(57)【要約】【目的】過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが低下しても素早くリカバーし、しかもその後の出力電圧のオーバーシュートを対策することのできるスイッチング電源装置を提供する。【構成】時刻ｔ０で過負荷が発生すると、出力電圧Ｖｏおよびフィードバック信号ＶＦＢが減少する。ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴもクランプ回路の働きによりＶＦＢに追従して減少する。基準電圧Ｖｒｅｆ≧ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴとなるｔ１〜ｔ２の期間は、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴとフィードバック信号ＶＦＢが比較されて誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌが生成される。従い、誤差信号を生成するための、フィードバック信号ＶＦＢとその比較相手との差分は△Ｖ以上に大きくならないから、誤差信号およびスイッチング素子のオンデューティが過大になることを防ぐことができ、これにより出力電圧回復時のオーバーシュートを抑制することができる。【選択図】図２
2010136572.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源装置から負荷に対して出力される電圧値を検出してフィードバック信号を生成し、ソフトスタート信号および基準電圧信号のうち値の小さい方の信号と前記フィードバック信号との比較結果に基づきスイッチング手段のオン・オフを制御することにより前記負荷に一定の電圧を印加するようにしたスイッチング電源装置において、前記ソフトスタート信号の上限を前記フィードバック信号より所定値だけ高い値に制限するクランプ回路を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記ソフトスタート信号は、前記クランプ回路による制限がなければ単調増加する信号であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
積分コンデンサと該積分コンデンサを充電する電流源を備えて前記ソフトスタート信号を生成するソフトスタート回路、および前記クランプ回路として前記積分コンデンサを放電させる放電電流を生成する放電電流生成回路を有し、該放電電流生成回路は前記フィードバック信号および前記ソフトスタート信号を入力とし、前記ソフトスタート信号が小さいほど前記放電電流は小さく、前記ソフト信号が前記フィードバック電圧より前記所定値だけ高いときに前記放電電流が前記充電電流と等しくなることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記放電電流生成回路は、一対のトランジスタからなる差動対および該差動対に接続される第１のカレントミラー回路を備える差動増幅回路と、第２のカレントミラー回路とを有し、該第２のカレントミラーの入力側のトランジスタは前記差動対の前記フィードバック信号が入力されるトラジスタのドレインと接続され、前記第２のカレントミラーが前記入力側のトランジスタに流れる電流をコピーすることにより前記放電電流を生成することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソフトスタート信号によるソフトスタート機能を有するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置においては、電源起動時に電源回路に発生する突入電流防止を目的として、起動時のスイッチング信号のパルス幅をソフトスタート信号により徐々に広げていく制御を行うのが通常である（例えば特許文献１参照）。このようなスイッチング電源装置の構成例を図３に示す。図３は入力電圧Ｖｉｎより出力電圧Ｖｏを生成して負荷Ｚに供給するＰＷＭ（パルス幅変調）方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは誤差増幅回路１，ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴを生成するソフトスタート回路２，三角波Ｖｏｓｃを生成する発振器３，ＰＷＭコンパレータ４，スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳトランジスタ５，同期整流方式の転流素子としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタ６，ＰＷＭコンパレータ４の出力に従いＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６を駆動するドライブ回路７，インダクタ８，コンデンサ９，電圧設定用のフィードバック手段となる抵抗１０および１１，基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧源１２，並びに出力端子１３を有している。１４は入力電圧Ｖｉｎが供給される電源供給ラインである。誤差増幅回路１の反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗１０，１１で分圧した信号であるフィードバック信号ＶＦＢが入力され、出力端子と反転入力端子の間には位相補償素子として抵抗１５およびコンデンサ１６が接続されている。誤差増幅回路１の２つの非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆおよびソフトスタート信号ＶＳＯＦＴが入力され、両者のうち値の小さい方の信号とフィードバック信号ＶＦＢとの差が増幅されて、誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌが出力される。
【０００３】
