(57)【要約】【課題】交流結合用コンデンサの充電に起因する応答特性の低下を改善した電磁流量計を実現すること。【解決手段】検出電極の出力信号がコンデンサを介してヘッドアンプに交流結合される電磁流量計であって、リセット信号に基づき駆動されるスイッチを有し、前記コンデンサに充電された電荷をこのスイッチを介して高速放電させるリセット回路部を設けたことを特徴とするもの。  【選択図】                    図１
2010096605.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出電極の出力信号がコンデンサを介してヘッドアンプに交流結合される電磁流量計であって、
リセット信号に基づき駆動されるスイッチを有し、前記コンデンサに充電された電荷をこのスイッチを介して高速放電させるリセット回路部を設けたことを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
前記リセット回路部は、フォトリレーで構成されたことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
【請求項３】
前記フォトリレーは、駆動回路を構成するコンデンサに充電された電荷により駆動されることを特徴とする請求項１または２記載の電磁流量計。
【請求項４】
前記リセット信号は、検出電極が非接液状態になったときに選択的に出力されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁流量計に関し、詳しくは、応答特性の改善に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図３は、一般的な電磁流量計の構成例を示すブロック図である。絶縁性の導管１の内部には測定流体Ｑが流れる。この導管１の内部には、測定流体Ｑとは絶縁された状態で、検出電極２Ａ，２Ｂが固定されている。測定流体Ｑは接液電極３を介して接地されている。
【０００３】
導管１の外部には導管１を挟むように励磁コイル４Ａ、４Ｂが設けられていて、これら励磁コイル４Ａ、４Ｂは励磁回路５により所定の波形、周波数の励磁電流Ｉｆで励磁される。これにより、励磁コイル４Ａ、４Ｂは、励磁電流Ｉｆに対応する波形・周波数を持つ磁場Ｂを測定流体Ｑに印加する。
【０００４】
検出電極２Ａ、２Ｂは、ヘッドアンプ６Ａ、６Ｂを介して差動アンプ７に接続されている。差動アンプ７の出力信号はＡ／Ｄ変換器８でデジタル信号に変換され、ＣＰＵ９に入力されて流量信号に変換される。なお、ＣＰＵ９には、励磁回路５から流量信号への信号変換処理に必要なタイミング信号Ｔも入力されている。
【０００５】
このようにしてＣＰＵ９で信号変換処理された流量信号は、出力回路１０を介して外部に出力される。
【０００６】
図４は図３における従来のヘッドアンプ６の一例を示す回路図であり、検出電極２Ａに接続された一方のヘッドアンプ６Ａの例を示している。なお、検出電極２Ｂにはヘッドアンプ６Ａと同様な回路構成のヘッドアンプ６Ｂが接続されるが図示しない。
【０００７】
ヘッドアンプ６Ａは、大きく分けると、入力部ＩＮ、定電流部ＣＣおよび差動増幅部ＤＡを含む主増幅部ＭＡ、帰還部ＦＢよりなる３つのブロックで構成されている。
【０００８】
入力部ＩＮは、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路と、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の直列回路で構成されている。抵抗Ｒ１の一端は検出電極２Ａに接続され、コンデンサＣ１の他端は差動増幅部ＤＡを構成する電界効果トランジスタＪ１のゲートに接続されている。抵抗Ｒ２の一端はコンデンサＣ１と電界効果トランジスタＪ１のゲートとの接続点に接続され、抵抗Ｒ１１の他端は共通電位点に接続され、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の接続点は帰還部ＦＢを構成するコンデンサＣ３の一端に接続されている。ここで、コンデンサＣ１は検出電極２Ａの有する直流電位を除去する交流結合素子として機能するものであり、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の直列回路とともにハイパスフィルタを構成している。
【０００９】
主増幅部ＭＡは、定電流部ＣＣを含む差動増幅部ＤＡと、演算増幅器Ｕ１などで構成されている。定電流部ＣＣにおいて、トランジスタＱ１のコレクタは差動増幅部ＤＡを構成する電界効果トランジスタＪ１のドレインと電界効果トランジスタＪ２のソースに接続され、ベースはトランジスタＱ２のベースと共通に接続され、エミッタは抵抗Ｒ５を介して電源ラインＶＥＥに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタはベースに接続されるとともに抵抗Ｒ７を介して共通電位点に接続され、エミッタは抵抗Ｒ６を介して電源ラインＶＥＥに接続されている。
