(57)【要約】【課題】２つのスイッチング素子が双方向に導通可能に接続された双方向スイッチ回路において、部品点数を減らして回路の簡略化及び導通損失の低減を図りつつ、スイッチング素子の簡単な駆動制御によって双方向に導通可能な構成を得る。【解決手段】互いに直列に接続された２つのスイッチング素子（SW1,SW2）のうち、ソース（S1）側の電圧がドレイン（D）側の電圧よりも高い逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）を、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも、ソース（S1）側からドレイン（D）側へ電流が導通可能なように構成する。【選択図】図３
2010187533.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向に導通可能に接続された２つのスイッチング素子（SW1,SW2）を備えた双方向スイッチ回路であって、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、互いに直列に接続されていて、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）のうち、ソース（S1）側の電圧がドレイン（D）側の電圧よりも高い逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも、ソース（S1）側からドレイン（D）側へ電流が導通可能に構成されていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の双方向スイッチ回路において、
上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）を駆動制御するためのゲート駆動回路（33）を備え、
上記ゲート駆動回路（33）は、上記スイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗体（44）を備えていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項３】
請求項１に記載の双方向スイッチ回路において、
上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、
上記スイッチング素子（SW1'）は、該スイッチング素子（SW1'）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように構成されていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項４】
請求項１に記載の双方向スイッチ回路において、
上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、
ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）と、
上記スイッチング素子（SW1'）を駆動制御するためのゲート駆動回路（51）とを有していて、
上記ゲート駆動回路（51）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間のゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように、該ゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄを調整するゲート電圧調整部（54）を備えていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路において、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）をそれぞれ駆動制御するための２つのゲート駆動回路（33,34）を備え、
上記ゲート駆動回路（33,34）は、それぞれのスイッチング素子（SW1,SW2）に対し、ゲート端子（G1,G2）に同じ駆動信号を入力するように構成されていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路において、
上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）に対してオフ制御信号を出力するように構成された制御回路（30）を備えていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路において、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項８】
請求項７に記載の双方向スイッチ回路において、
前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極との間の距離よりも大きいことを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項９】
請求項１から４のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えたマトリックスコンバータ（60）であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力変換装置において、
上記マトリックスコンバータ（60）のスイッチング部を構成する２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電力変換装置において、
前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極の間の距離よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１から８のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部（31）として備えていることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つのスイッチング素子を直列に接続して双方向に導通可能に構成された双方向スイッチ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、２つのスイッチング素子を接続して双方向に導通可能に構成された双方向スイッチ回路が知られている。このような双方向スイッチ回路は、例えば特許文献１、２に開示されるように、逆並列ダイオードが設けられたＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を該逆並列ダイオードが互いに逆方向に向くように接続したり、一対の逆阻止ＩＧＢＴを互いに逆並列接続したりすることにより得られる。
【０００３】
上述のような双方向スイッチ回路は、例えば、上記特許文献２に開示されるようなマトリックスコンバータのスイッチング回路や、特許文献３に開示される電力変換回路の力率改善回路などに用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２８３８１９号公報
【特許文献２】特開２００５−２０７９９号公報
【特許文献３】特開２００４−１０１１５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上述のように、スイッチング素子にそれぞれ逆並列ダイオードを設けて双方向スイッチ回路を構成すると、その分、部品点数が増加して、回路が複雑になるとともに導通損失も増大するという問題が生じる。
【０００６】
これに対し、上記特許文献１に開示される構成のように、逆並列ダイオードを省略して一対の逆素子ＩＧＢＴを互いに逆並列接続する構成などが考えられるが、逆方向の電圧（ソース側の電圧がドレイン側の電圧よりも高い状態）によるスイッチング素子の損傷を防止するためには複数のスイッチング素子をタイミング良く駆動制御する必要があり、制御が複雑になる。
【０００７】
本発明は斯かる諸点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、２つのスイッチング素子が双方向に導通可能に接続された双方向スイッチ回路において、部品点数を減らして回路の簡略化及び導通損失の低減を図りつつ、スイッチング素子の簡単な駆動制御によって双方向に導通可能な構成を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明に係る双方向スイッチ回路（30）では、スイッチング素子（SW1,SW2）のうち逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）を、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも逆方向に電流が導通する構成とした。
【０００９】
具体的には、第１の発明では、双方向に導通可能に接続された２つのスイッチング素子（SW1,SW2）を備えた双方向スイッチ回路を対象とする。そして、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、互いに直列に接続されていて、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）のうち、ソース（S1）側の電圧がドレイン（D）側の電圧よりも高い逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも、ソース（S1）側からドレイン（D）側へ電流が導通可能に構成されているものとする。
【００１０】
以上の構成により、ソース（S1）側の電圧がドレイン（D）側の電圧よりも高い逆方向の電圧が印加されたスイッチング素子（SW1）は、駆動制御されていない状態でも、該ソース（S1）側からドレイン（D）側に電流が流れるため、還流ダイオードが不要になるとともに、複数のスイッチング素子を駆動制御する必要がなくなる。したがって、上述の構成によって、双方向スイッチ回路（30）の部品点数を低減して、回路構成を簡略化することができるとともに導通損失の低減を図れる。また、上述の構成によって、双方向スイッチ回路（30）内の全てのスイッチング素子の駆動制御を行う必要がなくなるため、制御が容易になる。
【００１１】
上述の構成において、上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）を駆動制御するためのゲート駆動回路（33）を備え、上記ゲート駆動回路（33）は、上記スイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗体（44）を備えているものとする（第２の発明）。
【００１２】
このようにスイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗体（44）により、ソース（S1）とドレイン（D）との間の電圧は、そのほとんどがゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に印加されることになる。したがって、上述の構成により、上記ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間の電圧を効率良く増大させて、できるだけ迅速に上記スイッチング素子（SW1）がオン状態になる閾値電圧（Vt）まで上昇させることができ、該スイッチング素子（SW1）を逆方向にオン状態（ソース端子からドレインへ導通可能な状態）にすることができる。
【００１３】
また、上述のような抵抗体（44）を設けることにより、ソース（S1）とゲート端子（G1）との間に耐圧を超えるような大きな電圧が印加されるのを防止できるため、スイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間での破壊の発生を防止することができる。
【００１４】
また、上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、上記スイッチング素子（SW1'）は、該スイッチング素子（SW1'）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように構成されているのが好ましい（第３の発明）。
【００１５】
これにより、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に形成されたゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）には電流が流れずに、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間の電圧によってスイッチング素子（SW1'）がオン状態になり、該スイッチング素子（SW1'）に電流が通電することになる。ここで、スイッチング素子（SW1'）内のゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）に電流が流れると、該寄生ダイオード（Dgd1）内に少数キャリアが蓄積してターンオフ時の遅延を招くとともに、スイッチング素子（SW1'）を電流が流れる場合に比べて損失が増大するが、上述のように、ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）に電流を流すことなく、スイッチング素子（SW1'）に電流を流すことで、ターンオフ時の遅延の発生や損失の増大を防止することができる。
【００１６】
また、上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）と、上記スイッチング素子（SW1'）を駆動制御するためのゲート駆動回路（51）とを有していて、上記ゲート駆動回路（51）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間のゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように、該ゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄを調整するゲート電圧調整部（54）を備えているのが好ましい（第４の発明）。
【００１７】
これにより、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間のゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄを、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に形成されるゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりもより確実に小さくすることができるため、該ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）に電流が流れるのをより確実に防止することができる。
【００１８】
また、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）をそれぞれ駆動制御するための２つのゲート駆動回路（33,34）を備え、上記ゲート駆動回路（33,34）は、それぞれのスイッチング素子（SW1,SW2）に対し、ゲート端子（G1,G2）に同じ駆動信号を入力するように構成されているのが好ましい（第５の発明）。
【００１９】
こうすることで、スイッチング素子（SW1,SW2）ごとに駆動信号の内容や該駆動信号の入力タイミングを変える必要がなくなるため、スイッチング素子（SW1,SW2）の駆動制御が容易になる。
【００２０】
なお、上述の構成のように、各スイッチング素子（SW1,SW2）に対して同時に駆動信号を入力すると、そのタイミングのずれやスイッチング素子（SW1,SW2）の特性のばらつき等によって各スイッチング素子（SW1,SW2）がオン状態になるタイミングがずれて、逆方向に電圧が印加されるスイッチング素子の破壊につながる恐れもあるが、上記第１の発明のように、スイッチング素子として、ゲート端子（G1）に入力される駆動信号がオフであっても逆方向に電流が流れる構成のものを用いることにより、スイッチング素子（SW1,SW2）に逆方向に電圧が印加されても該スイッチング素子（SW1,SW2）が破壊されるのを防止することができる。
【００２１】
また、上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）に対してオフ制御信号を出力するように構成された制御回路（30）を備えているのが好ましい（第６の発明）。これにより、逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）には、逆方向に電流が流れる一方、該スイッチング素子（SW1）によって、該スイッチング素子（SW1）の順方向の電流を確実に遮断することができる。すなわち、上述の構成によって、より確実に導通方向が切り替わる双方向スイッチ回路（30）が得られる。
【００２２】
また、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられているのが好ましい（第７の発明）。こうすることで、２つのスイッチング素子（SW1,SW2）でドレイン端子を共有化することができ、その分、デバイスのチップ面積を低減することができる。したがって、双方向スイッチ回路（30）の損失を低減することができる。
【００２３】
また、第７の発明に記載の双方向スイッチ回路において、前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極との間の距離よりも大きいのが好ましい（第８の発明）。こうすることで、スイッチング素子（SW1,SW2）の耐圧に貢献する２つのゲート電極間の距離をより大きく確保することが可能になる。
【００２４】
第９から第１２の発明は、電力変換装置に関する。具体的には、第８の発明において、電力変換装置は、上記第１から第４の発明のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えたマトリックスコンバータ（60）であるものとする（第９の発明）。この構成により、マトリックスコンバータ（60）においても、上記第１から第４の発明のような作用を得ることができる。特に、第９の発明において、上記マトリックスコンバータ（60）のスイッチング部を構成する２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられているのが好ましい（第１０の発明）。こうすることで、マトリックスコンバータ（60）においても上記第７の発明と同様の作用が得られる。第１０の発明においては、前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極の間の距離よりも大きいのが好ましい（第１１の発明）。こうすることで、スイッチング素子（SW1,SW2）の耐圧に貢献する２つのゲート電極間の距離をより大きく確保することが可能になる。
【００２５】
また、第１０の発明において、電力変換装置（1,1'）は、第１から第８の発明のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えているものとする（第１２の発明）。この構成により、力率改善回路など、双方向スイッチ回路を備えた電力変換装置（1,1'）においても、上記第１から第７の発明のような作用を得ることができる。
【発明の効果】
【００２６】
