(57)【要約】【課題】スタータ回路のサイズ、コストを削減する。【解決手段】放電灯点灯回路１００において、電圧増幅回路２８は、出力ダイオードＤ１の一端と接続される第１入力端子Ｐ３および出力ダイオードＤ１の他端と接続される第２入力端子Ｐ４を有し、駆動電圧を増幅して高電圧トランス２２の１次巻き線Ｌ３に供給するための充電電圧Ｖｃｈを生成する。電流制限素子Ｒ２、Ｒ３は、出力ダイオードＤ１の一端と第１入力端子Ｐ３との間、および出力ダイオードＤ１の他端と第２入力端子Ｐ４との間に設けられる。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、駆動対象の放電灯４に供給するための駆動電圧Ｖｏ１を出力する。スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生する。【選択図】図１
2010186654.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動対象の放電灯に供給するための駆動電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記放電灯をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生するスタータ回路と、を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記駆動電圧を出力する出力キャパシタと、
一端に変動する電圧が印加され、他端に前記出力キャパシタの一端が接続される出力ダイオードと、を含み、
前記スタータ回路は、
その２次巻き線が前記放電灯に接続された高電圧トランスと、
前記出力ダイオードの一端と接続される第１入力端子および前記出力ダイオードの他端と接続される第２入力端子を有し、前記駆動電圧を増幅して前記高電圧トランスの１次巻き線に供給するための充電電圧を生成する電圧増幅回路と、を含み、
当該放電灯点灯回路はさらに、
前記出力ダイオードの一端と前記第１入力端子との間、および前記出力ダイオードの他端と前記第２入力端子との間の少なくとも一方に設けられた電流を制限するための電流制限素子を備えることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記出力ダイオードの一端と前記第１入力端子との間に設けられた電流を制限するための第１電流制限素子と、
前記出力ダイオードの他端と前記第２入力端子との間に設けられた電流を制限するための第２電流制限素子と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
駆動対象の放電灯に供給するための駆動電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記放電灯をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生するスタータ回路と、を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記駆動電圧を出力する出力キャパシタと、
一端に変動する電圧が印加され、他端に前記出力キャパシタの一端が接続される出力ダイオードと、を含み、
前記スタータ回路は、
その２次巻き線が前記放電灯に接続された高電圧トランスと、
前記駆動電圧を増幅して前記高電圧トランスの１次巻き線に供給するための充電電圧を生成する電圧増幅回路と、を含み、
前記電圧増幅回路は、
一端が前記出力ダイオードの一端と接続される充電キャパシタと、
前記出力ダイオードの他端から前記充電キャパシタの他端までの電流の経路上に設けられた電流を制限するための電流制限素子と、を有することを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項４】
前記出力キャパシタの両端間に直列に接続された抵抗およびバイパススイッチをさらに備え、
前記バイパススイッチは、前記放電灯が点灯するとオフとされることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
【請求項５】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
入力トランスと、
前記入力トランスの１次巻き線と直列に接続される制御スイッチと、を含み、
前記出力ダイオードおよび前記出力キャパシタは、前記入力トランスの２次巻き線と直列に接続され、前記駆動電圧は前記制御スイッチのオンオフによって制御され、
当該放電灯点灯回路はさらに、
前記制御スイッチのオンオフを制御し、前記スタータ回路が前記高電圧パルスを発生するまでの間、前記入力トランスの１次巻き線に外部電源から供給される入力電圧が高いほど、前記制御スイッチがオンとなる期間を短くする制御部を備えることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯をブレークダウンさせるためのスタータ回路を備える放電灯点灯回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車両用灯具（前照灯）として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。
【０００３】
放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するＨブリッジ回路などのスイッチング回路と、スタータ回路、およびこれらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている（たとえば特許文献１参照）。
【０００４】
スタータ回路は、放電灯に高電圧パルスを印加して点灯を開始させるための回路であり、放電灯に２次コイルが接続されたトランスを有する。スタータ回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を増幅してからトランスの１次コイルにパルス的に印加する。これによりトランスの２次コイルには高電圧パルスが発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−３２９７７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
高電圧パルスを発生させるために、スタータ回路には短期間で大きな電力が供給される。したがってスタータ回路の素子、たとえば整流用のダイオードには瞬間的に大きな電流が流れうるので、定格の大きなダイオードを使用する必要がある。そのようなダイオードは大型かつ高価であるので、スタータ回路のサイズが大きくなり、コスト増につながりうる。
