(57)【要約】【課題】直交検波等によって得られた複素ベースバンド信号に対し、データ補間処理を行うことなく、従来よりも連続的な遅延量を用いて高精度の整相加算を行う受信フォーカス処理を実現する。【解決手段】超音波診断装置は、複数の超音波トランスデューサの各々から出力される受信信号に対して直交検波処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成する信号処理手段と、複素ベースバンド信号の振幅値及び位相値を求める第１の演算手段と、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、位相値を補正する位相補正手段と、振幅値と補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を求める第２の演算手段と、複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を加算することにより整相加算信号を生成する加算手段とを具備する。【選択図】図１
2010187825.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、
前記複数の超音波トランスデューサの各々から出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成する信号処理手段と、
前記信号処理手段によって生成された複素ベースバンド信号の振幅値及び位相値を求める第１の演算手段と、
受信フォーカスと前記複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、前記第１の演算手段によって求められた位相値を補正する位相補正手段と、
前記第１の演算手段によって求められた振幅値と前記位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を求める第２の演算手段と、
前記第２の演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を加算することにより整相加算実数信号又は整相加算虚数信号を生成する加算手段と、
を具備する超音波診断装置。
【請求項２】
前記第２の演算手段が、前記第１の演算手段によって求められた振幅値と前記位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び虚数成分を求め、
前記加算手段が、前記第２の演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成すると共に、前記第２の演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成する、請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記加算手段によって求められた整相加算実数信号と整相加算虚数信号との自乗和の平方根に基づいて、超音波診断画像を表す画像信号を生成する画像信号生成手段をさらに具備する、請求項２記載の超音波診断装置。
【請求項４】
前記信号処理手段が、
前記複数の超音波トランスデューサの各々から出力される受信信号を増幅するプリアンプと、
前記プリアンプから出力される受信信号の帯域を制限するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
前記アナログ／ディジタル変換器によって変換されたディジタルの受信信号に対して直交検波処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成する直交検波処理手段と、
を含む、請求項１〜３のいずれか１項記載の超音波診断装置。
【請求項５】
前記信号処理手段が、
前記複数の超音波トランスデューサの各々から出力される受信信号を増幅するプリアンプと、
前記プリアンプから出力される受信信号の帯域を制限するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
前記アナログ／ディジタル変換器によって変換されたディジタルの受信信号に対して直交サンプリング処理を施すことにより第１の信号系列及び第２の信号系列を生成する直交サンプリング手段と、
前記直交サンプリング手段によって生成された第１及び第２の信号系列の帯域をそれぞれ制限することにより複素ベースバンド信号を生成するローパスフィルタ手段と、
を含む、請求項１〜３のいずれか１項記載の超音波診断装置。
【請求項６】
複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサの各々から出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成するステップ（ａ）と、
ステップ（ａ）において生成された複素ベースバンド信号の振幅値及び位相値を求めるステップ（ｂ）と、
