(57)【要約】【課題】スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合でも他の浮遊容量によるコモンモード成分を効果的に低減した電力変換装置を提供する。【解決手段】交流電源に接続され、スイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームの少なくとも２列の各中点に上記交流電源のラインを割り当てて接続し、しかも上記中点にインピーダンス素子が接続されないラインを有する電力変換装置において、スイッチングアームを冷却するための冷却部材の電位を、そのスイッチングアームの中点がインピーダンス素子を介さずに接続される電源電位の安定電位となる少なくとも１相の電位とする。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続され、スイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームの少なくとも２列の各中点に前記交流電源のラインを割り当てて接続し、しかも前記中点にインピーダンス素子が接続されないラインを有する電力変換装置であって、前記スイッチングアームを冷却するための冷却部材の電位を、前記スイッチングアームの中点がインピーダンス素子を介さずに接続される電源電位の安定電位となる少なくとも１相の電位としたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記中点と前記冷却部材とを電気的に接続することにより、前記冷却部材の電位を、前記スイッチングアームの中点がインピーダンス素子を介さずに接続される電源電位の安定電位となる少なくとも１相の電位としたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関し、特に電力変換装置における伝導ノイズ、放射ノイズの対策に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置には、例えばコンバータやインバータ、あるいは無停電電源装置など種々のものがある。この電力変換の主要部分はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のトランジスタに代表されるスイッチング素子である。回路を断続するスイッチング素子を含む電力変換装置としては、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）やＶＣＣＩ（情報処理装置等電波障害自主規制協議会）にて規制の対象になっているようにノイズの発生が避けられない。ノイズとしては、電圧・電流リプルをノイズ源とするノーマルモード成分の他、大地（接地ライン）との浮遊容量を介して流れる高周波漏れ電流をノイズ源とするコモンモード成分に分類される。殊に、コモンモード成分は、最近要請されている高速スイッチングに伴うノイズとしては支配的な存在であり、伝導ノイズ及び放射ノイズの障害防止のためには、是非低減すべきものである。
【０００３】
図４は、電力変換装置の具体例としての三相モータの速度制御システムを示しており、同時にインバータの雑音端子電圧測定システムを図示する。この図４に示す構成は、三相電源１、インピーダンス整合のための擬似電源回路網（ＬＩＳＮという）２、ダイオード整流器３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子であるＩＧＢＴとそれと逆並列接続されたダイオードとを１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを三相分３列備えたインバータ５、インバータ５の各スイッチングアームの中点から導出されるケーブル６、このケーブル６に接続されてスイッチング素子のスイッチングにて駆動電流を制御して速度制御が行われる三相モータ７を備え、更にＬＩＳＮ２内の各相ラインから接地ラインに接続したインピーダンス素子の端子電圧を取得するスペクトラムアナライザ（妨害波強度計）８を備える。
【０００４】
ノイズのコモンモード成分の原因となる浮遊容量としては、主に、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量、この浮遊容量と並列なケーブル６と接地ラインとの浮遊容量並びに三相モータ７の巻線と接地ラインとの浮遊容量がある。そして、これら浮遊容量からなる経路が高周波漏れ電流の主要経路となり、雑音端子電圧測定システムとしては、接地ラインを経由したこの漏れ電流の端子電圧をスペクトラムアナライザ８にて取り出し雑音を測定・評価するものである。
【０００５】
この図４に示す三相モータの速度制御システムに例示される高周波漏れ電流の電流経路の等価回路としては、図５に示すようなコモンモード成分等価回路にて表示することができる。図５では、中性点電位変動Ｅ（Ｖ）、漏れ電流経路のインダクタンスＬ（Ｈ）、漏れ電流経路の抵抗分Ｒ（Ω）、浮遊容量Ｃ（Ｆ）の直列回路として簡略して表示する。ここで、この図５の高周波漏れ電流は、システムや装置内部での浮遊容量を介して接地ラインを流れる電流として定義付けされ得る。そして、この浮遊容量は、スイッチングアームの中点と接地ラインからなる浮遊容量が支配的であり、図５中の高周波の電位変動Ｅが印加される浮遊容量となっている。したがって、この浮遊容量に流れる高周波漏れ電流を低減することで、ノイズのコモンモード成分の伝導ノイズを低減することができる。なお、放射ノイズは伝導ノイズの流れにて発生するものであるので、伝導ノイズの低減は、放射ノイズの低減にもつながる。
