは、ソフト入力ソフト出力検出器とソフト入力ソフト出力デコーダとの間でソフト（マルチビット）“アプリオリ”情報を反復して渡すことによって達成される。
【０００８】
検出器は、1若しくはそれ以上のコーディング及び変調スキームに基づいて送信機システムにおいて予め発生された変調シンボルを受信し、送信機システムにおいて実施されたシンボルマッピングに補完的である検出機能を実施し、そして送信されたコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルを与える。ソフトデシジョンシンボル中の外部情報（これは、以下に述べるように、デコーダに対するアプリオリ情報を具備する）は、その後、送信機システムにおいて使用された1若しくはそれ以上のコーディングスキームに補完的な1若しくはそれ以上のデコーディングスキームに基づいてデコーダによってデコードされる。デコーダは、検出プロセスにおいて検出器によってその後使用される自身の外部情報（これは検出器に対するアプリオリ情報を具備する）をさらに与える。
【０００９】
検出及びデコーディングは、複数回繰り返される可能性がある。反復検出及びデコーディングプロセスの間に、ビット決定の信頼性は、各反復で改善される。ここで述べられた反復検出及びデコーディングプロセスは、フラットフェーディングと同様に周波数選択的フェーディングを克服するために使用される可能性がある。さらに、反復検出及びデコーディングプロセスは、種々のタイプのコーディングスキーム（例えば、直列及び並列連鎖状コンボルーショナルコード）で、そして種々の変調スキーム（例えば、Ｍ−ＰＳＫ及びＭ−ＱＡＭ）でフレキシブルに使用される可能性がある。
【００１０】
検出器とデコーダとの間で渡されたアプリオリ情報及びソフトデシジョンシンボルは、ログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）を使用して表される可能性がある。技術は、ＬＬＲｓを導出することに関連した計算上の複雑性を削減するためにここに与えられる。そのような技術は、他の干渉を削除することによって各送信された信号を分離するために干渉ナリング(nulling)の使用を含み、そしてＬＬＲｓを計算するために“二重最大”若しくはいくつかの他の近似の使用を含む。これは以下に述べられる。
【００１１】
本発明の種々の態様及び実施形態が、以下にさらに詳細に述べられる。本発明は、さらに方法、受信機ユニット、送信機ユニット、受信機システム、送信機システム、システム、及び発明の種々の態様、実施形態、及び特徴を実行する他の装置及び素子を与える。これらは、以下にさらに詳細に述べられる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける送信機システム及び受信機システムのブロック図である。
【図２】図２は、１つのアンテナにつき単一のコーディング及び変調スキームを使用してデータをコード化し、変調する送信機ユニットのブロック図である。
【図３】図３は、１つのアンテナにつき別々のコーディング及び変調スキームを使用してデータをコード化し、変調する送信機ユニットのブロック図である。
【図４】図４は、直列に連結されたコンボルーショナルエンコーダのブロック図である。
【図５】図５は、並列に連結されたコンボルーショナルエンコーダのブロック図である。
【図６】図６は、循環的なコンボルーショナルエンコーダのブロック図である。
【図７】図７は、１つのアンテナにつき単一のコーディング及び変調スキームを使用して以前に処理したデータを検出し、デコードする受信機ユニットのブロック図である。
【図８】図８は、１つのアンテナにつき別々のコーディング及び変調スキームを使用して以前に処理したデータを検出し、デコードする受信機ユニットのブロック図である。
【図９】図９は、１回に１の送信された信号を復元するために連続するナリング及び干渉削除を実施する受信機ユニットのブロック図である。
【図１０】図１０は、直列に鎖状に連結したコンボルーショナルコードに関する反復デコーディングを実施できるターボデコーダのブロック図である。
【図１１】図１１は、並列に鎖状に連結したコンボルーショナルコードに関する反復デコーディングを実施できるターボデコーダのブロック図である。
【図１２】図１２は、図９の受信機ユニットに使用される可能性がある干渉キャンセラのブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明の特徴、本質、及び利点は、図面とともに以下に述べる詳細な説明から、さらに明確になるであろう。図面では、一貫して対応するものは同じ参照符号で識別する。
【００１４】
ここに説明した反復検出及びデコーディング技術は、種々のワイアレス通信システムに対して使用される可能性がある。明らかにするために、本発明の種々の態様及び実施形態が、直交周波数分割マルチプレキシングを実行する多元入力多元出力通信システム（すなわち、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム）に関して具体的に説明される。
【００１５】
上記のように、ＭＩＭＯシステムは、データ送信に対してＮＴの送信アンテナ及びＮＲの受信アンテナを採用する。ここで、ＮＲ≧ＮＴである、ＮＴの送信アンテナ及びＮＲの受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、ＮＳの空間サブチャネルに分解される可能性がある。ここで、ＮＳ≦ｍｉｎ｛ＮＴ，ＮＲ｝である。ＯＦＤＭシステムは、システムバンド幅をＮＦの周波数サブチャネルに効果的に分割する。各周波数サブチャネルは、十分に狭くなるように規定される可能性があり、その結果、その周波数応答は、平坦若しくは周波数に選択的でないと考えられる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、それゆえ、空間サブチャネルの周波数サブチャネルに対応する各々のそのような送信チャネルを使用して、複数の（ＮＣの）“送信チャネル”（ここでＮＣ＝ＮＳ・ＮＦ）を介してデータを送信する可能性がある。
【００１６】
図１は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００中の送信機システム１１０及び受信機システム１５０の実施形態のブロック図である。送信機システム１１０及び受信機システム１５０は、以下に述べるように、本発明の種々の態様及び実施形態を実行する能力がある。
【００１７】
送信機システム１１０において、トラフィックデータは、データソース１１２から送信（ＴＸ）データプロセッサ１１４へ特定のデータレートで与えられる。ＴＸデータプロセッサ１１４は、1若しくはそれ以上のコーディングスキームに基づいてトラフィックデータをコード化し、インターリーブして、コード化されたデータを与える。コーディングは、全ての送信アンテナに対して単一のコーディングスキーム、各送信アンテナあるいは送信アンテナの各サブセットに対して１のコーディングスキーム、若しくは各送信チャネルあるいは送信チャネルの各グループに対して１のコーディングスキームに基づいて実施される可能性がある。データレート及びコーディングは、コントローラ１３０によって与えられた、それぞれデータレート制御及びコーディング制御によって決定される可能性がある。
【００１８】
コード化されたデータは、その後、モジュレータ１１６へ与えられる。モジュレータ１１６は、パイロットデータ（例えば、既知のパターンのデータ及び既知の方法で処理されたデータ）も受信する可能性がある。パイロットデータは、周波数サブチャネルの全て若しくはサブセット中の、若しくはトラフィックデータを送信するために使用される空間サブチャネルの全て若しくはサブセット中のコード化されたトラフィックデータで（例えば、時間分割マルチプレキシング（ＴＤＭ）若しくはコード分割マルチプレキシング（ＣＤＭ）を使用して）マルチプレックスされる可能性がある。パイロットは、受信機システムによって使用される可能性があり、捕捉、周波数及びタイミング同期、チャネル推定、コヒーレントなデータ復調、などのような複数の機能を実施する。
【００１９】
特定の実施形態では、モジュレータ１１６によるプロセシングは、（１）変調シンボルを与えるために1若しくはそれ以上の変調スキーム（例えば、Ｍ−ＰＳＫ，Ｍ−ＱＡＭ、など）で受信したデータを変調すること、（２）ＯＦＤＭシンボルを生成するために変調シンボルを変換すること、及び（３）対応する送信シンボルを生成するために各ＯＦＤＭシンボルに周期的なプリフィックスを添付することを含む。同様に、変調は、全ての送信アンテナに対して単一の変調スキーム、各送信アンテナあるいは送信アンテナの各サブセットに対して１の変調スキーム、若しくは各送信チャネルあるいは送信チャネルの各グループに対して1の変調スキームに基づいて実施される可能性がある。変調は、コントローラ１３０によって与えられた変調制御に基づいて実施される。変調されたデータ（すなわち、送信シンボル）は、その後、ＮＴの送信アンテナに関連する送信機（ＴＭＴＲ）１２２ａから１２２ｔに与えられ、その後、データ送信に使用される。
【００２０】
各送信機１２２は、受信した変調されたデータを1若しくはそれ以上のアナログ信号に変換し、通信チャネルを介しての送信に適した変調された信号を発生するためにアナログ信号をさらに調整する（例えば、増幅し、フィルタし、及び直交変調する）。送信機１２２ａから１２２ｔからの変調された信号は、その後、受信機システムへ、それぞれアンテナ１２２ａから１２４ｔを介して送信される。
【００２１】
受信機システム１５０において、送信された変調された信号は、アンテナ１５２ａから１５２ｒによって受信され、各アンテナから受信された信号は、それぞれの受信機（ＲＣＶＲ）１５４へ与えられる。各受信機１５４は、それぞれの受信した信号を調整し（例えば、フィルタし、増幅し、そしてダウンコンバートし）、そしてデータサンプルのそれぞれのストリームを与えるために調整された信号をディジタイズする。データサンプルのストリームは、関連するアンテナを介して受信された送信シンボルを表す。復調器（Ｄｅｍｏｄ）１５６は、受信機１５４ａから１５４ｒからのＮＲのデータサンプルストリームを受信し、復調して、受信した変調シンボルのＮＲの対応するストリームを与える。各データサンプルストリームに対して、復調器１５６は、各送信シンボル中に含まれる周期的なプリフィックスを削除し、そして、受信した変調シンボルに対応するストリームを与えるために各受信したＯＦＤＭシンボルを変換する。
【００２２】
検出器／デコーダ１５８は、検出機能を始めに実施する。検出機能は、シンボルマッピングに補完的であり、送信機システムから送信されたコード化されたビットに関するソフトデシジョン（マルチビット）シンボルを与える。ソフトデシジョンシンボルは、その後、受信機システムにおいて使用された1若しくはそれ以上のコーディングスキームに補完的な1若しくはそれ以上のデコーディングスキームに基づいてデコードされる。１態様では、検出及びデコーディングは、以下にさらに詳細に説明されるように、複数回反復して実施される可能性がある。デコードされたデータは、その後、データシンク１６０へ与えられる。
【００２３】
コントローラ１３０及び１７０は、それぞれ送信機及び受信機システムにおける動作を管理する。メモリ１３２及び１７２は、それぞれコントローラ１３０及び１７０により使用されたプログラムコード及びデータに関する格納を与える。
【００２４】
送信機システム
図２は、送信機ユニット２００ａのブロック図である。送信機ユニット２００ａは、図１の送信機システム１１０の送信機部分の１実施形態である。この実施形態では、単一のコーディングスキームが、全てのＮＴの送信アンテナに対して使用され、そして、単一の変調スキームが、全ての送信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネルに対して使用される。送信機ユニット２００ａは、（１）コード化されたデータを与えるために特定のコーディングスキームにしたがってトラフィックデータを受信し、そしてコード化するＴＸデータプロセッサ１１４ａ、及び（２）変調されたデータを与えるために特定の変調スキームにしたがってコード化されたデータを変調するモジュレータ１１６ａを含む。ＴＸデータプロセッサ１１４ａ及びモジュレータ１１６ａは、それゆえ、図１のそれぞれのＴＸデータプロセッサ１１４及びモジュレータ１１６の１実施形態である。
【００２５】
