(57)【要約】【課題】リアクトルを含んで構成された電力変換装置において、リアクトルの過熱を防止する。【解決手段】コンバータ１２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２とＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルＬ１とを含み、直流電源Ｂからの直流電圧を電圧変換する。リアクトルＬ１は、リアクトルＬ１を通過するリアクトル電流ＩＬの大きさに応じてインダクタンスが変化する特性を有している。制御装置３０は、リアクトルＬ１のインダクタンスに応じて、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチングするキャリア周波数を変更して昇圧コンバータ１２を制御する。このとき、制御装置３０は、リアクトルＬ１のインダクタンスが低くなるに従ってキャリア周波数が高くなるように、キャリア周波数を変更する。【選択図】図１
2010098819.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と該スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含み、直流電源からの直流電圧を電圧変換する電圧変換器と、
前記リアクトルのインダクタンスに応じて、前記スイッチング素子をスイッチングするキャリア周波数を変更して前記電圧変換器を制御する制御装置とを備える、電圧変換装置。
【請求項２】
前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するための電流センサをさらに備え、
前記制御装置は、前記リアクトル電流と前記リアクトルのインダクタンスとの関係を予め保持しており、前記電流センサの出力に基づき、該関係を参照してインダクタンスが低くなるほど前記キャリア周波数が高くなるように前記キャリア周波数を変更する、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するための電流センサと、
前記リアクトルに印加された電圧を検出するための電圧センサとをさらに備え、
前記制御装置は、前記電流センサおよび前記電圧センサの出力に基づき、前記リアクトル電流の時間的変化と前記リアクトルに印加された電圧とから前記リアクトルのインダクタンスを算出するとともに、算出したインダクタンスが低くなるほど前記キャリア周波数が高くなるように前記キャリア周波数を変更する、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項４】
スイッチング素子と該スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含み、直流電源からの直流電圧を電圧変換する電圧変換器を備える電圧変換装置の制御方法であって、
電流センサの出力に基づき前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するステップと、
前記リアクトル電流と前記リアクトルのインダクタンスとの関係を予め保持しており、検出された前記リアクトル電流に基づき、該関係を参照して前記リアクトルのインダクタンスが低くなるほど前記キャリア周波数が高くなるように前記キャリア周波数を変更するステップとを備える、電圧変換装置の制御方法。
【請求項５】
スイッチング素子と該スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含み、直流電源からの直流電圧を電圧変換する電圧変換器を備える電圧変換装置の制御方法であって、
電流センサの出力に基づき前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するステップと、
電圧センサの出力に基づき前記リアクトルに印加された電圧を検出するステップと、
検出された前記リアクトル電流の時間的変化と前記リアクトルに印加された電圧とから前記リアクトルのインダクタンスを算出するステップと、
算出したインダクタンスが低くなるほど前記キャリア周波数が高くなるように前記キャリア周波数を変更するステップとを備える、電圧変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電圧変換装置および電圧変換装置の制御方法に関し、より特定的には、リアクトルを構成要素とする電圧変換装置および電圧変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧変換装置の１つとして、リアクトルを用いて直流電圧を変換するチョッパ回路を含んで構成されたコンバータが用いられている（たとえば特許文献１〜４参照）。このようなチョッパ回路では、スイッチングされた電圧がリアクトルに印加されて、リアクトルを流れる電流（以下、リアクトル電流とも称す）には、当該リアクトルのインダクタンスに応じた傾きの時間的変化が発生する。すなわち、リアクトル電流には、スイッチング周波数に依存した交流電流（以下、リプル電流とも称す）が重畳する。このリプル電流は、リアクトルのインダクタンスが低くなるほど大きくなる。
【特許文献１】特開２００７−３００７９９号公報
【特許文献２】特開２００３−１１６２８０号公報
【特許文献３】特開２００４−１３５４６５号公報
【特許文献４】特開平７−１４７７７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上述したようなコンバータに用いられるリアクトルとしては、リアクトル電流の大きさに応じてインダクタンスが変化するものがある。一例として、金属磁性粉末（例えば、モリブデン等を主成分とした細かい磁性体粒子）を圧縮成型したダストコア（圧粉磁心）により構成されたコアを有するリアクトルにおいては、リアクトル電流が大きくなるに従ってインダクタンスが低下する特性を有するものがある。
