(57)【要約】【課題】  地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能とする。【解決手段】  集中定数回路で構成された第１位相回路１０と、第２位相回路１１の２つの位相回路を有しており、第１位相回路１０は、複数段のＬＰＦ型位相回路あるいはＨＰＦ型位相回路により構成され、その位相θａは絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°になるよう設定されている。また、第２位相回路１１は、ＬＰＦ型位相回路１１ａとＨＰＦ型位相回路１１ｂとが縦続接続されて構成されており、ＬＰＦ型位相回路１１ａの遅れ位相θｂ１と、ＨＰＦ型位相回路１１ｂの進み位相θｂ２とは符号が逆符号で絶対値が使用周波数帯域の中心周波数においてほぼ等しく設定されている。これにより、第２位相回路１１の位相θｂは使用周波数帯域の中心周波数において約０°になるよう設定される。【選択図】  図１
2010021631.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相量の絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°に設定される第１の位相回路と、位相量が使用周波数帯域の中心周波数において約０°に設定される第２の位相回路とを備え、前記第１の位相回路の一端および前記第２の位相回路の一端に共通に不平衡インピーダンス回路が接続され、前記第１の位相回路の他端と前記第２の位相回路の他端との間に平衡インピーダンス回路が接続される広帯域バランであって、
前記第１の位相回路は、集中定数回路で構成された複数段の低域通過フィルタ型位相回路あるいは高域通過フィルタ型位相回路により構成され、前記第２の位相回路は、集中定数回路で構成された低域通過フィルタ型位相回路と高域通過フィルタ型位相回路とが縦続接続されて構成されていることを特徴とする広帯域バラン。
【請求項２】
前記第１の位相回路および前記第２の位相回路の特性インピーダンスが、前記不平衡インピーダンス回路のインピーダンスの約２倍とされていることを特徴とする請求項１記載の広帯域バラン。
【請求項３】
前記第２の位相回路において、縦続接続されている前記低域通過フィルタ型位相回路の位相量と、前記高域通過フィルタ型位相回路の位相量の符号が逆符号で絶対値がほぼ等しく設定されていることを特徴とする請求項１記載の広帯域バラン。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域で動作する広帯域バランに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
２００３年１２月に開始された地上デジタル放送は、２００６年１２月に全国のデジタル親局の本放送が開始され、２０１１年７月に地上アナログ放送の終了に向けて、地上デジタル放送が安定して受信できるように中継網の整備が進められている。デジタル放送の電波が高層ビルや建造物で遮られたり、地理的条件によりデジタル放送が良好に受信できない場所の受信障害対策として極微小電力局（ギャップフィラー）が提案されている。ギャップフィラーは小規模な無線設備とされ、送信電力が０．０５Ｗ（原則０．０１Ｗ）以下のデジタル受信障害対策中継放送を行う放送局とされている。ギャップフィラーは、山間部等で地形により電波が遮られて受信できない辺地、ビルなどの建造物で電波が遮られて受信できない都市、地下街や地下鉄の構内およびトンネル内などの電波が遮蔽されている場所に設置される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ギャップフィラーの送信局には送信用のアンテナが少なくとも設けられるが、アンテナが折り返しダイポールアンテナ等の平衡型の給電が必要とされる場合には、給電部に平衡−不平衡変換器（以下、「バラン」という）を設けて、不平衡伝送線とされる同軸ケーブルから給電するようにしている。従来のバラン２００の一例を図１８に示す。図１８に示す構成のバラン２００は、Ｐ０端子に不平衡インピーダンス回路２１２が接続され、不平衡インピーダンス回路２１２のインピーダンスＺ0は、例えば７５Ωとされている。Ｐ１端子とＰ２端子間には平衡インピーダンス回路２１３が接続され、平衡インピーダンス回路２１３のインピーダンスＺ1-2は、例えば３００Ωとされている。Ｐ０端子とＰ１端子間は特性インピーダンスが７５Ωの同軸ケーブル２１０により接続されており、Ｐ１端子とＰ２端子間には、使用周波数帯域の中心周波数（地上デジタル放送の場合は６２０ＭＨｚ）の波長をλとした際にλ／２の長さとされた特性インピーダンスが７５Ωの同軸ケーブル２１１により接続されている。なお、同軸ケーブル２１０と同軸ケーブル２１１のシールド導体はアースされている。このバラン２００において、Ｐ１端子で電流が２分割されて半分が平衡インピーダンス回路２１３に流れ、同軸ケーブル２１１の作用によりＰ１端子とＰ２端子とに電圧が逆位相で給電されて平衡インピーダンス回路２１３の両端の電圧が２倍となる事から、平衡インピーダンス回路２１３のインピーダンスを、不平衡インピーダンス回路２１２のインピーダンスの４倍とした際に整合するようになる。このように、図１８に示すバランにおいては不平衡のインピーダンスＺ0（７５Ω）と、平衡のインピーダンスＺ1-2（３００Ω）とが整合するようになる。
【０００４】
図１８に示すバラン２００において、同軸ケーブル２１１の長さをλ／２とした際のリターンロスの周波数特性を図１９に示す。図１９を参照すると、中心周波数が６２０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）におけるリターンロスが２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約１００ＭＨｚしか得られておらず、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、リターンロスの最小値は約１０ｄＢまで劣化している。このことから、図１８に示す従来のバラン２００は３００ＭＨｚの広い周波数帯域が必要とされる地上デジタル放送の用途には使用することができないという問題点があった。
また、バランにおいては上記したように位相を反転させる素子が必要となり、フェライトコアを用いたトランスにより位相を反転させるバランも従来から用いられている。しかしながら、フェライトコアを用いると挿入損失が多いと共に、通過電力が大きい場合に電気的な歪みや発熱の問題が発生するようになる。さらに、フェライトコアは物理的に脆弱であって、温度・磁界・衝撃に弱い素子とされ、位相（逆相）の周波数特性も完璧なものは得難く、広い周波数帯域に渡り平衡度の高いバランを実現することが困難であった。