受信フォーカスと前記複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、ステップ（ｂ）において求められた位相値を補正するステップ（ｃ）と、
ステップ（ｂ）において求められた振幅値とステップ（ｃ）において補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を求めるステップ（ｄ）と、
ステップ（ｄ）において前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を加算することにより整相加算実数信号又は整相加算虚数信号を生成するステップ（ｅ）と、
を具備する受信フォーカス処理方法。
【請求項７】
ステップ（ｄ）が、ステップ（ｂ）において求められた振幅値とステップ（ｃ）において補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び虚数成分を求めることを含み、
ステップ（ｅ）が、ステップ（ｄ）において前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成すると共に、ステップ（ｄ）において前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成することを含む、
請求項６記載の受信フォーカス処理方法。
【請求項８】
ステップ（ｅ）において求められた整相加算実数信号と整相加算虚数信号との自乗和の平方根に基づいて、超音波診断画像を表す画像信号を生成するステップ（ｆ）をさらに具備する、請求項７記載の受信フォーカス処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波を送受信して超音波診断画像を生成する超音波診断装置、及び、そのような超音波診断装置において用いられる受信フォーカス処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
医療分野においては、被検体の内部を観察して診断を行うために、様々な撮像技術が開発されている。特に、超音波を送受信することによって被検体の内部情報を取得する超音波撮像は、リアルタイムで画像観察を行うことができる上に、Ｘ線写真やＲＩ（radio isotope）シンチレーションカメラ等の他の医用画像技術と異なり、放射線による被曝がない。そのため、超音波撮像は、安全性の高い撮像技術として、産科領域における胎児診断の他、婦人科系、循環器系、消化器系等を含む幅広い領域において利用されている。
【０００３】
超音波撮像の原理は、次のようなものである。超音波は、被検体内における構造物の境界のように、音響インピーダンスが異なる領域の境界において反射される。そこで、超音波ビームを人体等の被検体内に送信し、被検体内において生じた超音波エコーを受信して、超音波エコーが生じた反射位置や反射強度を求めることにより、被検体内に存在する構造物（例えば、内臓や病変組織等）の輪郭を抽出することができる。
【０００４】
一般に、超音波診断装置においては、超音波の送受信機能を有する複数の超音波トランスデューサ（振動子）を含む超音波プローブが用いられる。超音波エコーを受信した振動子から出力される受信信号は、超音波の焦点からそれぞれの振動子までの距離の差に応じた遅延を伴うので、振動子の位置に応じた遅延をそれらの受信信号に与えた後にそれらの受信信号を加算することによって、特定の位置に焦点を結ぶビームフォーミング処理（受信フォーカス処理）が行われる。
【０００５】
アナログビームフォーミングのシステムにおいては、アナログディレイライン（遅延素子）のタップの刻みによって、遅延時間が数十ｎ秒ステップとなる。一方、ディジタルビームフォーミングのシステムにおいては、基本的には、遅延時間がアナログ／ディジタル変換におけるクロック精度に依存する。例えば、５０ＭＨｚのサンプリングを行った場合には、遅延時間が２０ｎ秒ステップとなる。
【０００６】
この遅延量の刻みは、いわゆる量子化サイドローブを発生させるので、より細かな刻みになるように工夫がされている。例えば、複数のサンプリングポイント間の位置におけるデータを補間によって発生させたり、あるいは、超音波エコーを受信して得られたデータ（実データ）に零値を挿入した上で低域通過フィルタ処理を施すことによって複数のサンプリングポイント間の位置におけるデータを発生させることが行われている。
【０００７】
