(57)【要約】【課題】ＩＣ内部でのチップ占有面積の増大を軽減すること。【解決手段】ダイレクト・アップ・コンバージョン送信機は、第１と第２のベースバンド可変利得増幅器１０８＿Ｉ、Ｑ、第１と第２の送信ミキサ１０９＿Ｉ、Ｑ、加算器１１０、ＲＦ可変利得増幅器１１１、電圧制御発振器１１２、９０度位相シフタ１１３、制御部１１４、Ｄ／Ａ変換器１１５を具備する。第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器１０８＿Ｉ、Ｑの入力端子には、一対の送信用ベースバンド信号Ｉ、Ｑが供給される。制御部１１４から小さなビット数の利得制御信号が第１と第２の可変利得増幅器１０８＿Ｉ、Ｑに供給され、ゲインが設定される。制御部１１４から大きなビット数を有するＲＦ制御信号が、Ｄ／Ａ変換器１１５に供給される。Ｄ／Ａ変換器１１５から生成されるアナログＲＦ制御信号が、ＲＦ可変利得増幅器１１１に供給され、ゲインが設定される。【選択図】図１
2010021747.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１ベースバンド信号可変利得増幅器、第２ベースバンド信号可変利得増幅器、第１送信ミキサ、第２送信ミキサ、加算器、高周波信号可変利得増幅器、送信用電圧制御発振器、９０度位相シフタ、制御部、Ｄ／Ａ変換器を具備して、
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器の入力端子と第２ベースバンド信号可変利得増幅器の入力端子には、一対の送信用ベースバンド信号が供給され、
前記送信用電圧制御発振器の出力から生成される第１送信ローカル信号が前記９０度位相シフタに供給されることによって、前記９０度位相シフタから前記第１送信ローカル信号と略９０度位相の異なった第２送信ローカル信号が生成され、
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器の出力の第１ベースバンド増幅信号は前記第１送信ミキサの一方の入力端子に供給され、前記送信用電圧制御発振器からの前記第１送信ローカル信号は前記第１送信ミキサの他方の入力端子に供給され、
前記第２ベースバンド信号可変利得増幅器の出力の第２ベースバンド増幅信号は前記第２送信ミキサの一方の入力端子に供給され、前記９０度位相シフタからの前記第２送信ローカル信号は前記第２送信ミキサの他方の入力端子に供給され、
前記第１送信ミキサの出力の第１ＲＦ成分と前記第２送信ミキサの出力の第２ＲＦ成分とは前記加算器で合成されることによって、前記加算器の出力からＲＦ送信信号が生成され、
前記加算器の前記出力の前記ＲＦ送信信号は前記高周波信号可変利得増幅器により増幅されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器の出力からＲＦ送信増幅信号が生成され、
前記制御部にディジタル制御入力信号が供給されることによって、前記制御部から所定のビット数を有する第１ベースバンド利得制御信号と第２ベースバンド利得制御信号および前記所定のビット数よりも大きなビット数を有するＲＦ利得制御信号が生成され、
前記制御部から生成される前記第１と第の２ベースバンド利得制御信号が前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器にそれぞれ供給されることによって、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器のゲインが設定可能とされ、
前記制御部から生成される前記大きなビット数を有する前記ＲＦ利得制御信号が前記Ｄ／Ａ変換器に供給されることによって、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログＲＦ利得制御信号が生成され、
前記Ｄ／Ａ変換器から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号が前記高周波信号可変利得増幅器に供給されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器のゲインが設定可能とされるダイレクト・アップ・コンバージョン送信機。
【請求項２】
前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器のそれぞれは、複数の抵抗を有して前記所定のビット数を有するベースバンド利得制御信号により制御される可変抵抗回路を含むものである請求項１に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機。
【請求項３】
前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器のそれぞれは、前記可変抵抗回路に接続された増幅器を含むものである請求項２に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機。
【請求項４】
前記高周波信号可変利得増幅器は増幅トランジスタを含むものであり、前記Ｄ／Ａ変換器から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号によって前記増幅トランジスタのＤＣバイアス電流が制御されるものである請求項３に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機。
【請求項５】
前記高周波信号可変利得増幅器の出力から生成される前記ＲＦ送信増幅信号はＣＤＭＡ通信方式の送信信号である請求項４に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機。
【請求項６】
前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器、前記第１と第２の送信ミキサ、前記加算器、前記高周波信号可変利得増幅器、前記送信用電圧制御発振器、前記９０度位相シフタ、前記制御部、前記Ｄ／Ａ変換器(は半導体集積回路(に集積化されている請求項７に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機。
【請求項７】
第１ベースバンド信号可変利得増幅器、第２ベースバンド信号可変利得増幅器、第１送信ミキサ、第２送信ミキサ、加算器、高周波信号可変利得増幅器、送信用電圧制御発振器、９０度位相シフタ、制御部、Ｄ／Ａ変換器を具備したダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法であって、
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器の入力端子と第２ベースバンド信号可変利得増幅器の入力端子には、一対の送信用ベースバンド信号が供給され、
前記送信用電圧制御発振器の出力から生成される第１送信ローカル信号が前記９０度位相シフタに供給されることによって、前記９０度位相シフタから前記第１送信ローカル信号と略９０度位相の異なった第２送信ローカル信号が生成され、
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器の出力の第１ベースバンド増幅信号は前記第１送信ミキサの一方の入力端子に供給され、前記送信用電圧制御発振器からの前記第１送信ローカル信号は前記第１送信ミキサの他方の入力端子に供給され、
前記第２ベースバンド信号可変利得増幅器の出力の第２ベースバンド増幅信号は前記第２送信ミキサの一方の入力端子に供給され、前記９０度位相シフタからの前記第２送信ローカル信号は前記第２送信ミキサの他方の入力端子に供給され、
前記第１送信ミキサの出力の第１ＲＦ成分と前記第２送信ミキサの出力の第２ＲＦ成分とは前記加算器で合成されることによって、前記加算器の出力からＲＦ送信信号が生成され、
前記加算器の前記出力の前記ＲＦ送信信号は前記高周波信号可変利得増幅器により増幅されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器の出力からＲＦ送信増幅信号が生成され、
前記制御部にディジタル制御入力信号が供給されることによって、前記制御部から所定のビット数を有する第１ベースバンド利得制御信号と第２ベースバンド利得制御信号および前記所定のビット数よりも大きなビット数を有するＲＦ利得制御信号が生成され、
前記制御部から生成される前記第１と第の２ベースバンド利得制御信号が前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器にそれぞれ供給されることによって、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器のゲインが設定可能とされ、
前記制御部から生成される前記大きなビット数を有する前記ＲＦ利得制御信号が前記Ｄ／Ａ変換器に供給されることによって、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログＲＦ利得制御信号が生成され、
前記Ｄ／Ａ変換器から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号が前記高周波信号可変利得増幅器に供給されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器のゲインが設定可能とされるダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法。
【請求項８】
前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器のそれぞれは、複数の抵抗を有して前記所定のビット数を有するベースバンド利得制御信号により制御される可変抵抗回路を含むものである請求項７に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法。
【請求項９】
前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器のそれぞれは、前記可変抵抗回路に接続された増幅器を含むものである請求項８に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法。
【請求項１０】
前記高周波信号可変利得増幅器は増幅トランジスタを含むものであり、前記Ｄ／Ａ変換器から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号によって前記増幅トランジスタのＤＣバイアス電流が制御されるものである請求項９に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法。
【請求項１１】
前記高周波信号可変利得増幅器の出力から生成される前記ＲＦ送信増幅信号はＣＤＭＡ通信方式の送信信号である請求項１０に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法。
【請求項１２】
