(57)【要約】【課題】連続波を利用して選択位置からの生体内情報を抽出する超音波診断装置において改良された装置構成を提供する。【解決手段】変調処理部２０から出力される変調された連続波が遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて遅延処理され、参照信号として受信ミキサ３０の各ミキサに供給される。遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて、目的とする深さからの受信信号の位相と参照波の位相を一致させることにより、目的とする深さからの復調信号が選択的に抽出される。そして、超音波ビームが走査されて複数の方向で超音波ビームが形成され、各方向ごとに、変調処理部２０における変調の周期と同じ期間で超音波ビームに沿って受信信号が取得される。【選択図】図１
2010162082.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、
前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、
生体内の選択位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該選択位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、
復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有し、
超音波ビームを走査することにより複数の方向で超音波ビームを形成し、各方向ごとに、前記周期的な信号の周期の自然数倍に対応した期間で超音波ビームに沿って受信信号を取得する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
複数のフレームに亘って超音波ビームを走査し、時間的に隣接する２つのフレーム間で互いに超音波ビームの方向をずらしつつ、各フレームごとに複数の方向で超音波ビームを形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
前記各方向ごとに、複数回に亘って超音波ビームを形成して複数回に対応した複数の受信信号を取得し、それら複数の受信信号に基づいた合成処理により得られる合成復調信号から生体内情報を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
生体内の関心領域内で超音波ビームを集中的に走査する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項４に記載の超音波診断装置において、
走査の可能な全領域内で超音波ビームを走査する場合に比べて、当該全領域内に設定された前記関心領域内において、超音波ビームの深さ方向に関する選択位置の幅を小さくすることにより深さ方向の分解能を向上させる、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号出力部は、周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項８】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して所望の位置（選択位置）からの生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して選択位置からの生体内情報を抽出する超音波診断装置において改良された装置構成を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期的な信号に基づいて変調された連続波の送信信号を出力する送信信号出力部と、前記送信信号に対応した超音波の送信波を生体に送波してその送信波に伴う受信波を生体から受波することにより受信信号を得る送受波部と、生体内の選択位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて、受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該選択位置に対応した復調信号を得る復調処理部と、復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、超音波ビームを走査することにより複数の方向で超音波ビームを形成し、各方向ごとに、前記周期的な信号の周期の自然数倍に対応した期間で超音波ビームに沿って受信信号を取得する、ことを特徴とする。
【０００９】
上記態様においては、周期的な信号に基づいて変調された連続波の送信信号が用いられ、そして、その周期的な信号の周期の自然数倍に対応した期間で超音波ビームに沿って受信信号が取得される。そのため、例えば、周期的な信号の周期性を維持しつつ受信信号を取得することができ、また、例えば、受信信号から得られる復調信号に対して、周期的な信号の周期性を維持しつつＦＦＴ処理などを施すことが可能になる。
【００１０】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、複数のフレームに亘って超音波ビームを走査し、時間的に隣接する２つのフレーム間で互いに超音波ビームの方向をずらしつつ、各フレームごとに複数の方向で超音波ビームを形成する、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記各方向ごとに、複数回に亘って超音波ビームを形成して複数回に対応した複数の受信信号を取得し、それら複数の受信信号に基づいた合成処理により得られる合成復調信号から生体内情報を抽出する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の関心領域内で超音波ビームを集中的に走査する、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、走査の可能な全領域内で超音波ビームを走査する場合に比べて、当該全領域内に設定された前記関心領域内において、超音波ビームの深さ方向に関する選択位置の幅を小さくすることにより深さ方向の分解能を向上させる、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい態様において、前記送信信号出力部は、周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい態様において、前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１６】
望ましい態様において、前記送信信号出力部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明により、連続波を利用して選択位置からの生体内情報を抽出する超音波診断装置において改良された装置構成が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態を示す図である。
