(57)【要約】【課題】キャリブレーション信号の検出タイミングを揃えることによって精度のよい装置内キャリブレーションが可能な通信装置を提供すること。【解決手段】複数の系統で情報を送信する送信手段と、複数の系統で情報を受信する受信手段と、を備え、送信手段は、系統毎に送信される校正情報を生成する校正情報生成手段と、校正情報生成手段で校正情報が生成されたことを示す校正情報生成通知を系統毎に生成する校正情報生成通知生成手段と、を含み、受信手段は、校正情報生成通知の受信に基づいて計時を開始し、計時開始から一定時間経過後に送信手段から系統毎に折り返される校正情報を検出する校正情報検出手段と、を含む、通信装置が提供される。【選択図】図２Ａ
2010021784.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の系統で情報を送信する送信手段と、
複数の系統で情報を受信する受信手段と、
を備え、
前記送信手段は、
前記系統毎に送信される校正情報を生成する校正情報生成手段と、
前記校正情報生成手段で校正情報が生成されたことを示す校正情報生成通知を系統毎に生成して前記受信手段に送出する校正情報生成通知生成手段と、
を含み、
前記受信手段は、
前記校正情報生成通知の受信に基づいて計時を開始し、計時開始から一定時間経過後に前記送信手段から系統毎に折り返される校正情報を検出する校正情報検出手段と、
を含む、通信装置。
【請求項２】
前記受信手段は、
前記校正情報生成通知生成手段から前記校正情報生成通知を受け取って、前記複数の系統で受信される情報を同期する同期手段をさらに含み、
前記校正情報検出手段は、前記同期手段が前記校正情報生成通知を受け取ってから一定時間経過後に、系統毎に折り返される校正情報を検出する、請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
前記校正情報検出手段は、前記校正情報生成通知を受け取ってから一定時間経過後に、受信した情報をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボル単位で切り出す、請求項１に記載の通信装置。
【請求項４】
前記校正情報生成手段は、ＯＦＤＭシンボル毎に前記校正情報を変化させる、請求項１に記載の通信装置。
【請求項５】
前記系統毎に情報を送受信するアンテナ素子をさらに備え、
一のアンテナ素子から他のアンテナ素子へ校正情報を送信し、前記校正情報検出手段は、該他のアンテナ素子が受信した校正情報を検出する、請求項１に記載の通信装置。
【請求項６】
前記校正情報検出手段において校正情報を検出する前記校正情報生成通知の受信に基づく計時の開始から校正情報の検出開始までの時間を調整する校正情報検出時間調整手段をさらに備える、請求項１に記載の通信装置。
【請求項７】
複数の系統で情報を送信する送信ステップと、
複数の系統で情報を受信する受信ステップと、
を備え、
前記送信ステップは、
前記系統毎に送信される校正情報を生成する校正情報生成ステップと、
前記校正情報生成手段で校正情報が生成されたことを示す校正情報生成通知を系統毎に生成する校正情報生成通知生成ステップと、
を含み、
前記受信ステップは、
前記校正情報生成通知の受信に基づいて計時を開始し、計時開始から一定時間経過後に前記送信手段から系統毎に折り返される校正情報を検出する校正情報検出ステップと、
を含む、通信校正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置及び通信校正方法に関し、より詳細には、複数のアンテナを備える通信装置において、複数のアンテナの各素子間の特性差を補償する校正（キャリブレーション）を行う通信装置および通信校正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１などを挙げることができる。
【０００３】
例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。ＯＦＤＭ変調方式では、ＯＦＤＭ変調方式によれば、送信データを相互に直交する周波数が設定された複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数利用効率が非常に高く、周波数選択性フェージング妨害に強いという特徴がある。
【０００４】
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる無線規格が求められている。高スループットの無線データ伝送を実現する無線通信技術として、通信機が複数のアンテナを備えるマルチアンテナ技術が挙げられる。
【０００５】
マルチアンテナ技術の一例として、複数のアンテナをアレイ状に並べて指向性を電波環境の変化に合わせて動的に変更できるようにしたアダプティブ・アレイ・アンテナが広く知られている。アダプティブ・アレイ・アンテナは、各アンテナ素子の利得を制御することで、送受信における適切なアンテナ指向性を得て通信をサポートするものである。すなわち、アダプティブ・アレイ・アンテナを構成する各アンテナ素子で受信した信号に対しそれぞれ適当な重み係数を掛け合わせて重み付け合成して、アレイ・アンテナ全体としての受信指向性パターンを制御する。また、それぞれの送信信号に各アンテナ素子用の適当な重み係数を掛け合わせた後、それぞれのアンテナ素子から送信することにより、アレイ・アンテナ全体としての送信指向性パターンを制御する。
【０００６】