【０００７】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、スタータ回路のサイズを縮小した放電灯点灯回路の提供にある。または、コストを削減した放電灯点灯回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、駆動対象の放電灯に供給するための駆動電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、放電灯をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生するスタータ回路と、を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータは、駆動電圧を出力する出力キャパシタと、一端に変動する電圧が印加され、他端に出力キャパシタの一端が接続される出力ダイオードと、を含む。スタータ回路は、その２次巻き線が放電灯に接続された高電圧トランスと、出力ダイオードの一端と接続される第１入力端子および出力ダイオードの他端と接続される第２入力端子を有し、駆動電圧を増幅して高電圧トランスの１次巻き線に供給するための充電電圧を生成する電圧増幅回路と、を含む。当該放電灯点灯回路はさらに、出力ダイオードの一端と第１入力端子との間、および出力ダイオードの他端と第２入力端子との間の少なくとも一方に設けられた電流を制限するための電流制限素子を備える。
【０００９】
「電流制限素子」とは、たとえば抵抗やトランジスタであってもよい。
この態様によると、電圧増幅回路の入力端子に電流制限素子を設けるので、スタータ回路へ入力される電流を制限することができる。
【００１０】
出力ダイオードの一端と第１入力端子との間に設けられた電流を制限するための第１電流制限素子と、出力ダイオードの他端と第２入力端子との間に設けられた電流を制限するための第２電流制限素子と、を備えてもよい。この場合、電圧増幅回路の２つの入力端子の両方に電流制限素子を設けるので、入力される電流をより効率的に制限することができる。
【００１１】
本発明の別の態様もまた、放電灯点灯回路である。この放電灯点灯回路は、駆動対象の放電灯に供給するための駆動電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、放電灯をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生するスタータ回路と、を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータは、駆動電圧を出力する出力キャパシタと、一端に変動する電圧が印加され、他端に出力キャパシタの一端が接続される出力ダイオードと、を含む。スタータ回路は、その２次巻き線が放電灯に接続された高電圧トランスと、駆動電圧を増幅して高電圧トランスの１次巻き線に供給するための充電電圧を生成する電圧増幅回路と、を含む。電圧増幅回路は、一端が出力ダイオードの一端と接続される充電キャパシタと、出力ダイオードの他端から充電キャパシタの他端までの電流の経路上に設けられた電流を制限するための電流制限素子と、を有する。
【００１２】
この態様によると、電圧増幅回路が電流制限素子を有する。その電流制限素子は出力ダイオードの他端から充電キャパシタの他端までの電流の経路上に設けられる。したがってスタータ回路へ入力される電流を制限することができる。
【００１３】
出力キャパシタの両端間に直列に接続された抵抗およびバイパススイッチをさらに備えてもよい。バイパススイッチは、放電灯が点灯するとオフとされてもよい。この場合、放電灯がブレークダウンする前においては、出力キャパシタは放電されやすい。
【００１４】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力トランスと、入力トランスの１次巻き線と直列に接続される制御スイッチと、を含んでもよい。出力ダイオードおよび出力キャパシタは、入力トランスの２次巻き線と直列に接続され、駆動電圧は制御スイッチのオンオフによって制御され、当該放電灯点灯回路はさらに、制御スイッチのオンオフを制御し、スタータ回路が高電圧パルスを発生するまでの間、入力トランスの１次巻き線に外部電源から供給される入力電圧が高いほど、制御スイッチがオンとなる期間を短くする制御部を備えてもよい。この場合、高電圧パルスを発生させるために必要な期間の、外部電源から供給される入力電圧による変動を抑えることができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、スタータ回路のサイズを縮小できる。または、コストを削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。
【図２】図１のオン期間制限回路の構成を示す回路図である。
【図３】図１の放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図４】図４（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。
【図５】比較技術に係る放電灯点灯回路の電圧増幅回路周辺を示す回路図である。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、変形例に係る電圧増幅回路およびその周辺を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。
【００１８】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００１９】
放電灯の点灯を開始させるためには、放電灯の両端に高電圧パルスを印加する必要がある。実施の形態に係る放電灯点灯回路は、電源投入後にこの高電圧パルスを発生させるスタータ回路を備える。このスタータ回路へは、放電灯に駆動電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータの出力側から電力が供給される。このＤＣ／ＤＣコンバータからスタータ回路への入力電流の経路上にその入力電流を制限するための電流制限抵抗が設けられる。これにより、スタータ回路内のダイオードなどの素子に過度な電流が流れることを防ぐことができる。
【００２０】
図１は、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路１００は、メタルハライドランプである放電灯４を駆動する。放電灯点灯回路１００は、車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８と接続される。
【００２１】
バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、バッテリ６からバッテリ電圧Ｖｂａｔが放電灯点灯回路１００に供給される。
【００２２】
放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。
【００２３】
