(57)【要約】【課題】広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を正確に伝送する波形測定装置用のプローブを実現することにある。【解決手段】被測定対象の電気信号を波形測定装置に伝送するプローブに改良を加えたものである。本プローブは、被測定対象に電気的に接続され、ゲインの周波数特性をもつ先端部と、先端部からの電気信号を伝送するケーブル部と、ケーブル部からの電気信号を入力端子から入力し、先端部のゲインの周波数特性を補償して出力端子から波形測定装置に出力するアンプ部とを有する。そしてアンプ部は、負入力端子への電気信号が直流的には絶縁され出力端子がアンプ部の出力端子に接続されるオペアンプを有する反転増幅回路と、アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された抵抗と、直列に接続された抵抗同士の接続点の電圧に基づいて、反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に入力バイアス電流を出力するバイアス回路とを備えたことを特徴とするものである。【選択図】図１
2010096681.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定対象の電気信号を波形測定装置に伝送する波形測定装置用のプローブにおいて、
前記被測定対象に電気的に接続され、ゲインの周波数特性をもつ先端部と、
この先端部からの電気信号を伝送するケーブル部と、
このケーブル部からの電気信号を入力端子から入力し、前記先端部のゲインの周波数特性を補償して出力端子から前記波形測定装置に出力するアンプ部と
を有し、前記アンプ部は、
負入力端子への前記電気信号が直流的には絶縁され出力端子が前記アンプ部の出力端子に接続されるオペアンプを有する反転増幅回路と、
前記アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗と、
この直列に接続された第１、第２抵抗同士の接続点の電圧に基づいて、前記反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に入力バイアス電流を出力するバイアス回路と
を備えたことを特徴とするプローブ。
【請求項２】
反転増幅回路のオペアンプは、
前記アンプ部の入力端子とオペアンプの負入力端子との間に入力抵抗と入力コンデンサとが直列に接続され、
オペアンプの出力端子とオペアンプの負入力端子との間に帰還抵抗と帰還コンデンサとが直列に接続されることを特徴とする請求項１記載のプローブ。
【請求項３】
下記４個の関係式を満たすことを特徴とする請求項２記載のプローブ。
・前記ケーブル部の特性インピーダンス＝前記入力抵抗の抵抗値＝前記帰還抵抗の抵抗値
・前記出力端子側の第２抵抗の抵抗値／前記入力端子側の第１抵抗の抵抗値
＝前記入力コンデンサの容量値／前記帰還コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値＜＜前記入力コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値×（入力抵抗の抵抗値＋帰還抵抗の抵抗値）
＜＜前記入力コンデンサの容量値×前記入力抵抗の抵抗値
【請求項４】
オペアンプは、電流帰還型であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のプローブ。
【請求項５】
バイアス回路は、前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で通過特性を持つことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のプローブ。
【請求項６】
バイアス回路は、
前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で積分特性をもち、
開ループゲインが１になる周波数よりも高域で比例動作することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のプローブ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被測定対象の電気信号を波形測定装置に伝送する波形測定装置用のプローブに関し、詳しくは、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する波形測定装置用のプローブに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
波形測定装置（例えば、デジタルオシロスコープ、ロジックアナライザ、スペクトラムアナライザ等）では、被測定対象に物理的・電気的に接続し、被測定対象からの電気信号を波形測定装置本体に伝送するためのプローブが必須である。
【０００３】
ロジック信号を対象とする波形測定装置用のプローブは、一般的に、被測定対象からの電気信号を伝送するケーブル部の前後に先端部とアンプ部とが設けられることが多い。先端部（チップ部、入力部等とも呼ばれる）は、一端が被測定対象に物理的・電気的に接続され、他端がケーブル部に接続される。ケーブル部は、例えば、同軸ケーブルが用いられる。アンプ部は、一端がケーブル部に接続され、他端が装置接続用ケーブル（例えば、同軸ケーブル）を介して波形測定装置本体の入力コネクタに接続される。もちろん、アンプ部は、他端が直接波形測定装置本体の入力コネクタに接続される場合もある。
【０００４】
また、プローブは、被測定対象に電気的に接続されるため、プローブ自身が被測定対象に対して影響しないようにする必要があると共に、被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する必要がある。
【０００５】
そのためプローブには、例えば、高入力インピーダンス、広帯域な周波数特性（言い換えると、平坦な周波数特性（プローブへの入力電圧とプローブの出力電圧との比が一定））が必要とされる。なお、帯域としては、波形測定装置本体の周波数帯域と同じか、それ以上が必要である。
【０００６】
図１１は、従来のプローブの構成を示した図である（例えば、特許文献１〜３参照）。
被測定対象からの入力信号（電気信号）は、抵抗Ｒｔａｐを通り、伝送路Ｃａｂｌｅ（抵抗Ｒｔａｐ、Ｒｔｉｐ、コンデンサＣｔｉｐが実装されるプリン基板上の配線）を経由して、並列に設けられた抵抗ＲｔｉｐとコンデンサＣｔｉｐに入力される。なお、抵抗Ｒｔａｐ、伝送路Ｃａｂｌｅ，抵抗Ｒｔｉｐ，コンデンサＣｔｉｐは、プローブの先端部に設けられる。
【０００７】
プローブの先端部からの電気信号は、ケーブル部である同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅを通り、終端抵抗Ｒｅの一端に入力される。この終端抵抗Ｒｅの他端は、オペアンプＡｍｐの負入力端子に接続される。また、オペアンプＡｍｐの正入力端子は、グランドに接続（接地）されている。従って、オペアンプＡｍｐの負入力端子は、仮想接地点になる。
【０００８】
つまり、終端抵抗Ｒｅの他端は、接地電位（オペアンプＡｍｐの仮想接地点）に接続されるため、終端抵抗Ｒｅの抵抗値を、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅの特性インピーダンスに一致させることにより、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅは整合終端されて、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅと終端抵抗Ｒｅとの接続部では無反射となる。これにより、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅに入力した電気信号は、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅの損失と遅延とを無視すれば、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅの長さおよび周波数の影響を受けずに終端抵抗Ｒｅに到達する。