【０００４】
したがって、このようなリアクトルを含んでコンバータを構成した場合には、リアクトル電流が増大すると、リアクトルのインダクタンスが低下することから、リプル電流が大きくなる。これにより、リアクトルにおける電磁エネルギ変換に伴なってコアの発熱量が増大するため、コアが熱破壊を起こす可能性がある。また、コア発熱によるリアクトルの温度上昇により、コンバータでの電圧変換効率の低下が懸念される。
【０００５】
それゆえ、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、リアクトルを含んで構成された電圧変換装置において、リアクトルの過熱を防止することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明のある局面に従えば、電圧変換装置は、スイッチング素子と該スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含み、直流電源からの直流電圧を電圧変換する電圧変換器と、リアクトルのインダクタンスに応じて、スイッチング素子をスイッチングするキャリア周波数を変更して電圧変換器を制御する制御装置とを備える。
【０００７】
好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するための電流センサをさらに備える。制御装置は、リアクトル電流とリアクトルのインダクタンスとの関係を予め保持しており、電流センサの出力に基づき、該関係を参照してインダクタンスが低くなるほどキャリア周波数が高くなるようにキャリア周波数を変更する。
【０００８】
好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するための電流センサと、リアクトルに印加された電圧を検出するための電圧センサとをさらに備える。制御装置は、電流センサおよび電圧センサの出力に基づき、リアクトル電流の時間的変化とリアクトルに印加された電圧とからリアクトルのインダクタンスを算出するとともに、算出したインダクタンスが低くなるほどキャリア周波数が高くなるようにキャリア周波数を変更する。
【０００９】
この発明の別の局面に従えば、スイッチング素子と該スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含み、直流電源からの直流電圧を電圧変換する電圧変換器を備える電圧変換装置の制御方法であって、電流センサの出力に基づきリアクトルを通過するリアクトル電流を検出するステップと、リアクトル電流とリアクトルのインダクタンスとの関係を予め保持しており、検出されたリアクトル電流に基づき、該関係を参照してリアクトルのインダクタンスが低くなるほどキャリア周波数が高くなるようにキャリア周波数を変更するステップとを備える。
【００１０】
この発明の別の局面に従えば、スイッチング素子と該スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含み、直流電源からの直流電圧を電圧変換する電圧変換器を備える電圧変換装置の制御方法であって、電流センサの出力に基づきリアクトルを通過するリアクトル電流を検出するステップと、電圧センサの出力に基づきリアクトルに印加された電圧を検出するステップと、検出されたリアクトル電流の時間的変化とリアクトルに印加された電圧とからリアクトルのインダクタンスを算出するステップと、算出したインダクタンスが低くなるほどキャリア周波数が高くなるようにキャリア周波数を変更するステップとを備える。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、リアクトルを含んで構成された電圧変換装置において、リアクトルの過熱を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
【００１３】
図１は、この発明の実施の形態による電圧変換装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【００１４】
図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１３，１８と、電流センサ１１，２４と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。
【００１５】
交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００１６】
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。なお、本実施の形態において、ＩＧＢＴ素子は、「スイッチング素子」の代表例として記載される。
【００１７】
リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１とＩＧＢＴ素子Ｑ２との中間点、すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタとの間に接続される。
【００１８】
ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。
【００１９】
ここで、本実施の形態において、リアクトルＬ１は、リアクトルＬ１を流れる電流（以下、リアクトル電流とも称す）ＩＬに応じて、インダクタンスが変化する特性を有している。一例として、金属磁性粉末を圧縮成型したダストコアにより構成されたコアを有するリアクトルにおいては、後述するように、リアクトル電流ＩＬが大きくなるに従ってインダクタンスが低下するという特性を有するものがある。
