(57)【要約】【課題】微小な容量値の差を精度よく検出することができる検出回路を提供する。【解決手段】センサの第１の容量と第２の容量との容量値の差を検出する検出回路は、該第１の容量に応じた周波数の第１の発振信号を生成する第１の発振器と、該第２の容量に応じた周波数の第２の発振信号を生成する第２の発振器と、該第１の発振器に結合され、該第１の発振信号に応じた第１のカウント値を出力する第１のカウンタと、該第２の発振器に結合され、該第２の発振信号に応じた第２のカウント値を出力する第２のカウンタと、該第１のカウンタと該第２のカウンタとに結合され、該第１のカウント値と該第２のカウント値とに基づいて該容量値の差を示す信号を出力する演算回路を含む。【選択図】図２４
2010054511.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサの第１の容量と第２の容量との容量値の差を検出する検出回路であって、
該第１の容量に応じた周波数の第１の発振信号を生成する第１の発振器と、
該第２の容量に応じた周波数の第２の発振信号を生成する第２の発振器と、
該第１の発振器に結合され、該第１の発振信号に応じた第１のカウント値を出力する第１のカウンタと、
該第２の発振器に結合され、該第２の発振信号に応じた第２のカウント値を出力する第２のカウンタと、
該第１のカウンタと該第２のカウンタとに結合され、該第１のカウント値と該第２のカウント値とに基づいて該容量値の差を示す信号を出力する演算回路
を含むことを特徴とする検出回路。
【請求項２】
該センサを駆動する駆動信号を生成する発振回路と、
該発振回路に結合され、該駆動信号に応じたタイミング信号を出力する制御回路
を更に含み、該演算回路は該容量値の差を示す信号に対する該第１のカウント値の効果と該第２のカウント値の効果とを該タイミング信号に応じて入れ替えることを特徴とする請求項１記載の検出回路。
【請求項３】
該第１の発振器に結合され、該第１の発振信号の周波数を逓倍した第３の発振信号を出力する第１の周波数増幅回路と、
該第２の発振器に結合され、該第２の発振信号の周波数を逓倍した第４の発振信号を出力する第２の周波数増幅回路
を更に含み、該第１のカウンタは、該第１の周波数増幅回路に結合され、該第３の発振信号をカウントして該第１のカウント値を出力し、該第２のカウンタは、該第２の周波数増幅回路に結合され、該第４の発振信号をカウントして該第２のカウント値を出力することを特徴とする請求項１又は２に記載の検出回路。
【請求項４】
該第１及び第２の容量の変化に応じた該第１及び第２の発振信号の変化を許容しながら、該第１及び第２の発振器を該駆動信号に同期させる同期回路を更に含むことを特徴とする請求項２記載の検出回路。
【請求項５】
該同期回路はローパスフィルタを含むＰＬＬ回路であり、該ローパスフィルタは該第１及び第２の発振信号に対応する周波数については遮断し且つ該第１及び第２の発振信号の変化に対応する周波数については通過させる帯域特性を備えていることを特徴とする請求項４記載の検出回路。
【請求項６】
該同期回路はＶＣＯを含み、該第１及び第２の発振回路は該ＶＣＯであることを特徴とする請求項４記載の検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に、所定の物理量を測定するために物理量に起因して起こる容量値の微小変化を検出する検出回路に関し、詳しくは複数の容量の相対的な容量値の差を検出する検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
容量の容量値の微小変化を検出することにより容量値変化の原因となる物理量を測定するセンサとして、圧力センサ、加速度センサ、角速度センサ等がある。図１は、圧力センサの構成の一例を示す図である。圧力センサのケース１０内部に設けられた梁１３によって、ケース１０の内部が上部の測定圧力室１４と下部の基準圧力室１５とに分けられている。測定圧力室１４には開口１０ａ及び１０ｂが設けられ、外部のガス圧と測定圧力室１４内部のガス圧とが連動する。基準圧力室１５は密封されており、基準となる圧力でガスが封じ込まれている。ケース１０の内部壁に設けた検出電極１１と梁１３で支持される部分に設けた検出電極１２とで、一対の対向する電極からなる容量を構成する。外部圧力が上昇すると、測定圧力室１４内部の圧力が基準圧力室１５内部の圧力に比べて大きくなり、図２に示されるように、弾力を有する梁１３の部分が下方に押し下げられる。これにより容量の容量値が変化する。この容量変化を電気的に検出することで、圧力の大きさを測定することができる。
【０００３】
一般に圧力センサは図１に示されるように単一の容量で構成されるが、例えば航空機などで静圧（大気圧）と動圧（速度方向の圧力）との差に基づいて速度を計算する場合等には、図１のようなセンサを２つ用意して、２つの容量の容量値の相対的な差を検出することが行われる。従って、相対的な容量値の差を精度よく検出する回路が必要になる。
【０００４】
図３は、加速度センサの構成の一例を示す図である。加速度センサのケース２０の内部壁に設けた検出電極２１ａ及び２１ｂと、梁２３で支持される部分に設けた検出電極２２ａ及び２２ｂとで、２対の対向する電極からなる２つの容量を構成する。梁２３の部分には加速度を検出するための錘２４が設けられている。加速度がかかると、弾力を有する梁２３に支えられる錘２４が支点回りに回転するように移動し、図４に示されるように加速度に応じて傾くことになる。これにより２つの容量の相対的な容量値が変化する。この相対的な容量変化を電気的に検出することで、加速度の大きさを測定することができる。従って、相対的な容量値の差を精度よく検出する回路が必要になる。
【０００５】
図５は、角速度センサの構成の一例を示す図である。角速度センサのケース３０の内部壁に設けた電極３１ａ乃至３１ｃと、梁３３で支持される部分に設けた電極３２ａ乃至３２ｃとで、３対の対向する電極からなる３つの容量を構成する。電極３１ａ及び３１ｃと電極３２ａ及び３２ｃとは検出電極であり、これらにより構成される２つの容量の容量値変化を検出することで角速度を測定する。中央の電極３１ｂと電極３２ｂとは駆動電極であり、これらの電極に交流電圧を印加することで、弾力を有する梁３３の部分に設けた錘３４を矢印Ａで示す上下方向に単振動させる。
【０００６】