【０００９】
なお、終端抵抗Ｒｅ、アンプＡｍｐ、抵抗Ｒｐ、Ｒｐｋ、コンデンサＣｐは、プローブのアンプ部に設けられる。
【００１０】
続いて、図１１に示す装置の周波数特性について説明する。
先端部の回路網では、上述の特許文献１によれば、抵抗ＲｔｉｐとコンデンサＣｔｉｐの並列回路により伝達ゼロ（a transmission zero）が作られ、抵抗Ｒｔａｐとケーブルｃａｂｌｅの静電容量により伝達極（a transmission pole）が作られる、と記載されている。
【００１１】
アンプ部の回路網について説明する。
上述のように、終端抵抗Ｒｅの他端は、オペアンプＡｍｐの仮想接地点に接続されており、終端抵抗Ｒｅを流れる電流は、オペアンプＡｍｐの出力端子から負入力端子に向かって帰還回路網（抵抗ＲｐｋとコンデンサＣｐとの直列回路に、抵抗Ｒｐを並列に接続）を流れる電流で打ち消される。
【００１２】
従って、アンプ部の出力電圧（波形測定装置への出力信号）は、帰還回路網を流れる電流に、帰還回路網のインピーダンスを乗じれば求まる。帰還回路網のインピーダンスは、抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとにより伝達極が作られ、抵抗ＲｐｋとコンデンサＣｐにより伝達ゼロが作られる。
【００１３】
ここで、先端部で作られる伝達ゼロにアンプ部の抵抗Ｒｐ、コンデンサＣｐとで作られる伝達極を一致させ、先端部で作られる伝達極にアンプ部の抵抗ＲｐｋとコンデンサＣｐとで作られる伝達ゼロを一致させる。すなわち、先端部の周波数特性を、アンプ部の帰還回路網の周波数特性で補償することにより、プローブ全体としては、平坦な周波数特性になる。
【００１４】
【特許文献１】米国特許第６４８３２８４号明細書
【特許文献２】米国特許第４７４３８３９号明細書
【特許文献３】特開２００５−３４５４６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
広帯域にわたり同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅを整合終端するためには、オペアンプＡｍｐの負入力端子の電位が接地電位とみなせる必要がある。このためには、オペアンプＡｍｐの高周波帯域での開ループゲインが大きいこと、すなわち、帯域幅（ＧＢ積）が大きいことが必要となる。
【００１６】
一般的に、半導体ウェハから切り出したチップ状のオペアンプでは、プリント基板等への実装が非常に困難なので、チップを樹脂等でモールド化したＩＣとして市販されている。ＩＣとして市販され電圧入力型のオペアンプには、ＧＢ積の大きなものは少なく、非常に高価である。
【００１７】
ＧＢ積が大きく、安価な市販のオペアンプには、いわゆる電流帰還型のオペアンプが存在するが、一般的に、ＩＣとして入手できる電流帰還型のオペアンプは、負入力端子の入力バイアス電流（Input Bias Current）が大きく、この入力バイアス電流により直流オフセット誤差が生じる。
【００１８】
すなわち、上述のように、プローブは、被測定対象に電気的に接続されるため、プローブ自身が被測定対象に対して影響しないようにする必要があると共に、被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する必要がある。
【００１９】
被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送するために直流オフセット誤差を減少させるには、プローブへの入力インピーダンスを小さくする必要があるが、被測定対象への影響が生じてしまうという問題があった。
【００２０】
また、被測定対象への影響を小さくするためには高入力インピーダンスが必要だが、特に入力インピーダンスを決定する抵抗分を大きくすると、直流オフセット誤差が大きくなってしまうという問題があった。
【００２１】
例えば、アンプ部のオペアンプの入力バイアス電流が４０［μＡ］、入力インピーダンスに影響する抵抗Ｒｔｉｐが１００［ｋΩ］の時には、入力換算で４［Ｖ］の直流オフセット誤差が生じ、波形測定装置用のプローブとして実用上用いることができないという問題があった。
【００２２】
一方、抵抗Ｒｔｉｐの抵抗値を小さく、例えば、１［ｋΩ］とすれば、直流オフセット誤差は４０［ｍＶ］に抑えることができる。しかしながら、プローブとしての入力抵抗が低下し、入力インピーダンスも低くなる。そのためプローブ自身が、被測定対象に対して大きな影響を与えてしまい、波形測定装置用のプローブとして実用上用いることができないという問題があった。
【００２３】
そこで本発明の目的は、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する波形測定装置用のプローブを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
請求項１記載の発明は、
被測定対象の電気信号を波形測定装置に伝送する波形測定装置用のプローブにおいて、
前記被測定対象に電気的に接続され、ゲインの周波数特性をもつ先端部と、
この先端部からの電気信号を伝送するケーブル部と、
このケーブル部からの電気信号を入力端子から入力し、前記先端部のゲインの周波数特性を補償して出力端子から前記波形測定装置に出力するアンプ部と
を有し、前記アンプ部は、
負入力端子への前記電気信号が直流的には絶縁され出力端子が前記アンプ部の出力端子に接続されるオペアンプを有する反転増幅回路と、
前記アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗と、
この直列に接続された第１、第２抵抗同士の接続点の電圧に基づいて、前記反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に入力バイアス電流を出力するバイアス回路と
を備えたことを特徴とするものである。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
反転増幅回路のオペアンプは、
前記アンプ部の入力端子とオペアンプの負入力端子との間に入力抵抗と入力コンデンサとが直列に接続され、
オペアンプの出力端子とオペアンプの負入力端子との間に帰還抵抗と帰還コンデンサとが直列に接続されることを特徴とするものである。
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、
・前記ケーブル部の特性インピーダンス＝前記入力抵抗の抵抗値＝帰還抵抗の抵抗値
・前記出力端子側の第２抵抗の抵抗値／前記入力端子側の第１抵抗の抵抗値
＝前記入力コンデンサの容量値／前記帰還コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値＜＜前記入力コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値×（入力抵抗の抵抗値＋帰還抵抗の抵抗値）
＜＜前記入力コンデンサの容量値×前記入力抵抗の抵抗値
となる上記４個の関係式を満たすことを特徴とするものである。
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、
オペアンプは、電流帰還型であることを特徴とするものである。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、
