(57)【要約】【課題】直流電源の直流電圧を昇圧した後、インバータで交流に変換して負荷に供給する電力変換装置において、直流電源から最終的な交流電力を得るたまでの効率向上を図る。【解決手段】直流電源１に対して順極性方向のバイパスダイオード２を直列接続してなる直流電源モジュール２０と、直流電源の出力電圧Ｖｓを昇圧して出力する昇圧回路３とを設け。直流電源モジュール２０の出力端子と昇圧回路の出力端子とを並列接続してインバータ５の入力端子に接続するように構成している。そして、昇圧回路３が非動作時には、バイパスダイオード２が直流電源モジュールの出力に対して昇圧回路３をバイパスさせる。【選択図】    図１
2010093978.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力直流電力をインバータで交流に変換して負荷あるいは電力系統に電力供給する電力変換装置において、
前記直流電源に対して順極性方向のバイパスダイオードを直列接続してなる直流電源モジュールと、
リアクトルとスイッチ素子とチョッパダイオードとからなり、前記直流電源の出力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
前記直流電源モジュールの出力端子と前記昇圧回路の出力端子とを並列接続して前記インバータの入力端子に接続する並列回路と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流電源の出力直流電力をインバータで交流に変換して負荷あるいは電力系統に電力供給する電力変換装置において、
前記直流電源に対して順極性方向のバイパスダイオードを直列接続してなる複数の直流電源モジュールと、
リアクトルとスイッチ素子とチョッパダイオードとからなり、前記各直流電源の出力電圧を昇圧してそれぞれ出力する複数の昇圧回路と、
前記各直流電源モジュールの各出力端子と前記各昇圧回路の各出力端子とを一括して並列接続して前記インバータの入力端子に接続する並列回路と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
直流電源の出力直流電力をインバータで交流に変換して負荷あるいは電力系統に電力供給する電力変換装置において、
前記直流電源に対して順極性方向のバイパスダイオードを直列接続してなる複数の直流電源モジュールと、
リアクトルとスイッチ素子とチョッパダイオードとからなり、逆流防止ダイオードを介して互いに並列接続された前各直流電源モジュールの各直流電源の出力電圧を昇圧して出力する１個の昇圧回路と、
前記各直流電源の前記昇圧回路への電圧供給路に介挿された複数の逆流防止ダイオードと、
前記各直流電源モジュールの各出力端子と前記昇圧回路の出力端子とを一括して並列接続して前記インバータの入力端子に接続する並列回路と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽光発電や熱発電、あるいは燃料電池等で得られる直流電力を交流電力に変換して交流の負荷や電力系統に供給する電力変換装置に係わり、特に、昇圧回路の非動作期間における効率を向上できる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光のエネルギを電気エネルギに変換するソーラーパネルの普及が進められている。一般住宅において、例えば、屋根に配設されたソーラーパネル（太陽電池）で発電された直流電力はパワーコンディショナによって交流に変換され、電力系統に出力される。この直流を電力系統に同期した電圧の交流に変換する電子機器としてインバータが使用される（例えば非特許文献１参照）。
【０００３】
このインバータはブリッジ接続された複数の半導体スイッチ素子から構成されており、この各半導体スイッチ素子の導通パルス幅をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することにより、出力する交流電圧を制御することができる。このような動作で直流を交流に変換するインバータにおいては、インバータから出力される交流電圧の最大値は、入力される直流電圧によって制限される。例えば、一般家庭における電圧である交流２００Ｖを得るためには直流２８２Ｖが必要である。通常は余裕を見て直流電圧を２８２Ｖ以上に設定する。
