(57)【要約】【課題】オペアンプを使用することなく廉価で省スペース化できる過電流検出装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子１に流れる電流に相当する電圧Ｖsensが入力される第１入力端子および基準電源７による基準電圧Ｖocが入力される第２入力端子を有する比較回路８と、前記基準電源と前記比較回路の第２入力端子との間に直列接続され、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出素子４の電圧を当該電圧に応じた電流に変換する電流変換素子６と、前記比較回路の第２入力端子の前記基準電源側に直列接続された第１抵抗Ｒ３と、前記比較回路の第２入力端子の接地側に直列接続された第２抵抗Ｒ２と、を備える。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子の過電流検出装置において、  
基準電源と、
前記スイッチング素子に流れる電流に相当する電圧が入力される第１入力端子および前記基準電源による基準電圧が入力される第２入力端子を有する比較回路と、
前記基準電源と前記比較回路の第２入力端子との間に直列接続され、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出素子の電圧を当該電圧に応じた電流に変換する電流変換素子と、
前記比較回路の第２入力端子の前記基準電源側に直列接続された第１抵抗と、
前記比較回路の第２入力端子の接地側に直列接続された第２抵抗と、を備えたことを特徴とする過電流検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の過電流検出装置において、
前記第１抵抗と前記第２抵抗との比の温度特性が、前記スイッチング素子のマスク比の温度特性と、傾きの絶対値が同じで、傾きの符号が逆となるように設定されることを特徴とする過電流検出装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の過電流検出装置において、
前記基準電源の電圧を前記電流変換素子の温度特性に応じて調整する電圧調整手段を備えたことを特徴とする過電流検出装置。
【請求項４】
請求項３に記載の過電流検出装置において、
前記電圧調整手段は、可変電圧器と、前記電流変換素子の温度を検出する温度検出部と、前記温度検出部により検出された前記電流変換素子の温度に基づいて前記可変電圧器を制御する制御部とを備え、前記電流変換素子の温度が上昇するほど、前記可変電圧器の電圧を下げることを特徴とする過電流検出装置。
【請求項５】
請求項３に記載の過電流検出装置において、
前記電流変換素子は、ＰＮＰ型トランジスタであることを特徴とする過電流検出装置。
【請求項６】
請求項５に記載の過電流検出装置において、
前記電圧調整手段は、前記電流変換素子のＰＮＰ型トランジスタと同じ第２のＰＮＰ型トランジスタを更に設け、前記第２のＰＮＰ型トランジスタのベースに基準電源を接続すると共に、前記電流変換素子のＰＮＰ型トランジスタのエミッタと前記第２のＰＮＰ型トランジスタのエミッタを接続することを特徴とする過電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子の過電流異常を検出する過電流検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パワーＭＯＳトランジスタのオン抵抗の温度係数αは非常に大きいことが知られているが、インバータ回路の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴともいう。）に流れる過電流を検出してＩＧＢＴを保護する回路において、検出電圧の温度特性を考慮したものが提案されている（特許文献１）。
【０００３】
この過電流保護回路では、半導体チップ内に設けられたダイオードからの検出電圧と基準電圧とをオペアンプに入力し、その差に応じた電圧と過電流検知の基準値とを比較することで、トランジスタのオン抵抗の温度係数が過電流検知電流値に与える影響を抑制している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−２６７０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来の過電流保護装置では、オペアンプを使用しているのでそのぶんコストが嵩み、またスペースを確保しなければならないという問題がある。
【０００６】
