(57)【要約】【課題】弱電界時にゴースト除去回路が誤動作することを防止する。【解決手段】チューナ部１０からＶＩＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ２をコンパレータ２０にて基準電圧Ｖｒと比較する。弱電界時にコンパレータ２０比較出力がローレベルとなる。波形比較・係数演算回路１８に比較出力が供給され、弱電界時にトランスバーサルフィルタ回路１３をスルーモードとする係数が形成され、ゴースト除去が行われない。これによって、ゴースト除去処理過程における誤動作を自動的に回避できる。【選択図】図３
2010081312.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力ＲＦ信号の電界強度をＡＧＣ電圧の測定により判定する判定部と、
ゴースト成分を削減するためのタップ係数が供給され、入力映像信号からゴーストを除去して出力するトランスバーサルフィルタ回路と、
アナログ映像信号に挿入された、ゴーストキャンセル用の基準信号を取り込み、平均化する基準信号検出回路と、
前記基準信号検出回路により得られた基準信号と理想基準波形との誤差が最小になるように、前記トランスバーサルフィルタ回路のタップ係数を制御するタップ係数制御回路とを備え、
前記判定部の判定結果に基づいて、通常電界時に前記トランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行い、弱電界時に前記トランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行わないように、制御するゴースト除去回路。
【請求項２】
前記ＡＧＣ電圧がチューナ部のＶＩＦ−ＡＧＣ電圧であり、前記ＶＩＦ−ＡＧＣ電圧を基準電圧と比較することによって、通常電界時と弱電界時とを判定する請求項１記載のゴースト除去回路。
【請求項３】
前記判定部の判定結果が前記タップ係数制御回路に供給され、通常電界時には、前記タップ係数が前記トランスバーサルフィルタ回路によりゴースト除去を行うものとされ、弱電界時に前記タップ係数が前記トランスバーサルフィルタ回路をスルーするものとされる請求項１記載のゴースト除去回路。
【請求項４】
前記トランスバーサルフィルタ回路を通った第１の映像信号と、前記トランスバーサルフィルタ回路をパスする経路を通った第２の映像信号とを選択する選択回路を設け、
前記ＶＩＦ−ＡＧＣ電圧の測定結果に応じて、通常電界時には、前記第１の映像信号を前記選択回路によって選択し、弱電界時には、前記第２の映像信号を前記選択回路によって選択する請求項１記載のゴースト除去回路。
【請求項５】
垂直同期信号の分離が正しくなされているか否かにより弱電界時か否かを判定する判定部と、
ゴースト成分を削減するためのタップ係数が供給され、入力映像信号からゴーストを除去して出力するトランスバーサルフィルタ回路と、
アナログ映像信号に挿入された、ゴーストキャンセル用の基準信号を取り込み、平均化する基準信号検出回路と、
前記基準信号検出回路により得られた基準信号と理想基準波形との誤差が最小になるように、前記トランスバーサルフィルタ回路のタップ係数を制御するタップ係数制御回路とを備え、
前記判定部の判定結果に基づいて、通常電界時に前記トランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行い、弱電界時に前記トランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行わないように、制御するゴースト除去回路。
【請求項６】
前記判定部は、１フィールド期間の長さがテレビジョン方式で規定されている長さか否かを判定する請求項５記載のゴースト除去回路。
【請求項７】
前記判定部は、奇数フィールドと偶数フィールドのシーケンスがテレビジョン方式で規定されているものか否かを判定する請求項５記載のゴースト除去回路。
【請求項８】
前記判定部の判定結果が前記タップ係数制御回路に供給され、通常電界時には、前記タップ係数が前記トランスバーサルフィルタ回路によりゴースト除去を行うものとされ、弱電界時に前記タップ係数が前記トランスバーサルフィルタ回路をスルーするものとされる請求項５記載のゴースト除去回路。
【請求項９】
前記トランスバーサルフィルタ回路を通った第１の映像信号と、前記トランスバーサルフィルタ回路をパスする経路を通った第２の映像信号とを選択する選択回路を設け、
前記ＶＩＦ−ＡＧＣ電圧の測定結果に応じて、通常電界時には、前記第１の映像信号を前記選択回路によって選択し、弱電界時には、前記第２の映像信号を前記選択回路によって選択する請求項５記載のゴースト除去回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、テレビジョン放送の受信時のゴーストを除去するゴースト除去回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
