(57)【要約】      （修正有）【課題】入力信号の周波数が高くなるほど出力信号の入力信号に対する相対的な位相が進行し、入力信号の周波数が低くなるほど出力信号の入力信号に対する相対的な位相差がなくなる周波数領域を使用するフィルター回路を得る。【解決手段】抵抗とコンデンサによって構成されるフィルター回路において、入力端子Ｉと接地端子Ｇの間に第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２とコンデンサＣがこの順番で直列に接続され、第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２の接続点に出力端子Ｏが設けられており、第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２の合成抵抗値とコンデンサＣの静電容量値によって決定されるカットオフ周波数より高い周波数領域にある最大位相遅延周波数より高い周波数領域を使用することにより、入力信号の周波数が高くなるにつれて、出力信号の入力信号に対する相対的な位相の遅れが小さくなる特性を発揮するフィルター回路による。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
抵抗とコンデンサによって構成されるフィルター回路において、
入力端子と接地端子の間に第１の抵抗と第２の抵抗とコンデンサがこの順番で直列に接続され、
上記第１の抵抗と上記第２の抵抗の接続点に出力端子が設けられており、
上記第１の抵抗と上記第２の抵抗の合成抵抗値と上記コンデンサの静電容量値によって決定されるカットオフ周波数より高い周波数領域にある最大位相遅延周波数より高い周波数領域を使用することにより、
入力信号の周波数が高くなるにつれて、出力信号の入力信号に対する相対的な位相の遅れが小さくなる特性を発揮するフィルター回路。
【請求項２】
上記第１の抵抗と上記第２の抵抗の抵抗値は、所定の比率によって決定されることを特徴とする請求項１記載のフィルター回路。
【請求項３】
抵抗とコンデンサによって構成されるフィルター回路において、
入力端子と接地端子の間に３つの端子を備えた可変抵抗とコンデンサがこの順番で直列に接続され、
上記可変抵抗の中間端子に出力端子が設けられており、
上記可変抵抗の抵抗値と上記コンデンサの静電容量値によって決定されるカットオフ周波数より高い周波数領域にある最大位相遅延周波数より高い周波数領域を使用することにより、
入力信号の周波数が高くなるにつれて、出力信号の入力信号に対する相対的な位相の遅れが小さくなる特性を発揮するフィルター回路。
【請求項４】
上記出力端子から出力される信号を増幅して出力する正相増幅器と、
上記入力端子から入力される信号を増幅して出力する反転増幅器と、
上記正相増幅器の出力と上記反転増幅器の出力とを加算して出力する加算器と、をさらに有することを特徴とする請求項１または３記載のフィルター回路。
【請求項５】
抵抗とコンデンサによって構成されるフィルター回路において、
入力端子と接地端子の間に第１のコンデンサと第２のコンデンサと抵抗がこの順番で直列に接続され、
上記第１のコンデンサと上記第２のコンデンサの接続点に出力端子が設けられており、この第１のコンデンサと第２のコンデンサの合成静電容量値と上記抵抗の抵抗値によって決定されるカットオフ周波数より低い周波数領域にある最大位相進行周波数より低い周波数領域を使用することにより、
入力信号の周波数が低くなるにつれて、出力信号の入力信号に対する相対的な位相の進みが小さくなる特性を発揮するフィルター回路。
【請求項６】
上記第１のコンデンサと第２のコンデンサの静電容量値は、所定の比率によって決定されることを特徴とする請求項５記載のフィルター回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルター回路であって、特に、入力信号の周波数が高くなるほど出力信号の入力信号に対する相対的な位相が進行し、入力信号の周波数が低くなるほど出力信号の入力信号に対する相対的な位相差がなくなる周波数領域を使用するフィルター回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ信号の処理に用いるフィルター回路には、種々のものが知られているが、代表的なアナログ回路を用いたフィルター回路には、カットオフ周波数よりも低い周波数のみを通過させるローパスフィルター回路、カットオフ周波数よりも高い周波数のみを通過させるハイパスフィルター回路、２つのカットオフ周波数の間の帯域のみを通過させるバンドパスフィルター回路、２つのカットオフ周波数の間の帯域以外を通過させるノッチフィルター回路がある。いずれのフィルター回路も処理対象とするオーディオ信号の周波数が低いため、実用的なコイルを用いて構成することは難しく、抵抗とコンデンサによって構成されることが多い。