【０００６】
従来この浮遊容量に流れるコモンモード成分のノイズ低減の方策として、特許文献１には、スイッチングアームの中点に三相一括短絡回路を接続してインバータ出力の３相を短絡し、この短絡点を電位固定回路にて固定することで中性点の電位変動を低く固定しノイズを低減するものが開示されている。
そして、浮遊容量を経由して伝播する高周波漏れ電流を低減する方法は、種々提案がなされている。特に、高周波漏れ電流の主要経路となる浮遊容量のうち、ＩＧＢＴスイッチングアーム直列回路の中点とアース間の浮遊容量を低減することで、高周波漏れ電流を低減する方法が提案されている（例えば、特許文献２、特許文献３を参照）。以下、概要を説明する。
【０００７】
ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を冷却するための冷却フィンの電位を高圧側アーム（上アーム）の高圧側電位（ＩＧＢＴの場合はコレクタ電位、ＭＯＳＦＥＴ（Metal oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の場合はドレイン電位）となるように実装する。このようにすることで、スイッチングアーム直列回路の中点と冷却フィンとの間の浮遊容量は、従来のようにアース間に形成されるのではなく、直流中間電圧の高圧側電位間に形成されることになる。ここで、直流中間電圧の高圧側電位は、アースに対して安定な電位となることから、高周波漏れ電流を大幅に低減できる。なお、図４のインバータのような一般的な電力変換器において、直流中間電圧の高圧側電位だけでなく低圧側電位もアースに対して安定電位となるものの、スイッチング素子（半導体チップ）の構成上、冷却フィンと対向して実装されるのはスイッチングの高圧側となることから、冷却フィンをスイッチングアーム直列回路の低圧側電位とすることは困難である。
【０００８】
また、冷却フィンの電位がスイッチングアーム直列回路の高圧側電位となることから、一般にアース電位とする筐体との電位差が大きくなるという課題が生じる。つまり、冷却フィンをアース（例えば筐体）に接続した場合に比べて、冷却フィンと筐体との間に大きな絶縁距離を確保しなければならず、装置が大型化してしまう。
特許文献２では、上アームおよび下アームのスイッチング素子のうち、雑音レベルの増加に影響しない上アームのスイッチング素子を金属板筐体に取付けて放熱させ、雑音レベルの増加に影響のある下アームのスイッチング素子については金属板筐体ではなく金属筐体とは絶縁されたヒートシンクによって放熱させることで、雑音レベルを高くすることなく放熱効率を増大している。
【０００９】
また、特許文献３では、上アームのスイッチング素子のコレクタ面を冷却体に直接接続し、下アームのスイッチング素子のコレクタは絶縁物を介して同じ冷却体に熱的に結合することにより、下アームのスイッチング素子のコレクタから筐体または接地までの浮遊容量を低減し、ノイズの伝搬を抑制している。
非特許文献１では、インバータの中点各相にリアクトルであるコモンモードチョークを接続してノイズピークの抑制を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−２２２４２１号公報
【特許文献２】特開平４−２４２９９７号公報
【特許文献３】特開２０００−２６０９３７号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】「電圧形ＰＷＭインバータが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解析」小笠原・藤田・赤木、電学論Ｄ，１１５巻１号７７−８３頁、平成７年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述の文献にも開示されているようにコモンモード成分のノイズ低減のための方策は、主にスイッチングアームの中点と接地ラインからなる浮遊容量に着目してこれに流れる高周波漏れ電流を抑制しようとするものである。
ここで、今までの高周波漏れ電流の主要経路となる浮遊容量は、前述したように主にスイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量（この浮遊容量と並列なケーブルと接地ラインとの浮遊容量並びに三相モータの巻線と接地ラインとの浮遊容量も含む）であり、この浮遊容量が高周波漏れ電流の主要な経路とされてきた。
【００１３】
ところが、コモンモード成分の原因となる接地ラインとの浮遊容量は、上記のもの以外にも存在し、しかも本発明者は、その浮遊容量が主要な高周波漏れ電流経路となることを見出した。
