(57)【要約】【課題】零相電流を含む相電流をフィードバック量として用い、さらに演算又は検出した零相電流もフィードバック量として用いると、零相電流を２重に補償することになり、適切なゲインを設定できない。【解決手段】3相４線式電源入力のＰＷＭコンバータの入力電流を検出し、和を零相成分として演算し、それを零相電流調節器のフィードバック量として使用する場合、３相各々の入力電流検出値のうち二つの検出量から零相成分を削除してノーマル成分とし、それらをフィードバック量として動作させる二つの電流調節器と、零相電流成分をフィードバック量として動作させる一つの電流調節器と、を用いて制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭコンバータの３相各々の入力電流を検出し、それらの和を零相成分として演算し、それを零相電流調節器のフィードバック量として使用する制御装置において、３相各々の入力電流検出値のうち二つの検出量から前記零相成分を削除してノーマル成分とし、それらをフィードバック量として動作させる二つのノーマル成分の電流調節器と、前記零相電流成分をフィードバック量として動作させる一つの電流調節器と、を用いて制御することを特徴とするＰＷＭコンバータ装置。
【請求項２】
３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭコンバータの３相の各々の入力電流とＮ相の電流とを検出し、Ｎ相電流を零相電流調節器のフィードバック量として使用する制御装置において、３相各々の入力電流検出値のうち二つの検出量からＮ相電流成分を削除してノーマル成分とし、それをフィードバック量として動作させる二つのノーマル成分の電流調節器と、前記Ｎ相電流成分をフィードバック量として動作させる一つの電流調節器と、を用いて制御することを特徴とするＰＷＭコンバータ装置。
【請求項３】
前記二つのノーマル成分の電流調節器の出力量と、前記二つのノーマル成分の電流調節器の出力量から演算された残りの相の電流調節器出力量と、の各々に前記零相電流調節器の出力量を加算又は減算することを特徴とする請求項１または２に記載したＰＷＭコンバータ装置。
【請求項４】
前記N相電流は、ＰＷＭコンバータ直流出力の正極と負極との間に接続されたコンデンサ直列回路の直列接続点と前記３相４線式交流電源の中性点（N点）との間に設けられた電流検出器により検出することを特徴とする請求項２に記載のＰＷＭコンバータ装置。
【請求項５】
前記N相電流は、ＰＷＭコンバータ交流入力線の３相一括で設けられた電流検出器により検出することを特徴とする請求項２に記載のＰＷＭコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相４線式交流電源を入力として、交流−直流変化するＰＷＭコンバータの制御方式に関し、特に交流入力電流として高調波成分の少ない正弦波形を得る時に、コモンモード電流の影響を除去できる安定性の高い制御方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３に、３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータの主回路構成例を示す。交流電源１に二次巻線がスター結線であるトランス２を介して電力変換器を接続した構成である。コンバータ５の交流入力は、ＡＣリアクトル４を介して、フィルタ３に接続され、フィルタ３はトランス２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相端子とトランス中性点Ｎ端子に各々接続される。また、Ｎ端子は、コンバータ５の直流出力の正極と負極との間に接続されたコンデンサ６ａとコンデンサ６ｂの直列回路のコンデンサ直列接続点に接続される。なお、コンバータ５の負荷１３は直流負荷の場合である。他にインバータを接続して交流に変換してから、負荷に交流電力を給電する場合もある。
コンバータ５を制御するため、交流電圧検出器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、交流電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、直流電圧検出器7が使用され、各検出量は制御装置２３ａに入力され、制御装置からコンバータ５で使用される各素子のゲート信号が出力される。
制御装置２３ａの内部では、直流中間コンデンサ６ａ、６ｂの電圧を一定にするための制御が行われる。まず、図６に示す直流電圧制御器で、電圧指令発生器１７と直流電圧検出器７の検出量の差が計算され、直流電圧調節器１８に入力される。この出力が、交流電圧検出量１６ａ、１６ｂ、１６ｃに各々掛算されることにより、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相それぞれの電流指令が計算される。図５に示すように、これらの電流指令と電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃでの検出量の偏差をノーマル電流調節器１９ａ、１９ｂ、１９ｃに入力する。
