(57)【要約】【課題】冗長な情報を伝送することなく、マルチパスに対する耐性を得ることが可能なマルチキャリヤ変調信号受信装置を提供する。【解決手段】マルチキャリヤ変調信号受信装置１は、最大間引きレートの２倍で動作する修正ＤＦＴ変調分析バンクを備える。修正ＤＦＴ変調分析バンクである分析バンク５は、直交復調された等価ベースバンド信号および遅延器１１により１サンプル遅延させた等価ベースバンド信号から、それぞれ分析フィルタ１２および比Ｍ／２にデシメートするデシメータ１３によってサブチャネル信号を生成する。そして、サブチャネル処理部１４は、サブチャネル信号から実部成分および虚部成分を抽出して実部サブチャネル信号ベクトルを出力し、これらの実部成分および虚部成分とは対になる虚部成分および実部成分を生成して虚部サブチャネル信号ベクトルを出力する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２段階のインタポレーションを行う修正ＤＦＴ変調合成バンクによってマルチキャリヤ変調された信号を受信するマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、
２段階のデシメーションを行うと共に、最大間引きレートの２倍で動作する修正ＤＦＴ変調分析バンクを備え、
前記修正ＤＦＴ変調分析バンクが、前記マルチキャリヤ変調された信号を受信して直交復調された等価ベースバンド信号、および遅延させた前記等価ベースバンド信号に基づいてサブチャネル信号を生成し、前記サブチャネル信号から実部成分および虚部成分を抽出して実部サブチャネル信号ベクトルを出力すると共に、前記抽出した実部成分および虚部成分と対になる虚部成分および実部成分を生成して虚部サブチャネル信号ベクトルを出力するサブチャネル処理部、を備えたことを特徴とするマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項２】
前記修正ＤＦＴ変調分析バンクが、
前記直交復調された等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、
前記等価ベースバンド信号、および前記遅延器により遅延された等価ベースバンド信号に対し、フィルタ処理を施す分析フィルタと、
前記分析フィルタによりフィルタ処理が施されたサブチャネル信号をデシメートするデシメータと、
前記デシメータによりデシメートされたサブチャネル信号に基づいて、実部成分および虚部成分を抽出して実部サブチャネル信号ベクトルを出力すると共に、前記実部サブチャネル信号ベクトルに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力するサブチャネル処理部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項３】
前記修正ＤＦＴ変調分析バンクと等価の分析バンクであって、当該分析バンクが、
前記直交復調された等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号を生成する第１のポリフェーズ分析バンクと、
前記直交復調された等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、
前記遅延器により遅延された等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号を生成する第２のポリフェーズ分析バンクと、
前記第１のポリフェーズ分析バンクにより生成されたサブチャネル信号に基づいて、実部の信号および虚部の信号を抽出すると共に、前記第２のポリフェーズ分析バンクにより生成されたサブチャネル信号に基づいて、実部成分および虚部成分を抽出し、前記抽出したそれぞれの実部成分および虚部成分から実部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力すると共に、前記実部サブチャネル信号ベクトルに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力するサブチャネル処理部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項４】
前記サブチャネル処理部が、２つの実部成分および２つの虚部成分から実部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力すると共に、前記実部サブチャネル信号ベクトルに所定の変換行列を乗算し、虚部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力する、ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか一項に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項５】
前記修正ＤＦＴ変調分析バンクが、サブチャネル処理部により出力された実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号べクトルを、等化係数によって線形等化する線形等化器、を備えたことを特徴とする請求項１から４までのいずれか一項に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項６】
前記線形等化器が、サブチャネル処理部により出力された実部サブチャネル信号ベクトルを線形等化する第１の等化器と、虚部サブチャネル信号ベクトルを線形等化する第２の等化器と、を備え、
前記第１の等化器により線形等化された実部サブチャネル信号と前記第２の等化器により線形等化された虚部サブチャネル信号とに基づいて複素キャリヤシンボルを出力する、ことを特徴とする請求項５に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項７】
前記マルチキャリヤ変調された信号に含まれるパイロット信号を参照信号として最小自乗誤差規範に基づいて、前記線形等化器により線形等化を行うための等化係数を算出する等化係数算出部、を備えたことを特徴とする請求項５または６に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項８】
前記等化係数算出部が、前記実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号ベクトルを線形等化するための共通の等化係数を算出する、ことを特徴とする請求項７に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【請求項９】
前記等化係数算出部が、パイロット信号の実部成分および虚部成分それぞれを参照信号とし、１つのパイロット信号で等化係数を２回更新する、ことを特徴とする請求項７に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリヤ変調信号の受信装置に関し、特に、デジタル放送や無線ＬＡＮなどにおいて電波を受信する際に問題となるマルチパス環境においても、送信データを正しく受信することのできる受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル放送や無線ＬＡＮなどに用いるマルチキャリヤ変調方式として、例えばＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）がある。ＯＦＤＭでは、マルチパスに対する耐性を得るために、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）またはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）と呼ばれる期間を設けると共に、信号の周期拡張を行っている。
【０００３】
