(57)【要約】【課題】温度補償した定電圧及び定電流を供給する電源回路を提供する。【解決手段】外部から両端に電圧を入力して温度係数が正の電流を出力する第１の定電流源を有し、温度係数がゼロの第１の電圧を出力する第１の基準電圧源と、前記第１の定電流源に一端が接続された第１のダイオード回路と、前記第１のダイオード回路の他端に一端が接続され、両端に生じる電圧の温度による変動分が、前記第１のダイオード回路の両端に生じる電圧の温度による変動分と大きさが等しく符号が逆となるように抵抗値を設定された第１の抵抗と、前記第１の抵抗の他端に接続され第２の電圧を出力する第２の基準電圧源と、前記第１の電圧を入力して温度係数がゼロの定電流を出力する基準電流源と、を備えることを特徴とする電源回路が提供される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から両端に電圧を入力して温度係数が正の電流を出力する第１の定電流源を有し、温度係数がゼロの第１の電圧を出力する第１の基準電圧源と、
前記第１の定電流源に一端が接続された第１のダイオード回路と、
前記第１のダイオード回路の他端に一端が接続され、両端に生じる電圧の温度による変動分が、前記第１のダイオード回路の両端に生じる電圧の温度による変動分と大きさが等しく符号が逆となるように抵抗値を設定された第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の他端に接続され第２の電圧を出力する第２の基準電圧源と、
前記第１の電圧を入力して温度係数がゼロの定電流を出力する基準電流源と、
を備えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
外部から両端に電圧を入力して温度係数がゼロの第１の電圧を出力する第１の基準電圧源と、
前記第１の基準電圧源の絶対値が低電圧側の入力端に一端が接続された第１のダイオード回路と、
前記第１のダイオード回路の他端と接地との間に接続され、両端に生じる電圧の温度による変動分が、前記第１のダイオード回路の両端に生じる電圧の温度による変動分と大きさが等しく符号が逆となるように抵抗値を設定された第１の抵抗と、
前記第１の電圧を入力して定電流を出力する基準電流源と、
を備えることを特徴とする電源回路。
【請求項３】
前記第１のダイオード回路の両端の電圧と前記第１の抵抗の両端の電圧との合成電圧の温度による微分がゼロとなるように、前記第１の抵抗の抵抗値が設定されたことを特徴とする請求項１または２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記第１のダイオード回路は、ベースとコレクタとが接続された第１のトランジスタを有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源回路。
【請求項５】
前記第１のダイオード回路は、
第１の抵抗と、
第２の抵抗と、
ベース・エミッタ間に前記第１の抵抗が接続され、ベース・コレクタ間に前記第２の抵抗が接続された第２のトランジスタと、
を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路に関し、特に温度補償が可能な電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
多くの機器において、多様な機能を実現する電子回路を実装した半導体装置が用いられている。このような半導体装置においては、電流源や電圧源等の電源回路が用いられる。また、周囲温度の変化に対して一定の電流や電圧を供給する温度補償した電流源や電圧源が用いられることもある。例えば、外部との信号の入出力において必要となる高電圧の電源を外部から入力し、温度補償した低電圧で内部の動作をさせる場合がある。
【０００３】
温度補償した電圧源として、バンドギャップ基準電圧源、ワイドラー回路が知られている。また、これらの電圧源の出力を増幅器により必要な定電圧に増幅する電源回路が知られている。さらに、バンドギャップ基準電圧源の整数倍の定電圧を得るバンドギャップレファレンス回路が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
従来、電流源及び電圧源は、それぞれ別回路として提案されることが多い。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−２８４８４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、温度補償が可能な定電圧及び定電流を供給する電源回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様によれば、外部から両端に電圧を入力して温度係数が正の電流を出力する第１の定電流源を有し、温度係数がゼロの第１の電圧を出力する第１の基準電圧源と、前記第１の定電流源に一端が接続された第１のダイオード回路と、前記第１のダイオード回路の他端に一端が接続され、両端に生じる電圧の温度による変動分が、前記第１のダイオード回路の両端に生じる電圧の温度による変動分と大きさが等しく符号が逆となるように抵抗値を設定された第１の抵抗と、前記第１の抵抗の他端に接続され第２の電圧を出力する第２の基準電圧源と、前記第１の電圧を入力して温度係数がゼロの定電流を出力する基準電流源と、を備えることを特徴とする電源回路が提供される。
【０００７】
