(57)【要約】【課題】安定的なモータ制御を広運転範囲において実現する。【解決手段】モータ制御装置３は、三相式のモータ１を駆動するインバータ２と直流電源４との間に流れる、直流電源４の出力電流（母線ＭL上の電流）から、モータ１の各相に流れる相電流を検出する第１の電流検出部と、モータ１の各相における相電流が個別に流れる配線に対して設けられた電流センサＳＮ２及びＳＮ３を用いて、相電流を検出する第２の電流検出部とを備える。モータ１の回転速度が比較的低い状態（モータ１への印加電圧が比較的低い状態）では第２の電流検出部による相電流の検出結果に基づきベクトル制御がなされ、モータ１の回転速度が比較的高く（モータ１への印加電圧が比較的高く）、第２の電流検出部による相電流検出が困難と判断される状態では、第１の電流検出部による相電流の検出結果に基づきベクトル制御がなされる。【選択図】図１
2010011540.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記モータの各相に流れる相電流を検出する第１の電流検出手段と、
前記モータの各相における相電流が個別に流れる配線に対して設けられた電流センサを用いて、前記相電流を検出する第２の電流検出手段と、
前記第１及び第２の電流検出手段の内、選択された一方の電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記モータを制御する制御手段と、を備えた
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記第１及び第２の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段を更に備え、
前記選択手段は、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断し、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断した場合に前記第２の電流検出手段を選択する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記選択手段は、前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報に基づいて、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記選択手段は、前記モータの回転速度が所定の基準速度よりも遅い場合に、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断する
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報、または、前記モータの回転速度を表す情報に基づいて、前記第１及び第２の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段を更に備えた
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
三相式のモータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項５の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、相電流を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の相電流の内、２相分の相電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。一般的には、図１７のモータ駆動システムの如く、２つの電流センサを用いて２相分の相電流を検出する。図１７のモータ駆動システムにて採用される、２つの電流センサを用いる電流検出方式を２シャント電流検出方式という。
【０００３】
インバータ（ＰＷＭインバータ）９０２は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を３相分備え、モータ制御装置９０３から与えられたＰＷＭ信号に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源９０４からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ９０１に供給され、モータ９０１が駆動制御される。
【０００４】
２シャント電流検出方式を採用する図１７のモータ駆動システムでは、インバータ２内に、Ｕ相電流及びＶ相電流を個別に検出するための２つの電流センサ９１０及び９１１が設けられる。図１７に示される回路構成では、Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンとなっている時に、電流センサ９１０及び９１１にＵ相及びＶ相電流が流れる。従って、モータ制御装置９０３は、Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンとなっている期間中に、電流センサ９１０及び９１１からのアナログ出力信号をサンプリングすることによってＵ相及びＶ相電流を検出し、その検出結果に基づいてＰＷＭ信号を生成する。
【０００５】
このサンプリングによって相電流を正確に検出するためには、各アームのスイッチングに伴う電流波形のリンギング等を考慮する必要があるため、Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンとなっている期間が短すぎると相電流の正確な検出ができない。故に、２シャント電流検出方式を採用する場合、その期間の長さを既定長さ以下に設定することができない。Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンとなる期間の減少は、モータ９０１への印加電圧を増加させることに相当するため、２シャント電流検出方式を用いる場合は、その期間の長さを既定長さ以下にできない分、電圧利用率（直流電圧９０４の出力電圧がモータ９０１の印加電圧として利用される割合）が低下する。このため、２シャント電流検出方式を用いた場合、高速領域の運転（モータの回転速度が比較的高い状態における運転）が困難となる。
【０００６】
一方、インバータと直流電源間の母線電流（直流電流）を１つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から２相分の相電流を検出する方式も提案されている。この方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）とも呼ばれており、この方式の基本原理は、例えば下記特許文献１に記載されている。
【０００７】
図１８に、１シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ９０２内の各下アームと直流電源９０４とを結ぶ線路を母線ＭLという。図１８のモータ駆動システムでは、母線ＭLに１つの電流センサ９１２が設けられ、モータ制御装置９０３ａは、電流センサ９１２の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内、電圧レベルが最大となる相（最大相）の相電流と最小となる相（最小相）の相電流、即ち、２相分の相電流を検出し、その検出結果に従ってインバータ９０２に対するＰＷＭ信号を生成する。
【０００８】
各相の電圧レベルが互いに十分離れている場合は、上述の処理によって２相分の相電流を検出することができるのであるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると２相分の相電流を検出できなくなる。尚、この２相分の相電流が検出できなくなることについての説明を含む１シャント電流検出方式の説明は、図４等を参照しつつ後にも行われる。
【０００９】
これに鑑み、１シャント電流検出方式において、２相分の相電流が実測不能となる期間には、インバータ内の各アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を補正するという手法が提案されている（例えば、下記特許文献２参照）。
【００１０】
この補正にも対応する、一般的な電圧指令値（パルス幅）の補正例を図１９に示す。図１９において、横軸は時間を表し、９２０ｕ、９２０ｖ及び９２０ｗは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電圧レベルを表している。各相の電圧レベルは各相に対する電圧指令値（パルス幅）に従う。図１９に示す如く、電圧の「最大相と中間相」及び「最小相と中間相」が所定間隔以下に接近しないように、各相の電圧指令値（パルス幅）が補正される。これにより、安定的に２相分の相電流を検出することが可能となる。しかしながら、電圧指令値（パルス幅）を補正することによって、図１９に示す如く相電圧が歪むため、騒音や振動が大きくなる。また、モータの低速回転時など、モータへの印加電圧が低い時には、３相全てに対して補正が必要となる場合が生じ、正確な相電流検出が困難となる。
【００１１】
【特許文献１】特許第２７１２４７０号公報
【特許文献２】特開２００３−１８９６７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述の如く、１及び２シャント電流検出方式の何れを採用した場合にも、各方式に特有の問題が生じるため、広い運転範囲（運転可能な回転速度の範囲）での安定的なモータ制御が難しい。
【００１３】
そこで本発明は、安定的なモータ制御を広運転範囲において実現するモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記モータの各相に流れる相電流を検出する第１の電流検出手段と、前記モータの各相における相電流が個別に流れる配線に対して設けられた電流センサを用いて、前記相電流を検出する第２の電流検出手段と、前記第１及び第２の電流検出手段の内、選択された一方の電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記モータを制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１５】
第１の電流検出手段は１シャント電流検出方式に基づいた相電流検出を行い、第２の電流検出手段は、２シャント電流検出方式に基づいた相電流検出を行う。モータ制御装置に第１及び第２の電流検出手段を設けると共にそれらを選択的に用いる制御手段を設けるようにすれば、両方式の得手／不得手を補完しあうことができる。結果、安定的なモータ制御を広運転範囲において実現することが可能となる。
【００１６】
具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記第１及び第２の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段を更に備え、前記選択手段は、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断し、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断した場合に前記第２の電流検出手段を選択する。