一方、非特許文献１において、ＯＦＤＭがトランスマルチプレクサの一種であることが指摘されている。図１０は、一般的なトランスマルチプレクサの構成を示すブロック図である。このトランスマルチプレクサ１００は、Ｍ個のインタポレータおよびＭ個の送信フィルタを備えた合成バンクと、Ｍ個の受信フィルタおよびＭ個のデシメータを備えた分析バンクとにより構成されている。合成バンクおよび分析バンクは、チャネル（伝送路）を介して接続される。
【０００４】
図１１は、ＯＦＤＭをトランスマルチプレクサとして表現したときの構成を示すブロック図である。図１１からわかるように、ＯＦＤＭは、プロトタイプフィルタのフィルタ係数が全て１であり、かつフィルタ長がサブチャネル数と一致するＤＦＴ変調トランスマルチプレクサである。このことは、ＯＦＤＭのパルス形成フィルタが矩形窓関数を用いていることからも明らかである。
【０００５】
しかし、このＯＦＤＭにおけるプロトタイプフィルタは、第１サイドローブレベルが約−１３ｄＢであり、周波数特性が劣悪である。これに対応するため、ＧＩを設定することにより、シンボル間干渉およびキャリヤ干渉の発生を抑制し、チャネル等化を行う必要がある。非特許文献１では、より理想的な周波数分割多重を行うことにより、チャネル（伝送路）の影響をより軽減できることが指摘されている。
【０００６】
ところで、ＤＦＴ変調フィルタバンク（ＤＦＴ変調トランスマルチプレクサの分析バンクと合成バンクが双対になって構成されたシステム）は、サブチャネル数を２のべき乗とすれば、分析および合成のために、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）対を用いることができることから、実用面で有用であることが知られている。
【０００７】
非特許文献２には、ＤＦＴ変調フィルタバンクのデシメーションを２段階にして修正を行うことにより、擬似的に完全再構成条件を満足することが示されている。すなわち、出力信号が入力信号の時間遅れの定数倍とほぼ等しくなることが示されている。
【０００８】
図１２は、修正ＤＦＴ変調合成バンクの構成を示すブロック図であり、図１３は、修正ＤＦＴ変調分析バンクの構成を示すブロック図である。図１２において、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１は、Ｍ個のサブチャネル信号を入力し、サブチャネル信号の実部成分および虚部成分を抽出してそれぞれ第１段階目のインタポレーションを行い、遅延させた実部成分と虚部成分とを合成する。そして、その合成信号に対して第２段階目のインタポレーションを行ってフィルタ処理を施し、全てのサブチャネル信号を合成して等価ベースバンド信号として出力する。図１３において、修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２は、等価ベースバンド信号を入力し、Ｍ個の等価ベースバンド信号に分岐させ、それぞれフィルタ処理を施して第１段階目のデシメーションを行い、実部成分および遅延させた虚部成分に対して第２段階目のデシメーションを行い、実部成分と虚部成分とを合成してそれぞれＭ個のサブチャネル信号として出力する。
【０００９】
図１２に示した修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１および図１３に示した修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２をマルチキャリヤ変調方式の観点で見ると、修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１が変調器となり、修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２が復調器となる。すなわち、送受信端でそれぞれ修正ＤＦＴ変調合成バンク１０１および修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２を用いることにより、マルチキャリヤ変調方式による信号伝送を実現することができる。この場合、サブチャネル数よりも長いフィルタ長のプロトタイプフィルタを用いることができるため、より良好な周波数特性を実現することができる。しかし、送受信間のチャネルにマルチパスなどによる歪みがある場合には、チャネル等化器が必要となる。
【００１０】
【非特許文献１】Ali  N.Akansu,Pierre  Dubamel,Xueming  Lin,and  Marc  de  Courville.、“Orthogonal  transmultiplexers  in  communications：A  review.”、IEEE  Trans.  Signal  Process.,46(4)：979-995,April  1998.
【非特許文献２】Tanja  Karp  and  N.J.  Fliege.、“Modified  DFT  filter  banks  with  perfect  reconstruction.”、IEEE  Trans.Circuits  Syst.II,46(11)：1404-1414,November  1999.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来のＯＦＤＭ送受信装置では、マルチパスに対する耐性を得るためにＧＩを付加し、その期間にＯＦＤＭ信号を周期拡張するため、単純な周波数領域における１タップのフィルタによりチャネル等化が可能である。
【００１２】
しかし、チャネルの遅延広がりがＧＩ長を越える場合、シンボル間干渉およびキャリヤ間干渉の発生により受信特性が著しく損なわれる。さらに、ＧＩはＯＦＤＭシンボルの末尾と同一であることから冗長情報であり、マルチパスに対する耐性を得るために伝送効率を犠牲にしているという問題があった。
【００１３】
本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、冗長な情報を伝送することなく、マルチパスに対する耐性を得ることが可能なマルチキャリヤ変調信号受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記課題を解決するため、本発明による請求項１のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、２段階のインタポレーションを行う修正ＤＦＴ変調合成バンクによってマルチキャリヤ変調された信号を受信するマルチキャリヤ変調信号受信装置であって、２段階のデシメーションを行うと共に、最大間引きレートの２倍で動作する修正ＤＦＴ変調分析バンクを備え、前記修正ＤＦＴ変調分析バンクが、前記マルチキャリヤ変調された信号を受信して直交復調された等価ベースバンド信号、および遅延させた前記等価ベースバンド信号に基づいてサブチャネル信号を生成し、前記サブチャネル信号から実部成分および虚部成分を抽出して実部サブチャネル信号ベクトルを出力すると共に、前記抽出した実部成分および虚部成分と対になる虚部成分および実部成分を生成して虚部サブチャネル信号ベクトルを出力するサブチャネル処理部、を備えたことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明による請求項２のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項１に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記修正ＤＦＴ変調分析バンクが、前記直交復調された等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記等価ベースバンド信号、および前記遅延器により遅延された等価ベースバンド信号に対し、フィルタ処理を施す分析フィルタと、前記分析フィルタによりフィルタ処理が施されたサブチャネル信号をデシメートするデシメータと、前記デシメータによりデシメートされたサブチャネル信号に基づいて、実部成分および虚部成分を抽出して実部サブチャネル信号ベクトルを出力すると共に、前記実部サブチャネル信号ベクトルに