図２に示された特定の実施形態では、ＴＸデータプロセッサ１１４ａは、エンコーダ２１２，チャネルインターリーバ２１４、及びデマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）２１６を含む。エンコーダ２１２は、コード化されたデータを与えるために選択されたコーディングスキームにしたがってトラフィックデータ（すなわち、情報ビット）を受信し、コード化する。コーディングは、データ送信の信頼性を高める。選択されたコーディングスキームは、周期的な冗長性チェック（ＣＲＣ）コーディング、コンボルーショナルコーディング、ターボコーディング、ブロックコーディング、などのいずれかの組み合わせを含む可能性がある。エンコーダ２１２に対するいくつかの設計が、以下に述べられる。
【００２６】
チャネルインターリーバ２１４は、その後、固有のインターリービングスキームに基づいてコード化されたビットをインターリーブし、そしてインターリーブされたコード化されたビットを与える。インターリービングは、コード化されたビットに対する時間ダイバーシティを与え、データ送信に対して使用される周波数及び／若しくは空間サブチャネルに関する信号対ノイズ及び干渉比（ＳＮＲ）の平均に基づいてデータが送信されることを可能にし、フェーディングを克服し、そして各変調シンボルを形成するために使用されるコード化されたビット間の相関をさらに削除する。コード化されたビットが複数の周波数サブチャネルを介して送信されるならば、インターリービングは、周波数ダイバーシティをさらに与える可能性がある。コーディング及びチャネルインターリービングは、以下にさらに詳細に述べられる。
【００２７】
デマルチプレクサ２１６は、その後、ＮＴの送信アンテナに対するＮＴのコード化されたデータストリームにインターリーブされ、そしてコード化されたデータをデマルチプレックスして、その後、データ送信に使用される。ＮＴのコード化されたデータストリームは、その後、モジュレータ１１６ａに与えられる。
【００２８】
図２に示された、特定の実施形態では、モジュレータ１１６ａは、ＮＴのＯＦＤＭモジュレータを含み、各ＯＦＤＭモジュレータは、１の送信アンテナに対するそれぞれのコード化されたデータストリームを処理するために割り当てられる。各ＯＦＤＭモジュレータは、シンボルマッピングエレメント２２２、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２２４、及び周期的プリフィックス発生器２２６を含む。この実施形態では、全てのＮＴのシンボルマッピングエレメント２２２ａから２２２ｔは、同一の変調スキームを実行する。
【００２９】
各ＯＦＤＭモジュレータの中で、シンボルマッピングエレメント２２２は、ＮＦ（まで）の周波数サブチャネルに対する変調シンボルに受信したコード化されたビットをマップして、ＯＦＤＭモジュレータに関連する送信アンテナ上でデータ送信にその後使用される。シンボルマッピングエレメント２２２によって実施される固有の変調スキームは、コントローラ１３０によって与えられる変調制御により決定される。ＯＦＤＭに関して、変調は、ノンバイナリシンボルを形成するためにｑのコード化されたビットのセットをグループ化することにより、そして、選択された変調スキーム（例えば、ＱＰＳＫ，Ｍ−ＰＳＫ，Ｍ−ＱＡＭ、若しくはいくつかの他のスキーム）に対応する信号配列中の特定のポイントへ各ノンバイナリシンボルをマッピングすることによって達成される可能性がある。各マップされた信号ポイントは、Ｍアレイの変調シンボルに対応する。ここで、Ｍ＝２ｑである。シンボルマッピングエレメント２２２は、その後、各送信シンボル期間に対するＮＦ（まで）の変調シンボルのベクトルを与える。送信シンボル期間は、その送信シンボル期間に対するデータ送信に使用するために、複数の周波数サブチャネルに対応する各ベクトル中に複数の変調シンボルを有する。
【００３０】
従来の反復しないシンボルデマッピング及びデコーディングが受信機システムにおいて実施されるのであれば、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の点でより良い性能を与える可能性があるので、グレーマッピングは、シンボルマッピングに好まれて使用される可能性がある。グレーマッピングを使用して、信号配列中の（水平及び垂直方向の両方で）隣接するポイントは、ｑのビット位置の１だけ異なる。グレーマッピングは、より可能性のあるエラーイベントに対するビットエラーの数を削減する。エラーイベントは、正しい位置に近い位置にマップされる受信した変調シンボルに対応する。この場合、１つのコード化されたビットだけが、エラーとして受信されるはずである。
【００３１】
しかしながら、反復検出及びデコーディングが、以下に述べるように実施されるならば、非グレーマッピングは、グレーマッピングをしのぐことが示される可能性がある。これは、コード化されたビット間の独立性が検出及びデコーディングプロセス間の独立性を高めるという事実により真実である。検出及びデコーディングプロセスは、それゆえ、反復検出及びデコーディングが実施される場合、改善された性能を与える。このようにして、各シンボルマッピングエレメント２２２は、非グレーマップされた配列を実行するために設計される可能性がある。ある例では、隣接する点が、可能な限り多くのビット位置だけ異なるように配列が規定されるならば（ずなわち、グレーマッピング、若しくは反グレーマッピングに関する限り反対のゴール）、改善された性能は、達成される可能性がある。
【００３２】
ＩＦＦＴ２２４は、その後、逆高速フーリエ変換を使用して時間−ドメイン表示（これは、ＯＦＤＭシンボルとして呼ばれる）に各変調シンボルベクトルを変換する。ＩＦＦＴ２２４は、任意の数の周波数サブチャネル（例えば、８，１６，３２，．．．，ＮＦ，．．．）上で、逆変換を実施するために設計される可能性がある。ある実施形態では、各ＯＦＤＭシンボルに対して、周期的プリフィックス発生器２２６は、ＯＦＤＭシンボルの一部分を繰り返して、対応する送信シンボルを生成する。周期的なプリフィックスは、送信シンボルがマルチパス遅延拡散の存在において直交する性質を保持することを確認する、それによって、周波数選択的フェーディングによって生じるチャネル分散のような有害な経路効果に対する性能を改善する。周期的プリフィックス発生器２２６からの送信シンボルは、その後、関連する送信機１２２へ供給されて、変調された信号を発生するために処理される。変調された信号は、その後、関連するアンテナ１２４から送信される。
【００３３】
図３は、送信機ユニット２００ｂのブロック図であり、図１の送信機システム１１０の送信機部分の他の１実施形態である。この実施形態では、固有のコーディングスキームが、ＮＴの送信アンテナのそれぞれに対して使用され、固有の変調スキームが、各送信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネルに対して使用される（すなわち、アンテナ単位のベースで別々のコーディング及び変調）。各送信アンテナによって使用されるはずの特定のコーディング及び変調スキームは、予想されたチャネル状態（例えば、受信機システムによって、そして受信機システムへ送り返される）に基づいて選択される可能性がある。
【００３４】
送信機ユニット２００ｂは、（１）コード化されたデータを与えるために別々のコーディングスキームにしたがってトラフィックデータを受信しコード化するＴＸデータプロセッサ１１４ｂ、及び（２）変調されたデータを与えるために別々の変調スキームにしたがってコード化されたデータを変調するモジュレータ１１６ｂを含む。ＴＸデータプロセッサ１１４ｂ及びモジュレータ１１６ｂは、図１の、それぞれＴＸデータプロセッサ１１４及びモジュレータ１１６の他の１実施形態である。
【００３５】
図３に示された特定の実施形態では、ＴＸデータプロセッサ１１４ｂは、デマルチプレクサ２１０、ＮＴのエンコーダ２１２ａから２１２ｔ、及びＮＴのチャネルインターリーバ２１４ａから２１４ｔ（すなわち、各送信アンテナに対して１組のエンコーダ及びチャネルインターリーバ）を含む。デマルチプレクサ２１０は、ＮＴの送信アンテナに対するＮＴのデータストリームにトラフィックデータ（すなわち、情報ビット）をデマルチプレクスして、その後データ送信に使用される。各データストリームは、その後、それぞれのエンコーダ２１２へ与えられる。
【００３６】
各エンコーダ２１２は、対応する送信アンテナに対して選択された特定のコーディングスキームに基づいてそれぞれのデータストリームを受信し、コード化して、コード化されたビットを与える。各エンコーダ２１２からのコード化されたビットは、その後、それぞれのチャネルインターリーバ２１４に与えられる。チャネルインターリーバ２１４は、固有のインターリーブスキームに基づいてコード化されたビットをインターリーブして、ダイバーシティを与える。チャネルインターリーバ２１４ａから２１４ｔは、その後、ＮＴの送信アンテナに対してＮＴのインターリーブされたそしてコード化されたデータストリームをモジュレータ１１６ｂへ与える。
【００３７】
図３に示された特定の実施形態では、モジュレータ１１６ｂは、ＮＴのＯＦＤＭモジュレータを含む。各ＯＦＤＭモジュレータは、シンボルマッピングエレメント２２２，ＩＦＦＴ２２４、及び周期的プリフィックス発生器２２６を含む。この実施形態では、ＮＴのシンボルマッピングエレメント２２２ａから２２２ｔは、異なる変調スキームを実行できる。各ＯＦＤＭモジュレータ内で、シンボルマッピングエレメント２２２は、ｑｎのコード化されたビットのグループをマップし、Ｍｎ−アレイ変調シンボルを生成する。ここで、Ｍｎは、（コントローラ１３０によって与えられた変調制御によって決定されるように）ｎ番目の送信アンテナに対して選択された特定の変調スキームに対応し、そしてＭｎ＝２ｑｎである。ＩＦＦＴ２２４及び周期的プリフィックス発生器２２６による後続のプロセシングは、上記のようである。
【００３８】
送信機ユニットに対する他の設計も、実行される可能性があり、発明の範囲内である。例えば、コーディング及び変調は、送信アンテナの各サブセット、各送信チャネル、若しくは送信チャネルの各グループに対して別々に実施される可能性がある。エンコーダ２１２，チャネルインターリーバ２１４、シンボルマッピングエレメント２２２，ＩＦＦＴ２２４、及び周期的プリフィックス発生器２２６のインプリメンテーションは、この分野で知られており、ここでは詳細に説明されない。
【００３９】
ＯＦＤＭを使用する及び使用しないＭＩＭＯシステムに関するコーディング及び変調は、米国特許出願番号第０９／８２６，４８１号及び第０９／９５６，４４９号、両者とも名称は“ワイアレス通信システムにおけるチャネル状態情報を利用するための方法及び装置”であり、それぞれ２００１年３月２３日及び２００１年９月１８日に提出；米国特許出願番号第０９／８５４，２３５号、名称“チャネル状態情報を利用する多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいてデータをプロセシングするための方法及び装置”、２００１年５月１１日提出；米国特許出願番号第０９／７７６，０７５号、名称“ワイアレス通信システムのためのコーディングスキーム”、２００１年２月１日提出；及び米国特許出願番号第［代理人書類番号第０１０２５４号］、名称“多元アクセス多元入力多元出力（ＭＩＭＯ）通信システム”、２００１年１１月６日提出、にさらに詳細に述べられている。これらの出願は、全て本出願の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれている。さらに他のコーディング及び変調スキームも、使用されることが可能であり、これは、本発明の範囲内である。
【００４０】
ＯＦＤＭシステムの一例は、米国特許出願番号第０９／５３２，４９２号、名称“多重キャリア変調を採用する高効率、高性能通信システム”、２０００年３月３０日提出、に述べられており、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組み込まれている。ＯＦＤＭは、ジョン  エー  シー  ビンガムによる題名“データ送信に関する多重キャリア変調：その時が来たアイディア”、IEEE Communication Magazine、１９９０年５月、の論文にも述べられており、ここに引用文献として組み込まれている。
【００４１】
エンコーディング
種々のタイプのエンコーダが、送信する前にデータをコード化するために使用される可能性がある。例えば、エンコーダは、以下のいずれかを実行できる、（１）直列連鎖状コンボルーショナルコード（ＳＣＣＣ）、（２）並列連鎖状コンボルーショナルコード（ＰＣＣＣ）、（３）単純コンボルーショナルコード、（４）ブロックコード及びコンボルーショナルコードから構成される連鎖状コード、その他である。連鎖状コンボルーショナルコードは、ターボコードとも呼ばれる。
【００４２】