放電灯点灯回路１００は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、共用回路１０、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、電流検出抵抗Ｒ１、第１電流制限抵抗Ｒ２、第２電流制限抵抗Ｒ３、制御回路３０、入力キャパシタＣｉｎ、を備える。
【００２４】
入力キャパシタＣｉｎは、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣｉｎは第１トランス１４、第２トランス１６の近傍に設けられており、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。
【００２５】
制御回路３０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、放電灯点灯回路１００の動作シーケンスを制御するとともに、放電灯４に供給する電力を調節する。制御回路３０は、以下のシーケンスを実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１．  電源投入
２．  ブレークダウン
３．  ＤＣ期間
４．  ランナップ
５．  定常点灯
各シーケンスの詳細は後述する。
【００２６】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２および制御回路３０は、放電灯４に対する駆動電圧（ランプ電圧ともいう）ＶＬを生成する駆動電圧生成部を形成する。駆動電圧生成部は、上述のランナップ期間および定常点灯期間において、放電灯４の両端間に第１周波数（点灯周波数）ｆ１の交流の駆動電圧ＶＬを供給する。第１周波数ｆ１は１０ｋＨｚ以下、具体的には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定される。点灯周波数ｆ１の逆数を点灯周期Ｔ１（＝１／ｆ１）という。
【００２７】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第１スイッチング素子Ｍ１、第１トランス１４、第１整流ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１を含む。
【００２８】
第１トランス１４の１次巻き線Ｌ１と第１スイッチング素子Ｍ１とは、入力キャパシタＣｉｎと並列に、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）間に直列に設けられている。たとえば第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。第１トランス１４の２次巻き線Ｌ２の一端は接地されており、その他端は第１整流ダイオードＤ１のアノードと接続される。第１出力キャパシタＣｏ１は第１整流ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。
【００２９】
第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、上述の第１周波数ｆ１より高い第２周波数ｆ２の第１制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえば定常点灯状態において第２周波数ｆ２は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、第１制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。第１スイッチング素子Ｍ１のオンオフにより第１トランス１４の２次巻き線Ｌ２の他端の電圧が変動する。この電圧の変動と第１整流ダイオードＤ１の整流作用により第１出力キャパシタＣｏ１が充電される。
【００３０】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能である。アクティブ状態において、充電された第１出力キャパシタＣｏ１は、放電灯４の一端Ｐ１に第１駆動電圧（以下、出力電圧とも称する）Ｖｏ１を供給する。
【００３１】
放電灯４がブレークダウンする前であって放電灯点灯回路１００の負荷がオープンとなっていると見なせる場合（以下、負荷オープン状態と称す）、第１駆動電圧Ｖｏ１が目標電圧Ｖｔ、たとえば４００Ｖとなるよう第１制御パルス信号Ｓ１が制御される。制御回路３０は、第１駆動電圧Ｖｏ１が目標電圧Ｖｔに達する前と後で第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の制御のモードを切り替える。第１駆動電圧Ｖｏ１が目標電圧Ｖｔに達する前の制御モードを第１制御モード、第１駆動電圧Ｖｏ１が目標電圧Ｖｔに達した後の制御モードを第２制御モードと呼ぶ。第２制御モードでは、目標電圧Ｖｔを境に第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の起動／停止を繰り返す間欠制御が行われる。したがって、第１制御モードにおける第１制御パルス信号Ｓ１の第２周波数ｆ２は、第２制御モードにおける第２周波数ｆ２よりも高い。
【００３２】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第１整流ダイオードＤ１と第２整流ダイオードＤ２、第１出力キャパシタＣｏ１と第２出力キャパシタＣｏ２、第１トランス１４と第２トランス１６、第１スイッチング素子Ｍ１と第２スイッチング素子Ｍ２は対応している。第２スイッチング素子Ｍ２のオン、オフは、放電灯４の電気的状態にもとづいたフィードバックによって、制御回路３０が生成する第２制御パルス信号Ｓ２によって制御される。
【００３３】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２も、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の他端Ｐ２に第２駆動電圧（以下、第２出力電圧とも称する）Ｖｏ２を供給する。
【００３４】
第１スイッチＳＷ１は、放電灯４の一端Ｐ１側に設けられ、オン状態において、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）の間を電気的に導通させる。第２スイッチＳＷ２は、放電灯４の他端Ｐ２側に設けられ、オン状態において、放電灯４の他端Ｐ２と接地端子の間を電気的に導通させる。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）もしくはＭＯＳＦＥＴが好適であるが、その他の代替デバイスを用いても構わない。第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２それぞれのオン、オフ状態は、制御回路３０からの制御信号Ｓ３、Ｓ４に応じて制御される。
