(57)【要約】【課題】回路構成を複雑化させることなく、制御手段により検出される交流電源の第１の相の電圧と第２の相の電圧との間における時間的なずれに起因した電圧値の検出精度の低下を抑制することができるロボットを提供する。【解決手段】制御回路２６は、所定のサンプリング周期毎にメモリに記憶された電圧波形データのうち、現時点からほぼ１周期前の電圧波形データと、このデータよりさらに１サンプリング前の電圧波形データとを読み出し、各相毎の電圧波形データの電圧値の差に基づいて現時点からほぼ１周期前の時点におけるＲ相およびＳ相の電圧の傾きを求め、この傾きから現時点における各相の電圧の傾きを推定する。制御回路２６は、推定した電圧の傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングするようにマルチプレクサ３１の切り替えを制御する。【選択図】図１
2010162617.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータにより駆動される軸を有するロボット本体と、
三相の交流電源から与えられる交流電圧を整流し、一対の直流電源線を介して直流電圧を出力する直流電源装置と、
前記直流電圧を入力して前記モータを駆動するインバータ装置と、
前記一対の直流電源線のうち低電位側の直流電源線の電位を基準として前記交流電源の各相の電圧をサンプリングするサンプリング手段と、
このサンプリング手段により前記交流電源の第１の相および第２の相の電圧を検出し、これら各相の電圧値に基づいて前記交流電源の電圧監視を行う制御手段と、
前記交流電圧の周期に等しい間隔で当該周期毎の起点を定めた上で、現周期の起点から現時点までの経過時間を取得する経過時間取得手段と、
現周期の１つ前の前周期において順次サンプリングされた各相の電圧値と前周期の起点から各サンプリング時点までの経過時間とを対応付けた各相のサンプリングデータを記憶する前周期記憶手段と、
前記前周期記憶手段に記憶されたサンプリングデータのうち、現周期における最新のサンプリングデータの経過時間に最も近い経過時間を持つサンプリングデータと、その１サンプリング後のサンプリングデータとを各相毎に取得するデータ取得手段と、
前記データ取得手段により各相毎に取得された２つのサンプリングデータの電圧値の差に基づいて、現時点における前記第１の相および前記第２の相の電圧の傾きを推定する傾き推定手段とを備え、
前記制御手段は、前記第１の相および前記第２の相の電圧のうち前記傾き推定手段により推定された傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングすることを特徴とするロボット。
【請求項２】
前記制御手段は、前記第１の相および前記第２の相のうち後からサンプリングした相の電圧値をＶＰとし、この電圧値ＶＰより１サンプリング前の同相の電圧値をＶＰ−１とし、前記傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングする時点から前記他方の相の電圧をサンプリングする時点までの時間をｔＤとし、サンプリング間隔をｔＳとした場合、電圧値ＶＰに替えて補正電圧値ＶＰ’＝ＶＰ＋（ＶＰ−１−ＶＰ）×ｔＤ／（ｔＳ＋ｔＤ）に基づいて前記電圧監視を行うことを特徴とする請求項１記載のロボット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源の各相の電圧をサンプリングするサンプリング手段と、このサンプリング手段により交流電源の第１および第２の相の電圧を検出して交流電源の電圧監視を行う制御手段とを備えたロボットに関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源から電力供給を受けて動作する機器、例えばロボットを制御するコントローラには、交流電源におけるいわゆる瞬時停電や過電圧などを監視するため、交流電源の電圧を検出する構成が設けられていることが多い。例えば、特許文献１には、ＣＰＵなどからなる制御回路により、交流電源の各相のうち２相の電圧をそれぞれ検出する構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−３３８１４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
