(57)【要約】【課題】液晶表示装置の光源を点灯させるインバータ回路で電源変動に起因するちらつきを除去する制御を確実に行う。液晶表示装置の画像表示性能を損なわずに安価で高効率な点灯装置を提供する。【解決手段】商用電源Ｖｉｎを整流・平滑した出力ＶＤＣを入力して光源（Ｌａｍｐ１）に電力を供給する点灯回路と、前記点灯回路の出力を周期的にオン状態とオフ状態（または減光状態）に切り替えるタイミング信号を点灯回路に与える調光信号回路（ＲＳＦＦ１）と、前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧を検知して前記光源の光出力を所望の値となるように点灯時間を補正する制御信号を前記調光信号回路に送出するフィードフォワード制御回路ＦＦを備えた。【選択図】図１
2010021109.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源を整流する整流器と、
前記整流器の出力を平滑する少なくとも１つの平滑回路と、
前記平滑回路の出力を入力して光源に電力を供給する点灯回路と、
前記点灯回路の出力を周期的にオン状態とオフ状態または減光状態に切り替えるタイミング信号を点灯回路に与える調光信号回路と、
前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧を検知して前記光源の光出力を所望の値となるように点灯時間を補正する制御信号を前記調光信号回路に送出するフィードフォワード制御回路を備えたことを特徴とする点灯装置。
【請求項２】
前記点灯回路は入力電流を一定とする制御手段を有することを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
【請求項３】
前記フィードフォワード制御回路は、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧に比例する電圧信号の積分を開始し、前記電圧信号の積分値が所定の値となると前記調光信号回路に前記点灯回路をオフさせる信号を送出することを特徴とする請求項２記載の点灯装置。
【請求項４】
前記フィードフォワード制御回路は、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧信号と入力電流信号の乗算値の積分を開始し、前記積分の値が所定の値となると前記調光信号回路に前記点灯回路をオフさせる信号を送出することを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
【請求項５】
前記調光信号回路は、前記点灯回路のオン状態期間を、時間比率１００％よりも小さくすることを特徴とする請求項３または請求項４記載の点灯装置。
【請求項６】
前記調光信号回路の周波数を３０Ｈｚから１０００Ｈｚとすることを特徴とする請求項５記載の点灯装置。
【請求項７】
前記光源は、半導体であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の点灯装置。
【請求項８】
請求項１〜６のいずれかに記載の点灯装置を備えたバックライト装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は液晶表示装置のバックライト装置などに用いられる点灯装置に関し、特に光ちらつきの低減と回路効率の改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
液晶表示装置は一般的に冷陰極ランプなど蛍光ランプを複数点灯させたバックライト装置の光を用いて画像表示を行っている。そして蛍光ランプの点灯回路にはインバータ回路が一般的に用いられる。高周波でランプを点灯させることによりランプ発光効率が向上し、トランスなど電子部品の小型化が可能となっている。
【０００３】
しかし、液晶表示装置においては普及に伴い更なる機器の高効率化が求められており、液晶表示装置の大部分の電力を消費するバックライト装置において高効率化は重要な課題となっている。この要請に応えるために放電灯点灯回路においては、ゼロ電圧スイッチングなどのソフトスイッチング手法を採用することでインバータ回路のスイッチング損失を低減したり、インバータ回路に入力する直流電源を高電圧化して昇圧トランスの損失を低減することが提案されている。
【０００４】
また、液晶表示装置の光源は蛍光ランプだけでなく、半導体発光であるＬＥＤや有機ＥＬなどが実用化されてきており、これらの発光デバイスに電力供給する点灯回路についても高効率化が求められている。
【０００５】
しかしながら、これらのバックライト装置の点灯回路の電力変換の効率は、一般照明用の点灯回路と比べると低いものとなっている。その理由は、一般照明用の点灯回路よりもちらつきを抑えるための直流安定化回路を別途必要とするからである。
【０００６】
ここで一般照明用の点灯回路でちらつきが問題とならない理由を説明する。たとえば、商用電源（５０Ｈｚ）を電源とした蛍光灯インバータ回路のちらつきについて考える。蛍光灯インバータ回路では、商用電源を整流回路で整流し、平滑回路で直流電圧を平滑してインバータ回路に直流電力を供給し、インバータ回路がランプに高周波電力を供給している。平滑回路の出力電圧は、完全な直流電圧とはなっておらず、所謂リップル電圧を含んだものとなっている。
【０００７】
そのため、インバータ回路の出力電圧もリップル電圧により多少変動する。たとえばインバータ回路の入力の直流電圧に１００Ｈｚのリップル電圧が生じているとする。この１００Ｈｚは、商用電源を全波整流したときに現れる周波数成分である。このリップル電圧を除去せずにインバータ回路でランプを点灯させると光出力に１００Ｈｚの周波数成分で変動が生じる。一般照明用のインバータ回路のリップル電圧のレベルはおよそ１０％以下である。この光を直視しても、ちらつきはほとんど感じない。これは光変化の周波数が１００Ｈｚと高いからである。そのため、一般照明などで用いる蛍光灯のインバータ回路などではこのちらつきは特に問題とならない。
【０００８】
ところが液晶表示装置については、一般照明とは異なる点灯方法を用いているため、ちらつきが顕著となる。それは、液晶表示装置のバックライト装置では比較的低周波でインパルス点灯させるのが一般的だからである。
