(57)【要約】【課題】ヒートシンクやフォトカプラーが不要であるにもかかわらず、効率の向上を図れ、小型化を図ることができ、安定したスイッチング制御を実現でき、しかも各種電子機器に容易に適用することが可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング動作させる１次側主トランスＭＴ１の両端に第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２を接続し、スイッチング動作させる主トランスＭＴ１の２次側はセンタータップＴＰを設け２つの出力の極性は互いに順極性にし、スイッチングトランジスタのゲートを、ドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２を介してドライブしドライブトランスでも１次側、２次側の分離を行い、ＡＣ/ＤＣコンバート動作させるために２つのスイッチングトランジスタの一方側を使用し、他方のスイッチングトランジスタは少なくともフライバックパルスの容量からトランスに電流が流れる区間ＯＮさせる。【選択図】図１
2010098934.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のＡＣ電圧供給ラインと、
第２のＡＣ電圧供給ラインと、
上記第１および第２のＡＣ電圧供給ラインにＡＣ電圧を入力するＡＣ電圧入力部と、
１次コイルと、当該１次コイルと相互に電磁結合されタップを通して順極性となるように一端側同士が接続された第１の２次コイルおよび第２の２次コイルを有する主トランスと、
上記第１のＡＣ電圧供給ラインのＡＣ電圧を上記トランスの１次コイルの一端側に選択的に供給させる第１のスイッチングトランジスタと、
上記第２のＡＣ電圧供給ラインのＡＣ電圧を上記トランスの１次コイルの他端側に選択的に供給させる第２のスイッチングトランジスタと、
第１の制御信号に応じて上記第１のスイッチングトランジスタのオン、オフ駆動を行う第１のドライブトランスと、
第２の制御信号に応じて上記第１のスイッチング素子のオン、オフ駆動を行う第２のドライブトランスと、
上記１次コイルの一端と上記第１のＡＣ電圧供給ラインとの間に、上記第１のスイッチングトランジスタに並列に接続された第１のキャパシタと、
上記１次コイルの他端と上記第２のＡＣ電圧供給ラインとの間に、上記第２のスイッチングトランジスタに並列に接続された第２のキャパシタと、
上記第１および第２の２次コイルの出力電圧を整流してＤＣ電圧を出力する出力回路と、
２次側の上記出力回路のＤＣ電圧を１次側にフィードバックする帰還部と、
帰還部によるフィードバック電圧情報およびＡＣ電圧の極性に応じた上記第１の制御信号および上記第２の制御信号を生成し、生成した第１の制御信号を上記第１のドライブトランスに出力し、生成した第２の制御信号を上記第２のドライブトランスに出力するスイッチングコントローラと
を有するスイッチング電源装置。
【請求項２】
上記スイッチングコントローラは、
上記第１および第２のスイッチングトランジスタのうち、フライバック動作しない側のスイッチングトランジスタは、少なくとも並列に接続されるキャパシタから１次コイルに電流が流れる区間はオンするように上記第１の制御信号および第２の制御信号を出力する
請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
上記第１および第２のドライブトランスは、
１次側と２次側に分離されている
請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
上記第１および第２のスイッチングトランジスタは、
電界効果トランジスタにより形成され、
上記第１のドライブトランスは、
２次側コイルが上記第１のスイッチングトランジスタのゲートと上記第１のＡＣ電圧供給ラインに接続され、
上記第２のドライブトランスは、
２次側コイルが上記第２のスイッチングトランジスタのゲートと上記第２のＡＣ電圧供給ラインに接続されている
請求項３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
上記第１および第２のドライブトランスの上記第１および第２のスイッチングトランジスタのゲートをドライブする出力側に、ドライブ振幅を制限するクランプ回路が接続されている
請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
上記第１のＡＣ電圧供給ラインと上記主トランスの上記１次コイルの他端側との間に直列に接続された第３のキャパシタおよび第３のスイッチングトランジスタと、
上記第２のＡＣ電圧供給ラインと上記主トランスの上記１次コイルの一端側との間に直列に接続された第４のキャパシタおよび第４のスイッチングトランジスタと、
第３の制御信号に応じて上記第３のスイッチングトランジスタのオン、オフ駆動を行う第３のドライブトランスと、
第４の制御信号に応じて上記第４のスイッチング素子のオン、オフ駆動を行う第４のドライブトランスと、を含み、
上記スイッチングコントローラは、
上記帰還部によるフィードバック電圧情報およびＡＣ電圧の極性に応じた上記第１の制御信号、上記第２の制御信号、上記第３の制御信号、および上記第４の制御信号を生成し、生成した上記第１の制御信号を上記第１のドライブトランスに出力し、生成した上記第２の制御信号を上記第２のドライブトランスに出力し、生成した上記第３の制御信号を上記第３のドライブトランスに出力し、生成した上記第４の制御信号を上記第４のドライブトランスに出力する
請求項１から５のいずれか一に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
上記第３および第４のドライブトランスの上記第３および第４のスイッチングトランジスタのゲートをドライブする出力側に、ドライブ振幅を制限するクランプ回路が接続されている
請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
上記出力回路は、
中間ノードと、
出力ノードと、
上記第１の２次コイルの他端側と上記中間ノードとの間に当該他端側から中間ノードに向かって上記順方向となるように接続された第１のダイオードと、
上記第３の２次コイルの他端側と上記中間ノードとの間に当該他端側から中間ノードに向かって上記順方向となるように接続された第２のダイオードと、
上記第１の２次コイルと上記第２の２次コイルの一端同士が接続されて形成されたタップに接続された基準ラインと、
上記中間ノードと上記出力ノード間に接続されチョークコイルと、
上記出力ノードと上記基準ラインとの間に接続されたキャパシタと、を含む
請求項１から７のいずれか一に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
上記出力回路は、
上記第１のダイオードと上記中間ノードとの間に接続された第１のコイルと、
上記第２のダイオードと上記中間ノードとの間に接続された第２のコイルと、を含む
請求項８記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
上記出力回路は、
上記基準ラインと、上記第１のダイオードおよび上記中間ノードの接続点との間に、当該基準ラインから当該接続点に向かって順方向となるように接続された第３のダイオードと、
上記基準ラインと、上記第２のダイオードおよび上記中間ノードの接続点との間に、当該基準ラインから当該接続点に向かって順方向となるように接続された第４のダイオードと、を含む
請求項８または９記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
少なくともスイッチングコントローラを含む回路のＡＣ/ＤＣ電源を起動するための自立起動回路を有する
請求項１から１０のいずれか一に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
上記自立起動回路は、
所定タイミングで瞬時ＡＣ電圧を監視し起動させようとするタイミングの前のＡＣ電圧より現在の電圧が高いタイミングのとき起動を開始する
請求項１１記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
上記自立起動回路は、
起動抵抗と、