【００２０】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
【００２１】
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４からなり、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００２２】
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。
【００２３】
直流電源Ｂは、充放電可能な二次電池であり、例えば、ニッケル水素またはリチウムイオンなどからなる。なお、これに限らず、直流電圧を生成できるもの、例えば、キャパシタ、太陽電池、燃料電池等であっても適用され得る。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
【００２４】
コンデンサＣ１は、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを平滑化し、その平滑化した直流電圧Ｖｂを昇圧コンバータ１２へ出力する。電流センサ１１は、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出し、その検出したリアクトル電流ＩＬを制御装置３０へ出力する。
【００２５】
昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ１から供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＵを受けると、信号ＰＷＵによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。
【００２６】
また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＤを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。ただし、昇圧コンバータ１２を昇圧機能のみを行なうような回路構成に適用してもよいことは言うまでもない。
【００２７】
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。
【００２８】
インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００２９】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
【００３０】
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electronic Control Unit）から入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサ１０からの直流電圧Ｖｂ、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍ、および電流センサ２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＵとインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００３１】
信号ＰＷＵは、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ１からの直流電圧を出力電圧Ｖｍに変換する場合に昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２が直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する場合に、出力電圧Ｖｍをフィードバック制御し、出力電圧Ｖｍが指令された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍになるように昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＵを生成する。信号ＰＷＵの生成方法については後述する。
【００３２】
また、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするためのキャリア周波数の調整を行なう。キャリア周波数の調整方法については、後述する。
【００３３】
さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部のＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００３４】
さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部のＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤを生成し、その生成した信号ＰＷＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００３５】
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【００３６】
図２は、図１における制御装置３０の機能ブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、フィードバック電圧指令演算部５２と、デューティー比変換部５４と、周波数調整部５６とを含む。