角速度センサに対して角速度がかかると（角速度センサが回転運動すると）、単振動している錘３４にコリオリの力がかかり、図６（ａ）及び（ｂ）に示されるように、コリオリの力に応じて錘３４の部分が傾くことになる。同じ方向に一定の角速度が存在する場合であっても、錘３４が下方に運動している場合（図６（ａ））にかかるコリオリの力と、錘３４が上方に運動している場合（図６（ｂ））にかかるコリオリの力とは方向が異なる。従って、図６（ａ）及び（ｂ）に示されるように、上方への運動時と下方への運動時とでは錘３４の傾く方向が異なる。このようにして発生した相対的な容量変化を電気的に検出することで、角速度の大きさを測定することができる。従って、相対的な容量値の差を精度よく検出する回路が必要になる。
【０００７】
図７は、加速度センサの場合に相対的な容量値の差を検出する検出回路の構成の一例を示す図である。図７の検出回路は、発振器４０、バッファ４１及び４２、ＸＯＲ回路４３、及びローパスフィルタ４４を含む。
【０００８】
図８は、図７の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図８に示される信号Ａ乃至Ｅは、それぞれ図７に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号Ｂ及びＣについては、等価的に整形した波形Ｂ’及びＣ’を示してある。図７の発振器４０が図８に示されるような繰り返しのパルス信号Ａを生成すると、バッファ４１及び４２の出力信号Ｂ及びＣは、それぞれ容量４５及び４６の容量値に応じて遅延する。この遅延の様子が、信号Ｂ及びＣを等価的に整形して示す波形Ｂ’及びＣ’の立ち上がり及び立下りの時間差として示される。
【０００９】
ＸＯＲ回路４３は、信号Ｂ及びＣの排他的論理和をとることで、遅延時間差に応じた幅を有するパルス信号Ｄを生成する。ローパスフィルタ４４は、このパルス信号Ｄを積分することで、遅延時間に応じた電圧を有するＤＣ電圧を生成する。この遅延時間は容量４５及び４６の容量値の差に応じたものであり、更にこの容量値の差は加速度に応じた値である。従って、ローパスフィルタ４４が出力するＤＣ電圧は、加速度の大きさに応じた電圧となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平９−２２９７８４号公報
【特許文献２】特開平１０−２２７６４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
圧力センサ、加速度センサ、角速度センサ等において、測定対象物理量に応じて生じる容量値の差は微小なものである。図７に示すような従来の検出回路においては、容量値の変化量が小さい場合には、出力であるＤＣ電圧の変化量が小さくなり、精度よく加速度等を測定できないという問題がある。
【００１２】
以上を鑑みて本発明は、微小な容量値の差を精度よく検出することができる検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
検出回路は、センサの第１の容量と第２の容量との容量値の差を検出する検出回路であって、該第１の容量に応じた周波数の第１の発振信号を生成する第１の発振器と、該第２の容量に応じた周波数の第２の発振信号を生成する第２の発振器と、該第１の発振器に結合され、該第１の発振信号に応じた第１のカウント値を出力する第１のカウンタと、該第２の発振器に結合され、該第２の発振信号に応じた第２のカウント値を出力する第２のカウンタと、該第１のカウンタと該第２のカウンタとに結合され、該第１のカウント値と該第２のカウント値とに基づいて該容量値の差を示す信号を出力する演算回路を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の少なくとも１つの実施例によれば、上記第１のカウント値と第２のカウント値とに基づいて容量値の差を求めるので、カウントを数える期間の容量値の積分効果（平均効果）があり、精度の高い測定を実現することができる。またデジタル演算に基づく測定であるので、電圧などのアナログ量に基づく測定に比べて、雑音や回路特製等の影響を受けにくい。更に、デジタル演算に基づく測定であるので、誤差補正を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】圧力センサの構成の一例を示す図である。
【図２】圧力センサの動作を説明するための図である。
【図３】加速度センサの構成の一例を示す図である。
【図４】加速度センサの動作を説明するための図である。
【図５】角速度センサの構成の一例を示す図である。
【図６】角速度センサの動作を説明するための図である。
【図７】加速度センサについて相対的な容量値の差を検出する検出回路の構成の一例を示す図である。
【図８】図７の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。
【図９】本発明による検出回路の第１の実施例の構成の一例を示す図である。
【図１０】図９の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。
【図１１】図９の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。
【図１２】位相比較器の回路構成の一例を示す回路図である。
【図１３】チャージポンプの回路構成の一例を示す回路図である。
【図１４】本発明による検出回路の第２の実施例の構成の一例を示す図である。
【図１５】切り替え回路の回路構成の一例を示す回路図である。
【図１６】角速度が存在しない状態で錘が単振動している場合の容量変化を示す図である。
【図１７】角速度が存在する状態で錘が単振動している場合の容量変化を示す図である。
【図１８】図１４の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。
【図１９】本発明による検出回路の第３の実施例の構成の一例を示す図である。
【図２０】図１９の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。
【図２１】本発明による検出回路の第４の実施例の構成の一例を示す図である。
【図２２】錘の運動方向が反転する際の容量の不安定化を説明するための図である。
【図２３】図２１の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。
【図２４】本発明による検出回路の第５の実施例の構成の一例を示す図である。
【図２５】発振回路の回路構成の一例を示す回路図である。
【図２６】ＡＬＵによる計算タイミングを説明するための図である。
【図２７】本発明による検出回路の第６の実施例の構成の一例を示す図である。
【図２８】ＡＬＵによる計算処理について説明するための図である。
【図２９】本発明による検出回路の第７の実施例の構成の一例を示す図である。
【図３０】本発明による検出回路の第８の実施例の構成の一例を示す図である。
【図３１】本発明による検出回路の第９の実施例の構成の一例を示す図である。
