(57)【要約】【課題】集積回路内に組み込まれた増幅トランジスタの直流電流増幅率の選別が可能な増幅回路を提供する。【解決手段】増幅用トランジスタと、前記増幅用トランジスタの直流電流増幅率と略同一の直流電流増幅率を有し、前記増幅用トランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタへ電流を供給可能とされ、前記第１のトランジスタの導電型とは反対の導電型を有する第２のトランジスタを有する電流源回路と、を備え、動作電圧範囲よりも低い電源電圧において、前記第２のトランジスタを飽和領域で動作させると電源電圧に対する動作電流の傾きが前記動作電圧範囲における前記傾きよりも大きくなることを利用して、前記増幅用トランジスタの前記直流電流増幅率が所定値よりも低いことが検知可能とされたことを特徴とする増幅回路が提供される。【選択図】図１
2010021786.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅用トランジスタと、
前記増幅用トランジスタの直流電流増幅率と略同一の直流電流増幅率を有し、前記増幅用トランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタへ電流を供給可能とされ、前記第１のトランジスタの導電型とは反対の導電型を有する第２のトランジスタを有する電流源回路と、
を備え、
動作電圧範囲よりも低い電源電圧において、前記第２のトランジスタを飽和領域で動作させると電源電圧に対する動作電流の傾きが前記動作電圧範囲における前記傾きよりも大きくなることを利用して、前記増幅用トランジスタの前記直流電流増幅率が所定値よりも低いことが検知可能とされたことを特徴とする増幅回路。
【請求項２】
前記第１のトランジスタのベースとコレクタとを接続する抵抗の値を高くすることにより、前記第２のトランジスタを前記飽和領域で動作可能としたことを特徴とする請求項１記載の増幅回路。  
【請求項３】
前記電流源回路は、カレントミラー回路を有することを特徴とする請求項１または２に記載の増幅回路。
【請求項４】
増幅用トランジスタと、
前記増幅用トランジスタの直流電流増幅率と略同一の直流電流増幅率を有し、前記増幅用トランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタへ電流を供給可能とされ、前記第１のトランジスタの導電型とは反対の導電型を有する第２のトランジスタを有する電流源回路と、
前記第２のトランジスタのコレクタ電位及びエミッタ電位がそれぞれ入力されるコンパレータと、
を備え、
動作電圧範囲よりも低い電源電圧において、前記コレクタ電位と前記エミッタ電位との差が所定値よりも大きくなると前記コンパレータの出力はエラー信号をハイレベルからローレベルに転じることにより、前記増幅用トランジスタの前記直流電流増幅率が所定値よりも低いことが検知可能とされたことを特徴とする増幅回路。
【請求項５】
前記増幅用トランジスタ及び前記第１のトランジスタは、ＳｉＧｅヘテロバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電子機器を構成する低ノイズ高周波増幅器には、小型、低ノイズ、及び量産性が要求される。シリコン基板上に高周波トランジスタを含む増幅回路を集積すると、高周波数帯において雑音指数（ＮＦ）を低く保ちつつ、量産性を確保することが容易となる。
【０００３】
この場合、高周波特性は主に高周波トランジスタの特性により決定されるが、高周波トランジスタは増幅回路内に組み込まれており単独でその特性を測定するには、測定専用端子を設けることが必要となる。しかしながら、測定専用端子を設けることは、チップサイズを大きくし量産性を低下させる。
【０００４】
チップ状態での暗電流測定が可能な半導体素子に関する技術開示例がある（特許文献１）。この技術開示例では、ベース電極と接続されたプローブテスト用電極を備えたトランジスタが提供されている。ベース電極にプローブを接触させ、直流電流増幅率（ｈＦＥ）を測定したのち、コレクタ・エミッタ間に順方向電流を流してベース電極とプローブテスト用電極との配線部を溶断し、コレクタ・エミッタ暗電流を測定する。
しかしながら、この技術開示例を用いても、増幅回路に組み込まれたトランジスタの直流電流増幅率を測定することは困難であり、製品の出荷検査において増幅特性を直接測定する必要がある。
【特許文献１】特開平９−２８３５７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