ソフトスタート回路２は定電流源２０，コンデンサＣｓおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタのリセットトランジスタＭｓからなっていて、基本的には定電流源２０からの定電流ＩｓをコンデンサＣｓに積分する積分回路である。コンデンサＣｓが定電流Ｉｓにより充電されていくに従い、コンデンサＣｓの両端電圧は時間に対し直線的に上昇し、この信号がソフトスタート信号ＶＳＯＦＴとして誤差増幅回路１に供給される。コンデンサＣｓの両端電圧、すなわちソフトスタート信号ＶＳＯＦＴは入力電圧Ｖｉｎで飽和する。また、外部からリセットトランジスタＭｓにリセット信号ＲＥＳＥＴ＝Ｈ（Ｈｉｇｈ）が入力されると、リセットトランジスタＭｓが導通してコンデンサＣｓの電荷を放電して、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴがゼロにリセットされる。
【０００４】
ソフトスタート信号に関する上記の動作、および誤差増幅回路１における動作について、図４により説明する。リセット信号ＲＥＳＥＴがＨになるとソフトスタート信号ＶＳＯＦＴはゼロにリセットされ、その後リセット信号ＲＥＳＥＴがＬ（Ｌｏｗ）になるとソフトスタート信号ＶＳＯＦＴは直線的に増加し、最後は電圧Ｖｉｎで飽和する。一方、基準電圧Ｖｒｅｆは定電圧であり、上記のように誤差増幅回路１は両者のうち小さい方（すなわち最小値）の信号と、フィードバック信号ＶＦＢとを比較するので、フィードバック信号ＶＦＢに対する比較相手の信号は、図４の最下段の図のようになる。
【０００５】
ＰＷＭコンパレータ４の非反転入力端子には誤差増幅回路１からの誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌが入力され、反転入力端子には三角波Ｖｏｓｃが入力される。ＰＷＭコンパレータ４は誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌと三角波Ｖｏｓｃを比較し、三角波Ｖｏｓｃの信号レベルの方が小さければＬを、三角波Ｖｏｓｃの信号レベルの方が大きければＨをＰＷＭ信号としてドライブ回路７に出力するものである。ドライブ回路７は、ＰＷＭ信号を増幅してＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６を相補的に駆動する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のドレインは互いに接続されるとともにインダクタ８の一端に接続されている。またＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のソースはそれぞれ電源供給ライン１４および接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。インダクタ８の他端は出力端子１３に接続されている。出力端子１３とＧＮＤの間にはコンデンサ９および抵抗１０，１１の直列回路が並列に接続されている。抵抗１０と１１の接続点の電位はフィードバック信号ＶＦＢとして誤差増幅回路１の反転入力端子へ入力される。またＤＣ／ＤＣコンバータの負荷として出力端子１３には負荷１７が接続されている。
【０００６】
以下、簡単にこのＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。まずソフトスタート信号ＶＳＯＦＴを無視して（ＶＳＯＦＴが最大値になっている定常状態の場合に相当）、動作を説明する。
誤差増幅回路１は基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号ＶＦＢの差を増幅した誤差信号Ｅｒｒｏｒ  ＳｉｇｎａｌをＰＷＭコンパレータ４に入力する。ＰＷＭコンパレータ４は誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌと三角波Ｖｏｓｃを比較することにより、周期は一定であるが１周期内のＨとＬの割合が誤差増幅回路１の出力により変化する方形波パルス（ＰＷＭ信号）を、ドライブ回路７を介してＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のゲートに出力する。すなわち、（Ｖｒｅｆ−ＶＦＢ）が大きい（小さい）ほど１周期内のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５がオン（導通）する期間が長く（短く）なるような方形波パルスを発生し、インダクタ８に蓄積するエネルギを大きく（小さく）することにより出力電圧ＶＯを一定に保つ。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のゲートにも同様に方形波パルスが出力される。基本的にはＰチャネルＭＯＳトランジスタ５とＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のゲートに出力される方形波パルスは同相であるが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５とＮチャネルＭＯＳトランジスタ６が同時にオンして貫通電流が流れることがないように、両方オフの期間であるデッドタイムを設ける。
【０００７】
次に電源の起動時を考える。スイッチング電源装置の起動直後は出力電圧Ｖｏｕｔがゼロであり、基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号ＶＦＢが大きく乖離しているため、スイッチング素子（図３におけるＰチャネルＭＯＳトランジスタ５に相当）のオンデューティ（１スイッチング周期に対するスイッチング素子がオンしている期間の割合）が最大となる駆動パルスが出力される。しかし、起動直後は出力コンデンサ（図３のコンデンサ９に相当）が未充電であるため、上出力状態が短絡とほぼ等しくなるため、インダクタ（図３のインダクタ８に相当）に流れる電流が際限なく大きくなる。従い、インダクタやスイッチング素子に大電流が流れ、これらの素子が破壊されるおそれがある。そこでソフトスタート機能によりスイッチング素子のオン幅を徐々に広げていくことにより、インダクタに流れる電流を徐々に増加させ、出力コンデンサも徐々に充電されていく方式がとられる。