【００３５】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２とは、点灯周期Ｔ１（つまり第１周波数ｆ１）で交互にアクティブ状態と非アクティブ状態とを繰り返す。つまり第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな期間と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな期間とはそれぞれ、点灯周期Ｔ１の半周期となる。以下、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな状態を第１状態φ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな状態を第２状態φ２と称する。第１スイッチＳＷ１は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブのとき、つまり第２状態φ２においてオンし、第２スイッチＳＷ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブのとき、つまり第１状態φ１においてオンする。
【００３６】
第１状態φ１においては、放電灯４の一端Ｐ１に第１駆動電圧Ｖｏ１が、他端Ｐ２に接地電圧（０Ｖ）が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ１）が第１極性にて印加される。第２状態φ２においては、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２が、一端Ｐ１に接地電圧が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ２）が第１極性と反対の第２極性にて印加される。
【００３７】
ＤＣ期間および定常点灯期間において、制御回路３０は、第１状態φ１と第２状態φ２とを点灯周期Ｔ１にて交互に繰り返す。その結果、放電灯４には、交流の駆動電圧ＶＬが供給される。
【００３８】
電流検出抵抗Ｒ１は、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では、共通接続された第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のエミッタと、接地端子との間に設けられる。第１状態φ１においては、放電灯４に第１極性（図１中の右向き）に流れるランプ電流が流れ、第２状態φ２においては、第２極性（図１中の左向き）に流れるランプ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ１には、第１状態φ１、第２状態φ２のそれぞれにおいて、ランプ電流ＩＬに比例した電圧降下（電流検出信号ＳＩＬと称する）が発生する。電流検出信号ＳＩＬは制御回路３０に入力される。
【００３９】
スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生して放電灯４の一端Ｐ１に印加する。スタータ回路２０は、高電圧トランス２２、スパークギャップ２４、スタータキャパシタ２６、電圧増幅回路２８、を含む。
高電圧トランス２２の２次巻き線Ｌ４は放電灯４の一端Ｐ１に接続される。高電圧トランス２２の１次巻き線Ｌ３は、その一端が接地され、他端がスパークギャップ２４の一端に接続される。スパークギャップ２４は、その両端間に絶縁破壊電圧、たとえば８００Ｖの電圧が印加されると導通するよう構成された公知の放電ギャップ型スイッチである。一端が接地されたスタータキャパシタ２６の他端はスパークギャップ２４の他端と接続される。これにより、スタータキャパシタ２６の電圧が絶縁破壊電圧を越えるとスパークギャップ２４が導通し、１次巻き線Ｌ３にパルス電流が流れる。このパルス電流に応じて２次巻き線Ｌ４に発生する高電圧パルスが放電灯４の一端Ｐ１に印加される。
【００４０】
電圧増幅回路２８は、第１駆動電圧Ｖｏ１を増幅し、スタータキャパシタ２６を充電するための充電電圧Ｖｃｈを生成する。充電電圧Ｖｃｈは、スタータキャパシタ２６とスパークギャップ２４との間の第１接続ノードＮ１に印加される。スタータキャパシタ２６が絶縁破壊電圧を超えるとスパークギャップ２４が導通して高電圧トランス２２の１次巻き線Ｌ３に電流が流れるので、充電電圧Ｖｃｈは高電圧トランス２２の１次巻き線Ｌ３に供給するための電圧といえる。
電圧増幅回路２８は、第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２、第３キャパシタＣ３、第３整流ダイオードＤ３、第４整流ダイオードＤ４、第５整流ダイオードＤ５、第６整流ダイオードＤ６、を含む。
【００４１】
第２キャパシタＣ２の一端は、後述する第１電流制限抵抗Ｒ２を介して第１整流ダイオードＤ１のアノードと接続される。そのアノードの電圧をアノード電圧Ｖａｎと呼ぶ。第２キャパシタＣ２の一端を、スタータ回路２０への第１入力端子Ｐ３と呼ぶこともできる。第３整流ダイオードＤ３のアノードおよび第１キャパシタＣ１の一端は、後述する第２電流制限抵抗Ｒ３を介して第１整流ダイオードＤ１のカソードと接続される。そのカソードの電圧をカソード電圧Ｖｃａとよぶ。第３整流ダイオードＤ３のアノードと第１キャパシタＣ１の一端との間の第２接続ノードＮ２をスタータ回路２０への第２入力端子Ｐ４と呼ぶこともできる。
【００４２】
第２キャパシタＣ２の他端および第３整流ダイオードＤ３のカソードは第４整流ダイオードＤ４のアノードと接続され、第４整流ダイオードＤ４のカソードは第１キャパシタＣ１の他端に接続される。
第３キャパシタＣ３の一端は第２キャパシタＣ２の他端と接続される。第１キャパシタＣ１の他端は第５整流ダイオードＤ５のアノードと接続され、第５整流ダイオードＤ５のカソードは第３キャパシタＣ３の他端に接続される。第３キャパシタＣ３の他端は第６整流ダイオードＤ６のアノードと接続される。第６整流ダイオードＤ６のカソードは第１接続ノードＮ１と接続され、第１接続ノードＮ１に充電電圧Ｖｃｈを供給する。
【００４３】
負荷オープン状態を考える。第１スイッチング素子Ｍ１のオンオフによりアノード電圧Ｖａｎがたとえば０Ｖから４００Ｖの間で変動すると、第１整流ダイオードＤ１の整流作用によって第１出力キャパシタＣｏ１はおよそ４００Ｖに充電される。また、第３整流ダイオードＤ３の整流作用により、アノード電圧Ｖａｎの変動に合わせて第２キャパシタＣ２の他端の電圧もおよそ４００Ｖから８００Ｖの間で変動する。第１キャパシタＣ１の一端には第１出力キャパシタＣｏ１の充電電圧である４００Ｖが印加されるので、第４整流ダイオードＤ４の整流作用により第１キャパシタＣ１の他端はおよそ８００Ｖとなる。
【００４４】
第３キャパシタＣ３の他端の電圧は、第２キャパシタＣ２の他端の電圧がおよそ４００Ｖから８００Ｖの間で変動すると、第５整流ダイオードＤ５の整流作用によりおよそ８００Ｖから１２００Ｖの間で変動する。この第３キャパシタＣ３の他端の電圧が第６整流ダイオードＤ６を介して充電電圧Ｖｃｈとして第１接続ノードＮ１に印加され、スタータキャパシタ２６を充電する。
【００４５】