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力するサブチャネル処理部と、を備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明による請求項３のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項１に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記修正ＤＦＴ変調分析バンクと等価の分析バンクであって、当該分析バンクが、前記直交復調された等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号を生成する第１のポリフェーズ分析バンクと、前記直交復調された等価ベースバンド信号を遅延させる遅延器と、前記遅延器により遅延された等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号を生成する第２のポリフェーズ分析バンクと、前記第１のポリフェーズ分析バンクにより生成されたサブチャネル信号に基づいて、実部の信号および虚部の信号を抽出すると共に、前記第２のポリフェーズ分析バンクにより生成されたサブチャネル信号に基づいて、実部成分および虚部成分を抽出し、前記抽出したそれぞれの実部成分および虚部成分から実部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力すると共に、前記実部サブチャネル信号ベクトルに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力するサブチャネル処理部と、を備えたことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明による請求項４のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項１から３までのいずれか一項に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記サブチャネル処理部が、２つの実部成分および２つの虚部成分から実部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力すると共に、前記実部サブチャネル信号ベクトルに所定の変換行列を乗算し、虚部サブチャネル信号ベクトルを生成して出力する、ことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明による請求項５のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項１から４までのいずれか一項に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記修正ＤＦＴ変調分析バンクが、サブチャネル処理部により出力された実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号べクトルを、等化係数によって線形等化する線形等化器、を備えたことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明による請求項６のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項５に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記線形等化器が、サブチャネル処理部により出力された実部サブチャネル信号ベクトルを線形等化する第１の等化器と、虚部サブチャネル信号ベクトルを線形等化する第２の等化器と、を備え、前記第１の等化器により線形等化された実部サブチャネル信号と前記第２の等化器により線形等化された虚部サブチャネル信号とに基づいて複素キャリヤシンボルを出力する、ことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明による請求項７のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項５または６に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記マルチキャリヤ変調された信号に含まれるパイロット信号を参照信号として最小自乗誤差規範に基づいて、前記線形等化器により線形等化を行うための等化係数を算出する等化係数算出部、を備えたことを特徴とする。
【００２１】
また、本発明による請求項８のマルチキャリヤ変調信号受信装置は、請求項７に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記等化係数算出部が、前記実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号ベクトルを線形等化するための共通の等化係数を算出する、ことを特徴とする。
【００２２】
また、請求項９の発明は、請求項７に記載のマルチキャリヤ変調信号受信装置において、前記等化係数算出部が、パイロット信号の実部成分および虚部成分それぞれを参照信号とし、１つのパイロット信号で等化係数を２回更新する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
以上のように、本発明によれば、修正ＤＦＴ変調分析バンクが、受信信号を実質的に最大間引きレートの２倍で動作し、本来の出力信号の他に、その出力信号とは実部成分および虚部成分が逆である（対となる）出力信号も合わせて、２種類のサブチャネル信号ベクトル（実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号ベクトル）を出力するようにした。そして、線形等化器が、修正ＤＦＴ変調分析バンクにより出力された、最大間引きレートの２倍で処理された２種類のサブチャネル信号ベクトルを線形等化することにより、ＧＩのような冗長な情報を伝送することなく、マルチパスに対する耐性を得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔マルチキャリヤ変調信号受信装置〕
図１は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置の構成を示すブロック図である。このマルチキャリヤ変調信号受信装置１は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、分析バンク５、線形等化器６、等化係数算出部７、デマッピング部８およびパラレルシリアル変換部９を備えている。分析バンク５は、図２に示す分析バンク５−１または図４に示す分析バンク５−２の構成が反映されている。
【００２５】
周波数変換部２は、マルチキャリヤ変調信号受信装置１が受信した信号を入力し、その入力信号をＩＦ信号に周波数変換する。周波数変換部２の出力するＩＦ信号はＡ／Ｄ変換部３へ入力される。Ａ／Ｄ変換部３は、周波数変換部２から入力されるＩＦ信号（アナログＩＦ信号）をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換部３の出力するデジタルＩＦ信号は直交復調部４へ入力される。直交復調部４は、Ａ／Ｄ変換部３から入力されるデジタルＩＦ信号を等価ベースバンド信号に直交復調する。直交復調部４の出力する等価ベースバンド信号は分析バンク５へ入力される。
【００２６】
分析バンク５は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号を、最大間引き率の２倍のレートで周波数領域信号に変換し、通常の分析バンクにおける出力信号の実部成分および虚部成分の他に、通常の出力信号と対となる虚部成分および実部成分も合わせて出力する。すなわち、分析バンク５は、２系統の実部成分および２系統の虚部成分、合わせて４系統の実数信号からなる実部サブチャネル信号ベクトル、および２系統の実部成分および２系統の虚部成分、合わせて４系統の実数信号からなる虚部サブチャネル信号ベクトルをそれぞれ出力する。分析バンク５の出力する実部サブチャネル信号ベクトルおよび虚部サブチャネル信号ベクトル（以下、総称してサブチャネル信号ベクトルという。）は２分配され、一方が線形等化器６へ、他方が等化係数算出部７へ入力される。