【０００９】
例えば、特許文献１（特開平７−２７２８８９号公報）では、蛍光ランプに高周波電圧を印加する期間と印加しない期間を周期的に繰り返すことで、蛍光ランプの調光を行っている。このような調光では、光出力が点灯と消灯の時間比率から求まるので、ランプ電流を連続的に可変する方式に比ベて、光出力が直線的に変化する特徴がある。また、点滅することで液晶表示装置の動画ボケを改善できるという利点もある。
【００１０】
特許文献２（特開平１１−２０２２８６号公報）は、液晶表示装置において、光源をインパルス発光させることで鮮明な画像を得る技術である。光源を画像の更新周期に合わせて発光させることで、液晶表示装置の欠点である応答性を改善するのである。つまり、表示画像を６０Ｈｚで更新する場合、光源も６０Ｈｚでインパルス発光させれば良いのである。このように光源をインパルス発光させるのは液晶表示装置にとって有用である。
【００１１】
しかし、このインパルス発光のためには安定した電源が必要となる。光源の電源に商用電源のリップル電圧が生じていると、リップル電圧の周波数とインパルス発光の周波数の干渉によるゆらぎが発生するからである。たとえば商用電源の周波数が５０Ｈｚで、平滑回路出力に１００Ｈｚのリップル電圧が生じているとする。このときインパルス発光の周波数を１２０Ｈｚとすると、２０Ｈｚの光変動を生じる。すなわち、商用電源の周波数とインパルス発光の周波数の差が低周波となるとちらつきとなるのである。
【００１２】
このちらつきの対策として、インパルス発光の周波数をリップル周波数から遠ざける方法がある。つまり商用電源の周波数とインパルス発光の周波数の差が高くなるように設定するのである。リップル周波数１００Ｈｚ、インパルス発光周波数３８０Ｈｚであれば、周波数差は２８０Ｈｚでちらつきは目立たなくなる。
【００１３】
しかし、文献２のように鮮明な画像を効率的に得るには、表示画像の更新周期と同期する必要がある。すなわち、液晶表示更新を６０Ｈｚで行う場合は、インパルス発光の周波数は６０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚと選択できるが、もっとも画面が明るく、かつ鮮明な画像を得るにはなるべく低い周波数を選択しなくてはならない。
【００１４】
そこで一般的な液晶表示装置では、商用電源に起因する直流電源のリップル電圧を除去する安定化電源回路を備えている。リップルの影響がないのであれば、そのちらつきの問題は発生しない。しかしその電源安定化のための回路損失によって、液晶表示装置の電力から光への変換効率が低下するのである。
【００１５】
ところで、電源安定化回路を用いずにリップルの影響を低減する方法としてインバータ回路に電源リップル除去機能を付加することが考えられる。たとえばランプ電流をフィードバック制御すればよい。フィードバック制御を行えばランプ電流は略一定となり、リップル電圧による光出力の変動を除去できる。
【００１６】
しかし実際には絶縁機能もインバータ回路に必要となるので、フィードバック制御は容易ではない。なぜならランプ電流は絶縁された２次側回路での検出となり、これを非絶縁である１次側スイッチング回路ヘ伝達する必要があり、その伝達回路を含めたフィードバック制御設計が困難だからである。
【００１７】
もうひとつの手法として、フィードフォワード制御を行うことが考えられる。リップル電圧に応じてインバータ出力を増減させれば、制御回路は非絶縁の１次側で構成することができ、絶縁回路の設計は容易である。また、リップル電圧は比較的安定に発生するので、フィードフォワード制御には適している。この放電灯点灯装置のフィードフォワード制御についても従来から様々な手法が提案されている。
【００１８】
例えば、特許文献３（特開２００２−３３０５９１号公報）では、インバータの入力電圧を検知し、電圧変動によるランプ電流変化を抑制するように、スイッチの駆動周波数またはスイッチオン時間比を変化させる技術が提案されている。
【００１９】
また、特許文献４（特表２００７−５２９８７２号公報）では、インダクタなどにエネルギーを蓄積し、光源にエネルギーを与えるコンバータで、蓄積エネルギーが一定となるように、フィードフォワード制御する技術が提案されている。
【特許文献１】特開平７−２７２８８９号公報
【特許文献２】特開平１１−２０２２８６号公報
【特許文献３】特開２００２−３３０５９１号公報
【特許文献４】特表２００７−５２９８７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
特許文献３は連続点灯に適した技術であるが、液晶表示装置で用いられるランプの点灯制御（バースト調光制御）のように点滅を繰り返す調光においては、とくに蛍光灯などを点滅させた場合に、ランプの始動タイミングのずれなどでちらつきが発生するので問題がある。
【００２１】
特許文献４は、ＬＥＤなどの発光素子へのエネルギーを一旦インダクタなどに蓄積し、発光させる。すなわち、蓄積のためのエネルギー損失を伴う。また、エネルギー蓄積のための素子を小さくするために、スイッチング周波数を高める必要があり、これによりスイッチング損失も増加する傾向にある。
【００２２】
本発明は、このような従来技術の課題を解決すべくなされたものであり、液晶表示装置の光源を点灯させるインバータ回路で電源変動に起因するちらつきを除去する制御を確実に行うことにより、液晶表示装置の画像表示性能を損なわずに安価で高効率な点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、商用電源Ｖｉｎを整流する整流器ＤＢと、前記整流器ＤＢの出力を平滑する少なくとも１つの平滑回路（力率改善回路ＰＦＣ）と、前記平滑回路の出力ＶＤＣを入力して光源（ランプＬａｍｐ１）に電力を供給する点灯回路と、前記点灯回路の出力を周期的にオン状態とオフ状態（または減光状態）に切り替えるタイミング信号を点灯回路に与える調光信号回路（ＲＳＦＦ１）と、前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧を検知して前記光源の光出力を所望の値となるように点灯時間を補正する制御信号を前記調光信号回路に送出するフィードフォワード制御回路ＦＦを備えたことを特徴とするものである。