関連する技術として、特許文献１には、１つの信号源から異なる伝達経路を通って複数のチャンネルにそれぞれ到達した信号からディジタル処理により同相成分及び直交成分を取得するマルチチャンネル・ディジタル受信装置が開示されている。この受信装置は、１つの信号源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ受信してアナログ受信信号を出力する複数チャンネルの受信手段と、各アナログ受信信号をディジタルデータに変換する複数チャンネルのＡ／Ｄ変換手段と、ディジタルデータを記憶するメモリと、所定のサンプリング間隔ΔＴごとにディジタルデータをサンプリングしてメモリに書き込む書込制御手段と、ある目的時刻ｔ０からサンプリング間隔ΔＴの整数倍の時間Ｔｍだけずれた時刻ｔｍの近傍にサンプリング時刻を持つ２つ以上のディジタルデータをメモリから読み出す読出制御手段と、メモリから読み出した２つ以上のディジタルデータを用いた補間演算によりサンプリング間隔ΔＴより小さい時間τｋだけ時刻ｔｍからずれた時刻ｔｋにおける補間ディジタルデータを算出する補間演算手段と、補間ディジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、目的時間ｔ０に応じて補間ディジタルデータまたは符号を反転したディジタルデータまたは"０"を選択する切換選択手段と、ベースバンドのみを取り出してチャンネル同相成分またはチャンネル直交成分として出力するローパスフィルタ手段と、各チャンネル同相成分を加算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チャンネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分加算手段とを具備したことを特徴とする（請求項３）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平７−３０３６３８号公報（第２頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図８は、従来のビームフォーミングにおけるサンプリング及びデータ遅延を説明するための波形図である。従来方式によれば、超音波受信信号は、ＲＦ信号の状態で整相加算される。ディジタルビームフォーミングにおいて、データの遅延は、メモリに保存されたデータの読み出しタイミングを調整することによって行われる。しかしながら、メモリに保存されたデータは、サンプリング周期の時間間隔で存在するので、遅延量として設定するには粗い。一般的に、粗い遅延量を設定する場合には、いわゆる量子化サイドローブが発生し、得られる画像にアーチファクトが含まれて画質が劣化する。
【００１０】
そこで、図９に示すように、サンプリング周期よりも細かい遅延量を設定することが求められる。図９の（ａ）は、元のデータを示しており、図９の（ｂ）は、時間ｔだけ遅延されたデータを示している。実データの間のデータを補間する方法としては、図１０に示すように、隣接する２つの実データ間を直線的に補間したり、図１１に示すように、スプライン関数によってデータを補間する等の方法がある。また、回路構成の簡便さから、図１２に示すように、実データ間に零データを挿入して低域通過フィルタ処理を施すことによって補間データを発生させる方法が用いられる。図１２の（ａ）は、零データが挿入された状態を示しており、図１２の（ｂ）は、低域通過フィルタ処理が施された状態を示している。
【００１１】
一方、受信信号（ＲＦ信号）を直交検波して複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）を生成した後に、複素ベースバンド信号に遅延を与えて整相加算することも可能である。単に直交検波を行うだけであれば、条件は、上述したＲＦ信号による整相加算と変わらない。直交検波後であれば、信号帯域が狭いので、信号帯域の倍以上のサンプリング周波数であれば再サンプルすることが可能である。即ち、元のＲＦ信号のサンプリングクロックよりも数分の1程度の遅いサンプリングクロックで再サンプルすることによって、データ数を削減することが可能である。
【００１２】
しかしながら、このとき、データのサンプル周期は逆に粗くなる。そのため、上述したような補間処理によって細かな遅延量を発生させようとすると、図１３に示すように、ＲＦ信号と比較して数倍のデータ補間処理が必要になってしまう。
【００１３】
そこで、本発明は、直交検波等によって得られた複素ベースバンド信号に対し、データ補間処理を行うことなく、従来よりも連続的な遅延量を用いて高精度の整相加算を行う受信フォーカス処理を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る超音波診断装置は、複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、複数の超音波トランスデューサの各々から出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成する信号処理手段と、信号処理手段によって生成された複素ベースバンド信号の振幅値及び位相値を求める第１の演算手段と、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、第１の演算手段によって求められた位相値を補正する位相補正手段と、第１の演算手段によって求められた振幅値と位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を求める第２の演算手段と、第２の演算手段によって複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を加算することにより整相加算実数信号又は整相加算虚数信号を生成する加算手段とを具備する。
