(57)【要約】【課題】  非対称チャネル条件を有する端末への送信信号を処理する。【解決手段】  結合されたディジタル信号（１２２）を提供する装置（１００）は、ビットアダー（１１０）とコンバイナ（１２０）とを備えている。結合されたディジタル信号は第１のディジタル入力信号（１０２）及び第２のディジタル入力信号（１０４）の情報を含むものであり、第１のディジタル入力信号のブロック長は第２のディジタル入力信号のブロック長よりも短い。ビットアダーは、少なくとも１つのフィルビットを第１のディジタル入力信号のブロックへと追加して、調整された第１のディジタル入力信号（１１２）を得る。調整された第１のディジタル入力信号のブロック長は第２のディジタル入力信号のブロック長と等しい。コンバイナは、調整された第１のディジタル入力信号と前記第２のディジタル入力信号とを結合して、結合されたディジタル信号を取得及び提供する。【選択図】  図１
2010187377.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
結合されたディジタル信号（１２２）を提供する装置（１００）であって、該結合されたディジタル信号（１２２）は第１のディジタル入力信号（１０２）及び第２のディジタル入力信号（１０４）の情報を含むものであり、前記第１のディジタル入力信号（１０２）のブロック長は前記第２のディジタル入力信号（１０４）のブロック長よりも短いものであって、
少なくとも１つのフィルビットを前記第１のディジタル入力信号（１０２）のブロックへと追加して、調整された第１のディジタル入力信号（１１２）を得るビットアダー（１１０）であって、該調整された第１のディジタル入力信号（１１２）のブロック長は前記第２のディジタル入力信号（１０４）のブロック長と等しいものである、ビットアダー（１１０）と、
前記調整された第１のディジタル入力信号（１１２）と前記第２のディジタル入力信号（１０４）とを結合して、結合されたディジタル信号（１２２）を取得及び提供するコンバイナ（１２０）と
を備えた装置。
【請求項２】
前記コンバイナ（１２０）は、ＸＯＲ演算に基づいて、前記調整された第１のディジタル入力信号（１１２）のビットと前記第２のディジタル入力信号（１０４）のビットとを結合するものである、請求項１に記載の結合されたディジタル信号を提供する装置。
【請求項３】
前記ビットアダー（１１０）はフィルビットを追加するものであり、該フィルビットの値は全てゼロである、請求項１又は２に記載の結合されたディジタル信号を提供する装置。
【請求項４】
第１のエンコーダと第２のエンコーダとを備えており、
前記第１のエンコーダは第１の符号化されていないディジタル入力信号に基づいて前記第１のディジタル入力信号（１０２）を提供するものであり、
前記第２のエンコーダは第２の符号化されていないディジタル入力信号に基づいて前記第２のディジタル入力信号（１０４）を提供するものであり、
前記第１のエンコーダは第１の符号化レートを有しており、
前記第２のエンコーダは第２の符号化レートを有しており、
前記第１の符号化レートと前記第２の符号化レートとは等しくないものである、請求項１から３のいずれか一項に記載の結合されたディジタル信号を提供する装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載の装置を用いて、変調された信号を提供する装置（９００ａ）であって、
選択されたマッピングコンステレーションに基づき、前記結合されたディジタル信号（１２２）のブロックについて複素シンボルを生成して、変調された信号を取得及び提供するマッピング手段（９１０）を備えた装置。
【請求項６】
前記マッピング手段（９１０）は、選択されたマッピングコンステレーションに基づいて複素シンボルを生成するものであり、
前記マッピングコンステレーションは、マッピングコンステレーションのビットシーケンス間のユークリッド距離に基づいて選択されるものであり、
前記ビットシーケンスはフィルビットのビット位置に等しいビット位置において等しいビット値を有するものである、請求項５に記載の変調された信号を提供する装置。
【請求項７】
結合されたディジタル信号（１２２）を提供する装置（５００）であって、該結合されたディジタル信号（１２２）は第１のディジタル入力信号（１０２）及び第２のディジタル入力信号（１０４）の情報を含むものであり、前記第１のディジタル入力信号（１０２）のブロック長は、前記第２のディジタル入力信号（１０４）のブロック長よりも短いものであって、
第１の符号化レートを有しており、前記第１のディジタル入力信号（１０２）に基づいて第１の符号化されたディジタル信号（５１２）を提供する第１のエンコーダ（５１０）と、
第２の符号化レートを有しており、前記第２のディジタル入力信号（１０４）に基づいて第２の符号化されたディジタル信号（５２２）を提供する第２のエンコーダ（５２０）であって、前記第１の符号化されたディジタル信号（５１２）のブロック長が、前記第２の符号化されたディジタル信号（５２２）のブロック長と等しくなるように、前記第１の符号化レートと前記第２の符号化レートとの比が選択される、第２のエンコーダ（５２０）と、
前記第１の符号化されたディジタル信号（５１２）と前記第２の符号化されたディジタル信号（５２２）とを結合して、結合されたディジタル信号（１２２）を取得及び提供するコンバイナ（１２０）と
を備えた装置。
【請求項８】
結合されたディジタル信号（６０２）に基づいて、分離されたディジタル信号（６２２）を提供する装置（６００）であって、前記結合されたディジタル信号（６０２）は既知のディジタル信号（６０４）及び未知のディジタル信号の情報を含むものであり、前記結合されたディジタル信号（６０２）のブロックは、前記未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられたビットと、前記未知のディジタル信号のフィルビットに関連づけられたビットとを含むものであり、
ビット重要度情報に基づいて、前記未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられている、前記結合されたディジタル信号（６０２）のブロック内のビットを決定するビット決定部（６１０）と、
既知のディジタル信号（６０４）に基づいて、結合されたディジタル信号（６０２）から前記未知のディジタル信号の復号されるべきビットを分離し、分離されたディジタル信号（６２２）を取得及び提供するセパレータ（６２０）と
を備えた装置。
【請求項９】
前記ビット重要度情報がメモリユニットによって記憶及び提供されるか、又は結合されたディジタル信号（６０２）に前記ビット重要度情報が含まれている、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
結合されたディジタル信号（６０２）に基づいて、分離されたディジタル信号（６２２）を提供する装置（６５０）であって、前記結合されたディジタル信号（６０２）は既知のディジタル信号（６０４）及び未知のディジタル信号の情報を含むものであり、前記既知のディジタル信号（６０４）のブロック長は前記結合されたディジタル信号（６０２）のブロック長よりも短いものであって、
少なくとも１つのフィルビットを既知のディジタル信号（６０４）のブロックへと追加して、調整された既知のディジタル信号（６１２）を取得するビットアダー（１１０）であって、前記調整された既知のディジタル信号（６１２）のブロック長は、前記結合されたディジタル信号のブロック長と等しいものである、ビットアダー（１１０）と、
前記既知のディジタル信号（６０４）に基づき、前記結合されたディジタル信号（６０２）から前記未知のディジタル信号を分離して、分離されたディジタル信号（６２２）を取得及び提供するセパレータ（６２０）と
を備えた装置。
【請求項１１】
結合されたディジタル信号を提供する方法（４２００）であって、該結合されたディジタル信号は第１のディジタル入力信号及び第２のディジタル入力信号の情報を含むものであり、前記第１のディジタル入力信号のブロック長は前記第２のディジタル入力信号のブロック長よりも短いものであって、
少なくとも１つのフィルビットを前記第１のディジタル入力信号のブロックへと追加して、調整された第１のディジタル入力信号を得るステップ（４２１０）であって、前記調整された第１のディジタル入力信号のブロック長は前記第２のディジタル入力信号のブロック長と等しいものである、ステップ（４２１０）と、
前記調整された第１のディジタル入力信号と前記第２のディジタル入力信号とを結合して、結合されたディジタル信号を得るステップ（４２２０）と、
前記結合されたディジタル信号を提供するステップ（４２３０）と
を含む方法。
【請求項１２】
結合されたディジタル信号を提供する方法（４３００）であって、該結合されたディジタル信号は第１のディジタル入力信号及び第２のディジタル入力信号の情報を含むものであり、前記第１のディジタル入力信号のブロック長は前記第２のディジタル入力信号のブロック長よりも短いものであって、
前記第１のディジタル入力信号と第１の符号化レートに基づいて、第１の符号化されたディジタル信号を提供するステップ（４３１０）と、
前記第２のディジタル入力信号と第２の符号化レートに基づいて、第２の符号化されたディジタル信号を提供するステップ（４３２０）であって、前記第１の符号化されたディジタル信号のブロック長が前記第２の符号化されたディジタル信号のブロック長と等しくなるように、前記第１の符号化レートと前記第２の符号化レートとの比が選択されるものである、ステップと、
前記第１の符号化されたディジタル信号と前記第２の符号化されたディジタル信号とを結合して、結合されたディジタル信号を得るステップ（４３３０）と、
前記結合されたディジタル信号を提供するステップ（４３４０）と
を含む方法。
【請求項１３】
結合されたディジタル信号に基づいて、分離されたディジタル信号を提供する方法（４４００）であって、該結合されたディジタル信号は既知のディジタル信号及び未知のディジタル信号の情報を含むものであり、前記結合されたディジタル信号のブロックは、前記未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられているビットと、前記未知のディジタル信号のフィルビットに関連づけられているビットとを含むものであって、
ビット重要度情報に基づいて、前記未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられている、前記結合されたディジタル信号のブロックのビットを決定するステップ（４４１０）と、
前記既知のディジタル信号に基づき、前記結合されたディジタル信号から前記未知の信号の復号されるべきビットを分離して、分離されたディジタル信号を得るステップ（４４２０）と、
前記分離されたディジタル信号を提供するステップ（４４３０）と
を含む方法。
【請求項１４】
結合されたディジタル信号に基づいて、分離されたディジタル信号を提供する方法（４４５０）であって、該結合されたディジタル信号は既知のディジタル信号及び未知のディジタル信号の情報を含むものであり、前記既知のディジタル信号のブロック長は、前記結合されたディジタル信号のブロック長よりも短いものであって、
少なくとも１つのフィルビットを前記既知のディジタル信号のブロックへと追加して、調整された既知のディジタル信号を得るステップであって、該調整された既知のディジタル信号のブロック長は、前記結合されたディジタル信号のブロック長と等しいものである、ステップ（４４６０）と、
前記既知のディジタル信号に基づき、前記結合されたディジタル信号から前記未知のディジタル信号を分離して、分離されたディジタル信号を得るステップ（４４７０）と、
前記分離されたディジタル信号を提供するステップ（４４８０）と
を含む方法。
【請求項１５】
請求項１１から１４のいずれか一項に記載の方法をコンピュータ又はマイクロコントローラに実行させるプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信システムに関し、具体的には、結合されたディジタル信号を提供する装置及び方法に関する。
【０００２】
本発明の幾つかの実施形態は、非対称なチャネル品質を有する双方向中継システムのための符号化及び変調に関する。
【背景技術】
【０００３】
中継（relay）は、近年の無線通信業界において注目されている研究分野である。レンジという問題があるため、移動無線システムの第三世代（３Ｇ）以降は、中継又はマルチホップネットワークが不可欠のものになると見られている。中心周波数の範囲が５〜１０ＧＨｚに達し、最大１００ＭＨｚの帯域幅を有するとされる将来の移動無線通信システムにおいては、搬送波周波数又は中心周波数がより高いことが想定されるため、経路損失及び雑音電力が著しく増加し、基地局がカバーできるエリアが極めて小さくなると見られている。
【０００４】
基地局（ＢＳ）のグリッドが密になることを避けるための基本的なアイデアは、基地局の範囲外にある移動局（ＭＳ）に向けてデータパッケージを転送する中継局（ＲＳ）を導入することである。このような中継局は、固定的な電源供給を持つ追加の専用インフラストラクチャを伴う中継局として実現できるか、あるいは他の移動局の中へ組み込むことができる。中継についての主な２つのコンセプトとして、増幅及び転送（amplify-and-forward: AF）と、復号及び転送（decoded-and-forward: DF）とがある。ＡＦは、受信した信号のサンプルバージョンが、復号されることなく中継局によって記憶及び再送信されるため、変調及び符号化に対して透過的であるという利点を持つ。ＤＦは、中継局が信号を復号して再符号化するため、双方のリンクに対して別々に適応でき、雑音の増加を回避できる。
【０００５】
双方向中継はスペクトルの点で効率的な中継スキームであり、２つの半二重（half-duplex）無線端末が他の半二重無線中継局を介してデータをやりとりするシナリオを考慮したものである。ここで、半二重とは、送信回路と受信回路が接続しているために、端末が同一の周波数チャネルを使用して同時に信号を送受信できないことを意味する。双方向中継は２つの段階からなる。すなわち、多元接続（multiple access：ＭＡＣ）の段階と、ブロードキャスト（broadcast：ＢＲＣ）の段階である。ＭＡＣ段階では２つの端末が各データを同時に中継局へ送信し、中継局は結合されたデータ信号をＢＲＣ段階において復号して再送信する。２つの端末が受信した逆伝搬（back-propagated）データ信号は、自己干渉と呼ばれるものであり、受信端末によって認識されて復号前にキャンセルされる。２つの段階は、時間（ＴＤＤ：時分割複信）又は周波数（ＦＤＤ：周波数分割複信）において分離される。従来の中継手法と比較して、双方向中継は、４つのチャネルの代わりに２つのチャネルを使用した２つの端末間の双方向通信を達成する。ＭＡＣ段階及びＢＲＣ段階は互いに独立であり、従って各段階は別々に考えることができる。ＭＡＣ段階では多元接続チャネルが存在し、最適な符号化方法及び容量領域（capacity region）が知られており、この点は例えば非特許文献１、２に記載されている。しかし、ＢＲＣ段階の容量領域は未解決の問題であった。近年になって、この問題は非特許文献３、４によって解決されている。
【０００６】
２つの無線端末Ａ、Ｂが半二重の復号及び転送（ＤＦ）中継端末を通してデータをやりとりする中継システムについて図２を参照して説明する。端末Ａ（２１０）とＢ（２２０）との間には、（例えば、シャドーイング又は端末間の距離が長いことに起因して）直接的な接続は存在しないものとする。図２において、ｘ1、ｘ2、ｘ、及びｙ1、ｙ2、ｙは、それぞれ端末Ａ（２１０）及びＢ（２２０）と中継端末との間の送信シンボル及び受信シンボルを表している。レート領域（容量領域）は、ある一定のチャネルの条件のもとで端末Ａ（２１０）及びＢ（２２０）によって同時に達成される送信レートである。図２は、等しい時分割を有する双方向ＤＦ中継チャネルを示している。
【０００７】
ＢＲＣ段階では、他の端末へ送信されるメッセージに関する完全な情報を受信端末Ａ及びＢが持ったブロードキャストチャネルである。ＲA,2及びＲB,2は、ＢＲＣ段階における中継端末と端末Ａ、Ｂとの間の達成可能なレートを示すものとする。その容量領域は次の定理によって表される。
【０００８】
対象がブロードキャストチャネルの場合、各受信機は他の受信機のメッセージを先験的に知っており、次の不等式を満たす任意のレート（ＲA,2とＲB,2）がある確率分布ｐ（ｘ）に対して同時に達成される。
【数１】
2010187377.tif 000003
【０００９】
証明は、非特許文献５、６に記載されている。ここで、その著者はランダムビンニングと呼ばれる符号化手法を使用している。しかし、この符号化スキームは実用的なスキームではなく、理論的な価値を有するにすぎない。
【００１０】
この定理は興味深い点を暗に示している。即ち、他者に対するメッセージに関して完全な情報を双方の端末が有するならば、それらの端末は、あたかもその他者が存在しないかのように、中継端末から送信されたメッセージを復号できるという点である。
【００１１】
１つのチャネルの実現に対応するＭＩＭＯ双方向中継システムのＢＲＣ段階での容量領域が図３に示されている。図３は、重畳符号化スキーム３２０と、従来のＸＯＲスキーム３１０と、ランダムビンニングを使用した最適スキーム３３０（「統合符号化（joint coding）」）とによって得られるレート領域を比較したものである。ここで、ＮA＝ＮR＝ＮB＝４であり、ＰR／σA2はＰR／σB2よりも３ｄＢだけ小さい。ＮA、ＮR、ＮBはそれぞれノードＡ、中継ノード、ノードＢのアンテナの数であり、σA2、σB2はそれぞれノードＡ、ノードＢの雑音分散であり、ＰRは中継端末の送信電力である。チャネルＨ3及びＨ4（中継端末とＡとの間のＭＩＭＯチャネル、中継端末とＢとの間のＭＩＭＯチャネル）における各エントリは、無作為に生成されており、ＣＮ（０，１）に従っている。「統合符号化」とは、上述の定理に従った容量領域を意味している。これからわかるように、ＸＯＲスキーム及び    符号化スキームは、定理に従って計算した容量領域と比較して準最適なものである。
【００１２】
ＸＯＲスキームは、非特許文献７の多くの論文に示されているように、有望なスキームである。純粋ＸＯＲスキームの欠点は、非対称チャネル条件において弱いリンクの制限を受けることである。中継局はＢＲＣ段階においてＢＳ及びＭＳへ同じレートで送信できるに過ぎない。
【００１３】
ＭＡＣ段階の容量領域とＢＲＣ段階の容量領域との共通部分（intersection）により、システムが達成可能なレート領域が定まる。図４は、双方向中継システムのレート領域を示している。図４ａは、あるチャネルについて、ＭＡＣ段階及びＢＲＣ段階が同じ継続時間を有するときのシステムのレート領域４００を示している。最適なスキームを使用したシステムのレート領域は、ＸＯＲスキームを使用したシステムのレート領域と比べてそれほど変わらない。その理由は、２つの端末からのデータが良好なリンク及び弱いリンクの双方を通過しなければならないためである。しかし、ＭＡＣ段階の継続時間が増加し、ＢＲＣ段階の継続時間が減少するならば（つまり、等しくない時分割であれば）、システムの達成可能なレート領域は、図４ｂに示しているようにＸＯＲスキームによって達成可能なレート領域よりも非常に大きくなる。ＭＡＣ段階がＢＲＣ段階よりも長い継続時間を有するときのシステムの達成可能なレート領域４１０が示されている。詳細な説明は、非特許文献８に記載されている。
【００１４】
双方向中継は、非特許文献９に記載されているようにスペクトルの点で効率的な中継スキームである。そのようなスキームは、実際の中継の半二重という制約に起因したスペクトルに関する効率の損失の大部分を補償できることが示されている。これはチャネル条件が対称であるときに最も良く機能する。近年、非対称チャネル条件、特にセルラーシステムにおいて、データをどのように送信するかという点が注目されている。双方向中継システムにおける情報理論に基づく容量領域は、従来の解決法による領域よりも非常に大きいことが示されている。従来の解決法としては、例えば、次のようなものがある。