本発明の目的は、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合でも他の浮遊容量によるコモンモード成分を効果的に低減した電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の請求項１による電力変換装置は、交流電源に接続され、スイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームの少なくとも２列の各中点に前記交流電源のラインを割り当てて接続し、しかも前記中点にインピーダンス素子が接続されないラインを有する電力変換装置であって、前記スイッチングアームを冷却するための冷却部材の電位を、前記スイッチングアームの中点がインピーダンス素子を介さずに接続される電源電位の安定電位となる少なくとも１相の電位としたことを特徴とする。冷却フィンなどの冷却部材の電位を、スイッチングアームの中点がインピーダンス素子を介さずに接続される電源電位の安定電位となる少なくとも１相の電位とする構成を採用することで、電力変換装置とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止でき、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【００１５】
本発明の請求項２による電力変換装置は、請求項１において、前記中点と前記冷却部材とを電気的に接続することにより、前記冷却部材の電位を、前記スイッチングアームの中点がインピーダンス素子を介さずに接続される電源電位の安定電位となる少なくとも１相の電位としたことを特徴とする。スイッチングアームの中点と冷却部材とを電気的に接続することにより、電力変換装置とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止でき、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、スイッチングアームを冷却するための冷却部材の電位を、スイッチングアームの中点がインピーダンス素子を介さずに接続される電源電位の安定電位となる少なくとも１相の電位とする構成を採用することで、電力変換装置とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止でき、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態を説明するためのコンバータの概略構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態としての電力変換装置の概略構成を示す回路図である。
【図３】冷却フィン電位をスイッチング素子の中点電位となるように実装した模式図である。
【図４】モータの速度制御において雑音端子電圧測定システムを示す回路図である。
【図５】ノイズのコモンモード成分等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されている。
図１は、電力変換装置として単相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンバータを例示した回路図である。この回路図を用いて本発明者が見出したスイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合について述べる。まずは、図１の回路について述べる。
【００１９】
図１において、単相の交流電源１０にはＬＩＳＮ１１が接続され、ＬＩＳＮ１１のＲ相はノーマルリアクトル１２を介して単相ＰＷＭコンバータ１３に接続され、またＳ相は直接に単相ＰＷＭコンバータ１３に接続されている。単相ＰＷＭコンバータ１３は、２列のスイッチングアームを有し、各列のスイッチングアームの中点にＬＩＳＮ１１のＲ相ライン及びＳ相ラインがそれぞれ接続されている。各スイッチングアームは、スイッチング素子であるＩＧＢＴとこれに逆並列接続されたダイオードとからなるアームが中点を中心に上下に２個直列に接続された構成になっている。この結果、図１に示すようにＲ相ラインにつながるスイッチングアームにはスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が直列に接続された構成になっている。
【００２０】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４それぞれのコレクタと図示せぬ冷却フィンとの間には、大きな浮遊容量が形成される。そして、ＩＧＢＴモジュールを実装する冷却フィンはアース電位とした場合を想定していることから、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４それぞれのコレクタとアースとの間に浮遊容量が形成されることになる。
また、Ｓ相ラインにつながるスイッチングアームにはスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４が直列に接続された構成になっている。さらに、単相ＰＷＭコンバータ１３の出力ラインであるＰライン及びＮライン間には平滑コンデンサＣｄｃが接続されている。動作としては、スイッチング素子Ｓ１−Ｓ４のスイッチング制御にて、すなわち各スイッチング素子Ｓ１−Ｓ４のゲートのオンオフ制御にて、単相交流が直流に変換されることになる。なお、この回路では、単相ＰＷＭコンバータ１３の負荷側から電源側への電力の回生についても電力変換を行なうことができる。
【００２１】