交流電源の電圧（アナログ信号）をＣＰＵで検出するためには、ＣＰＵに入力可能なデジタル値への変換を行う必要がある。従って、上記従来技術のように交流電源の２相の電圧をＣＰＵで検出するためには、サンプリング回路を含むＡ／Ｄ変換器を２つ設けて２相の電圧を個別にサンプリングしてＡ／Ｄ変換する構成や、サンプリング回路を含むＡ／Ｄ変換器は各相共通で１つだけ設けて各相の電圧を交互にサンプリングして順次Ａ／Ｄ変換を行う構成を採用することが考えられる。前者の構成によれば、同時刻における各相の電圧をＣＰＵに入力することができるため電圧値の検出精度は向上するが、回路構成部品が増えてコスト高となってしまう。一方、後者の構成によれば、回路構成は簡単化できるが、先にサンプリングした相と後からサンプリングする相との間に時間的なずれが生じてしまい、その結果、電圧値の検出精度が低下してしまう。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成を簡単化しつつ、制御手段により検出される交流電源の第１の相の電圧と第２の相の電圧との間における時間的なずれに起因した電圧値の検出精度の低下を抑制することができるロボットを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載の手段によれば、制御手段は、低電位側の直流電源線の電位を基準として三相の交流電源の各相の電圧をサンプリングするサンプリング手段を介して交流電源の第１の相および第２の相の電圧を検出し、これら各相の電圧値に基づいて交流電源の電圧監視を行う。このように、制御手段が同じサンプリング手段を介して２つの相の電圧を検出する構成では、２つの相の電圧のうち先にサンプリングした相と後からサンプリングする相との間に時間的なずれ（検出時刻のずれ）が生じる。この時間的なずれにより、後からサンプリングして検出した相の電圧値は、先のサンプリング時点での同相の電圧値つまり本来検出すべき電圧値とは異なる値となり、その結果、制御手段による電圧検出精度ひいては電圧監視の精度が低下してしまう。この電圧値の検出精度の低下度合つまり電圧値の検出誤差は、後からサンプリングする相の電圧の傾き（変化率）に比例して大きくなる。本手段では、このような点に着目し、以下のように、第１および第２の相のうちどちらを先にサンプリングするかを決定している。
【０００７】
すなわち、経過時間取得手段は、交流電圧の周期に等しい間隔でこの周期毎の起点を定めた上で現周期の起点から現時点までの経過時間を取得する。前周期記憶手段は、現周期の１つ前の前周期において順次サンプリングされた各相の電圧値と前周期の起点から各サンプリング時点までの経過時間とを対応付けた各相のサンプリングデータを記憶する。データ取得手段は、このサンプリングデータのうち、現周期における最新のサンプリングデータの経過時間に最も近い経過時間を持つサンプリングデータと、その１サンプリング後のサンプリングデータとを各相毎に取得する。傾き推定手段は、各相毎に取得された２つのサンプリングデータの電圧値の差に基づいて、現時点における第１の相および第２の相の電圧の傾きを推定する。つまり、１周期前の同じ経過時間における電圧の傾きから現時点の電圧の傾きを推定する。そして、制御手段は、第１の相および第２の相の電圧のうち、推定された傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングする。
【０００８】
このような構成によれば、後からサンプリングする相の電圧の傾きは、先にサンプリングした相の電圧の傾きと比較して小さくなるから、後からサンプリングした相の電圧値の検出誤差が小さくなる。従って、回路構成を簡単化しつつ、制御手段により検出される交流電源の第１の相の電圧と第２の相の電圧との間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下を抑制することができる。
【０００９】
