(57)【要約】【課題】電流による損失に基づくインピーダンス補正素子の抵抗素子の破壊や焼損を抑制しつつ、抵抗素子の小型化および低コスト化を図ることができる「Ｄ級アンプ」を提供すること。【解決手段】インピーダンス補正手段２４は、温度上昇にともなって電気抵抗値が漸次減少するような電気抵抗特性または所定の温度を超えると電気抵抗値が急激に減少するような電気抵抗特性を有する抵抗素子２６を備えていること。【選択図】図１
2010011146.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声信号をＤ級増幅方式を用いて増幅させ、増幅された前記音声信号をスピーカ側に出力するＤ級アンプであって、
音源側から入力された前記音声信号を、ＰＷＭ信号に変換した上で増幅させ、増幅された後の前記ＰＷＭ信号を後段に出力する増幅手段と、
この増幅手段の後段に接続され、前記増幅手段から出力された前記ＰＷＭ信号をアナログ音声信号に変換し、変換された前記アナログ音声信号を前記スピーカ側に出力するように形成されたローパスフィルタと、
このローパスフィルタの後段において、前記スピーカに対して並列に接続され、前記スピーカのインピーダンスを補正可能に形成されたインピーダンス補正手段と
を備え、
前記インピーダンス補正手段は、温度上昇にともなって電気抵抗値が漸次減少するような電気抵抗特性または所定の温度を超えると電気抵抗値が急激に減少するような電気抵抗特性を有する抵抗素子を備えていること
を特徴とするＤ級アンプ。
【請求項２】
前記インピーダンス補正手段は、前記抵抗素子と、この抵抗素子に直列接続されたキャパシタとを有しており、
前記抵抗素子は、抵抗温度係数が所定値以下とされた通常の抵抗と、この抵抗に並列に接続されたＮＴＣサーミスタとによって形成されていること
を特徴とする請求項１に記載のＤ級アンプ。
【請求項３】
前記インピーダンス補正手段は、前記抵抗素子と、この抵抗素子に直列接続されたキャパシタとを有しており、
前記抵抗素子は、ＣＴＲサーミスタによって形成されていること
を特徴とする請求項１に記載のＤ級アンプ。
【請求項４】
前記ローパスフィルタは、ＬＣ型のローパスフィルタとされていること
を特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のＤ級アンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｄ級アンプに係り、特に、音声信号をＤ級増幅方式を用いて増幅させ、増幅された音声信号をスピーカ側に出力するのに好適なＤ級アンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車載用または携帯用等のオーディオ再生装置に搭載される音声信号の増幅手段として、小型化および高効率化に適したＤ級増幅方式を用いたＤ級アンプが普及するようになった。
【０００３】
このＤ級アンプは、増幅前の音声信号をパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）を用いてＰＷＭ信号に変換し、そのＰＷＭ信号を増幅させることによって、従来のアナログ増幅方式に比べて非常に高い効率を得ることができる。
【０００４】
ここで、図７は、従来から採用されているＤ級アンプ１の一例を示したものであり、このＤ級アンプ１は、音声信号の増幅部２とスピーカ３との間に、ＬＣ型のローパスフィルタ５とインピーダンス補正素子（別名：ゾーベル（Zobel）フィルタ）６とを配設することによって構成されている。
【０００５】
なお、図７に示すローパスフィルタ５は、増幅部２からスピーカ３へと向かう信号出力ライン７上に、スピーカ３に対して直列に接続されたインダクタ（すなわち、コイル）８と、信号出力ライン７およびグランドライン１０の間に、スピーカ３に対して並列に接続されたキャパシタ（すなわち、コンデンサ）１１とによって構成されている。