上記第２次コイルに並列的に配置された３次コイルを含む２次側駆動電源を有し、
スタート時は上記起動抵抗によりエネルギーを得、
スタート後は上記２次側駆動電源の上記３次コイルによりエネルギーを得る
請求項１１または１２記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
上記出力回路の出力側に、電池を充電可能な充電装置が接続され、
定電流充電区間は電池電圧を基準に、低電圧充電区間は上記出力回路の出力を基準にフィードバックループを形成する
請求項１から１３のいずれか一に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器に適用されるスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
典型的なスイッチング電源装置は、整流回路と、平滑用キャパシタと、ＤＣ−ＤＣ変換回路とにより構成される（たとえば特許文献１参照）。
このスイッチング電源装置において、正弦波電圧が整流回路で整流され、その後にＤＣ/ＤＣコンバータが構成される。
【０００３】
また、スイッチング電源装置として、スイッチングコントローラを用いて、ＡＣ（交流）・ＤＣ（直流）電源の１次側をスイッチングし、トランスを介して２次側でＤＣ出力を得る電源装置が知られている（たとえば特許文献２参照）。
このスイッチングコントローラは、通常ＩＣ化されている。スイッチングコントローラは、フォトカプラーにより２次側の出力電圧がフィードバックされる。
これにより、スイッチングコントローラは、スイッチング周波数またはＰＷＭのパルス幅をコントロールすることにより出力電圧を一定にする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３６７０４１９号
【特許文献２】特公平７−６７２７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、ＡＣ/ＤＣコンバータを構成するときはＡＣ入力を整流ダイオードで整流しその後にＤＣ/ＤＣコンバータが構成される。
このとき、ダイオードはブリッジ構成になっているためＡＣ電流は２個のダイオードを通して流れる。この分のロスにより１〜２％効率が劣化する。
また、この整流ダイオードは通常ヒートシンクが必要になることから、装置の大型化を招き、装置の小型化の弊害になる。
【０００６】
特許文献２に記載されたスイッチング電源装置は、スイッチングコントローラは、フォトカプラーにより２次側の出力電圧がフィードバックされ、これに基づきスイッチング周波数またはＰＷＭのパルス幅をコントロールすることにより出力電圧を一定にする。
このとき、ＩＣの基準電位は１次側の基準電位を使用する。
この方法によれば、出力電圧のフィードバック以外に過電圧検出、過電流検出等精度の高いコントロールを行おうとするとそれぞれにフォトカプラーが必要になり小型化が困難となる。
【０００７】
本発明は、ヒートシンクやフォトカプラーが不要であるにもかかわらず、効率の向上を図れ、小型化を図ることができ、安定なスイッチング制御を実現でき、しかも各種電子機器に容易に適用することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のスイッチング電源装置は、第１のＡＣ電圧供給ラインと、第２のＡＣ電圧供給ラインと、上記第１および第２のＡＣ電圧供給ラインにＡＣ電圧を入力するＡＣ電圧入力部と、１次コイルと、当該１次コイルと相互に電磁結合されタップを通して順極性となるように一端側同士が接続された第１の２次コイルおよび第２の２次コイルを有する主トランスと、上記第１のＡＣ電圧供給ラインのＡＣ電圧を上記トランスの１次コイルの一端側に選択的に供給させる第１のスイッチングトランジスタと、上記第２のＡＣ電圧供給ラインのＡＣ電圧を上記トランスの１次コイルの他端側に選択的に供給させる第２のスイッチングトランジスタと、第１の制御信号に応じて上記第１のスイッチングトランジスタのオン、オフ駆動を行う第１のドライブトランスと、第２の制御信号に応じて上記第１のスイッチング素子のオン、オフ駆動を行う第２のドライブトランスと、上記１次コイルの一端と上記第１のＡＣ電圧供給ラインとの間に、上記第１のスイッチングトランジスタに並列に接続された第１のキャパシタと、上記１次コイルの他端と上記第２のＡＣ電圧供給ラインとの間に、上記第２のスイッチングトランジスタに並列に接続された第２のキャパシタと、上記第１および第２の２次コイルの出力電圧を整流してＤＣ電圧を出力する出力回路と、２次側の上記出力回路のＤＣ電圧を１次側にフィードバックする帰還部と、帰還部によるフィードバック電圧情報およびＡＣ電圧の極性に応じた上記第１の制御信号および上記第２の制御信号を生成し、生成した第１の制御信号を上記第１のドライブトランスに出力し、生成した第２の制御信号を上記第２のドライブトランスに出力するスイッチングコントローラと、を有する。
【０００９】
本発明によれば、１次側において、ＡＣ電圧入力部によりＡＣ電圧が第１および第２のＡＣ電圧供給ラインに入力される。
スイッチングコントローラにより所定のパルス幅の第１および第２の制御信号が出力され、第１および第２の制御信号により第１および第２のスイッチングトランジスタが選択的にオン、オフ駆動される。
この場合、主トランスの１次コイルに電流が流れ、２次側においては、第１の２次コイルまたは第２の２次コイルに共振電流が選択的に流れる。
２次側においては、主トランスの第１および第２の２次コイルの出力電圧が出力回路に供給される。そして、出力回路からＤＣ電圧が出力される。この出力ＤＣ電圧は、帰還部を通してＤＣ電圧情報として１次側のスイッチングコントローラにフィードバックされる。
スイッチングコントローラでは、第１および第２のスイッチングトランジスタのうち、フライバック動作しない側のスイッチングトランジスタは、少なくとも並列接続される共振キャパシタから１次コイルに電流が流れる区間がオンするように制御される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、ヒートシンクやフォトカプラーが不要であるにもかかわらず、効率の向上を図れ、小型化を図ることができ、安定なスイッチング制御を実現でき、しかも各種電子機器に容易に適用することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】本実施形態に係るスイッチングコントローラの構成例を示す図である。
【図３】第１のスイッチングトランジスタ側がフライバック動作、第２のスイッチングトランジスタが非動作の場合のタイミング波形を示す図である。
【図４】図４は第１および第２のスイッチングトランジスタのスイッチングの様子を概念的に示す波形図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置を説明するための回路図である。
【図６】図５の回路の波形図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図９】図８の電源装置のスイッチングコントローラの構成を含む要部の等価回路を示す図である。
【図１０】図９の電源装置の動作のタイミングチャートを示す図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１３】２次側インダクタを付加しない場合の電源装置のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】２次側インダクタを付加した場合の電源装置のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】本発明の第７の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１６】本第７の実施形態に係る自立起動回路の起動タイミングを示す図である。
【図１７】本実施形態に係る自立起動回路の起動信号生成回路の構成例を示す図である。
【図１８】本発明の第８の実施形態に係るスイッチング電源装置を説明するための回路図である。
【図１９】図１８の回路を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の最良の実施形態を添付図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う。