請求項２記載の手段によれば、制御手段は、傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングする時点から他方の相の電圧をサンプリングする時点までの時間ｔＤの間に、この他方の相の電圧が変化する分の電圧をキャンセルするような補正式に基づいて後からサンプリングした他方の相の電圧値を補正する。つまり、制御手段は、後からサンプリングした他方の相の電圧における上記時間的なずれに起因した電圧値の変化をキャンセルするような補正を行う。そして、制御手段は、このような補正を行った後の補正電圧値ＶＰ’に基づいて電圧監視を行う。
【００１０】
請求項１記載の手段を採用した場合、後からサンプリングした相の電圧値の検出誤差は小さくなるものの若干の誤差が生じる可能性がある。その場合に本手段を採用することにより、後からサンプリングした相の電圧値として用いる補正電圧値ＶＰ’は、先のサンプリング時点での同相の電圧値つまり本来検出すべき電圧値に一層近い値とすることができる。従って、第１の相の電圧と第２の相の電圧との間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下をさらに抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態を示すロボットシステムの電気構成図
【図２】ロボットシステムの構成を示す斜視図
【図３】Ｒ相電圧およびＳ相電圧の波形図
【図４】Ｒ相電圧およびＳ相電圧の検出制御の内容を示すフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図２は、一般的な産業用ロボットのシステム構成を示している。この図２に示すロボットシステム１（ロボットに相当）は、ロボット本体２と、このロボット本体２を制御するコントローラ３と、このコントローラ３に接続されたティーチングペンダント４とから構成されている。
【００１３】
ロボット本体２は多関節型として構成され、ベース５と、このベース５に水平方向に旋回可能に支持されたショルダ部６と、このショルダ部６に上下方向に旋回可能に支持された下アーム７と、この下アーム７に上下方向に旋回可能に支持された上アーム８と、この上アーム８に上下方向に旋回可能に支持された手首９とから構成されている。手首９は、先端部に回転（捻り動作）可能なフランジ１０を備えている。ロボット本体２に設けられる各軸はモータ１１などにより駆動される。なお、図示しないが、ワークを把持するハンドはフランジ１０に取り付けられるようになっている。
【００１４】
図１は、ロボットシステム１における本発明に関連した部分の電気構成を示すブロック図である。この図１において、ロボット本体２には、例えばＡＣサーボモータであるモータ１１が設けられている。コントローラ３には、三相の交流電源２１より供給される交流を整流および平滑して出力する直流電源装置２２、交流電源２１のＲ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓをそれぞれ検出する電圧検出回路２３ｒ、２３ｓ、モータ１１を駆動するインバータ装置２４、電圧検出回路２３ｒ、２３ｓの検出電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２５およびこれら各装置および各回路の制御などを行う制御回路２６が設けられている。
【００１５】
直流電源装置２２は、整流回路２７と平滑用のコンデンサ２８とから構成されている。整流回路２７は、ダイオードを三相ブリッジの形態に接続してなる周知構成のものである。例えば三相２００Ｖの交流電源２１のＲ、Ｓ、Ｔの各相出力は、整流回路２７の交流入力端子２７ｒ、２７ｓ、２７ｔにそれぞれ接続されている。整流回路２７の直流出力端子は、それぞれ直流電源線２９、３０に接続されている。これら直流電源線２９、３０間にはコンデンサ２８が接続されている。
【００１６】
インバータ装置２４は、直流電源線２９、３０間に６つのスイッチング素子例えばＩＧＢＴ（図１には２つのみ示す）を三相フルブリッジ接続して構成されたインバータ主回路と、その駆動回路とを備えている。ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間には還流ダイオードが接続されている。また、ＩＧＢＴのゲートには、駆動回路からゲート信号が与えられている。駆動回路は、制御回路２６から与えられる指令信号Ｓａに基づいてパルス幅変調されたゲート信号を出力して各ＩＧＢＴを駆動する。