【００１０】
差動増幅部ＤＡにおいて、電界効果トランジスタＪ１のソースは抵抗Ｒ３を介して電源ラインＶＣＣに接続され、ゲートは入力部ＩＮのコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２の接続点に接続され、ドレインは電界効果トランジスタＪ２のソースに接続されるとともに定電流部ＣＣのトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。電界効果トランジスタＪ２のドレインは抵抗Ｒ４を介して電源ラインＶＣＣに接続され、ゲートは主増幅部ＭＡを構成する抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の接続点に接続され、ソースは電界効果トランジスタＪ１のドレインに接続されるとともに定電流部ＣＣのトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。
【００１１】
主増幅部ＭＡにおいて、演算増幅器Ｕ１の反転入力端子は電界効果トランジスタＪ１のソースと抵抗Ｒ３の接続点に接続され、非反転入力端子は電界効果トランジスタＪ２のドレインと抵抗Ｒ４の接続点に接続され、これら反転入力端子と非反転入力端子間にはコンデンサＣ２と抵抗Ｒ８の直列回路が接続され、出力端子は差動アンプ７の一端および帰還部ＦＢを構成する演算増幅器Ｕ２の反転入力端子に接続されるとともに抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の直列回路を介して共通電位点に接続され、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の接続点は電界効果トランジスタＪ２のゲートに接続されている。
【００１２】
帰還部ＦＢにおいて、演算増幅器Ｕ２はバッファアンプとして機能するものであり、反転入力端子は出力端子と接続され、出力端子は抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３の直列回路を介してコンデンサＣｄとＣｃの接続点に接続されている。ここで、コンデンサＣｄは電磁流量計に接続されているシールドケーブルの心線と内部導体間の浮遊容量、コンデンサＣｃは電磁流量計に接続されているシールドケーブルの内部導体の等価容量値である。抵抗Ｒ１３とコンデンサＣｄの接続点は抵抗Ｒ１４を介して共通電位点に接続されている。抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３の接続点はコンデンサＣ３を介して抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の接続点に接続されている。
【００１３】
このような構成において、主増幅部ＭＡの増幅率を高くすることにより次段の増幅器における入力換算ノイズの影響を受けにくくなるので、主増幅部ＭＡの増幅率を[１＋Ｒ９／Ｒ１０]倍にしている。ここで、入力インピーダンスを高めるために、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の直列回路とコンデンサＣ３とでブートストラップ回路を構成しているが、ここに印加する電圧を入力信号と同じ値とする。回路設計上では、１／[１＋Ｒ９／Ｒ１０]倍の値となるように、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４の値を決定する。つまり、Ｒ９／Ｒ１０＝Ｒ１２／（Ｒ１３＋Ｒ１４）とする。
【００１４】
図示しないケーブルへの帰還率が１とならないようにＲ１３とＲ１４の比率を決定し、通常９０％〜９９％程度を選択する。ブートストラップ回路がないと、ケーブル長が短い場合でも、低導電率のときのスパン誤差が大きくなる。たとえば入力インピーダンスが１ＭΩでケーブル長５０ｍの場合のＨＩＧＨ側のスパン誤差は−１．４５％になる。また、ブートストラップの帰還率１の値でケーブルシールドに電圧印加すると発振してしまう。ブートストラップがある場合には、たとえば入力インピーダンスが１ＭΩでケーブル長５０ｍの場合のＨＩＧＨ側のスパン誤差は−０．２４％と小さくなる。
【００１５】
特許文献１には、流量電圧を検出する検出器からこの流量電圧が印加される心線の回りに内部導体を有するシールドケーブルを介して変換器で先の流量電圧を受信し信号処理して出力する電磁流量計の構成が記載されている。
【００１６】
特許文献２の図１０には、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５で構成されるハイパスフィルタ９１と抵抗Ｒ５と並列接続されたスイッチＳ３よりなり、ノイズ抽出回路として機能するリセット回路９を備えた電磁流量計の構成が記載されている。
