(57)【要約】【課題】電流の零クロス点を検出することなくほぼリアルタイムに高精度の速度情報が得られるモータ速度推定装置とこれを用いた平面モータを実現すること。【解決手段】３相モータ電流を２相電流に変換する３相２相変換部と、この３相２相変換部から変換出力される２相電流に基づき回転座標位相角を演算する位相演算部と、この位相演算部で演算された回転座標位相角を微分して角速度を出力する微分器と、この微分器から出力される角速度を速度に換算する速度換算部と、この速度換算部から換算出力される信号に重畳されたノイズ成分を除去するとともに一定の振幅に制限された速度推定値信号を出力する整形部、とで構成されたモータ速度推定装置とこれを用いたことを特徴とする平面モータである。【選択図】図１
2010161885.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相モータ電流を２相電流に変換する３相２相変換部と、
この３相２相変換部から変換出力される２相電流に基づき回転座標位相角を演算する位相演算部と、
この位相演算部で演算された回転座標位相角を微分して角速度を出力する微分器と、
この微分器から出力される角速度を速度に換算する速度換算部と、
この速度換算部から換算出力される信号に重畳されたノイズ成分を除去するとともに一定の振幅に制限された速度推定値信号を出力する整形部、
とで構成されていることを特徴とするモータ速度推定装置。
【請求項２】
前記請求項１記載のモータ速度推定装置を速度検出手段として用いた発電型ブレーキ装置を備えたことを特徴とする平面モータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ速度推定装置とこれを用いた平面モータに関し、詳しくは、３相モータの速度推定に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
たとえば３相の交流モータによりスライダをプラテン上で２次元方向に移動させることにより位置決め制御する平面位置決め装置では、スライダが空気ベアリングにより浮上した状態で移動制御されるために摩擦が小さい。
【０００３】
したがって、異常時にスライダの速度を低下させて急速に停止操作する場合には、たとえば特許文献１に記載されているように、スライダに設けられた３相モータへの励磁電流遮断後に励磁コイルに発生する逆起電圧に基づく回生電力を利用する発電型ブレーキ装置が使用される。
【０００４】
図８は、従来から用いられている発電型ブレーキ装置の構成例を示す機能ブロック図である。図８において、モータ部１は、励磁コイルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃを有する３相の交流モータで形成され、各相の励磁コイルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃには、モータの回転により、逆起電圧Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃが発生する。
【０００５】
モータドライバ２は、ドライブモードの時に互いに１２０度位相がシフトした励磁電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを各相の励磁コイルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃに供給する。このモータドライバ２は、図示されていないが、励磁電流の周波数を変更してモータの回転速度を制御するインバータなどの制御手段を備えている。
【０００６】
ブロック３は発電型ブレーキ装置であり、２個のスイッチ手段４，５、スイッチ制御手段６、速度検出手段７、電流センサ８、３組のコンデンサＣとこれらコンデンサに並列接続された抵抗Ｒよりなる共振回路負荷を備えている。
【０００７】
スイッチ手段４は、ブレーキ指令Ｗを入力するスイッチ制御手段６からの操作信号Ｍ１で切り換えられる３組の切換えスイッチで構成されている。定常運転状態のドライブモードでは、各相の励磁コイルＬａ，Ｌｂ，ＬｃはＤ接点に接続され、モータドライバからの励磁電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが入力される。
【０００８】
