(57)【要約】      （修正有）【課題】過飽和コアおよび出力側のチョークコイルを必要としない絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】２次側に直列接続された２つの巻き線Ｌ６、Ｌ７を有するトランス４１を用い、スイッチング素子５１でトランス４１の１次側巻き線Ｌ５に周期的に励磁電流を流し、スイッチング素子５１がオフするときにコンデンサ５５を充電して、スイッチング素子５１とは相補的に動作するスイッチング素子５２でコンデンサ５５を放電して、放電電流をトランスの１次側巻き線Ｌ５に流す。また、トランスの２次側巻き線Ｌ６、Ｌ７に誘起した電流をダイオード４３、４４で整流して、コンデンサ４５で平滑する。一般的なフェライトコアを使用でき、かつフライバック電圧を突き合わせた回路のために、出力段の平滑部にチョークコイルが不要になる。【選択図】図１
2010187483.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側巻き線、および直列接続された２つの２次側巻き線を有するトランスと、
相補的にオンオフする第１、第２のスイッチング素子と、これらのスイッチング素子の間に接続されたコンデンサを具備し、前記トランスの１次側巻き線に励磁電流を流す励磁電流駆動部と、
前記トランスの２次側巻き線の一方にその一端が接続される第１のダイオードと、
前記トランスの２次側巻き線の他方にその一端が接続され、他端が前記第１のダイオードの他端に接続される第２のダイオードと、
前記第１、第２のダイオードの接続点にその一端が接続され、これらのダイオードの出力電圧を平滑する第１のコンデンサと、
を具備したことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記励磁電流駆動部は、
前記トランスの１次巻き線に周期的に励磁電流を流す第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第３のダイオードと、
前記第１のスイッチング素子にその一端が接続される第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの他端にその一端が接続され、前記第１のスイッチング素子と相補的に動作する第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子に並列に接続される第４のダイオードと、
で構成されることを特徴とする請求項１記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第３、第４のダイオードのいずれか、または両方として、並列に接続されているスイッチング素子の寄生ダイオードを用いたことを特徴とする請求項２記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
パルス幅を可変できる信号を出力するＰＷＭ制御部を具備し、このＰＷＭ制御部の出力信号によって前記第１、第２のスイッチング素子を駆動するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３いずれかに記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記ＰＷＭ制御部は、前記トランスの１次側に印加される電圧によって出力信号のパルス幅を変化させるようにしたことを特徴とする請求項４記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第１のコンデンサの電圧および基準電圧が入力され、これら入力された電圧の差電圧に関連する信号を出力するエラーアンプと、
このエラーアンプの出力信号を電気的に絶縁して前記ＰＷＭ制御部に出力する信号絶縁部と、
を具備したことを特徴とする請求項４若しくは請求項５記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、構成が簡単かつ製作が容易な絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にプロセス制御システムのフィールド機器制御等に用いられる、出力電力が小さい電源に用いて好適な絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４に、小出力電源で一般的に用いられているロイヤー発振方式ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。図４において、入力電圧Ｖｉｎが入力されると、この電圧Ｖｉｎは抵抗１０、トランス１１の巻き線Ｌ１、Ｌ２を介してトランジスタ１２、１３のベースに印加される。このため、トランジスタ１２と１３のどちらかがオンになる。