【００２７】
線形等化器６は、等化係数算出部７から入力される等化係数を用いて、分析バンク５から入力されるサブチャネル信号ベクトルを線形等化する。線形等化器６の出力する等化後のサブチャネル信号は２分配され、一方がデマッピング部８へ、他方が等化係数算出部７へ入力される。
【００２８】
等化係数算出部７は、分析バンク５から入力されるサブチャネル信号ベクトルおよび線形等化器６から入力される等化後のサブチャネル信号を用いて等化係数を算出する。等化係数算出部７の出力する等化係数は線形等化器６へ入力される。
【００２９】
デマッピング部８は、線形等化器６から入力される等化後のサブチャネル信号をデマッピングし、パラレル信号に変換する。デマッピング部８の出力するパラレル信号はパラレルシリアル変換部９へ入力される。パラレルシリアル変換部９は、デマッピング部８から入力されるパラレル信号をシリアル信号に変換する。このように、マルチキャリヤ変調信号受信装置１は、受信信号を入力して周波数変換部２からパラレルシリアル変換部９までの各種処理を行い、出力ビット列の信号を外部へ出力する。
【００３０】
〔分析バンク（直接構成）〕
次に、図１に示した分析バンク５の第１の構成（直接構成）について説明する。図２は、分析バンク５の第１の構成を示すブロック図である。この分析バンク５−１は、遅延器１１−１〜１１−（Ｍ−１）、分析フィルタ１２−０〜１２−（Ｍ−１）、デシメータ１３−０〜１３−（Ｍ−１）およびサブチャネル処理部１４−０〜１４−（Ｍ−１）を備えている。分析バンク５−１は、直交復調部４から等価ベースバンド信号が入力され、実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１を生成して出力する。ここで、Ｍは、トランスマルチプレクサのサブチャネル数を示す自然数であり、一般に２のべき乗が用いられる。以下、任意のサブチャネルをｋとする。
【００３１】
図１に示した直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器１１−１へ、他方が分析フィルタ１２−０へ入力される。遅延器１１−１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器１１−１の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が分析フィルタ１２−１へ、他方が遅延器１１−２へ入力される。
【００３２】
同様に、遅延器１１−ｋ（２≦ｋ＜Ｍ−１）は、前段の遅延器１１−（ｋ−１）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器１１−ｋの出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が後段の遅延器１１−（ｋ＋１）へ、他方が分析フィルタ１２−ｋへ入力される。
【００３３】
遅延器１１−（Ｍ−１）は、遅延器１１−（Ｍ−２）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器１１−（Ｍ−１）の出力する等価ベースバンド信号は分析フィルタ１２−（Ｍ−１）へ入力される。
【００３４】
分析フィルタ１２−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、等価ベースバンド信号を入力してフィルタ処理する。分析フィルタ１２−ｋの出力するフィルタ処理後の等価ベースバンド信号はそれぞれデシメータ１３−ｋへ入力される。
【００３５】
デシメータ１３−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、分析フィルタ１２−ｋから入力されるフィルタ処理後の等価ベースバンド信号に対し、比Ｍ／２のデシメーション（間引き）を行う。デシメータ１３−ｋの出力するデシメーション後の等価ベースバンド信号（サブチャネル信号ｋ）はそれぞれサブチャネル処理部１４−ｋへ入力される。
【００３６】
サブチャネル処理部１４−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、デシメータ１３−ｋから入力されるデシメーション後の等価ベースバンド信号（サブチャネル信号ｋ）に、サブチャネル毎の処理を行い、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋ（サブチャネル信号ベクトルｋ）を生成して出力する。
【００３７】
なお、図２に示した分析バンク５−１において、デシメータ１３−ｋの前段に設けられた遅延器１１−ｋおよび分析フィルタ１２−ｋは、最大間引き率のレート（最大間引きレート）のＭ倍で動作する。一方、デシメータ１３−ｋでは間引き率がＭ／２であるから、デシメータ１３−ｋの後段に設けられたサブチャネル処理部１４−ｋは、最大間引きレートの２倍で動作する。
【００３８】
〔分析バンク（直接構成）のサブチャネル処理部〕
次に、図２に示したサブチャネル処理部１４−ｋについて説明する。図３は、サブチャネル処理部１４−ｋの構成を示すブロック図である。このサブチャネル処理部１４−ｋは、遅延器１５−１〜１５−３、デシメータ１６−１，１６−２、実部抽出部１７−１，１７−２、虚部抽出部１８−１，１８−２および乗算器１９−１，１９−２を備えている。サブチャネル処理部１４−ｋは、図２に示したデシメータ１３−ｋからサブチャネル信号ｋを入力し、４個の要素からなる実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび４個の要素からなる虚部サブチャネル信号ベクトルｋをそれぞれ生成して出力する。
【００３９】
図２に示したデシメータ１３−ｋから入力されるサブチャネル信号ｋは２分配され、一方が遅延器１５−１へ、他方がデシメータ１６−１へ入力される。遅延器１５−１は、デシメータ１３−ｋから入力されるサブチャネル信号ｋを１サンプル遅延させる。なお、遅延器１５−１は最大間引きレートの２倍で動作するから、ここでの１サンプルとは、最大間引きレートの１／２倍の時間をいう。遅延器１５−１の出力するサブチャネル信号はデシメータ１６−２へ入力される。
【００４０】
デシメータ１６−１は、図２に示したデシメータ１３−ｋから入力されるサブチャネル信号ｋに対し、比２のデシメーションを行う。デシメータ１６−１の出力するデシメーション後のサブチャネル信号は２分配され、一方が実部抽出部１７−１へ、他方が虚部抽出部１８−１へ入力される。
【００４１】
デシメータ１６−２は、遅延器１５−１から入力されるサブチャネル信号に対し、比２のデシメーションを行う。デシメータ１６−２の出力するデシメーション後のサブチャネル信号は２分配され、一方が虚部抽出部１８−２へ、他方が実部抽出部１７−２へ入力される。
【００４２】
実部抽出部１７−１は、デシメータ１６−１から入力されるサブチャネル信号から実部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。実部抽出部１７−１の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力され、他方が遅延器１５−３へ入力される。
【００４３】
虚部抽出部１８−１は、デシメータ１６−１から入力されるサブチャネル信号から虚部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。虚部抽出部１８−１の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力され、他方が遅延器１５−２へ入力される。
【００４４】