【図３２】検出信号を生成する発振回路と駆動信号とを同期させる構成の一例を示す回路図である。
【図３３】図３２のＶＣＯの構成の一例を示す回路図である。
【図３４】図３２のＶＣＯの構成の別の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。
【００１７】
図９は、本発明による検出回路の第１の実施例の構成の一例を示す図である。図９の検出回路は、センサ駆動振動が不要なセンサ、即ち圧力センサや加速度センサにおいて微小な容量値の差を検出するための回路である。角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路については、後の実施例で説明する。
【００１８】
図９の検出回路は、発振器５０、バッファ５１及び５２、位相比較器５３、チャージポンプ５４、ローパスフィルタ５５、カウンタ５６、基準電圧発生回路（Ｖｒｅｆ）５７、スイッチ５８、及びサンプルホールド回路５９を含む。図１０及び図１１は、図９の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図１０及び図１１に示される信号Ａ乃至Ｆ、ＵＰ、ＤＯＷＮ、ＤＯ、及びＣＮＴは、それぞれ図９に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号Ｂ及びＣについては、等価的に整形した波形Ｂ’及びＣ’を示してある。
【００１９】
図９の発振器５０が図１０に示されるような繰り返しのパルス信号Ａを生成すると、バッファ５１及び５２の出力信号Ｂ及びＣは、それぞれ容量Ｃ１及びＣ２の容量値に応じて遅延する。この遅延の様子が、信号Ｂ及びＣを等価的に整形して示す波形Ｂ’及びＣ’の立ち上がり及び立下りの時間差として図１０に示される。この例においては、容量値Ｃ２の方が容量値Ｃ１よりも大きく、信号Ｃの方が信号Ｂよりも大きな遅延量を有する。
【００２０】
位相比較器５３は、信号Ｂ及び信号Ｃの位相を比較することで、信号Ｂの位相が信号Ｃの位相よりも早い場合には信号ＵＰを出力し、信号Ｂの位相が信号Ｃの位相よりも遅い場合には信号ＤＯＷＮを出力する。この場合には信号Ｂの位相が信号Ｃの位相よりも早いので、図１０に示されるように信号ＵＰが出力される。なお信号ＵＰは負論理の信号であり、信号ＤＯＷＮは正論理の信号である。
【００２１】
チャージポンプ５４は、ＨＩＧＨ、ＬＯＷ、及び浮遊状態（ＨＩＧＨインピーダンス状態）Ｚの３ステートの何れかを信号ＤＯとして出力する。信号ＤＯは、信号ＵＰが入力されたときには信号ＵＰの幅に等しいＨＩＧＨパルスとなり、信号ＤＯＷＮが入力されたときには信号ＤＯＷＮの幅に等しいＬＯＷパルスとなる。信号ＵＰ及び信号ＤＯＷＮの何れも入力されない場合には、信号ＤＯは浮遊状態となる。図１０の例では、信号ＤＯは信号ＵＰの幅に等しいＨＩＧＨパルスとなる。
【００２２】
ローパスフィルタ５５は、信号ＤＯを積分することで、遅延時間差（位相差）に応じた電圧を有するＤＣ電圧を生成する。図１１に示される例では信号ＤＯはＨＩＧＨパルスであるので、ローパスフィルタ５５の出力電圧である信号Ｅは徐々に上昇する。カウンタ５６は、発振器５０からの信号Ａのパルスが５回入力されると、ＨＩＧＨのパルスである信号ＣＮＴを一回出力する。信号ＣＮＴはスイッチ５８を制御しており、信号ＣＮＴがＨＩＧＨになるとスイッチ５８が閉じられて信号Ｅは基準電圧Ｖｒｅｆに戻される。従って、信号Ａのパルス５回ごとに、信号Ｅの電圧変化はリセットされることになる。
【００２３】
サンプルホールド回路５９は、信号ＣＮＴのパルスが到来するたびに信号Ｅの電位をサンプルし、次の信号ＣＮＴのパルスまでサンプル値をホールドする。サンプル＆ホールドされた電圧値が信号Ｆとして示される。図１１の例では、後半部分で一時的に加速度が大きくなり、信号ＵＰ及び信号ＤＯのパルス幅が拡大している。これに応じて信号Ｅの電圧が前回のサンプル時よりも上昇し、サンプル＆ホールド後の信号ＦもタイミングＴで上昇している。
【００２４】
このサンプル＆ホールド後の信号Ｆが検出回路の出力信号である。上記説明から分かるように、信号Ｅは、信号Ａの各５サイクルの期間において、位相差に応じたパルスを順次積み重ねた信号となっている。従ってこの信号Ｅをサンプル＆ホールドした後の信号Ｆは、信号Ａの各５サイクル毎に、５サイクル期間内の位相差の合計を示す信号となっている。このようにして、位相差即ち容量値の差に応じた電位を検出する際に、所定数のサイクルの期間に渡り容量値の差に応じた電位を積分する。これにより雑音の少ない信号を生成し、精度よく容量値の差を検出することが可能になる。
【００２５】
図１２は、位相比較器５３の回路構成の一例を示す回路図である。図１２の位相比較器５３は、ＮＡＮＤ回路６１乃至６９、インバータ７０及び７６、及びバッファ７７及び７８を含む。
【００２６】
位相比較器１０１の出力ＵＰ及びは負論理信号であり出力ＤＯＷＮは正論理信号である。即ち、出力ＵＰは普段はＨＩＧＨに維持されており、信号をアサートするときにＬＯＷとなる。また出力ＤＯＷＮは普段はＬＯＷに維持されており、信号をアサートするときにＨＩＧＨとなる。
【００２７】
例えば信号Ｂの立ち上がりエッジが信号Ｃの立ち上がりエッジよりも先に到来すると、ＮＡＮＤ回路６１の出力がＨＩＧＨとなる。このとき詳細は省略するが信号Ａ１及びＡ２はＨＩＧＨの状態にあり、信号Ａ３（ＮＡＮＤ回路６１の出力）がＨＩＧＨになるとＮＡＮＤ回路６４の出力がＬＯＷとなり、信号ＵＰがＬＯＷにアサートされる。その後信号Ｃの立ち上がりが到来すると、ＮＡＮＤ回路６６の出力がＨＩＧＨとなる。このＨＩＧＨ信号によりＮＡＮＤ回路６５の出力がＬＯＷとなるので、信号Ａ２がＬＯＷとなり、信号ＵＰはＨＩＧＨに戻される。このようにして、信号Ｂの立ち上がりエッジの方が早い場合は、信号Ｂの立ち上がりエッジから信号Ｃの立ち上がりエッジまでの期間、信号ＵＰがアサートされることになる。またこの逆に、信号Ｃの立ち上がりエッジの方が早い場合は、信号Ｃの立ち上がりエッジから信号Ｂの立ち上がりエッジまでの期間、信号ＤＯＷＮがアサートされることになる。
【００２８】
なお図９において、位相比較器５３の代わりにＸＯＲ回路（排他的論理和回路）を使用してもよい。但しＸＯＲ回路を使用した場合には、±１８０度の位相差範囲でのみ正常に動作するが、図９のような位相比較器を使用した場合には±１８０度以上の位相差範囲でも正常に動作するという利点がある。
【００２９】