【０００６】
また、図７に示すインピーダンス補正素子６は、ローパスフィルタ５の後段（出力側）かつスピーカ３の前段（入力側）に配設されている。このインピーダンス補正素子６は、信号出力ライン７およびグランドライン１０の間に、スピーカ３に対して並列に接続されたキャパシタ１２と、このキャパシタ１２に対して直列かつスピーカ３に対して並列に接続された抵抗１４とによって形成されている。
【０００７】
このようなＤ級アンプ１においては、音源側から増幅部２に入力した音声信号を増幅部２によってＰＷＭ信号に変換した上で増幅させ、増幅後のＰＷＭ信号を後段のローパスフィルタ５によって復調（積分）することにより、増幅後のアナログの音声信号を取り出すようになっていた。このとき、ローパスフィルタ５は、自らの周波数特性によって、所定のカットオフ周波数よりも高い周波数の信号の信号レベルを所定の減衰率（例えば、−１２ｄＢ／ｏｃｔ）にしたがって減衰させるようになっていた。そして、ローパスフィルタ５による復調後の音声信号は、スピーカ３によって出力（音声出力）されるようになっていた。
【０００８】
さらに、Ｄ級アンプ１においては、例えば、高周波数の音声信号を音声出力する場合等において、スピーカ３における負荷のインピーダンスが当該負荷の公称インピーダンスから変化することによって音声信号の出力の周波数特性が設計値からずれてしまうことを抑制するために、インピーダンス補正素子６によって当該負荷のインピーダンス特性を補正するようになっていた。
【０００９】
【特許文献１】特開２００２−２９９９６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、このようなＤ級アンプ１において、インピーダンス補正素子６を設計する際には、抵抗１４に流れる電流によって抵抗１４に生じる損失（換言すれば、ジュール熱）を考慮して、適切な定格電力の抵抗１４を設ける必要があった。
【００１１】
ここで、図８は、従来のＤ級アンプ１の第１の具体例を示す等価回路（以下、第１のＤ級アンプ回路１７と称する）である。この第１のＤ級アンプ回路１７は、信号発生器１８を有しており、この信号発生器１８は、実効値２０〔Ｖ〕、振幅±２８．８〔Ｖ〕のサイン波の信号を発生させるようになっている。信号発生器１８の後段には、ローパスフィルタ５として、インダクタンスが２２〔μＨ〕とされたインダクタ８と、キャパシタンスが０．６８〔μＦ〕とされたキャパシタ１１とからなるローパスフィルタ５が配設されている。さらに、ローパスフィルタ５の後段には、インピーダンス補正素子６として、キャパシタンスが０．４７〔μＦ〕とされたキャパシタ１２と、電気抵抗値が１２〔Ω〕とされた抵抗１４とからなるインピーダンス補正素子６が配設されている。さらに、インピーダンス補正素子６の後段には、スピーカ３の負荷を示す電気抵抗値が４〔Ω〕とされた抵抗１９が配設されている。
【００１２】
また、図９は、従来のＤ級アンプ１の第２の具体例を示す等価回路（以下、第２のＤ級アンプ回路２０と称する）である。この第２のＤ級アンプ回路２０は、インピーダンス補正素子６におけるキャパシタ１２のキャパシタンスが０．１〔μＦ〕となっていること以外は、第１のＤ級アンプ回路１７と同様の構成とされている。
【００１３】
そして、このような第１のＤ級アンプ回路１７と第２のＤ級アンプ回路２０との双方を、１００〔Ｗ〕at４〔Ω〕、２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ再生のアンプ１７，２０であるとした上で、両回路１７，２０における抵抗１４に流れる電流の値を、信号発生器１８の周波数と対応させつつシミュレーションすると、図１０に示すようなシミュレーション結果が得られた。