前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器、前記第１と第２の送信ミキサ、前記加算器、前記高周波信号可変利得増幅器、前記送信用電圧制御発振器、前記９０度位相シフタ、前記制御部、前記Ｄ／Ａ変換器(は半導体集積回路に集積化されている請求項１１に記載のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイレクト・アップ・コンバージョン送信機およびその動作方法に関するもので、特に半導体集積回路内部でのチップ占有面積の増大を軽減するのに有益な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムの進歩によって、無線通信端末の長い通話時間とより複雑なマルチメディアサービスのためのボトルネックである電力増幅器には、効率に関してより厳格な仕様が要求されている。ＣＤＭＡ通信システムでは、０．２５ｄＢの精密なゲイン制御ステップが満足されなければならない。更に、低コストと高集積ソリューションのために、送信機はダイレクトＩ／Ｑコンバージョンを採用するＣＭＯＳプロセスで実現されるものである。
【０００３】
下記非特許文献１には、ベースバンドフィルタとベースバンド可変利得増幅器(ＶＧＡ)とダイレクトアップ・コンバータとＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)とドライバー増幅器(ＤＡ)とを集積化したＣＤＭＡ通信機が記載されている。ベースバンドＬＳＩチップの送信用Ｄ／Ａ変換器(ＴｘＤＡＣ)は、送信用ＲＦＩＣから供給される基準電流(Ｉref)から直交差動Ｉ、Ｑベースバンドアナログ信号を生成する。ベースバンド信号は２次のベースバンドフィルタに供給されて、濾波されたベースバンド信号はディジタルゲイン制御信号により制御されるベースバンド可変利得増幅器(ＢＢＶＧＡ)に供給される。ＢＢＶＧＡの出力は、２つのクロスカップルドギルバートセルミキサ(Ｍｉｘｅｒ)で構成されたシングルサイドバンドアップコンバータによりＲＦ周波数にアップ変換される。アップコンバータのＲＦ出力はディジタルゲイン制御信号によって制御されるＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)の入力に供給され、ＲＦＶＧＡの差動出力はトランスを介してドライバー増幅器(ＤＡ)の入力のシングルエンデッド信号に変換される。ＤＡの出力は、送信用ＲＦＩＣの外部のＲＦＳＡＷフィルタを介してＲＦ電力増幅器(ＰＡ)に供給される。尚、ミキサ(Ｍｉｘｅｒ)には、ＣＤＭＡ通信機外部の送信用電圧制御発振器(ＴｘＶＣＯ)から生成される送信用ローカル信号が供給される。
【０００４】
ゲイン制御はディジタル離散ステップによって実現され、ＢＢＶＧＡとＲＦＶＧＡとＤＡとで粗いゲイン制御が実行され、ＴｘＤＡＣ／Ｉrefのブロックの精密なゲイン制御は粗いゲインカーブをリニアな０．２５ｄＢのゲイン特性に補償するものである。粗いゲイン制御と精密なゲイン制御との両者は、ルックアップテーブル(ＬＵＴ)によって実現される。ＴｘＤＡＣ／ＩrefとＢＢＶＧＡとＲＦＶＧＡとＤＡの４個所のゲイン制御は、ルックアップテーブル(ＬＵＴ)によってバイナリウェイトされて制御される。送信機の出力電力を電力制御コード(ＰＤＦ)にｄＢで比例して増加するために、各ゲインステージに供給されるゲインコードはＰＤＦに対し指数的に増加する必要があるので、ルックアップテーブル(ＬＵＴ)はこの指数関数を実現するために使用される。ＣＤＭＡ１ｘは０．２５ｄＢステップの出力電力の制御を要求しているので、各ゲインステージの量子化誤差を緩和する設計を行う必要がある。この量子化誤差は、低出力電力レベルの際に特に大きなものとなる。ゲインカーブは複数のセクションに分割され、各セクションは線形とされ、量子化誤差を補償するようにディジタルアルゴリズムによって調整される。
【０００５】
下記非特許文献１には、この量子化誤差の訂正によって測定したゲインステップは２個の大きなステップを除いて略０．２５ｄＢステップのゲイン制御ステップが満足されることも記載されている。
【０００６】
【非特許文献１】Ｊｕｎｘｉｏｎ  Ｄｅｎｇ  ｅｔ  ａｌ，  “Ａ  ｄｕａｌ−ｂａｎｄ  ｈｉｇｈ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ＣＭＯＳ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＣＤＭＡ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ”，  ２００７  ＩＥＥＥ  Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，３〜５  Ｊｕｎｅ  ２００７，  ＰＰ．２５〜２８．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明者等は本発明に先立って、ＣＤＭＡ通信方式をサポートするＲＦ半導体集積回路(以下、ＲＦＩＣと言う)の開発に従事した。
【０００８】
ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式携帯電話は、従来のＧＳＭ(Global Systems for Mobile communications)等の時分割分割多重方式(ＴＤＭＡ：Time Division Multiple Access)とは異なり、符合分割多重方式のため送信電力を厳密に管理して、より多くのチャネルを確保する必要がある。最も厳しい規格は、閉ループ時の送信電力の誤差が＋／−０．５ｄＢ以内と言うものがある。この規格を満足するためには、日本国内では、ＲＦＩＣに供給される送信電力制御信号はアナログ信号とし、送信電力制御アナログ信号を発生するための９〜１０ビット精度のＤ／Ａ変換器をベースバンドＬＳＩに内蔵する方式が検討されている。
【０００９】
一方、ＷＣＤＭＡの３ＧＰＰ等の世界的な開発動向では、ディジタル・インターフェース(ＤｉｇＲＦ)と呼ばれＲＦＩＣとベースバンドＬＳＩのインターフェースはディジタル化される傾向となっている。尚、３ＧＰＰは、3rd Generation Partnership Projectの略である。また、このディジタル・インターフェースでは、送受信ベースバンドＩ、Ｑ信号や、ＲＦＩＣの制御信号等も全てディジタル信号とされるものである。
【００１０】
上記非特許文献１に記載の０．２５ｄＢステップの出力電力制御のためのルックアップテーブルＬＵＴには、電力制御コード(ＰＤＦ)のディジタル信号がベースバンドＬＳＩから供給されることができる。また、送信用Ｉ、Ｑベースバンドアナログ信号を供給するための送信用Ｄ／Ａ変換器ＴｘＤＡＣを、ベースバンドＬＳＩチップから送信用ＲＦＩＣへ移動することができる。そうすれば、ベースバンドＬＳＩチップと送信用ＲＦＩＣとの間での送信用Ｉ、Ｑベースバンド信号はディジタル信号となるので、ディジタル・インターフェース(ＤｉｇＲＦ)によるディジタル化を実現することが可能となる。
【００１１】
一方、本発明者等は本発明に先立ったＷＣＤＭＡ送信機能を内蔵するＲＦＩＣの開発で、送信用電圧制御発振器(ＴｘＶＣＯ)を含む送信用周波数シンサセイザＰＬＬの集積化を検討した。しかし、それによって、送信用電圧制御発振器(ＴｘＶＣＯ)で生成される送信ローカル信号のＲＦＩＣの各部へのリーケージ(漏洩)に対する対策が必要となった。特に、低コストと高集積ソリューションとを実現するはダイレクト・アップ・コンバージョン(ＤＵＣ)送信機では、送信用ギルバートセルミキサのキャリア入力端子に供給される送信用ローカル信号の周波数とミキサの出力から生成されるＲＦ出力信号の周波数とは等しいものとなる。
【００１２】
ミキサの出力端子でのリーケージを抑圧するためには、送信用ギルバートセルミキサのベースバンド入力端子に接続されるベースバンド可変利得増幅器(ＢＢＶＧＡ)のゲイン・ステップ数よりもミキサの出力端子に接続されるＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)のゲイン・ステップ数を大きくする必要がある。すなわち、０．２５ｄＢステップのＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)のゲイン・ステップ数を大きくすることによって、ＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)での信号減衰量を大きくできるので、ＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)にてリーケージを十分に減衰することができる。しかし、ゲイン・ステップ数の大きなＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)は、２ＭＨｚのＲＦ送信信号を増幅する高周波動作のＭＯＳトランジスタのソース端子における大量のゲイン設定抵抗を大量のＣＭＯＳスイッチによってオン・オフ制御接続することで実現できる。
【００１３】
しかし、この実現方法は高周波動作を行う大量のデバイスを使用するので、高周波動作の寄生効果を低減するためには、ゲイン・ステップ数の大きなＲＦ可変利得増幅器(ＲＦＶＧＡ)のＲＦＩＣの内部でのチップ占有面積が極めて大きくなると言う問題が、本発明者等の検討によって明らかとされた。
【００１４】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。
【００１５】
従って、本発明の目的とするところは、半導体集積回路(ＩＣ)内部でのチップ占有面積の増大を軽減することにある。
【００１６】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００１８】
すなわち、本発明の代表的なダイレクト・アップ・コンバージョン送信機は、第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)、第１と第２の送信ミキサ(１０９＿Ｉ、Ｑ)、加算器(１１０)、高周波信号可変利得増幅器(１１１)、送信用電圧制御発振器(１１２)、９０度位相シフタ(１１３)、制御部(１１４)、Ｄ／Ａ変換器(１１５)を具備する。
【００１９】
前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)の入力端子には、一対の送信用ベースバンド信号(Ｉ、Ｑ)が供給される。前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)の増幅信号は前記第１と第２の送信ミキサ(１０９＿Ｉ、Ｑ)に供給され、前記加算器(１１０)からＲＦ送信信号が生成される。前記加算器(１１０)の前記出力の前記ＲＦ送信信号は前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)により増幅され、前記高周波信号可変利得増幅器の出力からＲＦ送信増幅信号が生成される。
【００２０】
前記制御部(１１４)にディジタル制御入力信号が供給され、前記制御部から所定のビット数を有する第１ベースバンド利得制御信号と第２ベースバンド利得制御信号および前記所定のビット数よりも大きなビット数を有するＲＦ利得制御信号が生成される。