図４は、直列連鎖状コンボルーショナルエンコーダ２１２ｘの１実施形態のブロック図である。これは、図２及び図３のエンコーダ２１２のそれぞれに使用される可能性がある。エンコーダ２１２ｘは、全て直列に接続された外部コンボルーショナルエンコーダ３１２ａ、コードインターリーバ３１４、及び内部コンボルーションエンコーダ３１２ｂを含む。外部コンボルーションエンコーダ３１２ａは、コードレートＲ０の特定の外部コードで情報ビットをコード化する。エンコーダ３１２ａからのコード化された出力は、コードインターリーバ３１４へ与えられる。コードインターリーバ３１４は、特定の（例えば、擬似ランダム）インターリービングスキームにしたがってＮＰのコード化されたビットの各パケットをインターリーブする。
【００４３】
コードインターリーバ３１４は、多数のインターリービングスキームのいずれか１を実行できる。例えば、ｃｄｍａ２０００及びＷ−ＣＤＭＡに使用されたものである。１の特定のインターリービングスキームでは、パケット中のＮＰのコード化されたビットは、２５−行と２ｎ−列アレイに書き表される。ここで、ｎは、ＮＰ≦２５＋ｎとなる最小の整数である。行は、その後、ビット−反転規則にしたがって組み替えられる。例えば、行１（“００００１”）は、行１６（“１００００”）と交換され、行３（“０００１１”）は、行２４（“１１０００”）と交換され、等である。各行中のビットは、その後、行に固有のリニアコングルエンシャルシーケンス（ＬＣＳ）にしたがって入れ替えられる（すなわち、再配列される）。行ｋに対するＬＣＳは、ｘｋ（ｉ＋１）＝｛ｘｋ（ｉ）＋ｃｋ｝ｍｏｄ２ｎとして定義される。ここで、ｉ＝０，１，．．．２ｎ−１、ｘｋ（０）＝ｃｋ、及びｃｋは各行に対して選択された特定の値であり、ｎに対する値にさらに依存する。各行中での並べ替えに関して、行中のｉ番目のビットは、位置ｘ（ｉ）に置かれる。配列中のビットは、その後、列毎に読み出される。
【００４４】
ＬＣＳコードインターリービングスキームは、共通に譲り受けられた米国特許出願番号第０９／２０５，５１１号、名称“リニアコングルエンシャルシーケンスを使用したターボコードインターリーバ”、１９９８年１２月４日出願、及び“Ｃ．Ｓ０００２−Ａ−１ｃｄｍａ２０００拡散スペクトルシステムに関する物理レイヤ標準”と題されたｃｄｍａ２０００ドキュメントにさらに詳細に述べられている。両者ともここに引用文献として組み込まれている。他のコードインターリーバも、使用される可能性があり、本発明の範囲内である。例えば、ランダムインターリーバ若しくは対称ランダム（Ｓ−ランダム）インターリーバも、上述したＬＣＳインターリーバの代わりに使用される可能性がある。
【００４５】
内部コンボルーショナルエンコーダ３１２ｂは、コードレートＲｉの固有の内部コードを使用してコードインターリーバ３１４からインターリーブされたビットを受信し、さらにコード化する。ある実施形態では、エンコーダ３１２ｂは、コードインターリーバ３１４によって与えられる重要なインターリービング利得の利点を十分に理解するために循環的なコードを実行する。キーに望まれる特性が循環的であることのために、内部コードは、強力なコードである必要性がない。事実、内部コードは、単にレート１差分コードである可能性がある。直列鎖状コンボルーショナルエンコーダ２１２ｘに対する全体コードレートは、ＲＳＣＣＣ＝Ｒｏ・Ｒｉである。
【００４６】
図５は、並列連鎖状コンボルーショナルエンコーダ２１２ｙの実施形態のブロック図である。これも、図２及び図３のエンコーダ２１２のそれぞれに対して使用される可能性がある。エンコーダ２１２ｙは、２つの構成コンボルーションエンコーダ３１２ｃ及び３１２ｄ、コードインターリーバ３２４，パンクチャエレメント３２６、及び並列から直列（Ｐ／Ｓ）へのコンバータ３２８を含む。コードインターリーバ３２４は、特定の（すなわち、擬似ランダム）インターリービングスキームにしたがって情報ビットをインターリーブし、そして、コードインターリーバ３１４に関して上述されたように実行される可能性がある。
【００４７】
図５に示されたように、情報ビットは、コンボルーションエンコーダ３１２ｃに与えられ、インターリーブされた情報ビットは、コンボルーションエンコーダ３１２ｄに与えられる。各エンコーダ３１２は、固有の構成コードに基づいて受信したビットをコード化し、パリティビットのそれぞれのストリームを与える。エンコーダ３１２ｃ及び３１２ｄは、それぞれコードレートＲ１及びＲ２を使用して２つの循環的なシステマチック構成コードで実施される可能性がある。循環的なコードは、インターリービング利得により与えられる利点を最大にする。
【００４８】
エンコーダ３１２ｃ及び３１２ｄそれぞれからのパリティビットｂｙ及びｂｘは、パンクチャエレメント３２６に与えられる。パンクチャエレメント３２６は、ゼロ若しくはそれ以上のパリティビットをパンクチャし（すなわち、削除し）、所望の数の出力ビットを与える。パンクチャエレメント３２６は、光学素子である。光学素子は、並列連鎖状コンボルーショナルエンコーダの全体のコードレート、ＲＰＣＣＣ、を調節するために使用される可能性がある。これは、１／ＲＰＣＣＣ＝１／Ｒ１＋１／Ｒ２−１により与えられる。
【００４９】
情報ビット（これもシステマチックビットとして呼ばれる）、及びコンボルーションエンコーダ３１２ｃ及び３１２ｄからのパンクチャされたパリティビットは、Ｐ／Ｓコンバータ３２８へ与えられ、コード化されたビットストリームに順番に並べられる。コード化されたビットストリームは、次のプロセシングエレメントに与えられる。
【００５０】
図６は、循環的なコンボルーションエンコーダ３１２ｘの１実施形態のブロック図である。これは、図４及び図５のエンコーダ３１２ａから３１２ｄのそれぞれに使用される可能性がある。エンコーダ３１２ｘは、図２及び図３のエンコーダ２１２のそれぞれにも使用される可能性がある。
【００５１】
図６に示された実施形態では、エンコーダ３１２ｘは、循環的コンボルーショナルコードに対して以下の変換関数を実行する：
【数１】
2010136404.tif 000003
【００５２】
ここで、
ｎ（Ｄ）＝１＋Ｄ＋Ｄ３，    そして
ｄ（Ｄ）＝１＋Ｄ２＋Ｄ３    である。
【００５３】
エンコーダ３１２ｘは、他のコンボルーショナルコードを実行するためにも設計される可能性があり、これは本発明の範囲内である。
【００５４】
エンコーダ３１２ｘは、多数の直列に接続された遅延エレメント３３２、多数のモジュロ−２加算器３３４、及び１個のスイッチ３３６を含む。始めに、遅延エレメント３３２の状態は、ゼロに設定され、スイッチ３３６は、上の位置である。そして、パケット中の各受信したビットに対して、加算器３３４ａは、加算器３３４ｃからの出力ビットと受信したビットにモジュロ−２加算を実施し、遅延エレメント３３２ａにその結果を与える。加算器３３４ｂは、加算器３３４ａから及び遅延エレメント３３２ａと３３２ｃとからのビットのモジュロ−２加算を実施し、パリティビットを与える。加算器３３４ｃは、遅延エレメント３３２ｂ及び３３２ｃからのビットのモジュロ−２加算を実施する。
【００５５】
パケット中の全てのＮＩ情報ビットがコード化された後で、スイッチ３３６は、下の位置に移動され、３つのゼロ（“０”）ビットが、エンコーダ３１２ｘに与えられる。エンコーダ３１２ｘは、その後、３つのゼロビットをコード化し、３つのテールシステマチックビット及び３つのテールパリティビットを与える。
【００５６】
これは、ＳＣＣＣが、中間から高いＳＮＲレベルにおいて付加的なホワイトガウシアンノイズ（ＡＷＧＮ）チャネルを加えたＰＣＣＣより良い性能を与えることが、解析的にそしてコンピュータシミュレーションを介して示されることができる。ＳＮＲレベルは、代表的には、ＭＩＭＯシステムに対して所望の動作範囲である。ＰＣＣＣに対するＢＥＲがエラーフロアに漸近的に近づく一方で、このフロアは、ＳＣＣＣが存在しない、若しくは非常に低い。ＰＣＣＣは、高いＢＥＲ領域ではＳＣＣＣの能力を越え、そして、システムの負荷が低いＳＮＲにおいてチャネルの能力限界に達する場合に、より適して使用される可能性がある。ＰＣＣＣ及びＳＣＣＣの両者は、図６に示されたもののような、比較的単純な構成コード（例えば、３から１６の制限長を有する）を使用して、実行される可能性がある。
【００５７】
チャネルインターリービング
図２及び図３に戻って参照して、各エンコーダ２１２からのコード化されたビットは、それぞれのチャネルインターリーバ２１４によりインターリーブされて、有害な経路効果（例えば、フェーディング及びマルチパス）に対する時間的な、周波数、及び／若しくは空間ダイバーシティを与える。さらに、コード化されたビットは、引き続き一緒にグループ化されて、ノンバイナリシンボルを生成する。ノンバイナリシンボルは、その後、Ｍ−アレイの変調シンボルにマップされる。インターリービングは、各変調シンボルを形成するコード化されたビットが時間的に互いに近くに位置しないことを確かめるために使用できる（すなわち、チャネルインターリービングが、変調シンボルの間で擬似ランダム様式で一緒に時間的に近いコード化されたビットを分配する。変調シンボルは、異なる周波数サブチャネル、空間サブチャネル、及び／若しくは送信シンボル期間にわたり送信される可能性がある）。エンコーディング、チャネルインターリービング及びシンボルマッピング（特に、反−グレーマッピング）の組み合わせは、直列鎖状コードとして見られることができる、ここで、シンボルマッパは、内部コードの役割をする。チャネルインターリーバは、前に述べたように、ＳＣＣＣ中のようなほとんど同じ方法でインターリービング利得を与える。性能利得に関するこのポテンシャルは、以下に述べる反復受信機構造によって解明される。チャネルインターリービングは、全ての送信アンテナに対して単一の共通コーディング若しくはアンテナ当り別々のコーディング及びの変調スキームのような、種々のコーディング及び変調スキームに対する改善された性能を与えることができる。
【００５８】
種々のインターリービングスキームは、チャネルインターリーバに対して使用される可能性がある。あるインターリービングスキームでは、各パケットに対するコード化されたビットは、配列の行に（直線的に）書き込まれる。各行のビットは、以下に基づいて並べ替えられる（すなわち、再配列される）。（１）ビット反転ルール、（２）リニアコングルエンシャルシーケンス（コードインターリーバに対して上述したもののような）、（３）ランダムに発生されたパターン、若しくは（４）他のある方法によって発生された順列パターンである。行も、固有の行配列パターンにしたがって再配列される。並べ替えられたコード化されたビットは、その後、配列の各列から取り戻され、次のプロセシングエレメントへ与えられる。他のチャネルインターリービングスキームも、使用される可能性があり、これは、本発明の範囲内である。
【００５９】
ある実施形態では、チャネルインターリービングは、それぞれ無関係にコード化されたデータストリームに対して別々に実施される。ＰＣＣＣに関して、情報ビット及び各パケットに対するテールアンドパリティビットは、別々にチャネルインターリーブされる可能性もある。例えば、第１の構成エンコーダ３１２ｃからの情報ビットｂｘ、テールアンドパリティビットｂｙ及び第２の構成エンコーダ３１２ｄからのテールアンドパリティビットｂｚは、３つの別々のチャネルインターリーバによってインターリーブされる可能性がある。３つのチャネルインターリーバは、同一若しくは異なるインターリービングスキームを採用する可能性がある。この別々のチャネルインターリービングは、独立したパリティビットのフレキシブルなパンクチャリングを可能にする。
【００６０】
インターリービング間隔は、所望の時間的、周波数、及び／若しくは空間ダイバーシティ、若しくはこれらの任意の組み合わせを与えるために選択される可能性がある。例えば、特定のタイムピリオド（例えば、１０ｍｓｅｃ，２０ｍｓｅｃ等）に対する及び送信チャネルの特定の組み合わせに対するコード化されたビットが、インターリーブされる可能性がある。チャネルインターリービングは、各送信アンテナに対して、若しくは送信アンテナの各グループを横断的にあるいは全ての送信アンテナを横断的に実施される可能性があり、空間ダイバーシティを与える。チャネルインターリービングも、各周波数サブチャネルに対して、若しくは周波数サブチャネルの各グループを横断的にあるいは全ての周波数サブチャネルを横断的に実施される可能性があり、周波数ダイバーシティを与える。チャネルインターリービングは、1若しくはそれ以上の送信アンテナの各グループの1若しくはそれ以上の周波数サブチャネルの各グループに横断的に実行される可能性があり、その結果、１つのデータストリームからのコード化されたビットは、1若しくはそれ以上の送信アンテナの1若しくはそれ以上の周波数サブチャネルにわたって分配される可能性があり、時間的な、周波数、及び空間ダイバーシティの組み合わせを与える。チャネルインターリービングは、全ての送信アンテナの全ての周波数サブチャネルに横断的に実施されることも可能性がある。
【００６１】
受信機システム