【００３７】
モータ制御用相電圧演算部４０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４への入力電圧を電圧センサ１３から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサ２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ供給する。
【００３８】
インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
【００３９】
これにより、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出すように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。
【００４０】
一方、インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。
【００４１】
フィードバック電圧指令演算部５２は、電圧センサ１３からの昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍと、インバータ入力電圧指令演算部５０からの電圧指令Ｖｄｃｃｏｍとに基づいて、フィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比変換部５４へ出力する。
【００４２】
デューティー比変換部５４は、電圧センサ１０からのバッテリ電圧Ｖｂと、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍと、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍを、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比ＤＲを演算し、その演算したデューティー比ＤＲを周波数調整部５６へ出力する。そして、デューティー比変換部５４は、演算したデューティー比ＤＲと、周波数調整部５６からのキャリア周波数ｆｃとに基づいて昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵを生成し、その生成した信号ＰＷＵを昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。
【００４３】
なお、昇圧コンバータ１２の下側のＩＧＢＴ素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＩＧＢＴ素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。
【００４４】
周波数調整部５６は、電流センサ１１からのリアクトル電流ＩＬに応じて、キャリア周波数ｆｃを可変に設定する。これは、リアクトル電流ＩＬが通過するリアクトルＬ１のインダクタンスＬが、リアクトル電流ＩＬの大きさに応じて変化することを考慮したものである。以下では、図３〜図５を参照して、本実施の形態に従う周波数調整部５６におけるキャリア周波数ｆｃの設定動作について説明する。
【００４５】
（キャリア周波数の設定方法）
図３は、リアクトルＬ１のインダクタンスＬとリアクトル電流ＩＬとの関係を示す図である。
【００４６】
図３を参照して、リアクトルＬ１のインダクタンスＬは、リアクトル電流ＩＬが大きくなるに従って低下する特性を示している。このような特性に起因して、リアクトル電流ＩＬに重畳される交流電流（以下、リプル電流とも称する）の大きさは、リアクトル電流ＩＬの大きさに応じて変化する。
【００４７】
詳細には、昇圧コンバータ１２（図１）のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行なうことにより、リアクトル電流ＩＬには、周期的に増減するリプル電流Ｉｒｐが重畳する。このリプル電流Ｉｒｐが増減する周期は、昇圧コンバータ１２の制御周期に一致している。なお、昇圧コンバータ１２の制御周期は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするためのキャリア周波数ｆｃから求めることができる。
【００４８】
このリプル電流Ｉｒｐのピークピーク値をΔＩｒｐとすると、ΔＩｒｐは下記（１）式で示されることが知られている。
【００４９】
ＶＬ＝Ｌ・（ΔＩｒｐ／Δｔ）        …（１）
ただし、ＶＬはリアクトルＬ１の両端に印加される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２によってスイッチングされた電圧（以下、リアクトル電圧とも称す）であり、Δｔはリプル電流Ｉｒｐが増減する周期、すなわち昇圧コンバータ１２の制御周期である。
【００５０】
そして、上記（１）式において、ΔＩｒｐとリアクトルＬ１のインダクタンスＬとの間には下記（２）式の関係が成立している。
【００５１】
ΔＩｒｐ＝ＶＬ／Ｌ・Δｔ        …（２）
この（２）式から分かるように、リアクトル電圧ＶＬが一定である場合には、リプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐは、インダクタンスＬが低くなるほど大きくなる。そして、リプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐが大きくなると、リアクトルＬ１における電磁エネルギ変換に伴なってコアの発熱量が増大する。これにより、コアが熱破壊を起こす可能性がある。また、コア発熱によるリアクトルの温度上昇により、昇圧コンバータでの電圧変換効率が低下する可能性がある。
