(57)【要約】      （修正有）【課題】SC-FDE伝送方式にFFTを用いたフェージング補償方式及び高精度フェージング推定・等化手法を提供する。【解決手段】フレーム構成を間欠的パイロットシンボルとDFT処理を施した情報シンボルの多重で行い、フェージング推定を間欠的パイロットシンボルを用いたMMSE推定、フェージング等化を間欠的パイロットシンボルを用いたSINR基準MMSE等化により実現する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル移動体無線通信方式における，送受信機ともに単一のアンテナを用いたSISO（Single-Input Single-Output）伝送のうち、FFT（Fast Fourier Transform）を用いたフェージング補償方式をSC-FDE（Single Carrier -Frequency Domain Equalization）伝送方式に適用した伝送方式。
【請求項２】
請求項1に記載の伝送方式において、間欠的パイロットシンボルとDFT（Discrete Fourier Transform）処理を施した情報シンボルの周波数領域多重フレーム構成による伝送を行うことを特徴とする伝送方式。
【請求項３】
請求項1に記載の伝送方式において、間欠的パイロットシンボルから推定したフェージング推定系列を用いてSINR（Signal to Interference and Noise Ratio）基準MMSE（Minimum Mean Square Error）等化を行うことを特徴とする伝送方式。
【請求項４】
請求項1に記載の伝送方式において、間欠的パイロットシンボルを用いたフェージング変動をMMSE推定により推定して保証することを特徴とする伝送方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル移動体無線通信における伝送方式に関するものである。高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform, FFT, 以下FFT）を用いたフェージング推定方式をSC-FDE（Single Carrier -Frequency Domain Equalization）伝送方式に適用する手法について、間欠的パイロットシンボルと離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform, DFT, 以下DFT）処理を施した情報シンボルの多重で互いに直交したフレーム構成を可能にし、フェージング推定系列を用いたSINR（Signal to Interference and Noise Ratio）基準によるMMSE（Minimum Mean Square Error）等化、間欠的パイロットシンボルを用いたフェージング変動のMMSE（Minimum Mean Square Error）推定を行うことで優れたビット誤り率（Bit Error Ratio, BER, 以下BER）特性、PAPR（Peak to Average Power Ratio）特性を実現させる方法を提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
第1の従来技術としてガウス内挿補間方式がある。この方式は線形補間とも呼ばれ、パイロットシンボルから得られるフェージング変動量を元に内挿補間式でパイロットシンボル間のフェージング変動補間を行う。
【０００３】
また、第2の従来技術としてOFDM伝送方式において間欠的パイロットシンボルを挿入する伝送方式がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、ガウス内挿補間方式では、フェージング変動が速くなる場合の追従性が低くフェージング変動の補間の精度が悪い、またフェージング変動の補間精度を上げるため高次の内挿補間式を用いると計算が複雑化してしまうため計算時間による遅延が発生してしまう、等が問題になる。
【０００５】
また、シングルキャリア（Single Carrier, SC, 以下SC）伝送は周波数帯域幅全体で時間信号波形を成しているため、周波数領域のある1点にチャネル推定のためにパイロットシンボルを挿入すると、時間信号全体に影響を及ぼしてしまいシンボル間干渉が発生してしまう問題がある。
【０００６】
本発明は、上記従来の実情に鑑みてなされたものであって、デジタル移動体無線通信においてSC-FDE伝送方式にFFTを用いたフェージング補償方式及び高精度フェージング推定・等化手法を適用する手法について、フレーム構成を間欠的パイロットシンボルとDFT処理を施した情報シンボルの多重で行い、フェージング推定を間欠的パイロットシンボルを用いたMMSE推定、フェージング等化を間欠的パイロットシンボルを用いたSINR基準MMSE等化により実現する伝送方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明に於ける第１の発明は、デジタル移動体無線通信方式における，送受信機ともに単一のアンテナを用いたSISO（Single-Input Single-Output）伝送のうち、FFT（Fast Fourier Transform）を用いたフェージング補償方式をSC-FDE（Single Carrier -Frequency Domain Equalization）伝送方式に適用した伝送方式にある（請求項１）。
【０００８】
また、本発明に於ける第2の発明は、請求項1に記載の伝送方式において、間欠的パイロットシンボルとDFT（Discrete Fourier Transform）処理を施した情報シンボルの周波数領域多重フレーム構成による伝送を行うことを特徴とする伝送方式にある（請求項２）。
【０００９】
また、本発明に於ける第3の発明は、請求項1に記載の伝送方式において、間欠的パイロットシンボルから推定したフェージング推定系列を用いてSINR（Signal to Interference and Noise Ratio）基準MMSE（Minimum Mean Square Error）等化を行うことを特徴とする伝送方式にある（請求項３）。