【０００４】
しかし、屋根に配設された多数のソーラーパネル（太陽電池）の発電電圧は、例えば、通常２００Ｖ程度であり、しかも発電電圧は、天候や日照に応じて大きく変化する。したがって、発電電圧が低い時間帯においては発電された電圧を昇圧する必要がある。よって、パワーコンディショナとしては、ソーラーパネル等の直流電源の出力を昇圧回路で所定電圧まで昇圧したのちインバータで交流に変換する。
【０００５】
しかし、直流電圧の電圧昇圧率が高くなると昇圧回路を構成するスイッチ素子やチョッパダイオードの損失が大きくなり、パワーコンディショナ全体のエネルギ変換効率が低下するという問題がある。
【０００６】
この昇圧回路に起因する効率低下の問題を解消するために、昇圧回路の力出力電圧が十分高い時にこの昇圧回路をバイパスするバイパス回路を取付ける手法が特許文献１に提唱されている。
【０００７】
図１２は、上述した昇圧回路に対してバイパス回路を取付る手法を採用した電力変換装置の概略構成図である。
【０００８】
太陽光による直流電源１の正端子と負端子間に昇圧回路３が接続され、この昇圧回路３の出力端子間に平滑コンデンサ４が取付けられ、この平滑コンデンサ４の両端子間にインバータ５が接続されている。このインバータ５に対して、必要により高周波を低減するためのフィルタ（図示せず）を介して、交流の負荷又は電力系統６が接続される。さらに、直流電源１の正端子と昇圧回路３の正側出力端子との間にバイパス回路８が接続される。
【０００９】
昇圧回路３は、図示するように、リアクトルＬｃ、ＩＧＢＴ等のスイッチ素子Ｓｃ、チョッパダイオードＤｃの各一端が接続された構成を有しており、リアクトル・スイッチ素子の端子間に電圧Ｖｓを印加した場合に、チョッパダイオード・スイッチ素子の両端子間の出力電圧が上昇するように、スイッチ素子Ｓｃのゲート信号のパルス幅を制御している。図１２においては、リアクトルＬｃの他端が直流電源１の正端子に接続され、スイッチ素子Ｓｃの他端が直流電源１の負端子に接続されている。また、チョッパダイオードの他端がインバータ５の正入力端子に接続されている。
【００１０】
直流電源１から出力される電圧Ｖｓが所定電圧以下の場合は、バイパス回路８を開放状態にする。この状態において、直流電源１から出力された電圧Ｖｓの直流電力は、昇圧回路３で電圧Ｖｄまで昇圧されて、インバータ５に印加され、このインバータ５で交流に変換されて、交流の負荷又は電力系統６へ供給される。
【００１１】
そして、昇圧回路３の入力電圧Ｖｓが所定電圧を超えると、昇圧回路３は昇圧動作を停止すると同時にバイパス回路８を閉じる。したがって、直流電源１から出力された直流電流は、ほとんど、昇圧回路３を流れることなく、バイパス回路８を経由して直接インバータ５に入力される。
【００１２】
仮にバイパス回路８が開放状態で、昇圧回路３のスイッチ素子Ｓｃがオフしている場合には、直流電源１から出力された電流は、この昇圧回路３におけるリアクトルＬｃ、チョッパダイオードＤｃを経由して、インバータ５に入力される。
【００１３】
しかし、直流電源１から出力された電流がリアクトルＬｃ、チョッパダイオードＤｃを流れる時にこれらの素子が有する抵抗に起因する抵抗損が発生して、システムとしての効率が低下する。特に、直流電源１の最大電力が大きい場合は、昇圧回路３に流入する直流電流も大きくなるので、上記抵抗損が増大する。
【００１４】
したがって、昇圧回路３の入力電圧Ｖｓが所定電圧を超えると昇圧回路３をバイパスする、抵抗値をほとんど無視できるバイパス回路８を設けることによって、システム全体の効率を向上できる。
【非特許文献１】「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS, Vol.42, No.2 (通巻142号), 2002年
【特許文献１】特開２００６―２３８６２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、図１２に示す電力変換装置においてもまだ解消すべき、次のような課題があった。
【００１６】