【０００３】
従来のフィルター回路の回路構成の例と周波数特性、位相特性について説明する。図８はローパスフィルター回路の例である。図８に示すように従来のローパスフィルター回路は、入力端子Ｉと接地Ｇとの間に抵抗ＲとコンデンサＣとを、この順番で直列に接続し、抵抗ＲとコンデンサＣとの接続点から出力信号を取り出せるように出力端子Ｏを設けた構成を有している。このローパスフィルター回路は、抵抗Ｒの抵抗値とコンデンサＣの静電容量値で定まる時定数によってカットオフ周波数が決まり、周波数特性と位相特性は伝達関数により図９（ａ）及び（ｂ）に示す式によって与えられる。
【０００４】
図９（ａ）に示す周波数特性からわかるように、従来のローパスフィルター回路は、入力信号がカットオフ周波数よりも高くなると信号の出力レベルが小さくなる。また、図９（ｂ）に示す位相特性からわかるように、従来のローパスフィルター回路は、入力信号がカットオフ周波数よりも高くなると、出力信号の位相が入力信号に対して相対的に遅れる。すなわち、従来のローパスフィルター回路は、入力信号の周波数が高くなると、出力信号のレベルは小さくなって入力信号との相対的な位相の遅れが大きくなるという特性を有している。
【０００５】
図１０は、ハイパスフィルター回路の例である。図１０に示すように従来のハイパスフィルター回路は、入力端子Ｉと接地Ｇとの間にコンデンサＣと抵抗Ｒとを、この順番で直列に接続し、コンデンサＣと抵抗Ｒとの接続点から出力信号を取り出せるように、出力端子Ｏが設けられている。このハイパスフィルター回路のカットオフ周波数は、コンデンサＣの静電容量値と抵抗Ｒの抵抗値で定まる時定数が決まり、周波数特性と位相特性は伝達関数により図１１（ａ）及び（ｂ）に示す式によって与えられる。
【０００６】
図１１（ａ）に示す周波数特性からわかるように、従来のハイパスフィルター回路は、入力信号がカットオフ周波数よりも低くなると信号の出力レベルが小さくなる。また、図１１（ｂ）に示す位相特性からわかるように、従来のハイパスフィルター回路は、入力信号がカットオフ周波数よりも低いとき、出力信号の位相が入力信号に対して相対的に進む。すなわち、従来のハイパスフィルター回路は、入力信号の周波数が低いとき、出力信号のレベルは小さくなって、入力信号との相対的な位相の進みが大きくなるという特性を有している。
【０００７】
上記のフィルター回路を用いたものとしてノイズキャンセルヘッドホンが知られている。ノイズキャンセルヘッドホンは、周囲の騒音を打ち消しつつ、再生された音楽を聴くことができるものであって、ヘッドホン筐体等に取り付けられたマイクロホンユニットが周囲の騒音を集音して電気信号（騒音信号）に変換し、この騒音信号に基づいて、ヘッドホン筐体を通過して耳に聞こえる騒音を打ち消す信号（キャンセル信号）を生成し、ヘッドホンスピーカユニットから再生する音楽とともにキャンセル音を出力することで、利用者は周囲の騒音が打ち消された状態で音楽を聴くことができるように構成されている。
【０００８】
ノイズキャンセルヘッドホンは、騒音を完全に打ち消すことができることが理想である。しかし、マイクロホンユニットやスピーカユニットは周波数によって位相が変位する位相特性を有しており、これらの位相特性は、低い周波数であるほど入力信号に対して相対的に出力信号の位相が進み、高い周波数であるほど相対的に位相が遅れるというものであるので、スピーカユニットから出力されるキャンセル信号も、この位相特性の影響を受ける。そのため、耳に聞こえる騒音を完全に打ち消すキャンセル信号を生成することは困難である。このような位相特性の影響を受けて騒音と相対的な位相が変移しているキャンセル音がスピーカユニットから出力されると、本来発揮されるはずの騒音を打ち消す効果（キャンセル効果）が低くなるばかりでなく、キャンセル信号が騒音に含まれる特定の周波数を強めてしまい、かえって騒音が大きく聞こえるようにしてしまうことがある。
【０００９】
上記のような位相変移の原因は他にもある。周囲騒音には様々な音が含まれている（広帯域である）ので、この騒音に含まれる全ての周波数に対して、キャンセル音を生成するには、広帯域に有効なキャンセル信号を生成する必要があるが、実際には困難であるため、打ち消したい騒音信号の周波数帯域をフィルター回路で絞っている。
【００１０】
ところが、フィルター回路の位相特性は上記のように、マイクロホンやスピーカユニットの位相特性と同様であって、単純に補完することはできない。そこで従来のノイズキャンセルヘッドホンでは、複数のフィルター回路を組み合わせることで、擬似的に位相特性を補完するように工夫している。しかし、従来のフィルターを複数用いると、上記したように、キャンセル効果を発揮させることができる周波数帯域が制限される。そこで、より多様な騒音を打ち消すことができるように、複数のフィルター回路を搭載し、スイッチなどによって選択的にフィルター回路を切り替えることで、打ち消すことができる騒音の種類を増やすことができるノイズキャンセルシステムが知られている（例えば「特許文献１」参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平４−８０９９号公報