【図２】ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。
【図３】送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図４】ＰＳＫにおける位置選択性を説明するための図である。
【図５】乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。
【図６】ＦＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。
【図７】ＦＳＫにおける参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。
【図８】本実施形態における受信信号の取得期間を説明するための図である。
【図９】本実施形態における超音波ビームの走査を説明するための図である。
【図１０】関心領域を利用した超音波ビームの走査を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の好適な実施形態を説明する。
【００２０】
図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。
【００２１】
本実施形態において利用される連続波は、周期的な信号に基づいて変調処理されたものである。変調処理された連続波は、変調処理部２０によって形成される。変調処理部２０は、変調信号発生部２４から供給される周期的な信号に基づいて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して変調処理を施して連続波を発生する。
【００２２】
変調処理部２０における変調処理としては、周波数変調（ＦＭ）や位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理と、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理などが好適である。変調処理部２０において形成される連続波の波形等については後に詳述する。変調処理部２０は、変調処理された連続波を送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４へ出力する。
【００２３】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、デジタル変調された連続波が入力される。送信ビームフォーマ１４は、その連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして変調された連続波による送信ビームが形成される。
【００２４】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。
【００２５】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２６】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、デジタル変調された連続波（送信信号）に基づいて生成される。つまり、デジタル変調処理部２０から出力される連続波が遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２に供給され、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４に供給される。
【００２７】
遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、目標となる選択位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、各々、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから選択位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから選択位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された連続波）が出力される。
【００２８】
なお、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２９】
後に詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標となる選択位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３６，３８において、その選択位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。
【００３０】
ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００３１】
ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２６Ｉ，２６Ｑによって、生体内の選択位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、その選択位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と選択位置からのドプラ情報の抽出との関連については、後に詳述する。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３２】
表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さと速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３３】
次に、本実施形態における位置の選択性について説明する。本実施形態では、変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の選択位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、選択位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、選択位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出する。変調処理部２０における変調方式としては、周波数変調（ＦＭ）や位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理と、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理が好適である。そこで、各変調方式ごとに位置選択性について説明する。
【００３４】
＜周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）による位置選択性＞