以上より、第１の発明によれば、直列に接続された２つのスイッチング素子（SW1,SW2）のうち、逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも逆方向に導通可能に構成されているため、部品点数の削減による回路構成の簡略化及び導通損失の低減を図れるとともに、複数のスイッチング素子の制御を容易に行うことができる。
【００２７】
また、第２の発明によれば、上記スイッチング素子（SW1）のゲート駆動回路（33）は、ソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗体（44）を備えているため、ソース（S1）とゲート端子（G1）との間に耐圧を超えるような電圧が印加されるのを防止できるとともに、上記スイッチング素子（SW1）を効率良くオン状態にすることができる。
【００２８】
また、第３の発明によれば、上記スイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間にゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、該スイッチング素子（SW1'）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔは上記寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さいため、逆方向の電流を該寄生ダイオード（Dgd1）に流すことなくスイッチング素子（SW1'）に流すことができ、ターンオフの遅延や損失の増大を防止できる。
【００２９】
また、第４の発明によれば、上記スイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間にゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、該寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりもゲート端子（G1）とドレイン（D）との間の電圧Ｖｇｄが小さくなるように該電圧Ｖｇｄを調整するため、上記寄生ダイオード（Dgd1）に電流が流れるのをより確実に防止できる。
【００３０】
また、第５の発明によれば、ゲート駆動回路（33,34）は、複数のスイッチング素子（SW1,SW2）に対して、ゲート端子（G1,G2）に同じ駆動信号を入力するように構成されているため、複数のスイッチング素子（SW1,SW2）の駆動制御を容易に行うことができる。
【００３１】
また、第６の発明によれば、逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）に対してオフ制御信号が出力されるため、該スイッチング素子（SW1）の順方向への電流の流れを遮断することができ、より確実に双方向に切り換え可能な双方向スイッチ回路（30）が得られる。
【００３２】
また、第７の発明によれば、上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、一つのデバイスに設けられているため、デバイスのチップ面積を小さくして損失の低減を図れる。
【００３３】
また、第８の発明によれば、２つのゲート電極間の距離をより大きく確保できるので、２つのソース端子間、すなわちドレイン-ソース間の耐圧を向上させることが可能になる。
【００３４】
また、第９の発明によれば、マトリックスコンバータ（60）が上記第１から第４の発明のいずれか一つの双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えているため、該マトリックスコンバータ（60）においても、上記第１から第４の発明と同様の効果を得ることができる。特に、第１０の発明のように、マトリックスコンバータ（60）においても、スイッチング素子（Sur1,Sur2）を一つのデバイスに設けることで、上記第７の発明と同様の効果が得られる。また、第１１の発明によれば、２つのゲート電極間の距離をより大きく確保でき、上記第８の発明と同様の効果を得ることが可能になる。
【００３５】
さらに、第１２の発明によれば、電力変換装置（1,1'）が上記第１から第８の発明のいずれか一つの双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えているため、上記第１から第８の発明と同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】図１は、実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図２】図２は、（Ａ）が双方向スイッチが構成されるデュアルゲート型のデバイスの概略構成を示す図であり、（Ｂ）がデュアルゲート型のデバイスの回路記号の例である。
【図３】図３は、双方向スイッチの駆動回路の概略構成を示す図である。
【図４】図４は、駆動回路の動作及び状態を示すタイムチャートである。
【図５】図５は、双方向スイッチの駆動状態を示すタイムチャートである。
【図６】図６は、実施形態１の変形例１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図７】図７は、変形例１の電力変換装置における双方向スイッチの駆動状態を示すタイムチャートである。
【図８】図８は、実施形態１の変形例２に係る電力変換装置の図３相当図である。
【図９】図９は、実施形態１の変形例３に係る電力変換装置の図３相当図である。
【図１０】図１０は、実施形態１の変形例４に係る電力変換装置の双方向スイッチの概略構成を示す図である。
【図１１】図１１は、実施形態２に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図１２】図１２は、実施形態２に係る電力変換装置において、（Ａ）Ｒ相−Ｔ相間に通電している状態、（Ｂ）Ｓ相−Ｔ相間に通電している状態をそれぞれ示す図である。
【図１３】図１３は、従来の双方向スイッチの概略構成を示す図である。
【図１４】図１４は、従来の双方向スイッチの別の構成を示す図である。
【図１５】図１５は、従来の双方向スイッチにおいて、（Ａ）Ｉｕ＞０の場合、（Ｂ）Ｉｕ＜０の場合、のスイッチングパターン及び導通状態を示す図である。
【図１６】図１６は、実施形態２に係る電力変換装置の双方向スイッチの概略構成を示す図である。
【図１７】図１７は、実施形態２に係る双方向スイッチの図１５相当図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
【００３８】
《実施形態１》
図１に本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）の回路の一例を示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（11）と、倍電圧回路（12）と、平滑コンデンサ（13）と、インバータ回路（14）と、力率改善回路（15）とを備えていて、交流電源（2）から供給された交流の電圧を所定の周波数の電圧に変換して、三相交流モータなどの負荷（3）に供給するように構成されている。
【００３９】
上記コンバータ回路（11）は、上記交流電源（2）に接続され、交流の電圧を直流に整流するように構成されている。このコンバータ回路（11）は、複数（図の例では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されてなるダイオードブリッジ回路であり、上記交流電源（2）に対し、リアクトル（L）を介して接続されている。これにより、上記交流電源（2）の交流電圧は、上記ダイオード（D1〜D4）のブリッジ回路によって直流電圧に変換される。
【００４０】
上記倍電圧回路（12）は、直列に接続された２つのコンデンサ（21,22）を備えている。この倍電圧回路（12）は、これらのコンデンサ（21,22）の間に、上記コンバータ回路（11）を介して上記交流電源（2）の一端が接続されてなるもので、上記コンデンサ（21,22）内に、該コンデンサ（21,22）の直列回路における両端の電圧が上記交流電源（2）の電圧の倍になるような電荷が充電されるように構成されている。
【００４１】
上記平滑コンデンサ（13）は、上記コンバータ回路（11）及び倍電圧回路（12）によって整流された直流電圧を平滑化するためのコンデンサである。
【００４２】
上記インバータ回路（14）は、上記コンバータ回路（11）に対して、上記倍電圧回路（12）及び平滑コンデンサ（13）とともに並列に接続されている。このインバータ回路（14）は、複数のスイッチング素子（14a）（例えば三相交流であれば６個）がブリッジ結線されてなる。すなわち、特に図示しないが、上記インバータ回路（14）は、２つのスイッチング素子（14a,14a）を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグが並列に接続されてなるもので、これらのスイッチング素子（14a）のオンオフ動作によって、直流電圧を交流電圧に変換し、負荷（3）へ供給するように構成されている。なお、本実施形態では、図１に示すように、上記各スイッチング素子（14a）は、トランジスタとダイオードとが逆並列に接続されてなるが、この限りではなく、スイッチング可能な構成であれば他の構成であってもよい。
【００４３】
上記力率改善回路（15）は、双方向に導通可能な双方向スイッチ（31）を有する双方向スイッチ回路（30）を備えていて、上記交流電源（2）を短絡可能なように上記双方向スイッチ（31）の両端が該交流電源（2）に接続されている。上記力率改善回路（15）は、双方向スイッチ（31）を交流電源（2）の電圧の極性に応じて駆動制御することにより該交流電源（2）を短絡させて、上記リアクトル（L）との組み合わせで該力率改善回路（15）の入力電流Ｉｓを整流し、電源力率を改善するとともに電圧Ｖｐｎの大きさを制御するように構成されている。
【００４４】
具体的には、上記力率改善回路（15）は、上記双方向スイッチ回路（30）と、該スイッチ回路（30）に対して上記交流電源（2）の電圧の極性に対応するゼロクロス信号Ｓｚを出力するゼロクロス検出部（32）と、を備えている。このゼロクロス検出部（32）は、上記交流電源（2）の交流電圧の波形に応じて、半周期ごとに出力信号（ＯＮ−ＯＦＦ）が反転するゼロクロス信号Ｓｚを生成して出力するように構成されている。
【００４５】
上記双方向スイッチ回路（30）は、双方向に導通可能に構成された双方向スイッチ（31）と、該双方向スイッチ（31）に対して駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力して該双方向スイッチ（31）を駆動させる駆動回路（33,34）と、該駆動回路（33,34）に対して制御信号Ｓｇ１，Ｓｇ２を出力する力率改善制御部（35）（制御部）と、を備えている。この力率改善制御部（35）は、上記ゼロクロス検出部（32）から出力されるゼロクロス信号Ｓｚが入力されると、該ゼロクロス信号Ｓｚに基づいて双方向スイッチ（31）を駆動制御するための制御信号Ｓｇ１，Ｓｇ２を上記駆動回路（33,34）へ出力するように構成されている。
【００４６】
上記双方向スイッチ（31）は、２つのスイッチング素子（SW1,SW2）をドレイン側同士が繋がるように直列に接続してなるもので、該スイッチング素子（SW1,SW2）を上記駆動回路（33,34）によって駆動制御することで、双方向に導通可能に構成されている。上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、例えば接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタ、金属半導体電界効果型トランジスタ、ヘテロ接合電界効果トランジスタ、高電子移動度トランジスタなどからなり、ソース側にドレイン側よりも高い電圧（以下、逆方向の電圧ともいう）が印加された状態では、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が流れるように構成されている。なお、上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、図２（Ａ）に示すように、２つのソース端子（S1,S2）及びゲート端子（G1,G2）が設けられているとともにドレイン側を共有する、いわゆるデュアルゲート型のデバイスによって構成されていてもよいし、それぞれ独立したデバイスによって構成されていてもよい。なお、図２（Ｂ）は、いわゆるデュアルゲート型のデバイスによってスイッチング素子（SW1,SW2）を構成した場合における回路記号の例である。前記デュアルゲート型のスイッチング素子（SW1,SW2）では、２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極との間の距離よりも大きいのが好ましい。すなわち、図２（Ａ）の例では、ソース（S1）-ゲート（G1）間の距離＜ゲート（G1）-ゲート（G2）間の距離、且つ、ソース（S2）-ゲート（G2）間の距離＜ゲート（G1）-ゲート（G2）間の距離とするのがよい。これは、前記デュアルゲート型のデバイスでは、２つのソース端子（S1,S2）間の耐圧は２つのゲート端子（G1,G2）間の耐圧に左右されるからであり、前記のように電極間の距離を規定することで、十分な耐圧性を確保することが可能になる。
【００４７】
ここで、上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、ソース側からドレイン側へ流れる逆方向の電流によって生じるオン電圧が、スイッチング素子（SW1,SW2）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔよりも高くなるようにオン抵抗Ｒｏｎが設定されている。これにより、ゲート−ドレイン間の電圧を上記閾値電圧Ｖｔ以上の電圧により迅速に到達させることができる。したがって、上記スイッチング素子（SW1,SW2）をより迅速にオン駆動状態にさせることができ、電流が導通するときの損失を低減することができる。なお、接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタなどのトランジスタでは、閾値電圧が２．５Ｖ以下であり、上記オン抵抗を比較的、小さくすることができるため、上述のようにオン電圧が閾値電圧以上となる構成であってもスイッチング素子の導通損失を低減することができる。
【００４８】
これにより、詳しくは後述するが、上記スイッチング素子（SW1,SW2）のうち、ソース側に高い電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、オン状態に駆動制御しなくても、該スイッチング素子（SW1）に作用する逆方向の電圧によって該逆方向に導通可能な状態となる。したがって、本実施形態では、ドレイン側にソース側よりも高い電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）のみが駆動制御される。
【００４９】
−駆動回路−
上述のような構成を有するスイッチング素子（SW1,SW2）を駆動制御するための駆動回路（33,34）の構成について図３に基づいて以下で説明する。なお、この図３に示すように、駆動回路（33,34）は、同じ構成を有しているため、一方の駆動回路（33）の構成についてのみ以下で説明し、他方の駆動回路（34）において該一方の駆動回路（33）と同じ構成には同一の符号を付すものとする。
【００５０】
上記駆動回路（33）は、スイッチング素子（SW1）のゲート（G）−ソース（S1）間に電圧Ｖｇを印加するための駆動電源（41）と、力率改善制御部（35）から出力される制御信号Ｓｇ１に応じてスイッチング動作する２つのゲート駆動用スイッチング素子（42,43）と、上記スイッチング素子（SW1）のゲート（G）−ソース（S1）間に、該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗（44）（抵抗体）と、を備えている。
【００５１】
上記ゲート駆動用スイッチング素子（42,43）は、互いに直列に接続されていて、それらのスイッチング素子（42,43）の間で上記スイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）と接続されている。ゲート駆動用スイッチング素子（43）は、該スイッチング素子（43）がオン状態のときに上記駆動電源（41）の電圧Ｖｇがスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に印加される電圧供給回路を形成するように、上記駆動電源（41）とスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）との間に配置されている。一方、ゲート駆動用スイッチング素子（42）は、該スイッチング素子（42）がオン状態のときにスイッチング素子（SW1）のソース側（S1）とゲート端子（G1）との間を繋ぐように設けられている。なお、上記図３において、符号４５は、ゲート駆動用スイッチング素子（42,43）とスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）との間に設けられた、スイッチング素子（SW1）のスイッチング速度調整用の抵抗である。
【００５２】
また、直列に接続された上記ゲート駆動用スイッチング素子（42,43）は、それぞれ、上記力率改善制御部（35）から出力される制御信号Ｓｇ１に応じて、一方がオン状態のときに他方がオフ状態になり、一方がオフ状態のときに他方がオン状態となるように、駆動制御部（46,47）によって駆動制御されている。
【００５３】
これにより、制御信号Ｓｇ１によって、ゲート駆動用スイッチング素子（43）がオン状態になるとともに、ゲート駆動用スイッチング素子（42）がオフ状態となる場合には、スイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に駆動電源（41）の電圧Ｖｇが印加されて、該スイッチング素子（SW1）が駆動する。すなわち、この場合には、駆動回路（33）からスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）にオン駆動信号Ｖｇ１が入力されることになる。
【００５４】
逆に、制御信号Ｓｇ１によって、ゲート駆動用スイッチング素子（42）がオン状態になるとともに、ゲート駆動用スイッチング素子（43）がオフ状態となる場合には、スイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に駆動電源（41）の電圧Ｖｇが印加されることなく、該スイッチング素子（SW1）はオフ状態となる。すなわち、この場合には、駆動回路（33）からスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に対して、オン駆動信号ではなく、オフ制御信号が入力されている。
【００５５】
上記スイッチング素子（SW1）のゲート（G1）−ソース（S1）間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に設けられた上記抵抗（44）は、上記スイッチング素子（SW1）に逆方向の電圧が印加されたときに、該スイッチング素子（SW1）のゲート（G1）−ドレイン（D）間に逆方向の電圧がほぼそのまま印加されるように、該スイッチング素子よりも十分小さな抵抗値を有している。すなわち、上記抵抗（44）を十分小さな抵抗値を有する構成にすることで、該抵抗（44）と並行なスイッチング素子（SW1）のソース（S1）−ゲート（G1）間にはほとんど電圧が作用することなく、該スイッチング素子（SW1）のゲート（G1）−ドレイン（D）間に上記逆方向の電圧が作用することになる。
【００５６】
−双方向スイッチ回路の動作−
以上のような構成を有する双方向スイッチ回路（30）の動作について、図１から図５に基づいて以下で説明する。