１．第１の実施形態（電源装置の基本的な全体構成例）
２．第２の実施形態（リミッタ回路を含む電源装置の他の構成例）
３．第３の実施形態（電源装置の他の構成例）
４．第４の実施形態（電源装置の他の構成例）
５．第５の実施形態（電源装置の他の構成例）
６．第６の実施形態（電源装置の他の構成例）
７．第７の実施形態（電源装置の他の構成例）
８．第８の実施形態（充電出力が一定になるように１次側をコントロールする例）
【００１３】
本実施形態に係るスイッチング電源装置は、基本的に以下の特徴を有し、ＡＣラインから希望のＤＣ電圧を得るＡＣ/ＤＣコンバータシステムとして形成される。
【００１４】
（１）スイッチング素子にかける電圧を整流ダイオードを介することなく直接印加する。
（２）スイッチング動作させる１次側トランスの両端にスイッチング素子を接続する。
（３）スイッチング動作させるトランスの２次側はセンタータップを設け２つの出力の極性は互いに順極性にする。
（４）スイッチング素子を形成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートを、ドライブトランスを介してドライブし、ドライブトランスでも１次側、２次側の分離を行う。
（５）ＡＣ/ＤＣコンバート動作させるために２つのスイッチング素子の一方側を使用し、他方のスイッチング素子は少なくともフライバックパルスの容量からトランスに電流が流れる区間ＯＮさせる。
（６）上記２つのパルスをＡＣ電源の極性に合わせ切り替える。
【００１５】
以上の特徴を有する本実施形態のスイッチング電源装置の構成および機能について具体的に説明する。
【００１６】
＜１．第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００１７】
本第１の実施形態に係るスイッチング電源装置（以下、単に電源装置という）１は、ＡＣ電圧入力部１０、第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１、および第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２を有する。
電源装置１は、主トランスＭＴ１、第１のスイッチングトランジスタＳＷ１、第２のスイッチングトランジスタＳＷ２、第１のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２、第１のドライブトランスＤＴ１、および第２のドライブトランスＤＴ２を有する。
さらに電源装置１は、出力回路２０、帰還部３０、ＡＣ極性判定部４０、およびスイッチングコントローラ５０を有する。
【００１８】
ＡＣ電圧入力部１０は、トランスＴ１１、およびキャパシタＣ１１，Ｃ１２を有し、ＡＣ電源によるＡＣ電圧を第１および第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１，ＬＶＡＣ２に入力する（伝達する）。
【００１９】
主トランスＭＴ１は、一端が第１のスイッチングトランジスタＳＷ１のドレインおよびキャパシタＣ１の第１電極に接続され、他端がスイッチングトランジスタＳＷ２のドレインおよび第２のキャパシタの第１電極に接続された１次コイルＬ１を有する。
主トランスＭＴ１は、１次コイルＬ１と相互に電磁結合されタップＴＰを通して順極性となるように接続された第１の２次コイルＬ２および第２の２次コイルＬ３を有する。
なお、図において、標準的な表記法に従い、各コイルＬ１〜Ｌ３についてその相対極性をドットで示している。
そして、ここでいう順極性とは、第１の２次コイルＬ２はドットのない非ドット端子が、第２の２次コイルＬ３はドットのあるドット端子が、タップＴＰに対して接続されていることをいう。
すなわち、図１の例では、第１の２次コイルＬ２の非ドット端子がタップＴＰに接続され、第２の２次コイルＬ３のドット端子がタップＴＰに接続されている。
【００２０】
スイッチングトランジスタＳＷ１は、たとえばｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
スイッチングトランジスタＳＷ１の第１端子であるドレインが主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の一端（非ドット端子）に接続され、第２端子であるソースが第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１に接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ１の制御端子であるゲートが第１のドライブトランスＤＴ１の出力ラインに接続されている。
また、スイッチングトランジスタＳＷ１は、第２端子であるソースと第１端子であるドレイン間に、第２端子から第１端子に向かって順方向となるようにクランプ用ダイオードＤ１が接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ１は、所定の期間において、制御端子であるゲートに供給される駆動電圧に応じて第１端子と第２端子を接続（オン）するか遮断するかが繰り返し制御される。
【００２１】
スイッチングトランジスタＳＷ２は、たとえばｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
スイッチングトランジスタＳＷ２の第１端子であるドレインが主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の他端（ドット端子）に接続され、第２端子であるソースが第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２に接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ２の制御端子であるゲートが第２のドライブトランスＤＴ１の出力ラインに接続されている。
また、スイッチングトランジスタＳＷ２は、第２端子であるソースと第１端子であるドレイン間に、第２端子から第１端子に向かって順方向となるようにクランプ用ダイオードＤ２が接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ２は、所定の期間において、制御端子であるゲートに供給される駆動電圧に応じて第１端子と第２端子を接続（オン）するか遮断するかが繰り返し制御される。
【００２２】
第１のキャパシタＣ１は、第１電極ａと第２電極ｂとを有し、第２のキャパシタＣ２は、第１電極ｃと第２電極ｄとを有する。
【００２３】
第１のキャパシタＣ１は、第１電極ａが主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の一端（非ドット端子）に接続され、第２電極ｂが第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１に接続されている。
すなわち、第１のキャパシタＣ１は、１次コイルＬ１の一端と第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１との間に、第１のスイッチングトランジスタＳＷ１に並列に接続されている。
【００２４】
第２のキャパシタＣ２は、第１電極ｃが主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の他端（ドット端子）に接続され、第２電極ｄが第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２に接続されている。
すなわち、第２のキャパシタＣ２は、１次コイルＬ１の他端と第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２との間に、第２のスイッチングトランジスタＳＷ２に並列に接続されている。
【００２５】
第１のドライブトランスＤＴ１は、スイッチングコントローラ５０による第１の制御信号Ｐ１に応じて第１のスイッチングトランジスタＳＷ１のオン、オフ駆動を行う。
また、第１のドライブトランスＤＴ１は、１次側と２次側とで絶縁分離されている。