図１３は、チャージポンプ５４の回路構成の一例を示す回路図である。図１３のチャージポンプ５４は、ＰＭＯＳトランジスタ８１及びＮＭＯＳトランジスタ８２を含む。ＰＭＯＳトランジスタ８１のゲートには信号ＵＰが入力され、ＮＭＯＳトランジスタ８２のゲートには信号ＤＯＷＮが入力される。信号ＵＰがＬＯＷとなりアサートされると、ＰＭＯＳトランジスタ８１が導通して信号ＤＯがＨＩＧＨとなる。また信号ＤＯＷＮがＨＩＧＨとなりアサートされると、ＮＭＯＳトランジスタ８２が導通して信号ＤＯがＬＯＷとなる。それ以外の場合は、信号ＤＯは浮遊状態に保たれる。
【００３０】
図１４は、本発明による検出回路の第２の実施例の構成の一例を示す図である。図１４の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図１４において、図９と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。
【００３１】
図１４の検出回路は、発振器５０、バッファ５１及び５２、位相比較器５３、チャージポンプ５４、ローパスフィルタ５５、カウンタ５６、基準電圧発生回路（Ｖｒｅｆ）５７、スイッチ５８、サンプルホールド回路５９、切り替え回路９１、発振器９２、バッファ９３、及び制御回路９４を含む。発振器９２は、交流電圧を駆動信号として生成する。この駆動信号は方形波であってもよいし、例えば正弦振動の波形等でもよい。この駆動信号は角速度センサの駆動容量ＣＤに印加され、角速度センサの錘（図５の３４）を上下方向に単振動させる。またバッファ９３は駆動信号を入力として、駆動信号に対応する繰り返しパルス信号ＤＲＶを生成する。制御回路９４は、パルス信号ＤＲＶに基づいて錘の第１方向の運動（例えば下方向運動）のタイミング及び錘の第２方向の運動（例えば上方向運動）のタイミングをそれぞれ検出する。検出されたタイミングを示すタイミング信号ＦＣは、切り替え回路９１に供給される。
【００３２】
図１５は、切り替え回路９１の回路構成の一例を示す回路図である。図１５の切り替え回路９１は、ＮＡＮＤ回路１０１乃至１０６及びインバータ１０７及び１０８を含む。タイミング信号ＦＣがＨＩＧＨの場合には、信号ＢがＮＡＮＤ回路１０１及び１０５を介して信号ＢＢとして出力され、また信号ＣがＮＡＮＤ回路１０３及び１０６を介して信号ＣＣとして出力される。タイミング信号ＦＣがＬＯＷの場合には、信号ＢがＮＡＮＤ回路１０２及び１０６を介して信号ＣＣとして出力され、また信号ＣがＮＡＮＤ回路１０４及び１０５を介して信号ＢＢとして出力される。
【００３３】
このようにして図１４の検出回路では、錘が第１方向に運動しているか第２方向に運動しているかに応じて、信号Ｂ及び信号Ｃと信号ＢＢ及び信号ＣＣとの対応関係を入れ替えている。こうして得られる信号ＢＢ及びＣＣを位相比較器５３に入力して、位相比較の対象としている。このような入れ替え処理を必要とするのは、角速度センサにコリオリの力が印加されるときに、錘が第１方向に運動している場合と第２方向に運動している場合とで、容量Ｃ１及び容量Ｃ２の容量値の相対的な大小関係が逆転するためである。これについて以下に説明する。
【００３４】
図１６は、角速度が存在しない状態で錘が単振動している場合の容量変化を示す図である。図１６に示すように、錘の第１方向の運動（上方向運動）において駆動信号ＤＲＶはＨＩＧＨであり、錘の第２方向の運動（下方向運動）において駆動信号ＤＲＶはＬＯＷである。錘の単振動により、容量Ｃ１及び容量Ｃ２の容量値は増加及び減少を繰り返す。角速度が存在せずコリオリの力が印加されていないので、錘が傾くことはなく、容量Ｃ１の容量値と容量Ｃ２の容量値とは等しくなっている。図１７は、角速度が存在する状態で錘が単振動している場合の容量変化を示す図である。図１７に示すように、錘の単振動により、容量Ｃ１及び容量Ｃ２の容量値は増加及び減少を繰り返す。角速度が存在しコリオリの力が印加されているので、錘が傾き、容量Ｃ１の電極間距離と容量Ｃ２の電極間距離とが異なることとなる。錘が第１方向の運動（上方向運動）する場合には容量Ｃ１の容量値が容量Ｃ２の容量値より小さくなるが、錘が第２方向の運動（下方向運動）する場合には錘の傾く方向が異なるので、容量Ｃ１の容量値が容量Ｃ２の容量値より大きくなる。
【００３５】
このように角速度センサにコリオリの力が印加されるときに、錘が第１方向に運動している場合と第２方向に運動している場合とでコリオリの力の印加方向が変化し、容量Ｃ１及び容量Ｃ２の容量値の相対的な大小関係が逆転する。この場合、コリオリの力の方向は変化するが角速度の方向は一定であり、容量値の相対的な大小関係の逆転は、測定対象物理量（角速度）を反映したものではない。従って、検出回路はそのような大小関係の逆転に影響されないことが好ましい。また第１の実施例のように、単純にチャージポンプ５４の出力信号ＤＯの電圧パルスを積分したのでは、一方の方向の運動に対する信号ＤＯのＨＩＧＨパルスと他方の方向の運動に対する信号ＤＯのＬＯＷパルスとを積分した場合に、容量値の差が相殺されてしまうという不都合が生じる。そこで図１４に示す第２の実施例では、切り替え回路９１により、錘が第１方向に運動しているか第２方向に運動しているかに応じて、信号Ｂ及び信号Ｃと信号ＢＢ及び信号ＣＣとの対応関係を入れ替えている。
【００３６】
図１８は、図１４の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図１８に示される各信号は、それぞれ図１４に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号Ｂ及びＣの代わりに、等価的に整形した波形Ｂ’及びＣ’を示してある。
【００３７】
図１４の発振器５０が図１８に示されるような繰り返しのパルス信号Ａを生成すると、バッファ５１及び５２の出力信号Ｂ及びＣは、それぞれ容量Ｃ１及びＣ２の容量値に応じて遅延する。この遅延の様子が、信号Ｂ及びＣを等価的に整形して示す波形Ｂ’及びＣ’の立ち上がり及び立下りの時間差として図１８に示される。図１８の駆動信号ＤＲＶがＨＩＧＨの時の第１の方向の運動では、容量値Ｃ２の方が容量値Ｃ１よりも大きく、信号Ｃ’の方が信号Ｂ’よりも大きな遅延量を有する。駆動信号ＤＲＶがＬＯＷの時の第２の方向の運動では、容量値Ｃ１の方が容量値Ｃ２よりも大きく、信号Ｂ’の方が信号Ｃ’よりも大きな遅延量を有する。
【００３８】
切り替え回路９１は、タイミング信号ＦＣのＨＩＧＨ又はＬＯＷに応じて、信号Ｂ及び信号Ｃと信号ＢＢ及び信号ＣＣとの対応関係を入れ替える。このようにして得られた図１８の信号ＢＢ及び信号ＣＣにおいては、常に信号ＣＣの方が信号ＢＢよりも大きな遅延量を有する状態となっている。
【００３９】
位相比較器５３は、信号ＢＢ及び信号ＣＣの位相を比較することで、信号ＢＢの位相が信号ＣＣの位相よりも早い場合には信号ＵＰを出力し、信号ＢＢの位相が信号ＣＣの位相よりも遅い場合には信号ＤＯＷＮを出力する。この場合には信号ＢＢの位相が信号ＣＣの位相よりも早いので、図１８に示されるように信号ＵＰが出力される。なお信号ＵＰは負論理の信号であり、信号ＤＯＷＮは正論理の信号である。