集積回路内に組み込まれた増幅トランジスタの直流電流増幅率の選別が可能な増幅回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様によれば、増幅用トランジスタと、前記増幅用トランジスタの直流電流増幅率と略同一の直流電流増幅率を有し、前記増幅用トランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタへ電流を供給可能とされ、前記第１のトランジスタの導電型とは反対の導電型を有する第２のトランジスタを有する電流源回路と、を備え、動作電圧範囲よりも低い電源電圧において、前記第２のトランジスタを飽和領域で動作させると電源電圧に対する動作電流の傾きが前記動作電圧範囲における前記傾きよりも大きくなることを利用して、前記増幅用トランジスタの前記直流電流増幅率が所定値よりも低いことが検知可能とされたことを特徴とする増幅回路が提供される。
【０００７】
また、本発明の他の一態様によれば、増幅用トランジスタと、前記増幅用トランジスタの直流電流増幅率と略同一の直流電流増幅率を有し、前記増幅用トランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタへ電流を供給可能とされ、前記第１のトランジスタの導電型とは反対の導電型を有する第２のトランジスタを有する電流源回路と、前記第２のトランジスタのコレクタ電位及びエミッタ電位がそれぞれ入力されるコンパレータと、を備え、動作電圧範囲よりも低い電源電圧において、前記コレクタ電位と前記エミッタ電位との差が所定値よりも大きくなると前記コンパレータの出力はエラー信号をハイレベルからローレベルに転じることにより、前記増幅用トランジスタの前記直流電流増幅率が所定値よりも低いことが検知可能とされたことを特徴とする増幅回路が提供される。
【発明の効果】
【０００８】
集積回路内に組み込まれた増幅トランジスタの直流電流増幅率の選別が可能な増幅回路が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる増幅回路の回路図である。本実施形態は高周波低ノイズ増幅回路を表すが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００１０】
高周波（ＲＦ）信号は、入力端子４０から入力し、破線で表すようにキャパシタＣ１、増幅トランジスタＱａ、及びキャパシタＣ２を経由し、増幅されたＲＦ信号が出力端子４２から外部に取り出される。また、増幅回路１０チップの接地は接地端子４４と接続される。例えば、携帯電子機器の場合、ＲＦ信号の周波数範囲は８００ＭＨｚ〜２．５ＧＨｚなどである。受信器のフロントエンドとして用いる場合、雑音指数（ＮＦ）は、例えば０．７〜１ｄＢと低いことが要求される。
【００１１】
また、フロントエンド用途では、ＲＦ信号の振幅が小さく、且つ低いＮＦとするために、増幅用トランジスタの直流バイアス点は低電圧且つ低電流とすることが好ましい。例えば、ＳｉＧｅヘテロバイポーラトランジスタでは、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥＯの最大定格を３Ｖなどとし、ＮＦ最小となるコレクタ電流を５ｍＡなどとする。
【００１２】
このような直流バイアス点を設定するために、増幅回路１０は、電流源回路２０、増幅用トランジスタＱａ、及び第１のトランジスタＱ１、などを備えている。電流源回路２０は、増幅用トランジスタＱａとは、反対導電型であるトランジスタにより構成されるカレントミラー回路を備えているものとする。すなわち、第１のトランジスタＱ１がＮＰＮ型であれば、第２のトランジスタＱ２はＰＮＰ型とする。
【００１３】
電源電圧Ｖｃｃで駆動された電流源回路２０からの電流Ｉ２は、第１のトランジスタＱ１に供給される。第１のトランジスタＱ１と、増幅用トランジスタＱａと、は、共にＮＰＮトランジスタとし、一定比率のカレントミラー回路を構成しているので、第１のトランジスタＱ１の電流Ｉ２がこの比率で折り返され、増幅用トランジスタＱａに電流Ｉ３を供給する。
【００１４】
増幅用トランジスタＱａと第１のトランジスタＱ１とを近接して形成することにより、直流電流増幅率を略同一としペア性を良好に保つことが好ましい。また、増幅用トランジスタＱａと第１のトランジスタＱ１との電流比率は、トランジスタのサイズ比率を変えることにより制御できる。例えばサイズ比率を１０：１などと選択すると、第１のトランジスタＱ１を小さくし、低消費電力とすることができるのでより好ましい。  
【００１５】
なお、増幅用トランジスタＱａは、所望の周波数において、所望の利得を確保しつつ、ＮＦが最小となるようなバイアス条件に設定する。
【００１６】