また、本発明の他の一態様によれば、外部から両端に電圧を入力して温度係数がゼロの第１の電圧を出力する第１の基準電圧源と、前記第１の基準電圧源の絶対値が低電圧側の入力端に一端が接続された第１のダイオード回路と、前記第１のダイオード回路の他端と接地との間に接続され、両端に生じる電圧の温度による変動分が、前記第１のダイオード回路の両端に生じる電圧の温度による変動分と大きさが等しく符号が逆となるように抵抗値を設定された第１の抵抗と、前記第１の電圧を入力して定電流を出力する基準電流源と、を備えることを特徴とする電源回路が提供される。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、温度補償が可能な定電圧及び定電流を供給する電源回路が提供される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
【図２】比較例の電源回路の回路図である。
【図３】図２に表した電源回路の外部電源ノイズの遮断性のシュミレーションデーターを表すグラフ図である。
【図４】図１に表した電源回路の外部電源ノイズの遮断性のシュミレーションデーターを表すグラフ図である。
【図５】本発明の他の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
【図６】本発明の他の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
【図７】本発明の他の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。また、本願明細書において、電流の温度係数とは、電流の流れる向きによらず電流の絶対値の温度係数であり、電圧の温度係数とは、電圧の絶対値の温度係数である。
【００１１】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
図１に表したように、本実施例の電源回路６０ａは、第１の基準電圧源３０、第１のダイオード回路１０ａ、第１の抵抗Ｒ２０、トランジスタＱ１１（基準電流源）、トランジスタＱ１２（第２の基準電圧源）、トランジスタＱ１３及び抵抗Ｒ１１を備える。
【００１２】
電源回路６０ａは、外部から電源Ｖｃｃを供給して、温度係数がゼロに温度補償した定電圧及び定電流をそれぞれ出力端Ｖｏｕｔ、Ｉｏｕｔに出力する電源回路である。
例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを駆動するため外部から高電圧の電源Ｖｃｃを供給し、電源Ｖｃｃより低い定電圧Ｖ２（第２の電圧）、定電流Ｉ０をそれぞれ出力端Ｖｏｕｔ、Ｉｏｕｔに出力する電源回路に用いることができる。
【００１３】
また、例えば、Ｂｉ−ＣＭＯＳなどで、外部から供給する電源Ｖｃｃ＝１５〜３０Ｖをバイポーラで構成された出力回路の電源として用い、低い定電圧Ｖ２＝３．３〜５ＶをＣＭＯＳで構成された回路の電源として用いることができる。
【００１４】
本実施例においては、第１の基準電圧源３０として、温度係数がゼロに温度補償された高精度な電源として知られているバンドギャップ基準電圧源を用いた場合を例示している。なお、本実施例においては、後述するように、第１の基準電圧源３０は、温度係数が正の第１の定電流源４０を有する。
また、第１のダイオード回路１０ａとして、それぞれベースとコレクタとを接続した第１のトランジスタ１１ａ〜１１ｃを３つ直列に接続した構成を例示している。
さらに、基準電流源Ｑ１１及び第２の基準電圧源Ｑ１２としてトランジスタを、それぞれ用いた場合を例示している。
まず、各部分について説明する。
【００１５】
本実施例における第１の基準電圧源３０は、ワイドラー型バンドギャップ基準電圧源であり、ＮＰＮトランジスタＱ３１、Ｑ３２、Ｑ３４、Ｑ３７、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３、ＰＮＰトランジスタＱ３５及びＱ３６で構成されるカレントミラーを有する。
ここで、トランジスタＱ３２、Ｑ３４のエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積のそれぞれ４倍、２倍である。また他の全てのトランジスタＱ３５〜Ｑ３７、Ｑ１１〜Ｑ１３、１１ａ〜１１ｃのエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積と等しい。
【００１６】
トランジスタＱ３１、Ｑ３２のそれぞれのコレクタに抵抗Ｒ３１、Ｒ３２が接続されている。抵抗Ｒ３１、Ｒ３２のそれぞれの他端は互いに接続され、この接続点Ｖｏ１の電位は、後述するように、温度補償された第１の電圧Ｖ１となる。
トランジスタＱ３１のエミッタは接地ＧＮＤに、トランジスタＱ３２のエミッタは抵抗Ｒ３３を介して接地ＧＮＤに、それぞれ接続されている。また、トランジスタＱ３１のベース、コレクタ及びトランジスタＱ３２のベースは互いに接続されている。後述するように、トランジスタＱ３１、Ｑ３２は、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２にそれぞれ電流Ｉを流す第１の定電流源４０を構成する。
【００１７】
トランジスタＱ３４のベースはトランジスタＱ３２のコレクタに、トランジスタＱ３４のエミッタは接地ＧＮＤに、それぞれ接続されている。
ＰＮＰトランジスタＱ３５、Ｑ３６はカレントミラーを構成し、それぞれのエミッタが電源Ｖｃｃに接続されている。
トランジスタＱ３７のコレクタは、カレントミラーの基準側のトランジスタＱ３６のコレクタに接続され、トランジスタＱ３７のベースは、トランジスタＱ３５のコレクタ及びトランジスタＱ３４のコレクタに接続されている。
【００１８】
ここで、トランジスタＱ３７のエミッタを接続点Ｖｏ３とする。
接続点Ｖｏ３と上記接続点Ｖｏ１とを接続した場合は、ワイドラー型バンドギャップ基準電圧源となり、接続点Ｖｏ３、Ｖｏ１の枝に後述するように温度係数が正の定電流２Ｉが流れる。
【００１９】
本実施例においては、接続点Ｖｏ３に、トランジスタＱ１３のコレクタ、ベース及びトランジスタＱ１２（第２の電圧源回路）のベースが接続される。
トランジスタＱ１２のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは第２の電圧Ｖ２を出力端Ｖｏｕｔに出力する。なお、接続点Ｖｏ３にトランジスタＱ１３が接続されているのは、出力端Ｖｏｕｔの電圧を第２の電圧Ｖ２と等しくするためである。
