(57)【要約】【課題】コンバータにおける転流を実現するのに必要なゲート駆動電源の数及び電流が流れる経路において導通する素子の数を低減し、更に擬似的ではあるが零電流転流を実現する。【解決手段】双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔは、いずれもオン制御されて転流ターンオフ形である。ダイオードブリッジ４の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔには、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔを介して入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが流れる。これらはダイオードブリッジ４で転流され、一対の直流電源線間Ｌｐ，Ｌｎ間に整流電流Ｉｄｃを出力する。インバータ５は直流電源線Ｌｐ，Ｌｎの間の電圧Ｖｄｃから交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。電圧形インバータ５の零ベクトルに基づく動作の終了前から継続して、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔのいずれか二つをターンオンさせるためのトリガを与える。【選択図】図１
2010098786.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の直流電源線（Ｌｐ，Ｌｎ）と、
いずれもが、オン制御されて転流ターンオフ形である、第１乃至第Ｎの双方向スイッチ（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）と、前記第１乃至第Ｎの双方向スイッチのそれぞれに接続された第１乃至第Ｎの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）を有し、前記第１乃至第Ｎの入力端に流れる入力電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を転流して前記一対の直流電源線間に整流電流（Ｉｄｃ）を出力するダイオードブリッジ（４）とを有するコンバータ（８）と、
空間ベクトル変調を用いたパルス幅変調に基づくスイッチングを行って、前記一対の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）からＭ相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を生成する電圧形インバータ（５）と
を備える直接形交流電力変換装置（９）。
【請求項２】
前記双方向スイッチ（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）は、フォトトライアック（Ｍ２）と、前記フォトトライアックと光結合する発光ダイオード（Ｍ３）と、前記フォトトライアックによって駆動されるトライアック（Ｍ１）とを有する、請求項１記載の直接形交流電力変換装置。
【請求項３】
請求項１記載の直接形交流電力変換装置を制御する方法であって、
前記電圧形インバータ（５）の零ベクトル（Ｖ０）に基づく動作の終了前から継続して、前記第１乃至第Ｎの双方向スイッチ（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）のいずれか二つをターンオンさせるためのトリガを与える、直接形交流電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
前記電圧形インバータ（５）ではキャリア（Ｃ）と信号波との比較によって前記パルス幅変調に基づくスイッチングが行われ、
活性化した前記トリガは前記キャリアが極値を採るまで活性化し続ける、請求項３記載の直接形交流電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、いわゆる直接形交流電力変換器において、いわゆる零電流転流を行う技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータの主回路構成としては、間接形交流電力変換器が一般に用いられている。間接形交流電力変換器では、整流回路によって商用交流を直流に変換し、更に平滑回路を経て電圧形変換器に電力が供給され、当該電圧形変換器から交流出力が得られる。
【０００３】
一方、マトリックスコンバータのように、平滑回路を用いずに交流−交流変換を行う、直接形交流電力変換器も知られている。マトリックスコンバータは、スイッチング素子群における転流を用いることにより、交流−交流変換を行う。
【０００４】
但し、マトリックスコンバータは下掲の特許文献１，２に紹介されているとおり、平滑回路を伴わない直流リンクを介して、仮想的な交流−直流変換器と、仮想的な直流−交流変換器とが結合された構成の動作に基づいて、上記スイッチング素子群の転流を制御することができる。
【０００５】
また、非特許文献１に紹介されているように、平滑回路を伴わない直流リンクを介して、交流−直流変換器と直流−交流変換器とが結合された構成も、マトリックスコンバータの一態様として提案されている。
【０００６】
よって形式上で直流リンクを有しているか否かを問わず、実質的な平滑回路を介することなく交流電力変換を行う回路を、本願では直接形交流電力変換器と称する。
【０００７】
かかる直接形交流電力変換器では、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサ、リアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。
【０００８】
特許文献３では、コンバータとインバータを接続し、当該インバータを零ベクトルに基づいて動作させて、インバータに電流が入力しないときにコンバータを転流させる技術（以下では「零電流転流」とも表現する）が採用された直接形交流電力変換器が紹介されている。またコンバータとインバータとでキャリアを共用できる技術も紹介されている。また、非特許文献２ではコンバータの能動素子の個数を減らした直接形交流電力変換器構成が紹介されている。
【０００９】
【非特許文献１】Lixiang Wei, Thomas.A Lipo,“A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation”, IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749-1754.