本発明が解決しようとする課題は、オペアンプを使用することなく廉価で省スペース化できる過電流検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、過電流を検出するための基準電圧について、スイッチング素子の温度検出素子の電圧に応じた電流を出力する電流変換素子と、抵抗とを比較回路の入力端子に入力することで、上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、電流変換素子によって温度特性を有する温度検出素子の電圧を当該電圧に応じた電流に変換することで、これがスイッチング素子の検出電圧と同性の温度特性となり、また抵抗の値を適宜設定することで検出電圧に応じた温度係数に補正することができる。この温度特性の補正は、高価でスペースを要するオペアンプを使用することなく電流変換素子で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】発明の実施形態に係る過電流検出装置を示す電気回路図である。
【図２】発明の他の実施形態に係る過電流検出装置を示す電気回路図である。
【図３】発明のさらに他の実施形態に係る過電流検出装置を示す電気回路図である。
【図４】スイッチング素子のジャンクション温度に対するマスク比および基準電圧の特性を示すグラフである。
【図５】スイッチング素子のジャンクション温度に対する過電流検知レベルの関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
《第１実施形態》
図１は本実施形態の過電流検出装置を示す電気回路図である。本例の過電流検出装置は、たとえばインテリジェントパワーモジュールを構成するＩＧＢＴの異常を検出する装置に具体化することができるので、その一例を説明する。ただしこれに限定されず、種々のスイッチング素子に適用することができる。
【００１１】
異常検出対象たるスイッチング素子（ＩＧＢＴ）１は、図示しないゲート駆動回路からのゲートＰＷＭ信号がゲートＧに入力することでスイッチングされ、ＯＮ駆動信号によりコレクタＣからエミッタＥにコレクタ電流Ｉｏが流れる。
【００１２】
本例のスイッチング素子１はセンス電流端子３を有するトランジスタであり、ゲートＧへのＯＮ駆動信号によりコレクタＣからエミッタＥへ電流Ｉｏが流れると、センス電流端子３には電流Ｉｏに比例した電流Ｉｓ（電流Ｉｏと電流Ｉｓのマスク比（センス電流比ともいう。）Ｎは既知。Ｉｓ＝Ｉｏ／Ｎ）が流れる。センス電流端子３から流れる電流Ｉｏ／Ｎは、電流検出抵抗Ｒsensにより電圧に変換され、検出電圧（センス電圧ともいう。）Ｖsensとして比較器８の＋入力端子に入力する。
【００１３】
また、本例のスイッチング素子１には、当該スイッチング素子１の温度を検出するためのダイオードからなる温度検出素子４を有し、温度検出素子４のプラス側端子は温度検出端子５を介して電圧変換抵抗Ｒ１により電圧に変換され、電流変換素子６のベースに出力される。なお、本例の温度検出素子４は温度が上昇すると検出電圧が減少する負の温度特性を有するものである。
【００１４】
比較器８の−入力端子には、基準電源７が接続されて基準電圧Ｖccが印加されるが、その間に抵抗Ｒ３と、ＰＮＰ型トランジスタからなる電流変換素子６が接続さられている。また、比較器８の−入力端子の接地側には電流変換素子６を流れる電流Ｉrefを電圧に変換するための抵抗Ｒ２と、この基準電圧を安定させるためのコンデンサＣ１が接続されている。
【００１５】
次に、本例の過電流検出装置の原理及び作用を説明する。
【００１６】
スイッチング素子１に流れる電流をＩｏ、主電流とのマスク比（１：Ｎ）で決められたセンス電流をＩｏ／Ｎ、センス電流を抵抗Ｒsensに流して電圧変換したセンス電圧をＶsensとすると、Ｖsensは式１で表わされる。
【００１７】
［式１］  Ｖsens＝（Ｉｏ／Ｎ）×Ｒsens
ここでマスク比Ｎが、図４の線ａで示すような負の温度特性（温度の上昇に対してマスク比が減少する特性）を有する場合は、上記式１よりセンス電圧Ｖsensは正の温度特性（温度の上昇に対して電圧が増加する特性）を有することになる。つまり、図４の線ｂと同様な温度特性になる。
【００１８】
一方、スイッチング素子１の上に形成された温度検出素子４の電圧Ｖtempを電流変換素子（ＰＮＰトランジスタ）６のベース端子に接続し、そのエミッタ端子に抵抗Ｒ３を接続して電源電圧Ｖccに接続すると、温度検出素子４による温度検出電圧は電流に変換することができる。このとき電流変換素子（ＰＮＰトランジスタ）６に流れる電流をＩref、電流変換素子（ＰＮＰトランジスタ）６のベース−エミッタ間の電圧をＶbeとすると、電流Ｉrefは式２で表わされる。
【００１９】
［式２］    Ｉref＝（Ｖcc−Ｖbe−Ｖtemp）／Ｒ３
この電流Ｉrefを温度Ｔで微分すると下記式３が得られる。ただし、電流変換素子（ＰＮＰトランジスタ）６のベース−エミッタ間の電圧Ｖbeは温度特性がないものとする。
【００２０】
［式３］    δＩref／δＴ＝（−δＶtemp／δＴ）／Ｒ３
上記式３より、温度検出素子４による温度検出電圧が負の温度特性を有する場合には、トランジスタ６を流れる電流Ｉrefは、正の温度特性を有することになる。