【００５２】
そこで、リプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐを低減するための手段として、本実施の形態においては、インダクタンスＬが低くなるほど昇圧コンバータ１２の制御周期Δｔが短くなるように、インダクタンスＬに応じてキャリア周波数ｆｃを切替える構成とする。
【００５３】
図４には、キャリア周波数ｆｃの切替え前後におけるリアクトル電流ＩＬの時間的変化が示される。図中のラインｋ１は、キャリア周波数ｆｃの切替え前のリアクトル電流ＩＬを示し、図中のラインｋ２は、キャリア周波数ｆｃの切替え後のリアクトル電流ＩＬを示す。
【００５４】
キャリア周波数ｆｃの切替えは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御におけるデューティー比を維持して、キャリア周波数ｆｃをより低い周波数に変更することによって行なわれる。これにより、キャリア周波数ｆｃが相対的に高い場合（ラインｋ１）と比較して、キャリア周波数ｆｃが相対的に低い場合（ラインｋ２）では、リプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐを低減できている。
【００５５】
このように、本実施の形態においては、リアクトルＬ１のインダクタンスＬに応じてキャリア周波数ｆｃを切替える構成とすることにより、リアクトル電流ＩＬの大きさに応じてインダクタンスＬが低下した場合においても、リアクトルＬ１のコアが過熱されるのを防止することができる。
【００５６】
図５は、リアクトル電流ＩＬとキャリア周波数ｆｃとの関係を示す図である。図５の関係は、図３に示すインダクタンスＬとリアクトル電流ＩＬとの関係に基づき、キャリア周波数ごとに、リアクトルＬ１に通流可能なリアクトル電流ＩＬの上限値を算出することによって得られたものである。詳細には、予め設定されているリアクトルＬ１に通流可能なリプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐの上限値に従って、キャリア周波数ごとに許容されるインダクタンスＬの下限値Ｌ１，Ｌ２、すなわち、許容されるリアクトル電流ＩＬの上限値Ｉ１，Ｉ２を導出したものである。
【００５７】
図５を参照して、キャリア周波数ｆｃは、リアクトル電流ＩＬが高くなるに従って高くなるように設定される。詳細には、リアクトル電流ＩＬがＩ１を下回る場合にはキャリア周波数ｆｃはｆ０に設定され、リアクトル電流ＩＬがＩ１以上かつＩ２未満となる場合には、キャリア周波数ｆｃはｆ０よりも高い周波数ｆ１（＞ｆ０）に設定され、リアクトル電流ＩＬがＩ２以上となる場合には、キャリア周波数ｆｃはｆ１よりも高い周波数ｆ２（＞ｆ１＞ｆ０）に設定される。したがって、インダクタンスＬの低下に伴なってキャリア周波数ｆｃが高くなることから、リプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐが増加するのを抑制することができる。
【００５８】
周波数調整部５６（図２）は、図５に示すリアクトル電流ＩＬとキャリア周波数ｆｃとの関係をキャリア周波数マップとして図示しないＲＯＭ（Read Only Memory）に格納しておき、電流センサ１１からのリアクトル電流ＩＬに応じて、ＲＯＭから読出したきゃリア周波数マップを用いてキャリア周波数ｆｃを切替える。
【００５９】
なお、図５におけるキャリア周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２はそれぞれ、キャリア周波数ｆｃが高いほどリプル電流のピークピーク値ΔＩｒｐを低減できる一方で、昇圧コンバータ１２の損失（スイッチング損失）が増加することを考慮して、昇圧コンバータ１２の損失とリアクトルＬ１の損失との合計を増加させない周波数に設定される。
【００６０】
また、図５の例では、リアクトル電流ＩＬに応じてキャリア周波数ｆｃを段階的に変化させる構成としたが、リアクトル電流ＩＬに応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に変化させる構成とすることも可能である。
【００６１】
図６は、図１の制御装置３０におけるキャリア周波数ｆｃの切替えに係る制御のフローチャートである。図６に示されたフローチャートによる一連の制御処理は、制御装置３０に予め記憶されたプログラムを所定周期で実行することにより実現される。
【００６２】
図６を参照して、制御装置３０の周波数調整部５６は、電流センサ１１（図１）からリアクトル電流ＩＬを受けると（ステップＳ０１）、ＲＯＭからキャリア周波数マップ（図５）を読出し、読出したキャリア周波数マップを用いてリアクトル電流ＩＬに応じてキャリア周波数ｆｃを設定する。
【００６３】
具体的には、周波数調整部５６は、リアクトル電流ＩＬが所定の第１の閾値Ｉ１以上であるか否かを判断する（ステップＳ０２）。リアクトル電流ＩＬが第１の閾値Ｉ１を下回る場合（ステップＳ０２においてＮＯの場合）には、周波数調整部５６は、キャリア周波数ｆｃを所定の周波数ｆ０に設定する（ステップＳ０４）。
【００６４】
これに対して、リアクトル電流ＩＬが第１の閾値Ｉ１以上である場合（ステップＳ０２においてＹＥＳの場合）には、周波数調整部５６は、リアクトル電流ＩＬが所定の第２の閾値Ｉ２以上であるか否かを判断する（ステップＳ０３）。リアクトル電流ＩＬが第２の閾値Ｉ２を下回る場合（ステップＳ０３においてＮＯの場合）には、周波数調整部５６は、キャリア周波数ｆｃを所定の周波数ｆ０よりも高い周波数ｆ１に設定する（ステップＳ０５）。
【００６５】