また、マルチアンテナを利用した無線通信技術の他の例として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めている。これは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重した複数のＭＩＭＯチャネルを実現する通信方式である。送信機側では複数のアンテナを用いて送信データを複数のストリームに分配して送出し、受信機は複数のアンテナにより受信した空間信号に信号処理を行なうことによって、ストリーム毎の信号をクロストークなしに取り出すことができる。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎでは、１次変調にＯＦＤＭを用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式が採用されている。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。
【０００７】
ＭＩＭＯ通信方式の代表的な例として、チャネル関数Ｈの特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ  Ｖａｌｕｅ  Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を利用したＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式が知られている。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列、すなわちチャネル情報行列Ｈを特異値分解してＵＤＶＨを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としては行列Ｖを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としては（ＵＤ）Ｈを与える（但し、ＵとＶはユニタリ行列、Ｄは対角行列である）。これによって、それぞれのＭＩＭＯチャネルは、各特異値（λｉ）の平方根を対角要素に持つ対角行列Ｄとして表される。すなわち、空間直交多重された論理的に独立した複数の伝送路を実現し、受信機側では元の複数の信号系列をクロストークが全く無く取り出すことができ、理論上は最高のパフォーマンスを達成する。
【０００８】
ところが、アダプティブ・アレイ・アンテナにおいては、送受信系を構成する各素子の特性や線路長のばらつきなどの原因により、送信系と受信系とで指向性パターンが一致しなくなる（以下「不可逆性」とも称する）。従って、受信時に算出した重み係数をそのまま送信時に使用しても、受信指向性パターンと送信指向性パターンとは一致しなくなってしまう。
【０００９】
このような指向性パターンの不可逆性を補償するため、アダプティブ・アレイ・アンテナにおいては、あらかじめキャリブレーション（校正）と呼ばれる補正値算出処理を行ない、このとき得られた補正値を用いて重み係数を補正することにより、受信指向性パターンと送信指向性パターンとを一致させるようにしている。キャリブレーション方式は、装置内キャリブレーション（セルフ・キャリブレーション）と、装置外キャリブレーションとに大別される。
【００１０】
装置外キャリブレーションは、アダプティブ・アレイ・アンテナを備えた通信装置（装置Ａとする）の他に、キャリブレーション用の通信装置（装置Ｂとする）を用いる。装置Ｂは、装置Ａに備えられたアダプティブ・アレイ・アンテナの各アンテナ素子から送信された基準信号を受信すると、受信した基準信号を装置Ａにフィードバックする。そして、アダプティブ・アレイ・アンテナを備えた装置Ａにおいては、装置Ｂから折り返された基準信号と元の基準信号とを比較して、アンテナ及び伝搬路を含んだ各送受信系の特性のばらつきを検出して、ばらつきを補正する。
【００１１】
一方の装置内キャリブレーションは、通信装置の各送信系において生成した基準信号を受信系に折り返し、受信系に折り返された基準信号と元の基準信号とを比較して、アンテナ及び伝搬路を含んだ各送受信系の特性のばらつきを検出して、ばらつきを補正する。
【００１２】
装置外キャリブレーションでは、基準信号を装置Ｂから装置Ａにフィードバックする間にデータ伝送を行うことができなくなるため、装置Ｂから装置Ａに通信する際のスループットの低下を招いてしまう。また、装置Ｂから装置Ａへのフィードバックに時間がかかってしまうと、その間に伝搬環境が変化してしまう。すなわち、周囲の環境や信号対ノイズ比（ＳＮ比）の影響を受けやすいと言う問題がある。
【００１３】
一方、装置内キャリブレーションは、１つの装置内でキャリブレーションが完結するので、周囲の環境や信号対ノイズ比（ＳＮ比）の影響は装置内キャリブレーションに比べて受けにくい。装置内キャリブレーションによって校正する技術は、例えば特許文献１等に開示されている。
【００１４】
【特許文献１】特開２００７−１１６４８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
送信ビームフォーミングのための、それぞれの系統（ブランチ）の送受信回路における装置内キャリブレーションにおいては、数回のキャリブレーション測定において、毎回同じタイミングで同期させて、チャネルを推定させる必要がある。ＯＦＤＭ方式では、ガードインターバル（ＧＩ）区間の範囲で同期すればよいので、キャリブレーション用の情報（キャリブレーション用シーケンス）にプリアンブルをつけて同期させても、１、２サンプル程度同期がずれる可能性がある。同期がずれると、推定されるチャネルが異なってしまうので、送信系から受信系への折り返しを校正することができないという問題があった。