【００１７】
電圧検出回路２３ｒ、２３ｓは、それぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路、抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路から構成されている。これら直列回路は、交流入力端子２７ｒ、２７ｓと直流電源線３０との間にそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の相互接続点と、抵抗Ｒ３、Ｒ４の相互接続点は、それぞれＲ相電圧Ｖｒに応じた検出電圧Ｖdr、Ｓ相電圧Ｖｓに応じた検出電圧Ｖdsの出力端子とされている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の各抵抗値の比および抵抗Ｒ３、Ｒ４の各抵抗値の比は、検出電圧Ｖdr、ＶdsがＡ／Ｄ変換器２５に入力可能な範囲（例えば０Ｖ〜＋５Ｖ）の電圧値となるように設定されている。
【００１８】
Ａ／Ｄ変換器２５は、マルチプレクサ３１とＡ／Ｄ変換回路３２とから構成されている。マルチプレクサ３１の各入力端子には、それぞれ検出電圧Ｖdr、Ｖdsが与えられている。マルチプレクサ３１の出力端子は、Ａ／Ｄ変換回路３２のアナログ入力端子に接続されている。マルチプレクサ３１の切り替えは、制御回路２６から与えられる制御信号Ｓｂに基づいて制御される。
【００１９】
Ａ／Ｄ変換回路３２は、アナログ入力端子に与えられるアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行うことによりデジタル値に変換するものであり、本発明で言うサンプリング手段に相当する。Ａ／Ｄ変換回路３２は、直流電源線３３、３０から電源電圧ＶDD（例えば＋５Ｖ）の供給を受けて動作する。従って、Ａ／Ｄ変換回路の基準電位（グランド）は、直流電源線３０の電位となっている。なお、この電源電圧ＶDD（＋５Ｖ）は、直流電源線２９、３０の直流電圧Ｖdcを図示しない電源回路により降圧して生成されている。
【００２０】
制御回路２６（制御手段に相当）は、ＣＰＵ、メモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭなど）、Ｉ／Ｏなどを備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御回路２６は、直流電源線３３、３０から電源電圧ＶDD（例えば＋５Ｖ）の供給を受けて動作する。従って、制御回路２６の基準電位（グランド）は、直流電源線３０の電位となっている。なお、制御回路２６は、Ａ／Ｄ変換器２５を含むマイクロコンピュータにより構成してもよい。
【００２１】
制御回路２６には、図示しないエンコーダなどからモータ１１の現在の回転位置または回転速度を示すパルス信号が与えられている。また、制御回路２６には、外部からモータ１１の回転位置指令値または回転速度指令値が与えられている。制御回路２６は、モータ１１の回転位置指令値または回転速度指令値に対する現在の回転位置または回転速度の偏差を演算し、この偏差をゼロに近づけるように指令信号Ｓａを出力してインバータ装置２４によるモータ１１の駆動をフィードバック制御する。
【００２２】
制御回路２６には、Ａ／Ｄ変換回路３２から出力されるデジタル値が与えられている。制御回路２６は、マルチプレクサ３１の切り替えを制御することにより、検出電圧Ｖdr、Ｖdsを所定周期でサンプリングしてＡ／Ｄ変換したデジタル値を取得する。つまり、制御回路２６は、交流電源２１のＲ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓに応じたデジタル値を取得する。制御回路２６は、取得したデジタル値に基づいてＲ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓを検出し、交流電源２１における瞬時停電や過電圧の監視を行う。
【００２３】
制御回路２６は、図示しないタイマを備えており、Ｒ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓに応じたデジタル値（電圧値）と、これらを取得した経過時間とを対応付けた電圧波形データ（サンプリングデータに相当）を順次メモリに記憶する。本実施形態における経過時間は次のように定めている。すなわち、Ｒ相電圧Ｖｒが０Ｖ（直流電源線３０の電位）から立ち上がる時点を起点とし、この起点から上記デジタル値取得の時点までを経過時間としている。