図１３に、バイパス回路８の詳細構成を示す。入力電圧Ｖｓが所定電圧を超えると昇圧回路３の昇圧動作を停止する制御回路に、この昇圧動作の停止信号で起動されるリレーが組込まれている。このリレーの接点８ａがバイパス回路８を構成する。そして、このリレーの接点８ａに並列に自己消弧型の半導体スイッチ８ｂが接続される。
【００１７】
一般に、直流電流は遮断しにくいが、このように半導体スイッチ８ｂをリレーの接点８ａの並列に備えることにより容易に遮断できる。その場合、リレーの接点８ａを開放するのと同時に半導体スイッチ８ｂをオンさせ、一旦電流を半導体スイッチ８ｂに移す。これによりリレーの接点８ａを流れる電流が遮断され、その後半導体スイッチ８ｂをオフする。
【００１８】
しかしながら、図１３に示すバイパス回路８は構成が複雑であり、バイパス回路８の開閉のための専用の制御回路が必要となる。また、直流電源１への逆流を防止するために、半導体スイッチ８ｂ等のバイパス回路８の遮断制御も必要であり、バイパス回路構成の複雑さに加えて制御も複雑であり、かつリレーの電流センサを必要とするなどのために電力変換装置の製造費が上昇する。
【００１９】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、たとえ直流電源の出力電圧が大きく変動したとしても、複雑な制御を一切必要としなくて、簡単な回路構成で直流電源から出力される直流電力を高効率で交流電力に変換でき、さらに装置コストを低減できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記課題を解消するために、本願の第１の発明は、直流電源の出力直流電力をインバータで交流に変換して負荷あるいは電力系統に電力供給する電力変換装置において、直流電源に対して順極性方向のバイパスダイオードを直列接続してなる直流電源モジュールと、リアクトルとスイッチ素子とチョッパダイオードとからなり、直流電源の出力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、直流電源モジュールの出力端子と昇圧回路の出力端子とを並列接続してインバータの入力端子に接続する並列回路とを備えている。
【００２１】
また、本願の第２の発明は、直流電源の出力直流電力をインバータで交流に変換して負荷あるいは電力系統に電力供給する電力変換装置において、直流電源に対して順極性方向のバイパスダイオードを直列接続してなる複数の直流電源モジュールと、リアクトルとスイッチ素子とチョッパダイオードとからなり、各直流電源の出力電圧を昇圧してそれぞれ出力する複数の昇圧回路と、各直流電源モジュールの各出力端子と各昇圧回路の各出力端子とを一括して並列接続してインバータの入力端子に接続する並列回路とを備えている。
【発明の効果】
【００２２】
このように構成された、本願の第１の発明においては、直流電源とバイパスダイオードとを直列接続してなる直流電源モジュールの出力端子と、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路の出力端子とを並列接続してインバータの入力端子に接続されている。昇圧回路は、直流電源の出力電圧が所定電圧を超えると昇圧動作を停止する。
【００２３】
したがって、直流電源の出力電圧Ｖｓが昇圧回路の出力電圧Ｖｄより低い状態においては、昇圧回路は昇圧動作中であり、直流電源モジュールの出力電圧Ｖｓは昇圧回路の出力電圧Ｖｄより低いので、直流電源モジュールのバイパスダイオードには逆電圧が印加され、直流電源の出力電流はバイパスダイオードを流れずに昇圧回路を通ってインバータへ供給される。すなわち、昇圧回路が昇圧動作をしている間は、バイパスダイオードは逆流防止ダイオードとして作用する。
【００２４】
次に、昇圧回路が昇圧動作停止中のときには、直流電源モジュールのバイパスダイオードには順方向電圧が印加され、直流電源の出力電流はバイパスダイオードを経由してインバータへ供給される。
【００２５】
この場合、直流電源の出力電流は停止中の昇圧回路内にも流れるが、昇圧回路のリアクトルやチョッパダイオードの抵抗に比較して、バイパスダイオードの順方向抵抗が格段に小さいので、直流電源の出力電流の大部分がバイパスダイオードを経由してインバータに供給される。