【０００８】
すなわち、電源の起動時は、図４に示すようにリセット信号ＲＥＳＥＴがソフトスタート回路に入力されて、ゼロを初期値として徐々に上昇していくソフトスタート信号ＶＳＯＦＴが生成される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔおよびフィードバック信号ＶＦＢはゼロであるものの、誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌを生成するためにフィードバック信号ＶＦＢと比較する相手の信号が、大きな乖離をもつ基準電圧Ｖｒｅｆではなくフィードバック信号ＶＦＢと同じくゼロを初期値とするソフトスタート信号ＶＳＯＦＴとなる。電源の起動時、スイッチング電源装置は、徐々に大きくなるソフトスタート信号ＶＳＯＦＴに出力電圧Ｖｏｕｔを追従させるため（フィードバック信号ＶＦＢがソフトスタート信号ＶＳＯＦＴに等しくなるよう動作するため）、スイッチング素子のオンデューティが過大なものになることを避けることができ、インダクタやスイッチング素子に大電流が流れることを防止できる。その後、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなると、フィードバック信号ＶＦＢに対する比較相手が基準電圧Ｖｒｅｆに変化する。これにより、フィードバック信号ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるよう、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧制御される。
【０００９】
ここで、一時的に過負荷状態が発生し、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下した場合を考える。図５はその様子を示すタイミングチャートである。同図（ｂ），（ｃ）には誤差信号Ｅｒｒｏｒ  ＳｉｇｎａｌからＰＷＭ信号を生成する様子を示す。上記のように、ＰＷＭコンパレータ４は誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌと発振器３からの三角波Ｖｏｓｃを比較して、誤差信号Ｅｒｒｏｒ  ＳｉｇｎａｌがＶｏｓｃより大きければＨ、そうでなければＬとなるＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号はドライブ回路７に入力され、ドライブ回路７は、ＰＷＭ信号がＨであればＰチャネルＭＯＳトランジスタ５をオン，ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６をオフとし、ＬであればＰチャネルＭＯＳトランジスタ５をオフ，ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６をオンとする。すなわち、三角波Ｖｏｓｃの周期に対するＰＷＭ信号がＨとなっている期間の比が、スイッチング素子のオンデューティとなる。誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌは、誤差増幅回路１が図６（ａ）に示すフィードバック信号ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅して生成され、過負荷が発生する時刻Ｔ０までは一定の値となっている。
【００１０】
時刻Ｔ０で過負荷が発生して出力コンデンサ９から負荷に大量の電荷が流れ出すと出力電圧Ｖｏが低下し、Ｖｏを分圧したフィードバック信号ＶＦＢも低下する。すると、フィードバック信号ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの差が増大するので、図５（ｂ）に示すように誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌも増大する。ここで、位相補償素子が遅れ要素としてはたらくため、誤差増幅回路１の出力である誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌは入力のフィードバック信号ＶＦＢより遅れて変化する。図５（ｃ）に示すように、誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌが増大するとＰＷＭ信号のＨ期間が長くなり、すなわちオンデューティが大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔを上げるよう機能する。しかしながら、上記のように誤差増幅回路１が基本的に遅れ要素（積分要素）を含むこと、および出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下したときに誤差増幅回路１への２つの入力信号の差が大きく広がったことにより、その後出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して目標値に達しても、すなわちフィードバック信号ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆに達しても、誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌはまだ大きな値を保持していて定常値に戻るまで時間を要し、出力電圧Ｖｏｕｔがさらに上昇を続けてオーバーシュートを生じてしまう。従い、過負荷により出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、その後にオーバーシュートが生じてしまうという問題がある。
【００１１】