バイアス回路は、前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で通過特性を持つことを特徴とするものである。
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の発明において、
バイアス回路は、
前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で積分特性をもち、
開ループゲインが１になる周波数よりも高域で比例動作することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、以下のような効果がある。
アンプ部が、先端部のゲインの周波数特性を補償して出力端子から波形測定装置に出力信号を出力する。そして、アンプ部は、反転増幅回路、直列接続された第１、第２抵抗、バイアス回路を有し、反転増幅回路は、負入力端子への電気信号が直流的には絶縁されたオペアンプを備え、直列接続された第１、第２抵抗は、アンプ部の入力端子と出力端子との間に設けられ、バイアス回路は、直列に接続された第１、第２抵抗同士の接続点の電圧に基づく電流（反転増幅回路の入力バイアス電流に相当）を、反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に出力する。これにより、プローブの入力インピーダンスを大きくしたとしても、反転増幅回路を安定に動作させつつ、オペアンプの負入力端子の入力バイアス電流に起因する直流の入力オフセット誤差を小さくすることができる。従って、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
［第１の実施例］
図１は、本発明の第１の実施例を示した構成図である。また、図２は、図１に示すプローブの外観を示した図である。図１、図２において、波形測定装置用のプローブは、先端部１０、同軸ケーブル２０、アンプ部３０から構成され、被測定対象１００からの入力信号（電圧信号）Ｖｉｎを出力信号（電圧信号）Ｖｏｕｔとして波形測定装置本体に伝送する。
【００２７】
ここで、図２は、プローブ（二値のロジック信号用）の外観であり、アンプ部３０が装置接続用ケーブルを介して波形測定装置に接続される例を示している。もちろん、装置接続用ケーブルを用いずに、アンプ部３０から波形測定装置の入力コネクタに直接接続してもよい。
【００２８】
先端部１０は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，コンデンサＣ１を有し、一端（先端部１０の入力側）が被測定対象１００に接続され、被測定対象１００から入力信号Ｖｉｎが入力される。抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との並列回路に直列に接続される。ここで、先端部１０が出力する信号をＶ１とする。
【００２９】
同軸ケーブル２０は、ケーブル部であり、先端部１０からの信号Ｖ１を信号Ｖ２としてアンプ部３０に伝送する。同軸ケーブル２０の一端（入力側）が、先端部１０の他端（先端部１０の出力側）に接続され、同軸ケーブル２０の他端（出力側）がアンプ部３０の一端（アンプ部３０の入力側）に接続される。
【００３０】
詳細には、同軸ケーブル２０の心線（内部導体）の一端が先端部１０の出力側に接続され、心線の他端がアンプ部３０の入力側に接続される。また、同軸ケーブル２０のシールド層（外部導体）の一端が被測定対象１００の共通電位ＧＮＤ１に接続され、シールド層の他端がアンプ部３０の共通電位ＧＮＤ２に接続される。
【００３１】
なお、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスをＺ０とした場合、この特性インピーダンスＺ０は、同軸ケーブル２０の仕様として予め定められている場合が多いが、ユーザ側から製造メーカに対し、所望の特性インピーダンスとなるように製造させる場合もある。
【００３２】
アンプ部３０は、反転増幅回路、整合終端回路、バイアス回路から構成され、同軸ケーブル２０からの信号Ｖ２を増幅、ゲインの周波数特性の補償を行なって、出力信号Ｖｏｕｔとして波形測定装置に出力する。
【００３３】
アンプ部３０は、抵抗Ｒ３〜Ｒ７，コンデンサＣ２〜Ｃ３、オペアンプＡ１，アンプＡ２を有する。ここで、オペアンプＡ１と単なるアンプＡ２との違いは、オペアンプＡ１は、ゲインが無限大のものであり、アンプＡ２は、ゲインが有限のものである。
【００３４】
同軸ケーブル２０の他端（出力側）とオペアンプＡ１の負入力端子との間に、入力抵抗Ｒ３，入力コンデンサＣ３が直列に接続される。オペアンプＡ１の出力端子とオペアンプＡ１の負入力端子との間に、帰還抵抗Ｒ４，帰還コンデンサＣ２が直列に接続される。また、オペアンプＡ１の出力端子から出力信号Ｖｏｕｔが出力される。そして、オペアンプＡ１の正入力端子は、共通電位（接地電位）ＧＮＤ２に接続される。
【００３５】
同軸ケーブル２０の他端（＝アンプ部３０の入力端子）とオペアンプＡ１の出力端子（＝アンプ部３０の出力端子）との間に、抵抗Ｒ５，Ｒ６が直列に接続される。なお、抵抗Ｒ５が、同軸ケーブル２０の他端（言い換えると、抵抗Ｒ３）に接続され、抵抗Ｒ６が、オペアンプＡ１の出力端子（言い換えると、コンデンサＣ２）に接続される。
【００３６】
また、抵抗Ｒ５は、特許請求の範囲の「アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗」のうちの「入力端子側の第１抵抗」に相当する。そして、抵抗Ｒ６は、特許請求の範囲の「アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗」のうちの「出力端子側の第２抵抗」に相当する。
【００３７】
抵抗Ｒ５，Ｒ６同士の接続点と、オペアンプＡ１の負入力端子との間に、アンプＡ２，抵抗Ｒ７が直列に接続される。詳細には、アンプＡ２の入力側が、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点に接続され、アンプＡ２の出力側が抵抗Ｒ７を介してオペアンプＡ１の負入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点の信号をＶ３とする。
【００３８】
ここで、アンプ部３０の反転増幅回路とは、抵抗Ｒ３，Ｒ４，コンデンサＣ２、Ｃ３、オペアンプＡ１である。また、整合終端回路は、反転増幅回路に直列接続の抵抗Ｒ５，Ｒ６を加えたものである。そして、バイアス回路は、アンプ部３０のうち抵抗Ｒ５〜Ｒ７、アンプＡ２であり、オペアンプＡ１を含んでループを構成する。
【００３９】
このような装置の動作を説明する。
プローブ全体の基本的な動作を説明した後、先端部１０、アンプ部３０それぞれの詳細な説明（インピーダンス、周波数特性、直流オフセット誤差の軽減等）をする。
【００４０】
まず、プローブ全体の基本的な動作を説明する。
被測定対象１００からの出力は、プローブの入力信号Ｖｉｎとして先端部１０に入力される。そして、先端部１０が、入力信号Ｖｉｎを所定の周波数特性にて信号Ｖ１として同軸ケーブル２０に出力する。
【００４１】
そして、同軸ケーブル２０が、信号Ｖ１をアンプ部３０に信号Ｖ２として伝送する。ここで、アンプ部３０の入力インピーダンスが、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に一致するようにアンプ部３０の定数を選択することにより、同軸ケーブル２０が整合終端される。この整合終端によって、入力部１０から同軸ケーブル２０を見込んだインピーダンスが、同軸ケーブル２０の長さ、周波数によらず一定の値の特性インピーダンスＺ０になる。
【００４２】