【００１２】
フィルター回路は、受動素子を用いたパッシブ型、オペアンプなどを用いたアクティブ型などがあるが、いずれのフィルター回路においても、入力された信号に対して出力信号は、低い周波数成分ほど相対的に位相が進み、高い周波数成分ほど相対的に位相が遅れるという特性を有している。
【００１３】
このように、抵抗とコンデンサを用いたフィルター回路は、入力信号の周波数が高くなるにつれて出力信号の位相が相対的に遅れるという特性が周知であって、入力信号の周波数が高くなるに応じて出力信号の位相が相対的に進む、という特性を使用することができるフィルター回路は実現されていなかった。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであって、入力信号の周波数が高くなるに応じて出力信号の位相が相対的に進行するという位相特性を発揮し、この特性を使用することができるフィルター回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、抵抗とコンデンサによって構成されるフィルター回路において、入力端子と接地端子の間に第１の抵抗と第２の抵抗とコンデンサがこの順番で直列に接続され、第１の抵抗と第２の抵抗の接続点に出力端子が設けられており、第１の抵抗と第２の抵抗の合成抵抗値とコンデンサの静電容量値によって決定されるカットオフ周波数より高い周波数領域にある最大位相遅延周波数より高い周波数領域を使用することにより、入力信号の周波数が高くなるにつれて、出力信号の入力信号に対する相対的な位相の遅れが小さくなる特性を発揮することを主な特徴とする。
【００１６】
また、本発明は上記のフィルター回路において、第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値は、所定の比率によって決定されることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、抵抗とコンデンサによって構成されるフィルター回路において、入力端子と接地端子の間に３つの端子を備えた可変抵抗とコンデンサがこの順番で直列に接続され、可変抵抗の中間端子に出力端子が設けられており、可変抵抗の抵抗値とコンデンサの静電容量値によって決定されるカットオフ周波数より高い周波数領域にある最大位相遅延周波数より高い周波数領域を使用することにより、入力信号の周波数が高くなるにつれて、出力信号の入力信号に対する相対的な位相の遅れが小さくなる特性を発揮することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明は上記のフィルター回路において、出力端子から出力される信号を増幅して出力する正相増幅器と、入力端子から入力される信号を増幅して出力する反転増幅器と、正相増幅器の出力と反転増幅器の出力とを加算して出力する加算器と、をさらに有することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は抵抗とコンデンサによって構成されるフィルター回路において、入力端子と接地端子の間に第１のコンデンサと第２のコンデンサと抵抗がこの順番で直列に接続され、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点に出力端子が設けられており、この第１のコンデンサと第２のコンデンサの合成静電容量値と抵抗の抵抗値によって決定されるカットオフ周波数より低い周波数領域にある最大位相進行周波数より低い周波数領域を使用することにより、入力信号の周波数が低くなるにつれて、出力信号の入力信号に対する相対的な位相の進みが小さくなる特性を発揮することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明は上記フィルター回路において、第１のコンデンサと第２のコンデンサの静電容量値は、所定の比率によって決定されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、周波数の高低によって変化する従来の音響システムの位相特性を補正することができ、自然な音響処理を可能にするフィルター回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明に係るフィルター回路の一例であるローパスフィルター回路の実施形態を示す回路図である。