スイッチ手段４は、スイッチ制御手段６からの操作信号Ｍ１を受けるとブレーキモードのＢ接点を選択し、モータ部１への励磁電流を遮断する。遮断した後にモータの回転により各相の励磁コイルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃに発生していた逆起電圧Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃを回生電力とするモータ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは、Ｂ接点よりスイッチ手段５に出力され、このスイッチ手段５を介して負荷に流れてモータを逆回転する方向にブレーキ力を発生させる。
【０００９】
スイッチ手段５は、２種類の負荷を切り換える。モータが高速回転しているときには、図示のＣ接点を選択し、コンデンサＣと抵抗Ｒよりなる共振回路を負荷とするコンデンサモードでブレーキをかける。回転速度が所定値より低下しているときには、操作信号Ｍ２によりＳ接点側に切り換わり、励磁コイルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃを短絡するショートモードでブレーキをかける。
【００１０】
スイッチ制御手段６は、電流センサ８で検出された励磁電流値を速度信号に変換する速度検出手段７の出力を受け、回転速度が所定値より低下したときに操作信号Ｍ２をスイッチ手段５に出力する。
【００１１】
図９はモータ加速時の電流波形例図であり、Ｉｍは単相モータ電流を示し、Ｔｎ（ｎ＝１,２,３，・・・）はモータ電流Ｉｍの半周期を示している。従来の速度検出手段７は、このような電流Ｉｍの零クロス点を検出して電流Ｉｍの周期を求め、速度の推定を行っていた。
具体的には以下のような数式を用いて推定を行っていた。
電流の周波数ｆ＝１／（２・Ｔｎ）
スライダ速度Ｖｅｌ＝ｆ・Ｐｉｔｃｈ（Ｐｉｔｃｈ＝４ｍｍ）
なお、Ｐｉｔｃｈはスライダに設けられている磁極の歯の間隔である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００７−３３００４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかし、モータ電流の零クロス点を検出する方法は、スライダが加速や減速または低速状態などにある場合は、一般的に電流波形が歪むので、正確に零クロス点を検出することは困難である。
【００１４】
また、零クロス点を検出して速度推定を行うので、速度情報を把握するためには、零クロス点を検出するまでつまり転流が切り替わるまで待たなければならない。
【００１５】
そして、得られる速度情報は、時間軸に沿ってステップ状に変化する値になるので零クロス点間における速度変化は無視することになり、リアルタイムな値を得ることはできない。
【００１６】
さらに、スライダの直近に配置されるブレーキ装置は、速度情報を自分自身で取得しなければならず、上位のＣＰＵなどから速度情報を得ることは困難である。
【００１７】
本発明は、これらの問題を解決するものであり、その目的は、電流の零クロス点を検出することなくほぼリアルタイムに高精度の速度情報が得られるモータ速度推定装置とこれを用いた平面モータを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
３相モータ電流を２相電流に変換する３相２相変換部と、
この３相２相変換部から変換出力される２相電流に基づき回転座標位相角を演算する位相演算部と、
この位相演算部で演算された回転座標位相角を微分して角速度を出力する微分器と、
この微分器から出力される角速度を速度に換算する速度換算部と、
この速度換算部から換算出力される信号に重畳されたノイズ成分を除去するとともに一定の振幅に制限された速度推定値信号を出力する整形部、
とで構成されていることを特徴とするモータ速度推定装置である。
【００１９】
請求項２記載の発明は、前記請求項１記載のモータ速度推定装置を速度検出手段として用いた発電型ブレーキ装置を備えたことを特徴とする平面モータである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ほぼリアルタイムで正確な速度推定値を得ることができモータ速度推定装置が実現でき、このモータ速度推定装置を用いることにより高精度の速度制御が行える平面モータが実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】３相２相変換の概念図である。
【図３】本発明に基づくモータ速度推定装置を組み込んだ平面モータ（スキャナステージ）で測定した速度の実際値と推定値の比較例図である。
【図４】本発明の他の適用例を示す回路図である。
【図５】図４の発電型ブレーキ装置を備えたスライダにおけるブレーキ操作後の移動イメージ図である。
【図６】本発明の他の適用例を示す回路図である。