このような図１に示す回路において、高速スイッチングに基づく高周波漏れ電流の主要経路について述べる。スイッチングアームでのスイッチングにより浮遊容量を通って流れる高周波漏れ電流は、このスイッチングによるスイッチングアーム中点の電位変動によって引き起こされる。従って、この電位変動を抑制できれば浮遊容量を充放電する高周波漏れ電流は低減できることになる。ここにおいて、Ｒ相ラインに接続されるスイッチングアーム（スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を含む）のスイッチングとＳ相ラインに接続されるスイッチングアーム（スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を含む）のスイッチングとは、回路構成上ノーマルリアクトル１２の有無が異なっており、この有無によりスイッチングアームの中点の電位変動が異なる。
【００２２】
（Ｒ相ラインに接続されるスイッチングアームのスイッチング）
スイッチング素子Ｓ１またはＳ２のスイッチングにて発生する高周波漏れ電流は、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量Ｃｓ２を通って流れる。Ｒ相のスイッチングにより、高周波電位変動が生じると、ノーマルリアクトル１２と浮遊容量Ｃｓ２とで電圧分担が行われる。このとき、ノーマルインダクタンス１２と、浮遊容量Ｃｓ２の一般的なインピーダンスを比較すると、おおよそ１０ＭＨｚ以下の周波数帯域では、浮遊容量Ｃｓ２のインピーダンスの方が大きい。したがって、Ｒ相のスイッチングによる高周波電位変動の多くは浮遊容量Ｃｓ２に印加される。このため、この分担された電位変動により、浮遊容量Ｃｓ２のみを充放電しこれを介して高周波漏れ電流となって接地ラインに流れる。この点、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路となることは図６の場合と同じである。
【００２３】
（Ｓ相ラインに接続されるスイッチングアームのスイッチング）
スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチングによって発生する高周波漏れ電流については、次のようになる。前述したように接地ラインの電位はＬＩＳＮ１１内部の回路構成上Ｒ相電位及びＳ相電位の中性点の電位であり、このためスイッチングアームをスイッチングした瞬間であっても、Ｒ相電位及びＳ相電位にはスイッチングによる高周波電位変動が生じない。すなわち、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４からなるスイッチングアームの中点電位は、安定電位となるＳ相電位でありＳ３、Ｓ４からなるスイッチングアームがスイッチングした瞬間であっても、大きな電位変動は生ずることなく浮遊容量Ｃｓ４には大きな高周波漏れ電流は生じない。
【００２４】
ところが、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４からなるスイッチングアームとＰライン及びＮラインとを含むブロック全体を見るとき、大きな電位変動が生ずる。この場合、Ｐライン及びＮライン間の電位変動は、直流中間電圧Ｖｃｄｃに相当する。すなわち、次のような動作となる。
＜Ｓ３オン、Ｓ４オフの場合＞
Ｐラインの電位変動はＳ相電位であり、Ｎラインの電位変動はＳ相電位−直流中間電圧Ｖｃｄｃである。
【００２５】
＜Ｓ３オフ、Ｓ４オンの場合＞
Ｐラインの電位変動はＳ相電位＋直流中間電圧Ｖｃｄｃであり、Ｎラインの電位変動はＳ相電位である。
従って、スイッチングアームの中点の電位は、スイッチング状態によりＰラインかＮラインの電位となり、電位変動は、直流中間電圧Ｖｃｄｃになる。
【００２６】
この結果、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチングアームがスイッチングした場合には、前述のように高周波電位変動に基づく高周波漏れ電流は浮遊容量Ｃｓ２のみを主要経路として流れるのに対し、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチングアームがスイッチングした場合には、高周波電位変動がＰライン及びＮラインに波及し、浮遊容量Ｃｓ４以外のたとえばＩＧＢＴＳ１、Ｓ３のコレクタと接地ラインとの浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ３等、全てのＩＧＢＴと接地ラインとの浮遊容量を主要経路とする高周波漏れ電流が流れる。
【００２７】
従って、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合でも、他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成されることとなり、この他の浮遊容量を介して大きな高周波漏れ電流が流れることになる。
【００２８】
図２は、単相無停電電源装置のコンバータ及びインバータを取り出して例示したものである。この図２において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれフィルタとなるリアクトルＬ１〜Ｌ３の設置位置が異なる例を示している。なお、図１の例からも判明するが、図１でもＲ相ラインのみならずＳ相ラインにもノーマルリアクトルを介装することにより、他の浮遊容量による高周波漏れ電流の防止対策も普通考えるところである。しかし、実際問題として大型のノーマルリアクトルを複数設置することは、電力変換装置の嵩が大きなものとなって装置の小型化に逆行する。このためになるべくリアクトルを少なくしようとすると、上述のように他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成されるという問題が顕在化する。その点、図２の例示も同じであり、同図（ａ）〜（ｃ）はスイッチングアームにリアクトル（すなわちインピーダンス素子）が接続されない回路である。