第１電流制限抵抗Ｒ２は、第１整流ダイオードＤ１のアノードとスタータ回路２０の第１入力端子Ｐ３である第２キャパシタＣ２の一端との間に設けられる。第２電流制限抵抗Ｒ３は、第１整流ダイオードＤ１のカソードとスタータ回路２０の第２入力端子Ｐ４である第２接続ノードＮ２との間に設けられる。
【００４６】
第１電流制限抵抗Ｒ２および第２電流制限抵抗Ｒ３は、スタータ回路２０へ供給される電流量を制限し、スタータキャパシタ２６の充電のスピードを規定する。
【００４７】
第１電流制限抵抗Ｒ２および第２電流制限抵抗Ｒ３の端子に印加される電圧は、高くても第１駆動電圧Ｖｏ１の目標値程度であり、４００Ｖ程度である。したがって第１電流制限抵抗Ｒ２および第２電流制限抵抗Ｒ３にはそれほど高い耐圧性能は必要とされない。特に放電灯点灯回路１００がセラミック基板に形成される場合、第１電流制限抵抗Ｒ２および第２電流制限抵抗Ｒ３をセラミック基板上に印刷抵抗として形成してもよい。この場合、放電灯点灯回路１００を小型化でき、またコストを削減できる。
【００４８】
共用回路１０は、放電灯４の点灯前、つまりブレークダウンの前においては第１出力キャパシタＣｏ１の両端間を抵抗を介して接続し、第１出力キャパシタＣｏ１の放電スピードを上げる。また共用回路１０は、放電灯４の点灯後、つまりブレークダウンの後においては放電灯４のアーク成長を補助する。
共用回路１０は、バイパス抵抗Ｒ４と、点灯補助キャパシタＣ４と、点灯補助抵抗Ｒ５と、第３スイッチＳＷ３と、第７整流ダイオードＤ７と、を含む。
【００４９】
点灯補助キャパシタＣ４、点灯補助抵抗Ｒ５および第３スイッチＳＷ３は、第１出力キャパシタＣｏ１の両端間に直列に接続される。第７整流ダイオードＤ７は、第３スイッチＳＷ３と並列に、そのアノードが、接地端子ＧＮＤ側となるよう配置される。第３スイッチＳＷ３は放電灯４の点灯前はオン、点灯後はオフとされる。したがって放電灯４の点灯前は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１によって点灯補助キャパシタＣ４が充電され、放電灯４の点灯後は、点灯補助キャパシタＣ４に蓄えられた電力が放電灯４に供給され、アーク成長が促される。
第３スイッチＳＷ３のオンオフは制御回路３０からのバイパス信号Ｓ５によって制御される。
【００５０】
バイパス抵抗Ｒ４は、第１出力キャパシタＣｏ１の両端間に第３スイッチＳＷ３と直列に接続される。バイパス抵抗Ｒ４は、点灯補助キャパシタＣ４と並列に設けられる。放電灯４の点灯前、スタータキャパシタ２６への充電が行われている間、バイパス抵抗Ｒ４および点灯補助抵抗Ｒ５にはバイパス電流が流れ、その分第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ４が放電される。
放電灯４がブレークダウンして点灯すると、バイパス抵抗Ｒ４を通じたバイパス電流は流れなくなり、バイパス抵抗Ｒ４による第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の出力の損失が低減される。
【００５１】
ここでバイパス抵抗Ｒ４および第３スイッチＳＷ３が設けられた目的を説明する。
高電圧パルスが放電灯４に印加されても場合によっては放電灯４がブレークダウンしない。この場合、制御回路３０は再びスタータキャパシタ２６を充電して高電圧パルスを発生させる。そして制御回路３０は放電灯４がブレークダウンするまで高電圧パルスの発生を続ける。
電圧増幅回路２８がスタータキャパシタ２６への充電を開始してから高電圧パルスが発生するまでの期間をパルスインターバルと呼ぶ。
【００５２】
最初に高電圧パルスを発生させる際は、第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ４は０Ｖから充電される。したがって制御回路３０は、第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ４が目標電圧Ｖｔまで充電されるまでは第１制御モードで第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１を制御する。第１制御モードでは、より高い第２周波数ｆ２で第１スイッチング素子Ｍ１をオンオフする。その結果、最初に高電圧パルスを発生させる際のスタータキャパシタ２６の充電のスピードは速くパルスインターバルは短い。
【００５３】
２回目以降高電圧パルスを発生させる際は、第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ４は目標電圧Ｖｔまで充電されている。したがって制御回路３０は第２制御モードで第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１を制御する。
ここで仮にバイパス抵抗Ｒ４がない場合を考えると、制御回路３０は第１制御モードの第２周波数ｆ２よりも低い第２周波数ｆ２で第１スイッチング素子Ｍ１をオンオフする。したがってスタータキャパシタ２６の充電のスピードは遅くなり、パルスインターバルが長くなる。
【００５４】
しかしながら本実施の形態では、負荷オープン状態において高電圧パルスを発生させる際、バイパス抵抗Ｒ４に第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ４を放電させるバイパス電流が流れる。したがって第２制御モードにおいてＶｏ１＞Ｖｔとなった場合の放電のスピードが上昇し間欠制御の周期が短くなる。これにより第２制御モードにおける第２周波数ｆ２が高くなるので、２回目以降の高電圧パルス発生の際のパルスインターバルをより短くすることができる。その結果、放電灯４をブレークダウンさせるために複数回高電圧パルスを印加する必要がある場合でも、より速く放電灯４を点灯させることができる。
【００５５】
また、２回目以降の高電圧パルス発生の際のパルスインターバルがより短くなるので、全体としてパルスインターバルの長さが安定する。パルスインターバルが短すぎると制御回路３０やその周辺回路の準備が間に合わない場合があり、点灯の始動が不安定となって点灯性が低下しうる。またパルスインターバルが長すぎると、点灯ミスが数回繰り返された場合に点灯の遅れが生じたことをユーザが認識する可能性がある。これによりユーザに違和感や不安を与えかねない。したがって、パルスインターバルの長さは好適な長さで安定している方が望ましい。
【００５６】
制御回路３０は、図１では図示しないオン期間制限回路３２を含む。図２は、オン期間制限回路３２の構成を示す回路図である。
オン期間制限回路３２は、第１制御パルス信号Ｓ１のオン期間の長さの最大値を決めるオン期間制限信号Ｓｏｎを出力する。制御回路３０は負荷オープン状態においては、第１制御パルス信号Ｓ１のオン期間の長さを、オン期間制限信号Ｓｏｎで決まる最大値とする。したがってオン期間制限回路３２は、負荷オープン状態における第１制御パルス信号Ｓ１のオン期間の長さを決める。
オン期間制限回路３２は、負荷オープン状態において、バッテリ電圧Ｖｂａｔの情報を示す電源情報信号Ｓｂを受け、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高いほど第１制御パルス信号Ｓ１のオン期間を短くする。