虚部抽出部１８−２は、デシメータ１６−２から入力されるサブチャネル信号から虚部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。虚部抽出部１８−２の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素として、他方が虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。
【００４５】
実部抽出部１７−２は、デシメータ１６−２から入力されるサブチャネル信号から実部を抽出し、実数サブチャネル信号を生成する。実部抽出部１７−２の出力する実数サブチャネル信号は２分配され、一方が実部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力され、他方が乗算器１９−１へ入力される。
【００４６】
乗算器１９−１は、実部抽出部１７−２から入力される実数サブチャネル信号に−１を乗算し、符号を反転させる。乗算器１９−１の出力する、符号が反転した実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。
【００４７】
遅延器１５−２は、虚部抽出部１８−１から入力される実数サブチャネル信号を１サンプル遅延させる。遅延器１５−２の出力する実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。
【００４８】
遅延器１５−３は、実部抽出部１７−１から入力される実数サブチャネル信号を１サンプル遅延させる。遅延器１５−３の出力する実数サブチャネル信号は乗算器１９−２に入力される。乗算器１９−２は、遅延器１５−３から入力される実数サブチャネル信号に−１を乗算し、符号を反転させる。乗算器１９−２の出力する、符号が反転した実数サブチャネル信号は、虚部サブチャネル信号ベクトルｋの１要素としてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。
【００４９】
なお、図３に示したサブチャネル処理部１４−ｋにおいて、デシメータ１６−２の前段に設けられた遅延器１５−１は、前述のとおり、最大間引きレートの２倍で動作する。一方、デシメータ１６−１，１６−２では間引き率が２であるから、デシメータ１６−１，１６−２の後段に設けられた実部抽出部１７−１，１７−２、虚部抽出部１８−１，１８−２、遅延器１５−２，１５−３および乗算器１９−１，１９−２は、最大間引きレートで動作する。しかし、デシメータ１６−１により出力されたサブチャネル信号は２個の信号に分岐しており、分岐した２個のサブチャネル信号に対して同じサンプリングレート（最大間引きレート）で処理が行われている。したがって、デシメータ１６−１により出力されたサブチャネル信号は、最大間引きレートの２倍で処理されていることになる。デシメータ１６−２により出力されたサブチャネル信号についても同様である。つまり、サブチャネル処理部１４−ｋ全体として、実質的に、最大間引きレートの２倍で動作する。
【００５０】
一般に、送信装置によりマルチキャリヤ変調されて送信された信号のうちの実部成分の信号に着目すると、チャネル（伝送路）のマルチパス等による影響は、実部成分に加えて虚部成分にも及んでしまう。そこで、マルチキャリヤ変調信号受信装置１では、分析バンク５−１のサブチャネル処理部１４−ｋにおいて、デシメータ１６−１により出力されたサブチャネル信号を２分配し、実部抽出部１７−１により実部成分を抽出し、虚部抽出部１８−１により虚部成分を抽出するようにした。つまり、実部成分の信号に対して、マルチパス等の影響が及ぶ実部成分および虚部成分を抽出するようにした。さらに、デシメータ１６−２により出力されたサブチャネル信号を２分配し、実部抽出部１７−２により実部成分を抽出し、虚部抽出部１８−２により虚部成分を抽出するようにした。これらの４つの実数信号を要素とするように実部サブチャネル信号ベクトルｋを構成した。同様に、送信装置によりマルチキャリヤ変調されて送信された信号のうちの虚部成分の信号に着目すると、チャネル（伝送路）のマルチパス等による影響は、虚部成分に加えて実部成分にも及んでしまう。そこで、マルチキャリヤ変調信号受信装置１では、分析バンク５−１のサブチャネル処理部１４−ｋにおいて、デシメータ１６−２により出力されたサブチャネル信号を２分配し、虚部抽出部１８−２により虚部成分を抽出し、実部抽出部１７−２により実部成分を抽出するようにした。つまり、虚部成分の信号に対して、マルチパスの影響が及ぶ虚部成分および実部成分を抽出するようにした。さらに、実部抽出部１７−１の出力を遅延部１５−２により１サンプル遅延させたサブチャネル信号と、虚部抽出部１８−１の出力を遅延部１５−３により１サンプル遅延させ、乗算部１９−２により−１を乗算することで符号を反転させたサブチャネル信号を生成し、前記実部成分および虚部成分と合わせて４つの実数信号を要素とするように虚部サブチャネル信号ベクトルｋを構成した。これに対し、図１３に示した修正ＤＦＴ変調分析バンク１０２では、実部成分の信号に対してマルチパス等の影響を受けた実部成分のみを抽出し、虚部成分の信号に対してマルチパス等の影響を受けた虚部成分のみを抽出している。本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１では、線形等化器６において互いに干渉成分を打ち消すことが可能な実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋを、分析バンク５−１のサブチャネル処理部１４−ｋにて生成し、擬似的に直交性を取り戻せるようにしている。
【００５１】
このように、実部抽出部１７−１の出力する実数サブチャネル信号、虚部抽出部１８−１の出力する実数サブチャネル信号、虚部抽出部１８−２の出力する実数サブチャネル信号、および実部抽出部１７−２の出力する実数サブチャネル信号は、それぞれを要素とする実部サブチャネル信号ベクトルｋとしてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。また、虚部抽出部１８−２の出力する実数サブチャネル信号、乗算器１９−１の出力する実数サブチャネル信号、遅延器１５−２の出力する実数サブチャネル信号、および乗算器１９−２の出力する実数サブチャネル信号は、それぞれを要素とする虚部サブチャネル信号ベクトルｋとしてサブチャネル処理部１４−ｋから出力される。
【００５２】
なお、実部抽出部１７−１により抽出される実数サブチャネル信号を
2010098471.tif 000003
とし、虚部抽出部１８−１により抽出される実数サブチャネル信号を
2010098471.tif 000004
とし、虚部抽出部１８−２により抽出される実数サブチャネル信号を
2010098471.tif 000005
とし、実部抽出部１７−２により抽出される実数サブチャネル信号を
2010098471.tif 000006
とすると、実部サブチャネル信号ベクトルｋは、以下のようになる。
【数１】
2010098471.tif 000007
ここで、上付きのＴは転置を、下付きのｋはサブチャネルを、上付きのＲおよびＩはそれぞれ実部および虚部を、ｚＭは最大間引きレートであること、すなわちサンプル間隔がシンボル長の１／Ｍであることを示す。
【００５３】
一方、虚部サブチャネル信号ベクトルｋは、以下のようになる。
【数２】
2010098471.tif 000008
【００５４】
以上のように、分析バンク５の第１の構成（分析バンク５−１）によれば、実部サブチャネル信号ベクトルｋを生成すると共に、この実部サブチャネル信号ベクトルｋに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルｋを生成するようにした。また、式（２）に示したように、実部サブチャネル信号ベクトルｋから虚部サブチャネル信号ベクトルｋへの変換は、定数である変換行列により行われる。これにより、後段の線形等化器６において、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋに対して異なる等化係数を用いることなく、両ベクトルにそれぞれ共通の等化係数を用いて線形等化を行うことができ好適である。