そこで、本発明は地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能な広帯域バランを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するために、本発明の広帯域バランは、位相量の絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°に設定される第１の位相回路と、位相量が使用周波数帯域の中心周波数において約０°に設定される第２の位相回路とを備え、第１の位相回路の一端および第２の位相回路の一端に共通に不平衡インピーダンス回路が接続され、第１の位相回路の他端と第２の位相回路の他端との間に平衡インピーダンス回路が接続される広帯域バランであって、第１の位相回路は、集中定数回路で構成された複数段の低域通過フィルタ型位相回路あるいは高域通過フィルタ型位相回路により構成され、第２の位相回路は、集中定数回路で構成された低域通過フィルタ型位相回路と高域通過フィルタ型位相回路とが縦続接続されて構成されていることを最も主要な特徴としている。
【発明の効果】
【０００６】
本発明の広帯域バランでは、第１の位相回路と第２の位相回路との相対位相差が約１８０°となっており、周波数に対する第１の位相回路と第２の位相回路の位相変化が同じ傾向を示すようになることから、地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能な広帯域バランとすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明の実施例にかかる広帯域バランの構成を示す回路ブロック図を図１に示す。
図１に示す本発明の実施例にかかる広帯域バラン１は、集中定数回路で構成された第１位相回路１０と、集中定数回路で構成された第２位相回路１１の２つの位相回路を有している。第１位相回路１０は、複数段の低域通過フィルタ型位相回路（以下、「ＬＰＦ型位相回路」という）あるいは高域通過フィルタ型位相回路（以下、「ＨＰＦ型位相回路」という）により構成されており、第１位相回路１０の位相量は位相θａとされており、位相θａは絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°になるよう設定されている。また、第２位相回路１１は、ＬＰＦ型位相回路１１ａとＨＰＦ型位相回路１１ｂとが縦続接続されて構成されており、ＬＰＦ型位相回路１１ａの遅れ位相θｂ１と、ＨＰＦ型位相回路１１ｂの進み位相θｂ２とは符号が逆符号で絶対値が使用周波数帯域の中心周波数においてほぼ等しく設定されている。これにより、第２位相回路１１の位相θｂは使用周波数帯域の中心周波数において約０°になるよう設定される。
【０００８】
第１位相回路１０の一端はＰ０端子に接続され、第１位相回路１０の他端はＰ１端子に接続されている。また、第２位相回路１１の一端もＰ０端子に接続され、第２位相回路１１の他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ０端子には一端がアースされた不平衡インピーダンス回路１２が接続されており、そのインピーダンスはＺａとされている。Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差φは、位相θａと位相θｂとの位相差になることから約１８０°となる。すなわち、Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子となり、平衡インピーダンス回路１３が接続されている。平衡インピーダンス回路１３のインピーダンスはＺｂとされ、平衡インピーダンスＺｂが４Ｚａとされた際に整合するようになる。例えば、不平衡インピーダンスＺａ＝７５Ωとされると、平衡インピーダンスＺｂ＝３００Ωで整合する。そこで、Ｐ１−Ｐ２間に接続されている平衡インピーダンス回路１３として、例えば平衡型の折り返しダイポールアンテナとすることができ、Ｐ０端子に約７５Ωの不平衡型の出力インピーダンスとされた送信機を接続し、約３００Ωの平衡型のアンテナをＰ１端子とＰ２端子間に接続することにより、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。また、第１位相回路１０の位相θａと第２位相回路１１の位相θｂとの周波数に対する位相変化率がほぼ同様の変化率となる周波数範囲において、広帯域バラン１はバランとして機能するようになる。
【０００９】
図１に示す本発明にかかる広帯域バラン１の等価回路を図２に示す。図２に示す等価回路のように、第１位相回路１０と第２位相回路１１とを独立した位相回路に置き換えることができる。この場合、不平衡インピーダンス回路１２’は並列接続されることからそのインピーダンスは２Ｚａとなり、平衡インピーダンス回路１３’は電圧がゼロになる中点で分離できることから、中点をアースすることにより２つに分離されてそのインピーダンスはそれぞれＺｂ／２となる。これにより、第１位相回路１０と第２位相回路１１のインピーダンスを２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）とすることにより、不平衡インピーダンス回路１２’および平衡インピーダンス回路１３’に整合させることができ、原理的に全周波数で整合する広帯域バラン１とすることができる。
【００１０】
本発明の実施例にかかる広帯域バラン１の具体的回路の第１回路例を図３に示す。
図３に示す広帯域バラン１の回路において、第１位相回路１０はＴ型の３段のＬＰＦにより構成されており、Ｐ０端子に第１インダクタＬ１０の一端が接続され、第１インダクタＬ１０の他端が、一端がアースされた第１キャパシタＣ１０の他端と第２インダクタＬ１１の一端に接続されている。第２インダクタＬ１１の他端は、一端がアースされた第２キャパシタＣ１１の他端と第３インダクタＬ１２の一端に接続され、第３インダクタＬ１２の他端は、一端がアースされた第３キャパシタＣ１２の他端と第４インダクタＬ１３の一端に接続されている。第４インダクタＬ１３の他端はＰ１端子に接続されている。３段のＬＰＦの各段毎の位相は約−６０°に設定される。
【００１１】
また、第２位相回路１１を構成するＬＰＦ型位相回路１１ａはπ型の２段のＬＰＦから構成され、Ｐ０端子に一端がアースされた第４キャパシタＣ１３の他端と第５インダクタＬ１４の一端が接続され、第４インダクタＬ１４の他端に一端がアースされた第５キャパシタＣ１４の他端と第６インダクタＬ１５の一端が接続され、第６インダクタＬ１５の他端に一端がアースされた第６キャパシタＣ１５の他端が接続されて構成されている。さらに、第２位相回路１１を構成するＬＰＦ型位相回路１１ａに縦続されているＨＰＦ型位相回路１１ｂはπ型の２段のＨＰＦから構成され、ＬＰＦ型位相回路１１ａの出力に一端がアースされた第７インダクタＬ１６の他端と第７キャパシタＣ１６の一端が接続され、第７キャパシタＣ１７の他端に一端がアースされた第８インダクタＬ１７の他端と第８キャパシタＣ１７の一端が接続され、Ｐ２端子に一端がアースされた第９インダクタＬ１８の他端と第８キャパシタＣ１７の他端が接続されて構成されている。
【００１２】