【００１６】
一方で、送信系から受信系への折り返しを校正するために、送信系と受信系とが一体となった専用の回路を設けると、装置の回路規模が増大してしまうという問題があった。また、そのような回路を設けた装置でアンテナ間の折り返しを校正する際には、アンテナブランチを組み替えなければならず、送信系と受信系とが同一であるブランチのキャリブレーションでは対応できないという問題もあった。
【００１７】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、キャリブレーション信号の検出タイミングを揃えることによって精度のよい装置内キャリブレーションが可能な、新規かつ改良された通信装置及び通信校正方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、複数の系統で情報を送信する送信手段と、複数の系統で情報を受信する受信手段と、を備え、送信手段は、系統毎に送信される校正情報を生成する校正情報生成手段と、校正情報生成手段で校正情報が生成されたことを示す校正情報生成通知を系統毎に生成する校正情報生成通知生成手段と、を含み、受信手段は、校正情報生成通知の受信に基づいて計時を開始し、計時開始から一定時間経過後に送信手段から系統毎に折り返される校正情報を検出する校正情報検出手段と、を含む、通信装置が提供される。
【００１９】
かかる構成によれば、送信手段は、複数の系統で情報を送信し、受信手段は、複数の系統で情報を受信する。そして、送信手段においては、校正情報生成手段は、系統毎に送信される校正情報を生成し、校正情報生成通知生成手段は、校正情報生成手段で校正情報が生成されたことを示す校正情報生成通知を系統毎に生成する。一方、受信手段においては、校正情報検出手段は、校正情報生成通知の受信に基づいて計時を開始し、計時開始から一定時間経過後に送信手段から系統毎に折り返される校正情報を検出する。その結果、送信手段において生成した校正情報生成通知を受信手段において受け取って、受け取った校正情報生成通知を用いてキャリブレーション信号の検出タイミングを揃えることによって精度のよい装置内キャリブレーションが可能となる。
【００２０】
受信手段は、校正情報生成通知生成手段から校正情報生成通知を受け取って、複数の系統で受信される情報を同期する同期手段をさらに含み、校正情報検出手段は、同期手段が校正情報生成通知を受け取ってから一定時間経過後に、系統毎に折り返される校正情報を検出してもよい。
【００２１】
校正情報検出手段は、校正情報生成通知を受け取ってから一定時間経過後に、受信した情報をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボル単位で切り出してもよい。
【００２２】
校正情報生成手段は、ＯＦＤＭシンボル毎に校正情報を変化させるようにしてもよい。
【００２３】
系統毎に情報を送受信するアンテナ素子をさらに備え、一のアンテナ素子から他のアンテナ素子へ校正情報を送信し、校正情報検出手段は、該他のアンテナ素子が受信した校正情報を検出してもよい。
【００２４】
上記通信装置は、校正情報検出手段において校正情報を検出する校正情報生成通知の受信に基づく計時の開始から校正情報の検出開始までの時間を調整する校正情報検出時間調整手段をさらに備えていてもよい。
【００２５】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、複数の系統で情報を送信する送信ステップと、複数の系統で情報を受信する受信ステップと、を備え、送信ステップは、系統毎に送信される校正情報を生成する校正情報生成ステップと、校正情報生成手段で校正情報が生成されたことを示す校正情報生成通知を系統毎に生成する校正情報生成通知生成ステップと、を含み、受信ステップは、校正情報生成通知の受信に基づいて計時を開始し、計時開始から一定時間経過後に送信手段から系統毎に折り返される校正情報を検出する校正情報検出ステップと、を含む、通信校正方法が提供される。
【発明の効果】
【００２６】
以上説明したように本発明によれば、キャリブレーション信号の検出タイミングを揃えることによって精度のよい装置内キャリブレーションが可能な、新規かつ改良された通信装置及び通信校正方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２８】
まず、本発明の一実施形態にかかる通信装置の概要について説明する。図１は、本発明の一実施形態にかかる通信装置１００と、通信装置１００を用いた通信システム１０について説明する説明図である。以下、図１を用いて、本発明の一実施形態にかかる通信装置１００と、通信装置１００を用いた通信システム１０について説明する。
【００２９】
まず、ＭＩＭＯ方式による無線通信システムの概要について説明する。図１は、ＭＩＭＯ方式による無線通信システムを概念的に示す説明図である。図１に示した無線通信システムでは、通信装置１００はＭ本のアンテナ１０１ａ、１０１ｂ、・・・、１０１ｍを有しており、通信装置１１０はＮ本のアンテナ１１１ａ、１１１ｂ、・・・、１１１ｎを有している。
【００３０】
通信装置１００は、ｋ個の送信データを空間／時間符号して多重化しＭ本のアンテナ１０１ａ、１０１ｂ、・・・、１０１ｍにそれぞれ分配してチャネルに送出し、受信装置１１０はチャネル経由でＮ本のアンテナ１１１ａ、１１１ｂ、・・・、１１１ｎにより受信した受信信号を空間／時間復号してＫ個の受信データを得る。
【００３１】