【００５７】
まず、双方向スイッチ回路（30）内の双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）を駆動するための駆動回路（33,34）の動作について説明する。
【００５８】
図３及び図４に示すように、ｔ＝ｔ０において、双方向スイッチ（31）に、スイッチング素子（SW1）に対して逆方向（ソース側（S1）の電圧がドレイン側（D）よりも高い状態）となる電源電圧Ｖｄｃが印加されると、該スイッチング素子（SW1）の駆動回路（33）に設けられた抵抗（44）によって、該スイッチング素子（SW1）に印加される電圧のほとんどがゲート（G1）−ドレイン（D）間にかかることになる。そうすると、ソース（S1）−ゲート（G1）間の電圧Ｖｓｇはほぼゼロになる一方、ソース（S1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｓｄ及びゲート（G1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄはスイッチング素子（SW1）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔに保持される。このように、双方向スイッチ（31）の一方のスイッチング素子（SW1）には、閾値電圧Ｖｔの電圧しか印加されないため、双方向スイッチ（31）のもう一方のスイッチング素子（SW2）には、残りの電圧Ｖｄｃ−Ｖｔが印加されることになる。なお、このスイッチング素子（SW2）には、オン駆動信号が入力されていないため、ゲート（G1）−ソース（S2）間の電圧Ｖｇｓはゼロであり、ドレイン（D）−ゲート（G2）間にＶｄｃ−Ｖｔの全ての電圧が印加されている状態となる。
【００５９】
次に、ｔ＝ｔ１において、上記スイッチング素子（SW2）の駆動回路（34）に制御信号Ｓｇ２のオン信号が入力されると、該駆動回路（34）のゲート駆動用スイッチング素子（43）がオン状態となって、上記スイッチング素子（SW2）のゲート端子（G2）に駆動電源（41）から電圧Ｖｇが印加される。そうすると、上記スイッチング素子（SW2）はオン状態となって、双方向スイッチ（31）内に電流Ｉｓが流れることになる。すなわち、上記スイッチング素子（SW2）がオン状態となっている期間がオン期間ｔｏｎとなる。
【００６０】
ここで、上記スイッチング素子（SW2）のドレイン（D）−ソース（S2）間の電圧Ｖｄｓは、該スイッチング素子（SW2）がオン状態になると、一旦ゼロになった後、該スイッチング素子（SW2）を流れる電流に応じて徐々に増大する。一方、上記スイッチング素子（SW1）でも、ソース（S1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｓｄ及びゲート（G1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄは、該スイッチング素子（SW2）内を流れる電流によって電圧が徐々に増大する。
【００６１】
そして、ｔ＝ｔ２において、上記スイッチング素子（SW2）の駆動回路（34）に入力する制御信号Ｓｇ２をオフにすると、該駆動回路（34）のゲート駆動用スイッチング素子（43）がオフ状態となって、上記スイッチング素子（SW2）のゲート端子（G1）に駆動電源（41）の電圧Ｖｇが印加されず、ゲート（G2）−ソース（S2）間の電圧Ｖｇｓはゼロになる。そうすると、上記スイッチング素子（SW1,SW2）の各電圧は、上述のｔ＝ｔ０と同じ状態となる。
【００６２】
上述のような駆動回路（33,34）の動作を電源電圧の波形やゼロクロス信号Ｓｚなどと並べて記載した図を図５に示す。なお、この図５において、ゼロクロス信号Ｓｚがオンのときには、双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1）に逆方向の電圧が印加される一方、ゼロクロス信号Ｓｚがオフのときにはスイッチング素子（SW2）に逆方向の電圧が印加されるものとする。
【００６３】
上記図５に示すように、スイッチング素子（SW1,SW2）に逆方向の電圧が印加されているときには、該スイッチング素子（SW1,SW2）にオン駆動信号を入力しなくても、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄ，Ｖｄｇが閾値電圧Ｖｔ以上になれば、オン状態となる。そして、もう一方のスイッチング素子をオン状態にするように駆動制御することで、双方向スイッチ（31）に電流Ｉｓを流すことができる。
【００６４】
−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）として、ソース（S1）側にドレイン（D）側よりも高い電圧が印加された状態（逆方向に電圧が印加された状態）において、ゲート端子（G1,G2）にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側（S1）からドレイン（D）側へ電流が流れるようなスイッチング素子を用いることで、ドレイン（D）側にソース（S2）側よりも高い電圧が印加されるスイッチング素子のみを駆動制御すれば、双方向スイッチ（31）の通電の制御を行うことができる。したがって、上記双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）の駆動制御が容易になる。
【００６５】
しかも、上述のような構成にすることで、従来は必要であったダイオードが不要になるため、その分、部品点数を低減することができ、回路構成の簡略化を図れるとともに導通損失の低減を図れる。
【００６６】
−実施形態１の変形例１−
この変形例１は、図６に示すように、電力変換装置（1'）の力率改善制御部（35'）から一つの制御信号Ｓｇ１のみが出力され、双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）に同じ駆動信号（Ｖｇ１＝Ｖｇ２）が入力される点が上記実施形態１と異なるだけでなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００６７】
具体的には、上記図６に示すように、ゼロクロス検出部（32）からゼロクロス信号Ｓｚが入力される力率改善制御部（35'）では、制御信号Ｓｇ１を駆動回路（33,34）に出力するように構成されている。これにより、上記駆動回路（33,34）には、同じ制御信号Ｓｇ１が入力されるため、図７に示すように、該駆動回路（33,34）からスイッチング素子（SW1,SW2）に対して同じ駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２がそれぞれ出力される。
【００６８】
このように、双方向スイッチ（31）の２つのスイッチング素子（SW1,SW2）に対して同じ信号を入力することで、該スイッチング素子（SW1,SW2）を別々に駆動制御する場合に比べて制御が容易になる。
【００６９】
ここで、一般的に、上述のように、双方向スイッチ（31）の２つのスイッチング素子（SW1,SW2）に対して同じ信号を入力すると、スイッチング素子の性能のばらつきなどによって、スイッチング素子がオン状態になるタイミングがずれる場合がある。しかしながら、上記実施形態１のような構成のスイッチング素子（SW1,SW2）を用いることで、逆方向に電圧が印加されるスイッチング素子は、ゲート端子（G1,G2）への駆動信号に関係なく、導通状態になるため、該スイッチング素子が損傷を受けるのを防止することができる。
【００７０】
−実施形態１の変形例２−
この変形例２は、図８に示すように、双方向スイッチ（31'）の２つのスイッチング素子（SW1',SW2'）において、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が形成されているとともに、上記スイッチング素子（SW1',SW2'）が該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）側に電流を流さないような構成を有している点で上記実施形態１と異なるだけなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００７１】
具体的には、上記図８に示すように、スイッチング素子（SW1',SW2'）には、それぞれ、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に該ゲート端子（G1,G2）側からドレイン（D）側にのみ導通可能な寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が設けられている。そして、上記スイッチング素子（SW1',SW2'）は、オン状態となる閾値電圧Ｖｔが、上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように構成されている。
【００７２】
これにより、上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）側に電流が流れる前に、上記スイッチング素子（SW1',SW2'）はオン状態になって該スイッチング素子（SW1',SW2'）に電流が流れる。一般的に、寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）に電流が流れると、該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）内に少数キャリアが蓄積してターンオフ時の遅延を発生したり該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）内を流れる際に比較的、大きな損失を生じたりするが、上述のような構成にしてスイッチング素子（SW1',SW2'）側に電流を流すことで、ターンオフ時の遅延や損失の増大を防止することができる。
【００７３】
−実施形態１の変形例３−
この変形例３は、図９に示すように、上記変形例２と同様、双方向スイッチ（31'）のスイッチング素子（SW1',SW2'）のゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が形成されている点、駆動回路（51,52）の駆動電源（53）が電圧を可変に構成されている点で上記実施形態１と異なるだけなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００７４】
具体的には、上記図９に示すように、スイッチング素子（SW1',SW2'）には、それぞれ、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に該ゲート端子（G1,G2）側からドレイン側（D）にのみ導通可能な寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が設けられている。
【００７５】
上記スイッチング素子（SW1',SW2'）の駆動回路（51,52）には、それぞれ、電圧が可変に構成された駆動電源（53）が設けられている。また、上記駆動回路（51,52）は、双方向スイッチ（31'）に流れる電流Ｉｓに基づいてゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄを求めて、該電圧Ｖｇｄが上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも常に小さくなるように、上記駆動電源（53）の電圧を調整するゲート電圧調整部（54）を備えている。
【００７６】
詳しくは、ソース（S1,S2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｓｄは、双方向スイッチ（31'）に流れる電流Ｉｓに対応して変化する（＝Ｉｓ×Ｒｏｎ（スイッチング素子（SW1',SW2'）のオン抵抗））ため、上記ゲート電圧調整部（54）は、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄが上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも常に小さくなるように、上記電圧Ｖｓｄに応じてゲート（G1,G2）−ソース（S1,S2）間の電圧Ｖｇｓ（駆動電源（53）の電圧）を変化させるよう構成されている。
【００７７】
これにより、スイッチング素子（SW1',SW2'）のゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄを、上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも常に小さくすることができるため、該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）に電流が流れるのをより確実に防止することができる。よって、ターンオフ時の遅延の発生や損失の増大をより確実に防止することができる。
【００７８】
−実施形態１の変形例４−
この変形例４は、図１０に示すように、双方向スイッチ（55）のスイッチング素子（56,57）のソース（S1,S2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）が形成されている点で上記実施形態１と異なるだけなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００７９】
具体的には、双方向スイッチ（55）のスイッチング素子（56,57）には、ソース（S1,S2）−ドレイン（D）間に、ソース（S1,S2）側からドレイン（D）側へのみ導通可能な寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）が設けられている。すなわち、上記スイッチング素子（56,57）は、ソース（S1,S2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）を有する、例えばＭＯＳＦＥＴなどによって構成されている。
【００８０】
これにより、上記スイッチング素子（56,57）にソース（S1,S2）側がドレイン（D）側よりも高い逆方向の電圧が印加された場合でも、該スイッチング素子（56,57）がオン状態となるまで、上記寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）によって電流を流すことができるため、上記スイッチング素子（56,57）がオフ状態のときの損失を低減することができる。
【００８１】
《実施形態２》
−全体構成−
図１１に本発明の実施形態２に係る電力変換装置（60）の概略構成を示す。この電力変換装置（60）は、一定周波数の交流電源（61）から得られる交流電力を別の周波数の交流電力に直接、電力変換を行う、いわゆるマトリックスコンバータである。
【００８２】
上記マトリックスコンバータ（60）は、スイッチング部としての複数（図の例では６つ）の双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）を備えている。なお、上記図１１の例では、上記マトリックスコンバータ（60）は、三相の交流電源（61）から出力される交流電力を単相にしてモータなどの負荷（62）へ供給するように構成されているが、この限りではなく、例えば、三相の交流電源（61）の交流電力を三相の交流電力として負荷へ供給する構成など、どのような構成であってもよい。
【００８３】
上記複数の双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）は、上記負荷（62）の入出力側に対して上記交流電源（61）の各相の端子を選択的に接続するように設けられている。具体的には、上記負荷（62）の入出力側を構成する２つの端子には、それぞれ、上記交流電源（61）の各相の端子にそれぞれ繋がる３つの双方向スイッチが接続されている。これらの双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）によって、上記マトリックスコンバータ（60）内には、上記負荷（62）の入出力側に、それぞれ、上記交流電源（61）の各相に繋がるＲ相、Ｓ相及びＴ相が構成される。
【００８４】
上述のような構成を有するマトリックスコンバータ（60）において、図１２（Ａ）に示すように、例えばＲ相及びＴ相の双方向スイッチ（Sur,Svt）を導通状態にすると、マトリックスコンバータ（60）のＲ相とＴ相との間で電流Ｉｕが流れる。そして、図１２（Ｂ）に示すように、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）を非導通状態にする一方、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）を導通状態にすると、マトリックスコンバータ（60）のＳ相とＴ相との間で電流が流れる。すなわち、上記図１２のようなスイッチング動作を行うことで、マトリックスコンバータ（60）の転流動作が行われる。
【００８５】
−双方向スイッチの構成及び動作−
上記双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）の具体的な構成について以下で説明する。なお、各双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）は、すべて同様の構成を有しているため、以下ではＲ相及びＳ相の双方向スイッチ（Sur,Sus）についてのみ説明する。
【００８６】
本発明の構成について説明する前に、まず、従来の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の構成及びその動作について図１３から図１５に基づいて説明する。
【００８７】
上記図１３に示すように、各双方向スイッチ（Sur',Sus'）は、スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）とダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）とが直列に接続された回路が、該ダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）の導通方向が逆向きになるように逆並列に接続されてなる。これらのダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）は、スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）に対して、該スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）の順方向（ドレイン側の電圧がソース側よりも電圧が高いときに電流の流れる方向）にのみ導通可能なように直列に接続されている。すなわち、上記双方向スイッチ（Sur',Sus'）は、一方向にのみ導通可能な２つの回路が逆並列に接続された構成を有していて、これにより、双方向に導通可能となっている。
【００８８】
なお、上記双方向スイッチ（Sur',Sus'）の構成は、上記図１３に示す構成以外にも、スイッチング素子（Sur1',Sur2'）に対してダイオード（Dur1',Dur2'）を逆並列に接続したものを、スイッチング素子（Sur1',Sur2'）及びダイオード（Dur1',Dur2'）同士がそれぞれ逆阻止状態で直列になるように接続した図１４に示すような構成も知られている。上記図１３及び図１４において、実線の矢印は電流ＩｕがＲ相を流れる場合、破線の矢印は電流ＩｕがＳ相を流れる場合を、それぞれ示している。
【００８９】
