(57)【要約】【課題】  ダイナミックレンジ性能に優れた無線通信システムを提供する。【解決手段】デジタル無線の受信装置のべ一スバンドフィルタ出力の利得制御を行う。このための利得制御手段に、電力演算手段と、平均化手段と、利得演算手段と、比較手段と、乗算手段とを備える。電力演算手段は、ベースバンドフィルタ出力値の瞬時電力を演算する。平均化手段は、電力演算手段の出力値を平均化する。利得演算手段は、平均化手段の出力値と出力ターゲットレベルにより利得制御量を演算する。比較手段は、演算手段の出力値と所定の閾値を比較して閾値以下／より小さい場合に出力する。最小値保持手段は、比較手段の出力値の最小値を保持する。そして、乗算手段は、最小値保持手段の出力値とベースバンドフィルタ出力を乗算する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル無線の受信装置のべ一スバンドフィルタ出力の利得制御を行う利得制御手段において、
ベースバンドフィルタ出力値の瞬時電力を演算する電力演算手段と、
前記電力演算手段の出力値を平均化する平均化手段と、
前記平均化手段の出力値と出力ターゲットレベルにより利得制御量を演算する利得演算手段と、
前記利得演算手段の出力値と所定の閾値を比較して閾値以下／より小さい場合に出力値を出力する比較手段と、
前記比較手段の出力値の最小値を保持する最小値保持手段と、
前記最小値保持手段の出力値とベースバンドフィルタ出力を乗算する乗算手段と．
を備えることを特徴とするデジタル無線の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル無線の受信装置において、特に利得制御を行うデジタル無線の受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現代において、デジタル無線システムは、電波帯域を効率的に使える点とその信頼性から基幹的な技術の一つとなっている。
これらのデジタル無線システムでは、ＯＦＤＭＡ（直交周波数分割多元接続、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれる変調方式を用いることがある。
【０００３】
ＯＦＤＭＡは、Ｒｕｎｃｏｍ社により提唱されたＯＦＤＭ（直交周波数多重分割、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式を改良した変調方式の一種である。
ＯＦＤＭＡでは、信号をキャリア群（サブチャンネル、論理チャンネル）に分割して送信する。このキャリア群は、周波数が互いに直交する複数のＯＦＤＭＡシンボルと呼ばれる信号と、サブキャリア（物理チャンネル）の信号から構成される。
さらに、ＯＦＤＭＡでは、複数のユーザがサブキャリアを共有し、各ユーザにとって最も伝送効率のよいサブキャリアを割り当てる仕組みを備えているという特徴がある。
【０００４】
ＯＦＤＭＡを用いると、ユーザはそれぞれ、位置、基地局からの距離、電波障害、及び電波の出力と無関係に別々に送受信処理をすることができる。このため、ＯＦＤＭＡのサブチャネル構造は、電波障害に対して頑健であり、高いデータ・スループットを得ることができる。
これらの特徴により、ＯＦＤＭＡを用いると、ＴＤＤ（時分割二重化、時分割複信、Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）のような、効率的な全二重通信を行うことができる。
【０００５】
ＴＤＤは、時間軸に関する圧縮を行って、送受信を時間ごとに切り替え、同一周波数帯域で全二重通信を可能にする電気通信技術である。
ＴＤＤは、別名をピンポン伝送ともいい、高速に送信と受信とを切り換える。その際に、キャリア信号をＯｎ／Ｏｆｆ（出力／未出力）した短い信号であるバースト信号を、時間的に重ならないように交換するという特徴がある。
【０００６】
ここで、図５を参照して、ＯＦＤＭＡを用いたデジタル無線システムに適用した、従来のデジタル無線の受信装置Ｙについて説明する。
まず、デジタル無線システムの他の送信機によりＯＦＤＭＡで変調された電波を受信する受信部１１の処理について説明する。
受信部１１は、アナログの電波信号を受信して増幅する無線部１００と、この増幅された信号をデジタル信号化して処理する部分とから構成されている。
【０００７】
まず、アナログ信号を処理する無線部１００の制御構成について説明する。
アンテナ１０１は、ＯＦＤＭＡ変調された無線信号を受信する。
ＢＰＦ１０２（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ、帯域制限フィルタ）は、受信された無線信号から帯域外信号を減衰する。