テレビジョン放送の受信時に、直接波による正規の画面と、反射波による偽の画面とが二重に見える現象がゴーストと呼ばれる。テレビジョンの画面において、偽の像が正規の像の右側に発生する。ゴーストを除去する装置をゴースト除去回路と表記する。
【０００３】
ゴーストを除去するために、送信側に図１に示すような基準信号（以下、ＧＣＲ(Ghost Canceller Reference)信号と称する）が挿入される。 図１において、ＨＤが水平同期信号を示し、ＢＲＳＴがカラーバースト信号を示す。図１Ａに示す波形ＧＣＲと図１Ｂに示すペデスタル波形ＰＥＤとが決められた順序で交互に送信される。すなわち、８フィールドを繰り返し周期として、第１、第３、第６、第８フィールドにおけるそれぞれの第１８Ｈ（第１８番目の水平期間）あるいは第２８１Ｈ（第２８１番目の水平期間）に波形ＧＣＲが挿入され、第２、第４、第５、第７フィールドにおけるそれぞれの第１８Ｈあるいは第２８１Ｈにペデスタル波形ＧＣＲが挿入される。かかるＧＣＲ信号については、既に下記の非特許文献１等に記載されている。
【０００４】
【非特許文献１】テレビジョン学会技術報告ＶＯＬ．１３，ＮＯ．３２（１９８６年６月）第１頁から第３６頁
【０００５】
ゴースト除去回路は、例えば下記の特許文献１に記載されている。
【０００６】
【特許文献１】特開平７−９５４４８号公報
【０００７】
図２に特許文献１に記載されているようなゴースト除去回路の構成を示す。地上アナログ放送受信用のＶＨＦまたはＵＨＦアンテナＡＮＴで受信されたＲＦ信号がチューナ部１０に供給され、チューナ部１０において所望の局が選局され、中間周波信号に周波数変換される。中間周波信号が映像検波回路１１に供給され、映像検波回路１１からアナログ映像信号が得られる。アナログ映像信号がＡ／Ｄ変換回路１２およびＨ．ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路を含むタイミング信号発生回路１５へ入力される。
【０００８】
タイミング信号発生回路１５は、受信映像信号から分離された水平同期信号（以下、Ｈ同期信号と称する）および垂直同期信号（以下、Ｖ同期信号と称する）からシステムクロック、波形抜き取りパルス等に必要な各種タイミング信号を発生する。Ａ／Ｄ変換回路１２は、入力映像信号を例えば標本化周波数４ｆｓｃ（ここでｆｓｃは色副搬送波周波数、ｆｓｃ= ３．５８ＭＨｚ）で標本化を行い、標本化出力をデジタル信号に変換する。
【０００９】
Ａ／Ｄ変換回路１２の出力信号がトランスバーサルフィルタ回路１３に供給される。トランスバーサルフィルタ回路１３は、ゴースト成分などの波形歪み除去処理を行い、その出力信号がＧＣＲ波形取り込み回路１６およびＤ／Ａ変換回路１４へ供給される。波形取り込み回路１６は、トランスバーサルフィルタ回路１３の前後から、ＧＣＲ信号を含む所定の期間（例えば１水平走査線分）の信号を抽出する。そして、トランスバーサルフィルタ回路１３に必要なタップ係数列を求める波形比較・係数演算回路１８の制御アルゴリズムに対応して、４フィールド離れた信号の差分処理を行う。例えば第１フィールドの第１８Ｈの波形から第５フィールドの第１８Ｈの信号を減算する。減算によってＨ同期信号およびバースト信号が打ち消され、ＧＣＲ信号およびゴースト信号成分からなるバー信号が求められる。この信号が加算・平均化回路１７へ供給される。
【００１０】
加算・平均化回路１７は、後段の演算処理に適した波形となるように、バー信号の波形変換（例えば微分処理）を行なうと共に、ＧＣＲ信号から基準となるタイミングを検出する。加算・平均化回路１７が検出されたタイミングに合わせて加算・平均化処理を行うことにより、入力映像信号に含まれるノイズ成分を軽減する。加算・平均化回路１７の出力信号が波形比較・係数演算回路１８へ供給される。
【００１１】
波形比較・係数演算回路１８には、基準波形発生回路１９の出力信号と、加算・平均化回路１７から供給される加算平均された信号とが入力される。波形比較・係数演算回路１８は、ゴースト除去アルゴリズムに基づいた演算処理を実行し、基準波形と加算平均された信号との差分の絶対値が最小になるようなタップ係数を求める。すなわち、波形比較・係数演算回路１８によって、ゴースト成分など波形歪成分を除去するタップ係数が求められる。求められたタップ係数列がトランスバーサルフィルタ回路１３のタップ係数として設定される。
【００１２】