次に、上述のような構成を有する従来の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の動作を、マトリックスコンバータの転流動作と併せて説明する。ここで、図１５は、Ｒ相からＳ相に転流動作を行う場合の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の動作を示していて、図１５（Ａ）は電流Ｉｕが正の値の場合、図１５（Ｂ）は電流Ｉｕが負の値の場合、の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の動作をそれぞれ示している。また、上記図１５において、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態で導通する場合を実線の斜線で示し、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態において通電するスイッチング素子が切り替わる場合を破線の斜線で示す。
【００９０】
なお、特に図示しないが、上記マトリックスコンバータは、交流電源の電圧の極性を検出する電圧極性検出手段若しくは電流の極性を検出する電流極性検出手段を備えていて、その検出結果に基づいて、双方向スイッチ（Sur',Sus'）のスイッチング動作のタイミング（ｔ０からｔ７）を決めている。
【００９１】
まず、電流Ｉｕが正の値の場合には、図１５（Ａ）に示すように、ｔ＝ｔ０のときには、スイッチング素子（Sur1'）がオン状態になっていて、Ｒ相に電流Ｉｕが流れている。このとき、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur'）におけるもう一方のスイッチング素子（Sur2'）もオン状態になっている。これは、負荷（62）側で短絡故障などが発生した際に、逆方向へも電流が流れるようにして、マトリックスコンバータの故障を防止するためである。
【００９２】
電流ＩｕをＲ相からＳ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ１で、上記スイッチング素子（Sur2'）をオフ状態にする。そして、続くｔ＝ｔ２において、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus'）のスイッチング素子（Sus1'）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、Ｒ相に電流Ｉｕが流れ続けるが（Sur1'の実線部分）、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1'の実線部分からSus1'の破線部分へ）。ｔ＝ｔ３で、上記スイッチング素子（Sur1'）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＞０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1'の実線部分からSus1'の実線部分へ）。
【００９３】
こうすることで、Ｒ相に流れていた電流Ｉｕを、Ｓ相に転流させることができる。その後、ｔ＝ｔ４でＳ相の双方向スイッチ（Sus'）のもう一方のスイッチング素子（Sus2'）もオン状態にするように駆動制御して、故障の際などに逆方向にも電流が流れるようにしておく。
【００９４】
逆に、電流ＩｕをＳ相から再度、Ｒ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ５で上記スイッチング素子（Sus2'）をオフ状態にした後、続くｔ＝ｔ６でＲ相の双方向スイッチ（Sur'）のスイッチング素子（Sur1'）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1'の実線部分からSur1'の実線部分へ）が、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相はＳ相のままである（SuS1'の破線部分）。ｔ＝ｔ７でスイッチング素子（Sus1'）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＜０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1'の破線部分からSur1'の実線部分へ）。これにより、Ｓ相からＲ相への電流Ｉｕの転流動作が完了する。
【００９５】
上述のような転流動作において、スイッチング素子（Sur1',Sus1'）の動作とスイッチング素子（Sur2',Sus2'）の動作とを逆にすることで、上記図１５（Ｂ）の転流動作を実現できるため、該図１５（Ｂ）の場合の動作については説明を省略する。
【００９６】
ところで、上述のような構成を有する双方向スイッチ（Sur',Sus'）の場合、スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）とは別に、電流が逆方向に流れるのを阻止するための逆阻止用のダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）が必要になるため、部品点数が多く、回路構成も複雑になり、その分、導通損失も大きくなるという問題がある。これに対し、ダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）を省略できる逆阻止ＩＧＢＴを採用する構成も考えられるが、スイッチング素子の破壊を防止するためには該スイッチング素子をタイミング良く駆動制御する必要があり、高精度且つ複雑な制御が要求される。
【００９７】
これに対し、本実施形態では、部品点数を減らして回路の簡略化及び導通損失の低減を図りつつ、スイッチング素子の簡単な駆動制御によってマトリックスコンバータの双方向スイッチを実現できるように、双方向スイッチのスイッチング素子として、ソース側にドレイン側よりも高い電圧が印加された状態において、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が導通可能に構成されたデバイスを用いる。
【００９８】
具体的には、図１６に示すように、マトリックスコンバータ（60）の双方向スイッチ（Sur,Sus）は、２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）がドレイン側で繋がるように直列に接続されてなる。そして、上記各スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、ソース側にドレイン側よりも高い電圧が印加された状態において、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が導通可能に構成されている。上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、例えば接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタ、金属半導体電界効果型トランジスタ、ヘテロ接合電界効果トランジスタ、高電子移動度トランジスタなどからなる。上記図１６において、実線の矢印は電流ＩｕがＲ相を流れる場合、破線の矢印は電流ＩｕがＳ相を流れる場合を、それぞれ示している。
【００９９】
ここで、上記各双方向スイッチ（Sur,Sus）を構成する２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、上記実施形態１のスイッチング素子（SW1,SW2）と同様、２つのソース端子（S1,S2）及びゲート端子（G1,G2）が設けられているとともにドレイン側（D）を共有する、いわゆるデュアルゲート型のデバイスによって構成されていてもよいし、それぞれ独立したデバイスによって構成されていてもよい。
【０１００】
また、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、ソース側からドレイン側へ流れる逆方向の電流によって生じるオン電圧が、上記閾値電圧Ｖｔよりも高くなるようにオン抵抗Ｒｏｎが設定されている。これにより、ゲート−ドレイン間の電圧が上記閾値電圧Ｖｔ以上により迅速に達することができる。したがって、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）をより迅速にオン駆動状態にさせることができ、逆方向に電流が導通するときの損失を低減することができる。なお、接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタなどのトランジスタは、閾値電圧が２．５Ｖ以下であるため、上記オン抵抗を比較的、小さくすることができ、スイッチング素子の導通損失を低減することができる。
【０１０１】
これにより、詳しくは後述するが、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）のうち、ソース側に高い電圧が印加されるスイッチング素子は、オン状態に駆動制御しなくても、該スイッチング素子に作用する逆方向の電圧によって該逆方向に導通可能なオン状態となる。
【０１０２】
なお、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）の駆動回路は、上記実施形態１と同様なので、構成及び動作については説明を省略する。すなわち、上記実施形態１の図３において、スイッチング素子（SW1,SW2）が、本実施形態におけるスイッチング素子（Sur2,Sus2）及びスイッチング素子（Sur1,Sus1）にそれぞれ対応している。
【０１０３】
上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）を、上述のような構成にした場合の双方向スイッチ（Sur,Sus）の動作を、マトリックスコンバータの転流動作とともに説明する。ここで、図１７は、Ｒ相からＳ相に転流動作を行う場合の双方向スイッチ（Sur,Sus）の動作を示していて、図１７（Ａ）は電流Ｉｕが正の値の場合、図１７（Ｂ）は電流Ｉｕが負の値の場合、の双方向スイッチ（Sur,Sus）の動作をそれぞれ示している。なお、上記図１７において、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態で導通する場合を実線の斜線で示し、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態で導通する場合を破線の斜線で示す。
【０１０４】
なお、特に図示しないが、上記マトリックスコンバータは、交流電源の電圧の極性を検出する電圧極性検出手段若しくは電流の極性を検出する電流極性検出手段を備えていて、その検出結果に基づいて、双方向スイッチ（Sur,Sus）のスイッチング動作のタイミング（ｔ０からｔ７）を決めている。
【０１０５】
まず、電流Ｉｕが正の値の場合には、図１７（Ａ）に示すように、ｔ＝ｔ０では、スイッチング素子（Sur1）はオン状態になっていて、Ｒ相に電流Ｉｕが流れている。このとき、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）におけるもう一方のスイッチング素子（Sur2）もオン状態になっている。
【０１０６】
電流ＩｕをＲ相からＳ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ１で、上記スイッチング素子（Sur2）をオフ状態にする。しかしながら、このスイッチング素子（Sur2）には、逆方向に電圧が印加されているため、該スイッチング素子（Sur2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されていない状態でも、Ｒ相に電圧が印加されている状態が継続している間は該スイッチング素子（Sur2）内を電流Ｉｕが流れる。
【０１０７】
そして、続くｔ＝ｔ２において、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）のスイッチング素子（Sus1）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、Ｒ相に電流Ｉｕが流れ続ける（Sur1の実線部分）が、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1の実線部分からSus1の破線部分へ）。ｔ＝ｔ３で、上記スイッチング素子（Sur1）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＞０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1の実線部分からSus1の実線部分へ）。ここで、上述のように、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）のスイッチング素子（Sus1）のみをオン状態にして、Ｓ相に電流Ｉｕが流れるような電圧が印加された状態になると、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）のもう一方のスイッチング素子（Sus2）には、逆方向の電圧が印加されるため、該スイッチング素子（Sus2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されない状態でも、該スイッチング素子（Sus2）が導通可能な状態となって、Ｓ相に電流Ｉｕが流れる。
【０１０８】
こうすることで、Ｒ相に流れていた電流Ｉｕを、Ｓ相に転流させることができる。その後、ｔ＝ｔ４でＳ相の双方向スイッチ（Sus）におけるもう一方のスイッチング素子（Sus2）もオン状態にするように駆動制御して、該スイッチング素子（Sus2）の導通損失の低減を図る。
【０１０９】
逆に、電流ＩｕをＳ相から再度、Ｒ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ５で上記スイッチング素子（Sus2）をオフ状態にする。このとき、このスイッチング素子（Sus2）には、逆方向に電圧が印加されているため、該スイッチング素子（Sus2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されていない状態でも、Ｓ相に電圧が印加されている状態が継続している間は該スイッチング素子（Sus2）内を電流Ｉｕが流れる。
【０１１０】
その後、ｔ＝ｔ６で、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）のスイッチング素子（Sur1）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1の実線部分からSur1の実線部分へ）が、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相はＳ相のままである（Sus1の破線部分）。ｔ＝ｔ７でスイッチング素子（Sus1）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＜０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1の破線部分からSur1の実線部分へ）。ここで、上述のように、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）のスイッチング素子（Sur1）をオン状態にして、Ｒ相に電流Ｉｕが流れるような電圧が印加された状態になると、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）のもう一方のスイッチング素子（Sur2）には、逆方向の電圧が印加されるため、該スイッチング素子（Sur2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されない状態でも、該スイッチング素子（Sur2）がオン状態となって、Ｒ相に電流Ｉｕが流れる。これにより、Ｓ相からＲ相への電流Ｉｕの転流動作が完了する。
【０１１１】
上述のような転流動作において、スイッチング素子（Sur1,Sus1）の動作とスイッチング素子（Sur2,Sus2）の動作とを逆にすることで、上記図１７（Ｂ）の転流動作を実現できるため、該図１７（Ｂ）の場合の動作については説明を省略する。
【０１１２】
なお、この実施形態においても、上記実施形態１と同様、該実施形態１の変形例１から４と同様の構成としてもよい。
【０１１３】
−実施形態２の効果−
以上より、この実施形態によれば、マトリックスコンバータ（60）の双方向スイッチ（Sur,Sus）を構成するスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）として、ソース側にドレイン側よりも高い逆方向の電圧が印加された状態において、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が導通可能に構成されたデバイスを用いるようにしたため、逆阻止ダイオードを省略して部品点数を削減することができ、その分、小型化及びコスト低減を図れるとともに、導通損失の低減を図れる。
【０１１４】
しかも、上述のように、逆方向の電圧が印加されたスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、駆動制御しなくても導通可能な状態になるため、全てのスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）をタイミング良く制御する必要がなくなり、制御が容易になる。
【０１１５】
《その他の実施形態》
上記各実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【０１１６】
上記実施形態１では、ソース側にドレイン側よりも高い電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）のゲート端子に、オン駆動信号を入力していないが、この限りではなく、該スイッチング素子（SW1）に逆方向の電流が流れていると検出若しくは推測されるときには、該スイッチング素子（SW1）のゲート端子にオン駆動信号を入力するようにしてもよい。こうすることで、該スイッチング素子（SW1）を駆動させて導通状態にすることができるので、駆動していない状態で導通する場合よりも、導通損失の低減を図れる。また、上記実施形態２においても、スイッチング素子（Sur2,Sus2）に逆方向の電流が流れていると検出若しくは推測されるときには、該スイッチング素子（Sur2,Sus2）に速やかにオン駆動信号を入力するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明は、複数のスイッチング素子が直列に接続されてなる双方向スイッチを備えた電力変換装置に特に有用である。
【符号の説明】
【０１１８】
１      電力変換装置
１５      力率改善回路
３０      双方向スイッチ回路
３１、３１’、５５、Ｓｕｒ、Ｓｕｓ  双方向スイッチ（スイッチング部）
３２      ゼロクロス検出部
３３      駆動回路（ゲート駆動回路）
３４      駆動回路
３５、３５’  力率改善制御部（制御部）
４１      駆動電源
４２、４３  ゲート駆動用スイッチング素子
４４      抵抗（抵抗体）
４５      抵抗
４６、４７  駆動制御部
５１、５２  駆動回路
５３      駆動電源
５４      ゲート電圧調整部
５６、５７  スイッチング素子
６０      電力変換装置（マトリックスコンバータ）
Ｄｇｄ１、Ｄｇｄ２  寄生ダイオード
Ｌ          リアクトル
ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ１’、ＳＷ２’  スイッチング素子
Ｓ１、Ｓ２  ソース