【００１７】
より具体的には例えば、前記選択手段は、前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報に基づいて、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する。
【００１８】
更に具体的には例えば、前記制御手段は、前記選択手段によって選択された電流検出手段の検出結果に基づいて、前記モータの各相への印加電圧を指定するパルス幅変調信号を生成し、前記インバータは、前記パルス幅変調信号に基づいて前記直流電源の出力電圧を複数のスイッチング素子によりパルス幅変調し、これによって得た三相交流電圧を前記モータに印加して前記モータを駆動し、前記選択手段は、前記パルス幅変調信号におけるパルス幅に基づいて、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する。
【００１９】
更に具体的には例えば、前記第２の電流検出手段は、前記複数のスイッチング素子が特定のスイッチング状態にある特定期間中に前記電流センサの出力信号をサンプリングすることにより前記相電流を検出し、前記選択手段は、前記特定期間の長さが所定の基準長さ以上であるか否かを前記パルス幅に基づいて判別することによって、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出可否を判断する。
【００２０】
そして例えば、前記第２の電流検出手段は、前記電流センサの被検出電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記相電流を検出し、前記基準長さは、各スイッチング素子がスイッチングした時に発生する、前記被検出電流の振動の減衰時間と、前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時に必要となるサンプリング遅れ時間と、の内の何れか一方に基づいて設定される。
【００２１】
また例えば、前記選択手段は、前記モータの回転速度が所定の基準速度よりも遅い場合に、前記第２の電流検出手段による前記相電流の検出が可能であると判断するようにしてもよい。
【００２２】
或いは例えば、前記インバータによる前記モータへの印加電圧を表す情報、または、前記モータの回転速度を表す情報に基づいて、前記第１及び第２の電流検出手段の何れか一方を選択する選択手段をモータ制御装置に設けるようにしてもよい。
【００２３】
本発明に係るモータ駆動システムは、三相式のモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、安定的なモータ制御を広運転範囲において実現するモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することが可能となる。
【００２５】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に第１及び第２実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項又は各実施例にて参照される事項について説明する。
【００２７】
［全体構成及び１シャント電流検出方式］
本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体的構成を説明しつつ、該モータ駆動システムに用いられる１シャント電流検出方式（以下、１シャント方式と略記することがある）を説明する。図１は、このモータ駆動システムの全体概略構成図である。
【００２８】
図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」という）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、モータ制御装置３と、直流電源４と、電流センサＳＮ１〜ＳＮ３と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。
【００２９】
モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線（固定子巻線）７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。
【００３０】
インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。これらの３つのハーフブリッジ回路によって、モータ１を駆動するためのスイッチング回路が形成される。各ハーフブリッジ回路は、直列接続された一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧が印加される。
【００３１】
Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。
【００３２】
直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。
【００３３】
モータ制御装置３は、Ｕ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwの電圧値を指定する三相電圧指令値を生成する。三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*から構成され、ｖu*、ｖv*及びｖw*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwの電圧レベル（電圧値）が指定される。モータ制御装置３において、三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）が生成される。該ＰＷＭ信号がインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えられることで、各スイッチング素子はスイッチング動作する。つまり、ＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）が制御される。
【００３４】
同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下、特に記述無き限り、上記デッドタイムを無視して考えるものとする。
【００３５】
インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、ＰＷＭ信号に基づくインバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってＰＷＭ変調（パルス幅変調）され、これによって三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。
【００３６】
電流センサＳＮ１は、インバータ２の母線ＭLに流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線ＭLであり、電流センサＳＮ１は、母線ＭLに直列に介在している。電流センサＳＮ１は、検出した母線電流の電流値を表す信号をモータ制御装置３に伝達する。１シャント方式を用いて相電流を検出する期間中、モータ制御装置３は、電流センサＳＮ１の出力信号に基づいて三相電圧指令値及びＰＷＭ信号を生成及び出力する。電流センサＳＮ２及びＳＮ３は、後述の２シャント電流検出方式において有意に機能するため、電流センサＳＮ２及びＳＮ３に関与する説明は後述する。
【００３７】
尚、図１では、電流センサＳＮ１としてシャント抵抗が表されているが、電流センサＳＮ１はカレントトランス等であってもよい。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線ＭL）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサＳＮ１を設けるようにしてもよい。
【００３８】
ここで、図２、図３、図４、図５（ａ）〜（ｄ）及び図６を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。図１の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ。また、相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。
【００３９】
図２は、モータ１に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図２において、１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗは、夫々、モータ１に印加されるべきＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の波形を表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。モータ１に正弦波状の電流を流す場合、インバータ２の出力電圧は正弦波状とされる。
【００４０】
図２に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンが決定される。図３に、この通電パターンを表として示す。図３の左側から第１列目〜第３列目に通電パターンを表す。第４列目については後述する。
【００４１】
通電パターンには、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンの通電パターン「ＬＬＬ」と、
Ｗ相の上アームがオン且つＵ及びＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＬＨ」と、
Ｖ相の上アームがオン且つＵ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＬ」と、
Ｖ及びＷ相の上アームがオン且つＵ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＨ」と、
Ｕ相の上アームがオン且つＶ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＬ」と、
Ｕ及びＷ相の上アームがオン且つＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＨ」と、
Ｕ及びＶ相の上アームがオン且つＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＨＬ」と、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の上アームが全てオンの通電パターン「ＨＨＨ」と、