【００２９】
同図（ａ）〜（ｃ）において、単相電源２０にはＬＩＳＮ２１が接続され、ＬＩＳＮ２１のＲ相ラインはコンバータ２２に接続されている。このコンバータ２２は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２であるＩＧＢＴとこれに逆並列接続されたダイオードからなるアーム及びスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６であるＩＧＢＴとこれと逆並列接続されたダイオードからなるアームがそれぞれ中点を中心に上下に２個直列に接続された２列のスイッチングアームからなる構造である。そして、Ｒ相ライン及びＳ相ラインはこのスイッチングアームの中点に接続されている。また、このコンバータ２２内には平滑コンデンサＣｄｃが備えられる。
【００３０】
コンバータ２２の次段には、インバータ２３が配置される。このインバータ２３では、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６であるＩＧＢＴとこれと逆並列接続されたダイオードからなるアームがそれぞれ中点を中心に上下に２個直列に接続されたスイッチングアームをコンバータ２２と共用している。すなわち、このインバータ２３は２列のスイッチングアームを有し、各スイッチングアームにはスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８であるＩＧＢＴとこれに逆並列接続されたダイオードとからなるアームが中点を中心に上下に２個直列に接続されている。ここで、インバータ２３の出力側のスイッチングアームの中点は負荷２４に接続されている。また、この回路にはコンバータ２２の入力側及びインバータ２３の出力側それぞれにＲ相及びＳ相間にフィルタとなるコンデンサＣ１、Ｃ２が備えられている。
【００３１】
更に、図２（ａ）において、コンバータ２２の入力側スイッチングアームの中点、及びインバータ２３の出力側スイッチングアームの中点にはそれぞれリアクトルＬ１、Ｌ３が備えられ、コンバータ２２及びインバータ２３の共用スイッチングアームの中点はＳ相ラインに直結されている。また、図２（ｂ）において、共用スイッチングアームの中点とＳ相ラインとはリアクトルＬ２を介して接続され、インバータ２３の出力側スイッチングアームの中点にはリアクトルＬ３が備えられる。更に、図２（ｃ）において、コンバータ２２の入力側スイッチングアームの中点にはリアクトルＬ１が備えられ、共用スイッチングアームの中点とＳ相ラインとはリアクトルＬ２を介して接続されている。従って、この図２（ａ）〜図２（ｃ）の各回路には、それぞれリアクトルに接続されないスイッチングアームの中点が存在することになる。そしてそのリアクトルすなわちインピーダンス素子が接続されないスイッチングアームの中点は、電気的には図１に示すコンバータ１３のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチングアームの中点と同様の電圧変動が生ずる中点となる。
【００３２】
すなわち、図２（ａ）では、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６を有するスイッチングアームのスイッチングにより、図２（ｂ）では、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を有するスイッチングアームのスイッチングにより、図２（ｃ）では、スイッチング素子Ｓ７、Ｓ８を有するスイッチングアームのスイッチングにより、それぞれのスイッチングアームの中点と接地ラインとの間に形成される浮遊容量が主要経路とならないような大きな高周波漏れ電流が流れる。
【００３３】
したがって、これまで明らかになっているスイッチングアームの中点とアースとの間に形成される浮遊容量が、高周波漏れ電流の主要経路とならない回路構成は以下の点で共通している。すなわち、電源の安定電位となる少なくとも１相と、スイッチングアームの中点とが大きなインピーダンス素子を介さずに接続される点である。ただし、ここで大きなインピーダンス素子とは、リアクトルを想定した説明をしているが、インダクタンス特性を示すといってもケーブルやプリントパターンは大きなインピーダンス素子には含まれない。また、安定電位となる相は、“電源相”と“電源端子の中性点”とが想定されるが、本実施形態では、電源相についてのみ記述している。
【００３４】
以上より、複数のスイッチングアームを有する電力変換装置において、アームによって異なる高周波漏れ電流が流出する回路構成が存在することになる。
ここで、前述のようにＩＧＢＴ等のスイッチング素子は、一般に冷却フィンに実装される。そして、図１、図２に示した回路構成の場合には、この冷却フィンの電位を“スイッチングアームの中点が大きなインピーダンス素子を介さずに接続される電源の安定電位となる少なくとも１相の電位とする”構成を採用することで、高周波漏れ電流を大幅に低減できる。
【００３５】
