(57)【要約】【課題】中心周波数が異なる信号が受信されても、受信信号帯域におけるＳＮ比を高めて、受信機全体の感度を高めることができるようにする。【解決手段】減算器１から出力された差分信号を積分する積分回路２と、積分回路２により積分された差分信号を量子化する量子化器３と、量子化器３から出力された量子化信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器４と、Ｄ／Ａ変換器４から出力されたアナログ信号を微分し、その微分の結果を帰還信号として減算器１に出力する微分回路５とを設け、切換回路７が、積分回路２と微分回路５から構成される共振回路６の共振周波数ｆｒを切り換える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号と帰還信号の差分を求める減算器と、上記減算器から出力された差分信号を積分する積分回路と、上記積分回路により積分された差分信号を量子化する量子化器と、上記量子化器から出力された量子化信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、上記Ｄ／Ａ変換器から出力されたアナログ信号を微分し、その微分の結果を上記帰還信号として上記減算器に出力する微分回路と、上記積分回路と上記微分回路から構成される共振回路の共振周波数を切り換える共振周波数切換手段とを備えたバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器。
【請求項２】
共振周波数切換手段は、受信信号の伝送速度又は中心周波数に合わせて、積分回路と微分回路から構成される共振回路の共振周波数を切り換えることを特徴とする請求項１記載のバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、受信信号帯域において、バンドパスフィルタの機能を有するバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器が取り扱う受信信号の伝送速度は、予めシステム上で設定された１種類の伝送速度であり、受信信号の伝送速度が変更された場合には、その受信信号を取り扱うことができない。
従来のバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器は、例えば、以下の特許文献１に開示されている。
【０００３】
図７は特許文献１に開示されているバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器を示す構成図である。
図７のバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器では、ＢＰ（バンドパス）フィルタ内には係数がなく、ＢＰフィルタ外の係数バッファにおいても、係数値が固定である。
このことは、図７のバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器の共振周波数が固定であることを意味している。
【０００４】
図７のバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器では、共振周波数が固定であるため、受信信号の中心周波数が共振周波数と一致する場合には、ノイズシェーピングによって、受信信号帯域においてＳＮ比（信号対雑音比）が上がり、バンドパスフィルタとして機能を有することになる。
したがって、バンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器を含む受信機全体の感度を上げることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平７−１８３８０６号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器は以上のように構成されているので、中心周波数が共振周波数と異なる受信信号を受信すると、受信信号帯域におけるＳＮ比が劣化して、バンドパスフィルタとして機能を十分に発揮することができず、受信機全体の感度を最適化することができないなどの課題があった。