がある（上アーム及び下アームの符号（８ｕ等）を省略して記載）。
【００４２】
図４に、３相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図４は、図２に示す或るタイミング１０１に着目している。即ち、図４は、Ｕ相電圧の電圧レベルが最大であって且つＷ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図４に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相となっている。図４において、符号ＣＳは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図２に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図４に示すキャリア信号の三角波を図２上で表すと、その三角波は１本の線となって見える。
【００４３】
図５（ａ）〜（ｄ）をも参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図５（ａ）〜（ｄ）は、図４の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。
【００４４】
各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベル（キャリア信号がとりうるレベルの最低レベル）にあるタイミングをＴ０と呼ぶ。タイミングＴ０において、各相の上アーム（８ｕ、８ｖ及び８ｗ）はオンとされる。この場合、図５（ａ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。
【００４５】
インバータ２は、三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）又はＰＷＭ信号を参照して、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル（電圧レベル）の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ１に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図５（ｂ）に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ１から後述のタイミングＴ２に至るまでの間は、Ｗ相の下アーム９ｗがオンとなるため、Ｗ相電流（極性は負）が母線電流として流れる。
【００４６】
更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ２に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図５（ｃ）に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ２から後述のタイミングＴ３に至るまでの間は、Ｕ相の上アーム８ｕがオン且つＶ相及びＷ相の下アーム９ｖ及び９ｗがオンとなるため、Ｕ相電流（極性は正）が母線電流として流れる。
【００４７】
更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ３に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図５（ｄ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。
【００４８】
タイミングＴ３と後述するタイミングＴ４との間のちょうど中間のタイミングＴｐにおいて、キャリア信号は最大レベル（キャリア信号がとりうるレベルの最大レベル）に達し、その後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図５（ｄ）、（ｃ）、（ｂ）及び（ａ）に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ４、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ５、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ６、次のキャリア周期の開始タイミングをＴ７とすると、タイミングＴ４−Ｔ５間、タイミングＴ５−Ｔ６間、タイミングＴ６−Ｔ７間は、夫々、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ０−Ｔ１間と同じ通電パターンとなる。
【００４９】
従って例えば、タイミングＴ１−Ｔ２間或いはＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間或いはＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が０になることを利用して計算で得ることができる。図３の表の第４列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図３の表の８行目に対応する通電パターン「ＨＨＬ」においては、母線電流としてＷ相電流（極性は負）が流れる。
【００５０】
Ｕ相が最大相且つＷ相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、６通りある。図６に、この組み合わせを表として示す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、ｖu、ｖv及びｖwで表した場合において、
ｖu＞ｖv＞ｖw、が成立する状態を第１モード、
ｖv＞ｖu＞ｖw、が成立する状態を第２モード、
ｖv＞ｖw＞ｖu、が成立する状態を第３モード、
ｖw＞ｖv＞ｖu、が成立する状態を第４モード、
ｖw＞ｖu＞ｖv、が成立する状態を第５モード、
ｖu＞ｖw＞ｖv、が成立する状態を第６モード、
と呼ぶ。図４及び図５（ａ）〜（ｄ）に示した例は、第１モードに対応している。また、図６には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。
【００５１】
Ｕ相電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*は、具体的には、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第１モードにおいては、ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ、が成立する。
【００５２】
モータ制御装置３に設けられたカウンタ（不図示）は、キャリア周期ごとに、タイミングＴ０を基準としてカウント値を０からアップカウントする。そして、そのカウント値がＣｎｔＷに達した時点でＷ相の上アーム８ｗがオンの状態から下アーム９ｗがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＶに達した時点でＶ相の上アーム８ｖがオンの状態から下アーム９ｖがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＵに達した時点でＵ相の上アーム８ｕがオンの状態から下アーム９ｕがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。
【００５３】
従って、第１モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第１モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングに電流センサＳＮ１の出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＶより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングに電流センサＳＮ１の出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるＵ相電流（極性は正）を検出することができる。
【００５４】
同様に考えて、図６に示す如く、第２モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第２モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングの母線電流からＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＵより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングの母線電流からＶ相電流（極性は正）を検出することができる。第３〜第６モードについても同様である。
【００５５】
また、タイミングＴ１−Ｔ２間の、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ１とＴ２の中間タイミング）をＳＴ１にて表し、タイミングＴ２−Ｔ３間の、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ２とＴ３の中間タイミング）をＳＴ２にて表す。
【００５６】
尚、三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）としてのカウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｕＶ及びＣｎｔＷによって、各相に対するＰＷＭ信号のパルス幅（及びデューティ比）は特定される。タイミングＴ１とＴ６との間の期間は最小相の下アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、該期間をキャリア周期から除いた期間は最小相の上アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。同様に、タイミングＴ２とＴ５との間の期間は中間相の下アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、該期間をキャリア周期から除いた期間は中間相の上アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。同様に、タイミングＴ３とＴ４との間の期間は最大相の下アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、該期間をキャリア周期から除いた期間は最大相の上アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。
【００５７】