【００２４】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、図１に示すように、前記点灯回路は入力電流（Ｉｓｎｓ）を一定とする制御手段（ＰＷＭ１）を有することを特徴とする。
【００２５】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記フィードフォワード制御回路ＦＦは、図１に示すように、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧または平滑回路の入力電圧に比例する電圧信号（Ｖｓｎｓ）の積分を開始し、前記電圧信号の積分値（Ｖｉｎｔ）が所定の値（Ｖｒｅｆ１）となると前記調光信号回路（ＲＳＦＦ１）に前記点灯回路をオフさせる信号を送出することを特徴とする。
【００２６】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記フィードフォワード制御回路ＦＦは、図４に示すように、前記点灯回路の出力がオンとなると同時に前記点灯回路の入力電圧信号（Ｖｓｎｓ）と入力電流信号（Ｉｓｎｓ）の乗算値（Ｗｓｎｓ）の積分を開始し、前記積分の値（Ｖｉｎｔ）が所定の値（Ｗｒｅｆ１）となると前記調光信号回路（ＲＳＦＦ１）に前記点灯回路をオフさせる信号を送出することを特徴とする。
【００２７】
請求項５の発明は、請求項３または４の発明において、前記調光信号回路（ＲＳＦＦ１）は、前記点灯回路のオン状態期間を、時間比率１００％よりも小さくすることを特徴とする。
【００２８】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記調光信号回路の周波数を３０Ｈｚから１０００Ｈｚとすることを特徴とする。
【００２９】
請求項７の発明は、請求項１〜６の発明において、図６〜図９に示すように、前記光源は、半導体であることを特徴とする。
【００３０】
請求項８の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の点灯装置を備えたバックライト装置である（図１１）。
【発明の効果】
【００３１】
本発明による点灯装置は、商用電源と同期せずに周期的に点滅点灯する点灯回路において、光源の発光量が所望の値となるように点灯時間を調整するフィードフォワード制御手段を設けたものであり、点灯と消灯の時間比率を可変して光量補正することができるので、高速なフィードバック制御などが不要であり、安価な構成でありながら、電源リップルによるちらつきを抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
（実施形態１）
本発明の上記および他の目的、特徴および利点を明確にすベく、以下添付した図面を参照しながら、本発明の実施の形態につき詳細に説明する。
【００３３】
図１を参照すると、本発明の一実施の形態としての点灯回路が示されている。本点灯回路は、商用電源Ｖｉｎを整流する整流回路ＤＢと、その出力を昇圧して平滑する力率改善回路ＰＦＣを有する。
【００３４】
力率改善回路ＰＦＣの構成は、周知の昇圧チョッパ回路であり、整流回路ＤＢの整流出力端に並列接続された小容量のコンデンサＣｓ２と、整流回路ＤＢの整流出力端に接続されたインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３の両端にダイオードＤ１を介して並列接続された平滑用の電解コンデンサＣｓ１と、スイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフ制御するためのチョッパ制御部ＣＴＲ１よりなる。その動作については周知であるので、詳しい説明は省略するが、スイッチング素子Ｑ３が商用周波数よりも高周波でオン・オフされることにより、商用電源Ｖｉｎからの入力電流の休止期間を少なくして、入力力率を改善するものである。平滑用の電解コンデンサＣｓ１には昇圧された直流電圧が充電されるが、商用電源Ｖｉｎの谷部ではコンデンサＣｓ１への充電エネルギーが不足することになるから、商用電源Ｖｉｎの２倍の周波数成分のリップル電圧が重畳することになる。商用電源Ｖｉｎが１００Ｖ、５０Ｈｚである場合には１００Ｈｚのリップル電圧が力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣに重畳されていることになる。
【００３５】
力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、その駆動回路ＤＲＶと、キャパシタＣｄ１と絶縁トランスＴ１と、共振インダクタＬｒ１と共振キャパシタＣｒ１からなるハーフブリッジインバータ回路に供給される。インバータ回路の低電圧側の入力端子には入力電流を検出する抵抗Ｒｓ１が挿入されている。インバータ回路により直流電圧ＶＤＣは高周波電圧に変換され、蛍光ランプＬａｍｐ１へ電力が供給される。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は例えばＭＯＳＦＥＴよりなり、逆方向の並列ダイオードを内蔵している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高周波で交互にオン・オフされ、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのときは、直流電源ＶＤＣの正極→スイッチング素子Ｑ１→キャパシタＣｄ１→絶縁トランスＴ１の１次巻線→電流検出抵抗Ｒｓ１→直流電圧ＶＤＣの負極の経路で電流が流れてキャパシタＣｄ１が充電され、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンのときは、キャパシタＣｄ１→スイッチング素子Ｑ２→絶縁トランスＴ１の１次巻線→キャパシタＣｄ１の経路で電流が流れてキャパシタＣｄ１が放電される。これにより、絶縁トランスＴ１は高周波電圧により励磁され、その２次巻線には昇圧された高周波電圧が発生する。この昇圧された高周波電圧は、共振インダクタＬｒ１と共振キャパシタＣｒ１の直列共振回路に印加されて、共振作用により更に昇圧されて、共振キャパシタＣｒ１の両端に得られた高周波の高電圧が放電ランプＬａｍｐ１の両端に印加される。ここで、放電ランプＬａｍｐ１は例えば冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）であるが、熱陰極蛍光ランプ（ＨＣＦＬ）としても良い。