第１のドライブトランスＤＴ１は、１次コイルＬＤ１と２次コイルＬＤ２を有している。そして、２次コイルの一端側が第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１に接続され、他端側が第１のスイッチングトランジスタＳＷ１のゲート（制御端子）に接続されている。
【００２６】
第２のドライブトランスＤＴ２は、スイッチングコントローラ５０による第２の制御信号Ｐ２に応じて第２のスイッチングトランジスタＳＷ２のオン、オフ駆動を行う。
また、第２のドライブトランスＤＴ２は、１次側と２次側とで絶縁分離されている。
第２のドライブトランスＤＴ２は、１次コイルＬＤ３と２次コイルＬＤ４を有している。そして、２次コイルの一端側が第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２に接続され、他端側が第２のスイッチングトランジスタＳＷ２のゲート（制御端子）に接続されている。
【００２７】
本実施形態においては、ＡＣ電圧入力に整流ダイオードを配置しないでシステムが構成される。整流を行わないとスイッチング素子としての機能を持つＦＥＴのドレイン−ソース間の電圧がＡＣ電源の半周期マイナスになる。このとき、バックゲート−ドレイン間で形成されるダイオードがＯＮするためスイッチング動作できない。
このため、本実施形態においては、フライバック方式で、上述したように、ＡＣのスイッチング素子として２個の第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２が適用されている。
【００２８】
そして、本実施形態においては、それぞれの第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１、ＳＷ２のゲートは第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２を使用してドライブする。
通常スイッチング素子のためのＦＥＴはｎチャネルが使用される。このため、第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２のゲート電圧はソースより高い電圧が必要である。
ソース電圧はＡＣ電圧そのものであることから、ＡＣ電源より高い電圧でＡＣ電圧に応じて電圧を可変できる別の電源が必要になるが、本実施形態では、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２を使用することによりこれが不要になる。
【００２９】
さらに、通常の電源では、主トランスＭＴ１の１次側と２次側で絶縁分離するが、本実施形態においては、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２においても１次側と２次側とで絶縁分離されている。
このように、本実施形態においては、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２で絶縁分離を行っているため、１次側の機能を構成する基準ＧＮＤと２次側の機能を構成するＧＮＤを共通にできる。
このため、ＡＣ/ＤＣスイッチングコントロールシステムを構成する際、２次側の情報をフォトカプラー無しで取り込むことができる。
【００３０】
出力回路２０は、主トランスＭＴ１の第１および第２の２次コイルＬ１，Ｌ２の出力電圧を整流してＤＣ電圧を出力する。
【００３１】
図１の出力回路２０は、第１のダイオード（第１の整流素子）Ｄ２１、第２のダイオード（第２の整流素子）Ｄ２２、チョークコイルＬ２１、および平滑用キャパシタＣ２１を有する。
出力回路２０は、さらに、中間ノードＮＤ２１、出力ノードＮＤ２２、基準ノードＮＤ２３、および出力端子ＴＯ１，ＴＯ２を有する。
【００３２】
第１のダイオードＤ２１が、主トランスＭＴ１の第１の２次コイルＬ２の他端（ドット端子）と中間ノードＮＤ２１との間に、第１の２次コイルＬ２の他端から中間ノードＮＤ２１に向かって順方向となるように接続されている。
すなわち、第１のダイオードＤ２１のアノードが第１の２次コイルＬ２の他端（ドット端子）に接続され、カソードが中間ノードＮＤ２１に接続されている。
【００３３】
第２のダイオードＤ２２が、主トランスＭＴ１の第２の２次コイルＬ３の他端（非ドット端子）と中間ノードＮＤ２１との間に、第２の２次コイルＬ３の他端から中間ノードＮＤ２１に向かって順方向となるように接続されている。
すなわち、第２のダイオードＤ２２のアノードが第２の２次コイルＬ３の他端（非ドット端子）に接続され、カソードが中間ノードＮＤ２１に接続されている。
【００３４】
チョークコイルＬ２１の一端が中間ノードＮＤ２１に接続され、他端が出力ノードＮＤ２２に接続されている。
平滑用キャパシタＣ２１の第１電極ａが出力ノードＮＤ２２に接続され、第２電極ｂが基準ノードＮＤ２３に接続されている。
出力ノードＮＤ２２が出力端子ＴＯ１に接続され、基準ノードＮＤ２３がタップＴＰおよび出力端子ＴＯ２に接続されている。
そして、基準ノードＮＤ２３がグランドＧＮＤ（基準電位）に接続されている。
【００３５】
帰還部３０は、２次側の出力回路２０から出力されるＤＣ電圧を１次側のスイッチングコントローラ５０にフィードバックする。
【００３６】
帰還部３０は、出力回路２０の出力ノードＮＤ２２とグランドＧＮＤ間に直列に接続された抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２を有する。
帰還部３０は、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２で出力回路２０によるＤＣ電圧を分圧した電圧をスイッチングコントローラ５０にフィードバックする。
【００３７】
ＡＣ極性判定部４０は、キャパシタＣ３を通した第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１のＡＣ電圧とキャパシタＣ４を通した第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２のＡＣ電圧に応じてＡＣ電圧の極性を判定し、判定結果をスイッチングコントローラ５０に出力する。
【００３８】
スイッチングコントローラ５０は、帰還部３０によりフィードバック電圧情報およびＡＣ極性判定部４０のＡＣ電圧の極性に応じた第１の制御信号Ｐ１および第２の制御信号Ｐ２を生成する。
スイッチングコントローラ５０は、生成した第１の制御信号Ｐ１を第１のドライブトランスＤＴ１に出力し、生成した第２の制御信号Ｐ２を第２のドライブトランスＤＴ２に出力する。
【００３９】
図２は、本実施形態に係るスイッチングコントローラ５０の構成例を示す図である。
【００４０】
図２のスイッチングコントローラ５０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５１、分周器５２、第１のパルス生成部（ＰＷＭ−１）５３、第２のパルス生成部（ＰＷＭ−２）５４、出力パルス切替部５５、およびバッファ５６〜５８を有する。
【００４１】
ＶＣＯ５１は、帰還部３０からフィードバックされる出力電圧情報Ｓ３０に応じた周波数で発振し、この発振信号Ｓ５１を分周器５２に供給する。
すなわち、ＶＣＯ５１は、電圧から周波数に変換するＶ−Ｆ変換を行う。
【００４２】
分周器５２は、ＶＣＯ５１の発振信号Ｓ５１の周波数を１／Ｎに分周し、その分周信号Ｓ５２を第１のパルス生成部（ＰＷＭ−１）５３および第２のパルス生成部（ＰＷＭ−２）５４に供給する。
【００４３】
第１のパルス生成部（ＰＷＭ−１）５３は、帰還部３０からフィードバックされる出力電圧情報Ｓ３０に応じて分周信号Ｓ５２に対してパルス幅変調（ＰＷＭ）を行って、第１のパルス信号Ｓ５３を出力パルス切替部５５に出力する。
【００４４】
第２のパルス生成部（ＰＷＭ−２）５４は、帰還部３０からフィードバックされる出力電圧情報Ｓ３０に応じて分周信号Ｓ５２に対してパルス幅変調（ＰＷＭ）を行って、第２のパルス信号Ｓ５４を出力パルス切替部５５に出力する。
【００４５】
パルス切替部５５は、ＡＣ極性判定部４０の判定結果に応じて、周波数がたとえば１００ｋＨｚ程度の第１のパルス信号Ｓ５３を第１の制御信号Ｐ１として第１のドライブトランスＤＴ１に、また第２の制御信号Ｐ２として第２のドライブトランスＤＴ２に出力する。