【非特許文献２】Lixiang Wei, Thomas.A Lipo, Ho Chan“Matrix Converter Topology With Reduced Number of Switches”, Proc of PESC 2002, vol.1, 2002, pp57-63
【特許文献１】特開２００４−２２２３３８号公報
【特許文献２】特開２００４−３６４４７７号公報
【特許文献３】特開２００７−３１２５８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図６及び図７は、それぞれ非特許文献２においてFig.５（ａ）（ｂ）として紹介された、従来の直接形交流電力変換器の構成を示す回路図である。図６及び図７で附加された符号はFig.５（ａ）（ｂ）で使用されたものを、添字の大きさを変更したものの、そのまま記載している。よってこれらの符号が後述される実施の形態の符号とは、必ずしも整合するものではない。
【００１１】
図６に示された構成では、コンバータは６個のトランジスタＳａｐ，Ｓｂｐ，Ｓｃｐ，Ｓａｎ，Ｓｂｎ，Ｓｃｎ及びダイオード６個で構成されている。そして一つの相についての線電流が電源側から入力される場合、当該電流は二つの素子（トランジスタ一つとダイオード一つ）を流れる。図７に示された構成では、コンバータは３個のトランジスタＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ及び１２個のダイオードで構成されている。一つの相についての線電流が電源側から入力される場合、当該電流は３つの素子（トランジスタ一つとダイオード二つ）を流れる。
【００１２】
よって電力ロスの観点では図６に示された構成の方が、図７に示された構成よりも望ましい。
【００１３】
しかしながら、図６に示された構成では、コンバータにおける転流を実現するのに、その上アームのトランジスタＳａｐ，Ｓｂｐ，Ｓｃｐのそれぞれを駆動するゲート駆動電源の他、下アームのトランジスタＳａｎ，Ｓｂｎ，Ｓｃｎを駆動するゲート駆動電源が必要となる。これに対して図７に示された構成ではコンバータにおける転流を実現するのに、３個のトランジスタＳａ，Ｓｂ，Ｓｃのそれぞれを駆動するゲート駆動電源で足りる。よってゲート駆動電源の個数の観点からは図７に示された構成の方が、図６に示された構成よりも望ましい。
【００１４】
そこで本願は、コンバータにおける転流を実現するのに必要なゲート駆動電源の数及び電流が流れる経路において導通する素子の数を低減し、更に擬似的ではあるが零電流転流を実現する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第１の態様は、一対の直流電源線（Ｌｐ，Ｌｎ）と、コンバータ（８）と、電圧形インバータ（５）とを備える。前記コンバータは、第１乃至第Ｎの双方向スイッチ（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）と、ダイオードブリッジ（４）とを有する。前記第１乃至第Ｎの双方向スイッチのいずれもが、オン制御されて転流ターンオフ形である。前記ダイオードブリッジは、前記第１乃至第Ｎの双方向スイッチのそれぞれに接続された第１乃至第Ｎの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）を有し、前記第１乃至第Ｎの入力端に流れる入力電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を転流して前記一対の直流電源線間に整流電流（Ｉｄｃ）を出力する。前記電圧形インバータは、空間ベクトル変調を用いたパルス幅変調に基づくスイッチングを行って、前記一対の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）からＭ相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を生成する。
【００１６】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記双方向スイッチ（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）は、フォトトライアック（Ｍ２）と、前記フォトトライアックと光結合する発光ダイオード（Ｍ３）と、前記フォトトライアックによって駆動されるトライアック（Ｍ１）とを有する。
【００１７】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第１の態様は、直接形交流電力変換装置の第１の態様を制御する方法である。そして前記電圧形インバータ（５）の零ベクトル（Ｖ０）に基づく動作の終了前から継続して、前記第１乃至第Ｎの双方向スイッチ（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）のいずれか二つをターンオンさせるためのトリガを与える。
【００１８】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記電圧形インバータ（５）ではキャリア（Ｃ）と信号波との比較によって前記パルス幅変調に基づくスイッチングが行われ、活性化した前記トリガは前記キャリアが極値を採るまで活性化し続ける。
【発明の効果】
【００１９】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第１の態様によれば、電圧形インバータが零ベクトルで動作するときには整流電流は実質的には零となる。整流電流が実質的に流れなければ入力電流が実質的に流れず、転流ターンオフ形の第１乃至第Ｎの双方向スイッチは外部からの制御を必要とせずにターンオフする。よって従来の電流形コンバータと比較して、転流のための回路構成が簡単となり、また電流が流れる経路において導通する素子の数が低減される。