図２は、増幅回路の動作を説明するグラフ図である。縦軸は、増幅回路１０の動作電流Ｉｃｃ（ｍＡ）、横軸は増幅回路へ供給される電源電圧Ｖｃｃ（Ｖ）である。電源電圧Ｖｃｃの印加により、電流源２０にＩ１、Ｉ２が流れ、電流Ｉ２がカレントミラー回路３０により折り返されて電流Ｉ３が増幅用トランジスタＱａに供給される。すなわち、これらの電流間では次式が成り立つ。
Ｉｃｃ＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３
ＱａとＱ１との比率を１０：１とすると、Ｉ３＞Ｉ２且つＩ３＞Ｉ１とできる。
【００１７】
電流源回路２０を構成する第２のトランジスタＱ２（ＰＮＰ型）のコレクタ（点Ｒ）とエミッタ（点Ｐ）との間のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１は次式で表される。
Ｖ１＝Ｖｃｃ−［Ｉ２×（Ｒｅ＋Ｒｂ／ｈＦＥ）＋Ｖｆ］
但し、  Ｖｃｃ：電源電圧
Ｒｅ  ：Ｑ２と電源端子との間の抵抗値
Ｒｂ  ：Ｑ１のベースとコレクタとの間の抵抗値
Ｖｆ  ：Ｑ１のベース・エミッタ間の順方向電圧  
【００１８】
第１のトランジスタＱ１のベースとコレクタとの間の抵抗値Ｒｂを大きくしていくと、Ｑ１のコレクタ電圧が上昇していき、第２のトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１が低下していく。このために、電源電圧Ｖｃｃが増幅回路の動作電圧範囲ＶＩＣよりも低いＶＴＥの範囲内では、第２のトランジスタＱ２が飽和領域で動作するようになる。なお、第２のトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間飽和電圧は、例えば０．１〜０．２５Ｖなどである。
【００１９】
図２において、増幅回路としての動作電圧範囲ＶＩＣは、例えば２．５〜３．３Ｖの範囲とする。ＶＩＣよりも低い電圧範囲ＶＴＥは、抵抗値Ｒｂを適正に設定することにより、例えば１．８〜２．４Ｖの範囲とすることができる。
【００２０】
電源電圧Ｖｃｃを次第に上げていき、Ｖｃｃ＝２．０Ｖになったとする。ｈＦＥ＞１３０ではＩｃｃ＞５．８ｍＡであり、動作電圧範囲ＶＩＣにおける動作電流Ｉｃｃの電源電圧Ｖｃｃに対する傾きと、Ｖｃｃ＝２Ｖにおける傾きとは略同一である。
【００２１】
他方、ｈＦＥ＝７０の場合、Ｖ１の式から第２のトランジスタＱ２は飽和領域に入っている。このために、電流Ｉ２が十分には供給されないために、増幅用トランジスタＱａには電流Ｉ３が十分には供給されないことになる。従って図２のように、Ｖｃｃ＝２Ｖにおいて、動作電流Ｉｃｃは略３．７ｍＡ以上とはならない。
【００２２】
さらに電源電圧Ｖｃｃを上げて行きＶｃｃが２．５Ｖよりも高くなると、第２のトランジスタＱ２が飽和領域から抜け出し、カレントミラー回路３０が十分に電流Ｉ２を供給可能できるのでＩｃｃは増大して行く。従って、電圧範囲ＶＴＥ内において、ウェーハ状態でチップ増幅回路の動作電流Ｉｃｃを測定しその傾きを求めると、低いｈＦＥの増幅回路を選別により取り除くことが容易である。なお、検査電圧は、電圧範囲ＶＴＥ内でアナログ的に決めることができる。
【００２３】
一般に、受信器のフロントエンドに用いる低ノイズトランジスタの動作周波数近傍におけるＮＦは、周波数に対して略平坦とできる。バイポーラトランジスタの雑音等価回路を用いると、ＮＦは、例えば式（１）で表すことができる。
【００２４】
【数１】
2010021786.tif 000003
【００２５】
また、式（１）中のｇｍは、式（２）で表すことができる。
【００２６】
【数２】
2010021786.tif 000004
【００２７】
図３は、ＮＦのｈＦＥ依存性をシミュレーションにより求めたグラフ図である。すなわち、縦軸はＮＦ（ｄＢ）、横軸は直流電流増幅率（ｈＦＥ）をそれぞれ表す。
【００２８】
本図に表すように、ｈＦＥ＝２０においてＮＦは略１．２ｄＢ、ｈＦＥ＝１００においてＮＦは略０．５９ｄＢ、ｈＦＥ＝２００においてＮＦは０．４２ｄＢまで低下する。このように、ＮＦはｈＦＥが増大すると共に低下して行く。すなわち、ＮＦとｈＦＥとは相関関係を有しており、ｈＦＥを測定することによりＮＦの選別が可能である。
【００２９】
一般にＮＦなどトランジスタの高周波特性には分布が生じるので、可能であれば全数検査が好ましい。しかしながら組立後の増幅回路の高周波測定を行うには、高価な測定装置が必要であり、且つ生産性が低下する問題がある。
【００３０】
これに対して、本実施形態では、ウェーハ状態において直流測定によりｈＦＥが所定値よりもよりも低いことを検知でき、ＮＦが高い増幅回路チップを取り除くことが可能である。この検査工程は、高価な測定装置を必要とせず、且つ簡素であり、量産性に富む。
【００３１】