上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、実際の母線電流の電流波形は、図７の符号１０２の如くリンギングを含んでいる。また、電流センサＳＮ１のアナログ出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング時間遅れ等も存在する。これらを考慮すると、３相の相電圧の内、任意の２相の相電圧間の電圧差が所定の下限閾値ＶLIM以下である時は、２相分の相電流を検出できない。
【００５８】
３相の相電圧の内、任意の２相の相電圧間の電圧差を以下「２相間電圧差」と呼び、電流センサＳＮ１の出力信号に基づいて２相分の相電流を検出できない状態を、以下「第１検出不能状態」と呼ぶ。２相間電圧差には、Ｕ相電圧とＶ相電圧との電圧差と、Ｖ相電圧とＷ相電圧との電圧差と、Ｗ相電圧とＵ相電圧との電圧差とがあるが、以下の説明における「２相間電圧差」とは、それらの３つの電圧差の内の最小の電圧差を指すものとする。
【００５９】
具体的には、３相の相電圧の内、任意の２相についてのパルス幅の差の半分が、次式（１）で示す時間Ｔmin1以下である時、２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となる。図４（又は図７）に示す例の場合、タイミングＴ１−Ｔ２間又はＴ２−Ｔ３間の時間がＴmin1以下である時、２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となる。三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）によってＰＷＭ信号のパルス幅は特定されるため、三相電圧指令値から、注目時点の状態が第１検出不能状態であるか否かを判断可能である。
Ｔmin1＝Ｔd＋Ｔrig＋Ｔsmpl＋(Ｔpower_on−Ｔpower_off)              ・・・（１）
【００６０】
ここで、Ｔdは予め設定されたデッドタイムであり、Ｔrigは電流（母線電流を含む）のリンギングが収束するまでの時間であり、Ｔsmplは電流センサ（ＳＮ１を含む）のアナログ出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング時間遅れであり、Ｔpower_onは上アーム又は下アームのオン遅れ時間であり、Ｔpower_offは上アーム又は下アームのオフ遅れ時間である。尚、時間（Ｔd＋Ｔrig＋Ｔsmpl＋(Ｔpower_on−Ｔpower_off)）に対して、更に若干の余裕時間を加算した時間を、時間Ｔmin1として設定しても良い。時間Ｔmin1は、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。図８に、デッドタイムＴdを無視した場合における、Ｔmin1、Ｔrig、Ｔsmpl、Ｔpower_on及びＴpower_offの関係を示す。図８における波形１１１は、母線電流の電流波形例を示している。
【００６１】
時間Ｔmin1の設定方法について更に説明を加えておく。まず、オン遅れ時間とオフ遅れ時間について説明する。説明の具体化のため、各スイッチング素子（８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗ）が電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である場合を考える。
【００６２】
ＦＥＴがオフである状態において、そのＦＥＴをオンとするためのオン信号をＦＥＴのゲートに与えたとする。このオン信号をゲートに与えた時点（後述の、図１０のタイミングＴAに対応）から起算して、オン遅れ時間が経過するとＦＥＴは完全にオンとなり、オン遅れ時間が経過していない時点においてＦＥＴの状態はオフの状態又はオフからオンへの遷移状態となる。尚、時間Ｔmin1の設定方法の説明において、ＦＥＴが完全にオンである時、該ＦＥＴに一定の電流値ＩCを有する電流（今の例において、母線電流）が流れると考える。オン信号をゲートに与えた時点からオン遅れ時間が経過する前において、ＦＥＴに流れる電流の電流値は電流値ＩC未満であり、オン信号をゲートに与えた時点からオン遅れ時間が経過した時点において、ＦＥＴに流れる電流の電流値は電流値ＩCに達する。
【００６３】
一方、ＦＥＴがオンである状態において、そのＦＥＴをオフとするためのオフ信号をＦＥＴのゲートに与えたとする。このオフ信号をゲートに与えた時点から起算して、オフ遅れ時間が経過するとＦＥＴに流れる電流の電流値が電流値ＩCを起点として減少し始める。オン遅れ時間Ｔpower_onとオフ時間遅れＴpower_offは、各スイッチング素子（８ｕ等）の電気的特性にて規定され、時間Ｔmin1の設定に考慮される。オン時間遅れ及びオフ遅れ時間を、総称して、スイッチング時間遅れと呼ぶことができる。
【００６４】
また、インバータ２は、３相分の上アーム及び下アームのオン／オフをスイッチングすることにより、モータ１にモータ電流を供給してモータ１を駆動するが、このスイッチングの際に、母線電流及びインバータ２内の各配線の電流の電流波形に高周波の振動が現れる。この振動は、一般的にリンギングと呼ばれる。この電流波形の振動は、時間の経過と共に減衰していくが、十分に振動が減衰して着目した電流（今の場合、母線電流）の電流波形が安定するまでに必要な時間（減衰時間）が時間Ｔrigである。但し、オン信号をＦＥＴのゲートに与えた時点からオン遅れ時間Ｔpower_onが経過した時点が、時間Ｔrigの起算点であるとする。時間Ｔrigは、電流波形の実測等を介してモータ駆動システムの設計段階で予め設定される。
【００６５】
モータ制御装置３は、電流センサＳＮ１（及び電流センサＳＮ２及びＳＮ３）のアナログ出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（不図示）を備え、そのデジタル信号より、検出すべき電流の電流値を検出する。このようなＡ／Ｄ変換器は、例えば、後述の１シャント電流検出部２１又は２シャント電流検出部２２（図１６参照）内に設けられる。Ａ／Ｄ変換器に、或る特定の電圧値を有するアナログ信号をサンプリングさせて、その特定の電圧値を正確に表すデジタル信号を出力させるためには、一定期間、Ａ／Ｄ変換器に与えるアナログ信号を該特定の電圧値を表すアナログ信号に保ち続ける必要がある。この一定期間の長さがＴsmplである。この一定期間の長さ（即ち、時間Ｔsmpl）は、Ａ／Ｄ変換器の電気的特性にて定まる固有の時間長さであって、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。
【００６６】
モータ駆動システムの設計段階において、Ｔd、Ｔrig、Ｔsmpl、Ｔpower_off及びＴpower_onを定めることによりＴmin1を一意に定める。Ｔmin1とインバータ２にて採用されるキャリア周波数（キャリア信号の周波数）から、電流センサＳＮ１によって２相分の相電流を検出するために必要な２相間電圧差の最小値は、一意に定まる。この最小値が下限閾値ＶLIMである。下限閾値ＶLIMも、モータ駆動システム（モータ制御装置３）の設計段階において予め定められ、注目時点の状態が第１検出不能状態であるか否かの判断に利用される。
【００６７】
［２シャント電流検出方式］
【００６８】
次に、図１のモータ駆動システムにおいて用いられる２シャント電流検出方式（以下、２シャント方式と略記することがある）を説明する。２シャント方式では、図１に示される電流センサＳＮ２及びＳＮ３を用いて２相分の相電流を検出する。
【００６９】
電流センサＳＮ２は、下アーム９ｕの低電圧側の導通端子と母線ＭLとを接続する配線５ｕに直列に介在し、その配線５ｕに流れる電流を検出する。電流センサＳＮ３は、下アーム９ｖの低電圧側の導通端子と母線ＭLとを接続する配線５ｖに直列に介在し、その配線５ｖに流れる電流を検出する。電流センサＳＮ２及びＳＮ３の夫々は、検出した電流の電流値を表す信号をモータ制御装置３に伝達する。２シャント方式を用いて相電流を検出する期間中、モータ制御装置３は、電流センサＳＮ２及びＳＮ３の出力信号に基づいて三相電圧指令値及びＰＷＭ信号を生成及び出力する。
【００７０】
図１では、電流センサＳＮ２及びＳＮ３としてシャント抵抗が表されているが、電流センサＳＮ２及びＳＮ３はカレントトランス等であってもよい。また、電流センサＳＮ２及びＳＮ３を、夫々、下アーム９ｕ及び９ｖの高電圧側に設けるようにしてもよい。また、２つの電流センサを用いてＵ相及びＶ相の相電流を検出するのではなく、２つの電流センサを用いて、Ｕ相及びＷ相の相電流が検出されるように又はＶ相及びＷ相の相電流が検出されるように、電流センサの配置位置を変更してもよい。尚、導通端子とは、スイッチング素子に設けられた、スイッチングされるべき電流の流路に介在する端子を指す。例えば、各スイッチング素子（８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗ）がＦＥＴであるとすれば、導通端子はドレイン電極の端子又はソース電極の端子である。
【００７１】
最大相、中間相及び最小相の組み合わせを表すモードが上述の第１〜第６モードの何れであるかに拘らず（図６参照）、２シャント方式では、全ての下アーム（９ｕ、９ｖ及び９ｗ）がオンとなっているタイミングＴ３−Ｔ４間において、電流センサＳＮ２及びＳＮ３の出力信号をサンプリングすることにより、直接、Ｕ相及びＶ相電流の電流値を検出する。全ての下アームがオンとなっている期間中、図９に示す如く、Ｕ相電流が配線５ｕに流れると共にＶ相電流が配線５ｖに流れる。但し、図９は、「ｖu＞ｖv＞ｖw」が成立する第１モードでの電流経路を示している。Ｗ相電流の電流値は、三相電流の総和が０となる関係を利用して計算で得ることができる。
【００７２】
実際には、キャリア信号ＣＳが最大レベルにある時のタイミング、即ち、タイミングＴｐにおいて、電流センサＳＮ２及びＳＮ３の出力信号をサンプリングする。但し、リンギング等の存在を考慮すると、電流センサＳＮ２及びＳＮ３の出力信号に基づいて相電流を検出するためには、最大相の下アームに対するパルス幅（即ち、タイミングＴ３−Ｔ４間の時間長さ）が或る程度大きい必要があり、それが小さすぎると相電流の検出ができない。電流センサＳＮ２及びＳＮ３の出力信号に基づいて相電流を検出することができない期間を、以下、「第２検出不能状態」と呼ぶ。
【００７３】
具体的には、最大相の下アームに対するパルス幅が時間Ｔmin2以下である時、電流センサＳＮ２及びＳＮ３の出力信号に基づく相電流の検出が不可能となる。三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）によって該パルス幅は特定されるため、三相電圧指令値から、注目時点の状態が第２検出不能状態であるか否かを判断可能である。時間Ｔmin2は、（Ｔpower_on＋Ｔrig）にて表される時間と（Ｔsmpl−Ｔpower_off）にて表される時間との内の、長い方の時間の２倍である。尚、その長い方の時間の２倍に対して、更に若干の余裕時間を加算した時間を、時間Ｔmin2として設定しても良い。
【００７４】