【図２】上記ローパスフィルター回路の別の実施形態を示す回路図である。
【図３】図１に示したローパスフィルター回路の周波数特性（ａ）、位相特性（ｂ）、最大位相遅延周波数（ｃ）、最大遅延位相角度（ｄ）を示す式である。
【図４】本発明に係るフィルター回路の一例であるハイパスフィルター回路の実施形態を示す回路図である。
【図５】図４に示したハイパスフィルター回路の周波数特性（ａ）、位相特性（ｂ）、最大位相遅延周波数（ｃ）、最大遅延位相角度（ｄ）を示す式である。
【図６】本発明に係るフィルター回路の一例であるアクティブ型ローパスフィルター回路の実施形態の例を示す回路構成図である。
【図７】図６に示したローパスフィルター回路の周波数特性（ａ）、位相特性（ｂ）、最大位相遅延周波数（ｃ）、最大遅延位相角度（ｄ）を示す式である。
【図８】従来のローパスフィルター回路の例を示す回路図である。
【図９】従来のローパスフィルター回路の周波数特性（ａ）と位相特性（ａ）示す式である。
【図１０】従来のハイパスフィルター回路の例を示す回路図である。
【図１１】従来のハイパスフィルター回路の周波数特性（ａ）と位相特性（ａ）示す式である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明に係るフィルター回路の実施例について図を用いて説明する。図１は、本発明に係るフィルター回路の一例であるローパスフィルター回路の例を示す回路構成図である。
【実施例１】
【００２４】
図１においてローパスフィルター回路１０は、入力端子Ｉと接地端子Ｇとの間に抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とコンデンサＣが、この順番で直列に接続されており、第１の抵抗である抵抗Ｒ１と第２の抵抗である抵抗Ｒ２との接続点に出力信号を取り出ための出力端子Ｏを設けている。このローパスフィルター回路１０のカットオフ周波数ｆｃｌｐは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の合成抵抗Ｒ（すなわちＲ１＋Ｒ２）と、コンデンサＣの静電容量値による時定数によって定まる。
【００２５】
このローパスフィルター回路１０の出力は√（（１＋（２πｆＣＲ２）２）)／（１＋（２πｆＣ（Ｒ１＋Ｒ２））２）で与えられるので、従来のローパスフィルター回路と同様に、カットオフ周波数ｆｃｌｐよりも高い周波数は減衰する。また、入力信号の周波数が高くなるにつれて、コンデンサＣのインピーダンスが小さくなるので、カットオフ周波数よりも高い周波数においては結果的にコンデンサＣのインピーダンスが抵抗Ｒ２との関係において、無視できる程度の小ささになる。これによって、ローパスフィルター回路１０の出力は、カットオフ周波数ｆｃｌｐよりも高い周波数であって所定の周波数である最大位相遅延周波数以上の周波数領域において、入力信号の出力が最大でＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）まで減衰する。このとき、コンデンサＣのインピーダンスは無視できる状態になるので、出力信号の位相は徐々に０度（同相）に戻ることになる。このように、本発明に係るローパスフィルター回路１０において、最大位相遅延周波数以上の周波数領域を使用することで、入力信号の周波数が高くなるにつれて、出力信号の位相が相対的に進むという特性を発揮するローパスフィルター回路を実現することができる。
【００２６】
また、本発明に係るローパスフィルター回路１０によれば、周波数が低くなると相対的に位相の遅れが生じ、その遅れは最大位相遅延周波数において、最大の位相遅れが生じることになるので、この最大位相遅延周波数をフィルター処理の対象とする信号に含まれる周波数に対して十分に低い周波数に設定することで、ヘッドホンユニットやマイクロホンユニットにおける「周波数が低くなると出力が減少して位相が進む」という特性を補正することができるフィルター回路を実現することができる。
【００２７】
上記抵抗Ｒ１とＲ２の値は任意の抵抗値であってもよいが、分割比率Ｎｒを用いて、Ｒ１＝ＮｒＲ、Ｒ２＝（１−Ｎｒ）・Ｒとして定めてもよい（但し、０≦Ｎｒ≦１）。
分割比率Ｎｒによって、入力信号の最大減衰量を任意に設定することができる。
【実施例２】
【００２８】
本発明に係るフィルター回路における別の実施例を図２に示す。図２に示したローパスフィルター回路２０は、ローパスフィルター回路１０に備えていた抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の代わりに可変抵抗Ｒ３を用いた例である。ローパスフィルター回路２０において、出力端子０は、可変抵抗Ｒ３の可動端子に設けられている。