【００５５】
〔分析バンク（ポリフェーズ構成）〕
次に、図１に示した分析バンク５の第２の構成（ポリフェーズ構成）について説明する。図４は、分析バンク５の第２の構成を示すブロック図である。この分析バンク５−２は、遅延器２１、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２およびサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）を備えている。分析バンク５−２は、直交復調部４から等価ベースバンド信号が入力され、実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１を生成して出力する。
【００５６】
図１に示した直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２１へ、他方がポリフェーズ分析バンク２２−１へ入力される。遅延器２１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号をＭ／２サンプル遅延させる。遅延器２１の出力する等価ベースバンド信号はポリフェーズ分析バンク２２−２へ入力される。
【００５７】
ポリフェーズ分析バンク２２−１は、直交復調部４から入力される等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成する。ポリフェーズ分析バンク２２−１の出力するサブチャネル信号０〜Ｍ−１はサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）へ入力される。
【００５８】
ポリフェーズ分析バンク２２−２は、遅延器２１から入力される等価ベースバンド信号をポリフェーズ分析し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成する。ポリフェーズ分析バンク２２−２の出力するサブチャネル信号０〜Ｍ−１はサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）へ入力される。
【００５９】
サブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）は、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２から入力されるそれぞれのサブチャネル信号０〜Ｍ−１に、サブチャネル毎の処理を行い、実部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１および虚部サブチャネル信号ベクトル０〜Ｍ−１、すなわち実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋ（サブチャネル信号ベクトルｋ）を生成して出力する。
【００６０】
〔ポリフェーズ分析バンク〕
次に、図４に示したポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２について説明する。図５は、ポリフェーズ分析バンク２２−１，２２−２の構成を示すブロック図である。このポリフェーズ分析バンク２２は、遅延器２４−１〜２４−（Ｍ−１）、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）、ポリフェーズフィルタ２６−０〜２６−（Ｍ−１）、ＦＦＴ部２７および乗算部２８−０〜２８−（Ｍ−１）を備えている。ポリフェーズ分析バンク２２は、等価ベースバンド信号を入力し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成して出力する。
【００６１】
ポリフェーズ分析バンク２２に入力される等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２４−１へ、他方がデシメータ２５−０に入力される。遅延器２４−１は、入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−１の出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が遅延器２４−２へ、他方がデシメータ２５−１へ入力される。
【００６２】
同様に、遅延器２４−ｋ（２≦ｋ＜Ｍ−１）は、前段の遅延器２４−（ｋ−１）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−ｋの出力する等価ベースバンド信号は２分配され、一方が後段の遅延器２４−（ｋ＋１）へ、他方がデシメータ２５−ｋへ入力される。
【００６３】
遅延器２４−（Ｍ−１）は、遅延器２４−（Ｍ−２）から入力される等価ベースバンド信号を１サンプル遅延させる。遅延器２４−（Ｍ−１）の出力する等価ベースバンド信号はデシメータ２５−（Ｍ−１）へ入力される。
【００６４】
デシメータ２５−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号に対し、比Ｍのデシメーション処理を行う。デシメータ２５−ｋの出力するデシメーション後の等価ベースバンド信号はポリフェーズフィルタ２６−ｋへ入力される。
【００６５】
ポリフェーズフィルタ２６−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、デシメータ２５−ｋから入力されるデシメーション後の等価ベースバンド信号にポリフェーズフィルタ処理を行う。ポリフェーズフィルタ２６−ｋの出力するポリフェーズフィルタ処理後の等価ベースバンド信号はＦＦＴ部２７へ入力される。
【００６６】
ポリフェーズフィルタＥｋ（ｚ）は、プロトタイプフィルタｐ（ｎ）のＴｙｐｅ１のポリフェーズ成分であり、以下の式で表される。
【数３】
2010098471.tif 000009
ここで、Ｎはプロトタイプフィルタのフィルタ長を、Ｍはサブチャネル数を示す自然数を、ｋは任意のサブチャネルをそれぞれ示す。
【００６７】
ＦＦＴ部２７は、ポリフェーズフィルタ２６−ｋから入力されるポリフェーズフィルタ処理後のそれぞれの等価ベースバンド信号をＦＦＴ処理する。ＦＦＴ部２７の出力するＭ個のサブチャネル信号はそれぞれ乗算部２８−ｋへ入力される。
【００６８】
乗算部２８−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）は、ＦＦＴ部２７から入力されるサブチャネル信号にｊＭ−ｋを乗算する。ただしｊは虚数単位である。乗算部２８−ｋの出力するサブチャネル信号ｋは、図４に示すサブチャネル処理部２３−ｋへ入力される。
【００６９】
このように、ポリフェーズ分析バンク２２は、等価ベースバンド信号を入力し、サブチャネル信号０〜Ｍ−１を生成してサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）に出力する。以下、ポリフェーズ分析バンク２２−１の出力するサブチャネル信号をｋ１とし、ポリフェーズ分析バンク２２−２の出力するサブチャネル信号をｋ２とする。
【００７０】
〔分析バンク（ポリフェーズ構成）のサブチャネル処理部〕
次に、図４に示したサブチャネル処理部２３−０〜２３−（Ｍ−１）について説明する。図６は、サブチャネル処理部２３−ｋ（０≦ｋ≦Ｍ−１）の構成を示すブロック図である。このサブチャネル処理部２３−ｋは、実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２を備えている。サブチャネル処理部２３−ｋは、図４および図５に示したポリフェーズ分析バンク２２−１からサブチャネル信号ｋ１を入力すると共に、ポリフェーズ分析バンク２２−２からサブチャネル信号ｋ２を入力し、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋを生成して出力する。
【００７１】