図面を参照して時間Ｔmin2の意義を説明する。まず、図１０を参照して、（Ｔpower_on＋Ｔrig）＞（Ｔsmpl−Ｔpower_off）である時の時間Ｔmin2の意義を説明する。図１０は、（Ｔpower_on＋Ｔrig）＞（Ｔsmpl−Ｔpower_off）である場合における、Ｔmin2、Ｔrig、Ｔsmpl、Ｔpower_off及びＴpower_onの関係を示している。説明の明確化のため、今、Ｕ相に対して設けられたスイッチング素子に特に注目して説明を行うが、Ｖ相及びＷ相についても同様に考えることができる。また、スイッチング素子がＦＥＴである場合を考える。
【００７５】
図１０（及び後述の図１１）において、折れ線１２０は、下アーム９ｕの制御端子に印加される電圧レベルを表している。オン遅れ時間及びオフ遅れ時間を無視したならば、その電圧レベルがハイレベル及びローレベルにある時、下アーム９ｕは夫々オン及びオフとなる。図１０において、波形１２１は、配線５ｕにおける電流波形例を示している。尚、時間Ｔmin2の設定方法の説明において、下アーム９ｕが完全にオンである時、下アーム９ｕに一定の電流値ＩCを有する電流が流れる場合を想定する。
【００７６】
時間Ｔmin2を規定するオン遅れ時間Ｔpower_on、オフ遅れ時間Ｔpower_off及びサンプリング遅れ時間Ｔsmplの意義は、１シャント方式の説明において上述した通りである。時間Ｔmin2を規定する時間Ｔrigについても同様である。つまり、下アーム９ｕのスイッチングに伴って、配線５ｕに流れる電流の電流波形に高周波の振動が現れるが、時間Ｔmin2を定める時間Ｔrigは、その振動が十分に減衰して、該電流波形が安定するまでに必要な時間（減衰時間）を指す。但し、オン信号を下アーム９ｕのゲートに与えた時点、即ち、下アーム９ｕの制御端子に印加される電圧レベルがローレベルからハイレベルへ遷移するタイミングＴAよりオン遅れ時間Ｔpower_onが経過した時点が、時間Ｔrigの起算点であるとする。時間Ｔrigは、電流波形の実測等を介してモータ駆動システムの設計段階で予め設定される。
【００７７】
タイミングＴｐにおける電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、これによってＵ相、Ｖ相電流を正確に検出するためには、タイミングＴA−Ｔｐ間の時間長さが（Ｔpower_on＋Ｔrig）以上である必要がある。一方において、タイミングＴｐはタイミングＴ３−Ｔ４間の中間タイミングである。故に、（Ｔpower_on＋Ｔrig）＞（Ｔsmpl−Ｔpower_off）であるならば、時間Ｔmin2は時間（Ｔpower_on＋Ｔrig）の２倍以上に設定される。
【００７８】
一方、（Ｔpower_on＋Ｔrig）＜（Ｔsmpl−Ｔpower_off）である時には、図１１に示す如く、時間Ｔmin2を時間（Ｔsmpl−Ｔpower_off）の２倍以上に設定する必要がある。タイミングＴｐ以降、時間Ｔsmpl分、サンプリングすべき電流値を電流値ＩCに維持しておく必要があるからであり、また、タイミングＴｐがタイミングＴ３−Ｔ４間の中間タイミングだからである。図１１は、（Ｔpower_on＋Ｔrig）＜（Ｔsmpl−Ｔpower_off）である場合における、Ｔmin2、Ｔrig、Ｔsmpl、Ｔpower_off及びＴpower_onの関係を示しており、波形１３１は、この場合における、配線５ｕの電流波形例を示している。
【００７９】
上述の時間Ｔmin2の設定方法はデッドタイムＴdの存在を無視しているが、デッドタイムＴdを考慮する場合、時間Ｔmin2は、（Ｔd＋Ｔpower_on＋Ｔrig）にて表される時間と（Ｔd＋Ｔsmpl−Ｔpower_off）にて表される時間との内の、長い方の時間の２倍に設定される。尚、その長い方の時間の２倍に対して、更に若干の余裕時間を加算した時間を、時間Ｔmin2として設定しても良い。
【００８０】
この理由を、図１２及び図１３を参照して説明する。図１２は、（Ｔd＋Ｔpower_on＋Ｔrig）＞（Ｔd＋Ｔsmpl−Ｔpower_off）である場合における、Ｔmin2、Ｔrig、Ｔsmpl、Ｔpower_off及びＴpower_onの関係を示しており、図１３は、（Ｔd＋Ｔpower_on＋Ｔrig）＜（Ｔd＋Ｔsmpl−Ｔpower_off）である場合における、Ｔmin2、Ｔrig、Ｔsmpl、Ｔpower_off及びＴpower_onの関係を示している。図１２及び図１３において、折れ線１４０は、上アーム８ｕの制御端子に印加される電圧レベルを表している。オン遅れ時間及びオフ遅れ時間を無視したならば、その電圧レベルがハイレベル及びローレベルにある時、上アーム８ｕは夫々オン及びオフとなる。
【００８１】
ＰＷＭ信号にデッドタイムを付加する場合、上アーム８ｕの制御端子に印加される電圧レベルがハイレベルからローレベルへ遷移してから、デッドタイムＴdが経過した時点で、下アーム９ｕの制御端子に印加される電圧レベルがローレベルからハイレベルへと遷移する。その後、下アーム９ｕの制御端子に印加される電圧レベルがハイレベルからローレベルへ遷移すると、その遷移時点から更にデッドタイムＴdが経過した時点で、上アーム８ｕの制御端子に印加される電圧レベルがローレベルからハイレベルへと遷移する。
【００８２】
よって、タイミングＴｐにおける電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、これによってＵ相、Ｖ相電流を正確に検出するためには、タイミングＴAよりデッドタイムＴdだけ前のタイミングとタイミングＴｐとの間の時間長さが（Ｔd＋Ｔpower_on＋Ｔrig）以上である必要がある。故に、（Ｔd＋Ｔpower_on＋Ｔrig）＞（Ｔd＋Ｔsmpl−Ｔpower_off）であるならば、時間Ｔmin2は時間（Ｔd＋Ｔpower_on＋Ｔrig）の２倍以上に設定される。同様に考えて、（Ｔd＋Ｔpower_on＋Ｔrig）＜（Ｔd＋Ｔsmpl−Ｔpower_off）である時には、図１３に示す如く、時間Ｔmin2を時間（Ｔd＋Ｔsmpl−Ｔpower_off）の２倍以上に設定する。
【００８３】
モータ駆動システムの設計段階において、Ｔd、Ｔrig、Ｔsmpl、Ｔpower_off及びＴpower_onを定めることによりＴmin2を一意に定めることができる。
【００８４】
尚、タイミングＴ３−Ｔ４間のタイミングであって且つタイミングＴｐ以外のタイミングにおける電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号からＵ相及びＶ相電流の電流値を検出するようにしてもよい。この場合、最大相の下アームに対するパルス幅が時間Ｔmin1（式（１）参照）以下である時に、電流センサＳＮ２及びＳＮ３の出力信号に基づく相電流の検出が不可能となる。また、この場合は、電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をデジタル信号に変換する適切なタイミングを逐次導出する必要がある。タイミングＴｐにて電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をサンプリングする場合は、このような導出のための演算が不要となるため、タイミングＴｐにて、それらをサンプリングすることが望ましい。
【００８５】
［１シャント電流検出方式と２シャント電流検出方式の得手／不得手］
上述したように、１シャント方式では、上述の２相間電圧差が小さすぎる時において２相分の相電流を検出することができなくなる。特に、モータ１への印加電圧が比較的小さい時には、最大相、中間相及び最小相の電圧レベルが互いに接近するため、２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となる可能性が高くなる。通常、モータ１の回転速度が比較的小さい時に、モータ１への印加電圧は比較的小さくなり、モータ１の回転速度が比較的大きい時に、モータ１への印加電圧は比較的大きくなる。従って、１シャント方式は、基本的に、モータの低速領域での運転（モータの回転速度が比較的低い状態における運転）に不向きである。
【００８６】
一方、２シャント方式では、２相間電圧差に関係なく、２相分の相電流を検出することができる。但し、２シャント方式によって相電流を検出するためには、最大相の下アームに対するパルス幅を上述した時間Ｔmin2（又はＴmin1）以上にする必要がある。つまり、最大相の下アームに対するパルス幅を、時間Ｔmin2（又はＴmin1）に相当するパルス幅以下に設定することができない。最大相の下アームに対するパルス幅を減少させることは、モータ１への印加電圧を増加させることに相当するため、２シャント方式を用いる場合は、最大相の下アームに対するパルス幅を規定のパルス幅以下に設定することができない分、電圧利用率が低下する。即ち、直流電圧４の出力電圧がモータ１の印加電圧として利用される割合が低下する。結果、２シャント方式では高速領域の運転（モータの回転速度が比較的高い状態における運転）が困難となる。
【００８７】
本実施形態では、１シャント方式と２シャント方式の、これらの特性を考慮し、モータ１の運転状態に応じて相電流検出に用いる電流検出方式を１シャント方式−２シャント方式間で切り替える。
【００８８】
［状態量等の定義］
この切り替えに関する手法を具体的に説明する前に、各種の状態量などの説明を行う。図１４（ａ）及び（ｂ）は、モータ１の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。図１４（ａ）には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。６ａは、モータ１の回転子に設けられた永久磁石である。永久磁石６ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の向きに沿った軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。ｄ軸の向きは、永久磁石６ａが作る磁束の向きに合致する。また、図１４（ｂ）に示す如く、ｄ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をｑ軸とし、γ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をδ軸とする。図１４（ａ）及び（ｂ）において、反時計回り方向は位相の進み方向に対応している。ｄ軸とｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸として有する座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。γ軸とδ軸を総称してγδ軸と呼び、γ軸及びδ軸を座標軸として有する座標系をγδ座標系と呼ぶ。
【００８９】