【０００３】
トランジスタ１２または１３がオンになると、トランス１１の巻き線Ｌ３に電流が流れる。このため、オンになったトランジスタのベース電流が増加し、巻き線Ｌ３に更に多くの電流が流れる。
【０００４】
トランス１１には、過飽和角形のヒステリシス特性を有するコアが使用される。このため、巻き線Ｌ３に流れる電流がある値を越えるとコアが飽和し、オンになっているトランジスタのベース電流は急激に減少して、オフになる。
【０００５】
トランジスタがオフになると巻き線Ｌ３に流れる電流が０になり、トランス１１のコアは飽和状態から不飽和状態に移行する。このため、励磁電流を継続するように逆起電力が発生し、オフであった側のトランジスタのベース電流が増加して、このトランジスタがオンになる。このため、巻き線Ｌ３には逆方向に電流が流れる。このように、トランジスタ１２と１３は、外部から信号を与えなくても交互にデューティ５０％でオン・オフを繰り返す。
【０００６】
巻き線Ｌ３に電流が流れると、巻き線Ｌ４に電流が誘導される。この電流はダイオード１４、１５で整流され、コンデンサ１６、１７で平滑されて出力される。このようにして、入力電圧Ｖｉｎとは絶縁された、±Ｖｏｕｔの直流出力が得られる。
【０００７】
この方式によるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、トランス１１の１次巻き線Ｌ３と２次巻き線Ｌ４の巻き数比で決まる。例えば、入力電圧と出力電圧を同じ値にするためには、１次巻き線Ｌ３と２次巻き線Ｌ４の巻き数を同じとする。入力電圧の変動がそのまま出力電圧に表れるので、出力電圧の精度が必要でなく、かつ絶縁された出力電圧が必要な場合に用いられる。
【０００８】
図５に、アクティブクランプＰＷＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。図５において、ＰＷＭ制御部２０の出力信号によって、スイッチング素子２１と２２は交互にオンにされる。
【０００９】
スイッチング素子２２がオンになると、電流がトランス２４の１次側巻き線を流れる。このため、トランス２４の２次側巻き線に電流が誘起される。この電流はダイオード２５で整流され、チョークコイル２７とコンデンサ２８で構成された平滑回路で平滑されて出力Ｖｏｕｔが出力される。
【００１０】
コンデンサ２３は、スイッチング素子２２がオフになるときに励磁電流で充電される。スイッチング素子２２がオフ、２１がオンになると、コンデンサ２３に充電された電荷はトランス２４の１次側巻き線を逆方向に流れて放電される。このため、トランス２４の２次側巻き線には逆方向の電流が誘起される。この電流はダイオード２６で整流され、チョークコイル２７とコンデンサ２８で平滑されて出力Ｖｏｕｔが出力される。
【００１１】
出力電圧Ｖｏｕｔはエラーアンプ２９に入力される。エラーアンプ２９は入力された出力電圧と基準電圧３０を比較する。エラーアンプ２９の出力はフォトカプラ３１を経由してＰＷＭ制御部２０に入力される。ＰＷＭ制御部２０は入力されたエラーアンプ２９の出力に基づいて出力パルス幅を制御し、出力電圧Ｖｏｕｔが一定になるように制御する。
【特許文献１】特開２００７−２９５７０９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、このようなＤＣ−ＤＣコンバータには、次のような課題があった。図４のＤＣ−ＤＣコンバータで用いるトランス１１は、過飽和の角形ヒステリシス特性を有するコアを使用しなければならない。しかし、このような特性を有するコアはキュリー点が１４０℃程度と低いので、周囲温度が高い環境では使用できないという課題があった。
【００１３】
また、このような特性を有するコアとしてトロイダルコアがあるが、バイファイラ巻きをしなければならないので、自動で巻くことができないという課題もあった。
【００１４】
また、この方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの比はトランス１１の１次側巻き線と２次側巻き線の巻き数比で決まるので、入力電圧変動がそのまま出力電圧変動になる。また、負荷変動による安定度は、トランス１１の出力インピーダンスによって決まる。このため、出力電圧の安定度が要求される用途には使用できないという課題もあった。
【００１５】