図７は、受信機ユニット４００ａの１実施形態のブロック図である。受信機ユニット４００ａは、図１の受信機システム１５０の受信機部分の１実施形態である。この実施形態では、単一のデモジュレーションスキームが、全てのＮＴの送信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネルに対して使用され、単一のデコーディングスキームが、全ての送信アンテナに対して使用される。受信機ユニット４００ａは、このようにして、図２の送信機ユニット２００ａからのデータ送信を受信するために使用される可能性がある。
【００６２】
ＮＴの送信アンテナから送信された信号は、始めにＮＲのアンテナ１５２ａから１５２ｒのそれぞれによって受信され、それぞれの受信機１５４（これはフロントエンドユニットとしても呼ばれる）へ転送される。各受信機１５４は、それぞれの受信した信号を調整し（例えば、フィルタし、増幅し、ダウンコンバートし）、そして調整された信号をさらにディジタイズして、データサンプルを与える。各受信機１５４は、データサンプルを再生されたパイロットでさらに復調する可能性があり、デモジュレータ１５６ａに供給される受信した送信シンボルのストリームを与える可能性がある。
【００６３】
図７に示された特定の実施形態では、デモジュレータ１５６ａは、ＮＲのＯＦＤＭデモジュレータを含む。各ＯＦＤＭデモジュレータは、１つの受信アンテナからのそれぞれの送信シンボルストリームを処理するために割り当てられる。各ＯＦＤＭデモジュレータは、周期的プリフィックスリムーバ４１２及び高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４１４を含む。周期的プリフィックスリムーバ４１２は、受信機システムによって各ＯＦＤＭシンボルに以前に添付された周期的なプリフィックスを削除して、送信された変調シンボルのＩＳＩ−フリーな受信を保証する。ＦＦＴ４１４は、その後、各受信したＯＦＤＭシンボルを変換し、ＯＦＤＭシンボルを送信するために使用されたＮＦの周波数サブチャネルに対するＮＦの受信した変調シンボルのベクトルを与える。各送信シンボル期間に対するＯＦＤＭデモジュレータからのＮＲの変調シンボルベクトルは、検出器／デコーダ１５８ａに与えられる。検出器／デコーダ１５８ａは、図１の検出器／デコーダ１５８の１実施形態である。
【００６４】
図７に示された実施形態では、検出器／デコーダ１５８ａは、検出器４２０ａ及びデコーダ４３０を含む。デコーダ４３０は、全てのＮＲの受信アンテナから受信した変調シンボルの反復検出及びデコーディングを実施して、デコードされたデータを与える。反復検出及びデコーディングは、チャネルコードのエラー訂正能力を高めて、改善された性能を与える。これは、以下にさらに詳しく述べるように、ソフト入力ソフト出力（ＳＩＳＯ）検出器４２０ａとソフト入力ソフト出力デコーダ４３０との間でソフト“アプリオリ”情報を反復して渡すことによって達成される。
【００６５】
検出器４２０ａは、デモジュレータ１５６ａから変調シンボルを及びデコーダ４３０からアプリオリ情報を受信し、そして全てのＮＴの送信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネルに対するソフトデシジョン（すなわち、マルチビット）シンボルを導出する。各々のそのようなソフトデシジョンシンボルは、受信機システムによって送信されたコード化されたビットの推定値になる。以下にさらに詳細に述べられるように、ソフトデシジョンシンボルは、図７ではＬ（ｂｋ）として表される、ログ−ライクリフッド比率(log- likelihood ratio)（ＬＬＲｓ）として表される可能性がある。
【００６６】
各送信シンボル期間に対して、検出器４２０ａは、ＮＢのそれぞれの加算器４２２へ、ＮＢまでのソフトデシジョンシンボルを与える。ここで、ＮＢ＝ＮＴ・ＮＦ・ｑであり、そしてｑは、データ送信に使用された具体的な変調スキームに依存する。各加算器４２２も、デコーダ４３０からコード化されたビットｂｋに対するアプリオリ情報を受信する（これは、検出器アプリオリ情報として呼ばれ、Ｌａ（ｂｋ）として表示される）、そして、受信したソフトデシジョンシンボルからこの検出器アプリオリ情報を引き算して、コード化されたビット（Ｌｅ（ｂｋ）として表示される）に対する外部情報を導出する。全ての（ＮＴ・ＮＦ・ｑ）コード化されたビットに対する外部情報は、その後、（１）Ｐ／Ｓコンバータ４２４によって並列から直列に変換され、（２）受信機システムにおいて実施されたチャネルインターリービングに補完的な方法でチャネルデインターリバ４２６によってデインターリーブされ、そして（３）検出器からデコーダへアプリオリ情報として与えられる（これは、デコーダアプリオリ情報として呼ばれ、ＬａＤ（ｂｋ）として表記される）。
【００６７】
デコーダ４３０は、デコーディングプロセス中にデコーダアプリオリ情報を使用し、そしてデコードされたデータを与える。デコーダ４３０は、さらに“アポステリオリ”情報（ＬＤ（ｂｋ）として表記される）を加算器４３２へ与える。加算器４３２は、その後、デコーダアポステリオリ情報、ＬＤ（ｂｋ）、からデコーダアプリオリ情報、ＬａＤ（ｂｋ）、を引き算して、検出器に対するデコーダからの外部情報を導出する（ＬｅＤ（ｂｋ）として表記される）。この検出器外部情報は、その後、チャネルインターリーバ４３４によってインターリーブされ、直列から並列へＳ／Ｐコンバータ４３６によって変換され、そして検出器アプリオリ情報、ＬａＤ（ｂｋ）、として検出器４２０a及び加算器４２２へ与えられる。
【００６８】
簡単にまとめると、検出プロセスの出力は、以下のように表される：
Ｌe（ｂｋ）＝Ｌ（ｂｋ）−Ｌａ（ｂｋ）              式（１）
ここで、Ｌ（ｂｋ）は、ｋ番目のコード化されたビットｂｋに対するソフトデシジョンシンボルを表し；
Ｌａ（ｂｋ）は、ｋ番目のコード化されたビットに対する検出器アプリオリ情報を表し、これは、デコーダによって与えられ；そして
Ｌｅ（ｂｋ）は、デコーダへ検出器によって与えられたｋ番目のコード化されたビットに対する外部情報を表す。
【００６９】
デコーディングプロセスの出力は、同様に次のように表される：
ＬｅＤ（ｂｋ）＝ＬＤ（ｂｋ）−ＬａＤ（ｂｋ）                   式（２）
ここで、ＬＤ（ｂｋ）は、デコーダによって与えられたｋ番目のコード化されたビットに対するアポステリオリ情報を表し；
ＬａＤ（ｂｋ）は、検出器によって与えられたｋ番目のコード化されたビットに対するデコーダアプリオリ情報を表し；そして
ＬｅＤ（ｂｋ）は、検出器へデコーダによって与えられたｋ番目のコード化されたビットに対する外部情報を表す。
【００７０】
図７に示されたように、デコーダアプリオリ情報、ＬａＤ（ｂｋ）、は、並列から直列への変換及びチャネルデインターリービングの後の、単なる検出器外部情報、Ｌｅ（ｂｋ）、である。同様に、検出器アプリオリ情報、ＬａＤ（ｂｋ）、は、チャネルインターリービング及び直列から並列への変換の後の、単なるデコーダ外部情報、ＬａＤ（ｂｋ）、である。
【００７１】
検出及びデコーディングプロセスは、複数回反復される可能性がある。反復検出及びデコーディングプロセスの間に、ビット決定の信頼性は、各反復で改善される。ここに述べられた反復検出及びデコーディングプロセスは、（いかなる変更を伴わない）フラットフェーディングと同様に（例えば、周期的なプリフィックスを有するＯＦＤＭを使用することによって）周波数選択的フェーディングを克服するために使用される可能性がある。さらに、反復検出及びデコーディングプロセスは、上述したような直列及び並列連鎖状コンボルーショナルコードを含む種々のタイプのコーディングおよび変調スキームでフレキシブルに使用される可能性がある。
【００７２】
図７では、検出器４２０ａは、デコーダ４３０からフィードバックされたアプリオリ情報と同様にＮＲの受信アンテナから受信された変調シンボルに基づいて送信されたコード化されたビットに対するソフトデシジョンシンボルを与える。ソフトデシジョンシンボルは、ログ−ライクリフッド比率（ＬＬＲｓ）の形式で都合よく表される可能性がある。そして、チャネル情報、外部情報及びアプリオリ情報を含む。各コード化されたビットに対するチャネル情報は、送信及び受信アンテナ間のチャネル応答に関する情報を含む。各コード化されたビットに対するチャネル情報は、送信及び受信アンテナ間のチャネル応答についての情報を含む。各コード化されたビットに対する外部情報は、検出プロセスにおいて、他のコード化されたビットから抽出されたそのコード化されたビットについての付加される情報を具備する。そして、各コード化されたビットに対するアプリオリ情報は、検出プロセスの外で知られる若しくは導出されるコード化されたビットについての情報を含む。
【００７３】
ある実施形態では、チャネル情報及び外部情報だけが、検出器からデコーダへ渡される。そこでは、並列から直列への変換及びチャネルデインターリービングの後で、デコーディングプロセス中でアプリオリ情報として使用される。簡略化のために、チャネル情報及び外部情報は、簡単に外部情報として集合的に呼ばれる。理想的には、デコーダアプリオリ情報は、独立したソースから供給されるはずである。しかしながら、そのようなソースが利用できないので、独立したソースは、デコーダアプリオリ情報（すなわち、検出器出力）とデコーダによってなされた以前の決定（すなわち、検出器アプリオリ情報）との間の相互関係を最小化することによって模倣される可能性がある。これは、図７に示されたように加算器４２２を使用して、検出器によって導出されたソフトデシジョンシンボルから検出器アプリオリ情報を引き算することにより達成される。
【００７４】
検出器によるＬＬＲｓ計算
時間インデックスｊ（すなわち、送信シンボル期間ｊ）においてｌ番目の周波数サブチャネルに対するｍ番目の受信アンテナに接続されたＯＦＤＭデモジュレータの出力から受信された変調シンボルは、以下のように表される：
【数２】
2010136404.tif 000004
【００７５】
ここで、ｈｎ，ｍ，ｌ（ｊ）は、時間インデックスｊにおいてｌ番目の周波数サブチャネルに対するｎ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナとの間のチャネル応答であり；        ｃｎ，ｌ（ｊ）は、ｎ番目の送信アンテナのｌ番目の周波数サブチャネル上で送信された変調シンボルであり；そして
ｎｍ，ｌ（ｊ）は、ゼロ−ミーン、時間的及び空間的なホワイトガウスノイズプロセスのサンプル関数である。
【００７６】
表記を簡略化するために、以下の導出では、時間インデックスｊが落とされる。
【００７７】
式（３）は、マトリックス形式で表されることができ、以下のようである：
ｒ_ｌ＝Ｈ_ｌｃ_ｌ＋ｎ_ｌ，  ｌ＝０，１，２，．．．ＮＦ−１に対して    式（４）
ここで、ｒ_ｌ＝［ｒ１，ｌｒ２，ｌ．．．ｒＮＲ，ｌ］Ｔは、ｌ番目の周波数サブチャネルに対するＮＲの受信アンテナから受信したＮＲの変調シンボルのベクトルであり；        Ｈ_ｌは、ｌ番目の周波数サブチャネルに対するチャネル利得｛ｈｎ，ｍ，ｌ｝のＮＲ×ＮＴマトリックスであり、ここで、ｈｎ，ｍ，ｌはｌ番目の周波数サブチャネルに対するｎ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナとの間の複素チャネル利得を表し；
ｃ_ｌ＝［ｃ１，ｌｃ２，ｌ．．．ｃＮＴ，ｌ］Ｔは、ｌ番目の周波数サブチャネルに対するＮＴの送信アンテナから送信されたＮＴの変調シンボルのベクトルあり；        ｎ_ｌ＝［ｎ１，ｌｎ２，ｌ．．．ｎＮＲ，ｌ］Ｔは、ｌ番目の周波数サブチャネルに対するＮＲの受信アンテナに関するＮＲのノイズサンプルのベクトルであり；そして
“Ｔ”は、変換を表す。
【００７８】
各時間インデックスに対する全てのＮＲの受信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネルから受信された変調シンボルは、以下のように表される：
【数３】
2010136404.tif 000005
【００７９】
ｒ＝中のＮＦ・ＮＲの受信した変調シンボルは、ＮＦ・ＮＴの送信された変調シンボルに対応し、以下のように表される：
【数４】
2010136404.tif 000006
【００８０】
上記したように、各変調シンボルは、ｑのコード化されたビットのそれぞれのグループによって形成される。ｒ＝中のＮＦ・ＮＲの受信した変調シンボルは、それゆえ、ＮＦ・ＮＴ・ｑの送信されたコード化されたビットにさらに対応し、以下のように表される：
【数５】
2010136404.tif 000007
【００８１】
ここで、ｎ番目の送信アンテナから送信されたコード化されたビットは、以下のように表される：
【数６】
2010136404.tif 000008
【００８２】
検出器は、各送信されたコード化されたビットｂｎ，ｌ，ｉに対するＬＬＲｓを計算し、以下のようである：