【００１４】
図１０に示すように、第１のＤ級アンプ１７および第２のＤ級アンプ２０のいずれにおいても、信号出力が可聴帯域の最大周波数に相当する２０ｋＨｚのときに電流が最大値をとることが分かる。具体的には、２０ｋＨｚの場合において、第１のＤ級アンプ回路１７の抵抗１４に流れる電流は、０．９９〔Ａｒｍｓ〕となり、第２のＤ級アンプ回路２０の抵抗１４に流れる電流は、０．３〔Ａｒｍｓ〕となる。
【００１５】
そして、電流が最大値をとるということは、抵抗１４に生じる損失が、２０ｋＨｚの信号出力時に最大となることを示している。
【００１６】
このことからも、インピーダンス補正素子６の設計に際しては、電流が最大値をとる２０ｋＨｚの音声信号が音声出力されることも想定した上で、２０ｋＨｚ信号出力時の最大損失によっても抵抗１４に焼損や破壊が生じることがないように、十分に大きな定格電力の抵抗１４を用意する必要があった。なお、２０ｋＨｚの音声信号が音声出力されることは通常の使用状態では考えにくいが、ＦＭＥＡ（Failure Mode and Effect Analysis）等の故障を想定した場合には、小さな定格電力の抵抗１４を使用することはできなかった。
【００１７】
しかしながら、このような定格電力が大きな大型の抵抗１４は、Ｄ級アンプ１が設けられる基板スペースや製造制約条件に影響することになり、コスト的にも大きな負担となっていた。
【００１８】
そこで、本発明は、このような点に鑑みなされたものであり、電流によってインピーダンス補正手段における抵抗部分に生じる損失による抵抗部分の破壊や焼損を抑制しつつ、抵抗部分の小型化および低コスト化を図ることができるＤ級アンプを提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
前述した目的を達成するため、本発明に係るＤ級アンプは、音声信号をＤ級増幅方式を用いて増幅させ、増幅された前記音声信号をスピーカ側に出力するＤ級アンプであって、音源側から入力された前記音声信号を、ＰＷＭ信号に変換した上で増幅させ、増幅された後の前記ＰＷＭ信号を後段に出力する増幅手段と、この増幅手段の後段に接続され、前記増幅手段から出力された前記ＰＷＭ信号をアナログ音声信号に変換し、変換された前記アナログ音声信号を前記スピーカ側に出力するように形成されたローパスフィルタと、このローパスフィルタの後段において、前記スピーカに対して並列に接続され、前記スピーカのインピーダンスを補正可能に形成されたインピーダンス補正手段とを備え、前記インピーダンス補正手段は、温度上昇にともなって電気抵抗値が漸次減少するような電気抵抗特性または所定の温度を超えると電気抵抗値が急激に減少するような電気抵抗特性を有する抵抗素子を備えていることを特徴としている。
【００２０】
そして、このような構成によれば、たとえ、高周波数（高音域）の音声信号の出力等を起因として抵抗素子に大きな電流が流れることにより、この電流に基づいて抵抗素子に損失が生じ、この損失によって抵抗素子に温度上昇が生じたとしても、抵抗素子自らの電気抵抗特性によって、温度上昇に応じて抵抗素子の抵抗値を減少させることができるので、抵抗素子に生じる損失の値を温度上昇に応じて低減させることができ、ひいては、損失による抵抗素子の温度上昇を抑制することができる。
【００２１】
この結果、定格電力が大きな大型の抵抗素子を設ける必要がなく、抵抗素子（抵抗部分）の小型化およびコストの削減を図ることができ、基板スペースへの影響を軽減することができる。
【００２２】
また、前記インピーダンス補正手段は、前記抵抗素子と、この抵抗素子に直列接続されたキャパシタとを有しており、前記抵抗素子は、抵抗温度係数が所定値以下とされた通常の抵抗と、この抵抗に並列に接続されたＮＴＣサーミスタとによって形成されていてもよい。