【００２１】
前記制御部から生成される前記第１と第の２ベースバンド利得制御信号が前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)にそれぞれ供給され、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲインが設定可能とされる。前記制御部から生成される前記大きなビット数を有する前記ＲＦ利得制御信号が前記Ｄ／Ａ変換器(１１５)に供給され、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログＲＦ利得制御信号が生成される。前記Ｄ／Ａ変換器から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号が前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)に供給され、前記高周波信号可変利得増幅器のゲインが設定可能とされる(図１参照)。
【発明の効果】
【００２２】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、ＩＣ内部でのチップ占有面積の増大を軽減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００２４】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるダイレクト・アップ・コンバージョン送信機は、第１ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)、第２ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)、第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)、第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)、加算器(１１０)、高周波信号可変利得増幅器(１１１)、送信用電圧制御発振器(１１２)、９０度位相シフタ(１１３)、制御部(１１４)、Ｄ／Ａ変換器(１１５)を具備する。
【００２５】
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)の入力端子と第２ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)の入力端子には、一対の送信用ベースバンド信号(Ｉ、Ｑ)が供給される。
【００２６】
前記送信用電圧制御発振器(１１２)の出力から生成される第１送信ローカル信号が前記９０度位相シフタ(１１３)に供給されることによって、前記９０度位相シフタ(１１３)から前記第１送信ローカル信号と略９０度位相の異なった第２送信ローカル信号が生成される。
【００２７】
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)の出力の第１ベースバンド増幅信号は前記第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)の一方の入力端子に供給され、前記送信用電圧制御発振器(１１２)からの前記第１送信ローカル信号は前記第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)の他方の入力端子に供給される。
【００２８】
前記第２ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)の出力の第２ベースバンド増幅信号は前記第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)の一方の入力端子に供給され、前記９０度位相シフタ(１１３)からの前記第２送信ローカル信号は前記第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)の他方の入力端子に供給される。
【００２９】
前記第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)の出力の第１ＲＦ成分と前記第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)の出力の第２ＲＦ成分とは前記加算器(１１０)で合成されることによって、前記加算器(１１０)の出力からＲＦ送信信号が生成される。
【００３０】
前記加算器(１１０)の前記出力の前記ＲＦ送信信号は前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)により増幅されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器の出力からＲＦ送信増幅信号が生成される。
【００３１】
前記制御部(１１４)にディジタル制御入力信号が供給されることによって、前記制御部から所定のビット数を有する第１ベースバンド利得制御信号と第２ベースバンド利得制御信号および前記所定のビット数よりも大きなビット数を有するＲＦ利得制御信号が生成される。
【００３２】
前記制御部から生成される前記第１と第の２ベースバンド利得制御信号が前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)にそれぞれ供給されることによって、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲインが設定可能とされる。
【００３３】
前記制御部から生成される前記大きなビット数を有する前記ＲＦ利得制御信号が前記Ｄ／Ａ変換器(１１５)に供給されることによって、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログＲＦ利得制御信号が生成される。
【００３４】
前記Ｄ／Ａ変換器から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号が前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)に供給されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器のゲインが設定可能とされる(図１参照)。
【００３５】
前記実施の形態によれば、大きなビット数を有するＲＦ利得制御信号によって制御される高周波信号可変利得増幅器(１１１)は、上記非特許文献１に記載のようなディジタル直接制御ではなくＤ／Ａ変換器(１１５)の出力から生成されるアナログ信号によるアナログ制御によって制御される。従って、アナログ制御の高周波信号可変利得増幅器(１１１)は、ＲＦＩＣ(１００)で小さなチップ占有面積での集積化が可能となる。また、Ｄ／Ａ変換器(１１５)に供給されるディジタルＲＦ信号利得制御信号の周波数はＲＦ送信信号の周波数よりも相当低いので、Ｄ／Ａ変換器(１１５)もＲＦＩＣ(１００)で小さなチップ占有面積での集積化が可能となる。
【００３６】
好適な実施の形態では、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のそれぞれは、複数の抵抗(Ｒ10、Ｒ11…Ｒ14)を有して前記所定のビット数を有するベースバンド利得制御信号により制御される可変抵抗回路(１０８２)を含むものである(図３参照)。
【００３７】
より好適な実施の形態では、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のそれぞれは、前記可変抵抗回路(１０８２)に接続された増幅器(１０８３)を含むものである(図３参照)。
【００３８】
更により好適な実施の形態では、前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)は増幅トランジスタ(Ｑ６、Ｑ７)を含むものであり、前記Ｄ／Ａ変換器(１１５)から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号によって前記増幅トランジスタのＤＣバイアス電流が制御されるものである(図４参照)。
【００３９】
具体的な一つの実施の形態では、前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)の出力から生成される前記ＲＦ送信増幅信号はＣＤＭＡ通信方式の送信信号である。
【００４０】
最も具体的な一つの実施の形態では、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)、前記第１と第２の送信ミキサ(１０９＿Ｉ、Ｑ)、前記加算器(１１０)、前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)、前記送信用電圧制御発振器(１１２)、前記９０度位相シフタ(１１３)、前記制御部(１１４)、前記Ｄ／Ａ変換器(１１５)は半導体集積回路(１００)に集積化されている(図１参照)。
【００４１】
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、第１ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)、第２ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)、第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)、第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)、加算器(１１０)、高周波信号可変利得増幅器(１１１)、送信用電圧制御発振器(１１２)、９０度位相シフタ(１１３)、制御部(１１４)、Ｄ／Ａ変換器(１１５)を具備するダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の動作方法である。
【００４２】
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)の入力端子と第２ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)の入力端子には、一対の送信用ベースバンド信号(Ｉ、Ｑ)が供給される。
【００４３】
前記送信用電圧制御発振器(１１２)の出力から生成される第１送信ローカル信号が前記９０度位相シフタ(１１３)に供給されることによって、前記９０度位相シフタ(１１３)から前記第１送信ローカル信号と略９０度位相の異なった第２送信ローカル信号が生成される。
【００４４】
前記第１ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)の出力の第１ベースバンド増幅信号は前記第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)の一方の入力端子に供給され、前記送信用電圧制御発振器(１１２)からの前記第１送信ローカル信号は前記第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)の他方の入力端子に供給される。