Ｄ          ドレイン
Ｇ１、Ｇ２  ゲート端子
【図１】
2010187533.tif 000003
【図２】
2010187533.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2010187533.tif 000013
【図１２】
2010187533.tif 000014
【図１３】
2010187533.tif 000015
【図１４】
2010187533.tif 000016
【図１５】
2010187533.tif 000017
【図１６】
2010187533.tif 000018
【図１７】
2010187533.tif 000019
【手続補正書】
【提出日】平成22年5月12日(2010.5.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つのスイッチング素子を直列に接続して双方向に導通可能に構成された双方向スイッチ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、２つのスイッチング素子を接続して双方向に導通可能に構成された双方向スイッチ回路が知られている。このような双方向スイッチ回路は、例えば特許文献１、２に開示されるように、逆並列ダイオードが設けられたＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を該逆並列ダイオードが互いに逆方向に向くように接続したり、一対の逆阻止ＩＧＢＴを互いに逆並列接続したりすることにより得られる。
【０００３】
上述のような双方向スイッチ回路は、例えば、上記特許文献２に開示されるようなマトリックスコンバータのスイッチング回路や、特許文献３に開示される電力変換回路の力率改善回路などに用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２８３８１９号公報
【特許文献２】特開２００５−２０７９９号公報
【特許文献３】特開２００４−１０１１５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上述のように、スイッチング素子にそれぞれ逆並列ダイオードを設けて双方向スイッチ回路を構成すると、その分、部品点数が増加して、回路が複雑になるとともに導通損失も増大するという問題が生じる。
【０００６】
これに対し、上記特許文献１に開示される構成のように、逆並列ダイオードを省略して一対の逆素子ＩＧＢＴを互いに逆並列接続する構成などが考えられるが、逆方向の電圧（ソース側の電圧がドレイン側の電圧よりも高い状態）によるスイッチング素子の損傷を防止するためには複数のスイッチング素子をタイミング良く駆動制御する必要があり、制御が複雑になる。
【０００７】
本発明は斯かる諸点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、２つのスイッチング素子が双方向に導通可能に接続された双方向スイッチ回路において、部品点数を減らして回路の簡略化及び導通損失の低減を図りつつ、スイッチング素子の簡単な駆動制御によって双方向に導通可能な構成を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明に係る双方向スイッチ回路（30）では、スイッチング素子（SW1,SW2）のうち逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）を、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも逆方向に電流が導通する構成とした。
【０００９】
具体的には、第１の発明では、双方向に導通可能に接続された２つのスイッチング素子（SW1,SW2）を備えた双方向スイッチ回路を対象とする。そして、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、互いに直列に接続されていて、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）のうち、ソース（S1）側の電圧がドレイン（D）側の電圧よりも高い逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも、ソース（S1）側からドレイン（D）側へ電流が導通可能に構成されているものとする。そして、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、該逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）を駆動制御するためのゲート駆動回路（33）が接続され、上記ゲート駆動回路（33）は、上記スイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続された抵抗体（44）を備え、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、ソース（S1）-ドレイン（D）間に、ソース（S1）側からドレイン（D）側へ導通可能な、寄生ダイオード及び外付けダイオードを有していない。
【００１０】
以上の構成により、ソース（S1）側の電圧がドレイン（D）側の電圧よりも高い逆方向の電圧が印加されたスイッチング素子（SW1）は、駆動制御されていない状態でも、該ソース（S1）側からドレイン（D）側に電流が流れるため、還流ダイオードが不要になるとともに、複数のスイッチング素子を駆動制御する必要がなくなる。したがって、上述の構成によって、双方向スイッチ回路（30）の部品点数を低減して、回路構成を簡略化することができるとともに導通損失の低減を図れる。また、上述の構成によって、双方向スイッチ回路（30）内の全てのスイッチング素子の駆動制御を行う必要がなくなるため、制御が容易になる。
【００１１】
また、このようにスイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗体（44）により、ソース（S1）とドレイン（D）との間の電圧は、そのほとんどがゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に印加されることになる。したがって、上述の構成により、上記ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間の電圧を効率良く増大させて、できるだけ迅速に上記スイッチング素子（SW1）がオン状態になる閾値電圧（Vt）まで上昇させることができ、該スイッチング素子（SW1）を逆方向にオン状態（ソース端子からドレインへ導通可能な状態）にすることができる。
【００１２】
また、上述のような抵抗体（44）を設けることにより、ソース（S1）とゲート端子（G1）との間に耐圧を超えるような大きな電圧が印加されるのを防止できるため、スイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間での破壊の発生を防止することができる。
【００１３】
また、上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、上記スイッチング素子（SW1'）は、該スイッチング素子（SW1'）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように構成されているのが好ましい（第２の発明）。
【００１４】
これにより、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に形成されたゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）には電流が流れずに、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間の電圧によってスイッチング素子（SW1'）がオン状態になり、該スイッチング素子（SW1'）に電流が通電することになる。ここで、スイッチング素子（SW1'）内のゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）に電流が流れると、該寄生ダイオード（Dgd1）内に少数キャリアが蓄積してターンオフ時の遅延を招くとともに、スイッチング素子（SW1'）を電流が流れる場合に比べて損失が増大するが、上述のように、ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）に電流を流すことなく、スイッチング素子（SW1'）に電流を流すことで、ターンオフ時の遅延の発生や損失の増大を防止することができる。
【００１５】
また、上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）と、上記スイッチング素子（SW1'）を駆動制御するためのゲート駆動回路（51）とを有していて、上記ゲート駆動回路（51）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間のゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように、該ゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄを調整するゲート電圧調整部（54）を備えているのが好ましい（第３の発明）。
【００１６】
これにより、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間のゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄを、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に形成されるゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりもより確実に小さくすることができるため、該ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）に電流が流れるのをより確実に防止することができる。
【００１７】
また、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）をそれぞれ駆動制御するための２つのゲート駆動回路（33,34）を備え、上記ゲート駆動回路（33,34）は、それぞれのスイッチング素子（SW1,SW2）に対し、ゲート端子（G1,G2）に同じ駆動信号を入力するように構成されているのが好ましい（第４の発明）。
【００１８】
こうすることで、スイッチング素子（SW1,SW2）ごとに駆動信号の内容や該駆動信号の入力タイミングを変える必要がなくなるため、スイッチング素子（SW1,SW2）の駆動制御が容易になる。
【００１９】
なお、上述の構成のように、各スイッチング素子（SW1,SW2）に対して同時に駆動信号を入力すると、そのタイミングのずれやスイッチング素子（SW1,SW2）の特性のばらつき等によって各スイッチング素子（SW1,SW2）がオン状態になるタイミングがずれて、逆方向に電圧が印加されるスイッチング素子の破壊につながる恐れもあるが、上記第１の発明のように、スイッチング素子として、ゲート端子（G1）に入力される駆動信号がオフであっても逆方向に電流が流れる構成のものを用いることにより、スイッチング素子（SW1,SW2）に逆方向に電圧が印加されても該スイッチング素子（SW1,SW2）が破壊されるのを防止することができる。
【００２０】
また、上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）に対してオフ制御信号を出力するように構成された制御回路（30）を備えているのが好ましい（第５の発明）。これにより、逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）には、逆方向に電流が流れる一方、該スイッチング素子（SW1）によって、該スイッチング素子（SW1）の順方向の電流を確実に遮断することができる。すなわち、上述の構成によって、より確実に導通方向が切り替わる双方向スイッチ回路（30）が得られる。
【００２１】
また、上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられているのが好ましい（第６の発明）。こうすることで、２つのスイッチング素子（SW1,SW2）でドレイン端子を共有化することができ、その分、デバイスのチップ面積を低減することができる。したがって、双方向スイッチ回路（30）の損失を低減することができる。
【００２２】
また、第６の発明に記載の双方向スイッチ回路において、前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極との間の距離よりも大きいのが好ましい（第７の発明）。こうすることで、スイッチング素子（SW1,SW2）の耐圧に貢献する２つのゲート電極間の距離をより大きく確保することが可能になる。
【００２３】
第８から第１１の発明は、電力変換装置に関する。具体的には、第８の発明において、電力変換装置は、上記第１から第３の発明のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えたマトリックスコンバータ（60）であるものとする（第８の発明）。この構成により、マトリックスコンバータ（60）においても、上記第１から第３の発明のような作用を得ることができる。特に、第８の発明において、上記マトリックスコンバータ（60）のスイッチング部を構成する２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられているのが好ましい（第９の発明）。こうすることで、マトリックスコンバータ（60）においても上記第７の発明と同様の作用が得られる。第９の発明においては、前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極の間の距離よりも大きいのが好ましい（第１０の発明）。こうすることで、スイッチング素子（SW1,SW2）の耐圧に貢献する２つのゲート電極間の距離をより大きく確保することが可能になる。
【００２４】
また、電力変換装置（1,1'）は、第１から第７の発明のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えているものとする（第１１の発明）。この構成により、力率改善回路など、双方向スイッチ回路を備えた電力変換装置（1,1'）においても、上記第１から第７の発明のような作用を得ることができる。
【発明の効果】
【００２５】
以上より、第１の発明によれば、直列に接続された２つのスイッチング素子（SW1,SW2）のうち、逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも逆方向に導通可能に構成されているため、部品点数の削減による回路構成の簡略化及び導通損失の低減を図れるとともに、複数のスイッチング素子の制御を容易に行うことができる。
【００２６】
また、上記スイッチング素子（SW1）のゲート駆動回路（33）は、ソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗体（44）を備えているため、ソース（S1）とゲート端子（G1）との間に耐圧を超えるような電圧が印加されるのを防止できるとともに、上記スイッチング素子（SW1）を効率良くオン状態にすることができる。
【００２７】
また、第２の発明によれば、上記スイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間にゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、該スイッチング素子（SW1'）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔは上記寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さいため、逆方向の電流を該寄生ダイオード（Dgd1）に流すことなくスイッチング素子（SW1'）に流すことができ、ターンオフの遅延や損失の増大を防止できる。
【００２８】
また、第３の発明によれば、上記スイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間にゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、該寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりもゲート端子（G1）とドレイン（D）との間の電圧Ｖｇｄが小さくなるように該電圧Ｖｇｄを調整するため、上記寄生ダイオード（Dgd1）に電流が流れるのをより確実に防止できる。
【００２９】
また、第４の発明によれば、ゲート駆動回路（33,34）は、複数のスイッチング素子（SW1,SW2）に対して、ゲート端子（G1,G2）に同じ駆動信号を入力するように構成されているため、複数のスイッチング素子（SW1,SW2）の駆動制御を容易に行うことができる。
【００３０】
また、第５の発明によれば、逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）に対してオフ制御信号が出力されるため、該スイッチング素子（SW1）の順方向への電流の流れを遮断することができ、より確実に双方向に切り換え可能な双方向スイッチ回路（30）が得られる。
【００３１】
また、第６の発明によれば、上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、一つのデバイスに設けられているため、デバイスのチップ面積を小さくして損失の低減を図れる。
【００３２】
また、第７の発明によれば、２つのゲート電極間の距離をより大きく確保できるので、２つのソース端子間、すなわちドレイン-ソース間の耐圧を向上させることが可能になる。
【００３３】
また、第８の発明によれば、マトリックスコンバータ（60）が上記第１から第３の発明のいずれか一つの双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えているため、該マトリックスコンバータ（60）においても、上記第１から第３の発明と同様の効果を得ることができる。特に、第９の発明のように、マトリックスコンバータ（60）においても、スイッチング素子（Sur1,Sur2）を一つのデバイスに設けることで、上記第６の発明と同様の効果が得られる。また、第１０の発明によれば、２つのゲート電極間の距離をより大きく確保でき、上記第７の発明と同様の効果を得ることが可能になる。
【００３４】
さらに、第１１の発明によれば、電力変換装置（1,1'）が上記第１から第７の発明のいずれか一つの双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えているため、上記第１から第７の発明と同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図２】図２は、（Ａ）が双方向スイッチが構成されるデュアルゲート型のデバイスの概略構成を示す図であり、（Ｂ）がデュアルゲート型のデバイスの回路記号の例である。
【図３】図３は、双方向スイッチの駆動回路の概略構成を示す図である。
【図４】図４は、駆動回路の動作及び状態を示すタイムチャートである。
【図５】図５は、双方向スイッチの駆動状態を示すタイムチャートである。
【図６】図６は、実施形態１の変形例１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図７】図７は、変形例１の電力変換装置における双方向スイッチの駆動状態を示すタイムチャートである。