・対称データレート、即ち、長さの等しい２つのデータストリームのＸＯＲ（例えば、非特許文献１０参照）。
・情報理論の文献によれば、双方向中継における統合符号化（joint coding）の理論的な性能限界が記載されているが、実用的な解決法は記載されていない（例えば、非特許文献１１）。
・非特許文献１２による重畳符号化スキームによれば、双方向中継システムにおいて非対称データレートで送信することができる。しかし、一般的には情報理論による限界に対処できない。
【００１５】
典型的な中継システムは非対称チャネル条件を持っている。即ち、中継局から１つの受信端末へのチャネルの品質は、他の受信端末へのチャネルの品質よりも非常に良好である。
【００１６】
従来のＸＯＲスキームでは、双方の端末がＸＯＲされた情報をＢＲＣ段階で復号することが必要である。したがって、ＢＲＣ段階で中継局によって送信される情報レートは、２つの端末に対するより弱いリンクの制限を受ける。最適な符号化スキームは、非特許文献１３及び１４に示されている。この場合、各受信端末が、他の端末へのメッセージに関する完全な情報を有しているならば、２つのリンクの完全な容量がＢＲＣ段階で同時に達成できることが証明されている。これは、受信機での先験的な情報の利用可能性に起因するものであり、ランダムビンニングによって証明できる。問題は、単純なスキームを使用すること、例えば、従来のＸＯＲスキームの基本的アイデアを使用することによって、情報理論により約束された性能を達成できるかどうかである。セルラーシナリオでは、強いリンクの受信端末へ高いデータレートで送信しつつ、低いデータレートを有する弱いリンクの受信機へ同時に送信できるような、改良されたＸＯＲスキームを発見できる可能性がある。双方の端末は、ある一定のビット誤り率（ＢＥＲ）の性能要件を満たす。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】R. Ahlswede, 「Multi-way communication channels」, in Proc. 2nd IEEE Int. Symposium on Inf. Theory. Thakadsor, Armenian SSR:Akademiai Kiado, Budapest, Sept. 1971, pp. 23-52
【非特許文献２】H. Liao, 「Multiple access channels」, Ph.D.dissertation, University of Hawaii, 1972
【非特許文献３】Xie L. -L. Xie, 「Network coding and random binning for multi-user channels,」 in Proc. Of the 10th Canadian Workshop on Information Theory, Edmonton, Alberta, Canada, June 6-8, 2007, pp. 85-88
【非特許文献４】Oechtering T. J. Oechtering, C. Schnurr, I. Bjelakovic, and H. Boche, 「Broadcast capacity region of two-phase bidirectional relaying,」 IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 54, no.1, pp. 454-458, Jan. 2008
【非特許文献５】L. -L. Xie, 「Network coding and random binning for multi-user channels,」 in Proc. Of the 10th Canadian Workshop on Information Theory, Edmonton, Alberta, Canada, June 6-8, 2007, pp. 85-88
【非特許文献６】T. J. Oechtering, C. Schnurr, I. Bjelakovic, and H. Boche, 「Broadcast capacity region of two-phase bidirectional relaying,」 IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 54, no. 1, pp. 454-458, Jan. 2008
【非特許文献７】I. Hammerstroem, M. Kuhn, C. Esli, J. Zhao, A. Wittneben, and G. Bauch, 「MIMO two-way relaying with transmit CSI at the relay,」 in Proc. SPAWC, Helsinki, Finland, Jun. 17-20, 2007
【非特許文献８】J. Zhao, M. Kuhn, A. Wittneben, and G. Bauch, 「Optimum time-division in MIMO two-way decode-and-forward relaying systems」, in Proc. Asilomar Conf. Signals, Syst, Comput., Pacific Grove, CA, Oct. 26 - Oct. 29, 2008
【非特許文献９】B. Rankov and A. Wittneben, 「Spectral efficient protocols for half-duplex fading relay channels」, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 25, no. 2, pp. 379-389, Feb. 2007
【非特許文献１０】I. Hammerstroem, M. Kuhn, C. Esli, J. Zhao, A. Wittneben, and G. Bauch, 「MIMO two-way relaying with transmit CSI at the relay」, in Proc. SPAWC, Helsinki, Finland, Jun. 17-20, 2007
【非特許文献１１】T. J. Oechtering, C. Schnurr, I. Bjelakovic, and H. Boche, 「Broadcast capacity region of two-phase bidirectional relaying」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 54, no. 1, pp. 454-458, Jan. 2008
【非特許文献１２】B. Rankov and A. Wittneben, 「Spectral efficient protocols for half-duplex fading relay channels」, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 25, no. 2, pp. 379-389, Feb. 2007
【非特許文献１３】R. F. Wyrembelski, T. J. Oechtering, I. Bjelakovic, C. Schnurr, and H. Boche, 「Capacity of Gaussian MIMO bidirectional broadcast channels」, in IEEE Int. Symposium on Inf. Theory, Toronto, Canada, July 2008, pp. 584-588
【非特許文献１４】L. -L. Xie, 「Network coding and random binning for multi-user channels」, in Proc. Of the 10th Canadian Workshop on Information Theory, Edmonton, Alberta, Canada, June 6-8, 2007, pp. 85-88
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明の目的は、非対称チャネル条件を有する端末への送信信号を処理する装置を提供すること、つまり、異なるブロック長を持った２つのディジタル信号を結合した信号を提供する装置を提供することにある。これらの装置によれば、達成可能なデータレートを増加させることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
この目的は、請求項１に記載の装置及び請求項１１に記載の方法によって解決される。
【００２０】
本発明の実施形態によれば、結合されたディジタル信号を提供する装置が提供される。この装置はビットアダー及びコンバイナを備えている。結合されたディジタル信号は、第１のディジタル入力信号及び第２のディジタル入力信号の情報を含む。第１のディジタル入力信号のブロック長は第２のディジタル入力信号のブロック長よりも短い。
【００２１】
ビットアダーは、少なくとも１つのフィルビットを第１のディジタル入力信号のブロックへ追加して、調整された第１のディジタル入力信号を取得し、調整された第１のディジタル入力信号のブロック長が第２のディジタル入力信号のブロック長と等しくなるようにする。
【００２２】
コンバイナは、調整された第１のディジタル入力信号と第２のディジタル入力信号とを結合して、結合されたディジタル信号を取得及び提供する。
【００２３】
本発明の実施形態は、より弱いリンクの受信機が、結合された信号に関するある先天的情報を有するという基本的なアイデアに基づいている。先天的情報に基づいて、より弱いリンクの受信機は、信号コンステレーションの部分集合から復号するだけでよい。同じビット誤り率の制約を前提として、この非対称チャネル条件の受信機へと異なるデータレートを送信することができる。
【００２４】
本発明の幾つかの実施形態は、変調された信号を提供する装置に関連する。この装置は、結合されたディジタル信号を提供する装置及びマッピング手段を備えている。マッピング手段は、選択されたマッピングコンステレーションに基づいて、結合されたディジタル信号のブロックについて複素シンボルを生成する。
【００２５】
変調された信号の送信ビット誤り率は、マッピングコンステレーションの改良された選択によって改善される。
【００２６】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、結合されたディジタル信号を提供する装置に関する。この装置は、第１のエンコーダと、第２のエンコーダと、コンバイナとを備えている。結合されたディジタル信号は、第１のディジタル入力信号及び第２のディジタル入力信号の情報を含み、第１のディジタル入力信号のブロック長は第２のディジタル入力信号のブロック長よりも短い。
【００２７】
第１のエンコーダは、第１の符号化レートを有し、第１のディジタル入力信号に基づいて第１の符号化ディジタル信号を提供する。
【００２８】
第２のエンコーダは、第２の符号化レートを有し、第２のディジタル入力信号に基づいて第２の符号化ディジタル信号を提供する。
【００２９】
第１の符号化ディジタル信号のブロック長が第２の符号化ディジタル信号のブロック長と等しくなるように、第１の符号化レートと第２の符号化レートとの比が選択される。
【００３０】
コンバイナは、第１の符号化ディジタル信号と第２の符号化ディジタル信号とを結合して、結合されたディジタル信号を取得及び提供する。
【００３１】
本発明に従った幾つかの実施形態は、結合されたディジタル信号に基づいて、分離されたディジタル信号を提供する装置に関する。この装置は、ビット決定部とセパレータとを備えている。結合されたディジタル信号は、既知のディジタル信号及び未知のディジタル信号の情報を含む。結合されたディジタル信号のブロックは、未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられているビットと、未知のディジタル信号のフィルビットに関連づけられているビットとを有している。
【００３２】
ビット決定部は、ビット重要度情報に基づいて、未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられている、結合されたディジタル信号のブロックのビットを決定する。
【００３３】
例えば、ビット重要度情報は、復号されるべきビット及び／又はフィルビットが、結合されたディジタル信号のブロックのビットシーケンスのどの位置にあるかをビット決定部に伝える。ビット重要度情報は、更に、フィルビットの値をビット決定部へ伝える。この情報はビット誤り率を低減するために使用される。
【００３４】
セパレータは、既知のディジタル信号に基づいて、結合されたディジタル信号から、未知の信号の復号されるべきビットを分離して、分離されたディジタル信号を取得及び提供する。
【００３５】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は無線通信システムに関する。この無線通信システムは中継局と、第１の端末と、第２の端末とを備えている。
【００３６】
中継局は、結合された信号を提供する装置を備えており、結合されたディジタル信号の情報を含む結合された送信信号を第１の端末及び第２の端末へと送信する。
【００３７】
第１の端末は、第１のディジタル入力信号の情報を含む第１の送信信号を中継局へと送信する。
【００３８】
第２の端末は、分離された未知のディジタル信号を提供する装置を備えている。ここで、分離された未知のディジタル信号は、第１のディジタル入力信号に相当する。第２の端末は、第２のディジタル入力信号の情報を含む第２の送信信号を中継局へ送信し、結合されたディジタル信号を中継局から受信する。
【００３９】
本発明の実施形態について、添付の図面を参照して詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】結合されたディジタル信号を提供する装置のブロック図である。
【図２】図２Ａおよび図２Ｂは双方向ＤＦ中継システムの略図である。
【図３】移動局データレートに対する基地局データレートの図である。
【図４】図４Ａおよび図４Ｂは「移動局データレート」に対する「基地局データレート」の略図である。
【図５】結合されたディジタル信号を提供する装置のブロック図である。
【図６】図６Ａおよび図６Ｂは分離されたディジタル信号を提供する装置のブロック図である。
【図７】ＢＲＣ段階での非対称データレート送信を有する双方向中継システムの略図である。
【図８】非対称ＸＯＲ符号化の略図である。
【図９Ａ】非対称データレートを有する通信のシステムモデルの略図である。
【図９Ｂ】非対称データレートを有する通信のシステムモデルの略図である。
【図９Ｃ】非対称データレートを有する通信のシステムモデルの略図である。
【図１０】図１０Ａおよび図１０Ｂは１６ＱＡＭ（直交振幅変調）の集合分割コンステレーションの図である。
【図１１】図１１Ａおよび図１１Ｂは双方向中継の符号化なし単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムの「信号対雑音比」（ＳＮＲ）に対する「ビット誤り率」（ＢＥＲ）の図である。
【図１２】図１２Ａおよび図１２Ｂは双方向中継の符号化なし多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図である。
【図１３】図１３Ａおよび図１３Ｂはビットインタリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ）送信機及び受信機のブロック図である。
【図１４】図１４Ａおよび図１４Ｂは双方向中継符号化なしＳＩＳＯシステムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図である。
【図１５】図１５Ａおよび図１５Ｂは双方向中継符号化なしＭＩＭＯシステムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図である。
【図１６】図１６Ａおよび図１６Ｂはビットインタリーブ符号化変調送信機及びソフトフィードバックを有するビットインタリーブ符号化変調反復復号（ＢＩＣＭ−ＩＤ）受信機のブロック図である。
【図１７】図１７Ａ〜図１７Ｃは非対称データレートを有する通信のシステムモデルの略図である。
【図１８】図１８Ａおよび図１８Ｂはビットインタリーブ符号化変調反復復号を使用するＳＩＳＯ双方向中継システムの異なるマッピングの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図である。
【図１９】図１９Ａおよび図１９Ｂはビットインタリーブ符号化変調反復復号を使用するＭＩＭＯ双方向中継システムの異なるマッピングの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図である。
【図２０】図２０Ａ〜図２０Ｃは非対称データレートを有し中継局で異なる符号化レートを使用する通信のシステムモデルの略図である。
【図２１】図２１Ａおよび図２１Ｂは結合されたディジタル信号を提供する装置のブロック図である。
【図２２】図２２Ａおよび図２２Ｂは単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムの異なる方法による「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図である。
【図２３】図２３Ａおよび図２３Ｂは多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムの異なる方法による「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図である。
【図２４】多解像度を有するマッピング符号の略図である。
【図２５】図２５Ａはナチュラルマッピングの略図であり、図２５Ｂはグレーマッピングの略図である。
【図２６】図２６Ａおよび図２６Ｂは直交集合分割マッピング（ＳＰｏ）の略図である。
【図２７】図２７Ａおよび図２７はＢ非対称集合分割マッピング（ＳＰｓ）の略図である。
【図２８】図２８Ａおよび図２８Ｂは「J. H. F. Schreckenbach, N. Gortz and G. Bauch, 「Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding」, in Proc. IEEE Global Comm. Conf. (GLOBECOM), San Francisco, CA, Dec. 1-5, 2003」に示されているマッピングスキームの略図である。
【図２９】無線通信システムの略図である。
【図３０】図３０Ａは無線通信システムの略図であり、図３０Ｂは「信号対雑音比」に対する「平均レート」の図である。
【図３１】無線通信システムの略図である。
【図３２】図３２Ａは無線通信システムの略図であり、図３２Ｂは弱リンク及び強リンクの容量の略図である。
【図３３Ａ】非対称データレートを有する通信のシステムモデルの略図である。
【図３３Ｂ】非対称データレートを有する通信のシステムモデルの略図である。
【図３３Ｃ】非対称データレートを有する通信のシステムモデルの略図である。
【図３４Ａ】非対称ＸＯＲ符号化の略図である。
【図３４Ｂ】集合分割コンステレーションの略図である。
【図３４Ｃ】集合分割コンステレーションの略図である。
【図３５】図３５Ａおよび図３５Ｂは非対称ＸＯＲ符号化の略図及び階層変調コンステレーションの略図である。
【図３６Ａ】非対称データレートを有し中継局で異なる符号化レートを使用する通信のシステムモデルの略図である。
【図３６Ｂ】非対称データレートを有し中継局で異なる符号化レートを使用する通信のシステムモデルの略図である。
【図３６Ｃ】非対称データレートを有し中継局で異なる符号化レートを使用する通信のシステムモデルの略図である。
【図３７】図３７Ａおよび図３７Ｂは結合されたディジタル信号を提供する装置のブロック図である。