【０００７】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、中心周波数が異なる信号が受信されても、受信信号帯域におけるＳＮ比を高めて、受信機全体の感度を高めることができるバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係るバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器は、減算器から出力された差分信号を積分する積分回路と、積分回路により積分された差分信号を量子化する量子化器と、量子化器から出力された量子化信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器から出力されたアナログ信号を微分し、その微分の結果を帰還信号として減算器に出力する微分回路とを設け、共振周波数切換手段が、上記積分回路と上記微分回路から構成される共振回路の共振周波数を切り換えるようにしたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によれば、減算器から出力された差分信号を積分する積分回路と、積分回路により積分された差分信号を量子化する量子化器と、量子化器から出力された量子化信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器から出力されたアナログ信号を微分し、その微分の結果を帰還信号として減算器に出力する微分回路とを設け、共振周波数切換手段が、上記積分回路と上記微分回路から構成される共振回路の共振周波数を切り換えるように構成したので、中心周波数が異なる信号が受信されても、受信信号帯域におけるＳＮ比を高めて、受信機全体の感度を高めることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１によるバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器の積分回路２及び微分回路５の内部を示す構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器の処理内容を示すフローチャートである。
【図４】バンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器の入出力信号の一例を示す説明図である。
【図５】受信信号と量子化雑音が表わされているスペクトラムを示す説明図である。
【図６】共振周波数ｆｒと制御電圧（１）と係数Ｇとの関係を示すテーブルの説明図である。
【図７】特許文献１に開示されているバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器を示す構成図である。
図１において、減算器１は図示せぬ受信回路により受信された受信信号から微分回路５より出力された帰還信号を減算し、その減算結果である差分信号を積分回路２に出力する処理を実施する。
積分回路２は減算器１から出力された差分信号を積分し、その積分結果を量子化器３に出力する処理を実施する。
【００１２】
量子化器３は積分回路２により積分された差分信号を量子化して、“＋１”又は“−１”の２値信号を量子化信号として出力する処理を実施する。
Ｄ／Ａ変換器４は量子化器３から出力された量子化信号をデジタル／アナログ変換して、アナログ信号を微分回路５に出力する処理を実施する。
【００１３】
微分回路５はＤ／Ａ変換器４から出力されたアナログ信号を微分し、その微分結果である帰還信号を減算器１に出力する処理を実施する。
共振回路６は積分回路２及び微分回路５から構成されており、共振回路６は受信信号の中心周波数ｆｃが共振周波数ｆｒと一致する場合、量子化雑音を共振周波数ｆｒの周りにノイズシェーピングすることによって、受信信号帯域ＢＷにおけるＳＮ比を高めるバンドパスフィルタとして機能する。
切換回路７は受信信号の伝送速度又は中心周波数ｆｃに合わせて、共振回路６の共振周波数ｆｒを切り換える処理を実施する。なお、切換回路７は共振周波数切換手段を構成している。
【００１４】
図２はこの発明の実施の形態１によるバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器の積分回路２及び微分回路５の内部を示す構成図である。
図２において、積分回路２の減算器２１は減算器１より出力された差分信号から係数バッファ２６の出力信号を減算する処理を実施する。
加算器２２は減算器２１の出力信号とＤフリップフロップ２３の出力信号を加算する処理を実施する。
Ｄフリップフロップ２３は加算器２２の出力信号を１クロック時間だけ保持してから出力する処理を実施する。
【００１５】
加算器２４は減算器２２の出力信号とＤフリップフロップ２５の出力信号を加算する処理を実施する。
Ｄフリップフロップ２５は加算器２４の出力信号を１クロック時間だけ保持してから出力する処理を実施する。
係数バッファ２６は切換回路６から出力される制御電圧（１）に対応する係数Ｇが設定され、その係数ＧをＤフリップフロップ２５の出力信号に乗算する処理を実施する。
【００１６】
微分回路５のＤフリップフロップ５１はＤ／Ａ変換器４から出力されたアナログ信号を１クロック時間だけ保持してから出力する処理を実施する。