【００４５】
前記第２ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)の出力の第２ベースバンド増幅信号は前記第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)の一方の入力端子に供給され、前記９０度位相シフタ(１１３)からの前記第２送信ローカル信号は前記第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)の他方の入力端子に供給される。
【００４６】
前記第１送信ミキサ(１０９＿Ｉ)の出力の第１ＲＦ成分と前記第２送信ミキサ(１０９＿Ｑ)の出力の第２ＲＦ成分とは前記加算器(１１０)で合成されることによって、前記加算器(１１０)の出力からＲＦ送信信号が生成される。
【００４７】
前記加算器(１１０)の前記出力の前記ＲＦ送信信号は前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)により増幅されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器の出力からＲＦ送信増幅信号が生成される。
【００４８】
前記制御部(１１４)にディジタル制御入力信号が供給されることによって、前記制御部から所定のビット数を有する第１ベースバンド利得制御信号と第２ベースバンド利得制御信号および前記所定のビット数よりも大きなビット数を有するＲＦ利得制御信号が生成される。
【００４９】
前記制御部から生成される前記第１と第の２ベースバンド利得制御信号が前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)にそれぞれ供給されることによって、前記第１と第２のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲインが設定可能とされる。
【００５０】
前記制御部から生成される前記大きなビット数を有する前記ＲＦ利得制御信号が前記Ｄ／Ａ変換器(１１５)に供給されることによって、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログＲＦ利得制御信号が生成される。
【００５１】
前記Ｄ／Ａ変換器から生成される前記アナログＲＦ利得制御信号が前記高周波信号可変利得増幅器(１１１)に供給されることによって、前記高周波信号可変利得増幅器のゲインが設定可能とされる(図１参照)。
【００５２】
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
【００５３】
《ダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の構成》
図１は、本発明の実施の形態によるＷＣＤＭＡ送信機能を有するダイレクト・アップ・コンバージョン(ＤＵＣ)送信機の構成を示す図である。
【００５４】
図１に示すダイレクト・アップ・コンバージョン(ＤＵＣ)送信機は、ＲＦＩＣ(１００)、ベースバンドＬＳＩ(１０１)、ＳＡＷフィルタ(１０２)、ＲＦ電力増幅器(１０３)、ＤＣ・ＤＣコンバータ(１０４)、デュプレクサー(１０５)、アンテナ(１０６)から構成されている。尚、ＳＡＷは、Surface Acoustic Wave(表面弾性波)を意味するものである。
【００５５】
ＲＦＩＣ(１００)は、直交変調器(１０７)、高周波信号可変利得増幅器(１１１)、送信用電圧制御発振器(１１２)、９０度位相シフタ(１１３)、制御部(１１４)、Ｄ／Ａ変換器(１１５)から構成されている。また、直交変調器(１０７)は、ベースバンドＬＳＩ(１０１)から供給されるアナログ送信ベースバンド信号ＩのためのＩ系ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)とＩ系の送信ミクサ(１０９＿Ｉ)およびベースバンドＬＳＩ(１０１)から供給されるアナログ送信ベースバンド信号ＱのためのＱ系ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)とＱ系の送信ミクサ(１０９＿Ｑ)とを含んでいる。
【００５６】
Ｉ系ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ)の入力端子とＱ系ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｑ)の入力端子には、アナログ送信ベースバンド信号Ｉとアナログ送信ベースバンド信号Ｑがそれぞれ供給される。制御部(１１４)のＳＰＩ入力端子にはベースバンドＬＳＩ(１０１)からディジタル制御入力信号が供給されることによって、Ｉ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)に供給されるそれぞれ２ビットのＩ系とＱ系のベースバンド信号利得制御信号が生成される。この２ビットのＩ系とＱ系のベースバンド信号利得制御信号によって、Ｉ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ) のゲインが制御される。尚、ＳＰＩは、Serial Port Interfaceの略である。また、本発明の他の実施の形態として、送信用Ｉ、Ｑベースバンドアナログ信号を供給するための送信用Ｄ／Ａ変換器ＴｘＤＡＣを、ＲＦＩＣ(１００)の内部に形成することもできる。従って、ベースバンドＬＳＩチップとＲＦＩＣ(１００)との間の送信用Ｉ、Ｑベースバンド信号はディジタル信号となり、ディジタル・インターフェース(ＤｉｇＲＦ)の実現が可能となる。
【００５７】
Ｉ系とＱ系の送信ミクサ(１０９＿Ｉ、Ｑ)の一方の入力端子にはＩ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のＩ系とＱ系のベースバンド増幅信号が供給され、Ｉ系の送信ミクサ(１０９＿Ｉ)の他方の入力端子には送信用電圧制御発振器(１１２)から生成されたＩ系送信ローカル信号が供給され、Ｑ系の送信ミクサ(１０９＿Ｑ)の他方の入力端子には９０度位相シフタ(１１３)から生成されたＱ系送信ローカル信号が供給される。Ｉ系の送信ミクサ(１０９＿Ｉ)の出力のＩ系ＲＦ送信信号とＱ系の送信ミクサ(１０９＿Ｑ)の出力のＱ系ＲＦ送信信号とは加算器(１１０)でベクトル合成されて、加算器(１１０)の出力のベクトル合成ＲＦ送信信号は高周波信号可変利得増幅器(１１１)によって増幅される。
【００５８】
制御部(１１４)からの７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号はＤ／Ａ変換器(１１５)の入力端子に供給されることによって、Ｄ／Ａ変換器(１１５)の出力端子から生成されるアナログＲＦ信号利得制御信号によって高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインが制御される。
【００５９】
ＲＦＩＣ(１００)の高周波信号可変利得増幅器(１１１)により生成されるＲＦ送信信号はＳＡＷフィルタ(１０２)を介してＲＦ電力増幅器(１０３)によって増幅され、ＲＦ電力増幅器(１０３)のＲＦ送信出力信号はデュプレクサー(１０５)を介してアンテナ(１０６)に供給される。
【００６０】
携帯電話端末のＷＣＤＭＡ通信モードでは、制御部(１１４)からハイレベルのモード制御信号(Mode control)がＲＦ電力増幅器(１０３)に供給されることによってＲＦ電力増幅器(１０３)が活性化される。携帯電話端末のＧＳＭ等の他の通信モードでは、モード制御信号がローレベルとなってＲＦ電力増幅器(１０３)は非活性化される。
【００６１】
携帯電話端末のバッテリー電圧ＶbattとＲＦ電力増幅器(１０３)との間に接続されたＤＣ・ＤＣコンバータ(１０４)には、制御部(１１４)から電源電圧制御信号(Ｖcc control)が供給される。ＲＦ電力増幅器(１０３)のＲＦ送信電力が低い時には、制御部(１１４)の低レベルの電源電圧制御信号(Ｖcc control)に応答してＤＣ・ＤＣコンバータ(１０４)からＲＦ電力増幅器(１０３)の供給される電源電圧(Ｖcc)のレベルが低下され、電力付加効率ＰＡＥが改善される。尚、ＰＡＥは、Power Added Efficiencyの略である。
【００６２】
以上説明した図１に示す本発明の実施の形態による送信機では、ベースバンドＬＳＩ(１０１)からのディジタル制御入力信号が供給される制御部(１１４)のそれぞれ２ビットのＩ系とＱ系のベースバンド信号利得制御信号と７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号との合計９ビットの制御信号によって送信ゲインが制御される。特に、ＲＦＩＣ(１００)の送信用電圧制御発振器(１１２)の内蔵により問題となるローカル信号のリーケージの対策は、７ビットと大きなビット数のディジタルＲＦ信号利得制御信号によって制御される高周波信号可変利得増幅器(１１１)での大きな信号減衰量によって解決されることができる。また、高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインおよび大きな信号減衰量は、Ｄ／Ａ変換器(１１５)の出力端子から生成されるアナログＲＦ信号利得制御信号によって制御されるので、高周波信号可変利得増幅器(１１１)のＲＦＩＣ(１００)のチップ占有面積を小さくすることが可能となる。
【００６３】
送信用電圧制御発振器(１１２)からのローカル信号はＩ系とＱ系の送信ミキサー(１０９＿Ｉ、Ｑ)のベースバンド側入力端子にリークするので、Ｉ系とＱ系の送信ミキサー(１０９＿Ｉ、Ｑ)でローカルリーク信号のセルフミキシングが発生する。従って、Ｉ系とＱ系の送信ミキサー(１０９＿Ｉ、Ｑ)の出力からはＤＣ誤差成分がリークされるので、このＤＣ誤差成分は隣接チャンネル電力比ＡＣＰＲを劣化させる。尚、ＡＣＰＲは、Adjacent Channel Power Ratioの略である。また、送信用電圧制御発振器(１１２)からのローカル信号は、Ｉ系とＱ系の送信ミキサー(１０９＿Ｉ、Ｑ)のＲＦ出力端子に直接リークする。
【００６４】
合計９ビットの制御信号によって、図１のＤＵＣ送信機のＩ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)と高周波信号可変利得増幅器(１１１)とのトータル・ゲインは、フル・ゲインの状態に制御されることができる。フル・ゲインの状態からのゲイン制御は、下位２ビットの精密なゲイン制御は前段のＩ、Ｑ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)で実行され、次に上位７ビットの粗いゲイン制御は後段の高周波信号可変利得増幅器(１１１)で実行され、最終的にはミニマム・ゲインの状態まで制御されることができる。
【００６５】