【図３８Ａ】単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及びＳＩＳＯシステムの略図である。
【図３８Ｂ】単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及びＳＩＳＯシステムの略図である。
【図３８Ｃ】単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及びＳＩＳＯシステムの略図である。
【図３９Ａ】多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び多入力多出力システムの略図である。
【図３９Ｂ】多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び多入力多出力システムの略図である。
【図３９Ｃ】多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び多入力多出力システムの略図である。
【図４０Ａ】単一入力単一出力システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び単一入力単一出力システムの略図である。
【図４０Ｂ】単一入力単一出力システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び単一入力単一出力システムの略図である。
【図４０Ｃ】単一入力単一出力システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び単一入力単一出力システムの略図である。
【図４１Ａ】単一入力単一出力システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び単一入力単一出力システムの略図である。
【図４１Ｂ】単一入力単一出力システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び単一入力単一出力システムの略図である。
【図４１Ｃ】単一入力単一出力システムの「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図及び単一入力単一出力システムの略図である。
【図４２】結合されたディジタル信号を提供する方法のフローチャートである。
【図４３】結合されたディジタル信号を提供する方法のフローチャートである。
【図４４Ａ】分離されたディジタル信号を提供する方法のフローチャートである。
【図４４Ｂ】分離されたディジタル信号を提供する方法のフローチャートである。
【図４５Ａ】ＳＰ４ａに対するマッピングの表である。
【図４５Ｂ】ＳＰ４ａに対するマッピングの表である。
【図４６Ａ】ＳＰ４ｂに対するマッピングの表である。
【図４６Ｂ】ＳＰ４ｂに対するマッピングの表である。
【図４７Ａ】ＳＰ４ｃに対するマッピングの表である。
【図４７Ｂ】ＳＰ４ｃに対するマッピングの表である。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
図１は、結合されたディジタル信号１２２を提供する装置１００の一例のブロック図である。結合されたディジタル信号１２２は、第１のディジタル入力信号１０２及び第２のディジタル入力信号１０４の情報を含んでいる。第１のディジタル入力信号１０２のブロック長は、第２のディジタル入力信号１０４のブロック長よりも短い。装置１００は、ビットアダー１１０及びコンバイナ１２０を備えている。
【００４２】
ビットアダー１１０はコンバイナ１２０へ接続している。ビットアダー１１０は、少なくとも１つのフィルビットを第１のディジタル入力信号１０２のブロックへ追加して、調整された第１のディジタル入力信号１１２を得るものである。調整された第１のディジタル入力信号１１２のブロック長は、第２のディジタル入力信号１０４のブロック長と等しい。
【００４３】
コンバイナ１２０は、調整された第１のディジタル入力信号１１２と第２のディジタル入力信号１０４とを結合して、結合されたディジタル信号１２２を取得及び提供する。
【００４４】
ビットアダー１１０は、必要な数のフィルビットを追加して、２つのディジタル入力信号のための等しいブロック長を得る。ブロックとは、共通処理のためのディジタル信号のビットシーケンスである。ブロック長はデータビット長とも呼ばれる。ビットアダー１１０は、フィルビットを第１のディジタル入力信号のブロックへ追加する。追加する位置は、ブロックのビットシーケンスの始め、終わり、中間である。フィルビットの追加は、ブロック内のある位置、例えば、ブロックの終わり、始め、中間といった位置のいずれかへビットを追加することに関連する。ここで、追加されたビットはある値を含んでいる。
【００４５】
例えば、全てのフィルビットを、ブロックのビットシーケンスの始め（最上位ビット）に追加することができ、ゼロの値を有するビットのみが追加される。あるいは、１の値を持つビットのみ又は０と１の組み合わせを、ブロック内のビットシーケンスの異なる位置へ追加することもできる。
【００４６】
フィルビットは、第１のディジタル入力信号の各ブロック内のビットシーケンスの同じ位置へ同じ値を用いて追加される。例えば、第２のディジタル入力信号のブロックが、第１のディジタル入力信号のブロックよりも２ビットだけ長ければ、ゼロの値を持つ２つのフィルビットが第１のディジタル入力信号のブロックのビットシーケンスの始めに追加される。フィルビットの位置及び値は、第１のディジタル入力信号の全てのブロックについては通常固定されていて同一であるが、追加されるフィルビットの位置及び／又は値は、再構成（reconfiguration）により変更することもできる。
【００４７】
コンバイナ１２０は、ＸＯＲに基づいて、調整された第１のディジタル入力信号１１２と第２のディジタル入力信号１０４とを結合する。信号１１２及び１０４の双方のブロック長は等しいため、コンバイナ１２０は信号をビットごとに結合することができる。したがって、データレートは、もはや、短いブロック長を有する信号のデータレートに依存しない。このようにして、達成可能なデータレートが増加する。言い換えれば、データレートは、弱いリンクに依存することはない。
【００４８】
言い換えれば、弱いリンクの受信機は、結合された信号に関する先験的（a priori）な情報を有する。弱いリンクの受信機は、先験的情報に基づいて信号コンステレーションの部分集合から復号するだけでよい。ビット誤り率が同じという制約を前提として、この非対称チャネル条件の受信機へ異なるデータレートを送信することができる。結合されたディジタル信号１２２を提供する上述の装置１００は、無線通信システムの中継局の送信機の一部とすることができる。
【００４９】
本発明の幾つかの実施形態は、変調された信号を提供する装置に関連したものである。この装置は、結合されたディジタル信号を提供する装置とマッピング手段とを組み合わせたものである。マッピング手段は、選択されたマッピングコンステレーションに基づいて、複素シンボル又は結合されたディジタル信号１２２のブロックを生成する。マッピングコンステレーションは、マッピングコンステレーションのビットシーケンス間のユークリッド距離に基づいて選択される。マッピングコンステレーションのビットシーケンスは、フィルビットの位置と等しいビット位置で、ビットシーケンスのビットと同じ値を持つ。
【００５０】
例えば、ビットシーケンスが４つのビットを有し、最初の２つのビット（最上位ビット）がフィルビットであれば、マッピングコンステレーションは、最初の２つのビットが同じであるビットシーケンス間の大きなユークリッド距離を用いて選択される。
【００５１】
図５は、結合されたディジタル信号１２２を提供する装置５００の一例のブロック図である。結合されたディジタル信号１２２は、第１のディジタル入力信号１０２及び第２のディジタル入力信号１０４の情報を含んでいる。第１のディジタル入力信号１０２のブロック長は、第２のディジタル入力信号１０４のブロック長よりも短い。装置５００は、第１のエンコーダ５１０と、第２のエンコーダ５２０と、コンバイナ１２０とを備えている。
【００５２】
第１のエンコーダ５１０はコンバイナ１２０へ接続しており、第１の符号化レートを持っている。第１のエンコーダ５１０は、第１のディジタル入力信号１０２に基づいて、第１の符号化されたディジタル信号５１２を提供する。
【００５３】
第２のエンコーダ５２０もコンバイナ１２０へ接続しており、第２の符号化レートを持っている。第２のエンコーダ５２０は、第２のディジタル入力信号１０４に基づいて、第２の符号化されたディジタル信号５２２を提供する。第１の符号化されたディジタル信号５１２のブロック長が第２の符号化されたディジタル信号５２２のブロック長と等しくなるように、第１の符号化レートと第２の符号化レートとの比が選択される。
【００５４】
コンバイナ１２０は、第１の符号化されたディジタル信号５１２と第２の符号化されたディジタル信号５２２とを結合して、結合されたディジタル信号１２２を取得及び提供する。
【００５５】
装置５００は、図１で説明した装置の代替とすることができる。なぜなら、いずれの場合でも、異なるブロック長を有する入力信号がある程度調整されたものとなり、入力信号のブロック長が等しくなるからである。このように、データレートは、短いブロック長を有する入力信号のデータレートにはもはや依存しない。
【００５６】
例えば、第１のディジタル入力信号１０２のブロック長が２に等しく、第２のディジタル入力信号１０４のブロック長が４に等しければ、１：４の符号化レートを有する第１のエンコーダ５１０と、１：２の符号化レートを有する第２のエンコーダ５２０とが使用され、８ビットの等しいブロック長を有する信号５１２及び５２２が得られる。
【００５７】
図６ａは、結合されたディジタル信号６０２に基づき、分離されたディジタル信号６２２を提供する装置６００のブロック図の一例である。結合されたディジタル信号６０２は、既知のディジタル信号６０４及び未知のディジタル信号の情報を含んでおり、結合されたディジタル信号６０２のブロックは、未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられたビットと、未知のディジタル信号のフィルビットに関連づけられたビットとを含んでいる。装置６００は、ビット決定部６１０及びセパレータ６２０を備えている。
【００５８】
ビット決定部６１０は、ビット重要度（bit significance）情報に基づき、未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられた、結合されたディジタル信号６０２のブロックのビットを決定する。
【００５９】
セパレータ６２０は、既知のディジタル信号６０４に基づき、結合されたディジタル信号６０２から未知のディジタル信号の復号されるべきビットを分離して、分離されたディジタル信号６２２を取得及び提供する。
【００６０】
ビット重要度情報は、メモリユニットが記憶及び提供する既知の情報である。メモリユニットは、装置６００の任意の部分とすることができる。あるいは、ビット重要度情報は未知のディジタル信号の中に含まれている。こうして、ビット重要度情報は所望に応じて変更できる。
【００６１】
例えば、ビット重要度情報は、復号されるべきビット及び／又はフィルビットが、結合されたディジタル信号６０２のブロックのビットシーケンスのどの位置にあるかをビット決定部６１０に知らせる。ビット重要度情報は、更に、フィルビットの値をビット決定部６１０に知らせる。この情報は、ビット誤り率を低減するために使用される。
【００６２】
上述の装置６００は、無線通信システムの端末、例えば、移動局の受信機の一部分とすることができる。
【００６３】
図６ｂは、結合されたディジタル信号６０２に基づき、分離されたディジタル信号６２２を提供する装置６５０のブロック図の一例である。結合されたディジタル信号６０２は、既知のディジタル信号６０４及び未知のディジタル信号の情報を含んでいる。既知のディジタル信号６０４のブロック長は、結合されたディジタル信号６０２のブロック長よりも短い。装置６５０はビットアダー１１０とセパレータ６２０とを備えている。
【００６４】
ビットアダー１１０は、少なくとも１つのフィルビットを既知のディジタル信号６０４のブロックへ追加して、調整された既知のディジタル信号６１２を取得し、調整された既知のディジタル信号６１２のブロック長が、結合されたディジタル信号のブロック長と等しくなるようにする。
【００６５】
セパレータ６２０は、既知のディジタル信号６０４に基づき、結合されたディジタル信号６０２から未知のディジタル信号を分離して、分離されたディジタル信号６２２を取得及び提供する。
【００６６】
上述の装置６５０は、無線通信システムの端末、例えば、基地局の受信機の一部とすることができる。
【００６７】
本発明の幾つかの実施形態は、システムモデルに関連したものである。図７に示しているようなセルラ双方向中継システムについて説明する。中継局７１０は、ＭＡＣ段階で受信内容を完全に復号するものとする。ＢＲＣ段階では、ＲＳ７１０はＢＳ７２０に対して良好なチャネルを有しているが、ＭＳ７３０へは良好ではないチャネルを有している。「R. F. Wyrembelski, T. J. Oechtering, I. Bjelakovic, C. Schnurr, and H. Boche, 「Capacity of Gaussian MIMO bidirectional broadcast channels」, in IEEE Int. Symposium on Inf. Theory, Toronto, Canada, July 2008, pp.584-588」によれば、ＢＳ７２０への高いデータレート及びＭＳ７３０への低いデータレートを用いた送信が同時にできる。説明されているコンセプトは、異なるレートを同時に用いてＢＳ７２０及びＭＳ７３０へデータを送信する可能性を提供する。「R. F. Wyrembelski, T. J. Oechtering, I. Bjelakovic, C. Schnurr, and H. Boche, 「Capacity of Gaussian MIMO bidirectional broadcast channels」, in IEEE Int. Symposium on Inf. Theory, Toronto, Canada, July 2008, pp.584-588」の仮定によれば、ＭＡＣ段階の制約は考慮されない。即ち、ＢＳはＭＳへ送信されるデータに関する完全な情報を有するとされ、逆の場合もそうである。これは、ＢＲＣ段階がスタートする前に、中継局が、ＢＳからのデータよりもＭＳからのデータを多く有することを意味する。これは、例えば、中継局がバッファを有していて、ＭＳからの復号されたデータを蓄積することによってなされる。別の方法は、ＯＦＤＭＡ（直交周波数分割多元接続）システムにおいて、ＭＳが、より多い副搬送波を使用して中継局へ送信し、その一方でＢＳが、より少ない副搬送波を使用してＭＡＣ段階で中継局へ送信することである。
【００６８】
次に、４ビット／シンボルのデータがＭＳから各ＲＳアンテナを通してＢＳへ送信されるとともに、２ビット／シンボルのデータがＢＳから各ＲＳアンテナを通してＭＳへ送信される例について説明する。ＢＳへの送信は「フルレート」と呼ばれ、ＭＳへの送信は「ハーフレート」と呼ばれる。というのは、未知のデータは、より低いレートを用いてＭＳへ送信されるからである。中継局は、ＭＳへ送信される２つのビットへ２つの「０」ビットを付加し、ＢＳへ送信される４つのビットを用いて、それらのビットをＸＯＲする。ＭＳは各シンボル内のデータビットの一部を先験的に知っているため、ＭＳは送信された信号コンステレーションの部分集合を復号するだけでよい。ある一定のＢＥＲ要件を前提として、ＭＳでＢＥＲを達成するために要求される信号対雑音比（ＳＮＲ）は、送信された信号コンステレーションの完全な集合を復号する場合よりも極めて低い可能性がある。
【００６９】
次の例は、強いリンク又は良好なチャネルについて４ビット／シンボルを示し、弱いリンク又は良好でないチャネルについて２ビット／シンボルを示すが、説明したコンセプトは他の全ての組み合わせでもあてはまる。例えば、強いリンクは８ビット／シンボルを使用し、弱いリンクは１ビット／シンボル、２ビット／シンボル、４ビット／シンボルを使用する。
【００７０】
動機づけとなる例８００を図８に示している。ＲＳは、ｄm＝０１１０をＢＳへ送信しようとする。同時に、ＲＳはｄb＝０１をＭＳへ送信する。ｄm及びｄbは、それぞれＭＳ及びＢＳが認識している。というのは、それらはＭＡＣ段階で中継局へ送信されたからである。中継局は、最初に２つのゼロをｄbの前に付加し、ｄb＝０１１０を用いてそれをＸＯＲし、ｄr＝０１１１を得る。ＢＳはＸＯＲ演算によりｄrを先験的には知らない。しかし、ＭＳはｄrの最初の２つのビットを知っている。なぜなら、ゼロのみがｄbの始めに付加され、ｄrの最初の２つのビットはｄmと同じく０１だからである。したがって、ＭＳは、０１から始まるコンステレーションの部分集合を復号するだけでよい。
【００７１】
スペクトル効率のこの損失を最小化し、更には除去するため、例えば、トレリス符号化変調（ＴＣＭ）でも使用される特殊なシンボルマッピングが利用される（例えば、「G. Ungerboeck,「Channel coding with multilevel/phase signals」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 28, no. 1, pp.55-67, Jan. 1982」を参照）。これらのマッピングの特殊な特性は、同じビットでスタートするシンボル（例えば、０１ｘｘ）が遠く離れていることである（例えば、図１０ａを参照）。この例でＭＳが復号しなければならない新しいコンステレーションは、図１０ａにあるマッピングのためのシフトされた４−ＱＡＭである。これは、シンボル当たり２つの符号化ビットについて理想的に使用される（シフトされない）４−ＱＡＭ変調と比較して欠点が小さい。
【００７２】
ＭＳは部分集合の中で復調するが、ＢＳは依然として１６−ＱＡＭシンボル空間の全体の中で従来の復調を行わなければならない。なぜなら、シンボル当たり４ビットが受信され、ビットのいずれも先天的には知られていないからである。同じアイデアは、他のコンステレーション、例えば、８−ＰＳＫについても使用できる。既知の最初のビット及び適切なマッピングを用いて、４−ＰＳＫが得られる。ＱＡＭについてはシフトに起因した小さい効率損失が起こるにすぎないが、８−ＰＳＫは４−ＰＳＫ変調と比較して損失がないことが結論付けられる。
【００７３】
図９は、ＸＯＲ結合及び１６−ＱＡＭコンステレーションを使用した非対称データレートを有する通信のシステムモデルの一例である。部分集合を定めるビットはハッチングされている。括弧内の数字はシンボルのビットを表している。
【００７４】
図９ａは、中継局エンコーダ９００ａのブロック図である。示されている原理は、先に説明した変調信号提供装置に相当する。エンコーダ９００ａは、ビットアダー１１０（ゼロ付加）と、コンバイナ１２０（ＸＯＲ）と、マッピング手段９１０（マップ）とを備えている。更に、変調された信号を送信するアンテナ９２０が示されている。
【００７５】
この例において、ビットアダー１１０は２つのゼロを入力信号１０２へ追加し、コンバイナはＸＯＲに基づいて機能する。
【００７６】
マッピング手段９１０はコンバイナ１２０へ接続しており、結合されたディジタル信号１２２に基づいて変調された信号を提供する。
【００７７】
アンテナ９２０はマッピング手段９１０へ接続している。
【００７８】
図９ｂは、移動局（弱いリンク）の復号部９００ｂのブロック図である。示されている原理は、先に説明した分離されたディジタル信号を提供する装置に相当する。復号部９００ｂは、セパレータ６２０とデマッピング手段９３０とを備えている。この例において、デマッピング手段９３０はビット決定部を備えている。更に、結合されたディジタル信号の情報を含んだ送信信号を受け取るため、デマッピング手段９３０へ接続したアンテナ９２０が示されている。
【００７９】