ｄｑ軸及びｄｑ座標系は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸及びγδ座標系も回転しており、その回転速度をωeで表す。また、ｄｑ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。同様に、γδ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たγ軸の角度（位相）をθeにより表す。θ及びθeにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ω及びωeにて表される回転速度は、電気角における角速度である。ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθは、Δθ＝θ−θeにて表される。
【００９０】
以下、θ又はθeを、回転子位置と呼ぶこととし、ω又はωeを回転速度と呼ぶこととする。回転子位置及び回転速度を推定によって導出する場合、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と呼ぶことができる。また、θe及びωeを、それぞれ、特に、推定回転子位置及び推定回転速度とも呼び、ωを特に実回転速度とも呼ぶ。ωは、モータ１の回転子の実際の回転速度であり、ωeは、モータ１の回転子の推定回転速度である。
【００９１】
モータ制御装置３は、基本的に、θとθeとが一致するようにベクトル制御を行う。θとθeとが一致しているとき、ｄ軸及びｑ軸は夫々γ軸及びδ軸と一致する。
【００９２】
モータ駆動システムの制御に関与する記号を、以下のように定義する。
Ｕ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv及びＷ相電圧ｖwの合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖaによって表す。
Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv及びＷ相電流ｉwの合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉaによって表す。
モータ電圧Ｖaのｄ軸成分及びｑ軸成分を夫々ｄ軸電圧ｖd及びｑ軸電圧ｖqにて表し、ｄ軸電圧ｖd及びｑ軸電圧ｖqに対応する、モータ電圧Ｖaのγ軸成分及びδ軸成分を夫々γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδにて表す。
モータ電流Ｉaのｄ軸成分及びｑ軸成分を夫々ｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqにて表し、ｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqに対応する、モータ電流Ｉaのγ軸成分及びδ軸成分を夫々γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδにて表す。
【００９３】
γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδが追従すべき、γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの目標値を、それぞれγ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*により表す。
γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδが追従すべき、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの目標値を、それぞれγ軸電流指令値ｉγ*及びδ軸電流指令値ｉδ*により表す。
モータ１の回転速度（ω又はωe）が追従すべき、回転速度（ω又はωe）の目標値を回転速度指令値ω*により表す。
【００９４】
尚、ｖγは、γ軸電圧の値を表す記号としても用いられうる。ｖγ以外の、状態量（電圧、電流に関する状態量を含む）を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」又は「γ軸電流値ｉγ」とは、同じものを指す。
【００９５】
モータ制御装置３では、γ軸電圧値ｖγ及びδ軸電圧値ｖδが夫々γ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*に追従するように、且つ、γ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδが夫々γ軸電流指令値ｉγ*及びδ軸電流指令値ｉδ*に追従するように、ベクトル制御がなされる。
【００９６】
＜＜第１実施例＞＞
本発明に係る第１実施例を説明する。図１５は、第１実施例に係るモータ駆動システムの動作フローチャートである。第１実施例では、ステップＳ１〜Ｓ４から成るループ処理を繰り返し実行することによってモータ１の駆動制御を行う。まず、ステップＳ１において、２シャント方式によって相電流を検出可能か否かが判断される。検出可能と判断されればステップＳ２において、２シャント方式による相電流の検出がなされ、検出不可能と判断されればステップＳ３において、１シャント方式による相電流の検出がなされる。ステップＳ２又はＳ３にて相電流を検出した後、ステップＳ４に移行する。ステップＳ４において、ステップＳ２又はＳ３の相電流の検出結果に基づくベクトル制御がなされ、その後、ステップＳ１に戻る。
【００９７】
ステップＳ１〜Ｓ４から成るループ処理を繰り返し実行する、第１実施例に係るモータ駆動システムのブロック図を、図１６に示す。図１６のモータ駆動システムは、図１に示されるモータ１、インバータ２及び直流電源４と、図１のモータ制御装置３として機能するモータ制御装置３ａとを備え、更に、図１６には示されていないが、図１の電流センサＳＮ１〜ＳＮ３を備える。モータ制御装置３ａは、符号２１〜２９によって参照される各部位を備える。モータ制御装置３ａ内の各部位は、モータ制御装置３ａ内で生成された各値を自由に利用可能となっている。
【００９８】
モータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｉγ*、ｉδ*、ｖγ*、ｖδ*、ｖu*、ｖv*及びｖw*を含む）、状態量（ｉu1、ｉv1、ｉu2、ｉv2、ｉu、ｉv、ｉγ、ｉδ、θe及びωeを含む）を更新し、最新の値を用いて必要な演算を行う。
【００９９】
１シャント電流検出部２１（以下、電流検出部２１と略記する）は、電流センサＳＮ１からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（不図示）を備え、上述の１シャント方式によってＵ相及びＶ相電流を検出する。電流検出部２１によって検出されたＵ相及びＶ相電流の電流値を、それぞれｉu1及びｉv1にて表す。
【０１００】
より具体的には、電流検出部２１は、モータ制御装置３ａ内で生成されたキャリア信号ＣＳと座標変換器２８から出力される三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）とに基づいて、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミングＳＴ１及び最大相の相電流を検出するサンプリングタイミングＳＴ２を特定し（図６参照）、各サンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサＳＮ１のアナログ出力信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換（アナログデジタル変換）することにより、Ｕ相及びＶ相電流値ｉu1及びｉv1を検出する。この際、必要であれば、三相電流の総和が０であることを利用する。電流値ｉu1及びｉv1は、選択部２３に出力される。
【０１０１】
２シャント電流検出部２２（以下、電流検出部２２と略記する）は、電流センサＳＮ２及びＳＮ３からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器（不図示）を備え、上述の２シャント方式によってＵ相及びＶ相電流を検出する。電流検出部２２によって検出されたＵ相及びＶ相電流の電流値を、それぞれｉu2及びｉv2にて表す。
【０１０２】
より具体的には、電流検出部２２は、モータ制御装置３ａ内で生成されたキャリア信号ＣＳからタイミングＴｐを特定し、タイミングＴｐにて電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換することにより、Ｕ相及びＶ相電流値ｉu2及びｉv2を検出する。電流値ｉu2及びｉv2は、選択部２３に出力される。
【０１０３】
尚、Ａ／Ｄ変換において、或る特定タイミングにてアナログ信号をサンプリングするとは、Ｔsmplで表される期間の開始タイミングを該特定タイミングに設定した上で、該アナログ信号をデジタル信号に変換することを意味する（図１０〜図１３参照）。電流検出部２１にとっての特定タイミングはタイミングＳＴ１及びＳＴ２であり、電流検出部２２にとっての特定タイミングはタイミングＴｐである。
【０１０４】
各キャリア周期において、電流検出部２１による電流値ｉu1及びｉv1を検出するためのＡ／Ｄ変換と電流検出部２２による電流値ｉu2及びｉv2を検出するためのＡ／Ｄ変換が実行される。上述の１シャント方式及び２シャント方式の原理説明から分かるように、ＰＷＭ信号のパルス幅に依存して、電流値ｉu1及びｉv1は真のＵ相及びＶ相電流値とは異なりうる。電流値ｉu2及びｉv2についても同様である。
【０１０５】
選択部２３は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相への印加電圧情報（印加電圧を表す情報）に基づいて、２シャント方式による相電流検出が可能か否かを判断し、その判断結果に基づいて電流検出部２１及び２２の何れか一方を選択する。２シャント方式による相電流検出が可能であると判断した場合は電流検出部２２が選択され、この場合、選択部２３は、電流検出部２２から出力されるｉu2及びｉv2を最終的に検出されたＵ相及びＶ相電流値ｉu及びｉvとして取り扱って、電流値ｉu及びｉvを座標変換器２４に出力する。２シャント方式による相電流検出が不可能であると判断した場合は電流検出部２１が選択され、この場合、選択部２３は、電流検出部２１から出力されるｉu1及びｉv1を最終的に検出されたＵ相及びＶ相電流値ｉu及びｉvとして取り扱って、電流値ｉu及びｉvを座標変換器２４に出力する。
【０１０６】
上記の選択の指標となる、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相への印加電圧情報として、座標変換器２８から出力される三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）又はＰＷＭ信号生成部２９から出力されるＰＷＭ信号が用いられる。或る注目した時点において、選択部２３は、その時点で得られている最新の三相電圧指令値又はＰＷＭ信号に基づいて、全下アームがオンとなる期間の長さ、即ち、最大相の下アームに対するパルス幅の時間長さ（図４のタイミングＴ３−Ｔ４間の時間長さに相当）を特定する。そして、特定した時間長さと上記Ｔmin2によって表される時間長さとを比較し、前者が後者よりも長い場合は、２シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者が後者よりも短い場合は、２シャント方式による相電流検出が不可能であると判断する。
