(57)【要約】【課題】系統連系フィルタのキャパシタを分割することなく、キャパシタからスイッチまでの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができる交流−交流電力変換装置を得ることを目的とする。【解決手段】交流電源１に連なる入力端に接続されたリアクトル２１とキャパシタ２２とからなる系統連系フィルタ２、系統連系フィルタ２と直流母線Ｐ、Ｎとの間に接続された交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴからなるＰＷＭ（パルス幅変調）整流器３、入力端を直流母線Ｐ、Ｎに接続し出力端に第一の負荷６を接続した複数のスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮからなる第一のインバータ４、および入力端を直流母線Ｐ、Ｎに接続し出力端に第二の負荷７を接続した複数のスイッチ５ＵＰ〜５ＷＮからなる第二のインバータ５を備えた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端の多相交流電圧を出力電圧指令に基づく多相交流電圧に変換してそれぞれ負荷が接続された複数の出力端に出力する交流−交流電力変換装置において、
リアクトルとキャパシタとからなるフィルタを介して前記入力端に接続され前記入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して直流母線に接続する複数のスイッチを有する１台のコンバータ、およびそれぞれ前記直流母線の電圧を前記出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して前記出力端に出力する複数のスイッチを有する複数台のインバータを備えたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。
【請求項２】
前記入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期毎に前記入力端の多相交流電圧から前記直流母線に接続すべき２種の２相間電圧を抽出する２相間電圧抽出手段、入力電流指令に基づき前記２相間電圧抽出手段で抽出した前記２種の２相間電圧のそれぞれの前記制御周期における接続期間比率を演算する接続期間比率演算手段、前記２相間電圧抽出手段と前記接続期間比率演算手段との出力に基づき前記コンバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するコンバータスイッチ制御信号生成手段、およびパルス幅変調制御の搬送波を生成する搬送波生成手段を備えるとともに、
前記複数台のインバータ毎に、前記出力電圧指令を生成する出力電圧指令値演算手段、および前記出力電圧指令と前記搬送波生成手段からの搬送波とに基づき前記インバータのスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項３】
前記搬送波生成手段を１台備え、当該搬送波生成手段からの搬送波を前記複数台のインバータにおける各前記インバータスイッチ制御信号生成手段に送出するようにしたことを特徴とする請求項２記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項４】
前記搬送波生成手段を複数台備え、当該複数の搬送波生成手段からの搬送波を前記複数台のインバータにおける各前記インバータスイッチ制御信号生成手段に送出するようにしたことを特徴とする請求項２記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項５】
前記搬送波生成手段を前記複数台のインバータ毎に備え、当該各インバータにおける搬送波生成手段からの搬送波を当該各インバータにおけるインバータスイッチ制御信号生成手段に送出するようにしたことを特徴とする請求項４記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項６】
前記搬送波生成手段の少なくとも１台は、前記接続期間比率演算手段の出力に基づきパルス幅変調制御の搬送波を生成することを特徴とする請求項３ないし５のいずれか１項に記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項７】
前記搬送波生成手段は、前記制御周期における搬送波の形状として、片搬送波と称する各直線を上端レベルまたは下端レベルで折り返してなる三角波形状のものを生成するとともに、前記制御周期における前記片搬送波の個数が前記搬送波生成手段で互いに異なるようにしたことを特徴とする請求項４または５に記載の交流−交流電力変換装置。
【請求項８】