ミニマム・ゲインの状態でのＤＣ誤差成分のリークとローカル信号のリークとを低減するためには、合計９ビットの制御信号による制御範囲内で前段のＩ、Ｑ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)の信号減衰量よりも後段の高周波信号可変利得増幅器(１１１)の信号減衰量を大きく設定するものとなる。従って、前段のＩ、Ｑ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲインを制御する２ビットのＩ、Ｑ系のベースバンド信号利得制御信号のビット数よりも、後段の高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインを制御する７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号のビット数が大きく設定されている。
【００６６】
この信号減衰量が大きな後段の高周波信号可変利得増幅器(１１１)は、上記非特許文献１に記載のようなディジタル直接制御ではなく、Ｄ／Ａ変換器(１１５)の出力から生成されるアナログＲＦ信号利得制御信号によるアナログ制御によって制御される。従って、アナログ制御の高周波信号可変利得増幅器(１１１)は、ＲＦＩＣ(１００)で小さなチップ占有面積で集積化されることが可能となる。また、Ｄ／Ａ変換器(１１５)に供給される７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号の周波数は、略２ＭＨｚのＲＦ送信信号の周波数よりも相当低いので、Ｄ／Ａ変換器(１１５)もＲＦＩＣ(１００)の小さなチップ占有面積での集積化が可能となる。
【００６７】
≪ベースバンド信号可変利得増幅器≫
図３は、図１に示したＤＵＣ送信機のＲＦＩＣ(１００)のＩ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)の構成を示す図である。
【００６８】
図３に示すように、ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８)は制御部(１１４)の２ビットのベースバンド信号利得制御信号に応答して４個のゲイン制御信号Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４と他の４個のゲイン制御信号Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４とを生成するデコーダ(１０８１)を含んでいる。また、図３に示すベースバンド信号可変利得増幅器(１０８)は、可変信号アッテネータ(１０８２)と出力増幅器(１０８３)とを含んでいる。
【００６９】
可変信号アッテネータ(１０８２)には、非反転Ｉ系ベースバンド入力信号Ｉと反転Ｉ系ベースバンド入力信号／ＩとがベースバンドＬＳＩ(１０１)から供給される。非反転Ｉ系ベースバンド入力信号Ｉと接地電圧ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ10、抵抗Ｒ11、抵抗Ｒ12、抵抗Ｒ13、抵抗Ｒ14が直列に接続され、反転Ｉ系ベースバンド入力信号Ｉと接地電圧ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ20、抵抗Ｒ21、抵抗Ｒ22、抵抗Ｒ23、抵抗Ｒ24が直列に接続されている。抵抗Ｒ10と抵抗Ｒ11の分圧ノードと非反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ１１によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ１１のソース・ドレイン電流経路が接続され、抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ12の分圧ノードと非反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ１２によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ１２のソース・ドレイン電流経路が接続されている。抵抗Ｒ12と抵抗Ｒ13の分圧ノードと非反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ１３によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ１３のソース・ドレイン電流経路が接続され、抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ14の分圧ノードと非反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ１４によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ１４のソース・ドレイン電流経路が接続されている。抵抗Ｒ20と抵抗Ｒ21の分圧ノードと反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ２１によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ２１のソース・ドレイン電流経路が接続され、抵抗Ｒ21と抵抗Ｒ22の分圧ノードと反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ２２によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ２２のソース・ドレイン電流経路が接続されている。抵抗Ｒ22と抵抗Ｒ23の分圧ノードと反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ２３によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ２３のソース・ドレイン電流経路が接続され、抵抗Ｒ23と抵抗Ｒ24の分圧ノードと反転出力ノードとの間にはデコーダ(１０８１)のゲイン制御信号Ｄ２４によってゲートが制御されるＭＯＳトランジスタＱ２４のソース・ドレイン電流経路が接続されている。
【００７０】
制御部(１１４)の２ビットのベースバンド信号利得制御信号Ｂ［１：０］に応答してデコーダ(１０８１)からは下記のような組み合わせのゲイン制御信号Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４が生成される。
【００７１】
Ｂ［１：０］  D11   D12   D13   D14   D21   D22   D23   D24
“００”  “０” “０” “０” “１” “０” “０” “０” “１”
“０１”  “０” “０” “１” “０” “０” “０” “１” “０”
“１０”  “０” “１” “０” “０” “０” “１” “０” “０”
“１１”  “１” “０” “０” “０” “１” “０” “０” “０”
従って、制御部(１１４)の２ビットのベースバンド信号利得制御信号Ｂ［１：０］のコードが“００”、“０１”、“１０”、“１１”と変化するのに応答して、可変信号アッテネータ(１０８２)の非反転出力ノードと反転出力ノードとの間のベースバンド信号の振幅は増加するものとなる。
【００７２】
出力増幅器(１０８３)は、ゲートが可変信号アッテネータ(１０８２)の非反転出力ノードと反転出力ノードとに接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４と、負荷抵抗Ｒ３、Ｒ４と一対の電流源Ｉｏ、Ｉｏとを含んでいる。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のソースは、一対の電流源Ｉｏ、Ｉｏを介して電源電圧Ｖccに接続されている。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のドレインは、一対の出力端子ＯＵＴ、／ＯＵＴに接続される一方、負荷抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して接地電圧ＧＮＤに接続される。
【００７３】
従って、図３に示したＩ、Ｑ系ベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲインは、制御部(１１４)の２ビットのベースバンド信号利得制御信号Ｂ［１：０］のコードに応答する可変信号アッテネータ(１０８２)の可変信号減衰量によって制御されることができる。
【００７４】
≪高周波信号可変利得増幅器≫
図４は、図１に示したＤＵＣ送信機のＲＦＩＣ(１００)の高周波信号可変利得増幅器(１１１)の構成を示す図である。
【００７５】
図４に示すように、高周波信号可変利得増幅器(１１１)はゲートが非反転入力端子ＩＮ、反転入力端子／ＩＮに接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ６、Ｑ７と、負荷抵抗Ｒ６、Ｒ７と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ８、Ｑ９を含む第１カレントミラーＣＭ１と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０、Ｑ１１を含む第２カレントミラーＣＭ２とを含んでいる。
【００７６】
高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ６、Ｑ７のコンダクタンスによって決定され、このコンダクタンスはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ６、Ｑ７のＤＣバイアス電流によって決定される。このＤＣバイアス電流は、第１カレントミラーＣＭ１と第２カレントミラーＣＭ２とを介して供給されるＤ／Ａ変換器(１１５)の出力からのアナログＲＦ信号利得制御信号である出力電流によって正比例して決定される。制御部(１１４)の７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号のコードに応答してＤ／Ａ変換器(１１５)の出力電流が小さい場合には高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインは小さな値に制御される一方、Ｄ／Ａ変換器(１１５)の出力電流が大きな場合には高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインは大きな値に制御される。上述のように高周波信号可変利得増幅器(１１１)は、上記非特許文献１に記載のようなディジタル直接制御ではなく、Ｄ／Ａ変換器(１１５)の出力アナログＲＦ信号利得制御信号によって制御される。従って、アナログ制御の高周波信号可変利得増幅器(１１１)は、ＲＦＩＣ(１００)で小さなチップ占有面積で集積化されることが可能となる。
【００７７】
≪ＤＵＣ送信機のトータル・ゲインの変化≫
図５は、図１に示したＤＵＣ送信機のＩ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)と高周波信号可変利得増幅器(１１１)とのトータル・ゲインが合計９ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号の変化(Tx power control bit)によって変化する様子を示す図である。