【０１０７】
尚、三相電圧指令値を用いて上記の選択を行う方法例として、以下のような方法を利用可能である。例えば、三相電圧指令値を構成する何れかの相の電圧指令値の振幅（即ち、ｖu*、ｖv*又はｖw*によって表される信号の振幅）に基づいて、２シャント方式による相電流検出の可否を判断することができる。最大相の下アームに対するパルス幅の時間長さは、その振幅に依存するからである。具体的に例えば、図２の波形１００ｕに対応すべきｖu*の振幅と所定の基準振幅とを対比し、前者（ｖu*の振幅）が後者以下である場合は、２シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者が後者よりも大きい場合は、２シャント方式による相電流検出が不可能であると判断すればよい。時間Ｔmin2に基づいて、基準振幅を定めておくことができる。
【０１０８】
或いは例えば、最大相の電圧指令値の値そのものに基づいて、２シャント方式による相電流検出の可否を判断してもよい。具体的には例えば、最大相がＵ相であるならばｖu*に注目し、ｖu*の値そのものが所定の基準範囲内に収まっているか否かを判定する。そして、ｖu*の値が基準範囲内に収まっている場合は、２シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、ｖu*の値が基準範囲内に収まっていない場合は、２シャント方式による相電流検出が不可能であると判断すればよい。時間Ｔmin2に基づいて、基準範囲を定めておくことができる。
【０１０９】
座標変換器２４は、推定回転子位置θeに基づいて、選択部２３からのＵ相電流値ｉu及びＶ相電流値ｉvをγδ軸上の電流値に座標変換することにより、γ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδを算出して出力する。図１６のモータ制御装置３ａにおいて、推定回転子位置θe及び推定回転速度ωeは、位置・速度推定器２５によって求められる。
【０１１０】
速度制御部２６は、モータ制御装置３ａの内部又は外部に設けられた回転速度指令値発生部（不図示）から与えられる回転速度指令値ω*と位置・速度推定器２５から与えられる推定回転速度ωeを参照し、比例積分制御などを用いることによって、速度偏差（ω*−ωe）がゼロに収束するようにγ軸電流指令値ｉγ*及びδ軸電流指令値ｉδ*を算出して出力する。
【０１１１】
電流制御部２７は、速度制御部２６にて算出されたｉγ*及びｉδ*と座標変換器２４からのｉγ及びｉδを参照し、比例積分制御などを用いることによって、電流誤差（ｉγ*−ｉγ）及び（ｉδ*−ｉδ）がゼロに収束するようにγ軸電圧指令値ｖγ*及びδ軸電圧指令値ｖδ*を算出して出力する。
【０１１２】
座標変換器２８は、推定回転子位置θeに基づいて、電流制御部２７からのｖγ*及びｖδ*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）を算出して出力する。
【０１１３】
ＰＷＭ信号生成部２９は、座標変換器２８からの三相電圧指令値（ｖu*、ｖv*及びｖw*）に基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖu、ｖv及びｖwが、夫々、ｖu*、ｖv*及びｖw*に従った電圧値となるように、インバータ２内の各スイッチング素子（アーム）に対するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ２に与える。インバータ２は、与えられたＰＷＭ信号に従ってインバータ２内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、モータ制御装置３ａで生成された指令値（ｉγ*及びｉδ*等）に応じたモータ電流Ｉaをモータ１に供給してモータ１を駆動する。
【０１１４】
位置・速度推定器２５は、座標変換器２４からのｉγ及びｉδ並びに電流制御部２７からのｖγ*及びｖδ*の内の全部又は一部を用いて、比例積分制御などを行うことにより、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ（図１４（ａ）参照）がゼロに収束するように推定回転子位置θe及び推定回転速度ωeを導出する。回転子位置及び回転速度の推定手法（即ち、θe及びωeの導出手法）として、公知の手法を含む任意の推定手法を利用可能である。例えば、特許第３４１１８７８号公報に記載の手法を用いることができる。
【０１１５】
上述の如く、２シャント方式による相電流検出が不可能と判断されている期間（以下、２シャント検出不可期間という）においては、１シャント方式による相電流検出が行われるが、２シャント検出不可期間中において、何ら対策を施さなければ、２相間電圧差が上記下限閾値ＶLIM以下となるタイミングが生じる。このようなタイミングが生じないように、モータ制御装置３ａは、２シャント検出不可期間中の必要なタイミングにおいて、ＰＷＭ信号又は電圧指令値を補正する。この補正手法として、公知の手法を含む任意の補正手法を利用可能である。
【０１１６】
例えば、特開２００３−１８９６７０号公報に記載された、ＰＷＭ信号の補正方法を用いることができる。或いは例えば、特開２００８−０９９５４２号公報に記載の方法を用いても良い。この方法では、ｖγ*及びｖδ*によって表現される電圧指令ベクトルを三相電圧指令値に変換する過程において、必要に応じて電圧指令ベクトルを補正し、これによって、１シャント方式による安定的な相電流検出を実行可能にする（２相間電圧差が上記下限閾値ＶLIM以下となるタイミングが生じないようにする）。但し、この種の補正を行うと、相電圧の歪みが生じる。
【０１１７】
ＰＷＭ信号又は電圧指令値を補正しない手法も採用可能である。例えば、２シャント検出不可期間中であって且つ２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となる期間においては、その期間直前に電流制御部２７から得られたｖγ*及びｖδ*を座標変換器２８に与え続けるようにしてもよい。この場合、２相間電圧差が上記下限閾値ＶLIM以下となる期間中、その期間直前に求められた推定回転速度ωeにてモータ１が回転し続けていると仮定して、推定回転子位置θeを求めるようにするとよい。
【０１１８】
或いは例えば、特開２００４−６４９０３号公報に記載の手法の如く、２シャント検出不可期間中であって且つ２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となる期間において、過去に検出したＵ相及びＶ相電流値ｉu及びｉvをγδ軸上に座標変換することによって得たγ軸及びδ軸電流値を、再度、三相の固定座標軸上に座標変換し、これによって、現時点のＵ相及びＶ相電流値ｉu及びｉvを求めるようにしてもよい。或いは、特開２００５−４５８４８号公報に記載の手法の如く、２シャント検出不可期間中であって且つ２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となる期間において、１シャント方式による相電流検出が可能となるように、キャリア周波数を初期のキャリア周波数から低減することも可能である。
【０１１９】
２シャント方式では、１シャント方式が不得手とする低速領域においても、確実に相電流検出ができるため、過渡的な負荷変動に対しても安定したモータ制御を実現する。但し、高速領域での運転において、最大相の下アームに対するパルス幅が規定のパルス幅よりも小さくなると相電流検出を行うことができず、最大相の下アームに対するパルス幅が規定のパルス幅より小さくなることを回避しようとすると、電圧利用率（直流電圧４の出力電圧がモータ１の印加電圧として利用される割合）が低下する。そこで、第１実施例では、最大相の下アームに対するパルス幅が規定のパルス幅よりも小さくなる場合、相電流検出の方式を２シャント方式から１シャント方式に切り替える。これにより、電圧利用率の低下が抑制され、運転範囲（運転可能な回転速度の範囲）の拡大が図られる。つまり、２シャント方式のみを用いるシステムと比べて、より高速領域までモータを駆動することができる。
【０１２０】
１シャント方式にて相電流検出を行う場合、ＰＷＭ信号の補正等の特殊対応が必要となるが、特殊対応を行うと、その内容に応じたデメリットも生じうる。例えば、ＰＷＭ信号又は電圧指令値の補正を行うと、相電圧が歪むため、振動や騒音が増加する方向に向かう。従って、第１実施例では、上述の如く、２シャント方式による相電流検出が不可能と判断される期間にのみ、１シャント方式による相電流検出を採用する。これにより、１シャント方式のみを用いるシステムと比べて、振動等を低減することができる。
【０１２１】
尚、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相への印加電圧情報に基づいて、選択部２３による選択を実行する例を上述したが、モータ１の回転速度情報に基づいて、その選択を行うようにしてもよい。高速回転時に、最大相の下アームに対するパルス幅が短くなって２シャント方式による相電流検出が不可能となるからである。具体的には例えば、高速と中速及び低速とを切り分ける基準速度ωTH1を予め設定しておき、ω*又はωeとωTH1とを比較する。そして、前者（ω*又はωe）が後者（ωTH1）未満である場合、２シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者が後者以上である場合、２シャント方式による相電流検出が不可能であると判断する。
【０１２２】
第１実施例では、回転速度を推定によって導出しているが、回転速度ωが実測によって検出されている場合は、検出された実回転速度ωと基準速度ωTH1とを比較するようにしてもよい。そして、前者（ω）が後者（ωTH1）未満である場合、２シャント方式による相電流検出が可能であると判断する一方、前者（ω）が後者（ωTH1）以上である場合、２シャント方式による相電流検出が不可能であると判断する。
【０１２３】
また、Ｕ相及びＶ相電流値ｉu2及びｉv2を検出する際、タイミングＴｐにて電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をサンプリングすると述べたが、電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をサンプリングするタイミングは、全下アーム（９ｕ、９ｖ及び９ｗ）が全てオンとなっている期間中の、タイミングＴｐ以外のタイミングであってもよい。タイミングＴｐ以外のタイミングで電流センサＳＮ２及びＳＮ３のアナログ出力信号をサンプリングする場合は、全下アームがオンとなる期間の長さと上記の時間Ｔmin1との大小関係に基づいて、２シャント方式による相電流検出の可否を判断することができる。