図３に示す広帯域バラン１の使用周波数帯域を地上デジタル放送とする場合は、３段のＬＰＦにより構成されている第１位相回路１０において、６２０ＭＨｚにおける位相が約−１８０°に設定されるように第１インダクタＬ１０および第４インダクタＬ１３のインダクタンスを約２２．２３１ｎＨとし、第２インダクタＬ１１および第３インダクタＬ１２のインダクタンスを約４４．４６２ｎＨとし、第１キャパシタＣ１０ないし第３キャパシタＣ１２の容量を約１．４８２ｐＦとする。これにより、３段のＬＰＦの各段毎の位相が約−６０°に設定される。
【００１３】
また、第２位相回路１１を構成するπ型の２段のＬＰＦからなるＬＰＦ型位相回路１１ａにおいて、６２０ＭＨｚにおける遅れ位相θｂ１が約−９１．４°に設定されるように第５インダクタＬ１４および第６インダクタＬ１５のインダクタンスを約２７．５５８ｎＨとし、第４キャパシタＣ１３および第６キャパシタＣ１５の容量を約０．７２１ｐＦとし、第５キャパシタＣ１４の容量を約１．４４２ｐＦとする。これにより、２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−９１．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路１１を構成する２段のＨＰＦからなるＨＰＦ型位相回路１１ｂにおいて、６２０ＭＨｚにおける進み位相θｂ２が約＋９１．４°に設定されるように第７インダクタＬ１６および第９インダクタＬ１８のインダクタンスを約９１．３７７ｎＨとし、第８インダクタＬ１７のインダクタンスを約４５．６８９ｎＨとし、第７キャパシタＣ１６および第８キャパシタＣ１７の容量を約２．３９１ｐＦとする。これにより、２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋９１．４°／２に設定される。なお、ＬＰＦ型位相回路１１ａおよびＨＰＦ型位相回路１１ｂに設定される位相の絶対値を約９１．４°に設定した時に、第１回路例の広帯域バラン１の相対位相偏差が最も小さくなる。また、上記したインダクタおよびキャパシタの値が設定されることにより、第１位相回路１０と第２位相回路１１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。
【００１４】
ここで、図３に示す第１回路例の広帯域バラン１においてインダクタおよびキャパシタの値を上記値とした際の、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図４に示す。図４を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４２０ＭＨｚ〜約８３０ＭＨｚの使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、第１回路例の広帯域バラン１はバランとして十分機能するようになる。
また、第１回路例の広帯域バラン１においてインダクタおよびキャパシタの値を上記値とした際の位相特性を示す図表を図５に示す。図５を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３３．５８°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋５４．６１°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８８．１９°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋８．１９°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１８０．００°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．００°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は理想的な０．００°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１５０．３９°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−２６．３０°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７６．６９°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−３．３１°となっている。７７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１２９．５５°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４２．３７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７１．９２°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−８．０８°となっている。このように、第１回路例の広帯域バラン１は地上デジタル放送の周波数帯域内において良好な位相特性を示している。
【００１５】
ところで、図３に示す第１回路例の広帯域バラン１において、キャパシタやインダクタとされる素子の上記した値は理想的な数値であり、このような値の素子を入手するのは困難である。そこで、キャパシタやインダクタの値を実用的な数値に置き換えてみると、第１位相回路１０において、第１インダクタＬ１０および第４インダクタＬ１３のインダクタンスは約２２．０ｎＨとなり、第２インダクタＬ１１および第３インダクタＬ１２のインダクタンスは約４３．０ｎＨとなり、第１キャパシタＣ１０ないし第３キャパシタＣ１２の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、第１位相回路１０における３段のＬＰＦの各段毎の位相が約−６０°に設定される。
【００１６】
また、第２位相回路１１を構成するＬＰＦ型位相回路１１ａにおいて、第５インダクタＬ１４のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第６インダクタＬ１５のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第４キャパシタＣ１３および第６キャパシタＣ１５の容量は約０．７５ｐＦとなり、第５キャパシタＣ１４の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、ＬＰＦ型位相回路１１ａを構成する２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−９１．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路１１を構成するＨＰＦ型位相回路１１ｂにおいて、第７インダクタＬ１６および第９インダクタＬ１８のインダクタンスは約９１．０ｎＨとなり、第８インダクタＬ１８のインダクタンスは約４３．０ｎＨとなり、第７キャパシタＣ１６の容量は約２．４ｐＦとなり、第８キャパシタＣ１７の容量は約２．２ｐＦとなる。これにより、ＨＰＦ型位相回路１１ｂを構成する２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋９１．４°／２に設定される。なお、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路１０と第２位相回路１１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。