従って、ＭＩＭＯ方式は、通信装置１００において複数のアンテナに送信データを分配して送信し、受信装置１１０で複数のアンテナにより受信した信号から信号処理によって受信データを得るものであり、チャネルの特性を利用した通信方式である。送受信アンテナ間のチャネル情報は、Ｍ行×Ｎ列のチャネル行列Ｈで表される。
【００３２】
以上、通信装置１００および通信システム１０について説明した。次に、通信装置１００の構成について説明する。図２Ａおよび図２Ｂは、本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の構成について説明する説明図である。以下、図２Ａおよび図２Ｂを用いて本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の構成について説明する。
【００３３】
図２Ａおよび図２Ｂでは、２本のアンテナ１０１ａ、１０１ｂを有し、２つの系統で送信処理及び受信処理を行う通信装置１００の構成を例示して示している。図２Ａおよび図２Ｂに示したように、本発明の一実施形態にかかる通信装置１００は、送信回路１２０と、受信回路１２１と、ＲＦ回路１２２と、を含んで構成される。説明の便宜上、図２Ａでは送信回路１２０の構成について示し、図２Ｂでは受信回路１２１の構成について示す。
【００３４】
送信回路１２０は、アンテナ１０１ａ、１０１ｂから送信するデータを生成する回路である。送信回路１２０は、符号化器１３１と、変調器１３２と、空間多重部１３３と、高速フーリエ逆変換部（ＩＦＦＴ部）１３４と、ガード挿入部１３５と、キャリブレーション信号発生部１３６と、送信信号補正部１３７と、送信デジタルフィルタ１３８と、Ｄ／Ａ変換器１３９と、を含んで構成される。
【００３５】
受信回路１２１は、アンテナ１０１ａ、１０１ｂで受信したデータを復号する回路である。受信回路１２１は、Ａ／Ｄ変換器１４１と、受信デジタルフィルタ１４２と、受信信号補正部１４３と、同期回路１４４と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）１４５と、チャネル推定部１４６と、キャリブレーション測定部１４７と、空間分離部１４８と、等化部１４９と、復号器１５０と、を含んで構成される。
【００３６】
符号化器１３１は、データ発生器（図示せず）から供給され、スクランブラ（図示せず）においてスクランブルが掛けられた送信データに対して、誤り訂正符号化を施すものである。例えば、ＥＷＣ  ＨＴ  ＰＨＹ  ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎでは、スクランブル及び符号化方式はＩＥＥＥ８０２．１１ａの定義に従うと規定されている。符号化器１３１で誤り訂正符号化が施された送信データは、データ振り分け部（図示せず）によってストリーム毎に振り分けられる。
【００３７】
変調器１３２は、誤り訂正符号化が施された送信データを、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；二位相偏移変調）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；四位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ等の所定の変調方式に変調して送信信号とするものである。変調の結果、送信信号はＩＱ信号空間にマッピングされて、複素ベースバンド信号となる。変調された送信データは空間多重部１３３に送られる。空間多重部１３３は、特異値分解などの計算方法を用いてチャネル行列Ｈから生成したビーム形成用の送信重み行列Ｖを算出し、各送信ストリームを要素とする送信ベクトルに送信重み行列Ｖを乗算して、ビーム形成を施すものである。
【００３８】
高速フーリエ逆変換部１３４は、周波数領域に並んだ各サブキャリアを高速フーリエ逆変換によって時間軸信号に変換するものである。ガード挿入部１３５は、時間軸信号に変換された各サブキャリアに対し、ガードインターバルを付加するものである。
【００３９】
キャリブレーション信号発生部１３６は、キャリブレーションのための信号（キャリブレーションシーケンス）を発生させるものである。キャリブレーション信号発生部１３６で発生させたキャリブレーションシーケンスは送信回路１２０から受信回路１２１に折り返され、受信回路１２１でキャリブレーションシーケンスを検出することで、通信装置１００のセルフ・キャリブレーションを実行する。
【００４０】
送信信号補正部１３７は、送信信号の補正を行うものである。ＩＱインバランス測定では、サブキャリアｎに乗せた信号が、折り返しの結果、２ｎ、−ｎ、０等のサブキャリアに移っていないかを確認する。ＯＦＤＭシンボル毎にＩＱ信号の相対的な振幅比と位相差を少しずつ変化させて、最適な補正値をサーチして発見する。得られた補正係数は送信信号補正部１３７において送信信号の補正に用いられる。
【００４１】
送信デジタルフィルタ１３８は、送信信号の帯域を制限するデジタルフィルタである。送信デジタルフィルタ１３８を通過した送信信号はＤ／Ａ変換器１３９に送られる。そして、本実施形態においては、送信デジタルフィルタ１３８はキャリブレーションシーケンスが送信されたことを示す、キャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号を同期回路１４４に送る。送信デジタルフィルタ１３８からキャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号を同期回路１４４に送ることで、パケット先頭タイミングを取り込み、ＯＦＤＭシンボルを切り出す位置を判定することができる。