前記直流母線にキャパシタとダイオードとの直列体からなるクランプ回路を接続し、前記複数台のインバータの内の一部のインバータの入力端は前記クランプ回路のキャパシタに接続し、前記複数台のインバータの内の残りのインバータの入力端は前記直流母線に接続するようにしたことを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の交流−交流電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、入力端の多相交流電圧を直接複数の多相交流電圧に変換して複数の出力端に供給する交流−交流電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を大容量のエネルギー蓄積手段に一時的に蓄積することなく任意の周波数と振幅を持つ多相交流電圧に直接変換して出力端に出力する。このような交流−交流電力変換装置で複数の出力端に多相交流電圧を供給するための構成として、例えば、特許文献１に記載の手法がある。
特許文献１では、入力端に共通の系統連系フィルタをもつ複数のマトリクスコンバータ主回路モジュールを並列に接続し、単一の入力端の多相交流電圧を直接複数の多相交流電圧に変換して複数の出力端にそれぞれ供給する。
【０００３】
この系統連系フィルタのキャパシタは、系統に流出する高周波ノイズを除去するのみでなく、それぞれの制御周期においてはモジュールを通じて負荷にエネルギーを供給する母線キャパシタの役割も担うことから、変換装置でのスイッチング時に瞬時に電荷を供給できることが必要であり、キャパシタからモジュールのスイッチまでの配線インダクタンスをできるだけ小さくすることが望ましく、キャパシタをモジュールの直近に接続する。さらに、個々のモジュール全てについてキャパシタからモジュールまでの配線インダクタンスを最小とするためには、キャパシタを分割してモジュールごとに配置することも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−６５３５６号公報（段落００１０〜段落００１１、段落００１４、図１、図１２参照）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このような構成の従来の交流−交流電力変換装置では、キャパシタを分割せずにモジュールの入力端に接続する場合、複数のモジュールを同一平面上に並べて配置すると端子間に距離が生じるため、キャパシタからスイッチまでの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができないという課題がある。複数のモジュールを対面に配置すれば配線インダクタンスを可能な限り小さくすることは可能であるが、実装スペースの制約が著しくなり製造コストの増大にもつながる。また、キャパシタを分割すれば配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができるが、部品点数の増加となり故障率の増大、製造コストの増大につながり実装スペースの制約も大きくなる。
この発明は、以上のような従来の課題を解決するもので、系統連系フィルタのキャパシタを分割することなく、キャパシタからスイッチまでの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができる交流−交流電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る交流−交流電力変換装置は、入力端の多相交流電圧を出力電圧指令に基づく多相交流電圧に変換してそれぞれ負荷が接続された複数の出力端に出力する交流−交流電力変換装置において、
リアクトルとキャパシタとからなるフィルタを介して入力端に接続され入力端の多相交流電圧から逐次１つの２相間電圧を選択して直流母線に接続する複数のスイッチを有する１台のコンバータ、およびそれぞれ直流母線の電圧を出力電圧指令に基づき多相交流電圧に変換して出力端に出力する複数のスイッチを有する複数台のインバータを備えたものである。
【発明の効果】
【０００７】
以上のように、この発明に係る交流−交流電力変換装置は、コンバータとインバータとで構成し、かつ、インバータは複数台備えるが、コンバータは１台で構成するので、フィルタのキャパシタを分割することなく、従って、部品点数を削減して故障率の低下や製造コストの削減を実現できるとともに、キャパシタからスイッチまでの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図２】従来技術のマトリクスコンバータの構成図である。
【図３】交流交流スイッチの構成の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図５】本発明の実施の形態２の交流−交流電力変換装置の三角搬送波およびスイッチ制御信号のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態３による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図７】本発明の実施の形態３の交流−交流電力変換装置の三角搬送波およびスイッチ制御信号のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態４による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【図９】本発明の実施の形態４の交流−交流電力変換装置の三角搬送波およびスイッチ制御信号のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態５による交流−交流電力変換装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による交流−交流電力変換装置の構成図である。