【００２４】
図３は、Ｒ相電圧ＶｒとＳ相電圧Ｖｓを直流電源線３０の電位を基準に観測した波形を示している。この図３に示すように、起点Ｐは交流電源２１の電圧（Ｒ相電圧Ｖｒ）の１周期Ｔａ毎に存在する。このため、経過時間は、交流電源２１の電圧の１周期Ｔａ毎にリセットされるようになっている。なお、経過時間の起点は上記した時点に限らずともよく、交流電源の電圧の周期に等しい間隔で定めればよい。このように、制御回路２６は、本発明の経過時間取得手段および前周期記憶手段としての機能を有している。
【００２５】
制御回路２６のメモリには、交流電源２１の電圧の最新の２周期分の電圧波形データが記憶されるようになっている。つまり、メモリに記憶される電圧波形データは、上記２周期が経過したものから順に新しいものに更新されるようになっている。なお、このようにメモリに最新の２周期分の電圧波形データを記憶する構成に限らずともよく、例えば最新の３周期分以上の電圧波形データをメモリに記憶させるようにしてもよい。
【００２６】
さて、このように１つのＡ／Ｄ変換回路３２を介して２つの電圧Ｖdr、ＶdsをＡ／Ｄ変換する構成では、２つの電圧のうち先にサンプリングした電圧と後からサンプリングする電圧との間に時間的なずれ（検出時刻のずれ）が生じる。この時間的なずれにより、後からサンプリングしてＡ／Ｄ変換した電圧の値は、先のサンプリング時点での同電圧の値つまり本来取得すべき電圧値とは異なる値となる。その結果、制御回路２６が取得する電圧値に誤差が生じ、これに基づいて行われる交流電源２１の電圧監視の精度が低下してしまう。この電圧値の検出誤差は、後からサンプリングする電圧の傾き（変化率）に比例して大きくなる。本実施形態では、このような点に着目し、以下のように、Ｒ相、Ｓ相に応じた検出電圧Ｖdr、Ｖdsのうちどちらを先にサンプリングするかを決定している。
【００２７】
すなわち、制御回路２６は、所定のサンプリング周期毎にＲ相、Ｓ相のいずれかの検出電圧Ｖdr、Ｖdsを先にサンプリングするようにマルチプレクサ３１の切り替えを制御する。その際、制御回路２６は、メモリに記憶されたＲ相の電圧波形データのうち、現時点Ｔの周期（現周期）における最新の電圧波形データの経過時間Ｔ−１に最も近い経過時間を持つ電圧波形データｏＲ（Ｔ−１）と、その１サンプリング後の電圧波形データｏＲ（Ｔ）とを読み出す。制御回路２６は、Ｓ相の電圧波形データについても同様にして、電圧波形データｏＳ（Ｔ−１）、ｏＳ（Ｔ）を読み出す。つまり、制御回路２６は、現時点Ｔからほぼ１周期前の電圧波形データｏＲ（Ｔ）、ｏＳ（Ｔ）と、このデータよりさらに１サンプリング前の電圧波形データｏＲ（Ｔ−１）、ｏＳ（Ｔ−１）とをメモリから読み出す。
【００２８】
制御回路２６は、読み出した各電圧波形データの電圧値に基づいて、現時点Ｔからほぼ１周期前の時点におけるＲ相およびＳ相の電圧の傾きを求める。このＲ相、Ｓ相の電圧の傾きｏΔＶＲ、ｏΔＶＳは、それぞれ下記（１）、（２）式で表される。ただし、ここでは、各電圧波形データｏＲ（Ｔ）、ｏＲ（Ｔ−１）、ｏＳ（Ｔ）、ｏＳ（Ｔ−１）の電圧値を、それぞれｏＶＲ（Ｔ）、ｏＶＲ（Ｔ−１）、ｏＶＳ（Ｔ）、ｏＶＳ（Ｔ−１）で表す。
ｏΔＶＲ＝ｏＶＲ（Ｔ）−ｏＶＲ（Ｔ−１）            …（１）
ｏΔＶＳ＝ｏＶＳ（Ｔ）−ｏＶＳ（Ｔ−１）            …（２）
【００２９】
通常、交流電源２１の各相の電圧は、それぞれ周期的に変動する波形となる。従って、現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きΔＶＲ、ΔＶＳは、１周期前における同じ経過時間の同じ相の電圧の傾きｏΔＶＲ、ｏΔＶＳと同じであると仮定することができる。このようなことから、本実施形態の制御回路２６は、読み出した電圧波形データから上記（１）、（２）式に基づいて現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きΔＶＲ、ΔＶＳを推定するようになっている。そして、制御回路２６は、推定した電圧の傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングするようにマルチプレクサ３１の切り替えを制御するようになっている。このように、制御回路２６は、本発明のデータ取得手段および傾き推定手段としての機能を有している。
