(57)【要約】【課題】平衡不平衡変換機能と妨害波を減衰させるフィルタ機能とを実現すると共に妨害波がグラウンドを介して後段回路へ伝搬することを防止すること。【解決手段】この平衡−不平衡変換回路は、第１の結合線路１の一端が不平衡端子１に接続され、他端が接地端子３に接続され、第１の結合線路１に対して第２の結合線路４が電磁結合し、第２の結合線路４の一端が第１の平衡端子５に接続され、他端が第２の平衡端子６に接続されている。第１の結合線路１に対して直列に帯域除去フィルタ７が接続されている。また、第１の結合線路１と並列に第１のキャパシタ１１が接続され、第２の結合線路４と並列に第２のキャパシタ１２が接続されている。【選択図】図１
2010021928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の結合線路と、
前記第１の結合線路に接続された不平衡端子と、
前記第１の結合線路を介して前記不平衡端子に接続された接地端子と、
前記第１の結合線路に電磁結合した第２の結合線路と、
前記第２の結合線路に接続された第１の平衡端子と、
前記第２の結合線路を介して前記第１の平衡端子に接続された第２の平衡端子と、
前記第１の結合線路に対して直列に接続され当該第１の結合線路を伝搬する高周波信号中の所定帯域を除去する帯域除去フィルタと、
を具備したことを特徴とする平衡−不平衡変換回路。
【請求項２】
前記帯域除去フィルタは、前記第１の結合線路と前記接地端子との間に設けられたことを特徴とする請求項１記載の平衡−不平衡変換回路。
【請求項３】
前記帯域除去フィルタは、インダクタとキャパシタとが並列に接続されてなる並列共振回路であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の平衡−不平衡変換回路。
【請求項４】
前記第１の結合線路における結合領域に対して並列に設けられた第１のキャパシタと、
前記第２の結合線路における結合領域に対して並列に設けられた第２のキャパシタと、
を備え、
前記第１の結合線路と前記第１のキャパシタとが通過帯域で並列共振すると共に、前記第２の結合線路と前記第２のキャパシタとが前記通過帯域で並列共振することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の平衡−不平衡変換回路。
【請求項５】
前記不平衡端子と前記第１の結合線路との間に、前記通過帯域以上の信号を通過させるハイパスフィルタを備え、前記帯域除去フィルタは前記通過帯域より低い所定周波数に減衰極を有することを特徴とする請求項４記載の平衡−不平衡変換回路。
【請求項６】
前記帯域除去フィルタを構成するインダクタ及びキャパシタと、前記第１及び第２の結合線路とを、多層基板内に配線パターンによって形成したことを特徴とする請求項３から請求項５のいずれかに記載の平衡−不平衡変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、平衡不平衡変換機能に加えて、妨害波を減衰させるフィルタ機能を備えた平衡−不平衡変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、不平衡型デバイスと平衡型デバイスとを接続する場合、又はインピーダンスの異なるデバイス間を接続する場合に平衡−不平衡変換回路（バラン）を用いている。最近は通信機器を初めとして各種電子機器において妨害波が後段回路へ伝搬するのを防止するためにトラップ回路を備えたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図９は従来のバランの概略的な回路構成図である。同図に示すバラン１００は、不平衡端子１０１と、不平衡端子１０１と基準電位（グラウンド）との間に接続された第１の結合線路１０２と、２つの平衡端子１０３，１０４と、平衡端子１０３，１０４間に接続され第１の結合線路１０２と結合した第２の結合線路１０５とで主に構成されている。トラップ回路は、第２の結合線路１０５の一端と一方の平衡端子１０３との間に接続されたＬＣ並列共振回路１０６と、第２の結合線路１０５の他端と他方の平衡端子１０４との間に接続されたＬＣ並列共振回路１０７とから構成されている。ＬＣ並列共振回路１０６、１０７は通過帯域の隣接周波数域に減衰極を設定している。
【０００４】