なお、増幅用トランジスタＱａとして、ＳｉＧｅヘテロバイポーラトランジスタとすると、低ＮＦ及び高利得とすることが容易となる。すなわち、ＳｉＧｅエピタキシャル技術を用い、トランジスタのベース層をＳｉＧｅ層とする。このようにすると、ベース抵抗  ｒｂの低減が容易であり、式（１）に表すＮＦが低減され、且つ高利得を得ることができる。また、ｈＦＥを増大することが容易であり、式（１）に表すＮＦの低減がより容易となる。
【００３２】
この場合、増幅用トランジスタＱａとカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタＱ１を、ＳｉＧｅヘテロバイポーラトランジスタとすることが好ましい。
【００３３】
このようにして、トランジション周波数ｆＴを２０ＧＨｚ以上、２ＧＨｚにおけるＮＦを略０．８ｄＢ、及び２ＧＨｚにおける挿入電力利得を１５ｄＢ以上、ｈＦＥを２００以上などとすることは容易である。
【００３４】
また、ＳｉＧｅトランジスタは、シリコン基板を用い通常の集積回路プロセスで形成することができるので、高周波特性が改善され、且つ量産性に富む増幅回路が提供される。
【００３５】
図４は、第２の実施形態にかかる増幅回路である。
また、図５は、増幅回路の動作を説明するグラフ図であり、図５（ａ）は増幅回路の静特性を表すグラフ図、図５（ｂ）はエラー信号の電源電圧依存性を表すグラフ図である。
本実施形態は、コンパレータ５０ａ及びインバータ５０ｂを有するエラー信号発生回路５０を備えている。第２のトランジスタＱ２のコレクタ（点Ｒ）はコンパレータ５０ａのマイナス入力端子と、エミッタ（点Ｐ）はコンパレータ５０ａのプラス入力端子と、それぞれ接続されている。
【００３６】
なお、コンパレータ５０ａは、オフセット機能を有するものとする。また、コンパレータ５０ａの出力はインバータ５０ｂで反転され、エラー信号端子４６へエラー信号Ｖｅｒｒが出力される。
【００３７】
第２のトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１が基準電圧値以下である場合、コンパレータ５０ａの出力は「Ｌｏｗ」であるので、図５（ｂ）のようにインバータ５０ｂはエラー信号Ｖｅｒｒを出力する。増幅回路の動作電圧範囲ＶＩＣよりも低い電圧範囲ＶＴＥ内のＶｃｃにおいて、Ｖ１が基準電圧値を越えるとコンパレータ５０ａの出力が「Ｈｉｇｈ」となり、インバータ５０ｂの出力は「Ｌｏｗ」に反転する。
【００３８】
このようにエラー信号Ｖｅｒｒが「Ｌｏｗ」に転じるＶｃｃ値は、ｈＦＥの値と対応しているのでｈＦＥが所望値よりも低い増幅回路をＮＧと判定することができる。なお、コンパレータ５０ａは、例えば第２のトランジスタＱ２の飽和電圧近傍を基準電圧としてオフセット動作させることができる。
【００３９】
第１及び第２の実施形態により、規格を満たす低いＮＦであり且つ利得の高い増幅回路が提供される。このような増幅回路は携帯電子機器のフロントエンドを構成し、機器の小型化、高性能化、及び高信頼化を容易にする。
【００４０】
なお、トランジスタの導電型は、以上の実施形態に限定されず、反対導電型であってもよい。また、トランジスタの材料は、Ｓｉ、ＳｉＧｅに限定されず、ＡｌＧａＡｓ系、ＩｎＰ系などの材料を用いた化合物半導体ヘテロバイポーラトランジスタであってもよい。
【００４１】
以上、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明した。しかしながら本発明はこれら実施形態に限定されない。本発明を構成するトランジスタ、電流源、カレントミラー回路、抵抗、コンパレータ、インバータ、スイッチの形状、サイズ、材質、配置などに関して当業者が設計変更を行ったものであっても、本発明の主旨を逸脱しない限り本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】第１の実施形態にかかる増幅回路図
【図２】動作を説明するグラフ図
【図３】ＮＦのｈＦＥ依存性を表すグラフ図
【図４】第２の実施形態にかかる増幅回路図
【図５】動作を説明するグラフ図
【符号の説明】
【００４３】
１０  増幅回路、２０  電流源回路、３０  カレントミラー回路、４０  入力端子、４２  出力端子、５０  エラー信号発生回路、Ｑａ、Ｑ１、Ｑ２  トランジスタ、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３  電流、Ｖｃｃ  電源電圧、Ｉｃｃ  動作電流、Ｖｅｒｒ  エラー信号
【図１】
2010021786.tif 000005
【図２】
2010021786.tif 000006
【図３】
2010021786.tif 000007
【図４】
2010021786.tif 000008
【図５】
2010021786.tif 000009