図１の変調処理部２０においてアナログ変調処理を施す場合、例えば周波数変調（ＦＭ変調）や位相変調（ＰＭ変調）を施す場合、変調処理部２０は、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波、および、変調信号発生部２４から供給される正弦波や鋸歯状波などの変調波に基づいて連続波を発生する。
【００３５】
周波数ｆ０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆｍの比であるβはＦＭの変調指数である。
【００３６】
【数１】
2010162082.tif 000003
【００３７】
また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式においてｆｍに対するドプラシフトは、ｆ０のシフト分ｆｄに比較して小さいので無視している。
【００３８】
【数２】
2010162082.tif 000004
【００３９】
数２式で表される受信波形は、受信用振動子１２を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、変調処理部２０から出力される連続波（ＦＭ連続波）が遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて遅延処理され、参照信号としてミキサ３２，３４に供給される。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。従って、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。
【００４０】
【数３】
2010162082.tif 000005
【００４１】
数３式において、φｍｒは、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。
【００４２】
受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。
【００４３】
ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算ｖＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６において除去される周波数成分である。
【００４４】
【数４】
2010162082.tif 000006
【００４５】
ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。
【００４６】
【数５】
2010162082.tif 000007
【００４７】
数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。
【００４８】
【数６】
2010162082.tif 000008
【００４９】
一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算ｖＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８において除去される周波数成分である。
【００５０】
【数７】
2010162082.tif 000009
【００５１】
ここで、数６式のｖＤＩ（ｔ）と数７式のｖＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５２】
【数８】
2010162082.tif 000010
【００５３】
次に、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆｍの成分、変調周波数ｆｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５４】
【数９】
2010162082.tif 000011
【００５５】
数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆｍの成分と変調周波数ｆｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。
【００５６】
ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延処理によりφｍｒを調整してφｍと一致させた場合（φｍｒ＝φｍ）を考える。φｍｒとφｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。
【００５７】
【数１０】
2010162082.tif 000012
【００５８】
数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。
【００５９】
【数１１】
2010162082.tif 000013
【００６０】
数１１式は、参照波（参照信号）の位相φｍｒを送受信間の位相差φｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。
【００６１】
そして、本実施形態においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報を比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義から、ｋβは次式のように表現できる。
【００６２】
【数１２】
2010162082.tif 000014
【００６３】
数１２式は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することを意味している。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ０（ｋβ）が最大値となる。数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと、参照波の位相φｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと参照波の位相φｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。
【００６４】
以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される選択位置は、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部５０は、目標となる選択位置の深さに応じて遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおける遅延時間を制御する。
【００６５】
なお、周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として一般的によく知られている位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより、変調処理部２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。
【００６６】
＜位相シフトキーイング（ＰＳＫ）による位置選択性＞