【００４２】
Ｄ／Ａ変換器１３９は、送信デジタルフィルタ１３８を通過したデジタルの送信信号をアナログの送信信号に変換するものである。Ｄ／Ａ変換器１３９でアナログに変換された送信信号は、ＲＦ回路１２２において適当な周波数帯にアップコンバートされてから、それぞれのアンテナから伝搬路に送出される。
【００４３】
一方、伝搬路を介して通信装置１００に到達した信号は、それぞれのアンテナにおいて受信された後、ＲＦ回路１２２においてアナログ処理される。ＲＦ回路１２２でアナログ処理された受信信号はＡ／Ｄ変換器１４１に送られる。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器１４１は、ＲＦ回路１２２においてアナログ処理された受信信号をデジタルの受信信号に変換するものである。Ａ／Ｄ変換器１４１で変換された受信信号は受信デジタルフィルタ１４２に送られる。
【００４５】
受信デジタルフィルタ１４２は、デジタルの受信信号を入力し、所定の周波数帯域のみの信号を通過させるデジタルフィルタである。受信デジタルフィルタ１４２を通過した受信信号は受信信号補正部１４３に送られる。
【００４６】
受信信号補正部１４３は、受信信号の補正を行うものである。受信信号補正部１４３は、上述した送信信号補正部１３７と同様に、ＯＦＤＭシンボル毎にＩＱ信号の相対的な振幅比と位相差を少しずつ変化させて、最適な補正値をサーチして発見して得られた補正係数を用いて、受信信号の補正を行う。受信信号補正部１４３で補正された受信信号は同期回路１４４に送られる。
【００４７】
同期回路１４４は、受信信号補正部１４３で補正された受信信号を入力し、パケット発見やタイミング検出等の処理を行って２系統の受信信号の同期を取るものである。通常の通信では同期回路１４４がプリアンブル部分を発見して正確なタイミングを決定すると共に、周波数オフセットを測定して補正し、ＯＦＤＭ信号を切り出す。切り出したＯＦＤＭ信号は、後段の高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）１４５においてフーリエ変換され、時間軸信号から周波数軸信号に変換される。
【００４８】
通信装置１００のキャリブレーションを行う際には、同期回路１４４は、キャリブレーションに必要な区間を区切る役割を有する。同期回路１４４で区切られた区間は、後段の高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）１４５でフーリエ変換され、キャリブレーション測定部１４７において、回路折り返しではＲＦ回路１２２による影響が、アンテナ折り返しでは送信回路１２０および受信回路１２１による影響が、それぞれ測定される。
【００４９】
また、本実施形態においては、同期回路１４４は送信デジタルフィルタ１３８からキャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号の通知を受ける。送信デジタルフィルタ１３８からキャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号の通知を受け取ることで、同期回路１４４はパケット先頭タイミングを取り込み、ＯＦＤＭシンボルを切り出す位置を判定することができる。同期回路１４４で同期が取られた受信信号は高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）１４５に送られる。
【００５０】
高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）１４５は、同期回路１４４から受信信号を入力し、時間軸信号を周波数軸信号に変換するものである。高速フーリエ変換部１４５で周波数軸信号に変換された受信信号は、チャネル推定部１４６に送られる。また、受信信号にキャリブレーション信号発生部１３６で生成されたキャリブレーションシーケンスが含まれていた場合には、キャリブレーションシーケンスを高速フーリエ変換部１４５からキャリブレーション測定部１４７に送る。
【００５１】
チャネル推定部１４６は、受信信号のプリアンブルを用いてチャネル行列Ｈを推定するものである。チャネル推定部１４６で推定したチャネル行列Ｈは、空間分離部１４８における各ブランチの信号のデータストリームへの変換に用いられる。
【００５２】
キャリブレーション測定部１４７は、キャリブレーション信号発生部１３６で生成されたキャリブレーションシーケンスを入力し、ＲＦ回路１２２による信号の影響を測定するものである。キャリブレーション測定部１４７は、受信回路１２１が送信タイミング信号の通知を受けてから計時を開始することで、キャリブレーションシーケンスを検出することができる。ここで、キャリブレーション測定部１４７は、計時が開始されてから一定時間経過後に、受信回路１２１が受信した情報をＯＦＤＭシンボル単位で切り出すようにしてもよい。キャリブレーション測定部１４７で、方向別のチャネル特性の違いを測定し、測定結果を空間多重部１３３における送信ビームフォーミングの重み付け行列に反映させる。このようにキャリブレーション測定部１４７の測定結果を重み付け行列に反映させることで、受信側で測定したチャネル特性を送信側に反映させる場合に特性を揃えることができる。
【００５３】