つまり、入力信号Ｖｉｎが、先端部１０のインピーダンスと、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０とで分圧（減衰）されて、信号Ｖ１となる。そして、同軸ケーブル２０を通して、信号Ｖ１が信号Ｖ２としてアンプ部３０に入力される。ここで、先端部１０のインピーダンスは、周波数の関数となるため、先端部１０のゲイン（信号Ｖ１／入力信号Ｖｉｎ）も周波数特性を有する。
【００４３】
一方、同軸ケーブル２０は、整合終端（無反射終端）されているので、同軸ケーブル２０の入力側、出力側の信号Ｖ１，Ｖ２の電圧は、同軸ケーブル２０の損失および遅延を無視すれば、等しく、ゲイン（信号Ｖ２／信号Ｖ１）＝１で一定となる。以下、プローブ全体におけるゲインの周波数特性については、同軸ケーブル２０を無視して説明する。
【００４４】
そして、アンプ部３０が、信号Ｖ２に対して増幅および先端部１０で生じたゲインの周波数特性の補償を行なって、出力信号Ｖｏｕｔを波形測定装置本体に出力する。
【００４５】
ここで、プローブ全体のゲイン（増幅率、減衰比等と呼ばれる）は、先端部１０の分圧比とアンプ部３０の増幅率の積で決定され、アンプ部３０の定数を選択することで、増幅率は周波数によらず一定になる。
【００４６】
なお、アンプ部３０の定数の選択の詳細や、先端部１０、アンプ部３０、プローブ全体のゲインの周波数特性の詳細については、後述する。
【００４７】
続いて、先端部１０の詳細について説明する。図３は、先端部１０のみの構成を示した図である。ここで、図１と同一のものには同一符号を付し、説明を省略する。
【００４８】
なお、以下、数式においては、（抵抗Ｒ１の抵抗値）を単に（Ｒ１）と示し、（コンデンサＣ１の容量値）を単に（Ｃ１）と示し、（入力信号Ｖｉｎの電圧値）を単に（Ｖｉｎ）と示す。他の抵抗、コンデンサ、信号も同様である。
【００４９】
図３に示す先端部１０の回路のインピーダンスは、浮遊容量等を無視すれば、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値、コンデンサＣ１の容量値で求まり、下記の式（１）になる。
【００５０】
（先端部１０のインピーダンス）＝Ｒ１＋Ｒ２／（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２）  …式（１）
【００５１】
なお、ωは、角周波数であり、（ω＝２πｆ）である。
【００５２】
プローブの入力インピーダンスは、概ね先端部１０の回路で決定される。例えば、数値例として、抵抗Ｒ１の抵抗値を数百［Ω］、抵抗Ｒ２の抵抗値を１００［ｋΩ］、コンデンサＣ１の容量値を１［ｐＦ］とした場合、先端部１０の物理的形状、材質等に依存する浮遊容量を含めて、約１００［ｋΩ］//３［ｐＦ］の入力インピーダンスが得られる。
【００５３】
先端部１０の分圧比（先端部１０のゲインに相当）は、同軸ケーブル２０が同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０で終端されていれば、下記の式（２）になる。
【００５４】
Ｖ１／Ｖｉｎ＝Ｚ０／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｚ０）×（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２）／（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２（Ｒ１＋Ｚ０）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｚ０））  …式（２）
【００５５】
ここで、（Ｒ１＋Ｚ０）＜＜（Ｒ２）とすれば、式（２）は式（３）で近似される。
【００５６】
Ｖ１／Ｖｉｎ＝Ｚ０／Ｒ２×（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２）／（１＋ｊω・Ｃ１（Ｒ１＋Ｚ０））  …式（３）
【００５７】
式（３）より、先端部１０のゲインの周波数特性を図４に示す。図４は、横軸が角周波数、縦軸は先端部１０のゲインである。なお、各数式においてωを用いているので、周波数特性の図においても、周波数ｆではなく、角周波数ω（＝２πｆ）として説明する。
【００５８】
図４に示すように、角周波数ω１（＝１／（Ｃ１・Ｒ２）））で伝達ゼロ、角周波数ω２（＝１／（Ｃ１（Ｒ１＋Ｚ０）））で伝達極をもつ周波数特性になる。なお、（角周波数ω１）＜（角周波数ω２）である。
【００５９】
すなわち、角周波数ω１よりも低周波数側では、ゲインが（Ｚ０／Ｒ２）であり、角周波数ω２よりも高周波側では、ゲインが（Ｚ０／（Ｒ１＋Ｚ０））である。
【００６０】
続いて、アンプ部３０の詳細について説明する。図５は、アンプ部３０のみの構成を示した図である。ここで、図１と同一のものには同一符号を付し、説明を省略する。図１、図５において、抵抗Ｒ３を流れる電流をＩｒ３とし、抵抗Ｒ５を流れる電流をＩｒ５とし、抵抗Ｒ６を流れる電流をＩｒ６とし、抵抗Ｒ７を流れる電流をＩｒ７とする。
【００６１】
また、電流Ｉｒ３〜Ｉｒ７それぞれの電流の方向について説明する。電流Ｉｒ３は、同軸ケーブル２０からオペアンプＡ１の負入力端子への方向、電流Ｉｒ５は、同軸ケーブル２０から抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点への方向、電流Ｉｒ６は、オペアンプＡ１の出力端子から抵抗Ｒ６，Ｒ５の接続点への方向、電流Ｉｒ７は、アンプＡ２の出力側からオペアンプＡ１の負入力端子への方向である。
【００６２】
アンプ部３０の基本回路となる反転増幅回路から詳細に説明する。
図６は、アンプ部３０の反転増幅回路を示した図であり、図６（ａ）は、アンプ部３０の反転増幅回路に相当する部分を示した図であり、図６（ｂ）は、図６（ａ）をインピーダンスで示した図であり、図６（ｃ）は、図６（ａ）〜（ｂ）の入力インピーダンス、電圧ゲインを示した式である。なお、図６において、抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３のインピーダンスをＺｉｎ、帰還回路網の抵抗ｒ４、コンデンサＣ２のインピーダンスをＺｆとする。
【００６３】
図６（ａ）に示した回路は、図６（ｂ）に示すように反転増幅回路の一つの回路形態であり、オペアンプＡ１に理想オペアンプを用いたと仮定すれば、全周波数帯域で正常に動作する。例えば、電流帰還型のオペアンプを用いることができる。
【００６４】
ただし、図６に示す反転増幅回路の出力の直流電圧は、各コンデンサＣ２〜Ｃ３の初期電圧に依存した値となるが、反転増幅回路の入力インピーダンスおよび電圧ゲインは、反転増幅回路の一般的な計算式を適用することにより、下記の式（４）、式（５）で示される。
【００６５】
（入力インピーダンス）＝Ｚｉｎ＝Ｒ３×（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（ｊω・Ｃ３・Ｒ３）  …式（４）
【００６６】
（電圧ゲイン）＝−Ｚｆ／Ｚｉｎ＝−（Ｃ３／Ｃ２）×（１＋ｊω・Ｃ２・Ｒ４）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）  …式（５）
【００６７】
ここで、アンプ部３０全体のゲインの周波数特性は、図６に示す反転増幅回路のゲインの周波数特性とみなすことができる。従って、式（５）より、アンプ部３０全体のゲインの周波数特性を図７に示す。図７は、横軸が角周波数、縦軸はアンプ部３０全体のゲインである。
【００６８】
図７に示すように、角周波数軸上において１／（Ｃ３・Ｒ３）で伝達極、１／（Ｃ２・Ｒ４）で伝達ゼロをもつ周波数特性になる。また、伝達極の角周波数よりも低周波数側では、ゲインが（Ｃ３／Ｃ２）であり、伝達ゼロの角周波数よりも高周波側では、ゲインが（Ｒ４／Ｒ３）である。
【００６９】
従って、アンプ部３０の伝達極の角周波数を、先端部１０の伝達ゼロの角周波数ω１に一致させ、アンプ部３０の伝達ゼロの角周波数を、先端部１０の伝達極の角周波数ω２に一致させる。