図２は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図２（Ａ）には、ＲＦ波発振器（図１の符号２２）から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図２（Ｂ）には、変調信号発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生部は、例えば図２（Ｂ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。
【００６７】
図２（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器として機能する変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。変調処理部は、図２（Ａ）のＲＦ信号に対して、図２（Ｂ）の２値符号に基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。変調処理部は、２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ信号の位相をそのままとし、２値符号が「−１」のビット期間においてＲＦ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図２（Ｃ）の送信信号を形成する。こうして、例えば図２（Ｃ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。
【００６８】
図３は、送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。図３（Ａ）には、ＰＳＫ変調器として機能する変調処理部において形成される送信信号、つまりＰＳＫ変調された連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の繰り返し周波数ｆｐである。また、周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。
【００６９】
図３（Ｂ）には、受信信号の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図３（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図３（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。
【００７０】
本実施形態では、変調処理部（図１の符号２０）において形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。後に詳述するが、このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。
【００７１】
図３（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図３（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図３（Ｃ）の復調信号となる。
【００７２】
図３（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ回路（図１の符号４０，４２）においては、図３（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ０の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。そして、ドプラ情報解析部（図１の符号４４）において、図３（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標となる選択位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、選択位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。
【００７３】
図４は、ＰＳＫにおける位置選択性を説明するための図である。受信信号と参照信号の相関の鋭さは、変調信号発生部（図１の符号２４）において形成される周期的な信号列のシーケンスに依存する。相関性を鋭くするためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例として、ｎ＝３のＰＮ符号を用いた場合の位置選択性について、図４を用いて説明する。
【００７４】
ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２３―１）ビットである。このシーケンスが際限なく繰り返すので、この擬似ランダムパターンは繰り返し周期の逆数の線スペクトラムを持っている。この信号を用いて周波数ｆ０の搬送波に０−πの２相のＰＳＫ変調をかけると、その時間波形は、先に説明した図２（Ｃ）のようになる。
【００７５】
受信信号は、送信信号が目標の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、例えば図４の受信信号の波形が得られる。送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ１〜φ６まで変化させて受信信号と乗算した結果（乗算器出力）が図４に示されている。
【００７６】
図４から、参照信号と受信信号の位相が一致したφ３の場合に、乗算器出力（ミキサ出力）の直流成分が最大になる。また、交流成分としては、搬送波およびその高調波成分のみとなるのも、参照信号と受信信号の位相が一致した場合の特徴である。この信号の周波数スペクトラムは、図３（Ｃ）に示したとおりである。また、図４から、位相がφ３以外の場合には、乗算器出力として正と負の電圧がランダムに発生するので、これらの平均電圧は非常に小さくなる。
【００７７】
図５は、乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。図５には、参照信号の位相と乗算器出力との対応関係が示されている。図５においては、ＰＮパターンの繰り返し周期ごとに合計値のピークが出現し、ピーク以外の位相では、電圧（合計値）は極端に小さくなっている。この例におけるＰＮパターンの長さは７ビットであり、約３周期分すなわち２０ビットの合計である“２０”が最大値となっている。一方、ピーク以外の位相では、合計は−２または−４であり、“２０”に比べて極端に小さい。
【００７８】
このように、目標となる選択位置からの受信信号に対応するように参照信号の位相を調整することにより、その目標の深さからの反射波電力とドプラ情報を選択的に検出する位置選択性が実現される。
【００７９】
＜周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）による位置選択性＞