【００２６】
昇圧回路が停止しているときに、直流電源の電圧Ｖsが低下し、インバータ入力電圧Ｖｄよりも低くなった場合でも、バイパスダイオードが直流電源への逆流を防止する。すなわち、昇圧回路の動作状態に関わらず、バイパスダイオードは常に逆流防止ダイオードでもある。したがって、本発明は、昇圧回路のない構成のシステムでは不可欠である逆流防止ダイオードを、昇圧回路を付加した構成での昇圧回路のバイパス回路として利用することを特徴としたシステムである、とも言える。
【００２７】
このように、逆流防止ダイオードとバイパスダイオードを兼用することで、複雑な回路構成を不要とし、かつバイパス回路のための制御回路は一切不要であり、直流電源から出力される直流電力を高効率で交流電力に変換でき、さらに装置コストを削減できる。
【００２８】
本願の第２発明においても、先の第１発明とほぼ同様の作用効果を奏することが可能である
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の各実施形態を図面を用いて説明する。
【００３０】
（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態に係わる電力変換装置の概略構成図である。図１２に示す従来の電力変換装置と同一分部にはは同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。
【００３１】
この第１実施形態の電力変換装置は、大き分けて、直流電源１とバイパスダイオード２からなる直流電源モジュール２０と、直流電源１の出力電圧Ｖｓを所定の出力電圧Ｖｄまで昇圧する昇圧回路３と、平滑コンデンサ４と、負荷あるいは電力系統６に交流電力を供給する単相あるいは多相のインバータ５とで構成されている。
【００３２】
直流電源１の正端子に対して順極性方向のバイパスダイオード２を直列接続してなる直流電源モジュール２０の出力電圧は、平滑コンデンサ４の両端子間、及びインバータ５の両端子間に印加される。
【００３３】
昇圧回路は、図に示した昇圧回路３と構成及び動作が同じであり、直流電源１の出力電圧Ｖｓを昇圧して、平滑コンデンサ４及びインバータ５に電力供給する。直流源モジュール２０と昇圧回路３とは出力電圧をインバータ５に並列に入力する並列回路を構成する。
【００３４】
このような構成の第１実施形態の電力変換装置において、直流電源１の電圧Ｖｓが所定電圧を超えると、この昇圧回路３はスイッチ素子Ｓｃをオフして昇圧動作を停止する。昇圧回路３のスイッチ素子Ｓｃがオフしている場合に、直流電源１の出力電流Ｉｓは、バイパスダイオード２と、昇圧回路３のリアクトルＬｃおよびチョッパダイオードＤｃの直列回路とに分流してインバータ５側に流れる。但し、リアクトルＬｃの抵抗分のために、直流電源１の出力電流Ｉｓのほとんどはバイパスダイオード２側を流れる。
【００３５】
直流電源１の電圧Ｖｓが所定電圧以下になると、昇圧回路３は昇圧動作を開始する。この場合、直流電源１の電圧Ｖｓが出力電圧Ｖｄ以下になるので、直流電源１の出力電流Ｉｓは昇圧回路３を介して流れ、バイパスダイオード２には流れない。このときバイパスダイオード２は逆流防止ダイオードとして作用する。
【００３６】
以上のように、昇圧回路３による昇圧の動作／非動作の制御によって直流電源１の出力電流Ｉｓの経路が制御でき、図１３のようなバイパス回路の複雑な制御は不要である。
【００３７】
次に、昇圧回路３のスイッチ素子Ｓｃをオフし、直流電源１の出力電流（直流電源電流）Ｉｓが、バイパスダイオード２と、昇圧回路３のリアクトルＬｃおよびチョッパダイオードＤｃの直列回路とに分流しているときの損失について説明する。
【００３８】
バイパスダイオード２の電流をＩdbとしたとき、昇圧回路３側の電流Ｉcは（Ｉｓ―Ｉdb）である。電流Ｉdbが流れているときのバイパスダイオード２の電圧降下をＶdb（Ｉdb）とすれば、バイパスダイオード２の損失Ｐdbは(1)式となる。
【００３９】
Ｐdb＝Ｖdb（Ｉdb）・Ｉdb                                        …(1)