【００１７】
第１回路例の広帯域バラン１において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図６に示す。図６を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４１０ＭＨｚ〜約８４０ＭＨｚの全周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。
また、第１回路例の広帯域バラン１において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図７に示す。図７を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３１．５６°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋５７．２１°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８８．７７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋８．７７°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１７７．１５°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．０５°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７７．２０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−２．８０°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１５３．７６°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−２７．３９°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８１．１５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋１．１５°となっている。７７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１３３．３５°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４４．１８°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７７．５３°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−２．４７°となっている。このように、キャパシタおよびインダクタの値を理想的な数値から実用的な数値に替えても、第１回路例の広帯域バラン１は地上デジタル放送の周波数帯域内において良好な位相特性を示すようになる。
【００１８】
本発明にかかる広帯域バランの具体的回路とされる第２回路例の広帯域バラン２を図８に示す。
図８に示す第２回路例の広帯域バラン２において、第１位相回路２０はπ型の４段のＬＰＦにより構成されており、Ｐ０端子に一端がアースされた第１キャパシタＣ２０と第１インダクタＬ２０の一端が接続され、第１インダクタＬ２０の他端が、一端がアースされた第２キャパシタＣ２１の他端と第２インダクタＬ１１の一端に接続されている。第２インダクタＬ１１の他端は、一端がアースされた第３キャパシタＣ２２の他端と第３インダクタＬ２２の一端に接続され、第３インダクタＬ２２の他端は、一端がアースされた第４キャパシタＣ２３の他端と第４インダクタＬ２３の一端に接続されている。第４インダクタＬ２３の他端は、一端がアースされた第５キャパシタＣ２４の他端とＰ１端子に接続されて構成されている。４段のＬＰＦの各段毎の位相は約−４５°に設定される。
【００１９】
また、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａはπ型の２段のＬＰＦから構成され、Ｐ０端子に一端がアースされた第６キャパシタＣ２５の他端と第５インダクタＬ２４の一端が接続され、第４インダクタＬ２４の他端に一端がアースされた第７キャパシタＣ２６の他端と第６インダクタＬ２５の一端が接続され、第６インダクタＬ２５の他端に一端がアースされた第８キャパシタＣ２７の他端が接続されて構成されている。さらに、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａに縦続されているＨＰＦ型位相回路２１ｂはπ型の２段のＨＰＦから構成され、ＬＰＦ型位相回路２１ａの出力に一端がアースされた第７インダクタＬ２６の他端と第９キャパシタＣ２８の一端が接続され、第９キャパシタＣ２８の他端に一端がアースされた第８インダクタＬ２７の他端と第１０キャパシタＣ２９の一端が接続され、Ｐ２端子に一端がアースされた第９インダクタＬ２８の他端と第１０キャパシタＣ２９の他端が接続されて構成されている。
【００２０】
図８に示す第２回路例の広帯域バラン２の使用周波数帯域を地上デジタル放送とする場合は、４段のＬＰＦにより構成されている第１位相回路２０において、６２０ＭＨｚにおける位相が約−１８０°に設定されるように第１インダクタＬ２０ないし第４インダクタＬ２３のインダクタンスを約２７．２２７ｎＨとし、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量を約０．７０９ｐＦとし、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量を約１．４１８ｐＦとする。これにより、４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。
【００２１】