タップ係数が制御されているので、トランスバーサルフィルタ回路１３の出力信号は、ゴースト等の波形歪み成分が軽減された映像信号となる。トランスバーサルフィルタ回路１３の出力信号がＤ／Ａ変換回路１４でＤ／Ａ変換される。Ｄ／Ａ変換回路１４によってアナログ信号に戻され、ゴースト成分が除去された映像信号が出力される。以上の動作が繰り返され、タップ係数列が逐次更新されることによって、時間的に変動するゴースト成分に対しても常に除去動作を行っている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
上述したように、ゴースト除去装置は、受信信号中のＧＣＲ信号からゴースト成分等の波形歪成分を検出し、それらの歪み成分の除去処理を行っている。したがって、弱電界時など受信条件が悪い場合には、ゴースト除去回路の演算処理回路が、取り込まれたＧＣＲ信号に含まれるノイズのために波形歪成分を誤認する。その結果、不必要なフィルタ係数を設定するため、ゴースト除去処理過程において初期状態に対して改悪された映像信号を出力する（つまり誤動作する) という問題点があった。
【００１４】
従来は、かかる誤動作を回避するために、受信チャンネル毎に強制的にゴースト除去動作をオフさせるモードを手動で設定していた。しかしながら、手動の設定は、操作が面倒となる問題があった。
【００１５】
したがって、この発明の目的は、信号強度が弱い場合に、ゴースト除去処理過程における誤動作を自動的に回避し、安定したゴースト除去処理を実現することができるゴースト除去回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上述した課題を解決するために、この発明は、入力ＲＦ信号の電界強度をＡＧＣ(Automatic Gain Control)電圧の測定により判定する判定部と、
ゴースト成分を削減するためのタップ係数が供給され、入力映像信号からゴーストを除去して出力するトランスバーサルフィルタ回路と、
アナログ映像信号に挿入された、ゴーストキャンセル用の基準信号を取り込み、平均化する基準信号検出回路と、
基準信号検出回路により得られた基準信号と理想基準波形との誤差が最小になるように、トランスバーサルフィルタ回路のタップ係数を制御するタップ係数制御回路とを備え、
判定部の判定結果に基づいて、通常電界時にトランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行い、弱電界時にトランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行わないように、制御するゴースト除去回路である。
【００１７】
ＡＧＣ電圧がチューナ部のＶＩＦ(Video Intermediate Frequency)−ＡＧＣ電圧であり、ＶＩＦ−ＡＧＣ電圧を基準電圧と比較することによって、通常電界時と弱電界時とを判定する。
【００１８】
判定部の判定結果がタップ係数制御回路に供給され、通常電界時には、タップ係数がトランスバーサルフィルタ回路によりゴースト除去を行うものとされ、弱電界時にタップ係数がトランスバーサルフィルタ回路をスルーするものとされる。
【００１９】
トランスバーサルフィルタ回路を通った第１の映像信号と、トランスバーサルフィルタ回路をパスする経路を通った第２の映像信号とを選択する選択回路を設け、
ＶＩＦ−ＡＧＣ電圧の測定結果に応じて、通常電界時には、第１の映像信号を選択回路によって選択し、弱電界時には、第２の映像信号を選択回路によって選択するようにしても良い。
【００２０】
この発明は、垂直同期信号の分離が正しくなされているか否かにより弱電界時か否かを判定する判定部と、
ゴースト成分を削減するためのタップ係数が供給され、入力映像信号からゴーストを除去して出力するトランスバーサルフィルタ回路と、
アナログ映像信号に挿入された、ゴーストキャンセル用の基準信号を取り込み、平均化する基準信号検出回路と、
基準信号検出回路により得られた基準信号と理想基準波形との誤差が最小になるように、トランスバーサルフィルタ回路のタップ係数を制御するタップ係数制御回路とを備え、
判定部の判定結果に基づいて、通常電界時にトランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行い、弱電界時にトランスバーサルフィルタ回路によるゴースト除去を行わないように、制御するゴースト除去回路である。
【００２１】
判定部は、１フィールド期間の長さがテレビジョン方式で規定されている長さか否かを判定する。
【００２２】
判定部は、奇数フィールドと偶数フィールドのシーケンスがテレビジョン方式で規定されているものか否かを判定する。
【発明の効果】
【００２３】
この発明のゴースト除去装置は、入力映像信号のＲＦ信号強度またはそれと等価な垂直（Ｖ）同期信号の安定度に応じて、ゴースト除去処理を行うか否かを制御する。信号強度が弱い場合には、入力ＲＦ信号と等価なＡＧＣ電圧またはＶ同期信号に於けるノイズ成分の発生に応じて、ゴースト除去処理過程における誤動作を回避し、安定したゴースト除去処理を実現できる。
【００２４】