【００２３】
そして、このような構成によれば、インピーダンス補正手段を小型に構成することができ、コストをさらに削減することができる。
【００２４】
さらに、前記インピーダンス補正手段は、前記抵抗素子と、この抵抗素子に直列接続されたキャパシタとを有しており、前記抵抗素子は、ＣＴＲサーミスタによって形成されていることが好ましい。
【００２５】
そして、このような構成によれば、インピーダンス補正手段を小型に構成することができ、コストをさらに削減することができる。
【００２６】
さらにまた、前記ローパスフィルタは、ＬＣ型のローパスフィルタとされていることが好ましい。
【００２７】
そして、このような構成によれば、電力損失を抑えることができ、Ｄ級アンプの周波数特性を安定させることができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、電流によってインピーダンス補正手段における抵抗部分に生じる損失による抵抗部分の破壊や焼損を抑制しつつ、抵抗部分の小型化および低コスト化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明に係るＤ級アンプの実施形態について、図１乃至図６を参照して説明する。
【００３０】
なお、従来と基本的構成が同一もしくはこれに類する箇所については、同一の符号を用いて説明する。
【００３１】
図１に示すように、本実施形態におけるＤ級アンプ２３は、増幅手段としての増幅部２を有しており、この増幅部２は、音源（例えば、記憶媒体に記憶された音声情報を読み取って音声信号に変換する読取り装置）側から入力された音声信号を、ＰＷＭ信号に変換した上で増幅させ、増幅が行われた後のＰＷＭ信号を後段に出力するようになっている。なお、増幅部２に入力される音声信号は、アナログの音声信号またはデジタルの音声信号のいずれであってもよい。
【００３２】
増幅部２の後段（出力側）には、ローパスフィルタ５が接続されており、このローパスフィルタ５は、増幅部２から出力された音声信号を音声出力段へと向かわせるための信号出力ライン７に直列に接続されたインダクタ８と、信号出力ライン７に並列に接続されたキャパシタ１１とからなるＬＣ型のローパスフィルタ５とされている。このローパスフィルタ５は、増幅部２から出力されたＰＷＭ信号をアナログ音声信号に変換し、変換されたアナログ音声信号を、信号出力ライン７に出力するようになっている。
【００３３】
このローパスフィルタ５は、図７に示したローパスフィルタ５と同様の周波数特性を有しており、この周波数特性によって、ＰＷＭ信号に含まれるカットオフ周波数よりも高い周波数を有するノイズ成分の信号に対する当該信号の周波数に応じた信号レベルの減衰が可能とされている。
【００３４】
ローパスフィルタ５の後段には、インピーダンス補正手段としてのインピーダンス補正素子２４が、信号出力ライン７に対して並列に接続されている。
【００３５】
このインピーダンス補正素子２４は、大別して、信号出力ライン７に対して並列に接続されたキャパシタ１２と、このキャパシタ１２に対して直列かつ信号出力ライン７に対して並列に接続された抵抗素子２５とによって形成されている。
【００３６】
そして、本実施形態における抵抗素子２５は、温度上昇にともなって電気抵抗値が漸次減少するような電気抵抗特性を有する抵抗素子２５とされている。
【００３７】
より具体的には、図１に示すように、抵抗素子２５は、抵抗温度係数が所定値以下（例えば、±５００〔ｐｐｍ／℃〕以下）とされた通常の抵抗２７と、この抵抗２７に並列に接続されたＮＴＣ（negative temperature coefficient）サーミスタ２６とによって形成されている。なお、通常の抵抗２７としては、例えば、酸化金属被膜固定抵抗器を用いるようにしてもよい。