【００１５】
また、本発明の１つの観点に係る受信フォーカス処理方法は、複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサの各々から出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成するステップ（ａ）と、ステップ（ａ）において生成された複素ベースバンド信号の振幅値及び位相値を求めるステップ（ｂ）と、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、ステップ（ｂ）において求められた位相値を補正するステップ（ｃ）と、ステップ（ｂ）において求められた振幅値とステップ（ｃ）において補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を求めるステップ（ｄ）と、ステップ（ｄ）において複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を加算することにより整相加算実数信号又は整相加算虚数信号を生成するステップ（ｅ）とを具備する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の１つの観点によれば、受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成して振幅値及び位相値を求め、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて位相値を補正して複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を求め、複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分又は虚数成分を加算することにより、直交検波等によって得られた複素ベースバンド信号に対し、データ補間処理を行うことなく、従来よりも連続的な遅延量を用いて高精度の整相加算を行う受信フォーカス処理を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の一実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す送受信部の第１の構成例を示す図である。
【図３】図１に示す送受信部の第２の構成例を示す図である。
【図４】図３に示す直交サンプリング部の動作を説明するための波形図である。
【図５】図１に示す振幅演算部及び位相演算部から遅延Ｉ信号演算部及び遅延Ｑ信号演算部までの動作を説明するための図である。
【図６】配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。
【図７】配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。
【図８】従来のビームフォーミングにおけるサンプリング及びデータ遅延を説明するための波形図である。
【図９】サンプリング周期よりも細かいデータ遅延を説明するための波形図である。
【図１０】直線的なデータ補間を説明するための波形図である。
【図１１】スプライン関数によるデータ補間を説明するための波形図である。
【図１２】低域通過フィルタ処理を用いるデータ補間を説明するための波形図である。
【図１３】複素ベースバンド信号に対するデータ補間を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。この超音波診断装置は、超音波プローブ１０と、走査制御部１１と、送信制御部１２と、送受信部２０と、振幅演算部３１と、振幅メモリ３２と、位相演算部４１と、位相メモリ４２と、位相補正部４３と、位相補正値テーブル４４と、遅延Ｉ信号演算部５１と、遅延Ｉ信号加算部５２と、遅延Ｑ信号演算部６１と、遅延Ｑ信号加算部６２と、画像信号生成部７０と、操作部９１と、制御部９２と、格納部９３とを有している。
【００１９】
超音波プローブ１０は、１次元又は２次元のトランスデューサアレイを構成する複数の超音波トランスデューサ１０ａを備えており、リニアスキャン方式、コンベックススキャン方式、セクタスキャン方式等の体外式プローブでも良いし、ラジアルスキャン方式等の超音波内視鏡用プローブでも良い。
【００２０】
複数の超音波トランスデューサ１０ａは、印加される複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、伝搬する超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する。各超音波トランスデューサは、例えば、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛：Pb(lead) zirconate titanate）に代表される圧電セラミックや、ＰＶＤＦ（ポリフッ化ビニリデン：polyvinylidene difluoride）に代表される高分子圧電素子等の圧電性を有する材料（圧電体）の両端に電極を形成した振動子によって構成される。