また、第２位相回路２１を構成するπ型の２段のＬＰＦからなるＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、６２０ＭＨｚにおける遅れ位相θｂ１が約−８７．４°に設定されるように第５インダクタＬ２４および第６インダクタＬ２５のインダクタンスを約２６．６０３ｎＨとし、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量を約０．６８６ｐＦとし、第７キャパシタＣ２６の容量を約１．３７２ｐＦとする。これにより、２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８７．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成する２段のＨＰＦからなるＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、６２０ＭＨｚにおける進み位相θｂ２が約＋８７．４°に設定されるように第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスを約９６．０２７ｎＨとし、第８インダクタＬ２７のインダクタンスを約４８．０１４ｎＨとし、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量を約２．４７７ｐＦとする。これにより、２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８７．４°／２に設定される。なお、ＬＰＦ型位相回路２１ａおよびＨＰＦ型位相回路２１ｂに設定される位相の絶対値を約８７．４°に設定した時に、第２回路例の広帯域バラン２の相対位相偏差が最も小さくなる。また、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。
【００２２】
ここで、図８に示す第２回路例の広帯域バラン２においてインダクタおよびキャパシタの値を上記理想的な値とした際の、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図９に示す。図９を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４１０ＭＨｚ〜８７０ＭＨｚ以上の使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、第２回路例の広帯域バラン２はバランとして十分機能するようになる。
また、第２回路例の広帯域バラン２においてインダクタおよびキャパシタの値を上記理想的な値とした際の位相特性を示す図表を図１０に示す。図１０を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３４．９１°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋５１．９４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８６．８５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋６．８５°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１８０．００°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．００°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は理想的な０．００°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１５２．０４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−２５．０１°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７７．０５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−２．９５°となっている。７７０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１３２．９３°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４０．２８°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７３．２１°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−６．７９°となっている。このように、第２回路例の広帯域バラン２は、第１回路例の広帯域バラン１より素子数は増えているが、地上デジタル放送の周波数帯域内においてより良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。
【００２３】
ところで、図８に示す第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタとされる素子の上記理想的な数値を実用的な数値に置き換えてみると、第１位相回路２０において、第１インダクタＬ２０ないし第４インダクタＬ２３のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量は約０．７５ｐＦとなり、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、第１位相回路２０における４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。
【００２４】
また、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、第５インダクタＬ２４および第６インダクタＬ２５のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量は約０．７５ｐＦとなり、第７キャパシタＣ２６の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、ＬＰＦ型位相回路２１ａを構成する２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８７．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成するＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスは約１００．０ｎＨとなり、第８インダクタＬ２８のインダクタンスは約４７．０ｎＨとなり、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量は約２．４ｐＦとなる。これにより、ＨＰＦ型位相回路２１ｂを構成する２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８７．４°／２に設定される。なお、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。
【００２５】
第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図１１に示す。図１１を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３９０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚ以上の使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。