本実施の形態の交流−交流電力変換装置は、交流電源１に連なる入力端に接続されたリアクトル２１とキャパシタ２２とからなる系統連系フィルタ２、その入力側を系統連系フィルタ２に接続しその出力側を直流母線Ｐ、Ｎに接続した、複数の双方向に電圧を阻止してかつ電流の導通を制御できる交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴからなるコンバータとしてのＰＷＭ（パルス幅変調）整流器３、その入力側を直流母線Ｐ、Ｎに接続しその出力側となる出力端に第一の負荷６を接続した複数のスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮからなる第一のインバータ４、およびその入力側を直流母線Ｐ、Ｎに接続しその出力側となる出力端に第二の負荷７を接続した複数のスイッチ５ＵＰ〜５ＷＮからなる第二のインバータ５、からなる。
【００１０】
このような交流−交流電力変換装置は、直流母線Ｐ、Ｎに直流電源や平滑用キャパシタなどの大容量エネルギー蓄積手段をもたないことから、交流電源１の何れかの相の電圧がＰＷＭ整流器３と直流母線Ｐ、Ｎと第一のインバータ４を介して直接第一の負荷６の相に現れ、また、交流電源１の何れかの相の電圧がＰＷＭ整流器３と直流母線Ｐ、Ｎと第二のインバータ５を介して直接第二の負荷７の相に現れる。
【００１１】
ＰＷＭ整流器３は、交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチングによって直流母線Ｐ、Ｎ間に一時的な直流電圧として入力端の２相間電圧を接続する。スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴは、上段側のスイッチ３ＰＲ、３ＰＳ、３ＰＴの何れか一つをターンオンとし、下段側のスイッチ３ＮＲ、３ＮＳ、３ＮＴの何れか一つをターンオンとする。ただし、互いに直列に接続されているスイッチ３ＰＲと３ＮＲ、３ＰＳと３ＮＳ、３ＰＴと３ＮＴがそれぞれ同時にオンとなることはない。
【００１２】
第一のインバータ４と第二のインバータ５とは、それぞれの入力側を１つの同じ直流母線Ｐ、Ｎに並列に接続する。第一のインバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮおよび第二のインバータ５を構成するスイッチ５ＵＰ〜５ＷＮは、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）とダイオードとを逆並列に接続した構成であり、そのスイッチングによって直流母線Ｐ、Ｎ間に一時的に接続される直流電圧を任意の振幅と周波数とをもつ多相交流電圧に変換する。なお、互いに直列に接続されているスイッチ４ＵＰと４ＵＮ、４ＶＰと４ＶＮ、４ＷＰと４ＷＮ、５ＵＰと５ＵＮ、５ＶＰと５ＶＮ、５ＷＰと５ＷＮはそれぞれ何れか一方がターンオン、他方がターンオフとなる。
【００１３】
系統連系フィルタ２のキャパシタ２２は、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチまでの配線インダクタンスをできるだけ小さくするように、ＰＷＭ整流器３の入力端の直近に接続する。また、ＰＷＭ整流器３の出力側と第一のインバータ４の入力側、およびＰＷＭ整流器３の出力側と第二のインバータ５の入力側とのそれぞれ相互間を接続する直流母線Ｐ、Ｎも配線インダクタンスをできるだけ小さくするように接続する。
この場合、特に、キャパシタ２２との接続構成が問題となるスイッチを備えたＰＷＭ整流器３は、１台で構成されるので、これが複数台のマトリクスコンバータで構成される従来装置と異なり、キャパシタとスイッチとの接続がコンパクトになし得るので、その間の配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができる。
【００１４】
なお、以下の各実施の形態を含め、直流母線Ｐ、Ｎに並列に接続するインバータを第一のインバータ４と第二のインバータ５との２台としているが、本願発明はその適用を適切に行うことにより３台以上のインバータを並列に接続した場合にも適用できるものである。
【００１５】
また、交流−交流電力変換装置として必要となる交流交流スイッチの個数を、従来のマトリクスコンバータ主回路モジュールの場合と比較すると、本実施の形態の交流−交流電力変換装置の方が少なくて済み、この点でも有利となる。
即ち、図２に示す従来のマトリクスコンバータ主回路モジュールおよび図１に示す本実施の形態のＰＷＭ整流器３を構成する交流交流スイッチを、例えば、図３のように、ＩＧＢＴ２個を用いた構成とした場合、従来のマトリクスコンバータ主回路モジュールでは合計１８個の交流交流スイッチで構成され、これが並列する２台分必要となり総計３６個のＩＧＢＴが必要となる。