【００３０】
また、制御回路２６は、後からサンプリングする相の電圧に対して、同相における前述した時間的なずれに起因した電圧値の変化をキャンセルするような補正を行う。すなわち、制御回路２６は、傾きが大きい相を先にサンプリングする時点から他方の相をサンプリングする時点までの時間ｔＤの間に、この他方の相の電圧値が変化する分をキャンセルするような補正式に基づいて後からサンプリングした他方の相の電圧値を補正する。
【００３１】
この補正式は、下記（３）式のように表される。ただし、ここでは、Ｒ相、Ｓ相のうち後からサンプリングした相の電圧値をＶＰとし、この電圧値ＶＰより１サンプリング前の同相の電圧値をＶＰ−１とし、サンプリング間隔をｔＳとし、補正後の電圧値をＶＰ’として表している。
ＶＰ’＝ＶＰ＋（ＶＰ−１−ＶＰ）×ｔＤ／（ｔＳ＋ｔＤ）      …（３）
【００３２】
制御回路２６は、先にサンプリングした相についてはＡ／Ｄ変換回路３２から与えられるデジタル値（電圧値）をそのまま用い、後からサンプリングした相については上記補正後の電圧値ＶＰ’を用いて電圧監視を行うようになっている。なお、前述した時間的なずれに起因する電圧値の検出誤差が電圧監視の精度に影響を及ぼさない程度に小さい場合には、上記（３）式による補正は行わなくてもよい。その場合、後からサンプリングした相についても、Ａ／Ｄ変換回路３２から与えられるデジタル値をそのまま用いて電圧監視を行えばよい。
【００３３】
次に、上記構成の作用について図４も参照して説明する。
図４は、制御回路２６による各相電圧の検出制御の内容を示すフローチャートである。制御回路２６は、この図４に示す制御を実行する前、例えば電源投入後の所定期間において初期制御を実行する。この初期制御では、例えばＲ相を先にして各相の電圧を交互にサンプリングして取得し、取得した電圧値と経過時間とを対応付けた電圧波形データを順次メモリに記憶する動作が実行される。この初期制御は、交流電源２１の電圧の１周期分の電圧波形データがメモリに記憶されるまで実行される。
【００３４】
上記初期制御の実行後は、所定のサンプリング周期毎に図４に示す内容の検出制御が実行される。まず、この検出制御が実行される現時点の周期における最新の電圧波形データの経過時間を取得する（ステップＳ１）。ここでは、現時点の経過時間をＴとし、最新の電圧波形データの経過時間をＴ−１とする。続いて、メモリに記憶された電圧波形データのうち、経過時間Ｔに最も近い経過時間を持つデータと、経過時間Ｔ−１に最も近い経過時間を持つデータとを、Ｒ相、Ｓ相毎に読み出す（ステップＳ２、Ｓ３）。
【００３５】
読み出したＲ相の電圧波形データｏＲ（Ｔ）、ｏＲ（Ｔ−１）から前述した（１）式に基づいて、現時点におけるＲ相電圧の傾きΔＶＲを推定する（ステップＳ４）。また、読み出したＳ相の電圧波形データｏＳ（Ｔ）、ｏＳ（Ｔ−１）から前述した（２）式に基づいて、現時点におけるＳ相電圧の傾きΔＶＳを推定する（ステップＳ５）。その後、これら推定した各相電圧の傾きΔＶＲとΔＶＳとを比較する（ステップＳ６）。
【００３６】
ここで、Ｒ相電圧の傾きΔＶＲがＳ相電圧の傾きΔＶＳよりも大きい場合（ステップＳ６で［ＹＥＳ］）、検出電圧Ｖdrを先にサンプリングしてＲ相電圧Ｖｒに応じた電圧値として取得する（ステップＳ７）。その後、検出電圧Ｖdsをサンプリングし（ステップＳ８）、このサンプリングした電圧値を前述した（３）式に基づいて補正し、補正後の電圧値をＳ相電圧Ｖｓに応じた電圧値として取得する（ステップＳ９）。
【００３７】
ステップＳ６において、Ｓ相電圧の傾きΔＶＳがＲ相電圧の傾きΔＶＲよりも大きい場合（ＮＯ）、検出電圧Ｖdsを先にサンプリングしてＳ相電圧に応じた電圧値として取得する（ステップＳ１０）。その後、検出電圧Ｖdrをサンプリングし（ステップＳ１１）、このサンプリングした電圧値を前述した（３）式に基づいて補正し、補正後の電圧値をＲ相電圧Ｖｒに応じた電圧値として取得する（ステップＳ１２）。