また、第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図１２に示す。図１２を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３８．２３°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋４６．０４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８４．２７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋４．２７°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１７５．３７°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−９．１７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８４．５４°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋４．５４°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１４６．６２°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−３６．１４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８２．７６°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋２．７６°となっている。７７０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１２６．９４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−５２．７６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７９．７０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−０．３０°となっている。このように、第２回路例の広帯域バラン２は、第１回路例の広帯域バラン１より素子数は増えているが、キャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値としても、地上デジタル放送の周波数帯域内においてより良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。
【００２６】
次に、図８に示す第２回路例の広帯域バラン２の使用周波数帯域を地上波デジタル放送のＴＶ帯域である４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚに変更した例を説明する。使用周波数帯域が変更されると広帯域バラン２を構成するインダクタおよびキャパシタの値が変更され、４段のＬＰＦにより構成されている第１位相回路２０において、中心周波数である５９０ＭＨｚにおける位相が約−１８０°に設定されるように第１インダクタＬ２０ないし第４インダクタＬ２３のインダクタンスが約２８．６１２ｎＨとされ、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量が約０．７４５ｐＦとされ、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量が約１．４９０ｐＦとされる。これにより、４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。
【００２７】
また、第２位相回路２１を構成するπ型の２段のＬＰＦからなるＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、５９０ＭＨｚにおける遅れ位相θｂ１が約−８８．２°に設定されるように第５インダクタＬ２４および第６インダクタＬ２５のインダクタンスが約２８．１５９ｎＨとされ、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量が約０．７２８ｐＦとされ、第７キャパシタＣ２６の容量を約１．４５７ｐＦとされる。これにより、２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８８．２°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成する２段のＨＰＦからなるＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、５９０ＭＨｚにおける進み位相θｂ２が約＋８８．２°に設定されるように第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスが約９９．８９９ｎＨとされ、第８インダクタＬ２７のインダクタンスが約４９．９４９ｎＨとされ、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量が約２．５８４ｐＦとされる。これにより、２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８８．２°／２に設定される。なお、使用周波数帯域が変更された広帯域バラン２においては、ＬＰＦ型位相回路２１ａおよびＨＰＦ型位相回路２１ｂに設定される位相の絶対値を約８８．２°に設定した時に、第２回路例の広帯域バラン２の相対位相偏差を最も小さくすることができる。また、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。
【００２８】
ここで、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタの値を上記理想的な値とした際の、使用周波数帯域である地上デジタル放送のＴＶ帯域である４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚ（中心周波数は５９０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図１３に示す。図１３を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４００ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚ以上の使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送のＴＶ帯域の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚ）において、第２回路例の広帯域バラン２はバランとして十分機能するようになる。