図６は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図６（Ｉ）には、変調信号発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。変調信号発生部は、例えば図６（Ｉ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列としては、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などパルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。
【００８０】
図６（ＩＩ）には、ＦＳＫ変調器として機能する変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。変調処理部は、図６（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイングにより、ＲＦ波（搬送波）に対してデジタル変調処理を施して連続波の送信信号を形成する。変調処理部は、例えば２値符号が「１」のビット期間において周波数ｆ１とし、２値符号が「０」のビット期間において周波数ｆ２とすることにより、図６（ＩＩ）の超音波送信信号を形成する。
【００８１】
こうして、例えば図６（ＩＩ）の超音波送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。そして、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）の場合においても変調処理部（図１の符号２０）で形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（選択位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。
【００８２】
図７は、ＦＳＫにおける参照波（参照信号）の位相と乗算器出力との関係を示す図である。図７に示すグラフは、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いた例に対応しており、図７に示すグラフの縦軸は、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値である。また、図７に示すグラフの横軸は、受信信号に対する参照波（参照信号）の位相、つまり、受信信号と参照信号の位相差を示している。なお、図７の横軸は、１ビットの時間であるＴを基準単位とした場合の位相の相対的な大きさを示している。
【００８３】
参照信号と受信信号の位相差が０（ゼロ）の場合には、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いに一致するため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。したがって、図７において、参照波の位相が０の場合における乗算器出力値が「＋７」となっている。これに対して、参照信号と受信信号の間に位相差が生じると、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いにずれるため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値が「＋１，０，−１」程度と極端に小さくなる。なお、参照波の位相が相対値で７だけずれると、７ビットの周期の擬似ランダム信号が１周期分だけずれるため、乗算器出力値は、位相差が０の場合と同じく極端に大きな値「＋７」を示す。
【００８４】
このように、ＦＳＫの場合においても、ＰＳＫの場合（図５参照）と同様に、参照信号の位相に応じた位置選択性がある。
【００８５】
各変調方式ごとの位置選択性は上述のとおりである。さらに、本実施形態においては、超音波ビームを走査することにより複数の方向で超音波ビームを形成し、各方向ごとに、変調信号発生部２４から出力される周期的な信号の周期の自然数倍に対応した期間で超音波ビームに沿って受信信号を取得する。
【００８６】
図８は、本実施形態における受信信号の取得期間を説明するための図である。図８（Ａ）は、ＦＭ変調方式の場合の受信信号の時間変化波形を示している。変調信号発生部２４から周波数ｆｍの正弦波が出力され、その正弦波に基づいてＦＭ変調された連続波の送信信号を用いると、図８（Ａ）に示すように周期Ｔｍ（＝１／ｆｍ）の周期性を伴った受信信号が得られる。
【００８７】
図８（Ａ）に示す受信信号の瞬時周波数変化が図８（Ｂ）に示されている。図８（Ｂ）に示すように、受信信号の瞬時周波数は、周期Ｔｍで周期的に変化している。本実施形態では、１本の超音波ビームについての受信信号の取得期間（ビームスキャン時間）を送信信号と受信信号の周期Ｔｍに一致させる。つまり、図８（Ｂ）に示すビームスキャン時間内の実線で示される受信信号が１本の超音波ビーム（受信ビーム）に対応付けられる。
【００８８】
各超音波ビーム（受信ビーム）を介して得られた受信信号は、受信ミキサ３０において復調処理され、ＬＰＦ３６，３８を介してＦＦＴ回路４０，４２に供給される。ＦＦＴ回路４０，４２は、復調処理された信号（同相信号成分および直交信号成分の復調信号）に対してＦＦＴ演算を実行する。そのＦＦＴ演算においては、一般に、処理対象となる信号が連続的に繰り返される周期的な信号とみなして周波数変換を行う。つまり、本実施形態においては、図８（Ｂ）に示すように、期間Ｔｍで得られた実線の受信信号が破線で示すように周期Ｔｍで繰り返す周期的な信号とみなされてＦＦＴ演算される。
【００８９】
本実施形態では、受信信号の取得期間（ビームスキャン時間）を送信信号と受信信号の周期Ｔｍに一致させているため、送信信号と受信信号の周期性を維持しつつＦＦＴ演算を行うことができる。図８（Ｃ）と図８（Ｄ）は、本実施形態との比較例を示している。
【００９０】
図８（Ｃ）は、ビームスキャン時間を周期Ｔｍよりも少しだけ大きくした例を示している。図８（Ｃ）の例では、ビームスキャン時間において得られた実線の受信信号を周期的に繰り返すと破線で示すような波形となり、周期Ｔｍの受信信号の周期性が維持されていない。例えば、図８（Ｃ）の例では、波形の周期的な繋ぎ合せの部分で瞬時周波数が不連続的に変化しており、受信信号には含まれていないはずの周波数スペクトラムが出現してしまう可能性がある。
【００９１】
図８（Ｄ）は、ビームスキャン時間を周期Ｔｍよりも少しだけ小さくした例を示している。図８（Ｄ）の例でも、ビームスキャン時間において得られた実線の受信信号を周期的に繰り返すと破線で示すような波形となり、やはり、周期Ｔｍの受信信号の周期性が維持されていない。図８（Ｃ）や図８（Ｄ）の比較例とは異なり、図８（Ｂ）の例では、受信信号の周期性を維持しつつＦＦＴ演算を行うことが可能になる。
【００９２】
なお、１本の超音波ビームについてのビームスキャン時間を受信信号の周期Ｔｍの自然数倍（２倍、３倍、・・・）としても、図８（Ｂ）の場合と同様に、受信信号の周期性を維持しつつＦＦＴ演算を行うことが可能である。
【００９３】