【００１７】
【特許文献１】特開２００７−２４８２５９号公報
【特許文献２】特開２００５−１４０７１４号公報
【００１８】
ところで、このような従来の構成によれば、検出電極の検出信号を受信するのにあたり、電磁流量計の検出電極が有する直流電位を除去するためにコンデンサＣ１を介して交流結合を行っていることから、検出電極の電位が過大に変動したり、検出電極が非接液状態になって不安定な電位になると、このコンデンサＣ１が充電されることになる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、コンデンサＣ１が充電されると、コンデンサＣ１は抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の直列回路とで構成されるハイパスフィルタの時定数で放電することから、検出電極の電位が正常状態に復帰しても、放電に長い時間を要することになる。特に２線式電磁流量計のような微小信号を増幅する場合には、次段以後の増幅利得が大きいため、安定した正常な出力を得るまでに数十秒を要することがあり、この不安定性は電磁流量計の応答特性を低下させる一因になってしまう。
【００２０】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流結合用コンデンサの充電に起因する応答特性の低下を改善した電磁流量計を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
このような問題を解決するため、請求項１記載の発明は、
検出電極の出力信号がコンデンサを介してヘッドアンプに交流結合される電磁流量計であって、
リセット信号に基づき駆動されるスイッチを有し、前記コンデンサに充電された電荷をこのスイッチを介して高速放電させるリセット回路部を設けたことを特徴とする。
【００２２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の電磁流量計において、
前記リセット回路部は、フォトリレーで構成されたことを特徴とする。
【００２３】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の電磁流量計において、
前記フォトリレーは、駆動回路を構成するコンデンサに充電された電荷により駆動されることを特徴とする。
【００２４】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の電磁流量計において、
前記リセット信号は、検出電極が非接液状態になったときに選択的に出力されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
これらにより、交流結合用コンデンサに充電された電荷は急速放電され、応答特性の低下を改善できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例を示す回路図であり、図４と共通する部分には同一の符号を付けている。図１において、交流結合素子として機能し入力部ＩＮのハイパスフィルタを構成するコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の直列回路との接続点には、コンデンサＣ１に充電される電荷を選択的に共通電位点に放電させるように構成されたリセット回路部ＲＳが接続されている。
【００２７】
リセット回路部ＲＳにおいて、フォトリレーＰｈＲは一般的なフォトＭＯＳリレー（光ＭＯＳＦＥＴ）であり、発光ダイオードＬＥＤと図示しない受光素子とスイッチＳＷとして機能するＦＥＴが集積化されてパッケージされたものである。たとえばメーク型接点の場合、発光ダイオードが光ると、受光素子がＦＥＴのゲート容量を充電してゲート−ソース間電圧を高くし、ＦＥＴが導通してスイッチＯＮの状態になる。発光ダイオードが消えると、内部の放電スイッチが自動的に動作してゲート電荷を強制的に放電させてゲート−ソース間電圧を急速に低下させ、ＦＥＴは非導通になってスイッチＯＦＦの状態になる。
【００２８】
フォトリレーＰｈＲを構成するスイッチＳＷの一端は抵抗Ｒ１５を介してコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１１の直列回路との接続点に接続され、他端は共通電位点に接続されている。発光ダイオードＬＥＤのアノードは共通電位点に接続され、カソードはフォトリレーＰｈＲの駆動回路を構成する電界効果トランジスタＱ４のドレインに接続されている。
【００２９】