【００７８】
図５の横軸は合計９ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号を示し、図５の左の縦軸は送信出力を示し、図５の右の縦軸は隣接チャンネル電力比(ＡＣＰＲ)を示している。
【００７９】
図５の特性Ｌ１は、制御部(１１４)の上位７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号のコードに応答して１ｄＢの大きな変化幅でトータル・ゲインが変化することを示すものである。図５の特性Ｌ１の１ｄＢの大きな変化幅は、ＤＵＣ送信機の後段の高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲイン変化によって実現されている。
【００８０】
図５の特性Ｌ２は、制御部(１１４)の下位２ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号のコードに応答して０．２５ｄＢの小さな変化幅でトータル・ゲインが変化することを示すものである。図５の特性Ｌ２の０．２５ｄＢの小さな変化幅は、ＤＵＣ送信機の前段のＩ、Ｑ系のベースバンド信号可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲイン変化によって実現されている。
【００８１】
従って、制御部(１１４)の合計９ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号のコードに応答して図１に示したＤＵＣ送信機のトータル・ゲインは、図５の特性Ｌ３にて示すように０．２５ｄＢステップで変化するものとなる。その結果、ＤＵＣ送信機の送信信号の歪率特性を示す隣接チャンネル電力比(ＡＣＰＲ)も十分低い値とすることが可能となる。
【００８２】
≪ＤＵＣ送信機のトータル・ゲインの誤差≫
冒頭で説明したように、３ＧＰＰの規格では送信電力の誤差を−０．５ｄＢ〜＋０．５ｄＢの範囲に抑制する必要がある。
【００８３】
図２は、図１、図３、図４、図５で説明した本発明の実施の形態によるＤＵＣ送信機の送信電力の誤差の特性を示す図である。
【００８４】
図２の横軸は合計９ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号で制御される合計５１２ステップのＤＵＣ送信機の送信トータル・ゲインを示し、図２の縦軸は送信電力の誤差を示している。３ＧＰＰの規格の仕様Ｌ2H、Ｌ2Lを満足するように、送信電力の誤差が−０．５ｄＢ〜＋０．５ｄＢの範囲に略抑制されることが理解できる。
【００８５】
《デュアルモードＲＦＩＣ》
図６は、本発明の具体的な実施の形態によるＧＳＭ通信方式とＷＣＤＭＡ通信方式との両者をサポートするデュアルモードＲＦＩＣ１０の構成を示す図である。
【００８６】
図６に示すＲＦＩＣ１０は、ＷＣＤＭＡ受信ブロック１０１、ＧＳＭ受信ブロック１０２、第１ローカル信号生成ブロック１０３、ＧＳＭ／ＷＣＤＭＡ・ベースバンド受信処理ブロック１０４を含んでいる。また、ＲＦＩＣ１０は、ＧＳＭ送信ブロック１０５、第２ローカル信号生成ブロック１０６、ＷＣＤＭＡ送信ブロック１０７、ＧＳＭ／ＷＣＤＭＡ・ベースバンド送信処理ブロック１０８を含んでいる。
【００８７】
図６のＲＦＩＣ１０には、フロントエンドモジュール１３を介して携帯電話端末のアンテナ１４からＷＣＤＭＡ通信方式とＧＳＭ通信方式とのＲＦ受信信号が供給される。図６のＲＦＩＣ１０から形成されるＧＳＭ送信信号とＷＣＤＭＡ送信信号とはＧＳＭ・ＲＦ電力増幅器モジュール１１、ＷＣＤＭＡ・ＲＦ電力増幅器モジュール１２、フロントエンドモジュール１３を介して携帯電話端末のアンテナ１４に供給される。
【００８８】
《ＷＣＤＭＡの受信》
携帯電話端末のアンテナ１４で受信されるバンド１(２１１０〜２１７０ＭＨｚ)のＷＣＤＭＡ受信信号は、最初にフロントエンドモジュール１３のアンテナスイッチ１３００に供給される。その後、バンド１のＷＣＤＭＡ受信信号は、バンド１のためのデュプレクサー１３０１と整合回路１３０８とを介してＲＦＩＣ１０のＷＣＤＭＡ受信ブロック１０１のバンド１のための低雑音増幅器１０１０に供給される。低雑音増幅器１０１０で増幅されたバンド１のＷＣＤＭＡ受信信号は、バンド１のためのバンドパスフィルタ１５１を介して第１受信ミキサー１０１３に供給される。第１受信ミキサー１０１３には、第１ローカル信号生成ブロック１０３から生成されるバンド１の受信ローカル信号(２１１０〜２１７０ＭＨｚ)が供給される。従って、第１受信ミキサー１０１３では、バンド１のＷＣＤＭＡ受信増幅信号のダイレクト・ダウン・コンバージョン(ＤＤＣ)が行われる。ＤＤＣで形成されたバンド１のＷＣＤＭＡ受信アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑは、可変利得増幅器１０４１＿Ｉ、Ｑ、１０４３＿Ｉ、Ｑ、１０４５＿Ｉ、Ｑ、ローパスフィルタ１０４２＿Ｉ、Ｑ、１０４４＿Ｉ、Ｑ、１０４６＿Ｉ、Ｑを介してＡ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑに供給される。Ａ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑから変換されたバンド１のＷＣＤＭＡ受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢ＿Ｉ、ＲｘＤＢ＿Ｑは、他のＬＳＩで構成されるベースバンド信号処理ユニット(図示せず)に供給される。
【００８９】
アンテナ１４で受信されるバンド９(１７４９．９〜１８７９．９ＭＨｚ)のＷＣＤＭＡ受信信号は、最初にフロントエンドモジュール１３のアンテナスイッチ１３００に供給される。その後、バンド９のＷＣＤＭＡ受信信号は、フロントエンドモジュール１３のバンド９のためのデュプレクサー１３０２と整合回路１３０９とを介してＲＦＩＣ１０のＷＣＤＭＡ受信ブロック１０１のバンド９のための低雑音増幅器１０１１に供給される。低雑音増幅器１０１１で増幅されたバンド９のＷＣＤＭＡ受信信号は、バンド９のためのバンドパスフィルタ１５２を介して第２受信ミキサー１０１４に供給される。第２受信ミキサー１０１４には、第１ローカル信号生成ブロック１０３から生成されるバンド９の受信ローカル信号(１７４９．９〜１８７９．９ＭＨｚ)が供給される。従って、第２受信ミキサー１０１４では、バンド９のＷＣＤＭＡ受信増幅信号のダイレクト・ダウン・コンバージョン(ＤＤＣ)が行われる。ＤＤＣで形成されたバンド９のＷＣＤＭＡ受信アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑは、可変利得増幅器１０４１＿Ｉ、Ｑ、１０４３＿Ｉ、Ｑ、１０４５＿Ｉ、Ｑ、ローパスフィルタ１０４２＿Ｉ、Ｑ、１０４４＿Ｉ、Ｑ、１０４６＿Ｉ、Ｑを介してＡ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑに供給される。Ａ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑから変換されたバンド９のＷＣＤＭＡ受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢ＿Ｉ、ＲｘＤＢ＿Ｑは、他のＬＳＩで構成されるベースバンド信号処理ユニット(図示せず)に供給される。
【００９０】
アンテナ１４で受信されるバンド６(８７５〜８８５ＭＨｚ)のＷＣＤＭＡ受信信号は、最初にフロントエンドモジュール１３のアンテナスイッチ１３００に供給される。その後、バンド６のＷＣＤＭＡ受信信号は、フロントエンドモジュール１３のバンド６のためのデュプレクサー１３０３と整合回路１３１０とを介してＲＦＩＣ１０のＷＣＤＭＡ受信ブロック１０１のバンド１のための低雑音増幅器１０１２に供給される。低雑音増幅器１０１２で増幅されたバンド６のＷＣＤＭＡ受信信号は、バンド６のためのバンドパスフィルタ１５３を介して第３受信ミキサー１０１５に供給される。第３受信ミキサー１０１５には、第１ローカル信号生成ブロック１０３から生成されるバンド６の受信ローカル信号(８７５〜８８５ＭＨｚ)が供給される。従って、第３受信ミキサー１０１５では、バンド６のＷＣＤＭＡ受信増幅信号のダイレクト・ダウン・コンバージョン(ＤＤＣ)が行われる。ＤＤＣで形成されたバンド６のＷＣＤＭＡ受信アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑは、可変利得増幅器１０４１＿Ｉ、Ｑ、１０４３＿Ｉ、Ｑ、１０４５＿Ｉ、Ｑ、ローパスフィルタ１０４２＿Ｉ、Ｑ、１０４４＿Ｉ、Ｑ、１０４６＿Ｉ、Ｑを介してＡ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑに供給される。Ａ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑから変換されたバンド６のＷＣＤＭＡ受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢ＿Ｉ、ＲｘＤＢ＿Ｑは、他のＬＳＩで構成されるベースバンド信号処理ユニット(図示せず)に供給される。
【００９１】
《ＧＳＭの受信》
携帯電話端末のアンテナ１４で受信されるＤＣＳ１８００(１８０５〜１８５０ＭＨｚ)の受信信号は、最初にフロントエンドモジュール１３のアンテナスイッチ１３００に供給される。その後、ＤＣＳ１８００の受信信号は、表面弾性波フィルタ１３０４と整合回路１３１１とを介してＲＦＩＣ１０のＧＳＭ受信ブロック１０２のＤＣＳ１８００のための低雑音増幅器１０２０に供給される。低雑音増幅器１０２０で増幅されたＤＣＳ１８００の受信信号は、第４受信ミキサー１０２４に供給される。第４受信ミキサー１０２４には、第１ローカル信号生成ブロック１０３から生成されるＤＣＳ１８００の受信ローカル信号(１８０５〜１８５０ＭＨｚ)が供給される。従って、第４受信ミキサー１０２４では、ＤＣＳ１８００の受信信号のダイレクト・ダウン・コンバージョン(ＤＤＣ)が行われる。ＤＤＣで形成されたバンド６のＤＣＳ１８００の受信アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑは、可変利得増幅器１０４１＿Ｉ、Ｑ、１０４３＿Ｉ、Ｑ、１０４５＿Ｉ、Ｑ、ローパスフィルタ１０４２＿Ｉ、Ｑ、１０４４＿Ｉ、Ｑ、１０４６＿Ｉ、Ｑを介してＡ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑに供給される。Ａ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑから変換されたＤＣＳ１８００の受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢ＿Ｉ、ＲｘＤＢ＿Ｑは、他のＬＳＩで構成されるベースバンド信号処理ユニット(図示せず)に供給される。
【００９２】