【数７】
2010136404.tif 000009
【００８３】
式（８）に示されたように、与えられたコード化されたビット、Ｌ（ｂん，ｌ，い）、に対するＬＬＲｓは、受信した変調シンボルｒ＝，Ｐｒ｛ｂｎ，ｍ，ｌ＝−１｜ｒ＝｝に与えられた−１になるコード化されたビットｂｎ，ｍ，ｌの確率に対する、受信した変調シンボルｒ＝，Ｐｒ｛ｂｎ，ｍ，ｌ＝＋１｜ｒ＝｝に与えられた＋１になるコード化されたビットｂｎ，ｍ，ｌの確率の比の（自然）対数として計算される。各コード化されたビットに対する確率は、以下に述べられるように、そのビットを含んでいる受信した変調シンボル及びｒ＝に対して受信されたコード化されたビットのシーケンスに基づいて導出される。
【００８４】
以下の等式は、次のように表される：
【数８】
2010136404.tif 000010
【００８５】
ここで、ｆ（・）は、コード化されたビットｂ＝から変調シンボルｃ＝へのシンボルマッピンスを表す。ＬＬＲｓは、その後、次のように表される：
【数９】
2010136404.tif 000011
【００８６】
反復検出及びデコーディングプロセスの最初の反復では、信号配列中の全ての点が等しい可能性であると仮定する。それゆえ、項Ｐｒ｛ｃ＝｝は、式（１０）の分子及び分母から消去できる。引き続く反復では、しかしながら、仮定は、送信された変調シンボルが独立であることだけである。さらに、変調シンボルを作るコード化されたビットがインターリーブされるので、ビット確率が独立であると仮定される。これらの仮定に基づいて、項Ｐｒ｛ｃ＝｝は、以下のように表される：
【数１０】
2010136404.tif 000012
【００８７】
ここで、変数の表記の変更が、等式の右辺の項において行われ（すなわち、ｐ＝｛ｎ，ｌ，ｉ｝）、表記を単純化する。
【００８８】
受信した変調シンボルｒ１，ｌｒ２，ｌ．．．ｒＮＲ，ＮＦ−１は、与えられたｃ＝に条件付で独立である。項Ｐｒ｛ｒ＝｜ｃ＝｝は、以下のように表される：
【数１１】
2010136404.tif 000013
【００８９】
ここで、σ２は、σ２＝Ｎ０／２で与えられるノイズスペクトル密度である。
【００９０】
式（１１）及び（１２）を式（１０）に代入すると、ｋ番目のコード化されたビットに対するＬＬＲｓは、その後、以下のように表される：
【数１２】
2010136404.tif 000014
【００９１】
ここで、ｋ＝｛ｎ，ｌ，ｉ｝である。式（１３）は、以下のようにさらに分解される：
【数１３】
2010136404.tif 000015
【００９２】
ここで、
【数１４】
2010136404.tif 000016
【００９３】
式（１４）に示されたように、ｋ番目のコード化されたビットに対するＬＬＲｓ、Ｌ（ｂｋ）、は、２つの部分に分解される可能性がある。項Ｌａ（ｂｋ）は、デコーダによって計算されたｋ番目のコード化されたビットに対するアプリオリ情報を表し、検出器にフィードバックされる。検出器アプリオリ情報は、アプリオリＬＬＲｓの形式で表され、以下のように表される：
【数１５】
2010136404.tif 000017
【００９４】
項Ｌｅ（ｂｋ）は、検出器によって計算されたｋ番目のコード化されたビットに対する外部情報を表し、デコーダにフィードフォワードされる。式（１４）中のアプリオリ確率の積、
【数１６】
2010136404.tif 000018
【００９５】
は、以下のように表される：
【数１７】
2010136404.tif 000019
【００９６】
ここで、Ｃは定数であり、αは次式で表される：
【数１８】
2010136404.tif 000020
【００９７】
それゆえ、検出器外部情報、Ｌｅ（ｂｋ）、は、検出器アプリオリＬＬＲｓの項で表される可能性があり、以下のようである：
【数１９】
2010136404.tif 000021
【００９８】
検出器アプリオリ情報、Ｌａ（ｂｋ）、がデコーダによって既知であるので、図７の加算器４２２によってＬ（ｂｋ）から引き算される可能性があり、その結果、検出器外部情報、Ｌｅ（ｂｋ）、だけがデコーダに与えられる。
【００９９】
コード化されたビットに対するＬＬＲｓを導出することの計算上の複雑性が、周波数サブチャネルの数（ＮＦ）、送信アンテナの数（ＮＴ）及び信号配列の大きさ（２ｑ）とともに指数関数的に増加することが、式（１３）及び（１７）から理解できる。いくつかの技術は、コード化されたビットＬＬＲｓを導出するために計算上の負荷を削減するために使用される可能性がある。そのような技術は、他の干渉を削除することによって各送信された信号を分離するために干渉ナリングの使用、及びＬＬＲｓを計算するために“２値最大”若しくはある種の他の近似の使用を含む。これらの技術は、以下にさらに詳細に説明される。
【０１００】
普遍性を失うことなく、送信アンテナ１からの信号は、所望の信号として扱われる可能性があり、残りの（ＮＴ−１）の送信アンテナからの他の信号は、所望の信号に対する干渉として扱われる可能性がある。ＮＲの受信アンテナを使用して、ここで、ＮＲ≧ＮＴであるから、（ＮＴ−１）の干渉する物は、ゼロにされる（若しくはキャンセルされる）可能性がある。ＮＦの周波数サブチャネルのそれぞれに対して、ＮＲの変調シンボルのベクトル、ｒ_ｌ（これは、ｌ番目の周波数サブチャネルに対するＮＲの受信アンテナから受信される）は、（ＮＲ−ＮＴ＋１）×ＮＲのナリングマトリックス、Θ_ｌ（１）、によって事前に掛け算される可能性があり、（ＮＲ−ＮＴ＋１）の要素の結果としてのベクトルｒ_〜ｌ（１）は、以下のように表される：
【数２０】
2010136404.tif 000022
【０１０１】
式（１８）に示されたように、送信アンテナ２，３，．．．，ＮＴからの成分は、ベクトルｒ_〜ｌ（１）の中で抑制され、所望の送信アンテナ１からの成分ｃ１，ｌだけが残る。
【０１０２】
ナリングマトリックス、Θ_ｌ（ｎ）、は、この分野で周知のアルゴリズムに基づいて決定される可能性がある。送信アンテナ１に対するナリングマトリックス、Θ_ｌ（１）、の導出は、以下のように簡単に記述される。第１に、送信アンテナ２からＮＴの及びＮＲの受信アンテナに対するＮＲ×（ＮＴ−１）のチャネル応答マトリックス、Ｈ_ｌ（１）、が決定される。（ＮＲ−ＮＴ＋１）の正規直交ベクトルのセット｛ν１（１）ν２（１）．．．ν１（１）ＮＲ−ＮＴ＋１｝、その構成要素はナリングマトリックス、Θ_ｌ（１）、の行である、は、その後計算され、その結果
【数２１】
2010136404.tif 000023
【０１０３】
ここで、０_は全てゼロのマトリックスであり、そして、
【数２２】
2010136404.tif 000024
【０１０４】
ここで、Θ_ｌ（１）＊はΘ_ｌ（１）のエルミート行列であり、そして、Ｉ_はアイデンティティマトリックスである（すなわち、対角線に沿って全て１であり、それ以外はゼロである）。高速アルゴリズムは、この分野で知られるように、正規直交ベクトルを計算することに対して利用される。表記によって示されるように、異なるナリングマトリックスは、異なる送信アンテナ及び異なる周波数サブチャネルに対して導出される（すなわち、ｎ＝１，２，．．．，ＮＴ、に対して、そしてｌ＝０，１，．．．，ＮＦ−１に対するΘ_ｌ（ｎ））。
【０１０５】
ＭＩＭＯシステムに対するナリングマトリックスの導出は、ヴァヒド  タロクらによる題名“統合されたアレイプロセシング及び空間−時間コーディング”、IEEE Transaction on Information Theory, ４５巻、４号、１９９９年５月、の論文にさらに詳細に述べられており、これは、ここに引用文献として組み込まれる。
【０１０６】
他の（ＮＴ−１）の送信アンテナからの信号に起因する所望の信号への干渉をナリングした後で、所望の送信アンテナからのコード化されたビットに対するＬＬＲｓは、その後、他の（ＮＴ−１）の送信アンテナからの成分に拘らず、上記したように同様の方法で計算される可能性がある。送信アンテナ１に対して、この送信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネル上で送信されたコード化されたビットに対するＬＬＲｓ、［ｂ１，０，１．．．ｂ１，０，ｑｂ１，１，１．．．ｂ１，１，ｑ．．．ｂ１，ＮＦ−１，１．．．ｂ１，ＮＦ−１，ｑ］、は、以下のように表される：
【数２３】
2010136404.tif 000025
【０１０７】
ここで、
【数２４】
2010136404.tif 000026
【０１０８】
干渉ナリングの後で、１つの送信アンテナからの所望の信号だけが一度に考慮されるので、ＬＬＲｓの計算は、簡略化される。式（１９）は、式（１４）と同様の形式で表されることができ、以下の通りである：
【数２５】
2010136404.tif 000027
【０１０９】
ここで、ｋ＝１，２，．．．，ＮＦ・ｑ、そして、ｋ＝｛ｍ，ｌ｝である。
【０１１０】
式（２０）に示されたように、全てのＮＴの送信アンテナに対する（ＮＦ・ＮＴ・ｑ）のＬＬＲｓ値を計算する代わりに、（ＮＦ・ｑ）のＬＬＲｓ値だけが、ＮＴの送信アンテナのそれぞれに対して同時に計算される。しかしながら、干渉ナリングを実施することによって、式（２０）における計算の複雑さは、もはや送信アンテナの数ＮＴに指数関数的ではない。その理由は、（１）各合計が、所望のｎ番目の送信アンテナから送信された変調シンボルｃ_ｎだけにわたって実施される、及び（２）項
【数２６】
2010136404.tif 000028
【０１１１】
は、ｎ番目の送信アンテナから送信されたコード化されたビットに対してだけ評価される。
【０１１２】
式（２０）のアプリオリ確率の積、
【数２７】
2010136404.tif 000029
【０１１３】
は、以下のように表すことができる：
【数２８】
2010136404.tif 000030
【０１１４】
検出器外部情報、Ｌｅ（ｎ）（ｂｋ）、は、その後、検出器アプリオリＬＬＲｓの項で表されることができ、以下のようである：
【数２９】
2010136404.tif 000031
【０１１５】
上記された干渉ナリングを使用した検出は、ＮＴ回、各送信アンテナに対して１回、繰り返される可能性がある。特定の送信アンテナからの所望の信号を再生するための各繰り返しに対して、この所望の信号の（ＮＴ−１）の干渉は、式（１８）に示されたように、受信した変調シンボルベクトル、ｒ_ｌ、をその送信アンテナ及びその周波数サブチャネルに対して導出されたナリングマトリックス、Θ_ｌ（ｎ）、で事前に掛け算することによって無効にされる可能性がある。所望の信号中のコード化されたビットに対するＬＬＲｓは、その後、式（２０）及び（２２）に示されたように計算される可能性がある。このようにして、式（２０）若しくは（２２）は、所望の信号中のコード化されたビットに対する（ＮＦ・ｑ）のＬＬＲｓのセットを各評価が与えることで、ＮＴ回、各所望の信号に対して１回、評価される可能性がある。
【０１１６】
所望の信号が、式（１８）を使用して、ＮＲ次のダイバーシティに代わりに（ＮＲ−ＮＴ＋１）次のダイバーシティで受信されるので、コード化されたビットに対するＬＬＲｓを導出することに関する計算上の複雑さの削減は、ダイバーシティが対応して減少することで達成される。
【０１１７】
二重最大近似も、コード化されたビットに対するＬＬＲｓを導出することに関連した計算上の複雑さを削減するために使用される可能性がある。式（２０）及び（２２）に示されたように、各コード化されたビットに対するＬＬＲｓは、２つの合計の比の対数として計算される。各合計は、指数項、ｅｘｐ（βｍ，ｌ）及びｅｘｐ（αｎ）、の積で構成されるそのような各成分を有する複数の成分にわたって実施される。各合計の成分における指数化は、合計の個々の成分の間の相違を拡大する。それゆえ、１成分が、各合計を一般に支配する、そして、以下の近似が行われる：
【数３０】
2010136404.tif 000032
【０１１８】
簡略化のために、次式を定義する：
【数３１】
2010136404.tif 000033
【０１１９】
指数項の総和に対する式（２３）に示された近似を式（２４）に適用すると、次式で表される：
【数３２】
2010136404.tif 000034
【０１２０】
式（２５）に示された近似は、しばしば二重最大近似と呼ばれる。
【０１２１】
二重最大近似は、コード化されたビットに対するＬＬＲｓに関する計算を単純にするために使用される可能性がある。具体的には、式（２２）に対して、２つの総和の比の対数は、まず以下のように分解される可能性がある；
【数３３】
2010136404.tif 000035
【０１２２】
次に、ｎ番目の送信アンテナからの変調シンボルｃ_ｎに対するコード化されたビットの全ての可能性のある値に対して個々の成分にわたって合計する代わりに、二重最大近似アルゴリズムは、各総和中の最大成分（すなわち、式（２２）の分子に対して１つ、そして分母に対して他の１つ）を見つけ、式（２５）に示されたように、ＬＬＲｓ計算においてこれらの２つの最大成分を使用する。