【００７０】
具体的には、図４、図７から明らかなように、（Ｃ１・Ｒ２）＝（Ｃ３・Ｒ３）、（Ｃ１（Ｒ１＋Ｚ０））＝（Ｃ２・Ｒ４）となるように、アンプ部３０の抵抗Ｒ３，Ｒ４，コンデンサＣ２，Ｃ３を選択する。
【００７１】
これにより、先端部１０とアンプ部３０とを合成したゲインの周波数特性、すなわち、プローブ全体の周波数特性が広帯域にわたって平坦となる。
【００７２】
なお、アンプ部３０の抵抗Ｒ３，Ｒ４，コンデンサＣ２，Ｃ３の定数を選択して先端部１０の周波数特性を補償しているが、先端部１０の周波数特性の補償という点では、上述の特許文献１と同様な機能である。しかし、特許文献１が片方の端子を接地した２端子回路網のインピーダンス変化を利用したものに対し、図５に示す回路では、オペアンプＡ１を用いた反転増幅回路（図６参照）の電圧ゲインが、（電圧ゲイン）＝−Ｚｆ／Ｚｉｎで決まるので、オペアンプＡ１の入力側インピーダンスＺｉｎと、オペアンプＡ１の帰還側インピーダンスＺｆそれぞれに周波数特性を持たせた反転増幅回路とした点が特徴である。
【００７３】
続いて、アンプ部３０全体の入力インピーダンスについて説明する。このアンプ部３０全体の入力インピーダンスは、同軸ケーブル２０との整合終端という点からも、広帯域なプローブでは非常に重要なパラメータである。
【００７４】
ここで、図８は、整合終端回路の構成を示した図である。図８に示すように、整合終端回路は、図６の基本回路となる反転増幅回路に抵抗Ｒ５，Ｒ６を付加したものとなる。
【００７５】
すなわち、図６に示す基本回路の入力インピーダンスは、上記の式（４）で示されるように、（Ｚｉｎ）＝Ｒ３×（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（ｊω・Ｃ３・Ｒ３）であり、角周波数ωが含まれるため、周波数によって基本回路の入力インピーダンスが変動する。
【００７６】
一方、アンプ部３０全体では、同軸ケーブル２０を、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０で終端しなければならない。
【００７７】
図８に示す抵抗Ｒ５，Ｒ６は、アンプ部３０の入力側から見込んだときに、ミラー効果によってアンプ部３０全体のゲインに依存した対接地インピーダンスにみえる。ここで、アンプ部３０の入力側から見込んだ対接地インピーダンスをＺｍとした場合、インピーダンスＺｍは、下記の式（６）で示される。
【００７８】
Ｚｍ＝（Ｒ５＋Ｒ６）／（１−（アンプ部３０全体のゲイン））
＝（Ｒ５＋Ｒ６）／（１＋（Ｃ３／Ｃ２）×（１＋ｊω・Ｃ２・Ｒ４）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）
＝（（Ｒ５＋Ｒ６）／（１＋Ｃ３／Ｃ２））×（（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（１＋ｊω・（（Ｒ３＋Ｒ４）Ｃ２・Ｃ３／（Ｃ２＋Ｃ３）））
…式（６）
【００７９】
ここで、各定数に下記の関係式（式（７）〜式（１０））が成立する場合、
【００８０】
Ｒ３＝Ｒ５  …式（７）
Ｒ６／Ｒ５＝Ｃ３／Ｃ２  …式（８）
Ｃ２＜＜Ｃ３  …式（９）
Ｃ２（Ｒ３＋Ｒ４）＜＜Ｃ３・Ｒ３  …式（１０）
【００８１】
対接地インピーダンスＺｍは、（ω＜（１／（Ｒ３＋Ｒ４）Ｃ２））の範囲で下記の式（１１）で表される。
【００８２】
Ｚｍ＝Ｒ３（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）  …式（１１）
【００８３】
式（１１）から明らかに、対接地インピーダンスＺｍは、抵抗Ｒ３（＝抵抗Ｒ５）と、Ｃ３（Ｒ３）＾２のコイルの直列回路に等価であることがわかる。
【００８４】
ここで、アンプ部３０全体の入力インピーダンスをＺａｍｐとすれば、アンプ部３０全体の入力インピーダンスＺａｍｐは、反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉｎと対接地インピーダンスＺｍとの並列インピーダンスになり、式（１２）で示される。
【００８５】
Ｚａｍｐ＝１／（１／Ｚｉｎ＋１／Ｚｍ）
＝Ｒ３／（（ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）＋１／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３））
＝Ｒ３  …式（１２）
【００８６】
すなわち、抵抗Ｒ３（＝抵抗Ｒ５）のインピーダンスを、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に一致させ、さらに、他の定数間に上記の関係式（７）〜式（１０）を持たせることで、同軸ケーブル２０が、広帯域に整合終端される。
【００８７】
なお、アンプ部３０全体の入力インピーダンスＺａｍｐを求める際に、対接地インピーダンスＺｍを用いた。そして、対接地インピーダンスＺｍは、高周波域となる角周波数（１／（（Ｒ３＋Ｒ４）Ｃ２）≦ω）の値を無視しているが、高周波域においては、対接地インピーダンスＺｍの値は、反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉｎに対して十分大きくなるため、高周波域においても、実用上、近似誤差を無視できる。
【００８８】
ここで、整合終端について、補足説明をする。
上述の特許文献１では、ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅを伝播した信号は、単一の終端抵抗Ｒｅで終端し、この終端抵抗Ｒｅは、ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅからの信号を後段のアンプＡｍｐに伝送している。
【００８９】
一方、図１に示す本実施例のプローブでは、先端部１０で作られ同軸ケーブル２０で伝播した信号Ｖ２は、単一の終端抵抗で終端されるのでなく、アンプ部３０の基本回路の入力インピーダンスＺｉｎと、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６がミラー効果によって変換されたインピーダンスＺｍに分流して終端される。
【００９０】
このとき、入力インピーダンスＺｉｎ側を通過する信号は、反転増幅回路で増幅されて出力される。しかし、入力インピーダンスＺｉｎは周波数の関数であるため，同軸ケーブル２０を伝播した信号Ｖ２は変形されてオペアンプを含む反転増幅回路に伝達される。
【００９１】
また、アンプ部３０の入力インピーダンスＺａｍｐを同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に整合させるために抵抗Ｒ５，Ｒ６を挿入しているが、これらの抵抗Ｒ５，Ｒ６が意図した動作をするためには、アンプ部３０全体のゲインが周波数特性を持っている必要がある。
【００９２】
すなわち、整合終端回路は、整合終端のみならず、先端部１０の周波数特性を補償するための回路も含まれ、整合終端回路と先端部１０の周波数特性を補償する回路とを分離することができない回路構成となっている。
【００９３】
続いて、バイアス回路（直流の入力オフセット誤差の軽減等）について詳細に説明する。
アンプ部３０のオペアンプＡ１は、広帯域にわたり、オペアンプＡ１の負入力端子の電位が接地電位とみなせることが必要であり、ＧＢ積が大きい必要がある。上述のように、ＩＣの形で安価に入手できるオペアンプとしては、電流帰還型（トランスインピーダンス・アンプ型）のオペアンプを用いることができる。
【００９４】
また、図１、図６に示すように、オペアンプＡ１の帰還側インピーダンスＺｆには、直列に帰還抵抗Ｒ４が含まれるため、オペアンプＡ１に電流帰還型のオペアンプを用いたとしても、高周波域の帰還量が制限でき、オペアンプＡ１が安定して動作する。
【００９５】