Ｄフリップフロップ５２はＤフリップフロップ５１の出力信号を１クロック時間だけ保持してから出力する処理を実施する。
係数バッファ５３は“−１”をＤフリップフロップ５２の出力信号に乗算する処理を実施する。
【００１７】
係数バッファ５４は切換回路６から出力される制御電圧（２）に対応する係数２−Ｇが設定され、その係数２−ＧをＤフリップフロップ５１の出力信号に乗算する処理を実施する。
加算器５５は係数バッファ５３の出力信号と係数バッファ５４の出力信号とを加算し、その加算結果である帰還信号を減算器１に出力する処理を実施する。
図３はこの発明の実施の形態１によるバンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器の処理内容を示すフローチャートである。
【００１８】
次に動作について説明する。
バンドパス・デルタシグマＡ／Ｄ変換器が起動されると（ステップＳＴ１）、図示せぬ受信回路により受信された受信信号が減算器１に入力される。
ここでは、図４（ａ）に示すような受信信号（マンチェスタ符号でサブキャリア変調がない信号）が入力されるものとする。
【００１９】
減算器１は、受信回路により受信された受信信号を入力すると、その受信信号から微分回路５より出力された帰還信号を減算し、その減算結果である差分信号を積分回路２に出力する。
積分回路２は、減算器１から差分信号を受けると、その差分信号を積分して、その積分結果を量子化器３に出力する。
【００２０】
量子化器３は、積分回路２から差分信号の積分結果を受けると、その積分結果を量子化（２値化）することで、図４（ｂ）に示すような“＋１”又は“−１”の２値信号を量子化信号として出力する。
Ｄ／Ａ変換器４は、量子化器３から量子化信号を受けると、その量子化信号をデジタル／アナログ変換して、アナログ信号を微分回路５に出力する。
微分回路５は、Ｄ／Ａ変換器４からアナログ信号を受けると、そのアナログ信号を微分し、その微分結果である帰還信号を減算器１に出力する。
【００２１】
ここで、積分回路２及び微分回路５から構成されている共振回路６は、受信信号の中心周波数ｆｃが共振周波数ｆｒと一致する場合、量子化雑音を共振周波数ｆｒの周りにノイズシェーピングすることによって、受信信号帯域ＢＷにおけるＳＮ比を高めるバンドパスフィルタとして機能する。
図５は受信信号と量子化雑音が表わされているスペクトラムを示す説明図である。
図５の例では、伝送速度が２１２ｋｂｐｓの受信信号（マンチェスタ符号）Ｒ１、伝送速度が４２４ｋｂｐｓの受信信号（マンチェスタ符号）Ｒ２、伝送速度が８４７ｋｂｐｓの受信信号（マンチェスタ符号）Ｒ３が表わされている。
Ｎ１は受信信号Ｒ１が入力されるとき、共振回路６の共振周波数ｆｒが２１２ｋＨｚに設定された場合の量子化雑音、Ｎ２は受信信号Ｒ２が入力されるとき、共振回路６の共振周波数ｆｒが４２４ｋＨｚに設定された場合の量子化雑音、Ｎ３は受信信号Ｒ３が入力されるとき、共振回路６の共振周波数ｆｒが８４７ｋＨｚに設定された場合の量子化雑音である。
【００２２】
切換回路７は、共振回路６がバンドパスフィルタとして機能するようにするために、受信信号の伝送速度又は中心周波数ｆｃに合わせて、共振回路６の共振周波数ｆｒを切り換える処理を実施する。
即ち、切換回路７は、図６に示すようなテーブル（共振周波数ｆｒと制御電圧（１）と係数Ｇとの関係を示すテーブル）を保持しており、例えば、受信信号の中心周波数ｆｃが２１２ｋＨｚであれば（ステップＳＴ２）、共振回路６の共振周波数ｆｒを２１２ｋＨｚに設定する必要があるため、制御電圧（１）（制御電圧Ｖ１）に対応する係数Ｇとして“０．００９６”を積分回路２の係数バッファ２６に出力する。
また、制御電圧（２）（制御電圧Ｖ１’）に対応する係数２−Ｇとして“１．９９０４”を微分回路５の係数バッファ５４に出力する。
【００２３】
切換回路７は、例えば、受信信号の中心周波数ｆｃが４２４ｋＨｚであれば（ステップＳＴ３）、共振回路６の共振周波数ｆｒを４２４ｋＨｚに設定する必要があるため、制御電圧（１）（制御電圧Ｖ２）に対応する係数Ｇとして“０．０３８３”を積分回路２の係数バッファ２６に出力する。
また、制御電圧（２）（制御電圧Ｖ２’）に対応する係数２−Ｇとして“１．９６１７”を微分回路５の係数バッファ５４に出力する。
【００２４】
切換回路７は、例えば、受信信号の中心周波数ｆｃが８４７ｋＨｚであれば（ステップＳＴ４）、共振回路６の共振周波数ｆｒを８４７ｋＨｚに設定する必要があるため、制御電圧（１）（制御電圧Ｖ３）に対応する係数Ｇとして“０．１５２１”を積分回路２の係数バッファ２６に出力する。
また、制御電圧（２）（制御電圧Ｖ３’）に対応する係数２−Ｇとして“１．８４７９”を微分回路５の係数バッファ５４に出力する。