この発明によれば、ユーザが受信メニュー等で手動により設定していたゴースト除去回路の動作の設定を自動化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、この発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明する。なお、説明は、以下の順序で行う。
１．第１の実施の形態
２．第２の実施の形態
なお、以下に説明する実施の形態は、この発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、この発明の範囲は、以下の説明において、特にこの発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施の形態に限定されないものとする。
【００２６】
＜１．第１の実施の形態＞
「第１の実施の形態の構成」
図３にこの発明の第１の実施の形態の構成を示す。テレビジョンアンテナＡＮＴで受信されたＲＦ信号がチューナ部１０に供給され、チューナ部１０においてＶＨＦ（Very High Frequency)帯の所望の局が選局され、中間周波信号（例えば５８．７５ＭHzの中間周波数）に周波数変換される。中間周波信号が映像検波回路１１に供給され、映像検波回路１１からアナログ映像信号が得られる。アナログ映像信号は、輝度信号、搬送色信号、Ｖ同期信号、Ｈ同期信号、バースト信号、ＧＣＲ信号を含む複合カラー映像信号である。
【００２７】
映像検波回路１１からのアナログカラー映像信号がＡ／Ｄ変換回路１２およびＨ．ＰＬＬ回路を含むタイミング信号発生回路１５へ入力される。Ｈ．ＰＬＬ回路は、Ｈ同期信号に同期したタイミング信号を形成する。タイミング信号発生回路１５は、受信映像信号中に含まれるＨ同期信号およびＶ同期信号からシステムクロック、波形抜き取りパルス等に必要な各種タイミング信号を発生する。Ａ／Ｄ変換回路１２は、入力映像信号を例えば標本化周波数４ｆｓｃ（ここでｆｓｃは色副搬送波周波数、ｆｓｃ= ３．５８ＭＨｚ）で標本化を行い、標本化出力を例えば１サンプル当たり８ビットのデジタル信号に変換する。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換回路１２の出力信号がトランスバーサルフィルタ回路１３に供給される。トランスバーサルフィルタ回路１３は、ゴースト成分などの波形歪み除去処理を行い、その出力信号がＧＣＲ波形取り込み回路１６およびＤ／Ａ変換回路１４へ供給される。波形取り込み回路１６は、タイミング信号発生回路１５からのタイミング信号によって、トランスバーサルフィルタ回路１３の前後から、ＧＣＲ信号を含む所定の期間（例えば１水平走査線分）の信号を抽出する。
【００２９】
そして、トランスバーサルフィルタ回路１３に必要なタップ係数列を求める波形比較・係数演算回路１８の制御アルゴリズムに対応して、４フィールド離れた信号の差分処理を行う。例えば第１フィールドの第１８Ｈの波形から第５フィールドの第１８Ｈの信号を減算する。減算によってＨ同期信号およびバースト信号が打ち消され、ＧＣＲ信号およびゴースト信号成分からなるバー信号が求められる。この信号が加算・平均化回路１７へ供給される。
【００３０】
加算・平均化回路１７は、後段の演算処理に適した波形となるように、バー信号の波形変換（例えば微分処理）を行なうと共に、ＧＣＲ信号から基準となるタイミングを検出する。加算・平均化回路１７が検出されたタイミングに合わせて加算・平均化処理を行うことにより、入力映像信号に含まれるノイズ成分を軽減する。加算・平均化回路１７の出力信号が波形比較・係数演算回路１８へ供給される。
【００３１】
波形比較・係数演算回路１８には、基準波形発生回路１９の出力信号と、加算・平均化回路１７から供給される加算平均された信号とが入力され、加算平均された信号から基準波形が減算される。波形比較・係数演算回路１８は、ゴースト除去アルゴリズムに基づいた演算処理を実行し、基準波形と加算平均された信号との差分の絶対値が最小になるようなタップ係数を求める。すなわち、波形比較・係数演算回路１８によって、ゴースト成分など波形歪成分を除去するタップ係数が求められる。求められたタップ係数列がトランスバーサルフィルタ回路１３のタップ係数として設定される。
【００３２】
タップ係数が制御されているので、トランスバーサルフィルタ回路１３の出力信号は、ゴースト等の波形歪み成分が軽減された映像信号となる。トランスバーサルフィルタ回路１３の出力信号がＤ／Ａ変換回路１４でＤ／Ａ変換される。Ｄ／Ａ変換回路１４によってアナログ信号に戻され、ゴースト成分が除去された映像信号が出力される。以上の動作が繰り返され、タップ係数列が逐次更新されることによって、時間的に変動するゴースト成分に対しても常に除去動作を行っている。
【００３３】