サブチャネル処理部２３−ｋと図３に示したサブチャネル処理部１４−ｋとを比較すると、図３に示したサブチャネル処理部１４−ｋは、サブチャネル信号ｋが入力され、遅延器１５およびデシメータ１６−１，１６−２を備えているのに対し、サブチャネル処理部２３−ｋは、サブチャネル信号ｋ１，ｋ２が入力され、遅延器１５に相当する遅延器およびデシメータ１６−１，１６−２に相当するデシメータを備えていない点で相違する。
【００７２】
サブチャネル処理部２３−ｋの実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２は、それぞれ図３に示したサブチャネル処理部１４−ｋの実部抽出部１７−１，１７−２、虚部抽出部１８−１，１８−２、遅延器１５−２，１５−３および乗算器１９−１，１９−２に相当する。これらの構成については既に図３において説明済みであるから、ここでは説明を省略する。
【００７３】
なお、図４、図５および図６において、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）の前段に設けられた遅延器２１，２４−１，２４−２は、最大間引きレートのＭ倍で動作する。また、デシメータ２５−０〜２５−（Ｍ−１）の後段に設けられたポリフェーズフィルタ２６−０〜２６−（Ｍ−１）、ＦＦＴ部２７、乗算部２８−０〜２８−（Ｍ−１）、実部抽出部２９−１，２９−２、虚部抽出部３０−１，３０−２、遅延器３１−１，３１−２および乗算器３２−１，３２−２は、最大間引きレートで動作する。しかし、ポリフェーズ分析バンク２２−１および２２−２それぞれから最大間引きレートのサブチャネル信号ｋ１，ｋ２が入力され、間引きが行われることなくサブチャネル信号ベクトルｋが出力されるため、サブチャネル処理部２３−ｋ全体として、実質的に、最大間引きレートの２倍で動作する。
【００７４】
以上のように、分析バンク５の第２の構成（分析バンク５−２）によれば、分析バンク５−１と同様に、実部サブチャネル信号ベクトルｋを生成すると共に、この実部サブチャネル信号ベクトルｋに基づいて虚部サブチャネル信号ベクトルｋを生成するようにした。また、式（２）に示したように、実部サブチャネル信号ベクトルｋから虚部サブチャネル信号ベクトルｋへの変換は、定数である変換行列により行われる。これにより、後段の線形等化器６において、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋに対して異なる等化係数を用いることなく、両ベクトルにそれぞれ共通の等化係数を用いて線形等化を行うことができ好適である。
【００７５】
〔線形等化器〕
次に、図１に示した線形等化器６について説明する。図７は、線形等化器６の構成を示すブロック図である。この線形等化器６は、等化器４１−１，４１−２、乗算部４２および加算部４３を備えている。線形等化器６は、図１に示した分析バンク５から実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋが入力され、サブチャネル毎に、実部サブチャネル信号ベクトルｋおよび虚部サブチャネル信号ベクトルｋがそれぞれ等化器４１−１，４１−２により等化係数を用いて等化され、複素キャリヤシンボルを出力する。
【００７６】
図１に示した分析バンク５の出力する実部サブチャネル信号ベクトルｋは等化器４１−１へ入力され、虚部サブチャネル信号ベクトルｋは等化器４１−２へ入力される。また、図示していないが、図１に示した等化係数算出部７の出力する等化係数は等化器４１−１，４１−２へ入力される。等化器４１−１は、分析バンク５から入力される実部サブチャネル信号ベクトルｋを、等化係数算出部７から入力される等化係数で等化し、等化器４１−２は、分析バンク５から入力される虚部サブチャネル信号ベクトルｋを、等化係数算出部７から入力される等化係数で等化する。等化器４１−１の出力する等化後の実部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）は加算部４３へ入力され、等化器４１−２の出力する等化後の虚部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）は乗算部４２へ入力される。
【００７７】
乗算部４２は、等化器４１−２から入力されたキャリヤシンボルに１ｊを乗算する。乗算部４２の出力する、１ｊが乗算されたキャリヤシンボルは加算部４３へ入力される。
【００７８】
加算部４３は、等化器４１−１から入力されたキャリヤシンボルと、乗算部４２から入力されたキャリヤシンボルとを加算し、複素キャリヤシンボルを生成する。加算部４３の出力する複素キャリヤシンボルは図１に示した等化係数算出部７およびデマッピング部８へ入力される。
【００７９】
〔等化器〕
次に、図７に示した等化器４１−１，４１−２について説明する。図８は、等化器４１−１，４１−２の構成を示すブロック図である。この等化器４１は、適応フィルタ４４−１〜４４−４および加算部４５を備えている。等化器４１は、分析バンク５の出力する実部サブチャネル信号ベクトルｋまたは虚部サブチャネル信号ベクトルｋをサブチャネル毎に、等化係数算出部７の出力する等化係数で等化し、実部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）または虚部サブチャネル信号ｋ（キャリヤシンボル）を出力する。
【００８０】
適応フィルタ４４−１〜４４−４は、分析バンク５から入力される実部サブチャネル信号ベクトルｋである
2010098471.tif 000010
の要素、または虚部サブチャネル信号ベクトルｋである
2010098471.tif 000011
の要素を、図１に示した等化係数算出部７から入力される等化係数によりフィルタ処理する。適応フィルタ４４−１〜４４−４の出力するフィルタ処理後の実部サブチャネル信号ベクトルｋの要素または虚部サブチャネル信号ベクトルｋの要素は加算部４５へ入力される。
【００８１】
加算部４５は、適応フィルタ４４−１〜４４−４から入力されるフィルタ処理後の実部サブチャネル信号ベクトルｋの要素または虚部サブチャネル信号ベクトルｋの要素を加算する。加算部４５の出力する等化後の実部サブチャネル信号（キャリヤシンボル）は、図７に示した加算部４３へ入力される。また、加算部４５の出力する等化後の虚部サブチャネル信号（キャリヤシンボル）は、図７に示した乗算部４２へ入力される。
【００８２】
〔等化係数算出部〕
次に、図１に示した等化係数算出部７について説明する。図９は、等化係数算出部７の構成を示すブロック図である。この等化係数算出部７は、パイロット信号抽出部５１、パイロット信号生成部５２、減算部５３および等化係数最適化部５４を備えている。等化係数算出部７は、分析バンク５から実部サブチャネル信号ベクトルｋまたは虚部サブチャネル信号ベクトルｋが入力され、線形等化器６から等化後のサブチャネル信号（複素キャリヤシンボル）が入力され、パイロット信号を参照信号として、最小２乗誤差規範に基づいて等化係数を生成して出力する。すなわち、等化係数算出部７は、実部サブチャネル信号ベクトルｋから生成した実部用の等化係数を、線形等化器６の等化器４１−１に出力し、虚部サブチャネル信号ｋから生成した虚部用の等化係数を、線形等化器６の等化器４１−２に出力する。
【００８３】
パイロット信号抽出部５１は、線形等化器６から入力される等化後のサブチャネル信号である受信信号に含まれるパイロット信号を抽出する。パイロット信号抽出部５１の出力するパイロット信号は減算部５３へ入力される。
【００８４】
パイロット信号生成部５２は、予め振幅および位相が決められている既知のパイロット信号を生成する。パイロット信号生成部５２の出力する既知のパイロット信号は減算部５３へ入力される。
【００８５】
減算部５３は、パイロット信号生成部５２から入力される既知のパイロット信号から、パイロット信号抽出部５１から入力されるパイロット信号を減算して誤差を生成する。減算部５３の出力する誤差は等化係数最適化部５４へ入力される。
【００８６】