【００３８】
ここで、ＮＴＣサーミスタ２６は、例えば、図２のグラフに示すように、温度（図２における横軸）〔℃〕の上昇にともなって電気抵抗値（図２における縦軸）〔Ω〕が減少するような抵抗体として知られている。
【００３９】
そして、このような電気抵抗特性を有するＮＴＣサーミスタ２６と抵抗２７との並列の合成抵抗からなる抵抗素子２５は、例えば、図３のグラフに示すように、温度（図３における横軸）〔℃〕の上昇にともなって電気抵抗値（図３における縦軸）〔Ω〕が漸次減少するような電気抵抗特性を有することになる。
【００４０】
インピーダンス補正素子２４の後段には、スピーカ３が、信号出力ライン７に対して直列に接続されており、このスピーカ３は、ローパスフィルタ５のキャパシタ１１およびインピーダンス補正素子２４に対して並列に接続されている。なお、スピーカ３には、グランドライン１０が直列接続されており、このグランドライン１０には、前述したローパスフィルタ５のキャパシタ１１およびインピーダンス補正素子２４が並列接続されている。
【００４１】
そして、スピーカ３は、ローパスフィルタ５によってアナログ信号に変換された音声信号を音声出力するようになっている。
【００４２】
このとき、インピーダンス補正素子２４は、例えば、２０ｋＨｚの高周波数の音声信号を出力する場合等において、スピーカ３における負荷のインピーダンスが当該負荷の公称インピーダンスから変化することによってスピーカ３における音声信号の出力の周波数特性が設計値からずれてしまうことを抑制するために、当該負荷のインピーダンス特性を補正するようになっている。
【００４３】
このように構成された本実施形態のインピーダンス補正素子２４によれば、たとえ、高周波数（高音域）の音声信号の出力等を起因として抵抗素子２５に大きな電流が流れることにより、この電流に基づいて抵抗素子２５に損失が生じ、この損失によって抵抗素子２５に温度上昇が生じたとしても、図３に示したような抵抗素子２５自らの電気抵抗特性によって、温度上昇に応じて抵抗素子２５の抵抗値を減少させることができる。この結果、抵抗素子２５に生じる損失の値を温度上昇に応じて低減させることができ、ひいては、損失による抵抗素子２５の温度上昇を抑制することができる。
【００４４】
また、図３に示したような電気抵抗特性を有する抵抗素子２５は、スピーカ３による音声出力を適切に行う観点（換言すれば、性能動作保障の観点）から、最適な抵抗値が１２〔Ω〕とされているが、この抵抗素子２５によれば、６０〔℃〕付近においても抵抗値が１１〔Ω〕となって、最適な抵抗値からの抵抗値の減少率が−１０％程度に過ぎないものとなっている。すなわち、本実施形態における抵抗素子２５は、温度上昇にともなう抵抗値の減少が生じたとしても、音声出力の周波数特性にほとんど影響を与えずに安定的な音声出力を確保することができるものとなっている。
【実施例】
【００４５】
次に、本発明の実施例について説明する。
【００４６】
本実施例においては、便宜上、図４（ａ）〜（ｄ）に示す４個の回路を仮定した。図４（ａ）に示す回路２０は、本実施例のＤ級アンプ２３に対する比較例としての従来のＤ級アンプ１を示す等価回路である。この比較例のＤ級アンプ回路２０は、図９に示した第２のＤ級アンプ回路２０と同一の回路とされているので、説明は省略する。
【００４７】
また、図４（ｂ）〜（ｄ）に示す３個の回路２８は、本実施例のＤ級アンプ２３を示す等価回路２８である。
【００４８】
これら図４（ｂ）〜（ｄ）に示す３個の本実施例のＤ級アンプ回路２８は、いずれも、回路構成が互いに全く同一とされている。
【００４９】
さらに、これら３個の本実施例のＤ級アンプ回路２８は、いずれも、比較例のＤ級アンプ回路２０との相違点が、抵抗２７にＮＴＣサーミスタ２６が並列接続されている点と、抵抗２７の定格電力が比較例の抵抗１４の定格電力よりも小さい点とにある。