【００４０】
以降の動作は第１の実施例の場合と同様であり、チャージポンプ５４は、信号ＵＰの幅に等しいＨＩＧＨパルスである信号ＤＯを出力する。ローパスフィルタ５５は、信号ＤＯを積分することで、遅延時間差（位相差）に応じた電圧を有する信号Ｅを生成する。信号Ａのパルス５回ごとに、信号ＣＮＴが生成され、信号Ｅの電圧変化はリセットされる。
【００４１】
サンプルホールド回路５９は、信号ＣＮＴのパルスが到来するたびに信号Ｅの電位をサンプルしてホールドし、信号Ｆとして出力する。このようにして、位相差即ち容量値の差に応じた電位を検出する際に、所定数のサイクルの期間に渡り容量値の差に応じた電位を積分することで、雑音の少ない信号を生成し、精度よく容量値の差を検出することが可能になる。
【００４２】
図１９は、本発明による検出回路の第３の実施例の構成の一例を示す図である。図１９の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図１９において、図１４と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。
【００４３】
図１９の検出回路は、発振器５０、バッファ５１及び５２、位相比較器５３、チャージポンプ５４、ローパスフィルタ５５、基準電圧発生回路（Ｖｒｅｆ）５７、スイッチ５８、サンプルホールド回路５９、切り替え回路９１、発振器９２Ａ、バッファ９３、及び制御回路９４Ａを含む。図１４の第２の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器９２と検出用の信号を生成する発振器５０との間において、特に同期はとられていない場合を想定している。それに対して図１９の第３の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器９２Ａは、検出用の信号を生成する発振器５０と同期がとられている。このような同期を確立するためには、センサ駆動信号を基準周波数としたＰＬＬ回路を構成し、センサ駆動信号を逓倍した信号を検出信号とする等の方法がある。
【００４４】
制御回路９４Ａは、パルス信号ＤＲＶに基づいて錘の第１方向の運動（例えば下方向運動）のタイミング及び錘の第２方向の運動（例えば上方向運動）のタイミングをそれぞれ検出する。検出されたタイミングを示すタイミング信号ＦＣは、切り替え回路９１に供給される。また制御回路９４Ａは更に、サンプルホールド回路５９のサンプルタイミング及びローパスフィルタ５５の出力信号Ｅのリセットタイミングを定める信号ＣＮＴを、パルス信号ＤＲＶに基づいて生成する。第３の実施例においては、パルス信号（駆動信号）ＤＲＶは検出信号に同期しているので、このようにパルス信号ＤＲＶに基づいて信号ＣＮＴを生成することが可能になる。この結果、第３の実施例においては、カウンタ５６が不要になるというメリットがある。
【００４５】
図２０は、図１９の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図２０に示される各信号は、それぞれ図１９に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号Ｂ及びＣの代わりに、等価的に整形した波形Ｂ’及びＣ’を示してある。
【００４６】
図２０の信号波形においては、図１８の第２の実施例の動作を示す信号波形と異なり、信号ＤＲＶと信号Ａとが同期している。この例では、信号Ａの８周期に信号ＤＲＶの１周期が対応している。またＣＮＴ信号は、信号ＤＲＶの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジに同期して、所定の遅延時間の後に生成されている。従って、サンプルホールド回路５９のサンプリング及びローパスフィルタ５５の出力信号Ｅのリセットは、信号Ａの４周期に一度実行されることになる。その他の動作については、図１８に示される第２の実施例の場合と同様であるので説明を省略する。
【００４７】
図２１は、本発明による検出回路の第４の実施例の構成の一例を示す図である。図２１の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図２１において、図１９と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。
【００４８】
図２１の検出回路は、発振器５０、ＡＮＤ回路１１１及び１１２、位相比較器５３、チャージポンプ５４、ローパスフィルタ５５、基準電圧発生回路（Ｖｒｅｆ）５７、スイッチ５８、サンプルホールド回路５９、切り替え回路９１、発振器９２Ａ、バッファ９３、及び制御回路９４Ｂを含む。図２１の検出回路においては、図１９の検出回路のバッファ５１及び５２に代えて、ＡＮＤ回路１１１及び１１２が設けられている。ＡＮＤ回路１１１及び１１２は、制御回路９４Ｂからの停止信号ＳＴＯＰがＬＯＷになると、信号Ａの供給を停止する役目を果たす。制御回路９４Ｂは、駆動信号ＤＲＶに基づいて上記停止信号ＳＴＯＰを生成する。
【００４９】
停止信号ＳＴＯＰによる信号Ａの供給停止は、錘の運動方向が第１の方向から第２の方向に反転するタイミングで、容量値の検出を停止することを目的としている。錘の運動方向が反転する際には、錘の傾きは角速度を反映したものではなくなり、錘の傾きや速度が不安定となり、正確な角速度の検出を妨げる要因となる。
【００５０】
図２２は、錘の運動方向が反転する際の容量の不安定化を説明するための図である。錘が単振動する場合、理想的には、図１６に示されるように容量値は錘の運動方向の反転するタイミングで即座に切り替わることが好ましい。しかし現実には図２２に示されるように、錘の動きが不規則となり、容量値の変化も不規則なものとなる。この結果、容量値の変化は印加されている角速度に対応しないものとなってしまう。
【００５１】
そこで図２１に示す第４の実施例では、停止信号ＳＴＯＰによる信号Ａの供給を停止することで、錘の運動方向が反転する瞬間の前後の所定の期間において容量値の検出を停止する。これにより、不規則な動きにより生じる雑音の影響を排除することができる。
【００５２】
図２３は、図２１の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図２３に示される各信号は、それぞれ図２１に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号Ｂ及びＣの代わりに、等価的に整形した波形Ｂ’及びＣ’を示してある。
【００５３】