【００２０】
また、本実施例においては、接続点Ｖｏ３、Ｖｏ１間の枝に、トランジスタＱ１３を介して第１のダイオード回路１０ａ及び第１の抵抗Ｒ２０が互いに直列に挿入されている。
第１のダイオード回路１０ａは、それぞれベースとコレクタとを接続した３つの第１のトランジスタ１１ａ〜１１ｃを直列接続した構成を有する。
【００２１】
さらに、トランジスタＱ１１（基準電流源）のベースは、第１のダイオード回路１０ａの第１のトランジスタ１１ａのコレクタと第１のトランジスタ１１ｂのエミッタとに接続されている。トランジスタＱ１１（基準電流源）のエミッタは抵抗Ｒ１１を介して接地ＧＮＤに接続され、コレクタは、端子Ｉｏｕｔに定電流Ｉ０を出力する（吸い込む）。
【００２２】
なお、トランジスタＱ１１（基準電流源）のベースを、第１のダイオード回路１０ａの第１のトランジスタ１１ａのコレクタに接続しているのは、トランジスタＱ１１（基準電流源）のエミッタ電圧を第１の電圧Ｖ１と等しくするためである。後述するように第１の電圧Ｖ１は温度係数がゼロに温度補償されているため、トランジスタＱ１１（基準電流源）のコレクタから出力される定電流Ｉ０も温度係数がゼロに温度補償される。
【００２３】
次に、本実施例の電源回路６０ａの動作について説明する。なお、トランジスタのベース電流を無視することにする。
抵抗Ｒ３１、Ｒ３２を流れる電流をそれぞれＩ１、Ｉ２とすると、接続点Ｖｏ３、Ｖｏ１間の枝に流れる電流２Ｉは、（１−１）式により与えられる。
２Ｉ＝Ｉ１＋Ｉ２                    ・・（１−１）
【００２４】
また、トランジスタＱ３１、Ｑ３２、Ｑ３３のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶｂｅ、Ｖｂｅ２、Ｖｂｅ３とすると、（１−２）〜（１−４）式が成り立つ。
Ｖ１＝Ｖｂｅ＋Ｉ１×Ｒ３１          ・・（１−２）
Ｖ１＝Ｖｂｅ３＋Ｉ２×Ｒ３２          ・・（１−３）
Ｖｂｅ＝Ｖｂｅ２＋Ｉ２×Ｒ３３      ・・（１−４）
【００２５】
ただし、各抵抗の符号をそのまま抵抗値として用いている。例えば、抵抗Ｒ３１の抵抗値をＲ３１としている。また、Ｒ３１＝Ｒ３２である。
トランジスタＱ３５、Ｑ３６のカレントミラーにより、トランジスタＱ３４のコレクタ電流は２Ｉとなる。
【００２６】
さらに、ｐｎ接合の式より、電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉとベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ、Ｖｂｅ２、Ｖｂｅ３とには、（１−５）〜（１−７）式が成り立つ。
Ｖｂｅ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉ１／Ｉｓ）            ・・（１−５）
Ｖｂｅ２＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉ２／（４Ｉｓ））    ・・（１−６）
Ｖｂｅ３＝Ｖｔ×ｌｎ（２Ｉ／（２Ｉｓ））    ・・（１−７）
【００２７】
ただし、Ｉｓは、逆飽和電流であり、トランジスタにより定まる。また、Ｖｔは熱電圧であり、（１−８）式により与えられる。
Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ                          ・・（１−８）
ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷の大きさである。
なお、上記の通りトランジスタＱ３２、Ｑ３４のエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積のそれぞれ４倍、２倍である。
【００２８】
（１−１）〜（１−７）式より、（１−９）、（１−１０）式が得られる。
Ｉ＝Ｉ１＝Ｉ２＝Ｖｔ×ｌｎ（４）／Ｒ３３    ・・（１−９）
Ｖ１＝Ｖｂｅ＋Ｉ×Ｒ３１
＝Ｖｂｅ＋（Ｒ３１／Ｒ３３）Ｖｔ×ｌｎ（４）  ・・（１−１０）
【００２９】
（１−８）、（１−９）式より、接続点Ｖｏ３、Ｖｏ１の枝に流れる電流２Ｉは、絶対温度Ｔに比例することが分かる。このように、本実施例においては、第１の基準電圧源３０は、接続点Ｖｏ１、Ｖｏ３間に温度係数が正の定電流２Ｉを流す第１の定電流源４０を有する。
【００３０】
ここで、接続点Ｖｏ１の電圧、すなわち第１の電圧Ｖ１を温度補償するため、第１の電圧Ｖ１の温度Ｔによる微分をゼロとすると、（１−８）〜（１−１０）式より、（１−１１）式が得られる。
ｄＶｂｅ／ｄＴ＝−（Ｒ３１／Ｒ３３）ｋ×ｌｎ（４）／ｑ・・（１−１１）
ただし、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３の抵抗値の温度係数をゼロとしている。
【００３１】
従って、第１の電圧Ｖ１は、（１−１０）、（１−１１）式より、（１−１２）式により表すことができる。
Ｖ１＝Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ    ・・（１−１２）
このように、（１−１１）式を満足するように抵抗Ｒ３１（＝Ｒ３２）、Ｒ３３を選ぶことにより、第１の電圧Ｖ１は、温度Ｔの１次の項がゼロとなるように温度補償することができる。
【００３２】
このように、バンドギャップ基準電圧源は、トランジスタＱ３１、Ｑ３２、抵抗Ｒ３３により、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２に正の温度係数を持つ熱電圧Ｖｔに比例する電圧を発生させる。カレントミラーを能動負荷とするトランジスタＱ３４の増幅作用を仲立ちとして、トランジスタＱ３１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅと抵抗Ｒ３１に発生された熱電圧Ｖｔに比例する電圧とが加算される。その結果、接続点Ｖｏ１は、（１−１２）式の温度補償された第１の電圧Ｖ１となる。