リアクトルＬｃとチョッパダイオードＤｃとの直列回路の電圧降下もＶdb（Ｉdb）であるから、この直列回路の損失Ｐｃは(2)式となる。
【００４０】
Ｐｃ＝Ｖdb（Ｉdb）・Ｉｃ＝Ｖdb（Ｉdb）・（Ｉｓ―Ｉdb）        …(2)
したがって、両回路の損失和（Ｐdb＋Ｐｃ）は(3)式となる。
【００４１】
（Ｐdb＋Ｐｃ）＝Ｖdb（Ｉdb）・Ｉdb＋Ｖdb（Ｉdb）・（Ｉｓ―Ｉdb）
＝Ｖdb（Ｉdb）＋Ｉｓ
…(3)
ここで、直流電源電流Ｉｓよりもバイパスダイオード２の電流Ｉdbが小さいので、バイパスダイオード２の電圧Ｖdb（Ｉdb）は直流電源電流Ｉｓが全てバイパスダイオード２に流れた場合の電圧Ｖdb（Ｉｓ）よりも小さい。
【００４２】
すなわち、(3)式の損失（Ｐdb＋Ｐｃ）は直流電源電流Ｉｓが全てバイパスダイオード２に流れた場合の損失Ｖdb（Ｉｓ）・Ｉｓよりも小さいことを示している。実際は直流電源電流Ｉｓのほとんどがバイパスダイオード２に流れるので、直流電源電流Ｉｓが全てバイパスダイオード２に流れたときの損失よりも少しだけ小さくなる。
【００４３】
バイパスダイオード２がなく、直流電源電流Ｉｓが全てリアクトルＬｃとチョッパダイオードＤｃとの直列回路に流れた場合の損失と比べた場合に、少なくともリアクトルＬｃの損失分だけ小さくなる。
【００４４】
図１２、図１３の説明にも記載したように、昇圧回路３で昇圧しているときには更にスイッチ素子Ｓｃの損失が加わるので、直流電源電圧Ｖｓが高いときに昇圧回路３の昇圧動作を停止し、バイパスダイオード２にほとんどの電流が流れるようにすることで、常に昇圧回路３を動作させた場合に比べて大幅な損失低減となり、高効率化を実現できる。
【００４５】
直流電源電圧Ｖｓが低い場合には昇圧回路３で昇圧する必要があるが、直流電源１が太陽光パネルの場合には、電圧が低くなるのは太陽の日射量が少なく発電量が小さい場合である。このような場合には出力される直流電源電流Ｉｓが小さい状態なので、発電量が小さい場合だけに動作する昇圧回路３の電流定格は小さくてよく、小形・低コストの昇圧回路３とすることができる。また、電流が小さいので、損失も小さい。
【００４６】
（第２実施形態）
図２は本発明の第２実施形態に係わる電力変換装置の概略構成図である。図１に示す本発明の第１実施形態の電力変換装置と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。
【００４７】
この第２実施形態においては、直流電源モジュール２０内において、直流電源１とバイパスダイオード２との位置を入れ替えて、直流電源１の負端子に順極性方向にバイパスダイオード２を直列接続している。そして、昇圧回路３のチョッパダイオードＤｃがバイパスダイオード２に並列なるように構成されている。昇圧回路３のリアクトルＬｃの他端が直流電源１の負端子に接続され、スイッチ素子Ｓｃの他端が直流電源１の正端子に接続されている。また、チョッパダイオードＤｃの他端がインバータ５の負側入力端子に接続されている。
【００４８】
この第２実施形態の電力変換装置は先に説明した第１実施形態の電力変換装置と、ほぼ同じ作用効果を奏することが可能である。
【００４９】
（第３実施形態）
図３は本発明の第３実施形態に係わる電力変換装置の概略構成図である。図１に示す本発明の第１実施形態の電力変換装置と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。
【００５０】
図１の第１実施形態の電力変換装置が１個の直流電源モジュール２０と１個の昇圧回路３とが組込まれているのに対して、この第３実施形態の電力変換装置は、２個の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂと２個の昇圧回路３ａ、３ｂとが組込まれている。
【００５１】
昇圧回路３ａは直流電源モジュール２０ａを構成する直流電源１ａの電圧Ｖｓａを電圧Ｖｄまで昇圧してインバータ５に印加する。
【００５２】
同様に、昇圧回路３ｂは直流電源モジュール２０ｂを構成する直流電源１ｂの電圧Ｖｓｂを電圧Ｖｄまで昇圧してインバータ５に印加する。
【００５３】