空間分離部１４８は、チャネル推定部１４６で推定したチャネル行列を用いて、各ブランチの信号をデータストリームに変換するものである。空間分離部１４８で行われる処理の一例を挙げる。空間分離部１４８は、チャネル行列Ｈを用いてアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、空間分離部１４８は、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。
【００５４】
等化部１４９は、空間分離部１４８で分離されたストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施すことで、通信路などで劣化した受信信号を元の送信信号に戻す（等化する）ものである。等化部１４９で等化・復調された受信信号は、尤度のついたビット系列として復号器１５０で復号される。
【００５５】
復号器１５０は、等化部１４９を通過した受信信号に対して誤り訂正復号を実行するものである。復号器１５０で受信信号に対して誤り訂正復号を行うことで、誤り訂正符号化が施された受信信号を復号することができる。復号器１５０で復号された受信信号は、後段のデスクランブラ（図示せず）によりデスクランブルされ、さらにデータ取得部（図示せず）において受信データの取得が行われる。
【００５６】
例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのパケットフォーマット（図４参照）では、Ｌ−ＳＴＦを同期回路が発見し、Ｌ−ＬＴＦでタイミングと周波数オフセットを測定し、ＨＴ−ＬＴＦでチャネル推定して合成行列を求める。そして、データシンボル（ＤＡＴＡ）以降は、チャネル推定によって求まった合成行列によって、各ブランチデータをストリームに変換して復調・復号する。
【００５７】
時間調整部１５１は、受信回路１２１が送信デジタルフィルタ１３８からキャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号の通知を受け取った時点を起点として計時を開始するが、その際に同期回路１４４が参照する参照時間を調整するものである。時間調整部１５１において、同期回路１４４が参照する参照時間を調整可能にすることで、ＲＦ回路１２２による回路遅延が変動した場合であってもキャリブレーションシーケンスの最適な部分を切り出してキャリブレーションを行うことができる。
【００５８】
以上、図２を用いて本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の構成について説明した。次に、本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の動作について説明する。
【００５９】
図３は、本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の動作について説明する流れ図である。図３では、本発明の一実施形態にかかる通信装置１００において装置内キャリブレーション（セルフ・キャリブレーション）を実行する場合の動作について説明するものである、以下、図３を用いて本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の動作について説明する。
【００６０】
通信装置１００においてセルフ・キャリブレーションを行う際には、キャリブレーション信号発生部１３６で、セルフ・キャリブレーションのための信号（キャリブレーションシーケンス）を発生させる（ステップＳ１０２）。
【００６１】
図４は、通常のＩＥＥＥ８０２．１１ｎのデータフォーマットについて説明する説明図であり、図５は、通信装置１００においてセルフ・キャリブレーションを行う際に用いるキャリブレーションシーケンスについて説明する説明図である。
【００６２】
図４に示したように、通常のＩＥＥＥ８０２．１１ｎのデータフォーマットでは、プリアンブル部分（Ｌ−ＳＴＦ、Ｌ−ＬＴＦ、Ｌ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦ）の後ろにデータシンボル（ＤＡＴＡ）が付加された送信データが生成される。なお、Ｌ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ−Ｓｈｏｒｔ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）はＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）用の既知信号であり、Ｌ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ−Ｌｏｎｇ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）は伝送路推定用の既知信号である。また、Ｌ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｆｉｅｌｄ）は制御信号であり、ＨＴ−ＳＩＧ（Ｈｉｇｈ−Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｆｉｅｌｄ）はＭＩＭＯシステムに対応した制御信号である。そして、ＨＴ−ＳＴＦ（Ｈｉｇｈ−Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  Ｓｈｏｒｔ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）はＭＩＭＯシステムに対応したＡＧＣ設定用の既知信号であり、ＨＴ−ＬＴＦ（Ｈｉｇｈ−Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  Ｌｏｎｇ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）はＭＩＭＯシステムに対応した伝送路推定用の既知信号である。