図５のＤＣ−ＤＣコンバータは過飽和コアを必要とはしないが、出力側にチョークコイル２７が必要になるので、形状が大きくなり、かつ高価になってしまうという課題があった。
【００１６】
従って本発明の目的は、過飽和コアおよび出力側のチョークコイルを必要としない絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
このような課題を解決するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
１次側巻き線Ｌ５、および直列接続された２つの２次側巻き線Ｌ６、Ｌ７を有するトランス４１と、
相補的にオンオフする第１、第２のスイッチング素子５１、５２と、これらのスイッチング素子の間に接続されたコンデンサ５５を具備し、前記トランス４１の１次側巻き線Ｌ５に励磁電流を流す励磁電流駆動部５０と、
前記トランスの２次側巻き線の一方Ｌ６にその一端が接続される第１のダイオード４３と、
前記トランスの２次側巻き線の他方Ｌ７にその一端が接続され、他端が前記第１のダイオード４３の他端に接続される第２のダイオード４４と、
前記第１、第２のダイオード４３、４４の接続点にその一端が接続され、前記第１、第２のダイオードの出力電圧を平滑する第１のコンデンサ４５と、
を具備したものである。過飽和コアを用いず、かつ出力段にチョークコイルを必要としない。
【００１８】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
前記励磁電流駆動部５０を、
前記トランスの１次巻き線Ｌ５に周期的に励磁電流を流す第１のスイッチング素子５１と、
前記第１のスイッチング素子５１に並列に接続された第３のダイオード５３と、
前記第１のスイッチング素子５１にその一端が接続される第２のコンデンサ５５と、
前記第２のコンデンサ５５の他端にその一端が接続され、前記第１のスイッチング素子５１と相補的に動作する第２のスイッチング素子５２と、
前記第２のスイッチング素子５２に並列に接続される第４のダイオード５４と、
で構成したものである。構成が簡単になる。
【００１９】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、
前記第３、第４のダイオード５３、５４のいずれか、または両方として、並列に接続されているスイッチング素子５１、５２の寄生ダイオードを用いたものである。部品点数が少なくなるので、構成が簡単になる。
【００２０】
請求項４記載の発明は、請求項１乃至請求項３いずれかに記載の発明において、
パルス幅を可変できる信号を出力するＰＷＭ制御部４７を具備し、このＰＷＭ制御部４７の出力信号によって前記第１、第２のスイッチング素子５１、５２を駆動するようにしたものである。パルス幅を変えることにより、出力電圧を可変できる。
【００２１】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、
前記ＰＷＭ制御部４７は、前記トランス４１の１次側に印加される電圧によって出力信号のパルス幅を変化させるようにしたものである。入力電圧変動に対する出力電圧変動を小さくすることができる。
【００２２】
請求項６記載の発明は、請求項４若しくは請求項５記載の発明において、
前記第１のコンデンサ４５の電圧および基準電圧が入力され、これら入力された電圧の差電圧に関連する信号を出力するエラーアンプ７０と、
このエラーアンプ７０の出力信号を電気的に絶縁して前記ＰＷＭ制御部４７に出力する信号絶縁部７２と、
を具備したものである。負荷変動に対する出力電圧変動を小さくすることができる。
【発明の効果】
【００２３】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
請求項１，２、３、４、５および６の発明によれば、２次側に直列接続された２つの巻き線Ｌ６、Ｌ７を有するトランス４１を用い、相補的に動作する第１のスイッチング素子５１、第２のスイッチング素子５２、およびこれらのスイッチング素子の間に接続された第２のコンデンサ５５を具備した励磁電流駆動部５０で前記トランス４１の１次側巻き線Ｌ５に周期的に励磁電流を流し、トランス４１の２次側巻き線Ｌ６、Ｌ７に誘起した電流を第１、第２のダイオード４３、４４で整流して、第１のコンデンサ４５で平滑するようにした。
【００２４】
キュリー点が２３０℃以上の一般のフェライトコアを使用できるので、高温環境下でも使用することができ、かつ高温時の信頼性を高めることができるという効果がある。また、特殊な巻き方をしなくてもよいので、トランスの製作を自動化することができるという効果もある。
【００２５】