【００３３】
例えば、Ｖｂｅ＝０.６５Ｖ、ｄＶｂｅ／ｄＴ＝−２ｍＶ、Ｔ＝３００Ｋとすると、Ｖ１＝１.２５Ｖとなる。
なお、トランジスタＱ３７は、トランジスタＱ３１、Ｑ３２、Ｑ３４とともにループを形成しトランジスタＱ３４に帰還をかけ、第１の電圧Ｖ１を安定化する。
【００３４】
次に、接続点Ｖｏ１、Ｖｏ３間に互いに直列接続された第１のダイオード回路１０ａ、第１の抵抗Ｒ２０、トランジスタＱ１３が挿入された場合を考える。
接続点Ｖｏ１、Ｖｏ３間に流れる電流２Ｉは、（１−９）式より、温度係数が正の定電流であり、第１のダイオード回路１０ａと第１の抵抗Ｒ２０とに、温度による変動分の符号が互いに反対の電圧を発生させる。ここで、第１のダイオード回路１０ａを構成する第１のトランジスタ１１ａ〜１１ｃが全て、トランジスタＱ３１と等価とする。
【００３５】
トランジスタＱ１２（第２の基準電圧源）が、トランジスタＱ１３と等価とすると、トランジスタＱ１２のエミッタから出力端Ｖｏｕｔに出力される第２の電圧Ｖ２は、第１の抵抗Ｒ２０とトランジスタＱ１３との接続点Ｖｏ２の電圧と等しい。
【００３６】
第２の電圧Ｖ２は、（１−９）式より（１−１３）式により表すことができる。
Ｖ２＝Ｖ１＋３×Ｖｂｅ＋２Ｉ×Ｒ２０
＝４×Ｖｂｅ
＋（（Ｒ３１＋２×Ｒ２０）／Ｒ３３）Ｖｔ×ｌｎ（４）・・（１−１３）
【００３７】
ここで、第２の電圧Ｖ２を温度補償するため、第２の電圧Ｖ２の温度Ｔによる微分をゼロとすると、（１−８）、（１−１３）式より、（１−１４）式が得られる。
４×ｄＶｂｅ／ｄＴ＝
−（（Ｒ３１＋２×Ｒ２０）／Ｒ３３）ｋ×ｌｎ（４）／ｑ・・（１−１４）
【００３８】
このとき第２の電圧Ｖ２は、（１−１３）、（１−１４）式より、（１−１５）式により表すことができる。
Ｖ２＝４×（Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ）    ・・（１−１５）
【００３９】
このように、（１−１４）式を満足するように第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値を選ぶことにより、第２の電圧Ｖ２は、温度Ｔの１次の項がゼロとなるように温度補償することができる。
また、同時に抵抗Ｒ３１、Ｒ３３は、（１−１１）式を満足するように選ぶことにより、第１の電圧Ｖ１の温度Ｔによる微分もゼロとなるように温度補償することができる。
【００４０】
例えば、Ｖｂｅ＝０.６５Ｖ、ｄＶｂｅ／ｄＴ＝−２ｍＶ、Ｔ＝３００Ｋとすると、Ｖ１＝１.２５Ｖ、Ｖ２＝５Ｖとなる。電源Ｖｃｃ＝１５〜３０Ｖとして、ＣＭＯＳなどの回路に第２の電圧Ｖ２＝５Ｖを供給することができる。
【００４１】
なお、（１−１３）〜（１−１５）式においては、第２の電圧Ｖ２について温度補償している。しかし、第１の電圧Ｖ１が温度補償されている場合は、第２の電圧Ｖ２と第１の電圧Ｖ１との差Ｖ２−Ｖ１について温度補償すればよい。すなわち、第１のダイオード回路１０ａの両端の電圧と第１の抵抗Ｒ２０の両端の電圧との和について温度補償すればよい。
【００４２】
従って、第１のダイオード１０ａの両端の電圧と、第１の抵抗Ｒ２０の両端の電圧との合成電圧の温度による微分がゼロとなるように、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値を設定することにより第２の電圧Ｖ２を温度補償することができる。以下に説明する他の実施例についても同様である。
【００４３】
なお、本実施例においては、第１のダイオード回路１０ａとして、それぞれベースとコレクタとを接続した３つの第１のトランジスタ１１ａ〜１１ｃを直列接続した構成を例示している。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、任意数の第１のトランジスタを直列接続して、第１の電圧Ｖ１の整数倍の第２の電圧Ｖ２を供給する電源回路を構成することができる。
【００４４】
すなわち、第１の基準電圧源３０の有する温度係数が正の定電流Ｉが流れる枝（接続点Ｖｏ１、Ｖｏ３間）に、第１のダイオード回路１０ａと第１の抵抗Ｒ２０とを挿入する。そして、第１のダイオード回路１０ａの両端に生じる電圧の温度による変動分と、第１の抵抗Ｒ２０の両端に生じる電圧の温度による変動分と、を互いに大きさが等しく符号を逆に設定すればよい。
【００４５】
ところで、本実施例においては、第１の抵抗Ｒ２０を用いている。この抵抗を第１の基準電圧源３０の抵抗Ｒ３１、Ｒ３２に含める構成、すなわち、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２の抵抗値をＲ３１＝Ｒ３２なので、それぞれＲ３１＋２×Ｒ２０とする構成も考えられる。
【００４６】
しかし、半導体基板に抵抗を高精度で形成する場合、抵抗の占有面積は大きく、抵抗値は小さい方が、使用面積を小さくでき望ましい。
第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値を抵抗Ｒ３１、Ｒ３２に含めると、Ｒ３１＝Ｒ３２なので、それぞれ２倍の抵抗値が必要なため、４倍の抵抗値４×Ｒ２０分の面積が必要となる。
【００４７】
また、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値を抵抗Ｒ３１、Ｒ３２に含めた場合、第２の電圧Ｖ２を温度補償すると第１の電圧Ｖ１が温度補償されない電圧となる。
そのため、温度補償された定電流を得るためには、高い第２の電圧Ｖ２を用いる必要があり、抵抗値Ｒ１１が大きくなる。例えば、本実施例においては、第２の電圧Ｖ２は第１の電圧Ｖ１の４倍のため、抵抗値Ｒ１１も４倍となり、必要な面積が大きくなる。