【００５７】
オン期間制限回路３２は、ＰＷＭコンパレータＣＯＭＰ、オシレータ３８、分圧回路４０、シンクソース回路４２、を含む。
オシレータ３８は、第２周波数ｆ２の三角波状あるいはのこぎり波状の周期電圧Ｖｏｓｃを生成する。
ＰＷＭコンパレータＣＯＭＰは、分圧回路４０によって出力されるしきい値電圧Ｖｔｈを受け、それを周期電圧Ｖｏｓｃと比較することによりオン期間制限信号Ｓｏｎを生成する。ＰＷＭコンパレータＣＯＭＰは、しきい値電圧Ｖｔｈが低いほどオン期間制限信号Ｓｏｎで決まるオン期間の最大値を小さくするよう構成される。
【００５８】
分圧回路４０は、ＰＷＭコンパレータＣＯＭＰに入力するしきい値電圧Ｖｔｈを設定する。分圧回路４０は、第１分圧抵抗Ｒ８、第２分圧抵抗Ｒ９、を含む。第１分圧抵抗Ｒ８および第２分圧抵抗Ｒ９は、所定の基準電圧Ｖｒｅｆと接地電位との間に直列に設けられる。第１分圧抵抗Ｒ８と第２分圧抵抗Ｒ９との間の第３接続ノードＮ３の電圧がしきい値電圧ＶｔｈとしてＰＷＭコンパレータＣＯＭＰに入力される。負荷オープン状態においては、第３接続ノードＮ３にシンクソース回路４２からシンクソース電流Ｉ３が供給され、そのシンクソース電流Ｉ３の値によってしきい値電圧Ｖｔｈが調節される。
以降、第３接続ノードＮ３からシンクソース回路４２へ引き込まれる場合のシンクソース電流Ｉ３の向きを正の向きと定義する。
【００５９】
シンクソース回路４２は、電源情報信号Ｓｂを受け、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高いほど分圧回路４０の第３接続ノードＮ３から引き込むシンクソース電流Ｉ３の値を大きくする。シンクソース回路４２は、バッファＢＵＦ、第１基準抵抗Ｒ６、第２基準抵抗Ｒ７、第１基準側トランジスタＭ３、第１出力側トランジスタＭ４、第２基準側トランジスタＭ５、第２出力側トランジスタＭ６、第１スイッチトランジスタＭ７、第２スイッチトランジスタＭ８、第８整流ダイオードＤ８、を含む。
【００６０】
バッファＢＵＦは、電源情報信号Ｓｂをバッファして出力する。バッファＢＵＦ、第１基準抵抗Ｒ６、第１基準側トランジスタＭ３、第１出力側トランジスタＭ４、は第１基準抵抗Ｒ６に流れる第１基準電流Ｉ１と同じ電流を第１出力側トランジスタＭ４のコレクタから出力する第１カレントミラー回路３４を形成する。第１基準側トランジスタＭ３および第１出力側トランジスタＭ４としてはｐｎｐ型バイポーラトランジスタが使用される。第１基準側トランジスタＭ３および第１出力側トランジスタＭ４のエミッタは電源電圧Ｖｃｃに共通接続される。第１カレントミラー回路３４の出力端子である第１出力側トランジスタＭ４のコレクタは、第８整流ダイオードＤ８のアノードと接続される。第８整流ダイオードＤ８のカソードは第３接続ノードＮ３と接続される。
以降、第１出力側トランジスタＭ４のコレクタから第８整流ダイオードＤ８のアノードへ向かう第１基準電流Ｉ１の向きを正の向きと定義する。
【００６１】
第２基準抵抗Ｒ７、第２基準側トランジスタＭ５、第２出力側トランジスタＭ６、は第２基準抵抗Ｒ７に流れる第２基準電流Ｉ２と同じ電流を第２出力側トランジスタＭ６のコレクタから引き込む第２カレントミラー回路３６を形成する。第２基準側トランジスタＭ５および第２出力側トランジスタＭ６としてはｎｐｎ型バイポーラトランジスタが使用される。第２基準抵抗Ｒ７の一端には電源電圧Ｖｃｃが印加され、他端は第２基準側トランジスタＭ５のコレクタに接続される。第２基準側トランジスタＭ５および第２出力側トランジスタＭ６のエミッタは接地される。第２カレントミラー回路３６の出力端子である第２出力側トランジスタＭ６のコレクタは第３接続ノードＮ３と接続される。
以降、第２出力側トランジスタＭ６のコレクタから第３接続ノードＮ３へ向かう第２基準電流Ｉ２の向きを正の向きと定義する。
【００６２】
第１基準電流Ｉ１、第２基準電流Ｉ２、シンクソース電流Ｉ３の間には以下の式１の関係が成り立つ。
Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ１  …（式１）
第１基準側トランジスタＭ３、第１出力側トランジスタＭ４、第２基準側トランジスタＭ５、第２出力側トランジスタＭ６の順方向電圧ＶＢＥは全て等しいと見なせる場合を考える。第１カレントミラー回路３４によって出力される第１基準電流Ｉ１は、
Ｉ１＝（Ｖｃｃ−ＶＢＥ−Ｖｂ）／Ｒ６  …（式２）
となる。ここでＶｂは電源情報信号Ｓｂの電圧、Ｒ６は第１基準抵抗Ｒ６の抵抗値である。
第２カレントミラー回路３６によって出力される第２基準電流Ｉ２は、
Ｉ２＝（Ｖｃｃ−ＶＢＥ）／Ｒ７  …（式３）
となる。ここでＲ７は第２基準抵抗Ｒ７の抵抗値である。第１基準抵抗Ｒ６および第２基準抵抗Ｒ７として同じ抵抗値Ｒ６の抵抗を使用する場合を考える。すると式１、式２、式３から、
Ｉ３＝Ｖｂ／Ｒ６  …（式４）
となる。このように、シンクソース回路４２が供給するシンクソース電流Ｉ３は順方向電圧ＶＢＥによらなくなる。したがって温度の変化などによって順方向電圧ＶＢＥが変動したとしてもシンクソース電流Ｉ３はその影響を受けにくいので、広い温度範囲におけるより安定した動作が可能となる。
【００６３】
第１スイッチトランジスタＭ７および第２スイッチトランジスタＭ８は、負荷オープン状態においてネゲートされる（ローレベルとなる）負荷オープン信号Ｓｏｃによって制御される。
第１スイッチトランジスタＭ７は、負荷オープン信号Ｓｏｃがハイレベルとなると第８整流ダイオードＤ８のアノード側から第１基準電流Ｉ１を接地へバイパスする。第２スイッチトランジスタＭ８は、負荷オープン信号Ｓｏｃがハイレベルとなると第２カレントミラー回路３６の共通接続されたベースを接地電位とする。したがって負荷オープン信号Ｓｏｃがハイレベルとなると第３接続ノードＮ３へシンクソース電流Ｉ３が供給されなくなり、しきい値電圧Ｖｔｈは第１分圧抵抗Ｒ８と第２分圧抵抗Ｒ９との比で決まる値に固定される。これにより、放電灯４の点灯時には、オン期間制限信号Ｓｏｎによって決定される第１制御パルス信号Ｓ１のオン期間の長さの最大値を固定することができる。
【００６４】
以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図３は、放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図３の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。
【００６５】
１．  電源投入
時刻ｔ１においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路３０は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１をアクティブ状態、第１スイッチＳＷ１をオフ状態とし（第１状態φ１）、バッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の目標電圧Ｖｔ（４００Ｖ）に昇圧する。