また、２次側巻き線を２つ用いたので、トランスの１次側巻き線Ｌ５に励磁電流を流すフォワード動作時、第１のコンデンサ４５を放電するフライバック動作時共にほぼ同じ電圧を出力するので、出力段に平滑用チョークコイルが不要になり、コンデンサ４５だけで平滑回路を構成することができるという効果もある。
【００２６】
また、トランス４１の設計を最適化することにより、１ＭＨｚ以上の高周波で動作させることができるので、小型化が可能になるという効果もある。
【００２７】
さらに、入力電圧、あるいは出力電圧によって第１のスイッチング素子５１のオンデューティ比を制御することにより、入力電圧変動あるいは負荷変動があっても安定した電圧を出力することができるという効果もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下本発明を図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施例１を示す構成図である。
【実施例１】
【００２９】
図１において、４０ａ、４０ｂは入力端子であり、図示しない電源から入力電圧Ｖｉｎが印加される。４１はトランスであり、１次巻き線Ｌ５と、２次巻き線Ｌ６とこのＬ６に直列接続された２次側巻き線Ｌ７が１つのコアに巻かれている。巻き線Ｌ５の一端は入力端子４０ａに接続される。４２はトランス４１の励磁インダクタンスを表している。
【００３０】
５０は励磁電流駆動部であり、スイッチング素子５１、５２、スイッチング素子５１に並列接続されたダイオード５３、スイッチング素子５２に並列接続されたダイオード５４、およびスイッチング素子５１と５２の間に接続されたコンデンサ５５で構成される。スイッチング素子５１、５２はそれぞれ第１、第２のスイッチング素子に相当し、ダイオード５３、５４はそれぞれ第３、第４のダイオードに相当する。また、コンデンサ５５は第２のコンデンサに相当する。
【００３１】
スイッチング素子５１、５２は相補的にオンオフするスイッチング素子であり、トランジスタ等が用いられる。これらスイッチング素子５１、５２の一端は入力端子４０ｂに接続される。
【００３２】
スイッチング素子５１の他端はトランス４１の１次巻き線Ｌ５の他端（入力端子４０ａが接続されていない側）に接続される。ダイオード５３は、そのカソード側がトランス４１側になるように、スイッチング素子５１と並列に接続される。
【００３３】
ダイオード５４は、そのカソードが入力端子４０ｂ側になるように、スイッチング素子５２と並列に接続される。コンデンサ５５の両端は、それぞれスイッチング素子５１、５２の、入力端子４０ｂが接続されていない側に接続される。
【００３４】
４７はＰＷＭ制御部であり、所定のパルス信号Ｐ１を出力する。ＰＷＭ制御部４７の出力はスイッチング素子５１の制御端子Ｇに接続される。４８はインバータであり、ＰＷＭ制御部４７の出力信号が入力される。インバータ４８は入力された信号を反転した＿Ｐ１信号を生成し、スイッチング素子５２の制御端子Ｇに出力する。
【００３５】
４３、４４はダイオードであり、それぞれ第１、第２のダイオードに相当する。ダイオード４３のアノードは２次側巻き線Ｌ６の一端に接続され、ダイオード４４のアノードは２次側巻き線Ｌ７の一端に接続される。４５は第１のコンデンサに相当するコンデンサであり、その一端はダイオード４３、４４のカソードに接続され、他端は２次巻き線Ｌ６とＬ７の接続点に接続される。４６ａ、４６ｂは出力端子であり、それぞれコンデンサ４５の両端に接続される。この出力端子４６ａ、４６ｂから出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００３６】
次に、この実施例１の動作を説明する。スイッチング素子５１、５２の制御端子Ｇには互いに反転されたパルス信号Ｐ１、＿Ｐ１が入力されるので、これらのスイッチング素子は相補的にオン、オフする。すなわち、スイッチング素子５１がオンのときはスイッチング素子５２がオフになり、スイッチング素子５１がオフのときはスイッチング素子５２がオンになる。
【００３７】
なお、スイッチング素子５１、５２のオンオフが切り替わるときに、両方のスイッチング素子がオフになる短いデッドタイムを設けることもある。この場合でも、このデッドタイムを除くと、スイッチング素子５１、５２は相補的にオンオフすることに変わりはない。
【００３８】
スイッチング素子５１がオンになると、１次側巻き線Ｌ５に励磁電流が流れる。このため、２次側巻き線Ｌ６に電流が誘起される（フォワード動作）。この誘起された電流はダイオード４３で整流され、コンデンサ４５を充電する。出力端子４６ａ、４６ｂに出力電圧Ｖｏｕｔが現れる。
【００３９】