【００４８】
このように、本実施例の電源回路６０ａによれば、小さい占有面積で、電源Ｖｃｃから温度補償した定電圧（第２の電圧）Ｖ２及び定電流Ｉ０を供給することができる。
ところで、本実施例の電源回路６０ａにおいては、第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１の整数倍という制限がある。
【００４９】
温度補償された任意電圧を得るために、温度補償されたバンドギャップ基準電圧源の出力電圧を増幅器により増幅する構成が知られている。
図２は、比較例の電源回路の回路図である。
図２に表したように、比較例の電源回路１６０は、ワイドラー型バンドギャップ基準電圧源３０の出力電圧Ｖ１を増幅器により増幅して任意電圧を得る電源回路である。
【００５０】
基準電圧源３０については、図１に表した第１の基準電圧源３０と同様であり、接続点Ｖｏ１に、温度補償した電圧Ｖ１を出力する。
トランジスタＱ１０７、Ｑ１０８は差動増幅器を構成している。この差動増幅器は、負荷に横型ＰＮＰトランジスタＱ１０４、Ｑ１０５の能動負荷を使用しダイナミックレンジを広くしている。また、トランジスタＱ１０６のエミッタフォロワ、抵抗Ｒ１６２、Ｒ１６３を介し負帰還を掛けることにより、利得Ａ＝（１＋Ｒ１６２／Ｒ１６３）倍の増幅器としている。
【００５１】
従って、トランジスタＱ１０６に出力される電圧Ｖ２は、電圧Ｖ１の利得Ａ倍となり、抵抗Ｒ１６２、Ｒ１６３により、任意に設定できる。
また、図２に表したように、トランジスタＱ１０１のエミッタに抵抗Ｒ１６１を接続し、定電流Ｉ０を流している。この電流Ｉ０は、カレントミラー（トランジスタＱ１０２とＱ１０３、Ｑ１０９とＱ１１０）によりコピーされ、トランジスタＱ１１１のコレクタから出力端Ｉｏｕｔに出力される。
【００５２】
このように、比較例の電源回路１６０は、温度変化の無い任意の出力電圧Ｖ２、定電流Ｉ０のシリーズレギュレータとなっている。
しかし、比較例の電源回路１６０のように、増幅器により電圧Ｖ１を増幅して任意電圧Ｖ２を出力する構成には、以下のような問題がある。
【００５３】
（ア）抵抗Ｒ１６２、Ｒ１６３の占有面積が大きくなる。
（イ）高周波において電源Ｖｃｃからノイズが侵入する。
上記（ア）抵抗Ｒ１６２、Ｒ１６３の占有面積が大きくなるのは、抵抗Ｒ１６２、Ｒ１６３が増幅器の利得を設定する抵抗であるため、高精度に形成する必要があるためである。また、抵抗Ｒ１６２、Ｒ１６３は、出力端Ｖｏｕｔと接地ＧＮＤとの間に並列に接続されるため、高抵抗値にする必要があるためである。
【００５４】
また、上記（イ）高周波において電源Ｖｃｃからノイズが侵入するのは、高周波において、トランジスタＱ１０７、Ｑ１０８の差動増幅器の開ループゲインが低下し、負帰還増幅器として機能しなくなるためである。特に、能動負荷として用いられている横型ＰＮＰトランジスタＱ１０２、Ｑ１０３の高周波特性に問題がある。
開ループゲインが低下した高周波においては、トランジスタＱ１０５の寄生容量Ｃ１０５などを介して、電源Ｖｃｃからノイズが侵入する。
【００５５】
図３は、図２に表した電源回路の外部電源ノイズの遮断性のシュミレーションデーターを表すグラフ図である。
図３においては、比較例の電源回路１６０の電源Ｖｃｃに、直流電圧とノイズとして交流信号Ｖｎ（振幅１Ｖ、周波数ｆ）を入力した場合の、接続点Ｖｏ１の電圧Ｖ１及び出力端Ｖｏｕｔの電圧Ｖ２の交流信号（ノイズ）成分の計算結果を表している。横軸を周波数ｆにとり、縦軸に交流信号（ノイズ）成分のデシベル値を表している。
【００５６】
図３に表したように、比較例の電源回路１６０においては、電源Ｖｃｃから出力端Ｖｏｕｔへの伝達特性は、９ＭＨｚのピークにおいて、０ｄＢを超えプラスとなっている。
すなわち、電源Ｖｃｃから出力端Ｖｏｕｔへのノイズの侵入が大きい。
特に電源Ｖｃｃがパワーデバイスを駆動する場合など、電源Ｖｃｃのノイズが大きい場合に問題となる。
【００５７】
図４は、図１に表した電源回路の外部電源ノイズの遮断性のシュミレーションデーターを表すグラフ図である。
図４においては、本実施例の電源回路６０ａの電源Ｖｃｃに、直流電圧とノイズとして交流信号Ｖｎ（振幅１Ｖ、周波数ｆ）を入力した場合の、接続点Ｖｏ１の電圧Ｖ１（第１の電圧）及び出力端Ｖｏｕｔの電圧Ｖ２（第２の電圧）の交流信号（ノイズ）成分の計算結果を表している。横軸を周波数ｆにとり、縦軸に交流信号（ノイズ）成分のデシベル値を表している。
【００５８】
図４に表したように、本実施例の電源回路６０ａにおいては、電源Ｖｃｃから出力端Ｖｏｕｔへの伝達特性は、６００ＭＨｚにピークがあるが０ｄＢを超えず、全周波数においてマイナスとなっている。
このように、電源回路６０ａにおいては、電源Ｖｃｃから出力端Ｖｏｕｔへのノイズの侵入が、比較例に比べて小さくなっている。また、占有面積の大きい高抵抗を使わないためチップ面積を小さくすることができる。
【００５９】
ところで、本実施例の電源回路６０ａにおいては、第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１の整数倍という制限があるが、任意の電圧を出力する電源を構成することもできる。
図５は、本発明の他の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
図５に表したように、本実施例の電源回路６０ｂにおいては、第１のダイオード回路１０ｂを用いている点、トランジスタＱ１３がない点が、電源回路６０ａと異なる。
【００６０】
第１のダイオード回路１０ｂは、電源回路６０ａの第１のダイオード回路１０ａにおける、ベースとコレクタとを接続した第１のトランジスタ１１ｂ〜１１ｃを、第２の抵抗Ｒ１２をベース・エミッタ間に接続し、第３の抵抗Ｒ１３をベース・コレクタ間に接続した第２のトランジスタ１２に置き換えた構成である。これ以外については、電源回路６０ａと同様なので説明を省略する。