第１の実施の形態では、入力ＲＦ信号強度を求めるために、チューナ部１１からＶＩＦ−ＡＧＣ電圧がコンパレータ２０に供給され、基準電圧Ｖｒと比較される。コンパレータ２０の比較出力ＳＣが波形比較・係数演算回路１８に対して制御信号として供給される。コンパレータ２０の比較出力ＳＣは、（ＡＧＣ２≦Ｖｒ）でハイレベルとなり、（ＡＧＣ２＞Ｖｒ）でローレベルとなる。波形比較・係数演算回路１８は、比較出力ＳＣがローレベルの場合に、トランスバーサルフィルタ回路１３を実質的にスルーするようなタップ係数を発生する。
【００３４】
「チューナ部の構成例」
チューナ部１０は、例えば図４に示す構成とされている。アンテナＡＮＴからのＲＦ信号がＲＦアンプ１０１に供給される。ＲＦアンプ１０１に対してＲＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ１が供給される。ＲＦアンプ１０１の出力信号がミキサ１０２に供給される。ミキサ１０２に対して局部発振回路１０３から局部発振信号が供給される。ミキサ１０２によってＲＦ信号が中間周波信号に周波数変換される。局部発振回路１０３の発振周波数を可変することによって所望の放送局を選局できる。
【００３５】
ミキサ１０２の出力信号がＶＩＦアンプ１０４に供給される。ＶＩＦアンプ１０４から出力される中間周波信号が映像検波回路１１に供給される。ＶＩＦアンプ１０４において、ＲＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ１が生成され、ＲＦアンプ１０１に対してＶＩＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ１が供給される。ＶＩＦアンプ１０４内にＶＩＦ−ＡＧＣが設けられており、ＶＩＦ−ＡＧＣがＡＧＣ電圧ＡＧＣ２によって制御される。このＡＧＣ電圧ＡＧＣ２が取り出され、上述したように、コンパレータ２０に供給される。
【００３６】
「ＡＧＣ特性の一例」
チューナ部１０におけるＡＧＣについて図５を参照して説明する。図５にＲＦ信号の電界強度（横軸）とＲＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ１およびＶＩＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ２（縦軸）の関係の一例を示す。例えばリバース型ＡＧＣ方式の場合には、受信ＲＦ信号の電界強度が約−８５ｄＢｍより強くなるにしたがってＶＩＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ２が低下し始める。ＶＩＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ２によって、検波された映像信号出力が一定振幅を保つようにＶＩＦアンプ１０４のゲインが低減される。
【００３７】
さらに電界強度が−４５ｄＢｍより強くなると、ＶＩＦアンプ１０４のゲインが一定とされ、前段のＲＦアンプ１０１が歪まないように、ＲＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ１を低下させて、ＲＦアンプ１０１のゲインを低減させる。このように、弱電界から中電界時のＲＦアンプ１０１の雑音指数（ＮＦ(Noise Figure)値）を劣化させないようなディレイドＡＧＣ方式が用いられる。
【００３８】
従って映像信号や同期信号に含まれるノイズ成分によって、ゴースト除去回路が誤動作を開始する電界強度を例えば−７５ｄＢｍと仮定した場合、この電界強度に対応するＶＩＦ−ＡＧＣ電圧ＡＧＣ２（４．０Ｖ）がコンパレータ２０の基準電圧とされる。すなわち、電界強度が−７５ｄＢｍより弱くなると、ＡＧＣ２が４．０Ｖより大きくなり、コンパレータ２０の比較出力ＳＣがローレベルとなる。波形比較・係数演算回路１８は、比較出力ＳＣがローレベルの場合に、トランスバーサルフィルタ回路１３を実質的にスルーするようなタップ係数を発生する。例えばトランスバーサルフィルタ回路１３において、基本波に対するタップ係数のみが１とされ、他の遅延波に対するタップ係数が全て０となされる。
【００３９】
「第１の実施の形態の変形例」
図４に示すチューナ部１０の構成は、一例であって、この発明の第１の実施の形態は、他の構成のチューナ部に対しても適用できる。例えばフォワードＡＧＣ方式であっても良い。中間周波信号に変換しない構成のチューナであっても良い。さらに、誤動作のおそれがある弱電界時にトランスバーサルフィルタ回路１３のタップ係数を制御している。しかしながら、図６Ａに示すように、トランスバーサルフィルタ回路１３とＤ／Ａ変換回路１４との間にスイッチ回路ＳＷ１を設ける構成も可能である。
【００４０】