スイッチング素子５１がオフになると、巻き線Ｌ５に流れる励磁電流がリセットされ、コンデンサ５５が充電される。スイッチング素子５２がオンになると、コンデンサ５５に充電された電荷はスイッチング素子５２、ダイオード５３を経由して１次側巻き線Ｌ５を流れて放電される（フライバック動作）。
【００４０】
このとき、２次側巻き線Ｌ７に電流が誘起される。この電流はダイオード４４で整流され、コンデンサ４５を充電する。このため、出力端子４６ａ、４６ｂに出力電圧Ｖｏｕｔが現れる。
【００４１】
なお、ダイオード５３は、コンデンサ４７に充電された電荷の放電経路となると共に、逆電圧が印加されたときに電流が流れないようにするために挿入される。また、ダイオード５４は、スイッチング素子５１と５２の両方がオフになったときに、リセットするために挿入される。
【００４２】
巻き線Ｌ５、Ｌ６、Ｌ７の巻き数をそれぞれＮ５、Ｎ６、Ｎ７、巻き線Ｌ６、Ｌ７に誘起される電圧をＶＬ６、ＶＬ７とし、スイッチング素子５１がオンになる時間をＤｏｎ、オフになる時間Ｄｏｆｆとすると、下記（１）、（２）式の関係が成立する。なお、入力端子４０ａ、４０ｂに印加される入力電圧をＶｉｎとする。
ＶＬ６＝Ｖｉｎ×（Ｎ６／Ｎ５）  ・・・・・・・・・・・・  （１）
ＶＬ７＝Ｖｉｎ×（Ｎ７／Ｎ５）Ｄｏｎ／Ｄｏｆｆ  ・・・・  （２）
【００４３】
出力電圧Ｖｏｕｔのリップルを少なくするためには、ＶＬ６＝ＶＬ７とすればよい。従って、下記（３）式が成立するようにスイッチング素子５１を制御すると、質の高い出力電圧を得ることができる。
Ｎ６／Ｎ７＝Ｄｏｎ／Ｄｏｆｆ＝Ｄｏｎ／（１−Ｄｏｎ）  ・・・  （３）
すなわち、Ｄｏｎ＝Ｎ６／（Ｎ７−Ｎ６）になるように、スイッチング素子５１を制御すればよい。
【００４４】
実施例１では、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの比は、トランス４１の１次側巻き線と２次側巻き線の巻き数比に比例する。このため、入力電圧Ｖｉｎの変動がそのまま出力電圧Ｖｏｕｔに現れる。しかし、スイッチング素子５１のオン時間のデューディ比を制御することにより、入力電圧Ｖｉｎの変動を抑えて出力電圧Ｖｏｕｔを安定化することができる。
【００４５】
前記（２）式からわかるように、ＶＬ７はスイッチング素子５１のオン時間のデューティ比に比例する。従って、入力電圧Ｖｉｎが低いときはスイッチング素子５１の制御端子に印加するパルス信号のパルス幅を広げてＤｏｎ／Ｄｏｆｆを大きくし、入力電圧Ｖｉｎが高いときはＤｏｎ／Ｄｏｆｆを小さくすることにより、入力電圧Ｖｉｎの変動を抑えて出力電圧Ｖｏｕｔを安定化することができる。このデューティ比の変更はＰＷＭ制御部４７で行う。
【００４６】
図２は、実施例１の出力電圧を模式的に描いたものである。なお、Ｐ１、＿Ｐ１はそれぞれＰＷＭ制御部４７、インバータ４８の出力信号であり、いずれも５Ｖの振幅を有している。また、点線６０、一点鎖線６１、実線６２はそれぞれ２次側巻き線Ｌ６、２次側巻き線Ｌ７、出力端子４６ａ、４６ｂから出力されるの出力電圧Ｖｏｕｔの変化を表している。
【００４７】
時刻ｔ１以前ではＰ１が５Ｖ、＿Ｐ１が０Ｖであり、スイッチング素子５１はオン、５２はオフになっている。１次側巻き線Ｌ５には励磁電流が流れるので、２次側巻き線Ｌ６の出力電圧は２３．８Ｖ、２次側巻き線Ｌ７の出力電圧はマイナスになる。２次側巻き線Ｌ７の出力電圧はダイオード４４で阻止され、２次側巻き線Ｌ６の出力電圧のみが出力される。
【００４８】
時刻ｔ１でＰ１、＿Ｐ１が反転する。２次側巻き線Ｌ７の出力電圧は２４．８Ｖ、２次側巻き線Ｌ６の出力電圧はマイナスになる。２次側巻き線Ｌ６の出力電圧はダイオード４３で阻止され、２次側巻き線Ｌ７の出力がのみ出力される。
【００４９】
ダイオード４３、４４の出力電圧はコンデンサ４５で平均化され、出力端子４６ａ、４６ｂの出力電圧から出力される。図２からわかるように、巻き線Ｌ６とＬ７の出力電圧は交互に、ほぼ隙間なく出力されるので、チョークコイルがなくてもＶｏｕｔは、実線６２のようにリップルのない安定した値（２４．４Ｖ）になる。
【００５０】
また、過飽和角形ヒステリシス特性を有するコアを使用する必要がないので、キュリー点が２３０℃以上の一般的なフェライトコアを使用できる。このため、周囲温度が高温でも使用でき、かつ高温での信頼性を高めることができる。また、特殊な巻き方をする必要がないので、トランスの製作を自動化することができる。
【００５１】
また、フォワード動作時、フライバック動作時共にほぼ同じ電圧を出力するので、フォワード電圧とフライバック電圧を突き合わせる構成を取ることができる。このため、出力段に平滑用のチョークコイルが不要になり、コンデンサだけで平滑回路を構成できる。