これに対して、リアクトル電流ＩＬが第２の閾値Ｉ２以上である場合（ステップＳ０３においてＹＥＳの場合）には、周波数調整部５６は、周波数調整部５６は、キャリア周波数ｆｃを周波数ｆ１よりも高い周波数ｆ２に設定する（ステップＳ０６）。
【００６６】
（変更例）
周波数調整部５６におけるキャリア周波数ｆｃの切替え動作については、上述したように、予め保持しているインダクタンスＬとリアクトル電流ＩＬとの関係を用いて、リアクトル電流ＩＬに応じてキャリア周波数ｆｃを切替える構成とする以外にも、本変更例で説明するように、リアクトルＬ１のインダクタンスＬを算出し、その算出したインダクタンスＬに応じてキャリア周波数ｆｃを切替える構成とすることも可能である。
【００６７】
図７は、図１の制御装置３０におけるキャリア周波数ｆｃの切替えに係る制御のフローチャートである。図７に示されたフローチャートによる一連の制御処理は、制御装置３０に予め記憶されたプログラムを所定周期で実行することにより実現される。
【００６８】
図７を参照して、制御装置３０の周波数調整部５６は、電流センサ１１（図１）からリアクトル電流ＩＬを受けるとともに（ステップＳ１１）、電圧センサ１８（図１）からリアクトル電圧ＶＬを受ける（ステップＳ１２）。なお、リアクトル電圧ＶＬは、リアクトルＬ１の両端の電圧差を測定するように配置された電圧センサ１８（図１）の出力により検出可能である。
【００６９】
そして、周波数調整部５６は、前回のプログラム実行時におけるリアクトル電流ＩＬとステップＳ１１で入力されたリアクトル電流ＩＬとの差分に基づき、リアクトル電流ＩＬの時間的変化ｄＩＬ／ｄｔを求める。
【００７０】
さらに、周波数調整部５６は、ステップＳ１２で入力されたリアクトル電圧ＶＬとリアクトル電流ＩＬの時間的変化ｄＩＬ／ｄｔとから、インダクタンスＬを（３）式に従って算出する（ステップＳ１３）。
【００７１】
Ｌ＝ＶＬ・（ｄｔ／ｄＩＬ）      …（３）
そして、周波数調整部５６は、算出したインダクタンスＬが所定の第１の閾値Ｌ１を上回っているか否かを判断する（ステップＳ１４）。インダクタンスＬが第１の閾値Ｌ１を上回っている場合（ステップＳ１４においてＹＥＳの場合）には、周波数調整部５６は、キャリア周波数ｆｃを所定の周波数ｆ０に設定する（ステップＳ１６）。
【００７２】
これに対して、インダクタンスＬが第１の閾値Ｌ１以下である場合（ステップＳ１４においてＮＯの場合）には、周波数調整部５６は、インダクタンスＬが所定の第２の閾値Ｌ２を上回るか否かを判断する（ステップＳ１５）。インダクタンスＬが第２の閾値Ｌ２を上回る場合（ステップＳ１５においてＹＥＳの場合）には、周波数調整部５６は、キャリア周波数ｆｃを所定の周波数ｆ０よりも高い周波数ｆ１に設定する（ステップＳ１７）。
【００７３】
これに対して、インダクタンスＬが第２の閾値Ｌ２以下である場合（ステップＳ１５においてＮＯの場合）には、周波数調整部５６は、周波数調整部５６は、キャリア周波数ｆｃを周波数ｆ１よりも高い周波数ｆ２に設定する（ステップＳ１８）。
【００７４】
なお、本実施の形態と本発明の構成との対応関係については、昇圧コンバータ１２が本発明での「電圧変換器」に対応し、電流センサ１１が本発明での「電流センサ」に対応し、電圧センサ１８が本発明での「電圧センサ」に対応し、制御装置３０が本発明での「制御装置」に対応する。
【００７５】
なお、本実施の形態では電圧変換装置を車両に搭載した構成例について説明したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。すなわち、適用される機器やシステム等の種類を問わず、また、リアクトルを含んだ構成であれば、電圧変換装置の構成を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について確認的に記載する。
【００７６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【図２】図１に示す制御装置の機能ブロック図である。
【図３】リアクトルＬ１のインダクタンスＬとリアクトル電流ＩＬとの関係を示す図である。
【図４】キャリア周波数ｆｃの切替え前後におけるリアクトル電流ＩＬの時間的変化を示す図である。
【図５】リアクトル電流ＩＬとキャリア周波数ｆｃとの関係を示す図である。
【図６】図１の制御装置におけるキャリア周波数ｆｃの切替えに係る制御のフローチャートである。
【図７】図１の制御装置におけるキャリア周波数ｆｃの切替えに係る制御のフローチャートである。
【符号の説明】
【００７８】
１０，１３，１８  電圧センサ、１１，２４  電流センサ、１２  昇圧コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、３０  制御装置、４０  モータ制御用相電圧演算部、４２  ＰＷＭ信号変換部、５０  インバータ入力電圧指令演算部、５２  フィードバック電圧指令演算部、５４  デューティー比変換部、５６  周波数制御部、１００  モータ駆動装置、Ｂ  直流電源、Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８  ＩＧＢＴ素子、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー。
【図１】
2010098819.tif 000003
【図２】
2010098819.tif 000004
【図３】
2010098819.tif 000005
【図４】
2010098819.tif 000006
【図５】
2010098819.tif 000007
【図６】
2010098819.tif 000008
【図７】
2010098819.tif 000009