デマッピング手段９３０はセパレータ６２０へ接続しており、既知のディジタル信号９０２の情報を使用して復号処理のビット誤り率を低減する。
【００８０】
この例において、セパレータ６２０は、結合されたディジタル信号と既知のディジタル信号９０２とのＸＯＲに基づいて、分離されたディジタル信号６２２を得る。
【００８１】
移動局の場合には、既知のディジタル信号９０２は、前述した第２のディジタル入力信号に対応し、未知のディジタル信号は、前述した第１のディジタル入力信号に対応する。
【００８２】
図９ｃは、基地局の復号部９００ｃのブロック図である。復号部９００ｃは、ビットアダー１１０と、セパレータ６２０と、デマッピング手段９４０とを備えている。更に、結合されたディジタル信号の情報を含んだ送信信号を受信するための、デマッピング手段９４０へ接続されたアンテナ９２０が示されている。
【００８３】
ビットアダー１１０はセパレータ６２０へ接続されており、中継局のビットアダーが第１のディジタル入力信号へ追加するものと同じフィルビットを既知のディジタル信号９０２へ追加する。
【００８４】
したがって、セパレータ６２０は、例えばＸＯＲに基づいて、結合されたディジタル信号から未知のディジタル信号をビットごとに分離し、分離されたディジタル信号６２２を取得する。
【００８５】
デマッピング手段９４０はセパレータ６２０へ接続されており、受信した信号に基づいて、結合されたディジタル信号を提供する。
【００８６】
基地局の場合には、未知のディジタル信号は、前述の第２のディジタル入力信号に対応し、既知のディジタル信号９０２は、前述の第１のディジタル入力信号に対応する。
【００８７】
本発明の幾つかの実施形態は、１６−ＱＡＭに対する集合分割（set partitioning）に関連する。マッピング関数ｆmapは、ビットｂ1，ｂ2，…，ｂmに対する演算子であり、複素シンボルｓを生成する。即ち、
【数２】
2010187377.tif 000004
である。
【００８８】
１６−ＱＡＭコンステレーションについて上述した特性を満たすマッピングを図１０ａに示している。固定された最初の２ビットに対して得られる部分束（sublattice）は、それ自体シフトされた４−ＱＡＭコンステレーションである。これは直交集合分割（orthogonal set partitioning）（ＳＰｏ）マッピング１０００Ａとして示されている。部分束の最も近い近傍（neighbor）の数に関して一層良好なマッピングは、図１０ｂに示されている非対称ＳＰ（skewed SP）（ＳＰｓ）マッピング１０００Ｂである。ここに示した２つのマッピングの場合、部分集合はアンチグレーマッピングを有する。グレーマッピングである部分集合を有するコンステレーションの場合、コンステレーションはそれぞれＳＰｏ（set=gray）、ＳＰｓ（set=gray）として示されている。
【００８９】
言い換えれば、図１０ａ及び図１０ｂは、１６−ＱＡＭの集合分割（ＳＰ）コンステレーションを示している。ここで、図１０ａは矩形集合分割（rectangular set partitioning）（ＳＰｏ）であり、図１０ｂはアンチグレーである部分集合を有する非対称集合分割（ＳＰｓ）である。
【００９０】
非対称なデータレートを有するシステムの性能は、一例として、まずＳＩＳＯの場合について評価し、次にＭ＝Ｎ＝Ｒ＝２を有するＭＩＭＯの場合について評価する。符号化なしのレイリーフェージング・システムを使用する。
【００９１】
システムモデルの場合、時間ｔにおいて受信した離散時間ベースバンド信号ｙtは、次のように書くことができる。
【数３】
2010187377.tif 000005
ここで、ＭＩＭＯチャネルＨは、各成分において複素ガウス分布に従い、分散は１である。ベクトルｓtはタイムスロットｔの変調されたシンボルベクトルであり、ｎtは分散σn2を有するガウス雑音ベクトルである。ＲＳにおける送信信号シンボルは、平均電力Ｐ＝ｓtHｓtを有する。以下、完全なチャネル状態情報（ＣＳＩ）があるとする。したがってＨは受信機が完全に認識している。ＳＮＲはＰ／σn2として定められる。
【００９２】
例えば、ＳＩＳＯの場合に、シミュレーションを用いて、ＸＯＲ再符号化非対称通信について異なるマッピングの性能を検証する。ナチュラル、グレー、ＳＰｏ、ＳＰｓの各マッピングを比較する。各ステーションは単一のアンテナを装備している。ＲＳはフルレート（例えば、４未知ビット／シンボル）でＢＳへ送信し、ハーフレート（例えば、２未知ビット／シンボル）でＭＳへ送信する。ハーフ・データレートを有する方向（ＲＳ→ＭＳ）に対する符号化なしの性能１１００ａを図１１（ａ）に示している。ＳＰマッピングスキーム１１１０、１１１５、１１２０、１１２５は、増加したシンボル間ユークリッド距離に起因して、かなり良好な性能であることに留意されたい。部分集合がグレーマッピング１１０５（例えば、set=gray）内に配置されると、性能は一層良くなる。ＳＰマッピングの中で、ＳＰｓ１１１５及び１１２５は、最も近い近傍の数が少なくなるため、ＳＰｏ１１１０及び１１２０の性能にやや勝る。更に、４−ＱＡＭグレーコンステレーション１１３０を評価する。これはＳＰと比較すると性能が良い。この理由は、コンステレーションがシフトされず、同じ平均エネルギーを有しながら、より大きいシンボル間距離が可能となるからである。差は約１ｄＢである。
【００９３】
図１１ｂは、他の方向、すなわちフルレート送信であるＲＳ→ＢＳについて示している。この場合、シンボル誤り率の差はない。シンボル誤り率は全てのマッピングに関して一定であるが、ビットの異なる配列に関して純粋な差がある。グレー符号１１０５は最小ＢＥＲという意味で明らかに最適化されている。なぜなら、近隣のシンボルは小さなハミング距離を有するからである。全ての他のマッピングの性能は準最適なものである。ＳＰｏ  １１１０及び１１２０並びにＳＰｓ  １１１５及び１１２５は、ほぼ等しい性能である。同じＢＥＲ要件（例えば、１０-2）を前提として、ＳＰｏ及び／又はＳＰｓスキームが使用される場合は、ＭＳはＢＳよりもずっと低いＳＮＲで復号することができる。
【００９４】
言い換えれば、図１１ａ及び図１１ｂは、グレー変調を使用したＲＳ→ＭＳ（ハーフレート）及びＲＳ→ＢＳ（フルレート）送信について、双方向中継符号化なしの１ｘ１ｘ１システムを示したものである。
【００９５】
先のシミュレーションではＳＩＳＯチャネルを対象とした。送信アンテナが１つの場合、シンボルは複素数であるか又は２次元実ベクトル空間内の点である。ここで、結果をＭＩＭＯチャネルに拡張する。シンボルは、ｎ個の複素数、又は２ｎ次元実ベクトル空間内の点によって与えられる。ＭＩＭＯの場合、マッピング関数は次のように表現される。
【数４】
2010187377.tif 000006
【００９６】
これはシンボルのマッピングにずっと大きな柔軟性が存在することを意味する。なぜなら、より多くの利用可能な次元が存在するからである。しかし、ＳＩＳＯマッピングスキームも使うことができ、各成分を別々に変調することによりＭＩＭＯの場合へ変換できる。すなわち、
【数５】
2010187377.tif 000007
である。
【００９７】
このシンボル毎（symbol-wise）のマッピングスキームは、［ｆmap，…，ｆmap］として表される。しかし、このアプローチには設計上の制約があり、全ての自由度を使用することはできない。ＳＩＳＯの場合、多次元マッピングも使用可能であることに留意すべきである。手法は、１つの多次元シンボルについて幾つかのタイムスロットを使用することである。多次元マッピングについては、例えば、「N. Tran and H. Nguyen, 「Multi-dimensional mappings of M-ary constellations for BICM-ID systems」, in Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering」を参照されたい。類似のコンセプトとしては変調ドーピングである。これは異なるタイムスロットについて異なるマッピングを使用する（例えば、「L. Szczecinski, H. Chafnaji, and C. Hermosilla, 「Modulation doping for iterative demapping of bit-interleaved coded modulation」, IEEE Commun. Lett., vol. 9, no. 12, pp. 1031-1033, 2005」）。この例では、式４．６に基づいたシンボル毎のマッピングが使用される。空間多重化を用い、各局が２つのアンテナを有する場合のシミュレーション結果１２００ａ及び１２００ｂを、図１２ａ及び図１２ｂに示している。質的な結果はＳＩＳＯの場合と同じである。図１２は、ＲＳ→ＭＳ（ハーフレート）及びＲＳ→ＢＳ（フルレート）送信について双方向中継符号化なしの２ｘ２ｘ２システムを示している。
【００９８】
ＳＰマッピングはＸＯＲ符号化を用いた非対称通信に有効である。弱いリンクの受信機が、送信されるべくＸＯＲされたビットに関する情報を先験的に有すると仮定すれば、シンボル当たり４ビットが強いリンクへ送信され（フルレート）、シンボル当たり２ビットが弱いリンクへ送信される（ハーフレート）。ＳＰを用いる１６−ＱＡＭ変調は、ハーフレート・データの従来のグレー符号化よりも、かなり良好な性能を生じることを示した。しかし、フルレートを用いた送信方向においては、グレー符号化が依然として最適であり、ＳＰマッピングにはわずかな欠点がある。全体として、説明したスキームは興味深く、実現容易なアプローチである。このアプローチは、非対称データレートを用いる双方向中継で、それ自体有用であることを証明し得る。
【００９９】
本発明の幾つかの実施形態は、ビットインタリーブ符号化変調に関する。前に説明した実施形態では符号化なしのシステムを使用した。ビットインタリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ）を採用することも可能である。従来のＢＩＣＭ  １３００ａ及び１３００ｂは、図１３に示しているように、畳み込みエンコーダ１３１０と、ランダム・ビットインタリーバ１３２０（π、π-1）と、メモリレス変調部１３３０との直列接続としてモデル化できる。ビットインタリーバ１３２０は、シーケンシャルフェージング相関を破壊して、ダイバーシティ次数（diversity order）を符号の最小ハミング距離まで増加させるためのものである。前に説明したように、コヒーレント検波を用いた周波数非選択レイリーフェージングチャネルを使用する。更に、チャネルは十分に急速なフェージングを有するものとし、従ってコヒーレンス時間は符号化ブロックよりもずっと小さい。ソフト復調部１３４０はＬＬＲ値を計算する。ＬＬＲ値はソフトデコーダ１３５０によって処理される。
【０１００】
ＳＩＳＯシステムのメトリックの観点では、データは畳み込み符号によって符号化され、ソフトデコーダを用いて復号される。「G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, 「Bit-interleaved coded modulation」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, no. 3, pp. 927-945, May 1998」によれば、グレーマッピングを用いるＢＩＣＭのビット誤り率（ＢＥＲ）は、次のように表すことができる。
【数６】
2010187377.tif 000008
ここで、ｄ（Ｃ）は、符号Ｃの最小２進ハミング距離を表しており、まさしく使用される符号に依存する。Ｒは符号化レートであり、ｄh2はユークリッド距離の二乗の調和平均であり、後で定める。Ｅbは１つのデータビットに使用されるエネルギーである。つまり、
【数７】
2010187377.tif 000009
の高い値では、対数目盛上のＢＥＲ曲線は直線に近づく。この直線は−ｄ（Ｃ）に比例する傾きを有し、オフセットＲｄh2だけ水平に平行移動している。セットアップ時には、ｄh2（及びＳＮＲ）を除く全てのこれらのパラメータは一定である。したがって、メトリックｄh2が重要である。グレーマッピング以外のマッピングでは、漸近特性の限界のみが存在する（例えば、「G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, 「Bit-interleaved coded modulation」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, no. 3, pp.927-945, May 1998」を参照）。ｄh2とは別に、Ｎminの値も性能に対して役割を果たす。双方のメトリックは次に導入する。
【０１０１】
マッピングスキームの性能を分析して追跡できるように、メトリックｄh2を導入する（例えば、「G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, 「Bit-interleaved coded modulation」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, no. 3, pp. 927-945, May 1998」を参照）。ｄh2は次のように定義される。
【数８】
2010187377.tif 000010
ここで、ｍはコンステレーションの中のビットの数である（すなわち、Ｍ−ＱＡＭの場合、ｍ＝ｌｏｇ2  Ｍである）。ＸbiのｂはＭ値コンステレーション（M-ary constellation）Ｘの部分集合であり、第ｉ番目のビット位置に２進値ｂを有する。
【数９】
2010187377.tif 000011
は
【数１０】
2010187377.tif 000012
になるように設定される。こうして、ｄh2は最小二乗ユークリッド距離の調和平均となる。性能に対して重要な更なるメトリックは、距離ｄminにおけるシンボルの平均数である。ここで、ｄminは任意の２つのコンステレーション点の最小距離である。メトリックはＮminであり、形式的に次のように定義される。
【数１１】
2010187377.tif 000013
ここで、Ｎ（１，ｘ）は、ｘから距離ｄminにあるｚ∈Ｘbiの近傍の数である。一般的に、ｄh2が高くなりＮminが低くなれば、それだけ性能は良好になるが（例えば、「G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, 「Bit-interleaved coded modulation」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, no. 3, pp. 927-945, May 1998」を参照）、閉じた式（closed formula）は存在しない。提示されたスキームのような非対称通信に対しても、メトリックを採用することができる。この場合、幾つかのビットが先天的に知られており、これは部分集合のみが考慮されることを意味する。最初のｍ1のシンボルが知られていれば、メトリックは次のように定義される。
【数１２】
2010187377.tif 000014
これは、低いレートの場合（例えば、ハーフレートの場合）のｄh2に対応する。データレートはフル・データレートの一部、すなわち（ｍ−ｍ1）／ｍである。式４．１０では、
【数１３】
2010187377.tif 000015
について次の式が使用される。
【数１４】
2010187377.tif 000016
ここで、Ｘ（ｄ1＝ｂ1，ｄ2＝ｂ2，…，ｄm1＝ｂm1）はＸの部分集合を表し、第ｋ番目のビット位置で２進値ｂkを有する。ただし、ｋ＝１…ｍ1である。ｘiはシンボルｘの第ｉ番目のビットを表す。同様に、低いレートの場合にＮminを計算することができ、Ｎmin（Ｒ＝ｍ／ｎ）で表される。表４．１では、様々なマッピングについて式を評価している。
【０１０２】
【表１】
2010187377.tif 000017
【０１０３】
表４．１内のインデックスaによれば、４−ＱＡＭに対するメトリックはハーフレート（Ｒ＝１／２）の欄に置かれた。この理由は、４−ＱＡＭがシンボル当たり２ビットを含み、ハーフレート１６−ＱＡＭと同じであるためである。
【０１０４】
ＭＩＭＯの場合、「S. Baro, 「Turbo detection for MIMO systems: bit labeling and pre-coding」, Europ. Trans. Telecommun., vol. 15, no. 4, pp. 343-350, 2004」にも記載されているように、多次元へ拡張した同じメトリックを使用することができる。シンボルの代わりに、対応するシンボルベクトルを挿入することによって、ｄh2（Ｒ＝ｒ）及びＮmin（Ｒ＝ｒ）に対する式を採用する。先ず、シンボル毎のマッピングによって生成された多次元コンステレーションについて説明する。複素ｎ次元を有するベクトル空間は、実２ｎ次元を有するベクトル空間として考えることができる。各次元で同じマッピングが適用されるならば、ＳＩＳＯの場合と比較してメトリックｄh2は変化しない可能性がある。コンステレーションの次元が式４．６のように拡張されるならば、ｄh2は変化しない（更に、「N. Muhammad and J. Speidel, 「Design of multidimensional mappings for iterative MIMO detection with minimized bit error floor」, Munich, Germany, Apr. 2006」の定理２を参照）。部分集合のｄh2（Ｒ＝ｒ）についても同じことがいえる。各次元の異なるマッピングが結合されると、新しいｄh2は、次元ごとの個々のｄh2の調和平均である。しかし、より高い次元には、ストリーム変調ごとに適用することによって生成されたこれらのマッピングよりも良好なマッピングが存在する可能性がある。トレリスコード化変調ＴＣＭシステムに対する多次元マッピングの幾つかの研究は、例えば、「G. Pottie and D. Taylor, 「Multilevel codes based on partitioning」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 35, no. 1, pp. 87-98, Jan. 1989」及び「S. Pietrobon and D. Costello, 「Trellis coding with multidimensional QAM signal sets」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 39, no. 2, pp. 325-336, Mar. 1993」に記載されている。しかし、適切な部分集合を有するマッピングを見出す問題、即ち、ｄh（Ｒ＝１／２）を最適化してＮmin（Ｒ＝１／２）を最小化する問題については、結果が知られていない。ｄh2（Ｒ＝１／２）を更に改善できる２次元の１６−ＱＡＭコンステレーションに対する３つのマッピングが図４５から図４７に示されている。原理的には、これらはＳＰｓマッピングへの多次元拡張である。これらの全ての３つのマッピングは、最初の４ビットが固定されると同じ部分集合を有する。こうして、各シンボルについて最初の４ビットは各マッピングに関して同じである。部分集合は、シンボル間の距離が大きくなるように選ばれる。最後の４ビットはランダムに配列されており、それぞれＳＰ４ａ、ＳＰ４ｂ、ＳＰ４ｃについてグレー及びアンチグレーである。表４．２から、ＳＰ４ｂマッピングはｄh（Ｒ＝１／２）を２へ更に改善できることが分かる。これは１次元では不可能であった。しかし、この改善はＮminの増加コストによって実現されるものである。
【０１０５】
【表２】
2010187377.tif 000018
【０１０６】