【００５０】
なお、図４（ｂ）〜（ｄ）に示す本実施例のＤ級アンプ回路２８は、信号発生器１８、インダクタ８、キャパシタ１１，１２といった他の回路構成素子についての配置位置および具体的数値については、比較例のＤ級アンプ回路２０と同様である。
【００５１】
ただし、３個の本実施例のＤ級アンプ回路２８は、それぞれのＮＴＣサーミスタ２６に仮定された温度が異なっており、これにともなって、各ＮＴＣサーミスタ２６の抵抗値も異なっている。具体的には、図４（ｂ）のＤ級アンプ回路２８のＮＴＣサーミスタ２６は、温度が２５〔℃〕、抵抗値が５００〔Ω〕とされている。また、図４（ｃ）のＤ級アンプ回路２８のＮＴＣサーミスタ２６は、温度が８５〔℃〕、抵抗値が５９〔Ω〕とされている。さらに、図４（ｄ）のＤ級アンプ回路２８のＮＴＣサーミスタ２６は、温度が１１０〔℃〕、抵抗値が３０〔Ω〕とされている。
【００５２】
そして、本実施例においては、図４（ａ）〜（ｄ）のＤ級アンプ回路２０，２８のそれぞれについて、スピーカ３の抵抗１９（負荷）に対する信号出力ライン７側の近傍位置に、音声信号の出力電圧を検出するための出力検出点Ｐ１〜Ｐ４をそれぞれ仮定した。すなわち、Ｐ１は、図４（ａ）のＤ級アンプ回路２０に仮定された出力検出点、Ｐ２は、図４（ｂ）のＤ級アンプ回路２０に仮定された出力検出点、Ｐ３は、図４（ｃ）のＤ級アンプ回路２０に仮定された出力検出点、Ｐ４は、図４（ｄ）のＤ級アンプ回路２０に仮定された出力検出点である。なお、各出力検出点Ｐ１〜Ｐ４は、いずれも、抵抗１９との距離が互いに同一とされている。
【００５３】
そして、これら図４（ａ）〜（ｄ）のＤ級アンプ回路２０，２８のそれぞれについて、各出力検出点Ｐ１〜Ｐ４の検出電圧の周波数特性をシミュレーションすると、図５に示すような結果が得られた。なお、図５における横軸は、信号発生器１８の周波数であり、この信号発生器１８の周波数は、音声信号の周波数と等価である。また、図５における縦軸は、各出力検出点Ｐ１〜Ｐ４における検出電圧である。
【００５４】
この図５のシミュレーション結果から分かるように、本実施例におけるＤ級アンプ回路２８によれば、温度上昇にかかわらず、出力の周波数特性にほぼ変化がないため、本実施例におけるインピーダンス補正素子２４が、従来のインピーダンス補正素子６（図７参照）と同様に、インピーダンスを適切に補正して安定的な音声出力を確保することができることが分かった。
【００５５】
次に、本実施例においては、図４（ａ）〜（ｄ）のＤ級アンプ回路２０，２８のそれぞれについて、電流を検出するための電流検出点ｐ１〜ｐ１０をそれぞれ仮定した。
【００５６】
すなわち、ｐ１は、図４（ａ）のＤ級アンプ回路２０におけるキャパシタ１２と抵抗１４との間に仮定された電流検出点、ｐ２は、図４（ｂ）のＤ級アンプ回路２８におけるキャパシタ１２と抵抗素子２５との間に仮定された電流検出点、ｐ３は、図４（ｃ）のＤ級アンプ回路２８におけるキャパシタ１２と抵抗素子２５との間に仮定された電流検出点、ｐ４は、図４（ｄ）のＤ級アンプ回路２８におけるキャパシタ１２と抵抗素子２５との間に仮定された電流検出点とされている。なお、各電流検出点ｐ１〜ｐ４は、いずれも、キャパシタ１２との距離が互いに同一とされている。
【００５７】
これらｐ１〜ｐ４における検出電流は、抵抗素子２５に流れる電流を示すものとなる。
【００５８】
また、ｐ５は、図４（ｂ）のＤ級アンプ回路２８におけるＮＴＣサーミスタ２６の近傍に仮定された電流検出点、ｐ６は、図４（ｃ）のＤ級アンプ回路２８におけるＮＴＣサーミスタ２６の近傍に仮定された電流検出点、ｐ７は、図４（ｄ）のＤ級アンプ回路２８におけるＮＴＣサーミスタ２６の近傍に仮定された電流検出点とされている。なお、各電流検出点ｐ５〜ｐ７は、いずれも、ＮＴＣサーミスタ２６との距離が互いに同一とされている。