【図７】本発明の他の適用例を示す機能ブロック図である。
【図８】従来から用いられている発電型ブレーキ装置の構成例を示す機能ブロック図である。
【図９】モータ加速時の電流波形例図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明について、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示すブロック図であり、図８の速度検出手段７に適用する例を示している。図１において、３相２相変換部７１は、３相モータ電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗを、α軸とβ軸の２相電流Iα，Iβに変換する。
【００２３】
位相演算部７２は、３相２相変換部７１から変換出力される２相電流Iα，Iβに基づいて、回転座標位相角θを演算する。
【００２４】
微分器７３は、位相演算部７２で演算された回転座標位相角θを微分して角速度ｄθ/ｄｔを出力する。
【００２５】
速度換算部７４は、微分器７３から出力される角速度ｄθ/ｄｔを、スライダの速度Ｖｅｌに換算する。
【００２６】
整形部７５は、フィルタおよびリミッタで構成されるものであり、速度換算部７４から換算出力される信号に重畳されたノイズ成分がフィルタで除去されるとともにリミッタで一定の振幅に制限された速度推定値信号を出力する。
【００２７】
図２は、３相２相変換部７１における３相２相変換の概念図である。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相よりなる３相のモータ電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗは、式（１），（２）により表されるα軸とβ軸の２相電流Iα，Iβに変換される。
【００２８】
2010161885.tif 000003
【００２９】
そして、これら２相電流Iα，Iβは、式（３）により表される回転磁界（回転座標）Iαβに変換される。
【００３０】
2010161885.tif 000004
【００３１】
すなわち、図１に示す速度検出手段７は、３相のモータ電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗを２相の電流Iα，Iβに変換して回転磁界（回転座標）Iαβを導出し、回転磁界の角速度ｄθ/ｄｔからスライダの速度推定値Ｖｅｌ’を求める。
【００３２】
ここで、平面モータ（スキャナステージ）は原理的にはステッピングパルスモータであり、同期電動機に分類されるモータであると考えられる。したがって、スライダは電源周波数つまり回転磁界Iαβに同期して加減速動作を行うので、３相のモータ電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗに基づいて速度Ｖｅｌ’を推定できることになる。
【００３３】
また、３相のモータ電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗにより求められるモータの起磁力と３相２相変換後のα軸，β軸の２相電流Iα，Iβ電流より求められる起磁力は一致する。よって、３相２相変換によりモータ内に発生する回転磁界Iαβは推定可能である。
【００３４】
図１に示す速度検出手段７を図８の速度検出手段７として適用することにより、電流の零クロス点を検出しなくてもよいので、ほぼリアルタイムに正確な速度情報をブレーキ装置自身が入手できるようになり、ブレーキ装置の制御性の向上が期待できる。
【００３５】
図３は、平面モータ（スキャナステージ）に本発明に基づく速度検出手段７を組み込んで測定した速度の実際値と推定値の比較図であり、実際値と推定値ほぼ一致している。ここで、推定値の両端部分Ａ，Ｂはスキャナステージが停止していて実際値の速度が０になることから大きなノイズ成分が現われていて、実際値の速度が一定速度領域から減速領域に切り換わる変化点Ｃにも大きなノイズ成分が現われているが、これらのノイズ成分は整形部７５で除去できるものであり、ほぼリアルタイムで実際値の速度と同等の速度推定値を得ることができる。
【００３６】
図４は、本発明の他の適用例を示す回路図であり、図８で説明した装置と同一要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００３７】
図４の回路は、モータの速度に応じて等価共振回路の共振周波数をシフトさせる機能を持つコンバータ手段を介して負荷に回生電力を供給する発電型ブレーキ装置の構成例であり、ＰＷＭコンバータによる等価ＣＲ回路を発電型ブレーキ装置の等価共振回路として使用している。
