(57)【要約】      （修正有）【課題】強い振幅抑圧が行われても、再生音の品質低下が大変少ない音声信号振幅抑圧装置の提供。【解決手段】音声信号波形の変化が大きい方向に推移すると振幅が対数圧縮又は対数的圧縮され、信号波形の変化方向が反転すると圧縮動作が停止されると共に、圧縮動作停止時の振幅レベルから続きの波形が出力されて、再度の振幅の変化方向に対し対数圧縮又は対数的圧縮が開始されることを繰り返して音声信号の緩やかな振幅抑圧を行うことで高調波歪成分を小さくする。【選択図】図１
2010187352.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号振幅レベルの変化方向に対して対数振幅圧縮又は対数的振幅圧縮を行うことで波形全体の振幅抑圧を行うことを特徴とする振幅抑圧回路。
【請求項２】
３ＫＨｚ前後以下の低中域周波数信号では制限レベルを越える信号が入力されるとバイアスシフトによって振幅抑圧が行われ、３ＫＨｚ前後以上の高域周波数ではバイアスシフトが行われなくて振幅抑圧が行われないか、或いはバイアスシフトの度合いが低域より少なくて振幅抑圧の度合いが低域より少ないことを特徴とする音声信号振幅抑圧回路。
【請求項３】
ダイオードとインピーダンス回路の直列回路に、更にコンデンサが直列接続されたような回路の両端に入力信号が加えられ、ダイオードとインピーダンス回路の両端に現れる波形信号を出力として取り出す振幅抑圧回路。
【請求項４】
「請求項１」又は「請求項２」又は「請求項３」の回路が使用された補聴器類。
【請求項５】
「請求項１」又は「請求項２」又は「請求項３」の回路が使用された電話機類。
【請求項６】
「請求項１」又は「請求項２」又は「請求項３」の回路が使用された電子計算機類。
【請求項７】
「請求項１」又は「請求項２」又は「請求項３」の回路が使用されたオーディオ機器。
【請求項８】
「請求項１」又は「請求項２」又は「請求項３」の回路が使用された電子計算機。
【請求項９】
「請求項１」又は「請求項２」又は「請求項３」の回路が使用された拡声機類。
【請求項１０】
「請求項１」又は「請求項２」又は「請求項３」の回路が使用された電子楽器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】この発明は、音声信号の振幅抑圧を行う回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】音声信号振幅抑圧技術としては、古くから入力信号大きさに応じて増幅器の利得が変化するＡＧＣ回路が用いられてきた。しかしＡＧＣによる振幅抑圧信号の再生音は、大きな信号と同時に存在する小さな信号が聞こえ難くくなり易い、再生音量がふわふわと変動することがある、衝撃音への反応が遅い、等の欠点があった。また、補聴器等でよく用いられるノンリニア増幅器による振幅抑圧はＡＧＣよりも好ましい振幅抑圧が可能だが小さな信号が聞こえ難くくなる欠点はある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】本発明の課題は、強い振幅抑圧が行われても音声としての品質低下が少なく且つ、大きな音と同時に存在する小さな音も聞き取り易い再生音が得られる音声信号振幅抑圧装置の提供である。
【課題を解決するための手段】
【０００４】音声信号波形の変化が、大きい方向に推移すると振幅が対数圧縮又は対数的圧縮され、信号波形の変化方向が反転すると圧縮動作が停止されると共に、圧縮動作停止時の振幅レベルから続きの波形が出力されて、再度振幅の変化方向に対し対数圧縮又は対数的圧縮が開始されることを繰り返して音声信号の振幅抑圧を行う。
尚、ダイオードのようなＶ−Ｉ特性を持つ素子とコンデンサとが直列に接続された回路の両端に音声信号を加えるとＶ−Ｉ特性を持つ素子の両端に振幅制限された信号を取り出すことが出来る。しかし、そのような回路によって強い振幅制限が行われた音声信号には比較的高い周波数の強い高調波歪み成分が含まれ、それが原因でその再生音品質は著しく低いのが普通である。このような回路で強い高調波歪みが発生する理由は、振幅制限レベルにおいて急激な振幅制限が行われるからである。
本発明の回路は、このような振幅制限回路で発生する高調波歪み成分を小さくするために、緩やかに振幅制限が行われるようにしたものである。
【発明の効果】
【０００５】音声信号を非常に強く振幅抑圧しても、音としての品質低下が大変少ない再生音を得ることができる。また、大きな音と共存する小さな音も、大きな音にあまり邪魔されず聞こえる再生音を得ることが出来る。更に、音声信号のダイナミックレンジを著しく小さくできるので、小さな出力のアンプで大きな再生音量を得ることが可能である。
【実施例】
