(57)【要約】【課題】回路規模の増大を抑えつつ、より安定した受信状態を実現する。【解決手段】シャント回路３４は、電源電圧として供給される電圧が所定の電圧より大きい場合に、所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費することで、定電源電圧を発生し、電流電圧変換回路３６は、シャント回路３４によって消費された電流を、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換し、可変キャパシタ３７は、共振回路に並列に接続され、制御電圧の電圧値に応じて、容量値が連続的に変化する。本発明は、例えば、非接触ICカードに適用することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振回路を介して電磁波を受信する受信装置に実装される電子回路において、
前記受信装置の電源電圧として供給される電圧が所定の電圧より大きい場合に、前記所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費することで、定電源電圧を発生する定電圧発生手段と、
前記定電圧発生手段によって消費された前記電流を、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換する電流電圧変換手段と、
前記共振回路に並列に接続され、前記制御電圧の電圧値に応じて、容量値が連続的に変化する可変キャパシタと
を備える電子回路。
【請求項２】
前記共振回路はアンテナを構成する
請求項１に記載の電子回路。
【請求項３】
前記アンテナの出力電圧を整流する整流手段をさらに備え、
前記定電圧発生手段は、前記整流手段によって整流された前記出力電圧が所定の電圧より大きい場合に、前記所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費することで、定電源電圧を発生する
請求項２に記載の電子回路。
【請求項４】
前記アンテナを介して受信した電磁波を復調することで、信号を取得する復調手段をさらに備える
請求項２に記載の電子回路。
【請求項５】
前記定電圧発生手段によって消費された前記電流に応じた電流値の電流を生成する電流生成手段をさらに備え、
前記電流電圧変換手段は、前記電流生成手段により生成された前記電流を、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換する
請求項２に記載の電子回路。
【請求項６】
共振回路を介して電磁波を受信する非接触ICカードにおいて、
前記非接触ICカードの電源電圧として供給される電圧が所定の電圧より大きい場合に、前記所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費することで、定電源電圧を発生する定電圧発生手段と、
前記定電圧発生手段によって消費された前記電流を、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換する電流電圧変換手段と、
前記共振回路に並列に接続され、前記制御電圧の電圧値に応じて、容量値が連続的に変化する可変キャパシタと
を備える非接触ICカード。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子回路および非接触ICカードに関し、特に、回路規模の増大を抑えつつ、より安定した受信状態を実現することができるようにする電子回路および非接触ICカードに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、非接触IC（Integrated Circuit）カードにおいては、受信した電磁波から、整流回路を介して電源電圧を発生させることが一般的である。この電源電圧は、送信側（例えば、リーダライタ等）と受信側（非接触ICカード）との電磁結合の強さに応じて変化するが、非接触ICカードには、過度な電源電圧が発生した場合、必要以上の電圧に応じた電力を電流として消費し、定電圧を維持する、いわゆるシャント回路が設けられている。
【０００３】
このような非接触ICカードにおいて、送信側と受信側との電磁結合により、過度な電源電圧が発生する状態が長時間続くと、非接触ICカードに内蔵されているICチップの発熱を誘発し、ICチップを破壊してしまう恐れがある。また、ICチップが、温度センサを有し、高温になるとリセット状態に遷移するセキュリティチップである場合、自身の発熱により、頻繁にリセット状態に陥ってしまう恐れがある。
【０００４】
送信側と受信側との電磁結合の強さは、それぞれのアンテナを構成する共振回路の共振周波数に依存する。
【０００５】
そこで、コイル状アンテナのインダクタンスを、複数のスイッチにより変化させることで、共振周波数を変化させ、電磁結合の強さを抑えることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−７２９６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１の手法においては、複数のスイッチを用いているため、共振周波数が段階的に（不連続に）変化するので、非接触ICカードにおける電源電圧も不連続に変化してしまい、動作が不安定になる恐れがある。