【図８】図８は、実施形態１の変形例２に係る電力変換装置の図３相当図である。
【図９】図９は、実施形態１の変形例３に係る電力変換装置の図３相当図である。
【図１０】図１０は、関連技術に係る電力変換装置の双方向スイッチの概略構成を示す図である。
【図１１】図１１は、実施形態２に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図１２】図１２は、実施形態２に係る電力変換装置において、（Ａ）Ｒ相−Ｔ相間に通電している状態、（Ｂ）Ｓ相−Ｔ相間に通電している状態をそれぞれ示す図である。
【図１３】図１３は、従来の双方向スイッチの概略構成を示す図である。
【図１４】図１４は、従来の双方向スイッチの別の構成を示す図である。
【図１５】図１５は、従来の双方向スイッチにおいて、（Ａ）Ｉｕ＞０の場合、（Ｂ）Ｉｕ＜０の場合、のスイッチングパターン及び導通状態を示す図である。
【図１６】図１６は、実施形態２に係る電力変換装置の双方向スイッチの概略構成を示す図である。
【図１７】図１７は、実施形態２に係る双方向スイッチの図１５相当図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
【００３７】
《実施形態１》
図１に本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）の回路の一例を示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（11）と、倍電圧回路（12）と、平滑コンデンサ（13）と、インバータ回路（14）と、力率改善回路（15）とを備えていて、交流電源（2）から供給された交流の電圧を所定の周波数の電圧に変換して、三相交流モータなどの負荷（3）に供給するように構成されている。
【００３８】
上記コンバータ回路（11）は、上記交流電源（2）に接続され、交流の電圧を直流に整流するように構成されている。このコンバータ回路（11）は、複数（図の例では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されてなるダイオードブリッジ回路であり、上記交流電源（2）に対し、リアクトル（L）を介して接続されている。これにより、上記交流電源（2）の交流電圧は、上記ダイオード（D1〜D4）のブリッジ回路によって直流電圧に変換される。
【００３９】
上記倍電圧回路（12）は、直列に接続された２つのコンデンサ（21,22）を備えている。この倍電圧回路（12）は、これらのコンデンサ（21,22）の間に、上記コンバータ回路（11）を介して上記交流電源（2）の一端が接続されてなるもので、上記コンデンサ（21,22）内に、該コンデンサ（21,22）の直列回路における両端の電圧が上記交流電源（2）の電圧の倍になるような電荷が充電されるように構成されている。
【００４０】
上記平滑コンデンサ（13）は、上記コンバータ回路（11）及び倍電圧回路（12）によって整流された直流電圧を平滑化するためのコンデンサである。
【００４１】
上記インバータ回路（14）は、上記コンバータ回路（11）に対して、上記倍電圧回路（12）及び平滑コンデンサ（13）とともに並列に接続されている。このインバータ回路（14）は、複数のスイッチング素子（14a）（例えば三相交流であれば６個）がブリッジ結線されてなる。すなわち、特に図示しないが、上記インバータ回路（14）は、２つのスイッチング素子（14a,14a）を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグが並列に接続されてなるもので、これらのスイッチング素子（14a）のオンオフ動作によって、直流電圧を交流電圧に変換し、負荷（3）へ供給するように構成されている。なお、本実施形態では、図１に示すように、上記各スイッチング素子（14a）は、トランジスタとダイオードとが逆並列に接続されてなるが、この限りではなく、スイッチング可能な構成であれば他の構成であってもよい。
【００４２】
上記力率改善回路（15）は、双方向に導通可能な双方向スイッチ（31）を有する双方向スイッチ回路（30）を備えていて、上記交流電源（2）を短絡可能なように上記双方向スイッチ（31）の両端が該交流電源（2）に接続されている。上記力率改善回路（15）は、双方向スイッチ（31）を交流電源（2）の電圧の極性に応じて駆動制御することにより該交流電源（2）を短絡させて、上記リアクトル（L）との組み合わせで該力率改善回路（15）の入力電流Ｉｓを整流し、電源力率を改善するとともに電圧Ｖｐｎの大きさを制御するように構成されている。
【００４３】
具体的には、上記力率改善回路（15）は、上記双方向スイッチ回路（30）と、該スイッチ回路（30）に対して上記交流電源（2）の電圧の極性に対応するゼロクロス信号Ｓｚを出力するゼロクロス検出部（32）と、を備えている。このゼロクロス検出部（32）は、上記交流電源（2）の交流電圧の波形に応じて、半周期ごとに出力信号（ＯＮ−ＯＦＦ）が反転するゼロクロス信号Ｓｚを生成して出力するように構成されている。
【００４４】
上記双方向スイッチ回路（30）は、双方向に導通可能に構成された双方向スイッチ（31）と、該双方向スイッチ（31）に対して駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力して該双方向スイッチ（31）を駆動させる駆動回路（33,34）と、該駆動回路（33,34）に対して制御信号Ｓｇ１，Ｓｇ２を出力する力率改善制御部（35）（制御部）と、を備えている。この力率改善制御部（35）は、上記ゼロクロス検出部（32）から出力されるゼロクロス信号Ｓｚが入力されると、該ゼロクロス信号Ｓｚに基づいて双方向スイッチ（31）を駆動制御するための制御信号Ｓｇ１，Ｓｇ２を上記駆動回路（33,34）へ出力するように構成されている。
【００４５】
上記双方向スイッチ（31）は、２つのスイッチング素子（SW1,SW2）をドレイン側同士が繋がるように直列に接続してなるもので、該スイッチング素子（SW1,SW2）を上記駆動回路（33,34）によって駆動制御することで、双方向に導通可能に構成されている。上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、例えば接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタ、金属半導体電界効果型トランジスタ、ヘテロ接合電界効果トランジスタ、高電子移動度トランジスタなどからなり、ソース側にドレイン側よりも高い電圧（以下、逆方向の電圧ともいう）が印加された状態では、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が流れるように構成されている。なお、上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、図２（Ａ）に示すように、２つのソース端子（S1,S2）及びゲート端子（G1,G2）が設けられているとともにドレイン側を共有する、いわゆるデュアルゲート型のデバイスによって構成されていてもよいし、それぞれ独立したデバイスによって構成されていてもよい。なお、図２（Ｂ）は、いわゆるデュアルゲート型のデバイスによってスイッチング素子（SW1,SW2）を構成した場合における回路記号の例である。前記デュアルゲート型のスイッチング素子（SW1,SW2）では、２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極との間の距離よりも大きいのが好ましい。すなわち、図２（Ａ）の例では、ソース（S1）-ゲート（G1）間の距離＜ゲート（G1）-ゲート（G2）間の距離、且つ、ソース（S2）-ゲート（G2）間の距離＜ゲート（G1）-ゲート（G2）間の距離とするのがよい。これは、前記デュアルゲート型のデバイスでは、２つのソース端子（S1,S2）間の耐圧は２つのゲート端子（G1,G2）間の耐圧に左右されるからであり、前記のように電極間の距離を規定することで、十分な耐圧性を確保することが可能になる。
【００４６】
ここで、上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、ソース側からドレイン側へ流れる逆方向の電流によって生じるオン電圧が、スイッチング素子（SW1,SW2）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔよりも高くなるようにオン抵抗Ｒｏｎが設定されている。これにより、ゲート−ドレイン間の電圧を上記閾値電圧Ｖｔ以上の電圧により迅速に到達させることができる。したがって、上記スイッチング素子（SW1,SW2）をより迅速にオン駆動状態にさせることができ、電流が導通するときの損失を低減することができる。なお、接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタなどのトランジスタでは、閾値電圧が２．５Ｖ以下であり、上記オン抵抗を比較的、小さくすることができるため、上述のようにオン電圧が閾値電圧以上となる構成であってもスイッチング素子の導通損失を低減することができる。
【００４７】
これにより、詳しくは後述するが、上記スイッチング素子（SW1,SW2）のうち、ソース側に高い電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、オン状態に駆動制御しなくても、該スイッチング素子（SW1）に作用する逆方向の電圧によって該逆方向に導通可能な状態となる。したがって、本実施形態では、ドレイン側にソース側よりも高い電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）のみが駆動制御される。
【００４８】
−駆動回路−
上述のような構成を有するスイッチング素子（SW1,SW2）を駆動制御するための駆動回路（33,34）の構成について図３に基づいて以下で説明する。なお、この図３に示すように、駆動回路（33,34）は、同じ構成を有しているため、一方の駆動回路（33）の構成についてのみ以下で説明し、他方の駆動回路（34）において該一方の駆動回路（33）と同じ構成には同一の符号を付すものとする。
【００４９】
上記駆動回路（33）は、スイッチング素子（SW1）のゲート（G）−ソース（S1）間に電圧Ｖｇを印加するための駆動電源（41）と、力率改善制御部（35）から出力される制御信号Ｓｇ１に応じてスイッチング動作する２つのゲート駆動用スイッチング素子（42,43）と、上記スイッチング素子（SW1）のゲート（G）−ソース（S1）間に、該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続される抵抗（44）（抵抗体）と、を備えている。
【００５０】
上記ゲート駆動用スイッチング素子（42,43）は、互いに直列に接続されていて、それらのスイッチング素子（42,43）の間で上記スイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）と接続されている。ゲート駆動用スイッチング素子（43）は、該スイッチング素子（43）がオン状態のときに上記駆動電源（41）の電圧Ｖｇがスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に印加される電圧供給回路を形成するように、上記駆動電源（41）とスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）との間に配置されている。一方、ゲート駆動用スイッチング素子（42）は、該スイッチング素子（42）がオン状態のときにスイッチング素子（SW1）のソース側（S1）とゲート端子（G1）との間を繋ぐように設けられている。なお、上記図３において、符号４５は、ゲート駆動用スイッチング素子（42,43）とスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）との間に設けられた、スイッチング素子（SW1）のスイッチング速度調整用の抵抗である。
【００５１】
また、直列に接続された上記ゲート駆動用スイッチング素子（42,43）は、それぞれ、上記力率改善制御部（35）から出力される制御信号Ｓｇ１に応じて、一方がオン状態のときに他方がオフ状態になり、一方がオフ状態のときに他方がオン状態となるように、駆動制御部（46,47）によって駆動制御されている。
【００５２】
これにより、制御信号Ｓｇ１によって、ゲート駆動用スイッチング素子（43）がオン状態になるとともに、ゲート駆動用スイッチング素子（42）がオフ状態となる場合には、スイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に駆動電源（41）の電圧Ｖｇが印加されて、該スイッチング素子（SW1）が駆動する。すなわち、この場合には、駆動回路（33）からスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）にオン駆動信号Ｖｇ１が入力されることになる。
【００５３】
逆に、制御信号Ｓｇ１によって、ゲート駆動用スイッチング素子（42）がオン状態になるとともに、ゲート駆動用スイッチング素子（43）がオフ状態となる場合には、スイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に駆動電源（41）の電圧Ｖｇが印加されることなく、該スイッチング素子（SW1）はオフ状態となる。すなわち、この場合には、駆動回路（33）からスイッチング素子（SW1）のゲート端子（G1）に対して、オン駆動信号ではなく、オフ制御信号が入力されている。
【００５４】
上記スイッチング素子（SW1）のゲート（G1）−ソース（S1）間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に設けられた上記抵抗（44）は、上記スイッチング素子（SW1）に逆方向の電圧が印加されたときに、該スイッチング素子（SW1）のゲート（G1）−ドレイン（D）間に逆方向の電圧がほぼそのまま印加されるように、該スイッチング素子よりも十分小さな抵抗値を有している。すなわち、上記抵抗（44）を十分小さな抵抗値を有する構成にすることで、該抵抗（44）と並行なスイッチング素子（SW1）のソース（S1）−ゲート（G1）間にはほとんど電圧が作用することなく、該スイッチング素子（SW1）のゲート（G1）−ドレイン（D）間に上記逆方向の電圧が作用することになる。
【００５５】
−双方向スイッチ回路の動作−
以上のような構成を有する双方向スイッチ回路（30）の動作について、図１から図５に基づいて以下で説明する。
【００５６】
まず、双方向スイッチ回路（30）内の双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）を駆動するための駆動回路（33,34）の動作について説明する。
【００５７】
図３及び図４に示すように、ｔ＝ｔ０において、双方向スイッチ（31）に、スイッチング素子（SW1）に対して逆方向（ソース側（S1）の電圧がドレイン側（D）よりも高い状態）となる電源電圧Ｖｄｃが印加されると、該スイッチング素子（SW1）の駆動回路（33）に設けられた抵抗（44）によって、該スイッチング素子（SW1）に印加される電圧のほとんどがゲート（G1）−ドレイン（D）間にかかることになる。そうすると、ソース（S1）−ゲート（G1）間の電圧Ｖｓｇはほぼゼロになる一方、ソース（S1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｓｄ及びゲート（G1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄはスイッチング素子（SW1）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔに保持される。このように、双方向スイッチ（31）の一方のスイッチング素子（SW1）には、閾値電圧Ｖｔの電圧しか印加されないため、双方向スイッチ（31）のもう一方のスイッチング素子（SW2）には、残りの電圧Ｖｄｃ−Ｖｔが印加されることになる。なお、このスイッチング素子（SW2）には、オン駆動信号が入力されていないため、ゲート（G1）−ソース（S2）間の電圧Ｖｇｓはゼロであり、ドレイン（D）−ゲート（G2）間にＶｄｃ−Ｖｔの全ての電圧が印加されている状態となる。
【００５８】
次に、ｔ＝ｔ１において、上記スイッチング素子（SW2）の駆動回路（34）に制御信号Ｓｇ２のオン信号が入力されると、該駆動回路（34）のゲート駆動用スイッチング素子（43）がオン状態となって、上記スイッチング素子（SW2）のゲート端子（G2）に駆動電源（41）から電圧Ｖｇが印加される。そうすると、上記スイッチング素子（SW2）はオン状態となって、双方向スイッチ（31）内に電流Ｉｓが流れることになる。すなわち、上記スイッチング素子（SW2）がオン状態となっている期間がオン期間ｔｏｎとなる。
【００５９】
ここで、上記スイッチング素子（SW2）のドレイン（D）−ソース（S2）間の電圧Ｖｄｓは、該スイッチング素子（SW2）がオン状態になると、一旦ゼロになった後、該スイッチング素子（SW2）を流れる電流に応じて徐々に増大する。一方、上記スイッチング素子（SW1）でも、ソース（S1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｓｄ及びゲート（G1）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄは、該スイッチング素子（SW2）内を流れる電流によって電圧が徐々に増大する。
【００６０】
そして、ｔ＝ｔ２において、上記スイッチング素子（SW2）の駆動回路（34）に入力する制御信号Ｓｇ２をオフにすると、該駆動回路（34）のゲート駆動用スイッチング素子（43）がオフ状態となって、上記スイッチング素子（SW2）のゲート端子（G1）に駆動電源（41）の電圧Ｖｇが印加されず、ゲート（G2）−ソース（S2）間の電圧Ｖｇｓはゼロになる。そうすると、上記スイッチング素子（SW1,SW2）の各電圧は、上述のｔ＝ｔ０と同じ状態となる。
【００６１】
上述のような駆動回路（33,34）の動作を電源電圧の波形やゼロクロス信号Ｓｚなどと並べて記載した図を図５に示す。なお、この図５において、ゼロクロス信号Ｓｚがオンのときには、双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1）に逆方向の電圧が印加される一方、ゼロクロス信号Ｓｚがオフのときにはスイッチング素子（SW2）に逆方向の電圧が印加されるものとする。
【００６２】
上記図５に示すように、スイッチング素子（SW1,SW2）に逆方向の電圧が印加されているときには、該スイッチング素子（SW1,SW2）にオン駆動信号を入力しなくても、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄ，Ｖｄｇが閾値電圧Ｖｔ以上になれば、オン状態となる。そして、もう一方のスイッチング素子をオン状態にするように駆動制御することで、双方向スイッチ（31）に電流Ｉｓを流すことができる。
【００６３】
−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）として、ソース（S1）側にドレイン（D）側よりも高い電圧が印加された状態（逆方向に電圧が印加された状態）において、ゲート端子（G1,G2）にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側（S1）からドレイン（D）側へ電流が流れるようなスイッチング素子を用いることで、ドレイン（D）側にソース（S2）側よりも高い電圧が印加されるスイッチング素子のみを駆動制御すれば、双方向スイッチ（31）の通電の制御を行うことができる。したがって、上記双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）の駆動制御が容易になる。