【００１０】
また、本発明に於ける第4の発明は、請求項1に記載の伝送方式において、間欠的パイロットシンボルを用いたフェージング変動をMMSE推定により推定して保証することを特徴とする伝送方式にある（請求項４）。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。まず、本発明の構成を説明し、続いて伝送特性を雑音環境やマルチパスフェージング環境における誤り率特性のシミュレーション結果を用いて説明する。
【００１２】
本発明におけるフレーム構成図を図１に示す。また、本発明のブロック図２に示す。周波数領域のパイロットシンボル配置間隔をNf、時間方向における配置間隔をNt、1フレームのシンボル数すなわちFFTポイント数をNとおくと、パイロットフレームにおけるパイロットシンボル以外のシンボル数は(Nf -1)N/Nfである。この部分に情報シンボルを割り当てる。その割り当ては、(Nf -1)N/ Nfシンボル数の情報シンボルをDFTにより周波数領域のシンボルとし、空いているシンボルに順番に当てはめる方法を用いる。
【００１３】
本発明の詳しいフレーム構成について説明する。k, lをそれぞれ周波数、時間方向のシンボル番号、送信信号（1フレームを構成する信号）をS(k, l)、パイロット信号をSp(k)、 フェージング変動をH(k, l)、通信路で加わる白色ガウス雑音をN(k, l)、受信信号をR(k, l)として、まず1フレーム中のパイロットシンボルの個数Npfを次式で定義する。
【００１４】
【数１】
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【００１５】
パイロットシンボルが含まれるフレームの周波数領域番号を、パイロットシンボル番号をpとして次式で定義する。
【００１６】
【数２】
2010192977.tif 000004
【００１７】
パイロットシンボルが含まれるフレームにおけるパイロットシンボルの配置は、次式で表される。
【００１８】
【数３】
2010192977.tif 000005
【００１９】
ここで、パイロットシンボルが含まれるフレームに挿入する情報シンボルDqlは、情報シンボル数(Nf -1)Npfで構成される時間信号dqlをFFTして作成されたスペクトル信号になり、次式で表される。
【００２０】
【数４】
2010192977.tif 000006
【００２１】
よって、パイロットシンボルが含まれるフレームにおける情報シンボルの配置は、次式で表される。
【００２２】
【数５】
2010192977.tif 000007
【００２３】
次に、情報フレームの情報シンボルは周波数帯域幅全体を用いるため、情報シンボル数Nとして構成される時間信号dl ’をFFTして作成されたスペクトル信号になり、次式で表される。
【００２４】
【数６】
2010192977.tif 000008
【００２５】
よって、情報フレームにおける情報シンボルの配置は、次式で表される。
【００２６】
【数７】
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【００２７】
次に、受信側における情報シンボル抽出方法について説明する。周波数領域でフェージング等化された受信信号を
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としたとき、パイロットシンボルが含まれるフレームの情報シンボルの抽出は、まず周波数領域シンボルXとして抜き出す。これは次式で表される。
【００２８】
【数８】
2010192977.tif 000011
【００２９】
そして、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform, IFFT, 以下IFFT））により時間領域に領域変換する事で元の情報シンボルxを得る。これは次式で表される。
【００３０】
【数９】
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【００３１】
情報フレームについての情報シンボル抽出は、まず周波数領域シンボルX’として抜き出す。これは次式で表される。
【００３２】
【数１０】
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【００３３】
そして、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform, IFFT, 以下IFFT））により時間領域に領域変換する事で元の情報シンボルx’を得る。これは次式で表される。
【００３４】
【数１１】
2010192977.tif 000014
【００３５】
本発明におけるMMSE推定によるフェージング変動推定について説明する。受信側で間欠的パイロットシンボル値は既知である事を用いて、雑音N(k, l)の平均電力をσ2とするとMMSE推定によるフェージング変動推定値
2010192977.tif 000015
は次式で表される。
【００３６】
【数１２】
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【００３７】
本発明におけるSINR基準によるフェージング変動のMMSE等化について説明する。まず、受信したパイロットシンボルのゼロ・フォーシング（Zero Forcing, ZF, 以下ZF）等化を行なう。簡単のためk, lは省略すると、等化後の受信信号SZF(k, l)は次式で表される。
【００３８】
【数１３】
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【００３９】
高速フェージング変動で生じる符号間干渉成分ΔSの電力と雑音Nの電力を求めるため、数１３を用いて式展開する。その式展開は次式で表される
【００４０】
【数１４】
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【００４１】