【００３８】
等価共振回路は、等価的なコンデンサＣと抵抗Ｒの直列回路で表される。このＣＲ回路の時定数を変更することで、その共振周波数を、モータの回転速度に対応するモータ電流の周波数に合わせることがでる。
【００３９】
この共振周波数制御により、モータ電流回路の等価リアクタンス成分をゼロとし、逆起電圧とモータ電流の位相差をゼロとすることができる。これにより、モータ電流は常に最大電流を維持し、ブレーキ力を最適に制御することが可能となる。
【００４０】
等価共振回路を形成するコンバータ手段１１には、スイッチ手段４を介してモータ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃが入力される。モータ電流ｉａ及びｉｂは、電流センサ１２及び１３により電流値が検出される。
【００４１】
積分手段１４ａおよび１４ｂにはこれら電流センサで検出されたモータ電流ｉａ，ｉｂの検出値が入力され、不完全積分演算を実行する。
【００４２】
コンバータ手段１１の電源電圧をＶｃで示す。この電源電圧Ｖｃは、モータから発生する回生電力から得られる。電圧制御手段１５は、この電源電圧Ｖｃを、モータの回転速度に関連して最適な共振特性が得られる電圧となるように制御する。
【００４３】
速度検出手段１６としては、本発明に基づく速度推定装置を用いる。電流センサ１２で検出されたモータ電流ｉａの検出値を入力してモータの回転速度示す速度信号Ｖｓを算出し、これを電圧制御手段１５の設定値として出力する。
【００４４】
電圧制御手段１５は、電源電圧Ｖｃを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧Ｖｉを測定値として入力し、設定値Ｖｓとの偏差に基づいてスイッチング素子Ｑ０をオンオフ制御して電源電圧Ｖｃから抵抗Ｒ３に流れる電流値を操作し、ＶｃがＶｓに追従するように制御する。
【００４５】
コンバータ手段１１は、６個のＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６および転流補助コンデンサＣ１よりなる。モータ電流ｉａをスイッチングする直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＰＷＭ制御手段１７ａで駆動されるゲートドライブ回路１８ａにより開閉制御される。
【００４６】
モータ電流ｉｂをスイッチングする直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、ＰＷＭ制御手段１７ｂで駆動されるゲートドライブ回路１８ｂにより開閉制御される。モータ電流ｉｃをスイッチングする直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、ＰＷＭ制御手段１７ｃで駆動されるゲートドライブ回路１８ｃにより開閉制御される。
【００４７】
モータ電流ｉａの検出値を入力する積分手段１４ａの不完全積分演算出力は、ＰＷＭ制御手段１７ａに入力される。モータ電流ｉｂの検出値を入力する積分手段１４ｂの不完全積分演算出力は、ＰＷＭ制御手段１７ｂに入力される。加算手段１９は、積分手段１４ａの不完全積分演算出力と積分手段１４ｂの不完全積分演算出力とを加算して、加算値をＰＷＭ制御手段１７ｃに入力する。
【００４８】
太線で示すブロック１００は、停止制御手段である。この停止制御手段１００は、モータの指定された励磁コイルに定電流を供給するための直流電源１０１とスイッチングダイオード１０２を有し、直流電源１０１がスイッチングダイオード１０２を介してＰＷＭコンバータの電源電圧Ｖｃに並列接続されている。
【００４９】
直流電源１０１の電圧Ｖ０は、ＰＷＭコンバータの電源電圧Ｖｃよりも低い電圧値となっていて、モータの速度が速い期間ではＶ０＜Ｖｃとなり、スイッチングダイオード１０２はオフである。
【００５０】
モータの速度が所定速度以下となり、電源電圧Ｖｃが低下し、Ｖ０＞Ｖｃとなるとスイッチングダイオード１０２はオンとなり、直流電源１０１がＰＷＭコンバータの電源電圧Ｖ０として接続される。
【００５１】
さらに、停止制御手段１００は、定電流制御手段１０３を備えている。この定電流制御手段１０３は、速度検出手段１６から入力される検出値Ｖｓを監視し、モータの速度が所定速度以下では定電流モードとなり、モータの指定された励磁コイルに供給される直流電流が一定となるようにゲートドライブ回路１８ａ〜１８ｃを介してコンバータ手段１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する。