【００６４】
しかも、上述のような構成にすることで、従来は必要であったダイオードが不要になるため、その分、部品点数を低減することができ、回路構成の簡略化を図れるとともに導通損失の低減を図れる。
【００６５】
−実施形態１の変形例１−
この変形例１は、図６に示すように、電力変換装置（1'）の力率改善制御部（35'）から一つの制御信号Ｓｇ１のみが出力され、双方向スイッチ（31）のスイッチング素子（SW1,SW2）に同じ駆動信号（Ｖｇ１＝Ｖｇ２）が入力される点が上記実施形態１と異なるだけでなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００６６】
具体的には、上記図６に示すように、ゼロクロス検出部（32）からゼロクロス信号Ｓｚが入力される力率改善制御部（35'）では、制御信号Ｓｇ１を駆動回路（33,34）に出力するように構成されている。これにより、上記駆動回路（33,34）には、同じ制御信号Ｓｇ１が入力されるため、図７に示すように、該駆動回路（33,34）からスイッチング素子（SW1,SW2）に対して同じ駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２がそれぞれ出力される。
【００６７】
このように、双方向スイッチ（31）の２つのスイッチング素子（SW1,SW2）に対して同じ信号を入力することで、該スイッチング素子（SW1,SW2）を別々に駆動制御する場合に比べて制御が容易になる。
【００６８】
ここで、一般的に、上述のように、双方向スイッチ（31）の２つのスイッチング素子（SW1,SW2）に対して同じ信号を入力すると、スイッチング素子の性能のばらつきなどによって、スイッチング素子がオン状態になるタイミングがずれる場合がある。しかしながら、上記実施形態１のような構成のスイッチング素子（SW1,SW2）を用いることで、逆方向に電圧が印加されるスイッチング素子は、ゲート端子（G1,G2）への駆動信号に関係なく、導通状態になるため、該スイッチング素子が損傷を受けるのを防止することができる。
【００６９】
−実施形態１の変形例２−
この変形例２は、図８に示すように、双方向スイッチ（31'）の２つのスイッチング素子（SW1',SW2'）において、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が形成されているとともに、上記スイッチング素子（SW1',SW2'）が該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）側に電流を流さないような構成を有している点で上記実施形態１と異なるだけなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００７０】
具体的には、上記図８に示すように、スイッチング素子（SW1',SW2'）には、それぞれ、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に該ゲート端子（G1,G2）側からドレイン（D）側にのみ導通可能な寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が設けられている。そして、上記スイッチング素子（SW1',SW2'）は、オン状態となる閾値電圧Ｖｔが、上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように構成されている。
【００７１】
これにより、上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）側に電流が流れる前に、上記スイッチング素子（SW1',SW2'）はオン状態になって該スイッチング素子（SW1',SW2'）に電流が流れる。一般的に、寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）に電流が流れると、該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）内に少数キャリアが蓄積してターンオフ時の遅延を発生したり該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）内を流れる際に比較的、大きな損失を生じたりするが、上述のような構成にしてスイッチング素子（SW1',SW2'）側に電流を流すことで、ターンオフ時の遅延や損失の増大を防止することができる。
【００７２】
−実施形態１の変形例３−
この変形例３は、図９に示すように、上記変形例２と同様、双方向スイッチ（31'）のスイッチング素子（SW1',SW2'）のゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が形成されている点、駆動回路（51,52）の駆動電源（53）が電圧を可変に構成されている点で上記実施形態１と異なるだけなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００７３】
具体的には、上記図９に示すように、スイッチング素子（SW1',SW2'）には、それぞれ、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間に該ゲート端子（G1,G2）側からドレイン側（D）にのみ導通可能な寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）が設けられている。
【００７４】
上記スイッチング素子（SW1',SW2'）の駆動回路（51,52）には、それぞれ、電圧が可変に構成された駆動電源（53）が設けられている。また、上記駆動回路（51,52）は、双方向スイッチ（31'）に流れる電流Ｉｓに基づいてゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄを求めて、該電圧Ｖｇｄが上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも常に小さくなるように、上記駆動電源（53）の電圧を調整するゲート電圧調整部（54）を備えている。
【００７５】
詳しくは、ソース（S1,S2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｓｄは、双方向スイッチ（31'）に流れる電流Ｉｓに対応して変化する（＝Ｉｓ×Ｒｏｎ（スイッチング素子（SW1',SW2'）のオン抵抗））ため、上記ゲート電圧調整部（54）は、ゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄが上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも常に小さくなるように、上記電圧Ｖｓｄに応じてゲート（G1,G2）−ソース（S1,S2）間の電圧Ｖｇｓ（駆動電源（53）の電圧）を変化させるよう構成されている。
【００７６】
これにより、スイッチング素子（SW1',SW2'）のゲート（G1,G2）−ドレイン（D）間の電圧Ｖｇｄを、上記寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）の順方向電圧Ｖｆよりも常に小さくすることができるため、該寄生ダイオード（Dgd1,Dgd2）に電流が流れるのをより確実に防止することができる。よって、ターンオフ時の遅延の発生や損失の増大をより確実に防止することができる。
【００７７】
−関連技術−
この関連技術は、図１０に示すように、双方向スイッチ（55）のスイッチング素子（56,57）のソース（S1,S2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）が形成されている点で上記実施形態１と異なるだけなので、該実施形態１と同じ部分には同一の符号を付して以下で異なる部分についてのみ説明する。
【００７８】
具体的には、双方向スイッチ（55）のスイッチング素子（56,57）には、ソース（S1,S2）−ドレイン（D）間に、ソース（S1,S2）側からドレイン（D）側へのみ導通可能な寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）が設けられている。すなわち、上記スイッチング素子（56,57）は、ソース（S1,S2）−ドレイン（D）間に寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）を有する、例えばＭＯＳＦＥＴなどによって構成されている。
【００７９】
これにより、上記スイッチング素子（56,57）にソース（S1,S2）側がドレイン（D）側よりも高い逆方向の電圧が印加された場合でも、該スイッチング素子（56,57）がオン状態となるまで、上記寄生ダイオード（Dsd1,Dsd2）によって電流を流すことができるため、上記スイッチング素子（56,57）がオフ状態のときの損失を低減することができる。
【００８０】
《実施形態２》
−全体構成−
図１１に本発明の実施形態２に係る電力変換装置（60）の概略構成を示す。この電力変換装置（60）は、一定周波数の交流電源（61）から得られる交流電力を別の周波数の交流電力に直接、電力変換を行う、いわゆるマトリックスコンバータである。
【００８１】
上記マトリックスコンバータ（60）は、スイッチング部としての複数（図の例では６つ）の双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）を備えている。なお、上記図１１の例では、上記マトリックスコンバータ（60）は、三相の交流電源（61）から出力される交流電力を単相にしてモータなどの負荷（62）へ供給するように構成されているが、この限りではなく、例えば、三相の交流電源（61）の交流電力を三相の交流電力として負荷へ供給する構成など、どのような構成であってもよい。
【００８２】
上記複数の双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）は、上記負荷（62）の入出力側に対して上記交流電源（61）の各相の端子を選択的に接続するように設けられている。具体的には、上記負荷（62）の入出力側を構成する２つの端子には、それぞれ、上記交流電源（61）の各相の端子にそれぞれ繋がる３つの双方向スイッチが接続されている。これらの双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）によって、上記マトリックスコンバータ（60）内には、上記負荷（62）の入出力側に、それぞれ、上記交流電源（61）の各相に繋がるＲ相、Ｓ相及びＴ相が構成される。
【００８３】
上述のような構成を有するマトリックスコンバータ（60）において、図１２（Ａ）に示すように、例えばＲ相及びＴ相の双方向スイッチ（Sur,Svt）を導通状態にすると、マトリックスコンバータ（60）のＲ相とＴ相との間で電流Ｉｕが流れる。そして、図１２（Ｂ）に示すように、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）を非導通状態にする一方、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）を導通状態にすると、マトリックスコンバータ（60）のＳ相とＴ相との間で電流が流れる。すなわち、上記図１２のようなスイッチング動作を行うことで、マトリックスコンバータ（60）の転流動作が行われる。
【００８４】
−双方向スイッチの構成及び動作−
上記双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）の具体的な構成について以下で説明する。なお、各双方向スイッチ（Sur,Sus,Sut,Svr,Svs,Svt）は、すべて同様の構成を有しているため、以下ではＲ相及びＳ相の双方向スイッチ（Sur,Sus）についてのみ説明する。
【００８５】
本発明の構成について説明する前に、まず、従来の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の構成及びその動作について図１３から図１５に基づいて説明する。
【００８６】
上記図１３に示すように、各双方向スイッチ（Sur',Sus'）は、スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）とダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）とが直列に接続された回路が、該ダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）の導通方向が逆向きになるように逆並列に接続されてなる。これらのダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）は、スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）に対して、該スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）の順方向（ドレイン側の電圧がソース側よりも電圧が高いときに電流の流れる方向）にのみ導通可能なように直列に接続されている。すなわち、上記双方向スイッチ（Sur',Sus'）は、一方向にのみ導通可能な２つの回路が逆並列に接続された構成を有していて、これにより、双方向に導通可能となっている。
【００８７】
なお、上記双方向スイッチ（Sur',Sus'）の構成は、上記図１３に示す構成以外にも、スイッチング素子（Sur1',Sur2'）に対してダイオード（Dur1',Dur2'）を逆並列に接続したものを、スイッチング素子（Sur1',Sur2'）及びダイオード（Dur1',Dur2'）同士がそれぞれ逆阻止状態で直列になるように接続した図１４に示すような構成も知られている。上記図１３及び図１４において、実線の矢印は電流ＩｕがＲ相を流れる場合、破線の矢印は電流ＩｕがＳ相を流れる場合を、それぞれ示している。
【００８８】
次に、上述のような構成を有する従来の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の動作を、マトリックスコンバータの転流動作と併せて説明する。ここで、図１５は、Ｒ相からＳ相に転流動作を行う場合の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の動作を示していて、図１５（Ａ）は電流Ｉｕが正の値の場合、図１５（Ｂ）は電流Ｉｕが負の値の場合、の双方向スイッチ（Sur',Sus'）の動作をそれぞれ示している。また、上記図１５において、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態で導通する場合を実線の斜線で示し、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態において通電するスイッチング素子が切り替わる場合を破線の斜線で示す。
【００８９】
なお、特に図示しないが、上記マトリックスコンバータは、交流電源の電圧の極性を検出する電圧極性検出手段若しくは電流の極性を検出する電流極性検出手段を備えていて、その検出結果に基づいて、双方向スイッチ（Sur',Sus'）のスイッチング動作のタイミング（ｔ０からｔ７）を決めている。
【００９０】
まず、電流Ｉｕが正の値の場合には、図１５（Ａ）に示すように、ｔ＝ｔ０のときには、スイッチング素子（Sur1'）がオン状態になっていて、Ｒ相に電流Ｉｕが流れている。このとき、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur'）におけるもう一方のスイッチング素子（Sur2'）もオン状態になっている。これは、負荷（62）側で短絡故障などが発生した際に、逆方向へも電流が流れるようにして、マトリックスコンバータの故障を防止するためである。
【００９１】
電流ＩｕをＲ相からＳ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ１で、上記スイッチング素子（Sur2'）をオフ状態にする。そして、続くｔ＝ｔ２において、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus'）のスイッチング素子（Sus1'）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、Ｒ相に電流Ｉｕが流れ続けるが（Sur1'の実線部分）、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1'の実線部分からSus1'の破線部分へ）。ｔ＝ｔ３で、上記スイッチング素子（Sur1'）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＞０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1'の実線部分からSus1'の実線部分へ）。
【００９２】
こうすることで、Ｒ相に流れていた電流Ｉｕを、Ｓ相に転流させることができる。その後、ｔ＝ｔ４でＳ相の双方向スイッチ（Sus'）のもう一方のスイッチング素子（Sus2'）もオン状態にするように駆動制御して、故障の際などに逆方向にも電流が流れるようにしておく。
【００９３】
逆に、電流ＩｕをＳ相から再度、Ｒ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ５で上記スイッチング素子（Sus2'）をオフ状態にした後、続くｔ＝ｔ６でＲ相の双方向スイッチ（Sur'）のスイッチング素子（Sur1'）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1'の実線部分からSur1'の実線部分へ）が、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相はＳ相のままである（SuS1'の破線部分）。ｔ＝ｔ７でスイッチング素子（Sus1'）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＜０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1'の破線部分からSur1'の実線部分へ）。これにより、Ｓ相からＲ相への電流Ｉｕの転流動作が完了する。
【００９４】
上述のような転流動作において、スイッチング素子（Sur1',Sus1'）の動作とスイッチング素子（Sur2',Sus2'）の動作とを逆にすることで、上記図１５（Ｂ）の転流動作を実現できるため、該図１５（Ｂ）の場合の動作については説明を省略する。
【００９５】
ところで、上述のような構成を有する双方向スイッチ（Sur',Sus'）の場合、スイッチング素子（Sur1',Sur2',Sus1',Sus2'）とは別に、電流が逆方向に流れるのを阻止するための逆阻止用のダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）が必要になるため、部品点数が多く、回路構成も複雑になり、その分、導通損失も大きくなるという問題がある。これに対し、ダイオード（Dur1',Dur2',Dus1',Dus2'）を省略できる逆阻止ＩＧＢＴを採用する構成も考えられるが、スイッチング素子の破壊を防止するためには該スイッチング素子をタイミング良く駆動制御する必要があり、高精度且つ複雑な制御が要求される。
【００９６】