また、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタの値を上記理想的な値とした際の位相特性を示す図表を図１４に示す。図１４を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１４１．９９°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋４２．７９°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８４．７８°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋４．７８°となっている。中心周波数である５９０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１８０．００°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．００°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は理想的な０．００°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１４０．６０°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−３４．６６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７５．２６°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−４．７４°となっている。このように、第２回路例の広帯域バラン２は、地上デジタル放送のＴＶ帯域の周波数帯域内において良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。
【００２９】
また、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタとされる素子の上記理想的な数値を実用的な数値に置き換えてみると、第１位相回路２０において、第１インダクタＬ２０ないし第３インダクタＬ２２のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第４インダクタＬ２３のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量は約０．７５ｐＦとなり、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、第１位相回路２０における４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。
【００３０】
また、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、第５インダクタＬ２４のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第６インダクタＬ２５のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量は約０．７５ｐＦとなり、第７キャパシタＣ２６の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、ＬＰＦ型位相回路２１ａを構成する２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８８．２°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成するＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスは約１００．０ｎＨとなり、第８インダクタＬ２８のインダクタンスは約５１．０ｎＨとなり、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量は約２．７ｐＦとなる。これにより、ＨＰＦ型位相回路２１ｂを構成する２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８８．２°／２に設定される。なお、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。
【００３１】
使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送のＴＶ帯域における４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚ（中心周波数は５９０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図１５に示す。図１５を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３８０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚの使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。
また、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図１６に示す。図１６を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１４４．１４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋３７．９７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８２．１１°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋２．１１°となっている。中心周波数である５９０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１７７．２７°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４．４３°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８１．７０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋１．７０°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１３７．２４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−３９．０６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７６．３０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−３．７０°となっている。このように、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２は、キャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値としても、地上デジタル放送の周波数帯域内においてより良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。