図２３においては、ＡＮＤ回路１１１及び１１２の出力信号ＡＡが最上部に示されている。この信号ＡＡにおいては、停止信号ＳＴＯＰがＬＯＷである期間Ｔ１の間、パルスの供給が停止される。具体的には、信号ＡＡは、信号Ａと停止信号ＳＴＯＰとのＡＮＤをとった波形である。信号ＡＡが錘の運動反転タイミングの前後で停止されるので、信号ＡＡを基にして生成される各信号ＢＢ、ＣＣ、ＵＰ、ＤＯＷＮ、及びＤＯは、錘の運動反転タイミングの前後では生成されない。その他の動作については、図２０に示される第３の実施例の場合と同様であるので説明を省略する。
【００５４】
図２４は、本発明による検出回路の第５の実施例の構成の一例を示す図である。図２４の検出回路は、センサ駆動振動が不要なセンサ、即ち圧力センサや加速度センサにおいて微小な容量値の差を検出するための回路である。
【００５５】
図２４の検出回路は、発振回路１２１及び１２２、カウンタ１２３及び１２４、ＡＬＵ（算術論理演算回路）１２５、及び制御回路１２６を含む。また必要に応じて記憶回路１２７を更に含んでもよい。
【００５６】
発振回路１２１及び１２２は、それぞれセンサの容量Ｃ１及びＣ２を含み、これらの容量の容量値に応じた周波数で発振する。図２５は、発振回路１２１の回路構成の一例を示す回路図である。発振回路１２２についても同様の回路で構成できる。図２５の発振回路は、インバータ１３１乃至１３３、バッファ１３４、及び容量Ｃ１を含む。インバータ１３１乃至１３３はリングオシレータを構成し、容量Ｃ１に応じた所定の周波数で発振する。発振信号は、バッファ１３４を介して次段に供給される。
【００５７】
発振回路１２１及び１２２が生成した発振信号Ａ及びＢは、それぞれカウンタ１２３及び１２４に供給される。カウンタ１２３及び１２４は、発振信号Ａ及びＢのパルス数をカウントして、それぞれのカウント値Ｃ及びＤをＡＬＵ１２５に供給する。ＡＬＵ１２５は、２つのカウント値Ｃ及びＤを基にして所定の計算を実行することで、容量Ｃ１及びＣ２の容量値の差を求める。ＡＬＵ１２５は、制御回路１２６から周期的に所定の間隔で供給される信号ＣＮＴに応答して、上記計算を実行する。
【００５８】
例えば、容量Ｃ１の容量値に応じた発振信号Ａをカウントしたカウント値Ｃと、容量Ｃ２の容量値に応じた発振信号Ｂをカウントしたカウント値Ｄとの差を計算することで、容量値の差を求めることができる。また必要に応じて平均値計算、フィルタ演算等を実行することで、ノイズ成分を除去して高精度で容量値の差を求めることが可能になる。また記憶回路１２７を設け、基準となる発振周波数を記憶回路１２７に記憶しておけば、製造ばらつきや温度・電源電圧の変動等の要因により発振周波数が変化しても、適宜補正をすることによりこれら要因を除去した高精度な測定が可能となる。
【００５９】
図２６は、ＡＬＵ１２５による計算タイミングを説明するための図である。図２６に示されるように、発振信号Ａ及びＢは常時提供されており、カウント値Ｃ及びＤはこれらの発振信号Ａ及びＢのパルス数を常時カウントしている。信号ＣＮＴは、図に示されるように、制御回路１２６から周期的に所定の間隔で供給される。この信号ＣＮＴに応答して、ＡＬＵ１２５は所定の計算を実行して計算結果を出力する。
【００６０】
第５の実施例による検出回路においては、信号ＣＮＴの間隔の応じた期間の容量値の積分効果（平均効果）があるので、精度の高い測定を実現することができる。またデジタル演算に基づく測定であるので、前述の実施例のように電圧などのアナログ量に基づく測定に比べて、雑音や回路特製等の影響を受けにくい。更に、デジタル演算に基づく測定であるので、誤差補正を容易に行うことができるという特徴がある。
【００６１】
図２７は、本発明による検出回路の第６の実施例の構成の一例を示す図である。図２７の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図２７において、図２４と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。
【００６２】
図２７の検出回路は、発振回路１２１及び１２２、カウンタ１２３及び１２４、ＡＬＵ（算術論理演算回路）１２５、制御回路１２６Ａ、発振器１４１、及びバッファ１４２を含む。また必要に応じて記憶回路１２７を更に含んでもよい。発振器１４１は、交流電圧を駆動信号として生成する。この駆動信号は方形波であってもよいし、例えば正弦振動の波形等でもよい。この駆動信号は角速度センサの駆動容量ＣＤに印加され、角速度センサの錘（図５の３４）を上下方向に単振動させる。またバッファ１４２は駆動信号を入力として、駆動信号に対応する繰り返しパルス信号ＤＲＶを生成する。制御回路１２６Ａは、パルス信号ＤＲＶに基づいて錘の第１方向の運動（例えば上方向運動）のタイミング及び錘の第２方向の運動（例えば下方向運動）のタイミングをそれぞれ検出する。検出されたタイミングを示すタイミング信号ＣＮＴ１は、ＡＬＵ１２５に供給される。ＡＬＵ１２５は、タイミング信号ＣＮＴ１に基づいて、錘が第１の方向に運動中か第２の方向に運動中かを判断し、コリオリの力の印加方向が逆転しても測定した角速度の方向が逆転しないようにデータ処理をする。
【００６３】
図２８は、ＡＬＵ１２５による計算処理について説明するための図である。図２８において、錘の第１方向の運動（上方向運動）において駆動信号ＤＲＶはＨＩＧＨであり、錘の第２方向の運動（下方向運動）において駆動信号ＤＲＶはＬＯＷである。錘の単振動により、容量Ｃ１及び容量Ｃ２の容量値は増加及び減少を繰り返す。角速度が存在しコリオリの力が印加されているので、錘が傾き、容量Ｃ１の電極間距離と容量Ｃ２の電極間距離とが異なることとなる。錘が第１方向の運動（上方向運動）する場合には容量Ｃ１の容量値が容量Ｃ２の容量値より小さくなるが、錘が第２方向の運動（下方向運動）する場合には錘の傾く方向が異なるので、容量Ｃ１の容量値が容量Ｃ２の容量値より大きくなる。以下において計算処理を説明する便宜上、カウント値Ｃについて、錘の第１方向の運動の期間及び第２方向の運動の期間を、それぞれＵｐ１及びＤｏｗｎ１として表示してある。またカウント値Ｄについて、錘の第１方向の運動の期間及び第２方向の運動の期間を、それぞれＵｐ２及びＤｏｗｎ２として表示してある。これらの表示記号の脇に、容量Ｃ１及び容量Ｃ２の相対的な大小関係において、容量値が大きい側をＰ、容量値が小さい側をＭとして示してある。
【００６４】
角速度の値は、容量値の差による発振周波数の差である。従って、図２８にＰで示すカウント値からＭで示すカウント値を引いた差が、測定対象の角速度に比例した値となる。しかしながら製造ばらつき等により、発振回路１２１と発振回路１２２とで発振周波数に差が生じた場合、このような単純な減算では、製造ばらつき等による発振周波数の差が、そのまま角速度の誤差となって表われてしまう。そこで計算過程でこの誤差を補正する必要がある。