【０００６】「図１」は本発明回路例のブロック図である。「図１」を説明すると、
（１）緩衝増幅器１は負荷Ｃ１に十分耐えられる低インピーダンス出力でゲイン１の増幅器である。
（２）バイアス可変増幅器２は外部からバイアスをコントロール可能で、負荷のＲ１、Ｒ２及びＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４による回路を十分ドライブ出来て、電圧利得が１の増幅器である。
（３）演算増幅器３とＤ５による回路はＯＵＴＰＵＴ回路の電位が演算増幅器３の入力電位以上にならないように動作する。また、入力電位よりＯＵＴＰＵＴ回路の電位が低いと高レベル電位を出力する。
（４）演算増幅器４とＤ８による回路はＯＵＴＰＵＴ回路の電位が演算増幅器４の入力電位以下にならないように動作する。また、入力電位よりＯＵＴＰＵＴ回路の電位が高いと低レベル電位を出力する。
（５）レベル検出器５はＯＵＴＰＵＴ回路の電位がＧＮＤ電位より高いと低レベル電位を出力し、ＯＵＴＰＵＴ回路の電位がＧＮＤ電位より低いと高レベル電位を出力する。
（６）ＩＮＰＵＴ回路に電位が上昇に向かう音声信号が入力されて、バイアス可変増幅器２の出力がＤ１の順方向電圧に近づきそして更に高くなる時、Ｄ１のＶ−Ｉ特性のノンリニア部とＲ１によって、Ｄ１のアノードにはバイアス可変増幅器２の出力が対数圧縮されたような信号が現れる。つまり、入力信号波形が緩やかに振幅制限された形の電圧がＤ１のアノードに現れる。【０００７】（７）ＩＮＰＵＴ回路の信号波形は緩衝増幅器１の出力にも現れる。また、バイアス可変増幅器２の出力電位がＤ１の順方向電位よりも高いと演算増幅器３の入力にはバイアス可変増幅器２の出力信号がＲ１とＤ１によって振幅抑圧された結果の電位が加わる。この場合、緩衝増幅器１の出力波形はＩＮＰＵＴ回路と同じであるが、Ｃ１を経てＯＵＴＰＵＴに現れる波形は演算増幅器１の入力電位と同様に変化する。何故なら、ＯＵＴＰＵＴ回路の波形が演算増幅器１の入力電位より高くなろうとするとＤ５に電流が流れるのでＯＵＴＰＵＴ回路の電位は演算増幅器１の入力電位以上にはなれないからである。また、この時Ｃ１は充電される。
尚、バイアス可変増幅器２の出力信号電位がＤ１の順方向電圧以下の時、演算増幅器３の入力に加わる信号の電圧波形とＣ１を経てＯＵＴＰＵＴ回路に現れる信号の電圧波形は同じであり、Ｄ５には電流が流れない。従ってこの場合はＩＮＰＵＴ回路の波形がＯＵＴＰＵＴにそのまま現れる（直流電位は異なるかもしれない）。また、ＯＵＴＰＵＴ回路の電位がＧＮＤより高い時は演算増幅器４の出力はＯＵＴＰＵＴ回路に影響を与えない。理由はレベル検出器の出力が低レベルなので演算増幅器４の入力電位と出力電位はＧＮＤ電位より低く、Ｄ８に電流が流れないからである。【０００８】（８）ＩＮＰＵＴ回路の波形の電位変化方向が下降に転ずると、その波形はＣ１を経てそのままＯＵＴＰＵＴ回路に現れる。この時、演算増幅器３の入力電位はＯＵＴＰＵＴ回路の電位と同じになるように動作する。何故ならＯＵＴＰＵＴ回路の電位が演算増幅器３の入力電位より低くなろうとすると演算増幅器３の出力電位が高レベルになり、この高レベル電位はＤ６を経てバイアス可変増幅器２に加えられる。その結果、演算増幅器２のバイアスが変化して演算増幅器２の出力電位が低下する。この低下は演算増幅器３の出力電位が低下するまで、つまり入力と出力の電位が同じになるまで続く。従って、演算増幅器２の入力と出力の電位は同じになる。このバイアスを低下させる機能はＯＵＴＰＵＴ回路の電位がＧＮＤ電位より高い時しか働かない。理由はＯＵＴＰＵＴ回路の電位がＧＮＤ電位より低い場合はレベル検出器５とＳ１によって演算増幅器３の出力回路とバイアス可変増幅器２が切り離されているからである。また演算増幅器３の出力が高くない時はＤ６に電流が流れずバイアス可変増幅器２のバイアスは変化しない。【０００９】（９）信号波形の電位低下が進んでＯＵＴＰＵＴ回路の電位がＧＮＤ電位よりも低くなるとレベル検出回路５の出力電位が高レベルになる。そのため演算増幅器３の入力電位と出力電位も高レベルになり演算増幅器３の出力はＯＵＴＰＵＴ回路の電位に影響を与えなくなる。またレベル検出回路５の出力はＳ１を切り換えバイアス可変増幅器２と演算増幅器３との結合は切り離され、バイアス可変増幅器２と演算増幅器４が結合される。
（１０）バイアス可変増幅器２の出力信号電位が更に低下するとＤ２に電流が流れはじめる。するとＤ２のＶ−Ｉ特性のノンリニア部とＲ２によって、Ｄ２のカソードにはバイアス可変増幅器２の出力信号振幅が対数圧縮されたような電位が現れる。