そして、出力パルス切替部５５は、ＡＣ極性判定部４０の判定結果に応じて第２のパルス信号Ｓ５４を第２の制御信号Ｐ２として第２のドライブトランスＤＴ２に、また第１の制御信号Ｐ１として第１のドライブトランスＤＴ１に出力する。
【００４６】
このとき、第１の制御信号Ｐ１と第２の制御信号Ｐ２とは、次の関係をもつように出力される。
すなわち、第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２うち、フライバック動作しない側のスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）は、少なくとも共振キャパシタから１次コイルＬ１に電流が流れる区間はＯＮさせる。
【００４７】
図３は、第１のスイッチングトランジスタＳＷ１側がフライバック動作、第２のスイッチングトランジスタＳＷ２が非動作の場合のタイミング波形を示す図である。
また、図４は第１および第２のスイッチングトランジスタのスイッチングの様子を概念的に示す波形図である。
【００４８】
この場合、第２の制御信号Ｐ２が共振キャパシタＣ２をショートさせるタイミングパルスとなる。
この動作はＡＣ入力の極性によってスイッチング動作させるタイミングと共振キャパシタＣ１またはＣ２をショートさせるタイミングを切り替える必要がある。
このため、出力パルス切替部５５が、ＡＣ入力の電圧を検出し第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２へのドライブパルスである第１の制御信号Ｐ１と第２の制御信号Ｐ２を切り替える。
【００４９】
次に、上記構成による動作を説明する。
【００５０】
まず、１次側において、ＡＣ電圧入力部１０によりＡＣ電圧が第１および第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１，ＬＶＡＣ２に入力される。
スイッチングコントローラ５０により所定のパルス幅の第１および第２の制御信号Ｐ１，Ｐ２が第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２のゲート（制御端子）に選択的に供給される。
この場合、主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１に電流Ｉｄが流れ、２次側においては、第１の２次コイルＬ２または第２の２次コイルＬ３に共振電流が選択的に流れる。
【００５１】
２次側においては、主トランスＭＴ１の第１および第２の２次コイルＬ１，Ｌ２の出力電圧が出力回路２０に供給される。
出力回路２０においては、第１または第２のダイオードＤ２１，Ｄ２２で整流され、チョークコイルＬ２１に供給される。
チョークコイルＬ２１に蓄積されたエネルギーが放出され、平滑用キャパシタＶ２１に向かって電流が流れ、平滑されたＤＣ電圧が発現される。
この出力ＤＣ電圧は、帰還部３０で分圧され、ＤＣ電圧情報として１次側のスイッチングコントローラ５０にフィードバックされる。
【００５２】
スイッチングコントローラ５０は、たとえば図３のタイミングを例にとると次のような制御を行う。
この場合、第２の制御信号Ｐ２が共振キャパシタＣ２をショートさせるタイミングパルスとなる。
この動作はＡＣ入力の極性によってスイッチング動作させるタイミングと共振キャパシタＣ１またはＣ２をショートさせるタイミングを切り替える必要がある。
このため、スイッチングコントローラ５０の出力パルス切替部５５により、ＡＣ入力の電圧を検出し第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２へのドライブパルスである第１の制御信号Ｐ１と第２の制御信号Ｐ２が切り替えられる。
具体的には、第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２のうち、フライバック動作しない側のスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）は、少なくとも共振キャパシタから１次コイルＬ１に電流が流れる区間がＯＮするように制御される。
【００５３】
以上説明したように、本第１の実施形態によれば、ＡＣ電圧入力に整流ダイオードを配置しないでシステムが構成される。整流を行わないとスイッチング素子としての機能を持つＦＥＴのドレイン−ソース間の電圧がＡＣ電源の半周期マイナスになる。このとき、バックゲート−ドレイン間で形成されるダイオードがＯＮするためスイッチング動作できない。
このため、本実施形態においては、フライバック方式で、上述したように、ＡＣのスイッチング素子として２個の第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２が適用されている。
【００５４】
そして、本実施形態においては、それぞれの第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１、ＳＷ２のゲートは第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２を使用してドライブする。
通常スイッチング素子のためのＦＥＴはｎチャネルが使用される。このため、第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２のゲート電圧はソースより高い電圧が必要である。
前述したように、ソース電圧はＡＣ電圧そのものであることから、ＡＣ電源より高い電圧でＡＣ電圧に応じて電圧を可変できる別の電源が必要になるが、本実施形態では、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２を使用することによりこれが不要になる。
【００５５】
さらに、通常の電源では、主トランスＭＴ１の１次側と２次側で絶縁分離するが、本実施形態においては、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２においても１次側と２次側とで絶縁分離されている。
このように、本実施形態においては、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２で絶縁分離を行っているため、１次側の機能を構成する基準ＧＮＤと２次側の機能を構成するＧＮＤを共通にできる。
このため、ＡＣ/ＤＣスイッチングコントロールシステムを構成する際、２次側の情報をフォトカプラー無しで取り込むことができる。
そして、本第１の実施形態によれば、ヒートシンクやフォトカプラーが不要であるにもかかわらず、効率の向上を図れ、小型化を図ることができ、安定なスイッチング制御を実現できる利点がある。
【００５６】
＜２．第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置を説明するための回路図である。
図６は、図５の回路の波形図である。
【００５７】
本第２の実施形態の電源装置１Ａにおいては、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２の出力側にクランプ回路６０が配置されている。
図５の例では、第２のドライブトランスＤＴ２側を例として示しているが、第１のドライブトランスＤＴ２側も同様に構成される。
【００５８】
クランプ回路６０は、ダイオードＤ６１、抵抗素子Ｒ６１、およびキャパシタＣ６１を有する。
この例では、第２のドライブトランスＤＴ２の２次側コイルＬＤ４のドット端子側がキャパシタＣ６１を介して第２のスイッチングトランジスタＳＷ２のゲートに接続されている。
そして、第２のスイッチングトランジスタＳＷ２のゲートと第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２との間に、ダイオードＤ６１と抵抗素子Ｒ６１が並列に接続されている。
ダイオードＤ６１は、アノードが第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２に接続され、カソードが第２のスイッチングトランジスタＳＷ２のゲート側に接続されている。
【００５９】
このように、ドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２の出力側にクランプ回路６０が配置されることにより、図６に示すように、ドライブ振幅を小さくすることが可能となる。
【００６０】
＜３．第３の実施形態＞