ＬＮＡ１０３（低雑音増幅器、Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）は、ＢＰＦ１０２が出力した信号の信号レベルを、できるだけノイズを付加しないように所定レベル上げる。
周波数変換部１０４は、ＬＮＡ１０３が受信した無線周波数（ＲＦ）を局部発振信号（ＬＯ）によって低い中間周波数（ＩＦ）に変換する。
ＩＦ−ＢＰＦ１０５（ＩＦ帯フィルタ）は、周波数変換部１０４によって生成された信号から、高調波等の不要信号を減衰する。
ＩＦ−ＡＭＰ１０６（ＩＦ帯増幅器）は、ＩＦ−ＢＰＦ１０５の出力信号のレベルを、Ａ／Ｄコンバータの入力レベルが適切になるように利得制御を行って調整する。
【０００８】
次に、無線部１００のアナログ信号をデジタル信号化して処理する部位の制御構成について説明する。
Ａ／Ｄコンバータ１０７は、アナログ・デジタルコンバータであり、無線部１００からのアナログ信号の出力を受けてデジタル信号に変換する。
直交検波部１０８−１〜１０８−ｎは、Ａ／Ｄコンバータ１０７から出力されたデジタル信号を、直交する各位相成分であるＩ相成分とＱ相成分にキャリア毎に分離する。
帯域制限フィルタ１０９−１〜１０９−ｎ（ベースバンドフィルタ）は、無線通信システムの所定帯域を抽出するために、前記直交検波部１０８−１〜１０８−ｎの出力の帯域制限を行って出力する。
【０００９】
ここで、べ一スバンド信号処理部１５０−１〜１５０−ｎは、受信部１１の出力を用いて、実際のデジタル無線通信の物理層の処理を行う。
以上により、ＯＦＤＭＡ変調されたデジタル無線通信の受信を実現することができる。
【００１０】
一方、無線通信システムにおける受信装置においては、ダイナミックレンジを引き上げることが求められている。ダイナミックレンジとは、信号の再現能力を表す数値で、最小値と最大値の比率について、ｄＢ単位で表したものである。これは、最大の信号レベルから雑音のレベルを引いたものでもあり、受信感度性能や耐過入力（高レベル入力）性能など、無線システムの受信装置や基地局の性能に影響を与える。
ダイナミックレンジを拡大する技術として、利得制御の技術が用いられている。この従来の利得制御の技術の１種としては、例えば、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌｅｒ）がある。ＡＧＣは、アナログ技術やデジタル技術により受信系のパスの利得を受信レベルに応じて、適宜最適なゲインを設定する事により、ダイナミックレンジの拡張及び最適化を実現する技術である。
【００１１】
ここで、ＯＦＤＭＡ変調を用いるようなデジタル無線システムにおいては、無線フレーム（又はフレーム）と呼ばれるデジタルデータの塊を用いて、データ通信を行っていることが多い。
デジタル無線の受信装置においては、このフレームを効率的に送受信するために、受信した電波をデジタル化した上で、フレーム単位のダイナミックレンジを引き上げることが求められている。
このため、単純なＡＧＣでは効果があまり得られずに、逆に弊害を生じることが多い。
【００１２】
そのような従来のデジタル無線において、フレーム単位での利得制御を行ってデジタルデータを復調する方法として、特許文献１を参照すると、無線フレームをさらに細かく分解した単位であるスロット（サブチャンネル等に当たる）の利得の変化に着目して、利得制御を細かく行う技術が開示されている（以下、従来技術１とする）。
従来技術１においては、受信信号の各フレームのスロットの開始時点において、１つ前のフレームのスロットの受信レベルを平均化し、この平均値に基づいて自動利得制御回路の利得を制御するリニア復調方法が記載されている。この自動利得制御により、デジタル無線の受信機において、安定してフレームを受信できる。
【００１３】
【特許文献１】特開２００１−６０９８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、従来技術１のリニア復調方法では、フレーム毎に受信レベルの平均化のみを行って利得制御をしていたため、送受信で同じ周波数帯を使用するＴＤＤを用いたデジタル無線システムには用いることができなかった。これは、ＴＤＤの受信データが電波のＯｎ／Ｏｆｆ状態を用いるので、適切にゲイン制御を行うことができないためであった。
また変調方式がＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡの場合、シンボル間の長さ（シンボル長）はサブキャリア周波数の節に相当するので、利得制御の周期の設定によっては、受信特性に影響を与えるという問題があった。