フォトリレーＰｈＲの駆動回路は、２個の電界効果トランジスタＱ３、Ｑ４を中心に構成されている。電界効果トランジスタＱ３のソースは電源端子ＶＡ＋に接続され、ゲートは抵抗Ｒ１６を介してリセット信号Ｓｒの入力端子に接続され、ドレインは抵抗Ｒ１７を介して電源端子ＶＡ−に接続されるとともに電界効果トランジスタＱ４のゲートに接続されている。電界効果トランジスタＱ４のドレインはフォトリレーＰｈＲを構成する発光ダイオードＬＥＤのカソードに接続され、ゲートは電界効果トランジスタＱ３のドレインに接続され、ソースは抵抗Ｒ１８とＲ１９の直列回路を介して電源端子ＶＡ−に接続されている。抵抗Ｒ１８とＲ１９の直列回路の接続中点はコンデンサＣ４を介して共通電位点に接続されている。
【００３０】
図２は、リセット信号Ｓｒの波形例図である。リセット信号Ｓｒは、たとえば検出電極２Ａ、２Ｂの電位を監視する図示しないマイクロコンピュータにより出力制御されるように構成されていて、通常の信号レベルは図２に示すようにＶ＋が維持されているが、たとえば検出電極２Ａ、２Ｂが非接液状態になって入力オープンになると時間幅Ｔｒで信号レベルが０になる。
【００３１】
図１の動作を説明する。
リセット信号Ｓｒの信号レベルがＶ＋の通常状態では、電界効果トランジスタＱ３のゲートにＶ＋が入力されてドレインソース間の電圧が０となり、電界効果トランジスタＱ３はＯＦＦになる。また、電界効果トランジスタＱ４のゲート電圧とソース電圧は等しくなり、電界効果トランジスタＱ４もＯＦＦになる。このとき、フォトリレーＰｈＲの発光ダイオードＬＥＤには電流が流れないためスイッチＳＷはＯＦＦになる。なお、電源端子ＶＡ−→抵抗Ｒ１９→コンデンサＣ４→共通電位点の経路に着目すると、コンデンサＣ４には抵抗Ｒ１９によって制限された電流により電荷がチャージされることになる。
【００３２】
リセット信号Ｓｒの信号レベルが時間幅Ｔｒで０になると、電界効果トランジスタＱ３のゲートに０が入力され、電界効果トランジスタＱ３のゲートソース間電圧がＶ＋となって電界効果トランジスタＱ３がＯＮになる。一方、電界効果トランジスタＱ４のゲートには電圧Ｖａ＋が入力され、電界効果トランジスタＱ４もＯＮになる。このとき、コンデンサＣ４にチャージされた電荷によってフォトリレーＰｈＲの発光ダイオードＬＥＤに電流が流れて発光ダイオードＬＥＤは発光し、スイッチＳＷはＯＮになる。フォトリレーＰｈＲのスイッチＳＷがＯＮになるとコンデンサＣ１に充電されている電荷が共通電位点に流れ、ヘッドアンプ６Ａの入力部ＩＮはリセットされる。
【００３３】
ここで、フォトリレーＰｈＲの発光ダイオードＬＥＤを発光させてスイッチＳＷをＯＮにするためには、数ｍＡレベルの電流が必要となる。ところが、２線式の電磁流量計の場合は、たとえば４〜２０ｍＡの範囲で流量信号も伝送しなければならず、電流の制約が厳しい。電源端子ＶＡ−→抵抗Ｒ１９→コンデンサＣ４→共通電位点の経路における抵抗Ｒ１９は、このような電流の制約に対して、平均的に消費電流を下げるように機能する。
【００３４】
このように構成することにより、交流結合用のコンデンサＣ１に充電されている電荷の放電時間を短縮でき、電磁流量計の応答特性を高めることができる。たとえば入力オープンからの復帰時間が、従来の構成では数十秒であったのに対し、本発明では数秒になり、１／１０に短縮できた。
【００３５】
そして、リセット回路ＲＳのコンデンサＣ４に充電された電荷によりフォトリレーＰｈＲの発光ダイオードＬＥＤを発光させてフォトリレーＰｈＲのスイッチＳＷをＯＮ/ＯＦＦ動作させているので、消費電流を抑制できる。
【００３６】
さらに、フォトリレーＰｈＲを用いることにより、入力インピーダンスを十分な大きさの値に保つことができるとともに、耐電圧特性も十分な値にすることができる。
【００３７】
なお、上記実施例では、リセット回路部ＲＳをフォトリレーＰｈＲで構成する例について説明したが、入力インピーダンスなどを考慮する必要はあるものの、用途によってはフォトリレーＰｈＲ以外のフォトカプラやアナログスイッチ、ＦＥＴなどを用いてもよい。
【００３８】
以上説明したように、本発明によれば、交流結合用コンデンサの充電に起因する応答特性の低下を改善した電磁流量計を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】リセット信号Ｓｒの説明図である。
【図３】一般的な電磁流量計の構成例を示すブロック図である。
【図４】図３における従来のヘッドアンプ６の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００４０】
ＭＡ  主増幅部
ＩＮ  入力部
ＲＳ  リセット回路部
Ｃ１  コンデンサ（交流結合素子）
Ｃ４  コンデンサ（リセット用）
ＰｈＲ  フォトリレー（光ＭＯＳＦＥＴ）
ＬＥＤ  発光ダイオード
ＳＷ  スイッチ（ＦＥＴ）
【図１】
2010096605.tif 000003
【図２】
2010096605.tif 000004
【図３】
2010096605.tif 000005
【図４】
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