なお、市販品として入手できるＩＣ形の電流帰還型のオペアンプの多くは、負入力端子の直流の入力バイアス電流が、大きな値を持っている。
【００９６】
それに対して図１、図６に示すように、帰還コンデンサＣ２，入力コンデンサＣ３が、オペアンプＡ１の負入力端子を直流的には他の回路部分と絶縁している。従って、入力バイアス電流が、先端部１０からの信号Ｖ１，Ｖ２に混入しない。これにより、オペアンプＡ１の負入力端子の入力バイアス電流による直流オフセット誤差を抑えることができる。
【００９７】
しかしながら、図１、図６に示すようにコンデンサＣ２，Ｃ３が、オペアンプＡ１の負入力端子を直流的には他の回路部分と絶縁している。このように絶縁した場合、理想的なオペアンプと違って現実のオペアンプでは、オペアンプＡ１の入力バイアス電流により、直流動作点が安定しないという問題がある。
【００９８】
すなわち、オペアンプＡ１の内部にはトランジスタ等が含まれるが、入力バイアス電流は、オペアンプＡ１のトランジスタを動作させるために必要な電流であり、この電流（入力バイアス電流）を必ず流さなければ、オペアンプＡ１が正しく動作しない。
【００９９】
そこで、バイアス回路を設けオペアンプＡ１に入力バイアス電流を供給し、反転増幅回路、整合終端回路と組み合わせることにより、安定して動作させると共に、正確な直流入力電圧を検知して、高精度化を図る。
【０１００】
ここで、図９は、図５に示したアンプ部３０のうち直流経路を抜き出したもの（つまり、コンデンサＣ２，Ｃ３で直流的に絶縁されている回路を除いたもの）を示した図であり、バイアス回路である。
【０１０１】
図６に示すアンプ部３０の基本回路となる反転増幅回路の低域ゲインは（Ｃ３／Ｃ２）であり、図８に示す整合終端回路として図６に示す回路に付加した抵抗Ｒ５，Ｒ６の関係式は、上述の式（８）で示したように、（Ｒ６／Ｒ５）＝（Ｃ３／Ｃ２）（＝角周波数ω１よりも低域側の低域ゲイン）になる。
【０１０２】
これは、低域における信号Ｖ３（抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点）の電位が、オペアンプＡ１の負入力端子と同様の電圧変化をすることを意味する。ここで、特に、コンデンサＣ２，Ｃ３の初期電圧が０［Ｖ］と仮定すれば、オペアンプＡ１の出力信号Ｖｏｕｔの出力電圧にオフセット電圧が生じず、波形測定装置用のプローブとしては非常に望ましい。なお、コンデンサＣ２，Ｃ３の初期電圧が０［Ｖ］の場合、信号Ｖ３の電圧は直流的に０［Ｖ］である。
【０１０３】
また、波形測定装置自体が電源オフであったり、プローブが波形測定装置から取り外されていれば、コンデンサＣ２，Ｃ３は自然に放電されるので、初期電圧は０［Ｖ］になる。また、コンデンサＣ２，Ｃ３に電圧が残っていたとしても、実用上、図９に示す入力バイアス電流のループで、コンデンサＣ２，Ｃ３間でバランスがとられ、信号Ｖ３の電圧は直流的に０［Ｖ］に収束する。
【０１０４】
以上より、信号Ｖ３の電圧を直流的に０［Ｖ］になるように，オペアンプＡ１の負入力端子に与える入力バイアス電流を調節すれば，出力信号Ｖｏｕｔの出力電圧にオフセット電圧が生じず、プローブとして非常に好ましい直流特性を得られる。
【０１０５】
このような動作を行う目的で、アンプＡ２、抵抗Ｒ７が、図９に示すようにオペアンプＡ１の負入力端子と抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点の間に付加されている。
【０１０６】
アンプＡ２は、信号Ｖ３のバッファおよび増幅を行ない、抵抗Ｒ７に出力する。抵抗Ｒ７は、アンプＡ２の出力電圧を電流Ｉｒ７としてオペアンプＡ１の負入力端子に入力バイアス電流を与える。
【０１０７】
ここで，アンプＡ２と抵抗Ｒ７は、それらを組合わせたときのトランスコンダクタンスｇｍ、すなわち下記の関係式（式（１３））が重要となる。
【０１０８】
ｇｍ=（アンプＡ２のゲイン）／Ｒ７  …式（１３）
【０１０９】
アンプＡ２に入力される信号Ｖ３の電圧は、オペアンプＡ１の負入力端子に与える入力バイアス電流がＩｒ７のとき、下記の式（１４）となる。
【０１１０】
Ｖ３＝Ｉｒ７／ｇｍ
＝Ｉｒ７・Ｒ７／（アンプＡ２のゲイン）  …式（１４）
【０１１１】
式（１４）から明らかなように信号Ｖ３の電圧を小さくするためには、トランスコンダクタンスｇｍが大きいことが望ましい。
【０１１２】
なお、図９において、アンプＡ２にトランスコンダクタンスアンプ（電圧入力，電流出力のアンプ）を用いれば抵抗Ｒ７を省略してよい。
【０１１３】
上述したように、波形測定装置のプローブとしては、直流では、信号Ｖ３の電圧が０［Ｖ］となることが望ましい。しかしながら、アンプ部３０の反転増幅回路の抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｃ２、Ｃ３によって、アンプ部３０全体のゲインに積分特性が生じる。アンプ部３０のゲインが積分特性に遷移するのは、周波数（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））である。この周波数ωｉにおいては、もはやアンプ部３０のゲインが抵抗比（Ｒ６／Ｒ５）と一致しないという問題が生ずる。
【０１１４】
なお、積分特性に遷移する周波数ωｉは、アンプ部３０の周波数特性の伝達極の周波数ω１と同じである（図７、式（５）参照）。
【０１１５】
そのため、図９に示すようなフィードバックループを持ったバイアス回路が、積分特性に遷移する周波数ωｉを超える周波数の信号に対して、信号Ｖ３の電圧を０［Ｖ］に制御しようとした場合、アンプ部３０のゲインが先に述べた関係式（５）の値ではなくなり、所望の周波数特性（先端部１０の周波数特性の補償）が得られない。
【０１１６】
（電圧ゲイン）＝−Ｚｆ／Ｚｉｎ＝−（Ｃ３／Ｃ２）×（１＋ｊω・Ｃ２・Ｒ４）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）  …式（５）
【０１１７】
さらに、周波数ωｉ（＝ω１）を超える場合、アンプ部３０全体の入力インピーダンスＺａｍｐもミラー効果を用いて作っているのでアンプ部３０のゲインの影響を受け，アンプ部３０の合成入力インピーダンスＺａｍｐも抵抗Ｒ３とならず、式（１２）の関係を満たさない。
【０１１８】
そこで、アンプ部３０が、所望の周波数特性および所望の入力インピーダンスＺａｍｐとなるためには次の条件を満たす必要がある。すなわち、同軸ケーブル２０からの信号Ｖ２の交流成分は、抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３を介してオペアンプＡ１に入力されるのが本来の信号経路となる。しかしながら、抵抗Ｒ５，アンプＡ２，抵抗Ｒ７からも信号Ｖ２が回り込む。
【０１１９】
そこで、周波数（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））よりも高域において，図９に示すバイアス回路によって供給される電流Ｉｒ７に重畳する信号Ｖ２による変化が，本来の信号経路（コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列回路）に流れる信号に対して十分小さくなければならない。すなわちアンプＡ２が、周波数ωｉよりも低い周波数を通過させる低域通過特性を持たせる必要がある。
【０１２０】
例えば、（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））よりも低域側を通過させるローパスフィルタをアンプＡ２の前段または後段に設けてもよいが、市販されているアンプＡ２は、一般的には、周波数ωｉよりも高域にゲインを持たないものが多いので、このようなアンプＡ２であればローパスフィルタを設けなくともよい。
【０１２１】