【００２０】
また、双方向スイッチがオンからオフへとスイッチングする時点では殆ど電流が流れていないので、当該スイッチングに伴うロスは小さい。
【００２１】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の第２の態様によれば、双方向スイッチを駆動するための電源を準備する必要がない。
【００２２】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、電圧形インバータが零ベクトルから零ベクトル以外の電圧ベクトルへと遷移することを契機として、第１乃至第Ｎの双方向スイッチには入力電流が流れてターンオンする。よって、零ベクトル以外の電圧ベクトルで動作する期間の最初から整流電流が出力される。
【００２３】
この発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、電圧形インバータで零ベクトルが採用される期間における自動的なターンオフを避けて、双方向スイッチがターンオンする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図１は、本発明が適用可能な直接形電力変換器９の構成を示す回路図である。直接形電力変換器９は、コンバータ８とインバータ５と、両者を接続する一対の直流電源線Ｌｐ，Ｌｎとを有している。
【００２５】
コンバータ８は電流形整流回路として機能し、交流電源１から得られる三相（ここではＲ相、Ｓ相、Ｔ相とする）交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを整流し、一対の直流電源線Ｌｐ，Ｌｎに対して整流電圧Ｖｄｃを出力する。コンバータ８の整流の対象は三相電圧に限定されず、他の多相電圧であってもよい。
【００２６】
コンバータ８は双方向スイッチ群３とダイオードブリッジ４とを有する。双方向スイッチ群３は双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔで構成される。ダイオードブリッジ４は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを有し、これらはそれぞれ双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔの一端に接続される。
【００２７】
双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔはいずれも外部からのゲート信号でターンオンし、ゲート信号によってターンオフするのではなく、自身に流れる電流が保持電流以下となってターンオフする。つまり双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔはオン制御され、かつ転流ターンオフ形であり、例えば逆方向に並列に接続された一対のサイリスタ、あるいは双方向サイリスタが採用される。以下、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔをそれぞれターンオンさせるゲート信号をＳｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*とする。
【００２８】
図２は双方向サイリスタの特性を模式的に示すグラフである。双方向サイリスタの両端に印加される電圧Ｖｆが大きくても、双方向サイリスタのゲートに供給される電流Ｉｇが小さいと、双方向サイリスタに流れる電流Ｉｆは非常に小さい。電流Ｉｇが大きい程、小さな電圧Ｖｆでターンオンして電流Ｉｆが急激に流れだす。他方、電流Ｉｆが保持電流Ｉｈ１，Ｉｈ２以下になれば電圧Ｖｆが大きくてもターンオフする。図２には、電流Ｉｇが零であっても電流Ｉｆが保持電流Ｉｈ１（又はＩｈ２）以上となる電圧Ｖｆであって最も零に近い値であるブレークアウト電圧ＶＢＯ１（又はＶＢＯ２）も併記した。
【００２９】
図３は双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔに採用できる構成を示す回路図である。双方向スイッチＳｊには端子Ｊ１〜Ｊ４が設けられる。端子Ｊ１，Ｊ２の間には第１双方向サイリスタＭ１と第２双方向サイリスタＭ２が設けられ、端子Ｊ３，Ｊ４の間には発光ダイオードＭ３が設けられる。第１双方向サイリスタＭ１は第２双方向サイリスタＭ２によって駆動される。具体的には第１双方向サイリスタＭ１のターンオンは、第２双方向サイリスタＭ２がオンすることによって発生する。第２双方向サイリスタＭ２はフォトサイリスタであり、これに発光ダイオードＭ３が光結合する。第２双方向サイリスタＭ２は発光ダイオードＭ３による光トリガでターンオンする。
【００３０】
よって端子Ｊ３から端子Ｊ４へと電流を流すことにより、端子Ｊ１，Ｊ２間がターンオンする。また端子Ｊ１，Ｊ２間に流れる電流が所定値（双方向サイリスタの保持電流に相当）よりも小さくなれば、端子Ｊ１，Ｊ２間がターンオフする。
【００３１】
図１に戻って説明を続ける。ダイオードブリッジ４は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのそれぞれに流れる入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを転流し、直流電源線Ｌｐ，Ｌｎ間に整流電流Ｉｄｃを出力する。具体的には添字ｒ，ｓ，ｔを代表して添字ｊを用い、添字ｐ，ｎを代表して添字ｋを用いれば、入力端Ｐｊと直流電源線Ｌｋとの間にダイオードＤｊｋが設けられている。いずれのダイオードＤｊｋのカソードも直流電源線Ｌｐ側に、アノードも直流電源線Ｌｎ側に、それぞれ配置される。つまりダイオードブリッジ４自体には能動素子は含まれず、自然転流が行われる。