【０１２４】
また、選択部２３により電流検出部２１が選択される可能性がないと判断される期間中においては、電流値ｉu1及びｉv1を検出するためのＡ／Ｄ変換を休止するようにしてもよい。同様に、選択部２３により電流検出部２２が選択される可能性がないと判断される期間中においては、電流値ｉu2及びｉv2を検出するためのＡ／Ｄ変換を休止するようにしてもよい。
【０１２５】
＜＜第２実施例＞＞
次に、本発明に係る第２実施例を説明する。第２実施例に係るモータ駆動システムのブロック図は、図１６に示すそれと同じであり、第２実施例において特に記述しない事項に関しては、第１実施例に記載の事項が、矛盾なき限り、第２実施例に係るモータ駆動システムに対しても適用される。
【０１２６】
第１実施例では、２シャント方式を主たる電流検出方式として用いているが、第２実施例では、１シャント方式を主たる電流検出方式として用いる。これに伴い、第１実施例と第２実施例との間で、選択部２３の動作が異なる。第２実施例に係る選択部２３の動作を説明する。
【０１２７】
第２実施例において、選択部２３は、原則として、１シャント方式に基づく電流検出部２１からの電流値ｉu1及びｉv1をＵ相及びＶ相電流値ｉu及びｉvとして座標変換器２４に出力する。そして、１シャント方式が不得手とする低速回転時において、２シャント方式を補完的に利用する。
【０１２８】
具体的には例えば、高速及び中速と低速とを切り分ける基準速度ωTH2を予め設定しておき、ω*又はωeとωTH2とを比較する。回転速度ωが実測によって検出されている場合は、ωとωTH2を比較する。そして、ω*、ωe又はωがωTH2以上である場合、１シャント方式によって良好に相電流検出が可能であると判断して電流検出部２１を選択すると共に電流検出部２１からの電流値ｉu1及びｉv1を最終的に検出されたＵ相及びＶ相電流値ｉu及びｉvとして取り扱う。一方、ω*、ωe又はωがωTH2未満である場合、１シャント方式による相電流検出が困難であると判断して電流検出部２２を選択すると共に電流検出部２２からの電流値ｉu2及びｉv2を最終的に検出されたＵ相及びＶ相電流値ｉu及びｉvとして取り扱う。
【０１２９】
尚、１シャント方式によってｉu及びｉvを検出している期間中において、２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となることを回避すべく、第１実施例で述べたような、ＰＷＭ信号又は電圧指令値の補正を実行することも可能である。また、１シャント方式によってｉu及びｉvを検出している期間中であって且つ２相間電圧差が下限閾値ＶLIM以下となる期間においては、第１実施例で述べたように、その期間直前に電流制御部２７から得られたｖγ*及びｖδ*を座標変換器２８に与え続けるようにしてもよいし、過去に検出したｉu及びｉvから現時点のｉu及びｉvを求めるようにしてもよいし、キャリア周波数を低減するようにしてもよい。
【０１３０】
１シャント方式を用いた場合、高速及び中速領域では良好なる相電流検出が可能であるが、低速領域において相電流検出が困難となる。一方、２シャント方式では、１シャント方式が不得手とする低速領域においても確実に相電流検出ができる。これを考慮し、上述の如く、高速及び中速領域において１シャント方式が用いられ且つ低速領域において２シャント方式が用いられるよう、１シャント方式と２シャント方式を切り替え使用する。これにより、運転範囲の拡大が図られる。但し、１シャント方式を主として用いた場合、上述の補正等の特殊対応が必要となる分、デメリットも生じうる。故に、第２実施例の方法よりも、第１実施例の方法の方が望ましい。
【０１３１】
＜＜変形等＞＞
上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈６を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１３２】
［注釈１］
２シャント方式を用いる場合において、キャリ信号ＣＳの信号レベルが最大となるタイミングＴｐにて電流センサＳＮ１の出力信号をサンプリングする例を述べたが、キャリ信号ＣＳの信号レベルが最小となるタイミングＴ０又はＴ７にて電流センサＳＮ１の出力信号をサンプリングすることによりＵ相及びＶ相電流値が検出されるように、モータ駆動システムの構成を変形しても良い。
【０１３３】
［注釈２］
ベクトル制御を行う上述のモータ駆動システムでは、ｄｑ軸が推定されている。即ち、Ｕ相軸を基準としたｄ軸の位相（即ち、θ）を推定され、ｄ軸電流及びｑ軸電流と一致すべきγ軸電流及びδ軸電流が夫々γ軸電流指令値及びδ軸電流指令値に追従するようにフィードバック制御がなされる。しかしながら、推定される軸はｄｑ軸と異なっていてもよい。例えば、特開２００７−２５９６８６号公報に記載されているようなｄｍ軸及びｑｍ軸を定義して、その公報に記載されている方法に従って、モータ電流をｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分に分解し、その分解によって得られた各成分をそれらの指令値に追従させるベクトル制御を実行することも可能である。
【０１３４】
［注釈３］
上述のモータ駆動システムでは、回転速度及び回転子位置を推定によって導出しているが、回転子位置に応じた信号を出力する回転子位置センサ（ホール素子、レゾルバ等）の出力信号に基づいて、それらを導出するようにしてもよい。
【０１３５】
［注釈４］
上述の各種の指令値（ｉγ*、ｉδ*など）や状態量（ｉγ、ｉδなど）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、モータ制御装置（３又は３ａ）内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
【０１３６】
［注釈５］
モータ制御装置（３又は３ａ）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置を実現する場合、モータ制御装置の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置を形成することも可能である。
【０１３７】
［注釈６］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（γなど）は、明細書において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。
【０１３８】
【数１】
2010011540.tif 000003
【０１３９】
【産業上の利用可能性】
【０１４０】
本発明は、家電用圧縮機や車載用空調機など、モータが用いられるあらゆる電気機器に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１４１】
【図１】本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの全体概略構成図である。
【図２】図１のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。
【図３】図１のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。
【図４】図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す図である。
【図５】図４の各タイミングにおける、図１の電機子巻線周辺の等価回路図である。
【図６】図１のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ（モード）及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。
【図７】図４に、実際に観測される母線電流の波形を追加した図である。
【図８】１シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である。
【図９】全下アームがオンの時における電流の流れの例を、図１に付記した図である。
【図１０】２シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である（デッドタイムを無視した場合）。
【図１１】２シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である（デッドタイムを無視した場合）。
【図１２】２シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である（デッドタイムを考慮した場合）。
【図１３】２シャント電流検出方式による電流検出限界を説明するための図である（デッドタイムを考慮した場合）。
【図１４】図１のモータの解析モデル図である。
【図１５】本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの動作フローチャートである。
【図１６】本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。
【図１７】２シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。
【図１８】１シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。
【図１９】従来技術に係り、１シャント電流検出方式を採用した場合における電圧指令（パルス幅）の補正例を示す図である。
【符号の説明】
【０１４２】
１  モータ
２  インバータ
３、３ａ  モータ制御装置
４  直流電源
６  回転子
７  固定子
７ｕ、７ｖ、７ｗ  電機子巻線
２１  １シャント電流検出部
２２  ２シャント電流検出部
２３  選択部
ＳＮ１〜ＳＮ３  電流センサ
【図１】
2010011540.tif 000004
【図２】
2010011540.tif 000005
【図３】
2010011540.tif 000006
【図４】
2010011540.tif 000007
【図５】
2010011540.tif 000008
【図６】
2010011540.tif 000009
【図７】
2010011540.tif 000010
【図８】
2010011540.tif 000011
【図９】
2010011540.tif 000012
【図１０】
2010011540.tif 000013
【図１１】
2010011540.tif 000014
【図１２】
2010011540.tif 000015
【図１３】
2010011540.tif 000016
【図１４】
2010011540.tif 000017
【図１５】
2010011540.tif 000018
【図１６】
2010011540.tif 000019
【図１７】
2010011540.tif 000020
【図１８】
2010011540.tif 000021
【図１９】
2010011540.tif 000022