【０００３】
例えば特許文献１に示されている制御装置では、コンバータから系統に流れる零相電流を抑制するため、交流電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの検出量の三つの和を加算器３２で計算して零相電流調節器２０に入力し、その出力を前記ノーマル電流調節器１９ａ、１９ｂ、１９ｃの出力からそれぞれ加算器３４ａ、３４ｂ、３４ｃで減算し、さらに交流電圧検出器１６ａ、１６ｂ、１６ｃの出力からそれぞれ減算し、ゲートパルスを演算するためのゲート信号生成器２１に入力する。ゲート信号生成器２１では、この信号をキャリア信号発生器２２の出力と比較して、コンバータスイッチング素子用のゲートオンオフ信号を生成する。
図４は零相電流検出用に専用の電流検出器１５を用いた場合の構成例である。図３では、零相電流検出量を交流電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの出力量の和で求めているが、図４の構成の制御装置２３ｂでは、図３の制御装置２３ａの内部で用いている加算器３２が不要となる。その他の構成、動作原理は図３の構成例の場合と同じである。
【特許文献１】特開２００５−３３８９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述のように、特許文献１では、図５に示すように零相電流を含む３相の相電流をフィードバック量として用い、さらに演算または検出した零相電流もフィードバック量として用いているため、零相電流を２重に補償することになり、適切なゲインを設定することができない。その結果、電流制御が不安定になり、入力高調波の増大や直流過電圧による重故障にいたることになる。
従って、本発明の目的は、３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭコンバータにおいて、入力高調波を低減し、かつ安定に直流電圧制御ができる電流制御システムを構築することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては3相４線式交流電源を入力とする
ＰＷＭコンバータの３相各々の入力電流を検出し、それらの和を零相成分として演算し、それを零相電流調節器のフィードバック量として使用する制御装置において、３相各々の入力電流検出値のうち二つの検出量から前記零相成分を削除してノーマル成分とし、それらをフィードバック量として動作させる二つのノーマル成分の電流調節器と、前記零相電流成分をフィードバック量として動作させる一つの電流調節器と、を用いて制御する。
第２の発明においては、３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭコンバータの３相の各々の入力電流とＮ相の電流とを検出し、Ｎ相電流を零相電流調節器のフィードバック量として使用する制御装置において、３相各々の入力電流検出値のうち二つの検出量からＮ相電流成分を削除してノーマル成分とし、それをフィードバック量として動作させる二つのノーマル成分の電流調節器と、前記Ｎ相電流成分をフィードバック量として動作させる一つの電流調節器と、を用いて制御する。
第３の発明においては、前記二つのノーマル成分の電流調節器の出力量と、前記二つのノーマル成分の電流調節器の出力量から演算された残りの相の電流調節器出力量と、の各々に前記零相電流調節器の出力量を加算又は減算する。
第４の発明においては、前記N相電流は、ＰＷＭコンバータ直流出力の正極と負極との間に接続されたコンデンサ直列回路の直列接続点と前記３相４線式交流電源の中性点（N点）との間に設けられた電流検出器により検出する。
第５の発明においては、前記N相電流は、ＰＷＭコンバータ交流入力線の３相一括で設けられた電流検出器により検出する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明では、３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭコンバータの制御装置として、３相各々の入力電流を検出し、それらの和を零相電流成分として演算する方式、または零相電流を専用の電流検出器で検出する方式で、零相電流成分を求め、交流入力電流からこの零相電流成分を削除してノーマル電流として電流制御する電流調節器と、零相電流成分だけを制御する電流調節器を個別に設けているため、ノーマル電流制御のゲインと零相電流制御のゲインを個別に設定することが可能となる。この結果、適切なゲインを設定することができ、入力高調波を低減し、かつ安定に直流電圧制御ができる電流制御システムを構築することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明の要点は、３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭコンバータの制御装置として、３相各々の入力電流を検出し、それらの和を零相電流成分として演算する方式、又は零相電流を専用の電流検出器で検出する方式で、零相電流成分を求め、交流入力電流からこの零相電流成分を削除してノーマル電流として電流制御する電流調節器と、零相電流成分だけを制御する電流調節器を個別に設けている点である。