【００２１】
そのような振動子の電極に、パルス状又は連続波の電圧を印加すると、圧電体が伸縮する。この伸縮により、それぞれの振動子からパルス状又は連続波の超音波が発生し、それらの超音波の合成によって超音波ビームが形成される。また、それぞれの振動子は、伝搬する超音波を受信することによって伸縮し、電気信号を発生する。それらの電気信号は、超音波の受信信号として出力される。
【００２２】
走査制御部１１は、超音波ビームの送信方向及び超音波エコーの受信方向を順次設定する。送信制御部１２は、走査制御部１１において設定された送信方向に応じて、複数の遅延パターンの中から１つのパターンを選択し、そのパターンに基づいて、複数の超音波トランスデューサ１０ａの駆動信号にそれぞれ与えられる遅延時間を設定する。あるいは、送信制御部１２は、複数の超音波トランスデューサ１０ａから一度に送信される超音波が被検体の撮像領域全体に届くように遅延時間を設定しても良い。
【００２３】
複数チャンネルの送受信部２０は、送信制御部１２の制御の下で複数の駆動信号を生成して、それらの駆動信号を複数の超音波トランスデューサ１０ａに供給すると共に、複数の超音波トランスデューサ１０ａから出力される複数の受信信号に対して直交検波処理等を施すことにより複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）を生成し、生成された複素ベースバンド信号を振幅演算部３１及び位相演算部４１に供給する。
【００２４】
図２は、図１に示す送受信部の第１の構成例を示す図である。図２に示すように、各チャンネルの送受信部２０は、送信回路２１と、プリアンプ２２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３と、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）２４と、直交検波処理部２５とを含んでいる。ここで、プリアンプ２２〜直交検波処理部２５は、信号処理手段を構成している。
【００２５】
送信回路２１は、例えば、パルサによって構成されており、送信制御部１２の制御の下で駆動信号を生成して、生成された駆動信号を超音波トランスデューサ１０ａに供給する。複数チャンネルの送信回路２１は、送信制御部１２によって選択された送信遅延パターンに基づいて、複数の超音波トランスデューサ１０ａから送信される超音波が超音波ビームを形成するように複数の駆動信号の遅延量を調節して超音波プローブ１０に供給し、あるいは、複数の超音波トランスデューサ１０ａから一度に送信される超音波が被検体の撮像領域全体に届くように複数の駆動信号を超音波プローブ１０に供給する。
【００２６】
プリアンプ２２は、超音波トランスデューサ１０ａから出力される受信信号（ＲＦ信号）を増幅し、ＬＰＦ２３は、プリアンプ２１から出力される受信信号の帯域を制限することにより、Ａ／Ｄ変換におけるエリアジングを防止する。ＡＤＣ２４は、ＬＰＦ２３から出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換する。
【００２７】
直交検波処理部２５は、受信信号に対して直交検波処理を施し、複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）を生成する。図２に示すように、直交検波処理部２５は、ミキサ（掛算回路）２５ａ及び２５ｂと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５ｃ及び２５ｄとを含んでいる。
【００２８】
ミキサ２５ａが、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号に局部発振信号ｃｏｓω０ｔを掛け合わせて、ＬＰＦ２５ｃが、ミキサ２５ａから出力される信号にローパスフィルタ処理を施すことにより、実数成分を表すＩ信号が生成される。一方、ミキサ２５ｂが、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号に位相をπ／２だけ回転させた局部発振信号ｓｉｎω０ｔを掛け合わせて、ＬＰＦ２５ｄが、ミキサ２５ｂから出力される信号にローパスフィルタ処理を施すことにより、虚数成分を表すＱ信号が生成される。生成された複素ベースバンド信号は、図１に示す振幅演算部３１及び位相演算部４１に供給される。
【００２９】
図３は、図１に示す送受信部の第２の構成例を示す図である。図３に示す第２の構成例においては、図２に示す第１の構成例におけるミキサ２５ａ及び２５ｂの替わりに直交サンプリング部２５ｅが設けられている。
【００３０】