制御回路２６は、所定サンプリング周期毎に上記検出制御を実行することにより、Ｒ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓに応じた電圧値（デジタル値）を取得し、これら取得した電圧値に基づいて交流電源２１における瞬時停電や過電圧の監視を行う。
【００３８】
以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果が得られる。
制御回路２６は、所定のサンプリング周期毎にメモリに記憶された電圧波形データのうち、現時点Ｔからほぼ１周期前の電圧波形データｏＲ（Ｔ）、ｏＳ（Ｔ）と、このデータよりさらに１サンプリング前の電圧波形データｏＲ（Ｔ−１）、ｏＳ（Ｔ−１）とを読み出し、各相毎の電圧波形データの電圧値の差に基づいて、現時点Ｔからほぼ１周期前の時点におけるＲ相およびＳ相の電圧の傾き（変化率）を求める。現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きは、１周期前における同じ経過時間の同じ相の電圧の傾きと同じであると仮定して現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きΔＶＲ、ΔＶＳを推定する。そして、制御回路２６は、推定した電圧の傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングするようにマルチプレクサ３１の切り替えを制御する。
【００３９】
このような構成によれば、後からサンプリングする相の電圧の傾きは、先にサンプリングした相の電圧の傾きと比較して小さくなるから、後からサンプリングした相の電圧値の検出誤差が小さくなる。従って、回路構成を簡単化しつつ、制御回路２６により検出される交流電源２１のＲ相の電圧とＳ相の電圧との間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下ひいては交流電源２１の電圧監視精度の低下を抑制できる。
【００４０】
また、制御回路２６は、傾きが大きい電圧を先にサンプリングする時点から他方の電圧をサンプリングする時点までの時間ｔＤの間に、この他方の電圧が変化する分の電圧をキャンセルするような補正式に基づいて後からサンプリングした電圧の値を補正するようにした。つまり、制御回路２６は、後からサンプリングした電圧における上記時間的なずれに起因した電圧値の変化をキャンセルするような補正を行う。そして、制御回路２６は、このような補正を行った後の補正電圧値ＶＰ’に基づいて電圧監視を行う。これにより、後からサンプリングした電圧の値として用いる補正電圧値ＶＰ’は、先のサンプリング時点での同電圧の値つまり本来検出すべき電圧値に一層近い値とすることができる。従って、交流電源２１のＲ相、Ｓ相の電圧間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下をさらに抑制することができる。
【００４１】
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
上記実施形態では、Ｒ相電圧とＳ相電圧を検出して三相の交流電源２１の電圧監視を行う構成について説明したが、これに限らずともよい。すなわち、交流電源２１の各相電圧のうち２相の電圧を検出する構成であればよく、例えば、Ｒ相電圧とＴ相電圧を検出する構成やＳ相電圧とＴ相電圧を検出する構成でもよい。
モータ１１は、誘導電動機、ＤＣモータなど、他の形式のモータであってもよい。モータ１１にＤＣモータを用いる場合には、ＡＣ／ＤＣ変換器を搭載してＤＣモータに印加する直流電圧を生成すればよい。
【符号の説明】
【００４２】
図面中、１はロボットシステム（ロボット）、２はロボット本体、１１はモータ、２１は交流電源、２２は直流電源装置、２４はインバータ装置、２６は制御回路（制御手段、経過時間取得手段、前周期記憶手段、データ取得手段、傾き推定手段）、２９、３０は直流電源線、３２はＡ／Ｄ変換回路（サンプリング手段）を示す。
【図１】
2010162617.tif 000003
【図２】
2010162617.tif 000004
【図３】
2010162617.tif 000005
【図４】
2010162617.tif 000006