【実施例１】
【０００８】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。従来例と同じ機能については、同じ番号を振り、説明を割愛する。本実施例は、Ｒ相の電流とＴ相の電流を調節する二つの電流調節器と、零相電流（Ｎ相電流）を調節する電流調節器を用いる場合の実施例である。二つの相の電流を調節する電流調節器はいずれの相でも選択可能であることは言うまでもない。
電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの出力量の和に乗算器３３で１／３をかけ、本来、相電流に含まれる零相電流成分を演算する。この零相電流を例えば電流検出器１４ａで検出されるR相電流と電流検出器１４ｃで検出されるT相の電流から加算器３１ａ及び３１ｃで減算し、ノーマル成分としてから、従来例と同様に電流指令との差を加算器３０ａ、及び３０ｃで演算し、それぞれノーマル電流調節器１９ａ及び１９ｃに入力する。二つのノーマル電流調節器１９ａ及び１９ｃの出力（Ｒ相用、Ｔ相用）は加算器３６で演算され、Ｓ相用の制御信号となる。
これらの出力から、前記零相電流調節器の出力を加算器３４ａ、３４ｂ、３４ｃで減算し、従来例と同様に電圧検出量と加算することで、電圧指令信号とする。これらの電圧指令信号はゲート信号生成器２１に入力され、キャリア信号発生器２２のキャリア信号と比較された後、パルス分配回路などを経由してコンバータスイッチング素子用ゲート信号が生成される。
【実施例２】
【０００９】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、零相電流の求め方である。第１の実施例では、コンバータの交流入力電流を交流電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃで検出し、これらの加算値に１／３を掛けた値を零相電流として用いているが、本実施例では、零相電流検出器１５からの検出値を零相電流としている。従って、第１の実施例で用いられている加算器３２、乗算器３３が不要となる。その他構成及び動作は実施例１と同じである。
ここで、零相電流検出器１５は、図４に示すようにコンバータ５の直流出力の正極と負極間に設けられたコンデンサ６ａと６ｂとの直列回路の直列接続点とトランス２のＮ点（中性点）との間に接続されているが、コンバータ５の交流入力線一括の電流を検出する電流検出器を設けても良い。
【産業上の利用可能性】
【００１０】
本発明は、零相電流（コモンモード電流）が流れるような変換装置（ここではＰＷＭコンバータ）の制御を安定に行わせるための制御方式である。コンバータに限らず逆変換回路への適用も可能で、無停電電源装置、可変速インバータなどへも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施例を示す制御回路ブロック図を示す。
【図２】本発明の第２の実施例を示す制御回路ブロック図を示す。
【図３】従来のＰＷＭコンバータ装置の第１の構成例を示す。
【図４】従来のＰＷＭコンバータ装置の第２の構成例を示す。
【図５】従来のＰＷＭコンバータ装置の電流制御回路ブロック図例を示す。
【図６】従来のＰＷＭコンバータ装置の電流指令生成制御回路ブロック図例を示す。
【符号の説明】
【００１２】
１・・・交流電源          ２・・・トランス          ３・・・フィルタコンデンサ
４・・・リアクトル          ５・・・コンバータ
６ａ、６ｂ・・・コンデンサ          ７・・・直流電圧検出器
１３・・・負荷          １４ａ、１４ｂ、１４ｃ・・・交流電流検出器
１５・・・零相電流検出器          １６ａ、１６ｂ、１６ｃ・・・交流電圧検出器
１７・・・直流電圧指令発生器          １８・・・直流電圧調節器
１９ａ、１９ｂ、１９ｃ・・・ノーマル電流調節器
２０・・・零相電流調節器          ２１・・・ゲート信号生成器
２２・・・キャリア発生器          ２３ａ、２３ｂ・・・制御回路
３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３１ａ、３１ｃ、３２、３４ａ、３４ｂ、３４ｃ、３５ａ、３５ｂ、３５ｃ、３６・・・加算器
３３、３７ａ、３７ｂ、３７ｃ・・・乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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