なお、アンプＡ２の入力インピーダンスは高いことが望まれる。特に信号Ｖ３の電圧が０［Ｖ］とは見なせなくなる周波数（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））よりも高い周波数においては、抵抗Ｒ３よりもインピーダンスが、十分に高い必要がある。一般に，市販されているアンプＡ２には入力容量が存在するため、アンプＡ２の入力インピーダンスは入力容量により高周波で低下してしまう。この影響を避けるためにアンプＡ２の入力側の前段（アンプＡ２の入力側と抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点との間）に直列に抵抗を挿入するとよい。
【０１２２】
このように、アンプ部３０が、先端部１０のゲインの周波数特性を補償して出力端子から波形測定装置に出力信号を出力する。そして、アンプ部３０は、反転増幅回路、直列接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６、バイアス回路を有し、反転増幅回路（図６参照）は、負入力端子への電気信号Ｖ２が直流的には絶縁されたオペアンプＡ１を備える。また、直列接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６は、アンプ部の入力端子と出力端子との間に設けられ（図８参照）、バイアス回路は、直列に接続された抵抗同士の接続点の信号Ｖ３の電圧に基づく電流（反転増幅回路の入力バイアス電流に相当）を、反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に出力する（図９参照）。これにより、プローブの入力インピーダンスを大きくしたとしても、反転増幅回路を安定に動作させつつ、オペアンプの負入力端子の入力バイアス電流に起因する直流の入力オフセット誤差を小さくすることができる。従って、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送することができる。
【０１２３】
また、先端部１０は、受動素子Ｒ１、Ｒ２，Ｃ１のみで構成されるので、被測定対象への接続部分を小型化できる。
【０１２４】
そして、アンプ部３０全体入力インピーダンスＺａｍｐ（反転増幅回路のインピーダンスＺｉｎと抵抗Ｒ５，Ｒ６のインピーダンスＺｍとの並列インピーダンス）が、周波数によらず、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に整合しているので、先端部１０の入力インピーダンス（プローブ全体の入力インピーダンス）を大きくとれ、広帯域な周波数特性、高入力インピーダンス、同軸ケーブル２０のケーブル長の影響をうけない。
【０１２５】
さらに、アンプ部３０の反転増幅回路の電圧ゲインによって、先端部１０のゲインの周波数特性を補償するので、広帯域な周波数特性を得られる。
【０１２６】
その上、反転増幅回路にコンデンサＣ２，Ｃ３を設けて信号Ｖ２の直流成分を分離し、バイアス回路でオペアンプＡ１に入力バイアス電流を供給するので、オペアンプＡ１の入力バイアス電流による直流オフセット誤差の影響を受けない。これにより、プローブ全体として良好な直流特性も得られる。
【０１２７】
例えば、市販の１［ＧＨｚ］程度の帯域を持った安価な電流帰還型のオペアンプＩＣを使って，数百［ＭＨｚ］の帯域を持ったプローブを容易に実現できる。そして、プローブとしての入力インピーダンスは、上記の実施例の通り約１００［ｋΩ］//３［ｐｆ］程度を実現可能である。
【０１２８】
また，電流帰還型で設計されたオペアンプＡ１は数十［μＡ］のバイアス電流を持つ。例えば、仕様上、４０［μＡ］の入力バイアス電流を持つようなオペアンプＡ１で，実施例で一例として挙げた入力インピーダンスが１００［ｋΩ］になるような回路設計をした場合、入力換算のオフセットとして１００［ｋΩ］×４０［μＡ］＝４［Ｖ］もの直流オフセット電圧誤差を生じてしまう。
【０１２９】
しかしながら、図１に示すような本発明による回路を用いれば直流特性（入力バイアス電流、直流オフセット誤差等）はアンプ２の特性に依存する。有限ゲインで低域周波数特性となるアンプＡ２は、オペアンプを用いた回路で作成され、ＩＣとして市販されている。そして、このような市販品のアンプＡ２を構成するのに用いられるオペアンプのバイアス電流は、例えば、一般的に１［ｐＡ］程度であり、アンプＡ２による影響は実用上、無視できる。
【０１３０】
［第２の実施例］
図１０は、本発明の第２の実施例を示した構成図である。ここで、図１と同一のものには同一符号を付し説明を省略する。図１０において、アンプＡ２の代わりにオペアンプＡ３，抵抗Ｒ８，コンデンサＣ４が設けられる。
【０１３１】
オペアンプＡ３は、正入力端子が、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点に接続され、出力端子が抵抗Ｒ７を介してオペアアンプＡ１の負入力端子に接続される。コンデンサＣ４は、オペアンプＡ３の負入力端子と出力端子との間に設けられる。抵抗Ｒ８は、オペアンプＡ３の負入力端子と共通電位ＧＮＤ２との間に設けられる。すなわち、オペアンプＡ３，抵抗Ｒ８，コンデンサＣ４は比例積分特性をもつ回路である。
【０１３２】
抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４は、入力バイアス電流用のループの開ループゲインが１になる周波数ωｏにおいて、（コンデンサＣ４のインピーダンス）＜＜（抵抗Ｒ８のインピーダンス）となる関係を有する。すなわち、周波数ωｏよりも高域では、オペアンプＡ３は、単なる電圧フォロアであり、オペアンプＡ３での位相遅れが生じない。
【０１３３】
このような装置の動作を説明する。図１と異なる点を主に説明する。
直流の入力バイアス電流のループは、概ね、オペアンプＡ３の出力端子からの出力が、抵抗Ｒ７を介して直流の入力バイアス電流Ｉｒ７としてオペアンプＡ１に入力される。そして、オペアンプＡ１の出力信号Ｖｏｕｔが、抵抗Ｒ６，Ｒ５によって分圧され、オペアンプＡ３に入力される。
【０１３４】
ここで、オペアンプＡ１は、コンデンサＣ２，抵抗Ｒ７による積分特性が生じ、位相シフトが存在する。しかしながら、開ループゲインが１になる周波数ωｏにおいて、オペアンプＡ３が比例動作（電圧フォロア回路なため）となり、オペアンプＡ３で新たな位相シフトを生じないので、直流の入力バイアス電流のループ全体で位相余有（余裕）を確保することができる。
【０１３５】
このように、オペアンプＡ３を用いて比例積分特性を持つ回路にするので、オペアンプＡ３の直流ゲインを大きく取れると共に、オペアンプＡ１の直流特性（オペアンプＡ１のゲイン不足、入力バイアス電流誤差、入力オフセット電圧誤差等）を実用上無視させるところまで抑えられる。また、アンプ部３０のゲインが積分特性に遷移する周波数（ωｉ＝ω１＝１／（Ｒ３・Ｃ３））で、オペアンプＡ３のゲインが過大にならないように抵抗Ｒ８，コンデンサＣ４によって積分特性を持たせる共に、比例動作によって、直流の入力バイアス電流のループを安定させることができる。
【０１３６】
なお、本発明はこれに限定されるものではなく、以下に示すようなものでもよい。
図１、図１０に示す装置において、先端部１０を、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２との並列回路に、抵抗Ｒ１を直列にした２端子回路網とする構成を示したが、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路に、抵抗Ｒ２を並列にした２端子回路網としてもよい。
【０１３７】
また、図１、図１０に示す装置において、アンプ部３０の入力端子とオペアンプＡ１の負入力端子間に、抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３の順番で接続する構成を示したが、コンデンサＣ３，抵抗Ｒ３の順番でもよい。