図４は、図３に示す直交サンプリング部の動作を説明するための波形図である。直交サンプリング部２５ｅは、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号をｃｏｓω０ｔの位相に同期してサンプリングして第１の信号系列を生成すると共に、受信信号をｓｉｎω０ｔの位相に同期してサンプリングして第２の信号系列を生成する。
【００３１】
再び図３を参照すると、ＬＰＦ２５ｃが、直交サンプリング部２５ｅから出力される第１の信号系列にローパスフィルタ処理を施すことにより、実数成分を表すＩ信号が生成され、ＬＰＦ２５ｄが、直交サンプリング部２５ｅから出力される第２の信号系列にローパスフィルタ処理を施すことにより、虚数成分を表すＱ信号が生成される。これにより、図３に示すミキサ２５ａ及び２５ｂを省略することができる。
【００３２】
以上において、直交検波処理部２５（図２）、直交サンプリング部２５ｅ（図３）、及び、ＬＰＦ２５ｃ及び２５ｄ（図３）は、ディジタル回路によって構成しても良いし、中央演算装置（ＣＰＵ）と、ＣＰＵに各種の処理を行わせるためのソフトウェア（プログラム）とによって構成しても良い。あるいは、直交検波処理部２５をアナログ回路によって構成することにより、ＡＤＣ２４を省略しても良い。その場合には、図１に示す振幅演算部３１及び位相演算部４１によってＡ／Ｄ変換が行われる。
【００３３】
図５は、図１に示す振幅演算部及び位相演算部から遅延Ｉ信号演算部及び遅延Ｑ信号演算部までの動作を説明するための図である。図５においては、１つの超音波トランスデューサ１０ａに対応する１チャンネル分の信号処理が示されている。
【００３４】
振幅演算部３１は、ステップＳ１１において、送受信部２０から供給される複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）に基づいて複素ベースバンド信号の振幅値Ａを求め、ステップＳ１２において、複素ベースバンド信号の振幅値Ａを再サンプルする。複素ベースバンド信号の振幅値Ａは、振幅メモリ３２に格納される。
【００３５】
また、位相演算部４１は、ステップＳ２１において、送受信部２０から供給される複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）に基づいて、複素ベースバンド信号の位相値θを求め、ステップＳ２２において、複素ベースバンド信号の位相値θを再サンプルする。複素ベースバンド信号の位相値θは、位相メモリ４２に格納される。なお、複素ベースバンド信号のサンプリングレートをそのまま用いる場合には、ステップＳ１２及びＳ２２を省略しても良い。
【００３６】
位相補正値テーブル４４には、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサ１０ａとの幾何学的な相対位置に応じて、位相演算部４１によって求められた位相値θを補正するための位相補正値φが格納されている。ステップＳ２３において、位相補正部４３は、走査制御部１１において設定された受信方向に応じて位相補正値テーブル４４から位相補正値φを読み出し、位相メモリ４２から読み出された位相値θから位相補正値φを減算することにより、補正位相値（θ−φ）を求める。これは、位相補正値φに相当する時間だけ複素ベースバンド信号を遅延させることに相当する。
【００３７】
ステップＳ１３において、遅延Ｉ信号演算部５１は、振幅演算部３１によって求められた振幅値Ａと位相補正部４３によって補正された位相値（θ−φ）とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の実数成分（遅延Ｉ信号）であるＡ・ｃｏｓ（θ−φ）を求める。また、ステップＳ２４において、遅延Ｑ信号演算部６１は、振幅演算部３１によって求められた振幅値Ａと位相補正部４３によって補正された位相値（θ−φ）とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の虚数成分（遅延Ｑ信号）であるＡ・ｓｉｎ（θ−φ）を求める。
【００３８】
再び図１を参照すると、遅延Ｉ信号加算部５２は、遅延Ｉ信号演算部５１によって複数の超音波トランスデューサ１０ａについて求められた遅延Ｉ信号を加算することにより、受信フォーカス処理を行う。この受信フォーカス処理により、超音波エコーの焦点が絞り込まれた整相加算Ｉ信号が生成される。また、遅延Ｑ信号加算部６２は、遅延Ｑ信号演算部６１によって複数の超音波トランスデューサ１０ａについて求められた遅延Ｑ信号を加算することにより、受信フォーカス処理を行う。この受信フォーカス処理により、超音波エコーの焦点が絞り込まれた整相加算Ｑ信号が生成される。
【００３９】
このように、位相値θを補正することにより、直交検波等によって得られた複素ベースバンド信号に対し、データ補間処理を行うことなく、従来よりも連続的な遅延量を用いて高精度の整相加算を行う受信フォーカス処理を実現することができる。また、整相加算回路を簡略化できると共に、自由度の高いフォーカス設定が可能となる。
【００４０】