そして、２個の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂの出力電圧、及び２個の昇圧回路３ａ、３ｂの出力電圧は、インバータ５に対して並列に入力される。
【００５４】
したがって、この第３実施形態は第１実施形態とほぼ同じ作用効果を奏することが可能である。
【００５５】
なお、この実施形態においては、直流電源モジュール２０ａ、２０ｂが２個の場合を示したが、この直流電源モジュール２０ａ、２０ｂの設置数に制限はない。直流電源モジュール２０ａ、２０ｂの設置数を増加して電源容量を大きくすることができる。
【００５６】
また、図３は各直流電源モジュール２０ａ、２０ｂを図１に示した構成で示しているが、全てあるいは一部の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂを図２に示した構成にしてもよい。
【００５７】
昇圧回路３ａ、３ｂの昇圧動作の開始・停止のタイミング制御は各直流電源モジュール２０ａ、２０ｂ毎に独立して行うこともできるし、全部の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂを同一タイミングで行うこともできる。
【００５８】
（第４実施形態）
図４は本発明の第４実施形態に係わる電力変換換装置の概略構成図である。図３に示す本発明の第３実施形態の電力変換装置と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。
【００５９】
第３実施形態の電力変換装置においては、２個の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂと２個の昇圧回路３ａ、３ｂとが組込まれているのに対して、この第４実施形態においては、２個の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂと１個の昇圧回路３とが組込まれている。
【００６０】
各直流電源モジュール２０ａ、２０ｂにおける直流電源１ａ，１ｂの各出力電圧Ｖｓａ、Ｖｓｂは一つの昇圧回路３にて、電圧Ｖｄまで昇圧されたのち平滑コンデンサ４お及びインンバータ５の入力端子間に印加される。
【００６１】
すなわち、直流電源１ａとバイパスダイオード２ａからなる直流電源モジュール２０ａと、直流電源１ｂとバイパスダイオード２ｂからなる直流電源モジュール２０ｂと、昇圧回路３とは、それぞれの出力をインバータ５に対して並列に出力する並列回路を形成する。
【００６２】
さらに、各直流電源モジュール２０ａ、２０ｂの各直流電源１ａ，１ｂの各正端子と昇圧回路３のリアクトルＬｃとの間には、それぞれ逆流防止ダイオード７ａ、７ｂが介挿されている。
【００６３】
このような構成の第４実施形態の電力変換装置において、昇圧回路３用の逆流防止ダイオード７ａ、７ｂは、昇圧回路３の入力点（リアクトルＬｃの先端部）に対して、並列接続された直流電源１ａ，１ｂが、それぞれ異なる出力電圧Ｖｓａ、Ｖｓｂ（Ｖｓａ＞Ｖｓｂ）を有する場合において、高い電圧の直流電源１ａ（１ｂ）から低い電圧の直流電源１ｂ（１ａ）側に電流が逆流することを防ぐ機能を有する。
【００６４】
昇圧回路３が非動作期間中においては、各直流電源電流Ｉｓのほとんどはバイパスダイオード２ａ、２ｂを通ってインバータ５へ流れる。直流電源電圧Ｖｓが規定電圧より低くなり、昇圧回路３が動作期間中においては、直流電源電流Ｉｓは昇圧回路３を通って流れ、バイパスダイオード２ａ、２ｂには逆電圧が印加され、電流は流れない。
【００６５】
なお、図４は２個の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂを設けたが、直流電源モジュール２０ａ、２０ｂの数に上限はない。直流電源モジュール数を増加して電源容量を大きくすることができる。また、直流電源モジュール２０に対する昇圧回路７の接続関係を、図２に示した構成にしてもよい。図２に示した構成の場合の逆流防止ダイオード７ａ、７ｂの向きは図４と逆になることは明らかである。
【００６６】
（第５実施形態）
図５は本発明の第５実施形態に係わる電力変換装置の概略構成図である。図４に示す本発明の第４実施形態の電力変換装置と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。