【００３２】
双方向スイッチ群３は三相電源１に接続され、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔの他端（ダイオードブリッジ４と反対側）には三相電圧が印加される。双方向スイッチ群３は三相電源１との間には、図示されるように、コンデンサとインダクタで構成されたフィルタ２が介在してもよい。
【００３３】
インバータ５は例えば電圧形インバータであり、直流電源線Ｌｐ，Ｌｎ間の電圧Ｖｄｃを入力し、三相（ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする）交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。インバータ５の出力は三相電圧に限定されず、他の多相電圧であってもよい。ここではインバータ５は負荷６に対して上記交流電圧を出力する。
【００３４】
インバータ５は瞬時空間ベクトル制御（以下、単に「ベクトル制御」と称す）に従ったパルス幅変調で動作する。
【００３５】
負荷６は例えば誘導性負荷であって、Ｙ結線されて交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加される三相コイルを有するモータである。回路図上は三相コイルの各々の抵抗成分が、当該コイルに直列接続される抵抗として記載されている。
【００３６】
インバータ５は、直流電源線Ｌｐ，Ｌｎ間で並列に接続された複数の電流経路を有する。
【００３７】
インバータ５の電流経路のうちＵ相に対応するものは、直流電源線Ｌｐ，Ｌｎ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ同士の接続点からは出力電圧Ｖｕが得られる。インバータ５の電流経路のうちＶ相に対応するものは、直流電源線Ｌｐ，Ｌｎ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎを含む。スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ同士の接続点からは出力電圧Ｖｖ１が得られる。インバータ５の電流経路のうちＷ相に対応するものは、直流電源線Ｌｐ，Ｌｎ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ同士の接続点からは出力電圧Ｖｗが得られる。
【００３８】
スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは直流電源線Ｌｐ側に接続される。以下ではこれらのスイッチング素子を上アーム側のスイッチング素子として把握する。スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは直流電源線Ｌｎ側に接続される。以下ではこれらのスイッチング素子を下アーム側のスイッチング素子として把握する。
【００３９】
上述のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ自体の構成は公知であって、例えば非特許文献１にも例示されている。図１ではこれらのスイッチング素子の構成として、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及び還流ダイオードの並列接続が例示されている。
【００４０】
インバータ５はベクトル制御の下で動作する。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは制御信号たるゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*，Ｓｕｎ*，Ｓｖｎ*，Ｓｗｎ*によってその動作が制御され、これらのゲート信号が論理値“１”／“０”を採るときに対応するスイッチング素子がそれぞれ導通／非導通するとして説明する。いわゆるデッドタイムを除いて考えれば、ゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*は、ゲート信号Ｓｕｎ*，Ｓｖｎ*，Ｓｗｎ*と相補的な値を採る。即ち添字ｕ，ｖ，ｗを代表して添字ｑを用いれば、信号Ｓｑｐ*，Ｓｑｎ*の排他的論理和は“１”である。
【００４１】
このようなベクトル制御において採用されるベクトルＶｘ（ｘ＝０〜７の整数）の添字ｘは、４・Ｓｕｐ*＋２・Ｓｖｐ*＋Ｓｗｐ*で与えられる。例えば上アーム側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全て非導通であれば下アーム側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てが導通する。この場合ｘ＝０であり、インバータ５はベクトルＶ０という零ベクトルの一つの状態にあることになる。
【００４２】
逆に上アーム側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全て導通すれば下アーム側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てが非導通である。この場合ｘ＝７であり、インバータ５はベクトルＶ７という、ベクトルＶ０とは異なる零ベクトルの状態にあることになる。
【００４３】
図４はゲート信号生成回路６の構成を示すブロック図である。ゲート信号生成回路６はコンバータ制御部６０、インバータ制御部６１を備えている。
【００４４】
コンバータ制御部６０は、電源同期信号として電圧Ｖｒの位相を示す角度θｒを入力し、ゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*を出力する。
【００４５】