【０１２３】
二重最大近似に基づいた近似を使用することによって、計算上の複雑性は、変調シンボル、ｑ、当りのコード化されたビットの数に直線的に、指数関数的ではなく、増加するようにできる。シミュレーション結果は、そのような近似の使用に起因する性能の劣化が、高次の変調の使用が妥当であるＳＮＲの範囲にわたって無視できることを示している。
【０１２４】
他の近似及び簡略化も、コード化されたビットに対するＬＬＲｓを計算するために必要な複雑な足し算及び掛け算の数を削減するために使用される可能性があり、これは、発明の範囲内である。
【０１２５】
ＬＬＲｓを計算するために使用される可能性がある他の簡略化は、アンドリュー  Ｊ．  ヴィタビによる題名“コンボルーショナルコードに対するマップデコーダの直感的な正当性及び簡略化された実行”、IEEE Journal on Selected Areas in Communications、１６巻、２号、１９９８年２月、２６０−２６４ページの論文、及びパトリック ロバートソンらによる題名“対数ドメインにおいて動作する最適及び準最適なマップデコーディングアルゴリズムの比較”、IEEE International Conference on Communication、１９９５年、１００９−１０１２ページの論文に記述されている。これらの両者は、引用文献としてここに取り込まれている。これらの種々の簡略化技術は、割り算が引き算になり、そして掛け算が足し算になる対数ドメインにおける計算を一般的に実施する。
【０１２６】
図８は、受信機ユニット４００ｂの実施形態のブロック図である。これは、図１の受信機システム１５０の受信機部分の他の１実施形態である。この実施形態において、異なる復調及びデコーディングスキームが、ＮＴの送信アンテナに対して使用される可能性がある。受信機ユニット４００ｂは、このようにして図３の送信機ユニット２００ｂからのデータ送信を受信するために使用される可能性がある。送信機ユニット２００ｂは、アンテナ毎のベースで別々のコーディング及び変調スキームを採用する。
【０１２７】
ＮＴの送信アンテナから送信された信号は、はじめにＮＲのアンテナ１５２ａから１５２ｒのそれぞれによって受信され、それぞれの受信機１５４へ転送される。各受信機１５４は、それぞれの受信した信号を調整し、ディジタル化し、処理して、送信シンボルのそれぞれのストリームを与える。各受信機１５４からの送信シンボルストリームは、デモジュレータ１５６ｂ内のそれぞれのＯＦＤＭデモジュレータ４１０へ与えられる。各ＯＦＤＭデモジュレータ４１０は、受信機システムによって各ＯＦＤＭシンボルに添付された周期的なプリフィックスを削除し、その後、ＯＦＤＭシンボルを送信するために使用されるＮＦの周波数サブチャネルに対するＮＦの受信した変調シンボルのベクトルを与えるために各受信したＯＦＤＭシンボルを変換する。各送信シンボル期間に対する全てのＮＲのＯＦＤＭデモジュレータ４１０からのＮＲの変調シンボルベクトルは、検出器／デコーダ１５８ｂへ与えられる。検出器／デコーダ１５８ｂは、図１の検出器／デコーダ１５８の他の１の実施形態である。
【０１２８】
図８に示された実施形態では、検出器／デコーダ１５８ｂは、検出器４２０ｂ及びＮＴのデコーダブロック４４０を含む。デコーダブロック４４０は、全てのＮＲの受信アンテナから受信した変調シンボルの反復検出及びデコーディングを集合的に実施し、デコードされたデータを与える。各デコーダブロック４４０は、それぞれの送信アンテナから送信された変調シンボルを処理するために割り当てられる。これは、自身の特定のコーディング及び変調スキームを使用してコード化され、変調されている可能性がある。
【０１２９】
検出器４２０ｂは、デモジュレータ１５６ｂから変調シンボル及びＮＴのデコーダ４３０ａから４３０ｔからアプリオリ情報を受信し、そしてＮＴの送信アンテナに対するソフトデシジョンシンボルを与える。各々のそのようなソフトデシジョンシンボルは、送信されたコード化されたビットの推定値であり、式（２２）に示されたように、ＬＬＲｓによって表される可能性がある。各送信シンボル期間に対して、検出器４２０ｂは、ＮＴのデコーダブロック４４０へＮＴの送信アンテナに対するソフトデシジョンシンボルのＮＴのベクトルを与え、（ＮＦ・ｑｎ）のソフトデシジョンシンボルを含む各ベクトルを有する（ここで、ｑｎは、ｎ番目の送信アンテナに対して使用された特定の変調スキームに依存する）。各デコーダブロック４４０の中で、そのデコーダブロックによりこれから処理される各コード化されたビットに対する検出器アプリオリ情報は、対応するソフトデシジョンシンボルから引き算されて、コード化されたビットに対する外部情報を導出する。全ての（ＮＦ・ｑｎ）のコード化されたビットに対する検出器外部情報は、その後、Ｐ／Ｓコンバータ４２４によって並列から直列に変換され、チャネルデインターリバ４２６によってデインターリーブされ、そしてデコーダ４３０へアプリオリ情報として与えられる。
【０１３０】
各デコーダブロック４４０中のデコーダ４３０は、デコーディング処理においてデコーダアプリオリ情報を使用し、デコーダブロックに割り当てられそしてこれによって処理された送信アンテナに対するデコードされたデータを与える。デコーダ４３０は、割り当てられた送信アンテナによって送信されたコード化されたビットに対するアポステリオリ情報をさらに与える。加算器４３２は、その後、デコーダアポステリオリ情報からデコーダアプリオリ情報を引き算して、デコーダ外部情報を導出する。デコーダ外部情報は、その後、チャネルインターリーバ４３４によってインターリーブされ、Ｓ／Ｐコンバータ４３６によって直列から並列へ変換され、検出器４２０ｂ及び加算器４２２へアプリオリ情報として与えられる。
【０１３１】
図７に対して説明されたものと同様に、検出及びデコーディングプロセスは、複数回繰り返される可能性がある。反復検出及びデコーディングプロセスの間に、ビット決定の信頼性は、各反復で改善される。
【０１３２】
図９は、受信機ユニット４００ｃの１実施形態のブロック図である。これは、図１の受信機システム１５０の受信機部分のさらに他の１実施形態である。この実施形態では、検出器は、継続したナリング及び干渉削除を実施して、同時に１つの送信された信号を再生する。受信機ユニット４００ｃは、図３の送信機ユニット２００ｂからのデータ送信を再生するために使用できる（これは、アンテナ毎のベースで別々のコーディング及び変調スキームを採用する）。
【０１３３】
ＮＲの受信した信号は、はじめに受信機１５４によって処理され、デモジュレータ１５６によってさらに処理されて、各送信シンボル期間に対するＮＲの変調シンボルベクトル、ｒ＝、を与える。これは、その後、検出器／デコーダ１５８ｃに与えられる。検出器／デコーダ１５８ｃは、継続的なナリング及び干渉削除と同様に反復検出及びデコーディングを実施する。特に、検出器／デコーダ１５８ｃは、干渉のナリング及びデコーディング後の干渉削除の両者（すなわち、継続的なナリング及び干渉削除）を含む多重ステージ（すなわち、多重レイヤ）検出スキームを実行する。
【０１３４】
検出器／デコーダ１５８ｃは、検出器４２０ｃ、ＮＴのデコーダブロック４４０、及びＰ／Ｓコンバータ４４２を含む。検出器４２０ｃは、ＮＴの検出ステージ（すなわち、レイヤ）を含み、各ステージは、特定の送信アンテナに対するデータを処理するため、及び再生するために割り当てられる。各ステージ（最後のステージを除く）は、干渉ナラ４５０、ＬＬＲコンピュータ４５２、及び干渉キャンセラ４６０を含む。最後のステージは、全ての他の送信された信号がこの時にゼロにされてきているので、ＬＬＲコンピュータ４５２だけを含む。
【０１３５】
検出器４２０ｃの中で、受信した変調シンボルベクトルｒ＝は、干渉ナラ４５０ａに対する入力ベクトルｒ＝（１）として与えられる。干渉ナラ４５０ａは、各周波数サブチャネルに対する変調シンボルベクトルｒ_ｌ（１）を第１の送信アンテナのその周波数サブチャネルに対するナリングマトリックスΘ_ｌ（１）で事前に掛け算して、他の（ＮＴ−１）の送信アンテナからの成分がほとんど削除されたベクトルｒ_~ｌ（１）を与える。事前の掛け算は、式（１８）に示されたように実施される可能性があり、それは：
【数３４】
2010136404.tif 000036
【０１３６】
干渉ナラ４５０ａは、ＮＦの事前の掛け算を実施して、第１の送信アンテナのＮＦの周波数サブチャネルに対する次式のＮＦのベクトルを導出する。
【数３５】
2010136404.tif 000037
【０１３７】
ベクトルｒ＝~（１）は、その後、ＬＬＲコンピュータ４５２ａへ与えられる。ＬＬＲコンピュータ４５２ａは、式（２２）に示されたように、第１の送信アンテナから送信されたコード化されたビットに対するＬＬＲｓを計算する。第１の送信アンテナから送信された（ＮＦ・ｑ１）のコード化されたビットに対するＬＬＲｓは、その後、デコーダブロック４４０ａに与えられる。デコーダブロック４４０ａは、デコーダアプリオリ情報上で演算して、以下に述べるように検出器アプリオリ情報及び第１の送信アンテナに対するデコードされたビットを与える。デコーダブロック４４０ａからの検出器アプリオリ情報は、ＬＬＲコンピュータ４５２ａに戻されて与えられ、そして次の反復に対する新しいデコーダアプリオリ情報を計算するために使用される。第１の送信アンテナに対する検出及びデコーディングは、複数回反復される可能性がある。
【０１３８】
デコーダブロック４４０ａからのデコードされたビットも、干渉キャンセラ４６０ａへ与えられる。第１のステージに対するデータが正しくデコードされていると仮定すると、受信した変調シンボルに対するこれらのデコードされたビットの寄与（これは、ｉ＝^（１）として表される）は、そのステージの入力ベクトルｒ＝（１）から導出され、そして引き算されて、次のステージに対する入力ベクトルｒ＝（２）を導出する。この干渉削除は、以下のように表されことができる：
【数３６】
2010136404.tif 000038
【０１３９】
各引き続くステージは、第１のステージに対して上述したような同様の方法で検出及びデコーディングを実施して、割り当てられた送信アンテナに対するデコードされたビットを与える。しかしながら、各引き続くステージに対する入力ベクトル、ｒ＝（ｎ）、は、前のステージの干渉よりも少ない干渉を含む。しかも、ナリングが、全てのＮＲの受信アンテナからの変調シンボルを使用して干渉ナラ４５０によって実施されるので、ダイバーシティの次数は、１つのステージから次のステージへ１だけ増加する。最後に、最終ステージでは、干渉削除が以前のステージにおいて効果的に実施されたのであれば、最後（ＮＴ−番目）の送信アンテナからの信号の寄与だけが残る。このようにして、ナリングが必要でなく、そして反復検出及びデコーディングは、そのステージの入力ベクトルｒ＝（ＮＴ）に直接実施される可能性がある。
【０１４０】
プレデコーディング干渉推定及び削除も、使用される可能性があり、これも本発明の範囲内である。この場合では、ハードデシジョンが、検出器からのＬＬＲｓ出力になされる可能性がある。ハードデシジョンは、その後、再モジュレーションさる可能性があり、そしてプレデコーディング干渉推定値（これは、一般的にはポストデコーディング干渉推定値ほど信頼性がない）を得るために推定されたチャネル応答と掛け算される可能性がある。プレデコーディング干渉推定値は、その後、受信した変調シンボルから削除される可能性がある。
【０１４１】
デコーダ
図７及び図８のデコーダ４３０は、種々の設計に基づいて実行される可能性があり、送信機システムにおいて使用される固有のコーディングスキームに依存する可能性がある。例えば、各デコーダ４３０は、ターボコードが使用されるならば、反復デコーダ（すなわち、ターボデコーダ）として実行される可能性がある。直列及び並列連鎖状コンボルーショナルコードに対するターボデコーダに関する構造は、以下に説明される。
【０１４２】
図１０は、図４に示されたもののように、直列連鎖状コンボルーショナルコードに対する反復デコーディングを実施できるターボデコーダ４３０ｘの単純化したブロック図である。ターボデコーダ４３０ｘは、内部及び外部最大アポステリオリ（ＭＡＰ）デコーダ５１２ａ及び５１２ｂ、コードデインターリーバ５１４、及びコードインターリーバ５１６を含む。
【０１４３】
コード化されたビット（すなわち、より具体的に、デコーダに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋ））は、内部ＭＡＰデコーダ５１２ａに与えられる。内部ＭＡＰデコーダ５１２ａは、内部コンボルーショナルコードに基づいてコード化されたビットに対するアポステリオリ情報を導出する。アポステリオリ情報は、その後、ＭＡＰデコーダ５１２ａに対するアプリオリ情報を引き算されて、外部情報、ｅｋｓ１、を与える。外部情報は、情報ビットに対する値の確信について訂正／調節の指標である。外部情報は、その後、コードインターリーバ５１４によってデインターリーブされ、そして外部ＭＡＰデコーダ５１２ｂへアプリオリ情報として与えられる。ＭＡＰデコーダ５１２ａは、コード化されたビットに対するＬＬＲｓも与える。これは、図７及び図８の加算器４３２へ与えられる、アポステリオリ情報、ＬＤ（ｂｋ）、を具備する。