携帯電話端末のアンテナ１４で受信されるＰＣＳ１９００(１９３０〜１９９０ＭＨｚ)の受信信号は、最初にフロントエンドモジュール１３のアンテナスイッチ１３００に供給される。その後、ＰＣＳ１９００の受信信号は、表面弾性波フィルタ１３０５と整合回路１３１２とを介してＲＦＩＣ１０のＧＳＭ受信ブロック１０２のＰＣＳ１９００のための低雑音増幅器１０２１に供給される。低雑音増幅器１０２１で増幅されたＰＣＳ１９００の受信信号は、第４受信ミキサー１０２４に供給される。第４受信ミキサー１０２４には、第１ローカル信号生成ブロック１０３から生成されるＰＣＳ１９００の受信ローカル信号(１９３０〜１９９０ＭＨｚ)が供給される。従って、第４受信ミキサー１０２４では、ＰＣＳ１９００の受信信号のダイレクト・ダウン・コンバージョン(ＤＤＣ)が行われる。ＤＤＣで形成されたＰＣＳ１９００の受信アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑは、可変利得増幅器１０４１＿Ｉ、Ｑ、１０４３＿Ｉ、Ｑ、１０４５＿Ｉ、Ｑ、ローパスフィルタ１０４２＿Ｉ、Ｑ、１０４４＿Ｉ、Ｑ、１０４６＿Ｉ、Ｑを介してＡ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑに供給される。Ａ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑから変換されたＰＣＳ１９００の受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢ＿Ｉ、ＲｘＤＢ＿Ｑは、他のＬＳＩで構成されるベースバンド信号処理ユニット(図示せず)に供給される。
【００９３】
携帯電話端末のアンテナ１４で受信されるＧＳＭ８５０(８６９〜８９４ＭＨｚ)の受信信号は、最初にフロントエンドモジュール１３のアンテナスイッチ１３００に供給される。その後、ＧＳＭ８５０の受信信号は、表面弾性波フィルタ１３０６と整合回路１３１３とを介してＲＦＩＣ１０のＧＳＭ受信ブロック１０２のＧＳＭ８５０のための低雑音増幅器１０２２に供給される。低雑音増幅器１０２２で増幅されたＧＳＭ８５０の受信信号は、第５受信ミキサー１０２５に供給される。第５受信ミキサー１０２５には、第１ローカル信号生成ブロック１０３から生成されるＧＳＭ８５０の受信ローカル信号(８６９〜８９４ＭＨｚ)が供給される。従って、第５受信ミキサー１０２５では、ＧＳＭ８５０の受信信号のダイレクト・ダウン・コンバージョン(ＤＤＣ)が行われる。ＤＤＣで形成されたＧＳＭ８５０の受信アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑは、可変利得増幅器１０４１＿Ｉ、Ｑ、１０４３＿Ｉ、Ｑ、１０４５＿Ｉ、Ｑ、ローパスフィルタ１０４２＿Ｉ、Ｑ、１０４４＿Ｉ、Ｑ、１０４６＿Ｉ、Ｑを介してＡ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑに供給される。Ａ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑから変換されたＧＳＭ８５０の受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢ＿Ｉ、ＲｘＤＢ＿Ｑは、他のＬＳＩで構成されるベースバンド信号処理ユニット(図示せず)に供給される。
【００９４】
携帯電話端末のアンテナ１４で受信されるＥＧＳＭ(ＧＳＭ９００：９２５〜９５０ＭＨｚ)の受信信号は、最初にフロントエンドモジュール１３のアンテナスイッチ１３００に供給される。その後、ＥＧＳＭの受信信号は、表面弾性波フィルタ１３０７と整合回路１３１４とを介してＲＦＩＣ１０のＧＳＭ受信ブロック１０２のＥＧＳＭのための低雑音増幅器１０２３に供給される。低雑音増幅器１０２３増幅されたＥＧＳＭの受信信号は、第５受信ミキサー１０２５に供給される。第５受信ミキサー１０２５には、第１ローカル信号生成ブロック１０３から生成されるＥＧＳＭの受信ローカル信号(９２５〜９５０ＭＨｚ)が供給される。従って、第５受信ミキサー１０２５では、ＥＧＳＭの受信信号のダイレクト・ダウン・コンバージョン(ＤＤＣ)が行われる。ＤＤＣで形成されたＥＧＳＭの受信アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑは、可変利得増幅器１０４１＿Ｉ、Ｑ、１０４３＿Ｉ、Ｑ、１０４５＿Ｉ、Ｑ、ローパスフィルタ１０４２＿Ｉ、Ｑ、１０４４＿Ｉ、Ｑ、１０４６＿Ｉ、Ｑを介してＡ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑに供給される。Ａ／Ｄ変換器１０４７＿Ｉ、Ｑから変換されたＥＧＳＭの受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢ＿Ｉ、ＲｘＤＢ＿Ｑは、他のＬＳＩで構成されるベースバンド信号処理ユニット(図示せず)に供給される。
【００９５】
《ＧＳＭの送信》
ベースバンド信号処理ユニット(図示せず)からＲＦＩＣ１０に供給されるＥＧＳＭおよびＧＳＭ８５０の送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢ＿Ｉ、ＴｘＤＢ＿Ｑは、ＧＳＭ／ＷＣＤＭＡ・ベースバンド送信処理ブロック１０８のＤ／Ａ変換器１０８１、１０８２により送信アナログベースバンド信号に変換される。
【００９６】
ベースバンド信号処理ユニット(図示せず)からＲＦＩＣ１０に供給されるＤＣＳ１８００およびＰＣＳ１９００の送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢ＿Ｉ、ＴｘＤＢ＿Ｑも、ＧＳＭ／ＷＣＤＭＡ・ベースバンド送信処理ブロック１０８のＤ／Ａ変換器１０８１、１０８２により送信アナログベースバンド信号に変換されることができる。
【００９７】
ＥＧＳＭおよびＧＳＭ８５０の送信アナログベースバンド信号もしくはＤＣＳ１８００およびＰＣＳ１９００の送信アナログベースバンド信号は、ＧＳＭ送信ブロック１０５のミキサー１０５０に供給される。ＧＳＭ送信ブロック１０５はオフセットＰＬＬの回路形式によって構成され、ＩＦミキサー１０５０には第１ローカル信号生成ブロック１０３の分周器１０３４から生成される略８０ＭＨｚの中間周波ローカル信号が供給される。従って、ＩＦミキサー１０５０から生成される送信ＩＦ信号はローパスフィルタ１０５１を介して位相比較器１０５２の一方の入力端子に供給される。位相比較器１０５２の出力はローパスフィルタ１０５３を介して送信電圧制御発振器１０５４に供給される。送信電圧制御発振器１０５４の出力に接続された分周器１０５５、１０５６の出力はフィードバック回路１０５７を介して位相比較器１０５２の他方の入力端子に供給されるので、送信電圧制御発振器１０５４から生成されるＲＦ送信信号の位相はＦミキサー１０５０から生成される送信ＩＦ信号の位相と一致する。従って、ＥＧＳＭ、ＧＳＭ８５０、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれかのＧＳＭ通信において、送信電圧制御発振器１０５４から生成されるＲＦ送信信号は送信アナログベースバンド信号の位相変調による正確な位相情報を含むものとなる。
【００９８】
ＥＧＳＭ、ＧＳＭ８５０、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれかのＧＳＭ通信が位相変調による位相情報を含むと伴に振幅変調による振幅情報を含む場合には、ＩＦミキサー１０５０から生成される送信ＩＦ信号の振幅情報はローパスフィルタ１０５１を介してフィードフォワード回路１０５８の一方の入力端子に供給される。
【００９９】
ＥＧＳＭおよびＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号を増幅する第１ＲＦ電力増幅器１１１のＲＦ送信増幅信号の一部は、第１パワーカップラーとフィードバック回路１０５７とを介してフィードフォワード回路１０５８の他方の入力端子に供給される。フィードフォワード回路１０５８の出力信号は、制御回路１０５９を介してＧＳＭ・ＲＦ電力増幅器モジュール１１の送信パワー制御回路１１０に供給される。フィードフォワード回路１０５８の一方の入力端子と他方の入力端子とにそれぞれ供給される送信ＩＦ信号の振幅情報と第１ＲＦ電力増幅器１１１のＲＦ送信増幅信号の一部とが一致するように、制御回路１０５９と送信パワー制御回路１１０とは第１ＲＦ電力増幅器１１１の増幅利得を制御する。ＤＣＳ１８００およびＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号を増幅する第２ＲＦ電力増幅器１１２のＲＦ送信増幅信号の一部は、第２パワーカップラーとフィードバック回路１０５７とを介してフィードフォワード回路１０５８の他方の入力端子に供給される。フィードフォワード回路１０５８の出力信号は、制御回路１０５９を介してＧＳＭ・ＲＦ電力増幅器モジュール１１の送信パワー制御回路１１０に供給される。フィードフォワード回路１０５８の一方の入力端子と他方の入力端子とにそれぞれ供給される送信ＩＦ信号の振幅情報と第２ＲＦ電力増幅器１１２のＲＦ送信増幅信号の一部とが一致するように、制御回路１０５９と送信パワー制御回路１１０とは第２ＲＦ電力増幅器１１２の増幅利得を制御する。従って、ＥＧＳＭ、ＧＳＭ８５０、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれかのＧＳＭ通信が位相変調による位相情報を含むと伴に振幅変調による振幅情報を含む場合には、送信電圧制御発振器１０５４から生成されるＲＦ送信信号は送信アナログベースバンド信号の位相変調による正確な位相情報と振幅変調による正確な振幅情報とを含むものとなる。
【０１００】
尚、オフセットＰＬＬのＧＳＭ送信ブロック１０５の制御回路１０５９の出力レベルに応答して送信パワー制御回路１１０が第１および第２ＲＦ電力増幅器１１１、１１２に供給される電源電圧レベルを制御することによって第１および第２ＲＦ電力増幅器１１１、１１２の増幅利得を制御するものである。
【０１０１】
また、ＥＧＳＭのＲＦ送信信号の周波数は８８９〜９１５ＭＨｚに設定され、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号の周波数は８２４〜８４９ＭＨｚに設定されている。更に、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号の周波数は１７１０〜１７８５ＭＨｚに設定され、ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号の周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚに設定されている。
【０１０２】
《ＷＣＤＭＡの送信》
ベースバンド信号処理ユニット(図示せず)からＲＦＩＣ１０に供給されるＷＣＤＭＡのバンド１あるいはバンド６あるいはバンド９の送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢ＿Ｉ、ＴｘＤＢ＿Ｑは、ＧＳＭ／ＷＣＤＭＡ・ベースバンド送信処理ブロック１０８のＤ／Ａ変換器１０８１、１０８２に供給される。Ｄ／Ａ変換器１０８１、１０８２によって変換されたＷＣＤＭＡのバンド１あるいはバンド６あるいはバンド９の送信アナログベースバンド信号は、マルチプレクサ１０８２に供給される。