【００３７】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数は、通常、共振周波数よりも高い周波数に設定されており、発振周波数が高くなると放電ランプＬａｍｐ１の光出力が低下し、発振周波数が低くなると放電ランプＬａｍｐ１の光出力が増加する。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオンオフする点灯期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフである消灯期間とが交互に切り換わる点滅点灯を液晶表示装置の映像更新周期に同期した低い周波数（例えば、１２０Ｈｚ）で繰り返すように動作するものとする。なお、消灯期間でもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波で交互にオンオフさせながら、その動作周波数を共振周波数よりも十分に高く点灯を維持できない周波数に切り替えるように構成しても良い。
【００３８】
インバータ回路はパルス幅変調制御器ＰＷＭ１を備え、抵抗Ｒｓ１からの検出信号を入力してインバータ回路の入力電流が所定の値となるように、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間や動作周波数を調整するフィードバック制御が付加されている。このフィードバック制御は、イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈとなる点灯期間でのみ機能するものであり、イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗとなる消灯期間ではインバータ回路の発振そのものを停止させている。
【００３９】
駆動回路ＤＲＶは、パルス幅変調制御器ＰＷＭ１の高周波の発振出力を受けて、低電圧側のスイッチング素子Ｑ２のゲート電極に高周波のパルス電圧を印加することにより、スイッチング素子Ｑ２を高周波でオン／オフさせると共に、逆位相の高周波のパルス電圧をスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース電極間に印加することにより、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオフ／オンさせる。なお、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間は均等とし、フィードバック制御がオン時間制御である場合には、発振周波数が一定で各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が増減するものとし、フィードバック制御が発振周波数制御である場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンする動作周波数が変化するものとする。
【００４０】
以上の動作をまとめると、イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗのときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共にオフであり、インバータ回路の発振が停止しているので、放電ランプＬａｍｐ１は消灯し、イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオンすることにより、インバータ回路が発振し、その発振出力により放電ランプＬａｍｐ１が点灯する。インバータ回路の入力電流は、抵抗Ｒｓ１により検出され、入力電流が既定値よりも少ないとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を伸ばすか動作周波数を下げることで出力を増加させ、入力電流が既定値よりも多いとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を短縮するか動作周波数を上げることで出力を抑制し、入力電流が一定となるように制御していた。イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈである点灯期間とＬｏｗである消灯期間は、液晶表示装置の映像更新周期に同期した低い周波数（例えば、１２０Ｈｚ）で繰り返され、点灯期間と消灯期間の時間比率を可変とすることにより、光出力を調光制御するというものである。
【００４１】
次に、本発明に従って、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２，Ｒｉ１と、積分キャパシタＣａ２と、積分キャパシタＣａ２のリセットスイッチＳＷ１と、演算増幅器ＯＰ１と、比較器ＣＭＰ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１からなるフィードフォワード制御回路ＦＦが設けられている。フィードフォワード制御回路の抵抗Ｒａ１とＲａ２は分圧信号Ｖｓｎｓを出力する。この分圧信号Ｖｓｎｓは、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧制御のための信号（つまりチョッパ制御回路ＣＴＲ１への入力電圧）と共用しても構わない。分圧信号Ｖｓｎｓは、抵抗Ｒｉ１を介して演算増幅器ＯＰ１とキャパシタＣａ２からなる積分回路に入力される。
【００４２】
積分回路の出力Ｖｉｎｔは比較器ＣＭＰ１の負の入力端子に入力される。比較器ＣＭＰ１の正の入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されている。比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット入力Ｒへ入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット入力Ｓには調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号が入力される。