【００５９】
これらｐ５〜ｐ７における検出電流は、ＮＴＣサーミスタ２６に流れる電流を示すものとなる。
【００６０】
さらに、ｐ８は、図４（ｂ）のＤ級アンプ回路２８における抵抗２７の近傍に仮定された電流検出点、ｐ９は、図４（ｃ）のＤ級アンプ回路２８における抵抗２７の近傍に仮定された電流検出点、ｐ１０は、図４（ｃ）のＤ級アンプ回路２８における抵抗２７の近傍に仮定された電流検出点とされている。なお、各電流検出点ｐ８〜ｐ１０は、いずれも、抵抗２７との距離が互いに同一とされている。
【００６１】
これらｐ８〜ｐ１０における検出電流は、抵抗２７に流れる電流を示すものとなる。
【００６２】
そして、これら図４（ａ）〜（ｄ）のＤ級アンプ回路２０，２８のそれぞれについて、各電流検出点ｐ１〜ｐ１０の検出電流の周波数特性をシミュレーションすると、図６に示すような結果が得られた。なお、図６における横軸は、信号発生器１８の周波数であり、この信号発生器１８の周波数は、音声信号の周波数と等価である。また、図６における縦軸は、各電流検出点ｐ１〜ｐ１０における検出電流である。
【００６３】
さらに、この図６のシミュレーション結果のうち、２０ｋＨｚの信号出力時における結果を以下の表１に示す。
【００６４】
【表１】
2010011146.tif 000003
【００６５】
但し、表１において、図４（ａ）のＤ級アンプ回路２０における損失は、抵抗１４における損失であり、図４（ｂ）〜（ｄ）のＤ級アンプ回路２８における損失は、抵抗素子２５における損失である。なお、図４（ｂ）のＤ級アンプ回路２８におけるＮＴＣサーミスタ２６単体の損失は、約０．０３〔Ｗ〕となった。また、図４（ｃ）のＤ級アンプ回路２８におけるＮＴＣサーミスタ２６単体の損失は、約０．１７８〔Ｗ〕となった。さらに、図４（ｄ）のＤ級アンプ回路２８におけるＮＴＣサーミスタ２６単体の損失は、約０．２７〔Ｗ〕となった。
【００６６】
図６および表１の結果に示すように、本実施例のＤ級アンプ回路２８においては、温度上昇にかかわらず、抵抗素子２５全体に流れる電流の電流値がほとんど変化しないことが分かった。
【００６７】
さらに、このように、抵抗素子２５に流れる電流の電流値については、温度変化にともなう変化が少ない一方で、抵抗素子２５の抵抗値については、温度変化にともなって大きく減少するため、結果的に、抵抗素子２５に生じる損失の増加率が、温度上昇にともなって低くなることが分かった。
【００６８】
このことは、抵抗素子２５に流れる電流にともなって抵抗素子２５に損失が生じ、この損失によって抵抗素子２５に温度上昇が生じたとしても、温度上昇にともなって抵抗素子２５にその都度生じる損失の値が徐々に減少することになるので、抵抗素子２５の温度の上昇度合いを緩和して、温度上昇を抑えることができることを示していることに他ならない。
【００６９】
したがって、本実施例のＤ級アンプ回路２８によれば、抵抗素子２５の定格電力を大きくせずとも、２０ｋＨｚ付近の高周波の音声信号の出力にかからわず、抵抗素子２５を保護することができる。
【００７０】
以上述べたように、本実施形態によれば、高周波数（高音域）の音声信号の出力等を起因として抵抗素子２５に大きな電流が流れることにより、この電流に基づいて抵抗素子２５に損失が生じ、この損失によって抵抗素子２５に温度上昇が生じたとしても、抵抗素子２５自らの電気抵抗特性によって、温度上昇に応じて抵抗素子の抵抗値を減少させることができるので、抵抗素子２５に生じる損失の値を温度上昇に応じて低減することができ、ひいては、損失による抵抗素子２５の温度上昇を抑制することができる。また、このように、抵抗素子２５に生じる損失を温度上昇にともなって減少させることができるので、抵抗素子２５の定格電力は従来よりも低くて済むことになる。
【００７１】