【０１０３】
ＷＣＤＭＡのバンド６の送信アナログベースバンド信号は、マルチプレクサ１０８２からローパスフィルタ１０７０と他のマルチプレクサ１０７２とを介して第１送信ミキサー１０７３に供給される。第１送信ミキサー１０７３には、第２ローカル信号生成ブロック１０６から生成されるバンド６の送信ローカル信号(８３０〜８４０ＭＨｚ)が供給される。従って、第１送信ミキサー１０７３では、バンド６のＷＣＤＭＡ送信アナログベースバンド信号のダイレクト・アップ・コンバージョン(ＤＵＣ)が行われる。ＤＵＣで形成され周波数が８３０〜８４０ＭＨｚに設定されたバンド６のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、可変利得増幅器１０７５とドライバー増幅器１０７７とを介してＷＣＤＭＡ・ＲＦ電力増幅器モジュール１２に供給される。ＷＣＤＭＡ・ＲＦ電力増幅器モジュール１２では、バンド６のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、バンド６のための表面弾性波バンドパスフィルタ１２１０を介してＲＦ電力増幅器１２２０によって増幅される。ＲＦ電力増幅器１２２０からのバンド６のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信増幅信号は、バンド６のためのアイソレータ１３１７とデュプレクサー１３０３とアンテナスイッチ１３００とを介して、携帯電話端末のアンテナ１４に供給される。
【０１０４】
図６に示すＲＦＩＣでは、ローパスフィルタ１０７０の内部には図１と図３とに示したＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)を含み、このベースバンド可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲインは図１と同様に制御部(１１４)の下位２ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号によって制御される。
【０１０５】
図６に示すＲＦＩＣでは、可変利得増幅器１０７５は、図１と図４とに示した高周波信号可変利得増幅器(１１１)で構成され、高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインは図１と同様に制御部(１１４)からの上位７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号に応答するＤ／Ａ変換器(１１５)のアナログ出力信号によって制御される。
【０１０６】
従って、図６に示すＲＦＩＣのＷＣＤＭＡのバンド６の送信動作では、ローパスフィルタ１０７０の内部のＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器と第１送信ミキサー１０７３と可変利得増幅器１０７５とは、図１に示したＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)と送信ミキサ(１０９＿Ｉ、Ｑ)と高周波信号可変利得増幅器(１１１)と全く同様に動作するものである。
【０１０７】
ＷＣＤＭＡのバンド９の送信アナログベースバンド信号は、マルチプレクサ１０８２から他のローパスフィルタ１０７１と他のマルチプレクサ１０７２とを介して第２送信ミキサー１０７４に供給される。第２送信ミキサー１０７４には、第２ローカル信号生成ブロック１０６から生成されるバンド９の送信ローカル信号(１７４９．９〜１７８４．９ＭＨｚ)が供給される。従って、第２送信ミキサー１０７４では、バンド９のＷＣＤＭＡ送信アナログベースバンド信号のダイレクト・アップ・コンバージョン(ＤＵＣ)が行われる。ＤＵＣで形成され周波数が１７４９．９〜１７８４．９ＭＨｚに設定されたバンド９のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、可変利得増幅器１０７６とドライバー増幅器１０７８とを介してＷＣＤＭＡ・ＲＦ電力増幅器モジュール１２に供給される。ＷＣＤＭＡ・ＲＦ電力増幅器モジュール１２では、バンド９のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、バンド９のための表面弾性波バンドパスフィルタ１２１１を介してＲＦ電力増幅器１２２１によって増幅される。ＲＦ電力増幅器１２２１からのバンド９のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信増幅信号は、バンド９のためのアイソレータ１３１８とデュプレクサー１３０２とアンテナスイッチ１３００とを介して、携帯電話端末のアンテナ１４に供給される。
【０１０８】
図６に示すＲＦＩＣでは、ローパスフィルタ１０７１の内部には図１と図３とに示したＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)を含み、このベースバンド可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)のゲインは図１と同様に制御部(１１４)の下位２ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号によって制御される。
【０１０９】
図６に示すＲＦＩＣでは、可変利得増幅器１０７６は、図１と図４とに示した高周波信号可変利得増幅器(１１１)で構成され、高周波信号可変利得増幅器(１１１)のゲインは図１と同様に制御部(１１４)からの上位７ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号に応答するＤ／Ａ変換器(１１５)のアナログ出力信号によって制御される。
【０１１０】
従って、図６に示すＲＦＩＣのＷＣＤＭＡのバンド９の送信動作では、ローパスフィルタ１０７１の内部のＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器と第２送信ミキサー１０７４と可変利得増幅器１０７６とは、図１に示したＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)と送信ミキサ(１０９＿Ｉ、Ｑ)と高周波信号可変利得増幅器(１１１)と全く同様に動作するものである。
【０１１１】
ＷＣＤＭＡのバンド１の送信アナログベースバンド信号は、マルチプレクサ１０８２から他のローパスフィルタ１０７１と他のマルチプレクサ１０７２とを介して第２送信ミキサー１０７４に供給される。第２送信ミキサー１０７４には、第２ローカル信号生成ブロック１０６から生成されるバンド１の送信ローカル信号(１９２０〜１９８０ＭＨｚ)が供給される。従って、第２送信ミキサー１０７４では、バンド１のＷＣＤＭＡ送信アナログベースバンド信号のダイレクト・アップ・コンバージョン(ＤＵＣ)が行われる。ＤＵＣで形成され周波数が１９２０〜１９８０ＭＨｚに設定されたバンド１のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、可変利得増幅器１０７６とドライバー増幅器１０７９とを介してＷＣＤＭＡ・ＲＦ電力増幅器モジュール１２に供給される。ＷＣＤＭＡ・ＲＦ電力増幅器モジュール１２では、バンド１のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、バンド１のための表面弾性波バンドパスフィルタ１２１２を介してＲＦ電力増幅器１２２２によって増幅される。ＲＦ電力増幅器１２２２からのバンド１のＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信増幅信号は、バンド１のためのアイソレータ１３１９とデュプレクサー１３０１とアンテナスイッチ１３００とを介して、携帯電話端末のアンテナ１４に供給される。
【０１１２】
従って、図６に示すＲＦＩＣのＷＣＤＭＡのバンド１の送信動作でも、ローパスフィルタ１０７１の内部のＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器と第２送信ミキサー１０７４と可変利得増幅器１０７６とは、図１に示したＩ、Ｑ系のベースバンド可変利得増幅器(１０８＿Ｉ、Ｑ)と送信ミキサ(１０９＿Ｉ、Ｑ)と高周波信号可変利得増幅器(１１１)と全く同様に動作するものである。
【０１１３】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１１４】
例えば、本発明のダイレクト・アップ・コンバージョン送信機は携帯電話に搭載されることに限定されるものではなく、例えば無線ＬＡＮ端末に搭載される送信機にも適用することができる。
【０１１５】
また、ＲＦＩＣとベースバンドＬＳＩとは、統合ワンチップに集積化されることもできる。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１】図１は、本発明の実施の形態によるＷＣＤＭＡ送信機能を有するダイレクト・アップ・コンバージョン送信機の構成を示す図である。
【図２】図２は、図１、図３、図４、図５で説明した本発明の実施の形態によるＤＵＣ送信機の送信電力の誤差の特性を示す図である。
【図３】図３は、図１に示したＤＵＣ送信機のＲＦＩＣのＩ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器の構成を示す図である。
【図４】図４は、図１に示したＤＵＣ送信機のＲＦＩＣの高周波信号可変利得増幅器の構成を示す図である。
【図５】図５は、図１に示したＤＵＣ送信機のＩ系とＱ系のベースバンド信号可変利得増幅器と高周波信号可変利得増幅器とのトータル・ゲインが合計９ビットのディジタルＲＦ信号利得制御信号の変化によって変化する様子を示す図である。
【図６】図６は、本発明の具体的な実施の形態によるＧＳＭ通信方式とＷＣＤＭＡ通信方式との両者をサポートするデュアルモードＲＦＩＣ１０の構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１１７】
１００  ＲＦＩＣ
１０１  ベースバンドＬＳＩ
１０２  ＳＡＷフィルタ
１０３  ＲＦ電力増幅器
１０４  ＤＣ・ＤＣコンバータ
１０５  デュプレクサー
１０６  アンテナ
１０７  直交変調器
１０８＿Ｉ  Ｉ系ベースバンド信号可変利得増幅器
１０８＿Ｑ  Ｑ系ベースバンド信号可変利得増幅器
１０９＿Ｉ  Ｉ系の送信ミクサ
１０９＿Ｑ  Ｑ系の送信ミクサ
１１０  加算器
１１２  送信用電圧制御発振器
１１３  ９０度位相シフタ
１１４  制御部
１１５  Ｄ／Ａ変換器
【図１】
2010021747.tif 000003
【図２】
2010021747.tif 000004
【図３】
2010021747.tif 000005
【図４】
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【図５】
2010021747.tif 000007
【図６】
2010021747.tif 000008