画像信号生成部７０は、遅延Ｉ信号加算部５２によって生成された整相加算Ｉ信号と、遅延Ｑ信号加算部６２によって生成された整相加算Ｑ信号とに基づいて、超音波診断画像を表す画像信号を生成する。例えば、画像信号生成部７０は、整相加算Ｉ信号と整相加算Ｑ信号との自乗和の平方根（以下、「整相加算信号」ともいう）に基づいて、超音波診断画像を表す画像信号を生成する。なお、画像信号生成部７０は、整相加算Ｉ信号と整相加算Ｑ信号との内の一方に基づいて画像信号を生成することも可能であり、その場合には、遅延Ｑ信号演算部６１及び遅延Ｑ信号加算部６２を省略しても良いし、あるいは、遅延Ｉ信号演算部５１及び遅延Ｉ信号加算部５２を省略しても良い。
【００４１】
ここで、本発明の原理について、図６及び図７を参照しながら詳しく説明する。
図６及び図７は、配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。図６において、振動子ｐ１〜ｐ９の上にあるマトリックスは、ディジタル化された受信信号を示すものとする。各振動子の上の列は、その振動子からの時刻ｔにおける受信信号を示している。例えば、ある時刻において中央の振動子ｐ５が点Ｏからの超音波エコーを受信した場合に、その受信信号は、ｅ５の位置に保存される。それと同じタイミングにおいて受信された両端の振動子ｐ１及びｐ９からの受信信号は、それぞれｅ１及びｅ９の位置に保存される。
【００４２】
しかしながら、それらの受信信号は、点Ｏよりも近距離からの超音波エコーを表しており、点Ｏからの超音波エコーは、それぞれ時間ｔ１及びｔ９だけ遅れて到達し、図６においては、それぞれｅ１'及びｅ９'の位置に保存されることになる。このとき、点Ｏが振動子ｐ５の直下であればｔ１＝ｔ９であるから、ｅ１'及びｅ９'の位置も同じになる。従来のビームフォーミングにおいては、ｅ５の位置における受信信号を実際に時間ｔ１だけ遅延させて、ｅ１'及びｅ９'の位置における受信信号と加算する方法が採られる。
【００４３】
図７において、振動子ｐ１によるｅ１の位置における受信信号ｅ（ｎＴ）が式（１）で示されるものとする。
ｅ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｎＴ＋θ０）｝  ・・・（１）
ここで、Ａ（ｎＴ）は、点Ｏからの超音波エコーの信号強度であり、ｎＴは、サンプリング間隔がＴのサンプリングレートでＡＤ変換されたｎ番目のデータであることを示す。この受信信号は、送信周波数ｆ０に対して時間ｎＴに相当するだけの位相回転を有しており、θ０は、深度に応じた位相の初期値である。ここで、同じ時刻に受信した他の振動子による受信信号ｅｉ（ｎＴ）は、式（２）で示される。
ｅｉ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））
・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））＋θ０）｝・・・（２）
【００４４】
この受信信号ｅｉ（ｎＴ）は、時間ｔ１に相当する深さからの信号であるから、点Ｏよりも深い点Ｏ'からの受信信号である。例えば、図７において、振動子ｐ５による受信信号を考えると、ｅ１の位置における受信信号と比較して、時刻が（ｔ１−ｔ５）だけ先行していることになる。この時間差は、振動子の位置と受信時刻とによって表されるので、ｔ（ｉ，ｎ）で示すことができる。また、ｔ（ｉ，ｎ）は、音源と振動子との幾何学的な相対位置から算出することができる。従来方式のビームフォーミングにおいては、この時間差ｔ（ｉ，ｎ）の分だけ受信信号ｅｉ（ｎＴ）を遅延させることによって、受信信号ｅｉ（ｎＴ）を受信信号ｅ（ｎＴ）と同相の信号とし、それらを加算することによって整相加算が行われる。
【００４５】
ベースバンド方式においては、受信信号を直交検波することによって、受信信号をベースバンドのＩ信号及びＱ信号に変換する。式（１）及び式（２）によって表される受信信号は、ベースバンドに変換されて、式（３）及び式（４）によって表される。
Ｅ（ｎＴ）＝ｅ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊ（２πｆ０ｎＴ）｝
＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊθ０｝                        ・・・（３）
Ｅｉ（ｎＴ）＝ｅｉ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊ（２πｆ０ｎＴ）｝
＝Ａ（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｔ（ｉ，ｎ）＋θ０）｝・・・（４）
【００４６】