これに対し、本実施の形態の交流−交流電力変換装置は、ＰＷＭ整流器３を構成する６個の交流交流スイッチに１２個のＩＧＢＴを用い、第一のインバータ４と第二のインバータ５とでそれぞれ６個のＩＧＢＴを用いることから合計２４個のＩＧＢＴでよく、その結果として交流−交流電力変換装置で用いるＩＧＢＴの個数を減らすことができる。
マトリクスコンバータやインバータの並列数が３以上になれば、両者の差は更に大きくなる。
【００１６】
以上のように、本発明の実施の形態１によれば、系統連系フィルタと直流母線との間に単一のＰＷＭ整流器を接続しその直流母線に複数台のインバータを接続するようにしたので、系統連系フィルタのキャパシタを分割することなくキャパシタからＰＷＭ整流器までの配線インダクタンスを可能な限り小さくすることができ、また、交流−交流電力変換装置で用いるＩＧＢＴのような半導体スイッチの個数を削減することができるため、部品点数を削減して故障率の低下や製造コストの削減を実現できる。
【００１７】
実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、第一のインバータ４および第二のインバータ５について、出力電圧指令を生成する出力電圧指令値演算手段と、その出力電圧指令値およびパルス幅変調制御の搬送波よりスイッチ制御信号を生成するインバータスイッチ制御信号生成手段とをインバータ毎に設けた構成とし、そのインバータスイッチ制御信号生成手段に入力する搬送波を共通の搬送波生成手段より出力するものとし、さらにその搬送波生成手段が出力する搬送波によって、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えタイミングでは第一のインバータ４および第二のインバータ５がともに直流母線ＰまたはＮの何れか一方に接続するスイッチを全てターンオンとする所謂環流状態となるようにする。
【００１８】
図４は、本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置の構成図である。系統連系フィルタ２、ＰＷＭ整流器３、第一のインバータ４、第二のインバータ５、第一の負荷６、第二の負荷７の機能および相互の配線は図１と同一であるため説明は省略する。
電圧検出器８は、交流電源１に接続する入力端の多相交流電圧を検出してコンバータ制御手段であるＰＷＭ整流器制御手段３１に送出する。
【００１９】
ＰＷＭ整流器制御手段３１は、２相間電圧抽出手段３１１、接続期間比率演算手段３１２およびコンバータスイッチ制御信号生成手段３１３からなる。２相間電圧抽出手段３１１は、検出した多相交流電圧に基づいて、入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期（搬送波周期に相当）の中で直流母線Ｐ、Ｎに接続する２つの２相間電圧を抽出する。接続期間比率演算手段３１２は、入力電流指令に基づき抽出した２つの２相間電圧および多相交流電圧に基づいて所定の制御周期において２つの２相間電圧を直流母線Ｐ、Ｎに接続する期間の比率を接続期間比率として計算して出力する。コンバータスイッチ制御信号生成手段３１３は、抽出した２つの２相間電圧および接続期間比率に基づいて、ＰＷＭ整流器３を構成するスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号を生成しスイッチ３ＰＲ〜３ＮＴを駆動するゲートドライバ３２に出力する。
【００２０】
搬送波生成手段４０は、上記接続期間比率に基づいて、一方の頂点をＰＷＭ整流器３の切り替えタイミングに同期させ、他方の頂点を制御周期の境界に同期させた変形三角搬送波を生成し出力する。
【００２１】
第一のインバータ制御手段４１は、出力電圧指令値演算手段４１２およびインバータスイッチ制御信号生成手段４１３からなる。インバータスイッチ制御信号生成手段４１３は、変形三角搬送波と出力電圧指令値とにより、第一のインバータ４を構成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮのスイッチ制御信号を生成しスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮを駆動するゲートドライバ４２に出力する。第二のインバータ制御手段５１は、出力電圧指令値演算手段５１２およびインバータスイッチ制御信号生成手段５１３からなり、インバータスイッチ制御信号生成手段５１３はインバータスイッチ制御信号生成手段４１３と同一の機能を有する。
【００２２】
直流母線Ｐ、Ｎに現れる電圧は交流電源１の電圧およびＰＷＭ整流器制御手段３１の制御結果により定められ、この電圧は出力電圧指令値演算手段４１２および５１２がそれぞれいかなる出力電圧制御法を用いたとしても変化することはない。したがって、出力電圧指令値演算手段４１２と５１２とは相互に異なる出力電圧指令値を設定することができる。
【００２３】