【００５２】
定電流制御の一例を示せば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をスイッチング制御の対象とし、他のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ６を強制的にオフとする。直流電源１０１からの電流Ｉ０は、スイッチング素子Ｑ１から指定された励磁コイルＬａ，Ｌｂを流れ、スイッチング素子Ｑ４を経て直流電源１０１に帰る経路を流れる。
【００５３】
定電流制御手段１０３は、直流電流Ｉ０が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンオフ比を制御する。
【００５４】
定電流モードでモータの励磁コイルに定電流を供給することにより、スライダの歯とプラテンの歯との磁性回路による拘束力でスライダを急速停止させる。急速停止により、ブレーキ距離を短縮できるとともに姿勢を維持することができ、従来装置で発生していた回転を防止できる。
【００５５】
図５は、図４の発電型ブレーキ装置を備えたスライダにおけるブレーキ操作後の移動イメージ図である。時刻ｔ０の異常発生で、モータへのドライバ出力をオフとし、発電ブレーキモードとする。
【００５６】
発電ブレーキモードでは、モータの運動エネルギーが回生され、抵抗などの負荷による熱エネルギーに消費し、スライダの速度を低下させる。時刻ｔ１でモータが所定の速度以下になると、発電ブレーキモードから定電流モードに切り換えられる。
【００５７】
これにより、モータの励磁コイルに定電流が流れ、プラテンの歯との磁性回路による拘束力でスライダは時刻ｔ１で急速停止する。この時、スライダの歯とプラテンの歯とは、相対的に回転することなく姿勢を維持して対峙する。
【００５８】
図６も本発明の他の適用例を示す回路図であり、エネルギー蓄積型のブレーキ装置の構成を示している。
【００５９】
コンバータ手段１１を経由した回生電力は、スイッチングダイオード１０４を介して蓄電池１０５に蓄積される。
【００６０】
この蓄電池１０５にはＤＣ／ＤＣコンバータ１０６が接続され、このＤＣ／ＤＣコンバータ１０６の出力電圧Ｖ０が定電流モードにおける直流電源およびコンバータ手段１１の電源電圧を供給する。
【００６１】
このような構成によれば、定電流モードにおける直流電源を外部から接続する必要がないので装置全体のコストダウンおよび発熱する抵抗負荷がないので、温度上昇を抑える効果が期待できる。
【００６２】
さらに、定電流制御手段１０３からの操作信号Ｖｆにより、発電ブレーキモードおよび定電流モードに応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１０６の出力電圧Ｖ０を制御することで、ブレーキ制動特性、スライダの姿勢制御特性を改善できる。
【００６３】
図７も本発明の他の適用例を示す機能ブロック図であり、図８に示したコンデンサモードおよびショートモードによる発電型ブレーキ装置に、ショートモードに代えて直流電源１０１による定電流モードを導入したものである。
【００６４】
スイッチ手段５が、スイッチ制御手段６の操作信号Ｍ２でコンデンサモード（Ｃ接点）から定電流モード（Ｊ接点）に切り換えられると、直流電源１０１からの電流Ｉ０は、次のように流れる。開閉スイッチ２０が閉になると、電流Ｉ０は、励磁コイルＬａを流れた後、励磁コイルＬｂおよびＬｃに流れる。開閉スイッチ２０が開になると、電流Ｉ０は、励磁コイルＬａを流れた後、励磁コイルＬｂに流れる。開閉スイッチ２０は、電流Ｉ０が流れるコイル相を切り替えるために設けられている。
【００６５】
図７の構成によれば、定電流制御手段を持たないので定電流特性は若干悪くなるが、構造がシンプルなため、低コスト化が図れる。
【００６６】
なお、上記実施例では、本発明のモータ速度推定装置を平面モータ（スキャナステージ）のブレーキ装置を構成する速度検出手段として組み込む例を示したが、これに限るものではなく、各種の３相モータの速度推定装置としても有効である。
【符号の説明】
【００６７】
７１  ３相２相変換部
７２  位相演算部
７３  微分器
７４  速度換算部
７５  整形部
【図１】
2010161885.tif 000005
【図２】
2010161885.tif 000006
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2010161885.tif 000012
【図９】
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