【０１４４】
ＭＡＰデコーダ５１２ｂは、（コードデインターリービングの後で）ＭＡＰデコーダ５１２ａからアプリオリ情報を受信し、外部コンボルーショナルコードに基づいてコード化されたビットに対するアポステリオリ情報を導出する。アポステリオリ情報は、ＭＡＰデコーダ５１２ｂに対するアプリオリ情報を引き算されて、外部情報、ｅｋｓ２、を与える。外部情報は、情報ビットに対する値の確信についてのさらなる訂正／調節の指標である。外部情報、ｅｋｓ２、は、その後、コードインターリーバ５１６によってインターリーブされ、そして内部ＭＡＰデコーダ５１２ａへ与えられる。
【０１４５】
内部及び外部ＭＡＰデコーダ５１２ａ及び５１２ｂによるデコーディングは、複数回（例えば、８，１２，１６、若しくはおそらくもっと多く）反復される可能性がある。各反復で、より大きな確信が、情報ビットの検出された値に対して得られる。全てのデコーディング反復が終了した後で、情報ビットに対する最終的なＬＬＲｓは、ＭＡＰデコーダ５１２ｂ中のビットデコーダに与えられ、そしてデコードされたビットを与えるためにスライスされる。これは、情報ビットに対するハードデシジョン（すなわち、“０”若しくは “１”）値である。
【０１４６】
ＭＡＰデコーダ５１２ａ及び５１２ｂは、周知のＢＣＪＲソフト入力ソフト出力ＭＡＰアルゴリズム若しくはよりそれの複雑性の低い派生物を使用して実行される可能性がある。あるいは、ソフト出力ヴィタビ（ＳＯＶ）アルゴリズムが、ＭＡＰアルゴリズムの代わりに実行される可能性がある。ＭＡＰデコーダ及びＭＡＰアルゴリズムは、ヴィタビ及びロビンソンによる前述の論文にさらに詳細に説明されている。ＭＡＰ及びＳＯＶアルゴリズムも、単純なコンボルーショナルコードをデコードするために使用される可能性がある。これらのアルゴリズムの複雑性は、複数の反復によって掛け算される標準ヴィタビデコーディングアルゴリズムと同等である。
【０１４７】
図１１は、図５に示されたもののような、並列連鎖状コンボルーショナルコードに対する反復デコーディングを実施することができるターボデコーダ４３０ｙの単純化されたブロック図である。ターボデコーダ４３０ｙは、Ｓ／Ｐコンバータ５１０、２つのＭＡＰデコーダ５１２ｃ及び５１２ｄ、コードデインターリーバ５２６、及びＰ／Ｓコンバータ５２８を含む。
【０１４８】
コード化されたビット（すなわち、より具体的に、デコーダに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋ））は、Ｓ／Ｐコンバータ５１０へ与えられる。Ｓ／Ｐコンバータ５１０は、情報ビットに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋｘ）、をＭＡＰデコーダ５１２ｃ及びコードインターリーバ５２４ｂに、第１の構成エンコーダのパリティビットに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋｙ）、をＭＡＰデコーダ５１２ｃに、そして第２の構成エンコーダのパリティビット、ＬａＤ（ｂｋｚ）、をコードインターリーバ５２４ｂに与える。ここで、ＬａＤ（ｂｋ）＝｛ＬａＤ（ｂｋｘ），ＬａＤ（ｂｋｙ），ＬａＤ（ｂｋｚ）｝である。
【０１４９】
ＭＡＰデコーダ５１２ｃは、情報ビットに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋｘ）、第１の構成エンコーダのパリティビットに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋｙ）、及びＭＡＰデコーダ５１２ｄからの外部情報、ｅｋｐ２、を（コードデインターリーバ５２６によるデインターリービングの後で）受信する。ＭＡＰデコーダ５１２ｃは、その後、第１の構成コンボルーショナルコードに基づいて情報ビットに対するアポステリオリ情報を導出する。このアポステリオリ情報は、その後、受信したアプリオリ情報を引き算されて、外部情報、ｅｋｐ１、与える。これは、第１の構成エンコーダのパリティビットから決定された情報ビットに対する確信についての訂正／調節の指標である。外部情報は、その後、コードインターリーバ５２４ａによってインターリーブされ、そしてＭＡＰデコーダ５１２ｄに与えられる。
【０１５０】
ＭＡＰデコーダ５１２ｄは、（コードインターリーバ５２４ｂによるインターリービングの後で）情報ビットに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋｘ）、第２の構成エンコーダのパリティビットに対するアプリオリＬＬＲｓ、ＬａＤ（ｂｋｚ）、及び（コードインターリーバ５２４ａによるインターリービングの後で）ＭＡＰデコーダ５１２ｃからの外部情報、ｅｋｐ１、を受信する。ＭＡＰデコーダ５１２ｄは、その後、第２の構成コンボルーショナルコードに基づいて情報ビットに対するアポステリオリ情報を導出する。このアポステリオリ情報は、その後、受信した外部情報、ｅｋｐ１、を引き算されて、外部情報、ｅｋ２、を与える。これは、第２の構成エンコーダのパリティビットから決定された情報ビットに対する値の確信についてのさらなる訂正／調節の指標である。外部情報、ｅｋ２、は、その後コードデインターリーバ５２６によってデインターリーブされ、そしてＭＡＰデコーダ５１２ｃに与えられる。
【０１５１】
Ｐ／Ｓコンバータ５２８は、ＭＡＰデコーダ５１２ｃからの第１の構成エンコーダのパリティビットＬＬＲｓ、ＭＡＰデコーダ５１２ｄからの第２の構成エンコーダのパリティビット、及びＭＡＰデコーダ５１２ｄからの情報ビットＬＬＲｓを受信する。Ｐ／Ｓコンバータ５２８は、その後、受信したＬＬＲｓの並列から直列への変換を実施し、図７及び図８の加算器４３２へアポステリオリ情報、ＬＤ（ｂｋ）、を与える。
【０１５２】
ＭＡＰデコーダ５１２ｃ及び５１２ｄによるデコーディングも、複数回（例えば、８，１２，１６、若しくはおそらくより多く）反復される可能性がある。全てのデコーディング反復が終了した後で、情報ビットに対する最終的なＬＬＲｓは、ＭＡＰデコーダ５１２ｄ内のビット検出器へ与えられ、そしてデコードされたビットを与えるためにスライスされる。ＭＡＰデコーダ５１２ｃ及び５１２ｄは、ＢＣＪＲ  ＳＩＳＯ  ＭＡＰアルゴリズム若しくは複雑性が低いその派生物を使用して、若しくはＳＯＶアルゴリズムを使用して実行される可能性がある。
【０１５３】
一般に、デコーダ及び反復検出器−デコーダの両者における反復の回数は、定数である、若しくは変数である（すなわち、順応できる）可能性がある。後者の場合では、停止基準は、（１）ＢＥＲが許容レベルに収束する若しくは到達する、（２）悪いほうの若しくは平均ＬＬＲが特定の確信レベルに到達する、若しくは（３）ある種の他の基準を満足する場合に、トリガされる可能性がある。
【０１５４】
干渉削除
図１２は、干渉キャンセラ４６０ｘの１実施形態のブロック図である。干渉キャンセラ４６０ｘは、図９の各干渉キャンセラ４６０に対して使用される可能性がある。干渉キャンセラ４６０ｘ内で、同一のステージに対してデコーダブロック４４０からデコードされたビットは、再エンコードされそしてＴＸデータプロセッサ１１４ｘによってチャネルインターリーブされて、そのステージにより処理される送信アンテナ（すなわち、割り当てられた送信アンテナ）に対する再エンコードされたビットを与える。再エンコードされたビットは、モジュレータ１１６ｘによってさらにシンボルマップされて、再変調されたシンボルを与える。再変調されたシンボルは、ＯＦＤＭプロセシング及びチャネルひずみの前の送信機における変調シンボルの推定値である。ＴＸデータプロセッサ１１４ｘ及びモジュレータ１１６ｘは、割り当てられた送信アンテナにおいてデータストリームに対して受信機システムで実施されたもののように、同一のプロセシング（例えば、エンコーディング、チャネルインターリービング、及び変調）をそれぞれ実施する。再変調されたシンボルは、その後、チャネルシミュレータ６１２へ与えられる。チャネルシミュレータ６１２は、推定されたチャネル応答を有するシンボルを処理して、デコードされたビットに起因する干渉の推定値を与える。
【０１５５】
周波数サブチャネルに対して、チャネルシミュレータ６１２は、割り当てられたｎ番目の送信アンテナに対する再変調されたビットをベクトルｈ_^ｎ，ｌで掛け算する。ベクトルｈ_^ｎ，ｌは、ｎ番目の送信アンテナとＮＲの受信アンテナのそれぞれとの間のチャネル応答の推定値を含む。ベクトルｈ_^ｎ，ｌは、ｌ番目の周波数サブチャネルに対する推定されたチャネル応答マトリックスＨ_^ｌの１列である。マトリックスＨ_^ｌは、同一のステージに関連したチャネル推定器によって決定される可能性があり、そしてチャネルシミュレータ６１２に与えられる可能性がある。
【０１５６】
ｎ番目の送信アンテナに対応する再変調されたシンボルがｃ~ｎ，ｌとして表されるのであれば、ｎ番目の送信アンテナからのシンボルに起因する推定された干渉成分  i_^ｌ（n）は、次のように表される：
【数３７】
2010136404.tif 000039
【０１５７】
干渉ベクトルi_^ｌ（n）中のＮＲの要素は、ｎ番目の送信アンテナから送信された変調シンボルｃ~ｎ，ｌに起因する入力ベクトルｒ_ｌ（ｎ）中の成分に対応する。全てのＮＦの周波数サブチャネルに対する干渉ベクトルは、次式として形成される可能性がある。
【数３８】
2010136404.tif 000040
【０１５８】
ベクトルi＝^（n）中の成分は、他の送信アンテナからの残りの（まだ検出されていない）変調シンボルへの干渉である。残りの変調シンボルも、入力ベクトルｒ＝（n）に含まれる。干渉ベクトルi＝^（n）は、その後、加算器６１４によって入力ベクトルｒ＝（n）から引き算されて、デコードされたビットからの干渉成分が削除された修正されたベクトルｒ＝（n＋１）を与える。この削除は、上記の式（２７）に示されたように表すことができる。修正されたベクトルｒ＝（n＋１）は、図９に示されたように、次のプロセシングステージへ入力ベクトルとして与えられる。
【０１５９】
継続的な削除受信機プロセシング技術は、前述した米国特許出願番号第０９／８５４，２３５号及び［代理人書類番号第０１０２５４］、及びピー  ダブリュ  ウォルニアンスキーらによる題名“Ｖ−ＢＬＡＳＴ：リッチ−スキャッタリングワイアレスチャネルを介した超高データレートを達成するアーキテクチャ”、Proc. ISSSE-98、ピサ、イタリア、の論文にさらに詳細に述べられている。これは、引用文献としてここに組み込まれている。
【０１６０】
チャネル状態情報の導出及び伝達
図１において、デモジュレータ１５６中のチャネル推定器は、受信したＯＦＤＭシンボルを処理する可能性があり、通信チャネルの1若しくはそれ以上の特性の推定値を導出する可能性がある。例えば、チャネル周波数応答、チャネルノイズ変動、受信したシンボルのＳＮＲ、等である。検出器／デコーダ１５８は、各受信したパケットの状態も導出し、与える可能性があり、そしてデコードされた結果の指標である1若しくはそれ以上の他の性能マトリックスをさらに与える可能性がある。これらの種々のタイプの情報は、コントローラ１７０に与えられる可能性がある。
【０１６１】
コントローラ１７０は、デモジュレータ１５６及び検出器／デコーダ１５８から受信した種々のタイプの情報に基づいて、全ての送信アンテナに対して、各送信アンテナに対して、送信アンテナの各サブセットに対して、各送信チャネルに対して、若しくは送信チャネルの各グループに対してその後使用される、固有の“レート”を決定する若しくは選択する可能性がある。そのレートは、送信パラメータのセットに対する特定の値のセットの指標である。例えば、レートは、データ送信に使用される特定のデータレート、特定のコーディングスキーム及び／若しくはコードレート、特定の変調スキーム、その他を示す可能性がある（若しくは、関連する可能性がある）。選択されたデータの形式でのチャネル状態情報（ＣＳＩ）、チャネル応答推定値、及び／若しくは他の情報は、コントローラ１７０によって与えられ、エンコーダ１８０によって処理され、モジュレータ１８２によって変調され、そして調整されて送信機システム１１０に1若しくはそれ以上の受信機１５４によって送信して戻される可能性がある。ＣＳＩの種々の形式は、前述の米国特許出願番号第［代理人文書番号第０１０２５４号］に記述されている。
【０１６２】