スイッチ回路ＳＷ１の一方の入力端子ａにトランスバーサルフィルタ回路１３の出力信号が供給され、他方の入力端子ｂにＡ／Ｄ変換回路１２の出力信号が供給される。スイッチ回路ＳＷ１は、コンパレータ２０の比較出力ＳＣによって制御される。所定の電界強度より受信電界強度が弱い場合に、スイッチ回路ＳＷ１が入力端子ｂを選択する。したがって、トランスバーサルフィルタ回路１３をスルーした映像信号がＤ／Ａ変換回路１４に供給される。ゴースト除去処理を受けないデジタル映像信号がＤ／Ａ変換回路１４に供給され、誤動作が防止される。
【００４１】
図６Ｂに示すように、Ｄ／Ａ変換回路１４の出力側にスイッチ回路ＳＷ２を設けても良い。スイッチ回路ＳＷ２の一方の入力端子ａにトランスバーサルフィルタ回路１３の出力信号が供給され、他方の入力端子ｂにＡ／Ｄ変換回路１２の入力側のアナログ映像信号が供給される。ス所定の電界強度より受信電界強度が弱い場合に、スイッチ回路ＳＷ２が入力端子ｂを選択する。したがって、トランスバーサルフィルタ回路１３をスルーしたアナログ映像信号が出力される。ゴースト除去処理を受けないアナログ映像信号が出力され、誤動作が防止される。
【００４２】
スイッチ回路ＳＷ１をＡ／Ｄ変換回路１２とトランスバーサルフィルタ回路１３の間に設けても良い。スイッチ回路ＳＷ２をＡ／Ｄ変換回路１２の前に設けても良い。
【００４３】
さらに、加算・平均化回路１７、波形比較・係数演算回路１８、基準波形発生回路１９によりなされる処理をマイクロコンピュータのソフトウェア処理によって行うようにしても良い。その場合、コンパレータ２０の代わりにマイクロコンピュータに含まれているＡ／Ｄ変換器を用いてＶＩＦ−ＡＧＣ電圧をディジタルデータに変換し、ソフトウェア処理によってデジタルデータと基準値とを比較し、比較出力によってゴースト除去処理をオフするようにしても良い。
【００４４】
さらに、この発明は、アナログＣＡＴＶ(cable television)の受信装置に対しても適用することができる。
【００４５】
＜２．第２の実施の形態＞
「第２の実施の形態の構成」
図７に示すように、この発明の第２の実施の形態は、判別回路２１を設け、判別回路２１によって、Ｖ同期信号が正しく分離されているか否かを判別することによって、例えば約−７５ｄＢｍ以下の電界強度であることを判別するものである。判別回路２１は、２種類の判別の何れかを行う。第１の判別は、受信した映像信号の１フィールドの長さが標準ＮＴＳＣ信号の１フィールドの長さである２６２．５Ｈであるか否かを判別することである。第２の判別は、奇数偶数フィールドの連続性を判別することである。第１および第２の判別を別々に行うのに限らず、第１および第２の判別結果の論理積または論理和を使用するようにしても良い。
【００４６】
電界強度が弱くなると、Ｖ同期信号に含まれるノイズ成分により、１フィールドの長さが正規の長さと異なったり、奇数偶数フィールドのシーケンスがエラーとなる。さらに、エラーが連続することを判別するために、判別回路２１の判別結果がアップダウンカウンタ２２に供給される。アップダウンカウンタによって、所定回数のエラーが連続した場合にのみ、ゴースト除去動作をオフするようにしている。
【００４７】
「判別回路の第１の例の構成」
図８に１フィールドの周期を判別する場合の判別回路２１の構成例を示す。判別回路２１が１０ビットカウンタ５１，ＮＯＲゲート５２およびラッチ回路５３によって構成される。ラッチ回路５３の出力が４ビットのアップダウンカウンタ２２に制御信号として供給される。タイミング信号発生回路１５に含まれるＨ．ＰＬＬ回路５０に映像信号から分離されたＨ同期信号が供給される。Ｈ．ＰＬＬ回路５０は、Ｈ同期信号と発振器の出力を分周した信号との位相差を判別し、位相差を発振器に帰還することによって、Ｈ同期信号に同期した２ｆＨ（ｆＨ：水平同期周波数）のクロックを生成する。
【００４８】
Ｈ．ＰＬＬ回路５０により生成されたクロックがカウンタ５１にクロック入力として供給される。受信映像信号から分離されたＶ同期信号と、カウンタ５１のキャリー出力ＣＹとがＮＯＲゲート５２に供給され、ＮＯＲゲート５２の出力によってカウンタ５１に値（−５２５）がロードされる。カウンタ５１は、５２５個のクロックをカウントすると、ハイレベルとなるキャリー出力ＣＹを発生する。
【００４９】
カウンタ５１から出力されたキャリー出力ＣＹがラッチ回路５３に供給される。ラッチ回路５３は、Ｄフリップフロップの構成とされている。ラッチ回路５３のクロック入力ＣＫとしてＶ同期信号が供給される。受信電界強度が所定値例えば−７５ｄＢｍより強い場合には、ラッチ回路５３の出力がハイレベルである。
【００５０】
アップダウンカウンタ２２は、ラッチ回路５３の出力がハイレベルの場合に、アップ（加算）方向にＶ同期信号をカウントする。ラッチ回路５３の出力がローレベルの場合には、アップダウンカウンタ２２がダウン（減算）方向にＶ同期信号をカウントする。アップダウンカウンタ２２の４ビットの出力が全てローレベルとなると、アップダウンカウンタ２２の出力がハイレベルからローレベルに変化する。すなわち、アップダウンカウンタ２２の出力は、ラッチ回路５３の出力が１６フィールド期間、連続してローレベルとなると、ローレベルとなる。