【００６６】
この間、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の第１出力キャパシタＣｏ１ならびに点灯補助キャパシタＣ４が電圧Ｖｏ１（≒４００Ｖ）で充電され、エネルギーが蓄えられる。
【００６７】
２．  ブレークダウン
電圧増幅回路２８は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の第１駆動電圧Ｖｏ１を昇圧しスタータキャパシタ２６を充電する。スタータキャパシタ２６の電圧がスパークギャップ２４の絶縁破壊電圧を超えるとスタータキャパシタ２６が導通し、高電圧トランス２２の１次巻き線Ｌ３にパルス状の電流が供給される。すると高電圧トランス２２の巻き線比に応じた２０ｋＶ以上の高電圧パルスが高電圧トランス２２の２次巻き線Ｌ４に発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧は１３〜１５ｋＶ程度まで上昇して時刻ｔ２においてブレークダウンし、グロー放電が始まる。
なお、最初の高電圧パルスでブレークダウンしなかった場合は、再びスタータキャパシタ２６を充電して放電灯４に高電圧パルスを印加する。
【００６８】
放電灯４がブレークダウンすると、放電灯４が立ち消えしないように、第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ２から、放電灯４に対して数Ａ（具体的には１０Ａ程度）の大電流が供給される
【００６９】
３．  ＤＣ期間φＤＣ
ブレークダウンの後、制御回路３０はまず第１状態φ１においてランプ電流ＩＬを第１極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。次に制御回路３０は、第２状態φ２に切り替え、ランプ電流ＩＬを第２極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。この期間をＤＣ期間φＤＣと呼ぶこととする。このＤＣ期間φＤＣにおいてグロー放電からアーク放電へと移行させる。
【００７０】
図４（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路１００のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。図４（ａ）、（ｂ）の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図４（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。
【００７１】
４．  ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路３０は、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２、ランプ電流ＩＬを監視し、フィードバックによって、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧を４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく。（図４（ａ））
【００７２】
５．  定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図４（ｂ））。なお、図４（ａ）、（ｂ）に示される駆動電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。
【００７３】
以上が実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。
【００７４】
（１）  放電灯４をブレークダウンさせるために電圧増幅回路２８がスタータキャパシタ２６を充電する際、スタータ回路２０の入力段に接続された第１電流制限抵抗Ｒ２および第２電流制限抵抗Ｒ３が電圧増幅回路２８へ入力される電流の値を制限する。したがって、電圧増幅回路２８での電圧増幅の過程で第３整流ダイオードＤ３、第４整流ダイオードＤ４、第５整流ダイオードＤ５、第６整流ダイオードＤ６などの素子にパルス的に大電流が流れることを防ぐことができる。これによりそれらのダイオードとしてより小型で安価なものが使用可能となり、スタータ回路２０を小型化し、さらにはコストを削減できる。
【００７５】
（２）  第３スイッチＳＷ３は、点灯補助キャパシタＣ４を充電するためのスイッチとして、また放電灯４点灯後バイパス抵抗Ｒ４に流れるバイパス電流をオフするためのスイッチとして共用される。したがって、点灯補助機能および損失低減機能を実現するにあたりスイッチの数をひとつ減らすことができるので、回路規模の縮小およびコストの削減に貢献する。
【００７６】
（３）  オン期間制限回路３２は、スタータキャパシタ２６が充電される際、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高いほど第１制御パルス信号Ｓ１のオン期間を短くする。したがって第１トランス１４を介して２次巻き線Ｌ２側に送られるエネルギのバッテリ電圧Ｖｂａｔへの依存の度合いが減少する。その結果、最初の高電圧パルスを発生する際のパルスインターバルを、バッテリ電圧Ｖｂａｔの変動に対して安定化させることができる。これにより、より質の高い点灯特性を実現できる。
【００７７】
ここで本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００が有する利点をより明確とするため、本発明者が検討した比較技術について説明する。
【００７８】
図５は、比較技術に係る放電灯点灯回路２００の電圧増幅回路５０周辺を示す回路図である。比較技術に係る電圧増幅回路５０の入力段には電流制限抵抗は設けられず、代わりに電圧増幅回路５０の出力段からスタータキャパシタ２６への電流の経路上に終段電流制限抵抗Ｒ１０が設けられる。
【００７９】
なお、電圧増幅回路５０は理論的にはバッファキャパシタＣ５がなくてもスタータキャパシタ２６を設定電圧、たとえば１２００Ｖまで充電できる。しかしながら実際は終段電流制限抵抗Ｒ１０の抵抗値が大きい場合などは、整流ダイオードの逆回復特性や接合容量の影響でスタータキャパシタ２６を１２００Ｖまで充電することができないことが本発明者によって見出された。そこで終段電流制限抵抗Ｒ１０の前段にバッファキャパシタＣ５を追加することで電圧増幅回路５０の出力をバッファさせる。
【００８０】
本発明者は図５に示される比較技術について検討を行い、下記の問題点を見出した。
１．負荷オープン状態において、終段電流制限抵抗Ｒ１０には電圧増幅回路５０によって最終的に増幅された電圧、たとえば１２００Ｖが印加され得る。したがって終段電流制限抵抗Ｒ１０における損失が大きくなる。また、相応の耐圧性能を有する抵抗素子を、場合によっては複数個使用しなければならなくなり、サイズの面でもコストの面でも不利である。