以上のように構成された、バラン１００によれば、不平衡端子１０１から入力された不平衡信号は、第１の結合線路１０２と第２の結合線路１０５とで平衡信号に変換され、平衡端子１０３，１０４から出力される。このとき、妨害波の周波数域に減衰極を有するトラップ回路（１０６，１０７）により妨害波が除去され、後段回路１０８へ妨害波が伝搬されることを防止しようとしていた。
【特許文献１】特開２００４−２７４７１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、図９中に点線で示すように、第２の結合線路１０５から平衡端子１０３，１０４に伝搬する信号に含まれた妨害波はトラップ回路（１０６、１０７）で除去されるが、第１の結合線路１０２の接地端子からグラウンドを介して後段回路１０８へ混入する妨害波を防止することができなかった。特に、高周波では、全く電位の変わらないグランドを作ることが困難であるため、グランドを介して伝わる妨害波の対策が重要である。
【０００６】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、平衡不平衡変換機能と妨害波を減衰させるフィルタ機能とを有すると共に、妨害波がグラウンドを介して後段回路へ伝搬することを防止できる平衡−不平衡変換回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の平衡−不平衡変換回路は、第１の結合線路と、前記第１の結合線路に接続された不平衡端子と、前記第１の結合線路を介して前記不平衡端子に接続された接地端子と、前記第１の結合線路に電磁結合した第２の結合線路と、前記第２の結合線路に接続された第１の平衡端子と、前記第２の結合線路を介して前記第１の平衡端子に接続された第２の平衡端子と、前記第１の結合線路に対して直列に接続され当該第１の結合線路を伝搬する高周波信号中の所定帯域を除去する帯域除去フィルタとを具備したことを特徴とする。
【０００８】
この構成によれば、第１の結合線路を伝搬する高周波信号中の所定帯域を除去する帯域除去フィルタを第１の結合線路に対して直列に接続したので、帯域除去フィルタによる除去帯域となる妨害波はグラウンドに伝搬せずに減衰され、第１の結合線路の接地端子からグラウンドを介して後段回路へ混入することを防止できる。
【０００９】
上記平衡−不平衡変換回路において、前記帯域除去フィルタを、前記第１の結合線路と前記接地端子との間に設けたことを特徴とする。
【００１０】
この構成により、帯域除去フィルタを不平衡端子と第１の結合線路（ホット側）との間に接続する場合に比べて、大きな減衰を得ることができる。
【００１１】
上記平衡−不平衡変換回路において、前記帯域除去フィルタは、インダクタとキャパシタとが並列に接続されてなる並列共振回路で構成することができる。これにより、簡単な構成で帯域除去フィルタを構成することができる。
【００１２】
本発明は、上記平衡−不平衡変換回路において、前記第１の結合線路における結合領域に対して並列に設けられた第１のキャパシタと、前記第２の結合線路における結合領域に対して並列に設けられた第２のキャパシタとを備え、前記第１の結合線路と前記第１のキャパシタとが通過帯域で並列共振すると共に、前記第２の結合線路と前記第２のキャパシタとが前記通過帯域で並列共振することを特徴とする。
【００１３】
この構成により、通過帯域で並列共振させることにより、第１及び第２の結合線路の長さを短くすることができると共に、結合線路とキャパシタとが帯域通過フィルタとしても機能するので、別途に帯域通過フィルタを設ける必要がなくなり、小型化を図ることができ、通過帯域外の信号は減衰させることもできる。
【００１４】
上記平衡−不平衡変換回路において、前記不平衡端子と前記第１の結合線路との間に、前記通過帯域以上の信号を通過させるハイパスフィルタを備え、前記帯域除去フィルタは前記通過帯域より低い所定周波数に減衰極を有することとした。
【００１５】
これにより、帯域除去フィルタの減衰極をハイパスフィルタの通過帯域に隣接させることで急峻なハイパスフィルタを構成できる。
【００１６】
上記平衡−不平衡変換回路において、前記帯域除去フィルタを構成するインダクタ及びキャパシタと、前記第１及び第２の結合線路とを、多層基板内に配線パターンによって形成することができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、平衡不平衡変換機能と妨害波を減衰させるフィルタ機能とを実現すると共に妨害波がグラウンドを介して後段回路へ伝搬することを防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の一実施の形態に係る平衡−不平衡変換回路の概略構成図である。本実施の形態の平衡−不平衡変換回路は、第１の結合線路１の一端が不平衡端子２に接続され、他端が接地端子３に接続されている。また、第１の結合線路１に対して第２の結合線路４が電磁結合しており、第２の結合線路４の一端が第１の平衡端子５に接続され、他端が第２の平衡端子６に接続されている。