【００６３】
本実施形態では、通信装置１００においてセルフ・キャリブレーションを行う際には、図５に示したように、プリアンブル部分はそのままに、データシンボル部分のみを、キャリブレーション信号発生部１３６で生成したキャリブレーションシーケンスに置き換える。このように、プリアンブル部分はそのままに、データシンボル部分のみをキャリブレーションシーケンスに置き換えることで、既存の回路をそのまま活用することが可能となる。
【００６４】
キャリブレーション信号発生部１３６でキャリブレーションシーケンスを発生させると、プリアンブルの後段にキャリブレーションシーケンスを付加し、送信デジタルフィルタ１３８に通す（ステップＳ１０４）。キャリブレーションシーケンスが付加された信号を送信デジタルフィルタ１３８に通すと、送信デジタルフィルタ１３８はキャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号を同期回路１４４に送る（ステップＳ１０６）。
【００６５】
送信デジタルフィルタ１３８を通過した送信信号は、Ｄ／Ａ変換器１３９でアナログの送信信号に変換された後、ＲＦ回路１２２で折り返される（ステップＳ１０８）。ＲＦ回路１２２で折り返された信号は、Ａ／Ｄ変換器１４１でデジタルの受信信号に変換された後、受信デジタルフィルタ１４２に送られて所定の周波数帯域以外の帯域がカットされる。
【００６６】
ＲＦ回路１２２で折り返され、受信デジタルフィルタ１４２を通過した受信信号は、受信信号補正部１４３において適切な補正が行われる。適切に補正された受信信号は同期回路１４４に送られる。同期回路１４４では、プリアンブルを発見して正確なタイミングを決定することで、受信信号間の同期を取る（ステップＳ１１０）。
【００６７】
また、同期回路１４４は、上記ステップＳ１０６において送信デジタルフィルタ１３８から送られたキャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号を受け取る（ステップＳ１１２）。キャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号を受け取った同期回路１４４は、パケット先頭タイミングを取り込んだ後、当該送信タイミング信号に基づいて、カウンタでＯＦＤＭシンボルを切り出す位置を判定する。ＯＦＤＭシンボルを切り出す位置を判定する際には、信号の折り返しに必要な回路やデジタルフィルタの遅延などを加味して判定させてもよい。
【００６８】
同期回路１４４は、他の通信装置と通信するモード（以下、当該モードを「通常モード」とも称する）では、図４に示したＬ−ＳＴＦを受信信号の自己相関から発見する。一方、キャリブレーションを行うモード（以下、当該モードを「キャリブレーションモード」とも称する）には、同期回路１４４は自己相関と閾値によるパケット発見判定の代わりに、送信回路１２０からのタイミング信号、すなわち送信デジタルフィルタ１３８から送られたキャリブレーションシーケンスの送信タイミング信号を利用する。
【００６９】
パケット発見タイミングをタイマで管理することにより、Ｌ−ＳＴＦに続くＬ−ＬＴＦでの周波数オフセットやタイミングの測定区間を最適にすることができる。通常モードでは、Ｌ−ＬＴＦでのタイミングや周波数オフセットの測定結果を反映して、受信信号を周波数補正してＯＦＤＭシンボルを切り出している。一方、キャリブレーションモードではタイミングは既に参照しているので、Ｌ−ＬＴＦでのタイミング測定結果によるＯＦＤＭシンボル切り出し位置の調整や、周波数オフセット補正は行なわずに、これらの調整や補正は、必要に応じて実施できるようにしておいてもよい。
【００７０】
タイマでパケット発見タイミングを管理することで、キャリブレーションモードでは、毎回キャリブレーションシーケンスの定まった位置を、通常モードと同じようにＯＦＤＭシンボルとして切り出すことが出来る。そして、切り出したキャリブレーションシーケンスは、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）１４５でフーリエ変換する。キャリブレーションシーケンスをフーリエ変換することで、キャリブレーション測定部１４７においてキャリブレーション測定が可能となる。そして、キャリブレーション測定部１４７はフーリエ変換されたキャリブレーションシーケンスを用いてセルフ・キャリブレーションを実行する（ステップＳ１１４）。なお、キャリブレーションシーケンスを用いたセルフ・キャリブレーションの方法は既存の方法を用いることが出来、特定の方法に限定されることは無いので、詳細な説明については割愛する。
【００７１】
以上、図３を用いて本発明の一実施形態にかかる通信装置１００において装置内キャリブレーション（セルフ・キャリブレーション）を実行する場合の動作について説明した。なお、回路変更などで遅延が変化して、ＯＦＤＭシンボルの希望する切り出し位置がずれる場合には、同期回路１４４においてタイマが参照する値を変更することによりシンボルの切り出し位置を調整してもよい。
【００７２】