このような問題に対し、特許文献２に示すスイッチングレギュレータでは、出力電圧が目標値に達しない場合はソフトスタート回路をリセットして、ソフトスタート信号を再度ゼロから立ち上げることにより出力電圧のオーバーシュートが生じないようにしている。
【特許文献１】特開平１１−７５３６５号公報
【特許文献２】特開２００８−７２７８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
特許文献２に開示されているスイッチングレギュレータのようにソフトスタート信号を再度ゼロから立ち上げるようにすると、出力電圧が目標値より大きいことに相当してしまうので誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌが減少し、これによりスイッチング素子のオンデューティが減少して出力電圧Ｖｏｕｔが益々低下してしまい、負荷の増大に対応できない。すなわち、スイッチング電源装置としての応答に問題があることになる。
【００１３】
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は上記の課題を解決して、過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが低下しても素早くリカバーし、しかもその後出力電圧のオーバーシュートを対策することのできる電源供給装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
そこで、上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、スイッチング電源装置から負荷に対して出力される電圧値を検出してフィードバック信号を生成し、ソフトスタート信号および基準電圧信号のうち値の小さい方の信号と前記フィードバック信号との比較結果に基づきスイッチング手段のオン・オフを制御することにより前記負荷に一定の電圧を印加するようにしたスイッチング電源装置において、前記ソフトスタート信号の上限を前記フィードバック信号より所定値だけ高い値に制限するクランプ回路を有するスイッチング電源装置であることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記ソフトスタート信号は、前記クランプ回路による制限がなければ単調増加する信号であることを特徴とする。
請求項３に係る発明は、請求項１または２に係る発明において、積分コンデンサと該積分コンデンサを充電する電流源を備えて前記ソフトスタート信号を生成するソフトスタート回路、および前記クランプ回路として前記積分コンデンサを放電させる放電電流を生成する放電電流生成回路を有し、該放電電流生成回路は前記フィードバック信号および前記ソフトスタート信号を入力とし、前記ソフトスタート信号が小さいほど前記放電電流は小さく、前記ソフト信号が前記フィードバック電圧より前記所定値だけ高いときに前記放電電流が前記充電電流と等しくなることを特徴とする。
【００１６】
請求項４に係る発明は、請求項３に係る発明において、前記放電電流生成回路は、一対のトランジスタからなる差動対および該差動対に接続される第１のカレントミラー回路を備える差動増幅回路と、第２のカレントミラー回路とを有し、該第２のカレントミラーの入力側のトランジスタは前記差動対の前記フィードバック信号が入力されるトラジスタのドレインと接続され、前記第２のカレントミラーが前記入力側のトランジスタに流れる電流をコピーすることにより前記放電電流を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
この発明のスイッチング電源装置は、出力電圧を検出してフィードバック信号を生成し、ソフトスタート信号および基準電圧信号のうち値の小さい方の信号とフィードバック信号とを比較して誤差信号を生成し、誤差信号に基づきスイッチング手段のオン・オフを制御することにより前記負荷に一定の電圧を印加するようにし、ソフトスタート信号の上限を前記フィードバック信号より所定値だけ高い値に制限するクランプ手段を有するよう構成される。これにより、過負荷により出力電圧およびフィードバック信号が低下してもソフトスタート信号がフィードバック信号に応じて低下し、誤差信号がフィードバック信号および値がそれと大きな差のないソフトスタート信号との差分に基づいて生成されるため、誤差信号が過大となることがなく、従いオーバーシュートも生じにくくなる。また、ソフトスタート信号がゼロリセットされず、出力電圧が低下すれば誤差信号を増大させるので、負荷の増大に適切に対応することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の実施の形態について、図１および図２を用いて説明する。スイッチング電源装置の全体構成は、図３に示す回路にクランプ回路を付加したものになる。図１に付加されるクランプ回路１００およびソフトスタート回路２の構成例を示す。ソフトスタート回路２は図３のものと同じである。なお、クランプ回路１００とソフトスタート回路２を合わせたものを新たなソフトスタート回路とみなしてもよい。図１に示されるソフトスタート信号ＶＳＯＦＴを、図３のソフトスタート信号ＶＳＯＦＴに置き換えて本発明の実施の形態が構成される。また、クランプ回路１００には図３に示されるフィードバック信号ＶＦＢが入力される。
【００１９】