なお、搬送波生成手段４０は、第一のインバータ制御手段４１および第二のインバータ制御手段５１の何れからも独立するものとしたが、搬送波生成手段４０を何れかのインバータ制御手段に包含してインバータスイッチ制御信号生成手段に入力するとともに他方のインバータの制御手段へ搬送波を出力してその内部のインバータスイッチ制御信号生成手段に入力するようにしてもその本質に変わりはない。
【００２４】
図５は、本発明の実施の形態２による交流−交流電力変換装置において、２相間電圧抽出手段３１１が抽出し接続期間比率演算手段３１２が計算した直流母線Ｐ、Ｎ間に接続する入力端の２相間電圧とそれぞれの接続期間、コンバータスイッチ制御信号生成手段３１３が生成するＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、搬送波生成手段４０が出力する第一のインバータ４の三角搬送波と出力電圧指令値演算手段４１２が出力する出力電圧指令値Ｖ４Ｕ＊、Ｖ４Ｖ＊、Ｖ４Ｗ＊およびこれらの信号からインバータスイッチ制御信号生成手段４１３が生成するスイッチ４ＵＰ〜４ＷＮのスイッチ制御信号４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ、搬送波生成手段４０が出力する第二のインバータ５の三角搬送波と出力電圧指令値演算手段５１２が出力する出力電圧指令値Ｖ５Ｕ＊、Ｖ５Ｖ＊、Ｖ５Ｗ＊およびこれらの信号からインバータスイッチ制御信号生成手段５１３が生成するスイッチ５ＵＰ〜５ＷＮのスイッチ制御信号５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの一例を示したタイミングチャートである。
【００２５】
なお、三角搬送波および出力電圧指令値はそれぞれ（下端レベル）−１〜（上端レベル）＋１の範囲に規格化したものである。スイッチ制御信号４Ｕはそれ自身がスイッチ４ＵＰのスイッチ制御信号であると同時に、それを反転した信号がスイッチ４ＵＮのスイッチ制御信号となる。４Ｖ、４Ｗ、５Ｕ、５Ｖ、５Ｗについても同様である。
【００２６】
図５の例は、２相間電圧抽出手段３１１が交流電源１の複数の正の２相間電圧の中で最大の電圧ＶＲＳと中間の電圧ＶＲＴを、入力端の多相交流電圧の周期に対して十分短い所定の制御周期の中で直流母線Ｐ、Ｎに接続する電圧として抽出し、接続期間比率演算手段３１２は交流−交流電力変換装置の入力電流制御、ここでは、入力端の力率を１とする制御により入力端の相電圧絶対値最大のＲ相以外の２つの相であるＳ相とＴ相との相電圧ＶＳとＶＴとの比率を２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴの接続期間比率として計算したものである。
【００２７】
また、搬送波生成手段４０は、２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとの接続期間の境界、すなわちＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えタイミングに一方の頂点を同期させ、制御周期の境界に他方の頂点を同期させた三角搬送波を生成しており、換言すると、この三角搬送波の形状は、片搬送波と称する各直線を−１〜＋１の範囲の下端レベルおよび上端レベルで折り返してなる、所謂変形三角波形状の三角搬送波となる。なお、本段落に示した内容は公知の範囲の技術であり、それ以上の詳細な説明は省略する。
【００２８】
本実施の形態の交流−交流電力変換装置では、出力電圧指令値演算手段４１２と５１２とで相互に異なる任意の出力電圧制御法を用いることができるので、インバータスイッチ制御信号生成手段４１３と５１３とは相互に異なるスイッチ制御信号をそれぞれ生成することができ、第一のインバータ４と第二のインバータ５とは相互に振幅と周波数との異なる多相交流電圧をそれぞれの出力端に供給することができる。
【００２９】
また、第一のインバータ４と第二のインバータ５とのそれぞれのスイッチ制御信号を生成するための変形三角搬送波を共通の搬送波生成手段４０より出力することから、交流−交流電力変換装置の演算装置における搬送波生成手段を簡素なものとすることができる。さらに、搬送波生成手段４０が出力する、一方の頂点を接続期間の境界に同期させた変形三角搬送波を第一のインバータ４および第二のインバータ５の共通の三角搬送波としたことから、第一のインバータ４および第二のインバータ５はともに直流母線ＰまたはＮの何れか一方に接続するスイッチを全てターンオンとする環流状態となるようなタイミングを作り、そのタイミングでは、第一の負荷６を流れる電流が第一の負荷６と第一のインバータ４との間で、また、第二の負荷７を流れる電流が第二の負荷７と第二のインバータ５との間で、それぞれ電流が環流するため、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えを行ってもスイッチング損失は発生しない。
【００３０】