【００６１】
第１のダイオード回路１０ｂ、第１の抵抗Ｒ２０を流れる電流は２Ｉであり、図１に表した電源回路６０ａと同様である。第２の抵抗Ｒ１２及び第３の抵抗Ｒ１３を流れる電流が十分小さいとして、第２の電圧Ｖ２は、（２−１）式により与えられる。
Ｖ２＝Ｖ１＋（１＋α）Ｖｂｅ１２＋２Ｉ×Ｒ２０    ・・（２−１）
ただし、α＝Ｒ１３／Ｒ１２であり、Ｖｂｅ１２は、第２のトランジスタ１２のベース・エミッタ間電圧である。
【００６２】
ここで、第２のトランジスタ１２のエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積と等しく、Ｖｂｅ１２＝Ｖｂｅとすると、（１−９）、（１−１０）、（２−１）式より、（２−２）式のように表せる。
Ｖ２＝Ｖ１＋（１+α）Ｖｂｅ
＋（２×Ｒ２０／Ｒ３３）Ｖｔ×ｌｎ（４）  ・・（２−２）
【００６３】
第２の電圧Ｖ２を温度補償するため、第２の電圧Ｖ２の温度Ｔによる微分をゼロとすると、（２−３）式が得られる。
ｄＶ２／ｄＴ＝ｄＶ１／ｄＴ＋（１＋α）ｄＶｂｅ／ｄＴ
＋（２×Ｒ２０／Ｒ３３）ｋ×ｌｎ（４）／ｑ
＝０                          ・・（２−３）
【００６４】
このとき、第２の電圧Ｖ２は、（１−１２）、（２−２）、（２−３）式より、（２−４）式のように表される。
Ｖ２＝（２＋α）（Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ）    ・・（２−４）
【００６５】
第１の電圧Ｖ１は、（１−１１）式を満足するように抵抗Ｒ３１、Ｒ３３を選ぶことにより温度補償することができる。従って、（２−３）式を満足するように、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値、第２の抵抗Ｒ１２と第３の抵抗Ｒ１３との比α＝Ｒ１３／Ｒ１２を選ぶことにより、第２の電圧Ｖ２は、温度Ｔの１次の項がゼロとなるように温度補償することができる。また、第１の抵抗Ｒ２０には２Ｉの電流が流れるため、抵抗Ｒ３１（＝Ｒ３２）と合成した場合と比べて、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値を小さくすることができる。
【００６６】
このように、本実施例の電源回路６０ｂによれば、小さい占有面積で、電源Ｖｃｃから温度補償した定電圧（第２の電圧）Ｖ２及び定電流Ｉ０を供給することができる。
また、第２の電圧Ｖ２は、可変とすることができる。さらに、増幅器を用いないので、電源Ｖｃｃからのノイズの侵入が少ない。
【００６７】
なお、本実施例においては、第１のダイオード回路１０ｂとして、ベースとコレクタとを接続した第１のトランジスタ１１ａと、第２の抵抗Ｒ１２をベース・エミッタ間に接続し、第３の抵抗Ｒ１３をベース・コレクタ間に接続した第２のトランジスタ１２と、を直列接続した構成を例示している。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、任意数の第１のトランジスタを有する構成とすることができる。
【００６８】
図６は、本発明の他の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
図６に表したように、本実施例の電源回路６０ｃにおいては、第１のダイオード回路１０ｃ、第１の抵抗Ｒ２０を、第１の基準電圧源３０の絶対値が低電圧側の入力端Ｖｏ０と接地ＧＮＤとの間に挿入した点が、電源回路６０ａと異なる。
【００６９】
第１のダイオード回路１０ｃは、ベースとコレクタとを接続した第１のトランジスタ１４ａ〜１４ｃを有する。ここで、第１のトランジスタ１４ａ〜１４ｃのそれぞれのエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積の４倍に設定されている。
【００７０】
第１の基準電圧源３０の絶対値が低電圧側と第１のダイオード回路１０ｃとの接続点Ｖｏ０の電圧をＶ０、とすると、接続点Ｖｏ１の電圧Ｖ１に対して、電圧差Ｖ１−Ｖ０は、（１−１０）式より、（３−１）式で与えられる。
Ｖ１−Ｖ０＝Ｖｂｅ
＋（Ｒ３１／Ｒ３３）×Ｖｔ×ｌｎ（４）    ・・（３−１）
【００７１】
この電圧差Ｖ１−Ｖ０を温度補償するための条件は、（１−１１）式と同様であり。このとき（３−１）式は、（３−２）式のように表される。
Ｖ１−Ｖ０＝Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ      ・・（３−２）
【００７２】
基準電流源Ｑ１１を流れる定電流Ｉ０、第１の基準電圧源３０のトランジスタＱ３１、Ｑ３２をそれぞれ流れる電流Ｉ、トランジスタＱ３４を流れる電流２Ｉの和４Ｉ＋Ｉ０が第１のダイオード回路１０ｃ、第１の抵抗Ｒ２０を流れる。
【００７３】
ここで、Ｉ０≪Ｉとして、第１のトランジスタ１４ａ〜１４ｃのそれぞれのベース・エミッタ間電圧が、トランジスタＱ３１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに等しいとすると、第２の電圧Ｖ２は、（３−３）式で与えられる。
【００７４】
Ｖ２＝（Ｖ１−Ｖ０）＋３×Ｖｂｅ＋（４Ｉ＋Ｉ０）Ｒ２０
＝（Ｖ１−Ｖ０）（１＋Ｒ２０／Ｒ１１）
＋３×Ｖｂｅ＋４Ｉ×Ｒ２０          ・・（３−３）
【００７５】
第２の電圧Ｖ２を温度補償するため、第２の電圧Ｖ２の温度Ｔによる微分をゼロとすると、（３−４）式が得られる。
ｄＶ２／ｄＴ＝ｄ（Ｖ１−Ｖ０）／ｄＴ×（１＋Ｒ２０／Ｒ１１）
＋３×ｄＶｂｅ／ｄＴ
＋（４×Ｒ２０／Ｒ３３）ｋ×ｌｎ（４）／ｑ
＝０                          ・・（３−４）
【００７６】