【０００８】
また、特許文献１の構成においては、複数のスイッチを設けることにより、回路規模が大きくなってしまう。
【０００９】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、回路規模の増大を抑えつつ、より安定した受信状態を実現できるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一側面の電子回路は、共振回路を介して電磁波を受信する受信装置に実装される電子回路であって、前記受信装置の電源電圧として供給される電圧が所定の電圧より大きい場合に、前記所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費することで、定電源電圧を発生する定電圧発生手段と、前記定電圧発生手段によって消費された前記電流を、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換する電流電圧変換手段と、前記共振回路に並列に接続され、前記制御電圧の電圧値に応じて、容量値が連続的に変化する可変キャパシタとを備える。
【００１１】
前記共振回路はアンテナを構成するようにできる。
【００１２】
前記電子回路には、前記アンテナの出力電圧を整流する整流手段をさらに設け、前記定電圧発生手段には、前記整流手段によって整流された前記出力電圧が所定の電圧より大きい場合に、前記所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費することで、定電源電圧を発生させるようにできる。
【００１３】
前記電子回路には、前記アンテナを介して受信した電磁波を復調することで、信号を取得する復調手段をさらに設けるようにすることができる。
【００１４】
前記電子回路には、前記定電圧発生手段によって消費された前記電流と同じ電流値の電流を生成する電流生成手段をさらに設け、前記電流電圧変換手段には、前記電流生成手段により生成された前記電流を、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換させるようにできる。
【００１５】
本発明の一側面の非接触ICカードは、共振回路を介して電磁波を受信する非接触ICカードであって、前記非接触ICカードの電源電圧として供給される電圧が所定の電圧より大きい場合に、前記所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費することで、定電源電圧を発生する定電圧発生手段と、前記定電圧発生手段によって消費された前記電流を、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換する電流電圧変換手段と、前記共振回路に並列に接続され、前記制御電圧の電圧値に応じて、容量値が連続的に変化する可変キャパシタとを備える。
【００１６】
本発明の一側面においては、電源電圧として供給される電圧が所定の電圧より大きい場合に、所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力が電流として消費されることで、定電源電圧が発生され、消費された電流が、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換され、共振回路に並列に接続され、制御電圧の電圧値に応じて、容量値が連続的に変化する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の一側面によれば、回路規模の増大を抑えつつ、より安定した受信状態を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施の形態としての電子回路を実装した非接触ICカードの構成例を示すブロック図である。
【図２】電流電圧変換回路の入出力特性を示す図である。
【図３】可変キャパシタの容量特性を示す図である。
【図４】電流電圧変換回路の具体的な回路構成例を示すブロック図である。
【図５】電流電圧変換処理を説明するフローチャートである。
【図６】電流電圧変換回路の入出力特性について説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【００２０】
［非接触ICカードの構成例］
図１は、本発明の一実施の形態としての電子回路を実装した非接触ICカードの構成例を示している。
【００２１】
図１の非接触ICカード１１は、アンテナ３１、整流回路３２、機能部３３、シャント回路３４、電流生成回路３５、電流電圧変換回路３６、および可変キャパシタ３７から構成される。
【００２２】