インバータ制御部６１は、角度θｒと、インバータ４の運転周波数の指令値ｆ*、電圧指令値ｖ*、位相指令値φ*（これらを「インバータ指令値」と総称する）とを入力し、上述のゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*，Ｓｕｎ*，Ｓｖｎ*，Ｓｗｎ*を出力する。
【００４６】
コンバータ制御部６０及びインバータ制御部６１の構成には、特許文献３で「制御部３」として示された構成を採用することができる。
【００４７】
コンバータ制御部６０は台形状電圧指令生成部６０１と、中間相検出部６０２と、比較部６０３と、キャリア生成部６０４と、電流形ゲート論理変換部６０９とを備えている。これらはそれぞれ特許文献３にいう「台形状電圧指令信号生成部１１」、「中間相検出部１４」、「比較部１２」、「キャリア信号生成部１５」、「電流形ゲート論理変換部１３」と同じ機能を果たす。
【００４８】
台形状電圧指令生成部６０１は、角度θｒに基づき、電圧Ｖｒを基準としてコンバータ８の電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*、Ｖｔ*を生成する。これらの電圧指令はいずれも３６０度周期で台形波状の波形を呈し、相互に１２０度の位相でずれる。当該台形波状の波形は、１２０度で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度の傾斜領域の一対を有する台形波を呈する。傾斜領域は、例えばその中央を位相の基準に採り、当該波形の最小値、最大値（これらは平坦区間で現れる）をそれぞれ値０，１として、（１−√３tanθ）／２あるいは（１＋√３tanθ）／２として表される。かかる傾斜領域の求め方及びその利点は特許文献３に紹介されており、かつ本願とは直接の関連は無いため、詳細は省略する。
【００４９】
中間相検出部６０２は電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*のうち、最大値を採る最大相でもなく、最小値を採る最小相でもない、換言すれば傾斜領域を呈するものを選択する。コンバータ８は電流形整流器であるので、原則的には最大相に対応する上アーム側ダイオードと、最小相に対応する下アーム側ダイオードに電流が流れ、中間相に対応する上アーム側ダイオードと下アーム側ダイオードとに交互に電流が流れて動作する。
【００５０】
例えば電圧指令Ｖｒ*，Ｖｔ*がそれぞれ最大値及び最小値を呈する平坦区間を採り、電圧指令Ｖｓ*が傾斜領域を採る場合を想定する。なお、以下では特に断らない限り、直接形電力変換器９及びゲート信号生成回路６はかかる状況で動作している場合を想定する。電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*は位相のずれを除けば同一の波形を呈するので、このような想定を行っても、一般性を失わない。
【００５１】
このような場合、中間相検出部６０２は電圧指令Ｖｓ*を選択する。そして値Ｖｒ*−Ｖｓ*（＝１−Ｖｓ*）と値Ｖｓ*−Ｖｔ*（＝Ｖｓ*）の比が、ダイオードＤｒｐが導通する期間とダイオードＤｓｐが導通する期間の比となる。即ちコンバータ８のＳ相についての通流比は、中間相検出部６０２が選択した電圧指令Ｖｓ*によって決定される。ダイオードＤｒｐが導通する期間とダイオードＤｓｐが導通する期間との比を、ｄｒｔ：ｄｓｔ（ｄｒｔ＋ｄｓｔ＝１）で表すことにする。中間相検出部６０２は値ｄｒｔ，ｄｓｔを出力する。
【００５２】
キャリア生成部６０４は電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*の最小値及び最大値（上述の例では、それぞれ０，１）を採るキャリアＣを出力する。例えばキャリアＣは三角波である。
【００５３】
比較器６０３は電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリアＣとを比較する。この比較結果及び後述する半周期選択回路６０８の出力に基づいて、電流形信号論理変換部６０９がゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*を出力する。
【００５４】
インバータ制御部６１は変調波形生成部６１１、演算部６１２，６１３、比較部６１４，６１５、論理和演算部６１９を備える。これらはそれぞれ特許文献３にいう「出力電圧指令信号生成部２１」、「演算部２２，２３」、「比較部２４」、「論理和演算部２５」と同じ機能を果たす。
【００５５】
変調波形生成部６１１は第１指令値と角度θｒとに基づいて相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力する。これらは出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値である。
【００５６】
演算部６１２，６１３は相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に対して値ｄｒｔ，ｄｓｔに基づいて、キャリアと比較されるべき信号波を生成する。当該信号波の生成については後に概説する。
【００５７】
比較部６１４は演算部６１２の結果をキャリアＣと比較し、比較部６１５は演算部６１３の結果をキャリアＣと比較する。これらの比較結果に基づいて、論理和演算部６１９がゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*，Ｓｕｎ*，Ｓｖｎ*，Ｓｗｎ*を出力する。
【００５８】
図５はゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*，Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*の生成を説明するグラフである。簡単のためにデッドタイムを無視すると、ゲート信号Ｓｕｎ*，Ｓｖｎ*，Ｓｗｎ*はゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*と相補的に求められるので、ここでは示していない。