【００４３】
フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はリセットスイッチＳＷ１へ出力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の出力であるイネーブル信号ＥＮ１によりインバータ回路のスイッチング動作を制御しているパルス幅変調制御器ＰＷＭ１を点灯・消灯制御する。
【００４４】
ここで、積分回路について説明する。この積分回路は、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣを抵抗Ｒａ１，Ｒａ２により分圧した電圧Ｖｓｎｓを積分して、積分電圧Ｖｉｎｔを出力する回路であり、その積分時定数は、入力抵抗Ｒｉ１と帰還インピーダンスであるコンデンサＣａ２の容量で決まる。演算増幅器ＯＰ１は入力インピーダンスならびに増幅率が極めて高い差動増幅器であり、その＋側入力端子と−側入力端子は同一電位、つまり仮想短絡（イマジナリーショート）の状態となる。演算増幅器ＯＰ１の＋側入力端子はグランド電位に接続されているので、−側入力端子の電位は、グランド電位に固定されていることになる。スイッチＳＷ１は積分コンデンサＣａ２をリセットするためのスイッチであり、スイッチＳＷ１がＯＮのとき、コンデンサＣａ２の両端電位は共にグランド電位となるから、コンデンサＣａ２の残留電荷はゼロとなり、積分電圧Ｖｉｎｔは０ボルトとなる。積分を開始するべく、スイッチＳＷ１をＯＦＦすると、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣを抵抗Ｒａ１，Ｒａ２により分圧した電圧Ｖｓｎｓから抵抗Ｒｉ１、コンデンサＣａ２を介して演算増幅器ＯＰ１の出力端子に電流が流れて、コンデンサＣａ２が充電される。演算増幅器ＯＰ１の入力インピーダンスは極めて高いから、抵抗Ｒｉ１に流れる電流はコンデンサＣａ２にのみ流れることになる。このときの充電電流は、（抵抗Ｒｉ１の両端電圧Ｖｓｎｓ）÷（抵抗Ｒｉ１の抵抗値）で決まる一定電流となるから、コンデンサＣａ２は電圧Ｖｓｎｓで決まる定電流で充電されることになり、積分電圧Ｖｉｎｔは直線的に低下して行く。なお、演算増幅器ＯＰ１も比較器ＣＭＰ１も正負２電源のオペアンプで構成されており、グランド電位よりも低い負電位の領域で積分電圧Ｖｉｎｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１を下回ると、比較器ＣＭＰ１の出力がＨｉｇｈとなる。
【００４５】
図２に各部の動作のタイミングを示す。図には上から、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣと、調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号と、調光信号発生器ＤＩＭのＯＦＦパルス信号と、積分キャパシタＣａ２の電圧Ｖｉｎｔと、比較器ＣＭＰ１の出力と、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の出力であるイネーブル信号ＥＮ１が示されている。
【００４６】
力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、図２のように周期的に電圧が変動する所謂リップル電圧を含む。力率改善回路ＰＦＣ内の平滑キャパシタＣｓ１の容量を大きくすればリップル電圧を小さく出来るが、リップル電圧をゼロとするのは力率改善回路の原理上は困難である。このリップル電圧によってランプなど負荷回路の電力変化が発生して問題となる。
【００４７】
したがって、別途ＤＣ−ＤＣコンバータなどで電圧を安定化する必要があるが、ＤＣ−ＤＣコンバータによる電力損失が生じてしまう。そこで、インバータ回路でリップル電圧分を出力補正する制御を行うのである。力率改善回路ＰＦＣの出力電圧である直流電圧ＶＤＣが高いときには、フィードフォワード制御回路によりインバータ出力を少なくするように補正し、直流電圧ＶＤＣが低いときはインバータ出力を多くするように補正される。
【００４８】
本発明は、出力の増減を点灯時間で行うのが特徴である。
時間ｔ１の時点で調光信号発生器ＤＩＭからＯＮパルス信号が出力され、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット端子に信号が入力されると、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の出力であるイネーブル信号ＥＮ１はＨｉｇｈとなる。イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈとなるとパルス幅変調制御器ＰＷＭ１はランプを点灯する制御を行う。
【００４９】
また、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はＬｏｗとなる。反転出力Ｑ’がＬｏｗとなるとリセットスイッチＳＷ１はＯＦＦする。リセットスイッチＳＷ１がＯＦＦすると、積分回路のキャパシタＣａ２への積分動作が開始される。積分回路は、直流電圧ＶＤＣに比例した電圧で積分されるので、直流電圧ＶＤＣが低いときはゆっくり、直流電圧ＶＤＣが高いときは早く充電されてゆく。
【００５０】
やがて、時間ｔ３の時点で積分回路のキャパシタＣａ２の積分電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低くなると、比較器ＣＭＰ１の出力はＨｉｇｈとなる。
【００５１】
比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロッブ回路ＲＳＦＦ１のリセット端子に入力されており、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の出力であるイネーブル信号ＥＮ１はＬｏｗとなる。イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗとなるとパルス幅変調制御器ＰＷＭ１はランプを消灯する制御を行う。