これに対し、本実施形態では、部品点数を減らして回路の簡略化及び導通損失の低減を図りつつ、スイッチング素子の簡単な駆動制御によってマトリックスコンバータの双方向スイッチを実現できるように、双方向スイッチのスイッチング素子として、ソース側にドレイン側よりも高い電圧が印加された状態において、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が導通可能に構成されたデバイスを用いる。
【００９７】
具体的には、図１６に示すように、マトリックスコンバータ（60）の双方向スイッチ（Sur,Sus）は、２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）がドレイン側で繋がるように直列に接続されてなる。そして、上記各スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、ソース側にドレイン側よりも高い電圧が印加された状態において、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が導通可能に構成されている。上記スイッチング素子（SW1,SW2）は、例えば接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタ、金属半導体電界効果型トランジスタ、ヘテロ接合電界効果トランジスタ、高電子移動度トランジスタなどからなる。上記図１６において、実線の矢印は電流ＩｕがＲ相を流れる場合、破線の矢印は電流ＩｕがＳ相を流れる場合を、それぞれ示している。
【００９８】
ここで、上記各双方向スイッチ（Sur,Sus）を構成する２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、上記実施形態１のスイッチング素子（SW1,SW2）と同様、２つのソース端子（S1,S2）及びゲート端子（G1,G2）が設けられているとともにドレイン側（D）を共有する、いわゆるデュアルゲート型のデバイスによって構成されていてもよいし、それぞれ独立したデバイスによって構成されていてもよい。
【００９９】
また、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、ソース側からドレイン側へ流れる逆方向の電流によって生じるオン電圧が、上記閾値電圧Ｖｔよりも高くなるようにオン抵抗Ｒｏｎが設定されている。これにより、ゲート−ドレイン間の電圧が上記閾値電圧Ｖｔ以上により迅速に達することができる。したがって、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）をより迅速にオン駆動状態にさせることができ、逆方向に電流が導通するときの損失を低減することができる。なお、接合型電界効果トランジスタや静電誘導トランジスタなどのトランジスタは、閾値電圧が２．５Ｖ以下であるため、上記オン抵抗を比較的、小さくすることができ、スイッチング素子の導通損失を低減することができる。
【０１００】
これにより、詳しくは後述するが、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）のうち、ソース側に高い電圧が印加されるスイッチング素子は、オン状態に駆動制御しなくても、該スイッチング素子に作用する逆方向の電圧によって該逆方向に導通可能なオン状態となる。
【０１０１】
なお、上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）の駆動回路は、上記実施形態１と同様なので、構成及び動作については説明を省略する。すなわち、上記実施形態１の図３において、スイッチング素子（SW1,SW2）が、本実施形態におけるスイッチング素子（Sur2,Sus2）及びスイッチング素子（Sur1,Sus1）にそれぞれ対応している。
【０１０２】
上記スイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）を、上述のような構成にした場合の双方向スイッチ（Sur,Sus）の動作を、マトリックスコンバータの転流動作とともに説明する。ここで、図１７は、Ｒ相からＳ相に転流動作を行う場合の双方向スイッチ（Sur,Sus）の動作を示していて、図１７（Ａ）は電流Ｉｕが正の値の場合、図１７（Ｂ）は電流Ｉｕが負の値の場合、の双方向スイッチ（Sur,Sus）の動作をそれぞれ示している。なお、上記図１７において、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態で導通する場合を実線の斜線で示し、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態で導通する場合を破線の斜線で示す。
【０１０３】
なお、特に図示しないが、上記マトリックスコンバータは、交流電源の電圧の極性を検出する電圧極性検出手段若しくは電流の極性を検出する電流極性検出手段を備えていて、その検出結果に基づいて、双方向スイッチ（Sur,Sus）のスイッチング動作のタイミング（ｔ０からｔ７）を決めている。
【０１０４】
まず、電流Ｉｕが正の値の場合には、図１７（Ａ）に示すように、ｔ＝ｔ０では、スイッチング素子（Sur1）はオン状態になっていて、Ｒ相に電流Ｉｕが流れている。このとき、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）におけるもう一方のスイッチング素子（Sur2）もオン状態になっている。
【０１０５】
電流ＩｕをＲ相からＳ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ１で、上記スイッチング素子（Sur2）をオフ状態にする。しかしながら、このスイッチング素子（Sur2）には、逆方向に電圧が印加されているため、該スイッチング素子（Sur2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されていない状態でも、Ｒ相に電圧が印加されている状態が継続している間は該スイッチング素子（Sur2）内を電流Ｉｕが流れる。
【０１０６】
そして、続くｔ＝ｔ２において、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）のスイッチング素子（Sus1）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、Ｒ相に電流Ｉｕが流れ続ける（Sur1の実線部分）が、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1の実線部分からSus1の破線部分へ）。ｔ＝ｔ３で、上記スイッチング素子（Sur1）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＞０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＲ相からＳ相に変わる（Sur1の実線部分からSus1の実線部分へ）。ここで、上述のように、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）のスイッチング素子（Sus1）のみをオン状態にして、Ｓ相に電流Ｉｕが流れるような電圧が印加された状態になると、Ｓ相の双方向スイッチ（Sus）のもう一方のスイッチング素子（Sus2）には、逆方向の電圧が印加されるため、該スイッチング素子（Sus2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されない状態でも、該スイッチング素子（Sus2）が導通可能な状態となって、Ｓ相に電流Ｉｕが流れる。
【０１０７】
こうすることで、Ｒ相に流れていた電流Ｉｕを、Ｓ相に転流させることができる。その後、ｔ＝ｔ４でＳ相の双方向スイッチ（Sus）におけるもう一方のスイッチング素子（Sus2）もオン状態にするように駆動制御して、該スイッチング素子（Sus2）の導通損失の低減を図る。
【０１０８】
逆に、電流ＩｕをＳ相から再度、Ｒ相へ転流させる際には、まず、ｔ＝ｔ５で上記スイッチング素子（Sus2）をオフ状態にする。このとき、このスイッチング素子（Sus2）には、逆方向に電圧が印加されているため、該スイッチング素子（Sus2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されていない状態でも、Ｓ相に電圧が印加されている状態が継続している間は該スイッチング素子（Sus2）内を電流Ｉｕが流れる。
【０１０９】
その後、ｔ＝ｔ６で、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）のスイッチング素子（Sur1）をオン状態にするように駆動制御する。このとき、Ｒ相にＳ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＞０）であれば、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1の実線部分からSur1の実線部分へ）が、Ｓ相にＲ相よりも高い電圧が印加されている状態（Ｖｒｓ＜０）であれば、電流Ｉｕの流れる相はＳ相のままである（Sus1の破線部分）。ｔ＝ｔ７でスイッチング素子（Sus1）をオフ状態にすると、Ｖｒｓ＜０であっても、電流Ｉｕの流れる相がＳ相からＲ相に変わる（Sus1の破線部分からSur1の実線部分へ）。ここで、上述のように、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）のスイッチング素子（Sur1）をオン状態にして、Ｒ相に電流Ｉｕが流れるような電圧が印加された状態になると、Ｒ相の双方向スイッチ（Sur）のもう一方のスイッチング素子（Sur2）には、逆方向の電圧が印加されるため、該スイッチング素子（Sur2）のゲート端子にオン駆動信号が入力されない状態でも、該スイッチング素子（Sur2）がオン状態となって、Ｒ相に電流Ｉｕが流れる。これにより、Ｓ相からＲ相への電流Ｉｕの転流動作が完了する。
【０１１０】
上述のような転流動作において、スイッチング素子（Sur1,Sus1）の動作とスイッチング素子（Sur2,Sus2）の動作とを逆にすることで、上記図１７（Ｂ）の転流動作を実現できるため、該図１７（Ｂ）の場合の動作については説明を省略する。
【０１１１】
なお、この実施形態においても、上記実施形態１と同様、該実施形態１の変形例１から４と同様の構成としてもよい。
【０１１２】
−実施形態２の効果−
以上より、この実施形態によれば、マトリックスコンバータ（60）の双方向スイッチ（Sur,Sus）を構成するスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）として、ソース側にドレイン側よりも高い逆方向の電圧が印加された状態において、ゲート端子にオン駆動信号が入力されていない場合でも、ソース側からドレイン側へ電流が導通可能に構成されたデバイスを用いるようにしたため、逆阻止ダイオードを省略して部品点数を削減することができ、その分、小型化及びコスト低減を図れるとともに、導通損失の低減を図れる。
【０１１３】
しかも、上述のように、逆方向の電圧が印加されたスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）は、駆動制御しなくても導通可能な状態になるため、全てのスイッチング素子（Sur1,Sur2,Sus1,Sus2）をタイミング良く制御する必要がなくなり、制御が容易になる。
【０１１４】
《その他の実施形態》
上記各実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【０１１５】
上記実施形態１では、ソース側にドレイン側よりも高い電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）のゲート端子に、オン駆動信号を入力していないが、この限りではなく、該スイッチング素子（SW1）に逆方向の電流が流れていると検出若しくは推測されるときには、該スイッチング素子（SW1）のゲート端子にオン駆動信号を入力するようにしてもよい。こうすることで、該スイッチング素子（SW1）を駆動させて導通状態にすることができるので、駆動していない状態で導通する場合よりも、導通損失の低減を図れる。また、上記実施形態２においても、スイッチング素子（Sur2,Sus2）に逆方向の電流が流れていると検出若しくは推測されるときには、該スイッチング素子（Sur2,Sus2）に速やかにオン駆動信号を入力するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１１６】
本発明は、複数のスイッチング素子が直列に接続されてなる双方向スイッチを備えた電力変換装置に特に有用である。
【符号の説明】
【０１１７】
１      電力変換装置
１５      力率改善回路
３０      双方向スイッチ回路
３１、３１’、５５、Ｓｕｒ、Ｓｕｓ  双方向スイッチ（スイッチング部）
３２      ゼロクロス検出部
３３      駆動回路（ゲート駆動回路）
３４      駆動回路
３５、３５’  力率改善制御部（制御部）
４１      駆動電源
４２、４３  ゲート駆動用スイッチング素子
４４      抵抗（抵抗体）
４５      抵抗
４６、４７  駆動制御部
５１、５２  駆動回路
５３      駆動電源
５４      ゲート電圧調整部
５６、５７  スイッチング素子
６０      電力変換装置（マトリックスコンバータ）
Ｄｇｄ１、Ｄｇｄ２  寄生ダイオード
Ｌ          リアクトル
ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ１’、ＳＷ２’  スイッチング素子
Ｓ１、Ｓ２  ソース
Ｄ          ドレイン
Ｇ１、Ｇ２  ゲート端子
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向に導通可能に接続された２つのスイッチング素子（SW1,SW2）を備えた双方向スイッチ回路であって、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、互いに直列に接続されていて、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）のうち、ソース（S1）側の電圧がドレイン（D）側の電圧よりも高い逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）は、ゲート端子（G1）にオン駆動信号が入力されていない状態でも、ソース（S1）側からドレイン（D）側へ電流が導通可能に構成され、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、該逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）を駆動制御するためのゲート駆動回路（33）が接続され、
上記ゲート駆動回路（33）は、上記スイッチング素子（SW1）のソース（S1）とゲート端子（G1）との間に該スイッチング素子（SW1）に対して並列に接続された抵抗体（44）を備え、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、ソース（S1）-ドレイン（D）間に、ソース（S1）側からドレイン（D）側へ導通可能な、寄生ダイオード及び外付けダイオードを有していないことを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の双方向スイッチ回路において、
上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）を有していて、
上記スイッチング素子（SW1'）は、該スイッチング素子（SW1'）がオン状態となる閾値電圧Ｖｔが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように構成されていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項３】
請求項１に記載の双方向スイッチ回路において、
上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1'）は、
ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間に、該ゲート端子（G1）側からドレイン（D）側への電流の流れのみを許容するゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）と、
上記スイッチング素子（SW1'）を駆動制御するためのゲート駆動回路（51）とを有していて、
上記ゲート駆動回路（51）は、ゲート端子（G1）とドレイン（D）との間のゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄが上記ゲート−ドレイン間寄生ダイオード（Dgd1）の順方向電圧Ｖｆよりも小さくなるように、該ゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄを調整するゲート電圧調整部（54）を備えていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路において、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）をそれぞれ駆動制御するための２つのゲート駆動回路（33,34）を備え、
上記ゲート駆動回路（33,34）は、それぞれのスイッチング素子（SW1,SW2）に対し、ゲート端子（G1,G2）に同じ駆動信号を入力するように構成されていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項５】
請求項１から３のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路において、
上記逆方向の電圧が印加されるスイッチング素子（SW1）に対してオフ制御信号を出力するように構成された制御回路（30）を備えていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路において、
上記２つのスイッチング素子（SW1,SW2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられていることを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項７】
請求項６に記載の双方向スイッチ回路において、
前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極との間の距離よりも大きいことを特徴とする双方向スイッチ回路。
【請求項８】
請求項１から３のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部として備えたマトリックスコンバータ（60）であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項８に記載の電力変換装置において、
上記マトリックスコンバータ（60）のスイッチング部を構成する２つのスイッチング素子（Sur1,Sur2）は、２つのゲート電極を有する一つのデバイスに設けられていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力変換装置において、
前記２つのゲート電極の距離は、互いに対応したゲート電極とソース電極の間の距離よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１から７のいずれか一つに記載の双方向スイッチ回路をスイッチング部（31）として備えていることを特徴とする電力変換装置。