提示されたスキームに従った非対称データレートを有するＢＩＣＭシステムについてシミュレーションを行う。ＵＭＴＳ仕様「ETSI, 「Universal mobile telecommunications system (UMTS); multiplexing and channel coding (TDD)」, Tech. Rep. 3GPP TS 25.222 version 4.2.0, Dec. 2001」に従ったレート１／２を有する畳み込み符号を使用する。制約長は９であり、コード生成多項式は５６１及び７５３（８進数）である。Ｋ＝５１２ビットのブロック長を使用する。これは、４０＜Ｋ＜５１１４であるＵＭＴＳの値である（「ETSI,「Universal mobile telecommunications system (UMTS); multiplexing and channel coding (TDD)」, Tech. Rep. 3GPP TS 25.222 version 4.2.0, Dec. 2001」）。ランダムインタリーバも５１２ビットの長さを有する。
【０１０７】
【表３】
2010187377.tif 000019
【０１０８】
ＳＩＳＯシステムの結果を図１４に示している。図１４は、ＲＳ→ＭＳ（ハーフレート）及びＲＳ→ＢＳ（フルレート）送信について双方向中継符号化なし１ｘ１ｘ１システムを示している。「１６ＱＡＭ  Ｒ＝１／４」は、Ｒ＝１／４畳み込みエンコーダを使用して、ゼロを付加することなくｄbを符号化し、ｄmを用いてそれをＸＯＲすることを意味する。表４．１のメトリック値から、それはシミュレーションの曲線へ関係づけることができる。一般的に、ｄh2が高くＮminが低いマッピングは、より良好な性能を有する。最初のフルレート通信１４００ｂについて説明する。グレーマッピング１１０５は最も高いｄh2及び最も低いＮminを有し、従って最良の性能を有する。ＳＰｏ  １１１０及び１１２０とＳＰｓ  １１１５及び１１２５との間の違いは、ＳＰｓ  １１１５及び１１２５が低いＮminを有することであり、これも性能に反映される。
【０１０９】
ハーフレート通信１４００ａの場合、ＳＰスキームはフルレートの場合よりもずっと高いｄh2（Ｒ＝１／２）を有する（０．４６６→１．６、レート低減からの５ｄＢの利得）。その一方で、グレーマッピング１１０５及びナチュラルマッピング１４０５は利得を有しない。ＳＰｏ  １１１０及び１１２０とＳＰｓ  １１１５及び１１２５は、Ｎminにおいて異なる。ここで、ＳＰｏ  １１１０及び１１２０は、図１４ａからわかるように、より良好な性能を有し、ＳＰは明らかにハーフレートの場合にグレー及びナチュラルマッピングよりも性能において勝る。グレーの部分集合でラベリングされたＳＰは、グレーの４−ＱＡＭ  １１３０よりも１ｄＢだけ悪い。これはｄh2（Ｒ＝１／２）の差に対応する。アンチグレーの部分集合を用いるＳＰの場合、４−ＱＡＭグレーとの差は約２ｄＢである。更に、レート１／４の畳み込み符号を用いる１６−ＱＡＭ変調１４１０は、やや良好になった性能を有する。「R. Johannesson and P. Stahl, 「New rate 1/2, 1/3, and 1/4 binary convolutional encoders with an optimum distance profile」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 45, no. 5, pp. 1653-1658, July 1999」に記載の畳み込み符号は、レート１／２符号と同じ制約長（Ｋ＝９）を有する。
【０１１０】
図１５におけるＭＩＭＯの結果も類似したものである。図１５は、ＲＳ→ＭＳ  １５００ａ（ハーフレート、図１５ａ）及びＲＳ→ＢＳ  １５００ｂ（フルレート、図１５ｂ）送信の双方向中継符号化なし２ｘ２ｘ２システムを示している。
【０１１１】
本発明の幾つかの実施形態は、反復復号を用いるビットインタリーブ符号化変調に関する。先に示したように、ＳＰ変調は１つの方向（ハーフレート）で大きな性能を有する。しかし、その代償は他の方向（フルレート）における性能の低下である。ここで、フルレート・リンクの場合でも、ＳＰマッピングはグレー変調よりも良好又は等しい性能を達成できることが示される。アイデアはデマッピングを反復的に改善することであり、これは特にＳＰを用いるとき良好に働く。スキームは、ビットインタリーブ符号化変調反復復号（ＢＩＣＭ−ＩＤ）と呼ばれる。
【０１１２】
ビットインタリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ）（例えば、「G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, 「Bit-interleaved coded modulation」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, no. 3, pp. 927-945, May 1998」を参照）は、時変チャネルでダイバーシティを増加するために紹介された。ＢＩＣＭシステムの反復復号方法は、「A. Chindapol and J. Ritcey,「Design, analysis, and performance evaluation for BICM-ID with square QAM constellations in rayleigh fading channels」, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 19, no. 5, pp. 944-957, May 2001」と、「A. C. X. Li and J. A. Ritcey, 「Bit-interleaved coded modulation with iterative decoding and 8 PSK signaling」, IEEE Trans. Commun., vol. 50, no. 8, pp. 1250-1257, Aug. 2002」と、「X. Li and J. Ritcey, 「Trellis-coded modulation with bit interleaving and iterative decoding」, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 17, no. 4, pp. 715-724, Apr. 1999」とにおいて紹介されており、ＢＩＣＭ−ＩＤと呼ばれている。スキームは、グレーマッピング以外の特殊なコンステレーションマッピングを暗示している。反復したやり方で、デコーダはデータの一層良好な推定値を生成する。スキームは、好ましくは、ソフト復号と一緒に使用される。上記で紹介されたＳＰマッピングは、ＢＩＣＭ−ＩＤシステムで有用であることを証明することができる。ＳＰ変調はフィードバックの後で大きなユークリッド距離を導入し、反復復号を用いて改善された性能を生む。双方向中継にＳＰ変調を用いるＢＩＣＭ−ＩＤの性能を以下に説明する。
【０１１３】
反復復号を用いるビットインタリーブ符号化変調（bit interleaved coded modulation with iterative decoding: ＢＩＣＭ−ＩＤ）は、復号部からの情報を復調部で使用できるようにフィードバックする。理想的なインタリービングを用いれば、チャネルシンボルを形成する符号化ビットは独立である。従って、（チャネル雑音からの影響が少ない）強いデータセクションからのフィードバックは、高次の復調であいまいさを除去し、弱いデータセクション（望ましくない雑音パターンにさらされるデータセクション）の復号を向上することができる。復号フィードバックによって提供される他のビットの完全な情報を用いると、１６−ＱＡＭ変調は各ビット位置に対する２進変調へ効果的に縮小される。こうして、２進変調のシンボル間の距離は著しく増加される。フィードバックを用いるシンボル間の距離は、使用されるマッピングに大きく依存する。システムは、フィードバック誤りの効果を低減し、誤り伝搬を制御するように設計されなければならない。これはソフト判定フィードバック及び良好に設計されたインタリーバによって達成される。全体的システムのブロック図は、図１６に示されている。図１６ａに示された送信機側１３００ａは、エンコーダ１３１０と、インタリーバ１３２０と、変調部１３３０との直列接続により構成されている。図１６ｂに示された受信機側１６００は、復調部１６１０と、インタリーバ１６２０（π、π-1）と、ソフトデコーダ１６３０とを有している。これらは反復復号が可能となるように接続されている。
【０１１４】
従来の復調部は、利用できる先天的情報を有さず、最大尤度（ＭＬ）推定を使用する。システム設計では、先天的情報がフィードバックされ、最大後天的（ＭＡＰ）推定が採用される。最初の反復では、依然としてＭＬが使用される。なぜなら、先天的情報を利用できないからである。ビットメトリックを再計算するとき、同じチャネルシンボルｓt上で他のビット（ｊ≠ｉ）の先天的確率のみが必要である。故に、受信機は式（４．１５）を使用してビットメトリックを再生成し、復調及び復号を反復する。最後の反復の後に、最後に復号された出力は、ソフトデコーダの出力におけるデータのビットメトリックλdに基づくハード判定（hard decision）である。データの先天的情報は使用しないので、ソフトデコーダの出力は外因性情報と等しいことに留意されたい。
【０１１５】
更に、フィードバックを組み込んだメトリックを定義することができる。アイデアとしては、推定するビットを除いた全ビットの完全フィードバックを仮定することである。これは、ただ１つの他の候補シンボルを残す。従って、式４．８の
【数１５】
2010187377.tif 000020
について、次の定義が得られる。
【数１６】
2010187377.tif 000021
【０１１６】
【数１７】
2010187377.tif 000022
という量は、シンボルｘと、第ｉ番目のビットを除き等しいビットラベルを有するシンボルとの間の距離にあたる。フィードバックを用いる新しいメトリックは、波形ダッシュを用いて表される。すなわち、
【数１８】
2010187377.tif 000023
である。漸近的ビット誤り率（ＢＥＲ）は、次式のように書かれる（例えば、「G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, 「Bit-interleaved coded modulation」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, no. 3, pp. 927-945, May 1998」と、「N. Tran and H. Nguyen, 「Design and performance of BICM-ID systems with hypercube constellations」, IEEE Trans. Wirel. Comm., vol. 5, no. 5, pp.1169-1179, May 2006」と、「「Signal mappings of 8-ary constellations for BICM-ID systems over a rayleigh fading channel」, in Proc. IEEE Canadian Conf. on Elec. And Comp. Engineering, Niagra Falls, Canada, May 2004」を参照）。
【数１９】
2010187377.tif 000024
ただし、ｄ（Ｃ）は符号Ｃの最小２進ハミング距離を表し、Ｒは符号化レートである。低いＳＮＲでは、ｄh2及びＮminで特徴づけられる最初の反復の性能が依然として重要である。高いＳＮＲでは、
【数２０】
2010187377.tif 000025
によって性能が完全に定義される。
【数２１】
2010187377.tif 000026
の値は、前のセクションからの結果と共に、表４．４で評価及びプロットされている。
【０１１７】
【表４】
2010187377.tif 000027
【０１１８】
フル・データレートの場合、フィードバックが存在するときに、ＳＰスキームは大きな利得を有し（０．４６６→０．８７０、２．７１ｄＢ）、ナチュラル及びグレーは小さい利得を有する（０．４９２→０．５１４、０．１９ｄＢ）ことに留意されたい。再び、ナチュラル及びグレー符号化はハーフ・データレート通信に適さないことが明らかとなる。更に、フィードバックを用いると、フルレートに匹敵する利得は存在しない。ＳＰスキームはハーフレート通信の場合にフィードバック利得を有する（１．６００→２．３６４、１．６９ｄＢ）。しかし、この利得はフルレートのように大きくない。「A. Chindapol and J. Ritcey,「Design, analysis, and performance evaluation for BICM-ID with square QAM constellations in rayleigh fading channels」, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 19, no. 5, pp. 944-957, May 2001」において、著者は修正されたＳＰスキームを提案している。このスキームは、説明した全てのマッピングスキームの中で、フルレートの場合に最高のフィードバック利得を達成する。しかし、この修正されたＳＰは低いｄh2を有する。故に、この修正されたＳＰスキームは、この明細書においてこれ以上検討しない。
【０１１９】
ＭＩＭＯの場合、ＢＩＣＭＩＤの性能を特徴づける多くの結果は存在しない。「N. Muhammad and J. Speidel, 「Design of multidimensional mappings for iterative MIMO detection with minimized bit error floor」, Munich, Germany, Apr. 2006」において、ここでも使用される（多次元について採用された）
【数２２】
2010187377.tif 000028
が最大化される。メトリックは２つの次元について評価され、表４．５に記載している。ＳＰ４ｂの場合、
【数２３】
2010187377.tif 000029
は２よりも大きく、更に４−ＱＡＭよりも高いことに留意されたい。
【０１２０】
【表５】
2010187377.tif 000030
【０１２１】
シミュレーションでは、ＳＩＳＯチャネルを最初に使用し、送信機及び受信機が２つのアンテナを有するＭＩＭＯチャネルは後で使用する。前に言及した同じ設定（表４．３）を使用するが、更に反復復号を用いる。反復復号を用いるブロック図は図１７に示している。図１７は、ＢＩＣＭ−ＩＤ及び１６−ＱＡＭコンステレーションと共にＸＯＲを使用する非対称データレート通信のシステムモデルを示している。部分集合を定義するビットはハッチングが掛けられている
【０１２２】
図１７ａは、本発明の実施形態の中継局エンコーダ１７００ａのブロック図である。エンコーダ１７００ａは、原理的には図９ａに示したエンコーダに対応するが、符号化された第１のディジタル入力信号１０２をビットアダー１１０へ提供するためにインタリーバ１７３０（π）へ接続された第１のエンコーダ１７２０と、符号化された第２のディジタル入力信号１０４をコンバイナ１２０へ提供するためにインタリーバ１７３０へ接続された第２のエンコーダ１７１０とをさらに備えている。
【０１２３】
図１７ｂは、本発明の実施形態に従った移動局復号部１７００ｂのブロック図である。復号部１７００ｂは、原理的には図９ｂに示した復号部に対応するが、符号化された既知のディジタル信号９０２をセパレータ６２０及びデマッピング手段９３０へ提供するためにインタリーバ１７３０（π）へ接続されたエンコーダ１７１０と、分離されたディジタル信号６２２に基づいて復号及び分離されたディジタル信号を提供するために復号部１７４０に接続されたインタリーバ１７３０（π-1）とをさらに備えている。更に復号部１７４０は、他のインタリーバ１７３０を介してデマッピング手段９３０へ接続されており、上記で説明されたＢＩＣＭ−ＩＤアーキテクチャを実現する。
【０１２４】
図１７ｃは、本発明の実施形態に従った基地局復号部１７００ｃのブロック図である。復号部１７００ｃは、原理的には図９ｃに示した復号部に対応するが、符号化された既知のディジタル信号９０２をビットアダー１１０へ提供するためにインタリーバ１７３０へ接続されたエンコーダ１７２０と、分離されたディジタル信号６２２に基づいて分離され復号されたディジタル信号を提供するために復号部１７５０へ接続されたインタリーバ１７３０とをさらに備えている。更に復号部１７５０は、他のインタリーバ１７３０を介してデマッピング手段９４０へ接続されており、上記で説明されたＢＩＣＭ−ＩＤアーキテクチャを実現する。
【０１２５】
受信機（基地局及び移動局の復号部）でのＸＯＲ結合は、「ボックスプラス」和を表す。すなわち、他の入力がビット「１」であれば、これらはソフト入力の符号を反転させる。
【０１２６】
グレー及びＳＰｏ（set=agray）マッピングについて説明する。ＳＰｏ（set=agray）は、反復復号においてＳＰｏ（set=agray）よりも性能が良い。同様に、４−ＱＡＭの場合、アンチグレーはグレーよりも性能が良い。従って、アンチグレー部分集合を用いるマッピングをシミュレーションを用いて検討する。しかし、より大きいブロック長の場合、修正ＳＰの方が良い性能を有する（例えば、「A. Chindapol and J. Ritcey, 「Design, analysis, and performance evaluation for BICM-ID with square QAM constellations in rayleigh fading channels」, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 19, no. 5, pp. 944-957, May 2001」を参照）。「J. H. F. Schreckenbach, N. Gortz and G. Bauch,「Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding」, in Proc. IEEE Global Comm. Conf. (GLOBECOM), San Francisco, CA, Dec. 1-5, 2003」に記載の探索アルゴリズムによって見出されるマッピングは、Ｍ１６ａもシミュレートされることを意味している。「J. H. F. Schreckenbach, N. Gortz and G. Bauch, 「Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding」, in Proc. IEEE Global Comm. Conf. (GLOBECOM), San Francisco, CA, Dec. 1-5, 2003」で提案されている他のマッピングスキーム「Ｍ１６ｒ」は、ハーフレートの場合に満足な結果を与えず、従って検討しない。
【０１２７】
ＳＩＳＯの場合、シミュレーションの結果は、ＳＰｏ（集合＝アンチグレー）１８０５及びグレー変調１１０５について、それぞれ図１８に示している。図１８は、異なる１６−ＱＡＭマッピングを使用するＲＳ→ＭＳ  １８００ａ（ハーフレート、図１８ａ）及びＲＳ→ＢＳ  １８００ｂ（フルレート、図１８ｂ）送信について、１ｘ１ｘ１  双方向中継システムのＢＩＣＭ−ＩＤを示している。最初のパス（ダッシュ曲線）及び５番目（５ｔｈ）のパス（実曲線）がプロットされている。ハーフレートの場合、４−ＱＡＭグレーの５回目の反復が比較のために示されている。マッピング「Ｍ１６ａ」及び「Ｍ１６ｒ」は、「J. H. F. Schreckenbach, N. Gortz and G. Bauch, 「Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding」, in Proc. IEEE Global Comm. Conf. (GLOBECOM), San Francisco, CA, Dec. 1-5, 2003」で提案されたものである。
【０１２８】