等化係数最適化部５４は、分析バンク５から入力される実部サブチャネル信号ベクトルまたは虚部サブチャネル信号ベクトル、および減算部５３から入力される誤差を用いて、その誤差が最小となるように、最小２乗誤差規範に基づいて等化係数を算出し更新する。等化係数更新アルゴリズムとしてはＬＭＳやＲＬＳなどを用いることができる。これらのアルゴリズムは公知であるため、ここでは説明を省略する。なお、等化係数最適化部５４は、実部サブチャネル信号ベクトルから実部用の等化係数を最適化する場合、減算部５３から入力される誤差のうち実部成分を用いて処理を行う。また、虚部サブチャネル信号ベクトルから虚部用の等化係数を最適化する場合、減算部５３から入力される誤差のうち虚部成分を用いて処理を行う。
【００８７】
ここで、前述のように、分析バンク５が生成する実部サブチャネル信号ベクトルｋと虚部サブチャネル信号ベクトルｋとは、式（２）により、定数である変換行列を用いて変換できる関係にあるから、図７および図８に示した等化器４１−１，４１−２では、共通の等化係数を用いて線形等化を行うことができる。したがって、等化係数算出部７は、実部サブチャネル信号ベクトルｋから生成した実部用の等化係数を、線形等化器６の等化器４１−１に出力し、虚部サブチャネル信号ベクトルｋから生成した虚部用の等化係数を、線形等化器６の等化器４１−２に出力することに代えて、実部用の等化係数を等化器４１−１，４１−２に出力するようにしてもよい。または、虚部用の等化係数を等化器４１−１，４１−２に出力するようにしてもよい。この場合、１つのパイロット信号の実部成分または虚部成分のうちのいずれか一つの成分を用いて、実部用および虚部用の共通の等化係数を更新することができる。つまり、一つのパイロット信号の実部成分および虚部成分の２つの成分を用いて、実部用および虚部用の共通の等化係数を２回更新することができる。
【００８８】
〔シミュレーション結果〕
次に、計算機シミュレーションにより求めた結果について説明する。図１４は、図１に示したマルチキャリヤ変調信号受信装置１について、計算機シミュレーションにより求めた、１波マルチパス環境におけるマルチパス遅延時間に対する等化後のＭＥＲ（変調誤差比：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）を示す図である。（１）は、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１の特性を示しており、（２）は、従来のＯＦＤＭ受信装置の特性を示している。また、マルチパスのＤ／Ｕは３ｄＢ、Ｃ／Ｎは４０ｄＢとし、縦軸がＭＥＲ（ｄＢ）であり、横軸がシンボル長によって正規化したマルチパスの遅延時間である。また、従来のＯＦＤＭ受信装置ではＧＩ比を１／８とし、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１では重複係数を４としている。
【００８９】
従来のＯＦＤＭ受信装置の特性を示す（２）によれば、マルチパスの遅延時間がＧＩ長内の場合は（正規化遅延時間≦０．１２５の場合は）良好な受信特性になっているが、遅延時間がＧＩ長を越えた場合は（正規化遅延時間＞０．１２５の場合は）等化後のＭＥＲが大幅に劣化していることがわかる。これに対し、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１の特性を示す（１）によれば、マルチパスの遅延時間が長くなってもマルチパス等化が行われており、全体的に良好な受信特性になっていることがわかる。
【００９０】
また、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１ではＧＩが挿入されておらず、従来のＯＦＤＭ受信装置ではＧＩ比が１／８である。これにより、マルチキャリヤ変調信号受信装置１において単位時間あたりの伝送効率を１とした場合、従来のＯＦＤＭ受信装置では、ＧＩにより単位時間あたりの伝送効率が８／９となる。したがって、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１を用いることにより、伝送容量を拡大することができる。
【００９１】
以上のように、本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置１によれば、受信信号を実質的に最大間引きレートの２倍で動作する修正ＤＦＴ変調分析バンクである分析バンク５を備え、この分析バンク５が、本来の出力信号の他に、その出力信号とは実部成分および虚部成分が逆である（対となる）出力信号も合わせたサブチャネル信号ベクトル、すなわち、実部サブチャネル信号ベクトル（４つの成分からなる信号）および虚部サブチャネル信号ベクトル（４つの成分からなる信号）の２種類の信号を出力するようにした。つまり、サブチャネル信号から２つの実部成分および２つの虚部成分を抽出し、これらの４つの成分からなる実部サブチャネル信号ベクトルを出力すると共に、実部サブチャネル信号ベクトルにおける２つの実部成分から２つの虚部成分を生成し、実部サブチャネル信号ベクトルにおける２つの虚部成分から２つの実部成分を生成し、これらの４つの成分からなる虚部サブチャネル信号ベクトルを出力するようにした。また、線形等化器６が、分析バンク５により最大間引きレートの２倍で処理された２種類の信号を線形等化するようにした。これにより、ＧＩのような冗長な情報を伝送することなく、マルチパスに対する耐性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明の実施形態によるマルチキャリヤ変調信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】分析バンクの第１の構成を示すブロック図である。
【図３】図２のサブチャネル処理部の構成を示すブロック図である。
【図４】分析バンクの第２の構成を示すブロック図である。
【図５】図４のポリフェーズ分析バンクの構成を示すブロック図である。
【図６】図４のサブチャネル処理部の構成を示すブロック図である。
【図７】線形等化器の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の等化器の構成を示すブロック図である。
【図９】等化係数算出部の構成を示すブロック図である。
【図１０】一般的なトランスマルチプレクサの構成を示すブロック図である。
【図１１】ＯＦＤＭをトランスマルチプレクサとして表現したときの構成を示すブロック図である。
【図１２】修正ＤＦＴ変調合成バンクの構成を示すブロック図である。
【図１３】修正ＤＦＴ変調分析バンクの構成を示すブロック図である。
【図１４】計算機シミュレーションにより求めた、マルチパス遅延時間に対する等化後のＭＥＲを示す図である。
【符号の説明】
【００９３】
１  マルチキャリヤ変調信号受信装置
２  周波数変換部
３  Ａ／Ｄ変換部
４  直交復調部
５  分析バンク
６  線形等化器
７  等化係数算出部
８  デマッピング部
９  パラレルシリアル変換部
１１  遅延器
１２  分析フィルタ
１３  デシメータ
１４  サブチャネル処理部
１５  遅延器
１６  デシメータ
１７  実部抽出部
１８  虚部抽出部
１９  乗算器
２１  遅延器
２２  ポリフェーズ分析バンク
２３  サブチャネル処理部
２４  遅延器
２５  デシメータ
２６  ポリフェーズフィルタ
２７  ＦＦＴ部
２８  乗算部
２９  実部抽出部
３０  虚部抽出部
３１  遅延器
３２  乗算器
４１  等化器
４２  乗算部
４３  加算部
４４  適応フィルタ
４５  加算部
５１  パイロット信号抽出部
５２  パイロット信号生成部
５３  減算部
５４  等化係数最適化部
１００  トランスマルチプレクサ
１０１  修正ＤＦＴ変調合成バンク
１０２  修正ＤＦＴ変調分析バンク
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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