図７は、本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００６１】
本第３の実施形態に係る電源装置１Ｂが上述した第１の実施形態に係る電源装置１と異なる点は、以下の通りである。
電源装置１Ｂは、出力回路２０ＢにおいてタップＴＰと基準ノードＮＤ２３とを接続する基準ラインＲＬ２１と第１のダイオードＤ２１のカソード側との間、第３のダイオードＤ２３が接続されている。
同様に、出力回路２０ＢにおいてタップＴＰと基準ノードＮＤ２３とを接続する基準ラインＲＬ２１と第２のダイオードＤ２２のカソード側との間、第４のダイオードＤ２４が接続されている。
第３のダイオードＤ２３は、基準ラインＲＬ２１と、第１のダイオードＤ２１および中間ノードＮＤ２１の接続点との間に、基準ラインＬＲ２１から接続点に向かって順方向となるように接続されている。
第４のダイオードＤ２４は、基準ラインＲＬ２１と、第２のダイオードＤ２１および中間ノードＮＤ２１の接続点との間に、基準ラインＬＲ２１から接続点に向かって順方向となるように接続されている。
具体的には、第３のダイオードＤ２３のアノードが基準ラインＲＬ２１に接続され、カソードが第１のダイオードＤ２１のカソード側に接続されている。
第４のダイオードＤ２４のアノードが基準ラインＲＬ２１に接続され、カソードが第２のダイオードＤ２２のカソード側に接続されている。
【００６２】
本第３の実施形態によれば、基準ラインＲＬ２１と第１のダイオードＤ２１のカソード側間、基準ラインＲＬ２１と第２のダイオードＤ２２のカソード側間に第３および第４のダイオードＤ２３，Ｄ２４が接続されている。
その結果、本発明によれば、上述した第１の実施形態の効果に加えて、出力電圧の設定を広くできる利点がある。
【００６３】
＜４．第４の実施形態＞
図８は、本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００６４】
本第４の実施形態に係る電源装置１Ｃが上述した第１の実施形態に係る電源装置１と異なる点は、以下の通りである。
電源装置１Ｃは、第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１と主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の他端側（ドット端子側）との間に第３のキャパシタＣ５および第３のスイッチングトランジスタＳＷ３が直列に接続されている。
電源装置１Ｃは、第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２と主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の一端側（非ドット端子側）との間に第４のキャパシタＣ６および第４のスイッチングトランジスタＳＷ４が直列に接続されている。
電源装置１Ｃは、第３のスイッチングトランジスタＳＷ３を駆動する第３のドライブトランスＤＴ３および第４のスイッチングトランジスタＳＷ４を駆動する第４のドライブトランスＤＴ４を有する。
【００６５】
本第４の実施形態に係る電源装置１Ｃは、第１の実施形態に係る電源装置１の構成にキャパシタＣ５，Ｃ６、並びにスイッチングトランジスタＳＷ３，ＳＷ４を追加することによりアクティブクランプ動作をさせることができる。
このアクティブクランプ動作を実現した電源装置１Ｃによれば、負荷の変動範囲を大きくすることができる。
【００６６】
スイッチングトランジスタＳＷ３は、たとえばｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
スイッチングトランジスタＳＷ３の第１端子であるドレインがキャパシタＣ５に接続され、第２端子であるソースが主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の他端（ドット端子）に接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ３の制御端子であるゲートが第３のドライブトランスＤＴ３の出力ラインに接続されている。
また、スイッチングトランジスタＳＷ３は、第２端子であるソースと第１端子であるドレイン間に、第２端子から第１端子に向かって順方向となるようにクランプ用ダイオードＤ３が接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ３は、所定の期間において、制御端子であるゲートに供給される駆動電圧に応じて第１端子と第２端子を接続（オン）するか遮断するかが繰り返し制御される。
【００６７】
スイッチングトランジスタＳＷ４は、たとえばｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
スイッチングトランジスタＳＷ４の第１端子であるドレインがキャパシタＣ６に接続され、第２端子であるソースが主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の一端（非ドット端子）に接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ４の制御端子であるゲートが第４のドライブトランスＤＴ４の出力ラインに接続されている。
また、スイッチングトランジスタＳＷ２は、第２端子であるソースと第１端子であるドレイン間に、第２端子から第１端子に向かって順方向となるようにクランプ用ダイオードＤ４が接続されている。
スイッチングトランジスタＳＷ４は、所定の期間において、制御端子であるゲートに供給される駆動電圧に応じて第１端子と第２端子を接続（オン）するか遮断するかが繰り返し制御される。
【００６８】
第３および第４のキャパシタＣ５，Ｃ６は、第１電極ａと第２電極ｂとを有する。
【００６９】
第３のキャパシタＣ５は、第１電極ａが第３のスイッチングトランジスタＳＷ３のドレインに接続され、第２電極ｂが第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１に接続されている。
すなわち、第３のキャパシタＣ１は、１次コイルＬ１の他端と第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１との間に、第３のスイッチングトランジスタＳＷ３に直列に接続されている。
【００７０】
第４のキャパシタＣ６は、第１電極ａが第４のスイッチングトランジスタＳＷ４のドレインに接続され、第２電極ｂが第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２に接続されている。
すなわち、第４のキャパシタＣ６は、１次コイルＬ１の一端と第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２との間に、第４のスイッチングトランジスタＳＷ４に直列に接続されている。
【００７１】
第３のドライブトランスＤＴ３は、スイッチングコントローラ５０Ｃによる第３の制御信号Ｐ３に応じて第３のスイッチングトランジスタＳＷ３のオン、オフ駆動を行う。
また、第３のドライブトランスＤＴ３は、１次側と２次側とで絶縁分離されている。
第３のドライブトランスＤＴ３は、１次コイルＬＤ５と２次コイルＬＤ６を有している。そして、２次コイルの一端側が主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の他端（ドット端子）に接続され、他端側が第３のスイッチングトランジスタＳＷ３のゲート（制御端子）に接続されている。
【００７２】
第４のドライブトランスＤＴ４は、スイッチングコントローラ５０Ｃによる第４の制御信号Ｐ４に応じて第４のスイッチングトランジスタＳＷ４のオン、オフ駆動を行う。
また、第４のドライブトランスＤＴ４は、１次側と２次側とで絶縁分離されている。
第４のドライブトランスＤＴ４は、１次コイルＬＤ７と２次コイルＬＤ８を有している。そして、２次コイルの一端側が主トランスＭＴ１の１次コイルＬ１の他端（ドット端子）に接続され、他端側が第４のスイッチングトランジスタＳＷ４のゲート（制御端子）に接続されている。
【００７３】
スイッチングコントローラ５０Ｃは、帰還部３０によりフィードバック電圧情報およびＡＣ極性判定部４０のＡＣ電圧の極性に応じた第１の制御信号Ｐ１、第２の制御信号Ｐ２、第３の制御信号Ｐ３、および第４の制御信号Ｐ４を生成する。