【００５１】
アップダウンカウンタ２２の出力が波形比較・係数演算回路１８に対して制御信号として供給される。波形比較・係数演算回路１８は、アップダウンカウンタ２２の出力がローレベルの場合に、トランスバーサルフィルタ回路１３を実質的にスルーするようなタップ係数を発生する。例えばトランスバーサルフィルタ回路１３において、基本波に対するタップ係数のみが１とされ、他の遅延波に対するタップ係数が全て０となされる。
【００５２】
「判別回路の第１の例の動作」
図９のタイミングチャート中で図９ＡにＶ同期信号が示されている。Ｖ同期信号の立ち上がりエッジでカウンタ５１に対して５２５の値がロードされる。カウンタ５１が図９Ｂに示す２ｆＨのクロックをカウントする。クロックを５２５個カウントすると、図９Ｃに示すように、キャリー出力ＣＹがカウンタ５１から発生する。
【００５３】
５２５個のクロックは、２６２．５Ｈの期間に対応する。したがって、ラッチ回路５３において、Ｖ同期信号（図９Ａ）の立ち上がりエッジで、キャリー出力ＣＹがサンプリングされ、ラッチ回路５３の出力が図９Ｄに示すように、ハイレベルとなる。アップダウンカウンタ２２は、ラッチ回路５３の出力がハイレベルであるので、アップ方向にＶ同期信号をカウントし、アップダウンカウンタ２２の出力がハイレベルとなる。アップダウンカウンタ２２の出力がハイレベルの場合では、２６２．５Ｈの期間のカウントが正しくなされているものと判断され、ゴースト除去動作が行われる。
【００５４】
一方、−７５ｄＢｍ以下の弱電界信号では、Ｖ同期信号の波形の変化、Ｖ同期信号に混入したノイズ等によって、５２５Ｈ以外の期間（５２３Ｈ、５２４Ｈ、５２６Ｈ、５２７Ｈ等）がカウンタ５１によってカウントされる。このようなエラー状態では、カウンタ５１のキャリー出力ＣＹがローレベルになり、ラッチ回路５２の出力も連続的にローレベルになる。ラッチ回路５２の出力が例えば１６フィールド間連続してローレベルになると、アップダウンカウンタ２２の出力がローレベルとなる。アップダウンカウンタ２２の出力がローレベルになることによって、ゴースト除去回路が強制的にスルーモード（オフ）になるように切替えられる。
【００５５】
「判別回路の第２の例の構成」
図１０に奇数偶数フィールドのシーケンスを判別する第２の例の構成を示す。判別回路２１がラッチ回路６１、ラッチ回路６２、ラッチ回路６３、ＡＮＤゲート６４、ＡＮＤゲート６５およびＯＲゲート６６から構成される。ラッチ回路６１には、Ｈ．ＰＬＬ回路６０からＨ同期信号に同期したｆＨ（ｆＨ：水平同期周波数）のクロックがデータ入力として供給される。Ｈ．ＰＬＬ回路６０は、Ｈ同期信号と発振器の出力を分周した信号との位相差を判別し、位相差を発振器に帰還することによって、Ｈ同期信号に同期したｆＨ（ｆＨ：水平同期周波数）のクロックを生成する。
【００５６】
ラッチ回路６１の出力がラッチ回路６２のデータ入力とされ、ラッチ回路６２の出力がラッチ回路６３のデータ入力とされる。ラッチ回路６１、６２および６３のクロック入力としてＶ同期信号が供給される。ＡＮＤゲート６４に対して、ラッチ回路６１の出力、ラッチ回路６２の反転出力およびラッチ回路６３の出力が供給される。したがって、ラッチ回路６１、６２および６３の出力が（１０１）の場合に、ＡＮＤゲート６４の出力がハイレベルとなる。
【００５７】
ＡＮＤゲート６５に対して、ラッチ回路６１の反転出力、ラッチ回路６２の出力およびラッチ回路６３の反転出力が供給される。したがって、ラッチ回路６１、６２および６３の出力が（０１０）の場合に、ＡＮＤゲート６５の出力がハイレベルとなる。ＡＮＤゲート６４および６５の出力がＯＲゲート６６に供給され、ＯＲゲート６６の出力がアップダウンカウンタ２２に対して制御信号として供給される。アップダウンカウンタ２２は、上述した第１の例と同様に、ＯＲゲート６６の出力がローレベルの期間が１６フィールド連続した場合に、出力がローレベルとなるものである。
【００５８】
３段のラッチ回路６１、６２、６３によって、奇数偶数フィールドの判別と記憶がなされる。すなわち、２段目のラッチ回路６２および３段目のラッチ回路６３は、現在のフィールドの１フィールド前および２フィールド前の奇数偶数フィールド情報を記憶している。例えば（１０１）、または（０１０）のような３フィールド分の奇数偶数フィールドの連続性を判別可能である。この奇数偶数フィールド判別が安定して交互に連続していれば、ＡＮＤゲート６４および６５の出力が供給されるＯＲゲート６６出力がハイレベルになる。
【００５９】