すなわち、可動端子の位置によって入力信号を分圧する抵抗の比率を変更できるので、実施例１において抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の値を所定の比率Ｎｒによって設定することと、同様の効果を得ることができる。これによって、最適な位相特性を有するフィルター回路を容易に得ることができるようになる。
【００２９】
ここで、上述した最大位相遅延周波数について説明をする。最大位相遅延周波数とは、本発明に係るフィルター回路において、入力信号の周波数が高くなるにつれて出力信号の位相が相対的に進みだす周波数のことをいう。図３は、上記実施例１のフィルター回路における伝達関数の周波数特性（ａ）、位相特性（ｂ）及び最大位相遅延周波数（ｃ）、最大遅延位相角度（ｄ）を示す式である。図３（ａ）に示す周波数特性によれば、フィルター回路１０が備える抵抗の分割比（Ｎｒ）の値が１に近くなるほど、高い周波数における出力が小さくなる。また、図３（ｂ）に示す位相特性によれば、周波数がゼロのときは位相の遅れも０度（すなわち同相）であって、周波数が高くなるにつれて、位相の遅れが大きくなり、その後０度に戻る特性を有する。すなわち、本発明に係るフィルター回路における最大位相遅延周波数は、カットオフ周波数（ｆｃｌｐ）との関係において、図３（ｃ）に示すように、カットオフ周波数を１から抵抗比率を減算した値の平方根で除算することによって求めることができる。
また、最大位相遅延周波数における最大遅延位相角度は、図３（ｄ）に示すように、抵抗比率によって定まる。
【００３０】
従って、本発明に係るフィルター回路をローパスフィルターとして用いるときは、２つの抵抗素子の抵抗値を適切に選択し、最大位相遅延周波数よりも高い周波数領域を使用することで、周波数に対して相対的に位相が進むという従来のローパスフィルター回路では実現しえなかった位相特性を発揮するローパスフィルター回路を得ることができる。
【実施例３】
【００３１】
次に、本発明に係るフィルター回路の別の実施例を説明する。図４は、本発明に係るフィルター回路の一例であって、ハイパスフィルター回路の例を示す回路構成図である。図４に示すように、ハイパスフィルター回路３０は入力端子Ｉと接地Ｇとの間にコンデンサＣ１、コンデンサＣ２、抵抗Ｒが、この順番で直列に接続され、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との接続点に出力信号を取り出すための出力端子Ｏを設けている。このハイパスフィルター回路３０のカットオフ周波数ｆｃｈｐは、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の合成静電容量Ｃ（すなわちＣ１＋Ｃ２）と、抵抗Ｒの値による時定数によって定まる。
【００３２】
このハイパスフィルター回路３０は、従来のハイパスフィルター回路と同様に、カットオフ周波数ｆｃｈｐよりも高い周波数成分を出力し、カットオフ周波数ｆｃｈｐよりも低い周波数成分を減衰する。出力信号の位相は、周波数が低いときは進み、周波数が高くなるにつれて入力信号と同相になる、すなわち、相対的には周波数が高くなるにつれて入力信号に対する出力信号の位相は相対的に遅れる。しかし、カットオフ周波数より低い周波数であって所定の周波数である最大位相進行周波数よりも低い周波数領域において、周波数が低くなるにつれて出力が増大し、相対的に位相が遅れる特性を発揮する。
【００３３】
図５に、フィルター回路１０の伝達関数によって与えられる周波数特性（ａ）、位相特性（ｂ）、最大位相進行周波数（ｃ）、最大進行位相角度（ｄ）の式を示す。図５（ａ）に示す周波数特性によれば、フィルター回路３０が備えるコンデンサの静電容量比（Ｎｃ）の値が１に近くなるほど、低い周波数における出力は小さくなる。また、図５（ｂ）に示す位相特性によれば、周波数がゼロのときは位相の進みも０度（すなわち同相）であって、周波数が高くなるにつれて、位相の進みが大きくなり、その後０度に戻る特性を有する。すなわち、本発明に係るフィルター回路における最大位相進行周波数は、カットオフ周波数ｆｃｈｐとの関係において、図５（ｃ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃｈｐに１から静電容量比率を減算した値の平方根を乗じることによって求めることができる。
また、最大位相進行周波数における最大進行位相角度は、図５（ｄ）に示すように、静電容量比率によって定まる。
【００３４】
従って、本発明に係るフィルター回路をハイパスフィルター回路として用いるときは、２つのコンデンサの静電容量値を適切に選択し、最大位相進行周波数よりも低い周波数領域を使用することで、周波数に対し相対的に位相が進むという従来のハイパスフィルター回路では実現し得なかった位相特性を発揮するハイパスフィルター回路を得ることができる。
【００３５】