明らかに、反復復号はグレー変調システム１１０５に対して大きな利点をもたらさない。最初の反復と比較して、２回目の反復は、わずかな改善を有するが、それより多くの反復はさらなる価値を有しない。反対に、ＳＰ変調１８０５及び１８１０の場合、反復復号は性能を大きく改善する。５回の反復の後に最終的な性能を比較するならば、高いＳＮＲ領域において、フルレート１８００ｂの場合に双方の変調スキームで等しい性能が達成されることが結論づけられる。ハーフレート・データ１８００ａの場合、ＳＰマッピング１８０５及び１８１０はグレー１１０５よりもずっと良好な性能を有する。４−ＱＡＭ１８２５との差は、前のシミュレーションと同じく依然として１ｄＢである。この点において、提示された結果は、論文（例えば、「A. Chindapol and J. Ritcey, 「Design, analysis, and performance evaluation for BICM-ID with square QAM constellations in rayleigh fading channels」, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 19, no. 5, pp. 944-957, May 2001」）の性能を全く達成しない可能性があることに留意されたい。なぜなら、５１２ビットの長さを有するブロックは比較的短く選ばれたからである。
【０１２９】
ＭＩＭＯの場合、各端末が２つのアンテナを装備するシミュレーション結果が、図１９ａ及び図１９ｂにプロットしている。最初の図は、ハーフレートで送る方向を表し、２番目の図では、フルレートを採用している。図１９は、異なる１６−ＱＡＭマッピングを使用するＲＳ→ＭＳ  １９００ａ（ハーフレート、図１９ａ）及びＲＳ→ＢＳ  １９００ｂ（フルレート、図１９ｂ）送信について、２ｘ２ｘ２ｘ双方向中継システムのＢＩＣＭ−ＩＤを示している。最初のパス（ダッシュ曲線）及び５番目（５ｔｈ）のパス（実曲線）がプロットされている。ハーフレートの場合、４−ＱＡＭグレーの５回目の反復が比較のために示されている。マッピング「Ｍ１６ａ」及び「Ｍ１６ｒ」は、「J. H. F. Schreckenbach, N. Gortz and G. Bauch, 「Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding」, in Proc. IEEE Global Comm. Conf. (GLOBECOM), San Francisco, CA, Dec. 1-5, 2003」で提案されたものである。
【０１３０】
ハーフレートの場合、シンボル毎のマッピングスキームＳＰｏ  １８０５及びＳＰｓ  １８１０は、４−ＱＡＭ  １９２０及び１８２５の性能の１ｄＢにかなり近づく。多次元マッピングＳＰ１（ａ〜ｃ）１９０５、１９１０、１９１５を用いると、４−ＱＡＭの性能に近くなるか、より良好になる。これは約１ｄＢだけ悪い性能を有する１次元マッピングでは不可能であったことに留意されたい。どのマッピングが最良の性能を与えるかは、ＳＮＲに大きく依存する。２次元マッピングの誤り下限を比較する場合、
【数２４】
2010187377.tif 000031
を考えることができる。ＳＰ４ｃ  １９１５は最も低い値を有し、これは図１９ａに反映されている。しかし、大きなｄh2も有する。これは低いＳＮＲ値で性能が良好であることを意味する。
【０１３１】
フルレート・データ１９００ｂの結果は図１９ｂに示している。ＳＩＳＯとの幾つかの差異は明瞭である。
１．反復復号は、グレー符号化１１０５の場合にも性能を大幅に改善する。
２．グレー符号化１１０５は、そのように大きなフィードバック利得を有するので、ＳＰｏ１８０５は、もはやグレーよりも良好な性能を有しない。
３．ＳＰ４ｂ  １９１０は、グレー１１０５と比較して、１０ｅ−６のＢＥＲで、ほぼ同じ性能を有する。
【０１３２】
反復復号がグレー符号化を改善できることは驚くべきことである。というのは、ｄh2及び
【数２５】
2010187377.tif 000032
は１次元の場合と変わらないことが示されたからである。しかし、ＭＩＭＯの場合、他の重要な効果が存在する。ＭＩＭＯチャネルは複素エントリを有する行列である。これは、ＱＡＭシンボルが、もはや直交ベクトル空間の中には存在しないことを意味する。これは、ベクトル空間が正規直交であることを仮定されたｄh2の計算の分析とは異なる。実際に、１つの複素次元の虚及び実成分は依然として直交するが、複素基底ベクトルは直交する必要はない。簡単に言えば、ＭＩＭＯのストリーム間干渉は、その性能をＳＩＳＯとは異なるものにする。こうして、フェージングは受信機における有効ユークリッド距離を変更することができる。従って、グレーマッピングは依然として高いフィードバック利得を有し得る。マッピングＳＰ４ｂがシミュレーションで選ばれる。なぜなら、それは集合分割マッピングの中で最良の性能を与えるからである。ＳＰｏはグレーマッピングよりも性能が悪かった。より長いブロック長の場合、集合分割マッピングが一般的に一層良好な性能を有するが、グレーマッピングは大きな改善を有しない。
【０１３３】
新しいスキームは、ＸＯＲ符号化双方向中継スキームについて非対称データレート送信をサポートすることができる。このスキームは、典型的なスキームに対するいくつかの選択を伴って実装するのが容易である。特殊なコンステレーションマッピング及び反復復号が使用できる。１つの方向でシンボル当たり４つの符号化ビットを送り、他の方向でシンボル当たり２つの符号化ビットを送る１６−ＱＡＭ変調について説明する。双方の方向で高スループットを達成するマッピングが見出されている。ＳＩＳＯの場合、ＳＰｏマッピングは双方の方向で良好な性能を有する。ＳＩＳＯの結果は、ＭＩＭＯへ直接的には適用できない。この場合、異なるマッピングが最適である。１つの差異は、グレー符号化が２つの次元について大きなフィードバック利得を有することである。ＭＩＭＯのハーフレートの性能が更に改善され、４−ＱＡＭと類似した性能が達成されることが分かる。ＭＩＭＯの場合、ＳＰ１６ｂは双方の方向で良好な性能を示している。
【０１３４】
導入されたメトリックは、実際の性能の良好な指標であった。様々なメトリックが提示された。適切なマッピングスキームを探索するとき、これらのメトリックは独立して最適化することはできない。従って、妥協点が見出す必要がある。
【０１３５】
本発明に従った幾つかの実施形態は、異なる符号化レートを使用する非対称データレート送信に関する。
【０１３６】
前に示された幾つかの実施形態は、中継局でＢＳ及びＭＳへ送信されるデータの双方について同じ符号化レートを有する畳み込みエンコーダを使用する。符号化ビット長はゼロを付加することによって等しくしている。双方の受信機の復号部は、同じ復号複雑度を有する。代替案は、図２０に示しているように、異なる符号化レートを用いてＢＳ及びＭＳへ送信されるデータを符号化することである。図２０は、中継局で異なる符号化レート及び１６−ＱＡＭコンステレーションを使用する非対称データレート通信のシステムモデルを示している。部分集合を定義するビットはハッチングされている。
【０１３７】
図２０ａは、本発明の実施形態に従った中継局エンコーダ２０００ａのブロック図である。エンコーダ２０００ａは、原理的にはビットアダーを有しない図１７ａのエンコーダに対応する。ビットアダーの機能（入力信号のビット長を等しくすること）は、異なる符号化レートを有するエンコーダによって実現される。
【０１３８】
従って、エンコーダ２０００ａは、原理的には図５に示した、結合されたディジタル信号を提供する装置に対応する。
【０１３９】
図２０ｂは、本発明の実施形態に従った移動局復号部２０００ｂのブロック図である。復号部２０００ｂは、原理的には図１７ｂに描かれた復号部に対応するが、エンコーダ１７１０の符号化レートは復号部１７４０の復号レートとは等しくない。
【０１４０】
図２０ｃは、本発明の実施形態に従った基地局復号部２０００ｃのブロック図である。復号部２０００ｃは、原理的にはビットアダーを有しない図１７ｃの復号部に対応する。ビットアダーの機能は、復号部１７５０の復号レートと等しくないエンコーダ１７２０の符号化レートによって実現される。
【０１４１】
このようにして、符号化ビット長も等しくすることができる。しかしながら、２つの受信機における復号部は異なる複雑度を有する。
【０１４２】
本発明に従った幾つかの実施形態において、変調という用語は、ビットを入力とし複素シンボルを生成することとして理解されたい。可能なシンボル空間はコンステレーションと呼ばれる。配置点（コンステレーションポイント）がビット値によりラベリングされる方法は、シンボルマッピング又はラベリングと呼ばれる。異なるコンステレーションを採用して、広範囲のデータレートを達成することができる。しかし、変調は、特定のシステムの実装について双方の方向で同じであることに留意されたい。その理由は、双方の方向のデータが同時に変調されるためである。例えば、次の例について説明する。
・グレー又はアンチグレーラベリングを用いる４−ＱＡＭ（又は４−ＰＳＫ）
・グレー、ＳＰ、又は混合ラベリングを用いる８−ＰＳＫ
・グレー、ＳＰｏ、ＳＰｓ、Ｍ１６ａ、又はＭ１６ｒラベリングを用いる１６−ＱＡＭ。２次元統合ラベリングは、ＳＰ４ａ、ＳＰ４ｂ、ＳＰ４ｃである。
【０１４３】
１つのシンボルの配置点の数はｍで表される。コンステレーションのマッピングスキームは、反復復号において重大な役割を持つ。
【０１４４】
例えば、レート低減の場合、非対称データレートを達成する２つの可能性を調べる。
１．異なる符号化レート：  異なる符号化レート（例えば、１／２及び１／４）を有する、異なる畳み込み符号を用いる。符号化レートはＲcで表される。
２．異なるパディングレート：  符号化データはゼロでパディングされる。異なる数のゼロが付加されて、異なるデータレートを強制的にもたらす（例えば、１つの方向でゼロをパディングせず、他の方向でデータ及びゼロを同数にする）。パディングレートは、ゼロをパディングされた系列のデータビットの割合であり、Ｒpで表される。つまり、Ｒp＝１であれば、ゼロのパディングは適用されない。
【０１４５】
これらのレートは、いずれかの方向で異なりうる（即ち、非対称）。
【０１４６】
スループットはタイムスロット当たりのデータビットの数として測定される。
【数２６】
2010187377.tif 000033
【０１４７】
異なるスキームの性能の公正な比較は、等しいスループットを有するシステムについて行われる。示されたシミュレーションは、典型的には２、１．５、１、０．５の送信当たり（データ）ビット（ｂｐｔ）のスループットを有する。
【０１４８】
図２１は、本発明の実施形態に従った中継局のエンコーダを示している。部分集合を定義するビットはハッチングされている。
【０１４９】
図２１ａは、非対称データレート送信の純粋な集合分割（ＳＰ）を示している。エンコーダ２１００ａは、原理的には図１７ａに示したエンコーダに対応する。
【０１５０】
図２１ｂは、非対称データレート送信の混合スキームを示している。エンコーダ２１００ｂは、原理的には図１７ａに示されるエンコーダに対応するが、第１及び第２のエンコーダは異なる符号化レートを持つ。
【０１５１】
一例として、エンコーダ２１００ａは、１／２の符号化レートを有する１アンテナ１６−ＱＡＭシステムである。中継局（ＲＳ）から基地局（ＢＳ）へのパディングレートは１である。これはゼロをパディングしないことに相当する。ＲＳから移動局（ＭＳ）へは１／４のパディングレートが適用される。これは、１つの１６−ＱＡＭシンボルに対応する符号化ビットの各集合（４ビット）について、ゼロという値を有する３ビットが１つの符号化ビットへ付加されることを意味する。次いでこれらの４ビットは、ともに１つのシンボルへ変調される。ＲＳからＢＳへの方向では、次のスループットが達成される。
【数２７】
2010187377.tif 000034
ＲＳからＭＳへの方向では、次のスループットが達成される。
【数２８】
2010187377.tif 000035
こうして、システムは１つの方向で２ｂｐｔ（送信毎のビット）を有し、他の方向で０．５ｂｐｔを有する非対称データレートを有する。
【０１５２】
同じデータレートとする別の可能性は（図２１ｂで示したように）、パディングレートを１に固定し、符号化レートをそれぞれ１／２及び１／４へ変更することである。これは、異なる符号化レートを用いた非対称データレート送信と、前のセクションで説明した集合分割スキームとを組み合わせたスキームと考えることができる。
【０１５３】
例えば、異なるラベリングスキームのユークリッド距離の調和平均は、表４．６、表４．７、表４．８に示している。
【０１５４】
【表６】
2010187377.tif 000036
【０１５５】
【表７】
2010187377.tif 000037
【０１５６】
【表８】
2010187377.tif 000038
【０１５７】
次のシミュレーションは、表４．９に示した設定に関連する。
【０１５８】
【表９】
2010187377.tif 000039
【０１５９】
図２２では、１ｂｐｔ及び０．５ｂｐｔのスループットについて、様々なマッピングの性能を直接比較している（ＳＩＳＯ  Ｎt＝１）。前の結果に加えて、レート１／４符号２２４０の性能が示されている。このように、幾つかのパディングレートではなく、むしろ幾つかの符号化レートによって、非対称データレートが達成される。留意すべきは、この方法を用いると、複雑度が増加することである。なぜなら、幾つかの異なる復号部が必要となるからである。更に、同じ制約長（Ｋ＝９）を有するもののレートを小さくした復号部は、複雑度がやや高くなる。ＳＩＳＯの場合、レート１／４符号を用いる性能２２４０は、レート１／２の性能２２１０、２２２０、２２３０よりも良好である。特に０．５ｂｐｔのスループットの場合、レート１／４符号の性能２２４０は、非常に良好な性能を有する。この理由は、Ｒc＝１／４の場合に反復復号が性能を更に改善し、レートＲc＝１／２の場合には改善しないからである。異なるマッピング及びＲc＝１／２の性能のギャップは、表４．６からわかる。
【０１６０】
図２９に示しているようなＭＩＭＯの場合、実態（picture）はそれほど明瞭ではない。２ｂｐｔの場合の差異はわずかであり、１ｂｐｔの場合には、挙動はＳＩＳＯの場合と類似している。
【０１６１】
このシステム設定の場合、異なるパディングレートを使用する非対称データレート通信に対してＳＰマッピングが良好に適することが分かる。これは、シミュレーション及び導入されたメトリックの評価によって示されたものである。（パディングレートではなく）幾つかの符号化レートを使用することによって非対称レートをセットアップすることは、（常にではなく）多くの場合に、より良好な性能を生じる。しかしながら、この方法を用いると、システムの複雑度も増加する。全体的には、異なるパディングレートを使用する紹介された方法は、有望な低複雑度の方法であり、非対称データレート送信を効果的に実現する。
【０１６２】
本発明に従った幾つかの実施形態は、多重解像度符号（multi-resolution code）（階層符号（hierarchical code））を使用する非対称データレート送信に関連する。
【０１６３】
非対称チャネル条件における非対称データレート送信の場合、多重解像度２４００を有する符号が使用される。図２４に示しているように、正方形は１６ＱＡＭコンステレーションを表しており、このコンステレーションは良好なチャネルを有するリンク（例えば、ＲＳからＢＳへのリンク）によって完全に復号される。しかし、弱いリンクの受信機はフル１６ＱＡＭコンステレーションを復号できないが、どの象限に受信信号が存在するかを特定できる。言い換えれば、弱いリンクの受信機（例えば、ＭＳ）は弱いチャネルを有し、近隣の１６ＱＡＭコンステレーションを４ＱＡＭへグループ化する（三角形によって表されている）。従って、それは三角形によって表されたコンステレーションを等価的に復号する。双方向ＤＦ中継システムのＢＲＣ段階において、中継局はゼロパディングを使用してビットをＸＯＲする。強いリンクの受信機は全ビットを復号でき、弱いリンクの受信機は多重解像度を有するこの符号を使用して送信ビットの一部のみを復号できる。
【０１６４】
本発明に従った幾つかの実施形態は、ＸＯＲスキームを修正することに関する。それによって、ＸＯＲスキームは非対称チャネル条件で良好に働くことができ、始めに言及した定理によって約束された容量領域にアプローチすることができる。
【０１６５】
本発明に従った幾つかの実施形態は、単一アンテナについてシンボルマッピングを使用する。前に使用した１６−ＱＡＭコンステレーションのマッピングは、この後で説明される図面に描かれている。シンボルは正規化されない。これは係数
【数２９】
2010187377.tif 000040
との乗算によって達成される。
【０１６６】
図２５は、ナチュラルマッピング２５００ａと、グレーマッピング２５００ｂの略図である。
【０１６７】
図２６は、グレー集合２６００ａ及びアンチグレー集合２６００ｂを有する直交集合分割マッピング（ＳＰｏ）の略図である。
【０１６８】
図２７は、グレー集合２７００ａ及びアンチグレー集合２７００ｂを有する斜め（skewed）集合分割マッピング（ＳＰｓ）の略図である。
【０１６９】
図２８は、「J. H. F.Schreckenbach, N. Gortz and G. Bauch, 「Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding」, in Proc. IEEE Global Comm. Conf. (GLOBECOM), San Francisco, CA, Dec. 1-5, 2003」のマッピングスキームの略図である。図２８ａはＭ１６ａマッピング２８００ａに対応し、図２８ｂはＭ１６ｒマッピング２８００ｂに対応する。
【０１７０】
本発明に従った幾つかの実施形態は、２つのアンテナについてシンボルマッピングを使用する。２つのアンテナ上のシンボルマッピングは、２つの複素データシンボルの上、即ち、４つの実次元の上での、２進データのマッピングと考えることができる。ラベル［ｂ7，ｂ6，ｂ5，ｂ4，ｂ3，ｂ2，ｂ1，ｂ0］の場合、データは２進データの１０進表現である。シンボル［ａ，ｂ；ｃ，ｄ］は、次の信号空間表現を有する。
【数３０】
2010187377.tif 000041
【０１７１】
図４５は、マッピングＳＰ４ａの表４５００を示している。
【０１７２】
図４６は、マッピングＳＰ４ｂの表４６００を示している。
【０１７３】
図４７は、マッピングＳＰ４ｃの表４７００を示している。
【０１７４】
本発明に従った幾つかの実施形態は、非対称チャネル品質を有する双方向中継について変調を符号化することに関する。
【０１７５】
図２９は、双方向中継システム２９００の略図である。中継システム２９００は、コアネットワーク２９１０へ接続された基地局２９２０と、中継局２９３０と、移動局２９４０とを有している。
【０１７６】
中継局からブロードキャストされる結合された信号は、双方のチャネル（中継局−基地局及び中継局−ＵＥ）へ適合する必要がある。これらのチャネルは、異なる容量を有する可能性がある。
【０１７７】
重畳符号化の場合には、異なる符号化及び変調スキーム、プリコーディング、電力割り振りによって対応できる。従来のＸＯＲ中継の場合、より弱いリンクは、より強いリンク上のデータレートも決定する。より強いリンク上の容量は無駄になる。これは、説明したコンセプトを使用することによって回避できる。
【０１７８】
図３０ａは、基地局２９２０と中継局２９３０との間で２０ｄＢの信号対雑音比（ＳＮＲ）を有し、中継局２９３０と移動局２９４０との間で可変の信号対雑音比を有する双方向中継システム３０００Ａの略図である。この例で、ＣＳＩＲは受信機ＲＸのチャネル状態情報を意味し、ＣＳＩＴは送信機ＴＸのチャネル状態情報を意味する。
【０１７９】