以上のように、本発明の実施の形態２によれば、複数台のインバータの変形三角搬送波を共通の搬送波生成手段より出力するようにしたので、交流−交流電力変換装置の演算装置における搬送波生成手段を簡素なものとすることができる。また、複数台のインバータの出力電圧指令値を相互に異なる任意の出力電圧制御法により生成できるようにしたので、それぞれのインバータの出力端に異なる任意の出力電圧制御法による出力電圧指令値を出力することができ、相互に異なる運転特性をもつ複数の負荷をそれぞれ適切に運転することができる。また、変形三角搬送波の一方の頂点を接続期間の境界に同期させてそのタイミングでは全てのインバータの直流母線ＰまたはＮの何れか一方に接続するスイッチを全てターンオンとする環流状態となるので、それぞれのインバータとその出力端に接続するそれぞれの負荷との間で電流が環流してＰＷＭ整流器には電流が流れずそのタイミングでＰＷＭ整流器の交流交流スイッチの切り替えを行ってもスイッチング損失は発生しないことになり、交流−交流電力変換装置で発生する電力損失を低減することができる。
【００３１】
実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、第一のインバータ制御手段４１と第二のインバータ制御手段５１とにそれぞれ搬送波生成手段４１１と５１１とを設け、この内、搬送波生成手段５１１は接続期間比率とは無関係に均等三角搬送波を出力する構成とする。
図６は、本発明の実施の形態３による交流−交流電力変換装置の構成図である。図４との相違点は、第一のインバータ制御手段４１と第二のインバータ制御手段５１とにそれぞれ搬送波生成手段４１１と５１１とを設け、搬送波生成手段４１１は、接続期間比率演算手段３１２の出力に基づき搬送波を生成し、搬送波生成手段５１１は、接続期間比率演算手段３１２の出力に基づくことなく搬送波を生成する点である。
【００３２】
図７は、本発明の実施の形態３による交流−交流電力変換装置における、直流母線Ｐ、Ｎ間に接続する入力端の２相間電圧とその期間、交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、第一のインバータ４および第二のインバータ５それぞれの、三角搬送波、出力電圧指令値、および、スイッチ４ＵＰ〜４ＷＮ、スイッチ５ＵＰ〜５ＷＮのスイッチ制御信号の一例を示したタイミングチャートである。図５との相違点は、搬送波生成手段５１１が出力する三角搬送波を１つの制御周期で１個の左右対称の均等三角搬送波とする点である。
【００３３】
第二のインバータ５が演算装置と一体化されたユニットの一部である場合、その演算装置が内包する搬送波生成手段は通常、左右対称の均等三角搬送波を生成する。したがって、このユニットの入力端を直流母線Ｐ、Ｎにそのまま接続するだけで本実施の形態の交流−交流電力変換装置とすることができ、ユニットに一体化された演算装置をそのまま使用することができる。この場合、ＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えタイミングでは、第二のインバータ５は環流状態とはならずＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴに電流が流れるため交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴの切り替えでスイッチング損失が発生する。しかしながら、第二の負荷７を流れる電流が第一の負荷６を流れる電流に比べて十分に小さい場合にはスイッチング損失の増加はそれほど大きくはならない。
なお、図６では、２台のインバータのそれぞれに搬送波生成手段を１台設けているが、例えば、４台のインバータを接続する場合、その内の２台のインバータ毎に共用の搬送波生成手段を１台設けるようにしてもよい。
【００３４】
以上のように、本発明の実施の形態３によれば、複数台のインバータの制御手段にそれぞれ搬送波生成手段を設け、その一部の搬送波生成手段では接続期間比率演算手段の出力に基づくことなく搬送波を生成するようにしたので、この搬送波生成手段を内包する演算装置を当該インバータの制御にそのまま使用することができ、インバータと演算装置を一体化したユニットの適用や安価な演算装置の使用による製造コストの削減を実現できる。
【００３５】
実施の形態４．
一般に、インバータの三角搬送波の周波数を低くして搬送波周期を長くすると、インバータを構成するスイッチでのスイッチング回数が少なくなることからインバータで発生するスイッチング損失を低減することができ、また、負荷の入力端に現れる電圧のパルス幅が長く周波数が低いため負荷の対地浮遊容量のインピーダンスが高くなり負荷から流れ出る漏れ電流を小さくすることができる。その一方で、インバータの出力端、すなわち負荷の入力端に現れる電圧パルス幅が長いことで高周波電力振動や高周波運転振動が大きくなり負荷の制御特性が低下し、負荷の電力損失や運転騒音が増大することになる。インバータの三角搬送波の周波数を高くすれば逆の効果が現れることになり、これらの特性は三角搬送波の周波数の上げ下げによりトレードオフの関係にある。
【００３６】