この結果、電流による損失に基づく抵抗素子２５の破壊や焼損を抑制しつつ、抵抗素子２５の小型化および低コスト化を図ることができる。また、Ｄ級アンプ回路を設ける基板スペースへの影響を少なくすることができ、ひいては、Ｄ級アンプ回路を備えたオーディオ機器の設計の自由度を広げることができる。
【００７２】
なお、本発明は、前述した実施の形態に限定されるものではなく、必要に応じて種々の変更が可能である。
【００７３】
例えば、前述した実施形態においては、抵抗素子として、抵抗１４とＮＴＣサーミスタ２６とが並列接続された抵抗素子２５を用いているが、本発明は、このような構成に限定されるものではなく、例えば、抵抗素子として、ＣＴＲ（critical temperature resistor）サーミスタのみを用いるようにしてもよい。この場合、インピーダンス補正素子は、キャパシタ１２とＣＴＲサーミスタとを直列接続した素子となる。
【００７４】
ここで、ＣＴＲサーミスタは、ある温度を超えると急激に電気抵抗値が減少する抵抗体として知られている。
【００７５】
このようなＣＴＲサーミスタを抵抗素子に適用する場合には、所定の温度を超えると電気抵抗値が急激に減少するような電気抵抗特性を有する抵抗素子を構成することができる。
【００７６】
したがって、ＣＴＲサーミスタを用いる場合においても、前述した実施形態と同様に、抵抗素子に大きな電流が流れることにより、この電流に基づいて抵抗素子に損失およびこれにともなう温度上昇が生じたとしても、抵抗素子自らの電気抵抗特性によって、温度上昇に応じて抵抗素子の抵抗値を減少させることができるので、抵抗素子に生じる損失の値を温度上昇に応じて低減することができ、損失による抵抗素子の温度上昇を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明に係るＤ級アンプの実施形態を示す構成図
【図２】本発明に係るＤ級アンプの実施形態において、ＮＴＣサーミスタの電気抵抗値の温度特性を例示するグラフ
【図３】本発明に係るＤ級アンプの実施形態において、ＮＴＣサーミスタを備えた抵抗素子の電気抵抗値の温度特性を例示するグラフ
【図４】本発明に係るD級アンプの実施形態において、（ａ）は、比較例のＤ級アンプ回路を示す回路図であり、（ｂ）は、ＮＴＣサーミスタ２５℃時における本実施例のＤ級アンプ回路を示す回路図であり、（ｃ）は、ＮＴＣサーミスタ８５℃時における本実施例のＤ級アンプ回路を示す回路図であり、（ｄ）は、ＮＴＣサーミスタ１１０℃時における本実施例のＤ級アンプ回路を示す回路図である
【図５】図４（ａ）〜（ｄ）の各Ｄ級アンプ回路についての検出電圧の周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ
【図６】図４（ａ）〜（ｄ）の各Ｄ級アンプ回路についての検出電流の周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ
【図７】従来から用いられていたＤ級アンプの一例を示す構成図
【図８】従来のＤ級アンプの第１の具体例を説明するための第１のＤ級アンプ回路を示す回路図
【図９】従来のＤ級アンプの第２の具体例を説明するための第２のＤ級アンプ回路を示す回路図
【図１０】図８および図９のＤ級アンプ回路についてのインピーダンス補正素子の抵抗電流の周波数特性を例示するグラフ
【符号の説明】
【００７８】
２  増幅部
３  スピーカ
５  ローパスフィルタ
１４  抵抗
２３  Ｄ級アンプ
２４  インピーダンス補正素子
２５  抵抗素子
２６  ＮＴＣサーミスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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