【００１９】
本実施の形態では、第１の結合線路１に対して直列に帯域除去フィルタ７が接続されている。帯域除去フィルタ７は、インダクタ８とキャパシタ９からなるＬＣ並列共振回路で構成されている。帯域除去フィルタ７の除去帯域（共振周波数）は用途に周囲の使用通信帯域及びノイズ環境に応じて所望の位置に設定でき、本明細書では除去帯域の信号を妨害波と呼称している。
【００２０】
また、第１の結合線路１と並列に第１のキャパシタ１１が接続され、第１の結合線路１のインダクタ成分と第１のキャパシタ１１とで帯域通過フィルタを構成し、その通過帯域が通過させたい信号の周波数と一致するよう設定されている。また、平衡側も不平衡側と同様に、第２の結合線路４と並列に第２のキャパシタ１２が接続され、第２の結合線路４のインダクタ成分と第２のキャパシタ１２とで帯域通過フィルタを構成し、その通過帯域が通過させたい信号の周波数と一致するように設定されている。
【００２１】
以上のように構成された平衡−不平衡変換回路では、第１の結合線路１と第１のキャパシタ１１とで形成される帯域通過フィルタで通過帯域以外の信号が減衰されると共に、帯域除去フィルタ７が妨害波の周波数で共振する。したがって、第１の結合線路１と第１のキャパシタ１１とで形成される帯域通過フィルタで通過帯域の信号が、第１の結合線路１と電磁結合している第２の結合線路４へ効率よく伝えられ、通過帯域以外の信号が減衰される。第１の結合線路１と電磁結合している第２の結合線路４は第２のキャパシタ１２と共に帯域通過フィルタを構成し、第１及び第２の平衡端子５，６に通過帯域の信号が少ないロスで効率よく伝えられ、後段回路１３へ入力される。
【００２２】
このとき、通過帯域以外の信号は第１の結合線路１と第１のキャパシタ１１とで形成される帯域通過フィルタで減衰されるが、さらに帯域除去フィルタ７により通過帯域に近接した信号が除去される。帯域除去フィルタ７では妨害波と同一周波数で並列共振しているので、妨害波に対してはインピーダンスが無限大となり、妨害波がグラウンドへ流れることを阻止することになる。したがって、不平衡端子２に入力した高周波信号の中から通過帯域の信号を効率よく平衡側回路へ伝搬させると共に、妨害波はグラウンドへ流さないで除去するので、妨害波がグラウンドを介して後段回路１３へ混入する不具合を防止することができる。
【００２３】
このように、本実施の形態によれば、第１の結合線路１と接地端子３との間に妨害波を除去する帯域除去フィルタ７を設けたので、グラウンドに妨害波が伝搬することを防止でき、後段回路１３へグラウンドを介して妨害波が伝搬することを防止できる。
【００２４】
また、第１の結合線路１と第１のキャパシタ１１とで帯域通過フィルタを構成し、第２の結合線路４と第２のキャパシタ１２とで帯域通過フィルタを構成し、それぞれ通過帯域の周波数で共振させるので、結合線路の長さを１／４波長まで短縮することができ、小型化を図ることができる。しかも、別に帯域通過フィルタを設ける必要がないので、部品点数を大幅に増大することなく、フィルタ機能を追加することができる。
【００２５】
なお、上記実施の形態では、第１の結合線路１と接地端子３との間に帯域除去フィルタ７を接続したが、不平衡端子２と第１の結合線路１との間に帯域除去フィルタを接続しても良い。第１の結合線路１のホット側において帯域除去フィルタによって妨害波が除去され、グラウンドを介して後段回路へ伝搬することを防止できる。
【００２６】
（実施例１）
図２は実施例１に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図である。
本実施例１に係る平衡−不平衡変換回路は、多層基板に構築されており、第１の結合線路１と第２の結合線路４とが異なる導電層の配線パターンで形成されている。結合領域となる不平衡側のインダクタ１ａ，１ｂと平衡側のインダクタ４ａ，４ｂとは誘電体を挟んで対向配置されており、互いに電磁結合している。なお、図２中に示すＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ１４、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３は、第１及び第２の結合線路１，４の多層基板での引き回しによるインダクタ成分を表わしている。