【００１５】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、上述の課題を解消することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明のデジタル無線の受信装置は、デジタル無線の受信装置のべ一スバンドフィルタ出力の利得制御を行う利得制御手段において、ベースバンドフィルタ出力値の瞬時電力を演算する電力演算手段と、前記電力演算手段の出力値を平均化する平均化手段と、前記平均化手段の出力値と出力ターゲットレベルにより利得制御量を演算する利得演算手段と、前記利得演算手段の出力値と所定の閾値を比較して閾値以下／より小さい場合に出力値を出力する比較手段と、前記比較手段の出力値の最小値を保持する最小値保持手段と、前記最小値保持手段の出力値とベースバンドフィルタ出力を乗算する乗算手段とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、ＴＤＤシステムにおいて、無線フレーム周期内で最小値を保持して適切なゲイン制御量を算出することで、効率的に利得制御を行うことができ、ダイナミックレンジ性能が優れたデジタル無線の受信装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
＜第１の実施の形態＞
〔制御構成〕
図１を参照して、本発明の実施の形態に係るデジタル無線の受信装置Ｘの構成の１例について説明する。
受信部１０においては、アンテナ１０１から、帯域制限フィルタ１０９−１〜１０９−ｎまでの構成は、従来のデジタル無線の受信装置Ｙとほぼ同様に構成することができる。ここでは、同一の符号の構成部位は、同様の機能を備えることを示す。
無線部１００の機能においては、ＢＰＦ１０２は、アンテナ１０１によって受信された帯域外信号を減衰する。ＬＮＡ１０３は、ＢＰＦ１０２の出力にノイズを付加しないように所望の信号レベルに引き上げる。周波数変換部１０４は、前記ＬＮＡ１０３の無線周波数（ＲＦ）を局部発振信号（ＬＯ）によって低い中間周波数に変換する。ＩＦ−ＢＰＦ１０５はＬＮＡ１０３の周波数変換によって生成された不要の周波数成分の信号を減衰する。ＩＦ−ＡＭＰ１０６は、前記ＩＦ−ＢＰＦ出力に対して、Ａ／Ｄコンバータの入力レベルが適切なレンジに収まるように信号レベルを制御する。
また、Ａ／Ｄコンバータ１０７は前記ＩＦ−ＡＭＰ１０６が出力したアナログ信号をデジタル信号に変換する。
直交検波部１０８−１〜１０８−ｎは前記Ａ／Ｄコンバータ出力をキャリア毎に中心周波数０ＭＨｚのＩ相成分とＱ相成分（ＩＱデータ）に分離する。また、帯域制限フィルタ１０９−１〜１０９−ｎ（ベースバンドフィルタ）は、キャリア毎に分離されてＩ相成分とＱ相成分に分離された各直交検波部１０８−１〜１０８−ｎの出力の帯域制限を行う。
【００１９】
ここで、本発明の第１の実施の形態に係るデジタル無線の受信装置Ｘでは、利得制御部１１０−１〜１１０−ｎ（利得制御手段）において、ＴＤＤシステムに対応した利得制御を行うことができる。利得制御部１１０−１〜１１０−ｎは、ＣＰＵ、ＭＰＵ、ＤＳＰ、レジスタ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等から構成される部位である。以下、利得制御部１１０−１を代表例として説明する。
電力演算部１１１−１（電力演算手段）は、前記帯域制限フィルタ１０９−１が出力したＩＱデータより、瞬時電力の算出を行う。
平均化部１１２−１（平均化手段）は、電力演算部１１１−１が出力した瞬時電力を平均化する。
利得演算部１１３−１は、平均化部１１２−１の出力とターゲット値により利得を演算し、最小値保持部１１４−１に出力する。
【００２０】
次に、図２〜図４を参照して、本発明の実施の形態に係るデジタル無線の受信装置Ｘの受信部１０において、利得制御部１１０−１が実際に利得制御を行う際の利得制御処理について、詳しく説明する。
【００２１】
まず、ステップＳ１０１において、電力演算部１１１−１は、ＩＱデータより瞬時電力算出処理を行う。
このステップでは、例えば、ＩＱデータに含まれる各ＯＦＤＭＡシンボルとＯＦＤＭＡシンボルの間の区間（シンボル区間）のデジタルデータを積算したものを瞬時電力として算出する。
【００２２】
ステップＳ１０２において、平均化部１１２−１は、平均化処理を行う。
このステップでは、電力算出部１１１−１が算出した各シンボル区間の瞬時電力を、平均化する。具体的な演算としては、瞬時電力の値をデジタルデータを積算した回数で除算することで、平均化された値を求めることができる。より高速に演算を行うために、回数が２の階乗の整数値をとる場合は、ビットシフトを使用してもよい。
【００２３】