【００５２】
時間ｔ４の時点で調光信号発生器ＤＩＭからＯＦＦパルス信号が出力され、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット端子に信号が入力される。
【００５３】
時間ｔ５の時点で再び調光信号発生器ＤＩＭからＯＮパルス信号が出力され、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット端子に信号が入力される。以下、同じ動作を繰り返す。
【００５４】
図３は本実施形態の動作の例を示したグラフである。図には、１００Ｈｚのリップル電圧を含む直流電源で点滅点灯したときの光出力波形と光出力波形を平均化した波形が示されている。光出力波形から、周期的に点灯と消灯を繰り返していることがわかるが、そのピーク値がリップル電圧によって変化している。一方、光出力波形を平均化した波形を見ると、ピーク値が揃っていることがわかる。つまり、直流電圧が高いときには点灯時間を短くし、直流電圧が低いときには点灯時間を長くする制御が行われるので、パルス発光の１回あたりの光量を一定に制御できるのである。その結果、光出力の平均値を一定化することができ、ちらつきを低減することが可能である。
【００５５】
なお、本例は点灯と消灯の時間比率を制御して光出力を一定にする例であるが、点灯と調光点灯の時間比率を制御しても同様の効果がある。したがって、放電灯でも調光点灯状態において放電を維持するようにすれば、ＬＥＤやＥＬのような点灯が可能となる。
【００５６】
図１の回路で説明すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が第１の発振周波数（共振周波数に比較的近い周波数）で交互にオンオフする点灯期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が第１の発振周波数よりも高い第２の発振周波数（共振周波数から遠いが消灯しない周波数）で交互にオンオフする調光点灯期間とが交互に切り換わる明暗点灯を液晶表示装置の映像更新周期に同期した低い周波数（例えば、１２０Ｈｚ）で繰り返すように動作させても良い。
【００５７】
また、本実施形態では、消灯時間の平均値が点滅周期の５％以上とすることを特徴としている。これは直流電圧ＶＤＣのリップル電圧が±５％程度であることが多く、この変動を補正するのに±５％の点灯時間の伸縮で補正するためである。
【００５８】
基準電圧Ｖｒｅｆ１は、消灯時間の平均値が点滅周期の５％以上となるような範囲で設定される。つまり、調光の範囲が０％〜９５％で基準電圧Ｖｒｅｆ１が設定される。
【００５９】
本発明は、低周波で点滅を繰り返すときに効果を奏する。一般的な映像表示装置の画像更新周期は３０Ｈｚ以上であるが、本発明はこの３０Ｈｚから１ｋＨｚ程度の点滅点灯で有効である。
【００６０】
たとえば、リップル周波数が１００Ｈｚで点滅周波数が１２０Ｈｚとすると、リップル周波数と点滅周波数で干渉して、周波数差２０Ｈｚで約５％程度の光変動が現れる。
【００６１】
ここで点滅周波数だけを２１０Ｈｚとすると、２１０Ｈｚ−１００Ｈｚ＝１１０Ｈｚとなり、ちらつきは無くなるように思えるが、実際はそうはならない。この場合、リップル周期１００Ｈｚに対して２回点滅するようになっているが、その光出力のピークは低周波で変動するのである。よって実際には２次的なちらつき成分１１０Ｈｚ−１００Ｈｚ＝１０Ｈｚとなる光変動が現れるのである。ただし、光変動のレベルを５％から２〜３％程度に低減する効果はある。
【００６２】
つまり点滅周波数を高めれば、ちらつき感は反比例して減少する傾向がある。したがって、点滅周波数をリップル周波数の１０倍程度まで高くすれば、ちらつき感は１０分の１程度となるから、リップル電圧が５％程度であるなら問題とはならないレベルまで小さくなる。しかし前述のとおり、点滅周波数を高くするほど光の出力が小さくなり、鮮明な画像が得られにくくなる傾向がある。
【００６３】
本発明を用いれば、低い点滅周波数においても、ちらつきを低減することが可能である。無論、高い周波数で点滅点灯させる場合においては、さらにちらつきを低減することが出来る。
【００６４】
なお、本実施形態では、点灯回路の入力電圧を検知して点灯時間を補正しているが、代わりに平滑回路の入力電圧を検知して点灯時間を補正しても構わない。以下の各実施形態においても同様である。
【００６５】
（実施形態２）
図４を参照すると、本発明の第２の実施の形態としての点灯回路が示されている。本実施形態は、入力電力の積分値から点灯時間を決定することを特徴としている。図４の回路では、直流電圧ＶＤＣの検出信号Ｖｓｎｓとインバータ回路の入力電流の検出信号Ｉｓｎｓが乗算器ＭＵＬ１に入力され、電力検出信号Ｗｓｎｓを出力している。この電力検出信号Ｗｓｎｓを、演算増幅器ＯＰ１と積分コンデンサＣａ２を備える積分回路に入力している。積分値Ｖｉｎｔが、基準値Ｗｒｅｆ１以下となると、比較器ＣＭＰ１はＨｉｇｈを出力し、インバータ回路を消灯状態ヘ制御する。
【００６６】
高周波発振器ＯＳＣ１はインバータ回路の動作周波数を発振しており、イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときに発振し、Ｌｏｗのときは発振停止する。あるいは、イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときは第１の発振周波数（共振周波数に比較的近い周波数）で発振し、イネーブル信号ＥＮ１がＬｏｗのときは第１の発振周波数よりも高い第２の発振周波数（共振周波数から遠いが消灯しない周波数）で発振する。
その他の構成及び動作については実施形態１と同様である。
【００６７】
本実施形態では、１回の点灯期間ごとにインバータ回路の入力電力の積分値が所定の電力量となるように点灯時間を制御するので、１回の点灯期間あたりの光出力を一定に制御できる。よって、直流電圧のリップル電圧によるちらつきを低減することが可能である。
【００６８】
（実施形態３）