（１１）信号の電位が更に低下、そして変化方向が反転してＯＵＴＰＵＴ回路の電位がＧＮＤ電位になるまでの動作は、回路が演算増幅器２とその周辺回路であることと、電位の極性が逆であること以外は（７）〜（８）と同様である。そして、これらの動作が繰り返えされることでＯＵＴＰＵＴ回路にはＩＮＰＵＴ回路の波形が緩やかに振幅抑圧された形の信号が現れる。【００１０】「図２」は「図１」よりも演算増幅器を少なくした回路例のブロック図である（この図では複雑さにあまり差が無いように見えるが実際には回路を少なく出来る）。
「図１」回路との主な違いは演算増幅器８が「図１」回路の演算増幅器３と演算増幅器４両方の働きをする点である。また、この回路の演算増幅器８の出力部回路は（変形演算増幅器８部  別アイディア図）のようにすることも出来るが、安定度は劣る。演算増幅器８の出力回路動作は僅かなヒステリシス特性を持っているが、これはＯＵＴＰＵＴの電位によりバイアス可変増幅器７のバイアスシフト動作を確実に行うために必要である。尚、Ｒ４とＲ５の抵抗値はＲ４≪Ｒ５であり、場合によっては動作が不安定になる。そのような場合はＲ４とＯＵＴＰＵＴ回路の間に１より大きい利得のバッファーアンプを設けＲ４とＲ５の抵抗値の差を少なくすると良い。【００１１】「図３」は最も簡単な本発明の回路例である。
ダイオードとコンデンサの直列回路による振幅抑圧回路で振幅抑圧された信号の再生音が人の耳に不快なのは主に４ＫＨｚ以上、或いは５ＫＨｚ前後の高調波歪み成分であることと、４ＫＨｚ以上の音声信号は振幅制限されなくてもあまり気にならない事に着目し、最低限の構成にしたのがこの回路である。この回路では比較的低域周波数信号には十分な振幅抑圧が行われ、高い周波数信号には振幅抑圧があまり行われないように動作する。回路はダイオードＤ１５及びＤ１６と直列に抵抗Ｒ６が接続されていて、出力信号はダイオードＤ１５及びＤ１６とＲ６による直列回路の両端から取り出される。そして信号周波数が低いとコンデンサＣ２のインピーダンスに比較して抵抗Ｒ６のインピーダンスが十分低い。そのためＯＵＴＰＵＴ回路には十分振幅制限された信号が得られる。しかし信号の周波数が高い程Ｃ２のインピーダンスは低くなるので、信号の周波数が高い程振幅抑圧動作は十分でなくなる。どの位高い周波数まで十分な振幅制限が行われるかはコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６による時定数により決まる。しかし、この回路では低域と高域で振幅抑圧される度合いの差を十分とることが出来ない。そのため、ダイオードとコンデンサの直列回路による振幅抑圧に比べれば少し優れている程度の音声信号品質である。【００１２】「図４」は「図３」回路の改良例ブロック図である。
この回路では「図３」回路における抵抗Ｒ６の代わりに、出力インピーダンスの低いアクティブハイパスフィルターが設けられている。アクティブハイパスフィルターは必要な周波数特性を容易につくることができるので、中低域周波数信号の十分な振幅制限と５ＫＨｚ前後周波数信号では振幅制限があまり行われない動作を両立出来る。
尚、「図３」や「図４」の回路による振幅抑圧は「図１」や「図２」の動作と全く異なるように感じるかもしれないが、その出力信号波形を観測すると「図１」や「図２」の場合と同類であることが分かる。
【産業上の利用可能性】
【００１３】深刻な難聴によく聞こえる上に耳に負担が少ない補聴器類や電話機類、或いは小さな出力で大きな音の出せるオーディオアンプやパソコン等、更に、良好な自動録音が可能な録音機等の製造が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明回路例のブロック図
【図２】「図１」よりも演算増幅器を減らした回路例のブロック図
【図３】最も簡単な本発明の回路例図
【図４】「図３」回路の改良例ブロック図
【符号の説明】
【００１５】  １は緩衝増幅器                      ２はバイアス可変増幅器
３、４は演算増幅器                  ５はレベル検出器
６は緩衝増幅器                      ７バイアス可変増幅器
８は演算増幅器                      ９は比較器
１０はレベル検出器                  １１はアクティブハイパスフィルター
Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ              Ｄ１〜Ｄ１８はダイオード
Ｒ１〜Ｒ６は抵抗                    Ｓ１、Ｓ２は電子スイッチ
ＧＮＤは接地回路                    ＩＮＰＵＴは入力回路
ＯＵＴＰＵＴは出力回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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