ステップＳ１０３において、利得演算部１１３−１（利得演算手段）は、利得演算処理を行う。
図２を参照すると、利得演算部１１３−１は、対数変換部１１３１−１と、減算部１１３２−１とから構成されており、それぞれの部位を用いて演算を行う。以下で、図４（ａ）〜（ｂ）を参照して、この演算について詳しく説明する。
【００２４】
まず、図４（ａ）を参照すると、対数変換部１１３１−１は、平均化部１１２−１により平均化された各シンボル区間の平均値を、対数変換する。具体的には、各シンボル区間の平均値（単位：Ｗ）について、ｄＢｆｓ変換を行う。すなわち、デジタル信号におけるフルスケールレベル（例えば、８ビットの場合は０〜２５５、１６ビットの場合は０〜６５５３５）を基準として、対数変換された値（単位：ｄＢ）を求める。対数変換の際には、ＲＯＭやフラッシュメモリ等に記憶された変換テーブルを参照して変換すると高速に変換できるので好適である。この対数変換された値を平均値レベル（平均化出力Ｐ）とする。
次に、図４（ｂ）を参照すると、減算部１１３２−１は、ターゲットレベル（出力ターゲットレベル）と各平均値レベルとの減算を行う。ここで、ターゲットレベルとは、所定の対数値（単位：ｄＢ）であり、どのレベルまで利得を上げる（ゲインする）かの目標を示す値である。
すなわち、ターゲットレベルと各平均値レベルとの間で、
減算出力  ＝  ターゲットレベル  −  平均値レベル（平均化出力Ｐ）
とするような演算を行って、出力値を得る。
この出力値を減算出力と呼ぶ。つまり、ｄＢ単位である減算出力が利得演算部１１３−１の出力となる。また、平均化出力Ｐが最大値のときに、減算出力は最小値（Ｇａｉｎ＿ｄＢ＿ｍｉｎ）となる。
【００２５】
ステップＳ１０４において、最小値保持部１１４−１（最小値保持手段）は、最小値保持処理を行う。図２を参照すると、最小値保持部１１４−１は、比較部１１４１−１と、保持部１１４２−１と、真値変換部１１４３−１とから構成されており、それぞれの部位を用いて演算を行う。以下で、図４（ｃ）〜（ｄ）を参照して、この演算について詳しく説明する。
図４（ｂ）と（ｃ）とを参照すると、比較部１１４１−１（比較手段）は利得演算部１１３−１の減算出力と利得制御閾値（所定の閾値、最小検出閾値）とを比較し．利得演算部出力が利得制御閾値以下又はより小さければ、比較部出力として出力する。その際の比較部出力の出力値の単位はｄＢである。
ここで、利得制御閾値は、ＲＯＭやフラッシュメモリ等に記憶された所定の閾値であり、この値より低い場合のみ最小値の候補として取り出すためのものである。また、この利得制御閾値を用いることにより、デジタル無線の受信装置において、シンボル長の長さにかかわらず、適切な利得制御量を設定できる。
【００２６】
ここで、保持部１１４２−１は、比較部１１４１−１の比較部出力値を、保持している最小値（Ｇａｉｎ＿ｄＢ＿ｍｉｎ）と比較する。保持部１１４２−１は、比較部出力値が最小値より低ければ、比較部出力値を最小値の値とする。それ以外の場合は、最小値の値は、そのまま保持する。
図４（ｃ）と（ｄ）とを参照すると、利得演算部１１３−１と最小値保持部１１４−１に関して時間軸と制御レベルの関係を示している。
上述のように、保持部１１４２−１は、保持している比較部出力値の最小値の値を、真値変換部１１４３−１に出力する。
【００２７】
ステップＳ１０５において、真値変換部１１４３−１は、無線フレームが更新されたフレームタイミングであるか判定する。
Ｙｅｓの場合、真値変換部１１４３−１は、処理をステップＳ１０６に進める。
Ｎｏの場合、真値変換部１１４３−１は、最小値の値を受け取って保持するものの、前の無線フレームでの利得制御量の値を出力する。
【００２８】
実際の利得制御量としては、真値変換部１１４３−１は、利得制御量の値つまり最小値の絶対値を、真値に変換した上で出力する。この変換の際には、ｄＢｆｓ変換と同様に変換テーブルを用いるのが好適である。
すなわち、ｄＢ単位の利得制御量の値を真値に変換した際に得られるレベルを、そのフレームの利得制御量とする。
【００２９】
ステップＳ１０６において、真値変換部１１４３−１は、最小値更新処理を行う。
具体的には、真値変換部１１４３−１は、無線フレームが更新された際に、保持された最小値を基にして利得制御量の値を更新して出力する。出力の際には、上述のように真値に変換して出力する。
また、保持部１１４２−１の保持する最小値は、利得制御閾値に設定し直される。
【００３０】
このように、利得制御量の最小値を保持して更新するという処理により、ＴＤＤを用いた場合のように、電波がＯｎ／Ｏｆｆ（出力／未出力）されるバースト信号を用いる場合でも、適切にゲイン制御する事が可能となる。