【００３２】
図１７に、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、０〜２０００ＭＨｚの周波数帯域におけるリターンロスの周波数特性を示す。図１７を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３８０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚの広帯域の周波数帯域が得られているが、この実用周波数帯域はリターンロスが０ｄＢとなる全反射が生じる２つの周波数（約３７０ＭＨｚおよび約８８０ＭＨｚ）の間の周波数帯域とされていることが分かる。図１７に示す特性と同様の特性を本発明にかかる広帯域バラン１，２は示すようになり、本発明にかかる広帯域バラン１，２においては、第１位相回路１０，２０と第２位相回路１１，２１を備え、第１位相回路１０，２０と第２位相回路１１，２１の相対位相差を約１８０°としたことにより、全反射が生じる２つの周波数間の周波数帯域を拡大するようにして広帯域化を図っている。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
以上説明した本発明にかかる広帯域バランは、集中定数回路で構成された第１位相回路と、集中定数回路で構成された第２位相回路の２つの位相回路を有しており、第１位相回路は、複数段のＬＰＦ型位相回路あるいはＨＰＦ型位相回路により構成されている。第１位相回路の位相量は位相θａとされており、位相θａは絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°になるよう設定されている。また、第２位相回路は、ＬＰＦ型位相回路とＨＰＦ型位相回路とが縦続接続されて構成されており、ＬＰＦ型位相回路の遅れ位相θｂ１と、ＨＰＦ型位相回路の進み位相θｂ２とは符号が逆符号で絶対値が使用周波数帯域の中心周波数においてほぼ等しく設定されている。これにより、第２位相回路の位相θｂは使用周波数帯域の中心周波数において約０°になるよう設定される。また、第１位相回路と第２位相回路のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）とされている。これにより、本発明にかかる広帯域バランは３００ＭＨｚ以上の動作帯域幅を有するようになり、地上デジタル放送に適用して好適な広帯域バランとすることができる。
さらに、第１の位相回路や第２の位相回路におけるＬＰＦ型位相回路およびＨＰＦ型位相回路を複数段で構成する場合は、各段の位相の大きさを同一としてもよいが、これに限るものではなく各段において異なる大きさの位相としてもよい。この場合、各段は、π型あるいはＴ型のいずれで構成されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施例にかかる広帯域バランの構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明にかかる広帯域バランの等価回路を示す図である。
【図３】本発明の実施例にかかる広帯域バランの具体的回路の第１回路例を示す図である。
【図４】本発明にかかる第１回路例の広帯域バランのリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図５】本発明にかかる第１回路例の広帯域バランの位相特性を示す図表である。
【図６】本発明にかかる第１回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図７】本発明にかかる第１回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。
【図８】本発明の実施例にかかる広帯域バランの具体的回路の第２回路例を示す図である。
【図９】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランのリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図１０】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの位相特性を示す図表である。
【図１１】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図１２】本発明にかかる第１回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。
【図１３】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更した際のリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図１４】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更した際の位相特性を示す図表である。
【図１５】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更し、素子の値を実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図１６】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更し、素子の値を実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。
【図１７】本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更した際のリターンロスの周波数特性を広範囲の周波数帯域で示す図である。
【図１８】従来のバランの一例の構成を示す図である。
【図１９】従来のバランのリターンロスの周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
【００３５】
１  広帯域バラン、２  広帯域バラン、１０  第１位相回路、１１  第２位相回路、１１ａ  ＬＰＦ型位相回路、１１ｂ  ＨＰＦ型位相回路、１２  不平衡インピーダンス回路、１３  平衡インピーダンス回路、２０  第１位相回路、２１  第２位相回路、２１ａ  ＬＰＦ型位相回路、２１ｂ  ＨＰＦ型位相回路、２００  バラン、２１０  同軸ケーブル、２１１  同軸ケーブル、２１２  不平衡インピーダンス回路、２１３  平衡インピーダンス回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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