なお、切換回路７の切換処理は、ユーザが手動で実施してもよいが、切換回路７が受信信号のクロス点を検出するなどによって、受信信号の伝送速度（中心周波数）を測定し、切換回路７が伝送速度等に応じて自動的に切り換えるようにしてもよい。
【００２５】
切換回路７から制御電圧Ｖ１に対応する係数Ｇとして“０．００９６”が出力され、制御電圧Ｖ１’に対応する係数２−Ｇとして“１．９９０４”が出力されると、積分回路２の係数バッファ２６の係数Ｇが“０．００９６”に設定され、微分回路５の係数バッファ５４の係数２−Ｇが“１．９９０４”に設定される（ステップＳＴ５）。
この結果、共振回路６の共振周波数ｆｒが２１２ｋＨｚに設定されるため（ステップＳＴ６）、共振回路６の共振周波数ｆｒが受信信号の中心周波数ｆｃと一致し、共振回路６がバンドパスフィルタとして機能するようになる。
したがって、伝送速度が２１２ｋｂｐｓの受信信号Ｒ１が入力されると、図５に示すように、量子化雑音Ｎ１が共振周波数ｆｒの周りにノイズシェーピングされて、受信信号帯域ＢＷにおけるＳＮ比が高められる（ステップＳＴ７）。
【００２６】
切換回路７から制御電圧Ｖ２に対応する係数Ｇとして“０．０３８３”が出力され、制御電圧Ｖ２’に対応する係数２−Ｇとして“１．９６１７”が出力されると、積分回路２の係数バッファ２６の係数Ｇが“０．０３８３”に設定され、微分回路５の係数バッファ５４の係数２−Ｇが“１．９６１７”に設定される（ステップＳＴ８）。
この結果、共振回路６の共振周波数ｆｒが４２４ｋＨｚに設定されるため（ステップＳＴ９）、共振回路６の共振周波数ｆｒが受信信号の中心周波数ｆｃと一致し、共振回路６がバンドパスフィルタとして機能するようになる。
したがって、伝送速度が４２４ｋｂｐｓの受信信号Ｒ２が入力されると、図５に示すように、量子化雑音Ｎ２が共振周波数ｆｒの周りにノイズシェーピングされて、受信信号帯域ＢＷにおけるＳＮ比が高められる（ステップＳＴ１０）。
【００２７】
切換回路７から制御電圧Ｖ３に対応する係数Ｇとして“０．１５２１”が出力され、制御電圧Ｖ３’に対応する係数２−Ｇとして“１．８４７９”が出力されると、積分回路２の係数バッファ２６の係数Ｇが“０．１５２１”に設定され、微分回路５の係数バッファ５４の係数２−Ｇが“１．８４７９”に設定される（ステップＳＴ１１）。
この結果、共振回路６の共振周波数ｆｒが８４７ｋＨｚに設定されるため（ステップＳＴ１２）、共振回路６の共振周波数ｆｒが受信信号の中心周波数ｆｃと一致し、共振回路６がバンドパスフィルタとして機能するようになる。
したがって、伝送速度が８４７ｋｂｐｓの受信信号Ｒ３が入力されると、図５に示すように、量子化雑音Ｎ３が共振周波数ｆｒの周りにノイズシェーピングされて、受信信号帯域ＢＷにおけるＳＮ比が高められる（ステップＳＴ１３）。
【００２８】
なお、受信信号の中心周波数ｆｃが２１２ｋＨｚ、４２４ｋＨｚ、８４７ｋＨｚ以外である場合、共振回路６の共振周波数ｆｒが２１２ｋＨｚ、４２４ｋＨｚ、８４７ｋＨｚ以外の周波数に設定される（ステップＳＴ１４）。
即ち、ここでは、受信信号の中心周波数ｆｃが３種類である例を示したが、受信信号の中心周波数ｆｃが４種類以上ある場合、受信信号の中心周波数ｆｃと一致するように、共振回路６の共振周波数ｆｒが２１２ｋＨｚ、４２４ｋＨｚ、８４７ｋＨｚ以外の周波数に設定される。
【００２９】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、減算器１から出力された差分信号を積分する積分回路２と、積分回路２により積分された差分信号を量子化する量子化器３と、量子化器３から出力された量子化信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器４と、Ｄ／Ａ変換器４から出力されたアナログ信号を微分し、その微分の結果を帰還信号として減算器１に出力する微分回路５とを設け、切換回路７が、積分回路２と微分回路５から構成される共振回路６の共振周波数ｆｒを切り換えるように構成したので、中心周波数ｆｃが異なる受信信号が受信されても、受信信号帯域ＢＷにおけるＳＮ比を高めて、受信機全体の感度を高めることができる効果を奏する。
【符号の説明】
【００３０】
１  減算器、２  積分回路、３  量子化器、４  Ｄ／Ａ変換器、５  微分回路、６  共振回路、７  切換回路（共振周波数切換手段）、２１  減算器、２２  加算器、２３  Ｄフリップフロップ、２４  加算器、２５  Ｄフリップフロップ、２６  係数バッファ、５１  Ｄフリップフロップ、５２  Ｄフリップフロップ、５３  係数バッファ、５４  係数バッファ、５５  加算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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