【００２１】
これを抵抗Ｒ２で電圧に変換すると、比較器８の入力電圧Ｖocは式４のようになる。
［式４］    Ｖoc＝（Ｖcc−Ｖbe−Ｖtemp）×Ｒ２／Ｒ３
両辺を温度Ｔで微分すると式５が得られる。
【００２２】
［式５］    δＶoc／δＴ＝（−δＶtemp／δＴ）×Ｒ２／Ｒ３
つまり、本例の過電流検出装置によれば、図４に線ｂで示すような正の温度特性を有する比較器８の入力電圧Ｖocは、抵抗Ｒ２とＲ３の比によって正の温度係数を変化させることができる。すなわち、正の温度特性を有するセンス電圧Ｖsensと同じ傾きになるように抵抗Ｒ２とＲ３の比（Ｒ２／Ｒ３）を設定すれば、スイッチング素子１の温度に依存しない過電流検出装置が、図１に示すように電流変換素子（ＰＮＰトランジスタ）６のみを設けることで実現することができる。
【００２３】
より具体的な、抵抗Ｒ２とＲ３の設定の仕方は以下のとおりである。
温度に対するマスク比Ｎの特性（温度の上昇に伴い、Ｎが減少する特性）が図４の線ａに示すような場合に、Ｒ２／Ｒ３を、マスク比の特性と、傾きの絶対値は同じで符号が反対となるように、設定すればよい。これにより、正の温度特性を有するセンス電圧Ｖsens温度特性をキャンセルすることができる。
【００２４】
図５の線ａは図１に示す過電流検出装置において抵抗Ｒ２，Ｒ３を適宜の値に設定して過電流検知レベルが温度に依存しないようにしたものの結果を示す。これに対し、同図の線ｂは、図１に示す過電流検出装置からトランジスタ６を省略するとともに温度検出端子５と比較器８の−入力端子とを接続しない構成の装置で過電流検知レベルを測定したものである。
【００２５】
同図の線ａの本例は、スイッチング素子１の半導体接合部の接合温度（Junction Temperature）が変動しても過電流検出レベルにはほとんど影響しないことが理解される。
【００２６】
《第２実施形態》
図２は、発明の他の実施形態に係る過電流検出装置を示す電気回路図である。上述した第１実施形態では、式３において電流変換素子６であるＰＮＰトランジスタのベース−エミッタ間の電圧Ｖbeは温度依存性がないことを前提とした。しかしながら、スイッチング素子１のジャンクション温度Ｔjとは異なる周囲温度の影響で電流変換素子６のベース−エミッタ間電圧Ｖbeが変化することがある。
【００２７】
そこで、本例では電流変換素子６のベース−エミッタ間電圧Ｖbeの温度特性を補正するように構成された可変電圧器からなる基準電源７を使用する。その他の構成については第１実施形態と同様であるためここに援用して省略する。
【００２８】
スイッチング素子１の接合温度以外の温度として電流変換素子６が実装された基板の温度などが挙げられるが、その基板温度を温度センサ１０で検出し、当該温度変化を相殺するように制御装置１１で、基準電源７の基準電圧Ｖccを補正する。具体的には、センサ１０で検出する温度が高くなるほど、基準電源７の電圧を下げるように制御装置１１で制御する。
【００２９】
これにより電流変換素子６の温度変化による特性変動を考慮することなく過電流を検出することができる。
【００３０】
《第３実施形態》
図３は、発明のさらに他の実施形態に係る過電流検出装置を示す電気回路図である。電流変換素子６の周囲温度の影響を減らす方法として、電流変換素子６と同じＰＮＰトランジスタからなる電流変換素子９を用い、温度依存性の少ない基準電源７を電流変換素子９のベース端子に接続し、エミッタを前述した基準電圧点に接続する。なお、電流変換素子９は電流変換素子６と同じ基板上に実装されている。
【００３１】
ここで、基準電源７の電圧をＶref、基準電源７に接続されたＰＮＰトランジスタ９のベース−エミッタ間の電圧をＶbe(9)とすると、上述した式２は次のようになる。
【００３２】
［式２’］    Ｉref＝（（Ｖref＋Ｖbe(9)）−Ｖbe−Ｖtemp）／Ｒ３
本例のＰＮＰトランジスタ９は電流変換素子６と同じＰＮＰトランジスタを同じ基板上で使用するので、Ｖbe(9)＝Ｖbeとなり、式２’は式２”で表わされる。
【００３３】
［式２”］    Ｉref＝（Ｖref-Ｖtemp）／Ｒ３
すなわち、電流変換素子６のベース−エミッタ間電圧Ｖbeは電流変換素子９を設けることによって相殺されるので、電流変換素子６の特性に影響しない過電流検知回路を構成することができる。
【符号の説明】
【００３４】
１…スイッチング素子
３…センス電流端子
４…温度検出素子
５…温度検出端子
６…電流変換素子
７…基準電源
８…比較器（比較回路）
９…電流変換素子
Ｒ３…抵抗（第１抵抗）
Ｒ２…抵抗（第２抵抗）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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