２．終段電流制限抵抗Ｒ１０の抵抗値が大きい場合にはバッファキャパシタＣ５を設ける必要があり、コストが増大する。
３．電流を制限する終段電流制限抵抗Ｒ１０は電圧増幅回路５０の出力段に設けられている。したがって電圧増幅回路５０内の素子、たとえば第３整流ダイオードＤ３、第４整流ダイオードＤ４、第５整流ダイオードＤ５、第６整流ダイオードＤ６、には実測値でパルス的に５Ａ程度の電流が流れる期間がある。このためそれらの整流ダイオードには大型のダイオードを使用しなければならず、サイズの面でもコストの面でも不利である。
【００８１】
本実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によれば、終段電流制限抵抗Ｒ１０およびバッファキャパシタＣ５はもはや必要ない。したがって上述の１．および２．の問題が解決される。また、入力段に電流制限抵抗を設けているので３．の問題も解決される。
【００８２】
以上が放電灯点灯回路１００の動作および効果である。
【００８３】
続いて、電流制限抵抗を設ける位置に関する変形例を説明する。実施の形態では、第１電流制限抵抗Ｒ２および第２電流制限抵抗Ｒ３がスタータ回路２０の第１入力端子Ｐ３および第２入力端子Ｐ４にそれぞれ接続される場合について説明した。第１変形例および第２変形例では、電圧増幅回路の内部において、第１整流ダイオードＤ１のカソードから第２キャパシタＣ２の高電圧側の端子までの電流の経路上に電流制限抵抗を設ける。
【００８４】
図６（ａ）、（ｂ）は、変形例に係る電圧増幅回路およびその周辺を示す回路図である。
図６（ａ）は第１変形例に係る電圧増幅回路２８ａおよびその周辺を示す回路図である。電圧増幅回路２８ａはその内部に電流制限抵抗Ｒ２ａを有する。電流制限抵抗Ｒ２ａは、第３整流ダイオードＤ３と第４整流ダイオードＤ４との第４接続ノードＮ４と、第２キャパシタＣ２と第３キャパシタＣ３との第５接続ノードＮ５との間に設けられる。
図６（ｂ）は第２変形例に係る電圧増幅回路２８ｂおよびその周辺を示す回路図である。電圧増幅回路２８ｂは、その内部に第１電流制限抵抗Ｒ２ｂ、第２電流制限抵抗Ｒ２ｃを有する。第１電流制限抵抗Ｒ２ｂは、第２キャパシタＣ２と第５接続ノードＮ５との間に設けられる。第２電流制限抵抗Ｒ２ｃは、第３整流ダイオードＤ３と第４接続ノードＮ４との間に設けられる。
このように、電流制限抵抗の配置には様々なバリエーションが可能であり、放電灯点灯回路１００が使用される状況に合わせて適宜選択できる。
【００８５】
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。これらの実施の形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００８６】
実施の形態では、放電灯点灯回路１００は第１電流制限抵抗Ｒ２および第２電流制限抵抗Ｒ３を備える場合について説明したが、これに限られない。たとえば、電流制限抵抗は、スタータ回路２０の２つの入力端子の一方にのみ設けられてもよい。この場合も電圧増幅回路中の素子にパルス的な大電流が流れることを防ぐことができる。しかしながら消費電力や放熱性能の観点からはスタータ回路２０の２つの入力端子の両方に電流制限抵抗を設けるほうが好適である。
【００８７】
実施の形態では、放電灯点灯回路１００が第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２を備えるいわゆるダブルコンバータ型の放電灯点灯回路である場合について説明したが、これに限られない。たとえば、実施の形態のスタータ回路２０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１によって供給される第１駆動電圧Ｖｏ１をＨブリッジ回路によって交流変換して放電灯４に印加するいわゆるシングルコンバータ型の放電灯点灯回路に搭載されてもよい。この場合も、実施の形態で説明した効果と同様の効果を得ることができる。
【００８８】
実施の形態では、バイパス抵抗Ｒ４を点灯後オフするためのスイッチと、点灯補助キャパシタＣ４のためのスイッチとを共用する場合について説明したが、これに限られず、それぞれ別のスイッチを設けてもよい。
【００８９】
実施の形態では、正の駆動電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して、放電灯４に印加する場合（正極点灯と称する）について説明したが、負の駆動電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して放電灯４を駆動してもよい（負極点灯と称する）。この場合、図１における第１整流ダイオードＤ１、第２整流ダイオードＤ２の向き、第１、第２トランスＴ１、Ｔ２それぞれの２次巻線の極性、および各トランスの２次巻線側に接続されたスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の向き、当該スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２と並列に接続された整流素子の向き、ならびに電圧増幅回路２８に含まれる整流ダイオードの向きを反転すればよい。
【００９０】
実施の形態では、車両用の放電灯を駆動する放電灯点灯回路を例に説明をしたが、本発明の用途はこれに限定されず、スタータ回路の入力段に電流制限抵抗を備える放電灯点灯回路に広く適用できる。
【００９１】
実施の形態では、放電灯を交流の駆動電圧で駆動する場合について説明したが、これに限られず、放電灯を直流の駆動電圧で駆動する点灯回路に本発明を適用してもよい。
【００９２】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【符号の説明】
【００９３】
４  放電灯、  ６  車載バッテリ、  ８  電源スイッチ、  １０  共用回路、  ２０  スタータ回路、  ２２  高電圧トランス、  ２４  スパークギャップ、  ２６  スタータキャパシタ、  ２８  電圧増幅回路、  ３０  制御回路、  １００  放電灯点灯回路、  ＣＯＮＶ１  第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、  ＣＯＮＶ２  第２ＤＣ／ＤＣコンバータ、  ＳＷ１  第１スイッチ、  ＳＷ２  第２スイッチ、  Ｒ１  電流検出抵抗、  Ｒ２  第１電流制限抵抗、  Ｒ３  第２電流制限抵抗、  Ｖｃｈ  充電電圧。
【図１】
2010186654.tif 000003
【図２】
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【図３】
2010186654.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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