アンテナ３１は、コイルＬおよびキャパシタＣから構成され、コイルＬとキャパシタＣとは、LC共振回路を構成する。非接触ICカード１１は、アンテナ３１を介して、電磁波を受信する。
【００２３】
整流回路３２は、アンテナ３１の両端に生じる交流電圧を整流して、直流電圧を出力する。
【００２４】
機能部３３は、電源回路５１、復調回路５２、制御回路５３、およびメモリ５４を備えている。電源回路５１は、整流回路３２により整流された直流電圧を、電源電圧として非接触ICカード１１の各部に供給する。復調回路５２は、アンテナ３１において受信された電磁波に変調された信号を復調する。制御回路５３は、機能部３３の各回路を制御する。メモリ５４は、復調回路５２により復調された信号を格納する。
【００２５】
シャント回路３４は、電源電圧として整流回路３２により整流された直流電圧が所定の電圧より大きい場合に、その所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として、接地レベルVssへ流す。言い換えると、シャント回路３４は、所定の電圧を超えた電圧分に相当する電力を電流として消費する。これにより、シャント回路３４は、機能部３３に対して、定電源電圧Vccを発生する。
【００２６】
電流生成回路３５は、シャント回路３４によって消費された電流と同じ電流値の電流を生成し、電流電圧変換回路３６に供給する。
【００２７】
電流生成回路３５は、カレントミラー回路であり、MOSトランジスタ６１−１，６１−２から構成される。MOSトランジスタ６１−１，６１−２は、高電流駆動が可能なものが望ましい。一般に、カレントミラー回路においては、各MOSトランジスタのサイズ（ゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌ）の比に応じた電流が生成される。図１においては、MOSトランジスタ６１−１，６１−２は、同じサイズのMOSトランジスタである。すなわち、MOSトランジスタ６１−１に電流ｉが供給されると、MOSトランジスタ６１−２に同じ電流ｉが流れる。
【００２８】
なお、電流生成回路３５は、カレントミラー回路に限らず、シャント回路３４の電流を、線形的に電流電圧変換回路３６に供給できる回路であればよい。
【００２９】
電流電圧変換回路３６は、電流生成回路３５から供給された電流ｉを、その電流値に応じた電圧値の制御電圧に変換する。電流電圧変換回路３６の具体的な回路構成例については後述するが、図２に、電流電圧変換回路３６の入出力特性を示す。
【００３０】
図２に示されるように、電流生成回路３５から供給された電流ｉ（入力電流ｉ）が増加する程に、制御電圧ｖも増加する。
【００３１】
可変キャパシタ３７は、アンテナ３１を構成するLC共振回路に並列に接続されており、電流電圧変換回路３６の制御電圧の電圧値に応じて、その容量値Ｃｖａｌが連続的に変化する。図３に、可変キャパシタ３７の容量特性を示す。
【００３２】
図３に示されるように、電流電圧変換回路３６の制御電圧ｖが増加する程に、容量値Ｃｖａｌも増加する。
【００３３】
以上のような構成によれば、シャント回路３４で消費される電流、すなわち、電流生成回路３５により生成される電流が大きいほど、電流電圧変換回路３６の制御電圧ｖも大きくなり、可変キャパシタ３７の容量値Ｃｖａｌも大きくなる。
【００３４】
すなわち、非接触ICカード１１と図示せぬリーダライタとの電磁結合が強い程、過度な電源電圧が発生し、シャント回路３４で消費される電流は大きくなり、可変キャパシタ３７の容量値Ｃｖａｌも大きくなる。可変キャパシタ３７の容量値Ｃｖａｌが大きくなると、以下の式（１）で示される、アンテナ３１の共振周波数ｆ０は小さくなる。
【００３５】
ｆ０＝１／２π√{Ｌ（Ｃ＋Ｃｖａｌ）}      ・・・（１）
【００３６】
すなわち、非接触ICカード１１と図示せぬリーダライタとの電磁結合の強さがピークに近づく程、非接触ICカード１１の共振周波数ｆ０は変化するので、電磁結合の強さはそのピークから遠ざかる。
【００３７】
したがって、シャント回路３４で消費される電流に応じて、可変キャパシタ３７の容量値Ｃｖａｌを連続的に変化させ、電磁結合の強さを連続的に変化させることができるので、非接触ICカード１１における電源電圧が不連続的に変化することなく、安定した電源電圧が供給される。また、共振周波数ｆ０を変化させるために、複数のスイッチを用いる必要がないため、回路規模の増大を抑えつつ、より安定した受信状態を実現することが可能となる。
【００３８】
［電流電圧変換回路の回路構成例］
ここで、図４を参照して、電流電圧変換回路３６の具体的な回路構成例について説明する。
【００３９】
図４の電流電圧変換回路３６は、電流制御型発振器７１およびスイッチトキャパシタ積分回路７２から構成されている。
【００４０】
電流制御型発振器７１は、MOSトランジスタ８１−１乃至８１−４、およびインバータ８２−１乃至８２−３から構成されている。
【００４１】