【００３１】
次に、ステップＳ１０７において、乗算部１１５−１は、乗算処理を行う。
具体的には、乗算部１１５−１は、帯域制限フィルタ１０９−１の出力と、最小値保持部１１４−１の出力とを乗算する。すなわち、これが利得制御となる。
乗算部１１５−１は、この乗算した信号をベ一スバンド信号処理部１５０−１へ出力する。
以上により、利得制御処理を終了する。
【００３２】
以上のように構成することにより、以下のような効果を得ることができる。
まず、従来技術１の利得制御を用いたリニア変調方法では、（１）送受信で同じ周波数帯を使用するＴＤＤシステムにて適用する場合、受信データにＯｎ／Ｏｆｆ状態があるため、適切にゲイン制御を施すことができなかった。（２）また、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡの変調方式では、シンボル長がサブキャリア周波数の節に相当するので、制御周期の設定で受信特性に影響を与えていた。
これら（１）（２）の理由により、従来技術１のデジタル無線の受信装置は、ＯＦＤＭＡ（ＴＤＤ）変調方式に対応することができなかった。
【００３３】
これに対して、本発明の実施の形態に係るデジタル無線の受信装置Ｘにおいては、（１）フレーム区間中の最小値を保持することにより、ＴＤＤ方式のようなバースト信号であっても、適切にゲイン制御する事が可能となった。さらに、（１）最小値保持部１１４−１〜１１４−ｎにおいて、利得制御閾値を用いることにより、シンボル区間の長さ（シンボル長）にかかわらず、利得制御をするのに適切な利得制御量を設定できる。
すなわち、無線フレーム周期内で、適切なゲイン制御量を算出し、効率的に利得制御を行う事により、従来のＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡのようなデジタル無線システムのみならず、ＴＤＤのように同じ周波数帯で送受信を行うような無線システムにおいても、ダイナミックレンジ性能が優れた受信機を提供することができる。
特に、本発明の実施の形態に係るデジタル無線の受信装置においては、デジタル信号処理部において利得制御を効率的に行うことができるという効果が得られる。
このため、ベースバンド信号のインターフェイスのビット数を大きく低減することができる。よって、回路や装置のコストを低下させることができるという効果が得られる。
【実施例】
【００３４】
ここで、ＯＦＤＭＡ（ＴＤＤ）方式のデジタル無線の受信装置である、本発明の実施の形態に係るデジタル無線の受信装置Ｘ（実施例１）と、デジタルでの利得制御を行っていない従来のデジタル無線の受信装置Ｙ（比較例１）との受信性能に関する比較実験を行った例について、図６を参照して説明する。
【００３５】
まず、図６（ａ）を参照して、無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）に対するＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）の特性の比較を示す。
比較例１では、入力レベル−３７（ｄＢｍ）以上で受信データのエラーが観測され、入力レベル−９２．９（ｄＢｍ）以下で受信データビットのエラーが観測される。
実施例１では、無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）が−３７（ｄＢｍ）以上であっても利得制御が施されるので、エラーは観測されない。そして、無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）が−９３．９（ｄＢｍ）以下で受信データのエラーが観測されている。つまり、１（ｄＢ）程度感度点を改善できる。
【００３６】
次に、図６（ｂ）を参照して、無線信号入カレベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）に対するＣＩＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ：所望波と、妨害波（雑音）との比）の特性についての比較を示す。ＣＩＮＲは、無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）に対する、所望波と妨害波（雑音レベル）の比を示している。この比が大きいほど、対雑音性能に優れているといえる。
比較例１と実施例１を比べると、実施例１は、比較例１に比べてＣＩＮＲ値の低下を抑している事が確認できる。すなわち、実施例１は、対雑音性能が従来より高まっている。
【００３７】