図５を参照すると、本発明の第３の実施の形態としての点灯回路が示されている。本実施形態では、ランプ電流を検知する電流検出回路ＤＥＴ２がインバータ回路出力の一端とランプＬａｍｐ１の間に挿入されている。電流検出回路ＤＥＴ２の出力が所定の値となるように、フィードフォワード制御回路の基準電圧（図１のＶｒｅｆ１に相当）を設定するフィードバック制御回路ＦＢＣ２と、フィードバック制御回路ＦＢＣ２の出力信号を１次側へ伝達するフォトカプラＰＣ１と、フォトカプラＰＣ１の出力を平滑するローパスフィルタＬＰＦ１からなるランプ電流フィードバック回路が設けられている。また、インバータ回路は実施形態２で説明した高周波の発振器ＯＳＣ１を備えている。その他の構成は実施形態１と同様である。
【００６９】
本実施形態は、フィードフォワードでは制御が困難な、長期的な負荷変動をフィードバック制御で抑制する例である。フィードフォワード制御では、ある決まった入力に対してしか制御応答を示さないので、様々な外乱に対して十分な制御設計を行うことは難しい。そこで、電源リップル以外の負荷電流変動要因についてはフィードバック制御を併用するのが効果的である。
【００７０】
電流検出回路ＤＥＴ２でランプ電流を検出し、その検出信号を一定にするベくフィードバック制御回路ＦＢＣ２は、フォトカプラＰＣ１と平滑用ローパスフィルタＬＰＦ１を介して、フィードフォワード制御の目標値である比較器ＣＭＰ１の正の入力端子電圧を制御する。
【００７１】
このフィードバック制御の応答速度については、電源周波数や点滅周波数では応答しないように十分に遅く設定する。このように設定すれば、周囲温度変化による負荷電流変動や、長期使用による出力変化などを精度良く補正制御することが出来る。
【００７２】
本実施形態を用いれば、直流電圧のリップル電圧によるちらつきを長期的にも安定して低減することが可能である。
【００７３】
（実施形態４）
図６を参照すると、本発明の第４の実施の形態としての点灯回路が示されている。本実施形態は、ＬＥＤを点灯させる回路である。本点灯回路は、整流回路ＤＢと力率改善回路ＰＦＣを備える。力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、電流制限回路ＣＲＧと複数直列に接続されたＬＥＤとスイッチＱ２からなるＬＥＤ点灯回路に供給される。電流制限回路ＣＲＧはＬＥＤに流れる電流を安定にするように制御する回路であり、たとえば抵抗器であっても良いし、降圧チョッパ回路、定電流素子であっても良い。ＬＥＤ点灯回路のスイッチＱ２は駆動回路ＤＲＶによってオン／オフされる。イネーブル信号ＥＮ１がＨｉｇｈのときにスイッチＱ２はオン、ＬｏｗのときにスイッチＱ２はオフとなる。
【００７４】
そして、本発明に従って、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２，Ｒｉ１と、積分キャパシタＣａ２と、積分キャパシタのリセットスイッチＳＷ１と、演算増幅器ＯＰ１と比較器ＣＭＰ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１とからなるフィードフォワード制御回路が設けられている。
【００７５】
比較器ＣＭＰ１の正の入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されている。比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット入力Ｒへ入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット入力Ｓには調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号が入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はリセットスイッチＳＷ１へ出力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の出力であるイネーブル信号ＥＮ１により駆動回路ＤＲＶはＬＥＤを点灯・消灯制御する。調光信号発生器ＤＩＭは、ＯＮパルス信号とＯＦＦパルス信号を周期的に出力している。
【００７６】
本実施形態は、直流電源で点灯する素子としてＬＥＤを用いた場合にリップル電圧によるちらつきを低減する例である。ＬＥＤの場合、インバータ回路のように高周波に変換する必要がない。したがって、平滑回路出力で点灯が可能である。しかし、前述のとおり、点滅点灯を行うと低周波でちらつきが発生する。
【００７７】
本実施形態を用いれば、１回あたりの点灯光量が変化しないように点灯時間を制御するフィードフォワード制御が行われるので、電源に起因するリップル電圧によるちらつきを低減することが可能である。また、電源リップルを除去するための定電圧コンバータ回路が不要となるため、点灯回路の損失を少なくすることが出来る。
【００７８】
（実施形態５）
図７を参照すると、本発明の第５の実施の形態としての点灯回路が示されている。本実施形態は、電源側と負荷側との間で絶縁を行いながらＬＥＤを点灯させる回路である。本点灯回路は、商用電源を整流する整流回路ＤＢとその出力を昇圧して平滑する力率改善回路ＰＦＣを有する。力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とその駆動回路ＤＲＶと、キャパシタＣｄ１と絶縁トランスＴ１と、ダイオードＤ２〜Ｄ５と平滑キャパシタＣｓ３，Ｃｓ４と、平滑インダクタＬｓ１，Ｌｓ２からなるハーフブリッジ回路に供給される。ハーフブリッジ回路の低電圧側の入力端子には入力電流を検出する抵抗Ｒｓ１が挿入されている。ハーフブリッジ回路により直流電圧ＶＤＣは絶縁された直流電圧に変換され、ＬＥＤへ電力が供給される。
【００７９】
ハーフブリッジ回路はパルス幅変調制御器ＰＷＭ１を備え、抵抗Ｒｓ１からの検出信号を入力してハーフブリッジ回路の入力電流が所定の値となるように、ハーフブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間や動作周波数を調整するフィードバック制御が構成されている。
【００８０】