MOSトランジスタ８１−１とMOSトランジスタ８１−２乃至８１−４とは、カレントミラー接続されている。電流生成回路３５から供給された入力電流ｉに対して、MOSトランジスタ８１−１とMOSトランジスタ８１−２乃至８１−４とのサイズの比に応じた電流が、MOSトランジスタ８１−２乃至８１−４のドレイン電流として供給される。
【００４２】
MOSトランジスタ８１−２およびインバータ８２−１は、第１段の遅延素子、MOSトランジスタ８１−３およびインバータ８２−２は、第２段の遅延素子をそれぞれ構成している。また、MOSトランジスタ８１−４およびインバータ８２−３は、第３段の遅延素子を構成している。
【００４３】
これらの遅延素子が奇数段（図４においては、３段）だけリング状に接続されることで、リング発振器が構成される。リング発振器の発振周波数Fclkは、MOSトランジスタ８１−２乃至８１−４のドレイン電流が大きいほど、高くなる。
【００４４】
スイッチトキャパシタ積分回路７２は、スイッチ部SW、キャパシタC0乃至C2、抵抗R0、およびオペアンプ９１から構成されている。
【００４５】
スイッチ部SWは、スイッチSW11，SW12，SW21，SW22から構成される。スイッチ部SWにおいては、スイッチSW11とスイッチSW12とが連動して動作し、スイッチSW21とスイッチSW22とが連動して動作する。スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22は、それぞれ、電流制御型発振器７１の発振周波数Fclkから生成された、互いにオーバーラップしないクロックにより、交互に動作する。キャパシタC0は、所定の入力電圧Vinに対するスイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作に応じた電荷を充放電する。入力電圧Vinは、例えば、バンドギャップレギュレータ等の出力電圧を用いることができる。
【００４６】
オペアンプ９１とキャパシタC1とは、積分回路を構成している。オペアンプ９１の反転入力端子のノード電圧Vpは、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作によりキャパシタC0において充放電される電荷、および、抵抗R0とキャパシタC2とからなるRCフィルタによる電荷の引き抜きの度合いにより決定される。より具体的には、ノード電圧Vpは、キャパシタC0において充放電される電荷量のうち、キャパシタC1に蓄えられる電荷量、キャパシタC2に蓄えられる電荷量、および、抵抗R0で消費される電荷量により決定される。また、ノード電圧Vpは、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作が高速になるほど小さくなる。オペアンプ９１の出力電圧Vout（＝制御電圧ｖ）は、ノード電圧Vpの減少分△Vp1に応じて、（C0／C1）△Vp1だけ増加する。さらに、出力電圧Voutは、抵抗R0およびキャパシタC2によるノード電圧Vpの増加分△Vp2に応じて減少するため、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作が高速になるほど大きくなり、低速になるほど所定の初期バイアス電圧に戻ろうとする。
【００４７】
［非接触ICカードにおける電流電圧変換処理］
ここで、図５のフローチャートを参照して、非接触ICカード１１における電流電圧変換処理について説明する。
【００４８】
ステップＳ１１において、非接触ICカード１１は、過電圧状態であるか否かを判定する。より具体的には、電流電圧変換回路３６は、非接触ICカード１１が過電圧状態となり、シャント回路３４に過電圧分の電流が流れることで、電流生成回路３５から過電圧分の電流に応じた入力電流ｉが供給されたか否かを判定する。
【００４９】
ステップＳ１１において、過電圧状態でないと判定された場合、過電圧状態であると判定されるまで、ステップＳ１１の処理が繰り返される。
【００５０】
一方、ステップＳ１１において、過電圧状態であると判定された場合、ステップＳ１２に進み、電流制御型発振器７１は、電流生成回路３５から供給された入力電流ｉに応じた発振周波数Fclkで発振する。より具体的には、電流制御型発振器７１は、MOSトランジスタ８１−１に流れる入力電流ｉ、および、MOSトランジスタ８１−１とMOSトランジスタ８１−２乃至８１−４とのサイズの比に応じたドレイン電流に基づいた発振周波数Fclkで発振する。
【００５１】
ステップＳ１３において、スイッチトキャパシタ積分回路７２は、電流制御型発振器７１による発振の発振周波数Fclkに応じて、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22が交互に動作することで、キャパシタC0における電荷の充放電を繰り返す。
【００５２】
ステップＳ１４において、スイッチトキャパシタ積分回路７２は、キャパシタC0において充放電された電荷と、抵抗R0およびキャパシタC2による電荷の引き抜きとに応じたノード電圧Vpに基づいた制御電圧ｖを出力する。より具体的には、スイッチトキャパシタ積分回路７２は、ノード電圧Vpの減少分△Vp1に応じた電圧値（C0／C1）△Vp1だけ増加し、また、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作の速度に応じて変化する制御電圧ｖを出力する。