スイッチングコントローラ５０Ｃは、生成した第１の制御信号Ｐ１を第１のドライブトランスＤＴ１に出力し、生成した第２の制御信号Ｐ２を第２のドライブトランスＤＴ２に出力する。
スイッチングコントローラ５０Ｃは、生成した第３の制御信号Ｐ３を第３のドライブトランスＤＴ３に出力し、生成した第４の制御信号Ｐ４を第４のドライブトランスＤＴ４に出力する。
【００７４】
図９は、図８の電源装置のスイッチングコントローラ５０Ｃの構成を含む要部の等価回路を示す図である。
図１０は、図９の電源装置の動作のタイミングチャートを示す図である。
【００７５】
図９の電源装置１Ｃは、前述した第２の実施形態の電源装置１Ａと同様に、第１、第２、第３、および第４のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２，ＤＴ３，ＤＴ４の出力側にクランプ回路６０Ｃ−１，６０Ｃ−２，６０Ｃ−３，６０Ｃ−４が配置されている。
ここでは、理解を容易にするために、クランプ回路６０Ｃ−１〜６０Ｃ−４の構成要素は図５と同一符号をもって表す。
【００７６】
すなわち、クランプ回路６０Ｃ−１〜６０Ｃ−４は、ダイオードＤ６１、抵抗素子Ｒ６１、およびキャパシタＣ６１を有する。
接続形態は図５の回路と同様であることから、ここではその説明は省略する。
【００７７】
このように、ドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２，ＤＴ３，ＤＴ４の出力側にクランプ回路６０Ｃ−１〜６０Ｃ−４が配置されることにより、ドライブ振幅を小さくすることが可能となる。
【００７８】
スイッチングコントローラ５０Ｃは、たとえば図１０のタイミングを例にとると次のような制御を行う。
この場合、第２の制御信号Ｐ２および第４の制御信号Ｐ４が共振キャパシタＣ２，Ｃ６をショートさせるタイミングパルスとなる。
この動作はＡＣ入力の極性によってスイッチング動作させるタイミングと共振キャパシタＣ１またはＣ２をショートさせるタイミングを切り替える必要がある。
このため、スイッチングコントローラ５０Ｃの出力パルス切替部５５Ｃにより、ＡＣ入力の電圧を検出し第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２へのドライブパルスである第１の制御信号Ｐ１と第２の制御信号Ｐ２が切り替えられる。
同様に、スイッチングコントローラ５０Ｃの出力パルス切替部５５Ｃにより、ＡＣ入力の電圧を検出し第３および第４のドライブトランスＤＴ３，ＤＴ４へのドライブパルスである第３の制御信号Ｐ３と第４の制御信号Ｐ４が切り替えられる。
具体的には、第１および第２のスイッチングトランジスタＳＷ１，ＳＷ２のうち、フライバック動作しない側のスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）は、少なくとも共振キャパシタから１次コイルＬ１に電流が流れる区間がＯＮするように制御される。
第３および第４のスイッチングトランジスタＳＷ３，ＳＷ４のうち、フライバック動作しない側のスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）は、少なくとも共振キャパシタから１次コイルＬ１に電流が流れる区間がＯＦＦするように制御される。
【００７９】
本第４の実施形態に係る電源装置１Ｃによれば、第１の実施形態に係る電源装置１の構成にキャパシタＣ５，Ｃ６、並びにスイッチングトランジスタＳＷ３，ＳＷ４を追加することによりアクティブクランプ動作をさせることができる。
このアクティブクランプ動作を実現した電源装置１Ｃによれば、負荷の変動範囲を大きくすることができる。
【００８０】
＜５．第５の実施形態＞
図１１は、本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００８１】
本第５の実施形態に係る電源装置１Ｄが上述した図８に示す第４の実施形態に係る電源装置１Ｃと異なる点は、以下の通りである。
電源装置１Ｄは、出力回路２０ＤにおいてタップＴＰと基準ノードＮＤ２３とを接続する基準ラインＲＬ２１と第１のダイオードＤ２１のカソード側との間、第３のダイオードＤ２５が接続されている。
同様に、出力回路２０ＢにおいてタップＴＰと基準ノードＮＤ２３とを接続する基準ラインＲＬ２１と第２のダイオードＤ２２のカソード側との間、第４のダイオードＤ２６が接続されている。
第３のダイオードＤ２５は、基準ラインＲＬ２１と、第１のダイオードＤ２１および中間ノードＮＤ２１の接続点との間に、基準ラインＬＲ２１から接続点に向かって順方向となるように接続されている。
第４のダイオードＤ２６は、基準ラインＲＬ２１と、第２のダイオードＤ２１および中間ノードＮＤ２１の接続点との間に、基準ラインＬＲ２１から接続点に向かって順方向となるように接続されている。
具体的には、第３のダイオードＤ２５のアノードが基準ラインＲＬ２１に接続され、カソードが第１のダイオードＤ２１のカソード側に接続されている。
第４のダイオードＤ２６のアノードが基準ラインＲＬ２１に接続され、カソードが第２のダイオードＤ２２のカソード側に接続されている。
【００８２】
本第５の実施形態によれば、基準ラインＲＬ２１と第１のダイオードＤ２１のカソード側間、基準ラインＲＬ２１と第２のダイオードＤ２２のカソード側間に第３および第４のダイオードＤ２５，Ｄ２６が接続されている。
その結果、本発明によれば、上述した第４の実施形態の効果に加えて、出力電圧の設定を広くできる利点がある。
【００８３】
＜６．第６の実施形態＞
図１２は、本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００８４】
本第６の実施形態に係る電源装置１Ｅが上述した図９に示す第４の実施形態に係る電源装置１Ｃと異なる点は、以下の通りである。
電源装置１Ｅは、出力回路２０Ｅにおいて、ダイオードＤ２１のカソードと中間ノードＮＤ２１との間にインダクタＬ２２が接続され、ダイオードＤ２２のカソードと中間ノードＮＤ２１との間にインダクタＬ２３が接続されている。
【００８５】
電源装置１Ｅにおいて、２次側にインダクタＬ２２，Ｌ２３を挿入した理由は、インダクタＬ２２，Ｌ２３に流れる電流の切り替え時間にディレイを持たせることによりメインのスイッチングトランジスタＳＷ１，Ｗ２をＺＶＳ動作させることができるからである。
なお、一般に電圧がゼロの状態で行なうスイッチングをＺＶＳ（Zero Voltage Switching)方式という。
【００８６】
図１３（Ａ）および（Ｂ）は、２次側インダクタを付加しない場合の電源装置のシミュレーション結果を示す図である。
図１４（Ａ）および（Ｂ）は、２次側インダクタを付加した場合の電源装置のシミュレーション結果を示す図である。
【００８７】
ここでは、インダクタＬ２２，Ｌ２３のインダクタンスを１ｎＨとしてシミュレーションを行った。
【００８８】
インダクタＬ２２，Ｌ２３がない場合には、図１３（Ａ）中に示すように、切り替え時の１次側電流の変化が急になる。
そして、図１３（Ｂ）に示すように、電流がスイッチング後、直ちに零になることから、スイッチングトランジスタＳＷ１のドレイン電圧が０Ｖに下がれない場合がある。
【００８９】
インダクタＬ２２，Ｌ２３を付加した場合には、図１４（Ａ）中に示すように、切り替え時の１次側電流の変化が急でなくなる。
そして、図１４（Ｂ）に示すように、電流が零になる前に、スイッチングトランジスタＳＷ１のドレイン電圧が０Ｖに下がることから、ＺＶＳ動作を実現することができる。
【００９０】
以上のように、本第６の実施形態によれば、ＺＶＳ動作を実現することができる。
【００９１】
＜７．第７の実施形態＞
図１５は、本発明の第７の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００９２】
本第７の実施形態に係る電源装置１Ｆが上述した第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１と異なる点は、以下の通りである。
すなわち、電源装置１Ｆは、ＡＣ/ＤＣ電源を起動させるための自立起動回路７０を設けている。
【００９３】
ＡＣ/ＤＣ電源を起動させるには二つの方法がある。
第１は、ＰＷＭコントローラ、ドライバ等を駆動する電源を他ブロックから供給する方法である。