（１−１１）式を満足するように温度補償すると、ｄ（Ｖ１−Ｖ０）／ｄＴ＝０となり、定電流Ｉ０は、温度補償される。このとき、第２の電圧Ｖ２は、（３−２）〜（３−４）式より、（３−５）式のように表される。
Ｖ２＝４（Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ）＋Ｉ０×Ｒ２０
＝（４＋Ｒ２０／Ｒ１１）×（Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ）・・（３−５）
【００７７】
電圧差Ｖ１−Ｖ０は、（１−１１）式を満足するように抵抗Ｒ３１、Ｒ３３を選ぶことにより温度補償することができる。従って、（３−４）式を満足するように、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値を設定することにより、第２の電圧Ｖ２は、温度Ｔの１次の項がゼロとなるように温度補償することができる。また、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値は、小さくすることができる。
【００７８】
このように、本実施例の電源回路６０ｃによれば、小さい占有面積で、電源Ｖｃｃから温度補償した定電圧（第２の電圧）Ｖ２及び定電流Ｉ０を供給することができる。
また、第２の電圧Ｖ２は、また、抵抗Ｒ１１を調整することにより、可変とすることができる。さらに、増幅器を用いないので、電源Ｖｃｃからのノイズの侵入が少ない。
【００７９】
なお、本実施例においては、第１のダイオード回路１０ｃとして、３つの第１のトランジスタ１４ａ〜１４ｃを用いた場合を例示している。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、任意数の第１のトランジスタを有する構成とすることができる。また、図５に表した電源回路６０ｂと同様に、第２のトランジスタ１２を有する構成とすることもできる。ただし、第２のトランジスタ１２のエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積の４倍に設定する。
【００８０】
ところで、図６に表した電源回路６０ｃにおいては、定電流Ｉ０と、第１の基準電圧源３０のトランジスタＱ３１を流れる電流Ｉとに、Ｉ０≪Ｉの関係が成立すると仮定している。すなわち、第１のトランジスタ１４ａ〜１４ｃのそれぞれのベース・エミッタ間電圧が、トランジスタＱ３１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに等しいと仮定している。
【００８１】
定電流Ｉ０が、トランジスタＱ１３を流れる電流Ｉと同程度、またはそれ以上の大きさの場合は、第１のトランジスタ１４ａ〜１４ｃのそれぞれを流れる電流４Ｉ＋Ｉ０が、トランジスタＱ３１を流れる電流Ｉと同等とは言えない。そのため、第１のトランジスタ１４ａ〜１４ｃのそれぞれのベース・エミッタ間電圧と、トランジスタＱ３１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅとにずれが生じる。
【００８２】
しかし、この場合は、他の電源回路を用いることができる。
図７は、本発明の他の実施形態に係る電源回路の構成を例示する回路図である。
図７においては、定電流Ｉ０が、トランジスタＱ１３を流れる電流Ｉと同程度の大きさの場合に用いることのできる電源回路６０ｄの構成例を表している。
【００８３】
図７に表したように、本実施例の電源回路６０ｄにおいては、第１のダイオード回路１０ｄと第１の抵抗Ｒ２０との接続点に、トランジスタＱ１４、Ｑ１５からなるカレントミラーにより電流Ｉを流している。また、定電流Ｉ０は、トランジスタＱ１６のコレクタから出力端Ｉｏｕｔに出力する。これ以外の点については、電源回路６０ｃと同様である。
【００８４】
ここで、第１のダイオード回路１０ｄは、ベースとコレクタとを接続した第１のトランジスタ１５ａ〜１５ｃを有する。ここで、第１のトランジスタ１５ａ〜１５ｃのそれぞれのエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積の５倍に設定されている。
【００８５】
また、トランジスタＱ１４、Ｑ１５、Ｑ１６、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６は、トランジスタＱ１４を流れる定電流Ｉ０を、トランジスタＱ１５、Ｑ１６にそれぞれコピーした電流Ｉ１、Ｉ０が流れるように設定する。
抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６には、（４−１）〜（４−２）式が成立している。
【００８６】
Ｉ１＝Ｉ０×Ｒ１４／Ｒ１５                （４−１）
Ｒ１４＝Ｒ１５                            （４−２）
ただし、トランジスタＱ１４、Ｑ１５のそれぞれのベース・エミッタ間電圧は、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５の両端の電圧より十分小さいとする。また、Ｉ１≒Ｉ０≒Ｉである。
【００８７】
第１の基準電圧源３０と第１のダイオード回路１０ｄとの接続点Ｖｏ０の電圧をＶ０とすると、接続点Ｖｏ１の電圧Ｖ１に対して、電圧差Ｖ１−Ｖ０は、上記の（３−１）式で与えられる。
また、この電圧差Ｖ１−Ｖ０を温度補償するための条件は、（１−１１）式と同様であり。このとき（３−１）式は、（３−２）式のように表される。
【００８８】
基準電流源Ｑ１１を流れる定電流Ｉ０、第１の基準電圧源３０のトランジスタＱ３１、Ｑ３２をそれぞれ流れる電流Ｉ、トランジスタＱ３４を流れる電流２Ｉの和４Ｉ＋Ｉ０が、第１のダイオード回路１０ｄを流れる。
また、第１の抵抗Ｒ２０には、第１のダイオード回路１０ｄを流れる電流４Ｉ＋Ｉ０と、トランジスタＱ１５からの電流Ｉ１との和４Ｉ＋Ｉ０＋Ｉ１が流れる。
【００８９】