以上説明したように本実施形態では、同じブランチの送受信回路で折り返すＲＦ回路折り返しによってセルフ・キャリブレーションを行う場合において、キャリブレーション信号の切り出しタイミングを毎回同一にすることで、送信回路と受信回路との特性を比較できるようにした。これにより、セルフ・キャリブレーションの際に、各ブランチの受信送信の折り返し特性を揃え、相互的にキャリブレーションすることができる。また、受信側で推定したチャネル特性を基にステアリングベクトルを生成して送信側に反映させることもできる。
【００７３】
また本実施形態では、キャリブレーション信号の送信タイミング情報を受信側の同期回路で参照するようにしたことで、既存回路を利用して回路規模を増大させることなく、セルフ・キャリブレーションを行うことができる。ＯＦＤＭシンボル単位で受信データを切り出すという既存の通信装置に含まれている機能を利用することで、キャリブレ−ション測定を周波数領域で行なう場合にも対応でき、また、ＯＦＤＭ毎に補正係数を変化させることによるスキャンに対応させることができる。
【００７４】
また本実施形態では、同じ装置構成で、同一ブランチの送受信回路で折り返すＲＦ回路折り返しと、送信された信号を別のブランチの受信器で折り返すアンテナ折り返しの両方のセルフ・キャリブレーションに対応させることができる。
【００７５】
また本実施形態では、送信側での送信開始タイミングを基準に受信側で時間測定し、また受信側で時間測定する際の参照時間を外部（例えば、時間調整部１５１）から入力することができる。このように、受信側で時間測定する際の参照時間を外部から入力することで、環境の変化に伴って回路遅延が変動する場合であっても、キャリブレーション信号の最適な部分を切り出してキャリブレーションすることができる。
【００７６】
なお、上述したキャリブレーション処理は、通信装置１００の内部に設けられるＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭその他の記憶手段に格納したコンピュータプログラムを、通信装置１００の内部に設けられるＣＰＵその他制御手段が順次読み出して実行することによって行われるようにしてもよい。
【００７７】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００７８】
例えば、キャリブレーション信号発生部１３６は、ＯＦＤＭシンボル毎にキャリブレーション信号を変化させてもよい。ＯＦＤＭシンボル毎にキャリブレーション信号を変化させることで、どの補正値が最も回路による影響をよく補正しているかを判定して補正値を決定することができる。
【００７９】
また、上記実施形態では、キャリブレーション信号発生部１３６は、キャリブレーションのための信号（キャリブレーションシーケンス）を発生させていたが、本発明は係る例に限定されない。例えば、キャリブレーション信号発生部１３６は、キャリブレーションシーケンスをあらかじめ保持しておき、キャリブレーションの際にはキャリブレーション信号発生部１３６で保持していたキャリブレーションシーケンスを送出してもよい。
【００８０】
なお、図２Ｂでは、時間調整部１５１は受信回路１２１の内部に設けられているように図示したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでも無く、時間調整部１５１は受信回路１２１の外部に設けられるようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明は、通信装置及び通信校正方法に適用可能であり、より詳細には、複数のアンテナを備える通信装置において、複数のアンテナの各素子間の特性差を補償する校正（キャリブレーション）を行う通信装置および通信校正方法に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の一実施形態にかかる通信装置１００と、通信装置１００を用いた通信システム１０について説明する説明図である。
【図２Ａ】本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の構成について説明する説明図である。
【図２Ｂ】本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の構成について説明する説明図である。
【図３】本発明の一実施形態にかかる通信装置１００の動作について説明する流れ図である。
【図４】通常のＩＥＥＥ８０２．１１ｎのデータフォーマットについて説明する説明図
【図５】通信装置１００においてセルフ・キャリブレーションを行う際に用いるキャリブレーションシーケンスについて説明する説明図である。
【符号の説明】
【００８３】
１００    通信装置
１０１ａ、１０１ｂ、・・・、１０１ｍ    アンテナ
１２０    送信回路
１２１    受信回路
１２２    ＲＦ回路
１３１    符号化器
１３２    変調器
１３３    空間多重部
１３４    高速フーリエ逆変換部
１３５    ガード挿入部
１３６    キャリブレーション信号発生部
１３７    送信信号補正部
１３８    送信デジタルフィルタ
１３９    Ｄ／Ａ変換器
１４１    Ａ／Ｄ変換器
１４２    受信デジタルフィルタ
１４３    受信信号補正部
１４４    同期回路
１４５    高速フーリエ変換部
１４６    チャネル推定部
１４７    キャリブレーション測定部
１４８    空間分離部
１４９    等化部
１５０    復号器
１５１    時間調整部
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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