【００５９】
キャリアＣの一周期ｔｓは転流比を示す値ｄｓｔ，ｄｒｔで内分されて期間ｄｓｔ・ｔｓと期間ｄｓｔ・ｔｓとに区分される。その区分されるタイミングでコンバータ８の転流が行われる。上述のようにキャリアＣの最小値及び最大値をそれぞれ０，１とし、ｄｓｔ＋ｄｒｔ＝１としているので、コンバータ８の転流は具体的には、キャリアＣが値ｄｒｔを採るタイミングで行われる。
【００６０】
コンバータ８の転流は実際には双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔのスイッチングで行われる。そして転流動作のうち、ターンオンはゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*が活性化しなければ発生しない。よって零電流転流を実現するためには、ゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*の活性化するタイミングを含む期間においてインバータ５が零ベクトルＶ０，Ｖ７を採ることが要求される。換言すればキャリアＣが値ｄｒｔを採るタイミングを含む期間においてインバータ５が零ベクトルＶ０，Ｖ７を採ることが要求される。
【００６１】
より正確には、インバータ５の零ベクトルＶ０に基づく動作の終了前から継続して、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔのいずれか二つをターンオンさせるためのトリガとしてゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*を活性化させる。インバータ５がこのような動作を行うべく、後述するような信号波とキャリアＣとの比較が行われる。
【００６２】
他方、ターンオフは自身に流れる電流が保持電流以下となって発生するため、擬似的ではあるが零電流転流が実現される。つまり、キャリアＣが値ｄｒｔを採るタイミングにおいてインバータ５が零ベクトルＶ０，Ｖ７を採れば、零電流転流のうちのターンオフも自ずと実現される。
【００６３】
厳密には、保持電流以下の電流が流れている時点でターンオフするため、零電流転流ではない。しかし保持電流は一般に小さく、換言すれば双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔがオンからオフへとスイッチングする時点では殆ど電流が流れていない。よって当該スイッチングに伴うロスは小さい。
【００６４】
図５ではキャリアＣが値ｄｒｔを採るタイミングにおいてインバータ５が零ベクトルＶ０を採用する場合が例示されている。通常、インバータ５における電圧ベクトルの遷移は、三相のうちのいずれか一つの相において上アーム側スイッチング素子Ｓｑｐと下アーム側スイッチング素子Ｓｑｎとの導通／非導通が切り替わることによって行われる。
【００６５】
今、零ベクトルＶ７は採用されないので、Ｗ相の上アーム側スイッチング素子Ｓｗｐが非導通であるとすると、零ベクトルＶ０以外で取り得る電圧ベクトルはＶ２，Ｖ４，Ｖ６のいずれかである。電圧ベクトルＶ２，Ｖ４の間の遷移は、一つの相において上アーム側スイッチング素子Ｓｑｐと下アーム側スイッチング素子Ｓｑｎとの導通／非導通が切り替わることによって実現することができない。よってここでは電圧ベクトルは零ベクトルＶ０の他、電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用される場合が例示されている。
【００６６】
もちろん、電圧ベクトルとしてＶ０，Ｖ２，Ｖ６を採用するパターンであってもよい。インバータ５がこれらの電圧ベクトルのパターンのいずれを取り得るかは、出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の大小関係に依存する。簡単のため、以下では出力電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の大小関係は変動しない期間を考える。
【００６７】
上述のように電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用するパターンでは、電圧ベクトルＶ０→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０と遷移する。これらの電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６のそれぞれがキャリアＣの一周期において採用される期間をｄ０：ｄ４：ｄ６（但しｄ０＋ｄ４＋ｄ６＝１）とする。
【００６８】
電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が採用される期間を期間ｄｓｔ・ｔｓ，ｄｒｔ・ｔｓで按分し、かつキャリアＣが値ｄｒｔを採るタイミングが電圧ベクトルＶ０に含まれるべく、信号波として次の値が採用される：ｄｒｔ＋ｄｓｔ，ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４），ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ，ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）。
【００６９】