最後に、図６（ｃ）を参照して、無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）とＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ：受信レベル）特性についての比較を示す。受信レベルは、実際のところ、利得制御により利得制御が働いている領域では固定値になる。しかし、このＲＳＳＩ値にゲイン制御量を加える（ｄＢ換算時）ことにより、正しくＲＳＳＩ値を測定できるため、この値をグラフとして示した。
比較例１と実施例１を比べると、無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）とＲＳＳＩとの関係において、実施例１は比較例１と比べてＲＳＳＩ値のレベルを無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）が小さいときには下げ、無線信号入力レベル（ＲＦ  Ｉｎｐｕｔ  Ｌｅｖｅｌ）が大きいときにも一定の値に保つことができることが分かる。これにより、比較例１と比べて受信レベルの変動に対応できることが分かる。
これらの結果から、実施例１は、比較例１よりもダイナミックレンジが高いといえる。
【００３８】
以上のように、本発明の実施の形態に係る利得制御処理を用いたデジタル無線の受信装置を用いることにより、ダイナミックレンジ性能が優れたデジタル無線の受信装置を実現することができる。
【００３９】
なお、上述の実施の形態に係る利得制御処理においては、比較部１１４１−１が、利得制御閾値と減算出力とを毎回比較するように記載した。しかしながら、比較部１１４１−１は、保持部１１４２−１に記憶されたそのフレームの最小値と比較するように構成することも当然可能である。
さらに、実施の形態に係る知徳制御処理においては、真値変換部１１４３−１が、利得制御量と最小値を保持するように記載したが、保持部１１４２−１が保持するように構成してもよい。この場合、上述の真値変換部１１４３−１の処理は、主に、保持部１１４２−１により出力された利得制御量を、真値に変換することになる。
【００４０】
なお、上記実施の形態の構成及び動作は例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更して実行することができることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の実施の形態に係るデジタル無線の受信装置の制御構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る利得演算部１１３−１と最小値保持部１１４−１の制御構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る利得制御方法のフローチャートである。
【図４】本発明の実施の形態に係る利得算出部１１３−１と最小値保持部１１４−１のタイミングチャートである。
【図５】従来技術１のに係るデジタル無線の受信装置の制御構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る実施例と比較例における、無線信号入力レベルとＢＥＲ、ＣＩＮＲ、及びＲＳＳＩの値との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４２】
１０、１１  受信部
１００  無線部
１０１  アンテナ
１０２  ＢＰＦ
１０３  ＬＮＡ
１０４  周波数変換部
１０５  ＩＦ−ＢＰＦ
１０６  ＩＦ−ＡＭＰ
１０７  Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）
１０８−１〜１０８−ｎ  直交検波部
１０９−１〜１０９−ｎ  帯域制限フィルタ
１１０−１〜１１０−ｎ  利得制御部
１１１−１〜１１１−ｎ  電力演算部
１１２−１〜１１２−ｎ  平均化部
１１３−１〜１１３−ｎ  利得演算部
１１３１−１〜１１３１−ｎ  対数変換部
１１３２−１〜１１３２−ｎ  減算部
１１４−１〜１１４−ｎ  最小値保持部
１１４１−１〜１１４１−ｎ  比較部
１１４２−１〜１１４２−ｎ  保持部
１１４３−１〜１１４３−ｎ  真値変換部
１１５−１〜１１５−ｎ  乗算部
１５０−１〜１５０−ｎ  べ一スバンド信号処理部
Ｘ、Ｙ  デジタル無線の受信装置
【図１】
2010021603.tif 000003
【図２】
2010021603.tif 000004
【図３】
2010021603.tif 000005
【図４】
2010021603.tif 000006
【図５】
2010021603.tif 000007
【図６】
2010021603.tif 000008