【００６７】
この第５実施形態の電力変換装置においては、図４に示す第４実施形態の電力変換装置における、並列接続された２個の直流電源モジュール２０ａ、２０ｂと１個の昇圧回路３ａとの回路構成と、並列接続された３個の直流電源モジュール２０ｃ、２０ｄ，２０ｅと１個の昇圧回路３ｂとの回路構成とを、インバータ５に対して並列に接続されている。
【００６８】
このような構成であっても、それぞれ並列接続された２個の直流電源モジュールと１個の昇圧回路とで構成される回路構成は図４に示した第４実施形態の電力変換装置と同じ作用効果を奏することが可能である。
【００６９】
また、同様に、並列接続された３個の直流電源モジュールと１個の昇圧回路とで構成される回路構成も図４に示した、第４実施形態の電力変換装置と同じ作用効果を奏することが可能である。
【００７０】
したがって、これらの回路構成の各出力をインバータ５に並列に入力することにより、大容量の電力変換装置を構築できる。
【００７１】
次に、本発明の第１〜第５の各実施形態の電力変換装置に組込まれたインバータ５の構成を図６〜図１１を用いて説明する。
【００７２】
図６、図７に示すインバータ５は、構成が簡単で最も一般的に用いられる２レベルインバータであり、昇圧回路３の出力電圧Ｖｄが印加される正極入力端子Ｐと負極入力端子Ｎにそれぞれ接続された正側線３０Ｐと負側線３０Ｎとの間に、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を直列接続したレグと呼ばれる基本回路（レグ５１、５２、５３）が複数並列接続されている。そして、図６に示す正側線３０Ｐと負側線３０Ｎとの間に２個のレグ５１、５２が並列接続されたものが単相インバータである。また、図７に示す正側線３０Ｐと負側線３０Ｎとの間に３個のレグ５１、５２、５３が並列接続されたものが３相インバータである。
【００７３】
そして、直列接続したスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を交互にオンオフ、すなわち正弦波波形をパルス幅変調（ＰＷＭ）して、インバータ５からパルス状の交流電圧を出力する。必要に応じてこの出力された交流をフィルタで平滑することで、パルス状電圧波形を正弦波に近づけることができる。
【００７４】
図８、図９に示すインバータ５は、中性点クランプ式インバータと呼ばれるインバータであり、図８は単相の中性点クランプ式インバータであり、図９は３相の中性点クランプ式インバータである。この中性点クランプ式インバータは高電圧が出力可能で、かつ出力電圧高調波が少ない特長があり、電動機駆動用途などで広く用いられている。
【００７５】
図８の単相の中性点クランプ式インバータ及び図９の３相の中性点クランプ式インバータにおいて、昇圧回路３の出力電圧Ｖｄが印加される正極入力端子Ｐと負極入力端子Ｎにそれぞれ接続された正側線３０Ｐと負側線３０Ｎとの間に、一対の平滑コンデンサ４Ｐ、４Ｎが直列接続されている。したがって、昇圧回路３の出力電圧Ｖｄは、一対の平滑コンデンサ４Ｐ、４ＮでＶｄ／２に分圧されて、インバータ５に供給される。
【００７６】
このインバータ５における正側線３０Ｐと負側線３０Ｎとの間に接続された各レグ５１、５２，５３は、４つのスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を直列接続し、正側に位置するスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点と、負側に位置するスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４の接続点とをクランプダイオードＤｃｐ、Ｄｃｎを介して接続した構成である。
【００７７】
４つのスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の直列回路が正側線３０Ｐと負側線３０Ｎとに接続され、２個のクランプダイオードＤｃｐ、Ｄｃｎの接続点が平滑コンデンサ４Ｐ、４Ｎの中性点に接続されている。