また、図８ではＦＭ変調方式の場合について説明したが、ＰＳＫ変調方式の場合には、擬似ランダムパターンの繰り返し周期ＴＰ（図４参照）がＦＭ変調方式の周期Ｔｍに相当するため、１本の超音波ビームについてのビームスキャン時間を周期ＴＰに一致させるか又は周期ＴＰの自然数倍とすればよい。ＦＳＫ変調方式の場合にも、１本の超音波ビームについてのビームスキャン時間を、擬似ランダムパターンの繰り返し周期に一致させるか又は当該周期の自然数倍とすればよい。
【００９４】
図９は、本実施形態における超音波ビームの走査を説明するための図である。図９に示す扇形は超音波ビームが走査される走査面を示しており、扇形の走査面内に示される実線と破線の矢印が超音波ビームを示している。
【００９５】
本実施形態では、超音波ビームを電子的に走査することにより、複数の方向へ超音波ビームを次々に形成して、扇形の走査面を形成する。リアルタイム性を維持する場合には、１本の超音波ビームの受信信号を取得する期間内に、１本の超音波ビームの受信信号に関する復調処理やＦＦＴ処理などの画像形成処理を完了させる必要がある。例えば、１本の超音波ビームに関する受信信号の取得期間（ビームスキャン時間）をＴｆとすると、１本の超音波ビームの受信信号に対する信号処理を期間Ｔｆ内で完了させる。
【００９６】
そして、例えば、１フレームあたりの超音波ビームの本数が２Ｎ本であると、つまり、図９に示す走査面内の超音波ビームの総数が２Ｎ本であると、１フレームの画像を構築するために必要な時間は２ＮＴｆとなる。
【００９７】
画像構築の速度を向上させるための一つの手法として、１フレームあたりの超音波ビームの本数を減少させる手法が考えられる。例えば、超音波ビーム間の角度を大きくして、図９に示す実線の超音波ビームのみを利用する。これにより、超音波ビームの本数がＮ本となり、１フレームの画像を構築するために必要な時間をＮＴｆに半減させて画像構築を高速化できる。
【００９８】
さらに、時間的に隣接する２つのフレーム間で互いに超音波ビームの方向をずらしつつ、各フレームごとに複数の方向で超音波ビームを形成するようにしてもよい。例えば、図９において、あるフレームでは実線で示すＮ本の超音波ビームを形成し、次のフレームでは破線で示すＮ本の超音波ビームを形成する。これにより、１フレームあたりの画像構築時間をＮＴｆに維持したまま、超音波ビームの角度方向の分解能を向上させることができる。
【００９９】
また、各方向ごとに、複数回に亘って超音波ビームを形成して複数回に対応した複数の受信信号を取得し、それら複数の受信信号に基づいてドプラ情報などを抽出して画像を構築してもよい。例えば、同一の角度において２回に亘って２本の超音波ビームを形成し、各超音波ビームごとに受信信号を取得する。そして、各超音波ビームごとに得られた受信信号に対して復調処理を施して復調信号を得て、２本の超音波ビームから得られる２つの復調信号を加算処理する。必要な信号は単純に加算され、ランダムに発生する雑音は統計的に加算効果が低いため、結果として信号対雑音比（ＳＮＲ）を改善することができる。
【０１００】
図１０は、関心領域を利用した超音波ビームの走査を説明するための図である。図１０に示す扇形は、超音波ビームを電子的に走査することが可能な全走査領域を示している。その全走査領域内に、台形を扇形に沿って変形させた形状の関心領域（ＲＯＩ）が設定されている。関心領域は、例えば、生体内の注目すべき箇所などに設定される。そこで、関心領域内で超音波ビームを集中的に走査するようにしてもよい。
【０１０１】
例えば、関心領域内で超音波ビームを高密度で走査することにより、注目すべき関心領域内の画像の分解能を高めることが可能になる。例えば、扇形の全走査領域内に２Ｎ本の超音波ビームを形成する走査態様との比較において、関心領域（ＲＯＩ）内のみに２Ｎ本の超音波ビームを形成すると、１フレームあたりの画像構築時間を維持したまま関心領域内においてビーム走査方向の画像分解能を向上させることが可能になる。
【０１０２】
また、関心領域内において、超音波ビームの深さ方向に関する選択位置の幅を小さくして深さ方向の分解能を向上させてもよい。例えば、全走査領域内に超音波ビームを形成する全走査において、選択位置の幅（選択幅）がΔｄであり１本の超音波ビームについての選択幅の個数がＭであるとする。これに対し、関心領域内に選択位置を限定して、例えば選択幅をΔｄ／２として選択幅の個数をＭとすることにより、深さ方向の分解能を向上させることが可能になる。全走査との比較において、関心領域内に限定的に走査される超音波ビームの本数と選択幅の個数を同じにすれば、画像構築時間を維持したまま、関心領域内においてビーム走査方向の画像分解能と深さ方向の画像分解能を向上させることが可能になる。
【０１０３】
なお、図１０の例では、全走査の場合の選択幅Δｄと選択幅の個数Ｍとの乗算値が、全走査により得られる画像の深さ方向の長さであり、関心領域内に超音波ビームを集中的に形成する場合の選択幅Δｄ／２と選択幅の個数Ｍとの乗算値が関心領域の深さ方向の長さとなる。ちなみに、図１０の例においては、関心領域内における選択幅をΔｄ／２としているが、所望の分解能に応じて、選択幅を例えばΔｄ／３等に設定してもよい。
【０１０４】
選択幅は、ＦＭ変調方式の場合には、変調指数β（数１参照）の大きさに応じて決定され、ＰＳＫ変調方式やＦＳＫ変調方式の場合には、擬似ランダムパターンの１ビットの長さ（期間）に応じて決定される。つまり、変調指数βの大きさや擬似ランダムパターンの１ビットの長さを調整することにより、所望の選択幅を実現することができる。
【０１０５】
また、関心領域内で超音波ビームを集中的に走査することにより、画像構築速度を向上させるようにしてもよい。例えば、関心領域内で超音波ビームを集中的に走査する場合にも、全走査の場合と同じ角度間隔で超音波ビームを形成する。これにより、全走査の場合に比べて、超音波ビームの本数を減らすことができ、その結果、１フレームあたりの画像構築時間が短縮されて画像構築を高速化できる。
【０１０６】
なお、関心領域内で超音波ビームを集中的に走査する場合に、選択幅をΔｄとして選択幅の個数を減らすことにより、１本の超音波ビームあたりの受信信号の処理時間を短縮するようにしてもよい。もちろん、選択幅をΔｄ／２に維持して選択幅の個数もＭに維持しつつ、超音波ビームの本数を減らして画像構築を高速化してもよい。
【０１０７】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。例えば、変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておきこのメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。
【符号の説明】
【０１０８】
２０  変調処理部、２２  ＲＦ波発振器、２４  変調信号発生部、２６Ｉ，２６Ｑ  遅延回路、４０，４２  ＦＦＴ回路、４４  ドプラ情報解析部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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