交流−交流電力変換装置の複数の出力端に接続する複数の負荷すべてがインバータの三角搬送波の周波数に対して同等の特性をもつのであれば、例えば、図５や図７に示すように、すべてのインバータの搬送波生成手段が１つの制御周期で２個の片搬送波を生成して１個の変形三角搬送波または均等三角搬送波として出力して三角搬送波の周波数をすべてのインバータで同一とすればよい。しかしながら、例えば、一方の負荷はインバータの電力損失を低減することなどを目的として三角搬送波の周波数を低くすることが望ましく、他方の負荷は負荷の電力損失を低減することなどを目的として三角搬送波の周波数を高くすることが望ましい場合には、すべてのインバータの三角搬送波の周波数を同一とすることが複数の出力端に接続した負荷全てにとって必ずしも望ましいとは言えない。
【００３７】
そこで、本発明の実施の形態４では、第一のインバータ制御手段４１の搬送波生成手段４１１と第一のインバータ制御手段５１の搬送波生成手段５１１とが、１つの制御周期で生成する片搬送波の個数を相互に異なるものとする。
図８は、本発明の実施の形態４による交流−交流電力変換装置の構成図である。図６との相違点は、搬送波生成手段４１１および５１１がともに接続期間比率演算手段３１２の出力に基づき搬送波を生成するようにした点である。
【００３８】
図９は、本発明の実施の形態４による交流−交流電力変換装置における、直流母線Ｐ、Ｎ間に接続する入力端の２相間電圧とその期間、交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴのスイッチ制御信号、第一のインバータ４および第二のインバータ５それぞれの、三角搬送波、出力電圧指令値、および、スイッチ４ＵＰ〜４ＷＮ、スイッチ５ＵＰ〜５ＷＮのスイッチ制御信号の一例を示したタイミングチャートである。図５との相違点は、搬送波生成手段５１１が、入力端の２種の２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとの接続期間でそれぞれ２個の片搬送波を生成して均等三角搬送波として出力する点である。
【００３９】
本実施の形態の交流−交流電力変換装置では、搬送波生成手段５１１が、入力端の２種の２相間電圧ＶＲＳとＶＲＴとの接続期間でそれぞれ２個の片搬送波を生成する均等三角搬送波としたことから１つの制御周期では相互に周期の異なる２個の均等三角搬送波を生成することになり、第二のインバータ５の三角搬送波の周波数は第一のインバータ４の三角搬送波の周波数と比較して平均的に２倍となるので、第一のインバータ４と第二のインバータ５との三角搬送波の周波数を相互に異なるものとすることができる。このことにより、第一の負荷６が三角搬送波の周波数を低くすることが望ましく第二の負荷７が三角搬送波の周波数を高くすることが望ましい場合に、それぞれの負荷にとって望ましい三角搬送波の周波数で負荷の入力端に多相交流電圧を供給することができる。
【００４０】
なお、図９では何れの搬送波生成手段も交流電源１の２相間電圧のそれぞれの接続期間の境界に一方の頂点を同期させる三角搬送波を出力するものとしているが、何れか一方の搬送波生成手段が接続期間比率演算手段３１２の出力に基づくことなくその一方の頂点を上記境界に同期させない１つの均等三角搬送波として出力しても、若しくは何れか一方の搬送波生成手段が接続期間比率演算手段３１２の出力に基づくことなくその一方の頂点を上記境界に同期させずにすべて同一の周期をもつ２個の均等三角搬送波として出力するようにしてもよい。また、本実施の形態の以上の内容では１つの制御周期で高々２個の三角搬送波を生成するものとしているが、１つの制御周期で３個以上の三角搬送波を生成するようにしてもよい。
【００４１】
さらに、本実施の形態の以上の内容では１つの制御周期で偶数個の片搬送波を生成して単一または複数個の三角搬送波を生成するようにしているが、上記の２つの接続期間のうち一方で１個の片搬送波を生成して他方で２個以上の片搬送波を生成するようにしてもよく、制御周期の境界で三角搬送波の頂点位置が一致するように生成する片搬送波を適宜調整するようにしてもよい。
【００４２】
以上のように、本発明の実施の形態４によれば、複数台のインバータの制御手段の搬送波生成手段が出力する三角搬送波を１つの制御周期あたりの片搬送波の個数が相互に異なるものとしたことで三角搬送波の周波数が相互に異なるようになり、それぞれの負荷にとって望ましい三角搬送波の周波数となり交流−交流電力変換装置による負荷の運転にとってより望ましい運転特性を得ることができる。
【００４３】
実施の形態５．
直流母線Ｐ、ＮにＰＷＭ整流器の出力端とインバータの入力端とを接続する回路構成であって、インバータの出力端に誘導性負荷を接続した交流−交流電力変換装置では、過電流・過電圧や主回路故障を検知したときにＰＷＭ整流器を構成する交流交流スイッチおよびインバータを構成するスイッチの全てのスイッチ制御信号をターンオフとして誘導性負荷の運転を急停止する場合があるが、誘導性負荷に流れる電流がインバータのダイオードを通って直流母線に流れ直流母線の電圧を上昇させるため直流母線の電圧が過電圧となりスイッチを破壊する可能性がある。これを防ぐため、直流母線Ｐ、Ｎの間に誘導性負荷を流れていた電流のエネルギーを吸収するためのキャパシタと、そのキャパシタの電圧が直流母線に接続する交流電源の２相間電圧よりも高いときに異電圧短絡を防止するためのダイオードとで構成するクランプ回路を備えることがある。また、このキャパシタはインバータのスイッチのスイッチング動作によって直流母線Ｐ、Ｎ間に発生する高周波サージ電圧を吸収する役割もある。クランプ回路のキャパシタの容量は、上記の誘導性負荷を流れる電流のエネルギーを吸収しても直流母線が過電圧とならない大きさとすればよい。