【００５３】
ステップＳ１５において、可変キャパシタ３７は、その容量値を、スイッチトキャパシタ積分回路７２により出力された制御電圧ｖに応じた容量値Ｃｖａｌにする。
【００５４】
以上の処理によれば、電流生成回路３５から供給される入力電流ｉに応じて、電流制御型発振器７１の発振周波数Fclkが変化し、電流制御型発振器７１の発振周波数Fclkに応じて、スイッチトキャパシタ積分回路７２の出力電圧Vout（＝制御電圧ｖ）が変化する。したがって、電流電圧変換回路３６は、図２で示された入出力特性に従い、電流生成回路３５から供給された入力電流ｉを、その電流値に応じた電圧値の制御電圧ｖに変換することができる。
【００５５】
また、電流電圧変換回路３６において、所定の回路定数を調整することで、図６に示される入出力特性（曲線ａ，ｂ）のように、入力電流ｉに対する制御電圧ｖの増加率を制御することができる。より具体的には、電流制御型発振器７１におけるMOSトランジスタ８１−１とMOSトランジスタ８１−２乃至８１−４とのサイズの比、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作により電荷が充放電されるキャパシタC0の値、ノード電圧Vpを決定するキャパシタC1，C2および抵抗R0の値を調整することで、入力電流ｉに対する制御電圧ｖの増加率が制御される。
【００５６】
例えば、MOSトランジスタ８１−１とMOSトランジスタ８１−２乃至８１−４とのサイズの比を、トランジスタ８１−２乃至８１−４のドレイン電流が大きくなるようにした場合、発振周波数Fclkは高くなり、ノード電圧Vpは低くなり、入力電流ｉに対する制御電圧ｖは大きくなるので、電流電圧変換回路３６の入出力特性は、図６の曲線ｂから曲線ａのように変化する。逆に、MOSトランジスタ８１−１とMOSトランジスタ８１−２乃至８１−４とのサイズの比を、トランジスタ８１−２乃至８１−４のドレイン電流が小さくなるようにした場合、発振周波数Fclkは低くなり、ノード電圧Vpは高くなり、入力電流ｉに対する制御電圧ｖは小さくなるので、電流電圧変換回路３６の入出力特性は、図６の曲線ａから曲線ｂのように変化する。
【００５７】
また、例えば、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作により電荷が充放電されるキャパシタC0の容量値を大きくした場合、充放電される電荷量が多くなるので、ノード電圧Vpは低くなり、入力電流ｉに対する制御電圧ｖは大きくなるので、電流電圧変換回路３６の入出力特性は、図６の曲線ｂから曲線ａのように変化する。逆に、スイッチSW11，SW12およびスイッチSW21，SW22の動作により電荷が充放電されるキャパシタC0の容量値を小さくした場合、充放電される電荷量が少なくなるので、ノード電圧Vpは高くなり、入力電流ｉに対する制御電圧ｖは小さくなるので、電流電圧変換回路３６の入出力特性は、図６の曲線ａから曲線ｂのように変化する。
【００５８】
さらに、例えば、キャパシタC1，C2の比や抵抗R0の値を、ノード電圧Vpが低くなるように調整した場合、入力電流ｉに対する制御電圧ｖは大きくなるので、電流電圧変換回路３６の入出力特性は、図６の曲線ｂから曲線ａのように変化する。逆に、キャパシタC1，C2の比や抵抗R0の値を、ノード電圧Vpが高くなるように調整した場合、入力電流ｉに対する制御電圧ｖは小さくなるので、電流電圧変換回路３６の入出力特性は、図６の曲線ａから曲線ｂのように変化する。
【００５９】
このように、入力電流ｉに対する制御電圧ｖの増加率が制御されるので、入力電流ｉの急激な変化によって、共振周波数ｆ０が急激に変化しないように調整することができる。したがって、電磁結合の強さの急激な変化に伴って、非接触ICカード１１における電源電圧が急激に変化することなく、安定した電源電圧が供給されるので、より安定した受信状態を実現することが可能となる。
【００６０】
なお、電流電圧変換回路３６は、図４を参照して説明した回路構成例に限らず、電流生成回路３５からの入力電流ｉに対して、可変キャパシタ３７に対する制御電圧ｖを連続的に変化させることが可能な回路構成であればよい。
【００６１】
また、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【００６２】
３１  アンテナ，  ３２  整流回路，  ３３  機能部，  ３４  シャント回路，  ３５  電流生成回路，  ３６  電流電圧変換回路，  ３７  可変キャパシタ，  ５１  電源回路，  ５２  復調回路，  ５３  制御回路，  ５４  メモリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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