【０１３８】
同様に、図１、図１０に示す装置において、オペアンプＡ１の出力端子と負入力端子間に、コンデンサＣ２，抵抗Ｒ４の順番で接続する構成を示したが、抵抗Ｒ４，コンデンサＣ２の順番でもよい。
【０１３９】
最後に各部１０〜３０の基本的な部分の要点、プローブ全体の要点をまとめる。
本プローブは、例えば、オシロスコープ，ロジックアナライザ、スペクトラムアナライザ等の波形測定装置への入力に使用されるものであり、先端部、ケーブル部、アンプ部の３つの部分で構成される。
【０１４０】
まず、先端部についてまとめる。
先端部は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２並列回路に、抵抗Ｒ１を直列にした２端子回路網で構成される。そして、２端子回路網の一方の端子を被測定対象に接続し、他方の端子をケーブル部に接続する。そして、先端部は、入力信号の入力電圧を２端子回路網インピーダンスとケーブル部の特性インピーダンスＺ０とで分圧して出力する。この分圧比には伝達ゼロと伝達極が，実軸上の負の領域に１個ずつ存在し、その周波数（の絶対値）は伝達ゼロの周波数よりも伝達極の周波数の方が十分に高い。
【０１４１】
続いて、ケーブル部についてまとめる。
ケーブル部は、同軸ケーブルのような不平衡伝送線路であり、特性インピーダンスＺ０が定義される。また、ケーブル部は、信号線とシールド線とがあり、それぞれ入力側のポートと出力側のポートがある。すなわち、信号線の一方（入力側）のポート（信号側）は、先端部の２端子回路網に接続され、シールド線の一方のポート（基準電位側）は、先端部の基準電位であり，被測定対象の基準電位に接続される。そして、信号線の他方（出力側）のポート（信号側）は、アンプ部の入力端子に接続され、シールド線の他方のポート（基準電位側）は、アンプ部の基準電位に接続される。このような接続によって、先端部からの信号をアンプ部に伝送する。
【０１４２】
続いて、アンプ部についてまとめる。
アンプ部は、ケーブル部からの信号を受ける入力端子と，後段の波形測定装置装置に信号を出力するための出力端子を有し、オペアンプを用いた反転増幅回路と，アンプ部の入力端子、出力端子間に挿入された直列の抵抗と，オペアンプに入力バイアス電流を与えるバイアス回路（アンプ部のうち入力抵抗、入力コンデンサ、帰還抵抗、帰還コンデンサを除いた回路）で構成される。
【０１４３】
反転増幅回路についてまとめる。
反転増幅回路の入力側は、アンプ部の入力端子に接続され，反転増幅回路の出力側はアンプ部の出力端子に接続される。そして、反転増幅回路の入力側インピーダンスＺｉは、アンプ部３０の入力端子とオペアンプの負入力端子の間に直列に接続された入力抵抗Ｒ３と入力コンデンサＣ３の直列回路でつくられる。なお、入力抵抗は、ケーブル部の特性インピーダンスＺ０に一致させる。また、反転増幅回路の帰還側インピーダンスＺｆは、オペアンプｂの出力端子と負入力端子の間に直列に接続された帰還抵抗Ｒ４と帰還コンデンサＣ２の直列回路でつくられる。
【０１４４】
ここで、アンプ部の直流ゲインは（−Ｃ３／Ｃ２）であり、十分に大きな値（絶対値で、５００〜１０００程度）となるコンデンサＣ３，Ｃ２で構成される。また、アンプ部のゲインは（−Ｚｉ／Ｚｆ）であり，伝達極と伝達ゼロが，実軸上の負の領域に１つずつある。そして、アンプ部の伝達極の周波数を、先端部の伝達ゼロの周波数に一致させる。さらに、アンプ部の伝達ゼロの周波数を，先端部の伝達極の周波数に一致させる。なお、アンプ部の伝達極の周波数（の絶対値）よりもアンプ部の伝達ゼロの周波数（の絶対値）の方が十分に高い。
【０１４５】
アンプ部の入力端子、出力端子間に挿入された抵抗についてまとめる。
抵抗Ｒ５、Ｒ６の直列回路で構成される。なお、反転増幅回路の入力側（アンプ部の入力端子）に接続する抵抗をＲ５とし、反転増幅回路の出力側（アンプ部の出力端子）に接続される抵抗をＲ６とする。ここで、抵抗Ｒ５の抵抗値は、ケーブル部の特性インピーダンスＺ０に一致させる。抵抗Ｒ６の抵抗値は、（Ｒ６／Ｒ５）＝（Ｃ３／Ｃ２）を満たす抵抗値にする。なお、上述の（Ｃ３／Ｃ２）にあわせ、抵抗Ｒ６の抵抗値は、抵抗Ｒ５に対して大きな値にする（Ｒ６／Ｒ５＝５００〜１０００程度）。
【０１４６】
バイアス回路についてまとめる。
抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点の信号Ｖ３の電圧は，反転増幅回路に直流誤差が無ければ０［Ｖ］になる誤差電圧である。従って，この信号Ｖ３の電圧を増幅して，電圧に対応した電流Ｉｒ７を，反転増幅回路の仮想接地点に与えて，オペアンプＡ１の入力バイアス電流そのものを制御する。この仮想接地点に与える電流Ｉｒ７は，反転増幅回路の伝達極の周波数よりも高いときには，反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉを流れる電流の絶対値よりも小さくする。
【０１４７】
また、バイアス回路には低域通過特性を持たせるとよい。さらに、バイアス回路には比例積分（ＰＩ制御）回路を用いるとよい。
【０１４８】
最後のプローブ全体についてまとめる。
アンプ部全体の入力インピーダンスは，抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列抵抗が（ミラー効果により）反転増幅回路の増幅率の影響を受けたものと，反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉの並列回路として求めらる。そして、上述した条件を満たせば、アンプ部全体の入力インピーダンスＺａｍｐ（＝Ｒ３＝Ｒ５）は、周波数によらず、特性インピーダンスＺ０に一致する。
【０１４９】
このためケーブル部は，全帯域にわたりその特性インピーダンスＺ０で整合終端されるので、その伝送特性は周波数及びケーブル部の伝送路の長さによらない。このとき先端部から見込んだケーブル部のインピーダンスはＺ０である。
【０１５０】
先端部の伝達ゼロと伝達極は、それぞれアンプ部の伝達極と伝達ゼロで打ち消されて、プローブ全体の周波数特性は平坦になる。アンプ部の反転増幅回路に直流特性の悪い（オフセット電圧が大きい，入力バイアス電流の大きい）オペアンプを適用したときにおいても，これによる誤差がバイアス回路によって補正されて（アンプＡ２，オペアンプＡ３そのものが入力バイアス電流を出力），良好な直流特性を持ったプローブを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０１５１】
【図１】本発明の第１の実施例を示した構成図である。
【図２】図１に示す装置の外観の一例を示した図である。
【図３】図１に示す装置の先端部の構成を示した図である。
【図４】図１に示す装置の先端部のゲインの周波数特性の一例を示した図である。
【図５】図１に示す装置のアンプ部の構成を示した図である。
【図６】図１に示す装置のアンプ部の基本回路（反転増幅回路）の構成を示した図である。
【図７】図１に示す装置のアンプ部のゲインの周波数特性の一例を示した図である。
【図８】図１に示す装置のアンプ部の整合終端回路の構成を示した図である。
【図９】図１に示す装置のバイアス回路の構成を示した図である。
【図１０】本発明の第２の実施例を示した構成図である。
【図１１】従来のプローブの構成図である。
【符号の説明】
【０１５２】
１０  先端部
２０  同軸ケーブル（ケーブル部）
３０  アンプ部
Ｒ１〜Ｒ８  抵抗
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ
Ａ１，Ａ３  オペアンプ
Ａ２  アンプ
【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図２】
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