【００２７】
第１の結合線路１は、一端が不平衡端子２に接続され、他端が接地端子３に接続されており、インダクタ１ａ，１ｂと並列にキャパシタ１１が接続されている。キャパシタ１１の接地側端子と接地端子３との間に帯域除去フィルタとしてのＬＣ並列共振回路７が接続されている。すなわち、ＬＣ並列共振回路７はグラウンド側に設けられ、インダクタ８とキャパシタ９との並列回路で構成される。多層基板に設けられたキャパシタは多層基板全体のグラウンドとの間にストレー容量と呼ばれる容量成分が発生する。本実施例のように、グラウンド側にＬＣ並列共振回路７を設けることにより、ストレー容量がキャパシタ９と並列に形成される。したがって、ストレー容量を考慮して設計することで、特性の悪化を防止することができる。
【００２８】
第２の結合線路４は、一端が一方の平衡端子５に接続され、他端が他方の平衡端子６に接続されており、インダクタ４ａ，４ｂと並列にキャパシタ１２が接続されている。第２の結合線路４においてＬ２１とＬ２２との中間点がバイパスコンデンサＣ１を介してグラウンドに接続されており、当該中間点にＤＣ電圧が印加される。
【００２９】
（実施例２）
図３は実施例２に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図である。
本実施例２に係る平衡−不平衡変換回路は、不平衡端子２と第１の結合線路１との間に帯域除去フィルタとしてのＬＣ並列共振回路２１が接続されている。ＬＣ並列共振回路２１はインダクタ２２とキャパシタ２３との並列回路で構成される。その他の構成は実施例１と同様である。
【００３０】
実施例２ではＬＣ並列共振回路２１がホット側に設けられているので、キャパシタ２３とグラウンドとの間に形成されるストレー容量によって回路構成が変わってしまうので、ある程度の特性の悪化が予想される。
【００３１】
次に、実施例１と実施例２の平衡−不平衡変換回路に基づく周波数選択特性のシミュレーション結果について説明する。
【００３２】
実施例１におけるＬＣ並列共振回路７と実施例２におけるＬＣ並列共振回路２１のＱ値を同じ値にするため、ＬＣ並列共振回路７におけるキャパシタ容量を４．０５ｐＦ、インダクタンス値を０．８５ｎＨとし、ＬＣ並列共振回路２１におけるキャパシタ容量を４．１３ｐＦ（実施例１の１．０２倍）、インダクタンス値を０．８３３ｎＨ（実施例１の１／１．０２倍）とした。
【００３３】
図４は実施例１及び実施例２の周波数選択特性のシミュレーション結果を示す図である。
実施例１及び実施例２はそれぞれ２．４ＧＨｚの通過帯域を有すると共に、隣接する２．１９ＧＨｚに減衰極が形成された周波数選択特性となっている。実施例１と実施例２を比較すると、コールド側にＬＣ並列共振回路７を設けた実施例１は、ホット側にＬＣ並列共振回路２１を設けた実施例２よりも、２．１９ＧＨｚにおける減衰量が３．１ｄＢ改善されていることが判る。これは、実施例２ではホット側にＬＣ並列共振回路２１を設けたので、ストレー容量によって回路構成が設計値からずれたことによるものと考えられる。
【００３４】
（実施例３）
図５は実施例３に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図である。
本実施例３に係る平衡−不平衡変換回路は、実施例１と同様にコールド側にＬＣ並列共振回路７を設けると共に、不平衡端子２と第１の結合線路１との間にハイパスフィルタ３１を設けたものである。
【００３５】
ハイパスフィルタ３１は、２つのＬＣ並列共振回路３２，３３の中間接続点が、インダクタ３４を介してグラウンドに接続されている。また、ハイパスフィルタ３１の第１の結合線路側端部が、インダクタ３５及びキャパシタ３６からなるＬＣ直列共振回路を介してグラウンドに接続されている。
【００３６】
ここで、ＷＬＡＮ、ＷＭＡＸ等の無線通信では２．４〜３ＧＨｚが用いられる。一方、Ｗ-ＣＤＭＡ等の他の無線通信方式で使用する帯域（２．１ＧＨｚ、１．９ＧＨｚ等）が存在するので、それらを確実に減衰させる急峻なトラップ又はノッチフィルタを形成する必要がある。たとえば、２．１７ＧＨｚ付近を減衰させる要請がある。
【００３７】
実施例３の平衡−不平衡変換回路では、２．４ＧＨｚ以上を通過帯域とするハイパスフィルタ３１を形成すると共に、２．１７ＧＨｚ及び１．９ＧＨｚでそれぞれ減衰極が形成されるように周波数選択特性に設計している。