【００５２】
また、安定な電圧を入力すると安定した出力電圧を得ることができるので、電圧安定化回路が不要になる。このため、構成を簡単にすることができる。さらに、トランス４１を適正に設計することにより、１ＭＨｚ以上の高周波で動作させることができる。
【００５３】
なお、実施例１ではトランス４１の２次側巻き線として直列接続された巻き線Ｌ６、Ｌ７を使用したが、中間タップを有する１つの巻き線を用いてもよい。この場合でも、中間タップを挟んで２つの巻き線が直列接続された構成と同等になる。
【００５４】
図３は本発明の実施例２の構成図である。なお、図１と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。図３において、７０はエラーアンプであり、その反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、非反転入力端子には基準電源７１が出力する基準電圧が入力される。エラーアンプ７０は入力された２つの電圧信号の差に関連する信号を出力する。
【実施例２】
【００５５】
７２はフォトカプラである。エラーアンプ７０の出力信号はフォトカプラ７２によって絶縁され、ＰＷＭ制御部４７に出力される。
【００５６】
前述したように、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング素子５１のオンオフデューティ比によって変化する。ＰＷＭ制御部４７は、フォトカプラ７１で絶縁されたエラーアンプ７０の出力に基づいてスイッチング素子５１のオンオフデューティ比を変化させる。
【００５７】
出力電圧Ｖｏｕｔが基準電源７１の基準電圧より小さいときは、ＰＷＭ制御部４７はスイッチング素子５１のオンオフデューティ比を大きくし、オン時間を長くする。前記（１）、（２）式で説明したように、出力電圧Ｖｏｕｔは増加する。
【００５８】
出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧より大きいときは、ＰＷＭ制御部４７はスイッチング素子５１のオンオフデューティ比を小さくし、オン時間を短くする。前記（１）、（２）式で説明したように、出力電圧Ｖｏｕｔは減少する。このような制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化することができる。
【００５９】
なお、実施例１、実施例２ではスイッチング素子５１、５２５に並列にダイオード５３、５４を接続するようにしたが、スイッチング素子５１、５２の寄生ダイオードをダイオード５３、５４の代わりに用いてもよい。
【００６０】
また、スイッチング素子５１、５２として、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴなどを用いることができる。要は、制御端子Ｇに印加される信号によってオン、オフが制御できる素子であればよい。
【００６１】
さらに、実施例２ではエラーアンプ７０の出力信号を電気的に絶縁するためにフォトカプラ７２を用いたが、トランス等他の要素を使用してもよい。要は、エラーアンプ７０の出力信号を電気的に絶縁してＰＷＭ制御部４７に出力する機能を有する信号絶縁部であればよい。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の実施例１を示す構成図である。
【図２】実施例１の動作を説明するための特性図である。
【図３】本発明の実施例２を示す構成図である。
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【符号の説明】
【００６３】
４０ａ、４０ｂ  入力端子
４１  トランス
４３、４４、５３、５４  ダイオード
４５、５５  コンデンサ
４６ａ、４６ｂ  出力端子
４７  ＰＷＭ制御部
４８  インバータ
５０  励磁電流駆動部
５１、５２  スイッチング素子
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｏｕｔ  出力電圧
Ｌ５  １次側巻き線
Ｌ６、Ｌ７  ２次側巻き線
７０  エラーアンプ
７１  基準電源
７２  フォトカプラ
【図１】
2010187483.tif 000003
【図２】
2010187483.tif 000004
【図３】
2010187483.tif 000005
【図４】
2010187483.tif 000006
【図５】
2010187483.tif 000007