電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６がそれぞれ値ｄ０，ｄ４，ｄ６に対応するため、演算部６１２，６１３において行われる値ｄｒｔ，ｄｓｔと相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とに基づいた演算は、それぞれｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖ*，ｄｒｔ（１−Ｖ*）で代表的に示されている。ここで符号Ｖ*は電圧ベクトルを代表的に示している。
【００７０】
電圧ベクトルＶ０が採用される期間ではゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*のいずれもが活性化せず、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ではゲート信号Ｓｕｐ*が活性化してゲート信号Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*は活性化せず、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ではゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*が活性化してゲート信号Ｓｗｐ*は活性化しない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用するパターンでは、相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*はそれぞれ値１−ｄ０，１−ｄ０−ｄ４（＝ｄ６），０に選定される。
【００７１】
そしてキャリアＣの値をＣ０とすると、ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０≦Ｃ０≦ｄｒｔ＋ｄｓｔ＝１及び０≦Ｃ０≦ｄｒｔ（１−ｄ０）のいずれかが満足されるときにゲート信号Ｓｕｐ*が活性化し、ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）≦Ｃ０≦ｄｒｔ＋ｄｓｔ＝１及び０≦Ｃ０≦ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）のいずれかが満足されるときにゲート信号Ｓｖｐ*が活性化する。そしてゲート信号Ｓｗｐ*は非活性のままである。これにより、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６のそれぞれがキャリアＣの一周期において採用される期間の比がｄ０：ｄ４：ｄ６となる。
【００７２】
キャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０）〜ｄｒｔ〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０を採る間においてはインバータ５は零ベクトルＶ０に基づいて動作する。よって零ベクトルＶ０に基づく動作の終了前に、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔのいずれか二つをターンオンさせるためのトリガが双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔに与えられる。
【００７３】
上述のように電圧指令Ｖｒ*，Ｖｔ*がそれぞれ最大値及び最小値を呈する平坦区間を採り、電圧指令Ｖｓ*が傾斜領域を採る場合を想定するので、双方向スイッチＳｔは転流の有無に拘わらずに導通し、双方向スイッチＳｓ，Ｓｔは交互に導通する。キャリアＣの一周期ｔｓをダイオードＤｒｐが導通する期間とダイオードＤｓｐが導通する期間との比ｄｒｔ：ｄｓｔで内分して、二つの期間ｄｒｔ・ｔｓ，ｄｓｔ・ｔｓが規定される。
【００７４】
期間ｄｒｔ・ｔｓではダイオードＤｒｐが導通すべく双方向スイッチＳｒを導通させ、期間ｄｓｔ・ｔｓではダイオードＤｓｐが導通すべく双方向スイッチＳｓを導通させる。但し、ゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*は、それぞれ期間ｄｒｔ・ｔｓ，ｄｓｔ・ｔｓの開始時から、それぞれの期間の半分以上活性化することが望ましい。
【００７５】
例えばゲート信号Ｓｒ*が活性化する期間が、期間ｄｒｔ・ｔｓの開始時から当該期間の半分未満しか活性化しなければ、双方向スイッチＳｒがターンオンしない可能性がある。零ベクトルＶ０が期間ｄｒｔ・ｔｓの開始時からｄｒｔ・ｔｓ／２未満の期間まで採用される可能性があり、零ベクトルＶ０が採用される期間では電流Ｉｄｃが流れないからである。つまりゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*は、それぞれ期間ｄｒｔ・ｔｓ，ｄｓｔ・ｔｓの開始時から、それぞれの期間の半分以上活性化することで、インバータ５で零ベクトルＶ０が採用される期間における自動的なターンオフを避けて、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔがターンオンする。
【００７６】
半周期選択部６０８は値ｄｒｔ，ｄｓｔとキャリアＣとを入力し、期間ｄｒｔ・ｔｓ／２，ｄｓｔ・ｔｓ／２とを電流形ゲート論理変換部６０９へ出力する。但し値ｄｒｔ，ｄｓｔのいずれか一方は他方から容易に求まり、通常、キャリアＣの周期ｔｓは一定に設定される。よって半周期選択部６０８には値ｄｒｔ（あるいは値ｄｓｔ）を入力し、キャリアＣの周期ｔｓはあらかじめ記憶させておくこともできる。
【００７７】
電流形ゲート論理変換部６０９は、比較器６０３においてキャリアＣが値ｄｒｔ未満から値ｄｒｔに達した時にゲート信号Ｓｓ*の活性化を開始し、少なくとも期間ｄｓｔ・ｔｓ／２以上で当該活性化を維持する。また比較器６０３においてキャリアＣが値ｄｒｔ以上から値ｄｒｔ未満となった時にゲート信号Ｓｒ*の活性化を開始し、少なくとも期間ｄｒｔ・ｔｓ／２以上で当該活性化を維持する。