第２は、補助電源を必要とせず自立起動する方法である。
【００９４】
整流ブリッジを使用しないシステムで自立起動させようとすると、瞬時ＡＣ電圧のタイミングによって起動しないことがある。
それを避けるため、あるタイミングで瞬時ＡＣ電圧を監視し起動させようとするタイミングの前のＡＣ電圧より現在の電圧が高いタイミングのとき起動を開始する。
【００９５】
自立起動回路７０は、ダイオードＤ７１，Ｄ７２、起動抵抗Ｒ７１、キャパシタＣ７１、起動スイッチＳＷ７１、および電源ラインＬＰ７１を有する。
自立起動回路７０は、２次側に中点タップＴＰ７１を有する３次コイルＬ７１，Ｌ７２、コイルＬ７１の一端側に接続されたダイオードＤ７３、およびコイルＬ７２の一端側に接続されたダイオードＤ７４を有し、これらにより２次側駆動電源７１が構成される。
【００９６】
ダイオードＤ７１のアノード側が第１のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ１に接続され、カソードが起動抵抗Ｒ７１の一端に接続されている。
ダイオードＤ７２のアノード側が第２のＡＣ電圧供給ラインＬＶＡＣ２に接続され、カソードが起動抵抗Ｒ７１の一端に接続されている。
起動抵抗Ｒ７１の他端側は電源ラインＬＰ７１に接続されている。
キャパシタＣ７１の第１電極ａは電源ラインＬＰ７１に接続され、第２電極ｂはグランドＧＮＤ（基準電位）に接続されている。
起動スイッチＳＷ７１は、端子ａが電源ラインＬＰ７１に接続され、端子ｂが回路部８０の電源に接続されている。回路部８０は、ＡＣ極性判定部４０、スイッチングコントローラ５０、ドライブトランスＤＴ１、ＤＴ２を含む。
起動スイッチＳＷ７１は、起動信号ＳＡＣＴによりオン、オフ制御される。
【００９７】
２次側駆動電源側７１では、コイルＬ７１とコイルＬ７２の他端同士が接続されて中点タップＴＰ７１が形成され、中点タップＴＰ７１はグランドＧＮＤに接続されている。
ダイオードＤ７３のアノードがコイルＬ７１の一端に接続され、カソードが電源ラインＬＰ７１に接続されている。
ダイオードＤ７４のアノードがコイルＬ７２の一端に接続され、カソードが電源ラインＬＰ７１に接続されている。
【００９８】
図１６は、本第７の実施形態に係る自立起動回路の起動タイミングを示す図である。
【００９９】
自立起動回路７０は、図１６中の斜線で示すタイミングのとき、起動信号ＳＡＣＴにより起動させる。
【０１００】
図１７は、本実施形態に係る自立起動回路の起動信号生成回路の構成例を示す図である。
【０１０１】
図１７の起動信号生成回路７２は、ダイオードＤ７１（Ｄ７２）、起動抵抗Ｒ７１、キャパシタＣ７１に加えて、基準電源ＶＲ、比較器７２１、サンプルホールド回路７２２，７２３、比較器７２４、およびＡＮＤゲート７２５を有する。
【０１０２】
図１７は、図１６の斜線のタイミングの時起動させるための回路構成を示している。
起動信号生成回路７２においては、起動抵抗Ｒ７１を介してキャパシタＣ７１に充電される。
この電圧がある閾値に達したときサンプルホールド回路（S/H-1）７２２（最新の電圧）がサンプルホールド回路（S/H-2）７２３(1パルス前の電圧）よりも大きいタイミングの時起動信号ＳＡＣＴをＯＮさせる。
サンプルホールド回路（S/H）を使用する代わりに、入力電圧Ｖｉｎを微分しその傾きがプラスの時起動信号をＯＮする方法でも良い。
【０１０３】
このような構成を有する自立起動回路７０は、スタート時は、起動抵抗Ｒ７１を介してエネルギーを得る（もらう）が、その後は、２次側駆動電源７１の３次コイルからエネルギーを得る（もらう）。
【０１０４】
以上のように、本第７の実施形態によれば、電源装置１Ｆは自立起動回路７０を有していることから、補助電源を必要とせず自立起動することが可能で、安定した動作を電源装置を実現することができる。
【０１０５】
＜８．第８の実施形態＞
図１８は、本発明の第８の実施形態に係るスイッチング電源装置を説明するための回路図である。
図１９は、図１８の回路を説明するための図である。
【０１０６】
本第８の実施形態においては、電源装置１の出力にリチウム（Ｌｉ）電池８０の充電装置９０を接続し、定電流充電区間は電池電圧８０を基準に、低電圧充電区間はＡＣ/ＤＣコンバータ（出力回路２０）の出力を基準にフィードバックループを構成する。
【０１０７】
充電装置９０は、ｐｎｐトランジスタＱ９１、演算増幅器ＯＰ９１、および抵抗素子Ｒ９１，Ｒ９２を有する。
トランジスタＱ９１のエミッタが出力回路２０の出力端子ＴＯ１に接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ９１を介してＬｉ電池８０の正極側に接続されている。
Ｌｉ電池８０の負極側はスイッチング電源装置１の１次側および２次側で共通のグランドＧＮＤに接続される。
抵抗素子Ｒ９１の両端が演算増幅器ＯＰ９１の入力に接続され、演算増幅器ＯＰ９１の出力がトランジスタＱ９１のベースに接続され、その接続点が抵抗素子Ｒ９２を介してトランジスタＱ９１のエミッタに接続されている。
【０１０８】
前述したように、本実施形態においては、第１および第２のドライブトランスＤＴ１，ＤＴ２で絶縁分離を行っているため、１次側の機能を構成する基準ＧＮＤと２次側の機能を構成するＧＮＤを共通にできる。
このため、ＡＣ/ＤＣスイッチングコントロールシステムを構成する際、２次側の情報をフォトカプラー無しで取り込むことができる。
このため、より精度の高い制御、より多くの機能を少ない部品で構成できる。
その例を、図１８および図１９に示している。
【０１０９】
ＡＣ/ＤＣコンバータを構成する場合は２次側の出力電圧が一定になるようにフィードバックさせる。それをさらにＬｉイオン２次電池８０の充電に応用しようとすると、図１８に示すような構成を採用することができる。
すなわち、図１９に示すように、電池電圧が４．２Ｖになるまでは定電流充電を、４．２Ｖになってもさらに満充電にさせるため定電圧充電を行う。
定電流充電を行うときに２次側出力電圧を仮に４．５Ｖに設定したとすると（4.5Ｖ−電池電圧）×充電の電圧がトランジスタＱ９１のコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅとして両者間にかかる。
この電圧は通常０．３Ｖ程度あればよく、それ以外はトランジスタＱ９１で浪費され効率の低下となる。
このため、定電流動作の間電池電圧＋Ｖｃｅの出力電圧になるようスイッチングコントローラ５０を構成すれば良い。本実施形態の絶縁方式を使用すればその時新たなフォトカプラーを必要としない。
【０１１０】
また、図１および図２で２次側の整流はダイオードＤ２１、Ｄ２２を使用した場合を示したがこれを同期整流型ＦＥＴに置き換えればそれだけ効率は上昇する。
そのときのゲートドライブも１次側のＦＥＴをドライブするパルスを生成する時と同じ基準グランドＧＮＤを使用できる。
【０１１１】
以上、第１から第８の実施形態について説明した。
これらの実施形態は、それ単独で構成することも、それぞれ適宜組み合わせて構成することも可能である。
【符号の説明】
【０１１２】
１，１Ａ〜１Ｆ・・・スイッチング電源装置、ＬＶＡＣ１・・・第１のＡＣ電圧供給ライン、ＬＶＡＣ２・・・第２のＡＣ電圧供給ライン、ＭＴ１・・・主トランジスタ、Ｌ１・・・１次コイル、Ｌ２・・・第１の２次コイル、Ｌ３・・・第３の２次コイル、ＳＷ１・・・第１のスイッチングトランジスタ、ＳＷ２・・・第２のスイッチングトランジスタ、ＳＷ３・・・第３のスイッチングトランジスタ、ＳＷ４・・・第４のスイッチングトランジスタ、Ｃ１・・・第１のキャパシタ、Ｃ２・・・第２のキャパシタ、Ｃ３・・・第３のキャパシタ、Ｃ４・・・第４のキャパシタ、ＤＴ１・・・第１のドライブトランス、ＤＴ２・・・第２のドライブトランス、ＤＴ３・・・第３のドライブトランス、ＤＴ４・・・第４のドライブトランス、１０・・・ＡＣ電圧入力部、２０・・・出力回路、３０・・・帰還部、４０・・・ＡＣ極性判定部、５０・・・スイッチングコントローラ、６０・・・クランプ回路、７０・・・自立駆動回路、８０・・・Ｌｉ電池、９０・・・充電装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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