第２の例は、第１の例と同様に、−７５ｄＢｍ以下の弱電界時には、受信映像信号中のＶ同期信号にノイズが混入するようになり、奇数偶数フィールド判別が（１０１）、（０１０）以外のパターン（（１１１）、（１１０）、（１００）、（０１１）、（００１）または（０００）のようなパターン）になる。したがって、ＡＮＤゲート６４および６５の出力が供給されるＯＲゲート６６の出力は、連続してローレベルとなり、後段のアップダウンカウンタ２２がダウンカウントを継続する。ダウンカウントが１６フィールド継続すると、アップダウンカウンタ２２の出力がローレベルとなり、第１の例と同様に、ゴースト除去回路が強制的にスルーモード（オフ）になる。
【００６０】
「判別回路の第２の例の動作」
第２の例の動作について、図１１のタイミングチャートを参照して説明する。図１１ＡにＶ同期信号が示されている。各ラッチ回路においては、Ｖ同期信号の立ち上がりエッジで図１１Ｂに示すｆＨのクロックがサンプリングされる。１フィールド期間が２６２．５Ｈであるので、１フィールド例えば奇数フィールドでは、ラッチ回路の出力がハイレベルとなり、偶数フィールドでは、ラッチ回路の出力がローレベルとなる。このように、フィールドのシーケンスの規則性が保たれていれば、ラッチ回路６１、６２、６３の出力が（１０１）または（０１０）となり、ラッチ回路６１、６２、６３の反転出力が（０１０）または（１０１）となる。
【００６１】
ラッチ回路６１、６２、６３の出力が（１０１）となる１フィールドでは、ＡＮＤゲート６４の出力がハイレベルとなり、ＯＲゲート６６の出力がハイレベルとなる。次の１フィールドでは、ラッチ回路６１、６２、６３の出力パターンが（０１０）となり、ＡＮＤゲート６５の出力がハイレベルとなり、ＯＲゲート６６の出力がハイレベルとなる。図１１Ｄに示すように、ＯＲゲート６６の出力が連続してハイレベルとなり、アップダウンカウンタ２２の出力がハイレベルとなる。したがって、フィールド判別が正しくなされているものと判断され、ゴースト除去動作が行われる。
【００６２】
一方、−７５ｄＢｍ以下の弱電界信号では、Ｖ同期信号の波形の変化、Ｖ同期信号に混入したノイズ等によって、ラッチ回路６１、６２、６３の出力パターンが正常な場合と異なったものとなり、ＡＮＤゲート６４およびＡＮＤゲート６５の出力が共にローレベルとなる１フィールドが発生する。ＯＲゲート６６の出力が例えば１６フィールド間連続してローレベルになると、アップダウンカウンタ２２の出力がローレベルとなる。アップダウンカウンタ２２の出力がローレベルになることによって、ゴースト除去回路が強制的にスルーモード（オフ）になるように切替えられる。
【００６３】
「第２の実施の形態の変形例」
第１の実施の形態について上述した変形例は、第２の実施の形態に関しても同様に適用できる。さらに、第２の実施の形態における判別回路２１は、ＧＣＲ信号を含む所定の期間（例えば１水平走査線分）の信号を抽出する波形取り込み回路１６と一部の構成を共通としても良い。さらに、この発明の第１および第２の実施の形態は、ＮＴＳＣ方式に限らず、ＰＡＬ方式等の他のテレビジョン方式に対しても適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】ＧＣＲ信号の説明に用いる波形図である。
【図２】従来のゴースト除去回路の一例を示すブロック図である。
【図３】この発明の第１の実施の形態のブロック図である。
【図４】第１の実施の形態におけるチューナ部の一例の構成を示すブロック図である。
【図５】第１の実施の形態におけるＲＦ電界強度とＶＩＦ−ＡＧＣ電圧との関係を示すグラフである。
【図６】第１の実施の形態の変形例を説明するためのブロック図である。
【図７】この発明の第２の実施の形態のブロック図である。
【図８】第２の実施の形態における判別回路の第１の例の構成を示すブロック図である。
【図９】判別回路の第１の例の動作説明に用いるタイミングチャートである。
【図１０】第２の実施の形態における判別回路の第２の例の構成を示すブロック図である。
【図１１】判別回路の第２の例の動作説明に用いるタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６５】
ＡＮＴ  地上アナログ放送受信用のＶＨＦまたはＵＨＦアンテナ
１０  チューナ部
１１  映像検波回路
１２  Ａ／Ｄ変換回路
１３  トランスバーサルフィルタ回路
１４  Ｄ／Ａ変換回路
１５  タイミング信号発生回路
１６  ＧＣＲ波形取込み回路
１７  加算・平均化回路
１８  波形比較・係数演算回路
１９  基準波形発生回路
２０  コンパレータ
２１  判別回路
２２  アップダウンカウンタ回路
５０，６０  Ｈ．ＰＬＬ回路
５１  カウンタ
５３，６１，６２，６３  ラッチ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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