図３０ｂは「信号対雑音比」に対する「平均和レート」の図３０００Ｂを示している。図３０００Ｂは、重畳符号化と比較してＸＯＲ結合の少し良好になった性能を示している。ＸＯＲ結合は重畳符号化に対して好ましい。というのは、復号の前に受信信号から電力が差し引かれず、復号部入力で一層高い信号対雑音比を生じるからである（「I. Hammerstrom, M. Kuhn, C. Esli, J. Zhao, A. Wittneben and G. Bauch, MIMO Two-Way-Relaying with Transmit CSI at the Relay, IEEE Signal Processing Advances in Wireless Communications, SPAWC 2007, Helsinki, Finland, pp. 5, June 2007」、「http://www.nari.ee.ethz.ch/wireless/pubs/p/spawc2007」を参照）。
【０１８０】
本発明に従った幾つかの実施形態は、中継局でＸＯＲ信号を構築し、中継局−基地局及び中継局−ＵＥリンク上のデータレートが個々の容量に従って適合するようにすることに関する。この場合、ブロードキャスト段階のみが考慮される。ＭＡＣ段階では、レート適応の標準方法、例えば、弱いリンクにはより多い副搬送波が適用される。
【０１８１】
当てはめると、図３１はブロードキャスト段階及びＭＡＣ段階を示す双方向中継システム３１００を示している。
【０１８２】
従来のスキームは、ブロードキャスト段階の弱いリンクが双方の方向でデータレートを決定するという問題に直面する。本発明のコンセプトを使用すると、この問題は回避できる。これは図３２に概略的に示されている。
【０１８３】
図３２ａは双方向中継システム３２００Ａを示し、図３２ｂは、データレートが弱いリンクによって決定されるときに無駄になる容量を概略的に示す（参照符号３２００Ｂによって示されている）。
【０１８４】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、反復復号を用いるビットインタリーブ符号化変調と組み合わせたゼロパディング及びマッピングに関連する。図３３は非対称データレートを有する通信のシステムモデルを示している。この通信は、ＢＩＣＭ−ＩＤ及び１６−ＱＡＭコンステレーションと共にＸＯＲ結合を使用する。図３３ａは中継局での符号化を示し、図３３ｂは移動局での復号を示し、図３３ｃは基地局での復号を示している。図３３は上記図１７に対応する。
【０１８５】
中継局はゼロを付加して符号長を等しくし、特定のマッピング、例えば、集合分割又は階層変調を使用する。
【０１８６】
移動局は、デマッピング手段９３０の一部であるビット決定部を使用して、結合されたディジタル信号のブロックの部分集合を選択する。部分集合を選択することによって、復号の複雑度が低減される。
【０１８７】
ＸＯＲ関数は、ソフト復調された符号ビットの符号を、１の場合に反転する。
【０１８８】
本発明に従った幾つかの実施形態は、マッピングコンステレーションの洗練された選択に関する。１つの例が図３４に示されている。図３４ａは非対称ＸＯＲ符号化の例を示し、図８でも示した例に対応する。更に、図３４ａは単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムに対する直交集合分割（ＳＰＯ）３４００ｂを示し、図３４ｃは単一入力単一出力システムに対する斜め（skewed）集合分割（ＳＰＳ）３４００ｃを示している。
【０１８９】
ｄmは強いリンクを表し、ｄbは２つの最上位ビットについてパディングされた２つのゼロを有する弱いリンクを表す。ゼロはＸＯＲの結果ｄrを変更せず、従って、強いリンクの最初の２つのビットによって部分集合が決定される。
【０１９０】
説明した例の場合、１６−ＱＡＭ  ＴＣＭコンステレーションに対するビットシーケンスの部分集合は、図３４ｂ及び図３４ｃにおいて丸印で示している。これは、部分集合のビットシーケンス間のユークリッド距離が、ナチュラル又はグレーコンステレーションのような他の可能なコンステレーションと比較して大きいことを示している。
【０１９１】
部分集合のビットシーケンスについて大きなユークリッド距離を有するコンステレーションを選択することによって、より弱いリンクのビット誤り率は、例えば移動局について著しく低減できる。
【０１９２】
図３５は、前と同じ非対称ＸＯＲ符号化の例を示しているが、階層変調３５００が図３５ｂに示されている。再び、ゼロはＸＯＲの結果を変更せず、従って、部分集合は強いリンクの最初の２つのビットによって決定される。
【０１９３】
この例では、点（ビットシーケンス当たり４つのビット）でマークされた配置点が送信される。Ｘ（ビットシーケンス当たり２つのビット）でマークされた四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）コンステレーションは弱いリンクによって検出される。オフセットは、受信機メトリックの中で加法的雑音として考慮される。
【０１９４】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムのラベリング手法に関する。この場合、集合分割は、より高い次元空間で行われる。例えば、２つの送信（ＴＸ）アンテナの場合、４次元信号空間コンステレーションが使用され得る。
【０１９５】
集合分割の同じ原理に基づき、２つの送信アンテナの場合について、前に言及したＳＰ４ａ、ＳＰ４ｂ、ＳＰ４ｃというラベリングを設計する。
【０１９６】
本発明に従った幾つかの実施形態は、異なる符号化レートを有するエンコーダを用いて、結合されたディジタル信号を提供する装置に関する。図３６は、中継局での異なる符号化レート及び１６−ＱＡＭコンステレーションを使用する非対称データレート通信のシステムモデルを示している。これに関連して、図３６ａは中継局での符号化を示し、図３６Ｂは移動局での復号を示し、図３６Ｃは基地局での復号を示している。原理的に、図３６は上記図２０に対応する。
【０１９７】
エンコーダの異なる符号化レートを使用することによって、２つの入力信号のブロック長が等しくなる。
【０１９８】
ＸＯＲ関数は、ソフト復調された符号ビットの符号を、１の場合に反転する。
【０１９９】
反復復号（ＩＤ）を使用することによって、ビット誤り率は低減される。
【０２００】
本発明に従った幾つかの実施形態は、異なる符号化レート、ゼロパディング、マッピングの組み合わせに関する。図３７は中継局でのエンコーダの例を示している。図３７ａは純粋な集合分割（ＳＰ）を示し、図３７ｂは非対称データレート送信の組み合わせたスキームを示している。図３７に示した原理は、図２１に示したエンコーダに対応する。
【０２０１】
組み合わせたスキームは、チャネル条件への正確な適応を可能にし、適応的な符号化及び変調の趣旨と一致する。
【０２０２】
本発明の幾つかの更なる実施形態は、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システム又は多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムに関連する。
【０２０３】
図３８は、ＳＩＳＯシステム（１ｘ１ｘ１）の異なるマッピングについて、ビット誤り率のシミュレーション結果を示している。双方向中継システムのシミュレーションでは、復号及び回送（ＤＦ）中継を使用する。図３８ａは、ハーフレート・リンク（ＲＰ＝１／２）について、反復復号を用いるビットインタリーブ符号化変調の「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図３８００Ａを示している。（中継局から移動局への）ハーフレートの場合、Ｍ１６Ａ及びＳＰスキームの双方が良好である（１０-6：６．５ｄＢ）。
【０２０４】
図３８ｂは、フルレート・リンク（ＲＰ＝１）の「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図３８００ｂを示している。（中継局から基地局への）フルレートの場合、集合分割（ＳＰ）スキーム（１０-6：１１ｄＢ）はＭ１６Ａと比較して１ｄＢの利得を有する。
【０２０５】
更に、図３８ｃは双方向中継システム３８００Ｃの略図である。そこでは、端末Ａ  ３８１０は強いリンクを介して中継局３８２０へ接続されており、端末Ｂ  ３８３０は弱いリンクを介して中継局３８２０へ接続されている。
【０２０６】
図３９は、ＭＩＭＯシステム（２ｘ２ｘ２）の異なるマッピングのビット誤り率のシミュレーション結果を示している。図３９ａは、ハーフレート・リンク（ＲＰ＝１／２）について、反復復号を用いるビットインタリーブ符号化変調の「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図３９００Ａを示している。（中継局から移動局への）ハーフレートの場合、ＳＰスキームが良好である（１０-6：５ｄＢ）。
【０２０７】
図３９ｂは、フルレート・リンク（ＲＰ＝１）について、「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図３９００ｂを示している。（中継局から基地局への）フルレートの場合、集合分割（ＳＰ）スキームも良好である（１０-6：１１．５ｄＢ）。
【０２０８】
更に、図３９ｃは双方向中継システム３９００Ｃの略図である。そこでは、端末Ａ  ３８１０は強いリンクを介して中継局３８２０へ接続されており、端末Ｂ  ３８３０は弱いリンクを介して中継局３８２０へ接続されている。
【０２０９】
図４０は、ＳＩＳＯシステムの異なるマッピングのビット誤り率のシミュレーション結果を示している。図４０ａは、１ビット／１６ＱＡＭ送信（Ｒｘ４ｘＲｐ）について、反復復号を用いるビットインタリーブ符号化変調の「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図４０００Ａを示している。
【０２１０】
図４０ｂは、２ビット／１６ＱＡＭ送信の「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図４０００ｂを示している。
【０２１１】
異なる符号化レートスキームは、純粋なＳＰスキームと比較して、１０-6で約２〜３ｄｂの利得を有する（弱いリンクへの送信の場合）。
【０２１２】
この場合、純粋な集合分割についての「old」という用語は、この曲線が前に言及された実施形態及びシミュレーション結果に関連することを意味するにすぎない。それでも、これらの曲線は、これまでに説明した新しいコンセプトにも関連する。
【０２１３】
更に、図４０ｃは双方向中継システム３８００Ｃの略図である。そこでは、端末Ａ  ３８１０は強いリンクを介して中継局３８２０へ接続され、端末Ｂ  ３８３０は弱いリンクを介して中継局３８２０へ接続されている。
【０２１４】
図４１は、ＳＩＳＯシステムの異なるマッピングのビット誤り率のシミュレーション結果を示している。図４１ａは、０．５ビット／１６ＱＡＭ送信について、反復復号を用いるビットインタリーブ符号化変調の「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図４１００Ａを示している。
【０２１５】
図４１ｂは２ビット／１６ＱＡＭ送信の「信号対雑音比」に対する「ビット誤り率」の図４１００ｂを示している。
【０２１６】
異なる符号化レートスキームとＳＰスキームとの組み合わせが可能である（図４１ａ）。
【０２１７】
再び、この場合の純粋な集合分割についての「old」という用語は、これらの曲線が、前に言及した実施形態及びシミュレーション結果に関連することを意味するにすぎない。それでも、これらの曲線は、これまでに説明した新しいコンセプトにも関連する。
【０２１８】
更に、図４１ｃは双方向中継システム４１００Ｃの略図である。そこでは、端末Ａ  ３８１０は強いリンクを介して中継局３８２０へ接続され、端末Ｂ  ３８３０は弱いリンクを介して中継局３８２０へ接続されている。
【０２１９】
本発明に従った幾つかの実施形態は、独立した情報を含む異なるレートの２つの信号を、中継局からブロードキャストされる１つの信号へ、ＸＯＲに基づいて統合（incorporation）することに関連する。これらの２つの信号の統合は、ゼロパディング、集合分割、階層変調の変形を含む信号空間配置点へのビットの特定のマッピング、異なる符号レート、又は上記の方法の組み合わせによって行われる。
【０２２０】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、より高い次元の信号空間、例えば、多入力多出力システム（ＭＩＭＯ）に対する集合分割マッピングに関連する。
【０２２１】
本発明に従った幾つかの実施形態は、上記で説明した方法のための受信機に関連する。これらの受信機は反復受信機である。
【０２２２】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、中継局を介した無線送信の分野に関連する。適用可能なシステムは、中継局を有する無線通信システムの双方向通信である。中継局はカバレージ及び容量を拡張するために使用される。ＸＯＲに基づく双方向中継は、中継局−基地局及び中継局−端末チャネルの等しくないチャネル品質の場合へ適応できる。
【０２２３】
説明されたコンセプトは、アップリンク及びダウンリンクのレートが、より弱いリンクの容量によって制限されることを回避する。
【０２２４】
説明されたコンセプトを使用することで、比較的低いインフラストラクチャコストで、高いスループット及び小さい遅延によって高いユーザ満足度が生まれる。カバレージは低コストの中継局を用いて拡張される。ノードＢ−中継局リンク及び中継局−ＵＥリンクの等しくないチャネル品質の場合に、スペクトルを効率的に使用できる。更に、より弱いリンクの受信機（例えば、ダウンリンク送信における端末）の複雑度の低減が達成される。
【０２２５】
本発明に従った幾つかの実施形態は、ＸＯＲスキームが適用されるときに、双方向ＤＦ中継システムのＢＲＣ段階で非対称データレートを送信する新規かつ実用的なスキームに関連する。「T. J. Oechtering, C. Schnurr, I. Bjelakovic, and H. Boche, 「Broadcast capacity region of two-phase bidirectional relaying」, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 54, no. 1, pp. 454-458, Jan. 2008」及び「R. F. Wyrembelski, T. J. Oechtering, I. Bjelakovic, C. Schnurr, and H. Boche, 「Capacity of Gaussian MIMO bidirectional broadcast channels」, in IEEE Int. Symposium on Inf. Theory, Toronto, Canada, July 2008, pp. 584-588」と同じように、各々の受信端末は他の端末に向けたメッセージに関する完全な情報を有するものとする。即ち、ＭＡＣ段階の制約は考慮されず、中継局はＭＡＣ段階で受け取ったものを完全に復号するものとする。送信シンボルコンステレーション（信号ラベリング）設計は、性能に対して重要であることが示される。ＸＯＲされたビットがＱＡＭ又はＰＳＫ変調を使用して変調され、ＢＲＣ段階で再送信される場合が考察される。各々の受信端末は他の端末へ意図されたビットを知っている。この先天的情報に基づいて、より弱いリンクの受信機は信号コンステレーションの上で部分集合を復号するだけでよい。こうして、より弱いリンク端末のＢＥＲ性能は大きく改善される。
【０２２６】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、ゼロパディングＸＯＲに関連する。２つの非対称ビットストリーム、即ち、異なる（ブロック）長の２つのビットストリームは、短い方のストリームへゼロをパディングすることによって、等しい長さの２つのビットストリームとなる。２つの等しい長さのビットストリームは、ＸＯＲ演算を使用して結合される。これは、対称ＸＯＲアプローチのために達成される情報理論上のレート領域を拡張することができる。実用的なアプローチにおいて、ゼロをパディングしなかった局は、ゼロパディングの利益を得ることができる。その局が、挿入されたゼロの位置を知っているならば、その局は、それらの位置で受信すべきビットを先天的に知ることになる。なぜなら、自己干渉（self-interference）として逆伝搬（back-propagated）されたそれ自体のビットが存在するからである。
【０２２７】
本発明に従った幾つかの実施形態は、変調／マッピング（集合分割）を使用することによる実用的な拡張に関連する。この後で説明するように、あるラベリングを使用して、上記で説明されたように、ゼロパディングの前は短い長さであったビットストリームの送信のユークリッド距離は、先天的に知られたビットに基づいて改善される。ＭＩＭＯの場合、新しい種類の集合分割が与えられる。この集合分割は、２ｘ２ｘ２  ＭＩＭＯ中継の場合に、非常に良好な性能を示す。
【０２２８】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、変調／マッピングを使用することによる実用的な拡張に関連する。他の選択肢としては、階層変調に類似した変調を使用することである。例えば、４つのビットが１６ＱＡＭシンボルへマップされる。１つの局Ａはこれらの４つのビットの先天的知識を有しない。他の局Ｂは１６ＱＡＭシンボル当たりの４つのビットの２つを先天的に知っている。Ｂは復号する。先天的に知られていないビットは、１６ＱＡＭコンステレーションの象限を与える。知られている２つのビットは、象限の中のマッピングを与えるだけである。１つの象限の中のユークリッド距離は知られているので、これらの距離は復号メトリック（例えば、既知の分散の加法的雑音）の中で使用される。
【０２２９】
本発明に従った幾つかの実施形態は、異なる符号化レートの２つのチャネルエンコーダを使用することによる実用的な拡張に関連する。中継局において、非対称の符号化されていないビットストリームは、異なる符号化レートの２つのエンコーダによって符号化される。２つの符号化ビットストリームが同じ長さとなるように、レートが選ばれる。これらのストリームはＸＯＲ演算を使用して結合される。復号の前に自己干渉をキャンセルするため、受信機は、中継局が使用した同じエンコーダを使用して、自己のデータメッセージを符号化しなければならない。次いで受信機は、この符号化されたデータストリームと受信シーケンスとをＸＯＲすることによって、自己干渉をキャンセルする。
【０２３０】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、変調／マッピング（集合分割）と、異なる符号化レートの２つのチャネルエンコーダとの組み合わせを使用することによる実用的な拡張に関連する。マッピングの選択は、チャネル符号の型に依存する。例えば、強い畳み込み符号の場合、選択された集合分割（図１８を参照）は良好な性能を示すが、弱い畳み込み符号の場合には、マッピングＭ１６ａ（「J. H. F. Schreckenbach, N. Gortz and G. Bauch, 「Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding」, in Proc. IEEE Global Comm. Conf. (GLOBECOM), San Francisco, CA, Dec. 1-5, 2003」を参照）の方が適している。強いターボ符号の場合、標準のグレーマッピングが良好な選択である。
【０２３１】
本発明に従った幾つかの実施形態は、集合分割（ＳＰ）、２つの異なる符号化レート、又は好ましい解決法としての双方の組み合わせを使用するスキームに関連する。
【０２３２】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は方法に関連する。この方法において、異なるレートの２つの信号が、ある変調スキーム（集合分割）、異なる符号化レートの２つのチャネルエンコーダ、又はこれらの組み合わせを使用して、１つの信号へマッピングされる。
【０２３３】
本発明に従った幾つかの実施形態は、図４５、図４６、図４７に示しているＭＩＭＯの集合分割の新しい方法に関する。
【０２３４】