クランプ回路１００は、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴの上限を前記フィードバック信号ＶＦＢより所定値だけ高い値に制限するものであり、バイアス電流Ｉｂを供給する定電流源１０１，ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２，およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４により構成されている。このうち、定電流源１０１，ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２，およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２は、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴおよびフィードバック信号ＶＦＢを入力とする差動増幅器の構成となっている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２は差動増幅器の差動対を構成している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２は差動対に接続され、ミラー比（ＭＮ２に流れる電流／ＭＮ１に流れる電流）がαの第１のカレントミラーを構成している。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３，ＭＮ４はミラー比（ＭＮ４に流れる電流／ＭＮ３に流れる電流）がβの第２のカレントミラーを構成していて、カレントミラー回路の入力端子となるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３のドレインは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２との接続点に接続されている。そして、第２のカレントミラー回路の出力端子となるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４のドレインは、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴを生成するコンデンサＣｓに接続されている。
【００２０】
クランプ回路１００は、上記の構成によりコンデンサＣｓの電荷を放電させる放電電流を生成する放電電流生成回路として機能するものである。クランプ回路１００において、（入力電圧フィードバック信号ＶＦＢ）＞＞（ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴ）であると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２より電流が流れやすい状況となり、このためＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１にはＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２より大きな電流が流れようとする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２はカレントミラーを構成しているため、両者に流れる電流はミラー比αで釣り合おうとするが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１の方に大きな電流が流れようとするので、それに対抗するためにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２に流れる電流はほとんど全てＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２に流れ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３にはほとんど電流は流れない。
【００２１】
この状態から、入力電圧フィードバック信号ＶＦＢに対するソフトスタート信号ＶＳＯＦＴの大きさが相対的に大きくなっていくと、ある時点で、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２がカレントミラーを構成していなくても両者に流れる電流の比がαとなる状況になる。例えば、α＝１ならば、ＶＳＯＦＴ＝ＶＦＢのとき両者の電流比がα＝１となる。α＞１であれば、ＶＳＯＦＴ＝ＶＦＢ＋△Ｖ１のとき両者の電流比がαとなる（△Ｖ１＞０）。さらにソフトスタート信号ＶＳＯＦＴが相対的に大きくなっていくと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２にミラー比αを超えた電流が流れようとし、そのミラー比αを超えた分の電流はＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３に分流される。第２のカレントミラーにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３に流れる電流のβ倍の電流がＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４に流れる。このＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４に流れる電流は、コンデンサＣｓの電荷を放電させる電流となり、ＶＳＯＦＴ＝ＶＦＢ＋△ＶとなったときにＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４に流れる電流と定電流源２０からの電流Ｉｓが等しくなると、コンデンサＣｓへの充電電流がなくなるためソフトスタート信号ＶＳＯＦＴはそれ以上大きくならない。すなわち、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴは当初単調増加する信号であるが、（ＶＦＢ＋△Ｖ）でクランプされる。
【００２２】
△Ｖの大きさは、ミラー比α，β、バイアス電流Ｉｓ，差動対を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２のサイズによって調整することができる。例えば、第１のカレントミラーのミラー比αが大きい（小さい）ほど△Ｖは大きく（小さく）なる。また、第２のカレントミラーのミラー比βが大きい（小さい）ほど△Ｖは小さく（大きく）なる。
【００２３】