ここで、Ｉ０≒Ｉより、第１のトランジスタ１５ａ〜１５ｃのそれぞれのベース・エミッタ間電圧が、トランジスタＱ３１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに等しいとすると、第２の電圧Ｖ２は、（４−１）式より、（４−３）式のように表される。
【００９０】
Ｖ２＝（Ｖ１−Ｖ０）＋３×Ｖｂｅ＋（４Ｉ＋Ｉ０＋Ｉ１）Ｒ２０
＝（Ｖ１−Ｖ０）×（１＋（１＋Ｒ１４／Ｒ１５）×Ｒ２０／Ｒ１１）
＋３×Ｖｂｅ＋４Ｉ×Ｒ２０          ・・（４−３）
【００９１】
第２の電圧Ｖ２を温度補償するため、第２の電圧Ｖ２の温度Ｔによる微分をゼロとすると、（４−４）式が得られる。
ｄＶ２／ｄＴ＝ｄ（Ｖ１−Ｖ０）／ｄＴ
×（１＋（１＋Ｒ１４／Ｒ１５）×Ｒ２０／Ｒ１１）
＋３×ｄＶｂｅ／ｄＴ
＋（４×Ｒ２０／Ｒ３３）ｋ×ｌｎ（４）／ｑ
＝０                          ・・（４−４）
【００９２】
（１−１１）式を満足するように温度補償すると、ｄ（Ｖ１−Ｖ０）／ｄＴ＝０となり、定電流Ｉ０は、温度補償される。このとき、第２の電圧Ｖ２は、（４−３）〜（４−４）式より、（４−５）式のように表される。
Ｖ２＝４（Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ）
＋（１＋Ｒ１４／Ｒ１５）×Ｉ０×Ｒ２０
＝（４＋（１＋Ｒ１４／Ｒ１５）×Ｒ２０／Ｒ１１）
×（Ｖｂｅ−Ｔ×ｄＶｂｅ／ｄＴ）    ・・（４−５）
【００９３】
電圧差Ｖ１−Ｖ０は、（１−１１）式を満足するように抵抗Ｒ３１、Ｒ３３を選ぶことにより温度補償することができる。従って、（４−４）式を満足するように、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値を設定することにより、第２の電圧Ｖ２は、温度Ｔの１次の項がゼロとなるように温度補償することができる。また、第１の抵抗Ｒ２０の抵抗値は、小さくすることができる。
【００９４】
このように、本実施例の電源回路６０ｄによれば、小さい占有面積で、電源Ｖｃｃから温度補償した定電圧（第２の電圧）Ｖ２及び定電流Ｉ０を供給することができる。
また、第２の電圧Ｖ２は、抵抗値の比Ｒ１４／Ｒ１５を調整することにより、可変とすることができる。さらに、増幅器を用いないので、電源Ｖｃｃからのノイズの侵入が少ない。
【００９５】
以上のように、定電流Ｉ０の大きさにより、Ｉ０≪Ｉのときは電源回路６０ｃを、またＩ０≒Ｉのときは電源回路６０ｄを用いることにより、設計が困難となることもなく、温度補償した定電圧Ｖ２、定電流Ｉ０の高精度な電源回路を供給することができる。
【００９６】
なお、本実施例の電源回路６０ｄにおいては、第１のダイオード回路１０ｄとして、３つの第１のトランジスタ１５ａ〜１５ｃを有する場合を例示している。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、任意数の第１のトランジスタを有する構成とすることができる。また、図５に表した電源回路６０ｂと同様に、第２のトランジスタ１２を有する構成とすることもできる。ただし、第２のトランジスタ１２のエミッタ面積は、トランジスタＱ３１のエミッタ面積の５倍に設定する。
【００９７】
なお、以上説明した本実施例の電源回路６０ａ〜６０ｄにおいては、外部から正の電源Ｖｃｃを供給して、正の第１及び第２の電圧を出力する電源回路の構成を例示した。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、同様の構成により、負の電源を供給して、負の第１及び第２の電圧を出力する電源回路を構成することもできる。
【００９８】
以上、具体例を参照しつつ、本発明の実施形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、電源回路を構成する各要素の具体的な構成に関しては、当業者が公知の範囲から適宜選択することにより本発明を同様に実施し、同様の効果を得ることができる限り、本発明の範囲に包含される。
また、各具体例のいずれか２つ以上の要素を技術的に可能な範囲で組み合わせたものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に含まれる。
【００９９】
その他、本発明の実施形態として上述した電源回路を基にして、当業者が適宜設計変更して実施し得る全ての電源回路も、本発明の要旨を包含する限り、本発明の範囲に属する。その他、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変更例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。
【符号の説明】
【０１００】
１０ａ〜１０ｄ  第１のダイオード回路
１１ａ〜１１ｃ、１４ａ〜１４ｃ、１５ａ〜１５ｃ  第１のトランジスタ
１２  第２のトランジスタ
３０  第１の基準電圧源
４０  第１の定電流源
６０ａ〜６０ｄ  電源回路
１６０  電源回路
Ｃ１０５  寄生容量
ＧＮＤ  接地
Ｑ１１  基準電流源
Ｑ１２  第２の基準電圧源
Ｑ１４〜Ｑ１６、Ｑ３１〜Ｑ３７  トランジスタ
Ｑ１０１、Ｑ１０６〜Ｑ１１１  トランジスタ
Ｑ１０２〜Ｑ１０５  ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１２  第２の抵抗
Ｒ１３  第３の抵抗
Ｒ１１、Ｒ１４〜Ｒ１５、Ｒ３１〜Ｒ３３、Ｒ１６１、１６２  抵抗
Ｒ２０  第１の抵抗
Ｖｃｃ  電源
Ｖｏ０、Ｖｏ１、Ｖｏ２、Ｖｏ３  接続点
Ｉｏｕｔ、Ｖｏｕｔ  出力端
【図１】
2010277479.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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