図４２は、本発明の実施形態に従って、結合されたディジタル信号を提供する方法４２００のフローチャートである。結合されたディジタル信号は、第１のディジタル入力信号及び第２のディジタル入力信号の情報を含んでおり、第１のディジタル入力信号のブロック長は、第２のディジタル入力信号のブロック長よりも短い。方法４２００は、少なくとも１つのフィルビットを第１のディジタル入力信号のブロックへ追加して、調整された第１のディジタル入力信号を取得するステップ４２１０と、調整された第１のディジタル入力信号と第２のディジタル入力信号とを結合して、結合されたディジタル信号を取得するステップ４２２０と、結合されて取得されたディジタル信号を提供するステップ４２３０とを含んでいる。
【０２３５】
少なくとも１つのフィルビットを第１のディジタル入力信号のブロックへ追加するステップ４２１０が行われることにより、調整された第１のディジタル入力信号のブロック長が、第２のディジタル入力信号のブロック長と等しくなる。
【０２３６】
図４３は、本発明の実施形態に従って、結合されたディジタル信号を提供する方法４３００のフローチャートである。結合されたディジタル信号は、第１のディジタル入力信号及び第２のディジタル入力信号の情報を含んでおり、第１のディジタル入力信号のブロック長は、第２のディジタル入力信号のブロック長よりも短い。方法４３００は、第１の符号化されたディジタル信号を提供するステップ４３１０と、第２の符号化されたディジタル信号を提供するステップ４３２０と、第１の符号化されたディジタル信号と第２の符号化されたディジタル信号とを結合して、結合されたディジタル信号を取得するステップ４３３０と、結合されて取得されたディジタル信号を提供するステップ４３４０とを有している。
【０２３７】
第１の符号化されたディジタル信号は、第１の符号化レートを有する第１のディジタル入力信号に基づいて提供される。第２の符号化されたディジタル信号は、第２の符号化レートを有する第２のディジタル入力信号に基づいて提供される。
【０２３８】
第１の符号化されたディジタル信号のブロック長が、第２の符号化されたディジタル信号のブロック長と等しくなるように、第１の符号化レート及び第２の符号化レートの比が選択される。
【０２３９】
図４４ａは、本発明の実施形態に従って、結合されたディジタル信号に基づき、分離されたディジタル信号を提供する方法４４００のフローチャートである。結合されたディジタル信号は、既知のディジタル信号及び未知のディジタル信号の情報を含んでおり、結合されたディジタル信号のブロックは、未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられたビット及び未知のディジタル信号のフィルビットに関連づけられたビットを有している。方法４４００は、未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられた、結合されたディジタル信号のブロックのビットを決定するステップ４４１０と、結合されたディジタル信号から未知のディジタル信号の復号されるべきビットを分離して、分離されたディジタル信号を取得するステップ４４２０と、分離され取得されたディジタル信号を提供するステップ４４３０とを有している。
【０２４０】
未知のディジタル信号の復号されるべきビットに関連づけられた、結合されたディジタル信号のブロックのビットは、ビット重要度情報に基づいて決定される。更に、未知のディジタル信号の復号されるべきビットは、既知のディジタル信号に基づいて、結合されたディジタル信号から分離される。
【０２４１】
図４４ｂは、本発明の実施形態に従って、結合されたディジタル信号に基づき、分離されたディジタル信号を提供する方法４４５０のフローチャートである。結合されたディジタル信号は、既知のディジタル信号及び未知のディジタル信号の情報を含んでおり、既知のディジタル信号のブロック長は、結合されたディジタル信号のブロック長よりも短い。この方法は、少なくとも１つのフィルビットを既知のディジタル信号のブロックへ追加して、調整された既知のディジタル信号を取得するステップ４４６０と、結合されたディジタル信号から未知のディジタル信号を分離するステップ４４７０と、分離されたディジタル信号を提供するステップ４４８０とを有している。
【０２４２】
少なくとも１つのフィルビットを既知のディジタル信号のブロックへ追加して、調整された既知のディジタル信号を取得するステップ４４６０が行われることにより、調整された既知のディジタル信号のブロック長が、結合されたディジタル信号のブロック長と等しくなる。
【０２４３】
未知のディジタル信号は、既知のディジタル信号に基づいて、結合されたディジタル信号から分離されて、分離されたディジタル信号が得られる。
【０２４４】
本発明に従った幾つかの実施形態は、結合されたディジタル信号を提供する装置に関連する。この装置は第１のビットインタリーバ及び第２のビットインタリーバを備えている。第１のビットインタリーバは第１のディジタル入力信号をインタリーブする。第２のビットインタリーバは第２のディジタル入力信号をインタリーブする。第１のエンコーダ、第２のエンコーダ、第１のビットインタリーバ、第２のビットインタリーバは、ビットインタリーブ符号変調に基づいて、第１の符号化されていないディジタル入力信号と第２の符号化されていないディジタル入力信号とを符号化してインタリーブする。
【０２４５】
本発明に従った幾つかの更なる実施形態は、中継局と、第１の端末と、第２の端末とを備えた無線通信システムに関連する。
【０２４６】
中継局は、結合されたディジタル信号を提供する装置を備えている。中継局は、結合されたディジタル信号を第１の端末及び第２の端末へ送信する。
【０２４７】
第１の端末は、第１のディジタル入力信号の情報を含んだ第１の送信信号を中継局へ送信する。
【０２４８】
第２の端末は、分離されたディジタル信号を提供する装置を備えている。分離されたディジタル信号は第１のディジタル入力信号に相当する。第２の端末は、第２のディジタル入力信号の情報を含んだ第２の送信信号を中継局へ送信し、結合されたディジタル信号を中継局から受信する。
【０２４９】
本発明に従った幾つかの実施形態は無線通信システムに関連する。中継局はマッピング手段を備えており、ユークリッド距離、第１の端末の結果のビット誤り率、第２の端末の結果のビット誤り率に基づいて、マッピングコンステレーションが選択される。
【０２５０】
本発明の幾つかの更なる実施形態は無線通信システムに関連する。ここで、無線通信システムは単一入力単一出力システムあるいは多入力多出力システムである。
【０２５１】
本発明に従った幾つかの実施形態は、多入力多出力システムのための変調信号を提供する装置に関連する。ここで、マッピング手段は、図４５、図４６、又は図４７に示すマッピングコンステレーションの１つを使用する。
【０２５２】
本発明の幾つかの更なる実施形態は、結合されたディジタル信号に基づいて、分離されたディジタル信号を提供する装置に関連する。結合されたディジタル信号から、分離されたディジタル信号を分離する際に、フィルビットは考慮されない。
【０２５３】
本発明の幾つかの実施形態は、結合されたディジタル信号に基づいて、分離されたディジタル信号を提供する装置に関連する。ここで、分離されたディジタル信号のビット誤り率はフィルビットに基づいて低減される。
【０２５４】
本発明の幾つかの更なる実施形態は、結合されたディジタル信号を提供する装置に関連する。ここで、ビットアダーは、同じフィルビットを第１のディジタル入力信号の複数のブロックへ追加する。
【０２５５】
本発明の幾つかの実施形態は、第１のエンコーダ及び第２のエンコーダを備えた、結合されたディジタル信号を提供する装置に関連する。ここで、第１のエンコーダは、第１の符号化されていないディジタル入力信号に基づいて第１のディジタル入力信号を提供し、第２のエンコーダは、第２の符号化されていないディジタル入力信号に基づいて第２のディジタル入力信号を提供する。
【０２５６】
本発明の幾つかの更なる実施形態は、結合されたディジタル信号を提供する装置に関連する。ここで、第１のエンコーダは第１の符号化レートを有し、第２のエンコーダは第２の符号化レートを有している。第１の符号化レートと第２の符号化レートは等しくない。
【０２５７】
上記の実施形態の大部分は、中継局と移動局との間が弱いリンクであり、中継局と基地局との間が強いリンクであるが、逆とすることもできる。
【０２５８】
本明細書では、同一又は類似の機能を有する対象物及び機能ユニットについては、部分的に、同じ参照番号を使用している。
【０２５９】
特に、条件に依存して、本発明のスキームはソフトウェアでも実施できる。この実施は、ディジタル記憶メディア、特に、フロッピー（登録商標）ディスク又はＣＤを介して行われる。フロッピー（登録商標）ディスク又はＣＤは、プログラム可能なコンピュータシステムと協働できる電子的に読み取り可能な制御信号を有しており、対応する方法が実行される。従って一般的に、本発明はコンピュータ・プログラムプロダクトとしても構成される。このコンピュータ・プログラムプロダクトは、機械読み取り可能な担体に記憶されたプログラムコードを有する。このプログラムコードは、コンピュータ・プログラムプロダクトがコンピュータ上で実行されると、本発明の方法を実行する。従って言い換えれば、本発明はコンピュータプログラムとしても実現される。このコンピュータプログラムは、コンピュータ・プログラムプロダクトがコンピュータ上で実行されると、前記方法を実行するプログラムコードを有している。
【図１】
2010187377.tif 000042
【図２】
2010187377.tif 000043
【図３】
2010187377.tif 000044
【図４】
2010187377.tif 000045
【図５】
2010187377.tif 000046
【図６】
2010187377.tif 000047
【図７】
2010187377.tif 000048
【図８】
2010187377.tif 000049
【図９Ａ】
2010187377.tif 000050
【図９Ｂ】
2010187377.tif 000051
【図９Ｃ】
2010187377.tif 000052
【図１０】
2010187377.tif 000053
【図１１】
2010187377.tif 000054
【図１２】
2010187377.tif 000055
【図１３】
2010187377.tif 000056
【図１４】
2010187377.tif 000057
【図１５】
2010187377.tif 000058
【図１６】
2010187377.tif 000059
【図１７】
2010187377.tif 000060
【図１８】
2010187377.tif 000061
【図１９】
2010187377.tif 000062
【図２０】
2010187377.tif 000063
【図２１】
2010187377.tif 000064
【図２２】
2010187377.tif 000065
【図２３】
2010187377.tif 000066
【図２４】
2010187377.tif 000067
【図２５】
2010187377.tif 000068
【図２６】
2010187377.tif 000069
【図２７】
2010187377.tif 000070
【図２８】
2010187377.tif 000071
【図２９】
2010187377.tif 000072
【図３０】
2010187377.tif 000073
【図３１】
2010187377.tif 000074
【図３２】
2010187377.tif 000075
【図３３Ａ】
2010187377.tif 000076
【図３３Ｂ】
2010187377.tif 000077
【図３３Ｃ】
2010187377.tif 000078
【図３４Ａ】
2010187377.tif 000079
【図３４Ｂ】
2010187377.tif 000080
【図３４Ｃ】
2010187377.tif 000081
【図３５】
2010187377.tif 000082
【図３６Ａ】
2010187377.tif 000083
【図３６Ｂ】
2010187377.tif 000084
【図３６Ｃ】
2010187377.tif 000085
【図３７】
2010187377.tif 000086
【図３８Ａ．３８Ｂ】
2010187377.tif 000087
【図３８Ｃ】
2010187377.tif 000088
【図３９Ａ】
2010187377.tif 000089
【図３９Ｂ】
2010187377.tif 000090
【図３９Ｃ】
2010187377.tif 000091
【図４０Ａ．４０Ｂ】
2010187377.tif 000092
【図４０Ｃ】
2010187377.tif 000093
【図４１Ａ】
2010187377.tif 000094
【図４１Ｂ】
2010187377.tif 000095
【図４１Ｃ】
2010187377.tif 000096
【図４２】
2010187377.tif 000097
【図４３】
2010187377.tif 000098
【図４４Ａ】
2010187377.tif 000099
【図４４Ｂ】
2010187377.tif 000100
【図４５Ａ】
2010187377.tif 000101
【図４５Ｂ】
2010187377.tif 000102
【図４６Ａ】
2010187377.tif 000103
【図４６Ｂ】
2010187377.tif 000104
【図４７Ａ】
2010187377.tif 000105
【図４７Ｂ】
2010187377.tif 000106
【外国語明細書】
2010187377.tif 000107
2010187377.tif 000108
2010187377.tif 000109
2010187377.tif 000110
2010187377.tif 000111
2010187377.tif 000112
2010187377.tif 000113
2010187377.tif 000114
2010187377.tif 000115
2010187377.tif 000116
2010187377.tif 000117
2010187377.tif 000118
2010187377.tif 000119
2010187377.tif 000120
2010187377.tif 000121
2010187377.tif 000122
2010187377.tif 000123
2010187377.tif 000124
2010187377.tif 000125
2010187377.tif 000126
2010187377.tif 000127
2010187377.tif 000128
2010187377.tif 000129
2010187377.tif 000130
2010187377.tif 000131
2010187377.tif 000132
2010187377.tif 000133
2010187377.tif 000134
2010187377.tif 000135
2010187377.tif 000136
2010187377.tif 000137
2010187377.tif 000138
2010187377.tif 000139
2010187377.tif 000140
2010187377.tif 000141
2010187377.tif 000142
2010187377.tif 000143
2010187377.tif 000144
2010187377.tif 000145
2010187377.tif 000146
2010187377.tif 000147
2010187377.tif 000148
2010187377.tif 000149
2010187377.tif 000150
2010187377.tif 000151
2010187377.tif 000152
2010187377.tif 000153
2010187377.tif 000154
2010187377.tif 000155
2010187377.tif 000156
2010187377.tif 000157
2010187377.tif 000158
2010187377.tif 000159
2010187377.tif 000160
2010187377.tif 000161
2010187377.tif 000162
2010187377.tif 000163
2010187377.tif 000164
2010187377.tif 000165
2010187377.tif 000166
2010187377.tif 000167
2010187377.tif 000168
2010187377.tif 000169
2010187377.tif 000170
2010187377.tif 000171
2010187377.tif 000172
2010187377.tif 000173
2010187377.tif 000174
2010187377.tif 000175
2010187377.tif 000176
2010187377.tif 000177
2010187377.tif 000178
2010187377.tif 000179
2010187377.tif 000180
2010187377.tif 000181
2010187377.tif 000182
2010187377.tif 000183
2010187377.tif 000184
2010187377.tif 000185
2010187377.tif 000186
2010187377.tif 000187
2010187377.tif 000188
2010187377.tif 000189
2010187377.tif 000190
2010187377.tif 000191
2010187377.tif 000192
2010187377.tif 000193
2010187377.tif 000194
2010187377.tif 000195
2010187377.tif 000196
2010187377.tif 000197
2010187377.tif 000198
2010187377.tif 000199
2010187377.tif 000200
2010187377.tif 000201
2010187377.tif 000202
2010187377.tif 000203
2010187377.tif 000204
2010187377.tif 000205
2010187377.tif 000206
2010187377.tif 000207
2010187377.tif 000208
2010187377.tif 000209
2010187377.tif 000210
2010187377.tif 000211
2010187377.tif 000212
2010187377.tif 000213
2010187377.tif 000214
2010187377.tif 000215
2010187377.tif 000216
2010187377.tif 000217
2010187377.tif 000218
2010187377.tif 000219
2010187377.tif 000220
2010187377.tif 000221
2010187377.tif 000222
2010187377.tif 000223
2010187377.tif 000224
2010187377.tif 000225
2010187377.tif 000226
2010187377.tif 000227
2010187377.tif 000228
2010187377.tif 000229
2010187377.tif 000230
2010187377.tif 000231
2010187377.tif 000232
2010187377.tif 000233
2010187377.tif 000234
2010187377.tif 000235
2010187377.tif 000236
2010187377.tif 000237
2010187377.tif 000238
2010187377.tif 000239