また、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴがクランプされている状態でフィードバック信号ＶＦＢが変動すると、フィードバック信号ＶＦＢが減少する場合、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴは差分△Ｖを保ちながらフィードバック信号ＶＦＢに追従する形で変化する。また、フィードバック信号ＶＦＢが増加する場合、増加のスピードが定電流ＩｓによるコンデンサＣｓの積分電圧の上昇スピードより早ければ、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴはコンデンサＣｓの積分電圧の上昇スピードで上昇する。また、フィードバック信号ＶＦＢの増加スピードが定電流ＩｓによるコンデンサＣｓの積分電圧の上昇スピードより遅ければ、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴは差分△Ｖを保ちながらフィードバック信号ＶＦＢに追従する形で変化する。
【００２４】
従来のスイッチング電源装置に対する図５のタイミングチャートに対応する、本発明の実施の形態のタイミングチャートを図２に示す。図２は、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴが（ＶＦＢ＋△Ｖ）でクランプされている定常状態から始まるもので、時刻ｔ０で過負荷が発生し、これにより出力電圧Ｖｏおよびフィードバック信号ＶＦＢが減少する。誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌは、基準電圧Ｖｒｅｆおよびソフトスタート信号ＶＳＯＦＴのうち値の小さい方の信号とフィードバック信号ＶＦＢとを比較して生成されるので、時刻ｔ０以降の暫くの期間は、基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号ＶＦＢとの差分に基づいて誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌが生成される。時刻ｔ０以降はソフトスタート信号ＶＳＯＦＴもクランプ回路（放電電流生成回路）１００の働きにより減少していき、（基準電圧Ｖｒｅｆ）≧（ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴ）となる時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間は、ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴとフィードバック信号ＶＦＢとの差分に基づいて誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌが生成される。従い、誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌを生成するための、フィードバック信号ＶＦＢとその比較相手の差分は△Ｖ以上に大きくならないから、誤差信号Ｅｒｒｏｒ  Ｓｉｇｎａｌおよびスイッチング素子のオンデューティが過大になることを防ぐことができ、これにより出力電圧回復時のオーバーシュートを抑制することができる。
【００２５】
なお、図１に示すクランプ回路の構成は一例であり、これに限定するものではない。ソフトスタート信号ＶＳＯＦＴを（ＶＦＢ＋△Ｖ）でクランプできるものなら、他の方式であってもよい。
また、本発明の実施の形態は、スイッチング電源装置として図３に示すＰＷＭ方式の降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを例として挙げたが、これに限定するものではなく、ソフトスタート電圧が基準電圧より低い場合に、ソフトスタート信号が出力電圧の目標値を指示する形の全てのスイッチング電源装置を対象とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施の形態におけるクランプ回路の構成を説明する図である。
【図２】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置において、一時的に過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下した場合について説明するためのタイミングチャートである。
【図３】スイッチング電源装置の構成例を示す図である。
【図４】ソフトスタート信号および誤差増幅回路の動作について説明するための図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置において、一時的に過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下した場合について説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００２７】
１  誤差増幅回路
２  ソフトスタート回路
３  発振器
４  ＰＷＭコンパレータ
５  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
６  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
７  ドライブ回路
８  インダクタ
９，１６  コンデンサ
１０，１１，１５  抵抗
１２  基準電圧源
１３  出力端子
１４  入力電圧Ｖｉｎが供給される電源供給ライン
１７  負荷
２０，１０１  定電流源
１００  クランプ回路（放電電流生成回路）
Ｃｓ  コンデンサ
ＭＰ１，ＭＰ２  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍｓ  リセットトランジスタ
ＶＦＢ  フィードバック信号
ＶＳＯＦＴ  ソフトスタート信号
【図１】
2010136572.tif 000003
【図２】
2010136572.tif 000004
【図３】
2010136572.tif 000005
【図４】
2010136572.tif 000006
【図５】
2010136572.tif 000007