【００６５】
錘の動きの１周期に着目した場合、コリオリの力の有無に関わらずに、錘は１周期後には必ず元の点に戻る。コリオリの力が存在しない時には、容量の値は錘の動きによって変化していくが、第１方向の運動の期間と第２方向の運動の期間とにおいて、発振パルス数は等しくなる。また一定のコリオリの力が存在する時には、第１方向の運動の期間と第２方向の運動の期間とにおいて、等しい力で方向が逆であるコリオリの力によるパルス数の変化分が、等しい値で符号が逆になるように、コリオリの力が無い時のパルスのカウント数に加算されることになる。
【００６６】
ここでコリオリの力が無い時の発振パルス数をＰＮ、コリオリの力により変化した発振パルス数の変化分をΔＣＰとする。このとき第１方向の運動の期間のパルス数ＰＮと第２方向の運動の期間のパルス数ＰＮとは等しく、第１方向の運動の期間のパルス数の変化分ΔＣＰと第２方向の運動の期間のパルス数の変化分ΔＣＰとは大きさが等しく符号が逆となる。図２８の各期間のパルス数をこのようにして表現すると、
Up1＿M：      ＰＮ１−ΔＣＰ１
Down1＿P：    ＰＮ１＋ΔＣＰ１
Up2＿P：      ＰＮ２＋ΔＣＰ２
Down2＿M：    ＰＮ２−ΔＣＰ２
となる。
【００６７】
但し、式中では、容量値が大きくなる方向を＋、容量値が小さくなる方向を−とした。図２５で示しているような発振回路を使用した場合、容量値が大きくなると、発振周波数が低くなるのでΔＣＰの値自体はマイナス（コリオリの力が無い時より低い周波数）となる。
【００６８】
ここで、錘振動の一周期のうちで容量値が大きい側の期間Up2＿P及びDown１＿Pの総カウント数から容量値が小さい側の期間Up1＿M及びDown2＿Mの総カウント数を減算すると、以下のようになる。
【００６９】
（ＰＮ２＋ΔＣＰ２＋ＰＮ１＋ΔＣＰ１）−（ＰＮ１−ΔＣＰ１＋ＰＮ２−ΔＣＰ２）
＝（ＰＮ１＋ＰＮ２＋ΔＣＰ１＋ΔＣＰ２）−（ＰＮ１＋ＰＮ２−ΔＣＰ１−ΔＣＰ２）
＝２（ΔＣＰ１＋ΔＣＰ２）
即ち、発振回路１２１及び１２２の発振パルス数ＰＮ１及びＰＮ２のそれぞれの値に依存することなく、コリオリの力による発振パルス数の変化分だけを計算により取り出すことが可能となる。従って、製造ばらつき等により発振回路１２１と発振回路１２２とで発振周波数に差が生じた場合であっても、簡単な計算により製造ばらつき等に起因する誤差を取り除くことが可能である。
【００７０】
また記憶回路１２７を設けて基準となる発振周波数を記憶回路１２７に記憶しておき、製造ばらつきや温度・電源電圧の変動等の要因により発振周波数が変化した時に適宜補正をすることにより、これらの要因に起因する誤差を除去してもよい。また、図２１に示す第４の実施例の検出回路のように、錘の運動方向が変わるタイミングでのパルスカウントを停止するよう構成することで、更に精度を上げるようにしてもよい。
【００７１】
図２９は、本発明による検出回路の第７の実施例の構成の一例を示す図である。図２９の検出回路は、センサ駆動振動が不要なセンサ、即ち圧力センサや加速度センサにおいて微小な容量値の差を検出するための回路である。図２９において、図２４と同一の構成要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。
【００７２】
図２９の検出回路は、発振回路１２１及び１２２、カウンタ１２３及び１２４、ＡＬＵ（算術論理演算回路）１２５、制御回路１２６、及び周波数増幅回路１５１及び１５２を含む。また必要に応じて記憶回路１２７を更に含んでもよい。
【００７３】
発振回路１２１及び１２２は、それぞれセンサの容量Ｃ１及びＣ２を含み、これらの容量の容量値に応じた周波数で発振する。発振パルス信号Ａ及びＢは、それぞれ周波数増幅回路１５１及び１５２により周波数が逓倍される。周波数が逓倍されたパルス信号ＡＡ及びＢＢは、それぞれカウンタ１２３及び１２４によりパルス数がカウントされる。以後の動作は図２４の第５の実施例の場合と同様である。
【００７４】
図２４に示す第５の実施例の検出回路においては、センサの容量を組み込んだ発振回路１２１及び１２２が生成する発振信号の周波数変化を検出することにより、容量の変化を検出している。しかしながら容量の変化が少ない場合には、周波数変化が小さくなり、十分な精度が確保できない可能性がある。そこで図２９に示す第７の実施例においては、周波数増幅回路１５１及び１５２を用いて周波数変化を増幅することで、精度よく容量変化を測定できるようにする。
【００７５】
周波数増幅回路１５１及び１５２としては、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を用いればよい。ＰＬＬ回路は、一般に分周回路と、位相比較器と、チャージポンプと、ローパスフィルタと、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）を用いて構成する。ＶＣＯの発振周波数を分周回路により１／Ｎに分周し、分周した信号と基準信号との位相を位相比較器により比較する。位相比較結果によりチャージポンプの出力電圧を調整し、このチャージポンプの出力電圧をローパスフィルタに通した後にＶＣＯに入力する。このようなフィードバック制御により、位相比較器による位相比較結果がゼロとなるようにＶＣＯの発振周波数を調整することで、基準周波数に位相がロックされた発振信号とその逓倍（Ｎ倍）の周波数の信号とを生成することができる。
【００７６】
ＰＬＬ回路を周波数増幅回路１５１及び１５２として用いた場合には、発振回路１２１及び１２２からの発振信号Ａ及びＢを上記基準信号として、この基準信号の周波数の逓倍の周波数の信号を生成して出力信号ＢＢ及びＣＣとすればよい。なおこの際に、発振信号Ａ及びＢの周波数をｆ、容量変化による周波数変化をΔｆとした場合に、ＰＬＬ回路のローパスフィルタのカットオフ周波数は、Δｆ以上でｆ以下に設定する。これにより、容量変化による周波数変化ΔｆをＰＬＬ回路により吸収してしまうことなく、ＰＬＬ出力の逓倍（Ｎ倍）の周波数信号を周波数変化Δｆに応じてＮΔｆだけ変化させることができる。
【００７７】
図３０は、本発明による検出回路の第８の実施例の構成の一例を示す図である。図３０の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図３０において、図２７及び図２９と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。
【００７８】