【００７８】
ここで例示されている状況、すなわち電圧指令Ｖｒ*，Ｖｔ*がそれぞれ最大値及び最小値を呈する平坦区間を採る場合、ゲート信号Ｓｔ*はキャリアＣの値に依存せずに活性化してもよい。あるいはゲート信号Ｓｔ*はゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*の論理和として求めてもよい。電流Ｉｒ，Ｉｓのいずれか一方が流れていれば電流Ｉｔは流れるので、双方向スイッチＳｔがターンオフしない。
【００７９】
より簡単には半周期選択部６０８はキャリアＣのみを入力してもよい。そしてゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*のいずれであってもキャリアＣの値が極値（ピークもしくはバレー）を採るまではこれらを活性させ続ける。これにより、上述のようなゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*をより簡易に生成することができる。
【００８０】
つまり双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔをターンオンさせるトリガは、インバータ５の零ベクトルＶ０に基づく動作の終了前からターンオンし、インバータ５のパルス幅制御で用いられるキャリアＣが極値を採るまで、活性化し続けることが望ましい。
【００８１】
なお、零ベクトルＶ７をも採用するパターンでは、電圧ベクトルＶ０→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０と遷移する。このようなパターンでは、期間ｄｒｔ・ｔｓ，ｄｓｔ・ｔｓのいずれにおいても、これらの期間内に零ベクトルＶ７が採用される。但しこれらの期間内において零ベクトルＶ７が採用されることにより、電流Ｉｄｃが流れず、双方向スイッチＳｒ，Ｓｓがターンオフしてしまう。よってコンバータ８が転流するタイミングを含まない期間でインバータ５が零ベクトルを採用することは望ましくない。
【００８２】
図５では電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ，Ｉｄｃの絶対値を示している。これらを示すグラフにおいてハッチングが示された領域は、インバータ５に電流が流れないために、電流が流れない領域を示している。
【００８３】
このように、コンバータ８の動作（より正確には双方向スイッチＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔのそれぞれのターンオン）を制御するゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*を求めるに際して、台形波状の電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリアＣとを比較する。そしてインバータ５を制御するゲート信号Ｓｕｐ*，Ｓｖｐ*，Ｓｗｐ*，Ｓｕｎ*，Ｓｖｎ*，Ｓｗｎ*を生成するに際しては、値ｄｒｔ，ｄｓｔをインバータ５の相電圧指令との演算結果をキャリアＣと比較する。
【００８４】
これによりコンバータ８の転流をインバータ５の零ベクトルの期間において行いつつ（すなわち零電流転流を行いつつ）、直接変換を行うことができる。そしてコンバータ８において電流が流れる経路において導通する素子は（添字ｒ，ｓ，ｔを代表して添字ｊを用いて）一相あたり双方向スイッチＳｊのうちのいずれか一つと、ダイオードＤｊｋのうちのいずれか一つの二つとなる。しかも、双方向スイッチＳｊを駆動するための電源は相数分で足りる。よって図６、図７に示された従来の電流形コンバータと比較して、転流のための回路構成が簡単となり、また電流が流れる経路において導通する素子の数が低減される。
【００８５】
更に、図３に示された構成を双方向スイッチＳｊとして採用することにより、双方向スイッチＳｊを駆動するための電源を準備する必要はない。端子Ｊ３，Ｊ４間に流す電流は小さくて足りるので、ゲート信号Ｓｒ*，Ｓｓ*，Ｓｔ*をそのまま採用できるからである。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】本発明が適用可能な直接形電力変換器の構成を示す回路図である。
【図２】双方向サイリスタの特性を模式的に示すグラフである。
【図３】双方向スイッチの構成を示す回路図である。
【図４】ゲート信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【図５】ゲート信号の生成を説明するグラフである。
【図６】従来の直接形交流電力変換器の構成を示す回路図である。
【図７】従来の直接形交流電力変換器の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００８７】
４  ダイオードブリッジ
５  インバータ
８  コンバータ
９  直接形交流電力変換装置
Ｃ  キャリア
Ｉｄｃ  整流電流
Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ  入力電流
Ｌｐ，Ｌｎ  直流電源線
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ  入力端
Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ  双方向スイッチ
Ｖｄｃ  電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  交流電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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