次に、本発明に係るフィルター回路のさらに別の実施例を説明する。図６は、本発明に係るフィルター回路であって、特に、アクティブ型のローパスフィルターの例である。図６に示すように、ローパスフィルター回路４０は、入力端子Ｉと接地Ｇとの間に抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、コンデンサＣが、この順番で直列に接続され、入力端子Ｉと出力端子Ｏとの間に反転アンプ４と加算器６とが接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点と加算器６との間に正相アンプ５が接続されてなる。すなわち、実施例１に示したローパスフィルター回路１０の出力が正相アンプ５の入力となっている。
【００３６】
反転アンプ４は、入力信号の位相を反転して出力する増幅器であって、Ａ倍の増幅度を有している。正相アンプ５は位相を反転することなく、所定の（１＋Ａ倍）の増幅度で増幅して出力する増幅器である。加算器６は、反転アンプ４及び正相アンプ５の出力を加算して出力端子Ｏに向けて出力する。
【００３７】
このローパスフィルター回路４０のカットオフ周波数ｆｃＡは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の合成抵抗Ｒ（すなわちＲ１＋Ｒ２）と、コンデンサＣの値による時定数によって定まる。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の各抵抗値は、実施例１と同様に所定の比率Ｎｒを用いて決定すればよい。
【００３８】
図７に、この回路の伝達関数によって与えられる周波数特性（ａ）、位相特性（ｂ）、最大位相進行周波数（ｃ）、最大進行位相角度（ｄ）の式を示す。図７（ａ）に示す周波数特性によれば、フィルター回路４０が備えるコンデンサの抵抗値比率（Ｎｒ）の値が１／（１＋Ａ）に近くなるほど、高い周波数における出力は小さくなる。また、図７（ｂ）に示す位相特性によれば、周波数がゼロのときは位相の遅れも０度（すなわち同相）であって、周波数が高くなるにつれて、位相の遅れが大きくなり、その後０度に戻る特性を有する。すなわち、本発明に係るフィルター回路における最大位相遅延周波数は、カットオフ周波数ｆｃＡとの関係において、図７（ｃ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃＡに、抵抗値比率と正相アンプ５の増幅度（１＋Ａ）を乗じた値１から減算した平方根の逆数を乗じることによって求めることができる。ただし、Ｎｒ≦１／（１＋Ａ）である。
また、最大位相遅延周波数における最大遅延位相角度は、図７（ｄ）に示すように、抵抗値比率と正相アンプの増幅度（１＋Ａ）によって定まる。
【００３９】
従って、抵抗比率Ｎｒと増幅度Ａとを適切な値とし、最大位相遅延周波数よりの高い周波数領域を使用することで、周波数に対して相対的に位相が進むという従来のローパスフィルターでは実現し得なかった位相特性を有するアクティブ型のローパスフィルターを得ることができる。
【００４０】
このように、本発明に係るフィルター回路は、カットオフ周波数よりも高い周波数領域（低い周波数領域）にある最大位相遅延周波数（最大位相進行周波数）よりも高い（低い）周波数領域において入力信号のフィルター処理を行うように用いることで、従来のフィルター回路では得ることができなかった位相特性を発揮させることができる。
【００４１】
従来のフィルター回路は、カットオフ周波数によって所定の周波数領域のみを出力し、他の周波数領域を使用することは無かった。本発明のフィルター回路は、このように従来のフィルター回路では使用を想定することが無かった周波数領域を使用できる構成とすることで、位相特性を補正することができるフィルター回路を得ることができる。本発明に係るフィルター回路は、使用したい周波数領域を抵抗とコンデンサの比率によって決定することができるので、処理対象とする信号の周波数成分に合わせて、適宜、従来とは異なる位相特性を使用することができるようになる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明にかかるフィルター回路は、音響特性に素直な形で補正でき、自然な形で周囲の騒音を低減するノイズキャンセルシステムに適用可能であって、ヘッドホンに用いることによって、音響特性に優れたノイズキャンセルヘッドホンを得ることができる。
【符号の説明】
【００４３】
１０  ローパスフィルター回路
２０  ローパスフィルター回路
３０  ハイパスフィルター回路
４０  アクティブ型ローパスフィルター回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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