【００７８】
このような構成のインバータ５において、４個のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のうちの２個がオンし、出力には正負電位に加えて中性点電位も出力できる。出力として３レベルの電位が得られるので、３レベルインバータとも呼ばれる。
【００７９】
図１０と図１１に示すインバータ５は、フライングキャパシタ式インバータと呼ばれるインバータであり、前述の中性点クランプ式とは異なる構成の３レベルインバータである。図１０は単相のフライングキャパシタ式インバータであり、図１１は、３相のフライングキャパシタ式インバータである。
【００８０】
このフライングキャパシタ式インバータにおいては、このインバータ５における正側線３０Ｐと負側線３０Ｎとの間に接続された各レグ５１、５２，５３は、４つのスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を直列接続し、正側に位置するスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点と、負側に位置するスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４の接続点とをフライングキャパシタＣｆを介して接続した構成である。
【００８１】
このような構成において、フライングキャパシタＣｆの静電容量を大きくし、電圧がＷｄ／２の電源として動作させる前述の中性点クランプ式とは異なる２個の組み合わせではあるが、やはり、４個のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のうちの２個がオンして、出力には３レベルの電位を得ることができる。
【００８２】
なお、出力電圧のレベルが、３レベルを超える多レベルのインバータもあり、本発明を適用できるインバータは図６〜図１１に限らない。入力の直流電圧Ｖｄを交流に変換するインバータであれば、どのような構成のインバータであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の第１実施形態の電力変換装置の概略構成図である。
【図２】本発明の第２実施形態の電力変換装置の概略構成図である。
【図３】本発明の第３実施形態の電力変換装置の概略構成図である。
【図４】本発明の第４実施形態の電力変換装置の概略構成図である。
【図５】本発明の第５実施形態の電力変換装置の概略構成図である。
【図６】本発明の各実施形態の電力変換装置のインバータの概略構成図である。
【図７】同じく各実施形態の電力変換装置のインバータの概略構成図である。
【図８】同じく各実施形態の電力変換装置のインバータの概略構成図である。
【図９】同じく各実施形態の電力変換装置のインバータの概略構成図である。
【図１０】同じく各実施形態の電力変換装置のインバータの概略構成図である。
【図１１】同じく各実施形態の電力変換装置のインバータの概略構成図である。
【図１２】従来の電力変換装置の概略構成図である。
【図１３】同従来の電力変換装置のバイパス回路の回路図である。
【符号の説明】
【００８４】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ…直流電源
２，２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ…バイパスダイオード
３，３ａ，３ｂ…昇圧回路
４，４Ｐ，４Ｎ…平滑コンデンサ
５…インバータ
６…負荷あるいは電力系統
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ…逆流防止ダイオード
８…バイパス回路
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ，２０ｅ…直流電源モジュール
３０Ｐ…正側線
３０Ｎ…負側線
５１，５２，５３…レグ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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