【００４４】
ところで、交流−交流電力変換回路の通常の運転ではこのキャパシタは交流電源の最大の２相間電圧若しくはそれ以上の電圧で常時充電されエネルギーを蓄積している。そこで本発明の実施の形態５では、クランプ回路のキャパシタに蓄積したエネルギーを一部の負荷の通常の運転でも活用するため、交流−交流電力変換回路の複数台のインバータのうち一部のインバータの入力端をクランプ回路のキャパシタの両端に接続してキャパシタの蓄積エネルギーを活用するものである。
【００４５】
図１０は、本発明の実施の形態５による交流−交流電力変換装置の構成図である。本実施の形態の交流−交流電力変換装置は、図６の交流−交流電力変換装置にキャパシタ９１とダイオード９２とで構成するクランプ回路９を備え、第二のインバータ５の入力端をキャパシタ９１の両端に接続した構成であり、その他の構成は図６と同一であるため説明は省略する。
【００４６】
本実施の形態の交流−交流電力変換装置では、第二のインバータ５による第二の負荷７の運転に系統連系フィルタ２のキャパシタ２２の代わりにクランプ回路９のキャパシタ９１を用いることから、キャパシタ９１と第二のインバータ５との間の配線インダクタンスのみを可能な限り小さくすればよく、キャパシタ２２から第二のインバータ５まで、特に直流母線Ｐ、Ｎから第二のインバータ５までの配線インダクタンスを必ずしも小さくする必要はなくなり、第二のインバータ５とキャパシタ９１の配置の制約が緩和され交流−交流電力変換装置の設計自由度が増す。また、キャパシタ９１と第二の負荷７との間にＰＷＭ整流器３がないことからキャパシタ９１から第二のインバータ５を通って第二の負荷７を流れる電流がそのままＰＷＭ整流器３の交流交流スイッチ３ＰＲ〜３ＮＴを流れることはなく、第二のインバータ制御手段５１の搬送波生成手段５１１がどのような三角搬送波を出力するとしても、例えば、本発明の実施の形態３に示すような均等三角搬送波を出力する搬送波生成手段５１１を含む演算装置と第二のインバータ５とを一体化したユニットを使用したとしても、ＰＷＭ整流器３を構成する交流交流スイッチの切り替えタイミングで第二の負荷７を流れる電流がそのままＰＷＭ整流器３を流れることはないのでＰＷＭ整流器３で発生するスイッチング損失を著しく増大させることはない。
【００４７】
以上のように、本発明の実施の形態５によれば、複数台のインバータのうち一部のインバータの入力端をクランプ回路のキャパシタの両端に接続し当該キャパシタの蓄積エネルギーを利用する構成としたので、直流母線から上記インバータまでの配線インダクタンスを必ずしも小さくする必要はなくなり上記インバータの配置の制約が小さくなるため、交流−交流電力変換装置の設計自由度が増して製造コストを低減することができる。また、均等三角搬送波を出力する搬送波生成手段を含む演算装置をそのまま使用してもＰＷＭ整流器で発生するスイッチング損失を著しく増大させることはなく、交流−交流電力変換装置で発生する電力損失を抑制することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本願発明は、入力端の三相交流電圧を直接三相交流電圧に変換して複数の出力端に出力する場合に限られるものではなく、広く、入力端の多相交流電圧を直接多相交流電圧に変換して複数の出力端に出力する場合にも適用でき、同等の効果を奏するものである。
【符号の説明】
【００４９】
１  交流電源、２  系統連系フィルタ、２１  リアクトル、２２  キャパシタ、
３  ＰＷＭ整流器、
３ＰＲ，３ＰＳ，３ＰＴ，３ＮＲ，３ＮＳ，３ＮＴ  交流交流スイッチ、
３１  ＰＷＭ整流器制御手段、３１１  ２相間電圧抽出手段、
３１２  接続期間比率演算手段、３１３  コンバータスイッチ制御信号生成手段、
３２，４２，５２  ゲートドライバ、４  第一のインバータ、
４ＵＰ，４ＶＰ，４ＷＰ，４ＵＮ，４ＶＮ，４ＷＮ  スイッチ、
４０，４１１，５１１  搬送波生成手段、４１  第一のインバータ制御手段、
４１２，５１２  出力電圧指令値演算手段、
４１３  インバータスイッチ制御信号生成手段、５  第二のインバータ、
５ＵＰ，５ＶＰ，５ＷＰ，５ＵＮ，５ＶＮ，５ＷＮ  スイッチ、
５１  第二のインバータ制御手段、５１３  インバータスイッチ制御信号生成手段、
６  第一の負荷、７  第二の負荷、８  電圧検出器、９  クランプ回路、
９１  キャパシタ、９２  ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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