送信機システム１１０において、受信機システム１５０からの1若しくはそれ以上の変調された信号は、アンテナ１２４によって受信され、送信機１２２によって調整され、デモジュレータ１４０によって復調され、そしてデコーダ１４２によってデコードされて、受信機システムによって送信されたチャネル状態情報を再生する。チャネル状態情報は、その後、コントローラ１３０に与えられ、そして受信機システムへのデータ送信のプロセシングを制御するために使用される。例えば、データ送信のデータレートは、受信機システムによって与えられた選択されたレートに基づいて決定される可能性がある、若しくは、受信機システムによって与えられたチャネル応答推定値に基づいて決定される可能性がある。選択されたレートに関連する具体的なコーディング及び変調スキームは、決定され、そしてコントローラ１３０によってＴＸデータプロセッサ１１４及びモジュレータ１１６に与えられたコーディング及び変調制御に反映される。
【０１６３】
反復検出及びデコーディング技術は、直列及び並列連鎖状コンボルーショナルコードに対して具体的に述べられている。これらの技術は、コンボルーショナルコード、ブロックコード、異なるタイプの連鎖状コード（例えば、ブロックコードを有するコンボルーショナルコード）、その他のような他のコードで使用されることも可能性がある。さらに、反復検出及びデコーディング技術は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに対して具体的に述べられてきた。これらの技術は、ＯＦＤＭを実行しないＭＩＭＯシステム、ＭＩＭＯを利用しないＯＦＤＭシステム、若しくは他のワイアレス通信システム（例えば、ワイアレスＬＡＮシステム）に対しても使用される可能性がある。
【０１６４】
反復検出及びデコーディング技術は、ターミナル、基地局、アクセスポイント、その他のような、ワイアレス通信システム中の種々のユニットにおいて実行される可能性がある。
【０１６５】
ここに説明された反復検出及びデコーディング技術は、種々の手段によって実行される可能性がある。例えば、これらの技術は、ハードウェア、ソフトウェア、若しくはこれらの組み合わせで実行される可能性がある。ハードウェア実行に関して、反復検出及びデコーディングを実施するために使用される素子（例えば、検出器４２０及び（複数の）デコーダ４３０）は、1若しくはそれ以上のアプリケーションスペシフィック集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、デジタルシグナルプロセシングデバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイク−ロコントローラ、ここに記述した機能を実施するために設計された他の電子ユニット、若しくはこれらの組み合わせの中で、実行される可能性がある。
【０１６６】
ソフトウェア実行に関して、反復検出及びデコーディングは、ここで説明した計算及び機能を実施するモジュール（例えば、手順、機能、その他）で実施される可能性がある。ソフトウェアコードは、メモリユニット（例えば、図１のメモリ１７２）中に記憶される可能性があり、プロセッサ（例えば、コントローラ１７０）によって実行される可能性がある。メモリユニットは、プロセッサの中で若しくはプロセッサの外で、この場合には、この分野で知られた種々の手段を介してプロセッサに通信的に接続されることができ、実行される可能性がある。
【０１６７】
開示された実施形態のこれまでの記述は、この分野に知識のあるいかなる者でも、本発明を作成する若しくは使用することを可能にするために与えられる。これらの実施形態への種々の変形は、この分野に知識のある者に容易に実現されるであろう。そして、ここに規定された一般的な原理は、本発明の精神若しくは範囲から逸脱しないで他の実施形態に適用される可能性がある。そのようにして、本発明は、ここに示された実施形態に限定されることを意図するのではなく、ここに開示された原理及び卓越した特徴に矛盾のない広い範囲に一致するものである。
【符号の説明】
【０１６８】
１００…ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム，１１０…送信機システム，１５０…受信機システム，２００…受信機ユニット，２１２…エンコーダ，３１２…コンボルーショナルエンコーダ，４００…受信機ユニット，４３０…ターボデコーダ，４６０…干渉キャンセラ。
【図１】
2010136404.tif 000041
【図２】
2010136404.tif 000042
【図３】
2010136404.tif 000043
【図４】
2010136404.tif 000044
【図５】
2010136404.tif 000045
【図６】
2010136404.tif 000046
【図７】
2010136404.tif 000047
【図８】
2010136404.tif 000048
【図９】
2010136404.tif 000049
【図１０】
2010136404.tif 000050
【図１１】
2010136404.tif 000051
【図１２】
2010136404.tif 000052
【手続補正書】
【提出日】平成22年2月3日(2010.2.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイアレス通信システムにおいて送信するための方法であって、前記方法は、以下を具備する：
データ送信のために使用される通信チャネルの１つ以上の特性を示すチャネル状態情報（ＣＳＩ）を受信することと；
前記受信したＣＳＩに基づいて前記データ送信のために使用される１つ以上のコーディングスキーム及び１つ以上の変調スキームを選択することと；
コード化されたデータを与えるために前記１つ以上の選択されたコーディングスキームに基づいてデータを処理することと；
複数の変調シンボルストリームを与えるために前記１つ以上の選択された変調スキームに基づいて前記コード化されたデータを変調することと；
前記複数の変調シンボルストリームのための複数の変調された信号を発生することと；
ここで、前記ＣＳＩ情報は、１つ以上の受信機で受信されたままの前記複数の変調された信号の反復検出及びデコーディングに基づいて前記１つ以上の受信機で導出される、
なお、前記反復検出及びデコーディングは、以下を具備する：
前記受信した変調信号に基づいて前記コード化されたデータのためのデコーダアプリオリ情報及び前記コード化されたデータのための検出器アプリオリ情報を得ること；
前記検出器アプリオリ情報を得るために前記デコーダアプリオリ情報をデコードすること、なお、前記検出器前記アプリオリ情報は、前記検出器アプリオリ情報によって引かれた前記コード化されたデータのためのデコードされた情報である、を含む。
【請求項２】
請求項１に記載の方法であって、前記方法は、さらに以下を具備する：
１つ以上のインターリービングスキームに基づいて前記コード化されたデータをインターリービングすること、なお、前記インターリービングされたデータは、変調される。
【請求項３】
ワイアレス通信システム中の送信機であって、前記送信機は、以下を具備する：
コード化されたデータを与えるために1つ以上のコーディングスキームに基づいてデータを処理するために動作可能なＴＸデータプロセッサ；及び
複数の変調シンボルストリームを与えるために1つ以上の変調スキームに基づいて前記コード化されたデータを変調するため、及び前記複数の変調シンボルストリームのための複数の変調された信号を発生するために動作可能なモジュレータ；
ここで、前記コーディング及び変調スキームは、1つ以上の受信機で受信されたままの前記複数の変調された信号の反復検出及びデコーディングに基づいて前記1つ以上の受信機で導出されたチャネル状態情報（ＣＳＩ）に基づいて選択される、
なお、前記反復する検出及びデコーディングは、以下を具備する：
前記コード化されたデータのための受信した変調信号及び検出器アプリオリ情報に基づいて前記コード化されたデータのためのデコーダアプリオリ情報を導出すること；
前記検出器アプリオリデータを導出するために前記デコーダアプリオリ情報をデコードすること、なお、前記デコーダアプリオリ情報は、前記デコーダアプリオリ情報によって引かれた前記コード化されたデータのためのデコードされた情報を含む。
【請求項４】
請求項３に記載の送信機であって、前記ＴＸデータプロセッサは、更に、１つ以上のインターリービングスキームに基づいて前記コード化されたデータをインターリービングするために動作可能である、なお、前記インターリービングされたデータは、前記モジュレータによって変調される。
【請求項５】
請求項４に記載の送信機であって、１のインターリービングスキームは、各変調シンボルストリームに対して使用される。
【請求項６】
請求項４に記載の送信機であって、１のインターリービングスキームは、１つ以上の変調シンボルストリームの各グループに対して使用される。
【請求項７】
請求項４に記載の送信機であって、前記コード化されたデータは、時間及び空間にわたりインターリービングされる。
【請求項８】
請求項４に記載の送信機であって、前記コード化されたデータは、時間、周波数、及び空間にわたりインターリービングされる。
【請求項９】
請求項４に記載の送信機であって、前記送信機は、さらに以下を具備する：
前記ＣＳＩを受信するため、及び前記受信したＣＳＩに基づいてコーディング、インターリービング及び変調スキームを選択するために動作可能なコントローラ。
【請求項１０】
請求項４に記載の送信機であって、別々のコーディングスキーム、別々のインターリービングスキーム及び別々の変調スキームは、前記複数の変調された信号各々に対して使用される。
【請求項１１】
請求項４に記載の送信機であって、共通コーディングスキーム及び共通変調スキームは、前記複数の変調された信号に対して使用される。
【請求項１２】
請求項３に記載の送信機であって、前記送信機は、さらに以下を具備する：
前記ＣＳＩを受信するため、及び前記受信したＣＳＩに基づいてコーディング及び変調スキームを選択するために動作可能なコントローラ。
【請求項１３】
請求項３に記載の送信機であって、前記１以上のコーディングスキームは、並列連鎖状コンボルーショナルコードを具備する。
【請求項１４】
請求項３に記載の送信機であって、前記1以上のコーディングスキームは、直列連鎖状コンボルーショナルコードを具備する。
【請求項１５】
請求項３に記載の送信機であって、前記1以上のコーディングスキームは、コンボルーショナルコードを具備する。
【請求項１６】
請求項３に記載の送信機であって、前記1以上のコーディングスキームは、ブロックコードを具備する。
【請求項１７】
請求項３に記載の送信機であって、前記1以上の変調スキームは、非−グレー変調スキームである。
【請求項１８】
請求項３に記載の送信機であって、前記1以上の変調スキームは、反−グレー変調スキームである。
【請求項１９】
請求項３に記載の送信機であって、前記別々のコーディングスキーム及び別々の変調スキームは、前記複数の変調された信号各々に対して使用される。
【請求項２０】
請求項３に記載の送信機であって、共通コーディングスキーム及び共通変調スキームは、前記複数の変調された信号に対して使用される。
【請求項２１】
ワイアレス通信システム中の送信機装置であって、前記送信機装置は、以下を具備する：
コード化されたデータを与えるために1つ以上のコーディングスキームに基づいてデータを処理するための手段と；
複数の変調シンボルストリームを与えるために1つ以上の変調スキームに基づいて前記コード化されたデータを変調するための手段と；
前記複数の変調シンボルストリームに対して複数の変調された信号を生成するための手段と、
ここで、前記コーディング、インターリービング、及び変調スキームは、1つ以上の受信機で受信されたままの前記複数の変調された信号の反復検出及びデコーディングに基づいて1つ以上の受信機で導出されたチャネル状態情報（ＣＳＩ）に基づいて選択されること、
なお、前記反復検出及びデコーディングは、以下を具備する：
前記コード化されたデータのための前記受信した変調信号及び検出器アプリオリ情報に基づいてコード化されたデータのためのデコーダアプリオリ情報を導出することを含む；
前記デコーダアプリオリ情報を導出するためにデコーダアプリオリ情報をデコードすること、なお、前記検出器アプリオリ情報は、前記デコーダアプリオリ情報によって引かれた前記コード化されたデータのためのデコードされた情報を含む。
【請求項２２】
請求項２１に記載の送信機装置であって、前記送信機装置は、さらに以下を具備する：
複数のコード化され、インターリービングされたデータストリームを与えるために１つ以上のインターリービングスキームに基づいて前記コード化されたデータをインターリービングするための手段、なお、前記インターリービングされたデータは、変調される。
【外国語明細書】
2010136404000001.pdf