ここで符号間干渉成分ΔSと雑音Nは無相関であるので、それぞれの積の平均は次式で表される。
【００４２】
【数１５】
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【００４３】
また、ΔSと雑音Nの絶対値はそれぞれ平均電力として次式で表される。
【００４４】
【数１６】
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【００４５】
以上より、高速フェージング変動で生じる符号間干渉成分ΔSの電力と雑音Nの平均電力は、次式で表される。
【００４６】
【数１７】
2010192977.tif 000021
【００４７】
この間欠的パイロットシンボルを用いて求めた平均電力により受信信号のMMSE等化を行なう。この重みW’MMSEは次式で表される。
【００４８】
【数１８】
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【００４９】
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【００５０】
【数１９】
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【００５１】
本発明で用いる窓関数は、ブラックマン窓関数を用いる。ブラックマン窓関数は次式で表される。
【００５２】
【数２０】
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【００５３】
ここでNptは一回の操作で用いるパイロットシンボルの数を示す変数として。次にｍ，ｎそれぞれをｋ，ｌに対応した領域変換後のシンボル番号とすると、数１９の系列Ｇ（ｋ，ｌ）は2次元FFTにより領域変換するとｇ（ｍ，ｎ）として次式で表される。
【００５４】
【数２１】
2010192977.tif 000026
【００５５】
そして数２１の系列ｇ（ｍ，ｎ）の時間・周波数両方向の帯域外に0を挿入する。ｍ′，ｎ′をそれぞれｍ，ｎに対応した領域拡張後のシンボル番号とし、Nf Npf ×2NtNpt個の系列ｇ′（ｍ′，ｎ′）は次式で表される。
【００５６】
【数２２】
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【００５７】
この操作により、推定系列はパイロットシンボルを取り出したフレームと同じ大きさに拡張される。従って再び2次元IFFTによって領域変換し元の領域に戻すことで、パイロットシンボル間のフェージング変動が補間された推定系列を得ることができる。ｐ，ｑをそれぞれｍ′，ｎ′に対応した領域変換後のシンボル番号とすると、次式で表される。
【００５８】
【数２３】
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【００５９】
最後に時間方向の窓関数を除算により取り除き、推定精度が劣化している時間方向の両端を除いたNf Npf ×NtNpt個の系列が最終的な推定系列となる。その系列は次式で表される。
【００６０】
【数２４】
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【実施例】
【００６１】
次は、本発明のシステムの計算機シミュレーションを行い、その特性を比較していく。通信路はSISOシステムであり、各送受信アンテナ間はマルチパス数10の電力3dB指数減衰レイリーフェージング通信路（Rayleigh fading channel）としている。この通信路の遅延プロファイルを図3に示す。
【００６２】
各パラメータは、グレイマッピングQPSK変調、FFTポイント数N=64、1サンプル時間Ts、サイクリックプレフィックス長を10Ts、周波数方向のパイロットシンボル挿入間隔Nf =4、時間方向のパイロットシンボル挿入間隔Nt =4、パイロットシンボルはCAZAC（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）方式を適用、ロールオフ率在るα=0.5、時間方向の一括補償フレーム数Npt=4としている。
【００６３】
図4に計算機シミュレーションによるEb/N0=0 乃至50[dB]のときのBER特性を示し、図5に計算機シミュレーションによるfdTSに対するBER特性を示す。図4、5は比較対象として既存手法であるFFTを用いたフェージング補償方式を適用したOFDM伝送方式のBER特性を示す。図6に計算機シミュレーションによるPAPR特性を示す。図6には、比較対象としてSC伝送のPAPR特性、マルチキャリア（Multi Carrier, MC, 以下MC）伝送(OFDM)のPAPR特性を示す。図4、5から本発明のBER特性が既存手法よりも優れていることが確認できる。また、図6から本発明のPAPR特性がMC伝送よりも優れていることが確認できる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
デジタル無線通信方式におけるフェージング推定・等化方式に関するものである。SISOシステムにおいて、簡易な構成で優れたBER特性、PAPR特性を実現させる方法として利用可能性がある。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明におけるフレーム構成を示す図である。
【図２】本発明における伝送方式のブロック図を示す図である。
【図３】マルチパス通信路モデルの概略を示すモデル図である。
【図４】シミュレーションの結果を示す図で、Eb/N0=0 ~50[dB]の場合のBER特性を示している。
【図５】シミュレーションの結果を示す図で、Eb/N0=40[dB]の場合のBER特性を示している。
【図６】シミュレーションの結果を示す図で、PAPR特性を示している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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