図３は、この構成を図１の主回路構成に対して適用した場合を示す模式図である。同図においては、冷却フィン１４の電位が、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の中点電位となるように実装されている。このように実装すれば、図１では形成されていた浮遊容量ＣＳ４が形成されない。それに対し、そのほかの素子と冷却フィン１４との間に形成される浮遊容量ＣＳ１、ＣＳ２およびＣＳ３は、図１に示したものと同様に形成される。そして、冷却フィン１４がスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の中点電位となったことから、冷却フィンとアース間に浮遊容量ＣFINが新たに形成されることになる。
【００３６】
このような構成のときに、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がスイッチングしたときに装置に流出する浮遊容量について記述する。冷却フィン１４の電位はアース電位に対して安定なＳ相電位となっていることから、冷却フィン１４とスイッチング素子との間に形成される浮遊容量（計５個）には、アースへ流出する高周波漏れ電流が流れなくなる。各浮遊容量にはスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチングに伴う充放電電流は流れるものの、Ｓ相電位に対する充放電電流であることからアースへ流出しない。これに対し、上述した従来技術の場合にはアース電位に対する充放電電流が流れる。
【００３７】
すなわち、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がスイッチングしたときに系統へ流出する高周波漏れ電流を大幅に低減できることになる。ここで、冷却フィンとアースとの間に形成される浮遊容量ＣFINは、Ｓ相とアース電位間電位変動に応じた充放電電流が流れることになるものの、高周波の電位変動は印加されないことから、高周波漏れ電流の主要経路にはならない。
【００３８】
また、冷却フィンをアース電位に接続した場合、冷却フィンとアース間の浮遊容量ＣＦＩＮは形成されない。しかしながらこの場合であっても、冷却フィン電位自体が安定電位であるＳ相電位となっていることから、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチング時にはアース電位に対する充放電電流は流れず、装置からの伝導ノイズを大幅に低減できる。
ところで、先述したように、冷却フィンの電位がスイッチングアーム直列回路の高圧側電位になると、一般にアース電位とする筐体との電位差が大きくなるという課題が生じる。この課題に対しても、冷却フィン１４をＳ相電位とした場合のアース（筐体）との電位差は、入力電源電圧に依存した値となり、直流中間電圧の高圧側電位に比べると小さな電位差となる。このため、冷却フィン１４と筐体との間に大きな絶縁距離を確保する必要はなく、装置が大型化することはない。
【００３９】
以上、図１の回路構成について説明したが、図２（ａ）の場合はスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の中点、図２（ｂ）の場合はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の中点を、それぞれ冷却フィンの電位とすることで、同様な効果が得られる。また、図２（ｃ）の場合、Ｓ相とスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８の中点の間には、コンデンサＣ２が接続されている。しかしながら、コンデンサＣ２のインピーダンスに比べ、スイッチングアーム中点とアース間に形成される浮遊容量のインピーダンスの方が大きい（コンデンサ容量は、浮遊容量の方が小さい）ことから、Ｓ相と、Ｓ７とＳ８の中点は高周波的には低インピーダンスで接続されていることになることからインピーダンス素子（リアクトル）が接続されていない状態と見なせる。このため、図２（ｃ）の場合、スイッチング素子Ｓ７、Ｓ８の中点を冷却フィンの電位とすることで、同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
本発明は、電力変換装置が発生する伝導ノイズなどの対策に利用することができる。
【符号の説明】
【００４１】
１  三相電源
２  ＬＩＳＮ
３  ダイオード整流器
４  平滑コンデンサ
５  インバータ
６  ケーブル
７  三相モータ
８  スペクトラムアナライザ
１０  交流電源
１２  ノーマルリアクトル
１３  コンバータ
１４  冷却フィン
２０  単相電源
２２  コンバータ
２３  インバータ
２４  負荷
Ｃｄｃ  平滑コンデンサ
Ｃｓ１〜Ｃｓ４、ＣFIN  浮遊容量
Ｌ  インダクタンス
Ｌ１〜Ｌ３  リアクトル
Ｓ１〜Ｓ８  スイッチング素子
【図１】
2010161877.tif 000003
【図２】
2010161877.tif 000004
【図３】
2010161877.tif 000005
【図４】
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【図５】
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