そして、本発明に従って、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２，Ｒｉ１と、積分キャパシタＣａ２と、積分キャパシタのリセットスイッチＳＷ１と、演算増幅器ＯＰ１と比較器ＣＭＰ１と、基準電圧Ｖｒｅｆ１とからなるフィードフォワード制御回路が設けられている。
【００８１】
比較器ＣＭＰ１の正の入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されている。比較器ＣＭＰ１の出力は、フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のリセット入力Ｒへ入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１のセット入力Ｓには調光信号発生器ＤＩＭのＯＮパルス信号が入力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の反転出力Ｑ’はリセットスイッチＳＷ１へ出力される。フリップフロップ回路ＲＳＦＦ１の出力であるイネーブル信号ＥＮ１により、ハーフブリッジ回路はＬＥＤを点灯・消灯制御する。調光信号発生器ＤＩＭは、ＯＮパルス信号とＯＦＦパルス信号を周期的に出力している。
【００８２】
本実施形態は、点灯素子としてＬＥＤを用いた場合に、電源側と負荷側との間で電気的絶縁を行いながらリップル電圧によるちらつきを低減する例である。
【００８３】
（実施形態６）
図８を参照すると、本発明の第６の実施の形態としての点灯回路が示されている。本実施形態は、複数のグループに分けてＬＥＤを順々に点灯させる回路である。本点灯回路は、商用電源Ｖｉｎを整流する整流回路ＤＢとその出力を昇圧して平滑する力率改善回路ＰＦＣを有する。力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣは、絶縁コンバータＤＣＣ１〜ＤＣＣ８へ供給される。絶縁コンバータＤＣＣ１〜ＤＣＣ８の出力にはＬＥＤ−１〜ＬＥＤ−８がそれぞれ接続される。
【００８４】
そして、本発明に従ってフィードフォワード制御回路ＦＦ１〜ＦＦ８を備える。調光信号発生器ＤＩＭは、複数のオン・オフのタイミング信号ＤＩＭ−１〜ＤＩＭ−８を発生させる。
【００８５】
フィードフォワード制御回路ＦＦ１〜ＦＦ８は、調光信号発生器ＤＩＭのタイミング信号ＤＩＭ−１〜ＤＩＭ−８を基準として、各ＬＥＤの点灯時間を決定するイネーブル信号ＥＮ１〜ＥＮ８を絶縁コンバータＤＣＣ１〜ＤＣＣ８へ出力する。絶縁コンバータＤＣＣ１〜ＤＣＣ８はイネーブル信号ＥＮ１〜ＥＮ８に応じて点灯・消灯を繰り返す。
【００８６】
図９には、各ＬＥＤの配置例が示されている。図のようにＬＥＤ１〜ＬＥＤ８は１列ごとにグルーピングされ、点灯制御される。
【００８７】
図１０は動作のタイミングを示す。図には、力率改善回路ＰＦＣの出力電圧ＶＤＣと、調光信号発生器ＤＩＭの出力ＤＩＭ−１，ＤＩＭ−２，ＤＩＭ−８と、フィードフォワード制御回路のイネーブル信号ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ８が示されている。
【００８８】
図１０のように、調光信号発生器ＤＩＭはＬＥＤ１から順番に点灯を開始し、周期的に点滅点灯させるタイミング信号を出力する。そのタイミング信号ＤＩＭ−１〜ＤＩＭ−８を基準として、フィードフォワード制御回路ＦＦ１〜ＦＦ８は直流電圧ＶＤＣの入力に応じた点灯時間を決定し、イネーブル信号ＥＮ１〜ＥＮ８をそれぞれの絶縁コンバータＤＣＣ１〜ＤＣＣ８に出力している。
【００８９】
このように順次点灯を行えば、液晶表示装置の動画表示の画質を向上させることが出来る。また、直流電源に重畳されたリップル電圧によるちらつきを低減できる。また直流電圧ＶＤＣの安定化のためのコンバータが不要となり、高効率にＬＥＤに電力を供給できる。
【００９０】
（実施形態７）
図１１は実施形態１〜３の点灯装置を用いた液晶表示装置の概略構成を示す分解斜視図である。液晶パネルＬＣＰの背面（直下）にバックライトが配置されており、バックライトは、筐体２２と、この上に設置された反射板２３及び複数の蛍光ランプＦＬ１〜ＦＬ４と、その上方に設置された拡散板２５、プリズムシート等の光学シート２６とから構成されている。また、筐体２２の背面に蛍光ランプＦＬ１〜ＦＬ４を点灯するインバータの基板２１が設置されている。反射板２３は各蛍光ランプＦＬ１〜ＦＬ４の照射光を有効に前面に指向させるものである。拡散板２５は蛍光ランプＦＬ１〜ＦＬ４及び反射板２３からの光を拡散させて前面への照明光の明るさ分布を平均化する機能を有する。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作波形図である。
【図３】本発明の実施形態１の動作説明図である。
【図４】本発明の実施形態２の回路図である。
【図５】本発明の実施形態３の回路図である。
【図６】本発明の実施形態４の回路図である。
【図７】本発明の実施形態５の回路図である。
【図８】本発明の実施形態６の回路図である。
【図９】本発明の実施形態６の光源の配置を示す正面図である。
【図１０】本発明の実施形態６の動作波形図である。
【図１１】本発明の実施形態７の液晶表示装置の概略構成を示す分解斜視図である。
【符号の説明】
【００９２】
ＦＦ        フィードフォワード制御回路
ＰＦＣ      力率改善回路
ＤＩＭ      調光信号発生器
Ｖｓｎｓ    分圧信号
ＯＰ１      オペアンプ（積分器）
ＣＭＰ１    比較器
ＲＳＦＦ１  フリップフロップ回路
Ｌａｍｐ１  放電ランプ
【図１】
2010021109.tif 000003
【図２】
2010021109.tif 000004
【図３】
2010021109.tif 000005
【図４】
2010021109.tif 000006
【図５】
2010021109.tif 000007
【図６】
2010021109.tif 000008
【図７】
2010021109.tif 000009
【図８】
2010021109.tif 000010
【図９】
2010021109.tif 000011
【図１０】
2010021109.tif 000012
【図１１】
2010021109.tif 000013