ここで、ｔ（ｉ，ｎ）＞ｎＴのときには、サンプル点ｎを変更することによって、ｔ（ｉ，ｎ）＜ｎＴの状態にすることができる。例えば、ｔ（ｉ，ｎ）＝ｍＴ＋ｔｉと置くことが可能であるから、Ｅｉ（ｎＴ）において、ｎ番目のデータの替わりにｍ番目のデータを用いる。この意味するところは、メモリにおいて異なる深さに相当するデータを用いるということであり、ここで、ｔｉ＜Ｔである。このとき、再サンプルする前であれば、Ｔ＜１／（２ｆ０）であるから、２πｆ０ｔｉ＜πになる。これは、Ｔ以上の遅延は異なるサンプル点データを用いることによって補正が可能であり、Ｔ以下の遅延ｔｉについてのみ補正を行えば良いことを示している。このことから、式（４）は、式（５）で置き換えることができる。
Ｅｉ（ｎＴ）＝Ａ（ｍＴ＋ｔｉ）・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｔｉ＋θ０）｝  ・・・（５）
【００４７】
ここで、ｔｉが十分に小さいことを考慮すると、Ａ（ｎＴ＋ｔｉ）は、分解能以下と考えられるから、Ａ（ｎＴ）で置き換えても差し支えない。簡単のために、式（６）及び式（７）に示すように置き換えを行う。ただし、Ａｎ及びθｎｉは、それぞれ直交検波後の振幅と位相である。
Ａ（ｎＴ）＝Ａ（ｍＴ＋ｔｉ）＝Ａｎ  ・・・（６）
２πｆ０ｔｉ＋θ０＝θｎｉ  ・・・（７）
【００４８】
従って、式（５）の信号を時間ｔｉだけ遅延させるということは、即ち、時間ｔｉに相当するだけ位相を戻すことに相当する。従って、Ｉ信号及びＱ信号は、それぞれ式（８）及び式（９）によって求めることができる。
Ｒｎｉ＝Ａｎ・ｃｏｓ｛θｎｉ−φ（ｉ，ｎ）｝  ・・・（８）
Ｉｎｉ＝Ａｎ・ｓｉｎ｛θｎｉ−φ（ｉ，ｎ）｝  ・・・（９）
ただし、φ（ｉ，ｎ）は、式（１０）で示され、音源と振動子との幾何学的な相対位置から算出できる。
φ（ｉ，ｎ）＝２πｆ０ｔ（ｉ，ｎ）  ・・・（１０）
【００４９】
式（８）及び式（９）で得られたＩ信号及びＱ信号は、振動子の数だけ加算することによって、式（１１）及び式（１２）に示すように、整相加算された情報Ｒｎ及びＩｎを得ることができる。
【数１】
2010187825.tif 000003
画像表示に当たっては、例えば、整相加算された式（１１）及び式（１２）に基づいて、式（１３）に示すように振幅値Ｖｎを算出すれば良い。
【数２】
2010187825.tif 000004
【００５０】
図１に示す画像信号生成部７０は、ＳＴＣ（sensitivity time control）部と、ＤＳＣ（digital scan converter：ディジタル・スキャン・コンバータ）とを含んでいる。ＳＴＣ部は、整相加算信号に対して、超音波の反射位置の深度に応じて距離による減衰の補正を施す。ＤＳＣは、ＳＴＣ部によって補正された整相加算信号を通常のテレビジョン信号の走査方式に従う画像信号に変換（ラスター変換）し、階調処理等の必要な画像処理を施すことにより、Ｂモード画像信号を生成する。ここで、Ｂモードとは、超音波エコーの振幅を輝度に変換して２次元断層画像を表示するモードのことである。表示部８０は、例えば、ＬＣＤ等のディスプレイ装置を含んでおり、画像信号生成部７０によって生成されたＢモード画像信号に基づいて超音波診断画像を表示する。
【００５１】
制御部９２は、操作部９１を用いたオペレータの操作に従って、走査制御部１１等を制御する。本実施形態においては、走査制御部１１、送信制御部１２、振幅演算部３１、位相演算部４１、位相補正部４３、遅延Ｉ信号演算部５１、遅延Ｉ信号加算部５２、遅延Ｑ信号演算部６１、遅延Ｑ信号加算部６２、画像信号生成部７０、及び、制御部９２が、中央演算装置（ＣＰＵ）と、ＣＰＵに各種の処理を行わせるためのソフトウェア（プログラム）とによって構成されるが、それらをディジタル回路で構成しても良い。上記のソフトウェア（プログラム）は、格納部９３に格納される。格納部９３における記録媒体としては、内蔵のハードディスクの他に、フレキシブルディスク、ＭＯ、ＭＴ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、又は、ＤＶＤ−ＲＯＭ等を用いることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
本発明は、超音波を送受信することにより生体内の臓器等の撮像を行って、診断のために用いられる超音波診断画像を生成する超音波診断装置において利用することが可能である。
【符号の説明】
【００５３】
１０  超音波プローブ
１０ａ  超音波トランスデューサ
１１  走査制御部
１２  送信制御部
２０  送受信部
２１  送信回路
２２  プリアンプ
２３  ＬＰＦ
２４  ＡＤＣ
２５  直交検波処理部
２５ａ、２５ｂ  ミキサ
２５ｃ、２５ｄ  ＬＰＦ
２５ｅ  直交サンプリング部
３１  振幅演算部
３２  振幅メモリ
４１  位相演算部
４２  位相メモリ
４３  位相補正部
４４  位相補正値テーブル
５１  遅延Ｉ信号演算部
５２  遅延Ｉ信号加算部
６１  遅延Ｑ信号演算部
６２  遅延Ｑ信号加算部
７０  画像信号生成部
８０  表示部
９１  操作部
９２  制御部
９３  格納部
【図１】
2010187825.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2010187825.tif 000017