図３０の検出回路は、発振回路１２１及び１２２、カウンタ１２３及び１２４、ＡＬＵ（算術論理演算回路）１２５、制御回路１２６Ａ、発振器１４１、バッファ１４２、及び周波数増幅回路１５１及び１５２を含む。また必要に応じて記憶回路１２７を更に含んでもよい。図３０に示す第８の実施例の検出回路においても、周波数増幅回路１５１及び１５２を用いることで、カウント対象の発振パルス信号の周波数を逓倍することで、精度の高い容量値差の検出が可能となる。
【００７９】
図３１は、本発明による検出回路の第９の実施例の構成の一例を示す図である。図３１の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図３０において、図２７及び図２９と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。
【００８０】
図３１の検出回路は、発振回路１２１Ａ及び１２２Ａ、カウンタ１２３及び１２４、ＡＬＵ（算術論理演算回路）１２５、制御回路１２６Ａ、発振器１４１Ａ、バッファ１４２、及び周波数増幅回路１５１及び１５２を含む。また必要に応じて記憶回路１２７を更に含んでもよい。図３０の第８の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器１４１と検出用の信号を生成する発振回路１２１及び１２２との間において、特に同期はとられていない。それに対して図３１の第９の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器１４１Ａは、検出用の信号を生成する発振回路１２１Ａ及び１２２Ａと同期がとられている。この構成のようにする必要性について以下に説明する。
【００８１】
発振回路１２１Ａ及び１２２Ａとして、例えば図２５に示すようなリングオシレータを用いた場合、前記実施例で説明したＡＬＵ１２５による計算を実行しても、オフセット・ドリフト成分を十分に除去できない可能性がある。これは、リングオシレータの周波数安定性が低く、温度、電源電圧、ノイズ等の僅かな外乱要因により発振信号にジッタを含んだり、発振周波数が敏感に変動してしまったりするからである。そこで本実施例では、発振回路１２１Ａ及び１２２Ａの発振動作を、発振器１４１Ａの発振信号に同期させるように構成する。この際、完全に固定した同期関係を確立してしまっては、容量Ｃ１及び容量Ｃ２の容量値変動による周波数変化があったときに、その周波数変化を取り出すことができなくなってしまう。そこで、発振回路１２１Ａ及び１２２Ａの発振周波数をｆ＋Δｆ（Δｆは容量変化による周波数変化）とした場合に、周波数ｆについては同期させるが、周波数変化Δｆについては自由な周波数変動を許すような構成とすることが必要である。
【００８２】
図３２は、検出信号を生成する発振回路と駆動信号とを同期させる構成の一例を示す回路図である。図３２の回路は、ＰＬＬ回路であり、分周回路１６１と、位相比較器１６２と、チャージポンプ１６３と、ローパスフィルタ１６４と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）１２１Ａを含む。ＶＣＯ１２１Ａの発振周波数を分周回路１６１により１／Ｎに分周し、分周した信号と基準信号との位相を位相比較器１６２により比較する。ここで基準信号としては、発振器１４１Ａから生成される駆動信号ＤＲＶを用いる。
【００８３】
位相比較結果によりチャージポンプ１６３の出力電圧を調整し、このチャージポンプ１６３の出力電圧をローパスフィルタ１６４に通した後にＶＣＯ１２１Ａに入力する。このようなフィードバック制御により、位相比較器１６２による位相比較結果がゼロとなるようにＶＣＯ１２１Ａの発振周波数を調整することで、駆動信号ＤＲＶに同期した発振信号ｆ＋Δｆを生成することができる。
【００８４】
ここでＶＣＯ１２１Ａはセンサの容量Ｃ１を内蔵するものであり、その発振周波数はｆ＋Δｆ（Δｆは容量変化による周波数変化）である。ＰＬＬ回路のローパスフィルタ１６４のカットオフ周波数は、分周回路１６１による分周を考慮しながら、周波数変化Δｆはローパスフィルタ１６４を通過し、周波数ｆはローパスフィルタ１６４により遮断されるように設定する。これにより、容量変化による周波数変化ΔｆをＰＬＬ回路による同期動作により吸収してしまうことなく、安定した周波数ｆ＋Δｆを生成することができる。
【００８５】
図３３は、図３２のＶＣＯの構成の一例を示す回路図である。図３３のＶＣＯは、制御回路１７１、インバータ１７２乃至１７４、アナログスイッチ１７５、バッファ１７６を含む。インバータ１７２乃至１７４はリングオシレータを構成し、容量Ｃ１に応じた所定の周波数で発振する。発振信号は、バッファ１７６を介して次段に供給される。制御回路１７１は、図３２のローパスフィルタ１６４の出力電圧ＶＴを受け取り、電圧ＶＴに応じてアナログスイッチ１７５のＯＮ抵抗を変化させる。このＯＮ抵抗変化によりリングオシレータ内の発振信号の遅延を制御して、発振周波数を制御する。これにより、容量Ｃ１に応じた周波数で発振しながらも、ＰＬＬ回路の同期制御に応じた安定な発振を実現することができる。
【００８６】
図３４は、図３２のＶＣＯの構成の別の一例を示す回路図である。図３４のＶＣＯは、制御回路１８１、ＯＮ抵抗制御機能つきインバータ１８２乃至１８４、及びバッファ１８５を含む。インバータ１８２乃至１８４はリングオシレータを構成し、容量Ｃ１に応じた所定の周波数で発振する。発振信号は、バッファ１８５を介して次段に供給される。制御回路１８１は、図３２のローパスフィルタ１６４の出力電圧ＶＴを受け取り、電圧ＶＴに応じてインバータ１８２乃至１８４のＯＮ抵抗を変化させる。このＯＮ抵抗変化によりリングオシレータ内の発振信号の遅延を制御して、発振周波数を制御する。これにより、容量Ｃ１に応じた周波数で発振しながらも、ＰＬＬ回路の同期制御に応じた安定な発振を実現することができる。
【００８７】
以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。
【符号の説明】
【００８８】
５０  発振器
５１、５２  バッファ
５３  位相比較器
５４  チャージポンプ
５５  ローパスフィルタ
５６  カウンタ
５７  基準電圧発生回路
５８  スイッチ
５９  サンプルホールド回路
１２１、１２２  発振回路
１２３、１２４  カウンタ
１２５  ＡＬＵ
１２６  制御回路
１２７  記憶回路
【図１】
2010054511.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2010054511.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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