なお、後段回路４０はシミュレーションのために平衡端子５，６に接続したものである。
【００３８】
（実施例４）
図６は実施例４に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図である。
本実施例４に係る平衡−不平衡変換回路は、実施例２と同様にホット側にＬＣ並列共振回路２１を設けると共に、不平衡端子２と第１の結合線路１との間にハイパスフィルタ３１を設けたものである。ハイパスフィルタ３１の周波数選択特性は基本的には実施例３と同様である。
【００３９】
次に、実施例３と実施例４の平衡−不平衡変換回路に基づく周波数選択特性のシミュレーション結果について説明する。
【００４０】
図７及び図８は実施例３及び実施例４の周波数選択特性のシミュレーション結果を示す図である。
図７に示すシミュレーションでは、実施例３におけるＬＣ並列共振回路７と実施例４におけるＬＣ並列共振回路２１のＱ値を同じ値にするため、ＬＣ並列共振回路７におけるキャパシタ容量を４．０５ｐＦ、インダクタンス値を０．８５ｎＨとし、ＬＣ並列共振回路２１におけるキャパシタ容量を４．１３ｐＦ（１．０２倍）、インダクタンス値を０．８３３ｎＨ（１／１．０２倍）とした。また、実施例３の平衡−不平衡変換回路におけるハイパスフィルタ３１のインダクタ３５を２．７ｎＨ、キャパシタ３６を３ｐＦとし、実施例４の平衡−不平衡変換回路におけるハイパスフィルタ３１のインダクタ３５を４．０５ｎＨ（実施例３の１．５倍）、キャパシタ３６を２ｐＦ（実施例３の１／１．５倍）とした。
【００４１】
図７に示すように、通過帯域となっている２．４ＧＨｚ帯に隣接する２．１９ＧＨｚは実施例３及び実施例４ともに急峻に減衰しているが、コールド側にＬＣ並列共振回路７を設けた実施例３の減衰量がホット側にＬＣ並列共振回路２１を設けた実施例４よりも３．８ｄＢ大きくなっている。また、インダクタ３５及びキャパシタ３６からなるＬＣ直列共振回路により１．６ＧＨｚに減衰極が形成されている。
【００４２】
図８に示すシミュレーションでは、実施例３におけるＬＣ並列共振回路７と実施例４におけるＬＣ並列共振回路２１は実施例３と同じ設定としている。また、実施例３及び実施例４の平衡−不平衡変換回路におけるハイパスフィルタ３１のインダクタ３５を２．７ｎＨ、キャパシタ３６を３ｐＦと同じ値に設定している。
【００４３】
図８に示すように、実施例３では２．４ＧＨｚの通過帯域での減衰が−２．５ｄＢであるのに対して、実施例４では２．４ＧＨｚの通過帯域での減衰が−５．１ｄＢであり、実施例４は通過帯域のロスが実施例３よりも２．６ｄＢ増加していることが判る。
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。例えば、必要性に応じて、通過帯域よりも高域側に減衰極を持たせるようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】一実施の形態に係る平衡−不平衡変換回路の概略構成図
【図２】実施例１に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図
【図３】実施例２に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図
【図４】実施例１及び実施例２の周波数選択特性のシミュレーション結果を示す図
【図５】実施例３に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図
【図６】実施例４に係る平衡−不平衡変換回路の回路構成図
【図７】実施例３及び実施例４の周波数選択特性のシミュレーション結果を示す図
【図８】実施例３及び実施例４の周波数選択特性のシミュレーション結果を示す図
【図９】従来のバランの概略的な回路構成図
【符号の説明】
【００４５】
１…第１の結合線路
２…不平衡端子
３…接地端子
４…第２の結合線路
５…第１の平衡端子
６…第２の平衡端子
７…帯域除去フィルタ
８、３４、３５…インダクタ
９、３６…キャパシタ
１１…第１のキャパシタ
１２…第２のキャパシタ
１３…後段回路
２１…ＬＣ並列共振回路
３１…ハイパスフィルタ
３２、３３…ＬＣ並列共振回路
【図１】
2010021928.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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